(57)【要約】【課題】商用交流電源より低い電圧の直流電圧を効率良く得られるようにする。【解決手段】交流電源電圧を全波整流する整流回路と、前記整流回路から出力される整流出力を充電するために直列に接続されたＮ個の分圧充電用コンデンサと、前記Ｎ個の分圧充電用コンデンサ間に接続された（Ｎ−１）個のコンデンサ分離用ダイオードとからなる分圧充電回路と、前記分圧充電回路と並列に接続された出力コンデンサと、前記出力コンデンサと直列に接続された駆動回路と、前記交流電源電圧が所定の電圧値よりも低下した際に、前記駆動回路をＯＮ動作させるスイッチング回路と、前記駆動回路がＯＮ動作されたときに、前記直列に接続されたＮ個の分圧充電用コンデンサのそれぞれに蓄積された電荷を前記出力コンデンサに移動させる放電回路とを設け、Ｎ個の分圧充電用コンデンサに蓄積した電荷を所定のタイミングごとに出力コンデンサに移動させる。【選択図】図１
2012157104.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源電圧の整流出力を分圧して出力する分圧整流回路であって、
前記交流電源電圧を全波整流する第１の整流回路と、
前記第１の整流回路から出力される整流出力を充電するために直列に接続されたＮ個の分圧充電用コンデンサと、前記Ｎ個の分圧充電用コンデンサを分離するために各コンデンサ間に接続された（Ｎ−１）個のコンデンサ分離用ダイオードとからなる分圧充電回路と、
前記分圧充電回路と並列に接続された出力コンデンサと、
前記出力コンデンサと直列に接続された駆動回路と、
前記Ｎ個の分圧充電用コンデンサのそれぞれと前記出力コンデンサとを、放電用ダイオードを介して接続されたＮ個の放電経路と、
前記交流電源電圧を全波整流する第２の整流回路と、
前記第１の整流回路の整流出力と前記第２の整流回路の整流出力とを比較して、前記第２の整流回路の出力が前記第１の整流回路の整流出力よりも所定の値以上低くなった場合に、前記駆動回路をＯＮ動作させるスイッチング回路とを備え、
前記駆動回路がＯＮ動作されたときに、前記直列に接続されたＮ個の分圧充電用コンデンサのそれぞれに蓄積された電荷を前記出力コンデンサに前記放電回路と前記駆動回路を介して移動させることを特徴とする分圧整流回路。
【請求項２】
交流電源電圧の整流出力を分圧して出力する分圧整流回路であって、
前記交流電源電圧を全波整流する第１の整流回路と、
前記第１の整流回路から出力される整流出力を充電するために直列に接続されたＮ個の分圧充電用コンデンサと、前記Ｎ個の分圧充電用コンデンサを分離するために各コンデンサ間に接続された（Ｎ−１）個のコンデンサ分離用ダイオードとからなる分圧充電回路と、
前記分圧充電回路と並列に接続された出力コンデンサと、
前記出力コンデンサと直列に接続された駆動回路と、
前記Ｎ個の分圧充電用コンデンサのそれぞれと前記出力コンデンサとを、放電用ダイオードを介して接続されたＮ個の放電経路と、
前記第１の整流回路と前記分圧充電回路との間に配設され、前記分圧充電回路に蓄積された電荷が前記第１の整流回路に逆流するのを防止する逆流防止ダイオードと、
前記逆流防止ダイオードの出力側の電圧よりも入力側の電圧が所定の値以上低くなった場合に、前記駆動回路をＯＮ動作させるスイッチング回路とを備え、
前記駆動回路がＯＮ動作されたときに、前記直列に接続されたＮ個の分圧充電用コンデンサのそれぞれに蓄積された電荷を前記出力コンデンサに、前記放電回路と前記駆動回路を介して移動させることを特徴とする分圧整流回路。
【請求項３】
前記放電経路の１部あるいは全ての放電用ダイオードと並列にＳＷ素子を接続し、放電動作時にＳＷ素子を前記スイッチング回路によりＯＮさせることを特徴とする請求項１または２に記載の分圧整流回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は分圧整流回路に関し、特に、商用交流電圧を分圧整流して直流電圧に変換する分圧整流回路に用いて好適な技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、商用交流電源より低い電圧の直流電圧を得るには、概略、次の方法がある。
