(57)【要約】【課題】コンバータＣＶのソフトスイッチングを行うための補助回路の体格が大きくなりやすいこと。【解決手段】コンバータＣＶの主回路ＭＣは、メインスイッチＭ１，Ｍ２の直列接続体と、その接続点と高電圧バッテリ１２とを接続するインダクタ１６と、直列接続体に並列接続されるコンデンサ２０とを備える昇降圧チョッパ回路である。ソフトスイッチングを行うための補助回路ＳＣは、スナバコンデンサ１８と、スナバコンデンサ１８の負極および上記接続点を接続する補助スイッチＳ１と、スナバコンデンサ１８の正極および上記接続点を接続する補助スイッチＳ２と、スナバコンデンサ１８の負極と端子Ｔ４とを接続する補助スイッチＳ４と、スナバコンデンサ１８の正極と端子Ｔ３とを接続する補助スイッチＳ３とを備える。【選択図】      図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
電流の流通経路を開閉する機能である開閉機能を有する第１流通規制要素と、電流の流通方向を規制する機能である整流機能および前記開閉機能の少なくとも一方を有する第２流通規制要素とが電圧の印加される一対の端子である高電位側端子および低電位側端子間に直列接続されて且つ、前記第１流通規制要素および前記第２流通規制要素の接続点にインダクタが接続される電力変換装置において、
コンデンサと、
前記コンデンサの一方の端子および他方の端子のそれぞれを前記第１流通規制要素の高電位側の端子および低電位側の端子のそれぞれに接続する第１接続状態、および前記一方の端子および前記他方の端子のそれぞれを前記第２流通規制要素の高電位側の端子および低電位側の端子のそれぞれに接続する第２接続状態の切り替えが可能な切替回路とを備えることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記切替回路は、前記第１接続状態、前記第２接続状態、および前記コンデンサを前記第１流通規制要素および前記第２流通規制要素のいずれとも並列接続されない第３接続状態の３つの接続状態の切り替えが可能な回路であることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記第１流通規制要素を周期的に開状態および閉状態に操作する開閉操作手段と、
前記第１流通規制要素を開状態および閉状態とする操作の２周期を単位として前記切替回路による接続状態を周期的に切り替える切替制御手段とを備え、
該切替制御手段は、前記第１流通規制要素が１度目に閉状態とされる期間において前記第１接続状態として且つ、前記第１流通規制要素が２度目に閉状態とされる期間において前記第２接続状態とする切り替え処理を周期的に行うことを特徴とする請求項１または２記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記切替回路は、前記第１接続状態、前記第２接続状態、および前記コンデンサが前記第１流通規制要素および前記第２流通規制要素のいずれとも並列接続されない第３接続状態の３つの接続状態に切り替え可能な回路であり、
前記切替制御手段は、前記第１流通規制要素が１度目に閉状態に切り替えられた後、前記第１接続状態に切り替える処理、前記第１流通規制要素が１度目に開状態に切り替えられた後、前記第３接続状態に切り替える処理、前記第１流通規制要素が２度目に閉状態に切り替えられた後、前記第２接続状態に切り替える処理、および前記第２流通規制要素が２度目に開状態に切り替えられた後、前記第３接続状態に切り替える処理の４つの処理を周期的に行うことを特徴とする請求項３記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記コンデンサの静電容量を可変とする静電容量可変手段と、
前記インダクタに流れる電流が小さい場合、前記静電容量可変手段を操作して前記コンデンサの静電容量を低減する静電容量制御手段とをさらに備ることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記切替制御手段は、前記コンデンサの充電電圧が前記高電位側端子および前記低電位側端子間の電圧の「１／２」以上であることを条件に前記第１接続状態への切り替えを禁止して前記第１流通規制要素が開状態に切り替えられる際に前記第２接続状態とし、前記高電位側端子および前記低電位側端子間の電圧の「１／２」未満であることを条件に前記第２接続状態への切り替えを禁止して前記第１流通規制要素が開状態に切り替えられる際に前記第１接続状態とする禁止手段を備えることを特徴とする請求項３または４記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記切替回路は、前記第１流通規制要素および前記第２流通規制要素の接続点と前記コンデンサの前記他方の端子との間、前記接続点と前記コンデンサの前記一方の端子との間、前記コンデンサの前記一方の端子と前記高電位側端子との間、および前記コンデンサの前記他方の端子と前記低電位側端子との間のそれぞれに、前記整流機能および前記開閉機能の少なくとも一方を有する第１補助用規制要素、第２補助用規制要素、第３補助用規制要素および第４補助用規制要素のそれぞれを備えることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記電力変換装置は、前記インダクタ側から前記高電位側端子側へと電力を出力するものであり、
前記第１補助用規制要素および前記第４補助用規制要素は、前記開閉機能を備え、
前記第２補助用規制要素は、前記整流機能として前記接続点側から前記コンデンサ側への電流の流れを許容して且つ逆方向への電流の流れを阻止する機能を有し、
前記第３補助用規制要素は、前記整流機能として前記コンデンサの前記一方の端子から前記高電位側端子への電流の流れを許容して且つ逆方向への電流の流れを阻止する機能を有することを特徴とする請求項７記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記電力変換装置は、前記高電位側端子側から前記インダクタ側への電力の出力を行わないものであり、
前記第２補助用規制要素および前記第３補助用規制要素のそれぞれは、ダイオードであることを特徴とする請求項８記載の電力変換装置。
【請求項１０】
前記電力変換装置は、前記高電位側端子側から前記インダクタ側へと電力を出力するものであり、
前記第２補助用規制要素および前記第３補助用規制要素は、前記開閉機能を備え、
前記第１補助用規制要素は、前記整流機能として前記コンデンサ側から前記接続点側への電流の流れを許容して且つ逆方向への電流の流れを阻止する機能を有し、
前記第４補助用規制要素は、前記整流機能として前記低電位側端子側から前記コンデンサの前記他方の端子側への電流の流れを許容して且つ逆方向への電流の流れを阻止する機能を有することを特徴とする請求項７記載の電力変換装置。
【請求項１１】
前記電力変換装置は、前記インダクタ側から前記高電位側端子側への電力の出力を行わないものであり、
前記第１補助用規制要素および前記第４補助用規制要素のそれぞれは、ダイオードであることを特徴とする請求項１０記載の電力変換装置。
【請求項１２】
前記電力変換装置は、前記インダクタ側から前記高電位側端子側への電力の出力と、前記高電位側端子側から前記インダクタ側への電力の出力との双方を行うものであり、
