(57)【要約】【課題】交流電源から負荷への電流を増加させるためのＭＥＲＳにおいて、各スイッチに流れる電流を低減する。【解決手段】交流電源ＶＳの出力電圧の負から正に切り替わる時点から数十度の間（交流電源ＶＳの出力電圧が負荷ＬＤに必要な電圧より低い間の一部の期間）、ＭＥＲＳ１１０で交流電源ＶＳを短絡・開放することで、負荷ＬＤへ供給される電力を増加させる。【選択図】図１
2012235634.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源とリアクタンスとの直列回路と、負荷と、の間に接続される磁気エネルギー回生スイッチと、
前記磁気エネルギー回生スイッチを制御する制御部と、
を備え、
前記制御部は、前記交流電源の出力に対して進み位相で、前記磁気エネルギー回生スイッチを制御する、
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記制御部は、前記交流電源の出力電圧に対して、進み位相で、前記磁気エネルギー回生スイッチを制御する、
ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記磁気エネルギー回生スイッチは、少なくとも２つの交流端子を備え前記交流端子間に、前記リアクタンスと前記交流電源との直列回路を接続される、
ことを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
更に、前記リアクタンスと前記交流電源との直列回路を交流側に、前記負荷を直流側に接続される整流器を更に備える、
ことを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置
【請求項５】
前記磁気エネルギー回生スイッチは、更に２つの直流端子を備え、前記直流端子間に前記負荷が接続される、
ことを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置
【請求項６】
前記磁気エネルギー回生スイッチは、少なくとも一つのスイッチ部を備え、
前記スイッチ部は第一の端子と第二の端子と制御端とを備え、前記第二の端子から前記第一の端子への方向に流れる電流は遮断する逆阻止能力をもち、かつ、前記制御端に入力される信号によって前記第一の端子から前記第二の端子への電流路のオン・オフを切り替えるスイッチ部であり、
更に、カソードを前記スイッチ部の前記第二の端子に、アノードを前記スイッチ部の前記第一の端子に接続される逆導通ダイオード部を備える、
ことを特徴とする請求項１乃至５の何れか１項に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記スイッチ部は、
前記制御端に入力される信号によって前記第一の端子から前記第二の端子への電流路のオン・オフを切り替え、前記第二の端子から前記第一の端子への方向に流れる電流を導通する逆導通型スイッチ部と、前記第二の端子から前記第一の端子への方向に流れる電流を遮断する逆阻止ダイオード部との直列回路であり、
前記逆導通ダイオード部は、カソードを前記逆阻止ダイオード部のアノードに、アノードを前記スイッチ部の第一の端子に接続される、
ことを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記スイッチ部は、前記第二の端子から前記第一の端子への方向へ流れる電流を導通する寄生ダイオードを備え、前記寄生ダイオードのドロップ電圧が前記ダイオード部のドロップ電圧より高いことにより前記第二の端子から前記第一の端子への方向に流れる電流を遮断する逆阻止能力をもつ、
ことを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記スイッチ部は、逆阻止能力を持った半導体スイッチ部である、
ことを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
【請求項１０】
前記逆導通ダイオード部を少なくとも４つ備え、
当該４つの逆導通ダイオード部はダイオード整流器を構成する、
ことを特徴とする請求項６乃至９の何れか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１１】
前記制御部は、前記交流電源の出力する電圧の正・負に対応する前記スイッチ部を、前記交流電源の出力する電圧に対して進み位相で、１８０度オン・１８０度オフする、
ことを特徴とする請求項６乃至１０の何れか１項に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
オフ時の電流の持つ磁気エネルギーを電荷の形で静電エネルギーとしてコンデンサに回収し次回のオン時にこのコンデンサの静電エネルギーを再利用可能なスイッチとして特許文献１に開示されているものがある。
このスイッチは、ＭＥＲＳ（Ｍａｇｎｅｔｉｃ  Ｅｎｅｒｇｙ  Ｒｅｃｏｖｅｒｙ  Ｓｗｉｔｃｈ：磁気エネルギー回生スイッチ）と呼ばれている。ＭＥＲＳはソフトスイッチングを特徴とする低損失なスイッチでもある。