（ａ）商用電源電圧の交流をトランスにより低電圧の交流に変換してから整流して直流にする。（ｂ）商用電源電圧の交流を整流して得た直流から、抵抗を使って分圧して低い直流電圧を得る。（ｃ）商用電源電圧の交流を高周波に変換した後、フェライトを使った小型のトランスにより低電圧に変換してから整流して直流を得る、等がある。
【０００３】
しかしながら、これらの従来技術には次のような問題点がある。すなわち、（ａ）の商用交流電源に使用するトランスには珪素鋼を使うため、重く大きくなり、また、鉄損、銅損による損失が大きい。また、（ｂ）では、例えば１００Ｖの交流から１０Ｖの直流を得ようとすると、抵抗による損失は９０％に達し、エネルギーの損失が極めて大きい。また、電流が大きければ放熱等の対策も必要となる。さらに、（ｃ）はコンデンサの容量が小さくて済むため、小型化が可能である。しかしながら、回路的に複雑なものとなり、高価になるだけでなく、常時使用する電源としては損失も大きい。
【０００４】
前述のような問題点を解消するために、トランスを用いることなく簡単な回路構成で商用交流電源から直流低電圧を得ることができる電源分圧整流回路が特許文献１において提案されている。
【０００５】
しかしながら、特許文献１において提案されている電源分圧整流回路の場合は、商用電源電圧を半波整流しているので、交流電圧の正の半周期部分を取り出すだけであり、負の半周期はダイオードを電流が通過できず、効率が悪い問題点があった。そこで、負の半周期においても電流を通過できるようにした、分圧整流回路が特許文献２に提案されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開平１０−１４２３９号公報
【特許文献２】特開平１１−２１５８３０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
特許文献２にて提案されている分圧整流回路は、交流電圧の正の半周期において電源電圧を分圧する回路と、交流電圧の負の半周期において電源電圧を分圧する回路とを別々に設けている。このため、部品点数が多く必要であり、回路規模が大がかりになってしまう不都合があった。
本発明は前述の問題点に鑑み、商用交流電源より低い電圧の直流電圧を効率良く得られるようにすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の分圧整流回路は、交流電源電圧の整流出力を分圧して出力する分圧整流回路であって、前記交流電源電圧を全波整流する第１の整流回路と、前記第１の整流回路から出力される整流出力を充電するために直列に接続されたＮ個の分圧充電用コンデンサと、前記Ｎ個の分圧充電用コンデンサを分離するために各コンデンサ間に接続された（Ｎ−１）個のコンデンサ分離用ダイオードとからなる分圧充電回路と、前記分圧充電回路と並列に接続された出力コンデンサと、前記出力コンデンサと直列に接続された駆動回路と、前記Ｎ個の分圧充電用コンデンサのそれぞれと前記出力コンデンサとを、放電用ダイオードを介して接続されたＮ個の放電経路と、前記交流電源電圧を全波整流する第２の整流回路と、前記第１の整流回路の整流出力と前記第２の整流回路の整流出力とを比較して、前記第２の整流回路の出力が前記第１の整流回路の整流出力よりも所定の値以上低くなった場合に、前記駆動回路をＯＮ動作させるスイッチング回路とを備え、前記駆動回路がＯＮ動作されたときに、前記直列に接続されたＮ個の分圧充電用コンデンサのそれぞれに蓄積された電荷を前記出力コンデンサに前記放電回路と前記駆動回路を介して移動させることを特徴とする。
