(57)【要約】【課題】角周波数が低い領域においても、回転子の位置を推定する技術を提供する。【解決手段】ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊からｄ軸電流Ｉｄに基づく電圧降下を減じてｄ軸誘起電圧ｅｄが得られ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊からｑ軸電流Ｉｑに基づく電圧降下を減じてｑ軸誘起電圧ｅｑが得られる。ｄ軸誘起電圧ｅｄから修正積分器１２によって推定ｄ軸磁束φｄが得られる。推定ｄ軸磁束φｄをｑ軸誘起電圧ｅｑで除して推定角速度ω０が得られる。推定角速度ω０が積分されて推定位相θが得られる。修正積分器１２は、同じカットオフ周波数ωｃを有するローパスフィルタ１３及びハイパスフィルタ１４、及びこれら二つのフィルタの出力を加算して推定ｄ軸磁束φｄを出力する加算器１６も有している。修正積分器１２は更に、推定ｄ軸磁束φｄの上限を制限してハイパスフィルタ１４に入力するリミッタ１５をも備えている。ローパスフィルタ１３にはｄ軸誘起電圧ｅｄが入力する。【選択図】図２
2012253982.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
モータ（２）に供給される多相電流（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）を前記モータについての回転二軸座標系を構成するｄ軸及びｑ軸へとそれぞれ変換して得られるｄ軸電流（Ｉｄ）及びｑ軸電流（Ｉｑ）と、前記モータに印加される多相電圧の指令値を前記ｄ軸及び前記ｑ軸へとそれぞれ変換して得られるｄ軸電圧指令値（Ｖｄ＊）及びｑ軸電圧指令値（Ｖｑ＊）とを入力し、前記モータの回転角速度（ω）の推定値（ω０）を出力する装置であって、
前記ｄ軸電流に電機子抵抗値（Ｒ）を乗算して第１の電圧降下を得る第１の乗算器（１１ａ）と、
前記ｄ軸電圧指令値から前記第１の電圧降下を減算してｄ軸誘起電圧（ｅｄ）を出力する第１の減算器（１０ａ）と、
前記ｄ軸誘起電圧を入力して、前記モータの総磁束のｄ軸成分の推定値たる推定ｄ軸磁束（φｄ）を得る第１の積分器（１２）と、
前記ｑ軸電圧指令値及び前記ｑ軸電流並びに前記推定ｄ軸磁束から前記推定値を求める演算部（１０ｂ，１１ｂ，１７，１９）と
を備え、
前記第１の積分器は、
前記ｄ軸誘起電圧を入力して所定のカットオフ角周波数（ωｃ）を有するローパスフィルタ（１３）と、
前記推定ｄ軸磁束を入力してその上限を制限するリミッタ（１５）と、
前記リミッタの出力を入力し、前記カットオフ角周波数を有するハイパスフィルタ（１４）と、
前記ローパスフィルタの出力と前記ハイパスフィルタの出力とを加算して前記推定ｄ軸磁束を出力する加算器（１６）と
を有する、
角速度推定装置（５，２６）。
【請求項２】
前記演算部は、
前記ｑ軸電流（Ｉｑ）に前記電機子抵抗値（Ｒ）を乗算して第２の電圧降下を得る第２の乗算器（１１ｂ）と、
前記ｑ軸電圧指令値（Ｖｑ＊）から前記第２の電圧降下を減算してｑ軸誘起電圧（ｅｑ）を出力する第２の減算器（１０ｂ）と、
前記ｑ軸誘起電圧（ｅｑ）を前記推定ｄ軸磁束（φｄ）で除して前記推定角速度（ω０）を算出する除算器（１７）と
を更に有する、
請求項１記載の角速度推定装置（５，２６）。
【請求項３】
前記ｑ軸誘起電圧（ｅｑ）を入力して、前記モータの総磁束の前記ｑ軸の成分の推定値たる推定ｑ軸磁束（φｑ）を得る第２の積分器（１２ｂ）と、
前記推定ｑ軸磁束の零に対する偏差から位相補正量（θｃ）を求める位相補正器（３０）と、
前記推定角速度（ω０）の積分値と前記位相補正量とを加算して前記モータの回転位相の推定値たる推定位相（θ）を算出する位相演算器（１８，２９）と
を更に備え、
前記第２の積分器は、
前記ｑ軸誘起電圧を入力して所定のカットオフ角周波数（ωｃ）を有するローパスフィルタと、
