(57)【要約】【課題】電源ラインの各線に磁性体コアを分離して用いるための具体的かつ実用的な方法を提案する。【解決手段】第１コア３０及び第２コア４０は、第１電源ライン１０及び第２電源ライン２０に定格電流を流したときに、第１コア３０と第２コア４０との間で生じる不平衡磁束が許容範囲内となるように、磁気的特性が一致している。第１相殺コイル５１は、第１コア３０を磁心としており、第１フィルタ用コイル１１で流れる電流によって生じる磁気飽和を相殺する。第２相殺コイル５２は、第２コア４０を磁心としており、第２フィルタ用コイル２１で流れる電流によって生じる磁気飽和を相殺する。接続線５３は、第１相殺コイル５１及び第２相殺コイル５２が閉回路を構成するように接続する。フィルタ回路５４は、閉回路中に挿入されており、かつ、電源周波数に対して低インピーダンスとなり、それ以外の周波数に対して高インピーダンスとなる構成とされている。【選択図】図１
2012034149.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１電源ラインと、第２電源ラインと、第１コアと、第２コアと、磁場相殺回路とを備えており、
前記第１電源ラインは、前記第１コアを磁心とする第１フィルタ用コイルを備えており、
前記第２電源ラインは、前記第２コアを磁心とする第２フィルタ用コイルを備えており、
前記第１コア及び第２コアは、いずれも、閉磁路を構成しており、
さらに、前記第１コア及び前記第２コアは、前記第１電源ライン及び前記第２電源ラインに定格電流を流したときに、前記第１コアと前記第２コアとの間で生じる不平衡磁束が許容範囲内となるように、磁気的特性が一致させられており、
前記磁場相殺回路は、第１相殺コイルと、第２相殺コイルと、接続線と、フィルタ回路とを備えており、
前記第１相殺コイルは、前記第１コアを磁心とし、さらに、前記第１フィルタ用コイルで流れる電流によって生じる磁気飽和を相殺する構成とされており、
前記第２相殺コイルは、前記第２コアを磁心とし、さらに、前記第２フィルタ用コイルで流れる電流によって生じる磁気飽和を相殺する構成とされており、
前記接続線は、前記第１相殺コイル及び前記第２相殺コイルが閉回路を構成するように接続するものであり、
前記フィルタ回路は、前記閉回路中に挿入されており、かつ、電源周波数に対して低インピーダンスとなり、それ以外の周波数に対して高インピーダンスとなる構成とされている
ことを特徴とする電源ラインフィルタ。
【請求項２】
前記第１コア及び前記第２コアは、前記第１電源ライン及び前記第２電源ラインに定格電流を流したときに、前記第１コアと前記第２コアとの間で生じる不平衡磁束が、電源ラインフィルタの漏洩電流で生じる不平衡磁束の範囲内となるように、磁気的特性が一致させられている、請求項１に記載の電源ラインフィルタ。
【請求項３】
前記フィルタ回路は、直列共振回路によって構成されている、請求項１又は２に記載の電源ラインフィルタ。
【請求項４】
前記フィルタ回路は、アクティブフィルタ回路によって構成されている、請求項１又は２に記載の電源ラインフィルタ。
【請求項５】
前記第１コア及び前記第２コアは、いずれもトロイダルコアとされている、請求項１〜４のいずれか１項に記載の電源ラインフィルタ。
【請求項６】
前記第１コア及び前記第２コアは、複数のコア部材の組み合わせによっていずれも構成されている、請求項５に記載の電源ラインフィルタ。
【請求項７】
前記第１相殺コイルの巻き数は、前記第１フィルタ用コイルの巻き数より多くなっており、前記第２相殺コイルの巻き数は、前記第２フィルタ用コイルの巻き数より多くなっており、さらに、前記第１相殺コイルの巻き数と前記第２相殺コイルの巻き数とは等しくされている、請求項１〜６のいずれか１項に記載の電源ラインフィルタ。
【請求項８】
前記第１電源ラインは、いずれも、三相交流における第１〜第３相のいずれかについての電線であり、前記第２電源ラインは、三相交流における第１〜第３相のうちの他のものについての電線である、請求項１〜６のいずれか１項に記載の電源ラインフィルタ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源ラインにおける高周波ノイズを除去するためのフィルタに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
