(57)【要約】【課題】電圧共振型インバータによる誘導加熱を安定動作させ、動作中の共振周波数変動によるスイッチング素子の損失/破損を防ぎつつ、高速な電力制御を可能にする。【解決手段】共振電圧検出回路６０１では、励磁コイル１０１と共振コンデンサＣresからなるＬＣ並列共振回路の共振電圧を抵抗Ｒ７１とＲ７２で分圧してコンパレータＣＭＰ７１に入力する。スイッチング素子Ｑ１の両端の電圧Ｖce＝０になるタイミングでＣＭＰ７１が出力信号を生成できるように、共振電圧の分圧値とＧＮＤ（接地）レベルとを比較してタイミング制御信号を生成し、制御部２０７に入力する。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
被加熱体に磁束を照射する励磁コイル及び該励磁コイルに並列接続された共振コンデンサからなる共振回路と、直流電圧をオンオフして前記励磁コイルに高周波電流を流すスイッチング手段とを備えた電圧共振型インバータを有する誘導加熱装置であって、
前記被加熱体の温度を検出する温度検出手段と、
前記励磁コイルの入力電力量を検出する電力量検出手段と、
前記温度検出手段の温度検出値又は前記電力量検出手段の電力量検出値が所望の値になるように前記スイッチング手段のオン時間を設定する手段と、
前記スイッチング手段の両端の電圧がゼロになるタイミングを示す信号を生成するタイミング生成手段と、
該タイミング生成手段で生成された信号に基づいて前記スイッチング手段のターンオンタイミングを設定する手段と
を有することを特徴とする誘導加熱装置。
【請求項２】
請求項１に記載された誘導加熱装置において、
前記タイミング生成手段は、前記スイッチング手段の両端の電圧を検出する電圧検出手段と、該電圧検出手段の検出電圧がゼロになったタイミングを検出する手段とを有することを特徴とする誘導加熱装置。
【請求項３】
請求項１に記載された誘導加熱装置において、
前記タイミング生成手段は、前記励磁コイルに流れる電流を検出する電流検出手段と、該電流検出手段の検出電流が正弦波から直線状に推移したタイミングを検出する手段とを有することを特徴とする誘導加熱装置。
【請求項４】
請求項１に記載された誘導加熱装置において、
前記タイミング生成手段は、前記スイッチング手段に流れる電流を検出する電流検出手段と、該電流検出手段の検出電流が急峻に変化したタイミングを検出する手段とを有することを特徴とする誘導加熱装置。
【請求項５】
請求項１乃至４のいずれかに記載された誘導加熱装置と、該誘導加熱装置の被加熱体である加熱ローラと、該加熱ローラに対向する定着/加圧ローラとを有することを特徴とする誘導加熱定着装置。
【請求項６】
請求項５に記載された誘導加熱定着装置を有することを特徴とする画像形成装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、被加熱体を誘導加熱により加熱する誘導加熱装置、それを備えた誘導加熱定着装置及び画像形成装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
電子写真プロセスを用いる複写機やプリンタ装置等の画像形成装置では、感光体ドラムに形成したトナー画像をシートに転写し、その後、定着手段としての定着ローラによりシートに加熱処理を施し、画像形成を行っている。
【０００３】
近年環境問題が重要となり、画像形成装置も省エネルギー化が進んでいる。この画像形成装置の省エネルギー化には、トナーをシートに融着する定着装置部の消費電力低減が必要である。
【０００４】
この消費電力低減の要求から、近年、定着装置として、図１０に示すような励磁コイル１０１、加熱ローラ１０２、定着/加圧ローラ１０３、励磁コイル１０１への駆動電流を制御する誘導加熱駆動回路１０４、加熱ローラ１０２の温度を検出する温度センサ１０５から構成される誘導加熱定着装置１０８が採用されている。ここで、励磁コイル１０１、誘導加熱駆動回路１０４、及び温度センサ１０５が誘導加熱装置を構成している。