特許文献２には、ＭＥＲＳを負荷と交流電源との間に並列に接続することによって、交流電源から直流電力を効率よく得ることができる交流／直流変換電源装置が記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特許３６３４９８２号
【特許文献２】特許４４７８７９９号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
特許文献２に記載されているような装置において、ＭＥＲＳに流れる電流をより小さくするという点で改善の余地がある。
【０００５】
本発明は上記課題に鑑みてなされたものであり、ＭＥＲＳに流れる電流がより小さい交流直流電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
前記目的を達成するために本発明に係る電力変換装置は、
交流電源とリアクタンスとの直列回路と、負荷と、の間に接続される磁気エネルギー回生スイッチと、
前記磁気エネルギー回生スイッチを制御する制御部と、
を備え、
前記制御部は、前記交流電源の出力に対して進み位相で、前記磁気エネルギー回生スイッチを制御する。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、ＭＥＲＳを用いた低損失な電力変換装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。
【図２Ａ】図１に示す電力変換装置の動作を説明するための図である。
【図２Ｂ】図１に示す電力変換装置の動作を説明するための図である。
【図２Ｃ】図１に示す電力変換装置の動作を説明するための図である。
【図２Ｄ】図１に示す電力変換装置の動作を説明するための図である。
【図２Ｅ】図１に示す電力変換装置の動作を説明するための図である。
【図２Ｆ】図１に示す電力変換装置の動作を説明するための図である。
【図２Ｇ】図１に示す電力変換装置の動作を説明するための図である。
【図２Ｈ】図１に示す電力変換装置の動作を説明するための図である。
【図３】図１に示す電力変換装置の動作に伴う各部の電流・電圧の変化を示す波形図である。
【図４】本発明の第２の実施形態に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。
【図５】図４に示す電力変換装置の動作に伴う各部の電流・電圧の変化を示す波形図である。
【図６】本発明の第３の実施形態に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。
【図７】本発明の第４の実施形態に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。
【図８】図７に示す電力変換装置の変形例を示す図である。
【図９】本発明の第５の実施形態に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。
【図１０】図９に示す電力変換装置の動作に伴う各部の電流・電圧の変化を示す図である。
【図１１】図９に示す電力変換装置の応用例を示す図である。
【図１２】図６に示す電力変換装置の変形例を示す図である。
【図１３】図８に示す電力変換装置の変形例を示す図である。
【図１４】ＭＥＲＳの一例を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
（実施形態１）
本発明の一実施形態に係る電力変換装置を図面を参照して説明する。本発明の一実施形態に係る電力変換装置１００は、図１に示すように、ＭＥＲＳ１１０と制御部１５０と、整流器ＲＥＣと、平滑コンデンサＣｓと、を備え、交流電源ＶＳ及びインダクタＬａｃの直列回路と、負荷ＬＤとの間に接続される。
【００１０】
交流電源ＶＳとインダクタＬａｃの直列回路は、整流器ＲＥＣの入力側に接続される。
【００１１】
整流器ＲＥＣは、入力された交流電力を、直流電力に整流して平滑コンデンサＣｓ及び負荷ＬＤに供給する。
【００１２】
平滑コンデンサＣｓは、整流器ＲＥＣと負荷ＬＤとの間に並列に接続され、整流器ＲＥＣから供給される直流出力を平滑化する。
【００１３】
ＭＥＲＳ１１０は、２つの交流端子ＡＣ１及びＡＣ２と、２つの直流端子ＤＣＰ及びＤＣＮと、２つの逆導通型半導体スイッチＳＷ１及びＳＷ２と、２つのコンデンサＣＭ１及びＣＭ２と、から構成されている。ＭＥＲＳ１１０は、交流電源ＶＳ及びインダクタＬａｃの直列回路と整流器ＲＥＣとの間に並列に、交流端子ＡＣ１及びＡＣ２を介して接続されている。
【００１４】
逆導通型半導体スイッチＳＷ１は、ダイオード部Ｄ１，スイッチ部Ｓ１及びゲートＧ１から構成されている。同様に、逆導通型半導体スイッチＳＷ２はダイオード部Ｄ２，スイッチ部Ｓ２及びゲートＧ２から構成されている。
【００１５】
