(57)【要約】【課題】高速移動するターゲットのコヒーレント積分利得を維持し、低速移動するターゲットのコヒーレント積分利得を高め、到来方向推定精度を向上する。【解決手段】レーダ送信部は、パルス圧縮符号を高周波送信信号に変換して送信アンテナから送信する。レーダ受信部は、受信信号と送信信号との相関値をコヒーレント積分する複数のアンテナ系統処理部と、複数のアンテナ系統処理部の各出力に基づいて相関行列を生成するｐ（整数）個の相関行列生成部と、ｐ個の相関行列生成部のうち１つ又は複数の相関行列生成部の出力を加算するｐ（整数）個の加算部と、生成された各相関行列のうち、コヒーレント積分利得が最大の相関行列を生成した相関行列生成部を選択する出力選択制御部と、出力選択制御部により選択された相関行列生成部に応じて、ｐ個の加算部の各出力のうちいずれかの出力を選択する出力選択部と、を有する。【選択図】図２
2012181109.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信信号を高周波送信信号に変換し、前記高周波送信信号を送信アンテナから送信するレーダ送信部と、
ターゲットにより反射された前記高周波送信信号である反射波の信号を用いてターゲットからの反射波の到来方向を推定する複数の受信アンテナからのレーダ受信部と、を含み、
前記レーダ受信部は、
受信信号と前記送信信号との相関値を異なるコヒーレント積分数を用いて複数のコヒーレント積分する、複数のアンテナ系統処理部と、
前記複数のアンテナ系統処理部の前記複数のコヒーレント積分の各出力に基づいて受信アンテナ配置に起因する位相差情報である相関行列を生成する複数の相関行列生成部と、
コヒーレント積分数Ｎのコヒーレント積分出力から得られる前記相関行列生成部の出力に対し、Ｎより小さいコヒーレント積分数のコヒーレント積分出力から得られる１つ又は複数の前記相関行列生成部の出力を加算する複数の加算部と、
前記加算部の出力を基に、前記ターゲットからの反射波の前記到来方向を推定する到来方向推定部と、を有するレーダ装置。
【請求項２】
請求項１に記載のレーダ装置であって、
前記生成された各相関行列のうち、出力信号レベルが最大となる相関行列を生成した相関行列生成部を選択する出力選択制御部と、
前記出力選択制御部により選択された相関行列生成部の出力に対して得られた加算部の出力を用いて前記到来方向を推定するレーダ装置。
【請求項３】
請求項１又は２に記載のレーダ装置であって、
前記複数のアンテナ系統処理部は、それぞれ、
前記反射波の信号を受信する受信アンテナと、
前記受信された信号をベースバンドの受信信号に変換する受信ＲＦ部と、
前記変換された受信信号をデジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換部と、
前記変換された受信信号のデジタルデータと、前記パルス圧縮符号との相関値を演算する相関値演算部と、
前記演算された相関値を、それぞれ異なる所定回数のコヒーレント積分する個のコヒーレント積分部と、を有するレーダ装置。
【請求項４】
請求項２又は３に記載のレーダ装置であって、
前記複数の各コヒーレント積分部の積分回数は、前記ターゲットの移動速度に応じて定められているレーダ装置。
【請求項５】
請求項２又は３に記載のレーダ装置であって、
前記複数のコヒーレント積分部のうち一部の前記コヒーレント積分部は、他の前記コヒーレント積分部の出力を用いてコヒーレント積分するレーダ装置。
【請求項６】
請求項２〜４のうちいずれか一項に記載のレーダ装置であって、
前記出力選択制御部は、前記複数の相関行列生成部により生成された各相関行列のうち、各相関行列の対角成分の和が最大となる相関行列を生成した相関行列生成部を選択するレーダ装置。
【請求項７】
請求項２〜４のうちいずれか一項に記載のレーダ装置であって、
前記出力選択制御部は、前記複数の相関行列生成部により生成された各相関行列のうち、各相関行列の対角成分の和に所定の係数を乗じた値の中において最大となる相関行列を生成した相関行列生成部を選択するレーダ装置。
【請求項８】
請求項２〜４のうちいずれか一項に記載のレーダ装置であって、
前記出力選択制御部は、前記各相関行列の出力信号レベルが所定レベルを満たさない場合、前記複数の加算部の各出力のうちいずれの出力も選択しない様に前記出力選択部を制御するレーダ装置。
【請求項９】
請求項２〜８のうちいずれか一項に記載のレーダ装置であって、
前記レーダ受信部は、更に、
前記コヒーレント積分部のうちいずれかのコヒーレント積分部の出力に基づいて、前記ターゲットの移動に起因する位相回転量を演算するドップラ周波数検出部と、を有し、
前記出力選択制御部は、前記演算された位相回転量を基に、前記相関行列を生成した相関行列生成部を選択するレーダ装置。
【請求項１０】
請求項２〜９のうちいずれか一項に記載のレーダ装置であって、
前記レーダ受信部は、更に、
前記コヒーレント積分部のうちいずれかのコヒーレント積分部の出力に基づいて、前記ターゲットの移動に起因する位相回転量を演算するドップラ周波数検出部と、を有し、
前記出力選択制御部は、前記演算された位相回転量が所定値以下において最大となる前記相関行列を生成した相関行列生成部を選択するレーダ装置。
【請求項１１】
請求項９に記載のレーダ装置であって、
前記出力選択制御部は、前記複数の加算部の各出力のうち、出力信号レベルが最大となる相関行列の加算出力値を出力した前記加算部に対応する前記相関行列生成部を選択するレーダ装置。
【請求項１２】
請求項１１に記載のレーダ装置であって、
前記出力選択制御部は、前記相関行列生成部の選択に代えて、複数のコヒーレント積分部の各出力のうち、出力信号レベルが最大のコヒーレント積分出力を演算した前記コヒーレント積分部を選択するレーダ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ターゲットに反射された反射波のパルス信号をアンテナにより受信してターゲットを検出する、パルス信号を用いたレーダ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
レーダ装置は、測定地点から電波を空間に放射し、ターゲットに反射された反射波のパルス信号を受信して、測定地点とターゲットとの距離、方向の少なくとも１つ以上を測定する。特に近年、マイクロ波又はミリ波を含む波長の短い電波を用いた高分解能な測定によって、自動車及び歩行者を含めてターゲットとして検出可能なレーダ装置の開発が進められている。
【０００３】
また、レーダ装置は、近距離に存在するターゲットと遠距離に存在するターゲットとからの反射波が混合された信号を受信する。特に、近距離に存在するターゲットからの反射波の信号によって、レンジサイドローブが生じる。レンジサイドローブと遠距離に存在するターゲットからの反射波の信号のメインローブとが混在し、レーダ装置は、遠距離に存在するターゲットを検出する精度が劣化する。
【０００４】
従って、複数のターゲットに対して高分解能な測定が要求されるパルス信号を用いたレーダ装置には、低いレンジサイドローブレベルとなる自己相関特性（以下、「低レンジサイドローブ特性」という）を有するパルス波又はパルス変調波の送信が要求される。
【０００５】
また、レーダ装置は、測定地点から同じ距離に自動車と歩行者とが存在すると、レーダ反射断面積（ＲＣＳ: Radar cross section）の異なる自動車と歩行者とからの各反射波の信号が混合された信号を受信する。一般に、歩行者のレーダ反射断面積は自動車のレーダ反射断面積に比べると低い。
【０００６】
このため、レーダ装置は、たとえ測定地点から同じ距離に、自動車と歩行者とが存在していても、自動車及び歩行者からの反射波の信号を適正に受信することが要求される。ターゲットの距離又は種別により、受信信号レベルとなる反射波の信号は変化する。レーダ装置は、様々な受信信号レベルとなる反射波の信号が受信可能な受信ダイナミックレンジが要求される。
【０００７】
従来のパルス圧縮を用いたレーダ装置は、送信周期Ｔｒにおいてパルス圧縮符号を繰り返して送信する場合、パルス圧縮処理により演算された相関値を加算平均して、ターゲットからの反射波の受信におけるＳＮＲ（signal to noise ratio）を改善する。なお、加算平均には、コヒーレント積分とノンコヒーレント積分（あるいはインコヒーレント積分とも呼ばれる）とがある。
【０００８】
例えば、パルス圧縮処理により演算された相関値のうち、時間相関が高い期間（Ｎｃ×Ｔｐ）では、コヒーレント積分が可能である。パラメータＴｐはパルス幅［秒］である。コヒーレント積分により、数式（１）に示す様に、ＳＮＲの改善が可能である。パラメータＧｃは、コヒーレント積分による利得であり、数式（２）に従って演算される。
【０００９】
【数１】
2012181109.tif 000003
【００１０】
【数２】
2012181109.tif 000004
【００１１】
パラメータＮｃは、コヒーレント積分数であり、ターゲットの想定最大移動速度に依存して設定される。従って、ターゲットの想定最大移動速度が大きいほど、ターゲットからの反射波の信号に含まれるドップラ周波数変動が大きくなり、時間相関の高い期間が短くなる。このため、コヒーレント積分数Ｎｃは小さくなり、数式（２）によってコヒーレント積分による利得Ｇｃが小さくなる。即ち、数式（１）において、コヒーレント積分によるＳＮＲの向上効果が小さくなる。
【００１２】
一方、ノンコヒーレント積分を用いた場合にも、パルス圧縮処理により演算された相関値の振幅或いは受信電力成分を加算することによって、数式（３）に示す様に、ＳＮＲの改善が可能である。パラメータＧｄは、ノンコヒーレント積分による利得であり、数式（４）に従って演算される。
【００１３】
【数３】
2012181109.tif 000005
【００１４】
【数４】
2012181109.tif 000006
【００１５】
パラメータＮｄは、ノンコヒーレント積分数である。コヒーレント積分数Ｎｃとノンコヒーレント積分数Ｎｄとが同じ場合、コヒーレント積分がノンコヒーレント積分よりも利得向上の寄与度が大きい。但し、理想的なコヒーレント積分による利得を得るためには、コヒーレント積分される区間（時間）において、受信信号の位相成分が所定範囲内で一致する必要があり、コヒーレント積分の可能範囲が限定される。
【００１６】
また、従来のパルス圧縮レーダが、低速移動するターゲットから高速移動するターゲットを測位する場合、コヒーレント積分数Ｎｃはターゲットの想定最大移動速度に依存して固定的に設定されるため、コヒーレント積分数Ｎｃが小さい。このため、低速移動するターゲットの測位に関しては、時間相関の高い区間のうち、一部の区間におけるコヒーレント積分による利得以外が得られないという課題があった。
【００１７】
この課題に関連して、例えば特許文献１に示すレーダ装置が知られている。このレーダ装置は、パルス幅によってレンジゲート幅が決定される複数個のレンジゲートを備え、各レンジゲートに対し、複数個のコヒーレント積分器、複数個の検波器、複数個のノンコヒーレント積分器、及び複数個のスレッショルド検出器をそれぞれ含む構成である。
【００１８】
更に、レーダ装置は、複数個のコヒーレント積分器と複数個のノンコヒーレント積分器により、コヒーレント積分数とノンコヒーレント積分数との比が異なる複数の積分処理をし、そして、積分処理された複数の信号を複数個のスレッショルド検出器により、所定のしきい値との比較によって、レンジ毎に測定ターゲットを検出する構成を開示している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１９】
【特許文献１】特開平５−４５４４９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２０】
しかしながら、特許文献１のレーダ装置において、複数のアンテナ素子を用いて構成可能なアレーアンテナを用いて、受信したターゲットからの反射波の信号の位相差に応じて到来方向を推定すると、次に示す様な構成となる。
【００２１】
レンジゲート毎の複数のコヒーレント積分器の出力は、ターゲットからの反射波の信号の位相情報が含まれるが、検波部において位相情報が除かれるため、レンジゲート毎の複数のコヒーレント積分器の出力にそれぞれ到来方向推定部を追加する構成が一例として考えられる。ただし、複数のコヒーレント積分器及びノンコヒーレント積分器の全ての組合せに対して到来方向を推定するため、レーダ装置の回路規模が増大する。
【００２２】
