(57)【要約】      （修正有）【課題】直流交流変換回路のスイッチング素子をオン・オフ操作することで回転機を流れる電流、トルク、および磁束の少なくとも１つを有した制御量を制御する新たな回転機の制御装置を提供する。【解決手段】予測部３３によって予測された予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅのベクトルと、指令電流のベクトルｉｄｒ，ｉｑｒとの差の内積値にオフセット値Δを加算したものである評価関数Ｊを最小とする操作状態（電圧ベクトル）が、インバータＩＶの操作状態として決定される。矩形波制御時においては、トルクフィードバック制御によって定まる位相に応じた操作状態以外の評価関数Ｊにおけるオフセット値Δを増大させる。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧源の正極および負極のそれぞれに回転機の端子を選択的に接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路について、該直流交流変換回路のスイッチング素子をオン・オフ操作することで前記回転機を流れる電流、前記回転機のトルク、および前記回転機の磁束の少なくとも１つを有した制御量を制御する回転機の制御装置において、
固定座標系における電圧ベクトルにて表現される前記直流交流変換回路の操作状態を仮設定した場合の前記制御量を予測する予測手段と、
該予測手段によって予測される制御量に基づき、該予測される制御量に対応する操作状態を評価し、評価の高い操作状態を前記直流交流変換回路の操作状態として決定する決定手段と、
該決定された操作状態となるように前記直流交流変換回路を操作する操作手段と、
前記決定手段が前記決定を行なうために前記操作状態を評価するに際し、特定の操作状態の評価を高くして且つ、該評価を高くする操作状態を前記回転機の回転角度に応じて可変設定する可変手段とを備えることを特徴とする回転機の制御装置。
【請求項２】
前記可変手段によって最も評価が高くされる操作状態に従って前記直流交流変換回路が操作される場合、前記回転機の各端子が前記回転機の１電気角周期の間に前記直流電圧源の正極および負極のそれぞれに１度ずつ接続される矩形波制御となることを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
【請求項３】
前記決定手段は、前記評価が最も高かった操作状態を前記直流交流変換回路の操作状態に決定するものであり、
前記可変手段は、前記特定の操作状態に対応する前記予測される制御量とその指令値との差が規定値以下である場合、前記特定の操作状態の評価を最も高くするものであることを特徴とする請求項１または２記載の回転機の制御装置。
【請求項４】
前記規定値は、前記回転機を流れる電流、前記回転機のトルクおよび前記回転機の回転速度の少なくとも１つを入力として可変設定されることを特徴とする請求項３記載の回転機の制御装置。
【請求項５】
前記決定手段は、前記予測される制御量とその指令値との差が小さいほど評価を高くするものであり、
前記可変手段は、前記特定の操作状態以外の操作状態に対応する前記差の絶対値から前記特定の操作状態に対応する前記差の絶対値を減算した相対誤差が前記規定値だけ増加補正されたものを前記決定手段による評価にゆだねることを特徴とする請求項３または４記載の回転機の制御装置。
【請求項６】
前記制御量を制御するための操作量として、前記直流交流変換回路の出力電圧ベクトルの位相を設定する位相設定手段をさらに備え、
前記可変手段は、前記直流交流変換回路の操作状態のうち前記位相設定手段によって設定される位相から定まるものの評価を高くすることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
【請求項７】
前記可変手段は、前記回転機の相数で前記回転機の１電気角周期の「１／２」を除算した角度領域毎に、前記評価を高くする操作状態を可変設定することを特徴とする請求項６記載の回転機の制御装置。
【請求項８】
前記位相設定手段は、前記回転機のトルクをその指令値にフィードバック制御するための操作量として前記位相を操作することを特徴とする請求項６または７記載の回転機の制御装置。
【請求項９】
前記操作手段は、前記可変手段による可変設定がなされる場合、前記操作状態の更新タイミングを前記回転機の回転角度周期で設定することを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
【請求項１０】
前記操作手段は、前記位相設定手段による位相の設定がなされる場合、前記操作状態の更新タイミングとして、前記設定される位相によって指示される操作状態の変更タイミングを含めることを特徴とする請求項６〜８のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電圧源の正極および負極のそれぞれに回転機の端子を選択的に接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路について、該直流交流変換回路のスイッチング素子をオン・オフ操作することで前記回転機を流れる電流、前記回転機のトルク、および前記回転機の磁束の少なくとも１つを有した制御量を制御する回転機の制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
この種の制御装置としては、例えば下記特許文献１に見られるように、インバータの操作状態を様々に設定した場合についての３相電動機の電流をそれぞれ予測し、予測される電流と指令電流との偏差を最小化することのできる操作状態となるように、インバータを操作するいわゆるモデル予測制御を行うものが提案されている。これによれば、インバータの操作状態に基づき予測される電流の挙動を最適化するようにインバータが操作されるため、過渡時における指令電流への追従性を良好なものとすることができる。このため、モデル予測制御は、車載主機としてのモータジェネレータの制御装置等、過渡追従特性として特に高い性能が要求される用途にとっては、有用性が高いと考えられる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００８−２２８４１９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ただし、モデル予測制御を行なう場合、予測される電流と指令電流との偏差を最小化する操作状態が都度選択されるために、インバータのスイッチング状態の切替頻度が増大し、ひいてはインバータの出力線間電圧の基本波成分の実効値を大きくすることが困難となる。
【０００５】
本発明は、上記課題を解決する過程でなされたものであり、その目的は、直流電圧源の正極および負極のそれぞれに回転機の端子を選択的に接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路について、該直流交流変換回路のスイッチング素子をオン・オフ操作することで前記回転機を流れる電流、前記回転機のトルク、および前記回転機の磁束の少なくとも１つを有した制御量を制御する新たな回転機の制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。
【０００７】
請求項１記載の発明は、直流電圧源の正極および負極のそれぞれに回転機の端子を選択的に接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路について、該直流交流変換回路のスイッチング素子をオン・オフ操作することで前記回転機を流れる電流、前記回転機のトルク、および前記回転機の磁束の少なくとも１つを有した制御量を制御する回転機の制御装置において、固定座標系における電圧ベクトルにて表現される前記直流交流変換回路の操作状態を仮設定した場合の前記制御量を予測する予測手段と、該予測手段によって予測される制御量に基づき、該予測される制御量に対応する操作状態を評価し、評価の高い操作状態を前記直流交流変換回路の操作状態として決定する決定手段と、該決定された操作状態となるように前記直流交流変換回路を操作する操作手段と、前記決定手段が前記決定を行なうために前記操作状態を評価するに際し、特定の操作状態の評価を高くして且つ、該評価を高くする操作状態を前記回転機の回転角度に応じて可変設定する可変手段とを備えることを特徴とする。
