(57)【要約】      （修正有）【課題】漏れ電流を低減でき、小型化及び低コストを図るインバータ。【解決手段】直流電源1の電力を交流に変換して、一相が接地された三相の電力系統に連系するインバータにおいて、接地相を除く２つの相にＰＷＭ電圧を出力するための複数のスイッチング素子を有する２組のアーム20,21と、直流電源のラインの相間に直列に接続され、その中性点に接地相が直接接続された第１コンデンサ対22a,22bと、接地相を除く２つの相に対応した２組のアームのインバータ出力ラインにそれぞれ接続される２つのノーマルモードリアクトル23a,23b及び接地相と２つの相との間に接続される２つの相間コンデンサ24a,24bで構成される正弦波フィルタと、正弦波フィルタ出力の接地相と第１コンデンサ対の中性点とを接続するバイパス路26と、バイパス路に挟まれる電源ラインに接続される第１コモンモードチョークコイル25とを有する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の電力を交流に変換して、一相が接地された三相の電力系統に連系するインバータにおいて、
接地相を除く２つの相にＰＷＭ電圧を出力するための複数のスイッチング素子を有する２組のアームと、
前記直流電源のラインの相間に直列に接続され、その中性点に前記接地相が直接接続された第１コンデンサ対と、
前記接地相を除く２つの相に対応した前記２組のアームのインバータ出力ラインにそれぞれ接続される２つのノーマルモードリアクトル及び前記接地相と前記２つの相との間に接続される２つの相間コンデンサで構成される正弦波フィルタと、
前記正弦波フィルタ出力の接地相と前記第１コンデンサ対の中性点とを接続するバイパス路と、
前記バイパス路に挟まれる電源ラインに接続される第１コモンモードチョークコイルと、
を有することを特徴とするインバータ。
【請求項２】
直流電源の電力を交流に変換して、一相が接地された三相の電力系統に連系するインバータにおいて、
接地相を除く２つの相にＰＷＭ電圧を出力するための複数のスイッチング素子を有する２組のアームと、
前記直流電源のラインの相間に直列に接続され、その中性点に前記接地相が直接接続された第１コンデンサ対と、
前記接地相を除く２つの相に対応した前記２組のアームのインバータ出力ラインにそれぞれ接続される２つのノーマルモードリアクトル及び前記接地相と前記２つの相との間に接続される２つの相間コンデンサで構成される正弦波フィルタと、
前記直流電源のラインに直列に接続された第２コンデンサ対と、
前記正弦波フィルタ出力の接地相と前記第２コンデンサ対の中性点とを接続するバイパス路と、
前記バイパス路に挟まれる電源ラインに接続される第１コモンモードチョークコイルと、
を有することを特徴とするインバータ。
【請求項３】
前記第１コンデンサ対と前記第２コンデンサ対との間に、前記直流電源の一方のラインに接続されたリアクトルとダイオードとの直列回路及び前記リアクトルと前記ダイオードとの接続点と前記直流電源の他方のラインとに接続された第１スイッチング素子を有する昇圧チョッパを有することを特徴とする請求項１又は請求項２記載のインバータ。
【請求項４】
前記バイパス路に挟まれる電源ラインを除く残りの電源ラインの前記直流電源側と系統側との少なくとも一方に接続された第２コモンモードチョークコイルを有することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項記載のインバータ。
【請求項５】
前記第２コンデンサ対に代えて、前記直流電源のラインの相間に接続された第１コンデンサと、前記直流電源のラインの一方と前記正弦波フィルタ出力の接地相とを接続する第２コンデンサとを有することを特徴とする請求項２乃至４のいずれか１項記載のインバータ。
