(57)【要約】【課題】特別な部品を付加したり、正負の電源を用いることなく、精度良く温度補償を行うことができる電力検出装置を提供する。【解決手段】電力検出回路５１ａと電力検出回路５１ｂは、入力信号を除いて回路構成が同じである。すなわち、ＦＥＴ２ａ、２ｂ、ＦＥＴ３ａ、３ｂ、ＦＥＴ４、キャパシタ５、ＦＥＴ１２ａ、１２ｂ、ＦＥＴ１３ａ、１３ｂ、ＦＥＴ１４、キャパシタ１５で構成されている。電力検出回路５１ａと電力検出回路５１ｂとは回路特性が同じであるため、電力検出回路５１ａの検波出力と電力検出回路５１ｂのリファレンスとの差を引算回路にて求めると、温度変化による信号の変動成分が精度良くキャンセルできる。【選択図】        図３
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
高周波信号が入力される高周波入力端子に接続されたトランジスタからなる半波整流回路と、
トランジスタとキャパシタからなり前記半波整流回路の整流信号を平滑化する平滑化回路と、
１対のトランジスタからなり前記半波整流回路と平滑化回路とを接続し前記整流信号を平滑化回路に伝達する伝達回路と、
前記半波整流回路、平滑化回路、伝達回路に電流を供給するトランジスタからなる定電流源とを有する第１の電力検出回路と、
前記第１の電力検出回路と同一の回路構成で高周波入力端子が接地された第２の電力検出回路と、
前記第１の電力検出回路による検波信号と第２の電力検出回路よる検波信号の差を取る引算回路とを備えていることを特徴とする電力検出装置。
【請求項２】
前記半波整流回路は、トランジスタのゲートとドレインを短絡することにより構成されていることを特徴とする請求項１に記載の電力検出装置。
【請求項３】
前記第１の電力検出回路と引算回路との間には高周波成分を除去するフィルタが設けられていることを特徴とする請求項１又は請求項２のいずれかに記載の電力検出装置。
【請求項４】
前記第１の電力検出回路及び第２の電力検出回路におけるトランジスタは、ＭＯＳ型トランジスタであることを特徴とする請求項１〜請求項３のいずれか１項に記載の電力検出装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線機器等に用いられ、送信電力を検出し、出力電圧を制御する電力検出装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線機器は、良好な通信品質を維持し、かつ他の無線機器を妨害しないように、出力される電力を制御しなければならない。特に携帯型の無線装置は装置間の距離、アンテナの方向が常に変化するため、固定無線装置と比較してより高い精度の電力制御が要求される。
【０００３】
半導体を用いた電力検出器は半導体自体の温度特性のため、周囲温度によって同じ電力が入力されたとしても出力信号の大きさが変化するため、温度による出力信号の変化を補償しなければならない。
【０００４】
そこで、例えば、特許文献１に示されるように、正の温度係数を持つツェナーダイオードを介して検波用ダイオードにバイアスを供給することで温度補償を行う。
【０００５】
また、特許文献２に示されるように、大きさの等しい正負の電源とダイオードを用いて平衡型回路を構成することにより温度補償を行うことが提案されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開平５−２２０６１号公報
【特許文献２】特開平９−１８６５２６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかし、上記特許文献１による従来技術では、ツェナーダイオードの温度係数と検波用ダイオードの温度係数が相互に打ち消し合うように、部品を選定しなければならない。しかしながら、ツェナーダイオードと検波用ダイオードとは構造、製造工程がことなり、常に、温度係数が打ち消し合うように製造することは困難である。このため、適切な組み合わせを得ることは困難であり、歩留まりの低下につながる。また、ツェナーダイオードに流れる電流による消費電力の増加も問題になる。
【０００８】
また、上記特許文献２による従来技術では、正負の大きさの等しい電源が必要になることで、検波装置の複雑化、コストアップに繋がる。無線装置は、携帯電話、玩具等へ用途が拡大し、低コスト化も重要な課題となっている。また、電源電圧の変動がそのまま検波出力の変動となって現われてしまうという問題があった。