【発明の効果】
【０００９】
本発明の分圧整流回路によれば、交流電源電圧を整流回路により全波整流した整流出力を分圧充電する分圧充電回路は１個であるので、構成を簡素化することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明の第１の実施形態を示し、分圧用のコンデンサを充電する電流が流れ  る経路を示すブロック図である。
【図２】本発明の第１の実施形態を示し、分圧充電回路に蓄積された電荷を出力コンデンサに移動させる経路を説明する図である。
【図３】本発明の第１の実施形態を示し、分圧充電用コンデンサに充電されていた電荷を出力コンデンサに移動させるタイミングを説明する図である。
【図４】本発明の第２の実施形態を示し、１個の整流回路で構成した例を示すブロック図である。
【図５】本発明の第３の実施形態を示し、電力線搬送通信システムの概略構成を説明する図である。
【図６】調光制御されるＬＥＤ回路の構成例を示す図である。
【図７】本発明の第４の実施形態を示し、放電回路での電圧降下を減らしたものを示すブロック図である。
【図８】本発明の第４の実施形態を示し、分圧充電回路に蓄積された電荷を出力コンデンサに移動させる経路を説明する図である
【図９】本発明の第５の実施形態を示し、放電回路での電圧降下をさらに減らしたものを示すブロック図である。
【図１０】本発明の第５の実施形態を示し、分圧充電回路に蓄積された電荷を出力コンデンサに移動させる経路を説明する図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
次に、図面を参照しながら本発明の実施形態を説明する。
（第１の実施形態）
図１に示すように、本実施形態の分圧整流回路は、交流電源１００を第１の整流回路１０１と第２の整流回路１０２で全波整流している。そして、第１の整流回路１０１と並列に、分圧充電回路１０３が接続されている。
【００１２】
本実施形態においては、同じ容量の３個の分圧充電用コンデンサＣ１〜Ｃ３を直列に接続するとともに、各コンデンサ間に、コンデンサ分離用ダイオードＤ１、Ｄ２を接続して分圧充電回路１０３を構成している。コンデンサの数は３個以外のＮ個（Ｎは２以上の整数）でよく、接続個数に応じた電圧値に第１の整流回路１０１の整流出力電圧を分圧する。本実施形態のように、３個のコンデンサＣ１〜Ｃ３を直列に接続した場合には、第１の整流回路１０１の整流出力電圧を３分の１に分圧する。コンデンサ分離用ダイオードＤ１、Ｄ２は、第１の整流回路１０１により整流された電流を充電電流として、３個のコンデンサＣ１〜Ｃ３に通流させる方向で接続されている。
【００１３】
分圧充電回路１０３と並列に負荷回路１０４が接続されている。また、負荷回路１０４と並列に出力コンデンサＣ４が接続されている。そして、負荷回路１０４及び出力コンデンサＣ４の並列回路と直列に、３個のコンデンサＣ１〜Ｃ３に蓄積された電荷を出力コンデンサＣ４に移動させるための駆動回路１０５が接続されている。本実施形態においては、駆動用トランジスタＱ２を用いて駆動回路１０５を構成した例を示している。この駆動用トランジスタＱ２は電界効果トランジスタを用いており、そのゲート電極はスイッチング回路１０６に接続されている。本実施形態においては、負荷として発光ダイオードＬＥＤを直列に複数個接続した例を示している。図１には、６個のＬＥＤを直列に接続しているが、接続個数は任意である。また、複数のＬＥＤと直列に動作安定化抵抗ＲSを接続している。
【００１４】
スイッチング回路１０６は、第１の整流回路１０１の整流電圧の値が所定の値まで低下したときに、駆動用トランジスタＱ２をＯＮ動作させるために配設されているものである。本実施形態においては、ＰＮＰ型のバイポーラトランジスタＱ１を用いて構成した例を示している。
【００１５】
