(57)【要約】【課題】複数の直流電圧を出力する電源回路において、回路規模を縮小し、かつ製造コストを低減する。【解決手段】電源回路１において、コンバータ２Ａは、第１入力電圧Ｖｉｎ１から第１脈流電圧Ｖｐ１を生成して発振する自己発振回路２１と、第１脈流電圧Ｖｐ１を平滑化して第１直流電圧Ｖｏｕｔ１を生成する第１平滑化回路２３とを備える。コンバータ２Ｂは、自己発振回路２１から発振された第１脈流電圧Ｖｐ１に基づいて第２入力電圧Ｖｉｎ２をスイッチングして第２脈流電圧Ｖｐ２を生成するスイッチング素子２７と、第２脈流電圧Ｖｐ２を平滑化して第２直流電圧Ｖｏｕｔ２を生成する第２平滑化回路２８とを有する。これにより、コンバータ２Ｂでは、第１脈流電圧Ｖｐ１が流用され、スイッチング素子２７により第２入力電圧Ｖｉｎ２が脈流化されるので、脈流化のために自己発振回路と、その発振の安定化に必要なノイズ除去回路とを設けなくて済む。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のＤＣ−ＤＣコンバータを備え、それらのＤＣ−ＤＣコンバータにより変換された複数の直流電圧を出力する電源回路において、
前記複数のＤＣ−ＤＣコンバータのうち、
少なくとも１つのＤＣ−ＤＣコンバータ（以下、第１のＤＣ−ＤＣコンバータという）は、該第１のＤＣ−ＤＣコンバータに入力される直流の第１の入力電圧から第１の脈流電圧を生成してそれを発振する自己発振回路と、前記第１の脈流電圧を平滑化して第１の出力電圧を生成する第１の平滑化回路と、を有し、
その他のＤＣ−ＤＣコンバータ（以下、第２のＤＣ−ＤＣコンバータという）は、前記自己発振回路から発振された第１の脈流電圧により駆動し、該第１の脈流電圧に基づいて、該第２のＤＣ−ＤＣコンバータに入力される直流の第２の入力電圧をスイッチングして第２の脈流電圧を生成するスイッチング素子と、前記第２の脈流電圧を平滑化して第２の出力電圧を生成する第２の平滑化回路と、を有することを特徴とする電源回路。
【請求項２】
前記スイッチング素子は、ＦＥＴにより構成されることを特徴とする請求項１に記載の電源回路。
【請求項３】
請求項１又は請求項２に記載の電源回路を備えた電気機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数のＤＣ−ＤＣコンバータを備え、それらのＤＣ−ＤＣコンバータにより変換された複数の直流電圧を出力する電源回路及びそれを備えた電気機器に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、複数のスイッチング方式のＤＣ−ＤＣコンバータ（以下、コンバータという）を備え、それらのコンバータから互いに異なる複数の直流電圧を出力する電源回路が知られている。この電源回路において、各コンバータは、直流の入力電圧をパルス化してパルス電圧を生成し発振する自己発振回路と、その発振されたパルス電圧を平滑化し、かつ昇圧又は降圧して、入力電圧とは値の異なる直流の出力電圧を得る平滑化回路とを有する。上記の自己発振回路は、発振器を保持しており、外部からのパルス信号入力がなくても脈流電圧を生成可能である。各コンバータは、入力電圧、又は脈流電圧のデューティ比を互いに違う値とすることにより、若しくは、平滑化回路を降圧型と昇圧型のいずれにするかを互いに異ならせることにより、互いに相違する出力電圧を広い電圧範囲で得ることができる。
【０００３】
