(57)【要約】【課題】インバータ１５に設けられるスイッチング素子のスイッチング損失を低減することが可能なインバータ発電機を提供する。【解決手段】コンバータ１４は、エンジン１１に連結された同期式ＰＭモータ１３より出力される交流電圧から、ＰＮ電圧を生成してインバータ１５に出力する。インバータ１５は、出力電圧指令に基づいたＰＮ電圧指令をコンバータ１４に出力する。そして、コンバータ１４は、ＰＮ電圧指令よりも低く設定されたＰＮ電圧を出力する。従って、インバータ１５の電圧指令の波形がＰＮ電圧よりも高くなり、ＰＮ電圧を超えた領域でピークカットされる。その結果、ピークカットされた領域では、ＰＮ電圧の最大値を出力することになり、スイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１６がスイッチング動作しないので、スイッチング損失を低減できる。【選択図】      図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
原動機の動力を取得して電力を生成するインバータ発電機において、
前記原動機の出力軸に接続された回転軸を有し、該回転軸が回転することにより単相または多相の交流電圧を出力する同期モータと、
複数のスイッチング素子を有し、各スイッチング素子をスイッチングして前記同期モータより出力される交流電圧から、基準電圧指令に基づく直流基準電圧を生成するコンバータ回路と、
複数のスイッチ手段を有し、設定された交流電圧指令、及び前記直流基準電圧に基づいて前記各スイッチ手段をスイッチングして、前記コンバータ回路で生成された直流基準電圧を、前記交流電圧指令に応じた多相交流電圧に変換するインバータ回路と、を有し、
前記コンバータ回路は、前記基準電圧指令に対して、所定レベルだけ低下した補正後電圧を生成することにより、前記インバータ回路にて設定される前記交流電圧指令のピーク値が前記補正後電圧を上回るように設定し、
前記インバータ回路は、前記交流電圧指令が前記補正後電圧を超える領域では、前記スイッチ手段によるスイッチング動作を停止することを特徴とするインバータ発電機。
【請求項２】
前記インバータ回路が生成する多相交流電圧は３相であり、前記コンバータは、前記基準電圧指令に対して、√３／２以上で、１未満の範囲となる倍率の補正後電圧を生成することを特徴とする請求項１に記載のインバータ発電機。
【請求項３】
前記基準電圧指令に対して所定レベルだけ低下した補正後電圧を生成する省エネルギーモードと、前記基準電圧指令に応じた直流基準電圧を生成する通常モードのいずれか一方を選択する選択手段を更に備え、
前記コンバータ回路は、前記選択手段にて前記省エネルギーモードが選択された場合には、前記補正後電圧を生成することを特徴とする請求項１または請求項２のいずれかに記載のインバータ発電機。
【請求項４】
前記コンバータより出力する前記直流基準電圧の最低値と、インバータが必要とする前記直流基準電圧の最低値と、を比較し、前記最低値の方が大きい場合に、前記省エネルギーモードに切り替えることを特徴とする請求項３に記載のインバータ発電機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、原動機で発電される交流電力を一旦直流電力に変換し、更にインバータを用いて所望レベル、所望周波数の交流電力を生成するインバータ発電機に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来のインバータ発電機として、例えば、特開２００６−１３６０６６号（特許文献１）に記載されたものが知られている。該インバータ装置では、２つのインバータを備え、このうちの一方をＰＡＭ制御で運転することにより、発電効率を向上させることが記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００６−１３６０６６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、上述した特許文献１に開示された従来例は、２つのインバータ間に、バッテリ電圧を変圧し且つインバータ間の直流電圧を制御するためのＤＣ／ＤＣコンバータが存在するので、ＰＡＭ制御を用いてスイッチング損失を低減しようとしても、ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング損失が存在し、スイッチング損失を低減する効果は低い。
