(57)【要約】【課題】振動スピーカがどのような状態であっても、その固有振動数にできるだけ近い周波数で駆動する。【解決手段】駆動信号生成部１０は、振動モードにおいてゼロ期間を含む周期的な波形の駆動信号を生成する。駆動部２０は、駆動信号生成部１０により生成された駆動信号に応じた駆動電流を生成し、ボイスコイル２１０に供給する。誘起電圧検出部３０は、非通電期間において、ボイスコイル２１０に発生する誘起電圧を検出する。ゼロクロス検出部４０は、誘起電圧検出部３０により検出された誘起電圧のゼロクロスを検出する。駆動信号生成部１０は、ゼロクロスの検出位置から振動スピーカ２００の固有振動数を推定し、駆動信号の周波数を、当該固有振動数に近づける。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ボイスコイルと、一定の規定範囲内で往復運動する磁気回路と、前記ボイスコイルに流れる電流と前記磁気回路の磁界により発生する力により振動する振動板を備え、前記振動板を振動させて音を発生させるスピーカモードと、前記磁気回路の振動を別の振動部材に伝達させる振動モードとを有する振動スピーカの駆動制御回路であって、
前記スピーカモードにおいて外部から設定されるオーディオ信号に応じたスピーカモード用の駆動信号を生成し、前記振動モードにおいてゼロ期間を含む周期的な波形の、振動モード用の駆動信号を生成する駆動信号生成部と、
前記駆動信号生成部により生成される駆動信号に応じた駆動電流を生成し、前記ボイスコイルに供給する駆動部と、
前記振動モードにおける非通電期間において、前記ボイスコイルに発生する誘起電圧を検出する誘起電圧検出部と、
前記誘起電圧検出部により検出された誘起電圧のゼロクロスを検出するゼロクロス検出部と、を備え、
前記駆動信号生成部は、前記振動モードにおいて前記ゼロクロスの検出位置から前記振動スピーカの固有振動数を推定し、前記振動モード用の駆動信号の周波数を、当該固有振動数に近づけることを特徴とする振動スピーカの駆動制御回路。
【請求項２】
前記駆動信号生成部は、前記振動モード用の駆動信号の一周期の開始から終了までの期間をカウントし、そのカウント値に応じてつぎの周期の駆動信号の周波数を決定することを特徴とする請求項１に記載の振動スピーカの駆動制御回路。
【請求項３】
前記振動モード用の駆動信号は、正弦波と所定の窓関数が掛け合わされて規定され、
前記駆動信号生成部は、前記振動モード用の駆動信号の周波数変更を、ゼロ期間の伸張により実行することを特徴とする請求項１または２に記載の振動スピーカの駆動制御回路。
【請求項４】
前記駆動信号生成部は、前記振動モード用の駆動信号の周波数変更に先立ち、サンプリングポイントが異なる複数の駆動波形データの中から、ゼロデータを補間または削除しやすい駆動波形データを選択することを特徴とする請求項３に記載の振動スピーカの駆動制御回路。
【請求項５】
前記駆動信号生成部は、カウント値ごとに駆動周波数と駆動波形データを記述したテーブルを参照して、つぎの周期の駆動信号を生成することを特徴とする請求項４に記載の振動スピーカの駆動制御回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、振動機能とスピーカ機能を兼ね備える振動スピーカの駆動制御回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
振動機能とスピーカ機能を兼ね備える振動スピーカが実用化されてきている。振動スピーカは両機能を兼ね備えるため、振動スピーカには携帯機器（たとえば、携帯電話機、スマートフォン、携帯型ゲーム機器）の小型化、軽量化をより一層推し進めることが期待されている（たとえば、特許文献１参照）。
【０００３】
振動スピーカは、基本的にダイナミックスピーカと同じ構造であり、ボイスコイル、磁気回路、ならびにダイヤフラムを備える。ボイスコイルに流れる電流および磁気回路による磁力により発生する力は、磁気回路および振動板にかかる。磁気回路はある程度の重さを持つが、ダイヤフラムは軽く設計される。ボイスコイルに低周波信号が入力される場合、磁気回路は効率的に振動し、振動機能が十分に発揮される。一方、高周波信号が入力された場合、磁気回路はその重さにより、ほとんど振動できなくなるが、ダイヤフラムは効率的に振動するため、スピーカ機能が十分に発揮される。
