(57)【要約】【課題】変換効率を低下させずに３レベル電力変換器の直流母線や平滑コンデンサの温度上昇を招く共振電流を抑制し，共振抑制に使用する抵抗器費用の増大を抑える多重３レベル電力変換装置を提供する。【解決手段】正電位直流入力端子と中間電位直流入力端子間および中間電位直流入力端子と負電位直流入力端子間にそれぞれ平滑コンデンサを有する３つの３相インバータを組とする複数組の３レベル電力変換器と、前記複数組の３レベル電力変換器に対してスイッチングタイミングを指令するパルスを所定の周期で生成するパルス生成手段と、前記３レベル電力変換器の中間電位直流入力端子の各組間を接続する抵抗器と、を備えた。また、前記３つの３相インバータにおいて、前記３相インバータのスイッチングのタイミングを決める基準値の位相差が互いに電気角でプラスまたはマイナス略１２０度、もしくは、プラスまたはマイナス略２４０度である。【選択図】図１
2012100401.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
正電位直流入力端子と中間電位直流入力端子間および前記中間電位直流入力端子と負電位直流入力端子間にそれぞれ平滑コンデンサを有する３つの３相インバータを組とする複数組の３レベル電力変換器と、
前記複数組の３レベル電力変換器に対してスイッチングタイミングを指令するパルスを所定の周期で生成するパルス生成手段と、
前記３レベル電力変換器の前記中間電位直流入力端子の各組間を接続する抵抗器と、
を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記パルス生成手段は、指令値と周期的に変化する基準値とに基づいてパルスを形成し、前記３レベル電力変換器を構成する電気的に隣接接続された３つの３相インバータにおいて、前記３相インバータのスイッチングのタイミングを決める基準値の位相差が互いに電気角でプラスまたはマイナス略１２０度、もしくは、プラスまたはマイナス略２４０度であることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置、特に多重電力変換器を用いた電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
大容量の電力変換装置を構成する手段として、複数台の電力変換器の交流出力を直列または並列に接続する方法が知られている（以下、この手法を多重もしくは多重化と呼び、多重化を施された電力変換器と電力変換装置を、それぞれ多重電力変換器、多重電力変換装置と適宜、表記する。）。
特に大容量のものでは、多重電力変換装置を構成する電力変換装置として３つの３相インバータの組を備えた３レベル電力変換器を用いることがある。また、この場合の電力変換装置を多重３レベル電力変換装置と呼ぶ。
一般に、多重３レベル電力変換装置を構成する複数台の３レベル電力変換器における、直流側の正電位直流入力端子・中性点電位直流入力端子・負電位直流入力端子は、直流母線を介してそれぞれ電気的に接続するが、電力変換器の直流部への入力電流には、スイッチングによる交流の電流成分が含まれる。そのため、３レベル電力変換器を構成する３相インバータの直流部に平滑コンデンサを用いた場合、平滑コンデンサの静電容量及び直流母線の配線インダクタンスによって共振現象が発生することが知られている。
【０００３】
この問題を解決する方法としては、特許文献１に開示されているように、多重３レベル電力変換装置を構成する３レベル電力変換器の直流電位入力端子の間に、共振抑制抵抗を挿入する方法がある。
また、ｎ（ｎはｎ≧２の整数）台のＰＷＭ（Pulse Width Modulation）を用いた３レベル電力変換器によって多重化を行う場合には、３ｎ多重方法となる。この場合において、一般に交流出力の高調波成分低減のために、搬送波位相を３６０/３ｎ度ずつずらして、出力電圧の段数を増やすキャリア多重方法が知られている。
また、前記キャリア多重方法における共振現象の対策としては、特許文献２に開示されているように、６多重の場合では、６つの３相インバータを搬送波の位相を１２０度ずつずらした３つの３相インバータの組に分け、さらに、基準信号の位相差が１８０度となる３相インバータ間の直流配線の長さが等しくなるように接続する方法がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００３−７０２６３号公報
【特許文献２】特開２００８−９９４３６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
前記した多重電力変換器、または多重電力変換装置における共振現象を放置すれば、共振電流により直流母線や平滑コンデンサの温度が上昇し、最悪の場合、破壊されるという問題がある。
また、特許文献１に開示された技術・方法を用いた場合においては、電力変換器の台数に比例して、共振抑制用の抵抗器の台数、及び抵抗器設置の手間とそのスペースが増加するため、費用の増大を招くという問題がある。
また、前記キャリア多重方法を格別な工夫をせずに用いた場合には、各変換器の直流入力電流に位相差が発生するために、直流母線及び平滑コンデンサに横流、及び横流を原因とする過大な共振電流が発生し、この電流により直流母線や平滑コンデンサが温度上昇するという問題がある。
また、特許文献２に開示された技術・方法を用いた場合においては、電力変換器内における３相インバータ間については抑制できるが、３つの３相インバータから構成される電力変換器の組同士の接続点においては、２つの単位電力変換器間で横流が発生し、共振電流の原因となるという問題がある。
【０００６】
そこで、本発明はこのような問題点を解決するもので、その目的とするところは、変換効率を低下させずに３レベル電力変換器の直流母線や平滑コンデンサの温度上昇を招く共振電流を抑制し、共振抑制に使用する抵抗器の費用の増大を抑える多重３レベル電力変換装置（電力変換装置）を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
前記の課題を解決して、本発明の目的を達成するために、以下のように構成した。
すなわち、正電位直流入力端子と中間電位直流入力端子間および中間電位直流入力端子と負電位直流入力端子間に、それぞれ平滑コンデンサを有する３つの３相インバータを組とする複数組の３レベル電力変換器と、前記複数組の３レベル電力変換器に対してスイッチングタイミングを指令するパルスを所定の周期で生成するパルス生成手段と、前記３レベル電力変換器の中間電位直流入力端子の各組間を接続する抵抗器と、を備えた。
