(57)【要約】【課題】出力電圧のレベルを調整し、かつ力率の低下を防ぐことが可能な力率改善回路および電力変換装置を提供する。【解決手段】力率改善回路５１において、昇降圧回路３１は、キャパシタＣ１１と電気的に接続され、キャパシタＣ１１との接続ノード経由で受けた電圧をスイッチングするためのスイッチ素子Ｑ１と、スイッチ素子Ｑ１によってスイッチングされた電圧を受けるためのインダクタＬ１と、インダクタＬ１に誘起された電圧を蓄えるためのキャパシタＣ１２とを含む。力率改善回路５１は、インダクタＬ１を通して流れる電流を測定するための電流検出器６２を備える。スイッチ素子Ｑ１のスイッチング周波数は、電流検出器６２による測定結果に基づいて制御される。【選択図】図１
2012070600.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１のキャパシタと、
前記第１のキャパシタと電気的に接続され、前記第１のキャパシタとの接続ノード経由で受けた交流電圧を直流電圧に変換するとともに前記直流電圧のレベルを調整可能な昇降圧回路とを備え、
前記昇降圧回路は、
前記第１のキャパシタと電気的に接続され、前記第１のキャパシタとの接続ノード経由で受けた電圧をスイッチングするためのスイッチ素子と、
前記スイッチ素子によってスイッチングされた電圧を受けるためのインダクタと、
前記インダクタに誘起された電圧を蓄えるための第２のキャパシタとを含み、
さらに、前記インダクタを通して流れる電流を測定するための電流検出器を備え、
前記スイッチ素子のスイッチング周波数は、前記電流検出器による測定結果に基づいて制御される、力率改善回路。
【請求項２】
前記力率改善回路は、さらに、
前記第１のキャパシタに印可される電圧を測定するための第１の電圧検出器を備え、
前記スイッチ素子のスイッチング周波数は、前記電流検出器による測定結果および前記第１の電圧検出器による測定結果に基づいて制御される、請求項１に記載の力率改善回路。
【請求項３】
前記力率改善回路は、さらに、
前記第２のキャパシタに印可される電圧を測定するための第２の電圧検出器を備え、
前記スイッチ素子のスイッチング周波数は、前記電流検出器による測定結果、前記第１の電圧検出器による測定結果および前記第２の電圧検出器による測定結果に基づいて制御される、請求項１または２に記載の力率改善回路。
【請求項４】
前記力率改善回路は、さらに、
少なくとも前記電流検出器による測定結果に基づいて、前記スイッチ素子のスイッチングを制御するための制御部を備える、請求項１から３のいずれか１項に記載の力率改善回路。
【請求項５】
前記スイッチ素子のスイッチング周波数は、前記昇降圧回路の入力電圧の位相と入力電流の位相とを合わせるように制御される、請求項１から４のいずれか１項に記載の力率改善回路。
【請求項６】
受けた交流電力を直流電力に変換するための力率改善回路と、
入力側および出力側間を絶縁しながら、前記力率改善回路から受けた電力を伝達するための電力伝達用絶縁回路とを備え、
前記力率改善回路は、
第１のキャパシタと、
前記第１のキャパシタと電気的に接続され、前記第１のキャパシタとの接続ノード経由で受けた交流電圧を直流電圧に変換するとともに前記直流電圧のレベルを調整可能な昇降圧回路とを含み、
前記昇降圧回路は、
前記第１のキャパシタと電気的に接続され、前記第１のキャパシタとの接続ノード経由で受けた電圧をスイッチングするためのスイッチ素子と、
前記スイッチ素子によってスイッチングされた電圧を受けるためのインダクタと、
前記インダクタに誘起された電圧を蓄えるための第２のキャパシタとを含み、
前記力率改善回路は、さらに、前記インダクタを通して流れる電流を測定するための電流検出器を含み、
前記スイッチ素子のスイッチング周波数は、前記電流検出器による測定結果に基づいて制御される、電力変換装置。
【請求項７】
前記電力伝達用絶縁回路は、
第１端および第２端を有する第１の蓄電素子と、
第１端および第２端を有する第２の蓄電素子と、
第１端および第２端を有する第３の蓄電素子と、
前記第１の蓄電素子の第１端と前記第２の蓄電素子の第１端との間に接続された第１のスイッチ素子および前記第１の蓄電素子の第２端と前記第２の蓄電素子の第２端との間に接続された第２のスイッチ素子を含み、前記第１のスイッチ素子の第１端および前記第２のスイッチ素子の第１端において前記昇降圧回路から受けた電力を前記第２の蓄電素子に供給するための入力スイッチ部と、
前記第２の蓄電素子の第１端と前記第３の蓄電素子の第１端との間に接続された第３のスイッチ素子および前記第２の蓄電素子の第２端と前記第３の蓄電素子の第２端との間に接続された第４のスイッチ素子を含み、前記第２の蓄電素子に蓄えられた電力を前記第３の蓄電素子に供給するための出力スイッチ部とを含む、請求項６に記載の電力変換装置。
【請求項８】
第１のキャパシタと、
前記第１のキャパシタと電気的に接続され、前記第１のキャパシタとの接続ノード経由で受けた交流電圧を直流電圧に変換するとともに前記直流電圧のレベルを調整可能な昇降圧回路とを備え、
前記昇降圧回路は、
前記第１のキャパシタと電気的に接続され、前記第１のキャパシタとの接続ノード経由で受けた電圧をスイッチングするためのスイッチ素子と、
前記スイッチ素子によってスイッチングされた電圧を受けるためのインダクタと、
前記インダクタに誘起された電圧を蓄えるための第２のキャパシタとを含み、
さらに、前記第１のキャパシタおよび前記昇降圧回路への入力電流を測定するための電流検出器を備え、
前記スイッチ素子のスイッチング周波数は、前記電流検出器による測定結果に基づいて制御される、力率改善回路。
【請求項９】
受けた交流電力を直流電力に変換するための力率改善回路と、
入力側および出力側間を絶縁しながら、前記力率改善回路から受けた電力を伝達するための電力伝達用絶縁回路とを備え、
前記力率改善回路は、
第１のキャパシタと、
