(57)【要約】【課題】商用電源系にインバータを接続し、交流電力により平滑コンデンサの初期充電を行う電力変換装置を提供する。【解決手段】階調制御される単相インバータ１７〜２０の出力電圧を平滑する平滑コンデンサ２１〜２３と、単相インバータ１７〜２０と交流電源３０との間に接続される第１のスイッチ３１〜３３と、スイッチ３１〜３３に並列接続される限流抵抗３４〜３６と第２のスイッチ３７〜３９との直列接続体４０〜４２と、を備え、交流電源３０から直列接続体４０〜４２を介して平滑コンデンサ２１〜２３への初期充電を行うようにした。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の直流電力を交流電力に変換する単相インバータを複数直列接続し、上記複数の単相インバータの中から選択された所定の組み合わせによる各発生電圧の総和により出力電圧を階調制御し、交流電源に接続される電力変換装置において、
上記複数直列接続された単相インバータの出力電圧を平滑する平滑コンデンサと、
上記単相インバータと上記交流電源との間に接続される第１の開閉手段と、
上記第１の開閉手段に並列接続される限流抵抗と第２の開閉手段との直列接続体と、
を備え、
上記交流電源から上記直列接続体を介して上記平滑コンデンサへの初期充電を行うことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
上記第１の開閉手段と上記直列接続体との並列回路をシリコンカーバイドＭＯＳＦＥＴを用いた双方向スイッチで構成したことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、例えば分散電源を商用電源系に連係するパワーコンディショナ等に用いられる電力変換装置に関し、特に複数のインバータを組み合せて、階調制御により所望の出力波形を得る電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来のパワーコンディショナでは、例えばソーラパワーコンディショナに示されるように、太陽電池である分散電源からの直流電圧をチョッパ回路により昇圧し、その後段にＰＷＭ制御のインバータを挿入して出力の交流電圧を発生している。この階調制御インバータで構成される従来のパワーコンディショナの回路構成を図６により説明する。
図６において、パワーコンディショナ１００には、太陽電池である直流電源１０の後段に、ＩＧＢT等のスイッチング素子１１、リアクトル１２及びダイオード１３からなる昇圧回路としてのチョッパ回路１４が設けられている。チョッパ回路１４は、直流電源１０で得られた直流電圧を昇圧し、平滑コンデンサ１５及び１６を充電する。平滑コンデンサ１５及び１６の充電電圧は、第１のインバータ１７に対する直流電源となる。
【０００３】
第１のインバータ１７と第２のインバータ１８、第１のインバータ１７と第３のインバータ１９、また、第１のインバータ１７と第４のインバータ２０はそれぞれ直列に接続されている。そして、第２のインバータ１８、第３のインバータ１９、第４のインバータ２０には、それぞれ平滑コンデンサ２１、２２、２３が設けられている。また、第２のインバータ１８、第３のインバータ１９、第４のインバータ２０のそれぞれの出力電圧から正弦波を形成するフィルタリアクトル２４、２５、２６とフィルタコンデンサ２７、２８、２９が設けられており、商用電源系である交流電源３０に対し、図６のように接続されている。
【０００４】
なお、第１のインバータ１７は、図６に示すように、スイッチング素子Ｔ１Ｐ〜Ｔ３Ｐ、Ｔ１Ｎ〜Ｔ３Ｎとそれぞれのスイッチング素子に逆並列に接続されたフライホイールダイオードにより構成され、第２のインバータ１８は、スイッチング素子Ｔ１１Ｐ、Ｔ１２Ｐ、Ｔ１３Ｎ、Ｔ１４Ｎとそれぞれのスイッチング素子に逆並列に接続されたフライホイールダイオードにより構成され、第３のインバータ１９は、スイッチング素子Ｔ２１Ｐ、Ｔ２２Ｐ、Ｔ２３Ｎ、Ｔ２４Ｎとそれぞれのスイッチング素子に逆並列に接続されたフライホイールダイオードにより構成され、また、第４のインバータ２０は、スイッチング素子Ｔ３１Ｐ、Ｔ３２Ｐ、Ｔ３３Ｎ、Ｔ３４Ｎとそれぞれのスイッチング素子に逆並列に接続されたフライホイールダイオードにより構成されている。
