(57)【要約】【課題】  階調制御型インバータを用いた電力変換装置において、系統電圧の値が高くなった場合には、第一のインバータの出力矩形波のパルス幅が広くする必要があるため、第二のインバータが出力しなければならない電圧値の最大値は第一のインバータの出力矩形波の電圧値と殆ど同じになる。したがって第二のインバータおよびその周辺に使用する部品は定格電圧の大きいものが必要になる。【解決手段】  目標出力電圧に基づいて第一の直流電圧指令値を決定し、電圧調整装置に第一の直流電圧指令値に従った第一の直流電圧を出力させる。また、第二の直流電源への充電電力および第二の直流電源からの放電電力の所定の周期における収支がゼロとなるパルス幅を決定し、第一のインバータにそのパルス幅に従った矩形波電圧を出力させる。【選択図】        図１３
2012023915.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
外部から直流電力を入力し、この直流電力の電圧値を第一の直流電圧に変換して出力する電圧調整装置と、
前記電圧調整装置の出力を入力する第一の直流電源と、
前記第一の直流電源の出力である前記第一の直流電圧を入力して交流の矩形波電圧を出力する第一のインバータと、
前記第一のインバータの出力端に直列に接続され、前記矩形波電圧と最終段出力である正弦波出力電圧目標値との差分の電圧を出力する第二のインバータと、
前記第二のインバータに電力を放電あるいは前記第二のインバータからの電力を充電する第二の直流電源と、
前記電圧調整装置と前記第一のインバータと前記第二のインバータとを制御する制御装置と
を備え、
前記制御装置は、目標出力電圧に基づいて第一の直流電圧指令値を決定し、前記電圧調整装置を制御して前記第一の直流電圧指令値に従った前記第一の直流電圧を出力させ、前記第二の直流電源への充電電力および前記第二の直流電源からの放電電力の所定の周期における収支がゼロとなるパルス幅を決定し、前記第一のインバータを制御して前記パルス幅に従った前記矩形波電圧を出力させ、
前記第一のインバータの出力と前記第二のインバータとの出力とを重畳させて、前記正弦波出力電圧目標値にしたがった交流電力を出力する
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記制御装置は、前記正弦波出力電圧目標値に所定の係数を掛けて前記第一の直流電圧指令値を決定する
ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記制御装置は、前記電圧調整装置を制御して前記第一の直流電圧指令値に所定の余裕値を加えた範囲内に納まる値の第一の直流電圧を出力させる
ことを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記所定の係数は略２．５である
ことを特徴とする請求項２または３に記載の電力変換装置。
【請求項５】
請求項１〜４のいずれかに記載の電力変換装置を用いたことを特徴とする太陽光発電システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
太陽光発電等に代表される発電システムにおいては、太陽電池等の直流電源で発電された直流電力を交流電力に変換するための電力変換装置が用いられている。
電力変換装置は、まず太陽電池等の直流電源で発電された直流電力の電圧値を昇圧回路あるいは降圧回路で所定の直流電圧値（母線電圧）に変換し、次にインバータで所定の電圧値の交流電力に変換する。このような電力変換装置のインバータとしては、特許文献１に示されているように、第一のインバータと第二のインバータとを直列に構成し、それぞれの出力を合成して所定の電圧の交流出力を得る階調制御型インバータが知られている。階調制御型インバータにおける第二のインバータは、電力変換装置が出力すべき交流出力と第一のインバータの出力との差分を補うように出力する。また、第二のインバータの出力の元となるエネルギーは第二のインバータ用の直流電源から供給されるが、その直流電源の構成を簡単、安価にするために、第二のインバータの出力の一定期間における電力収支を０にする制御が採用されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００６−２３８６２８号公報（第５−６頁、第１図）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
前述したような階調制御型インバータにおいては、第二のインバータは、電力変換装置が出力すべき交流出力と第一のインバータの出力との差分を補うように出力するため、その出力動作には電力を放出する場合と電力を取り込む場合とがある。第二のインバータ用の直流電源は、その元となる電力を放出（放電）あるいは取り込む（充電）ことになる。この放電電力の量と充電電力の量とがある一定期間（例えば半周期から数周期間）において差し引き０になるようにする（これを電力収支０制御と呼ぶ）ならば、第二のインバータ用の直流電源部だけで電力の収支が完結するため、外部から第二のインバータ用の直流電源への電力供給や取り込みが不要になるので、第二のインバータ用の直流電源を簡単で安価な構成で実現することができる。
このような階調制御型インバータを用いた電力変換装置においては、母線電圧の値と電力変換装置が出力すべき交流出力の電圧値（系統連系されるシステムでは系統電圧と系統に流す出力電流の関係に応じて交流出力の電圧値を決める。）とが決まれば、第二のインバータの出力の電力収支０制御を行うための第一のインバータの矩形波出力のパルス幅は一義的に決まる。