前記第１のキャパシタと電気的に接続され、前記第１のキャパシタとの接続ノード経由で受けた交流電圧を直流電圧に変換するとともに前記直流電圧のレベルを調整可能な昇降圧回路とを含み、
前記昇降圧回路は、
前記第１のキャパシタと電気的に接続され、前記第１のキャパシタとの接続ノード経由で受けた電圧をスイッチングするためのスイッチ素子と、
前記スイッチ素子によってスイッチングされた電圧を受けるためのインダクタと、
前記インダクタに誘起された電圧を蓄えるための第２のキャパシタとを含み、
前記力率改善回路は、さらに、前記第１のキャパシタおよび前記昇降圧回路への入力電流を測定するための電流検出器を備え、
前記スイッチ素子のスイッチング周波数は、前記電流検出器による測定結果に基づいて制御される、電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、力率改善回路および電力変換装置に関し、特に、出力電圧レベルを調整可能な力率改善回路および電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般家庭の交流電力を用いて電気自動車（ＥＶ：Electric Vehicle）およびプラグイン方式のハイブリッドカー（ＨＶ：Hybrid Vehicle）等の駆動用の主電池を充電するための電力変換装置が開発されている。
【０００３】
すなわち、電気自動車およびプラグイン方式のハイブリッドカーの特長の１つは、家庭用コンセント等の外部電源を用いて車載バッテリを充電できることである。そして、ＡＣ１００ＶまたはＡＣ２００Ｖの家庭用コンセントを用いて車載バッテリを充電するには、交流電圧（ＡＣ）をバッテリ用の直流電圧に変換するためのＡＣ／ＤＣコンバータが必要となる。
【０００４】
このようなＡＣ／ＤＣコンバータにおいて用いられる力率改善回路（ＰＦＣ：Power Factor Controller）の一例が、たとえば、「出力２００Ｗの電源高調波電流低減回路の設計」、トランジスタ技術2001年12月号、唐崎松夫著、pp.227-237（非特許文献１）に開示されている。すなわち、昇圧コイル、トランジスタ、転流ダイオードおよび平滑コンデンサを用いた電流連続型の力率改善回路が開示されている。
【０００５】
また、昇圧チョッパを用いた力率改善回路の制御方法が、特許４１９３７５５号公報（特許文献１）に開示されている。すなわち、ＰＦＣ制御回路は、出力コンデンサの電圧と基準電圧との誤差を増幅して得られた誤差電圧とフィルタからの全波整流電圧とを乗算して乗算出力電圧を得る。そして、スイッチング素子に直列に接続された電流検出抵抗で検出した入力電流に比例した電圧と乗算出力電圧との誤差を増幅して誤差電圧を得る。そして、この誤差電圧の値が三角波信号の値以上のときにたとえばオンで、誤差電圧の値が三角波信号の値未満のときにたとえばオフとなるパルス信号を生成し、パルス信号をスイッチング素子のゲートに印加する。このため、電流検出抵抗に流れる入力電流を半サイクル毎に交流電源の入力電圧と相似形の正弦波にすることができるので、力率を改善できる。
【０００６】
また、特許文献１に記載の構成では、整流回路により全波整流された電圧が上記力率改善回路へ出力され、上記力率改善回路から出力された直流電圧がスイッチング素子によって高周波電圧に変換される。そして、この高周波電圧がトランスによって絶縁かつ変圧され、トランスの後段において整流かつ平滑された直流電圧が出力される。
【０００７】
ここで、特許文献１に記載の構成では、変圧トランス等のコイル部品の体積および重量が占める割合が大きいことが課題である。
【０００８】
このような課題を解決するための構成として、たとえば、特開２００４−２２２３７９号公報（特許文献２）には、トランスを用いないＤＣ／ＤＣコンバータが開示されている。すなわち、電源側の入力電圧を変圧変換して負荷側に出力するＤＣ／ＤＣコンバータであって、直流電源電圧が充電される第１コンデンサを電源側に備え、前記第１コンデンサに充電された電荷が放電される第２コンデンサを負荷側に備える。そして、第１コンデンサの両側に接続される２つのスイッチ素子と、第２コンデンサの両側に接続される２つのスイッチ素子と、負荷側に流れる電流を平滑化するリアクトルとを備える。
【０００９】
特許文献２に記載の構成では、コンデンサの両側のスイッチを用いて回路を絶縁することができるため、トランスを用いずに直流電圧から直流電圧への変換を行うことができる。しかしながら、このような回路構成では、電圧を任意の値に変圧することができない。
【００１０】
なお、特許文献１に記載の構成では、トランスの巻数比およびスイッチングのデューティ比によって変圧が可能である。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００１１】
【非特許文献１】「出力２００Ｗの電源高調波電流低減回路の設計」、トランジスタ技術2001年12月号、唐崎松夫著、pp.227-237
【特許文献】
【００１２】
【特許文献１】特許４１９３７５５号公報
【特許文献２】特開２００４−２２２３７９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
ところで、電気自動車およびプラグイン方式のハイブリッドカーで用いられる電力変換装置では、たとえば車種ごとの使用電圧レベルの相違に対処するため、トランスを用いない構成の場合、電力変換装置内で電圧のレベルを調整して出力する昇降圧回路を用いることが考えられる。
【００１４】
しかしながら、非特許文献１ならびに特許文献１および２では、昇降圧回路を用いた場合の設計手法は開示されておらず、また、昇降圧回路では、昇圧回路と同様の設計が適用できない。たとえば、非特許文献１に記載されたような昇圧回路ではスイッチを通して流れる電流が連続的であるのに対して、昇降圧回路ではスイッチを通して流れる電流が断続的すなわち不連続になるので、同様の設計が適用できない。
