(57)【要約】【課題】コンデンサの電圧上昇によるスイッチング素子耐圧を超えずゼロ電圧スイッチングを実現し高効率なスイッチング電源回路。【解決手段】第１巻線L1-1と第１巻線に磁気結合する第２巻線L1-2とが直列に接続された第１リアクトルに直列に接続された第２リアクトルLr、直流電源Vinの一端と他端との間に接続され第１リアクトルと第２リアクトルと第１ダイオードD1と第１コンデンサC1とが直列に接続された直列回路、第１巻線と第２巻線との接続点と直流電源の一端との間に接続されたスイッチング素子Q1、一端が第１巻線と第２巻線との接続点に接続され他端が第１ダイオードと第１コンデンサとの接続点又は第２リアクトルと第１ ダイオードとの接続点に接続されスイッチング素子Q2と第２コンデンサC2とが直列に接続された直列回路、スイッチング素子Q1のターンオンがゼロ電圧スイッチングとなるようにスイッチング素子Q2のオンオフを制御する制御回路10を有する。【選択図】図１
2012178952.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１巻線とこの第１巻線に磁気結合する第２巻線とが直列に接続された第１リアクトルと前記第１リアクトルに直列に接続された第２リアクトルとからなるリアクトルと、
直流電源の一端と他端との間に接続され、前記第１リアクトルと前記第２リアクトルと第１ダイオードと第１コンデンサとが直列に接続された第１直列回路と、
前記第１巻線と前記第２巻線との接続点と前記直流電源の一端との間に接続された第１スイッチング素子と、
一端が前記第１巻線と前記第２巻線との接続点に接続され且つ他端が前記第１ダイオードと前記第１コンデンサとの接続点又は前記第２リアクトルと前記第１ ダイオードとの接続点に接続され、第２スイッチング素子と第２コンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、
前記第１スイッチング素子のターンオンがゼロ電圧スイッチングとなるように、前記第２スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、
を有することを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】
前記第２リアクトルは、前記第１リアクトルの前記第１巻線と前記第２巻線との間のリーケージインダクタンスであることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】
前記第１ダイオードにスナバ回路を接続したことを特徴とする請求項１又は請求項２記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】
前記直流電源は、交流電源と整流回路とから構成され、前記制御回路は、力率を改善する制御を有することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項記載のスイッチング電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング素子のスイッチング損失を低減することができるスイッチング電源回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、昇圧型のスイッチング電源回路が知られている。図９に従来の昇圧型のスイッチング電源回路の一例を示す。図９において、直流電源Ｖｉｎの両端にはリアクトルＬ１０とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１と電流検出抵抗Ｒ１との直列回路が接続されている。
【０００３】
スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間にはダイオードＤａとコンデンサＣａとの並列回路が接続されている。ダイオードＤａはスイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオードでも良く、コンデンサＣａはスイッチング素子Ｑ１の寄生コンデンサでも良い。
【０００４】
スイッチング素子Ｑ１と電流検出抵抗Ｒ１との直列回路の両端にはリアクトルＬ２０とダイオードＤ１とコンデンサＣ１との直列回路が接続されている。リアクトルＬ２０の両端には、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ２とコンデンサＣ２との直列回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ２とコンデンサＣ２とはアクティブクランプ回路を構成している。
【０００５】
スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間にはダイオードＤｂとコンデンサＣｂとの並列回路が接続されている。ダイオードＤｂはスイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオードでも良く、コンデンサＣｂはスイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオードでも良い。
【０００６】
制御回路１００は、コンデンサＣ１からの電圧と電流検出抵抗Ｒ１からの電圧とに基づいてスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とを交互にオン／オフさせ、入力電圧（直流電源Ｖｉｎの電圧）よりも高い定電圧の出力電圧Ｖｏを出力する制御を行う。
【０００７】
次に、図９に示す従来の昇圧型のスイッチング電源回路の動作を説明する。まず、スイッチング素子Ｑ１がオンからオフに切り替わると、スイッチング素子Ｑ１がオン期間中にリアクトルＬ１０に励磁されたエネルギーは、スイッチング素子Ｑ１のオフとともに、スイッチング素子Ｑ２、コンデンサＣ２、ダイオードＤ１の経路でコンデンサＣ１にエネルギーを放出する第１の経路と、リアクトルＬ２０、ダイオードＤ１の第２の経路とに分かれる。第２の経路においては、リアクトルＬ１０のエネルギーが放出して、リアクトルＬ２０が励磁される。
【０００８】
第１の経路では、コンデンサＣ２は充電され、コンデンサＣ２の電圧は上昇する。コンデンサＣｂが放電しダイオードＤｂがオンした後に、スイッチング素子Ｑ２をオンすると、共振動作により、スイッチング素子Ｑ２、コンデンサＣ２に流れる電流の極性が反転する。そして、スイッチング素子Ｑ２がオフすると、リアクトルＬ２０に励磁されていたエネルギーが放出され、リアクトルＬ２０、ダイオードＤ１、コンデンサＣ１、電流検出抵抗Ｒ１、コンデンサＣａの経路でコンデンサＣａの電荷を引き抜き、ダイオードＤａがオンした後に、スイッチング素子Ｑ１をターンオンすることでスイッチング素子Ｑ１のゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）を実現することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開２００４−２０１３７３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかしながら、特許文献１に記載された従来のスイッチング電源回路は、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とを交互にオン/オフさせ、リアクトルＬ２０のエネルギーをコンデンサＣ２に回生させ、極性反転するような共振電流を発生させるアクティブクランプ回路を応用したものであるが、コンデンサＣ２の充電電圧が出力電圧（コンデンサＣ１の電圧）に加算されるため、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のドレイン−ソース間電圧がコンデンサＣ１の電圧よりも大きくなり、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の耐圧を超えることがあった。
【００１１】
本発明の課題は、スイッチング素子の耐圧を超えないようにアクティブクランプ回路のコンデンサの電圧上昇を抑制するとともに、ゼロ電圧スイッチングを実現し、高効率なスイッチング電源回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記課題を解決するために、本発明のスイッチング電源回路は、第１巻線とこの第１巻線に磁気結合する第２巻線とが直列に接続された第１リアクトルと前記第１リアクトルに直列に接続された第２リアクトルとからなるリアクトルと、直流電源の一端と他端との間に接続され、前記第１リアクトルと前記第２リアクトルと第１ダイオードと第１コンデンサとが直列に接続された第１直列回路と、前記第１巻線と前記第２巻線との接続点と前記直流電源の一端との間に接続された第１スイッチング素子と、一端が前記第１巻線と前記第２巻線との接続点に接続され且つ他端が前記第１ダイオードと前記第１コンデンサとの接続点又は前記第２リアクトルと前記第１ ダイオードとの接続点に接続され、第２スイッチング素子と第２コンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、前記第１スイッチング素子のターンオンがゼロ電圧スイッチングとなるように、前記第２スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路とを有することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、第１スイッチング素子がオフすると第１リアクトルの励磁エネルギーは、第１巻線から第２スイッチング素子と第２コンデンサとを介して第１コンデンサに放出され、第２コンデンサは充電されるが、同時に第２巻線からもエネルギーが放出され、第２巻線、第２リアクトル、第１ダイオード、第２コンデンサ、第２スイッチング素子の経路又は第２巻線、第２リアクトル、第２コンデンサ、第２スイッチング素子の経路で第２コンデンサが放電されるので、第２コンデンサの充電電圧が低く抑えられ、第１及び第２スイッチング素子の耐圧を超えず、第１及び第２スイッチング素子のゼロ電圧スイッチングを実現し、高効率なスイッチング電源回路を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】本発明の実施例１のスイッチング電源回路の構成図である。
