(57)【要約】      （修正有）【課題】自動インピーダンス整合機能を備えた無線周波数送信または受信チェーンおよび自動インピーダンス整合方法の提供。【解決手段】増幅器（ＰＡ）とアンテナ（ＡＮＴ）との間にインピーダンス整合ネットワーク（ＭＮ）が挿入される。増幅器の電流ｉおよび出力（それぞれ入力）電圧Ｖならびにそれらの位相変移が測定され、Ｖ／ｉによって定義される複素インピーダンスがこれらの測定値から推定される。アンテナのインピーダンスは、この複素インピーダンスの関数として、および整合ネットワークの調整可能なインピーダンスの既知の既存の値の関数として計算される。この計算値に基づいて、増幅器の所望の総負荷インピーダンスを取得することを可能にする整合ネットワークのインピーダンスの新しい調整可能な値が計算され、整合ネットワークは、調整可能なインピーダンスをこれらの新しい値に調整される。測定は、稼働周波数とは異なる測定周波数で行われる。【選択図】図４
2012222817.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
定格周波数Ｆ０で動作する無線周波数送信または受信チェーンであって、
少なくとも１つの増幅器（ＰＡ）と、アンテナ（ＡＮＴ）と、前記増幅器と前記アンテナとの間に配設され、調整可能なインピーダンスを備えるインピーダンス整合ネットワーク（ＭＮ）と、前記増幅器と前記整合ネットワークとの間で連続して挿入された既知の複素数値の測定インピーダンス（Ｃａ）と、前記測定インピーダンスにおける電流および送信チェーンの前記増幅器の出力における電圧、あるいは受信チェーンの前記増幅器の入力おける電圧を同一時期に判断するための前記測定インピーダンスの端子に存在する電位（Ｖ１、Ｖ２）の測定手段（ＣＭ）と、
−  前記電圧と前記電流との比によって定義され、前記増幅器の既存の負荷インピーダンスまたは入力インピーダンスを表す複素インピーダンスの計算手段（ＤＳＰ）、
−  前記アンテナのインピーダンスの計算手段（ＤＳＰ）、および
−  前記増幅器の所望の負荷インピーダンスまたは入力インピーダンスを取得することを可能にする前記整合ネットワークの前記調整可能なインピーダンスの新しい値の計算手段（ＤＳＰ）と、
前記調整可能なインピーダンスをこれらの新しい値に調整するための前記整合ネットワークの電気的制御手段と、
を備え、前記動作中の周波数Ｆ０とは異なる測定周波数Ｆｍを注入するように、前記送信増幅器の出力あるいは前記送信増幅器の入力に連結された測定周波数ジェネレータ（ＧＥＮＦｍ）を備えることを特徴とし、前記計算手段が、その後、前記計算されたインピーダンスを、前記周波数Ｆ０に対して有する前記値にもたらすように修正を施すことにより、周波数Ｆｍで測定された電圧と電流とに基づいてインピーダンス計算を行うように設計されている、
無線周波数送信または受信チェーン。
【請求項２】
前記測定周波数Ｆｍだけが前記チェーンの残り部分にまで通過できるようにし、周波数Ｆ０で信号が前記ジェネレータにまで通過するのを防ぐように、前記周波数ジェネレータに組み込まれているか、前記周波数ジェネレータのすぐ下流に配置された帯域通過フィルタ（ＦＰＢ）を備えることを特徴とする、請求項１に記載の送信または受信チェーン。
【請求項３】
前記周波数Ｆｍで信号が前記増幅器まで通過するのを避けるように、前記増幅器（ＰＡ）と前記測定インピーダンス（Ｃａ）との間に挿入された既知のインピーダンス特性の帯域阻止フィルタ（ＦＣＢ）を備えることを特徴とする、請求項１または２のいずれか一項に記載の送信または受信チェーン。
【請求項４】
電位を測定するための前記手段が、前記測定周波数Ｆｍを中間周波数ＦＩＦ＝Ｆｍ−ＦＯＬに変換するために、周波数ＦＯＬのローカル発振器（ＯＳＣ）を有する周波数変換回路を備え、ローパスフィルタ（ＦＬＴ）が前記周波数ＦＩＦを通過させ、Ｆ０−ＦＯＬを通過させないことを特徴とする、請求項１〜３のいずれか一項に記載の送信または受信チェーン。