前記第１補助用規制要素、前記第２補助用規制要素、前記第３補助用規制要素、および前記第４補助用規制要素のそれぞれは、前記開閉機能を有することを特徴とする請求項７記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電流の流通経路を開閉する機能である開閉機能を有する第１流通規制要素と、電流の流通方向を規制する機能である整流機能および前記開閉機能の少なくとも一方を有する第２流通規制要素とが電圧の印加される一対の端子である高電位側端子および低電位側端子間に直列接続されて且つ、前記第１流通規制要素および前記第２流通規制要素の接続点にインダクタが接続される電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えばインダクタを備える電力変換装置にあっては、小型化と高効率化とが要求される反面、これら２つの要求要素は互いにトレードオフの関係にある。すなわち、インダクタを備える電力変換装置を小型化するうえではスイッチング周波数を高周波化することが考えられる反面、スイッチング周波数を高周波化するとスイッチング損失が増加するため、効率が低下する。
【０００３】
ここで小型化の要求に反しないようにして高効率化を図るうえで、電力変換装置に少量の部品を追加することでソフトスイッチングを行うことが考えられる。ソフトスイッチングを行うための手法として、電力変換装置のスイッチング素子の一対の端子間に並列にコンデンサを接続することが知られている。これにより、スイッチング素子がオン状態からオフ状態へと切り替わる際の一対の端子間の電圧をコンデンサの充電電圧の上昇速度によって制限することができ、ひいてはゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）が可能となる。ただし、このコンデンサの充電電荷がスイッチング素子のオン状態への切替に際して放電される場合には、オフ状態への切り替え時の損失低減効果がオン状態への切り替えに際して相殺される。
【０００４】
そこで従来、例えば下記特許文献１に見られるように、回生用インダクタと回生用コンデンサとを追加することで、オフ状態への切り替えに際して充電されたスナバコンデンサの電荷をオン状態への切り替えに際して放電させることなく電源に回生するものも提案されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００６−２９６０９０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
上記特許文献１に記載の技術では、上述した損失低減効果（高効率化）をもたらすために直接関係する追加受動部品が上記スナバコンデンサのみである。その他の追加受動部品は、ソフトスイッチングを行う過程で上記スナバコンデンサに蓄えられた静電エネルギをコンデンサとインダクタとの共振を利用してお互いにやり取りし、電源側に移動させるためにしか使用されない。その一方で、追加受動部品は、電力変換装置の体格増大の原因になりやすく、小型化の実現にとって阻害要因となる。
【０００７】
なぜなら、コンデンサの体格は、それが蓄える静電エネルギに比例するのみならず、一般に、追加受動部品の体格は、それが蓄える電磁エネルギに比例する傾向があるためである。ここで、スナバコンデンサに蓄えられるエネルギは、充電電圧の２乗に比例するため、スナバコンデンサの体格は、電源電圧の２乗に比例する。また、スナバコンデンサが蓄えるエネルギが一時的に他の追加受動部品に移されるため、これら追加受動部品の体格も、電源電圧の２乗に比例する。このため、高電圧用途では受動部品の体格が電力変換装置の全体の体格に占める割合が大きくなる。
【０００８】
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、高効率化と小型化との好適な両立を可能とすることのできる電力変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。
【００１０】
請求項１記載の発明は、電流の流通経路を開閉する機能である開閉機能を有する第１流通規制要素と、電流の流通方向を規制する機能である整流機能および前記開閉機能の少なくとも一方を有する第２流通規制要素とが電圧の印加される一対の端子である高電位側端子および低電位側端子間に直列接続されて且つ、前記第１流通規制要素および前記第２流通規制要素の接続点にインダクタが接続される電力変換装置において、コンデンサと、前記コンデンサの一方の端子および他方の端子のそれぞれを前記第１流通規制要素の高電位側の端子および低電位側の端子のそれぞれに接続する第１接続状態、および前記一方の端子および前記他方の端子のそれぞれを前記第２流通規制要素の高電位側の端子および低電位側の端子のそれぞれに接続する第２接続状態の切り替えが可能な切替回路とを備えることを特徴とする。
【００１１】
第１流通規制要素における電流の流通経路の端部間にコンデンサを接続すると（第１接続状態）、第１流通規制要素を開状態から閉状態に切り替える際に上記端部間の電圧の上昇速度がコンデンサの充電電圧の上昇速度によって制限されるため、ソフトスイッチングを実現することができる。また、充電されたコンデンサを第２流通規制要素における電流の流通経路の端部間に並列接続した状態（第２接続状態）において、第１流通規制要素を閉状態から開状態へと切り替えると、第１流通規制要素の上記端部間の電圧の上昇速度は、コンデンサの放電速度によって制限されるため、ソフトスイッチングを実現することができる。このように、上記発明では、ソフトスイッチングを行うために充電されたコンデンサの充電電荷を、ソフトスイッチングを行うために再利用することができる。
【００１２】
さらに、切替回路は、磁気部品等を備えることなく構成することもできるため、高効率化のみならず小型化を実現することもできる。
【００１３】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記切替回路は、前記第１接続状態、前記第２接続状態、および前記コンデンサが前記第１流通規制要素および前記第２流通規制要素のいずれとも並列接続されない第３接続状態の３つの接続状態の切り替えが可能な回路であることを特徴とする。
【００１４】
切替回路が第１接続状態と第２接続状態との２つの選択肢しか持たない場合、第１接続状態と第２接続状態との切り替えを、第１流通規制要素の閉状態への切替と同期させることが望まれる。この点、上記発明では、第３接続状態を実現可能であるため、同期手段を備える要求が生じないため、切り替えタイミングの厳密な設定を行う必要がない。
【００１５】
請求項３記載の発明は、請求項１または２記載の発明において、前記第１流通規制要素を周期的に開状態および閉状態に操作する開閉操作手段と、前記第１流通規制要素を開状態および閉状態とする操作の２周期を単位として前記切替回路による接続状態を周期的に切り替える切替制御手段とを備え、該切替制御手段は、前記第１流通規制要素が１度目に閉状態とされる期間において前記第１接続状態として且つ、前記第１流通規制要素が２度目に閉状態とされる期間において前記第２接続状態とする切り替え処理を周期的に行うことを特徴とする。
【００１６】
上記発明では、第１接続状態において第１流通規制要素を開状態に切り替える際にコンデンサを充電した後、第２接続状態とすることで、この充電エネルギの放電速度によって第１流通規制要素を開状態に切り替える際の第１流通規制要素における電流の流通経路の端部間の電圧の上昇速度を制限することができる。
【００１７】