軽量化、コンパクト化、および省エネルギーのため、電気機器のインバータ化は一般化されてきている。一方、インバータ化は高調波ノイズを伴い、その影響は無視できなくなっている。例えば、建物の変電室では、大きな高調波電流が観測されている。また、同一建物内にある二つの変電室の間で、高調波が原因と見られる位相差も観測されている。高調波は、機器トラブルの原因となる可能性があり、また、省エネルギーの観点からも、高調波をできるだけ抑制することが望ましい。
【０００３】
この高調波の抑制は、できるだけ発生源において行うことが原則であり、そのため、例えば、ノイズ発生が少ないインバータを用いることが考えられる。
【０００４】
一方で、電源系統や接地系統においても、高調波を抑制する機能が必要である。後者の接地系統での対策としては、ノイズ電流による共通インピーダンスでの電圧降下を小さくするために、ノイズ発生源から見た接地インピーダンスをできるだけ小さくすることが考えられる。
【０００５】
電源系統での高調波抑制のためには、従来から、図１に示すように、一つのトロイダルコアを用いた電源フィルタの技術が実施されている。これは、電源のコモンモード（以下「CM」）のノイズを抑圧するためのチョークとして使用される。ここでは、一つの高透磁率トロイダルコアに、行きの電源線１からなる電源フィルタ用コイル１ａと、還りの電源２からなる電源フィルタ用コイル２ａとを巻きつける。コイル１ａとコイル２ａとは、電源電流による磁気飽和が生じないように、互いに相殺する巻き方となっている。これにより、CMノイズについては、磁気飽和を防止しつつ、抑圧することができる。磁気飽和を生じると、ノイズ抑圧効果を期待できなくなる。
【０００６】
ところで、この構成では、ノーマルモード（以下NM）成分周波数を互いに相殺するものであるため、NMのノイズに対するインピーダンスは高めることができない。つまり、図１の構成は、NMノイズに対応するものではない。
【０００７】
一方、下記特許文献１には、磁性体コアを各線に配置することでNMノイズを抑圧するという提案が記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２００３−３１８０３１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、この技術では、磁性体コアの特性について何ら触れられていない。本発明者の知見によれば、磁性体コアの特性についての考察がなければ、小さな電源電流で磁気飽和を生じてしまい、電源ラインフィルタとしての機能を期待できない。つまり、この文献の回路では、磁気相殺用の導体にインダクタ（前記特許文献１の図３）が挿入されていないとそもそも動作困難と考えられる。そして、インダクタを挿入すると、今度は、インダクタによって電源周波数成分の相殺電流が減少してしまうことになって、磁気飽和を生じることになる。
【００１０】
本発明は、電源ラインの各線に磁性体コアを分離して用いることでCMとNMいずれのノイズに対しても抑制できる具体的かつ実用的な方法を提案するものである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
前記した課題を解決する手段は、以下の項目のように記載できる。
【００１２】
（項目１）
第１電源ラインと、第２電源ラインと、第１コアと、第２コアと、磁場相殺回路とを備えており、
前記第１電源ラインは、前記第１コアを磁心とする第１フィルタ用コイルを備えており、
前記第２電源ラインは、前記第２コアを磁心とする第２フィルタ用コイルを備えており、
前記第１コア及び第２コアは、いずれも、閉磁路を構成しており、
さらに、前記第１コア及び前記第２コアは、前記第１電源ライン及び前記第２電源ラインに定格電流を流したときに、前記第１コアと前記第２コアとの間で生じる不平衡磁束が許容範囲内となるように、磁気的特性が一致させられており、
前記磁場相殺回路は、第１相殺コイルと、第２相殺コイルと、接続線と、フィルタ回路とを備えており、
