(57)【要約】【課題】従来、ダイオードの電流−電圧特性が直線的ではなく、電流が流れ初めるときの電圧が電圧降下が発生した後に電流が通流開始する性質については考慮されておらず、その結果、電流が比較的小さい運転領域では入力電力に対する損失の比率が大きくなり、相対的に回路損失が低下し、回路効率に改善の余地があった。【解決手段】昇圧チョッパ回路を構成するダイオードに並列にＭＯＳ−ＦＥＴを並列に接続し、昇圧チョッパ回路のスイッチング素子がオフしている期間に、ＭＯＳ−ＦＥＴをオンする手段を設けた。これにより、従来の昇圧コンバータを構成するダイオードに流れていた電流は、ＭＯＳ−ＦＥＴを通して流れる。Ｎ型ＭＯＳ−ＦＥＴは、その電圧−電流特性は直線的であるので電流が小さい領域で電圧降下、延いては損失が小さいので回路効率を向上することができる。【選択図】  図１
2012135162.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源から整流して直流を作る全波整流回路と、
前記全波整流回路の下流に配設され、
前記全波整流回路からの電流によりエネルギーを蓄積するリアクトルと、
前記リアクトルの下流に配設されたダイオードと、
前記ダイオードの下流に配設され、前記リアクトルに蓄積されたエネルギーを前記ダイオードを介して充電する平滑コンデンサと、
前記リアクトルへのエネルギーの蓄積と前記平滑コンデンサへの充電とを切り替えるスイッチング素子と、
を有する昇圧チョッパ回路と、を備えた力率改善コンバータにおいて、
前記ダイオードに並列に配設され、ソースが前記ダイオードのアノードに、ドレインが前記ダイオードのカソードに接続されたＭＯＳ−ＦＥＴと、
前記ＭＯＳ−ＦＥＴをオンさせて電流を流すための昇圧ＰＷＭ信号発生回路と、
を備えた力率改善コンバータ。
【請求項２】
請求項１において、
前記昇圧ＰＷＭ信号発生回路は、前記スイッチング素子と前記ＭＯＳ−ＦＥＴとを切り替えてオンさせることを特徴とする力率改善コンバータ。
【請求項３】
請求項２において、
前記切り替えに際し、前記スイッチング素子と前記ＭＯＳ−ＦＥＴとの双方をオフとする期間であるデッドタイムを設けたことを特徴とする力率改善コンバータ。
【請求項４】
請求項１において、
前記ＭＯＳ−ＦＥＴの電圧降下が前記ダイオードの電圧降下よりも大きくなる場合には、前記ダイオードにのみ電流を流すため前記昇圧ＰＷＭ信号発生回路によって前記ＭＯＳ−ＦＥＴをオフすることを特徴とする請求項１の力率改善コンバータ。
【請求項５】
圧縮機と、
前記圧縮機の回転数制御に用いられるインバータと、
前記インバータと電源からの交流電流を整流する全波整流回路との間に設けられ、ダイオードと並列に設けられたＭＯＳ−ＦＥＴとを有する力率改善コンバータと、を備え、
設定室温と実際室温との温度差に基づいて前記圧縮機の回転数／入力電流を制御する冷凍サイクル装置であって、
｜設定室温−実際室温｜＜２℃の場合に、前記ＭＯＳ−ＦＥＴに断続的に電流を流す昇圧ＰＷＭ信号発生回路を備えた冷凍サイクル装置。
【請求項６】
請求項５において、
前記冷凍サイクル装置は、空気調和機，冷蔵庫，ショーケース，ヒートポンプ給湯機のうちのいずれか一つであることを特徴とする。
【請求項７】
交流電源からインダクタンスを利用して所望の大きさの直流電圧に変換する交流−直流変換回路において、オン時に電源のエネルギーをリアクトルに蓄積する昇圧チョッパ回路のスイッチング素子と当該スイッチング素子がオフした時にリアクトルの電流を平滑コンデンサにエネルギーを放出するためのダイオードにより構成される昇圧チョッパ回路のダイオードにＭＯＳ−ＦＥＴを並列接続するようにダイオードのカソードにＭＯＳ−ＦＥＴの高圧側端子を、ダイオードのアノードにＭＯＳ−ＦＥＴの低圧側端子を接続し、かつ、ＭＯＳ−ＦＥＴの低圧側端子から高圧側端子の方向に電流を流すようにＭＯＳ−ＦＥＴを駆動することを特徴とする力率改善コンバータ。
【請求項８】
