(57)【要約】【課題】直流電源とコンデンサとの接続が切れた後、コンデンサに残存する電荷を早期に放電させ、コンデンサの端子間電圧を適正な電圧以下とする制御技術を提供する。【解決手段】回転電機制御装置１は、コンバータ３及びインバータ４を有する回転電機駆動装置２と直流電源２０とを接続するメインスイッチ８が遮断された際に、少なくともコンバータ３のインバータ４側の正負両極間に接続されたコンデンサ７に充電された充電電力を用いてインバータ４を介して回転電機５のトルクに影響しない界磁電流を回転電機５に供給する放電制御を行う放電制御部１１と、放電制御を終了するまでに、コンバータ３のインバータ４側の正負両極間に接続される上段スイッチング素子３１及び下段スイッチング素子３３の直列回路の上段スイッチング素子３１をオン状態にする上段制御部１３とを備える。【選択図】図１
2012100385.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の電源電圧と直流のシステム電圧との間で電圧変換するコンバータと、前記コンバータと回転電機との間に介在されて前記システム電圧の直流電力と交流電力との間で電力変換するインバータとを備えた回転電機駆動装置を制御する回転電機制御装置であって、
前記コンバータは、前記インバータ側の正負両極間に接続される上段スイッチング素子及び下段スイッチング素子の直列回路と、前記直流電源側の正負両極間に接続されると共に正極側がリアクトルを介して前記上段スイッチング素子と前記下段スイッチング素子との接続点に接続される第１コンデンサと、前記インバータ側の正負両極間に接続される第２コンデンサと、を備え、
前記直流電源と前記回転電機駆動装置とを接続するメインスイッチが遮断された際に、少なくとも前記第２コンデンサに充電された充電電力を用いて前記インバータを介して前記回転電機のトルクに影響しない界磁電流を前記回転電機に供給する放電制御を行う放電制御部と、
前記放電制御を終了するまでに、前記上段スイッチング素子をオン状態にする上段制御部と、を備える回転電機制御装置。
【請求項２】
前記上段制御部は、前記第１コンデンサの端子間電圧と前記第２コンデンサの端子間電圧との電圧差が所定の基準電圧差以下となったことを判定した後、前記上段スイッチング素子をオン状態にする請求項１に記載の回転電機制御装置。
【請求項３】
前記上段制御部は、前記回転電機を流れる電流がゼロになったことを判定した後、前記上段スイッチング素子をオフ状態へ制御する請求項１又は２に記載の回転電機制御装置。
【請求項４】
前記放電制御部は、前記第１コンデンサの端子間電圧及び前記第２コンデンサの端子間電圧の少なくとも一方が所定の基準電圧以下となったことを判定した後、前記放電制御を終了する請求項１から３の何れか一項に記載の回転電機制御装置。
【請求項５】
前記放電制御部は、前記回転電機を流れる電流が所定の基準電流以下となったことを判定した後、前記放電制御を終了する請求項１から３の何れか一項に記載の回転電機制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電源の電源電圧と直流のシステム電圧との間で電圧変換するコンバータと、このコンバータと回転電機との間に介在されて直流電力と交流電力との間で電力変換するインバータとを備えた回転電機駆動装置を制御する回転電機制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
電気自動車やハイブリッド自動車の駆動力源として用いられる回転電機は、電動機として機能する際、インバータによって直流電源から供給される直流電力が変換された交流電力により駆動される。一方、回転電機が発電機として機能する際には、回転電機により発電された交流電力がインバータによって直流電力に変換されてバッテリへ回生される。直流電源とインバータとの間には、直流電力を平滑するコンデンサが備えられ、脈動などの直流電力の変動が抑制される。直流電源とコンデンサとの電気的な接続は、イグニッションスイッチなどと連携するメインスイッチに連動して切り換えられる。直流電源とコンデンサとの電気的な接続が切れても、コンデンサには電荷が残存する。この残存電荷は自然放電により減少するが、自然放電には時間を要する。メインスイッチを切り、引き続いて点検整備などを行う場合もあり、自然放電よりも速くコンデンサの残存電荷を放電させることが好ましい。
【０００３】