【００１５】
したがって、昇降圧回路では、単純にはスイッチのオンおよびオフにより入力電流が不連続になってしまう。そして、このような不連続な電流を用いて昇降圧回路におけるスイッチ素子のスイッチングを制御する構成では、昇降圧回路を正常に動作させて力率を改善することは困難である。
【００１６】
この発明は、上述の課題を解決するためになされたもので、その目的は、出力電圧のレベルを調整し、かつ力率の低下を防ぐことが可能な力率改善回路および電力変換装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
上記課題を解決するために、この発明のある局面に係わる力率改善回路は、第１のキャパシタと、上記第１のキャパシタと電気的に接続され、上記第１のキャパシタとの接続ノード経由で受けた交流電圧を直流電圧に変換するとともに上記直流電圧のレベルを調整可能な昇降圧回路とを備え、上記昇降圧回路は、上記第１のキャパシタと電気的に接続され、上記第１のキャパシタとの接続ノード経由で受けた電圧をスイッチングするためのスイッチ素子と、上記スイッチ素子によってスイッチングされた電圧を受けるためのインダクタと、上記インダクタに誘起された電圧を蓄えるための第２のキャパシタとを含み、さらに、上記インダクタを通して流れる電流を測定するための電流検出器を備え、上記スイッチ素子のスイッチング周波数は、上記電流検出器による測定結果に基づいて制御される。
【００１８】
このような構成により、連続した電流を検出することができるため、スイッチ素子の適切なスイッチング制御を行うことができる。したがって、昇降圧回路を正常に動作させて力率を改善することができ、かつ出力電圧を任意の値に変圧することが可能となる。すなわち、出力電圧のレベルを調整し、かつ力率の低下を防ぐことができる。また、第１のキャパシタの後段で電流を検出することができるため、ノイズの影響を低減することができる。
【００１９】
好ましくは、上記力率改善回路は、さらに、上記第１のキャパシタに印可される電圧を測定するための第１の電圧検出器を備え、上記スイッチ素子のスイッチング周波数は、上記電流検出器による測定結果および上記第１の電圧検出器による測定結果に基づいて制御される。
【００２０】
このような構成により、力率改善回路の入力電圧波形と入力電流波形とを相似させることができる。
【００２１】
好ましくは、上記力率改善回路は、さらに、上記第２のキャパシタに印可される電圧を測定するための第２の電圧検出器を備え、上記スイッチ素子のスイッチング周波数は、上記電流検出器による測定結果、上記第１の電圧検出器による測定結果および上記第２の電圧検出器による測定結果に基づいて制御される。
【００２２】
このような構成により、力率改善回路の出力電圧レベルを適切に制御することができる。
【００２３】
好ましくは、上記力率改善回路は、さらに、少なくとも上記電流検出器による測定結果に基づいて、上記スイッチ素子のスイッチングを制御するための制御部を備える。
【００２４】
このような構成により、制御部として、昇圧回路用の制御ＩＣ（Integrated Circuit）を用いても、力率改善回路を制御することができるため、低コスト化を図ることができる。
【００２５】
好ましくは、上記スイッチ素子のスイッチング周波数は、上記昇降圧回路の入力電圧の位相と入力電流の位相とを合わせるように制御される。
【００２６】
このような構成により、力率改善回路の入力電圧波形と入力電流波形とを良好に相似させて力率を改善することができる。
【００２７】
上記課題を解決するために、この発明のある局面に係わる電力変換装置は、受けた交流電力を直流電力に変換するための力率改善回路と、入力側および出力側間を絶縁しながら、上記力率改善回路から受けた電力を伝達するための電力伝達用絶縁回路とを備え、上記力率改善回路は、第１のキャパシタと、上記第１のキャパシタと電気的に接続され、上記第１のキャパシタとの接続ノード経由で受けた交流電圧を直流電圧に変換するとともに上記直流電圧のレベルを調整可能な昇降圧回路とを含み、上記昇降圧回路は、上記第１のキャパシタと電気的に接続され、上記第１のキャパシタとの接続ノード経由で受けた電圧をスイッチングするためのスイッチ素子と、上記スイッチ素子によってスイッチングされた電圧を受けるためのインダクタと、上記インダクタに誘起された電圧を蓄えるための第２のキャパシタとを含み、上記力率改善回路は、さらに、上記インダクタを通して流れる電流を測定するための電流検出器を含み、上記スイッチ素子のスイッチング周波数は、上記電流検出器による測定結果に基づいて制御される。
【００２８】
このような構成により、連続した電流を検出することができるため、スイッチ素子の適切なスイッチング制御を行うことができる。したがって、昇降圧回路を正常に動作させて力率を改善することができ、かつ出力電圧を任意の値に変圧することが可能となる。すなわち、出力電圧のレベルを調整し、かつ力率の低下を防ぐことができる。また、第１のキャパシタの後段で電流を検出することができるため、ノイズの影響を低減することができる。
【００２９】
好ましくは、上記電力伝達用絶縁回路は、第１端および第２端を有する第１の蓄電素子と、第１端および第２端を有する第２の蓄電素子と、第１端および第２端を有する第３の蓄電素子と、上記第１の蓄電素子の第１端と上記第２の蓄電素子の第１端との間に接続された第１のスイッチ素子および上記第１の蓄電素子の第２端と上記第２の蓄電素子の第２端との間に接続された第２のスイッチ素子を含み、上記第１のスイッチ素子の第１端および上記第２のスイッチ素子の第１端において上記昇降圧回路から受けた電力を上記第２の蓄電素子に供給するための入力スイッチ部と、上記第２の蓄電素子の第１端と上記第３の蓄電素子の第１端との間に接続された第３のスイッチ素子および上記第２の蓄電素子の第２端と上記第３の蓄電素子の第２端との間に接続された第４のスイッチ素子を含み、上記第２の蓄電素子に蓄えられた電力を上記第３の蓄電素子に供給するための出力スイッチ部とを含む。
