(57)【要約】【課題】負荷トルクの変動が大きい場合でも低振動かつ低騒音で同期モータを駆動するとともに、回生エネルギーによる直流電圧の上昇を抑制することが可能な高力率のモータ制御装置を提供する。【解決手段】モータ制御装置１０において、基準値算出部２９は、モータ電圧と同期モータ２のステータを流れるモータ電流との位相差に基づいて、モータ電圧の振幅に対応する第１の基準値を算出する。補正部２４は、直流配線ＨＬ，ＬＬ間の線間電圧と予め定める上限値とを比較し、線間電圧が上限値以下の場合には負荷トルクの大きさに応じた補正値を第１の基準値に加算した値である第２の基準値を出力し、線間電圧が上限値を超える場合には、縮小された上記補正値を第１の基準値に加算した値である第３の基準値を出力する。制御信号生成部２５は、補正部から出力された第２または第３の基準値に基づいてインバータ装置１２を制御する制御信号を生成する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
負荷装置に接続された同期モータを駆動制御するモータ制御装置であって、
前記負荷装置の負荷トルクは、前記同期モータのロータの機械角に対応して変動し、
前記モータ制御装置は、
入力された単相交流電圧を全波整流する整流回路と、
前記整流回路の出力電圧を制御信号に応じた振幅を有する多相交流電圧に変換して前記同期モータにモータ電圧として出力するインバータ装置と、
前記整流回路と前記インバータ装置とを接続する直流配線間の線間電圧を検出する電圧検出部と、
前記モータ電圧と前記同期モータのステータを流れるモータ電流との位相差に基づいて、前記モータ電圧の振幅に対応する第１の基準値を算出する第１の基準値算出部と、
前記線間電圧と前記単相交流電圧のピーク値以上の値である予め定める上限値とを比較し、前記線間電圧が前記上限値以下の場合には、前記同期モータの機械角に対応した補正値を前記第１の基準値に加算した値である第２の基準値を出力し、前記線間電圧が前記上限値を超える場合には、縮小された前記補正値を前記第１の基準値に加算した値である第３の基準値を出力する補正部と、
前記補正部から出力された前記第２または第３の基準値に基づいて前記制御信号を生成する制御信号生成部とを備え、
前記補正値は、前記同期モータの機械角に対応した第１の補正係数を前記第１の基準値に乗算した値であり、
前記第１の補正係数は、前記同期モータの１回転中で前記負荷トルクが最大のとき正の値になり、前記負荷トルクが最小のとき負の値になるように前記負荷トルクの大きさに応じて予め設定される、モータ制御装置。
【請求項２】
前記補正部は、前記線間電圧が前記上限値を超える場合には、前記線間電圧が前記上限値以下となるまでの間、前記第１の補正係数を徐々に縮小することによって前記補正値を徐々に縮小する、請求項１に記載のモータ制御装置。
【請求項３】
前記第１の基準値算出部は、
前記モータ電圧と前記モータ電流との位相差が予め定める目標位相差に一致するように前記位相差に対して演算処理を行なうことによって第４の基準値を算出する第２の基準値算出部と、
前記第４の基準値を前記線間電圧の大きさに応じて補正することによって前記第１の基準値を算出する第３の基準値算出部とを含み、
前記第１の基準値は、前記第４の基準値に第２の補正係数を乗算した値であり、
前記第２の補正係数は、前記単相交流電圧のピーク値未満の値である予め定める電圧基準値よりも前記線間電圧が大きい場合に１より小さく、前記電圧基準値よりも前記線間電圧が小さい場合に１より大きく、
前記第２の補正係数は、前記電圧基準値に対する前記線間電圧の比率が大きいほど小さい、請求項１または２に記載のモータ制御装置。
【請求項４】
前記上限値は、前記インバータ装置の耐圧に基づいて予め設定される、請求項１〜３のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
【請求項５】
前記上限値は、前記同期モータが停止している状態で検出された前記線間電圧に基づいて予め設定される、請求項１〜３のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
【請求項６】
前記モータ制御装置は、前記整流回路と前記インバータ装置とを接続する直流配線間に設けられたコンデンサをさらに備え、
前記コンデンサの容量値が前記整流回路の出力電圧を平滑化するのに必要な値よりも小さな値であることによって、前記線間電圧の値は前記整流回路に入力された前記単相交流電圧の絶対値に応じて変動する、請求項１〜５のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は同期モータを駆動制御するモータ制御装置に関し、特に同期モータのトルク制御を行なうモータ制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
空気調和機の圧縮機などに用いられる同期モータでは、圧縮機の内部が高温、高圧となるのでロータ（回転子：rotor）の位置を検出するためのホール素子などのセンサを設けることが困難である。このため、位置センサを有しないセンサレス駆動方式の同期モータが一般的に用いられる。たとえば、特開２００１−１１２２８７号公報（特許文献１）に記載のモータ制御装置は、モータ電圧を基準とする２個所の位相期間におけるモータ電流の面積をモータ電流検出アンプでそれぞれ検出する。そして、この文献のモータ制御装置は、検出した２個所のモータ電流面積の比を制御マイコンで計算してこれを位相差情報とし、この位相差情報によってモータ駆動電圧を制御し、所定周期の正弦波をモータコイルに印加することで、正弦波通電をはじめとする１８０°駆動を可能とする。
