(57)【要約】【課題】制御に用いるべく算出する出力電力の誤差を小さくし、溶接性能の更なる向上に寄与することができる溶接用電源装置を提供する。【解決手段】溶接トランス２３に補助巻線２３ｃが設置され、制御装置３１は、出力電圧値と相関のある補助巻線２３ｃの両端電圧値の検出を行う。制御装置３１は、補助巻線２３ｃの両端電圧値に基づいて取得した出力電圧値と、電流センサ３３側で取得した出力電流値とで出力電力値を算出し、ＰＷＭ制御のデューティ比に反映させる。つまり、出力電圧値の取得に補助巻線２３ｃを用いることで電源装置１１内の主電力線と制御装置３１とを絶縁できるため、遅れの要因となっていたアイソレーションアンプ等の絶縁素子を介しての出力電圧値の取得を行わなくて済み、処理部３２での出力電流値と出力電圧値との取得の時間差は極めて小さくなる。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電力を高周波交流電力に変換するインバータ回路と、変換した交流電力の電圧調整を行う溶接トランスと、該溶接トランスの二次側交流電力から溶接に適した直流出力電力を生成する直流変換手段とを備えるものであり、前記出力電力の生成において、電流検出手段にて検出した出力電流値と、電圧検出手段にて検出した出力電圧値とを用いて出力電力値を算出し、算出した出力電力値を前記インバータ回路のＰＷＭ制御に反映して前記出力電力を適正値とする制御を実施する制御手段を備えた溶接用電源装置であって、
前記電圧検出手段は、補助巻線を前記溶接トランスに設置し、前記出力電圧と相関のある前記補助巻線の両端電圧値を検出するように構成し、
前記制御手段は、前記補助巻線の両端電圧値に基づいて前記出力電圧値を取得し、前記出力電流値とで前記出力電力値を算出し、前記ＰＷＭ制御のデューティ比に反映させることを特徴とする溶接用電源装置。
【請求項２】
請求項１に記載の溶接用電源装置において、
前記制御手段は、前記インバータ回路の制御周期において、現在の制御周期での前記出力電流値と前記出力電圧値とを取得して前記出力電力値の算出を行い、算出した出力電力値を次の制御周期のデューティ比に反映させることを特徴とする溶接用電源装置。
【請求項３】
請求項１又は２に記載の溶接用電源装置において、
前記制御手段に入力される前記電圧検出手段の出力信号のローパスフィルタによるフィルタ処理を行うフィルタ装置を備え、該フィルタ装置は、
アーク溶接における短絡期間とアーク期間とを検出する期間検出手段と、
カットオフ周波数の高い側を前記短絡期間用、その低い側を前記アーク期間用としたカットオフ周波数の異なる２つのフィルタと、
前記期間検出手段にて検出された前記各期間に対応する前記フィルタを選択する選択手段と
を備えたことを特徴とする溶接用電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、検出した出力電流・電圧値に基づいて算出した出力電力値をインバータ回路のＰＷＭ制御に反映する溶接用電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
アーク溶接機等に用いる溶接用電源装置には、例えば特許文献１に開示のようなものがある。図５は、それと同様構成の溶接用電源装置５１である。溶接用電源装置５１は、整流平滑回路５２にて商用電源からの交流入力電力を直流電力に変換し、インバータ回路５３にてその直流電力を高周波交流電力に変換する。溶接トランス５４にて電圧調整された高周波交流電力は、整流回路５５と直流リアクトル５６とでアーク溶接に適した直流出力電力に変換される。
【０００３】
また、溶接用電源装置５１の出力電力は、出力端子間で検出される出力電圧値と、出力端子に繋がる電源線上で検出される出力電流値とを用い、制御装置６１内の処理部（ＣＰＵ）６２にて算出されている。そして、制御装置６１は、算出したその時々の出力電力値に基づいてインバータ回路５３のＰＷＭ制御にフィードバックし、その時々の出力電力を適正値とする制御を実施している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開平８−１０３８６８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところで、出力電流のアナログ値は、クランプ型の電流センサ６３にて検知されてＡ／Ｄコンバータ６４にてデジタル値に変換され、制御装置６１の処理部６２は、そのデジタル値化された出力電流値を所定周期のサンプリングにて取得している。一方、出力電圧のアナログ値は、アイソレーションアンプ等の絶縁素子６５を介されてＡ／Ｄコンバータ６６にてデジタル値に変換され、処理部６２は、同様にそのデジタル値化された出力電圧値を所定周期のサンプリングにて取得している。