請求項４記載の発明は、請求項３記載の発明において、前記切替回路は、前記第１接続状態、前記第２接続状態、および前記コンデンサが前記第１流通規制要素および前記第２流通規制要素のいずれとも並列接続されない第３接続状態の３つの接続状態に切り替え可能な回路であり、前記切替制御手段は、前記第１流通規制要素が１度目に閉状態に切り替えられた後、前記第１接続状態に切り替える処理、前記第１流通規制要素が１度目に開状態に切り替えられた後、前記第３接続状態に切り替える処理、前記第１流通規制要素が２度目に閉状態に切り替えられた後、前記第２接続状態に切り替える処理、および前記第２流通規制要素が２度目に開状態に切り替えられた後、前記第３接続状態に切り替える処理の４つの処理を周期的に行うことを特徴とする。
【００１８】
請求項５記載の発明は、請求項１〜４のいずれか１項に記載の発明において、前記コンデンサの静電容量を可変とする静電容量可変手段と、前記インダクタに流れる電流が小さい場合、前記静電容量可変手段を操作して前記コンデンサの静電容量を低減する静電容量制御手段とをさらに備ることを特徴とする。
【００１９】
第１流通規制要素を開状態に切り替えることで第２流通規制要素に電流を流すためには、第１流通規制要素の正極側の電圧を第２流通規制要素の正極側の電圧に上昇させることが必要である。しかし、第１流通規制要素の正極側の電圧は、コンデンサの充電量または放電量によって制限されている。このため、インダクタを流れる電流が小さい場合、コンデンサの充電電圧の変化速度が低下し、第２流通規制要素に電流を流すまでに要する時間が伸長したり、第１流通規制要素の正極側の電圧を上記正極側の電圧まで上昇させることができなくなったりするおそれがある。そしてこの場合には、切替回路の切り替え操作に際して、切替回路に損失が生じる等の不都合が生じるおそれがある。一方、コンデンサの静電容量を小さくすると、インダクタを流れる電流が大きい場合には、コンデンサの充電電圧の変化速度が過度に大きくなる。このため、第１流通規制要素を開状態に切り替える際の上記端部間の電圧の上昇速度が大きくなり、ひいてはソフトスイッチングを行うことができなくなるおそれがある。
【００２０】
上記発明では、この点に鑑み、インダクタを流れる電流が小さい場合に静電容量を小さくすることで、インダクタを流れる電流量にかかわらず、ソフトスイッチングを良好に行うことが可能となる。
【００２１】
請求項６記載の発明は、請求項３または４記載の発明において、前記切替制御手段は、前記コンデンサの充電電圧が前記高電位側端子および前記低電位側端子間の電圧の「１／２」以上であることを条件に前記第１接続状態への切り替えを禁止して前記第１流通規制要素が開状態に切り替えられる際に前記第２接続状態とし、前記高電位側端子および前記低電位側端子間の電圧の「１／２」未満であることを条件に前記第２接続状態への切り替えを禁止して前記第１流通規制要素が開状態に切り替えられる際に前記第１接続状態とする禁止手段を備えることを特徴とする。
【００２２】
第１流通規制要素を開状態に切り替えることで第２流通規制要素に電流を流すためには、第１流通規制要素の正極側の電圧を第２流通規制要素の正極側の電圧に上昇させることが必要である。しかし、第１流通規制要素の正極側の電圧は、コンデンサの充電量または放電量によって制限されている。このため、インダクタを流れる電流が小さい場合、第１流通規制要素の正極側の電圧を上記正極側の電圧まで上昇させることができなくなるおそれがある。そしてこの場合、周期的に第１接続状態と第２接続状態とを繰り返すと、電力損失を十分に低減することができなくなるおそれがある。
【００２３】
ここで、上記発明では、コンデンサの充電電圧が上記高電位側端子および上記低電位側端子間の電圧の「１／２」以上であることを条件に第１接続状態への切り替えを禁止して第１流通規制要素が開状態に切り替えられる際に第２接続状態とすることで、第１接続状態とする場合と比較して、第１流通規制要素を開状態に切り替える際のその端部間の電圧の上昇を低減することができる。また、コンデンサの充電電圧が上記高電位側端子および上記低電位側端子間の電圧の「１／２」未満であることを条件に第２接続状態への切り替えを禁止して第１流通規制要素が開状態に切り替えられる際に第１接続状態とすることで、第２接続状態とする場合と比較して、第１流通規制要素を開状態に切り替える際のその端部間の電圧の上昇を低減することができる。
【００２４】
請求項７記載の発明は、請求項１〜６のいずれか１項に記載の発明において、前記切替回路は、前記第１流通規制要素および前記第２流通規制要素の接続点と前記コンデンサの前記他方の端子との間、前記接続点と前記コンデンサの前記一方の端子との間、前記コンデンサの前記一方の端子と前記高電位側端子との間、および前記コンデンサの前記他方の端子と前記低電位側端子との間のそれぞれに、前記整流機能および前記開閉機能の少なくとも一方を有する第１補助用規制要素、第２補助用規制要素、第３補助用規制要素および第４補助用規制要素のそれぞれを備えることを特徴とする。
【００２５】
請求項８記載の発明は、請求項７記載の発明において、前記電力変換装置は、前記インダクタ側から前記高電位側端子側へと電力を出力するものであり、前記第１補助用規制要素および前記第４補助用規制要素は、前記開閉機能を備え、前記第２補助用規制要素は、前記整流機能として前記接続点側から前記コンデンサ側への電流の流れを許容して且つ逆方向への電流の流れを阻止する機能を有し、前記第３補助用規制要素は、前記整流機能として前記コンデンサの前記一方の端子から前記高電位側端子への電流の流れを許容して且つ逆方向への電流の流れを阻止する機能を有することを特徴とする。
【００２６】
請求項９記載の発明は、請求項８記載の発明において、前記電力変換装置は、前記高電位側端子側から前記インダクタ側への電力の出力を行わないものであり、前記第２補助用規制要素および前記第３補助用規制要素のそれぞれは、ダイオードであることを特徴とする。
【００２７】
請求項１０記載の発明は、請求項７記載の発明において、前記電力変換装置は、前記高電位側端子側から前記インダクタ側へと電力を出力するものであり、前記第２補助用規制要素および前記第３補助用規制要素は、前記開閉機能を備え、前記第１補助用規制要素は、前記整流機能として前記コンデンサ側から前記接続点側への電流の流れを許容して且つ逆方向への電流の流れを阻止する機能を有し、前記第４補助用規制要素は、前記整流機能として前記低電位側端子側から前記コンデンサの前記他方の端子側への電流の流れを許容して且つ逆方向への電流の流れを阻止する機能を有することを特徴とする。
【００２８】
請求項１１記載の発明は、請求項１０記載の発明において、前記電力変換装置は、前記インダクタ側から前記高電位側端子側への電力の出力を行わないものであり、前記第１補助用規制要素および前記第４補助用規制要素のそれぞれは、ダイオードであることを特徴とする。
【００２９】
請求項１２記載の発明は、請求項７記載の発明において、前記電力変換装置は、前記インダクタ側から前記高電位側端子側への電力の出力と、前記高電位側端子側から前記インダクタ側への電力の出力との双方を行うものであり、前記第１補助用規制要素、前記第２補助用規制要素、前記第３補助用規制要素、および前記第４補助用規制要素のそれぞれは、前記開閉機能を有することを特徴とする。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】第１の実施形態にかかるシステム構成図。
【図２】同実施形態にかかるソフトスイッチング制御を示す図。
【図３】同実施形態にかかるソフトスイッチング制御を示す図。
【図４】同実施形態にかかるスイッチング状態を示す図。
【図５】第２の実施形態にかかるコンバータの回路構成を示す回路図。
【図６】同実施形態にかかる静電容量の可変制御の処理手順を示す流れ図。
【図７】第３の実施形態にかかるコンバータの回路構成を示す回路図。
【図８】第４の実施形態にかかるソフトスイッチング処理の手順を示す流れ図。
【図９】第５の実施形態にかかるコンバータの回路構成を示す回路図。