【０００９】
本発明は、上述した課題を解決するために創案されたものであり、特別な部品を付加したり、正負の電源を用いることなく、精度良く温度補償を行うことができる電力検出装置を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記目的を達成するために、本発明の電力検出装置は、高周波信号が入力される高周波入力端子に接続されたトランジスタからなる半波整流回路と、トランジスタとキャパシタからなり前記半波整流回路の整流信号を平滑化する平滑化回路と、１対のトランジスタからなり前記半波整流回路と平滑化回路とを接続し前記整流信号を平滑化回路に伝達する伝達回路と、前記半波整流回路、平滑化回路、伝達回路に電流を供給するトランジスタからなる定電流源とを有する第１の電力検出回路と、前記第１の電力検出回路と同一の回路構成で高周波入力端子が接地された第２の電力検出回路と、前記第１の電力検出回路による検波信号と第２の電力検出回路よる検波信号の差を取る引算回路とを備えたことを主要な特徴とする。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、第１の電力検出回路は、高周波信号が入力される高周波入力端子、半波整流回路、平滑化回路、伝達回路、定電流源で構成されるとともに、主としてトランジスタによる回路構成としている。また、第２の電力検出回路は、前記第１の電力検出回路と同一の回路構成で高周波入力端子が接地されている構成である。このように、両者の回路特性は同じであり、入力信号のみが異なるので、第１の電力検出回路と第２の電力検出回路の差を引算回路で取ると、温度変化による信号の変動を精度良く取り除くことができる。また、従来のように、正負の電源も必要としないので、低コストで作製することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の電力検出装置の基本となる回路構成を示す図である。
【図２】図１の回路に１ＧＨｚの信号を入力したときに得られるＡ２、Ａ３に発生する電圧を示す図である。
【図３】図１のＡ２、Ａ３における電圧の温度特性を示す図である。
【図４】温度補償を行うために構成された回路図を示す。
【図５】本発明の電力検出器を使用した電力検出装置の全体構成を示す図である。
【図６】図５の装置における入出力の温度特性を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、図面を参照して本発明の一実施形態を説明する。以下の図面の記載において、同一または類似の部分には同一または類似の符号を付している。構造に関する図面は模式的なものであり、図面相互間においても互いの寸法の関係や比率が異なる部分が含まれている場合がある。
【００１４】
まず、電力検出回路は、図１のように構成することができる。図１は、本発明の電力検出装置における電力検出回路の一例を示す回路図である。入力の高周波信号は、キャパシタ１を通過することにより、直流成分が除去される。この直流成分が除去された高周波信号ＶｔはＮ型ＭＯＳのＦＥＴ２ａのゲートに入力される。ＦＥＴ２ａはゲートとドレインが短絡されている。ＦＥＴ２ａは、閾値電圧付近にバイアスされるようにトランジスタサイズ、電流値を設定する。
【００１５】
ＦＥＴ２ａのゲートに、負の信号が入力された場合には、ＦＥＴ２ａのドレインには電流が流れないので、高周波信号Ｖｔは、ＦＥＴ２ａにより半波整流される。このように、ＦＥＴ２ａで半波整流回路を構成している。Ａ１における半波整流された信号ＶＢ１は、Ｐ型ＭＯＳのＦＥＴ３ａ、３ｂの対を介して、Ｎ型ＭＯＳのＦＥＴ２ｂに電流信号として現われる。Ｐ型ＭＯＳのＦＥＴ３ａのドレインとＰ型ＭＯＳのＦＥＴ３ｂのドレインとが接続されており、ＦＥＴ３ａのゲートとＦＥＴ３ｂのゲートとが接続されている。ＦＥＴ３ａ及びＦＥＴ３ｂのゲートは、ＦＥＴ２ａのドレインに接続されている。
【００１６】
ＦＥＴ４ａによる定電流源があるため、ＦＥＴ３ａのソースとＦＥＴ３ｂのソースには、同じ大きさの電流ＩＳが流れる。このため、半波整流された信号ＶＢ１は、ＦＥＴ３ａ側からＦＥＴ３ｂ側に伝達される。このように、ＦＥＴ３ａとＦＥＴ３ｂで伝達回路を構成する。
【００１７】