また、レンジゲート毎の複数のスレッショルド検出器の後段に、それぞれ到来方向推定部を追加する構成が別の一例として考えられる。各スレッショルド検出器はスレッショルドに満たない信号に対する到来方向を推定する必要はない。しかし、受信信号が、複数の検出器のうち、どの検出器のスレッショルドを満たすかどうかは事前に判別困難である。このため、複数の各コヒーレント積分器の出力データをメモリに保存し、スレッショルド検出器の検出結果に基づいて到来方向を推定する。従って、所要のメモリ量が増大し、更に、到来方向の推定処理結果が得られるまでの遅延も増大する。
【００２３】
更に上記の構成において、特許文献１のレーダ装置において開示されているように、コヒーレント積分数とノンコヒーレント積分数の積を一定とする関係において、組合せを複数設定する場合、１）コヒーレント積分数が多くなると、ノンコヒーレント積分数は少なくなる組合せ、あるいは２）コヒーレント積分数が少なくなると、ノンコヒーレント積分数が多くなる組合せがある。
【００２４】
このような関係の下では、高速移動するターゲットからの反射波の信号が、あるレンジゲートに含まれる場合、以下のような現象が発生するため、ターゲットの到来方向の推定精度が大きく劣化するという課題があった。
【００２５】
１）コヒーレント積分数が多く、ノンコヒーレント積分数は少ない組合せ：
【００２６】
高速移動するターゲットからの反射波は、時間相関の低い期間までのコヒーレント積分がなされ、理想的に得られるコヒーレント積分利得よりも小さくなる。
【００２７】
コヒーレント積分期間中に例えば１８０度以上の位相回転が含まれる場合には、コヒーレント積分利得が負になる。一方、ノンコヒーレント積分数が少ないため、雑音の抑圧効果が小さく、雑音成分が重畳された値を積分処理結果として出力する。
【００２８】
２）コヒーレント積分数が少なく、ノンコヒーレント積分数が多い組合せ：
【００２９】
コヒーレント積分数が少ないため、利得改善効果が小さいが、ノンコヒーレント積分数が多いため、十分に雑音成分が抑圧される。
【００３０】
本来は、２）の積分処理結果を最適な積分数の組合せとして選択するべきであるが、ターゲットからの反射波の信号のＳＮＲが低い場合には、雑音成分が多く重畳された方が、見かけ上の積分処理出力レベルが高くなるため、１）の積分処理結果を最適な積分数の組合せとして誤って選択する。
【００３１】
選択されたコヒーレント積分数とノンコヒーレント積分数との組合せに基づいて到来方向を推定するには、雑音成分の影響を大きく受け、ターゲットの到来方向の推定精度が大きく劣化するという課題があった。
【００３２】
図１５は、レーダ装置が合計４８０回のパルス圧縮符号を繰り返し送信した信号に対し、４つの異なる移動速度のターゲットからの反射波を含む信号をレーダ装置の受信部が受信し、パルス圧縮処理後に、各レンジゲートに、それぞれ異なるコヒーレント積分数及びノンコヒーレント積分数の組合せを用いて積分処理した結果の一例である。
【００３３】
同図において、４つの異なる移動速度のターゲットは、高速移動（時速８０ｋｍ／ｈ相当）しているターゲット＃１、中速移動（時速４０ｋｍ／ｈ相当）しているターゲット＃２、低速移動しているターゲット＃３（時速２０ｋｍ／ｈ相当）、及び歩行速度移動しているターゲット＃４（時速５ｋｍ／ｈ相当）であり、図１５（ａ）中の矢印位置のレンジゲートに各ターゲットから反射波を受信している。
【００３４】
また、同図（ａ）は、検出結果であって、コヒーレント積分数が３０回であり、ノンコヒーレント積分数が１６回である。
【００３５】
同図（ｂ）は、検出結果であって、コヒーレント積分数が６０回であり、ノンコヒーレント積分数が８回である。
【００３６】
同図（ｃ）は、検出結果であって、コヒーレント積分数が１２０回であり、ノンコヒーレント積分数が４回である。
【００３７】
同図（ｄ）は、検出結果であって、コヒーレント積分数が２４０回であり、ノンコヒーレント積分数が２回である。
【００３８】
同図（ｅ）は、検出結果であって、コヒーレント積分数が４８０回であり、ノンコヒーレント積分数が１回である。
【００３９】
図１５において、横軸は受信信号の到来タイミングを示し、送信パルス幅によって規定されるレンジゲートの番号を用いて表示している。縦軸はパルス圧縮処理後にコヒーレント積分及びノンコヒーレント積分処理して得られる出力レベル［ｄＢ］である。
【００４０】
図１５において、コヒーレント積分数が多くなるにつれて、低速移動するターゲットからの反射波の信号は、大きなコヒーレント積分利得を得る。一方、高速移動するターゲットからの反射波の信号は、コヒーレント積分利得が減少し、更には、負のコヒーレント積分利得となって減衰する。
【００４１】
また、コヒーレント積分数が多くなるにつれて、ノンコヒーレント積分数が減少するため、雑音成分の分散が大きくなる。上述したような現象（高速移動するターゲットからの反射波の信号に対する、最適な積分数の組合せ選択を誤りによるターゲットの到来方向の推定精度が大きく劣化する現象）の発生確率が高まる。
【００４２】
本発明は、上述従来の事情に鑑みてなされたもので、高速移動するターゲットのコヒーレント積分利得を維持し、低速移動するターゲットのコヒーレント積分利得を高めることで、簡易な構成を用いて到来方向推定精度を向上するレーダ装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００４３】
本発明は、上述したレーダ装置であって、送信信号を高周波送信信号に変換し、前記高周波送信信号を送信アンテナから送信するレーダ送信部と、ターゲットにより反射された前記高周波送信信号である反射波の信号を用いてターゲットからの反射波の到来方向を推定する複数の受信アンテナからのレーダ受信部と、を含み、前記レーダ受信部は、受信信号と前記送信信号との相関値を異なるコヒーレント積分数を用いて複数のコヒーレント積分する複数のアンテナ系統処理部と、前記複数のアンテナ系統処理部の前記複数のコヒーレント積分の各出力に基づいて受信アンテナ配置に起因する位相差情報である相関行列を生成する複数の相関行列生成部と、コヒーレント積分数Ｎのコヒーレント積分出力から得られる前記相関行列生成部の出力に対し、Ｎより小さいコヒーレント積分数のコヒーレント積分出力から得られる１つ又は複数の前記相関行列生成部の出力を加算する複数の加算部と、前記加算部の出力を基に、前記ターゲットからの反射波の到来方向を推定する到来方向推定部と、を有する。
【発明の効果】
【００４４】
本発明によれば、高速移動するターゲットの到来方向の推定精度を維持し、低速移動するターゲットのコヒーレント積分利得を、簡易な構成を用いて向上できる。
【図面の簡単な説明】
【００４５】
【図１】第１の実施形態のレーダ装置の内部構成を簡略に示すブロック図
【図２】第１の実施形態のレーダ装置の内部構成を詳細に示すブロック図
【図３】高周波送信信号の送信区間と送信周期との関係を示す説明図
【図４】送信信号生成部の他の内部構成を詳細に示すブロック図
【図５】高周波送信信号の送信区間と送信周期と測定範囲との関係を示す説明図
【図６】信号処理部の他の内部構成を詳細に示すブロック図
【図７】或る相関行列生成部の出力に基づいてターゲットの到来方向を推定したシミュレーション結果を示す説明図、（ａ）コヒーレント積分数が３０回であり、ノンコヒーレント積分数が１２０回であるシミュレーション結果、（ｂ）コヒーレント積分数が６０回であり、ノンコヒーレント積分数が６０回であるシミュレーション結果、（ｃ）コヒーレント積分数が１２０回であり、ノンコヒーレント積分数が３０回であり、コヒーレント積分数とノンコヒーレント積分数の積がそれぞれ一定となる条件でのシミュレーション結果
【図８】或る相関行列生成部の出力に基づいてターゲットの到来方向を推定したシミュレーション結果を示す説明図、（ａ）コヒーレント積分数が２４０回であり、ノンコヒーレント積分数が１５回であるシミュレーション結果、（ｂ）コヒーレント積分数が４８０回であり、ノンコヒーレント積分数が７回であり、コヒーレント積分数とノンコヒーレント積分数の積がそれぞれ一定となる条件でのシミュレーション結果
【図９】出力選択部により選択された加算部の出力に基づいてターゲットの到来方向を推定したシミュレーション結果を示す説明図
【図１０】各ターゲットの存在位置に対する到来方向の推定精度の誤差を示す累積確立分布を示すシミュレーション結果を示す説明図、（ａ）ターゲット＃１に対する到来方向の推定精度の誤差を示す累積確立分布、（ｂ）ターゲット＃２に対する到来方向の推定精度の誤差を示す累積確立分布
【図１１】各ターゲットの存在位置に対する到来方向の推定精度の誤差を示す累積確立分布を示すシミュレーション結果を示す説明図、（ａ）ターゲット＃３に対する到来方向の推定精度の誤差を示す累積確立分布、（ｂ）ターゲット＃４に対する到来方向の推定精度の誤差を示す累積確立分布
【図１２】第１の実施形態の変形例１のレーダ装置の内部構成を詳細に示すブロック図
【図１３】第１の実施形態の変形例２のレーダ装置の内部構成を詳細に示すブロック図
【図１４】第１の実施形態の変形例３のレーダ装置の内部構成を詳細に示すブロック図
【図１５】レーダ装置が合計４８０回のパルス圧縮符号を繰り返し送信した信号に対し、４つの異なる移動速度のターゲットからの反射波を含む信号をレーダ装置の受信部が受信し、パルス圧縮処理後に、各レンジゲートに、それぞれ異なるコヒーレント積分数及びノンコヒーレント積分数の組合せを用いて積分処理した結果の一例、（ａ）コヒーレント積分数が３０回であり、ノンコヒーレント積分数が１６回である検出結果、（ｂ）コヒーレント積分数が６０回であり、ノンコヒーレント積分数が８回である検出結果、（ｃ）コヒーレント積分数が１２０回であり、ノンコヒーレント積分数が４回である検出結果、（ｄ）コヒーレント積分数が２４０回であり、ノンコヒーレント積分数が２回である検出結果、（ｅ）コヒーレント積分数が４８０回であり、ノンコヒーレント積分数が１回である検出結果
【発明を実施するための形態】
【００４６】
本発明に係るレーダ装置の各実施形態を説明する前に、以下、後述の各実施形態の前提となる技術内容として、パルス圧縮処理、及び相補符号に関してそれぞれ簡単に説明する。
【００４７】
（パルス圧縮処理）
先ず、パルス圧縮処理に関して説明する。例えば、上述した低レンジサイドローブ特性を有するパルス波又はパルス変調波として、Ｂａｒｋｅｒ符号、Ｍ系列符号、相補符号の少なくとも１つを含むパルス圧縮符号を用いて高周波のレーダ送信信号を送信するパルス圧縮レーダが知られている。
【００４８】
パルス圧縮とは、レーダ装置が上記のパルス圧縮符号を用いた複数のパルス信号をパルス変調又は位相変調して、等価的にパルス幅の広い信号を用いて送信し、反射波の受信後の信号処理において受信信号を復調して、送信に用いたパルス圧縮符号との相関を求めることによって、元のパルス幅の狭い信号に変換（圧縮）して相関値を演算することである。パルス圧縮によれば、受信電力を等価的に高め、ターゲットの探知距離を増大し、更に、探知距離に対する距離推定精度が向上する。
【００４９】
（相補符号）
次に、相補符号に関して説明する。相補符号は、複数例えば２つのペアとなる相補符号系列（ａｎ、ｂｎ）を用いた符号である。相補符号は、一方の相補符号系列ａｎと他方の相補符号系列ｂｎの各自己相関演算結果において、遅延時間τ［秒］を一致させた各自己相関演算結果の加算によって、レンジサイドローブがゼロとなる性質を有する。なお、パラメータｎはｎ＝１，２，…，Ｌである。パラメータＬは、符号系列長又は単に符号長を示す。
【００５０】
相補符号の生成方法は、例えば下記参考非特許文献１に開示されている。
（参考非特許文献１）ＢＵＤＩＳＩＮ，  Ｓ．  Ｚ，「ＮＥＷ  ＣＯＭＰＬＥＭＥＮＴＡＲＹ  ＰＡＩＲＳ  ＯＦ  ＳＥＱＵＥＮＣＥＳ」，Ｅｌｅｃｔｒｏｎ．  Ｌｅｔｔ．，  ２６，（１３），  ｐｐ．８８１−８８３（１９９０）
【００５１】
相補符号系列（ａｎ，ｂｎ）のうち、一方の相補符号系列ａｎの自己相関値演算結果は、数式（５）に従って演算される。他方の相補符号系列ｂｎの自己相関値演算結果は、数式（６）に従って演算される。なお、パラメータＲは自己相関値演算結果を示す。但し、ｎ＞Ｌ又はｎ＜１では、相補符号系列ａｎ，ｂｎはゼロとする（すなわち、ｎ＞Ｌ又はｎ＜１において、ａｎ＝０、ｂｎ＝０）。なお、アスタリスク＊は複素共役演算子を示す。
【００５２】
【数５】
2012181109.tif 000007
【００５３】
【数６】
2012181109.tif 000008
【００５４】
