(57)【要約】【課題】受信機及び受信機の信号処理方法を提供する。【解決手段】加算器６により、中間周波数の主信号に該主信号の周波数帯域と重ならない周波数のパイロット信号を加算し、ＡＤコンバータ７により、加算器６の出力をディジタル信号に変換し、ジッタキャンセル部８により、ＡＤコンバータ７によってＡ／Ｄ変換されたパイロット信号について、ＡＤコンバータ７のサンプリングクロックによるジッタの影響分をジッタ量として検出し、ＡＤコンバータ７によってＡ／Ｄ変換された主信号からジッタ量を差し引く。【選択図】  図１
2012222370.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
中間周波数の主信号に該主信号の周波数帯域と重ならない周波数のパイロット信号を加算する加算手段と、
前記加算手段の出力をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、
前記Ａ／Ｄ変換手段によってＡ／Ｄ変換されたパイロット信号について、前記Ａ／Ｄ変換手段のサンプリングクロックによるジッタの影響分をジッタ量として検出し、前記Ａ／Ｄ変換手段によってＡ／Ｄ変換された主信号から前記ジッタ量を差し引くジッタキャンセル手段と、
を備えたことを特徴とする受信機。
【請求項２】
前記ジッタキャンセル手段は、
前記Ａ／Ｄ変換手段によってＡ／Ｄ変換された主信号を直交主信号に変換する第１直交復調手段と、
前記Ａ／Ｄ変換手段によってＡ／Ｄ変換されたパイロット信号を直交パイロット信号に変換する第２直交復調手段と、
前記直交パイロット信号について所定期間の平均値と現値との差分をジッタ量として検出するジッタ検出手段と、
前記直交主信号から前記ジッタ量を差し引く補正手段と、
を有することを特徴とする請求項１に記載の受信機。
【請求項３】
前記主信号または前記直交主信号を遅延させ、前記補正手段による処理タイミングを前記ジッタ検出手段によるジッタ量検出後に合わせる遅延手段、
を有することを特徴とする請求項２に記載の受信機。
【請求項４】
中間周波数の主信号に該主信号の周波数帯域と重ならない周波数のパイロット信号を加算する加算手段と、前記加算手段の出力をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、を備えた受信機の信号処理方法であって、
前記Ａ／Ｄ変換手段によってＡ／Ｄ変換されたパイロット信号について、前記Ａ／Ｄ変換手段のサンプリングクロックによるジッタの影響分をジッタ量として検出し、前記Ａ／Ｄ変換手段によってＡ／Ｄ変換された主信号から前記ジッタ量を差し引くことを特徴とする受信機の信号処理方法。
【請求項５】
前記Ａ／Ｄ変換手段によってＡ／Ｄ変換された主信号を直交主信号に変換する第１直交復調ステップと、
前記Ａ／Ｄ変換手段によってＡ／Ｄ変換されたパイロット信号を直交パイロット信号に変換する第２直交復調ステップと、
前記直交パイロット信号について所定期間の平均値と現値との差分をジッタ量として検出するジッタ検出ステップと、
前記直交主信号から前記ジッタ量を差し引く補正ステップと、
を有することを特徴とする請求項４に記載の受信機の信号処理方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ディジタル信号処理によって復調処理を行う受信機及び受信機の信号処理方法に関し、特に、コスト低減及び消費電力低減を図ることができると共に、ジッタの影響を除去して、広いダイナミックレンジを実現し得る受信機及び受信機の信号処理方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年のソフトウェア無線技術では、受信機または無線機の受信部における構成として、スーパーへテロダイン方式が広く用いられている。このスーパーへテロダイン方式の構成では、受信信号を中間周波数信号へ周波数変換し、中間周波数帯でシステム帯域を確保してＡ／Ｄ変換を行い、その後、ディジタル信号処理によってベースバンド処理が行われる。
【０００３】