ただし、各コンバータの自己発振回路は、入力電圧にノイズ成分が重畳されていた場合に、脈流電圧が乱れて出力電圧が不安定になる虞がある。そこで、各コンバータにはノイズ除去回路が設けられており、ノイズ除去回路は、入力電圧からノイズ成分をカットする。これにより、自己発振回路の発振が安定し、出力電圧が一定に保たれる。
【０００４】
ところで、上記電源回路において、各コンバータにおける安定した電圧出力と広い出力電圧範囲とを担保しながらも、全体として、回路規模を縮小し、かつ製造コストを低減することが望まれていた。
【０００５】
これに対して、複数のコンバータで自己発振回路の発振器を共用することが知られている（例えば、特許文献１参照）。しかしながら、これだけでは、十分に回路を小型化し、かつ製造コストを削減することは難しかった。
【０００６】
また、１つのコンバータにだけ自己発振回路を設け、他のコンバータには自己発振回路の代わりとしてチャージポンプ回路を設けた電源回路が知られている（例えば、特許文献２参照）。この電源回路において、チャージポンプ回路は、自己発振回路により生成される脈流電圧を流用し、それを他の電圧に変換する。しかしながら、チャージポンプ回路は出力電圧が入力電圧に依存する特性があり、その入力電圧は自己発振回路の脈流電圧に固定されていることから、上記他のコンバータでは出力電圧を広い範囲でカバーすることが困難である。
【０００７】
また、コンバータと、そのコンバータの出力電圧を所定倍する倍電圧回路とを備えた電源回路が知られている（例えば、特許文献３参照）。しかしながら、倍電圧回路は、入力電圧の整数倍の電圧しか生成できず、しかも、その入力電圧がコンバータの出力電圧に設定されているので、出力可能な電圧の範囲が限られてしまう。
【０００８】
また、１次側、２次側及び３次側がトランス結合されたコンバータを有し、トランスの３次側の巻線に蓄えられる励磁エネルギを整流し、バッテリに充電するバッテリ付き電源回路が知られている（例えば、特許文献４参照）。しかしながら、この電源回路では、上記の要望を満たすことはできない。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開２００６−２０４２６号公報
【特許文献２】特開２００１−７８１００号公報
【特許文献３】特開平６−７８５３０号公報
【特許文献４】特開平１１−１２２８４３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
本発明は、上記の従来の問題を解決するためになされたものであり、安定した電圧出力と、広い出力電圧範囲とを担保しながらも、回路規模を縮小し、かつ製造コストを低減することができる電源回路及びそれを備えた電気機器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記目的を達成するために本発明は、複数のＤＣ−ＤＣコンバータを備え、それらのＤＣ−ＤＣコンバータにより変換された複数の直流電圧を出力する電源回路において、前記複数のＤＣ−ＤＣコンバータのうち、少なくとも１つのＤＣ−ＤＣコンバータ（以下、第１のＤＣ−ＤＣコンバータという）は、該第１のＤＣ−ＤＣコンバータに入力される直流の第１の入力電圧から第１の脈流電圧を生成してそれを発振する自己発振回路と、前記第１の脈流電圧を平滑化して第１の出力電圧を生成する第１の平滑化回路と、を有し、その他のＤＣ−ＤＣコンバータ（以下、第２のＤＣ−ＤＣコンバータという）は、前記自己発振回路から発振された第１の脈流電圧により駆動し、該第１の脈流電圧に基づいて、該第２のＤＣ−ＤＣコンバータに入力される直流の第２の入力電圧をスイッチングして第２の脈流電圧を生成するスイッチング素子と、前記第２の脈流電圧を平滑化して第２の出力電圧を生成する第２の平滑化回路と、を有することを特徴とする。
