(57)【要約】      （修正有）【課題】変圧器の一次巻線に生じる一次側電流及び電圧のリンギングを抑制するスイッチング電源を提供する。【解決手段】電源３００が、交流幹線入力３０１から電圧を提供するための整流手段３０３を含む。整流電圧を高周波でスイッチングして得た交流電圧を変圧器３１１に供給するためにインバータ３０７が使用される。変圧器３１１は振幅を変更し及び／又はスイッチングされた交流電圧のガルバニック絶縁を提供する。変圧器の二次側のスイッチングされた交流電圧を整流電圧に変換するために出力整流器３１３が使用される。変圧器の一次側と二次側両方のピーク電流とリップル電流を減少させ、同時に電源の出力フィルタ内の誘導性要素の必要を最小にするか又は無くすために、変圧器３１１の一次側と直列にインダクタ３０９が使用される。【選択図】図３
2012100525.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
変圧器結合負荷に電力を提供するためのスイッチング電源であって、
入力電圧をスイッチングするためのインバータと、
前記インバータから供給される第１の出力電圧の振幅を変化させるための少なくとも１個の変圧器と、
前記少なくとも１個の変圧器の少なくとも１個の一次巻線と直列に接続されて、二次巻線と結合された少なくとも１個の負荷に印加される第２の出力電圧をフィルタリングするインダクタとを有するスイッチング電源。
【請求項２】
前記インダクタが、前記インバータによって提供される前記第１の出力電圧をフィルタリングする、請求項１に記載のスイッチング電源。
【請求項３】
前記インダクタが、前記インバータから提供された前記第１の出力電圧からのエネルギーを蓄積する、請求項１に記載のスイッチング電源。
【請求項４】
前記少なくとも１個の変圧器が、前記少なくとも１個の変圧器の前記少なくとも１個の一次巻線から前記少なくとも１個の負荷へのガルバニック絶縁を提供する、請求項１に記載のスイッチング電源。
【請求項５】
前記インバータが、スイッチングデバイスのネットワークで構成された、請求項１に記載のスイッチング電源。
【請求項６】
前記インバータが、入力電圧をスイッチングするための少なくとも１個のハーフブリッジネットワークで構成された、請求項１に記載のスイッチング電源。
【請求項７】
前記少なくとも１個のハーフブリッジネットワークが、複数の直列接続されたスイッチングデバイスで構成された、請求項６に記載のスイッチング電源。
【請求項８】
前記インバータが、前記インバータの状態を制御するためにスイッチングコントローラによって制御される、請求項１に記載のスイッチング電源。
【請求項９】
前記スイッチングコントローラが、前記インバータをほぼ１の力率で動作させる、請求項８に記載のスイッチング電源。
【請求項１０】
前記スイッチングコントローラが、各ハーフブリッジネットワークを実質的に５０％のデューティサイクルで動作させる、請求項８に記載のスイッチング電源。
【請求項１１】
前記インバータへの入力が、過渡電圧又は過渡電流を防ぐための入力フィルタネットワークと接続された、請求項１に記載のスイッチング電源。
【請求項１２】
誘導性要素を使用しない出力フィルタを更に含む、請求項１に記載のスイッチング電源。
【請求項１３】
前記スイッチング電源の交流電力源を整流するための少なくとも１個のスイッチングデバイスを更に含む、請求項１に記載のスイッチング電源。
【請求項１４】
前記スイッチング電源の電力源の高調波歪みを減少させるための入力フィルタを更に含む、請求項１に記載のスイッチング電源。
【請求項１５】
前記少なくとも１個の変圧器が、誘導炉内の高周波（ＲＦ）発振器に電圧を供給する、請求項１に記載のスイッチング電源。
【請求項１６】
高周波誘導炉と共に使用するためのスイッチング電源であって、
少なくとも１個のハーフブリッジネットワークを使用して形成され、スイッチングされた出力電圧を提供するインバータと、
前記インバータに接続された少なくとも１個の一次巻線と少なくとも１個の負荷に接続された二次巻線とを有する少なくとも１個の変圧器と、
前記少なくとも１個の一次巻線と直列に接続されて、前記二次巻線と結合された前記少なくとも１個の負荷に供給される電圧をフィルタリングするインダクタとを有するスイッチング電源。
【請求項１７】
前記インダクタが、前記インバータによって提供される前記電圧をフィルタリングする、請求項１６に記載のスイッチング電源。
【請求項１８】
前記インダクタが、前記インバータから提供された少なくとも１個のスイッチングされた出力電圧からのエネルギーを蓄積する、請求項１６に記載のスイッチング電源。
【請求項１９】
前記少なくとも１個の変圧器が、前記少なくとも１個の一次巻線から前記少なくとも１個の負荷へのガルバニック絶縁を提供する、請求項１６に記載のスイッチング電源。
【請求項２０】
前記インバータが、スイッチングデバイスのネットワークで構成された、請求項１６に記載のスイッチング電源。
【請求項２１】
前記インバータが、入力電圧をスイッチングするための少なくとも１個のハーフブリッジネットワークで構成された、請求項１６に記載のスイッチング電源。
【請求項２２】
