(57)【要約】【課題】リアルタイムかつ高精度なBER値の推定を実現する受信装置及び受信方法を提供する。【解決手段】送信装置１０は、データ１１を変調シンボルにマッピングしてデータシンボルを生成する変調部１２、データシンボルにサイクリックプレフィックスを挿入するＣＰ挿入部１３とを備え、生成された送信信号は、送信アンテナ１４から送信される。受信装置２０は、受信アンテナ２１で受信した受信信号からＣＰを除去するＣＰ除去部２２、シリアル・パラレル変換するＳ／Ｐ変換部２３、時間周波数変換するＦＦＴ部２４、受信したパイロット信号から通信路推定および周波数領域等化を行う通信路推定・周波数領域等化部２５、通信路推定値から誤り率を推定する誤り率推定部２６、周波数時間変換するＩＦＦＴ部２７、パラレル・シリアル変換するＰ／Ｓ変換部２８、復調を行う復調部２９とを備え、受信データ３０を生成する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
パイロット信号を用いて通信路を推定して、通信路推定値と平均雑音電力を推定する通信路推定・周波数領域等化部と、
前記通信路推定値と前記平均雑音電力を用いて誤り率を計算する誤り率推定部と、
を備えることを特徴とする受信装置。
【請求項２】
前記誤り率推定部は、周波数領域等化後の通信路をＡＷＧＮと近似することで誤り率を推定することを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
【請求項３】
前記誤り率推定部は、ＭＩＭＯ通信方式において、誤り率を送信アンテナ毎に推定することを特徴とする請求項１または２に記載の受信装置。
【請求項４】
パイロット信号を用いて通信路を推定して、通信路推定値や平均雑音電力を推定する通信路推定・周波数領域等化過程と、
前記通信路推定値と前記平均雑音電力を用いて誤り率を計算する誤り率推定過程と、
を備えることを特徴とする受信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ディジタル無線通信方式に於けるデータ伝送方式に関するものである。特に、ＳＣ−ＦＤＥ方式を採用したＰＳＫ信号に対し、周波数選択性通信路に於けるシングル入力、シングル出力（Single-Input Single-Output, SISO、以下ＳＩＳＯと称す）システム、及びマルチ入力、マルチ出力（Multiple-Input Multiple-Output, MIMO、以下ＭＩＭＯと称す）システムを簡易な送受信機構成で実現し、高精度なビット誤り率推定を実現させる受信装置及び受信方法を提供するものである。
【背景技術】
【０００２】
車々間通信や路車間通信のような移動体通信環境下に於いては、再送無しのリアルタイムで信頼できるデータを送受信することが必要である。通信中のパケット毎のＢＥＲ値を受信機で知ることができれば、通信路環境に応じて変復調方式を切り替えることにより高信頼度を確保するＵＥＰ(Unequal Error Protection)伝送を柔軟に用いることなどが可能である。
【０００３】
第１の従来技術として周波数領域等化(Frequency Domain Equalization、以下ＦＤＥ)がある。受信機側で受信データを高速フーリエ変換(ＦＦＴ)により周波数領域に変換し、ＭＭＳＥ基準の重み行列を乗算するＮｕｌｌｉｎｇと呼ばれる方法を用いて、周波数等化と信号分離を同時に行う。この処理の後、逆高速フーリエ変換(ＩＦＦＴ)により時間領域に戻し、データを復調する（非特許文献１参照）。
【０００４】
第２の従来技術として通信路測定法であるPer Subcarrier Estimation (ＰＳＥ)法が挙げられる。送受信機で互いに既知であるパイロット信号を通信し、周波数領域に於ける受信パイロット値を送信パイロット値で除算することで通信路測定値とする（非特許文献２）。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００５】