【００３０】
このような構成により、大きな容積を占める電源トランスを使用することなく交流電圧を直流電圧に変換し、かつ電力変換装置の入力側および出力側間を電気的に絶縁することができる。
【００３１】
またこの発明の別の局面に係わる力率改善回路は、第１のキャパシタと、上記第１のキャパシタと電気的に接続され、上記第１のキャパシタとの接続ノード経由で受けた交流電圧を直流電圧に変換するとともに上記直流電圧のレベルを調整可能な昇降圧回路とを備え、上記昇降圧回路は、上記第１のキャパシタと電気的に接続され、上記第１のキャパシタとの接続ノード経由で受けた電圧をスイッチングするためのスイッチ素子と、上記スイッチ素子によってスイッチングされた電圧を受けるためのインダクタと、上記インダクタに誘起された電圧を蓄えるための第２のキャパシタとを含み、さらに、上記第１のキャパシタおよび上記昇降圧回路への入力電流を測定するための電流検出器を備え、上記スイッチ素子のスイッチング周波数は、上記電流検出器による測定結果に基づいて制御される。
【００３２】
このような構成により、連続した電流を検出することができるため、スイッチ素子の適切なスイッチング制御を行うことができることから、昇降圧回路を正常に動作させて力率を改善することができ、かつ出力電圧を任意の値に変圧することが可能となる。したがって、出力電圧のレベルを調整し、かつ力率の低下を防ぐことができる。また、検出電流が入力電流と等しくなるため、制御性能をさらに向上させることができる。
【００３３】
またこの発明の別の局面に係わる電力変換装置は、受けた交流電力を直流電力に変換するための力率改善回路と、入力側および出力側間を絶縁しながら、上記力率改善回路から受けた電力を伝達するための電力伝達用絶縁回路とを備え、上記力率改善回路は、第１のキャパシタと、上記第１のキャパシタと電気的に接続され、上記第１のキャパシタとの接続ノード経由で受けた交流電圧を直流電圧に変換するとともに上記直流電圧のレベルを調整可能な昇降圧回路とを含み、上記昇降圧回路は、上記第１のキャパシタと電気的に接続され、上記第１のキャパシタとの接続ノード経由で受けた電圧をスイッチングするためのスイッチ素子と、上記スイッチ素子によってスイッチングされた電圧を受けるためのインダクタと、上記インダクタに誘起された電圧を蓄えるための第２のキャパシタとを含み、上記力率改善回路は、さらに、上記第１のキャパシタおよび上記昇降圧回路への入力電流を測定するための電流検出器を備え、上記スイッチ素子のスイッチング周波数は、上記電流検出器による測定結果に基づいて制御される。
【００３４】
このような構成により、連続した電流を検出することができるため、スイッチ素子の適切なスイッチング制御を行うことができることから、昇降圧回路を正常に動作させて力率を改善することができ、かつ出力電圧を任意の値に変圧することが可能となる。したがって、出力電圧のレベルを調整し、かつ力率の低下を防ぐことができる。また、検出電流が入力電流と等しくなるため、制御性能をさらに向上させることができる。
【発明の効果】
【００３５】
本発明によれば、出力電圧のレベルを調整し、かつ力率の低下を防ぐことができる。
【図面の簡単な説明】
【００３６】
【図１】本発明の実施の形態に係る電力変換装置の構成を示す図である。
【図２】本発明の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路の構成を示す図である。
【図３】本発明の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路によるスイッチング動作を示す図である。
【図４】本発明の実施の形態に係る電力変換装置において、図１に示すような電流検出位置を採用しないと仮定した場合の構成を示す図である。
【図５】図４に示す電力変換装置における力率改善回路の入力電流、入力電圧および検出電流の波形を示す図である。
【図６】本発明の実施の形態に係る電力変換装置における力率改善回路の入力電流、入力電圧および検出電流の波形を示す図である。
【図７】本発明の実施の形態に係る電力変換装置の変形例の構成を示す図である。
【図８】本発明の実施の形態に係る電力変換装置の変形例の構成を示す図である。
【図９】各電流検出位置の特徴を比較するための図である。
【発明を実施するための形態】
【００３７】
以下、本発明の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
【００３８】
［構成および基本動作］
図１は、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の構成を示す図である。
【００３９】
図１を参照して、電力変換装置１０１は、ノイズフィルタ１１と、整流回路１２と、力率改善回路５１と、電力伝達用絶縁回路１３と、制御部１４と、入力電圧検出器６１と、電流検出器６２と、出力電圧検出器６４とを備える。制御部１４は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）変調器６３と、誤差増幅器６５，６６と、乗算器６７とを含む。力率改善回路５１は、キャパシタＣ１１と、昇降圧回路３１とを含む。整流回路１２は、ダイオードＤ１〜Ｄ４を含む。昇降圧回路３１は、キャパシタＣ１２と、インダクタＬ１と、スイッチ素子Ｑ１と、ダイオードＤ１５とを含む。スイッチ素子Ｑ１は、たとえばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）である。なお、本発明の実施の形態に係る電力変換装置において、「インダクタ」は、リアクトルのような大型の部品も含むものとする。
【００４０】
図１において、Ｉｉｎは力率改善回路５１の入力電流であり、Ｖｉｎは力率改善回路５１の入力電圧であり、Ｖｏｕｔは力率改善回路５１の出力電圧である。
