(57)【要約】【課題】データレートを高めることなく、ノイズの影響を低減する。【解決手段】ＰＰＭパルス列の信号に、各ＰＰＭパルスとは逆極性の同じパルス幅で所定の振幅を有するパルス列をＰＰＭパルス列の前位置に付け加えた複合信号を用いて伝送を行う。送信信号である（ａ）の４値ＰＰＭ信号より、（ｂ）の複合信号を生成する。この複合信号は、各スロットに逆極性の前置パルスを組み合わせる。スロット１に対応する前置パルスがスロット１´であり、このスロット１´は、スロット１と同一パルス幅、波高値はスロット１のＭ倍、極性は逆極性とする。スロット２〜４及び７も同様に前置パルスであるスロット２´〜４´及び７´を追加する。スロット５及び６は、前置スロットとして２倍のスロット長のスロット５´及び６´を追加する。【選択図】図２
2012239027.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信装置と受信装置間で４値ＰＰＭ信号を伝送するにあたり、ＰＰＭパルス列の信号に、各ＰＰＭパルスとは逆極性の、同じパルス幅で所定の振幅を有するパルス列をＰＰＭパルス列の前位置に付け加えた複合信号を用いて伝送を行うことを特徴とする４値ＰＰＭ信号の伝送方法。
【請求項２】
前記受信装置に、複合信号を通過させるハイパスフィルタを設け、前記ハイパスフィルタのステップ関数応答として、単位ＰＰＭスロット時間経過後のレベルが、ステップ開始時のレベルの１／Ｍになるとき、前記送信装置において、ＰＰＭパルス列の前位置に付け加えるパルス列の波高値を、ＰＰＭパルス列のレベルのＭ倍の波高値に設定することを特徴とする請求項１に記載の４値ＰＰＭ信号の伝送方法。
【請求項３】
前記受信装置において、前記ＰＰＭパルス列の前位置に付け加えたパルス列の受信波高値より受信レベル電圧の検出を行い、検出した受信レベル電圧をもとに、復号のための閾値電圧を得て、復号を行うことを特徴とする請求項１に記載の４値ＰＰＭ信号の伝送方法。
【請求項４】
前記受信装置において、前記ＰＰＭパルス列の前位置に付け加えたパルス列の受信波高値を検出して、自動利得制御に用いることを特徴とする請求項３に記載の４値ＰＰＭ信号の伝送方法。
【請求項５】
前記送信装置において、単位ＰＰＭスロットの２倍の時間となる部分のＰＰＭパルスを、単位ＰＰＭスロット長のパルスに変換し、伝送を行うことを特徴とする請求項１に記載の４値ＰＰＭ信号の伝送方法。
【請求項６】
前記受信装置において、前記ＰＰＭパルス列の前位置に付け加えたパルス列の受信パルス開始点を、ＰＰＭパルスの開始点として認識し、前記ＰＰＭパルスの開始点を、ＰＰＭパルスの終了点として認識することを特徴とする請求項５に記載の４値ＰＰＭ信号の伝送方法。
【請求項７】
送信装置と受信装置間で４値ＰＰＭ信号を伝送する伝送装置において、
前記送信装置に、ＰＰＭパルス列の信号に、各ＰＰＭパルスとは逆極性の、同じパルス幅で所定の振幅を有するパルス列をＰＰＭパルス列の前位置に付け加えた複合信号の生成手段と、この複合信号の送信手段を設け、
前記受信装置に、前記複合信号の受信手段と、受信した複合信号を通過させるハイパスフィルタと、このハイパスフィルタの出力信号から４値ＰＰＭ信号を復号する復号手段を設けたことを特徴とする４値ＰＰＭ信号の伝送装置。
【請求項８】
前記復号手段が、前記ＰＰＭパルス列の前位置に付け加えたパルス列の受信波高値より受信レベル電圧の検出を行い、検出した受信レベル電圧をもとに、復号のための閾値電圧を得て、復号を行うことを特徴とする請求項７に記載の４値ＰＰＭ信号の伝送装置。
【請求項９】
前記復号手段が、前記ＰＰＭパルス列の前位置に付け加えたパルス列の受信波高値を検出して、自動利得制御手段を有することを特徴とする請求項７に記載の４値ＰＰＭ信号の伝送装置。
【請求項１０】
