(57)【要約】【課題】アクチュエータの共振周波数によらず、振動の収束時間を短縮する。【解決手段】アクチュエータを駆動するボイスコイルモータに供給される駆動電流の目標値を示すデジタル信号である目標電流信号のうち、アクチュエータの共振周波数を含む周波数帯域を減衰させるフィルタ回路と、フィルタ回路の出力信号をアナログ信号に変換して電流制御信号として出力するデジタル・アナログ変換器と、電流制御信号に応じてボイスコイルモータに駆動電流を供給する駆動回路と、を有し、フィルタ回路は、目標電流信号のうち、共振周波数を中心とする周波数帯域を減衰させるデジタルノッチフィルタと、デジタルノッチフィルタの出力信号のうち、所定の周波数以上の周波数帯域を減衰させるデジタルローパスフィルタと、を含み、デジタルローパスフィルタのサンプリング周波数は、デジタルノッチフィルタのサンプリング周波数より高い。【選択図】  図１
2012070604.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
アクチュエータを駆動するボイスコイルモータに供給される駆動電流の目標値を示すデジタル信号である目標電流信号のうち、前記アクチュエータの共振周波数を含む周波数帯域を減衰させるフィルタ回路と、
前記フィルタ回路の出力信号をアナログ信号に変換して電流制御信号として出力するデジタル・アナログ変換器と、
前記電流制御信号に応じて前記ボイスコイルモータに前記駆動電流を供給する駆動回路と、
を有し、
前記フィルタ回路は、
前記目標電流信号のうち、前記共振周波数を中心とする周波数帯域を減衰させるデジタルノッチフィルタと、
前記デジタルノッチフィルタの出力信号のうち、所定の周波数以上の周波数帯域を減衰させるデジタルローパスフィルタと、
を含み、
前記デジタルローパスフィルタのサンプリング周波数は、前記デジタルノッチフィルタのサンプリング周波数より高いことを特徴とするモータ駆動回路。
【請求項２】
前記デジタルローパスフィルタのサンプリング周波数は、前記デジタルノッチフィルタのサンプリング周波数のｎ倍（ｎは２より大きい整数）であることを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動回路。
【請求項３】
モード選択信号に応じて、前記目標電流信号としてステップ信号が入力され、当該ステップ信号を前記デジタル・アナログ変換器に供給する第１のモード、または入力された前記目標電流信号を前記フィルタ回路に供給する第２のモードを選択する選択回路をさらに有し、
前記デジタル・アナログ変換器は、前記第１のモードにおいては、前記ステップ信号をアナログ信号に変換して前記電流制御信号として出力し、
前記フィルタ回路は、前記第２のモードにおいては、前記第１のモードにおいて予め測定された前記共振周波数に応じて前記減衰させる周波数帯域が設定されることを特徴とする請求項１または請求項２に記載のモータ駆動回路。
【請求項４】
前記選択回路は、前記第２のモードにおいては、前記目標電流信号がステップ状に変化する度に当該目標電流信号を所定の期間だけ前記フィルタ回路に供給することを特徴とする請求項３に記載のモータ駆動回路。
【請求項５】
前記フィルタ回路は、
前記デジタルノッチフィルタまたは前記デジタルローパスフィルタとして機能するデジタルフィルタと、
前記デジタルフィルタの係数、サンプリング周波数、および入力信号を時分割で選択する選択回路と、
前記デジタルフィルタの出力信号を記憶するメモリと、
を含み、
前記選択回路は、
第１の期間には、前記デジタルフィルタを前記デジタルノッチフィルタとして機能させるための係数およびサンプリング周波数を選択するとともに、前記目標電流信号を前記デジタルフィルタに供給し、
第２の期間には、前記デジタルフィルタを前記デジタルローパスフィルタとして機能させるための係数およびサンプリング周波数を選択するとともに、前記第１の期間に前記メモリに記憶された信号を前記デジタルフィルタに供給することを特徴とする請求項１ないし請求項４の何れかに記載のモータ駆動回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータ駆動回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