【０００５】
この誘導加熱定着装置は、励磁コイル１０１で生成した磁束により、加熱ローラ１０２の発熱層（導電層）に渦電流を発生させることで、加熱ローラ１０２を発熱させ、加熱ローラ１０２の熱を定着/加圧ローラ１０３に伝達する。加熱ローラ１０２と定着/加圧ローラ１０３の間をトナー１０６を載せたシート１０７を通過させることで、シート１０７にトナー１０６を融着させる。このとき、加熱ローラ１０２の温度が加熱ローラ１０２の近傍に配置された温度センサ１０５により検出され、所定の温度に保つよう誘導加熱駆動回路１０４で制御される。
【０００６】
上記構成からなる誘導加熱定着装置１０８は使用可能温度まで立上げる時間を画期的に短くでき、且つ効率も良いことから、環境問題にも寄与できるものとして注目されている。
【０００７】
図１１に誘導加熱駆動装置を示す。
商用電源２０１から入力される交流電圧は、コンデンサＣ１/Ｃ２/Ｃ３とコモンモードチョークコイルＬ１からなるノイズフィルタ回路２０２を経由して、ダイオードブリッジＤＢ１により全波整流される。
【０００８】
全波整流された交流電圧はさらにコンデンサＣ４/Ｃ５及びチョークコイルＬ２により構成されたＬＣフィルタ回路２０３により直流化（平滑）され、共振コンデンサＣresの一端に入力される。共振コンデンサＣresの他端は、例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）からなるスイッチング素子Ｑ１のコレクタに接続されており、スイッチング素子Ｑ１のエミッタは接地（ＧＮＤに接続）されている。
【０００９】
共振コンデンサＣresの両端は外部コネクタＣＮ１により二本の電線によって励磁コイル１０１の両端に接続され、励磁コイル１０１と共振コンデンサＣresはＬＣ並列共振回路を構成している。
【００１０】
制御回路２０４の駆動回路２０６から出力される駆動信号はスイッチング素子Ｑ１のベースに入力されており、制御回路２０４からの駆動信号がスイッチング素子Ｑ１をオンオフすることによって、励磁コイル１０１へ高周波電流が流れ、磁束が加熱ローラ１０２に照射されることにより、加熱ローラ１０２の表面に渦電流が発生し発熱する。
【００１１】
制御回路２０４は入力電流検出回路２０５ａ及び入力電圧検出回路２０５ｂからの検出信号により入力交流電力を検出する入力電力検出部２０５と、その出力及び温度センサ１０５からの温度検出信号により、適正なパルス幅演算を実行する制御部２０７と、制御部２０７からの信号に基づいてスイッチング素子Ｑ１を駆動する駆動回路２０６から構成されている。
【００１２】
励磁コイル１０１及び共振コンデンサＣresからなるＬＣ並列共振回路と、スイッチング素子Ｑ１及びそれに内蔵されているダイオードＤ１が電圧共振インバータを構成している。この電圧共振型インバータの動作原理について図１２及び図１３を用いて説明する。
【００１３】
ここで、図１２はスイッチング素子Ｑ１のオンオフ状態の推移と励磁コイル１０１、共振コンデンサＣres、スイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ１の各々に流れる電流との関係を模式的に表した図であり、図１３はスイッチング素子Ｑ1の駆動電圧ＶG及びコレクタ・エミッタ間電圧Ｖce、並びに励磁コイル１０１に流れる高周波電流ＩＬの波形を示した図である。図１２において、一点鎖線で記載されている部分は、インピーダンスが相対的に高いため高周波電流ＩＬが流れていない部分である。
【００１４】
この電圧共振型インバータの特徴は図１２に示すようにスイッチング素子Ｑ１がオンオフする場合にスイッチング素子Ｑ１の両端電圧（コレクタ・エミッタ間電圧）Ｖceがゼロボルトになっていることであり、Ｖceがゼロボルト時にターンオンするため、スイッチング素子Ｑ１での損失を低減することができる。
【００１５】
