(57)【要約】【課題】安定してゼロ電圧スイッチングが可能な共振型電力変換装置を提供する。【解決手段】直列接続した第１の直流電圧源と第２の直流電圧源の両端に、直列接続した第１の逆導通型スイッチング素子と第２の逆導通型スイッチング素子と、第１の逆導通型スイッチング素子に並列に接続した第１の共振コンデンサと、第２の逆導通型スイッチング素子に並列に接続した第２の共振コンデンサとからなる回路を接続し、第１の直流電圧源と第２の直流電圧源との接続点と第１の逆導通型スイッチング素子と第２の逆導通型スイッチング素子の接続点との間に、共振用スイッチと共振リアクトルとを直列接続してなる共振型電力変換装置において、第１の共振コンデンサと第２の共振コンデンサは、その両端電圧の上昇に対応してその静電容量が減少する特性を有する電圧依存性コンデンサであることを特徴とする。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直列接続した第１の直流電圧源と第２の直流電圧源の一端に接続する第１の端子および他端に接続する第２の端子と、前記第１の直流電圧源と第２の直流電圧源の接続点に接続する第３の端子と、
直列接続した第１の逆導通型スイッチング素子と第２の逆導通型スイッチング素子と、前記第１の逆導通型スイッチング素子に並列に接続した第１の共振コンデンサと、前記第２の逆導通型スイッチング素子に並列に接続した第２の共振コンデンサとを備え、前記直列接続した第１の逆導通型スイッチング素子と第２の逆導通型スイッチング素子の一端を前記第１の端子に接続し、その他端を前記第２の端子にそれぞれ接続し、前記第１の逆導通型スイッチング素子と第２の逆導通型スイッチング素子の接続点を交流出力端子とする第１の回路と、
共振用スイッチと共振リアクトルとを直列接続してなる第２の回路と、
を備えた共振型電力変換装置において、
前記第１の共振コンデンサと第２の共振コンデンサは、その両端電圧の上昇に対応してその静電容量が減少する特性を有する電圧依存性コンデンサであることを特徴とする共振型電力変換装置。
【請求項２】
請求項１に記載の共振型電力変換装置において、さらに
前記第１の共振コンデンサには直列に第１のスイッチが接続され、
前記第２の共振コンデンサには直列に第２のスイッチが接続され、
前記第１のスイッチは前記第１の回路の交流出力端子から正極性の電流が出力されるときは導通し、負極性の電流が出力されるときは非導通となり、
前記第２のスイッチは前記第１のスイッチと逆の動作をする
ことを特徴とする共振型電力変換装置。
【請求項３】
請求項２に記載の共振型電力変換装置において、さらに
前記第１の共振コンデンサと前記第１のスイッチとの接続点と前記第２の端子と前記第２の逆導通型スイッチング素子との接続点との間に第３のスイッチが接続され、
前記第２の共振コンデンサと前記第２のスイッチとの接続点と前記第１の端子と前記第１の逆導通型スイッチング素子との接続点との間に第４のスイッチが接続され、
前記第３のスイッチは前記第２のスイッチが導通したとき導通し、前記第２のスイッチが非導通のとき非導通となり、
前記第４のスイッチは前記第１のスイッチが導通したとき導通し、前記第１のスイッチが非導通のとき非導通となる
ことを特徴とする共振型電力変換装置。
【請求項４】
前記共振用スイッチは、第１の逆導通型スイッチング素子と第２の逆導通型スイッチング素子とを逆直列に接続してなることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項に記載の共振型電力変換装置。
【請求項５】
前記共振用スイッチは、第１の逆阻止型スイッチング素子と第２の逆阻止型スイッチング素子とを逆並列に接続してなることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項に記載の共振型電力変換装置。
【請求項６】
前記第１のスイッチと第２のスイッチのいずれかまたはいずれもが、逆導通型スイッチング素子であることを特徴とする請求項２または請求項３のいずれかに記載の共振型電力変換装置。
