(57)【要約】【課題】物標とクラッタ源との相対速度差が小さいときにも十分にクラッタを抑圧することである。【解決手段】ドップラシフト周波数推定部３３１ａは、反射体からの複素受信信号Ｉ，Ｑに基づいて反射体のドップラシフト周波数を推定して、推定した値をドップラ推定値ωとする。擬似スペクトル生成部３３１ｂは、ドップラ推定値ωに対応する信号強度を複素受信信号Ｉ，Ｑに基づいて与えることにより、擬似スペクトルＵを生成する。ＣＦＡＲ処理部３３２は、クラッタの抑圧処理を、擬似スペクトルＵを用いて行なう。【選択図】図３
2012154887.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
反射体からの複素受信信号に基づいて前記反射体のドップラシフト周波数を推定して、推定した値をドップラ推定値とするドップラシフト周波数推定部と、
前記ドップラ推定値に対応する信号強度を前記複素受信信号に基づいて与えることにより擬似スペクトルを生成する擬似スペクトル生成部と、
前記複素受信信号に含まれるクラッタの抑圧処理を、前記擬似スペクトルを用いて行うクラッタ抑圧処理部と、
を備えるクラッタ除去器。
【請求項２】
前記ドップラシフト周波数推定部は、０から２πまでの周波数範囲を分割して複数の周波数区間を定義し、前記複数の周波数区間の中から前記ドップラ推定値が属する周波数区間を抽出し、
前記擬似スペクトル生成部は、前記ドップラ推定値が属する周波数区間での信号強度を前記複素受信信号に基づいて与え、前記ドップラ推定値が属する周波数区間を除く全ての周波数区間での信号強度を０にすることによって前記擬似スペクトルを生成する、
請求項１に記載のクラッタ除去器。
【請求項３】
前記ドップラシフト周波数推定部は、０から２πまでの周波数範囲を分割して複数の周波数区間を定義し、前記複数の周波数区間の中から前記ドップラ推定値が属する周波数区間を主区間として抽出し、
前記擬似スペクトル生成部は、前記主区間での信号強度を前記複素受信信号に基づいて与え、前記主区間近傍の周波数区間では前記主区間の信号強度より小さくかつ前記主区間に近い区間ほど前記主区間の信号強度に近い信号強度を与えることによって前記擬似スペクトルを生成する、
請求項１に記載のクラッタ除去器。
【請求項４】
前記ドップラシフト周波数推定部は、前記複素受信信号より得られるドップラスペクトルにおいて信号強度の最大値を与える周波数をドップラ推定値とする、
請求項１から３のいずれか一項に記載のクラッタ除去器。
【請求項５】
前記ドップラシフト周波数推定部は、前記複素受信信号を用いたパルスペア処理によってドップラ推定値を算出する、
請求項４に記載のクラッタ除去器。
【請求項６】
前記ドップラシフト周波数推定部は、前記複素受信信号を用いた離散フーリエ変換処理によってドップラ推定値を算出する、
請求項４に記載のクラッタ除去器。
【請求項７】
前記ドップラシフト周波数推定部は、
互いに中心周波数が異なる複数のフィルタと、
前記複数のフィルタのうちの最大値を出力するものの中心周波数を前記ドップラ推定値とする最大値選択器と、
を備える、請求項１に記載のクラッタ除去器。
【請求項８】
前記ドップラ推定値に応じたフィルタ処理を前記複素受信信号に施すフィルタ部を前記擬似スペクトル生成部の前段にさらに備える、
請求項１から７のいずれか一項に記載のクラッタ除去器。
【請求項９】
ドップラスペクトルの広がりを示す指標を算出する帯域幅推定部をさらに備え、
前記擬似スペクトル生成部は、前記指標が所定の値より大きいときには前記擬似スペクトルの全周波数にわたって信号強度を低減する、
請求項１から８のいずれか一項に記載のクラッタ除去器。
【請求項１０】
前記クラッタ抑圧処理部は、前記擬似スペクトルの信号強度を要素とする系列に定誤警報率（Ｃｏｎｓｔａｎｔ  Ｆａｌｓｅ  Ａｌａｒｍ  Ｒａｔｅ）処理を行う定誤警報率処理部を含む、
請求項1から９のいずれか一項に記載のクラッタ除去器。
【請求項１１】
前記クラッタ抑圧処理部の出力から受信データを合成する帯域合成部と、
前記ドップラシフト周波数推定部と前記擬似スペクトル生成部と前記クラッタ抑圧処理部と前記帯域合成部とが行う処理とは異なる処理を行って、前記複素受信信号に含まれるクラッタ成分を抑圧するドップラ処理部と、
前記帯域合成部の出力と前記ドップラ処理部の出力の平均値又は大きい方の値を出力する信号合成部と、
をさらに備える、
請求項１から１０のいずれか一項に記載のクラッタ除去器。
【請求項１２】
請求項１乃至１１のいずれか一項に記載のクラッタ除去器と、
レーダ送信信号を放射して得られるレーダ受信信号を前記クラッタ除去器へ出力する送受信部と、
を備える、レーダ装置。
【請求項１３】
反射体からの複素受信信号に基づいて前記反射体のドップラシフト周波数を推定して、推定した値をドップラ推定値とするドップラシフト周波数推定ステップと、
前記ドップラ推定値に対応する信号強度を前記複素受信信号に基づいて与えることにより擬似スペクトルを生成する擬似スペクトル生成ステップと、
前記複素受信信号に含まれるクラッタの抑圧処理を、前記擬似スペクトルを用いて行なうクラッタ抑圧処理ステップと、
を備える、クラッタ除去方法。
【請求項１４】
反射体からの複素受信信号に基づいて前記反射体のドップラシフト周波数を推定して、推定した値をドップラ推定値とする機能と、
前記ドップラ推定値に対応する信号強度を前記複素受信信号に基づいて与えることにより擬似スペクトルを生成する機能と、
前記複素受信信号に含まれるクラッタの抑圧処理を、前記擬似スペクトルを用いて行なう機能と、
をコンピューターに実現させるためのクラッタ除去用プログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、レーダにおけるクラッタの除去のためのクラッタ除去器及びクラッタ除去器を備えるレーダ装置並びに、レーダにおけるクラッタの除去のためのクラッタ除去方法及びクラッタ除去用プログラムに関する。
【背景技術】
【０００２】
