(57)【要約】【課題】スピーカのエネルギー変換効率の大幅な改善。ボイスコイル抵抗が極度に低いスピーカとのインピーダンスマッチング。【解決手段】スピーカの駆動に必要な電力をキャリヤで搬送する。可聴周波数外の高いキャリヤ周波数の励磁電流で磁気回路の磁束を発生させる。入力音響信号を励磁電流と同じキャリヤ周波数の信号で変調し、この信号の電流をボイスコイルに流す。駆動力が最大となるよう、ボイスコイルの電流と励磁電流の位相差を制御する。【選択図】図１
2012100237.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スピーカのボイスコイルに流す電流を駆動電流とし、
駆動電流を供給する電力増幅器を駆動増幅器とし、
駆動増幅器の入力信号を駆動信号とし、
磁気ギャップに磁束密度を得るための構造物を磁気回路とし、
電流によって磁気回路に起磁力を発生させるコイルを励磁コイルとし、
励磁コイルに流す電流を励磁電流とし、
励磁電流を供給する電力増幅器を励磁増幅器とし、
励磁増幅器の入力信号を励磁信号とし、
最大可聴周波数の２倍以上の周波数のキャリヤを発生する機能を変調信号発生機能とし、
再生しようとする、
音響信号  と  符号化された音響信号  と  パルス幅変調された音響信号  とのいずれかを入力音響信号とし、
駆動信号が、入力音響信号  と  キャリヤもしくはキャリヤを基とする信号  との二つの信号が乗算された信号であることを第１の特徴とし
励磁信号が、キャリヤもしくはキャリヤを基とする信号であることを第２の特徴とし、
駆動電流  と  ボイスコイルの長さ  と  励磁電流による磁束密度  との乗算によって生じる駆動力が、可聴帯域にある、入力音響信号の再生成分を生成する原理を利用するところの、第１と第２の特徴を有するスピーカ駆動方式。
【請求項２】
再生音響出力が最大出力に比べて小さい場合、励磁電流を小さくすることで、駆動力を小さくする機能を第３の特徴とし、
再生音量が小さい場合、磁気回路の銅損と鉄損を減らし、電力消費量を少なくしたところの、
第３の特徴を有するスピーカ駆動方式。
【請求項３】
入力音響信号を、時間  ｔ  を変数とするところの  Ｆ（ｔ）とし、
ｙ  を駆動信号と励磁信号の位相差とするところの、
実効値が一定の信号  Ａ（ｔ−ｙ）を請求項１に定義する駆動信号または励磁信号とすることを第４の特徴とし、
実効値が一定のキャリヤ  Ｂ（ｔ）を請求項１に定義する励磁信号または駆動信号とすることを第５の特徴とし、
Ａ（ｔ−ｙ）と  Ｂ（ｔ）を乗じた信号の  可聴再生帯域の成分を  ｆ（ｔ）とし、
ｆ（ｔ）が  Ｆ（ｔ）に等しくなるよう、位相差  ｙ  を制御する機能、
または
Ａ（ｔ−ｙ）または  Ｂ（ｔ）のいずれか一方を駆動信号とし他方を励磁信号とする駆動電流と励磁電流との双方を検出し、駆動電流の検出値と励磁電流の検出値を乗じた信号が  ｆ（ｔ）と比例関係となるよう、位相差  ｙ  を制御する機能、
を位相差制御機能とし、
位相差制御機能を有することを第６の特徴とし、
二つのキャリヤの位相差を変調することで、駆動信号と励磁信号の積の信号が生成する可聴周波数帯域の成分によって、入力音響信号を再生するところの、
第４と第５と第６の特徴を有するスピーカ駆動方式。
【請求項４】
請求項１に定義する  駆動増幅器とボイスコイルの間に設けた  変圧器  を駆動インピーダンス変換器とし、
駆動インピーダンス変換器を有することを第７の特徴とし、
請求項１に定義する  励磁増幅器と励磁コイルの間に設けた  変圧器  を励磁インピーダンス変換器とし、
励磁インピーダンス変換器を有することを第８の特徴とし、
増幅器側とコイル側との双方の異なる条件をマッチングさせるために、キャリヤで電力を搬送する変圧器を利用するところの、
第７と第８のいずれかまたは双方の特徴を有するスピーカ駆動方式。
【請求項５】
ボイスコイルの巻始めと巻終わりが接続されていることを第９の特徴とし、
ボイスコイルと交差する閉磁路を設けたことを第１０の特徴とし、
ボイスコイルを請求項４に定義する励磁インピーダンス変換器の２次側巻線とすることを第１１の特徴とし、
ボイスコイルの駆動電流を磁気誘導により伝達するところの、
第９と第１０と第１１の特徴を有するスピーカ駆動方式。
【請求項６】
ボイスコイルのインダクタンスと第１コンデンサのキャパシタンスがキャリヤの周波数またはその近傍で共振条件にあることを第１２の特徴とし、
励磁コイルのインダクタンスと第２コンデンサのキャパシタンスが  キャリヤの周波数またはその近傍で共振条件にあることを第１３の特徴とし、
コイルに供給する電力の無効成分を共振によって相殺することで、駆動力または電力効率を大幅に改善できるところの、
第１２と第１３の、いずれかまたは双方の特徴を有するスピーカ駆動方式。
【請求項７】
請求項１に定義の駆動増幅器の出力と直列に、直流電流遮断用の第３コンデンサが接続されていることを第１４の特徴とし、
請求項１に定義の励磁増幅器の出力と直列に、直流電流遮断用の第４コンデンサが接続されていることを第１５の特徴とし、
何らかの原因で電力増幅器が直流出力を出し続けることによる  コイルの焼損あるいはコイルの焼損による火災事故  を防ぐことができるところの、
第１４と第１５の、いずれかまたは双方の特徴を有するスピーカ駆動方式。
【請求項８】
請求項６に定義する、
共振回路に供給する電圧を共振回路電圧とし、
共振回路に供給する電流を共振回路電流とし、
共振回路電圧と共振回路電流の位相を検出する機能、または
共振回路電流と励磁電流の位相を検出する機能、または
共振回路電圧と励磁コイルの電圧の位相を検出する機能
を第１６の特徴とし、
キャリヤの周波数を制御し、検出した共振回路電圧と共振回路電流の位相が同相となるよう、または、
共振回路電流と励磁電流の位相が９０度となるよう、または
共振回路電圧と励磁コイルの電圧の位相が９０度となるよう、または
共振回路電圧と励磁コイルの電流の位相が９０度となるよう、
キャリヤの周波数を制御する機能を第１７の特徴とし、
励磁側の共振回路が共振状態にあるよう、キャリヤ周波数を制御することで、電力消費の効率を改善するところの、
第１６と第１７の特徴を有するスピーカ駆動方式。
【請求項９】
励磁電流と駆動電流の  積または積に相当する信号  を駆動力相当信号とし、
駆動力相当信号を検出する機能を有することを第１８の特徴とし、
励磁電流と駆動電流の位相差を検出する機能を有することを第１９の特徴とし、
励磁電流と駆動電流との位相差を補正する機能を位相差補正機能とし、
励磁電流と駆動電流の積の時間平均値が極大値となるよう、または
励磁電流と駆動電流の位相差  が同相となるよう、
駆動信号と励磁信号の位相差をあらかじめ決定した値とするか、または、自動的に補正量を算出するよう、機能するところの、位相差補正機能を有することを第２０の特徴とし、
励磁電流と駆動電流の位相差を最適に保つことにより、磁気回路や共振用のコンデンサのバラツキやドリフトに依存せず、電力消費の効率を改善するところの第１８と第１９と第２０の特徴を有するスピーカ駆動方式。
【請求項１０】
スピーカの全面に、スピーカが発生する可聴外の高周波数帯の音波の伝搬を遮断する構造を有することを第２１の特徴とするスピーカシステム。
【請求項１１】
請求項１に定義する、入力音響信号とキャリヤ信号で、駆動信号と励磁信号を発生する機能を有することを第２２の特徴とし、
請求項２に定義する、再生音響出力が小さい場合、励磁電流を小さくすべく、励磁信号を発生する機能を第２３の特徴とし、
請求項３に定義する駆動信号と励磁信号の位相変調機能を有することを第２４の特徴とし、
請求項８に定義するキャリヤ周波数制御機能を有することを第２５の特徴とし、
請求項９に定義する位相差補正機能を有することを第２６の特徴とし、
第２２と第２３と第２４と第２５と第２６の特徴の内、少なくともいずれかの信号処理機能を有する集積回路、
【請求項１２】
請求項１から１０までの内、少なくともいずれかのスピーカ駆動方式を有するスピーカシステム、
または上記スピーカシステムを使った、