【０００４】
振動スピーカの振動機能が発揮されている振動モードでは、その固有振動数（以下適宜、共振周波数ともいう）にできるだけ近い周波数で駆動されることが好ましく、その共振周波数と駆動周波数とが一致するときに最も強い振動が発生する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００４−３４３８８４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
振動スピーカの振動モードにおける固有振動数は、主に磁気回路により決定されるため、製品間でその固有振動数にばらつきがある。なお、磁気回路がバネによりフレームに釣られている場合、そのバネ定数によっても、当該固有振動数が変わってくる。
【０００７】
したがって、振動スピーカの駆動制御回路に固定の駆動周波数を一律に設定する従来の手法では、製品の中に、当該固有振動数と当該駆動周波数に大きなずれを持つものも発生し、歩留を低下させる要因となっていた。また、当初は当該固有振動数と当該駆動周波数とが一致していても、経時変化により両者がずれてしまい、振動が弱くなってしまうことがあった。
【０００８】
本発明はこうした状況に鑑みなされたものであり、その目的は、振動スピーカがどのような状態であっても、その固有振動数にできるだけ近い周波数で駆動することができる技術を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明のある態様の振動スピーカの駆動制御回路は、ボイスコイルと、一定の規定範囲内で往復運動する磁気回路と、ボイスコイルに流れる電流と磁気回路の磁界により発生する力により振動する振動板を備え、振動板を振動させて音を発生させるスピーカモードと、磁気回路の振動を別の振動部材に伝達させる振動モードとを有する振動スピーカの駆動制御回路であって、スピーカモードにおいて外部から設定されるオーディオ信号に応じたスピーカモード用の駆動信号を生成し、振動モードにおいてゼロ期間を含む周期的な波形の、振動モード用の駆動信号を生成する駆動信号生成部と、駆動信号生成部により生成される駆動信号に応じた駆動電流を生成し、ボイスコイルに供給する駆動部と、振動モードにおける非通電期間において、ボイスコイルに発生する誘起電圧を検出する誘起電圧検出部と、誘起電圧検出部により検出された誘起電圧のゼロクロスを検出するゼロクロス検出部と、を備える。駆動信号生成部は、振動モードにおいてゼロクロスの検出位置から振動スピーカの固有振動数を推定し、振動モード用の駆動信号の周波数を、当該固有振動数に近づける。
【００１０】
なお、以上の構成要素の任意の組み合わせ、本発明の表現を方法、装置、システムなどの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、振動スピーカがどのような状態であっても、その固有振動数にできるだけ近い周波数で駆動することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の実施の形態に係る、振動スピーカの駆動制御回路の構成を示す図である。
【図２】駆動部および誘起電圧検出部の構成例を示す図である。
【図３】イネーブル信号の生成方法を示す図である。
【図４】正弦波とブラックマンウインドウを示す図である。
【図５】駆動周波数テーブルの一例を示す図である。
【図６】駆動波形データを説明するための図である。
【図７】本発明の実施の形態に係る駆動制御回路の動作例を示すタイミングチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
図１は、本発明の実施の形態に係る、振動スピーカ２００の駆動制御回路１００の構成を示す図である。振動スピーカ２００は、ボイスコイル２１０と、一定の規定範囲内で往復運動する磁気回路２２０と、ボイスコイル２１０に流れる電流と、磁気回路２２０の磁界により発生する力により振動する振動板２３０（たとえば、ダイヤフラム）を備える。