【非特許文献１】宇都宮、高橋、岩波、岡本、“LDPC符号化MIMO SC FDE方式に関する一比較検討”、電子情報通信学会ソサイエティ大会B-5-56、2007年9月
【非特許文献２】D. Takeda, Y. Tanabe, “Channel Estimation Scheme with Low-Complexity Discrete Cosine Transform in MIMO-OFDM,” IEICE transactions on Communications E92.B, No.12, pp.3836-3842, December 2008
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかし、上述の従来の技術では、移動体通信に於ける周波数選択性通信路は時間と共に変化するため、パイロット信号を復調することによるＢＥＲの推定ではパケット毎のＢＥＲ推定が困難である。また、十分な精度でＢＥＲ推定を行うには、膨大な既知信号を送信することになり、伝送効率が劣化してしまう。
【０００７】
本発明は、斯かる実情に鑑み、リアルタイムかつ高精度なＢＥＲ値の推定を実現する受信装置及び受信方法を提供しようとするものである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明は、パイロット信号を用いて通信路を推定して、通信路推定値と平均雑音電力を推定する通信路推定・周波数領域等化部と、前記通信路推定値と前記平均雑音電力を用いて誤り率を計算する誤り率推定部と、を備えることを特徴とする受信装置である。
【０００９】
ここで、前記誤り率推定部は、周波数領域等化後の通信路をＡＷＧＮと近似することで誤り率を推定することを特徴とする。
【００１０】
また、前記誤り率推定部は、ＭＩＭＯ通信方式において、誤り率を送信アンテナ毎に推定することを特徴とする。
【００１１】
また、本発明は、パイロット信号を用いて通信路を推定して、通信路推定値や平均雑音電力を推定する通信路推定・周波数領域等化過程と、前記通信路推定値と前記平均雑音電力を用いて誤り率を計算する誤り率推定過程と、を備えることを特徴とする受信方法である。
【発明の効果】
【００１２】
このように本発明は、ＳＣ−ＦＤＥ方式に於いて、通信路特性測定値と平均雑音電力測定値より、等価的ＡＷＧＮ通信路の利得と雑音電力を算出することで、リアルタイムかつ高精度なＢＥＲの推定を行うことが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】ＳＩＳＯ送受信装置のシステムのシステムモデルを示す図である。
【図２】ＺＦ基準に於けるＦＤＥとインパルス応答を示す図である。
【図３】ＭＭＳＥ基準に於けるＦＤＥとインパルス応答を示す図である。
【図４】マルチパス通信路モデルの概略を示すモデル図である。
【図５】ＳＩＳＯシステムに於いて、チャネル測定が受信側で完全な場合の計算機シミュレーションによるＢＥＲ特性の比較結果を示した図である。
【図６】ＳＩＳＯシステムに於いて、チャネル測定を行った場合の計算機シミュレーションによるＢＥＲ特性の比較結果を示した図である。
【図７】２×２のＭＩＭＯシステムに於いて、チャネル測定が受信側で完全な場合の計算機シミュレーションによるＢＥＲ特性の比較結果を示した図である。
【図８】２×２のＭＩＭＯシステムに於いて、チャネル測定を行った場合の計算機シミュレーションによるＢＥＲ特性の比較結果を示した図である。
【図９】４×４のＭＩＭＯシステムに於いて、チャネル測定が受信側で完全な場合の計算機シミュレーションによるＢＥＲ特性の比較結果を示した図である。
【図１０】４×４のＭＩＭＯシステムに於いて、チャネル測定を行った場合の計算機シミュレーションによるＢＥＲ特性の比較結果を示した図である。
【図１１】ＭＩＭＯ送受信装置のシステムのシステムモデルを示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下、本発明の実施の形態を添付図面を参照して説明する。
【００１５】
（第１実施形態）
まず本実施形態を、図１を用いて説明する。図１はＳＩＳＯシステムの場合である。
