(57)【要約】【課題】ＤＣ−ＤＣコンバータの負荷急変に対して迅速に対応する。【解決手段】一つの実施形態によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータは、第一のインダクタ、ローサイドスイッチング素子、第一のダイオード、平滑コンデンサ、第二のインダクタ、第二のダイオード、及び第三のダイオードが設けられ、出力端子から昇圧された出力電圧を出力する。第一のインダクタは一端に入力電圧が入力される。ローサイドスイッチング素子は、第一のインダクタの他端と低電位側電源の間に設けられ、制御信号によりオン・オフ動作する。第二のインダクタは、一端に入力電圧が入力され、第一のインダクタと順方向に磁気結合される。【選択図】  図１
2012070488.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一端に入力電圧が入力される第一のインダクタと、
前記第一のインダクタの他端と低電位側電源の間に設けられ、制御信号によりオン・オフ動作するローサイドスイッチング素子と、
アノードが前記第一のインダクタの他端に接続され、カソードが出力端子に接続される第一のダイオードと、
一端が前記第一のダイオードのカソードに接続され、他端が前記低電位側電源に接続される平滑コンデンサと、
一端に前記入力電圧が入力され、前記第一のインダクタと順方向に磁気結合される第二のインダクタと、
アノードが前記第二のインダクタの他端に接続され、カソードが前記出力端子に接続される第二のダイオードと、
カソードが前記第二のインダクタの他端に接続され、アノードが前記低電位側電源に接続される第三のダイオードと、
を具備し、前記出力端子から昇圧された出力電圧を出力することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
一端に入力電圧が入力される第一のインダクタと、
前記第一のインダクタの他端と低電位側電源の間に設けられ、制御信号によりオン・オフ動作するローサイドスイッチング素子と、
アノードが前記第一のインダクタの他端に接続され、カソードが出力端子に接続される第一のダイオードと、
一端が前記第一のダイオードのカソードに接続され、他端が前記低電位側電源に接続される平滑コンデンサと、
一端が前記低電位側電源に接続され、前記第一のインダクタと順方向に磁気結合される第二のインダクタと、
アノードが前記第二のインダクタの他端に接続され、カソードが前記出力端子に接続される第二のダイオードと、
カソードが前記第二のインダクタの他端に接続され、アノードが前記低電位側電源に接続される第三のダイオードと、
を具備し、前記出力端子から昇圧された出力電圧を出力することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記ローサイドスイッチング素子がオンしているとき、前記第二のインダクタで電流が発生し、発生されたインダクタ電流が前記出力端子に出力されることを特徴とする請求項１又は２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
第一の端子に入力電圧が入力され、制御信号によりオン・オフ動作するハイサイドスイッチング素子と、
カソードが前記ハイサイドスイッチング素子の第二の端子に接続され、アノードが出力端子に接続される第一のダイオードと、
一端が前記第一のダイオードのアノードに接続され、他端が低電位側電源に接続される平滑コンデンサと、
一端が前記ハイサイドスイッチング素子の第二の端子に接続され、他端が前記低電位側電源に接続される第一のインダクタと、
アノードが前記第一のダイオードのアノードに接続される第二のダイオードと、
一端が前記第二のダイオードのカソードに接続され、他端が前記低電位側電源に接続され、前記第一のインダクタと順方向に磁気結合される第二のインダクタと、
カソードに前記入力電圧が入力され、アノードが前記第二のインダクタの一端に接続される第三のダイオードと、
を具備し、前記出力端子から負電圧の出力電圧を出力することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】
第一の端子に入力電圧が入力され、制御信号によりオン・オフ動作するハイサイドスイッチング素子と、
カソードが前記ハイサイドスイッチング素子の第二の端子に接続され、アノードが出力端子に接続される第一のダイオードと、
一端が前記第一のダイオードのアノードに接続され、他端が低電位側電源に接続される平滑コンデンサと、
一端が前記ハイサイドスイッチング素子の第二の端子に接続され、他端が前記低電位側電源に接続される第一のインダクタと、
アノードが前記第一のダイオードのアノードに接続される第二のダイオードと、
一端が前記第二のダイオードのカソードに接続され、他端が前記低電位側電源に接続され、前記第一のインダクタと順方向に磁気結合される第二のインダクタと、
カソードが前記低電位側電源に接続され、アノードが前記第二のインダクタの一端に接続される第三のダイオードと、
を具備し、前記出力端子から前記制御信号に対して反転された出力電圧を出力することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項６】
前記ハイサイドスイッチング素子がオンしているとき、前記第二のインダクタで電流が発生し、発生されたインダクタ電流により前記出力端子から前記第二のダイオード側に電流が流れることを特徴とする請求項４又は５に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項７】
前記第二のインダクタと前記第一のインダクタのインダクタンスの比は、１乃至９の範囲に設定されることを特徴とする請求項１乃至６のいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
スイッチング素子をオン・オフ制御して直流入力電圧を昇圧、降圧、反転、或いは昇降圧して出力電圧を生成するＤＣ−ＤＣコンバータは、負荷に供給する出力電圧を一定な目標電圧に保つようにフィードバック制御を行っている。
【０００３】
昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータや反転型ＤＣ−ＤＣコンバータなどは、負荷が急変して負荷電流が増大した場合、インダクタに磁気エネルギーを蓄えるために電流を負荷側に流さない。このため、負荷急変に対する対応が遅いとういう問題点がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００６−１４４５４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明は、負荷急変に対して迅速に対応することができるＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