図１の例では、抵抗器Ｒ１、Ｒ２よりなる第１の抵抗分圧回路の接続点とトランジスタＱ１のベース電極とを接続している。第１の抵抗分圧回路は、その一端が第１の整流回路１０１の＋端子に接続され、他端が第２の整流回路１０２の＋端子に接続されている。第２の整流回路１０２の、＋端子と−端子とは抵抗器Ｒ５を介して接続されている。これにより、第２の整流回路１０２の整流出力電圧ＶＤＤ２が、第１の整流回路１０１の出力電圧ＶＤＤ１よりも所定の値まで低くなるとトランジスタＱ１がＯＮする様になっている。
【００１６】
また、トランジスタＱ１のエミッタ電極を第１の整流回路１０１の＋端子に接続している。また、コレクタ電極を抵抗器Ｒ３、Ｒ４よりなる第２の抵抗分圧回路を介して第１の整流回路１０１の−端子に接続し、抵抗器Ｒ３、Ｒ４の接続点と駆動用トランジスタＱ２のゲート電極とを接続している。
【００１７】
前述のように、第１の整流回路１０１の出力電圧ＶＤＤ１と異なる電圧ＶＤＤ２を生成するのは、ＶＤＤ１とＶＤＤ２との差で駆動用トランジスタＱ２をＯＮさせるタイミングを作成するためである。抵抗器Ｒ５は、電源の交流電圧の絶対値が小さくなった時にＶＤＤ２の電位が保持されず小さくなる様にするためのものである。
【００１８】
第１のコンデンサＣ１の正電位側は第１の整流回路１０１の＋端子に接続され、負電位側は放電用ダイオードＤ３を介して第１の整流回路１０１の−端子に接続されている。第２のコンデンサＣ２の正電位側は放電用ダイオードＤ５を介して第１の整流回路１０１の＋端子に接続され、負電位側は放電用ダイオードＤ４を介して第１の整流回路１０１の−端子に接続されている。第３のコンデンサＣ３の正電位側は放電用ダイオードＤ６を介して第１の整流回路１０１の＋端子に接続され、負電位側は第１の整流回路１０１の−端子に接続されている。
【００１９】
図３（ａ）に示すように、本実施形態の第１の整流回路１０１の出力電圧ＶＤＤ１の電位は、第１〜第３のコンデンサＣ１〜Ｃ３に充電されている電荷と放電回路の放電用ダイオードＤ３、４、５、６のために、交流電源１００のピーク電圧ＰＶ（略１４０Ｖ）の略１／３の閾値電圧ＳＶ（略４６Ｖ）までしか下がらない。一方、第２の整流回路１０２の整流出力電圧ＶＤＤ２は基準電圧近くまで下がる。図３（ｂ）に示す様にＶＤＤ２が基準電位まで下がらないのは第１の抵抗分圧回路を介してＶＤＤ１から電流が供給されるためである。
【００２０】
第２の整流回路１０２の整流出力電圧ＶＤＤ２が第１の整流回路１０１の出力電圧ＶＤＤ１よりも所定の電圧分だけ低い期間ｔ１、ｔ２、ｔ３・・・において、トランジスタＱ１がＯＮ動作するようにしている。これにより、トランジスタＱ１のコレクタ電極に接続されている第２の抵抗分圧回路における抵抗器Ｒ３とＲ４との接続点に電圧ＶＧが発生し、この電圧ＶＧが駆動用トランジスタＱ２のゲート電極に印加されて、駆動用トランジスタＱ２が動作状態となる。
【００２１】
駆動用トランジスタＱ２が動作状態となると、出力コンデンサＣ４に充電電流が流れる状態となる。これにより、３個のコンデンサＣ１〜Ｃ３に充電されていた電荷が放電され、出力コンデンサＣ４に充電される。本実施形態における放電回路は３つの放電ルート（放電経路）を有している。第１のコンデンサＣ１の放電ルートは、図２において矢印Ｙ１で示すように、第１のコンデンサＣ１→出力コンデンサＣ４→駆動用トランジスタＱ２→放電用ダイオードＤ３のルートである。
【００２２】
また、第２のコンデンサＣ２の放電ルートは、図２において矢印Ｙ２で示すように、第２のコンデンサＣ２→放電用ダイオードＤ５→出力コンデンサＣ４→駆動用トランジスタＱ２→放電用ダイオードＤ４のルートである。さらに、第３のコンデンサＣ３の放電ルートは、図２において矢印Ｙ３で示すように、第３のコンデンサＣ３→放電用ダイオードＤ６→出力コンデンサＣ４→駆動用トランジスタＱ２のルートである。
【００２３】