【請求項７】
前記第３のスイッチと第４のスイッチのいずれかまたはいずれもが、逆導通型スイッチング素子であることを特徴とする請求項３に記載の共振型電力変換装置。
【請求項８】
前記第１のスイッチと第２のスイッチのいずれかまたはいずれもが、逆阻止型スイッチング素子を逆並列に接続してなることを特徴とする請求項２または請求項３のいずれかに記載の共振型電力変換装置。
【請求項９】
前記第３のスイッチと第４のスイッチのいずれかまたはいずれもが、逆阻止型スイッチング素子を逆並列に接続してなることを特徴とする請求項３に記載の共振型電力変換装置。
【請求項１０】
前記第１の共振コンデンサと第２の共振コンデンサとがセラミックコンデンサであることを特徴とする請求項１乃至請求項９のいずれか１項に記載の共振型電力変換装置。
【請求項１１】
前記第１の逆導通型半導体スイッチングング素子と並列に第３の共振コンデンサが接続され、
前記第２の逆導通型半導体スイッチングング素子と並列に第４の共振コンデンサが接続され、
前記第３の共振コンデンサと前記第４の共振コンデンサとが電圧依存特性を有しないことを特徴とする請求項１乃至請求項１０のいずれか１項に記載の共振型電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、共振回路を利用してゼロ電圧スイッチングを行う共振型電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
半導体素子を用いた電力変換装置におけるスイッチング周波数の高周波化に伴い、半導体素子のスイッチング損失の増加、ＥＭＩノイズの増大が問題となっている。この問題を解決する技術の１つとして、共振回路を利用してゼロ電圧スイッチングを行う共振型電力変換装置が考案されている。
【０００３】
例えば非特許文献１に開示されている共振型電力変換装置（部分共振ＰＷＭインバータ）は、共振動作を半導体スイッチング素子のターンオン時とターンオフ時にのみ利用し、それ以外の期間においては通常のＰＷＭインバータと同様に動作する。図５は、非特許文献１に記載されている共振型電力変換装置を説明するための図である。
【０００４】
図５において、直流電源Ｖｄの正側端子Ｐと負側端子Ｎには、電源コンデンサＣ１とＣ２とからなる電源コンデンサ直列回路が接続される。電源コンデンサＣ１とＣ２の接続点は、電源コンデンサ直列回路の中点端子Ｍである。
【０００５】
また、直流電源Ｖｄの正側端子Ｐと負側端子Ｎには、半導体スイッチング素子Ｑ１とＱ２とを直列に接続した第１の回路が接続される。半導体スイッチング素子Ｑ１とＱ２には、逆並列に還流ダイオードＤ１とＤ２が接続されるとともに、共振コンデンサＣｒ１とＣｒ２とが並列に接続されている。半導体スイッチング素子Ｑ１とＱ２の接続点は、共振型電力変換装置の交流出力端子Ｕである。交流出力端子Ｕからは電流Ｉｏが出力される。以下において、共振型電力変換装置の交流出力端子Ｕから外部に向かって流れる電流Ｉｏの極性を正極性、外部から交流出力端子Ｕに向かって流れる電流Ｉｏの極性を負極性とする。
【０００６】
さらに、電源コンデンサ直列回路の中点端子Ｍと交流出力端子Ｕとの間には、共振用スイッチＳｒ１とＳｒ２とが逆直列に接続された回路と、リアクトルＬｒとを直列に接続した第２の回路が接続されている。共振用スイッチＳｒ１とＳｒ２とには、ダイオードＤｒ１とＤｒ２とが逆並列に接続されている。
【０００７】
なお、半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２および共振用スイッチＳｒ１，Ｓｒ２は、ＩＧＢＴなどのように高い周波数でスイッチング動作が可能な半導体スイッチング素子である。
【０００８】
上記の共振型電力変換装置において、正極性の出力電流Ｉｏが流れ、かつ半導体スイッチング素子Ｑ１がオフ、Ｑ２がオンの状態から、半導体スイッチング素子Ｑ２がターンオフするときの動作を説明する。出力電流Ｉｏは、最初に半導体スイッチング素子Ｑ２の還流ダイオードＤ２を流れている。