【０００５】
次に、第２のインバータ１８、第３のインバータ１９、第４のインバータ２０に接続される平滑コンデンサ２１、２２、２３の起動時の充電方法について図７、図８を用いて説明する。
平滑コンデンサ２１、２２、２３への充電は、第１のインバータ１７のスイッチング素子Ｔ１Ｐ〜Ｔ３Ｐ、Ｔ１Ｎ〜Ｔ３Ｎをスイッチングすることで充電動作を行う。動作としては図７と図８の状態を交互に繰り返す。
【０００６】
まず、平滑コンデンサ２１の充電を行う場合は、図７に示すように、スイッチング素子Ｔ１Ｐ〜Ｔ３Ｐをオンすると共に、スイッチング素子Ｔ１１Ｐ、Ｔ１４Ｎをオンし、また、図８に示すように、スイッチング素子Ｔ１Ｎ〜Ｔ３Ｎをオンすると共に、スイッチング素子Ｔ１３Ｎ、Ｔ１２Ｐをオンして平滑コンデンサ２１の充電を行う。図７及び図８中の太線矢印が平滑コンデンサ２１への充電経路を示している。なお、平滑コンデンサ２２、２３に充電を行う場合も上記と同様であるので、該平滑コンデンサ２２、２３の充電動作については説明を省略する。
【０００７】
なお、上記従来のパワーコンディショナ等に用いられる階調制御インバータ構成の電力変換装置が、例えば特許文献１により開示されており、階調制御インバータの動作については、これらを参照するとして詳細説明を省略する。
【０００８】
また、商用電源系と連係する蓄電装置において、初期充電回路を簡易化することを目的として、平滑用の主コンデンサを初期充電する初期充電回路を、正弦波コンバータの直流側に接続し、かつ商用電源系の複数相または複数の線間電圧に対し共用する技術が特許文献２により提案されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開２０１０−９４０２４号公報
【特許文献２】特開２００２−３２０３９０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
上記階調制御インバータにより構成される従来のパワーコンディショナにおいては、上述のように、平滑コンデンサ２１の充電を行う際の電流経路として、フィルタコンデンサ２７、２８、２９が必要で、このフィルタコンデンサ２７、２８、２９を介して平滑コンデンサ１５と平滑コンデンサ１６の中点に接続する経路が必要であった。
【００１１】
また、太陽電池である直流電源１０から電力を供給するため、直流電源１０の出力が小さいとパワーコンディショナの起動に時間がかかっていた。
【００１２】
この発明は、上記の問題点に鑑みてなされたもので、商用電源系にインバータを接続し、交流電力により平滑コンデンサの初期充電を行う電力変換装置を提供するものである。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
この発明に係る電力変換装置は、直流電源の直流電力を交流電力に変換する単相インバータを複数直列接続し、上記複数の単相インバータの中から選択された所定の組み合わせによる各発生電圧の総和により出力電圧を階調制御し、交流電源に接続される電力変換装置において、上記複数直列接続された単相インバータの出力電圧を平滑する平滑コンデンサと、上記単相インバータと上記交流電源との間に接続される第１の開閉手段と、上記第１の開閉手段に並列接続される限流抵抗と第２の開閉手段との直列接続体と、を備え、上記交流電源から上記直列接続体を介して上記平滑コンデンサへの初期充電を行うものである。
【発明の効果】
【００１４】
この発明に係る電力変換装置によれば、商用電源系にインバータを接続し、交流電力により平滑コンデンサの初期充電を行うことにより、直流電力で充電を行う場合に必要であったフィルタコンデンサを省略することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】この発明の実施の形態１に係る電力変換装置を用いたパワーコンディショナを説明する回路構成図である。
【図２】この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の平滑コンデンサの初期充電時の動作説明図である。