前記少なくとも１個のハーフブリッジネットワークが、複数の直列接続されたスイッチングデバイスで構成された、請求項２１に記載のスイッチング電源。
【請求項２３】
前記インバータが、前記インバータの状態を制御するためにスイッチングコントローラによって制御される、請求項１６に記載のスイッチング電源。
【請求項２４】
前記スイッチングコントローラが、インバータをほぼ１の力率で動作させる、請求項２３に記載のスイッチング電源。
【請求項２５】
前記スイッチングコントローラが、各ハーフブリッジネットワークを実質的に５０％のデューティサイクルで動作させる、請求項２３に記載のスイッチング電源。
【請求項２６】
前記インバータへの入力が、過渡電圧又は過渡電流を防ぐために入力フィルタネットワークと接続された、請求項１６に記載のスイッチング電源。
【請求項２７】
誘導性要素を使用しない出力フィルタを更に含む、請求項１６に記載のスイッチング電源。
【請求項２８】
前記スイッチング電源の交流電力源を整流するための少なくとも１個のスイッチングデバイスを更に含む、請求項１６に記載のスイッチング電源。
【請求項２９】
前記スイッチング電源の電源の高調波歪みを減少させるための入力フィルタを更に含む、請求項１６に記載のスイッチング電源。
【請求項３０】
前記少なくとも１個の変圧器が、誘導炉内の高周波（ＲＦ）発振器に電圧を供給する、請求項１６に記載のスイッチング電源。
【請求項３１】
誘導炉内で使用される高周波（ＲＦ）発振器に電圧を提供するためのスイッチング電源であって、
入力整流器と、
少なくとも１個のハーフブリッジネットワークを使用して前記入力整流器から提供された入力電圧をスイッチングし、各ハーフブリッジネットワークが、スイッチングコントローラによって制御される複数のスイッチングデバイスを使用するインバータと、
前記インバータの前記スイッチング周波数を制御するためのスイッチングコントローラと、
前記インバータに接続された少なくとも１個の一次巻線と、高周波発振器に接続された二次巻線とを有する少なくとも１個の変圧器と、
前記少なくとも１個の一次巻線と直列接続され、前記高周波発振器に印加される電圧をフィルタリングするためのインダクタとを有するスイッチング電源。
【請求項３２】
前記インバータへの入力が、過渡電圧又は過渡電流を防ぐために入力フィルタネットワークと接続された、請求項３１に記載のスイッチング電源。
【請求項３３】
前記スイッチングコントローラが、各ハーフブリッジネットワークを実質的に５０％のデューティサイクルで動作させる、請求項３１に記載のスイッチング電源。
【請求項３４】
前記スイッチングデバイスが、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）とダイオードである、請求項３１に記載のスイッチング電源。
【請求項３５】
前記インバータが、約２５ｋＨｚの周波数でスイッチングされる、請求項３１に記載のスイッチング電源。
【請求項３６】
スイッチング電源内の変圧器の二次巻線に電力を効率的に伝達する方法であって、
インパータからスイッチングされた電圧を発生させる段階と、
スイッチングされた電圧を変圧器に提供する段階と、
前記変圧器の一次巻線と直列接続されたインダクタを利用して、二次巻線と結合された負荷に印加される電圧をフィルタリングする段階とを含む方法。
【請求項３７】
スイッチングインバータをフィルタネットワークに接続して、インバータ電流を交流電源から分離する段階とを含む、請求項３６に記載の変圧器の二次巻線に効率的に電力を提供する方法。
【請求項３８】
前記インバータ内の少なくとも１個のハーフブリッジネットワークを使用して入力電圧をスイッチングする段階を更に含む、請求項３６に記載の変圧器の二次巻線に効率的に電力を提供する方法。
【請求項３９】
絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）とダイオードを使用して各ハーフブリッジネットワークを構成する段階を更に含む、請求項３８に記載の変圧器の二次巻線に効率的に電力を提供する方法。
【請求項４０】
スイッチングコントローラを使用して前記インバータのスイッチング周波数を制御する段階を更に含む、請求項３８に記載の変圧器の二次巻線に効率的に電力を提供する方法。
【請求項４１】
力率がほぼ１となるように前記インバータを制御する段階を更に含む、請求項３８に記載の変圧器の二次巻線に効率的に電力を提供する方法。
【請求項４２】
各ハーフブリッジネットワークを実質的に５０％のデューティサイクルで動作させる段階を更に含む、請求項３８に記載の変圧器の二次巻線に効率的に電力を提供する方法。
【請求項４３】
交流電源から前記インバータに整流電圧を提供するために少なくとも１個のスイッチングデバイスを設ける段階を更に含む、請求項３８に記載の変圧器の二次巻線に効率的に電力を提供する方法。
【請求項４４】
誘導炉内の高周波（ＲＦ）発振器に前記変圧器を接続する段階を更に含む、請求項３６に記載の変圧器の二次巻線に効率的に電力を提供する方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般に電源に関し、より詳細には非常に高い出力電圧を提供するスイッチング電源に関する。