【０００９】
まず、共振用スイッチＳｒ１がオンする。共振用スイッチＳｒ１がオンすると、コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２を電源として、コンデンサＣ２→共振リアクトルＬｒ→共振用スイッチＳｒ１→ダイオードＤｒ２→半導体スイッチング素子Ｑ２→コンデンサＣ２の経路で共振リアクトルＬｒに電流Ｉｒが流れる。共振リアクトルＬｒに流れる電流Ｉｒの増加に伴い、還流ダイオードＤ２に流れている電流は減少する。
【００１０】
共振リアクトルＬｒに流れる電流Ｉｒが所定のブースト電流Ｉｂを超えたとき、半導体スイッチング素子Ｑ２をターンオフする。このとき、共振コンデンサＣｒ２の電圧は０［Ｖ］である。したがって、半導体スイッチング素子Ｑ２はゼロ電圧でターンオフする。
【００１１】
半導体スイッチング素子Ｑ２がターンオフすると、共振リアクトルＬｒに流れていた電流Ｉｒは共振コンデンサＣｒ２を通して流れる。これにより、共振リアクトルＬｒと共振コンデンサＣｒ２との間で、共振動作が始まる。
【００１２】
共振リアクトルＬｒを流れる電流Ｉｒは、共振リアクトルＬｒのインダクタンス値と共振コンデンサＣｒ２の静電容量値で定まる共振周期の１／４の期間までは増加し、この期間を経過した後は減少する。共振リアクトルＬｒを流れる電流Ｉｒが減少する過程で共振コンデンサＣｒ２の電圧が直流電源Ｖｄの電圧Ｅに達したとき、共振コンデンサＣｒ２に流れていた電流Ｉｒは、還流ダイオードＤ１を通して、コンデンサＣ１に流れ始める。
【００１３】
さらに電流Ｉｒが減少し、電流Ｉｒが出力電流Ｉｏと一致したとき、半導体スイッチング素子Ｑ１をターンオンさせる。これにより、半導体スイッチング素子Ｑ１はゼロ電圧・ゼロ電流でターンオンする。
【００１４】
共振用スイッチＳｒ１は、電流Ｉｒが低下し０［Ａ］になった後にオフする。
以下、上記の動作を回路の第１動作とする。
次に、負極正の出力電流Ｉｏが流れ、かつ半導体スイッチング素子Ｑ１がオフ、Ｑ２がオンの状態から、半導体スイッチング素子Ｑ２がターンオフするときの動作を説明する。出力電流Ｉｏは、最初に半導体スイッチング素子Ｑ２を流れている。
【００１５】
この場合は共振用スイッチＳｒ１，Ｓｒ２はスイッチング動作を行わない。半導体スイッチング素子Ｑ２をオフすると出力電流Ｉｏの一部は共振コンデンサＣｒ２→コンデンサＣ２の経路で流れ、共振コンデンサＣｒ２を充電する。これと同時に出力電流Ｉｏの残りは共振コンデンサＣｒ１→コンデンサＣ１の経路で流れ、共振コンデンサＣｒ１を放電する。共振コンデンサＣｒ２が直流電源Ｖｄの電圧Ｅまで充電されると、共振コンデンサＣｒ１の電圧は０［Ｖ］となり還流ダイオードＤ１が導通する。以降、出力電流Ｉｏは還流ダイオードＤ１→コンデンサＣ１の経路で流れる。
【００１６】
この状態で半導体スイッチング素子Ｑ１をターンオンさせる。ここで、半導体スイッチング素子Ｑ２は共振コンデンサＣｒ２の電圧が０［Ｖ］のときにターンオフするのでゼロ電圧でターンオフすることができる。また、半導体スイッチング素子Ｑ１は還流ダイオードＤ１が導通しているときにターンオンするのでゼロ電圧、ゼロ電流でターンオンすることができる。すなわち、この場合には共振用スイッチＳｒ１，Ｓｒ２および共振リアクトルＬｒを用いなくてもゼロ電圧スイッチングが可能である。
【００１７】
以下、上記の動作を回路の第２動作とする。
回路の他の動作としては、正極性の出力電流Ｉｏが流れ、かつ半導体スイッチング素子Ｑ２がオフ、Ｑ１がオンの状態から、半導体スイッチング素子Ｑ１がターンオフする動作がある。以下、この動作を回路の第３動作とする。また、負極性の出力電流Ｉｏが流れ、かつ半導体スイッチング素子Ｑ２がオフ、Ｑ１がオンの状態から、半導体スイッチング素子Ｑ１がターンオフする動作がある。以下、この動作を回路の第４動作とする。
【００１８】