一つの実施形態によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータは、第一のインダクタ、ローサイドスイッチング素子、第一のダイオード、平滑コンデンサ、第二のインダクタ、第二のダイオード、及び第三のダイオードが設けられ、出力端子から昇圧された出力電圧を出力する。第一のインダクタは一端に入力電圧が入力される。ローサイドスイッチング素子は、第一のインダクタの他端と低電位側電源の間に設けられ、制御信号によりオン・オフ動作する。第一のダイオードはアノードが第一のインダクタの他端に接続され、カソードが出力端子に接続される。平滑コンデンサは一端が前記第一のダイオードのカソードに接続され、他端が低電位側電源に接続される。第二のインダクタは、一端に入力電圧が入力され、第一のインダクタと順方向に磁気結合される。第二のダイオードは、アノードが第二のインダクタの他端に接続され、カソードが出力端子に接続される。第三のダイオードは、カソードが第二のインダクタの他端に接続され、アノードが低電位側電源に接続される。
【図面の簡単な説明】
【０００７】
【図１】第一の実施形態に係る昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。
【図２】第一の実施形態に係る比較例の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。
【図３】第一の実施形態に係る昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を示すタイミングチャート。
【図４】第一の実施形態に係るローサイドスイッチング素子がオンしているときの電流の流れを示す図である。
【図５】第一の実施形態に係るローサイドスイッチング素子がオフしているときの電流の流れを示す図である。
【図６】第一の実施形態に係る負荷急変時の出力波形を示す図である。
【図７】変形例の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。
【図８】第二の実施形態に係る反転型ＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。
【図９】第二の実施形態に係る比較例の反転型ＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。
【図１０】第二の実施形態に係る反転型ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を示すタイミングチャート。
【図１１】第二の実施形態に係るハイサイドスイッチング素子がオンしているときの電流の流れを示す図である。
【図１２】第二の実施形態に係るハイサイドスイッチング素子がオフしているときの電流の流れを示す図である。
【図１３】第二の実施形態に係る負荷急変時の出力波形を示す図である。
【図１４】変形例の反転型ＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。
【図１５】第三の実施形態に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。
【図１６】第三の実施形態に係る比較例の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。
【図１７】第三の実施形態に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明する図である。
【図１８】第三の実施形態に係るハイサイドスイッチング素子がオンしているときの電流の流れを示す図である。
【図１９】第三の実施形態に係るハイサイドスイッチング素子がオフしているときの電流の流れを示す図である。
【図２０】第四の実施形態に係る昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。
【図２１】第四の実施形態に係る比較例の昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【０００８】
以下本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。
【０００９】
（第一の実施形態）
まず、本発明の第一の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータについて、図面を参照して説明する。図１は昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。図２は比較例の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。本実施形態では、第一のインダクタと順方向に磁気結合される第二のインダクタを設け、ローサイドスイッチング素子がオンしているときに第二のインダクタ側から出力側に電流を供給している。
【００１０】
図１に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ９０には、プリドライバ３、制御回路１１、平滑コンデンサＣｏｕｔ、ダイオードＤ１乃至３、インダクタＬ１、インダクタＬ２、Ｎｃｈ  ＭＯＳトランジスタＮＭＴ１、端子Ｐｖｉｎ、及び端子Ｐｖｏｕｔが設けられる。
【００１１】
ＤＣ−ＤＣコンバータ９０は、入力電圧Ｖｉｎを昇圧し、昇圧した出力電圧を出力する昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータである。ＤＣ−ＤＣコンバータ９０は、負荷２に昇圧された出力電圧Ｖｏｕｔを供給し、負荷２では出力電流Ｉｏｕｔが端子Ｐｖｏｕｔから低電位側電源（接地電位）Ｖｓｓ側に流れる。ＤＣ−ＤＣコンバータ９０は、センサ、無線通信回路、モータ駆動回路、インターフェース回路、計測機器などの電源として使用される。ＤＣ−ＤＣコンバータ９０は、例えば１００ＫＨｚから１０ＭＨｚの範囲内の周波数で動作する。
【００１２】
端子Ｐｖｉｎは、電源２から入力電圧Ｖｉｎを入力する入力電圧端子である。インダクタＬ１は、一端が端子Ｐｖｉｎに接続され、入力電圧が入力され、他端がノードＮｖｌｘに接続される。インダクタＬ２は、一端が端子Ｐｖｉｎに接続され、入力電圧が入力される。
【００１３】
インダクタＬ１とインダクタＬ２は、共通のコアに同じ方向（順方向）に巻かれたコイルである。インダクタＬ２は、インダクタＬ１と磁気結合される。磁気結合されたインダクタＬ１及びＬ２の一方のインダクタＬ１に流れる電流が変化すると、もう一方のインダクタＬ２に誘導起電力が発生してインダクタ電流が流れる。詳細は後述する。
【００１４】
Ｎｃｈ  ＭＯＳトランジスタＮＭＴ１は、ドレイン（第一の端子）がノードＮｖｌｘに接続され、ソース（第二の端子）が低電位側電源（接地電位）Ｖｓｓに接続され、制御信号Ｓｃｎｔによりオン・オフ動作する。Ｎｃｈ  ＭＯＳトランジスタＮＭＴ１は、ローサイドスイッチング素子として動作するＮｃｈ  パワーＭＯＳＦＥＴである。
【００１５】
制御回路１１は、ノードＮ１（端子Ｐｖｏｕｔ側）とプリドライバ３の間に設けられる。制御回路１１は、出力電圧Ｖｏｕｔを帰還信号Ｓｂｋとして帰還入力する。制御回路１１は、基準電圧と帰還信号Ｓｂｋを比較し、比較増幅された信号と鋸波形状の変調波信号を波形処理を行い、例えばＰＷＭ（pulse width modulation）を有する制御信号Ｓｃを生成してプリドライバ３に出力する。
【００１６】
プリドライバ３は、制御回路１１から出力される制御信号Ｓｃが入力され、この信号をドライブして制御信号ＳｃｎｔをＮｃｈ  ＭＯＳトランジスタＮＭＴ１に出力する。