各コンデンサＣ１〜Ｃ３には、整流出力電圧を３分の１に分圧した電圧になる電荷が蓄積されていたので、出力コンデンサＣ４に蓄積される電圧は、整流出力電圧のピーク値の３分の１である。すなわち、第１の整流回路１０１の整流出力電圧を３分の１に分圧した電圧を負荷回路１０４に印加して駆動することができる。
【００２４】
なお、３つの放電ルートにおいて、第２の放電ルート（矢印Ｙ２）のみに放電用ダイオードが２個入るが出力コンデンサＣ４への充電時にその分遅れるだけであり、問題はない。また、３つのコンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３の容量値に多少のばらつきが存在しても、その差は出力コンデンサＣ４の充電時において、高い電圧まで充電されたコンデンサから順次放電を開始して同じ電位に揃うことで動作時に吸収される。
【００２５】
前述したように、本実施形態においては、平滑コンデンサの直列回路を用いた軽量な構造で、電源電圧を平滑コンデンサの個数に応じた分圧比で発生可能となる。これにより、スイッチングレギュレータのように高周波のパルス状スイッチング雑音を発生することもない。ダイオードによる損失を伴うだけであり、トランス式或はスイッチングレギュレータに比べて高効率となる。さらに、スイッチングレギュレータの電源として使用する場合でも、１００Ｖ又は２００Ｖ等の高い直流電源電圧によるスイッチング動作でなく、低い直流電源電圧でスイッチング回路を作動させ得るために、その回路からの放射雑音を低減できる。
【００２６】
（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態を説明する。
図４は、本発明の第２の実施形態を説明するためのブロック図である。図４に示すように、本実施形態においては第２の整流回路１０２を省略し、逆流防止ダイオードＤ７を介してから分圧充電回路１０３を充電するための電圧ＶＤＤ１とし第１の整流回路１０１の出力を整流出力電圧ＶＤＤ２としている。
【００２７】
すなわち、電源の交流電圧の絶対値が小さくなると、整流出力電圧ＶＤＤ２の電圧が下がるのでＶＤＤ１の電圧点から、抵抗器Ｒ１→Ｒ２→Ｒ５→第１の整流回路１０１の−電極に電流が流れトランジスタＱ１が動作する。これにより、電圧ＶＤＤ１よりも電圧ＶＤＤ２が所定の値だけ低くなったことを検出している。このように構成することにより、整流用ダイオードブリッジが１個で良い利点が得られる。なお、逆流防止ダイオードＤ７は各コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３に蓄積した電荷が直接、第１の整流回路１０１と抵抗器５に流れるのを防止するためのものである。抵抗器Ｒ５は図１，２の例と同様に電源の交流電圧の絶対値が小さくなった時にＶＤＤ２の電位が保持されず小さくなる様にするためのものである。
【００２８】
（第３の実施形態）
前述した第１及び第２の実施形態においては、電圧ＶＤＤ２が電圧ＶＤＤ１よりも所定の電圧分だけ低い期間ｔ１、ｔ２、ｔ３・・・に於いてトランジスタＱ１をＯＮ動作させている。これらの期間ｔ１、ｔ２、ｔ３・・・においては、整流回路には電流が流れないので電源線に重畳するノイズ分が少ない。
【００２９】
そこで、本実施形態においては、期間ｔ１、ｔ２、ｔ３・・・に通信信号を重畳して電力線通信を行う実施形態を説明する。
図５は、本実施形態の電力線搬送通信システム１０の概略構成を説明する図である。図５に示すように、本実施形態の電力線搬送通信システム１０は、電力搬送ライン３００を介して、電力供給源ＡＣから第１の負荷５０１及び第２の負荷５０２に供給する電力のオン／オフ制御を行う。図５においては、第３の負荷５０３が電力搬送ライン３００に接続されているが、本実施形態の電力線搬送通信システム１０は第３の負荷５０３については電力のオン／オフ制御を行わない。
【００３０】
