(57)【要約】【課題】本発明は、入力された時間信号に所定の処理を施す電子装置において、その時間信号の振幅が極大となる時点を識別する到来時点識別装置に関し、ＳＮ比の著しい低下を伴い、あるいはレベルが過度に低い時間信号であっても、振幅が極大となる時点を精度よく安定に識別できることを目的とする。【解決手段】既知の数の周波数で共振する共振回路のモデルに、時間軸上における前記既知の数の時点で振幅が極大となる時間信号の周波数スペクトルをあてはめることにより、前記共振回路の伝達関数の係数を得るスペクトル推定手段と、前記係数に含まれる前記既知の数の周波数を前記既知の数の時点に換算する換算手段とを備える。【選択図】図１
2012154853.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
既知の数の周波数で共振する共振回路のモデルに、時間軸上における前記既知の数の時点で振幅が極大となる時間信号の周波数スペクトルをあてはめることにより、前記共振回路の伝達関数の係数を得るスペクトル推定手段と、
前記係数に含まれる前記既知の数の周波数を前記既知の数の時点に換算する換算手段と
を備えたことを特徴とする到来時点識別装置。
【請求項２】
請求項１に記載の到来時点識別装置において、
前記伝達関数を前記既知の数に適した関数に維持する制御手段を備えた
ことを特徴とする到来時点識別装置。
【請求項３】
請求項１または請求項２に記載の到来時点識別装置において、
スペクトル拡散処理に基づいて生成された入力信号の周波数スペクトルを周波数領域で逆拡散し、前記時間信号の周波数スペクトルを得る逆拡散手段を備えた
ことを特徴とする到来時点識別装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力された時間信号に所定の処理を施す電子装置において、その時間信号の振幅が極大となる時点を識別する到来時点識別装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＧＰＳ(Global
Positioning System)を含むＧＮＳＳ(Global Navigation Satellite System)の受信機では、その内部で設定される搬送波周波数やコード位相の下で生成された参照信号との相関により得られた相関値が既定の閾値を超える受信波がＧＰＳ衛星から到来した信号として測位演算に供される。
【０００３】
図５は、従来のＧＰＳ受信機に備えられたコード位相検出部の構成例を示す図である。
図において、ＦＦＴ部３１の入力にはＧＰＳ衛星から到来した受信波が入力され、そのＦＦＴ部３１の出力は乗算器３２の一方の入力に接続される。ＦＦＴ部３３の入力には既述の参照信号が入力され、そのＦＦＴ部３３の出力は複素共役部３４を介して乗算器３２の他方の入力に接続される。乗算器３２の出力はＩＦＦＴ部３５の入力に接続され、そのＩＦＦＴ部３５の出力には既述の相関の結果が得られる。
【０００４】
このような構成の受信機では、受信波は、ＦＦＴ部３１によってフーリエ変換されることによって、その受信波の周波数スペクトルを示す信号（以下、「受信スペクトル信号」という。）に変換される。
【０００５】
一方、受信機内で生成された参照信号は、ＦＦＴ部３３によってフーリエ変換されることによって、その参照信号の周波数スペクトルを示す信号（以下、「参照スペクトル信号」という。）に変換される。このような参照スペクトル信号は、複素共役部３４によって複素共役な信号（以下、「共役参照スペクトル信号」という。）に変換される。
【０００６】
乗算器３２は、上記受信スペクトル信号と共役参照スペクトル信号との積をとる。
ＩＦＦＴ部３５は、その積として得られた周波数領域の信号を逆フーリエ変換することによって、既述の受信波と参照信号との相関の結果を得る。
【０００７】
このような相関の結果が得られる処理の過程では、上記受信波と参照信号との相関が全てのコード位相に亘って一括してとられるため、時間軸上における同様の処理に比べて、コード位相の値域の全域に亘る探索が大幅に高速化される。
【０００８】
