(57)【要約】      （修正有）【課題】ＤＣ−ＤＣコンバータにおける安定動作と低リップル電圧特性および負荷急変時の高速な応答特性を可能とし、かつ高い電力変換効率を達成する。【解決手段】出力ＤＣ電圧Ｖｏｕｔに比例した帰還電圧Ｖｆｂ１に、コイル電流ＩＬのＡＣ電流成分に応じて同相で変動するＡＣ電圧成分Ｖｓｅｎｓｅｌを加算した電圧Ｖｆｂ２と、基準電圧Ｖｒｅｆとを比較するコンパレータ１６と、コンパレータ１６の比較結果である出力信号をもとに、出力トランジスタＦＥＴ１と整流トランジスタＦＥＴ２とを交互にオンオフ制御するドライバ駆動回路１５と、コイル電流ＩＬのＡＣ電流成分に応じて同相で変動するＡＣ電圧成分を含む電圧Ｖｓｅｎｓｅｌを、出力トランジスタＦＥＴ１および整流トランジスタＦＥＴ２が流す電流に比例した電流を用いて生成する電流センス回路（出力トランジスタ電流センス回路１７、整流トランジスタ電流センス回路１８）を設ける。【選択図】図３
2012016241.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力ＤＣ電圧を安定した出力ＤＣ電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記出力ＤＣ電圧に比例した帰還電圧にコイル電流のＡＣ電流成分に応じて同相で変動するＡＣ電圧成分を加算した電圧と、基準電圧とを比較する比較回路と、
該比較回路の比較結果である出力信号をもとに、出力トランジスタと整流素子とを交互にオンオフ制御するドライバ駆動回路と、
前記コイル電流のＡＣ電流成分に応じて同相で変動するＡＣ電圧成分を含む電圧を、前記出力トランジスタおよび前記整流素子が流す電流に比例した電流を用いて生成する電流センス回路と
を設けたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記電流センス回路は、
前記出力トランジスタが流す電流に比例した電流を用いて、前記コイル電流のＡＣ電流成分に応じて同相で変動するＡＣ電圧成分を含む電圧を生成する第１の電圧生成回路と、
前記整流素子が流す電流に比例した電流を用いて、前記コイル電流のＡＣ電流成分に応じて同相で変動するＡＣ電圧成分を含む電圧を生成する第２の電圧生成回路と、
該第１，第２の電圧生成回路で生成した電圧のうち、前記コイル電流のＡＣ電流成分に応じて変動する電圧成分のみを抽出するロー・パス・フィルタ回路と
を有し、
該ロー・パス・フィルタ回路で抽出した電圧成分を、前記出力ＤＣ電圧に比例した帰還電圧に加算することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記電流センス回路は、
前記ロー・パス・フィルタ回路で抽出した電圧成分のうち、ＡＣ電圧成分のみを、前記出力ＤＣ電圧に比例した帰還電圧に加算するＡＣ加算回路
を有することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
入力ＤＣ電圧を安定した出力ＤＣ電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータであって、
基準電圧にコイル電流のＡＣ電流成分に応じて逆相で変動するＡＣ電圧成分を加算した電圧と、前記出力ＤＣ電圧に比例した帰還電圧とを比較する比較回路と、
該比較回路の比較結果である出力信号をもとに、出力トランジスタと整流素子とを交互にオンオフ制御するドライバ駆動回路と、
前記コイル電流のＡＣ電流成分に応じて逆相で変動するＡＣ電圧成分を含む電圧を、前記出力トランジスタおよび前記整流素子が流す電流に比例した電流を用いて生成する電流センス回路と
を設けたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】
請求項４に記載のＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記電流センス回路は、
前記出力トランジスタが流す電流に比例した電流を用いて、前記コイル電流のＡＣ電流成分に応じて逆相で変動するＡＣ電圧成分を含む電圧を生成する第１の電圧生成回路と、
前記整流素子が流す電流に比例した電流を用いて、前記コイル電流のＡＣ電流成分に応じて逆相で変動するＡＣ電圧成分を含む電圧を生成する第２の電圧生成回路と、
該第１，第２の電圧生成回路で生成した電圧のうち、前記コイル電流のＡＣ電流成分に応じて変動する電圧成分のみを抽出するロー・パス・フィルタ回路と
を有し、
該ロー・パス・フィルタ回路で抽出した電圧成分を、前記基準電圧に加算することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項６】
請求項５に記載のＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記電流センス回路は、
前記ロー・パス・フィルタ回路で抽出した電圧を、反転増幅して出力する反転増幅回路
を有することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項７】
請求項６に記載のＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記電流センス回路は、
前記反転増幅回路の出力電圧のうち、ＡＣ電圧成分のみを、前記基準電圧に加算するＡＣ加算回路
を有することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項８】
請求項１から請求項７のいずれかに記載のＤＣ−ＤＣコンバータを具備したことを特徴とする電子機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力ＤＣ電圧を安定した出力ＤＣ電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータ（ＤＣ−ＤＣレギュレータ、スイッチングレギュレータ）の技術に係り、特に、ＤＣ−ＤＣコンバータにおける安定動作と低リップル電圧特性および負荷急変時の高速な応答特性を可能とし、かつ高い電力変換効率を達成するのに好適な技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
入力ＤＣ電圧を安定した出力ＤＣ電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータは、コンピュータ装置やカーナビゲーション装置等の電子機器に広く用いられており、このＤＣ−ＤＣコンバータには、例えば、特許文献１〜５に記載のように、出力ＤＣ電圧に比例した帰還電圧と基準電圧との比較結果に応じて、出力トランジスタと整流素子（整流トランジスタ）とを交互にオンオフ制御する構成のＤＣ−ＤＣコンバータがある。
【０００３】
図１に、このような構成の電圧制御方式ＤＣ−ＤＣコンバータ回路を示す。この図１の例では、出力トランジスタＦＥＴ１、整流トランジスタＦＥＴ２、コイルＬ及び出力コンデンサＣＯＵＴからなり、降圧型コンバータの構成を示している。
【０００４】
入力端子ＶＩＮと接地電位との間に接続されている、出力トランジスタＦＥＴ１と整流トランジスタＦＥＴ２により、同期整流方式によりスイッチング（オンオフ）制御される。
【０００５】
コイルＬに流れる電流が連続である場合、出力トランジスタＦＥＴ１のデューティ比（スイッチング周期に対するオン時間の比）にほぼ比例した出力電圧Ｖｏｕｔが得られる。
【０００６】
抵抗Ｒ１〜Ｒ３、コンデンサＣ１とＣ２、基準電圧発生器１１およびエラーアンプ１３は、誤差増幅回路を構成し、出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗Ｒ１とＲ３で分圧した帰還電圧Ｖｆｂと、基準電圧発生器１１からの基準電圧Ｖｒｅｆとの誤差をエラーアンプ１３で増幅する。
【０００７】
