(57)【要約】【目的】集積回路においてコンデンサに大きな占有面積をとられることなく周波数を変更することが可能で、チップサイズの増加を抑制することができる発振回路を提供する。【構成】入力端子と出力端子の間にコンデンサＣｏｓｃが接続された反転増幅回路２の入力端子に、ソース電流を供給する第１の電流源Ｉｕとシンク電流を供給する第２の電流源Ｉｄを交互に接続する構成とすることにより、コンデンサＣｏｓｃの容量値を小さくすることができる。また、反転増幅回路２の増幅率（利得）を変更することで周波数を変更することができる。大面積のコンデンサを必要としないので、チップサイズの増加を抑制することができる。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力端子と出力端子の間にコンデンサが接続された反転増幅回路の前記入力端子に、ソース電流を供給する第１の電流源とシンク電流を供給する第２の電流源を交互に接続することを特徴とする発振回路。
【請求項２】
前記入力端子の電位が第１の基準電位に達すると前記第１の電流源を前記入力端子に接続し、前記入力端子の電位が前記第１の基準電位より高電位の第２の電位に達すると前記第２の電流源を前記入力端子に接続することを特徴とする請求項１に記載の発振回路。
【請求項３】
前記反転増幅回路の増幅率を可変とすることを特徴とする請求項１または２に記載の発振回路。
【請求項４】
前記反転増幅回路は、可変抵抗，トランジスタおよび基準抵抗がこの順で電源間に接続された直列回路、出力端子が前記トランジスタのゲート端子に接続されるとともに前記トランジスタと前記基準抵抗の接続点の電位および前記反転増幅回路への入力信号がそれぞれ入力される入力端子を有する演算増幅回路、前記可変抵抗と前記トランジスタの接続点の電位を増幅する増幅回路を有することを特徴とする請求項３に記載の発振回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えばスイッチング電源装置に適用することができる発振回路、特に周波数可変の発振回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
スイッチング電源装置では、スイッチング周波数の決定やスイッチング素子のオン時比率指示する信号を生成するために、三角波を生成する発振回路が用いられることが多い。図４に、従来の発振回路の概要を示す。
【０００３】
図４に示す従来の発振回路は、電流源Ｉｕ，Ｉｄ、コンデンサＣｏｓｃ（その容量値もＣｏｓｃで表す）、スイッチＳＷ１，ＳＷ２、および制御回路１を有している。制御回路１は、基準電圧ＶＨ，ＶＬ（ＶＨ＞ＶＬ）を内蔵している、もしくは基準電圧ＶＨ，ＶＬが入力されている。図４は、基準電圧ＶＨ，ＶＬが制御回路１に入力される場合の構成例である。電流源ＩｕはコンデンサＣｏｓｃに電荷を注入するソース電流（その電流値もＩｕで表す）を供給する電流源であり、電流源ＩｄはコンデンサＣｏｓｃの電荷を引き抜くシンク電流（その電流値もＩｄで表す）を供給する電流源である。
【０００４】
電流源Ｉｕ，スイッチＳＷ１，ＳＷ２，電流源Ｉｄは直列に接続されていて、スイッチＳＷ１，ＳＷ２の接続点はコンデンサＣｏｓｃの一方の端子に接続されている。コンデンサの他方の端子は基準電位（ＧＮＤ）に接続されている。コンデンサＣｏｓｃの両端電圧（充電電圧）Ｖｏｓｃは発振回路の出力として外部に出力されるとともに、制御回路１にも入力されている。
【０００５】
制御回路はスイッチＳＷ１，ＳＷ２を相補的にオンオフ（一方がオンしているとき、他方はオフ）させている。制御回路１はコンデンサＣｏｓｃの両端電圧Ｖｏｓｃと基準電圧ＶＨ，ＶＬの比較を行い、Ｖｏｓｃ≧ＶＨであれば、スイッチＳＷ１をオフ、スイッチＳＷ２をオンにしてＶｏｓｃを減少させ、ＶＬ≧Ｖｏｓｃであれば、スイッチＳＷ１をオン、スイッチＳＷ２をオンにしてＶｏｓｃを増加させる。これにより電位Ｖｏｓｃは最大値ＶＨ，最小値ＶＬの三角波信号となる。
【０００６】
