(57)【要約】【課題】ツイスト障害の影響を簡易に低減する技術を提供する。【解決手段】ＡＬＣ部１６は、受信した信号の信号レベルを調節する。ＤＰＬＬ復調部２０は、信号レベルを調節した信号に対して、復調処理を実行する。ここで、ＡＬＣ部１６は、受信した信号に対して、互いに異なった複数の移動平均期間にて並列に移動平均処理を実行する。また、ＡＬＣ部１６は、複数の移動平均結果を合成する。また、ＡＬＣ部１６は、合成結果をもとに利得を決定し、決定した利得をもとに受信した信号を増幅する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信した信号の信号レベルを調節する調節部と、
前記調節部において信号レベルを調節した信号に対して、復調処理を実行する復調部とを備え、
前記調節部は、
受信した信号に対して、互いに異なった複数の移動平均期間にて並列に移動平均処理を実行する移動平均フィルタ部と、
前記移動平均フィルタ部のからの複数の移動平均結果を合成する合成部と、
前記合成部における合成結果をもとに、利得を決定する決定部と、
前記決定部において決定した利得をもとに、受信した信号を増幅する増幅部と、
を備えることを特徴とする受信装置。
【請求項２】
前記合成部は、前記移動平均フィルタ部からの複数の移動平均結果のそれぞれに対して重み付けを実行し、重み付けした複数の移動平均結果を合成することを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
【請求項３】
前記合成部は、移動平均期間が長くほど、移動平均結果に対する重み付けを大きくすることを特徴とする請求項２に記載の受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、受信技術に関し、特に回線歪みが生じた信号を受信する受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＦＳＫ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）は、デジタル値をアナログ信号に変換するための変調方式のひとつである。ＦＳＫでは、異なる周波数の波を組み合わせ、それぞれの周波数に値を対応させる。具体的には、入力データがマークのときに低い周波数（ｆＬ）を使用し、入力データがスペースのときに高い周波数（ｆＨ）を使用する。伝送路が、高周波数になるほど減衰量が大きくなるような周波数特性を有する場合、伝送路通過後の受信側では、ＦＳＫ変調波の振幅に偏差が生じ、高い周波数（ｆＨ）の振幅が低い周波数の振幅（ｆＬ）よりも相対的に低下する。そのため、低い周波数（ｆＬ）と高い周波数（ｆＨ）の振幅にレベル差を付加するようにＦＳＫ変調波が生成されている（例えば、特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００９−４４２９２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
アナログ電話回線を使用した通信のうち、通信前情報通知サービスでは、ＦＳＫが使用される。通信前情報通知サービスは、ＩＴＵ−Ｔ  Ｖ．２３（１２００［ｂｐｓ］）に準拠し、Ｍａｒｋ信号“０”が１３００［Ｈｚ］に対応づけられ、Ｓｐａｃｅ信号“１”が２１００［Ｈｚ］に対応づけられる。通信前情報通知サービスでも、端末と交換機までの距離が長いと、高域周波数になるにしたがって振幅が減衰する特性の影響を受ける。このような特性は、ツイスト障害と呼ばれる。一方、端末と交換機との間の距離に応じて、ツイスト障害の影響の程度が異なる。そのため、端末と交換機との間の距離が変わってもツイスト障害の影響を簡易に低減することが要求される。
【０００５】