スイッチ部Ｓ１及びＳ２はいずれも、たとえばＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Silicon Field Effect Transistor）、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ：Insulated Gate Bipolar Transistor）あるいはその他の半導体スイッチング素子からなり、それぞれ電流路と制御端とを備えている。そして、各自の制御端に後述のオン信号が供給されると電流路を導通させ、オフ信号が供給されると電流路を遮断する。
本実施形態では、スイッチ部Ｓ１及びＳ２はいずれも、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Silicon Field Effect Transistor）である。この場合、このＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間がスイッチ部の電流路をなし、ゲートＧ１，Ｇ２がスイッチ部の制御端をなす。
【００１６】
ダイオード部Ｄ１及びＤ２はいずれも、電流を一方向にのみ導通させる電流路を備える。本実施形態では、それぞれスイッチ部Ｓ１及びＳ２の寄生ダイオードである。
【００１７】
交流端子ＡＣ１には、スイッチ部Ｓ１のソース及びダイオード部Ｄ１のアノードと、スイッチ部Ｓ２のドレイン及びダイオード部Ｄ２のカソードと、が接続されている。
直流端子ＤＣＰには、スイッチ部Ｓ１のドレイン及びダイオード部Ｄ１のカソードと、コンデンサＣＭ１の一端（正極）と、ダイオードＤ３のカソードと、が接続されている。
直流端子ＤＣＮには、スイッチ部Ｓ２のソース及びダイオード部Ｄ２のアノードと、コンデンサＣＭ２の一端（負極）と、ダイオードＤ４のアノードと、接続されている。
交流端子ＡＣ２には、コンデンサＣＭ１の他端（負極）と、コンデンサＣＭ２の他端（正極）と、ダイオードＤ３のアノードと、ダイオードＤ４のカソードと、が接続されている。
【００１８】
それぞれの逆導通型半導体スイッチにつき、ダイオード部のアノードはスイッチ部のソースに接続されており、ダイオード部のカソードはスイッチ部のドレインに接続されており、スイッチ部の電流路とダイオード部の電流路とが、合わせて逆導通型半導体スイッチの電流路をなす。
このような接続関係をとる結果、各逆導通型半導体スイッチはいずれも、スイッチ部のドレインからソースに向かう方向（順方向）に流れる電流を、当該スイッチ部のゲートに印加される信号の値に応じてオン／オフする。一方、当該スイッチ部のソースからドレインに向かう方向（逆方向）の電流については、ダイオード部がこの電流のバイパスを確保する結果、原則オン状態を保つ。
本実施形態では、制御部１５０から、オン信号あるいはオフ信号からなるゲート信号が、各逆導通型半導体スイッチのゲートに供給される。言い換えれば、各逆導通型半導体スイッチは、制御部１５０からオン信号が供給されるとオンし、オフ信号が供給されるとオフする。
【００１９】
制御部１５０は、交流電源ＶＳの出力する交流電圧が入力される。制御部１５０は、この交流電圧に基づいてゲート信号ＳＧ１，ＳＧ２を決定する。ゲート信号ＳＧ１，ＳＧ２は、オン信号及びオフ信号から構成された信号であり、ゲートＧ１，Ｇ２にそれぞれ供給される。
本実施形態では、ゲート信号ＳＧ１と、ゲート信号ＳＧ２とは、交流電源ＶＳと同じ周期で、デューティ比が０．５の信号であり、互いにオン信号と、オフ信号とが、逆になっている。また、ゲート信号ＳＧ１は、入力された交流電圧が負から正に切り替わるゼロ交差より、１４０度早い位相でオン信号になり、４０度遅い位相でオフ信号になるように予め設定されている。また、ゲート信号ＳＧ２は、入力された交流電圧が正から負に切り替わるゼロ交差より、１４０度早い位相でオン信号になり、４０度遅い位相でオフ信号になるように予め設定されている。
【００２０】
本実施形態では、制御部１５０は、ＣＰＵ１５１（Central Processing Unit），ＲＡＭ１５２（Random Access Memory），ＲＯＭ１５３（Read Only Memory）及び入出力部１５４と、を備える。制御部１５０のＣＰＵ１５１は、ＲＯＭ１５２が記憶するプログラムに従って、入力された交流電圧に対して所定のデータを用いてゲート信号ＳＧ１，ＳＧ２を決定する。ＲＡＭ１５２は、ＣＰＵ１５１のメインメモリとして機能する。ＲＯＭ１５３は、プログラムや、下記の処理で制御部１５０に使用される各種データを記憶する。ＣＰＵ１５１は、下記の処理を、ＲＯＭ１５３が記憶するデータを適宜用いて行うものとする。入出力部１５４は、各種ポートから構成される。制御部１５０の外部から供給されるデータは、入出力部１５４から入力し、ＣＰＵ１５１に供給される。
【００２１】
次に  上記構成の電力変換装置１００の動作を、図２Ａ〜Ｈ及び図３を参照して説明する。
なお、図２Ａ〜２Ｈは、図１の電力変換装置１００から制御部を省略したものであり、図中のオン記号・オフ記号はそのスイッチのオン・オフを示し、矢印は電流の流れる向きを示す。