【００１２】
この発明において、前記スイッチング素子は、ＦＥＴにより構成されることが望ましい。
【００１３】
また、本発明は、上記電源回路を備えた電気機器であることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、第１の入力電圧からノイズ成分をカットすることによって、自己発振回路により第１の脈流電圧が安定して生成されるので、第１の脈流電圧を基に生成される第１の出力電圧も第２の出力電圧もそれぞれ安定化させることができる。
【００１５】
また、第１の入力電圧、第２の入力電圧、又は第１の脈流電圧波形を調整することにより、第１の出力電圧と第２の出力電圧とを広い範囲で変更することができる。
【００１６】
また、第２のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、第１のＤＣ−ＤＣコンバータの自己発振回路から発振される第１の脈流電圧が流用され、スイッチング素子が第１の脈流電圧を基に第２の入力電圧を脈流化し、この第２の脈流電圧を基に第２の出力電圧が生成されるので、脈流化のために自己発振回路を設けなくて済む。そのため、自己発振回路の出力安定化に必要なノイズ除去回路等を第２のＤＣ−ＤＣコンバータ側に設ける必要がなくなる。従って、部品点数を減らすことができ、回路規模の縮小及び製造コストの削減を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明の一実施形態に係る電源回路の回路図。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
本発明の一実施形態に係る電源回路について図面を参照して説明する。図１は、本実施形態の電源回路の構成を示す。この電源回路１は、複数（例えば２つ）のＤＣ−ＤＣコンバータ（以下、単にコンバータという）２を備え、互いに異なる複数の直流電圧を出力する。各コンバータ２の電圧変換方式はスイッチング方式である。電源回路１は、例えば、テレビジョン受像機等の電気機器に設けられる。
【００１９】
コンバータ２のうち、少なくとも１つのコンバータ（以下、コンバータという）２Ａ（第１のＤＣ−ＤＣコンバータ）は、コンバータ２Ａに入力される直流の第１入力電圧Ｖｉｎ１からノイズ成分を除去するためのノイズ除去回路２０と、ノイズ除去回路２０によりノイズ成分が除去された第１入力電圧Ｖｉｎ１から第１脈流電圧Ｖｐ１を生成し、それを発振する自己発振回路２１とを有する。
【００２０】
また、コンバータ２Ａは、自己発振回路２１から発振された第１脈流電圧Ｖｐ１を、コンバータ２Ａに接続された負荷Ｚ１に伝送する第１電源ライン２２と、第１電源ライン２２により伝送される第１脈流電圧Ｖｐ１を平滑化及び降圧して直流電圧Ｖｏｕｔ１（第１の出力電圧）を生成する第１平滑化回路２３とを有する。さらに、コンバータ２Ａは、第１平滑化回路２３により生成された直流電圧Ｖｏｕｔ１を降圧して第１出力電圧Ｖｏｕｔ１’とし、それを一定に保って負荷Ｚ１に出力する安定化素子２４を有する。第１出力電圧Ｖｏｕｔ１’は第１入力電圧Ｖｉｎ１よりも低く、コンバータ２Ａは降圧型である。
【００２１】