特開２００７−１９５３５２号公報（特許文献１）には、直流電源とインバータとの間に直流電源の電圧を昇圧可能なコンバータを有し、このコンバータと直流電源との間に備えられた第１のコンデンサ、及びコンバータとインバータとの間に備えられた第２のコンデンサの残存電荷を放電させる電源装置が開示されている。この電源装置は、直流電源とコンバータとの接続が遮断された時に、コンバータを制御して昇圧動作をさせることにより、第１のコンデンサの電荷を用いて第２のコンデンサを充電する。そして、電源装置は、第２のコンデンサに蓄積された電力を用いて回転電機のトルクに影響しない界磁電流（いわゆるｄ軸電流）のみが回転電機に供給されるようにインバータをスイッチング制御する。第１のコンデンサの両端電圧及び第２のコンデンサの両端電圧が共に所定値以下となると、コンバータ並びにインバータの動作が停止される（特許文献１：要約、請求項１〜３、第１６〜３０段落、図１等）。
【０００４】
しかし、インバータの停止後にも、インダクタンス成分を有する回転電機のステータコイルには電気的な慣性力によってしばらくの間、減少を伴いつつも電流が流れ続ける。この電流は、インバータのフリーホイールダイオードを介してコンバータ側に還流される。コンバータも停止しているので、還流された電流は、第２のコンデンサに流入し、このコンデンサを充電する。このため、第２のコンデンサの端子間電圧が上述した所定値以上に上昇し、残存電荷の放電が不充分となる可能性がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００７−１９５３５２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
上記背景に鑑みて、直流電源とコンデンサとの電気的な接続が切れた後、コンデンサに残存する電荷を早期に放電させ、コンデンサの端子間電圧を適正な電圧以下とする制御技術が望まれる。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記課題に鑑みた本発明に係る回転電機制御装置の特徴構成は、
直流電源の電源電圧と直流のシステム電圧との間で電圧変換するコンバータと、前記コンバータと回転電機との間に介在されて前記システム電圧の直流電力と交流電力との間で電力変換するインバータとを備えた回転電機駆動装置を制御する回転電機制御装置であって、
前記コンバータは、前記インバータ側の正負両極間に接続される上段スイッチング素子及び下段スイッチング素子の直列回路と、前記直流電源側の正負両極間に接続されると共に正極側がリアクトルを介して前記上段スイッチング素子と前記下段スイッチング素子との接続点に接続される第１コンデンサと、前記インバータ側の正負両極間に接続される第２コンデンサと、を備え、
前記直流電源と前記回転電機駆動装置とを接続するメインスイッチが遮断された際に、少なくとも前記第２コンデンサに充電された充電電力を用いて前記インバータを介して前記回転電機のトルクに影響しない界磁電流を前記回転電機に供給する放電制御を行う放電制御部と、
前記放電制御を終了するまでに、前記上段スイッチング素子をオン状態にする上段制御部と、を備える点にある。
【０００８】
この構成によれば、放電制御部によりインバータを介して回転電機に界磁電流を供給する放電制御が実施されるので、インバータ側の直流電圧の正負両極間に接続された第２コンデンサに残存する電荷が良好に消費される。さらに、この放電制御が終了するまでに、上段制御部がコンバータの上段スイッチング素子をオン状態にするので、第１コンデンサと第２コンデンサとはインバータの直流側において並列接続された状態となる。つまり、第１コンデンサと第２コンデンサとで電荷を分配可能となり、放電制御によって、第１コンデンサ及び第２コンデンサに残存する電荷が消費される。このため、コンバータを昇圧制御して第１コンデンサの電荷を用いて第２コンデンサを充電する必要はなく、第１コンデンサ及び第２コンデンサを並行して放電させることができる。その結果、直流電源とコンデンサとの電気的な接続が切れた後、コンデンサに残存する電荷を早期に放電させ、コンデンサの端子間電圧を適正な電圧以下とすることが可能となる。
【０００９】
回転電機駆動装置におけるコンバータは、インバータ側に対して昇圧動作する場合が多い。このため、第２コンデンサの端子間電圧は、メインスイッチが遮断された時点では第１コンデンサの端子間電圧よりも高圧であることが多い。両コンデンサの端子間電圧の差が大きい状態で、上段スイッチング素子がオン状態となると、第２コンデンサから第１コンデンサに電荷が移動して第１コンデンサの端子間電圧を上昇させる可能性がある。一般的に、第１コンデンサの耐圧は、直流電源の電圧を基準として設定されるので第１コンデンサの端子間電圧が不必要に上昇することは好ましくない。このため、１つの態様として、前記上段制御部は、前記第１コンデンサの端子間電圧と前記第２コンデンサの端子間電圧との電圧差が所定の基準電圧差以下となったことを判定した後、前記上段スイッチング素子をオン状態にすると好適である。
