(57)【要約】【課題】スイッチングコンバータの起動時間を短縮する。【解決手段】インダクタ（１）の充放電をスイッチング制御することで直流入力電圧を変圧し、当該変圧した電圧をコンデンサ（６）で平滑化して直流出力電圧を得る電源装置は、インダクタとコンデンサとの間に接続された同期整流用のトランジスタ（４）と、トランジスタに流れる電流が下限電流よりも少ないか否かを判定する電流判定回路（３０Ａ）と、電流判定回路の判定結果に基づいて、トランジスタに流れる電流が下限電流よりも多いあいだはトランジスタを定電流動作させ、当該電流が下限電流よりも少なくなったときトランジスタを整流動作させる制御回路（４０）とを備えている。【選択図】図１
2012039736.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
インダクタの充放電をスイッチング制御することで直流入力電圧を変圧し、当該変圧した電圧をコンデンサで平滑化して直流出力電圧を得る電源装置であって、
前記インダクタと前記コンデンサとの間に接続された同期整流用のトランジスタと、
前記トランジスタに流れる電流が下限電流よりも少ないか否かを判定する電流判定回路と、
前記電流判定回路の判定結果に基づいて、前記トランジスタに流れる電流が前記下限電流よりも多いあいだは前記トランジスタを定電流動作させ、当該電流が前記下限電流よりも少なくなったとき前記トランジスタを整流動作させる制御回路とを備えている
ことを特徴とする電源装置。
【請求項２】
請求項１の電源装置において、
前記電流判定回路は、
前記直流入力電圧に一端が接続された第１の抵抗性負荷と、
前記第１の抵抗性負荷の他端に接続された第１の定電流源と、
前記直流出力電圧に一端が接続された第２の抵抗性負荷と、
前記第２の抵抗性負荷の他端に接続された第２の定電流源と、
前記第１の抵抗性負荷の他端の電位と前記第２の抵抗性負荷の他端の電位とを比較する比較器とを有する
ことを特徴とする電源装置。
【請求項３】
請求項２の電源装置において、
前記第１の抵抗性負荷は、
前記直流入力電圧にソースが接続されたトランジスタと、
一端が前記トランジスタのドレインに接続された抵抗素子とを有する
ことを特徴とする電源装置。
【請求項４】
請求項１の電源装置において、
前記電流判定回路は、
前記直流入力電圧に一端が接続された抵抗性負荷と、
前記抵抗性負荷の他端に接続された定電流源と、
前記抵抗性負荷の他端の電位と前記直流出力電圧とを比較する比較器とを有する
ことを特徴とする電源装置。
【請求項５】
請求項１の電源装置において、
前記電流判定回路は、
前記トランジスタに流れる電流に比例したコピー電流を生成する電流生成回路と、
前記コピー電流と前記下限電流とを比較する比較回路とを有する
ことを特徴とする電源装置。
【請求項６】
請求項５の電源装置において、
前記比較回路は、
前記下限電流に応じた大きさの基準電圧を生成する電源と、
一端に前記コピー電流が供給される抵抗性負荷と、
前記抵抗性負荷の一端の電位と前記基準電圧とを比較する比較器とを有する
ことを特徴とする電源装置。
【請求項７】
請求項５の電源装置において、
前記比較回路は、
前記電流生成回路の出力端に接続され、前記下限電流に応じた大きさの基準電流を出力する定電流源と、
一端に前記コピー電流と前記基準電流との差電流が供給される抵抗性負荷と、
前記抵抗性負荷の両端電圧の極性を検出する極性検出回路とを有する
ことを特徴とする電源装置。
【請求項８】
請求項５の電源装置において、
前記比較回路は、
前記下限電流に応じた大きさの基準電流を出力する定電流源と、
前記コピー電流と前記基準電流との差電流を生成する差電流生成回路とを有するものであり、
前記制御回路は、前記差電流の向きに応じて前記トランジスタを制御する
ことを特徴とする電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源装置に関し、特に、スイッチング方式のコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
スイッチング方式のコンバータは高効率な電力変換特性を有しており、近年、電池を直流入力電源とする各種電子機器における電源装置として多く用いられている。スイッチングコンバータは、インダクタの充放電をスイッチング制御することで直流入力電圧を変圧して直流出力電圧を生成する。動作原理上、スイッチングコンバータには整流手段と電圧平滑化手段とが必要である。整流手段としてダイオードの他にスイッチングトランジスタを用いることもある。また、電圧平滑化手段としてコンデンサを用いるのが一般的である。
【０００３】