送信装置１０は、データ１１を変調シンボルにマッピングしてデータシンボルを生成する変調部１２、データシンボルにサイクリックプレフィックスを挿入するＣＰ挿入部１３と、を備え、生成された送信信号は、送信アンテナ１４から送信される。
【００１６】
受信装置２０は、受信アンテナ２１で受信した受信信号からＣＰを除去するＣＰ除去部２２、シリアル・パラレル変換するＳ／Ｐ変換部２３、時間周波数変換するＦＦＴ部２４、受信したパイロット信号から通信路推定および周波数領域等化を行う通信路推定・周波数領域等化部２５、通信路推定値から誤り率を推定する誤り率推定部２６、周波数時間変換するＩＦＦＴ部２７、パラレル・シリアル変換するＰ／Ｓ変換部２８、復調を行う復調部２９と、を備え、受信データ３０を生成する。
【００１７】
送信装置１０ではデータシンボルｘ（ｋ）にCyclic Prefix (ＣＰ)を挿入して送信する。送信信号は周波数選択性フェージング通信路を伝搬し、受信装置２０で受信される。受信装置２０では受信信号からＣＰを除去したのち、ＮポイントのＦＦＴによりＮ個の周波数成分｛Ｒ（ｉ），ｉ＝０，１，…，Ｎ−１｝に分解する。Ｒ（ｉ）は次式（１）で表される。
【００１８】
【数１】
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【００１９】
式（１）に於いて、ｒ（ｋ）はｋ番目の時間サンプル値である。また、Ｈ（ｉ）は第ｉ番目の周波数サンプルに於ける通信路特性、Ｘ（ｉ）およびＺ（ｉ）はそれぞれ送信信号および雑音の第ｉ番目の周波数成分を表している。各周波数成分にＭＭＳＥ基準によるＦＤＥ重みＷ（ｉ）を乗算すると、ＦＤＥ後の時間領域信号のサンプル値ｒ’（ｋ）は次式（２）で表される。
【００２０】
【数２】
2012124879.tif 000004
【００２１】
また、Ｗ（ｉ）は、次式（３）である。
【００２２】
【数３】
2012124879.tif 000005
【００２３】
式（２）に於いて、ｋ番目の時間サンプル値であるｈ’（ｋ）は通信路と等化器を併せたインパルス応答であり、次式（４）で表される。
【００２４】
【数４】
2012124879.tif 000006
【００２５】
ＺＦ基準のＦＤＥに於いては第ｉ周波数でＷ（ｉ）Ｈ（ｉ）＝１となるため、このインパルス応答ｈ’（ｋ）は｛ｈ’（ｋ）＝０，ｋ≠０｝となる（図２）。しかし、ＭＭＳＥ基準のＦＤＥでは必ずしもＷ（ｉ）Ｈ（ｉ）＝１ではないため、ｈ’（ｋ）に於いてｋ≠０なる区間にも値を持つ（図３）。これが符号間干渉として信号判定時に影響する。
【００２６】
式（２）について、データシンボルｘ（ｋ）にかかる係数を利得とするため、次式（５）のように変形する。
【００２７】
【数５】
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【００２８】
データシンボルｘ（ｋ）にかかる係数を利得としたため、等価的ＡＷＧＮの利得Ａｅｑは次式（６）で表される。
【００２９】
【数６】
2012124879.tif 000008
【００３０】
式（４）の第２項をガウス分布と近似することで、式（４）の第２項と第３項の合成の分散を計算し、これを等価的ＡＷＧＮの平均雑音電力σ２ｅｑとすると、次式（７）で表される。
【００３１】
【数７】
2012124879.tif 000009
【００３２】
以上に於いて、通信路値Ｈ（ｉ）と平均雑音電力値σ２は送受信機で互いに既知であるパイロット信号を用いて測定可能な値とする。通信路値Ｈ（ｉ）と平均雑音電力値σ２を用いて、等価的ＡＷＧＮの利得Ａｅｑと雑音分散σ２ｅｑが予め算出できれば、Ｑ関数を用いることでＢＰＳＫ変調又はＱＰＳＫ変調に於いては次式（８）より受信ＢＥＲが推定できる。
【００３３】
【数８】
2012124879.tif 000010
【００３４】
さて、通信路値と平均雑音電力は受信装置で求める必要があり、次に詳しく述べる。