レーダ装置では一般に、発射された電波の反射波をとらえることによって物標（航空機や船舶など）が検出され、検出された物標がディスプレイ上に表示される。ディスプレイに表示すべき物標の周りには波や雨などのクラッタ（不要な反射波）を発生する反射体が存在することもあるため、クラッタを抑圧する目的で、特許文献１（特許第３００６８１５号公報）や非特許文献１（吉田孝監修、改訂レーダ技術、社団法人電子情報通信学会、１９９６年、第２１７頁）に記載されているパルスドップラ処理が用いられる。パルスドップラ処理は、物標信号とクラッタとを両者のドップラシフト周波数の違いに基づいて分離し、クラッタを選択的に抑圧する。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかしながら、船舶やブイを探知するときに、特許文献１などに記載されているパルスドップラ処理でクラッタを抑圧しようとしても、レーダアンテナに対する物標の相対速度とレーダアンテナに対するクラッタ源の相対速度との差が小さいために物標信号とクラッタとのドップラシフト周波数の差も小さくなり、クラッタを十分に抑圧することができない場合がある。
【０００４】
本発明の目的は、物標とクラッタ源との相対速度差が小さいときにも十分にクラッタを抑圧することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
上記の課題を解決するためのクラッタ除去器は、反射体からの複素受信信号に基づいて反射体のドップラシフト周波数を推定して、推定した値をドップラ推定値とするドップラシフト周波数推定部と、ドップラ推定値に対応する信号強度を複素受信信号に基づいて与えることにより擬似スペクトルを生成する擬似スペクトル生成部と、複素受信信号に含まれるクラッタ成分を抑圧する処理を、擬似スペクトルを用いて行なうクラッタ抑圧処理部と、を備える。
【０００６】
このクラッタ除去器によれば、擬似スペクトルとして、従来のパルスドップラ処理が対象とするドップラスペクトルに比べて帯域幅の狭いスペクトルが得られる。クラッタ抑圧処理部において、このような擬似スペクトルを用いて信号強度の抑圧処理を行なうことにより、物標とクラッタ源との相対速度差が小さい場合でもこれらを分離してクラッタを選択的に抑圧することができる。
【０００７】
上記の課題を解決するためのクラッタ除去方法は、反射体からの複素受信信号に基づいて反射体のドップラシフト周波数を推定して、推定した値をドップラ推定値とするドップラシフト周波数推定ステップと、ドップラ推定値に対応する信号強度を複素受信信号に基づいて与えることにより擬似スペクトルを生成する擬似スペクトル生成ステップと、複素受信信号に含まれるクラッタ成分を抑圧する処理を、擬似スペクトルを用いて行なうクラッタ抑圧処理ステップと、を備える。
【０００８】
このクラッタ除去方法によれば、擬似スペクトルとして、従来のパルスドップラ処理が対象とするドップラスペクトルに比べて帯域幅の狭いスペクトルが得られる。クラッタ抑圧処理ステップにおいて、このような擬似スペクトルに基づいて受信データの信号強度を抑圧処理することにより、物標とクラッタ源との相対速度差が小さい場合でもこれらを分離してクラッタを選択的に抑圧することができる。
【０００９】
上記の課題を解決するためのクラッタ除去用プログラムは、反射体からの複素受信信号に基づいて反射体のドップラシフト周波数を推定して、推定した値をドップラ推定値とする機能と、ドップラ推定値に対応する信号強度を複素受信信号に基づいて与えることにより擬似スペクトルを生成する機能と、複素受信信号に含まれるクラッタ成分を抑圧する処理を、擬似スペクトルを用いて行なう機能と、をコンピューターに実現させる。
【００１０】
このクラッタ除去用プログラムによれば、擬似スペクトルとして、従来のパルスドップラ処理が対象とするドップラスペクトルに比べて帯域幅の狭いスペクトルが得られる。このような擬似スペクトルに基づいて受信データの信号強度を抑圧処理することにより、物標とクラッタ源との相対速度差が小さい場合でもこれらを分離してクラッタを選択的に抑圧することができる。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、物標とクラッタ源との相対速度差が小さいときにも、帯域幅が狭い擬似スペクトルを用いることにより、物標信号を損なうことなくクラッタを選択的に抑圧することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の第1実施形態に係るレーダ装置の概略構成を示すブロック図。
【図２】複素受信信号の配列構造を説明するための図。
【図３】第１実施形態に係るクラッタ除去器の概略構成を説明するためのブロック図。
【図４】物標に係る複素受信信号の振幅についての概念図。
【図５】物標に係る複素受信信号の位相についての概念図。
【図６】離散フーリエ変換によって得られるドップラスペクトルの模式図。
【図７】ドップラスペクトル生成部において１つの反射体から得られるドップラスペクトルを概念的に示す図。
【図８】擬似スペクトル生成部において一つの反射体から得られる擬似スペクトルを概念的に示す図。
【図９】擬似スペクトルを用いたＣＦＡＲ処理の効果を説明するための概念図。
【図１０】第1実施形態に係るクラッタ除去器の他の構成を示すブロック図。
【図１１】クラッタ除去の方法を説明するためのフローチャート。
【図１２】第２実施形態に係る信号処理部の概略構成を説明するためのブロック図。
【図１３】第３実施形態に係るクラッタ除去器の概略構成を説明するためのブロック図。
【図１４】第４実施形態に係るクラッタ除去器の概略構成を説明するためのブロック図。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
＜第１実施形態＞
以下、本発明の第１実施形態に係るレーダ装置について図面を用いて説明する。図１は、この船舶用レーダ装置の概略構成を示すブロック図である。図１に示すレーダ装置１００は、例えば船舶などに設けられ、海上の他船やブイ、陸地などの物標を検出するための船舶用レーダ装置である。図１に示すように、このレーダ装置１００は、アンテナ１、送受信部２、信号処理部３および表示装置４を備えている。以下、レーダ装置１００を構成する各要素について詳細に説明する。ここでは、レーダ装置の一例として船舶用レーダ装置について説明するが、本発明は、連続する送受信で位相のそろった受信信号が得られるレーダ装置に適用することができ、例えば、気象レーダ、港湾監視レーダ等の他の用途のレーダ装置にも適用することができる。このようなレーダ装置には、送信機に半導体増幅器を用いる固体化レーダ装置だけでなく、マグネトロンレーダ装置も含まれる。