【背景技術】
【０００２】
高い出力電圧を必要とする用途で使用するために様々なタイプの電源が開発されてきた。そのような装置は、多くの場合、一個以上の出力負荷に直流（ＤＣ）又は交流（ＡＣ）の高電圧を供給する。このタイプの高電圧源の一用途は、真空管発振器に使用されるものである。このタイプの発振器は、その出力に非常に電力の大きい高周波（ＲＦ）電圧を提供するために使用される。
【０００３】
これらのタイプの電源の設計には、一般に、多くの要素が影響を及ぼす。そのような要素としては、電源から得ることが必要な電力の量、様々な負荷条件下での電圧と電流の持続時間と安定性、及び電源供給動作を行うための入力電圧の許容範囲が挙げられる。更に、設計と動作の要素としては、電源の入力電力源にかかる負荷と、電源の電力変換効率も挙げられる。
【０００４】
電子装置用の電源は、大きく分けると、リニア電源とスイッチング電源に分けることができる。リニア電源は、通常、比較的単純な設計であるが、高電圧で大電流の機器の場合には、かさばるだけでなく重くなる。これは、５０〜６０Ｈｚで動作する比較的大きな幹線周波数の変圧器の使用によるものである。リニア電源の外寸は、極めて大きく、その用途によっては製造コストが高くなることがある。これと対照的に、リニア電源と同じ電圧及び電流定格を有する「スイッチング」、即ちスイッチング式電源はサイズが小さくなるが、構造が複雑になる。このタイプのスイッチング式電源は、異なる動作原理で動作し、従って、電力源として直流入力電圧又は整流された交流入力電圧の何れも使用できる。
【０００５】
動作において、入力即ち供給電圧は、インバータと呼ばれる電子スイッチング回路によって極めて高速（典型的には１０ｋＨｚ〜１ＭＨｚ）でスイッチングされる。そして、その高周波インバータが、より小さく軽く安価な変圧器を駆動して、スイッチングされた電圧を特定の振幅に昇圧又は降圧させる。この振幅は、典型的には、インバータの「オン」時間、即ちデューティサイクルを変化させることにより制御される。変圧器の高周波出力は、整流されフィルタリングされて、スイッチング周波数成分が除去され出力波形が平均化される。変圧器のサイズの他に、この設計の別の利点は、高周波信号成分をフィルタリングするときに、より小さなフィルタ素子（インダクタやキャパシタ等）が使用されることである。これは、５０〜６０Ｈｚの幹線周波数で動作するリニア電源の設計で使用されるより大きいフィルタ素子と対照的である。
【０００６】
図１は、位相点弧（phase fired）コントローラ幹線電源１００として知られる先行技術のリニア型電源のブロック図を示す。電源１００は、位相点弧制御部１０３に給電する幹線入力１０１を有する。位相点弧制御部１０３は、一次巻線に供給された電圧を昇圧するために使用される幹線周波数変圧器１０５に供給する幹線周波数の導通角を制御する。必要に応じて、幹線周波数変圧器１０５は、様々な定格の幹線入力電圧による動作を可能にするための多数のタップを有することができる。幹線周波数変圧器１０５の二次巻線、即ち出力は、出力整流器１０７に給電する。出力整流器１０７は、位相チョップ（phase chopped）全波整流交流波形を負荷１０９に提供するために使用される。負荷１０９での電圧が位相コントローラ１１１によって監視され、これにより、位相点弧制御部１０３の位相角により負荷１０９の出力電圧を調整できる。
【０００７】
スイッチング式電源トポロジーは、図１に示したものと対照的に、様々な方法を使用して負荷における電圧を制御する。一般に使用されるトポロジーは、フォワードコンバータと呼ばれ、変圧器の巻数比を使用して出力電圧を増減させる。この技術は、負荷にガルバニック絶縁を提供するという利点を有する。フォワードコンバータでは、変圧器への入力電圧は、可変デューティサイクルを使用してスイッチングされる。この技術は、パルス幅変調（ＰＷＭ）とも呼ばれる。変圧器は、その二次側で、ＰＷＭ一次電圧を変化させたＰＷＭ電圧を提供する。ＰＷＭ二次電圧は、フィルタリングされてＰＷＭ二次電圧の平均値を有する出力電圧が提供される。その後で、出力電圧は、ＰＷＭデューティサイクルを変化させることによって制御される。
【０００８】
別のスイッチング電源トポロジーは、フライバックコンバータとして知られる。フライバックコンバータでは、変圧器への入力電圧が、可変デューティサイクルによってスイッチングされる。変圧器一次側に電圧が印加されている間、変圧器は、印加エネルギーを負荷に送らずに磁束として蓄積する。一次電圧がオフにスイッチングされたとき、変圧器に蓄積されたエネルギーが、変圧器二次巻線に送られ、そして、その出力に接続された負荷に送られる。この電源トポロジーは、その出力にエネルギーを蓄積するためのキャパシタを有し、このキャパシタは、変圧器一次側の「オン」時間中に負荷に電力を送る。従って、フライバックコンバータ技術は、変圧器をエネルギー蓄積装置として使用し、同時に変圧器一次巻線と二次巻線の間のガルバニック絶縁も実現する。
【０００９】