送信装置と受信装置間で多値パルス信号を伝送するにあたり、多値パルス列の信号に、各多値パルスとは逆極性の、同じパルス幅で所定の振幅を有するパルス列を多値パルス列の前位置に付け加えた複合信号を用いて伝送を行うことを特徴とする多値パルス信号の伝送方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、４値ＰＰＭ信号等の多値パルス位置変調技術に適用可能な伝送方法及び伝送装置に関するものであって、特に、赤外線通信や可視光通信などの光通信を用いて情報を空間伝送するのに適したものである。
【背景技術】
【０００２】
従来から、例えば、特許文献１に示すように、赤外線や可視光を使用した空間伝送を行う場合に、４値ＰＰＭ変調回路を使用することが提案されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開平７−１０７１２５号公報
【非特許文献】
【０００４】
【非特許文献１】平成１９年度電子情報通信学会東京支部学生会研究発表会、講演番号：１３６「パルス幅変調プリエンファシスを用いた多値波形等化技術」
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
特許文献１に記載の方法によれば、低データレート信号を繰り返し伝送することによって、送信時のデータレートを比較的高速な一定した値に保つことができる。また、低域に周波数成分を有する照明機器による妨害受信雑音を、低域カットフィルタ（ハイパスフィルタ）により除去し、妨害光の影響を受けにくい状態で低データレートの光空間伝送を達成している。
【０００６】
前記の方法では、繰り返し送信を伴わないデータレートでデータ伝送を行う場合は、目的とする効果は得られない。そのため、データレートを妨害照明光の雑音周波数スペクトルの分布を鑑みて設定しなければなない。例えば、特許文献１では、照明光の雑音周波数成分が４００ｋＨｚまでの範囲に収まり、データレートとして１．２２８８Ｍｂｐｓの伝送が可能としている。
【０００７】
最近の照明光の雑音周波数スペクトル成分は、インバーター式の蛍光灯が普及してきたことで、高い周波数帯に移ってきている。そのため、特許文献１の方法では、データレートをより高い値に設定しなければならない。しかし、光空間伝送を行う場合、データレートと伝送距離はトレードオフの関係があり、データレートを高めると伝送距離が短くなるため、データレートを上げずに照明光の雑音成分による影響を低減する方法が望まれている。
【０００８】
従来技術の問題点を、図８及び図９によって、具体的に説明する。図８に示すように、従来技術では、送信データは、４値ＰＰＭ回路５０において変調された後、ハイパスフィルタ（以下、ＨＰＦと呼ぶ）５１によって雑音周波数である低域の周波数成分が除去される。
【０００９】
図９は、各回路における信号波形であり、（Ａ）はＨＰＦへの入力波形、（Ｂ）は出力波形である。（Ｂ）から分かるように、出力波形はＨＰＦの影響により揺らいだ波形になり、そのピーク値のエンベロープも波打つ。復号は、スレッショルド電圧と比較して４値ＰＰＭ信号を得るが、前記のようにＨＰＦ信号が揺らぐのでスレッショルド電圧でスライスされるレベルが変動する。更に、ＨＰＦ信号の揺らぎが大きい場合は、パルスを取りこぼしてしまう場合もある。
【００１０】
また、従来技術において、伝送系の周波数特性が高域で低下している場合は、ＨＰＦの出力波形は（Ｃ）のようになる。この場合、スレッショルド電圧でスライスされるレベルの変動により復号されるＰＰＭパルスのパルス幅が大きく変動し、エラーが発生する。
【００１１】
このように４値ＰＰＭのパルスを光通信により伝送し、これをＨＰＦで処理した場合には、ＨＰＦの特性により、パルスの取りこぼしなどのエラーが発生する恐れがあった。また、このような問題点は、光空間伝送に限らず、無線あるいは有線の４値ＰＰＭの伝送信号をＨＰＦで処理する場合に同様に存在するものであった。