【図１０】第６の実施形態にかかるコンバータの回路構成を示す回路図。
【図１１】第７の実施形態にかかる電力変換装置の回路構成を示す回路図。
【図１２】第８の実施形態にかかるコンバータの回路構成を示す回路図。
【図１３】第９の実施形態にかかるコンバータの回路構成を示す回路図。
【図１４】第１０の実施形態にかかるコンバータの回路構成を示す回路図。
【図１５】第１１の実施形態にかかるコンバータの回路構成を示す回路図。
【図１６】第１２の実施形態にかかる電力変換装置の回路構成を示す回路図。
【発明を実施するための形態】
【００３１】
＜第１の実施形態＞
以下、本発明にかかる電力変換装置を車載主機に接続された電力変換装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
【００３２】
図１に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。
【００３３】
図示されるモータジェネレータ１０は、車載主機であり、その回転軸が駆動輪に機械的に連結されている。モータジェネレータ１０は、直流交流変換回路（インバータＩＶ）およびコンバータＣＶを介して高電圧バッテリ１２やコンデンサ１４に接続されている。高電圧バッテリ１２は、端子電圧が百Ｖ以上となる２次電池である。
【００３４】
コンバータＣＶは、主回路ＭＣとして周知の昇降圧チョッパ回路を備えている。すなわち、主回路ＭＣは、主スイッチＭ１および主スイッチＭ２の直列接続体と、これらの接続点および高電圧バッテリ１２を接続するインダクタ１６と、上記直列接続体に並列接続されたコンデンサ２０と、主スイッチＭ１に逆並列接続されるダイオードＤｍ１と、主スイッチＭ２に逆並列接続されるダイオードＤｍ２とを備えて構成されている。ここで、主スイッチＭ１，Ｍ２は、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）や、パワーＭＯＳ型電界効果トランジスタ等である。なお、主スイッチＭ１や主スイッチＭ２が電界効果トランジスタである場合、ダイオードＤｍ１やダイオードＤｍ２は、トランジスタの寄生ダイオードであってもよい。
【００３５】
上記コンバータＣＶは、さらに、主スイッチＭ１，Ｍ２のオフ状態への切り替えをゼロ電圧スイッチングとするための補助回路ＳＣを備えている。補助回路ＳＣは、スナバコンデンサ１８と、主スイッチＭ１および主スイッチＭ２の直列接続体の接続点とスナバコンデンサ１８の負極端子との間を開閉する補助スイッチＳ１と、上記接続点とスナバコンデンサ１８の正極端子との間を開閉する補助スイッチＳ２とを備えている。また、スナバコンデンサ１８の正極端子とコンバータＣＶの高電位側端子との間を開閉する補助スイッチＳ３と、スナバコンデンサ１８の負極端子とコンバータＣＶの低電位側端子との間を開閉する補助スイッチＳ４とを備えている。これら補助スイッチＳ１〜Ｓ４は、ＩＧＢＴやパワーＭＯＳ型電界効果トランジスタ等である。なお、ここでスナバコンデンサ１８は、必ずしも極性を有するものに限定しているわけではなく、補助スイッチＳ４によってコンバータＣＶの低電位側端子に接続される方を負極端子と定義しているに過ぎない。
【００３６】
上記補助スイッチＳ１には、スナバコンデンサ１８の負極端子側から上記接続点側へと進む方向を順方向とするダイオードＤｓ１が並列接続されている。また、補助スイッチＳ２には、上記接続点側から上記スナバコンデンサ１８の正極端子側へと進む方向を順方向とするダイオードＤｓ２が並列接続されている。また、補助スイッチＳ３には、ダイオードＤｓ３が逆並列接続されており、補助スイッチＳ４には、ダイオードＤｓ４が逆並列接続されている。なお、補助スイッチＳ１や、補助スイッチＳ２、補助スイッチＳ３、補助スイッチＳ４が電界効果トランジスタである場合、ダイオードＤｓ１や、ダイオードＤｓ２、ダイオードＤｓ３、ダイオードＤｓ４は、トランジスタの寄生ダイオードであってもよい。
【００３７】
一方、制御装置３０は、端子電圧が例えば数Ｖ〜十数Ｖ程度の低電圧である低電圧バッテリ３２を電源とする制御装置である。制御装置３０は、モータジェネレータ１０の制御量を制御すべく、インバータＩＶやコンバータＣＶを操作する。この際、制御装置３０は、コンバータＣＶの出力電圧を制御すべく、コンバータＣＶを操作する。詳しくは、主スイッチＭ１，Ｍ２の操作信号ｇｍ１，ｇｍ２や、補助スイッチＳ１〜Ｓ４の操作信号ｇｓ１，ｇｓ２，ｇｓ３，ｇｓ４を生成して出力する。なお、コンバータＣＶは、車載高電圧システムを構成するものであり、制御装置３０を備える車載低電圧システムとは絶縁されている。このため、上記操作信号は、図示しない絶縁手段を介してコンバータＣＶに取り込まれる。
【００３８】
以下では、コンバータＣＶが高電圧バッテリ１２の電圧を昇圧して出力する昇圧チョッパ回路として機能する場合を用いてコンバータＣＶの操作を説明する。この場合、基本的に、主スイッチＭ２のオン・オフ操作によって昇圧動作を行うことができるが、本実施形態では、主スイッチＭ１および主スイッチＭ２を交互にオン状態とする相補駆動を行う。この場合、主スイッチＭ１が、電流を双方向に流すことのできる機能を有する場合（電界効果トランジスタ等の場合）には、主スイッチＭ１がオン状態となることで、基本的には主スイッチＭ１に電流が流れる。これに対し、主スイッチＭ１が、電流を一方向にしか流さないものである場合（ＩＧＢＴ等の場合）、主スイッチＭ１がオン状態となっても、実際にはダイオードＤｓ１に電流が流れる。
【００３９】
図２に、昇圧動作を示す。図２の上方に示すように、主スイッチＭ２がオン状態およびオフ状態となる周期を２回繰り返す期間が、補助回路ＳＣ動作の一周期となる（なお、図中、動作状態を示すＡ〜Ｄについては、後述する）。ここで、補助スイッチＳ１〜Ｓ４の各状態の組み合わせに分割すると、補助回路ＳＣ動作の一周期は、状態１〜状態８に分割することができる。
【００４０】
以下では、これら各状態１〜状態８について、図２（ａ）〜図２（ｄ）および図３（ａ）〜図３（ｄ）を用いて説明する。
「状態１」
主スイッチＭ２をオン状態とすることで、インダクタ１６から出力された電流がダイオードＤｍ１（主スイッチＭ１）に流れていた状態から、主スイッチＭ２に流れる状態に移行した状態である。この際、補助回路ＳＣの動作は、スナバコンデンサ１８が、主スイッチＭ１，Ｍ２のいずれにも並列接続されていない状態Ａにある。
「状態２」
補助スイッチＳ２，Ｓ４をオン状態とすることで、主スイッチＭ２に、コンデンサ１８を並列接続する状態である。これは、補助回路ＳＣの状態Ｂに対応する。ここでは、スナバコンデンサ１８に電荷が蓄積されていないため、オン状態への切り替えによって、補助スイッチＳ２，Ｓ４に電流が流れない。このため、補助スイッチＳ２，Ｓ４にスイッチング損失は生じない。
「状態３」
主スイッチＭ２をオフ状態に切り替えた状態である。これにより、インダクタ１６から主スイッチＭ２へと出力されていた電流が、ダイオードＤｓ２（補助スイッチＳ２）を介してスナバコンデンサ１８に流れ込む。そして、スナバコンデンサ１８の充電電圧がコンバータＣＶの出力電圧（コンデンサ２０の端子間電圧）となることで、インダクタ１６を流れる電流は、ダイオードＤｍ１（主スイッチＭ１）を介してコンデンサ２０側に出力されるようになる。
【００４１】