【０００５】
本発明は、このような従来の課題を解決するためになされたものであり、その目的とするところは、インバータに設けられるスイッチング素子のスイッチング損失を低減することが可能なインバータ発電機を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記目的を達成するため、本願請求項１に記載の発明は、原動機の動力を取得して電力を生成するインバータ発電機において、前記原動機の出力軸に接続された回転軸を有し、該回転軸が回転することにより単相または多相の交流電圧を出力する同期モータ（例えば、同期式ＰＭモータ１３）と、複数のスイッチング素子（例えば、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６）を有し、各スイッチング素子をスイッチングして前記同期モータより出力される交流電圧から、基準電圧指令（例えば、ＰＮ電圧指令）に基づく直流基準電圧（例えば、ＰＮ電圧）を生成するコンバータ回路と、複数のスイッチ手段（例えば、スイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１６）を有し、設定された交流電圧指令、及び前記直流基準電圧に基づいて前記各スイッチ手段をスイッチングして、前記コンバータ回路で生成された直流基準電圧を、前記交流電圧指令に応じた多相交流電圧に変換するインバータ回路と、を有し、前記コンバータ回路は、前記基準電圧指令に対して、所定レベルだけ低下した補正後電圧を生成することにより、前記インバータ回路にて設定される前記交流電圧指令のピーク値が前記補正後電圧を上回るように設定し、前記インバータ回路は、前記交流電圧指令が前記補正後電圧を超える領域では、前記スイッチ手段によるスイッチング動作を停止することを特徴とする。
【０００７】
請求項２に記載の発明は、前記インバータ回路が生成する多相交流電圧は３相であり、前記コンバータは、前記基準電圧指令に対して、√３／２以上で、１未満の範囲となる倍率の補正後電圧を生成することを特徴とする。
【０００８】
請求項３に記載の発明は、前記基準電圧指令に対して所定レベルだけ低下した補正後電圧を生成する省エネルギーモードと、前記基準電圧指令に応じた直流基準電圧を生成する通常モードのいずれか一方を選択する選択手段を更に備え、前記コンバータ回路は、前記選択手段にて前記省エネルギーモードが選択された場合には、前記補正後電圧を生成することを特徴とする。
【０００９】
請求項４に記載の発明は、前記コンバータより出力する前記直流基準電圧の最低値（ＰＮＶｃ）と、インバータが必要とする前記直流基準電圧の最低値（ＰＮＶｉ）と、を比較し、前記最低値（ＰＮＶｉ）の方が大きい場合に、前記省エネルギーモードに切り替えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１０】
本発明に係るインバータ発電機では、コンバータ１４より出力する直流基準電圧（例えば、ＰＮ電圧）を基準電圧指令（例えば、ＰＮ電圧指令）よりも低い電圧に設定することにより、スイッチング手段によるスイッチング動作回数を低減することができる。その結果、スイッチング素子のスイッチング損失を低減でき、装置全体のエネルギー効率を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明の一実施形態に係るインバータ発電機、及び該インバータ発電機に接続される負荷の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の一実施形態に係るインバータ発電機に搭載されるコンバータの構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の一実施形態に係るインバータ発電機に搭載されるインバータの構成を示すブロック図である。
