(57)【要約】【課題】送受信光源間の周波数オフセットの推定可能範囲を拡張する。【解決手段】本発明に係る周波数オフセット推定装置２０は、予め定められたタイミングでサンプリングされた多値ＰＳＫ復調信号のシンボル周期Ｔｓｙｍにおける位相変化量である第１周波数オフセット推定値ａを推定する第１周波数オフセット推定部２３と、所定のタイミングでサンプリングされた多値ＰＳＫ復調信号のシンボル周期Ｔｓｙｍ／Ｎ（Ｎは２以上の整数）における位相変化量である第２周波数オフセット推定値ｂを推定する第２周波数オフセット推定部２４と、第１周波数オフセット推定値ａと、第２周波数オフセット推定値ｂと、に基づいて、送受信光源間の周波数オフセットを推定する推定値補正部２５と、を備えることを特徴とする。【選択図】図３
2012248944.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
多値ＰＳＫ変調方式における送受信光源間の周波数オフセットを推定する周波数オフセット推定装置であって、
予め定められたタイミングでサンプリングされた多値ＰＳＫ復調信号のシンボル周期における位相変化量である第１周波数オフセット推定値を推定する第１周波数オフセット推定部と、
前記多値ＰＳＫ復調信号のシンボル周期／Ｎ（Ｎは２以上の整数）における位相変化量である第２周波数オフセット推定値を推定する第２周波数オフセット推定部と、
前記第１周波数オフセット推定値と、前記第２周波数オフセット推定値と、に基づいて、前記送受信光源間の周波数オフセットを推定する第３周波数オフセット推定部と、
を備える周波数オフセット推定装置。
【請求項２】
前記第３周波数オフセット推定部は、前記第１周波数オフセット推定値と前記第２周波数オフセット推定値を前記Ｎ倍した値との差の絶対値が、予め定められた閾値を超えた場合に、前記第１周波数オフセット推定部が周波数オフセットを推定可能な範囲の上限値及び下限値の差である推定可能値と、前記第１周波数オフセット推定値とを演算して、前記送受信光源間の周波数オフセットとし、
前記閾値は、前記推定可能値より小さく０より大きい値であることを特徴とする請求項１に記載の周波数オフセット推定装置。
【請求項３】
前記シンボル周期／Ｎの遅延要素を含むタップを有し、少なくとも前記シンボル周期でタップ係数を更新し、前記多値ＰＳＫ復調信号を等化処理して出力する第１適応フィルタと、
前記シンボル周期／Ｎの遅延要素を含むタップを有し、少なくとも前記シンボル周期／Ｎでタップ係数を更新し、前記多値ＰＳＫ復調信号を等化処理して出力する第２適応フィルタと、
を更に備え、
前記第１周波数オフセット推定部は、前記第１適応フィルタの出力に基づいて前記第１周波数オフセット推定値を推定し、
前記第２周波数オフセット推定部は、前記第２適応フィルタの出力に基づいて前記第２周波数オフセット推定値を推定することを特徴とする請求項１又は２に記載の周波数オフセット推定装置。
【請求項４】
前記第２適応フィルタのタップ数は、前記第１適応フィルタのタップ数より少ないことを特徴とする請求項３に記載の周波数オフセット推定装置。
【請求項５】
前記第２周波数オフセット推定部を停止する制御部を更に備え、
前記制御部は、前記第３周波数オフセット推定部により推定された前記送受信光源間の周波数オフセットが、予め定められた期間において、予め定められた値より小さい場合、前記第２周波数オフセット推定部を停止することを特徴とする請求項１〜４のいずれか一項に記載の周波数オフセット推定装置。
【請求項６】
前記多値ＰＳＫ復調信号は、前記シンボル周期／Ｎでサンプリングされていることを特徴とする請求項１〜５のいずれか一項に記載の周波数オフセット推定装置。
【請求項７】
前記多値ＰＳＫ変調方式は、偏波多重ＱＰＳＫ変調方式であり、
前記Ｎの値は、２であることを特徴とする請求項１〜６のいずれか一項に記載の周波数オフセット推定装置。
【請求項８】
請求項１〜７のいずれか一項に記載の周波数オフセット推定装置を備えるデジタルコヒーレント受信器。
【請求項９】
多値ＰＳＫ変調方式における送受信光源間の周波数オフセットを推定する周波数オフセット推定装置により実行される周波数オフセット推定方法であって、
予め定められたタイミングでサンプリングされた多値ＰＳＫ復調信号のシンボル周期における位相変化量である第１周波数オフセット推定値を推定する第１周波数オフセット推定ステップと、
前記多値ＰＳＫ復調信号のシンボル周期／Ｎ（Ｎは２以上の整数）における位相変化量である第２周波数オフセット推定値を推定する第２周波数オフセット推定ステップと、
前記第１周波数オフセット推定値と、前記第２周波数オフセット推定値と、に基づいて、前記送受信光源間の周波数オフセットを推定する第３周波数オフセット推定ステップと、
を備える周波数オフセット推定方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、周波数オフセット推定装置、周波数オフセット推定方法及びデジタルコヒーレント受信器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、幹線系の長距離大容量通信において、従来からのＤＷＤＭ（Dense  Wavelength  Division  Multiplexing、高密度波長分割多重方式）に加えてデジタルコヒーレント伝送方式が用いられるようになりつつある。デジタルコヒーレント伝送方式とは、多値位相変調と電気段でのデジタル信号処理とを組み合わせた伝送方式である。また、１００Ｇｂｐs伝送（１ｃｈあたり）においては、偏波多重ＱＰＳＫ（Dual  Polarization  Quadrature  Phase  Shift  Keying：DP-QPSK）方式が有望とされている。
【０００３】
下記の非特許文献１には、偏波多重ＱＰＳＫデジタルコヒーレント伝送方式の受信側の信号処理ブロック構成が開示されている。この信号処理ブロック構成では、信号光の光源周波数（送信側光源の周波数）と受信側光源の周波数との間の周波数オフセットを推定し、この周波数オフセットを補償している。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００４】
【非特許文献１】Chris  R.S.Fludger,“Coherent  Equalization  and  POLMUX-RZ-DQPSK  for  Robust  100-GE  Transmission”  Journal  of  lightwave  technology  Vol.26  no.1  January  1,  2008
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、上記非特許文献１に記載された信号処理ブロック構成では、周波数オフセットの推定可能な範囲は、最大でもシンボル周波数の１／８に制限されるため、周波数オフセットを精度良く推定できない場合がある。例えば、光源の波長可変レーザでは、規格上、送受信光源間で最大５ＧＨｚの周波数オフセットまで許容されている。このため、例えば２５Ｇｂｐｓ×４ｃｈの場合、周波数オフセットの推定可能な範囲は最大でも３．１２５ＧＨｚとなり、規格上許容されている周波数オフセットの最大値に対応できない。
【０００６】