ここで、主スイッチＭ２をオフ状態に切り替える際の主スイッチＭ２の入力端子および出力端子間の電圧の上昇速度は、スナバコンデンサ１８の充電電圧の上昇速度によって制限される。このため、主スイッチＭ２のオフ状態への切り替えは、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）となる。ちなみに、主スイッチＭ２がオフ状態となることで電流が流れなくなる経路上では、寄生インダクタに起因したサージが生じる。しかし、主スイッチＭ２のオフ状態への切り替えがゼロ電圧スイッチングとなる場合、主スイッチＭ２の入力端子および出力端子間に印加される電圧は、寄生インダクタに起因したサージ程度となり、これにさらにコンバータＣＶの出力電圧相当が重畳されるハードスイッチングと比較すると、十分に低くなる。
「状態４」
補助スイッチＳ２をオフ操作することで、スナバコンデンサ１８が、主スイッチＭ１，Ｍ２のいずれにも並列接続されていない状態である。これは、補助回路ＳＣの動作状態が、状態Ｃであることを示す。
「状態５（図３に記載）」
主スイッチＭ２をオン操作することで、インダクタ１６から出力される電流の流通経路は、ダイオードＤｍ１（主スイッチＭ１）を備える経路から、主スイッチＭ２を備える経路に切り替わる。主スイッチＭ２のオン操作は、補助回路ＳＣの動作状態が状態Ｃのときに行われるため、スナバコンデンサ１８は放電しない。
「状態６」
補助スイッチＳ１，Ｓ３をオン状態とすることで、主スイッチＭ１にスナバコンデンサ１８を並列接続した状態である。これは、補助回路ＳＣの動作状態としては、状態Ｄに対応する。この際、コンデンサ１８の端子電圧は、コンバータＣＶの出力電圧となっているため、上記オン状態への切り替えによって補助スイッチＳ１，Ｓ３に電流は流れない。このため、状態Ｄへの切り替えに際して補助スイッチＳ１，Ｓ３に損失は生じない。
「状態７」
主スイッチＭ２をオフ状態に切り替えた状態である。これにより、インダクタ１６から出力された電流は、補助スイッチＳ１、スナバコンデンサ１８、ダイオードＤｓ３（補助スイッチＳ３）を介してコンデンサ２０側に出力されるようになる。この際、主スイッチＭ２の入力端子および出力端子間の電圧の上昇速度は、スナバコンデンサ１８の充電電圧の低下速度によって制限される。このため、主スイッチＭ２のオフ状態への切り替えをゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）とすることができる。
「状態８」
スナバコンデンサ１８を、主スイッチＭ１，Ｍ２のいずれとも並列接続しない状態である。この状態は、補助回路ＳＣの動作状態としては、状態Ａに対応する。
【００４２】
上記状態１〜状態８によれば、主スイッチＭ２のオフ状態への切り替えをゼロ電圧スイッチングとしつつも、主スイッチＭ２のオン状態への切り替えに際して補助回路ＳＣの動作状態を状態Ａまたは状態Ｃとすることで、スナバコンデンサ１８の充電電荷が主スイッチＭ２において熱エネルギに変換されることを回避することができる。また、補助スイッチＳ１〜Ｓ４には、スナバコンデンサ１８の充電や放電に際してしか電流が流れず、スイッチング損失が発生しないため、補助スイッチＳ１〜Ｓ４の発熱量は主スイッチＭ１，Ｍ２と比較して小さくなる。このため、補助スイッチＳ１〜Ｓ４を小型化することが可能となる。
【００４３】
特に、本実施形態にかかる補助回路ＳＣは、磁気部品を備えず、必要となる受動部品としてスナバコンデンサ１８のみを備えればよいため、補助回路ＳＣ自体を小型化することが容易である。
【００４４】
さらに、状態Ａ，Ｃへの切り替えタイミングは、主スイッチＭ２のオン状態への切り替えに先立つタイミング（主スイッチＭ２がオフ状態の期間）である限りで自由度があり、状態Ｂ，Ｄへの切り替えタイミングは、主スイッチＭ２のオフ状態への切り替えに先立つタイミング（主スイッチＭ２がオフ状態の期間）である限りで自由度がある。このため、補助スイッチＳ１〜Ｓ４のスイッチング状態の切り替えを高速で行う必要がなく、また切り替えタイミングを厳密に制御する必要もない。
【００４５】
なお、補助スイッチＳ１〜Ｓ４のスイッチング状態としては、補助回路ＳＣの状態を、状態Ａ〜状態Ｄとするものであればよいため、図２（ａ）〜図２（ｄ）や図３（ａ）〜図３（ｄ）に例示したものに限定されない。図４に、補助スイッチＳ１〜Ｓ４のスイッチング状態の組み合わせを示す。図４の状態Ａにおいて補助スイッチＳ１，Ｓ２をオンして且つ補助スイッチＳ３，Ｓ４をオフするとの条件は、スナバコンデンサ１８の充電エネルギが小さく補助スイッチＳ１，Ｓ２の損失が小さいと想定される場合とすることが望ましい。また、図４の状態Ｃにおいて補助スイッチＳ１，Ｓ２をオフして且つ補助スイッチＳ３，Ｓ４をオンするとの条件は、スナバコンデンサ１８の充電エネルギが大きく補助スイッチＳ３，Ｓ４の損失が小さいと想定される場合とすることが望ましい。
【００４６】
なお、本実施形態にかかるコンバータＣＶは、主スイッチＭ１をオン・オフすることで、コンデンサ２０の電圧を降圧して高電圧バッテリ１２側に出力する回生運転も可能である。この場合、上記力行運転時における主スイッチＭ２と主スイッチＭ１とを入れ替え、補助スイッチＳ２，Ｓ４と、補助スイッチＳ１，Ｓ３とを入れ替えて操作することで、補助回路ＳＣの動作状態を状態Ａ〜状態Ｄに切り替えることができる。すなわち、補助スイッチＳ１，Ｓ３をオン状態とすることで、状態Ｂを実現し、また補助スイッチＳ２，Ｓ４をオン状態とすることで状態Ｄを実現することができる。これにより、主スイッチＭ１のオフ状態への切り替えをゼロ電圧スイッチングとすることができる。
【００４７】
以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。
【００４８】
（１）スナバコンデンサ１８を、主スイッチＭ２の一対の端子（ソースおよびドレイン、コレクタおよびエミッタ）に並列接続する状態と、スナバコンデンサ１８を、主スイッチＭ１の一対の端子に並列接続する状態とに切り替え可能とした。これにより、主スイッチＭ１や主スイッチＭ２のオフ状態への切り替えに際して、これらの一対の端子間の電圧上昇速度をスナバコンデンサ１８の充電速度によって制限した後、次の主スイッチＭ１や主スイッチＭ２のオフ状態への切り替えに際して、これらの一対の端子間の電圧上昇速度をスナバコンデンサ１８の放電速度によって制限することができる。
【００４９】
（２）スナバコンデンサ１８を主スイッチＭ１，Ｍ２のいずれにも並列接続しない状態を実現可能とした。これにより、補助回路ＳＣの動作状態の切り替えタイミングを厳密に制御する必要がなくなる。
＜第２の実施形態＞
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００５０】
上記第１の実施形態に関し、例えば力行運転時においては、インダクタ１６の充填エネルギが、スナバコンデンサ１８をコンバータＣＶの出力電圧Ｖｏｕｔまで充電した際の充電エネルギよりも大きくない場合には、状態ＢにおいてダイオードＤｍ１（主スイッチＭ１）を介して電流を出力することができない。また、この場合には、スナバコンデンサ１８を主スイッチＭ１に並列接続するように補助スイッチＳ１，Ｓ３のスイッチング状態を切り替える際に損失が生じる。
【００５１】
ここで、スナバコンデンサ１８の充電エネルギは、静電容量に比例するため、静電容量を小さくすることで、インダクタ１６の充填エネルギ未満とすることは可能である。ただし、静電容量を小さく設定する場合、インダクタ１６の充填エネルギが大きいと、スナバコンデンサ１８の充電電圧の変化速度が大きくなり、ひいては主スイッチＭ２をオフ状態に切り替える際にその一対の端子間の充電電圧の上昇速度が大きくなる。そしてこの場合、オフ状態への切り替えをソフトスイッチングとすることができない。このため、インダクタ１６の充填エネルギ量が大きく変化する場合には、とり得る充填エネルギ量の全領域において、スナバコンデンサ１８の静電容量として適切な値を設定することは非常に困難または不可能となる。
