(57)【要約】【課題】歪みやノイズの発生箇所を問わず、Ｄクラスアンプの音質の劣化を改善することができるオーディオ信号増幅装置及びオーディオ信号増幅方法を提供する。【解決手段】ＰＷＭ変換回路１１は、入力オーディオ信号をパルス幅変調し、ＰＷＭ信号を生成する。出力段トランジスタ１３は、生成されたＰＷＭ信号に基づいてスイッチングし、出力可変電源装置１７から印加された電圧に基づいて、ＰＷＭ信号を増幅する。出力フィルタ１４は、増幅されたＰＷＭ信号を復調し、出力オーディオ信号を生成する。出力可変電源装置１７は、出力オーディオ信号と入力オーディオ信号との差分に基づいて、出力段トランジスタ１３に印加される電圧を制御する。【選択図】図１
2012156890.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電圧を印加する電源部と、
入力オーディオ信号をパルス変調し、変調信号を生成する変調部と、
前記生成された変調信号に基づいてスイッチングし、前記電源部から印加された電圧に基づいて、前記変調信号を増幅する増幅部と、
前記増幅された変調信号を復調し、出力オーディオ信号を生成する復調部と、
前記出力オーディオ信号と前記入力オーディオ信号との電圧の差分に基づいて、前記電源部から前記増幅部に印加される電圧を制御する電圧制御部と、
を備えることを特徴とするオーディオ信号増幅装置。
【請求項２】
前記電圧制御部は、
前記差分が所定の範囲内となるように、前記電源部から前記増幅部に印加される電圧を制御する、
ことを特徴とする請求項１に記載のオーディオ信号増幅装置。
【請求項３】
前記電圧制御部は、
前記差分が０となるように、前記電源部から前記増幅部に印加される電圧を制御する、
ことを特徴とする請求項２に記載のオーディオ信号増幅装置。
【請求項４】
前記変調部、前記増幅部及び前記復調部のトータルゲインの逆数に相当するゲインで、前記出力オーディオ信号を減衰する減衰部、
を備えることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載のオーディオ信号増幅装置。
【請求項５】
前記電圧制御部は、
前記減衰部によって減衰された出力オーディオ信号と前記入力オーディオ信号との差分を示す差分信号を前記電源部からの出力電圧に重畳する差分信号重畳部と、
前記差分信号重畳部によって差分信号が重畳された前記電源部からの出力電圧を前記増幅部に印加する入力電圧としてフィードバックするフィードバック部と、
を備えることを特徴とする請求項４に記載のオーディオ信号増幅装置。
【請求項６】
前記電圧制御部は、
前記差分信号が重畳された前記電源部からの出力電圧を前記増幅部への入力電圧にフィードバックするシリーズレギュレータ、
を備えることを特徴とする請求項５に記載のオーディオ信号増幅装置。
【請求項７】
前記電圧制御部は、
前記減衰部によって減衰された出力オーディオ信号と前記入力オーディオ信号との差分を示す差分信号を反転した逆相差分信号を基準にして一定の電圧を供給する定電圧電源ＩＣ、
を備えることを特徴とする請求項４に記載のオーディオ信号増幅装置。
【請求項８】
前記電圧制御部は、
前記差分信号が重畳された前記電源部からの出力電圧を前記増幅部へ印加する入力電圧としてフィードバックするスイッチングレギュレータ、
を備えることを特徴とする請求項５に記載のオーディオ信号増幅装置。
【請求項９】
デジタルの入力オーディオ信号をアナログに変換するＤＡＣ、
を備えることを特徴とする請求項１乃至８のいずれか１項に記載のオーディオ信号増幅装置。
【請求項１０】
入力オーディオ信号をパルス変調し、変調信号を生成する変調工程と、
前記生成された変調信号に基づいてスイッチングし、電源部から印加された電圧に基づいて、前記変調信号を増幅する増幅工程と、
前記増幅された変調信号を復調し、出力オーディオ信号を生成する復調工程と、
前記出力オーディオ信号と前記入力オーディオ信号との電圧の差分に基づいて、前記電源部から前記増幅工程に供給される電圧を制御する電圧制御工程と、
を備えることを特徴とするオーディオ信号増幅方法。
【請求項１１】
前記変調工程、前記増幅工程及び前記復調工程のトータルゲインの逆数に相当するゲインで、前記出力オーディオ信号を減衰する減衰工程、
を備えることを特徴とする請求項１０に記載のオーディオ信号増幅方法。
【請求項１２】
前記電圧制御工程は、
前記減衰工程によって減衰された出力オーディオ信号と前記入力オーディオ信号との差分を示す差分信号を前記電源部からの出力電圧に重畳する差分信号重畳工程と、
前記差分信号重畳工程によって差分信号が重畳された前記電源部からの出力電圧を前記増幅工程に供給する入力電圧としてフィードバックするフィードバック工程と、
を備えることを特徴とする請求項１１に記載のオーディオ信号増幅方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、オーディオ信号増幅装置及びオーディオ信号増幅方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