ハードディスクドライブの磁気ヘッドの位置決めを行うアクチュエータを駆動するリニアモータとして、永久磁石の磁界中のコイルに電流を流すことによって推力を発生させるボイスコイルモータが一般に知られている。また、近年、携帯電話機やノート型パーソナルコンピュータなどの携帯端末にカメラモジュールが搭載され、モジュールの小型化のため、ボイスコイルモータを用いてオートフォーカス制御や光学ズーム制御などを行うものもある。  
例えば、特許文献１では、可動部の固有振動周期の略自然数倍の期間にボイスコイルモータの駆動電流を一定の勾配で変化させることによって、可動部の振動を少なくすることができるアクチュエータ駆動装置が開示されている。  
このようにして、ボイスコイルモータに一定の傾きで変化するランプ波形の駆動電流を供給することによって、アクチュエータの可動部の位置を速やかに安定させることができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００８−１７８２０６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、アクチュエータの構成によって可動部の固有振動周期は異なり、特許文献１のアクチュエータ駆動装置では、固有振動数（共振周波数）が低いほど、駆動電流を傾斜させる期間を長くする必要がある。  
そのため、アクチュエータの振動が収束し、可動部の位置が安定するまでの収束時間が長くなり、用いられるモジュールに要求される応答速度を満たすことができない場合もある。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
前述した課題を解決する主たる本発明は、アクチュエータを駆動するボイスコイルモータに供給される駆動電流の目標値を示すデジタル信号である目標電流信号のうち、前記アクチュエータの共振周波数を含む周波数帯域を減衰させるフィルタ回路と、前記フィルタ回路の出力信号をアナログ信号に変換して電流制御信号として出力するデジタル・アナログ変換器と、前記電流制御信号に応じて前記ボイスコイルモータに前記駆動電流を供給する駆動回路と、を有し、前記フィルタ回路は、前記目標電流信号のうち、前記共振周波数を中心とする周波数帯域を減衰させるデジタルノッチフィルタと、前記デジタルノッチフィルタの出力信号のうち、所定の周波数以上の周波数帯域を減衰させるデジタルローパスフィルタと、を含み、前記デジタルローパスフィルタのサンプリング周波数は、前記デジタルノッチフィルタのサンプリング周波数より高いことを特徴とするモータ駆動回路である。  
本発明の他の特徴については、添付図面及び本明細書の記載により明らかとなる。
【発明の効果】
【０００６】
本発明によれば、アクチュエータの共振周波数によらず、振動が収束するまでの収束時間を短縮することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００７】
【図１】本発明の一実施形態におけるモータ駆動回路の構成を示す回路ブロック図である。
【図２】フィルタ回路の具体的な構成の一例を示す回路ブロック図である。
【図３】測定モードにおける電流制御信号ＣＮｉおよび電圧Ｖｖｃｍの関係の一例を示す模式図である。
【図４】制御モードにおいてデジタルフィルタ１３１に用いられるノッチフィルタの一例を示す模式図である。
【図５】制御モードにおいてデジタルフィルタ１３２に用いられるローパスフィルタの一例を示す模式図である。
【図６】図４に示したノッチフィルタのみを用いた場合における電圧Ｖｖｃｍの一例を示す模式図である。
【図７】図５に示したローパスフィルタをさらに用いた場合における電圧Ｖｖｃｍの一例を示す模式図である。
【図８】モータ駆動回路の他の構成例を示す回路ブロック図である。