【０００６】
しかしながら、出力電流の検出にかかる素子や、出力電圧の検出にかかるアイソレーションアンプ等の絶縁素子６５を除く他の素子に対し、この絶縁素子６５は入出力に数倍程度の時間を要するものである。つまり、同時期に出力電流及び出力電圧を検知しても、デジタル値として処理部６２に入力される時には、出力電流値に対して出力電圧値の時間遅れが大きい。そのため、処理部６２では、このように異なる時間の出力電流値と出力電圧値とを用いての出力電力の算出が行われるため、算出した出力電力に誤差が含まれ、このことが更なる溶接性能の向上の妨げとなることが懸念されるものである。
【０００７】
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、その目的は、制御に用いるべく算出する出力電力の誤差を小さくし、溶接性能の更なる向上に寄与することができる溶接用電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記課題を解決するために、請求項１に記載の発明は、直流電力を高周波交流電力に変換するインバータ回路と、変換した交流電力の電圧調整を行う溶接トランスと、該溶接トランスの二次側交流電力から溶接に適した直流出力電力を生成する直流変換手段とを備えるものであり、前記出力電力の生成において、電流検出手段にて検出した出力電流値と、電圧検出手段にて検出した出力電圧値とを用いて出力電力値を算出し、算出した出力電力値を前記インバータ回路のＰＷＭ制御に反映して前記出力電力を適正値とする制御を実施する制御手段を備えた溶接用電源装置であって、前記電圧検出手段は、補助巻線を前記溶接トランスに設置し、前記出力電圧と相関のある前記補助巻線の両端電圧値を検出するように構成し、前記制御手段は、前記補助巻線の両端電圧値に基づいて前記出力電圧値を取得し、前記出力電流値とで前記出力電力値を算出し、前記ＰＷＭ制御のデューティ比に反映させることをその要旨とする。
【０００９】
この発明では、溶接トランスには補助巻線が設置され、電圧検出手段にて出力電圧値と相関のある補助巻線の両端電圧値が検出される。制御手段では、補助巻線の両端電圧値に基づいて取得した出力電圧値と前記出力電流値とで出力電力値が算出され、ＰＷＭ制御のデューティ比に反映される。つまり、出力電圧値の取得に補助巻線が用いられ、電源装置内の主電力線と制御手段とが絶縁されるため、従来で遅れの要因となっていたアイソレーションアンプ等の絶縁素子を介しての出力電圧値の取得を行わなくて済み、出力電力値を演算する処理手段での出力電流値と出力電圧値との取得の時間差は極めて小さくなる。これにより、算出された出力電力値に含まれる誤差が極めて小さくなり、その時々の出力電力をより適正値に近似でき、溶接性能の更なる向上が可能となる。
【００１０】
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の溶接用電源装置において、前記制御手段は、前記インバータ回路の制御周期において、現在の制御周期での前記出力電流値と前記出力電圧値とを取得して前記出力電力値の算出を行い、算出した出力電力値を次の制御周期のデューティ比に反映させることをその要旨とする。
【００１１】
この発明では、インバータ回路の制御周期において、現在の制御周期での出力電流値と出力電圧値とが取得されて出力電力値の算出が行われ、算出した出力電力値が次の制御周期のデューティ比に反映される。つまり、補助巻線を用いた出力電圧値の取得にはその取得にかかる時間が短くなり、出力電力値の算出にかかる時間が短くなるため、次の制御周期でのＰＷＭ制御に即座に反映できる。これにより、出力電力を一層適正値に近似でき、溶接性能の一層の向上が可能となる。
【００１２】
請求項３に記載の発明は、請求項１又は２に記載の溶接用電源装置において、前記制御手段に入力される前記電圧検出手段の出力信号のローパスフィルタによるフィルタ処理を行うフィルタ装置を備え、該フィルタ装置は、アーク溶接における短絡期間とアーク期間とを検出する期間検出手段と、カットオフ周波数の高い側を前記短絡期間用、その低い側を前記アーク期間用としたカットオフ周波数の異なる２つのフィルタと、前記期間検出手段にて検出された前記各期間に対応する前記フィルタを選択する選択手段とを備えたことをその要旨とする。