【０００３】
上記文献のモータ制御装置では、位相差情報を得るためにＵ，Ｖ，Ｗ相のうちの特定相のモータ電流を検出するための交流電流センサが設けられる。このように交流電流センサによってモータ電流を直接検出する方法に代えて、インバータ回路の入力側の直流母線に流れる直流電流を検出し、この直流電流の検出値に基づいてモータ電流を推定する方法も知られている（たとえば、特開平８−１９２６３号公報（特許文献２）参照）。
【０００４】
圧縮機用の同期モータの他の問題点としては、吸入、圧縮、および吐出の工程ごとに冷媒ガスの圧力が変化するので、負荷トルクが周期的に変動することが挙げられる。このため、モータの振動や騒音を抑制するためには、負荷トルクの変動に合致するようにモータのトルクを変動させるトルク制御を行なう必要がある。たとえば、特開２００４−２７４８４１号公報（特許文献３）に記載の技術では、ロータの機械角に対応して予め設定された補正量によって、ＰＷＭ（Pulse  Width  Modulation）方式のインバータ回路におけるデューティ比が補正される。このときの補正量は、モータ１回転中の負荷トルクの変動パターンに応じて定められる。
【０００５】
近年、高調波電流による電力障害を防止するために、商用電源に接続される電子機器には力率改善回路が設けられる例が増えてきている。同期モータの制御装置の場合には、力率改善を図るとともに装置サイズを小型化するために、全波整流回路の出力側に設けられたコンデンサを大幅に小容量化する（すなわち、全波整流回路の出力電圧を平滑化するための大容量コンデンサを設けない）試みがなされている（たとえば、特開２００２−５１５８９号公報（特許文献４）参照）。
【０００６】
特開２００５−１２４２７８号公報（特許文献５）は、このように平滑化用の大容量コンデンサを設けない場合において、モータの高速回転時における回生エネルギーによってインバータ回路の部品が破壊されるのを防止するための技術を開示する。具体的に、この文献に記載のモータ制御装置は、インバータ回路の直流母線間の電圧検出値が予め設定された閾値電圧以上のときにモータの速度指令値を一時的に低下させる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００１−１１２２８７号公報
【特許文献２】特開平８−１９２６３号公報
【特許文献３】特開２００４−２７４８４１号公報
【特許文献４】特開２００２−５１５８９号公報
【特許文献５】特開２００５−１２４２７８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
上記の特開２００４−２７４８４１号公報（特許文献３）に記載の方法でトルク制御を行なった場合に、負荷トルクの変動パターンが予め想定したパターンからずれてしまうと、ＰＷＭ信号のデューティ比の補正が適切に行なえないので負荷トルクとモータトルクとに差が生じる。この結果、同期モータの振動および騒音が増える。特に、負荷トルクに比べてモータトルクが増加した場合には、モータの回転数が増加する結果、回生エネルギーが増大する。このとき、特開２００２−５１５８９号公報（特許文献４）に記載のように平滑化用のコンデンサを設けない場合には、回生エネルギーの増加を平滑コンデンサによって吸収できないので、インバータの直流母線間の電圧が大きく上昇することになる。この結果、インバータ回路に設けられた半導体スイッチング素子に耐電圧を超える電圧が印加されてしまう可能性がある。
【０００９】
この発明は上記の問題点を考慮してなされたものである。この発明の目的は、平滑化用の大容量コンデンサを有しないモータ制御装置によって同期モータを駆動する場合において、同期モータに接続された負荷のトルクがモータの回転に伴って変動する場合であっても、低振動かつ低騒音で同期モータを駆動するとともに、回生エネルギーによる直流電圧の上昇を抑制することが可能なモータ制御装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
この発明は一局面において、負荷装置に接続された同期モータを駆動制御するモータ制御装置であって、整流回路と、インバータ装置と、電圧検出部と、第１の基準値算出部と、補正部と、制御信号生成部とを含む。ここで、負荷装置の負荷トルクは、同期モータのロータの機械角に対応して変動する。整流回路は、入力された単相交流電圧を全波整流する。インバータ装置は、整流回路の出力電圧を制御信号に応じた振幅を有する多相交流電圧に変換して同期モータにモータ電圧として出力する。電圧検出部は、整流回路とインバータ装置とを接続する直流配線間の線間電圧を検出する。第１の基準値算出部は、モータ電圧と同期モータのステータを流れるモータ電流との位相差に基づいて、モータ電圧の振幅に対応する第１の基準値を算出する。補正部は、線間電圧と単相交流電圧のピーク値以上の値である予め定める上限値とを比較し、線間電圧が上限値以下の場合には、同期モータの機械角に対応した補正値を第１の基準値に加算した値である第２の基準値を出力し、線間電圧が上限値を超える場合には、縮小された補正値を第１の基準値に加算した値である第３の基準値を出力する。制御信号生成部は、補正部から出力された第２または第３の基準値に基づいて制御信号を生成する。上記の補正値は、同期モータの機械角に対応した第１の補正係数を第１の基準値に乗算した値である。第１の補正係数は、同期モータの１回転中で負荷トルクが最大のとき正の値になり、負荷トルクが最小のとき負の値になるように負荷トルクの大きさに応じて予め設定される。
