(57)【要約】【課題】電力増幅器で発生する歪を補償する。【解決手段】電力増幅器の非線形補償方式として前置歪補償がある。前置歪補償方式では電力増幅器の前で電力増幅器で発生する歪みと同振幅逆位相の歪みを発生させ、電力増幅器の歪みを相殺するものであり、歪みの生成には精度が要求される。しかしながら、電力増幅器では前置歪補償では通常補償できない非対称な歪が発生する。そのため、非対称な歪も独立に検出し、独立に補償する方式を考案した。独立制御方式であるため、収束速度は従来と変わらず高速である。るため、収束速度は従来と変わらず高速である。また、25次歪まで生成することで、複雑な歪に付いても保証することを可能とする。【選択図】図６
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
高周波帯の入力信号を電力増幅する電力増幅回路の出力信号と前記入力信号とに応じて前記電力増幅回路で発生する歪成分を検出し、該検出された歪成分に応じた歪補償信号を生成する歪補償回路において、
前記入力信号及び前記出力信号相互のレベル誤差、位相誤差、及び遅延誤差を無くするように調整する調整回路と、該調整された入力信号と出力信号との差分を取った誤差信号を算出し、該算出された誤差信号と前記入力信号とから、前記電力増幅回路に応じた係数である前記歪成分を構成する３次、５次、７次、９次、１１次、１３次、１５次、１７次、１９次、２１次、２３次、２５次の各相互変調歪に係わる係数を算出する係数算出回路と、該算出された係数に応じて前記相互変調歪みの位相および利得に付いて逆特性となる歪補償信号を生成する歪補償信号生成回路とを有することを特徴とする歪補償回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力増幅器により電力増幅された無線電波送信を行う送信装置から出力される非線形歪み成分を減少させる非線形歪み補償技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の非線形歪み補償技術、特に、前置歪み補償方式の技術の例としては、特許文献１や非特許文献１に記載のものがある。
【０００３】
従来の技術では、３次歪、５次歪、７次歪までしか補償していないため、電力増幅器で発生するＡＭ−ＡＭ変換特性及びＡＭ−ＰＭ変換特性を補償できないといった問題があった。
【０００４】
また、従来の技術では、電力増幅器で発生する対称な歪しか補償できないため、非対称な歪を補償できないといった欠点があった。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】ＷＯ２００４／０４５０６７号公報
【非特許文献】
【０００６】
【非特許文献１】映情学技報  Ｖｏｌ．２４、Ｎｏ．７９、ＢＣＳ２０００−９２、「適応プレディストータ型歪み補償電力増幅器」、ｐ９１−ｐ９６
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
本発明は、電力増幅器で発生する歪を補償することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明は、上記の目的を達成するために、高周波帯の入力信号を電力増幅する電力増幅回路の出力信号と前記入力信号とに応じて前記電力増幅回路で発生する歪成分を検出し、該検出された歪成分に応じた歪補償信号を生成する歪補償回路において、
前記入力信号及び前記出力信号相互のレベル誤差、位相誤差、及び遅延誤差を無くするように調整する調整回路と、該調整された入力信号と出力信号との差分を取った誤差信号を算出し、該算出された誤差信号と前記入力信号とから、前記電力増幅回路に応じた係数である前記歪成分を構成する３次、５次、７次、９次、１１次、１３次、１５次、１７次、１９次、２１次、２３次、２５次の各相互変調歪に係わる係数を算出する係数算出回路と、該算出された係数に応じて前記相互変調歪みの位相および利得に付いて逆特性となる歪補償信号を生成する歪補償信号生成回路とを有することを特徴とする歪補償回路である。
【発明の効果】
【０００９】
以上説明したように本発明によれば、電力増幅器で発生する歪を補償することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１−１】Vinのスペクトラム(1乗項)の模式図
【図１−２】Vin2のスペクトラム(2乗項)の模式図
【図１−３】Vin3のスペクトラム(3乗項)の模式図
【図１−４】Vin4のスペクトラム(4乗項)の模式図
【図１−５】Vin5のスペクトラム(5乗項)の模式図
【図１−６】Vin6のスペクトラム(6乗項)の模式図
【図１−７】Vin7のスペクトラム(7乗項)の模式図
【図１−８】Vin8のスペクトラム(8乗項)の模式図
【図１−９】Vin9のスペクトラム(9乗項)の模式図
【図１−１０】Vin10のスペクトラム(10乗項)の模式図
【図１−１１】Vin11のスペクトラム(11乗項)の模式図
【図１−１２】Vin12のスペクトラム(12乗項)の模式図