ＦＥＴ２ｂのゲートとドレインは短絡されており、このゲート及びドレインはキャパシタ５を介して接地されているため、伝達回路によって伝達されてきた半波整流信号ＶＢ１の高周波分は、キャパシタ５により除去される。ＦＥＴ２ｂとキャパシタ５で平滑回路を構成する。このため、Ａ２のポイントでは、高周波成分が除去された後のＤＣ電圧ＶＢが発生する。
【００１８】
したがって、Ａ３のポイントでは、ＦＥＴ２ａに入力された高周波信号と、ＦＥＴ２ｂによって生成されたＤＣ電圧ＶＢとが重畳された出力信号ＶＣが生成される。ここで、Ｎ型ＭＯＳのＦＥＴ４は、定電流源を構成しているので、Ａ３からは安定した電圧が取り出せる。ＶＣの電圧を検出することにより、電力の検出を行うことができる。
【００１９】
図２は、周波数１ＧＨｚの信号を、入力端子に入力したときに得られるＶＢとＶＣの出力電圧を示す。この入力信号は、最初はピーク値が０．５Ｖのパルス信号とし、０．５Ｖに０．１Ｖずつ加算したピーク値になるように変化させたものである。ＶＣの電圧リップルが大きいが、後段にフィルタを配置することで除去可能である。
【００２０】
図３は、図２のＶＢ、ＶＣ電圧の温度特性を示す。ＶＢ、ＶＣともに温度が上昇するにつれて、電圧が上昇していることがわかる。このように、温度によって検波出力となるＶＢ、ＶＣの電圧値が変化するために、正確な電力検出が行えない。
【００２１】
したがって、温度変化分をキャンセルする必要がある。これを実現するために図４のように構成する。図４は図１の電力検出回路を２つ用いたものである。５１ａと５１ｂが図１の電力検出回路に相当する。図１の電力検出回路と同じ構成については同じ符号を付している。
【００２２】
電力検出回路５１ａは、全く図１の構成と同じである。一方、電力検出回路５１ｂも図１の構成とほぼ同じである。電力検出回路５１ｂについて簡単に説明する。直流成分を除去するためのキャパシタ１１に、Ｎ型のＦＥＴ１２ａのゲートが接続されており、ＦＥＴ１２ａのゲートとドレインは短絡されている。ＦＥＴ１２ａが半波整流回路を構成する。
【００２３】
ＦＥＴ１２ａは、電力検出回路５１ａのＦＥＴ２ａ同様、閾値付近にバイアスされるようにトランジスタサイズ、電流値を設定する。
【００２４】
Ｐ型のＦＥＴ１３ａのドレインとＰ型のＦＥＴ１３ｂのドレインとが接続されており、ＦＥＴ１３ａのゲートとＦＥＴ１３ｂのゲートとが接続されている。ＦＥＴ１３ａ及びＦＥＴ１３ｂのゲートは、ＦＥＴ１２ａのドレインに接続されている。また、ＦＥＴ１３ａ及びＦＥＴ１３ｂのドレインは、ＦＥＴ１３ａ及びＦＥＴ１３ｂのドレインと接続されている。ＦＥＴ１３ａとＦＥＴ１３ｂで伝達回路を構成している。そして、Ｐ型のＦＥＴ１３ａ、１３ｂの対を介して、Ｎ型のＦＥＴ１２ｂにリファレンス出力が現われる。
【００２５】
ＦＥＴ１２ｂのゲートとドレインは短絡されており、このゲート及びドレインはキャパシタ１５を介して接地されている。ＦＥＴ１２ｂとキャパシタ１５とで平滑回路を構成する。
【００２６】
一方、Ｎ型のＦＥＴ６は、参照電流を作成するものであり、ドレイン端子に所定の電圧を加えることにより、参照電流を生成することができる。この参照電流に応じた一定の電流を流すのが、定電流源を構成するＦＥＴ４、１４である。ＦＥＴ４、１４は、いずれもＮ型のＦＥＴで構成されており、ＦＥＴ４が電力検出回路５１ａの定電流源を、ＦＥＴ１４が電力検出回路５１ｂの定電流源を構成する。
【００２７】
以上のように、電力検出回路５１ａと電力検出回路５１ｂは、同じ種類のトランジスタとキャパシタ等によって構成されており、回路特性が同じであるため、温度が変動した場合の温度特性は、同様なものとなる。ここで、電力検出回路５１ａの入力には高周波信号が入力される。一方、電力検出回路５１ｂのキャパシタ１１の端子は接地されているので、電力検出回路５１ｂは入力信号が０の状態である。すなわち、電力検出回路５１ｂのリファレンス１、２には、温度変化による信号の変動成分のみが現われる。
【００２８】
したがって、電力検出回路５１ａの検波出力１と電力検出回路５１ｂのリファレンス１との差を取ることにより、温度変化による信号変動分を精度良くキャンセルすることができる。
【００２９】
一方、電力検出回路５１ａの検波出力２と電力検出回路５１ｂのリファレンス２との差を取ることでも、温度変化による信号変動分を精度良くキャンセルすることができる。
【００３０】