本実施形態の電力線搬送通信システム１０においては、電力線通信制御領域５００を構成し、この電力線通信制御領域５００に出入りする電力搬送ライン３００にラインフィルターを配設することにより、電力線通信制御領域５００内の電力搬送ライン３００ａ、３００ｂにはノイズが重畳されないようにしている。
【００３１】
図５の例では、電力供給源ＡＣから電力線通信制御領域５００に電力を供給する電力搬送ライン３００に重畳しているノイズを除去する入力ラインフィルター２００、電力線通信制御領域５００から第１の負荷５０１に電力を供給する電力供給線３０１に配設された第１のラインフィルター２０１、電力線通信制御領域５００から第２の負荷５０２に電力を供給する電力供給線３０２に配設された第２のラインフィルター２０２、電力線通信制御領域５００から第３の負荷５０３に電力を供給する電力線に配設された第３のラインフィルター２０３を示している。
【００３２】
入力ラインフィルター２００〜第３のラインフィルター２０３は、電力搬送ライン３００を介して入力されるノイズをカットし、コントローラ４００と応答端末１１０、１２０との間で行われるデータ通信において誤作動が発生しないようにする。また、コントローラ４００と応答端末１１０、１２０との間で行われるデータ通信の周波数信号をカットして、データ通信を行うことによる外部装置への影響を少なくする。ラインフィルターの構成例としては、コントローラ４００から出力する制御信号近辺の周波数をカット可能である公知のフィルターを使用することができる。
【００３３】
前述のように構成された電力線通信制御領域５００の内部には、第１の応答端末１１０、第２の応答端末１２０、コントローラ４００が配設されている。
第１の応答端末１１０は、第１の負荷５０１に供給する電力を制御するための装置であり、応答機１１１及び第１のスイッチ１１２を有している。第２の応答端末１２０は、第２の負荷５０２に供給する電力を制御するための装置であり、応答機１２１及び第２のスイッチ１２２を有している。コントローラ４００は、通信回線１１を介して外部のコンピュータ（ＰＣ）１２と情報の送受信を行い、第１の応答端末１１０及び第２の応答端末１２０の動作を個別に制御する。
【００３４】
図６に、調光制御されるＬＥＤ回路の構成例を示す。
図６（ａ）は、複数のＬＥＤと直列に動作安定化抵抗ＲSとして可変抵抗器を用い、抵抗値を制御することによりＬＥＤを調光可能にした例を示している。
【００３５】
図６（ｂ）は、動作安定化抵抗ＲSと複数のＬＥＤとの直列回路にスイッチＳＷを直列に接続し、スイッチＳＷを断続することにより点灯させるＬＥＤ数を制御して調光可能にした例を示している。
【００３６】
（第４の実施形態）
図７を参照しながら本発明の第４の実施形態を説明する。
第４の実施形態は、第１の実施形態で示した図１に対応し、図１における駆動用のトランジスタとして用いられていたＰＮＰ型のバイポーラトランジスタＱ１を、ＭＯＳトランジスタ（電界効果トランジスタ）に変更している。また、放電用ダイオードＤ３と並列にＭＯＳトランジスタＱ３を接続し、放電用ダイオードＤ４と並列にＭＯＳトランジスタＱ４を接続したものである。ＭＯＳトランジスタＱ３、Ｑ４のゲート電極は、駆動用トランジスタＱ２のゲート電極と共通に接続されている。
【００３７】
このような構成により、各コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３に蓄積した電荷を放電する際には、図８に示すように、分圧充電回路に蓄積された電荷を出力コンデンサに移動させる場合には、ＭＯＳトランジスタＱ３、Ｑ４を通る放電パスが形成される。これにより、放電用ダイオードＤ３、Ｄ４での電圧降下をなくすことができるので、放電回路での電圧降下を減らすことができる。したがって、分圧比を上げた場合に大きな効果を得ることができる。
【００３８】
（第５の実施形態）
