(57)【要約】【課題】スイッチング素子の駆動周波数を変更することなく、コイルのインダクタンスを変更することによって、コイル損失およびスイッチング損失を低減するＤＣ−ＤＣコンバータ回路を提供する。【解決手段】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、第１のコイルと、第１のスイッチング素子と、第１のダイオードと、第２のコイルと、第２のスイッチング素子と、第２のダイオードと、制御部とを備え、制御部は、直流出力が所定値以上である高出力モードである場合、所定の周波数で第１のスイッチング素子のオンとオフとを切り替え、第２のスイッチング素子をオフし、直流出力が所定値未満である低出力モードである場合、第１のスイッチング素子をオフし、所定の周波数で第２のスイッチング素子のオンとオフとを切り替える。【選択図】図１
2012135185.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力端子で直流電源からの直流入力を受けて、これと異なる直流出力を出力端子に出力するＤＣ−ＤＣコンバータ回路であって、
一方端が前記入力端子に接続される第１のコイルと、
一方端が前記第１のコイルの他方端に接続され、他方端が接地される第１のスイッチング素子と、
前記第１のコイルと前記第１のスイッチング素子との接続点である第１の接続点から前記出力端子方向へ整流させる第１のダイオードと、
一方端が前記第１の接続点に接続される第２のコイルと、
一方端が前記第２のコイルの他方端に接続され、他方端が接地される第２のスイッチング素子と、
前記第２のコイルと前記第２のスイッチング素子との接続点である第２の接続点から前記出力端子方向へ整流させる第２のダイオードと、
前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子のオンオフを制御する制御部とを備え、
前記制御部は、
前記直流出力が所定値以上である高出力モードである場合、所定の周波数で前記第１のスイッチング素子のオンとオフとを切り替え、前記第２のスイッチング素子をオフし、
前記直流出力が前記所定値未満である低出力モードである場合、前記第１のスイッチング素子をオフし、前記所定の周波数で前記第２のスイッチング素子のオンとオフとを切り替える、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
【請求項２】
前記入力端子と前記第２のダイオードのアノード側との間にスイッチを接続し、
前記制御部は、
前記高出力モードである場合、前記スイッチをオンし、
前記低出力モードである場合、前記スイッチをオフすることを特徴とする、請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
【請求項３】
前記低出力モードでは、前記第１のコイルおよび前記第２のコイルに流れるコイル電流が０になる期間を有することを特徴とする、請求項１〜２のいずれかに記載のＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
【請求項４】
前記第１のコイルおよび前記第２のコイルに流れるコイル電流が０になる期間は、瞬時であることを特徴とする、請求項３に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流入力を受けてこれと異なる直流出力を出力するＤＣ−ＤＣコンバータ回路に関し、より特定的には、コイル損失およびスイッチング損失を低減するＤＣ−ＤＣコンバータ回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、直流入力を受けてこれと異なる直流出力を出力するＤＣ−ＤＣコンバータ回路が用いられている。図２０は、従来技術におけるＤＣ−ＤＣコンバータ回路９０を示す図である。図２０において、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路９０は、コイル９１と、スイッチング素子９２と、ダイオード９３と、コンデンサ９４とを備える。
【０００３】
具体的には、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路９０は、コイル９１を流れるコイル電流が一旦０になる電流不連続モードで制御される。ＤＣ−ＤＣコンバータ回路９０は、スイッチング素子９２のオフタイミングに、寄生容量の影響により電圧の上昇を抑えた状態でスイッチングを行うゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）を実現するとともに、その後のスイッチング素子９２のオンタイミングでも、コイル９１に流れるコイル電流を逆流させることによりスイッチング素子９２の両端の電圧差が０になるタイミングを作って、ゼロ電圧スイッチングを実現する、いわゆる自然転流方式による制御を行うことが可能である。
【０００４】
図２１は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路９０における信号波形の一例を示す図である。図２１において、先ず、スイッチング素子９２をオンすることにより、コイル９１にコイル電流ＩＬを流してエネルギーを蓄える。次に、スイッチング素子９２がオフされるが、このときには、当該スイッチング素子９２に流れていた電流ＩＳが寄生容量により吸収されるため、スイッチング素子９２の端子間の電圧の上昇が抑えられ、ゼロ電圧スイッチングが実現される。その後、コイル９１を流れるコイル電流ＩＬはダイオード９３を介して出力端子側へ流れ（電流ＩＤ）、当該コイル電流ＩＬは徐々に減少していく。当該コイル９１に流れるコイル電流ＩＬが減少して０になった後、当該コイル電流ＩＬが逆流をし始め、寄生容量の電荷が入力電圧に回生する。この場合、電圧の電圧波形は、コイル９１のインダクタンスと寄生容量との共振により、入力電圧レベルを中心としてＣＯＳ波形となる。そして、電圧が０になった時点で静電容量の電荷が０となり、スイッチング素子９２の寄生整流素子を通じてコイル９１に電流が流れ始め、コイル９１の逆流電流は徐々に減少する。この時点でスイッチング素子９２を再びオンすることにより、ゼロ電圧スイッチングおよびゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）を実現することができる。このような自然転流方式により、スイッチング損失を抑えて、効率の良いスイッチングが可能となる。
【０００５】
さらに、従来技術における自然転流方式のＤＣ−ＤＣコンバータ回路において、低出力時にはスイッチング素子のオンＤＵＴＹ比を下げて、高出力時にはスイッチング素子のオンＤＵＴＹ比を上げる、もしくは低出力時にはスイッチング素子の駆動周波数を上げて、高出力時にはスイッチング素子の駆動周波数を下げることによって、スイッチング損失を抑えた効率の良いスイッチングが実現されている。
【０００６】
また、特許文献１では、並列接続された複数のＤＣ−ＤＣコンバータユニットを用いることで、より高負荷に対応可能な並列接続型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路が提案されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００９−７７５３７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、従来技術における自然転流方式のＤＣ−ＤＣコンバータ回路では、低出力時にはスイッチング素子のオンＤＵＴＹ比を下げるが、コイル電流が蓄積されるペースが同じであるため、コイル損失が大きいという課題があった。