起動直後のスイッチングコンバータでは平滑化手段のコンデンサの充電が不十分であるため、出力短絡などにより突入電流が流れて回路が破損するおそれがある。そこで、起動時に同期整流用のトランジスタを定電流動作させてコンデンサを十分に充電し、出力電圧が目標電圧に到達してから、トランジスタを同期整流モードに切り替えてスイッチングコンバータを通常動作させている（例えば、特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００８−９２６３９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
従来のスイッチングコンバータでは、起動直後はトランジスタの定電流動作によりコンデンサが一定電流で充電されるが、コンデンサの充電が進むと出力電圧が上昇してトランジスタのドレイン−ソース電圧が低下する。その結果、充電電流が徐々に減少して、出力電圧が目標電圧になかなか到達しなくなる。すなわち、スイッチングコンバータを通常動作状態にするまでに非常に多くの時間がかかってしまう。特に、駆動能力を向上するなどの目的でコンデンサの容量を大きくすると、スイッチングコンバータの起動時間はますます長くなるおそれがある。
【０００６】
かかる点に鑑みて、本発明は、スイッチングコンバータの起動時間を短縮することを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記課題を解決するため本発明によって次のような解決手段を講じた。例えば、インダクタの充放電をスイッチング制御することで直流入力電圧を変圧し、当該変圧した電圧をコンデンサで平滑化して直流出力電圧を得る電源装置は、インダクタとコンデンサとの間に接続された同期整流用のトランジスタと、トランジスタに流れる電流が下限電流よりも少ないか否かを判定する電流判定回路と、電流判定回路の判定結果に基づいて、トランジスタに流れる電流が下限電流よりも多いあいだはトランジスタを定電流動作させ、当該電流が下限電流よりも少なくなったときトランジスタを整流動作させる制御回路とを備えている。
【０００８】
これによると、同期整流用のトランジスタを定電流動作させてそのドレイン−ソース電流が下限電流よりも小さくなったとき整流動作に切り替えられる。すなわち、出力電圧がある程度上昇した段階で電源装置を通常動作モードに切り替えることができる。
【０００９】
例えば、電流判定回路は、直流入力電圧に一端が接続された第１の抵抗性負荷と、第１の抵抗性負荷の他端に接続された第１の定電流源と、直流出力電圧に一端が接続された第２の抵抗性負荷と、第２の抵抗性負荷の他端に接続された第２の定電流源と、第１の抵抗性負荷の他端の電位と第２の抵抗性負荷の他端の電位とを比較する比較器とを有する。あるいは、電流判定回路は、直流入力電圧に一端が接続された抵抗性負荷と、抵抗性負荷の他端に接続された定電流源と、抵抗性負荷の他端の電位と直流出力電圧とを比較する比較器とを有する。あるいは、電流判定回路は、トランジスタに流れる電流に比例したコピー電流を生成する電流生成回路と、コピー電流と下限電流とを比較する比較回路とを有する。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によると、スイッチングコンバータの出力電圧がある程度上昇した段階で通常動作モードに切り替わるため、電源装置の起動時間を短縮することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】第１の実施形態に係る電源装置の構成を示すブロック図である。
【図２】図１の電源装置の変形例に係る構成を示すブロック図である。
【図３】第２の実施形態に係る電源装置の構成を示すブロック図である。
【図４】図３の電源装置の別の構成を示すブロック図である。
【図５】図３の電源装置の別の構成を示すブロック図である。
【図６】図３の電源装置の別の構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
＜第１の実施形態＞
図１は、第１の実施形態に係る電源装置の構成を示すブロック図である。本実施形態に係る電源装置は、スイッチング素子２によってインダクタ１の充放電をスイッチング制御することで直流入力電圧Ｖｉを昇圧し、トランジスタ４およびコンデンサ６で整流および平滑化して直流出力電圧Ｖｏを生成する昇圧コンバータである。
【００１３】
トランジスタ４は、同期整流用のものであるが、電源装置の起動時にはコントローラ４０の制御により定電流動作してコンデンサ６を充電する。電流制御回路１０は、定電流動作中のトランジスタ４に流れる電流を決定する。
【００１４】
