(57)【要約】      （修正有）【課題】高速度の制御応答、特に高速度のトルク応答と低い高調波歪みを変換器に与えること。【解決手段】電気システム10の変換器12は、ある第１の最適化目標に関して決定されている変換器12の切換えシーケンスが第２のステップで変更されるように制御され、第２のステップでは切換えシーケンスはさらに切換えシーケンスの第１の最適化が基づいている仮定の結果である可能性がある磁束誤差を補正することにより最適化される。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
電気システム（10）の変換器（12）を制御する方法において、
（ａ）前記電気システム（10）の実際の状態に基づいて前記変換器（12）の切換えシーケンス（38）を決定し、
それにおいて前記切換えシーケンス（38）は前記変換器（12）の切換え転移（52）のシーケンスを含み、ここで各切換え転移（52）は転移時間を含んでおり、
（ｂ）前記切換えシーケンスの切換え転移の少なくとも１つの転移時間を変更することによって前記切換えシーケンス（38）を変更し、それによって前記電気システムの評価された磁束と前記電気システムの基準磁束との間の差に基づく磁束誤差が最小にされ、
ここで前記評価された磁束は前記電気システムの前記実際の状態から決定されており、
（ｃ）前記変更された切換えシーケンス（42）を前記変換器へ適用するステップを含んでいる方法。
【請求項２】
前記ステップ（ｂ）において、転移時間（54）は時間オフセットを前記転移時間に付加することにより変更され、
前記時間オフセットは前記磁束誤差は少なくとも部分的に補償されるように決定される請求項１記載の方法。
【請求項３】
全体的な時間オフセットは磁束誤差から得られ、
前記全体的な時間オフセットは転移時間のための時間オフセットに分配され、それによって切換えシーケンス（38）における制約が考慮に入れられる請求項１または２記載の方法。
【請求項４】
転移時間のための時間オフセットは時間オフセットが最小にされ、前記切換えシーケンス（38）における制約が考慮に入れられるように決定される請求項１乃至３のいずれか１項記載の方法。
【請求項５】
前記切換えシーケンス（38）の前記第１の切換え転移のための時間オフセットはそれが可能な限り大きく、前記切換えシーケンス（38）における制約が考慮に入れられるように決定される請求項１乃至４のいずれか１項記載の方法。
【請求項６】
ステップ（ｂ）において、等しい切換え時間を有する少なくとも２つの切換え転移は前記切換えシーケンス（38）が変更される前に前記切換えシーケンスへ挿入される請求項１乃至５のいずれか１項記載の方法。
【請求項７】
ステップ（ａ）において、前記切換えシーケンス（38）は予め計算された切換えシーケンスの表から発生される請求項１乃至６のいずれか１項記載の方法。
【請求項８】
前記基準磁束は直交基準フレーム中のベクトルとして決定され、
それにおいて前記基準磁束ベクトルの角度は評価された回転子磁束ベクトルの角度と基準角度との和に基づいており、
前記基準角度は前記電気システム（10）の実際の状態から決定される請求項１乃至７のいずれか１項記載の方法。
【請求項９】
前記基準角度は前記電気システムの前記実際の状態の評価された値と対応する基準値との間でフィードバック制御装置（66）により調節される請求項１乃至８のいずれか１項記載の方法。
【請求項１０】
前記磁束ベクトルの前記大きさは前記磁束ベクトルの前記角度と前記切換えシーケンス（38）から決定される請求項１乃至９のいずれか１項記載の方法。
【請求項１１】
ステップ（ａ）において、前記切換えシーケンス（38）は前記変換器（12）の変調指数に基づいて選択され、前記変調指数は前記変換器（12）の入力電圧の振幅と前記変換器（12）の出力電圧の振幅との比を示しており、
前記変調指数は前記システムの前記実際の状態の評価された値と対応する基準値との間でフィードバック制御装置（70）により調節される請求項１乃至１０のいずれか１項記載の方法。
【請求項１２】
少なくとも１つのプロセッサにより実行されるとき請求項１乃至１１のいずれか１項記載の方法の各ステップを実行するように構成されている変換器を制御するためのプログラムエレメント。
【請求項１３】
請求項１２記載のプログラムエレメントが記憶されているコンピュータの読取り可能な媒体。
【請求項１４】
請求項１乃至１１のいずれか１項記載の方法を実行するように構成されている変換器を制御するための制御装置（18）。
【請求項１５】
スイッチを備え、少なくとも１相に対して出力電圧を発生するように構成されている変換器回路（16）と、
前記スイッチを備え、請求項１乃至１１のいずれか１項記載の方法を実行するように構成されている制御装置（18）とを具備している変換器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電力工学の分野に関する。特に本発明は電気システムのための変換器を制御する方法と、変換器を制御するためのプログラムエレメントと、コンピュータの読取り可能な媒体と、変換器のための制御装置と、変換器とに関する。
【背景技術】
【０００２】
変換器は入力電圧を変圧するための電気システムで使用され、この入力電圧は第１のＤＣ電圧または第１の周波数の第１のＡＣ電圧であってもよく、第２のＤＣ電圧または第２の周波数の第２のＡＣ電圧であってもよい。
【０００３】
例えば変換器がインバータとして使用されるならば、入力電圧はＤＣリンク電圧であり、出力電圧は電気マシンのような電気負荷に電流を供給するために使用されることができる。反対に、変換器は整流器として使用されることができ、この場合には、これは配電網に接続され、入力ＡＣ電圧をＤＣ出力電圧に変換する。
【０００４】
ほぼ全ての変換器は例えば電気システムの各相について出力電圧を発生する半導体スイッチを具備する。スイッチは次の切換え転移を決定し、この切換え転移をスイッチへ適用する制御装置によって制御される。切換え転移は切換え状態（即ちそれぞれのスイッチが開かれているか閉じられているか）のセットと、これらの切換え状態が変換器に適用される時刻（即ち時間点）を含むことができる。
【０００５】
これらの切換え転移が制御装置により発生されることができる態様には幾つかの可能性がある。
【０００６】
例えばモデル予測直接トルク制御（ＭＰＤＴＣ）は切換え転移を発生しながら電気システムの内部状態を制御するために使用されることができる。電気駆動装置の内部状態はモーター中のトルクおよび電磁束であることができる。ＭＰＤＴＣでは、切換えシーケンス、即ちある切換えホライズンにわたる切換え転移のシーケンスは実時間で最適化される。例えば対応するトルク、固定子磁束、中性点軌跡は内部マシンモデルを使用して計算されることができ、その後、最低の切換え損失または最低の切換え周波数を特徴とする最適な切換えシーケンスが選択されることができる。切換えシーケンスの第１の切換え転移はその後変換器に供給され、次のシーケンスが最適化されたオンラインである。
【０００７】
直接トルク制御は非常に高速度のトルク応答を実現できるが、これは固定子電流の高調波歪み、切換え周波数の所定値についての制御されたマシンの電磁トルク、または切換え損失の比較的高い値につながる。
【０００８】
別の可能性は最適化されたパルスパターン（ＯＰＰ）の使用である。一般的に、最適化されたパルスパターンはある最適化目標に関して最適化されている切換え転移のシーケンスである。例えば最適化されたパルスパターンはモーターまたは変換器の負荷として作用する任意の他の物理的システムの全ての変調インデックスおよび切換え周波数についてオフラインで計算されることができ、所定の切換え周波数の全体的な電流歪みが最小であるように最適化されることができる。制御装置は最適化されたパルスパターンが記憶されている検索表から最適化されたパルスパターンを選択することができ、選択され最適にされたパルスパターンの切換え転移を変換器に適用できる。しかしながら、最適化されたパルスパターンの適用は動作点を変更するとき非常に長い過渡状態と、固定子電流の高調波エクスカージョンにつながり、動作点の非常に小さい変化でさえも高調波電流の比較的高いエクスカージョンにつながる可能性がある。このような高調波エクスカージョンは電流誤差、または同等に磁束誤差として定量化されることができる。
【発明の概要】
【０００９】
本発明の目的は、高速度の制御応答、特に高速度のトルク応答と低い高調波歪みを変換器に与えることである。
【００１０】
この目的は独立請求項の主題および以下の実施形態により実現される。さらに例示的な実施形態は従属請求項と以下の説明から明らかである。
【００１１】
本発明の第１の特徴は電気システムの変換器を制御するための方法に関する。電気システムは電気マシン、例えばモーターまたは発電機であることができ、或いは配電網または他の電気負荷であることができる。