図５に、従来のスーパーへテロダイン方式の受信機の構成図を示す。この従来の受信機は、アンテナ１０１、第１増幅器１０２、第１ミキサ１０３、第１発振器１１１、第１バンドパスフィルタ１０４、第２増幅器１０５、第２ミキサ１０６、第２発振器１１２、第２バンドパスフィルタ１０７、第３増幅器１０８、ＡＤコンバータ１０９、第３発振器１１３、復調処理部１１０及び基準クロック発生器１１４を備えた構成である。
【０００４】
アンテナ１０１で受信した受信信号は、第１増幅器１０２により適正なレベルまで増幅された後、第１ミキサ１０３により第１発振器１１１が出力する第１ローカル信号と乗算されて第１中間周波数信号に変換される。第１中間周波数信号は第１バンドパスフィルタ１０４によって帯域制限され、第２増幅器１０５により適正なレベルまで増幅された後、第２ミキサ１０６により第２発振器１１２が出力する第２ローカル信号と乗算されて第２中間周波数信号に変換される。そして、第２中間周波数信号は第２バンドパスフィルタ１０７によって帯域制限され、第３増幅器１０８により適正なレベルまで増幅された後に、ＡＤコンバータ１０９に供給される。
【０００５】
ＡＤコンバータ１０９では、増幅後の第２中間周波数信号を第３発振器１１３が出力するクロック信号でサンプリングして、ディジタル信号に変換して出力する。さらに、復調処理部１１０では、ディジタル信号処理によって復調処理を行う。なお、第１発振器１１１が出力する第１ローカル信号、第２発振器１１２が出力する第２ローカル信号、並びに、第３発振器１１３が出力するサンプリングクロック信号は、それぞれ基準クロック発生器１１４が出力する基準クロック信号に同期しているものとする。
【０００６】
ここで例示したスーパーへテロダイン方式の構成は、いわゆるダブルコンバージョン構成であるが、受信機または無線機の受信部におけるコスト低減や消費電力の低減を目的として第２中間周波数への変換部分（即ち、第２増幅器１０５、第２ミキサ１０６、第２発振器１１２及び第２バンドパスフィルタ１０７）を省略した構成が考えられる。
【０００７】
しかしながら、このような構成では、ＡＤコンバータ１０９に供給される中間周波数信号の周波数が高くなるため、ＡＤコンバータ１０９のサンプリングクロックによるジッタの影響が大きくなり、ＳＮＲ（ＳＮ比）が低下して、ＡＤコンバータ１０９のダイナミックレンジが狭くなるという問題がある。
【０００８】
図６には、ＡＤコンバータにおいてジッタをパラメータとして変化させたときの入力周波数に対するＳＮＲ及び有効ビット数（ＥＮＯＢ：Effective Number Of Bits）の特性を例示する。例えば、ジッタが２［ps］の場合には、入力周波数が１０［MHz］のとき有効ビット数は約１３［bits］であるが、入力周波数を１００［MHz］のときには有効ビット数は約９［bits］となり、約３［bits］減少している。したがって、広いダイナミックレンジが要求されるシステムでは、第２中間周波数への変換部分を省略できないという事情があった。
【０００９】
このような事情に対処する一手法として、特開２００２−４３８５０号公報に開示の「広帯域ディジタル受信機」では、中間周波数信号を第１のＡ／Ｄ変換器でディジタル信号に変換し、これをＤ／Ａ変換器でアナログ信号に変換し、該アナログ信号の周波数帯域制限を行った後に第２のＡ／Ｄ変換器でディジタル信号に変換する構成とし、第１のＡ／Ｄ変換器とＤ／Ａ変換器とを同じ信号発生器で生成したサンプリング信号で動作させることにより、サンプリング信号のアパーチャジッタによる変換時の誤差雑音の発生を抑えると共に、周波数変換を行って比較的低い周波数で第２のＡ／Ｄ変換器によるＡ／Ｄ変換を行う技法が提案されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開２００２−４３８５０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかしながら、上述した特許文献１に開示された技術は、第１のＡ／Ｄ変換器、Ｄ／Ａ変換器及び帯域制限フィルタが第２中間周波数への変換部分に該当し、スーパーへテロダイン方式のダブルコンバージョン構成の変形ともいうべき構成であり、受信機または無線機の受信部におけるコスト低減や消費電力の低減という課題が解決されていないという事情があった。