【００１２】
本発明は前記のような従来技術の問題点を解決するために提案されたものである。本発明の目的は、ＰＰＭパルス列の信号に各ＰＰＭパルスとは逆極性の同じパルス幅で所定の振幅を有するパルス列をＰＰＭパルス列の前位置に付け加えた複合信号を用いて伝送を行うことにより、データレートを高めることなく、ノイズの影響を低減することのできる４値ＰＰＭ信号の伝送方法及び伝送装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
前記の目的を達成するために、本発明の伝送方法及び伝送装置は、ＰＰＭパルス列の信号に、各ＰＰＭパルスとは逆極性の同じパルス幅で所定の振幅を有するパルス列をＰＰＭパルス列の前位置に付け加えた複合信号を用いて伝送を行うことを特徴とする。また、次のような態様も本発明に包含される。
【００１４】
（１）受信装置に、複合信号を通過させるハイパスフィルタを設け、前記ハイパスフィルタのステップ関数応答として、単位ＰＰＭスロット時間経過後のレベルが、ステップ開始時のレベルの１／Ｍになるとき、送信装置において、ＰＰＭパルス列の前位置に付け加えるパルス列の波高値を、ＰＰＭパルス列のレベルのＭ倍の波高値に設定する。
【００１５】
（２）受信装置において、前記ＰＰＭパルス列の前位置に付け加えたパルス列の受信波高値より受信レベル電圧の検出を行い、検出した受信レベル電圧をもとに、復号のための閾値電圧を得て、復号を行う。
【００１６】
（３）受信装置において、前記ＰＰＭパルス列の前位置に付け加えたパルス列の受信波高値を検出して、自動利得制御に用いることもできる。
【００１７】
（４）ＰＰＭパルスが、単位ＰＰＭスロットの２倍の時間となる部分のＰＰＭパルスを、単位ＰＰＭスロット長のパルスに変換し、伝送を行うこともできる。
【００１８】
（５）受信装置において、前記ＰＰＭパルス列の前位置に付け加えたパルス列の受信パルス開始点を、ＰＰＭパルスの開始点、前記ＰＰＭパルスの開始点を、ＰＰＭパルスの終了点として認識することもできる。
【発明の効果】
【００１９】
本発明の伝送方法及び伝送装置によれば、４値ＰＰＭパルスの応答が良好で、電圧レベルの揺らぎが生じない波形が得られる。
【００２０】
特に、ＰＰＭパルス列の前位置に付け加えたパルス列の受信波高値より求めた受信レベル電圧に基づいて閾値電圧を得て、復号を行った場合には、ＨＰＦによる電圧下降による影響を受けない状況で複合を行うことができる。
【００２１】
また、パルス列の受信波高値を検出して、自動利得制御を行った場合には、ＨＰＦ出力の受信レベルに起因する振幅の変動があっても、出力パルスの幅を一定にして、エラーを防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】本発明におけるＨＰＦのステップ応答を説明する波形図。
【図２】第１実施形態における各部の信号を示す波形図。
【図３】第１実施形態の送信装置のブロック図とその各部の波形図。
【図４】第１実施形態の受信装置のブロック図とその各部の波形図。
【図５】第２実施形態の受信装置のブロック図とその各部の波形図。
【図６】第３実施形態の送信装置のブロック図とその各部の波形図。
【図７】第３実施形態の受信装置のブロック図とその各部の波形図。
【図８】従来の伝送装置の基本的な構成を示すブロック図。
【図９】従来の伝送装置におけるハイパスフィルタの出力信号を示す波形図。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
［第１実施形態］
（１）ステップ応答