そこで本発明は、このような問題点を解決するためになされたものであって、送受信光源間の周波数オフセットの推定可能範囲を拡張可能な周波数オフセット推定装置、周波数オフセット推定方法及びデジタルコヒーレント受信器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記課題を解決するため、本発明に係る周波数オフセット推定装置は、多値ＰＳＫ変調方式における送受信光源間の周波数オフセットを推定する周波数オフセット推定装置であって、所定のタイミングでサンプリングされた多値ＰＳＫ復調信号のシンボル周期における位相変化量である第１周波数オフセット推定値を推定する第１周波数オフセット推定部と、所定のタイミングでサンプリングされた多値ＰＳＫ復調信号のシンボル周期／Ｎ（Ｎは２以上の整数）における位相変化量である第２周波数オフセット推定値を推定する第２周波数オフセット推定部と、第１周波数オフセット推定値と第２周波数オフセット推定値とに基づいて、送受信光源間の周波数オフセットを推定する第３周波数オフセット推定部と、を備えることを特徴とする。
【０００８】
この周波数オフセット推定装置においては、所定のタイミングでサンプリングされた多値ＰＳＫ復調信号のシンボル周期における位相変化量である第１周波数オフセット推定値と、所定のタイミングでサンプリングされた多値ＰＳＫ復調信号のシンボル周期／Ｎにおける位相変化量である第２周波数オフセット推定値と、をそれぞれ推定している。第１周波数オフセット推定値は、第２周波数オフセット推定値よりもノイズが小さいが、周波数オフセットの推定可能範囲が第２周波数オフセット推定値よりも小さい。一方、第２周波数オフセット推定値は、周波数オフセットの推定可能範囲が第１周波数オフセット推定値のＮ倍であるが、第１周波数オフセット推定値よりもノイズが大きい。そこで、第１周波数オフセット推定値及び第２周波数オフセット推定値に基づいて、送受信光源間の周波数オフセットを推定することで、ノイズを大きくすることなく周波数オフセットの推定可能範囲をＮ倍に拡張することが可能となる。
【０００９】
また、第３周波数オフセット推定部は、第１周波数オフセット推定値と第２周波数オフセット推定値をＮ倍した値との差の絶対値が予め定められた閾値を超えた場合に、第１周波数オフセット推定部が周波数オフセットを推定可能な範囲の上限値及び下限値の差である推定可能値と第１周波数オフセット推定値とを演算して、送受信光源間の周波数オフセットとすることが好ましい。また、閾値は、π／Ｍラジアン（Ｍは多値度）であることが好ましい。
【００１０】
この場合、第１周波数オフセット推定値と第２周波数オフセット推定値をＮ倍した値との差の絶対値と所定の閾値とを比較することで、送受信光源間の周波数オフセットが第１周波数オフセットの推定可能範囲を超えているか否かを判断できる。そして、第１周波数オフセット推定値と第２周波数オフセット推定値をＮ倍した値との差の絶対値が所定の閾値を超えた場合に、送受信光源間の周波数オフセットが第１周波数オフセットの推定可能範囲を超えていると判断することができる。このとき、第１周波数オフセット推定部の周波数オフセット推定可能範囲の上限値と下限値との差である推定可能値を第１周波数オフセット推定値に加算又は減算して送受信光源間の周波数オフセットとすることで、送受信光源間の周波数オフセット推定値を精度良く推定することができる。
【００１１】
また、シンボル周期／Ｎの遅延要素を含むタップを有し、シンボル周期でタップ係数を更新することによってシンボル周期でのリサンプリングと、多値ＰＳＫ復調信号を等化処理して出力する第１適応フィルタと、シンボル周期／Ｎの遅延要素を含むタップを有し、シンボル周期／Ｎでタップ係数を更新し、多値ＰＳＫ復調信号を等化処理して出力する第２適応フィルタと、を更に備え、第１周波数オフセット推定部は、第１適応フィルタの出力に基づいて第１周波数オフセット推定値を推定し、第２周波数オフセット推定部は、第２適応フィルタの出力に基づいて第２周波数オフセット推定値を推定することが好ましい。
【００１２】
この場合、シンボル周期でタップ係数が更新される第１適応フィルタの出力に基づいて、第１周波数オフセット推定値を推定することで、歪補償され、かつ、複素振幅が最も安定した最適点のサンプル値の偏角により推定が行われることにより、第１周波数オフセット推定値をより精度良く推定することができる。また、少なくともシンボル周期／Ｎでタップ係数が更新される第２適応フィルタの出力に基づいて、第２周波数オフセット推定値を推定することで、歪補償により第２周波数オフセット推定値をより精度良く推定することができる。その結果、送受信光源間の周波数オフセット推定値をより一層精度良く推定することが可能となる。
【００１３】
また、第２適応フィルタのタップ数は、第１適応フィルタのタップ数より少ないことが好ましい。この場合、第２適応フィルタのタップ数を、第１適応フィルタのタップ数より少なくすることで、回路規模が増大化するのを抑えることができる。
【００１４】
また、第２周波数オフセット推定部を停止する制御部を更に備え、制御部は、第３周波数オフセット推定部により推定された送受信光源間の周波数オフセットが、予め定められた期間において、予め定められた値より小さい場合、第２周波数オフセット推定部を停止することが好ましい。この場合、第３周波数オフセット推定部により推定された送受信光源間の周波数オフセットが、予め定められた期間において、予め定められた値より小さいか否かで、送受信光源間の周波数オフセットが安定しているか否かを判断することができる。そして、送受信光源間の周波数オフセットが安定していると判断された場合、第２周波数オフセット推定部を停止することで、消費電力の増加を抑制することが可能となる。
【００１５】
また、多値ＰＳＫ復調信号は、シンボル周期／Ｎでサンプリングされていることが好ましい。第２周波数オフセット推定値は、多値ＰＳＫ復調信号のシンボル周期／Ｎにおける位相変化量であるから、多値ＰＳＫ復調信号をシンボル周期／Ｎでサンプリングすることで、第２周波数オフセット推定値を精度良く推定することができる。
【００１６】
また、多値ＰＳＫ変調方式は、偏波多重ＱＰＳＫ変調方式であり、Ｎの値は、２であることが好ましい。この場合、第１周波数オフセット推定値及び第２周波数オフセット推定値に基づいて、送受信光源間の周波数オフセットを推定することで、ノイズを大きくすることなく周波数オフセットの推定可能範囲を２倍に拡張できる。その結果、規格上許容されている周波数オフセットの最大値に対応することが可能となる。
【００１７】
本発明のデジタルコヒーレント受信器は、上記周波数オフセット推定装置を備えることを特徴とする。本発明のデジタルコヒーレント受信器においては、ノイズを大きくすることなく周波数オフセットの推定可能範囲を拡張することが可能となる。
【００１８】
本発明の周波数オフセット推定方法は、多値ＰＳＫ変調方式における送受信光源間の周波数オフセットを推定する周波数オフセット推定装置により実行される周波数オフセット推定方法であって、所定のタイミングでサンプリングされた多値ＰＳＫ復調信号のシンボル周期における位相変化量である第１周波数オフセット推定値を推定する第１周波数オフセット推定ステップと、所定のタイミングでサンプリングされた多値ＰＳＫ復調信号のシンボル周期／Ｎ（Ｎは２以上の整数）における位相変化量である第２周波数オフセット推定値を推定する第２周波数オフセット推定ステップと、第１周波数オフセット推定値と第２周波数オフセット推定値とに基づいて、送受信光源間の周波数オフセットを推定する第３周波数オフセット推定ステップと、を備えることを特徴とする。
【００１９】