回路の対称性から、第１動作と第４動作は半導体スイッチング素子Ｑ１とＱ２、還流ダイオードＤ１とＤ２、共振コンデンサＣｒ１とＣｒ２、共振用スイッチＳｒ１とＳｒ２が入れ替わった全く同様な動作となるのは明らかである。また、第２動作と第３動作の関係も同様であることは明らかである。
【００１９】
以上の動作により、半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、ゼロ電圧ターンオフおよびゼロ電圧・ゼロ電流ターンオンをすることができる。また、共振用スイッチＳｒ１，Ｓｒ２は、ゼロ電流でターンオン・ターンオフをすることができる。
【００２０】
その結果、上記共振型電力変換装置は、ハードスイッチング動作を行う電力変換装置に比べて、大幅なスイッチング損失の低減を可能としている。また、スイッチング動作に伴って発生するＥＭＩノイズの大幅な低減を可能としている。
【００２１】
ところで、共振コンデンサＣｒ１，Ｃｒ２を直流電源Ｖｄの電圧Ｅまで充電するためには、共振リアクトルＬｒに所定のブースト電流Ｉｂが流れたときに、半導体スイッチング素子Ｑ１またはＱ２がターンオフしなければならない。ブースト電流Ｉｂは、共振リアクトルＬｒに流れる電流Ｉｒと交流出力端子Ｕから出力される電流Ｉｏとの差（Ｉｒ−Ｉｏ）で規定される。ブースト電流Ｉｂの所定値は、回路損失により生じる共振コンデンサＣｒ１，Ｃｒ２の充電不足電圧を補償することができる値に設定される。
【００２２】
共振リアクトルＬｒに所定のブースト電流Ｉｂを流すためには、共振リアクトＬｒに流れる電流Ｉｒと出力電流Ｉｏを正確に検出した上で、半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチングタイミングを正確に決定する必要がある。そのため、高速・高性能な検出器や複雑な演算回路を使用しなければならないという問題があった。
【００２３】
そこで、特許文献１には、ゼロ電圧検出回路と遅延回路とを組み合わせることにより、高速・高性能な検出器や複雑な演算回路を使用しなくても所定のブースト電流Ｉｂが得られる共振型電力変換装置が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２４】
【特許文献１】特開２００５−１３０６１２号公報
【非特許文献】
【００２５】
【非特許文献１】「ＤＣ電源内部の分割電圧を利用した部分共振ＰＷＭインバータ」：平成５年度電気学会産業応用部門全国大会，Ｐ．３３１〜Ｐ．３３６
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２６】
しかしながら、特許文献１に開示されている共振型電力変換装置では、半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゼロ電圧を検出するために、新たにゼロ電圧検出回路を必要としている。また、半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチングタイミングをゼロ電圧時点から所定時間遅らせるための遅延回路は、電子部品で構成する必要がある。電子部品は、個体間で特性のバラツキがあり、また温度により特性が変化するため、遅延回路で定める時間にはバラツキが生じる。そのため、半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を安定にゼロ電圧スイッチングさせるのが難しいという問題がある。
【００２７】
本発明は、このような従来の共振型電力変換装置が有している問題を解決しようとするものであり、安定してゼロ電圧スイッチングが可能な共振型電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２８】