【０００５】
系統電圧変動により系統電圧の値が高くなった場合には、前述したように系統電圧値に関連して交流出力の電圧値が決まるため、電力変換装置の交流出力の電圧値も高くしなければならない。すなわち電力変換装置から出力する電力が大きくなるため、そのような状態において第二のインバータの電力収支０制御を行うためには、第一のインバータの出力電力も大きくしなければならない。そして、母線電圧がある値に決まっているならば第一のインバータの出力矩形波の波高値もそれと同じ値であるため、パルス幅を広くしなければならないことになる。系統電圧の値がかなり高い場合を考えると、パルス幅を十分に広くすることが必要となり、もしほぼ１００％に近いデューティのパルス幅が必要になったとすると、第二のインバータが補わなければならない出力電圧の最大値は第一のインバータの出力矩形波の波高値すなわち母線電圧値とほぼ同じになってしまう。この場合、第二のインバータを構成するスイッチング素子や第二のインバータ用の直流電源には母線電圧とほぼ同じ値の高電圧が印加されるため、スイッチング素子や直流電源の耐電圧としては、母線電圧以上の値のものを選択しなければならないことになる。
このように母線電圧が直接印加される第一のインバータだけでなく、第二のインバータの周辺素子、回路にも母線電圧に対応できる高耐電圧品を使用することは、高耐電圧化による素子の大型化に伴う製品のサイズの増加、重量の増加、コストアップを余儀なくされると共に、スイッチング損失の増加、導通損失の増加など性能面においても課題となっていた。
【０００６】
この発明は、電力変換装置に関する上記のような問題を解決するためになされたものであり、素子や製品のサイズ、重量、コストを低減でき、スイッチング損失や導通損失を低減できる電力変換装置を提供するものである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
この発明に係る電力変換装置は、外部から直流電力を入力し、この直流電力の電圧値を第一の直流電圧に変換して出力する電圧調整装置と、電圧調整装置の出力を入力する第一の直流電源と、第一の直流電源の出力を入力して交流の矩形波電圧を出力する第一のインバータと、第一のインバータの出力端に直列に接続され、矩形波電圧と目標出力電圧との差分の電圧を出力する第二のインバータと、第二のインバータに電力を放電あるいは第二のインバータからの電力を充電する第二の直流電源と、電圧調整装置と第一のインバータと第二のインバータとを制御する制御装置とを備え、制御装置は、目標出力電圧に基づいて第一の直流電圧指令値を決定し、電圧調整装置を制御して第一の直流電圧指令値に従った第一の直流電圧を出力させ、第二の直流電源への充電電力および第二の直流電源からの放電電力の所定の周期における収支が０となるパルス幅を決定し、第一のインバータを制御してパルス幅に従った矩形波電圧を出力させ、目標出力電圧に従った交流電力を出力するようにしたものである。
【発明の効果】
【０００８】
この発明は、第二のインバータのスイッチング素子や、第二の直流電源を構成する部品として、低耐電圧品を用いることができるため、製品のサイズや重量を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】この発明の実施の形態１を示す電力変換装置の構成図である。
【図２】この発明の実施の形態１を示す電力変換装置の動作フロー図である。
【図３】この発明の実施の形態１を示す電力変換装置の第一のインバータの出力電圧波形図である。
【図４】この発明の実施の形態１を示す電力変換装置の第二のインバータの出力電圧波形図である。
【図５】この発明の実施の形態１を示す電力変換装置の出力電圧波形図である。
【図６】この発明の実施の形態１を示す電力変換装置の第一のインバータの構成図である。
【図７】この発明の実施の形態１を示す電力変換装置の第二のインバータの動作を説明する出力波形図である。
【図８】この発明の実施の形態１を示す電力変換装置の第二のインバータの構成図である。
【図９】この発明の実施の形態１を示す電力変換装置の第二のインバータの動作を説明する出力波形図である。
【図１０】この発明の実施の形態１を示す電力変換装置の第二のインバータの動作を説明する出力波形図である。
【図１１】この発明の実施の形態１を示す電力変換装置の第二のインバータの動作を説明する出力波形図である。
【図１２】この発明の実施の形態１を示す電力変換装置の母線電圧と第二のインバータの出力電圧の最大値の関係を示す図である。
【図１３】この発明の実施の形態１を示す電力変換装置の母線電圧と第二のインバータの必要電源電圧の関係を示す図である。
【図１４】この発明の実施の形態１を示す電力変換装置の母線電圧と第二のインバータの必要電源電圧の関係を示す図である。
【図１５】この発明の実施の形態１を示す電力変換装置の出力電圧目標値と母線電圧の関係を示す図である。
【図１６】この発明の実施の形態２を示す電力変換装置の母線電圧と第二のインバータの必要電源電圧の関係を示す図である。
【図１７】この発明の実施の形態２を示す電力変換装置の出力電圧目標値と母線電圧の関係を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
実施の形態１．