【００１３】
この発明では、フィルタ装置には、カットオフ周波数の異なる２つのローパスフィルタが備えられ、カットオフ周波数の高い側（時定数小）が短絡期間用のフィルタ、低い側（時定数大）がアーク期間用のフィルタである。そして、期間検出手段の期間検出に基づく選択手段の動作により、各期間に対応するフィルタの選択が行われる。これにより、短絡期間では出力電圧の検出精度が高く出力電圧のフィードバックが速やかとなり、アーク期間では出力電圧の検出精度が低く出力電圧のフィードバックが緩やかとなる。つまり、短絡期間では特にその後期（アーク期間の直前）において生じるくびれ現象を高精度に検出でき、またくびれ検出からアーク期間の開始までに出力電流を急減して低スパッタとする制御が可能となる。また、アーク期間では逆に出力電圧変動を小さく制御でき、アークの安定性を向上できる。結果、溶接性能の更なる向上が期待できる。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、制御に用いるべく算出する出力電力の誤差を小さくし、溶接性能の更なる向上に寄与することができる溶接用電源装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】第１実施形態における溶接用電源装置を示す構成図である。
【図２】第１実施形態における電源装置の動作を説明するための波形図である。
【図３】第２実施形態における溶接用電源装置を示す構成図である。
【図４】第２実施形態における電源装置の動作説明に用いる出力電流及び出力電圧の波形図である。
【図５】従来における溶接用電源装置を示す構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
（第１実施形態）
以下、本発明を具体化した第１実施形態を図面に従って説明する。
図１は、消耗電極式のアーク溶接機１０を示す。アーク溶接機１０では、溶接用電源装置１１のプラス側出力端子にトーチＴＨにて支持されるワイヤ電極１２が接続され、該電源装置１１のマイナス側出力端子に溶接対象Ｍが接続され、該電源装置１１にて生成された直流出力電力がワイヤ電極１２に印加されることでアーク溶接が行われる。このとき、ワイヤ電極１２は溶接時に消耗するため、ワイヤ供給装置１３にて消耗に応じて送給がなされる。
【００１７】
溶接用電源装置１１は、商用電源から供給される三相の交流入力電力をアーク溶接に適した直流出力電力に変換するものである。交流入力電力は、ダイオードブリッジ及び平滑コンデンサよりなる整流平滑回路２１にて直流電力に変換され、変換された直流電力はインバータ回路２２で高周波交流電力に変換される。インバータ回路２２は、ＩＧＢＴ等のスイッチング素子ＴＲを４個用いたブリッジ回路にて構成され、制御装置３１によるＰＷＭ制御が実施される。
【００１８】
インバータ回路２２にて生成された高周波交流電力は、溶接トランス２３にて所定電圧値に調整された二次側交流電力に変換される。溶接トランス２３の二次側交流電力は、ダイオードを用いた整流回路２４と直流リアクトル２５とで、アーク溶接に適した直流出力電力に変換される。
【００１９】
制御装置３１は、インバータ回路２２のスイッチング素子ＴＲに対しＰＷＭ制御を実施し、直流出力電力をその時々で適正値とする制御を行っている。このとき、制御装置３１は、その時々の出力電力の検出を行い、検出した出力電力に基づくＰＷＭ制御へのフィードバックを行っている。
【００２０】
電源装置１１内のマイナス側出力端子の電源線上にクランプ型の電流センサ３３が備えられており、該電源装置１１の出力電流が検知される。検知された出力電流はアナログ値である。制御装置３１に備えられるＡ／Ｄコンバータ３４は、電流センサ３３で検知したアナログ値の出力電流を処理部（ＣＰＵ）３２にて処理可能なデジタル値に変換する。処理部３２は、出力電流のデジタル値を所定周期毎に取得する。
【００２１】
因みに、図２に示すように、制御周期Ｔは例えば１０μｓに設定され、インバータ回路２２の各組のスイッチング素子ＴＲをオンオフ制御する制御信号Ｓ１，Ｓ２の周期（２Ｔ）は２０μｓに設定されている。また、それぞれの制御周期Ｔの最後には、次の制御周期Ｔでのデューティ比の演算を行うため等に設けられるデッドタイムＴａが設定され、この時間は例えば１μｓに設定されている。このような制御周期Ｔに対して、処理部３２のサンプリング周期は例えば２０ｎｓに設定され、１つの制御周期Ｔの間でデッドタイムＴａを除く４５０回程度のサンプリングを行っている。従って、処理部３２は、１つの制御周期ＴでデッドタイムＴａの前までの４５０個の出力電流のデジタル値を取得し、デッドタイムＴａ中にその時の制御周期Ｔでの出力電流値が算出される。この場合、デッドタイムＴａ分を含む推定値の算出が好ましいが、単にデッドタイムＴａ以外での平均値でもよい。