【００１０】
放電制御により回転電機には界磁電流が流れるが、放電制御を終了した後も、インダクタンス成分を有する回転電機のコイルには電気的な慣性力が働くため、継続して界磁電流が流れる。従って、放電制御を終了し、直ちに上段スイッチング素子をオフ状態とすると、慣性力によって流れる界磁電流がインバータを介して第２コンデンサのみに還流し、第２コンデンサの端子間電圧を上昇させる。上段スイッチング素子がオン状態であると、界磁電流は、第１コンデンサ及び第２コンデンサに分配されて還流するので、端子間電圧の上昇幅は抑制される。界磁電流のほぼ全てが還流されると、両コンデンサの端子間電圧は同電位で安定する。このため、１つの態様として、前記上段制御部は、前記回転電機を流れる電流がゼロになったことを判定した後、前記上段スイッチング素子をオフ状態へ制御すると好適である。尚、上段制御部は、回転電機を流れる電流が厳密にゼロとなったことを判定する必要はなく、ゼロと見なせる程度の値に設定された所定値を基準として判定すればよい。これにより、直流電源とコンデンサとの電気的な接続が切れた後、コンデンサに残存する電荷を回転電機の駆動装置を介して早期に放電させ、駆動装置が停止した後にもコンデンサの端子間電圧を適正な電圧以下とすることが可能となる。また、駆動装置の停止後の電圧上昇を考慮して、より高い耐圧性を備えたコンデンサを設置する必要もない。そのようなコンデンサは、耐圧性の低いコンデンサに比べて体積も大きく価格も高いから、駆動装置の規模を増大させ、製造価格を上昇させる可能性があるが、この態様によれば、そのような問題も抑制される。
【００１１】
また、１つの態様として、前記放電制御部は、前記第１コンデンサの端子間電圧及び前記第２コンデンサの端子間電圧の少なくとも一方が所定の基準電圧以下となったことを判定した後、前記放電制御を終了すると好適である。放電制御を終了するまでに、上段スイッチング素子がオン状態に制御されているから、両コンデンサの端子間電圧はほぼ等価である。従って、放電制御部は、少なくとも一方の端子間電圧が基準電圧以下となったことを判定することによって、両コンデンサが充分に放電されたか否かを判定することができ、両コンデンサが充分に放電されている場合には、放電制御を終了することができる。放電制御部は、両コンデンサに残存する電荷を用いて回転電機に界磁電流を供給するので、両コンデンサに電荷が残存していなければ、両コンデンサの充電電力を利用して界磁電流を供給することはできない。つまり、無駄な制御を続けることになり、回転電機駆動装置並びに回転電機制御装置を停止させるまでの時間を要することとなる。この態様によれば、迅速に放電制御を終了させることができる。
【００１２】
また、放電制御部は、両コンデンサに残存する電荷を用いて回転電機に界磁電流を供給するので、両コンデンサに残存する電荷が減少すると界磁電流も減少する。従って、回転電機を流れる電流によって、両コンデンサの放電状態を判定することも可能である。即ち、１つの態様として、前記放電制御部は、前記回転電機を流れる電流が所定の基準電流以下となったことを判定した後、前記放電制御を終了すると好適である。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】回転電機駆動装置及び回転電機制御装置の構成例を模式的に示すブロック図
【図２】放電制御部及び上段制御部による制御の一例を示すフローチャート
【図３】放電制御部及び上段制御部による制御の一例を示すタイムチャート
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下、電気自動車やハイブリッド自動車の駆動力源となる回転電機を駆動する駆動装置を制御する制御装置に本発明を適用した場合を例とし、図面を用いて本発明の実施形態を説明する。本実施形態の回転電機５は、３相交流により動作する交流電動機であり、必要に応じて電動機としても発電機としても動作する。また、回転電機５は、例えば埋込磁石構造の同期電動機（IPMSM : interior permanent magnet synchronous motor）である。
【００１５】