本発明はこうした状況に鑑みてなされたものであり、その目的は、ツイスト障害の影響を簡易に低減する技術を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記課題を解決するために、本発明のある態様の受信装置は、受信した信号の信号レベルを調節する調節部と、調節部において信号レベルを調節した信号に対して、復調処理を実行する復調部とを備える。調節部は、受信した信号に対して、互いに異なった複数の移動平均期間にて並列に移動平均処理を実行する移動平均フィルタ部と、移動平均フィルタ部のからの複数の移動平均結果を合成する合成部と、合成部における合成結果をもとに、利得を決定する決定部と、決定部において決定した利得をもとに、受信した信号を増幅する増幅部と、を備える。
【０００７】
なお、以上の構成要素の任意の組合せ、本発明の表現を方法、装置、システム、記録媒体、コンピュータプログラムなどの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、ツイスト障害の影響を簡易に低減できる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】本発明の実施例に係る受信装置の構成を示す図である。
【図２】図２（ａ）−（ｂ）は、図１の受信装置が含まれた通信システムにおける信号のスペクトルを示す図である。
【図３】図２（ａ）に対応した信号の波形を示す図である。
【図４】図２（ｂ）に対応した信号の波形を示す図である。
【図５】図１のＡＧＣ部の構成を示す図である。
【図６】図１のＡＬＣ部の構成を示す図である。
【図７】図６の移動平均フィルタ部の構成を示す図である。
【図８】図７の移動平均フィルタ部の処理の概要を示す図である。
【図９】図７の移動平均フィルタ部からの出力信号を示す図である。
【図１０】図７の移動平均フィルタ部から出力される信号の波形を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
本発明を具体的に説明する前に、概要を述べる。本発明の実施例は、アナログ電話回線を介して、ＦＳＫ変調がなされた信号を受信する受信装置に関する。例えば、送信装置が交換機に対応する場合、受信装置は端末に対応する。ここでは、受信装置において受信される信号に、ツイスト障害が発生している場合を想定する。簡易な処理によってツイスト障害の影響を低減するために、本実施例に係る受信装置は、次の処理を実行する。
【００１１】
受信装置は、フィードバック構成のＡＧＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ  Ｇａｉｎ  Ｃｏｎｔｒｏｌ）によって、長周期の振幅変動を補償した後に、フィードフォワード構成のＡＬＣによって、短周期の振幅変動を補償する。ＡＬＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ  Ｌｅｖｅｌ  Ｃｏｎｔｒｏｌ）は、移動平均フィルタによって、受信した信号の移動平均値を導出し、移動平均値が所望の値に近づくように利得を決定する。また、ＡＬＣは、決定した利得によって、受信した信号を増幅する。ここで、移動平均フィルタは、複数の移動平均期間のそれぞれに対応した移動平均値を導出する。さらに、移動平均フィルタは、複数の移動平均値を重み付けしながら加算することによって、最終的な移動平均値を導出する。
【００１２】
図１は、本発明の実施例に係る受信装置１００の構成を示す。受信装置１００は、ＰＣＭ入力部１０、帯域制限フィルタ部１２、ＡＧＣ部１４、ＡＬＣ部１６、キャリア検出部１８、ＤＰＬＬ復調部２０、判定フィルタ部２２、判定部２４、受信ビット処理部２６を含む。キャリア検出部１８は、Ｍａｒｋ検出ＢＰＦ２８、整流部３０、Ｓｐａｃｅ検出ＢＰＦ３２、整流部３４、加算部３６、エネルギーＬＰＦ３８、整流部４０、エネルギーＬＰＦ４２、判定部４４を含む。ＤＰＬＬ復調部２０は、乗算部４６、ループフィルタ部４８、加算部５０、加算部５２、遅延部５４、ｓｉｎデータテーブル５６を含む。