ＰＷＭコンパレータ１４は、この誤差増幅回路で増幅された誤差信号電圧Ｖｅｒｒと三角波発生器１２からの三角波信号電圧Ｖｒａｍｐとを比較して、この比較結果に基づいてデューティを制御するＰＷＭ信号を生成する。
【０００８】
このＰＷＭ信号に応じてドライバ駆動回路１５は、出力トランジスタＦＥＴ１と整流トランジスタＦＥＴ２を交互にオンオフ制御する。
【０００９】
その結果、エラーアンプ１３から出力される誤差信号電圧Ｖｅｒｒは、帰還電圧Ｖｆｂが基準電圧Ｖｒｅｆよりも小さい場合には出力トランジスタＦＥＴ１のデューティ比が増加する方向、逆に大きい場合には出力トランジスタＦＥＴ１のデューティ比が減少する方向に制御されることで出力電圧Ｖｏｕｔが制御される。
【００１０】
このような電圧制御型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、コイルＬおよび出力コンデンサＣＯＵＴで生じる位相遅れのため、負帰還回路である電圧制御方式ＤＣ−ＤＣコンバータ回路を安定させるためには位相補償が不可欠となる。
【００１１】
一般的な位相補償は、コイルＬと出力コンデンサＣＯＵＴで生じる位相の遅れを出力端子ＶＯＵＴと帰還電圧Ｖｆｂが生じる抵抗Ｒ１とＲ３とが接続されるノードＮ１との間にコンデンサＣ１を接続し、エラーアンプ１３をトランスコンダクタンス・アンプ構成として、その出力ノードＮ２と接地電位との間に抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２を直列に接続して高域でのループ・ゲインを低く設定することで行う。
【００１２】
しかし、このような位相補償技術で十分な安定性を得た場合、エラーアンプの高域でのループ・ゲインが低く設定されることから、高速な応答が困難になるという問題が生じる。
【００１３】
また、上述の位相補償だけでは、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔおよび負荷ＲＯＵＴの変動範囲が広く設定されると、十分な安定性と応答性が得られないという問題が生じる場合もある。
【００１４】
このような電圧制御方式ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の欠点を克服する回路として、図２に示すようなコンパレータ制御方式ＤＣ−ＤＣコンバータ回路が知られている。
【００１５】
尚、このコンパレータ制御方式は、リップル制御方式やバンバン制御方式、ヒステリシス制御方式、Ｄ−Ｃａｐモード制御方式などとも呼ばれている。
【００１６】
図２の例では、出力トランジスタＦＥＴ１、整流トランジスタＦＥＴ２、コイルＬ及び出力コンデンサＣＯＵＴは降圧型コンバータの構成であり、入力端子ＶＩＮと接地電位との間に接続されている出力トランジスタＦＥＴ１と整流トランジスタＦＥＴ２とにより、同期整流方式によりスイッチング制御される構成である。
【００１７】
抵抗Ｒ１とＲ３、コンデンサＣ１、基準電圧発生器１１およびコンパレータ１６は比較回路を構成し、出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗Ｒ１とＲ３で分圧した帰還電圧Ｖｆｂと基準電圧発生器１１からの基準電圧Ｖｒｅｆをコンパレータ１６で比較する。
【００１８】
出力電圧Ｖｏｕｔが低下し帰還電圧Ｖｆｂが基準電圧Ｖｒｅｆよりも低くなると、コンパレータ１６がハイ・レベルの信号を出力して、ドライバ駆動回路は、出力トランジスタＦＥＴ１をオンさせ、整流トランジスタＦＥＴ２をオフさせる。
【００１９】
このことにより、入力端子ＶＩＮからコイルＬを介して負荷に電流が供給され、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇する。出力電圧Ｖｏｕｔが上昇して帰還電圧Ｖｆｂが基準電圧Ｖｒｅｆよりも高くなると、コンパレータ１６はロー・レベルの信号を出力し、ドライバ駆動回路は、出力トランジスタＦＥＴ１をオフさせ、整流トランジスタＦＥＴ２をオンさせる。
【００２０】
コイルＬに蓄えられたエネルギーは、整流トランジスタＦＥＴ２を介して負荷に供給されるが、コイルＬに流れる電流はエネルギーの放出に伴って徐々に減少し、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｖｏｕｔも徐々に下がる。
【００２１】
以下、出力電圧Ｖｏｕｔが低下して帰還電圧Ｖｆｂが基準電圧Ｖｒｅｆを下回ると、再度コンパレータ１６がハイ・レベルの信号を出力して、ドライバ駆動回路は、出力トランジスタＦＥＴ１をオンさせ、整流トランジスタＦＥＴ２をオフさせるという動作が繰り返される。
【００２２】
出力トランジスタＦＥＴ１がオンして整流トランジスタＦＥＴ２がオフする時、コイルＬには（Vｉｎ−Vｏｕｔ）の電圧が印加されるためコイルＬに流れる電流は直線的に増加する。
【００２３】
また、出力トランジスタＦＥＴ１がオフして整流トランジスタＦＥＴ２がオンする時、コイルＬには上記と逆極性のVｏｕｔの電圧が印加されるためコイルＬに流れる電流は直線的に減少する。
【００２４】
すなわち、コイルＬに流れる電流には三角波状のＡＣ電流成分が含まれることになる。
【００２５】
この三角波状のＡＣ電流成分が出力コンデンサＣＯＵＴの等価直列抵抗ＥＳＲに流れ込むことにより、出力電圧Ｖｏｕｔに、ＡＣ電流成分と相似なＡＣ電圧成分が生じ、出力電圧Ｖｏｕｔを帰還抵抗Ｒ１とＲ３で分圧して得られる帰還電圧Ｖｆｂにも、ＡＣ電圧成分が生じることになる。
【００２６】
コンパレータ制御方式では、コイルＬに流れる電流のＡＣ電流成分に応じて変動するＡＣ電圧成分が重畳された帰還電圧Ｖｆｂと基準電圧Ｖｒｅｆとを比較して両電圧が等しくなるように負帰還制御が働き出力電圧Ｖｏｕｔを制御する。
【００２７】
このように、コンパレータ制御方式では、コンパレータ１６で帰還電圧Ｖｆｂと基準電圧Ｖｒｅｆを直接に比較して、即時に出力トランジスタＦＥＴ１と整流トランジスタＦＥＴ２のオンオフ制御をするため、電圧制御方式のような位相補償は不要となり、高速な応答が可能となる。
【００２８】
しかし、このようなコンパレータ制御型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路においても、コイルＬおよび出力コンデンサＣＯＵＴにより位相の遅れが生じるとスイッチング制御が不安定になる問題が生じる。
【００２９】
特に、出力コンデンサＣＯＵＴの等価直列抵抗ＥＳＲが小さくなればなるほど、上述の位相遅れは大きくなると共に、出力電圧ＶｏｕｔのＡＣ電圧成分も小さくなるので、帰還電圧Ｖｆｂに適切な量のＡＣ電圧成分が重畳されなくなり、定常状態であっても低調波発振が生じるなどスイッチング制御が不安定となる。
【００３０】
よって、出力端子ＶＯＵＴと帰還電圧Ｖｆｂが生じる抵抗Ｒ１とＲ３とが接続されるノードＮ１の間にコンデンサＣ１を接続して、コイルＬと出力コンデンサＣＯＵＴで遅れた位相を戻すと共に、帰還電圧Ｖｆｂに重畳されるＡＣ電圧成分を大きくする技術が考えられる。
【００３１】
しかし、それでも不十分な場合には、出力電圧Ｖｏｕｔに生じるＡＣ電圧成分そのものを大きくする必要がある。
【００３２】
このように、出力電圧ＶｏｕｔのＡＣ電圧成分を大きくする技術としては、出力コンデンサＣＯＵＴの等価直列抵抗ＥＳＲを大きくすることが考えられるが、出力電圧ＶｏｕｔのＡＣ電圧成分が増加するということは、出力電圧Ｖｏｕｔのいわゆるリップル電圧が増加することになることや、ＤＣ−ＤＣコンバータの電力変換効率が低下することから、望ましいことではない。
【００３３】
特許文献４においては、コイルと出力端子の間にセンス抵抗を挿入することで、コイルと挿入したセンス抵抗との間のノードに、出力電圧にコイルに流れる電流のＡＣ電流成分と相似なＡＣ電圧成分が加算された電圧を生じさせ、そのＡＣ電圧成分のみを帰還電圧に加算させるコンパレータ制御方式ＤＣ−ＤＣコンバータ回路が提案されている。