図１に示すように、駆動装置（回転電機駆動装置）２は、直流電源２０の電源電圧と直流のシステム電圧との間で電圧変換するコンバータ３と、コンバータ３と回転電機５との間に介在されてシステム電圧の直流電力と交流電力との間で電力変換するインバータ４とを備えている。直流電源２０は、コンバータ３及びインバータ４を介して回転電機５に電力を供給可能であると共に、回転電機５が発電して得られた電力を蓄電可能に構成されている。好適な態様として、直流電源２０は、ニッケル水素二次電池やリチウムイオン二次電池等の各種二次電池により構成されるバッテリである。この他、直流電源２０は、キャパシタや、二次電池とキャパシタとの組み合わせにより構成されてもよい。
【００１６】
コンバータ３は、２つのスイッチング素子３１及び３３と、両スイッチング素子にそれぞれ並列接続されるフリーホイールダイオード３２及び３４と、リアクトル３５と、第１コンデンサ６と、第２コンデンサ７とを備えて構成される。図１に示すように、上段スイッチング素子３１と下段スイッチング素子３３との直列回路は、インバータ４側の正負両極間に接続される。第２コンデンサ７は、この直列回路と並列して、インバータ４側の正負両極間に接続される。上段スイッチング素子３１と下段スイッチング素子３３との接続点は、リアクトル３５を介して直流電源２０の正極側に接続される。第１コンデンサ６は、直流電源２０の正負両極間に接続される。従って、第１コンデンサ６は、直流電源２０側の正負両極間に接続されると共に正極側がリアクトル３５を介して上段スイッチング素子３１と下段スイッチング素子３３との接続点に接続される。回転電機駆動装置２には、直流電源２０の正負両極間電圧（電源電圧）、つまり第１コンデンサ６の端子間電圧Ｖ１を検出する電圧センサ６１も備えられる。また、インバータ４側の正負両極間電圧（システム電圧）、つまり第２コンデンサ７の端子間電圧Ｖ２を検出する電圧センサ７１も備えられる。
【００１７】
コンバータ３は、直流電源２０からの電源電圧を変換して所望のシステム電圧を生成するＤＣ−ＤＣコンバータとして構成されている。尚、回転電機５が発電機として機能する際には、インバータ４が整流して得られた直流のシステム電圧を降圧して直流電源２０に回生する。本実施形態では、直列に接続された一対のスイッチング素子３１，３３として、ＩＧＢＴ（insulated gate bipolar transistor）を用いる例を示している。スイッチング素子３１，３３としては、ＩＧＢＴの他に、バイポーラ型、電界効果型、ＭＯＳ型など種々の構造のパワートランジスタを用いることができる。これは、後述するインバータ４のスイッチング素子についても同様である。スイッチング素子３１，３３のそれぞれは、制御装置（回転電機制御装置）１の不図示のコンバータ制御部で生成されて出力される電圧変換制御信号Ｓ１，Ｓ２に従って動作する。本実施形態では、電圧変換制御信号Ｓ１，Ｓ２は、各スイッチング素子３１，３３のオン・オフスイッチングを制御するスイッチング制御信号、より詳しくは、各ＩＧＢＴ３１，３３のゲートを駆動するゲート駆動信号である。
【００１８】
インバータ４は、システム電圧を有する直流電力を交流電力に変換して回転電機５に供給する。インバータ４は、上段アーム及び下段アームからなる一対のスイッチング素子の直列回路により構成される１回線のレッグを、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相に対応して３回線有したブリッジ回路として構成され、直流電力と３相交流との間で電力変換を行う。上述したように、インバータ４のスイッチング素子も本例ではＩＧＢＴである。また、各スイッチング素子には、それぞれフリーホイールダイオードが並列接続されている。
【００１９】
インバータ４のそれぞれのスイッチング素子は、制御装置１の不図示のインバータ制御部から出力されるインバータ制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従って動作する。本実施形態では、インバータ制御信号Ｓ３〜Ｓ８は、各スイッチング素子のオン・オフスイッチングを制御するスイッチング制御信号、より詳しくは、各ＩＧＢＴのゲートを駆動するゲート駆動信号である。これにより、インバータ４は、直流電力を交流電力に変換して回転電機５に供給し、目標トルク（トルク指令）Ｔ＊に応じたトルクを回転電機５に出力させる。この際、インバータ制御部は、パルス幅変調制御モードや矩形波制御モード等の制御モードに従ったインバータ制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成して出力する。各ＩＧＢＴは、インバータ制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従って、各制御モードに応じたスイッチング動作を行う。また、インバータ４は、回転電機５が発電機として機能する際には、発電により得られた交流電力を直流電力に変換してコンバータ３に供給する。
