(57)【要約】【課題】特別な製造管理工程や実装部品の増加を抑制しつつ、個体による照度のばらつき（変動）の少ない照明用電源回路を提供する。【解決手段】交流電圧１を整流し、平滑化して生成された直流電流を照明灯具に供給する照明用電源回路であって、照明灯具４に供給される電流の平均が一定となるように、発振器６３の発振周波数の変動に応じて、検出電流の電流値検出レベルを調整する調整回路Ｏｊを備えている。【選択図】図１
2012174536.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電圧を整流し、平滑化して生成された直流電流を照明灯具に供給する照明用電源回路であって、
前記直流電流が流れるコイルと、
少なくとも前記コイルと逆並列に接続される還流ダイオードと、
前記コイルと直列に接続され前記照明灯具に供給される電流を調整するスイッチング素子と、
前記スイッチング素子に流れる電流を検出する検出手段と、
内部に備えられた発振手段の発振信号及び前記検出手段で検出された検出電流の値に基づいて前記スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、
前記発振手段の発振信号の発振周波数の変動に応じて、前記検出電流の電流値検出レベルを調整する調整回路とを備えていることを特徴とする照明用電源回路。
【請求項２】
前記検出手段は前記検出電流を検出電圧に変換して前記制御回路に送っており、
前記制御回路は、前記検出電圧と、与えられた基準電圧とを比較する回路を備えており、前記発振信号の立上りごとに前記スイッチング素子をオンにし、前記検出電圧が前記基準電圧に達したとき、前記スイッチング素子をオフにする請求項１に記載の照明用電源回路。
【請求項３】
前記制御回路は前記発振手段をバイアスする基準電流生成回路を含み、前記発振手段の発振周波数は前記基準電流生成回路で生成される前記基準電流値により変化し、
前記調整回路は前記基準電流に基づいて、前記検出電圧をオフセットするオフセット電圧を生成するオフセット電圧生成回路を備えている請求項２に記載の照明用電源回路。
【請求項４】
前記オフセット電圧生成回路は、前記基準電流をバイアス電流として供給するバイアス電流供給部と、
前記バイアス電流が流れるオフセット抵抗とを備えており、
前記バイアス電流と前記オフセット抵抗とで生成されるオフセット電圧を前記検出電圧に加算する請求項３に記載の照明用電源回路。
【請求項５】
前記制御回路は前記発振手段をバイアスする基準電流生成回路を含み、前記発振手段の発振周波数は前記基準電流生成回路で生成される前記基準電流値により変化し、
前記調整回路は前記基準電流に基づいて、前記基準電圧を生成する基準電圧生成回路を備えている請求項２に記載の照明用電源回路。
【請求項６】
前記基準電圧生成回路は、複数個のダイオード接続されたトランジスタを直列積み上げ、抵抗分割して生成した電圧をトランジスタでバッファするとともに、バッファした電圧を１個又は複数個のダイオード接続されたトランジスタで電圧シフトすることで前記基準電圧を生成しており、
前記バッファした電圧をシフトさせるトランジスタのバイアス電流を、前記基準電流と連動させる回路を備えている請求項５に記載の照明用電源回路。
【請求項７】
前記調整回路は、前記発振周波数が高いときはスイッチング素子のオン期間を短く、前記発振周波数が低いときはスイッチング素子のオン期間が長くなるように、スイッチング素子のオン期間を調整する請求項２から請求項６のいずれかに記載の照明用電源回路。
【請求項８】
前記調整回路は、前記発振手段の発振周波数の変動を前記検出電流の電流値の２乗の依存特性で相殺する回路である請求項２から請求項７のいずれかに記載の照明用電源回路。
【請求項９】
前記制御回路は、前記交流電圧を整流して抵抗分割しさらに容量で平滑化された位相検出電圧と、前記検出電圧とを比較する回路を備えており、
前記制御回路は、前記検出電圧が前記基準電圧又は前記位相検出電圧のいずれか小さい方に到達したとき、前記スイッチング素子をオフにする請求項２から請求項８のいずれかに記載の照明用電源回路。
【請求項１０】
光源にＬＥＤを用いた照明灯具に電流を供給する請求項１から請求項９のいずれかに記載の照明用電源回路。
【請求項１１】
請求項１から請求項１０のいずれかに記載の照明用電源回路を使用したことを特徴とする照明装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＬＥＤ照明等に使用される照明用電源回路及びそれを用いた照明装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来の照明用電源装置として、例えば、特開２００８−５２９９４号公報に開示されたものがある。図８は従来の照明用電源装置を示す図である。図８に示された照明用電源装置は、ＬＥＤに供給された電流（ＬＥＤ供給電流とする）を抵抗Ｒ５で電圧に変換し、増幅器１６でその電圧のピーク値（ピーク電圧とする）と基準電圧との差を増幅している。そして、コンパレータ１８が、増幅器１６の出力と発振器１７からの発振信号とを比較し、増幅器１６の出力信号の電圧が発振器１７の信号電圧より小さい期間に論理レベルがハイレベルとなる方形波の信号を出力している。
【０００３】
コンパレータ１８からの出力信号はトランジスタＱ１に入力される。トランジスタＱ１は、コンパレータ１８からの出力信号によってオンになり、トランジスタＱ１がオンになることで、トランジスタＱ２もオンになる。
【０００４】
