(57)【要約】【課題】電流検出に係る電力損失を低減するとともに、電源装置の小型化、低コスト化を実現する交流―直流電力変換装置を提供する提供する。【解決手段】第１の整流素子、第１の自己消弧形スイッチング素子および電流検出器を直列に接続した第１の直列回路と、第２の整流素子および第２の自己消弧形スイッチング素を直列に接続した第２の直列回路と、これら直列回路を並列に接続した並列回路にさらに並列に接続したコンデンサと、第１の直列回路の整流素子と自己消弧形スイッチング素子とを接続した第１の接続点にその一端が接続される第１のリアクトルと、第２の直列回路の整流素子と自己消弧形スイッチング素子とを接続した第２の接続点にその一端が接続される第２のリアクトルとを具備し、第１および第２のリアクトルのそれぞれの他端間に交流電圧を印加する一方、前記コンデンサの両端から直流電圧を取り出す。【選択図】図１
2012222852.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の整流素子、第１の自己消弧形スイッチング素子および電流検出器を直列に接続した第１の直列回路と、
第２の整流素子および第２の自己消弧形スイッチング素子を直列に接続した第２の直列回路と、
これら直列回路を並列に接続した並列回路にさらに並列に接続したコンデンサと、
前記第１の直列回路の整流素子と自己消弧形スイッチング素子とを接続した第１の接続点にその一端が接続される第１のリアクトルと、
前記第２の直列回路の整流素子と自己消弧形スイッチング素子とを接続した第２の接続点にその一端が接続される第２のリアクトルと
を具備し、
前記第１および第２のリアクトルのそれぞれの他端間に交流電圧を印加する一方、前記コンデンサの両端から直流電圧を取り出すことを特徴とする交流―直流電力変換装置。
【請求項２】
第１の整流素子および第１の自己消弧形スイッチング素子を直列に接続した第１の直列回路と、
第２の整流素子、第２の自己消弧形スイッチング素子および電流検出器を直列に接続した第２の直列回路と、
これら直列回路を並列に接続した並列回路にさらに並列に接続したコンデンサと、
前記第１の直列回路の整流素子と自己消弧形スイッチング素子とを接続した第１の接続点にその一端が接続される第１のリアクトルと、
前記第２の直列回路の整流素子と自己消弧形スイッチング素子とを接続した第２の接続点にその一端が接続される第２のリアクトルと
を具備し、
前記第１および第２のリアクトルのそれぞれの他端間に交流電圧を印加する一方、前記コンデンサの両端から直流電圧を取り出すことを特徴とする交流―直流電力変換装置。
【請求項３】
前記電流検出器は抵抗素子であることを特徴とする請求項１または２に記載の交流―直流電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は交流―直流電力変換装置に係り、特に自己消弧形スイッチング素子を用いて入力力率や入力電流に含まれる高調波含有率を改善しながら交流電圧を直流電圧に変換する交流―直流電力変換装置に好適な電流検出技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、入力力率や入力電流に含まれる高調波含有率を改善しながら交流電圧を直流電圧に変換する交流―直流電力変換装置に適用される電流検出回路が知られている（例えば、特許文献１を参照）。この特許文献１に開示される電流検出回路を図５に示すとともに、その主回路動作を説明する。
【０００３】
図５に示す回路において交流電源６の極性が正の場合（図５に示す矢印の先端が正、矢印の付根が負の場合、以下同じ）、スイッチング素子１ａをオンにすると交流電源６→リアクトル５ａ→スイッチング素子１ａ→シャント抵抗１０→シャント抵抗１１→スイッチング素子２ａのボディダイオード２ｂ→リアクトル５ｂ→交流電源６の経路で電流が増加する。
【０００４】
次いでスイッチング素子１ａをオフにするとリアクトル５ａ→ダイオード３→コンデンサ７→シャント抵抗１１→スイッチング素子２ａのボディダイオード２ｂ→リアクトル５ｂ→交流電源６→リアクトル５ａの経路で電流が転流する。するとリアクトル５ａ，５ｂが保持するエネルギーはコンデンサ７に移り電流が減少する。
【０００５】
電源電圧が負の場合（図５に示す矢印の先端が負、矢印の付根が正の場合、以下同じ）でも回路の対称性からスイッチング素子２ａをオン・オフさせることで同様な動作となる。
【０００６】
したがって、スイッチング素子１ａ，２ａを適切な制御信号（ゲート信号）で駆動することで入力電流をひずみの少ない正弦波状に制御しながら、力率および高調波含有率を改善し、コンデンサ両端間に昇圧された直流電圧を発生させることができる。
【０００７】