【００２２】
一方、出力電圧の取得は、図１に示すように、溶接トランス２３を構成する一次側及び二次側巻線２３ａ，２３ｂと共に備えられる補助巻線２３ｃから行っている。因みに、補助巻線２３ｃは、二次側巻線２３ｂと同巻数に設定されている（異なる巻数としても可）。補助巻線２３ｃの両端電圧は電源装置１１の出力電圧と相関関係にあるため、該両端電圧が電源装置１１の出力電圧として検知される。制御装置３１に備えられるＡ／Ｄコンバータ３５は、補助巻線２３ｃの両端電圧（アナログ値）を処理部３２にて処理可能なデジタル値に変換する。そして、処理部３２は、補助巻線２３ｃの両端電圧のデジタル値を前記出力電流と同時に取得する。
【００２３】
因みに、補助巻線２３ｃの両端電圧は交流電圧であるため、処理部３２には補助巻線２３ｃの両端電圧の絶対値が入力される。また、補助巻線２３ｃの両端電圧の絶対値は略一定であるため、処理部３２は、その時の制御周期Ｔ（デッドタイムＴａを除く）での高電圧時を示すデジタル値をカウントすることで、補助巻線２３ｃの両端電圧値、即ち電源装置１１の出力電圧値が算出される。この場合も上記と同様に、デッドタイムＴａ分を含む推定値の算出が好ましいが、単にデッドタイムＴａ以外での平均値でもよい。
【００２４】
処理部３２は、このように算出した出力電流値と出力電圧値とを乗算し、現在の制御周期Ｔにおける出力電力値を算出する。そして、処理部３２は、算出した出力電力値に基づく次の制御周期Ｔでのデューティ比を算出し、制御装置３１は、インバータ回路２２のＰＷＭ制御を実施している。
【００２５】
本実施形態では、処理部３２にて出力電力値の算出に用いる出力電圧値の取得に補助巻線２３ｃを用い、電源装置１１内の主電力線と制御装置３１とが絶縁状態とされるため、従来で用いた絶縁素子を省略できる。つまり、絶縁素子は入出力に２〜５μｓかかり、これが出力電流値取得に対する出力電圧値取得の遅れに繋がるっているが、絶縁素子を用いないで出力電圧値の取得を行う本実施形態では、出力電流値と出力電圧値との取得の時間差は極めて小さくなる。これにより、処理部３２にて算出する出力電力に含まれる誤差が極めて小さくなり、その時々の出力電力をより適正値に近似可能で、溶接性能の更なる向上に寄与できる。
【００２６】
次に、本実施形態の特徴的な作用効果を記載する。
（１）溶接トランス２３には補助巻線２３ｃが設置され、制御装置３１にて出力電圧値と相関のある補助巻線２３ｃの両端電圧値が検出される。制御装置３１では、補助巻線２３ｃの両端電圧値に基づいて取得した出力電圧値と、電流センサ３３側で取得した出力電流値とで出力電力値が算出され、ＰＷＭ制御のデューティ比に反映される。つまり、出力電圧値の取得に補助巻線２３ｃが用いられ、電源装置１１内の主電力線と制御装置３１とが絶縁されるため、従来で遅れの要因となっていたアイソレーションアンプ等の絶縁素子を介しての出力電圧値の取得を行わなくて済み、出力電力値を演算する処理部３２での出力電流値と出力電圧値との取得の時間差は極めて小さくなる。これにより、算出された出力電力値に含まれる誤差が極めて小さくなり、その時々の出力電力をより適正値に近似でき、溶接性能の更なる向上を図ることができる。
【００２７】
（２）インバータ回路２２の制御周期において、現在の制御周期Ｔでの出力電流値と出力電圧値とが取得されて出力電力値の算出が行われ、算出した出力電力値が次の制御周期Ｔのデューティ比に反映される。つまり、補助巻線２３ｃを用いた出力電圧値の取得にはその取得にかかる時間が短くなり、出力電力値の算出にかかる時間が短くなるため、次の制御周期ＴでのＰＷＭ制御に即座に反映できる。これにより、出力電力を一層適正値に近似でき、溶接性能の一層の向上に寄与することができる。また、出力電力値の算出までにかかる時間を短くでき制御周期Ｔ内のデッドタイムＴａを短くできることから、高出力化や制御の高周波数化を図ることもできる。
【００２８】
（第２実施形態）
以下、本発明を具体化した第２実施形態を図面に従って説明する。