【請求項６】
前記ＰＷＭ電圧を出力する前記２組のアームのそれぞれは、２つのスイッチング素子を有し、
さらに、前記２組のアームのそれぞれに有する前記２つのスイッチング素子をＰＷＭスイッチングするための制御回路を有し、
前記制御回路は、第１キャリア信号を用いて前記２つの相の一方の相の前記２つのスイッチング素子をスイッチングさせ、前記第１キャリア信号とは１８０°ずれた第２キャリア信号を用いて前記２つの相の他方の相の２つのスイッチング素子をスイッチングさせることを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項記載のインバータ。
【請求項７】
前記ＰＷＭ電圧を出力する前記２組のアームのそれぞれは、上段の第１及び第２スイッチング素子と下段の第３及び第４スイッチング素子とを有し、
さらに、前記２組のアームのそれぞれに有する前記上段の第１及び第２スイッチング素子と前記下段の第３及び第４スイッチング素子とをＰＷＭスイッチングするための制御回路を有し、
前記制御回路は、上段用キャリア信号を用いて前記２つの相の一方の相の前記第１及び第３スイッチング素子をスイッチングさせ、前記上段用キャリア信号とは１８０°ずれたキャリア信号を用いて前記２つの相の他方の相の第１及び第３スイッチング素子をスイッチングさせ、下段用キャリア信号を用いて前記２つの相の一方の相の前記第２及び第４スイッチング素子をスイッチングさせ、前記下段用キャリア信号とは１８０°ずれたキャリア信号を用いて前記２つの相の他方の相の第２及び第４スイッチング素子をスイッチングさせることを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項記載のインバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、インバータに関し、特にインバータの漏れ電流を低減するための技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
太陽光発電や燃料電池などの直流電源を交流に変換し系統に連系する系統連系インバータシステムでは、半導体素子のスイッチング動作によって電圧変動が発生する。これがノイズ源となって系統にノイズが伝わり、その一部は太陽電池パネルなど直流電源の浮遊容量を介してアースを流れる漏れ電流となる。
【０００３】
漏れ電流は人体への感電や他機器の誤動作などの悪影響を与える可能性があることから、漏れ電流の抑制は必須の課題である。その解決策として、一般的には、インバータ内部で入力と出力とを高周波トランスを用いて絶縁したり、あるいはインバータと系統との間にトランスを挿入して絶縁し、漏れ電流の流れる経路を遮断する方法（非特許文献１、特許文献１）や、あるいは接地コンデンサやコモンモードチョークコイルなどで構成されるノイズフィルタで対策する方法（非特許文献２）がある。
【０００４】
図１４は絶縁トランスによる従来の対策例を示している。直流電源１からの直流は、各相を構成する半導体素子２ａ、２ｂ、３ａ、３ｂ、４ａ、４ｂのスイッチング動作によりＰＷＭ電圧波形が出力される。このインバータからの電流はリアクトル５ａ、５ｂ、５ｃ及び相間コンデンサ６ａ、６ｂ、６ｃで構成される正弦波フィルタ７により正弦波として出力される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開平８−２５６４３５号公報
【非特許文献】
【０００６】
【非特許文献１】シャープ技報第７７号・２０００年８月