前記推定ｑ軸磁束を入力してその上限を制限するリミッタと、
前記リミッタの出力を入力し、前記カットオフ角周波数を有するハイパスフィルタと、
前記ローパスフィルタの出力と前記ハイパスフィルタの出力とを加算して前記推定ｑ軸磁束を出力する加算器と
を有する、
請求項２記載の角速度推定装置（２６）。
【請求項４】
前記除算器（１７）は、
前記推定ｄ軸磁束が第１の所定値以下の場合に前記第１の所定値よりも大きい第２の所定値を前記推定ｄ軸磁束に代えて前記除数とする除数修正器（１９）を含む、
請求項２又は請求項３記載の角速度推定装置（５，２６）。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、角速度推定装置に関するものであり、特に回転子の速度を検出する速度センサ又は回転子の位置を検出する位置センサを用いることなくシンクロナスリラクタンスモータを可変速に駆動するための角速度推定装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
現在、高効率モータとして永久磁石同期モータが広く実用化されているが、これに採用される希土類磁石は高価であり、安定的な確保が困難であるという問題がある。希土類磁石を必要としないモータとして、回転子の磁気的な突極性に起因するリラクタンストルクのみを利用するシンクロナスリラクタンスモータ（以下、「ＳｙｎＲＭ」と称する）がある。ＳｙｎＲＭは回転子に二次銅損が発生しないため、低コスト・高効率なモータとして注目されている。
【０００３】
ＳｙｎＲＭは、ｄ軸インダクタンスとｑ軸インダクタンスの差によってのみトルクを発生するため、大きい電流を流すと、ｄ軸インダクタンス及びｑ軸インダクタンスが磁気的に飽和する。これによりＳｙｎＲＭのインダクタンスは、電流によって大きく変動する。そのため、インダクタンスを用いる位置推定方法による位置センサレス制御が困難である。インダクタンスを用いない交流回転機の位置センサレス制御については、下記特許文献１に提案されている。
【０００４】
下記特許文献１では、回転二軸座標上のｄ，ｑ軸電流検出値、回転角速度指令、ｄ，ｑ軸電圧指令及び交流回転機の電機子抵抗値により演算される推定総磁束に基づいて交流回転機を制御している。
【０００５】
上記演算には積分処理が必要となるが、単なる積分器は、角周波数が零に近付くとゲインが無限大に近付く。したがって、仮に、完全な積分器で推定磁束を求めるものとすると、特に角周波数が低い領域、すなわち、例えば、回転機始動直後の低回転速度の領域では、入力信号に僅かな誤差があっても、高いゲインのためにその誤差が拡大されて出力され、制御に支障を来す懸念がある。そのため上記特許文献１では、カットオフ角周波数を有するフィルタを用いた一次遅れ演算を利用している。これは、所定の低角周波数帯域において不要な誤差出力を未然に防止せんとするものである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特許第４５８３２５７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかし特許文献１で紹介されたフィルタを積分器の代用とすることは、カットオフ角周波数より低い角周波数での磁束の推定を行わないことと同じである。要するに、上記特許文献１では、カットオフ角周波数より低い周波数では、回転位置を推定することができない。
【０００８】
本発明は、上記課題に鑑み、角周波数が低い領域においても、回転子の位置を推定する技術を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記課題を解決すべく、本発明に係る角速度推定装置は、モータ（２）に供給される多相電流（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）を前記モータについての回転二軸座標系を構成するｄ軸及びｑ軸へとそれぞれ変換して得られるｄ軸電流（Ｉｄ）及びｑ軸電流（Ｉｑ）と、前記モータに印加される多相電圧の指令値を前記ｄ軸及び前記ｑ軸へとそれぞれ変換して得られるｄ軸電圧指令値（Ｖｄ＊）及びｑ軸電圧指令値（Ｖｑ＊）とを入力し、前記モータの回転角速度（ω）の推定値（ω０）を出力する装置である。