出力電圧を変化させるためにＰＷＭを使用するスイッチング電源と関連した問題には、寄生振動又は「リンギング」がある。ＰＷＭ電源は、性能を低下させ、電磁障害（ＥＭＩ）測定値に影響を及ぼし、高電力用途で変圧器を故障させる可能性があるリンギング波形で悩まされることがある。理想的には、フォワードコンバータは、出力フィルタインダクタに鋸歯形の電流波形を生成しなければならない。これは、変圧器一次側の波形形状の大きさを変化させたものである。しかしながら、基本的なフォワードコンバータは、多くの場合、変圧器と出力フィルタインダクタの両方に、寄生インダクタンスとキャパシタンスによる「リンギング」としても知られる望ましくない寄生振動を含む。図２は、スイッチング電源変圧器の一次巻線に生じる一次側電流２０１及び電圧２０３のオシロスコープ波形のグラフを示す。このグラフは、一次側での望ましくない量の振動、即ち「リンギング」を示す。
【００１０】
使用において、電源回路にリンギングを引き起こす多くの寄生要素がある。そのような要素としては、プリント回路基板のトレースのインダクタンス、変圧器の漏れインダクタンス、変圧器の磁化インダクタンス、変圧器の一次側キャパシタンス、変圧器の一次側−二次側間キャパシタンス、及び変圧器の二次側キャパシタンスが挙げられるが、これらに限定されない。更なる要素としては、出力フィルタインダクタのキャパシタンス、出力フィルタキャパシタのインダクタンス、スイッチングトランジスタの出力キャパシタンス、及びダイオード接合キャパシタンスが挙げられる。多くの場合、これらの要素は、半導体接合部キャパシタンスや変圧器漏れインダクタンス等における場合の様に電圧と周波数に依存する。リンギング波形は、典型的には、主な寄生を抑制するスナッバ及びクランプ回路を使用して抑制されるが、これらの技術は、必ずしも高電圧用途や高電力用途に有効とは限らない。
【００１１】
従って、様々な動作条件において異なる動作モードで電源回路を保護することが重要である。過渡事象が回路共振部を励起させる可能性があるので、そのような過渡現象中に、電源部品に加わる追加のストレスによって回路が故障することがある。図２に示した事例では、電源伝達関数は単調でなく、その結果として、制御ループが不安定になり、電源設計が望ましいものでなくなる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１２】
【特許文献１】米国特許第５，３４９，５１４号
【発明の概要】
【課題を解決するための手段】
【００１３】
この発明は、変圧器結合負荷に電力を提供するためのスイッチング電源であって、入力電圧をスイッチングするためのインバータと、前記インバータから供給される第１の出力電圧の振幅を変化させるための少なくとも１個の変圧器と、前記少なくとも１個の変圧器の少なくとも１個の一次巻線と直列に接続されて、二次巻線と結合された少なくとも１個の負荷に印加される第２の出力電圧をフィルタリングするインダクタとを有するスイッチング電源である。
【００１４】
前記インダクタは、前記インバータによって提供される前記第１の出力電圧をフィルタリングする。前記インダクタは、前記インバータから提供された前記第１の出力電圧からのエネルギーを蓄積する。前記少なくとも１個の変圧器は、前記少なくとも１個の変圧器の前記少なくとも１個の一次巻線から前記少なくとも１個の負荷へのガルバニック絶縁を提供する。前記インバータが、スイッチングデバイスのネットワークで構成される。前記インバータは、入力電圧をスイッチングするための少なくとも１個のハーフブリッジネットワークで構成される。前記少なくとも１個のハーフブリッジネットワークは、複数の直列接続されたスイッチングデバイスで構成される。前記インバータは、前記インバータの状態を制御するためにスイッチングコントローラによって制御される。前記スイッチングコントローラは、前記インバータをほぼ１の力率で動作させる。前記スイッチングコントローラは、各ハーフブリッジネットワークを実質的に５０％のデューティサイクルで動作させる。前記インバータへの入力は、過渡電圧又は過渡電流を防ぐための入力フィルタネットワークと接続される。誘導性要素を使用しない出力フィルタを更に含む。前記スイッチング電源の交流電力源を整流するための少なくとも１個のスイッチングデバイスを更に含む。前記スイッチング電源の電力源の高調波歪みを減少させるための入力フィルタを更に含む。前記少なくとも１個の変圧器は、誘導炉内の高周波（ＲＦ）発振器に電圧を供給する。
【００１５】
又、この発明は、高周波誘導炉と共に使用するためのスイッチング電源であって、少なくとも１個のハーフブリッジネットワークを使用して形成され、スイッチングされた出力電圧を提供するインバータと、前記インバータに接続された少なくとも１個の一次巻線と少なくとも１個の負荷に接続された二次巻線とを有する少なくとも１個の変圧器と、前記少なくとも１個の一次巻線と直列に接続されて、前記二次巻線と結合された前記少なくとも１個の負荷に供給される電圧をフィルタリングするインダクタとを有するスイッチング電源である。
【００１６】