前記従来の照明用電源装置の具体的な動作は以下のとおりである。増幅器１６においてピーク電圧が基準電圧よりも大きいと、コンパレータ１８からの出力信号によるトランジスタＱ１のオン期間が短くなり、トランジスタＱ１と同期するトランジスタＱ２のオン期間も短くなる。このとき、トランジスタＱ２のオフ期間が長くなるため、ＬＥＤ供給電流Ｉのピーク値が下がり、ピーク電圧も小さくなる。反対に、ピーク電圧が基準電圧よりも小さいと、トランジスタＱ２のオン期間が長くなり、ピーク電圧が大きくなる。前記コンパレータ１８からの出力信号のオンオフ期間は、発振器１７で設定される発振周波数（クロック数）に基づいて調整される。
【０００５】
すなわち、ピーク電圧が所定の電圧より大きい場合、ＬＥＤ供給電流を供給する時間を短くし、前記ピーク電圧が所定の電圧より小さい場合、前記ＬＥＤ供給電流を供給する時間を長くしている。これにより、前記ＬＥＤに供給されるＬＥＤ供給電流のピーク値が一定となるように調整され、照明装置の明るさを一定に保っている。
【０００６】
また、一般的な照明装置に使用される非絶縁型の照明用電源回路を図９に示す。図９に示す照明用電源回路Ｅは、交流電源１から整流回路２及び平滑回路３を介して複数個のＬＥＤを備えたＬＥＤモジュール４に電源供給している。ＬＥＤモジュール４の他端子はコイルＬ１を介してスイッチングトランジスタ５のコレクタ（ドレイン）に接続されており、スイッチングトランジスタ５をスイッチングトランジスタ制御回路９６でオンオフ制御することでＬＥＤモジュール４にＬＥＤ供給電流を供給する構成となっている。
【０００７】
図９に示すように、整流回路２はダイオードブリッジであり、交流電源１より供給された交流を整流する回路である。整流回路２の出力電流は脈波成分を有している。平滑回路３は、コンデンサの放充電作用と、コイルの交流抵抗の周波数特性を利用して脈波成分を平滑化し、直流波形の電流（直流電流）を出力する。なお、整流回路２及び平滑回路３は従来よく知られた回路であるので、詳細は省略する。
【０００８】
また、照明用電源回路Ｅでは、ＬＥＤモジュール４にＬＥＤ供給電流が流れている間、コイルＬ１にエネルギが蓄積される。そして、照明用電源回路Ｅは、平滑回路３からの電源供給が停止した後、コイルＬ１のエネルギをＬＥＤモジュール４のアノード側に供給するように、還流ダイオードＤｆ１が接続されている。コイルＬ１に溜まったエネルギがＬＥＤモジュール４に供給されるため、電源供給が停止した後しばらくの間は、ＬＥＤモジュール４に電流が流れる。
【０００９】
スイッチングトランジスタ５のエミッタ（ソース）は電流値検出用抵抗Ｒｓを介して接地電源に接続されている。電流値検出用抵抗Ｒｓは、スイッチングトランジスタ５のエミッタ（ソース）電流を検出し、その検出した検出電流の電流値を電圧に変換している。この電流値検出用抵抗Ｒｓで変換された（検出された）電圧（検出電圧という場合がある）は、ＬＥＤ供給電流と連動しており、スイッチングトランジスタ制御回路９６に入力される。また、スイッチングトランジスタ５のベース（ゲート）にスイッチングトランジスタ制御回路９６からの制御信号が入力される。スイッチングトランジスタ５はこの制御信号にてオンオフ制御されている。スイッチングトランジスタ制御回路９６は、コンパレータ６１と、電源６２と、発振器６３と、フリッププロップ６４とを備えている。
【００１０】
スイッチングトランジスタ制御回路９６は、電流値検出用抵抗Ｒｓによって検出された検出電流を変換した検出電圧と電源６２から出力される定電圧（基準電圧とする）との比較結果と、発振器６３から出力される発振信号（クロックパルス）の発振周波数（クロック数）に基づいて、制御信号のオンオフデューティーを調整し、スイッチングトランジスタのオンオフ期間を調整している。
【００１１】
スイッチングトランジスタ制御回路９６の具体的な動作について説明する。図１０Ａは従来の照明用電源回路におけるスイッチングトランジスタ駆動回路の動作のタイミングチャートである。図１０Ａに示すタイミングチャートにおいて、ａ（図１０Ａではａ１）はＬＥＤモジュール４に流れるＬＥＤ供給電流を電流値検出用抵抗Ｒｓで検出した検出電圧の電圧波形であり、ｂ（図１０Ａではｂ１）は電源６２から出力される基準電圧の電圧波形であり、ｃ（図１０Ａではｃ１）はスイッチングトランジスタ５のベース（ゲート）に入力される制御信号の波形を示している。また、Ｉは実際にＬＥＤモジュールに流れるＬＥＤ供給電流の電流波形であり、ＩＬＥＤはＬＥＤ供給電流の平均値（ＬＥＤ駆動電流）を示している。
【００１２】
スイッチングトランジスタ制御回路９６において、コンパレータ６１で検出電圧を基準電圧とを比較し、その結果がフリップフロップ６４のリセット端子に入力される。また、フリップフロップ６４のセット端子には発振器６３からの発振信号が入力される。なお、発振器６３から出力される発振信号（クロックパルス）の発振周波数（クロック数）は一定であるものとする。
【００１３】
ＬＥＤモジュール４にＬＥＤ供給電流が流れていないとき、検出電圧は０Ｖで基準電圧よりも低いので、コンパレータ６１からローレベルが出力されている。すなわち、フリップフロップ６４のリセット端子はローレベルになっている。フリップフロップ６４は、発振信号の立上りタイミングに応じてハイレベルを出力し、スイッチングトランジスタ５をオンさせる（信号波形ｃ１参照）。
【００１４】
スイッチングトランジスタ５がオンになることで、ＬＥＤモジュール４にＬＥＤ供給電流が供給される。ＬＥＤ供給電流はスイッチングトランジスタ５のオンの後、増加し、それに伴って、検出電圧も高くなる（電圧波形ａ１の右上り部分）。検出電圧が高くなっていき、基準電圧に達すると（電圧波形ａ１と電圧波形ｂ１とが接触する点）コンパレータ６１からハイレベルが出力され、フリップフロップ６４の出力はローレベルになり、スイッチングトランジスタ５をオフさせ（信号波形ｃ１参照）、ＬＥＤ供給電流を遮断する。