前記第１相殺コイルは、前記第１コアを磁心とし、さらに、前記第１フィルタ用コイルで流れる電流によって生じる磁気飽和を相殺する構成とされており、
前記第２相殺コイルは、前記第２コアを磁心とし、さらに、前記第２フィルタ用コイルで流れる電流によって生じる磁気飽和を相殺する構成とされており、
前記接続線は、前記第１相殺コイル及び前記第２相殺コイルが閉回路を構成するように接続するものであり、
前記フィルタ回路は、前記閉回路中に挿入されており、かつ、電源周波数に対して低インピーダンスとなり、それ以外の周波数に対して高インピーダンスとなる構成とされている
ことを特徴とする電源ラインフィルタ。
【００１３】
（項目２）
前記第１コア及び前記第２コアは、前記第１電源ライン及び前記第２電源ラインに定格電流を流したときに、前記第１コアと前記第２コアとの間で生じる不平衡磁束が、電源ラインフィルタの漏洩電流で生じる不平衡磁束の範囲内となるように、磁気的特性が一致させられている、項目１に記載の電源ラインフィルタ。
【００１４】
（項目３）
前記フィルタ回路は、直列共振回路によって構成されている、項目１又は２に記載の電源ラインフィルタ。
【００１５】
（項目４）
前記フィルタ回路は、アクティブフィルタ回路によって構成されている、項目１又は２に記載の電源ラインフィルタ。
【００１６】
（項目５）
前記第１コア及び前記第２コアは、いずれもトロイダルコアとされている、項目１〜４のいずれか１項に記載の電源ラインフィルタ。
【００１７】
（項目６）
前記第１コア及び前記第２コアは、複数のコア部材の組み合わせによっていずれも構成されている、項目５に記載の電源ラインフィルタ。
【００１８】
（項目７）
前記第１相殺コイルの巻き数は、前記第１フィルタ用コイルの巻き数より多くなっており、前記第２相殺コイルの巻き数は、前記第２フィルタ用コイルの巻き数より多くなっており、さらに、前記第１相殺コイルの巻き数と前記第２相殺コイルの巻き数とは等しくされている、項目１〜６のいずれか１項に記載の電源ラインフィルタ。
【００１９】
（項目８）
前記第１電源ラインは、いずれも、三相交流における第１〜第３相のいずれかについての電線であり、前記第２電源ラインは、三相交流における第１〜第３相のうちの他のものについての電線である、項目１〜６のいずれか１項に記載の電源ラインフィルタ。
【発明の効果】
【００２０】
本発明によれば、電源ラインの各線に磁性体コアを分離して用いるための具体的かつ実用的な技術を提供することができる。
【００２１】
また、本発明によれば、磁性体コアにおける電源周波数成分電流による磁気飽和を防止して、高周波ノイズを効果的に抑圧することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】トロイダルコアを用いた従来のコモンモード用電源フィルタの一例を概略的に示す説明図である。
【図２】本発明の一実施形態に係る電源フィルタを説明するための概略的な説明図である。
【図３】図２の電源フィルタを説明するための回路図である。
【図４】実験例の装置構成を説明するための説明図である。
【図５】ノーマルモードについての、実験例及び比較例の結果を示すグラフである。
【図６】コモンモードについての、実験例及び比較例の結果を示すグラフである。
【図７】本発明の第２実施形態に係る三相用の電源フィルタの回路図である。図７（ａ）は、Ｙ結線構成を示し、図７（ｂ）は、Δ結線構成を示す。
【図８】本発明の第３実施形態に係る三相用の電源フィルタの回路図である。
【図９】第１実施形態の等価回路による説明図である。
【図１０】第２実施形態の等価回路（Ｙ結線構成）による説明図である。
【図１１】第２実施形態の等価回路（Δ結線構成）による説明図である。
【図１２】第３実施形態の等価回路による説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
以下、添付図面を参照しながら、本発明の実施形態について説明する。
【００２４】
（第１実施形態）
本発明の第１実施形態に係る電源ラインフィルタは、第１電源ライン１０と、第２電源ライン２０と、第１コア３０と、第２コア４０と、磁場相殺回路５０とを備えている（図２及び図３参照）。