【００１２】
本発明の１実施形態によれば、電気システムは多相システム、即ち１相のみだけではなく複数の相、特に３相を有するシステムであることができる。
【００１３】
本発明の１実施形態によれば、変換器はスイッチ、例えば半導体スイッチにより（少なくとも１つの）入力電圧から少なくとも１つの出力電圧を発生するように構成される。例えば変換器は間接的な変換器の一部であることができ、出力電圧の複数の相のＤＣ入力電圧を変換するように構成されることができる。変換器の半導体スイッチは高電力の半導体スイッチであることができ、変換器は１０ｋＡまでの範囲の電流と１ｋＶと３５ｋＶとの間の電圧で動作するように構成されることができる。
【００１４】
本発明の１実施形態によれば、方法は（ａ）電気システムの実際の状態に基づいて変換器の切換えシーケンスを決定するステップを具備している。切換えシーケンスは変換器の切換え転移のシーケンスを含むことができ、ここで各切換え転移は転移時間を含む。通常、切換え転移は転移の時間インスタント、即ち転移時間または切換えインスタント、電圧レベルを含むことができる。時間インスタントは変換器が切換え転移を発生すべきときを指示でき、それによってスイッチの切換え状態は変換器が切換え転移の電圧レベルを発生するようにされている。
【００１５】
例えば、変換器が２レベルのインバータであるならば、インバータの出力電圧は０および＋Ｖｄｃであることができ、インバータは電圧レベル０と＋１を有し、ここで電圧ＶｄｃはＤＣリンク電圧である。インバータが３レベルの変換器であるならば、出力電圧は−Ｖｄｃ、０、＋Ｖｄｃであることができ、電圧レベルは−１、０、＋１である。
【００１６】
切換え転移の時間インスタントには切換え角度が与えられることができる。切換え転移の時間インスタントはその後電気システムの電流周波数の助けによって切換え角度から得られることができる。
【００１７】
多相システムでは、出力電圧は多相電圧であることができ、切換え転移は出力電圧の各相についての電圧レベルを有することができる。
【００１８】
電気システムの実際の状態の例は駆動装置または配電グリッドの瞬間電流または電圧と、システム中の評価された磁束、例えば評価された回転子磁束及び評価された固定子磁束と、電気モーターの評価されたトルクである。さらに別の例はＤＣリンク電圧と、負荷の実際のおよびリアクチブ電力を含んでいる。電気システムがマシンを具備しない場合でさえも、例えば電気システムが電力網であるときの場合、仮想磁束、例えば仮想回転子磁束及び仮想固定子磁束はグリッドのインピーダンス、変換器とグリッドとの間のフィルタおよび／または変圧器を介して規定されることができることに注意する必要がある。
【００１９】
本発明の１実施形態によれば、電気システムの実際または現在の状態の値の評価はシステムのモデルに基づくことができる。特に、システムの電流及び電圧、例えばマシン中の電流及び電圧が測定されることができ、それから磁束はマシンの内部モデルの助けにより計算または決定されることができる。
【００２０】
本発明の１実施形態によれば、方法は（ｂ）切換えシーケンスの切換え転移の少なくとも１つの転移時間を変更することによって切換えシーケンスを変更するステップを含んでおり、電気システムの評価された磁束と電気システムの基準磁束との間の差に基づく磁束誤差が除去または最小にされる。
【００２１】
ある最適化目標に到達されるように、例えば電気システムの総高調波歪み（ＴＨ）が最小にされる方法で、切換えシーケンスが発生されることが可能であろう。しかしながら最適化計算期間中、電気システムに関するある仮定が行われている。例えば切換えシーケンスは、電気システムが定常状態で動作しているという仮定下で、電気システムの総高調波歪みが最小にされるように計算される。
【００２２】
これらの誤差を補償するため、切換えシーケンスは磁束誤差が補償されるように変更されることができる。例えば磁束誤差は評価される磁束と基準磁束との差である可能性がある。評価された磁束は電気システムの実際の状態から決定され、例えば基準磁束は切換えシーケンスの発生期間中に既に決定され、切換えシーケンスは切換え転移の転移時間を動かすことにより変更されることができ、即ち転移時間だけが変更されるが、切換え転移の電圧レベルは変更されない。このようにして、磁束誤差は補償され、切換えシーケンスが発生される最適化目標は変更された切換えシーケンスにより依然としてほぼ到達されることができる。
【００２３】
本発明の１実施形態によれば、方法は（ｃ）変更された切換えシーケンスを変換器に適用するステップを含んでいる。例えば変換器の制御装置は、制御装置が定期的な方法で変換器に供給する実際の切換えシーケンスが記憶されているメモリを具備する。変更された切換えシーケンスが評価または計算されているとき、実際の切換えシーケンスは変更された切換えシーケンスにより置換されることができる。
【００２４】
これを要約すると、本発明の要点は、電気システムの変換器が、ある最適化目標に関してオフラインで決定されている変換器の切換えシーケンスが第２のステップで変更される方法で制御されることであり、この第２のステップでは切換えシーケンスは切換えシーケンスの第１の最適化が基づいているある仮定の結果である可能性がある磁束誤差を補正することによって実時間でさらに最適化されることができる。
【００２５】
磁束誤差のさらに別の原因はマシンモデルまたはグリッドモデルのモデル不確定性、或いは正確に予測できないＤＣリンクの変動である可能性がある。過渡動作期間中、これら過渡現象は予測或いは計算されることができず計画されることができないので、ＯＰＰは変更されることができる。過渡動作は異なるＯＰＰ間の切換え、例えばパルス数ｄ＝６を有するＯＰＰからパルス数ｄ＝５を有するＰＰへの切換えを含んでいる。またこれらの場合、磁束誤差が生じる可能性があり、これは補償される必要がある。
【００２６】
本発明の１実施形態によれば、ステップ（ｄ）では、転移時間は時間オフセットを転移時間に付加することにより変更され、ここで時間オフセットは磁束誤差が少なくとも部分的に補償されるように決定される。通常、時間依存電圧に関連される磁束は時間依存電圧の時間にわたる積分に比例する。したがって磁束誤差は時間オフセットを転移時間に付加することによって、即ち転移時間をシフトする（進めるか遅らせる）ことによって補償されることができる。転移時間または転移時回数は変更された切換えシーケンスがほぼ基準磁束に等しい磁束を有するように、即ち磁束誤差が補償されるように、時間において移動されることができる。
【００２７】
多相システムでは、システムの各相は異なる磁束誤差を有する可能性があること、即ちシステムの各相に対して磁束誤差が存在し、磁束誤差はベクトルであることに注意すべきである。
【００２８】
通常、１つの転移時間が変更されるだけではなく、切換えシーケンスの少なくとも幾つかの転移時間または全ての転移時間が変更される可能性がある。この場合、転移時間は同じ時間オフセットを付加することによって、または異なる時間オフセットを付加することによって変更されることが可能であり、即ち各転移時間は別の転移時間の時間オフセットに対して異なる関連される時間オフセットを有する可能性がある。幾つかの転移時間に同じ時間オフセットを付加することは計算を簡単にできる。
【００２９】
本発明の１実施形態によれば、総時間オフセットは磁束誤差から得られる。多相システムの場合、システムの各相に対して総時間オフセットが存在することができる。総時間オフセットは異なる転移時間についての多数の時間オフセットに（少なくとも部分的に）分配されることができ、それによって切換えシーケンスにおける制約が重んじられる。
【００３０】
通常、切換えシーケンスの転移時間を随意選択的に変更することは可能ではない。例えば切換え転移の順序（order）は変更されるべきではないという制約が存在する可能性がある。したがって１つの切換えシーケンスの（負である可能性もある）時間オフセットのサイズは切換え転移がその近傍の切換え転移を超えて移動しないように限定されることができる。さらに、転移時間には下限と上限が存在することができ、例えば第１の転移時間は実際の時間インスタントよりも小さくはできない。
【００３１】
本発明の１実施形態によれば、転移時間の時間オフセットは時間オフセットが最小にされ、切換えシーケンスの制約が重んじられるように決定される。時間オフセットが最小にされる場合、即ち時間オフセットの最大が最小にされるように時間オフセットが選択される場合には、変更されていない切換えシーケンスの最適化により到達されるべき最適化目標は変更された切換えシーケンスによってもほぼ到達されることができる可能性がある。例えば磁束誤差と時間オフセットにおける二次的なペナルティを使用するとき、磁束誤差の最小化と時間オフセットの最小化は時間オフセットにおいて最も二次的であるので、時間オフセットのこのような最小化は二次プログラムの補助により到達されることができる。１つの相の切換え時間について１つのみの時間オフセットが存在するという仮定下で、二次プログラムは数回のみの反復、例えば２回の反復を有するいわゆるアクチブセット二次プログラムとして公式化されることができる。これは計算が簡単な最適化手順につながることが可能である。