数式（５）に従って演算された相補符号系列ａｎの自己相関値演算結果Ｒａａ（τ）は、遅延時間（あるいはシフト時間）τがゼロであるとピークが発生し、遅延時間τがゼロ以外では、レンジサイドローブが存在する。同様に、数式（６）に従って演算された相補符号系列ｂｎの自己相関値演算結果Ｒｂｂ（τ）は、遅延時間τがゼロであるとピークが発生し、遅延時間τがゼロ以外では、レンジサイドローブが存在する。
【００５５】
これらの自己相関値演算結果（Ｒａａ（τ），Ｒｂｂ（τ））の加算値は、遅延時間τがゼロであるとピークが発生し、遅延時間τがゼロ以外ではレンジサイドローブが存在せずにゼロになる。以下、遅延時間τがゼロであると発生するピークを「メインローブ」という。この関係を数式（７）に示す。
【００５６】
【数７】
2012181109.tif 000009
【００５７】
相補符号では、上述した自己相関特性から、より短い符号長によってピークサイドローブレベルを低減できる。このため、短い符号長を用いる相補符号では、近距離に存在するターゲットと遠距離に存在するターゲットとからの反射波が混合された信号を受信しても、受信ダイナミックレンジを低減できる。
【００５８】
また、相補符号は、符号長ＬのＢａｒｋｅｒ符号、Ｍ系列符号を用いることによって、ピークサイドローブ比は２０ｌｏｇ１０（１／Ｌ）［ｄＢ］によって与えられる。このため、相補符号は、符号長Ｌを長くすることによって、優れた低レンジサイドローブ特性が得られる。
【００５９】
（本発明の各実施形態）
次に、本発明の実施形態について、図面を参照して説明する。
【００６０】
以下の説明において、本発明に係るレーダ装置は、ターゲットからの反射波の信号を受信する複数の受信アンテナを有する。例えば４つの受信アンテナ（アレーアンテナ）を有する構成を例に示すがこれに限定されない。なお、４つの受信アンテナは４つの受信アンテナ素子であってもよい。
【００６１】
（第１の実施形態）
第１の実施形態のレーダ装置１の構成及び動作について、図１〜図６を参照して説明する。図１は、第１の実施形態のレーダ装置１の内部構成を簡略に示すブロック図である。図２は、第１の実施形態のレーダ装置１の内部構成を詳細に示すブロック図である。図３は、高周波送信信号の送信区間Ｔｗと送信周期Ｔｒとの関係を示す説明図である。図４は、送信信号生成部４の他の内部構成を詳細に示すブロック図である。
【００６２】
図５は、高周波送信信号の送信区間Ｔｗと送信周期Ｔｒと測定範囲との関係を示す説明図である。図６は、信号処理部の他の内部構成を詳細に示すブロック図である。
【００６３】
レーダ装置１は、レーダ送信部２により生成された高周波送信信号を送信アンテナＡＮ１から送信（発射）する。レーダ装置１は、ターゲットにより反射された高周波送信信号である反射波の信号を、例えば図２に示す様な４つの受信アンテナＡＮ２〜ＡＮ２−４（不図示、以下同様）において受信する。レーダ装置１は、各受信アンテナＡＮ２〜ＡＮ２−４において受信された信号の信号処理によって、ターゲットの有無を検出する。
【００６４】
なお、ターゲットはレーダ装置１が検出する対象の物体であり、例えば自動車又は人を含み、以下の各実施形態においても同様である。
【００６５】
先ず、レーダ装置１の各部の構成について簡略に説明する。
【００６６】
レーダ装置１は、図２に示す様に、レーダ送信部２及びレーダ受信部３を含む構成である。レーダ送信部２は、送信信号生成部４、及び、送信アンテナＡＮ１と接続される送信ＲＦ部５を有する。レーダ送信部２及びレーダ受信部３は、基準信号発振器Ｌｏに接続され、基準信号発振器Ｌｏから信号が供給され、レーダ送信部２及びレーダ受信部３の処理の同期が揃うようになっている。
【００６７】
レーダ受信部３は、Ｄ個のアンテナ系統処理部１１−１〜１１−Ｄ、ｐ個の相関行列生成部２１−１〜２１−ｐ、ｐ個の加算部２２−１〜２２−ｐ、出力選択制御部２３、及び出力選択部２４を有する。パラメータＤ、パラメータｐは、２以上の整数である。各アンテナ系統処理部は同様の構成を有し、以下の説明では、アンテナ系統処理部１１−１を例示して説明する。
【００６８】
アンテナ系統処理部１１−１は、受信アンテナＡＮ２と接続される受信ＲＦ部１２、相関値演算部１９、及びｐ個のコヒーレント積分部２０−１−１〜２０−１−ｐを少なくとも有する。
【００６９】
（レーダ送信部）
次に、レーダ送信部２の各部の構成について詳細に説明する。以下、レーダ送信部２の各部の構成について図３を参照して説明する。
【００７０】
レーダ送信部２は、図３に示す様に、送信信号生成部４、及び、送信アンテナＡＮ１が接続された送信ＲＦ部５を含む構成である。
【００７１】
送信信号生成部４は、符号生成部６、変調部７、及びＬＰＦ（Low Pass Filter）８を含む構成である。なお、図３では、送信信号生成部４はＬＰＦ８を含む様に構成されているが、ＬＰＦ８は、送信信号生成部４と独立してレーダ送信部２の中に構成されても良い。
【００７２】
送信ＲＦ部５は、周波数変換部９、及び増幅器１０を含む構成である。
【００７３】
次に、レーダ送信部２の各部の動作について詳細に説明する。
【００７４】
送信信号生成部４は、基準信号発振器Ｌｏにより生成されたリファレンス信号に基づいて、リファレンス信号を所定倍に逓倍した信号を生成する。送信信号生成部４の各部は、生成された信号に基づいて動作する。
【００７５】
送信信号生成部４は、符号長Ｌの符号系列ａｎの変調によって、数式（８）に示すベースバンドの送信信号ｒ（ｋ、Ｍ）（パルス圧縮符号とも言う）を周期的に生成する。ここで、パラメータｎ＝１，・・・，Ｌであり、パラメータＬは、符号系列ａｎの符号長を表す。パラメータｊは、ｊ２＝−１を満たす虚数単位である。
【００７６】
数式（８）に示されたベースバンドの送信信号ｒ（ｋ、Ｍ）は、第Ｍ番目の送信周期Ｔｒの離散時刻ｋにおける送信信号を示し、同相信号成分Ｉｒ（ｋ、Ｍ）と、虚数単位ｊが乗算された直交信号成分Ｑｒ（ｋ、Ｍ）との加算結果で示される。
【００７７】
【数８】
2012181109.tif 000010
【００７８】
また、送信信号生成部４により生成される送信信号は、図３に示す様に、例えば各送信周期Ｔｒの送信区間Ｔｗ［秒］では、符号長Ｌの符号系列ａｎに対して、１つのパルス符号あたりＮｏ［個］のサンプルが存在する。従って、送信区間Ｔｗにおいては、Ｎｒ（＝Ｎｏ×Ｌ）のサンプルが含まれる。また、各送信周期Ｔｒの非送信区間（Ｔｒ−Ｔｗ）［秒］では、ベースバンドの送信信号としてＮｕ［個］のサンプルが存在する。パラメータｋは、離散時刻である。
【００７９】
符号生成部６は、送信周期Ｔｒ毎に、符号長Ｌの符号系列ａｎのパルス圧縮用の送信符号を生成する。この送信符号は、例えば、上述した相補符号のペアを構成する符号系列の他に、Ｂａｒｋｅｒ符号系列又はＭ系列符号のいずれか１つを含む符号であることが好ましい。
【００８０】
符号生成部６は、生成された符号系列ａｎの送信符号を変調部７に出力する。以下、符号系列ａｎの送信符号を、便宜的に送信符号ａｎと記載する。
【００８１】
なお、符号生成部６は、送信周期Ｔｒにおいて、送信符号ａｎとして相補符号のペアを生成する場合、２つの送信周期（２Ｔｒ）を用いて、送信周期毎に交互にペアとなる符号Ｐｎ，Ｑｎをそれぞれ生成する。
【００８２】
すなわち、第Ｍ番目の送信周期（Ｔｒ）において、パルス圧縮符号ａｎ（Ｍ）として符号Ｐｎを送信し、続く第（Ｍ＋１）番目の送信周期（Ｔｒ）ではパルス圧縮符号ａｎ（Ｍ＋１）として、符号Ｑｎを送信する。これ以後、第（Ｍ＋２）番目以降の送信周期では、第Ｍ番目の送信周期及び第（Ｍ＋１）の２つの送信周期を一つの単位として、同様に、繰り返し符号Ｐｎ，Ｑｎを生成する。
【００８３】
変調部７は、符号生成部６により出力された送信符号ａｎを入力する。変調部７は、入力された送信符号ａｎのパルス変調によって、数式（８）に示されるベースバンドの送信信号ｒ（ｋ，Ｍ）を生成する。なお、パルス変調とは、振幅変調、ＡＳＫ（Amplitude Shift Keying））又は位相変調（ＰＳＫ（Phase Shift Keying）である。また、変調部７は、ＬＰＦ８を介して、生成された送信信号ｒ（ｋ，Ｍ）のうち、予め設定された制限帯域以下の送信信号ｒ（ｋ，Ｍ）を送信ＲＦ部５に出力する。
【００８４】
送信ＲＦ部５は、基準信号発振器Ｌｏにより生成されたリファレンス信号に基づいて、リファレンス信号を所定倍数に逓倍した信号を生成する。送信ＲＦ部５は、生成された信号に基づいて動作する。
【００８５】
周波数変換部９は、送信信号生成部４により生成された送信信号ｒ（ｋ，Ｍ）を入力し、入力されたベースバンドの送信信号ｒ（ｋ，Ｍ）をアップコンバートすることによって、キャリア周波数帯域の高周波送信信号を生成する。周波数変換部９は、生成された高周波送信信号を増幅器１０に出力する。
【００８６】
増幅器１０は、出力された高周波送信信号を入力し、入力された高周波送信信号のレベルを所定のレベルに増幅することによって、送信アンテナＡＮ１に出力する。この増幅された高周波送信信号は、送信アンテナＡＮ１を介した空間への放射によって送信される。
【００８７】
送信アンテナＡＮ１は、送信ＲＦ部５により出力された高周波送信信号を空間に放射することによって送信する。図４に示す様に、高周波送信信号は、送信周期Ｔｒのうち送信区間Ｔｗの間に送信され、非送信区間（Ｔｒ−Ｔｗ）の間には送信されない。
【００８８】
なお、送信ＲＦ部５、及び各アンテナ系統処理部１１−１〜１１−４の受信ＲＦ部１２〜１２−４（不図示、以下同様）には、基準信号発振器Ｌｏにより生成されたリファレンス信号が所定倍に逓倍された信号が共通に供給されている。これにより、各送信ＲＦ部５及び受信ＲＦ部１２〜１２−４間が同期した動作ができる。
【００８９】
なお、上述した符号生成部６を送信信号生成部４に設けず、図４に示す様に、送信信号生成部４により生成された送信符号ａｎを予め記憶する送信符号記憶部ＣＭを設けても良い。更に、送信信号生成部４により相補符号が生成されるには、相補符号のペア、例えば、送信周期毎に交互にペアとなる符号Ｐｎ，Ｑｎを送信符号記憶部ＣＭに記憶されることが好ましい。
【００９０】
なお、図４に示した送信符号記憶部ＣＭは、第１の実施形態に限らず、後述の各実施形態にも同様に適用できる。図４に示す様に、送信信号生成部４は、送信符号記憶部ＣＭ、送信符号制御部ＣＴ、変調部７及びＬＰＦ８を含む構成である。
【００９１】
図４において、送信符号制御部ＣＴは、基準信号発振器Ｌｏにより出力されたリファレンス信号を所定倍に逓倍した信号に基づいて、送信周期Ｔｒ毎に、送信符号ａｎ（又は相補符号を構成する送信符号Ｐｎ，送信符号Ｑｎ）を、送信符号記憶部ＣＭから巡回的に読み出して変調部７に出力する。変調部７に出力された以降の動作は上述した変調部７及びＬＰＦ８と同様のため、動作の説明は省略する。
【００９２】
（レーダ受信部）
次に、レーダ受信部３の各部の構成について詳細に説明する。
【００９３】
レーダ受信部３は、複数の例えば４つのアンテナ系統処理部を有し、アンテナ系統処理部毎に１つの受信アンテナが接続されており、４つの受信アンテナを含むアレーアンテナを構成している。以下、レーダ受信部３の各部の構成について図２を参照して説明する。
【００９４】
図２に示すレーダ受信部３は、アンテナ系統処理部の個数を示すパラメータＤが４であり、コヒーレント積分部、相関行列生成部及び加算部の各個数を示すパラメータＰが３である。なお、第１の実施形態を含む以下の各実施形態において、コヒーレント積分部、相関行列生成部及び加算部の個数は同一である。
【００９５】
レーダ受信部３は、図２に示す様に、アレーアンテナを構成する受信アンテナの本数に対応して設けられた４つのアンテナ系統処理部１１−１〜１１−４、第１〜第３相関行列生成部２１−１〜２１−３、第１〜第３加算部２２−１〜２２−３、出力選択制御部２３、出力選択部２４及び到来方向推定部２５を含む構成である。
【００９６】
以下の説明においては、４つのアンテナ系統処理部１１−１〜１１−４の各部の構成及び動作は同様であるため、アンテナ系統処理部１１−１を例示して説明し、後述の各実施形態においても同様である。更に、図２に示すアンテナ系統処理部１１−１の各部の符号に関して、例えば受信ＲＦ部１２−１と記載せずに、単に受信ＲＦ部１２と記載する。
【００９７】
なお、図１２〜図１４に示す各アンテナ系統処理部の各部の符号の説明においても同様である。なお、必要に応じて第１アンテナ系統処理部以外の他のアンテナ系統処理部の各部の説明において、例えば受信ＲＦ部１２−２と記載する。
【００９８】