また、前記パルス生成手段は、指令値と周期的に変化する基準値とに基づいてパルスを形成し、前記３レベル電力変換器を構成する電気的に隣接接続された３つの３相インバータにおいて、前記３相インバータのスイッチングのタイミングを決める基準値の位相差が互いに電気角でプラスまたはマイナス略１２０度、もしくは、プラスまたはマイナス略２４０度である。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、変換効率を低下させずに３レベル電力変換器の直流母線や平滑コンデンサの温度上昇を招く共振電流を抑制し、共振抑制に使用する抵抗器の費用の増大を抑える多重３レベル電力変換装置（電力変換装置）を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】本発明の第１実施形態である６多重の多重３レベル電力変換装置の構成を示す回路図である。
【図２Ａ】本発明の第１実施形態における電流経路を示す図である。
【図２Ｂ】比較参考としての６多重の多重３レベル電力変換装置における電流経路を示す図である。
【図３】本発明の第１実施形態に備えたパルス生成手段におけるパルスを生成する際の変調波とＰＷＭパルスの関係を示す図である。
【図４】本発明の第１実施形態に備えた３レベル電力変換器のＵ相の構成を示す回路図である。
【図５】本発明の第１実施形態に備えたパルス生成手段におけるパルスを生成する際のＰＷＭパルスごとの３レベル電力変換器の動作の関係を示す図である。
【図６】本発明の第１実施形態における多重キャリアの波形と互いの位相関係を示す図である。
【図７】本発明の第１実施形態における多重キャリアと変調波、および多重の上側のＰＷＭパルスの関連を示す図である。
【図８】比較参考としての６多重の多重３レベル電力変換装置の第１の構成を示す回路図である。
【図９】比較参考としての６多重の多重３レベル電力変換装置の第２の構成を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下、本発明の実施形態について説明する。
【００１１】
（第１実施形態）
図１に本発明の電力変換装置の第１実施形態である６多重の多重３レベル電力変換装置の回路構成を示す。
＜多重３レベル電力変換装置の構成＞
本発明の電力変換装置の第１実施形態である多重３レベル電力変換装置１００は、３相インバータ１１１、１１２、１１３を組とする３レベル電力変換器１０１と、３相インバータ１１４、１１５、１１６を組とする３レベル電力変換器１０２と、３レベル電力変換器（１０１、１０２）の中間電位直流入力端子（中間電位直流母線１８２Ａ、１８２Ｂ）の各組間を接続する抵抗器１４０と、３レベル電力変換器（１０１、１０２）に対してスイッチングタイミングを指令する変換器動作パルスを所定の周期で生成するパルス生成手段１５０と、多重トランス１７０と、を備えている。
以上の各構成要素については、以下に順に説明する。
【００１２】
≪３相インバータ≫
図１において、３相インバータ１１１は、Ｎ型ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）１２１〜１２６とＮ型ＩＧＢＴ１３１〜１３６を備えている。
また、３相インバータ１１１には、正電位直流母線１８１、負電位直流母線１８３、中性点電位直流母線１８２Ａが、それぞれ正電位直流入力端子（１８１）、負電位直流入力端子（１８３）、中性点電位直流入力端子（１８２Ａ）を介して入力している。
また、３相インバータ１１１から、第１の出力線１９１、第２の出力線１９２、第３の出力線１９３が出力している。
また、Ｎ型ＩＧＢＴ１２１〜１２６とＮ型ＩＧＢＴ１３１〜１３６には、それぞれのＮ型ＩＧＢＴに対して並列に過電圧保護用のダイオードが接続されている。
【００１３】
また、正電位直流母線１８１と中性点電位直流母線１８２Ａとの間には、平滑コンデンサＣ１１ａが接続され、負電位直流母線１８３と中性点電位直流母線１８２Ａとの間には、平滑コンデンサＣ１１ｂが接続されている。なお、正電位直流母線１８１、負電位直流母線１８３、中性点電位直流母線１８２Ａは、それぞれ正電位直流入力端子（１８１）、負電位直流入力端子（１８３）、中性点電位直流入力端子（１８２Ａ）に接続されているので、正電位直流入力端子と中性点電位直流入力端子との間に平滑コンデンサＣ１１ａが接続され、負電位直流力端子と中性点電位直流入力端子との間に平滑コンデンサＣ１１ｂが接続されているとも云える。
また、正電位直流母線１８１と中性点電位直流母線１８２Ａ、１８２Ｂと負電位直流母線１８３とを適宜、「直流母線」と総称する。また、正電位直流入力端子と中性点電位直流入力端子と負電位直流入力端子とを適宜、「直流電位入力端子」と総称する。
【００１４】
Ｎ型ＩＧＢＴ１２１とＮ型ＩＧＢＴ１２４とＮ型ＩＧＢＴ１３１とＮ型ＩＧＢＴ１３４は直列に接続されている。すなわち、Ｎ型ＩＧＢＴ１２１のエミッタとＮ型ＩＧＢＴ１２４のコレクタが接続されている。Ｎ型ＩＧＢＴ１２４のエミッタとＮ型ＩＧＢＴ１３４のコレクタが接続されている。Ｎ型ＩＧＢＴ１３４のエミッタとＮ型ＩＧＢＴ１３１のコレクタが接続されている。
Ｎ型ＩＧＢＴ１２１のコレクタは、正電位直流母線１８１に接続されている。Ｎ型ＩＧＢＴ１３１のエミッタは、負電位直流母線１８３に接続されている。Ｎ型ＩＧＢＴ１２４のコレクタは、ダイオードＤ２１を介して中性点電位直流母線１８２Ａに接続されている。Ｎ型ＩＧＢＴ１３４のエミッタは、ダイオードＤ３１を介して中性点電位直流母線１８２Ａに接続されている。Ｎ型ＩＧＢＴ１２４のエミッタとＮ型ＩＧＢＴ１３４のコレクタの接続点は、第１の出力線１９１に接続されている。
【００１５】
Ｎ型ＩＧＢＴ１２２とＮ型ＩＧＢＴ１２５とＮ型ＩＧＢＴ１３２とＮ型ＩＧＢＴ１３５は直列に接続されている。すなわち、Ｎ型ＩＧＢＴ１２２のエミッタとＮ型ＩＧＢＴ１２５のコレクタが接続されている。Ｎ型ＩＧＢＴ１２５のエミッタとＮ型ＩＧＢＴ１３５のコレクタが接続されている。Ｎ型ＩＧＢＴ１３５のエミッタとＮ型ＩＧＢＴ１３２のコレクタが接続されている。
Ｎ型ＩＧＢＴ１２２のコレクタは正電位直流母線１８１に接続されている。Ｎ型ＩＧＢＴ１３２のエミッタは負電位直流母線１８３に接続されている。Ｎ型ＩＧＢＴ１２５のコレクタは、ダイオードＤ２２を介して中性点電位直流母線１８２Ａに接続されている。Ｎ型ＩＧＢＴ１３５のエミッタは、ダイオードＤ３２を介して中性点電位直流母線１８２Ａに接続されている。Ｎ型ＩＧＢＴ１２５のエミッタとＮ型ＩＧＢＴ１３５のコレクタの接続点は、第２の出力線１９２に接続されている。