ところで上述したように交流入力電流を高力率でひずみの少ない波形に制御するためには、制御対象である電流値を検出する必要がある。また、電力変換装置を過電流による破損から防ぐためにも回路に流れる電流値を検出し、過大な電流が流れた場合には装置を停止するなどの保護機能が必要となる。
【０００８】
特許文献１にはシャント抵抗１０，１１に発生するそれぞれの電圧を整流して加算回路で合成し、これを入力電流検出信号とする方法が開示されている。具体的に図５に示した回路では、入力電圧が正の場合はシャント抵抗１１に発生する電圧を検出信号とし、入力電圧が負の場合はシャント抵抗１０に発生する電圧を検出信号としている。このときシャント抵抗１０，１１には前述した経路で双方向の電流が流れるため、入力電圧の極性によっては電流検出に使用しないシャント抵抗側にも電力損失が発生する。
【０００９】
また図５のようなスイッチング素子を用いた回路は、スイッチング動作に伴いノイズが発生する。これが電流検出信号に重畳すると誤動作等の不具合を生ずることがある。このため、電流検出信号はなるべく高い電圧値にしてノイズとの比率を相対的に小さくすることが望ましい。このためにはシャント抵抗１０，１１の抵抗値を大きくすればよいが、同時にシャント抵抗１０，１１で発生する電力損失も大きくなる。このためシャント抵抗１０，１１の過熱や大形化をもたらし、延いては電力変換装置全体の効率が低下するという問題が発生する。
【００１０】
もちろんシャント抵抗を用いない他の電流検出手段としては、ホールＣＴ、カレントトランスがある。しかしながらホールＣＴはシャント抵抗に比べ、一般に高価であり大形化すること、電源供給が必要なことなどの欠点があり、さらには磁性体を用いているため高周波成分を含む電流が流れると過熱するという懸念がある。他方、カレントトランスは、一定周波数以下の電流が検出できないため、適用できる条件が限られるという欠点がある。
【００１１】
そこでこれらの問題を解決する電源回路が知られている（例えば、特許文献２を参照）。この電源回路は、図６に示すように構成されている。この電源回路における主回路動作を略述する。まず、交流電源６の極性が正の場合、スイッチング素子１ａをオンすると交流電源６→リアクトル５ａ→スイッチング素子１ａ→シャント抵抗１０→ダイオード９→リアクトル５ｂ→交流電源６の経路で電流が増加する。次いでスイッチング素子１ａをオフにするとリアクトル５ａ→ダイオード３→コンデンサ７→ダイオード９→リアクトル５ｂ→交流電源６→リアクトル５ａの経路に電流は転流し、リアクトル５ａ，５ｂに蓄えられたエネルギーがコンデンサ７に移り電流は減少する。
【００１２】
電源電圧が負の場合にも回路の対称性からスイッチング素子２ａをオン・オフさせることで同様な動作になる。よって、図５よりもシャント抵抗を１個削減でき、またスイッチング素子オフ時のシャント抵抗における電力損失を抑えることが可能となる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１３】
【特許文献１】特開２００３−３３３８５５号公報
【特許文献２】特開２００６−２５５７９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
しかしながら、前述した特許文献２に開示される電源回路は、例えば入力電圧が正の場合、上述した経路に流れる電流は、ダイオード９（負極性の場合はダイオード８）に全て流れる。このためダイオード８，９における電力損失が大きくなる。すなわち数ｍΩ〜数１０ｍΩ程度のシャント抵抗における電力損失（抵抗×電流の２乗）よりもダイオード（電流×順電圧降下）における電力損失のほうが大きい。この大きな電力損失に耐えるためにはダイオード８，９の電流容量を大きくする必要があり、それゆれ電力変換装置が高コスト化し、また装置全体の変換効率が低下するという新たな問題が発生する。
【００１５】
また、一般的にＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子にはボディダイオードが内蔵されている。このため特許文献２（図６）の構成にすると、スイッチング部とダイオードの２回路（図６に図示した破線の箇所）を１つのパッケージとして集積しなければならない。すると前述したようにダイオード部における電力損失が大きくなり、またパッケージ全体の温度も上昇する。このため、スイッチング部の損失も増加してしまうという新たな問題が生ずる。
【００１６】
本発明は、このような課題を解決するべくなされたもので電流検出に係る電力損失を低減するとともに、電源装置の小型化、低コスト化を実現する交流―直流電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