【００３４】
このＤＣ−ＤＣコンバータ回路であれば、等価直列抵抗ＥＳＲの小さなコンデンサを出力コンデンサＣＯＵＴとして使用した場合でも、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路のスイッチング制御を安定させることと、高速な応答を図ることが可能となっている。
【００３５】
また、特許文献４には、センス抵抗を用いず、コイルと並列に抵抗とコンデンサを直列に接続した回路が提案されている。この提案されたＤＣ−ＤＣコンバータ回路も、ある条件下においては、等価直列抵抗ＥＳＲの小さなコンデンサを出力コンデンサＣＯＵＴとして使用した場合でも、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路のスイッチング制御を安定させることと、高速な応答を図ることが可能となっている。
【００３６】
しかしながら、特許文献４で提案されている２つのＤＣ−ＤＣコンバータ回路はそれぞれに、以下の問題がある。
【００３７】
まず、コイルと出力端子の間にセンス抵抗を挿入した回路の場合、センス抵抗を挿入するということは、コイルのクォリティ・ファクタＱが小さくなることと等価であり、ＤＣ−ＤＣコンバータの電力変換効率が低下するという問題がある。
【００３８】
次に、コイルと並列に、抵抗とコンデンサを直列に接続する回路の場合、上述のような電力変換効率が低下するという問題は生じないが、コイル電流が正しく検出される条件が、コイルのインダクタンスと直流抵抗成分、抵抗の抵抗値およびコンデンサの容量値によって決まっているため、任意のコイルに対して正しくコイル電流を検出できないという問題がある。
【００３９】
また、抵抗の抵抗値とコンデンサの容量値が小さいと、ＲＣ時定数が小さくなり、検出されるＡＣ電圧成分の振幅が大きくなりすぎてしまうため、帰還電圧に加算されるＡＣ電圧成分の振幅も大きくなりすぎ、実際の出力電圧のＤＣレベルが基準電圧によって決まる本来の出力電圧のＤＣレベルからのズレが大きくなるという問題が生じる。
【００４０】
このような問題を解決するためには、抵抗値と容量値を大きくしてＲＣ時定数を大きくすればよいが、スイッチング周波数との兼ね合いにより、大きな抵抗値の抵抗や大きな容量値のコンデンサを半導体チップ上に形成することが困難になる場合がある。
【００４１】
そのような場合、抵抗やコンデンサをディスクリート部品で外付けとする必要があり、その結果、基板面積の増加や部品実装コストの増加といった問題が生じるので望ましくない。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００４２】
解決しようとする問題点は、（ａ）従来の電圧制御方式ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を位相補償で安定させる技術では、高速な応答が困難であり、かつ、入力電圧と出力電圧および負荷抵抗の変動範囲が広く設定されると充分な安定性と応答性が得られない点、（ｂ）従来のコンパレータ制御方式ＤＣ−ＤＣコンバータにおいても、コイルおよび出力コンデンサにより位相の遅れが生じるとスイッチング制御が不安定になり、特に、出力コンデンサの直列等価抵抗が小さい場合には、定常状態であっても低周波発振が生じてスイッチング制御が不安定となると共に、これに対処するために出力電圧に生じるＡＣ電圧成分を大きくすると、出力電圧のリップ電圧が増加してしまい低リップル電圧特性を維持できなくなると共に電力変換効率も低下してしまう点、（ｃ）これに対処するために、コイルと出力端子の間にセンス抵抗を挿入する技術（特許文献４）では、コイルのクォリティ・ファクタが小さくなり電力変換効率が低下してしまう点、（ｄ）この電力変換効率を低下させないためにコイルに並列に抵抗とコンデンサを直列に接続する技術では、任意のコイルに対して正しくコイル電流を検出できないと共に出力電圧のＤＣレベルのズレが大きくなってしまう点、（ｅ）この問題を解決するために抵抗値と容量値を大きくした場合には、半導体チップ上での形成が困難になり、外付けした場合には基板面積の増加や部品実装コストの増加が生じてしまう点である。
【００４３】
本発明の目的は、これら従来技術の課題を解決し、ＤＣ−ＤＣコンバータにおける安定動作と低リップル電圧特性および負荷急変時の高速な応答特性を可能とし、かつ高い電力変換効率を達成することを可能とすることである。
【課題を解決するための手段】
【００４４】
上記目的を達成するため、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、図３に示すように、（１）入力ＤＣ電圧を安定した出力ＤＣ電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータであって、出力ＤＣ電圧Ｖｏｕｔに比例した帰還電圧Ｖｆｂ１に、コイル電流ＩＬのＡＣ電流成分に応じて同相で変動するＡＣ電圧成分Ｖｓｅｎｓｅｌを加算した電圧Ｖｆｂ２と、基準電圧Ｖｒｅｆとを比較するコンパレータ（比較回路）１６と、コンパレータ１６の比較結果である出力信号をもとに、出力トランジスタＦＥＴ１と整流素子（整流トランジスタＦＥＴ２）を交互にオンオフ制御するドライバ駆動回路１５と、コイル電流ＩＬのＡＣ電流成分に応じて同相で変動するＡＣ電圧成分を含む電圧Ｖｓｅｎｓｅｌを、出力トランジスタＦＥＴ１および整流素子（整流トランジスタＦＥＴ２）が流す電流に比例した電流を用いて生成する電流センス回路（出力トランジスタ電流センス回路１７、整流トランジスタ電流センス回路１８）とを設けたことを特徴とする。（２）そして、電流センス回路は、出力トランジスタＦＥＴ１が流す電流に比例した電流を用いて、コイル電流ＩＬのＡＣ電流成分に応じて同相で変動するＡＣ電圧成分を含む電圧を生成する第１の電圧生成回路（出力トランジスタ電流センス回路１７）と、整流素子（整流トランジスタＦＥＴ２）が流す電流に比例した電流を用いて、前記コイル電流のＡＣ電流成分に応じて同相で変動するＡＣ電圧成分を含む電圧を生成する第２の電圧生成回路（整流トランジスタ電流センス回路１８）と、第１，第２の電圧生成回路（出力トランジスタ電流センス回路１７、整流トランジスタ電流センス回路１８）で生成した電圧のうち、コイル電流ＩＬのＡＣ電流成分に応じて変動する電圧成分のみを抽出するロー・パス・フィルタ回路（ＬＰＦ１９）を有し、ロー・パス・フィルタ回路（ＬＰＦ１９）で抽出した電圧成分を、出力ＤＣ電圧Ｖｏｕｔに比例した帰還電圧Ｖｆｂ１に加算することを特徴とする。（３）また、電流センス回路（出力トランジスタ電流センス回路１７、整流トランジスタ電流センス回路１８）は、ロー・パス・フィルタ回路（ＬＰＦ１９）で抽出した電圧成分のうち、ＡＣ電圧成分のみを、出力ＤＣ電圧に比例した帰還電圧に加算するＡＣ加算回路２０を有することを特徴とする。（４）さらに、図６に示すように、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータでは、基準電圧Ｖｒｅｆにコイル電流のＡＣ電流成分に応じて逆相で変動するＡＣ電圧成分Ｖｓｅｎｓｅａを加算した電圧Ｖｒｅｆ２と、出力ＤＣ電圧Ｖｏｕｔに比例した帰還電圧Ｖｆｂとを比較するコンパレータ（比較回路）１６と、コンパレータ１６の比較結果である出力信号をもとに、出力トランジスタＦＥＴ１と整流素子（整流トランジスタＦＥＴ２）とを交互にオンオフ制御するドライバ駆動回路１５と、コイル電流のＡＣ電流成分に応じて逆相で変動するＡＣ電圧成分を含む電圧Ｖｓｅｎｓｅａを、出力トランジスタＦＥＴ１および整流素子（整流トランジスタＦＥＴ２）が流す電流に比例した電流を用いて生成する電流センス回路（出力トランジスタ電流センス回路１７、整流トランジスタ電流センス回路１８）を設けたことを特徴とする。