Ｄクラスアンプでは、パルス変調段の非直線性や出力段ＬＰＦ（Low Pass Filter）の非直線性、パルス波形の乱れや出力段トランジスタの貫通電流を抑えるためのデッド・タイムの影響、出力段トランジスタに供給される電源電圧の変動など、様々な要因で出力信号にノイズが重畳したり出力信号が歪んだりする。
このような不都合を解消する一例として、出力信号を入力信号にフィードバックし、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を補正する技術が提案されている（例えば、特許文献１を参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００２−１６２９８５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかし、特許文献１に記載された技術のように、出力信号を入力信号にフィードバックする手法では、フィードバックする箇所により各部に起因する歪みやノイズに対する効果（Ｓ／Ｎ比の向上、ダンピングファクタの改善など）が異なり、歪みやノイズの発生箇所よっては音質の劣化を改善することができない問題があった。
また、特許文献１に記載された技術を適用したＤクラスアンプにおいては、フィードバックされる信号がアナログ信号であるため、デジタル入力方式のＤクラスアンプ用ＩＣを使用することができないなど、システムを構成する上で制約が発生するという問題があった。
【０００５】
本発明は、上記実情に鑑みてなされたものであり、歪みやノイズの発生箇所を問わず、Ｄクラスアンプの音質の劣化を改善することができるオーディオ信号増幅装置及びオーディオ信号増幅方法を提供することを目的とする。
また、本発明は、Ｄクラスアンプへの入力信号の方式や変調方式を問わず、システムを構成する上での制約を少なくすることができるオーディオ信号増幅装置及びオーディオ信号増幅方法を提供することを他の目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記目的を達成するため、本発明の第１の観点に係るオーディオ信号増幅装置は、
電圧を印加する電源部と、
入力オーディオ信号をパルス変調し、変調信号を生成する変調部と、
前記生成された変調信号に基づいてスイッチングし、前記電源部から印加された電圧に基づいて、前記変調信号を増幅する増幅部と、
前記増幅された変調信号を復調し、出力オーディオ信号を生成する復調部と、
前記出力オーディオ信号と前記入力オーディオ信号との電圧の差分に基づいて、前記電源部から前記増幅部に印加される電圧を制御する電圧制御部と、
を備えることを特徴とする。
【０００７】
前記電圧制御部は、
前記差分が所定の範囲内となるように、前記電源部から前記増幅部に印加される電圧を制御してもよい。
【０００８】
前記電圧制御部は、
前記差分が０となるように、前記電源部から前記増幅部に印加される電圧を制御してもよい。
【０００９】
前記オーディオ信号増幅装置は、
前記変調部、前記増幅部及び前記復調部のトータルゲインの逆数に相当するゲインで、前記出力オーディオ信号を減衰する減衰部、
を備えてもよい。
【００１０】
前記電圧制御部は、
前記減衰部によって減衰された出力オーディオ信号と前記入力オーディオ信号との差分を示す差分信号を前記電源部からの出力電圧に重畳する差分信号重畳部と、
前記差分信号重畳部によって差分信号が重畳された前記電源部からの出力電圧を前記増幅部に印加する入力電圧としてフィードバックするフィードバック部と、
を備えてもよい。
【００１１】
前記電圧制御部は、
前記差分信号が重畳された前記電源部からの出力電圧を前記増幅部への入力電圧にフィードバックするシリーズレギュレータ、
を備えてもよい。
【００１２】
前記電圧制御部は、
前記減衰部によって減衰された出力オーディオ信号と前記入力オーディオ信号との差分を示す差分信号を反転した逆相差分信号を基準にして一定の電圧を供給する定電圧電源ＩＣ、
を備えてもよい。
【００１３】
前記電圧制御部は、
前記差分信号が重畳された前記電源部からの出力電圧を前記増幅部へ印加する入力電圧としてフィードバックするスイッチングレギュレータ、
を備えてもよい。
【００１４】
前記オーディオ信号増幅装置は、
デジタルの入力オーディオ信号をアナログに変換するＤＡＣ、
を備えてもよい。
【００１５】
また、本発明の第２の観点に係るオーディオ信号増幅方法は、
入力オーディオ信号をパルス変調し、変調信号を生成する変調工程と、
前記生成された変調信号に基づいてスイッチングし、電源部から印加された電圧に基づいて、前記変調信号を増幅する増幅工程と、
前記増幅された変調信号を復調し、出力オーディオ信号を生成する復調工程と、
前記出力オーディオ信号と前記入力オーディオ信号との電圧の差分に基づいて、前記電源部から前記増幅工程に供給される電圧を制御する電圧制御工程と、
を備えることを特徴とする。
【００１６】
前記オーディオ信号増幅方法は、
前記変調工程、前記増幅工程及び前記復調工程のトータルゲインの逆数に相当するゲインで、前記出力オーディオ信号を減衰する減衰工程、