昇圧チョッパ回路のスイッチング素子の動作を制御して力率改善及び直流電圧の制御を行う力率改善手段を備え、昇圧チョッパ回路のスイッチング素子がオフしている期間に、昇圧チョッパ回路のダイオードに並列にＭＯＳ−ＦＥＴをオンする制御手段を備えたことを特徴とする請求項７の力率改善コンバータ。
【請求項９】
昇圧チョッパ回路のスイッチング素子がオフする時間タイミングと、昇圧チョッパ回路のダイオードに並列にＭＯＳ−ＦＥＴをオンする時間タイミングの間に、また、スイッチング素子がオンする時間タイミングと、昇圧チョッパ回路のダイオードに並列にＭＯＳ−ＦＥＴをオフする時間タイミングの間に、スイッチング素子とＭＯＳ−ＦＥＴが共にオフする時間を設けたことを特徴とする請求項８の力率改善コンバータ。
【請求項１０】
通流する電流の大きさに依存して発生するダイオードの電圧降下と、これに並列に接続されるＭＯＳ−ＦＥＴの電圧降下を比べて、ＭＯＳ−ＦＥＴの電圧降下がダイオードの電圧降下よりも少ない電流の区間はＭＯＳ−ＦＥＴをオン／オフを制御し、逆に、ＭＯＳ−ＦＥＴの電圧降下がダイオードの電圧降下よりも大きい電流の区間はＭＯＳ−ＦＥＴを常にオフすることを特徴とする請求項７の力率改善コンバータ。
【請求項１１】
昇圧チョッパ回路のスイッチング素子と当該スイッチング素子がオフした時にリアクトルの電流を平滑コンデンサに通流するためのダイオードと、これに並列にＭＯＳ−ＦＥＴを接続した構成よりなる力率改善の制御を行う力率改善手段を備え、前記力率改善手段と、インバータでモータの通流相を切り換えて前記モータの速度制御を行う速度制御手段を備えたことを特徴とする冷凍サイクル装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は交流電源を整流し、所望の直流電圧を出力する電源装置，交流電源の力率を改善する電源装置、及び前記電源装置を用いて電動機を制御する電動機制御装置等に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、交流電源を整流して直流電源に変換する交流−直流変換回路で、入力電流を正弦波に制御する力率改善コンバータの回路の例として特許文献１のように、リアクトルとＩＧＢＴとダイオードからなる昇圧チョッパ回路によって力率改善を行う技術が知られていた。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００２−２３３１６５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上記従来方式は、交流電源からインダクタンスを利用して所望の大きさの直流電圧に変換する交流−直流変換回路であり、昇圧チョッパ回路のスイッチング素子であるＩＧＢＴがオン時に電源のエネルギーをリアクトルに蓄積し、ＩＧＢＴがオフしたときにダイオードを通してリアクトルに蓄積されたエネルギーを平滑コンデンサに放出する構成である。
【０００５】
ダイオードの電流−電圧特性が直線的ではなく電流が流れ初めるときの電圧（つまり電圧降下）がＳｉダイオードで約０.７Ｖ〜１.５Ｖの場合、電流が比較的小さい運転領域では入力電力に対する損失の比率が大きくなる。従って、このようなダイオードを特許文献１の方式に用いた場合には、電流が比較的小さい運転領域で回路損失（電源と負荷との間に回路を挟んだことによる損失）が大きくなり、回路効率について改善の余地があるという課題があった。
【０００６】
また、昇圧チョッパ回路のＩＧＢＴの電流−電圧特性も直線的ではなく、電流が通流開始するときに発生する電圧降下があり、当該電圧降下が発生した後に電流が流れ始めるため、やはり電流が小さい動作領域で、回路効率が悪かった。
【０００７】
本発明は、回路効率を向上することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的は、
交流電源から整流して直流を作る全波整流回路と、
前記全波整流回路の下流に配設され、
前記全波整流回路からの電流によりエネルギーを蓄積するリアクトルと、