本発明の周波数オフセット推定方法においては、所定のタイミングでサンプリングされた多値ＰＳＫ復調信号のシンボル周期における位相変化量である第１周波数オフセット推定値と、所定のタイミングでサンプリングされた多値ＰＳＫ復調信号のシンボル周期／Ｎにおける位相変化量である第２周波数オフセット推定値と、をそれぞれ推定している。第１周波数オフセット推定値は、第２周波数オフセット推定値よりもノイズが小さいが、周波数オフセットの推定可能範囲が第２周波数オフセット推定値よりも小さい。一方、第２周波数オフセット推定値は、周波数オフセットの推定可能範囲が第１周波数オフセット推定値のＮ倍であるが、第１周波数オフセット推定値よりもノイズが大きい。そこで、第１周波数オフセット推定値及び第２周波数オフセット推定値に基づいて、送受信光源間の周波数オフセットを推定することで、ノイズを大きくすることなく周波数オフセットの推定可能範囲をＮ倍に拡張することが可能となる。
【発明の効果】
【００２０】
本発明によれば、送受信光源間の周波数オフセットの推定可能範囲を拡張することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】本実施形態に係るデジタルコヒーレント受信器の概略構成図である。
【図２】図１のデジタル信号処理部の機能ブロック図である。
【図３】本実施形態に係る周波数オフセット推定装置の概略構成図である。
【図４】バタフライ型ＦＩＲフィルタの構成例を示す図である。
【図５】ＦＩＲフィルタの構成例を示す図である。
【図６】第１周波数オフセット推定部の構成例を示す図である。
【図７】第２周波数オフセット推定部の構成例を示す図である。
【図８】図３の周波数オフセット推定装置の第１実施例を示す図である。
【図９】図３の周波数オフセット推定装置の第２実施例を示す図である。
【図１０】図３の周波数オフセット推定装置の周波数オフセット推定処理を示すフローチャートである。
【図１１】図１のデジタルコヒーレント受信器の変形例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
以下、添付図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。なお、図面の説明において同一の要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。
【００２３】
図１は、デジタルコヒーレント受信器の構成概略図である。デジタルコヒーレント受信器１は、例えば偏波多重ＱＰＳＫ変調された光信号（ＤＰ−ＱＰＳＫ信号）を受信し、元のシンボルを抽出する装置である。図１に示すように、デジタルコヒーレント受信器１は、ローカル光源２と、コヒーレント受信器３と、ＡＤ変換部４と、デジタル信号処理部５と、を備えている。ローカル光源２は、例えばレーザ発振器であって、デジタルコヒーレント受信器１が受信した光信号のキャリア周波数と略同じ周波数のローカル光（以下、「ＬＯ光」という。）を生成する。ローカル光源２は、ＬＯ光をコヒーレント受信器３に供給する。
【００２４】
コヒーレント受信器３は、受信した光信号を二つの直交偏波成分（Ｘ偏波、Ｙ偏波）に分離する。そして、コヒーレント受信器３は、光位相ハイブリッド回路等によって、ローカル光源２から受信したＬＯ光の同相成分及び直交成分と、各偏波成分とを干渉させることによって、同相干渉成分（Ｉ成分）及び直交干渉成分（Ｑ成分）を検波する。さらに、コヒーレント受信器３は、フォトダイオード等の光電変換回路によって、各偏波のＩ成分及びＱ成分をそれぞれ電気信号に変換し、Ｘ−Ｉ信号、Ｘ−Ｑ信号、Ｙ−Ｉ信号及びＹ−Ｑ信号として出力する。
【００２５】
ＡＤ変換部４は、コヒーレント受信器３によって出力されたアナログ信号であるＸ−Ｉ信号、Ｘ−Ｑ信号、Ｙ−Ｉ信号及びＹ−Ｑ信号をサンプリングし、デジタル信号に変換する。ＡＤ変換部４は、各信号について１シンボルあたり２サンプル出力する。すなわち、シンボル周期（１シンボル時間）ＴｓｙｍをＴ（秒）とすると、ＡＤ変換部４のサンプリング周期Ｔｓは、Ｔ／２（秒）である。このＡＤ変換部４は、複数のＡＤ変換器４１で構成されている。デジタル信号処理部５は、例えば信号処理演算を高速に実行する特定用途ＩＣ（ＡＳＩＣ）であって、ＡＤ変換部４によってサンプリングされたＸＩ信号、ＸＱ信号、ＹＩ信号及びＹＱ信号に対して、後述のデジタル信号処理を行う。
【００２６】
図２は、デジタル信号処理部５の機能ブロックを示す図である。図２に示すように、デジタル信号処理部５は、波長分散補償部１１と、クロックリカバリ部１２と、偏波分離・ＰＭＤ補償部１３と、周波数オフセット推定部１４と、周波数オフセット補償部１５と、位相オフセット推定・補償部１６と、シンボル判定部１７と、を備えている。
【００２７】
波長分散補償部１１は、ＡＤ変換部４から受信した各デジタル信号に対して波長分散を補償する。この波長分散は、光ファイバ等の光伝送路において光信号の波長成分毎に異なる伝播時間が生じることにより発生し、時間的に変動しない線形の波形歪である。波長分散補償部１１は、例えばタップ係数を固定したイコライザであって、波形歪の逆特性を有する。
【００２８】
クロックリカバリ部１２は、波長分散補償部１１から出力されたデジタル信号に基づいてクロックタイミングを抽出する。クロックリカバリ部１２は、例えば、Ｓｑｕａｒｅ法、ＣＤＲ（Clock  Data  Recovery）回路等によりクロック信号を再生する。
【００２９】
偏波分離・ＰＭＤ補償部１３は、クロックリカバリ部１２から出力されたデジタル信号のＸ偏波成分Ｘｉｎ（ＸＩ＋ｊＸＱ）及びＹ偏波成分Ｙｉｎ（ＹＩ＋ｊＹＱ）に対して偏波分離、偏波モード分散（Polarization  Mode  Dispersion：ＰＭＤ）の補償等の等化処理を行い、Ｘ側出力Ｘｏｕｔ及びＹ側出力Ｙｏｕｔとして、周波数オフセット推定部１４及び周波数オフセット補償部１５に出力する。このＰＭＤは、光ファイバ等の光伝送路において偏波成分毎に異なる伝播時間を生じることにより発生する。偏波分離・ＰＭＤ補償部１３は、例えばバタフライ型ＦＩＲ（Finite  Impulse  Response）適応フィルタを用い、ＣＭＡ（constant  modulus  algorithm）法等により適応フィルタのタップ係数を適応等化することによって、偏波分離、ＰＭＤ補償等の線形歪補償を行う。
【００３０】
周波数オフセット推定部１４は、送信器の光源とデジタルコヒーレント受信器１のローカル光源２との周波数（光の波長に対応）のずれ（周波数オフセット）を推定する。詳細については、後述する。
【００３１】
周波数オフセット補償部１５は、周波数オフセット推定部１４によって推定された周波数オフセットに基づいて、偏波分離・ＰＭＤ補償部１３から出力されたデジタル信号のＸ側出力Ｘｏｕｔ及びＹ側出力Ｙｏｕｔの周波数オフセットに起因する位相回転を逆回転補正し、Ｘ側出力Ｘｏｕｔ’及びＹ側出力Ｙｏｕｔ’として、位相オフセット推定・補償部１６に出力する。周波数オフセット補償部１５は、例えば、推定された周波数オフセットの積分値に基づいて補償値を算出し、その補償値により補償対象のデジタル信号を逆回転（極座標にｅｘｐ（−ｊφ）を乗算）することによって周波数オフセットの補償を行う。
【００３２】
位相オフセット推定・補償部１６は、周波数オフセット補償部１５によって周波数オフセット補償された信号に対して、望ましいシンボル配置からの位相のずれ量（位相オフセット量）を推定する。そして、位相オフセット推定・補償部１６は、推定した位相オフセットに基づいて、周波数オフセット補償部１５から出力されたＸ側出力Ｘｏｕｔ’及びＹ側出力Ｙｏｕｔ’を補正し、シンボル判定部１７に出力する。