【００１５】
また、実際にＬＥＤ供給電流は図１０Ａに、電流波形Ｉで表されるようになる。スイッチングトランジスタ５に流れる電流波形は、検出電圧の電圧波形ａ１と類似した形状になる。すなわち、スイッチングトランジスタ５が、オンした瞬間に電流が流れ始め、オフした瞬間に遮断され電流が流れなくなる。しかしながら、ＬＥＤモジュール４には、スイッチングトランジスタ５がオフした後も、コイルに蓄えられたエネルギが還流ダイオードＤｆ１を介して供給され、コイルのエネルギがなくなるまで電流が流れる。なお、電流波形Ｉの平均値ＩＬＥＤがＬＥＤモジュール４に流れる平均電流（ＬＥＤ駆動電流）として供給されて発光する。
【００１６】
また、基準電圧が高い場合と低い場合に分けて詳細に説明する。図１０Ｂは図１０Ａに比べて基準電圧が低いときのスイッチングトランジスタ駆動回路のタイミングチャートである。図１０Ａと図１０Ｂとを比べてみると、基準電圧が高いと、検出電圧が基準電圧に達するまで時間がかかる。そのため、フリップフロップ６４からの出力がハイレベルである時間が長くなり、スイッチングトランジスタ５のオン期間は長くなる（図１０Ａ信号波形ｃ１参照）。逆に基準電圧が低いと、検出電圧が基準電圧に達するまでの時間が短くなる。そのため、スイッチングトランジスタ５のオン期間は短くなる（図１０Ｂ信号波形ｃ２参照）。つまり、スイッチングトランジスタ制御回路９６において、基準電圧を調整することで、ＬＥＤモジュール４に供給されるＬＥＤ駆動電流ＩＬＥＤを調整することができる。
【００１７】
また、上述したように、スイッチングトランジスタ駆動回路９６は、発振器６３からの発振信号（クロックパルス）の立上り毎にスイッチングトランジスタ５をオンさせている。すなわち、照明装置では、発振器６３の発振周波数（クロック数）によってＬＥＤモジュール４に供給されるＬＥＤ駆動電流が変化する。図１１Ａ−図１１Ｂに図１０Ａの状態で発振器の発振周波数を代えて駆動したときのスイッチングトランジスタ駆動回路のタイミングチャートを示す。なお、図１１Ａは図１０Ａと同じ発振周波数で駆動されているので、詳細は省略する。
【００１８】
図１１Ａ−図１１Ｂに示すように、発振器６３から出力される発振信号（クロックパルス）の立上りごとに、スイッチングトランジスタ５がオンになる。図１１Ｂに示しているように、発振器６３の発振周波数（クロック数）が高くなる（図１１Ａに比べて）と、単位時間当たりのスイッチングトランジスタ５のオン回数（スイッチングトランジスタ５のオン密度）が多くなり、ＬＥＤモジュールに供給される電流も多くなる。よって、ＬＥＤモジュール４に供給されるＬＥＤ駆動電流ＩＬＥＤは、発振器６３の発振周波数（クロック数）によって変化する。
【００１９】
以上示したように、図８で示した従来の照明装置（特開２００８−５２９９４号公報）及び図９で示した非絶縁型の照明装置では、その明るさ（照度）は基準電圧と発振器の発振周波数によって変化する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２０】
【特許文献１】特開２００８−５２９９４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２１】
スイッチングトランジスタ駆動回路は、集積回路（ＩＣ）として供給されることが多い（スイッチングトランジスタ駆動用ＩＣと示す場合がある）。通常、発振器６３は、スイッチングトランジスタ駆動用ＩＣに内蔵されることが多く、他の電子部品と同一半導体基板上に回路形成されている。発振器の発振周波数（クロック数）は電流値と容量値により設定されるよう設計されており、電流値は抵抗を使用して生成される。半導体プロセスにおいて、基板上に実装される抵抗の抵抗値にばらつき（変動）が発生することがある（製造上のばらつき等）。発振器をバイアスする電流を生成する抵抗値にばらつきが発生すると、発振器の発振周波数（クロック数）にもばらつきが生じる。
【００２２】
上述したように、スイッチングトランジスタのオンオフは発振器の発振周波数によってその回数（密度）が決定されるものであり、発振器の発振周波数（クロック数）がばらつくと、スイッチングトランジスタのオンオフの回数（密度）がばらつき、照明装置の明るさ（照度）が個体によって異なる（明るさ特性がばらつく製品ができる）という問題が発生する。
【００２３】
照明装置としての明るさ（照度）のばらつきが許容範囲内に収まるようにスイッチングトランジスタ駆動用ＩＣを製造しようとすると、スイッチングトランジスタ駆動用ＩＣに要求される精度が非常に高くなる。半導体プロセスにおいて要求を満たすように抵抗のばらつき（変動）を抑制するためには、厳密な工程管理が必要である。さらに、一定範囲内で選別テストを行うといった、製品チェックが必要となる。工程管理の増加及び選別テストにより歩留まりが下がり、スイッチングトランジスタ駆動用ＩＣの製造コストが高くなる問題も発生する。
【００２４】
発振器を外部部品とすることで、使用する部品精度管理により発振器の発振周波数（クロック数）のばらつきを抑えることが可能である。しかしながら、発振器を構成する水晶素子などが増える分、部品コストが増加する。また、ＩＣパッケージ以外にも発振器を実装しなくてはならず、組立実装のコストアップも発生する。さらに、実装部品点数が増加することで、照明用電源装置の実装基板を大きくしなくてはならず、電球などの照明装置に格納できない、或いは、設計の自由度が下がってしまう問題が生じる場合もある。
【００２５】
そこで本発明は、特別な製造管理工程や実装部品の増加を抑制しつつ、個体による照度のばらつき（変動）の少ない照明用電源回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２６】