通信路値を求めるにはそう受信装置で既知のパイロット信号を用いればよい。例えば、各サブキャリアにパイロット信号が配置されているとすると、第ｉ周波数ポイントにおける通信路推定値Ｈ＾（ｉ）は第ｉ周波数ポイントにおけるパイロット信号Ｐ（ｉ）を用いて次式（９）のように求められる。
【００３５】
【数９】
2012124879.tif 000011
【００３６】
しかし、Ｒ（ｉ）には雑音が含まれるため、雑音の影響の抑制と、雑音電力を測定する手法について説明する。まず、Ｈ〜（ｉ）をＩＦＦＴしてインパルス応答推定値ｈ〜（ｋ）を次式（１０）により求める。
【００３７】
【数１０】
2012124879.tif 000012
【００３８】
ここで、ｈ（ｋ）は実際のチャネルインパルス応答である。また、ｚ’（ｋ）は複素ガウス雑音であり、Ｐ（ｉ）の平均電力が１であれば、ｚ（ｋ）とｚ’（ｋ）の平均電力は等しくなる。また、ｈ（ｋ）はサンプル番号Ｌ−１までしか値のを持たないので、ｈ〜（ｋ）のＬ−１番目以降の値はｚ’（ｋ）のみの値となるため、Ｌ以降の値を０とし、その後ＦＦＴすることで、次式（１１）のように雑音電力の影響をＬ／Ｎに抑制したチャネル推定値Ｈ＾（ｉ）が得られる。
【００３９】
【数１１】
2012124879.tif 000013
【００４０】
また、雑音の平均電力の測定値σ＾２は、次式（１２）のように、ｈ〜（ｋ）のＬ番目以降の平均値より測定できる。
【００４１】
【数１２】
2012124879.tif 000014
【００４２】
誤り率の推定精度を高めるためには、通信路推定誤差を求める必要がある。通信路推定値Ｈ＾（ｉ）と実際の通信路Ｈ（ｉ）の関係式を次式（１３）のように表す。
【００４３】
【数１３】
2012124879.tif 000015
【００４４】
ただし、Ｚ〜（ｉ）は通信路推定誤差である。上式（１３）を考慮して等化後の信号を求めると次式（１４）のようになる。
【００４５】
【数１４】
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【００４６】
ｚ’’（ｋ）はｚ’（ｋ）に通信路推定値の雑音が加わったものとなる。ｚ’’（ｋ）がガウス分布すると仮定すると、等価ＡＷＧＮ通信路の最終的な平均雑音電力は次式（１５）のように表わされる。
【００４７】
【数１５】
2012124879.tif 000017
【００４８】
（第２実施形態）
本実施形態は送受信側で複数のアンテナを備えるＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）システムにおけるＳＣ−ＦＤＥに本発明を適用した例である。なお、送信アンテナ数をｎＴ、受信アンテナ数はｎＲとする。
【００４９】
図１１は、本実施形態における送信装置、受信装置の構成を示すブロック図である。
送信装置４０は、データ４１−１〜４１−ｎＴを変調シンボルにマッピングしてデータシンボルを生成する変調部４２−１〜４２−ｎＴ、データシンボルにサイクリックプレフィックスを挿入するＣＰ挿入部４３−１〜４３−ｎＴと、を複数系列備え、生成された複数の送信信号は、複数の送信アンテナ４４−１〜４４−ｎＴから送信される。
【００５０】
受信装置５０は、各受信アンテナ５１−１〜５１−ｎＲで受信した受信信号からＣＰを除去するＣＰ除去部５２−１〜５２−ｎＲ、シリアル・パラレル変換するＳ／Ｐ変換部５３−１〜５３−ｎＲ、時間周波数変換するＦＦＴ部５４−１〜５４−ｎＲ、受信したパイロット信号から通信路推定および周波数領域等化を行う通信路推定・周波数領域等化部５５、通信路推定値から誤り率を推定する誤り率推定部５６、周波数時間変換するＩＦＦＴ部５７−１〜５７−ｎＲ、パラレル・シリアル変換するＰ／Ｓ変換部５８−１〜５８−ｎＲ、復調を行う復調部５９−１〜５９−ｎＲと、を備え、受信データ６０−１〜６０−ｎＲを生成する。
【００５１】
以下、数式を用いて詳細な説明を行う。
第ｉ周波数ポイントのｎＲ次元受信信号ベクトルＲ（ｉ）を次式（１６）のように示す。
【００５２】
【数１６】
2012124879.tif 000018
【００５３】