前記インダクタは、前記インバータによって提供される前記電圧をフィルタリングする。前記インダクタは、前記インバータから提供された少なくとも１個のスイッチングされた出力電圧からのエネルギーを蓄積する。前記少なくとも１個の変圧器は、前記少なくとも１個の一次巻線から前記少なくとも１個の負荷へのガルバニック絶縁を提供する。前記インバータは、スイッチングデバイスのネットワークで構成される。前記インバータは、入力電圧をスイッチングするための少なくとも１個のハーフブリッジネットワークで構成される。前記少なくとも１個のハーフブリッジネットワークは、複数の直列接続されたスイッチングデバイスで構成される。前記インバータは、前記インバータの状態を制御するためにスイッチングコントローラによって制御される。前記スイッチングコントローラは、インバータをほぼ１の力率で動作させる。前記スイッチングコントローラは、各ハーフブリッジネットワークを実質的に５０％のデューティサイクルで動作させる。前記インバータへの入力は、過渡電圧又は過渡電流を防ぐために入力フィルタネットワークと接続される。誘導性要素を使用しない出力フィルタを更に含む。前記スイッチング電源の交流電力源を整流するための少なくとも１個のスイッチングデバイスを更に含む。前記スイッチング電源の電源の高調波歪みを減少させるための入力フィルタを更に含む。前記少なくとも１個の変圧器は、誘導炉内の高周波（ＲＦ）発振器に電圧を供給する。
【００１７】
又、この発明は、誘導炉内で使用される高周波（ＲＦ）発振器に電圧を提供するためのスイッチング電源であって、入力整流器と、少なくとも１個のハーフブリッジネットワークを使用して前記入力整流器から提供された入力電圧をスイッチングし、各ハーフブリッジネットワークが、スイッチングコントローラによって制御される複数のスイッチングデバイスを使用するインバータと、前記インバータの前記スイッチング周波数を制御するためのスイッチングコントローラと、前記インバータに接続された少なくとも１個の一次巻線と、高周波発振器に接続された二次巻線とを有する少なくとも１個の変圧器と、前記少なくとも１個の一次巻線と直列接続され、前記高周波発振器に印加される電圧をフィルタリングするためのインダクタとを有するスイッチング電源である。
【００１８】
前記インバータへの入力は、過渡電圧又は過渡電流を防ぐために入力フィルタネットワークと接続される。前記スイッチングコントローラは、各ハーフブリッジネットワークを実質的に５０％のデューティサイクルで動作させる。前記スイッチングデバイスは、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）とダイオードである。前記インバータは、約２５ｋＨｚの周波数でスイッチングされる。
【００１９】
又、この発明は、スイッチング電源内の変圧器の二次巻線に電力を効率的に伝達する方法であって、インパータからスイッチングされた電圧を発生させる段階と、スイッチングされた電圧を変圧器に提供する段階と、前記変圧器の一次巻線と直列接続されたインダクタを利用して、二次巻線と結合された負荷に印加される電圧をフィルタリングする段階とを含む方法である。
【００２０】
スイッチングインバータをフィルタネットワークに接続して、インバータ電流を交流電源から分離する段階とを含む。前記インバータ内の少なくとも１個のハーフブリッジネットワークを使用して入力電圧をスイッチングする段階を更に含む。絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）とダイオードを使用して各ハーフブリッジネットワークを構成する段階を更に含む。スイッチングコントローラを使用して前記インバータのスイッチング周波数を制御する段階を更に含む。力率がほぼ１となるように前記インバータを制御する段階を更に含む。各ハーフブリッジネットワークを実質的に５０％のデューティサイクルで動作させる段階を更に含む。交流電源から前記インバータに整流電圧を提供するために少なくとも１個のスイッチングデバイスを設ける段階を更に含む。誘導炉内の高周波（ＲＦ）発振器に前記変圧器を接続する段階を更に含む。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
添付図面においては、個々の図面全体を通して同じ参照数字が同一又は機能的に類似の要素を指すが、添付図面は、以下の詳細な説明と共に、本明細書に組み込まれ且つ本明細書の一部を構成し、様々な実施形態を更に示し、本発明による全ての様々な原理と利点を説明する役割をする。
【００２２】
【図１】先行技術の標準的な位相点弧制御型電源のブロック図である。
【図２】変圧器一次側の発振又はリンギングの特性を示す変圧器の一次側の電流と電圧を示すグラフである。
【図３】本発明の一実施形態により使用されるフォワードフライバック電源トポロジーを示す回路図である。
【図４】本発明の一実施形態によるスイッチング電源と関連して使用されるフルブリッジインバータの回路図である。
【図５】図３に示したようなフォワードフライバックトポロジーを使用する変圧器の一次側の電流と電圧を示すグラフである。
【図６】図３に示したスイッチング電源と関連して使用される高周波発振器の回路図である。  当業者であれば、図中の要素が簡素化及び明瞭化して示されており、必ずしも一律の縮尺で描かれていないことが分かるであろう。例えば、図中の要素の幾つかの寸法は、本発明の実施形態の理解を助けるために他の要素に対して誇張して示される場合がある。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