前記リアクトルの下流に配設されたダイオードと、
前記ダイオードの下流に配設され、前記リアクトルに蓄積されたエネルギーを前記ダイオードを介して充電する平滑コンデンサと、
前記リアクトルへのエネルギーの蓄積と前記平滑コンデンサへの充電とを切り替えるスイッチング素子と、
を有する昇圧チョッパ回路と、を備えた力率改善コンバータにおいて、
前記ダイオードに並列に配設され、ソースが前記ダイオードのアノードに、ドレインが前記ダイオードのカソードに接続されたＭＯＳ−ＦＥＴと、
前記ＭＯＳ−ＦＥＴをオンさせて電流を流すための昇圧ＰＷＭ信号発生回路と、
を備えた力率改善コンバータ
によって達成される。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、回路効率を向上することができる。また、冷凍サイクル装置の効率を向上することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明による実施例の力率改善コンバータの構成図。
【図２】本発明による実施例の力率改善コンバータの電流波形、及び、ゲートドライブ波形を示す図。
【図３】本発明のＭＯＳ−ＦＥＴの特性図とコンバータの特性図。
【図４】本発明の実施例の冷凍サイクル装置に用いる回路等の構成図。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、図を参照しながら実施例を説明する。
【実施例１】
【００１２】
図１は本発明による実施例の力率改善コンバータの構成図である。なお、便宜上図の左側を上流、右側を下流と称することとする。
【００１３】
交流電源１は、リアクトル２２とコンデンサ２３よりなる低周波フィルタ回路を通して、整流ダイオード２，３，４，５よりなる全波整流回路に接続される。リアクトル７，スイッチング素子８，リアクトル７の下流に配設されたダイオード９，ダイオード９の下流に配設された平滑コンデンサ１０より構成された昇圧チョッパ回路は、前記の全波整流回路の下流に配設され、スイッチング素子８のスイッチング動作を行いリアクトル７のエネルギー蓄積効果により昇圧する。上記のように昇圧された直流電圧は、その下流に配設された平滑コンデンサ１０に供給され安定化し、負荷１１に供給される。
【００１４】
電流検出回路１２は、平滑コンデンサ１０よりも入力側（上流）に接続される。この電流検出回路１２は、入力電流値を検出し電流制御回路１５に入力電流値を与える。
【００１５】
直流電圧検出回路１７は、平滑コンデンサ１０の両端に接続され、平滑された直流電圧値を検出し、直流電圧制御回路１８に直流電圧値を与える。直流電圧制御回路１８は、直流電圧検出回路１７の検出値が直流電圧指令値に一致するように入力電流の大きさを示す信号を乗算器１４に出力する。
【００１６】
乗算器１４は全波整流回路の両端の交流電源電圧波形を検出する電源電圧波形検出回路１３からの電源電圧に同期した脈動直流電圧波形と直流電圧制御回路１８の出力値とを乗算し、電源電圧に同期した正弦波状の入力電流指令値を作成する。この入力電流指令値は電流制御回路１５に送られる。
【００１７】
電流制御回路１５は、乗算器１４から出力される入力電流指令値に電流検出回路１２の出力が一致するようにスイッチング素子８のオン時間の比率を示すデューティ信号を算出する。
【００１８】
昇圧ＰＷＭ信号発生回路１６は、電流制御回路１５からのデューティ信号に基づいて、ドライバ２０を通じてスイッチング素子８のチョッパ動作（オン・オフ動作）を行う。
【００１９】
リアクトル７，スイッチング素子８，ダイオード９，平滑コンデンサ１０、で構成される昇圧チョッパ回路により交流電源電圧より高い直流電圧を得る昇圧コンバータ回路を形成する。上記構成及び動作で入力電流は電源電圧波形に相似の正弦波状の連続した電流波形が得られ力率を約１にすることができる。
【００２０】