【０００８】
上記発明では、可変手段によって回転角度に応じて特定の操作状態の評価が高くされるため、この可変手段の設計によって、スイッチング状態の切り替えを制限することが可能となる。
【０００９】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記可変手段によって最も評価が高くされる操作状態に従って前記直流交流変換回路が操作される場合、前記回転機の各端子が前記回転機の１電気角周期の間に前記直流電圧源の正極および負極のそれぞれに１度ずつ接続される矩形波制御となることを特徴とする。
【００１０】
請求項３記載の発明は、請求項１または２記載の発明において、前記決定手段は、前記評価が最も高かった操作状態を前記直流交流変換回路の操作状態に決定するものであり、前記可変手段は、前記特定の操作状態に対応する前記予測される制御量とその指令値との差が規定値以下である場合、前記特定の操作状態の評価を最も高くするものであることを特徴とする。
【００１１】
上記発明では、制御量とその指令値との差が規定値を上回る場合には、特定の操作状態以外を採用可能とすることで、上記規定値の設定によって制御量が指令値から過度に乖離する事態を抑制することが可能となる。
【００１２】
請求項４記載の発明は、請求項３記載の発明において、前記規定値は、前記回転機を流れる電流、前記回転機のトルクおよび前記回転機の回転速度の少なくとも１つを入力として可変設定されることを特徴とする。
【００１３】
決定手段による評価対象となる制御量の絶対値は、電流やトルクに依存する。このため、制御量とその指令値との乖離として許容される最大値は、電流やトルクの絶対値の大きさに依存する。この点、上記電流やトルクに応じて規定値を可変設定するなら、規定値を許容される最大値とすることができる。また、回転速度は、制御量の変化速度と相関を有するパラメータである。このため、制御量とその指令値との差の許容最大値を回転速度に応じて可変設定するなら、この許容最大値を、正常な制御がなされる状況下、制御によって制御量とその指令値との差が外れることのない値であって極力小さい値とすることができる。
【００１４】
請求項５記載の発明は、請求項３または４記載の発明において、前記決定手段は、前記予測される制御量とその指令値との差が小さいほど評価を高くするものであり、前記可変手段は、前記特定の操作状態以外の操作状態に対応する前記差の絶対値から前記特定の操作状態に対応する前記差の絶対値を減算した相対誤差が前記規定値だけ増加補正されたものを前記決定手段による評価にゆだねることを特徴とする。
【００１５】
上記発明では、特定の操作状態に対応する前記差の絶対値が規定値以上となる場合、他の操作状態を採用可能とすることができる。
【００１６】
請求項６記載の発明は、請求項１〜５のいずれか１項に記載の発明において、前記制御量を制御するための操作量として、前記直流交流変換回路の出力電圧ベクトルの位相を設定する位相設定手段をさらに備え、前記可変手段は、前記直流交流変換回路の操作状態のうち前記位相設定手段によって設定される位相から定まるものの評価を高くすることを特徴とする。
【００１７】
上記発明では、電圧の位相に応じて制御量が制御される状況下、これを適切に行なうことができる。
【００１８】
請求項７記載の発明は、請求項６記載の発明において、前記可変手段は、前記回転機の相数で前記回転機の１電気角周期の「１／２」を除算した角度領域毎に、前記評価を高くする操作状態を可変設定することを特徴とする。
【００１９】
矩形波制御では、回転機の各端子に接続されるスイッチング素子のスイッチング状態が１電気角周期の「１／２」に１度切り替えられる。このため、直流交流変換回路に接続されるいずれかの端子でスイッチング状態が切り替えられるタイミング間の間隔は、各相が均等に分散されている通常の場合を想定すると、回転機の相数で前記回転機の１電気角周期の「１／２」を除算した角度領域となる。上記発明では、この点に鑑み、可変手段を構成した。
【００２０】
請求項８記載の発明は、請求項６または７記載の発明において、前記位相設定手段は、前記回転機のトルクをその指令値にフィードバック制御するための操作量として前記位相を操作することを特徴とする。
【００２１】
請求項９記載の発明は、請求項１〜８のいずれか１項に記載の発明において、前記操作手段は、前記可変手段による可変設定がなされる場合、前記操作状態の更新タイミングを前記回転機の回転角度周期で設定することを特徴とする。
【００２２】
上記発明では、更新タイミングが角度周期で設定されるため、回転速度にかかわらず、可変手段の意図する制御からの誤差を低減することができる。
【００２３】
請求項１０記載の発明は、請求項６〜８のいずれか１項に記載の発明において、前記操作手段は、前記位相設定手段による位相の設定がなされる場合、前記操作状態の更新タイミングとして、前記設定される位相によって指示される操作状態の変更タイミングを含めることを特徴とする。
【００２４】
上記発明では、更新タイミングを時間周期とする場合等と比較して、位相設定手段による位相に応じた操作状態の切り替えを正確に行なうことができる。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】第１の実施形態にかかるシステム構成図。
【図２】電圧ベクトルを示す図。
【図３】上記実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す流れ図。
【図４】同実施形態にかかる操作状態の仮設定候補を示す図。
【図５】過変調領域の問題点を説明する図。
【図６】上記実施形態にかかる過変調領域の評価対象の切り替え処理の手順を示す流れ図。
【図７】同実施形態にかかる矩形波制御における評価手法の切り替え処理の手順を示す流れ図。
【図８】同実施形態の効果を検証した運転手法を示す図。
【図９】同実施形態の効果を示すタイムチャート。
【図１０】同実施形態の効果を示すタイムチャート。
【図１１】同実施形態の効果を示すタイムチャート。
【図１２】同実施形態の効果を示すタイムチャート。
【図１３】第２の実施形態にかかるモデル予測制御の更新周期を規定する処理の手順を示す流れ図。
【図１４】第３の実施形態にかかるモデル予測制御の更新周期を規定する処理の手順を示す流れ図。
【図１５】第４の実施形態にかかる矩形波制御時の指令電流の設定処理の手順を示す流れ図。
【図１６】同実施形態にかかる矩形波制御における評価手法の切り替え処理の手順を示す流れ図。
【図１７】第５の実施形態にかかるシステム構成図。
【発明を実施するための形態】
【００２６】
＜第１の実施形態＞
以下、本発明にかかる回転機の制御装置を車載主機としての回転機の制御装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
【００２７】
図１に、本実施形態にかかるモータジェネレータの制御システムの全体構成を示す。車載主機としてのモータジェネレータ１０は、３相の永久磁石同期モータである。また、モータジェネレータ１０は、突極性を有する回転機（突極機）である。詳しくは、モータジェネレータ１０は、埋め込み磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ）である。
【００２８】
モータジェネレータ１０は、インバータＩＶを介して端子電圧がたとえば百Ｖ以上となる高電圧バッテリ１２に接続されている。インバータＩＶは、スイッチング素子Ｓ＊ｐ，Ｓ＊ｎ（＊＝ｕ，ｖ，ｗ）の直列接続体を３組備えており、これら各直列接続体の接続点がモータジェネレータ１０のＵ，Ｖ，Ｗ相にそれぞれ接続されている。これらスイッチング素子Ｓ＊＃（＊＝ｕ，ｖ，ｗ；＃＝ｐ，ｎ）として、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用いられている。そして、これらにはそれぞれ、ダイオードＤ＊＃が逆並列に接続されている。
【００２９】