（５）そして、電流センス回路は、出力トランジスタＦＥＴ１が流す電流に比例した電流を用いて、コイル電流のＡＣ電流成分に応じて逆相で変動するＡＣ電圧成分を含む電圧を生成する第１の電圧生成回路（出力トランジスタ電流センス回路１７）と、整流素子（整流トランジスタＦＥＴ２）が流す電流に比例した電流を用いて、コイル電流のＡＣ電流成分に応じて逆相で変動するＡＣ電圧成分を含む電圧を生成する第２の電圧生成回路（整流トランジスタ電流センス回路１８）と、第１，第２の電圧生成回路（出力トランジスタ電流センス回路１７、整流トランジスタ電流センス回路１８）で生成した電圧のうち、コイル電流のＡＣ電流成分に応じて変動する電圧成分のみを抽出するロー・パス・フィルタ回路（ＬＰＦ１９）を有し、ロー・パス・フィルタ回路（ＬＰＦ１９）で抽出した電圧成分を、基準電圧Ｖｒｅｆに加算することを特徴とする。（６）また、電流センス回路は、ロー・パス・フィルタ回路（ＬＰＦ１９）で抽出した電圧を、反転増幅して出力する反転増幅回路２２を有することを特徴とする。（７）また、電流センス回路は、反転増幅回路２２の出力電圧のうち、ＡＣ電圧成分のみを、基準電圧Ｖｒｅｆに加算するＡＣ加算回路２０を有することを特徴とする。（８）また、本発明の電子機器は、上述の（１）〜（７）のいずれかに記載のＤＣ−ＤＣコンバータを具備したことを特徴とする。
【発明の効果】
【００４５】
本発明によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータの電力変換効率を低下させたり、ディスクリート外付け部品を必要としたりせず、任意のコイルに対してもコイル電流のＡＣ電流成分に応じて変動する任意の振幅の電圧を生成し、その生成した電圧のうちＡＣ電圧成分のみを任意の量だけ帰還電圧または基準電圧に加算することにより、等価直列抵抗の小さなコンデンサを出力コンデンサとして使用した場合においても安定したスイッチング制御ができる。例えば、（Ａ）コイル電流のＡＣ電流成分に応じて変動する電圧成分を含む電圧を、出力トランジスタと整流素子とが流す電流に比例した電流を用いて生成するので、コイル電流を直接検出する抵抗を用いたりする必要がなくなる。よって、高い電力変換効率を維持することができる。（Ｂ）また、任意のインダクタンスのコイルに対しても適切なＡＣ電圧成分を生成することができるので、あるインダクタンスのコイルに対してのみ適切なＡＣ電圧成分が得られるコイルの両端の電圧を積分する技術と比べて汎用性に優れた技術を提供できる。（Ｃ）また、コイル電流のＡＣ電流成分に応じて同相で変動するＡＣ電圧成分のみを帰還電圧に加算できるので、出力コンデンサの等価直列抵抗が小さく、出力電圧に含まれるコイル電流のＡＣ電流成分に応じて変動するＡＣ電圧成分が低減した場合においても、安定したスイッチング制御により、出力電圧を制御することができる。（Ｄ）また、コイル電流のＡＣ電流成分に応じて変動する電圧成分を含む電圧を出力トランジスタと整流素子とが流す電流に比例した電流を用いて生成するので、コイル電流を直接検出する抵抗を用いたりする必要がなくなる。よって、高い電力変換効率を維持することができる。（４）また、任意のインダクタンスのコイルに対しても適切なＡＣ電圧成分を生成することができるので、あるインダクタンスのコイルに対してのみ適切なＡＣ電圧成分が得られるコイルの両端の電圧を積分する技術と比べ汎用性に優れた技術を提供できる。（Ｅ）また、コイル電流のＡＣ電流成分に応じて逆相で変動するＡＣ電圧成分のみを基準電圧に加算できるので、出力コンデンサの等価直列抵抗が小さく、出力電圧に含まれるコイル電流のＡＣ電流成分に応じて変動するＡＣ電圧成分が低減した場合においても、安定したスイッチング制御により、出力電圧を制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４６】
【図１】従来の電圧制御方式ＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成例を示すブロック図である。
【図２】従来のコンパレータ制御方式ＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成例を示すブロック図である。
【図３】本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの第１の回路構成例を示すブロック図である。
【図４】図３のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて生成される電圧波形の推移を示す説明図である。
【図５】図３における出力トランジスタ電流センス回路と整流トランジスタ電流センス回路およびロー・パス・フィルタ回路とＡＣ加算回路の詳細構成を示すブロック図である。
【図６】本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの第２の回路構成例を示すブロック図である。
【図７】図６のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて生成される電圧波形の推移を示す説明図である。
【図８】図６における出力トランジスタ電流センス回路と整流トランジスタ電流センス回路およびロー・パス・フィルタ回路と反転回路ならびにＡＣ加算回路の詳細構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００４７】
以下、図を用いて本発明を実施するための形態例を説明する。図３においては、コンピュータ装置やカーナビゲーション装置等の電子機器に用いられる本発明のＤＣ−ＤＣコンバータに係る第１の原理を説明する回路を示しており、同期整流方式によりスイッチング制御される降圧型のコンパレータ制御方式ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の構成を例に示している。
【００４８】
抵抗Ｒ１とＲ３およびコンデンサＣ１は、出力電圧Ｖｏｕｔから第１帰還電圧Ｖｆｂ１をノードＮ１に生成する。上記第１帰還電圧Ｖｆｂ１は、出力電圧Ｖｏｕｔから抵抗Ｒ１とＲ３の分圧比で決まるＤＣ電圧成分に、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１により、コイルＬと出力コンデンサＣＯＵＴでの位相遅れを戻した出力電圧ＶｏｕｔからのＡＣ電圧成分が加算された電圧となる。
【００４９】
出力トランジスタ電流センス回路１７は、出力トランジスタＦＥＴ１に流れる電流に比例した電流（例えば出力トランジスタＦＥＴ１に流れる電流の１／１００００）を流し、整流トランジスタ電流センス回路１８は、整流トランジスタＦＥＴ２に流れる電流に比例した電流（例えば整流トランジスタＦＥＴ２に流れる電流の１／１００００）を流す。
【００５０】
出力トランジスタ電流センス回路１７で流す電流は、センス抵抗ＲＳＥＮＳＥを介して接地電位に流れ込み、整流トランジスタ電流センス回路１8で流す電流は、センス抵抗ＲＳＥＮＳＥを介して接地電位から流れ出る。
【００５１】
ここで、出力トランジスタＦＥＴ１に流れる電流と整流トランジスタＦＥＴ２に流れる電流は、それぞれコイルＬに流れる電流と等しいことから、出力トランジスタ電流センス回路１７と整流トランジスタ電流センス回路１８に流れる電流は、それぞれコイルＬに流れる電流に比例した電流となる。
【００５２】
したがって、コイルＬに流れる電流ＩＬとノードＮ３の電圧Ｖｓｅｎｓｅは、図４（ａ）に示すような波形となり、ノードＮ３の電圧Ｖｓｅｎｓｅには、コイルＬに流れる電流ＩＬのＡＣ電流成分に応じて変動する電圧成分を含むことになる。
【００５３】
LPF１９は、上記のノードＮ３の電圧ＶｓｅｎｓｅからコイルＬに流れるＡＣ電流成分に応じて変動する電圧成分のみを抽出するロー・パス・フィルタであり、ＬＰＦ１９の出力電圧Ｖｓｅｎｓｅｌは、図４（ｂ）に示すような波形となる。