本実施例では、昇圧チョッパ回路を構成するダイオード９にＭＯＳ−ＦＥＴ６を並列に接続した。ＭＯＳ−ＦＥＴ６はＮ型のＭＯＳ−ＦＥＴであり、ソースをダイオード９のアノードに、ドレインをカソードに接続している。詳しくは後述するが、このＭＯＳ−ＦＥＴ６は、図３（ａ）に示すように電流−電圧特性が直線的である。昇圧ＰＷＭ信号発生回路１６は、ドライバ２０を通じてスイッチング素子８をオン駆動する信号と、スイッチング素子８がオフしているときにドライバ１９を通じてＭＯＳ−ＦＥＴ６をオンする信号とを出力する。つまり、スイッチング素子８のオンとＭＯＳ−ＦＥＴ６のオン（ＭＯＳ−ＦＥＴ６に電流を流すこと）とを切り替えている。このように、昇圧チョッパ回路のスイッチング素子８の動作を制御して力率改善及び直流電圧の制御を行う。
【００２１】
なお、スイッチング素子８がオフのときは、電流はダイオード９かＭＯＳ−ＦＥＴ６かの何れかを通ることになる。つまり、スイッチング素子８がオフのときはリアクトル７に蓄積されたエネルギーは平滑コンデンサ１０へ充電されることになり、スイッチング素子８がオンのときはリアクトル７へエネルギーが蓄積されることになり、スイッチング素子８はリアクトル７のエネルギーの蓄積と放出（平滑コンデンサ１０への充電）とを切り替えていると言える。
【００２２】
以上、昇圧チョッパ回路が平滑コンデンサ１０に電流を充電するときにはダイオード９を介さずにＭＯＳ−ＦＥＴ６を通じて充電電流が流れる回路形成とすることができる。ここで、入力電流が小さいときには、ダイオード９に電流を流す場合の損失に比べて相対的に本実施例の回路構成、つまりＭＯＳ−ＦＥＴ６に電流を流す場合の損失の方が小さくなる。ダイオード９の電圧降下よりもＭＯＳ−ＦＥＴ６の電圧降下の方が小さいからである。従って、従来の昇圧コンバータを構成するダイオードに流れていた電流は、これと並列に接続した整流用のＭＯＳ−ＦＥＴ６を通して流れることができるため、特に電流が小さいときの損失を低減することができて回路効率を向上することが可能である。尚、ダイオード９とＭＯＳ−ＦＥＴ６を別個の構成部品として記載しているが、ダイオード内蔵のＭＯＳ−ＦＥＴを１つのパッケージに封入したＭＯＳ−ＦＥＴを使用しても、同様な構成と看做されることはいうまでもない。
【００２３】
また、昇圧チョッパ回路のスイッチング素子８にＭＯＳ−ＦＥＴ６を用いることにより、従来のＩＧＢＴを使用した場合に比べてスイッチング素子の電流−電圧特性が直線的であるので電流が小さいときの損失は更に低減することができるので回路効率を更に向上することが可能である。
【００２４】
更に、本実施例では、スイッチング素子８にＩＧＢＴではなく、ＭＯＳ−ＦＥＴ６を使用した。これにより、ＩＧＢＴを使用した場合に比べて入力電流が小さい運転領域でスイッチング素子の損失も低減できるので、コンバータの回路効率が更に向上する。
【００２５】
図２に示す力率改善コンバータの電流波形、及び、ゲートドライブ波形によって、本実施例によって生じる電流について説明する。
【００２６】
（ａ）は、交流電源１の電源電圧波形とリアクトル７に流れるリアクトル電流波形を示している。リアクトル電流波形は電源電圧波形に相似の正弦波状の連続した電流波形として得ることができる。
【００２７】
（ｃ）（３）は、（ａ）の破線で囲った部分を拡大したものを示しており、（ａ）で示すのと同様に右上がりとなっている。なお、これは後述の（ｃ）（１）と（ｃ）（２）とを合成したものである。
【００２８】
（ｃ）（１）は、スイッチング素子８に流れる電流波形とを示している。
【００２９】
（ｃ）（２）は、ダイオード９とＭＯＳ−ＦＥＴ６に流れる電流波形を示している。
【００３０】
（ｂ）は、以上に対応するスイッチング素子８とＭＯＳ−ＦＥＴ６を駆動する駆動信号を示している。これらの駆動信号により、スイッチング素子８のオンとＭＯＳ−ＦＥＴ６のオンとが切り替えられている。スイッチング素子８の駆動信号に着目すれば断続的にスイッチング素子８がオンされていることが分かる。また、ＭＯＳ−ＦＥＴ６の駆動信号に着目すれば断続的にＭＯＳ−ＦＥＴ６がオンされていることが分かる。なお、スイッチング素子８がオフであっても、後述のデッドタイムによりＭＯＳ−ＦＥＴ６が駆動されない期間を設けることができ、このときにはダイオード９に電流が流れることになる。