本発明におけるＨＰＦの出力信号特性として現れるステップ応答を、図１に従って、説明する。図１のＨＰＦＩＮに示すステップ関数信号がＨＰＦを通過すると、ＨＰＦＯＵＴとして、０レベルから瞬時に正の電圧値Ｖに達し、時間と共に正電圧が減少し０レベルに戻る応答を示す。本発明では、ステップの立ち上がりから４値ＰＰＭの１スロット時間経過した時間の正電圧が、電圧値ＶのＭ分の一すなわちＶ／Ｍとなるとする。すなわち、Ｍは、１スロット経過後の正電圧Ｖの減少率である。
【００２４】
本実施形態においては、ハイパスフィルタのステップ関数応答として、単位ＰＰＭスロット時間経過後のレベルが、ステップ開始時のレベルの１／Ｍになるとき、送信装置において、ＰＰＭパルス列の前位置に付け加えるパルス列の波高値を、ＰＰＭパルス列のレベルのＭ倍の波高値に設定する。
（２）複合信号
図２（ａ）〜（ｃ）は、本発明の第１実施形態における各部の信号波形を示すものである。（ａ）の４値ＰＰＭ信号は、１フレームに対する各スロットの位置によって、１シンボルの信号を送るものである。１シンボルの送信信号の信号長を１フレーム、拡散符号の符号長を１スロットとし、１フレームに４つのスロットがあり、１スロットで振動（光伝送の場合は光の強弱を変化）させることで、１フレームにおいて２ビットを表現できる。
【００２５】
例えば、図２（ａ）において、スロット１，５はパルスがフレームの末尾に位置することから「１１」、スロット２はフレームの３番目なので「１０」、スロット３，４，６はフレームの先頭にするので「００」を表す。なお、図にはないがスロットがフレームの２番目の場合には、「０１」を表す。
【００２６】
本実施形態では、送信信号である（ａ）の４値ＰＰＭ信号より、（ｂ）の複合信号を生成する。この複合信号は、各スロットに逆極性の前置パルスを組み合わせたものである。すなわち、スロット１に対応する前置パルスがスロット１´であり、このスロット１´は、スロット１と同一パルス幅、波高値はスロット１のＭ倍、極性は逆極性とする。スロット２〜４及び７も同様に前置パルスであるスロット２´〜４´及び７´を追加する。
【００２７】
スロット５及び６は、フレーム最後部にスロット５が発生した次のスロット６がフレーム最初に発生する場合であるから、見かけ上スロット長が２倍になる。その場合は前置スロットとして、２倍のスロット長のスロット５´及び６´を追加する。
【００２８】
前記のようにして送信側で生成された復号信号が、図１のようなステップ応答を有する受信側のＨＰＦを通過して得られる波形が（ｃ）のＨＰＦ通過信号である。このＨＰＦ通過信号における各スロット及びその前置パルスの応答は以下のようになる。但し、ＨＰＦのゲインは１とする。
【００２９】
（i）スロット１´，１
スロット１´により０電圧から−Ｍ電圧に入力電圧が瞬間的に変動すると、ＨＰＦ出力も同一の変異が発生し、瞬間的に−Ｍ電圧になる（ｔ０）。スロット１´が、その単位スロット時間−Ｍの電圧を維持する期間は、前述のステップ応答に従い、時間の経過とともに電圧が漸減し０レベルに向かい、スロット１´終了時点で（ｔ１）電圧が初期電圧の１／Ｍとなるから、電圧値は−１となる（ｔ１）。以降入力電圧は瞬時に（Ｍ＋１）上昇するが、上昇の起点電圧が−１であるから、達する電圧はＭ＋１−１＝Ｍとなる。
【００３０】
以降スロット１が、１スロット時間の間、電圧を１に保つので、ＨＰＦ出力電圧は時間の経過とともに電圧が漸減し０レベルに向かい、スロット１終了時点で（ｔ２）電圧が初期電圧の１／Ｍとなるから、電圧値は１となる。スロット１が終了すると、入力電圧は瞬時に１減少するので、ＨＰＦ出力はそれに応じて瞬間に１Ｖ電圧を減ずる。ＨＰＦ出力の電圧起点が１Ｖであることから、ＨＰＦ出力の（ｔ２）における電圧は０に収束する。
【００３１】