【００１３】
受信装置１００がアナログ回線を介して受信したアナログ信号は、図示しないＡＤ変換器によってデジタル信号に変換される。デジタル信号には、パルス符号変調（ＰＣＭ：Ｐｕｌｓｅ  Ｃｏｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）がなされている。ＰＣＭ入力部１０は、デジタル変換された信号（以下、「デジタル信号」という）を入力する。図２（ａ）−（ｂ）は、受信装置１００が含まれた通信システムにおける信号のスペクトルを示す。横軸が周波数を示し、縦軸が振幅を示す。
【００１４】
図２（ａ）は、図示しない送信装置から送信された信号のスペクトルを示す。送信された信号は、ＦＳＫ変調信号であるので、低い方の周波数（ｆＬ）の信号（以下、「低周波数信号」という）と高い方の周波数（ｆＨ）の信号（以下、「高周波数信号」という）にて形成されている。ここでは、高周波数信号の振幅と低周波数信号の振幅とは等しいとする。図２（ｂ）は、受信装置１００において受信された信号、つまりＰＣＭ入力部１０に入力されたデジタル信号のスペクトルを示す。送信信号と受信信号との距離に応じて発生するツイスト障害によって、ＬＰＦ（Ｌｏｗ−Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ）特性が示され、低周波数信号の振幅よりも高周波数信号の振幅の方が減衰する。そのため、低周波数信号の振幅と高周波数信号の振幅とに差が生じる。
【００１５】
図３は、図２（ａ）に対応した信号の波形を示す。横軸が時間を示し、縦軸が振幅を示す。図示のごとく、振幅はほぼ一定である。図４は、図２（ｂ）に対応した信号の波形を示す。ツイスト障害の影響によって、ＦＳＫ変調信号の周波数よりも高い周波数で振幅が変動している。図１に戻る。ＰＣＭ入力部１０は、デジタル信号を帯域制限フィルタ部１２へ出力する。帯域制限フィルタ部１２は、ＰＣＭ入力部１０からのデジタル信号を入力する。帯域制限フィルタ部１２は、デジタル信号に対して不要な周波数成分を除去する。帯域制限フィルタ部１２は、不要な周波数成分が除去されたデジタル信号（以下、これも「デジタル信号」という）をＡＧＣ部１４へ出力する。
【００１６】
ＡＧＣ部１４は、帯域制限フィルタ部１２からのデジタル信号を入力する。ＡＧＣ部１４は、ダイナミックレンジを最適値に近づけるように、デジタル信号の振幅を制御する。アナログ電話回線は、一般的に、０［ｄＢｍ］〜−４８［ｄＢｍ］までの減衰を受けるので、ＡＧＣ部１４に入力されるデジタル信号は、０［ｄＢｍ］〜−４８［ｄＢｍ］の範囲を有する。ＡＧＣ部１４は、目標値よりも小さい振幅のデジタル信号を増幅し、目標値以上の振幅のデジタル信号の振幅を減衰させる。また、ＡＧＣ部１４は、比較的長い区間の信号レベルを測定して、安定した振幅レベルになるように利得を印加する。ＡＧＣ部１４は、振幅を制御したデジタル信号（以下、これも「デジタル信号」という）をＡＬＣ部１６およびキャリア検出部１８へ出力する。
【００１７】
ＡＬＣ部１６は、ＡＧＣ部１４からのデジタル信号を入力する。ＡＬＣ部１６も、デジタル信号の信号レベルを調節する。ＡＬＣ部１６は、ＡＧＣ部１４による制御によって残留した振幅歪みを補正するような制御を実行する。ここで、ＡＧＣ部１４では、フィードバック制御がなされているのに対して、ＡＬＣ部１６では、フィードフォワード制御がなされている。フィードバック制御では、応答が速いと発振しやすくなるが、フィードフォワード制御では、発振現象の発生が抑制される。基本的には、ＡＬＣ部１６も、ＡＧＣ部１４と同様にデジタル信号のレベルを測定し、目標値に近くなるような制御を実行する。しかしながら、ＡＧＣ部１４は、ある程度長い区間のレベルに対して制御を実行するのに対して、ＡＬＣ部１６は、短い区間のレベルに対して制御を実行する。ＡＬＣ部１６は、振幅を制御したデジタル信号（以下、これも「デジタル信号」という）をキャリア検出部１８およびＤＰＬＬ復調部２０へ出力する。