上記目的を達成するために、本発明によって提供される共振型電力変換装置は、直列接続した第１の直流電圧源と第２の直流電圧源の一端に接続する第１の端子および他端に接続する第２の端子と、第１の直流電圧源と第２の直流電圧源の接続点に接続する第３の端子と、直列接続した第１の逆導通型スイッチング素子と第２の逆導通型スイッチング素子と、第１の逆導通型スイッチング素子に並列に接続した第１の共振コンデンサと、第２の逆導通型スイッチング素子に並列に接続した第２の共振コンデンサとを備え、直列接続した第１の逆導通型スイッチング素子と第２の逆導通型スイッチング素子の一端を第１の端子に接続し、その他端を第２の端子にそれぞれ接続し、第１の逆導通型スイッチング素子と第２の逆導通型スイッチング素子の接続点を交流出力端子とする第１の回路と、共振用スイッチと共振リアクトルとを直列接続してなる第２の回路と、を備えた共振型電力変換装置において、第１の共振コンデンサと第２の共振コンデンサは、その両端電圧の上昇に対応してその静電容量が減少する特性を有する電圧依存性コンデンサであることを特徴とする。
【００２９】
本発明によれば、共振コンデンサが電圧依存性を有することにより、ブースト電流Ｉｂの管理幅を広げることができる。その結果、高速・高性能な検出器や複雑な演算回路を設けなくても、半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が安定してゼロ電圧スイッチングをすることができる。
【００３０】
また、本発明によって提供される共振型電力変換装置は、上記共振型電力変換装置において、さらに、第１の共振コンデンサには直列に第１のスイッチが接続され、第２の共振コンデンサには直列に第２のスイッチが接続され、第１のスイッチは第１の回路の交流出力端子から正極性の電流が出力されるときは導通し、負極性の電流が出力されるときは非導通となり、第２のスイッチは第１のスイッチと逆の動作をすることを特徴とする。
【００３１】
本発明によれば、共振コンデンサの充電動作時に、他方の共振コンデンサを切離すことができ、他方の共振コンデンサの影響を受けることがない。その結果、半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がより安定してゼロ電圧スイッチングをすることができる。
【００３２】
また、本発明によって提供される共振型電力変換装置は、上記共振型電力変換装置において、さらに、第１の共振コンデンサと第１のスイッチとの接続点と第２の端子と第２の逆導通型スイッチング素子との接続点との間に第３のスイッチが接続され、第２の共振コンデンサと第２のスイッチとの接続点と第１の端子と第１の逆導通型スイッチング素子との接続点との間に第４のスイッチが接続され、第３のスイッチは第２のスイッチが導通したとき導通し、第２のスイッチが非導通のとき非導通となり、第４のスイッチは第１のスイッチが導通したとき導通し、第１のスイッチが非導通のとき非導通となることを特徴とする。
【００３３】
本発明によれば、共振コンデンサの充電動作時に他方の共振コンデンサを有効に活用することができる。
【発明の効果】
【００３４】
本発明によると、共振コンデンサが電圧依存性を有することにより、ブースト電流Ｉｂおよび半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチングタイミングを管理するための複雑な演算回路を設けなくても、安定したゼロ電圧スイッチングが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】本発明に係る共振型電力変換装置の第１の実施形態を説明するための図である。
【図２】本発明に係る共振型電力変換装置の他の実施形態を説明するための図である。
【図３】本発明に係る共振型電力変換装置の他の実施形態を説明するための図である。
【図４】本発明に係る共振型電力変換装置の他の実施形態を説明するための図である。
【図５】従来の共振型電力変換装置の実施形態を説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【００３６】