以下に、本発明にかかる電力変換装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。
図１は本発明の実施の形態１における電力変換装置の構成図である。まず概要を説明すると、外部直流電源の出力が電力変換装置２の入力に接続され、入力された直流電力は電力変換装置２によって交流電力に変換されて出力される。本実施の形態では、外部直流電源として太陽電池モジュール１を使用している。また、電力変換装置２の交流出力は建物内の電気機器などの負荷（図示せず）に供給されるとともに、交流電力系統３に接続（連系）され、建物内の負荷で消費しきれず余剰電力が発生した場合には交流電力系統３に逆潮流される。なお、図１では交流電力系統３として三相の交流電力系統が示され、三相用の電力変換装置が用いられているが、単相の交流電力系統の場合でも単相用電力変換装置を用いることによって実現が可能である。
【００１１】
次に、電力変換装置２内の構成について詳細に説明する。太陽電池モジュール１の出力は、電力変換装置２内の電圧調整装置４に入力される。ここで、電圧調整装置４は入力電圧を昇圧または降圧、あるいは昇降圧を実施する回路であり、具体的にはＤＣ−ＤＣコンバータ等が使われる。電圧調整装置４の出力は、電圧調整装置４の出力に接続された第一の直流電源５に入力される。なお、第一の直流電源５は、具体的には平滑用コンデンサ（母線コンデンサ）等が使われる。第一の直流電源５の出力は、第一のインバータ６の入力に接続され、第一のインバータ６の出力は第二のインバータ８に接続される。本実施の形態における三相用の電力変換装置２では、第一のインバータ６の出力はＵ相出力端子７ｕ、Ｖ相出力端子７ｖ、Ｗ相出力端子７ｗの三相分があり、それぞれに第二のインバータ８としてのＵ相インバータ８ｕ、Ｖ相インバータ８ｖ、Ｗ相インバータ８ｗの一端（入力端）が接続される。第二のインバータ８としてのＵ相インバータ８ｕ、Ｖ相インバータ８ｖ、Ｗ相インバータ８ｗのもう一端（出力端）は、フィルタ回路１０を経由して、交流電力系統３のそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相に接続される。また、第二のインバータ８には、第二のインバータ８の入力電源として第二の直流電源９が接続されている。すなわち、第二のインバータ８としてのＵ相インバータ８ｕ、Ｖ相インバータ８ｖ、Ｗ相インバータ８ｗに対し、それぞれ第二の直流電源９としてのＵ相直流電源９ｕ、Ｖ相直流電源９ｖ、Ｗ相直流電源９ｗが接続されている。なお、本実施の形態における第二の直流電源として、具体的にはコンデンサを使用している。
第一の直流電源５の両端は母線電圧測定器１２に接続されて、第一の直流電源５の電圧信号である母線電圧信号１１が母線電圧測定器１２に入力される。母線電圧測定器１２によって測定された母線電圧値１３は制御装置１４に入力される。なお、制御装置１４としては、具体的にはＤＳＰやマイクロコンピュータ等により構成される制御回路が使われる。
交流電力系統３の系統電圧信号１５は系統電圧測定器１６に入力される。系統電圧測定器１６によって測定された系統電圧値１７は制御装置１４に入力される。
制御装置１４は、電圧調整装置４、第一のインバータ６、第二のインバータ８に接続され、それぞれに電圧調整装置制御信号１８、第一のインバータ制御信号１９、第二のインバータ制御信号２０を出力する。
【００１２】
次に、図２を用いて、実施の形態１における電力変換装置の動作のフローについて説明する。
まず、系統電圧測定器１６が交流電力系統３のそれぞれの線間電圧を系統電圧信号１５として取り込み、系統電圧値１７を測定する（ステップＳ１）。
系統電圧測定器１６は測定された系統電圧値１７を制御装置１４に出力する（ステップＳ２）。
制御装置１４は、入力した系統電圧値１７を基にして、交流電力系統３に連系して交流電力を出力するための電力変換装置２の出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊を計算する（ステップＳ３）。なお、前述したように、系統連系されるシステムでは系統電圧値に関連して交流出力の電圧値が決まるため、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊は系統電圧値１７にほぼ等しくなる。また、本明細書においては、記号に付したアスタリスク（＊）は制御する上での目標値あるいは指令値を示す添字とする。すなわち、Ｖｏｕｔ＊は出力の目標値であり、Ｖｏｕｔは実際の出力値であるものとする。
さらに制御装置１４は、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊を基にして、電圧調整装置４の出力の目標値である母線電圧指令値Ｖｄｃ１＊を計算する。Ｖｄｃ１＊は、Ｖｏｕｔ＊に所定の係数αを掛けることによって得られる（ステップＳ４）。また、制御装置１４は、母線電圧指令値Ｖｄｃ１＊の値を電圧調整装置制御信号１８として電圧調整装置４に出力する。
一方、太陽電池モジュール１は太陽光を受けて直流電力を発電する（ステップＳ５）。太陽電池モジュール１で発電され、電力変換装置２に入力された直流電力の電圧をＶｄｃｉｎとする。
電圧調整装置４は、制御装置１４からの電圧調整装置制御信号１８に従って、太陽電池モジュール１からの入力電圧を母線電圧指令値Ｖｄｃ１＊と等しくなるように電圧変換して出力する（ステップＳ６）。すなわち電圧調整装置４は、入力した電圧Ｖｄｃｉｎを電圧変換して電圧Ｖｄｃ１を出力する。