【図１−１３】Vin13のスペクトラム(13乗項)の模式図
【図１−１４】Vin14のスペクトラム(14乗項)の模式図
【図１−１５】Vin15のスペクトラム(15乗項)の模式図
【図１−１６】Vin16のスペクトラム(16乗項)の模式図
【図１−１７】Vin17のスペクトラム(17乗項)の模式図
【図１−１８】Vin18のスペクトラム(18乗項)の模式図
【図１−１９】Vin19のスペクトラム(19乗項)の模式図
【図１−２０】Vin20のスペクトラム(20乗項)の模式図
【図１−２１】Vin21のスペクトラム(21乗項)の模式図
【図１−２２】Vin22のスペクトラム(22乗項)の模式図
【図１−２３】Vin23のスペクトラム(23乗項)の模式図
【図１−２４】Vin24のスペクトラム(24乗項)の模式図
【図１−２５】Vin25のスペクトラム(25乗項)の模式図
【図１−２６】Vin26のスペクトラム(26乗項)の模式図
【図１−２７】Vin27のスペクトラム(27乗項)の模式図
【図１−２８】Vin28のスペクトラム(28乗項)の模式図
【図１−２９】Vin29のスペクトラム(29乗項)の模式図
【図１−３０】Vin30のスペクトラム(30乗項)の模式図
【図２−１】非対称歪の模式図
【図２−２】同相の2波信号の模式図
【図２−３】同相の2波信号を3乗する模式図
【図２−４】逆相の2波信号の模式図
【図２−５】逆相の2波信号を3乗する模式図
【図３−１】OFDM信号とOFDM信号から生成したIM3を加算したスペクトラムの模式図
【図３−２】OFDM信号とOFDM信号から生成したIM3信号と包絡線を直交させたOFDM信号から生成したIM3信号を加算したスペクトラムの模式図
【図４】包絡線を直交させる手段（FFT処理）の模式図
【図５】OFDM信号とOFDM信号から生成したIM3を加算したスペクトラムの模式図
【図６】全体系統図
【発明を実施するための形態】
【実施例１】
【００１１】
以下に本発明について説明する。
まず、25次歪について説明する。一般的に電力増幅器の特性は入力信号をVin、出力信号をVoutとすると（1-1）式のように表現できる。
Vout=α1・Vin+α2・Vin2 +α3・Vin3 +α4・Vin4 +α5・Vin5・・・  ・・・(1-1)
ここでα0〜α5・・・は電力増幅器固有の係数である。
【００１２】
簡単化するために、Vinを2波モテ゛ルで考えるとVinは(1-2)式で表せる。
Vin=exp(i・(w1・t+φ))+ exp((−i・w1・t+φ))・・・(1-2)
2波信号により(1-1)式の1乗項、2乗項、3乗項、4乗項、5乗項・・・30乗項のスペクトラムを図1-1〜図1-30に示す。ただし、α1〜α5・・・は1とした。
【００１３】
図1-1〜図1-30をみても明らかであるが、(1-1)式の2乗項が一番高次の歪を含んでおり、また2乗項を30dB補償するためには25次歪まで必要であることが分かる。その他の項についても25次歪まであれば十分30dBの補償は可能であると言える。
【００１４】
更に図1-1〜図1-30で示したスペクトラムより、偶数乗項(偶数次歪)は奇数乗項(奇数次歪)で発生する歪成分の集まりであり、全て奇数乗項で表現できることも意味している。以上のことから30dBの歪補償を実現するためには25乗項までの奇数乗項で表現できるので、(1-1)式は(1-3)式とおける。
Vout=α1・Vin+α3・Vin3 +α5・Vin5 +α7・Vin7 +・・・＋α25・Vin25  ・・・(1-3)
【００１５】
しかし、(1-3)式の各べき乗項には基本波成分やその他の歪成分がふくまれている。例えば図1-5の5乗項のスペクトラムで言えば、基本波成分と３次歪成分と５次歪成分が含まれている。他のべき乗項も同様である。これは即ち1-3式のα1、α3、・・・α25をは独立していないことを意味している。従来の技術ではこの電力増幅器特有の係数α１、α３、・・・α２５を独立させることに成功した。
【００１６】
従来の技術ではOFDM信号の歪を７次歪まで計算していたが、２５次歪まで計算すると1-4式〜1-15式となる。よって1-3式に1-4〜1-15式を代入すると1-16式となる。1-16式ではα1〜α25は完全に独立しているため、互いのパラメータが他のパラメータの最適値に対して影響を及ぼさない。
【００１７】
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次に、非対称歪補償について説明する。
一般的に前置歪補償器はAM変調器とPM変調器から構成され、左右対称な大きさの歪みしか生成できない。しかしながら、実際のPAにはメモリー効果により左右非対称な歪が発生する。従って、PAの非対称な歪みに対して前置歪補償器で補償する有効な手段がなかった。
メモリー効果の発生するメカニス゛ムの概略について説明する。PAで使用するFETに入力される信号の包絡線によってFETのト゛レイン電圧が変動し、そのト゛レイン電圧変動分によってタ゛イナミックにAM-AM変換特性及びAM-PM変換特性が変化し、左右非対称な歪みを発生させることが一般的に知られている(文献：メモリー効果を有する電力増幅器に対するテ゛ィシ゛タルフ゜レテ゛ィストータ、電子情報通信学会論文、2005年)。