【００１０】
そしてその第１の態様は、前記ｄ軸電流に電機子抵抗値（Ｒ）を乗算して第１の電圧降下を得る第１の乗算器（１１ａ）と、前記ｄ軸電圧指令値から前記第１の電圧降下を減算してｄ軸誘起電圧（ｅｄ）を出力する第１の減算器（１０ａ）と、前記ｄ軸誘起電圧を入力して、前記モータの総磁束のｄ軸成分の推定値たる推定ｄ軸磁束（φｄ）を得る第１の積分器（１２）と、前記ｑ軸電圧指令値及び前記ｑ軸電流並びに前記推定ｄ軸磁束から前記推定値を求める演算部（１０ｂ，１１ｂ，１７，１９）とを備える。前記第１の積分器は、前記ｄ軸誘起電圧を入力して所定のカットオフ角周波数（ωｃ）を有するローパスフィルタ（１３）と、前記推定ｄ軸磁束を入力してその上限を制限するリミッタ（１５）と、前記リミッタの出力を入力し、前記カットオフ角周波数を有するハイパスフィルタ（１４）と、前記ローパスフィルタの出力と前記ハイパスフィルタの出力とを加算して前記推定ｄ軸磁束を出力する加算器（１６）とを有する。
【００１１】
本発明に係る角速度推定装置の第２の態様は、その第１の態様であって、前記演算部は、前記ｑ軸電流（Ｉｑ）に前記電機子抵抗値（Ｒ）を乗算して第２の電圧降下を得る第２の乗算器（１１ｂ）と、前記ｑ軸電圧指令値（Ｖｑ＊）から前記第２の電圧降下を減算してｑ軸誘起電圧（ｅｑ）を出力する第２の減算器（１０ｂ）と、前記ｑ軸誘起電圧（ｅｑ）を前記推定ｄ軸磁束（φｄ）で除して前記推定角速度（ω０）を算出する除算器（１７）とを更に有する。
【００１２】
本発明に係る角速度推定装置の第３の態様は、その第２の態様であって、前記ｑ軸誘起電圧（ｅｑ）を入力して、前記モータの総磁束の前記ｑ軸の成分の推定値たる推定ｑ軸磁束（φｑ）を得る第２の積分器（１２ｂ）と、前記推定ｑ軸磁束の零に対する偏差から位相補正量（θｃ）を求める位相補正器（３０）と、前記推定角速度（ω０）の積分値と前記位相補正量とを加算して前記モータの回転位相の推定値たる推定位相（θ）を算出する位相演算器（１８，２９）とを更に備える。前記第２の積分器は、前記ｑ軸誘起電圧を入力して所定のカットオフ角周波数（ωｃ）を有するローパスフィルタと、前記推定ｑ軸磁束を入力してその上限を制限するリミッタと、前記リミッタの出力を入力し、前記カットオフ角周波数を有するハイパスフィルタと、前記ローパスフィルタの出力と前記ハイパスフィルタの出力とを加算して前記推定ｑ軸磁束を出力する加算器とを有する。
【００１３】
本発明に係る角速度推定装置の第４の態様は、その第２又は第３の態様であって、前記除算器（１７）は、前記推定ｄ軸磁束が第１の所定値以下の場合に前記第１の所定値よりも大きい第２の所定値を前記推定ｄ軸磁束に代えて前記除数とする除数修正器（１９）を含む。
【発明の効果】
【００１４】
本発明に係る角速度推定装置の第１の態様によれば、カットオフ角周波数より低い帯域のノイズを積分することを回避でき、角速度を精度良く推定できる。また、低速域の安定性が向上する。もって、位置センサレス制御に資する。
【００１５】
本発明に係る角速度推定装置の第２の態様によれば、角速度の推定精度が高まる。
【００１６】
本発明に係る角速度推定装置の第３の態様によれば、電機子抵抗の実際の値と推定器が推定する電機子抵抗の推定値との間に差がある場合であっても角速度を精度良く推定できる。
【００１７】
本発明に係る角速度推定装置の第４の態様によれば、角速度の推定精度が高まる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明の第１実施形態に係る角速度推定装置を示すブロック図である。