三角波信号ＶｏｓｃがＶＬからＶＨになるまでの時間Ｔ１およびＶＨからＶＬになるまでの時間Ｔ２は次の（１），（２）式となる。
Ｔ１＝（ＶＨ−ＶＬ）Ｃｏｓｃ／Ｉｕ    （１）
Ｔ２＝（ＶＨ−ＶＬ）Ｃｏｓｃ／Ｉｄ    （２）
従って、三角波信号Ｖｏｓｃの周期Ｔ０＝Ｔ１＋Ｔ２は次の（３）式となる。
【０００７】
Ｔ０＝（ＶＨ−ＶＬ）Ｃｏｓｃ（１／Ｉｕ＋１／Ｉｄ）    （３）
そして、三角波信号Ｖｏｓｃの周波数ｆｏｓｃはそのままスイッチング周波数ｆｏｓｃとなり、その値はｆｏｓｃ＝１／Ｔ０で与えられる。
【０００８】
スイッチング電源装置ではスイッチング動作によるノイズピークを削減するために、スイッチング周波数ｆｏｓｃを一定の範囲で変化させること（周波数拡散）ことがしばしば行われる（例えば、特許文献１〜４を参照）。
【０００９】
特許文献１〜３の発振回路は電流源ＩｕやＩｄの電流値を変化させて周波数拡散するものであり、特許文献４の発振回路はコンデンサＣｏｓｃの容量値を変化させて周波数拡散するものである。これらは、予め複数の電流源もしくは複数のコンデンサを用意しておき、デジタル制御によって使われる電流源もしくはコンデンサを取捨選択することにより、電流値や容量値を変化させている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開２００４−２６６７８０号公報
【特許文献２】特開２００５−３３５３４号公報
【特許文献３】米国特許第６２４９８７６号公報
【特許文献４】米国特許第７２０３０７９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
集積回路において特許文献１〜４に示されているような発振回路を実現する場合、分解能を上げようとすると電流源やコンデンサを多数用意する必要があるとともに、最大の電流値もしくは容量値と最小の電流値もしくは容量値の比が大きくなる（分解能を示すｎに対し、最小の容量値もしくは電流値の２０倍，２１倍，２２倍，２３倍，・・・，２ｎのものを用意する必要がある。）。最小の電流値もしく最小の容量値は精度の観点から下限があり、上記電流値もしくは容量値の比を大きくするためには、最大の電流値もしくは容量値を大きくしなければならない。
【００１２】
一方、集積回路において容量は比較的大きなチップ面積を占有する。コンデンサの容量値により周波数拡散する場合は、上述のようにコンデンサの占有面積がそのまま増えてしまうので、チップサイズすなわちコストが問題となる。電流値により周波数拡散する場合も、最大電流値が大きくなるので、その最大電流でも所定の発振周期（発振周期が短すぎてはいけない）となるようにコンデンサＣｏｓｃの容量値もそれに合わせて大きくする必要があり、電流源の占める面積増大と合わせて同様にコストの問題が発生する。
【００１３】
本発明は、従来技術に関する以上の課題を解決し、集積回路においてコンデンサに大きな占有面積をとられることなく周波数を変更することが可能で、チップサイズの増加を抑制することができる発振回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
そこで、上記課題を解決するために、請求項１に係る発明は、入力端子と出力端子の間にコンデンサが接続された反転増幅回路の前記入力端子に、ソース電流を供給する第１の電流源とシンク電流を供給する第２の電流源を交互に接続する発振回路であることを特徴とする。
【００１５】
請求項２に係る発明は、請求項１に係る発明において、前記入力端子の電位が第１の基準電位に達すると前記第１の電流源を前記入力端子に接続し、前記入力端子の電位が前記第１の基準電位より高電位の第２の電位に達すると前記第２の電流源を前記入力端子に接続することを特徴とする。
【００１６】
請求項３に係る発明は、請求項１または２に係る発明において、前記反転増幅回路の増幅率を可変とすることを特徴とする。
