(57)【要約】【課題】制御対象のＳＲモータをＰＷＭ制御するモータ駆動制御装置において、低コストの構成で、所定の通電開始タイミングからの通電相のコイルの電流の立上げが迅速に行なえるようにして、高回転域でもＳＲモータのトルクの不足が生じないようにする。【解決手段】制御対象のＳＲモータ１の制御部４に、ＳＲモータ１の通電相のコイルの所定の通電開始タイミングから当該相のコイルの電流を立上げる際に、通電相のコイルの通電路のスイッチング素子Ｓｕａ〜Ｓｗａ、Ｓｕｂ〜Ｓｗｂを連続的にオンに維持する非同期通電制御部４１ｃを備える。【選択図】図１
2012125096.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
キャリア周期に同期したＰＷＭ制御制により御対象のスイッチトリラクタンスモータの通電相のコイルの通電を制御するモータ駆動制御装置であって、
所定の通電開始タイミングから前記通電相のコイルの電流を立上げる際に、前記通電相のコイルの通電路のスイッチング素子を連続的にオンに維持する非同期通電制御手段を備えたことを特徴とするモータ駆動制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、制御対象のスイッチトリラクタンスモータをＰＷＭ制御するモータ駆動制御装置に関し、詳しくは、通電相のコイルの通電開始のトルク改善に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、電気自動車やハイブリッド車の駆動モータとして、ロータ側に永久磁石やコイルが不要で安価かつ構造が簡単なスイッチトリラクタンスモータ（以下、ＳＲモータという）が注目されている。なお、ＳＲモータはスイッチドリラクタンスモータとも呼ばれる。
【０００３】
図７はＵ、Ｖ、Ｗの３相駆動のラジアルギャップ構成のＳＲモータ１００の一例の概略の構造を示し、ＳＲモータ１００は、モータ軸１０１に取り付けられたロータ２００と、その外側に同軸状に設けれたステータ３００とを備える。そして、ロータ２００は外周面側に複数の突極２０１が等間隔に配設される。ステータ３００は内周面側にステータ磁極としての各相の突極３０１が突極２０１に対向する向きに等間隔に相順に配設され、さらに、各突極３０１には各相のコイル（コイル）３０２が集中巻される。なお、ロータ２００の突極２０１の個数（図７では８個）と、ステータ３００の突極３０１の個数（図７では１２個）とは異なり、ステータ３００の１２個（＝３（相）×４（突極数））の突極３０１は、集中巻きされたコイル３０２の通電により、Ｕ、Ｖ、Ｗ、Ｕ、Ｖ、Ｗ…の順の磁極を形成する。
【０００４】
そして、ＳＲモータ１００は、モータ駆動制御装置により、ステータ３００の駆動相のコイル３０２の通電をＰＷＭ（パルス幅変調）制御して駆動され、ステータ３００に対してロータ２００が非対向の状態になる毎、すなわち、ロータ２００の所定回転角度毎に、駆動相が切り替わり、ＰＷＭ制御により、アクセル開度等から演算されたトルク指令値に応じた目標電流Ｉｋに制御された駆動電流が駆動相のコイル３０２に流れ、ロータ２００とステータ３００の電磁作用でロータ２００が回転して駆動される（例えば、特許文献１（段落［０００４］、［００１１］−［００１４］、図１、図３、図５等）参照）。
【０００５】
なお、ＳＲモータは、上記のＳＲモータ１００のようにステータ３００の外周側に同心状に回転自在にロータ２００を配置したラジアルギャップ構造に形成されるだけでなく、ステータと回転自在のロータをモータ軸の方向に対向するように配置したアキシャルギャップ構造にも形成される。そして、アキシャルギャップ構造の方がラジアルギャッップ構造より対向する突極面積を広くすることができ、小型で高トルクである利点がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開平９−１８２４９０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