【００３３】
シンボル判定部１７は、位相オフセット推定・補償部１６から出力された各デジタル信号に基づいて、シンボルの値を判定する。
【００３４】
ここで、本発明の周波数オフセット推定装置２０について、詳細に説明する。図３は、周波数オフセット推定装置２０の概略構成図である。図３に示すように、周波数オフセット推定装置２０は、上述の偏波分離・ＰＭＤ補償部１３及び周波数オフセット推定部１４の機能を備え、偏波分離・ＰＭＤ補償及び周波数オフセット推定を並列に処理する。偏波分離・ＰＭＤ補償部１３は、第１適応フィルタ２１及び第２適応フィルタ２２を備えている。周波数オフセット推定部１４は、第１周波数オフセット推定部２３と、第２周波数オフセット推定部２４と、推定値補正部（第３周波数オフセット推定部）２５と、を備えている。
【００３５】
第１適応フィルタ２１は、サンプリング周期Ｔｓがシンボル周期Ｔｓｙｍの半周期（Ｔ／２）である復調後の複素デジタル信号（Ｘ偏波成分Ｘｉｎ及びＹ偏波成分Ｙｉｎ）を入力信号として、偏波モード分散等の線形歪を補償する等化処理を行う。第１適応フィルタ２１は、例えば偏波分離用として広く用いられているバタフライ型ＦＩＲフィルタである。図４は、第１適応フィルタ２１の構成例を示す図である。図４に示すように、第１適応フィルタ２１は、複数のＦＩＲフィルタ３１と、複数の加算器３２と、を備えている。複数のＦＩＲフィルタ３１は、ＸＸ−ＦＩＲフィルタ３１ｘｘ、ＸＹ−ＦＩＲフィルタ３１ｘｙ、ＹＸ−ＦＩＲフィルタ３１ｙｘ、及びＹＹ−ＦＩＲフィルタ３１ｙｙを含んでいる。複数の加算器３２は、Ｘ側加算器３２ｘ及びＹ側加算器３２ｙを含んでいる。
【００３６】
第１適応フィルタ２１の入力信号のＸ偏波成分Ｘｉｎは、ＸＸ−ＦＩＲフィルタ３１ｘｘ及びＹＸ−ＦＩＲフィルタ３１ｙｘに入力され、第１適応フィルタ２１の入力信号のＹ偏波成分Ｙｉｎは、ＸＹ−ＦＩＲフィルタ３１ｘｙ及びＹＹ−ＦＩＲフィルタ３１ｙｙに入力される。ＸＸ−ＦＩＲフィルタ３１ｘｘの出力及びＸＹ−ＦＩＲフィルタ３１ｘｙの出力は、Ｘ側加算器３２ｘに入力され、Ｘ側加算器３２ｘによって加算される。そして、Ｘ側加算器３２ｘの加算結果は、Ｘ側出力Ｘｏｕｔ１として出力される。ＹＸ−ＦＩＲフィルタ３１ｙｘの出力及びＹＹ−ＦＩＲフィルタ３１ｙｙの出力は、Ｙ側加算器３２ｙに入力され、Ｙ側加算器３２ｙによって加算される。そして、Ｙ側加算器３２ｙの加算結果は、Ｙ側出力Ｙｏｕｔ１として出力される。
【００３７】
図５は、各ＦＩＲフィルタ３１の構成例を示す図である。図５に示すように、ＦＩＲフィルタ３１は、複数の遅延要素３３と、複数の乗算器３４と、総和演算器３５と、を備えている。各遅延要素３３は、それぞれの入力信号をサンプリング周期Ｔｓ（＝Ｔ／２）だけ遅延させて、乗算器３４及び次段の遅延要素３３に出力する。乗算器３４は、ＦＩＲフィルタ３１の入力及び各遅延要素３３の出力に対してそれぞれ設けられており、ＦＩＲフィルタ３１の入力信号及び各遅延要素３３の出力信号にタップ係数ｈ０〜ｈｋをそれぞれ乗算する。タップ係数ｈ０〜ｈｋは、ＣＭＡ法等の更新アルゴリズムにより、シンボル周期Ｔｓｙｍと同一の周期で更新される。シンボル周期Ｔｓｙｍで更新することによって上記ＣＭＡアルゴリズムのエラー（誤差）が最小となり、複素振幅ばらつきを抑えることができる。このため、位相方向のノイズを小さくすることが可能となる。
【００３８】
総和演算器３５は、各乗算器３４の演算結果の総和を演算し、検算結果をフィルタ出力として出力する。なお、第１適応フィルタ２１は、１つの遅延要素３３及び当該遅延要素３３の出力に設けられた１つの乗算器３４の組であるタップ（図５の点線部に相当）を、例えば１５段有している。
【００３９】
第２適応フィルタ２２は、第１適応フィルタ２１と同様に、サンプリング周期Ｔｓがシンボル周期Ｔｓｙｍの半周期（Ｔ／２）である復調後の複素デジタル信号（Ｘ偏波成分Ｘｉｎ及びＹ偏波成分Ｙｉｎ）を入力信号として、偏波モード分散等を補償する等化処理を行い、Ｘ側出力Ｘｏｕｔ２及びＹ側出力Ｙｏｕｔ２として出力する。第２適応フィルタ２２は、第１適応フィルタ２１と同様の構成を有しており、例えば図４に示すバタフライ型ＦＩＲフィルタである。第２適応フィルタ２２では、タップ係数ｈの更新周期はサンプリング周期Ｔｓ（＝Ｔ／２）に設定されているため、以降の処理もＴ／２時間単位で実行することができる。
【００４０】
第１周波数オフセット推定部２３は、入力信号に基づいて第１周波数オフセットを検出し、検出した第１周波数オフセットによりシンボル周期Ｔｓｙｍに相当する期間Ｔに変化する位相量である第１周波数オフセット推定値ａを算出する。この第１周波数オフセット推定部２３は、第１適応フィルタ２１のＸ側出力Ｘｏｕｔ１及びＹ側出力Ｙｏｕｔ１の少なくともいずれか一方に設けられている。
【００４１】
図６は、第１周波数オフセット推定部２３の構成例を示す図で、累乗法としてよく知られているものである。図６に示すように、第１周波数オフセット推定部２３は、遅延回路５１と、複素共役演算器５２と、乗算器５３と、ｍ乗演算器５４と、総和演算器５５と、偏角演算器５６と、を備え、ｍ乗法により第１周波数オフセットを算出する。ここで、ｍの値は、変調方式に応じて決定され、例えば、ＱＰＳＫでは４、１６ＰＳＫでは１６である。ｍ乗演算器５４及び偏角演算器５６では、ｍの値として、変調方式に対応した値が設定されている。なお、図中の（・）は、入力信号を括弧内に代入することを示す記号である。
【００４２】
第１周波数オフセット推定部２３の入力信号は、第１適応フィルタ２１から出力された複素デジタル信号（Ｘ側出力Ｘｏｕｔ１、Ｙ側出力Ｙｏｕｔ１）であって、図６には、この複素デジタル信号を極座標表示したｒ１ｅｊθ１（ｎ）が入力信号として記載されている。なお、ｎは、ｎ番目の信号を示し、θ１（ｎ）は、ｎ番目の信号の位相を示す。遅延回路５１は、入力信号をシンボル周期Ｔｓｙｍだけ遅延させる。複素共役演算器５２は、遅延回路５１によって遅延された入力信号の複素共役を計算する。乗算器５３は、入力信号に、複素共役演算器５２によって計算された複素共役を乗算する。この遅延回路５１、複素共役演算器５２及び乗算器５３により、ｎ番目の信号の位相とｎ＋２番目の信号の位相との差分が算出される。すなわち、遅延回路５１の遅延時間であるシンボル周期Ｔｓｙｍあたりの位相回転量が算出される。
【００４３】
ｍ乗演算器５４は、乗算器５３の出力をｍ乗する。総和演算器５５は、ｍ乗演算器５４のＬ個の出力の総和を計算する。これにより、乗算器５３のＬ個の出力について平均値（移動平均）が算出されることになり、雑音成分が除去される。総和を計算する出力の個数Ｌの値は、雑音成分を除去可能な程度に大きな値に設定されている。偏角演算器５６は、総和演算器５５の出力（複素デジタル信号）の偏角を計算し、その偏角を「ｍ」で除算する。以上の演算により、第１周波数オフセット推定値ａが算出される。
【００４４】
第２周波数オフセット推定部２４は、入力信号に基づいて第２周波数オフセットを検出し、検出した第２周波数オフセットによりシンボル周期Ｔｓｙｍの半周期に相当する期間Ｔ／２に変化する位相量である第２周波数オフセット推定値ｂを算出する。この第２周波数オフセット推定部２４は、第２適応フィルタ２２のＸ側出力Ｘｏｕｔ２及びＹ側出力Ｙｏｕｔ２の少なくともいずれか一方に設けられている。
【００４５】