【００１１】
好ましくは、補正部は、線間電圧が上限値を超える場合には、線間電圧が上限値以下となるまでの間、上記の第１の補正係数を徐々に縮小することによって上記の補正値を徐々に縮小する。
【００１２】
好ましくは、第１の基準値算出部は、第２の基準値算出部と第３の基準値算出部とを含む。第２の基準値算出部は、モータ電圧とモータ電流との位相差が予め定める目標位相差に一致するように位相差に対して演算処理を行なうことによって第４の基準値を算出する。第３の基準値算出部は、第４の基準値を線間電圧の大きさに応じて補正することによって第１の基準値を算出する。第１の基準値は、第４の基準値に第２の補正係数を乗算した値である。上記の第２の補正係数は、単相交流電圧のピーク値未満の値である予め定める電圧基準値よりも線間電圧が大きい場合に１より小さく、電圧基準値よりも線間電圧が小さい場合に１より大きい。第２の補正係数は、電圧基準値に対する線間電圧の比率が大きいほど小さい。
【００１３】
好ましくは、上記の上限値は、インバータ装置の耐圧に基づいて予め設定される。
好ましくは、上記の上限値は、同期モータが停止している状態で検出された線間電圧に基づいて予め設定される。
【００１４】
好ましくは、モータ制御装置は、整流回路とインバータ装置とを接続する直流配線間に設けられたコンデンサをさらに含む。コンデンサの容量値が整流回路の出力電圧を平滑化するのに必要な値よりも小さな値であることによって、線間電圧の値は整流回路に入力された単相交流電圧の絶対値に応じて変動する。
【発明の効果】
【００１５】
この発明によれば、補正部によってモータ電圧の振幅に対応する第１の基準値を補正することによって、低振動かつ低騒音で同期モータを回転させることができるとともに、回生エネルギーによる直流電圧の上昇を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】この発明の実施の一形態による空気調和機１の構成を示す機能ブロック図である。
【図２】モータ１回転中での負荷トルク、モータトルク、およびロータ角速度の関係を示す図である（補正係数Ｋ＝０の場合）。
【図３】補正係数Ｋによって振幅基準値Ａを補正した場合のモータ電圧振幅およびモータトルクを示す図である。
【図４】モータ１回転中での負荷トルク、モータトルク、およびロータ角速度の関係を示す図である（補正係数Ｋによって振幅基準値を補正した場合）。
【図５】圧縮機３の負荷トルクの変動パターンを示す図である。
【図６】図１のマイクロコンピュータ２０によるモータ制御手順を示すフローチャートである。
【図７】同期モータ２が停止中のときにモータ制御装置１０の各部で観測される電圧波形および電流波形を示す図である。
【図８】同期モータ２が動作中のときにモータ制御装置１０の各部で観測される電圧波形および電流波形を示す図である（補正係数Ｋを初期設定値に固定した場合）。
【図９】同期モータ２が動作中のときにモータ制御装置１０の各部で観測される電圧波形および電流波形を示す図である（線間電圧に応じて補正係数Ｋを縮小した場合）。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下、この発明の実施の形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、同一または相当する部分には同一の参照符号を付して、その説明を繰返さない。
【００１８】
［空気調和機およびモータ制御装置の構成］
図１は、この発明の実施の一形態による空気調和機１の構成を示す機能ブロック図である。以下では、空気調和機１を例に挙げて説明するが、冷凍機などのように冷凍サイクル（ヒートポンプサイクル）を利用する機器などに対してこの発明を適用することができる。
【００１９】
図１を参照して、空気調和機１は、同期モータ２と、同期モータ２に接続された負荷装置としての圧縮機３と、同期モータ２を駆動制御するモータ制御装置１０とを含む。モータ制御装置１０は、商用電源などの交流電源４から受けた単相交流電圧を所望の周波数および振幅を有する三相交流電圧に変換して同期モータ２のステータ（固定子：stator）に供給する。これによって、同期モータ２が可変速駆動される。
【００２０】
同期モータ２によって駆動される圧縮機３は、たとえば、空気調和機や冷凍機などによく用いられるシングルロータリ型圧縮機である。シングルロータリ型圧縮機の特徴は、構造が簡単で製造コストが安価であるという反面、モータ１回転中での負荷トルク変動が非常に大きいことである。シングルロータリ型圧縮機では、モータ１回転中に冷媒の吸入、圧縮、吐出という圧縮サイクルを順次繰返していく。したがって、吐出直前は冷媒が圧縮されるので負荷トルクとして大きくなり、吐出直後は冷媒が抜けるので負荷トルクが小さくなる。このようにシングルロータリ型圧縮機の負荷トルクは同期モータの回転と同期して（すなわち、モータ１回転中の機械角に対応して）変動する。
【００２１】
なお、空気調和機１は、図１に示した構成の他に少なくとも室内熱交換器、室外熱交換器、膨張弁、およびこれらを接続する冷媒配管を含む。冷媒配管に設けた四方弁の切り替えにより、冷房運転を行なうときには圧縮機、室外熱交換器、膨張弁、室内熱交換器、および圧縮機の順に冷媒が流れ、暖房運転を行なうときには圧縮機、室内熱交換器、膨張弁、室外熱交換器、および圧縮機の順に冷媒が流れる。
【００２２】