乗用車、テレビジョンセット、音響再生装置、携帯電話、コンピュータ、などの音響再生機能を有する商品。
【請求項１３】
請求項１に説明の磁気回路が、円板またはドーナツの形状の磁路を有し、半径方向に放射状に起磁力を必要とする場合において、
磁路上の、円板と同芯の円周上に設けた、板の厚み方向に貫通する複数の穴  を通線穴群とし、
通線穴群を設けたことを第２７の特徴とし、
通線穴群の内、隣り合う２個の穴を一組とするところの、全ての隣り合う通線穴に励磁コイル群を設けたことを第２８の特徴とし、
励磁コイル群のすべてに励磁電流を流すことによって円板の半径方向に起磁力を発生させるところの、
第２８と第２９の特徴を有するところの、請求項１から請求項９までのスピーカ駆動方式の磁気回路。
【請求項１４】
請求項１に説明の磁気回路が、円板またはドーナッツの形状の磁路  を有し、半径方向に放射状に起磁力を必要とする場合において、
円板の一面を表面とし他の一面を裏面とし、
円板と同芯の特定の円周上の  表面と裏面の双方に、円周に沿って電流を流すべく励磁コイルを設けたことを第３０の特徴とし、
励磁コイルの電流方向が  表面と裏面を往復するよう、即ち、表面と裏面が逆向きとする、ことを第３１の特徴とし、
励磁コイルに電流を流すことによって、円板の半径方向に起磁力を発生させるところの、
第３０と第３１の特徴、を有するところの、請求項１から請求項９までのスピーカ駆動方式の磁気回路。
【請求項１５】
請求項１に説明の磁気回路が、パイプ形状の磁路  を有し、パイプの長手方向に起磁力を必要とする場合において、
パイプの  外面と内面の双方に、円周に沿って電流を流すべく励磁コイルを設けたことを第３２の特徴とし、
励磁コイルの電流方向が  外面と内面を往復するよう、即ち、外面と内面が逆向きとする、ことを第３３の特徴とし、
励磁コイルに電流を流すことによって、パイプの長手方向に起磁力を得るところの、
第３２と第３３の特徴を有するところの、請求項１から請求項９までのスピーカ駆動方式の磁気回路。
【請求項１６】
請求項１に説明の磁気回路が、円板またはドーナツ状の磁路を有し、半径方向に放射状に起磁力を必要とする場合において、
磁気ギャップの外側の磁路を任意の数に分割し、放射状に配列し、それぞれの磁路を分割磁路とし、
分割磁路の磁気ギャップ側の端面が磁気ギャップの外周に沿っているものとし、
分割磁路を有することを第３４の特徴とし、
分割磁路のそれぞれに励磁コイルを設けたことを第３５の特徴とし、
励磁コイルに電流を流すことによって、円板状の磁気回路の半径方向に起磁力を発生し、磁気ギャップに、ボイスコイルを駆動するに必要な磁束密度を発生させるところの
第３４と第３５の特徴を有するところの、請求項１から請求項９までのスピーカ駆動方式の磁気回路。
【請求項１７】
請求項１に説明の磁気回路が、複数の扇形形状板の磁路を有し、磁気ギャップが隣り合う扇形磁路の間にあって、扇形磁路と磁気ギャップがドーナツ状の閉磁路を構成し、ドーナツ形状の円周方向の起磁力を必要とする場合において、
一個または複数個または全数の扇形磁路  の放射半径方向を巻方向とする励磁コイル  を有することを第３６の特徴とし、
励磁コイルに電流を流すことによって、ドーナツ形状の円周に沿う方向に起磁力を発生させるところの、
第３６の特徴を有するところの、請求項１から請求項９までのスピーカ駆動方式の磁気回路。
【請求項１８】
請求項１に説明の磁気回路が、方形状の磁路を有する場合において、
方形状の磁路と垂直方向を巻方向とする１個または複数個の励磁コイルを設けたことを第３７の特徴とし、
励磁コイルに電流を流すことによって、方形の磁路に起磁力を発生させるところの、
第３７の特徴を有するところの、請求項１から請求項９までのスピーカ駆動方式の磁気回路。
【請求項１９】
請求項１に説明の磁気回路において、
励磁電流の実効値が一定の場合、すなわち起磁力の実効値が一定の場合、
磁気ギャップが大きくなることに起因するところの、磁束が少なくなる性質を補うために、励磁電流を増やす、すなわち起磁力を増やすことで、一定の実効磁束を得ることができる性質を利用することを第３８の特徴とし、
起磁力を増やしても、磁路の断面の実効磁束が一定の場合は、交流磁束による磁気回路のヒステリシス損失が変化しない性質を利用することを第３９の特徴とし、
励磁コイルの直流抵抗を減らすことで、実効励磁電流を増やすことによる銅損の増加を抑制できる性質を利用することを第４０の特徴とし、
起磁力方向に直列に、磁気ギャップを複数個設けたことを第４１の特徴とし、
磁気ギャップを複数個設けることで、磁気ギャップの総和の増大による磁気回路の実効透磁率の低下を励磁電流の増加をもって補うことで、磁気ギャップの磁束密度の低下を補い、磁気ギャップの総延長距離を長くすることによる全てのボイスコイルによって得られる総合駆動力の、大幅な増加を可能とするところの、
第３８もしくは第３９もしくは第４０のいずれかもしくは全ての特徴と第４１の特徴を有するところの、請求項１から請求項９までのスピーカ駆動方式の磁気回路。
【請求項２０】
請求項１３かた１５のいずれかに定義する、円形またはドーナツ形状の磁気回路の外側に、請求項１３または請求項１４または請求項１５に定義するドーナツ状の磁気回路を同心円状に任意の複数個配列したことを第４２の特徴とし、
同心円状に並ぶ複数個の磁気ギャップを持つところの、
第４２の特徴を有する、請求項１から請求項９までのスピーカ駆動方式の磁気回路。
【請求項２１】
請求項１８に定義する方形の磁気回路を、任意の複数個、配列したことを第４３の特徴とし、
平面上に複数個の磁気ギャップを分布させたところの、
第４３の特徴を有する、請求項１から請求項９までのスピーカ駆動方式の磁気回路。
【請求項２２】
請求項１３から１８のいずれかに定義する磁気回路において、磁路の断面に合わせて、あらかじめ成形したところの励磁コイルを有することを第４４の特徴とし、
第４４の特徴を有するところの、請求項１から請求項９までのスピーカ駆動方式の磁気回路。
【請求項２３】
請求項１３から１８のいずれかに定義する磁気回路において、ボイスコイルを形成する通電路の全部または一部として、磁性体に、メッキ  または  塗布  または  貼り付け  または  埋め込み  によって設けた導電部を有することを第４５の特徴とし、
上記導電部の両端に、ハンダ付用の電極を有することを第４６の特徴とし、
第４５と第４６の特徴を有するところの、請求項１から請求項９までのスピーカ駆動方式の磁気回路。
【請求項２４】
請求項１３から１８のいずれかに定義する磁気回路において、励磁コイルを形成する通電路の一部として、プリント配線基板による導電部を有することを第４７の特徴とし、
第４７の特徴を有するところの、請求項１から請求項９までのスピーカ駆動方式の磁気回路。
【請求項２５】
請求項１３から２１のいずれかに定義する磁気回路が駆動するボイスコイル  がプリント配線板によって接続され、固定されていることを第４８の特徴とし、
第４８の特徴を有する請求項１から請求項９までのスピーカ駆動方式のボイスコイルが取り付けられた振動板。
【請求項２６】
ボイスコイルが取り付けられた振動板に、請求項４に定義する駆動インピーダンス変換器の２次巻線が取り付けられていることを第４９の特徴とし、
請求項４に定義する駆動インピーダンス変換器の１次巻線を有する磁気コアが磁気ギャップを有する励磁側に固定されていることを第５０の特徴とし、
駆動インピーダンス変換器の２次巻線が、１次巻線と磁気コアの組  に固定されていないことによって振動板が自由に動くことができる構造であることを第５１の特徴とし、
第４９と第５０と第５１の特徴を有する請求項１から請求項９までのスピーカ駆動方式の駆動インピーダンス変換器としての変圧器。
【発明の詳細な説明】
【用語の定義】
【００１】請求項に定義する用語は明細書においても同様とする。
変圧器は変流器とも変流器は変圧器とも解釈できるものとする。
【技術分野】
【００２】スピーカの変換効率の設計範囲の大幅な改善、
小形で高出力に関して、スピーカの設計可能範囲の大幅な改善
スピーカの電力消費の銅損と鉄損の配分を自在に設計できる。
起磁力を永久磁石ではなく交流電流によって得る