図１２、図１３に示すようにスイッチング素子Ｑ１のオンオフによる電圧共振状態は４つに分けられる。
（I）駆動電圧ＶGをハイレベルにしてスイッチング素子Ｑ１をオンにしたことにより、直流化された商用電圧が励磁コイル１０１とスイッチング素子Ｑ１間にかかる。これにより励磁コイル１０１には高周波電流ＩＬが流れ始める。所望の電力が得られるようにオン時間Ｔonが設定されている。オン時間Ｔonの間、高周波電流ＩＬは直線状（リニア）に増加する。
【００１６】
（II）所望のオン時間Ｔonが経過し、駆動電圧ＶGをロウレベルにしてスイッチング素子Ｑ１をオフすると、励磁コイル１０１に逆起電圧が発生し、高周波電流ＩＬが共振コンデンサＣresを充電する。励磁コイル１０１に蓄えられていたエネルギーが０になるまで共振コンデンサＣresを充電したとき、スイッチング素子Ｑ１の両端電圧Ｖceがピークとなる。
【００１７】
（III）スイッチング素子Ｑ１はオフのままのため、共振コンデンサＣresに充電されたエネルギーは、励磁コイル１０１に対して放電し始める。共振コンデンサＣresのエネルギーがなくなるまで、即ちスイッチング素子間電圧が０になるまで放電する。この（II）から（III）まで動作は励磁コイル１０１と共振コンデンサＣres間の共振動作のため、オフ時間Ｔoffは励磁コイル１０１のインダクタンスと共振コンデンサＣresのキャパシタンスにより決まる。この間、高周波電流ＩＬは正弦波状に減少する。
【００１８】
（IV）共振コンデンサＣresの放電が終わると、励磁コイル１０１に発生した逆起電圧によりダイオードＤ１がオンとなるため、ダイオードＤ１から励磁コイル１０１へ電流ＩＬが流れる。この間、高周波電流ＩＬは直線状に増加する。
【００１９】
以上のように電圧共振型インバータではＶce＝０のタイミングでスイッチング素子Ｑ１をオンする（ゼロボルトスイッチング）ことが特徴である。また、電圧共振型インバータではオフ時間Ｔoffを一定とし、オン時間幅を制御することにより高調波電流を制御して所望の温度・電力になるように周波数制御するのが一般的である。
【００２０】
ところが、励磁コイル１０１のインダクタンスは励磁コイル１０１と加熱ローラ１０２の結合により決定されるため、励磁コイル１０１及び加熱ローラ１０２の温度条件により変動する。このため、励磁コイル１０１及び加熱ローラ１０２の誘導加熱による昇温によってインダクタンス値が変動すると、励磁コイル１０１と共振コンデンサＣresからなるＬＣ並列共振回路の共振周波数が変動する。図１３の「ターンオンタイミング」は、共振周波数の変動により、ターンオンタイミング（オフ時間Ｔoffの終端）が変動する範囲を示す。
【００２１】
このため、例えば図１４に示すようにオフ時間（ターンオンタイミング）の設定が遅れてしまうと、スイッチング素子間電圧Ｖceがゼロボルトでないときにスイッチング素子Ｑ１がオンするため、共振コンデンサＣresに充電されたエネルギーはスイッチング素子Ｑ１を経由してスパイク電流としてＧＮＤに流れ込む。即ち加熱ローラ１０２へのエネルギーにならず、スイッチング素子Ｑ１での損失や温度上昇、破損の原因となる。
【００２２】
このような問題に対し、電圧共振型インバータの入力電圧の検出値と、加熱ローラの温度の検出値に応じてオン幅/オフ幅を演算/設定することにより、スイッチング素子のオン時の過大電流を防止する方法が提案されている（特許文献１）。
【００２３】
しかしながら、誘導加熱による加熱時間の短縮や加熱効率の向上のため加熱ローラの昇温速度が速くなるにつれ、インダクタンス変動も速くなっているため、オン幅／オフ幅ともに演算処理/パルス幅設定処理を行うと、インダクタンス変動に処理が追随できずに遅れを生じ、スイッチング素子での損失増加・破損の可能性が生じてしまう。また、演算処理を高速化すると制御回路が高価になる。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２４】
