(57)【要約】【課題】スイッチング素子の数を低減して装置の小型化を図ることのできる放電灯点灯装置を提供する。【解決手段】交流電源ＡＣ１と第１のインダクタＬ１とともに閉回路を形成し、且つオン／オフを切り替えることで第１のインダクタＬ１から断続的にエネルギーを出力させる第１のスイッチング素子Ｑ１と、第１のインダクタＬ１から出力されるエネルギーによって電荷を蓄積する第１のコンデンサＣ１と、放電灯１００及び第１のコンデンサＣ１を含む負荷回路に接続され、且つオン／オフを切り替えることで第１のコンデンサＣ１に蓄えられた電荷を放電灯１００に供給させる第２のスイッチング素子Ｑ２と、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を制御する制御回路２とを備え、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、何れも双方向に流れる電流のオン／オフを切り替える双方向素子から成る。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源と第１のインダクタとともに閉回路を形成し、且つオン／オフを切り替えることで前記第１のインダクタから断続的にエネルギーを出力させる第１のスイッチング素子と、前記第１のインダクタから出力されるエネルギーによって電荷を蓄積する第１のコンデンサと、負荷及び前記第１のコンデンサを含む負荷回路に接続され、且つオン／オフを切り替えることで前記第１のコンデンサに蓄えられた電荷を前記負荷に供給させる第２のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子を前記交流電源の電源周波数よりも高い周波数でスイッチングするように制御するとともに、前記第２のスイッチング素子を前記交流電源の極性に応じた極性で電流が流れるように制御する制御回路とを備え、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子は、何れも双方向に流れる電流のオン／オフを切り替える双方向素子から成ることを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項２】
前記負荷回路は、前記負荷に直列に接続される第２のインダクタを備え、前記第１のコンデンサに蓄えられたエネルギーを前記第２のインダクタを介して前記負荷に供給することを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項３】
前記第１のインダクタの両端には、前記第２のスイッチング素子及び前記負荷回路の直列回路が接続されることを特徴とする請求項１又は２記載の放電灯点灯装置。
【請求項４】
前記第１のインダクタはトランスから成り、前記交流電源と前記第１のインダクタの１次巻線と前記第１のスイッチング素子とから前記閉回路が形成されるとともに、前記第１のインダクタの２次巻線の両端には、前記第２のスイッチング素子及び前記負荷回路の直列回路が接続されることを特徴とする請求項１又は２記載の放電灯点灯装置。
【請求項５】
前記第１のスイッチング素子の両端に前記負荷及び前記第１のコンデンサの直列回路が接続され、前記負荷の両端には、前記第２のスイッチング素子が接続されることを特徴とする請求項１又は２記載の放電灯点灯装置。
【請求項６】
前記第１のスイッチング素子の両端に前記第２のコンデンサ及び第３のインダクタの直列回路が接続され、前記第３のインダクタの両端には、前記負荷及び前記第１のコンデンサの並列回路と前記第２のスイッチング素子との直列回路が接続されることを特徴とする請求項１又は２記載の放電灯点灯装置。
【請求項７】
前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子は、ワイドギャップ半導体で形成された双方向スイッチング素子から成ることを特徴とする請求項１乃至６の何れか１項に記載の放電灯点灯装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、双方向素子を用いた放電灯点灯装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から、高輝度放電灯（ＨＩＤランプ）を安定して点灯させるための安定器（放電灯点灯装置）として、珪素鋼板などを鉄心とし、当該鉄心に銅線を巻き回したインダクタを用いる銅鉄安定器が知られている。銅鉄安定器は構造が簡単であるが、大型で重量が大きく、また力率が悪いという問題があった。近年では、例えば特許文献１に開示されているように、銅鉄安定器の代わりにスイッチング素子を利用した電力変換回路によって構成された電子式の高圧放電灯点灯装置（放電灯点灯装置）が用いられている。