増幅系も含めた電力利用効率の大幅な改善
増幅系の電流出力の大幅な軽減
増幅系の電源電圧範囲の大幅な低電圧化
【背景技術】
【００３】増幅器の供給電力の大部分がボイスコイルの銅損
スピーカの駆動力を得る主なファクターが、永久磁石の質および量、ボイスコイルの全長、ボイスコイル直径、程度であり選択範囲が狭く自在な設計ができない。
駆動力や変換効率などの重要な性能は理想とはほど遠く、諸条件の妥協の結果、仕上がったものを使わざるを得ない。
消費電力に対する音響エネルギーへの変換効率が極めて悪く、大幅な改善がほとんど不可能に近い。
性能を上げる手段として、高価な磁性材料の使用量に頼らざるを得ない。
永久磁石の材料を増やすと、コストが上がり、サイズも大きくなる。
増幅器とボイスコイルの許容範囲のマッチングを取ろうとすると、変圧器のサイズが極めて大きく、実用にならない。
【発明が解決しようとしている課題】
【００４】２０１０年近年、モバイル型の再生装置や液晶テレビや乗用車に組み込まれる、スピーカの小型化や、小型スピーカの高性能化が強く求められている。小型化や高性能化には常に高効率化という普遍的な課題が伴い、多様な要因が重なるこの課題を本案発明は原理的に解決しようとするものである。
【００５】第１の課題として、
スピーカが消費する電力に対するスピーカが放射する音響エネルギーの割合を大幅に改善する。
【００６】第２の課題として、
バッテリを電源とする低電源電圧による増幅器で、大きな電力のスピーカを、高い効率で駆動する。特に、モバイル型の音響再生装置やカーステレオに要求されるところの、これまでは実現が不可能であった再生性能を持つスピーカとスピーカをドライブする増幅器の入力信号の信号処理を具現化する。
【００７】第３の課題として、
キャリヤで電力を搬送することにより、インピーダンス変換用の変圧器の大幅な小型化を図る。
【００８】第４の課題として、
一般的に、スピーカのボイスコイルの抵抗を小さくし駆動電流を大きくすることがスピーカの変換効率を上げる方法の簡単で有力な方法である。しかし、増幅器側と電源側の、構造的あるいは性能的許容限界に阻まれていて実現が難しいが、この問題を解決する。
【００９】第５の課題として、
再生性能を維持したままスピーカを小型化することは、主として磁気回路に問題があるが、磁気回路の磁束を、キャリヤ周波数の電流で作る。この場合、従来に比べ、画期的に小さい電力で、高い磁束を得る。
【０１０】第６の課題として、
電力変換効率を最も高くする条件を信号処理技術で解決する。
【課題を解決するための手段】
【０１１】本案発明の第１の要点は、
キャリヤを使って電力を搬送することにより、増幅器と駆動系の効率を大幅に改善し、かつ、再生系全体の設計の自由度を大幅に広げようとするものである。
以下はその手段についてである。
【０１２】本案発明の第２の要点は、
永久磁石ではなく可聴外の高い周波数のキャリヤによる高周波電流を励磁コイルに流し、磁気回路に発生する交流磁束を使う。一方、駆動電流は、入力音響信号とキャリヤと  の乗算によって得られる変調された交流電流を用いる。駆動電流とボイスコイルの長さと励磁電流との積に比例した駆動力を発生させることで、原理上、スピーカからは入力音響信号が再生される。
【０１３】本案発明の第３の要点は、
励磁コイルや駆動コイルが持つインダクタンス成分に見合うキャパシタンス成分を直列にまたは並列に設けることで、増幅器の無効電力出力を軽減させ、電力消費の効率を改善する。
【０１４】本案発明の第４の要点は、
駆動電流や励磁電流はキャリヤによって変調された高周波であることから、極めて小型の変圧器でのインピーダンス変換が可能となる。
増幅器側の最大電圧と最大電流の許容範囲とコイル側の電気的条件をそれぞれ最適に設計し、エネルギー授受のマッチングを変圧器の介在で解決する。
【０１５】本案発明の第５の要点は、
増幅器とコイル、あるいは増幅器と変圧器の間に直列に挿入する、直流電圧遮断用として小容量のコンデンサが使える。このことは、搬送するキャリヤの周波数が高いことから可能となる。
【０１６】本案発明の第６の要点は、
入力音響信号をキャリヤで変調、
駆動電流と励磁電流の位相差制御あるいは位相補正、
位相変調による入力音響信号の再生など、信号処理回路と組合すことで、スピーカシステムの駆動系を効率よく制御する。
【０１７】以下、図面と計算式を用いて請求項目の詳細を説明する。
［図１］は本案発明の主として請求項１の内容の説明図である。
横軸は時間、縦軸は信号または電流の大きさである。
［図１］（ａ）は  キャリヤ信号
［図１］（ｂ）は  入力音響信号
［図１］（ｃ）は  入力音響信号がキャリヤによって変調された駆動電流
［図１］（ｄ）は  励磁電流
［図１］（ｅ）は  駆動電流とれ励磁電流の積で、ボイスコイルの駆動力
【０１８】図１は音響入力信号（ａ）がキャリヤ（ｂ）に変調され、この信号が駆動電流（ｃ）となり、励磁電流（ｄ）との積によって駆動力（ｅ）が得られることを示す。
キャリヤ信号は通常、少なくとも、可聴周波数の最大範囲の２倍の周波数が必要である。
入力音響信号が正のサイクルの場合で、キャリヤが正の場合、駆動電流は正で、励磁電流は正であるので、駆動力は正。
入力音響信号が正のサイクルの場合で、キャリヤが負の場合、駆動電流は負で励磁電流は負であるので、駆動力は正。
入力音響信号が負のサイクルの場合で、キャリヤが正の場合、駆動電流は負で励磁電流は正であるので、駆動力は負。
入力音響信号が負のサイクルの場合で、キャリヤが負の場合、駆動電流は正で励磁電流は負であるので、駆動力は負。
即ち、
駆動力（ｅ）は元の音響入力信号（ａ）と相似である。したがって、再生音響信号は、線型の範囲において、元の音響信号と同じ信号である。
基本原理上、キャリヤの周波数でエネルギーを搬送していることがわかる。
図１の動作原理は駆動増幅器と励磁増幅器が完全な電流増幅型の特性を持っている場合を示す。
【０１９】実際の応用面では駆動増幅器も励磁増幅器もほとんど例外なく、電圧出力型である。ここで、増幅器が電圧出力型である場合、コイルのインダクタンスの影響を受けることによって、増幅器の出力電圧と電流とは、線型の関係にあっても、比例関係にはならない。
増幅器の電圧と電流の主要な関係は、一次の比例積分である。
駆動電流と励磁電流の比例積分定数は異なるのが一般的であり。結果、双方の電流の位相は異なる。
従って、より効率の高い駆動力を得ようとするならば、実用面では、駆動電流と励磁電流の位相関係の補正制御が有効である。
【０２０】小音量で再生する場合、励磁電流を小さくすることで小音量化を図ることができる。この場合、励磁に要する電力を小さくできるので、ポータブル用には有効である。
【０２１】［図２］は本案発明の最も簡単な一実施例のブロック図を示す。
以下は、主として請求項４についての説明である。
ＳＩＧ  は再生しようとする入力音響信号
ＣＡＲＲＹＥＲ  は変調用キャリヤ発生器、
Ｓ−ＰＡＭ  は駆動信号の変調機能、
Ｓ−ＳＷＰＡ  は駆動電流増幅器
Ｅ−ＳＷＰＡ  は励磁増幅器
Ｓ−ＣＯＩＬ  はボイスコイル
Ｅ−ＣＯＩＬ  は励磁コイル
【０２２】ＳＩＧの音響入力信号はＳ−ＰＡＭの変調機能の一方に入力される。変調機能の他の一方はキャリヤが入力される。入力音響信号は、キャリヤで変調され、この信号を駆動信号とする。
Ｓ−ＳＷＰＡは駆動信号増幅器で、入力である駆動信号を駆動電流に増幅する。
Ｅ−ＳＷＰＡは励磁信号増幅器で、入力である励磁信号を励磁電流に増幅する。
ＣＡＲＲＹＥＲは位相が最適に調節された２本の信号を出力し、一方を変調機能に、他方を励磁増幅器に出力する。
Ｅ−ＣＯＩＬの励磁コイルに流れる励磁電流によって起磁力が発生し、磁気回路の磁気ギャップ、すなわちボイスコイルの部分に磁束密度を発生する。
Ｓ−ＣＯＩＬのボイスコイルに流れる駆動電流  と  ボイスコイルの長さ  と  励磁電流によって発生した磁束密度  との積によって、駆動力が発生しボイスコイルを動かす。
【０２３】駆動信号と駆動電流が相似であり、励磁信号と励磁電流が相似である場合、得られる駆動力の説明は図１と同じである。増幅器は電圧増幅が一般的であるので、コイルを流れる電流はコイルに加えられた電圧の一次の比例積分に近い特性となる。