本発明はこのような問題を解決するためになされたものであり、電圧共振型インバータによる誘導加熱を安定動作させ、特に動作中の共振周波数変動によるスイッチング素子の損失/破損を防ぎつつ、高速な電力制御を可能にすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２５】
本発明の誘導加熱装置は、被加熱体に磁束を照射する励磁コイル及び該励磁コイルに並列接続された共振コンデンサからなる共振回路と、直流電圧をオンオフして前記励磁コイルに高周波電流を流すスイッチング手段とを備えた電圧共振型インバータを有する誘導加熱装置であって、前記被加熱体の温度を検出する温度検出手段と、前記励磁コイルの入力電力量を検出する電力量検出手段と、前記温度検出手段の温度検出値又は前記電力量検出手段の電力量検出値が所望の値になるように前記スイッチング手段のオン時間を設定する手段と、前記スイッチング手段の両端の電圧がゼロになるタイミングを示す信号を生成するタイミング生成手段と、該タイミング生成手段で生成された信号に基づいて前記スイッチング手段のターンオンタイミングを設定する手段とを有することを特徴とする誘導加熱装置である。
また、本発明の誘導加熱定着装置は、本発明の誘導加熱装置と、該誘導加熱装置の被加熱体である加熱ローラと、該加熱ローラに対向する定着/加圧ローラとを有することを特徴とする誘導加熱定着装置である。
また、本発明の画像形成装置は、本発明の誘導加熱定着装置を有することを特徴とする画像形成装置である。
【００２６】
［作用］
本発明によれば、被加熱体の温度又は励磁コイルの入力電力量が所望の値になるようにスイッチング手段のオン時間を設定し、スイッチング手段の両端の電圧がゼロになるタイミングを示す信号に基づいてスイッチング手段のターンオンタイミングを設定する。従って、被加熱体の昇温による励磁コイルと共振コンデンサのインピーダンス変動による共振周波数変動に影響されずにスイッチング手段のゼロボルトスイッチング制御を行うことができる。
【発明の効果】
【００２７】
本発明によれば、電圧共振型インバータによる誘導加熱を安定動作させ、動作中の共振周波数変動によるスイッチング手段の損失/破損を防ぐとともに、高速な電力制御を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】本発明の第１の実施形態の誘導加熱装置を示す図である。
【図２】図１における共振電圧検出回路を示す図である。
【図３】図１におけるスイッチング素子の駆動電圧及びコレクタ・エミッタ間電圧、並びに励磁コイルに流れる電流及び共振電圧検出回路の出力を示す図である。
【図４】本発明の第２の実施形態の誘導加熱装置を示す図である。
【図５】図４における共振電流検出回路を示す図である。
【図６】図４におけるスイッチング素子の駆動電圧及びコレクタ・エミッタ間電圧、並びに励磁コイルに流れる電流及び共振電流検出回路の出力を示す図である。
【図７】本発明の第３の実施形態の誘導加熱装置を示す図である。
【図８】図７における駆動電流検出回路を示す図である。
【図９】図７におけるスイッチング素子の駆動電圧及びコレクタ・エミッタ間電圧、並びに励磁コイルに流れる電流及び駆動電流検出回路の出力を示す図である。
【図１０】従来の誘導加熱定着装置を示す図である。
【図１１】図１０における誘導加熱装置を示す図である。
【図１２】図１１におけるスイッチング素子のオンオフ状態の推移と各部に流れる電流との関係を模式的に表した図である。
【図１３】図１１におけるスイッチング素子の駆動電圧及びコレクタ・エミッタ間電圧、並びに励磁コイルに流れる電流の波形を示す図である。
【図１４】図１３におけるターンオンタイミングが遅れた場合を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２９】
以下、本発明の実施形態について図面を参照して説明する。
