(57)【要約】【課題】熱ローラ系の定着加熱装置の立ち上げ制御において、高調波電流歪を大幅に抑制できる定着加熱装置を提供する。【解決手段】シートにトナーを定着させるヒータ１００と、交流電源２０２からヒータ１００へ供給される電力を通電／遮断するトライアック２０４と、交流電源のゼロクロスを検知するゼロクロス検知回路２１２と、ヒータへの電力供給開始時に、ゼロクロス検知回路２１２の検知結果を用いて、トライアック２０４の通電位相角を制御することによりヒータ１００への電力供給比を段階的に変化させる位相制御を行う制御部２０３を有し、制御部２０３は、少なくとも電力供給比３０％の通電位相角から電力供給比７０％の通電位相角へ通電位相角を段階的に変化させる期間において、電力供給比の変化が最大となる位相制御を含むようにトライアック２０４を制御することを特徴とする定着加熱装置。【選択図】図２
2012088444.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
記録媒体に現像剤を定着させる定着加熱手段と、
交流電源から前記定着加熱手段へ供給される電力を通電／遮断する電子スイッチ手段と、
前記交流電源のゼロクロスを検知するゼロクロス検知手段と、
前記定着加熱手段への電力供給開始時に、前記ゼロクロス検知手段の検知結果を用いて、前記電子スイッチ手段の通電位相角を制御することにより前記定着加熱手段への電力供給比を段階的に変化させる位相制御を行う制御手段を有し、
前記制御手段は、少なくとも電力供給比３０％の通電位相角から電力供給比７０％の通電位相角へ通電位相角を段階的に変化させる期間において、電力供給比の変化が最大となる位相制御を含むように前記電子スイッチ手段を制御することを特徴とする定着加熱装置。
【請求項２】
前記電力供給比の変化が最大となる位相制御とは、９０度より小さな通電位相角から９０度より大きな通電位相角へ通電位相角を変化させる場合において、前記電力供給比の変化が最大となるような位相制御であることを特徴とする請求項１記載の定着加熱装置。
【請求項３】
前記制御手段による電力供給比３０％から電力供給比７０％の通電位相角の位相制御時間が、前記位相制御の一制御周期の２０％以下であることを特徴とする請求項１記載の定着加熱装置。
【請求項４】
前記制御手段による電力供給比５％以下および電力供給比９５％以上の通電位相角の位相制御時間が、前記位相制御の一制御周期の２０％以上であることを特徴とする請求項１記載の定着加熱装置。
【請求項５】
前記制御手段による電力供給比３０％から電力供給比７０％の通電位相角の位相制御時間が、前記位相制御の一制御周期の２０％以下であり、かつ前記制御手段による電力供給比５％以下および電力供給比９５％以上の通電位相角の位相制御時間が、前記位相制御の一制御周期の２０％以上であることを特徴とする請求項１記載の定着加熱装置。
【請求項６】
前記制御手段は、５０％の電力供給比の位相制御を行わないことを特徴とする請求項１または請求項３乃至５のいずれか１項に記載の定着加熱装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複写機、プリンタ装置、ファクシミリ装置、これら複数の機能を備えた複合機などに使用される定着加熱装置のヒータ電力制御に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、複写機、プリンタ、ファクシミリ等の画像形成装置において、記録材あるいはＯＨＰシートなどの記録媒体に形成した未定着トナー像を定着像とするために、熱により溶融して定着させる定着加熱装置が設けられている。この定着加熱装置では、熱源を内蔵させた加熱部材としての定着ローラと、この定着ローラと圧接される加圧ローラによって記録媒体を加熱及び加圧しながら狭持搬送することにより行う熱ローラ方式がある。その他フィルム定着方式等の多種方式、構成のものが知られている。上記熱ローラ方式の定着加熱装置は、他の方式に比べて加熱部材としての定着ローラの熱容量が大きく、高速化且つ光沢（グロス）化を容易にする方式として一般的に多用されている。
【０００３】
熱ローラ方式の熱源には一般的にハロゲンランプ、発熱抵抗等の発熱部材（ヒータ）が使用されている。このヒータはトライアック等のスイッチング制御素子を介して交流電源に接続されており、この交流電源により電力が供給される定着加熱装置には温度検出素子、例えばサーミスタ感温素子が設けられている。その検出温度情報をもとに、装置のエンジンコトンローラがスイッチング素子をオン／オフ制御することにより、ヒータへの電力供給をオン／オフし、定着加熱装置の温度が目標温度になるよう調整制御される。
【０００４】