【図４】本発明の一実施形態に係るインバータ発電機の、インバータに供給される電圧指令の波形を示す特性図である。
【図５】本発明の一実施形態に係るインバータ発電機の、ＰＮ電圧を１／１．１５に低減したときのインバータに供給される電圧指令の波形を示す特性図である。
【図６】本発明の一実施形態に係るインバータ発電機の、ＰＮ電圧を１／１．２に低減したときのインバータに供給される電圧指令の波形を示す特性図である。
【図７】本発明の一実施形態に係るインバータ発電機の、ＰＮ電圧の設定処理手順を示すフローチャートである。
【図８】本発明の一実施形態に係るインバータ発電機の、同期式ＰＭモータに生じる電圧のベクトル図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。図１は、本発明の一実施形態に係るインバータ発電機１００、及び該インバータ発電機１００より出力される電力にて駆動する負荷１８の構成を示すブロック図である。図１に示すように、このインバータ発電機１００は、ディーゼルエンジンやガソリンエンジン等のエンジン（原動機）１１にカップリング１２を介して結合され、Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相の３相の誘起電圧を発生する同期式ＰＭモータ１３（永久磁石により励磁される同期電動機）と、該同期式ＰＭモータ１３に接続され、同期式ＰＭモータ１３より出力されるＲ相、Ｓ相、Ｔ相の各誘起電圧をＰＮ直流電圧（直流基準電圧）に変換するコンバータ（コンバータ回路）１４と、該コンバータ１４より出力されるＰＮ直流電圧からＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相交流電圧を生成するインバータ（インバータ回路）１５と、スイッチングノイズを軽減するためのＡＣＬ・ＣＲフィルタ１６と、負荷１８への電圧の供給、停止を切り替える遮断器１７を備えている。
【００１３】
図２はコンバータ１４の詳細な構成を示すブロック図である。図２に示すように、コンバータ１４は、３相（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）の上アームとなるスイッチング素子（Ｓ１，Ｓ３，Ｓ５）と、下アームとなるスイッチング素子（Ｓ２，Ｓ４，Ｓ６）の合計６個のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６（例えば、トランジスタ、ＩＧＢＴ、ダイオード等）からなるスイッチング回路２１を備えている。
【００１４】
更に、スイッチング回路２１より出力されるＰＮ電圧を蓄電するコンデンサＣ１と、インバータ１５より出力されるＰＮ電圧指令とスイッチング回路２１より出力されるＰＮ電圧のフィードバック値との偏差δを演算する加算器２６と、偏差δにＰＩ補償をかけて電流指令を生成するＰＩ制御部２２と、該ＰＩ制御部２２の後段に設けられる電流アンプ２５を備えている。電流アンプ２５は、ＰＩ制御部２２より出力される電流指令に基づいてコンバータ１４より出力する電流を設定する電流制御部２３と、設定された電流を流すために必要な電圧を求めこの電圧が出力されるように各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６に制御信号を出力する電力増幅部２４と、を備えている。
【００１５】
そして、上記の構成を備えることによりコンバータ１４は、後段のインバータ１５の出力容量の増減が生じた場合でも、ＰＮ電圧を一定に保持することができる。
【００１６】