以下、本発明の実施の形態を図１〜図４を参照して詳細に説明する。なお、図１〜図４において、図５に示した共振型電力変換装置と共通する構成要素には同符号を付し、その説明を省略する。
【００３７】
図１は、本発明に係る共振型電力変換装置の第１の実施形態を説明するための図である。図１の共振型電力変換装置のすべての構成要素は、図５の構成要素と同じである。ただし、図５の共振コンデンサＣｒ１とＣｒ２が電圧依存性を有しない通常のコンデンサであるのに対し、図１の共振コンデンサＣｒ１とＣｒ２は、その両端電圧が上昇するとその静電容量が減少する特性を有する電圧依存性コンデンサである点で相違している。このような特性を有する電圧依存性コンデンサとして、セラミックコンデンサが知られている。
【００３８】
電圧依存性コンデンサからなる共振コンデンサＣｒ１，Ｃｒ２は、共振リアクトルＬｒに流れる電流Ｉｒで充電されると端子間電圧が上昇する。端子間電圧が上昇すると静電容量値が減少し、さらに端子間電圧が上昇する。その結果、通常のコンデンサを使用する場合よりも少ないブースト電流Ｉｂで、共振コンデンサＣｒ１，Ｃｒ２を直流電源Ｖｄの電圧Ｅまで充電することができる。
【００３９】
したがって、共振コンデンサＣｒ１，Ｃｒ２に電圧依存性コンデンサを使用することにより、ブースト電流Ｉｂに必要とされる電流値の下限を引き下げることができる。その結果、半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をターンオフするタイミングの幅を広げることができる。これにより、新たにゼロ電圧検出回路を付加する必要がない上、ブースト電流Ｉｂおよび半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチングタイミングの管理を容易にすることができる。
【００４０】
図２は、本発明に係る共振型電力変換装置の他の実施形態を説明するための図である。図２の共振型電力変換装置には、図１に示した共振型電力変換装置において、共振コンデンサＣｒ１，Ｃｒ２と直列にスイッチＳ１，Ｓ２が接続されている。
【００４１】
スイッチＳ１，Ｓ２は、出力電流Ｉｏの極性にしたがって相互に逆のオン／オフ動作をする。具体的には、出力電流Ｉｏが正極性のときはスイッチＳ２をオンし、Ｓ１をオフする。一方、出力電流Ｉｏが負極性のときはスイッチＳ１をオンし、Ｓ２をオフする。
【００４２】
図１に示した共振型電力変換装置では共振リアクトルＬｒと共振コンデンサＣｒ１，Ｃｒ２とで、充電動作と放電動作を行う２つの共振回路が同時に構成される。そして、放電動作を行う共振回路は、充電動作を行う共振回路の共振コンデンサの充電を遅らせるように作用する。
【００４３】
そこで、上述したように、スイッチＳ１，Ｓ２を用いて充電動作をしていない側の共振コンデンサを回路から切り離す。これにより、他方の共振コンデンサの影響を受けることなく、直流電源Ｖｄの電圧Ｅまで共振コンデンサを充電することができる。
【００４４】
なお、スイッチＳ１，Ｓ２は、出力電流Ｉｏの極性に応じてオンまたはオフすればよい。したがって、スイッチＳ１，Ｓ２には、半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に比べて１桁以上スイッチング速度が遅い逆導通型半導体スイッチング素子を使用することができる。スイッチング速度が遅い半導体スイッチング素子は、一般に、スイッチング速度が速い半導体スイッチング素子に比べて導通損失が少ない。よって、損失低減の面からも、スイッチＳ１，Ｓ２には、スイッチング速度が遅い半導体スイッチング素子を使用するのが好適である。
【００４５】
また、スイッチＳ１，Ｓ２は、半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオン状態にあるときにオン／オフ動作させるのが良い。半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオン状態にあれば、スイッチＳ１，Ｓ２はゼロ電圧でオン／オフ動作をすることができ、オン／オフ動作に伴う損失が発生しない。