【請求項５】
定格周波数Ｆ０で動作し、少なくとも１つの増幅器（ＰＡ）と、アンテナ（ＡＮＴ）と、前記増幅器と前記アンテナとの間に配設されたインピーダンス整合ネットワーク（ＭＮ）とを備え、前記調整可能なインピーダンスと、前記増幅器と前記整合ネットワークとの間に直列に挿入された既知の複素数値の測定インピーダンスと、測定インピーダンスにおける電流および送信チェーンの前記増幅器の出力における電圧、あるいは受信チェーンの前記増幅器の入力における電圧を同一時期に判断するための前記測定インピーダンスの端子に存在する電位（Ｖ１、Ｖ２）の測定手段（ＣＭ）と、
−  前記電圧と前記電流との前記比によって定義され、前記増幅器の既存の負荷インピーダンスまたは入力インピーダンスを表す複素インピーダンスの計算手段（ＤＳＰ）、
−  前記アンテナのインピーダンスの計算手段（ＤＳＰ）、および
−  前記増幅器の所望の負荷インピーダンスまたは入力インピーダンスを取得することを可能にする前記整合ネットワークの前記調整可能なインピーダンスの新しい値の計算手段（ＤＳＰ）と、
前記調整可能なインピーダンスをこれらの新しい値に調整するために前記整合ネットワークを電気的に制御する手段と、
を備え、前記稼働周波数とは異なる測定周波数Ｆｍが前記チェーンに注入され、電位の前記測定がこの周波数で実行され、前記計算されたインピーダンスを、前記周波数Ｆ０に対して有する前記値にもたらすために修正を施すことにより、これらの測定値に基づいてインピーダンス計算が行われることを特徴とする、
無線周波数送信または受信チェーンの自動インピーダンス整合方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線アンテナインピーダンスを自動整合するための回路の製造に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線周波数情報送信の特定用途においては、送信または受信アンテナが、アンテナ外部の条件、特にアンテナが配置されている媒体に大きく依存するインピーダンスを有し得ることが知られている。
【０００３】
例えば医療用テレメータでは、人体内に入れた探査機にアンテナを導入することが必要となる可能性があり、この場合、インピーダンスは、アンテナが位置する生体媒質に大きく依存する。インピーダンスは、アンテナが浸漬され得る周囲組織（筋肉、脂肪）または液状媒体（血液、他の液体）の電気特性（電導性、誘電率）に依存する。
【０００４】
従来の無線周波数送信用途（移動電話通信など）であっても、アンテナのインピーダンスは変動し得る。
【０００５】
送信（それぞれ受信）チェーンは、１つもしくは複数のフィルタが関連付けられ得る少なくとも１つの増幅器を備える。
【０００６】
一般に、アンテナインピーダンスの変動は、小型化の制約が大きい用途で使用される良質な係数を有する非常に小さな寸法のアンテナで特に顕著である。
【０００７】
これらのインピーダンスの変動により、不整合損失と呼ばれる損失が生じ得る。これらの損失は、アンテナに給電する送信チェーン、あるいはアンテナから信号を受信する受信チェーンが、適切に決定された定格インピーダンスを（送信チェーンの出力あるいは受信チェーンの入力で）受けたときに最適な性能を有するように一般に設計されていることによるものであり、その定格値とは異なるインピーダンスを受けた場合には、チェーンの性能が低下する。不整合損失は４０ｄＢに達し得る。
【０００８】