上述した目的を達成するべく本発明に係る交流―直流電力変換装置は、第１の整流素子、第１の自己消弧形スイッチング素子および電流検出器を直列に接続した第１の直列回路と、第２の整流素子および第２の自己消弧形スイッチング素を直列に接続した第２の直列回路と、これら直列回路を並列に接続した並列回路にさらに並列に接続したコンデンサと、前記第１の直列回路の整流素子と自己消弧形スイッチング素子とを接続した第１の接続点にその一端が接続される第１のリアクトルと、前記第２の直列回路の整流素子と自己消弧形スイッチング素子とを接続した第２の接続点にその一端が接続される第２のリアクトルと
を具備し、前記第１および第２のリアクトルのそれぞれの他端間に交流電圧を印加する一方、前記コンデンサの両端から直流電圧を取り出すことを特徴としている。また、好ましくは前記電流検出器は抵抗素子であることが望ましい。
【発明の効果】
【００１８】
したがって、上述した電力変換装置は、１つのシャント抵抗で電源回路に流れる電流を検出することができる。すなわち本発明の交流―直流電力変換装置は、従来２個必要だったシャント抵抗を１個に削減することができるので部品点数を削減でき装置の小形化、低コスト化が図れるだけでなく、シャント抵抗に生ずる電力損失も削減させることが可能になるという優れた効果を奏し得る。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明の実施例１に係る交流―直流電力変換装置の要部構成を示す回路図である。
【図２】電流検出回路の一例を示すブロック図である。
【図３】図１に示す交流―直流電力変換装置に入力される交流電圧および交流電流の波形の一例を示す図である。
【図４】本発明の実施例２に係る交流―直流電力変換装置の要部構成を示す回路図である。
【図５】従来の交流―直流電力変換装置の一例を示す回路図。
【図６】別の従来の交流―直流電力変換装置の一例を示す回路図。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下、本発明の実施の形態について添付図面を参照しながら説明する。なお、図１〜図４は本発明の実施形態の一例を示すものあって、図中、図５と同一の符号を付した部分は同一物を表わし、基本的な構成はこれら図５に示す従来のものと同様である。
【実施例１】
【００２１】
さて、この実施例１が特徴とするところは、一つの電流検出器だけで回路に流れる電流を検出可能としたことで交流―直流電力変換装置の小型化、高効率化を図った点にある。
このような特徴ある本発明の実施例１に係る交流―直流電力変換装置について詳細に説明する。
【００２２】
図１において１ａおよび２ａは、それぞれ第１および第２の自己消弧形スイッチング素子のＭＯＳＥＦＴである。また、３および４は、それぞれ第１および第２の整流素子のダイオードである。ＭＯＳＦＥＴ１のドレインにはダイオード３のアノードが接続され、ＭＯＳＦＥＴ１のソースには、電流検出器である抵抗素子（シャント抵抗）１０の一端が接続されて第１の直列回路を構成する。
【００２３】
またＭＯＳＦＥＴ２のドレインには、ダイオード４のアノードが接続されて第２の直列回路を構成する。なお、ＭＯＳＦＥＴ１ａ，２ａには、ボディダイオード１ｂ，２ｂがそれぞれのドレイン―ソース間に接続された構成をとる。
【００２４】
そしてこれら第１および第２の直列回路は、並列に接続される。具体的にはダイオード３，４のそれぞれカソードが直流正極性の直流ラインＰに接続され、シャント抵抗１０の他端とＭＯＳＦＥＴ２ａのソースが直流負極性の直流ラインＮに接続される。そして、直流ラインＰ，Ｎ間には直流平滑用のコンデンサ７が接続される。
【００２５】
また第１の直列回路のダイオード３とＭＯＳＦＥＴ１ａの接続点および第２の直列回路のダイオード４とＭＯＳＦＥＴ２ａの接続点には、それぞれリアクトル５ａ，５ｂの一端が接続される。そしてこれらのリアクトル５ａ，５ｂの他端には交流電源６が接続される。
【００２６】
このように構成された本発明の交流―直流電力変換装置は、シャント抵抗１０によって検出された電圧値に変換された電流値が後述する電流検出回路（図１には図示せず）に与えられる。そして、この電流検出回路によって検出された電流値が、図示しないゲート制御部に与えられてＭＯＳＦＥＴ１a，２aがスイッチング制御される。
【００２７】
図２は電流検出回路の一例を示すブロック図である。この図において２０は電圧検出回路、２１はサンプルホールド部、２２は制御部（ゲート駆動部）である。
前述したシャント抵抗１０に流れる双方向の電流は、電圧検出回路２０によって検出される。この電圧検出回路２０は、例えば一般的な差動増幅回路やシャント抵抗用のアンプＩＣを用いて構成すればよい。