電流判定回路３０Ａは、トランジスタ４に流れる電流が下限電流よりも小さいか否かを判定する。例えば、定電流動作中のトランジスタ４に流れる電流が１Ａの場合、トランジスタ４の動作マージンを考慮して、下限電流を０．４Ａ程度にするとよい。電流判定回路３０Ａは、電圧Ｖｉに一端が接続された抵抗性負荷３１と、抵抗性負荷３１の他端に接続された定電流源３３と、電圧Ｖｏに一端が接続された抵抗性負荷３２と、抵抗性負荷３２の他端に接続された定電流源３４と、抵抗性負荷３１の他端の電位と抵抗性負荷３２の他端の電位とを比較する比較器３５とで構成することができる。定電流源３３の出力電流および定電流源３４の出力電流は同じである。抵抗性負荷３２は、１個の抵抗素子で構成することができる。
【００１５】
抵抗性負荷３１は、直列接続されたトランジスタ３８と抵抗素子３９とで構成することができる。トランジスタ３８は、トランジスタ４のオン抵抗と下限電流である０．４Ａとの積で表される降下電圧となるようにバイアスされている。抵抗素子３９および抵抗性負荷３２の抵抗値は同じにする。トランジスタ３８は、トランジスタ４と同じＰＭＯＳトランジスタであるため、トランジスタ４と同じ温度特性を有する。すなわち、温度変動によってトランジスタ４およびトランジスタ３８は同じ特性変化するため、電圧変動も同じになる。なお、トランジスタ３８を省略してもよい。この場合、抵抗素子３９の抵抗値を抵抗性負荷３２の抵抗値よりも大きめにする。
【００１６】
ここで、トランジスタ４のオン抵抗をＲｏｎ１、トランジスタ４に流れる電流値をＩ１、抵抗性負荷３２および抵抗素子３９の抵抗値をＲ１、定電流源３３，３４の出力電流値をＩ２とすると、
Ｖｏ＝Ｖｉ−Ｒｏｎ１×Ｉ１
であるため、比較器３５の非反転入力端の電圧は、
Ｖｉ−Ｒｏｎ１×Ｉ１−Ｒ１×Ｉ２
となる。また、トランジスタ３８のオン抵抗をＲｏｎ２とすると、比較器３５の反転入力端の電圧は、
Ｖｉ−Ｒｏｎ２×Ｉ２−Ｒ１×Ｉ２
となる。以上の式から電流判定回路３０Ａは、Ｉ１＜（Ｒｏｎ２／Ｒｏｎ１）×Ｉ２のときＨレベルを出力し、そうでないときＬレベルを出力する。
【００１７】
コントローラ４０は、電流判定回路３０Ａの出力に基づいて、スイッチング素子２およびトランジスタ４を制御する。特に、コントローラ４０は、電流判定回路３０Ａの出力に応じてトランジスタ４のゲートおよびバックゲートにバイアス電圧を印加することで、トランジスタ４の定電流動作および整流動作を切り替える。具体的に、コントローラ４０は、電流判定回路３０Ａの出力がＬレベルである場合、トランジスタ４を定電流動作させ、出力がＨレベルになったときにトランジスタ４を整流動作させる。
【００１８】
次に本実施形態に係る電源装置の動作について説明する。電源装置の起動時は電圧Ｖｏはほぼゼロであるため、電流判定回路３０Ａの出力はＬレベルである。したがって、コントローラ４０はトランジスタ４を定電流動作させる。これによりコンデンサ６が定電流で充電されて電圧Ｖｏが上昇する。電圧Ｖｏの上昇にともなってＩ１が減少し、Ｉ１が下限電流よりも小さくなったとき、電流判定回路３０Ａの出力はＨレベルとなり、コントローラ４０によってトランジスタ４が整流動作に切り替わる。これにより、電源装置は図示しない負荷に電力を供給可能となる。
【００１９】
以上、本実施形態によると、トランジスタ４に流れる電流が下限電流よりも少なくなったときにトランジスタ４が整流動作に切り替えられるため、電源装置の起動時間が短縮できる。
【００２０】
−変形例−
図２は、第１の実施形態の変形例に係る電源装置の構成を示すブロック図である。図２の電源装置は、図１の抵抗性負荷３２、定電流源３４、抵抗素子３９を省略し、抵抗性負荷３１を１個の抵抗素子３１で構成したものである。
【００２１】
ここで、比較器３５の非反転入力端の電圧は、
Ｖｉ−Ｒｏｎ１×Ｉ１
となる。また、抵抗素子３１の抵抗値をＲ２とすると、比較器３５の反転入力端の電圧は、
Ｖｉ−Ｒ２×Ｉ２
となる。したがって、電流判定回路３０Ｂは、Ｉ１＜（Ｒ２／Ｒｏｎ１）×Ｉ２のときＨレベルを出力し、そうでないときＬレベルを出力する。
【００２２】
＜第２の実施形態＞
図３は、第２の実施形態に係る電源装置の構成を示すブロック図である。以下、第１の実施形態との相違点を説明する。
【００２３】
電流判定回路３０Ｃは、トランジスタ４に流れる電流に比例したコピー電流である電流Ｉｃｐを生成する電流生成回路７０と、Ｉｃｐと下限電流とを比較する比較回路８０Ａとで構成することができる。電流生成回路７０は、トランジスタ７１と、トランジスタ７２と、差動増幅器７３とで構成することができる。トランジスタ７１は、トランジスタ４の１／Ｍのサイズであり、トランジスタ４とゲート電極を共有し、ソースが電圧Ｖｉに接続されている。トランジスタ７２は、ソースがトランジスタ７１のドレインに接続され、ゲートが差動増幅器７３の出力に接続される。差動増幅器７３の非反転入力端にはトランジスタ４のドレイン、反転流力端にはトランジスタ７１のドレインが接続されている。かかる構成により、トランジスタ７１にはＩ１の１／Ｍ倍のＩｃｐが流れる。