【００３２】
本発明の１実施形態によれば、切換えシーケンスの第１の切換え転移についての時間オフセットは、可能な限り多くの磁束誤差が補正され切換えシーケンスの制約が重んじられるように決定される。これはいわゆるデッドビート制御アルゴリズムにより実行されることができる。換言すると、総時間オフセットが計算され、この時間オフセットは切換えシーケンスの第１の切換え転移へ分配される。電気システムが多相システムである場合、デッドビートアルゴリズムは切換えシーケンスが変更されるホライズンを短くすることによって計算が簡単にされることができる。この文脈では、ホライズンは最適手順により変更される切換えシーケンスの最初の部分の切換え転移の数として規定される。ホライズンは２相のみがホライゾン内で切換え転移を有するように選択されることができる。この場合、総時間オフセットの計算は一層簡単にされることができる。
【００３３】
本発明の１実施形態によれば、ステップ（ｂ）で、等しい切換え時間を有する少なくとも２つの切換え転移が切換えシーケンスが変更される前に切換えシーケンスへ挿入される。２つの切換え転移は等しい電圧レベルを有することができ、したがって磁束に対して影響せず、これは電圧にわたる積分に比例し、したがって原理的に出力電圧および電気システムの状態に影響しない。しかしながら最適化アルゴリズムは２つの切換え転移の切換え時間を動かすことができ、２つの切換え転移が変更された切換えシーケンスで異なる切換え時間を有する場合、付加的なパルスが発生される。これらの少なくとも２つの切換え転移を挿入することによって、変更される切換え転移はさらに変更されることができる。
【００３４】
本発明の１実施形態によれば、ステップ（ａ）で、切換えシーケンスは予め計算された切換えシーケンスの表から発生される。例えば予め計算された切換えシーケンスは変換器の制御装置の不揮発性または揮発性メモリに記憶され、ある選択規準に基づいてこのメモリから読取られる。例えば予め計算された切換えシーケンスはいわゆる最適化されたパルスパターン（ＯＰＰ）であることができる。最適化されたパルスパターンはある最適化規準、例えば低い総高調波歪み（ＴＨＤ）に関して予め計算されることができる。最適化されたパルスパターンは変調指数とパルス番号に関して表に記憶されることができる。例えば最適化されたパルスパターンは３６０゜の期間全体について記憶される必要はなく、フル期間の４分の１のみについて記憶される必要がある。４分の１波長対称を示すパルスパターンは３相システムに適用されるとき、奇数で、偶数ではない高調波のみになり、即ち高調波または次数５、７、１１、１３、１７、１９…になる。この４分の１期間から、単一の相パルスパターンは３６０゜の全期間にわたって発生されることができ、多相システムの相の切換えシーケンスはそれぞれの相シフトによる単一の相パルスパターンをシフトすることによって発生されることができる。
【００３５】
本発明の１実施形態によれば、基準磁束は直交基準フレームにおけるベクトルとして決定される。多相システムでは、磁束はベクトル（例えば３相システムの場合には３次元ベクトル）である。しかしながら、例えば３相システムでは、３次元、ゼロ軸、または共通のモード軸はスター接続負荷における任意の電流を駆動せず、そのスター点は接続されていないので、異なる電圧について２つのみの自由度が存在する。このことは３次元の磁束ベクトル、または通常はシステムのあらゆるベクトルを２次元ベクトルへ変換するために使用されることができる。このような直交基準フレームの１例は（α，β）基準フレームである。この場合、（α，β）変換は２つの定常軸、即ちα軸とβ軸への３相の量、例えば電圧、電流、磁束ベクトル成分への投射として考えられることができる。
【００３６】
本発明の１実施形態によれば、基準磁束ベクトルの角度は評価された回転子磁束の角度と基準角度との和に基づいており、ここで基準角度は電気システムの実際の状態から決定される。既に述べたように、システムの実際の状態は評価された回転子磁束と、評価された固定子磁束と、固定子磁束と回転子磁束のクロス積に比例する評価されたトルクと、基準トルクを具備することができる。２つの磁束ベクトルは前述したクロス積関係を実現しなければならないので、２つの磁束ベクトル間の基準角度が決定されることができる。
【００３７】
本発明の１実施形態によれば、基準角度は電気システムの実際の状態の評価された値と対応する基準値との間でフィードバック制御ループにより調節されることができる。例えば評価された値は回転する電気マシンの評価されたトルクであることができ、対応する基準値は基準トルクであることができる。
【００３８】
本発明の１実施形態によれば、磁束ベクトル、例えば基準磁束ベクトルの大きさ、即ち長さは磁束ベクトルの角度と切換えシーケンスから決定される。例えば第１のステップで、基準磁束ベクトルの角度だけが計算され、第２のステップで、磁束ベクトルの長さが決定される。磁束ベクトルの大きさは切換えシーケンスにより規定される時間依存電圧を積分することにより計算されることができ、この積分の上限は既に第１のステップで決定されている磁束ベクトルの角度であることができる。この計算は実時間で行われることができ、または磁束の大きさは検索表に記憶されることができ、各最適化されたパルスパターンで予め計算されることができる。
【００３９】
しかしながら、磁束ベクトルの一定の大きさが仮定されることも可能であり、これは比較的正確な評価であることができる。
【００４０】
本発明の１実施形態によれば、電気システムは回転する電気マシン、即ちモーターまたは発電機を具備する。この場合、磁束誤差は固定子磁束誤差であることができ、評価される磁束は評価される固定子磁束であることができ、基準磁束は基準固定子磁束であることができる。既に述べたように、評価される値は最初に回転する電気マシンの電流及び電圧が測定されこれらの測定された値が電気マシンのモデルに適用される方法で評価されることができる。電気マシンのモデルは測定された値を入力値として受信し評価された値を出力値として出力する変換器の制御装置に記憶されることができる。
【００４１】
本発明の１実施形態によれば、ステップ（ａ）で、切換えシーケンスは変換器の変調指数に基づいて選択されることができ、変調指数は変換器の入力電圧の振幅と変換器の出力電圧の振幅との比を示している。概して、最適化されるパルスパターンはこのような方法で選択される。
【００４２】
本発明の１実施形態によれば、変調指数はシステムの実際の状態の評価された値と対応する基準値との間でフィードバック制御装置により調節される。例えば評価された値は電気的な回転マシンの評価された固定子磁束または評価された回転子磁束であることができ、基準値は回転する電気マシンの基準固定子磁束または基準回転子磁束であることができる。
【００４３】
本発明のさらに別の特徴は変換器を制御するためのプログラムエレメント（コンピュータプログラム）に関し、これは少なくとも１つのプロセッサにより実行されているとき前述及び以下説明する方法のステップを実行するように構成される。例えばプロセッサは制御装置のプロセッサであることができる。
【００４４】
さらに本発明の別の特徴はこのようなプログラムエレメントが記憶されるコンピュータの読取り可能な媒体に関する。
【００４５】
コンピュータの読取り可能な媒体はフロッピー（登録商標）ディスク、ハードディスク、ＵＳＢ（ユニバーサル・シリアル・バス）記憶装置、ＲＡＭ（ランダムアクセスメモリ）、ＲＯＭ（読取り専用メモリ）、ＥＰＲＯＭ（消去可能プログラム可能読取り専用メモリ）またはフラッシュ（ＦＬＡＳＨ）メモリであることができる。コンピュータの読取り可能な媒体はデータ通信ネットワーク、例えばプログラムコードのダウンロードを可能にするインターネットであることもできる。
【００４６】
この方法はＦＰＧＡ（フィールドプログラム可能なゲートアレイ）で実行されることも可能である。通常、この方法を実行するためのアルゴリズムはＤＳＰとＦＰＧＡを含む任意の計算ハードウェアで実行されることができる。
【００４７】
本発明のさらに別の特徴は変換器を制御するための制御装置に関し、それにおいては制御装置は前述及び以下説明する方法を実行するように構成されている。制御装置はプロセッサで実行されるためのプログラムエレメントを有するプロセッサ及びメモリを具備することができる。代わりに制御装置はＦＰＧＡで構成することができる。
【００４８】