を備えてもよい。
【００１７】
前記電圧制御工程は、
前記減衰工程によって減衰された出力オーディオ信号と前記入力オーディオ信号との差分を示す差分信号を前記電源部からの出力電圧に重畳する差分信号重畳工程と、
前記差分信号重畳工程によって差分信号が重畳された前記電源部からの出力電圧を前記増幅工程に供給する入力電圧としてフィードバックするフィードバック工程と、
を備えてもよい。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によれば、歪みやノイズの発生箇所を問わず、Ｄクラスアンプの音質の劣化を改善することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明の実施形態１に係るＤクラスアンプの構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示す出力可変電源装置の構成の一例を示す回路図である。
【図３】（ａ）は、ＰＷＭ信号を説明するための図であり、（ｂ）乃至（ｄ）は、図１に示す出力可変電源装置の動作を説明するための図である。
【図４】本発明の実施形態２に係るＤクラスアンプの構成を示すブロック図である。
【図５】（ａ−１）乃至（ｂ−２）は、ＰＷＭ信号（正相、逆相）及び出力オーディオ信号（正相、逆相）を説明するための図である。
【図６】（ａ）乃至（ｄ）は、図４に示す出力可変電源装置の動作を説明するための図である。
【図７】本発明の実施形態３に係るＤクラスアンプの構成を示すブロック図である。
【図８】定電圧電源ＩＣを備えた出力可変電源装置の構成の一例を示すブロック図である。
【図９】ＤＣ／ＤＣコンバータを備えた出力可変電源装置の構成の一例を示すブロック図である。
【図１０】ＤＡＣを備えたＤクラスアンプの構成を示すブロック図である。
【図１１】逆相ＰＷＭ信号を生成する回路の一例を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
（実施形態１）
以下、本発明の実施形態に係るＤクラスアンプ１００を、図面を参照して説明する。
【００２１】
Ｄクラスアンプ１００は、ラジオ放送受信装置等の外部装置から供給されるアナログのオーディオ信号（入力オーディオ信号）を増幅し、スピーカ１８から音声を出力する。
本実施形態に係るＤクラスアンプ１００は、オーディオ信号を増幅する装置であって、図１に示すように、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）変換回路１１と、ゲートドライバ１２と、出力段トランジスタ１３と、出力フィルタ１４と、分圧回路１５と、差分検出回路１６と、出力可変電源装置１７と、を備える。
なお、本実施形態では、Ｄクラスアンプ１００の出力端子にスピーカ１８を接続しているが、スピーカ１８は、Ｄクラスアンプ１００の構成要素ではない。
【００２２】
ＰＷＭ変換回路１１は、アナログの入力オーディオ信号のレベルに対応するパルス幅を有するＰＷＭ信号を生成し、生成したＰＷＭ信号をゲートドライバ１２に供給する。ＰＷＭ変換回路１１は、入力オーディオ信号をパルス幅変調する変調部として機能する。
【００２３】
ゲートドライバ１２は、ＰＷＭ変換回路１１から供給されたＰＷＭ信号のレベルがハイレベル（オン）のときに、後述する出力段トランジスタ１３のスイッチング素子１３ａをオンとするアクティブレベルのゲート信号をスイッチング素子１３ａに供給し、スイッチング素子１３ｂをオフとする非アクティブレベルのゲート信号をスイッチング素子１３ｂに供給する。
一方、ゲートドライバ１２は、ＰＷＭ変換回路１１から供給されたＰＷＭ信号のレベルがローレベル（オフ）のときに、出力段トランジスタ１３のスイッチング素子１３ａをオフとする非アクティブレベルのゲート信号をスイッチング素子１３ａに供給し、スイッチング素子１３ｂをオンとするアクティブレベルのゲート信号をスイッチング素子１３ｂに供給する。
このようにして、ゲートドライバ１２は、スイッチング素子１３ａ及びスイッチング素子１３ｂを相補的にオン又はオフとするゲート信号を出力段トランジスタ１３に供給する。
【００２４】
出力段トランジスタ１３は、スイッチング素子１３ａ及び１３ｂから構成され、ゲートドライバ１２から供給されるゲート信号に応答して、スイッチングすることにより、ＰＷＭ信号を増幅し、増幅したＰＷＭ信号を出力フィルタ１４に供給する。出力段トランジスタ１３は、ＰＷＭ信号を増幅する増幅部として機能する。
スイッチング素子１３ａ及び１３ｂは、出力フィルタ１４に並列に接続され、ゲートドライバ１２から供給されるゲート信号に応答して、相補的にオン又はオフを繰り返し、スイッチングする。このようにして、スイッチング素子１３ａが、出力可変電源装置１７から供給された電源電圧Ｖｏｕｔを出力フィルタ１４に供給（印加）することと、スイッチング素子１３ｂが、電源電圧−Ｖｃｃを出力フィルタ１４に供給（印加）することとが、交互に繰り返される。