【００４１】
電力変換装置１０１は、交流電源２０１から供給された交流電力を直流電力に変換して負荷２０２に供給する。負荷２０２は、たとえば、ＥＶおよびプラグイン方式のＨＶ等の駆動用の主電池（バッテリ）である。
【００４２】
ノイズフィルタ１１は、交流電源２０１から受けた交流電力のノイズを除去して出力する。
【００４３】
整流回路１２は、たとえば、ダイオードブリッジを含み、ノイズフィルタ１１から受けた交流電力を全波整流して力率改善回路５１へ出力する。
【００４４】
力率改善回路５１は、整流回路１２から受けた交流電力を直流電力に変換し、電力伝達用絶縁回路１３へ出力する。
【００４５】
力率改善回路５１において、昇降圧回路３１は、キャパシタＣ１１と電気的に接続され、キャパシタＣ１１との接続ノード経由で受けた交流電圧を直流電圧に変換するとともに直流電圧のレベルを調整可能である。
【００４６】
より詳細には、昇降圧回路３１において、スイッチ素子Ｑ１は、キャパシタＣ１１と電気的に接続され、キャパシタＣ１１との接続ノード経由で受けた電圧すなわち整流回路１２から受けた電圧をスイッチングする。インダクタＬ１は、スイッチ素子Ｑ１によってスイッチングされた電圧を受ける。キャパシタＣ１１は、インダクタＬ１に誘起された電圧を蓄える。ダイオードＤ１１は、インダクタＬ１からキャパシタＣ１２への電流を阻止する。
【００４７】
制御部１４は、制御信号をスイッチ素子Ｑ１に出力することにより、スイッチ素子Ｑ１のスイッチングを制御する。これにより、昇降圧回路３１は、整流回路１２から受けた電力を直流電力に変換するとともに昇圧または降圧する。
【００４８】
スイッチ素子Ｑ１がオンしたとき、図１の矢印Ｉ１で示すように電流が流れる。すなわち、整流回路１２の一方端側からスイッチ素子Ｑ１およびインダクタＬ１を通して整流回路１２の他方端側へ電流が流れる。また、スイッチ素子Ｑ１がオフしたとき、図１の矢印Ｉ２で示すように電流が流れる。すなわち、キャパシタＣ１２の第１端側からインダクタＬ１を通してキャパシタＣ１２の第２端側へ電流が流れる。
【００４９】
昇降圧回路３１の入力電圧をＶｉｎとし、出力電圧をＶｏｕｔとし、スイッチ素子Ｑ１のオンデューティ比をＤとすると、出力電圧Ｖｏｕｔは以下のように表される。
Ｖｏｕｔ＝−｛Ｄ／（１−Ｄ）｝×Ｖｉｎ
【００５０】
この式から分かるように、昇降圧回路３１は、デューティ比の設定次第で、入力電圧よりも高い出力電圧および低い出力電圧のいずれを得ることも可能である。すなわち、Ｖｉｎ＜ＶｏｕｔおよびＶｉｎ＞Ｖｏｕｔの両方を実現することができる。なお、昇降圧回路３１の出力電圧は入力電圧に対して極性が反転するので、電力伝達用絶縁回路１３との電気的接続の極性は反転される。
【００５１】
また、昇降圧回路３１は、力率改善回路としての機能も有している。すなわち、スイッチ素子Ｑ１は、制御部１４により、昇降圧回路３１の入力電圧Ｖｉｎの位相と入力電流Ｉｉｎの位相とを合わせるように制御される。
【００５２】
また、キャパシタＣ１１により、整流回路１２によって整流された交流電力のノイズが除去される。
【００５３】
次に、制御部１４の制御構造について詳細に説明する。
【００５４】
入力電圧検出器６１は、力率改善回路５１の入力電圧ＶｉｎすなわちキャパシタＣ１１の両端電圧を測定し、測定した電圧を乗算器６７へ出力する。
【００５５】
出力電圧検出器６４は、力率改善回路５１の出力電圧ＶｏｕｔすなわちキャパシタＣ１２の両端電圧を測定し、測定した電圧を誤差増幅器６６へ出力する。
【００５６】
電流検出器６２は、電流検出抵抗Ｒ１を含み、力率改善回路５１を通して流れる電流たとえばインダクタＬ１を通して流れる検出電流Ｉｄを測定し、測定した電流レベルに比例したレベルを有する電圧を誤差増幅器６５へ出力する。電流検出抵抗Ｒ１は、インダクタＬ１と直列に接続されていればよく、インダクタＬ１の第１端側に配置されてもよいし、インダクタＬ１の第２端側に配置されてもよい。
【００５７】
誤差増幅器６６は、出力電圧検出器６４から受けた電圧と基準電圧Ｖｒｅｆとの差分の電圧を乗算器６７へ出力する。
【００５８】
乗算器６７は、誤差増幅器６６から受けた電圧と入力電圧検出器６１から受けた電圧とを乗算して誤差増幅器６５へ出力する。
【００５９】
誤差増幅器６５は、電流検出器６２から受けた電圧と乗算器６７から受けた電圧との差分の電圧をＰＷＭ変調器６３へ出力する。
【００６０】
ＰＷＭ変調器６３は、誤差増幅器６５から受けた電圧に基づいて、スイッチ素子Ｑ１をＰＷＭ制御するための制御信号をスイッチ素子Ｑ１へ出力する。たとえば、ＰＷＭ変調器６３は、三角波信号を生成し、誤差増幅器６５から受けた電圧が三角波信号より小さい場合にはスイッチ素子Ｑ１をオンし、三角波信号より大きい場合にはスイッチ素子Ｑ１をオフする制御を行う。
【００６１】
電力伝達用絶縁回路１３は、入力側および出力側間を絶縁しながら、昇降圧回路３１から受けた電力を負荷２０２へ伝達する。
【００６２】
図２は、本発明の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路の構成を示す図である。
【００６３】
図２を参照して、電力伝達用絶縁回路１３は、キャパシタＣ０〜Ｃ２と、ダイオードＤ９〜Ｄ１２と、入力スイッチ部２１と、出力スイッチ部２２とを含む。入力スイッチ部２１は、スイッチ素子としてのトランジスタＴＲ２１，ＴＲ２２と、ダイオードＤ５，Ｄ６とを含む。出力スイッチ部２２は、スイッチ素子としてのトランジスタＴＲ２３，ＴＲ２４と、ダイオードＤ７，Ｄ８とを含む。電力伝達用絶縁回路１３における各トランジスタは、たとえばＩＧＢＴである。
【００６４】