【００２０】
制御装置１の不図示のインバータ制御部は、目標トルクＴ＊、ロータの回転情報である回転速度ω及び回転角度（電気角）θ、回転電機５のステータコイルを流れる各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに基づいてフィードバック制御を行う。目標トルクＴ＊は、図示しない車両制御装置等の他の制御装置等からの要求信号として制御装置１に入力される。回転電機５のロータの回転角度θ、即ち各時点での磁極位置は、回転センサ１０により検出されて、検出結果を制御装置１が取得する。回転センサ１０は、例えばレゾルバ等により構成される。Ｕ，Ｖ，Ｗの各相のステータコイルを流れる電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは電流センサ９により検出され、その検出結果を制御装置１が取得する。本実施形態では、電流がバスバーなどの導体を流れる際に生じる磁界を検出ことによって、非接触で電流を検出する例を示している。尚、本例では、３相全ての電流を検出する構成を示しているが、３相は平衡状態にあり、電流の瞬時値の総和は零であるので２相のみの電流を検出し、制御装置１において残りの１相の電流を演算により求めてもよい。
【００２１】
駆動装置２の制御を行う制御装置１の各機能部は、マイクロコンピュータ等の論理回路を中核部材として、入力されたデータに対して種々の処理を行うためのハードウエア又はソフトウエア（プログラム）或いはその両方により構成されている。本実施形態では、制御装置１は、ベクトル制御法を用いた電流フィードバック制御を行って、インバータ４を介して回転電機５を制御する。また、制御装置１は、コンバータ３を制御して所望のシステム電圧を生成する直流電圧変換制御を行う。このようなインバータ４のベクトル制御や、コンバータ３の制御については公知であるので、上述した以上の詳細な説明は省略する。
【００２２】
ところで、回転電機５が電動機あるいは発電機として機能している時、車両のイグニッションスイッチなどと連動する駆動回路２のメインスイッチ８は閉状態である。この際、第１コンデンサ６は充電されて、その端子間電圧Ｖ１はほぼ直流電源２０の電圧と等しくなっている。また、第２コンデンサ７も充電されて、その両端電圧はほぼシステム電圧と等しくなっている。ここで、車両のイグニッションスイッチがオフ状態となると、これに連動してメインスイッチ８も開状態となる。しかし、第１コンデンサ６及び第２コンデンサ７には、充電された電荷が残存し、第１コンデンサ６の端子間電圧Ｖ１は、ほぼ直流電源２０の電圧と等しい状態が維持され、第２コンデンサ７の端子間電圧Ｖ２は、ほぼシステム電圧と等しい状態が維持される。
【００２３】
そこで、これら両コンデンサ６，７の残存電荷を早期に放電させるために、制御装置１には、放電制御部１１と上段制御部１３とが設けられる。放電制御部１１は、直流電源２０と駆動装置２とを接続するメインスイッチ８が遮断された際に放電制御を行う機能部である。具体的には、この放電制御は、少なくとも第２コンデンサ７に充電された充電電力を用いてインバータ４を介して回転電機５のトルクに影響しない界磁電流を回転電機５に供給する制御である。上述したように、回転電機５は、公知のベクトル制御により駆動制御される。一般的に、ベクトル制御では、トルクを発生させるトルク電流（ｑ軸電流）と、トルクに影響せず界磁の強さを制御する界磁電流（ｄ軸電流）とを、ｄ軸とｑ軸との直交ベクトル座標系で制御する。メインスイッチ８が遮断された状態では車両が停止中、或いは車両を停止させようとしている可能性が高く、回転電機５にトルクを生じさせることは好ましくない。従って、トルクに関与しない界磁電流を回転電機５に供給することによって、第２コンデンサ７の残存電荷を消費させる。
【００２４】
上段制御部１３は、放電制御部１１が放電制御を終了するまでに、コンバータ３の上段スイッチング素子３１をオン状態にする機能部である。また、上段制御部１３は、所定の終了条件が整った際に、オン状態とした上段スイッチング素子３１をオフ状態にする。即ち、上段制御部１３は、両コンデンサ６，７の残存電荷の解消状態に応じてコンバータ３の上段スイッチング素子３１をオン・オフ制御する機能部である。尚、終了条件を含め、上段スイッチング素子３１のオン・オフ制御の条件判定については、図２のフローチャート及び図３のタイムチャートを利用して後述する。
【００２５】