熱源であるハロゲンランプ、発熱抵抗等のヒータは対温度の抵抗特性が正である特徴を有する。従って、温度が低いヒータに電力を供給すると過大な突入電流が流れ、交流電源の内部インピーダンスや屋内配電網によるインピーダンスの影響により、装置に接続されている交流電源電圧の急激な変動を引き起こす。
【０００５】
また、近年の画像形成装置においては、フルカラー画像の形成がなされ、且つ、プリント速度の高速化、高画質化が重要になっている。加えて、近年の省電力化による頻繁な省電力モード移行のために、省電力モードからの復帰時間の短縮が求められている。そのため、画像形成装置における定着加熱装置は急速な加熱立ち上げを必要とする。これにより、定着加熱装置内の熱ローラの熱容量は増大傾向となり、言い換えると、ヒータの抵抗値が減少傾向であることを意味する。ヒータの抵抗値減少は、上記したようにヒータ電力供給時の突入電流増大を意味し、この突入電流増大は更なるフリッカを生じさせる。フリッカとは、ヒータのオン／オフの度に生じる急激な電圧変動により、定着加熱装置と同じ交流電源に接続されている周囲機器、例えば照明機器がちらつく等の現象をいう。ヒータへの電力供給時の突入電流によるフリッカを抑制させるため、位相制御によるスローアップ制御が知られている。例えば、入力電流が一定となるようにヒータをオンする位相角を増大変化させる（例えば、特許文献１参照）、また所定の位相角でオンする（例えば、特許文献２参照）位相制御を行い、交流電源の電源電圧の急激な変動を抑制するスローアップ制御を行っていた。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開平０９−１０６２１５公報
【特許文献２】特開平１０−１８６９４２公報
【特許文献３】特開平１１−０２７９３２公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
上記したように、フリッカ、高調波電流歪が増加すると、同配電網上の他装置の誤動作や寿命劣化等を生じさせると共に、送配電設備の負荷を増大させる。そのため、フリッカ、高調波電流歪につきＥＭＣ指令の低周波ＥＭＣ規格（ＩＥＣ６１０００−３−２）に規制されている。特に、電源高調波電流歪に関しては更なる効率的なエネルギー利用のため規制が強化されている。すなわち、交流電源の基本波周波数の整数倍高調波電流歪のみならず、非整数倍高調波電流歪（次数間高調波）の抑制が求められており、従来の位相制御によるヒータのスローアップ制御では対応が困難となってきている。例えば、位相制御によるスローアップ制御中に発生する高調波歪の発生は、従来の次数間高調波を含まない高調波電流歪の測定方法の場合に比べて、次数間高調波を含む高調波電流歪の測定方法の場合はおよそ１．５倍から２倍に増加する。熱ローラ方式の定着加熱装置の場合、位相制御を用いたヒータ制御を常時行うのではなく、例えばスローアップ制御時など一部の時間のみ行う。そのため、従来の次数間高調波を含まない高調波電流歪の測定方法の場合、各次数の高調波電流歪は高調波電流歪規格値に対して３０％前後〜５０％前後であった。しかし、次数間高調波を含む高調波電流歪の測定方法の場合、各次数の高調波電流歪は高調波電流歪規格値に対して６０％前後〜１００％前後となってしまう。そして、更にプリント速度の高速化のためにヒータの抵抗値が減少すると、次数間高調波を含む高調波電流歪の測定方法の場合、高調波電流歪規格値に対して１００％超の高調波電流歪が生じてしまう。
【０００８】
本発明は、上記課題に鑑みなされたものであって、画像形成装置に使用される定着加熱装置のヒータへの電力供給時におけるスローアップ制御において、高調波電流歪を抑制できる立ち上げ制御が可能となる。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明は、上記課題を解決するため以下の構成を有する。
【００１０】
記録媒体に現像剤を定着させる定着加熱手段と、交流電源から前記定着加熱手段へ供給される電力を通電／遮断する電子スイッチ手段と、前記交流電源のゼロクロスを検知するゼロクロス検知手段と、前記定着加熱手段への電力供給開始時に、前記ゼロクロス検知手段の検知結果を用いて、前記電子スイッチ手段の通電位相角を制御することにより前記定着加熱手段への電力供給比を段階的に変化させる位相制御を行う制御手段を有し、前記制御手段は、少なくとも電力供給比３０％の通電位相角から電力供給比７０％の通電位相角へ通電位相角を段階的に変化させる期間において、電力供給比の変化が最大となる位相制御を含むように前記電子スイッチ手段を制御することを特徴とする定着加熱装置。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、画像形成装置に使用される定着加熱装置のヒータへの電力供給時におけるスローアップ制御において、高調波電流歪を抑制できる立ち上げ制御が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】実施例１の定着加熱装置の概略構成図