【図９】図８に示したモータ駆動回路の動作を説明する図である。
【図１０】モータ駆動回路のさらに他の構成例を示す回路ブロック図である。
【図１１】フィルタ回路の他の構成例を示す回路ブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【０００８】
本明細書および添付図面の記載により、少なくとも以下の事項が明らかとなる。
【０００９】
＝＝＝モータ駆動回路の構成＝＝＝
以下、図１および図２を参照して、本発明の一実施形態におけるモータ駆動回路の構成について説明する。
【００１０】
図１に示されているモータ駆動回路１ａは、マイクロコンピュータ５の制御に従って、アクチュエータを駆動するボイスコイルモータ３に駆動電流Ｉｖｃｍを供給する回路であり、端子２１ないし２３を備えた集積回路として構成されている。また、モータ駆動回路１ａは、制御回路１１、選択回路１２、フィルタ回路１３ａ、ＤＡＣ（Digital-Analog Converter：デジタル・アナログ変換器）１４、駆動回路１５ａ、および抵抗１６を含んで構成されている。なお、抵抗１６は、端子２３に外部接続されていてもよい。好ましくは、モータ駆動回路１ａは、一つの半導体基板上に集積化して形成される。
【００１１】
制御回路１１には、端子２１を介して、マイクロコンピュータ５から制御情報ＩＮＦｃｎが入力されている。また、制御回路１１からは、目標電流信号ＴＧｉ、モード選択信号ＳＬｍ、およびフィルタ設定情報ＳＴｆ１、ＳＴｆ２が出力されている。
【００１２】
選択回路１２は、１入力２出力のマルチプレクサとして構成されており、選択制御入力には、モード選択信号ＳＬｍが入力されている。また、データ入力には、目標電流信号ＴＧｉが入力されている。そして、当該目標電流信号ＴＧｉは、ＳＬｍ＝０および１に対応する出力から、それぞれＤＡＣ１４およびフィルタ回路１３ａに入力されている。
【００１３】
図２に示すように、フィルタ回路１３ａは、デジタルフィルタ１３１および１３２を含んで構成されている。なお、図２においては、一例として、公知の２次ＩＩＲ（Infinite Impulse Response：無限インパルス応答）フィルタとして構成されたデジタルフィルタ１３１および１３２を示している。
【００１４】
デジタルフィルタ１３１には、目標電流信号ＴＧｉおよびフィルタ設定情報ＳＴｆ１が入力されている。また、デジタルフィルタ１３２には、デジタルフィルタ１３１の出力信号およびフィルタ設定情報ＳＴｆ２が入力され、デジタルフィルタ１３２からは、（フィルタリングされた）目標電流信号ＴＧｆが出力されている。そして、ＤＡＣ１４には、目標電流信号ＴＧｉおよびＴＧｆが入力され、ＤＡＣ１４からは、電流制御信号ＣＮｉが出力されている。
【００１５】
駆動回路１５ａは、例えばオペアンプ（演算増幅器）１５１およびＮＭＯＳ（N-channel Metal-Oxide Semiconductor：Ｎチャネル金属酸化膜半導体）トランジスタ１５２を含んで構成されている。また、オペアンプ１５１の非反転入力には、電流制御信号ＣＮｉが入力され、反転入力は、ＮＭＯＳトランジスタ１５２のソースに接続されている。さらに、ＮＭＯＳトランジスタ１５２のドレインは、端子２２に接続され、ソースは、抵抗１６を介して端子２３に接続され、ゲートには、オペアンプ１５１の出力信号が入力されている。そして、端子２２には、一端が電源電位ＶＣＣに接続されたボイスコイルモータ３が接続され、端子２３は、グランド電位に接続されている。
【００１６】
＝＝＝モータ駆動回路の動作＝＝＝
次に、本実施形態におけるモータ駆動回路の動作について説明する。  
制御回路１１は、マイクロコンピュータ５から入力される制御情報ＩＮＦｃｎに基づいて、目標電流信号ＴＧｉ、モード選択信号ＳＬｍ、およびフィルタ設定情報ＳＴｆ１、ＳＴｆ２を出力する。
【００１７】