【図２】角速度推定器を示すブロック図である。
【図３】速度に対する推定角速度のシミュレーション結果を示す図である。
【図４】本発明の第２実施形態に係る角速度推定装置に搭載される角速度推定器を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下、本発明の好適な実施形態について、図面を参照しながら説明する。なお、図１を初めとする以下の図には、本発明に関係する要素のみを示す。
【００２０】
〈第１実施形態〉
図１に示すように、本発明の第１実施形態に係る角速度推定装置は、角速度推定器５として、制御装置１００に備えられる。制御装置１００は電力変換器１を制御する。電力変換器１は、ＳｙｎＲＭ（課題を解決するための手段における「モータ」）２に電力を供給する。電力変換器１は、外部電源（図示省略）から得られる電力を、例えばＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御してＳｙｎＲＭ２に三相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の供給電流を供給する。
【００２１】
制御装置１００は角速度推定器５の他、例えば、電流検出器３、三相／ｄｑ軸変換器４、力率制御器６、速度制御器７、電流制御器８及び、ｄｑ／三相軸変換器９を備えている。制御装置１００は、電流検出器３で検出された供給電流に基づいて以下に詳述する種々の演算を行う。制御装置１００は、当該演算の結果、ｄｑ／三相軸変換器９が電力変換器１へと制御信号Ｖ＊を出力することによって、電力変換器１からＳｙｎＲＭ２へと供給される電力を制御する。
【００２２】
電流検出器３は例えばセンサ３ａ，３ｂを有している。供給電流のうちＵ相の相電流ｉｕ及びＶ相の相電流ｉｖが、それぞれセンサ３ａ，３ｂによって検出される。センサ３ａ，３ｂは、具体的には例えばＣＴ（Current Transformer）が採用される。検出された相電流ｉｕ，ｉｖは三相／ｄｑ軸変換器４に送出される。なお、図１は、電流検出器３として、電力変換器１とＳｙｎＲＭ２とを接続する結線を流れる電流をＣＴ等により検出するものを記載しているが、他の公知の手法を用いて、母線電流など電力変換器１内部に流れる電流を用いて相電流を検出しても良い。
【００２３】
三相／ｄｑ軸変換器４は、相電流ｉｕ，ｉｖから、Ｗ相の相電流ｉｗを、ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０の関係に基づいて算出する。そして、三相／ｄｑ軸変換器４は、これらの相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを、ＳｙｎＲＭ２の回転子の位置に対応する位相θに従って回転する回転二軸座標系を構成するｄ軸及びｑ軸へとそれぞれ変換し、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑを得る。ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑは、角速度推定器５及び電流制御器８に送出される。
【００２４】
速度制御器７は、外部から入力される回転角速度指令ω＊と、角速度推定器５から出力される推定角速度ω０との偏差を増幅して、供給電流の指令値をｑ軸に変換したｑ軸電流指令Ｉｑ＊を出力する。
【００２５】
力率制御器６は、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊に基づいた演算により、供給電流の指令値をｄ軸に変換したｄ軸電流指令Ｉｄ＊を求めて電流制御器８へと出力する。
【００２６】