ただし、Ｒｑ（ｉ）は第ｑ受信アンテナにおける受信信号、Ｘｐ（ｉ）は第ｐ送信アンテナにおける送信信号、Ｈｑｐ（ｉ）は第ｐ送信アンテナと第ｑ受信アンテナとの間の通信路、Ｚｑ（ｉ）は第ｑ受信アンテナにおける雑音である。また上付きのＴは転置行列を表す。
【００５４】
ＭＩＭＯシステムでは受信信号から送信信号を分離検出するためにＭＬＤ（最尤検出：Maximum Likelihood Detection）のような非線形検出方式、ＺＦ（Zero Forcing）やＭＭＳＥ（最小平均２乗誤差：Minimum Mean Square Error）のような線形検出方式を行う。以下では線形検出方式について説明する。線形検出方式の場合、次式（１７）のように受信信号に重み行列Ｗ（ｉ）を乗算して送信信号の分離検出を行う。
【００５５】
【数１７】
2012124879.tif 000019
【００５６】
重み行列Ｗ（ｉ）はＭＭＳＥの場合は次式（１８）のようになる。
【００５７】
【数１８】
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【００５８】
ＺＦの場合は次式（１９）のようになる。
【００５９】
【数１９】
2012124879.tif 000021
【００６０】
なお、ＩＮはＮ行Ｎ列の単位行列を表す。また、上付きのＨは複素共役転置行列を表す。Ｘ＾（ｉ）の時間領域信号ｘ＾（ｋ）は次式（２０）のようになる。
【００６１】
【数２０】
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【００６２】
分離検出後のインパルス応答ｈ’（ｋ）を次式（２１）のように表すと、
【００６３】
【数２１】
2012124879.tif 000023
【００６４】
ｘ＾（ｋ）は次式（２２）のようになる。
【００６５】
【数２２】
2012124879.tif 000024
【００６６】
第ｍ送信アンテナ、時刻ｋの信号に注目すると次式（２３）のようになる。
【００６７】
【数２３】
2012124879.tif 000025
【００６８】
このとき、送信アンテナｍ、時刻ｋの等価ＡＷＧＮ利得は次式（２４）のようになる。
【００６９】
【数２４】
2012124879.tif 000026
【００７０】
また平均雑音電力は次式（２５）のようになる。
【００７１】
【数２５】
2012124879.tif 000027
【００７２】
ＭＩＭＯシステムでは、ＳＩＳＯシステムの場合にストリーム間干渉成分が新たに雑音として加わることになる。
【００７３】
（第３実施形態）
本実施形態は、本発明をＯＦＤＭ（直交周波数分割多重：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式に適用した例である。
【００７４】
ＯＦＤＭの場合は、各サブキャリアで誤り率を求めることができ、その平均が全体の誤り率とすることができる。周波数領域の受信信号や等化重みはＳＣ−ＦＤＥの場合と同様としてよい。従って、第ｉサブキャリアの等価利得Ａｅｑ（ｉ）と平均雑音電力σ２ｅｑ（ｉ）は次式（２６）のようになる。
【００７５】
【数２６】
2012124879.tif 000028
【００７６】
上式を用いて、各サブキャリアの誤り率を求めて、全サブキャリアで平均すれば全体の誤り率を推定することができる。
【００７７】
（第４実施形態）
本実施形態では、ＯＦＤＭをＭＩＭＯに拡張したＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式に本発明を適用した例である。
【００７８】
第ｉサブキャリアにおける受信信号および重み行列はＭＩＭＯ−ＳＣ−ＦＤＥの場合と同様である。このとき、第ｍ送信アンテナ、第ｉサブキャリアの等価ＡＷＧＮ利得Ａｅｑ，ｍ（ｉ）は次式（２７）のようになる。
【００７９】
【数２７】
2012124879.tif 000029
【００８０】
また、第ｍ送信アンテナ、第ｉサブキャリアの平均雑音電力σ２ｅｑ，ｍ（ｉ）は次式（２８）のようになる。
【００８１】
【数２８】
2012124879.tif 000030
【００８２】