【００１４】
〔アンテナ１の構成〕
このレーダ装置１００において、アンテナ１は、鋭い指向性を持ったパルス状電波（レーダ送信信号）のビームを送信するとともに、その周囲にある物標からの反射波を受信する。ビーム幅は、例えば２度に設定される。アンテナ１は、水平面内で回転しながら、上記の送信と受信を繰り返す。回転数は、例えば２４ｒｐｍである。アンテナ１が１回転する間に行う処理の単位を1スキャンとよぶ。また、レーダ送信信号を送信してから次のレーダ送信信号を送信する直前までの期間における送信と受信の動作をスイープとよぶ。１スイープの時間、すなわち送信周期は、例えば１ｍｓである。そして、１スイープ当たりの受信データ数をサンプル点数とよぶ。
【００１５】
アンテナ１では、レーダ送信信号を、ある方向へ集中して発射することで、物標からの反射波（物標信号）を含むレーダ受信信号を受信する。レーダ受信信号は、物標信号成分のほか、クラッタや他のレーダ装置からの電波干渉波や受信機雑音などの成分を含む場合もある。
【００１６】
アンテナ１から物標までの距離は、その物標信号を含むレーダ受信信号の受信時間と、当該レーダ受信信号に対応するレーダ送信信号の送信時間との時間差から求められる。また、物標の方位は、対応するレーダ送信信号を送信するときのアンテナ１の方位から求められる。
【００１７】
〔送受信部２の構成〕
送受信部２は、レーダ送信信号を生成してアンテナ１へ送出する。また、送受信部２は、アンテナ１からレーダ受信信号を取り込み、レーダ受信信号を周波数変換する。そのために、この実施形態では、送受信部２は、信号生成器２１、周波数変換器２２（第１周波数変換器）、局部発振器２３、送受切換器２４および周波数変換器２５（第２周波数変換器）を備える。
【００１８】
信号生成器２１は、同一の時間間隔で、または、異なる時間間隔で、中間周波数のレーダ送信信号を生成して周波数変換器２２へ出力する。この実施形態の説明において、上述した中間周波数のレーダ送信信号を同一の時間間隔で生成することは、レーダ送信信号の送信周期が一定となることを意味する。また、上述した中間周波数のレーダ送信信号を異なる時間間隔で生成することは、レーダ送信信号の送信周期が変化することを意味する。
【００１９】
この実施形態において、信号生成器２１が生成するレーダ送信信号は、例えば、チャープ信号として知られている周波数変調信号とするが、信号生成器２１が位相変調信号や無変調のパルスを生成する場合にも、レーダ装置１００は同様の構成をとることが可能である。なお、信号生成器２１によって生成されるパルスの帯域幅またはパルス幅は、表示装置４において設定されるレーダ映像の表示距離などに応じて変更することが可能である。
【００２０】
周波数変換器２２は、信号生成器２１の出力信号を局部発振器２３から出力されるローカル信号と混合し、信号生成器２１の出力信号を周波数変換して送受切換器２４へ出力する。周波数変換器２２の出力信号の周波数帯は、例えば、３ＧＨｚ帯または９ＧＨｚ帯などである。
【００２１】
送受切換器２４は、アンテナ１と接続可能に構成されている。送受切換器２４は、アンテナ１と送受信部２との間の信号の切り換えを行う。すなわち、この送受切換器２４では、送信時には、レーダ送信信号が受信回路（すなわち周波数変換器２５）に回り込まないようにし、受信時には、レーダ受信信号が送信回路（すなわち周波数変換器２２）に回り込まないようにする。送受切換器２４としては、例えば、サーキュレータ（Circulator）等の電子部品が用いられる。
【００２２】
周波数変換器２５は、送受切換器２４を介してアンテナ１から出力されるレーダ受信信号を取り込む。そして、周波数変換器２５は、レーダ受信信号を局部発振器２３から出力されるローカル信号と混合し、送受切換器２４の出力信号を中間周波数に変換して後段の信号処理部３へ出力する。
【００２３】
なお、図１の送受信部２では、増幅器やフィルタの図示を省略している。
【００２４】
〔信号処理部３の構成〕
信号処理部３は、レーダ受信信号をデジタル信号に変換して信号処理を行う。そのために、この実施形態では、信号処理部３は、Ａ／Ｄ（Analog to Digital）変換器３１、直交検波器３２、クラッタ除去器３３を備える。信号処理部３は、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）等のデジタル回路で実現することが可能である。
【００２５】
Ａ／Ｄ変換器３１は、周波数変換器２５（送受信部２）から出力されるアナログ値の中間周波数信号をデジタル信号に変換する。
【００２６】
直交検波器３２は、Ａ／Ｄ変換器３１から出力されるデジタル値の中間周波数信号（以下、レーダ受信信号Ｓと表記する。）を直交検波する。
【００２７】
具体的には、この実施形態では、直交検波器３２は、Ａ／Ｄ変換器３１の出力のレーダ受信信号Ｓから、Ｉ（In-Phase）信号およびこれとπ／２だけ位相の異なるＱ（Quadrature）信号を生成する。ここで、Ｉ信号，Ｑ信号（以下、適宜「Ｉ」，「Ｑ」と略記する。）はそれぞれレーダ受信信号Ｓの複素エンベロープ信号Ｚの実数部，虚数部である。以下では、複素エンベロープ信号Ｚをたんに複素受信信号Ｚとよぶ。複素受信信号Ｚの振幅は、（Ｉ２＋Ｑ２）１／２で表され、複素受信信号Ｚの位相は、ｔａｎ−１（Ｑ／Ｉ）で表される。
【００２８】
クラッタ除去器３３は、直交検波器３２の出力信号（Ｉ，Ｑ）から受信機雑音やクラッタを除去して、クラッタが除去された受信データを表示装置４に出力する。クラッタ除去器３３から出力される受信データは、方位と距離とで特定される各位置のレーダ受信信号Ｓの振幅値（帯域合成受信データＷ）である。このクラッタ等の除去処理や帯域合成受信データＷの生成については、後に詳細に説明する。
【００２９】
〔表示装置４の構成〕
表示装置４は、図示しないＣＰＵ、メモリおよび入力装置などのデバイスを備える。この表示装置４では、各スイープで得られた受信データ（帯域合成受信データＷ）を画像表示用のメモリに記憶するとともに、記憶したデータを所定の順序でこのメモリから読み出し、映像としてＬＣＤ（Liquid Crystal Display）などに表示する。
【００３０】