なお、本発明に関連性がある先行技術としては、後述する特許文献１に開示されるように、「送信された複数のパルス信号のエコー信号を受信してサンプリングデータとし、このサンプリングデータを用いて離散フーリエ変換を行って得られる信号からＭＥＭ法やＡＲ法などのスペクトル推定手法を用いてベースバンドのスペクトルのピーク周波数を求める」ことにより、「パルスビーム方式で高精度にドップラ周波数を測定することができ」点に特徴があるドップラ周波数測定方法がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開２０００−１６２３１７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
ところで、図５に示す従来例では、例えば、マルチパス、干渉、妨害等に起因して振幅の尖頭値が比較的大きい雑音が受信波に重畳された場合には、その雑音のパルス幅や電力が極めて小さい場合であっても、図６に示すように、既述の相関の結果が閾値を超える時点に誤りや誤差が生じる。
【００１１】
したがって、従来例では、ＧＰＳ衛星から真に到来した受信波ではない信号、あるいは反射、屈折、回折等が生じる好ましくない伝搬路を介して到来した信号に基づいて測位演算が行われ、その測位演算の信頼性や精度が著しく低下する可能性が高かった。
【００１２】
しかし、このような測位演算の信頼性や精度の低下については、特に、携帯電話等の小型の端末に内蔵されるＧＰＳ受信機では、ビル等の建造物のおくまった部位における測位の可能性や実用性（例えば、端末のユーザによる警察署や消防署への迅速かつ的確な緊急通報）が阻まれる大きな要因であるため、根本的な解消が強く要望されていた。
【００１３】
本発明は、マルチパス、干渉、妨害等に起因するＳＮ比の著しい低下を伴い、あるいはレベルが過度に低い時間信号であっても、振幅が極大となる時点を精度よく安定に識別できる到来時点識別装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
請求項１に記載の発明では、スペクトル推定手段は、既知の数の周波数で共振する共振回路のモデルに、時間軸上における前記既知の数の時点で振幅が極大となる時間信号の周波数スペクトルをあてはめることにより、前記共振回路の伝達関数の係数を得る。換算手段は、前記係数に含まれる前記既知の数の周波数を前記既知の数の時点に換算する。
【００１５】
すなわち、上記時間信号は、マルチパス、干渉、妨害等に起因して振幅の尖頭値が比較的大きい雑音が重畳された場合であっても、振幅が極大となる既知の数の時点が安定に精度よく求められる。
【００１６】
請求項２に記載の発明では、請求項１に記載の到来時点識別装置において、制御手段は、前記伝達関数を前記既知の数に適した関数に維持する。
【００１７】
すなわち、時間信号の振幅が極大となる時点は、その時点の数が変化しても既知であるならば、安定に精度よく求められる。
【００１８】
請求項３に記載の発明では、請求項１または請求項２に記載の到来時点識別装置において、逆拡散手段は、スペクトル拡散処理に基づいて生成された入力信号の周波数スペクトルを周波数領域で逆拡散し、前記時間信号の周波数スペクトルを得る。
【００１９】
すなわち、スペクトル拡散処理に基づいて生成された入力信号であっても、上記時間信号に変換されることにより、本発明に基づいて振幅が極大となる時点が安定に精度よく求められる。
【発明の効果】
【００２０】
本発明が適用された電子装置は、時間信号のＳＮ比やレベルが広範に変化する環境においても、ハードウェアの構成が大幅に変更されることなく、その時間信号に基づいて行われるべき信号処理の信頼性や安定性が高められ、かつ多様な分野に適用可能となる。
【００２１】
また、本発明は、衛星航法や無線航法に基づいて測位や測距を行う装置だけではなく、例えば、距離、位置および数が多様に変化し得る目標を検知するレーダ信号処理等の多様な信号処理にも適用可能となる。
【００２２】
さらに、本発明は、例えば、無線伝送路の形成や維持のために行われる相関処理の正常性、精度、安定性が要求されるスペクトル拡散通信方式の通信系や伝送系にも適用可能となる。
【００２３】