請求項４に係る発明は、請求項３に係る発明において、前記反転増幅回路は、可変抵抗，トランジスタおよび基準抵抗がこの順で電源間に接続された直列回路、出力端子が前記トランジスタのゲート端子に接続されるとともに前記トランジスタと前記基準抵抗の接続点の電位および前記反転増幅回路への入力信号がそれぞれ入力される入力端子を有する演算増幅回路、前記可変抵抗と前記トランジスタの接続点の電位を増幅する増幅回路を有することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１７】
本発明の発振回路によれば、入力端子と出力端子の間にコンデンサが接続された反転増幅回路の入力端子に、ソース電流を供給する第１の電流源とシンク電流を供給する第２の電流源を交互に接続する構成とすることにより、コンデンサの容量値を小さくすることができる。また、反転増幅回路の増幅率（利得）を変更することで周波数を変更することができる。大面積のコンデンサを必要としないので、チップサイズの増加を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明に係る発振回路の実施の形態を示す図である。
【図２】反転増幅回路の構成例を示す図である。
【図３】図２の可変抵抗Ｒ２の構成例を示す図である。
【図４】従来の発振回路の概要を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
図１に本発明に係る発振回路の実施の形態を示す。図４と同じ部位には同じ符号を付して、詳細な説明を省略する。
図１に示す発振回路は、スイッチＳＷ１，ＳＷ２の接続点と増幅率（利得）−Ａｖ（Ａｖ＞０）の反転増幅回路２の入力端子を接続するとともに、コンデンサＣｏｓｃを反転増幅回路２の入力端子と出力端子との間に接続したことが図４の発振回路と異なっている。反転増幅回路２の出力電圧をＶ１とし、コンデンサＣｏｓｃ中の電荷量をＱ（Ｖｏｓｃ側に＋Ｑ、Ｖ１側に−Ｑ）とすると、反転増幅回路について以下の式が成り立つ。
【００２０】
Ｖｏｓｃ−Ｖ１＝Ｑ／Ｃｏｓｃ    （４）
Ｖ１＝−Ａｖ・Ｖｏｓｃ    （５）
（４），（５）式より次式が得られる。
【００２１】
Ｖｏｓｃ＝Ｑ／（（１＋Ａｖ）Ｃｏｓｃ）    （６）
電荷Ｑはソース電流Ｉｕにより単調増加する、もしくはシンク電流Ｉｄにより単調減少するので、この場合も電位Ｖｏｓｃは最大値ＶＨ，最小値ＶＬの三角波信号となる。また、Ｖｏｓｃ＝ＶＨのときのＱをＱｈ，Ｖｏｓｃ＝ＶＬのときのＱをＱｌ、三角波信号ＶｏｓｃがＶＬからＶＨになるまでの時間をＴ１、ＶＨからＶＬになるまでの時間をＴ２とすると、以下の式が成り立つ。
【００２２】
ＶＨ−ＶＬ＝（Ｑｈ−Ｑｌ）／（（１＋Ａｖ）Ｃｏｓｃ）
＝Ｉｕ・Ｔ１／（（１＋Ａｖ）Ｃｏｓｃ）
＝Ｉｄ・Ｔ２／（（１＋Ａｖ）Ｃｏｓｃ）    （７）
（７）式より、三角波信号Ｖｏｓｃの周期Ｔ０＝Ｔ１＋Ｔ２は次の（８）式となる。
【００２３】
Ｔ０＝（ＶＨ−ＶＬ）（１＋Ａｖ）Ｃｏｓｃ（１／Ｉｕ＋１／Ｉｄ）    （８）
（８）式は（３）式に対し（１＋Ａｖ）の係数が追加された形となっていて、従来回路と同じ周波数を得るためにコンデンサＣｏｓｃに必要な容量値が従来の１／（１＋Ａｖ）に小さくすることができる。また、増幅率−Ａｖを変化させることにより、スイッチング周波数ｆｏｓｃ＝１／Ｔ０を変化させることができる。
【００２４】
なお、（８）式は、反転増幅器が次の特性を持つ場合でも成立する。
Ｖ１＝Ｖ０−Ａｖ・Ｖｏｓｃ    （９）
ここでＶ０は定数である。この場合、（４）式と（９）式より次式が導かれる。
【００２５】
Ｖｏｓｃ＝（Ｖ０＋Ｑ／Ｃｏｓｃ）／（１＋Ａｖ）    （１０）
ここでもＶｏｓｃ＝ＶＨのときのＱをＱｈ，Ｖｏｓｃ＝ＶＬのときのＱをＱｌ、三角波信号ＶｏｓｃがＶＬからＶＨになるまでの時間をＴ１、ＶＨからＶＬになるまでの時間をＴ２とすると、以下の式が成り立つ。
【００２６】
ＶＨ−ＶＬ＝（（Ｖ０＋Ｑｈ／Ｃｏｓｃ）−（Ｖ０＋Ｑｌ／Ｃｏｓｃ））／（（１＋Ａｖ）Ｃｏｓｃ）
＝（Ｑｈ−Ｑｌ）／（（１＋Ａｖ）Ｃｏｓｃ）
＝Ｉｕ・Ｔ１／（（１＋Ａｖ）Ｃｏｓｃ）