このため、例えば１００オームあるいは５００オームなど、アンテナのインピーダンスとは異なり、好ましくは意図された定格値に等しいインピーダンスを送信チェーンに認識させるインピーダンス整合ネットワークを送信チェーンの出力と送信アンテナとの間に介在させる（受信アンテナの入力でも実施され得る）ことが、すでに試みられてきた。この整合ネットワークは調整することができる。すなわち、どのような状況であっても、その容量性および／または誘導性素子が実現可能な最良の整合となるようにアンテナ環境条件を考慮する調整可能な値を有する。
【０００９】
米国特許出願公開第２００９−００６６４４０号明細書に、送信または受信チェーンにおける自動インピーダンス整合の方法が提案されており、この方法では、送信チェーンの出力（または受信チェーンの入力）における電流および電圧の振幅および位相が同一時期に検出される。電流に対する電圧の比は、整合ネットワークおよびインピーダンスアンテナＺａｎｔのアセンブリによって負荷を与えられたチェーンによって認識される付加インピーダンスＺｍを表す。負荷インピーダンスＺｍが測定され、測定された負荷インピーダンスＺｍと、測定時に構成がわかっている整合ネットワークのインピーダンスとに基づいてアンテナインピーダンスＺａｎｔが計算され、最後に、増幅器によって認識されるインピーダンスがアンテナ環境の既存条件下で増幅器の定格インピーダンスと整合するように整合ネットワークのインピーダンスのうちの１つもしくは複数に適用される必要のある変更値が計算される。
【００１０】
この方法は、インピーダンス整合が１回行われれば十分である用途、あるいは送信または受信チェーンのスイッチをオンにする度に整合が行われれば十分である用途で良好に働く。
【００１１】
しかし他の用途では、チェーンの使用中にアンテナの環境が変化し、スイッチをオフにして再びオンにするのを待たずに新たに整合する必要性が生まれることがある。例えば、オンの状態のとき（少なくともアイドル時）、さらには電話での会話の進行中に環境が変わり得る携帯電話が、かかる事例である。これらの用途では、アンテナのインピーダンスと、送信回路あるいは受信回路のインピーダンスとの間で即時整合を達成することが所望される。
【００１２】
上述した特許出願の回路は、送信／受信チェーンと整合を計算するための手段との間での面倒なやりとりを行わずに即時整合を達成できるようになっていない。
【発明の概要】
【課題を解決するための手段】
【００１３】
インピーダンスの即時整合を可能にするために、本発明は、定格周波数Ｆ０で稼働する無線周波数送信または受信チェーンであって、少なくとも１つの増幅器と、アンテナと、増幅器とアンテナとの間に配設され、調整可能なインピーダンスを備えるインピーダンス整合ネットワークと、増幅器と整合ネットワークとの間で連続して挿入された既知の複素数値の測定インピーダンスと、測定インピーダンスにおける電流および送信チェーンの増幅器の出力における電圧あるいは受信チェーンの増幅器の入力における電圧を同一時期に判断するための測定インピーダンスの端子に存在する電位の測定手段と、
−  電圧と電流との比によって定められ、増幅器の既存の負荷インピーダンスまたは入力インピーダンスを表す複素インピーダンスの計算手段（ＤＳＰ）、
−  アンテナのインピーダンスのＤＳＰ、および
−  増幅器の所望の負荷インピーダンスまたは入力インピーダンスを取得することを可能にする整合ネットワークの調整可能なインピーダンスの新しい値のＤＳＰと、
調整可能なインピーダンスをこれらの新しい値に調整するために整合ネットワークを電気的に制御する手段と、
を備え、稼働周波数Ｆ０とは異なる測定周波数Ｆｍを注入するように、送信増幅器の出力あるいは送信増幅器の入力に連結された測定周波数ジェネレータを備えることを特徴とし、整合ネットワークのインピーダンスの計算手段が、その後、計算されたインピーダンスを、周波数Ｆ０に対して有する値にもたらすように修正を施すことにより、周波数Ｆｍで測定された電圧と電流とに基づいてインピーダンス計算を行うように設計されている、無線周波数送信または受信チェーンを提案する。