本実施形態では、モータジェネレータ１０やインバータＩＶの状態を検出する検出手段として、以下のものを備えている。まずモータジェネレータ１０の回転角度（電気角θ）を検出する回転角度センサ１４を備えている。また、モータジェネレータ１０の各相を流れる電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する電流センサ１６を備えている。更に、インバータＩＶの入力電圧（電源電圧ＶＤＣ）を検出する電圧センサ１８を備えている。
【００３０】
上記各種センサの検出値は、図示しないインターフェースを介して低電圧システムを構成する制御装置２０に取り込まれる。制御装置２０では、これら各種センサの検出値に基づき、インバータＩＶを操作する操作信号を生成して出力する。ここで、インバータＩＶのスイッチング素子Ｓ＊＃を操作する信号が、操作信号ｇ＊＃である。
【００３１】
上記制御装置２０は、モータジェネレータ１０のトルクを要求トルクＴｒに制御すべく、インバータＩＶを操作する。詳しくは、要求トルクＴｒを実現するための指令電流とモータジェネレータ１０を流れる電流とが一致するように、インバータＩＶを操作する。すなわち、本実施形態では、モータジェネレータ１０のトルクが最終的な制御量となるものであるが、トルクを制御すべく、モータジェネレータ１０を流れる電流を直接の制御量として、これを指令電流に制御する。特に、本実施形態では、モータジェネレータ１０を流れる電流を指令電流に制御すべく、インバータＩＶの操作状態を複数通りのそれぞれに設定した場合についてのモータジェネレータ１０の電流を予測し、上記操作状態のうち予測電流が指令電流に近くなるものをインバータＩＶの実際の操作状態として採用するモデル予測制御を行う。
【００３２】
以下では、まず「１．低変調率での制御」について説明した後、「２．過変調領域での制御」について説明し、最後に本願の要部となる「３．矩形波制御」について説明する。
「１．低変調率での制御」
電流センサ１６によって検出された相電流（電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）は、ｄｑ変換部２２において、回転座標系の実電流ｉｄ，ｉｑに変換される。また、回転角度センサ１４によって検出される電気角θは、速度算出部２３の入力となり、これにより、回転速度（電気角速度ω）が算出される。一方、指令電流設定部２４は、要求トルクＴｒを入力とし、ｄｑ座標系での指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒを出力する。これら指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒ、実電流ｉｄ，ｉｑ、及び電気角θは、モデル予測制御部３０の入力となる。モデル予測制御部３０では、これら入力パラメータに基づき、インバータＩＶの操作状態を規定する電圧ベクトルＶｉを決定し、操作部２６に出力する。操作部２６では、入力された電圧ベクトルＶｉに基づき、上記操作信号を生成してインバータＩＶに出力する。
【００３３】
ここで、インバータＩＶの操作状態を表現する電圧ベクトルは、図２に示す８つの電圧ベクトルとなる。例えば、低電位側のスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎがオン状態となる操作状態（図中、「下」と表記）を表現する電圧ベクトルが電圧ベクトルＶ０であり、高電位側のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐがオン状態となる操作状態（図中、「上」と表記）を表現する電圧ベクトルが電圧ベクトルＶ７である。これら電圧ベクトルＶ０，Ｖ７は、モータジェネレータ１０の全相を短絡させるものであり、インバータＩＶからモータジェネレータ１０に印加される電圧がゼロとなるものであるため、ゼロ電圧ベクトルと呼ばれている。これに対し、残りの６つの電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６は、上側アームおよび下側アームの双方にオン状態となるスイッチング素子が存在する操作パターンによって規定されるものであり、有効電圧ベクトルと呼ばれている。なお、図２（ｂ）に示すように、電圧ベクトルＶ１、Ｖ３，Ｖ５のそれぞれがＵ相、Ｖ相、Ｗ相の正側にそれぞれ対応している。
【００３４】
次に、モデル予測制御部３０の処理の詳細について説明する。先の図１に示す操作状態設定部３１では、インバータＩＶの操作状態を設定する。ここでは、先の図２に示した電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７をインバータＩＶの操作状態として設定する。ｄｑ変換部３２では、操作状態設定部３１によって設定された電圧ベクトルをｄｑ変換することで、ｄｑ座標系の電圧ベクトルＶｄｑ＝（ｖｄ，ｖｑ）を算出する。こうした変換を行うべく、操作状態設定部３１における電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７を、例えば、先の図２において、「上」を「ＶＤＣ／２」として且つ「下」を「−ＶＤＣ／２」とすることで表現すればよい。この場合、例えば、電圧ベクトルＶ０は、（−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２）となり、電圧ベクトルＶ１は、（ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２）となる。
【００３５】
予測部３３では、電圧ベクトル（ｖｄ、ｖｑ）と、実電流ｉｄ，ｉｑと、電気角速度ωとに基づき、インバータＩＶの操作状態を操作状態設定部３１によって設定される状態とした場合の電流ｉｄ，ｉｑを予測する。ここでは、下記（ｃ１）、（ｃ２）にて表現される電圧方程式を、電流の微分項について解いた下記の状態方程式（式（ｃ３）、（ｃ４））を離散化し、１ステップ先の電流を予測する。
ｖｄ＝（Ｒ＋ｐＬｄ）ｉｄ  −ωＬｑｉｑ                …（ｃ１）
ｖｑ＝ωＬｄｉｄ        ＋（Ｒ＋ｐＬｑ）ｉｑ  ＋ωφ  …（ｃ２）
ｐｉｄ
＝−（Ｒ／Ｌｄ）ｉｄ    ＋ω（Ｌｑ／Ｌｄ）ｉｑ  ＋ｖｄ／Ｌｄ        …（ｃ３）
ｐｉｑ
＝−ω（Ｌｄ／Ｌｑ）ｉｄ−（Ｒｄ／Ｌｑ）ｉｑ＋ｖｑ／Ｌｑ−ωφ／Ｌｑ…（ｃ４）
ちなみに、上記の式（ｃ１）、（ｃ２）において、抵抗Ｒ、微分演算子ｐ、ｄ軸インダクタンスＬｄ，ｑ軸インダクタンスＬｑおよび電機子鎖交磁束定数φを用いた。
【００３６】
上記電流の予測は、操作状態設定部３１によって設定される複数通りの操作状態のそれぞれについて行われる。
【００３７】
一方、操作状態決定部３４では、予測部３３によって予測された予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅと、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとを入力として、インバータＩＶの操作状態を決定する。ここでは、操作状態設定部３１によって設定された操作状態のそれぞれを評価関数Ｊによって評価し、評価のもっとも高かった操作状態を選択する。この評価関数Ｊとして、本実施形態では、評価が低いほど値が大きくなるものを採用する。具体的には、評価関数Ｊを、指令電流ベクトルＩｄｑｒ＝（ｉｄｒ，ｉｑｒ）と、予測電流ベクトルＩｄｑｅ＝（ｉｄｅ，ｉｑｅ）との差の内積値に基づき算出する。これは、指令電流ベクトルＩｄｑｒと予測電流ベクトルＩｄｑｅとの各成分の偏差が正、負の双方の値となりうることに鑑み、値が大きいほど評価が低いことを表現するための一手法である。これにより、指令電流ベクトルＩｄｑｒと予測電流ベクトルＩｄｑｅとの各成分の差が大きいほど、評価が低くなる評価関数Ｊを構築することができる。なお、本実施形態では、評価関数Ｊを上記内積値とオフセット値Δとの和とする。このオフセット値Δについては後に詳述する。
【００３８】
図３に、本実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す。この処理は、所定周期（制御周期Ｔｃ）で繰り返し実行される。
【００３９】