［第１の実施形態］
図１は本発明の第１の実施形態の誘導加熱装置の構成を示す図である。この図において、従来装置（図１１）と同一又は対応する部分には図１１と同じ参照符号を付した。また、この誘導加熱駆動は従来装置と同様、画像形成装置の誘導加熱定着装置に適用される。
【００３０】
本実施形態の誘導加熱装置は従来の誘導加熱装置に共振電圧検出回路６０１を追加したものであり、その他の回路ブロックは図１１と同様の構成を有する。図２に共振電圧検出回路６０１の回路構成を示す。
【００３１】
共振電圧検出回路６０１は、直列接続された抵抗Ｒ７１及びＲ７２と、コンパレータＣＭＰ７１から構成されている。抵抗Ｒ７１は励磁コイル１０１と共振コンデンサＣresとスイッチング素子Ｑ１の接点に接続されており、抵抗Ｒ７２は接地されている。コンパレータＣＭＰ７１の一方の入力（反転入力）は抵抗Ｒ７１、Ｒ７２の接続点に接続されており、コンパレータＣＭＰ７１の他方の入力（非反転入力）は接地されている。コンパレータＣＭＰ７１の出力は制御回路２０４内の制御部２０７に入力されている。
【００３２】
つまり、この共振電圧検出回路６０１では、励磁コイル１０１と共振コンデンサＣresからなるＬＣ並列共振回路の共振電圧を抵抗Ｒ７１とＲ７２で分圧してコンパレータＣＭＰ７１に入力している。
【００３３】
図３は、スイッチング素子Ｑ１の駆動電圧及びコレクタ・エミッタ間電圧、並びに励磁コイル１０１に流れる高周波電流及び共振電圧検出回路６０１内のコンパレータＣＭＰ７１の出力電圧を示す図である。
【００３４】
前述したとおり、加熱ローラ１０２と励磁コイル１０１の温度上昇により励磁コイル１０１と共振コンデンサＣresからなるＬＣ並列共振回路の共振周波数が変動する。そこで、スイッチング素子Ｑ１の両端の電圧Ｖceに着目し、Ｖce＝０になるタイミングでコンパレータＣＭＰ７１がターンオンタイミング制御信号を生成し、制御部２０７へ出力できるようにするため、共振電圧の分圧値とＧＮＤ（接地）レベルとを比較し、一致した時にコンパレータＣＭＰ７１がターンオンタイミング制御信号を生成するように構成した。
【００３５】
制御部２０７による駆動回路２０６のパルス幅については、制御部２０７を例えばマイコンやＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）などのデジタル制御回路を用いることで、オン幅(オン時間Ｔon)は入力電力検出部２０５の演算結果や温度センサ１０５による演算結果により制御し、オフ幅（オフ時間Ｔoff）はターンオンタイミング制御信号により決定する。
【００３６】
これにより、励磁コイル１０１と共振コンデンサＣresからなるＬＣ並列共振回路の共振周波数変動に対して即時に応答し、図３に示すように、スイッチング素子Ｑ１の両端の電圧Ｖceがゼロボルトになっている状態で駆動電圧ＶGがハイレベルに変化してスイッチング素子をターンオンするため、スイッチング素子Ｑ１での損失増加や破損を防ぎつつ、所望の電力や温度で電圧共振型インバータを制御することが出来る。
【００３７】
一例として制御部２０７にマイコンを利用する場合、駆動回路２０６への出力はＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御ユニットを、オン幅制御はタイマーユニットを利用し、比較レジスタの値は入力電力や温度の測定値により更新すればよく、オフ幅制御はターンオンタイミング信号による割りこみ処理を利用することにより実装が可能である。また、ターンオフ後は共振動作での割りこみ待ち時間が発生する。その割りこみ待ち時間で入力電力や温度測定及びタイマーユニットのレジスタ更新を実施することで１パルス毎に変更が出来、高速な応答をすることが出来る。
【００３８】