以下、モータ制御装置１０の構成を詳しく説明する。モータ制御装置１０は、整流回路１１と、インバータ回路１２と、コンデンサＣ１と、電圧検出部１３と、電流センサ１４と、アンプ１５と、マイクロコンピュータ２０とを含む。
【００２３】
整流回路１１は、ダイオードＤ１〜Ｄ４を含み、交流電源４から受けた単相交流電圧を全波整流する。
【００２４】
インバータ回路１２は、整流回路１１の出力電圧を三相交流電圧（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）に変換して同期モータ２にステータ巻線に供給する。インバータ回路１２は、三相ブリッジ接続されたスイッチング素子Ｑｕ，Ｑｖ，Ｑｗ，Ｑｘ，Ｑｙ，Ｑｚと、これらのスイッチング素子にそれぞれ対応し、各々が対応のスイッチング素子と逆バイアス方向に並列接続されたフリーホイールダイオードＤｕ，Ｄｖ，Ｄｗ，Ｄｘ，Ｄｙ，Ｄｚとを含む。図１に示すインバータ回路１２では、スイッチング素子としてＩＧＢＴ（Insulated  Gate  Bipolar  Transistor）が例示される。マイクロコンピュータ２０から出力されたＰＷＭ信号に従ってスイッチング素子Ｑｕ〜Ｑｗ，Ｑｘ〜Ｑｚがスイッチングすることによって、インバータ回路１２は、制御信号に応じた振幅および周波数を有する三相交流電圧を同期モータ２に出力する。
【００２５】
コンデンサＣ１は、整流回路１１とインバータ回路１２とを接続する高電圧側の直流配線ＨＬと低電圧側の直流配線ＬＬとの間に接続される。コンデンサＣ１は、主として、インバータ回路１２におけるパルス幅変調（ＰＷＭ）の際のキャリア信号を遮断するためのものであり、整流回路１１の出力電圧を平滑化するためのものではない。したがって、コンデンサＣ１の容量値は、整流回路１１の出力電圧を平滑化するのに必要な値に比べてかなり小さな値である。コンデンサＣ１の容量値は、たとえば、１０μＦであり、従来のダイオード全波整流回路用の平滑コンデンサの１／１００程度である。この結果、同期モータ２の駆動中における直流配線ＨＬ，ＬＬ間の電圧は、整流回路１１の入力電圧の絶対値に依存して、すなわち、交流電源４の２倍の周波数で脈動する。直流配線ＨＬ，ＬＬ間の電圧の極大値は極小値の１０倍以上になる。このように、直流配線ＨＬ，ＬＬ間の電圧を脈動させることによって、整流回路１１への入力電流波形を正弦波に近付けて力率を改善することができる。
【００２６】
電圧検出部１３は、直流配線ＨＬ，ＬＬ間の電圧（線間電圧）を検出する。検出された線間電圧はマイクロコンピュータ２０に入力される。たとえば、電圧検出部１３は、直流配線ＨＬ，ＬＬ間に直列接続された複数の抵抗素子（図示省略）を含む。これらの抵抗素子によって分圧された電圧は、マイクロコンピュータ２０に入力され、Ａ／Ｄ（Analog  to  Digital）変換器（図示省略）によってデジタルデータに変換される。
【００２７】
電流センサ１４は、同期モータ２のＵ，Ｖ，Ｗ相のステータ巻線のうち特定相（図１の場合はＵ相）のステータ巻線に流れる電流を検出する。電流センサ１４として、コイルとホール素子で構成されたセンサや、カレントトランスなどを用いることができる。電流センサ１４によって検出された信号は、アンプ１５によって増幅およびオフセット加算がなされた後、マイクロコンピュータ２０に入力され、Ａ／Ｄ変換器（図示省略）によってデジタルデータに変換される。
【００２８】
マイクロコンピュータ２０は、ＣＰＵ（Central  Processing  Unit）、ＲＡＭ（Random-Access  Memory）、ＲＯＭ（Read-Only  Memory）、Ａ／Ｄ変換器、およびＤ／Ａ（Digital  to  Analog）変換器を含む（いずれも不図示）。マイクロコンピュータ２０は、電圧検出部１３および電流センサ１４によって検出された信号に基づいて、インバータ回路１２を制御するためのＰＷＭ信号を生成する。生成されたＰＷＭ信号は、Ｄ／Ａ変換器によってアナログ信号に変換された後、インバータ回路１２に出力される。
【００２９】
本実施の形態による同期モータ２の速度制御方式は、他制運転（速度オープンループ運転）方式である。すなわち、マイクロコンピュータ２０による制御によって、インバータ回路１２は、回転数指令値に対応した強制励磁角周波数を有するモータ電圧を同期モータ２の各相のステータ巻線に印加する。このとき、マイクロコンピュータ２０は、モータ電圧と各相のステータ巻線を流れるモータ電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗとの位相差を検出し、検出された位相差が目標位相差となるようにフィードバック制御する。このような位相差制御は、同期モータ２のロータとステータとの相対位置を直接検出するものではないが、位相差とロータ・ステータの相対位置とはほぼ比例関係にあるので、位相差を制御することによって間接的にロータ・ステータの相対位置を制御することができる。この結果、同期モータ２の高効率駆動のために適切なタイミングでモータに通電することができる。
【００３０】
［マイクロコンピュータ２０によるモータ制御の詳細］
図１に示すマイクロコンピュータ２０は、機能的には、位相差制御部（振幅基準値算出部）２１と、電圧補正部２２と、機械角検出部２３と、トルク制御部２４と、ＰＷＭ信号生成部２５とを含む。これらの各機能ブロックは、マイクロコンピュータ２０がプログラムに従って動作することによって実現される。
【００３１】