【００１７】
ダイオードＤ１は、アノードがノードＮｖｌｘに接続され、カソードが出力電圧端子である端子Ｐｖｏｕｔに接続される。平滑コンデンサＣｏｕｔは、一端がダイオードＤ１のカソード（及び端子Ｐｖｏｕｔ）に接続され、他端が低電位側電源（接地電位）Ｖｓｓに接続される。ダイオードＤ２は、アノードがインダクタＬ２の他端に接続され、カソードが端子Ｐｖｏｕｔに接続される。ダイオードＤ３は、カソードがインダクタＬ２の他端に接続され、アノードが低電位側電源（接地電位）Ｖｓｓに接続される。
【００１８】
図２に示すように、比較例のＤＣ−ＤＣコンバータ１００には、プリドライバ３、制御回路１１、平滑コンデンサＣｏｕｔ、ダイオードＤ１、インダクタＬ１、Ｎｃｈ  ＭＯＳトランジスタＮＭＴ１、端子Ｐｖｉｎ、及び端子Ｐｖｏｕｔが設けられる。比較例のＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、入力電圧Ｖｉｎを昇圧し、昇圧した出力電圧を出力する昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータである。比較例のＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ９０からダイオードＤ２、ダイオードＤ３、及びインダクタＬ２の除いたものである。
【００１９】
次に、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの動作について図３乃至６を参照して説明する。図３は昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を示すタイミングチャートである。
【００２０】
図３に示すように、制御信号Ｓｃｎｔの信号レベルにより、インダクタＬ１及びインダクタＬ２に電流が発生し、出力側に電流が流れる。
【００２１】
詳細については、図４を参照して制御信号Ｓｃｎｔが“Ｈｉｇｈ”レベルのときの流れを説明する。図５を参照して制御信号Ｓｃｎｔが“Ｌｏｗ”レベルのときの電流の流れを説明する。図４はローサイドスイッチング素子がオンしているときの電流の流れを示す図である。図５はローサイドスイッチング素子がオフしているときの電流の流れを示す図である。
【００２２】
制御信号Ｓｃｎｔが“Ｈｉｇｈ”レベルのとき、ローサイドスイッチング素子であるＮｃｈ  ＭＯＳトランジスタＮＭＴ１がオンする。Ｎｃｈ  ＭＯＳトランジスタＮＭＴ１がオンするとインダクタＬ１の他端（ノードＮｖｌｘ）が低電位側電源（接地電位）Ｖｓｓとなる。このとき、インダクタＬ１は磁気エネルギーを蓄積する。また、インダクタＬ１には、端子Ｐｖｉｎから端子Ｐｏｕｔ方向に、直線的に増加する充電電流としてのインダクタ電流ＩＬ１が発生する。インダクタＬ１から出力側に流れる電流Ｉａは出力側に供給されない。
【００２３】
インダクタＬ１にインダクタ電流ＩＬ１が発生すると、インダクタＬ１と順方向に磁気結合されるインダクタＬ２に誘導起電力が発生する。誘導起電力によりインダクタＬ２に、端子Ｐｖｉｎから端子Ｐｏｕｔ方向に一定な値を有するインダクタ電流ＩＬ２が発生し、インダクタＬ２から出力側に流れる電流Ｉｂが出力側に供給される。
【００２４】
制御信号Ｓｃｎｔが“Ｈｉｇｈ”レベル期間のとき、インダクタＬ１及びＬ２から出力側に流れる電流Ｉａ＋ｂは、電流Ｉｂとなる。
【００２５】
ここで、インダクタ電流ＩＬ１、インダクタＬ２に発生する誘導起電力Ｅ２、結合係数ｋ、相互インダクタンスＭの関係は、
E2＝M(dIL1／dt)・・・・・・・・・・・・・・式（１）
と表される。相互インダクタンスＭ、インダクタＬ１の自己インダクタンスＳＬ１、インダクタＬ２の自己インダクタンスＳＬ２の関係は、
M＝k(SL1×SL2)1/2・・・・・・・・・・・・・・式（２）
と表される。また、自己インダクタンスＳＬはインダクタの巻数Ｎのニ乗に比例し、インダクタ電流ＩＬ２は誘導起電力Ｅ２に比例する。
【００２６】
このため、所望のインダクタ電流ＩＬ２を得るには、インダクタＬ１の巻数Ｎ１、インダクタＬ２の巻数Ｎ２の関係を
N2≧N1・・・・・・・・・・・・・・・・・・・式（３）
と設定する。ＤＣ−ＤＣコンバータ９０では、動作周波数の最適値が存在するので、その比（インダクタＬ２のインダクタンス／インダクタＬ１のインダクタンス）を１乃至９の範囲に設定するのが好ましい。また、結合係数ｋは通常０＜ｋ＜１の範囲を有するが、結合係数ｋを１に近い値に設定するのが好ましい。
【００２７】
制御信号Ｓｃｎｔが“Ｌｏｗ”レベルのとき、ローサイドスイッチング素子であるＮｃｈ  ＭＯＳトランジスタＮＭＴ１がオフする。Ｎｃｈ  ＭＯＳトランジスタＮＭＴ１がオフすると、蓄積した磁気エネルギーによりインダクタＬ１に起電力が発生し、端子Ｐｖｉｎから端子Ｐｏｕｔ方向に、インダクタＬ１に直線的に減少するインダクタ電流ＩＬ１が発生する。インダクタＬ１から出力側に流れる電流Ｉａは出力側に供給される。
【００２８】
インダクタＬ１にインダクタ電流ＩＬ１が発生すると、インダクタＬ１と順方向に磁気結合されるインダクタＬ２に誘導起電力が発生する。誘導起電力によりインダクタＬ２に、端子Ｐｏｕｔから端子Ｐｖｉｎ方向に一定な値を有するインダクタ電流ＩＬ２が発生する。このときのインダクタ電流ＩＬ２は、制御信号Ｓｃｎｔが“Ｈｉｇｈ”レベル期間のときと比較し、電流の向きが逆方向であり、値が小さい。インダクタＬ２から出力側に流れる電流Ｉｂは出力側に供給されない。
【００２９】
制御信号Ｓｃｎｔが“Ｌｏｗ”レベル期間のとき、インダクタＬ１及びＬ２から出力側に流れる電流Ｉａ＋ｂは、電流Ｉａとなる。
【００３０】
図６は負荷急変時の出力波形を示す図で、図中実線（ａ）は本実施形態の特性、図中破線（ｂ）は比較例の特性である。
【００３１】
図６に示すように、負荷２の状態が時刻Ｔ１で急変し、出力電流がＩｏｕｔ１からＩｏｕｔ２に急増した場合、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ９０では、制御信号Ｓｃｎｔが“Ｈｉｇｈ”レベル期間のとき、インダクタＬ２から出力側に流れる電流Ｉｂが出力側に供給される。制御信号Ｓｃｎｔが“Ｌｏｗ”レベル期間のとき、インダクタＬ１から出力側に流れる電流Ｉａが出力側に供給される。つまり、制御信号Ｓｃｎｔの“Ｈｉｇｈ”或いは“Ｌｏｗ”レベルによらずインダクタ側から出力側に電流が供給される。このため、負荷急変時での出力リップルを低減でき、出力電圧Ｖｏｕｔの低下を抑制することができる。
【００３２】
一方、比較例のＤＣ−ＤＣコンバータ１００では、制御信号Ｓｃｎｔが“Ｌｏｗ”レベル期間のとき、インダクタＬ１から出力側に流れる電流Ｉａが出力側に供給される。ところが、制御信号Ｓｃｎｔが“Ｈｉｇｈ”レベル期間のとき、インダクタＬ１から出力側に流れる電流Ｉａが出力側に供給されない。このため、負荷急変時での出力リップルが発生し、出力電圧Ｖｏｕｔが低下する。
【００３３】
ここで、本実施形態では、インダクタＬ２の一端を端子Ｐｖｉｎに接続し、インダクタＬ２の一端に入力電圧Ｖｉｎを入力しているが必ずしもこれに限定されるものではない。例えば、図７に示すような構成にしてもよい。
【００３４】