【００１４】
好ましくは、帯域通過フィルタが周波数ジェネレータＦｍに組み込まれているか、測定周波数Ｆｍだけがチェーンの残り部分にまで通過することができ、周波数Ｆ０で信号がジェネレータにまで通過するのを防ぐように、周波数ジェネレータＦｍのすぐ下流に帯域通過フィルタが配置されているのが好ましい。
【００１５】
周波数Ｆｍで信号が増幅器にまで通過するのを避けるために、増幅器と測定インピーダンスとの間に既知のインピーダンス特性の帯域阻止フィルタが挿入されてもよい。この場合、増幅器の既存の負荷インピーダンスまたは入力インピーダンスの計算は、必要であればフィルタの既知のインピーダンス特性を考慮する。
【００１６】
電位を測定するための手段は、測定周波数Ｆｍを中間周波数ＦＩＦ＝Ｆｍ−ＦＯＬに変換するための周波数ＦＯＬのローカル発振器（ＯＳＣ）を有する周波数変換回路と、周波数ＦＩＦは通過させるが、周波数Ｆ０−ＦＯＬは通過させないローパスフィルタとを備えるのが好ましい。
【００１７】
整合ネットワークは、Ｔ配列またはπ配列の３つのリアクタンス性インピーダンス、例えば１つのコンデンサおよび２つのインダクタ、より良好には１つのインダクタおよび２つのコンデンサによる単純な設定からなることができる。これらのインピーダンスのうちの少なくとも１つが可変だが、実際にはこれらのインピーダンスのうちの２つが可変であろう。可変インダクタよりも、可変コンデンサの精度を高める方が容易であることを考えると、２つの可変コンデンサおよび１つの固定インダクタが使用されるのが好ましい。不整合が特に大きくなるリスクが存在する場合には、整合ネットワークがいくつかの段をカスケード状で有することもできる。この場合、各段は、原則として各位相に２つの可変リアクタンス性インピーダンスを有する、Ｔ配列またはπ配列で配列された３つのリアクタンス性インピーダンスによる単純な設定からなることができる。
【００１８】
本発明の主題を形成する送信または受信チェーンに加え、本発明は、稼働周波数とは異なる測定周波数Ｆｍがチェーンに注入され、この周波数で電位の測定が実行され、計算されたインピーダンスを、周波数Ｆ０に対して有する値にもたらすために修正を施すことにより、これらの測定値に基づいてインピーダンス計算が行われることを特徴とする自動インピーダンス整合の方法にも相関的に関連する。
【００１９】
本発明の他の特徴および効果は、添付の図面と併せて提供された以降の詳細な説明を読めば明らかになるであろう。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】自動インピーダンス整合の手段を備える無線周波数送信チェーンの一般的な構造を表す。
【図２】本発明にかかる送信および／または受信チェーンの構造を表す。
【図３】チェーンが稼働できる周波数帯域外の測定周波数を示す周波数のテンプレートを表す。
【図４】本発明にかかる差動構成のチェーンをより詳細に表す。
【図５】チェーンで使用される中間周波数信号フィルタのテンプレートを表す。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
以降の詳細な説明において、アンテナは、増幅器の出力によって給電される送信アンテナであると基本的にみなされる。この増幅器は、その出力に配置された負荷が定格インピーダンスＺｏｐｔを有する場合、および角周波数ωο＝２π．Ｆ０に対応する動作周波数がＦ０である場合に最適な方法で動作するように設計されている。高周波数では、インピーダンスＺｏｐｔが一般に複素インピーダンスであろう。増幅器の入力に接続されたインピーダンスが定格インピーダンスＺｏｐｔであり、かつ動作周波数がＦ０である場合に最適な方法で動作するように設計された増幅器の入力に接続された受信アンテナであれば、本発明は同様に適用可能である。