したがって、本発明が適用された電子装置は、広範かつ多様に変化し得る環境において所望の性能や信頼性が安価に確度高くかつ安定に維持され、さらに、価格性能比に併せて付加価値が高められる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】本発明の一実施形態を示す図である。
【図２】本実施形態における共振回路モデルフィッティング部の動作フローチャートである。
【図３】本実施形態の作用効果を示す図である。
【図４】本実施形態の構成の他の態様を示す図である。
【図５】従来のＧＰＳ受信機に備えられたコード位相検出部の構成例を示す図である。
【図６】従来例の課題を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
以下、図面に基づいて本発明の実施形態について詳細に説明する。
図１は、本発明の一実施形態を示す図である。
図において、図５に示すものと機能および構成が同じものについては、同じ符号を付与し、ここではその説明を省略する。
【００２６】
本実施形態と図５に示す従来例との構成の相違点は、ＩＦＦＴ部３５に代えて、縦続接続された共振回路モデルフィッティング部１１および相関ピーク検出部１２が備えられた点にある。
【００２７】
図２は、本実施形態における共振回路モデルフィッティング部の動作フローチャートである。
本発明の特徴は、本実施形態では、後述するように共振回路モデルフィッティング部１１および相関ピーク検出部１２が連係して行う処理の手順にある。
【００２８】
以下、図１を参照して本実施形態の原理を説明する。
乗算器３２によって得られる受信スペクトル信号と共役参照スペクトル信号との積は、ＧＰＳ衛星から到来した受信波に雑音が重畳されていない場合には、一般に、そのＧＰＳ衛星と該当する受信機との距離を示す「１つのみの周波数」の正弦波信号となる。
【００２９】
本実施形態では、単峰の共振特性を有する共振回路のモデルに、乗算器３２が周波数領域で行う乗算の結果をあてはめる（フィッティングする）ことによって、「上記１つのみの周波数」に相当するコード位相を特定するスペクトル推定が行われる。
なお、本実施形態では、共振回路モデルフィッティング部１１は、既述の「乗算の結果」として与えられる受信スペクトル信号と共役参照スペクトル信号との積が周波数領域の信号であるにもかかわらず、時間信号と見なすことによって後述する処理が行われる。したがって、以下では、このような「乗算の結果」については、「仮想時間信号」と称する。
【００３０】
〔共振回路のモデル〕
本実施形態に適用される共振回路のモデルは、例えば、その共振回路の尖鋭度を示すダンピングファクタζと、共振周波数ωｎと、ラプラス変換オペレータｓに対して下式で示される伝達関数Ｈ(s) で与えられる。
H(s)＝(２s・ζ・ωn+ωn２)／(s２+２s・ζ・ωn+ωn２)  ・・・(a)
【００３１】
また、上式(a) は、ディジタル信号処理に整合した離散時間系では、サンプリング周期τおよびＺ変換オペレータｚに対して次式(b) で示される双一次変換により、下式(c) で表される。
s＝(２／τ)(1−z−１)／(1＋z−１)  ・・・(b)
【００３２】
【数１】
2012154853.tif 000003
【００３３】
〔共振回路のモデルに対する乗算器３２が周波数領域で行う乗算の結果のあてはめ〕
本実施形態における既述の「あてはめ」は、以下の通りに行われる。
乗算器３２が既述の乗算の結果として出力する仮想時間信号については、周波数領域における複素系列であるので、例えば、その複素系列の実部（あるいは虚部）の成分の振幅を正規化して実数の仮想時系列信号ｙ(z−１)とすることによって、上記伝達関数Ｈ(s) との整合を図ることができる。以下、このような整合を実現する処理を「整合処理」という。
【００３４】
したがって、本実施形態における「あてはめ」は、下式(d),(e),(f) に示すように、上記共振回路が白色ガウス雑音ε(z−１)に対する応答として（所定の精度で）既述の仮想時系列信号ｙ(z−１)を出力する伝達関数H(z−１) の各項の係数を求める処理として実現される。
【数２】
2012154853.tif 000004