放電制御が終了するまでに、上段制御部１３によりコンバータ３の上段スイッチング素子３１がオン状態となると、第１コンデンサ６と第２コンデンサ７とはインバータ４の直流側において並列接続された状態となる。両コンデンサ６，７の正極の間にはリアクトル３５が存在するが、直流に対しては抵抗値ゼロの導線と等価であるので問題はない。上段スイッチング素子３１がオン状態となることにより、第１コンデンサ６と第２コンデンサ７とで電荷を分配可能となり、放電制御部１１による放電制御によって、第１コンデンサ６及び第２コンデンサ７に残存する電荷が消費される。
【００２６】
以下、図２のフローチャート及び図３のタイムチャートも利用して、放電制御部１１及び上段制御部１３による両コンデンサ６，７の残存電荷の放電処理について説明する。制御装置１は、放電制御開始条件を確認し、放電制御開始条件が成立すると放電制御部１１及び上段制御部１３を中核とする残存電荷解消処理を開始する（図２＃１）。放電開始条件は、例えば、直流電源２０と駆動装置２とを接続するメインスイッチ８が遮断されたこととすることができる。残存電荷解消処理が開始されると、図３に示すように、時刻ｔ１において、まず、放電制御部１１による放電制御の実行が開始される。放電制御部１１は、回転電機５に界磁電流Ｉｍを供給するようにインバータ４をスイッチング制御する（＃２）。この時点では、上段制御部１３は、上段制御を実行しておらず、コンバータ３の両スイッチング素子３１，３３はオフ状態で、コンバータ３は停止状態である（＃２）。
【００２７】
即ち、放電制御部１１は、少なくとも第２コンデンサ７に充電された充電電力を用いてインバータ４を介して回転電機５に界磁電流Ｉｍを供給する。尚、第２コンデンサ７の端子間電圧Ｖ２が第１コンデンサ６の端子間電圧Ｖ１よりも低い場合には、上段スイッチング素子３１に並列接続されたフリーホイールダイオード３２を介して第１コンデンサ６の充電電力もインバータ４へ供給される。従って、放電制御部１１により放電制御が開始される際に、第２コンデンサ７の充電電力に加えて第１コンデンサ６の充電電力が用いられることを妨げるものではない。しかし、駆動装置２の通常の使用状態においては、メインスイッチ８が遮断された際には第２コンデンサ７の端子間電圧Ｖ２の方が第１コンデンサ６の端子間電圧Ｖ１よりも高い電圧であることが多い。従って、多くの場合、放電制御部１１により放電制御が開始される際には、第２コンデンサ７の充電電力を用いて放電制御が実施される。また、後述するように、上段スイッチング素子３１がオン状態となると、第１コンデンサ６の充電電力もインバータ４に供給され、インバータ４を介して回転電機５に供給される。従って、放電制御部１１は、第１コンデンサ６の充電電力も用いて回転電機５に界磁電流を供給可能な機能部である。本実施形態では、放電制御部１１は、基本的に一定の界磁電流Ｉｍを回転電機５に供給するように放電制御を行う。
【００２８】
図３に示すように、界磁電流Ｉｍが流れ始めると、第２コンデンサ７の端子間電圧Ｖ２は次第に減少していく。具体的には、第２コンデンサ７の端子間電圧Ｖ２は、始めに界磁電流Ｉｍの増加に伴って次第に減少速度が増加し、界磁電流Ｉｍが一定になってからは一定速度で減少する。この時点では、コンバータ３のスイッチング素子３１，３３が共にオフ状態であるから、第１コンデンサ６の残存電荷は消費されず、第２コンデンサ７の残存電荷のみが消費されていく。第１コンデンサ６の端子間電圧Ｖ１は電圧センサ６１により検出され、第２コンデンサ７の端子間電圧Ｖ２は電圧センサ７１により検出されて、制御装置１に提供されている。制御装置１は、第１コンデンサ６の端子間電圧Ｖ１と第２コンデンサ７の端子間電圧Ｖ２との電圧差ΔＶを算出し、電圧差ΔＶが所定の基準電圧差ΔＶｒｅｆ以下であるか否かを判定する（＃３）。この電圧差ΔＶは、絶対値であってもよい。電圧差ΔＶが所定の基準電圧差ΔＶｒｅｆよりも大きい場合には、引き続き、放電制御部１１によりインバータ４が放電制御され、コンバータ３は停止状態で待機する（＃２）。電圧差ΔＶが所定の基準電圧差ΔＶｒｅｆ以下である場合には、上段制御部１３によりコンバータ３の上段スイッチング素子３１がオン状態に制御される（＃４、図３：時刻ｔ２）。即ち、上段制御部１３は、第１コンデンサ６の端子間電圧Ｖ１と第２コンデンサ７の端子間電圧Ｖ２との電圧差ΔＶが所定の基準電圧差ΔＶｒｅｆ以下となったことを判定した後、上段スイッチング素子３１をオン状態にする。放電制御部１１は、そのままインバータ４の放電制御を継続する（＃４）。尚、基準電圧差ΔＶｒｅｆは、ゼロであってもよい。
【００２９】