メモリー効果により発生する左右非対称な歪みは左右対称な歪みと左右逆位相な歪みの加算と考えられる。図2-1はその一例のイメージ図で左右非対称な振幅歪をイメージしたものである。
【００１８】
左右非対称の歪について2波モデルを考える。同位相の2波信号(図2-2)を3乗すると図2-3のようになり、基本波信号と左右対称の歪スペクトラムとなる。一方、逆位相の2波信号(図2-4)を3乗すると図2-5のようになり、基本波信号と左右非対称の歪となる。ここで3乗する理由は、前述したとおり、IM3は3次の項で表せるからである。図2-3及び図2-5の信号には基本波信号成分も含まれているが、基本波信号成分を差し引くことで、歪成分だけを抽出することができる（前述したとおり）。図2-3の歪信号と図2-5の歪信号と図2-2または図2-4の基本波信号を任意の割合、任意の符号で加算することで、図2-1に示すような左右非対称な歪みを生成できる。
【００１９】
図2-2と図2-4のスペクトラムをもつ信号は丁度COSとSINのように直交することは明白である。即ち、左右非対称な歪を生成するには、入力信号から生成した歪と入力信号と直交する信号（入力信号との電力=0となる信号）を生成し、その直交した信号から生成する歪を加算することで実現できることを意味している。
【００２０】
ちなみにOFDM信号から生成したIM3信号のみを加算した場合を図３−１に示す。
【００２１】
一方、OFDM信号とOFDM信号から生成したIM3信号と直交させたOFDM信号から生成したIM3信号を加算したスペクトラムを図３−２に示す。
【００２２】
次に、ＦＦＴ処理による直交させる方式を説明する。
時間信号をFFTし周波数軸に変換する。正の周波数はそのままとし、負の周波数にマイナスをかける。または正の周波数にマイナスをかけ、負の周波数はそのままとする。その後IFFT処理し、時間信号に変換させる。
【００２３】
概略図を図４に示す。
【００２４】
次に、フィルタリングによる直交させる方式を説明する。
図５に示すような偶対象なtap係数をもつフィルタに入力信号を通過させることで、直交した包絡線を持つ信号を生成できる。通常の奇対象なフィルタでは正の周波数と負の周波数の位相を変えないが、偶対象のフィルタなので、＋の周波数と−の周波数が反転する。
【００２５】
図３−２はOFDM信号から生成したIM3信号と図５の特性を持つ直交フィルタを通過したOFDM信号から生成したIM3信号を加算したスペクトラムである。
【００２６】
実施例を図６に示す。
【００２７】
OFDM変調器45から出力された入力信号は、本発明の歪補償回路46に入力される。この入力信号は、ADC1でデジタル信号に変換される。変換されたデジタル信号はAGC2で適切なレベルの信号にゲイン調整され、さらに直交復調3にてヘ゛ースハ゛ント゛帯の信号に復調される。復調された信号は乗算器4及び可変遅延器30へ入力される。可変遅延器30で適切な遅延調整が施された入力信号は、歪係数検出回路47に入力される。乗算器4の出力信号は加算器5へ入力され、加算器5の出力信号は直交変調6で変調され、DAC7でアナログ信号に変換された後、歪補償回路46から出力されて、ミキサ8と発振器23で周波数変換され、BPF9で不要波を除去し、電力増復器10にて規定のレベルに電力増幅される。電力増幅器10から出力された出力信号は方向性結合器11とBPF12とを介してアンテナ13より電波送信される。
【００２８】
一方方向性結合器11で分配された信号は、ミキサ24と発振器23で周波数変換され、不要波をBPF25で除去した後、歪補償回路46へ入力される。入力された信号はADC26でデジタル信号に変換される。変換された信号はAGC27で適切なレベルの信号にゲイン調整され、直交復調28にて復調される。その後位相器29にて適切な位相特性に調整されて、歪係数検出回路47に入力される。
【００２９】
この時、可変遅延器30により歪係数検出回路47に入力される2つの信号の遅延時間が同じになるように調整し、位相器29にて歪係数検出回路47に入力される2つの信号の位相が同じになるように調整している。
【００３０】
その2つの入力された信号により、歪係数検出回路47にて対称な振幅3次歪〜25次歪、対称な位相3次歪〜25次歪、非対称な振幅3次歪〜25次歪、非対称な位相3次歪〜25次歪のそれぞれの係数(大きさ)を独立に検出し、その係数を基に対象歪加算回路48及び非対称歪加算回路49で歪補償信号が加算される。
【００３１】
以下歪係数検出回路47について説明する。
可変遅延器30の出力信号は2乗回路34にて複素数信号の絶対値の2乗信号のreal信号に変換される。そのreal信号は歪信号生成回路35にて式3-2〜3-13の式に従ってA3〜A25の信号が出力される。なお、可変遅延器30の出力信号を3-1式とした。
【００３２】