図７は、第２周波数オフセット推定部２４の構成例を示す図である。図７に示すように、第２周波数オフセット推定部２４は、第１周波数オフセット推定部２３と同様の構成を有しており、遅延回路５１に代えて遅延回路５１ａを備える点が異なる。第２周波数オフセット推定部２４の入力信号は、第２適応フィルタ２２から出力された複素デジタル信号（Ｘ側出力Ｘｏｕｔ２、Ｙ側出力Ｙｏｕｔ２）であって、図７には、この複素デジタル信号を極座標表示したｒ２ｅｊθ２（ｎ）が入力信号として記載されている。なお、ｎは、ｎ番目の信号を示し、θ２（ｎ）は、ｎ番目の信号の位相を示す。
【００４６】
遅延回路５１ａは、入力信号を時間Ｔ／２だけ遅延させる。遅延回路５１ａ、複素共役演算器５２及び乗算器５３により、ｎ番目の信号の位相とｎ＋１番目の信号の位相との差分が算出される。すなわち、遅延回路５１ａの遅延時間である時間Ｔ／２あたりの位相回転量が算出される。第１周波数オフセット推定部２３と同様に、乗算器５３の出力に対して、ｍ乗演算器５４、総和演算器５５、偏角演算器５６が順に演算を行い、第２周波数オフセット推定値ｂが算出される。なお、第２周波数オフセット推定値ｂは、第１周波数オフセット推定値ａと比較して雑音成分が大きい。このため、総和演算器５５において総和を計算する出力の個数Ｌは、第１周波数オフセット推定部２３よりも大きく設定されるのが好ましい。
【００４７】
推定値補正部２５は、第１周波数オフセット推定部２３によって推定された第１周波数オフセット推定値ａと、第２周波数オフセット推定部２４によって推定された第２周波数オフセット推定値ｂと、に基づいて、送受信光源間の周波数オフセットを推定する。推定値補正部２５は、第１周波数オフセット推定値ａと、第２周波数オフセット推定値ｂと、に基づいて、補正値γを決定する。そして、推定値補正部２５は、第１周波数オフセット推定値ａに補正値γを加算して補正し、周波数オフセット推定値ＦＥとして出力する。
【００４８】
周波数オフセット推定値ＦＥの推定方法を具体的に説明する。第１周波数オフセット推定値ａは送受信光源間の周波数オフセットによるシンボル周期Ｔｓｙｍに相当する期間Ｔの位相変化量を示し、第２周波数オフセット推定値ｂは送受信光源間の周波数オフセットによる時間Ｔ／２の間の位相変化量を示す。したがって、第１周波数オフセット推定値ａと、第２周波数オフセット推定値ｂを２倍した値２ｂとは、本来同じ値を示すはずである。しかしながら、第１周波数オフセット推定部２３の周波数オフセットの推定可能範囲である第１推定可能範囲は、±π／４［ｒａｄ／ｓｙｍｂｏｌ］である。このため、第１周波数オフセット推定部２３は、第１推定可能範囲を超える周波数オフセットをπ／２［ｒａｄ／ｓｙｍｂｏｌ］の整数倍の誤差を含んで推定することになる。
【００４９】
一方、第２周波数オフセット推定部２４の周波数オフセットの推定可能範囲である第２推定可能範囲は、シンボル周期Ｔｓｙｍの半周期に相当する期間Ｔ／２において、±π／４［ｒａｄ／０．５ｓｙｍｂｏｌ］であり、シンボル周期Ｔｓｙｍに相当する期間Ｔにおいて、±π／２［ｒａｄ／ｓｙｍｂｏｌ］である。したがって、第２周波数オフセット推定部２４は、第１推定可能範囲を超える周波数オフセットであっても、第２推定可能範囲内であれば正しく推定することができる。
【００５０】
そこで、推定値補正部２５は、第１周波数オフセット推定値ａと値２ｂとの差分ｄ（＝ａ−２ｂ）を算出する。そして、推定値補正部２５は、その差分ｄの絶対値が予め設定された閾値以下か否かを判定する。振幅・位相ノイズが全くない理想的なケースにおいて、差分ｄはπ／２の整数倍であるので、閾値は０とπ／２の中間の値が好ましく、例えばπ／４に設定されている。差分ｄの絶対値が予め設定された閾値以下であれば、推定値補正部２５は、周波数オフセットが第１推定可能範囲内であると判定し、補正値γを０［ｒａｄ／ｓｙｍｂｏｌ］に設定する。すなわち、推定値補正部２５は、第１周波数オフセット推定値ａを周波数オフセット推定値ＦＥとして出力する。
【００５１】
差分ｄの絶対値が閾値より大きく、差分ｄが負の値である場合、推定値補正部２５は、周波数オフセットが第１推定可能範囲の上限を超えていると判定し、補正値γを＋π／２［ｒａｄ／ｓｙｍｂｏｌ］に設定する。すなわち、推定値補正部２５は、第１周波数オフセット推定値ａにπ／２［ｒａｄ／ｓｙｍｂｏｌ］加算した値を周波数オフセット推定値ＦＥとして出力する。差分ｄの絶対値が閾値より大きく、差分ｄが正の値である場合、推定値補正部２５は、周波数オフセットが第１推定可能範囲の下限を超えていると判定し、補正値γを−π／２［ｒａｄ／ｓｙｍｂｏｌ］に設定する。すなわち、推定値補正部２５は、第１周波数オフセット推定値ａからπ／２［ｒａｄ／ｓｙｍｂｏｌ］減算した値を周波数オフセット推定値ＦＥとして出力する。
【００５２】
次に、周波数オフセット推定装置２０の具体的な適用例を、第１実施例及び第２実施例を用いて説明する。なお、周波数オフセット補償部１５の構成は、周波数オフセット推定装置２０の構成により異なるため、周波数オフセット補償部１５についても併せて説明する。
【００５３】
（第１実施例）
図８は、周波数オフセット推定装置２０の第１実施例を示す図である。第１実施例では、周波数オフセット推定装置２０は、周波数オフセット推定部１４として、Ｘ側周波数オフセット推定部１４ｘとＹ側周波数オフセット推定部１４ｙとを備えている。偏波分離・ＰＭＤ補償部１３は、図３に示した偏波分離・ＰＭＤ補償部１３と同様であるので、説明を省略する。第１適応フィルタ２１のＸ側出力Ｘｏｕｔ１及び第２適応フィルタ２２のＸ側出力Ｘｏｕｔ２は、Ｘ側周波数オフセット推定部１４ｘに供給される。また、第１適応フィルタ２１のＹ側出力Ｙｏｕｔ１及び第２適応フィルタ２２のＹ側出力Ｙｏｕｔ２は、Ｙ側周波数オフセット推定部１４ｙに供給される。また、第１適応フィルタ２１のＸ側出力Ｘｏｕｔ１及びＹ側出力Ｙｏｕｔ１は、周波数オフセット補償部１５に供給される。
【００５４】
Ｘ側周波数オフセット推定部１４ｘ及びＹ側周波数オフセット推定部１４ｙは、いずれも図３に示した周波数オフセット推定部１４と同様の構成を有している。Ｘ側周波数オフセット推定部１４ｘにおいて、第１周波数オフセット推定部２３は、第１適応フィルタ２１のＸ側出力Ｘｏｕｔ１に基づいてＸ側第１周波数オフセット推定値ａｘを推定する。また、第２周波数オフセット推定部２４は、第２適応フィルタ２２のＸ側出力Ｘｏｕｔ２に基づいてＸ側第２周波数オフセット推定値ｂｘを推定する。そして、推定値補正部２５はＸ側第１周波数オフセット推定値ａｘとＸ側第２周波数オフセット推定値ｂｘとに基づいて、Ｘ側周波数オフセット推定値ＦＥｘを出力する。
【００５５】
Ｙ側周波数オフセット推定部１４ｙにおいて、第１周波数オフセット推定部２３は、第１適応フィルタ２１のＹ側出力Ｙｏｕｔ１に基づいてＹ側第１周波数オフセット推定値ａｙを推定する。また、第２周波数オフセット推定部２４は、第２適応フィルタ２２のＹ側出力Ｙｏｕｔ２に基づいてＹ側第２周波数オフセット推定値ｂｙを推定する。そして、推定値補正部２５はＹ側第１周波数オフセット推定値ａｙとＹ側第２周波数オフセット推定値ｂｙとに基づいて、Ｙ側周波数オフセット推定値ＦＥｙを出力する。
【００５６】
周波数オフセット補償部１５は、周波数オフセット推定装置２０から出力されたＸ側周波数オフセット推定値ＦＥｘ及びＹ側周波数オフセット推定値ＦＥｙに基づいて、第１適応フィルタ２１のＸ側出力Ｘｏｕｔ１及びＹ側出力Ｙｏｕｔ１の周波数オフセット補償を行う。具体的に説明すると、周波数オフセット補償部１５は、加算器２６と、遅延要素２７と、補償値計算部２８と、乗算器２９とを、Ｘ側及びＹ側にそれぞれ備えている。
【００５７】