以上、前置パルスに続き、本パルスが終了するまで、パルス応答は０レベルに収束するので、（ｔ２）以降にはスロット１´及びスロット１の影響が残らず、０レベルを保ちリンギング等の発生が起こらない。
【００３２】
（ii）スロット２〜４
次に続くスロット２´とスロット２、スロット３´とスロット３、スロット４´とスロット４の３対についても、同様にペアスロット終了直後、０レベルに速やかに収束する。
【００３３】
（iii）スロット５´及び６´
スロット５´及び６´については、パルス長が単位スロット長の２倍であるためＨＰＦによる電圧減少量が増加し、２スロット時間経過後−１より０レベルに近い電圧になる。従って、スロット５及び６によるパルス応答に従って、Ｍ＋１レベルが上がることにより、波高値はＭよりは大きくなる。また、スロット５及び６のパルス継続期間は電圧が漸減し、１より低い電圧となる。
【００３４】
次いで、スロット５及び６の終了により電圧が１減少するので、ＨＰＦ出力電圧は０レベルには戻らず、若干マイナスの電圧値になり、その後０レベルに向かって収束する。但し、そのレベルは低いので後続するパルス列に対する干渉要因としての影響度は低い。
【００３５】
（３）送信装置（複合信号の生成回路）
図３は、送信装置に設けられた複合信号の生成回路及び動作波形を示す図である。入力データは、４値ＰＰＭ変調回路１により、４値ＰＰＭ信号Ａに変換される。信号Ａは、ディレー回路２とパルス幅検出回路３に印加される。
【００３６】
パルス幅検出回路３は、印加された信号Ａから２スロット連続するパルスを検出し、切り替え回路４に切り替え制御信号として印加する。信号Ａは、ディレー回路２に印加され、ディレー回路２からは１スロット期間遅延したパルスＢ及び２スロット期間遅延したパルスＤが出力される。
【００３７】
切り替え回路４には、４値ＰＰＭ変調回路１からの信号Ａと、ディレー回路２からの信号Ｂが印加される。この切り替え回路４は、パルス幅検出回路３から取得した信号Ａ中の各パルスの幅に従い、１スロット遅延した信号Ｂからその２スロット連続するパルス部分のみを取り去り、そこに４値ＰＰＭ変調回路１からの遅延の無い信号Ａの２スロット連続するパルスを取り込み、信号Ｃを得る。この信号Ｃとディレー回路２から出力される２スロット期間遅延した信号Ｄは、減算回路５に印加される。
【００３８】
減算回路５は、信号Ｃから所定の比率で信号Ｄを減算し、復号された信号Ｅを得る。その結果、復号信号として、４値ＰＰＭ信号の各パルスに逆極性で所定の波高値を持った前置パルスを設けた波形が得られる。減算回路５出力は、ＬＥＤドライブ回路６に印加され、ＬＥＤドライブ回路６は、ＬＥＤ７を復号信号により強度変調して光信号を送出する。
【００３９】
（４）受信装置（ＨＰＦ側）
図４に、ＨＰＦを有する受信装置の回路構成を示す。空間を伝送された光信号は、受光素子８により受信され、Ｏ／Ｅ回路９により電気信号に変換される。Ｏ／Ｅ回路出力は、増幅回路１０により増幅される。
【００４０】
復号信号生成において前述の条件を設定した場合、増幅回路出力Ｆはハイパスフィルタ１１を通過し、信号Ｇの波形を呈し、４値ＰＰＭパルスの応答が良好で、電圧レベルの揺らぎが生じない波形が得られる。
【００４１】
ハイパスフィルタ出力Ｇは、ピークレベル検出回路１２に印加され、ピークレベル検出回路１２は、信号Ｇの下側ピーク値の平均値Ｈを検出する。下側ピーク値は前述の説明の通り、変動がない安定したレベルとなるため、ピーク平均値Ｈも変動の無い正確な値が検出できる。ピーク平均値Ｈ電圧は、反転回路１３により、レベルの等しい逆極性の電圧に変化され、分圧回路１４により所定の比率で分圧され、比較回路１５の正相入力に印加される。一方、比較回路の逆相入力にはハイパスフィルタ１１の出力Ｇが入力され、両者が比較される。
【００４２】