【図３】この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の平滑コンデンサの初期充電時の動作説明図である。
【図４】この発明の実施の形態２に係る電力変換装置を説明する図である。
【図５】図４に示す回路の等価回路を説明する図である。
【図６】従来の電力変換装置を用いたパワーコンディショナを説明する回路構成図である。
【図７】従来の電力変換装置の平滑コンデンサの初期充電時の動作説明図である。
【図８】従来の電力変換装置の平滑コンデンサの初期充電時の動作説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下、添付の図面を参照して、この発明に係る電力変換装置について好適な実施の形態を説明する。なお、この実施の形態により発明が限定されるものではなく、諸種の設計的変更を含むものである。
【００１７】
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置を用いたパワーコンディショナを説明する回路構成図である。図１において、符号２００は実施の形態１に係る電力変換装置を用いたパワーコンディショナを示している。パワーコンディショナ２００に用いられる電力変換装置は、第２のインバータ１８、第３のインバータ１９、第４のインバータ２０のそれぞれの出力電圧から正弦波を形成するフィルタリアクトル２４、２５、２６と、商用電源系である交流電源３０の間に、第１の開閉手段であるスイッチ３１〜３３をそれぞれ接続すると共に、該スイッチ３１〜３３のそれぞれと並列に、電流制限抵抗３４〜３６と第２の開閉手段であるスイッチ３７〜３９の直列接続体で構成される充電回路４０〜４２を接続したものである。なお、その他の構成については図１の従来装置と同様であり、同一符号を付すことにより説明を省略する。
【００１８】
実施の形態１に係る電力変換装置は上記のように構成されており、次にその動作について説明する。
第２のインバータ１８、第３のインバータ１９、第４のインバータ２０のそれぞれの平滑コンデンサ２１、２２、２３の初期充電時は、スイッチ３１〜３３をオフし、限流抵抗３４〜３６側のスイッチ３７〜３９をオンする。これにより、限流抵抗３４〜３６によって電流を制限しながら平滑コンデンサ２１〜２３が充電される。
【００１９】
従来装置ではスイッチング素子Ｔ１Ｐ〜Ｔ３Ｐ、Ｔ１Ｎ〜Ｔ３Ｎをスイッチングさせて平滑コンデンサ２１〜２３を充電していたが、実施の形態１によれば、スイッチング素子Ｔ１Ｐ〜Ｔ３Ｐ、Ｔ１Ｎ〜Ｔ３Ｎの制御は不要であり、全ての素子はオフ状態のままであるため複雑な制御は不要となる。
【００２０】
その際の充電電流の経路は図２、図３にそれぞれ太線矢印で示すように、それぞれのスイッチング素子のフライホイールダイオードを経路として商用電源系である交流電源３０から流れ込んできて、平滑コンデンサ２１〜２３を順次充電して行く。そして、第２〜第４のインバータ１８〜２０の平滑コンデンサ２１〜２３の電圧が所望の電圧まで充電されたら、スイッチ３７〜３９をオフし、スイッチ３１〜３３をオンすることで、限流抵抗３４〜３６側には電流を流さないようにしてパワーコンディショナ２００は通常動作に移行する。なお、図２、図３は第２のインバータ１８の平滑コンデンサ２１の充電動作について図示している。
【００２１】
以上のように、実施の形態１に係る電力変換装置によれば、商用電源系である交流電源３０からインバータ１８〜２０の平滑コンデンサ２１〜２３の充電用電力を得ることで、太陽電池である直流電源１０から電力が供給されていない場合での充電が可能となる。その為、従来装置では太陽電池である直流電源１０から電力が供給されて始めて平滑コンデンサ２１〜２３の充電を行い、その後でパワーコンディショナが電力変換動作を開始していたが、実施の形態１では平滑コンデンサ２１〜２３の充電が完了した状態で待機することが可能となり、太陽電池である直流電源１０から十分な電力が供給されると即時に電力変換動作を開始することが可能となる。
【００２２】