【０００３】
特許文献１に記載の従来例は、交流電源及び整流回路、並びに昇圧チョッパ回路から成る直流電源と、降圧チョッパ回路と、電力変換回路とを備え、電力変換回路からの矩形波電圧を高圧放電灯に印加する構成となっている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００４−２８１２８１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
上述のような電子式の放電灯点灯装置では、昇圧チョッパ回路によって力率の改善を行うことができる。また、高圧放電灯の安定点灯のためにランプ電流を制限する場合にも、スイッチング素子によって高周波化することで銅鉄安定器に比べてインダクタを小さくすることができ、装置の小型化及び軽量化を図ることができる。
【０００６】
しかしながら、特許文献１に記載の放電灯点灯装置では、昇圧チョッパ回路、降圧チョッパ回路、電力変換回路のそれぞれで１乃至複数のスイッチング素子を用いるため、装置全体で使用するスイッチング素子の数が多い。このため、装置のこれ以上の小型化が困難であるという問題があった。
【０００７】
本発明は、上記の点に鑑みて為されたもので、スイッチング素子の数を低減して装置の小型化を図ることのできる放電灯点灯装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の放電灯点灯装置は、交流電源と第１のインダクタとともに閉回路を形成し、且つオン／オフを切り替えることで前記第１のインダクタから断続的にエネルギーを出力させる第１のスイッチング素子と、前記第１のインダクタから出力されるエネルギーによって電荷を蓄積する第１のコンデンサと、負荷及び前記第１のコンデンサを含む負荷回路に接続され、且つオン／オフを切り替えることで前記第１のコンデンサに蓄えられた電荷を前記負荷に供給させる第２のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子を前記交流電源の電源周波数よりも高い周波数でスイッチングするように制御するとともに、前記第２のスイッチング素子を前記交流電源の極性に応じた極性で電流が流れるように制御する制御回路とを備え、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子は、何れも双方向に流れる電流のオン／オフを切り替える双方向素子から成ることを特徴とする。
【０００９】
この放電灯点灯装置において、前記負荷回路は、前記負荷に直列に接続される第２のインダクタを備え、前記第１のコンデンサに蓄えられたエネルギーを前記第２のインダクタを介して前記負荷に供給することが好ましい。
【００１０】
この放電灯点灯装置において、前記第１のインダクタの両端には、前記第２のスイッチング素子及び前記負荷回路の直列回路が接続されることが好ましい。
【００１１】
この放電灯点灯装置において、前記第１のインダクタはトランスから成り、前記交流電源と前記第１のインダクタの１次巻線と前記第１のスイッチング素子とから前記閉回路が形成されるとともに、前記第１のインダクタの２次巻線の両端には、前記第２のスイッチング素子及び前記負荷回路の直列回路が接続されることが好ましい。
【００１２】
この放電灯点灯装置において、前記第１のスイッチング素子の両端に前記負荷及び前記第１のコンデンサの直列回路が接続され、前記負荷の両端には、前記第２のスイッチング素子が接続されることが好ましい。
【００１３】
この放電灯点灯装置において、前記第１のスイッチング素子の両端に前記第２のコンデンサ及び第３のインダクタの直列回路が接続され、前記第３のインダクタの両端には、前記負荷及び前記第１のコンデンサの並列回路と前記第２のスイッチング素子との直列回路が接続されることが好ましい。
【００１４】
この放電灯点灯装置において、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子は、ワイドギャップ半導体で形成された双方向スイッチング素子から成ることが好ましい。
【発明の効果】
【００１５】
本発明は、スイッチング素子の数を低減して装置の小型化を図ることができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明に係る放電灯点灯装置の実施形態１を示す回路図である。