【００２５】
第１電源ライン１０は、第１コア３０を磁心とする第１フィルタ用コイル１１を備えている。第１フィルタ用コイル１１の巻き数は、特に制約されず、１ターン（つまりコイルに通しただけ）でもよい。但し、電源ラインの配線等に不平衡が生じる場合は、巻数を増やすことで不平衡による影響を抑制することができる。
【００２６】
第２電源ライン２０は、第２コア４０を磁心とする第２フィルタ用コイル２１を備えている。第２フィルタ用コイル２１の巻き数は、第１フィルタ用コイル１１と等しくされている。
【００２７】
第１コア３０及び第２コア４０としては、この実施形態では、いずれも、閉磁路を構成するトロイダルコアが用いられている。コアの材質としては、特に制約されないが、高透磁率のものを用いることが好ましい。
【００２８】
さらに、第１コア３０及び第２コア４０は、第１電源ライン１０及び第２電源ライン２０に定格電流（周波数は５０Hzあるいは６０Hz）を流したときに、第１コア３０と第２コア４０との間で生じる不平衡磁束が許容範囲内となるように、磁気的特性が一致させられている。磁気的特性を一致させるために、本実施形態では、複数のコア部材を組み合わせて第１コア３０及び第２コア４０を構成している。あるいは微調整用のコア部材を本体コア部材に組み合わせる構成としてもよい。コア部材の具体的な組み合わせ例については後述する。図１では、各コアが、三つの同軸環状コア部材によって構成されている。
【００２９】
また、本実施形態では、第１コア３０及び第２コア４０の磁気的特性を、厳密に一致させる必要はなく、実用上支障ない範囲では、磁気的特性が相違することは許容される。この範囲は、実質的に一致する範囲に含まれる。例えば、第１電源ライン１０及び第２電源ライン２０に定格電流を流したときに、第１コア３０と第２コア４０との間で生じる不平衡磁束が、電源ラインフィルタにおいて許容されている漏洩電流で生じる不平衡磁束の範囲内であれば、実用上支障ないと考えられる。これについても詳細は後述する。
【００３０】
磁場相殺回路５０は、第１相殺コイル５１と、第２相殺コイル５２と、接続線５３と、フィルタ回路５４とを備えている。
【００３１】
第１相殺コイル５１は、第１コア３０を磁心とし、さらに、第１フィルタ用コイル１１で流れる電流によって生じる磁気飽和を相殺する構成とされている。第１相殺コイル５１の巻き数は、第１フィルタ用コイル１１の巻き数より多くなっている。
【００３２】
第２相殺コイル５２は、第２コア４０を磁心とし、さらに、第２フィルタ用コイル２１で流れる電流によって生じる磁気飽和を相殺する構成とされている。第２相殺コイル５２の巻き数は、第２フィルタ用コイル２１の巻き数より多くなっている。第１相殺コイルの巻き数５１と第２相殺コイル５２の巻き数とは等しくされている。
【００３３】
第１相殺コイル５１及び第２相殺コイル５２の極性は、図３に示したとおりである。
【００３４】
接続線５３は、第１相殺コイル５１及び第２相殺コイル５２が閉回路を構成するように接続するものである。なお、接続線５３は、第１相殺コイル５１、及び第２相殺コイル５２其々における出力2線に接続されるコードで構成されており、接続線を構成するコードは、２芯で一つの線を構成している。２芯を有する接続線を用いることで寄生インダクタンスを小さくできる。また、２芯を有する接続線を用いると、寄生容量を増加させるものの、平衡条件の外乱が侵入しにくい配線を可能にする。
【００３５】
フィルタ回路５４は、第１相殺コイル５１と第２相殺コイル５２を直列に接続するため閉回路中に直列に挿入されている（図３参照）。さらに、フィルタ回路５４は、電源周波数（５０Hz又は６０Hz）に対して低インピーダンスとなり、それ以外の周波数に対して高インピーダンスとなる構成とされている。具体的には、この実施形態では、フィルタ回路５４として、電源周波数についてショートとなり、それ以外の周波数について高インピーダンスとなる直列共振回路を用いている。ただし、直列共振回路に代えて、他のフィルタ回路、例えばアクティブフィルタ回路を用いることは可能である。
【００３６】
（第１実施形態の動作及び利点）
本実施形態の装置によれば、NMノイズ及びＣＭノイズについて、それぞれ以下のような動作を行うことができる。