アンテナ系統処理部１１−１は、受信アンテナＡＮ２が接続された受信ＲＦ部１２、及び信号処理部１３を含む構成である。受信ＲＦ部１２は、増幅器１４、周波数変換部１５及び直交検波部１６を含む構成である。信号処理部１３は、Ａ／Ｄ変換部１７，１８、相関値演算部１９、及び第１〜第３コヒーレント積分部２０−１〜２０−３を含む構成である。信号処理部１３は、各送信周期Ｔｒを信号処理区間として周期的に演算する。
【００９９】
次に、レーダ受信部３の各部の動作について詳細に説明する。
【０１００】
受信アンテナＡＮ２は、レーダ送信部２により送信された高周波送信信号がターゲットにより反射された反射波の信号を受信する。受信アンテナＡＮ２により受信された受信信号は、受信ＲＦ部１２に出力される。
【０１０１】
受信ＲＦ部１２は、送信ＲＦ部５と同様に、基準信号発振器Ｌｏにより生成されたリファレンス信号に基づいて、リファレンス信号を所定倍に逓倍した信号を生成する。受信ＲＦ部１２は、生成された信号に基づいて動作する。
【０１０２】
増幅器１４は、受信アンテナＡＮ２により受信された高周波帯域の受信信号を入力し、入力された受信信号のレベルを増幅して周波数変換部１５に出力する。
【０１０３】
周波数変換部１５は、増幅器１４により出力された高周波帯域の受信信号を入力し、入力された高周波帯域の受信信号をベースバンドにダウンコンバートし、ダウンコンバートされた受信信号を直交検波部１６に出力する。
【０１０４】
直交検波部１６は、周波数変換部１５により出力されたベースバンドの受信信号を直交検波することによって、同相信号（In-phase signal）及び直交信号（Quadrate signal）を用いて構成されるベースバンドの受信信号を生成する。直交検波部１６は、生成された受信信号のうち、同相信号をＡ／Ｄ変換部１７に出力し、直交信号をＡ／Ｄ変換部１８に出力する。
【０１０５】
Ａ／Ｄ変換部１７は、直交検波部１６により出力されたベースバンドの同相信号を離散時刻ｋ毎にサンプリングすることによって、アナログデータの同相信号をデジタルデータに変換する。Ａ／Ｄ変換部１７は、離散時刻ｋ毎に変換されたデジタルデータの同相信号成分を、離散サンプル値として相関値演算部１９に出力する。
【０１０６】
Ａ／Ｄ変換部１７は、直交検波部１６により出力されたベースバンドの同相信号を、送信信号生成部４により生成される送信信号の１つのパルス幅（パルス時間）Ｔｐ（＝Ｔｗ／Ｌ）あたりＮｓ［個］の割合によってサンプリングする。従って、Ａ／Ｄ変換部１７のサンプリングレートは、Ｎｓ／Ｔｐとなり、１パルス当たりのオーバーサンプル数はＮｓ［個］である。
【０１０７】
同様に、Ａ／Ｄ変換部１８は、直交検波部１６により出力されたベースバンドの直交信号を離散時刻ｋ毎にサンプリングすることによって、アナログデータの直交信号をデジタルデータに変換する。Ａ／Ｄ変換部１８は、離散時刻ｋ毎に変換されたデジタルデータの直交信号成分を、離散サンプル値として相関値演算部１９に出力する。
【０１０８】
Ａ／Ｄ変換部１８は、直交検波部１６により出力されたベースバンドの直交信号を、送信信号生成部４により生成される送信信号の１つのパルス幅（パルス時間）Ｔｐ（＝Ｔｗ／Ｌ）あたりＮｓ［個］の割合によってサンプリングする。従って、Ａ／Ｄ変換部１８のサンプリングレートは、Ｎｓ／Ｔｐとなり、１パルス当たりのオーバーサンプル数はＮｓ［個］である。
【０１０９】
なお、Ａ／Ｄ変換部１７，１８により変換された第Ｍ番目の送信周期Ｔｒの離散時刻ｋにおける受信信号は、受信信号の同相信号成分Ｉ（ｋ、Ｍ）及び直交信号成分Ｑ（ｋ、Ｍ）を用いて、数式（９）の複素信号ｘ（ｋ、Ｍ）として表す。以下の各実施形態においても同様である。ここで、ｊは虚数単位である。
【０１１０】
パラメータｋは、Ａ／Ｄ変換部１７，１８によりサンプリングされる場合のタイミングを示し、離散時刻ｋ＝１は、各送信周期Ｔｒの開始時点を示す。離散時刻ｋ＝Ｎｓ×（Ｎｒ／Ｎｏ）は、各送信周期Ｔｒにおける送信区間Ｔｗの終了時点を示す。
【０１１１】
更に、離散時刻ｋ＝（Ｎｒ＋Ｎｕ）×（Ｎｓ／Ｎｏ）は、各送信周期Ｔｒの終了直前時点を示す。すなわち、離散時刻ｋは、レーダ送信周期（Ｔｒ）の開始するタイミングを基準（ｋ＝１）とする。Ａ／Ｄ変換部１７，１８は、レーダ送信周期Ｔｒが終了する前までのサンプル点である離散時刻ｋ（＝（Ｎｒ＋Ｎｕ）×Ｎｓ／Ｎｏ）まで、周期的に計測する。すなわち、ｋ＝１〜Ｎｓ（Ｎｒ＋Ｎｕ）／Ｎｏを満たす離散時刻である。離散時刻ｋの範囲は、後述の各実施形態においても同様である。
【０１１２】
【数９】
2012181109.tif 000011
【０１１３】
相関値演算部１９は、Ａ／Ｄ変換部１７，１８により出力された各離散サンプル値ｘ（ｋ，Ｍ）を入力する。相関値演算部１９は、送信信号生成部４の動作と同期を確立するために、送信信号生成部４と同様に、基準信号発振器Ｌｏにおいて生成されたリファレンス信号に基づいて、リファレンス信号を所定倍に逓倍した信号を生成する。なお、図２では、相関値演算部１９へのリファレンス信号の入力は省略している。
【０１１４】
相関値演算部１９は、リファレンス信号を所定倍に逓倍された信号に基づいて、離散時刻ｋに応じて、第Ｍ番目の送信周期Ｔｒにおいて送信する符号長Ｌのパルス圧縮符号ａｎ（Ｍ）を周期的に生成する。ここで、パラメータｎ＝１，…，Ｌである。パラメータＬは符号長である。
【０１１５】
相関値演算部１９は、入力された離散サンプル値ｘ（ｋ，Ｍ）と、パルス圧縮符号ａｎ（Ｍ）との相関値ＡＣ（ｋ，Ｍ）を演算する。この相関値ＡＣ（ｋ，Ｍ）は、第Ｍ番目の送信周期Ｔｒにおける離散時刻ｋにおける相関値を示す。
【０１１６】
具体的には、相関値演算部１９は、図５に示す各送信周期Ｔｒ、即ち離散時刻ｋ＝１〜（Ｎｒ＋Ｎｕ）／Ｎｏにおいては、数式（１０）に従って相関値ＡＣ（ｋ，Ｍ）を演算する。相関値演算部１９は、数式（１０）に従って演算された相関値ＡＣ（ｋ，Ｍ）を第１〜第３コヒーレント積分部２０−１〜２０−３にそれぞれ出力する。
【０１１７】
図５の第１段は高周波送信信号の送信タイミングを示し、同図の第２段は反射波の信号の受信タイミングを示す。反射波の信号は、送信区間Ｔｗの間に送信された高周波送信信号が、ターゲットにより反射された波である。
【０１１８】
【数１０】
2012181109.tif 000012
【０１１９】
相関値演算部１９は、離散時刻ｋ＝１〜Ｎｓ（Ｎｒ＋Ｎｕ）／Ｎｏにおいて演算する。なお、レーダ装置１の測定対象となるターゲットの存在範囲によって、測定レンジ（ｋの範囲）を、例えばｋ＝Ｎｓ（Ｌ＋１）〜｛（Ｎｓ（Ｎｒ＋Ｎｕ）／Ｎｏ）−ＮｓＬ｝の様に更に狭めた限定をしてもよい。
【０１２０】
図５の第２段に示す様に、離散時刻ｋ＝Ｎｓ（Ｌ＋１）は、送信区間Ｔｗの終了時刻の次の離散時刻を示す。更に、離散時刻ｋ＝Ｎｓ（Ｌ＋１）は、反射波の信号が、離散時刻ｋ＝０より遅延時間τ１ほど遅れて開始される受信の開始時刻である。この遅延時間τ１は、数式（１１）により示される。
【０１２１】
【数１１】
2012181109.tif 000013
【０１２２】
図５の第２段に示す様に、離散時刻ｋ＝｛（Ｎｓ（Ｎｒ＋Ｎｕ）／Ｎｏ）−ＮｓＬ｝は、送信周期Ｔｒの終了時刻から送信区間Ｔｗ（＝Ｔｐ×Ｌ）前の時刻に相当する。更に、離散時刻ｋ＝｛（Ｎｓ（Ｎｒ＋Ｎｕ）／Ｎｏ）−ＮｓＬ｝は、反射波の信号が、離散時刻ｋ＝０より遅延時間τ２ほど遅れて開始される受信の開始時刻である。この遅延時間τ２は、数式（１２）により示される。
【０１２３】
【数１２】
2012181109.tif 000014
【０１２４】
従って、相関値演算部１９は、少なくとも離散時刻ｋ＝Ｎｓ（Ｌ＋１）〜｛（Ｎｓ（Ｎｒ＋Ｎｕ）／Ｎｏ）−ＮｓＬ｝の範囲において上述した数式（１０）に示す相関値ＡＣ（ｋ，Ｍ）を演算しても良い。これにより、レーダ装置１は、相関値演算部１９の演算量を低減できる。即ち、レーダ装置１は、信号処理部１３による演算量の削減に基づく消費電力量を低減できる。なお、他のアンテナ系統処理部１１−２〜１１−４に関しても同様である。
【０１２５】
更に、レーダ装置１は、高周波送信信号の送信区間Ｔｗにおいて測定せず、高周波送信信号がレーダ受信部３に直接的に回り込んだとしても、回り込みによる影響を排除して測定できる。測定レンジ（離散時刻ｋの範囲）の限定によって、後述する第１〜第３コヒーレント積分部２０−１〜２０−３、第１〜第３相関行列生成部２１−１〜２１−３、第１〜第３加算部２２−１〜２２−３、出力選択制御部２３、出力選択部２４及び到来方向推定部２５の動作も同様の測定レンジに限定した範囲となる。
【０１２６】
第１コヒーレント積分部２０−１は、相関値演算部１９により出力された相関値ＡＣ（ｋ，Ｍ）を入力する。第１コヒーレント積分部２０−１は、第Ｍ番目の送信周期Ｔｒにおいて離散時刻ｋ毎に演算された相関値ＡＣ（ｋ，Ｍ）を基に、複数回（Ｎ１回）の送信周期Ｔｒの期間（Ｎ１×Ｔｒ）にわたって、積分数Ｎ１のコヒーレント積分をする。
【０１２７】
パラメータＮ１は、第１コヒーレント積分部２０−１によるコヒーレント積分の積分回数である。第１コヒーレント積分部２０−１は、数式（１３）においてパラメータｐ＝１としてコヒーレント積分する。パラメータｍは自然数である。パラメータｑは、遅延時間である。
【０１２８】
【数１３】
2012181109.tif 000015
【０１２９】
即ち、第１コヒーレント積分部２０−１は、第｛Ｎ１（ｍ−１）＋１｝番目の送信周期Ｔｒにおける相関値ＡＣ（ｋ，Ｎ１（ｍ−１）＋１）から第（Ｎ１×ｍ）番目の送信周期Ｔｒにおける相関値ＡＣ（ｋ，Ｎ１×ｍ）を単位として、離散時刻ｋのタイミングを揃えて相関値ＣＩ１（ｋ，ｍ）を演算する。第１コヒーレント積分部２０−１は、演算された相関値ＣＩ１（ｋ，ｍ）を第１相関行列生成部２１−１に出力する。ここで、ｍは自然数である。
【０１３０】
第２コヒーレント積分部２０−２は、相関値演算部１９により出力された相関値ＡＣ（ｋ，Ｍ）を入力する。第２コヒーレント積分部２０−２は、第Ｍ番目の送信周期Ｔｒにおいて離散時刻ｋ毎に演算された相関値ＡＣ（ｋ，Ｍ）を基に、複数回（Ｎ２回）の送信周期Ｔｒの期間（Ｎ２×Ｔｒ）にわたって、積分数Ｎ２のコヒーレント積分をする。
【０１３１】
パラメータＮ２は、第２コヒーレント積分部２０−２によるコヒーレント積分の積分回数である。第２コヒーレント積分部２０−２は、数式（１３）においてパラメータｐ＝２としてコヒーレント積分する。
【０１３２】
即ち、第２コヒーレント積分部２０−２は、第｛Ｎ２（ｍ−１）＋１｝番目の送信周期Ｔｒにおける相関値ＡＣ（ｋ，Ｎ２（ｍ−１）＋１）から第（Ｎ２×ｍ）番目の送信周期Ｔｒにおける相関値ＡＣ（ｋ，Ｎ２×ｍ）を単位として、離散時刻ｋのタイミングを揃えて相関値ＣＩ２（ｋ，ｍ）を演算する。第２コヒーレント積分部２０−２は、演算された相関値ＣＩ２（ｋ，ｍ）を第２相関行列生成部２１−２に出力する。ここで、ｍは自然数である。
【０１３３】
第３コヒーレント積分部２０−３は、相関値演算部１９により出力された相関値ＡＣ（ｋ，Ｍ）を入力する。第３コヒーレント積分部２０−３は、第Ｍ番目の送信周期Ｔｒにおいて離散時刻ｋ毎に演算された相関値ＡＣ（ｋ，Ｍ）を基に、複数回（Ｎ３回）の送信周期Ｔｒの期間（Ｎ３×Ｔｒ）にわたって、積分数Ｎ３のコヒーレント積分をする。
【０１３４】
パラメータＮ３は、第３コヒーレント積分部２０−３によるコヒーレント積分の積分回数である。第３コヒーレント積分部２０−３は、数式（１３）においてパラメータｐ＝３としてコヒーレント積分する。パラメータｍは自然数である。
【０１３５】
即ち、第３コヒーレント積分部２０−３は、第｛Ｎ３（ｍ−１）＋１｝番目の送信周期Ｔｒにおける相関値ＡＣ（ｋ，Ｎ３（ｍ−１）＋１）から第（Ｎ３×ｍ）番目の送信周期Ｔｒにおける相関値ＡＣ（ｋ，Ｎ３×ｍ）を単位として、離散時刻ｋのタイミングを揃えて相関値ＣＩ３（ｋ，ｍ）を演算する。第３コヒーレント積分部２０−３は、演算された相関値ＣＩ３（ｋ，ｍ）を第３相関行列生成部２１−３に出力する。ここで、ｍは自然数である。
【０１３６】
なお、第１〜第３コヒーレント積分部２０−１〜２０−３における各積分回数Ｎ１〜Ｎ３は、数式（１４）を満たす。更に、各積分回数Ｎ１〜Ｎ３は、それぞれ高速移動、中速移動、低速移動している各ターゲットからの各反射波の信号に対応している。また、各積分回数Ｎ１〜Ｎ３は、各ターゲットからの各反射波の信号を受信する場合のＳＮＲを向上するため、各時間相関の高い区間に応じたコヒーレント積分利得が得られる様に設定されている。
【０１３７】
【数１４】
2012181109.tif 000016
【０１３８】