電力伝達用絶縁回路１３において、キャパシタＣ０は、ダイオードＤ９のアノードおよび昇降圧回路３１のキャパシタＣ１２の第２端に接続された第１端と、ダイオードＤ１０のカソードおよび昇降圧回路３１のキャパシタＣ１２の第１端に接続された第２端とを有する。トランジスタＴＲ２１は、制御部１４からの制御信号を受けるゲートと、ダイオードＤ５のカソードおよびダイオードＤ９のアノードに接続されたコレクタと、ダイオードＤ５のアノード、キャパシタＣ１の第１端およびダイオードＤ１１のアノードに接続されたエミッタとを有する。トランジスタＴＲ２２は、制御部１４からの制御信号を受けるゲートと、ダイオードＤ６のカソード、ダイオードＤ１２のカソードおよびキャパシタＣ１の第２端に接続されたコレクタと、ダイオードＤ６のアノードおよびダイオードＤ１０のアノードに接続されたエミッタとを有する。トランジスタＴＲ２３は、制御部１４からの制御信号を受けるゲートと、ダイオードＤ７のカソードおよびダイオードＤ１１のカソードに接続されたコレクタと、ダイオードＤ７のアノードおよびキャパシタＣ２の第１端に接続されたエミッタとを有する。トランジスタＴＲ２４は、制御部１４からの制御信号を受けるゲートと、ダイオードＤ８のカソードおよびキャパシタＣ２の第２端に接続されたコレクタと、ダイオードＤ８のアノードおよびダイオードＤ１２のアノードに接続されたエミッタとを有する。
【００６５】
キャパシタＣ０は、昇降圧回路３１から受けた電力を蓄える。入力スイッチ部２１は、トランジスタＴＲ２１のコレクタおよびトランジスタＴＲ２２のエミッタにおいて昇降圧回路３１から受けた電力すなわちキャパシタＣ０に蓄えられた電力をキャパシタＣ１に供給する。出力スイッチ部２２は、キャパシタＣ１に蓄えられた電力をキャパシタＣ２に供給する。キャパシタＣ２に蓄えられた電力は、放電されて負荷２０２へ出力される。
【００６６】
また、キャパシタＣ０により、昇降圧回路３１によって昇圧または降圧された電力が平滑化される。また、キャパシタＣ０を設けることにより、電力伝達用絶縁回路１３への入力電流のリップルを防ぎ、回路動作の安定化を図るという効果が得られる。
【００６７】
制御部１４は、制御信号をトランジスタＴＲ２１〜ＴＲ２４に出力することにより、トランジスタＴＲ２１〜ＴＲ２４のオンおよびオフをそれぞれ切り替える。電力伝達用絶縁回路１３は、制御部１４のスイッチ制御により、昇降圧回路３１および負荷２０２間を絶縁しながら、昇降圧回路３１から受けた電力を負荷２０２に伝達する。
【００６８】
［動作］
次に、本発明の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路が電力伝達を行う際の動作について図面を用いて説明する。
【００６９】
図３は、本発明の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路によるスイッチング動作を示す図である。
【００７０】
図３を参照して、まず、制御部１４は、期間Ｔ１において、トランジスタＴＲ２１をオンし、トランジスタＴＲ２２をオンし、トランジスタＴＲ２３をオフし、トランジスタＴＲ２４をオフする。これにより、キャパシタＣ０に蓄えられた電荷が放電され、放電された電荷がキャパシタＣ１に蓄えられる。トランジスタＴＲ２３およびＴＲ２４がオフされていることにより、昇降圧回路３１および負荷２０２間の絶縁が確保される。
【００７１】
次に、制御部１４は、期間Ｔ２において、トランジスタＴＲ２１〜ＴＲ２４をオフする。これにより、電力伝達用絶縁回路１３の入力側および出力側間の絶縁を確保するためのデッドタイムが設けられる。すなわち、入力スイッチ部２１における各スイッチおよび出力スイッチ部２２における各スイッチを介して電力伝達用絶縁回路１３の入力側および出力側間、すなわち昇降圧回路３１および負荷２０２間が短絡することを防ぐことができる。
【００７２】
次に、制御部１４は、期間Ｔ３において、トランジスタＴＲ２１をオフし、トランジスタＴＲ２２をオフし、トランジスタＴＲ２３をオンし、トランジスタＴＲ２４をオンする。これにより、キャパシタＣ１に蓄えられた電荷が放電され、放電された電荷がキャパシタＣ２に蓄えられる。トランジスタＴＲ２１およびＴＲ２２がオフされていることにより、昇降圧回路３１および負荷２０２間の絶縁が確保される。
【００７３】
次に、制御部１４は、期間Ｔ４において、トランジスタＴＲ２１〜ＴＲ２４をオフする。これにより、期間Ｔ２と同様に、電力伝達用絶縁回路１３の入力側および出力側間の絶縁を確保するためのデッドタイムが設けられる。
【００７４】
ここで、期間Ｔ１〜Ｔ４において、キャパシタＣ０は昇降圧回路３１からの電力により充電されており、また、キャパシタＣ２に蓄えられた電力は放電されて負荷２０２へ出力されている。また、期間Ｔ２およびＴ４においては、キャパシタＣ１における電荷の移動はない。
【００７５】
そして、制御部１４は、これら期間Ｔ１、期間Ｔ２、期間Ｔ３および期間Ｔ４をこの順番で繰り返すことにより、電力伝達用絶縁回路１３の入力側および出力側間を絶縁しながら、昇降圧回路３１からの電力を負荷２０２に伝達する。
【００７６】
次に、本発明の実施の形態に係る電力変換装置が昇降圧回路３１におけるスイッチ素子Ｑ１をスイッチング制御する際の動作について図面を用いて説明する。
【００７７】
前述のように、力率改善回路５１は、スイッチ素子Ｑ１のスイッチングが制御部１４によって制御されることにより、入力電流Ｉｉｎおよび入力電圧Ｖｉｎの位相が一致するように動作する。
【００７８】
ここで、本願発明者らは、このような昇降圧型の力率改善回路５１において以下のような問題点を発見した。
【００７９】
図４は、本発明の実施の形態に係る電力変換装置において、図１に示すような電流検出位置を採用しないと仮定した場合の構成を示す図である。
【００８０】
図４を参照して、この電力変換装置１０１では、電流検出器６２は、インダクタＬ１の第２端とキャパシタＣ１１の第２端との間に配置された電流検出抵抗Ｒ１を含み、この電流検出抵抗Ｒ１を通して流れる検出電流Ｉｄを測定し、測定した電流レベルに比例したレベルを有する電圧を誤差増幅器６５へ出力する。
【００８１】