【００１８】
Ｍａｒｋ検出ＢＰＦ２８、整流部３０、Ｓｐａｃｅ検出ＢＰＦ３２、整流部３４、加算部３６、エネルギーＬＰＦ３８、整流部４０、エネルギーＬＰＦ４２、判定部４４は、キャリアを検出する。これは、ＰＣＭ入力部１０にデジタル信号が入力されているか否かを入力することに相当する。このようなキャリア検出のための構成は公知の技術であるので、ここでは説明を省略する。判定部４４は、検出結果、つまりキャリアを検出しているか否かの情報を出力する。
【００１９】
乗算部４６、ループフィルタ部４８、加算部５０、加算部５２、遅延部５４、ｓｉｎデータテーブル５６は、ＡＬＣ部１６において信号レベルを調節したデジタル信号に対して、ＤＰＬＬ復調処理を実行する。ＤＰＬＬ復調処理の処理は公知の技術であるので、ここでは説明を省略する。ループフィルタ部４８は、復調結果（以下、「復調信号」という）を判定フィルタ部２２へ出力する。
【００２０】
判定フィルタ部２２は、ループフィルタ部４８からの復調信号を入力する。判定フィルタ部２２は、復調信号を判定する。判定結果（以下、「判定信号」という）は、「１」あるいは「０」と示される。判定フィルタ部２２は、判定信号を判定部２４へ出力する。判定部２４は、判定部４４からの検出結果を入力するとともに、判定フィルタ部２２からの判定信号を入力する。判定部２４は、検出結果がキャリアの検出を示している場合に、判定信号を受信ビット処理部２６へ出力し、検出結果がキャリアの検出を示していない場合に、判定信号を出力しない。受信ビット処理部２６は、判定部２４からの判定信号を入力すると、所定の処理を実行して、その結果を出力する。
【００２１】
この構成は、ハードウエア的には、任意のコンピュータのＣＰＵ、メモリ、その他のＬＳＩで実現でき、ソフトウエア的にはメモリにロードされたプログラムなどによって実現されるが、ここではそれらの連携によって実現される機能ブロックを描いている。したがって、これらの機能ブロックがハードウエアのみ、ソフトウエアのみ、またはそれらの組合せによっていろいろな形で実現できることは、当業者には理解されるところである。
【００２２】
図５は、ＡＧＣ部１４の構成を示す。ＡＧＣ部１４は、整流部６０、１次ＩＩＲ形ＬＰＦ６２、整流部６４、１次ＩＩＲ形ＬＰＦ６６、制御部６８、乗算部７０、整流部７２、増幅部７４、加算部７６、乗算部７８、遅延部８０、加算部８２、ランダムウォークフィルタ部８４、利得設定部８６を含む。
【００２３】
整流部７２、増幅部７４、加算部７６、乗算部７８、遅延部８０、加算部８２、ランダムウォークフィルタ部８４、利得設定部８６、乗算部７０は、クローズドループを構成している。利得設定部８６が設定した利得によって、乗算部７０は、入力したデジタル信号を増幅する。整流部６０、１次ＩＩＲ形ＬＰＦ６２、整流部６４、１次ＩＩＲ形ＬＰＦ６６、制御部６８は、ランダムウォークフィルタ部８４に設定するための目標値を導出する。増幅部８８、加算部９０、遅延部９２、増幅部９４にて形成される１次ＩＩＲ形ＬＰＦ６２には、乗算部７０によって増幅される前のデジタル信号が入力される。
【００２４】
一方、増幅部１１０、加算部１１２、遅延部１１４、増幅部１１６にて形成される１次ＩＩＲ形ＬＰＦ６６には、乗算部７０によって増幅された後のデジタル信号が入力される。ここでは、１次ＩＩＲ形ＬＰＦ６２のカットオフ周波数は、１次ＩＩＲ形ＬＰＦ６６のカットオフ周波数よりも高くなるように設定される。そのため、１次ＩＩＲ形ＬＰＦ６２の応答特性は、１次ＩＩＲ形ＬＰＦ６６の応答特性よりも高速になっている。このような応答特性のずれを利用して、制御部６８は、目標値を設定する。