【００１６】
Ｎ型ＩＧＢＴ１２３とＮ型ＩＧＢＴ１２６とＮ型ＩＧＢＴ１３３とＮ型ＩＧＢＴ１３６は直列に接続されている。すなわち、Ｎ型ＩＧＢＴ１２３のエミッタとＮ型ＩＧＢＴ１２６のコレクタが接続されている。Ｎ型ＩＧＢＴ１２６のエミッタとＮ型ＩＧＢＴ１３６のコレクタが接続されている。Ｎ型ＩＧＢＴ１３６のエミッタとＮ型ＩＧＢＴ１３３のコレクタが接続されている。
Ｎ型ＩＧＢＴ１２３のコレクタは、正電位直流母線１８１に接続されている。Ｎ型ＩＧＢＴ１３３のエミッタは、負電位直流母線１８３に接続されている。Ｎ型ＩＧＢＴ１２６のコレクタは、ダイオードＤ２３を介して中性点電位直流母線１８２Ａに接続されている。Ｎ型ＩＧＢＴ１３６のエミッタは、ダイオードＤ３３を介して中性点電位直流母線１８２Ａに接続されている。Ｎ型ＩＧＢＴ１２６のエミッタとＮ型ＩＧＢＴ１３６のコレクタの接続点は、第３の出力線１９３に接続されている。
【００１７】
３相インバータ１１１は、Ｎ型ＩＧＢＴ１２１〜１２６とＮ型ＩＧＢＴ１３１〜１３６のそれぞれがパルス生成手段１５０に制御されることにより、正電位直流母線１８１、負電位直流母線１８３、中性点電位直流母線１８２Ａにおける直流電力を第１の出力線１９１、第２の出力線１９２、第３の出力線１９３へ交流電力として変換して出力する。
なお、３相インバータ１１１におけるＮ型ＩＧＢＴ１２１〜１２６とＮ型ＩＧＢＴ１３１〜１３６を、どのようにパルス生成手段１５０が制御するかの詳細は後述する。
また、３相インバータ１１２〜１１６の構成は、３相インバータ１１１と基本的に同一の構成である。ただし、制御をする変換器動作パルスの位相は後記するように異なる。
【００１８】
≪３レベル電力変換器≫
図１において、３相インバータ１１１、１１２、１１３によって、３レベル電力変換器１０１が構成されている。また、３相インバータ１１４、１１５、１１６によって、３レベル電力変換器１０２が構成されている。
３相インバータ１１２、１１３は、基本的に３相インバータ１１１と同一の構成である。ただし、３相インバータ１１１、１１２、１１３のパルス生成手段１５０による制御の仕方は異なっていて、３相インバータ１１１、１１２、１１３の相互間の電気的位相は異なっている。３相インバータ１１１〜１１６のブロックにおいて、それぞれＰ１、Ｐ３、Ｐ５、Ｐ４、Ｐ６、Ｐ２の符号が添えてあるのは、前記した３相インバータ１１１〜１１６を制御するパルスの位相が異なることに対応している。
パルスの位相を示すＰ１〜Ｐ６、及びパルス生成手段１５０がどのように３相インバータ１１１〜１１６を制御するかについての詳細は後述する。
【００１９】
また、３レベル電力変換器１０２は、３レベル電力変換器１０１と基本的には同一の構成であるが、前記したように、パルス生成手段１５０における制御が３レベル電力変換器１０１と３レベル電力変換器１０２とでは異なる。
なお、３レベル電力変換器１０１と３レベル電力変換器１０２と、２台を備えて６重の多重３レベル電力変換装置１００が構成される。
また、２台に限らずｎ（ｎはｎ≧２の整数）台であれば、３ｎ重の多重３レベル電力変換装置が構成される。
【００２０】
なお、平滑コンデンサＣ１２ａ、Ｃ１３ａは、正電位直流母線１８１と中性点電位直流母線１８２Ａとの間に接続されている。また、平滑コンデンサＣ１２ｂ、Ｃ１３ｂは、負電位直流母線１８３と中性点電位直流母線１８２Ａとの間に接続されている。
なお、平滑コンデンサＣ１４ａ、Ｃ１５ａ、Ｃ１６ａは、正電位直流母線１８１と中性点電位直流母線１８２Ｂとの間に接続されている。また、平滑コンデンサＣ１４ｂ、Ｃ１５ｂ、Ｃ１６ｂは、負電位直流母線１８３と中性点電位直流母線１８２Ｂとの間に接続されている。
【００２１】
≪多重トランス≫
３相インバータ１１１の第１の出力線１９１、第２の出力線１９２、第３の出力線１９３から出力された交流電力は、多重トランス１７０に入力する。
また、３相インバータ１１２〜１１６のそれぞれの第１〜第３の出力線（１９１、１９２、１９３相当）から出力された交流電力は、多重トランス１７０に入力する。これらの入力した交流電力は、多重トランス１７０で一括して直列または並列に多重化されることにより、所望の交流電力１６０が得られる。
【００２２】
≪パルス生成手段１５０≫
パルス生成手段１５０は、３レベル電力変換器１０１、１０２を制御する変換器動作パルスを生成する。つまり、生成したパルスによって、３相インバータ１１１〜１１６を制御する。より具体的には、３相インバータ１１１〜１１６に含まれるＮ型ＩＧＢＴの開閉を制御する。
なお、パルス生成の生成方法の詳細は後記する。
【００２３】
≪抵抗器１４０≫
図１において、抵抗器１４０は３レベル電力変換器１０１の中性点電位直流母線１８２Ａと、３レベル電力変換器１０２の中性点電位直流母線１８２Ｂとの間に流れる電流を制限するものである。
この中性点電位直流母線１８２Ａと中性点電位直流母線１８２Ｂとの間に流れる電流を制限するのは、３レベル電力変換器１０１、１０２、あるいは多重３レベル電力変換装置１００における共振現象を防ぐ、もしくは軽減するためである。この共振現象について、次に説明する。
【００２４】
＜多重電力変換器における共振現象＞
一般に、複数の単位電力変換器の交流出力を直列、または並列化した多重電力変換器において、共振現象の問題がある。
この多重電力変換器において、共振現象を図１の本実施形態において、中性点電位直流母線電流を抑制する抵抗器１４０がない場合、つまり、後記する参考回路としての図８に相当する回路として、この共振現象と、それによる問題点について説明する。
【００２５】
この複数の３相インバータ（１１１〜１１６、図１）の交流出力を直列、または並列化した多重３レベル電力変換装置（１００、図１）を構成する複数台の３レベル電力変換器（１０１、１０２、図１）の直流側の、正電位直流入力端子、中性点電位直流入力端子、負電位直流入力端子は、それぞれ正電位直流母線（１８１、図１）、中性点電位直流母線（１８２Ａ、１８２Ｂ、図１）、負電位直流母線（１８３、図１）を介してそれぞれ電気的に接続される。また、３相インバータ（１１１〜１１６、図１）の直流部への入力電流にはスイッチング素子であるＩＧＢＴ（１２１〜１２６、１３１〜１３６、図１）のスイッチングによる交流の電流成分が含まれる。
【００２６】