【００４６】
また、図２に示すように半導体スイッチング素子Ｑ１とスイッチＳ１のエミッタ端子をそれぞれ接続し、半導体スイッチング素子Ｑ２とスイッチＳ２のエミッタ端子をそれぞれ接続するのが好適である。これにより、半導体スイッチング素子Ｑ１とスイッチＳ１を駆動するためのゲート駆動回路（図示せず。）および半導体スイッチング素子Ｑ２とスイッチＳ２を駆動するためのゲート駆動回路（図示せず。）の電位の基準点をそれぞれ共通にすることができる。これにより、ゲート駆動回路内の共通部品を省略することができ、ゲート駆動回路を小型化できる。
【００４７】
図３は、本発明に係る共振型電力変換装置の他の実施形態を説明するための図である。図３の共振型電力変換装置には、図２に示した共振型電力変換装置において、さらにスイッチＳ１と共振コンデンサＣｒ１との接続点と半導体スイッチング素子Ｑ２と直流電源Ｖｄの負側端子Ｎとの接続点との間に、スイッチＳ３が接続されている。また、共振コンデンサＣｒ２とスイッチＳ２との接続点と半導体スイッチング素子Ｑ１と直流電源Ｖｄの正側端子Ｐとの接続点との間に、スイッチＳ４が接続されている。
【００４８】
スイッチＳ３，Ｓ４には、スイッチＳ１，Ｓ２と同じ逆導通型半導体スイッチング素子を使用することができる。そして、スイッチＳ４はスイッチＳ１と同時にオン／オフ動作をする。また、スイッチＳ３はスイッチＳ２と同時にオン／オフ動作をする。すなわち、スイッチＳ１，Ｓ２は、共振コンデンサＣｒ１，Ｃｒ２の一方が充電動作をするときに、他方の共振コンデンサを並列に接続するように機能する。
【００４９】
これにより、共振コンデンサＣｒ１，Ｃｒ２を共振回路から切り離すことなく、有効に活用することができる。
図４は、本発明に係る共振型電力変換装置の他の実施形態を説明するための図である。図４の共振型電力変換装置には、図１に示した共振型電力変換装置において、電圧依存性を有する共振コンデンサＣｒ１，Ｃｒ２と並列に、それぞれ電圧依存性を有しない共振コンデンサＣｒ３，Ｃｒ４が接続されている。
【００５０】
電圧依存性を有する共振コンデンサと電圧依存性を有しない共振コンデンサとを並列に接続することにより、共振回路の特性を容易に調整することができる。
なお、本実施形態は、図２および図３に示した実施形態に係る共振型電力変換装置に適用することができるのは明らかである。
【００５１】
また、図１〜図４に示した実施形態において、共振リアクトルＬｒと直列に接続する共振用スイッチは、逆阻止型ＩＧＢＴなどの半導体スイッチング素子を逆並列接続して構成したものであっても、共振型電力変換装置の機能を発揮することができるのは明らかである。
【００５２】
また、図２および図３に示した実施形態において、スイッチＳ１〜Ｓ４は逆導通型ＩＧＢＴで表している。これは回路の動作上、共振コンデンサＣｒ１、Ｃｒ２に負電圧の印加がないためである。そのため、共振コンデンサＣｒ１，Ｃｒ２の電圧が０［Ｖ］のときに充電を阻止しておけば、スイッチＳ１〜Ｓ４が放電方向に導通可能であっても放電や逆極性の充電が発生せず、回路に何らの作用もしない。
【００５３】
したがって、スイッチＳ１〜Ｓ４を、逆阻止型ＩＧＢＴを逆並列に接続した構成とし、充放電動作をさせない場合に逆並列に接続した逆阻止型ＩＧＢＴの両方を非導通とすることもできる。
【符号の説明】
【００５４】
Ｖｄ・・・直流電源、Ｃ１，Ｃ２・・・コンデンサ、Ｌｒ・・・共振リアクトル、Ｓｒ１，Ｓｒ２・・・共振用スイッチ、Ｄｒ１，Ｄｒ２共振用ダイオード、Ｑ１，Ｑ２・・・半導体スイッチング素子、Ｄ１，Ｄ２・・・還流ダイオード、Ｃｒ１，Ｃｒ２・・・共振コンデンサ、Ｓ１〜Ｓ４・・・スイッチ、Ｄｓ１〜Ｄｓ４・・・ダイオード。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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