位相差制御部２１は、ＰＷＭ信号生成部２５から出力されたモータ電圧信号と電流センサ１４から出力されたモータ電流信号とを受けて、これらの信号間の位相差を表わす量（位相差情報と称する）を算出し、この位相差情報に基づいてモータ電圧の振幅に対応する振幅基準値Ａを算出する。ここで、モータ電圧信号はＰＷＭ信号生成部２５で作成するので、同期モータ２の特定相（図１の場合Ｕ相）のモータ電圧を直接検出する必要はない。モータ電圧信号のゼロクロス点とモータ電流信号のゼロクロス点との時間差に基づいて算出された位相差を位相差情報として用いてもよいし、特開２００１−１１２２８７号公報（特許文献１）に記載の方法に従って位相差情報を求めてもよい。後者の方法では、位相差制御部２１は、電流センサ１４で検出されたモータ電流を用いて、モータ電圧を基準とする２個所の位相期間におけるモータ電流の面積を検出し、２個所のモータ電流面積の比を計算してこれを位相差情報とする。
【００３２】
位相差制御部２１は、上述のようにして算出した位相差情報が目標の位相差情報に一致するように、ＰＩ（比例積分）制御などによって振幅基準値Ａを算出する。算出された振幅基準値Ａは同期モータ２のロータの機械角によらない一定の値になる。ここで、目標の位相差情報として、実験やシミュレーションなどによって同期モータ２を高効率に駆動するために適した値が、モータの回転条件（モータの回転数またはモータ電流の振幅）ごとに予め定められる。
【００３３】
電圧補正部２２は、電圧検出部１３によって検出された直流配線ＨＬ，ＬＬ間の線間電圧と予め設定された直流電圧基準値との相違の程度（線間電圧と直流電圧基準値との差、または、線間電圧と直流電圧基準値との比率）に応じて振幅基準値Ａを補正する。補正後の振幅基準値Ａ’は、線間電圧が直流電圧基準値より大きい場合には元の振幅基準値Ａよりも小さな値であり、線間電圧が直流電圧基準値より小さい場合には元の振幅基準値Ａよりも大きな値である。この結果、負荷トルクが一定値の場合（すなわち機械角に応じて変化しない場合）には、平滑用の大容量コンデンサが設けられていない場合でもインバータ回路１２から出力される三相交流電圧の振幅が一定になるように制御することができる。ここで、直流電圧基準値は、整流回路１１に入力される単相交流電圧のピーク値未満の正の値に設定される。たとえば、単相交流電圧の実効値が２２０Ｖであり、ピーク値が３１１Ｖのとき、直流電圧基準値は２８０Ｖに設定される。
【００３４】
具体的に本実施の形態の場合には、電圧補正部２２は、位相差制御部２１から出力された振幅基準値Ａに補正係数αを乗算した値（Ａ’＝α×Ａ）を出力する。電圧検出部１３によって検出された線間電圧をＶｄ、直流電圧基準値をＶｓとしたとき、補正係数αは、
α＝Ｖｓ／（Ｖｄ＋δ）                                                …(1)
によって与えられる。上式（１）において、δは、線間電圧Ｖｄが０になったときにαがオーバーフローすることを防止するために設定された微小項である。微小項δに代えてαの上限値を設け、Ｖｄが所定の値以下の場合にはαの上限値に設定してもよい。上式（１）によれば、補正係数αは、直流電圧基準値Ｖｓよりも線間電圧Ｖｄが大きい場合に１より小さく、直流電圧基準値Ｖｓよりも線間電圧Ｖｄ（正確にはＶｄ＋δ）が小さい場合に１より大きい。補正係数αは、直流電圧基準値Ｖｓに対する線間電圧Ｖｄの比率（Ｖｄ／Ｖｓ）が大きいほど小さい。
【００３５】
機械角検出部２３は、現在のロータの機械角を検出する。Ｕ相のモータ電圧を基準にした電気角θと機械角Θとの関係は、機械角０°がＵ相の電気角０°に対応する場合に、
Θ＝θ／ｐ                                                            …(2)
で表わされる。ただし、モータの極数を２ｐ（極対数ｐ）としている。したがって、４極３相モータの場合には、機械角０°〜３６０°が電気角０°〜７２０°に対応する。このとき、電気角に基づいてロータの機械的位置を判定するためには、ロータが機械角０°（電気角０°）から機械角１８０°（電気角３６０°）の範囲にあるのか、機械角１８０°（電気角３６０°）から機械角３６０°（電気角７２０°）の範囲にあるのかを判別する必要がある。機械角検出部２３は、負荷トルクの変動に起因したＵ相モータ電流の振幅の変動を利用してロータの機械角を検出する。具体的には、機械角検出部２３は、機械角で１８０°位相がずれたモータ電流の大小比較を行なうことによってロータの機械的位置を判定する。ロータの機械角の検出を一度行なえばその後は電気角のみによって同期モータの制御を行なうことができる。
【００３６】
トルク制御部２４は、モータ１回転中の負荷トルクの変動に合わせて、電圧補正部２２による補正後の振幅基準値Ａ’をさらに補正する。具体的には、機械角Θに対応して周期的に変化するように設定された補正係数Ｋを用いて振幅基準値Ａ’を補正する。補正係数Ｋは、機械角Θの関数Ｆ（Θ）として表わされる周期関数であり、モータ１回転での平均値が０であり、負荷トルクが最大のとき正の値になり、負荷トルクが最小のとき負の値になる。凡その傾向として、補正係数Ｋは負荷トルクの増加に伴って増加し、負荷トルクの減少に伴って減少する。
【００３７】
ただし、補正係数Ｋによる振幅基準値Ａ’の補正量Ｋ×Ａ’は、電圧検出部１３によって検出された直流配線ＨＬ，ＬＬ間の電圧が、インバータ回路１２の耐電圧に応じて予め定められた上限値を超えている場合には縮小される。すなわち、パラメータβ（０＜β≦１）を用いることによって、負荷トルクに応じた補正量は、β×Ｋ×Ａ’によって与えられる。パラメータβは初期状態では１に設定され、直流配線ＨＬ，ＬＬ間の電圧（線間電圧）が上限値を超えている場合には、線間電圧が上限値を超えなくなるまで徐々に縮小される。最終的に、トルク制御部２４からＰＷＭ信号生成部２５に出力される補正後の振幅基準値は、