分圧回路１４の分圧率は、ハイパスフィルタ出力Ｇから４値ＰＰＭパルスを再生するために最適な閾値Ｊを得るよう設定する。図４において、閾値Ｊは、復号信号のダウンエッジの直線部中央位置を閾値とするのが最も望ましい。また、２スロット連続するパルス部分については、前述の説明からダウンエッジ直線部の開始ポイントが高い電圧方向に移動するので、ＨＰＦによる電圧下降による影響を受けない状況で比較出力Ｋが得られる。すなわち、この比較出力Ｋが、図３に示す４値ＰＰＭ変調回路１からの出力信号Ａに対応するものである。
【００４３】
このように本実施例によれば、たとえＨＰＦ出力に揺らぎが生じるような場合であっても、ハイパスフィルタ出力Ｇから４値ＰＰＭパルスを再生するために最適な閾値Ｊを得ることができ、パルス幅の変動やパルスの取りこぼしを防止できる。
【００４４】
［第２実施形態］
図５に示す第２実施形態は、受信装置において、前記ＰＰＭパルス列の前位置に付け加えたパルス列の受信波高値を検出して、自動利得制御に用いることを特徴とする。
【００４５】
本実施形態では、前記図４の受信装置における増幅回路１０に代えて、ＡＧＣ増幅回路２１を設け、Ｏ／Ｅ回路９の出力信号ＦをこのＡＧＣ増幅回路２１を介してハイパスフィルタ１１に入力する。ハイパスフィルタ１１の後段には比較回路１６を接続し、この比較回路１６の逆相入力にハイパスフィルタ出力Ｇが、正相入力に直流電源１７からの振幅調整閾値電圧Ｈを入力する。
【００４６】
比較回路１６の比較結果は、ローパスフィルタ１８を介して前記ＡＧＣ増幅回路２１に送られ、この比較結果に基づいて、ＡＧＣ増幅回路２１からハイパスフィルタ１１に出力する複合信号のゲインを決定する。
【００４７】
直流電源１７からの振幅調整閾値電圧Ｈは、反転回路１９によりレベルの等しい逆極性の電圧に変化され、分圧回路２０により所定の比率で分圧され、比較回路１５の正相入力に印加される。一方、比較回路の逆相入力にはハイパスフィルタ１１の出力Ｇが入力され、両者が比較され、その比較出力Ｋが比較回路１５の出力端子から出力される。
【００４８】
このような構成を有する本実施例では、ＡＧＣ増幅回路２１によってハイパスフィルタ１１からの出力信号Ｇの振幅を一定にすることが可能になる。その結果、前記図４の回路では受光レベルが大きい場合に増幅回路１０の出力が飽和しないように増幅率を設定する必要があり、受光レベルが低い場合には比較回路１５に印加される信号レベルが低くなるため、比較精度が悪くなるのに対し、本実施形態では受光レベルの大きさに依らず比較回路１５に印加される信号レベルが一定の大きさになり、安定した比較が可能となる。
【００４９】
［第３実施形態］
図６及び図７に示す第３実施形態は、ＰＰＭパルスが、単位ＰＰＭスロットの２倍の時間となる部分のＰＰＭパルスを、単位ＰＰＭスロット長のパルスに変換し、伝送を行うことを特徴とする。すなわち、図１に示すステップ応答からも明らかなように、スロット５及び６は２スロット分のパルス幅を有することから、スロット長が２倍となり、１スロット分のパルス幅を有する他のスロットとは、Ｖ／Ｍが異なることから、その受信波高値が他のスロットと異なることになる。
【００５０】
そこで、本実施形態では、送信装置において、連続した２スロットのパルスを１スロット分のパルス幅に変換して送信し、受信装置において、受信したパルス列を解析することで、１スロット分のパルスから連続した２スロットのパルスに復元する。以下、本実施形態の送信装置と受信装置を図面に従って説明する。
【００５１】
（１）送信装置
図６は、本実施形態の送信装置を示すものである。図６では、前記図３の送信装置における４値ＰＰＭ変調回路１の後段に単安定マルチバイブレータ２３を設ける。この単安定マルチバイブレータ２３は、その時定数を１スロットに設定しておくことにより、４値ＰＰＭ変調回路１の出力信号Ａに２スロットが繋がる部分（スロット５及び６が繋がる部分）が存在した場合に、その２スロットのパルスを１スロット分の幅のパルスに変換し、その他の１スロットのパルスはそのまま１スロット分の幅のパルスとして出力するものである。