特許文献１に記載のようにＳＲモータのステータの通電相のコイルの通電制御をＰＷＭ制御で行なう場合、ＰＷＭ制御のキャリア周期は所定周波数（例えば１０ｋＨｚ）の信号によって設定される。また、目標電流Ｉｋの信号（制御指令値の信号）と、キャリア周期の三角波または鋸波の信号との比較により、キャリア周期のパルス波形のＰＷＭ信号が形成される。
【０００８】
そして、位置センサにより検出されたＳＲモータの回転位置等に基づき、通電相の通電開始角、通電終了角のタイミングが検出されて通電開始から通電終了の信号幅のタイミング信号（ゲート信号）が形成され、このタイミング信号の立ち上がりから立ち下がりまでの間に前記ＰＷＭ信号によって通電相のスイッチング素子がオン、オフする。
【０００９】
図８（ａ）はＰＷＭ信号の一例、同図（ｂ）はモータ励磁のタイミング信号の一例を示し、同図（ｃ）はタイミング信号によって切り取られたＰＷＭ信号であり、この信号によって通電相のスイッチング素子がオン、オフし、通電相のコイルが通電励磁される。
【００１０】
この場合、通電開始から通電相のコイルの電流が目標電流Ｉｋに到達するまでの立ち上がりの際に、ＰＷＭ制御で通電が断続（オン、オフ）するため、立ち上がりに時間を要し、特に回転周期が短くなるＳＲモータの高回転域でトルクが不足する問題がある。
【００１１】
図９（ａ）の実線ｉａはＳＲモータの通電相のコイルの通電開始から通電終了に至る間の理想的な電流波形、同図（ａ）の実線ｉｂは図８（ｃ）のＰＷＭ信号によるＳＲモータの通電相のコイルの通電開始から通電終了に至る間の電流波形例である。実線ｉｂの電流はＰＷＭ制御のオン、オフにより鋸波状に変化しながら目標電流値Ｉｋに立ち上がるので、立ち上がりに時間を要する。
【００１２】
図９（ｂ）の実線τａ、τｂは同図（ａ）の実線ｉａ、ｉｂの電流によりＳＲモータに発生するトルクを示し、実線τａの理想的なトルクに対して、実線τｂのトルクは電流が立ち上がる際のトルク値が小さくなって不足する。
【００１３】
本発明は、制御対象のＳＲモータをＰＷＭ制御するモータ駆動制御装置において、低コストの構成で、所定の通電開始タイミングからの通電相のコイルの電流の立上げが迅速に行なえるようにして、高回転域でもＳＲモータのトルクの不足が生じないようにすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
上記した目的を達成するために、本発明のモータ駆動制御装置は、キャリア周期に同期したＰＷＭ制御制により御対象のＳＲモータの通電相のコイルの通電を制御するモータ駆動制御装置であって、所定の通電開始タイミングから前記通電相のコイルの電流を立上げる際に、前記通電相のコイルの通電路のスイッチング素子を連続的にオンに維持する非同期通電制御手段を備えたことを特徴としている（請求項１）。
【発明の効果】
【００１５】
請求項１に係る本発明のモータ駆動制御装置の場合、所定の通電開始タイミングからＳＲモータの通電相のコイルの電流を立上げる際に、通電相のコイルの通電路のスイッチング素子をＰＷＭ制御でオン、オフするのではなく、非同期通電制御手段により、キャリア周期と無関係に通電相のコイルの通電路のスイッチング素子を連続的にオンに維持し、通電相のコイルを連続通電する。そして、通電相のコイルの電流が目標電流に到達すると、ＰＷＭ制御に移行する。
【００１６】
この場合、通電相のスイッチング素子をオンに維持する簡単でコスト低減を図った安価な構成により、通電相のコイルの電流が目標電流Ｉｋに到達するまでの立ち上がりの際に、ＰＷＭ制御のような通電のオフ期間なく、通電相のコイルの電流の立ち上がりを迅速に行なうことができる。その結果、特に回転周期が短くなるＳＲモータの高回転域でのトルク不足の発生を防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明の一実施形態の全体構成を示す回路結線図である。
