(57)【要約】【課題】回路規模やコストの増大を抑えつつ、入力電圧が予め決められた値よりも大きくなるときに、出力電圧が一定時間ローレベルになる単安定マルチバイブレータ回路を提供することを目的とする。【解決手段】コンパレータ２と、コンパレータ２の反転入力端子とグランドとの間に設けられるコンデンサ３と、電源とグランドとの間に互いに直列接続されて設けられ、その接続点がコンパレータ２の非反転入力端子に接続される抵抗７、８と、コンパレータ２の出力端子と抵抗７、８の接続点との間に設けられる抵抗９と、コンパレータ２の出力端子と反転入力端子との間に互いに直列に設けられる抵抗１０及びダイオード５と、入力電圧Ｖｉｎの入力端子とコンデンサ３との間に互いに直列に設けられる抵抗６及びダイオード４とを備えて単安定マルチバイブレータ回路１を構成する。【選択図】図１
2012070125.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
コンパレータと、
前記コンパレータの反転入力端子とグランドとの間に設けられたコンデンサと、
電源と前記グランドとの間に互いに直列接続されて設けられ、その接続点が前記コンパレータの非反転入力端子に接続される第１及び第２の抵抗と、
前記コンパレータの出力端子と前記第１及び第２の抵抗の接続点との間に設けられる第３の抵抗と、
前記コンパレータの出力端子と、前記反転入力端子と前記コンデンサとの接続点との間に互いに直列接続されて設けられ、前記反転入力端子と前記コンデンサとの接続点が一端に接続される第４の抵抗と、前記第４の抵抗の他端がアノードに接続されるとともにカソードが前記コンパレータの出力端子に接続される第１のダイオードと、
入力電圧が入力される入力端子と、前記反転入力端子と前記コンデンサとの接続点との間に直列接続されて設けられ、前記入力端子が一端に接続される第５の抵抗と、前記第５の抵抗の他端がアノードに接続されるとともにカソードが前記反転入力端子と前記コンデンサとの接続点に接続される第２のダイオードとから
なる単安定マルチバイブレータ回路。
【請求項２】
請求項１に記載の単安定マルチバイブレータ回路であって、
前記入力端子と前記第５の抵抗との間に電流バッファ回路を備える単安定マルチバイブレータ回路。
【請求項３】
請求項１又は請求項２に記載の単安定マルチバイブレータ回路であって、
前記入力端子はスイッチング素子がオン、オフすることにより第１の直流電圧を第２の直流電圧又は交流電圧に変換して出力する電源装置の入力電圧に対応する電圧が入力され、前記コンパレータの出力端子は前記スイッチング素子の制御端子に接続される単安定マルチバイブレータ回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力電圧の変化に応じて、出力電圧をハイレベルから一定時間ローレベルにする単安定マルチバイブレータ回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
単安定マルチバイブレータ回路として、例えば、コンパレータを用いた単安定マルチバイブレータ回路がある（例えば、特許文献１参照）。このようにコンパレータを用いた単安定マルチバイブレータ回路として、例えば、コンパレータの出力が時定数回路を介して非反転入力端子に正帰還し、入力電圧がハイレベルからローレベルになると、反転入力端子にかかる電圧が非反転入力端子にかかる電圧よりも大きくなり出力電圧がハイレベルからローレベルになるとともに、時定数回路の充電が開始するものがある。この単安定マルチバイブレータは、入力電圧がローレベルになった後、時定数回路が充電されることにより非反転入力端子にかかる電圧が反転入力端子にかかる電圧よりも大きくなると、出力電圧がローレベルからハイレベルに戻る。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開昭６３−０５１７１５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上述のような単安定マルチバイブレータ回路において、入力電圧が予め決められた値よりも大きくなったときに、出力電圧を一定時間ローレベルにさせたい場合は、単安定マルチバイブレータ回路の前段において、入力電圧と予め決められた値とを比較するための機能（例えば、コンパレータなど）が必要であり、その機能を追加する分回路規模やコストが増大するという問題がある。