ノイズ除去回路２０は、第１入力電圧Ｖｉｎ１に重畳された交流のノイズ成分をグランドに流して除去するバイパスコンデンサＣ１と、上記ノイズ成分のうち、特に高周波の成分をカットするローパスフィルタであるＲＣ回路２０ａとを有する。バイパスコンデンサＣ１は、第１入力電圧Ｖｉｎ１を自己発振回路２１に伝送する入力ライン２５に並列接続されており、複数設けて全体の静電容量を増やすことにより、広い周波数帯域のノイズ成分を除去可能とされている。バイパスコンデンサＣ１は、セラミックコンデンサ、タンタルコンデンサ、又は低ＥＳＲ（等価直列抵抗）のコンデンサが望ましい。ＲＣ回路２０ａは、汎用のノイズ除去回路でよい。バイパスコンデンサＣ１及びＲＣ回路２０ａは、第１入力電圧Ｖｉｎ１からノイズ成分を除去することにより、第１入力電圧Ｖｉｎ１を基に自己発振回路２１から発振される第１脈流電圧Ｖｐ１を安定化させる。
【００２２】
自己発振回路２１は、発振器を含む降圧型のコンバータＩＣ（Integrated Circuit）で構成されている。自己発振回路２１は、外部からのパルス信号入力がなくても、第１入力電圧Ｖｉｎ１から第１脈流電圧Ｖｐ１を生成することが可能であり、発振器から発振されるパルス信号を基に第１入力電圧Ｖｉｎ１を脈流化し、さらに降圧する。このようにして得られる電圧が第１脈流電圧Ｖｐ１である。発振器から発振されるパルス信号のデューティ比は、固定であっても、又は可変であってもよい。
【００２３】
第１平滑化回路２３は、第１電源ライン２２に直列に接続されたチョークコイルＬ１と、第１電源ライン２２におけるチョークコイルＬ１の後段に並列接続されたコンデンサＣ２とにより構成される。コンデンサＣ２は、第１電源ライン２２により伝送される第１脈流電圧Ｖｐ１が所定値を超えるまで充電され、第１脈流電圧Ｖｐ１が所定値を下回ると放電する。このようにして、コンデンサＣ２は、第１電源ライン２２を通過する電流量を調整して一定に近づけ、第１脈流電圧Ｖｐ１を平滑化する。ただし、コンデンサＣ２だけでは、電流に若干のリプルが残ってしまう。チョークコイルＬ１は、そのリプルによる電流変化を妨げるように起電力を発生させて誘導電流を生じさせる。これにより、電流が一定とされ、直流電圧Ｖｏｕｔ１が得られる。直流電圧Ｖｏｕｔ１は、第１電源ライン２２を介して安定化素子２４に出力される。
【００２４】
安定化素子２４は、ツェナダイオードにより構成されており、このツェナダイオードは、第１電源ライン２２に並列接続され、逆方向バイアスで用いられている。このツェナダイオードは、第１平滑化回路２３から出力される直流電圧Ｖｏｕｔ１を所定の降伏電圧にまで低くして一定に保つ。この一定の電圧が第１出力電圧Ｖｏｕｔ１’であり、負荷Ｚ１に印加される。
【００２５】
コンバータ２Ａ以外の他のコンバータ２Ｂ（第２のＤＣ−ＤＣコンバータ）は、コンバータ２Ｂに入力される直流の第２入力電圧Ｖｉｎ２を、コンバータ２Ｂに接続された負荷Ｚ２に伝送する第２電源ライン２６と、第２電源ライン２６により伝送される第２入力電圧Ｖｉｎ２を、自己発振回路２１から発振された第１脈流電圧Ｖｐ１に基づいてスイッチングし第２脈流電圧Ｖｐ２を生成するスイッチング素子２７とを有する。スイッチング素子２７は、第１脈流電圧Ｖｐ１を駆動電源として、それにより駆動される。
【００２６】
また、コンバータ２Ｂは、スイッチング素子２７により生成された第２脈流電圧Ｖｐ２を平滑化及び昇圧して直流電圧Ｖｏｕｔ２（第２の出力電圧）を生成する第２平滑化回路２８を有する。さらに、コンバータ２Ｂは、第２平滑化回路２８により生成された直流電圧Ｖｏｕｔ２を降圧して一定に維持する保護回路２９と、保護回路２９により降圧された電圧をさらに下げて一定の第２出力電圧Ｖｏｕｔ２’とし、それを負荷Ｚ２に出力するシリーズレギュレータ３０とを有する。第２出力電圧Ｖｏｕｔ２’は第２入力電圧Ｖｉｎ２よりも高く、コンバータ２Ｂは昇圧型である。