本発明のさらに別の特徴は変換器に関する。
【００４９】
本発明の１実施形態によれば、変換器はスイッチを有する変換器回路を具備し、その変換器回路は少なくとも１つの相について出力電圧を発生するように構成されている。インバータの場合、出力電圧はスイッチの状態を切換えることにより発生される異なる電圧レベルに対応できる。
【００５０】
本発明の１実施形態によれば、変換器は前述及び以下説明するようにスイッチを制御するための制御装置を具備している。
【００５１】
前述及び以下説明する方法の特徴は前述及び以下説明する制御装置または変換器の特徴であることができることを理解する必要がある。
【００５２】
技術的に可能であるが明白に述べないが、前述及び以下説明する本発明の実施形態の組み合わせも方法及び装置の実施形態であることができる。
【００５３】
要約すると、前述及び以下説明する制御方法は以下の目的が実現されることができるように変換器のスイッチ位置を選択できる。
【００５４】
マシン、負荷、またはグリッドの量はほぼそれらの基準値で制御されることができる。電気マシンについては、これらの量は典型的に電磁トルク、固定子磁束ベクトルの大きさ及び、空間的方位を含むことができる。変換器が接続されたグリッドについて、これらの量は有効および無効電力であり、またはＤＣリンク電圧および無効電力（または電流）であることができる。
【００５５】
定常状態の動作条件において、変換器半導体装置（即ちスイッチ）の所定の切換え周波数に対して、論理的下限に近い非常に低い電流歪みが実現されることができる。このような小さい電流歪みは所定の切換え周波数について、または同等に、固定子電圧スペースベクトルの回転の１つの基本的期間にわたる所定数の切換え事象（パルス数）についての電流の総高調波歪み（ＴＨＤ）を最小にするためにオフラインでＯＰＰを計算することにより得られることができる。
【００５６】
過渡動作条件期間中に、および外部妨害が存在する場合に、マシンまたはグリッドの量は非常に迅速に制御されることができる。特に、例えば電磁トルクの基準値（設定点）のステップ変化期間、または負荷トルクのステップ変化期間に、直接トルク制御により実現される応答に類似する非常に短い応答時間が実現されることができる。同じことが異なるＯＰＰ間で切換える場合に適用される。このような性能は典型的に数ｍｓの範囲である。
【００５７】
本発明のこれら及び他の特徴は以下説明する実施形態の参照から明白になるであろう。
【図面の簡単な説明】
【００５８】
【図１】本発明の１実施形態による電気システムの概略図である。
【図２】本発明のさらに別の実施形態による電気システムの概略図である。
【図３】本発明の１実施形態による制御装置の設計の概略図である。
【図４】本発明の１実施形態によるＯＰＰの図である。
【図５】本発明の１実施形態による変調指数の関数である切換え角度の図である。
【図６】本発明の１実施形態による切換えシーケンスの図である。
【図７】本発明の１実施形態による定常状態の固定子磁束軌跡の図である。
【図８】図７の固定子磁束の振幅の図である。
【図９】図７の固定子磁束の相角度の図である。
【図１０】本発明の１実施形態による方法の制御問題を説明した図である。
【図１１】本発明の１実施形態による固定子および回転子磁束軌跡の図である。
【図１２】本発明の１実施形態による固定子および回転子磁束軌跡の図である。
【図１３】本発明の１実施形態による切換えシーケンスの図である。
【図１４】本発明の１実施形態による転移時間のシフトの効果を説明した図である。
【図１５】本発明の１実施形態による最適化方法のフロー図である。
【図１６】本発明の１実施形態による基準固定子磁束の決定を説明した図である。
【図１７】本発明の１実施形態による二次計画アルゴリズムを説明するための切換えシーケンスの図である。
【図１８】本発明の１実施形態によるデッドビート制御アルゴリズムを説明するための切換えシーケンスの図である。
【図１９】本発明の１実施形態による制御装置モジュールの設計の概略図である。
【図２０】本発明の１実施形態による別の制御装置モジュールの設計の概略図である。
【発明を実施するための形態】
【００５９】
本発明の主題は添付図面に示されている例示的な実施形態を参照して以下の文に詳細に説明されている。  
図面で使用されている参照符合とそれらの意味は参照符合のリストで要約形態でリストされている。原理的に、同一の部分には図面で同じ参照符合が設けられている。
【００６０】
図１は変換器12、特にインバータ12と、インバータ12が接続している回転する電気マシン14とを備えた電気システム10を示している。インバータ12は間接的な変換器の一部であることができ、ＤＣ電圧ＶＤＣを有する変換器のＤＣリンクに接続されることができる。インバータ12はＤＣ電圧を３相のＡＣ電圧に変換するスイッチを備えたインバータ回路16を具備しており、その３相のＡＣ電圧は電気マシン14に供給される。代わりに、インバータ12は１相のＡＣ電圧のみを発生するインバータであることができる。通常、インバータは多相または多レベルのインバータであることができ、システム10は多相システムであることができる。
【００６１】
インバータ10はＦＰＧＡを有する制御装置18または前述及び以下説明するように最適化方法または最適化アルゴリズムを実行するように構成されたプロセッサを具備している。制御装置18はフィードバック制御、即ち入力変数、例えば電気マシン14の電圧及び電流または電気マシン14の速度を受信し、切換えシーケンスを発生し、これらの切換えシーケンスをインバータスイッチ16へ与えるように構成されており、切換えシーケンスはその後入力変数に影響する。
【００６２】
図２は変換器12、特に整流器12を備えた電気システム10’の別の実施形態を示している。図２の実施形態では、整流器12は変圧器及びフィルタ22、例えばＬ、ＬＣまたはＬＣＬフィルタを介してグリッド20へ接続されている。インバータ12を制御するため、制御装置18はグリッド20の電圧及び電流を受取る。この場合、電気マシン14の制御モデルは仮想グリッドインピーダンス24と変圧器及びフィルタ22のインピーダンスを含むグリッド20の制御モデルにより置換されることができる。
【００６３】
図３は制御装置18の設計を概略的に示している。
【００６４】
制御装置18は電気マシン14またはグリッド24から瞬間電流ｉｓと瞬間電圧ｖｓを受信する磁束評価モジュール30を具備している。瞬間電圧ｖｓは必ずしも測定されることができない。これらは既知の切換え状態信号および測定されたＤＣリンク電圧から良好な近似値へ再構成されることができる。磁束制御モジュール30は電気マシン14または電気グリッド24のモデルを含み、瞬間電流ｉｓと瞬間電圧ｖｓから実際の磁束Ψｓ、Ψｒを評価するように構成されている。グリッド20の場合、磁束Ψｓ、Ψｒは仮想磁束であることができる。
【００６５】
電気的な回転マシンの場合、磁束Ψｓは評価された固定子磁束であり、Ψｒは評価された回転子磁束である。評価されたトルクＴｅは磁束Ψｓ、Ψｒのクロス積に比例する。
【００６６】
磁束Ψｓ、ΨｒとトルクＴｅは基準角度モジュール32へ供給され、その基準角度モジュール32は基準角度γｒｅｆである評価された回転子磁束Ψｒと基準回転子磁束Ψｓ，ｒｅｆとの間の角度を決定する。また基準トルクＴｅ，ｒｅｆは基準角度γｒｅｆを決定するのに使用されることができる。
【００６７】
基準固定子磁束Ψｓ，ｒｅｆの角度はその後、評価された回転子磁束Ψｒ＋基準角度γｒｅｆとの和である。基準固定子磁束Ψｓ，ｒｅｆの角度は基準磁束モジュール34へ入力され、基準磁束モジュールは基準固定子磁束Ψｓ，ｒｅｆの大きさを決定する。基準固定子磁束Ψｓ，ｒｅｆの大きさの決定では、ＯＰＰパターンセレクタ36から選択された切換えシーケンス38が使用されることができる。
【００６８】
固定子磁束誤差Ψｓ，ｅｒｒは基準固定子磁束Ψｓ，ｒｅｆと評価された固定子磁束Ψｓとの差である。固定子磁束誤差Ψｓ，ｅｒｒと選択された切換えシーケンス38は誤差最小化モジュール40へ入力され、その誤差最小化モジュール40は固定子磁束誤差Ψｓ，ｅｒｒが最小にされるように切換えシーケンス38を変更及び最適化する。
【００６９】
変更された切換えシーケンス42は変更された切換えシーケンス42から切換え位置46のシーケンスを発生するスイッチ位置モジュール44へ入力される。切換えシーケンス42は、インバータ12が発生すべき電圧レベルによる切換え転移を含むだけである。切換え位置モジュール44は切換え転移の電圧レベルを、それぞれの電圧レベルを発生するスイッチの切換え状態を有する切換え位置へ変換する。
【００７０】
切換えシーケンス38を選択するため、ＯＰＰパターンセレクタ36は変調指数モジュール48から変調指数ｍとパルス数ｄを受信する。パルス数ｄはＯＰＰのパルスの番号であり、モーター14の回転周波数と所望の切換え周波数に依存する。
