(57)【要約】【課題】外部抵抗の抵抗値により過電流検知値を設定できる集積回路を提供する。【解決手段】パワーＭＯＳＦＥＴＱ１と、並列接続されたセンスＭＯＳＦＥＴＱ２とセンス抵抗Ｒｓの直列体と、センス抵抗Ｒｓの電流を検出して増幅する電流増幅器ＯＴＡ１と、電流増幅器ＯＴＡ１の出力電流信号を電圧信号に変換する抵抗Ｒｓｎｓとを備え、外部端子に接続された外部抵抗Ｒｓｅｔに流れる電流を電圧変換して基準電圧とし、抵抗Ｒｓｎｓの電圧降下と外部抵抗Ｒｓｅｔにより設定された基準電圧とを比較することで過電流検知を行うことができる。【選択図】図１
2012211805.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
外付け抵抗が接続される外部端子を有する集積回路に組み込まれた過電流検出回路であって、
負荷に電力を供給するパワーＭＯＳＦＥＴと、
前記パワーＭＯＳＦＥＴに並列接続されたセンスＭＯＳＦＥＴとセンス抵抗の直列体とを備え、
前記センス抵抗に流れる電流を検出して増幅する電流増幅器と、
前記電流増幅器の出力電流信号を電圧信号に変換するセンス電流電圧変換回路と、
前記外部端子に接続された前記外付け抵抗の抵抗値に応じた基準電流を生成する基準電流生成回路と、
該基準電流生成回路によって生成された前記基準電流を基準電圧に変換する電流電圧変換回路と、
前記センス電流電圧変換回路の電圧信号を該電流電圧変換回路によって変換された前記基準電圧と比較することで、過電流検知信号を生成することを特徴とする過電流検出回路。
【請求項２】
外付け抵抗が接続される外部端子を有する集積回路に組み込まれた過電流検出回路であって、
負荷に電力を供給するパワーＭＯＳＦＥＴと、
前記パワーＭＯＳＦＥＴに並列接続されたセンスＭＯＳＦＥＴとセンス抵抗の直列体とを備え、
前記センス抵抗に流れる電流を検出して増幅する電流増幅器と、
前記電流増幅器の出力電流信号を電圧信号に変換するセンス電流電圧変換回路と、
前記外部端子に接続された前記外付け抵抗の抵抗値に応じた基準電流を生成する基準電流生成回路と、
定電流源を備え、
前記定電流源の定電流値から前記外付け抵抗の抵抗値に応じた基準電流を減算し、減算された電流を基準電圧に変換する電流電圧変換回路と、
前記センス電流電圧変換回路の電圧信号を該電流電圧変換回路によって変換された前記基準電圧と比較することで、過電流検知信号を生成することを特徴とする過電流検出回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＭＯＳＦＥＴの電流検出回路を備えた集積回路に係り、特にセンスＭＯＳＦＥＴを備えた過電流検出回路において、過電流保護開始ポイントを外部端子で設定する回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、パワーＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）の電流検出手段として、例えば米国特許４５５３０８４号（以下、従来技術という）のように、パワーＭＯＳＦＥＴに流れる電流をセンスＭＯＳＦＥＴとセンス抵抗を使って検出する電流検出回路がある。従来技術では、セルと呼ばれる小容量ＭＯＳＦＥＴを複数個並列接続してパワーＭＯＳＦＥＴとし、これに同一半導体チップに設けられた単一のセルからなるセンスＭＯＳＦＥＴを並列接続している。これら多数のセルは同一製造工程により製造され同一特性を有しているので、各セルに同一ゲート・ソース間電圧が印加されると、パワーＭＯＳＦＥＴとセンスＭＯＳＦＥＴのそれぞれの電流が、それらのセルの数の比に応じて流れる。例えば、パワーＭＯＳＦＥＴとセンスＭＯＳＦＥＴのセル数の比を３０００：１とすると、電流は３０００：１の比でそれぞれのＭＯＳＦＥＴに分割されて流れる。センスＭＯＳＦＥＴに流れる電流はパワーＭＯＳＦＥＴに比例して流れるので、このセンスＭＯＳＦＥＴ電流をセンス抵抗を使って検出すれば、この検出信号は、負荷電流を制限するリミッタ用検出信号などとして利用することができる。