【００３７】
（１）NMノイズについてのインピーダンス
本実施形態では、電源電流の往還によって各コアに生じる磁気飽和を相殺するように、第１相殺コイル５１及び第２相殺コイル５２を結線している。さらに、本実施形態では、フィルタ回路５４を挿入しているので、電源周波数成分についてはショートの状態、その他の周波数成分については開放状態（高インピーダンス状態）にできる。このため、本実施形態によれば，電源周波数成分については、各相殺コイルによって、コアの磁気飽和を抑制しつつ、電源周波数以外の周波数を持つNMノイズについて、各コアによって得られるインピーダンスで、大きな抑制効果を得ることができるという利点がある。
【００３８】
（２）CMノイズについてのインピーダンス
各コアの特性を一致させることにより、CMノイズも本実施形態の装置により抑圧することができる。各コアの特性が一致しない場合、各線のCMノイズインピーダンスが異なることになりNMのノイズが発生することになるため好ましくない。本実施形態では，実用上支障がない程度に各コアの特性を揃えることで、従来のトロイダルコアを用いた電源ラインフィルタと同様に、CMノイズも抑圧することが可能である。
【００３９】
本実施形態のように、分離されたコアを使用する場合、CMノイズについて得られるインダクタンスは、等しく各線に分流する。つまり、電源ライン１線毎のコアで得られるインダクタンスを線数で除した値になる。例えば単相の場合は２で除した値、三相の場合は３で除した値になる。
【００４０】
下記の表１は、コアを線ごとに分離した場合と、線を併せて一括して使用した場合における、単相と三相のそれぞれについての、（１）必要なコア体積と（２）得られる同相インダクタンス、コアを一線毎に配置した場合と一括にした場合とにおける（２）/（１）の比を示している。
【００４１】
【表１】
2012034149.tif 000003
【００４２】
（電源ラインのインピーダンスを高める方法）
電源ラインのインピーダンスを高める支配因子になるインダクタンスは、NMとCMいずれのインピーダンスについても、電源ラインの各線のコアへの巻数を増やすことで、巻数の2乗に比例して大きくできる。一方、磁界は線電流と巻き数の積に比例する。そのため巻き数を大きくすれば、磁気飽和電流あたりのインダクタンスを巻数に比例して大きくすることができる。この巻数はコア内径と線径により制限される。
【００４３】
（巻数比による磁場相殺コイル電流と、電源ラインから見たインピーダンス）
磁場相殺コイル５１及び５２に流れる電流は、コイル巻数をN2とすると、電源ラインのフィルタ用コイル１１及び２１の巻数がN1（通しただけの場合、１）の場合、電源電流のN1/N2倍になる。従って、この電流が磁場相殺コイル５１及び５２、及びフィルタ回路（直列共振回路）５４の電流容量になる。一方、電源ラインから見て、コア間接続のための挿入インピーダンスは、(N1/N2)2になる。なお、挿入インピーダンスは、電源周波数でできるだけ小さく、電源周波数以外でできるだけ大きなインピーダンスにすることが好ましい。ここで、N2を大きくすることで、磁場相殺回路５０を構成する電線を細くすることができ、その結果、各コアのコイルからの2線をコード状にして引き出すことを可能にし、フィルタ回路５４を含めた磁場相殺回路５０の配置が容易となる。また、巻き数比でインピーダンスが小さくなる分、回路のインピーダンス増加も許容できることになる。
【００４４】
（同一特性コアを得るためのコア部材の組み合わせ例）
少ない個数のコア部材で同一特性のコアを得る実際の組み合わせ例を説明する。この例では、4個のコア部材を一組として電源ライン1線に使用するコアとした。用いた高透磁率コアは、日立金属製ファインメット汎用コアF7555Gを8個（つまり１線あたり４個）使用した。測定で得られた１巻きでのインダクタンスと損失係数を下記表２に示した。
【００４５】
【表２】
2012034149.tif 000004
【００４６】
この結果から、バランスのとれた組み合わせとして、○と△のそれぞれ四つを用いて2組のコアを作った。それぞれのインダクタンスは、測定周波数１ｋＨｚで、○の組で262μH、△の組で261.9μHである。測定誤差も含めても両者の差は1μH以内にあると推測される。