実施の形態２．
次に、実施の形態２に係る電力変換装置について説明する。図４は、実施の形態２に係る電力変換装置を用いたパワーコンディショナを説明する図である。実施の形態２に係るパワーコンディショナ３００は、実施の形態１のスイッチ３１〜３３と充電回路４０〜４２を、シリコンカーバイドＭＯＳＦＥＴで構成される双方向スイッチ素子Ｍ１、Ｍ２にしたものである。また、図４は、第２のインバータ１８の平滑コンデンサ２１の充電回路を図示している。なお、その他の構成は実施の形態１と同様であり、図示説明を省略する。
【００２３】
実施の形態２に係る電力変換装置によれば、スイッチ３１〜３３と充電回路４０〜４２を、シリコンカーバイドＭＯＳＦＥＴで構成される双方向スイッチ素子Ｍ１、Ｍ２としたので、装置の小型化、限流抵抗３４〜３６の省略が可能である。具体的にはスイッチ素子Ｍ１、Ｍ２のゲート・ソース間電圧によってその等価抵抗値を調整する。ＭＯＳＦＥＴは、ドレイン・ソース間電圧を一定とすると、ゲート・ソース間電圧に応じてドレイン電流を変えることができる。一般的なエンハンスメントタイプのＭＯＳＦＥＴでは、ゲート・ソース間電圧を低くするとドレイン電流は小さくなり、ゲート・ソース間電圧を高くするとドレイン電流は大きくなる。ドレイン・ソース間電圧は一定であるから、ゲート・ソース間電圧を低くすると等価抵抗は大きくなり、ゲート・ソース間電圧を高くすると等価抵抗は小さくなる。
【００２４】
図５は、シリコンカーバイドＭＯＳＦＥＴを等価抵抗として動作させる場合の説明図を示している。階調制御インバータの平滑コンデンサ２１〜２３の初期充電時には、ＭＯＳＦＥＴのゲート・ソース間電圧を低くすることで等価抵抗を大きくし、充電電流を限流する。平滑コンデンサ２１〜２３の充電が完了した後にゲート・ソース間電圧を高くすることで等価抵抗を小さくして電力を送電する。
【００２５】
以上のように、実施の形態２に係る電力変換装置によれば、シリコンカーバイドＭＯＳＦＥＴをスイッチ素子Ｍ１、Ｍ２として用いることにより、限流抵抗３４〜３６とスイッチ３７〜３９、通常動作時に用いるスイッチ３１〜３３を不要とし、ゲート・ソース間電圧を変えるだけで同等の機能が実現でき装置の大幅な小型化が可能である。
【００２６】
また、この回路はシリコンカーバイドＭＯＳＦＥＴの等価抵抗が従来のＭＯＳＦＥＴに比べて１／１０以下と非常に小さい特性により可能となる。なぜならば、電力を送電する際には大きな電流を流すことになるため、従来のＭＯＳＦＥＴでは素子損失が非常に大きくなってしまい、パワーコンディショナの効率を大きく落としてしまうからである。
【００２７】
また、スイッチ素子の熱的な責務も非常に厳しくなるので素子の冷却機構も必要になってしまうため、従来のＭＯＳＦＥＴでは実現が難しかった。一般的なシリコンＭＯＳＦＥＴはチャネル温度１５０℃程度まで対応可能であるが、シリコンカーバイドＭＯＳＦＥＴでは、さらに高いチャネル温度が許容されるため、実施の形態２に係る電力変換装置の用途では利点が大きい。つまり、許容されるチャネル温度が高くなれば冷却系を簡素化できるため、冷却フィンの小型化やファンの省略が可能になるため、パワーコンディショナの変換効率の向上が見込まれ、シリコンカーバイドＭＯＳＦＥＴをスイッチ素子として用いることは非常に有効である。
【符号の説明】
【００２８】
１０  直流電源
１１  スイッチング素子
１２  リアクトル
１３  ダイオード
１４  チョッパ回路
１５、１６  平滑コンデンサ
１７、１８、１９、２０  インバータ
２１、２２、２３  平滑コンデンサ
２４、２５、２６  フィルタリアクトル
２７、２８、２９  フィルタコンデンサ
３０  交流電源
３１、３２、３３、３７、３８、３９  スイッチ
３４、３５、３６  限流抵抗
４０、４１、４２  充電回路
１００、２００、３００  パワーコンディショナ
Ｍ１、Ｍ２  双方向スイッチ素子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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