【図２】実施例１の定着加熱装置のヒータの駆動回路図
【図３】実施例１の位相制御によるヒータ電力制御の基本動作説明図
【図４】実施例１の位相制御によるヒータ電力制御の動作説明図
【図５】実施例１の位相制御によるヒータ電力制御の高調波電流歪の説明図
【図６】実施例１の位相制御によるヒータ電力制御の高調波電流歪の図表
【図７】実施例１の位相制御による高調波電流歪の平均相対値計算の説明図
【図８】実施例１の位相制御によるヒータ電力制御の図表
【図９】実施例１の位相制御によるヒータ電力制御の説明図
【図１０】実施例１の位相制御によるヒータ電力制御のグラフ
【図１１】実施例１の位相制御によるヒータ電力制御のフローチャート
【図１２】実施例１のスローダウン制御によるヒータ電力制御のグラフ
【図１３】実施例２の位相制御によるヒータ電力制御のグラフ
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下に、本発明を実施するための実施例について図面を参照しながら詳細に説明する。尚、以下で説明する実施例では、図１に示すハロゲンヒータを用いた定着加熱装置を有する画像形成装置の場合を例に説明する。但し、本発明は熱ローラ系の定着加熱装置を使用した装置全般に適用できるものであり、特に画像形成装置に限定されるものではない。また、本発明の技術的範囲は、特許請求の範囲によって確定されるのであって、以下の個別の実施例によって限定されるわけではない。
【実施例１】
【００１４】
本実施例では、熱ローラ系の定着加熱装置を有する画像形成装置において、高調波電流歪を抑制可能なヒータへの電力通電時のスローアップ制御の一例を説明する。
【００１５】
［定着加熱装置］
図１に示す定着加熱装置１００は熱ローラ方式の定着装置であり、定着ローラ１０１と、ハロゲンヒータ（以下、ヒータという）１０２と、加圧ローラ１０３とを有する。定着ローラ１０１は、アルミ等の熱伝導性の良好な金属からなる円筒状芯金１０４の外周面にシリコンゴムなどからなる弾性層１０５を有し、さらにその弾性層の外周面にフッ素樹脂などからなる離型層１０６を有する。そして、円筒状芯金１０４の両端が不図示の装置フレームに軸受を介して回転自在に支持されている。定着ローラ１０１の円筒状芯金１０４の内部にはヒータ１０２が挿入配置されている。ヒータ１０２は両端が不図示のヒータホルダーを介して装置フレームに支持されている。加圧ローラ１０３は、金属製の円筒状芯金１０７の外周面にシリコンゴムなどからなる弾性層１０８を有し、さらにその弾性層の外周面にフッ素樹脂などからなる離型層１０９を有する。加圧ローラ１０３は、定着ローラ１０１の下方で定着ローラ１０１と平行に対向配置され、円筒状芯金１０７の両端が不図示の装置フレームに軸受を介して回転自在に支持されている。そしてその加圧ローラ１０３は、芯金の両端が不図示の加圧バネにより定着ローラ１０１に加圧されることによって定着ローラとの間に定着ニップ部１１０を形成している。定着ローラは不図示のモータ等の駆動源により回転駆動され、ヒータ１０２には図２に示すヒータ駆動回路２００から電力が供給される。ヒータ１０２により加熱された定着ローラ１０１の温度は温度検知素子のサーミスタ２０１により検知される。ヒータ駆動回路２００はサーミスタ２０１の出力信号に基づいてヒータ１０２への電力供給を制御して、定着ローラ１０１の温度を目標温度に維持する。そして未定着トナー（現像剤）画像が担持されたシート（記録媒体）を定着ニップ部１１０で挟持搬送する。これによりシート面上の未定着のトナー画像に熱と圧力を与え、そのトナー画像をシート面に定着しつつトナー画像の表面に光沢を付与する。
【００１６】
［ヒータの駆動回路］
図２は、本実施形態に係る定着加熱装置のヒータの駆動回路を示している。商用の交流電源２０２は定着加熱装置１００に接続され、制御部２０３は交流電源２０２からの入力電圧をヒータ１０２へ供給することにより、ヒータ１０２を発熱させる。上記ヒータ１０２への電力供給は、トライアック２０４（電子スイッチ）の通電／遮断により行われる。抵抗２０５、２０６はトライアック２０４のためのバイアス抵抗で、フォトトライアックカプラ２０７は一次・二次間の沿面距離を確保するためのデバイスである。そして、フォトトライアックカプラ２０７の発光ダイオード２０８に通電することによりトライアック２０４をオンさせる。抵抗２０９は、フォトトライアックカプラ２０７の電流を制限するための抵抗であり、トランジスタ２１０によりフォトトライアックカプラ２０７をオン／オフする。トランジスタ２１０は、抵抗２１１を介して制御部２０３からのヒータ駆動信号に従って動作する。