本発明による詳細な実施形態を説明する前に、それらの実施形態が、主にフォワードフライバック電源と関連した方法の段階及び装置の構成要素の組み合わせであることに注目されたい。従って、装置の構成要素と方法の段階は、図中において適切な場合に慣用的な符号によって示されるものであるが、これらは、本明細書における説明の利益を享受する当業者にとって容易に明白となる細部によって本開示が不明瞭となることを避けるために、本発明の実施形態を理解することに関係する特定の細部だけを示す。
【００２４】
本明細書では、第１、第２、上、下等の相対的な用語は、あるもの又は動作を別のもの又は動作と、それらのもの又は動作の間の実際の関係又は順序を必ずしも必要とすることなく又は暗示することなく、区別するためにのみ使用される場合がある。用語「含む（comprises）」、「含む（comprising）」、又はその他の変形表現は、非排他的包含を対象とするものであり、従って、要素のリストを構成するプロセス、方法、物品又は装置が、そのような要素を含むだけでなく、明示的に列挙されていないか又はそのようなプロセス、方法、物品又は装置に固有の他の要素を含んでいてもよい。「〜を含む（comprises...a）」に続く要素は、より多くの制約を受けることなく、その要素を含むプロセス、方法、物品又は装置における追加の同一要素の存在を排除しない。
【００２５】
本明細書で述べる本発明の実施形態は、一個以上の従来のプロセッサ、及びこの一個以上のプロセッサを制御して、特定の非プロセッサ回路と共に、本明細書に記載されたようなフォワードフライバック電源の機能の一部、ほとんど又は全てを実施する独特な記憶されたプログラム命令で構成されてもよいことを理解されよう。非プロセッサ回路には、無線受信機、無線送信機、信号ドライバ、クロック回路、電力源回路、またユーザ入力装置があるが、これらに限定されるものではない。従って、これらの機能は、誘導炉内の高周波発振器に電力を供給する方法の段階として解釈されてもよい。或いは、幾つか又は全ての機能は、プログラム命令が記憶されてない状態機械によって実施されてもよく、各機能又は機能の幾つかの組み合わせがカスタムロジックとして実施される一個以上の特定用途向けＩＣ（ＡＳＩＣ）で実施されてもよい。当然ながら、これらの２個の手法の組み合わせを使用してもよい。従って、本明細書では、これらの機能のための方法と手段について述べた。更に、当業者であれば、本明細書に開示された概念と原理によって導かれることにより、例えば使用可能時間、現行技術、及び経済学的考察によって動機づけられた多数の設計上の選択肢があり、恐らく大きな努力を要するものの、そのようなソフトウェア命令、プログラム及びＩＣを最小の実験により容易に生成できることが予想される。
【００２６】
図３は、変圧器３１１の一次巻線と直列のインダクタ３０９を使用するフォワードフライバック電源３００を示す概略図である。電源３００は、本発明の一実施形態によれば、高周波発振器に電力を供給するために使用される。電源３００は、典型的には、４７〜６３Ｈｚで８５〜２６５ＶＡＣの入力ライン電圧を有する交流幹線電圧入力３０１を有する。交流幹線電圧や他の電圧源の高調波歪みを減少させるために、交流幹線３０１と入力整流器３０３の間に入力フィルタ３０２を使用することができる。
【００２７】
入力整流器３０３は、インバータ３０７に整流された電圧を提供するために使用される一個以上のスイッチングデバイスを含む。ピーク電流に耐えるためにインバータ３０７の入力間にキャパシタ３０５が使用される。キャパシタ３０５は、また、インバータ過渡電流の「スナッバ」として働き、インバータ３０７のスイッチング電流が交流幹線電圧入力３０１に影響を及ぼすのを防ぐ。インバータ３０７は、入力電圧を非常に高い周波数でスイッチングするスイッチングコントローラ（図示せず）を使用して、インダクタ３０９と変圧器３１１の一次巻線との直列的な組み合わせで構成された入力回路を駆動する。変圧器３１１の二次巻線の電圧は出力整流器３１３に供給される。一個以上の負荷（図示せず）に電力を供給するための、出力３１７の電圧を滑らかにする出力コンデンサ３１５が使用される。従って、インダクタ３０９は、変圧器３１１の二次巻線と結合された負荷に印加される出力電圧をフィルタリングするために、変圧器３１１の一次巻線と直列接続される。例えば、スイッチング周波数が２５ｋＨｚ、入力が１７５〜２７５ＶＡＣ、出力が４ｋＶＡＣ／０．５Ａの場合、１：１２〜１：１０の巻数比の変圧器と共に使用されるインダクタ３０９の最適値は１８〜４７μＨの範囲である。単一の変圧器３１１を示したが、一個以上の一次巻線と二次巻線を有する複数の変圧器を使用する代替の実施形態を使用できることは当業者に明らかであろう。
【００２８】