【図２】本発明の実施例１のスイッチング電源回路の各部の動作を示す波形図である。
【図３】本発明の実施例１のスイッチング電源回路の各部の動作を示す波形図である。
【図４】本発明の実施例１のスイッチング電源回路の各部が各期間毎に動作したときの電流経路を太線で示した図である。
【図５】本発明の実施例１のスイッチング電源回路の各部が各期間毎に動作したときの電流経路を太線で示した図である。
【図６】本発明の実施例２のスイッチング電源回路の構成図である。
【図７】本発明の実施例３のスイッチング電源回路の構成図である。
【図８】本発明の実施例４のスイッチング電源回路の構成図である。
【図９】従来の昇圧型のスイッチング電源回路の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下、本発明の実施の形態のスイッチング電源回路を図面を参照しながら詳細に説明する。
【実施例１】
【００１６】
図１は本発明の実施例１のスイッチング電源回路の構成図である。図１に示す実施例１のスイッチング電源回路は、リアクトルＬ１に流れる電流が連続的に流れる電流連続モードの昇圧チョッパ回路であり、図９に示す従来のスイッチング電源回路の構成に対して、第１巻線Ｌ１−１とこの第１巻線Ｌ１−１に磁気結合する第２巻線Ｌ１−２とを有する第１リアクトルと、第２リアクトルＬｒとからなるリアクトルＬ１を設けたことを特徴とする。
【００１７】
なお、図１は、図９のリアクトルＬ１０，Ｌ２０に代えて、リアクトルＬ１とした。その他の構成は、図９の構成と同じであるので、同一部分には同一符号を付けている。
【００１８】
第２リアクトルＬｒは、第１リアクトルの第１巻線Ｌ１−１と第２巻線Ｌ１−２との間の漏れ磁束によるリーケージインダクタンスからなる。なお、第２リアクトルＬｒは、前記リーケージインダクタンスではなく、個別に設けても良い。また、第１巻線Ｌ１−１と第２巻線Ｌ１−２との巻数比は、１０：１程度で良い。
【００１９】
制御回路１０は、コンデンサＣ１からの電圧と電流検出抵抗Ｒ１からの電圧とに基づいてゲート信号Ｑ１ｇを生成してスイッチング素子Ｑ１のゲートに出力しスイッチング素子Ｑ１（第１スイッチング素子）をオンオフさせる。
【００２０】
制御回路１０は、スイッチング素子Ｑ１をオンオフさせるゲート信号Ｑ１ｇを反転させたゲート信号Ｑ２ｇを生成し、スイッチング素子Ｑ２（第２スイッチング素子）のゲートに出力しスイッチング素子Ｑ２をオンオフさせる。
【００２１】
また、制御回路１０は、スイッチング素子Ｑ１のターンオンがゼロ電圧スイッチングとなるように、スイッチング素子Ｑ２のオンオフを制御する。
【００２２】
なお、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に印加される電圧は、コンデンサＣ１の両端電圧とコンデンサＣ２の両端電圧との和である。
【００２３】
図２及び図３は本発明の実施例１のスイッチング電源回路の各部の動作を示す波形図である。図４及び図５は本発明の実施例１のスイッチング電源回路の各部が各期間毎に動作したときの電流経路を太線で示した図である。
【００２４】
なお、図４及び図５において、コンデンサＣ２の電圧Ｃ２ｖは、スイッチング素子Ｑ２のドレイン側電位を正とし、＋Ｖｏ側電位を０ボルトと定義する。
【００２５】
次に、図１乃至図５を参照しながら、実施例１のスイッチング電源回路の各部の動作を説明する。なお、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とは所定のデッドタイムｔｄを有し、交互にオン／オフするようになっている。図４（ａ）は初期状態を示している。
【００２６】
まず、図４（ｂ）の期間ｔ３において、直流電源Ｖｉｎの電圧により励磁されたリアクトルＬ１のエネルギーにより、Ｌ１−１→Ｑ１（Ｃａ）→Ｒ１→Ｖｉｎの負極の経路で、スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間のコンデンサＣａが充電される。このため、スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間の電圧Ｑ１ｖが上昇する。
【００２７】