【００１２】
本発明は、上記従来の事情に鑑みてなされたものであって、ディジタル信号処理によって復調処理を行う受信機及び受信機の信号処理方法において、周波数変換の段数を削減してコスト低減及び消費電力低減を図ることができると共に、ＡＤコンバータのサンプリングクロックによるジッタの影響を除去して、広いダイナミックレンジを実現し得る受信機及び受信機の信号処理方法を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記課題を解決するために、本発明に係る受信機は、中間周波数の主信号に該主信号の周波数帯域と重ならない周波数のパイロット信号を加算する加算手段と、前記加算手段の出力をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、前記Ａ／Ｄ変換手段によってＡ／Ｄ変換されたパイロット信号について、前記Ａ／Ｄ変換手段のサンプリングクロックによるジッタの影響分をジッタ量として検出し、前記Ａ／Ｄ変換手段によってＡ／Ｄ変換された主信号から前記ジッタ量を差し引くジッタキャンセル手段と、を備えたことを特徴とする。
【００１４】
また、本発明に係る受信機において、前記ジッタキャンセル手段は、前記Ａ／Ｄ変換手段によってＡ／Ｄ変換された主信号を直交主信号に変換する第１直交復調手段と、前記Ａ／Ｄ変換手段によってＡ／Ｄ変換されたパイロット信号を直交パイロット信号に変換する第２直交復調手段と、前記直交パイロット信号について所定期間の平均値と現値との差分をジッタ量として検出するジッタ検出手段と、前記直交主信号から前記ジッタ量を差し引く補正手段と、を備えたことを特徴とする。
【００１５】
また、本発明に係る受信機において、前記主信号または前記直交主信号を遅延させ、前記補正手段による処理タイミングを前記ジッタ検出手段によるジッタ量検出後に合わせる遅延手段を備えたことを特徴とする。
【００１６】
また、本発明に係る受信機の信号処理方法は、中間周波数の主信号に該主信号の周波数帯域と重ならない周波数のパイロット信号を加算する加算手段と、前記加算手段の出力をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、を備えた受信機の信号処理方法であって、前記Ａ／Ｄ変換手段によってＡ／Ｄ変換されたパイロット信号について、前記Ａ／Ｄ変換手段のサンプリングクロックによるジッタの影響分をジッタ量として検出し、前記Ａ／Ｄ変換手段によってＡ／Ｄ変換された主信号から前記ジッタ量を差し引くことを特徴とする。
【００１７】
さらに、本発明に係る受信機の信号処理方法において、前記Ａ／Ｄ変換手段によってＡ／Ｄ変換された主信号を直交主信号に変換する第１直交復調ステップと、前記Ａ／Ｄ変換手段によってＡ／Ｄ変換されたパイロット信号を直交パイロット信号に変換する第２直交復調ステップと、前記直交パイロット信号について所定期間の平均値と現値との差分をジッタ量として検出するジッタ検出ステップと、前記直交主信号から前記ジッタ量を差し引く補正ステップと、を備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１８】
本発明に係る受信機及び受信機の信号処理方法によれば、周波数変換の段数を削減してコスト低減及び消費電力低減を図ることができると共に、Ａ／Ｄ変換手段のサンプリングクロックによるジッタの影響を除去して、広いダイナミックレンジを実現し得る受信機及び受信機の信号処理方法を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明の一実施形態に係る受信機の構成図である。
【図２】主信号及びパイロット信号の周波数帯を例示する説明図である。
【図３】実施形態の受信機におけるジッタキャンセル部の構成図である。