【００２２】
図１は、増幅器ＰＡが送信キャリア周波数Ｆ０で稼働しており、アンテナＡＮＴが増幅器によって給電されており、整合ネットワークＭＮが増幅器ＰＡの出力とアンテナＡＮＴとの間に直列に挿入されている無線周波数送信回路の基本的なダイアグラムを表す。このダイアグラムは、増幅器ＰＡとネットワークＭＮとの間のフィルタおよび／またはネットワークＭＮとアンテナとの間のフィルタも包含し得る。
【００２３】
整合ネットワークＭＮは、増幅器の負荷のインピーダンスが増幅器の最適インピーダンスＺｏｐｔに等しいか、あるいはこの最適インピーダンスにできるだけ近くなるように取り計らう機能を持つ自動インピーダンス整合回路に含まれている。増幅器の負荷は、本質的にネットワークＭＮからなり、ネットワークＭＮはアンテナＡＮＴによって負荷を与えられる。
【００２４】
ネットワークＭＮに加え、整合回路は、
−  増幅器の出力と整合ネットワークＭＮとの間に直列に配置された測定インピーダンスであって、増幅器によって出力される電流ｉを測定する働きをし、好ましくはインピーダンス１／ｊ．Ｃａ．ωοという単純なコンデンサＣａであり、その端子における電圧が、電圧ｖａ＝ｉ／ｊ．Ｃａ．ωοであり、電流がｉ＝ｊ．ｖａ．Ｃａ．ωοである測定インピーダンスと、
−  測定インピーダンスの端子に複素数値として存在する電位Ｖ１およびＶ２、すなわち、これらの電位間の位相変移の値などを測定するための回路ＣＭであって、ｖａがＶ１−Ｖ２に等しい回路ＣＭと、
−  増幅器の出力インピーダンスと、この出力に与えられた負荷のインピーダンスとの間の整合を達成するために、これらの複素数値Ｖ１およびＶ２に基づいて、整合ネットワークＭＮのインピーダンスに与える必要のあるインピーダンスの値を数学的に計算することを可能にする計算手段ＤＳＰと、も備える。
【００２５】
計算手段ＤＳＰは、ネットワークＭＮの一部を形成し、かつこのネットワークの各インピーダンスに所望されるインピーダンス値を確立するスイッチ（図示せず）を制御するための信号を、直接あるいは論理制御回路経由で出力する。
【００２６】
米国特許出願公開第２００９−００６６４４０号明細書に、整合回路が動作する方法が記載されている。要約すると、計算手段ＤＳＰは、電圧Ｖ１と、電圧ｖａに基づいて取得された電流ｉとに基づいて増幅器の既存の負荷のインピーダンスＺｍ＝Ｖ１／ｉの絶対値と偏角とを計算し、計算手段ＤＳＰは、これに基づいて、ベクトルインピーダンスＺｍを実数部および虚数部として計算し、計算手段ＤＳＰは、これらの値と、整合ネットワークＭＮを構成する各種インピーダンスＺ１、Ｚ２などの既知の既存のインピーダンス値とに基づいてアンテナＺａｎｔの有効なインピーダンスを計算し、計算手段ＤＳＰは、増幅器の負荷インピーダンスの所望値Ｚｏｐｔと計算されたアンテナインピーダンスＺａｎｔとに基づいて整合ネットワークＭＮの１つもしくは複数の修正されたインピーダンス値Ｚ’１、Ｚ’２を計算し、最後に、計算手段ＤＳＰは、このネットワークのインピーダンスＺ１、Ｚ２などが、こうして計算された変更値Ｚ’１、Ｚ’２などに提供されるように適切な制御信号をネットワークＭＮに提供する。整合ネットワークのインピーダンスがこれらの計算値Ｚ’１、Ｚ’２などをとったときに、送信および受信チェーンが整合される。
【００２７】
本発明によれば、送信または受信チェーンの稼働周波数Ｆ０とは異なる測定周波数Ｆｍで正弦波信号を提供する周波数ジェネレータで補完することによって送信または受信チェーンが変更されることが提案されている。測定周波数Ｆｍは、チェーンの通過帯域外にある。この通過帯域は、チェーンの想定用途に関連しており、チェーンの各種レベルに存在するフィルタ（図示せず）によって決定される。