【０００９】
図２２は、従来技術における自然転流方式のＤＣ−ＤＣコンバータ回路のコイル損失を示す図である。図２２（ａ）では、スイッチング素子のオンとオフとを切り替える周期Ｔ１について、スイッチング素子がオンされているオン期間Ｔ１ｏｎ、およびスイッチング素子がオフされているオフ期間Ｔ１ｏｆｆとしている。ここで、出力電力Ｗは、コイル電流ＩＬおよび出力電圧ＶＨを用いて、下記（数１）のように算出される。
Ｗ＝（１／Ｔ１）∫（ＩＬ）ｄｔ×ＶＨ    ・・・（数１）
なお、出力電圧ＶＨは一定値であることから、出力電圧Ｗは、オフ期間Ｔ１ｏｆｆに出力されるコイル電流ＩＬによって決定される（図２２（ａ）に示す斜線部分）。
【００１０】
次に、コイル損失ＣＬは、コイル抵抗Ｒ、およびコイル電流ＩＬを用いて、下記（数２）のように算出される。
ＣＬ＝（１／Ｔ１）×∫｛Ｒ×（ＩＬ）2｝ｄｔ    ・・・（数２）
【００１１】
この場合、スイッチング素子のオンＤＵＴＹ比を下げているため、オフ期間Ｔ１ｏｆｆのうち、コイル電流ＩＬが０となる期間が長くなる。そして、出力電力Ｗを得るために、オフ期間Ｔ１ｏｆｆのうち、コイル電流ＩＬが０とならない期間の電流（ピーク電流ａ１）を大きくする必要があり、その結果、コイル損失ＣＬは大きくなってしまう。
【００１２】
そこで、従来技術における自然転流方式のＤＣ−ＤＣコンバータ回路において、低出力時にはスイッチング素子の駆動周波数を上げて、コイル電流ＩＬが０となる期間を短くして、ピーク電流を抑える手法がある。図２２（ｂ）では、スイッチング素子のオンとオフとを切り替える周期Ｔ２（＜Ｔ１）について、スイッチング素子がオンされているオン期間Ｔ２ｏｎ、およびスイッチング素子がオフされているオフ期間Ｔ２ｏｆｆとしている。ここで、上述したように、出力電圧ＶＨは一定値であるため、出力電力Ｗは、オフ期間Ｔ２ｏｆｆに出力されるコイル電流ＩＬによって決定される（図２２（ｂ）に示す斜線部分）。このように、当該出力電力Ｗと図２２（ａ）の場合の出力電力とが等しくなるピーク電流ａ２は、ピーク電流ａ１より抑えることができる。
【００１３】
ただし、当該手法においては、スイッチング素子の駆動周波数が大きくなるため、時間当たりのスイッチング回数が増加し、その結果、スイッチング損失が大きくなってしまう。さらに、スイッチング素子の駆動周波数は、ラジオノイズの影響から自由に変更できないという問題もある。
【００１４】
それ故に、本発明の目的は、スイッチング素子の駆動周波数を変更することなく、コイルのインダクタンスを変更することによって、コイル損失およびスイッチング損失を低減するＤＣ−ＤＣコンバータ回路を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
上記目的を達成するために、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、入力端子で直流電源からの直流入力を受けて、これと異なる直流出力を出力端子に出力するＤＣ−ＤＣコンバータ回路であって、一方端が入力端子に接続される第１のコイルと、一方端が第１のコイルの他方端に接続され、他方端が接地される第１のスイッチング素子と、第１のコイルと第１のスイッチング素子との接続点である第１の接続点から出力端子方向へ整流させる第１のダイオードと、一方端が第１の接続点に接続される第２のコイルと、一方端が第２のコイルの他方端に接続され、他方端が接地される第２のスイッチング素子と、第２のコイルと第２のスイッチング素子との接続点である第２の接続点から出力端子方向へ整流させる第２のダイオードと、第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子のオンオフを制御する制御部とを備え、制御部は、直流出力が所定値以上である高出力モードである場合、所定の周波数で第１のスイッチング素子のオンとオフとを切り替え、第２のスイッチング素子をオフし、直流出力が所定値未満である低出力モードである場合、第１のスイッチング素子をオフし、所定の周波数で第２のスイッチング素子のオンとオフとを切り替える。
かかる構成により、第１のコイルおよび第２のコイルを用いて、コイルのインダクタンスを変更することによって、低出力時における第２のスイッチング素子の駆動周波数を変更することなく、コイル損失およびスイッチング損失を低減することができる。
【００１６】
好ましいＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、入力端子と第２のダイオードのアノード側との間にスイッチを接続し、制御部は、高出力モードである場合、スイッチをオンし、低出力モードである場合、スイッチをオフすることを特徴とする。
かかる構成により、第１のコイル１１０、第２のコイル１２０、およびスイッチ２１０を用いて、コイルのインダクタンスを変更することによって、低出力時における第２のスイッチング素子の駆動周波数を変更することなく、コイル損失およびスイッチング損失を低減することができると共に、高出力時において、コイルのインダクタンスを変更することによって、コイル損失をさらに低減することができる。
【００１７】
典型的には、低出力モードでは、第１のコイルおよび第２のコイルに流れるコイル電流が０になる期間を有することを特徴とする。
かかる構成により、電流不連続モードを維持しつつ、コイル損失を低減することができる。
【００１８】
さらに好ましくは、第１のコイルおよび第２のコイルに流れるコイル電流が０になる期間は、瞬時であることを特徴とする。
かかる構成により、第１のコイルおよび第２のコイルに流れるコイル電流が０になる期間を短くすることによって、コイル損失を、さらに低減することができる。
【００１９】
また、上記目的を達成するために、上述した本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ回路の各構成が行うそれぞれの処理は、一連の処理手順を与えるスイッチング制御方法として捉えることができる。この方法は、一連の処理手順をコンピュータに実行させるためのプログラムの形式で提供される。このプログラムは、コンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録された形態で、コンピュータに導入されてもよい。
【発明の効果】
【００２０】
上述のように、本発明によれば、スイッチング素子の駆動周波数を変更することなく、コイルのインダクタンスを変更することによって、コイル損失およびスイッチング損失を低減するＤＣ−ＤＣコンバータ回路を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】本発明の第１の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ回路１００を示す図
【図２】高出力モードのＤＣ−ＤＣコンバータ回路１００の様子を示す図
【図３】高出力モードのＤＣ−ＤＣコンバータ回路１００における信号波形を示す図