【図２】図１の一部の詳細な構成を示すブロック図である。
【図３】図２の一部の詳細な結線図である。
【図４】図１のスイッチトリラクタンスモータ（ＳＲモータ）の通電相のコイルの電流変化の説明図である。
【図５】本発明の他の実施形態の一部の詳細な構成を示すブロック図である。
【図６】図５の一部の詳細な結線図である。
【図７】３相駆動のＳＲモータの構成例の説明図である。
【図８】（ａ）〜（ｃ）は図７のＳＲモータの従来の駆動制御を説明するタイミングチャートである。
【図９】（ａ）、（ｂ）は従来制御による図７のＳＲモータの通電相のコイルの電流変化、トルク変化の説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
つぎに、本発明をより詳細に説明するため、実施形態について、図１〜図６を参照して詳述する。
【００１９】
（一実施形態）
一実施形態について、図１〜図４を参照して説明する。
【００２０】
図１は本実施形態のモータ駆動制御装置の全体構成を示し、制御対象のＳＲモータは、例えば電気自動車やハイブリッド車の駆動モータとしての３相駆動のＳＲモータ１である。ＳＲモータ１は、ラジアルギャップ構成、アキシャルギャップ構成のいずれであってもよいが、例えば図７のＳＲモータ１００と同様のラジアルギャップ構成であり、その回転位置が周知のレゾルバやエンコーダ等の位置センサ２により検出される。
【００２１】
そして、本実施形態のモータ駆動制御装置は、概略、ＳＲモータ１を駆動する３相のインバータ３およびその制御部４を備える。
【００２２】
インバータ３の入力電源は、車載のバッテリ等の電源５と、電源５に並列に接続されたキャパシタ６とからなり、その電源電圧は電圧センサ７により検出される。
【００２３】
インバータ３においては、電源５の正負の電源端子ｐ、ｎ間に、ＳＲモータ１のＵ相のステータコイルＬｕを挟んでＵ相の上下アームのスイッチング素子Ｓｕａ、Ｓｕｂが直列に設けられ、同様に、ＳＲモータ１のＶ相のステータコイルＬｖを挟んでＶ相の上下アームのスイッチング素子Ｓｖａ、Ｓｖｂが直列に設けられ、ＳＲモータ１のＷ相のステータコイルＬｗを挟んでＷ相の上下アームのスイッチング素子Ｓｗａ、Ｓｗｂが直列に設けられる。各スイッチング素子Ｓｕａ〜Ｓｗｂは、ＩＧＢＴ、ＦＥＴ等で形成され、図１ではＩＧＢＴからなる。また、ステータコイルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗは、図７の各相それぞれの各コイル３０２を直列又は並列に接続したものである。
【００２４】
さらに、正の電源端子ｐと、各相のステータコイルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗの下アーム側の端部との間に、カソードが電源端子ｐに接続された還流・回生用のダイオードＤｕａ、Ｄｖａ、Ｄｗａが設けられ、負の電源端子ｎと各相のステータコイルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗの上アーム側の端部との間に、アノードが電源端子ｎに接続された還流・回生用のダイオードＤｕｂ、Ｄｖｂ、Ｄｗｂが設けられる。
【００２５】
また、ＳＲモータ１の各相のステータコイルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗの電流は、各相の電流センサ８ｕ、８ｖ、８ｗにより検出される。
【００２６】
制御部４は、演算制御部４１と、この演算制御部４１の制御にしたがってインバータ３の各相のスイッチング素子Ｓｕａ〜ＳｗｂにＰＷＭ制御信号等を供給する駆動制御部４２を有し、演算制御部４１は、つぎに説明するように構成されている。