また、図３は、交流電源ＶＳから出力される電圧Ｖａｃ，コンデンサＣＭ２の電圧Ｖｃｍ２，整流器ＲＥＣに入力される電圧Ｖｒｅｃ，交流電源ＶＳに流れる電流Ｉｉｎ，逆導通型半導体スイッチＳＷ２に流れる電流Ｉｓ２，ゲート信号ＳＧ２及びＳＧ１の時間変化の関係が示されている。
【００２２】
以下では、初期状態を、スイッチＳ１はオン，スイッチＳ２はオフで、交流電源ＶＳからＭＥＲＳ１１０の交流端子ＡＣ２への方向（図中の矢印の方向）へ電流が流れており、交流電源ＶＳの出力電圧の絶対値が、平滑コンデンサＣｓの電圧より低い、後述の図２Ｈの状態であるとする。
また、制御部１５０は、電圧Ｖａｃが負から正に切り替わるゼロクロスより、１４０度早く、ゲート信号ＳＧ２をオフ信号からオン信号に切替え、ゲート信号ＳＧ１をオン信号からオフ信号に切替える（スイッチＳ２はオフからオンに切り替わり、スイッチＳ１はオンからオフに切り替わる）。また、制御部１５０は、電圧Ｖａｃが正から負に切り替わるゼロクロスより、１４０度早く、ゲート信号ＳＧ２をオン信号からオフ信号に切り替え、ゲート信号ＳＧ１をオフ信号からオン信号に切替える（スイッチＳ２はオンからオフに切り替わり、スイッチＳ１はオフからオンに切り替わる）として説明する。
【００２３】
［時刻Ｔ１−Ｔ２］（図２Ａ）
電圧Ｖａｃが負から正に切り替わるゼロクロスより１４０度早い時刻Ｔ１になると、制御部１５０は、ゲート信号ＳＧ１をオン信号からオフ信号に切り替え、ゲート信号ＳＧ２をオフ信号からオン信号に切り替える。スイッチＳ１はオフされ、スイッチＳ２はオンされる。
すると、インダクタＬａｃ及び交流電源ＶＳを通る電流は、コンデンサＣＭ２の正極に流入し、コンデンサＣＭ２の負極からでる電流は、ダイオード部Ｄ２を流れ（図３の電流Ｉｓ２参照）、交流電源ＶＳに戻る。コンデンサＣＭ２に電流が流れこむため、コンデンサＣＭ２の電圧は上昇し（図３の電圧Ｖｃｍ２参照）、整流器ＲＥＣに入力される電圧の絶対値は上昇する（図３の電圧Ｖｒｅｃ参照）。なお、この段階では、整流器ＲＥＣの入力側の電圧は、出力側の電圧である平滑コンデンサＣｓより電圧が低いため、整流器ＲＥＣから電力は出力されない。
【００２４】
［時刻Ｔ２−Ｔ３］（図２Ｂ）
コンデンサＣＭ２の電圧が、整流器ＲＥＣの出力側の電圧（平滑コンデンサＣｓの電圧）と同じ高さになる時刻Ｔ２から、交流電源ＶＳを流れる電流は、整流器ＲＥＣを介して平滑コンデンサＣｓ及び負荷ＬＤに供給される（図３の電流Ｉｒｅｃ）。
図３にしめすように、交流電源ＶＳの出力電圧Ｖａｃの絶対値が、整流器ＲＥＣの出力側の電圧より高い間は、負荷ＬＤに供給される電流（図３の電流Ｉｒｅｃ）は増加し続ける（インダクタＬａｃに蓄積される磁気エネルギーは増加する）。交流電源ＶＳの出力電圧Ｖａｃの絶対値が、整流器ＲＥＣの出力側の電圧より低くなると、負荷ＬＤに供給される電流（図３の電流Ｉｒｅｃ）は減少し続ける（インダクタＬａｃに蓄積されている磁気エネルギーは減少する）。
【００２５】
［時刻Ｔ３−Ｔ４］（図２Ｃ）
インダクタＬａｃに蓄積されている磁気エネルギーが実質的に０になる（図２Ｂの矢印の方向の電流が０になる）時刻Ｔ３において、交流電源ＶＳ及びインダクタＬａｃに流れる電流は反転する（図３の電流Ｉｉｎ参照）。この電流は、オンのスイッチＳ２を介し（図３の電流Ｉｓ２参照）、コンデンサＣＭ２の負極に流入する。コンデンサＣＭ２は放電し（図３の電圧Ｖｃｍ２参照）、コンデンサＣＭ２の正極から交流電源ＶＳに電流が流れる。ただし、整流器ＲＥＣに入力される電圧の絶対値は平滑コンデンサＣｓの電圧より低いため、整流器ＲＥＣを介して負荷ＬＤに電流は供給されない（図３のＩｒｅｃ参照）
【００２６】
［時刻Ｔ４−Ｔ５］（図２Ｄ）
コンデンサＣＭ２の放電が完了する時刻Ｔ４に、コンデンサＣＭ２を流れていた電流は、ダイオードＤ４を流れはじめる。そのため、コンデンサＣＭ２の電圧は、略０を保持する（図３の電圧Ｖｃｍ２参照）。
【００２７】
［時刻Ｔ５−Ｔ６］（図２Ｅ）
電圧Ｖａｃが正から負に切り替わるゼロクロスより１４０度早い時刻Ｔ５になると、制御部１５０は、ゲート信号ＳＧ２をオン信号からオフ信号に切り替え、ゲート信号ＳＧ１をオフ信号からオン信号に切り替える。スイッチＳ２はオフされ、スイッチＳ１はオンされる。
すると、インダクタＬａｃ及び交流電源ＶＳを通る電流は、ダイオード部Ｄ１を介して、コンデンサＣＭ１の正極に流入し、コンデンサＣＭ１の負極からでる電流は、交流電源ＶＳに戻る。コンデンサＣＭ１に電流が流れこむため、コンデンサＣＭ１の電圧は上昇し、整流器ＲＥＣの交流入力端子間に印加される電圧は上昇する。しかし、この段階では、整流器ＲＥＣの入力側の電圧は、出力側の電圧である平滑コンデンサＣｓより電圧が低いため、整流器ＲＥＣから電力は供給されない（図３のＩｒｅｃ参照）。なお、スイッチＳ２がオフすることに伴いスイッチＳ２に流れる電流は遮断される（図３の電流Ｉｓ２）。
【００２８】
［時刻Ｔ６−Ｔ７］（図２Ｆ）