通常、レーダ映像は、レーダ装置（アンテナ）の位置を中心に鳥瞰的に表示される。表示の原点は、レーダ装置の位置に対応する。レーダ装置１００の操作者は、物標からの反射波の振幅（物標信号）がレーダ映像上で表示される位置から、その物標の方位と距離を認識することが可能になる。
【００３１】
このように、１スキャンによって得られるレーダ受信信号は、方位と距離の情報を持っている。ｋ番目のスイープで得られるレーダ受信信号は、１スキャンあたりのスイープ数をＫとし、１番目のスイープを基準に取る（０ｄｅｇとする）と、（ｋ／Ｋ）×３６０（ｄｅｇ）（０≦ｋ≦Ｋ−１）の方位にある反射体から得られるものである。同一の方位から得られるデータには、同一の方位番号を対応させる。ｋ番目のスイープで得られる受信データには方位番号ｋが与えられる。
【００３２】
また、各スイープのｎ番目のサンプリングで得られる受信データは、１スイープあたりのサンプル点数をＮとし、レンジ（アンテナ１を原点とする最大表示距離）をＬとすると、（ｎ／Ｎ）×Ｌ（０≦ｎ≦Ｎ−１）の距離にある反射体から得られるデータである。ｎ番目のサンプリングで得られる受信データには距離番号ｎが与えられる。
【００３３】
以下では、複素受信信号Ｚを方位番号ｋと距離番号ｎに関する２次元配列として扱い、この配列をＺ〔ｋ，ｎ〕で表す。配列の構成を図２に示す。横方向が方位に対応し、縦方向が距離に対応する。図２に斜線で示した要素はＺ〔ｋ０，ｎ０〕である。なお、以下では、複素受信信号Ｚ以外の信号についても、個別の配列要素を指定する場合には、その要素を示す番号を併記してＺ〔ｋ，ｎ〕のように示し、信号の種類を指定する場合には、要素を示す番号を省略してＺのように示す。
【００３４】
〔クラッタ除去器３３の構成〕
次に、信号処理部３のクラッタ除去器３３の構成について図３を参照して説明する。図３は、クラッタ除去器３３の構成を説明するためのブロック図である。図３に示すように、クラッタ除去器３３は、ドップラスペクトル生成部３３１とＣＦＡＲ処理部３３２と帯域合成部３３３とを備える。
【００３５】
ここで、従来のパルスドップラ処理と本発明によるクラッタ除去方法との違いを明確にするため、従来のパルスドップラ処理が対象とするドップラスペクトルについて説明する。ドップラスペクトルは、異なる複数のドップラシフト周波数を有する成分に受信信号を分解したとき、各成分の強度を示す値の組として定義される。
【００３６】
図４及び図５は、それぞれ、アンテナに向かって接近する物標からの複素受信信号Ｚの振幅と位相を、距離番号ｎを固定し、方位番号ｋを変えながらプロットしたグラフを概念的に示す図である。アンテナ１が回転しているため、複素受信信号Ｚの振幅は、図４に示すようにビームの中心が物標の方向を向くときは大きく、ビームの端が物標の方向を向くときには小さくなる。
【００３７】
１スイープあたりの位相の変化量は、相対速度に比例し、従って、ドップラシフトに比例する。ある物標の位置に対応する距離番号をｎ０、方位番号をｋ０とすると、図２に示す配列において〔ｋ０，ｎ０〕を中心として方位方向（横方向）に並ぶ複数の複素受信信号Ｚを抽出し、そのデータ列に離散フーリエ変換を施せばドップラスペクトルが得られる。レーダがアンテナを回転しながら送受信を繰り返すので、同一の物標からの受信信号を連続して得ることのできるスイープ数は、アンテナ回転速度、ビーム幅、送信周期によって制限される。従って、離散フーリエ変換によって得られるドップラスペクトルは、物標の相対速度が変化しなくても、このスイープ数に応じた広がりを持つことになる。また、雨や波のドップラスペクトルでは、ビームが照射する領域内における雨滴や波の動きの不均一性もその広がりの一因となる。
【００３８】
図６は、相対速度が８ノットの物標の周囲に相対速度が３ノットの白波が存在すると想定して、離散フーリエ変換によって得られる両者のドップラスペクトルを同一の座標にプロットしたグラフを模式的に示す図である。横軸は、相対速度ｖ＝送信パルスの波長λ×ドップラシフト周波数ｆｄ÷２の関係を用いることにより、ドップラシフト周波数を速度に換算して表示したものである。図６において、曲線ＤＴ１が物標のドップラスペクトルを示しており、曲線ＤＣ１が白波のドップラスペクトルを示している。上述の理由によって各スペクトルは広がり、互いに重なっている。
【００３９】
〔ドップラスペクトル生成部３３１の構成〕
図３に示すドップラスペクトル生成部３３１は、ドップラシフト周波数推定部３３１ａと擬似スペクトル生成部３３１ｂとを備えている。図３のドップラスペクトル生成部３３１は、図６に示したような従来のドップラスペクトルに替えて擬似スペクトルＵを生成して出力する。
【００４０】
まず、ドップラシフト周波数推定部３３１ａと擬似スペクトル生成部３３１ｂとが行なう擬似スペクトルＵを生成するための処理の概要について説明する。ドップラシフト周波数推定部３３１ａは、特定の距離及び特定の方位の位置にある反射体のドップラシフト周波数を１つ推定する。以下、ドップラシフト周波数を、「複素受信信号Ｚの、１スイープあたりの位相の変化量」で定義する。この推定されるドップラシフト周波数をドップラ推定値といい、記号ωを用いて表す。上記の定義により、ωは０から２πの値をとる（０≦ω＜２π）。擬似スペクトル生成部３３１ｂは、複素受信信号に基づいてこのドップラ推定値ωの信号強度を定め、ドップラ推定値ω以外又はドップラ推定値ωとその近傍以外の周波数での信号強度が極めて小さな値を持つ擬似的なスペクトル（擬似スペクトル）を生成する。
【００４１】
図７は、１つの反射体の複素受信信号から得られる従来のドップラスペクトルを示しており、図８は、１つの反射体から得られる擬似スペクトルを示している。図８に示す擬似スペクトルは、ドップラ推定値ωとその近傍以外の周波数の信号強度が０である線スペクトルである。図７と図８とを比較すると分かるように、擬似スペクトルの方が従来のドップラスペクトルよりもスペクトルの幅が狭くなる。図６に示された物標のドップラスペクトル（曲線ＤＴ１）の擬似スペクトルＰＴ１と白波のドップラスペクトル（曲線ＤＣ１）の擬似スペクトルＰＣ１とを生成して、図６と同じように両者の擬似スペクトルを同一の座標にプロットすると図９のようになり、スペクトルは重ならなくなる。そのため、後述するＣＦＡＲ処理では、クラッタが抑圧されても、物標信号は抑圧されないので、十分なクラッタ除去の効果が得られる。
【００４２】
〔ドップラ推定値ωの算出〕