【非特許文献２】「電気学会技術報告  第５４５号  パワーエレクトロニクス機器の電磁波ノイズ」Ｐ２２、２．３４図
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
出力電流に含まれる高周波成分の一部は漏れ電流として系統８の接地相から直流電源１の浮遊容量９ａ、９ｂを通るルートで対地を流れる。絶縁トランス９は、このルートを遮断することで漏れ電流の抑制を図る。この対策は漏れ電流の抑制には非常に有効であるが、絶縁トランス９が大きく、また重量物であるため、インバータシステム全体が大型化・重量化、更には高コスト化している。また、絶縁トランス９でも電力損失が発生することから、システム全体としての電力変換効率が低下するという問題もある。
【０００８】
一方、図１５はノイズフィルタ１１による対策回路を示す。漏れ電流となる高い周波数のコモンモード電流に対して、高インピーダンスのコモンモードチョークコイル１２、１３と低インピーダンスの相間コンデンサ１４ａ、１４ｂ、１４ｃおよび接地コンデンサ１５を組み合わせることで、電源への漏れを防止している。
【０００９】
しかし、系統８が１相接地の場合には、３つの相間コンデンサ１４ａ、１４ｂ、１４ｃの中性点には電源周波数の電圧変化が生じるため、低周波の漏れ電流が流れることから、接地コンデンサ１５の容量は大きくできず、充分なフィルタ性能を得られない。また、インバータと系統８との間の配線が長い場合には、配線のインダクタンスによっても、相間コンデンサ１４ａ、１４ｂ、１４ｃの中性点がアースに対して高周波で電位変動することから、漏れ電流が発生する。
【００１０】
本発明が解決しようとする課題は、漏れ電流を低減することができ、小型化及び低コストを図ることができるインバータを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記課題を解決するために、実施形態に係るインバータによれば、直流電源の電力を交流に変換して、一相が接地された三相の電力系統に連系するインバータにおいて、接地相を除く２つの相にＰＷＭ電圧を出力するための複数のスイッチング素子を有する２組のアームと、前記直流電源のラインの相間に直列に接続され、その中性点に前記接地相が直接接続された第１コンデンサ対と、前記接地相を除く２つの相に対応した前記２組のアームのインバータ出力ラインにそれぞれ接続される２つのノーマルモードリアクトル及び前記接地相と前記２つの相との間に接続される２つの相間コンデンサで構成される正弦波フィルタと、前記正弦波フィルタ出力の接地相と前記第１コンデンサ対の中性点とを接続するバイパス路と、前記バイパス路に挟まれる電源ラインに接続される第１コモンモードチョークコイルとを有することを特徴とする。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の第１の実施形態のインバータを示す回路図である。
【図２】本発明の第２の実施形態のインバータを示す回路図である。
【図３】本発明の第３の実施形態のインバータを示す回路図である。
【図４】本発明の第４の実施形態のインバータを示す回路図である。
【図５】本発明の第５の実施形態のインバータを示す回路図である。
【図６】本発明の第６の実施形態のインバータを示す回路図である。
【図７】従来のインバータを説明するＵ相・Ｗ相の出力電圧指令値とキャリア、Ｕ相・Ｗ相の出力電圧、および漏れ電流のシミュレーション波形である。
【図８】本発明の第６の実施形態のインバータを説明するＵ相・Ｗ相の出力電圧指令値とキャリア、Ｕ相・Ｗ相の出力電圧、および漏れ電流のシミュレーション波形である。
【図９】本発明の第７の実施形態のインバータを示す回路図である。
【図１０】従来のインバータ内の制御回路の詳細を示す回路図である。