コンデンサＣＭ１の電圧が、整流器ＲＥＣの出力側の電圧（平滑コンデンサＣｓの電圧）と同じ高さになる時刻Ｔ６に、交流電源ＶＳを流れる電流は、整流器ＲＥＣを介して平滑コンデンサＣｓ及び負荷ＬＤに供給される（図３の電流Ｉｒｅｃ参照）。
交流電源ＶＳの出力電圧Ｖａｃの絶対値が、整流器ＲＥＣの出力側の電圧より高い間は、負荷ＬＤに供給される電流（図３の電流Ｉｒｅｃ）は増加し続ける（インダクタＬａｃに蓄積される磁気エネルギーは増加する）。交流電源ＶＳの出力電圧Ｖａｃの絶対値が、整流器ＲＥＣの出力側の電圧より低くなると、負荷ＬＤに供給される電流（図３の電流Ｉｒｅｃは減少し続ける（インダクタＬａｃに蓄積されている磁気エネルギーは減少する）。
【００２９】
［時刻Ｔ７−Ｔ８］（図２Ｇ）
インダクタＬａｃに蓄積されている磁気エネルギーが実質的に０になる（図２Ｆの矢印の方向の電流が０になる）時刻Ｔ７において、交流電源ＶＳ及びインダクタＬａｃに流れる電流は反転する。この電流は、コンデンサＣＭ１の負極に流入する。コンデンサＣＭ１は放電し、コンデンサＣＭ１の正極からオンのスイッチＳ１を介し交流電源ＶＳに電流が流れる。
【００３０】
［時刻Ｔ８−Ｔ９］（図２Ｈ）
コンデンサＣＭ１の放電が完了する時刻Ｔ８に、コンデンサＣＭ１を流れていた電流は、ダイオードＤ３を流れる。そのため、コンデンサＣＭ１の電圧は、略０を保持する。
【００３１】
［時刻Ｔ９以降］（図２Ａ）
再び電圧Ｖａｃが負から正に切り替わるゼロクロスより１４０度早い時刻Ｔ９になると、制御部１５０は、ゲート信号ＳＧ１をオン信号からオフ信号に切り替え、ゲート信号ＳＧ２をオフ信号からオン信号に切り替える。
【００３２】
以後、電力変換装置１００は、上記動作を繰り返す。なお、この例では、ＭＥＲＳ１１０と、負荷ＬＤとの両方に電流が流れる場合はなかったが、ゲート信号の位相によっては、両方に流れる場合がある。
【００３３】
このように、交流電源ＶＳの出力する電圧が、整流器ＲＥＣの出力側の電圧より低い場合に、ＭＥＲＳ１１０のオンによって、交流電源ＶＳを短絡させることで、ＭＥＲＳ１１０がない場合には供給されない電力を、インダクタＬａｃに蓄積し、ＭＥＲＳ１１０のオフによって、このインダクタＬａｃに蓄積された電力をＭＥＲＳ１１０のコンデンサに供給することにより電圧を確保し、本来なら供給されなかった電力を負荷に供給する。
これによって、交流電源ＶＳの出力する電力を、ＭＥＲＳ１１０がない場合に比べ、より引き出すことができる。
【００３４】
なお、ＭＥＲＳ１１０の制御は、デューティ比０．５の信号を用いるという簡単な制御でよい。特に、デューティ比０．５の制御を進み位相で行えば、遅れ制御で行う場合より、ＭＥＲＳ１１０に流れる電流を減らすことができる。
より詳細に説明すると、進み制御でＭＥＲＳを制御すると、オンにしていても交流電源が短絡されない時間（上記時刻Ｔ１−Ｔ３，時刻Ｔ５−Ｔ７）がある。ただし、電流が負荷に供給されなくなると自動的に、交流電源ＶＳを短絡させて電流を引き出す。進み制御の場合は、基本的には、ＭＥＲＳをオンした時から、交流電源はＭＥＲＳによって短絡され、ＭＥＲＳに電流が流れる。
【００３５】
なお、デューティを０．５であるとして説明したが、デューティが０．５である必要はない。重要なのは、ＭＥＲＳで交流電源を短絡して電力を引き出すことであるので、デューティは０．５以下であっても問題ない。
より具体的には、電力変換装置１００において、時刻Ｔ１−Ｔ３（図２Ａ，２Ｂ）の間は、スイッチＳ２はオンである必要はないし、時刻Ｔ５−Ｔ７（図２Ｅ，２Ｆ）の間は、スイッチＳ１はオンである必要はない。
もちろん、上記電力変換装置１００のように、時刻Ｔ３の前に予めスイッチＳ２がオンであり（スイッチＳ１はオフ）、時刻Ｔ５の前に予めスイッチＳ１がオン（スイッチＳ２はオフ）であれば、電流の向きが反転し次第、自動的に交流電源ＶＳを短絡させることができる。
【００３６】
また、ゲート信号ＳＧ１は、入力された交流電圧が負から正に切り替わるゼロ交差より、１４０度早い位相でオン信号になり、１４０度遅い位相でオフ信号になるように予め設定されており、ゲート信号ＳＧ２は、入力された交流電圧が正から負に切り替わるゼロ交差より、１４０度早い位相でオン信号になり、４０度遅い位相でオフ信号になるように予め設定されている、として説明したが、１４０度である必要はない。
ただし、本実施形態においては、およそ１４０度で制御すると、力率がおよそ１なる。
【００３７】
また、交流電源ＶＳの出力電源に対して進み制御にするとして説明したが、電流に対して進み制御にしてもよい。ただし、ＭＥＲＳの制御によって電流の波形は変化するため、制御を簡単にするためには、交流電源ＶＳの出力電圧に対して進み制御にすることが好ましい。
【００３８】
また、ＭＥＲＳ１１０のコンデンサＣＭ１及びＣＭ２の電圧は、整流器ＲＥＣの出力側の電圧（高々コンデンサＣｓの電圧）にまでしか上昇しないため、ＭＥＲＳに高耐圧のスイッチが不必要である。