次に、ドップラシフト周波数推定部３３１ａにおけるドップラ推定値ωの算出方法について説明する。ドップラシフト周波数推定部３３１ａにおいては、特定の距離ｎ＝ｎ０、特定の方位ｋ＝ｋ０のドップラ推定値ωは、方位ｋ０を中心として同じ距離ｎ０にある複数個（Ｍ個）の複素受信信号Ｚを用いて算出される。これらＭ個の複素受信信号Ｚを方位データ系列とよぶ。例えば、Ｍ＝５と設定されている場合、複素受信信号Ｚ〔ｋ０，ｎ０〕のドップラ推定値ωは、例えば、Ｚ〔ｋ０−２，ｎ０〕，Ｚ〔ｋ０−１，ｎ０〕，Ｚ〔ｋ０，ｎ０〕，Ｚ〔ｋ０＋１，ｎ０〕，Ｚ〔ｋ０＋２，ｎ０〕の５個の要素からなる方位データ系列に基づいて推定される。
【００４３】
ここでは、パルスペア処理によってドップラ推定値ωを算出する方法について説明する。説明を分かり易くするため、上述の方位データ系列の５個の複素受信信号Ｚ〔ｋ０−２，ｎ０〕，Ｚ〔ｋ０−１，ｎ０〕，Ｚ〔ｋ０，ｎ０〕，Ｚ〔ｋ０＋１，ｎ０〕，Ｚ〔ｋ０＋２，ｎ０〕を簡単にｚ〔０〕，ｚ〔１〕，ｚ〔２〕，ｚ〔３〕，ｚ〔４〕のように記載する。これらの共役複素数を＊で表し、例えばｚ〔０〕の共役複素数はｚ＊〔０〕のように表す。
【００４４】
方位データ系列の各要素と、その要素の一つ前の要素の共役複素数との積の総和、すなわち、ｚ〔１〕・ｚ＊〔０〕＋ｚ〔２〕・ｚ＊〔１〕＋ｚ〔３〕・ｚ＊〔２〕＋ｚ〔４〕・ｚ＊〔３〕をＲとおくと、ドップラ推定値ωは、ａｒｇ〔Ｒ〕で与えられる。ここで、ａｒｇ〔Ｒ〕は、Ｒの偏角を表す。このＲを複素相関係数とよぶ。
【００４５】
ドップラシフト周波数推定部３３１ａは、１スイープあたりのサンプル点数をＮとすると、距離番号ｎを０からＮ−１まで順に変えながら、Ｎ個のドップラ推定値ωを算出する。なお、上記の例では、方位データ系列の各要素と、その要素の一つ前の要素の共役複素数との積の総和を複素相関係数Ｒとしたが、積をとる共役複素数は一つ前のものに限られない。例えば二つ前のものであってもよく、一般に（Ｍ−１）だけ前のものを用いて推定できる。
【００４６】
〔擬似スペクトルＵの生成〕
擬似スペクトル生成部３３１ｂは、複素受信信号Ｚ〔ｋ０，ｎ０〕とドップラ推定値ωに基づいて図８に示したような擬似スペクトルＵを生成する。擬似スペクトル生成部３３１ｂは、０から２πの周波数範囲をＪ等分して定義されるＪ個の周波数区間を定義している。ドップラシフト周波数推定部３３１ａからドップラ推定値ωが入力されると、擬似スペクトル生成部３３１ｂは、ドップラ推定値ωがＪ個の周波数区間のうちの何番目の区間に属するかを算出する。ここでは、例えばｊ０番目の周波数区間にドップラ推定値ωが属しているものとする。
【００４７】
次に、擬似スペクトル生成部３３１ｂは、複素受信信号Ｚ〔ｋ０，ｎ０〕の絶対値をｊ０番目の周波数区間の信号強度にし、他の周波数区間の信号強度を０にして擬似スペクトルＵを生成する。そのようにすると、図８に示すような擬似スペクトルＵが得られる。
【００４８】
擬似スペクトル生成部３３１ｂは、１スイープあたりのサンプル点数をＮとすると、距離番号ｎを０からＮ−１まで順に変えながら、Ｎ個の擬似スペクトルを生成する。このＮ個の擬似スペクトルを２次元配列Ｕ〔ｊ，ｎ〕で表す。例えば、距離番号ｎ０の擬似スペクトルは、Ｕ〔ｊ，ｎ０〕で表される。ただし、０≦ｊ≦Ｊ−１である。
【００４９】
〔ＣＦＡＲ処理部３３２〕
距離と周波数の２次元に配置される擬似スペクトルＵ〔ｊ，ｎ〕の信号強度について、周波数区間をｊ０に固定すれば、距離番号ｎに関するデータ系列｛Ｕ〔ｊ０，ｎ〕｜０≦ｎ≦Ｎ−１｝が定義される。この系列はＮ個の要素を持つ。以下の説明では、この系列、すなわち、擬似スペクトルの配列Ｕ〔ｊ，ｎ〕の周波数区間（ｊ）を固定して得られる距離（ｎ）方向のデータ系列｛Ｕ〔ｊ，ｎ〕｜０≦ｎ≦Ｎ−１｝を帯域分割受信データとよぶ。
【００５０】
ＣＦＡＲ処理部３３２は、各周波数区間に対応する帯域分割受信データに対して、ＣＦＡＲ（Ｃｏｎｓｔａｎｔ  Ｆａｌｓｅ  Ａｌａｒｍ  Ｒａｔｅ）処理を行う。ＣＦＡＲ処理は、注目するデータを含む距離方向の強度データ系列に基づいて、クラッタあるいは受信機雑音の強度を推定し、推定した値を注目するデータから減算する。この処理によって、クラッタの強度が時間的、空間的に変動する場合であっても、減算後のクラッタの強度はほぼ一定の値をとることになる。従って、物標エコーの強度がクラッタの強度よりも十分に大きければ、減算後の強度データを適当な一定の閾値と比較することによって、クラッタだけを容易に除去することが可能になる。このＣＦＡＲ処理には、クラッタあるいはノイズの振幅の確率密度関数を仮定してクラッタの強度を推定するパラメトリックＣＦＡＲ及び、特定の確率密度関数を仮定しないノンパラメトリックＣＦＡＲのいずれを用いてもよい。例えば、パラメトリックＣＦＡＲのセル−アベレージ・ログ（Ｃｅｌｌ-Ａｖｅｒａｇｅ  ｌｏｇ）ＣＦＡＲ処理がＣＦＡＲ処理部３３２で行われ、雑音及びクラッタが抑圧される。
【００５１】
〔帯域合成部３３３〕
帯域合成部３３３には、周波数区間（ｊ）ごとにＣＦＡＲ処理の施された帯域分割受信データ系列がＣＦＡＲ処理部３３２から入力される。このデータ系列を｛Ｖ〔ｊ，ｎ〕｜０≦ｎ≦Ｎ−１｝で表す。帯域合成部３３３は、各距離番号ｎに関するＪ個の帯域分割受信データ｛Ｖ〔ｊ，ｎ〕｜０≦ｊ≦Ｊ−１｝の中の最大値を選択する。この最大値を帯域合成受信データとよびＷで表す。すなわち、帯域合成部３３３は、各スイープにおいて帯域合成受信データの系列｛Ｗ〔ｎ〕｜０≦ｎ≦Ｎ−１｝を出力する。また、クラッタ除去器３３はスイープごとに以上の全処理を繰り返す。したがって、クラッタ除去器３３は、１スキャンの間に、全ての方位番号（ｋ）とすべての距離番号（ｎ）に関する帯域合成受信データ｛Ｗ〔ｋ，ｎ〕｜０≦ｎ≦Ｎ−１，０≦Ｋ−１｝を生成する。
【００５２】
表示装置４は、帯域合成部３３３で生成された帯域合成受信データＷの値を色又は輝度に変換して映像表示する。
【００５３】
＜変形例１−１＞
上記実施形態のレーダ装置１００では、ドップラシフト周波数推定部３３１ａがパルスペア処理によってドップラ推定値を算出する場合について説明したが、他の方法でドップラ推定値ωを求めることもできる。例えば、離散フーリエ変換を用いてもドップラ推定値は求められる。まず、離散フーリエ変換を行なって、図７に示すようなドップラスペクトルを生成する。次に、生成されたドップラスペクトルのうち信号強度が最大になる周波数をドップラ推定値ωとする。