【００２７】
スイッチング素子２７は、ＭＯＳＦＥＴにより構成される。このＭＯＳＦＥＴは、第２電源ライン２６に並列接続されており、ソースが第２電源ライン２６に繋がれ、ドレインが接地されている。上記ＭＯＳＦＥＴのゲートには、第１電源ライン２２から分岐した脈流伝送ライン３１が接続されている。脈流伝送ライン３１は第１脈流電圧Ｖｐ１、すなわち、チョークコイルＬ１を通る前の電圧信号を伝送しており、これが上記ゲートに入力される。脈流転送ライン３１には、上記ゲートに入力される電流を制限するための抵抗Ｒ１が設けられている。
【００２８】
スイッチング素子２７は、第１脈流電圧Ｖｐ１がスイッチング素子２７自体の駆動電圧以上であるか否かに応じて、オン／オフ状態が切り替わり、ドレイン・ソース間の導通／非導通状態を切り替える。第２電源ライン２６には、第２入力電圧Ｖｉｎ２によって電流が流れるが、スイッチング素子２７は、当該電流を上記切替え動作によりグランドに引き込むか、又は通過させる。このようにして、スイッチング素子２７は、第２入力電圧Ｖｉｎ２をスイッチングしてパルス化し、結果として、ＨｉｇｈとＬｏｗの２値を有したパルス状の第２脈流電圧Ｖｐ２を得る。
【００２９】
第２平滑化回路２８は、チョークコイルＬ２、ダイオードＤ１、コンデンサＣ３により構成される。チョークコイルＬ２は、第２電源ライン２６におけるスイッチング素子２７の前段に直列接続されている。ダイオードＤ１は、第２電源ライン２６におけるスイッチング素子２７の後段に、アノードをスイッチング素子２７側に向けて直列接続されている。コンデンサＣ３は、スイッチング素子２７の後段に並列接続されている。
【００３０】
チョークコイルＬ２は、スイッチング素子２７がオン状態のとき（第２脈流電圧Ｖｐ２がＬｏｗのとき）、流れ込む電流によりエネルギを蓄積し、出力電圧がＬｏｗになる。チョークコイルＬ２は、スイッチング素子２７がオフ状態に切り替わったとき（第２脈流電圧Ｖｐ２がＨｉｇｈになったとき）、電流を維持しようとして、蓄積したエネルギを放出する。その放出されたエネルギは第２脈流電圧Ｖｐ２に上積みされ（昇圧）、チョークコイルＬ２からの出力電圧はＨｉｇｈになる。コンデンサＣ３は、チョークコイルＬ２からの出力電圧がＨｉｇｈのときに充電され、出力電圧がＬｏｗのときに放電する。このようにして、コンデンサＣ３の出力電圧が、第２脈流電圧Ｖｐ２を平滑化した直流電圧Ｖｏｕｔ２になる。ダイオードＤ１は、上記放電時に電流が入力側へ逆流しないようにする。
【００３１】
保護回路２９は、汎用のシャントレギュレータである。保護回路２９は、第２電源ライン２６に直列接続された抵抗Ｒ２と、第２電源ライン２６の抵抗Ｒ２の後段に並列接続された逆方向バイアスのツェナダイオードＺＤ１とを有する。ツェナダイオードＺＤ１は負荷Ｚ２にも並列接続されている。保護回路２９は、第２平滑化回路２８により生成された直流電圧Ｖｏｕｔ２を抵抗Ｒ２により降下させてシリーズレギュレータ３０に出力する。ここで、負荷Ｚ２が軽い等の理由で、直流電圧Ｖｏｕｔ２が跳ね上がりそうになり、保護回路２９の出力電圧がツェナダイオードＺＤ１に固有の降伏電圧以上を超えそうになるとする。そのようなとき、保護回路２９は、第２電源ライン２６に流れる電流をツェナダイオードＺＤ１と負荷Ｚ２とで分流することにより、超えそうになる分だけ出力電圧をカットして出力し、スライサとして機能する。一方、出力電圧が上記降伏電圧以下の場合、保護回路２９は、出力電圧をそのままとする。このようにして、保護回路２９の出力電圧は、上記降伏電圧以下に維持される。上記降伏電圧が例えば３２Ｖである場合、保護回路２９の出力電圧は３２Ｖ以下とされる。