【００２５】
図６は、ＡＬＣ部１６の構成を示す。ＡＬＣ部１６は、整流部１４０、移動平均フィルタ部１４２、利得データ記憶部１４４、利得決定部１４６、遅延部１４８、乗算部１５０を含む。
【００２６】
ＡＬＣ部１６では、整流部１４０、移動平均フィルタ部１４２、利得決定部１４６、加算部５０によってオープンループを構成している。乗算部１５０は、歪みを受けたデジタル信号であって、遅延部１４８からのデジタル信号に先回りして、利得決定部１４６において設定された利得を印加する。これは、低周波数信号から高周波数信号へ遷移する際に、ＬＰＦ特性の回線歪みの影響を受けて、振幅が急激に変化しており、平均化したパワーから印加する利得を決定していては、波形の歪みが始まるタイミングに間に合わないからである。つまり、遅れたタイミングでデジタル信号に利得を印加しても、振幅が補正されないからである。
【００２７】
整流部１４０は、デジタル信号を全波整流する。整流部１４０は、全波整流したデジタル信号（以下、これも「デジタル信号」という）を移動平均フィルタ部１４２へ出力する。移動平均フィルタ部１４２は、整流部１４０からのデジタル信号を入力する。移動平均フィルタ部１４２は、デジタル信号の移動平均を導出する。移動平均は、所定の数のデジタル信号を加算して、所定の数にて除算することによって導出される。ここで、移動平均フィルタ部１４２は、デジタル信号に対して、互いに異なった複数の移動平均期間にて並列に移動平均処理を実行する。このような移動平均フィルタ部１４２の構成は、後述するが、ここではこのように処理する理由を説明する。
【００２８】
所定の数が大きい場合、つまり移動平均期間が長い場合は、白色雑音に対する耐性が強くなる。しかしながら、平均化すべきサンプル数が多くなるので、ツイスト障害のレベル変動の検出が困難になる。一方、所定の数が小さい場合、つまり移動平均期間が短い場合は、平均化結果の雑音の残留が増加し、平均化の結果の信頼性が悪化する。しかしながら、平均化すべきサンプル数が少なくなるので、ツイスト障害のレベル変動の検出が容易になる。そのため、移動平均期間の違いによる特性の違いを利用するために、移動平均フィルタ部１４２は、移動平均期間の異なった複数の移動平均処理を並列に実行し、その結果を合成することによって、最終的な移動平均結果としている。移動平均フィルタ部１４２は、移動平均結果を利得決定部１４６へ出力する。
【００２９】
利得データ記憶部１４４は、移動平均フィルタ部１４２において導出されうる移動平均結果と、利得決定部１４６において設定すべき利得との対応関係が示されたテーブルを記憶する。テーブルの内容は、実験結果やシミュレーション結果によって予め作成されている。利得決定部１４６は、移動平均フィルタ部１４２からの移動平均結果を入力する。利得決定部１４６は、利得データ記憶部１４４に記憶されたテーブルを参照して、入力した移動平均結果に応じた利得を決定する。遅延部１４８は、整流部１４０、移動平均フィルタ部１４２、利得決定部１４６における処理遅延に合わせて、デジタル信号を遅延させる。乗算部１５０は、遅延部１４８において遅延されたデジタル信号を入力するとともに、利得決定部１４６において決定された利得を入力する。乗算部１５０は、デジタル信号に利得を乗算することによって、利得をもとにデジタル信号を増幅する。
【００３０】