【図２】同上に用いる双方向スイッチング素子を示す図で、（ａ）は概略図で、（ｂ）はゲート信号と導通状態との相関図である。
【図３】同上の動作を説明するための波形図である。
【図４】本発明に係る放電灯点灯装置の実施形態２を示す回路図である。
【図５】本発明に係る放電灯点灯装置の実施形態３を示す回路図である。
【図６】本発明に係る放電灯点灯装置の実施形態４を示す回路図である。
【図７】（ａ）〜（ｃ）は各実施形態で用いる双方向スイッチング素子の他の構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
（実施形態１）
以下、本発明に係る放電灯点灯装置の実施形態１について図面を用いて説明する。本実施形態は、図１に示すように、交流電源ＡＣ１に入力フィルタ１を介して第１のインダクタＬ１及び第１のスイッチング素子Ｑ１が直列に接続されており、交流電源ＡＣ１、第１のインダクタＬ１、第１のスイッチング素子Ｑ１で閉回路を形成している。また、第１のインダクタＬ１の両端には、第２のスイッチング素子Ｑ２と、第１のコンデンサＣ１及び負荷である放電灯１００を並列に接続した負荷回路とが直列に接続されている。なお、本実施形態では、負荷回路において放電灯１００に第２のインダクタＬ２が直列に接続されている。また、第１のスイッチング素子Ｑ１及び第２のスイッチング素子Ｑ２は、何れも制御回路２によって駆動制御される。
【００１８】
第１のスイッチング素子Ｑ１及び第２のスイッチング素子Ｑ２は、何れも双方向に流れる電流のオン／オフを切り替える双方向素子である。なお、本実施形態では、第１のスイッチング素子Ｑ１及び第２のスイッチング素子Ｑ２は、何れもワイドギャップ半導体で形成された双方向スイッチング素子から成る。
【００１９】
以下、双方向スイッチング素子について説明する。双方向スイッチング素子は、図２（ａ）に示すように、端子間に主電流が流れる２つの主端子Ｓ１，Ｓ２と、主電流のオン／オフを制御する２つの制御端子Ｇ１，Ｇ２とを有し、主電流の流れる向きを制御端子Ｇ１，Ｇ２に与える信号によって制御するものである。
【００２０】
ここで、双方向スイッチング素子の導通状態について図２（ｂ）を用いて説明する。制御端子Ｇ１，Ｇ２の何れもが電圧が印加されないＬレベルである場合、双方向スイッチング素子はオフ状態となり、主電流は流れない。この双方向スイッチング素子の状態を以下では「第１のモード」と呼ぶ。
【００２１】
また、制御端子Ｇ１が、主端子Ｓ１の電位を基準とした所定電圧が印加されるＨレベルであり、且つ制御端子Ｇ２が、主端子Ｓ２の電位を基準とした所定電圧が印加されるＨレベルである場合、双方向スイッチング素子は双方向に主電流を流すことができる。すなわち、当該導通状態では、双方向スイッチング素子は、主端子Ｓ２→主端子Ｓ１、及び主端子Ｓ１→主端子Ｓ２の何れの方向にも主電流を流すことができる。この双方向スイッチング素子の状態を以下では「第２のモード」と呼ぶ。
【００２２】
次に、制御端子Ｇ１がＨレベルであって、制御端子Ｇ２がＬレベルである場合には、双方向スイッチング素子は、主端子Ｓ２→主端子Ｓ１方向にのみ主電流を流すことのできる単極性のオン状態となる。この双方向スイッチング素子の状態を以下では「第３のモード」と呼ぶ。また、制御端子Ｇ１がＬレベルであって、制御端子Ｇ２がＨレベルである場合には、双方向スイッチング素子は、主端子Ｓ１→主端子Ｓ２方向にのみ主電流を流すことのできる単極性のオン状態となる。この双方向スイッチング素子の状態を以下では「第４のモード」と呼ぶ。
【００２３】
以下、本実施形態の動作について図１，３を用いて説明する。先ず、交流電源ＡＣ１の電源電圧Ｖ１が正極性（すなわち、端子ａ１の方が端子ａ２よりも高電圧）である場合、制御回路２は、第２のスイッチング素子Ｑ２を第４のモードで制御する。したがって、第２のスイッチング素子Ｑ２は、主端子Ｓ１→主端子Ｓ２方向にのみ主電流を流すことのできる状態となる。また、制御回路２は、第１のスイッチング素子Ｑ１が第１のモードと第３のモードとを交互に繰り返すように制御する。すなわち、制御回路２は、第１のスイッチング素子Ｑ１の制御端子Ｇ２にはＬレベルの信号を入力し、制御端子Ｇ１にはＨレベルとＬレベルとを交互に繰り返す高周波のＰＷＭ信号を入力する。なお、当該ＰＷＭ信号は交流電源ＡＣ１の電源周波数よりも十分に高い周波数となっている。
【００２４】