【００１４】
磁気回路２２０は台座２２２に永久磁石２２１を取り付けた構成である。永久磁石２２１から水平方向に磁界が発生するように、永久磁石２２１が台座２２２に取り付けられる。図１には図示しないが磁気回路２２０は、バネによりフレームに取り付けられた構造であってもよいし、その可動範囲が規定されたフレーム内に収納された構造であってもよい。
【００１５】
ボイスコイル２１０に流れる電流の向きと、永久磁石２２１が発生させる磁界の向きに応じて、フレミングの左手の法則にしたがった方向に力が発生する。図１では、ボイスコイル２１０に電流を流すことにより、磁気回路２２０の垂直方向に力を発生させることができる。そして、その電流の向きを変えることにより、磁気回路２２０の上方向または下方向に力を発生させることができる。振動板２３０はこの力に応じて振動し、空気中に音を放射する。ここまでの構成は一般的なダイナミックスピーカと同様の構成である。
【００１６】
振動スピーカ２００は、この振動板２３０を振動させて音を発生させるスピーカモードに加えて、振動板２３０の振動を抑制し、磁気回路２２０の振動を別の振動部材２４０に伝達させる振動モードを有する。
【００１７】
振動スピーカ２００では磁気回路２２０をフレームに固定していないため、磁気回路２２０自体が、フレミングの左手の法則により発生する力により振動する構造である。その際、低周波電流がボイスコイル２１０に入力されると、磁気回路２２０はその力に追従可能なため、磁気回路２２０自体が振動し、その振動が振動部材２４０に伝達される。
【００１８】
一方、高周波電流がボイスコイル２１０に入力されると、磁気回路２２０はその力に追従できなくなり、磁気回路２２０自体が振動できなくなる。なお、磁気回路２２０の重さを調整することにより、磁気回路２２０が振動できなくなる周波数を調整することができる。
【００１９】
駆動制御回路１００は、駆動信号生成部１０、駆動部２０、誘起電圧検出部３０およびゼロクロス検出部４０を備える。駆動信号生成部１０は、スピーカモードにおいて外部から設定されるオーディオ信号に応じたスピーカモード用の駆動信号を生成し、振動モードにおいてゼロ期間を含む周期的な波形（たとえば、正負対称の波形であってもよい）の、振動モード用の駆動信号を生成する。なお、当該ゼロ期間はボイスコイル２１０に通電されない非通電期間となる。駆動信号生成部１０の詳細な説明は後述する。
【００２０】
駆動部２０は、駆動信号生成部１０により生成される駆動信号に応じた駆動電流を生成し、ボイスコイル２１０に供給する。駆動部２０は一般的なＨブリッジ回路により構成可能である。なお、図示しないが駆動部２０と振動スピーカ２００との間には、インダクタおよび容量により構成されるＬＣフィルタが挿入される。
【００２１】
誘起電圧検出部３０は、振動モードにおける非通電期間において、ボイスコイル２１０に発生する誘起電圧を検出する。ゼロクロス検出部４０は、誘起電圧検出部３０により検出された誘起電圧のゼロクロスを検出する。
【００２２】
図２は、駆動部２０および誘起電圧検出部３０の構成例を示す図である。図２では、誘起電圧検出部３０を差動増幅器およびゼロクロス検出部４０をコンパレータで構成する例を示している。なお、当該差動増幅器と当該コンパレータとの間には、図１には図示しないがローパスフィルタ３５が挿入される。
【００２３】
当該差動増幅器は、第１オペアンプＯＰ１、第１抵抗Ｒ１、第２抵抗Ｒ２、第３抵抗Ｒ３および第４抵抗Ｒ４を含む。第１オペアンプＯＰ１の反転入力端子は第１抵抗Ｒ１を介してボイスコイル２１０の正極端子と接続され、第１オペアンプＯＰ１の非反転入力端子は第２抵抗Ｒ２を介してボイスコイル２１０の負極端子と接続される。第１オペアンプＯＰ１の出力端子と、その反転入力端子と第１抵抗Ｒ１との間のノードとは、第３抵抗Ｒ３を介して接続される。第１オペアンプＯＰ１の非反転入力端子と第２抵抗Ｒ２との間のノードと、グラウンドとは第４抵抗Ｒ４を介して接続される。
【００２４】