図５は、図４に示す電力変換装置における力率改善回路の入力電流、入力電圧および検出電流の波形を示す図である。
【００８２】
図５において、Ｉｉｎは力率改善回路５１の入力電流であり、Ｖｉｎは力率改善回路５１の入力電圧であり、Ｉｄは電流検出器６２による検出電流である。
【００８３】
図５を参照して、タイミングｔ１でスイッチ素子Ｑ１がオンされると、入力電流Ｉｉｎが徐々に増加し、入力電流Ｉｉｎが入力電圧Ｖｉｎを超えたあるタイミングｔ２においてスイッチ素子Ｑ１がオフされる。そうすると、入力電流Ｉｉｎは少しずつ減少していく一方で、インダクタＬ１を通して電流が流れなくなることから検出電流Ｉｄは瞬時にゼロとなる。そして、検出電流Ｉｄがゼロになることにより、制御部１４からスイッチ素子Ｑ１をオンさせるための制御信号が出力されるため、スイッチ素子Ｑ１はオフした直後にオンしてしまう。これにより、スイッチ素子Ｑ１のオフ期間が減少する。
【００８４】
ここで、スイッチ素子Ｑ１への制御信号の周波数および周期をそれぞれｆおよびＴとし、スイッチ素子Ｑ１への制御信号の、１周期Ｔ中のオン時間をＴｏｎとし、オフ時間をＴｏｆｆとすると、以下の式が成り立つ。
Ｔｏｎ／Ｔｏｆｆ＝Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ
【００８５】
この式から、スイッチ素子Ｑ１のオフ期間Ｔｏｆｆが減少すると、力率改善回路５１の出力電圧Ｖｏｕｔが過大となる。そうすると、制御部１４によるスイッチ素子Ｑ１の制御が破綻してしまい、タイミングｔ２以降は、入力電流Ｉｉｎが実際には図５に示すような入力電圧Ｖｉｎに追従した波形ではなくなってしまう。
【００８６】
以下で説明するように、本発明の実施の形態に係る力率改善回路では、図１に示すような電流検出位置を採用することにより、上記問題点を解決する。
【００８７】
図６は、本発明の実施の形態に係る電力変換装置における力率改善回路の入力電流、入力電圧および検出電流の波形を示す図である。図の見方は図５と同様である。
【００８８】
図６を参照して、タイミングｔ１でスイッチ素子Ｑ１がオンされると、入力電流Ｉｉｎが徐々に増加し、入力電流Ｉｉｎが入力電圧Ｖｉｎを超えたあるタイミングｔ２においてスイッチ素子Ｑ１がオフされる。
【００８９】
ここで、前述のように、力率改善回路５１では、スイッチ素子Ｑ１がオンしたとき、図１の矢印Ｉ１で示すように電流が流れ、スイッチ素子Ｑ１がオフしたとき、図１の矢印Ｉ２で示すように電流が流れる。すなわち、スイッチ素子Ｑ１のオンおよびオフに関わらず、インダクタＬ１には連続した電流が流れる。そして、図１に示すような電流検出位置では、検出電流Ｉｄは連続した電流となり、入力電流Ｉｉｎと略等しくなる。
【００９０】
したがって、スイッチ素子Ｑ１がオフされると、検出電流Ｉｄは入力電流Ｉｉｎと同様に徐々に減少していき、入力電流Ｉｉｎが入力電圧Ｖｉｎを下回ったあるタイミングｔ３において、制御部１４からスイッチ素子Ｑ１をオンさせるための制御信号が出力されるため、スイッチ素子Ｑ１がオンする。
【００９１】
そして、タイミングｔ３でスイッチ素子Ｑ１がオンされると、入力電流Ｉｉｎが徐々に増加し、入力電流Ｉｉｎが入力電圧Ｖｉｎを超えたあるタイミングｔ４においてスイッチ素子Ｑ１が再びオフされる。
【００９２】
このように、本発明の実施の形態に係る力率改善回路では、スイッチ素子Ｑ１のオン期間Ｔｏｎおよびオフ期間Ｔｏｆｆがバランスよく繰り返され、入力電流Ｉｉｎが入力電圧Ｖｉｎに良好に追従し、入力電圧波形と入力電流波形とを良好に相似させて力率を改善することができる。
【００９３】
ところで、非特許文献１ならびに特許文献１および２では、昇降圧回路を用いた場合の設計手法は開示されていない。そして、昇降圧回路では、単純にはスイッチのオンおよびオフにより入力電流が不連続になってしまう。したがって、このような不連続な電流を用いて昇降圧回路におけるスイッチ素子のスイッチングを制御する構成では、昇降圧回路を正常に動作させて力率を改善することは困難である。非特許文献１ならびに特許文献１および２には、このような問題点を解決するための構成は開示されていない。
【００９４】
これに対して、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、インダクタＬ１を通して流れる電流を測定するための電流検出器６２を備え、スイッチ素子Ｑ１のスイッチング周波数は、電流検出器６２による測定結果に基づいて制御される。
【００９５】
すなわち、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、ＰＦＣを昇降圧回路で構成することを特徴としており、電流検出抵抗Ｒ１には、スイッチ素子Ｑ１がオンのときには正の傾きの電流が流れ、スイッチ素子Ｑ１がオフのときには負の傾きの電流が流れる。これにより、スイッチ素子Ｑ１の適切なスイッチング制御を行うことができるため、昇降圧回路を正常に動作させて力率を改善することができ、かつ出力電圧を任意の値に変圧することが可能となる。
【００９６】
したがって、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、出力電圧のレベルを調整し、かつ力率の低下を防ぐことができる。また、制御部１４として、昇圧回路用の制御ＩＣ（Integrated Circuit）を用いても、力率改善回路５１を制御することができるため、低コスト化を図ることができる。
【００９７】
また、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、入力電圧検出器６１は、キャパシタＣ１１に印可される電圧を測定する。そして、スイッチ素子Ｑ１のスイッチング周波数は、電流検出器６２による測定結果および入力電圧検出器６１による測定結果に基づいて制御される。
【００９８】
このような構成により、力率改善回路５１の入力電圧波形と入力電流波形とを相似させることができる。