第１のスイッチング素子Ｑ１が第３のモードになると、第１のスイッチング素子Ｑ１には交流電源ＡＣ１から第１のインダクタＬ１を介して第１の主電流Ｉ１が流れる。この第１の主電流Ｉ１が流れることで、第１のインダクタＬ１にはエネルギーが蓄積される。次に、第１のスイッチング素子Ｑ１が第１のモードになると、第１のインダクタＬ１に蓄積されたエネルギーが放出され、第２のスイッチング素子Ｑ２に第２の主電流Ｉ２が流れる。第１のスイッチング素子Ｑ１が第１のモードと第３のモードとを交互に繰り返すことで、第１のコンデンサＣ１には両端に印加される出力電圧Ｖ０に応じた電荷が蓄積される。そして、第１のコンデンサＣ１に蓄積された電荷が放出されることで、放電灯１００及び第２のインダクタＬ２に出力電流Ｉ０が流れる。
【００２５】
次に、交流電源ＡＣ１の電源電圧Ｖ１が負極性（すなわち、端子ａ２の方が端子ａ１よりも高電圧）である場合、制御回路２は、第２のスイッチング素子Ｑ２を第３のモードで制御する。したがって、第２のスイッチング素子Ｑ２は、主端子Ｓ２→主端子Ｓ１方向にのみ主電流を流すことのできる状態となる。また、制御回路２は、第１のスイッチング素子Ｑ１が第１のモードと第４のモードとを交互に繰り返すように制御する。すなわち、制御回路２は、第１のスイッチング素子Ｑ１の制御端子Ｇ１にはＬレベルの信号を入力し、制御端子Ｇ２には高周波のＰＷＭ信号を入力する。
【００２６】
第１のスイッチング素子Ｑ１が第４のモードになると、第１のスイッチング素子Ｑ１には交流電源ＡＣ１から第１のインダクタＬ１を介して逆極性の第１の主電流Ｉ１が流れる。この第１の主電流Ｉ１が流れることで、第１のインダクタＬ１にはエネルギーが蓄積される。次に、第１のスイッチング素子Ｑ１が第１のモードになると、第１のインダクタＬ１に蓄積されたエネルギーが放出され、第２のスイッチング素子Ｑ２に逆極性の第２の主電流Ｉ２が流れる。第１のスイッチング素子Ｑ１が第１のモードと第３のモードとを交互に繰り返すことで、第１のコンデンサＣ１には両端に印加される逆極性の出力電圧Ｖ０に応じた電荷が蓄積される。そして、第１のコンデンサＣ１に蓄積された電荷が放出されることで、放電灯１００及び第２のインダクタＬ２に逆極性の出力電流Ｉ０が流れる。
【００２７】
したがって、上述のように第１のスイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作を行うことで、交流電源ＡＣ１の電源電圧Ｖ１と同期し、且つ電源電圧Ｖ１を昇降圧した電圧を放電灯１００に印加し、放電灯１００に点灯に必要な電力を供給することができる。なお、制御回路２は、図示しない電源電圧検出回路によって電源電圧Ｖ１を検出し、その検出電圧の正負に応じて電源電圧Ｖ１が正極性の場合の制御と負極性の場合の制御とを切り替える。
【００２８】
ここで、交流電源ＡＣ１に流れ込む電流、すなわち、入力電流の波形を電源電圧Ｖ１の波形に近づけて力率を改善する場合には、第１のスイッチング素子Ｑ１のオン時間とスイッチング周波数を交流電源ＡＣ１の１周期に亘って所定値に固定する。そして、第１のスイッチング素子Ｑ１がオフ状態になってから第２の主電流Ｉ２が略ゼロとなった時点でオンする電流不連続モードで駆動するようにＰＷＭ信号を第１のスイッチング素子Ｑ１に入力する。このような比較的簡単な制御によって、鋸波状の第１の主電流Ｉ１が入力フィルタ１を通過した後の入力電流波形を、電源電圧Ｖ１の波形に近い略正弦波状にすることができる。
【００２９】
なお、放電灯１００に供給される電力は電源電圧Ｖ１に影響され、電源電圧Ｖ１の２乗に略比例した電力となるため、電源電圧Ｖ１のゼロ点付近では、出力電圧Ｖ０が低下する。このため、放電灯１００のような誘導負荷では極性反転時に出力電流Ｉ０が非常に小さくなり、放電灯１００の点灯時の放電電圧よりも高い再点弧電圧が発生し、抵抗負荷のように正弦波形状の出力電圧とはならない。
【００３０】
上述のように、本実施形態では、第１のスイッチング素子Ｑ１及び第２のスイッチング素子Ｑ２を用いるだけで電源電圧Ｖ１を昇降圧することができるので、従来と比較してスイッチング素子の数を低減することができ、装置の小型化を図ることができる。また、本実施形態では、電源電圧Ｖ１を昇降圧する際に第１のインダクタＬ１のみを用いるので、従来のように昇圧チョッパ回路及び降圧チョッパ回路それぞれにインダクタを必要とする場合よりもインダクタの数を低減することができる。
【００３１】