当該差動増幅器は、第１オペアンプＯＰ１の非反転入力端子に印加される電圧と、その反転入力端子に印加される電圧との差分を所定の増幅率で増幅する。第１抵抗Ｒ１と第３抵抗Ｒ３の抵抗値を同じ値に設定し、第２抵抗Ｒ２と第４抵抗Ｒ４の抵抗値を同じ値に設定する。この条件では、上記増幅率はＲ３／Ｒ１となる。
【００２５】
ローパスフィルタ３５は、第５抵抗Ｒ５および容量Ｃ１を含む。第５抵抗Ｒ５の入力端子は第１オペアンプＯＰ１の出力端子に接続される。第５抵抗Ｒ５の出力端子とグラウンドとは容量Ｃ１を介して接続される。ローパスフィルタ３５は、この容量Ｃ１により、上記差動増幅器の出力信号を平滑化し、高周波ノイズを除去する。
【００２６】
上記コンパレータは、第２オペアンプＯＰ２、第６抵抗Ｒ６および第７抵抗Ｒ７を含む。第２オペアンプＯＰ２の非反転入力端子は、ローパスフィルタ３５および第６抵抗Ｒ６を介して上記差動増幅器の出力端子と接続される。第２オペアンプＯＰ２の反転入力端子は、グラウンドに接地される。第２オペアンプＯＰ２の出力端子と、その非反転入力端子と第６抵抗Ｒ６と間のノードとは、第７抵抗Ｒ７を介して接続される。当該コンパレータはヒステリシスコンパレータを構成する。
【００２７】
第２オペアンプＯＰ２の非反転入力端子に入力される電圧がゼロを超えると、第２オペアンプＯＰ２はハイレベルを駆動信号生成部１０（より厳密には後述する周波数カウンタ１１）に出力し、超えない間、ローレベルを出力する。なお、このヒステリシスコンパレータは、第６抵抗Ｒ６と第７抵抗Ｒ７との比率に応じた不感帯を設けることができる。
【００２８】
図１に戻る。駆動信号生成部１０は、振動モードにおいてゼロクロスの検出位置から振動スピーカ２００の固有振動数を推定し、振動モード用の駆動信号の駆動周波数を、当該固有振動数に近づける。より具体的には、駆動信号生成部１０は、振動モード用の駆動信号の一周期の開始から終了までの期間をカウントし、そのカウント値に応じてつぎの周期の駆動信号の周波数を決定する。より具体的には、サンプリング周波数（一般的に、４４．１ｋＨｚ）をカウント値で割った値を、つぎの周期の駆動周波数に決定する。すなわち、駆動信号生成部１０は、つぎの周期の駆動信号が上記カウント値に対応するよう、上記駆動信号の周波数を適応的に変化させる。
【００２９】
以下、この適応制御を実現するための駆動信号生成部１０の具体的構成について説明する。駆動信号生成部１０は、周波数カウンタ１１、駆動周波数テーブル１２、波形生成部１３、ハイパスフィルタ１４、加算器１５、オーバーサンプリングフィルタ１６、Δ−Σ変調器１７、ＰＷＭ(Pulse Width Modulation)信号生成部１８およびコンパレータ１９を含む。以下、駆動信号生成部１０を、Ｄ級アンプをベースとしたロジック回路で構成する例を説明する。なお、この前提では駆動信号生成部１０内で扱われるデータはデジタルデータであるが、説明の分かりやすさから、図面では適宜、アナログデータで描くこととする。
【００３０】
ハイパスフィルタ１４には、外部からオーディオデータが入力される。たとえば、ＰＣＭ(Pulse Code Modulation)フォーマットのオーディオデータが入力される。ハイパスフィルタ１４は、カットオフ周波数を基準に、高周波信号を通過し、低周波信号を遮断する。ハイパスフィルタ１４の出力信号は加算器１５に入力される。
【００３１】
本実施の形態では、ハイパスフィルタ１４がオンに制御されるとスピーカモードが選択され、振動スピーカ２００は振動しない。一方、ハイパスフィルタ１４がオフに制御されると、音声出力と振動出力の両方が実行されるマルチモードが選択される。後者では低周波信号もハイパスフィルタ１４を通過するため、その低周波信号により磁気回路２２０も振動する。なお、マルチモードでは後述するように、駆動部２０にハイインピーダンス期間を設定することが難しいため、振動スピーカ２００の共振周波数の適応制御は実行できない。この場合、マルチモード動作前に振動モードで駆動させ、その際に得られた駆動周波数をレジスタに保持させることで、マルチモードにおいても、共振周波数にできるだけ近い周波数で駆動することができる。
【００３２】