【０２４】駆動コイルと励磁コイルの双方の比例積分定数は同じではないので、最大の効率を得ようとするならば、駆動信号の変調用キャリヤと励磁信号のキャリヤの双方位相関係を補正する必要がある。図２のキャリヤが発生する２本の出力の位相関係は、あらかじめ決定されている。
【０２５】［図３］は本案発明の最も有効な一実施例のブロック図を示す。
以下は、主として請求項４と５と６に関わる説明である。
図２と同記号は同機能であるので説明を省略する。
Ｓ−ＣＰＣ  は駆動増幅器の出力の直流成分遮断用コンデンサ
Ｅ−ＣＰＣ  は励磁増幅器の出力の直流成分遮断用コンデンサ
Ｓ−ＴＲＡＮＳ  は駆動電流の変圧器で、駆動インピーダンス変換器
Ｅ−ＴＲＡＮＳ  は励磁電流の変圧器で、励磁インピーダンス変換器
【０２６】図３の図２と異なる点は、各増幅器と各コイルの間にインピーダンス変換用の変圧器が接続され、各増幅器と変流器の間に、直流電流遮断用のコンデンサが接続されている点である。
従来方式のスピーカであれば、増幅器とボイスコイルのインピーダンスをマッチングさせるには、最も低い再生周波数  と  最大電圧  と  コイルの巻き数  とで決定されるところの鉄心の断面積を持つ変圧器が用いられなければならない。
本案発明のキャリヤで変調する手法を用いれば、キャリヤの周波数の逆数に比例して、鉄心の断面積を小さく設計できる。
また、変圧器の介在によって、駆動増幅器の出力インピーダンスとボイスコイルのインピーダンスとのマッチングを自在に設計できる。
即ち、キャリヤで変調した信号を用いることにより、従来の方法ではできなかった、ボイスコイルへの電力搬送の条件を自在に設計できる。
【０２７】電力を搬送するキャリヤの周波数が高いことから、各増幅器と変圧器の間に挿入する直流電流遮断用のコンデンサの容量を大幅に小さく設計できる。
したがって、小型で安価なコンデンサを使って、より安全な電力搬送系を構成することができる。
【０２８】以下に変圧器の有効性について、具体的な定数を例に上記を説明する。
ボイスコイルから見た、振動エネルギー消費に対応するインピーダンスを  ０．３Ω  とし、ボイスコイルの銅損を  ５０％  に設計したとすると、ボイスコイルの直流抵は  ０．３Ω  となる。この場合、総合インピーダンスは  ０．６Ω  であるから、インピーダンス変換器がない場合は駆動増幅器の負荷インピーダンスは０．６Ωとなる。駆動増幅器またはボイスコイルの定格入力電力が  ０．３Ｗ  とし、駆動増幅器の電源電圧によって制限される許容最大出力実効電圧が  ２Ｖ  であるとする。
ボイスコイルの実効定格電圧は  ０．４２Ｖ  となり、実効定格電流は  ０．７１Ａ  となる。すなわち駆動増幅器から見た負荷のインピーダンスが  ０．６Ω  と小さいにも関わらず、駆動増幅器は最大出力の  ２Ｖ  よりかなり低い  ０．４２Ｖ  の電圧と  ０．７２Ａ  の電流  で負荷をドライブしなければならない。
【０２９】そこで、一次側の巻き数が９  ターン  ２次側の巻き数が  ２  ターンの変圧器を用いたとすると、負荷の電流  ０．７１Ａ  は、理想変圧器の場合、１次側では０．１６Ａ  となり、負荷の電圧  ０．４２Ｖ  は  変圧器の１次側では１．９１Ｖ  となる。
負荷のインピーダンス  ０．６Ω  は増幅器から見て  １２．２Ω  となり、増幅器の電流容量の条件を著しく緩和できる。
この場合の変圧器の鉄心の断面積はキャリヤ周波数を  ５０ｋＨｚ  とし、鉄心の最大磁束密度を  １Ｔ  とするとき、約  １ｍｍ＾２  で設計可能である。
【０３０】実際、ボイスコイルの定格電流を大きくしてボイスコイルから見た音響放射インピーダンスに対するボイスコイルの直流抵抗を小さくすることはエネルギー変換効率を改善するための最も有効で直接的な手法である。ところが、伝達しようとする低音の範囲が低くなるほど、変圧器は鉄と銅をより多く使わなければならず、サイズが大きくなり実用的でないことから、一般には使われない。
本案発明の本質であるキャリヤを使うことによって、変圧器のサイズを再生周波数範囲に関係なく大幅に小さくすることが可能となる。結果再生系全体の設計の自由度を大幅に改善できる。
励磁側についても駆動側と同様であるので説明を省略する。
【０３１】［図４］は本案発明の最も精密な一実施例のブロック図を示す。
以下は主として請求項３と６と７と８と９と１１に関わる説明である。
本案発明の最重要点は、キャリヤを使っての電力搬送による、エネルギー変換効率の改善であるが、実応用上、その変換効率を妨げる要因は数多く存在する。それらの要因の一つ一つについて改善策が存在する。
以下、変換効率を上げるための請求項に関わるファクターについて説明する。
【０３２】第１に、コイルのインダクタンス成分による無効電力を減らす手法で、並列共振または直列共振のいいずれかの手段を使う。
第２に、共振状態では鋭敏になる電流と電圧の位相関係を安定させる手法に関する。
第３に、駆動電流と励磁電流の位相関係を同相にし、最大の駆動力を得る手法について。
【０３３】一般的に、インダクタンスを持つ系によってエネルギーを伝達しようとすると、インダクタンス成分による無効電力によって生じるエネルギー供給元の負担が大きくなり損失が大幅に増える。
この無効電力を無くすために、インダクタンス成分に見合うキャパシタンス成分を設けることが有効である。
即ち、インダクタンス成分とキャパシタンス成分を共振させることで、無効電力を相殺する。
結果、無効電力用の電流が除去され、増幅器は必要な有効電力だけを供給する。
【０３４】増幅器側から見た並列共振回路のインピーダンスは共振周波数で極大になり、並列共振回路を構成するインダクターとキャパシターが直列接続されたループの共振周波数におけるインピーダンスは極小になる。この両者のインピーダンスの比は電流拡大率という名称で定義されている。電流拡大率は並列共振回路の状態のわかりやすい呼称であり、並列共振回路への供給電流と並列共振回路を構成するループに流れる電流との比率である。
【０３５】増幅器側から見た直列共振回路のインピーダンスは共振周波数で極小になる。
この状態で、共振回路の両端電圧に対するコイルの両端の電圧  の比は電圧拡大率という名称で定義されている。電圧拡大率は直列共振回路の状態のわかりやすい呼称である。
【０３６】電流拡大率または電圧拡大率を決定することは、設計の問題に帰着する。磁気回路の構造、磁性材料の透磁率、磁性材料のヒステリシス特性、磁性材料の線型性、コイルの巻き数、コイルの抵抗、キャリヤの周波数、温度条件、磁気回路の最大磁束密度などを考慮して設計レベルで決定する。
【０３７】一般的に、電流拡大率または電圧拡大率を大きくすると、拡大率の要因である諸条件の電圧と電流の位相への影響が大きくなる。
極端な場合、何等かの条件でリアクタンス成分がわずか  １％  変化することで、位相が４５度変化するようにも設計は可能である。逆に、位相がほとんど変化しないようにも設計できる。したがって、実際の設計における電流拡大率に関しては、適正な範囲が存在し、設計値はその範囲で決定されるが、安定して高い効率を得ることは重要な課題であり、そのために、駆動電流と励磁電流の位相関係を正確に維持することは重要である。
【０３８】図４の図２、図３と同記号は同機能であるので説明を省略する。
ＣＡＲＲＹ−Ｆ  は、周波数を外部から制御を受けるキャリヤ発生機能である。
ＰＨＡＳＥ−Ｆ  は、以下の二つの機能からなる。
第１に、共振回路の電流と励磁電流の検出  によってキャリヤの周波数を制御する機能
第２に、駆動電流と励磁電流の位相の検出機能  によって  駆動信号と励磁信号の位相差を制御する機能
【０３９】Ｓ−ＲＥＳＣ  は駆動コイルのインダクタンスとキャリヤ周波数で並列共振させるコンデンサ
Ｅ−ＲＥＳＣ  は励磁コイルのインダクタンスとキャリヤ周波数で並列共振させるコンデンサ
Ｓ−ＣＵＲＲＥＮＴ  は駆動コイルの電流検出機能
Ｅ−ＣＵＲＲＥＮＴ  は励磁コイルの電流検出機能
ｅ−ＣＵＲＲＥＮＴ  は励磁側の共振回路の電流検出機能