図７は変形例の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。図７に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ９０ａには、プリドライバ３、制御回路１１、平滑コンデンサＣｏｕｔ、ダイオードＤ１乃至３、インダクタＬ１、インダクタＬ２、Ｎｃｈ  ＭＯＳトランジスタＮＭＴ１、端子Ｐｖｉｎ、及び端子Ｐｖｏｕｔが設けられる。ＤＣ−ＤＣコンバータ９０ａでは、インダクタＬ２の一端を低電位側電源（接地電位）Ｖｓｓに接続している。ＤＣ−ＤＣコンバータ９０ａでは、これ以外はＤＣ−ＤＣコンバータ９０と同様な構成である。
【００３５】
ＤＣ−ＤＣコンバータ９０ａでは、ＤＣ−ＤＣコンバータ９０と同様に負荷急変時での出力リップルを低減でき、出力電圧Ｖｏｕｔの低下を抑制することができる。
【００３６】
上述したように、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータでは、プリドライバ３、制御回路１１、平滑コンデンサＣｏｕｔ、ダイオードＤ１乃至３、インダクタＬ１、インダクタＬ２、Ｎｃｈ  ＭＯＳトランジスタＮＭＴ１、端子Ｐｖｉｎ、及び端子Ｐｖｏｕｔが設けられる。インダクタＬ１と順方向に磁気結合されるインダクタＬ２では、インダクタＬ１に時刻とともに値が変化するインダクタ電流ＩＬ１が発生すると、それに対応するインダクタ電流ＩＬ２が発生する。制御信号Ｓｃｎｔの“Ｈｉｇｈ”或いは“Ｌｏｗ”レベルによらずインダクタ側から出力側に電流が供給される。
【００３７】
このため、負荷急変に対して迅速に対応することができる。したがって、ＤＣ−ＤＣコンバータ９０の出力リップルを低減することができる。また、負荷急変時の電圧降下を低減することができる。
【００３８】
なお、本実施形態では、ローサイドスイッチング素子にＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴを用いているが、代わりにＩＧＢＴ（insulated gate bipolar transistor）などを用いてもよい。
【００３９】
（第二の実施形態）
次に、本発明の第二の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータについて、図面を参照して説明する。図８は反転型ＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。図９は比較例の反転型ＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。本実施形態では、第一のインダクタと順方向に磁気結合される第二のインダクタを設け、ハイサイドスイッチング素子がオンしているときに出力側から第二のインダクタ側に電流を発生させている。
【００４０】
以下、第一の実施形態と同一構成部分には、同一符号を付してその部分の説明を省略し、異なる部分のみ説明する。
【００４１】
図８に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ９１には、プリドライバ３ａ、制御回路１１ａ、平滑コンデンサＣｏｕｔ、ダイオードＤ１１乃至１３、インダクタＬ１１、インダクタＬ１２、Ｐｃｈ  ＭＯＳトランジスタＰＭＴ１、端子Ｐｖｉｎ、及び端子Ｐｖｏｕｔが設けられる。
【００４２】
ＤＣ−ＤＣコンバータ９１は、入力電圧Ｖｉｎが入力され、入力電圧Ｖｉｎを反転した負電圧の出力電圧を出力する反転型ＤＣ−ＤＣコンバータである。ＤＣ−ＤＣコンバータ９１は、負荷２に負電圧の出力電圧Ｖｏｕｔを供給し、負荷２では出力電流Ｉｏｕｔが低電位側電源（接地電位）Ｖｓｓ側から端子Ｐｖｏｕｔ側に流れる。ＤＣ−ＤＣコンバータ９１は、液晶デバイス、ハンドヘルド・コンピュータ、バッテリ・バックアップ、デジタルカメラなどの電源として使用される。
【００４３】
Ｐｃｈ  ＭＯＳトランジスタＰＭＴ１は、ソース（第一の端子）が入力電圧端子である端子Ｐｖｉｎに接続され、ソース（第一の端子）に入力電圧Ｖｉｎが入力され、ドレイン（第二の端子）がノードＮｖｌｘに接続され、制御信号Ｓｃｎｔａによりオン・オフ動作する。Ｐｃｈ  ＭＯＳトランジスタＰＭＴ１は、ハイサイドスイッチング素子として動作するＰｃｈ  パワーＭＯＳＦＥＴである。
【００４４】
制御回路１１ａは、ノードＮ１（端子Ｐｖｏｕｔ側）とプリドライバ３ａの間に設けられる。制御回路１１ａは、出力電圧Ｖｏｕｔを帰還信号Ｓｂｋとして帰還入力する。制御回路１１ａは、基準電圧と帰還信号Ｓｂｋを比較し、比較増幅された信号と鋸波形状の変調波信号を波形処理を行い、例えばＰＷＭ（pulse width modulation）を有する制御信号Ｓｃａを生成してプリドライバ３ａに出力する。
【００４５】
プリドライバ３ａは、制御回路１１ａから出力される制御信号Ｓｃａが入力され、この信号をドライブして制御信号ＳｃｎｔａをＰｃｈ  ＭＯＳトランジスタＰＭＴ１に出力する。なお、制御信号Ｓｃｎｔａは、第一の実施形態の制御信号Ｓｃｎｔの反転信号である。
【００４６】
ダイオードＤ１１は、カソードがノードＮｖｌｘに接続され、アノードが端子Ｐｖｏｕｔに接続される。平滑コンデンサＣｏｕｔは、一端がダイオードＤ１１のアノードに接続され、他端が低電位側電源（接地電位）Ｖｓｓに接続される。ダイオードＤ１３は、カソードが端子Ｐｖｉｎに接続される。ダイオードＤ１２は、アノードがダイオードＤ１１のアノード（及び端子Ｐｖｏｕｔ）に接続され、カソードがダイオードＤ１３のアノードに接続される。
【００４７】
インダクタＬ１１は、一端がノードＮｖｌｘに接続され、他端が低電位側電源（接地電位）Ｖｓｓに接続される。インダクタＬ１２は、一端がダイオードＤ１３のアノードに接続され、他端が低電位側電源（接地電位）Ｖｓｓに接続される。
【００４８】
インダクタＬ１１とインダクタＬ１２は、共通のコアに同じ方向（順方向）に巻かれたコイルである。インダクタＬ１２は、インダクタＬ１１と磁気結合される。磁気結合されたインダクタＬ１１及びＬ１２の一方のインダクタＬ１１に流れる電流が変化すると、もう一方のインダクタＬ１２に誘導起電力が発生してインダクタ電流が流れる。詳細は後述する。
【００４９】
図９に示すように、比較例のＤＣ−ＤＣコンバータ１０１には、プリドライバ３ａ、制御回路１１ａ、平滑コンデンサＣｏｕｔ、ダイオードＤ１１、インダクタＬ１１、Ｐｃｈ  ＭＯＳトランジスタＰＭＴ１、端子Ｐｖｉｎ、及び端子Ｐｖｏｕｔが設けられる。比較例のＤＣ−ＤＣコンバータ１０１は、入力電圧Ｖｉｎが入力され、入力電圧Ｖｉｎを反転した負電圧の出力電圧を出力する反転型ＤＣ−ＤＣコンバータである。比較例のＤＣ−ＤＣコンバータ１０１は、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ９１からダイオードＤ１２、ダイオードＤ１３、及びインダクタＬ１２の除いたものである。
【００５０】
次に、反転型ＤＣ−ＤＣコンバータの動作について図１０乃至１３を参照して説明する。図１０は反転型ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を示すタイミングチャートである。
【００５１】
図１０に示すように、制御信号Ｓｃｎｔａの信号レベルにより、インダクタＬ１１及びインダクタＬ１２に電流が発生し、出力側からインダクタ側に電流が流れる。
【００５２】