図３は、インバータ１５の詳細な構成を示すブロック図である。図３に示すように、インバータ１５は、コンバータ１４に設けられるコンデンサＣ１の後段側に設けられ、３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の上アームとなるスイッチング素子（Ｓ１１，Ｓ１３，Ｓ１５）と、下アームとなるスイッチング素子（Ｓ１２，Ｓ１４，Ｓ１６）の合計６個のスイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１６（例えば、トランジスタ、ＩＧＢＴ、ダイオード等のスイッチ手段）からなるスイッチング回路３１を備えている。
【００１７】
更に、インバータ１５は、外部より入力される出力電圧指令、及びＰＮ電圧検出値（コンデンサＣ１の両端に生じる電圧）に基づいて出力電圧を設定する出力電圧設定部３２と、この出力電圧設定部３２で出力する電圧の周波数を設定する演算器３３と、この演算器３３の後段に設けられる電圧アンプ３４と、を備えている。
【００１８】
電圧アンプ３４は、スイッチング回路３１の出力電圧が出力電圧設定部３２で設定された電圧となり、且つ出力周波数指令で設定された周波数となるように、各スイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１６に供給する制御電圧を設定する電圧制御部３５と、該電圧制御部３５より出力される制御電圧を増幅して各スイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１６の制御入力端子に出力する電力増幅部３６を備えている。
【００１９】
次に、上述のように構成された本実施形態に係るインバータ発電機１００の作用について説明する。図４は、インバータ１５の電圧制御部３５より出力される電圧指令の波形を示す説明図であり、符号ｐ１はＵ相電圧を示し、符号ｐ２はＶ相電圧を示し、符号ｑ１はＵ−Ｖ線間電圧を示し、符号ｑ２はＶ−Ｗ線間電圧を示し、符号ｑ３はＷ−Ｕ線間電圧を示している。なお、図４の横軸は電気角［deg］を示し、縦軸はＰＮ電圧の１／２を「１」としたときの相対的な電圧レベルを示している。そして、図４では、各相電圧ｐ１，ｐ２のプラス側のピーク値がＰＮ電圧の半分（即ち、ＰＮ／２）と一致し、且つマイナス側のピーク値が（−ＰＮ／２）と一致するようにＰＮ電圧或いは各相電圧ｐ１，ｐ２を調整している。従って、各相電圧の波形ｐ１，ｐ２は、（−１〜１）の範囲で振幅する正弦波となっている。
【００２０】
インバータ１５の電圧指令は固定されており、例えば２００Ｖや２２０Ｖを出力するようになっている。換言すれば、インバータ１５の相電圧（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）は、コンバータ１４より出力されるＰＮ電圧に基づいて決定される。また、各線間電圧（Ｕ−Ｖ間、Ｖ−Ｗ間、Ｗ−Ｕ間）は、各相電圧の差分として求めることができる。
【００２１】
そして、図４に示すように各相電圧のピーク値が、プラス側及びマイナス側にそれぞれＰＮ／２となるように設定すると、図３に示したスイッチング回路３１の上アームとなるスイッチング素子（Ｓ１１，Ｓ１３，Ｓ１５）、及び下アームとなるスイッチング素子（Ｓ１２，Ｓ１４，Ｓ１６）が常にスイッチングを継続するように動作する。
【００２２】
図５は、コンバータ１４より出力されるＰＮ電圧を１／１．１５（＝√３／２）倍とした場合の、インバータ１５の電圧制御部３５より出力される電圧指令の波形を示す説明図である。ＰＮ電圧を１／１．１５倍としたことにより、各相の電圧波形のピークはその逆数の１．１５（＝２／√３）倍となる。例えば、Ｕ相電圧は、符号ｐ１に示す曲線から符号ｐ１１に示す曲線となる。
【００２３】
ここで、トランジスタの上アームは、出力電圧の最大値がＰＮ／２であるので、符号ｐ１１に示す曲線のピーク値（図５の縦軸に示す「１」を上回る領域、及び「−１」を下回る領域）の電圧を出力することができない。従って、各相電圧は、符号ｐ１２に示すように、上限がＰＮ／２でピークカットされ、下限が−ＰＮ／２でピークカットされた電圧となる。更に、１つの相の電圧がピークカットされた場合には、他の２つの相がこのピークカット分を補うように電圧を出力するように制御して、結果的に線間電圧が正弦波となるようにする、いわゆる中性点移動処理を実行する。その結果、Ｕ相出力電圧は、図５の符号ｐ１２に示すように、元の電圧波形ｐ１と対比して若干ずれた波形（単にピークがカットされるのみならず、正弦波が歪んだ波形）となる。