ここで、目標電流信号ＴＧｉは、ボイスコイルモータ３に供給される駆動電流Ｉｖｃｍの目標値を示すデジタル信号である。また、モード選択信号ＳＬｍは、後述する測定モード（第１のモード）または制御モード（第２のモード）を選択する信号である。なお、モード選択信号ＳＬｍは、ＳＬｍ＝０の場合に測定モードを示し、ＳＬｍ＝１の場合に制御モードを示すこととする。
【００１８】
さらに、フィルタ設定情報ＳＴｆ１およびＳＴｆ２は、それぞれデジタルフィルタ１３１および１３２の特性を設定するための情報である。具体的には、フィルタ設定情報ＳＴｆ１は、デジタルフィルタ１３１をノッチフィルタとして機能させるための係数やサンプリング周波数を設定するための情報である。一方、フィルタ設定情報ＳＴｆ２は、デジタルフィルタ１３２をローパスフィルタとして機能させるための係数やサンプリング周波数を設定するための情報である。
【００１９】
選択回路１２は、制御回路１１から入力された目標電流信号ＴＧｉを、ＳＬｍ＝０（測定モード）の場合には、ＤＡＣ１４に供給し、ＳＬｍ＝１（制御モード）の場合には、フィルタ回路１３ａに供給する。
【００２０】
フィルタ回路１３ａのデジタルフィルタ１３１は、目標電流信号ＴＧｉのうち、フィルタ設定情報ＳＴｆ１によって設定された係数に応じて定まる周波数帯域を減衰させる。より具体的には、デジタルフィルタ１３１は、ノッチフィルタとして機能し、周波数ｆｃ１を中心とする周波数帯域を減衰させる。また、デジタルフィルタ１３２は、デジタルフィルタ１３１の出力信号のうち、フィルタ設定情報ＳＴｆ２によって設定された係数に応じて定まる周波数帯域を減衰させる。より具体的には、デジタルフィルタ１３２は、ローパスフィルタとして機能し、周波数ｆｃ２以上の周波数帯域を減衰させ、（フィルタリングされた）目標電流信号ＴＧｆを出力する。
【００２１】
ＤＡＣ１４は、目標電流信号ＴＧｉ（ＳＬｍ＝０の場合）またはＴＧｆ（ＳＬｍ＝１の場合）をアナログ信号に変換して、電流制御信号ＣＮｉを生成する。また、オペアンプ１５１は、電流制御信号ＣＮｉの電圧と、ＮＭＯＳトランジスタ１５２および抵抗１６の接続点の電圧Ｖｖｃｍとを比較し、さらに、ＮＭＯＳトランジスタ１５２のゲート電圧は、当該比較結果に応じて変化する。
【００２２】
ここで、抵抗１６の抵抗値をＲとすると、駆動電流Ｉｖｃｍは、電圧Ｖｖｃｍ＝Ｉｖｃｍ×Ｒとして検出される。したがって、駆動回路１５ａは、電圧Ｖｖｃｍを電流制御信号ＣＮｉの電圧と等しくなるように制御し、駆動電流Ｉｖｃｍの電流値は、電流制御信号ＣＮｉによって示される電流値となるように制御される。
【００２３】
このようにして、モータ駆動回路１ａは、測定モードにおいては目標電流信号ＴＧｉを、制御モードにおいては目標電流信号ＴＧｆを、それぞれアナログ信号に変換して電流制御信号ＣＮｉを生成する。そして、当該電流制御信号ＣＮｉに応じてボイスコイルモータ３に駆動電流Ｉｖｃｍを供給する。
【００２４】
＝＝＝モータ駆動回路およびアクチュエータの動作の具体例＝＝＝
ここで、測定モードおよび制御モードにおけるモータ駆動回路およびアクチュエータの動作の具体例について説明する。
【００２５】
まず、図３を参照して、測定モードにおける動作について説明する。なお、測定モードは、ボイスコイルモータ３が駆動するアクチュエータの共振周波数ｆｒを測定するためのモードである。
【００２６】
測定モードにおいて、制御回路１１は、制御情報ＩＮＦｃｎに基づいて、目標電流信号ＴＧｉとしてステップ信号を出力する。また、当該目標電流信号ＴＧｉは、選択回路１２を介してＤＡＣ１４に供給され、アナログ信号に変換される。したがって、図３において短破線で示すように、電流制御信号ＣＮｉの電圧は、ステップ状に変化する。
【００２７】
この場合、駆動回路１５ａは、電圧Ｖｖｃｍを電流制御信号ＣＮｉのステップ電圧と等しくなるように制御するが、アクチュエータの可動部の慣性力とばねの復元力とによって、図３において実線で示すように、電圧Ｖｖｃｍは振動し、次第に収束する。また、アクチュエータも同様に振動し、可動部の変位ｘは、目標電流信号ＴＧｉに対応する目標位置に次第に収束する。そして、変位ｘを測定し、当該測定データをスペクトル解析することによって、共振周波数ｆｒを求めることができる。なお、駆動電流Ｉｖｃｍまたは電圧Ｖｖｃｍを測定し、当該測定データから共振周波数ｆｒを求めてもよい。