この交流成分を除去もしくは低減するために、多重３レベル電力変換装置（１００、図１）を構成する３相インバータ（１１１〜１１６、図１）の直流部の直流電位入力端子に、平滑コンデンサ（Ｃ１１ａ〜Ｃ１６ａ、Ｃ１１ｂ〜Ｃ１６ｂ、図１）を有するものを用いた場合、平滑コンデンサの静電容量及び直流母線の配線インダクタンスによって、共振現象が発生する。そして、この際の共振電流により直流母線（１８１、１８２Ａ、１８２Ｂ、１８３、図１）や平滑コンデンサ（Ｃ１１ａ〜Ｃ１６ａ、Ｃ１１ｂ〜Ｃ１６ｂ、図１）の温度が上昇し、最悪の場合には破壊されるという問題がある。
以上の共振電流の流入防止と平準化、またピーク電流の抑制の一手段として、抵抗器１４０（図１）を用いる。
【００２７】
＜抵抗器の作用、効果＞
図２Ａ、図２Ｂを参照して抵抗器１４０を備えたことの作用と効果を説明する。
図２Ａは、３レベル電力変換器１０１の中性点電位直流母線１８２Ａと、３レベル電力変換器１０２の中性点電位直流母線１８２Ｂとの間に抵抗器１４０を備えた際の３レベル電力変換器１０１、１０２に流れる電流の経路を示したものである。
図２Ａにおいては、抵抗器１４０を備えたために、中性点電位直流母線１８２Ａと、３レベル電力変換器１０２の中性点電位直流母線１８２Ｂとの間に流れる電流が制限され、３レベル電力変換器１０１、もしくは３レベル電力変換器１０２のそれぞれの内部で流れる電流が主となっている。
【００２８】
図２Ａにおいて、電流経路ｘ２は、３レベル電力変換器１０１内で、正電位直流母線１８１と中性点電位直流母線１８２Ａ、及び両者に電気的に接続される平滑コンデンサＣ１１ａ、Ｃ１３ａとに電流が流れる経路を示す。
また、電流経路ｙ２は、３レベル電力変換器１０１内で、中性点電位直流母線１８２Ａと負電位直流母線１８３、及び両者に電気的に接続される平滑コンデンサＣ１１ｂ、Ｃ１３ｂとに電流が流れる経路を示す。
【００２９】
また、電流経路ｘ２’は、３レベル電力変換器１０２内で、正電位直流母線１８１と中性点電位直流母線１８２Ｂ、及び両者に電気的に接続される平滑コンデンサＣ１４ａ、Ｃ１６ａとに電流が流れる経路を示す。
また、電流経路ｙ２’は、３レベル電力変換器１０２内で、中性点電位直流母線１８２Ｂと負電位直流母線１８３、及び両者に電気的に接続される平滑コンデンサＣ１４ｂ、Ｃ１６ｂとに電流が流れる経路を示す。
また、電流経路ｚ２’’は、３レベル電力変換器１０１と３レベル電力変換器１０２において、正電位直流母線１８１と負電位直流母線１８３、及び両者に電気的に接続される平滑コンデンサＣ１１ａ、Ｃ１６ａ、Ｃ１６ｂ、Ｃ１１ｂとに電流が流れる経路を示す。
【００３０】
図１における３レベル電力変換器１０１、１０２内では、複数の３相インバータ間の位相差が、±１２０度または±２４０度という搬送波位相の条件をそれぞれ満たすように、パルス生成手段１５０が設定されているので、３レベル電力変換器１０１内の直流母線１８１、１８２Ａ、１８３、及び３レベル電力変換器１０２内の直流母線１８１、１８２Ｂ、１８３を流れる共振電流のピークを抑えることができて、電流経路ｘ２、ｙ２、ｚ２、ｘ２’、ｙ２’、ｚ２’では電流が抑制される。
【００３１】
ただし、３レベル電力変換器１０１と、３レベル電力変換器１０２との間の複数の３相インバータ間では前記±１２０度または±２４０度という搬送波位相の条件は満たされていないので、抵抗器１４０がなければ電気的に隣接する３相インバータ１１２、１１３、１１４間及び３相インバータ１１３、１１４、１１５間では共振電流が平準化されない。したがって、前記したように共振電流とピーク電流を抑制するために抵抗器１４０が備えられ、その結果として、前記作用効果をもたらすものである。
なお、搬送波位相の条件（±１２０度または±２４０度）の詳細については後記する。
【００３２】
また、より具体的には、参考として後記する図２Ｂにおける中性点電位直流母線（８８２、図８）を介して流れる電流経路ｘ１、ｙ１の電流が、図２Ａにおいて抵抗器１４０を設けることにより、抑制され、これらの経路上の正電位直流母線（８８１、図８）、中性点電位直流母線（８８２、図８）、負電位直流母線（８８３、図８）、及び平滑コンデンサ（Ｃ１１ａ、Ｃ１６ａ、Ｃ１１ｂ、Ｃ１６ｂ）への電流が低減される。
なお、図２ＡにおけるＡ’、Ｃ’点を通る電流経路ｚ２’’にも共振電流が流れる場合があるが、電流経路ｚ２’’は、図２Ｂの電流経路ｘ１，ｙ１よりも経路中のコンデンサ数が多く、経路中のキャパシタンスに差があり、共振周波数が異なる。したがって、本実施形態で追加した抵抗器１４０によって、中性点電位直流母線に流れなくなった共振電流が分流して電流経路ｚ２’’の共振電流が増加するというようなことは起こらない。
【００３３】
なお、図２Ｂは参考として、抵抗器１４０（図１）が削除された場合、あるいは後記する比較参考回路・方式１の３レベル電力変換器１０１、１０２（８０１、８０２、図８）に流れる電流の経路を示したものである。電流を抑制する抵抗器１４０がないので、３レベル電力変換器１０１と、３レベル電力変換器１０２の間に電流が流れている。
この図２Ｂの電流経路と現象の詳細については後記する。
【００３４】
＜パルス制御の方法について＞
中性点電位直流母線１８２Ａ、１８２Ｂ（図１）の電流を抑制する抵抗器１４０（図１、図２Ａ）で、前記共振電流やピーク電流を抑制できるが、もともとの共振電流やピーク電流は少ない方が望ましい。
これらの共振電流やピーク電流を抑えるパルス制御の方法について、以下に説明する。
６多重の多重３レベル電力変換装置の場合、ある相の電圧を出力するためのＰＷＭ（Pulse Width Modulation）パルスを生成するための基準信号は、３６０度を６等分した、電気角で６０度の位相差のある６つの信号となる。具体的な各位相は、０度、６０度、１２０度、１８０度、２４０度、３００度である。
【００３５】
この６つの基準信号をもとに生成した６個のパルスを、それぞれ０度の基準信号から生成したものをパルスＰ１（Ｐ１）、６０度をパルスＰ２（Ｐ２）、１２０度をパルスＰ３（Ｐ３）、１８０度をパルスＰ４（Ｐ４）、２４０度をパルスＰ５（Ｐ５）、３００度をパルスＰ６（Ｐ６）とする。
なお、これらのパルスは、３相インバータの変換器動作の制御に用いられるので、「変換器動作パルス」と適宜、称する。
【００３６】
＜パルス生成方法＞
パルス生成方法の例として，正弦波三角波比較ユニポーラ変調ＰＷＭ方式を用いた６多重のキャリア多重方式を示す。
ここでは、まず≪パルス生成方法１≫として、パルスＰ１を例にとり、パルス１発分の生成方法について説明する。なお、６多重のキャリア多重方式で用いるパルスＰ１〜Ｐ６のパルス６発分の生成方法については、≪パルス生成方法２≫として後記する。