上段スイッチング素子３１がオン状態となると、第１コンデンサ６と第２コンデンサ７とはインバータ４の直流側において並列接続された状態となる。従って、図３に示すように、第１コンデンサ６の端子間電圧Ｖ１と第２コンデンサ７の端子間電圧Ｖ２とは、上段制御部１３により上段スイッチング素子３１がオン状態にされた時刻ｔ２の後、ほぼ同電圧となる。このように上段スイッチング素子３１がオン状態となると、界磁電流Ｉｍを供給するコンデンサが２つになって見かけ上のコンデンサ容量が増加するため、これらのコンデンサ６，７の端子間電圧Ｖ１，Ｖ２の減少速度は時刻ｔ２の前より小さくなるが、その後も一定速度で減少する。
【００３０】
上段制御部１３によりコンバータ３の上段スイッチング素子３１がオン状態に制御された後は、放電制御部１１は、所定の放電制御終了条件が成立するまで、第１コンデンサ６及び第２コンデンサ７の充電電力を用いて回転電機５に界磁電流を供給する（＃５及び＃４）。放電制御終了条件が成立したことが判定されると（＃５）、放電制御部１１による放電制御が停止されてインバータ４が停止する（＃６、図３：時刻ｔ４）。放電制御終了条件が成立しても、上段制御部１３による上段制御は継続され、上段スイッチング素子３１はオン状態を維持する（＃６）。尚、所定の放電制御終了条件の好適な一例は、図３に示すように、第１コンデンサ６の端子間電圧Ｖ１及び第２コンデンサ７の端子間電圧Ｖ２の少なくとも一方が所定の基準電圧Ｖｒｅｆ以下となることである。上述したように、上上段スイッチング素子３１がオン状態となった後は、第１コンデンサ６及び第２コンデンサ７の端子間電圧Ｖ１及びＶ２は、ほぼ同電圧であるから何れの端子間電圧を判定対象としてもよい。
【００３１】
尚、図３には、端子間電圧Ｖ１，Ｖ２の何れかが基準電圧Ｖｒｅｆ以下となって終了条件が成立した時刻ｔ３から、さらに所定の待機時間Ｔ３を経て放電制御が停止される例を示している。この所定の待機時間Ｔ３は、マイクロコンピュータ等を用いて構成される制御装置１に備えられているタイマ等を用いて計測しても良いし、電圧センサ６１，７１と制御装置１との通信や演算時間により生じる制御遅れの時間を対応させてもよい。電圧センサ６１，７１と制御装置１とは、必ずしも直接信号線等で接続されているとは限らず、ＣＡＮ（controller area network）などのネットワークや共同の通信バスを介して接続されている場合もある。そのような場合には、電圧センサ６１，７１の検出結果が制御装置１に伝達されるまでにタイムラグが生じる。また、両電圧センサ６１，７１の検出結果と基準電圧Ｖｒｅｆとの比較のための演算も必要であるから、前述したタイムラグを含めて制御遅れが生じる。好適な一態様として、この制御遅れを待機時間Ｔ３として設定し、制御遅れを考慮した基準電圧Ｖｒｅｆが設定されてもよい。
【００３２】
ところで、放電制御部１１による放電制御が停止され、インバータ４が停止しても、インダクタンス成分を有する回転電機５のステータコイルには電気的な慣性力により継続して電流が流れる。しかし、インバータ４が停止していることから、行き場を失った電流は、第１コンデンサ６及び第２コンデンサ７に還流される。この時点において上段スイッチング素子３１はオン状態であるから、環流される電流は、両コンデンサ６，７に分配されることなる。従って、環流による両コンデンサ６，７の端子間電圧Ｖ１，Ｖ２の上昇は抑制される。この際、コンバータ３が停止していて、上段スイッチング素子３１がオフ状態であると、界磁電流Ｉｍは第２コンデンサ７のみに環流されることになる。例えば、図３に破線で示すように、放電制御と共に上段制御も停止すると、環流される電流によって第２コンデンサ７の端子間電圧Ｖ２が大きく上昇することになる。放電制御が停止しても上段制御が継続されることによって、環流される電流が２つのコンデンサ６，７に良好に分配され、第２コンデンサ６の端子間電圧Ｖ２の上昇幅が抑制される。
【００３３】
界磁電流Ｉｍは、両コンデンサ６，７へ環流されることにより次第にその電流量（電流の絶対値）が減少していく。界磁電流Ｉｍの絶対値が終了判定電流Ｉｒｅｆ以下となったか否かが判定され（＃７）、界磁電流Ｉｍの絶対値が終了判定電流Ｉｒｅｆ以下の場合には、放電制御に続いて上段制御も終了される（＃８、図３：時刻ｔ５）。つまり、インバータ４及びコンバータ３の双方が停止し、駆動装置２が停止する。ここで、終了判定電流Ｉｒｅｆは、所定の誤差を許容した上で、ゼロ値に設定されていると好適である。界磁電流Ｉｍの絶対値がゼロまで減少すれば、環流する電流はほとんど無いので、上段スイッチング素子３１をオフ状態にしても第２コンデンサ７の端子間電圧Ｖ２だけが上昇するようなことはない。即ち、上段制御部１３は、回転電機５を流れる電流がゼロになったことを判定した後、上段スイッチング素子３１をオフ状態へ制御すると好適である。
【００３４】