上記目的を達成するため本発明は、交流電圧を整流し、平滑化して生成された直流電流を照明灯具に供給する照明用電源回路であって、前記直流電流が流れるコイルと、少なくとも前記コイルと逆並列に接続される還流ダイオードと、前記コイルと直列に接続され前記照明灯具に供給される電流を調整するスイッチング素子と、前記スイッチング素子に流れる電流を検出する検出手段と、内部に備えられた発振手段の発振信号及び前記検出手段で検出された検出電流の値に基づいて前記スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、前記発振手段の発振信号の発振周波数の変動に応じて、前記検出電流の電流値検出レベルを調整する調整回路を備えていることを特徴とする。
【００２７】
この構成によると、前記調整回路が、前記発振信号の発振周波数の変動に合わせて、前記検出電流の電流値検出レベルを、前記照明灯具に供給される電流の平均値が一定となるように調整するので、照明灯具に流れる電流のばらつき（変動）を抑えることができる。  
【００２８】
半導体製造プロセスにおいてばらつきが発生しやすい発振手段を、集積回路に集積しても、前記発振手段の発振周波数のばらつきによる、前記照明灯具に流れる電流のばらつきを抑えることができる。これにより、特別な製造管理工程や実装部品の増加を抑制することができ、製造コストを低減することが可能である。
【００２９】
上記構成において、前記検出手段は前記検出電流を検出電圧に変換して前記制御回路に送っており、前記制御回路は、前記検出電圧と、与えられた基準電圧とを比較する回路を備えており、前記発振信号の立上りごとに前記スイッチング素子をオンにし、前記検出電圧が前記基準電圧に達したとき、前記スイッチング素子をオフにすようにしてもよい。
【００３０】
上記構成において、前記制御回路は前記発振手段をバイアスする基準電流生成回路を含み、前記発振手段の発振周波数は前記基準電流値により変化し、前記調整回路は前記基準電流に基づいて、前記検出電圧をオフセットするオフセット電圧を生成するオフセット電圧生成回路を備えていてもよい。
【００３１】
上記構成において、前記オフセット電圧生成回路は、前記基準電流をバイアス電流として供給するバイアス電流供給部と、前記バイアス電流が流れるオフセット抵抗とを備えており、前記バイアス電流と前記オフセット抵抗とで生成されるオフセット電圧を前記検出電圧に加算するようにしてもよい。
【００３２】
上記構成において、前記制御回路は前記発振手段をバイアスする基準電流生成回路を含み、前記発振手段の発振周波数は前記基準電流値により変化し、前記調整回路は前記基準電流に基づいて、前記基準電圧を生成する基準電圧生成回路を備えていてもよい。
【００３３】
上記構成において、前記基準電圧生成回路は、複数個のダイオード接続されたトランジスタを直列積み上げ、抵抗分割して生成した電圧をトランジスタでバッファするとともに、バッファした電圧を１個又は複数個のダイオード接続されたトランジスタでシフトすることで前記基準電圧を生成しており、前記バッファした電圧をシフトさせるトランジスタのバイアス電流を、前記基準電流に連動させる回路を備えていてもよい。
【００３４】
上記構成において、前記基準電流は前記発振周波数が高いとき大きく、前記発振周波数が低いとき小さい値となるように生成され、前記調整回路は、前記発振周波数が高いときはスイッチング素子のオン期間が短く、前記発振周波数が低いときはスイッチング素子のオン期間が長くなるように調整してもよい。
【００３５】
上記構成において、前記調整回路は、発振手段の発振周波数の変動を前記検出電流の電流値の２乗の依存特性で相殺する構成としてもよい。
【００３６】
上記構成において、前記制御回路は、前記交流電圧を整流して抵抗分割しさらに容量で平滑化された位相検出電圧と、前記検出電圧とを比較する回路を備え、前記制御回路は、前記検出電圧が前記基準電圧又は前記位相検出電圧のいずれか小さい方に到達したとき、前記スイッチング素子をオフにするものとしてもよい。この構成によると、位相制御式調光器で調光を行う場合でも、照明灯具の照度のばらつき（変動）を抑えることが可能である。
【００３７】
上述の照明用電源回路を、ＬＥＤ、有機ＥＬ等、直流電流で点灯し、スイッチング素子のオンオフで明るさ（照度）が変更される光源を備えた照明灯具に、電流を供給する照明装置に利用してもよい。
【発明の効果】
【００３８】
本発明によると、発振器の発振信号の発振周波数のばらつき（変動）をスイッチング素子の電流検出レベルを調整することで相殺し、照度のばらつき（変動）の少ない照明用電源回路を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３９】
【図１】本発明にかかる照明用電源回路の一例を示す図である。
【図２】図１に示す照明用電源回路に用いられているバイアス電流生成回路の一例を示す図である。
【図３】本発明にかかる照明用電源回路の他の例を示す図である。
【図４】図３に示すスイッチングトランジスタ制御回路の内部に備えられる基準電圧生成回路の例を示す図である。
【図５】本発明にかかる照明用電源回路における供給電流の波形を示す図である。
【図６】本発明にかかる照明用電源回路のさらに他の例を示す図である。
【図７】本発明にかかる照明用電源回路のさらに他の例を示す図である。
【図８】従来の照明用電源回路の一例を示す図である。
【図９】従来の照明用電源回路の他の例の図である。
【図１０Ａ】従来の照明用電源装置におけるスイッチングトランジスタ駆動回路の動作を示すタイミングチャートである。
【図１０Ｂ】図１０Ａに比べて基準電圧が低いときのスイッチングトランジスタ駆動回路の動作を示すタイミングチャートである。