加算器２６ｘ及び遅延要素２７ｘは、Ｘ側の積分回路であって、シンボル周期Ｔｓｙｍに相当する時間Ｔ毎にＸ側周波数オフセット推定部１４ｘから出力されるＸ側周波数オフセット推定値ＦＥｘを累積加算する。補償値計算部２８ｘは、加算器２６ｘの演算結果φｘに基づいて、Ｘ側補償値ｅｘｐ（−ｊφｘ）を算出する。乗算器２９ｘは、第１適応フィルタ２１のＸ側出力Ｘｏｕｔ１に、Ｘ側補償値ｅｘｐ（−ｊφｘ）を乗算する。周波数オフセット補償部１５は、乗算器２９ｘの乗算結果を、周波数オフセットが補償されたＸ側出力Ｘｏｕｔ’として出力する。
【００５８】
加算器２６ｙ及び遅延要素２７ｙは、Ｙ側の積分回路であって、シンボル周期Ｔｓｙｍに相当する時間Ｔ毎にＹ側周波数オフセット推定部１４ｙから出力されるＹ側周波数オフセット推定値ＦＥｙを累積加算する。補償値計算部２８ｙは、加算器２６ｙの演算結果φｙに基づいて、Ｙ側補償値ｅｘｐ（−ｊφｙ）を算出する。乗算器２９ｙは、第１適応フィルタ２１のＹ側出力Ｙｏｕｔ１に、Ｙ側補償値ｅｘｐ（−ｊφｙ）を乗算する。周波数オフセット補償部１５は、乗算器２９ｙの乗算結果を、周波数オフセットが補償されたＹ側出力Ｙｏｕｔ’として出力する。
【００５９】
このように、第１実施例では、周波数オフセット推定装置２０は、Ｘ偏波成分及びＹ偏波成分のそれぞれに基づいて、周波数オフセット推定値ＦＥを算出している。そして、周波数オフセット補償部１５は、各周波数オフセット推定値ＦＥを用いて、Ｘ偏波成分及びＹ偏波成分の周波数オフセットを補償している。
【００６０】
（第２実施例）
図９は、周波数オフセット推定装置２０の第２実施例を示す図である。Ｘ側周波数オフセット推定値ＦＥｘの時間平均とＹ側周波数オフセット推定値ＦＥｙの時間平均との間に大きな違いはないことから、第２実施例では、周波数オフセット推定装置２０は、Ｘ側周波数オフセット推定値ＦＥｘ及びＹ側周波数オフセット推定値ＦＥｙのいずれか一方を用いて周波数オフセットを補償する。周波数オフセット推定部１４として、Ｘ側周波数オフセット推定部１４ｘのみを備えている。偏波分離・ＰＭＤ補償部１３は、図３に示した偏波分離・ＰＭＤ補償部１３と同様であるので、説明を省略する。第１適応フィルタ２１のＸ側出力Ｘｏｕｔ１及び第２適応フィルタ２２のＸ側出力Ｘｏｕｔ２は、Ｘ側周波数オフセット推定部１４ｘに供給される。また、第１適応フィルタ２１のＸ側出力Ｘｏｕｔ１及びＹ側出力Ｙｏｕｔ１は、周波数オフセット補償部１５に供給される。Ｘ側周波数オフセット推定部１４ｘは、第１実施例の周波数オフセット推定部１４ｘと同様の構成を有し、Ｘ側周波数オフセット推定値ＦＥｘを出力する。
【００６１】
周波数オフセット補償部１５は、周波数オフセット推定装置２０から出力されたＸ側周波数オフセット推定値ＦＥｘに基づいて、第１適応フィルタ２１のＸ側出力Ｘｏｕｔ１及びＹ側出力Ｙｏｕｔ１の周波数オフセット補償を行う。具体的に説明すると、周波数オフセット補償部１５は、加算器２６ｘと、遅延要素２７ｘと、補償値計算部２８ｘと、乗算器２９ｘと、を備えている。第１実施例と同様に、加算器２６ｘと、遅延要素２７ｘと、及び補償値計算部２８ｘとによって、Ｘ側周波数オフセット推定値ＦＥｘに基づいてＸ側補償値ｅｘｐ（−ｊφｘ）が算出される。
【００６２】
乗算器２９ｘは、第１適応フィルタ２１のＸ側出力Ｘｏｕｔ１に、Ｘ側補償値ｅｘｐ（−ｊφｘ）を乗算する。乗算器２９ｙは、第１適応フィルタ２１のＹ側出力Ｙｏｕｔ１に、Ｘ側補償値ｅｘｐ（−ｊφｘ）を乗算する。そして、周波数オフセット補償部１５は、乗算器２９ｘ及び乗算器２９ｙの乗算結果を、周波数オフセットが補償されたＸ側出力Ｘｏｕｔ’及びＹ側出力Ｙｏｕｔ’として出力する。
【００６３】
このように、第２実施例では、周波数オフセット推定装置２０は、Ｘ偏波成分に基づいて、Ｘ側周波数オフセット推定値ＦＥｘを算出している。そして、周波数オフセット補償部１５は、Ｘ側周波数オフセット推定値ＦＥｘを用いて、Ｘ偏波成分及びＹ偏波成分の周波数オフセットを補償している。
【００６４】
次に、図１０を参照して、周波数オフセット推定装置２０の動作について説明を行う。図１０は、周波数オフセット推定装置２０により実行される周波数オフセット推定処理を示すフローチャートである。この処理は、デジタルコヒーレント受信器１が起動した場合と、チャネルが切り替えられた場合と、周波数オフセット推定値ＦＥが短時間で大きく変動した場合と、周波数オフセット推定値ＦＥが長時間の平均値から一定量はずれた場合等に開始される。
【００６５】
まず、第１周波数オフセット推定部２３は、ＱＰＳＫ復調信号のシンボル周期Ｔｓｙｍにおける位相変化量である第１周波数オフセット推定値ａを推定する（Ｓ０１，第１周波数オフセット推定ステップ）。また、第２周波数オフセット推定部２４は、ＱＰＳＫ復調信号のシンボル周期Ｔｓｙｍの半分（Ｔ／２）における位相変化量である第２周波数オフセット推定値ｂを推定する（Ｓ０２，第２周波数オフセット推定ステップ）。
【００６６】
次に、推定値補正部２５は、Ｓ０１において推定された第１周波数オフセット推定値ａと、第２周波数オフセット推定値ｂと、に基づいて送受信光源間の周波数オフセットを推定し（Ｓ０３，第３周波数オフセット推定ステップ）、周波数オフセット推定値ＦＥとして出力する。例えば、推定値補正部２５は、第１周波数オフセット推定値ａと、第２周波数オフセット推定値ｂと、に基づいて、補正値γを決定する。そして、推定値補正部２５は、第１周波数オフセット推定値ａに補正値γを加算して補正し、周波数オフセット推定値ＦＥとして出力する。
【００６７】
次に、デジタルコヒーレント受信器１及び周波数オフセット推定装置２０の作用効果について、説明する。
【００６８】
光源の波長可変レーザでは、規格上、送受信光源間で最大５ＧＨｚの周波数オフセットまで許容されている。このため、例えば１００Ｇ偏波多重ＱＰＳＫ変調方式（２５Ｇｂｐｓ×４ｃｈ）の場合、周波数オフセットの推定可能な範囲は３．１２５ＧＨｚであるため、規格上許容されている周波数オフセットの最大値に対応できない。周波数オフセットが３ＧＨｚを超えない状態を保持する対応が考えられるが、定期的にキャリブレーレョンを実施して光源周波数を微調整する等の作業が必要となり、コスト増につながる。また、位相変化量のモニタ周期を短くして推定可能範囲を拡大する場合、１シンボル周期内において複数ポイントサンプリングしなければならない。この場合、サンプリングポイントにおける複素振幅ばらつきによる位相ノイズが大きくなり、周波数オフセットの推定の精度が劣化してしまうという問題がある。
【００６９】
これに対し、デジタルコヒーレント受信器１及び周波数オフセット推定装置２０において、第１周波数オフセット推定部２３は、偏波多重ＱＰＳＫ復調信号のシンボル周期Ｔｓｙｍにおける位相変化量である第１周波数オフセット推定値ａを推定する。また、第２周波数オフセット推定部２４は、偏波多重ＱＰＳＫ復調信号のシンボル周期Ｔｓｙｍの半分Ｔ／２における位相変化量である第２周波数オフセット推定値ｂを推定する。
【００７０】
第１周波数オフセット推定値ａは、第２周波数オフセット推定値ｂよりもノイズが小さいが、周波数オフセットの推定可能範囲が±π／４［ｒａｄ／ｓｙｍｂｏｌ］であり、第２周波数オフセット推定値ｂの推定可能範囲±π／２［ｒａｄ／ｓｙｍｂｏｌ］よりも小さい。一方、第２周波数オフセット推定値ｂは、周波数オフセットの推定可能範囲が第１周波数オフセット推定値ａの２倍であるが、第１周波数オフセット推定値ａよりもノイズが大きい。そこで、第１周波数オフセット推定値ａ及び第２周波数オフセット推定値ｂに基づいて、送受信光源間の周波数オフセット推定値ＦＥを推定することによって、定期的にキャリブレーレョンを実施して光源周波数を微調整する等の作業を行うことなく、周波数オフセットの推定可能範囲を２倍に拡張することが可能となる。