なお、本実施形態では、第１のスイッチング素子Ｑ１の一方の制御端子にＰＷＭ信号を入力し、他方の制御端子にはＬレベルの信号を入力しているが、第１のスイッチング素子Ｑ１を流れる第１の主電流Ｉ１の極性は電源電圧Ｖ１の極性で決定される。したがって、第１のスイッチング素子Ｑ１の何れの制御端子にも同一のＰＷＭ信号を入力するように制御しても構わない。また、第１のスイッチング素子Ｑ１の各制御端子に互いに逆位相のＰＷＭ信号をそれぞれ入力するように制御しても構わない。このように制御すれば、制御回路２において１つのパルストランス（図示せず）を用いて各制御端子に信号を伝送する場合に、パルストランスの偏磁を抑制することができる。
【００３２】
（実施形態２）
以下、本発明に係る放電灯点灯装置の実施形態２について図面を用いて説明する。なお、本実施形態の基本的な構成は実施形態１と共通であるので、共通する部位には同一の番号を付して説明を省略する。本実施形態は、図４に示すように、第１のインダクタＬ１の代わりにフライバックトランスＴ１を用いている。フライバックトランスＴ１の１次巻線Ｌ１１は、第１のスイッチング素子Ｑ１が単極性のオン状態にあるときに第１の主電流Ｉ１が流れることでエネルギーを蓄積させる。そして、第１のスイッチング素子Ｑ１がオフ状態になると、フライバックトランスＴ１の２次巻線Ｌ１２が蓄積されたエネルギーを放出し、第２のスイッチング素子Ｑ２に第２の主電流Ｉ２が流れる。したがって、フライバックトランスＴ１は第１のインダクタＬ１と同様の機能を果たす。
【００３３】
なお、本実施形態では、出力電流Ｉ０を平滑化させる第２のインダクタＬ２がトランス構造となっており、２次巻線が放電灯１００に直列に接続されるとともに、１次巻線にはパルス発生回路３が接続されている。したがって、放電灯１００が消灯しているときに、パルス発生回路３は無負荷時の出力電圧Ｖ０を受けて第２のインダクタＬ２の１次巻線にパルス電流を流し、２次側に巻数比に応じた高電圧を発生させる。この高電圧を放電灯１００に印加することで、放電灯１００を始動させるようになっている。
【００３４】
上述のように、本実施形態では、第１のスイッチング素子Ｑ１及び第２のスイッチング素子Ｑ２を用いるだけで電源電圧Ｖ１を昇降圧することができるので、従来と比較してスイッチング素子の数を低減することができ、装置の小型化を図ることができる。また、本実施形態では、電源電圧Ｖ１を昇降圧する際にフライバックトランスＴ１のみを用いるので、従来のように昇圧チョッパ回路及び降圧チョッパ回路それぞれにインダクタを必要とする場合よりもインダクタの数を低減することができる。特に、電源電圧Ｖ１と点灯状態における放電灯１００のランプ電圧との差が大きい場合に、本実施形態を利用するのが好ましい。
【００３５】
（実施形態３）
以下、本発明に係る放電灯点灯装置の実施形態３について図面を用いて説明する。なお、本実施形態の基本的な構成は実施形態１と共通であるので、共通する部位には同一の番号を付して説明を省略する。本実施形態は、図５に示すように、第１のスイッチング素子Ｑ１の両端に第１のコンデンサＣ１及び第２のスイッチング素子Ｑ２の直列回路を接続している。また、第２のスイッチング素子Ｑ２の両端に第２のインダクタＬ２及び放電灯１００の直列回路を接続している。
【００３６】
以下、本実施形態の動作について図５を用いて説明する。先ず、交流電源ＡＣ１の電源電圧Ｖ１が正極性である場合、制御回路２は、第２のスイッチング素子Ｑ２を第４のモードで制御する。したがって、第２のスイッチング素子Ｑ２は、主端子Ｓ１→主端子Ｓ２方向にのみ主電流を流すことのできる状態となる。また、制御回路２は、第１のスイッチング素子Ｑ１が第１のモードと第３のモードとを交互に繰り返すように制御する。すなわち、制御回路２は、第１のスイッチング素子Ｑ１の制御端子Ｇ２にはＬレベルの信号を入力し、制御端子Ｇ１には高周波のＰＷＭ信号を入力する。
【００３７】
第１のスイッチング素子Ｑ１が第３のモードになると、第１のスイッチング素子Ｑ１には交流電源ＡＣ１から第１のインダクタＬ１を介して第１の主電流Ｉ１が流れる。この第１の主電流Ｉ１が流れることで、第１のインダクタＬ１にはエネルギーが蓄積される。ここで、第１のコンデンサＣ１には出力電圧Ｖ０に応じた電荷が蓄積されており、この電荷が放出されることで第１のスイッチング素子Ｑ１を介して放電灯１００、第２のインダクタＬ２に出力電流Ｉ０が流れる。このとき、第２のスイッチング素子Ｑ２では主端子Ｓ２が主端子Ｓ１よりも電位が高くなるために、電流が流れない。したがって、第１の主電流Ｉ１は、第１のインダクタＬ１を流れる電流に出力電流Ｉ０を加えた電流となる。
【００３８】