本実施形態では、スイッチング素子１３ａ及び１３ｂは、ｎ型のＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）から構成され、ゲート信号がアクティブレベルのときにオンして導通し、ゲート信号が非アクティブレベルのときにオフとなり非導通となる。なお、ｎ型のＭＯＳＦＥＴの場合、アクティブレベルはハイレベルに相当し、非アクティブレベルはローレベルに相当する。
【００２５】
出力フィルタ（ローパスフィルタ）１４は、コイル、キャパシタなどから構成され、出力段トランジスタ１３から供給されたＰＷＭ信号のうち、所定のカットオフ周波数より低い周波数の信号を通すことにより、ＰＷＭ信号をアナログ信号に変換し、変換したアナログ信号（出力オーディオ信号）をスピーカ１８及び分圧回路１５に供給する。出力フィルタ１４は、ＰＷＭ信号を復調する復調部として機能する。
【００２６】
分圧回路１５は、抵抗器などから構成され、入力オーディオ信号が経由した装置等のトータルゲインの逆数に相当するゲインで、出力フィルタ１４から供給された出力オーディオ信号を減衰し、減衰した出力オーディオ信号を差分検出回路１６に供給する。分圧回路１５は、出力オーディオ信号を減衰する減衰部として機能する。
なお、出力オーディオ信号が歪んだり、出力オーディオ信号にノイズが重畳したりしないと仮定した場合、分圧回路１５によって減衰された出力オーディオ信号は、元の入力オーディオ信号と一致する。
【００２７】
差分検出回路１６は、差分回路などから構成され、分圧回路１５から供給されたアナログの出力オーディオ信号と外部装置から供給されたアナログの入力オーディオ信号との差分をとることにより、出力オーディオ信号と入力オーディオ信号との差分を示す差分信号を生成し、生成した差分信号を出力可変電源装置１７に供給する。
【００２８】
出力可変電源装置１７は、差分検出回路１６から供給された差分信号が正のとき、即ち、出力オーディオ信号の電圧値が入力オーディオ信号の電圧値よりも大きいとき、差分信号のレベルに応じて出力電圧を下げ、差分信号が負のとき、即ち、出力オーディオ信号の電圧値が入力オーディオ信号の電圧値よりも小さいとき、差分信号のレベルに応じて出力電圧を上げる。出力可変電源装置１７は、出力電圧を制御する電圧制御部として機能する。
【００２９】
出力可変電源装置１７の構成の一例を図２に示す。出力可変電源装置１７は、例えば、直流電源１７１とＮＰＮトランジスタＴｒと抵抗器Ｒ１〜Ｒ４とツェナーダイオードＺＤと差分増幅回路１７２とを備えたシリーズレギュレータから構成される。シリーズレギュレータは、直流電源１７１から供給される入力電圧Ｖｉｎを一定の出力電圧Ｖｃｃに変換して出力する装置である。
ここで、差分検出回路１６から供給される差分信号と出力可変電源装置１７の出力電圧Ｖｏｕｔを分圧した電圧を差分回路１７２の負（−）の入力端子に入力し、ツェナーダイオードＺＤの降伏電圧と等しい電圧（参照電圧）を差分回路１７２の正（＋）の入力端子に入力するように接続する。
【００３０】
このように構成された出力可変電源装置１７は、差分信号を重畳した出力電圧Ｖｏｕｔを負帰還することにより、差分信号による電圧変動を打ち消すように出力電圧Ｖｏｕｔを制御する。
具体的には、差分信号が正の場合、即ち、出力オーディオ信号の電圧値が入力オーディオ信号の電圧値よりも大きい場合、出力可変電源装置１７は、この差分信号のレベルを打ち消すように出力電圧Ｖｏｕｔを下げる。一方、差分信号が負の場合、即ち、出力オーディオ信号の電圧値が入力オーディオ信号の電圧値よりも小さい場合、出力可変電源装置１７は、この差分信号のレベルを打ち消すように出力電圧Ｖｏｕｔを上げる。
【００３１】
図１に示すスピーカ１８は、出力フィルタ１４から供給されるアナログの出力オーディオ信号により駆動され、放音する。スピーカ１８は、イヤホン、ヘッドホン等を含む。
【００３２】
次に、上記構成を有するＤクラスアンプ１００の動作を説明する。
【００３３】
Ｄクラスアンプ１００は、ラジオ放送受信装置等の外部装置から供給されるアナログの入力オーディオ信号を増幅するほか、出力段トランジスタ１３に印加する電圧を調節することにより、出力オーディオ信号の歪みを補正するという特徴的な動作を行う。
【００３４】
以下、この特徴的な動作を中心に説明する。
まず、ＰＷＭ変換回路１１は、外部装置から入力された入力オーディオ信号に応答して、アナログの入力オーディオ信号をＰＷＭ信号に変換し、変換したＰＷＭ信号をゲートドライバ１２に供給する。
ゲートドライバ１２は、ＰＷＭ変換回路１１から供給されたＰＷＭ信号に応答して、出力段トランジスタ１３のスイッチング素子１３ａ及び１３ｂを制御するゲート信号を生成し、生成したゲート信号を出力段トランジスタ１３に供給する。
【００３５】
出力段トランジスタ１３は、ゲートドライバ１２から供給されたゲート信号に応答して、スイッチングすることにより、ＰＷＭ信号を増幅し、増幅したＰＷＭ信号を出力フィルタ１４に供給する。
具体的には、前述したスイッチング素子１３ａ及び１３ｂが、ゲートドライバ１２から供給されるゲート信号に応答して、相補的にオン又はオフを繰り返すことにより、スイッチング素子１３ａが、出力可変電源装置１７から供給された電源電圧Ｖｏｕｔを出力フィルタ１４に印加することと、スイッチング素子１３ｂが、電源電圧−Ｖｃｃを出力フィルタ１４に印加することとが、交互に繰り返される。