図９は、図７及び図８に示した第４の実施形態の回路よりも放電回路での電圧降下をさらに減らした実施形態を示すブロック図である。
図９に示すように、本実施形態においては、放電用ダイオードＤ５と並列にＭＯＳトランジスタＱ５を接続し、放電用ダイオードＤ６と並列にＭＯＳトランジスタＱ６を接続している。また、第２の抵抗分圧回路の抵抗器Ｒ３とＲ４との接続点にゲート電極を接続し、ＭＯＳトランジスタＱ７が接続されている。このＭＯＳトランジスタＱ７のドレイン電極は抵抗器Ｒ６を介して第１の整流回路１０１の＋端子に接続され、ソース電極は第１の整流回路１０１の−端子に接続されている。
【００３９】
前述のような構成により、本実施形態においては、抵抗器Ｒ１、Ｒ２よりなる第１の抵抗分圧回路、ＰＭＯＳトランジスタＱ１、抵抗器Ｒ３、Ｒ４よりなる第２の抵抗分圧回路、抵抗器Ｒ６、ＮＭＯＳトランジスタＱ７により、スイッチング回路１０６が構成されている。
【００４０】
ＭＯＳトランジスタＱ７のドレイン電極に、駆動用トランジスタＱ２のゲート電極が接続されている。前述した第１の実施形態〜第３の実施形態においては、駆動用トランジスタＱ２としてＮＭＯＳトランジスタを用いたが、本実施形態においてはＰＭＯＳトランジスタを用いており、そのソース電極が第１の整流回路１０１の＋端子に接続し、ドレイン電極を負荷回路１０４及び出力コンデンサＣ４の並列回路に接続されている。
【００４１】
このように構成された第５の実施形態においては、図１０に示すように、第１の整流回路１０１の出力電圧ＶＤＤ１が放電できるまで低下したときに、スイッチング回路１０６により、ＭＯＳトランジスタＱ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６、Ｑ２をＯＮ動作させる。これにより、第１〜第３のコンデンサＣ１〜Ｃ３に充電されている電荷を出力コンデンサＣ４に放電する際に、放電用ダイオードＤ３〜Ｄ６での電圧降下をなくすことができる。
【００４２】
なお、本実施形態において、ＮＭＯＳトランジスタＱ７、抵抗器Ｒ６をスイッチング回路１０６に追加したのはＰＭＯＳトランジスタＱ２、Ｑ５、Ｑ６を駆動するためである。
【００４３】
以上説明したように、本発明によれば、交流電源電圧を整流回路により全波整流した整流出力を分圧充電する分圧充電回路は１個であるので、構成を簡素化することができる。
また、２種類の電圧ＶＤＤ１とＶＤＤ２とを生成し、ＶＤＤ２がＶＤＤ１よりも所定の電圧分だけ低い期間ｔ１、ｔ２、ｔ３・・・において、トランジスタＱ１がＯＮ動作するようにした。これにより、トランジスタＱ２がＯＮ動作することにより、分圧充電回路１０３の各コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３に蓄積した電荷を出力コンデンサＣ４に確実に移すことができる。
【符号の説明】
【００４４】
１００  交流電源、
１０１  第１の整流回路
１０２  第２の整流回路
１０３  分圧充電回路
１０４  負荷回路
１０５  駆動回路
１０６  スイッチング回路
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３  ３個の充電用コンデンサ
Ｄ１、Ｄ２  コンデンサ分離用ダイオード
Ｃ４  出力コンデンサ
【図１】
2012157104.tif 000003
【図２】
2012157104.tif 000004
【図３】
2012157104.tif 000005
【図４】
2012157104.tif 000006
【図５】
2012157104.tif 000007
【図６】
2012157104.tif 000008
【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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