第１のスイッチング素子Ｑ１が第１のモードになると、第１のインダクタＬ１に蓄積されたエネルギーが放出され、第２のスイッチング素子Ｑ２に第２の主電流Ｉ２が流れる。そして、第１のコンデンサＣ１には、その両端に印加される出力電圧Ｖ０に応じた電荷が蓄積される。また、出力電流Ｉ０は、第２のインダクタＬ２の電流平滑作用により第２のスイッチング素子Ｑ２を通り、放電灯１００に供給され続ける。
【００３９】
次に、交流電源ＡＣ１の電源電圧Ｖ１が負極性である場合、制御回路２は、第２のスイッチング素子Ｑ２を第３のモードで制御する。したがって、第２のスイッチング素子Ｑ２は、主端子Ｓ２→主端子Ｓ１方向にのみ主電流を流すことのできる状態となる。また、制御回路２は、第１のスイッチング素子Ｑ１が第１のモードと第４のモードとを交互に繰り返すように制御する。すなわち、制御回路２は、第１のスイッチング素子Ｑ１の制御端子Ｇ１にはＬレベルの信号を入力し、制御端子Ｇ２には高周波のＰＷＭ信号を入力する。
【００４０】
第１のスイッチング素子Ｑ１が第４のモードになると、第１のスイッチング素子Ｑ１には交流電源ＡＣ１から第１のインダクタＬ１を介して逆極性の第１の主電流Ｉ１が流れる。この第１の主電流Ｉ１が流れることで、第１のインダクタＬ１にはエネルギーが蓄積される。第１のスイッチング素子Ｑ１が第１のモードになると、第１のインダクタＬ１に蓄積されたエネルギーが放出され、第２のスイッチング素子Ｑ２に逆極性の第２の主電流Ｉ２が流れる。そして、第１のコンデンサＣ１には、その両端に印加される逆極性の出力電圧Ｖ０に応じた電荷が蓄積される。
【００４１】
ここで、第１のスイッチング素子Ｑ１が第４のモードであるときには、第１のコンデンサＣ１に蓄積された電荷が放出されることで、第１のスイッチング素子Ｑ１を介して放電灯１００、第２のインダクタＬ２に逆極性の出力電流Ｉ０が流れる。また、第１のスイッチング素子Ｑ１が第１のモードであるときには、逆極性の出力電流Ｉ０が、第２のインダクタＬ２の電流平滑作用により第２のスイッチング素子Ｑ２を通り、放電灯１００に供給され続ける。
【００４２】
したがって、上述のように第１のスイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作を行うことで、交流電源ＡＣ１の電源電圧Ｖ１と同期し、且つ電源電圧Ｖ１を昇降圧した電圧を放電灯１００に印加し、放電灯１００に点灯に必要な電力を供給することができる。
【００４３】
なお、本実施形態では、第２のインダクタＬ２に中間タップを設け、この中間タップを介して第２のコンデンサＣ２が放電灯１００と並列に接続されている。このため、放電灯１００が消灯している無負荷の状態であっても、第２のインダクタＬ２の一端から中間タップまでのインダクタンスＬ２１と第２のコンデンサＣ２１とを介した電流経路が存在する。第２のコンデンサＣ２１は、第１のコンデンサＣ１の容量よりも十分に小さい１／１０以下の容量である。
【００４４】
放電灯１００の消灯時において、制御回路２は、第１のスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数を、インダクタンスＬ２１及び第２のコンデンサＣ２の共振周波数、又は当該共振周波数の数分の一（望ましくは１／３，１／５）に設定する。或いは、制御回路２は、共振周波数、又は当該共振周波数の数分の一を含むように第１のスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数をスイープさせる。これにより、インダクタンスＬ２１及び第２のコンデンサＣ２から成る共振回路を共振動作させて共振電圧を発生させ、第２のインダクタＬ２の両端には、トランスの昇圧作用によって巻数比に比例した高電圧が生じる。したがって、この高電圧を放電灯１００に印加することで放電灯１００を始動させるようになっている。勿論、放電灯１００を始動させる構成は他の構成であってもよく、例えば実施形態２で示したように、パルス発生回路３を用いて放電灯１００を始動させる構成でもよい。
【００４５】
上述のように、本実施形態では、第１のスイッチング素子Ｑ１及び第２のスイッチング素子Ｑ２を用いるだけで電源電圧Ｖ１を昇降圧することができるので、従来と比較してスイッチング素子の数を低減することができ、装置の小型化を図ることができる。また、本実施形態では、電源電圧Ｖ１を昇降圧する際に第１のインダクタＬ１のみを用いるので、従来のように昇圧チョッパ回路及び降圧チョッパ回路それぞれにインダクタを必要とする場合よりもインダクタの数を低減することができる。
【００４６】