【００５２】
そこで本実施形態では、スナバコンデンサ１８の静電容量を、インダクタ１６の電流量に応じて可変設定する。
【００５３】
図５に、本実施形態にかかるコンバータＣＶの回路構成を示す。なお、図５において、先の図１に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。
【００５４】
図示されるように、本実施形態では、一対のスナバコンデンサ１８ａ、１８ｂを直列接続する。そして、スナバコンデンサ１８ｂに並列に、補助スイッチＳ５，Ｓ６によって、これを迂回する経路を構成する。ここで、補助スイッチＳ５，Ｓ６は、ＩＧＢＴや、パワーＭＯＳ型電界効果トランジスタであるため、これらには、ダイオードＤｓ５，Ｄｓ６が並列接続されている。すなわち、ＩＧＢＴの場合には、ダイオードＤｓ５，Ｄｓ６は保護用であり、電界効果トランジスタの場合には、ダイオードＤｓ５，Ｄｓ６は、ボディーダイオードである。補助スイッチＳ５，Ｓ６が電界効果トランジスタである場合、スナバコンデンサ１８ｂを迂回する経路を開状態とする上では、補助スイッチＳ５，Ｓ６に並列接続されるダイオードＤｓ５，Ｄｓ６を介した電流の経路を遮断する必要がある。また、補助スイッチＳ５，Ｓ６がＩＧＢＴである場合、双方向の流れを許容する必要がある。これらが迂回経路を一対の補助スイッチＳ５，Ｓ６によって構成した理由である。なお、図では、ダイオードＤｓ５，Ｄｓ６のアノード同士を接続した例を示しているが、カソード同士を接続してもよい。
【００５５】
図６に、本実施形態にかかる静電容量の可変制御の処理手順を示す。この処理は、制御装置３０によって、例えば所定周期で繰り返し実行される。
【００５６】
この一連の処理では、まずステップＳ１０において、インダクタ１６を流れる電流が閾値電流Ｉｔｈ以下であるか否かを判断する。ここで、インダクタ１６を流れる電流は、電流センサによる検出値であってもよく、また、主スイッチＭ２（Ｍ１）のオン・オフ操作の一周期に対するオン時間の時比率等に基づき理論計算されるものであってもよい。一方、閾値電流Ｉｔｈは、スナバコンデンサ１８ａの充電電圧がコンバータＣＶの出力電圧Ｖｏｕｔとなる際のスナバコンデンサ１８ａの充電電荷量に対して、インダクタ１６に閾値電流Ｉｔｈが流れる際に所定の充電時間Ｔｃでスナバコンデンサ１８ａが充電される電荷量が所定割合となるように設定される。これは、スナバコンデンサ１８ａが完全に充電された場合の電荷量Ｑｃと、スナバコンデンサ１８ａの充電時間Ｔｃと、上記充電率αとを用いて「Ｉｔｈ＝α・Ｑｃ／Ｔｃ」と算出される。ここで、充電時間Ｔｃは、主スイッチＭ２のオフ状態への切り替えタイミングから状態４に切り替えるタイミングまでの時間である。この充電時間Ｔｃと、閾値電流Ｉｔｈとの積は、スナバコンデンサ１８ａの充電電荷量を示す。なお、計算上の上記充電率αは、「０．８」以上とすることが望ましく、「１．０」以上とすることがより望ましい。
【００５７】
そして、閾値電流Ｉｔｈ以下であると判断される場合には、スナバコンデンサの静電容量を低下させるべく、補助スイッチＳ５，Ｓ６をオンする。なお、上記ステップＳ１０において否定判断される場合や、ステップＳ１２の処理が完了する場合には、この一連の処理を一旦終了する。
【００５８】
以上詳述した本実施形態によれば、上記第１の実施形態の上記各効果に加えて、さらに以下の効果が得られるようになる。
【００５９】
（３）インダクタ１６に流れる電流が小さい場合、スナバコンデンサの静電容量を低減した。これにより、インダクタ１６を流れる電流量にかかわらず、ソフトスイッチングを良好に行うことができる。
＜第３の実施形態＞
以下、第３の実施形態について、先の第２の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００６０】
図７に、本実施形態にかかるコンバータＣＶの回路構成を示す。なお、図７において、先の図１に示した部材と対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。
【００６１】
本実施形態では、スナバコンデンサ１８ａ，１８ｂを並列接続する。そして、スナバコンデンサ１８ｂを、スナバコンデンサ１８ａに並列接続するために一対の補助スイッチＳ５，Ｓ６を設ける。ここで、単一のスイッチング素子に代えて、一対の補助スイッチＳ５，Ｓ６を設ける理由は、上記第２の実施形態におけるものと同様である（ただし、補助スイッチＳ５，Ｓ６として、双方向に電流を流すことができる電界効果トランジスタを想定している）。なお、図では、ダイオードＤｓ５，Ｄｓ６の双方のアノードがスナバコンデンサ１８ａ側に接続される例を示したが、スナバコンデンサ１８ｂ側に接続されるものであってもよい。また、スナバコンデンサ１８ａ，１８ｂの正極端子側または負極端子側に、一対の補助スイッチＳ５，Ｓ５を接続し、ダイオードＤｓ５，Ｄｓ６のアノード同士またはカソード同士を接続してもよい。
【００６２】
なお、本実施形態では、インダクタ１６を流れる電流が閾値電流Ｉｔｈ以上である場合に、補助スイッチＳ５，Ｓ６をオフ状態とする。
＜第４の実施形態＞
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００６３】
本実施形態では、インダクタ１６を流れる電流が小さい状況下、例外処理を行う。図８は、上記例外処理を含むコンバータＣＶの力行運転時における補助回路の操作の手順を示すものである。この処理は、制御装置３０によって、例えば所定周期で繰り返し実行される。
【００６４】
この一連の処理では、まずステップＳ２０において、主スイッチＭ２のオン操作後、所定時間が経過したか否かを判断する。この処理は、状態Ｂまたは状態Ｄへの切り替えタイミングを判断するものである。なお、所定時間は、主スイッチＭ２のオン操作指令に対して主スイッチＭ２が実際にオン状態に切り替わるまでの時間以上に設定すればよい。そしてステップＳ２０において肯定判断される場合、ステップＳ２２において、スナバコンデンサ１８の充電電圧Ｖが出力電圧Ｖｏｕｔの「１／２」以上であるか否かを判断する。この処理は、主スイッチＭ２のオフ状態への切り替えに際し、主スイッチＭ２にスナバコンデンサ１８を並列接続した場合の損失低減効果よりも、主スイッチＭ１にスナバコンデンサ１８を並列接続した場合の損失低減効果の方が大きいか否かを判断するものである。すなわち、スナバコンデンサ１８の充電電圧Ｖが「Ｖｏｕｔ／２」以上である場合、主スイッチＭ２にスナバコンデンサ１８を並列接続すると、主スイッチＭ２のオフ状態への切り替えに際し、主スイッチＭ２の入力端子および出力端子間には、少なくとも「Ｖｏｕｔ／２」以上の電圧が印加される。これに対し、この場合に、主スイッチＭ１にスナバコンデンサ１８を並列接続すると、主スイッチＭ２のオフ状態への切り替えに際し、主スイッチＭ２の入力端子および出力端子間に印加される電圧は、「Ｖｏｕｔ／２」以下となりうる。
【００６５】
上記ステップＳ２２において、肯定判断される場合、主スイッチＭ１にスナバコンデンサ１８を並列接続した方が損失を低減できることから、ステップＳ２４に移行し、状態Ｄを採用する。これに対し、ステップＳ２２において否定判断される場合には、主スイッチＭ２にスナバコンデンサ１８を並列接続した方が損失を低減できることから、ステップＳ２６に移行し、状態Ｂを採用する。
【００６６】
なお、状態Ｄを採用するに際して、スナバコンデンサ１８の充電電圧が出力電圧Ｖｏｕｔよりも小さい場合（または所定以上小さい場合）には、主スイッチＭ１へのスナバコンデンサ１８の並列接続タイミングを、主スイッチＭ２のオフ状態への切り替えタイミングに同期させることが望ましい。また、状態Ｂを採用するに際して、スナバコンデンサ１８の充電電圧が「０」よりも大きい場合（または所定以上大きい場合）には、主スイッチＭ２へのスナバコンデンサ１８の並列接続タイミングを、主スイッチＭ２のオフ状態への切り替えタイミングに同期させることが望ましい。