【００５４】
＜変形例１−２＞
上記実施形態のドップラスペクトル生成部３３１では、ドップラシフト周波数推定部３３１ａと擬似スペクトル生成部３３１ｂによって擬似スペクトルを生成する場合について説明したが、ドップラスペクトル生成部は、他の機器によって構成することもできる。
【００５５】
図１０は、他の構成のドップラスペクトル生成部３３１Ａを有するクラッタ除去器３３Ａの構成を示すブロック図である。ドップラスペクトル生成部３３１Ａは、中心周波数が異なるＪ個のフィルタｆ１，ｆ２，ｆ３…ｆＪと最大値選択器３３１ｃと擬似スペクトル生成部３３１ｄを備えている。例えば、各フィルタｆ１，ｆ２，ｆ３…ｆＪの中心周波数は、０から２πの周波数範囲をＪ等分して定義されるＪ個の各周波数区間の中心の周波数に設定される。最大値選択器３３１ｃは、これら複数のフィルタｆ１，ｆ２，ｆ３…ｆＪからの出力の絶対値を比較して、最大値を示すものを選択する。選択されたフィルタの中心周波数が上記実施形態のドップラ推定値ωになる。擬似スペクトル生成部３３１ｄは、上述の実施形態で説明したように、このドップラ推定値ωと複素受信信号Ｚを用いて擬似スペクトルＵを生成する。複素受信信号Ｚを用いるかわりに、選択されたフィルタからの出力を用いてもよい。
【００５６】
従って、上記実施形態と同様に、ドップラスペクトル生成部３３１Ａの出力をＣＦＡＲ処理部３３２で処理して、帯域合成部３３３で帯域合成することによって、物標とクラッタ源との相対速度差が小さいときにもドップラ推定値ωを用いて物標の信号成分と区別して十分にクラッタを抑圧することができる。
【００５７】
＜変形例１−３＞
上記実施形態のレーダ装置では、信号処理部３（クラッタ除去器３３）をハードウエアで構成した場合の例について示したが、信号処理部３（クラッタ除去器３３）の機能をソフトウエアによって実現するようにしてもよい。この場合には、ＲＯＭ等の記録媒体からプログラムを読み込んだＣＰＵ等の制御部が、実施形態の信号処理部３のＡ／Ｄ変換器３１以降の機能（例えば、図１１に示した一連の処理等）を実現することが可能となる。
【００５８】
図１１に沿って説明すると、まず、ステップＳ１０で、レーダ受信信号Ｓの直交検波を行なう。次に、直交検波によって得られた複素受信信号Ｚに基づいて、反射体のドップラ推定値ωの抽出を行なう（ステップＳ１１）。ドップラ推定値ωは、第１実施形態のドップラシフト周波数推定部３３１ａが行なったように、全ての方位番号ｋ及び全ての距離番号ｎで特定される位置について抽出される。
【００５９】
次に、ステップＳ１２で、ドップラ推定値ωに基づいて、ドップラスペクトルの生成を行なう。ドップラスペクトルの生成は、擬似スペクトル生成部３３１ｂが行なったように、複素受信信号Ｚの絶対値をドップラ推定値ωが属する周波数区間での信号強度とし、他の周波数区間での信号強度を０にすることにより、ドップラスペクトルとして擬似スペクトルＵを生成することによって行なわれる。
【００６０】
次に、ステップＳ１３では、擬似スペクトルの配列Ｕ〔ｊ，ｎ〕の周波数区間（ｊ）を固定して得られる距離（ｎ）方向のデータ系列｛Ｕ〔ｊ，ｎ〕｜０≦ｎ≦Ｎ−１｝、すなわち、帯域分割受信データに対するＣＦＡＲ処理が行われ、クラッタの抑圧処理が行われる。ステップＳ１３においてＣＦＡＲ処理が施された帯域分割受信データに基づいて帯域合成受信データＷを生成する（ステップＳ１４）。表示装置４で表示を行なうため、帯域合成受信データを映像表示データに変換する（ステップＳ１５）。
【００６１】
なお、図１１には、擬似スペクトルをドップラスペクトルとして生成する場合が示されているが、図１０に示されているように複数のフィルタｆ１〜ｆＪと最大値選択器３３１ｃを用いる構成についても、ソフトウエアで構成することができる。
【００６２】
＜変形例１−４＞
上記実施形態の擬似スペクトル生成部３３１ｂ,３３１ｄは、擬似スペクトルの生成において、ドップラ推定値ωに対応する周波数区間（「主区間」とよぶ）以外の周波数区間での信号強度を全て０にする。しかし、擬似スペクトル生成部は、擬似スペクトルの生成において、主区間の近傍の周波数区間での信号強度が、主区間の信号強度に応じた値をとるようにしてもよい。例えば、主区間の近傍の周波数区間においては主区間の信号強度のα倍（０＜α≦１）の信号強度をとるようにし、主区間に近い区間ほどαの値が大きくなるようにしてもよい。このようにすれば、クラッタに関する主区間が距離（ｎ）に応じてわずかに変動する場合であっても、主区間とその近傍の周波数区間では、擬似スペクトルが「０でない値」を距離方向に沿って連続的にとることになるので、ＣＦＡＲ処理部でクラッタがより確実に抑圧されることになる。
【００６３】
＜特徴＞
（１）ドップラスペクトル生成部３３１，３３１Ａは、距離番号ｎと方位番号ｋで特定される複数の位置について、物標やクラッタ源などの反射体のドップラシフト周波数を複素受信信号Ｚからそれぞれ推定して、推定した値をドップラ推定値ωとする。
【００６４】
ドップラスペクトル生成部３３１，３３１Ａでは、ドップラシフト周波数推定部３３１ａや最大値選択器３３１ｃにおいてドップラ推定値ωが出力される。そして、出力されたドップラ推定値ωを用いて擬似スペクトル生成部３３１ｂ，３３１ｄが擬似スペクトルＵを生成する。この擬似スペクトルＵは、ドップラ推定値ω以外又はドップラ推定値ωとその近傍以外での信号強度が０のスペクトルである。ＣＦＡＲ処理部３３２（クラッタ抑圧処理部）において、このような幅の狭い擬似スペクトルでＣＦＡＲ処理（クラッタの抑圧処理）が行われると、物標とクラッタ源の相対速度の差が小さい場合でも、物標信号とクラッタが異なる周波数区間に分離して属するので、物標信号を損なうことなくクラッタだけを抑圧することができる。
【００６５】
（２）擬似スペクトル生成部３３１ｂは、ドップラ推定値ωが０から２πまでの周波数範囲をＪ等分して定義された周波数区間のいずれに属するかを定めてドップラ推定値ωの属する周波数区間以外の信号強度を０にすることによって、ドップラ推定値ωの近傍以外での信号強度が０の擬似スペクトルＵを容易に生成することができる。このような擬似スペクトルＵを用いると、この周波数区間の幅に応じた分解能で物標とクラッタ源との分離が可能になる。
【００６６】
＜第２実施形態＞