【００１７】
交流電源２０２からの入力電源電圧は、電圧波形検出回路であるゼロクロス検知回路２１２にも入力される。交流電源２０２からの交流電圧は、整流器２１３、２１４により半波整流される。本回路においては、ニュートラル側が整流されている。この半波整流された交流電圧は、抵抗２１５、２１６、コンデンサ２１７、抵抗２１８を介して、トランジスタ２１９のベースに入力される。これにより、ニュートラル側の電位がホット側の電位よりも高い場合にトランジスタ２１９はオンとなり、ニュートラル側の電位がホット側の電位よりも低くなるとトランジスタ２１９はオフとなる。フォトカプラ２２０は、一次・二次間の沿面距離を確保するための素子であり、抵抗２２１、２２２はフォトカプラ２２０に流れる電流を制限するための抵抗である。ニュートラル側の電位がホット側の電位より高くなるとトランジスタ２１９はオンするため、フォトカプラ２２０内の発光ダイオード２２３は消灯し、フォトトランジスタ２２４はオフしてフォトカプラ２２０の出力電圧はハイとなる。一方、ニュートラル側の電位がホット側の電位より低くなるとトランジスタ２１９はオフするのでフォトカプラ２２０の発光ダイオード２２３が発光し、フォトトランジスタ２２４はオンしてフォトカプラ２２０の出力電圧はローとなる。フォトカプラ２２０の出力が抵抗２２５を介してゼロクロス信号として制御部２０３に報知される。このゼロクロス信号は、その信号周期が交流電源２０２の周波数と等しいパルス信号であり、交流電源２０２の電位極性に応じて信号レベルが変化する。制御部２０３はこのゼロクロス信号の立ち上がり及び立ち下がりのエッジを検知し、任意のタイミングでトライアック２０４をオン／オフすることでヒータ１０２への電力供給を制御する。サーミスタ２０１によって検出される温度は、抵抗２２６とサーミスタ２０１との分圧として検出され、制御部２０３にＴＨ信号としてＡ／Ｄポートに入力される。以上の構成において、定着加熱装置１００の温度制御は次のように行われる。即ち、制御部２０３がＴＨ信号をモニターし、未定着画像を定着画像として加熱定着可能な目標温度に達すると、ヒータ駆動信号を使ってヒータ１０２ヘの通電を停止する。また、目標温度を下回ると、ヒータ１０２ヘ通電することによって定着加熱装置の温度を一定に保つ。
【００１８】
次にヒータの電力通電時の電力制御について説明する。ヒータ１０２は、タングステン、モリブデンなどの材質が使われ、対温度の抵抗特性が正である特徴を持っている。よって、温度が低いヒータ１０２をオンさせると、ヒータオン時は定常時に比べ抵抗値が低いため、大きな突入電流を生じる。例えば、電源や回路のインピーダンスを考慮し、且つ、最も電圧が低いゼロクロスのタイミングでヒータをオンさせたとしても、７〜１０倍の突入電流が生じる場合がある。本実施例では、高調波電流歪を抑制する位相制御によるヒータスローアップ制御を説明する。
【００１９】
［位相制御］
位相制御によるヒータ電力制御について図３を用いて説明する。ゼロクロス信号３ｂは交流電源電圧波形３ａの正から負、負から正に切り替わるポイントで論理が切り替わる。そして、その立ち上がりおよび立ち下がりエッジからＴａ時間後にヒータ駆動信号３ｃをオンすると、ヒータ印加電圧３ｄの斜線で示した部分でヒータが通電し電力が供給される。なお、ヒータをオンした後、次のゼロクロスポイントでヒータへの通電はオフされるため、再びゼロクロス信号のエッジから時間Ｔａ後にヒータ駆動信号をオンすることにより、次の半波でもヒータに同じ電力が供給される。また時間Ｔａと異なる時間Ｔｂ後にヒータ駆動信号をオンするとヒータへの通電時間が変わるため、ヒータへの供給電力を変化させることができる。このように、半波毎にゼロクロス信号のエッジからヒータ駆動信号をオンする時間を変化させることでヒータへの供給電力を制御することができる。交流電源２０２の周波数をｆとし、ヒータ駆動信号３ｃをオンする時間幅をＴｘ（０＜＝Ｔｘ＜＝１／ｆ／２）とすると、ヒータ供給電力比Ｐｒは下記の式で表される。
【００２０】
【数１】
2012088444.tif 000003
【００２１】
例えば、ｆ＝５０Ｈｚの交流電源２０２において、Ｔｘ＝５ｍｓｅｃとするとＰｒ＝０．５となる。５ｍｓｅｃは通電位相角９０度の時にヒータ駆動信号をオンすることを意味し、半波全てヒータオンする場合に比べて電力比０．５（５０％）をヒータに電力を供給したことになる。
【００２２】
［位相制御による高調波電流の発生］
位相制御は交流電源電圧波形３ａの半波の途中でヒータへの通電をオンするためヒータに流れる電流が急激に立ち上がり、高調波電流が流れる。位相制御による高調波電流の発生について図４、図５、図６を用いて説明する。
【００２３】