【００２４】
そして、各相の電圧波形を符号ｐ１２に示すようにピークカットした波形とすることにより、電圧がＰＮ／２となるｄ１〜ｄ２区間では、上アームが最大電圧を出力するので、上アームを構成するスイッチング素子（Ｓ１１；図３参照）はスイッチング動作を行わず、常時オン状態が継続される。またこの際、下アームを構成するスイッチング素子（Ｓ１２）についても同様にスイッチング動作を行わず、常時オフ状態が継続される。
【００２５】
一方、電圧が−ＰＮ／２となるｄ３〜ｄ４区間では、下アームがマイナスの最大電圧を出力するので、下アームを構成するスイッチング素子（Ｓ１２）はスイッチング動作を行わず、常時オン状態が継続される。また、上アームを構成するスイッチング素子（Ｓ１１）はスイッチング動作を行わず、常時オフ状態が継続される。なお、ここではＵ相についてのみ示したが、Ｖ相、Ｗ相についても同様である。
【００２６】
従って、ｄ１〜ｄ２区間、及びｄ３〜ｄ４区間では、スイッチング回路３１に設けられる各スイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１６は、スイッチング動作を行わず、常時、オン、またはオフの状態が継続されることになり、スイッチングによる損失が生じない。一般的にトランジスタの損失は、スイッチング損失及び導通損がそれぞれ５０％となることが知られており、スイッチング損失を軽減することにより、トランジスタ全体の損失のうち多くの割合を減少させることができるといえる。このため、損失を低減することができ、ひいてはインバータ発電機１００の発電効率を向上させることができる。
【００２７】
なお、図５に示した例では、ＰＮ電圧を１／１．１５（＝√３／２）倍とした場合の、電圧指令の波形について説明したが、１／１．１５以上、１未満の範囲の倍率でＰＮ電圧を補正しても、効果の大小の相違はあるが、上記と同様にスイッチング損失を低減できるという効果を達成できる。
【００２８】
次に、ＰＮ電圧を１／１．１５倍を下回る倍率に低下させた場合の、各電圧波形について説明する。図６は、コンバータ１４より出力されるＰＮ電圧を１／１．２（＜１／１．１５）倍とした場合の、インバータ１５の電圧制御部３５より出力される電圧指令の波形を示す説明図である。ＰＮ電圧を１／１．２倍としたことにより、各相の電圧波形のピークはその逆数の１．２倍となる。
【００２９】
例えば、Ｕ相電圧は、符号ｐ１に示す曲線の振幅が１．２倍となるので、符号ｐ２１に示す曲線となる。そして、上述したように、トランジスタの上アームは、出力電圧の最大値がＰＮ／２であるので、符号ｐ２１に示す曲線のピーク値（図６の縦軸に示す「１」を上回る領域、及び「−１」を下回る領域）の電圧を出力することができない。従って、各相電圧は、符号ｐ２２に示すように、上限がＰＮ／２でピークカットされ、下限が−ＰＮ／２でピークカットされた電圧となる。更に、上述の中性点移動処理が実行されるので、Ｕ相出力電圧は、図６の符号ｐ２２に示すように、元の電圧波形ｐ１と対比して若干ずれた波形（単にピークがカットされるのみならず、正弦波が台形状に歪んだ波形）となる。
【００３０】
これと同様にＶ相電圧は、符号ｐ２３に示すように、上限がＰＮ／２でピークカットされ、下限が−ＰＮ／２でピークカットされた電圧となる。
【００３１】
その結果、Ｕ相とＶ相との間の線間電圧（Ｕ−Ｖ線間電圧）は、符号ｑ２１に示すように、波形のピーク値が縦軸の「２」を上回ることになり、このレベルでピークカットされるので正弦波とならなくなる。これは、Ｖ−Ｗ線間電圧を示す曲線ｑ２２、及びＷ−Ｕ線間電圧を示す曲線ｑ２３についても同様に、波形のピーク値がカットされた波形となる。
【００３２】