【００２８】
図２は、結果的に構成された送信および／または受信チェーンを表す。これは、無線周波数信号をアンテナに提供することを目的とする増幅器ＰＡを有する送信チェーンであると主にみなされる。
【００２９】
測定周波数ジェネレータはＧＥＮＦｍで表される。測定周波数ジェネレータは、クォーツによって安定化され得る発振器である。
【００３０】
ジェネレータの出力は、ジェネレータから発生し得るハーモニクスなどの不調によって送信チェーンを妨げることのないように、周波数Ｆｍに集約され、周波数Ｆｍだけがジェネレータの出力で通過できるようにする役割を持つ帯域通過フィルタＦＰＢに印加される。このフィルタの出力は、増幅器ＰＡの出力に接続されている。フィルタＦＰＢは、ジェネレータに組み込まれてもよい。
【００３１】
ジェネレータＧＥＮＦｍの役割は、測定コンデンサ、整合ネットワーク、およびアンテナの方に向けて送信チェーンに測定周波数を注入することである。チェーンの稼働周波数Ｆ０は通過させるが測定周波数Ｆｍは切り離す帯域阻止フィルタＦＣＢが増幅器ＰＡと測定コンデンサＣａとの間に、測定周波数Ｆｍの信号が増幅器の方ではなく、測定コンデンサ、整合ネットワークＭＮ、およびアンテナＡＮＴの方へと向かうように配置される。
【００３２】
残りの部分について、図２の送信または受信チェーンは、図１に示すような電圧測定回路ＣＭと計算プロセッサＤＳＰとを備える。違いは、測定回路が周波数Ｆｍで動作するように設計されており、測定コンデンサの端子における電位が測定される周波数がＦｍであるという事実を考慮して計算プロセッサがインピーダンスの計算を実行するということである。
【００３３】
図２では、電圧Ｖ１および電圧Ｖ１−Ｖ２の測定および変換、あるいは電圧Ｖ２および電圧Ｖ１−Ｖ２の測定および変換が行われるとみなすことが等しく可能であることがわかっており、これら３つの測定タイプは、追求される目標に関して同等であることから、コンデンサの端子における電位の測定が、周波数Ｆｍによる２つの電圧Ｖ１およびＶ２の測定およびアナログ・デジタル変換によって行われるものとみなされた。
【００３４】
増幅器（帯域阻止フィルタＦＣＢを除く）の負荷インピーダンスＺｍは、コンデンサＣａのインピーダンスを備える直列アセンブリと、アンテナによって負荷を与えられるネットワークＭＮの総インピーダンスとからなる。ｉがコンデンサの電流であれば、この負荷インピーダンスＺｍはＶ１／ｉに等しい。電流は（Ｖ１−Ｖ２）ｊＣａ．ωｍであり、ωｍは周波数Ｆｍにおける角周波数（２πＦｍ）である。
【００３５】
したがって、周波数Ｆｍにおける負荷インピーダンスは、
Ｚｍ  ＝  Ｖ１．ｊＣａ．ωｍ／（Ｖ１−Ｖ２）で表される。
【００３６】
整合ネットワークは、コンデンサとインダクタとを備える。これらのコンデンサおよびインダクタの値は、所与の瞬間にそれらの値を課す計算プロセッサＤＳＰに周知されている。例えば２つの可変コンデンサＣｐ１およびＣｐ２と固定インダクタＬｓとを有するπ配列としての構成など、整合ネットワークＭＮの構成も周知である。インダクタのインピーダンスは周波数に比例し、コンデンサのインピーダンスは周波数に反比例する。
【００３７】
したがって、計算プロセッサは、
−  帯域阻止フィルタの出力における総負荷インピーダンスＺｍと、
−  このフィルタの下流のインピーダンス、すなわち、測定コンデンサＣａのインピーダンス、整合ネットワークのインピーダンスの値と、
の両方を把握しているが、不明のアンテナのインピーダンスは把握していない。
【００３８】