次に、本発明の第２実施形態に係るレーダ装置について図１２を用いて説明する。第２実施形態に係るレーダ装置の構成は、信号処理部３Ｂの構成が第１実施形態の信号処理部３の構成と異なる点を除いて、第１実施形態のレーダ装置１００と同じである。従って、第２実施形態のレーダ装置の説明は、信号処理部３Ｂの構成に限定して行う。
【００６７】
図１２に示すように、信号処理部３Ｂは、レーダ装置１００と同様に、Ａ/Ｄ変換器３１と直交検波器３２とクラッタ除去器３３とを備えている。これらＡ/Ｄ変換器３１と直交検波器３２とクラッタ除去器３３において行われる処理は、信号処理部３について行った第１実施形態の説明の通りである。
【００６８】
信号処理部３Ｂは、それらに加えてパルスドップラ処理器３３Ｂと信号合成部３４とを備えている。パルスドップラ処理器３３Ｂは、クラッタ除去器３３に対して並列に設けられている。パルスドップラ処理器３３Ｂは、複素受信信号Ｚに対してパルスドップラ処理を行う。パルスドップラ処理器３３Ｂで行われるパルスドップラ処理は、特許文献１や非特許文献１に記載されているような従来と同様のパルスドップラ処理である。そのため、パルスドップラ処理器３３Ｂが行う処理は、クラッタ除去器３３が行う処理とは異なるものになる。
【００６９】
信号合成部３４は、クラッタ除去器３３の出力とパルスドップラ処理器３３Ｂの出力の平均値を出力するよう構成される。あるいは、信号合成部３４は、クラッタ除去器３３の出力とパルスドップラ処理器３３Ｂの出力とを比較して大きい方を出力するよう構成される。
【００７０】
＜変形例２−１＞
上記第２実施形態の説明では、図１に示した第１実施形態の信号処理部３にパルスドップラ処理器３３Ｂと信号合成部３４を増設する場合について説明したが、図１０に示すクラッタ除去器３３Ａを持つレーダ装置の信号処理部に、パルスドップラ処理器３３Ｂと信号合成部３４を増設することもできる。
【００７１】
＜変形例２−２＞
上記第２実施形態のレーダ装置では、信号処理部３Ｂ（クラッタ除去器３３、パルスドップラ処理器３３Ｂ及び信号合成部３４）をハードウエアで構成した場合の例について示したが、信号処理部３Ｂ（クラッタ除去器３３、パルスドップラ処理器３３Ｂ及び信号合成部３４）の機能をソフトウエアによって実現するようにしてもよい。
【００７２】
＜特徴＞
第１実施形態のレーダ装置１００では、個々の複素受信信号Ｚが物標信号成分とクラッタ成分の両方を含み、クラッタ成分が物標信号成分と同程度以上に大きいときに、クラッタと物標信号の両方を抑圧してしまう場合がある。このような場合であっても、物標とクラッタ源の相対速度差がドップラスペクトルの帯域幅よりも大きければ、パルスドップラ処理器３３Ｂが物標信号を抑圧せずにクラッタを抑圧することができる。
【００７３】
信号合成部３４では、クラッタ除去器３３の出力とパルスドップラ処理器３３Ｂの出力の平均又は大きい方を出力するため、クラッタ除去器３３で物標信号が抑圧される場合でも、パルスドップラ処理器３３Ｂの出力によって補完される。それにより、個々の複素受信信号Ｚが物標信号成分とクラッタ成分の両方を含む位置においても、従来のパルスドップラ処理と同等以上にクラッタを抑圧することができる。
【００７４】
＜第３実施形態＞
次に、本発明の第３実施形態に係るレーダ装置について図１３を用いて説明する。第３実施形態に係るレーダ装置の構成は、信号処理部３Ｃのドップラスペクトル生成部３３１Ｃの構成が第１実施形態の信号処理部３のドップラスペクトル生成部３３１と異なる点を除いて、第１実施形態のレーダ装置１００と同じになる。従って、第３実施形態のレーダ装置の説明は、ドップラスペクトル生成部３３１Ｃの構成に限定して行う。
【００７５】
図１３に示すように、ドップラスペクトル生成部３３１Ｃは、図３に示すドップラスペクトル生成部３３１と同様に、ドップラシフト周波数推定部３３１ａと擬似スペクトル生成部３３１ｂとを備えている。これらドップラシフト周波数推定部３３１ａと擬似スペクトル生成部３３１ｂで行われる処理は、ドップラスペクトル生成部３３１について説明したものと同じであるので説明を省略する。
【００７６】
ドップラスペクトル生成部３３１Ｃには、ドップラスペクトル生成部３３１には設けられていなかったフィルタ部３３１ｅが直交検波器３２と擬似スペクトル生成部３３１ｂとの間に増設されている。フィルタ部３３１ｅは、直交検波器３２から出力される複素受信信号Ｚに対して、ドップラシフト周波数推定部３３１ａから与えられるドップラ推定値ωに応じてフィルタ処理を行う。
【００７７】
フィルタ部３３１ｅは、方位データ系列についてドップラ推定値ωに近いものほど通過し易いフィルタ処理を施す。
【００７８】
フィルタ部３３１ｅのフィルタ処理の具体例を説明すると次のようになる。フィルタ部３３１ｅのフィルタ係数ｈ（ｍ）をｅ−ｊωｍ（ｍ＝０，１，２，…，Ｍ−１）のように定義する。ここで、ｊは虚数単位であり、ωはドップラ推定値である。そして、フィルタ部３３１ｅでは、フィルタ係数ｈと方位データ系列の要素との積和演算が実行される。すなわち、フィルタ係数ｈと方位データ系列の要素との積の総和でフィルタ処理後の複素受信信号Ｚｆが与えられる。例えば、複素受信信号Ｚ〔ｋ０，ｎ０〕の方位データ系列の要素がＺ〔ｋ０−２，ｎ０〕，Ｚ〔ｋ０−１，ｎ０〕，Ｚ〔ｋ０，ｎ０〕，Ｚ〔ｋ０＋１，ｎ０〕，Ｚ〔ｋ０＋２，ｎ０〕であれば、フィルタ処理後の複素受信信号Ｚｆ〔ｋ０，ｎ０〕は、Ｚ〔ｋ０−２，ｎ０〕＋Ｚ〔ｋ０−１，ｎ０〕・ｅ−ｊω＋Ｚ〔ｋ０，ｎ０〕・ｅ−ｊ２ω＋Ｚ〔ｋ０＋１，ｎ０〕・ｅ−ｊ３ω＋Ｚ〔ｋ０＋２，ｎ０〕・ｅ−ｊ４ωで与えられる。
【００７９】
＜変形例３−１＞
上記第３実施形態の説明では、第１実施形態のドップラスペクトル生成部３３１をドップラスペクトル生成部３３１Ｃに置換えた場合について説明したが、上記第２実施形態のクラッタ除去器３３を第３実施形態のクラッタ除去器３３Ｃに置き換えることもできる。
【００８０】
＜変形例３−２＞
上記第３実施形態のレーダ装置では、信号処理部３Ｃ（クラッタ除去器３３Ｃ）をハードウエアで構成した場合の例について示したが、信号処理部３Ｃ（クラッタ除去器３３Ｃ）の機能をソフトウエアによって実現するようにしてもよい。
【００８１】
＜特徴＞