詳細については、図１１を参照して制御信号Ｓｃｎｔａが“Ｌｏｗ”レベルのときの流れを説明する。図１２を参照して制御信号Ｓｃｎｔａが“Ｈｉｇｈ”レベルのときの電流の流れを説明する。図１１はハイサイドスイッチング素子がオンしているときの電流の流れを示す図である。図１２はハイサイドスイッチング素子がオフしているときの電流の流れを示す図である。
【００５３】
制御信号Ｓｃｎｔａが“Ｌｏｗ”レベルのとき、ハイサイドスイッチング素子であるＰｃｈ  ＭＯＳトランジスタＰＭＴ１がオンする。Ｐｃｈ  ＭＯＳトランジスタＰＭＴ１がオンすると、Ｐｃｈ  ＭＯＳトランジスタＰＭＴ１のドレイン（第二の端子）がインダクタＬ１１を介して低電位側電源（接地電位）Ｖｓｓに接続される。このとき、インダクタＬ１１は磁気エネルギーを蓄積する。また、インダクタＬ１１には、端子Ｐｖｉｎから低電位側電源（接地電位）Ｖｓｓ方向に、直線的に増加する充電電流としてのインダクタ電流ＩＬ１１が発生する。出力側からインダクタＬ１１に流れる電流Ｉａａは発生しない。
【００５４】
インダクタＬ１１にインダクタ電流ＩＬ１１が発生すると、インダクタＬ１１と順方向に磁気結合されるインダクタＬ１２に誘導起電力が発生する。誘導起電力によりインダクタＬ１２に、端子Ｐｖｉｎから低電位側電源（接地電位）Ｖｓｓ方向に、一定な値を有するインダクタ電流ＩＬ１２が発生し、出力側からインダクタＬ１２に流れる電流Ｉｂｂが発生する。
【００５５】
制御信号Ｓｃｎｔａが“Ｌｏｗ”レベル期間のとき、出力側からインダクタＬ１及びＬ２に流れる電流Ｉａａ＋ｂｂは、電流Ｉｂｂとなる。
【００５６】
ここで、第一の実施形態と同様に、所望のインダクタ電流ＩＬ１２を得るには、インダクタＬ１１の巻数Ｎ１１、インダクタＬ１２の巻数Ｎ１２の関係を
N12≧N11・・・・・・・・・・・・・・・・・・・式（４）
と設定する。ＤＣ−ＤＣコンバータ９１では、動作周波数の最適値が存在するので、その比（インダクタＬ１２のインダクタンス／インダクタＬ１１のインダクタンス）を１乃至９の範囲に設定するのが好ましい。
【００５７】
制御信号Ｓｃｎｔａが“Ｈｉｇｈ”レベルのとき、ハイサイドスイッチング素子であるＰｃｈ  ＭＯＳトランジスタＰＭＴ１がオフする。Ｐｃｈ  ＭＯＳトランジスタＰＭＴ１がオフすると、蓄積した磁気エネルギーによりインダクタＬ１１に起電力が発生し、端子Ｐｖｉｎから低電位側電源（接地電位）Ｖｓｓ方向に、インダクタＬ１１に直線的に減少するインダクタ電流ＩＬ１１が発生する。出力側からインダクタＬ１１に流れる電流Ｉａａが発生する。
【００５８】
インダクタＬ１１にインダクタ電流ＩＬ１１が発生すると、インダクタＬ１１と順方向に磁気結合されるインダクタＬ１２に誘導起電力が発生する。誘導起電力によりインダクタＬ１２に、低電位側電源（接地電位）Ｖｓｓから端子Ｐｖｉｎ方向に、一定な値を有するインダクタ電流ＩＬ１２が発生する。このときのインダクタ電流ＩＬ１２は、制御信号Ｓｃｎｔａが“Ｌｏｗ”レベル期間のときと比較し、電流の向きが逆方向であり、値が小さい。出力側からインダクタＬ１２に流れる電流Ｉｂｂは発生しない。
【００５９】
制御信号Ｓｃｎｔａが“Ｈｉｇｈ”レベル期間のとき、出力側からインダクタＬ１１及びＬ１２に流れる電流Ｉａａ＋ｂｂは、電流Ｉａａとなる。
【００６０】
図１３は負荷急変時の出力波形を示す図で、図中実線（ａ）は本実施形態の特性、図中破線（ｂ）は比較例の特性である。
【００６１】
図１３に示すように、負荷２の状態が時刻Ｔ１１で急変し、出力電流がＩｏｕｔ１からＩｏｕｔ２に急増した場合、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ９１では、制御信号Ｓｃｎｔａが“Ｌｏｗ”レベル期間のとき、出力側からインダクタＬ２に流れる電流Ｉｂｂが発生する。制御信号Ｓｃｎｔが“Ｈｉｇｈ”レベル期間のとき、出力側からインダクタＬ１１に流れる電流Ｉａａが発生する。つまり、制御信号Ｓｃｎｔａの“Ｈｉｇｈ”或いは“Ｌｏｗ”レベルによらず出力側からインダクタに電流が発生する。このため、負荷急変時での出力リップルを低減でき、出力電圧Ｖｏｕｔの上昇を抑制することができる。
【００６２】
一方、比較例のＤＣ−ＤＣコンバータ１０１では、制御信号Ｓｃｎｔａが“Ｈｉｇｈ”レベル期間のとき、出力側からインダクタＬ１１に流れる電流Ｉａａが発生する。ところが、制御信号Ｓｃｎｔａが“Ｌｏｗ”レベル期間のとき、出力側からインダクタＬ１１に流れる電流Ｉａａが発生しない。このため、負荷急変時での出力リップルが発生し、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇する。
【００６３】
ここで、本実施形態では、ダイオードＤ１３のカソードを端子Ｐｖｉｎに接続し、ダイオードＤ１３のカソードに入力電圧Ｖｉｎを入力しているが必ずしもこれに限定されるものではない。例えば、図１４に示すような構成にしてもよい。
【００６４】
図１４は変形例の反転型ＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。図１４に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ９１ａには、プリドライバ３ａ、制御回路１１ａ、平滑コンデンサＣｏｕｔ、ダイオードＤ１１乃至１３、インダクタＬ１１、インダクタＬ１２、Ｐｃｈ  ＭＯＳトランジスタＰＭＴ１、端子Ｐｖｉｎ、及び端子Ｐｖｏｕｔが設けられる。ＤＣ−ＤＣコンバータ９１ａでは、ダイオードＤ１３のカソードを低電位側電源（接地電位）Ｖｓｓに接続している。ＤＣ−ＤＣコンバータ９１ａでは、これ以外はＤＣ−ＤＣコンバータ９１と同様な構成である。
【００６５】
ＤＣ−ＤＣコンバータ９１ａでは、ＤＣ−ＤＣコンバータ９１と同様に負荷急変時での出力リップルを低減でき、出力電圧Ｖｏｕｔの上昇を抑制することができる。
【００６６】
上述したように、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータでは、プリドライバ３ａ、制御回路１１ａ、平滑コンデンサＣｏｕｔ、ダイオードＤ１１乃至１３、インダクタＬ１１、インダクタＬ１２、Ｐｃｈ  ＭＯＳトランジスタＰＭＴ１、端子Ｐｖｉｎ、及び端子Ｐｖｏｕｔが設けられる。インダクタＬ１１と順方向に磁気結合されるインダクタＬ１２では、インダクタＬ１１に時刻とともに値が変化するインダクタ電流ＩＬ１１が発生すると、それに対応するインダクタ電流ＩＬ１２が発生する。制御信号Ｓｃｎｔａの“Ｈｉｇｈ”或いは“Ｌｏｗ”レベルによらず出力側からインダクタ側に電流が発生する。
【００６７】
このため、負荷急変に対して迅速に対応することができる。したがって、ＤＣ−ＤＣコンバータ９１の出力リップルを低減することができる。また、負荷急変時の電圧上昇を低減することができる。
【００６８】
（第三の実施形態）
次に、本発明の第三の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータについて、図面を参照して説明する。図１５は降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。図１６は比較例の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。本実施形態では、第一のインダクタと順方向に磁気結合される第二のインダクタを設け、ハイサイドスイッチング素子がオンしているときに第二のインダクタ側から出力側に電流を供給している。