【００３６】
出力フィルタ１４は、出力段トランジスタ１３から供給されたＰＷＭ信号をアナログの出力オーディオ信号に変換し、変換した出力オーディオ信号をスピーカ１８及び分圧回路１５に供給する。
【００３７】
分圧回路１５は、入力オーディオ信号が経由した装置等のトータルゲインの逆数に相当するゲインで、出力フィルタ１４から供給された出力オーディオ信号を減衰し、減衰した出力オーディオ信号を差分検出回路１６に供給する。
【００３８】
差分検出回路１６は、分圧回路１５から供給されたアナログの出力オーディオ信号と外部装置から供給されたアナログの入力オーディオ信号との差分をとることにより、出力オーディオ信号と入力オーディオ信号との差分を示す差分信号を生成し、生成した差分信号を出力可変電源装置１７に供給する。
【００３９】
出力可変電源装置１７は、差分検出回路１６から供給された差分信号が正のとき、即ち、出力オーディオ信号の電圧値が入力オーディオ信号の電圧値よりも大きいとき、この差分信号のレベルを打ち消すように出力電圧Ｖｏｕｔを下げ、差分信号が負のとき、即ち、出力オーディオ信号の電圧値が入力オーディオ信号の電圧値よりも小さいとき、この差分信号のレベルを打ち消すように出力電圧Ｖｏｕｔを上げる。
【００４０】
以上の動作を、図１及び３を参照して具体的に説明する。
例えば、ＰＷＭ変換回路１１が入力オーディオ信号をＰＷＭ信号に変換し、出力段トランジスタ１３がＰＷＭ信号を図３（ａ）に示すＰＷＭ信号に増幅したとする。増幅されたＰＷＭ信号は、出力フィルタ１４でアナログの出力オーディオ信号に変換され、分圧回路１５及びスピーカ１８に供給される。
以下、理解を容易にするため、図３（ｂ）に示すように、出力オーディオ信号が歪んだとする。
【００４１】
歪んだ出力オーディオ信号は、分圧回路１５で減衰され、差分検出回路１６に供給される。差分検出回路１６は、例えば、図３（ｂ）に示すように、タイミングｔ１で出力オーディオ信号の電圧値が入力オーディオ信号の電圧値よりも小さい場合、負の差分信号を出力可変電源装置１７に供給し、出力可変電源装置１７は、図３（ｃ）に示すように、差分検出回路１６から供給された負の差分信号に応答して、タイミングｔ１でこの差分信号のレベルを打ち消すように出力電圧を上げる。
一方、差分検出回路１６は、例えば、図３（ｂ）に示すように、タイミングｔ２で出力オーディオ信号の電圧値が入力オーディオ信号の電圧値よりも大きい場合、正の差分信号を出力可変電源装置１７に供給し、出力可変電源装置１７は、図３（ｃ）に示すように、差分検出回路１６から供給された正の差分信号に応答して、タイミングｔ２でこの差分信号のレベルを打ち消すように出力電圧を下げる。
【００４２】
このようにして、出力段トランジスタ１３に印加する出力電圧を制御することにより、図３（ｄ）に示すように、出力オーディオ信号が補正され、補正された出力オーディオ信号がスピーカ１８から音声として出力される。
【００４３】
以上、説明したように、出力可変電源装置１７は、出力オーディオ信号と入力オーディオ信号との差分を示す差分信号を重畳した出力電圧を負帰還することにより、差分信号による電圧変動を打ち消すように出力電圧を制御する。このため、出力オーディオ信号の歪みが補正され、歪みやノイズの発生箇所を問わず、Ｄクラスアンプの音質の劣化を改善する。
また、出力電圧を入力電圧としてフィードバックするため、Ｄクラスアンプへの入力信号の方式や変調方式を問わず、システムを構成する上での制約を少なくすることができる。
その他、例えば、各部（電源部、変調部等）から混入したノイズを打ち消すように動作するため、出力のノイズが抑制され、Ｓ／Ｎ比が向上する。また、スピーカの端子から混入した電圧変動分を打ち消すように動作するため、ダンピングファクタが改善する。さらに、出力に現れる電源の変動を打ち消すように動作するため、ＳＶＲ（電源電圧変動抑圧比）が向上する。
【００４４】
（実施形態２）
実施形態１では、Ｄクラスアンプ１００は、ハーフブリッジ方式で構成されていたが、フルブリッジ方式で構成することも可能である。
この場合の装置構成の一例を図４に示す。なお、図１と同一部分には同一符号を付し、同一部分が２つある場合には、符号に「ｐ」又は「ｎ」を付して区別する。
なお、出力フィルタ１４ａは、２つのコイル、１つのキャパシタなどから構成される。キャパシタとスピーカ１８は並列に接続され、一のコイルとキャパシタと他のコイルとがこの順で直列に接続されている。
【００４５】
本実施形態に係るＤクラスアンプ１００Ａは、実施形態１のＤクラスアンプ１００を構成する装置の他、ゲートドライバ１２ｎ、出力段トランジスタ１３ｎ、分圧回路１５ｎ、反転回路１９、出力検出回路２０を備えている。
【００４６】
反転回路１９は、ＰＷＭ変換回路１１から供給されたＰＷＭ信号の論理値を反転する。