【００７１】
変調指数ｍは固定子周波数ωｅとＤＣリンク電圧ＶＤＣからモジュール48により決定される。随意選択的に、評価された固定子磁束Ψｓの長さと基準固定子磁束Ψｓ，ｒｅｆの長さまたは評価された回転子磁束Ψｒの長さと基準回転子磁束Ψｓ，ｒｅｆの長さは変調指数ｍのフィードバック制御に使用されることができる。
【００７２】
制御装置18の機能モジュール30、32、34、36、40、48はプログラムされたソフトウェアモジュールまたは手順としてそれぞれ実行されることができる。代わりに、機能モジュールは完全に又は部分的にハードウェアで実行されることができる。
【００７３】
以下、ＯＰＰ（最適化されたパルスパターン）の計算とモジュール36の機能の特徴を図４乃至図９に関して説明する。
【００７４】
図４は５つの切換え転移52、即ちパルス数ｄ＝５を有するＯＰＰ50の図を示している。図面では、切換え転移52の切換え角度54は図面のｘ軸上に示されており、切換え転移52の電圧レベル56は図面のｙ軸上に示されている。この場合、ＯＰＰ50は３つの電圧レベル−１、０、１を有する３レベルインバータ12についてのＯＰＰである。ＯＰＰ50は３レベルインバータ12についてｄ＝５の一次切換え角度54（範囲０乃至９０度にわたる切換え角度）を有する単相パターンである。ＯＰＰ50は５つの切換え角度54の関数としてｍ＝０．６の変調指数について切換えシーケンスｕ＝［０１０１０１］を有している。全体の基本期間の４分の１のみが図４に示されている。
【００７５】
図５は図面のｙ軸で示されている変調指数ｍの関数とする一次切換え角度54の図を示している。図４の電圧レベルと図５の切換え角度は変調指数ｍに依存している。これらはパルス数ｄ＝５に対して検索表に記憶され、ＯＰＰ50はパルス数ｄ＝５を有するＯＰＰが選択されるべきであるとき、モジュール36により読み出されることができる。
【００７６】
図６は変調指数ｍ＝０．６に対する３相パルスパターン38または切換えシーケンス38の図を示しており、これはＯＰＰ50からモジュール36により発生されている。
【００７７】
ＯＰＰをオフラインで計算するとき、４分の１波長対称が単相パルスパターン50に典型的に課されている。３相システム10の相ａ、ｂ、ｃのパルスパターン38a、38b、38cはそれぞれ０、１２０、２４０により単相パターン50をシフトすることにより得られる。結果として、３６０度にわたる３相パルスパターンまたは切換えシーケンス38は９０度にわたって単相パターン50により十分に特徴付けされる。
【００７８】
既に述べたように、ＯＰＰ50はオフラインで計算され、モジュール36に記憶される。９０度にわたって単相ＯＰＰ50を計算するため、一次切換え角度の数（パルス数）ｄと単相切換えシーケンスｕが固定される。目的関数が最適化のために選択され、共通の選択は２乗の差動モード電圧高調波の加重された和であり、これは電流ＴＨＤに等しい。変調指数ｍの各値に対して、この目的関数は切換え角度54にわたる最適化により最小にされる。この最適化ステップは全ての変調指数ｍで反復され、図４および図５に示されているように変調指数の関数としてＯＰＰ50を規定する切換え角度54のセットに導かれる。
【００７９】
（例えば図４で示されている）９０度にわたる単相ＯＰＰ50から開始して、３相切換えシーケンス38は４分の１波長対称を適用し、相ｂとｃ、即ち38bと38cのパターンを発生するために１２０または２４０度で相ａのパターン38aをシフトすることにより直接的に得られる。これは図６に示されている切換えシーケンス38につながる。
【００８０】
以下、ＯＰＰ50で得られる定常状態の固定子磁束の特徴を説明する。
【００８１】
Ｐは（ａ，ｂ，ｃ）基準フレームから固定直交（α，β）基準フレームへのピーク不変変換（マトリックス）を示すものとし、Ｖｄｃは電力変換器の総ＤＣリンク電圧を示すものとする。インバータ12に接続される電気マシン14を考慮し、マシン14の固定子抵抗を無視すると、ＯＰＰ50に対応する（α，β）基準フレームの定常状態の固定子磁束軌跡は角度範囲［０，δ］にわたってＯＰＰ50により規定される切換えシーケンス38（即ち式（１）ではｕ（α））を積分することにより得られ、ここでδは電圧ベクトルの実際の角度位置である。
【数１】
2012139092.tif 000003
【００８２】
この例では、（α，β）基準フレームの結果的な定常状態の固定子磁束軌跡Ψｓが９０度にわたって図７に示されている。固定子磁束軌跡Ψｓの平均振幅は１(破線)である。図７からさらに明白であることは、固定子磁束ベクトル58の軌跡振幅が図８に示されているように１周辺で振動することである。固定子磁束ベクトル60の相角度は図９で見られるように、この公称値周辺でも振動することに注意する。このリップルは固定子周波数ωｅの変化から生じ、それはゼロベクトルを含む異なるディスクリートな大きさの電圧ベクトルを適用することから生じる。それ自体が６０度毎に反復しさらに３０度の対称を示す固定子磁束ベクトル58と60の振幅および角度リップルは電圧高調波のディスクリートな周波数スペクトルを生じる。
【００８３】
モーター14に与えられる電圧が正弦波電圧であるならば、固定子磁束Ψｓは図７に示されている破線の円をたどり、曲線58、60は直線である。振幅または相誤差は存在しない。インバータ12はディスクリートな電圧レベルを発生するようにのみ設計されているので（例えば図６を参照）、ＯＰＰ50は振幅および相誤差が最小にされるように最適化される。しかしながら、最小化はモーター14の定常状態の動作の仮定の下、例えば周波数又は負荷の変化がない状態で行われる。
【００８４】
特に、モーター14の動作状態の突然または急激な変化の期間には、この仮定はもはや満たされず、振幅または位相誤差は選択されたＯＰＰ50または切換えシーケンス38ではもはや最小ではない。しかしながら、定常状態動作に関して最適である切換えシーケンス38が過渡動作に適切な切換えシーケンス42の発生に対する良好な候補であることを想定することは合理的である。
【００８５】
閉ループ制御方式が図３に示されている。切換え位置46のシーケンスは制御装置18によって変換器12へ与えられ、これは電気マシン14のそれぞれの出力電圧を発生する。動作条件の変化は瞬間電流ｉｓと瞬間電圧ｖｓに影響し、それらは制御装置18の入力パラメータである。したがって、閉ループ制御が実現される。
【００８６】
換言すると、ＯＰＰ50に基づく電気マシン14の高速度の閉ループ制御はその基準軌跡に沿って固定子磁束ベクトルΨｓを制御することにより実現されることができる。この目的はＯＰＰ50の切換え転移52を直接操作することにより実現されることができる。この結果として、固定子磁束ベクトルΨｓは電気マシン14が適切に磁化されるように制御され、それによって命令を受けた電磁トルクＴｅ，ｒｅｆは電気マシン14により発生される。
【００８７】
以下、固定子磁束誤差Ψｓ，ｅｒｒを最小化する制御問題と図３のモジュールの機能を説明する。
【００８８】
結果的な制御問題は、いわゆる後退するホライズンポリシーを有する制約された最適な制御問題、または同等にモデル予測制御問題として公式化される。図１０は前述の制御問題を説明する図を示している。
【００８９】
重要な考えは有限長Ｔのホライズンを使用し、このホライズンにわたって過渡パルスパターンまたは変更された切換えシーケンス42を使用し、したがってその固定子磁束誤差を補正して固定子磁束ベクトルΨｓをその所望の位置へ駆動することである。ホライズンＴの端部から進んで、定常状態動作が仮定される。特に、ｔ＋Ｔから進んで、本来の即ち定常状態のパルスパターンまたは変更されていない切換えシーケンス38が与えられることが仮定される。
【００９０】
ＯＰＰのモデル予測制御は図１０に示されているように境界制御問題として解釈されることができる。切換え位置ｕ（ｔ０）と固定子磁束Ψｓ（ｔ０）とを有する時間ｔ０で開始して、時間間隔Ｔにわたる変更された切換えシーケンス42が得られ、この変更された切換えシーケンス42は固定子磁束ベクトルΨｓを最終的な固定子磁束Ψｓ（ｔ１）へ駆動する。さらに、変更された切換えシーケンス42は最終的な切換え位置ｕ（ｔ１）へ導かれる。この境界制御問題では、ｕ（ｔ０）とΨｓ（ｔ０）は初期条件であり、ｕ（ｔ１）とΨｓ（ｔ１）はしたがって最終条件である。時間間隔ＴをホライズンＴ＝ｔ１−ｔ０と呼ぶ。ｔ１から進んで定常状態のパルスパターンが与えられることが仮定される。
【００９１】
以下説明する切換えシーケンスを変更するためのアルゴリズムは、電気システム10は常に過渡動作状態であり、即ちこれは常に磁束誤差を最小化しようとすることを仮定する。したがってアルゴリズムは常にｔ０で動作しており、時点ｔ１には実質的には到達しない。
【００９２】