制御装置１４は、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊および母線電圧指令値Ｖｄｃ１＊に応じて、第二のインバータ８の出力電力収支すなわち第二の直流電源９の電力収支を０に制御できるように、第一のインバータ６の出力矩形波の目標パルス幅ｔｗ＊を決定する（ステップＳ７）。この第一のインバータ６の出力矩形波の目標パルス幅ｔｗ＊は、制御装置１４から第一のインバータ６に、第一のインバータ制御信号１９として送られる。
第一のインバータ６は、第一の直流電源５に蓄えられた直流電力（電圧Ｖｄｃ１）を第一のインバータ制御信号１９に基づき、波高値Ｖｄｃ１、パルス幅ｔｗの矩形波（Ｖｉｎｖ１）として出力するパルス出力動作を行う（ステップＳ８）。
制御装置１４は、第二のインバータ８の出力の目標値である第二のインバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ２＊を計算する（ステップＳ９）。第二のインバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ２＊は、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊と第一のインバータ６の出力矩形波Ｖｉｎｖ１との電圧の差分として求める。
Ｖｉｎｖ２＊＝Ｖｏｕｔ＊−Ｖｉｎｖ１
この第二のインバータ出力電圧指令値Ｖｉｎｖ２＊は、制御装置１４から第二のインバータ８に、第二のインバータ制御信号２０として送られる。
第二のインバータ８は、第二のインバータ制御信号２０に基づき、出力電圧がＶｉｎｖ２になるように出力動作を行う（ステップＳ１０）。
第一のインバータ６の各相の出力端子にそれぞれ第二のインバータ８としてのＵ相インバータ８ｕ、Ｖ相インバータ８ｖ、Ｗ相インバータ８ｗが直列に接続されている構成なので、第二のインバータ８の出力段には第一のインバータ６の出力波形と第二のインバータ８の出力波形とが合成された電圧が出力される。その出力電圧は次段のフィルタ回路１０に入力され、波形整形されて滑らかな正弦波出力となる（ステップＳ１１）。
フィルタ回路１０の出力部すなわち電力変換装置２の出力は、交流電力系統３に連系され、交流正弦波出力を交流電力系統３に出力する（ステップＳ１２）。
【００１３】
次に、実施の形態１における電力変換装置２の動作について詳細に説明する。
まず、図３〜図１０により、本電力変換装置２の制御において基本となる階調制御型インバータの動作について説明する。図３は、電力変換装置２の第一のインバータ６の出力電圧波形図である。図４は、電力変換装置２の第二のインバータ８の出力電圧波形図である。図５は、電力変換装置２の最終段出力すなわち交流電力系統３への出力電圧波形図である。なお、前述した電力変換装置２の交流電力系統３への出力の目標値すなわち出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊も図５と等しい波形となる。また、図３〜図５の波形は、三相のうちの一相分について表している。この最終段の出力波形を得るために、第一のインバータ６は図３に示す矩形波を出力し、第二のインバータ８は図４に示す電圧波形を出力するように動作する。前述したように第一のインバータ６のＵ相出力端子７ｕ、Ｖ相出力端子７ｖ、Ｗ相出力端子７ｗと、第二のインバータ８としてのＵ相インバータ８ｕ、Ｖ相インバータ８ｖ、Ｗ相インバータ８ｗとが直列に接続されているので、電力変換装置２の最終段の出力波形は第一のインバータ６の出力波形に第二のインバータ８の出力波形を重畳させたものになる。すなわち、図３に示す第一のインバータ６の出力電圧波形と図４に示す第二のインバータ８の出力電圧波形とを重畳（合成）すると、図５に示す正弦波の出力電圧波形が得られる。言い換えれば、第二のインバータ８は、第一のインバータ６の出力電圧波形に対し自身の出力電圧波形を合成することで電力変換装置としての出力電圧波形が目標出力波形（Ｖｏｕｔ＊）と等しくなるように、自身の出力電圧波形を出力するのである。なお、図３に示すような矩形波を出力する第一のインバータ６としては、具体的には図６に示されるような構成の３レベルインバータ等を使用している。また、第二のインバータ８が図４に示す電圧波形を出力する手段としては、ＰＷＭ制御を用いてもいいし、第二のインバータとしてさらに複数台のインバータを多段に直列接続し階段状の出力を重畳することによって実現してもよい。
【００１４】
図７を用いて、図３に示す第一のインバータ６の出力電圧波形２１（矩形波）から図５に示す電力変換装置２の出力電圧波形（正弦波）を作り出すための第二のインバータ８の動作について詳しく説明する。図７には、第一のインバータ６の出力電圧波形２１（矩形波）と電力変換装置２の出力電圧波形２３（正弦波）が示されている。その２つの出力電圧波形の差分すなわち図７で網掛けされている部分が、第二のインバータ８の出力分となる。正弦波の電圧よりも矩形波の電圧が小さい部分（図７に示したＴ１、Ｔ３、Ｔ５の期間）においては、第二のインバータ８はその差分すなわち電圧不足分２６を補って出力する。すなわち、第二のインバータ８は第二の直流電源９からエネルギーを放電することによって、電圧不足分２６の補充を行う。また、正弦波の電圧よりも矩形波の電圧が大きい部分（図７に示したＴ２、Ｔ４の期間）においては、第二のインバータ８はその余分な出力すなわち電圧余剰分２７を減らすようにマイナス電圧を出力する。すなわち、第二のインバータ８は第二の直流電源９にエネルギーを充電することによって、第一のインバータ６からの電圧余剰分２７を減らし、電力変換装置２の出力電圧波形を目標の電圧波形（正弦波）に合わせる。