【００２４】
比較回路８０Ａは、基準電圧Ｖｃを生成する電源８１と、一端にＩｃｐが供給される抵抗性負荷８２と、抵抗性負荷８２の一端の電位と電圧Ｖｃとを比較する比較器８３とで構成することができる。抵抗性負荷８２は抵抗素子で構成することができる。電圧Ｖｃは、下限電流（例えば、０．４Ａ）に応じた大きさの電圧である。
【００２５】
ここで、抵抗性負荷８２の抵抗値をＲ３とすると、比較器８３の非反転入力端の電圧は、
Ｒ３×Ｉ１／Ｍ
となる。したがって、電流判定回路３０Ｃは、Ｉ１＜（Ｖｃ／Ｒ３）×ＭのときＨレベルを出力し、そうでないときＬレベルを出力する。
【００２６】
以上、本実施形態によると、トランジスタ４に流れる電流が下限電流よりも少なくなったときにトランジスタ４が整流動作に切り替えられるため、電源装置の起動時間が短縮できる。
【００２７】
なお、電流判定回路３０Ｃに代えて図４に示すような電流判定回路３０Ｄを採用してもよい。比較回路８０Ｂは、電流生成回路７０の出力端に接続され、下限電流に応じた大きさの基準電流Ｉｒｅｆを出力する定電流源９１と、一端にＩｃｐとＩｒｅｆとの差電流Ｉｄｅｆが供給される抵抗性負荷９２と、抵抗性負荷９２の両端電圧の極性を検出する極性検出回路９３とで構成される。抵抗性負荷９２は抵抗素子で構成することができる。
【００２８】
あるいは、図５に示すような電流判定回路３０Ｅを採用してもよい。比較回路８０Ｃは、定電流源９１と、差電流生成回路１０２Ａとで構成することができる。差電流生成回路１０２Ａは、ＩｃｐおよびＩｒｅｆからそれらの差電流Ｉｄｅｆを生成する２つのカレントミラー回路で構成することができる。あるいは、図６に示すように、比較回路８０Ｄにおける差電流生成回路１０２Ｂは、ＩｃｐおよびＩｒｅｆからＩｄｅｆを生成する１つのカレントミラー回路で構成してもよい。なお、比較回路８０Ｃ，８０Ｄは電流出力であるため、コントローラ４０はＩｄｅｆの向きを判定してトランジスタ４を制御する必要がある。これらによると、比較回路８０Ｃ，８０Ｄには比較器が不要となるため、回路面積を小さくすることができる。
【００２９】
なお、上記各実施形態では、電源装置を昇圧コンバータとして説明したが、降圧コンバータとして構成してもよい。
【産業上の利用可能性】
【００３０】
本発明に係る電源装置は、起動時間を短縮することができるため、各種電子機器等に有用である。
【符号の説明】
【００３１】
１                                        インダクタ
４，３８                                  トランジスタ
６                                        コンデンサ
３０Ａ，３０Ｂ，３０Ｃ，３０Ｄ，３０Ｅ    電流判定回路
３１                                      抵抗性負荷（第１の抵抗性負荷）
３２                                      抵抗性負荷（第２の抵抗性負荷）
３３                                      定電流源、第１の定電流源
３４                                      定電流源（第２の定電流源）
３５，８３                                比較器
３９                                      抵抗素子
４０                                      コントローラ（制御回路）
７０                                      電流生成回路
８０Ａ，８０Ｂ，８０Ｃ，８０Ｄ            比較回路
８１                                      電源
８２，９２                                抵抗性負荷
９１                                      定電流源
９３                                      極性検出回路
１０２Ａ，１０２Ｂ                        差電流生成回路
【図１】
2012039736.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
2012039736.tif 000006
【図５】
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【図６】
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