また、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２の容量をより小さいものにしてもよい。ただし、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２の容量が小さくなりすぎると（例えばコンデンサＣＭ１及びＣＭ２を取り除くと）、スナバーエネルギーによりＭＥＲＳ１１０の各スイッチが破壊される可能性がある。すなわり、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２には、スナバーエネルギーを吸収しきれるだけの容量があることが好ましい。
【００３９】
（実施形態２）
上記電力変換装置１００では、図２Ａ，図２Ｅで示したように、逆導通型半導体スイッチＳＷ１及びＳＷ２の寄生ダイオードであるダイオード部Ｄ１及びＤ２に電流が流れる可能性がある。寄生ダイオードのドロップ電圧は、そのスイッチの特性によるものなので調整が難しい。スイッチの価格やスペックなどを考慮すると、その寄生ダイオードに流れる電流量を減らすことが求められている。
本発明の第２の実施形態に係る電力変換装置２００は、電力変換装置１００において、ＭＥＲＳ１１０の機能を保持したまま、逆導通型半導体スイッチＳＷ１及びＳＷ２のダイオード部Ｄ１及びＤ２に電流が流れないようにしたものである。
【００４０】
以下、本発明の第２の実施形態に係る電力変換装置を図面を参照して説明する。
【００４１】
図４に示すように、電力変換装置２００は、電力変換装置１００のＭＥＲＳ１１０を変形型のＭＥＲＳ２１０に置き換えたものである。
ＭＥＲＳ２１０は、２つの交流端子ＡＣ１及びＡＣ２と、２つの直流端子ＤＣＰ及びＤＣＮと、４個の逆導通型半導体スイッチＳＷ１及びＳＷ２と、２つのダイオードＦ１及びＦ２と、ダイオードＲ１，Ｒ２，Ｄ３及びＤ４からなるダイオード整流器ＲＥＣと、コンデＣＭ１及びＣＭ２と、から構成されている。
なお、ＭＥＲＳ１１０と同一の部分には同一の符号を付している。
【００４２】
交流端子ＡＣ１には、スイッチ部Ｓ１のソースと、ダイオードＦ２のアノードと、ダイオードＲ１のアノードと、ダイオードＲ２のカソードと、が接続されている。スイッチ部Ｓ１のドレインには、ダイオードＦ１のカソードが接続されている。
交流端子ＡＣ２には、コンデンサＣＭ１の一端（負極）と、コンデンサＣＭ２の一端（正極）と、ダイオードＤ３のアノードと、ダイオードＤ４のカソードと、が接続されている。
直流端子ＤＣＰには、ダイオードＦ１のアノードとダイオードＲ１のカソードと、ダイオードＤ３のカソードと、コンデンサＣＭ１の他端（正極）と、が接続されている。
直流端子ＤＣＮには、スイッチ部Ｓ２のソースと、ダイオード部Ｒ２のアノードと、ダイオードＤ４のアノードと、コンデンサＣＭ２の他端（負極）と、
が接続されている。
【００４３】
ＭＥＲＳ２１０を、ＭＥＲＳ１１０と比較すると、次のよう相違点がある。
相違点１．ＭＥＲＳ２１０は、ＭＥＲＳ１１０の逆導通型半導体スイッチＳＷ１，ＳＷ２に、直列に、逆方向の電流（ダイオードＤ１，Ｄ２の導通する電流）を阻止するダイオードＦ１，Ｆ２が接続されている。
相違点２．逆導通型半導体スイッチＳＷ１とダイオード部Ｆ１との直列回路に並列に順方向の電流を遮断し、逆方向の電流を導通するダイオードＲ１を接続されている。逆導通型半導体スイッチがＳＷ２とダイオードＦ２の直列回路と、ダイオード部Ｒ２についても同様の接続関係がある。
【００４４】
上記電力変換装置２００の各部の電流・電圧の時間変化の関係は図５のようになる。図５は、交流電源ＶＳから出力される電圧Ｖａｃ，整流器ＲＥＣに入力される電圧Ｖｒｅｃ，交流電源ＶＳに流れる電流Ｉａｃ，逆導通型半導体スイッチＳＷ２に流れる電流Ｉｓｗ２，ゲート信号ＳＧ１の時間変化の関係が示されている。
【００４５】
逆導通型半導体スイッチＳＷ２には、逆方向の電流を阻止するダイオードＦ２が接続されているため、図５にしめすように、電流Ｉｓｗ２は、順方向のみの電流になっている。
また、逆導通型半導体スイッチと逆電流を阻止するダイオードとの直列回路に並列に順方向の電流を阻止し、逆方向の電流を導通するダイオードを接続しているため、ＭＥＲＳとしての機能を保持している。そのため、図５のように、交流電源ＶＳの出力電圧Ｖａｃの電圧の絶対値が、整流器ＲＥＣの出力側の電圧よりも低い場合であっても、整流器ＲＥＣの入力側の電圧Ｖｒｅｃは、出力側の電圧とほぼ等しくなっている。
【００４６】
なお、上記電力変換装置２００では、逆導通型半導体スイッチＳＷ１，ＳＷ２に流れる電流が順方向のみになるように直列にダイオードを接続してあるが、この直列回路を、逆阻止能力を持ったスイッチに置き換えてもよい。この場合、例えば、ダイオードＲ１，Ｒ２，Ｄ３，Ｄ４としてダイオード整流器を用いるとよい。このダイオード整流器は、コンデンサＣＭ１，ＣＭ２の充電と、ダイオード整流器での損失分の電力を扱うため、整流器ＲＥＣと比較して小型なもので十分である。
【００４７】
（実施形態３）
上記電力変換装置２００は、単相に一つのＭＥＲＳが接続されている形態である。これを、３相に応用することも可能である。