【図４】低出力モードのＤＣ−ＤＣコンバータ回路１００の様子を示す図
【図５】低出力モードのＤＣ−ＤＣコンバータ回路１００における信号波形を示す図
【図６】高出力モードと低出力モードとの切り替えに関する様子を示す図
【図７】出力端子における出力電圧および出力電流を監視しながら、高出力モードと低出力モードとの切り替える制御部１８０の構成を示す一例
【図８】入力端子における入力電圧と、第１のスイッチング素子１３０または第２のスイッチング素子１４０のオン期間Ｔｏｎとを監視しながら、高出力モードと低出力モードとを切り替える制御部１８０の構成を示す一例
【図９】従来技術におけるＤＣ−ＤＣコンバータ回路と、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１００とのコイル損失の比較を示す図
【図１０】コイルを直列にｎ個接続させた多段式のＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０１を示す図
【図１１】ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０１の第１のスイッチング素子１３１−１〜第ｎのスイッチング素子１３１−ｎにおけるスイッチング制御を示す図
【図１２】本発明の第２の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ回路２００を示す図
【図１３】高出力モードのＤＣ−ＤＣコンバータ回路２００の様子を示す図
【図１４】高出力モードのＤＣ−ＤＣコンバータ回路２００における信号波形を示す図
【図１５】低出力モードのＤＣ−ＤＣコンバータ回路２００の様子を示す図
【図１６】低出力モードのＤＣ−ＤＣコンバータ回路２００における信号波形を示す図
【図１７】コイルを直列にｎ個接続させた多段式のＤＣ−ＤＣコンバータ回路２０１を示す図
【図１８】ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２０１の第１のスイッチング素子１３１−１〜第ｎのスイッチング素子１３１−ｎにおけるスイッチング制御を示す図
【図１９】車両に搭載される各機能部を示す図
【図２０】従来技術におけるＤＣ−ＤＣコンバータ回路９０を示す図
【図２１】ＤＣ−ＤＣコンバータ回路９０における信号波形の一例を示す図
【図２２】従来技術における自然転流方式のＤＣ−ＤＣコンバータ回路のコイル損失を示す図
【発明を実施するための形態】
【００２２】
以下、本発明の各実施形態を、図面を参照しながら説明する。
【００２３】
＜第１の実施形態＞
図１は、本発明の第１の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ回路１００を示す図である。図１において、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１００は、第１のコイル１１０と、第２のコイル１２０と、第１のスイッチング素子１３０と、第２のスイッチング素子１４０と、第１のダイオード１５０と、第２のダイオード１６０と、コンデンサ１７０と、制御部１８０とを備える。
【００２４】
ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１００において、入力電圧ＶＢが直流電源から入力端子に供給され、出力電圧ＶＨが出力端子から出力される。
【００２５】
第１のコイル１１０は、一方端が入力端子に接続されており、他方端が第１のスイッチング素子１３０のドレインに接続されている。なお、第１のコイル１１０の他方端と、第１のスイッチング素子１３０のドレインとの接続点を第１の接続点Ｘ１とする。
【００２６】
第１のダイオード１５０は、陽極が第１の接続点Ｘ１に接続されており、陰極が出力端子に接続されている。なお、第１のダイオード１５０は、例えば、パワーＭＯＳ等のダイオードを内蔵したスイッチでも構わない。
【００２７】
第２のコイル１２０は、一方端が第１の接続点Ｘ１に接続されており、他方端が第２のスイッチング素子１４０のドレインに接続されている。なお、第２のコイル１２０の他方端と、第２のスイッチング素子Ｓ２のドレインとの接続点を第２の接続点Ｘ２とする。
【００２８】
第２のダイオード１６０は、陽極が第２の接続点Ｘ２に接続されており、陰極が出力端子に接続されている。なお、第２のダイオード１６０は、例えば、パワーＭＯＳ等のダイオードを内蔵したスイッチでも構わない。
【００２９】
コンデンサ１７０は、第１のダイオード１５０および第２のダイオード１６０の陰極と、接地電位（ＧＮＤ）との間に配置されている。
【００３０】
制御部１８０は、第１のスイッチング素子１３０および第２のスイッチング素子１４０のオンとオフとの切り替えについて、例えば、入力端子における入力電圧ＶＢ、または出力端子における出力電圧ＶＨを監視しながらスイッチング制御している。制御部１８０の構成およびスイッチング制御について、詳細な説明は後述する。
【００３１】
なお、第１のスイッチング素子１３０および第２のスイッチング素子１４０は、例えば、パワーＭＯＳ、およびＩＧＢＴ等であって、第１のスイッチング素子１３０および第２のスイッチング素子１４０のソースは、それぞれ接地電位（ＧＮＤ）に接続されている。
【００３２】
以下、出力端子における出力電圧ＶＨが所定値以上である高出力モードである場合と、出力端子における出力電圧ＶＨが所定値未満である低出力モードである場合とにおける、第１のスイッチング素子１３０および第２のスイッチング素子１４０のスイッチング制御について、詳しく説明する。
【００３３】
＜高出力モードにおけるスイッチング制御＞
図２および図３を参照しながら、高出力モードにおけるスイッチング制御について詳しく説明する。図２は、高出力モードのＤＣ−ＤＣコンバータ回路１００の様子を示す図である。図３は、高出力モードのＤＣ−ＤＣコンバータ回路１００における信号波形を示す図である。
【００３４】
高出力モードでは、第１のスイッチング素子１３０を所定の周波数ｆｓでＰＷＭ（Pulse Width Modulation）駆動させ、第１のスイッチング素子１３０のオンとオフとを切り替える。図３において、第１のスイッチング素子１３０のオンとオフとを切り替える周期Ｔについて、第１のスイッチング素子１３０がオンされているオン期間Ｔｏｎ、および第１のスイッチング素子１３０がオフされているオフ期間Ｔｏｆｆとしている。一方、第２のスイッチング素子１４０はオフ状態を継続させている。
【００３５】
先ず、第１のスイッチング素子１３０がオンされている場合（オン期間Ｔｏｎ）、入力端子から第１のコイル１１０および第１のスイッチング素子１３０を介してＧＮＤへ電流が流れる。ここで、第１のコイル１１０に流れるコイル電流ＩＬ１は、０から（入力電圧ＶＢ／第１のコイル１１０のインダクタンスＬ１）の電流変化量で増加する。換言すれば、図３において、オン期間Ｔｏｎでは、コイル電流ＩＬ１は、傾きｄ（ＩＬ１）／ｄｔ＝（ＶＢ／Ｌ１）で増加する。
【００３６】
なお、オン期間Ｔｏｎでは、第１のスイッチング素子１３０に流れる電流ＩＳ１は、コイル電流ＩＬ１と同様に増加する。
【００３７】
また、第１のスイッチング素子１３０がオンされているため、第１の接続点Ｘ１の電位ＶＸ１はＧＮＤであって、出力電圧ＶＨ＞ＶＸ１である。そして、第２のスイッチング素子１４０はオフ状態が継続されているため、第２のコイル１２０に流れるコイル電流ＩＬ２は０である。つまり、第２の接続点Ｘ２の電位ＶＸ２はＶＸ１と同様にＧＮＤであって、出力電圧ＶＨ＞ＶＸ２である。