この一連の処理では、まずステップＳ１０において、電気角θ（ｎ）と、実電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）とを検出するとともに、前回の制御周期で決定された電圧ベクトルＶ（ｎ）を出力する。続くステップＳ１２においては、１制御周期先における電流（ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１））を予測する。これは、上記ステップＳ１０によって出力された電圧ベクトルＶ（ｎ）によって、１制御周期先の電流がどうなるかを予測する処理である。ここでは、上記の式（ｃ３）、（ｃ４）にて表現されたモデルを前進差分法にて制御周期Ｔｃで離散化したものを用いて、予測電流ｉｄｅ（ｎ＋１）、ｉｑｅ（ｎ＋１）を算出する。この際、電流の初期値として、上記ステップＳ１０において検出された実電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）を用いるとともに、ｄｑ軸上の電圧ベクトルとして、電圧ベクトルＶ（ｎ）を、上記ステップＳ１０において検出された電気角θ（ｎ）に「ωＴｃ／２」を加算した角度によってｄｑ変換したものを用いる。
【００４０】
続くステップＳ１４，Ｓ１６では、次回の制御周期における電圧ベクトルを複数通りに設定した場合のそれぞれについて、２制御周期先の電流を予測する処理を行う。すなわち、まずステップＳ１４において、次回の制御周期における電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を仮設定する。ここでは、今回の制御周期における電圧ベクトルＶ（ｎ）にて表現される操作状態からのスイッチング状態の切り替え相数が「１」以下となるものを次回の制御周期における電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）として仮設定する。
【００４１】
たとえば、電圧ベクトルＶ（ｎ）が有効電圧ベクトル（Ｖｉ；ｉ＝１〜６）である場合、電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を、電圧ベクトルＶｉ−１、Ｖｉ，Ｖｉ＋１（ｉ：ｍｏｄ  ６）とするか、ゼロ電圧ベクトルとする。ただし、ゼロ電圧ベクトルとしては、Ｖ（ｎ）＝Ｖ２ｋ（ｋ＝１〜３）であるなら、電圧ベクトルＶ７を選択し、Ｖ（ｎ）＝Ｖ２ｋ−１であるなら、電圧ベクトルＶ０を選択する。図４（ａ）に、Ｖ（ｎ）＝Ｖ１の場合について、電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）として仮設定可能な４つの電圧ベクトルを示した。また、現在の電圧ベクトルＶ（ｎ）がゼロ電圧ベクトル（電圧ベクトルＶ０）である場合、図４（ｂ）に示すように、電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を、奇数の電圧ベクトルＶ１，Ｖ３，Ｖ５または電圧ベクトルＶ０とする。さらに、現在の電圧ベクトルＶ（ｎ）がゼロ電圧ベクトル（電圧ベクトルＶ７）である場合、図４（ｃ）に示すように、電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を、偶数の電圧ベクトルＶ２，Ｖ４，Ｖ６または電圧ベクトルＶ７とする。
【００４２】
続くステップＳ１６においては、上記ステップＳ１２と同様にして予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２）、ｉｑｅ（ｎ＋２）を算出する。ただし、ここでは、電流の初期値として、上記ステップＳ１２において算出された予測電流ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１）を用いるとともに、ｄｑ軸上の電圧ベクトルとして、電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を、上記ステップＳ１０において検出された電気角θ（ｎ）に「３ωＴｃ／２」を加算した角度によってｄｑ変換したものを用いる。
【００４３】
続くステップＳ１８においては、次回の制御周期における電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を決定する処理を行う。ここでは、ステップＳ１４において仮設定された４つの電圧ベクトルのそれぞれに対応する予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２）を用いて、評価関数Ｊの値を４つ算出し、これらのうち評価関数Ｊを最小化する電圧ベクトルを最終的な電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）とする。続くステップＳ２０においては、電圧ベクトルＶ（ｎ），Ｖ（ｎ＋１）を、それぞれ電圧ベクトルＶ（ｎ−１），Ｖ（ｎ）とし、電気角θ（ｎ）を電気角θ（ｎ−１）とし、実電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）を、それぞれ実電流ｉｄ（ｎ−１）、ｉｑ（ｎ−１）とする。
【００４４】
なお、ステップＳ２０の処理が完了する場合には、この一連の処理を一旦終了する。
「２．過変調領域での制御」
ところで、上記の式（ｃ１）、（ｃ２）に、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒ（固定値）を入力することで、指令電圧ベクトル（ｖｄｒ、ｖｑｒ）のノルムが一義的に定まる。このノルムは、モータジェネレータ１０の電気角θが「３６０°」回転することで、図５（ａ）に示す２次元固定座標系において「３６０°」回転する。ここで、インバータＩＶによって実現可能な出力電圧は、図５（ａ）に示すように、１辺の長さが「√（２／３）×ＶＤＣ」の６角形内の領域に制限される。このため、指令電圧ベクトル（ｖｄｒ、ｖｑｒ）の終点が描く曲線（円）としての上限は、図５（ａ）に示した半径「ＶＤＣ／√２」の円（６角形の内接円）となる。この状態は、インバータＩＶの出力線間電圧の基本波成分の振幅が入力電圧と一致していることを意味し、このときの変調率を「２／√３」と定義する。
【００４５】
本実施形態では、変調率が「２／√３」よりも大きい領域を過変調領域とする。過変調領域においても変調率をさらに上昇させることができることが周知である。ただし、過変調領域である場合、すなわち、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒに応じた上記指令電圧ベクトルのノルムが上記円の半径よりも大きくなる場合、モータジェネレータ１０の電気角によっては指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒを実現することはできず、これに起因してモータジェネレータ１０の制御量に電気角周波数の６倍の高調波成分が重畳される。すなわち、図５（ｂ）に示す円にて表現される指令電圧ベクトルの場合、指令電圧ベクトルの終点が上記６角形の領域内に入る破線部分では指令どおりに電圧が出力され、６角形の領域からはみ出る１点鎖線部分は６角形に制約された電圧が出力され、これが電気角周波数の６倍の周期で繰り返される。このため、モータジェネレータ１０の制御量に電気角周波数の６倍の高調波が重畳される。
【００４６】
この６次の高調波の重畳によって電流が変動したとしてもその平均値が指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとなるなら、モータジェネレータ１０のトルクを要求トルクＴｒに制御することができる。ただし、上記評価関数Ｊを用いてインバータＩＶの操作状態を決定する場合、モータジェネレータ１０の実際のトルクと要求トルクＴｒとの間に定常的な乖離が生じる。これは、予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２）となると予測されるタイミングと現在時との間の時間間隔（予測間隔）が上記高調波の周期と比較して小さいことに起因している。すなわち、この場合、局所的なタイムスケースにおいて予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅと指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとの差を最小にするための操作状態が選択される。ただし、インバータＩＶの出力電圧からの制約により実際の電流を指令電流とすることのできない領域とこれを上回る制御が可能な領域とが存在する。そして、上回る制御が可能な領域においては、指令電流と予測電流との差を最小とする操作状態が選択されるため、指令電流を上回る操作状態の使用が回避され、電流の平均値が指令電流に対して不足する。