【０００５】
そこで、本発明では、入力電圧が予め決められた値よりも大きくなると、出力電圧が一定時間ローレベルになる、コンパレータが１つで実現される単安定マルチバイブレータ回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の単安定マルチバイブレータ回路は、コンパレータと、前記コンパレータの反転入力端子とグランドとの間に設けられたコンデンサと、電源と前記グランドとの間に互いに直列接続されて設けられ、その接続点が前記コンパレータの非反転入力端子に接続される第１及び第２の抵抗と、前記コンパレータの出力端子と前記第１及び第２の抵抗の接続点との間に設けられる第３の抵抗と、前記コンパレータの出力端子と、前記反転入力端子と前記コンデンサとの接続点との間に互いに直列接続されて設けられ、前記反転入力端子と前記コンデンサとの接続点が一端に接続される第４の抵抗と、前記第４の抵抗の他端がアノードに接続されるとともにカソードが前記コンパレータの出力端子に接続される第１のダイオードと、入力電圧が入力される入力端子と、前記反転入力端子と前記コンデンサとの接続点との間に直列接続されて設けられ、前記入力端子が一端に接続される第５の抵抗と、前記第５の抵抗の他端がアノードに接続されるとともにカソードが前記反転入力端子と前記コンデンサとの接続点に接続される第２のダイオードとからなる。
【０００７】
これにより、入力電圧が増加して反転入力端子にかかる電圧が非反転入力端子にかかる電圧よりも大きくなると、コンパレータの出力電圧がハイレベルからローレベルになるとともに、反転入力端子にかかる電圧が下降し、その後、反転入力端子にかかる電圧が非反転入力端子にかかる電圧よりも小さくなると、コンパレータの出力電圧がローレベルからハイレベルに戻る。すなわち、入力電圧が予め決められた値よりも大きくなると、出力電圧を一定時間ローレベルにさせることができる。また、入力電圧と予め決められた値とを比較するための機能としてコンパレータなどの回路の増加がないため、回路規模やコストの増大を抑えることができる。
【０００８】
また、上記単安定マルチバイブレータ回路は、前記入力端子と前記第５の抵抗との間に電流バッファ回路を備えるように構成してもよい。
これにより、コンパレータの出力電圧のローレベル期間を長くさせるためにコンデンサの容量を大きくする場合においても、コンデンサの充電時間を延ばさないようにすることができるため、コンパレータの出力電圧がハイレベルからローレベルに切り替わる際の応答性を悪化させないようにすることができる。
【０００９】
また、前記入力端子はスイッチング素子がオン、オフすることにより第１の直流電圧を第２の直流電圧又は交流電圧に変換して出力する電源装置の入力電圧に対応する電圧が入力され、前記コンパレータの出力端子は前記スイッチング素子の制御端子に接続されるように構成してもよい。
【００１０】
これにより、電源装置に流れる電流に対応する入力電圧が第１の直流電圧よりも大きくなると、スイッチング素子の駆動を停止させて電源装置に電流が流れないようにすることができるので、電源装置に大電流が流れることによるスイッチング素子の破損などの不具合を防止することができる。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、単安定マルチバイブレータ回路において、回路規模やコストの増大を抑えつつ、入力電圧が予め決められた値よりも大きくなるときに、出力電圧を一定時間ローレベルにさせることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の実施形態の単安定マルチバイブレータ回路を示す図である。
【図２】本実施形態の単安定マルチバイブレータ回路における入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ、電圧Ｖ＋、及び電圧Ｖ−のタイミングチャートを示す図である。
【図３】本発明の他の実施形態の単安定マルチバイブレータ回路を示す図である。
【図４】電源装置の出力電流制限回路として利用する際の単安定マルチバイブレータ回路の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
図１は、本発明の実施形態の単安定マルチバイブレータ回路を示す図である。