【０４０】Ｓ−ＣＵＲＲＥＮＴは駆動コイルに流れる電流を検出し、励磁電流との位相関係の制御に使われる。
Ｅ−ＣＵＲＲＥＮＴ  と  ｅ−ＣＵＲＲＥＮＴ  は  励磁電流と共振回路電流を検出し、励磁側の共振回路の共振の制御に使われる。
Ｅ−ＣＵＲＲＥＮＴ  と  Ｓ−ＣＵＲＲＥＮＴ  は励磁コイルに流れる電流を検出し、駆動電流との位相関係の制御に使われる。
【０４１】位相制御機能ＰＨＡＳＥ−Ｆは、以下の二つの役割を持つ。
【０４２】第１に、励磁側の共振条件を最適に保つ目的で、キャリヤの周波数を制御する。
一般的に、励磁コイルのインダクタンスや共振用コンデンサのキャパシタンスにはバラツキやドリフトがあることから共振周波数にはバラツキが生じる。キャパシタンスやインダクタンスを変えることは良策ではない。
最も簡単な方法はキャリヤの周波数を共振回路の共振周波数に合わせる方法である。
ｅ−ＣＵＲＲＥＮＴで検出した共振回路の電流  と  Ｅ−ＣＵＲＲＥＮＴ  で検出した励磁コイル  の電流の位相を９０度にすることで、キャリヤの周波数と共振周波数を一致させることができる。
この場合、駆動コイル側の精密な共振条件は犠牲になるが、以下の手法がこれをカバーする。
【０４３】第２に、励磁電流と駆動電流の位相を最適に制御する。
Ｅ−ＣＵＲＲＥＮＴ  と  Ｓ−ＣＵＲＲＥＮＴ  がそれぞれ、励磁電流と駆動電流を測定しているので、この積の実効値が最大になるよう、両者の位相関係を制御することで、最大の駆動力または最大のエネルギー変換効率が得られる。
【０４４】図４の実施例の場合、駆動電流と励磁電流は図１（ｃ）に示すような理想的な矩形波ではなく、共振により、正弦波電流となる。正弦波電流の場合、駆動力は、図からは想定しにくく、第１図のような視覚的な説明は簡単ではない。
【０４５】以下に、本案発明の本質であるところの、駆動力がどのように生み出されるかについて、計算式を使って説明する。
【０４６】駆動電流は、入力音響信号とキャリヤを正弦波とする。
Ｐを音響入力信号の大きさ、
ω  を入力音響信号の角周波数、
ｔ  を時間、
ωｃ  をキャリヤの角周波数、
ｘ  を位相補正しない場合の駆動電流と励磁電流のキャリヤ成分の位相、
ｙ  （ｘ−ｙ）をゼロとすべく、位相補正機能による位相補正量、
とするとき、駆動電流は
【数式１】
Ｐ＊ｓｉｎ（ω＊ｔ）＊ｓｉｎ（ωｃ＊ｔ＋ｘ−ｙ）となる。
励磁電流は  Ｑ  を定数とするところの、
【数式２】
Ｑ＊ｓｉｎ（ωｃ＊ｔ）となる。
駆動力は  Ｒ  を定数とするところの
【数式３】
Ｐ＊Ｑ＊Ｂ＊ｓｉｎ（ωｃ＊ｔ）＊（ｓｉｎ（ω＊ｔ）＊ｓｉｎ（ωｃ＊ｔ＋ｘ−ｙ））となる。この数式３を展開すると、  Ｐ＊Ｑ＊Ｒ  を  Ｓ  とするとき
【数式４】
Ｓ＊ｓｉｎ（ωｃ＊ｔ）＊ｓｉｎ（ω＊ｔ）＊
（ｓｉｎ（ωｃ＊ｔ）＊ｃｏｓ（ｘ−ｙ）＋ｃｏｓ（ωｃ＊ｔ）＊ｓｉｎ（ｘ−ｙ））
さらに数式４は
【数式５】
2012100237.tif 000003
となる。
【０４７】ここで、
【数式６】
ｓｉｎ（ωｃ＊ｔ）＊ｓｉｎ（ωｃ＊ｔ）＝（１−ｃｏｓ（２＊ωｃ＊ｔ））／２
【数式７】
ｓｉｎ（ωｃ＊ｔ）＊ｃｏｓ（ωｃ＊ｔ）＝ｓｉｎ（２＊ωｃ＊ｔ）／２
であるから、数式５は
【数式８】
Ｓ＊ｓｉｎ（ω＊ｔ）＊ｃｏｓ（ｘ−ｙ）＊（１−ｃｏｓ（２＊ωｃ＊ｔ））／２
＋Ｓ＊ｓｉｎ（ω＊ｔ）＊ｓｉｎ（ｘ−ｙ）＊ｓｉｎ（２＊ωｃ＊ｔ）／２
となり、さらに数式８は
【数式９】
（Ｓ＊ｃｏｓ（ｘ−ｙ）／２）＊ｓｉｎ（ω＊ｔ）
−（Ｓ＊ｃｏｓ（ｘ−ｙ）／２）＊ｓｉｎ（ω＊ｔ）＊ｃｏｓ（２＊ωｃ＊ｔ）
＋（Ｓ＊ｓｉｎ（ｘ−ｙ）／２）＊ｓｉｎ（ω＊ｔ）＊ｓｉｎ（２＊ωｃ＊ｔ）
【０４８】数式９の第１項は入力音響信号と比例している。第２項と第３項はキャリヤ周波数より高い周波数成分である。
数式９で表現される信号を完全な可聴周波数帯域外を遮断するフィルタを通すことによって、数式９の第２項と第３項はゼロとなることから、
数式９は
【数式１０】
（Ｓ＊ｃｏｓ（ｘ−ｙ）／２）＊ｓｉｎ（ω＊ｔ）
となる。数式１０は、励磁電流と駆動電流によって得られる駆動力が、Ｓ＊ｃｏｓ（ｘ−ｙ）／２  を係数として、音響入力信号に比例していることを示す。
即ち、矩形波により変調を受けた矩形波の駆動電流と励磁電流による駆動力と同じように、共振回路により正弦波となった駆動電流と励磁電流も、元の音響入力信号を再生することがわかる。
以上は駆動力の説明である。
【０４９】以下に、本案発明の励磁電流と駆動電流の位相関係の制御の重要性について説明する。
【０５０】数式９が含む  Ｓ＊ｃｏｓ（ｘ−ｙ）／２  の中の  ｃｏｓ（ｘ−ｙ）の項は、実際の応用面で需要な意味を持つ。ｃｏｓ（ｘ−ｙ）は  位相差制御機能が発生するところの  駆動電流と励磁電流の位相差の補正量によって決定される値である。
【０５１】位相差  ｘ−ｙ  がゼロのとき、ｃｏｓ（ｘ−ｙ）は  １  となり、極大値となるが、もともと  位相ｙ  は  駆動系を構成する多様なファクターやドリフトによる駆動電流と励磁電流の位相差  ｘ  により変換効率の低下を防ぐ目的で調整される量である。したがって、変換効率の最大値を得るために、ｘ−ｙ  がゼロに近づくよう、位相差制御機能は  補正量  ｙ  を制御する。
【０５２】以下は、励磁コイルと並列に共振用のコンデンサが接続され、共振状態にある回路の効果について、具体的な例を用いて説明を加える。コイルに流れる電流を共振させる手法は本案発明の本質であり重要な意味を持つ。
【０５３】キャリヤの周波数が  ５０ｋＨｚ、励磁コイルのインダクタンスが  １０ｕＨ  とし、励磁コイルの直流抵抗が  ０．１Ω  とする。
磁気回路の鉄損失に相当するインピーダンスを  ２０Ω  とする。
この場合、励磁コイルの励磁インピーダンスは約  ３．２Ω  となる。
励磁増幅器の最大実効出力電圧が  ２Ｖ  とする。
この例で、共振回路がない場合の励磁実効電流は約  ０．６３Ａ  となる。
【０５４】ここで、並列共振用のコンデンサを用いるとし、同じ  ０．６３Ａ  の励磁電流で励磁した場合、共振状態では、励磁電流と共振用のコンデンサに流れる電流は逆相、すなわち、コンデンサとコイルからなる閉ループ電流となり、この閉ループ電流は、定常的には、外部からの供給の必要がなくなり、結果、増幅器の出力電流は、鉄損の供給分  ０．１Ａ  となる。
即ち、同じ励磁電流で、増幅器の出力電流を約  ６分の１  に減らすことができる。この場合の並列共振回路の電流拡大率は約６倍である。
【０５５】以下は共振回路と変圧器の組み合わせの有効性についての説明である。
さらに、変圧器との組み合わせにより、ボイスコイルの付近の磁束密度を、飽和磁束密度を超えない範囲で、変換効率を考慮したうえ、自在に調節可能となることから、総合的に画期的な低電流で目的の磁束密度を得ることができる。
【０５６】以上のことは、駆動側の共振回路についても同様である。
励磁コイルと直列に共振用のコンデンサが接続されている回路の効果についても、並列共振と同様に効率の改善を図ることができる。
【０５７】以上の具体例のように、キャリヤによる電力の搬送を利用した手法によって、従来のスピーカによるエネルギー変換効率限界を数倍から数十倍に改善することができる。あるいは、例えば、従来の  １０Ｗ  のエネルギーを消費していたスピーカの性能を  １Ｗ  のエネルギーの消費で達成することができる。
【０５８】すでに完成度の高い、信号処理技術、スイッチング増幅器設計製造技術、高々５０ｋＨｚ  程度で  数百ミリワットから数ワット程度のキャリヤ用変圧器設計製造技術、スピーカ設計製造技術、立つ損失の低い磁性材料の選択と加工技術、等の公知で実績のある手法を組み合わせることで、本案発明を具現化することができる。
【０５９】［図５］は位相制御に必要な位相検出に関する説明図である。
以下は主として請求項３と９と１１に関わる説明である。
横軸は位相差  ｘ−ｙ、縦軸は駆動力の大きさ  ｄ  である。図中、上方向は正、下方向は負の大きさを示す。
【０６０】［図５］（ａ）は、駆動電流と励磁電流が矩形波であるところの、理想的な場合の位相差による駆動力への影響の説明である。位相差が０度で最大となり駆動力は最大となり、位相差が大きくなると位相差に比例して駆動力が小さくなる。位相差が９０度で駆動力はゼロとなる。位相差１８０度では駆動力は位相差が０度の場合の逆方向となる。