【００４７】
ちなみに、上記定常偏差は、高調波の周期以上の長期間にわたって都度の予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅと指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとの差を評価することで次回の操作状態を決定するなら解消しうる。ただし、この場合には演算負荷が過大となる。
【００４８】
そこで本実施形態では、先の図１に示した処理によって過変調領域における定常偏差の抑制を図る。
【００４９】
すなわち、ｄｑ変換部２２の出力する実電流ｉｄは、例えば１次遅れフィルタ等のローパスフィルタ４０に取り込まれる。ローパスフィルタ４０は、実電流ｉｄの高調波成分を減衰させつつ基本波成分を選択的に透過させるものであり、カットオフ周波数を電気角速度ωに応じて可変設定する。切替部４２は、ローパスフィルタ４０の出力信号（平均実電流ｉｄＬ）を予測部３３に出力するか否かを切り替える。一方、ｄｑ変換部２２の出力する実電流ｉｑは、例えば１次遅れフィルタ等のローパスフィルタ４４に取り込まれる。ローパスフィルタ４４は、実電流ｉｑの高調波成分を減衰させつつ基本波成分を選択的に透過させるものであり、カットオフ周波数を電気角速度ωに応じて可変設定する。切替部４６は、ローパスフィルタ４４の出力信号（平均実電流ｉｑＬ）を予測部３３に出力するか否かを切り替える。
【００５０】
これにより、切替部４２，４６によって平均実電流ｉｄＬ，ｉｑＬが予測部３３に入力される場合には、予測部３３では、実電流ｉｄ，ｉｑに基づく予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅの算出に加えて、平均実電流ｉｄＬ，ｉｑＬに基づく平均予測電流ｉｄｅＬ，ｉｑｅＬの算出を行なう。
【００５１】
そして、平均実電流ｉｄＬ，ｉｑＬに基づき予測部３３によって予測された平均予測電流ｉｄｅＬに重み係数α（＞０）を乗算した値と、実電流ｉｄ，ｉｑに基づき予測部３３によって予測された予測電流ｉｄｅに重み係数「１−α（＞０）」を乗算した値とが加算部４８において加算される。これにより、平均予測電流ｉｄｅＬと予測電流ｉｄｅとの加重平均処理を行なう。そして、セレクタ５２では、加算部４８の値と、予測電流ｉｄｅとのいずれかを操作状態決定部３４に選択的に出力する。
【００５２】
また、平均実電流ｉｄＬ，ｉｑＬに基づき予測部３３によって予測された平均予測電流ｉｑｅＬに重み係数α（＞０）を乗算した値と、実電流ｉｄ，ｉｑに基づき予測部３３によって予測された予測電流ｉｑｅに重み係数「１−α（＞０）」を乗算した値とが加算部５０において加算される。これにより、平均予測電流ｉｑｅＬと予測電流ｉｑｅとの加重平均処理を行なう。そして、セレクタ５４では、加算部５０の値と、予測電流ｉｑｅとのいずれかを操作状態決定部３４に選択的に出力する。
【００５３】
ここで、加算部４８，５０の出力は、予測部３３によって予測された予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅの高調波成分を除去しつつも、基本波成分の位相遅れが低減されたものとなっている。これは、ローパスフィルタ４０，４４によるフィルタ処理のなされない成分を含むためである。ここで、位相遅れ補償の効果は、上記重み係数αをゼロに近づけるほど大きくなる。
【００５４】
図６に、上記切替部４２，４６やセレクタ５２，５４の操作によるモデル予測手法の切り替え処理の手順を示す。この処理は、制御装置２０において、たとえば所定周期で繰り返し実行される。
【００５５】
この一連の処理では、まずステップＳ３０において、平均電圧ベクトルＶａを算出する。これは、上記の式（ｃ１）、（ｃ２）において微分演算子ｐを除去したものに、指令電流ベクトルＩｄｑｒを入力することで行なわれる。ここで、平均電圧ベクトルＶａとは、インバータＩＶの出力電圧のうち電気角周波数を有する基本波成分の実効値のことである。すなわち、インバータＩＶは、１電気角周期よりも短い時間間隔でスイッチング状態を切り替えることで、その出力電圧が、電気角周波数成分を有する正弦波形状の電圧を模擬したものとなっている。インバータＩＶの模擬する上記正弦波形状の電圧が平均電圧ベクトルＶａである。ちなみに、この平均電圧ベクトルＶａのノルムは、変調率や電圧利用率と比例関係にある物理量である。ここで、変調率は、インバータＩＶの出力電圧についての基本波成分のフーリエ係数のことである。なお、このフーリエ係数の算出に際しては、基本波の振幅中心とインバータＩＶの出力電圧の変動幅の中央値とを一致させる。
【００５６】
続くステップＳ３２においては、変調率Ｍを算出する。これは、電源電圧ＶＤＣと、平均電圧ベクトルＶａとを用いて、「（｜Ｖａ｜／ＶＤＣ）√（８／３）」となる。続くステップＳ３４では、過変調領域であるか否かを判断する。そしてステップＳ３４において肯定判断される場合には、ステップＳ３６において、平均予測電流ｉｄｅＬ，ｉｑｅＬを用いて（加算部４８，５０の出力信号に基づき）インバータＩＶの操作状態を評価する。これに対し、ステップＳ３６において否定判断される場合には、ステップＳ３８において、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅのみを用いてインバータＩＶの操作状態を評価する。
【００５７】
なお、上記ステップＳ３６，Ｓ３８の処理が完了する場合には、この一連の処理を一旦終了する。
「３．矩形波制御」
ところで、周知のように、インバータＩＶの変調率を最大とすることのできる制御は、矩形波制御である。ただし、上記可変調領域での制御を行なう場合、評価関数Ｊを用いて電圧ベクトルを評価することに起因して、矩形波制御とはならないことが発明者らによって見出されている。そこで本実施形態では、矩形波制御においては、上記評価関数Ｊを定めるオフセット値Δを操作することで、評価手法を切り替える処理を行なう。
【００５８】
図７に、本実施形態にかかる上記評価手法の切り替え処理の手順を示す。この処理は、たとえば所定周期でくり返し実行される。
【００５９】
この一連の処理では、まずステップＳ４０において、矩形波制御がなされている旨を示す矩形波フラグがオンであるか否かを判断する。そして、ステップＳ４０において否定判断される場合、ステップＳ４２において、変調率Ｍが規定値Ｍｔｈよりも大きいか否かを判断する。ここで、規定値Ｍｔｈは、平均予測電流ｉｄｅＬ，ｉｑｅＬを用いた評価を行なうことで実現可能な変調率の上限値程度に設定する。この上限値は、トルクおよび電気角速度ωによって定まる動作点に応じて変動する傾向があるため、規定値Ｍｔｈを動作点に応じて可変設定することが望ましい。
【００６０】
ステップＳ４２において肯定判断される場合、ステップＳ４４において、矩形波フラグをオンする。続くステップＳ５２においては、実電流ｉｄ，ｉｑから推定される推定トルクを要求トルクＴｒにフィードバック制御するための操作量として、インバータＩＶの出力電圧の位相指令θｖを算出する。ここで、位相指令θｖは、ｄ軸に対する位相δと電気角θとの和とすればよい。また、ｄ軸に対する位相δは、上記推定トルクと要求トルクＴｒとの差の比例要素および積分要素の和として算出すればよい。なお、推定トルクは、以下の式（ｃ５）によって予測すればよい。
【００６１】
Ｔ＝Ｐ｛Φ・ｉｑ＋（Ｌｄ−Ｌｑ）ｉｄ・ｉｑ｝  …（ｃ５）
ちなみに、上記の式（ｃ５）においては、極対数Ｐを用いている。
【００６２】
続くステップＳ５４においては、操作状態のそれぞれに対応するオフセット値Δのうち、位相指令θｖ方向のベクトルＶθｖとのなす角度が最も小さい電圧ベクトルに対応するものをゼロとし、それ以外のものを規定値Ａ（＞０）とする。ここで規定値Ａは、指令電流ベクトルＩｄｑｒ＝（ｉｄｒ，ｉｑｒ）と、予測電流ベクトルＩｄｑｅ＝（ｉｄｅ，ｉｑｅ）との差の内積値のとり得ると想定される値の最大値よりも大きく設定する。これにより、ベクトルＶθｖとのなす角度が最も小さい電圧ベクトルを常時選択することができる。