このように、本実施形態によれば、スイッチング素子Ｑ１の両端の電圧Ｖceがゼロボルトになるタイミングを検出して生成したターンオンタイミング制御信号に基づいて、駆動電圧ＶGをハイレベルに変化させることにより、スイッチング素子Ｑ１の両端の電圧Ｖceがゼロボルトになっている状態でスイッチング素子Ｑ１をターンオンするので、励磁コイル１０１と共振コンデンサＣresからなるＬＣ並列共振回路の共振周波数変動に対して即時に応答し、スイッチング素子Ｑ１での損失増加や破損を防ぎつつ、所望の電力や温度で電圧共振型インバータを制御することが出来る。
【００３９】
［第２の実施形態］
図４は本発明の第２の実施形態の誘導加熱装置の構成を示す図である。この図において、第１の実施形態（図１）と同一又は対応する部分には図１と同じ参照符号を付した。
【００４０】
本実施形態の誘導加熱装置は従来の誘導加熱装置に共振電流検出回路７０１Ａを追加したものであり、その他の回路ブロックは図１１と同様の構成を有する。図５に共振電流検出回路７０１Ａの回路構成を示す。また、図６にスイッチング素子Ｑ１の駆動電圧及びコレクタ・エミッタ間電圧、並びに励磁コイル１０１に流れる電流及び共振電流検出回路７０１Ａの出力電圧を示す。
【００４１】
共振電流検出回路７０１Ａは、カレントトランスＣＴ７１と、抵抗Ｒ７１Ａと、コンデンサＣ７１Ａと、抵抗Ｒ７２Ａと、コンパレータＣＭＰ７１Ａから構成されている。カレントトランスＣＴ７１は、ＬＣ並列共振回路に挿入された一次側コイルと、抵抗Ｒ７１Ａと並列接続された二次側コイルからなる。抵抗Ｒ７１ＡにはコンデンサＣ７１Ａの一端が接続され、コンデンサＣ７１Ａの他端には抵抗Ｒ７２Ａの一端が接続され、抵抗Ｒ７２Ａの他端は接地されている。また、コンパレータＣＭＰ７１Ａの一方の入力（非反転入力）はコンデンサＣ７１Ａと抵抗Ｒ７２Ａの接続点に接続され、コンパレータＣＭＰ７１Ａの他方の入力（反転入力）は接地されている。コンパレータＣＭＰ７１Ａの出力は制御回路２０４内の制御部２０７に入力される。
【００４２】
この共振電流検出回路７０１Ａでは、共振電流を電流−電圧変換により測定する。即ち、コンデンサＣ７１Ａと抵抗Ｒ７２Ａで構成される微分回路により図６に示す電圧Ｖ（Ｒ７２Ａ)を得る。この電圧をコンパレータＣＭＰ７１Ａに入力する。コンパレータＣＭＰ７１Ａは、電圧Ｖ（Ｒ７２Ａ）が徐々に増加する状態から一定値で変化しない状態に到達したタイミング、換言すれば励磁コイル１０１に流れる高周波電流ＩＬが正弦波状の減少から直線状の増加に変化したタイミングで出力信号（ターンオンタイミング制御信号）を生成する。図６に示すように、このタイミングはスイッチング素子Ｑ１の両端の電圧Ｖceがゼロボルトになるタイミングと一致する。つまり、実質的には、コンパレータＣＭＰ７１Ａは、スイッチング素子Ｑ１の両端の電圧Ｖceがゼロボルトになるタイミングを検出していることになる。
【００４３】
このように、本実施形態によれば、励磁コイル１０１に流れる高周波電流ＩＬが正弦波状に減少する状態から直線状に増加する状態に変化するタイミングを検出することで、間接的或いは等価的にスイッチング素子Ｑ１の両端の電圧Ｖceがゼロボルトになるタイミングを検出してターンオンタイミング制御信号を生成し、その信号に基づいて、駆動電圧ＶGをハイレベルに変化させることにより、スイッチング素子Ｑ１の両端の電圧Ｖceがゼロボルトになっている状態でスイッチング素子Ｑ１をターンオンするので、励磁コイル１０１と共振コンデンサＣresからなるＬＣ並列共振回路の共振周波数変動に対して即時に応答し、スイッチング素子Ｑ１での損失増加や破損を防ぎつつ、所望の電力や温度で電圧共振型インバータを制御することが出来る。
【００４４】
［第３の実施形態］
図７は本発明の第３の実施形態の誘導加熱装置の構成を示す図である。この図において、第１の実施形態（図１）と同一又は対応する部分には図１と同じ参照符号を付した。
【００４５】