図４に、交流電源２０２の周波数を５０Ｈｚとした場合の交流電源電圧波形４ａと、ヒータ供給電力比Ｐｒを０．０５〜０．９５それぞれにおいて固定位相角で位相制御した場合のヒータ印加電圧（４ｂから４ｌの斜線で示した部分）を示す。交流電源２０２の周波数を５０Ｈｚとした場合の交流電源電圧波形４ａの半波の時間は１０ｍｓである。制御部２０３は半波期間中に図４の４ｂ〜４ｌに示すようにヒータ１０２をオンするヒータ駆動信号のタイミングをゼロクロスを起点にそれぞれ７．９７ｍｓ〜２．０３ｍｓにすることでヒータ供給電力比Ｐｒを０．０５〜０．９５に設定することができる。ここでは、連続する交流電源２０２の正のサイクルと負のサイクルの２半波につき同じヒータオンタイミングを用いることにする。
【００２４】
図５にヒータ抵抗値１００Ω、交流電源２３０Ｖ／５０Ｈｚの条件下における２次から４０次までの奇数次の高調波電流歪値を高調波電流歪規格（次数間高調波含）で除算した値と高調波次数の関係を示す。図５に示すようにＰｒ＝０．５の時に高調波電流は殆ど全ての高調波次数において最大になる。続いてＰｒ＝０．３、０．７が２番目、Ｐｒ＝０．２、０．８が３番目、Ｐｒ＝０．１５、０．８５が４番目、Ｐｒ＝０．１、０．９が５番目、Ｐｒ＝０．０５、０．９５が６番目に増加していることが分かる。ここで、例えばＰｒ＝０．３とは電力供給比３０％、Ｐｒ＝０．７とは電力供給比７０％を意味する。図６にそれぞれの総高調波電流歪（次数間高調波を含む）をＰｒ＝０．５時の総高調波電流歪で除算した相対比を示す。総高調波電流歪においても、Ｐｒ＝０．５と比較して、Ｐｒ＝０．３、０．７は９６％、Ｐｒ＝０．２、０．８は８６．７％、Ｐｒ＝０．１５、０．８５は８０．３％、Ｐｒ＝０．１、０．９は７１．２％、Ｐｒ＝０．０５、０．９５は５６．６％に減少している。Ｐｒ＝０．５が最も高調波電流歪みを増加させていることが分かる。そして、Ｐｒ＝０、１は理想的にはヒータ電流波形が無いまたは位相制御を行わない正弦波であるため高調波電流歪は発生せず、ここでは０％とする。即ち、高調波電流歪は電流の立ち上がり量が大きいほど多くなる傾向であり、最も立ち上がり量が多いＰｒ＝０．５が最も高調波電流歪を生じていることが分かる。よって、例えば供給電力比Ｐｒ＝０．５のように電流の立ち上がり量が大きい供給電力比の位相制御の回数を減らすことが、高調波電流歪を抑制するために有効であると言える。ここで、図５のグラフでは高調波次数は偶数次を省略し奇数次のみをプロットしている。連続する交流電源の正のサイクルと負のサイクルの２半波を同じタイミングでヒータオンしているため、フーリエ変換すると偶数次の成分が殆ど現れないためである。実際はゼロクロス信号の誤差や交流電源２０２の周波数変動によって、交流電源の正のサイクルと負のサイクルにヒータオンタイミングのズレが発生するため偶数次の成分は少なからず生じる。
【００２５】
前述のように、熱ローラ方式の定着加熱装置の場合、位相制御を用いたヒータ制御を常時行っている訳ではなく、例えばスローアップ制御時など一部の時間のみ行う。そのため、従来の次数間高調波を含まない高調波電流歪の測定方法の場合、各次数の高調波電流歪は高調波電流歪規格値に対して３０％前後〜５０％前後であった。しかし、次数間高調波を含む高調波電流歪の測定方法の場合、各次数の高調波電流歪は高調波電流歪規格値に対して６０％前後〜１００％前後となってしまう。そのため、次数間高調波を含む高調波電流歪を高調波電流歪規格に対しマージンを持って満足させるためには、少なくとも１０％以上の高調波電流歪抑制が求められる。そこで、次数間高調波を含む高調波電流歪を高調波電流歪規格に対しマージンを持って満足するための制御について図７を用いて説明する。図７では、１０％超または２０％超抑制する一例をそれぞれ説明する。
【００２６】
［高調波電流歪の平均相対値の計算］
図７に各ヒータ電力比Ｐｒの範囲に対応した総高調波電流歪の平均相対値、従来例の制御回数、１０％超の削減例の制御回数及び２０％超の削減例の制御回数を示す。総高調波電流歪の平均相対値を計算する方法について図６を用いて説明する。例えば、図６に示すようにＰｒ＝０．０５、０．９５の場合、総高調波電流歪の相対値はＰｒ＝０．５の総高調波電流歪に対して５６．６％である。また、Ｐｒ＝０．１、０．９の場合、総高調波電流歪の相対値はＰｒ＝０．５の総高調波電流歪に対して７１．２％である。つまり、Ｐｒ＝０．０５〜０．１、０．９〜０．９５の範囲における総高調波電流歪はＰｒ＝０．５の総高調波電流歪に対して、５６．６％から７１．２％の範囲であることが分かる。ここで平均相対値を簡易的にＰｒ＝０．０５〜０．１、０．９〜０．９５の範囲における総高調波電流歪は、Ｐｒ＝０．５の総高調波電流歪に対して平均６３．９％（＝（５６．６％＋７１．２％）／２）とする。その他の範囲においても図６の図表を用いて同様の計算を行う。この計算により、各ヒータ電力比Ｐｒの範囲における総高調波電流歪の平均相対比を求めることができる。