【００１５】
図８を用いて、第二のインバータ８と第二の直流電源９の充放電動作について説明する。なお、第二の直流電源９は、具体的にはコンデンサにより実現している。第二のインバータ８は、スイッチ素子２４ａ、２４ｂ、２４ｃ、２４ｄによって構成され、第二のインバータ８の入力端２５ａが第一のインバータ６の出力端に接続（図示せず）され、第二のインバータ８の出力端２５ｂがフィルタ回路１０の入力端に接続（図示せず）されている。また、第二の直流電源９が第二のインバータ８に並列に接続されている。電力変換装置２の目標出力電圧に対して第一のインバータ６の出力電圧が小さいとき、第二のインバータ８は放電動作を行って不足分を補うが、このときスイッチ素子２４ｂ、２４ｃがＯＮ状態、スイッチ素子２４ａ、２４ｄがＯＦＦ状態となる。すなわち第二の直流電源９は、入力端２５ａに対し出力端２５ｂの電位が上がる方向（放電される方向）に接続される。また、電力変換装置２の目標出力電圧に対して第一のインバータ６の出力電圧が大きいとき、第二のインバータ８は充電動作を行って余剰分を減らすが、このときスイッチ素子２４ａ、２４ｄがＯＮ状態、スイッチ素子２４ｂ、２４ｃがＯＦＦ状態となる。すなわち第二の直流電源９は、入力端２５ａに対し出力端２５ｂの電位が下がる方向（充電される方向）に接続される。
【００１６】
図７で第二のインバータ８の出力の電力収支０制御について説明する。図７には、最終段の出力電圧波形としての電圧不足分２６すなわち第二のインバータによる放電部と、最終段の出力電圧波形としての電圧余剰分２７すなわち第二のインバータによる充電部が示されているが、ある一定期間（例えば図７に示した半周期あるいは１周期間）において、これらの充電部の充電エネルギーの量と放電部の放電エネルギーの量とが等しくなるように、言い換えれば図７での電圧不足分２６の総面積と電圧余剰分２７の総面積とが等しくなるように、すなわち充電量と放電量が相殺されて０になるように制御するのが、電力収支０制御である。そのような制御をすることによって、第二の直流電源９は必要なエネルギーを外部から別に補充する必要もなく、充電動作と放電動作を繰り返すだけで第二のインバータ８の電源としての機能を完結することができる。すなわち直流電源としての能力、構成が簡単なもので済み、図８で示しているようにコンデンサだけで構成することが可能となる。
【００１７】
次に、図９を用いて、第二のインバータ８および第二の直流電源９が扱う電圧の最大値について説明する。図９には、第一のインバータ６の出力電圧波形２１（矩形波）と電力変換装置２の出力電圧波形２３（正弦波）が示されている。その差分については第二のインバータ８が第二の直流電源９への充電もしくは放電動作を行うことによって補っていることは前述したとおりである。第二のインバータ８は、期間Ｔ１および期間Ｔ５において第二の直流電源９からの放電動作を行うが、その放電電圧は、第一のインバータ６の出力電圧と電力変換装置２の出力電圧との差が最も大きい部分で最大の値（図９におけるＡ）となる。すなわち第二のインバータ８は期間Ｔ１および期間Ｔ５においては最大Ａまでの電圧を扱う必要がある。また、第二のインバータ８は、期間Ｔ２および期間Ｔ４において第二の直流電源９への充電動作を行うが、その充電電圧は、第一のインバータ６の出力電圧と電力変換装置２の出力電圧との差が最も大きい部分で最大の値（図９におけるＢ）となる。すなわち第二のインバータ８は期間Ｔ２および期間Ｔ４においては最大Ｂまでの電圧を扱う必要がある。さらに、第二のインバータ８は、期間Ｔ３においても第二の直流電源９からの放電動作を行うが、その放電電圧は、第一のインバータ６の出力電圧と電力変換装置２の出力電圧との差が最も大きい部分で最大の値（図９におけるＣ）となる。すなわち第二のインバータ８は期間Ｔ３においては最大Ｃまでの電圧を扱う必要がある。
すなわち、第二のインバータ８は、半周期の間に放電時に最大Ａ、充電時に最大Ｂ、また放電時に最大Ｃの電圧を扱うことになる。言い換えれば第二のインバータ８のスイッチ素子２４および第二の直流電源９には、少なくともこの最大電圧Ａ、Ｂ、Ｃが印加されるため、スイッチ素子２４および第二の直流電源９は電圧Ａ、Ｂ、Ｃ以上の耐電圧を有することが要求されるのである。
【００１８】
ここで母線電圧Ｖｄｃ１の値すなわち図９の第一のインバータ出力電圧波形２１（矩形波）の波高値に対し、出力電圧波形２３（正弦波）のピーク電圧が高くなってしまった場合を説明する。日射が少なくなったことによって太陽電池モジュール１の発電量が低下した場合や、交流電力系統３の系統電圧が上昇してしまった場合等に起こりうるが、電力変換装置２の出力は交流電力系統３に連系させるため、系統電圧が変動した場合にはそれに合わせて電力変換装置２の出力電圧も高くあるいは低くさせなければならない。すなわち、系統電圧の変動に合わせて出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊も変動させることになる。母線電圧Ｖｄｃ１の値よりも出力電圧波形２３（正弦波）のピーク電圧がかなり高くなってしまった場合、前述したように第二のインバータ８においては電力収支０制御を実施するため、第一のインバータの出力矩形波のパルス幅を広くとる必要が生じてくる。極端な場合、図１０に示すように、第一のインバータの出力矩形波のパルスはほぼ半周期の全期間を占めることになる。その場合、第二のインバータ８が扱う電圧の最大値Ｂは第一のインバータの出力矩形波の波高値すなわち母線電圧Ｖｄｃ１の値とほぼ同じ値にまでなってしまう。すなわち、第二のインバータ８のスイッチ素子２４および第二の直流電源９は、第一のインバータのスイッチ素子等の構成部品の耐電圧と同等の、高い耐電圧のものが必要になる。構成する部品の耐電圧が高くなれば一般的に部品のサイズも大きくなり、それに伴って製品のサイズの増加、重量の増加、コストアップが余儀なくされる。さらに、スイッチ素子を高耐電圧品にすると導通損失が増加するものが多いことや、取り扱う電圧が低い場合に比べ高い電圧の方がスイッチング損失が大きくなるというデメリットもある。