変更された切換えシーケンス42は電流および／またはトルクの総高調波歪み（ＴＨＤ）を最小にする意味で最適である必要がある。変更された切換えシーケンス42はまた所望である場合、電力インバータスイッチ16の切換え損失を最小化することができる。トルクおよび固定子磁束の大きさはそれらの基準近くに維持される必要がある。さらに、固定子電流はそれらの上限（正）より下に、それらの下限（負）よりも上に維持される必要がある。電流の限度は制限されることができる。
【００９３】
アルゴリズムは切換えシーケンス38の小さい変更がオフラインで最適化されている切換えシーケンス38の最適性に関して小さい変更になるのみであると仮定する。固定子磁束誤差Ψｓ，ｅｒｒが固定子磁束Ψｓに関して小さい場合、この条件は満たされる。
【００９４】
したがって、アルゴリズムは固定子磁束誤差Ψｓ，ｅｒｒが小さく、ホライズンＴにわたる固定子磁束誤差Ψｓ，ｅｒｒを除去するために切換え転移52（切換えインスタント）の小さい補正のみを必要とすると仮定する。切換え転移52におけるこれらの小さい変化はＯＰＰ50の最適性に（大きく）影響しないこと、または同等に電流の総高調波歪み（ＴＨＤ）を劣化しないことが仮定される。したがって、定常状態のＯＰＰ50は切換えシーケンス42（または過渡ＯＰＰ）を得るときベースラインパターンとして使用されることができ、したがって境界制御問題を非常に簡単にする。特に、ホライズンＴ内のＯＰＰ50の切換え転移52の変更を可能な限り少なくすることによって（α，β）基準フレーム中のその所定の基準軌跡に沿って固定子磁束ベクトルΨｓを制御することが目的である。この制御概念はモデル予測パルスパターン制御（ＭＰ３Ｃ）と呼ばれることができる。
【００９５】
この概念の１例が図１１乃至１３に与えられており、これらの図は２レベルインバータのモデル予測パルスパターン制御を示している。
【００９６】
図１１は（α，β）基準フレームにおける回転子および固定子磁束の図を示している。図１１では、実際又は評価された固定子磁束Ψｓから補正された固定子磁束誤差Ψｓを有する基準固定子磁束Ψｓ，ｒｅｆへのシフトが示されている。
【００９７】
図１２はｍｓの単位の時間の関数として、特に０ｍｓから２．５ｍｓまでのホライズンにおける固定子磁束ベクトルΨｓ、Ψｓ，ｒｅｆと回転子磁束ベクトルΨｒの正規化されたαおよびβ成分の図を示している。図１１の軌跡はこのホライズンにも制限され、したがってΨｒの軌跡は図面の中間で停止している。
【００９８】
図１３はｍｓの単位の時間の関数として３相切換え位置38a、38b、38cと、相ａの切換え転移52の補正（時間オフセット）Δｔの図を示している。
【００９９】
図１４は切換え転移52の転移時間54を変更する効果を説明した図を示している。特に、１つの相、例えば相ａと電圧レベルｕ＝［−１，１］（即ち２レベルインバータ）、ｕ＝［−１，０，１］（即ち３レベルインバータ）またはｕ＝［−１，−０．５，０，０．５，１］（即ち５レベルインバータ）を有するインバータ12を考える。ＶＤＣは総ＤＣリンク電圧を示すものとする。その後、Δｔによる切換え転移52のシフトは次式による（ａ，ｂ，ｃ）固定子磁束ベクトルにおける変化に導かれる。  
【数２】
2012139092.tif 000004
【０１００】
ここで、Δｔはｐｕ（正規化された単位）で与えられる。２レベルインバータに基づく１例は図１４に示されている。ここで相ａにおけるΔｕａ１＝−２を有する負の切換え転移52aの遅延はしたがってこの相における電圧−秒と固定子磁束を増加し、他方で切換え転移を進めることは反対の効果を有し、即ち相ａの方向において磁束の振幅を減少させる。
【０１０１】
その後、ＭＰ３Ｃアルゴリズムが図１５に関して要約される。アルゴリズムは５つのステップを有する。これはディスクリートな時間ドメインで動作し、これはＴｓ秒毎に付勢される。サンプリング間隔Ｔｓは典型的に２５マイクロ秒または５０マイクロ秒である。制御問題は固定直交基準フレーム（α，β）で公式化され解かれる。
【０１０２】
ステップＳ10で、時間ステップｋにおいて、モジュール30は固定基準フレーム中の固定子および回転子磁束ベクトルを評価し、評価された固定子磁束ベクトルΨｓ＝［Ψｓα，Ψｓβ］と評価された回転子磁束ベクトルΨｒ＝［Ψｒα，Ψｒβ］を生成する。角度（Ψ）は磁束ベクトルの角度位置を示すものとし、｜Ψ｜はその大きさを示すものとする。ベクトルΨｓとΨｒは電気マシン14のマシンモデルに基づいて評価される。グリッド接続インバータ12の場合、磁束は前述したように仮想磁束に基づくことができる。
【０１０３】
制御装置の計算時間により誘起される遅延は、時間において前方にωｅＴｓによって即ち角度（Ψｓ）＝角度（Ψｓ）＋ωｅＴｓにしたがって回転磁束ベクトルΨｒによって、評価された固定子磁束ベクトルΨｓと評価された回転子磁束ベクトルΨｒを回転することにより補償されることができる。ここでωｅは電気マシン14の固定子周波数である。
【０１０４】
ステップＳ12で、モジュール32は基準角度γｒｅｆを計算する。この量の偏差についての図解要約については図１６を参照のこと。図１６は図７および１１に類似する図であり、（α，β）基準フレームにおける量を示している。
【０１０５】
最初に、マシンにより発生される電磁トルクＴｅが次式として書かれることができることを想起する。  
Ｔｅ＝ｋｒ｜Ψｓ｜・｜Ψｒ｜ｓｉｎ（γ）              （３）  
ここでγは固定子磁束ベクトルΨｓと回転子磁束ベクトルΨｒの間の角度であり、ｋｒは定数である。マシン14が十分に磁化されるとき、基準固定子磁束ベクトルΨｓ，ｒｅｆの大きさは１ｐｕに等しい。その後、回転子磁束ベクトル｜Ψｒ｜と所定の基準トルクＴｅ，ｒｅｆの所定の大きさでは、固定子と回転子の磁束ベクトルの間の所望の基準角度は次式のようになる。  
【数３】
2012139092.tif 000005
【０１０６】
回転子磁束Ψｒが非常に正確に評価されることができるので、この導出は可能である。幾つかのケースでは、モーター14は位置センサさえも有し、これは回転子の位置と、さらに回転子磁束の角度を直接測定する。
【０１０７】
その後、固定子磁束基準ベクトルΨｓ，ｒｅｆの角度は次式により計算される。  
角度（Ψｓ，ｒｅｆ）＝角度（Ψｒ）＋γｒｅｆ            （５）
基準固定子磁束ベクトルΨｓ，ｒｅｆ）はその後モジュール34により、例えばモジュール34に記憶されている表から角度（Ψｓ，ｒｅｆ）における固定子磁束ベクトルΨｓ，ｒｅｆの大きさ（長さ）を読み出すことにより得られる。この表は全ての最適化されたパルスパターンについて予め計算されることができる。図１６で、固定子磁束ベクトルの大きさの記憶された値は固定子磁束ベクトルΨｓの軌跡62のコーナー点により示される。別の可能性は選択された切換えシーケンス38から、即ち時間にわたって切換えシーケンスの電圧を積分することによりオンラインで大きさを計算することである。
【０１０８】
その後、固定子磁束誤差Ψｓ，ｅｒｒは基準磁束ベクトルΨｓ、ｒｅｆと評価された固定子磁束ベクトルΨｓとの差を形成することにより計算される。  
Ψｓ，ｅｒｒ＝Ψｓ、ｒｅｆ−Ψｓ          （６）
式（６）から、（ｉ）固定子磁束の基本成分と、（ii）固定子磁束のそれぞれの高調波内容との別々の評価を有する必要なく固定子磁束の誤差は直接的に計算されることができることが明白である。実時間で（ｉ）と（ii）を評価する観察者スキームを有する必要がないことは本発明の方法の簡潔性と確実性を増加する。前述の方法はそれ故、最新技術の軌跡追跡方法と比較するとき産業応用により適切である。
【０１０９】
ステップＳ14（図１５参照）は実際のパターン制御装置の応用を示しており、ここでは基準磁束モジュール40は固定子磁束誤差Ψｓ，ｅｒｒの振幅を最小にするようにあるホライズンＴにわたって切換えシーケンス38を変更する。換言すると、変更された切換えシーケンス42は固定子磁束誤差Ψｓ、ｅｒｒの助けにより切換えシーケンス38から発生される。
【０１１０】
パターン制御装置アルゴリズムは３つの形態で利用可能であり、これについては以下説明する。特に（１）二次計画（ＱＰ）に基づく制御アルゴリズム、（２）近似アクチブセットＱＰに基づく制御アルゴリズム、（３）デッドビート制御アルゴリズムに基づく制御アルゴリズムである。
【０１１１】
Ψｓ，ｅｒｒの最小化を試みる前に、付加的なパルスが切換えシーケンス38に挿入されることができる。これは非常に高速度のトルク応答が発生されるとき、例えばトルクコマンドのステップ変化に応答して、有効であり、観察された時間インターバル内で利用可能な適切な切換え転移は存在しない。半導体スイッチの最小のオン及びオフ時間は所望ならば切換え時間インスタントにしたがって制約を付加することにより課される。
【０１１２】