【００３７】
≪パルス生成方法１≫
図３に、正弦波三角波比較ユニポーラ変調ＰＷＭ方式によるＰＷＭパルスの生成方法を示す。例として、パルスを０度の基準信号から生成した、３レベル電力変換器の３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のうちＵ相について説明する。
なお、図３において、横軸は変調波の電気角を、度を単位として１波長分（３６０度）を表している。また、表記している項目は、変換器の変調波Ｕ１、上側のキャリアＴ１ａ、下側のキャリアＴ１ｂ、上側のパルスＰ１ａ、下側のパルスＰ１ｂである。また、上側のパルスＰ１ａと下側のパルスＰ１ｂとを併せてパルスＰ１としている。
【００３８】
図３において、変換器の変調波Ｕ１を、三角波で構成される上側のキャリアＴ１ａ、下側のキャリアＴ１ｂと比較し、キャリアＴ１ａが変調波Ｕ１よりも小さい場合は上側のパルスＰ１ａをオン（オンさせる電位）、大きい場合は上側のパルスＰ１ａをオフ（オフさせる電位）とする。また、キャリアＴ１ｂが変調波Ｕ１よりも小さい場合は下側のパルスＰ１ｂをオフ、大きい場合は下側のパルスＰ１ａをオンとする。
上側のパルスＰ１ａがオン、下側のパルスＰ１ｂがオフの状態を状態Ａと呼び、また上側のパルスＰ１ａがオフ、下側のパルスＰ１ｂがオフの状態を状態Ｂと呼び、また上側のパルスＰ１ａがオフ、下側のパルスＰ１ｂがオンの状態を状態Ｃと呼ぶものとする。なお、図３から解るように、上側のパルスＰ１ａと下側のパルスＰ１ｂがともにオンとなることはない。
【００３９】
≪パルスＰ１の使われた方≫
６多重のキャリア多重方式に使用されるすべてのパルスと回路の関係は複雑になるので、まず以上で説明したパルスＰ１を構成する上側のパルスＰ１ａと、下側のパルスＰ１ｂとが実際に使用される回路を、図１から関連する部分の回路のみを抜粋して図４に示す。また、上側のパルスＰ１ａと下側のパルスＰ１ｂの組み合わせによる各状態Ａ、Ｂ、Ｃにおける図４の回路の動作を図５に示す。
【００４０】
図４は３相インバータ（１１１、図１）の３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の内の１相分の構成を示す回路図である。図４におけるＮ型ＩＧＢＴ４２１、４２４、４３４、４３１は、図１におけるＮ型ＩＧＢＴ１２１、１２４、１３４、１３１にそれぞれ対応している。また、図４における正電位直流母線４８１、中性点電位直流母線４８２、負電位直流母線４８３は、図１における正電位直流母線１８１、中性点電位直流母線１８２Ａ、負電位直流母線１８３にそれぞれ対応している。また、図４におけるコンデンサＣ４１ａ、Ｃ４１ｂは、図１におけるコンデンサＣ１１ａ、Ｃ１１ｂにそれぞれ対応している。また、ダイオードＤ４２、Ｄ４４は、図１におけるダイオードＤ２１、Ｄ３１にそれぞれ対応している。また、図４における出力端子（出力線）４９１は図１における第１の出力線１９１に対応している。
【００４１】
図４において、Ｎ型ＩＧＢＴ４２１のゲート端子には、前記した上側のパルスＰ１ａが加えられる。また、Ｎ型ＩＧＢＴ４３１のゲート端子には、前記した下側のパルスＰ１ｂが加えられる。また、Ｎ型ＩＧＢＴ４２４、４３４のそれぞれのゲート端子には、後記する図５を満たすパルスが加えられる。
なお、Ｎ型ＩＧＢＴ４２１、４２４、４３４、４３１は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４それぞれ対応させて図４、図５で表記している。
図４において、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４（Ｎ型ＩＧＢＴ４２１、４２４、４３４、４３１）は、後記するパルスの組み合わせを示す図５に従い、状態Ａ、Ｂ、Ｃによりオン（ＯＮ）・オフ（ＯＦＦ）し、各電位の直流母線の電位を出力端子（出力線）４９１から出力する。
【００４２】
図５は、図４の回路におけるスイッチング素子のＱ１〜Ｑ４がオン（ＯＮ）か、オフ（ＯＦＦ）によって、出力端子４９１から出力する電位が、正電位（正電位直流母線の電位）、中性点電位（中性点電位直流母線の電位）、負電位（負電位直流母線の電位）のいずれかになるかの対応を表している。また、状態Ａ、Ｂ、Ｃとはスイッチング素子のＱ１〜Ｑ４のオン・オフによる特定の状態に対応している。前記したように、上側のパルスＰ１ａと下側のパルスＰ１ｂとは反転した関係ではないので、図４の出力状態としては状態Ａ、Ｂ、Ｃによる正電位（正電位直流母線の電位）、中性点電位（中性点電位直流母線の電位）、負電位（負電位直流母線の電位）の３通りがある。
【００４３】
したがって、図４、もしくは図１のスイッチング素子であるＩＧＢＴは、各ゲート端子に正側の電位のパルスが加わることによってオンして、図５の対応関係にしたがって、所定の電位を出力する。ただし、上側のパルスＰ１ａと下側のパルスＰ１ｂは正弦波を変調したＰＷＭ波形であるので、図４の出力端子４９１は正電位、中性点電位、負電位を組み合わせた出力波形であっても、合成したアナログ波形は、近似的にＵ相の位相の正弦波となる。
【００４４】
≪パルス生成方法２≫
次に、図１の６多重の多重３レベル電力変換装置で、各ＩＧＢＴを制御する６発のパルスであるパルスＰ１〜Ｐ６の生成方法について説明する。
キャリア多重の場合、キャリア１周期を多重数で分割した角度だけ位相がずれた多重数と等しい数のキャリアを使用する。６多重の場合を図６に示す。
図６において、横軸はキャリアの電気角を、度を単位として１波長分（３６０度）を表している。また、表記している項目は、キャリアＴ１ａ〜Ｔ６ａである。
【００４５】
図６においては、電気角で６０度ずつ位相がずれた、各位相が０度、６０度、１２０度、１８０度、２４０度、３００度の６つのキャリアが、上側のキャリアＴ１ａ〜Ｔ６ａとなる。この上側のキャリアＴ１ａ〜Ｔ６ａは、６多重の多重３レベル電力変換装置のパルス演算に使用する６つの上側の多重キャリアを示すものである。
なお、下側のキャリアＴ１ｂ〜Ｔ６ｂも用いるが、表記と説明については省略する。
【００４６】
図７は６多重の多重３レベル電力変換装置を構成する各３レベル電力変換器の、Ｕ相の上側のパルスＰ１ａ〜Ｐ６ａの生成方法を示す図である。