電流制御器８は、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊とｄ軸電流Ｉｄとの偏差を増幅してｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊を算出し、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊とｑ軸電流Ｉｑとの偏差を増幅してｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を算出する。ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊はいずれも角速度推定器５及びｄｑ／三相軸変換器９の両方に出力される。
【００２７】
角速度推定器５は、三相／ｄｑ軸変換器４から入力されるｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑと、電流制御器８から入力されるｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊とに基づいて、推定角速度ω０と推定位相θとを出力する。
【００２８】
〈総磁束の演算〉
推定角速度ω０及び推定位相θを算出するには、ＳｙｎＲＭ２の総磁束を推定する必要がある。ＳｙｎＲＭ２の電機子抵抗値をＲとし、回転二軸座標上のｄ軸磁束及びｑ軸磁束をそれぞれφｄ，φｑとすると、回転二軸座標が角周波数ωで回転している場合、ｄ軸磁束φｄ及びｑ軸磁束φｑについて式（１），（２）が成り立つ。
【００２９】
Ｖｄ＝Ｒ・Ｉｄ＋ｄ／ｄｔ（φｄ）−ω・φｑ  …（１）
Ｖｑ＝Ｒ・Ｉｑ＋ｄ／ｄｔ（φｑ）＋ω・φｄ  …（２）
これらを整理すると、式（３），（４）を得る。
【００３０】
ｄ／ｄｔ（φｄ）＝Ｖｄ−Ｒ・Ｉｄ＋ω・φｑ  …（３）
ｄ／ｄｔ（φｑ）＝Ｖｑ−Ｒ・Ｉｑ−ω・φｄ  …（４）。
【００３１】
式（３），（４）において、ｄ軸電圧Ｖｄ及びｑ軸電圧Ｖｑとして、電流制御器８から入力されるｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を用い、回転角速度ωとして推定角速度ω０を用いれば、式（５），（６）が得られる（推定されるｄ軸磁束φｄ及びｑ軸磁束φｑについては記号を変えていない）。
【００３２】
φｄ＝（Ｖｄ＊−Ｒ・Ｉｄ＋ω０・φｑ）／ｓ  …（５）
φｑ＝（Ｖｑ＊−Ｒ・Ｉｑ−ω０・φｄ）／ｓ  …（６）
ここで、ｓはラプラス演算子である。
【００３３】
回転二軸座標上のｄ軸と磁束ベクトルの方向とが一致するので、式（５），（６）において、φｑ＝０となる。よって式（５），（６）において、φｑ＝０とすることにより式（７），（８）が得られる。
【００３４】
φｄ＝（Ｖｄ＊−Ｒ・Ｉｄ）／ｓ  …（７）
ω０＝（Ｖｑ＊−Ｒ・Ｉｑ）／φｄ  …（８）。
【００３５】
〈角速度推定器５〉
図２に示すように、角速度推定器５は、第１の乗算器１１ａと、第１の減算器１０ａと、第１の積分器１２と、第２の乗算器１１ｂと、第２の減算器１０ｂとを備えている。
【００３６】
第１の乗算器１１ａは、ｄ軸電流Ｉｄに電機子抵抗値Ｒを乗算して第１の電圧降下Ｒ・Ｉｄを得る。第１の減算器１０ａは、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊から第１の電圧降下を減算してｄ軸誘起電圧ｅｄを得る。
【００３７】
第２の乗算器１１ｂは、ｑ軸電流Ｉｑに電機子抵抗値Ｒを乗算して第２の電圧降下Ｒ・Ｉｑを得る。第２の減算器１０ｂは、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊から第２の電圧降下Ｒ・Ｉｑを減算してｑ軸誘起電圧ｅｑを得る。
【００３８】
また、角速度推定器５は、修正積分器（課題を解決するための手段における「第１の積分器」）１２を備えている。修正積分器１２は、第１の減算器１０ａが算出したｄ軸誘起電圧ｅｄに基づいて、推定ｄ軸磁束φｄを得る。
【００３９】
具体的には修正積分器１２は、ローパスフィルタ１３と、リミッタ１５と、ハイパスフィルタ１４と、加算器１６とを有している。