出力検出回路２０は、差分回路などから構成され、分圧回路１５ｐから供給された後述する正相出力オーディオ信号と分圧回路１５ｎから供給された後述する逆相出力オーディオ信号との差分をとることにより、正相出力オーディオ信号と逆相出力信号の差分を示す出力オーディオ信号を生成し、生成した出力オーディオ信号を差分検出回路１６に供給する。この出力オーディオ信号は、入力オーディオ信号と同様に、ＧＮＤ（グランド）基準の電圧値で表される。なお、正相出力オーディオ信号及び逆相出力オーディオ信号は、１対のバランス信号に相当し、出力オーディオ信号は、ＧＮＤ（グランド）基準のアンバランス信号に相当する。
【００４７】
以下、Ｄクラスアンプ１００Ａが、出力オーディオ信号の歪みを補正する動作を説明する。本実施形態では、ＰＷＭ変換回路１１はＰＷＭ信号をゲートドライバ１２ｐ及び反転回路１９に供給する。反転回路１９は、ＰＷＭ変換回路１１から供給されたＰＷＭ信号の論理値を反転し、論理値を反転したＰＷＭ信号をゲートドライバ１２ｎに供給する。
【００４８】
ＰＷＭ変換回路１１からゲートドライバ１２ｐに供給されるＰＷＭ信号（正相ＰＷＭ信号）は、実施形態１と同様に、ゲートドライバ１２ｐ、出力段トランジスタ１３ｐ、出力フィルタ１４ａを経由してスピーカ１８の＋端子及び分圧回路１５ｐに供給される。正相ＰＷＭ信号は、出力段トランジスタ１３ｐで増幅され、出力フィルタ１４ａでアナログ信号（正相出力オーディオ信号）に変換され、分圧回路１５ｐで減衰される。
【００４９】
一方、反転回路１９からゲートドライバ１２ｎに供給されるＰＷＭ信号（逆相ＰＷＭ信号）は、ゲートドライバ１２ｎ、出力段トランジスタ１３ｎ、出力フィルタ１４ａを経由してスピーカ１８の−端子及び分圧回路１５ｎに供給される。逆相ＰＷＭ信号は、出力段トランジスタ１３ｎで増幅され、出力フィルタ１４ａでアナログ信号（逆相出力オーディオ信号）に変換され、分圧回路１５ｎで減衰される。
【００５０】
出力検出回路２０は、分圧回路１５ｐから供給された正相出力オーディオ信号と分圧回路１５ｎから供給された逆相出力オーディオ信号との差分をとることにより、出力オーディオ信号を生成し、生成した出力オーディオ信号を差分検出回路１６に供給する。
【００５１】
差分検出回路１６は、出力検出信号から供給された出力オーディオ信号と外部装置から供給された入力オーディオ信号との差分をとることにより、出力オーディオ信号と入力オーディオ信号との差分を示す差分信号を生成し、生成した差分信号を出力可変電源装置１７に供給する。
【００５２】
出力可変電源装置１７は、出力オーディオ信号と入力オーディオ信号との差分を示す差分信号を重畳した出力電圧を負帰還することにより、差分信号による電圧変動を打ち消すように出力電圧を制御する。
【００５３】
以上の動作を、図４、５及び６を参照して具体的に説明する。
例えば、ＰＷＭ変換回路１１が入力オーディオ信号を正相ＰＷＭ信号に変換し、出力段トランジスタ１３ｐが正相ＰＷＭ信号を図５（ａ−１）に示す正相ＰＷＭ信号に増幅したとする。この場合、反転回路１９は、ＰＷＭ変換回路１１から供給された正相ＰＷＭ信号の論理値を反転して逆相ＰＷＭ信号を生成し、出力段トランジスタ１３ｎが逆相ＰＷＭ信号を図５（ｂ−１）に示す逆相ＰＷＭ信号に増幅する。
【００５４】
増幅された正相ＰＷＭ信号は、出力フィルタ１４ａで図５（ａ−２）に示すアナログの正相出力オーディオ信号に変換され、分圧回路１５ｐ及びスピーカ１８の＋端子に供給される。また、増幅された正相出力オーディオ信号は、分圧回路１５ｐで減衰され、出力検出回路２０の＋端子に供給される。
一方、増幅された逆相ＰＷＭ信号は、出力フィルタ１４ａで図５（ｂ−２）に示すアナログの逆相出力オーディオ信号に変換され、分圧回路１５ｎ及びスピーカ１８の−端子に供給される。また、増幅された逆相出力オーディオ信号は、分圧回路１５ｎで減衰され、出力検出回路２０の−端子に供給される。
【００５５】
出力検出回路２０は、分圧回路１５ｐから供給された正相出力オーディオ信号と分圧回路１５ｎから供給された逆相出力オーディオ信号との差分をとることにより、出力オーディオ信号を生成し、生成した出力オーディオ信号を差分検出回路１６に供給する。
以下、理解を容易にするため、図６（ａ）に示すように、出力オーディオ信号が歪んだとする。
【００５６】
差分検出回路１６は、例えば、図６（ａ）に示すように、タイミングｔ３で出力オーディオ信号の電圧値が入力オーディオ信号の電圧値よりも小さい場合、負の差分信号を出力可変電源装置１７に供給し、出力可変電源装置１７は、図６（ｂ−１）に示すように、差分検出回路１６から供給された負の差分信号に応答して、タイミングｔ３でこの差分信号のレベルを打ち消すように出力電圧を上げる。
一方、差分検出回路１６は、例えば、図６（ａ）に示すように、タイミングｔ４で出力オーディオ信号の電圧値が入力オーディオ信号の電圧値よりも大きい場合、正の差分信号を出力可変電源装置１７に供給し、出力可変電源装置１７は、図６（ｂ−１）に示すように、差分検出回路１６から供給された正の差分信号に応答して、タイミングｔ４でこの差分信号のレベルを打ち消すように出力電圧を下げる。
【００５７】
これにより、図６（ｂ−２）に示すように、正相出力オーディオ信号が補正される。