【００１９】
次に、図１１〜図１５で本実施の形態における電力変換装置２の第二のインバータ８および第二の直流電源９の耐電圧を必要最小限にする手段について説明する。
図９において、第一のインバータ６の出力電圧波形２１（矩形波）と電力変換装置２の出力電圧波形２３（正弦波）の関係において、期間Ｔ１およびＴ５での第二のインバータ８が扱う出力電圧の最大値Ａ、期間Ｔ２およびＴ４での第二のインバータ８が扱う出力電圧の最大値Ｂ、期間Ｔ３での第二のインバータ８が扱う出力電圧の最大値Ｃが決まることを説明した。図９において、第一のインバータ６の出力電圧波形２１（矩形波）の波高値すなわち母線電圧Ｖｄｃ１が変わると、それに応じてＴ１〜Ｔ５のそれぞれの期間において第二のインバータ８が扱う出力電圧の最大値Ａ、Ｂ、Ｃも変わることになる。図１１は、電力変換装置２の出力電圧波形２３（正弦波）と、母線電圧が低い場合（ア）、母線電圧が適切な場合（イ）、母線電圧が高い場合（ウ）のそれぞれの第一のインバータ６の出力電圧波形（矩形波）との関係を示す。なお、図１１では交流電力系統３の系統電圧は標準値（例えば三相２００Ｖ）の場合を示している。すなわち、電力変換装置２の出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊も標準値に固定されているとする。
【００２０】
母線電圧Ｖｄｃ１が低い値のときには、第二のインバータ８の出力の電力収支０制御を行うために、第一のインバータの出力電圧波形のパルス幅を広くする必要がある。例えば、図１１に示す第一のインバータの出力電圧波形２１（ア）のような場合である。この場合、出力矩形波のパルスのデューティがほぼ１００％（パルス幅ＴＷ（ア））に近くなり、図９で示したＴ１およびＴ５に相当する期間での第二のインバータ８の出力電圧の最大値Ａ（ア）はほとんど０に近くなって、Ｔ２およびＴ４に相当する期間での第二のインバータ８の出力電圧の最大値Ｂ（ア）が最も大きな値となることがわかる。
母線電圧Ｖｄｃ１が高くなってくると、電力収支０制御を行うために第一のインバータの出力矩形波のパルス幅を減らす。したがってＡは増加し、それに伴ってＢ、Ｃが減少する。図１１に示す第一のインバータの出力電圧波形２１（イ）は、第二のインバータ出力電圧の最大値Ａ（イ）、Ｂ（イ）とが等しい場合を示している。
さらに母線電圧Ｖｄｃ１が高くなって、母線電圧Ｖｄｃ１の値と電力変換装置の出力電圧波形２３（正弦波）のピーク電圧とが等しくなった場合、Ｃ＝０となる。その後、さらに母線電圧Ｖｄｃ１が高くなると、Ｃが再び増え始めるが、これは図９で示したＴ３に相当する期間においてエネルギーの放電量が再び増え始めたのではなく、Ｔ３に相当する期間での第二のインバータの動作が充電動作に転じ、その充電量が増え始めたことを示している。図１１における第一のインバータの出力電圧波形２１（ウ）はそのような場合を示している。
【００２１】
このように、母線電圧Ｖｄｃ１の値に対応して、第二のインバータ出力電圧の最大値Ａ、Ｂ、Ｃがそれぞれ変化する。図１２は、その母線電圧Ｖｄｃ１と第二のインバータの出力電圧の最大値Ａ、Ｂ、Ｃの関係を示す図であり、母線電圧Ｖｄｃ１の各値に対する、期間Ｔ１、Ｔ５での第二のインバータ出力電圧の最大値Ａの変化２９、期間Ｔ２、Ｔ４での第二のインバータ出力電圧の最大値Ｂの変化３０、期間Ｔ３での第二のインバータ出力電圧の最大値Ｃの変化３１を示すものである。
ここで、第二のインバータ出力電圧の最大値とは第二のインバータ８が出力しなければならない最大電圧であるから、第二のインバータ８は最小限これだけの出力電圧をまかなえる電源が必要である。すなわち第二の直流電源９が供給しなければならない必要最小限の電圧ということになる。第二のインバータ出力電圧の最大値は、前述したように期間Ｔ１〜Ｔ５においてＡ、Ｂ、Ｃの３種類が存在するが、第二の直流電源９は、これらのＡ、Ｂ、Ｃのうちの最も大きい値を供給できなければならない。この第二の直流電源９が供給する電源電圧は、第二のインバータ８のスイッチ素子２４に直接印加されることになる。したがって、スイッチ素子２４の耐電圧は第二の直流電源９が供給する電源電圧以上でなければならないことになる。
例えば、図１２において、母線電圧Ｖｄｃ１をＶ１［Ｖ］とすると、それに対するＡ、Ｂ、Ｃのそれぞれの出力電圧値のうちＡの値が最も大きな値になっているので、第二の直流電源９は、Ａに対応した第二のインバータ出力電圧Ｖ２［Ｖ］以上の電圧を供給する必要がある。したがって、第二のインバータ８のスイッチ素子２４の耐電圧もＶ２［Ｖ］以上が必要であることになる。また、当然のことではあるが、第二の直流電源９の耐電圧つまり第二の直流電源９を構成する各部品の耐電圧もＶ２［Ｖ］以上が必要となる。