【００３８】
したがって、オン期間Ｔｏｎでは、第１のダイオード１５０および第２のダイオード１６０はオフ状態であって、第１のダイオード１５０に流れる電流ＩＤ１および第２のダイオード１６０に流れる電流ＩＤ２は、０である。
【００３９】
次に、第１のスイッチング素子１３０がオフされている場合（オフ期間Ｔｏｆｆ）、入力端子から第１のコイル１１０および第１のダイオード１５０を介して出力端子へ電流が流れる。具体的には、第１のスイッチング素子１３０がオフされると、第１のコイル１１０が電流状態を維持するために起電力Ｖｅｍ１が発生する。そして、以下の（数３）を満たすと、第１のダイオード１５０がオン状態となり、電流ＩＤ１が流れて、出力端子に出力される。
（出力電圧ＶＨ＋ダイオードオン電圧Ｖｆ）＜（入力電圧ＶＢ＋起電力Ｖｅｍ１）          ・・・（数３）
【００４０】
なお、オフ期間Ｔｏｆｆでは、第１のダイオード１５０がオン状態となるが、第２のダイオード１６０はオン状態にならない。第２のダイオード１６０がオン状態になる（第２のダイオード１６０に電流ＩＤ２が流れる）ためには、第２のコイル１２０にコイル電流ＩＬ２が流れ、第２の接続点Ｘ２の電位ＶＸ２とすると、以下の（数４）を満たす必要がある。
第１の接続点Ｘ１の電位ＶＸ１＞（出力電圧ＶＨ＋ダイオードオン電圧Ｖｆ＋第２の接続点Ｘ２の電位ＶＸ２）      ・・・（数４）
【００４１】
しかしながら、（数４）を満たす前に、（数３）を満たすため、第１のダイオード１５０がオン状態となり、電流ＩＤ１が流れて、出力端子に出力される。
【００４２】
上述のように、高出力モードでは、第１のスイッチング素子１３０を所定の周波数ｆｓでＰＷＭ駆動させ、第２のスイッチング素子１４０はオフ状態を継続させることによって、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１００は、インダクタンス値が第１のコイル１１０のインダクタンスＬ１である昇圧コンバータとして機能する。
【００４３】
＜低出力モードにおけるスイッチング制御＞
図４および図５を参照しながら、低出力モードにおけるスイッチング制御について詳しく説明する。図４は、低出力モードのＤＣ−ＤＣコンバータ回路１００の様子を示す図である。図５は、低出力モードのＤＣ−ＤＣコンバータ回路１００における信号波形を示す図である。
【００４４】
低出力モードでは、第２のスイッチング素子１４０を所定の周波数ｆｓでＰＷＭ駆動させ、第２のスイッチング素子１４０のオンとオフとを切り替える。図５において、第２のスイッチング素子１４０のオンとオフとを切り替える周期Ｔについて、第２のスイッチング素子１４０がオンされているオン期間Ｔｏｎ、および第２のスイッチング素子１４０がオフされているオフ期間Ｔｏｆｆとしている。一方、第１のスイッチング素子１３０はオフ状態を継続させている。
【００４５】
先ず、第２のスイッチング素子１４０がオンされている場合（オン期間Ｔｏｎ）、入力端子から第１のコイル１１０、第２のコイル１２０、および第２のスイッチング素子１４０を介してＧＮＤへ電流が流れる。ここで、第１のコイル１１０に流れるコイル電流ＩＬ１および第２のコイル１２０に流れるコイル電流ＩＬ２は、０から（入力電圧ＶＢ／（第１のコイル１１０のインダクタンスＬ１＋第２のコイル１２０のインダクタンスＬ２））の電流変化量で増加する。換言すれば、図５において、オン期間Ｔｏｎでは、コイル電流ＩＬ１は、傾きｄ（ＩＬ１）／ｄｔ＝（ＶＢ／（Ｌ１＋Ｌ２））で増加し、コイル電流ＩＬ２は、傾きｄ（ＩＬ２）／ｄｔ＝（ＶＢ／（Ｌ１＋Ｌ２））で増加する。
【００４６】
なお、オン期間Ｔｏｎでは、第２のスイッチング素子１４０に流れる電流ＩＳ２は、コイル電流ＩＬ１およびコイル電流ＩＬ２と同様に増加する。
【００４７】
また、第２のスイッチング素子１４０がオンされているため、第２の接続点Ｘ２の電位ＶＸ２はＧＮＤであって、出力電圧ＶＨ＞ＶＸ２である。したがって、オン期間Ｔｏｎでは、第２のダイオード１６０はオフ状態であって、第２のダイオード１６０に流れる電流ＩＤ２は、０である。
【００４８】
そして、第１のスイッチング素子１３０はオフ状態が継続されており、入力端子から第１のコイル１１０、第２のコイル１２０、および第２のスイッチング素子１４０を介してＧＮＤへ電流が流れるため、第１の接続点Ｘ１の電位ＶＸ１について、ＶＢ＞ＶＸ１＞ＶＸ２（＝ＧＮＤ）である。したがって、出力電圧ＶＨ＞ＶＸ１であるため、オン期間Ｔｏｎでは、第１のダイオード１５０はオフ状態であって、第１のダイオード１５０に流れる電流ＩＤ１は、０である。
【００４９】
次に、第２のスイッチング素子１４０がオフされている場合（オフ期間Ｔｏｆｆ）、入力端子から第１のコイル１１０、第２のコイル１２０、および第２のダイオード１６０を介してＧＮＤへ電流が流れる。具体的には、第２のスイッチング素子１４０がオフされると、第１のコイル１１０および第２のコイル１２０が電流状態を維持するために、それぞれ起電力Ｖｅｍ１および起電力Ｖｅｍ２が発生する。そして、以下の（数５）を満たすと、第２のダイオード１６０がオン状態となり、電流ＩＤ２が流れて、出力端子に出力される。
（出力電圧ＶＨ＋ダイオードオン電圧Ｖｆ）＜（入力電圧ＶＢ＋起電力Ｖｅｍ１＋起電力Ｖｅｍ２）          ・・・（数５）
【００５０】
なお、オフ期間Ｔｏｆｆでは、第２のダイオード１６０がオン状態となるが、第１のダイオード１５０はオン状態にならない。第１のダイオード１５０がオン状態になる（第１のダイオード１５０に電流ＩＤ１が流れる）ためには、上述した（数３）を満たす必要がある。
【００５１】
しかしながら、上述した（数３）を満たす前に、（数５）を満たすため、第２のダイオード１６０がオン状態となり、電流ＩＤ２が流れて、出力端子に出力される。
【００５２】
上述のように、低出力モードでは、第２のスイッチング素子１４０を所定の周波数ｆｓでＰＷＭ駆動させ、第１のスイッチング素子１３０はオフ状態を継続させることによって、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１００は、インダクタンス値が（第１のコイル１１０のインダクタンスＬ１＋第２のコイル１２０のインダクタンスＬ２）である昇圧コンバータとして機能する。
【００５３】
＜高出力モードと低出力モードとの切り替え制御＞
上述した高出力モードと低出力モードとの切り替えタイミングについて、詳しく説明する。制御部１８０は、出力端子における出力電力に基づいて、スイッチング制御している。
【００５４】
図６は、高出力モードと低出力モードとの切り替えに関する様子を示す図である。図６において、（Ｄ）および（Ｅ）は、出力電力が閾値Ｐｃ以上であって、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１００を高出力モードで動作させた場合における第１のコイル１１０に流れるコイル電流ＩＬ１の様子を示している。
【００５５】