【０６１】［図５］（ｂ）は駆動コイル側と励磁コイル側の双方に共振回路を設けた場合の位相制御の説明図である。この場合の駆動電流と励磁電流の位相差による駆動力の影響は  ｃｏｓ（ｘ−ｙ）に比例する。
すなわち、位相差が０度の時に駆動力は極大値となり、位相差が９０度の時はゼロとなり、位相差が１８０度の時の駆動力は位相差が０度の時の逆方向になる。
【０６２】図５（ａ）と図５（ｂ）の違いは、直線か、ｃｏｓ曲線かであって、いずれも、位相０度で最大、位相９０度でゼロ、位相１８０度で最少となる。
【０６３】この性質を利用して、位相変調による音響再生が可能となる。
キャリヤによる電力の搬送は変圧器を介しても、直流伝送が可能である。
駆動信号と励磁信号とを、キャリヤ周波数の、振幅が一定の矩形波あるいは正弦波とする。
数式１０は
【数式１１】
Ｓ＊ｃｏｓ（ｘ−ｙ）／２
となる。そこで、駆動力の表現式である  数式１１  の値が入力音響信号と等しくなるよう、位相差（ｘ−ｙ）を制御することにより、入力音響信号を再生することができる。
ｃｏｓ（ｘ−ｙ）の値が  ＋１  から  −１  まで変化することから、入力音響信号を  ｆ（ｔ）とするとき
【数式１２】
ｆ（ｔ）＝Ｓ＊ｃｏｓ（ｘ−ｙ）／２
を満足する  ｙ  が存在する。
この場合、駆動力は自動的に位相変調され、入力音響信号に追従する。
【０６４】以下は、請求項１０に関する説明である。
本案発明の駆動方式によるスピーカからは再生された入力音響信号だけではなく、主として、数式９  に示すように、
キャリヤの２倍の周波数＋入力音響信号の周波数  の成分と
キャリヤの２倍の周波数−入力音響信号の周波数  の成分と
が、混在して再生される。
【０６５】キャリヤの周波数を仮に  ５０ｋＨｚとし、入力音響信号の最大周波数を  ２０ｋＨｚとすると、平均では  ５０ＫＨｚ、最低では  ３０ｋＨｚ  最高では  ８０ｋＨｚ  の可聴周波数外の超音波が再生される。通常のスピーカでは、３０ｋＨｚの再生音は大きく減衰するが、商品によってはこの再生音をさらに大きく減衰させる必要があることから、スピーカの前面に可聴周波数帯域外の音を減衰させる仕組みを設けることは重要である。
【０６６】［図６］は本案発明のスピーカ駆動方式の磁気回路の、主として請求項１３の一実施例の説明図である。
起磁力を８個の励磁コイルで発生させる実施例である。励磁コイルの個数は一般的には１個を含む、任意の数である。
【０６７】［図６］（ａ）は磁気回路の磁気ギャップ側が円形に見える図。
［図６］（ｂ）はＡ−Ａ‘断面で、磁路の側面構造の説明図。
［図６］（ｃ）はＢ−Ｂ‘断面で、励磁コイルの通線穴の配置の説明図。
［図６］（ｄ）はＣ−Ｃ‘断面で、磁気ギャップの磁化の極性の説明図。
［図６］（ｅ）はＤ−Ｄ‘断面で、磁路の通線穴と励磁コイルとの説明図。
【０６８】１は起磁力を発生する円板の磁路、２は磁気ギャップの外側のパイプ状の磁路、３は磁気ギャップの内側の円柱状の磁路、４は磁気ギャップである。
Ｅ１からＥ８は励磁コイルとその内側の磁路の断面。
Ｈ１からＨ８は励磁コイルを通す通線穴、ＰとＮはそれぞれ励磁コイルの極性。
励磁コイルに沿う矢印は励磁電流の極性を示す。励磁コイルは通線穴を挟む磁路の断面を周回するように巻く。太い矢印は磁束の方向を示す。
巻き数については１ターンを含む任意の巻き数が設計仕様に基づいて決定できる。
励磁電流は交流であるが、発生させる起磁力の方向に意味を持つので、電流の方向ではなく、起磁力の方向との関係での励磁電流の極性を示す。励磁コイルの極性に対応し、磁気ギャップにおける磁化の極性をｐとｎで示す。この実施例の場合、磁路１に発生する起磁力の向きは、円板の半径方向であって、全ての起磁力が円板の外周から内側へ、または内側から外周へと同じ方向に揃っている。
すなわち、磁気ギャップ内部では磁気ギャップの外側から内側へ、または内側から外側へ、と、方向が揃った磁束密度が得られる。
【０６９】［図７］は本案発明のスピーカ駆動方式の磁気回路の、主として請求項１４の一実施例の説明図である。
起磁力を一個の通線穴と１個の励磁コイルで発生させる場合の実施例である。図６の場合は通線穴が８個に比べ図７は１個の特殊な場合である。図７は最も実用的な実施例の一つである。
【０７０】［図７］（ａ）は磁気回路の磁気ギャップ側が円形に見える図。
［図７］（ｂ）はＡ−Ａ‘断面で、磁気ギャップの側面構造と起磁力の方向と磁化の極性の説明図。
［図７］（ｃ）はＢ−Ｂ‘断面で、励磁コイルの通線穴と励磁コイルの配置の説明図。
［図７］（ｄ）はＤ−Ｄ‘断面で、磁路の通線穴と励磁コイルとの説明図。
【０７１】１は起磁力を発生する円板の磁路、２は磁気ギャップの外側のパイプ状の磁路、３は磁気ギャップの内側の円柱状の磁路、４は磁気ギャップである。
Ｅは励磁コイル、Ｈは励磁コイルの通線穴、ＰとＮはそれぞれ励磁コイルの極性。
Ｄ１からＤ６は励磁コイルを流れる励磁電流の極性を示す。太い矢印は磁束の方向を示す。
励磁コイルの巻始めＰは磁路１の通線穴の底面（下側）のＤ１から始まり、同じ円周上を一周し、Ｄ３から通線穴を経由して、磁路１の表面の同じ円周上を裏面とは反対向きに、Ｄ４からＤ５へと一周し、Ｄ６へと戻る。
すなわち、この実施例の励磁コイルは円板の磁路の円周に沿う断面を巻くコイルであって、実質的に図６と同様の結果を得ることができる。
通線穴を設けることなく、単に表面と裏面のそれぞれを一周する２個の励磁コイルに、互いに逆方向の電流を流すことでも同様の効果を得ることができる。巻き数については１ターンを含む任意の巻き数が設計仕様に基づいて決定できる。
励磁コイルに沿う矢印は励磁電流の極性を示す。励磁電流は交流であるが、発生させる起磁力の方向が重要な意味を持つので、電流の方向ではなく、起磁力の方向との関係での励磁電流の極性を示す。励磁コイルの極性に対応し、磁気ギャップにおける磁化の極性をｐとｎで示す。この実施例の場合、磁路１に発生する起磁力の向きは、円板の半径方向であって、全ての起磁力が円板の外周から内側へ、または内側から外周へと同じ方向に揃っている。
すなわち、磁気ギャップ内部では磁気ギャップの外側から内側へ、または内側から外側へ、と、方向が揃った磁束密度が得られる。
【０７２】［図８］は本案発明のスピーカ駆動方式の磁気回路の、主として請求項１５の一実施例の説明図である。
起磁力の発生場所は磁気ギャップの外側のパイプ状に磁路である。起磁力を発生する磁路の断面積を磁気ギャップの部分よりも大きく取れることから、より高い磁束密度を得る手法の一つであり、実用的な実施例である。
【０７３】［図８］（ａ）は磁気回路の磁気ギャップ側が円形に見える図。
［図８］（ｂ）はＡ−Ａ‘断面で、磁気ギャップの側面構造と起磁力の方向と磁化の極性の説明図。
［図８］（ｃ）はＢ−Ｂ‘断面で、励磁コイルの通線穴と励磁コイルの配置の説明図。
【０７４】１は円板の磁路、２は起磁力を発生する次期ギャップの外側のパイプ状の磁路、３は磁気ギャップの内側の円柱状の磁路、４は磁気ギャップである。
Ｅは励磁コイル、Ｈは励磁コイルの通線穴、ＰとＮはそれぞれ励磁コイルの極性。
Ｄ１からＤ６は励磁コイルを流れる励磁電流の極性を示す。
励磁コイルの巻始めＰは、磁路２の通線穴の外面のＤ１から始まり、円周上を一周し、Ｄ３から通線穴を経由して、磁路２の内面を外面とは反対向きに、Ｄ４からＤ５へと一周し、Ｄ６へと戻る。
通線穴を設けることなく、単に外面と内面のそれぞれを一周する２個の励磁コイルに、互いに逆方向の電流を流すことでも同様の効果を得ることができる。巻き数については１ターンを含む任意の巻き数が設計仕様に基づいて決定できる。
励磁コイルのコイルに沿う矢印は励磁電流の極性を示す。励磁電流は交流であるが、発生させる起磁力の方向が重要な意味を持つので、電流の方向ではなく、起磁力の方向との関係での励磁電流の極性を示す。励磁コイルの極性に対応し、磁気ギャップにおける磁化の極性をｐとｎで示す。この実施例の場合、磁路２に発生する起磁力の向きは、パイプの長手方向である。太い矢印は磁束の方向を示す。