図７は、移動平均フィルタ部１４２の構成を示す。移動平均フィルタ部１４２は、遅延部１６０と総称される第１遅延部１６０ａ、第２遅延部１６０ｂ、第３遅延部１６０ｃ、第４遅延部１６０ｄ、第５遅延部１６０ｅ、第６遅延部１６０ｆ、第７遅延部１６０ｇ、第８遅延部１６０ｈ、第９遅延部１６０ｉ、第１０遅延部１６０ｊ、第１１遅延部１６０ｋ、第１２遅延部１６０ｌ、第１３遅延部１６０ｍ、第１４遅延部１６０ｎ、第１５遅延部１６０ｏ、第１６遅延部１６０ｐ、加算部１６２と総称される第１加算部１６２ａ、第２加算部１６２ｂ、第３加算部１６２ｃ、第４加算部１６２ｄ、第５加算部１６２ｅ、第６加算部１６２ｆ、第７加算部１６２ｇ、第８加算部１６２ｈ、第９加算部１６２ｉ、第１０加算部１６２ｊ、第１１加算部１６２ｋ、第１２加算部１６２ｌ、第１３加算部１６２ｍ、第１４加算部１６２ｎ、第１５加算部１６２ｏ、乗算部１６４と総称される第１乗算部１６４ａ、第２乗算部１６４ｂ、第３乗算部１６４ｃ、乗算部１６６と総称される第１乗算部１６６ａ、第２乗算部１６６ｂ、第３乗算部１６６ｃ、制御部６８を含む。
【００３１】
複数の遅延部１６０は、連続的に接続されており、入力したデジタル信号を順次遅延させる。複数の加算部１６２は、遅延部１６０と１対１で対応するように、遅延部１６０に接続されている。また、複数の加算部１６２も連続的に接続されている。複数の加算部１６２は、遅延部１６０において遅延されたデジタル信号を積算する。ここでは、第１加算部１６２ａから第１５加算部１６２ｏまでの積算結果が第１乗算部１６４ａにおいて「１６」で除算されることによって、ひとつ目の移動平均結果が導出される。また、第１加算部１６２ａから第１１加算部１６２ｋまでの積算結果が第２乗算部１６４ｂにおいて「１２」で除算されることによって、ふたつ目の移動平均値が導出される。さらに、第１加算部１６２ａから第７加算部１６２ｇまでの積算結果が第３乗算部１６４ｃにおいて「８」で除算されることによって、３つ目の移動平均値が導出される。
【００３２】
乗算部１６６は、各移動平均値に対して重み付けを実行する。第１乗算部１６６ａは、ひとつ目の移動平均値に対してαを乗算し、第２乗算部１６６ｂは、ふたつ目の移動平均値に対してβを乗算し、第３乗算部１６６ｃは、３つ目の移動平均値に対してγを乗算する。ここでは、α＞β＞γであり、α＋β＋γ＝１である。つまり、移動平均期間が長くほど、移動平均値に対する重み付けが大きくされる。加算部１６８は、重み付けがなされた複数の移動平均値を合成する。合成結果が、前述の最終的な移動平均結果に相当する。
【００３３】
各移動平均値に重みを付けるのは、移動平均期間が短くなる場合であっても、白色雑音に対する耐性を維持させるためである。以上の処理による最終的な移動平均結果ＭＶは、次のように示される。
【数１】
2012075023.tif 000003
【００３４】
図８は、移動平均フィルタ部１４２の処理の概要を示す。横軸が時間を示し、縦軸が入力信号、つまり入力されるデジタル信号を示す。また、Ｓ０データが古いデジタル信号であり、Ｓ２０が新しいデジタル信号である。つまり、右に行くほど新しいデジタル信号に相当する。１６個のデジタル信号による移動平均値、１２個のデジタル信号による移動平均値、８個のデジタル信号による移動平均値では、平均化出力が異なる。８個のデジタル信号による移動平均値では、変化の大きいところを平均化しているので、その平均化出力は、小さい値になる。一方、１６個のデジタル信号による移動平均値では、変化の大きいところを平均化しているが、影響の小さい部分も平均化してるので、８個のデジタル信号による移動平均値よりも大きな値になる。
【００３５】
図９は、移動平均フィルタ部１４２からの出力信号を示す。横軸が時間を示し、縦軸が出力、つまり移動平均値あるいは最終的な移動平均結果を示す。８個のデジタル信号による移動平均値は、１６個のデジタル信号による移動平均値よりも高速に振幅変動に追従する。また、最終的な移動平均結果は、３つの移動平均値を合成しているので、最終的な移動平均結果は、１６個のデジタル信号による移動平均値よりも高速に振幅変動に追従する。図１０は、移動平均フィルタ部１４２から出力される信号の波形を示す。図１０は、図３、図４と同様に示されている。図示のごとく、低周波数信号のレベルと高周波数信号のレベルとの差が小さくなっており、ツイスト障害に対する耐性が増している。