【００６９】
以下、第一の実施形態と同一構成部分には、同一符号を付してその部分の説明を省略し、異なる部分のみ説明する。
【００７０】
図１５に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ９２には、プリドライバ３ａａ、制御回路１１ａａ、平滑コンデンサＣｏｕｔ、ダイオードＤ２１乃至２３、インダクタＬ２１、インダクタＬ２２、Ｐｃｈ  ＭＯＳトランジスタＰＭＴ１１、端子Ｐｖｉｎ、及び端子Ｐｖｏｕｔが設けられる。
【００７１】
ＤＣ−ＤＣコンバータ９２は、入力電圧Ｖｉｎが入力され、入力電圧Ｖｉｎを降圧した出力電圧を出力する降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータである。ＤＣ−ＤＣコンバータ９２は、負荷２に降圧した出力電圧Ｖｏｕｔを供給し、負荷２では出力電流Ｉｏｕｔが端子Ｐｖｏｕｔから低電位側電源（接地電位）Ｖｓｓ側に流れる。ＤＣ−ＤＣコンバータ９２は、交通信号機器、燃焼制御、医療機器、安全機器などの電源として使用される。
【００７２】
Ｐｃｈ  ＭＯＳトランジスタＰＭＴ１１は、ソース（第一の端子）が入力電圧端子である端子Ｐｖｉｎに接続され、ソース（第一の端子）に入力電圧Ｖｉｎが入力され、ドレイン（第二の端子）がノードＮｖｌｘに接続され、制御信号Ｓｃｎｔａａによりオン・オフ動作する。Ｐｃｈ  ＭＯＳトランジスタＰＭＴ１１は、ハイサイドスイッチング素子として動作するＰｃｈ  パワーＭＯＳＦＥＴである。
【００７３】
制御回路１１ａａは、ノードＮ１（端子Ｐｖｏｕｔ側）とプリドライバ３ａａの間に設けられる。制御回路１１ａａは、出力電圧Ｖｏｕｔを帰還信号Ｓｂｋとして帰還入力する。制御回路１１ａａは、基準電圧と帰還信号Ｓｂｋを比較し、比較増幅された信号と鋸波形状の変調波信号を波形処理を行い、例えばＰＷＭ（pulse width modulation）を有する制御信号Ｓｃａａを生成してプリドライバ３ａａに出力する。
【００７４】
プリドライバ３ａａは、制御回路１１ａａから出力される制御信号Ｓｃａａが入力され、この信号をドライブして制御信号ＳｃｎｔａａをＰｃｈ  ＭＯＳトランジスタＰＭＴ１１に出力する。なお、制御信号Ｓｃｎｔａａは、第一の実施形態の制御信号Ｓｃｎｔの反転信号である。
【００７５】
ダイオードＤ２１は、カソードがノードＮｖｌｘに接続され、アノードが低電位側電源（接地電位）に接続される。インダクタＬ２１は、一端がノードＮｖｌｘに接続され、他端が端子Ｐｖｏｕｔに接続される。インダクタＬ２２は、一端が低電位側電源（接地電位）に接続される。
【００７６】
インダクタＬ２１とインダクタＬ２２は、共通のコアに同じ方向（順方向）に巻かれたコイルである。インダクタＬ２２は、インダクタＬ２１と磁気結合される。磁気結合されたインダクタＬ２１及びＬ２２の一方のインダクタＬ２１に流れる電流が変化すると、もう一方のインダクタＬ２２に誘導起電力が発生してインダクタ電流が流れる。詳細は後述する。
【００７７】
平滑コンデンサＣｏｕｔは、一端がインダクタＬ２１の他端に接続され、他端が低電位側電源（接地電位）Ｖｓｓに接続される。ダイオードＤ２２は、アノードがインダクタＬ２２の他端に接続され、カソードが端子Ｐｖｏｕｔに接続される。ダイオードＤ２３は、カソードがインダクタＬ２２の他端に接続され、アノードが低電位側電源（接地電位）Ｖｓｓに接続される。
【００７８】
図１６に示すように、比較例のＤＣ−ＤＣコンバータ１０２には、プリドライバ３ａａ、制御回路１１ａａ、平滑コンデンサＣｏｕｔ、ダイオードＤ２１、インダクタＬ２１、Ｐｃｈ  ＭＯＳトランジスタＰＭＴ１１、端子Ｐｖｉｎ、及び端子Ｐｖｏｕｔが設けられる。比較例のＤＣ−ＤＣコンバータ１０２は、入力電圧Ｖｉｎが入力され、入力電圧Ｖｉｎを降圧した出力電圧を出力する降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータである。比較例のＤＣ−ＤＣコンバータ１０２は、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ９２からダイオードＤ２２、ダイオードＤ２３、及びインダクタＬ２２の除いたものである。
【００７９】
次に、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの動作について図１７乃至１９を参照して説明する。図１７は降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明する図である。
【００８０】
図１７に示すように、制御信号Ｓｃｎｔａａの信号レベルにより、インダクタＬ２１及びインダクタＬ２２に電流が発生し、出力側に電流が流れる。
【００８１】
詳細については、図１８を参照して制御信号Ｓｃｎｔａａが“Ｌｏｗ”レベルのときの流れを説明する。図１９を参照して制御信号Ｓｃｎｔａａが“Ｈｉｇｈ”レベルのときの電流の流れを説明する。図１８はハイサイドスイッチング素子がオンしているときの電流の流れを示す図である。図１９はハイサイドスイッチング素子がオフしているときの電流の流れを示す図である。
【００８２】
制御信号Ｓｃｎｔａａが“Ｌｏｗ”レベルのとき、ハイサイドスイッチング素子であるＰｃｈ  ＭＯＳトランジスタＰＭＴ１１がオンする。Ｐｃｈ  ＭＯＳトランジスタＰＭＴ１１がオンすると、Ｐｃｈ  ＭＯＳトランジスタＰＭＴ１１のドレイン（第二の端子）がインダクタＬ２１を介して端子Ｐｖｏｕｔに接続される。このとき、インダクタＬ２１は磁気エネルギーを蓄積する。また、インダクタＬ２１には、端子Ｐｖｉｎから端子Ｐｏｕｔ方向に、直線的に増加する充電電流としてのインダクタ電流ＩＬ２１が発生する。インダクタＬ２１から出力側に流れる電流Ｉａａａが出力側に供給される。
【００８３】
インダクタＬ２１にインダクタ電流ＩＬ２１が発生すると、インダクタＬ２１と順方向に磁気結合されるインダクタＬ２２に誘導起電力が発生する。誘導起電力によりインダクタＬ２２に、端子Ｐｖｉｎから端子Ｐｏｕｔ方向に一定な値を有するインダクタ電流ＩＬ２２が発生し、インダクタＬ２２から出力側に流れる電流Ｉｂｂｂが出力側に供給される。
【００８４】
制御信号Ｓｃｎｔａａが“Ｌｏｗ”レベル期間のとき、インダクタＬ２１及びＬ２２から出力側に流れる電流Ｉａａａ＋ｂｂｂｂは、電流Ｉａａａと電流Ｉｂｂｂの合計となる。
【００８５】
ここで、第一の実施形態と同様に、所望のインダクタ電流ＩＬ２２を得るには、インダクタＬ２１の巻数Ｎ２１、インダクタＬ２２の巻数Ｎ２２の関係を
N22≧N21・・・・・・・・・・・・・・・・・・・式（５）
と設定する。
【００８６】
制御信号Ｓｃｎｔａａが“Ｈｉｇｈ”レベルのとき、ハイサイドスイッチング素子であるＰｃｈ  ＭＯＳトランジスタＰＭＴ１１がオフする。Ｐｃｈ  ＭＯＳトランジスタＰＭＴ１１がオフすると、蓄積した磁気エネルギーによりインダクタＬ２１に起電力が発生し、端子Ｐｖｉｎから端子Ｐｏｕｔ方向に、インダクタＬ２１に直線的に減少するインダクタ電流ＩＬ２１が発生する。インダクタＬ２１から出力側に流れる電流Ｉａａａは出力側に供給される。