【００２７】
従来例、１０％超の削減例、２０％超の削減例の制御回数（位相制御時間）についてそれぞれの一例について説明する。ここでは、従来例、１０％超の削減例、２０％超の削減例の制御回数は、いずれもスローアップに要する位相制御の一波（一制御周期）の回数を５０回としている。図７に示す従来例では、ヒータ供給電力比の変化度を一律固定としている。そのため、各ヒータ電力比Ｐｒの範囲に対応した位相制御の一波の回数は、例えばＰｒ＝０〜０．０５、０．９５〜１．００の範囲（電力供給比５％以下および電力供給比９５％以上）では５回となり、全体回数５０回に対し１０％の割合の制御回数である。同様に例えば１０％超の削減例のＰｒ＝０〜０．０５、０．９５〜１．００の範囲においては、位相制御の一波の回数は１１回となり、スローアップ制御の全体回数５０回に対し２２％（２０％以上）の割合の制御回数であることを示す。
【００２８】
ここで、上記総高調波電流歪の平均相対値および各ヒータ電力比Ｐｒの範囲に対応した位相制御の一波の回数を用いることで、図７に示すスローアップ制御全体の高調波電流歪の平均相対値を求める方法について説明する。平均相対値は各ヒータ電力比Ｐｒに対する制御回数を乗算しそれぞれ加算した値である。従来例、１０％超の削減例、２０％超の削減例についてそれぞれ高調波電流歪の平均相対値の計算を行うと、従来例では８２６１．５、１０％超の削減例では７０３５．０、２０％超の削減例では６２８２．４となる。これは即ち、１０％超の削減例、２０％超の削減例は従来例と比較してそれぞれおよそ８５％、およそ７６％の高調波電流歪に抑制されていることが分かる。図７に示す１０％超の削減例と２０％超の削減例に示す各ヒータ電力比Ｐｒの範囲に対応した位相制御の一波の回数はあくまで一例であり、図７に示す値に限るものではない。Ｐｒ＝０〜０．０５、０．９５〜１．００の範囲の制御回数を増加させ、Ｐｒ＝０．３〜０．７の範囲の制御回数を減少させることが最も高調波電流歪を削減するために効果がある。そして、Ｐｒ＝０〜０．０５、０．９５〜１．００の制御回数を増加させ、Ｐｒ＝０．３〜０．７の制御回数を減少させることは、必然的にＰｒ＝０．３〜０．７の範囲におけるヒータ供給電力比Ｐｒの変化は、他のヒータ電力比Ｐｒの範囲に比べて最大となる。
【００２９】
［具体的なヒータ制御パターンとヒータ印加電圧の変化］
定着加熱装置のヒータへの電力供給時の突入電流防止のための位相制御を用いたスローアップ制御において、本実施例の特徴を良く表す高調波電流歪を抑制するヒータ制御の一例について説明する。
【００３０】
図８に図７で示した２０％超の削減例をもとに作成した具体的なヒータへの電力供給時のヒータ制御パターン表を示す。制御部２０３は、ヒータスローアップ制御を開始すると、波数番号１から５０の順番に一波毎にヒータ供給電力比Ｐｒを変化させ、ヒータスローアップ制御を行う。このパターン表では図６に示す総高調波電流歪相対比較が９６％以上を示すヒータ供給電力比であるＰｒ＝０．３〜０．７のヒータ制御パターンをヒータスローアップ制御全体の１６％（２０％以下）の割合とする。また、図６に示す様に総高調波電流歪相対比較がおよそ５６．６％以下を示すＰｒ＝０〜０．０５またはＰｒ＝０．９５〜１のヒータ制御パターンをヒータスローアップ制御全体の３６％の割合とする。そして、最も高調波電流歪を生じるＰｒ＝０．５のヒータ供給電力比を含まない制御を行う。更に少なくともＰｒ＝０．５の前後間におけるヒータ供給電力比Ｐｒの変化を最大となるように制御を行う。本実施形態ではＰｒ＝０．５の前後間におけるヒータ供給電力比Ｐｒの変化は０．０６としている。
【００３１】
図９に交流電源２０２の周波数を５０Ｈｚとした場合の上記ヒータ制御パターン表によるヒータ印加電圧の変化を示す。ヒータ供給電力比Ｐｒ  ９ｂが一波毎に変化するに従ってヒータ印加電圧（９ｃの斜線で示した部分）が変化している様子がわかる。そして波数番号Ｎ＝５０波目にヒータスローアップ制御が終了し、波数番号Ｎ＝５１波目からヒータ供給電力比Ｐｒを１にしてヒータ全点灯制御を行う。
【００３２】
［ヒータ供給電力比の従来例との比較］
図１０に図８に示す上記ヒータ制御パターンのグラフと、ヒータ供給電力比の変化度を一律固定にしたヒータ制御パターンの従来制御例のグラフを示す。本実施形態の一例のグラフは、従来制御の一例のグラフと比較して、ヒータ供給電力比を変化させ、且つ、最も高調波電流歪を生じるＰｒ＝０．５前後でヒータ供給電力比Ｐｒの変化を最大にしている。また、高調波電流歪を多数発生しうるＰｒ＝０．３からＰｒ＝０．７の範囲におけるヒータ制御パターンの制御回数は、従来例は波数番号Ｎ＝１６から３５の合計２０回に対して、本実施形態では波数番号Ｎ＝２２から２９の合計８回に削減している。また、高調波電流歪の比較的少ないＰｒ＝０．０５以下、Ｐｒ＝０．９５以上のヒータ制御パターンの制御回数は、従来例は波数番号Ｎ＝１、２および４９、５０の４回に対して、本実施例では波数番号Ｎ＝１〜９およびＮ＝４２〜５０の１８回に増加している。