【０００３】
図３に、センスＭＯＳＦＥＴを使用した従来の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの構成図を示す。図３において、符号Ｑ１で示したものは、ハイサイドスイッチング素子としてのパワーＭＯＳＦＥＴであり、符号Ｑ２で示したものは、パワーＭＯＳＦＥＴＱ１の電流検出用センスＭＯＳＦＥＴである。パワーＭＯＳＦＥＴＱ１とセンスＭＯＳＦＥＴＱ２のソース端子は互いに接続され、パワーＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン端子は直流電源ＶＩＮに接続されている。センスＭＯＳＦＥＴＱ２のドレイン端子はセンス抵抗Ｒｓを介して直流電源ＶＩＮに接続されている。パワーＭＯＳＦＥＴＱ１とセンスＭＯＳＦＥＴＱ２のソース端子が接続された接続点はリアクトルＬを介して出力端子に接続されている。また、パワーＭＯＳＦＥＴＱ１とセンスＭＯＳＦＥＴＱ２のソース端子が接続された接続点と接地端子間にはフライホイールダイオードＳＢＤが接続され、出力端子と接地端子間には平滑コンデンサＣと負荷が接続されている。リアクトルＬと平滑コンデンサＣは降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力部において直流平滑回路を構成している。
センス抵抗Ｒｓの両端は、電流検出回路ＯＴＡ１（Operational Transconductance Amplifier：トランスコンダクタンスアンプ（電圧を電流に変換するアンプ））の反転端子（−）と非反転端子（＋）に接続されている。電流検出回路ＯＴＡは、センス抵抗Ｒｓの電圧降下を検出してＮ倍の電流信号として出力する。この電流信号は抵抗Ｒｃに流して電流電圧変換され、電圧比較器ＣＯＭＰ１の非反転端子に入力される。電圧比較器ＣＯＭＰ１の反転端子には基準電圧Ｖｃが接続され、電流信号電圧が基準電圧Ｖｃを超えると電圧比較器ＣＯＭＰ１の出力からＨレベルの過電流検出信号（ＯＣＰ信号）が出力され、図示しないＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路に、ドライブ信号Ｓｇ１のパルス幅を狭めるようにフィードバックさせる。
また、ドライブ信号Ｓｇ１がバッファ回路Ｂｆを介してパワーＭＯＳＦＥＴＱ１、センスＭＯＳＦＥＴＱ２のゲートに入力され、パワーＭＯＳＦＥＴＱ１、センスＭＯＳＦＥＴＱ２はオン・オフ制御される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】米国特許４５５３０８４号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
従来技術の集積回路に備えられた電流検出回路は、パワーＭＯＳＦＥＴとセンスＭＯＳＦＥＴのセル数の比とによる分割された電流を電圧変換した信号と、前記電圧変換した信号と比較する基準電圧とにより過電流保護開始ポイントが固定されてしまう。
【０００６】
従来技術の電流検出回路は、例えば、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータのパワーＭＯＳＦＥＴ電流の検出に適用した場合を考えると、効率を考慮したスイッチング周波数、リアクトルのインダクタンス値、出力平滑コンデンサの容量、或いは定格出力電流等のファクターを最適化すると、固定された過電流保護開始ポイントでは適切な保護を行えない場合があった。