ステップ＃８において、放電制御に続いて上段制御も終了され、インバータ４及びコンバータ３の双方が停止する。つまり、駆動装置２が停止する。これにより、ステップ＃１から始まった、放電制御部１１及び上段制御部１３を中核とする一連の残存電荷解消処理が終了する。従って、界磁電流Ｉｍの絶対値と、終了判定電流Ｉｒｅｆとの比較によるこの判定は、放電制御部１１及び上段制御部１３を中核とする一連の残存電荷解消処理の終了判定にも相当する。
【００３５】
尚、図３における界磁電流Ｉｍの絶対値の減少特性をみれば、時刻ｔ４においてインバータ４を用いた放電制御を終了することなく、時刻ｔ４以降も放電制御を継続することで、回転電機５に流れる電流をほぼゼロまで減少させることが可能であることが判る。しかし、図３に示すように、時刻ｔ４よりも前に比べて、時刻ｔ４の後では、より急速に界磁電流Ｉｍの絶対値が減少している。つまり、放電制御部１１による放電制御を継続するよりも、残った電荷を再度、両コンデンサ６，７に戻した方が早期に回転電機５に流れる電流をほぼゼロとすることができる。そして、インバータ４及びコンバータ３を含む駆動装置２を早く停止させることができる。従って、放電制御の終了に伴って上昇する両コンデンサ６，７の端子間電圧Ｖ１，Ｖ２が許容範囲に収まる条件において、できるだけ早く放電制御を終了すると好適である。発明を限定するものではないが、好適な一態様として、両コンデンサ６，７の端子間電圧の許容範囲は、５０Ｖ程度とすることができる。
【００３６】
〔その他の実施形態〕
（１）上記実施形態においては、所定の放電制御終了条件が「第１コンデンサ６の端子間電圧Ｖ１及び第２コンデンサ７の端子間電圧Ｖ２の少なくとも一方が所定の基準電圧Ｖｒｅｆ以下となること」である場合を例として説明した。しかし、放電制御終了条件はこれに限定されるものではない。例えば、放電制御部１１は、回転電機５を流れる電流が所定の基準電流Ｉｒｅｆ’以下となったことを判定した後、放電制御を終了するように構成されていてもよい。具体的には、図３に示すように、時刻ｔ３’において、界磁電流Ｉｍの絶対値が基準電流Ｉｒｅｆ’以下となった後、つまり、終了条件が成立した時刻ｔ３’から所定の待機時間Ｔ３’を経て放電制御が停止されてもよい。両コンデンサ６，７の充電電力は、その容量から既知であり、インバータ４を介して回転電機に供給する界磁電流Ｉｍの大きさは放電制御部１１によって規定されている。従って、両コンデンサ６，７の残存電荷が減少していく過程における、界磁電流Ｉｍの絶対値の低下の度合いも予め設計値として記憶しておくことが可能である。
【００３７】
（２）上記実施形態においては、図１に示すように、１つの回転電機を駆動制御する駆動装置２並びに制御装置１を例として説明した。しかし、本発明はそのような構成に限定されることなく、複数の回転電機を駆動制御する駆動装置並びに制御装置を有する構成であっても、適用することができる。例えば、いわゆる２モータスプリット方式のハイブリッド車両用の駆動装置は、各モータ（回転電機）に対応する２つのインバータと、両インバータに共通する１つのコンバータとを備えて構成される場合がある。コンデンサは、上記実施形態と同様に、コンバータの前後に配置される。このような場合、放電制御部が、各インバータの少なくとも一方に界磁電流を供給し、上段制御部がコンバータの上段スイッチング素子をオンオフ制御することによって、上記実施形態と同様にコンデンサの残存電荷を良好に放電させることができる。
【産業上の利用可能性】
【００３８】
本発明は、直流電源の電源電圧と直流のシステム電圧との間で電圧変換するコンバータと、コンバータと回転電機との間に介在されてシステム電圧の直流電力と交流電力との間で電力変換するインバータとを備えた回転電機駆動装置を制御する回転電機制御装置に適用することができる。
【符号の説明】
【００３９】
１：制御装置（回転電機制御装置）
２：駆動装置（回転電機駆動装置）
３：コンバータ
４：インバータ
５：回転電機
６：第１コンデンサ
７：第２コンデンサ
８：メインスイッチ
１１：放電制御部
１３：上段制御部
２０：直流電源
３１：上段スイッチング素子
３３：下段スイッチング素子
３５：リアクトル
Ｉｍ：界磁電流
Ｉｒｅｆ：終了判定電流
Ｉｒｅｆ’：基準電流
Ｖ１：第１コンデンサの端子間電圧
Ｖ２：第２コンデンサの端子間電圧
Ｖｒｅｆ：基準電圧
ΔＶ：第１コンデンサの端子間電圧と第２コンデンサの端子間電圧との電圧差
ΔＶｒｅｆ：基準電圧差
【図１】
2012100385.tif 000003
【図２】
2012100385.tif 000004
【図３】
2012100385.tif 000005