【００４７】
（分離コアによる電源フィルタの特性測定の実験例と比較例）
図４に示す測定回路を用いて、NMとCMについて、インピーダンスと位相の周波数特性を測定した。ここで、NMについては、図４の実線の回路を用い、CMについては、図４の点線の回路を用いた。
【００４８】
（１）NMのインピーダンスと位相の周波数特性
上記実施例で説明した2組のコアについて、共に、このコアを磁心として、30巻の相殺コイルを形成した。そして、既に第１実施形態で説明したとおり、相殺コイルを、各コアでの磁場を相殺するように結線した。そして、電源ライン（これはこの例では１巻である）におけるインピーダンスと位相の周波数特性を、HIOKI 3522 LCRメータで測定した。
【００４９】
測定で得られたそれぞれの周波数特性を図５に示す。○は、比較例として、フィルタ回路５４を取り除き短絡した回路についての結果を示す。●は、第１実施形態の例に沿って、フィルタ回路５４として50Hz直列共振回路を用いた回路の周波数特性である。図５（ａ）は、５０Hz付近で低インピーダンス、その他の周波数で高インピーダンスを実現できている。対照的に、フィルタ回路５４を省略した比較例では、この特性は実現されておらず、広い帯域で低インピーダンスとなっている。その理由は、フィルタ回路５４を省略すると、各コアにおいて、電源周波数だけではなく他の周波数成分でも相殺効果が現れるためである。○の効果が高周波のところで現れているが、これは磁気漏洩等により結合が悪くなっていることで生じる。
【００５０】
（２）NMによる磁束
比較例の回路における電源ラインに対して、実際の使用状態を模擬して交流電流を流したとき、コアの特性の違いによって生じる、一方の組のコアの磁場を測定するため、４巻の検出コイル（図示せず）を用いて、出力電流及び出力電圧を測定した。出力電流は5.3Arms、検出コイル実効値出力電圧は11mVrmsとなった。ここから、コア磁束は9μWbrmsになる。これは、用いたコア特性の不平衡によるものが大きく効いており、特性を平衡させることで小さくできる。
【００５１】
フィルタ回路（50Hz直列共振回路）５４に流せる電流は、用いる共振回路におけるインダクタンス用コア（図示せず）が飽和しない範囲である。つまり、フィルタ回路として直列共振回路を用いる場合、磁場相殺電流の範囲で飽和しないように、インダクタンス用のコアを選択する必要がある。
【００５２】
（３）CMのインピーダンスと位相の周波数特性
測定回路は図４に示したとおりである。CMについての測定結果を図６に示す。○は、NMの場合と同じく、フィルタ回路５４を除去して短絡にしたものであり、●は、フィルタ回路５４として50Hz直列共振回路を接続したものである。いずれの場合でも、30kHzを超えると差が表れるが、それまではインピーダンスと位相いずれも類似の特性である。この結果から、フィルタ回路５４を使用してもノルマルモードノイズだけではなくCMノイズについての抑制効果も得られることが分かる。
【００５３】
（コア特性のバラツキの許容範囲）
変圧器接地の不平衡のために電源フィルタにおいて通常生じる漏洩電流に起因する程度の磁束の不平衡を、コア特性のバラツキの許容範囲についての指標として考えることができる。つまり、前記した実施形態の各コア３０及び４０において、定格電流時に生じる不平衡磁束が、その許容範囲に抑えられる範囲となるように、コア特性のバラツキを抑えることが好ましいと考えられる。例えば、100V電源の場合、電源フィルタの接地コンデンサーが10nFだと、0.3mArmsの漏洩電流になる。このときの磁束は、使用するコアの断面積a、磁路長ｌ、及び透磁率μから求めることができ、この値を許容する指標とすることができる。例えば、前記した実施形態における一方のコアに、この漏洩電流を模擬して12mArmsの電源電流を流し測定した。すると、4巻きの検出コイル（図示せず）出力は1.9mVrmsになった。このときのコア磁束は1.5μWbrmsである。従ってこの構成では、0.3mArms だとコア磁束は0.038μWbrmsになる。定格電流時に生じる不平衡磁束がこの漏洩電流で生じるコア磁束の範囲内に収まるように、コアのバランスを決めるためには、定格電流を10Armsとした時のインダクタンスの相違は3.8nHということになる。