【図１１Ａ】図１０Ａの状態で発振器の発振周波数を代えて駆動したときのスイッチングトランジスタ駆動回路の動作を示すタイミングチャートである。
【図１１Ｂ】図１１Ａに比べて発振周波数が低いときのスイッチングトランジスタ駆動回路の動作を示すタイミングチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００４０】
以下に本発明の実施形態について図面を参照して説明する。
【００４１】
（第１の実施形態）
図１は本発明にかかる照明用電源回路の一例を示す図である。図１において図９と同一の部分には同一の符号を付し詳細な説明を省略する。図１に示すように、照明用電源回路Ａは、所定個数のＬＥＤを備えたＬＥＤモジュール４（照明灯具）に直流電流を供給するための電源回路である。照明用電源回路Ａは、整流回路２、平滑回路３、コイルＬ１、還流ダイオードＤｆ１、スイッチングトランジスタ５（スイッチング素子）、電流値検出用抵抗Ｒｓ（検出手段）、オフセット生成抵抗Ｒｆ、スイッチングトランジスタ制御回路６（制御回路）とを備えている。なお、スイッチングトランジスタ制御回路６は集積回路（ＩＣ）である。また、スイッチングトランジスタ制御回路６は、コンパレータ６１と、電源６２と、発振器６３（発振手段）と、フリッププロップ６４とを備えている。
【００４２】
そして、照明用電源回路Ａは、バイアス電流供給部６０と、オフセット生成抵抗Ｒｆとを含む調整回路の一つであるオフセット電圧生成回路Ｏｊを備えている。なお、オフセット電圧生成回路Ｏｊにおいて、バイアス電流供給部６０のみ、スイッチングトランジスタ制御回路６の内部に形成されている。これは、半導体プロセスのばらつきによるオフセット生成抵抗Ｒｆの抵抗値のばらつきの発生を防ぐためである。
【００４３】
オフセット電圧生成回路Ｏｊは、電流値検出用抵抗Ｒｓで変換された検出電圧をオフセットするための回路である。オフセット電圧生成回路Ｏｊは、バイアス電流供給部６０より供給されるバイアス電流とオフセット生成抵抗Ｒｆの抵抗値との積によって生成されるオフセット電圧を、検出電圧に加算するように動作する。例えば、スイッチングトランジスタ駆動回路６は、図１０Ａと同様の動作するものであり、検出電圧にオフセット電圧を加算することで、図１０Ａにおける電圧波形ａ１が上方にオフセットする。例えば、加算されるオフセット電圧が大きいと、電圧波形ａ１と電圧波形ｂ１との差が小さく、電圧波形ａ１が電圧波形ｂ１に到達する時間が短くなり、スイッチングトランジスタ５のオン期間が短くなる（デューティーが小さくなる）。逆にオフセット電圧が小さいと、電圧波形ａ１と電圧波形ｂ１との差が大きく、電圧波形ａ１が電圧波形ｂ１に到達する時間が長くなり、スイッチングトランジスタ５のオン期間が長くなる（デューティーが大きくなる）。すなわち、検出電圧をオフセットすることで、検出電流の電流値の検出レベル（電流値検出レベル）の最小値が大きくなり、基準電圧と検出電流の最小検出レベルとの差を小さくすることができ、基準電圧を小さくするのと同じ効果が得られる。
【００４４】
ＬＥＤモジュール４に流れるＬＥＤ供給電流は、スイッチングトランジスタ５のオン期間が長いほど大きくなるため、照明装置として見た場合、オフセット電圧が小さいと明るく、大きいと暗くなる。つまり、オフセット電圧を調整すれば、スイッチングトランジスタ５のオンオフデューティー（スイッチングトランジスタ５のオン期間の長さ）を調整でき、ＬＥＤモジュール４に流れるＬＥＤ供給電流を調整することが可能である。オフセット電圧生成回路Ｏｊは、オフセット電圧を変化させることで、ＬＥＤ供給電流を調整できることを利用し、発振器６３から出力される発振信号（クロックパルス）の発振周波数（クロック数）のばらつき（変動）にあわせて、バイアス電流を調整することで、ＬＥＤモジュール４に供給されるＬＥＤ供給電流のばらつきを相殺し、照明装置の明るさ特性のばらつきを抑えている。
【００４５】
次に、バイアス電流供給部より供給するバイアス電流を生成するバイアス電流生成回路の詳細について説明する。図２は図１に示す照明用電源回路に用いられているバイアス電流生成回路の一例を示す図である。なお、図２に示すバイアス電流生成回路はスイッチングトランジスタ制御回路６の内部に構成されており、基準電流Ｉｃを生成する基準電流生成回路を含んでいる。なお、バイアス電流は、基準電流Ｉｃと連動している。
【００４６】
図２に示すように、バイアス電流生成回路は、１０個のトランジスタＱ１〜Ｑ１０と、４個の抵抗Ｒ１〜Ｒ４で構成されている。トランジスタＱ１〜Ｑ８及び抵抗Ｒ１〜Ｒ４で起動回路及び基準電流生成回路を構成している。バイアス電流は基準電流生成回路で生成される基準電流Ｉｃと連動する。
【００４７】
トランジスタＱ１−Ｑ６はｎｐｎ型のトランジスタであり、トランジスタＱ７−Ｑ１０はｐｎｐ型のトランジスタである。３個のダイオード接続されたトランジスタＱ１−Ｑ３が積み上げられており、トランジスタＱ１のコレクタが抵抗Ｒ１に、トランジスタＱ３のベースがトランジスタＱ４のベースに接続されている。トランジスタＱ３のエミッタは、抵抗Ｒ２に接続している。
【００４８】