特に、付加的なパルスは負及び正の切換え転移52a、52b（例えば図１４参照）、即ち高から低の電圧レベルへの切換え転移と、その後に逆切換え転移（またはその逆）を同じ時間インスタントで挿入することにより挿入されることができる。パターン制御アルゴリズムはその後必要に応じて切換え転移を移動することができる。結果として、時間インスタントが等しくないならば、付加的なパルスが発生される。
【０１１３】
ステップＳ16で、サンプリング間隔内で生じる切換え転移は切換えシーケンス42、即ちインバータ12へ与えられる切換え転移から除去される。これは切換えシーケンス42の切換え角度とそれぞれの３相のポテンシャル値を記憶する検索表へのポインタを更新することにより実現されることができる。
【０１１４】
ステップＳ18で、サンプリング間隔にわたる切換えコマンド、即ち切換えインスタンス及び関連される変更された切換え位置が得られる。このステップでは、予測平衡アルゴリズムが使用されることができ、そのため多数のサンプリング間隔にわたる切換えコマンドが必要とされる可能性がある。変更された切換えシーケンス42は電圧レベルのみを含むことができ、これらの電圧レベルを発生する切換え位置を含まない。予測平衡アルゴリズムは、インバータ12のある内部状態、例えば中性点ポテンシャルが最適化される方法で切換え位置を選択できる。
【０１１５】
その後、アルゴリズムはステップＳ10で再度開始する。
【０１１６】
前述したように、切換えシーケンス38を切換えシーケンス42へ変更するアルゴリズムの異なる可能な実施形態が存在する（図３参照）。
【０１１７】
第１の実施形態は二次計画（ＱＰ）に基づく最適な制御アルゴリズムである。
【０１１８】
制御問題は二次計画（ＱＰ）として公式化されることができ、これは補正されていない磁束誤差（制御された変数）と切換えインスタント中の変化（操作された変数）を最小にする特別なタイプの数理最適化方法である。これは次式により公式化されることができる。  
【数４】
2012139092.tif 000006
【０１１９】
式（７）の第１の項は磁束誤差を最小にするためのものであり、第２の項はエントリΔｔｘｉを有するマトリックスΔｔで集められた時間シフトを最小にするものであり、ここでｘは相であり、ｉは切換えシーケンス38の切換え転移の指数である。加重ｑは非常に小さく選択されることができ、したがって磁束の補正に優先順位を与える。
【０１２０】
式（７）の不等式は切換え転移の時間インスタントｔｘｉにおける制約である。時間インスタントは切換え転移の次数（order）を維持しなければならず、ホライズン（即ち０とＴの間）内でなければならない。
【０１２１】
式（７）の第１の項では、Ψｓ，ｃｏｒｒは以下の磁束の補正である。
【数５】
2012139092.tif 000007
【０１２２】
式（８）は式（２）から得られ、式（１）のような３相に一般化される。Δｕｘｉは相ｘにおけるｉ番目の切換え転移の切換え転移（電圧レベルの変化）である。マトリックスＰは式（８）へ積分される。
【０１２３】
前述の公式化された問題を解いた後、磁束補正は全ての切換え転移をΔｔシフトすることにより実現され、即ち変更された切換えシーケンス42は時間オフセットまたは時間シフトΔｔｘｉにより変更された転移時間ｔｘｉを有する切換えシーケンス38である。
【０１２４】
この１例は図１７で示されており、図６の図と類似の図を有する。図１７はそれぞれ相ａ、ｂ、ｃについてのパルスパターン38a、38b、38cを有する切換えシーケンス38を示している。さらに図１７では、ＱＰに基づく最適な制御のための電流時間インスタントｋＴｓと固定長のホライズンＴが示されている。切換えインスタント（切換え転移の時間インスタント）の下限及び上限(制約)は矢印により示されている。６つの切換え転移はホライズンＴ内に入る。式（７）では、Δｔは切換え時間補正Δｔｘｉのベクトルを示している。例えば相ａでは、ｉ番目の転移の補正は次式により与えられる。  
Δｔａｉ＝ｔａｉ−ｔａｉ，ｒｅｆ            （９）
ここで、ｔａｉ，ｒｅｆは相ａにおけるパルスパターンのｉ番目の公称切換え時間を示している。切換え角度の対応する補正はΔδ＝ωｅΔｔであり、ここでωｅは０と１により制限され、Δｔはｐｕで与えられることに注意する。
【０１２５】
切換え時間は随意選択的に変更されることができず、これらは電流時間ｋＴｓおよび同じ相中の近隣切換え転移により制約される。２レベルインバータに基づいた例では、図１７を参照する。例えば相ｂ中の第１の切換え転移は第２の転移のｋＴｓと公称切換えインスタントとの間に位置するように制限される。相ｂにおける第２の切換え転移は同じ相の第３の転移の公称切換えインスタントまで遅延されるだけである。所定の相の転移のシフトは他の相とは独立して行われることに注意すべきである。
【０１２６】
パルスを予測するとき、特別に注意をすることが必要である。そのスケジュールされた時間ｔｒｅｆ前に切換え転移を指令するとき、これは公称切換え時間が経過するまで、即ちｋＴｓ≧ｔｒｅｆ、将来の時間インスタントにおける磁束補正にもつながり、換言すると電流サンプル時間期間に与えられる時間シフト補正が次の幾つかのサンプル期間で与えられるように貢献するならば、これは次のサンプル期間で再度補償されてはならない。したがって、次のサンプル期間において、公称的なスケジュールされた時間ｔｒｅｆがまだ生じていないならば、係属中の補正ｕｘｉ＊Δｔは依然として生じ、次の電流磁束誤差補正を決定するときに考慮されなければならない。これは公称的なスケジュールされた時間ｔｒｅｆが経過されるまで、即ちｋＴｓ≧ｔｒｅｆまで継続する。この将来の磁束補正は例えばバッファ中にそれを記憶し、ステップＳ12で磁束誤差を補正し、それに応じてバッファを更新することを考慮する必要がある。
【０１２７】
第２の実施形態は近似ＱＰに基づく最適な制御アルゴリズムである。実時間でＱＰを公式化し解くことは計算的に厳しい。しかし、計算は以下の簡潔化及び特徴により近似ＱＰ公式を考慮することにより非常に簡単にされることができる。
【０１２８】
第１に、（各切換え転移のための個々の時間変更の代わりに）相当り１つのΔｔのみを考慮する。換言すると、相当り、時間オフセット又はシフトΔｔｘｉは１つのΔｔｘに等しい。
【０１２９】
第２に、２つの反復を有するアクチブセットＱＰ公式を使用する。不等式の制約（即ち“≧”）に関する最適化問題では、問題は最初にこれらの制約を無視して解かれることができる。第２のステップで、制約が課され、侵害された制約は等式制約（即ち“＝”）として強化され、これはその後アクチブ制約と呼ばれる。
【０１３０】
特に、アクチブセットＱＰの１つの反復は以下のように要約されることができる。
【０１３１】
第１のステップで、各相の切換え転移の数を計算する。
【０１３２】
第２のステップで、タイミング性約を無視し、相当りの制約されていないΔｔｘを計算する。
【数６】
2012139092.tif 000008
【０１３３】
ここでＭは相当りの切換え転移の数および加重ｑの関数である３×２マトリックスであり、ｄｅｔ（Ｍ）はＭの決定因子であり、Ψｓ，ｅｒｒは（α，β）基準フレーム中の固定子磁束誤差である。（１０）は式（７）から得られ、即ちΔｔが式（７）に挿入されるならば、マトリックスＭと係数は式（７）において係数とマトリックスＰを消去する。
【０１３４】
（１０）の評価は最大でも２２の乗算と、１８の加算と、１つの除算であり、したがって計算的に簡単である。
【０１３５】
第３のステップで、制約を侵害する新しい切換え時間インスタント（即ち新しい切換え時間）を決定する。これらの制約はいわゆるアクチブ制約である。
【０１３６】
制約を侵害する新しい切換え時間インスタントを限定し、これらおよびこれらの関連される切換え転移を最適化問題から除去することによってこれらの値を固定する。換言すると、制約を侵害する切換え時間は制約の境界に限定される。例えばｔａｉ≧０が満足されるべきであるが満足されていないならば、ｔａｉは０に設定される。
【０１３７】
その後、新しい切換えインスタントから生じる磁束補正を計算し、それに応じて残り（まだ補正されていない）磁束誤差を更新する。
【０１３８】
第１の反復後、前述の反復は第２の反復として再度行われる。２つの反復を有するこの手順は計算的にかなり簡単である。最も重要なことは、計算的な複雑性は考慮された切換え転移の数に基本的に基づいておらず、したがってホライズンの長さに効率的に基づいていない。特に、マトリックスＭの寸法は常に３×２である。
【０１３９】
第３の実施形態はデッドビート制御アルゴリズムであり、これは３つの制御スキームの中で計算的及び概念的に最も簡単なものである。このデッドビートパルスパターン制御装置は次のような特徴を有する。加重ｑはゼロに設定される。ホライズンＴは変数であり、少なくとも２つの相が切換え転移を有するように電流時間ｋＴｓで開始する最小の時間インターバルとして決定される。