特に、本実施形態では、第１のスイッチング素子Ｑ１のオン時のみならず、第１のスイッチング素子Ｑ１のオフ時においても交流電源ＡＣ１からの電源電流が流れるため、電源利用率を向上させることができる。但し、電源電圧Ｖ１の瞬時電圧が同一であっても、出力電圧Ｖ０やスイッチング条件等によって１回のスイッチング周期で得られる電力が異なる。そこで、制御回路２では、入力電流の波形が正弦波形状となるように第１のスイッチング素子Ｑ１のスイッチング条件を調整することで、力率を向上させるように制御している。
【００４７】
（実施形態４）
以下、本発明に係る放電灯点灯装置の実施形態４について図面を用いて説明する。なお、本実施形態の基本的な構成は実施形態１と共通であるので、共通する部位には同一の番号を付して説明を省略する。本実施形態は、図６に示すように、第１のスイッチング素子Ｑ１の両端に第３のコンデンサＣ３及び第３のインダクタＬ３の直列回路を接続している。また、第３のインダクタＬ３の両端には、第２のインダクタＬ２及び放電灯１００の直列回路と、第１のコンデンサＣ１とを並列に接続した負荷回路が接続されており、当該負荷回路と直列に第２のスイッチング素子Ｑ２を接続している。
【００４８】
以下、本実施形態の動作について図６を用いて説明する。先ず、交流電源ＡＣ１の電源電圧Ｖ１が正極性である場合、制御回路２は、第２のスイッチング素子Ｑ２を第４のモードで制御する。したがって、第２のスイッチング素子Ｑ２は、主端子Ｓ１→主端子Ｓ２方向にのみ主電流を流すことのできる状態となる。また、制御回路２は、第１のスイッチング素子Ｑ１が第１のモードと第３のモードとを交互に繰り返すように制御する。すなわち、制御回路２は、第１のスイッチング素子Ｑ１の制御端子Ｇ２にはＬレベルの信号を入力し、制御端子Ｇ１には高周波のＰＷＭ信号を入力する。
【００４９】
第１のスイッチング素子Ｑ１が第３のモードになると、第１のスイッチング素子Ｑ１には交流電源ＡＣ１から第１のインダクタＬ１を介して第１の主電流Ｉ１が流れる。この第１の主電流Ｉ１が流れることで、第１のインダクタＬ１にはエネルギーが蓄積される。ここで、第３のコンデンサＣ３には、その両端電圧Ｖ３に応じた電荷が蓄積されており、この電荷が放出されることで第１のスイッチング素子Ｑ１を介して第３のインダクタＬ３に第３の主電流Ｉ３が流れる。そして、第３のインダクタＬ３には、第３の主電流Ｉ３が流れることでエネルギーが蓄積される。このとき、第２のスイッチング素子Ｑ２では主端子Ｓ２が主端子Ｓ１よりも電位が高くなるために、電流が流れない。
【００５０】
第１のスイッチング素子Ｑ１が第１のモードになると、第１のインダクタＬ１に蓄積されたエネルギーが放出され、第２のスイッチング素子Ｑ２に第２の主電流Ｉ２が流れる。そして、第１のコンデンサＣ１には、その両端に印加される出力電圧Ｖ０に応じた電荷が蓄積される。また、第３のコンデンサＣ３には、その両端に印加される両端電圧Ｖ３に応じた電荷が蓄積される。同時に、第３のインダクタＬ３に蓄積されたエネルギーが放出され、第２の主電流Ｉ２及び第３の主電流Ｉ３が流れることで第１のコンデンサＣ１に放出される。また、第１のコンデンサＣ１に蓄積された電荷が放出されることで、放電灯１００及び第２のインダクタＬ２に出力電流Ｉ０が流れる。
【００５１】
次に、交流電源ＡＣ１の電源電圧Ｖ１が負極性である場合、制御回路２は、第２のスイッチング素子Ｑ２を第３のモードで制御する。したがって、第２のスイッチング素子Ｑ２は、主端子Ｓ２→主端子Ｓ１方向にのみ主電流を流すことのできる状態となる。また、制御回路２は、第１のスイッチング素子Ｑ１が第１のモードと第４のモードとを交互に繰り返すように制御する。すなわち、制御回路２は、第１のスイッチング素子Ｑ１の制御端子Ｇ１にはＬレベルの信号を入力し、制御端子Ｇ２には高周波のＰＷＭ信号を入力する。
【００５２】
第１のスイッチング素子Ｑ１が第４のモードになると、第１のスイッチング素子Ｑ１には交流電源ＡＣ１から第１のインダクタＬ１を介して逆極性の第１の主電流Ｉ１が流れる。この第１の主電流Ｉ１が流れることで、第１のインダクタＬ１にはエネルギーが蓄積される。同時に、第３のコンデンサＣ３には、その両端に印加される逆極性の両端電圧Ｖ３に応じて電荷が蓄積され、この電荷が放出されることで第１のスイッチング素子Ｑ１を介して第３のインダクタＬ３に逆極性の第３の主電流Ｉ３が流れる。そして、第３のインダクタＬ３には、逆極性の第３の主電流Ｉ３が流れることでエネルギーが蓄積される。
【００５３】