【００３３】
［スローアップ制御の制御フロー］
図１１に、電力供給開始時のヒータスローアップ制御の制御フローを示す。制御部２０３は波数番号Ｎを１に設定し（ステップ（以下、Ｓ）１１０１）、波数番号Ｎに対応したヒータ供給電力比Ｐｒを、制御部２０３内の不図示の記憶部に記憶してあるヒータスローアップテーブル（例えば図８）から選択する（Ｓ１１０２）。次に制御部２０３はゼロクロス信号をもとに周波数検知結果を更新し（Ｓ１１０３）、ヒータ供給電力比Ｐｒと周波数検知結果からゼロクロスからヒータをオンするまでの時間差を計算する（Ｓ１１０４）。算出した上記ヒータ駆動信号のＯＮタイミングで制御部２０３はヒータ１０２の２半波連続位相制御を行う（Ｓ１１０５）。波数番号Ｎを１増加更新し（Ｓ１１０６）、Ｓ１１０２からＳ１１０５までの繰り返し制御を行う。波数番号Ｎが５１に更新されたら（Ｓ１１０７、Ｙ）、ヒータスローアップ制御を終了し、ヒータ供給電力比Ｐｒを１にしてヒータ全点灯制御を行う。Ｎが５１に更新されないなら（Ｓ１１０７、Ｎ）、Ｓ１１０２に戻る。
【００３４】
ここで、本実施例では、Ｐｒ＝０．５前後におけるヒータ供給電力比Ｐｒの最大変化を０．０６とした制御を説明したが、必ずしも０．０６に限らなくても良い。ヒータ１０２の抵抗値や交流電源２０２の電圧値等によってフリッカの影響を考慮して適切な上記Ｐｒの変化に設定すると良い。ヒータ抵抗値が低いヒータスローアップ制御開始時においてヒータ供給電力比Ｐｒを高調波電流歪が多く発生しない値（特にＰｒ＝０．０５以下が望ましい）を用いることは、高調波電流歪抑制のみならずフリッカ抑制の効果もある。よって、ヒータスローアップ制御開始時は、ヒータ供給電力比Ｐｒの小さい値に設定し、最も高調波電流歪を生じるＰｒ＝０．５のヒータ供給電力比を含まない制御を行う。更に３０％の通電位相量制御から７０％の通電位相量制御へ通電位相量を変化させる期間において、変化率が最大となる通電位相量制御を含む。この変化率が最大となる通電位相量制御とはＰｒ＝０．５の前後間におけるヒータ供給電力比Ｐｒの変化を最大となるような制御である。つまり、例えば本実施例に示したスローアップ制御を行うことにより、従来のヒータ供給電力比の変化を一律固定にしたヒータスローアップ制御に比べて大幅な高調波電流歪抑制の効果を得ることができる。
【００３５】
また、本制御はスローアップ制御の場合におけるヒータ制御パターンについて説明したが、ヒータのスローダウン制御にも応用できる。ヒータ消灯時はヒータ点灯停止時における突入電流を生じることは無いが、突然のヒータ消灯制御は消灯前と消灯後でヒータ電流の変化が大きくフリッカの増加につながる。よって、ヒータ点灯停止時もヒータのスローアップ制御と逆の制御であるヒータスローダウン制御を行う場合がある。ヒータスローダウン制御もヒータスローアップ制御と同様に位相制御による高調波電流歪を多数生じるが、本実施例で説明したヒータスローアップ制御を応用した、例えば図１２に示すヒータスローダウン制御を実施すれば高調波電流歪を抑制できる。
【００３６】
ここでは、１波目から５０波目の間にヒータスローアップ制御を行い５１波目からヒータ電力供給比を１にする一例を示したが、装置の誤動作等を防止できる所定の突入電流に抑えられるのであれば、ヒータスローアップ制御に必要な波数を適宜調整可能である。また、ヒータスローアップ制御の最初の１波目と最後の５０波目のヒータ供給電力比Ｐｒはそれぞれ０．０３、０．９７としている。ゼロクロス検知回路２１２のゼロクロス信号の誤差や交流電源２０２の周波数変動による誤動作よって、意図しない大幅にずれたヒータ投入電力をヒータ１０２に与えることを防ぐためである。例えば、周波数５０Ｈｚの交流電源２０２において、ヒータ供給電力比Ｐｒ＝０．０１と設定した場合、制御部２０３はゼロクロス信号を起点からおよそ８．４４ｍｓ後にヒータ駆動信号をオンする。例えば交流電源の周波数変動が大幅に生じ、ヒータ駆動信号のオンタイミングが次回のゼロクロスを超えてしまうとヒータ供給電力比Ｐｒが０．１から例えば１．０近くになってしまう。逆に、ヒータ供給電力比Ｐｒ＝０．９９と設定した場合、制御部２０３はゼロクロス信号を起点からおよそ１．５６ｍｓ後にヒータ駆動信号をオンする。例えば交流電源の周波数変動が大幅に生じ、ヒータ駆動信号のオンタイミングが現在のゼロクロスより以前になってしまうとヒータ供給電力比Ｐｒが０．９９から０近くになってしまう。このような意図しない大幅な誤動作はヒータ電力制御を大幅に狂わせるとともに、突入電流増大によるフリッカや高調波電流歪の増加にもつながる。ここでは、ヒータ供給電力比Ｐｒの最低値を０．０３とし、最大値を０．９７にしているが、上記誤動作を生じさせないのであれば適宜調整可能である。