ここで、仮に、出力電力が閾値Ｐｃ以上であって、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１００を低出力モードで動作させた場合、第１のコイル１１０に流れるコイル電流ＩＬ１および第２のコイル１２０に流れるコイル電流ＩＬ２は、（Ｃ）に示すように、第１のコイル１１０に流れるコイル電流ＩＬ１および第２のコイル１２０に流れるコイル電流ＩＬ２が０になるタイミングが一度もない電流連続モードになる。より詳細には、第２のスイッチング素子１４０のオンとオフとを切り替える周期Ｔの間に、第１のコイル１１０に流れるコイル電流ＩＬ１および第２のコイル１２０に流れるコイル電流ＩＬ２が０になるタイミングが一度もない電流連続モードでは、原理的にソフトスイッチングが不可能となる。
【００５６】
したがって、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１００を低出力モードに切り替える条件は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１００を低出力モードに切り替えた場合、第２のスイッチング素子１４０のオンとオフとを切り替える周期Ｔの間に、第１のコイル１１０に流れるコイル電流ＩＬ１および第２のコイル１２０に流れるコイル電流ＩＬ２が０になるタイミングを有する電流不連続モードを維持できることである。
【００５７】
図６の（Ｃ）に示すように、出力電力が閾値Ｐｃ以上では、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１００を低出力モードに切り替えることはできず、出力電力が閾値Ｐｃ未満で、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１００を低出力モードに切り替えることが必要である。図６において、（Ａ）および（Ｂ）は、出力電力が閾値Ｐｃ未満であって、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１００を低出力モードで動作させた場合における第１のコイル１１０に流れるコイル電流ＩＬ１、および第２のコイル１２０に流れるコイル電流ＩＬ２の様子を示している。
【００５８】
出力電力が閾値Ｐｃ未満であって、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１００を低出力モードで動作させた場合、第１のコイル１１０に流れるコイル電流ＩＬ１、および第２のコイル１２０に流れるコイル電流ＩＬ２は、（Ａ）および（Ｂ）に示すように、第１のコイル１１０に流れるコイル電流ＩＬ１および第２のコイル１２０に流れるコイル電流ＩＬ２が０になるタイミングを有する電流不連続モードを維持できている。
【００５９】
特に、（Ｂ）に示すように、第１のコイル１１０に流れるコイル電流ＩＬ１および第２のコイル１２０に流れるコイル電流ＩＬ２が０になるタイミングが瞬時になるように切り替えタイミングを設定すれば、コイル損失が小さくなるため、より好ましい。換言すれば、閾値Ｐｃは、電流不連続モードを維持できる最大出力電力であって、各部の損失を無視した理論式は、以下の（数６）のように示される。
Ｐｃ＝（１／２）×（Ｔｏｎ）2×ＶＢ2／（Ｌ１＋Ｌ２）
＝（１／２）×[（ＶＨ−ＶＢ）／（ＶＨ）]2×（ＶＢ）2／（Ｌ１＋Ｌ２）            ・・・（数６）
【００６０】
なお、制御部１８０は、出力端子における出力電力に基づいて、スイッチング制御しているが、当該制御部１８０の具体的な構成について、詳しく説明する。
【００６１】
図７は、出力端子における出力電圧および出力電流を監視しながら、高出力モードと低出力モードとの切り替える制御部１８０の構成を示す一例である。図７において、制御部１８０は、ドライバ回路１８１と、切り替え判定部１８２と、出力電力算出部１８３と、出力電圧／電流監視部１８４とを備える。
【００６２】
出力電圧／電流監視部１８４は、出力端子における出力電圧ＶＨと出力電流Ｉｏとを監視する。なお、出力電圧ＶＨおよび出力電流Ｉｏは、任意の手法を用いて測定すればよいが、例えば、出力電流Ｉｏを測定する場合には、電流測定用のシャント抵抗を配置して測定しても構わない。
【００６３】
出力電力算出部１８３は、測定された出力電圧ＶＨと出力電流とに基づいて、出力電力Ｐｏを算出する。ここで、出力電力Ｐｏは、（数７）のように示される。
Ｐｏ＝ＶＨ×Ｉｏ    ・・・（数７）
【００６４】
切り替え判定部１８２は、出力電力算出部１８３によって算出された出力電力Ｐｏに基づいて、出力電力Ｐｏが閾値Ｐｃ以上であるか否かを判定する。そして、出力電力Ｐｏが閾値Ｐｃ以上の場合、切り替え判定部１８２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１００を高出力モードで動作させると判定する。一方、出力電力Ｐｏが閾値Ｐｃ未満の場合、切り替え判定部１８２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１００を低出力モードで動作させると判定する。
【００６５】
ドライバ回路１８１は、切り替え判定部１８２の判定結果に基づいて、第１のスイッチング素子１３０および第２のスイッチング素子１４０を制御している。具体的には、高出力モードでは、ドライバ回路１８１は、第１のスイッチング素子１３０を所定の周波数ｆｓでＰＷＭ駆動させ、第１のスイッチング素子１３０のオンとオフとを切り替え、第２のスイッチング素子１４０はオフ状態を継続させている。一方、低出力モードでは、ドライバ回路１８１は、第２のスイッチング素子１４０を所定の周波数ｆｓでＰＷＭ駆動させ、第２のスイッチング素子１４０のオンとオフとを切り替え、第１のスイッチング素子１３０はオフ状態を継続させている。
【００６６】
また、制御部１８０は、入力電圧ＶＢと、第１のスイッチング素子１３０または第２のスイッチング素子１４０のオン期間Ｔｏｎとを監視しながら、高出力モードと低出力モードとを切り替えても構わない。
【００６７】
図８は、入力端子における入力電圧と、第１のスイッチング素子１３０または第２のスイッチング素子１４０のオン期間Ｔｏｎとを監視しながら、高出力モードと低出力モードとを切り替える制御部１８０の構成を示す一例である。図８において、制御部１８０は、ドライバ回路１８１と、切り替え判定部１８２と、出力電力算出部１８３と、入力電圧監視部１８５と、オン期間監視部１８６とを備える。
【００６８】
入力電圧監視部１８５は、入力端子における入力電圧ＶＢを監視する。なお、入力電圧ＶＢは、任意の手法を用いて測定すればよい。
【００６９】
オン期間監視部１８６は、第１のスイッチング素子１３０または第２のスイッチング素子１４０のオン期間Ｔｏｎを監視する。具体的には、高出力モードでは、ドライバ回路１８１は、第１のスイッチング素子１３０を所定の周波数ｆｓでＰＷＭ駆動させているため、第１のスイッチング素子１３０のオン期間Ｔｏｎを測定する。低出力モードでは、ドライバ回路１８１は、第２のスイッチング素子１４０を所定の周波数ｆｓでＰＷＭ駆動させているため、第２のスイッチング素子１４０のオン期間Ｔｏｎを測定する。
【００７０】
出力電力算出部１８３は、入力電圧監視部１８５によって測定された入力電圧ＶＢと、オン期間監視部１８６によって測定された第１のスイッチング素子１３０または第２のスイッチング素子１４０のオン期間Ｔｏｎとに基づいて、出力電力Ｐｏを算出する。ここで、出力電力Ｐｏは、（数８）のように示される。
Ｐｏ＝（１／Ｔ）×（１／２）×（Ｔｏｎ）2×ＶＢ2／（Ｌ１＋Ｌ２）