＝Ｉｄ・Ｔ２／（（１＋Ａｖ）Ｃｏｓｃ）    （１１）
（７）式と（１１）式は同じ形となるので、同じ周期Ｔ０（（８）式）と同じ周波数ｆｏｓｃ＝１／Ｔ０を与える。
【００２７】
図２に反転増幅回路２の構成例を示す。図２の反転増幅回路は、演算増幅回路ＯＰ１，ＯＰ２、およびＧＮＤ（接地電位）と電位Ｖｂとの間に直列に接続された抵抗Ｒ１，ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮＭ１，可変抵抗Ｒ２の直列回路（抵抗Ｒ１，可変抵抗Ｒ２の抵抗値もそれぞれＲ１，Ｒ２で表す）を有している。電位Ｖｂは後述のように基準となる値なので、変動の少ないものを適用する。演算増幅回路ＯＰ１の非反転入力端子には反転増幅回路への入力信号Ｖｉｎ（図１ではＶｉｎ＝Ｖｏｓｃ）が入力され、反転入力端子は抵抗Ｒ１とＮチャネルＭＯＳトランジスタＮＭ１の接続点に接続されている。演算増幅回路ＯＰ２は、反転入力端子と出力端子が短絡されてボルテージフォロワを構成し、非反転入力端子に入力されているＮチャネルＭＯＳトランジスタＮＭ１と可変抵抗Ｒ２の接続点の電位をインピーダンス変換して出力Ｖｏｕｔ（図１ではＶｏｕｔ＝Ｖ１）として出力している。
【００２８】
演算増幅回路ＯＰ１の働きによりその反転入力と非反転入力が仮想短絡されているため、抵抗Ｒ１の両端には電圧Ｖｉｎが印加され、抵抗Ｒ１にはＶｉｎ／Ｒ１の電流が流れる。この電流が可変抵抗Ｒ２に流れるため、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮＭ１と可変抵抗Ｒ２の接続点の電位、すなわち出力電圧Ｖｏｕｔは次式となる。
【００２９】
Ｖｏｕｔ＝Ｖｂ−（Ｒ２／Ｒ１）Ｖｉｎ    （１２）
（１２）式は（９）式と同形であり、Ｖ０＝Ｖｂ，Ａｖ＝Ｒ２／Ｒ１であることが分かる。従って、可変抵抗Ｒ２の抵抗値を変化させることにより、反転増幅回路の増幅率および発振回路の発振周波数を変化させることができる。
【００３０】
図３に可変抵抗Ｒ２の構成例として可変抵抗回路を示す。図３の可変抵抗回路は、抵抗Ｒ２０，Ｒ２１，・・・，Ｒ２ｎ（ｎは正整数）および抵抗Ｒ２１，・・・，Ｒ２ｎにそれぞれ並列に接続されたスイッチＳＷ２１，・・・，ＳＷ２ｎを有している。スイッチＳＷ２１，・・・，ＳＷ２ｎは図示しない制御回路からの制御信号Ｄ１，・・・，Ｄｎによりそのオンオフが制御される。制御信号Ｄ１，・・・，Ｄｎはそれぞれ０，１（Ｌｏｗレベル，Ｈｉｇｈレベル）の２値信号であり、例えばＤｉ（０≦ｉ≦ｎ）が０であればＳｗｉがオフ（遮断）、１であればオン（導通）となる（オンオフ関係は逆でもよい）。
【００３１】
抵抗Ｒ２０の抵抗値をＲ、抵抗Ｒ２１，・・・，Ｒ２ｎの抵抗値をａ１・Ｒ，・・・，ａｎ・Ｒ（ａ１，・・・，ａｎは正定数）とすれば、可変抵抗Ｒ２の抵抗値は次式となる。
【００３２】
Ｒ２＝（１＋Ｄ１・ａ１＋・・・＋Ｄｎ・ａｎ）Ｒ    （１３）
例えば、ａ１＝２１，ａ２＝２２，・・・，ａｎ＝２ｎとすれば、ｎビット相当（２ｎ段階）の階調を実現できる。
【００３３】
なお、コンデンサＣｏｓｃとして電圧依存性のあるＭＯＳトランジスタのゲート容量などを適用する場合は、電位Ｖｂの値を調整することで適切なバイアス条件で使用することができる。
【符号の説明】
【００３４】
１  発振回路の制御回路
２  反転増幅回路
Ｃｏｓｃ  コンデンサ
Ｉｕ  ソース電流源またはその電流値
Ｉｄ  シンク電流源またはその電流値
ＮＭ１  ＮチャネルＭＯＳトランジスタ
ＯＰ１，ＯＰ２  演算増幅回路
Ｒ１  抵抗またはその抵抗値
Ｒ２  可変抵抗またはその抵抗値
Ｒ２０，Ｒ２１，・・・，Ｒ２ｎ  抵抗
ＳＷ１，ＳＷ２  スイッチ
ＳＷ２１，・・・，ＳＷ２ｎ  スイッチ
ＶＨ，ＶＬ  基準電圧（ＶＨ＞ＶＬ）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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