【００６７】
以上詳述した本実施形態によれば、上記第１の実施形態の上記各効果に加えて、さらに以下の効果が得られるようになる。
【００６８】
（４）スナバコンデンサ１８の充電電圧に応じて状態Ｄおよび状態Ｂのいずれを採用するかを選択することで、インダクタ１６を流れる電流が小さい場合であっても、主スイッチＭ１，Ｍ２のオフ状態への切り替え時の電力損失を極力低減することができる。
＜第５の実施形態＞
以下、第５の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００６９】
図９に、本実施形態にかかるコンバータＣＶの構成を示す。なお、図９において、先の図１に示した部材と対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。
【００７０】
図示されるように、本実施形態にかかるコンバータＣＶの主回路は、出力電圧を入力電圧以下の値から以上の値まで変化させることのできる昇降圧コンバータである。すなわち、一対の入力端子（コンデンサ１４）に並列接続された主スイッチＭ１ａ，Ｍ２ａの直列接続体と、一対の出力端子（コンデンサ２０）に並列接続された主スイッチＭ１ｂ，Ｍ２ｂの直列接続体と、これら各直列接続体の接続点同士を接続するインダクタ１６とを備えている。なお、主スイッチＭ１ａ，Ｍ２ａ，Ｍ１ｂ，Ｍ２ｂには、それぞれダイオードＤｍ１ａ，Ｄｍ２ａ，Ｄｍ１ｂ，Ｄｍ２ｂが逆並列接続されている。
【００７１】
この主回路は、力行運転時には、主スイッチＭ１ａ、Ｍ２ｂをオン操作することでインダクタ１６にエネルギを充填し、これらをオフ操作することで、インダクタ１６に充填されたエネルギをコンデンサ２０側に出力する。また、回生運転時には、主スイッチＭ２ａ、Ｍ１ｂをオン操作することでインダクタ１６にエネルギを充填し、これらをオフ操作することで、インダクタ１６に充填されたエネルギをコンデンサ１４側に出力する。
【００７２】
上記主回路が、主スイッチＭ１ａ，Ｍ２ａと主スイッチＭ１ｂ，Ｍ２ｂの２組のスイッチング素子を備えることに対応して、本実施形態では、補助回路を２組備えている。すなわち、主スイッチＭ１ａ，Ｍ２ａに対応して、スナバコンデンサ１８ａ、補助スイッチＳ１ａ〜Ｓ４ａを備えている。また、主スイッチＭ１ｂ，Ｍ２ｂに対応して、スナバコンデンサ１８ｂ、補助スイッチＳ１ｂ〜Ｓ４ｂを備えている。これら主スイッチＭ１ａ，Ｍ２ａの操作と補助スイッチＳ１ａ〜Ｓ４ａの操作との関係や主スイッチＭ１ｂ，Ｍ２ｂの操作と補助スイッチＳ１ｂ〜Ｓ４ｂの操作との関係は、上記第１の実施形態における主スイッチＭ１，Ｍ２の操作と補助スイッチＳ１〜Ｓ４の操作との関係と同一である。
【００７３】
なお、補助スイッチＳ１ａ〜Ｓ４ａ，Ｓ１ｂ〜Ｓ４ｂには、それぞれダイオードＤ１ａ〜Ｄ４ａ，Ｄ１ｂ〜Ｄ４ｂが逆並列接続されている。
＜第６の実施形態＞
以下、第６の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００７４】
図１０に、本実施形態にかかるコンバータＣＶの構成を示す。なお、図１０において、先の図１に示した部材と対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。
【００７５】
図示されるように、本実施形態にかかるコンバータＣＶの主回路は、出力電圧（コンデンサ２０の電圧）を入力電圧（コンデンサ１４の電圧）の符号と逆であって且つその絶対値を入力電圧以下の値から以上の値まで変化させることのできる昇降圧コンバータである。すなわち、主スイッチＭ１，Ｍ２の直列接続体と、これらの接続点に接続されるインダクタ１６と、インダクタ１６を介して主スイッチＭ２に並列接続されるコンデンサ２０とを備える。なお、コンバータＣＶの一対の入力端子（コンデンサ１４）は、インダクタ１６を介して主スイッチＭ１に並列接続されている。また、主スイッチＭ１，Ｍ２には、ダイオードＤｍ１，Ｄｍ２が逆並列接続されている。
【００７６】
この主回路は、力行運転時においては、主スイッチＭ１がオフ操作されることで、インダクタ１６にエネルギを充填し、主スイッチＭ１をオン操作することで、インダクタ１６に充填されたエネルギをコンデンサ２０に出力する。また、回生運転時においては、主スイッチＭ２がオフ操作されることでインダクタ１６にエネルギを充填し、主スイッチＭ２がオン操作されることでインダクタ１６に充填されたエネルギをコンデンサ１４に出力する。
【００７７】
これら主スイッチＭ１，Ｍ２のオフ状態への切り替えをソフトスイッチングとすべく、補助スイッチＳ１〜Ｓ４およびスナバコンデンサ１８を備えて補助回路を構成する。なお、主スイッチＭ１，Ｍ２の操作と補助スイッチＳ１〜Ｓ４の操作との関係は、第１の実施形態と同一である。
＜第７の実施形態＞
以下、第７の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００７８】
図１１に、本実施形態にかかる電力変換装置の構成を示す。なお、図１１において、先の図１に示した部材と対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。
【００７９】
本実施形態では、電力変換を行うための主回路を、インバータＩＶとする。すなわち、主スイッチＭ１ｕ，Ｍ２ｕの直列接続体と、主スイッチＭ１ｖ，Ｍ２ｖの直列接続体と、主スイッチＭ１ｗ，Ｍ２ｗの直列接続体とを備え、これら各直列接続体の接続点をモータジェネレータ１０のＵ相、Ｖ相、およびＷ相のそれぞれに接続する。
【００８０】
これら各Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の主回路には、それぞれ別の補助回路ＳＣが接続されている。補助回路ＳＣは、それぞれ補助スイッチＳ１〜Ｓ４およびスナバコンデンサ１８を備えている。なお、主スイッチＭ１ｕ，Ｍ２ｕの操作と対応する補助スイッチＳ１〜Ｓ４の操作との関係や、主スイッチＭ１ｖ，Ｍ２ｖの操作と対応する補助スイッチＳ１〜Ｓ４の操作との関係、主スイッチＭ１ｗ，Ｍ２ｗの操作と対応する補助スイッチＳ１〜Ｓ４の操作との関係は、第１の実施形態における主スイッチＭ１，Ｍ２の操作と補助スイッチＳ１〜Ｓ４の操作との関係と同一である。
＜第８の実施形態＞
以下、第８の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００８１】
図１２に、本実施形態にかかるコンバータＣＶの構成を示す。なお、図１２において、先の図１に示した部材と対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。
【００８２】
図示されるように、本実施形態にかかるコンバータＣＶの主回路ＭＣは、第１の実施形態にかかるコンバータＣＶの主回路ＭＣにおいて、力行運転を行う部分のみを備えている。すなわち、主スイッチＭ１を削除することで、昇圧チョッパ回路を構成した。この場合、コンデンサ１８の充放電に際しての電流の流通方向が限定されることから、図示されるように、補助スイッチＳ２，Ｓ３を削除し、ダイオードＤｓ２，Ｄｓ３のみとすることができる。
＜第９の実施形態＞
以下、第９の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００８３】