【図１１】本発明の第７の実施形態のインバータ内の制御回路の詳細を示す回路図である。
【図１２】図１０に示す従来のインバータを説明するＵ相・Ｗ相の出力電圧指令値とキャリア、Ｕ相・Ｗ相の出力電圧、および漏れ電流のシミュレーション波形である。
【図１３】本発明の第７の実施形態のインバータを説明するＵ相・Ｗ相の出力電圧指令値とキャリア、Ｕ相・Ｗ相の出力電圧、および漏れ電流のシミュレーション波形である。
【図１４】従来のインバータの一例を示す回路図である。
【図１５】従来のインバータの他の一例を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態のインバータを示す回路図である。図１に示す三相出力のインバータは、直流電源１、コンデンサ２２ａ，２２ｂ，２４ａ，２４ｂ、Ｕ相アーム２０、Ｗ相アーム２１、リアクトル２３ａ，２３ｂ、コモンモードチョークコイル２５からなり、太陽電池などからの直流電源１の直流を交流に変換するもので、直流電源１の両端には、Ｕ相アーム２０、Ｗ相アーム２１、及び直列に接続された直流のコンデンサ２２ａ、２２ｂ（第１コンデンサ対）が接続されている。Ｕ相アーム２０及びＷ相アーム２１のそれぞれは、複数のスイッチング素子を有し、複数のスイッチング素子をオンオフさせることでＰＷＭ信号を出力する。残りのＶ相は電源の接地相とし、この接地相は、コンデンサ２２ａ、２２ｂの中性点に接続されている。
【００１４】
Ｕ相アーム２０とＷ相アーム２１との出力ラインには、リアクトル２３ａ、２３ｂ（ノーマルモードリアクトル）が接続され、接地相と残りの二相とにコンデンサ２４ａ、２４ｂ（相間コンデンサ）が接続されている。リアクトル２３ａ、２３ｂとコンデンサ２４ａ、２４ｂは、インバータからの出力波形を滑らかにする正弦波フィルタを構成する。
【００１５】
このとき、接地相にはリアクトルは接続せず、できるだけ配線のインダクタンスも小さく抑える。これは接地相のインピーダンスが高いと、接地相を流れる高周波電流によって電源の接地相との間に電位差が生じてしまい、インバータの中性点が変動してノイズや漏れ電流が増えるためである。
【００１６】
正弦波フィルタの系統側にはコモンモードチョークコイル２５（第１コモンモードチョークコイル）が接続され、コモンモードチョークコイル２５を挟むように系統側の接地相Ａとコンデンサ２２ａ、２２ｂの中性点Ｂがバイパス路２６で接続されている。
【００１７】
このような構成によれば、漏れ電流となるインバータからの高周波のコモンモード電流が、高インピーダンスとなるコモンモードチョークコイル２５で抑制される。さらに、直流電源１側の浮遊容量９ａ、９ｂを介して構成される漏れ電流の経路に対してインピーダンスの低いバイパス回路２６をコモンモード電流が流れるため、外への漏れ電流は大幅に低減される。
【００１８】
なお、図１ではリアクトル２３ａ、２３ｂが各相にそれぞれ別個に接続された状態を示しているが、二つの巻線２３ａ、２３ｂを一つのコアに巻回して構成したノーマルモードリアクトルを用いても良い。
【００１９】
（第２の実施形態）
図２は、本発明の第２の実施形態のインバータを示す回路図である。図２に示すインバータは、直流電源１の両端に直列に接続された２つのコンデンサ２７ａ、２７ｂ（第２コンデンサ対）を設け、コンデンサ２７ａ、２７ｂの中性点と正弦波フィルタ出力の接地相とを接続してバイパス路２６を構成したことを特徴とする。
【００２０】
コンデンサ２２ａ、２２ｂには一般的に電解コンデンサが用いられるが、等価直列抵抗が比較的大きいため、十分な漏れ電流抑制効果が得られない場合がある。これに対して、フィルムコンデンサなどの等価直列抵抗の小さいコンデンサを用いてバイパス路２６を接続することにより、より一層の効果が得られる。