この場合、発電機の出力電圧として、正弦波が求められる場合には、採用することができないが、正弦波が求められない場合には、採用することが可能である。また、前述した図５の場合と同様に、ｄ１１〜ｄ１２に領域、及びｄ１３〜ｄ１４の領域では、各スイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１６はスイッチングを行わず、常時オン状態、またはオフ状態となるので、スイッチング損失を低減することができる。
【００３３】
次に、本実施形態に係るインバータ発電機１００において、上記のようなインバータ１５の出力電圧の波形を生成するための、コンバータ１４、及びインバータ１５によるＰＮ電圧の制御手順について、図７に示すフローチャートを参照して説明する。
【００３４】
始めに、省エネモードとするか或いは通常モードとするかを選択する図示省略の選択スイッチ（選択手段）により、省エネモード、或いは通常モードの選択を受け付ける（ステップＳＴ１１）。
【００３５】
そして、通常モードが選択された場合（省エネモードが選択されない場合）には（ステップＳＴ１１でＮＯ）、コンバータ１４のＰＮ電圧指令ＰＮＶを固定した電圧ＰＮＣに設定する（ステップＳＴ１７）。例えば、インバータ発電機１００に接続される負荷１８の消費電力が時間経過に伴って大きく変動するような場合には、この変動に追従してＰＮ電圧を変更することが難しくなり、省エネ効果が低減するので、このような場合には、通常モードが選択される。なお、大きな負荷変動に対応できるように、電圧ＰＮＣを十分高い値に設定しておくことが好ましい。
【００３６】
一方、省エネモードが選択された場合には（ステップＳＴ１１でＹＥＳ）、インバータ１５は、出力電圧指令に基づいて、最低限必要なＰＮ電圧（これを、ＰＮＶｉとする）を求める（ステップＳＴ１２）。この演算は、インバータ１５の出力電圧（線間電圧）をＶinvとした場合に、ＰＮ電圧はＰＮＶｉ、「ＰＮＶｉ＝√２×Ｖinv」で求めることができる。但し、ＰＷＭの休止時間等による電圧低下の補正分は除く。また線間電圧は正弦波が実現できる範囲で使用した場合としている。
【００３７】
更に、コンバータ１４は、現状の同期式ＰＭモータ１３を制御するための最低ＰＮ電圧（これを、ＰＮＶｃとする）を求める（ステップＳＴ１３）。この演算は、コンバータ１４に供給される線間電圧をＶcnvとした場合に、ＰＮ電圧ＰＮＶｃは、「ＰＮＶｃ＝√２×Ｖcnv」で求めることができる。ここで、図８は、同期式ＰＭモータ１３に生じる誘起電圧のベクトル図であり、Ｖcnvはコンバータ線間電圧（Ｖrms）、Ｉqはｑ軸電流（Ａrms）、Ｋｖは誘起電圧定数（Ｖrms／min-1）、ωは回転数（min-1）、Ｒは相抵抗（Ω）、Ｌは相インダクタンス（Ｈ）、ｐは極対数を示している。そして、線間電圧Ｖcnvは、図８に示すように、ｑ軸電流Ｉｑと、回転数ωにより決定される。余裕を持って設定しようとすれば、ｑ軸電流Ｉｑは定格電流に設定しておけば良い。
【００３８】
その後、コンバータ１４は、インバータ１５で求められた最低ＰＮ電圧ＰＮＶｉと、コンバータ１４で求められた最低ＰＮ電圧ＰＮＶｃを比較する（ステップＳＴ１４）。そして、「ＰＮＶｃ＞ＰＮＶｉ」と判定された場合には（ステップＳＴ１４でＹＥＳ）、ＰＮ電圧指令ＰＮＶをＰＮＶｃに設定する（ステップＳＴ１６）。このＰＮ電圧指令ＰＮＶｃは、コンバータ１４側で決めた最低限の電圧であるので、これ以上ＰＮ電圧指令ＰＮＶを低下させることはできず、同期式ＰＭモータ１３を安定に制御するために、上述した省エネ運転を実行しない。即ち、通常運転を実行する。
【００３９】
一方、「ＰＮＶｃ≦ＰＮＶｉ」と判定された場合には（ステップＳＴ１４でＮＯ）、ＰＮ電圧指令ＰＮＶをＰＮＶｉに設定する（ステップＳＴ１５）。このＰＮ電圧指令ＰＮＶｉは、インバータ１５が必要とする最低限の電圧であるので、ＰＮ電圧指令ＰＮＶを低下させる余地が有り、上記の手順により省エネ運転を実行することができる。即ち、省エネ運転を実行する。こうして、インバータ１５及びコンバータ１４の状態に応じて、省エネ運転、或いは通常運転の切り替えを行うことができるのである。
【００４０】