【００２８】
次に、図４ないし図７を適宜参照して、制御モードにおける動作について説明する。なお、制御モードは、マイクロコンピュータ５の制御に従ってアクチュエータを駆動するためのモードである。
【００２９】
制御モードにおいて、制御回路１１は、制御情報ＩＮＦｃｎに基づいて、アクチュエータの可動部の目標位置に応じてステップ状に変化する目標電流信号ＴＧｉを出力する。なお、以下においては、測定モードにおける動作との比較のため、目標電流信号ＴＧｉとして、測定モードと同一のステップ信号を出力した場合について説明する。
【００３０】
また、当該目標電流信号ＴＧｉは、選択回路１２およびフィルタ回路１３ａを介して、目標電流信号ＴＧｆとしてＤＡＣ１４に供給され、アナログ信号に変換される。したがって、制御モードにおいては、駆動回路１５ａは、フィルタ回路１３ａによってフィルタリングされた電流制御信号ＣＮｉに応じて、ボイスコイルモータ３に駆動電流Ｉｖｃｍを供給することとなる。
【００３１】
前述したように、フィルタ回路１３ａのデジタルフィルタ１３１および１３２が減衰させる周波数帯域は、それぞれフィルタ設定情報ＳＴｆ１およびＳＴｆ２によって設定される係数に応じて定まる。
【００３２】
図４は、ノッチフィルタとして機能するように係数やサンプリング周波数ｆｓ１が設定されたデジタルフィルタ１３１の周波数特性の一例を示している。当該ノッチフィルタは、測定モードにおいて予め測定された共振周波数ｆｒに等しい周波数ｆｃ１を中心とする周波数帯域を減衰させる。
【００３３】
ここで、サンプリング周波数ｆｓ１は、ナイキスト周波数ｆｎ１（＝ｆｓ１／２）が周波数ｆｃ１より高くなるように設定する必要がある。一方、周波数ｆｃ１を中心とする周波数特性（利得の対称性など）の観点からは、サンプリング周波数ｆｓ１が高くなり過ぎることは望ましくない。また、図３に示したようなステップ応答における振動には、共振周波数ｆｒの奇数倍の周波数成分も含まれるため、本実施形態では、サンプリング周波数ｆｓ１は、ナイキスト周波数ｆｎ１が周波数ｆｃ１の２倍程度となるように設定されている。
【００３４】
図５は、ローパスフィルタとして機能するように係数やサンプリング周波数ｆｓ２が設定されたデジタルフィルタ１３２の周波数特性の一例を示している。当該ローパスフィルタは、所定の周波数ｆｃ２以上の周波数帯域を減衰させる。なお、本実施形態では、周波数ｆｃ２は、一例として、周波数ｆｃ１と等しくなるように設定されている。
【００３５】
ここで、サンプリング周波数ｆｓ２は、ナイキスト周波数ｆｎ２（＝ｆｓ２／２）が周波数ｆｃ２より高くなるように設定する必要がある。さらに、サンプリング周波数ｆｓ２は、デジタルフィルタ１３１のサンプリング周波数ｆｓ１より高くなるように設定する必要があり、好ましくは、サンプリング周波数ｆｓ１のｎ倍（ｎは２より大きい整数）となるように設定する。本実施形態では、サンプリング周波数ｆｓ２は、一例として、サンプリング周波数ｆｓ１の４倍となるように設定されている。
【００３６】
図６は、図４に示したノッチフィルタのみを用いた場合における電圧Ｖｖｃｍの一例を示している。また、図６においては、比較のため、測定モードにおける電圧Ｖｖｃｍ（図３の実線）を短破線で示している。
【００３７】
前述したように、周波数特性の観点からサンプリング周波数ｆｓ１を十分に高くすることができないため、図６に示されているように、駆動回路１５ａの駆動波形はステップ状になってしまう。本実施形態では、より高いサンプリング周波数のローパスフィルタを併用することによって当該ステップ状の変化を平滑化している。
【００３８】
図７は、図５に示したローパスフィルタをさらに用いた場合における電圧Ｖｖｃｍの一例を示している。また、図７においては、比較のため、ノッチフィルタのみの場合における電圧Ｖｖｃｍ（図６の実線）を短破線で示している。
【００３９】