すなわち、接続される負荷の定格電力によっては、固定された過電流値では必要以上に過電流値が伸び、プリント基板のパターン幅を補強、部品の定格を１ランクアップするなどの対策が必要とされ、安価で小型化を行う妨げとなっていた。
【０００７】
本発明の目的は、上記問題点に鑑み、従来技術の問題を解決し、集積回路における過電流保護開始ポイントを外部端子により設定可能な電流検出回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の電流検出回路は、外付け抵抗が接続される外部端子を有する集積回路に組み込まれた過電流検出回路であって、負荷に電力を供給するパワーＭＯＳＦＥＴと、パワーＭＯＳＦＥＴに並列接続されたセンスＭＯＳＦＥＴとセンス抵抗の直列体とを備え、センス抵抗に流れる電流を検出して増幅する電流増幅器と、電流増幅器の出力電流信号を電圧信号に変換するセンス電流電圧変換回路と、外部端子に接続された前記外付け抵抗の抵抗値に応じた基準電流を生成する基準電流生成回路と、基準電流生成回路によって生成された基準電流を基準電圧に変換する電流電圧変換回路と、センス電流電圧変換回路の電圧信号を該電流電圧変換回路によって変換された基準電圧と比較することで、過電流検知信号を生成することを特徴とする。
また、外付け抵抗が接続される外部端子を有する集積回路に組み込まれた過電流検出回路であって、負荷に電力を供給するパワーＭＯＳＦＥＴと、パワーＭＯＳＦＥＴに並列接続されたセンスＭＯＳＦＥＴとセンス抵抗の直列体とを備え、センス抵抗に流れる電流を検出して増幅する電流増幅器と、電流増幅器の出力電流信号を電圧信号に変換するセンス電流電圧変換回路と、外部端子に接続された外付け抵抗の抵抗値に応じた基準電流を生成する基準電流生成回路と、定電流源を備え、定電流源の定電流値から外付け抵抗の抵抗値に応じた基準電流を減算し、減算された電流を基準電圧に変換する電流電圧変換回路と、センス電流電圧変換回路の電圧信号を電流電圧変換回路によって変換された基準電圧と比較することで、過電流検知信号を生成することを特徴とする。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、集積回路の外部端子を１ピン使用することで、過電流保護開始ポイントを自由に設定できる電流検出回路を提供することができる。
また、外部抵抗が解放状態になっても、過電流保護開始ポイントを最小設定値にすることで負荷及びＤＣ−ＤＣコンバータを保護することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明による実施形態１の電流検出回路の回路構成を示す回路構成図である。
【図２】本発明による実施形態２の電流検出回路の回路構成を示す回路構成図である。
【図３】従来技術の電流検出回路の回路構成を示す回路構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、本発明の実施の形態の過電流検出回路を用いた降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを、図面を参照しながら詳細に説明する。以下の図面の記載において、同一又は類似の部分には同一又は類似の符号を付している。
【００１２】
（実施形態１）
図１に、本発明による電流検出回路を降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータのパワーＭＯＳＦＥＴの電流検出回路に適用した場合の実施形態１を示す。