これにより、レーダ装置１は、高速、中速、低速のうちいずれかの速度によって移動しているターゲットからの反射波の信号を、時間相関の高い区間においてＰ個の異なるコヒーレント積分数（Ｎｐ回（ｐ＝１〜Ｐ。ここではＰ＝３）を有するコヒーレント積分部を用いてコヒーレント積分する。
【０１３９】
レーダ装置１は、上記のコヒーレント積分によって、移動しているターゲットの速度に応じて各反射波の信号の受信におけるＳＮＲを向上する。
【０１４０】
更に、レーダ装置１は、ターゲットの到来距離の推定に関する距離性能を向上する。
【０１４１】
なお、各コヒーレント積分部２０−１〜２０−３は、個別にコヒーレント積分しても良いが、積分数が多いコヒーレント積分の演算過程において積分数の少ないコヒーレント積分の結果が用いられても良い。これにより、レーダ装置１は、信号処理部１３におけるコヒーレント積分数を削減でき、信号処理部１３の回路規模を低減できる。
【０１４２】
例えば、図６に示す様に、信号処理部１３において、第１コヒーレント積分部２０−１の積分結果は第２コヒーレント積分部２０−２に入力され、第２コヒーレント積分部２０−２の積分結果は第３コヒーレント積分部２０−３に入力される。
【０１４３】
各コヒーレント積分部２０−１〜２０−３の積分数が数式（１５）を満たす場合、第ｐコヒーレント積分部は、第（ｐ−１）コヒーレント積分部の出力を用いてコヒーレント積分する。パラメータα，βは２以上の自然数である。
【０１４４】
【数１５】
2012181109.tif 000017
【０１４５】
第（ｐ−１）コヒーレント積分部の積分数Ｎｐ−１に対する第ｐコヒーレント積分部の積分数Ｎｐの比（Ｎｐ／Ｎｐ−１）が自然数でない場合、第ｐコヒーレント積分部は、ＮｐとＮｐ−１との最大公約数を単位とし、第（ｐ−１）コヒーレント積分部の出力を用いてコヒーレント積分する。但し、パラメータＮｐとパラメータＮｐ−１との間には、数式（１６）が成立している。これにより、レーダ装置１は、信号処理部１３の回路規模を低減できる。
【０１４６】
【数１６】
2012181109.tif 000018
【０１４７】
第１相関行列生成部２１−１は、各アンテナ系統処理部１１〜１１−４の各第１コヒーレント積分部により出力された各相関値ＣＩ１１（ｋ，ｍ），…，ＣＩ１Ｄ（ｋ，ｍ）を入力する。第１相関行列生成部２１−１は、入力された各相関値ＣＩ１１（ｋ，ｍ），…，ＣＩ１Ｄ（ｋ，ｍ）を基に、ターゲットからの反射波の信号の受信アンテナ間の位相差を検出するために、離散時刻ｋ毎に相関行列Ｈ１（ｋ，ｍ）を生成する。
【０１４８】
相関行列Ｈ１（ｋ，ｍ）は、パラメータｐ＝１である数式（１７）に従って生成される。数式（１７）において、上付き添え字Ｈは、複素共役転置を表す演算子である。各実施形態において、相関行列は、複数のアンテナ系統処理部の複数のコヒーレント積分部の各出力に基づいて生成され、各受信アンテナの配置に起因する位相差情報である。
【０１４９】
【数１７】
2012181109.tif 000019
【０１５０】
更に、第１相関行列生成部２１−１は、Ｎｆ回の送信周期Ｔｒの期間（Ｎｆ×Ｔｒ）にわたって、Ｎ１回の送信周期Ｔｒの期間（Ｎ１×Ｔｒ）毎に得られた各相関行列を、パラメータｐ＝１である数式（１８）に従って加算平均する。
【０１５１】
【数１８】
2012181109.tif 000020
【０１５２】
パラメータＤ１は、第１相関行列生成部２１−１により加算平均される相関行列の個数を表し、パラメータｐ＝１である数式（１９）を満たす。第１相関行列生成部２１−１は、加算平均された相関行列を、第１〜第３加算部２２−１〜２２−３及び出力選択制御部２３に出力する。
【０１５３】
【数１９】
2012181109.tif 000021
【０１５４】
第２相関行列生成部２１−２は、各アンテナ系統処理部１１〜１１−４の各第２コヒーレント積分部により出力された各相関値ＣＩ２１（ｋ，ｍ），…，ＣＩ２Ｄ（ｋ，ｍ）を入力する。第２相関行列生成部２１−２は、入力された各相関値ＣＩ２１（ｋ，ｍ），…，ＣＩ２Ｄ（ｋ，ｍ）を基に、ターゲットからの反射波の信号の受信アンテナ間の位相差を検出するために、離散時刻ｋ毎に相関行列Ｈ２（ｋ，ｍ）を生成する。
【０１５５】
相関行列Ｈ２（ｋ，ｍ）は、パラメータｐ＝２である数式（１７）に従って生成される。
【０１５６】
更に、第２相関行列生成部２１−２は、Ｎｆ回の送信周期Ｔｒの期間（Ｎｆ×Ｔｒ）にわたって、Ｎ２回の送信周期Ｔｒの期間（Ｎ２×Ｔｒ）毎に得られた各相関行列を、パラメータｐ＝２である数式（１８）に従って加算平均する。
【０１５７】
パラメータＤ２は、第２相関行列生成部２１−２により加算平均される相関行列の個数を表し、パラメータｐ＝２である数式（１９）を満たす。第２相関行列生成部２１−２は、加算平均された相関行列を、第２，第３加算部２２−２，２２−３及び出力選択制御部２３に出力する。
【０１５８】
第３相関行列生成部２１−３は、各アンテナ系統処理部１１〜１１−４の各第３コヒーレント積分部により出力された各相関値ＣＩ３１（ｋ，ｍ），…，ＣＩ３Ｄ（ｋ，ｍ）を入力する。第３相関行列生成部２１−３は、入力された各相関値ＣＩ３１（ｋ，ｍ），…，ＣＩ３Ｄ（ｋ，ｍ）を基に、ターゲットからの反射波の信号の受信アンテナ間の位相差を検出するために、離散時刻ｋ毎に相関行列Ｈ３（ｋ，ｍ）を生成する。
【０１５９】
相関行列Ｈ３（ｋ，ｍ）は、パラメータｐ＝３である数式（１７）に従って生成される。
【０１６０】
更に、第３相関行列生成部２１−３は、Ｎｆ回の送信周期Ｔｒの期間（Ｎｆ×Ｔｒ）にわたって、Ｎ３回の送信周期Ｔｒの期間（Ｎ３×Ｔｒ）毎に得られた各相関行列を、パラメータｐ＝３である数式（１８）に従って加算平均する。
【０１６１】
パラメータＤ３は、第３相関行列生成部２１−３により加算平均される相関行列の個数を表し、パラメータｐ＝３である数式（１８）を満たす。第３相関行列生成部２１−３は、加算平均された相関行列を、第３加算部２２−３及び出力選択制御部２３に出力する。
【０１６２】
なお、パラメータＮｆは、パラメータＮ１，Ｎ２，Ｎ３の最小公倍数又はその整数倍である場合、Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３が整数値となり好ましいが、数式（１９）が整数値でない場合は、例えば、小数点値切り捨て処理を加え、整数値にまとめることによって同様に適用が可能である。
【０１６３】
なお、各相関行列生成部は、数式（１７）の代わりに数式（２０）を用い、複数のアンテナ系統処理部１１〜１１−４のうちいずれかのアンテナ系統処理部の受信アンテナによって受信された信号の位相を基準位相として、相関ベクトルを生成しても良い。
【０１６４】
【数２０】
2012181109.tif 000022
【０１６５】
数式（２０）において、上付き添え字のアスタリスク（＊）は、複素共役演算子を表す。これにより、レーダ装置１は、各相関行列生成部の演算量を低減し、ターゲットからの反射波の信号の受信アンテナ間の位相差を簡易に検出できる。
【０１６６】
第１加算部２２−１は、パラメータｐ＝１である数式（１８）に従って生成された相関行列Ｂ１（ｋ）を入力する。第１加算部２２−１は、入力された相関行列Ｂ１（ｋ）を、パラメータｐ＝１である数式（２１）に従って加算する。なお、第１加算部２２−１は、相関行列を加算するために、相関出力の大きさに比例した重み付け係数を乗じて加算しても良い。第１加算部２２−１は、加算された相関行列Ａ１（ｋ）を出力選択部２４に出力する。
【０１６７】
【数２１】
2012181109.tif 000023
【０１６８】
第２加算部２２−２は、パラメータｐ＝１及びｐ＝２である数式（１８）に従って生成された相関行列Ｂ１（ｋ）及びＢ２（ｋ）を入力する。第２加算部２２−２は、入力された相関行列Ｂ１（ｋ）及びＢ２（ｋ）を、パラメータｐ＝２である数式（２１）に従って加算する。なお、第２加算部２２−２は、相関行列を加算するために、相関出力の大きさに比例した重み付け係数を乗じて加算しても良い。第２加算部２２−２は、加算された相関行列Ａ２（ｋ）を出力選択部２４に出力する。
【０１６９】
第３加算部２２−３は、パラメータｐ＝１、ｐ＝２及びｐ＝３である数式（１８）に従って生成された相関行列Ｂ１（ｋ），Ｂ２（ｋ）及びＢ３（ｋ）を入力する。第３加算部２２−３は、入力された相関行列Ｂ１（ｋ），Ｂ２（ｋ）及びＢ３（ｋ）を、パラメータｐ＝３である数式（２１）に従って加算する。なお、第３加算部２２−３は、相関行列を加算するために、相関出力の大きさに比例した重み付け係数を乗じて加算しても良い。第３加算部２２−３は、加算された相関行列Ａ３（ｋ）を出力選択部２４に出力する。
【０１７０】
出力選択制御部２３は、パラメータｐ＝１、ｐ＝２及びｐ＝３である数式（１８）に従って生成された相関行列Ｂ１（ｋ），Ｂ２（ｋ）及びＢ３（ｋ）を入力する。出力選択制御部２３は、入力された各相関行列を基に、各相関行列のうち、離散時刻ｋ毎にコヒーレント積分利得が最大の相関行列を生成した相関行列生成部を選択する。
【０１７１】
具体的には、出力選択制御部２３は、入力された各相関行列を基に、コヒーレント積分後の平均受信電力成分に相当する相関行列の対角成分の和が最大となる相関行列を生成した相関行列生成部のインデックスを、離散時刻ｋ毎に選択する。即ち、出力選択制御部２３は、数式（２２）に従って、相関行列生成部のインデックスｓｅｌｅｃｔ＿ｉｎｄｅｘ（ｋ）を選択する。
【０１７２】
【数２２】
2012181109.tif 000024
【０１７３】
数式（２２）において、ｄｉａｇ［Ｂｐ（ｋ）］は、相関行列Ｂｐ（ｋ）の対角成分の和を演算する演算子である。出力選択制御部２３は、離散時刻ｋ毎に、選択されたインデックスｓｅｌｅｃｔ＿ｉｎｄｅｘ（ｋ）を出力選択部２４に出力する。
【０１７４】
なお、出力選択制御部２３は、Ｄ個の全てのアンテナ系統処理部の各コヒーレント積分部の出力を用いて数式（２２）に従って、離散時刻ｋ毎にコヒーレント積分利得が最大の相関行列を生成した相関行列生成部を選択した。なお、出力選択制御部２３は、Ｄ個ではなく、１個又は一部のアンテナ系統処理部の各コヒーレント積分部の出力を用いて数式（２２）に従って、離散時刻ｋ毎にコヒーレント積分利得が最大の相関行列を生成した相関行列生成部を選択しても良い。
【０１７５】
なお、出力選択制御部２３は、相関行列の対角成分の和に、数式（２３）に示す比の値を基にした関数ｃｏｅｆｆ（ｘｐ）を係数としてｄｉａｇ［Ｂｐ（ｋ）］に乗じたもの（ｃｏｅｆｆ（ｘｐ）×ｄｉａｇ［Ｂｐ（ｋ）］）のうち、最大となる相関行列生成部のインデックスｓｅｌｅｃｔ＿ｉｎｄｅｘ（ｋ）を、数式（２４）に従って選択しても良い。なお、関数ｃｏｅｆｆ（ｘｐ）は、例えば数式（２５）又は数式（２６）を満たすことが、必要である。
【０１７６】
出力選択制御部２３において、関数ｃｏｅｆｆ（ｘｐ）を係数として乗じた処理により、コヒーレント積分によるコヒーレント積分利得が雑音成分の分散値の増加を上回る状況となる。
【０１７７】
このため、レーダ装置１は、理想的にコヒーレント積分されている場合に、コヒーレント積分数がより多いインデックスｓｅｌｅｃｔ＿ｉｎｄｅｘ（ｋ）に対応する加算部出力を選択する。
【０１７８】
これにより、レーダ装置１は、高速移動しているターゲットを低速移動しているターゲットとして検出する様な、ターゲットの選択誤りを低減できる。
【０１７９】
【数２３】
2012181109.tif 000025
【０１８０】
【数２４】
2012181109.tif 000026
【０１８１】
【数２５】
2012181109.tif 000027
【０１８２】
【数２６】
2012181109.tif 000028
【０１８３】
なお、出力選択制御部２３は、離散時刻ｋにおけるｄｉａｇ［Ｂｐ（ｋ）］が所定レベルを満たさない場合には、離散時刻ｋにおけるターゲットの到来方向を推定しない様に、到来方向推定部２５を制御しても良い。これにより、レーダ装置１は、ターゲットが検出されない離散時刻ｋにおいて、冗長な演算が不要となり、レーダ受信部３における処理遅延を少なくできる。
【０１８４】
出力選択部２４は、離散時刻ｋ毎に、出力選択制御部２３により出力されたインデックスｓｅｌｅｃｔ＿ｉｎｄｅｘ（ｋ）、及び第１〜第３加算部２２−１〜２２−３により出力された相関行列Ａ１（ｋ）〜Ａ３（ｋ）を入力する。
【０１８５】
出力選択部２４は、入力されたインデックスｓｅｌｅｃｔ＿ｉｎｄｅｘ（ｋ）を基に、離散時刻ｋ毎に、インデックスｓｅｌｅｃｔ＿ｉｎｄｅｘ（ｋ）の相関行列生成部に対応する加算部の出力Ａｓｅｌｅｃｔ＿ｉｎｄｅｘ（ｋ）（ｋ）を選択する。出力選択部２４は、離散時刻ｋ毎に選択された加算部の出力Ａｓｅｌｅｃｔ＿ｉｎｄｅｘ（ｋ）（ｋ）を到来方向推定部２５に出力する。