以上のように構成することで、異なる素子の組み合わせを用いることなく、主としてトランジスタ（例えばＭＯＳＦＥＴ）の組み合わせの構成で温度補償を行うことができる。また、正負の電源を必要とせず、単一極性の電源（例えば正電源）のみで構成することができる。したがって、電力検出装置を通常のＣＭＯＳプロセスで作製することができるとともに、単一極性電源のみで構成することができるので、半導体集積化するときには、特に低コストな電力検出装置を得ることができる。
【００３１】
図５に、図４の電力検出回路を用いた電力検出装置の構成例を示す。ＲＦ入力端子が高周波入力端子である。この端子とキャパシタ１との間に５０Ωの抵抗を接地ラインとの間に配置し、広帯域な電力整合を実現している。
【００３２】
電力検出部５１は、図４で説明した電力検出回路５１ａ、電力検出回路５１ｂで構成されている。また、図４と同じ符号を付してる回路素子は、同じものを示す。電力検出回路５１ａの検波出力には、図１で説明したように、入力信号の高周波信号が加算されている。電力検出装置では、最終的にＤＣ電圧出力を得る必要があるため、電力検出回路５１ａと引算回路５２との間には、高周波成分除去のフィルタとしてキャパシタ５６を信号ラインとＧＮＤとの間に設けている。また、同様に、電力検出回路５１ｂと引算回路５２との間に、高周波成分除去のフィルタとしてキャパシタ５７をリファレンス信号ラインとＧＮＤとの間に設けるようにしても良い。
【００３３】
また、参照電流生成部５５は、図４のＦＥＴ６を含む構成であり、ＦＥＴ６のドレインに基準電圧を供給するための回路、例えば電圧レギュレータ回路等も設けられている。
【００３４】
引算回路５２は、検波出力１又は検波出力２から出力される検波出力信号と、リファレンス１又はリファレンス２から出力されるリファレンス信号との差を取る回路である。オペアンプ５２ａのマイナス端子に入力された検波出力信号は、オペアンプ５２ａにより反転増幅されて、リファレンス信号とは極性が逆の信号となる。なお、オペアンプ５２ａに接続された抵抗の値を適宜設定することにより、オペアンプ５２ａの増幅率は１に設定される。
【００３５】
次に、相互に極性が逆の検波出力信号とリファレンス信号がオペアンプ５２ｂのマイナス端子に集まるが、温度変化による信号変動分は検波出力信号とリファレンス信号とで、ほぼ同じ大きさでかつ極性が逆になるため、この信号変動分はキャンセルされる。このようにして、温度変化による信号変動分が取り除かれたＤＣ電圧がオペアンプ５２ｂにより反転増幅されて出力される。引算回路５２の出力はオペアンプ５３により増幅され、バッファアンプ５４により負荷をドライブする。バッファアンプ５４の出力のＤＣ電圧出力を検出する。
【００３６】
本発明の図５の構成の電力検出装置により、ＤＣ電圧出力の温度依存性を調べたのが、図６である。ＲＦ入力には周波数２ＧＨｚの高周波信号を入力し、高周波信号の振幅は３Ｖとした。そして、環境温度を−４５℃、−２０℃、０℃、２０℃、５０℃、９５℃と変化させたときの高周波信号の入力電力とＤＣ電圧出力との関係を求めた。図６の横軸は入力電力（ｄＢｍ）、縦軸はＤＣ出力電圧（Ｖ）を示す。
【００３７】
図６からわかるように、温度が−４５℃、−２０℃、０℃、２０℃、５０℃、９５℃と広範囲に変化させた場合、高周波信号の入力電力が小さいときには温度差による出力電圧の変動が見られないのはもちらんであるが、入力電力が大きいときでも、ほとんど温度差による出力電圧の変動が見られないことがわかる。このように、本発明の電力検出装置は、温度補償に優れていることがわかる。
【産業上の利用可能性】
【００３８】
本発明の電力検出装置は、携帯電話端末、無線ＬＡＮ、加入者無線、レーダー等、送信出力電力を検出し、送信出力電力を制御するデバイスに適用することができる。
【符号の説明】
【００３９】
１      キャパシタ
２ａ、２ｂ    ＦＥＴ
３ａ、３ｂ    ＦＥＴ
４      ＦＥＴ
５      キャパシタ
６      ＦＥＴ
１１    キャパシタ
１２ａ、１２ｂ  ＦＥＴ
１３ａ、１３ｂ  ＦＥＴ
１４    ＦＥＴ
１５    キャパシタ
【図１】
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【図２】
2012161060.tif 000004
【図３】
2012161060.tif 000005
【図４】
2012161060.tif 000006
【図５】
2012161060.tif 000007
【図６】
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