図１３に、本実施形態にかかるコンバータＣＶの構成を示す。なお、図１３において、先の図１に示した部材と対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。
【００８４】
図示されるように、本実施形態にかかるコンバータＣＶの主回路ＭＣは、第１の実施形態にかかるコンバータＣＶの入力および出力を入れ替えたものの主回路ＭＣにおいて、力行運転を行う部分のみを備えている。すなわち、主スイッチＭ２を削除することで、降圧チョッパ回路を構成した。この場合、コンデンサ１８の充放電に際しての電流の流通方向が限定されることから、図示されるように、補助スイッチＳ１，Ｓ４を削除し、ダイオードＤｓ１，Ｄｓ４のみとすることができる。
＜第１０の実施形態＞
以下、第１０の実施形態について、先の第５の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００８５】
図１４に、本実施形態にかかるコンバータＣＶの構成を示す。なお、図１４において、先の図９に示した部材と対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。
【００８６】
図示されるように、本実施形態にかかるコンバータＣＶの主回路ＭＣは、第５の実施形態にかかるコンバータＣＶの主回路ＭＣにおいて、力行運転を行う部分のみを備えている。すなわち、主スイッチＭ２ａ，Ｍ１ｂを削除した。この場合、コンデンサ１８の充放電に際しての電流の流通方向が限定されることから、図示されるように、補助スイッチＳ１ａ，Ｓ４ａ、Ｓ２ｂ，Ｓ３ｂを削除し、ダイオードＤｓ１ａ，Ｄｓ４ａ、Ｄｓ２ｂ，Ｄｓ３ｂのみとすることができる。
＜第１１の実施形態＞
以下、第１１の実施形態について、先の第６の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００８７】
図１５に、本実施形態にかかるコンバータＣＶの構成を示す。なお、図１５において、先の図１０に示した部材と対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。
【００８８】
図示されるように、本実施形態にかかるコンバータＣＶの主回路ＭＣは、第６の実施形態にかかるコンバータＣＶの主回路ＭＣにおいて、力行運転を行う部分のみを備えている。すなわち、主スイッチＭ２を削除した。この場合、コンデンサ１８の充放電に際しての電流の流通方向が限定されることから、図示されるように、補助スイッチＳ１，Ｓ４を削除し、ダイオードＤｓ１，Ｄｓ４のみとすることができる。
＜第１２の実施形態＞
以下、第１２の実施形態について、先の第７の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００８９】
図１６に、本実施形態にかかるコンバータＣＶの構成を示す。なお、図１６において、先の図１１に示した部材と対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。
【００９０】
図示されるように、本実施形態では、先の第７の実施形態にかかるインバータＩＶに、第１の実施形態にかかるコンバータＣＶを接続したものである。
＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
「第１流通規制要素について」
第１流通規制要素としては、ＩＧＢＴや電界効果トランジスタに限らない。例えばサイリスタ等であってもよい。また例えばフォトＭＯＳリレー等であってもよい。
【００９１】
なお、第１流通規制要素にダイオードが逆並列接続される構成にも限らない。
「第２流通規制要素について」
ダイオードや、ＩＧＢＴ、電界効果トランジスタに限らない。例えばサイリスタ等であってもよい。また例えばフォトＭＯＳリレー等であってもよい。
「切替回路について」
切替回路としては、スナバコンデンサ１８を充電するための第１接続状態とスナバコンデンサ１８を放電させるための第２接続状態と、スナバコンデンサ１８が上記いずれの接続状態でもない第３接続状態との３つの接続状態を実現可能なものに限らない。例えば、第１接続状態と第２接続状態との２つの接続状態のみを実現可能なものとしてもよい。
「補助用規制要素について」
補助用規制要素としては、ＩＧＢＴや電界効果トランジスタ、ダイオードに限らない。例えばサイリスタ等であってもよい。また例えばフォトＭＯＳリレー等であってもよい。
【００９２】
なお、補助用規制要素が電流の流通経路を開閉する機能である開閉機能を有するものである場合において、これにダイオードが逆並列接続される構成にも限らない。
「切替制御手段について」
切替制御手段としては、スナバコンデンサ１８を充電するための第１接続状態とスナバコンデンサ１８を放電させるための第２接続状態とのそれぞれの間に、スナバコンデンサ１８が上記いずれの接続状態でもない状態に切り替えるものに限らない。例えば、第１の実施形態における力行制御時において、主スイッチＭ２がオフ状態である状態３〜状態４の間、スナバコンデンサ１８をこれに並列接続する第１接続状態とし、主スイッチＭ２のオン状態への切り替えと同時にスナバコンデンサ１８を主スイッチＭ１に並列接続する第２接続状態に切り替えてもよい。同様に、第１の実施形態における力行制御時において、主スイッチＭ２がオフ状態である状態７〜状態８の間、スナバコンデンサ１８を主スイッチＭ１に並列接続する第１接続状態とし、主スイッチＭ２のオン状態への切り替えと同時にスナバコンデンサ１８を主スイッチＭ２に並列接続する第１接続状態に切り替えてもよい。
「静電容量可変手段について」
上記第２、第３の実施形態において、寄生ダイオードを備えず且つ逆バイアスに対する耐圧を有する開閉器を用いるなら、一対の開閉器（サブスイッチＳｓ５，Ｓｓ６）に代えて、単一の開閉器を用いてもよい。
「低電流時の制御について」
インダクタ１６を流れる電流が小さい場合の制御としては、上記第２〜第４の実施形態において例示したものに限らない。例えば、低電流時において主スイッチＭ１，Ｍ２のスイッチング周波数を低下させてもよい。これにより、インダクタ１６に蓄えられるエネルギが増大することから、このエネルギをスナバコンデンサ１８の充電電圧が出力電圧Ｖｏｕｔ等の高電圧となる際の充電エネルギよりも大きくすることができる。
【００９３】
また例えば、上記第４の実施形態において、スナバコンデンサ１８の充電電圧が出力電圧Ｖｏｕｔの「１／２」以上であるか否かに応じて状態Ｄ、状態Ｂのいずれかを選択する代わりに、出力電圧Ｖｏｕｔの「１／３」以上であるか否かに応じて選択してもよい。
「そのほか」
・上記第１〜４の実施形態において、高電圧バッテリ１２側をコンデンサ２０側にして降圧コンバータとして利用してもよい。
【００９４】
・先の図１６に示した回路において、コンバータＣＶの出力端子に複数のインバータを接続し、これら各インバータに各別のモータジェネレータを接続してもよい。
【００９５】
・電力変換装置としては、車載主機と高電圧バッテリ１２との間の電力の授受を仲介するものに限らない。例えば、車載パワーステアリングに搭載される電動機とバッテリとの間の電力の授受を仲介するものであってもよい。もっとも、車載機器に限らず、例えば建物に備えられる無停電電源装置（ＵＰＳ）等であってもよい。
【符号の説明】
【００９６】
１０…モータジェネレータ、１２…高電圧バッテリ、１４…コンデンサ、１６…インダクタ、１８…スナバコンデンサ、２０…コンデンサ、３０…制御装置、Ｍ１，Ｍ２…メインスイッチ、Ｓ１〜Ｓ４…補助スイッチ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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