また、これと同時に、リアクトルＬ１のエネルギーは、Ｌ１−１→Ｑ２（Ｃｂ）→Ｃ２→Ｃ１→Ｖｉｎの負極の経路にも流れるため、スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間の電圧Ｑ２ｖも下がり始める。コンデンサＣａ，Ｃｂの電圧変化率ｄｖ／ｄｔは、第１巻線Ｌ１−１とコンデンサＣａ，Ｃｂとの時定数からなる傾きで変化する。
【００２８】
図４（ｃ）の期間ｔ４において、スイッチング素子Ｑ２のダイオードＤｂに第１巻線Ｌ１−１の放出エネルギーが流れ始める。図２及び図３に示す負の電流Ｑ２ｉは、ダイオードＤｂに電流が流れることを示す。この負の電流Ｑ２ｉが流れている期間に、ゲート信号Ｑ２ｇによりスイッチング素子Ｑ２をオンさせることで、スイッチング素子Ｑ２のゼロ電圧スイッチングを実現することができる。
【００２９】
また、Ｖｉｎの正極→Ｌ１−１→Ｌ１−２→Ｌｒ→Ｄ１→Ｃ１→Ｖｉｎの負極の第１の経路と、Ｖｉｎの正極→Ｌ１−１→Ｑ２→Ｃ２→Ｃ１→Ｖｉｎの負極の第２の経路とにより、コンデンサＣ１へエネルギーが放出される。
【００３０】
図４（ｄ）の期間ｔ５において、スイッチング素子Ｑ１がオフで、スイッチング素子Ｑ２がオンである。このとき、リアクトルＬ１のエネルギーにより、スイッチング素子Ｑ２を介してコンデンサＣ２が充電される。これと同時に、第２巻線Ｌ１−２のエネルギーが放出され始め、Ｌ１−２→Ｌｒ→Ｄ１→Ｃ２→Ｑ２→Ｌ１−２の経路でコンデンサＣ２が放電される。
【００３１】
ダイオードＤ１には第２巻線Ｌ１−２と第２リアクトルＬｒとが接続されているため、第２巻線Ｌ１−２の放出エネルギーは、第２リアクトルＬｒを励磁しながらコンデンサＣ１に出力される。やがて、コンデンサＣ２の充電電圧Ｃ２ｖが上昇してくると、今度は、コンデンサＣ２が放電して、Ｃ２→Ｑ２→Ｌ１−２→Ｌｒ→Ｄ１→Ｃ２の経路で電流が流れ出す。このことは、スイッチング素子Ｑ２の電流Ｑ２ｉが正に極性反転していることからもわかる。
【００３２】
図５（ａ）の期間ｔ６において、ゲート信号Ｑ２ｇによりスイッチング素子Ｑ２がオフし、これと同時に、第２リアクトルＬｒは励磁エネルギーを放出し始める。Ｌｒ→Ｄ１→Ｃ２→Ｑ２（Ｃｂ）→Ｌ１−２→Ｌｒの経路に電流が流れ、第２リアクトルＬｒとコンデンサＣｂとの時定数による傾きｄｖ／ｄｔで、コンデンサＣｂは徐々に充電されて、コンデンサＣｂの電圧、即ちスイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間の電圧Ｑ２ｖが上昇する。
【００３３】
さらに、Ｌｒ→Ｄ１→Ｃ１→Ｒ１→Ｑ１（Ｃａ）→Ｌ１−２→Ｌｒの経路で、第２リアクトルＬｒの励磁エネルギーが放出し始める。このとき、スイッチング素子Ｑ１のコンデンサＣａの電荷は引き抜かれて、スイッチング素子Ｑ１の電圧Ｑ１ｖは下がる。
【００３４】
図５（ｂ）の期間ｔ７において、期間ｔ６と同じ電流経路で電流が流れるため、スイッチング素子Ｑ１のダイオードＤａに第２リアクトルＬｒの放出エネルギーが流れる。図２及び図３に示す負の電流Ｑ１ｉは、ダイオードＤａに電流が流れることを示す。負の電流Ｑ１ｉが流れている期間に、ゲート信号Ｑ１ｇによりスイッチング素子Ｑ１をオンさせることで、スイッチング素子Ｑ１のゼロ電圧スイッチングを実現することができる。
【００３５】
図５（ｃ）の期間ｔ１において、スイッチング素子Ｑ１がオンし、スイッチング素子Ｑ１には、直流電源Ｖｉｎにより第１巻線Ｌ１−１に流れる励磁電流と、第２リアクトルＬｒのエネルギー放出により流れる電流との差分の電流が流れる。
【００３６】
図５（ｄ）の期間ｔ２において、第２リアクトルＬｒのエネルギー放出が終了し、スイッチング素子Ｑ１の電流Ｑ１ｉは、直流電源Ｖｉｎにより励磁される電流の傾きで流れる。
【００３７】
なお、第２巻線Ｌ１−２の巻数を増やしていくと、図３に示すように、コンデンサＣ２の電圧Ｃ２ｖは、負電圧となる場合もあり、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の電圧Ｑ１ｖ，Ｑ２ｖを出力電圧（コンデンサＣ１の電圧）よりも低くすることができる。
【００３８】
このように、実施例１のスイッチング電源回路によれば、スイッチング素子Ｑ１がオフすることによりリアクトルＬ１の励磁エネルギーは、まず、第１巻線Ｌ１−１からスイッチング素子Ｑ２とコンデンサＣ２とを介してコンデンサＣ１あるいは負荷に放出され、コンデンサＣ２は充電されるが、同時に第２巻線Ｌ１−２からもエネルギーが放出され、第２巻線Ｌ１−２、第２リアクトルＬｒ、ダイオードＤ１、コンデンサＣ２、スイッチング素子Ｑ２の経路でコンデンサＣ２が放電される。
【００３９】
従って、コンデンサＣ２の充電電圧が低く抑えられ、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓは耐圧を超えることがなくなる。即ち、第２巻線Ｌ１−２を設けることにより、積極的にコンデンサＣ２の放電を行い、コンデンサＣ２の電圧の上昇によるスイッチング素子耐圧を超えることがなくなり、また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゼロ電圧スイッチングを実現し、高効率なスイッチング電源回路を提供できる。