図７において、横軸は搬送波の電気角を、度を単位として１波長分（３６０度）を表している。また、縦軸には、６つのキャリアＴ１ａ〜Ｔ６ａと、パルスＰ１ａ〜Ｐ６ａが表記されている。ただし、電位的にはそれぞれの電位にゲタを履かせて、それぞれが重ならないように表記している。なお、６つのキャリアＴ１ａ〜Ｔ６ａの電位にゲタを履かせないで表記したものが前記した図６である。
また、図７において、変調波Ｕについては、キャリアＴ１ａとの関連を示すものについてのみ太い実線で示し、キャリアＴ２ａ〜Ｔ６ａに関連する変調波についてはキャリアＴ２ａ〜Ｔ６ａの電位にゲタを履かせた分だけ平行移動して、それぞれ破線で表記している。
【００４７】
図７において、６つのキャリアＴ１ａ〜Ｔ６ａ（図６、図７）と共通のＵ相における正弦波の変調波Ｕとを比較して、６台の３相インバータ（１１１〜１１６、図１）で、上側のパルスＰ１ａ〜Ｐ６ａをそれぞれ生成する。
例えば、キャリアＴ１ａと変調波Ｕにおいて、変調波ＵがキャリアＴ１ａを上回ったときに、パルスＰ１ａが正側に生成されている。
また、各キャリアＴ２ａ〜Ｔ６ａに対して、変調波Ｕを平行移動して表記した破線に対して、平行移動した破線の変調波Ｕが各キャリアＴ２ａ〜Ｔ６ａをそれぞれ上回った際に各パルスＰ２ａ〜Ｐ６ａが正側に生成されている。
このとき、変調波ＵとキャリアＴ１ａ〜Ｔ６ａの関係によって、異なるパルス幅にパルスＰ１ａ〜Ｐ６ａに変換されている。つまり、ＰＷＭ変調されている。
【００４８】
以上のように、Ｕ相の上側のパルスＰ１ａ〜Ｐ６ａが生成される過程について説明したが、実際にはＵ相の下側のパルス（Ｐ１ｂ〜Ｐ６ｂ）も同様の原理で生成される。また、Ｕ相のみならず、Ｖ相、Ｗ相も原理的には同様に生成される。Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相に異なるのはＵ相における正弦波の変調波Ｕに相当する変調波を、Ｖ相、Ｗ相に適切な位相（１２０度間隔）の正弦波の変調波を用いることにより、生成することである。これらのＵ相、Ｖ相、Ｗ相のパルス生成は、前記したように一括してパルス生成手段１５０（図１）で行われる。
【００４９】
パルス生成手段１５０（図１）によって生成された各パルスによって、Ｎ型ＩＧＢＴによる各スイッチング素子がオン・オフするが、この作用により、正電位直流母線、中性点電位直流母線、負電位直流母線の電位は影響を受ける。この変動を抑えるために正電位直流母線と中性点電位直流母線との間、また中性点電位直流母線と負電位直流母線との間に平滑用のコンデンサを備える。この平滑用のコンデンサは、図４において、コンデンサＣ４１ａ、Ｃ４１ｂに相当する。また、図１においては、コンデンサＣ１１ａ〜Ｃ１６ａ、Ｃ１１ｂ〜Ｃ１６ｂに相当する。
このように直流回路における正電位直流母線、中性点電位直流母線、負電位直流母線との間に平滑用のコンデンサを備えると、直流回路の主として前記各母線のインダクタンスとの間で、共振回路が形成されることがある。
【００５０】
この結果、前記したように、各変換器から直流回路に流出する電流において、ＩＧＢＴの電流遮断動作を発生源として、回路のインダクタンスと平滑用のコンデンサ（平滑コンデンサ）との共振現象が発生し、共振電流が流れることがある。この発生する共振電流が各電位の直流母線へ流出するタイミングは、ＩＧＢＴの駆動パルスのオンもしくはオフのタイミングに一致する。したがって、各ＩＧＢＴのオン・オフのタイミングによっては、共振電流が重畳して大きくなることも、また相殺することもありうる。そのため、各ＩＧＢＴをどのような位相の相互の関係でオン・オフするかはパルス生成手段（１５０、図１）の重要な課題となる。
【００５１】
図１の６多重の多重３レベル電力変換装置１００においては、まず、６個の３相インバータ１１１〜１１６を、１周期の３６０度の間で位相を６等分する。つまり、
０度（３６０度）、６０度、１２０度、１８０度、２４０度、３００度
とする。
次に、以上の６相において、以下の３相の２組に分ける。この組に分ける場合においての基本的な考え方は、同じ組の異なる３相インバータ間では、なるべく、位相間隔を広くとることである。同じ組の３相インバータ間で位相間隔が狭いと共振電流やピーク電流が重畳され大きくなる可能性が高くなる。したがって、同じ組（３レベル電力変換器）の異なる３相インバータ間で可能な限り位相間隔を広くとることにより、共振電流やピーク電流を極力、減らすものである。
【００５２】
なお、この場合に組分けされた各組においては、位相間隔が広い組み合わせになっているが、６多重とする場合には、他の組には位相間隔が狭いものが含まれており、それらと共に動作するので、その存在を無視できない。しかしながら、組が別であるので、第１の組（３レベル電力変換器１０１）と第２の組（３レベル電力変換器１０２）の間において、抵抗器１４０（図１）を備えて電流を抑制することにより、他の組の位相間隔が狭い３相インバータの影響を軽減するという考え方である。
【００５３】
以上の考え方から、３レベル電力変換器１０１の３相インバータ１１１、１１２、１１３の組み合わせを第１の組として、以下の位相の組み合わせとする。
第１の組（０度、１２０度、２４０度）、つまり（Ｐ１、Ｐ３、Ｐ５）の組である。
また、３レベル電力変換器１０２の３相インバータ１１４、１１５、１１６の組み合わせを第２の組として、以下の位相の組み合わせとする。
第２の組（６０度、１８０度、３００度）、つまり（Ｐ２、Ｐ４、Ｐ６）の組である。
【００５４】
このとき、第１の組（０度、１２０度、２４０度）においては、
０度と１２０度とは互いに、±１２０度の関係にあり、
１２０度と２４０度とは互いに±１２０度の関係にあり、
０度と２４０度とは互いに±２４０の関係にある。
すなわち第１の組の組み合わせの要素間においては、±１２０度もしくは±２４０度の関係にある。
また、第２の組（６０度、１８０度、３００度）においては、
６０度と１８０度とは互いに、±１２０度の関係にあり、
１８０度と３００度とは互いに±１２０度の関係にあり、
６０度と３００度とは互いに、±２４０度の関係にある。
【００５５】
このように、６相を各組の要素同士の関係においては、±１２０度、もしくは±２４０度の関係にある３相同士の組み合わせとなる、２組の３相の組み合わせにする。
なお、ここで±１２０度と±２４０度が混在しているように見えるが、これは０度〜３６０度という限定された数値による表現に起因するものでもある。次の１波長つまり次の３６０度先、もしくは前との関係からは、３６０度−２４０度＝１２０度であるので、「±１２０度、もしくは±２４０度の関係」というのは本質的には「±１２０度の関係」に集約されるという見方もできる。
【００５６】