図１２において、第二のインバータ８が必要とする電源電圧すなわち第二の直流電源９に要求される電源電圧は、期間Ｔ１、Ｔ５での第二のインバータ出力電圧の最大値Ａの変化２９、期間Ｔ２、Ｔ４での第二のインバータ出力電圧の最大値Ｂの変化３０、期間Ｔ３での第二のインバータ出力電圧の最大値Ｃの変化３１のグラフのうち、最も高い電圧値を示している曲線の値以上である必要がある。その最も高い電圧値を示している曲線のみを抽出して描いたのが図１３に示す曲線である。この曲線を第二のインバータの必要電源電圧３２とする。
【００２２】
図１３において、第二のインバータの必要電源電圧３２は極小値３３を有することがわかる。母線電圧Ｖｄｃ１＝Ｖ３［Ｖ］のとき、第二のインバータの必要電源電圧３２が極小値３３を取り、その値はＶ４［Ｖ］となる。すなわち、母線電圧Ｖｄｃ１＝Ｖ３［Ｖ］となるように制御することによって、第二のインバータの必要電源電圧３２は極小値３３を取り、このとき第二のインバータ出力電圧の最大値すなわち第二の直流電源９が供給しなければならない必要最小限の電圧が最小となる。そのときに第二のインバータ８のスイッチ素子２４および第二の直流電源９が必要とする耐電圧が最も小さい値で済むことになる。
なお、図１３では図１２同様、交流電力系統３の系統電圧が標準値（例えば三相２００Ｖ）の場合、すなわち電力変換装置の出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊も標準値の場合を示す。
【００２３】
図１４は、交流電力系統３の系統電圧が変動して、それに伴って出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊の値が変動した場合の第二のインバータの必要電源電圧を示したものである。すなわち、交流電力系統３の系統電圧が低いことによって出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊が低くなっている場合の第二のインバータの必要電源電圧３２ａと、交流電力系統３の系統電圧が標準であり出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊も標準である場合の第二のインバータの必要電源電圧３２ｂと、交流電力系統３の系統電圧が高いことによって出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊が高くなっている場合の第二のインバータの必要電源電圧３２ｃとを示している。これにより、第二のインバータの必要電源電圧の極小値は、図１４内に点線で示すような特性を示すことがわかる。
【００２４】
図１５は、図１４における各出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊に対応した第二のインバータの必要電源電圧の極小値を、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊を横軸、母線電圧Ｖｄｃ１を縦軸としたグラフに書き換えたものである。これにより、第二のインバータの必要電源電圧が極小値となるような母線電圧Ｖｄｃ１は、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊に比例することがわかる。
上記比例係数をαとすると、
Ｖｄｃ１＝α・Ｖｏｕｔ＊  
という式が成り立つ。すなわち、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊が決まったならば、その値に係数αを掛けて得られる値（α・Ｖｏｕｔ＊）と等しくなるような母線電圧Ｖｄｃ１に制御する、すなわち母線電圧指令値をＶｄｃ１＊に設定することによって、第二のインバータの必要電源電圧は常に極小値に等しくなることになる。すなわち、
Ｖｄｃ１＊＝α・Ｖｏｕｔ＊  …  （式１）
このとき、第二のインバータを構成する各スイッチ素子２４、第二の直流電源９の耐電圧は、上記の第二のインバータの必要電源電圧の極小値以上にすればよい。図１４で考えると、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊が高い場合の第二のインバータの必要電源電圧３２ｃの極小値が最も高い値（図ではＶ５［Ｖ］）になっている。したがって、第二のインバータを構成する各スイッチ素子２４、第二の直流電源９として耐電圧Ｖ５［Ｖ］以上の部品を選び、式１に基づいた制御および電力収支０制御を実施すれば、各スイッチ素子２４、第二の直流電源９に印加される電圧がそれらの耐電圧を越えることはない。
なお、交流電力系統として三相交流２００Ｖの系統についてシミュレーションを行った結果から考えると、α＝２．５とするのが望ましい。
【００２５】
以上に示したように、式１に基づいた制御および電力収支０制御を実施することにより、第二のインバータの必要電源電圧を必要最小限の値にすることができる。したがって各スイッチ素子２４、第二の直流電源９の耐電圧も必要最小限の値にすることができるため、各素子のサイズ、重量、コストを低減することができる。また、それに伴って電力変換装置そのもののサイズ、重量、コストを低減することができる。さらには、上記に伴って電力変換装置のスイッチング損失や導通損失をも低減できる。
【００２６】
実施の形態２．
次に、本発明にかかる電力変換装置の実施の形態２を図面に基づいて詳細に説明する。
本実施の形態における電力変換装置の構成および動作フローは、実施の形態１で示した図１および図２と同じである。