図４は、並列接続ハーフブリッジネットワークを構成するために組み合わせで使用される複数のスイッチングデバイスからなるスイッチングインバータ４００の回路図である。インバータ４００は、２個の並列接続ハーフブリッジを使用する。第１のハーフブリッジは、スイッチングデバイス４０１，４０３，４０９，４１１からなり、第２のハーフブリッジは、スイッチングデバイス４０５，４０７，４１３，４１５からなる。この図では、スイッチングデバイスは、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）４０１，４０３，４０５，４０７とダイオード４０９，４１１，４１３，４１５として表わされている。ＩＧＢＴは、コレクタからエミッタにしか電流を通すことができないので、電流を逆方向に流すために逆並列ダイオード４０９，４１１，４１３，４１５が含まれる。
【００２９】
第１のハーフブリッジは、入力バス４０２，４０４の正（＋）と負（−）のレール間に直列接続された第１のトランジスタ対４０１，４０３を使用して構成され、各トランジスタを横切ってダイオード４０９，４１１が逆並列に接続されたスイッチング回路網である。直列接続は、トランジスタ４０１のエミッタからトランジスタ４０３のコレクタまで形成されている。逆並列接続は、ダイオード４０９のアノードとカソードがトランジスタ４０１のエミッタとコレクタにそれぞれ結合され、また、ダイオード４１１のアノードとカソードがトランジスタ４０３のエミッタとコレクタにそれぞれ結合されることによって形成されている。同様に、第２のハーフブリッジは、トランジスタ４０１，４０５のコレクタとダイオード４０９，４１３のカソードが正（＋）のバスによって接続され、トランジスタ４０３，４０７のエミッタとダイオード４１１，４１５のアノードが負（−）のバスによって接続されるように、第１のハーフブリッジと並列に接続され配置される。これらの正と負のバス接続（＋，−）は、インバータ４００への入力電圧接続を提供する。各ハーフブリッジの中間点、即ち第１のトランジスタ対４０１，４０３間のエミッタ−コレクタ接続、第１のダイオードペア４０９，４１１（Ｕ）間のアノード−カソード接続、第２のトランジスタ対４０５，４０７間のエミッタ−コレクタ接続、及び第２のダイオードペア４１３，４１５（Ｖ）間のアノード−カソード接続が、インバータの出力電圧接続４０６，４０８を提供するために使用される。
【００３０】
使用において、インバータ４００は、前述のような第１のハーフブリッジと第２のハーフブリッジを含む位相制御フルブリッジとして動作する。従来のパルス幅変調インバータと異なり、各ハーフブリッジは、実質的に５０パーセント（５０％）のデューティサイクルで連続的に動作する。その際に、フルブリッジは、スイッチングデバイス４０１，４０３，４０５，４０７に印加されたスイッチング電圧により４個のスイッチング状態を提供する。
【００３１】
第１の状態では、スイッチングデバイス４０１，４０７が、「オン」状態にスイッチングされ、インバータ４００は、「オン」となり、出力４０６，４０８に正出力電圧を提供する。第２の状態では、スイッチングデバイス４０１，４０５は、「オン」状態であり、インバータは「オフ」となって、出力が短絡される。第３の状態では、スイッチングデバイス４０３，４０５は、「オン」状態であり、インバータは「オン」となって、出力４０６，４０８に負出力電圧が生じる。最後に、第４の状態では、スイッチングデバイス４０３，４０７は、「オン」状態であり、インバータは「オフ」となって、出力が短絡される。
【００３２】
動作時に、インバータ４００は、スイッチングされた出力電圧を出力４０６，４０８に送る。出力電圧は、バス４０２，４０４での電圧入力をベースにして、フルブリッジインバータ４００の各半分間の位相を変化させることによって制御される。ブリッジの各半分が、同相でスイッチングされるとき、トランジスタ４０１，４０５又はトランジスタ４０３，４０７が同時に「オン」になり、出力電力を提供しない。ブリッジの各半分が、位相がずれてスイッチングされるとき、トランジスタ４０１，４０７又はトランジスタ４０３，４０５が、同時に「オン」になる。これにより、出力４０６，４０８に全電力が提供される。ブリッジの各半分の間の位相遅れを変化させることによって、出力電力をゼロから最大電力まで連続的に変化させることができる。単一のインバータ出力４０６，４０８を示すが、一個以上のインバータ出力を有する複数のハーフブリッジを使用する代替の実施形態を使用できることは当業者に明らかであろう。
【００３３】
図５は、図３に示したインバータ３０７出力に現れる様々な波形を示す。これらの波形は、出力電流５０１、変圧器一次側電圧５０３（即ち、変圧器３１１一次巻き線の両端間に発生する電圧）、及びインダクタ電圧５０５（即ち、インダクタ３０９の両端間に発生する電圧）を含む。これらの波形は、振動とリンギングのない変圧器一次側の電圧と電流を示す。
【００３４】
本明細書で述べるようなフォワードフライバックのトポロジーは、インダクタ３０９と直列な変圧器３１１の一次巻線に入力電圧を印加する。インバータ３０７は、デューティサイクル制御を提供するために位相制御フルブリッジとしてスイッチングされる。このトポロジーは、「オン」時間中に変圧器がその一次電圧（インバータ出力電圧からインダクタ３０９の電圧を引いた値）の「大きさが変更された」出力電圧を提供するので、フォワードコンバータと類似している。このトポロジーは、また、「オン」時間中にインダクタ３０９が印加されたエネルギーの一部分を磁束として蓄積するので、フライバックコンバータの特性を提供する。インバータの「オフ」時間中、この蓄積エネルギーは、変圧器３１１を介して出力３１７に送られる。