第１のスイッチング素子Ｑ１が第１のモードになると、第１のインダクタＬ１に蓄積されたエネルギーが放出され、第２のスイッチング素子Ｑ２に逆極性の第２の主電流Ｉ２が流れる。そして、第１のコンデンサＣ１には、その両端に印加される逆極性の出力電圧Ｖ０に応じた電荷が蓄積される。また、第３のコンデンサＣ３には、その両端に印加される逆極性の両端電圧Ｖ３に応じた電荷が蓄積される。同時に、第３のインダクタＬ３に蓄積されたエネルギーが放出され、逆極性の第２の主電流Ｉ２及び逆極性の第３の主電流Ｉ３が流れることで第１のコンデンサＣ１に放出される。また、第１のコンデンサＣ１に蓄積された電荷が放出されることで、放電灯１００及び第２のインダクタＬ２に逆極性の出力電流Ｉ０が流れる。
【００５４】
したがって、上述のように第１のスイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作を行うことで、交流電源ＡＣ１の電源電圧Ｖ１と同期し、且つ電源電圧Ｖ１を昇降圧した電圧を放電灯１００に印加し、放電灯１００に点灯に必要な電力を供給することができる。
【００５５】
上述のように、本実施形態では、第１のスイッチング素子Ｑ１及び第２のスイッチング素子Ｑ２を用いるだけで電源電圧Ｖ１を昇降圧することができるので、従来と比較してスイッチング素子の数を低減することができ、装置の小型化を図ることができる。また、本実施形態では、電源電圧Ｖ１を昇降圧する際に第１のインダクタＬ１のみを用いるので、従来のように昇圧チョッパ回路及び降圧チョッパ回路それぞれにインダクタを必要とする場合よりもインダクタの数を低減することができる。なお、第１のインダクタＬ１及び第３のインダクタＬ３は、磁気結合させたトランス構成であってもよい。
【００５６】
特に、本実施形態では、第１のスイッチング素子Ｑ１のオン時のみならず、第１のスイッチング素子Ｑ１のオフ時においても交流電源ＡＣ１からの電源電流が流れるため、電源利用率を向上させることができる。但し、電源電圧Ｖ１の瞬時電圧が同一であっても、出力電圧Ｖ０やスイッチング条件等によって１回のスイッチング周期で得られる電力が異なる。そこで、制御回路２では、入力電流の波形が正弦波形状となるように第１のスイッチング素子Ｑ１のスイッチング条件を調整することで、力率を向上させるように制御している。
【００５７】
ところで、上記各実施形態では、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は何れも双方向スイッチング素子から成るが、双方向に電流を流す構成であれば他の構成であってもよい。例えば図７（ａ）に示すように、電流を単方向のみ制御可能なトランジスタＴＲ１とダイオードＤ１とから成る並列回路を２つ設け、これら並列回路を互いに逆極性となるように直列に接続した構成であってもよい。また、例えば図７（ｂ）に示すように、トランジスタＴＲ１とダイオードＤ１とから成る直列回路を２つ設け、これら直列回路を互いに逆極性となるように並列に接続した構成であってもよい。
【００５８】
更に、実施形態１でも述べたように、第１のスイッチング素子Ｑ１を流れる第１の主電流Ｉ１の極性は電源電圧Ｖ１の極性で決定される。したがって、第１のスイッチング素子Ｑ１をオンにした際に、電源電圧Ｖ１の極性に依らず、主端子Ｓ１→主端子Ｓ２、主端子Ｓ２→主端子Ｓ１の何れの方向にも電流を流すことのできる状態であってもよい。そこで、図７（ｃ）に示すように、４つのダイオードＤ１から成るブリッジ回路の出力端に電流を単方向のみ制御可能なトランジスタＴＲ２を接続した構成であってもよい。この構成では、トランジスタＴＲ２のゲート端子Ｇ０に信号を入力することで主端子Ｓ１→主端子Ｓ２、主端子Ｓ２→主端子Ｓ１の双方向に電流を流すことのできる導通状態と、何れの方向にも電流を流すことのできない非導通状態とを切り替えることができる。
【００５９】
なお、本発明の構成は上記各実施形態に限定されるものではない。すなわち、第１のスイッチング素子Ｑ１によって交流電源ＡＣ１から第１のインダクタＬ１に流れる電流を高周波で断続させる。そして、少なくとも第１のスイッチング素子Ｑ１のオン時に第１のインダクタＬ１に蓄積されたエネルギーを、第１のスイッチング素子Ｑ１のオフ時に第２のスイッチング素子Ｑ２を介して放電灯１００を含む負荷回路に供給する構成であればよい。
【符号の説明】
【００６０】
１００  放電灯（負荷）
２  制御回路
ＡＣ１  交流電源
Ｃ１  第１のコンデンサ
Ｌ１  第１のインダクタ
Ｑ１  第１のスイッチング素子
Ｑ２  第２のスイッチング素子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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