・・・（数８）
【００７１】
切り替え判定部１８２は、出力電力算出部１８３によって算出された出力電力Ｐｏに基づいて、出力電力Ｐｏが閾値Ｐｃ以上であるか否かを判定し、ドライバ回路１８１は、切り替え判定部１８２の判定結果に基づいて、第１のスイッチング素子１３０および第２のスイッチング素子１４０を制御する。切り替え判定部１８２およびドライバ回路１８１は、図８で示したものと同様である。
【００７２】
このように、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１００では、出力電力が閾値Ｐｃになれば、高出力モードと低出力モードとを切り替えて、電流不連続モードを維持しつつ、コイル損失を低減している。
【００７３】
図９は、従来技術におけるＤＣ−ＤＣコンバータ回路と、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１００とのコイル損失の比較を示す図である。図９（ａ）は、図２２（ａ）に示したように、従来技術におけるＤＣ−ＤＣ回路であって、低出力時にスイッチング素子のオンＤＵＴＹ比を下げる手法を用いた場合におけるコイル電流の変化を示している。図９（ｂ）は、図２２（ｂ）に示したように、従来技術におけるＤＣ−ＤＣ回路であって、低出力時にスイッチング素子の駆動周波数を上げる手法を用いた場合におけるコイル電流の変化を示している。図９（ｃ）は、本発明の第１の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ回路１００であって、上述した低出力モードにおけるスイッチング制御を用いた場合におけるコイル電流の変化を示している。
【００７４】
図９（ｃ）では、第２のスイッチング素子１４０のオンとオフとを切り替える周期Ｔについて、第２のスイッチング素子１４０がオンされているオン期間Ｔｏｎ、および第２のスイッチング素子１４０がオフされているオフ期間Ｔｏｆｆとしている。ここで、図２２で説明したように、出力電圧ＶＨは一定値であるため、出力電力Ｗは、オフ期間Ｔｏｆｆに出力されるコイル電流ＩＬ１およびＩＬ２によって決定される（図９（ｃ）に示す斜線部分）。このように、当該出力電力Ｗと図９（ａ）および（ｂ）の場合の出力電力とが等しくなるピーク電流ａ３は、ピーク電流ａ１より抑えることができる。
【００７５】
さらに、ピーク電流ａ３は、ピーク電流ａ１より抑えることによって、第２のスイッチング素子１４０に流れる電流ＩＳ２も抑えることができるため、スイッチング損失も抑えることができる。また、図９（ｃ）に示すように、第２のスイッチング素子１４０のオンとオフとを切り替える周期Ｔは、図９（ａ）に示す周期Ｔ１と同一であって、図９（ｂ）に示すように、スイッチング素子の駆動周波数を大きくする必要がなく、時間当たりのスイッチング回数が増加せず、その結果、スイッチング損失が大きくならない。
【００７６】
以上のように、本発明の第１の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ回路１００によれば、第１のコイル１１０および第２のコイル１２０を用いて、コイルのインダクタンスを変更することによって（第１のコイル１１０のインダクタンスＬ１＋第２のコイル１２０のインダクタンスＬ２）、低出力時における第２のスイッチング素子１４０の駆動周波数を変更することなく、コイル損失およびスイッチング損失を低減することができる。
【００７７】
なお、本実施形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１００において、第１のコイル１１０および第２のコイル１２０を備える構成としたが、これに限定されるものではなく、例えば、コイルを直列にｎ個接続させた多段式のＤＣ−ＤＣコンバータ回路であっても構わない。図１０は、コイルを直列にｎ個接続させた多段式のＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０１を示す図である。図１０において、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０１は、第１のコイル１１１−１〜第ｎのコイル１１１−ｎと、第１のスイッチング素子１３１−１〜第ｎのスイッチング素子１３１−ｎと、第１のダイオード１５１−１〜第ｎのダイオード１５１−ｎと、コンデンサ１７１とを備える。なお、第１のコイル１１１−１〜第ｎのコイル１１１−ｎのインダクタンスは、それぞれＬ１〜Ｌｎである。
【００７８】
図１１は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０１の第１のスイッチング素子１３１−１〜第ｎのスイッチング素子１３１−ｎにおけるスイッチング制御を示す図である。図１１において、例えば、状態１の場合、第ｎのスイッチング素子１３１−ｎを所定の周波数ｆｓでＰＷＭ駆動させ、第ｎのスイッチング素子１３１−ｎのオンとオフとを切り替える。一方、第１のスイッチング素子１３１−１〜第（ｎ−１）のスイッチング素子１３１−（ｎ−１）はオフ状態を継続させている。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０１は、インダクタンス値が（Ｌ１＋Ｌ２＋Ｌ３＋・・・＋Ｌｎ−１＋Ｌｎ）である昇圧コンバータとして機能する。
【００７９】
また、その他の場合も同様に、図１１に示すように、出力電力（状態１〜ｎ）に応じて、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０１の第１のスイッチング素子１３１−１〜第ｎのスイッチング素子１３１−ｎにおけるスイッチング制御がなされる。
【００８０】
ただし、いずれの場合においても、各コイルに流れるコイル電流が０になるタイミングを有する電流不連続モードを維持できるように、スイッチング制御がなされる。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０１は、各インダクタンス値に応じた昇圧コンバータとして機能する。
【００８１】
＜第２の実施形態＞
図１２は、本発明の第２の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ回路２００を示す図である。図１２において、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２００は、第１のコイル１１０と、第２のコイル１２０と、第１のスイッチング素子１３０と、第２のスイッチング素子１４０と、第１のダイオード１５０と、第２のダイオード１６０と、コンデンサ１７０と、制御部１８０と、スイッチ２１０とを備える。ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２００において、本発明の第１の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ回路１００と同一の構成については、同一の参照符号を付すことによって、詳細な説明は省略する。
【００８２】
以下、本実施形態では、本発明の第１の実施形態と異なる機能について説明する。
ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２００は、本発明の第１の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ回路１００に、入力端子と第２のダイオード１６０の陽極との間にスイッチ２１０を、さらに備えている。
【００８３】
スイッチ２１０のオンとオフとは、制御部１８０によって制御されている（図示せず）。より詳細には、制御部１８０は、高出力モードではスイッチ２１０をオンし、低出力モードではスイッチ２１０をオフする。
【００８４】
＜高出力モードにおけるスイッチング制御＞
図１３および図１４を参照しながら、高出力モードにおけるスイッチング制御について詳しく説明する。図１３は、高出力モードのＤＣ−ＤＣコンバータ回路２００の様子を示す図である。図１４は、高出力モードのＤＣ−ＤＣコンバータ回路２００における信号波形を示す図である。
【００８５】
高出力モードでは、本発明の第１の実施形態で述べたように、第１のスイッチング素子１３０を所定の周波数ｆｓでＰＷＭ駆動させ、第１のスイッチング素子１３０のオンとオフとを切り替え、第２のスイッチング素子１４０はオフ状態を継続させている。それに加えて、スイッチ２１０はオン状態を継続させる。
【００８６】
先ず、第１のスイッチング素子１３０がオンされている場合（オン期間Ｔｏｎ）、入力端子から第１のコイル１１０および第１のスイッチング素子１３０を介してＧＮＤへ電流が流れる。ここで、第１のコイル１１０に流れるコイル電流ＩＬ１は、０から（入力電圧ＶＢ／第１のコイル１１０のインダクタンスＬ１）の電流変化量で増加する。換言すれば、図１４において、オン期間Ｔｏｎでは、コイル電流ＩＬ１は、傾きｄ（ＩＬ１）／ｄｔ＝（ＶＢ／Ｌ１）で増加する。
【００８７】
同時に、入力端子からスイッチ２１０、第２のコイル１２０、および第１のスイッチング素子１３０を介してＧＮＤへ電流が流れる。ここで、第２のコイル１２０に流れるコイル電流ＩＬ２は、０から（入力電圧ＶＢ／第２のコイル１２０のインダクタンスＬ２）の電流変化量で増加する。換言すれば、図１４において、オン期間Ｔｏｎでは、コイル電流ＩＬ２は、傾きｄ（ＩＬ２）／ｄｔ＝（ＶＢ／Ｌ２）で増加する。なお、図１４では、コイル電流ＩＬ２は、コイル電流ＩＬ１と逆向きに流れることを示している。
【００８８】
また、第１のスイッチング素子１３０がオンされているため、第１の接続点Ｘ１の電位ＶＸ１はＧＮＤであって、出力電圧ＶＨ＞ＶＸ１である。そして、スイッチ２１０がオンされているため、第２の接続点Ｘ２の電位ＶＸ２は入力電圧ＶＢであって、出力電圧ＶＨ＞ＶＸ２である。
【００８９】
したがって、オン期間Ｔｏｎでは、第１のダイオード１５０および第２のダイオード１６０はオフ状態であって、第１のダイオード１５０に流れる電流ＩＤ１および第２のダイオード１６０に流れる電流ＩＤ２は、０である。
【００９０】
さらに、オン期間Ｔｏｎでは、第１のスイッチング素子１３０に流れる電流ＩＳ１は、コイル電流ＩＬ１とコイル電流ＩＬ２との和になる。
【００９１】
次に、第１のスイッチング素子１３０がオフされている場合（オフ期間Ｔｏｆｆ）、入力端子から第１のコイル１１０および第１のダイオード１５０を介して出力端子へ電流が流れる。具体的には、第１のスイッチング素子１３０がオフされると、第１のコイル１１０が電流状態を維持するために起電力Ｖｅｍ１が発生する。そして、上述した（数３）を満たすと、第１のダイオード１５０がオン状態となり、電流ＩＤ１が流れて、出力端子に出力される。
【００９２】
また、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２００はスイッチ２１０を備えており、高出力モードでは、スイッチ２１０はオン状態を継続させているため、本発明の第１の実施形態と異なり、オフ期間Ｔｏｆｆでは、第２のダイオード１６０もオン状態となる。具体的には、第１のスイッチング素子１３０がオフされると、第２のコイル１２０が電流状態を維持するために起電力Ｖｅｍ２が発生する。そして、以下の（数９）を満たすと、第１のダイオード１５０がオン状態となり、電流ＩＤ１が流れて、出力端子に出力される。
（出力電圧ＶＨ＋ダイオードオン電圧Ｖｆ）＜（入力電圧ＶＢ＋起電力Ｖｅｍ２）          ・・・（数９）
ただし、スイッチ２１０はオン状態を継続させており、入力電圧ＶＢ＜出力電圧ＶＨであるため、第２のダイオード１６０はオフ状態である（第２のダイオード１６０に電流ＩＤ２は流れない）。
【００９３】
この場合、出力電力Ｗ＝（コイル電流ＩＬ１＋コイル電流ＩＬ２）×ＶＨとなり、出力電力Ｗは、コイル電流ＩＬ１とＩＬ２との和に比例して大電力出力が可能となる。
【００９４】
上述のように、高出力モードでは、第１のスイッチング素子１３０を所定の周波数ｆｓでＰＷＭ駆動させ、第２のスイッチング素子１４０はオフ状態を継続させ、さらに、スイッチ２１０はオン状態を継続させることによって、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２００は、インダクタンス値が並列接続された第１のコイル１１０と第２のコイル１２０との合成インダクタンス（Ｌ１／／Ｌ２）である昇圧コンバータとして機能する。なお、（Ｌ１／／Ｌ２）は、（Ｌ１×Ｌ２）／（Ｌ１＋Ｌ２）である。
【００９５】
＜低出力モードにおけるスイッチング制御＞
図１５および図１６を参照しながら、低出力モードにおけるスイッチング制御について詳しく説明する。図１５は、低出力モードのＤＣ−ＤＣコンバータ回路２００の様子を示す図である。図１６は、低出力モードのＤＣ−ＤＣコンバータ回路２００における信号波形を示す図である。
【００９６】
低出力モードでは、本発明の第１の実施形態で述べたように、第２のスイッチング素子１４０を所定の周波数ｆｓでＰＷＭ駆動させ、第２のスイッチング素子１４０のオンとオフとを切り替え、第１のスイッチング素子１３０はオフ状態を継続させている。それに加えて、スイッチ２１０はオフ状態を継続させる。
【００９７】
換言すると、スイッチ２１０はオフ状態を継続させているため、第１のスイッチング素子１３０および第２のスイッチング素子１４０の動作により、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２００の低出力モードにおける様子は、本発明の第１の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ回路２００の低出力モードにおける様子と同一である。
【００９８】
したがって、低出力モードでは、第２のスイッチング素子１４０を所定の周波数ｆｓでＰＷＭ駆動させ、第１のスイッチング素子１３０はオフ状態を継続させ、さらに、スイッチ２１０はオフ状態を継続させることによって、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２００は、インダクタンス値が（第１のコイル１１０のインダクタンスＬ１＋第２のコイル１２０のインダクタンスＬ２）である昇圧コンバータとして機能する。
【００９９】
なお、本実施形態において、高出力モードと低出力モードとの切り替え制御について、高出力モードと低出力モードとの切り替えタイミングは、本発明の第１の実施形態と同一である。
【０１００】
また、本実施形態における制御部１８０の構成は、基本的には、本発明の第１の実施形態と同一であるが、図７および図８に示した構成に加えて、スイッチ２１０のオンとはオフとの切り替えを制御している。