【図４】パイロット信号へのジッタの影響を説明する説明図である。
【図５】従来のスーパーへテロダイン方式の受信機の構成図である。
【図６】入力周波数に対するＳＮＲ及び有効ビット数の特性を例示する説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下、本発明の受信機及び受信機の信号処理方法の実施形態について、図面を参照して詳細に説明する。
【００２１】
図１は本発明の一実施形態に係る受信機の構成図である。同図において、本実施形態の受信機は、アンテナ１、第１増幅器２、第１ミキサ３、第１発振器１０、バンドパスフィルタ４、第２増幅器５、加算器６、第２発振器１１、ＡＤコンバータ７、第３発振器１２、ジッタキャンセル部８、復調処理部９及び基準クロック発生器１３を備えた構成である。
ここで、本実施形態の特徴的な構成要素について説明する。まず、加算器６は、第２増幅器５から出力される中間周波数の主信号に、第２発振器１１から出力されるパイロット信号を加算する。ここで、第２発振器１１が出力するパイロット信号は、主信号の周波数帯域と重ならない周波数を持つ。例えば、図２に示すように、主信号の周波数帯よりも高い周波数領域にパイロット信号を割り当てるか、或いは、図２とは逆に、主信号の周波数帯よりも低い周波数領域に割り当てるようにする。なお、本実施形態では、パイロット信号を正弦波信号としている。
【００２２】
また、ＡＤコンバータ７は特許請求の範囲にいうＡ／Ｄ変換手段に該当し、加算器６の出力を第３発振器１２が出力するクロック信号でサンプリングしてディジタル信号に変換する。また、ジッタキャンセル部８は、ＡＤコンバータ７によってＡ／Ｄ変換されたパイロット信号について、ＡＤコンバータ７のサンプリングクロック信号によるジッタの影響分をジッタ量として検出し、ＡＤコンバータ７によってＡ／Ｄ変換された主信号から該ジッタ量を差し引いて、ジッタの影響をキャンセルする。
【００２３】
次に、本実施形態の受信機における受信処理について説明する。アンテナ１で受信した受信信号は、第１増幅器２により適正なレベルまで増幅された後、第１ミキサ３により第１発振器１０が出力するローカル信号と乗算されて中間周波数信号に変換される。中間周波数信号はバンドパスフィルタ４によって帯域制限され、第２増幅器５により適正なレベルまで増幅された後、加算器６により第２発振器１１が出力するパイロット信号がこの中間周波数の主信号に加算されて、ＡＤコンバータ７に出力される。
【００２４】
ＡＤコンバータ７では、中間周波数の主信号及びパイロット信号を第３発振器１２が出力するクロック信号でサンプリングしてディジタル信号に変換する。ここで、ＡＤコンバータ７でサンプリングに用いるクロック信号にはジッタ成分が含まれており、サンプリングしたディジタル信号は、ジッタキャンセル部８で補正された後に復調処理部９に出力される。さらに、復調処理部９では、ディジタル信号処理によって復調処理を行う。なお、第１発振器１０が出力するローカル信号、第２発振器１１が出力するパイロット信号、並びに、第３発振器１２が出力するサンプリングクロック信号は、それぞれ基準クロック発生器１３が出力する基準クロック信号に同期しているものとする。
【００２５】
次に、図３及び図４を参照して、ジッタキャンセル部８の構成並びに信号処理について詳細に説明する。ここで、図３は本実施形態の受信機におけるジッタキャンセル部８の構成図であり、図４はパイロット信号へのジッタの影響を説明する説明図である。なお、ジッタキャンセル部８及び復調処理部９は、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）またはＭＰＵ（Micro Processing Unit）等の各種プロセッサで実現され、以下で述べる各構成要素はこれら各種プロセッサ上で実行されるプログラムの機能的まとまりとして具現されるものである。
【００２６】
図３に示すように、ジッタキャンセル部８は、数値制御発振器２１及び３２、遅延バッファ３１、直交ミキサ２２，２３，３３及び３４、ローパスフィルタ２４及び２５、平均化部２６及び２７、ジッタ抽出部２８、並びに補正部３５及び３６を備えた構成である。