【００２１】
なお、図１では、コモンモードチョークコイル２５がインバータの出力側に設けられている例を説明したが、図２に示すように、直流電源１とコンデンサ２２ａ、２２ｂとの間にコモンモードチョークコイル２８を配置しても、第１の実施形態の漏れ電流抑制効果と同様な効果が得られる。また、コモンモードチョークコイル２８は単相となるため、巻線が一相少なくて済み、小型化を図ることができる。
【００２２】
（第３の実施形態）
図３は、本発明の第３の実施形態のインバータを示す回路図である。図３に示すインバータは、図２に示すインバータに対して、コモンモードチョークコイル２８とコンデンサ２２ａ，２２ｂとの間に、チョッパリアクトル２９とダイオード３０とスイッチング素子３１とからなる昇圧チョッパを追加したことを特徴とする。
【００２３】
昇圧チョッパ回路もバイパス路２６で挟むことにより、昇圧チョッパの昇圧動作によって新たに発生する漏れ電流もインバータからの漏れ電流抑制効果と同様な効果が得られる。
【００２４】
（第４の実施形態）
図４は、本発明の第４の実施形態のインバータを示す回路図である。図４に示すインバータは、図３に示すインバータに対して、バイパス路２６を接続する電源ラインを除く残りの電源ラインの直流電源側と系統側との少なくとも一方に、即ち、系統８にコモンモードチョークコイル３２を接続し、直流電源１にコモンモードチョークコイル３３を接続したことを特徴とする。
【００２５】
浮遊容量９ａ、９ｂのインピーダンスは周波数に反比例するために、高周波に対してそのインピーダンスは小さくなり、漏れ電流が流れやすくなる。これに対してコモンモードチョークコイル３２、３３は、高周波の漏れ電流に対して大きなインピーダンスとして作用することから、その低減効果を一層高めることができる。
【００２６】
（第５の実施形態）
図５は、本発明の第５の実施形態のインバータを示す回路図である。図５に示すインバータは、図４に示すインバータに対して、直流電源１側のバイパス路２６に接続される直列のコンデンサ２７ａ、２７ｂに代えて、一つのコンデンサ３４を接続し、バイパス路２６は、どちらか一方の相にもう一つのコンデンサ３５を介して接続されることを特徴とする。このような構成でも、第４の実施形態の作用効果と同様の作用効果が得られる。
【００２７】
（第６の実施形態）
図６は、本発明の第６の実施形態のインバータを示す回路図である。図７は、従来のインバータを説明するＵ相・Ｗ相の出力電圧指令値とキャリア、Ｕ相・Ｗ相の出力電圧、および漏れ電流のシミュレーション波形である。図８は、本発明の第６の実施形態のインバータを説明するＵ相・Ｗ相の出力電圧指令値とキャリア、Ｕ相・Ｗ相の出力電圧、および漏れ電流のシミュレーション波形である。
【００２８】
図６に示すインバータのＵ相アーム２０は、上下２つのスイッチング素子２０ａ、２０ｂで構成され、Ｗ相アーム２１は、上下２つのスイッチング素子２１ａ、２１ｂで構成される。制御回路１０は、キャリア発生器ＣＡＲ、コンパレータＣＭＰ１、ＣＭＰ２、インバータＩＮＶ１〜ＩＮＶ３を有している。
【００２９】
キャリア発生器ＣＡＲは、三角波信号からなるキャリア信号を生成する。コンパレータＣＭＰ１は、キャリア発生器ＣＡＲからのキャリア信号とＵ相出力電圧指令値（以下、Ｕ相指令値）ＵＩＮとを比較し、Ｕ相指令値ＵＩＮがキャリア信号ＣＡＲ以上であるとき、Ｈレベルをスイッチング素子２０ａに出力し、Ｕ相指令値ＵＩＮがキャリア信号ＣＡＲ未満であるとき、Ｌレベルをスイッチング素子２０ａに出力する。インバータＩＮＶ１はコンパレータＣＭＰ１の出力を反転してスイッチング素子２０ｂに出力する。