フィルタ部３３１ｅにおいて複素受信信号Ｚｆ〔ｋ０，ｎ０〕を計算する式から分かるように、物標信号に対しては方位データ系列の隣り合う要素間での位相の変化量がドップラ推定値ωと一致するので、方位データはフィルタ処理によって同位相で加算される。すなわち、物標信号の方位データ系列は、たがいに強めあう。一方、受信機雑音はランダムに変動するので、同位相では加算されない。したがって、このようなフィルタ部３３１ｅによるドップラ推定値ωに応じたフィルタ処理を施すと、受信機雑音に対する物標信号の信号対雑音比（Ｓ/Ｎ）が向上する。すなわち、クラッタを抑圧すると同時に受信機雑音も抑圧できる。
【００８２】
＜第４実施形態＞
次に、本発明の第４実施形態に係るレーダ装置について図１４を用いて説明する。第４実施形態に係るレーダ装置の構成は、信号処理部３Ｄのドップラスペクトル生成部３３１Ｄの構成が第１実施形態の信号処理部３のドップラスペクトル生成部３３１と異なる点を除いて、第１実施形態のレーダ装置１００と同じである。従って、第４実施形態のレーダ装置の説明は、ドップラスペクトル生成部３３１Ｄの構成に限定して行う。
【００８３】
図１４に示すように、ドップラスペクトル生成部３３１Ｄは、図３に示すドップラスペクトル生成部３３１と同様に、ドップラシフト周波数推定部３３１ａを備えている。ドップラシフト周波数推定部３３１ａで行われる処理は、ドップラスペクトル生成部３３１について説明したものと同じであるので説明を省略する。
【００８４】
ドップラスペクトル生成部３３１Ｄには、ドップラスペクトル生成部３３１には設けられていなかった帯域幅推定部３３１ｆが直交検波器３２と擬似スペクトル生成部３３１ｇとの間に増設されている。帯域幅推定部３３１ｆは、直交検波器３２から出力される複素受信信号Ｚについてドップラスペクトルの広がりを示す帯域幅指標σを算出する。
【００８５】
帯域幅指標σは、複素相関係数Ｒを用いて、σ＝１−｜Ｒ｜／Ｒ０のように定義され、Ｒ０は次式で与えられる。すなわち、Ｒ０＝｜Ｚ〔ｋ０−２，ｎ０〕・Ｚ〔ｋ０−１，ｎ０〕｜＋｜Ｚ〔ｋ０−１，ｎ０〕・Ｚ〔ｋ０，ｎ０〕｜＋｜Ｚ〔ｋ０，ｎ０〕・Ｚ〔ｋ０＋１，ｎ０〕｜＋｜Ｚ〔ｋ０＋１，ｎ０〕・Ｚ〔ｋ０＋２，ｎ０〕｜である。従って、この帯域幅指標σは必ず０以上かつ１以下の値をとる。帯域幅推定部３３１ｆで推定された帯域幅指標σは、擬似スペクトル生成部３３１ｇに出力される。
【００８６】
擬似スペクトル生成部３３１ｇは、第１実施形態において説明した擬似スペクトル生成部３３１ｂと同様の機能を備えている。そしてさらに、擬似スペクトル生成部３３１ｂの機能に加えて、帯域幅指標σの値に応じて擬似スペクトルの全ての周波数にわたって信号強度を０に設定する機能を擬似スペクトル生成部３３１ｇは備えている。すなわち、擬似スペクトル生成部３３１ｇは、予め設定されている所定値より帯域幅指標σが大きければ、対応する擬似スペクトルの全要素を０にする。
【００８７】
＜変形例４−１＞
上記第４実施形態の説明では、第１実施形態のドップラスペクトル生成部３３１をドップラスペクトル生成部３３１Ｄに置換えた場合について説明したが、上記第１実施形態の変形例として示したクラッタ除去器３３Ａに帯域幅推定部３３１ｆを増設することもできる。その場合には、最大値選択器３３１ｃに、予め設定されている所定値より帯域幅指標σが大きければ、対応するドップラスペクトルの全要素を０にする機能を持たせる。
【００８８】
＜変形例４−２＞
上記第４実施形態の説明では、第１実施形態のドップラスペクトル生成部３３１をドップラスペクトル生成部３３１Ｄに置換えた場合について説明したが、上記第２実施形態のクラッタ除去器３３を第４実施形態のクラッタ除去器３３Ｄに置き換えることもできる。
【００８９】
＜変形例４−３＞
上記第４実施形態の説明では、第１実施形態のドップラスペクトル生成部３３１をドップラスペクトル生成部３３１Ｄに置換えた場合について説明したが、上記第３実施形態のクラッタ除去器３３Ｃに帯域幅推定部３３１ｆを追加して、第３実施形態の擬似スペクトル生成部３３１ｂを第４実施形態の擬似スペクトル生成部３３１ｇに置き換えることもできる。
【００９０】
＜変形例４−４＞
上記第４実施形態のレーダ装置では、信号処理部３Ｄ（クラッタ除去器３３Ｄ）をハードウエアで構成した場合の例について示したが、信号処理部３Ｄ（クラッタ除去器３３Ｄ）の機能をソフトウエアによって実現するようにしてもよい。
【００９１】
＜変形例４−５＞
上記第４実施形態では、方位データ系列のドップラスペクトルの広がりを示す指標に帯域幅指標σを用いたが、方位データ系列のドップラスペクトルの広がりを示す指標に他の指標を用いることもできる。例えば、離散フーリエ変換によって得たドップラスペクトルに基づいて、その広がりの指標を算出するようにしてもよい。
【００９２】
＜特徴＞
方位データ系列に受信機雑音だけが含まれるときには、方位データ系列の各要素が互いに独立でランダムな値をとることによって相関係数Ｒが小さくなるため、帯域幅指標σは比較的大きな値をとる。また、方位データ系列に他レーダからの干渉が含まれるときには、方位データ系列の特定の要素だけが著しく大きな値をとるので、相関係数Ｒに対してＲ０が大きな値をとるため、帯域幅指標σは比較的大きな値をとる。
【００９３】
このように方位データ系列に受信機雑音だけが含まれる場合や他レーダからの干渉が含まれる場合にドップラスペクトルの全ての要素を０にすることができるので、受信機雑音や干渉を抑圧することができ、物標をさらに安定して検出することができる。
【符号の説明】
【００９４】
１  アンテナ
２  送受信部
３  信号処理部
４  表示装置
３３，３３Ａ，３３Ｃ，３３Ｄ  クラッタ除去器
３４  信号合成部
３３１，３３１Ａ，３３１Ｃ，３３１Ｄ  ドップラスペクトル生成部
３３１ａ  ドップラシフト周波数推定部
３３１ｂ，３３１ｄ，３３１ｇ  擬似スペクトル生成部
３３１ｃ  最大値選択器
３３１ｅ  フィルタ部
３３１ｆ  帯域幅推定部
３３２  ＣＦＡＲ処理部
３３３  帯域合成部
【先行技術文献】
【特許文献】
【００９５】
【特許文献１】特許第３００６８１５号公報
【非特許文献１】吉田孝監修、改訂レーダ技術、社団法人電子情報通信学会、１９９６年、第２１７頁
【図１】
2012154887.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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