（１＋β×Ｋ）×α×Ａ                                                …(3)
のように与えられる。上記のようにパラメータβによって振幅基準値の補正量Ｋ×Ａ’を縮小する理由は次のとおりである。
【００３８】
モータ１回転中での負荷トルクの変動パターンが予め想定したパターン（すなわち、予め設定された補正係数Ｋ）からずれてしまうと、負荷トルクとモータトルクとに差が生じる。このとき、負荷トルクに比べてモータトルクが増加した場合には、同期モータ２の回転数が増加し、この結果、回生エネルギーが増大する。モータ制御装置１０に設けられたコンデンサＣ１は平滑化用の大容量コンデンサではないので、コンデンサＣ１によってはこの回生エネルギーの増大を吸収しきれない。このため、直流配線ＨＬ，ＬＬ間の電圧が上昇し、この結果、インバータ回路１２を構成するスイッチング素子Ｑｕ〜Ｑｗ，Ｑｘ〜Ｑｚが耐電圧を超える可能性がある。そこで、直流配線ＨＬ，ＬＬ間の電圧に上限値を設け、線間電圧が上限値を超えないようにパラメータβによって補正係数Ｋを調整している。
【００３９】
上限値は、整流回路１１に入力される単相交流電圧のピーク値以上の値であり、かつ、スイッチング素子Ｑｕ〜Ｑｗ，Ｑｘ〜Ｑｚの各々にかかる電圧が耐電圧以下となるような値に設定される。たとえば、整流回路１１に入力される単相交流電圧の実効値を２２０Ｖ（ピーク値３１１Ｖ）とし、インバータ回路１２の耐電圧を５００Ｖとしたとき、上限値は３１１Ｖ以上５００Ｖ以下の値に設定される。マイクロコンピュータ２０の制御誤差や制御遅れを考慮して、耐電圧よりも十分に小さな値（たとえば、４００Ｖ）に上限値を設定するのが望ましい。
【００４０】
整流回路１１に入力される単相交流電圧のピーク値は、同期モータ２の停止中に電圧検出部１３で検出される直流配線ＨＬ，ＬＬ間の電圧に等しい。したがって、この値をマイクロコンピュータ２０のメモリに保持しておき上限値として用いてもよい。すなわち、トルク制御部２４は、モータ駆動中に電圧検出部１３で検出された直流電圧が、モータ停止中に電圧検出部１３で検出された直流電圧よりも大きくなった場合には、補正係数Ｋを縮小するようにしてもよい。
【００４１】
ＰＷＭ信号生成部２５は、同期モータ２の周波数設定値（強制励磁角周波数）とトルク制御部２４から受けた補正後の振幅基準値とに基づいてＰＷＭ信号を生成してインバータ回路１２を構成する各スイッチング素子のゲート電極に制御信号として出力する。具体的には、ＰＷＭ信号生成部２５は、設定周波数を有する単位振幅の正弦波を生成し、生成した単位振幅の正弦波に（３）式で表わされる補正後の振幅基準値を乗算することによってモータ電圧信号を生成する。ＰＷＭ信号生成部２５は、生成したモータ電圧信号と三角波のキャリア信号とを比較することによってＰＷＭ信号を生成する。
【００４２】
上記の説明において、位相差制御部２１がこの発明の第２の基準値算出部に対応し、電圧補正部２２が第３の基準値算出部に対応し、位相差制御部２１と電圧補正部２２と併せた部分２９がこの発明の第１の基準値算出部に対応する。トルク制御部２４がこの発明の補正部に対応し、ＰＷＭ信号生成部２５が制御信号生成部に対応する。α×Ａがこの発明の第１の基準値に対応し、（１＋βＫ）×αＡが第２の基準値（β＝１）および第３の基準値（β＜１）に対応し、振幅基準値Ａが第４の基準値に対応する。補正係数Ｋがこの発明の第１の補正係数に対応し、αが第２の補正係数に対応する。
【００４３】
［モータ制御の具体例］
（コンデンサＣ１が大容量の平滑コンデンサの場合）
上記で説明したモータ制御を図２〜図９に示した電圧波形図およびフローチャートを参照してさらに具体的に説明する。まず、本実施の形態の前提として、コンデンサＣ１が大容量の平滑コンデンサの場合について説明する。この場合、式（３）において、α＝β＝１に設定される。
【００４４】
図２は、モータ１回転中での負荷トルク、モータトルク、およびロータ角速度の関係を示す図である。図２では、モータ電圧振幅を一定にした場合（すなわち、式（３）で、機械角によらず補正係数Ｋを常に０にした場合）の関係が示される。図２の上段の実線のグラフは負荷トルクとロータの機械角との関係を示し、破線のグラフはモータトルクと機械角との関係を示し、一点鎖線のグラフはロータの角速度と機械角との関係を示す。図２の下段のグラフはモータ電圧振幅と機械角との関係を示す。
【００４５】
図２の場合、モータ１回転中で負荷トルクが変動するのに対して、モータ電圧の振幅を一定に制御しているのでモータトルクは機械角に対して一定の値になる。この結果、負荷トルクに応じてモータの回転数が変化することになり、図２に示すようにロータ角速度が振動する。したがって、ロータの角速度を一定に制御するためには、負荷トルクとモータトルクとがほぼ等しくなるようにモータ電圧振幅を制御する必要がある。
【００４６】
図３は、補正係数Ｋによって振幅基準値Ａを補正した場合のモータ電圧振幅およびモータトルクを示す図である。図３では、上から順にモータ１回転中での補正係数Ｋ、振幅基準値、モータ電圧振幅、およびモータトルクが示される。図３に示す正弦波状の補正係数Ｋによって、振幅基準値Ａが（１＋Ｋ）×Ａに補正される。そして、補正後の振幅基準値によって、実際に同期モータ２に印加されるモータ電圧振幅が制御され、そのモータ電圧振幅に応じてモータトルクが変化する。
【００４７】