【００２７】
図２は演算制御部４１の構成を示し、マイクロコンピュータ構成の演算制御部４１は、例えば、演算部４１ａ、同期通電制御部（ＰＷＭ信号部）４１ｂ、非同期通電制御部（本発明の非同期通電制御手段に相当）４１ｃ、出力切替部４１ｄで構成される。
【００２８】
演算部４１ａは、アクセルペダルの踏み込み等に基づいて図示省略した上位装置から送られてくるトルク指令値、位置センサ２の回転位置から得られるＳＲモータ１の回転角度θから算出した回転数ω、電圧センサ７の電源電圧、電流センサ８ｕ、８ｖ、８ｗの各相のステータコイルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗの電流等を取り込み、（１）目標電流算出部９によりトルク指令値に応じた目標電流Ｉｋの指令値（より正確には換算された電圧指令値）の信号Ｓｋを形成する。（２）ＳＲモータ１の回転数ωに基づき、角度算出部１０によりＳＲモータ１の回転速度等に応じた各相の通電開始角、電流立上角（目標電流Ｉｋに到達する角度）、通電終了角を算出する。（３）キャリア信号生成部１１により、例えば装置クロック（動作クロック）を分周してＰＷＭの所定のキャリア周期（一定周波数、具体的には例えば１０ｋＨｚ）Ｔｃの三角波（あるいは鋸波）の信号Ｓｃを形成する。
【００２９】
同期通電制御部４１ｂは、キャリア周期Ｔｃの信号Ｓｃと目標電流Ｉｋの信号Ｓｋとを比較して得られる各相のＰＷＭ信号を出力切替部４１ｄから駆動制御部４２に出力する。
【００３０】
非同期通電制御部４１ｃは、（１）角度算出部１０の算出に基づき、各相の通電開始角、電流立上角、通電終了角のタイミングデータをデータマップ１２から読み出し、通電開始角から電流立上角の間及び通電終了角から通電開始角の間（換言すれば各相のＰＷＭ制御期間以外の期間）に、ＰＷＭ信号をマスクして通電のオン又はオフの連続の指令値を入出力コントローラ１３ａに出力する。（２）エンコーダ１４により、位置センサ２の回転位置とデータマップ２の通電開始角、電流立上角、通電終了角の規定タイミングとからＳＲモータ１の回転角が実際に通電開始角、電流立上角、通電終了角に達するタイミングを検出し、それぞれのタイミングで割込信号Ｓｉｎｔを入出力コントローラ１３ａに送る。（３）割込信号Ｓｉｎｔに基づき、入出力コントローラ１３ａにより、キャリア周期Ｔｃに非同期に、通電開始角から電流センサ８ｕ、８ｖ、８ｗの検出電流が目標電流に立ち上がる電流立上角までの電流立上期間Ｔｏｎのパルス幅のオン（通電指令）の指令指令信号Ｓｏｎ、通電終了角からつぎの通電開始までの停止期間Ｔｏｆｆのパルス幅のオフ（停止指令）の指令信号Ｓｏｆｆを発生する。
【００３１】
出力切替部４１ｄは同期通電制御部４１ｂのＰＷＭ信号と入出力コントローラ１３ａの指令信号Ｓｏｎ、Ｓｏｆｆの論理ゲート処理により、オンの指令信号Ｓｏｎが入力される電流立上期間ＴｏｎにはＰＷＭ信号の代わりにハイレベル（以下、Ｈｉｇｈという）の指令信号Ｓｏｎを図１の駆動制御部４２に出力し、オフの指令信号Ｓｏｆｆが入力される通電停止期間ＴｏｆｆにはＰＷＭ信号の代わりにローレベル（以下、Ｌｏｗという）に反転した指令信号Ｓｏｆｆを図１の駆動制御部４２に出力する。
【００３２】
ところで、出力切替部４１ｄはソフトウェア処理、ハードウェア回路のいずれで形成してもよい。
【００３３】
図３は出力切替部４１ｄをハードウェア回路で実現した一例を示す。図３の場合、出力切替部４１ｄはＰＷＭ信号とオンの指令信号Ｓｏｎとが入力されるＮＯＲゲートＧａと、その出力信号とオフの指令信号Ｓｏｆｆとが入力されるＮＯＲゲートＧｂとの組み合わせの構成であり、ＰＷＭ信号のオン／オフ（Ｈｉｇｈ／Ｌｏｗ）と、指令信号Ｓｏｎ、Ｓｏｆｆの有（Ｈｉｇｈ）／無（Ｌｏｗ）に基づき、出力切替部４１ｄの出力信号は下記表１に示すようになる。なお、表１中の×はＨｉｇｈ／Ｌｏｗのいずれであってもよいことを示す。