３６０度を３相の組み合わせで行う場合は１２０度（３６０／３＝１２０）が組み合わせとしては取りうる位相の最大差である。
したがって、この場合の各組においては、相互間の位相差が最も広がる組み合わせとなっているので、共振電流やピーク電流の重畳が最も少なくなり、平均化されて、共振電流やピーク電流の影響が軽減される。
なお、６相を各組の要素同士の位相関係においては、±１２０度、もしくは±２４０度の関係にある３相同士の組み合わせにするとしたが、この値は理想的な理論値である。実際に用いる場合の許容範囲を考慮すれば、±１２０度±１０度、もしくは±２４０度±１０度が実用的な範囲であることが確認されている。
【００５７】
（その他の発明）
以上において、３レベル電力変換器（１０１、１０２、図１）は、２組の場合の６多重の多重３レベル電力変換装置について説明したが、３レベル電力変換器は３組以上であってもよい。つまりｎを２以上の整数として、３ｎ多重の多重３レベル電力変換装置を構成できる。
この場合には、各３レベル電力変換器の３相インバータの相互間の位相差は±１２０度または±２４０度の組み合わせとする。さらに、各３レベル電力変換器内で電流が極力、循環するように、そして、ｎ組の３レベル電力変換器間での横流が抑制されるように、各３レベル電力変換器の中間電位直流入力端子の各組間に、抵抗器（１４０、図１相当）を接続する。
【００５８】
また、変換器のスイッチングのタイミングを決める基準値の位相差が、互いに電気角でプラスまたはマイナス１２０度±１０度、もしくは、プラスまたはマイナス２４０度±１０度となるようなパルスのキャリア位相差としたが、この誤差の値は概略の目安の値である。
したがって、この誤差は少ない方が望ましいと同時に、流れる電流を許容すれば、位相差の範囲は±１０度を超えても実用的に許容できる場合もある。
【００５９】
図１において、３相インバータ１１１をＮ型ＩＧＢＴ（１２１〜１２６、１３１〜１３６）で説明したが、極性を合わせればＰ型ＩＧＢＴを用いてもよい。また、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）等のスイッチング素子を用いてもよい。
【００６０】
（比較参考としての回路・方式１）
本実施形態の特徴をより明確にするために、第１の比較参考例として図８の回路と方式を説明する。図８は６多重の多重３レベル電力変換装置の構成を示す図であって、図１から抵抗器１４０（図１）を取り除いた場合である。ただし、この場合においても、３レベル電力変換器８０１と３レベル電力変換器８０２における６個の３相インバータにおいて、変換器動作パルスＰ１〜Ｐ６の組み合わせによって、動作と共振電流の影響の仕方は異なる。
【００６１】
≪３相インバータの位相差が±６０度の組み合わせを含む場合≫
図８の３レベル電力変換器８０１と３レベル電力変換器８０２における３相インバータ８１１〜８１６の変換器動作パルスＰ１〜Ｐ６の組み合わせにおいて、例えば３レベル電力変換器８０１内に３相インバータの位相差が、互いに電気角でプラスまたはマイナス６０度（±６０度）の組み合わせが存在するとする。つまり、図８において、３レベル電力変換器８０１の３相インバータ８１１、８１２、８１３の位相の組み合わせを（０度、６０度、１２０度）、すなわち（Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３）とし、また３レベル電力変換器８０２の３相インバータ８１４、８１５、８１６の位相の組み合わせを（１８０度、２４０度、３００度）、すなわち（Ｐ４、Ｐ５、Ｐ６）とする。
【００６２】
この場合においては、３レベル電力変換器８０１内で、もしくは３レベル電力変換器８０２内においても共振電流やピーク電流が重畳しやすく、過渡的であっても大きな電流が流れやすい。また、３レベル電力変換器８０１と３レベル電力変換器８０２との間においても、特に対策はとっていないので、共振電流やピーク電流が重畳しやすく、大きな電流が流れやすい。
【００６３】
≪３相インバータの位相差が±１２０度と±２４０度の組み合わせの場合≫
図８の３レベル電力変換器８０１と３レベル電力変換器８０２における３相インバータ８１１〜８１６の変換器動作パルスＰ１〜Ｐ６の組み合わせにおいて、３レベル電力変換器８０１内、もしくは３レベル電力変換器８０２内で、３相インバータの位相差が互いに電気角でプラスまたはマイナス１２０度（±１２０度）もしくはプラスまたはマイナス２４０度（±２４０度）の組み合わせとなるように選択したとする。この場合には３レベル電力変換器８０１内で、もしくは３レベル電力変換器８０２内においては、複数の３相インバータの位相差が少なくとも±１２０度あるので、共振電流やピーク電流の重畳が起こりにくく、平均化され、大きな電流は流れにくい。
【００６４】
しかしながら、３レベル電力変換器８０１と３レベル電力変換器８０２の間の複数の３相インバータ間においては、位相差が±６０度の組み合わせが存在し、かつ格別な対策がとられていないので、３レベル電力変換器８０１と３レベル電力変換器８０２の間では、共振電流やピーク電流が重畳しやすく、大きな電流が流れることがある。
【００６５】
この様子を示したのが、図２Ｂである。
図２Ｂは、図８に示した回路構成で、正電位直流母線８８１、中性点電位直流母線８８２、負電位直流母線８８３及び、平滑コンデンサＣ１１ａ〜Ｃ１６ａ、Ｃ１１ｂ〜Ｃ１６ｂのみの部分における主な電流経路を示す説明図である。
前記したように、図２Ｂにおける電流経路ｘ１は電流が正電位直流母線８８１と中性点電位直流母線８８２、及び両者に電気的に接続される平滑コンデンサＣ１１ａ、Ｃ１６ａを流れる経路を示している。また電流経路ｙ１は電流が中性点電位直流母線８８２と負電位直流母線８８３、及び両者に電気的に接続される平滑コンデンサＣ１１ｂ、Ｃ１６ｂを流れる経路を示している。また電流経路ｚ１は電流が正電位直流母線８８１と負電位直流母線８８３、及び両者に電気的に接続される平滑コンデンサＣ１１ａ、Ｃ１６ａ、Ｃ１６ｂ、Ｃ１１ｂを流れる経路を示している。
【００６６】
図８の回路で、かつ前記したように、３レベル電力変換器８０１の３相インバータ８１１、８１２、８１３の位相の組み合わせを（０度、１２０度、２４０度）、つまり（Ｐ１、Ｐ３、Ｐ５）とし、３レベル電力変換器８０２の３相インバータ８１４、８１５、８１６の位相の組み合わせを（６０度、１８０度、３００度）、つまり（Ｐ２、Ｐ４、Ｐ６）としている。