図４は、モータ１回転中での負荷トルク、モータトルク、およびロータ角速度の関係を示す図である。図４では、モータ電圧振幅を負荷トルクに応じて変化させた場合が示される。図４の上段の実線のグラフは負荷トルクとロータの機械角との関係を示し、破線のグラフはモータトルクと機械角との関係を示し、一点鎖線のグラフはロータの角速度と機械角との関係を示す。図４の下段のグラフはモータ電圧振幅と機械角との関係を示す。
【００４８】
図４の場合、補正係数Ｋを用いてモータ電圧の振幅の基準値Ａが補正されることによって、モータトルクはモータ１回転中の負荷トルクの変動に一致する。これによって、ロータの角速度はほぼ一定に制御されるので、同期モータ２および圧縮機３の振動および騒音が抑制される。
【００４９】
（圧縮機３の負荷トルクの変動パターンについて）
図５は、圧縮機３の負荷トルクの変動パターンを示す図である。図５において横軸は、ロータの機械角［度]であり、縦軸は負荷トルク［Ｎ・ｍ］を示す。図５に示すように、
負荷トルクは機械角に対応して変動する。この理由は、モータ１回転中の吸入、圧縮、吐出の工程ごとに冷媒ガスの圧力が変化するからである。圧縮工程で負荷トルクが大きくなり、吐出工程で負荷トルクが小さくなる。さらに、負荷トルクの最大値は、吸入圧力値、吐出圧力値、および冷媒流量などの条件に応じて変化する。図５に示す例では、Ａ〜Ｄの順で負荷トルクの最大値が増加し、負荷トルクの最大値が増加するにつれて、負荷トルクの最大値に対応する機械角も変化している。
【００５０】
上記のように負荷トルクの変動パターンが圧縮機の運転条件に応じて変化すると、予め設定された補正係数Ｋ（Ｋ＝Ｆ（Θ））を用いた制御では、モータトルクを負荷トルクに一致させることができない。この結果、モータトルクが負荷トルクに比べて大きくなると、モータ回転数が増加するために回生電流も大きくなる。図１で説明したように小容量のコンデンサＣ１が設けられている場合には、この回生電流の増加を吸収しきれないので直流配線ＨＬ，ＬＬ間の電圧が上昇してインバータ回路１２の耐電圧を超えてしまう。この直流電圧上昇の問題に対処するために、本実施の形態のトルク制御部２４は、直流配線ＨＬ，ＬＬ間の電圧が所定の上限値を超えないように、補正係数Ｋを調整している。
【００５１】
（コンデンサＣ１が小容量のコンデンサの場合（本実施の形態））
図６は、図１のマイクロコンピュータ２０によるモータ制御手順を示すフローチャートである。以下、図１、図６を参照して、これまでの説明を総括して、マイクロコンピュータ２０によるモータ制御手順について説明する。
【００５２】
図６の制御手順の開始時点において、前述の式（３）におけるパラメータβはβ＝１に初期化されているとする。まず、ステップＳ１で、マイクロコンピュータ２０は、電流センサ１４によって検出されたモータ電流の検出値を取得する。
【００５３】
次のステップＳ２で、マイクロコンピュータ２０（位相差制御部２１）は、モータ電圧とモータ電流との位相差を表わす量（位相差情報）を算出する。
【００５４】
次のステップＳ３で、マイクロコンピュータ２０（位相差制御部２１）は、算出した位相差情報と目標の位相差情報との偏差に対してＰＩ演算を行なうことによって振幅基準値Ａを算出する。
【００５５】
次のステップＳ４で、マイクロコンピュータ２０は、電圧検出部１３によって検出された直流配線ＨＬ，ＬＬ間の電圧値を取得する。
【００５６】
次のステップＳ５で、マイクロコンピュータ２０（電圧補正部２２）は、直流配線ＨＬ，ＬＬ間の検出電圧と所定の直流電圧基準値との比率に基づいて振幅基準値Ａを補正する。具体的には、前述の式（１）に従って算出されたαが振幅基準値Ａに乗算される。
【００５７】
ステップＳ６で、マイクロコンピュータ２０（トルク制御部２４）は、現在の機械角Θに対応する補正係数Ｋを、機械角Θと補正係数Ｋとの関係を示すテーブルを記憶するメモリから読み出す。
【００５８】
次のステップＳ７で、マイクロコンピュータ２０（トルク制御部２４）は、電圧検出部１３によって検出された直流配線ＨＬ，ＬＬ間の電圧（線間電圧）の値が所定の上限値を超えているか否かを判定する。線間電圧の検出値が上限値を超えている場合には（ステップＳ７でＹＥＳ）、マイクロコンピュータ２０（トルク制御部２４）は、パラメータβを現在の値よりも１％減少させた値に変更する（ステップＳ８）。その後、処理はステップＳ９に進む。線間電圧の検出値が上限値以下の場合には（ステップＳ７でＮＯ）、マイクロコンピュータ２０（トルク制御部２４）は、パラメータβを現在の値のまま変更せずに、処理を次のステップＳ９に進める。
【００５９】
ステップＳ９で、マイクロコンピュータ２０（トルク制御部２４）は、現在の機械角に対応する補正係数Ｋおよびパラメータβを用いて振幅基準値Ａをさらに補正する。具体的には、マイクロコンピュータ２０（トルク制御部２４）は、前述の式（３）に従って補正後の振幅基準値を算出する。
【００６０】
次のステップＳ１０で、マイクロコンピュータ２０（ＰＷＭ信号生成部２５）は、ステップＳ９で算出された補正後の振幅基準値と周波数設定値（強制励磁角周波数）とに基づいてＰＷＭ信号を生成し、生成したＰＷＭ信号をインバータ回路１２に出力する。その後、処理はステップＳ１に戻り、以下ステップＳ１〜Ｓ１０が繰返される。線間電圧の検出値が上限値を超えている状態が続いている間、ステップＳ８によってパラメータβが徐々に縮小し、それによって振幅基準値の補正量（すなわち、β×Ｋ×α×Ａ）は徐々に縮小することになる。
【００６１】