【００３４】
【表１】
2012125096.tif 000003
【００３５】
出力切替部４１ｄは図３に示すハードウェア回路構成に限らず、同様の論理ロジックをソフトウェアで構成することもできる。この場合、図３のハードウェアを不要とできるため、コスト面で望ましい構成となる。
【００３６】
図３の構成の場合、（１）割込信号であるオフの指令信号ＳｏｆｆがＨｉｇｈであれば、ＰＷＭ信号、オンの指令信号ＳｏｎのＨｉｇｈ／Ｌｏｗに係わらず、オフの指令信号Ｓｏｆｆが出力される。そのため、フェイル時のモータ停止が容易かつ確実に行なえる。（２）オンの指令信号ＳｏｎがＨｉｇｈ、オフの指令信号ＳｏｆｆがＬｏｗであれば、ＰＷＭ信号のＨｉｇｈ／Ｌｏｗに係わらず、オンの指令信号Ｓｏｎが出力される。（３）オンの指令信号Ｓｏｎ、オフの指令信号ＳｏｆｆがともにＬｏｗであれば、ＰＷＭ信号が出力される。言い換えれば、ＰＷＭ信号は、オンの指令信号Ｓｏｎ、オフの指令信号Ｓｏｆｆでマスクされる。
【００３７】
そのため、図３の構成の場合は、電流立上げからＰＷＭ制御への切替タイミングを決める電流立上角のタイミングをＰＷＭ制御のキャリア周期に同期したタイミングに設定することにより、オンの指令信号Ｓｏｎのマスクを解除して電流立上からＰＷＭ制御へのキャリア周期に同期した切替が簡単に実現し、キャリア同期のタイミングで、オンの指令信号ＳｏｎとＰＷＭ信号の両方を同時に切り替えたりする必要がない利点がある。
【００３８】
そして、出力切替部４１ｄの出力信号に基づく演算制御部４１の制御にしたがって、オンの指令信号Ｓｏｎが出力される電流立上期間には、駆動制御部４２が通電相のスイッチング素子Ｓｕａ〜Ｓｗｂを連続的にオンに維持する。そのため、通電相のステータコイルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗは、前記電流立上期間にＰＷＭ制御の場合のオフ期間の途切れなく連続的に電流が流れて迅速に目標電流Ｉｋに立上がり、目標電流Ｉｋに到達すると、オンの指令信号Ｓｏｎのマスクが解除され、キャリア周期に同期してＰＷＭ信号が出力切替部４１ｄから駆動制御部４２に出力されて通電相のスイッチング素子Ｓｕａ〜ＳｗｂがＰＷＭ制御でオン／オフする。
【００３９】
なお、オフの指令信号Ｓｏｆｆが出力される電流立下期間には、通電期間の終了と同時に駆動制御部４２が通電相のスイッチング素子Ｓｕａ〜Ｓｗｂを連続的にオフに維持する。この場合もＰＷＭ制御で電流を立ち下げる場合のようなオフ期間がなく、迅速に電流が消失してトルクが０になる。
【００４０】
図４（ａ）はＰＷＭ信号のキャリア周期Ｔｃを示し、（ｂ）はそれに同期したＳＲモータ１の通電相のステータコイルＬｕ（又はＬｖ又はＬｗ）の電流変化を示す。
【００４１】
図４からも明らかなように、本実施形態の場合、通電相のステータコイルＬｕ（又はＬｖ又はＬｗ）の電流は、通電開始角のタイミングからのキャリア周期Ｔｃに同期した電流立上期間Ｔｏｎに、直線的に速やかに目標電流Ｉｋに立ち上がってＰＷＭ制御に切り替わる。その後、ＰＷＭ制御期間Ｔｐｗｍが終了して通電終了角のタイミングになると、このタイミングからの通電停止期間Ｔｏｆｆに、通電相のステータコイルＬｕ（又はＬｖ又はＬｗ）の電流は直線的に速やかに０に立ち下がる。
【００４２】
したがって、本実施形態の場合、図３の簡単なスイッチ回路の追加又は、部品追加のないソフトウェア処理により、通電相のスイッチング素子Ｓｕａ〜Ｓｗｂを連続的にオンに維持し、簡単でコスト低減を図った安価な構成により、通電相のコイルの電流が目標電流Ｉｋに到達するまでの立ち上がりの際に、ＰＷＭ制御で立ち上げる場合のような通電のオフ期間なく、通電相のコイルの電流の立ち上がりを迅速に行なうことができ、その結果、特に回転周期が短くなるＳＲモータの高回転域でのトルク不足の発生を防止することができる。
【００４３】
（他の実施形態）