ただし、ストリーム間干渉は雑音近似している。このようなＡｅｑ，ｍ（ｉ）、σ２ｅｑ，ｍ（ｉ）を用いて各サブキャリアの誤り率を求め、全サブキャリアで平均すれば全体の誤り率を推定することができる。
【００８３】
（第５実施形態）
ここでは時間領域にパイロット信号を配置する場合について説明する。通信路値の測定方法は、第１の実施形態と同様に行うことができる。
時間領域にパイロット信号を配置する場合、パイロット信号が周波数領域で一定の振幅を持たず、周波数ポイント毎に変化してしまう。このとき、第ｉ周波数ポイントにおける通信路推定値Ｈ＾（ｉ）を求める際に、第ｉ周波数ポイントにおけるパイロット信号の振幅が小さい場合、雑音強調を起こし通信路推定精度が劣化してしまう。パイロット信号の振幅が０の場合という極端な場合では通信路推定自体ができなくなってしまう。このためチャネル測定誤差が小さくなるようなパイロット信号を用いる必要がある。このときチャネル推定誤差は、以下の式（２９）で表わすことができ、式（２９）を小さくするようなパイロット信号を用いればよい。また、以下の式（３０）のＰ（ｉ）は第ｉ周波数ポイントにおけるパイロット信号である。推定誤差の小さいパイロット信号の選び方は、例えば、複数のパイロット信号の候補のうち、式（２９）が最小となるものを選べばよい。
【００８４】
【数２９】
2012124879.tif 000031
【００８５】
（第６実施形態）
ＭＩＭＯシステムの場合、送信アンテナ数に比例して推定すべき通信路も増加する。これらの通信路を独立なリソース（シンボル）を用いて推定しようとすると、送信アンテナ数が増えるに従って、データ信号に対するパイロット信号が増加してしまい、伝送効率の劣化につながってしまう。同一のリソースを用いてＭＩＭＯの通信路推定を行う技術について説明する。
【００８６】
例えば、ＣＩ（Carrier Interferometry）技術を用いることができる。ＣＩ技術は全サブキャリアの振幅・位相を同一とした上で、各サブキャリアで以下の式（３１）のように直線位相オフセットを与える。
【００８７】
【数３０】
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【００８８】
Ｎｐは位相オフセット係数を表し、直線の傾きを変化させるものである。周波数領域で直線位相オフセットを与えると、時間領域ではＮｐに応じた時間シフトとなるので、時間軸上で重ならないように送信アンテナ毎に異なる直線位相オフセット係数を与えれば、同一リソースで各送信アンテナのパイロット信号を多重しても通信路推定値を精度よく求めることができる。また、時間領域でパイロット信号を多重する場合、各送信アンテナで異なる遅延量の巡回遅延を与えれば、周波数領域での直線位相オフセットを与えることと等価となる。例えば、［ｓ１  ｓ２  ｓ３  ｓ４］を遅延量１で巡回遅延させると［ｓ２  ｓ３  ｓ４  ｓ１］となる。
【００８９】
また、各送信アンテナのパイロット信号を分散配置することによる周波数多重を行って通信路推定することも可能である。分散配置の間隔は等間隔であることが望ましく、分散配置の間隔は送信アンテナ数が増えるに従って大きくなる。８サブキャリアの場合を例に説明する。例えば、送信アンテナ数が２の場合、第１送信アンテナは第１、３、５、７サブキャリアにパイロット信号を配置し、第２送信アンテナは第２、４、６、８サブキャリアにパイロット信号を配置する。各送信アンテナでパイロット信号が配置されていないサブキャリアの通信路推定値を求めるには、配置されたサブキャリアのパイロット信号を用いて、例えば補間を行えばよい。
【００９０】
なお、ＣＩ技術と周波数多重技術を組み合わせることも可能である。分散配置したパイロット信号に直線位相オフセットを与えたものを多重すれば、送信アンテナ数が増えても、分散配置の間隔を小さくすることができ、各アンテナで配置されるパイロット信号数が増えるため、通信路推定精度を向上させることができる。
【００９１】