また、可変遅延器30の出力信号はCONJ32で共役複素数の信号に変換し、加算器31の歪信号と乗算器33にて乗算される。乗算器33の出力信号と歪信号生成回路35の出力信号を乗算器36で乗算し、平均化回路37で平均化され、3次〜25次対称振幅歪係数と3次〜25次対称位相歪係数が出力される。
【００３３】
次に、非対称歪係数の検出について説明する。
可変遅延器30の出力信号は直交フィルタ38を経由し、直交フィルタ38の入力信号と直交する(電力=0となる信号)に変換される。直交フィルタ38は例えば図2-12に示したタッフ゜係数をもつFIRフィルタである。直交フィルタ38の出力信号は2乗回路41にて複素数信号の絶対値の2乗信号のreal信号に変換される。そのreal信号は歪信号生成回路42にて式3-15〜3-26の式に従ってA3*〜A25*の信号が出力される。なお、直交フィルタ38の出力信号を式3-14とした。
【００３４】
また、直交フィルタ38の出力信号はCONJ39で共役複素数の信号に変換し、加算器31の歪信号と乗算器40にて乗算される。乗算器40の出力信号と歪信号生成回路42の出力信号を乗算器43で乗算し、平均化回路44で平均化され、3次〜25次非対称振幅歪係数と3次〜25次非対称位相歪係数が出力される。
【００３５】
次に対称歪及び非対称歪について説明する
直交復調3で復調された信号は2乗回路14で複素数信号の絶対値の2乗信号のreal信号に変換される。変換されたreal信号は歪信号生成回路15(中身は式3-2〜3-13)でA3〜A25信号に変換される。その信号は乗算器16で3次振幅歪係数a3とA3を乗算し、5次振幅歪係数a5とA5を乗算し、・・・25次振幅歪係数a25とA25を乗算し、3次位相歪係数b3とA3を乗算し、5次位相歪係数b5とA5を乗算し、・・・25次位相歪係数b25とA25を乗算し出力する。複素数信号である乗算器16出力信号は加算器17で1と減算し、電力増幅器の特性に対して逆特性に変換する。その信号が乗算器4でOFDM信号と乗算され、3〜25次の振幅・位相歪が加算された信号が乗算器4から出力される。
【００３６】
次に非対称歪の生成について説明する
直交復調3で復調された信号は直交フィルタ18で直交する信号に変換する。直交された信号は2乗回路19で複素数信号の絶対値の2乗信号のreal信号に変換される。変換されたreal信号は歪信号生成回路20(中身は式3-15〜3-28)でA3*〜A25*信号に変換される。その信号は乗算器21で3次非対称振幅歪係数c3とA3*を乗算し、5次非対称振幅歪係数c5とA5*を乗算し、・・・25次非対称振幅歪係数c25とA25*を乗算し、3次非対称位相歪係数d3とA3*を乗算し、5次非対称位相歪係数d5とA5*を乗算し、・・・25次非対称位相歪係数d25とA25*を乗算し出力する。複素数信号である乗算器21出力信号は乗算器乗算器22で直交フィルタ18の出力信号と乗算され、非対称な3〜25次の振幅・位相歪信号が生成される。乗算器22の出力信号は5で逆特性で加算され、電力増幅器10で発生する非対称歪を補償する。
なお、直交フィルタ18、38は図2-11の内容でも構わない。
【００３７】
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【００３８】
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【００３９】
従来では3次〜7次歪までしか生成していなかったため、複雑なAM-AM変換特性、AM-PM変換特性をもつ電力増幅器を上手く補償できなかった。それに対し、25次歪まで生成できるように変更することで、複雑な特性を補償することを実現する。
【００４０】
また、従来では非対称な歪を検出し、補償することはできなかったが、本方式により、対称な歪と非対称は歪をそれぞれ独立に検出可能となり、更にそれぞれ独立に補償することが可能となる。
【００４１】
独立に検出・補償できるので、従来と同様に収束時間は変わらず高速である。
【符号の説明】
【００４２】
３：直交復調
４：乗算器、５：加算器、６：直交変調、７：ＤＡＣ、８：ミキサ、９：ＢＰＦ、
１０：電力増幅器、１１：方向性結合器、１２：ＢＰＦ、１３：アンテナ、
１４：2乗回路、１５：歪信号生成回路、１６：乗算器、１７：加算器、１８：直交フィルタ、
１９：2乗回路、２１：乗算器、２２：乗算器、
２３：発振器、２４：ミキサ、２５：ＢＰＦ、２６：ＡＤＣ、２７：ＡＧＣ、２８：直交復調、
２９：移相器、３０：可変遅延器、３１：加算器、３２：ＣＯＮＪ、３３：乗算器、
３４：2乗回路、３５：歪信号生成回路、３６：乗算器、３７：平均化回路、
３８：ＦＩＲフィルタ等の直交フィルタ、３９：ＣＯＮＪ、４０：乗算器、
４１：2乗回路、４２：歪信号生成回路、４３：乗算器、４４：平均化回路、
４５：OFDM変調器、４６：歪補償回路、４７：歪係数検出回路、４８：対象歪加算回路、
４９：非対称歪加算回路
【図１−１】
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【図１−２】
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【図１−３】
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【図１−４】
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【図１−５】
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【図１−６】
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【図１−７】
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【図１−８】
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【図１−９】
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【図１−１０】
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【図１−１１】
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【図１−１２】
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【図１−１３】
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【図１−１４】
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【図１−１５】
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【図１−１６】
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【図１−１７】
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【図１−１８】
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【図１−１９】
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【図１−２０】
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【図１−２１】
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【図１−２２】
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【図１−２３】
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【図１−２４】
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【図１−２５】
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【図１−２６】
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【図１−２７】
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【図１−２８】
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【図１−２９】
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【図１−３０】
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【図２−１】
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【図２−２】
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【図２−３】
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【図２−４】
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【図２−５】
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【図３−１】
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【図３−２】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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