【００１３】
図１において、従来の過電流検出回路と異なるのは、電圧比較器ＣＯＭＰ１の反転入力端子に接続されていた基準電圧Ｖｃに相当する回路構成である。
基準電圧Ｖｃに相当する電圧は、図示しない内部電源ＲＥＧに接続された定電流源ＣＣ１と抵抗Ｒｏｃｐとの直列回路による抵抗Ｒｏｃｐの両端の電圧となる。
【００１４】
ここで、抵抗Ｒｏｃｐと並列に、トランジスタＱｂとオペアンプＯＰ１からなるバッファアンプＢ−ＡＭＰと外部抵抗Ｒｓｅｔとが接続され、定電流源ＣＣ１の電流Ｉ１をバッファアンプＢ−ＡＭＰに流れる電流Ｉ２は抵抗Ｒｏｃｐに流れる電流Ｉ３と分流している。
【００１５】
バッファアンプＢ−ＡＭＰのオペアンプＯＰ１の非反転端子には基準電圧ＶＲＥＦが接続され、反転端子にはトランジスタＱｂのエミッタ端子が接続され、外部端子Ｔ２に接続されている。オペアンプＯＰ１の出力端子とトランジスタＱｂのベース端子は接続されているので、オペアンプＯＰ１とトランジスタＱｂは外部端子Ｔ２を出力とする電圧フォロア回路を構成することになる。また、バッファアンプＢ−ＡＭＰのトランジスタＱｂのコレクタは定電流源ＣＣ１と抵抗Ｒｏｃｐとの接続点に接続されている。
【００１６】
内部電源ＲＥＧに接続された定電流源ＣＣ１は定電流Ｉ１を供給し、抵抗Ｒｏｃｐには電流Ｉ３及びバッファアンプＢ−ＡＭＰには電流Ｉ２が流される。従って、過電流検出回路の基準電圧Ｖｃに相当する抵抗Ｒｏｃｐの両端の電圧は、抵抗Ｒｏｃｐの抵抗値Ｒｏｃｐと電流Ｉ３との積になる。また、電流Ｉ３は、定電流Ｉ１からバッファアンプＢ−ＡＭＰに電流Ｉ２を差し引いた値になり、電流Ｉ２は基準電圧ＶＲＥＦを外部抵抗Ｒｓｅｔで除算した値になる。
従って、抵抗Ｒｏｃｐの両端の電圧Ｖｏｃｐ＿ｒｅｆは下式であらわされる。
Ｖｏｃｐ＿ｒｅｆ＝（Ｉ１−Ｉ２）×Ｒｏｃｐ
＝（Ｉ１−（ＶＲＥＦ／Ｒｓｅｔ））×Ｒｏｃｐ・・・式１
但し、ＶＲＥＦ／Ｒｓｅｔは、定電流源ＣＣ１からの電流Ｉ１を超える値にはならない。
パワーＭＯＳＦＥＴＱ１の電流Ｉｐを検知するためのセンスＭＯＳＦＥＴＱ２を流れる電流Ｉｓは電流検出回路ＯＴＡ１でＮ倍された電流Ｉｓｎｓとして出力され、抵抗Ｒｓｎｓに流れる。抵抗Ｒｓｎｓは比較器ＣＯＭＰ１の非反転端子に接続されているので、抵抗Ｒｓｎｓの電圧Ｖｓｎｓは、過電流検出回路の基準電圧Ｖｏｃｐ＿ｒｅｆと比較される。
従って、電圧Ｖｓｎｓが基準電圧Ｖｏｃｐ＿ｒｅｆを超えると、過電流と判断し、比較器ＣＯＭＰ１の出力端子から過電流保護信号ＯＣＰ（Ｈレベル信号）が図示しないＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路へ出力されてドライブ信号Ｓｇ１のパルス幅を減縮し、過電流保護動作が行われる。
【００１７】
ここで、式１に示されているように、過電流検出回路の基準電圧Ｖｏｃｐ＿ｒｅｆは外部抵抗Ｒｓｅｔの抵抗値がパラメータとなっている。従って、外部抵抗Ｒｓｅｔの抵抗値を変えることにより過電流検出値を設定することが可能である。
式１から、外部抵抗Ｒｓｅｔの値が高抵抗になるにつれて，Ｖｏｃｐ＿ｒｅｆ＝Ｉ１×Ｒｏｃｐとなる最大の過電流検知ポイントに近づき，逆に外部抵抗Ｒｓｅｔの値が低抵抗になるにつれて最小の過電流ポイントに近づく過電流検知の設定ができる。
【００１８】
（実施形態２）
図２は図１における外部抵抗Ｒｓｅｔの値による過電流検知の設定を逆となる構成例を示した図である。
具体的には、実施形態１の図１における外部抵抗Ｒｓｅｔに流れる電流Ｉ２の電流インバータに相当する回路を追加している。
【００１９】
この電流インバータ回路Ｃ−ＩＮＶは、ＭＯＳＦＥＴＱ３，Ｑ４からなるカレントミラー回路と定電流源ＣＣ２からなり、定電流源ＣＣ１とバッファアンプＢ−ＡＭＰとの接続点と抵抗Ｒｏｃｐ間に接続されている。