図１６は本発明の実施の形態２における電力変換装置の母線電圧Ｖｄｃ１と第二のインバータの必要電源電圧の関係を示す図である。実施の形態１では、式１に基づいて、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊が決まったならば、その値に係数αを掛けて得られる値（α・Ｖｏｕｔ＊）と等しくなるように母線電圧Ｖｄｃ１を制御するようにした。それによって、第二のインバータの必要電源電圧は常に極小値をとるようになった。しかし、Ｖｏｕｔ、Ｖｄｃ１を測定する際に生じる誤差、制御装置にて演算を行う際に生じる誤差、制御の応答遅れ、それらに伴う目標値と実際の値との間に生じる誤差等があるため、Ｖｄｃ１をα・Ｖｏｕｔ＊に制御するためには、各測定装置として高精度のものを使用し、制御装置として応答時間の早いもの、演算精度の高いものを使用する等の必要があり、その結果製品としてのコストが増加してしまうことにつながっていた。
そこで、第二のインバータの必要電源電圧の設定上限値すなわち第二の直流電源が供給可能な最大電圧として、第二のインバータの必要電源電圧の極小値に対してオフセット値を加えた値を採用することにする。すなわち、図１６において、第二のインバータの必要電源電圧の極小値はＶ６［Ｖ］であるが、オフセットを加えて第二のインバータの必要電源電圧の設定上限値をＶ７［Ｖ］と設定する。その場合、母線電圧Ｖｄｃ１が図１６におけるＶ８［Ｖ］からＶ９［Ｖ］の範囲の中のいずれかの電圧であれば、第二のインバータの必要電源電圧はＶ７［Ｖ］以下となる。すなわち、第二のインバータの必要電源電圧の設定上限値を極小値に対してオフセットを加えた値まで引き上げれば、電圧調整装置４はその出力である母線電圧Ｖｄｃ１を余裕を持って制御することができる。つまり、母線電圧Ｖｄｃ１がＶ８［Ｖ］〜Ｖ９［Ｖ］の範囲（許容範囲３５）内にさえあればその電圧値にかかわらず、第二のインバータの必要電源電圧はＶ７［Ｖ］以下となり、各スイッチ素子２４、第二の直流電源９の耐電圧としては最小限Ｖ７［Ｖ］以上にしておけば十分である。すなわち、各測定装置を高精度品にする必要や、制御装置を応答時間の早いもの、演算精度の高いものにする必要等もなくなり、その結果電力変換装置として安価な装置を提供することができる。
【００２７】
図１７は、図１６の第二のインバータの必要電源電圧の極小値にオフセットを与えることによって母線電圧Ｖｄｃ１の制御範囲に余裕ができた様子を、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊を横軸、母線電圧Ｖｄｃ１を縦軸としたグラフにプロットして示した図である。図１６の母線電圧Ｖｄｃ１の制御範囲下限値を出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊に対してプロットしたのが母線電圧Ｖｄｃ１下限ライン３６Ｌ、図１６の極小値を出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊に対してプロットしたのが母線電圧Ｖｄｃ１標準ライン３６Ｍ(Ｖｄｃ１＝α・Ｖｏｕｔ＊)、図１６の母線電圧Ｖｄｃ１の制御範囲上限値を出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊に対してプロットしたのが母線電圧Ｖｄｃ１上限ライン３６Ｈである。母線電圧Ｖｄｃ１標準ライン３６Ｍは前述した式１である。
母線電圧Ｖｄｃ１上限ライン３６Ｈおよび母線電圧Ｖｄｃ１下限ライン３６Ｌで挟まれた領域が、第二のインバータの必要電源電圧がＶ７［Ｖ］以下という条件を満たすための母線電圧Ｖｄｃ１の取りうる許容範囲である。
すなわち、出力電圧目標値Ｖｏｕｔ＊が決まったならば、その値に係数αを掛けて得られる値（α・Ｖｏｕｔ＊）を標準とし、それに対してある幅を持たせた許容範囲内に入るように母線電圧Ｖｄｃ１を制御すれば、第二のインバータの必要電源電圧を常にある値以下に抑えることができる。したがって、第二のインバータを構成する各スイッチ素子２４、第二の直流電源９の耐電圧は、少なくとも上記の第二のインバータの必要電源電圧のある値以上にしておけばいい。
【００２８】
上述したように、式１に基づく母線電圧指令値Ｖｄｃ１＊にある許容範囲を認めて電圧調整装置の出力を制御し、かつ電力収支０制御を実施することによって、各スイッチ素子２４、第二の直流電源９を必要最小限のランクの耐電圧品に選定することが可能となり、また母線電圧Ｖｄｃ１を必要以上の精度で出力制御する必要がなくなる。それによって、各素子のサイズ、重量、コストを低減することができ、また電力変換装置そのもののサイズ、重量、コストを低減することができる。さらには、上記に伴って電力変換装置のスイッチング損失や導通損失をも低減できる。さらに、各測定装置を高精度品にする必要がなくなり、制御装置を応答時間の早いもの、演算精度の高いものにする必要等もなくなる。その結果、電力変換装置としてさらに安価な装置を提供することができる。
【符号の説明】
【００２９】
２  電力変換装置
４  電圧調整装置
５  第一の直流電源
６  第一のインバータ
８  第二のインバータ
９  第二の直流電源
１４  制御装置
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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