磁気ギャップ内部では磁気ギャップの外側から内側へ、または内側から外側へ、と、方向が揃った磁束密度が得られる。
【０７５】［図９］は本案発明のスピーカ駆動方式の磁気回路の、主として請求項１６の一実施例の説明図である。
分割したパイプ状の磁路に起磁力を発生させる場合の実施例である。図９は多数の励磁コイル設ける構造なので、磁気ギャップで、さらに高い磁束密度を得る手法の一つである。
【０７６】［図９］（ａ）は磁気回路の磁気ギャップ側が円形に見える図。
［図９］（ｂ）はＡ−Ａ‘断面で、磁気ギャップの側面構造と起磁力の方向と磁化の極性の説明図。
［図９］（ｃ）はＢ−Ｂ‘断面で、分割された磁路と励磁コイルの配置の説明図。
【０７７】１は円板の磁路、２１から２８は磁気ギャップの外側のパイプが分割された磁路、３は磁気ギャップの内側の円柱状の磁路、４は磁気ギャップである。
Ｅ１からＥ８は励磁コイル、ＰとＮはそれぞれ励磁コイルの極性、コイルの巻き数は、１ターンを含む任意の巻き数が設計仕様に基づいて決定できる。
励磁コイルのコイルに沿う矢印は励磁電流の極性を示す。励磁電流は交流であるが、発生させる起磁力の方向が重要な意味を持つので、電流の方向ではなく、起磁力の方向との関係での励磁電流の極性を示す。励磁コイルの極性に対応し、磁気ギャップにおける磁化の極性をｐとｎで示す。この実施例の場合、磁路２１から２８に発生する起磁力の向きは、パイプの長手方向である。太い矢印は磁束の方向を示す。
磁気ギャップ内部では磁気ギャップの外側から内側へ、または内側から外側へ、と、方向が揃った磁束密度が得られる。
【０７８】［図１０］は本案発明のスピーカ駆動方式の磁気回路の、主として請求項１７の一実施例の説明図である。
起磁力を円板の円周方向に発生させる方法であり、構造が最も簡単で、最も実用的な実施例の一つである。ドーナツ状の円板から必要な磁気ギャップを削り取った形状であり、起磁力は円周方向に発生させる。
図１０は８個の扇形の扇形磁路からなり、隣り合う扇型の磁路の間に磁気ギャップがある。扇形磁路の数は、一般的には任意の数である。
【０７９】［図１０］（ａ）は円板形状の磁気回路の上面から見た図。
［図１０］（ｂ）はＡ−Ａ‘断面で、扇形状の磁路とボイスコイルの関係を示す。
【０８０】Ｆ１からＦ８は扇形磁路、Ｇ１からＧ８はそれぞれ磁気ギャップ、Ｅ３とＥ７は扇形磁路Ｆ３とＦ７の励磁コイルである。ほかの扇形磁路にも励磁コイルが巻かれている。ＰとＮはそれぞれ励磁コイルの極性を示す。
ｐとｎは磁気ギャップの磁化の極性を示す。
励磁コイルは各扇形磁路の半径方向に巻かれる。
起磁力は、ドーナツ形状の同心円周沿って回転方向に発生する。
図８の実施例は、磁路のループがドーナツの円周上にあることから、磁気回路の構造が極めて簡素であり、実用面で素材の使用量を大幅に削減できる。また、磁気ギャップが放射状にあって、振動板に高密度にボイスコイルを配置でき、かつ、ボイスコイルと磁気ギャップの寸法関係も安定させやすい構造であることから、広い音響放射面積で、安定して強い駆動力を得ることができる。このことは、小型で薄型で高性能という観点から、従来方式に比べ、大幅な性能向上を可能とする手法である。
磁気ギャップが広がることによって実効透磁率は低下するが、励磁電流を増やすことによりカバーできる。励磁電流の増加はキャパシタンスと共振させることで、増加を抑制することができるので、永久磁石を使う手法と比べて大きなメリットである。
【０８１】［図１１］は本案発明のスピーカ駆動方式の磁気回路の、主として請求項１８の一実施例の説明図である。
起磁力を方形の板に発生させる方法であり、構造が簡単で、スピーカの駆動力を発生させる磁気回路として標準化を可能とさせる、最も実用的で応用範囲が広い実施例の一つである。
【０８２】［図１１］（ａ）は方形状の磁気回路の上面から見た図
［図１１］（ｂ）はＡ−Ａ‘断面で、方形状の磁路の図。
［図１１］（ｃ）はＢ−Ｂ‘断面で、方形状の磁路の図。
［図１１］（ｄ）はＣ−Ｃ‘断面で、方形状の磁路とボイスコイルの関係を示す。
【０８３】１は方形上の磁路で起磁力を発生させる部分。２１、２２はそれぞれ左右側面の磁路。４は磁気ギャップである。Ｅはボイスコイル、Ｐ、Ｎはそれぞれボイスコイルの巻方向の極性を示す。矢印はボイスコイルに流す電流の極性を示す
図１１の磁気回路の多数を表面実装により組合すことができる。すなわち、一種類の磁気回路のエレメントの数と配置を変えることで、小面積から大面積に至る多種多様の振動板に対応することを可能とする。
２０１０年現在、薄形、細形、小型高性能など、市場は性能を出しにくいスピーカの要求が強まっているが、図１１の実施例は、磁気回路のエレメントの選択と配置設計だけで、事務処理的に、市場の要望に対応できることを可能にする。
【０８４】［図１２］は本案発明のスピーカ駆動方式の磁気回路の励磁コイルの、主として請求項２１の一実施例の説明図である。
磁路にあらかじめ成形された励磁コイルを挿入する場合を示す。
１は磁路、５はプリントキバン、Ｅは励磁コイル、Ｐ、Ｎはそれぞれ励磁コイルの巻方向の極性である。
巻線による方法は繊細な工程を必要する。この手法は単に成形された、１ターンのコイル状の部品を磁路に挿入することで、巻線の代用とすることができることから、自動実装の工程に組み入れることができる。複数ターンの場合は複数個挿入し、実装後、ハンダ付工程での配線で複数ターンのコイルとなる。
【０８５】［図１３］は本案発明のスピーカ駆動方式の磁気回路の励磁コイルの実施例の説明図である。励磁コイルの一部としてプリント配線を用いる場合の実施例である。
以下は主として請求項２３と請求項２４についての説明である。
［図１３］（ａ）は磁路と励磁コイルをプリント配線基板に装着した状態の断面図。
［図１３］（ｂ）はプリント配線が励磁コイルの一部であることの説明図。
【０８６】１は磁路、５はプリントキバン、Ｅは成形された励磁コイル、Ｗ１、Ｗ２はプリント配線による励磁コイル、ＰとＮはそれぞれ励磁コイルの巻方向の極性である。
Ｄ１からＤ７までの矢印は励磁電流の極性を示す。Ｗ１とＷ２はプリント配線による励磁コイルの一部である。成形品の励磁コイルとプリント配線の励磁コイルはハンダ付によって接続され、両者によって磁路を巻くコイルとなる。
【０８７】［図１４］は本案発明のスピーカ駆動方式の磁気回路の励磁コイルの、主として請求項２３と請求項２４の一実施例の説明図である。励磁コイルの一部を磁路の表面に導体をメッキまたは印刷または貼り付けの方法で形成し、残りはプリント配線を用いる場合の実施例である。
【０８８】［図１４］（ａ）は励磁コイルが磁路の表面にプリントされていて、プリント配線基板に装着するための電極がプリント配線基板に接している状態の断面図。
［図１４］（ｂ）はプリント配線が励磁コイルの一部であることの説明図。
【０８９】１は磁路、Ｅは磁路にプリントされた励磁コイル、Ｔ１とＴ２は励磁コイルの端子電極、Ｗ１とＷ２はプリント配線による励磁コイル、ＰとＮはそれぞれ励磁コイルの巻方向の極性である。Ｄ１からＤ７までの矢印は励磁電流の極性を示す。
Ｗ１とＷ２はプリント配線による励磁コイルの一部である。磁路にプリントされた励磁コイルとプリント配線の励磁コイルはハンダ付によって接続され、両者によって磁路を巻くコイルとなる。
【０９０】［図１５］は図１１に説明の磁気回路を１個のエレメントとし、８個組み合わせた場合の、主として請求項２５の一実施例を示す。図１５は、全ての磁気ギャップの磁化方向が同じになるよう構成されている。隣り合うエレメントが接する部分の磁路は、相互に逆極性であり、実際の応用においては磁束が極めて小さいので、この部分の厚みを薄くできる。したがって、磁気ギャップの間隔を狭め、高密度に配置できる利点がある一方、隣り合うボイスコイルの電流極性が同一方向でなければならないことから、隣り合うボイスコイルの配線の距離が長く、ボイスコイルの銅損が増える傾向にあるという欠点がある。
図１５の実施例は、スピーカの重要パラメータであるところの、ボイスコイルの駆動力と振動板の放射面積とボイスコイルの駆動範囲、に関し、設計自由度が極めて高く応用範囲が広い。
【０９１】［図１５］（ａ）は磁気ギャップを上面から見た図。