【００５４】
ＡＣ加算回路２０は、上記第１帰還電圧Ｖｆｂ１に上記ＬＰＦ１９の出力電圧Ｖｓｅｎｓｅｌのうち、ＡＣ電圧成分のみを加算し、図４（ｃ）に示すような第２帰還電圧Ｖｆｂ２をノードＮ２に生成する。
【００５５】
コンパレータ１６は、上記第２帰還電圧Ｖｆｂ２と基準電圧発生器１１からの基準電圧Ｖｒｅｆとを比較する。
【００５６】
第２帰還電圧Ｖｆｂ２が基準電圧Ｖｒｅｆよりも低くなると、コンパレータ１６はハイ・レベルの信号を出力してドライバ駆動回路は出力トランジスタＦＥＴ１をオンさせ整流トランジスタＦＥＴ２をオフさせる。
【００５７】
このことにより、入力端子ＶＩＮからコイルＬを介して負荷に供給される電流が増加し、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇する。
【００５８】
したがって、第１帰還電圧Ｖｆｂ１は出力電圧Ｖｏｕｔの上昇に応じて上昇し、第２帰還電圧Ｖｆｂ２は第１帰還電圧Ｖｆｂ１にコイルＬに流れる電流の増加に応じて上昇するＡＣ電圧成分が加算されて第１帰還電圧Ｖｆｂ１よりも更に上昇する。
【００５９】
第２帰還電圧Ｖｆｂ２が基準電圧Ｖｒｅｆよりも高くなると、コンパレータ１６はロー・レベルの信号を出力してドライバ駆動回路は出力トランジスタＦＥＴ１をオフさせ整流トランジスタＦＥＴ２をオンさせる。
【００６０】
このことにより、コイルＬに蓄えられたエネルギーは、整流トランジスタＦＥＴ２を介して負荷に供給されるが、コイルＬに流れる電流はエネルギーの放出に伴って減少し、出力電圧Ｖｏｕｔも下降する。
【００６１】
したがって、第１帰還電圧Ｖｆｂ１は出力電圧Ｖｏｕｔの下降に応じて下降し、第２帰還電圧Ｖｆｂ２は第１帰還電圧Ｖｆｂ１にコイルＬに流れる電流の減少に応じて下降するＡＣ電圧成分が加算されて第１帰還電圧Ｖｆｂ１よりも更に下降する。
【００６２】
以下、第２帰還電圧Ｖｆｂ２が基準電圧Ｖｒｅｆよりも低くなると、再度コンパレータ１６がハイ・レベルの信号を出力してドライバ駆動回路は出力トランジスタＦＥＴ１をオンさせ整流トランジスタＦＥＴ２をオフさせるという動作が繰り返される。
【００６３】
以上の動作により、コイルＬに流れるＡＣ電流成分に応じて同相で変動するＡＣ電圧成分のみが重畳された第２帰還電圧Ｖｆｂ２と基準電圧Ｖｒｅｆとを比較して両電圧が等しくなるように負帰還制御が働くので、出力電圧Ｖｏｕｔが制御される。
【００６４】
本発明の第１の原理を説明する回路によれば、コイル電流を直接検出する抵抗を用いたりせずに任意のインダクタンスのコイルに対してコイルＬに流れるＡＣ電流成分に応じて変動する電圧Ｖｓｅｎｓｅｌを生成できる。
【００６５】
また、出力電圧Ｖｏｕｔから生成される第１帰還電圧Ｖｆｂ１に上記電圧ＶｓｅｎｓｅｌのＡＣ電圧成分のみを加算した第２帰還電圧Ｖｆｂ２を生成できるので、この第２帰還電圧Ｖｆｂ２と基準電圧Ｖｒｅｆとを比較して安定したスイッチング制御により出力電圧Ｖｏｕｔを制御することができる。
【００６６】
また、出力コンデンサＣＯＵＴの等価直列抵抗ＥＳＲが小さく、出力電圧Ｖｏｕｔに含まれるコイルＬに流れるＡＣ電流成分に応じて変動するＡＣ電圧成分が低減された場合においても、第２帰還電圧Ｖｆｂ２にコイルＬに流れるＡＣ電流成分に応じて同相で変動するＡＣ電圧成分を適切な量だけ加算することができるため、安定したスイッチング制御により出力電圧Ｖｏｕｔを制御することができる。
【００６７】
図５には、図３に示す本発明の第１の原理を具体化した実施形態の回路図を示す。
【００６８】
回路１１７は出力トランジスタ電流センス回路１７の具体例である。
【００６９】
出力トランジスタＦＥＴ１とゲートおよびソースが共通のセンス出力トランジスタＦＥＴ３が備えられており、トランジスタＦＥＴ５および演算増幅器２１により、センス出力トランジスタＦＥＴ３のドレイン電圧は、出力トランジスタＦＥＴ１のドレイン電圧と等しくなるように制御される。
【００７０】
出力トランジスタＦＥＴ１とセンス出力トランジスタＦＥＴ３のチャネル幅とチャネル長の比（以下、Ｗ／Ｌ）をｍ：ｎ（ｍ＞ｎ）となるように設定すれば、センス出力トランジスタＦＥＴ３に流れる電流を出力トランジスタＦＥＴ１に流れる電流のｎ／ｍと設定することができる。
【００７１】
このことは、出力トランジスタＦＥＴ１に流れる電流とコイルＬに流れる電流と等しいことから、センス出力トランジスタＦＥＴ３に流れる電流をコイルＬに流れる電流のｎ／ｍと設定することができることと等しいことになる。
【００７２】
また、このセンス出力トランジスタＦＥＴ３に流れる電流は、センス抵抗ＲＳＥＮＳＥを介して接地電位に流れ込むので、ノードＮ３の電圧Ｖｓｅｎｓｅには、出力トランジスタＦＥＴ１がオンした時にコイルＬに流れる電流の増加に応じて変動する電圧成分が含まれることとなる。
【００７３】
なお、出力トランジスタＦＥＴ１とセンス出力トランジスタＦＥＴ３のＷ／Ｌ比およびセンス抵抗ＲＳＥＮＳＥの抵抗値を任意に調整することにより、出力トランジスタＦＥＴ１がオンした時にコイルＬに流れる電流の増加に応じて変動する電圧Ｖｓｅｎｓｅの傾きおよび振幅を任意に設定することが可能である。
【００７４】
回路１１８は、整流トランジスタ電流センス回路１８の具体例である。整流トランジスタＦＥＴ２とゲートおよびドレインが共通のセンス出力トランジスタＦＥＴ４が備えられている
【００７５】
整流トランジスタＦＥＴ２とセンス整流トランジスタＦＥＴ４のＷ／Ｌをｍ：ｎ（ｍ＞ｎ）となるように設定すれば、センス整流トランジスタＦＥＴ４に流れる電流を整流トランジスタＦＥＴ２に流れる電流のｎ／ｍと設定することができる。
【００７６】
整流トランジスタＦＥＴ２に流れる電流は、コイルＬに流れる電流と等しいことから、センス整流トランジスタＦＥＴ４に流れる電流をコイルＬに流れる電流のｎ／ｍと設定することができることと等しいことになる。
【００７７】
また、センス整流トランジスタＦＥＴ４に流れる電流は、センス抵抗ＲＳＥＮＳＥを介して接地電位から流れ出るので、ノードＮ３に生じる電圧Ｖｓｅｎｓｅには、整流トランジスタＦＥＴ２がオンした時にコイルＬに流れる電流の減少に応じて増加する電圧成分が含まれることとなる。
【００７８】
なお、整流トランジスタＦＥＴ２とセンス整流トランジスタＦＥＴ４のＷ／Ｌ比およびセンス抵抗ＲＳＥＮＳＥの抵抗値を任意に調整することにより、整流トランジスタＦＥＴ２がオンした時にコイルＬに流れる電流の減少に応じて変動する電圧Ｖｓｅｎｓｅの傾きおよび振幅を任意に設定することが可能である。
【００７９】
ただし、ノードＮ３の電圧Ｖｓｅｎｓｅの振幅を大きくし過ぎると、整流トランジスタＦＥＴ２とセンス整流トランジスタＦＥＴ４のソース電圧の差が大きくなるため、センス整流トランジスタＦＥＴ４に流れる電流が整流トランジスタＦＥＴ２とセンス整流トランジスタＦＥＴ４のＷ／Ｌ比に応じた電流とならなくなることに注意が必要となる。
【００８０】
回路１１９は、ＬＰＦ１９およびＡＣ加算回路２０の具体例である。抵抗Ｒ４およびコンデンサＣ３によりＲＣロー・パス・フィルタが構成されており、その遮断周波数はノードＮ３の電圧ＶｓｅｎｓｅのうちコイルＬに流れるＡＣ電流成分に応じて変動する電圧成分のみを通過させ、出力トランジスタＦＥＴ１および整流トランジスタＦＥＴ２がオンオフする時に急峻に変化する電圧成分を遮断するように設定されている。
【００８１】
よって、抵抗Ｒ４とコンデンサＣ３とが接続されるノードＮ４には、コイルＬに流れるＡＣ電流成分に応じて変動する電圧Ｖｓｅｎｓｅｌが生じることになる。
【００８２】
また、ロー・パス・フィルタを構成するコンデンサＣ３は、ノードＮ１とノードＮ３との間に接続されているため、ＡＣ加算回路として作用し、ノードＮ１にノードＮ３の電圧ＶｓｅｎｓｅｌのＡＣ電圧成分のみを加算する。
【００８３】