このように上記実施形態では、ＢＥＲを精度よく推定する方法を示した。これにより、誤り率の高いパケットを破棄する（もしくは後段の受信処理を行うかどうかを選択する）などして伝送の誤りを回避することができる。また、ＭＩＭＯシステムの場合は、送信アンテナ毎に誤り率の高いパケットを破棄することで、送信アンテナ毎に信頼性の高いデータ伝送を行うことができる。また、全送信アンテナをまとめて破棄するかどうかを判断しても良い。また、破棄するかどうかの選択は例えばＱｏＳによって基準が異なることが望ましく、重要度の高いデータに対しては基準を厳しくし、重要度の低いデータに対しては基準を低く設定すればよい。また、誤り率が悪い環境の場合、信頼性を高めるために伝送レートを下げてもよい。これは送信装置が判断しても良いし、受信装置が送信装置に通知しても良い。
【００９２】
（実施例）
以下、実施例に基づいて本発明の効果を具体的に説明するが、もとより本発明はこれらの実施例に限定されるものではない。
【００９３】
各送信・受信アンテナ間の通信路は、互いに独立な等電力の１、２、４、８、１６シンボル時間パスの周波数選択性準静的レイリーフェージング通信路（Quasi-static Rayleigh fading channel）とする。この通信路の遅延プロフィールを図４に示す。
【００９４】
ＦＦＴの１ブロックには６４シンボル分が含まれる（つまり、Ｎ＝６４）。ＧＩ（Guard Interval）長はＮ／４ポイントとしている。また通信路のチャネル推定は、受信側で完全である場合とパイロット信号により測定した場合とで比較している。
【００９５】
アンテナ本数が１×１のＳＩＳＯシステムについて、図５にチャネル推定が受信側で完全な場合、図６にパイロット信号によりチャネルを測定した場合の、計算機シミュレーションによる誤り率（Bit Error Rate：ＢＥＲ）特性を示す。どの場合もＳＩＳＯシステム、および２×２、４×４のＭＩＭＯシステムについて実施している。図５〜１０に於いて、チャネル情報（ＣＳＩ）と平均受信雑音電力を測定することで、受信ＢＥＲ値の推定を行った。送信パイロット信号により測定されたチャネル情報と受信雑音電力により、等価的なＡＷＧＮ通信路の利得と雑音分散を計算し、受信ＢＥＲ値の理論式を求めることができ、高い精度でのＢＥＲ推定が可能であることが確認できた。
【産業上の利用可能性】
【００９６】
ディジタル無線通信方式に於けるデータ伝送方式に関するものである。特に、ＳＣ−ＦＤＥ方式に対して、リアルタイムかつ高精度なＢＥＲ推定が可能であり、受信Ｅｂ  ／Ｎ０環境に応じて復調方式を切り替えることにより、高信頼度を確保するＵＥＰ(Unequal Error Protection)伝送に柔軟に適用できる可能性がある。また、ＢＥＲ推定のＭＩＭＯシステム化が簡易な構成で可能となっており、伝送速度の向上と優れたビット誤り率特性を実現させるＭＩＭＯディジタル無線通信方式への利用可能性が大きい。
【符号の説明】
【００９７】
１０  送信装置
１１  データ
１２  変調部
１３  ＣＰ挿入部
１４  送信アンテナ
２０  受信装置
２１  受信アンテナ
２２  ＣＰ除去部
２３  Ｓ／Ｐ変換部
２４  ＦＦＴ部
２５  通信路推定・周波数領域等化部
２６  誤り率推定部
２７  ＩＦＦＴ部
２８  Ｐ／Ｓ変換部
２９  復調部
３０  受信データ
４０  送信装置
４１−１〜４１−ｎＴ  データ
４２−１〜４２−ｎＴ  変調部
４３−１〜４３−ｎＴ  挿入部
４４−１〜４４−ｎＴ  送信アンテナ
５０  受信装置
５１−１〜５１−ｎＲ  受信アンテナ
５２−１〜５２−ｎＲ  ＣＰ除去部
５３−１〜５３−ｎＲ  Ｓ／Ｐ変換部
５４−１〜５４−ｎＲ  ＦＦＴ部
５５  通信路推定・周波数領域等化部
５６  誤り率推定部
５７−１〜５７−ｎＲ  ＩＦＦＴ部
５８−１〜５８−ｎＲ  Ｐ／Ｓ変換部
５９−１〜５９−ｎＲ  復調部
６０−１〜６０−ｎＲ  受信データ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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