【００３０】
インバータＩＮＶ２はキャリア発生器ＣＡＲからのキャリア信号をコンパレータＣＭＰ２の反転入力端子に出力する。コンパレータＣＭＰ２は、インバータＩＮＶ２からの反転されたキャリア信号とＷ相出力電圧指令値（以下、Ｗ相指令値）ＷＩＮとを比較し、Ｗ相指令値ＷＩＮが反転キャリア信号以上であるとき、Ｈレベルをスイッチング素子２１ａに出力し、Ｗ相指令値ＷＩＮが反転キャリア信号未満であるとき、Ｌレベルをスイッチング素子２１ａに出力する。インバータＩＮＶ３はコンパレータＣＭＰ１の出力を反転してスイッチング素子２１ｂに出力する。
【００３１】
図７（Ａ）、図８（Ａ）に、Ｕ相アーム２０とＷ相アーム２１の相電圧、即ち、Ｕ相指令値ＵＩＮ、Ｗ相指令値ＷＩＮを示す。図７（Ｂ）及び図８（Ｂ）と図７（Ｃ）及び図８（Ｃ）は、図７（Ａ）及び図８（Ａ）に対して時間軸を拡大したものであり、それぞれＵ相指令値とＷ相指令値とキャリア信号ＣＡＲを示している。
【００３２】
図７（Ｄ）及び図８（Ｄ）はＵ相とＷ相の出力電圧のシミュレーション波形を示している。図８（Ｃ）のキャリア信号の位相は、図８（Ｂ）に示すキャリア信号の位相に対して、１８０°ずらしてある。
【００３３】
キャリア信号と比較してＵ相指令値、Ｗ相指令値が大きい場合には、上のスイッチング素子２０ａ，２１ａがオンし、逆の場合にはスイッチング素子２０ｂ，２１ｂがオンし、それぞれ直流の正極、負極のパルス電圧を出力する。
【００３４】
Ｕ相とＷ相から出力される正弦波の極性が逆になっている領域では、図８に示す第６の実施形態のように、キャリア信号の位相を１８０°ずらすことで、スイッチングによりＵ相とＷ相から出力される電圧の極性が反対になる割合が増える。その場合、Ｕ相とＷ相の二つの出力電圧は打ち消されて、漏れ電流の原因となる電圧の変動は小さくなり、スイッチングに伴う漏れ電流の成分は、図８（Ｅ）に示すように、小さくなる。
【００３５】
（第７の実施形態）
図９は、本発明の第７の実施形態のインバータを示す回路図である。図９に示すインバータのＵ相アーム２０は、直列に接続された４つのスイッチング素子２０ｃ、２０ｄ、２０ｅ、２０ｆからなり、Ｗ相アーム２１は、直列に接続された４つのスイッチング素子２１ｃ、２１ｄ、２１ｅ、２１ｆからなる。
【００３６】
図１０は、従来のインバータ内の制御回路の詳細を示す回路図である。図１０に示す制御回路は、コンパレータＣＭＰ１〜ＣＭＰ４、インバータＩＮＶ１〜ＩＮＶ４を有している。コンパレータＣＭＰ１は、Ｕ相指令値ＵＩＮと上段のキャリア信号ＣＡＲＵとを比較し、Ｕ相指令値ＵＩＮが上段のキャリア信号ＣＡＲＵ以上であるときＨレベルをスイッチング素子２０ｃに出力し、Ｕ相指令値ＵＩＮが上段のキャリア信号ＣＡＲＵ未満であるときＬレベルをスイッチング素子２０ｃに出力する。インバータＩＮＶ１は、コンパレータＣＭＰ１の出力を反転して、スイッチング素子２０ｅに出力する。
【００３７】
コンパレータＣＭＰ２は、Ｕ相指令値ＵＩＮと下段のキャリア信号ＣＡＲＤとを比較し、Ｕ相指令値ＵＩＮが下段のキャリア信号ＣＡＲＤ以上であるときＨレベルをスイッチング素子２０ｄに出力し、Ｕ相指令値ＵＩＮが下段のキャリア信号ＣＡＲＤ未満であるときＬレベルをスイッチング素子２０ｄに出力する。インバータＩＮＶ２は、コンパレータＣＭＰ２の出力を反転して、スイッチング素子２０ｆに出力する。
【００３８】
コンパレータＣＭＰ３は、Ｗ相指令値ＷＩＮと上段のキャリア信号ＣＡＲＵとを比較し、Ｗ相指令値ＷＩＮが上段のキャリア信号ＣＡＲＵ以上であるときＨレベルをスイッチング素子２１ｃに出力し、Ｗ相指令値ＷＩＮが上段のキャリア信号ＣＡＲＵ未満であるときＬレベルをスイッチング素子２１ｃに出力する。インバータＩＮＶ３は、コンパレータＣＭＰ３の出力を反転して、スイッチング素子２１ｅに出力する。