【００２８】
なお、後段の制御部２２をマイコンで構成した場合、マイコンが備えるアナログ入力端子（Ａ／Ｄ変換入力）には、負電圧を入力することができない。このためサンプルホールド部２１の出力信号にオフセット電圧を重畳して負電圧がマイコンに入力されないようにするか（電圧検出回路２０を構成する前記アンプＩＣの外部レファレンス機能を利用してもよい）、あるいは全波整流回路により正極性の電圧に変換する。
【００２９】
前述したように入力電圧が正の場合、シャント抵抗に流れる電流はパルス状の波形となるので、ＭＯＳＦＥＴ１ａのオン期間に同期してサンプルホールド部２１が電圧検出回路２０から出力される検出値をサンプル＆ホールドする。ＭＯＳＦＥＴ１ａのオン・オフタイミングに同期してサンプル＆ホールドする技術は公知であるので説明を省略する。また、特にマイコンなどで制御を行う場合Ａ／Ｄ変換が必要なことから、サンプル→Ａ／Ｄ変換→制御演算→結果出力という動作をもともと行っているため、サンプルタイミングをＭＯＳＦＥＴ１ａのゲート制御信号に同期させれば良い。この場合、マイコン内蔵のＡ／Ｄコンバータのサンプル＆ホールド機能を利用できることはいうまでもない。
【００３０】
次に図３は上述した交流―直流電力変換装置に入力される交流電圧および交流電流の波形の一例を示す図である。ＭＯＳＦＥＴ１ａから直流ラインＮに流れる電流を正とすると、入力される交流電圧が正の場合、ＭＯＳＦＥＴ１ａがオンしているとき、制御部のスイッチングによってＭＯＳＦＥＴ１ａがスイッチングされ、パルス状の電流（正方向）が流れる。
【００３１】
一方、入力される交流電圧が負の場合は交流電源６に帰還する電流（負方向）が全て流れる。なお、交流入力電圧が負の期間にはＭＯＳＦＥＴ１ａを常時オンとするいわゆる同期整流動作とすることで、その電流はＭＯＳＦＥＴ１ａに流れる。この電流は、ボディダイオード１ｂとＭＯＳＥＦＴ１ａの分流になるが、一般的にボディダイオード１ｂの順電圧降下よりもＭＯＳＦＥＴ１ａのオン抵抗における電圧降下のほうが低い。このため、オン抵抗側にほぼ流れる。
【００３２】
かくして本発明の交流―直流電力変換装置は、特許文献２に記載される電源回路よりもスイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）における電力損失を低減することができる。
また本発明の交流―直流電力変換装置は、電流検出器と検出回路を上述したように構成することで、シャント抵抗を従来の２個から１個に部品点数を削減することができる。これにより、装置を小形化、低コスト化することが可能となる。
【実施例２】
【００３３】
次に本発明の交流―直流電力変換装置に係る実施例２の形態について図４を参照しながら説明する。実施例２が上述した実施例１と異なるところは、電流検出器であるシャント抵抗を第２の直列回路に挿入した点にある。すなわち、ＭＯＳＦＥＴ１ａのドレインにはダイオード３のアノードが接続されて第１の直列回路を構成する。またＭＯＳＦＥＴ２ａのドレインには、ダイオード４のアノードが接続されてＭＯＳＦＥＴ２ａのソースには、電流検出器である抵抗素子（シャント抵抗）１１の一端が接続されて第２の直列回路を構成する。なお、ＭＯＳＦＥＴ１ａ，２ａには、ボディダイオード１ｂ，２ｂがそれぞれのドレイン―ソース間に接続された構成をとる。
【００３４】
このように構成された実施例２の交流―直流電力変換装置にあっても、上述した実施例１の電力変換装置との回路の対称性から、シャント抵抗１１には、交流入力電圧が負の場合にはＭＯＳＦＥＴ２ａがオンしているときのパルス状の電流（正方向）が流れ、交流入力電流が正の場合は交流電源６に帰還する電流（負方向）が全て流れる。また、電流検出回路は実施例１と同様でよい。したがって、その説明は省略する。
【００３５】
かくして本発明の交流―直流電力変換装置は、シャント抵抗を従来の２個から１個に部品点数を削減することができ、装置を小形化、低コスト化することができるとともに装置の変換効率を高めることができる等の実用上多大なる効果を奏する。
【符号の説明】
【００３６】
１ａ，２ａ    スイッチング素子
１ｂ，２ｂ    ボディダイオード
３，４        ダイオード
５ａ，５ｂ    リアクトル
６            交流電源
７            コンデンサ
１０，１１    シャント抵抗
【図１】
2012222852.tif 000003
【図２】
2012222852.tif 000004
【図３】
2012222852.tif 000005
【図４】
2012222852.tif 000006
【図５】
2012222852.tif 000007
【図６】
2012222852.tif 000008