なお、図６（ｃ−１）に示すように、出力段トランジスタ１３ｎに供給される電源電圧はＶｃｃのままであり、図６（ｃ−２）に示すように、逆相出力オーディオ信号は、補正されない。
【００５８】
このような構成によっても、図６（ｄ）に示すように、出力オーディオ信号の歪みが補正され、歪みやノイズの発生箇所を問わず、Ｄクラスアンプの音質の劣化を改善することができる。
また、出力検出回路２０が正相出力オーディオ信号と逆相出力オーディオ信号との差分をとることにより出力オーディオ信号を生成するため、正相出力オーディオ信号及び逆相出力オーディオ信号に重畳したノイズの電圧を取り除くことができる。
【００５９】
（実施形態３）
実施形態２では、正相ＰＷＭ信号を増幅する出力段トランジスタ１３ｐの電源電圧のみを制御しているが、逆相ＰＷＭ信号を増幅する出力段トランジスタ１３ｎの電源電圧も制御するようにしてもよい。
この場合の装置構成の一例を図７に示す。なお、図１及び４と同一部分には同一符号を付し、同一部分が２つある場合には、符号に「ｐ」又は「ｎ」を付して区別する。
【００６０】
本実施形態に係るＤクラスアンプ１００Ｂは、実施形態２のＤクラスアンプ１００Ａを構成する装置の他、反転回路２２、出力可変電源装置１７ｎを備えている。
【００６１】
反転回路２２は、差分検出回路１６から供給された差分信号の位相を反転することにより、位相を反転した差分信号を示す逆相差分信号を生成し、生成した逆相差分信号を出力可変電源装置１７ｎに供給する。
【００６２】
出力可変電源装置１７ｎは、逆相差分信号を重畳した出力電圧を負帰還することにより、逆相差分信号による電圧変動を打ち消すように出力電圧を制御する。
具体的には、出力可変電源装置１７ｎは、反転回路２２から供給された逆相差分信号が正のとき、即ち、出力オーディオ信号の電圧値が入力オーディオ信号の電圧値よりも小さいとき、この逆相差分信号のレベルを打ち消すように出力電圧Ｖｏｕｔを下げ、逆相差分信号が負のとき、即ち、出力オーディオ信号の電圧値が入力オーディオ信号の電圧値よりも大きいとき、この逆相差分信号のレベルを打ち消すように出力電圧Ｖｏｕｔを上げる。
【００６３】
このような構成によっても、出力オーディオ信号の歪みが補正され、歪みやノイズの発生箇所を問わず、Ｄクラスアンプの音質の劣化を改善することができる。
【００６４】
この発明は上記の実施形態に限定されず、種々の変形及び応用が可能である。例えば、上記説明において示したハードウェアの構成及び動作は一例でありこれらに限定されるものではなく、適宜変更及び応用が可能である。
【００６５】
（変形例１）
上記実施形態では、出力可変電源装置１７はシリーズレギュレータから構成されるが、定電圧電源ＩＣ（３端子レギュレータ等）から構成されてもよい。
この場合の出力可変電源装置１７Ａの構成の一例を図８に示す。出力可変電源装置１７Ａは、直流電源１７１、定電圧電源ＩＣ１７３などから構成される。
直流電源１７１は、入力電圧Ｖｉｎを定電圧電源ＩＣ１７３の入力端子に供給する。定電圧電源ＩＣ１７３は、直流電源１７１から供給される入力電圧Ｖｉｎを一定の電圧Ｖｏｕｔ（＝Ｖｃｃ）に変換して出力する装置である。
【００６６】
ここで、差分検出回路１６から供給される信号を定電圧電源ＩＣ１７３のＧＮＤ（グランド）端子に入力するように接続する。また、出力可変電源装置１７Ａを、Ｄクラスアンプ１００、１００Ａ、１００Ｂに組み込む際に、差分検出回路１６の−端子に出力オーディオ信号を入力し、＋端子に入力オーディオ信号を入力するように接続する。
差分検出回路１６の＋端子と−端子に入力する信号を交換することにより、差分検出回路１６が出力する信号の位相を反転することができる。このようにして、差分検出回路１６は、差分信号の位相を反転した逆相差分信号を出力可変電源装置１７Ａに供給する。なお、差分検出回路１６の出力段に反転回路２２を配置して差分信号の位相を反転してもよい。
【００６７】
このように構成された出力可変電源装置１７Ａは、逆相差分信号のレベルを基準値として一定の電圧Ｖｃｃを出力するので、逆相差分信号が正のとき、即ち、出力オーディオ信号の電圧値が入力オーディオ信号の電圧値よりも小さいとき、出力電圧Ｖｏｕｔを上げ、逆相差分信号が負のとき、即ち、出力オーディオ信号の電圧値が入力オーディオ信号の電圧値よりも大きいとき、出力電圧Ｖｏｕｔを下げる。
【００６８】
（変形例２）
出力可変電源装置１７は、ＤＣ／ＤＣコンバータ（スイッチングレギュレータ）から構成されてもよい。
この場合の出力可変電源装置１７Ｂの構成の一例を図９に示す。出力可変電源装置１７Ｂは、直流電源１７１と、ＤＣ／ＤＣコンバータ１７４と、コイルＬと、キャパシタＣと、抵抗器Ｒ５〜Ｒ７などから構成される。ＤＣ／ＤＣコンバータ１７４は、スイッチングすることにより、直流電源１７１から供給される入力電圧Ｖｉｎを一定の出力電圧Ｖｃｃに変換して出力する装置である。
ここで、差分検出回路１６から供給される差分信号と出力可変電源装置１７の出力電圧Ｖｏｕｔを分圧した電圧をＤＣ／ＤＣコンバータ１７４のフィードバック端子に入力するように接続する。
【００６９】