[[４＋４ζ・(ωn・τ)＋(ωn・τ)２]−２[４−(ωn・τ)２]・z−１＋[４−４・ζ・(ωn・τ)+(ωn・τ)２]・ｚ−２]・y(z−１)
＝[(ωn・τ)[４ζ＋(ωn・τ)]＋２(ωn・τ)２・z−１−(ωn・τ)[４ζ−(ωn・τ)]・ｚ−２]・ε(z−１)  ・・・(f)
【００３５】
ここに、上式(f) は、上式(e) 両辺にこれらの辺の分母をそれぞれ乗じることによって導出される。
また、このような伝達関数H(z−１) の各項の係数は、サンプリング周期τが既知であるため、ダンピングファクタζおよび共振周波数ωｎで定まる。
【００３６】
すなわち、既述の「あてはめ」の過程（以下、「あてはめ処理」という。）では、求められるべき「真に独立な未知数」がダンピングファクタζおよび共振周波数ωｎの２つのみである。したがって、これらのダンピングファクタζおよび共振周波数ωｎについては、一般的な自己回帰移動平均モデル（ＡＲＭＡ：Auto Regressive Moving Average)モデルに基づくパラメータ推定ではなく、図２に示す以下の簡便な演算に基づいて得ることが好ましい。
【００３７】
(1) ダンピングファクタζおよび共振周波数ωｎの値域が予めそれぞれＩ個、Ｊ個に区分されることによって与えられる離散値の対（ζdi，ωｎdj）を求め（図２ステップＳ１）、これらの離散値の対（ζdi，ωｎdj）毎に以下の処理(1-1)〜(1-2)を行う。
【００３８】
(1-1) 該当する対（ζdi，ωｎdj）がそれぞれ既述のダンピングファクタζおよび共振周波数ωｎとして伝達関数H(z−１) に適用されることによって得られる伝達関数ｈij(z−１)（≒H(z−１)）の逆数として、逆伝達関数ｈij′(z−１)を求める（図２ステップＳ２）。
【００３９】
(1-2) 上式(d) にこのような伝達関数ｈij(z−１)および逆伝達関数ｈij′(z−１)が適用されることによって導出される下式(g) で示される算術演算により、上記共通回路のモデルの残差Σ｜εij(z−１)｜２を算出して順次蓄積する（図２ステップＳ３）。
Σ｜εij(z−１)｜２＝Σ｜y(z−１)／ｈij(z−１)｜２
＝Σ｜y(z−１)・ｈij′(z−１)｜２  ・・・(g)
【００４０】
(2) このようにして蓄積された残差Σ｜εij(z−１)｜２の内、最小の残差に対応する離散値の対（ζdi，ωｎdj）として、ダンピングファクタζ（＝ζdi）および共振周波数ωｎ（＝ωｎdj）を特定する（図２ステップＳ４）。
【００４１】
以下、図１および図２を参照して本実施形態の動作を説明する。
共振回路モデルフィッティング部１１は、以下の処理を行う。
(1) 既述の整合処理を行うことによって、乗算器３２によって与えられる複素系列の例えば実部として仮想時系列信号ｙ(z−１)を生成する。
(2) 既述のあてはめ処理を行うことにより、ダンピングファクタζおよび共振周波数ωｎを特定する。
【００４２】
相関ピーク検出部１２は、このようにして求められた共振周波数ωｎをコード位相として識別し、そのコード位相をＧＰＳに適応した衛星航法に基づく測距演算に適用する。
【００４３】
このような測位演算に適用されるコード位相は、単峰の共振特性を有する点で、本実施形態に係る受信機と個々のＧＰＳとの距離が１つのみであることに整合し、かつ簡便な演算により実現可能な共振回路のモデルへの周波数領域（仮想的な時間領域）におけるあてはめ（フィッティング）により求められる。
【００４４】
なお、このようにして共振回路モデルフィッティング部１１および相関ピーク検出部１２が周波数領域（仮想的な時間領域）で行う処理については、時間領域と周波数領域とにおける対称性とその対称性に基づく可逆性とにより、一般に、正常性が担保される。
【００４５】
すなわち、本実施形態によれば、図３に点線で示す従来例との対比で示すように、マルチパス、干渉、妨害等に起因して受信波に振幅の尖頭値が比較的大きい雑音が重畳された場合であっても、測位演算の基準となるＧＰＳ衛星の距離が安定に精度よく求められる。
【００４６】
このように本実施形態が適用されたＧＰＳ受信機では、ＧＰＳ衛星から真に到来した受信波ではない信号、あるいは反射、屈折、回折等が生じる好ましくない伝搬路を介して到来した信号が測位演算に供されることに起因する信頼性や精度の低下が安価に確度高く高められ、かつ多様な分野に対するＧＰＳ衛星の応用の可能性が拡大される。