これに基づき、プロセッサＤＳＰは、周波数Ｆｍにおけるアンテナのインピーダンスを計算することができる。これは、先験的に容量性である複素インピーダンスである。アンテナのインピーダンスの虚数部は周波数に反比例する（あるいはアンテナのアドミタンスの虚数部が周波数と比例する）ものと想定され得る。
【００３９】
プロセッサは、これらの条件から、稼働周波数Ｆ０におけるアンテナのインピーダンスの想定値またはアンテナのアドミタンスを推定する。実数部は周波数Ｆｍのときと同じであり、アドミタンスの虚数部は比Ｆ０／Ｆｍによって逓倍された値である。精度を高めるために、先に特徴付けられた、かつ測定周波数Ｆｍにおけるインピーダンスと稼働周波数Ｆ０におけるインピーダンスとの間の対応が周知であるアンテナを使用することも可能である。この場合には、周波数Ｆｍにおけるインピーダンスを計算することにより、対応表を通じて、周波数Ｆ０におけるインピーダンスを取得することができる。後者の方式により、周波数Ｆｍと周波数Ｆ０との間の近似制約を緩和することができるため、測定回路における必要なフィルタを製造しやすくなる。
【００４０】
次にプロセッサＤＳＰは、増幅器の出力における負荷が周波数Ｆ０で最適インピーダンスを有するように、稼働周波数Ｆ０で計算された既知のインピーダンスに基づき、そして今回は周波数Ｆ０におけるアンテナのインピーダンスを把握することにより、ネットワークＭＮの可変インピーダンス（好ましくはコンデンサ）に与えられる必要のあるインピーダンス値を計算する。
【００４１】
プロセッサは、この計算に対応するキャパシタンスまたはインダクタンスの値をネットワークＭＮに課す。
【００４２】
これらの計算では、帯域阻止フィルタＦＣＢが周波数Ｆ０で減衰も位相変移も起こさないものと想定される。また、周波数Ｆｍで無限インピーダンスを有するものとも仮定される。かかる状況でない場合には、増幅器ＰＡの出力において周波数Ｆ０で最適インピーダンスを有する負荷でピークに達するように、ネットワークに与えるべきインピーダンスの計算時にこの点を考慮する必要がある。
【００４３】
同様に、帯域通過フィルタＦＰＢは周波数Ｆ０で無限インピーダンスを有するため、この周波数で増幅器の負荷インピーダンスを妨げないものと想定される。かかる状況でない場合には、計算時にこの点を考慮する必要がある。
【００４４】
図３は、送信チェーンに割り当てられた周波数帯域、すなわち送信チェーンが動作可能でなくてはらならい帯域を表す。チェーンの正常動作中に測定が行われた場合に測定によってチェーンが妨げられることのないように、測定周波数ＦｍはこのバンドＢＷの外側に存在し、稼働周波数Ｆ０がこの帯域内、例えば中間部の方に存在する必要がある。測定周波数は、周波数帯域ＢＷより高くても低くてもよい。
【００４５】
図４は、整合計算に寄与するチェーンの部分に関するさらに詳細な構成を表す。この部分は、整合ネットワークＭＮの上流でチェーンの差動動作する場合を表している。
【００４６】
増幅器の出力（または受信チェーンの場合は入力）も、フィルタＦＣＢの入力および出力、ジェネレータＧＥＮＦｍの入力および出力、フィルタＦＰＢの入力および出力、そして当然のことながら、差動電圧であり、Ｖｄ１およびＶｄ２で表される電圧Ｖ１およびＶ２を測定するための回路の入力と同様に差がある。測定コンデンサは、２つの同一コンデンサＣａ、Ｃ’ａに分割される。
【００４７】
電圧Ｖｄ１およびＶｄ２を受け取る測定回路は、チェーンの測定または動作を妨げないように、（周波数Ｆｍおよび周波数Ｆ０で）単位利得と無限入力インピーダンスとを好ましくは有するバッファ増幅器ＡＭＰ１を本質的に備える。
【００４８】
増幅器の出力は、差動電圧Ｖｄ１およびＶｄ２を、周波数ＦＯＬを有するローカル発振器ＯＳＣと関連付けられたミキサーＭＩＸに印加する。ミキサーは、（Ｆ０にほど近い）測定周波数Ｆｍを、はるかに低い中間周波数ＦＩＦ＝Ｆｍ−ＦＯＬに変換する。
【００４９】