【００５４】
（分離コアの特徴）
一定特性のコアを複数入手することは、コア特性がばらつくことから、難しい。しかし、前記の例では、表1に示すように、８個という限られた個数の中から４個を選んで組み合わせすることで、コア特性の相違を1μH以内に抑えることができた。さらに多くの個数の中から複数個選択して組み合わせるようにすることで、相違を3.8nH以内に揃えたコアの組を多数作ることは可能であると考えられる。なお、測定周波数は電源周波数に合わせることが必要である。
【００５５】
ここで、同一特性の確保にはインダクタンス以外に、コアでの損失係数も考慮し、これも小さくしかつ一致させることが好ましい。
【００５６】
本実施形態では、各電源ラインにそれぞれ一つづつのコアを配置しているので、コアの位置をずらして配置することができる。また、一つあたりのコアを小さくすることができるので、製造コスト面でも有利になると考えられる。
【００５７】
また、フィルタ回路５４として50Hz共振回路を用いる場合、磁気飽和を避けるため、50Hz共振回路のインダクタを大きくする必要がある。本実施形態では、第１コア３０と第２コア４０からそれぞれ、各コアに接続された接続線を別の場所に持ってきて接続してフィルタ回路５４を配置することができる。つまり、装置として、設置の自由度が高くなるという利点がある。
【００５８】
（NM成分対策）
（１）直列共振回路
フィルタ回路５４として用いる50Hz直列共振回路においては、高周波側挿入インピーダンスを大きくするため、インダクタをできるだけ大きくすることが好ましい。また、このインダクタ用のコア材としては、高周波まで高い比透磁率が得られ、飽和磁束密度が大きいものが良い。
【００５９】
（２）低次高調波成分の相殺
特に単相系統の場合、第3、5、７次等の高調波として、比較的に大きな電流が流れる。しかし、これらの高調波は低周波数のため、コイルによるリアクタンスは小さく、その結果、高い抑制効果は得にくい。そのため、これら低次高調波電流が大きくなる場合、第１コア３０及び第２コア４０における磁気飽和の原因になる可能性がある。したがって、これら低次高調波も含めて各コアの磁場を相殺させる機能を、磁場相殺回路５０に持たせることが好ましい。この実現には、フィルタ回路５４として、異なる共振周波数を持つ複数の直列共振回路を並列させたものを用いることが考えられる。一方、能動的なフィルタ回路によりこれを解決することも考えられる。能動的回路は、細かな制御が可能であるが、受動的回路を用いると、保守・維持・管理において好ましいと考えられる。
【００６０】
（漏洩電流の増加時の問題）
漏洩電流が増加すると、各フィルタ用コイル１１及び２１におけるインダクタ機能は喪失する。例えば、非接地線が地絡した場合、地絡線に対応するコアは磁気飽和する。また接地線が地絡した場合にも、電源線の往還電流差のため、コアは飽和し、ノイズ抑制機能は喪失する。コアを線ごとに分離して用いて、磁気飽和を検出可能にすることにより、こうした異常線の検出も可能になる。
【００６１】
（第２実施形態）
以下、本発明の第２実施形態に係る電源ラインフィルタを、図７（ａ）を参照して説明する。この第２実施形態の説明においては、前記した第１実施形態と共通する要素については、同一符号を付することにより、説明の煩雑を避ける。
【００６２】
この例では、三相交流のために、第３電源ライン６０がさらに用いられている。第３電源ライン６０には、第３フィルタ用コイル６１が直列に挿入されている。また、この実施形態では、磁場相殺回路５０に、第３相殺コイル５５が、他の相殺コイル５１及び５２と並列に挿入されている。第３フィルタ用コイル６１と第３相殺コイル５５とは、いずれも、第３コア７０を磁心としている。さらに、各相殺コイルに直列に、フィルタ回路５４、５６、５７が挿入されている。フィルタ回路５６及び５７の特性は、フィルタ回路５４と同様となっている。
【００６３】