【００４０】
ローパスフィルタ１３は、所定のカットオフ角周波数ωｃ（≧０）を有し、ｄ軸誘起電圧ｅｄを濾波して出力値ｙｄ１を得る。
【００４１】
リミッタ１５は、推定ｄ軸磁束φｄを入力してその上限を制限し、ハイパスフィルタ１４へと出力する。
【００４２】
ハイパスフィルタ１４は、カットオフ角周波数ωｃを有し、リミッタ１５からの出力を濾波して出力値ｙｄ２を得る。加算器１６は、ローパスフィルタ１３からの出力値ｙｄ１と、ハイパスフィルタ１４からの出力値ｙｄ２とを加算して推定ｄ軸磁束φｄを得る。
【００４３】
修正積分器１２の伝達関数を示す入出力の関係は、リミッタ１５の機能を無視すれば、ｄ軸誘起電圧ｅｄを入力とし、推定ｄ軸磁束φｄを出力として、式（９）のようになる。
【００４４】
φｄ＝（ｅｄ＋ωｃ・φｄ）／（ｓ＋ωｃ）  …（９）
これを変形すればφｄ＝ｅｄ／ｓと表されるので、リミッタ１５の機能を無視すれば修正積分器１２は純粋に積分機能のみを発揮することが示される。
【００４５】
しかし実際には修正積分器１２は、ハイパスフィルタ１４に入力する推定ｄ軸磁束φｄに対してリミッタ１５によって上限を設けるので、電流検出器３のオフセット成分により積分値が発散することを回避できる。
【００４６】
更に、ローパスフィルタ１３によってカットオフ角周波数ωｃより低い帯域のノイズを積分することが防止される。これにより電流検出器３のオフセット成分を抑制して、低速域の安定性が向上する。
【００４７】
以上のようにして修正積分器１２は、カットオフ角周波数ωｃより低い帯域でもｄ軸磁束φｄを正確に演算することができる。よって後述するように式（８）に基づいて推定角速度ω０の、引いては位置の推定に資する。
【００４８】
角速度推定器５はまた、除算器１７及び位相演算器１８を有している。
【００４９】
除算器１７は、式（８）に従って、ｑ軸誘起電圧ｅｑを推定ｄ軸磁束φｄで除して推定角速度ω０を出力する。ここで、除算器１７は、除数修正機１９を含む。除数修正機１９は、推定ｄ軸磁束φｄが第１の所定値（例えば演算精度に鑑みて零と見なされる最大値）以下の場合には、当該第１の所定値よりも大きな第２の所定値を推定ｄ軸磁束φｄに代えて除数とする。これにより、推定角速度ω０の精度が向上する。
【００５０】
図３に示すように、除算器１７が除数修正機１９を含むので、推定角速度ω０を安定的に推定できる。なお、図３に示したシミュレーションでは、消費電力が１ｋＷのＳｙｎＲＭについて、推定角速度ω０の算出結果を示している。図３では推定角速度ω０が非常に小さい領域では推定角速度ω０が振動しているが、それ以外では安定に推定されていることが分かる。
【００５１】
位相演算器１８は、推定角速度ω０を積分して推定位相θを算出し、三相／ｄｑ軸変換器４及び、ｄｑ／三相軸変換器９のそれぞれに出力する。
【００５２】
以上のように、推定角速度ω０を積分した推定位相θを制御軸にするため、電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊から電機子抵抗Ｒに起因する電圧降下を減算するだけで、推定ｄ軸磁束φｄ、推定角速度ω０及び推定位相θ（これは回転子の位置に対応する）を得ることができる。つまり、インダクタンスを用いることなく交流回転機を制御でき、インダクタンスの電流依存性を考慮する必要がない。
【００５３】
また、修正積分器１２を用いることにより低速域における推定角速度ω０の演算精度が向上し、位置センサレス制御を実現できる。
【００５４】
〈第２実施形態〉
図１に示すように、本発明の第２実施形態に係る角速度推定装置は、角速度推定器２６として、電力変換器１を制御する制御装置１０１に備えられる。つまり、制御装置１０１は、上記第１実施形態で示した角速度推定器５に代えて角速度推定器２６を採用したものである。なお、本実施形態において、上記第１実施形態と同様の機能を有する要素については、同一符号を付してその説明を省略する。