【００３１】
スイッチング素子８がオンしているときには、リアクトル７にエネルギーを蓄積する。また、スイッチング素子８がオフしている期間はリアクトル７に蓄積されたエネルギーを平滑コンデンサ１０に放出することになる。従って、前述の通り、スイッチング素子８はリアクトル７のエネルギーの蓄積と放出とを切り替えていると言える。
【００３２】
このとき、ダイオード９を介すか又はＭＯＳ−ＦＥＴ６を介してリアクトル７に蓄積されたエネルギーを平滑コンデンサ１０に放出することになるが、ＭＯＳ−ＦＥＴ６を駆動している期間はＭＯＳ−ＦＥＴ６を介して、駆動していない後述のデッドタイムの期間はダイオード９を介して、リアクトル７に蓄積されたエネルギーを平滑コンデンサ１０に放出することになる。なお、デッドタイムの期間は（ｃ）（２）の斜線部分に対応している。
【００３３】
この動作を実現するため、図１に戻って説明を加える。昇圧ＰＷＭ信号発生回路１６は、リアクトル７に流れるリアクトル電流波形が電源電圧波形に相似の正弦波状の連続した電流波形になるようにスイッチング素子８のオンする駆動信号を生成する。また、昇圧ＰＷＭ信号発生回路１６は、スイッチング素子８がオフしているときにはＭＯＳ−ＦＥＴ６をオンする駆動信号を生成する。
【００３４】
スイッチング素子８とＭＯＳ−ＦＥＴ６とのオン／オフの切り替え時には、動作遅れによる平滑コンデンサ１０の電圧短絡を防ぐために両方の駆動信号が双方ともにオフするデッドタイムを設けた。但し、他の手段や他の方法により平滑コンデンサ１０の電圧短絡を防ぐことができれば必ずしもデッドタイムは必要ではない。
【００３５】
デッドタイムの具体的な時間幅としては、スイッチング素子８のスイッチング周波数が５０μｓの時で、約２〜３μｓ程度である。この結果、リアクトル７に流れる電流は、スイッチング素子８とＭＯＳ−ＦＥＴ６とを交互に流れる昇圧コンバータ回路を形成することになる。
【００３６】
ダイオード９に並列にＭＯＳ−ＦＥＴ６を接続することで、入力電流が小さい運転領域において回路効率が向上する理由を、図３の図を用いて説明する。
【００３７】
（ａ）はダイオード９とＭＯＳ−ＦＥＴ６の電圧−電流特性の一例である。
【００３８】
一般にダイオードの電流−電圧特性は直線的ではなく、電流が流れ初めるときの電圧Ｖｆ１はＳｉダイオードで約０.７Ｖ〜１.６Ｖの電圧降下が生じる。即ち電流の小さな領域において電流に対して電圧降下が大きくなり、電流と電圧の積で算出される損失が相対的に大きくなる。
【００３９】
本実施例では、Ｎ型のＭＯＳ−ＦＥＴの電圧−電流特性は、一般にはゲート電圧を印加することによりドレイン端子からソース端子の向きに電流が流れ、その電圧−電流特性は直線的である。このとき、電圧−電流の関係はドレイン−ソース間抵抗で表現することができ、その抵抗値は０.０１〜０.１Ω程度である。
【００４０】
ＭＯＳ−ＦＥＴの電流は、電流の小さな領域における電圧降下は小さいので、ＭＯＳ−ＦＥＴ６の損失はダイオード９に比べて小さい。
【００４１】
ＭＯＳ−ＦＥＴの一般的な使用法としては、Ｎ型ＭＯＳ−ＦＥＴの場合には例えばスイッチング素子８のように、ゲートに電圧を印加して高圧側端子であるドレイン端子から低圧側端子であるソース端子の方向に電流が流れるように回路を構成する。しかし、本実施例では、ゲート電圧を印加することにより一般とは逆に低圧側端子であるソース端子から高圧側端子であるドレイン端子に電流が流れるように、つまり図１の右向き電流が流れるように回路を構成した点に特徴がある。
【００４２】
Ｎ型ＭＯＳ−ＦＥＴの構造はゲート電圧の印加によって形成されるチャネルによって電流が流れるものであるから、一般とは逆向きの電流、即ちＮ型ＭＯＳ−ＦＥＴの低圧側のソース端子から高圧側のドレイン端子の向きに電流が流れる方向に回路を構成した場合でも電圧−電流特性は図３（ａ）に示す直線的な特性と同一の特性が得られる。