【００６３】
一方、上記ステップＳ４０において肯定判断される場合、ステップＳ４６において、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅのベクトルの位相と指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒのベクトルの位相との差が所定値以下であるか否かを判断する。この判断は、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒのベクトルの位相に応じて所定範囲を定めておくことで行なうことができる。そして、ステップＳ４６において否定判断される場合には、ステップＳ５２に移行する一方、ステップＳ４６において肯定判断される場合には、ステップＳ４８において矩形波フラグをオフとする。そして、ステップＳ４８の処理が完了する場合や、ステップＳ４２において否定判断される場合には、ステップＳ５０においてオフセット値Δをゼロとする。
【００６４】
なお、ステップＳ５０、Ｓ５４の処理が完了する場合、この一連の処理を一旦終了する。
【００６５】
図８〜１２に、本実施形態の効果を示す。ここで、図８は、本実施形態の効果を評価するための運転領域を示すものであり、ケース１が図９に、ケース２が図１０に、ケース３が図１１にそれぞれ対応している。
【００６６】
詳しくは、ケース１として、図９（ｂ）に示すように、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅのみによる評価のなされる正弦波モードから平均予測電流ｉｄｅＬ，ｉｑｅＬを用いた評価のなされる過変調モードを経て、上記矩形波制御を行なう場合を示した。これに対し、図９（ａ）には、矩形波制御を継続した場合を示している。また、ケース２として、図１０（ａ）に示すように、正弦波モードから過変調モードを経て矩形波制御を行なう場合と、図１０（ｂ）に示すように、矩形波制御から過変調モードを経て正弦波モードに移行する場合とを示した。また、ケース３として、トルクを増大させる場合（図１１（ａ））とトルクを減少させる場合（図１１（ｂ））とのそれぞれについて、矩形波制御を継続する場合を示した。
【００６７】
なお、図１２（ａ）は、先の図７に示す処理を行なった場合を示し、図１２（ｂ）は、オフセット値Δを常時ゼロとした場合を示す。図示されるように、先の図７に示す処理によってオフセット値Δを操作することで、スイッチング回数を低減することができ、各相のスイッチング状態の切り替え周期を１電気角周期の「１／２」とすることができる。
【００６８】
以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。
【００６９】
（１）位相指令θｖ方向のベクトルＶθｖとの位相差が最も小さい電圧ベクトルによって表現されるインバータＩＶの操作状態の評価を最も高くした。これにより、トルクフィードバック制御の操作量として矩形波制御におけるインバータＩＶの出力電圧の位相を操作することができる。
＜第２の実施形態＞
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００７０】
本実施形態では、モデル予測制御による操作状態の更新周期（制御周期Ｔｃ）に対応する時間を電気角速度ωに応じて可変設定することで、回転角度周期とする。
【００７１】
図１３に、本実施形態にかかる更新周期の切り替え処理の手順を示す。この処理は、たとえば所定周期でくり返し実行される。
【００７２】
この一連の処理では、まずステップＳ６０において矩形波フラグがオンとなっているか否かを判断する。そしてステップＳ６０において肯定判断される場合、ステップＳ６２において、制御周期Ｔｃを、「２π／Ｎ」とする。なお、ステップＳ６２の処理が完了する場合や、ステップＳ６０において否定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。
【００７３】
上記処理によれば、矩形波制御において、「２π／Ｎ」毎に、インバータＩＶの操作状態が更新されることとなる。このため、制御周期Ｔｃを固定された時間によって定める場合と比較して、インバータＩＶの出力電圧の位相を操作する状況下、スイッチング状態の実際の切替位相と位相指令θｖによって指示されるスイッチング状態の切替位相との誤差の変動を低減することができる。
【００７４】
以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）の効果に加えて、さらに以下の効果が得られるようになる。
【００７５】
（２）インバータＩＶの操作状態の更新タイミングをモータジェネレータ１０の回転角度周期で設定した。これにより、インバータＩＶの出力電圧の位相の誤差が電気角速度ωに起因して変動することを低減することができる。
＜第３の実施形態＞
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００７６】
本実施形態では、電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６のうち位相指令θｖ方向のベクトルＶθｖとのなす角度が最小となるものが切り替わるタイミングをモデル予測制御による操作状態の更新タイミングとする割り込み処理を行なう。
【００７７】
図１４に、本実施形態にかかる更新周期の切り替え処理の手順を示す。この処理は、たとえば所定周期でくり返し実行される。
【００７８】
この一連の処理では、まずステップＳ７０において矩形波フラグがオンとなっているか否かを判断する。そしてステップＳ７０においてオンとなっている場合、ステップＳ７２において、位相指令θｖ方向のベクトルＶθｖとのなす角度が最小となる電圧ベクトルが変化したか否かを判断する。そして、ステップＳ７２において肯定判断される場合、ステップＳ７４において、インバータＩＶの操作状態を更新する（電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を出力する）。なお、ステップＳ７４の処理が完了する場合や、ステップＳ７０，Ｓ７２において否定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。
【００７９】
上記処理によれば、インバータＩＶの出力電圧の位相と位相指令θｖとの誤差を十分に低減することができ、より正確な位相操作を行なうことができる。
【００８０】
以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）の効果に加えて、さらに以下の効果が得られるようになる。
【００８１】
（３）位相指令θｖによってスイッチング状態の切替が指示されるタイミングを、インバータＩＶの操作状態の更新タイミングに含めた。これにより、操作量としての位相の精度を向上させることができることから、トルクフィードバック制御の制御性を向上させることができる。
＜第４の実施形態＞
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００８２】
本実施形態では、矩形波制御の実行時において、予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２）と指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとの差が許容範囲を超える場合、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒと、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅとの差がもっとも小さくなる操作状態を選択する。このため、本実施形態では、矩形波制御用の指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒを設定する。すなわち、矩形波制御では、トルクフィードバック制御によるインバータＩＶの出力電圧の位相の操作に応じて弱め界磁制御がなされることとなる。そしてこの際の指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒは、たとえば最小電流最大トルク制御等を実現すべく設定された指令電流設定部２４の出力とは相違する。このため、矩形波制御時に流れる電流が正常であるか否かを判断するうえでは、矩形波制御用の指令電流が必要となる。そこで本実施形態では、矩形波制御時には、図１５に示す処理によって指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒを設定する。