【００２７】
ここで、数値制御発振器２１と直交ミキサ２２及び２３は、特許請求の範囲にいう第２直交復調手段に該当し、ＡＤコンバータ７によってＡ／Ｄ変換されたパイロット信号を直交パイロット信号に変換する。また、平均化部２６及び２７とジッタ抽出部２８は、特許請求の範囲にいうジッタ検出手段に該当し、直交パイロット信号について所定期間の平均値と現値との差分をジッタ量として検出する。
【００２８】
つまり、数値制御発振器２１では、位相差がπ／２＝９０度の正弦波信号（SIN）と余弦波信号（COS）が生成され、直交ミキサ２２では、パイロット信号と数値制御発振器２１からの正弦波信号（SIN）とを乗算してパイロット信号のＩ成分（同期成分）を生成する。また、直交ミキサ２３では、パイロット信号と数値制御発振器２１からの余弦波信号（COS）とを乗算してパイロット信号のＱ成分（直交成分）を生成する。
【００２９】
また、平均化部２６ではパイロット信号のＩ成分について現タイミングから所定サンプリング数だけ遡った期間の移動平均値を求め、平均化部２７ではパイロット信号のＱ成分について現タイミングから所定サンプリング数だけ遡った期間の移動平均値を求める。さらに、ジッタ抽出部２８では、パイロット信号のＩ成分について、平均化部２６による移動平均値と現タイミングにおけるＩ成分の値との差分をＩ成分のジッタ量として抽出し、また、パイロット信号のＱ成分について、平均化部２７による移動平均値と現タイミングにおけるＱ成分の値との差分をＱ成分のジッタ量として抽出する。
【００３０】
すなわち、直交ミキサ２２及び２３で生成された直交パイロット信号、即ちパイロット信号のＩ成分及びＱ成分を、それぞれローパスフィルタ２４及び２５で高域周波数帯がカットすることにより、パイロット信号は図４に示すようなＩＱ座標にマッピングされることになる。ここで、ＡＤコンバータ７でサンプリングに用いるクロック信号にジッタ成分が含まれている場合には、パイロット信号はＩＱ座標の原点を中心に回転するが、任意のタイミングでは基準クロック信号に同期しているので、ある位相で停止した状態となっている。そこで、本実施形態では、現タイミングにおけるＩ成分の値についての移動平均値からのずれをＩ成分のジッタ量とし、また、現タイミングにおけるＱ成分の値についての移動平均値からのずれをＱ成分のジッタ量としている。
【００３１】
また、数値制御発振器３２と直交ミキサ３３及び３４は、特許請求の範囲にいう第１直交復調手段に該当し、ＡＤコンバータ７によってＡ／Ｄ変換された中間周波数の主信号を直交主信号に変換する。また、補正部３５及び３６は特許請求の範囲にいう補正手段に該当し、直交主信号からジッタ検出手段によるジッタ量を差し引く。さらに、遅延バッファ３１は、特許請求の範囲にいう遅延手段に該当し、中間周波数の主信号を遅延させて、補正手段による処理タイミングをジッタ検出手段によるジッタ量検出後に合わせる。なお、遅延手段は、直交ミキサ３３及び補正部３５間、並びに直交ミキサ３４及び補正部３６間にそれぞれ置いて、直交主信号を遅延させるように構成しても良い。
【００３２】
つまり、数値制御発振器３２では、位相差がπ／２＝９０度の正弦波信号（SIN）と余弦波信号（COS）が生成され、直交ミキサ３３では、主信号と数値制御発振器３２からの正弦波信号（SIN）とを乗算して主信号のＩ成分（同期成分）を生成する。また、直交ミキサ３４では、主信号と数値制御発振器３２からの余弦波信号（COS）とを乗算して主信号のＱ成分（直交成分）を生成する。
【００３３】
また、補正部３５では、主信号のＩ成分からジッタ抽出部２８で検出したＩ成分のジッタ量を差し引く。或いは、主信号のＩ成分にジッタ抽出部２８で検出したＩ成分のジッタ量の逆極性値を加算する。また、補正部３６では、主信号のＱ成分からジッタ抽出部２８で検出したＱ成分のジッタ量を差し引く。或いは、主信号のＱ成分にジッタ抽出部２８で検出したＱ成分のジッタ量の逆極性値を加算する。