［図１５］（ｂ）は磁気ギャップを側面から見た図。
［図１５］（ｃ）は励磁コイルのプリント配線図。
［図１５］（ｄ）はボイスコイルのプリント配線図。
【０９２】Ｍ１からＭ８は個々の磁気回路エレメント、
Ｍ０とＭ９は両端の磁路の磁束が大きいので、断面積を増やすための追加磁路、
Ｇ１からＧ８は磁気ギャップ、Ｖ１からＶ８はボイスコイルで、通常は一本の線である。
Ｅ１からＥ８は励磁コイル、
ｐとｎは磁気ギャップの磁極の方向を示す。全ての磁極の方向は同じである。
Ｗ０からＷ８は励磁コイルのプリント配線、
Ｊ０からＪ８はボイスコイルのプリント配線である。磁束の方向が同じであることから、全てのボイスコイルに同じ方向に電流をながさなければならない。
Ｄ０からＤ９は励磁電流極性、Ｉ０からＩ９まではボイスコイルの電流極性を示す。
【０９３】［図１６］は図１１に説明の磁気回路を８個組み合わせた、主として請求項２５の一実施例を示す。
隣り合う磁気ギャップの磁化方向が互いに逆向きとなるよう構成されている場合の実施例である。
隣り合うエレメントが接する部分の磁路は、磁束は励磁コイルのある部分と同じ断面積を必要とすることから、厚みを薄くできないという欠点がある一方、隣り合うボイスコイルの電流極性が逆方向でなければならないことから、隣り合うボイスコイルの配線の距離が短く、ボイスコイルの銅損を少なくできるという利点がある。
図１６の実施例は、スピーカの重要パラメータであるところの、ボイスコイルの駆動力と振動板の放射面積とボイスコイルの駆動範囲、に関し、設計自由度が極めて高く応用範囲が広い。
【０９４】［図１６］（ａ）は磁気ギャップを上面から見た図。
［図１６］（ｂ）は磁気ギャップを側面から見た図。
［図１６］（ｃ）は励磁コイルのプリント配線図。
［図１６］（ｄ）はボイスコイルのプリント配線図。
【０９５】Ｍ１からＭ８は個々の磁気回路エレメント、
Ｇ１からＧ８は磁気ギャップ、Ｖ１からＶ８はボイスコイル、
Ｅ１からＥ８は励磁コイル、
ｐとｎは磁気ギャップの磁極の方向を示す。
Ｗ０からＷ８は励磁コイルのプリント配線、
Ｊ０からＪ８はボイスコイルのプリント配線である。
Ｄ０からＤ９は励磁電流極性、
Ｉ０からＩ９まではボイスコイルの電流極性を示す。
【０９６】以下の事項については、従来型と同様、または一般的に公知の手法であり、本案発明の本質とするところではないので、説明を省略する。
スピーカの具体的構造、キャリヤを発生する回路、キャリヤの周波数、音響入力信号をキャリヤで変調する回路、位相制御回路、位相検出回路、増幅回路、電流検出機能、電圧検出機能、変圧器の巻線構造、ボイスコイル、励磁コイル、磁気回路、超音波遮音構造、超音波遮音材料。
【発明の効果】
【０９７】キャリヤで電力を搬送するスピーカにより、従来のスピーカが持つ多様な問題について、以下のとおり改善される。
変換効率が大幅に改善された、少電力で大出力音圧のスピーカの具現化
低電源電圧で低電流消費の大音圧出力スピーカの具現化
モバイル型で大出力音圧の商品の具現化
キャリヤの位相変調によりスピーカから再生音を得る
同じ再生音量ならば、消費電力を大幅に軽減できる。
増幅器の小型低消費電力化
ネオジウムなど、コストの高い永久磁性材料を使わないスピーカ
【発明を実施するための最良の形態】
【０９８】電流励磁型スピーカ、
電流励磁型スピーカと変圧器が一体となったスピーカ、
電流励磁型スピーカと変圧器と共振回路が一体となったスピーカ、
電力増幅器とキャリヤ発生回路と変調回路と位相補正回路が一体となった集積回路、
電力増幅器とキャリヤ発生回路と位相変調回路と位相補正回路と位相検出信号処理回路が一体となった集積回路、
電流励磁型スピーカと変圧器と共振回路と電流検出機能と上記集積回路が一体となったスピーカ、
【実施例】
【０９９】課題を解決するための手段の説明と共通
【符号の説明】
【１００】ＳＩＧ  は再生しようとする音響信号
ＣＡＲＲＹＥＲ  は変調用キャリヤ発生器、
ＣＡＲＲＹＥＲ−Ｆ  は変調用キャリヤ発生機能
Ｓ−ＰＡＭ  は駆動信号の変調機能、
Ｓ−ＳＷＰＡ  は駆動増幅器
Ｅ−ＳＷＰＡ  は励磁増幅器
Ｓ−ＣＯＩＬ  はボイスコイル
Ｅ−ＣＯＩＬ  は励磁コイル
Ｓ−ＣＰＣ  は駆動増幅器の出力の直流成分遮断用コンデンサ
Ｅ−ＣＰＣ  は励磁増幅器の出力の直流成分遮断用コンデンサ
Ｓ−ＴＲＡＮＳ  は駆動電流の変圧器で、駆動インピーダンス変換器
Ｅ−ＴＲＡＮＳ  は励磁電流の変圧器で、励磁インピーダンス変換器
ＰＨＡＳＥ−Ｆ  は駆動信号と励磁信号との位相制御機能と  励磁電流の共振状態の検出機能  によってキャリヤの周波数を制御する機能と  駆動電流と励磁電流の位相の検出機能  によって  駆動信号と励磁信号の位相差を制御する機能からなる。
Ｓ−ＲＥＳＣ  は駆動コイルのインダクタンスとキャリヤ周波数で並列共振させるコンデンサ
Ｅ−ＲＥＳＣ  は励磁コイルのインダクタンスとキャリヤ周波数で並列共振させるコンデンサ
Ｓ−ＣＵＲＲＥＮＴ  は駆動コイルの電流検出機能
Ｅ−ＣＵＲＲＥＮＴ  は励磁コイルの電流検出機能
ｅ−ＣＵＲＲＥＮＴ  は励磁インピーダンス変換器の２次側電流検出機能
【図面の簡単な説明】
【１０１】
【図１】基本動作の説明図  （ａ）はキャリヤ信号  （ｂ）は入力音響信号  （ｃ）は入力音響信号がキャリヤによって変調された駆動電流  （ｄ）は励磁電流  （ｅ）は駆動電流とれ励磁電流の積で、ボイスコイルの駆動力
【図２】最も簡単な一実施例のブロック図
【図３】最も有効な一実施例のブロック図
【図４】最も精密な一実施例のブロック図
【図５】位相検出の説明図  （ａ）は電流が矩形波の場合の位相検出の説明図  （ｂ）は電流が正弦波の場合の位相検出の説明図
【図６】起磁力を８個の励磁コイルで発生させる実施例。（ａ）は磁気回路の上面図。（ｂ）は磁路の断面構造図。（ｃ）は励磁コイルの通線穴の配置図。（ｄ）は磁化の極性の説明図。（ｅ）は磁路の通線穴と励磁コイルとの説明図。
【図７】は起磁力を１個の励磁コイルで発生させる実施例。（ａ）は磁気回路の上面図。（ｂ）は起磁力の方向と磁化の極性の説明図。（ｃ）は通線穴と励磁コイルの配置の説明図。（ｄ）は磁路の通線穴と励磁コイルとの説明図。
【図８】は起磁力を磁気ギャップの外側のパイプ発生させる実施例。（ａ）は磁気回路上面図。（ｂ）は起磁力の方向と磁化の極性の説明図。（ｃ）は励磁コイルの配置の説明図。
【図９】は分割したパイプ状の磁路に起磁力を発生させる場合の実施例。（ａ）は磁気回路の上面図。（ｂ）は起磁力の方向と磁化の極性の説明図。（ｃ）は分割された磁路と励磁コイルの説明図。
【図１０】は起磁力を円板の円周方向に発生させる実施例。（ａ）は円板形状の磁気回路の上面図。（ｂ）は扇形状の磁路とボイスコイルの関係を示す。
【図１１】は起磁力を方形の板に発生させる実施例。（ａ）は方形状の磁気回路の上面図  （ｂ）は方形状の磁路の図。（ｃ）は方形状の磁路の図。（ｄ）は方形状の磁路とボイスコイルの関係を示す。
【図１２】は成形された励磁コイルの実施例。
【図１３】は励磁コイルの一部としてプリント配線を用いる場合の実施例である。（ａ）は磁路と励磁コイルをプリント配線基板に装着した状態の断面図。（ｂ）はプリント配線が励磁コイルの一部であることの説明図。
【図１４】は励磁コイルの実施例である。（ａ）は励磁コイルを磁路の表面にプリントした場合の実施例。（ｂ）はプリント配線が励磁コイルの一部であることの説明図。
【図１５】は図１１の磁気回路を８個組み合わせた実施例を示す  （ａ）は磁気ギャップを上面から見た図。（ｂ）は磁気ギャップを側面から見た図。（ｃ）は励磁コイルのプリント配線図。（ｄ）はボイスコイルのプリント配線図。
【図１６】は図１１の磁気回路を８個組み合わせた一実施例を示す。（ａ）は磁気ギャップの上面図。（ｂ）は磁気ギャップを側面から見た図。（ｃ）は励磁コイルのプリント配線図。（ｄ）はボイスコイルのプリント配線図。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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