【０１８６】
例えば、出力選択制御部２３により選択されたインデックスｓｅｌｅｃｔ＿ｉｎｄｅｘ（ｋ）が１のため、出力選択部２４は、第１相関行列生成部２１−１と１対１に対応する第１加算部２２−１の出力である相関行列Ａ１（ｋ）を選択する。
【０１８７】
例えば、出力選択制御部２３により選択されたインデックスｓｅｌｅｃｔ＿ｉｎｄｅｘ（ｋ）が２のため、出力選択部２４は、第２相関行列生成部２１−２と１対１に対応する第２加算部２２−２の出力である相関行列Ａ２（ｋ）を選択する。
【０１８８】
例えば、出力選択制御部２３により選択されたインデックスｓｅｌｅｃｔ＿ｉｎｄｅｘ（ｋ）が３のため、出力選択部２４は、第３相関行列生成部２１−３と１対１に対応する第３加算部２２−３の出力である相関行列Ａ３（ｋ）を選択する。
【０１８９】
到来方向推定部２５は、離散時刻ｋ毎に出力選択部２４により出力された相関行列Ａｓｅｌｅｃｔ＿ｉｎｄｅｘ（ｋ）（ｋ）を入力する。到来方向推定部２５は、離散時刻ｋ毎に入力された相関行列Ａｓｅｌｅｃｔ＿ｉｎｄｅｘ（ｋ）（ｋ）を基に、ターゲットの到来方向を推定する。
【０１９０】
なお、到来方向推定部２５によるターゲットまでの到来方向の推定演算は、既に公知の技術であり、例えば下述参考非特許文献２において開示されているアレーアンテナを用いた推定方法を用いて実現可能である。
【０１９１】
（参考非特許文献２）ＪＡＭＥＳ  Ａ．  Ｃａｄｚｏｗ、「Ｄｉｒｅｃｔｉｏｎ  ｏｆ  Ａｒｒｉｖａｌ  Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ  Ｕｓｉｎｇ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｓｕｂｓｐａｃｅ  Ｍｏｄｅｌｉｎｇ」、ＩＥＥＥ、Ｖｏｌ.２８、ｐｐ．６４−７９（１９９２）
【０１９２】
（本発明に係るレーダ装置のシミュレーション結果）
図７は、或る相関行列生成部の出力に基づいてターゲットの到来方向を推定したシミュレーション結果を示す説明図である。同図（ａ）は、コヒーレント積分数が３０回であり、ノンコヒーレント積分数が１２０回であるシミュレーション結果である。同図（ｂ）は、コヒーレント積分数が６０回であり、ノンコヒーレント積分数が６０回であるシミュレーション結果である。同図（ｃ）は、コヒーレント積分数が１２０回であり、ノンコヒーレント積分数が３０回であり、コヒーレント積分数とノンコヒーレント積分数の積がそれぞれ一定となる条件でのシミュレーション結果である。
【０１９３】
図８は、或る相関行列生成部の出力に基づいてターゲットの到来方向を推定したシミュレーション結果を示す説明図である。同図（ａ）は、コヒーレント積分数が２４０回であり、ノンコヒーレント積分数が１５回であるシミュレーション結果である。同図（ｂ）は、コヒーレント積分数が４８０回であり、ノンコヒーレント積分数が７回であり、コヒーレント積分数とノンコヒーレント積分数の積がそれぞれ一定となる条件でのシミュレーション結果である。
【０１９４】
図９は、出力選択部２４により選択された加算部の出力に基づいてターゲットの到来方向を推定したシミュレーション結果を示す説明図である。
【０１９５】
図７〜図９において、横軸は離散時刻ｋを基に数式（２７）に従って換算したレーダ装置１からターゲットまでの距離ｒを示し、縦軸は到来方向推定部２５により得られた最大受信電力レベル方向の相対受信電力値［ｄＢ］を示す。常数値Ｃは光速度≒３×１０８［ｍ／ｓ］、パラメータＬは符号長、パラメータＮｓは１つのパルス幅に対するオーバーサンプル数を表す。
【０１９６】
【数２７】
2012181109.tif 000029
【０１９７】
図７〜図９に示したシミュレーション結果において、ターゲットは、高速移動しているターゲット＃１、中速移動しているターゲット＃２、低速移動しているターゲット＃３、及び歩行移動しているターゲット＃４を想定している。各ターゲットに関するパラメータは次のとおりである。
【０１９８】
ターゲット＃１の移動速度は８０［ｋｍ／ｈ］、ターゲット＃１の位置はレーダ装置１から３７［ｍ］の場所、ターゲット＃１の到来方向推定値は２０［ｄｅｇｒｅｅ］である。
【０１９９】
ターゲット＃２の移動速度は４０［ｋｍ／ｈ］、ターゲット＃２の位置はレーダ装置１から３８［ｍ］の場所、ターゲット＃２の到来方向推定値は１０［ｄｅｇｒｅｅ］である。
【０２００】
ターゲット＃３の移動速度は２０［ｋｍ／ｈ］、ターゲット＃３の位置はレーダ装置１から３９［ｍ］の場所、ターゲット＃３の到来方向推定値は０［ｄｅｇｒｅｅ］である。
【０２０１】
ターゲット＃４の移動速度は５［ｋｍ／ｈ］、ターゲット＃４の位置はレーダ装置１から４０［ｍ］の場所、ターゲット＃４の到来方向推定値は−１０［ｄｅｇｒｅｅ］である。
【０２０２】
図７及び図８の各シミュレーション結果をみると、例えばノンコヒーレント積分数が多い図７（ａ）及び（ｂ）ではターゲットが存在しない離散時刻の雑音成分が比較的抑圧されている。
【０２０３】
しかしながら、図７（ａ）及び（ｂ）ではコヒーレント積分数が少ないため、ターゲットからの反射波の受信信号の受信ＳＮＲが低い場合、コヒーレント積分利得を得ても十分な信号レベルとならないことがある。
【０２０４】
一方、図７（ｃ）及び図８ではノンコヒーレント積分数が少ないため、ターゲットが存在しない離散時刻の雑音成分が十分に抑圧されていない。更に、コヒーレント積分数が多いため、例えば高速移動しているターゲット＃１の時間相関の高い期間に加えて、時間相関の短い期間までコヒーレント積分する。
【０２０５】
これにより、高速移動しているターゲット＃１等の相対受信電力値が雑音成分に埋もれてしまうが、雑音成分が十分に抑圧されていないため、ターゲットからの反射波の受信信号の受信ＳＮＲが低く、コヒーレント積分数が多い場合に、受信レベルが高くなることがあり、最適なコヒーレント積分数の選択を誤ることがある。
【０２０６】
図９のシミュレーション結果では、離散時刻ｋ毎に出力選択部２４が出力選択制御部２３の出力に応じて、各加算部２２−１〜２２−３の出力のうちいずれかの出力を選択する。
【０２０７】
図９に示す様に、雑音成分は十分に抑圧されており、更に、ターゲットが存在しない離散時刻における雑音成分の受信レベルから、各ターゲットの受信電力値までの相対的なピークレベルは、図７、図８での各ターゲットの移動速度に応じて最適なコヒーレント積分数のピークレベルとほぼ同程度の結果が得られている。
【０２０８】
例えばターゲット＃４の移動速度は５［ｋｍ／ｈ］であり、図８（ｂ）が最もコヒーレント利得が高くなっているが、ターゲットが存在しない離散時刻における最大雑音電力成分からのピーク値は１４ｄＢ程度であり、一方、図９のターゲット＃４でのピークレベルもほぼ同様な１３ｄＢ程度が得られている。
【０２０９】
図１０は、各ターゲットの存在位置に対する到来方向の推定誤差の累積確立分布を示すシミュレーション結果を示す説明図である。同図（ａ）は、ターゲット＃１に対する到来方向の推定誤差の累積確立分布である。同図（ｂ）は、ターゲット＃２に対する到来方向の推定誤差の累積確立分布である。
【０２１０】
図１１は、各ターゲットの存在位置に対する到来方向の推定誤差の累積確立分布を示すシミュレーション結果を示す説明図である。同図（ａ）は、ターゲット＃３に対する到来方向の推定誤差の累積確立分布である。同図（ｂ）は、ターゲット＃４に対する到来方向の推定誤差の累積確立分布である。
【０２１１】
図１０及び図１１には、各ターゲット＃１〜＃４の存在位置（３７［ｍ］，３８［ｍ］，３９［ｍ］，４０［ｍ］）に対応する離散時刻ｋでの相関値演算部１９の出力を基に、到来方向を推定した結果の推定精度を示す。
【０２１２】
図１０及び図１１の実線は、本発明に係るレーダ装置１の試行回数５００回における推定誤差を示す累積確率分布である。横軸は各ターゲット＃１〜＃４からの各反射波の信号の到来方向真値に対する方向推定誤差を示し、縦軸は累積確率を示し、試行回数５００回のうち横軸の到来方向推定誤差を下回る確率をプロットしている。但し、到来方向推定時の分解能は０．１度とした。
【０２１３】
図１０及び図１１の点線は、特許文献１に示した従来のレーダ装置において、４つの移動速度が異なるターゲットに対し、最適なコヒーレント積分数とノンコヒーレント積分数との関係を、次に示す様に設定した理想的な組合せにおける方向推定結果である。
【０２１４】
ターゲット＃１に対するコヒーレント積分数は３０回であり、ターゲット＃１に対するノンコヒーレント積分数は１２０回である。これらの回数は、ターゲット＃１の移動速度に対して最適な組合せとして設定した。
【０２１５】
ターゲット＃２に対するコヒーレント積分数は６０回であり、ターゲット＃２に対するノンコヒーレント積分数は６０回である。これらの回数は、ターゲット＃２の移動速度に対して最適な組合せとして設定した。
【０２１６】
ターゲット＃３に対するコヒーレント積分数は１２０回であり、ターゲット＃３に対するノンコヒーレント積分数は３０回である。これらの回数は、ターゲット＃３の移動速度に対して最適な組合せとして設定した。
【０２１７】
ターゲット＃４に対するコヒーレント積分数は４８０回であり、ターゲット＃４に対するノンコヒーレント積分数は７回である。これらの回数は、ターゲット＃４の移動速度に対して最適な組合せとして設定した。
【０２１８】
異なる移動速度のターゲットに対する推定精度について、次のことが言える。
【０２１９】
具体的には、移動速度の高いターゲット（＃１，＃２）では、本発明に係るレーダ装置１は、従来のレーダ装置においてコヒーレント積分数をターゲットの移動速度に対して最もコヒーレント積分利得が高い設定の特性と同程度の特性が得られる。例えば、誤差累積確率９０％値は、ターゲット＃１では推定誤差１°、ターゲット＃２では１．２°が得られている。
【０２２０】
移動速度の低いターゲット（＃３，＃４）では、本発明に係るレーダ装置１は、従来のレーダ装置においてコヒーレント積分数をターゲットの移動速度に対して、最もコヒーレント積分利得が高い設定の特性よりも０．１°程度の向上した良好な特性が得られる。
【０２２１】
この改善要因は、加算部において、異なるコヒーレント積分数によって得られた相関行列を加算することによって、到来方向推定部において用いる相関行列に含まれる到来角度情報のＳＮＲが改善され、方向推定精度が向上したためである。
【０２２２】
従って、図１０及び図１１により、本発明に係るレーダ装置１によれば、ターゲットの移動速度によらず、高いコヒーレント利得及びノンコヒーレント利得が得られことがわかる。
【０２２３】
以上により、レーダ装置１は、相関行列生成部及び加算部における相関行列の合計加算数がノンコヒーレント積分として機能する。すなわち、第ｐ相関行列生成部及び第ｐ加算部の相関行列の合計加算数Ｎｎｏｎ−ｃｏｈｅｒｅｎｔは、数式（２８）によって示される。
【０２２４】
【数２８】
2012181109.tif 000030
【０２２５】
このため、コヒーレント積分部におけるコヒーレント積分数が多い程、その出力を用いる相関行列生成部及び加算部での、ノンコヒーレント積分数を増加、すなわち、相関行列の加算回数を多くすることによって、出力選択部における選択誤りの確率を抑圧できる。
【０２２６】
また、出力選択部における選択誤りがあっても、高速ターゲットのコヒーレント積分数の小さい相関行例生成部からの出力が含まれるため、相関行列の対角成分の大きさに比例した重み付けによって、到来角情報が合成され方向推定性能の顕著な劣化を防ぐ。
【０２２７】
また、低速ターゲットからの反射波は、相関行列を複数回加算する重み付け効果により、従来の低速ターゲット用に最適化したコヒーレント積分数における特性と同程度以上の到来方向推定精度が得られる。
【０２２８】
これにより、レーダ装置１は、ターゲットの移動速度によらずコヒーレント積分利得を高めることができ、ターゲットからの反射波の信号を受信する場合に、コヒーレント積分数あるいはノンコヒーレント積分数に応じたＳＮＲを向上できる。また、レーダ装置１は雑音レベル（雑音分散）の抑圧によって、最終的なターゲット識別性能を向上させる効果も有する。
【０２２９】
更に、レーダ装置１は、ターゲットからの反射波の信号における雑音電力成分を抑圧し、高速移動しているターゲットを、低速移動しているターゲットと誤って選択する確率を低減させ、ターゲットの検出精度を向上させる。
【０２３０】