この結線は、相殺コイルの片端を短絡しているため三相のＹ結線の変圧器出力と同等と考えることができ、出力にＹ結線のフィルタ負荷を接続したことになる。例えば、電源周波数成分について、フィルタ回路は０Ωになり短絡状態になる。三相の一次側電流ベクトル和は、負荷が不平衡であっても必ず０になる。二次側も各相巻き数比に従って流れるため相殺電流のベクトル和は０になる。これらの各相電流は一次側電流によって生じる各相コアの磁場を相殺するように流れることになる。
【００６４】
また、図７（ａ）の例では本実施形態の磁場相殺回路をY結線構成としたが、図７（ｂ）に示されるように、磁場相殺回路をΔ結線構成にすることもできる。変圧器が多用されると、その磁気歪による大きな第３次高調波電流が電源ラインを流れる場合がある。Δ結線を導入することで、フィルタ回路が高インピーダンスのときでも第３次高調波は各相で同一位相になるため、Δ結線閉回路に循環電流が流れる。三相３線における第３次高調波電流が平衡している場合、この循環電流がコアの第３次高調波による磁気飽和を抑制する効果として機能する。
【００６５】
この第２実施形態の電源ラインフィルタにおいても、第１実施形態と同様に、各コアの磁気飽和を抑制することができる。
【００６６】
（第３実施形態）
以下、本発明の第３実施形態に係る電源ラインフィルタを、図８を参照して説明する。この第３実施形態の説明においては、前記した第１実施形態と共通する要素については、同一符号を付することにより、説明の煩雑を避ける。
【００６７】
この例では、三相交流のために、第３電源ライン６０がさらに用いられている。第３電源ライン６０には、第３フィルタ用コイル６１が直列に挿入されている。また、この実施形態では、第１実施形態で説明した磁場相殺回路５０が、三組用いられている。第３フィルタ用コイル６１は、第３コア７０を磁心としている。
【００６８】
第３実施形態では、三相の二本の線を対象として、一組の磁場相殺回路が動作する。これにより、一つのコアに対してある二組の磁場相殺回路の二つの相殺コイルの電流ベクトル和がコア磁場を相殺するように機能する。
【００６９】
（等価回路による補足説明）
前記した各実施形態について、図９〜図１２において、等価回路を用いた具体的な設計条件の例を記載した。図９は、第１実施形態の等価回路を示し、図１０は第２実施形態（Ｙ結線構成）の等価回路を示し、図１１は第２実施形態（Δ結線構成）の等価回路を示し、図１２は第３実施形態の等価回路を示す。各図においては、各実施形態の説明で用いた符号を参照のために挿入した。
【００７０】
なお、図１０〜図１２に示した三相交流についての等価回路では、フィルタ回路５４が電源周波数成分について短絡状態であることを仮定し、フィルタ回路５４の記載を省略した。
【００７１】
（使用記号の説明）
図９〜図１２における等価回路の説明において使用する記号の意味は以下の通りである。
2012034149.tif 000005
【００７２】
なお、本発明は、前記した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々の変更を加え得るものである。
【符号の説明】
【００７３】
１０  電源ライン
１１  第１フィルタ用コイル
２０  電源ライン
２１  第２フィルタ用コイル
３０  第１コア
４０  第２コア
５０  磁場相殺回路
５１  第１相殺コイル
５２  第２相殺コイル
５３  接続線
５４  フィルタ回路
５５  第３相殺コイル
５６・５７  フィルタ回路
６０  第３電源ライン
７０  第３コア
【図１】
2012034149.tif 000006
【図２】
2012034149.tif 000007
【図３】
2012034149.tif 000008
【図４】
2012034149.tif 000009
【図５】
2012034149.tif 000010
【図６】
2012034149.tif 000011
【図７】
2012034149.tif 000012
【図８】
2012034149.tif 000013
【図９】
2012034149.tif 000014
【図１０】
2012034149.tif 000015
【図１１】
2012034149.tif 000016
【図１２】
2012034149.tif 000017