本実施形態の誘導加熱装置は従来の誘導加熱装置に駆動電流検出回路７０１Ｂを追加したものであり、その他の回路ブロックは図１１と同様の構成を有する。図８に駆動電流検出回路７０１Ｂの回路構成を示す。また、図９にスイッチング素子Ｑ１の駆動電圧及びコレクタ・エミッタ間電圧、並びに励磁コイル１０１に流れる電流及び駆動電流検出回路７０１Ｂの出力電圧を示す。
【００４６】
駆動電流検出回路７０１Ｂは、抵抗Ｒ７１Ｂと、コンパレータＣＭＰ７１Ｂから構成されている。抵抗Ｒ７１Ｂはスイッチング素子Ｑ１とＧＮＤとの間に接続されている。コンパレータＣＭＰ７１Ｂの一方の入力（反転入力）はスイッチング素子Ｑ１と抵抗Ｒ７１Ｂの接続点に接続され、コンパレータＣＭＰ７１Ｂの他方の入力（非反転入力）は接地されている。コンパレータＣＭＰ７１Ｂの出力は制御回路２０４内の制御部２０７に入力される。
【００４７】
この駆動電流検出回路７０１Ｂでは、抵抗Ｒ７１Ｂによる電流−電圧変換により、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流を測定することで、図９に示す電圧Ｖ（Ｒ７１Ｂ）を得る。この電圧をコンパレータＣＭＰ７１Ｂに入力する。コンパレータＣＭＰ７１Ｂは、電圧Ｖ（Ｒ７１Ｂ）がゼロレベルから急峻に減少する（立ち下がる）タイミングで出力信号（ターンオンタイミング制御信号）を生成する。図９に示すように、このタイミングはスイッチング素子Ｑ１の両端の電圧Ｖceがゼロボルトになるタイミングと一致する。つまり、実質的には、コンパレータＣＭＰ７１Ｂは、スイッチング素子Ｑ１の両端の電圧Ｖceがゼロボルトになるタイミングを検出していることになる。
【００４８】
このように、本実施形態によれば、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流がゼロレベルから急峻に減少する（立ち下がる）タイミングを検出することで、間接的或いは等価的にスイッチング素子Ｑ１の両端の電圧Ｖceがゼロボルトになるタイミングを検出してターンオンタイミング制御信号を生成し、その信号に基づいて、駆動電圧ＶGをハイレベルに変化させることにより、スイッチング素子Ｑ１の両端の電圧Ｖceがゼロボルトになっている状態でスイッチング素子Ｑ１をターンオンするので、励磁コイル１０１と共振コンデンサＣresからなるＬＣ並列共振回路の共振周波数変動に対して即時に応答し、スイッチング素子Ｑ１での損失増加や破損を防ぎつつ、所望の電力や温度で電圧共振型インバータを制御することが出来る。
【符号の説明】
【００４９】
１０１…励磁コイル、１０２…加熱ローラ、１０３…定着/加圧ローラ、１０５…温度センサ、２０１…商用電源、２０３…ＬＣフィルタ回路、２０４…制御回路、２０５…入力電力検出部、２０６…駆動回路、２０７…制御部、６０１…共振電圧検出回路、７０１Ａ…共振電流検出回路、７０１Ｂ…駆動電流検出回路、ＤＢ１…ダイオードブリッジ、Ｑ１…スイッチング素子、Ｃres…共振コンデンサ。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００５０】
【特許文献１】特許第３９０２９３７号公報
【図１】
2012063421.tif 000003
【図２】
2012063421.tif 000004
【図３】
2012063421.tif 000005
【図４】
2012063421.tif 000006
【図５】
2012063421.tif 000007
【図６】
2012063421.tif 000008
【図７】
2012063421.tif 000009
【図８】
2012063421.tif 000010
【図９】
2012063421.tif 000011
【図１０】
2012063421.tif 000012
【図１１】
2012063421.tif 000013
【図１２】
2012063421.tif 000014
【図１３】
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【図１４】
2012063421.tif 000016