【００５２】
なお、単安定マルチバイブレータ２３の出力信号Ｂについては、図３の送信装置と同様に複合信号に変換して、空間伝送する。
【００５３】
（２）受信装置
図７は、本実施形態の受信装置を示すものである。この受信装置は、前記図５の受信装置の比較回路１５の後段に、判定回路２２を設けたものである。すなわち、送信装置から送られた複合信号において、例えば、フレームの末尾にパルスが有るスロット５とフレームの先頭にパルスが有るスロット６が繋がっている場合に、スロット５のフレームではその末尾に複合信号のパルスが存在し、スロット６のフレームでは何もパルスが存在しない。
【００５４】
そこで、このような組み合わせの２つのフレームが連続することを判定回路で判定して、何もパルスが存在しないフレームの先頭に１スロットのパルスを追加する。これにより、図６の送信装置の４値ＰＰＭ変調回路１からの出力信号Ａと同様な信号、すなわち、スロット５と６が繋がった２スロット分のパルス幅の信号を、判定回路２２から出力することができる。
【００５５】
このような構成を有する本実施形態では、２つのパルスが繋がった２スロットの信号を１スロット分の信号として処理することが可能になるので、２スロットの信号が繋がった場合でもその受信波高値が他の１スロットのパルスと異なることがない。
【００５６】
［他の実施形態］
本発明は前記実施の形態に限定されるものではない。例えば、送信装置側で複合信号を作成する手段として前記実施形態に採用した４値ＰＰＭ変調回路１、単安定マルチバイブレータ２３、ディレー回路２、パルス幅検出回路３、切り替え回路４などに代えて、マイコンやＰＬＤ（programmable logic device）を使用することができる。同様に、受信装置においても、複合信号から４値ＰＰＭ信号（あるいはそれを加工した最終的な出力信号も含めて）をマイコンやＰＬＤで作成することも可能である。
【００５７】
また、図示の実施形態は、複合信号から４値ＰＰＭ信号を取り出す場合に、スレッショルド電圧とＨＰＦの出力信号を比較したが、その代わりに、ＨＰＦの出力信号のパルス位置から４値ＰＭＭ信号を生成することもできる。例えば、受信装置において、前記ＰＰＭパルス列の前位置に付け加えたパルス列の受信パルス開始点を、ＰＰＭパルスの開始点、前記ＰＰＭパルスの開始点を、ＰＰＭパルスの終了点として認識することで、４値ＰＭＭ信号を生成できる。
【００５８】
なお、本発明は、前記４値ＰＰＭ信号に限定されるものではなく、８値、１６値など４値以上のすべての多値パルス位置変調に適用可能である。
【符号の説明】
【００５９】
１…４値ＰＰＭ変調回路
２…ディレー回路
３…パルス幅検出回路
４…切り替え回路
５…減算回路
６…ＬＥＤドライブ回路
７…ＬＥＤ
８…受光素子
９…Ｏ／Ｅ回路
１０…増幅回路
１１…ハイパスフィルタ
１２…ピークレベル検出回路
１３，１９…反転回路
１４，２０…分圧回路
１５，１６…比較回路
１７…直流電源
１８…ローパスフィルタ
２１…ＡＧＣ増幅回路
２２…判定回路
２３…単安定マルチバイブレータ
【図１】
2012239027.tif 000003
【図２】
2012239027.tif 000004
【図３】
2012239027.tif 000005
【図４】
2012239027.tif 000006
【図５】
2012239027.tif 000007
【図６】
2012239027.tif 000008
【図７】
2012239027.tif 000009
【図８】
2012239027.tif 000010
【図９】
2012239027.tif 000011