【００３７】
以上のように、本実施例の画像形成装置によれば，画像形成装置に使用される定着加熱装置のヒータへの電力供給時におけるスローアップ制御において、高調波電流歪を抑制できる立ち上げ制御が可能となる。
【実施例２】
【００３８】
本発明の第２の実施例においてはヒータ構成、位相制御などについては、実施例１と同様のため、説明を省略する。実施例１では、波数ＮＯ．１〜５０の順番に一波毎にヒータ供給電力比Ｐｒを変化させていた。これは即ち、例えば交流電源２０２の周波数が５０Ｈｚの場合、ヒータスローアップ制御の時間が１秒間であることを示す。更に例えば、周波数が６０Ｈｚの場合、ヒータスローアップ制御の時間が０．８３秒である。つまり交流電源の周波数によって、ヒータスローアップ制御に要する時間が変化する。本実施例では、実施例１の効果に加えて、交流電源２０２の周波数が変動しても最適なヒータスローアップ制御行うことができる制御パターンについて説明する。
【００３９】
前述したようにヒータオン時は定常状態に比べ抵抗値が低いため、例えば定常時電流の、７〜１０倍の大きな突入電流を生じる。よって、例えば交流電源２０２の周波数が高くなり上記ヒータスローアップの時間が短くなってしまうと、ヒータスローアップ制御によるヒータを段階的に温める時間が、交流電源２０２の周波数が低い場合に比べて減少する。図１３に交流電源２０２の周波数が５０Ｈｚの場合と６０Ｈｚの場合の一例を示す。図１３（ａ）のように、交流電源２０２の周波数が６０Ｈｚの場合、ヒータスローアップ制御に必要な波数を５０Ｈｚの場合に比べて増加させると良い。図１３（ａ）に示す本実施例では例えばヒータスローアップ制御に必要な波数を６０波数とし、ヒータスローアップ制御の制御時間を５０Ｈｚと同じになるように制御を行う。
【００４０】
また、図１３（ｂ）のようにヒータスローアップ制御の波数は変えずに、最も高調波電流歪を生じるＰｒ＝０．５前後のヒータ供給電力比をヒータスローアップ制御の後半に移動させても良い。ここでは、交流電源２０２の周波数が５０Ｈｚの場合に比べて、周波数が６０Ｈｚの場合は６波分遅延させているが、周波数が変化してもＰｒ＝０．５以前までのヒータ電力の積算値が殆ど変わらないように遅延させるのが望ましい。また、図５に示すように、例えばＰｒ＝０．０５とＰｒ＝０．９５の高調波電流歪は同じである。半波の中心である位相角９０°を中心に対称にした波形はフーリエ変換した結果が同じになるためである。つまり、最も高調波電流歪を生じるＰｒ＝０．５前後のヒータ供給電力比の制御タイミングをヒータスローアップ制御の後半に移動させても、Ｐｒ＝０．０５以下またはＰｒ＝０．９５以上のヒータ制御パターンの割合は変わらない。それ故、高調波電流歪も大きく変わらないことを意味する。
【００４１】
周波数変動によるヒータスローアップ制御の波数変化制御またはＰｒ＝０．５のヒータ供給電力比をヒータスローアップ制御の後半に移動する制御は、次のように行うとよい。すなわち、予め基本制御パターン（例えば、５０Ｈｚ，６０Ｈｚの制御パターン）を１個ないし２個用意し、制御部２０３内の記憶部に記憶させ、ゼロクロス信号の周波数検知結果をもとに制御パターンの計算または補間を行う。
【００４２】
いずれも３０％の通電位相量制御から７０％の通電位相量制御へ通電位相量を変化させる期間において、変化率が最大となる通電位相量制御を含む。そして、変化率が最大となる上記通電位相量制御とはＰｒ＝０．５の前後間におけるヒータ供給電力比Ｐｒの変化が最大となるような制御である。よって、例えば、交流電源２０２の周波数が変動した場合においても、ヒータ供給電力比の変化度を一律固定にしたヒータ制御パターンなどの従来方式のスローアップ制御に比較して大幅に高調波電流歪みを抑制することができる。
【００４３】
以上のように、本実施例の画像形成装置によれば，画像形成装置に使用される定着加熱装置のヒータへの電力供給時におけるスローアップ制御において、高調波電流歪を抑制できる立ち上げ制御が可能となる。
【符号の説明】
【００４４】
１００    定着加熱装置
２００    ヒータ駆動回路
２０２    交流電源
２０３    制御部
２１２    ゼロクロス検知回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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