抵抗Ｒ１と、ベースとコレクタを短絡したいわゆるダイオード接続されたトランジスタＱ１−Ｑ３を介して抵抗Ｒ２に電流が流れることで、トランジスタＱ４のベースに電流が供給され、トランジスタＱ４がオンになる。トランジスタＱ４がオンになることで、トランジスタＱ５−Ｑ６、トランジスタＱ７−Ｑ８がオンになり、トランジスタＱ５−Ｑ６及び抵抗Ｒ３によって基準電流Ｉｃが生成される。基準電流Ｉｃは発振器６３をバイアスする電流であるとともに、バイアス電流の元になる電流である。詳説すると、トランジスタＱ５とトランジスタＱ６のエミッタ面積比Ｓ（ここでは、１０：１のためＳ＝１０）と抵抗Ｒ３の抵抗値ｒ３を用い、基準電流値ｉｃは｛基準電流値ｉｃ＝ＶＴ（ｌｎＳ）／ｒ３｝で算出される。なお、ＶＴは半導体プロセスでは一般的な熱電圧であり、熱電圧ＶＴは｛ＶＴ＝ｐ／ｋＴ｝で算出される。ここで、ｐは電荷、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度であり、常温において、ＶＴは、約２６ｍＶとなることが知られている。
【００４９】
上述の式より、基準電流値ｉｃは、抵抗Ｒ３の抵抗値ｒ３によって決定される。すなわち、抵抗Ｒ３の抵抗値ｒ３がばらつく（変動する）ことで、基準電流値ｉｃもばらつく（変動する）。通常の半導体プロセスにおいて抵抗値は十数％程度のばらつき（変動）が発生するものであり、抵抗Ｒ３の抵抗値ｒ３がばらつくことで、基準電流値ｉｃにも同程度のばらつき（変動）が生じる。
【００５０】
図２に示す本発明にかかるバイアス電流生成回路において、トランジスタＱ７、Ｑ８がオンになると同時に、トランジスタＱ９、トランジスタＱ１０もオンになる。このとき、トランジスタＱ７−Ｑ１０のベースが接続されているので、トランジスタＱ７−Ｑ１０のベースが同じ電圧値となる。これにより、トランジスタＱ９、Ｑ１０のエミッタコレクタ間の電流は、トランジスタＱ７、Ｑ８のエミッタコレクタ間の電流と同じ電流、すなわち、基準電流Ｉｃ（トランジスタＱ１０に流れる電流はバイアス電流）となる。
【００５１】
発振器６３は基準電流Ｉｃでバイアスされており、発振器６３の発振周波数が基準電流Ｉｃのばらつき（変動）の影響を受ける。発振器６３は基準電流Ｉｃが大きくなると応答特性が向上するため、発振周波数（クロック数）が高くなる。逆に基準電流Ｉｃが小さくなると発振器６３の発振周波数（クロック数）は低くなる。上述したように、発振器６３の発振周波数（クロック数）が高いとＬＥＤモジュール４に供給されるＬＥＤ供給電流は多くなりＬＥＤモジュールは明るくなり、発振周波数が低いと暗くなる。
【００５２】
図２の本発明にかかるバイアス電流生成回路では、発振器６３をバイアスする基準電流Ｉｃと同じ基準電流Ｉｃをバイアス電流供給部６０から供給されるバイアス電流として用いている。基準電流値ｉｃが大きくなると、発振器６３から出力される発振信号の発振周波数は高くなる。一方、バイアス電流供給部６０から供給されるバイアス電流値が大きくなるので、検出電圧をオフセットするオフセット電圧も大きくなり、スイッチングトランジスタ５のオン期間が短くなる。
【００５３】
すなわち、基準電流値ｉｃが大きくなることで発振器６３の発振周波数が高くなり、スイッチングトランジスタ５のオンの回数は増えるが、オフセット電圧が大きくなることで、スイッチングトランジスタ５のオン期間が短くなる。つまり、発振器６３の発振周波数によるスイッチングトランジスタ５のオンの回数の増加がオン期間の短縮によって相殺される。このことから、スイッチングトランジスタ駆動回路６を製造するときの半導体プロセスのばらつき（変動）（抵抗Ｒ３のばらつき）による、ＬＥＤモジュール４に供給されるＬＥＤ供給電流の電流値のばらつき（変動）、すなわち、照明装置の明るさ特性のばらつき（変動）を抑えることが可能である。なお、図１、図２で示されている、オフセット電圧生成回路は一例であり、これに限定されるものではない。発振器６３をバイアスする電流に合わせて検出電圧をオフセットすることができる回路を広く採用することが可能である。
【００５４】
（第２の実施形態）
本発明にかかる照明用電源回路の他の例について図面を参照して説明する。図３は本発明にかかる照明用電源回路の他の例を示す図である。なお、図３において、図９と同じ部分には同じ符号を付し、同じ部分の詳細な説明を省略する。
【００５５】
図３に示すように、照明用電源回路Ｂは、スイッチングトランジスタ制御回路６Ｂにおいて、調整回路の１つであり、コンパレータ６１に入力される基準電圧を生成する基準電圧生成回路６５を備えている。基準電圧生成回路６５もスイッチングトランジスタ制御回路６Ｂの内部に構成されている。
【００５６】
図４は図３に示すスイッチングトランジスタ制御回路の内部に備えられる基準電圧生成回路の例を示す図である。図４に示す基準電圧生成回路６５には図２に示すバイアス電流生成回路と同じ構成の回路を有しており、詳細な説明を省略する。図４に示すように、基準電圧生成回路６５は、１０個のトランジスタＱ１１〜Ｑ２０と、１個の抵抗Ｒ５を備えた構成となっている。基準電圧生成回路６５において、基準電圧はトランジスタＱ１３〜Ｑ１７の５段のベース−エミッタ間電圧を積み上げ、その電圧をトランジスタＱ１８でバッファし、さらにトランジスタＱ１９、Ｑ２０でシフトすることで生成されている。そして、トランジスタＱ１９及びＱ２０は、トランジスタＱ１１、Ｑ１２で構成されるカレントミラー回路によって、発振器６３をバイアスする基準電流Ｉｃと同じ電流値のバイアス電流でバイアスされている。
【００５７】
トランジスタのベースエミッタ間の電圧はコレクタ電流に依存しており、コレクタ電流が大きくなると、トランジスタのベースエミッタ間の電圧も大きくなる。すなわち、基準電流Ｉｃが大きくなると、トランジスタＱ１８−Ｑ２０のコレクタ電流が大きくなり、トランジスタＱ１８−Ｑ２０のベース−エミッタ間の電圧が大きくなる。このことから、基準電流値ｉｃが大きくなるとトランジスタＱ１８のベース電圧に対するシフト量が大きくなり、基準電圧が下がる。
【００５８】