本発明の第３の実施形態にかかる電力変換装置３００は、図６示すように、三相発電機ＧＥＮと、出力側を平滑コンデンサＣｓ及び直流母線Ｖｄｃｏｕｔに接続された三相整流器ＲＥＣ３との間に接続されている。
【００４８】
電力変換装置３００は、３つのＭＥＲＳ２１０ｕｖ，２１０ｖｗ及び２１０ｗｕと、制御部３２０とから構成されている。
本実施形態では、３つのＭＥＲＳはデルタ結線されており、三相交流発電機ＧＥＮの各線間に接続されている。より正確には、ＭＥＲＳ２１０ｕｖの交流端子ＡＣ１はＵ相に、交流端子ＡＣ２はＶ相に、接続されており、ＭＥＲＳ２１０ｖｗの交流端子ＡＣ１はＶ相に、交流端子ＡＣ２はＷ相に、接続されており、ＭＥＲＳ２１０ｗｕの交流端子ＡＣ１はＷ相に、交流端子ＡＣ２はＵ相に、接続されている。
【００４９】
制御部３２０は、ＭＥＲＳ２１０ｕｖ，２１０ｖｗ及び２１０ｗｕを制御する信号のパルスタイミング，パルス幅をそれぞれ制御する。これにより、出力電流や３相の電流の不平衡を制御することができる。
【００５０】
（実施形態４）
３相電流が平衡であれば、３相のフルブリッジＭＥＲＳ４１０を用いても良い。
本発明の第４の実施形態の電力変換装置装置４００は、図７に示すように、電力変換装置３００の３つの２１０ｕｖ，２１０ｖｗ及び２１０ｗｕの直流端子ＤＣＰ、ＤＣＮをそれぞれ接続し、共通の部分を省略したものである。具体的には、コンデンサＣＭ１，ＣＭ２が共通している（図７のコンデンサＣＭ１，ＣＭ２に対応する）。また、ダイオードＤ３，Ｄ４が共通している（図７のダイオードＤ３，Ｄ４に対応する）。
また、図７において、Ｕの添字が付されているものは、上記ＭＥＲＳ２１０ＵＶの１の添字を付されているものに対応し、Ｘの添字が付されているものは、上記ＭＥＲＳ２１０ｕｖの２の添字を付されているものに対応する。Ｖの添字が付されているものは、上記ＭＥＲＳ２１０ｖｗの１の添字を付されているものに対応し、Ｙの添字が付されているものは、上記ＭＥＲＳ２１０ｖｗの２の添字を付されているものに対応する。Ｗの添字が付されているものは、上記ＭＥＲＳ２１０ｗｕの１の添字を付されているものに対応し、Ｚの添字が付されているものは、上記ＭＥＲＳ２１０ｗｕの２の添字を付されているものに対応する。
【００５１】
なお、図８に示すように、ＭＥＲＳ４１０直流端子と三相整流器ＲＥＣ３の直流出力端子とを接続してもよい。ただし、この場合、ＭＥＲＳ４１０のソフトスイッチング性は失われる。
ただし、本発明に係る各実施形態においては、ＰＷＭ制御などの数キロＨｚの高周波でスイッチングをするわけではなく、電源周波数でスイッチングするため、スイッチング損失は、高周波でスイッチングする場合にくらべると大幅に少ない。
【００５２】
（実施形態５）
図８に示すようにＭＥＲＳ４１０直流端子と三相整流器ＲＥＣ３の直流出力端子とを接続すると、整流器ＲＥＣ３と、ダイオードＲＵ乃至ＲＺが、同一の接続形態をすることになる。また、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２と、コンデンサＣｓも同一の接続形態であり、ダイオードＤ３、Ｄ４は実質的に必要ない。
【００５３】
この共通部分を省略したものが、本発明の第５の実施形態に係る電力変換装置５００である。以下、図９を参照して、電力変換装置５００を説明する。
電力変換装置５００は、図９に示すように、三相発電機ＧＥＮと、直流母線Ｖｄｃｏｕｔとの間に接続される。
【００５４】
本実施形態では、三相発電機ＧＥＮは、２００Ｖ５０Ｈｚの出力電圧で、およそ１ｐｕの内部リアクタンスを持つ永久磁石式発電機である。コンデンサＣｓの容量は２００μＦ、直流母線Ｖｄｃｏｕｔの電圧は２５０Ｖである。スイッチング周波数は５０Ｈｚでありその位相角が三相発電機の出力電源より１４０度位相が早い。
【００５５】
この場合の各部電流電圧の関係を図１０に示す。図１０の波形図は、三相発電機ＧＥＮのＵ相の電流Ｉｕｉｎ，逆導通型半導体スイッチＳＷＵに流れる電流Ｉｓｗｕ，逆導通型半導体スイッチＳＷＸに流れる電流Ｉｓｗｘと、三相発電機ＧＥＮのＵ相の起電圧Ｖｕｉｎ，三相整流器のＵ相に入力される電圧Ｖｕｒｅｃ，直流母性Ｖｄｃｏｕｔの電圧Ｖｄｃｏｕｔの時間変化を示す。
【００５６】
電力変換装置５００は、電力変換装置１００を三相に適応し、直流端子を共通にし、機能が重なる部分を省略しただけであるので、電力変換装置１００と同様に力率が略１になっている。
また、Ｕ相に流れる電流Ｉｕｉｎの実効値はおよそ１１．３Ａであるのに対し、逆導通型半導体スイッチＳＷＵに流れる電流Ｉｓｗｕの実効値は２．９Ａである。Ｕ相の電流量に対して、逆導通型半導体スイッチに流れる電流はおよそ２５％である。
【００５７】
（応用例１）  
上記電力変換装置５００の大きな特徴は、整流器ＲＥＣ３とダイオードＦＵ乃至ＦＺがある時（本実施形態の時）と、ない時を比較すると、ある時の方が、ＭＥＲＳに流れる電流を低減されているところにある。特に、ダイオードＦＵ乃至ＦＺによって、逆導通型半導体スイッチＳＷＵ乃至ＳＷＺに流れる逆電流を阻止している。