【００４３】
上記はＮ型ＭＯＳ−ＦＥＴについて述べたものであるが、Ｐ型ＭＯＳ−ＦＥＴの場合には、高圧側端子がソース端子、低圧側がドレイン端子に変わるだけでＮ型と同様の特性が得られることは言うまでもない。
【００４４】
ダイオード９とＭＯＳ−ＦＥＴ６とに同じ電流を流したときの各素子の損失は電流と素子に発生する電圧の積であるから、素子の損失は例えば（ｂ）のように、電流が小さい領域ではＭＯＳ−ＦＥＴ６の方の損失が少ないことが判る。
【００４５】
例えば、ダイオード９の特性が電流＝０Ｖで電圧Ｖｆ１＝１.０Ｖ、電流＝３０Ａで電圧１.６Ｖである場合には、ダイオードのカソード−アノード間の電圧をＶ、電流をＩとすると、Ｖ＝（１.６−１.０）／３０×Ｉ＋１.０で近似的に表現できる。電流５Ａの時の損失ＷはＷ＝Ｖ×Ｉ＝５.５Ｗである。これに対し、ＭＯＳ−ＦＥＴ６のドレイン−ソース間抵抗Ｒを０.１Ωの特性のものを使用した場合の電流５Ａにおける損失ＷはＷ＝Ｒ×Ｉ2＝２.５Ｗ程度である。従って、ダイオード９に比べてＭＯＳ−ＦＥＴ６の方が、損失を５５％程度低減できる。更に、ドレイン−ソース間抵抗Ｒを０.０１ΩのＭＯＳ−ＦＥＴを使用した場合には、ダイオード９に比べてＭＯＳ−ＦＥＴ６の方が、損失を９５％程度低減できる。
【００４６】
徐々に電流が増加した場合には、ＭＯＳ−ＦＥＴ６の電圧降下がダイオードより大きくなって損失が逆転する電流値である臨界点が出現する。例えば、ドレイン−ソース間抵抗Ｒが０.１ΩのＭＯＳ−ＦＥＴのときで約１１Ａである。この臨界点の電流値以下で昇圧コンバータを運転する場合には、ＭＯＳ−ＦＥＴを使用することで損失の少ないシステムを構成できる。
【００４７】
しかし、臨界点を越えて使用するシステムに本実施例のＭＯＳ−ＦＥＴを用いると、ＭＯＳ−ＦＥＴの損失がダイオードの損失を越えて回路効率が低下する。本実施例では電流が臨界点を越える場合には、ＭＯＳ−ＦＥＴ６の駆動を停止、すなわちＭＯＳ−ＦＥＴ６をオフするように予め設計した。これにより、電流が比較的大きい場合には、ＭＯＳ−ＦＥＴ６には電流が流れず、ダイオード９のみを通して電流が流れるので損失が押さえられる。本実施例の昇圧コンバータの回路効率は（ｃ）に示すように、入力電流が大きい運転領域では従来並の回路効率を維持しつつ、電流が小さい運転領域では、従来よりも回路効率を向上することができる。
【００４８】
このような回路を冷凍サイクル装置に適用した場合について、図４を用いて説明する。図４は冷凍サイクル装置に用いる回路部分の構成図である。図１に示した昇圧チョッパ回路を使用した力率改善コンバータの負荷としてブラシレス直流モータを接続している。このモータは、冷凍サイクルを構成する圧縮機に用いられ、後述のモータ駆動装置により、冷凍負荷に応じて回転数制御される。この図４の構成により、電源の力率改善とモータの制御とを行い、延いては冷凍サイクル装置の冷凍能力を制御する。力率改善コンバータは速度制御回路３４からの直流電圧指令値に基づいて図１と同一の動作を行う。
【００４９】
モータ駆動装置は、インバータ３０，磁極位置検出回路３２，速度検出回路３３，速度制御回路３４，ドライブ信号出力回路３５及び、ドライバ３６から構成される。
【００５０】
インバータ３０は、６個のスイッチング素子から構成され、ドライバ３６からの駆動信号に基づいてブラシレス直流モータ３１の巻線に流す電流を切り換える。磁極位置検出回路３２は、ブラシレス直流モータ３１の誘起電圧を入力しブラシレス直流モータ３１のロータの磁極を検出し、磁極位置信号を速度検出回路３３及びドライブ信号出力回路３５に出力する。速度検出回路３３は、磁極位置信号から速度を演算し速度信号を速度制御回路３４に出力している。ドライブ信号出力回路３５は磁極位置信号を基に矩形波状のドライブ信号を出力する。ドライバ３６は、そのドライブ信号に従ってインバータ３０のスイッチング素子を駆動する。
【００５１】