【００３９】
コンパレータＣＭＰ４は、Ｗ相指令値ＷＩＮと下段のキャリア信号ＣＡＲＤとを比較し、Ｗ相指令値ＷＩＮが下段のキャリア信号ＣＡＲＤ以上であるときＨレベルをスイッチング素子２１ｄに出力し、Ｗ相指令値ＷＩＮが下段のキャリア信号ＣＡＲＤ未満であるときＬレベルをスイッチング素子２１ｄに出力する。インバータＩＮＶ４は、コンパレータＣＭＰ４の出力を反転して、スイッチング素子２１ｆに出力する。
【００４０】
図１１は、本発明の第７の実施形態のインバータ内の制御回路の詳細を示す回路図である。図１１に示す第７の実施形態の制御回路は、図１０に示す従来の制御回路に、さらに、インバータＩＮＶ５、ＩＮＶ６を備えることを特徴とする。インバータＩＮＶ５は、上段のキャリア信号ＣＡＲＵを反転して、コンパレータＣＭＰ３の反転入力端子に出力する。インバータＩＮＶ６は、下段のキャリア信号ＣＡＲＤを反転して、コンパレータＣＭＰ４の反転入力端子に出力する。
【００４１】
図１２は、図１０に示す従来のインバータを説明するＵ相・Ｗ相の出力電圧指令値とキャリア、Ｕ相・Ｗ相の出力電圧、および漏れ電流のシミュレーション波形である。図１３は、本発明の第７の実施形態のインバータを説明するＵ相・Ｗ相の出力電圧指令値とキャリア、Ｕ相・Ｗ相の出力電圧、および漏れ電流のシミュレーション波形である。
【００４２】
図１２（Ａ）、図１３（Ａ）に、Ｕ相アーム２０とＷ相アーム２１の相電圧、即ち、Ｕ相指令値ＵＩＮ、Ｗ相指令値ＷＩＮを示す。図１２（Ｂ）及び図１３（Ｂ）と図１２（Ｃ）及び図１３（Ｃ）は、図１２（Ａ）及び図１３（Ａ）に対して時間軸を拡大したものであり、それぞれＵ相指令値とＷ相指令値と２つのキャリア信号ＣＡＲＵ、ＣＡＲＤを示している。
【００４３】
図１２（Ｄ）及び図１３（Ｄ）はＵ相とＷ相の出力電圧のシミュレーション波形を示している。図１３（Ｃ）の各相のキャリア信号ＣＡＲＵ、ＣＡＲＤの位相は、図１２（Ｄ）に示す各相のキャリア信号ＣＡＲＵ、ＣＡＲＤの位相に対して、１８０°ずらしてある。図１２（Ｅ）及び図１３（Ｅ）は、漏れ電流のシミュレーション波形を示している。
【００４４】
第７の実施形態も第６の実施形態と同様に、Ｕ相とＷ相のそれぞれのキャリア信号を１８０°ずらすことで、各相から出力される電圧が互いに打ち消される期間が長くなり、漏れ電流を低減できる。
【００４５】
以上のように、本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
【符号の説明】
【００４６】
１…直流電源、２ａ〜４ｂ…スイッチング素子、５ａ〜５ｃ…リアクトル、６ａ〜６ｃ…コンデンサ、７…正弦波フィルタ、８…系統、９ａ，９ｂ…浮遊容量、９…絶縁トランス、１０，１０ａ…制御回路、１１…ノイズフィルタ、１２，１３…リアクトル、１４ａ〜１４ｃ…相間コンデンサ、１５…接地コンデンサ、２０…Ｕ相アーム、２１…Ｗ相アーム、２０ａ〜２０ｆ，２１ａ〜２１ｆ…スイッチング素子、２２ａ，２２ｂ…コンデンサ、２３ａ，２３ｂ…リアクトル、２４ａ，２４ｂ…コンデンサ、２５…コモンモードチョークコイル、２６…バイパス路、２７ａ，２７ｂ…コンデンサ、２８…コモンモードチョークコイル、２９…リアクトル、３０…ダイオード、３１…スイッチング素子、３２，３３…コモンモードチョークコイル、ＣＭＰ１〜ＣＭＰ４…コンパレータ、ＩＮＶ１〜ＩＮＶ６…インバータ。        
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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