【００３２】
シリーズレギュレータ３０は、保護回路２９の出力電圧を降圧して安定化する出力安定化回路である。シリーズレギュレータ３０は、トランジスタＴｒ１と、ツェナダイオードＺＤ２と、抵抗Ｒ３と、抵抗Ｒ４と、電解コンデンサＣ４とを含む。トランジスタＴｒ１は、ｎｐｎ型であり、第２電源ライン２６に挿入され、負荷Ｚ２と直列接続されている。トランジスタＴｒ１は、コレクタが抵抗Ｒ３を介して第２電源ライン２６の第２平滑化回路２８側に接続され、エミッタが第２電源ライン２６の負荷Ｚ２側に接続されている。トランジスタＴｒ１のベースは、互いに並列接続されたツェナダイオードＺＤ２及び電解コンデンサＣ４と接続され、それらを介して接地されている。ツェナダイオードＺＤ２は、逆方向バイアスで用いられ、カソードがトランジスタＴｒ１のベースに接続されている。抵抗Ｒ３は、シリーズレギュレータ３０の出力側が短絡接地されたとき、断線破壊することにより、トランジスタＴｒ１の発熱を抑える。抵抗Ｒ４は、第２電源ライン２６の抵抗Ｒ３前段から分岐しトランジスタＴｒ１のベースに繋がるラインに直列に挿入されている。
【００３３】
シリーズレギュレータ３０においては、保護回路２９の出力電圧が、抵抗Ｒ４を介して、ツェナダイオードＺＤ２及び電解コンデンサＣ４に供給される。この供給電圧がツェナダイオードＺＤ２の降伏電圧以上であれば、いずれの値であっても、降伏電圧からトランジスタＴｒ１のベース−エミッタ間での降下分を差し引いた一定の電圧が第２出力電圧Ｖｏｕｔ２’とされ、負荷Ｚ２に出力される。例えば、降伏電圧が２７．６Ｖであって、トランジスタＴｒ１のベース−エミッタ間での電圧降下が０．６Ｖである場合、出力電圧は２７Ｖになる。一方、上記の供給電圧がツェナダイオードＺＤ２の降伏電圧未満であるときには、電解コンデンサＣ４の放電電圧から上記降下分を減じた電圧が負荷Ｚ２に出力される。
【００３４】
第１入力電圧Ｖｉｎ１と第２入力電圧Ｖｉｎ２とは、例えば２４Ｖであって、第１出力電圧Ｖｏｕｔ１’と第２出力電圧Ｖｏｕｔ２’とはそれぞれ、例えば３Ｖと２７Ｖである。第１入力電圧Ｖｉｎ１と第２入力電圧Ｖｉｎ２とは、互いに等しくてもよいし、又は異なっていてもよい。また、第１出力電圧Ｖｏｕｔ１’と第２出力電圧Ｖｏｕｔ２’とはそれぞれ、第１入力電圧Ｖｉｎ１又は第２入力電圧Ｖｉｎ２を増減することにより、若しくは、自己発振回路２１の発振器から発振されるパルス信号のデューティ比（第１脈流電圧Ｖｐ１のデューティ比）を制御することにより、調整可能である。このデューティ比制御により、第１出力電圧Ｖｏｕｔ１’と第２出力電圧Ｖｏｕｔ２’の両方を一度に調整可能ある。また、コンバータ２Ｂが電源回路１に２つ以上ある場合、各コンバータ２Ｂの第２出力電圧Ｖｏｕｔ２’は互いに異なる値とされる。
【００３５】
次に、コンバータ２Ａ、２Ｂの電圧変換処理について説明する。コンバータ２Ａにおいては、第１入力電圧Ｖｉｎ１が自己発振回路２１により第１脈流電圧Ｖｐ１とされ、第１脈流電圧Ｖｐ１は第１平滑化回路２３により平滑化及び降圧され、直流電圧Ｖｏｕｔ１とされる。そして、直流電圧Ｖｏｕｔ１は、安定化素子２４により降圧され、一定の第１出力電圧Ｖｏｕｔ１’（Ｖｏｕｔ１’＜Ｖｉｎ１）となる。
【００３６】