図２に示すように、電流インバータ回路Ｃ−ＩＮＶの定電流源ＣＣ２は内部電源ＲＥＧに接続され、定電流源ＣＣ２の出力はバッファアンプＢ−ＡＭＰのトランジスタのコレクタとＭＯＳＦＥＴＱ３のドレインに接続されている。ＭＯＳＦＥＴＱ３のドレインは、ＭＯＳＦＥＴＱ３のゲート及びＭＯＳＦＥＴＱ４のゲートと接続されている。ＭＯＳＦＥＴＱ４のドレインは、定電流源ＣＣ１と抵抗Ｒｏｃｐとの接続点に接続されている。また、ＭＯＳＦＥＴＱ３，Ｑ４の各ソースはＧＮＤに接続されている。なお、ＭＯＳＦＥＴＱ３，Ｑ４からなるカレントミラー回路の電流比は１：１に設定されている。
【００２０】
定電流源ＣＣ２の電流Ｉ４はバッファアンプＢ−ＡＭＰに流れる電流Ｉ２とカレントミラー回路のＭＯＳＦＥＴＱ３に流れる電流Ｉ５とに分流され、電流Ｉ５は電流Ｉ１から電流Ｉ２を減算した電流が流れることになる。
Ｉ５＝Ｉ４−Ｉ２・・・式２
カレントミラー回路のＭＯＳＦＥＴＱ４に流れる電流はＭＯＳＦＥＴＱ３に流れる電流と同じ電流値Ｉ５が流れ、定電流源ＣＣ１の電流Ｉ１を分流する。定電流源ＣＣ１の電流Ｉ１はＭＯＳＦＥＴＱ４に流れる電流Ｉ５と抵抗Ｒｏｃｐに流れる電流Ｉ３とに分流されているので、抵抗Ｒｏｃｐに流れる電流Ｉ３は下式となる。
Ｉ３＝Ｉ１−Ｉ５・・・式３
但し、電流Ｉ５は定電流源ＣＣ１からの電流Ｉ１を超える値にはならない。
定電流源ＣＣ１の電流Ｉ１と定電流源ＣＣ２の電流Ｉ４を同じ電流値に設定して、式２と３を整理すると、
Ｉ３＝Ｉ１−（Ｉ４−Ｉ２）＝Ｉ１−（Ｉ１−Ｉ２）＝Ｉ２・・・式５
従って、抵抗Ｒｏｃｐの両端の電圧Ｖｏｃｐ＿ｒｅｆは下式であらわされる。
Ｖｏｃｐ＿ｒｅｆ＝Ｉ２×Ｒｏｃｐ
＝（ＶＲＥＦ／Ｒｓｅｔ）×Ｒｏｃｐ・・・式６
【００２１】
式６から明らかなように、外部抵抗Ｒｓｅｔの抵抗値が高抵抗になるにつれて最小の過電流検出ポイントに近づき、外部抵抗Ｒｓｅｔの抵抗値が低抵抗になるにつれて最大の過電流検出ポイントに近づく設定とすることが可能になる。
すなわち、外部抵抗が何らかの要因により解放状態になっても、過電流検出ポイントは最小値に設定されるので、負荷の損傷又はＤＣ−ＤＣコンバータの破損を防止することができる。
【００２２】
以上、具体的な実施例により本発明を説明したが、これは例示であって、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で変更して実施できることは言うまでもない。上記実施形態では、本発明を降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータのパワーＭＯＳＦＥＴの電流検出回路に適用した例を説明したが、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータのパワーＭＯＳＦＥＴの電流検出回路に適用してもよく、直流／交流変換のインバータ回路に適用するなど、上記実施例には限定されない。
【符号の説明】
【００２３】
ＶＩＮ  直流電源
Ｑ１  パワーＭＯＳＦＥＴ
Ｑ２  センスＭＯＳＦＥＴ
Ｑ３，Ｑ４  ＭＯＳＦＥＴ
Ｑｂ  トランジスタ
Ｒｓ  センス抵抗
ＳＢＤ  フライホイールダイオード
Ｃ  平滑コンデンサ
Ｌ  リアクトル
ＯＴＡ１  電流検出回路
ＯＰ１  オペアンプ
Ｂｆ  バッファ回路
ＣＣ１，ＣＣ２  定電流源
ＶＲＥＦ，Ｖｃ  基準電圧
ＲＥＧ  内部電源
Ｒｓｎｓ，Ｒｏｃｐ，Ｒｓｅｔ  抵抗
【図１】
2012211805.tif 000003
【図２】
2012211805.tif 000004
【図３】
2012211805.tif 000005