図７は、同期モータ２が停止中のときにモータ制御装置１０の各部で観測される電圧波形および電流波形を示す図である。図７では、上から順に、図１の整流回路１１に入力される単相交流電圧の波形、直流配線ＨＬ，ＬＬ間の電圧（直流電圧）の波形、および低電圧側の直流配線ＬＬに流れる直流電流Ｉｄの波形が示される。単相交流電圧の実効値は２２０Ｖで、周波数は５０Ｈｚである。直流配線ＨＬ，ＬＬ間には、単相交流電圧のピーク値に等しい３１１Ｖの平滑化された直流電圧が生じる。
【００６２】
図８は、同期モータ２が動作中のときにモータ制御装置１０の各部で観測される電圧波形および電流波形を示す図である。ただし、図１の直流配線ＨＬ，ＬＬ間の電圧に上限値が設けられておらず、補正係数Ｋは初期設定のままであり、パラメータβによって縮小されないものとする。図８では、上から順に、補正係数Ｋの時間変化、図１の整流回路１１に入力される単相交流電圧の波形、直流配線ＨＬ，ＬＬ間の電圧（直流電圧）の波形、および低電圧側の直流配線ＬＬに流れる直流電流Ｉｄの波形が示される。単相交流電圧の実効値は２２０Ｖで、周波数は５０Ｈｚである。測定時の同期モータ２の回転数は１５００ｒｐｍである。
【００６３】
図８を参照して、時刻ｔ１から時刻ｔ２の間は、補正係数Ｋはモータ１回転中の負荷トルクの変化量に見合った最適の値になっているので、直流配線ＨＬ，ＬＬ間の電圧（直流電圧）は、単相交流電圧のピーク値（３１１Ｖ）にほぼ等しい。コンデンサＣ１が小容量のため、コンデンサＣ１に充電されたエネルギーはほとんど全て同期モータ２によって消費されるので、直流電圧は時刻ｔ１およびｔ２のときほとんど０Ｖまで低下する。
【００６４】
時刻ｔ３から時刻ｔ４の間は、補正係数Ｋが、モータ１回転中の負荷トルクの大きさに見合った値となっていない。モータトルクが負荷トルクよりも増大した結果、大きな回生電流が発生している（すなわち、図１の直流電流Ｉｄが逆方向に流れる）。この回生電流は小容量のコンデンサＣ１によっては吸収できないので、結果として、時刻ｔ４付近において直流電圧が約４２０Ｖまで上昇し、補正係数Ｋが最適な場合の３１１Ｖに比べて１００Ｖ以上上昇している。直流配線ＨＬ，ＬＬ間の電圧がインバータ回路１２の耐電圧を超えると、スイッチング素子Ｑｕ〜Ｑｗ，Ｑｘ〜Ｑｚが破損する可能性がある。
【００６５】
図９は、同期モータ２が動作中のときにモータ制御装置１０の各部で観測される電圧波形および電流波形を示す図である。ただし、図１の直流配線ＨＬ，ＬＬ間の電圧に上限値ＵＬ（図９の場合、３１１Ｖ）が設定され、パラメータβによって補正係数Ｋの大きさが調整される。図９では、上から順に、補正後の補正係数β×Ｋの時間変化、図１の整流回路１１に入力される単相交流電圧の波形、直流配線ＨＬ，ＬＬ間の電圧（直流電圧）の波形、および低電圧側の直流配線ＬＬに流れる直流電流Ｉｄの波形が示される。単相交流電圧の実効値は２２０Ｖで、周波数は５０Ｈｚである。測定時の同期モータ２の回転数は１５００ｒｐｍである。
【００６６】
図９を参照して、直流電圧が上限値ＵＬを超えないようにパラメータβによって補正係数Ｋが修正されるので、回線電流の発生（負の直流電流Ｉｄ）が抑制され、この結果、直流電圧が上限値ＵＬ以下に抑えられる。
【００６７】
以上のとおり、本実施の形態のモータ制御装置によれば、電圧検出部１３による電圧検出値が所定の上限値ＵＬを超えないように補正係数Ｋが縮小されるので、低振動かつ低騒音で同期モータの回転を維持しながら、回生エネルギーによる直流電圧の上昇を抑制することができる。
【００６８】
［変形例］
図１に示したモータ制御装置１０では、位相差情報を得るためにＵ，Ｖ，Ｗ相のうち特定相（Ｕ相）のモータ電流を、交流電流センサ１４を用いて直接検出していた。交流電流センサ１４に代えて図１の低電圧側の直流配線ＬＬに抵抗素子を挿入し、抵抗素子によって直流電流Ｉｄを検出することによって、特開平８−１９２６３号（特許文献２）に記載の方法と同様の方法で各相のモータ電流を推定することもできる。具体的には、ＰＷＭ信号生成部２５が生成するＰＷＭ信号に基づいて、インバータ回路１２を構成する各スイッチング素子がスイッチングする直前と直後における直流電流値Ｉｄの変化分を求め、求めた変化分に基づいてモータ電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを推定する。
【００６９】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものでないと考えられるべきである。この発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【００７０】
１  空気調和機、２  同期モータ、３  圧縮機、４  交流電源、１０  モータ制御装置、１１  整流回路、１２  インバータ回路、１３  電圧検出部、１４  電流センサ、１５  アンプ、２０  マイクロコンピュータ、２１  位相差制御部、２２  電圧補正部、２３  機械角検出部、２４  トルク制御部、２５  ＰＷＭ信号生成部、Ｃ１  コンデンサ、ＨＬ，ＬＬ  直流配線。
【図１】
2012165582.tif 000003
【図２】
2012165582.tif 000004
【図３】
2012165582.tif 000005
【図４】
2012165582.tif 000006
【図５】
2012165582.tif 000007
【図６】
2012165582.tif 000008
【図７】
2012165582.tif 000009
【図８】
2012165582.tif 000010
【図９】
2012165582.tif 000011