【００３４】
このように、主信号のＩ成分及びＱ成分を、ジッタ抽出部２８で検出したＩ成分及びＱ成分のジッタ量分だけ補正することにより、主信号について、ＩＱ座標面での原点を中心とした回転を止めることができる。こうして補正された信号を、それぞれ主信号のＩ成分及びＱ成分として、復調処理部９では、通常の復調処理が行われることとなる。
【００３５】
以上説明したように、本実施形態の受信機及び受信機の信号処理方法では、加算器６（加算手段）により、中間周波数の主信号に該主信号の周波数帯域と重ならない周波数のパイロット信号を加算し、ＡＤコンバータ７（Ａ／Ｄ変換手段）により、加算器６の出力をディジタル信号に変換し、ジッタキャンセル部８（ジッタキャンセル手段）により、ＡＤコンバータ７によってＡ／Ｄ変換されたパイロット信号について、ＡＤコンバータ７のサンプリングクロックによるジッタの影響分をジッタ量として検出し、ＡＤコンバータ７によってＡ／Ｄ変換された主信号からジッタ量を差し引くようにしている。
【００３６】
具体的には、ジッタキャンセル部８において、第１直交復調手段（数値制御発振器３２及び直交ミキサ３３，３４）により、ＡＤコンバータ７によってＡ／Ｄ変換された主信号を直交主信号に変換し（第１直交復調ステップ）、第２直交復調手段（数値制御発振器２１及び直交ミキサ２２，２３）により、ＡＤコンバータ７によってＡ／Ｄ変換されたパイロット信号を直交パイロット信号に変換し（第２直交復調ステップ）、ジッタ検出手段（平均化部２６，２７及びジッタ抽出部２８）により、直交パイロット信号について所定期間の平均値と現値との差分をジッタ量として検出し（ジッタ検出ステップ）、補正手段（補正部３５，３６）により、直交主信号からジッタ量を差し引く（補正ステップ）。なお、遅延手段（遅延バッファ３１）により、主信号または直交主信号を遅延させ、補正手段による処理タイミングをジッタ検出手段によるジッタ量検出後に合わせている。
【００３７】
ＡＤコンバータ７のサンプリングクロックによるジッタ成分がある、ＳＮＲが低下してＡＤコンバータ７のダイナミックレンジが狭くなるが、本実施形態では、中間周波数の主信号にパイロット信号を加算してＡＤコンバータ７に入力し、パイロット信号に基づきジッタ成分を抽出して主信号からジッタの影響を除去するので、ＳＮＲの低下を抑制してダイナミックレンジを広くすることができる。また、ジッタの影響はＡＤコンバータ７に入力される中間周波数の主信号の周波数が高くなるほど顕著となるが、本実施形態ではジッタの影響を除去することができるので、周波数変換の段数を削減した構成であってもＳＮＲの低下を抑制してダイナミックレンジを広くすることができ、受信機または無線機の受信部におけるコスト低減や消費電力の低減を図ることができる。
【００３８】
以上、本発明の実施形態について図面を参照して詳述したが、本発明はこれら実施形態およびその変形に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等があっても本発明に含まれる。例えば、受信機及び受信機の信号処理方法として説明したが、本発明を無線機の受信部及び該受信機の信号処理方法にも適用し得ることは言うまでもない。
【符号の説明】
【００３９】
１…アンテナ、２…第１増幅器、３…第１ミキサ、４…バンドパスフィルタ、５…第２増幅器、６…加算器、７…ＡＤコンバータ、８…ジッタキャンセル部、９…復調処理部、１０…第１発振器、１１…第２発振器、１２…第３発振器、１３…基準クロック発生器、２１，３２…数値制御発振器、３１…遅延バッファ、２２，２３，３３，３４…直交ミキサ、２４，２５…ローパスフィルタ、２６，２７…平均化部、２８…ジッタ抽出部、３５，３６…補正部
【図１】
2012222370.tif 000003
【図２】
2012222370.tif 000004
【図３】
2012222370.tif 000005
【図４】
2012222370.tif 000006
【図５】
2012222370.tif 000007
【図６】
2012222370.tif 000008