【００３５】
本明細書に記載されたように、変圧器の二次側の出力電圧は、インバータのデューティサイクルを変化させることにより制御される。本発明は、Ｕｓｈｉｋｉ等に対して発行された米国特許第５，３４９，５１４号（発明の名称：Reduced-Resonant-Current Zero-Voltage-Switched  Forward Converter Using Saturable Inductor）等の先行技術で使用された電源と異なり、出力フィルタネットワーク内に誘導性の部品を使用する必要がない。なお、米国特許第５，３４９，５１４号は、本明細書の一部を構成するものとしてここに援用する。Ｕｓｈｉｋｉらにより示された電源と異なり、インダクタ３０９によって提供されるインダクタンスは、スイッチングネットワークからのスイッチング波形を「共振」させるために使用されるものではない。その代わりに、このインダクタは、エネルギーを蓄積するために使用される。
【００３６】
本発明は、幅広い動作電圧範囲に亘って変圧器３１１を実質的に１００パーセント（１００％）の利用率を実現し、効率を改善し、一次側と二次側のピーク電流及びリプル電流を減少させる。更に、この動作は、フィルタリング要件を単純化し、出力フィルタネットワーク内で使用される出力フィルタインダクタの値を大幅に小さくするか又は無くすことができる。従って、一実施形態では、インダクタ３０９は、「オン」時間中にフォワードコンバータのフィルタ要素として働き、「オフ」時間中にフライバックコンバータのエネルギー蓄積要素として働く。リップルが非常に少ない出力電圧を提供するために、非常に高い値の出力フィルタキャパシタンスもフィルタインダクタも必要ない。最後に、別の利点は、インバータ３０７によって交流幹線電圧入力３０１にかかる負荷は、力率がほぼ１であり、高調波歪みが少ないことである。
【００３７】
図６は、図３に示したスイッチング電源と接続して使用されることがある高周波発振器の回路図である。高周波発振器６００は、図３に示した電源によって電力が供給される整流交流入力６０１を有する。キャパシタ６０３とインダクタ６０５からなる入力フィルタは、低周波変調された直流電圧（４７〜６３Ｈｚ）が高周波発振器６００に電力供給し同時に高周波エネルギーが電源に戻るのを防ぐことを可能にする。真空管６０７は、インダクタ６０５を介して電源に接続されたプレート、即ちアノードを有する。プレートは、キャパシタ６１５によって、誘導コイル６２１及びキャパシタ６１７と６１９からなる共振ネットワークに接続される。真空管６０７は、三極管として示されているが、非常に大きな高周波エネルギーを所定の周波数で供給する他のタイプの高電力真空管を使用することができる。入力６０９が、カソード電圧入力を示し、入力６１１が、フィラメント供給電圧入力である。グリッドキャパシタ６１３は、真空管６０７のグリッドにフィードバックを提供して所定の周波数の発振を引き起こするために共振ネットワークとの組み合わせで動作する。その後で、非常に高い高周波の電圧及び電流が、分析誘導炉内の誘導コイル６２１に供給される。誘導炉は、様々な材料を燃焼させてその後の分析用の気化ガスを生成するために使用される。
【００３８】
従って、本発明の一実施形態は、一次負荷と二次負荷間に大きな寄生回路要素を含む変圧器結合負荷に電力を提供するために分析誘導炉と共に使用するためのスイッチング電源である。この電源は、高いスイッチング周波数で動作するインバータと変圧器とを有する。エネルギーを蓄積しまた変圧器二次側の負荷回路をインバータスイッチング周波数でフィルタリングするために、変圧器の一次側巻線と直列にインダクタが接続されている。
【００３９】
以上の明細書では、本発明の特定の実施形態について述べた。しかしながら、当業者であれば、添付の特許請求の範囲に記載された本発明の範囲を逸脱することなく様々な修正及び変更を行なうことができることが分かるであろう。従って、明細書と図面は、限定的な意味ではなく例示とみなされるべきであり、そのような全ての修正が本発明の範囲内に含まれるものである。利益、利点、問題の解決策、並びにいかなる利益、利点又は解決策をもたらすか又はそれらをより顕著にするいかなる要素も、任意又は全ての請求項の重要、必要又は不可欠な特徴又は要素と解釈されるべきでない。本発明は、本出願の係属中に行われる補正、及び発行される特許請求の範囲の全ての均等物を含む添付の特許請求の範囲によってのみ定義される。
【符号の説明】
【００４０】
３００  スイッチング電源
３０１  交流幹線
３０２  入力フィルタ
３０３  入力整流器
３０７  インバータ
３０９  インダクタ
３１１  変圧器
３１３  出力整流器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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