つまり、抵抗Ｒ１とＲ３、コンデンサＣ１で決まる出力電圧Ｖｏｕｔからの帰還電圧Ｖｆｂには、コイルＬに流れるＡＣ電流成分に応じて変動するＡＣ電圧成分が加算されることとなる。
【００８４】
なお、ノードＮ１のインピーダンスが抵抗Ｒ４の抵抗値よりも十分に小さい場合は、抵抗Ｒ４の抵抗値およびコンデンサＣ３の容量値を調整することにより、ＲＣロー・パス・フィルタの遮断周波数を任意に設定することが可能となり、ノードＮ１のインピーダンスとＣ３の容量値を調整することにより、ＡＣ加算回路で帰還電圧Ｖｆｂに加算する電圧ＶｓｅｎｓｅｌのＡＣ電圧成分の量を任意に設定することが可能となる。
【００８５】
図６は、本発明の第２の原理を説明する回路図である。同期整流方式によりスイッチング制御される降圧型のコンパレータ制御方式ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の構成を例にした原理回路図である。
【００８６】
抵抗Ｒ１とＲ３およびコンデンサＣ１は、出力電圧Ｖｏｕｔから帰還電圧ＶｆｂをノードＮ１に生成する。
【００８７】
上記帰還電圧Ｖｆｂは、出力電圧Ｖｏｕｔから抵抗Ｒ１とＲ３の分圧比で決まるＤＣ電圧成分に、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１により、コイルＬと出力コンデンサＣＯＵＴでの位相遅れを戻した出力電圧ＶｏｕｔからのＡＣ電圧成分が加算された電圧となる。
【００８８】
出力トランジスタ電流センス回路１７は、出力トランジスタＦＥＴ１に流れる電流に比例した電流（例えば出力トランジスタＦＥＴ１に流れる電流の１／１００００）を流し、整流トランジスタ電流センス回路１８は、整流トランジスタＦＥＴ２に流れる電流に比例した電流（例えば整流トランジスタＦＥＴ２に流れる電流の１／１００００）を流す。
【００８９】
出力トランジスタ電流センス回路１７で流す電流は、センス抵抗ＲＳＥＮＳＥを介して接地電位に流れ込み、整流トランジスタ電流センス回路１8で流す電流は、センス抵抗ＲＳＥＮＳＥを介して接地電位から流れ出る。
【００９０】
ここで、出力トランジスタＦＥＴ１に流れる電流と整流トランジスタＦＥＴ２に流れる電流は、それぞれコイルＬに流れる電流と等しいことから、出力トランジスタ電流センス回路１７と整流トランジスタ電流センス回路１８に流れる電流は、それぞれコイルＬに流れる電流に比例した電流となる。
【００９１】
よって、コイルＬに流れる電流ＩＬとノードＮ３の電圧Ｖｓｅｎｓｅは、図７（ａ）に示すような波形となり、ノードＮ３の電圧Ｖｓｅｎｓｅには、コイルＬに流れる電流のＡＣ電流成分に応じて変動する電圧成分を含むことになる。
【００９２】
LPF１９は、上記のノードＮ３の電圧ＶｓｅｎｓｅからコイルＬに流れるＡＣ電流成分に応じて変動する電圧成分のみを抽出するロー・パス・フィルタであり、ＬＰＦ１９の出力電圧Ｖｓｅｎｓｅｌは、図７（ｂ）に示すような波形となる。
【００９３】
反転増幅回路２２は、上記ＬＰＦ１９の出力電圧Ｖｓｅｎｓｅｌを反転増幅させて出力する回路であり、その出力電圧Ｖｓｅｎｓｅａは図７（ｃ）に示すような波形となる。
【００９４】
ＡＣ加算回路２０は、上記反転増幅回路の出力電圧ＶｓｅｎｓｅａのＡＣ電圧成分のみを基準電圧発生器１１からの基準電圧Ｖｒｅｆに加算し、図７（ｄ）に示すような第２基準電圧Ｖｒｅｆ２をノードＮ２に生成する。
【００９５】
コンパレータ１６は、帰還電圧Ｖｆｂと上記第２基準電圧Ｖｒｅｆ２とを比較する。帰還電圧Ｖｆｂが第２基準電圧Ｖｒｅｆ２よりも低くなると、コンパレータ１６はハイ・レベルの信号を出力してドライバ駆動回路は出力トランジスタＦＥＴ１をオンさせ整流トランジスタＦＥＴ２をオフさせる。
【００９６】
このことにより、入力端子ＶＩＮからコイルＬを介して負荷に供給される電流は増加し、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇する。
【００９７】
したがって、帰還電圧Ｖｆｂは出力電圧Ｖｏｕｔの上昇に応じて上昇し、第２基準電圧Ｖｒｅｆ２は基準電圧ＶｒｅｆにコイルＬに流れる電流の増加に応じて下降するＡＣ電圧成分が加算されて下降する。
【００９８】
帰還電圧Ｖｆｂが第２基準電圧Ｖｒｅｆ２よりも高くなると、コンパレータ１６はロー・レベルの信号を出力してドライバ駆動回路は出力トランジスタＦＥＴ１をオフさせ整流トランジスタＦＥＴ２をオンさせる。
【００９９】
このことにより、コイルＬに蓄えられたエネルギーは、整流トランジスタＦＥＴ２を介して負荷に供給されるが、コイルＬに流れる電流はエネルギーの放出に伴って減少し、出力電圧Ｖｏｕｔも下降する。
【０１００】
したがって、帰還電圧Ｖｆｂは出力電圧Ｖｏｕｔの下降に応じて下降し、第２基準電圧Ｖｒｅｆ２は基準電圧ＶｒｅｆにコイルＬに流れる電流の減少に応じて増加するＡＣ電圧成分が加算されて上昇する。
【０１０１】
以下、帰還電圧Ｖｆｂが第２基準電圧Ｖｒｅｆ２よりも低くなると、再度コンパレータ１６がハイ・レベルの信号を出力してドライバ駆動回路は出力トランジスタＦＥＴ１をオンさせ整流トランジスタＦＥＴ２をオフさせるという動作が繰り返される。
【０１０２】
以上の動作により、帰還電圧ＶｆｂとコイルＬに流れるＡＣ電流成分に応じて逆相で変動するＡＣ電圧成分のみが重畳された第２基準電圧Ｖｒｅｆ２とを比較して両電圧が等しくなるように負帰還制御が働くので、出力電圧Ｖｏｕｔが制御される。
【０１０３】
本第２の原理を説明する回路によれば、コイル電流を直接検出する抵抗を用いたりせずに任意のインダクタンスのコイルに対してコイルＬに流れるＡＣ電流成分に応じて逆相で変動する電圧Ｖｓｅｎｓｅａを生成できる。
【０１０４】
また、基準電圧発生器１１からの基準電圧Ｖｒｅｆに上記電圧ＶｓｅｎｓｅａのＡＣ電圧成分のみを加算した第２基準電圧Ｖｒｅｆ２を生成できるので、この第２基準電圧Ｖｒｅｆ２と帰還電圧Ｖｆｂとを比較して安定したスイッチング制御により出力電圧Ｖｏｕｔを制御することができる。
【０１０５】
また、出力コンデンサＣＯＵＴの等価直列抵抗ＥＳＲが小さく、出力電圧Ｖｏｕｔに含まれるコイルＬのＡＣ電流成分に応じて変動するＡＣ電圧成分が低減された場合においても、第２基準電圧Ｖｒｅｆ２にコイルＬに流れるＡＣ電流成分に応じて逆相で変動するＡＣ電圧成分を適切な量だけ加算することができるため、安定したスイッチング制御により出力電圧Ｖｏｕｔを制御することができる。
【０１０６】
図８には、図６に示す本発明の第２の原理を具体化した実施形態の回路図を示す。
【０１０７】
回路１１７は出力トランジスタ電流センス回路１７の具体例である。出力トランジスタＦＥＴ１とゲートおよびソースが共通のセンス出力トランジスタＦＥＴ３が備えられており、トランジスタＦＥＴ５および演算増幅器２１により、センス出力トランジスタＦＥＴ３のドレイン電圧は、出力トランジスタＦＥＴ１のドレイン電圧と等しくなるように制御される。
【０１０８】
出力トランジスタＦＥＴ１とセンス出力トランジスタＦＥＴ３のチャネル幅とチャネル長の比（以下、Ｗ／Ｌ）をｍ：ｎ（ｍ＞ｎ）となるように設定すれば、センス出力トランジスタＦＥＴ３に流れる電流を出力トランジスタＦＥＴ１に流れる電流のｎ／ｍと設定することができる。
【０１０９】
このことは、出力トランジスタＦＥＴ１に流れる電流とコイルＬに流れる電流と等しいことから、センス出力トランジスタＦＥＴ３に流れる電流をコイルＬに流れる電流のｎ／ｍと設定することができることと等しいことになる。
【０１１０】
また、このセンス出力トランジスタＦＥＴ３に流れる電流は、センス抵抗ＲＳＥＮＳＥを介して接地電位に流れ込むので、ノードＮ３の電圧Ｖｓｅｎｓｅには、出力トランジスタＦＥＴ１がオンした時にコイルＬに流れる電流の増加に応じて変動する電圧成分が含まれることとなる。
【０１１１】