たとえターゲットの検出誤りがあっても、レーダ装置１は、加算部において、相関行列生成部の出力レベルに比例した重み付けによって、到来方向推定値を合成する。これにより、レーダ装置１は、相関行列の対角成分の大きさに比例した重み付けによって、到来角情報が合成され方向推定性能の顕著な劣化を防ぐ。
【０２３１】
また、低速移動しているターゲットからの反射波の信号に対する相関行列は、加算部において、コヒーレント積分数の少ないコヒーレント積分部からの出力を基にした相関行列から、コヒーレント積分数の多いコヒーレント積分部からの出力を基にした相関行列までを、複数回加算されることによって重み付けられる。レーダ装置１は、従来の低速ターゲット用に最適化したコヒーレント積分数での特性と同程度以上の到来方向の推定精度を得ることができる。
【０２３２】
これにより、レーダ装置１は、高速移動するターゲットの到来方向の推定精度を維持し、低速移動するターゲットのコヒーレント積分利得を、簡易な構成によって、向上できる。
【０２３３】
（第１の実施形態の変形例１）
第１の実施形態の変形例１では、出力選択制御部は、ターゲットの移動速度の変動に起因する所定値以下の位相回転量を基に、出力選択を制御する。
【０２３４】
図１２は、第１の実施形態の変形例１のレーダ装置１ｘの内部構成を詳細に示すブロック図である。レーダ装置１ｘと第１の実施形態のレーダ装置１との各部の構成及び動作が同一のブロックには、同一の符号が付されている。以下、レーダ装置１ｘの構成及び動作の説明において、同一の構成及び動作の内容に関しては省略し、レーダ装置１の構成及び動作と異なる内容に関して説明する。
【０２３５】
図１２において、レーダ装置１ｘは、送信アンテナＡＮ１と接続されるレーダ送信部２、及び、各受信アンテナＡＮ２〜ＡＮ２−４と接続される各アンテナ系統処理部１１−１〜１１−４を有するレーダ受信部３ｘを含む構成である。なお、レーダ送信部２及びレーダ受信部３ｘは、基準信号発振器Ｌｏに接続され、基準信号発振器Ｌｏから信号が供給され、レーダ送信部２及びレーダ受信部３ｘの処理の同期が揃うようになっている。
【０２３６】
（レーダ受信部）
次に、レーダ受信部３ｘの各部の構成について説明する。レーダ受信部３ｘには、第１の実施形態のレーダ装置１と同様に、複数の例えば４つのアレーアンテナが構成されている。更に、第１の実施形態のレーダ装置１と同様に、アレーアンテナを構成する各受信アンテナはアンテナ系統処理部毎に設けられている。
【０２３７】
レーダ受信部３ｘは、複数の例えば４つのアンテナ系統処理部を有し、各アンテナ系統処理部に１つの受信アンテナが接続されており、４つの受信アンテナを含むアレーアンテナを構成している。以下、レーダ受信部３ｘの各部の構成について図１２を参照して説明する。図１２に示すレーダ受信部３ｘは、図２に示すレーダ受信部３と同様に、アンテナ系統処理部の個数を示すパラメータＤが４であり、コヒーレント積分部、相関行列生成部及び加算部の各個数を示すパラメータＰが３である。
【０２３８】
レーダ受信部３ｘは、図１２に示す様に、アレーアンテナを構成する受信アンテナの本数に対応して設けられた４つのアンテナ系統処理部１１−１〜１１−４、第１〜第３相関行列生成部２１−１〜２１−３、第１〜第３加算部２２−１〜２２−３、出力選択制御部２３ｘ、出力選択部２４、到来方向推定部２５及びドップラ周波数検出部２６を含む構成である。
【０２３９】
ドップラ周波数検出部２６は、各アンテナ系統処理部１１−１〜１１−４の各第１コヒーレント積分部２０−１〜２０−３の出力を基に、離散時刻ｋ毎のターゲットの移動速度の変動に起因する位相回転量θｄ（ｋ）を、パラメータｐ＝１である数式（２８）に従って演算する。ドップラ周波数検出部２６は、演算された位相回転量θｄ（ｋ）を出力選択制御部２３ｘに出力する。
【０２４０】
ドップラ周波数検出部２６は、数式（２９）に従って演算された位相回転量θｄ（ｋ）を基に、ドップラ周波数を、数式（３０）に従って演算する。なお、ａｎｇｌｅ｛ｙ｝は、ｙの角度（位相）成分を演算する演算子である。
【０２４１】
【数２９】
2012181109.tif 000031
【０２４２】
ドップラ周波数検出部２６は、数式（２９）に従って演算された位相回転量θｄ（ｋ）を基に、ターゲットの相対移動速度ｖｄ（ｋ）を、パラメータｐ＝１である数式（３０）に従って演算する。数式（３０）において、パラメータλはレーダ送信部２が高周波送信信号を送信するためのキャリア周波数の波長である。
【０２４３】
【数３０】
2012181109.tif 000032
【０２４４】
ドップラ周波数検出部２６は、更に数式（３０）に従って演算された相対移動速度ｖｄ（ｋ）を基に、ドップラ周波数ｆｄ（ｋ）を、数式（３１）に従って演算しても良い。
【０２４５】
なお、図１２において、ドップラ周波数検出部２６は、Ｄ個の全てのアンテナ系統処理部の各コヒーレント積分部の出力を用いて数式（２９）に従って、離散時刻ｋ毎に位相回転量θｄ（ｋ）を演算した。なお、ドップラ周波数検出部２６は、Ｄ個ではなく、１個又は一部のアンテナ系統処理部の各コヒーレント積分部の出力を用いて数式（２８）に従って、離散時刻ｋ毎に位相回転量θｄ（ｋ）を演算しても良い。
【０２４６】
【数３１】
2012181109.tif 000033
【０２４７】
出力選択制御部２３ｘは、離散時刻ｋ毎に、ドップラ周波数検出部２６により出力された位相回転量θｄ（ｋ）を入力する。
【０２４８】
出力選択制御部２３ｘは、入力された位相回転量θｄ（ｋ）、を基に、複数Ｐ個の加算部の出力を選択する。
【０２４９】
具体的には、出力選択制御部２３ｘは、コヒーレント積分する期間（Ｔｒ×Ｎｐ）における位相回転量θｄ（ｋ）が所定値ＴＨ以下において、最大となる相関行列を生成した相関行列生成部のインデックスｐを、離散時刻ｋ毎に選択する。この所定値ＴＨは、４５°〜９０°の範囲であることが好ましい。
【０２５０】
出力選択制御部２３ｘは、選択した相関行列生成部のインデックスｐをインデックスｓｅｌｅｃｔ＿ｉｎｄｅｘ（ｋ）として、出力選択部２４に出力する。以降の動作は、第１の実施形態と同様である。
【０２５１】
以上により、第１の実施形態の変形例１のレーダ装置１ｘは、ターゲットの移動速度の変動に起因する位相回転量を離散時刻ｋ毎に演算し、この位相回転量が所定値以下において最大となる相関行列生成部を選択する。従って、レーダ装置１ｘによれば、第１の実施形態と比べて、高速移動しているターゲットを、低速移動しているターゲットと誤って選択する確率を低減させ、ターゲットの検出精度を向上できる。
【０２５２】
（第１の実施形態の変形例２）
第１の実施形態の変形例２では、出力選択制御部は、異なるコヒーレント積分数の各コヒーレント積分結果を基に生成された各相関行列の加算結果の対角成分が最大となる相関行列を生成した相関行列生成部を選択する。
【０２５３】
図１３は、第１の実施形態の変形例２のレーダ装置１ｙの内部構成を詳細に示すブロック図である。レーダ装置１ｙと第１の実施形態のレーダ装置１との各部の構成及び動作が同一のブロックには、同一の符号が付されている。以下、レーダ装置１ｙの構成及び動作の説明において、同一の構成及び動作の内容に関しては省略し、レーダ装置１の構成及び動作と異なる内容に関して説明する。
【０２５４】
図１３において、レーダ装置１ｙは、送信アンテナＡＮ１と接続されるレーダ送信部２、及び、各受信アンテナＡＮ２〜ＡＮ２−４と接続される各アンテナ系統処理部１１−１〜１１−４を有するレーダ受信部３ｙを含む構成である。なお、レーダ送信部２及びレーダ受信部３ｙは、基準信号発振器Ｌｏに接続され、基準信号発振器Ｌｏから信号が供給され、レーダ送信部２及びレーダ受信部３ｙの処理の同期が揃うようになっている。
【０２５５】
（レーダ受信部）
次に、レーダ受信部３ｙの各部の構成について説明する。レーダ受信部３ｙには、第１の実施形態のレーダ装置１と同様に、複数の例えば４つのアレーアンテナが構成されている。更に、第１の実施形態のレーダ装置１と同様に、アレーアンテナを構成する各受信アンテナはアンテナ系統処理部毎に設けられている。
【０２５６】
レーダ受信部３ｙは、複数の例えば４つのアンテナ系統処理部を有し、各アンテナ系統処理部に１つの受信アンテナが接続されており、４つの受信アンテナを含むアレーアンテナを構成している。以下、レーダ受信部３ｙの各部の構成について図１３を参照して説明する。図１３に示すレーダ受信部３ｙは、図２に示すレーダ受信部３と同様に、アンテナ系統処理部の個数を示すパラメータＤが４あり、コヒーレント積分部、相関行列生成部及び加算部の各個数を示すパラメータＰが３である。
【０２５７】
レーダ受信部３ｙは、図１３に示す様に、アレーアンテナを構成する受信アンテナの本数に対応して設けられた４つのアンテナ系統処理部１１−１〜１１−４、第１〜第３相関行列生成部２１−１〜２１−３、第１〜第３加算部２２ｙ−１〜２２ｙ−３、出力選択制御部２３ｙ、出力選択部２４、及び到来方向推定部２５を含む構成である。
【０２５８】
第１加算部２２ｙ−１は、パラメータｐ＝１である数式（１８）に従って生成された相関行列Ｂ１（ｋ）を入力する。第１加算部２２ｙ−１は、入力された相関行列Ｂ１（ｋ）を、パラメータｐ＝１である数式（２１）に従って加算する。なお、第１加算部２２ｙ−１は、相関行列を加算するために、相関出力の大きさに比例した重み付け係数を乗じて加算しても良い。第１加算部２２ｙ−１は、加算された相関行列Ａ１（ｋ）を、出力選択制御部２３ｙ及び出力選択部２４に出力する。
【０２５９】
第２加算部２２ｙ−２は、パラメータｐ＝１及びｐ＝２である数式（１８）に従って生成された相関行列Ｂ１（ｋ）及びＢ２（ｋ）を入力する。第２加算部２２ｙ−２は、入力された相関行列Ｂ１（ｋ）及びＢ２（ｋ）を、パラメータｐ＝２である数式（２１）に従って加算する。なお、第２加算部２２ｙ−２は、相関行列を加算するために、相関出力の大きさに比例した重み付け係数を乗じて加算しても良い。第２加算部２２ｙ−２は、加算された相関行列Ａ２（ｋ）を、出力選択制御部２３ｙ及び出力選択部２４に出力する。
【０２６０】
第３加算部２２ｙ−３は、パラメータｐ＝１、ｐ＝２及びｐ＝３である数式（１８）に従って生成された相関行列Ｂ１（ｋ），Ｂ２（ｋ）及びＢ３（ｋ）を入力する。第３加算部２２ｙ−３は、入力された相関行列Ｂ１（ｋ），Ｂ２（ｋ）及びＢ３（ｋ）を、パラメータｐ＝３である数式（２１）に従って加算する。なお、第３加算部２２ｙ−３は、相関行列を加算するために、相関出力の大きさに比例した重み付け係数を乗じて加算しても良い。第３加算部２２ｙ−３は、加算された相関行列Ａ３（ｋ）を、出力選択制御部３ｙ及び出力選択部２４に出力する。
【０２６１】
出力選択制御部２３ｙは、第１〜第３加算部２２ｙ−１〜２２ｙ−３により出力された各相関行列Ａ１（ｋ），Ａ２（ｋ）及びＡ３（ｋ）を入力する。出力選択制御部２３ｙは、入力された各相関行列を基に、各相関行列のうち、離散時刻ｋ毎にコヒーレント積分利得が最大の相関行列を生成した相関行列生成部を選択する。
【０２６２】
具体的には、出力選択制御部２３ｙは、入力された各相関行列を基に、コヒーレント積分後の平均受信電力成分に相当する相関行列の対角成分の和が最大となる相関行列を生成した相関行列生成部のインデックスを、離散時刻ｋ毎に選択する。即ち、出力選択制御部２３は、数式（３２）に従って、相関行列生成部のインデックスｓｅｌｅｃｔ＿ｉｎｄｅｘ（ｋ）を選択する。
【０２６３】
【数３２】
2012181109.tif 000034
【０２６４】
数式（３２）において、ｄｉａｇ［Ａｐ（ｋ）］は、相関行列Ａｐ（ｋ）の対角成分の和を演算する演算子である。出力選択制御部２３ｙは、離散時刻ｋ毎に、選択されたインデックスを出力選択部２４に出力する。以降の動作は、第１の実施形態と同様である。
【０２６５】
なお、出力選択制御部２３ｙは、相関行列の対角成分の和に、数式（２３）に示す比の値を基にした関数ｃｏｅｆｆ（ｘｐ）を係数としてｄｉａｇ［Ａｐ（ｋ）］に乗じたｃｏｅｆｆ（ｘｐ）×ｄｉａｇ［Ａｐ（ｋ）］のうち、最大となる相関行列生成部のインデックスｓｅｌｅｃｔ＿ｉｎｄｅｘ（ｋ）を、数式（３３）に従って選択しても良い。なお、関数ｃｏｅｆｆ（ｘｐ）は、例えば数式（２５）又は数式（２６）を満たすことが、必要である。
【０２６６】
出力選択制御部２３において、関数ｃｏｅｆｆ（ｘｐ）を係数として乗じた処理により、コヒーレント積分によるコヒーレント積分利得が雑音成分の分散値の増加を上回る状況となる。
【０２６７】
このため、レーダ装置１ｙは、理想的にコヒーレント積分されている場合に、コヒーレント積分数がより多いインデックスｓｅｌｅｃｔ＿ｉｎｄｅｘ（ｋ）に対応する加算部出力を選択する。