図１に示す単安定マルチバイブレータ回路１は、コンパレータ２と、コンデンサ３と、ダイオード４、５と、抵抗６〜１０とを備える。なお、定常状態時、コンパレータ２の非反転入力端子（＋）にかかる電圧Ｖ＋がコンパレータ２の反転入力端子（−）にかかる電圧Ｖ−よりも大きくコンパレータ２から出力される出力電圧Ｖｏｕｔがハイレベルになっているものとする。出力電圧Ｖｏｕｔがハイレベルのときに非反転入力端子にかかる電圧Ｖ＋ｈｉは、Ｖ＋ｈｉ＝（Ｒ２／（（Ｒ１〃Ｒ３）＋Ｒ２））×Ｖｃｃにより求められる。なお、Ｒ１は抵抗７の抵抗値、Ｒ２は抵抗８の抵抗値、Ｒ３は抵抗９の抵抗値、Ｒ１〃Ｒ３＝（Ｒ１×Ｒ３）／（Ｒ１＋Ｒ３）とし、Ｖｏｕｔがハイレベルのとき、その値はＶｃｃに等しいとする。
【００１４】
コンデンサ３は、コンパレータ２の反転入力端子とグランドとの間に設けられ、入力電圧Ｖｉｎにより充電し電圧Ｖ−を上昇させる。
上記抵抗７（第１の抵抗）及び抵抗８（第２の抵抗）は、互いに直列接続されて、電源電圧Ｖｃｃを出力する電源とグランドとの間に設けられ、その接続点がコンパレータ２の非反転入力端子に接続される。また、上記抵抗９（第３の抵抗）は、コンパレータ２の出力端子と抵抗７、８の接続点との間に設けられる。これら抵抗７〜９により電圧Ｖ＋にヒステリシスを持たせることができる。
【００１５】
すなわち、コンパレータ２の非反転入力端子にかかる電圧Ｖ＋は、出力電圧Ｖｏｕｔがハイレベルのとき、上述したように、抵抗７〜９のそれぞれの抵抗値に基づく電圧Ｖ＋ｈｉとなる。また、出力電圧Ｖｏｕｔがローレベルのときの電圧Ｖ＋は、抵抗７〜９のそれぞれの抵抗値に基づく、電圧Ｖ＋ｈｉよりも低い電圧Ｖ＋ｌｏとなる。電圧Ｖ＋ｌｏは、Ｖ＋ｌｏ＝（（Ｒ２〃Ｒ３）／（Ｒ１＋（Ｒ２〃Ｒ３）））×Ｖｃｃにより求められる。なお、Ｒ２〃Ｒ３＝（Ｒ２×Ｒ３）／（Ｒ２＋Ｒ３）とする。
【００１６】
抵抗１０（第４の抵抗）及びダイオード５（第１のダイオード）は、コンパレータ２の出力端子と反転入力端子とコンデンサ３との接続点との間に互いに直列接続されて設けられ、具体的には抵抗１０の一端が反転入力端子とコンデンサ３との接続点に接続され、ダイオード５のアノードが抵抗１０の他端に接続されるとともにカソードがコンパレータの出力端子に接続される。また、抵抗６（第５の抵抗）及びダイオード４（第２のダイオード）は入力電圧Ｖｉｎの入力端子とコンデンサ３との間に互いに直列接続されて設けられ、具体的には抵抗６の一端が入力端子に接続され、ダイオード４のアノードが抵抗６の他端に接続されるとともにカソードが反転入力端子とコンデンサ３との接続点に接続される。出力電圧Ｖｏｕｔがローレベルになると、コンデンサ３を放電させ電圧Ｖ−を下降させる。
【００１７】
ここで、図２に示すように、入力電圧Ｖｉｎが増加すると、その入力電圧Ｖｉｎによりコンデンサ３が充電し電圧Ｖ−が上昇する。そして、電圧Ｖ−が電圧Ｖ＋ｈｉよりも大きくなると、出力電圧Ｖｏｕｔがハイレベル（電源電圧Ｖｃｃ）からローレベル（ゼロ）になる。また、出力電圧Ｖｏｕｔがローレベルになると、コンデンサ３が抵抗１０とダイオード５を介して放電し電圧Ｖ−が下降する。
【００１８】
そして、図２に示すように、電圧Ｖ−が電圧Ｖ＋ｌｏよりも小さくなると、出力電圧Ｖｏｕｔがローレベルからハイレベルに戻るとともに、電圧Ｖ＋も電圧Ｖ＋ｌｏから電圧Ｖ＋ｈｉに戻る。なお、出力電圧Ｖｏｕｔのローレベル期間ｔは、コンデンサ３及び抵抗１０による時定数や抵抗７〜９のそれぞれの抵抗値の比の設定による電圧Ｖ＋ｈｉと電圧Ｖ＋ｌｏとの差分により調整することができる。例えば、時定数を大きくしたり、電圧Ｖ＋ｈｉと電圧Ｖ＋ｌｏとの差分を大きくしたりすることにより、ローレベル期間ｔを長くすることができる。
【００１９】
図１に示す単安定マルチバイブレータ回路１は、入力電圧Ｖｉｎが増加して電圧Ｖ−が電圧Ｖ＋ｈｉよりも大きくなると、すなわち、入力電圧Ｖｉｎが予め決められた値よりも大きくなると、出力電圧Ｖｏｕｔを一定時間ローレベルにさせることができる。
【００２０】
また、図１に示す単安定マルチバイブレータ回路１は、入力電圧Ｖｏｕｔと予め決められた値とを比較するための機能としてコンパレータなどの回路の増加がなく、コンパレータを一つのみ用いて実現されている。
【００２１】
図３は、本発明の他の実施形態の単安定マルチバイブレータ回路を示す図である。なお、図１に示す構成と同じ構成には同じ符号を付している。