【実施例２】
【００４０】
図６は、本発明の実施例２のスイッチング電源回路の構成図である。図６に示す実施例２では、第２巻線Ｌ１−２と第２リアクトルＬｒとコンデンサＣ２とスイッチング素子Ｑ２とを閉回路に接続して構成したことを特徴とする。
【００４１】
なお、図６は、図１のコンデンサＣ２の接続を変えている。その他の構成は、図１の構成と同じであるので、同一部分には同一符号を付けている。
【００４２】
このような構成であっても、図１に示す実施例１のスイッチング電源回路の動作及び効果と同様な動作及び効果が得られる。
【実施例３】
【００４３】
図７は、本発明の実施例３のスイッチング電源回路の構成図である。図７に示す実施例３では、ダイオードＤ２，Ｄ３とコンデンサＣ３とからなるスナバ回路を設けたことを特徴とする。
【００４４】
なお、図７は、図１に対して、ダイオードＤ２、Ｄ３、コンデンサＣ３を追加した。その他の構成は、図１の構成と同じであるので、同一部分には同一符号を付けている。
【００４５】
ダイオードＤ１のアノードにはコンデンサＣ３の一端が接続され、コンデンサＣ３の他端にはダイオードＤ２のアノードとダイオードＤ３のカソードが接続されている。ダイオードＤ３のアノードは、直流電源Ｖｉｎの負極とコンデンサＣ１の一端と出力端子（−Ｖｏ）と電流検出抵抗Ｒ１の一端とに接続されている。ダイオードＤ２のカソードは、コンデンサＣ１の他端とダイオードＤ１のカソードとコンデンサＣ２の一端とに接続されている。
【００４６】
以上の構成によれば、スイッチング素子Ｑ１がオンすると、第１巻線Ｌ１−１には直流電源Ｖｉｎの電圧が印加され、第１巻線Ｌ１−１と第２巻線Ｌ１−２とは磁気結合されているので、第２巻線Ｌ１−２にはＶｉｎ×（Ｌ１−２の巻数）／（Ｌ１−１の巻数）の電圧が発生し、この電圧と出力電圧Ｖｏとが加算された電圧がダイオードＤ１に印加される。このとき、ダイオードＤ１の蓄積電荷が引き抜かれることにより、ダイオードＤ１にサージ電圧が発生することがある。
【００４７】
このとき、第２巻線Ｌ１−２に発生した電圧は、コンデンサＣ３、ダイオードＤ２を介してコンデンサＣ１を充電する。また、ダイオードＤ３は負電圧のときに用いられる。このため、ダイオードＤ１に印加される電圧は低くなり、ダイオードＤ１にサージ電圧が発生することがなくなる。即ち、ダイオードＤ２，Ｄ３とコンデンサＣ３とによる無損失スナバ回路を追加したので、ダイオードＤ１の耐圧を抑えることができる。
【実施例４】
【００４８】
図８に示す実施例４のスイッチング電源回路は、図１に示すスイッチング電源回路の直流電源Ｖｉｎに代えて、交流電源Ｖａｃと、整流回路ＲＣ１とを設けたＰＦＣ回路（力率改善回路）であることを特徴する。
【００４９】
交流電源Ｖａｃは、交流電圧を整流回路ＲＣ１に供給する。整流回路ＲＣ１は、交流電源Ｖａｃからの交流電圧を整流する。
【００５０】
図８に示す制御回路１０ａは、図１に示す制御回路１０に対して、さらに、整流回路ＲＣ１の出力両端に直列に接続された抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３との接続点の電圧を入力し、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３との接続点の入力交流電圧とコンデンサＣ１の出力誤差電圧とを乗算し、得られた乗算出力と電流検出抵抗Ｒ１の電圧とに基づいて入力交流電流波形が入力交流電圧波形に一致するように制御することにより、力率を改善することを特徴とする。
【００５１】
このような実施例４のスイッチング電源回路によれば、力率を改善するとともに実施例１のスイッチング電源回路の動作と同様に動作し、同様な効果が得られる。
【産業上の利用可能性】
【００５２】
本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータ、力率改善回路やＡＣ−ＤＣコンバータに適用可能である。
【符号の説明】
【００５３】
Ｖｉｎ  直流電源
Ｖａｃ  交流電源
Ｌ１  リアクトル
Ｌ１−１  第１リアクトルの第１巻線
Ｌ１−２  第１リアクトルの第２巻線
Ｌｒ  第２リアクトル
Ｑ１，Ｑ２  スイッチング素子
Ｄ１  ダイオード
ＲＣ１  整流回路
Ｒ１〜Ｒ３  抵抗
Ｃ１〜Ｃ３  コンデンサ
１０，１０ａ  制御回路
【図１】
2012178952.tif 000003
【図２】
2012178952.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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