【００８３】
図１５に、矩形波制御時の指令電流の設定処理の手順を示す。この処理は、たとえば所定周期でくり返し実行される。
【００８４】
この一連の処理では、まずステップＳ８０において、矩形波フラグがオンとなっているか否かを判断する。そしてステップＳ８０において肯定判断される場合、ステップＳ８２において、弱め界磁制御の磁束ノルム指令値Φｆｗｃを以下の式（ｃ６）にて算出する。
【００８５】
【数１】
2012253943.tif 000003
ここでは、ノルム目標値Ｎｒ、ｄ軸正方向と鎖交磁束ベクトルとのなす角度θｆ（＝ａｒｃｔａｎ（Ｌｑｉｑ／（Ｌｄｉｄ＋φ）））を用いている。
【００８６】
以下、この式の導出について説明する。
【００８７】
モータジェネレータ１０の端子電圧Ｖａｍは、誘起電圧Ｖｏおよび電流Ｉを用いると、電流の変動による影響を無視する場合、以下の式（ｃ７）にて表現される。
Ｖａｍ＝Ｖｏ＋ＲＩ  …（ｃ７）
上記の式（ｃ７）は、ｄ軸正方向と鎖交磁束ベクトルとのなす角度θｆ（＝ａｒｃｔａｎ（Ｌｑｉｑ／（Ｌｄｉｄ＋φ）））を用いて、以下の式（ｃ８）となる。
【００８８】
【数２】
2012253943.tif 000004
ただし、上記の式（ｃ８）において、モータジェネレータ１０の正回転がプラス符号に対応し、逆回転がマイナス符号に対応する。
【００８９】
上記の式（ｃ８）を、誘起電圧Ｖｏについて解くと、以下の式（ｃ９）を得る。
【００９０】
【数３】
2012253943.tif 000005
磁束ノルム指令値Φｆｗｃは、「｜ω｜・Φｆｗｃ＝Ｖｏ」に基づき上記の式（ｃ９）を変形することで、上記の式（ｃ６）にて表現される。ただし、上記の式（ｃ６）においては、端子電圧Ｖａｍを、ノルム目標値Ｎｒに代えている。ここで、ノルム目標値Ｎｒは、電源電圧ＶＤＣに、「Ｍｒ・√（３／８）」を乗算したものである。ここでは、変調率指令値Ｍｒを用いている。ここで、「Ｍｒ・√（３／８）」は、電圧利用率指令値である。電圧利用率は、変調率と同様、インバータＩＶの出力電圧ベクトルの大きさを定量化した物理量である。なお、変調率指令値Ｍｒを、本実施形態では、矩形波制御の変調率である「１．２７」とする。
【００９１】
続くステップＳ８４では、磁束ノルム指令値Φｆｗｃと要求トルクＴｒとに基づき、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒをマップ演算する。これにより、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒは、変調率が矩形波制御の変調率と同一となる場合において要求トルクＴｒとするうえで要求される電流となる。
【００９２】
なお、上記ステップＳ８４の処理が完了する場合や、ステップＳ８０において否定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。
【００９３】
図１６に、実施形態にかかる上記評価手法の切り替え処理の手順を示す。この処理は、たとえば所定の時間周期（制御周期Ｔｃ）でくり返し実行される。なお、図１６において、先の図７に示した処理に対応する処理については、便宜上同一のステップ番号を付している。
【００９４】
この一連の処理では、ステップＳ４２において肯定判断される場合、ステップＳ４４ａにおいて、矩形波フラグをオンとするとともに、予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２）のみによって評価関数Ｊを算出する瞬時値評価に切り替える。これは、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒと予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅとの差が許容範囲から外れるか否かを瞬時値によって評価するための設定である。
【００９５】
続くステップＳ５２の処理の後、ステップＳ５４ａにおいて、オフセット値Δがゼロ以外とされる場合の規定値Ａを、要求トルクＴｒおよび電気角速度ωに応じて可変設定する。この規定値Ａは、予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２）と指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとの差についての許容上限値に設定される。ここで、要求トルクＴｒは、電流の絶対値と相関を有するパラメータである。このため、たとえ許容上限値が上記差を指令電流のベクトルノルムで除算した値（誤差割合）としては固定値である場合であっても、規定値Ａは、要求トルクＴｒに応じて可変設定されることが望ましいこととなる。また、電気角速度ωは電流の変化速度と相関を有するパラメータである。このため、電気角速度ωに応じて規定値Ａを可変設定することで、正常時において上記差が上記規定値Ａを上回ることのない値を適切に設定することができる。なお、規定値Ａは、予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２）と指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとの差についての正常時における最大値以上となっている。この最大値は、トルクおよび電気角速度ωに応じて定まる動作点に応じて変化するため、この観点からも、規定値Ａを、要求トルクＴｒおよび電気角速度ωに応じて可変設定することが望ましい。
【００９６】
以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）の効果に加えて、さらに以下の効果が得られるようになる。
【００９７】
（４）予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２）と指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとの差が規定値Ａ以下であることを条件に、位相指令θｖによって定まる操作状態に決定した。これにより、モータジェネレータ１０を流れる電流が指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒから大きく乖離する事態を回避することができる。
＜第５の実施形態＞
以下、第５の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００９８】
図１７に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図１７において、先の図１に示した処理に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。
【００９９】
図示されるように、トルク／磁束予測部６４では、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅに基づき、モータジェネレータ１０の磁束ベクトルΦとトルクＴとを予測する。ここで、磁束ベクトルΦ＝（Φｄ、Φｑ）は、下記の式（ｃ１０）、（ｃ１１）にて予測され、トルクは、下記の式（ｃ１２）によって予測される。
【０１００】
Φｄ＝Ｌｄ・ｉｄ＋φ  …（ｃ１０）
Φｑ＝Ｌｑ・ｉｑ      …（ｃ１１）
Ｔ＝Ｐ（Φｄ・ｉｑ−Φｑ・ｉｄ）  …（ｃ１２）
一方、磁束マップ２４ａでは、要求トルクＴｒに基づき、指令磁束ベクトルΦｒを設定する。ここで、指令磁束ベクトルΦｒは、要求トルクＴｒを満たすもののうち、例えば最小の電流で最大のトルクが得られる最大トルク制御を実現する等の要求によって設定されるものである。
【０１０１】