加算器１５は、ハイパスフィルタ１４から入力されるデータと、波形生成部１３から入力されるデータを加算する。なお、本実施の形態ではスピーカモード時に、振動スピーカ２００の共振周波数の適応制御を実行しないため、実際には加算器１５で両者のデータが加算されることはない。したがって、図１の加算器１５はセレクタとして機能とする。
【００３３】
オーバーサンプリングフィルタ１６は、入力されるデータを所定の倍率（たとえば、８倍）でオーバーサンプリングする。オーバーサンプリングフィルタ１６の出力データは、Δ−Σ変調器１７に入力される。Δ−Σ変調器１７は、オーバーサンプリングフィルタ１６から入力されるデータをΔ−Σ変調し、ノイズシェーピングする。Δ−Σ変調器１７の出力データは、ＰＷＭ信号生成部１８およびコンパレータ１９にそれぞれ出力される。
【００３４】
ＰＷＭ信号生成部１８は、Δ−Σ変調器１７から入力されるデータに応じたデューティ比を持つＰＷＭ信号を生成する。このＰＷＭ信号は駆動部２０に入力され、ボイスコイル２１０に流すべき電流の量および向きを決定する。たとえば、駆動部２０がＨブリッジ回路で構成される場合、当該ＰＷＭ信号は当該Ｈブリッジ回路を構成する四つのトランジスタのゲート端子に入力され、それらトランジスタのオン／オフ時間を制御する。
【００３５】
コンパレータ１９は、Δ−Σ変調器１７から入力されるデータから、駆動部２０に供給すべきイネーブル信号を生成する。図３は、イネーブル信号の生成方法を示す図である。なお、上述したようにコンパレータ１９に入力されるデータはデジタルデータであるが、図３では、アナログデータ（正弦波の例）で描いている。ゼロから所定の値、正側に増加した値に正側閾値が設定される。同様に、ゼロから所定の値、負側に増加した値に負側閾値が設定される。正側閾値および負側閾値は、設計者が実験やシミュレーションにより得た統計データにもとづき設定することが可能である。
【００３６】
コンパレータ１９は、Δ−Σ変調器１７から入力されるデータが、正側閾値と負側閾値との間のレンジ内に存在する場合、ローレベルを出力し、当該レンジ外に存在する場合、ハイレベルを出力する。このように生成されるイネーブル信号は、そのローレベル期間、駆動部２０をハイインピーダンス状態に制御する。すなわち、駆動部２０に入力される駆動信号がゼロ近傍に位置する場合、駆動部２０の動作が停止するように制御する。駆動部２０の動作が停止している期間は、ボイスコイル２１０に発生する誘起電圧のみが誘起電圧検出部３０で検出可能となる。
【００３７】
周波数カウンタ１１は、ゼロクロス検出部４０から入力される、立ち上がりエッジ間または立ち下がりエッジ間の期間をカウントする。図２の回路構成を採用する場合、周波数カウンタ１１は立ち上がりエッジ間をカウントする。立ち上がりエッジとはボイスコイル２１０に発生する誘起電圧が負電圧から正電圧方向へゼロクロスするタイミングで生成されるエッジを指し、立ち下がりエッジとは当該誘起電圧が正電圧から負電圧方向へゼロクロスするタイミングで生成されるエッジを指す。図２に示した上記コンパレータは、当該誘起電圧がゼロクロスするタイミングで、その出力をローレベルからハイレベルに反転させる。
【００３８】
当該誘起電圧がゼロクロスするタイミングは磁気回路２２０が停止している状態であり、磁気回路２２０が停止している状態は、その往復運動のピーク地点に位置する状態である。したがって、ある立ち上がり（立ち下がり）エッジからつぎの立ち上がり（立ち下がり）エッジまでの期間が、磁気回路２２０の振動の一周期を示すことになる。
【００３９】
周波数カウンタ１１は、立ち上がりエッジ間または立ち下がりエッジ間のカウント値を波形生成部１３に出力する。波形生成部１３は、振動モードにおける共振周波数測定のための、正弦波を加工したデータを作成する。たとえば、正弦波と所定の窓関数（たとえば、ブラックマンウインドウ）を掛け合わせて規定される波形の駆動信号を、振動モード用の駆動信号として生成する。
【００４０】