基準電流Ｉｃが上がることで発振器６３の発振周波数（クロック数）は高くなり、基準電圧が低下するので、スイッチングトランジスタ５のオンの回数は増えるがオン期間が短くなる。逆に、基準電流Ｉｃが下がると発振器６３の発振周波数（クロック数）は低くなり、基準電圧が上昇するので、スイッチングトランジスタ５のオンの回数が減る一方、オン期間が長くなる。これにより、ＬＥＤモジュール４に供給されるＬＥＤ供給電流の平均は発振周波数がばらついても一定或いは略一定となる。
【００５９】
これにより、基準電流Ｉｃ（抵抗Ｒ３）がばらついても（変動しても）ＬＥＤモジュール４に流れるＬＥＤ供給電流の平均のばらつき（変動）を抑えることができ、照明装置の明るさ特性のばらつき（変動）を抑えることができる。なお、図４に示す基準電圧生成回路は一例であり、この構成に限定されるものではなく、発振器６３をバイアスする電流に合わせて基準電圧を調整することができる回路を広く採用することが可能である。
【００６０】
（第３の実施形態）
本発明にかかる照明用電源回路のさらに他の例について図面を参照して説明する。図５は本発明にかかる照明用電源回路における供給電流の波形を示す図である。なお、図５には、各部の電圧、抵抗、インピーダンス等を示すためＬＥＤモジュール４、コイルＬ１、スイッチングトランジスタ５及び電流値検出用抵抗の概観図も記載している。
【００６１】
図５は、ＬＥＤモジュール４に供給されるＬＥＤ供給電流の時間経過による変化を示している。図５に示すように、ＬＥＤモジュール４に供給されるＬＥＤ供給電流の電流波形はのこぎり波形となっている。照明装置の明るさはＬＥＤモジュール４に供給されるＬＥＤ供給電流に依存している。つまり、照明装置の明るさは、ＬＥＤ供給電流がのこぎり波形であるので、ＬＥＤ供給電流の平均であるＬＥＤ駆動電流ＩＬＥＤに依存する。
【００６２】
図５において、Ｔｏｎはスイッチングトランジスタ５がオンしている期間、Ｔｏｆｆはスイッチングトランジスタ５がオフしている期間、Ｔｒｅｓはスイッチングトランジスタ５がオフになりコイルに蓄えられたエネルギが放出されゼロになるまでの期間である。また、Ｔｃは電流波形の周期（オンのタイミングから次のオンのタイミングまでの期間）で、発振器６３から出力される発振信号の発振周波数ｆｃの逆数で表される。
【００６３】
図５の回路図に示しているように、ＬＥＤモジュール４に供給される電圧（供給電圧）をＶＢ、ＬＥＤモジュール４のトータル順方向電圧をＶＦ、コイルＬ１のインダクタンスをＬ、ＬＥＤ供給電流のピーク値をＩｐｋとすると、オン期間の長さＴｏｎは、数１に示すとおりとなる。
【数１】
2012174536.tif 000003
また、オフ期間の長さＴｏｆｆは数２に示すとおりになる。
【数２】
2012174536.tif 000004
１周期間の電流値をＴｏｎとＴｒｅｓの２つの三角形面積として算出し、周期Ｔｃで割ることで、ＬＥＤ供給電流の平均であるＬＥＤ駆動電流ＩＬＥＤを得る。ＩＬＥＤの算出式を数３に示す。
【数３】
2012174536.tif 000005
【００６４】
数３より、ＬＥＤモジュール４に供給されるＬＥＤ駆動電流ＩＬＥＤは、発振器６３の発振周波数ｆｃと、ＬＥＤ供給電流のピーク値Ｉｐｋの２乗に依存している。このことから、発振周波数ｆｃのばらつき（変動）に対し、ＬＥＤ供給電流（電流値検出用抵抗Ｒｓで検出される検出電圧）を２乗の依存特性で相殺するようにしてやれば、発振器６３の発振周波数のばらつき（変動）を精度良く補正してやることが可能である。このことから、ＬＥＤ供給電流を２乗の依存特性で相殺するように、回路を構成する素子を選択することで、ＬＥＤモジュール４の照度のばらつきを精度良く低減することができる。
【００６５】
（第４の実施形態）
本発明にかかる照明用電源回路のさらに他の例について図面を参照して説明する。図６は本発明にかかる照明用電源回路のさらに他の例を示す図である。図６に示す照明用電源回路Ｃには、交流電源１と整流回路２との間に調光器１１が備えられている。また、整流回路２に流れている電流を電圧に変換し調光器の位相を検出する調光器位相検出用回路Ｆｊを備えている。さらに、スイッチングトランジスタ制御回路６Ｃを備えており、スイッチングトランジスタ制御回路６Ｃの内部には調光器用コンパレータ６６が追加されている。なお、これら以外の部分は、図１に示す照明用電源回路Ａと同じ構成であり、同じ符号を付すとともに、同じ部分の詳細な説明は省略する。
【００６６】
調光器１１は、従来よく知られた位相制御式の調光器である。位相制御式の調光器は、例えば特開2010-212267に記載されているように、スイッチング素子（一般的にはサイリスタ素子やトライアック素子）を交流電源１より出力される交流電圧のある位相角でオンすることによりＬＥＤモジュール４への電源供給を制御しており、ボリューム素子一つで簡単にＬＥＤモジュール４を調光制御できる。調光器１１で調整され平滑回路３で平滑化された電流の平均値は、調光器１１のスイッチング素子がオンする位相角で決定される。そこで、調光器位相検出用回路Ｆｊを用いて、調光器の位相角を位相検出電圧として検出し、ＬＥＤモジュール４に供給されるＬＥＤ駆動電流値の検出を行っている。調光器位相検出用回路Ｆｊは、２個の抵抗Ｒｆ１、Ｒｆ２と、コンデンサＣｆ１とを備えている。調光器位相検出用回路Ｆｊは、整流回路２で整流された電流から、抵抗Ｒｆ１、Ｒｆ２で抵抗分割され、コンデンサＣｆ１で平滑化された電圧（位相検出電圧）を検出している。この検出された位相検出電圧はスレッシュ電圧として、調光器用コンパレータ６６に入力される。
【００６７】
スイッチングトランジスタ制御回路６Ｃの調光器用コンパレータ６６は電流値検出用抵抗Ｒｓで検出され、バイアス電流とオフセット抵抗とで算出されたオフセット電圧でオフセットされた検出電圧と、スレッシュ電圧とを比較し、オフセットされた検出電圧がスレッシュ電圧よりも低いとローレベルを出力する。そして、オフセットされた検出電圧がスレッシュ電圧に達するとハイレベルを出力する。調光器用コンパレータ６６の出力は、フリップフロップ６４のリセットに入力される。