差Ｆｍ−ＦＯＬ付近の狭い周波数帯域でのみ測定信号Ｖｄ１およびＶｄ２を保存し、その一方で、Ｆ０＋ＦＯＬ付近の周波数を当然拒絶しながらも、測定を妨げ得る差Ｆ０＋ＦＯＬを特に拒絶するために、ローパスフィルタＦＬＴがミキサーの出力に配置される。
【００５０】
周波数変換は、ベースバンド（測定信号のゼロ中間周波数）にある信号Ｖｄ１およびＶｄ２を取得するまで行うことができる。
【００５１】
フィルタリングされた被変換電圧Ｖｄ１およびＶｄ２は、中間周波数増幅器ＡＭＰ２で増幅される。増幅された電圧は、その最大振幅Ｖｄ１ｍａｘおよびＶｄ２ｍａｘを検出するためにピーク検出器ＤＥＴｃに、Ｖｄ１とＶｄ２との間の位相差を判断するために位相検出器ＤＥＴｐに、それぞれ同一時期に印可される。位相検出器は、位相変移を、その位相変移に比例したＤＣ電圧に転換する。最大値および位相値は、アナログ・デジタルコンバータＡＤＣでデジタルに転換される。このコンバータは、デジタル化された振幅および位相値を計算プロセッサＤＳＰに提供し、それによって計算プロセッサＤＳＰが、まず増幅器ＰＡの出力における総インピーダンスを判断し、次にこの総インピーダンスから、増幅器ＰＡの出力インピーダンスに最適に整合するために整合ネットワークに与えられるインピーダンスを推定することができる。
【００５２】
図５は、フィルタＦＬＴのテンプレートを表す。このテンプレートは、周波数Ｆｍ−ＦＯＬの信号を通過させる必要があるが、周波数Ｆ０−ＦＯＬ付近の信号を通過させてはならない。
【００５３】
並列の２つのコンデンサＣｐ１とＣｐ２との間に直列のインダクタＬｓを有するπ配列の整合ネットワークの場合、Ｖｄ１およびＶｄ２が振幅Ｖｄ１ｍａｘおよびＶｄ２ｍａｘをそれぞれ有し、周波数ＦｍにおけるＶｄ２に対するＶｄ１の位相変移をφとすれば、周波数Ｆ０におけるアンテナのインピーダンスの計算は、次のようにして行うことができる。
比［Ｖｄ１ｍａｘ／Ｖｄ２ｍａｘ］．ｅφをλと称する。
周波数Ｆ０における角周波数をωと称し、ωο＝２πＦ０である。
アンテナのアドミタンスは次のとおりである。
Ｙａｎｔ＝ｊ［（１／Ａ１）−ωοＣｐ２］
式中、Ａ１＝［（１／Ｂ１）＋Ｌｓωο］
式中、Ｂ１＝ωο［?λ−１）Ｃａ−Ｃｐ１］
【００５４】
本発明により、周波数Ｆ０で有用な信号から、電源を落とすことなく測定を行うことができる。さらに、測定周波数Ｆｍは稼働周波数から独立しているため、稼働周波数が変化しても、アナログ・デジタル変換を目的とした周波数変換のために同じローカル発振器を保持することが可能である。
【００５５】
測定信号の電力は測定値に影響しないため、飽和を避けるために（送信チェーンの場合）この電力を選択することができる。そのため、測定信号が完全な正弦曲線を描くことから、この措置はインピーダンスを計算するのに非常に望ましい。
【００５６】
受信チェーンの場合には、周波数Ｆ０を有する信号が弱すぎて測定できないという厄介なリスクが存在しない。
【００５７】
例として、本発明の原理は次のデータで以て実装された。
中心周波数Ｆ０＝２．４４ＧＨｚ（ＩＳＭ標準）
測定周波数Ｆｍ＝２．４０ＧＨｚ
ローカル発振器周波数ＦＯＬ＝２．３９５ＧＨｚ
（中間周波数５ＭＨｚ）
【００５８】
ミキサーの出力にあるフィルタは、５ＭＨｚで信号を通し、４５ＭＨｚで周波数Ｆ０−ＦＯＬの振幅を強く遮断するように較正されている。
【００５９】
最後に、提案された回路は、電力増幅器の（送信チェーンの）出力インピーダンスまたは低騒音増幅器の（受信チェーンの）入力インピーダンスを決定することもできるという点に留意されたい。この場合には、帯域阻止フィルタが不要である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【外国語明細書】
2012222817000001.pdf