【０１０１】
以上のように、本発明の第２の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ回路２００によれば、第１のコイル１１０、第２のコイル１２０、およびスイッチ２１０を用いて、コイルのインダクタンスを変更することによって（第１のコイル１１０のインダクタンスＬ１＋第２のコイル１２０のインダクタンスＬ２）、低出力時における第２のスイッチング素子１４０の駆動周波数を変更することなく、コイル損失およびスイッチング損失を低減することができる。さらには、高出力時において、コイルのインダクタンスを変更することによって（並列接続された第１のコイル１１０と第２のコイル１２０との合成インダクタンス（Ｌ１／／Ｌ２））、コイル損失をさらに低減することができる。
【０１０２】
なお、本実施形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２００において、第１のコイル１１０および第２のコイル１２０を備える構成としたが、これに限定されるものではなく、例えば、コイルを直列にｎ個接続させた多段式のＤＣ−ＤＣコンバータ回路であっても構わない。図１７は、コイルを直列にｎ個接続させた多段式のＤＣ−ＤＣコンバータ回路２０１を示す図である。図１７において、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２０１は、第１のコイル１１１−１〜第ｎのコイル１１１−ｎと、第１のスイッチング素子１３１−１〜第ｎのスイッチング素子１３１−ｎと、第１のダイオード１５１−１〜第ｎのダイオード１５１−ｎと、コンデンサ１７１と、さらに、第１のスイッチ２１０−１〜第（ｎ／２）のスイッチ２１０−（ｎ／２）とを備える。なお、第１のコイル１１１−１〜第ｎのコイル１１１−ｎのインダクタンスは、それぞれＬ１〜Ｌｎである。
【０１０３】
図１８は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２０１の第１のスイッチング素子１３１−１〜第ｎのスイッチング素子１３１−ｎにおけるスイッチング制御を示す図である。図１１において、例えば、状態１の場合、第ｎのスイッチング素子１３１−ｎを所定の周波数ｆｓでＰＷＭ駆動させ、第ｎのスイッチング素子１３１−ｎのオンとオフとを切り替える。一方、第１のスイッチング素子１３１−１〜第（ｎ−１）のスイッチング素子１３１−（ｎ−１）はオフ状態を継続させている。さらに、第１のスイッチ２１０−１〜第（ｎ／２）のスイッチ２１０−（ｎ／２）はオフ状態を継続させている。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２０１は、インダクタンス値が（Ｌ１＋Ｌ２＋Ｌ３＋・・・＋Ｌｎ−１＋Ｌｎ）である昇圧コンバータとして機能する。なお、状態１〜状態ｎは、低出力モードでの動作であって、本発明の第１の実施形態と同一の動作である。
【０１０４】
状態（ｎ＋１）の場合、第１のスイッチング素子１３１−１を所定の周波数ｆｓでＰＷＭ駆動させ、第１のスイッチング素子１３１−１のオンとオフとを切り替える。一方、第２のスイッチング素子１３１−２〜第ｎのスイッチング素子１３１−ｎはオフ状態を継続させている。さらに、第１のスイッチ２１０−１はオン状態を継続させ、第２のスイッチ２１０−２〜第（ｎ／２）のスイッチ２１０−（ｎ／２）はオフ状態を継続させている。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２０１は、インダクタンス値が（Ｌ１／／Ｌ２）である昇圧コンバータとして機能する。なお、状態（ｎ＋１）〜状態（ｎ／２）は、高出力モードでの動作である。
【０１０５】
なお、本発明の第１および第２の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、例えば、車載用の大きな駆動力を必要とするモータ用の昇圧コンバータとして適用される。図１９は、車両に搭載される各機能部を示す図である。図１９において、車両に搭載される各機能部は、エンジン３１０と、発電機３２０と、バッテリ３３０と、昇圧コンバータ３４０と、インバータ３５０と、モータ３６０とを含む。
【０１０６】
ここで、昇圧コンバータ３４０において、昇圧コンバータとして機能するＤＣ−ＤＣコンバータ回路が適用される。具体的には、昇圧コンバータ３４０は、ハイブリッド車に搭載される走行用モータの昇圧コンバータ、およびガソリン車とハイブリッド車と搭載されるＥＰＳ（Electric Power Steering）用モータの昇圧コンバータである。
【０１０７】
図１９に示すように、昇圧コンバータ３４０から出力される出力電力は、インバータ３５０を介して、そのままモータ３６０で消費される。換言すれば、モータ３６０から出力される出力電力は、昇圧コンバータ３４０から出力される出力電力と同値である。
【０１０８】
走行用モータを適用する場合では、当該モータのみで車両が定常走行している時は、車両の加速が当該モータの出力電力と比例する。具体的には、例えば、車速が一定の定常走行時では、走行用モータの昇圧コンバータの出力電力が３０ｋＷ程度であって、これに対して、急加速時では、走行用モータに要求される出力電力が２００ｋＷ程度となるため出力変動が大きい。また、ＥＰＳ用モータを適用する場合では、車速および／または操舵速度に応じてＥＰＳモータに要求される出力電力は変化する。例えば、車両が停止している場合におけるハンドル据え切時に、当該ＥＰＳ用モータに要求される出力電力が最大になり、通常の走行している場合等において、ゆっくりと操舵する時に、当該ＥＰＳ用モータに要求される出力電力が最小となる。
【０１０９】
このような場合において、本発明の第１および第２の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ回路を適用すればよい。
【産業上の利用可能性】
【０１１０】
本発明は、車両に搭載される走行用モータの昇圧コンバータ等として適用され、特に、コイル損失およびスイッチング損失を低減するＤＣ−ＤＣコンバータ回路等として有用である。
【符号の説明】
【０１１１】
９０、１００、１０１、２００、２０１    ＤＣ−ＤＣコンバータ回路
９１、１１０、１１１−１〜１１１−ｎ、１２０    コイル
９２、１３０、１３１−１〜１３１−ｎ、１４０    スイッチング素子
９３、１５０、１５１−１〜１５１−ｎ、１６０    ダイオード
９４、１７０、１７１    コンデンサ
１８０    制御部
１８１    ドライバ回路
１８２    切り替え判定部
１８３    出力電力算出部
１８４    出力電圧／電流監視部
１８５    入力電圧監視部
１８６    オン期間監視部
２１０、２１０−１〜２１０−（ｎ／２）    スイッチ
３１０    エンジン
３２０    発電機
３３０    バッテリ
３４０    昇圧コンバータ
３５０    インバータ
３６０    モータ
ＶＢ    入力電圧
ＶＨ    出力電圧
Ｘ１、Ｘ２    接続点
ＩＤ、ＩＤ１、ＩＤ２、ＩＳ、ＩＳ１、ＩＳ２    電流
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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