コンバータ２Ｂにおいては、自己発振回路２１から出力される第１脈流電圧Ｖｐ１に基づいて、第２入力電圧Ｖｉｎ２がスイッチング素子２７によりスイッチングされ、結果として、第２脈流電圧Ｖｐ２が得られる。そして、第２脈流電圧Ｖｐ２は、第２平滑化回路２８により平滑化及び降圧され、直流電圧Ｖｏｕｔ２が得られる。直流電圧Ｖｏｕｔ２は、保護回路２９及びシリーズレギュレータ３０により降圧され、一定の第２出力電圧Ｖｏｕｔ２’（Ｖｏｕｔ２’＞Ｖｉｎ２）となる。
【００３７】
このようにして、電源回路１は、コンバータ２Ａ、２Ｂにより変換された第１出力電圧Ｖｏｕｔ１’、第２出力電圧Ｖｏｕｔ２’を出力する。
【００３８】
本実施形態においては、第１入力電圧Ｖｉｎ１からノイズ成分をカットすることによって、自己発振回路２１により第１脈流電圧Ｖｐ１が安定して生成されるので、第１脈流電圧Ｖｐ１を基に生成される第１出力電圧Ｖｏｕｔ１’も第２出力電圧Ｖｏｕｔ２’も安定化させることができる。
【００３９】
また、第１入力電圧Ｖｉｎ１、第２入力電圧Ｖｉｎ２、又は第１脈流電圧Ｖｐ１のデューティ比（自己発振回路２１の発振器から発振されるパルス信号のデューティ比）を調整することにより、第１出力電圧Ｖｏｕｔ１’と第２出力電圧Ｖｏｕｔ２’とを広い範囲で変更することができる。
【００４０】
また、コンバータ２Ｂにおいては、コンバータ２Ａの自己発振回路２１から発振される第１脈流電圧Ｖｐ１が流用され、スイッチング素子２７が第１脈流電圧Ｖｐ１を基に第２入力電圧Ｖｉｎ２を脈流化し、この第２脈流電圧Ｖｐ２を基に第２出力電圧Ｖｏｕｔ２’が生成されるので、脈流化のために自己発振回路を設けなくて済む。そのため、自己発振回路の出力安定化に必要なノイズ除去回路等をコンバータ２Ｂ側に設ける必要がなくなる。従って、部品点数を減らすことができ、回路規模の縮小及び製造コストの削減を図ることができる。
【００４１】
なお、本発明は、上記の実施形態の構成に限定されるものでなく、使用目的に応じ、様々な変形が可能である。例えば、コンバータ２Ａを昇圧型とし、それに伴い、自己発振回路２１のコンバータＩＣ、及び第１平滑化回路２３も昇圧型としてもよい。また、コンバータ２Ｂを降圧型とし、それに伴い、第２平滑化回路２８も降圧型としても構わない。また、第１平滑化回路２３及び第２平滑化回路２８のいずれかが、１次側と２次側とがトランス結合され２次側で脈流電圧を平滑化するタイプの平滑化回路であってもよい。
【符号の説明】
【００４２】
１  電源回路
２Ａ  第１ＤＣ−ＤＣコンバータ
２Ｂ  第２ＤＣ−ＤＣコンバータ
２０  ノイズ除去回路
２１  自己発振回路
２３  第１平滑化回路
２７  スイッチング素子
２８  第２平滑化回路
Ｖｉｎ１  第1入力電圧（第１の入力電圧）
Ｖｏｕｔ１  直流電圧（第１の出力電圧）
Ｖｉｎ２  第２入力電圧（第２の入力電圧）
Ｖｏｕｔ２  直流電圧（第２の出力電圧）
【図１】
2012196025.tif 000003
【手続補正書】
【提出日】平成24年4月23日(2012.4.23)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３６
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００３６】
コンバータ２Ｂにおいては、自己発振回路２１から出力される第１脈流電圧Ｖｐ１に基づいて、第２入力電圧Ｖｉｎ２がスイッチング素子２７によりスイッチングされ、結果として、第２脈流電圧Ｖｐ２が得られる。そして、第２脈流電圧Ｖｐ２は、第２平滑化回路２８により平滑化及び昇圧され、直流電圧Ｖｏｕｔ２が得られる。直流電圧Ｖｏｕｔ２は、保護回路２９及びシリーズレギュレータ３０により降圧され、一定の第２出力電圧Ｖｏｕｔ２’（Ｖｏｕｔ２’＞Ｖｉｎ２）となる。