【０２６８】
これにより、レーダ装置１は、高速移動しているターゲットを低速移動しているターゲットとして検出する様な、ターゲットの選択誤りを低減できる。
【０２６９】
【数３３】
2012181109.tif 000035
【０２７０】
（第１の実施形態の変形例３）
第１の実施形態の変形例３では、出力選択制御部は、相関行列生成部において相関行列を生成する前に、コヒーレント積分部の出力を基に、コヒーレント積分利得が最大となるコヒーレント積分結果を演算したコヒーレント積分部を選択する。
【０２７１】
図１４は、第１の実施形態の変形例３のレーダ装置１ｚの内部構成を詳細に示すブロック図である。レーダ装置１ｚと第１の実施形態のレーダ装置１との各部の構成及び動作が同一のブロックには、同一の符号が付されている。以下、レーダ装置１ｚの構成及び動作の説明において、同一の構成及び動作の内容に関しては省略し、レーダ装置１の構成及び動作と異なる内容に関して説明する。
【０２７２】
図１４において、レーダ装置１ｚは、送信アンテナＡＮ１と接続されるレーダ送信部２、及び、各受信アンテナＡＮ２〜ＡＮ２−４と接続される各アンテナ系統処理部１１ｚ−１〜１１ｚ−４を有するレーダ受信部３ｚを含む構成である。なお、レーダ送信部２及びレーダ受信部３ｚは、基準信号発振器Ｌｏに接続され、基準信号発振器Ｌｏから信号が供給され、レーダ送信部２及びレーダ受信部３ｚの処理の同期が揃うようになっている。
【０２７３】
（レーダ受信部）
次に、レーダ受信部３ｚの各部の構成について説明する。レーダ受信部３ｚには、第１の実施形態のレーダ装置１と同様に、複数の例えば４つのアレーアンテナが構成されている。更に、第１の実施形態のレーダ装置１と同様に、アレーアンテナを構成する各受信アンテナはアンテナ系統処理部毎に設けられている。
【０２７４】
レーダ受信部３ｚは、複数の例えば４つのアンテナ系統処理部を有し、アンテナ系統処理部毎に１つの受信アンテナが接続されており、４つの受信アンテナを含むアレーアンテナを構成している。以下、レーダ受信部３ｚの各部の構成について図１４を参照して説明する。図１４に示すレーダ受信部３ｚは、図２に示すレーダ受信部３と同様に、アンテナ系統処理部の個数を示すパラメータＤが４であり、コヒーレント積分部、相関行列生成部及び加算部の各個数を示すパラメータＰが３である。
【０２７５】
レーダ受信部３ｚは、図１４に示す様に、アレーアンテナを構成する受信アンテナの本数に対応して設けられた４つのアンテナ系統処理部１１ｚ−１〜１１ｚ−４、第１〜第３相関行列生成部２１−１〜２１−３、第１〜第３加算部２２−１〜２２−３、出力選択制御部２３ｚ、出力選択部２４、及び到来方向推定部２５を含む構成である。
【０２７６】
アンテナ系統処理部１１ｚ−１は、受信アンテナＡＮ２が接続された受信ＲＦ部１２、及び信号処理部１３ｚを含む構成である。信号処理部１３ｚは、Ａ／Ｄ変換部１７，１８、相関値演算部１９、及び第１〜第３コヒーレント積分部２０ｚ−１〜２０ｚ−３を含む構成である。信号処理部１３ｚは、各送信周期Ｔｒを信号処理区間として周期的に演算する。
【０２７７】
第１コヒーレント積分部２０ｚ−１は、相関値演算部１９により出力された相関値ＡＣ（ｋ，Ｍ）を入力する。第１コヒーレント積分部２０ｚ−１は、第Ｍ番目の送信周期Ｔｒにおいて離散時刻ｋ毎に演算された相関値ＡＣ（ｋ，Ｍ）を基に、複数回（Ｎ１回）の送信周期Ｔｒの期間（Ｎ１×Ｔｒ）にわたって、積分数Ｎ１のコヒーレント積分をする。
【０２７８】
パラメータＮ１は、第１コヒーレント積分部２０ｚ−１によるコヒーレント積分の積分回数である。第１コヒーレント積分部２０ｚ−１は、数式（１３）においてパラメータｐ＝１としてコヒーレント積分する。パラメータｍは自然数である。
【０２７９】
即ち、第１コヒーレント積分部２０ｚ−１は、第｛Ｎ１（ｍ−１）＋１｝番目の送信周期Ｔｒにおける相関値ＡＣ（ｋ，Ｎ１（ｍ−１）＋１）から第（Ｎ１×ｍ）番目の送信周期Ｔｒにおける相関値ＡＣ（ｋ，Ｎ１×ｍ）を単位として、離散時刻ｋのタイミングを揃えて相関値ＣＩ１（ｋ，Ｍ）を演算する。第１コヒーレント積分部２０ｚ−１は、演算された相関値ＣＩ１（ｋ，Ｍ）を、第１相関行列生成部２１−１及び出力選択制御部２３ｚに出力する。
【０２８０】
第２コヒーレント積分部２０ｚ−２は、相関値演算部１９により出力された相関値ＡＣ（ｋ，Ｍ）を入力する。第２コヒーレント積分部２０−２は、第Ｍ番目の送信周期Ｔｒにおいて離散時刻ｋ毎に演算された相関値ＡＣ（ｋ，Ｍ）を基に、複数回（Ｎ２回）の送信周期Ｔｒの期間（Ｎ２×Ｔｒ）にわたって、積分数Ｎ２のコヒーレント積分をする。
【０２８１】
パラメータＮ２は、第２コヒーレント積分部２０ｚ−２によるコヒーレント積分の積分回数である。第２コヒーレント積分部２０ｚ−２は、数式（１３）においてパラメータｐ＝２としてコヒーレント積分する。パラメータｍは自然数である。
【０２８２】
即ち、第２コヒーレント積分部２０ｚ−２は、第｛Ｎ２（ｍ−１）＋１｝番目の送信周期Ｔｒにおける相関値ＡＣ（ｋ，Ｎ２（ｍ−１）＋１）から第（Ｎ２×ｍ）番目の送信周期Ｔｒにおける相関値ＡＣ（ｋ，Ｎ２×ｍ）を単位として、離散時刻ｋのタイミングを揃えて相関値ＣＩ２（ｋ，Ｍ）を演算する。第２コヒーレント積分部２０ｚ−２は、演算された相関値ＣＩ２（ｋ，Ｍ）を、第２相関行列生成部２１−２及び出力選択制御部２３ｚに出力する。
【０２８３】
第３コヒーレント積分部２０ｚ−３は、相関値演算部１９により出力された相関値ＡＣ（ｋ，Ｍ）を入力する。第３コヒーレント積分部２０ｚ−３は、第Ｍ番目の送信周期Ｔｒにおいて離散時刻ｋ毎に演算された相関値ＡＣ（ｋ，Ｍ）を基に、複数回（Ｎ３回）の送信周期Ｔｒの期間（Ｎ３×Ｔｒ）にわたって、積分数Ｎ３のコヒーレント積分をする。
【０２８４】
パラメータＮ３は、第３コヒーレント積分部２０ｚ−３によるコヒーレント積分の積分回数である。第３コヒーレント積分部２０ｚ−３は、数式（１３）においてパラメータｐ＝３としてコヒーレント積分する。パラメータｍは自然数である。
【０２８５】
即ち、第３コヒーレント積分部２０ｚ−３は、第｛Ｎ３（ｍ−１）＋１｝番目の送信周期Ｔｒにおける相関値ＡＣ（ｋ，Ｎ３（ｍ−１）＋１）から第（Ｎ３×ｍ）番目の送信周期Ｔｒにおける相関値ＡＣ（ｋ，Ｎ３×ｍ）を単位として、離散時刻ｋのタイミングを揃えて相関値ＣＩ３（ｋ，Ｍ）を演算する。第３コヒーレント積分部２０ｚ−３は、演算された相関値ＣＩ３（ｋ，Ｍ）を、第３相関行列生成部２０ｚ−３及び出力選択制御部２３ｚに出力する。
【０２８６】
出力選択制御部２３ｚは、全てのアンテナ系統処理部１１ｚ−１〜１１ｚ−４の全てのコヒーレント積分部の出力であるコヒーレント積分結果を入力する。出力選択制御部２３ｚは、全てのアンテナ系統処理部１１ｚ−１〜１１ｚ−４の全てのコヒーレント積分部の出力を基に、各相関行列のうち、離散時刻ｋ毎にコヒーレント積分利得が最大のコヒーレント積分結果を演算したコヒーレント積分部を選択する。
【０２８７】
具体的には、出力選択制御部２３ｚは、入力された各コヒーレント積分結果を基に、コヒーレント積分後の平均受信電力成分に相当する値が最大となるコヒーレント積分結果を演算したコヒーレント積分部のインデックスを、離散時刻ｋ毎に選択する。即ち、出力選択制御部２３ｚは、数式（３４）に従って、コヒーレント積分部のインデックスｓｅｌｅｃｔ＿ｉｎｄｅｘ（ｋ）を選択する。
【０２８８】
【数３４】
2012181109.tif 000036
【０２８９】
出力選択制御部２３ｚは、離散時刻ｋ毎に、選択されたインデックスを出力選択部２４ｚに出力する。
【０２９０】
出力選択部２４ｚは、離散時刻ｋ毎に、出力選択制御部２３ｚにより出力されたインデックスｓｅｌｅｃｔ＿ｉｎｄｅｘ（ｋ）、及び第１〜第３加算部２２−１〜２２−３により出力された相関行列Ａ１（ｋ）〜Ａ３（ｋ）を入力する。出力選択部２４ｚは、入力されたインデックスｓｅｌｅｃｔ＿ｉｎｄｅｘ（ｋ）を基に、離散時刻ｋ毎に、インデックスのコヒーレント積分部に対応する加算部の出力Ａｐ（ｋ）を選択する。出力選択部２４は、離散時刻ｋ毎に選択された加算部の出力Ａｐ（ｋ）を到来方向推定部２５に出力する。
【０２９１】
例えば、出力選択制御部２３ｚにより選択されたインデックスが１のため、出力選択部２４ｚは、第１コヒーレント積分部２０ｚ−１と１対１に対応する第１加算部２２−１の出力である相関行列Ａ１（ｋ）を選択する。
【０２９２】
例えば、出力選択制御部２３ｚにより選択されたインデックスが２のため、出力選択部２４ｚは、第２コヒーレント積分部２０ｚ−２と１対１に対応する第２加算部２２−２の出力である相関行列Ａ２（ｋ）を選択する。
【０２９３】
例えば、出力選択制御部２３ｚにより選択されたインデックスが３のため、出力選択部２４ｚは、第３コヒーレント積分部２０ｚ−３と１対１に対応する第３加算部２２−３の出力である相関行列Ａ３（ｋ）を選択する。
【０２９４】
以降の動作は、第１の実施形態と同様である。
【０２９５】
従って、第１の実施形態の変形例３のレーダ装置１ｚは、コヒーレント積分結果のうち、コヒーレント積分利得が最大となるコヒーレント積分結果を演算するコヒーレント積分部を選択する。これにより、レーダ装置１ｚは、第１の実施形態のレーダ装置１の効果に加え、レーダ装置１のレーダ受信部３の処理量よりもレーダ受信部３ｚの処理量を低減できる。
【０２９６】
なお、出力選択制御部２３ｚは、全てのＤ個のアンテナ系統処理部１１ｚ−１〜１１ｚ−４の全てのコヒーレント積分部の出力であるコヒーレント積分結果を入力する場合を説明したが、Ｄ個ではなく、１個又は一部のアンテナ系統処理部の各コヒーレント積分部の出力を用いて数式（３４）に従って、選択してもよい。
【０２９７】
以上、図面を参照しながら各種の実施形態について説明したが、本発明のレーダ装置はかかる例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。
【産業上の利用可能性】
【０２９８】
本発明は、高速移動するターゲットの到来方向の推定精度を維持し、低速移動するターゲットのコヒーレント積分利得を、簡易な構成によって向上するレーダ装置として有用である。
【符号の説明】
【０２９９】
１、１ｘ、１ｙ、１ｚ  レーダ装置
２  レーダ送信部
３、３ｘ、３ｙ、３ｚ  レーダ受信部
４  送信信号生成部
５  送信ＲＦ部
６  符号生成部
７  変調部
８  ＬＰＦ
９、１５  周波数変換部
１０、１４  増幅器
１１−１、１１−２、１１−３、１１−４、１１−Ｄ、１１ｚ−１、１１ｚ−２、１１ｚ−３、１１ｚ−４  アンテナ系統処理部
１２  受信ＲＦ部
１３、１３ｚ  信号処理部
１６  直交検波部
１７、１８  Ａ／Ｄ変換部
１９  相関値演算部
２０−１、２０−１−１、２０ｚ−１  第１コヒーレント積分部
２０−２、２０ｚ−２  第２コヒーレント積分部
２０−３、２０ｚ−３  第３コヒーレント積分部
２０−１−ｐ  第ｐコヒーレント積分部
２１−１  第１相関行列生成部
２１−２  第２相関行列生成部
２１−３  第３相関行列生成部
２１−ｐ  第ｐ相関行列生成部
２２−１、２２ｙ−１  第１加算部
２２−２、２２ｙ−２  第２加算部
２２−３、２２ｙ−３  第３加算部
２２−ｐ  第ｐ加算部
２３、２３ｘ、２３ｙ、２３ｚ  出力選択制御部
２４、２４ｘ、２４ｙ、２４ｚ  出力選択部
２５  到来方向推定部
２６  ドップラ周波数検出部
ＡＮ１  送信アンテナ
ＡＮ２  受信アンテナ
ＣＭ  送信符号記憶部
ＣＴ  送信符号制御部
Ｌｏ  基準信号発振器
Ｔｐ  パルス幅
Ｔｒ  送信周期
Ｔｗ  送信区間
τ１、τ２  遅延時間
【図１】
2012181109.tif 000037
【図２】
2012181109.tif 000038
【図３】
2012181109.tif 000039
【図４】
2012181109.tif 000040
【図５】
2012181109.tif 000041
【図６】
2012181109.tif 000042
【図７】
2012181109.tif 000043
【図８】
2012181109.tif 000044
【図９】
2012181109.tif 000045
【図１０】
2012181109.tif 000046
【図１１】
2012181109.tif 000047
【図１２】
2012181109.tif 000048
【図１３】
2012181109.tif 000049
【図１４】
2012181109.tif 000050
【図１５】
2012181109.tif 000051