【００６８】
図５に示すように、コンパレータ６１と調光器用コンパレータ６６のいずれか一方がハイレベルを出力すると、フリップフロップ６４のリセットにハイレベルが入力される。スイッチングトランジスタ制御回路６Ｃにおいて、発振器６３の発振周波数のばらつきはバイアス電流とオフセット電圧とで相殺されている。また、調光器用コンパレータ６６を用いることで、調光器１１の位相角と同じタイミングでスイッチングトランジスタ５のオンオフを制御することが可能となっている。これにより、スイッチングトランジスタ制御回路６Ｃの半導体プロセスによるばらつきで発生する、発振器のばらつき（変動）による、照明装置の明るさ特性のばらつきを抑えることができるとともに、調光器の調光に正確に対応した明るさで照明装置（ＬＥＤモジュール）を点灯させることが可能である。
【００６９】
コンパレータ６１はＬＥＤモジュール４に供給されるＬＥＤ供給電流の最大値を制御（制限）するように動作するため、照明装置の最大の明るさを決めている。一方で、調光器用コンパレータ６６は調光器１１による調光動作にあわせて照明装置の明るさを変動させる、すなわち、照明動作を最大明るさのまでの間で制御するものである。以上のことより、調光器用コンパレータ６６のスレッシュ電圧はコンパレータ６１の基準電圧よりも低くなるように、抵抗Ｒｆ１、Ｒｆ２の抵抗値、コンデンサＣｆ１の容量が決定される。
【００７０】
なお、本実施形態では、スイッチングトランジスタ制御回路６Ｃにバイアス電流生成回路を備え、調整回路であるオフセット電圧生成回路を含む構成の照明用電源装置Ｃを例に説明しているが、調整回路として、基準電圧生成回路を含む構成のものであってもよい。
【００７１】
（第５の実施形態）
本発明にかかる照明用電源回路のさらに他の例について図面を参照して説明する。図７は本発明にかかる照明用電源回路のさらに他の例を示す図である。図７に示す照明用電源回路Ｄは絶縁型であり、スイッチングトランジスタ５に接続されるコイルをトランスＴｒとすることで、１次側電源と、２次側のＬＥＤモジュール４とを絶縁することが可能である。
【００７２】
ＬＥＤモジュール４及びトランスＴｒ以外は、上述している各実施形態に記載の構成を用いることが可能である。なお、トランスＴｒの一次側コイルＬｔ１もエネルギを蓄えることが可能であり、照明用電源回路Ｄにおいて、スイッチングトランジスタ５がオフになったのちも、一次側コイルＬｔ１に蓄えられたエネルギがゼロになるまで、２次側コイルＬｔ２に起電力が発生する。これにより、ＬＥＤモジュール４には、スイッチングトランジスタ５がオフになり、１次側コイルＬｔ１に蓄えられたエネルギがゼロになるまでの間、電流が供給される。照明用電源回路Ｄにおいて、ＬＥＤモジュール４にはショットキーダイオードＤｓ１が取り付けられており、電流が逆流するのを抑制している。
【００７３】
以上、各実施例で示した照明用電源回路を用いることで、スイッチングトランジスタ制御回路の製造時のばらつきにより生じる、発振器の発振周波数（クロック数）のばらつき（変動）による照明照度（明るさ）のばらつきを抑えることができる。
【００７４】
また、上述のスイッチングトランジスタとして、例えば、バイポーラ型のトランジスタ、ＭＯＳトランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ等スイッチングトランジスタ制御回路からの信号によりオンオフするトランジスタを広く採用することができる。また、トランジスタ以外にも、信号を受信することでオンオフを切り替えることができるスイッチング素子を広く採用することが可能である。
【００７５】
以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明はこの内容に限定されるものではない。また本発明の実施形態は、発明の趣旨を逸脱しない限り、種々の改変を加えることが可能である。
【産業上の利用可能性】
【００７６】
本発明にかかる照明用電源回路は、ＬＥＤ、有機ＥＬ等の直流電流で点灯するとともに、オンオフのデューティーを変更することで、照度（明るさ）を調整する照明装置に用いることが可能である。
【符号の説明】
【００７７】
１  交流電源
２  整流回路
３  平滑回路
４  ＬＥＤモジュール
５  スイッチングトランジスタ
６  スイッチングトランジスタ制御回路（ＩＣ）
６０  バイアス電流供給部
６１  コンパレータ
６２  電源
６３  発振器
６４  フリップフロップ（ＳＲ型）
６５  基準電圧生成回路
６６  調光器用コンパレータ
Ｒｓ  電流値検出用抵抗
Ｒｆ  オフセット生成抵抗
Ｌ１  コイル
Ｑ１〜Ｑ６、Ｑ１１〜Ｑ２０  トランジスタ（ｎｐｎ型）
Ｑ７〜Ｑ１０  トランジスタ（ｐｎｐ型）
Ｒ１〜Ｒ５  抵抗
【図１】
2012174536.tif 000006
【図２】
2012174536.tif 000007
【図３】
2012174536.tif 000008
【図４】
2012174536.tif 000009
【図５】
2012174536.tif 000010
【図６】
2012174536.tif 000011
【図７】
2012174536.tif 000012
【図８】
2012174536.tif 000013
【図９】
2012174536.tif 000014
【図１０Ａ】
2012174536.tif 000015
【図１０Ｂ】
2012174536.tif 000016
【図１１Ａ】
2012174536.tif 000017
【図１１Ｂ】
2012174536.tif 000018