ブラシレス直流モータ３１の速度制御は、磁極位置検出回路３２でブラシレス直流モータ３１の誘起電圧を磁極位置検出回路３２によって出力されるタイミングの磁極位置信号によってインバータ３０を駆動することによって実現できる。つまり、ブラシレス直流モータ３１を所望の回転数に制御することができる。速度制御回路３４は速度信号が速度指令値に一致するように直流電圧制御回路１８への直流電圧指令を算出する。その直流電圧指令は直流電圧制御回路１８に入力し、図１で示した電圧制御を行う。
【００５２】
前述の通り本実施例では、電流が小さい運転領域において回路損失を低減して回路効率を向上する効果がある。電流が小さい運転領域とは、つまり、低い回転数または負荷でモータを速度制御することに相当する。従って、本実施例のコンバータが適用され、そのような運転領域を有する冷凍サイクル装置においても回路効率、延いては冷凍サイクル装置の効率を改善することができる。冷凍サイクル装置の効率とは、例えば通年エネルギー消費効率ＡＰＦ（Annual Performance Factor）のことをいう。冷凍サイクル装置としては、空気調和機，冷蔵庫，冷凍機内蔵型ショーケースなどがある。
【００５３】
例えば圧縮機回転数制御を備えた空気調和機であれば、冷凍サイクルの能力制御は、設定室温と実際の室温との温度差が大きい場合には圧縮機モータを高速で回転させて冷凍能力を高く、また、その温度差が小さい場合には圧縮機モータを低速で回転させて冷凍能力を小さくする。室温を一定に保つ制御を行う空気調和機では、運転開始の時に設定室温と実際の室温との温度差が大きいので総運転時間に比べて比較的短い時間に大きな冷凍能力を必要とし、室温が安定した後の比較的長い運転時間は小さな冷凍能力で運転することになる。
【００５４】
従って、冷凍能力の小さな、長い運転時の効率を上げることにより、電力と時間の積である消費電力量を低く抑えることが可能である。冷凍能力が小さいほどモータへの入力電力が小さいのでコンバータの電流は小さくなる。ここで本実施例による力率改善回路を使用すれば小さな電流運転領域で効率が向上し、空気調和機の総電力量を低く抑えることができる。つまり、ＡＰＦを改善できる。
【００５５】
例えば、以下のような運転領域・運転条件にあることでＡＰＦを改善することができる。
｜設定室温−実際室温｜＜２℃
圧縮機回転数＜２０００rpm
【００５６】
本実施例では、臨界点である電流値よりも小さい電流のときに損失の少ないＭＯＳ−ＦＥＴ６を使用し、臨界点である電流値よりも大きい電流のときにダイオード９に電流を通流するようにしたので、高効率な冷凍サイクル装置を実現できる。
【００５７】
また、昇圧チョッパ回路を使用した力率改善コンバータの負荷にブラシレス直流モータ駆動装置を接続することにより、入力電流が小さい運転領域でも高効率で高力率な冷凍サイクル装置を実現することができる。
【産業上の利用可能性】
【００５８】
昇圧チョッパ回路により、低い入力電流から高い入力電流まで、広範囲で回路効率の高い力率改善コンバータを実現することができる。また、これにより、高効率な冷凍サイクル装置を実現できる。
【符号の説明】
【００５９】
１  交流電源
２，３，４，５  整流ダイオード
６  ＭＯＳ−ＦＥＴ
７  リアクトル
８  スイッチング素子
９  ダイオード
１０  平滑コンデンサ
１１  負荷
１２  電流検出回路
１３  電源電圧波形検出回路
１４  乗算器
１５  電流制御回路
１６  昇圧ＰＷＭ信号発生回路
１７  直流電圧検出回路
１８  直流電圧制御回路
１９，２０，３６  ドライバ
３０  インバータ
３１  ブラシレス直流モータ
３２  磁極位置検出回路
３３  速度検出回路
３４  速度制御回路
３５  ドライブ信号出力回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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