【００８７】
インダクタＬ２１にインダクタ電流ＩＬ２１が発生すると、インダクタＬ２１と順方向に磁気結合されるインダクタＬ２２に誘導起電力が発生する。誘導起電力によりインダクタＬ２２に、端子Ｐｏｕｔから端子Ｐｖｉｎ方向に一定な値を有するインダクタ電流ＩＬ２２が発生する。このときのインダクタ電流ＩＬ２２は、制御信号Ｓｃｎｔａａが“Ｌｏｗ”レベル期間のときと比較し、電流の向きが逆方向であり、値が小さい。インダクタＬ２２から出力側に流れる電流Ｉｂｂｂが出力側に供給されない。
【００８８】
制御信号Ｓｃｎｔａａが“Ｈｉｇｈ”レベル期間のとき、インダクタＬ１及びＬ２から出力側に流れる電流Ｉａａａ＋ｂｂｂは、電流Ｉａａａとなる。
【００８９】
これに対して、比較例のＤＣ−ＤＣコンバータ１０１では、制御信号Ｓｃｎｔａａの“Ｈｉｇｈ”或いは“Ｌｏｗ”レベルによらずインダクタＬ２１から出力側に流れる電流Ｉａａａのみ発生する。
【００９０】
上述したように、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータでは、プリドライバ３ａａ、制御回路１１ａａ、平滑コンデンサＣｏｕｔ、ダイオードＤ２１乃至２３、インダクタＬ２１、インダクタＬ２２、Ｐｃｈ  ＭＯＳトランジスタＰＭＴ１１、端子Ｐｖｉｎ、及び端子Ｐｖｏｕｔが設けられる。インダクタＬ２１と順方向に磁気結合されるインダクタＬ２２では、インダクタＬ２１に時刻とともに値が変化するインダクタ電流ＩＬ２１が発生すると、それに対応するインダクタ電流ＩＬ２２が発生する。制御信号Ｓｃｎｔａａが“Ｌｏｗ”レベル期間のとき、インダクタＬ２１から出力側に流れる電流ＩａａａとインダクタＬ２２から出力側に流れる電流Ｉｂｂｂが発生する。制御信号Ｓｃｎｔａａが“Ｈｉｇｈ”レベル期間のとき、インダクタＬ２１から出力側に流れる電流Ｉａａａが発生する。
【００９１】
このため、負荷急変に対して迅速に対応することができる。したがって、負荷急変時に、ハイサイドスイッチング素子のオン期間が長くなった場合、負荷への電流が増加し出力電圧の電圧降下を低減することができる。
【００９２】
（第四の実施形態）
次に、本発明の第四の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータについて、図面を参照して説明する。図２０は昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。図２１は比較例の昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。本実施形態では、第一のインダクタと順方向に磁気結合される第二のインダクタを設け、ハイサイドスイッチング素子及びローサイドスイッチング素子がオンしているときに第二のインダクタ側から出力側に電流を供給している。
【００９３】
以下、第一の実施形態と同一構成部分には、同一符号を付してその部分の説明を省略し、異なる部分のみ説明する。
【００９４】
図２０に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ９３には、プリドライバ３、プリドライバ３ａａ、制御回路１１、制御回路１１ａａ、平滑コンデンサＣｏｕｔ、ダイオードＤ１乃至Ｄ３、ダイオードＤ２１、インダクタＬ３１、インダクタＬ３２、Ｐｃｈ  ＭＯＳトランジスタＰＭＴ１１、Ｎｃｈ  ＭＯＳトランジスタＮＭＴ１、端子Ｐｖｉｎ、及び端子Ｐｖｏｕｔが設けられる。
【００９５】
ＤＣ−ＤＣコンバータ９３は、入力電圧Ｖｉｎが入力され、入力電圧Ｖｉｎを昇圧或いは降圧した出力電圧を出力する昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータである。ＤＣ−ＤＣコンバータ９３は、負荷２に昇圧或いは降圧した出力電圧Ｖｏｕｔを供給し、負荷２では出力電流Ｉｏｕｔが端子Ｐｖｏｕｔから低電位側電源（接地電位）Ｖｓｓ側に流れる。ＤＣ−ＤＣコンバータ９３は、携帯機器、ＬＥＤ駆動回路、ポータブル医療機器などの電源として使用される。
【００９６】
Ｐｃｈ  ＭＯＳトランジスタＰＭＴ１１は、ソース（第一の端子）が入力電圧端子である端子Ｐｖｉｎに接続され、ソース（第一の端子）に入力電圧Ｖｉｎが入力され、ドレイン（第二の端子）がノードＮｖｌｘに接続され、制御信号Ｓｃｎｔａａによりオン・オフ動作する。
【００９７】
制御回路１１ａａは、ノードＮ１（端子Ｐｖｏｕｔ側）とプリドライバ３ａａの間に設けられる。制御回路１１ａａは、出力電圧Ｖｏｕｔを帰還信号Ｓｂｋとして帰還入力する。制御回路１１ａａは、基準電圧と帰還信号Ｓｂｋを比較し、比較増幅された信号と鋸波形状の変調波信号を波形処理を行い、例えばＰＷＭ（pulse width modulation）を有する制御信号Ｓｃａａを生成してプリドライバ３ａａに出力する。
【００９８】
プリドライバ３ａａは、制御回路１１ａａから出力される制御信号Ｓｃａａが入力され、この信号をドライブして制御信号ＳｃｎｔａａをＰｃｈ  ＭＯＳトランジスタＰＭＴ１１に出力する。
【００９９】
インダクタＬ３１は、一端がノードＮｖｌｘ１に接続され、他端がノードＮｖｌｘ２に接続される。インダクタＬ３２は、一端が低電位側電源（接地電位）に接続される。
【０１００】
インダクタＬ３１とインダクタＬ３２は、共通のコアに同じ方向（順方向）に巻かれたコイルである。インダクタＬ３２は、インダクタＬ３１と磁気結合される。磁気結合されたインダクタＬ３１及びＬ３２の一方のインダクタＬ３１に流れる電流が変化すると、もう一方のインダクタＬ３２に誘導起電力が発生してインダクタ電流が流れる。
【０１０１】
Ｎｃｈ  ＭＯＳトランジスタＮＭＴ１は、ドレイン（第一の端子）がノードＮｖｌｘ２に接続され、ソース（第二の端子）が低電位側電源（接地電位）Ｖｓｓに接続され、制御信号Ｓｃｎｔによりオン・オフ動作する。
【０１０２】
制御回路１１は、ノードＮ１（端子Ｐｖｏｕｔ側）とプリドライバ３の間に設けられる。制御回路１１は、出力電圧Ｖｏｕｔを帰還信号Ｓｂｋとして帰還入力する。制御回路１１は、基準電圧と帰還信号Ｓｂｋを比較し、比較増幅された信号と鋸波形状の変調波信号を波形処理を行い、例えばＰＷＭを有する制御信号Ｓｃを生成してプリドライバ３に出力する。
【０１０３】
プリドライバ３は、制御回路１１から出力される制御信号Ｓｃが入力され、この信号をドライブして制御信号ＳｃｎｔをＮｃｈ  ＭＯＳトランジスタＮＭＴ１に出力する。
【０１０４】
ダイオードＤ１は、アノードがノードＮｖｌｘ２に接続され、カソードが端子Ｐｖｏｕｔに接続される。平滑コンデンサＣｏｕｔは、一端がダイオードＤ１のカソード（及び端子Ｐｖｏｕｔ）に接続され、他端が低電位側電源（接地電位）Ｖｓｓに接続される。ダイオードＤ２は、アノードがインダクタＬ３２の他端に接続され、カソードが端子Ｐｖｏｕｔに接続される。ダイオードＤ３は、カソードがインダクタＬ３２の他端に接続され、アノードが低電位側電源（接地電位）Ｖｓｓに接続される。
【０１０５】