このようにして、本実施形態に係るインバータ発電機１００では、インバータ１５が要求するＰＮ電圧に対して、コンバータ１４が出力するＰＮ電圧を低下させることにより、インバータ１５の各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の各電圧指令をピークカットする。そして、ピークカットした領域では、各スイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１６はスイッチングが行われないので、従来のように常時スイッチングが行われる場合と対比して、スイッチング損失を低減することができ、インバータ発電機１００全体のエネルギー効率を向上させることができる。
【００４１】
また、ＰＮ電圧を、１／１．１５以上、１未満の範囲の倍率でＰＮ電圧を補正することにより、各相の線間電圧（Ｕ−Ｖ間、Ｖ−Ｗ間、Ｗ−Ｕ間）が歪むことなく正弦波となるので、負荷１８に対して一般的な商用電源の出力電圧と同様の正弦波となる電圧を供給することができる。
【００４２】
更に、インバータ１５が必要とする最低限のＰＮ電圧（ＰＮＶｉ）と、コンバータ１４が必要とする最低限のＰＮ電圧（ＰＮＶｃ）とを比較し、ＰＮＶｉがＰＮＶｃを上回った場合に、ＰＮ電圧を補正する省エネ運転を実行するので、負荷１８に応じた適切な切り替えが行われることになり、エネルギー効率をより一層向上させることができる。
【００４３】
ここで、従来のコンバータを備えないインバータ発電機では、発電機本体の誘起電圧を整流器等で整流するだけであるので、ＰＮ電圧を制御する場合には発電機本体の回転数を増減する必要がある。このため、エンジンの回転数を変更することになり、エンジンの燃費が低下して、インバータ発電機全体の効率を向上させるという目的を達成することができない。
【００４４】
これに対して、本実施形態に係るインバータ発電機１００は、コンバータ１４により同期式ＰＭモータ１３にフィードバック電流を供給して、該同期式ＰＭモータ１３を制御するので、エンジン１１（図１参照）の回転数が低い場合でも、コンバータ１４より出力されるＰＮ電圧を略一定に制御することが可能である。即ち、本実施形態に係るインバータ発電機１００では、コンバータ１４を備えているので、ＰＮ電圧を適宜変更することができ、上記の効果を達成できる。
【００４５】
また、上述した実施形態では、図７のステップＳＴ１１の処理で、外部入力に基づいて省エネモードを選択するか否かを決めるようにしたが、負荷１８の起動時には、負荷１８の消費電力は不安定となり、その後暫く時間が経過して負荷１８の消費電力が安定するような場合には、負荷１８を起動してから所定時間だけ通常モードとし、所定時間の経過後に省エネモードに切り替えるようにしても良い。
【００４６】
以上、本発明のインバータ発電機を図示の実施形態に基づいて説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、各部の構成は、同様の機能を有する任意の構成のものに置き換えることができる。
【００４７】
例えば、上記した実施形態では、３相のコンバータ１４、及びインバータ１５を用いる例について説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、単相、多相について適用することが可能である。
【産業上の利用可能性】
【００４８】
本発明は、インバータ発電機のエネルギー効率を向上させる上で極めて有用である。
【符号の説明】
【００４９】
１１  エンジン
１２  カップリング
１３  同期式ＰＭモータ
１４  コンバータ
１５  インバータ
１６  ＡＣＬ・ＣＲフィルタ
１７  遮断器
１８  負荷
２１  スイッチング回路
２２  ＰＩ制御部
２３  電流制御部
２４  電力増幅部
２５  電流アンプ
２６  加算器
３１  スイッチング回路
３２  出力電圧設定部
３３  演算器
３４  電圧アンプ
３５  電圧制御部
３６  電力増幅部
１００  インバータ発電機
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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