【００９９】
また、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、出力電圧検出器６４は、キャパシタＣ１２に印可される電圧を測定する。そして、スイッチ素子Ｑ１のスイッチング周波数は、電流検出器６２による測定結果、入力電圧検出器６１による測定結果および出力電圧検出器６４による測定結果に基づいて制御される。
【０１００】
このような構成により、力率改善回路５１の出力電圧レベルを適切に制御することができる。
【０１０１】
また、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、スイッチ素子Ｑ１のスイッチング周波数は、昇降圧回路３１の入力電圧の位相と入力電流の位相とを合わせるように制御される。
【０１０２】
このような構成により、力率改善回路５１の入力電圧波形と入力電流波形とを良好に相似させて力率を改善することができる。
【０１０３】
また、本発明の実施の形態に係る電力変換装置は、図２に示すような電力伝達用絶縁回路１３を備えることにより、大きな容積を占める電源トランスを使用することなく交流電圧を直流電圧に変換し、かつ昇降圧回路３１および負荷２０２間を電気的に絶縁することができる。
【０１０４】
なお、本発明の実施の形態に係る電力変換装置は、制御部１４を備える構成であるとしたが、これに限定するものではない。制御部１４が電力変換装置１０１の外部に設けられる構成であってもよい。また、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、制御部１４が力率改善回路５１の外部に設けられる構成であるとしたが、これに限定するものではない。制御部１４が力率改善回路５１の内部に設けられる構成であってもよい。
【０１０５】
また、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、電流検出器６２は、インダクタＬ１を通して流れる電流を測定する構成であるとしたが、これに限定するものではなく、たとえば以下のような電流検出位置を採用してもよい。
【０１０６】
図７は、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の変形例の構成を示す図である。
【０１０７】
図７を参照して、電流検出抵抗Ｒ１は、ダイオードＤ３のアノードおよびダイオードＤ４のアノードの接続ノードとキャパシタＣ１１およびインダクタＬ１の接続ノードとの間に配置される。
【０１０８】
すなわち、電流検出器６２は、キャパシタＣ１１および昇降圧回路３１への入力電流を測定する。言い換えれば、電流検出器６２は、キャパシタＣ１１およびスイッチ素子Ｑ１を通して流れる電流を測定する。
【０１０９】
図８は、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の変形例の構成を示す図である。
【０１１０】
図８を参照して、電流検出抵抗Ｒ１は、ダイオードＤ１のカソードおよびダイオードＤ２のカソードの接続ノードとキャパシタＣ１１およびスイッチ素子Ｑ１のコレクタの接続ノードとの間に配置される。
【０１１１】
このような電流検出位置を採用しても、図７に示す電流検出位置と同様の検出電流を得ることが可能である。
【０１１２】
図９は、各電流検出位置の特徴を比較するための図である。
【０１１３】
図９を参照して、図４に示す電流検出位置を採用した場合には、不連続な電流を検出することになるため、スイッチ素子Ｑ１の制御が不可能となる。
【０１１４】
また、図１に示す電流検出位置を採用した場合には、インダクタＬ１を通して流れる連続した電流を検出することができるため、スイッチ素子Ｑ１の制御が可能となる。
【０１１５】
また、図７に示す電流検出位置を採用した場合には、連続した電流を検出することができるため、スイッチ素子Ｑ１の制御が可能となる。また、検出電流Ｉｄが入力電流Ｉｉｎと等しくなるため、図１に示す電流検出位置を採用した場合と比べて、制御性能をさらに向上させることができる。
【０１１６】
但し、図１に示す電流検出位置を採用した場合には、キャパシタＣ１１の後段で電流を検出することができるため、図７に示す電流検出位置を採用した場合と比べてノイズの影響を低減することができる。
【０１１７】
上記実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記説明ではなく特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【０１１８】
１１  ノイズフィルタ
１２  整流回路
１３  電力伝達用絶縁回路
１４  制御部
２１  入力スイッチ部
２２  出力スイッチ部
３１  昇降圧回路
５１  力率改善回路
６１  入力電圧検出器
６２  電流検出器
６３  ＰＷＭ変調器
６４  出力電圧検出器
６５，６６  誤差増幅器
６７  乗算器
１０１  電力伝達用絶縁
Ｃ０〜Ｃ２，Ｃ１１，Ｃ１２  キャパシタ
Ｌ１  インダクタ
Ｑ１  スイッチ素子
Ｄ１〜Ｄ１２，Ｄ１５  ダイオード
ＴＲ２１，ＴＲ２２，ＴＲ２３，ＴＲ２４  トランジスタ
Ｒ１  電流検出抵抗
２０１  交流電源
２０２  負荷
【図１】
2012070600.tif 000003
【図２】
2012070600.tif 000004
【図３】
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【図４】
2012070600.tif 000006
【図５】
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【図６】
2012070600.tif 000008
【図７】
2012070600.tif 000009
【図８】
2012070600.tif 000010
【図９】
2012070600.tif 000011