【００７１】
すなわち、周波数オフセット推定値ＦＥのアナログ的なノイズ特性を第１周波数オフセット推定値ａにより決定し、第１周波数オフセット推定部２３の推定可能範囲の超過を第２周波数オフセット推定値ｂにより検知することによって、周波数オフセット推定可能範囲を２倍に拡大できる。その結果、１００Ｇ偏波多重ＱＰＳＫ変調方式のデジタルコヒーレント伝送において、シンボルレート２５ＧＳ／ｓの場合、推定可能範囲は約６．２ＧＨｚとなり、光源の規格（送受信）５ＧＨｚをカバーすることが可能となる。
【００７２】
推定値補正部２５は、第１周波数オフセット推定値ａと第２周波数オフセット推定値ｂを２倍した値との差分ｄの絶対値が、例えばπ／４［ｒａｄ／ｓｙｍｂｏｌ］を超え、差分ｄが負の値である場合に、第１周波数オフセット推定値ａにπ／２［ｒａｄ／ｓｙｍｂｏｌ］を加算して、送受信光源間の周波数オフセット推定値ＦＥとする。また、推定値補正部２５は、第１周波数オフセット推定値ａと第２周波数オフセット推定値ｂを２倍した値との差分ｄの絶対値が、例えばπ／４［ｒａｄ／ｓｙｍｂｏｌ］を超え、差分ｄが正の値である場合に、第１周波数オフセット推定値ａからπ／２［ｒａｄ／ｓｙｍｂｏｌ］を減算して、送受信光源間の周波数オフセット推定値ＦＥとする。
【００７３】
この推定値補正部２５によれば、第１周波数オフセット推定値ａと第２周波数オフセット推定値ｂを２倍した値との差分ｄの絶対値が閾値π／４［ｒａｄ／ｓｙｍｂｏｌ］を超えた場合に、送受信光源間の周波数オフセットが第１周波数オフセット推定部２３の周波数オフセット推定可能範囲を超えていると判断することができる。このとき、第１周波数オフセット推定部２３の周波数オフセット推定可能範囲の上限値と下限値との差である推定可能値π／２［ｒａｄ／ｓｙｍｂｏｌ］を第１周波数オフセット推定値ａに加算又は減算して送受信光源間の周波数オフセット推定値ＦＥとすることで、送受信光源間の周波数オフセット推定値を精度良く推定することができる。
【００７４】
（変形例）
周波数オフセット推定装置２０を図３に示す構成とした場合、高速で動作する第２適応フィルタ２２及び第２周波数オフセット推定部２４等によって消費電力が増大してしまう。そこで、消費電力を削減可能な変形例について説明する。図１１は、デジタルコヒーレント受信器１の変形例を示す図である。この変形例では、デジタルコヒーレント受信器１は、制御部６及び記憶部７を更に備えており、周波数オフセット推定装置２０に代えて、周波数オフセット推定装置２０ａを備えている。
【００７５】
周波数オフセット推定装置２０ａは、図３に示した周波数オフセット推定装置２０と比較して、動作モード切替機能を更に備えている点で相違する。周波数オフセット推定装置２０ａは、制御部６からディスエーブル信号Ｄｉｓを受信すると、低電力モードに切り替わる。また、周波数オフセット推定装置２０ａは、制御部６からのディスエーブル信号Ｄｉｓがオフになると、補正動作モードに切り替わる。
【００７６】
ここで、低電力モードとは、第２適応フィルタ２２及び第２周波数オフセット推定部２４の動作を停止するモードを意味する。周波数オフセット推定装置２０ａは、例えば、第２適応フィルタ２２及び第２周波数オフセット推定部２４に対するクロック信号の供給停止、電源の供給停止等により第２適応フィルタ２２及び第２周波数オフセット推定部２４の動作を停止する。また、周波数オフセット推定装置２０ａは、ディスエーブル信号Ｄｉｓを受信すると、低電力モードに切り替える前に、推定値補正部２５の補正値γ（−π／２、０、＋π／２）を固定する。また、補正動作モードとは、第２適応フィルタ２２及び第２周波数オフセット推定部２４が動作し、第１周波数オフセット推定値ａと第２周波数オフセット推定値ｂとに基づいて、第１周波数オフセット推定値ａを補正するモードを意味する。
【００７７】
制御部６は、例えばマイクロコントローラであって、周波数オフセット推定装置２０ａの動作モードを制御する。制御部６は、周波数オフセット推定装置２０ａから周波数オフセット推定値ＦＥを受信し、例えばディスエーブル信号Ｄｉｓをオン／オフすることによって、周波数オフセット推定装置２０ａに動作モード切替の指示を行う。制御部６は、例えば、ローパスフィルタ（不図示）を通過した周波数オフセット推定値ＦＥの変化量が、予め設定された期間（例えば１００μｓｅｃ）において、予め設定された範囲（例えば０．５ＧＨｚ）内である場合、周波数オフセット推定値ＦＥが安定したと判断する。あるいは、制御部６は、ローパスフィルタを通過した周波数オフセット推定値ＦＥが平均値に対して予め設定された値（例えば０．５ＧＨｚ）以内である場合、周波数オフセット推定値ＦＥが安定したと判断する。そして、制御部６は、周波数オフセット推定値ＦＥが安定したと判断すると、ディスエーブル信号Ｄｉｓをオンにして補正値γを固定し、周波数オフセット推定装置２０ａを低電力モードに切り替える。
【００７８】
制御部６は、例えば、デジタルコヒーレント受信器１が起動した場合と、チャネルが切り替えられた場合と、ローパスフィルタを通過した周波数オフセット推定値ＦＥの変化量が、予め設定された期間（例えば１００μｓｅｃ）において、予め設定された範囲（例えば０．５ＧＨｚ）を超えた場合と、ローパスフィルタを通過した周波数オフセット推定値ＦＥが、平均値に対して予め設定された値（例えば０．５ＧＨｚ）以上である場合とに、ディスエーブル信号Ｄｉｓをオフにして周波数オフセット推定装置２０ａを補正動作モードに切り替える。
【００７９】
制御部６は、周波数オフセット推定装置２０ａから出力された周波数オフセット推定値ＦＥを受信し、周波数オフセット推定値ＦＥのＤＣ成分（長期平均）をチャネル毎に不揮発性メモリ等の記憶部７に記憶する。また、制御部６は、デジタルコヒーレント受信器１の起動時、又はチャネル切り替え時に、記憶部７から周波数オフセットのＤＣ成分の推定値を読み出し、ローカル光源２のＬＯ光周波数をファインチューニングする。
【００８０】
上述の変形例によれば、デジタルコヒーレント受信器１が起動した場合と、チャネルが切り替えられた場合と、周波数オフセット推定値ＦＥが短時間で大きく変動した場合と、周波数オフセット推定値ＦＥが平均値から一定量外れた場合のいずれかにおいて第２適応フィルタ２２及び第２周波数オフセット推定部２４を動作させる。このため、周波数オフセット推定値ＦＥが安定している場合には、第２適応フィルタ２２及び第２周波数オフセット推定部２４の動作を停止することによって、消費電力を削減することができる。
【００８１】
なお、本発明に係る周波数オフセット推定装置、デジタルコヒーレント受信器、及び周波数オフセット推定方法は本実施形態に記載したものに限定されない。例えば、第２周波数オフセット推定部２４の周波数オフセット推定精度は、移動平均した後の誤差が±π／４［ｒａｄ／ｓｙｍｂｏｌ］の範囲にあればよい。このため、第２適応フィルタ２２の出力の振幅誤差は、第１適応フィルタ２１の出力と比べて緩和することが可能である。よって、第２適応フィルタ２２のタップ数は、第１適応フィルタ２１のタップ数より小さくしてもよい。この場合、Ｔ／２のスループットを実現するための回路規模増大を抑制することが可能となる。
【００８２】
また、上記実施形態では、偏波多重ＱＰＳＫ変調方式により送受信を行っているが、これに限定されない。例えば、偏波多重を行わないＱＰＳＫ変調方式とすることもできる。この場合、第１適応フィルタ２１及び第２適応フィルタ２２は、図５に示した構成とすることができる。