【００５５】
図４に示すように、角速度推定器２６は、第１の乗算器１１ａと、第１の減算器１０ａと、修正積分器１２と、第２の乗算器１１ｂと、第２の減算器１０ｂとを備えている。また、角速度推定器２６は、除算器１７と、位相演算器１８とを備えている。
【００５６】
さらにまた、角速度推定器２６は、修正積分器１２ｂと、位相補正器３０と、位相演算器２９とを備えている。ここで、修正積分器１２を「第１の修正積分器１２」と称し、修正積分器１２ｂを「第２の修正積分器１２ｂ」と称する。また、位相演算器１８を「第１の位相演算器１８」と称し、位相演算器２９を「第２の位相演算器２９」と称する。
【００５７】
第２の修正積分器１２ｂは、第２の減算器１０ｂから出力されるｑ軸誘起電圧ｅｑに基づいてｑ軸磁束φｑを算出する。具体的には、第１の修正積分器１２がｄ軸磁束φｄを算出したのと同様にして、第２の修正積分器１２ｂはｑ軸磁束φｑを算出する。なお、上記第１実施形態では、φｑ＝０を前提としていたが、実際にはφｑ≠０となることがある。本実施形態では、φｑ≠０としてｑ軸磁束φｑを算出する。
【００５８】
位相補正器３０は、第３の減算器２７と、軸ずれ補正器２８とを有している。第３の減算器２７は、ｑ軸磁束φｑの零に対する偏差から位相補正量θｃを算出する。具体的には、第３の減算器２７がｑ軸磁束φｑを零指令０から減算して得られる値（偏差）を軸ずれ補正器２８に入力する。軸ずれ補正器２８には、例えばＰＩ制御器が採用されて、上記偏差によって制御される位相補正量θｃを出力する。
【００５９】
第２の位相演算器２９は、第１の位相演算器１８の出力値（上記第１実施形態における推定位相θ）と、位相補正量θｃとを加算することによって推定位相θ１を算出する。第１実施形態における推定位相θに代えて、推定位相θ１が三相／ｄｑ軸変換器４、ｄｑ／三相軸変換器９に与えられる。
【００６０】
このようにして推定位相θ１はｑ軸磁束φｑの偏差に基づいて求められているので、当該偏差が零に収束するように、即ちｑ軸磁束φｑが零となる動作が制御装置１０１において行われる。
【００６１】
以上のように、ｑ軸磁束φｑが零になるように制御することにより、電機子抵抗Ｒの設定誤差、すなわち、ＳｙｎＲＭ２の実際の抵抗値と角速度推定器２６（より具体的には第１の乗算器１１ａ及び第２の乗算器１１ｂ）に設定する電機子抵抗Ｒの値に差異（例えば温度変化による抵抗値の変動による差異）があっても、安定的に推定角速度ω０を得ることできる。
【００６２】
以上、本発明の好適な態様について説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、公知技術を組合せても良い。
【符号の説明】
【００６３】
ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ  多相電流
ｅｄ  ｄ軸誘起電圧
ｅｑ  ｑ軸誘起電圧
Ｉｄ  ｄ軸電流
Ｉｑ  ｑ軸電流
Ｖｄ＊  ｄ軸電圧指令値
Ｖｑ＊  ｑ軸電圧指令値
φｄ  推定ｄ軸磁束
φｑ  推定ｑ軸磁束
Ｒ  電機子抵抗値
θ  推定位相
θｃ  位相補正量
ω  回転角速度
ωｃ  カットオフ角周波数
ω０  推定角速度
２  モータ
５，２６  角速度推定装置（角速度推定器）
１０ａ  第１の減算器
１０ｂ  第２の減算器
１１ａ  第１の乗算器
１１ｂ  第２の乗算器
１２  第１の積分器（修正積分器）
１２ｂ  第２の積分器（修正積分器）
１３  ローパスフィルタ
１４  ハイパスフィルタ
１５  リミッタ
１６  加算器
１７  除算器
１８，２９  位相演算器
１９  除数修正機
３０  位相補正器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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