なお、出力トランジスタＦＥＴ１とセンス出力トランジスタＦＥＴ３のＷ／Ｌ比およびセンス抵抗ＲＳＥＮＳＥの抵抗値を任意に調整することにより、出力トランジスタＦＥＴ１がオンした時にコイルＬに流れる電流の増加に応じて変動する電圧Ｖｓｅｎｓｅの傾きおよび振幅を任意に設定することが可能である。
【０１１２】
回路１１８は整流トランジスタ電流センス回路１８の具体例である。整流トランジスタＦＥＴ２とゲートおよびドレインが共通のセンス出力トランジスタＦＥＴ４が備えられている。
【０１１３】
整流トランジスタＦＥＴ２とセンス整流トランジスタＦＥＴ４のＷ／Ｌをｍ：ｎ（ｍ＞ｎ）となるように設定すれば、センス整流トランジスタＦＥＴ４に流れる電流を整流トランジスタＦＥＴ２に流れる電流のｎ／ｍと設定することができる。
【０１１４】
整流トランジスタＦＥＴ２に流れる電流は、コイルＬに流れる電流と等しいことから、センス整流トランジスタＦＥＴ４に流れる電流をコイルＬに流れる電流のｎ／ｍと設定することができることと等しいことになる。
【０１１５】
また、センス整流トランジスタＦＥＴ４に流れる電流はセンス抵抗ＲＳＥＮＳＥを介して接地電位から流れ出るので、ノードＮ３に生じる電圧Ｖｓｅｎｓｅには、整流トランジスタＦＥＴ２がオンした時にコイルＬに流れる電流の減少に応じて変動する電圧成分が含まれることとなる。
【０１１６】
なお、整流トランジスタＦＥＴ２とセンス整流トランジスタＦＥＴ４のＷ／Ｌ比およびセンス抵抗ＲＳＥＮＳＥの抵抗値を任意に調整することにより、整流トランジスタＦＥＴ２がオンした時にコイルＬに流れる電流の減少に応じて変動する電圧Ｖｓｅｎｓｅの傾きおよび振幅を任意に設定することが可能である。
【０１１７】
ただし、ノードＮ３の電圧Ｖｓｅｎｓｅの振幅を大きくし過ぎると、整流トランジスタＦＥＴ２とセンス整流トランジスタＦＥＴ４のソース電圧の差が大きくなるため、センス整流トランジスタＦＥＴ４に流れる電流が整流トランジスタＦＥＴ２とセンス整流トランジスタＦＥＴ４のＷ／Ｌ比に応じた電流とならなくなることに注意が必要となる。
【０１１８】
回路１１９は、ＬＰＦ１９の具体例である。抵抗Ｒ４およびコンデンサＣ３によりＲＣロー・パス・フィルタが形成されており、その遮断周波数はノードＮ３の電圧Ｖｓｅｎｓｅのうち、コイルＬに流れるＡＣ電流成分に応じて変動する電圧成分のみを通過させ、出力トランジスタＦＥＴ１および整流トランジスタＦＥＴ２がオンオフする時に急峻に変化する電圧成分を遮断するように設定されている。
【０１１９】
よって、抵抗Ｒ４とコンデンサＣ３とが接続されるノードＮ４には、コイルＬに流れるＡＣ電流成分に応じて変動する電圧Ｖｓｅｎｓｅｌが生じることになる。
【０１２０】
回路１２２は、反転増幅器２２の具体例である。ノードＮ４と演算増幅器の反転入力との間に抵抗Ｒ５が接続され、演算増幅器の非反転入力と接地電位との間に基準電圧源Ｅ１が接続され、演算増幅器の出力と反転入力との間に抵抗６が接続されている。ノードＮ４の電圧Ｖｓｅｎｓｅｌと演算増幅器の出力ノードＮ５の電圧Ｖｓｅｎｓｅａの関係は、基準電圧源Ｅ１の出力電圧をＶｒｅｆ３とすると次式で表される。
【０１２１】
Ｖｓｅｎｓｅａ
＝Ｖｒｅｆ３−（Ｖｓｅｎｓｅｌ−Ｖｒｅｆ３）×Ｒ６／Ｒ５
＝Ｖｒｅｆ３×（Ｒ５−Ｒ６）／Ｒ５−Ｖｓｅｎｓｅｌ×Ｒ６／Ｒ５
【０１２２】
上式より、ノードＮ５の電圧Ｖｓｅｎｓｅａは、Ｖｒｅｆ３×（Ｒ５−Ｒ６）／Ｒ５の電圧を基準レベルとしてノードＮ４の電圧ＶｓｅｎｓｅｌがＲ６／Ｒ５倍だけ反転することがわかる。
【０１２３】
ここで、ノードＮ４の電圧Ｖｓｅｎｓｅｌのどの値に対してもＶｓｅｎｓｅａが常に正となるように抵抗Ｒ５とＲ６の抵抗比および基準電圧源の出力電圧Ｖｒｅｆ３を設定しないと、ノードＮ５の電圧Ｖｓｅｎｓｅａに歪が生じてしまうことに注意が必要である。
【０１２４】
回路１２０は、ＡＣ加算回路２０の具体例である。抵抗Ｒ２およびコンデンサＣ２で構成されており、抵抗Ｒ２はノードＮ２と基準電圧発生器１１との間に接続され、コンデンサＣ２はノードＮ５とノードＮ２との間に接続されている。
【０１２５】
基準電圧発生器１１からの基準電圧Ｖｒｅｆに対してはＤＣ電圧成分のみをノードＮ２に通過させるロー・パス・フィルタとして作用し、ノードＮ５の電圧Ｖｓｅｎｓｅａに対してはＡＣ電圧成分のみをノードＮ２に通過させるハイ・パス・フィルタとして作用する。
【０１２６】
よって、ノードＮ２に生じる第２基準電圧Ｖｒｅｆ２は、基準電圧発生器１１からの基準電圧ＶｒｅｆとノードＮ５の電圧ＶｓｅｎｓｅａのＡＣ電圧成分とが加算された電圧となる。
【０１２７】
なお、抵抗Ｒ４の抵抗値およびコンデンサＣ３の容量値を調整することにより、回路１１９のＲＣロー・パス・フィルタの遮断周波数を任意に設定することが可能となる。
【０１２８】
また、抵抗Ｒ５とＲ６の抵抗値および基準電圧源Ｅ１の出力電圧Ｖｒｅｆ３の電圧値を調整することにより、回路１２２の反転増幅率および基準レベルの調整を任意に設定することが可能となる。
【０１２９】
更に、抵抗Ｒ２の抵抗値およびコンデンサＣ２の容量値を調整することにより、回路１２０でＡＣ電圧成分を加算する量を任意に設定することが可能となる。
【０１３０】
以上、図３〜図８を用いて説明したように、本例のＤＣ−ＤＣコンバータは、例えば、図３および図５に示すように、入力ＤＣ電圧を安定した出力ＤＣ電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータであって、出力ＤＣ電圧Ｖｏｕｔに比例した帰還電圧Ｖｆｂ１に、コイル電流ＩＬのＡＣ電流成分に応じて同相で変動するＡＣ電圧成分Ｖｓｅｎｓｅｌを加算した電圧Ｖｆｂ２と、基準電圧Ｖｒｅｆとを比較するコンパレータ１６と、コンパレータ１６の比較結果である出力信号をもとに、出力トランジスタＦＥＴ１と整流トランジスタＦＥＴ２とを交互にオンオフ制御するドライバ駆動回路１５と、コイル電流ＩＬのＡＣ電流成分に応じて同相で変動するＡＣ電圧成分を含む電圧Ｖｓｅｎｓｅｌを、出力トランジスタＦＥＴ１および整流トランジスタＦＥＴ２が流す電流に比例した電流を用いて生成する電流センス回路（出力トランジスタ電流センス回路１７、整流トランジスタ電流センス回路１８）とを設けた構成とする。
【０１３１】
このように、コイル電流のＡＣ電流成分に応じて変動する電圧成分を含む電圧を、出力トランジスタＦＥＴ１と整流トランジスタＦＥＴ２とが流す電流に比例した電流を用いて生成するので、コイル電流を直接検出する抵抗を用いたりする必要がなくなる。これにより、高い電力変換効率を維持することができる。また、任意のインダクタンスのコイルに対しても適切なＡＣ電圧成分を生成することができるので、あるインダクタンスのコイルに対してのみ適切なＡＣ電圧成分が得られるコイルの両端の電圧を積分する技術と比べ汎用性に優れた技術を提供できる。
【０１３２】
また、図３および図５における本発明に係る電流センス回路は、出力トランジスタＦＥＴ１が流す電流に比例した電流を用いて、コイル電流ＩＬのＡＣ電流成分に応じて同相で変動するＡＣ電圧成分を含む電圧を生成する出力トランジスタ電流センス回路１７と、整流トランジスタＦＥＴ２が流す電流に比例した電流を用いて、コイル電流のＡＣ電流成分に応じて同相で変動するＡＣ電圧成分を含む電圧を生成する整流トランジスタ電流センス回路１８と、これらの出力トランジスタ電流センス回路１７と整流トランジスタ電流センス回路１８で生成した電圧のうちの、コイル電流ＩＬのＡＣ電流成分に応じて変動する電圧成分のみを抽出するロー・パス・フィルタ回路（ＬＰＦ１９）と、このロー・パス・フィルタ回路（ＬＰＦ１９）で抽出した電圧成分のうち、ＡＣ電圧成分のみを、出力ＤＣ電圧Ｖｏｕｔに比例した帰還電圧Ｖｆｂ１に加算するＡＣ加算回路２０を有する構成とする。
【０１３３】
このように、本例のＤＣ−ＤＣコンバータ回路においては、コイル電流のＡＣ電流成分に応じて同相で変動するＡＣ電圧成分のみを帰還電圧に加算できるので、出力コンデンサの等価直列抵抗が小さく、出力電圧に含まれるコイル電流のＡＣ電流成分に応じて変動するＡＣ電圧成分が低減した場合においても、安定したスイッチング制御により、出力電圧を制御することができる。