【００４７】
特に、本発明は、携帯電話に内蔵されたＧＰＳ受信機だけではなく、広く普及しているカーナビやＰＮＤ(Personal Navigation Device：カーナビの簡易版）に適用されることにより、森林の中、高架下、屋内駐車場等のように、ＧＰＳ衛星から到来する受信波のレベルが著しく低くなり得る環境における測位精度の大幅な改善に資する。
【００４８】
なお、本実施形態では、既述のあてはめ処理は、最大エントロピー法（ＭＥＭ：Maximum
Entropy Method）に基づいて行われている。
【００４９】
しかし、このようなあてはめ処理は、このような最大エントロピー法に限定されず、例えば、自己回帰移動平均モデル（ＡＲＭＡ：Auto Regressive Moving Average)モデルに基づくパラメータ推定に基づいて行われてもよい。
【００５０】
また、本発明は、ＧＰＳ受信機に限定されず、例えば、レーダ装置のように、レーダ信号処理の対象となる目標の数Ｎが増減する場合であっても、このような数Ｎが既知である場合には、その数Ｎに等しい数の共振点を有する共振回路のモデルが適宜用いられることによって、目標のレンジ方向における位置の精度の向上のために適用可能である。なお、このような共振回路のモデルは、既述の式(a) の分母と分子との次数がそれぞれ２Ｎ、(２Ｎ−１)に設定されることによって与えられる。
【００５１】
さらに、本発明は、ＧＰＳ受信機に限定されず、既述の受信波が直接拡散方式に基づいて生成されていないロランＣ等の航法装置に対しても、例えば、図４に示すように、その受信波がフーリエ変換された後であれば同様に適用可能である。
【００５２】
また、本発明は、直接拡散方式以外のスペクトル拡散方式（例えば、周波数ホッピング、時間ホッピング、チャープ等）が適用された通信系や伝送系の受信装置において逆拡散処理により生成された信号の振幅が極大となる時点の識別にも、同様に適用可能である。
【００５３】
さらに、本発明は、ＧＰＳに限定されず、例えば、構築や開発が進められているグロナス、ガリレオ、コンパスその他の多様な衛星航法に適応する受信機にも、同様に適用可能である。
【００５４】
また、本実施形態では、本発明は、ＧＰＳ受信機の測位の精度を高めるために適用されている。
【００５５】
しかし、本発明は、このような目的だけではなく、例えば、以下に列記するように、ＧＰＳ受信機の始動や起動に要する時間の短縮のためにも、同様に適用可能である。
【００５６】
(1) ＧＰＳ受信機内に有効なアルマナックが蓄積されているが、エフェメリスが記憶されてなく、あるいは先に記憶されているエフェメリスの有効期限が過ぎた後におけるウォームスタート
(2) ＧＰＳ受信機内に有効なアルマナックおよびエフェメリスが蓄積されている状態におけるホットスタート
【００５７】
さらに、本実施形態の演算対象や演算手順は、既述の形態に限らず、所望の精度や応答性が達成されるならば、如何なるものであってもよい。
【００５８】
また、本実施形態では、既述の処理については、共振回路モデルフィッティング部１１および相関ピーク検出部１２によって行われている。
しかし、このような処理は、情報処理や信号処理を行う複数のプロセッサに如何なる形態で機能分散や負荷分散が図られてもよい。
【００５９】
さらに、本発明は、上述した実施形態に限定されず、本発明の範囲において多様な実施形態の構成が可能であり、構成要素の全てまたは一部に如何なる改良が施されてもよい。
【符号の説明】
【００６０】
１１  共振回路モデルフィッティング部
１２  相関ピーク検出部
３１，３３  ＦＦＴ部
３２  乗算器
３４  複素共役部
３５  ＩＦＦＴ部
【図１】
2012154853.tif 000005
【図２】
2012154853.tif 000006
【図３】
2012154853.tif 000007
【図４】
2012154853.tif 000008
【図５】
2012154853.tif 000009
【図６】
2012154853.tif 000010