前述したように、サンプリング周波数ｆｓ２は、サンプリング周波数ｆｓ１の４倍となっているため、図７に示されているように、駆動回路１５ａの駆動波形は、ローパスフィルタによって平滑化され、変化が滑らかになっている。さらに、ローパスフィルタへの入力信号は、既にノッチフィルタによって共振周波数ｆｒを中心とする周波数帯域が減衰されているため、振動が収束するまでの収束時間Ｔｃｏｎ１は、測定モード（図３）における収束時間Ｔｃｏｎ０より短縮されている。
【００４０】
このようにして、目標電流信号ＴＧｉをデジタルフィルタ１３１および１３２によってフィルタリングすることによって、アクチュエータの振動が抑制され、振動が収束するまでの収束時間を短縮することができる。
【００４１】
＝＝＝モータ駆動回路の他の構成例＝＝＝
上記実施形態では、モータ駆動回路１ａは、制御モードにおいては、目標電流信号ＴＧｉをフィルタ回路１３ａによって常にフィルタリングしているが、これに限定されるものではない。例えば図８に示すように、制御回路１１からさらにタイミング信号Ｔｉｍを出力し、モード選択信号ＳＬｍおよびタイミング信号Ｔｉｍが入力されるＡＮＤ回路（論理積回路）１７の出力信号を選択回路１２の選択制御入力に入力してもよい。
【００４２】
この場合、例えば図９に示すように、目標電流信号ＴＧｉがステップ状に変化する度に所定の期間だけ、タイミング信号Ｔｉｍがハイ・レベルとなり、目標電流信号ＴＧｉがフィルタリングされる。また、当該所定の期間の長さは、収束時間Ｔｃｏｎ１とすることができる。したがって、収束時間Ｔｃｏｎ１の経過後は、デジタルフィルタの丸め誤差などによる駆動回路１５ａの駆動波形の揺らぎを防止することができる。
【００４３】
上記実施形態では、モータ駆動回路１ａの駆動回路１５ａは、ＮＭＯＳトランジスタ１５２によって駆動電流Ｉｖｃｍを制御しているが、これに限定されるものではない。例えば図１０に示すように、ＰＭＯＳ（P-channel MOS：Ｐチャネル金属酸化膜半導体）トランジスタ１５３を用い、電源電位ＶＣＣおよびグランド電位の極性を反転させた構成とすることもできる。
【００４４】
モータ駆動回路１ａでは、ボイスコイルモータ３がグランド電位に短絡されると大電流が流れることとなるが、図１０に示したモータ駆動回路１ｃでは、当該グランド電位への短絡時に大電流が流れない構成となっている。また、モータ駆動回路１ｃにおいて、ボイスコイルモータ３が電源電位ＶＣＣに短絡されると大電流が流れるものの、電源電位ＶＣＣの端子や配線などは、通常ボイスコイルモータ３の周囲に配置されないため、当該電源電位ＶＣＣへの短絡は起こりにくい。さらに、モータ駆動回路１ｃの端子２３とボイスコイルモータ３の一端とを共通のグランド電位とすることによって、配線を簡略化することもできる。
【００４５】
一方、モータ駆動回路１ａでは、ＮＭＯＳトランジスタ１５２を用いることによって、ＰＭＯＳトランジスタ１５３よりトランジスタのサイズを小さくすることができる。
【００４６】
＝＝＝フィルタ回路の他の構成例＝＝＝
上記実施形態では、フィルタ回路１３ａは、カスケード接続された２つのデジタルフィルタ１３１および１３２を用いて構成されているが、これに限定されるものではない。例えば図１０に示すように、時分割制御される１つのデジタルフィルタ１３３を用いて構成することもできる。
【００４７】
図１０に示されているフィルタ回路１３ｂは、デジタルフィルタ１３３、フィルタ制御回路１３４、メモリ１３５、およびマルチプレクサ（選択回路）１３６、１３７を含んで構成されている。また、マルチプレクサ１３６は、フィルタ制御回路１３４から出力されるフィルタ選択信号ＳＬｆに応じて、フィルタ設定情報ＳＴｆ１またはＳＴｆ２を時分割で選択する。さらに、マルチプレクサ１３７は、フィルタ選択信号ＳＬｆに応じて、目標電流信号ＴＧｉ、またはメモリ１３５に記憶されたデジタルフィルタ１３３の出力信号を時分割で選択する。
【００４８】