【０１４０】
デッドビート制御アルゴリズムを図１８を参照して説明する。図１８は図６と１７に類似しており、３相の２レベルパルスパターン38a、38b、38cと、デッドビート制御のための電流時間インスタントｋＴｓと可変長のホライズンＴを有する図を示している。切換えインスタント（時間インスタント）のための下限及び上限は矢印により示されている。
【０１４１】
デッドビート制御アルゴリズムは以下の４つのステップを有する。
【０１４２】
第１のステップで、次にスケジュールされた切換え転移を有する２相（この例では相ａとｂ）を決定する。これはデッドビート制御装置の可変長であるホライズンＴの長さを生じる。ホライズンＴ内の全ての切換え転移（切換え位置の公称時間インスタント及び変化）を決定する。
【０１４３】
第２のステップで、（α，β）基準フレームからの固定子磁束誤差Ψｓ，ｅｒｒを（ａ，ｂ，ｃ）基準フレームへ変換し、ここで３相のうち２つだけがアクチブである（ａとｂ、ａとｃ、またはｂとｃ）。
【０１４４】
第３のステップで、各相についての必要とされる切換え時間変更Δｔｒｅｑを（ａ，ｂ，ｃ）で計算する。  
Δｔｒｅｑ＝Ψｓ，ｅｒｒ／０．５Ｖｄｃ            （１１）
ここで、Ψｓ，ｅｒｒは（ａ，ｂ，ｃ）における磁束誤差ベクトルである。
【０１４５】
第４のステップで、ホライズン内に切換え転移を有する第１の相を通過する。公称切換え時間ｔｎｏｍと切換え転移Δｕを有するこの相中の各切換え転移に対して、以下の３つのサブステップを行う。
【０１４６】
第１に、ｔｎｅｗ＝ｔｎｏｍ−ｓｇｎ（Δｕ）Δｔｒｅｑ，ｉを設定し、ここでｓｇｎ（Δｕ）∈｛−１，＋１｝はそれぞれの相が切換える方向、即ち正または負の方向を示す。
【０１４７】
第２に、切換え時間にそれぞれの制約を課すことによってｔｎｅｗを制約する。
【０１４８】
第３に、必要とされる切換え時間変更を更新する。  
Δｔｒｅｑ，ｉ＝Δｔｒｅｑ，ｉ＋ｓｇｎ（Δｕ）（ｔｎｅｗ−ｔｎｏｍ）        （１２）
前述したようにｔはｐｕで与えられ、Δｕは［−１，１］にある。
【０１４９】
第４のステップで、切換え転移を有する第２の相について前述の手順を反復する。
【０１５０】
デッドビート制御装置は可能な限り迅速に固定子磁束誤差を除去することを目的とし、切換え時間における補正は不利益をもたらさないので、デッドビート制御装置は非常に高速度で積極的である傾向がある。しかし切換え時間における制約が重んじられる必要があるので、デッドビート制御装置がホライズン内の磁束誤差を十分に除去する保証はない。
【０１５１】
制御方法、即ち特に図１５を参照して前述したような内部ＭＰ３Ｃ制御ループは図１９および２０に示されている外部制御ループにより強化または補足されることができる。
【０１５２】
図１９は基準角度モジュール32の１実施形態を示している。前述したように、基準角度γｒｅｆは基準トルクＴｅ，ｒｅｆおよび評価された回転子磁束Ψｒに基づいており、Ｔｅ，ｒｅｆはモーター14の速度制御装置から供給されることができる。
【０１５３】
基準角度γｒｅｆのフィードフォワード制御サブモジュール64は基準角度γｒｅｆに対するフィードフォワード値を計算するために式（４）を使用する。このフィードフォワード値は基準角度γｒｅｆに対する低速度の制御サブモジュール66のオフセット補償により変更されることができる。サブモジュール66は評価されたトルクＴｅの大きさと基準トルクＴｅ，ｒｅｆの大きさとの差を受信しまたは決定し、例えばＰＩ制御装置を有する基準角度γｒｅｆに対してオフセット補償を決定するため差値を使用する。
【０１５４】
このようにして、図１９に示されている第１の制御ループは固定子と回転子磁束ベクトル間の基準角度を調節することによりトルクを調整する。
【０１５５】
図２０は変調指数モジュール48の１実施形態を示している。変調指数ｍのフィードフォワード制御サブモジュール68は変調指数ｍのフィードフォワード値を計算するために次式を使用する。  
【数７】
2012139092.tif 000009
【０１５６】
Ｖｄｃは評価されたＤＣリンク電圧であり、Ｖｄｃ，ｒｅｆはそれに基づいてＯＰＰが計算された基準ＤＣリンク電圧である。
【０１５７】
フィードフォワード値ｍは変調指数ｍに対する低速度の制御サブモジュール70のオフセット補償により増加されることができる。サブモジュール70は評価された回転子磁束Ψｒの大きさと基準回転子磁束Ψｒ，ｒｅｆの大きさとの差を受信又は決定し、例えばＰＩ制御装置を有する変調指数ｍのオフセット補償を決定するためにこの差値を使用する。代わりに又は付加的に、評価された固定子磁束Ψｓと基準固定子磁束Ψｓ，ｒｅｆはオフセットの決定に使用されることができる。
【０１５８】
このようにして、図２０に示されている第２の制御ループは変調指数ｍを調節することにより回転子（または固定子）磁束の大きさを調整する。低速度の回転子（または固定子）磁束制御装置70はしたがって変調指数ｍ、特にボルト−秒補正または実効的な変調指数を調節するためにＭＰ３Ｃアルゴリズムの内部ループからの幾つかの情報を使用できる。
【０１５９】
本発明を図面及び前述の説明で詳細に示し説明したが、このような例示および説明は発明の限定ではなく説明または例示として考えられ、本発明は説明された実施形態に限定されない。説明された実施形態に対する他の変化は、図面、明細書、請求の範囲の研究から当業者により理解され実行され、請求された発明を実施されることができる。請求項の中で、用語「具備する（comprising）」は他のエレメントまたはステップを除外せず、不定冠詞“ａ”または“ａｎ”は複数を除外しない。単一のプロセッサまたは制御装置または他のユニットは請求項で述べられたいくつかのアイテムの機能を満たすことができる。ある方法が相互に異なる従属請求項で述べられている事実は、これらの方法の組み合わせが有利に使用されることを示していない。請求項中の任意の参照符号は技術的範囲を限定すると解釈されてはならない。
【符合の説明】
【０１６０】
10、10’・・・電気システム、12・・・変換器、インバータ、ＶＤＣ・・・ＤＣリンク電圧、14・・・電気マシン（モーターまたは発電機）、16・・・変換器回路、スイッチ、18・・・制御装置、20・・・グリッド、22・・・変圧器及びフィルタ、24・・・グリッドインピーダンス、30・・・磁束評価モジュール、ｉｓ・・・瞬間電流、ｖｓ・・・瞬間電圧、Ψｓ・・・評価された固定子磁束、Ψｒ・・・評価された回転子磁束、Ｔｅ・・・評価されたトルク、32・・・基準角度モジュール、γｒｅｆ・・・基準角度、Ψｓ，ｒｅｆ・・・基準固定子磁束、Ｔｅ，ｒｅｆ・・・基準トルク、34・・・基準磁束モジュール、36・・・ＯＰＰパターンセレクタ、38・・・選択された切換えシーケンス、Ψｓ，ｅｒｒ・・・固定子磁束誤差、40・・・誤差最小化モジュール、42・・・変更された切換えモジュール、44・・・切換え位置モジュール、46・・・切換え位置のシーケンス、ｍ・・・変調指数、ｄ・・・パルス数、48・・・変調指数モジュール、50・・・最適化されたパルスパターン、52,52a,52b・・・切換え転移、54・・・切換え角度、56・・・電圧レベル、a,b,c・・・相、38a,38b,38c・・・相のパルスパターン、58・・・固定子磁束ベクトルの振幅、60・・・固定子磁束ベクトルの角度、62・・・固定子磁束ベクトルの軌跡、64・・・基準角度のフィードフォワード制御サブモジュール、66・・・基準角度の低速度の制御サブモジュール、68・・・変調指数のフィードフォワード制御サブモジュール、70・・・変調指数の低速度の制御サブモジュール。
【図１】
2012139092.tif 000010
【図２】
2012139092.tif 000011
【図３】
2012139092.tif 000012
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2012139092.tif 000016
【図８】
2012139092.tif 000017
【図９】
2012139092.tif 000018
【図１０】
2012139092.tif 000019
【図１１】
2012139092.tif 000020
【図１２】
2012139092.tif 000021
【図１３】
2012139092.tif 000022
【図１４】
2012139092.tif 000023
【図１５】
2012139092.tif 000024
【図１６】
2012139092.tif 000025
【図１７】
2012139092.tif 000026
【図１８】
2012139092.tif 000027
【図１９】
2012139092.tif 000028
【図２０】
2012139092.tif 000029
【外国語明細書】
2012139092000001.pdf