この場合、３レベル電力変換器８０１内、及び３レベル電力変換器８０２内での３相インバータの位相の組み合わせは、±１２０度または±２４０度となっているので、３レベル電力変換器８０１内、及び３レベル電力変換器８０２内で、それぞれの正電位直流母線８８１、中性点電位直流母線８８２、負電位直流母線８８３を流れる振動電流（共振電流）のピークを抑えてはいる。
【００６７】
しかしながら、電気的に隣接する３相インバータ８１２、８１３、８１４間、及び３相インバータ８１３、８１４、８１５間では位相の差が±６０度のものが混在するために、３レベル電力変換器８０１と３レベル電力変換器８０２との間である点Ａ、Ｂ、Ｃでピークの高い電流が発生して平滑コンデンサＣ１１ａ〜Ｃ１６ａ、Ｃ１１ｂ〜Ｃ１６ｂにも共振電流が流入し、また、平滑コンデンサを通じて、図２Ｂの電流経路ｘ１、ｙ１、ｚ１で、別の電位の直流母線にも電流が流れ、さらに直流母線の電流ピークの増加をもたらす。
配線の仕様を決定するのは電流最大値であるため、電流のピーク値の増加は、配線や平滑コンデンサの電流容量の増加、及び、それに伴う機器寸法の増加をもたらし、好ましくない。
【００６８】
（比較参考としての回路・方式２）
本実施形態の特徴をより明確にするために、第２の比較参考例として図９の回路、方式を説明する。図９は６多重の多重３レベル電力変換装置９００の構成を示す図であって、図１から３レベル電力変換器１０１と３レベル電力変換器１０２間に備えられていた抵抗器１４０（図１）を取り除く一方、３レベル電力変換器９０１と３レベル電力変換器９０２の中に抵抗器９４１、９４２、９４３、９４４をさらに備えたものである。
【００６９】
図９において、３レベル電力変換器９０１と３レベル電力変換器９０２における３相インバータ９１１〜９１６の変換器動作パルスＰ１〜Ｐ６の組み合わせでは、３レベル電力変換器９０１が（Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３）であり、３レベル電力変換器９０２が（Ｐ４、Ｐ５、Ｐ６）である。
つまり、３レベル電力変換器９０１は、３相インバータ９１１、９１２、９１３の位相の組み合わせが（０度、６０度、１２０度）であり、３レベル電力変換器９０２は、３相インバータ９１４、９１５、９１６の位相の組み合わせが（１８０度、２４０度、３００度）である。したがって、３レベル電力変換器９０１内、及び３レベル電力変換器９０２内に３相インバータの位相差が互いに電気角でプラスまたはマイナス６０度（±６０度）の組み合わせが存在しているので、共振電流やピーク電流が重畳しやすい。
【００７０】
しかしながら抵抗器９４１、９４２、９４３、９４４を備えているので、共振電流やピーク電流は抑制され、３レベル電力変換器９０１と３レベル電力変換器９０２、あるいは６多重の多重３レベル電力変換装置９００は過電流からは保護される。
ただし、図９においては、中性点電位直流母線９８２Ａ、９８２Ｂ、９８２Ｃ、９８２Ｄ、９８２Ｅに流れる電流を抑制する抵抗器９４１、９４２、９４３、９４４を備えているので、図１の本実施形態における抵抗器１４０のみの場合に比較して、抵抗器の数が多く、コスト上昇と余分なスペースを必要とする。
【００７１】
（本発明、本実施形態の補足）
以上、本発明は、キャリア多重方法を用いた多重３レベル電力変換装置において、各３レベル電力変換器内における３相インバータの位相差が互いに電気角で±１２０度または±２４０度の組み合わせとし、複数の３レベル電力変換器間においては中性点電位直流母線（１８２Ａ、１８２Ｂ）間に抵抗器１４０を備えることにより、中性点電位直流母線を含む経路の電流が抑制され、結果として直流母線１８１、１８２Ａ、１８２Ｂ、１８３、及び３相インバータ１１１〜１１６の平滑コンデンサＣ１１ａ〜Ｃ１６ａ、Ｃ１１ｂ〜Ｃ１６ｂへの温度上昇を招く電流を抑制する。
【００７２】
また、一般に３レベル電力変換器において、中性点電位直流母線１８２Ａ、１８２Ｂでは、直流正電圧（電位）と直流負電圧（電位）のバランスを調整する電流成分のみが流れるため、電流量は少なく、中性点電位直流母線に抵抗器１４０を挿入することによる損失低下は小さく、効率の低下もわずかである。
【００７３】
また、抵抗器１４０（図１）を挿入する箇所が１箇所であるため、特許文献１を含む比較参考の図９と比較して、共振電流抑制用の抵抗器の数が少なく、占有するスペースや費用の増大を抑えることができる。
【符号の説明】
【００７４】
１００、８００、９００  電力変換装置、多重電力変換装置、多重３レベル電力変換装置、６多重の多重３レベル電力変換装置
１０１、１０２、８０１、８０２、９０１、９０２  ３レベル電力変換器、多重電力変換器、電力変換器、
１１１〜１１６、８１１〜８１６、９１１〜９１６  ３相インバータ
１２１〜１２６、１３１〜１３６、４２１、４２４、４３１、４３４  ＩＧＢＴ、Ｎ型ＩＧＢＴ、スイッチング素子
１４０、９４１〜９４４  抵抗器、共振抑制用抵抗
１５０、８５０、９５０  パルス生成手段
１６０、８６０、９６０  交流電源
１７０、８７０、９７０  多重トランス
１８１、４８１、８８１、９８１  正電位直流母線、直流母線、（正電位直流入力端子）
１８２Ａ、１８２Ｂ、４８２、８８２、９８２Ａ〜９８２Ｅ  中性点電位直流母線、直流母線、（中性点電位直流入力端子）
１８３、４８３、８８３、９８３  負電位直流母線、直流母線、（負電位直流入力端子）
１９１、１９２、１９３  出力線
４９１  出力線、出力端子
Ｃ１１ａ、Ｃ１２ａ、Ｃ１３ａ、Ｃ１４ａ、Ｃ１５ａ、Ｃ１６ａ、Ｃ４１ａ  コンデンサ、平滑コンデンサ、正電位直流母線側の平滑コンデンサ
Ｃ１１ｂ、Ｃ１２ｂ、Ｃ１３ｂ、Ｃ１４ｂ、Ｃ１５ｂ、Ｃ１６ｂ、Ｃ４１ｂ  コンデンサ、平滑コンデンサ、負電位直流母線側の平滑コンデンサ
Ｄ２１〜Ｄ２３、Ｄ３１〜Ｄ３３、Ｄ４２、Ｄ４４  ダイオード
Ｐ１〜Ｐ６  パルス、変換器動作パルス
Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４  スイッチング素子
【図１】
2012100401.tif 000003
【図２Ａ】
2012100401.tif 000004
【図２Ｂ】
2012100401.tif 000005
【図３】
2012100401.tif 000006
【図４】
2012100401.tif 000007
【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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