図３に示す単安定マルチバイブレータ回路１１において、図１に示す単安定マルチバイブレータ回路１と異なる点は、入力電圧Ｖｉｎに伴ってコンデンサ３を充電させるための電流を増加させる電流バッファ回路１２を備えている点である。
【００２２】
電流バッファ回路１２は、ｎｐｎバイポーラトランジスタ１３と、抵抗１４とを備える。
すなわち、ｎｐｎバイポーラトランジスタ１３のコレクタ−ベース間に抵抗１４が設けられ、コレクタに電源電圧Ｖｃｃがかかり、ベースに入力電圧Ｖｉｎが入力され、エミッタが抵抗６に接続されている。
【００２３】
図３に示す単安定マルチバイブレータ回路１１によれば、コンパレータ２の出力電圧のローレベル期間ｔを長くさせるためにコンデンサ３の容量を大きくする場合においても、入力電圧Ｖｉｎの増加時、電圧Ｖ−が入力電圧Ｖｉｎにできるだけ追従するように多くの電流をコンデンサ３へ流すことができる。そのため、入力電圧Ｖｉｎが増加し始めてから電圧Ｖ−が電圧Ｖ＋ｈｉよりも大きくなるまでの期間を延ばさないようにすることができるので、出力電圧Ｖｏｕｔがハイレベルからローレベルに切り替わる際の応答性を悪化させないようにすることができる。
【００２４】
図１に示す単安定マルチバイブレータ回路１や図３に示す単安定マルチバイブレータ回路１１は、例えば、電源装置の入力電流に対応する入力電圧Ｖｉｎが増加してコンパレータ２の出力電圧Ｖｏｕｔがハイレベルからローレベルになると、その電源装置を一定時間停止させる入力電流制限回路として利用することができる。
【００２５】
図４は、電源装置の入力電流制限回路として利用する際の単安定マルチバイブレータ回路の一例を示す図である。なお、図４に示す単安定マルチバイブレータ回路１５は、図３に示す単安定マルチバイブレータ回路１１を利用しているが、図１に示す単安定マルチバイブレータ回路１を利用してもよい。
【００２６】
図４に示す単安定マルチバイブレータ回路１５において、図１に示す単安定マルチバイブレータ回路１や図３に示す単安定マルチバイブレータ回路１１と異なる点は、オペアンプや抵抗などからなる変換回路１６と、ＡＮＤ回路１７とを備えている点である。なお、図４に示す電源装置１８は、直流電源１９と、トランス２０と、スイッチング素子２１（例えば、ＭＯＳＦＥＴなど）と、トランス２０の偏磁を防止するためのリセット回路２２と、ダイオード２３、２４と、コイル２５と、コンデンサ２６と、スイッチング素子２１のオン、オフを制御するための駆動信号を出力する制御回路２７と、電源装置１８の１次側に流れる電流を検出する電流センサ２８（例えば、抵抗など）とを備えて構成され、スイッチング素子２１がオン、オフすることにより直流電源１９の第１の直流電圧を第２の直流電圧に変換して出力するフォワードコンバータである。なお、電源装置１８はフォワードコンバータに限定されず、例えば、スイッチング素子がオン、オフすることにより、入力される第１の直流電圧を交流電圧に変換して出力するインバータ回路などでもよい。
【００２７】
上記変換回路１６は、電流センサ２８により検出される電流を入力電圧Ｖｉｎに変換する。
上記ＡＮＤ回路１７は、出力電圧Ｖｏｕｔとスイッチング素子２１のオン、オフを制御するための駆動信号との論理積をスイッチング素子２１のベースに出力する。
【００２８】
図４に示す単安定マルチバイブレータ回路１５によれば、電源装置１８に流れる電流が大きくなり入力電圧Ｖｉｎが増加し電圧Ｖ−が電圧Ｖ＋ｈｉよりも大きくなると、スイッチング素子２１の駆動を一定時間停止させることができるため、電源装置１８に大電流が流れることによるスイッチング素子２１の破損などの不具合を防止することができる。なお、電圧Ｖ−が電圧Ｖ＋ｌｏよりも小さくなると出力電圧Ｖｏｕｔがハイレベルに戻り、スイッチング素子２１のオン、オフが再開され電源装置１８が自動的に復帰する。
【符号の説明】
【００２９】
１  単安定マルチバイブレータ回路
２  コンパレータ
３  コンデンサ
４、５  ダイオード
６〜１０  抵抗
１１  単安定マルチバイブレータ回路
１２  電流バッファ回路
１３  ｎｐｎバイポーラトランジスタ
１４  抵抗
１５  単安定マルチバイブレータ回路
１６  変換回路
１７  ＡＮＤ回路
【図１】
2012070125.tif 000003
【図２】
2012070125.tif 000004
【図３】
2012070125.tif 000005
【図４】
2012070125.tif 000006