他の実施形態について、図１、図５、図６を参照して説明する。
【００４４】
本実施形態のモータ駆動制御装置が前記一実施形態のモータ駆動制御装置と異なる点は、演算制御部４１の非同期通電制御部４１ｃの構成をつぎに説明するように変更し、図２の出力切替部４１ｄに代えて後述する出力切替部４１ｅを備えた点である。
【００４５】
図５は本実施形態の演算制御部４１の構成を示し、非同期通電制御部４１ｃは図２の入出力コントローラ１３ａに代えて入出力コントローラ１３ｂを有し、入出力コントローラ１３ｂは、データマップ１２から読み出した各相の通電開始角、電流立上角、通電終了角のタイミングデータ及びエンコーダ１４の割込信号Ｓｉｎｔに基づき、前記一実施形態のオンの指令信号Ｓｏｎ、オフの指令信号Ｓｏｆｆに代えて、タイミング信号Ｓｔと選択信号Ｓｓを発生する。
【００４６】
タイミング信号Ｓｔは、電流立上期間ＴｏｎにＨｉｇｈ、停止期間ＴｏｆｆにＬｏｗになる信号であり、選択信号Ｓｓは電流立上期間Ｔｏｎ及び停止期間ＴｏｆｆにＨｉｇｈ、ＰＷＭ制御の期間にＬｏｗになる信号である。
【００４７】
つぎに、本実施形態の出力切替部４１ｅは、同期通電制御部４１ｂのＰＷＭ信号と入出力コントローラ１３のタイミング信号Ｓｔ、選択信号Ｓｓとの論理ゲート処理により、電流立上期間Ｔｏｎ、通電停止期間Ｔｏｆｆに、ＰＷＭ信号の代わりに指令信号Ｓｏｎ、Ｌｏｗに反転したＳｏｆｆそれぞれを図１の駆動制御部４２に出力する。
【００４８】
本実施形態の出力切替部４１ｅも、ソフトウェア処理、ハードウェア回路のいずれで形成することも可能である。
【００４９】
図６は出力切替部４１ｅをハードウェア回路で実現した一例を示す。図６の場合、出力切替部４１ｅは、ＰＷＭ信号とインバータゲートＧｃで反転した選択信号Ｓｓとが入力されるＮＡＮＤゲートＧｄと、選択信号Ｓｓとタイミング信号Ｓｔとが入力されるＮＡＮＤゲートＧｅと、さらにＮＡＮＤゲートＧｄ、Ｇｅの出力信号が入力されるＮＡＮＤゲートＧｆとの組み合わせの構成であり、ＰＷＭ信号のオン（Ｈｉｇｈ）／オフ（Ｌｏｗ）と、タイミング信号Ｓｔ、選択信号Ｓｓの有（Ｈｉｇｈ）／無（Ｌｏｗ）に基づき、出力切替部４１ｅの出力信号は下記表２に示すようになる。なお、表２中の×はＨｉｇｈ／Ｌｏｗいずれであってもよいことを示す。
【００５０】
【表２】
2012125096.tif 000004
【００５１】
ところで、インバータゲートＧｃはタイミング信号Ｓｔが２つの入力端子に入力されるＮＡＮＤゲートに置き換えてもよい。この場合、出力切替部４１ｅをＮＡＮＤゲートのみで構成できるため、例えば４回路入りＮＡＮＤロジックＩＣ１個の追加で出力切替部４１ｅを構成できる。
【００５２】
また、図６の出力切替部４１ｅは、一実施形態の出力切替部４１ｅと同様にソフトウェアで構成してもよい。
【００５３】
そして、図６の構成の場合、図３の構成の場合と同様のＰＷＭ信号のマスクが行なえるだけでなく、通電開始後、目標電流Ｉｋに立ち上がったときに、選択信号をＨｉｇｈからＬｏｗにレベル変化することで、電流立上げの制御からＰＷＭ制御への切換が極めて簡単に実現する。また、ＰＷＭ制御の終了時にも選択信号をＬｏｗからＨｉｇｈにレベル変化して、ＰＷＭ制御から通電終了制御への切換が極めて簡単に実現する。割込信号であるオフ指令のゲート信号ＳｏｆｆがＨｉｇｈであれば、ＰＷＭ信号、オン指令のゲート信号ＳｏｎのＨｉｇｈ／Ｌｏｗに係わらず、Ｈｉｇｈのオフ指令のゲート信号Ｓｏｆｆが出力される。そのため、フェイル時のモータ停止が容易かつ確実に行なえる。（２）オン指令のゲート信号ＳｏｎがＨｉｇｈ、オフ指令のゲート信号ＳｏｆｆがＬｏｗであれば、ＰＷＭ信号のＨｉｇｈ／Ｌｏｗに係わらず、Ｈｉｇｈのオン指令のゲート信号Ｓｏｎが出力される。（３）オン指令のゲート信号Ｓｏｎ、オフ指令のゲート信号ＳｏｆｆがともにＬｏｗであれば、ＰＷＭ信号が出力される。言い換えれば、ＰＷＭ信号は、オン指令のゲート信号Ｓｏｎ、オフ指令のゲート信号Ｓｏｆｆでマスクされる。