その際、波形生成部１３は振動モード用の駆動信号の周波数変更を、ゼロ期間の伸張により実行する。より具体的には、波形生成部１３は当該駆動信号の周波数が決定した周波数になるようゼロクロスレベルにゼロデータを補間または削除する。ゼロデータの補間数は４ｎ（ｎは自然数）となる。波形生成部１３は、当該周波数変更に先立ち、サンプリングポイントが異なる複数の駆動波形データの中から、ゼロデータを補間または削除しやすい駆動波形データを選択する。本実施の形態では、２Ｈｚおきにサンプリングが可能な構成を前提としているため、二種類の駆動波形データの中からどちらかを選択する。この具体例は後述する。なお、よりサンプリング可能な周波数単位が粗い場合、さらに多くの駆動波形データを用意し、最適な駆動波形データを選択するとよい。
【００４１】
図４は、正弦波とブラックマンウインドウを示す図である。これらを掛け合わせることにより、後述する図７に示す駆動信号のような波形を生成することができる。波形生成部１３は、振動モード用の駆動信号の周波数変更のたびに、変更後の駆動信号の周波数を演算により求めてもよいが、本実施の形態では駆動周波数テーブル１２を用いる例を説明する。
【００４２】
図５は、駆動周波数テーブル１２の一例を示す図である。図５に示す駆動周波数テーブル１２は、サンプリング周波数が４４．１ｋＨｚの例を示している。駆動周波数テーブル１２は、カウント値ごとに駆動周波数と駆動波形データを記述したテーブルである。図５の例では、駆動周波数は４４．１ｋＨｚ／カウント値により求められる。なお、サンプリング周波数が異なる場合、そのサンプリング周波数に応じた別のテーブルを用意する必要がある。
【００４３】
図６は、駆動波形データを説明するための図である。図６では波形Ａと波形Ｂの二種類の駆動波形データが用意される例を示している。各駆動波形データは、ピーク（山または谷）を中心に左右対称になるよう生成される。波形Ａは奇数の駆動周波数のサンプリングに適したデータであり、波形Ｂは偶数の駆動周波数のサンプリングに適したデータである。
【００４４】
図５に戻る。このテーブルでは単純化するために、カウント値が２９９以上ではすべて、つぎの周期の駆動周波数を１４７．０Ｈｚに設定している。同様に、カウント値が２３８以下ではすべて、つぎの周期の駆動周波数を１８５．３Ｈｚに設定している。また、駆動波形データを波形Ａと波形Ｂとで交互に設定している。
【００４５】
波形生成部１３は、駆動周波数テーブル１２を参照して、つぎの周期の駆動周波数および駆動波形を選択し、そのゼロクロスレベルにゼロデータを補間または除去することにより、つぎの周期の駆動信号を生成する。このように、ゼロデータの補間または除去により駆動周波数を制御することにより、駆動周波数ごとにテーブルを用意する場合と比較し、回路規模を削減することができる。
【００４６】
図７は、本発明の実施の形態に係る駆動制御回路１００の動作例を示すタイミングチャートである。”ＭＦＤ  ｄｒｉｖｅ  ｓｉｇｎａｌ”は、ＰＷＭ信号生成部１８から駆動部２０に設定される駆動信号を示す。”ＨｉＺ  ｃｏｎｔｒｏｌ”は、コンパレータ１９により生成され、駆動部２０に設定されるイネーブル信号を示す。”Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  ｓｉｇｎａｌ”は、誘起電圧検出部３０の出力信号を示す。”Ｚｅｒｏ  ｃｒｏｓ”は、ゼロクロス検出部４０から出力される、ゼロクロスタイミングを示すエッジ信号を示す。”Ｃｏｎｔｒｏｌ  ｓｉｇｎａｌ”は、本実施の形態に係る振動モードにおける、駆動信号の周波数の適応制御を有効化するか否かを指定するための制御信号を示す。”Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｃｏｕｎｔｏｒ”は、周波数カウンタ１１における”Ｚｅｒｏ  ｃｒｏｓ”の立ち上がりエッジ間のカウント値を示す。”Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｃｏｎｔｒｏｌ”は、駆動信号の周波数を示す。
【００４７】