しかし、三相整流器ＲＥＣ３のダイオードのドロップ電圧が、寄生ダイオードであるダイオードＤＵ乃至ＤＺのドロップ電圧より低い場合には、ダイオードＦＵ乃至ＦＺは不必要である。この場合、ダイオードＤＵ乃至ＤＺは実質的にオープンになる。
この場合、図１１に示すように、ダイオード逆並列ペアを交流入力に用いてもよい。
【００５８】
（変形例１）
電力変換装置３００において、ＭＥＲＳｕｖ，ＭＥＲＳｖｗ，ＭＥＲＳｗｕとして、横ハーフ型のＭＥＲＳを用いる場合、ＭＥＲＳのコンデンサが直列に接続される。そのため、ダンパー抵抗を用いるのが好ましい。
図１２はその１例である。この例では、ＭＥＲＳｕｖ，ＭＥＲＳｖｗ，ＭＥＲＳｗｕとして、変形型の横ハーフＭＥＲＳを用いている。３つのＭＥＲＳのコンデンサが直列に接続されることになるので、ダンパー抵抗５１１を、三相発電機ＧＥＮとＭＥＲＳｕｖ，ＭＥＲＳｖｗ，ＭＥＲＳｗｕとの間に接続している。
【００５９】
（変形例２）
電源電圧と、負荷に必要な電圧との間に、大きな差がある場合、トランスを用いてもよい。
例えば、図１３に示すように、例えば、ＭＥＲＳの後段に、トランスＸｆｍｒを接続する。これにより、高電圧を得てもよいし、低電圧を得てもよい。
【００６０】
また、ＭＥＲＳとして、図１４に示すようなフルブリッジ型のＭＥＲＳを用いてもよい。
【００６１】
以上説明したように、本発明によれば、ＭＥＲＳを進み制御し交流電源をＭＥＲＳによって短絡・開放、インダクタに磁気エネルギーを蓄積・回生することにより、交流電源の利用効率を上昇させることができる。
例えば、交流電源ＶＳの出力電圧が十分でなく負荷に電流が供給されなくなる時点から、ＭＥＲＳ１１０は自動的に交流電源ＶＳを数十度だけ短絡・開放することで、負荷ＬＤへ供給される電力を増加させる。
また、交流電源の出力電圧に対して略１４０度で進相で制御することにより、交流電源の力率は略１になる。そのため、永久磁石式の発電機や、他励式・自励式の発電機や、内部インピーダンスの大きな交流電源において、利用効率が大幅に上昇する。
特に、永久磁石式の発電機では、内部起電力が低くても、進相運転により、電圧が上昇するため、磁力の弱い永久磁石を用いることが可能である。従って、磁石のコストと重量の削減に大いに効果がある。
【００６２】
なお、本発明は、上記実施形態に限定されるものではなく、例えば次のような、種々の変形が可能である。例えば、上記実施形態における各設定値は１例であり、様々な設定が可能である。また、上述の実施形態に記載した構成の全てを備える必要はなく、所期の目的を達成できるならば、一部の構成の組み合わせであってもよい。
【００６３】
例えば、上記実施形態１で説明したように、他の実施形態においても、デューティが０．５である必要はない。重要なのは、交流電源の出力電圧では、負荷に電力を供給できないときに、ＭＥＲＳで交流電源を短絡して電力を引き出すことであるので、デューティは０．５以下であっても問題ない。
【符号の説明】
【００６４】
１００，２００，３００，４００，５００  電力変換装置
１１０，２１０，４１０，５１０  ＭＥＲＳ
１５０  制御部
ＲＥＣ，ＲＥＣ３  整流器
ＶＳ  交流電源
ＧＥＮ  三相発電機
【図３】
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【図９】
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【図１１】
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【図１】
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【図２Ａ】
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【図２Ｂ】
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【図２Ｃ】
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【図２Ｄ】
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【図２Ｅ】
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【図２Ｆ】
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【図２Ｇ】
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【図２Ｈ】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図１０】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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