操作状態決定部３４ａでは、評価関数Ｊに基づき最終的な操作状態を決定する。ここで、評価関数Ｊは、予測トルクＴｅと要求トルクＴｒとの差と、予測磁束ベクトルΦｅと指令磁束ベクトルΦｒとの各成分の差とに基づき定量化される。詳しくは、これらの差の２乗のそれぞれに重み係数ａ，ｂを乗算した値同士の和に基づき決定される。ここで、重み係数ａ，ｂは、トルクと磁束との大きさが相違することに鑑みたものである。すなわち例えば、トルクの数値の方が大きくなる単位設定をする場合、トルク偏差の方が大きくなりやすいため、重み係数ａ，ｂを用いない場合には、磁束の制御性が低い電圧ベクトルであっても評価がさほど低くならない等、デメリットが生じるおそれがある。このため、重み係数ａ、ｂを、評価関数Ｊの複数の入力パラメータの絶対値の大きさの相違を補償する手段として用いる。なお、トルクと磁束との関係式が「Ｔ＝Ｐ×Ｉａ×Φ×ｓｉｎ（θｖ−θｉ）；Ｉａ：電流振幅、θｉ：電流位相角」であることに鑑みれば、「ａ＝１、ｂ＝｜Ｐ×Ｉａ×ｓｉｎ（θｖ−θｉ）｜」とすることが望ましい。
【０１０２】
ここで、本実施形態では、過変調領域においては、評価関数Ｊの入力パラメータを、磁束予測部６４によって予測された予測トルクＴｅと予測磁束Φｄｅ，Φｑｅのそれぞれを位相遅れ補償器６６，６８，７０によってフィルタ処理したものへと切り替える。なお、変調率が小さい領域等では、セレクタ７２，７２，７６の操作によって、評価関数Ｊの入力パラメータを、磁束予測部６４によって予測された予測トルクＴｅと予測磁束Φｄｅ，Φｑｅとに切り替える。
【０１０３】
また矩形波制御は、評価関数Ｊにおけるオフセット値Δを操作することで行なうことができる。
＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
【０１０４】
「オフセット値Δの可変設定パラメータについて」
要求トルクＴｒおよび電気角速度ωに限らない。たとえばトルクと相関を有するパラメータとして、推定トルクや、モータジェネレータ１０を流れる電流を用いてもよい。また、電流の変化速度をより正確に把握する上では、電気角速度ωに加えて電源電圧ＶＤＣを用いることが有効である。
【０１０５】
さらに、矩形波制御よりも小さい変調率において可変手段を適用するなら、変調率に応じて可変設定することも有効である。ここでの変調率は、制御量（トルク、電流等）の６次の変動量の大きさと相関を有するパラメータである。なお、この場合であっても、可変手段によって最高の評価となる操作状態によってインバータＩＶが操作される場合、可変手段は、インバータＩＶの出力電圧の位相を操作する手段となる。
【０１０６】
「可変手段について」
矩形波制御を行なう場合に限らないことについては、「オフセット値Δの可変設定パラメータについて」の欄に記載したとおりである。
【０１０７】
「位相設定手段について」
トルクフィードバック制御の操作量として位相を設定するものに限らない。たとえば、上記第４の実施形態における矩形波制御時の指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒを、上記の式（ｃ１）、（ｃ２）において微分演算子ｐを削除したものに代入することで算出される電圧の位相とするものであってもよい。この場合、トルクの開ループ操作量として位相が操作されることとなる。
【０１０８】
「仮設定される操作状態について」
スイッチング状態の切り替え相数が「１」以下となるものに限らず、「２」以下となるものであってもよい。また、電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７の全てであってもよい。
【０１０９】
「予測手段について」
次回の電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）によって生じる制御量のみを予測するものに限らない。たとえば、数制御周期先の更新タイミングにおけるインバータＩＶの操作による制御量まで順次予測するものであってもよい。
【０１１０】
「決定手段について」
たとえば、上記第１の実施形態において、予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２）と指令電流ｉｄｒ（ｎ＋２）との差と、予測電流ｉｑｅ（ｎ＋２）と指令電流ｉｑｒ（ｎ＋２）との差との加重平均処理値を、乖離度合いの評価対象とするパラメータとしてもよい。要は、乖離度合いが大きいほど評価が低くなることを定量化すべく、乖離度合いと評価との間に正または負の相関関係があるパラメータによって定量化すればよい。
【０１１１】
たとえば、制御量とその指令値との差を、制御量とその指令値との差を指令値で除算した値によって定量化するなら、制御量の絶対値にかかわらず、同一の大きさで同一の誤差（指令値に対する誤差の割合）を定量化することができる。このため、この場合には、オフセット値Δを固定値としたとしても、上記第４の実施形態に準じた効果をうることも可能となる。
【０１１２】
「制御量について」
指令値と予測値とに基づきインバータＩＶの操作を決定するために用いる制御量としては、トルクおよび磁束と、電流とのいずれかに限らない。例えば、トルクのみまたは磁束のみであってもよい。また例えば、トルクおよび電流であってもよい。ここで、制御量を電流以外とする場合等において、センサによる直接の検出対象を電流以外としてもよい。
【０１１３】
上記各実施形態では、回転機の究極の制御量（予測対象であるか否かにかかわらず、最終的に所望の量とされることが要求される制御量）を、トルクとしたが、これに限らず、例えば回転速度等としてもよい。
【０１１４】
「過変調制御について」
決定手段の入力パラメータとしての制御量とその指令値との差から制御量の高調波成分を低減する手段としては、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅの算出に用いる初期値となる実電流ｉｄ，ｉｑにローパスフィルタ処理を施すものに限らない。たとえば、実電流ｉｄ，ｉｑをハイパスフィルタ処理することで抽出される高周波成分を、制御量とその指令値との差から減算する手段であってもよい。
【０１１５】
また、決定手段の入力パラメータとしての制御量とその指令値との差から制御量の高調波成分を低減する手段を備えるものにも限らない。たとえば特開2011-019319号公報に記載されているように、制御量とその指令値との差を入力とする比例要素と、制御量とその指令値との差を入力とする積分要素とについて、それらの絶対値同士を加算したものによって評価関数を構成するものであってもよい。
【０１１６】
「回転機について」
３相回転機に限らない。たとえば５つの端子のそれぞれの巻線が互いに接続された５相回転機等、４相以上の回転機であってもよい。こうした場合であっても、各固定子に対応する電圧ベクトルの優先領域を、同電圧ベクトルの進角側および遅角側にそれぞれ「π／Ｎ：Ｎは相数」の角度の領域とすることが望ましい。
また、上記実施形態では、固定子巻線同士がスター結線されたものを想定したが、これに限らず、たとえばデルタ結線されたものであってもよい。この場合、回転機の端子に印加される電圧と相に印加される電圧とは相違するものの、各固定子に対応する電圧ベクトルの優先領域を、同電圧ベクトルの進角側および遅角側にそれぞれ「π／Ｎ：Ｎは相数」の角度の領域とすることが望ましいことには変わりない。
【０１１７】
回転機としては、埋め込み磁石同期機に限らず、表面磁石同期機や、界磁巻線型同期機等、任意の同期機であってよい。更に、同期機にも限らず、誘導モータ等、誘導回転機であってもよい。
【０１１８】
回転機としては、ハイブリッド車に搭載されるものに限らず、電気自動車に搭載されるものであってもよい。また、回転機としては車両の主機として用いられるものに限らない。
【０１１９】
「そのほか」
たとえばモデル予測制御において、変調率が規定値以上となることで従来の矩形波制御を行なってもよい。
【０１２０】
直流電圧源としては、高電圧バッテリ１２に限らず、例えば高電圧バッテリ１２の電圧を昇圧するコンバータの出力端子であってもよい。
【符号の説明】
【０１２１】
１０…モータジェネレータ、１２…高電圧バッテリ（直流電圧源の一実施形態）、１４…制御装置（回転機の制御装置の一実施形態）。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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