図７に示す例では、駆動信号の周波数はデフォルト値として１５７．５Ｈｚに設定される。”Ｃｏｎｔｒｏｌ  ｓｉｇｎａｌ”がハイレベルに立ち上がると、誘起電圧検出部３０、ゼロクロス検出部４０、周波数カウンタ１１、駆動周波数テーブル１２および波形生成部１３が有効化し、当該周波数の適応制御が開始される。当該適応制御が開始されて最初の、”Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｃｏｕｎｔｏｒ”は２６０となる。図５を参照すると、２６０に対応する駆動周波数は１６９．６Ｈｚである。したがって、つぎの周期の”Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｃｏｎｔｒｏｌ”は１６９．６Ｈｚとなる。また、”ＭＦＤ  ｄｒｉｖｅ  ｓｉｇｎａｌ”は、その周波数の変更に伴い、ゼロクロスレベルに存在するゼロデータが所定の数、削除された波形となる。
【００４８】
つぎの周期の”Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｃｏｕｎｔｏｒ”は２８８となる。図５を参照すると、２８８に対応する駆動周波数は１５３．１Ｈｚである。したがって、つぎの周期の”Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｃｏｎｔｒｏｌ”は１５３．１Ｈｚとなる。また、”ＭＦＤ  ｄｒｉｖｅ  ｓｉｇｎａｌ”は、その周波数の変更に伴い、ゼロクロスレベルに存在するゼロデータに所定の数、補間された波形となる。なお、この周期の途中で”Ｃｏｎｔｒｏｌ  ｓｉｇｎａｌ”がローレベルに立ち下がっている。これにより、誘起電圧検出部３０、ゼロクロス検出部４０、周波数カウンタ１１、駆動周波数テーブル１２および波形生成部１３が無効化し、当該周波数の適応制御が終了する。
【００４９】
以上説明したように、本実施の形態に係る駆動制御回路１００によれば、測定された振動スピーカ２００の駆動信号の周波数に対応するカウント値を用いて、つぎの周期の駆動信号の周波数を調整することにより、振動スピーカ２００がどのような状態であっても、その共振周波数にできるだけ近い周波数で継続的に駆動することができる。したがって、振動スピーカ２００の製品間による固有振動数のばらつきを吸収することができ、振動スピーカ２００を量産する場合の歩留の低減を防止することが可能となる。
【００５０】
また、正弦波ではなく、正弦波と所定の窓関数を掛けあわせた波形の駆動信号を用いることにより、駆動振動の周波数制御をゼロデータの補間または削除により実行することができ、演算量および回路規模を低減することができる。また、振動スピーカ２００から出力されるノイズも低減することができる。
【００５１】
これに対し、正弦波を用いて本実施の形態に係る駆動信号の適応制御を実行する場合、振動スピーカ２００のボイスコイル２１０に通電する期間と通電しない期間を設定する必要があるため、駆動波形に歪みが生じて、大きなノイズが振動スピーカ２００から出力される事態が発生する。
【００５２】
以上、本発明を実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。
【符号の説明】
【００５３】
１００  駆動制御回路、  １０  駆動信号生成部、  １１  周波数カウンタ、  １２  駆動周波数テーブル、  １３  波形生成部、  １４  ハイパスフィルタ、  １５  加算器、  １６  オーバーサンプリングフィルタ、  １７  Δ−Σ変調器、  １８  ＰＷＭ信号生成部、  １９  コンパレータ、  ２０  駆動部、  ３０  誘起電圧検出部、  ３５  ローパスフィルタ、  ４０  ゼロクロス検出部、  ＯＰ１  第１オペアンプ、  ＯＰ２  第２オペアンプ、  Ｒ１  第１抵抗、  Ｒ２  第２抵抗、  Ｒ３  第３抵抗、  Ｒ４  第４抵抗、  Ｒ５  第５抵抗、  Ｒ６  第６抵抗、  Ｒ７  第７抵抗、  Ｃ１  容量、  ２００  振動スピーカ、  ２１０  ボイスコイル、  ２２０  磁気回路、  ２２１  永久磁石、  ２２２  台座、  ２３０  振動板、  ２４０  振動部材。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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