【００５４】
そのため、図６の構成の場合も、電流立上げからＰＷＭ制御への切替タイミングを決める電流立上角のタイミングをＰＷＭ制御のキャリア周期Ｔｃに同期したタイミングに設定することにより、電流立上からＰＷＭ制御へのキャリア周期Ｔｃに同期した切替が簡単に実現し、キャリア同期のタイミングで、オンの指令信号ＳｏｎとＰＷＭ信号の両方を同時に切り替えたりする必要がない利点がある。
【００５５】
そして、出力切替部４１ｅの出力信号に基づく演算制御部４１の制御にしたがって、Ｈｉｇｈの指令信号Ｓｏｎが出力される電流立上期間には、駆動制御部４２が通電相のスイッチング素子Ｓｕａ〜Ｓｗｂを連続的にオンに維持する。そのため、通電相のステータコイルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗは、前記電流立上期間にＰＷＭ制御の場合のオフ期間の途切れなく連続的に電流が流れて迅速に目標電流Ｉｋに立上がり、目標電流Ｉｋに到達すると、オン指令のゲート信号Ｓｏｎのマスクが解除され、キャリア周期に同期してＰＷＭ信号が出力切替部４１ｄから駆動制御部４２に出力されて通電相のスイッチング素子Ｓｕａ〜ＳｗｂがＰＷＭ制御でオン／オフする。
【００５６】
したがって、図６の簡単なスイッチ回路の追加又は、部品追加のないソフトウェア処理により、通電相のスイッチング素子Ｓｕａ〜Ｓｗｂを連続的にオンに維持し、簡単でコスト低減を図った安価な構成により、通電相のコイルの電流が目標電流Ｉｋに到達するまでの立ち上がりの際に、ＰＷＭ制御で立ち上げる場合のような通電のオフ期間なく、通電相のコイルの電流の立ち上がりを迅速に行なうことができ、その結果、特に回転周期が短くなるＳＲモータの高回転域でのトルク不足の発生を防止することができる。
【００５７】
なお、選択信号ＳｓがＨｉｇｈになってタイミング信号ＳｔがＬｏｗになる電流立下期間には、通電期間の終了と同時に駆動制御部４２が通電相のスイッチング素子Ｓｕａ〜Ｓｗｂを連続的にオフに維持するので、ＰＷＭ制御で電流を立ち下げる場合のようなオフ期間がなく、迅速に電流が消失してトルクが０になる。
【００５８】
そして、本発明は上記した実施形態に限定されるものではなく、その趣旨を逸脱しない限りにおいて上述したもの以外に種々の変更を行うことが可能であり、例えば、インバータ３や制御部４の構成等は前記実施形態と異なっていてもよい。
【００５９】
また、ＳＲモータ１が４相以上の多相の場合にも、インバータ３のアーム数、スイッチング素子数が３相の場合より多くなるだけであり、本発明を同様に適用できる。
【００６０】
さらに、本発明は、例えばアキシャルギャップ型のＳＲモータのモータ駆動装置にも同様に適用することができる。
【００６１】
そして、本発明は、電気自動車、ハイブリッド車の駆動モータだけでなく、種々の用途のモータのモータ駆動装置に適用することができる。
【符号の説明】
【００６２】
１    ＳＲモータ
３    インバータ
４    制御部
４１ｃ    非同期通電制御部
Ｌｕ〜Ｌｗ    ステータコイル
Ｓｕａ〜Ｓｗａ、Ｓｕｂ〜Ｓｗｂ    スイッチング素子
【図１】
2012125096.tif 000005
【図２】
2012125096.tif 000006
【図３】
2012125096.tif 000007
【図４】
2012125096.tif 000008
【図５】
2012125096.tif 000009
【図６】
2012125096.tif 000010
【図７】
2012125096.tif 000011
【図８】
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【図９】
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