このようにして、ＳＬｆ＝０となる第１の期間には、デジタルフィルタ１３３を、目標電流信号ＴＧｉが入力されるデジタルフィルタ１３１と同様のノッチフィルタとして機能させることができる。一方、ＳＬｆ＝１となる第２の期間には、デジタルフィルタ１３３を、ノッチフィルタの出力信号が入力されるデジタルフィルタ１３２と同様のローパスフィルタとして機能させることができる。
【００４９】
前述したように、モータ駆動回路１ａにおいて、サンプリング周波数ｆｓ１のデジタル（ノッチ）フィルタ１３１によって目標電流信号ＴＧｉのうちアクチュエータの共振周波数ｆｒを中心とする周波数帯域を減衰させ、さらにサンプリング周波数ｆｓ２（＞ｆｓ１）のデジタル（ローパス）フィルタ１３２によって所定の周波数以上の周波数帯域を減衰させて平滑化し、フィルタリングされた電流制御信号ＣＮｉに応じて、ボイスコイルモータ３に駆動電流Ｉｖｃｍを供給することによって、アクチュエータの共振周波数によらず、振動が収束するまでの収束時間を短縮することができる。
【００５０】
また、サンプリング周波数ｆｓ２をサンプリング周波数ｆｓ１のｎ倍（ｎは２より大きい整数）とすることによって、駆動回路１５ａの駆動波形のステップ状の変化を平滑化することができる。さらに、サンプリング周波数ｆｓ１およびｆｓ２は、分周回路または逓倍回路を用いて、一方から他方を生成することができる。
【００５１】
また、測定モードにおいて、目標電流信号ＴＧｉとしてステップ信号をＤＡＣ１４に供給して、当該ステップ応答における振動の共振周波数ｆｒを予め測定しておくことによって、制御モードにおいて、当該測定された共振周波数ｆｒに応じて、フィルタ回路１３ａが減衰させる周波数帯域を設定することができる。
【００５２】
また、目標電流信号ＴＧｉがステップ状に変化する度に、収束時間Ｔｃｏｎ１だけ目標電流信号ＴＧｉをフィルタリングすることによって、収束時間Ｔｃｏｎ１の経過後は、デジタルフィルタの丸め誤差などによる駆動回路１５ａの駆動波形の揺らぎを防止することができる。
【００５３】
また、デジタルフィルタ１３３を時分割制御して用いることによって、カスケード接続されたノッチフィルタおよびローパスフィルタの機能を１つのデジタルフィルタで実現することができ、回路規模を抑えることができる。
【００５４】
なお、上記実施形態は、本発明の理解を容易にするためのものであり、本発明を限定して解釈するためのものではない。本発明は、その趣旨を逸脱することなく、変更、改良され得るとともに、本発明にはその等価物も含まれる。
【００５５】
上記実施形態では、測定モードによってボイスコイルモータ３が駆動するアクチュエータの共振周波数Ｆｒを測定していたが、本発明はこれに限定されず、測定モードを有さなくてもよい。
【符号の説明】
【００５６】
１ａ〜１ｃ  モータ駆動回路
３          ボイスコイルモータ
５          マイクロコンピュータ
１１        制御回路
１２        選択回路
１３ａ、１３ｂ  フィルタ回路
１４        ＤＡＣ（デジタル・アナログ変換器）
１５ａ、１５ｂ  駆動回路
１６        抵抗
１７        ＡＮＤ回路（論理積回路）
２１〜２４  端子
１３１〜１３３  デジタルフィルタ
１３４          フィルタ制御回路
１３５          メモリ
１３６、１３７  マルチプレクサ（選択回路）
１５１          オペアンプ（演算増幅器）
１５２          ＮＭＯＳ（Ｎチャネル金属酸化膜半導体）トランジスタ
１５３          ＰＭＯＳ（Ｐチャネル金属酸化膜半導体）トランジスタ
【図１】
2012070604.tif 000003
【図２】
2012070604.tif 000004
【図３】
2012070604.tif 000005
【図４】
2012070604.tif 000006
【図５】
2012070604.tif 000007
【図６】
2012070604.tif 000008
【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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