図３に示すように、本実施形態の溶接用電源装置１１は、前記第１実施形態に加えて、出力電圧の検出に用いるＡ／Ｄコンバータ３５と処理部３２との間に、Ａ／Ｄコンバータ３５の出力信号に対して短絡／アークの各期間それぞれで好適なフィルタ処理を行うフィルタ装置４１が介在されて構成されている。フィルタ装置４１は、短絡期間用のフィルタ４２ａとアーク期間用のフィルタ４２ｂとの２つのローパスフィルタを備え、加えて各フィルタ４２ａ，４２ｂのいずれかを選択する選択スイッチ４３と、該スイッチ４３の切り替えを制御するＳ／Ａ（短絡／アーク）検出回路４４とを備えている。
【００２９】
ところで、アーク溶接では、図４に示すように、短絡期間とアーク期間とが交互に周期的に繰り返されるものであり、短絡期間では特にその後期（アーク期間の直前）において生じるくびれ現象を高精度に検出し、またくびれ検出からアーク期間の開始までに出力電流を急減して低スパッタとする制御が要求される。一方、アーク期間では逆に出力電圧変動を小さくし、アークの安定性の向上が要求される。
【００３０】
本実施形態ではこれを考慮し、短絡期間用のフィルタ４２ａは、カットオフ周波数が例えば１０［ｋＨｚ］以上というように高く設定（時定数小）され、Ａ／Ｄコンバータ３５の出力信号をフィルタ処理する際の位相遅れが極小となるように設定されている。また、アーク期間用のフィルタ４２ｂにおいては、カットオフ周波数が例えば５［ｋＨｚ］以下というように低く設定（時定数大）され、Ａ／Ｄコンバータ３５の出力信号をフィルタ処理する際の位相遅れが比較的大となるように設定されている。そして、Ｓ／Ａ検出回路４４は、出力電圧に相関のあるそのＡ／Ｄコンバータ３５の出力信号に基づいて短絡／アーク期間を検出し、各期間に対応したフィルタ４２ａ，４２ｂを選択すべく選択スイッチ４３の切り替えが行われるようになっている。
【００３１】
これにより、短絡期間では出力電圧の検出精度が高く出力電圧のフィードバックが速やかとなり、アーク期間では出力電圧の検出精度が低く出力電圧のフィードバックが緩やかとなる。つまり、短絡期間では特にその後期（アーク期間の直前）において生じるくびれ現象が高精度に検出可能となり、またくびれ検出からアーク期間の開始までに出力電流を急減して低スパッタとする制御が可能となる。また、アーク期間では逆に出力電圧変動を小さくでき、アークの安定性の向上が可能となる。これらから、溶接性能の更なる向上が期待できるものとなっている。
【００３２】
次に、本実施形態の特徴的な作用効果を記載する。
（１）カットオフ周波数の異なるフィルタ４２ａ，４２ｂが備えられ、Ｓ／Ａ検出回路４４の期間検出に基づく選択スイッチ４３の動作により、短絡／アークの各期間に対応するフィルタ４２ａ，４２ｂの選択が行われる。これにより、各期間の相反する要求のそれぞれに適切な制御の実施が可能となり、溶接性能の更なる向上を図ることができる。
【００３３】
（２）２つのフィルタ４２ａ，４２ｂを用い、それを選択スイッチ４３にて選択する簡単な構成で実現することができる。
尚、本発明の実施形態は、以下のように変更してもよい。
【００３４】
・上記実施形態では、算出した直流電力値を次の制御周期Ｔでのデューティ比に反映させたが、必ずしも次に反映させなくても、それ以降の制御周期Ｔで設定されるデューティ比に反映させるようにしてもよい。
【００３５】
・上記実施形態では、制御周期Ｔ、デッドタイムＴａ、サンプリング周期・回数等で挙げた数値は一例であり、適宜変更してもよい。
・上記実施形態で用いるフィルタ４２ａ，４２ｂにおいて、カットオフ周波数は一例であり、その数値については適宜変更してもよい。
【００３６】
・上記実施形態では、インバータ回路２２、溶接トランス２３、直流変換手段（整流回路２４、直流リアクトル２５）等にて電源装置１１を構成したが、これら各回路構成を適宜変更してもよい。
【符号の説明】
【００３７】
１１    溶接用電源装置
２２    インバータ回路
２３    溶接トランス
２４    整流回路（直流変換手段）
２５    直流リアクトル（直流変換手段）
２３ｃ  補助巻線（電圧検出手段）
３１    制御装置（電圧検出手段、電流検出手段、制御手段）
３３    電流センサ（電流検出手段）
４１    フィルタ装置
４２ａ  フィルタ（短絡期間用フィルタ）
４２ｂ  フィルタ（アーク期間用フィルタ）
４３    選択スイッチ（選択手段）
４４    Ｓ／Ａ検出回路（期間検出手段）
Ｔ      制御周期
【図１】
2012095516.tif 000003
【図２】
2012095516.tif 000004
【図３】
2012095516.tif 000005
【図４】
2012095516.tif 000006
【図５】
2012095516.tif 000007