図２１に示すように、比較例のＤＣ−ＤＣコンバータ１０３には、プリドライバ３、プリドライバ３ａａ、制御回路１１、制御回路１１ａ、平滑コンデンサＣｏｕｔ、ダイオードＤ１、ダイオードＤ２１、インダクタＬ３１、Ｐｃｈ  ＭＯＳトランジスタＰＭＴ１１、Ｎｃｈ  ＭＯＳトランジスタＮＭＴ１、端子Ｐｖｉｎ、及び端子Ｐｖｏｕｔが設けられる。比較例のＤＣ−ＤＣコンバータ１０３は、入力電圧Ｖｉｎが入力され、入力電圧Ｖｉｎを昇圧或いは降圧した出力電圧を出力する昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータである。比較例のＤＣ−ＤＣコンバータ１０３は、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ９３からダイオードＤ２、ダイオードＤ３、及びインダクタＬ３２の除いたものである。
【０１０６】
本実施形態の昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ９３は、第一の実施形態の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ９０と第三の実施形態の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ９２を合わせた動作をする。このため詳細な動作の説明は省略する。
【０１０７】
上述したように、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータでは、プリドライバ３、プリドライバ３ａａ、平滑コンデンサＣｏｕｔ、ダイオードＤ１乃至Ｄ３、ダイオードＤ２１、インダクタＬ３１、インダクタＬ３２、Ｐｃｈ  ＭＯＳトランジスタＰＭＴ１１、Ｎｃｈ  ＭＯＳトランジスタＮＭＴ１、端子Ｐｖｉｎ、及び端子Ｐｖｏｕｔが設けられる。インダクタＬ３１と順方向に磁気結合されるインダクタＬ３２では、インダクタＬ３１に時刻とともに値が変化する電流が発生すると、それに対応するインダクタＬ３２の電流が発生する。
【０１０８】
このため、負荷急変に対して迅速に対応することができる。したがって、負荷急変時の出力リップルの抑制や電圧変動の低減を達成することができる。
【０１０９】
以上、幾つかの実施形態について述べたが、これらの実施形態は単に例として示したもので、本発明の範囲を限定することを意図したものではない。実際、ここにおいて述べた新規なＤＣ−ＤＣコンバータは、種々の他の形態に具体化されても良いし、更に、本発明の主旨或いはスピリットから逸脱することなく、ここにおいて述べたＤＣ−ＤＣコンバータの形態における種々の省略、置き換え及び変更を行ってもよい。付随する請求項及びそれらの均等物は、本発明の範囲及び主旨或いはスピリットに入るようにそのような形態或いは変形を含むことを意図している。
【０１１０】
本発明は、以下の付記に記載されているような構成が考えられる。  
（付記１）  第一の端子に入力電圧が入力され、制御信号によりオン・オフ動作するハイサイドスイッチング素子と、カソードが前記ハイサイドスイッチング素子の第二の端子に接続され、アノードが低電位側電源に接続される第一のダイオードと、一端が前記ハイサイドスイッチング素子の第二の端子に接続され、他端が出力端子に接続される第一のインダクタと、一端が前記第一のインダクタの他端に接続され、他端が前記低電位側電源に接続される平滑コンデンサと、一端が前記低電位側電源に接続され、前記第一のインダクタと順方向に磁気結合される第二のインダクタと、アノードが前記第二のインダクタの他端に接続され、カソードが前記出力端子に接続される第二のダイオードと、カソードが前記第二のインダクタの他端に接続され、アノードが前記低電位側電源に接続される第三のダイオードとを具備し、前記出力端子から降圧された出力電圧を出力するＤＣ−ＤＣコンバータ。
【０１１１】
（付記２）  前記ハイサイドスイッチング素子は、ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴである付記１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【０１１２】
（付記３）  第一の端子に入力電圧が入力され、第一の制御信号によりオン・オフ動作するハイサイドスイッチング素子と、カソードが前記ハイサイドスイッチング素子の第二の端子に接続され、アノードが低電位側電源に接続される第一のダイオードと、一端が前記ハイサイドスイッチング素子の第二の端子に接続される第一のインダクタと、第一の端子が前記第一のインダクタの他端に接続され、第二の端子が前記低電位側電源に接続され、第二の制御信号によりオン・オフ動作するローサイドスイッチング素子と、アノードが前記第一のインダクタの他端に接続され、カソードが出力端子に接続される第二のダイオードと、一端が前記第二のダイオードのカソードに接続され、他端が前記低電位側電源に接続される平滑コンデンサと、一端が前記低電位側電源に接続され、前記第一のインダクタと順方向に磁気結合される第二のインダクタと、アノードが前記第二のインダクタの他端に接続され、カソードが前記出力端子に接続される第三のダイオードと、カソードが前記第二のインダクタの他端に接続され、アノードが前記低電位側電源に接続される第四のダイオードとを具備し、前記出力端子から昇圧或いは降圧された出力電圧を出力するＤＣ−ＤＣコンバータ。
【０１１３】
（付記４）  前記ハイサイドスイッチング素子はＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴであり、前記ローサイドスイッチング素子はＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴである付記３に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【符号の説明】
【０１１４】
１  電源
２  負荷
３  プリドライバ
１１、１１ａ、１１ａａ  制御回路
９０、９０ａ、９１、９１ａ、９２、９３、１００、１０１、１０２、１０３  ＤＣ−ＤＣコンバータ
Ｃｏｕｔ  平滑コンデンサ
Ｄ１〜Ｄ３、Ｄ１１〜Ｄ１３、Ｄ２１〜Ｄ２３  ダイオード
ＩＬ１、ＩＬ２  インダクタ電流
Ｉａ  インダクタＬ１から出力側に流れる電流
Ｉｂ  インダクタＬ２から出力側に流れる電流
Ｉａ＋ｂ  インダクタＬ１及びＬ２から出力側に流れる電流
ＩＬ１１、ＩＬ１２  インダクタ電流
Ｉａａ  出力側からインダクタＬ１１に流れる電流
Ｉｂｂ  出力側からインダクタＬ１２に流れる電流
Ｉａａ＋ｂｂ  出力側からインダクタＬ１１及びＬ１２に流れる電流
ＩＬ２１、ＩＬ２２  インダクタ電流
Ｉａａａ  インダクタＬ２１から出力側に流れる電流
Ｉｂｂｂ  インダクタＬ２２から出力側に流れる電流
Ｉａａａ＋ｂｂｂ  インダクタＬ２１及びＬ２２から出力側に流れる電流
Ｉｏｕｔ  出力電流
Ｌ１、Ｌ２、Ｌ１１、Ｌ１２、Ｌ２１、Ｌ２２、Ｌ３１、Ｌ３２  インダクタ
Ｎ１、Ｎｖｌｘ、Ｎｖｌｘ１、Ｎｖｌｘ２  ノード
ＮＭＴ１  Ｎｃｈ  ＭＯＳトランジスタ
ＰＭＴ１、ＰＭＴ１１  Ｐｃｈ  ＭＯＳトランジスタ
Ｐｖｉｎ、Ｐｏｕｔ  端子
Ｓｂｋ  帰還信号
Ｓｃ、Ｓｃａ、Ｓｃａａ、Ｓｃｎｔ、Ｓｃｎｔａ、Ｓｃｎｔａａ  制御信号
Ｖｉｎ  入力端子
Ｖｏｕｔ  出力端子
Ｖｓｓ  低電位側電源（接地電位）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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