【００８３】
また、デジタルコヒーレント受信器１は、ＱＰＳＫ変調方式以外の多値ＰＳＫ変調方式（Ｍ−ＰＳＫ変調方式）で変調された光信号を受信することもできる。この場合、第１周波数オフセット推定部２３の第１推定可能範囲の上限値と下限値との差である第１推定可能値は、２π／Ｍ［ｒａｄ／ｓｙｍｂｏｌ］である。ここで、送受信光源間の周波数オフセットが第１推定可能範囲内であるか否かを判定するための閾値は、第１推定可能値より小さく、０より大きい値であって、例えば（第１推定可能値）／２＝π／Ｍ［ｒａｄ／ｓｙｍｂｏｌ］とする。まず、推定値補正部２５は、第１周波数オフセット推定値ａと値２ｂとの差分ｄを算出する。そして、推定値補正部２５は、差分ｄの絶対値が閾値以下であれば、周波数オフセットが第１推定可能範囲内であると判定し、補正値γを０［ｒａｄ／ｓｙｍｂｏｌ］に設定する。差分ｄの絶対値が閾値より大きく、差分ｄが負の値である場合、推定値補正部２５は、周波数オフセットが第１推定可能範囲の上限を超えていると判定し、補正値γを＋２π／Ｍ［ｒａｄ／ｓｙｍｂｏｌ］に設定する。すなわち、推定値補正部２５は、第１周波数オフセット推定値ａに２π／Ｍ［ｒａｄ／ｓｙｍｂｏｌ］を加算した値を周波数オフセット推定値ＦＥとして出力する。差分ｄの絶対値が閾値より大きく、差分ｄが正の値である場合、推定値補正部２５は、周波数オフセットが第１推定可能範囲の下限を超えていると判定し、補正値γを−２π／Ｍ［ｒａｄ／ｓｙｍｂｏｌ］に設定する。すなわち、推定値補正部２５は、第１周波数オフセット推定値ａから２π／Ｍ［ｒａｄ／ｓｙｍｂｏｌ］を減算した値を周波数オフセット推定値ＦＥとして出力する。このようにすることで、多値ＰＳＫ変調方式においても、送受信光源間の周波数オフセットの推定可能範囲を２倍に拡大することが可能となる。
【００８４】
また、上記実施形態では、第２周波数オフセット推定部２４は、シンボル周期Ｔｓｙｍの半周期に相当する期間Ｔ／２に変化する位相量である第２周波数オフセット推定値ｂを算出しているが、シンボル周期Ｔｓｙｍの１／Ｎ周期（シンボル周期／Ｎ）（Ｎは２以上の整数）に相当する期間Ｔ／Ｎの位相変化量である第２周波数オフセット推定値ｂを算出してもよい。この場合、第２周波数オフセット推定部２４は、遅延回路５１ａの遅延量をＴ／Ｎとすることにより、シンボル周期Ｔｓｙｍの１／Ｎ周期に相当する期間Ｔ／Ｎの位相変化量である第２周波数オフセット推定値ｂを算出する。推定値補正部２５は、第１周波数オフセット推定値ａと第２周波数オフセット推定値ｂをＮ倍した値との差分ｄ（ｄ＝ａ−Ｎ×ｂ）を算出する。そして、推定値補正部２５は、差分ｄの絶対値が閾値以下であれば、周波数オフセットが第１推定可能範囲内であると判定し、第１周波数オフセット推定値ａを周波数オフセット推定値ＦＥとして出力する。
【００８５】
差分ｄの絶対値が閾値より大きく、差分ｄが負の値である場合、推定値補正部２５は、周波数オフセットが第１推定可能範囲の上限を超えていると判定し、以下の加算補正処理を行う。まず、推定値補正部２５は、第１周波数オフセット推定値ａに２π／Ｍ［ｒａｄ／ｓｙｍｂｏｌ］を加算した値を第１周波数オフセット推定値ａとする。そして、推定値補正部２５は、再度第１周波数オフセット推定値ａと第２周波数オフセット推定値ｂをＮ倍した値との差分ｄの絶対値が閾値を超えているか否かを判定する。差分ｄの絶対値が閾値以下であれば、推定値補正部２５は、第１周波数オフセット推定値ａを周波数オフセット推定値ＦＥとして出力する。一方、差分ｄの絶対値が閾値より大きく、差分ｄが負の値である場合、推定値補正部２５は、第１周波数オフセット推定値ａに更に２π／Ｍ［ｒａｄ／ｓｙｍｂｏｌ］を加算した値を第１周波数オフセット推定値ａとする。このように、推定値補正部２５は、第１周波数オフセット推定値ａと第２周波数オフセット推定値ｂをＮ倍した値との差分ｄの絶対値が閾値以下となるまで上記加算補正処理を繰り返す。
【００８６】
差分ｄの絶対値が閾値より大きく、差分ｄが正の値である場合、推定値補正部２５は、周波数オフセットが第１推定可能範囲の下限を超えていると判定し、以下の減算補正処理を行う。まず、推定値補正部２５は、第１周波数オフセット推定値ａから２π／Ｍ［ｒａｄ／ｓｙｍｂｏｌ］を減算した値を第１周波数オフセット推定値ａとする。そして、推定値補正部２５は、再度第１周波数オフセット推定値ａと第２周波数オフセット推定値ｂをＮ倍した値との差分ｄの絶対値が閾値を超えているか否かを判定する。差分ｄの絶対値が閾値以下であれば、推定値補正部２５は、第１周波数オフセット推定値ａを周波数オフセット推定値ＦＥとして出力する。一方、差分ｄの絶対値が閾値より大きく、差分ｄが正の値である場合、推定値補正部２５は、第１周波数オフセット推定値ａから更に２π／Ｍ［ｒａｄ／ｓｙｍｂｏｌ］を減算した値を第１周波数オフセット推定値ａとする。このように、推定値補正部２５は、第１周波数オフセット推定値ａと第２周波数オフセット推定値ｂをＮ倍した値との差分ｄの絶対値が閾値以下となるまで上記減算補正処理を繰り返す。
【００８７】
なお、第１適応フィルタ２１及び第２適応フィルタ２２の遅延要素３３の遅延量は、それぞれシンボル周期Ｔｓｙｍの１／Ｎ（＝Ｔ／Ｎ）であり、第２適応フィルタ２２のタップ係数の更新周期は、少なくともシンボル周期Ｔｓｙｍの１／Ｎと同一周期とする。また、第１適応フィルタ２１及び第２適応フィルタ２２の入力信号は、多値ＰＳＫ復調信号のシンボル周期Ｔｓｙｍの１／Ｎのサンプリング周期Ｔｓによりサンプリングしたデジタル信号とすることができる。このようにすることで、多値ＰＳＫ変調方式において、送受信光源間の周波数オフセットの推定可能範囲をＮ倍に拡大することが可能となる。
【００８８】
また、上記変形例において、周波数オフセット推定装置２０ａの動作モード切替指示を、ディスエーブル信号Ｄｉｓのオン／オフに代えて、イネーブル信号のオン／オフにより行ってもよい。また、イネーブル信号及びディスエーブル信号Ｄｉｓを用い、イネーブル信号がオンの場合、周波数オフセット推定装置２０ａは動作モードを補正動作モードにし、ディスエーブル信号Ｄｉｓがオンの場合、周波数オフセット推定装置２０ａは動作モードを低電力モードとしてもよい。また、低電力モードにおいて、周波数オフセット推定装置２０ａは、第２適応フィルタ２２及び第２周波数オフセット推定部２４を停止することに代えて、第２適応フィルタ２２又は第２周波数オフセット推定部２４を停止してもよく、あるいは、第２適応フィルタ２２及び第２周波数オフセット推定部２４に供給する電流量を小さくしてもよい。
【００８９】
好適な実施の形態において本発明の原理を図示し説明してきたが、本発明は、そのような原理から逸脱することなく配置および詳細において変更され得ることは、当業者によって認識される。本発明は、本実施の形態に開示された特定の構成に限定されるものではない。したがって、特許請求の範囲およびその精神の範囲から来る全ての修正および変更に権利を請求する。
【符号の説明】
【００９０】
１…デジタルコヒーレント受信器、２…ローカル光源、４…ＡＤ変換部、５…デジタル信号処理部、６…制御部、２０，２０ａ…周波数オフセット推定装置、２１…第１適応フィルタ、２２…第２適応フィルタ、２３…第１周波数オフセット推定部、２４…第２周波数オフセット推定部、２５…推定値補正部（第３周波数オフセット推定部）。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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