このように構成された出力可変電源装置１７は、差分信号を重畳した出力電圧Ｖｏｕｔを負帰還することにより、差分信号による電圧変動を打ち消すように出力電圧Ｖｏｕｔを制御する。
【００７０】
上記実施形態では、入力オーディオ信号がアナログ信号である場合を例にして説明したが、入力オーディオ信号はデジタル信号であってもよい。
この場合、図１０に示すように、差分検出回路１６の−端子へ入力オーディオ信号を入力する入力段において、デジタル信号をアナログ信号に変換するＤＡＣ（Digital to Analog Converter）を配置すればよい。なお、この例では、実施形態１のＤクラスアンプ１００の入力段にＤＡＣを配置しているが、実施形態２のＤクラスアンプ１００Ａ、実施形態３のＤクラスアンプ１００Ｂの入力段にＤＡＣを配置してもよい。
【００７１】
上記実施形態では、変調方式がパルス幅変調の場合を例にして説明したが、変調方式はこれに限定されず、例えば、パルス密度変調であってもよい。
【００７２】
上記実施形態１及び２では、出力可変電源装置１７は、出力段トランジスタ１３に供給される正（＋）の電源電圧のみを制御しているが、負（−）の電源電圧のみを制御してもよく、正（＋）及び負（−）の両方の電源電圧を制御してもよい。
【００７３】
上記実施形態２及び３では、反転回路１９が正相ＰＷＭ信号の論理値を反転して逆相ＰＷＭ信号を生成しているが、図１１に示すように、反転回路２３が入力オーディオ信号の位相を反転して逆相入力オーディオ信号を生成し、別のＰＷＭ変換回路１１ｎが逆相入力オーディオ信号を逆相ＰＷＭ信号に変換してもよい。
【００７４】
上記実施形態では、理解を容易にするため、Ｄクラスアンプ１００は一定のゲインで入力オーディオ信号を増幅しているが、ユーザの指示に従って、このゲインを変更してもよい。
この場合、ＣＰＵ（Central Processing Unit）などから構成される制御部が、ユーザの指示に応答して、ＰＷＭ変換回路１１のゲインＧ１１を増加し、分圧回路１５のゲインＧ１５を減少するように、ＰＷＭ変換回路１１及び分圧回路１５を制御すればよい。
【００７５】
上記実施形態では、差分検出回路１６は差分信号をそのまま出力可変電源装置１７に供給しているが、ＰＩＤを制御するＰＩＤ制御回路を介して、出力可変電源装置１７に供給してもよい。
【００７６】
上記実施形態では、出力オーディオ信号と入力オーディオ信号との差分が０となるように、出力可変電源装置１７が出力電圧を制御しているが、出力オーディオ信号と入力オーディオ信号との差分が所定の範囲内になるように、出力電圧を制御してもよい。
例えば、出力オーディオ信号と入力オーディオ信号との差分の絶対値が所定の閾値以内となるように、出力可変電源装置１７が出力電圧を制御してもよい。
【００７７】
なお、上記実施形態では、理解を容易にするため、差分検出回路１６に入力オーディオ信号と出力オーディオ信号とを入力しているが、それぞれの信号を検波回路で包絡線の信号に変換した後、差分検出回路１６に入力することが望ましい。
【００７８】
前述したオーディオ信号増幅方法は、以下のような態様であってもよい。
【００７９】
例えば、前記電圧制御工程は、
前記差分が所定の範囲内となるように、前記電源部から前記増幅工程に供給される電圧を制御してもよい。
【００８０】
また、前記電圧制御工程は、
前記差分が０となるように、前記電源部から前記増幅工程に供給される電圧を制御してもよい。
【００８１】
さらに、前記電圧制御工程は、
前記減衰工程によって減衰された出力オーディオ信号と前記入力オーディオ信号との差分を示す差分信号を反転した逆相差分信号を基準にして一定の電圧を供給してもよい。
【００８２】
また、デジタルの入力オーディオ信号をアナログに変換するＤＡＣ工程、
を備えてもよい。
【符号の説明】
【００８３】
１００、１００Ａ、１００Ｂ  Ｄクラスアンプ
１１、１１ｐ、１１ｎ  ＰＷＭ変換回路
１２、１２ｐ、１２ｎ  ゲートドライバ
１３、１３ｐ、１３ｎ  出力段トランジスタ
１３ａ、１３ｂ  スイッチング素子
１４、１４ａ  出力フィルタ
１５、１５ｐ、１５ｎ  分圧回路
１６  差分検出回路
１７、１７ｐ、１７ｎ、１７Ａ、１７Ｂ  出力可変電源装置
１７１  直流電源
１７２  差分回路
１７３  定電圧電源ＩＣ
１７４  ＤＣ／ＤＣコンバータ
１８  スピーカ
１９  デジタル信号の反転回路
２０  出力検出回路
２１  ＤＡＣ
２２、２３  アナログ信号の反転回路
【図１】
2012156890.tif 000003
【図２】
2012156890.tif 000004
【図３】
2012156890.tif 000005
【図４】
2012156890.tif 000006
【図５】
2012156890.tif 000007
【図６】
2012156890.tif 000008
【図７】
2012156890.tif 000009
【図８】
2012156890.tif 000010
【図９】
2012156890.tif 000011
【図１０】
2012156890.tif 000012
【図１１】
2012156890.tif 000013