【００３６】
本発明の実施例によれば、互いに異なった複数の移動平均期間にて移動平均処理を実行するので、追従性の高い移動平均値と低雑音性の移動平均値をそれぞれ生成できる。また、追従性の高い移動平均値と低雑音性の移動平均値とを合成するので、追従性の悪化と雑音の影響とが抑制された最終的な移動平均結果を導出できる。また、追従性の悪化と雑音の影響とが抑制された最終的な移動平均結果をもとに利得を決定するので、利得の精度を向上できる。また、利得の精度が向上されるので、復調特性を向上できる。また、移動平均処理を実行するだけなので、ツイスト障害の影響を簡易に低減できる。
【００３７】
また、移動平均処理を実行する際の遅延部と加算部とが共用されるので、複数の移動平均期間にて移動平均処理を実行する場合でも回路規模の増加を抑制できる。また、複数の移動平均値のそれぞれに重み付けを実行するので、複数の移動平均値に優先度を付加できる。また、優先度が付加されるので、ツイスト障害に応じた特性を実現できる。また、移動平均期間が長くなるほど、重み付けが大きくされるので、雑音の影響を低減できる。
【００３８】
以上、本発明を実施例をもとに説明した。この実施例は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。
【００３９】
本発明の実施例において、受信装置１００は、ＤＰＬＬ復調部２０においてＤＰＬＬ方式による復調を実行している。しかしながらこれに限らず例えば、受信装置１００は、遅延検波方式や周波数弁別方式による復調を実行してもよい。本変形例によれば、さまざまな復調方式に本発明を適用できる。
【００４０】
本発明の実施例において、変調方式としてＦＳＫが使用されている。しかしながらこれに限らず例えば、ＭＳＫ（Ｍｉｎｉｍｕｍ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）、ＤＴＭＦ（Ｄｕａｌ−Ｔｏｎｅ  Ｍｕｌｔｉ−Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）が使用されてもよい。本変形例によれば、さまざまな変調方式に本発明を適用できる。
【００４１】
本発明の実施例において、移動平均フィルタ部１４２は、３種類の移動平均期間に対応した移動平均処理を実行している。しかしながらこれに限らず例えば、移動平均期間の種類は３種類以外でもよい。本変形例によれば、最終的な移動平均結果を詳細に導出できる。
【符号の説明】
【００４２】
１０  ＰＣＭ入力部、  １２  帯域制限フィルタ部、  １４  ＡＧＣ部、  １６  ＡＬＣ部、  １８  キャリア検出部、  ２０  ＤＰＬＬ復調部、  ２２  判定フィルタ部、  ２４  判定部、  ２６  受信ビット処理部、  ２８  Ｍａｒｋ検出ＢＰＦ、  ３０  整流部、  ３２  Ｓｐａｃｅ検出ＢＰＦ、  ３４  整流部、  ３６  加算部、  ３８  エネルギーＬＰＦ、  ４０  整流部、  ４２  エネルギーＬＰＦ、  ４４  判定部、  ４６  乗算部、  ４８  ループフィルタ部、  ５０，５２  加算部、  ５４  遅延部、  ５６  ｓｉｎデータテーブル、  １００  受信装置、  １４０  整流部、  １４２  移動平均フィルタ部、  １４４  利得データ記憶部、  １４６  利得決定部、  １４８  遅延部、  １５０  乗算部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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