【０１３４】
また、本例のＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、図６および図８に示すように、基準電圧Ｖｒｅｆにコイル電流のＡＣ電流成分に応じて逆相で変動するＡＣ電圧成分Ｖｓｅｎｓｅａを加算した電圧Ｖｒｅｆ２と、出力ＤＣ電圧Ｖｏｕｔに比例した帰還電圧Ｖｆｂとを比較するコンパレータ１６と、コンパレータ１６の比較結果である出力信号をもとに、出力トランジスタＦＥＴ１と整流トランジスタＦＥＴ２とを交互にオンオフ制御するドライバ駆動回路１５と、コイル電流のＡＣ電流成分に応じて逆相で変動するＡＣ電圧成分を含む電圧Ｖｓｅｎｓｅａを、出力トランジスタＦＥＴ１および整流トランジスタＦＥＴ２が流す電流に比例した電流を用いて生成する電流センス回路（出力トランジスタ電流センス回路１７、整流トランジスタ電流センス回路１８）を設けた構成とする。
【０１３５】
このように、図６および図８のＤＣ−ＤＣコンバータ回路においても、コイル電流のＡＣ電流成分に応じて変動する電圧成分を含む電圧を、出力トランジスタＦＥＴ１と整流トランジスタＦＥＴ２とが流す電流に比例した電流を用いて生成するので、コイル電流を直接検出する抵抗を用いたりする必要がなくなる。これにより、高い電力変換効率を維持することができる。また、任意のインダクタンスのコイルに対しても適切なＡＣ電圧成分を生成することができるので、あるインダクタンスのコイルに対してのみ適切なＡＣ電圧成分が得られるコイルの両端の電圧を積分する技術と比べ汎用性に優れた技術を提供できる。
【０１３６】
また、図６および図８における本発明に係る電流センス回路は、出力トランジスタＦＥＴ１が流す電流に比例した電流を用いて、コイル電流のＡＣ電流成分に応じて逆相で変動するＡＣ電圧成分を含む電圧を生成する出力トランジスタ電流センス回路１７と、整流トランジスタＦＥＴ２が流す電流に比例した電流を用いて、コイル電流のＡＣ電流成分に応じて逆相で変動するＡＣ電圧成分を含む電圧を生成する整流トランジスタ電流センス回路１８と、これらの出力トランジスタ電流センス回路１７および整流トランジスタ電流センス回路１８で生成した電圧のうちの、コイル電流のＡＣ電流成分に応じて変動する電圧成分のみを抽出するロー・パス・フィルタ回路（ＬＰＦ１９）と、ロー・パス・フィルタ回路（ＬＰＦ１９）で抽出した電圧を、反転増幅して出力する反転増幅回路２２と、反転増幅回路２２の出力電圧のうち、ＡＣ電圧成分のみを、基準電圧Ｖｒｅｆに加算するＡＣ加算回路２０を有する構成としている。
【０１３７】
このように、本例のＤＣ−ＤＣコンバータ回路においては、コイル電流のＡＣ電流成分に応じて逆相で変動するＡＣ電圧成分のみを基準電圧に加算できるので、出力コンデンサの等価直列抵抗が小さく、出力電圧に含まれるコイル電流のＡＣ電流成分に応じて変動するＡＣ電圧成分が低減した場合においても、安定したスイッチング制御により、出力電圧を制御することができる。
【０１３８】
以上のように、本例のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、ＤＣ−ＤＣコンバータの電力変換効率を低下させたり、ディスクリート外付け部品を必要としたりせず、任意のコイルに対してもコイル電流のＡＣ電流成分に応じて変動する任意の振幅の電圧を生成し、その生成した電圧のうちＡＣ電圧成分のみを任意の量だけ帰還電圧または基準電圧に加算することにより、等価直列抵抗の小さなコンデンサを出力コンデンサとして使用した場合においても安定したスイッチング制御ができる。
【０１３９】
尚、本発明は、図３〜図８を用いて説明した例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能である。例えば、本例では、同期整流方式のＤＣ−ＤＣコンバータを例として挙げているが、整流素子にダイオードを用いてもよい。その場合は、整流トランジスタＦＥＴ２を整流ダイオードに、センス整流トランジスタＦＥＴ４をセンス整流ダイオードにそれぞれ置換え、整流ダイオードとセンス整流ダイオードとの接合面積比をｍ：ｎ（ｍ＞ｎ）とすれば、センス整流ダイオードに流れる電流を整流ダイオードに流れる電流のｎ／ｍとすることができる。
【０１４０】
また、上述した本例の実施形態では、接地電位を基準にコイルＬに流れるＡＣ電流成分と相似なＡＣ電圧成分Ｖｓｅｎｓｅｌを生成する場合を例として挙げているが、入力端子ＶＩＮを基準としてもよい。
【０１４１】
更に、上述した実施形態では、スイッチング周波数が入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ、負荷などの条件によって可変となるが、スイッチング周波数を固定としてコンパレータ制御方式ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路にも本発明は適用できる。
【０１４２】
あるいは、コンパレータ１６にヒステリシス特性を持たせて入力電圧のノイズによる誤スイッチングを防止するヒステリシス・コンパレータ制御方式ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路にも本発明は適用できる。
【０１４３】
すなわち、本発明は様々なコンパレータ制御方式ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路に広く適用可能である。
【符号の説明】
【０１４４】
１１：基準電圧発生器、１２：三角波発生器、１３：エラーアンプ、１４：ＰＷＭコンパレータ、１５：ドライバ駆動回路、１６：コンパレータ、１７：出力トランジスタ電流センス回路、１８：整流トランジスタ電流センス回路、１９：ＬＰＦ（ロー・パス・フィルタ）、２０：ＡＣ加算回路、２１：演算増幅器、２２：反転増幅回路、１１７：回路（出力トランジスタ電流センス回路）、１１８：回路（整流トランジスタ電流センス回路）、１１９：回路（ＬＰＦ）、１２０：回路（ＡＣ加算回路）、１２２：回路（反転増幅回路）、Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３：コンデンサ、ＣＯＵＴ：出力コンデンサ、Ｅ１：基準電圧源、ＥＳＲ：等価直列抵抗、ＦＥＴ１：出力トランジスタ、ＦＥＴ２：整流トランジスタ、ＦＥＴ３：センス出力トランジスタ、ＦＥＴ４：センス整流トランジスタ、ＦＥＴ５：トランジスタ、ＩＬ：電流（コイル）、Ｌ：コイル、Ｎ１，Ｎ２，Ｎ３，Ｎ４，Ｎ５：ノード、Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６：抵抗、ＲＯＵＴ：負荷、ＲＳＥＮＳＥ：センス抵抗、Ｖｅｒｒ：誤差信号電圧、Ｖｆｂ：帰還電圧、Ｖｆｂ１：第１帰還電圧、Ｖｆｂ２：第２帰還電圧、Ｖｒａｍｐ：三角波信号電圧、Ｖｒｅｆ：基準電圧、Ｖｒｅｆ２：第２基準電圧、Ｖｒｅｆ３：基準電圧源Ｅ１の出力電圧、Ｖｉｎ：入力電圧、ＶＩＮ：入力端子、Ｖｏｕｔ：出力電圧、ＶＯＵＴ：出力端子、Ｖｓｅｎｓｅ：ノード３の電圧、Ｖｓｅｎｓｅｌ：ＬＰＦの出力電圧、Ｖｓｅｎｓｅａ：反転増幅回路２２の出力電圧。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０１４５】
【特許文献１】特開平１０−２２５１０５号公報
【特許文献２】特開２０００−２８７４３９号公報
【特許文献３】特開２０００−３２７４４号公報
【特許文献４】特開２００７−１７４７７２号公報
【特許文献５】特開２０１０−３５３１６号公報
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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