(57)【要約】【課題】回路規模の増大を抑止しつつ、周波数オフセットの補正精度を向上させる。【解決手段】無線受信装置１は、一の周波数バンドを介してプリアンブル信号を受信すると共に、前記プリアンブル信号を形成する一部のシンボルの受信期間において、周期的なシンボルタイミング４０２を検出する。周波数補正回路５０を構成する生成部１００は、残りのシンボルの受信期間において、予め定めた第１及び第２のシンボルタイミング各々を含む所定時間幅の検出窓４１１を生成する。検出部２００は、前記プリアンブル信号と参照信号との相関値４０１を順次入力し、検出窓４１１が開かれる期間に入力された相関値の内から最大値４１２を検出する。補正部３００は、最大値４１２に基づいて周波数補正信号４０３を発生し、前記一の周波数バンドの周波数偏差を補正する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
一の周波数バンドを介してプリアンブル信号を受信すると共に、前記プリアンブル信号を形成する一部のシンボルの受信期間において、周期的なシンボルタイミングを検出する無線受信装置に用いられる周波数補正回路であって、
前記プリアンブル信号を形成する残りのシンボルの受信期間において、前記周期的なシンボルタイミングの内の予め定めた第１及び第２のシンボルタイミング各々を含む所定時間幅の検出窓を生成する生成部と、
前記プリアンブル信号と参照信号との相関値が順次入力され、前記検出窓が開かれる期間に入力された相関値の内から最大値を検出する検出部と、
前記最大値に基づき、前記一の周波数バンドの周波数偏差を補正する補正部と、
を備えた周波数補正回路。
【請求項２】
請求項１において、
前記無線受信装置が、所定のホッピングシーケンスに従い、前記一の周波数バンド及び他の周波数バンドを介して前記プリアンブル信号を受信する場合、
前記生成部は、周波数バンド毎に前記第１及び第２のシンボルタイミングを定めて前記検出窓を生成し、
前記補正部は、各周波数バンドについて検出された前記最大値に基づき、各周波数バンドの周波数偏差を補正する、
ことを特徴とした周波数補正回路。
【請求項３】
請求項１又は２において、
前記生成部は、前記第１及び第２のシンボルタイミングとして、前記残りのシンボルの受信期間の開始から所定数分のシンボルの受信期間が経過した後に到来するシンボルタイミングを用いる、
ことを特徴とした周波数補正回路。
【請求項４】
請求項１〜３のいずれか一項において、
前記生成部は、
前記時間幅を、無線伝送路中に遅延波が存在し得る期間長に応じて設定し、
前記検出窓を、前記第１及び第２のシンボルタイミング各々より、前記時間幅に係数α(０＜α＜１)を乗算して得た時間前から開く、
ことを特徴とした周波数補正回路。
【請求項５】
請求項１〜４のいずれか一項において、
前記生成部は、前記第１及び第２のシンボルタイミングとして、時間軸上で隣接するシンボルタイミングを用いる、
ことを特徴とした周波数補正回路。
【請求項６】
請求項１〜５のいずれか一項に記載の周波数補正回路と、
前記プリアンブル信号を受信する回路と、
前記プリアンブル信号と前記参照信号とから前記相関値を得て、前記周波数補正回路へ入力する回路と、
前記相関値を用いて前記シンボルタイミングを検出し、前記周波数補正回路へ入力する回路と、
を備えた無線受信装置。
【請求項７】
一の周波数バンドを介してプリアンブル信号を受信すると共に、前記プリアンブル信号を形成する一部のシンボルの受信期間において、周期的なシンボルタイミングを検出する無線受信装置における周波数補正方法であって、
前記プリアンブル信号を形成する残りのシンボルの受信期間中、前記周期的なシンボルタイミングの内の予め定めた第１及び第２のシンボルタイミング各々を含む所定時間内に得られた前記プリアンブル信号と参照信号との相関値の内から、最大値を検出し、
前記最大値に基づき、前記一の周波数バンドの周波数偏差を補正する、
ことを含む周波数補正方法。
【請求項８】
請求項７において、
前記プリアンブル信号が、所定のホッピングシーケンスに従い、前記一の周波数バンド及び他の周波数バンドを介して受信される場合、
周波数バンド毎に前記第１及び第２のシンボルタイミングを定めて、前記検出窓を生成し、
各周波数バンドについて検出された前記最大値に基づき、各周波数バンドの周波数偏差を補正する、
ことを特徴とした周波数補正方法。
【請求項９】
請求項７又は８において、
前記第１及び第２のシンボルタイミングとして、前記残りのシンボルの受信期間の開始から所定数分のシンボルの受信期間が経過した後に到来するシンボルタイミングを用いる、
ことを特徴とした周波数補正方法。
【請求項１０】
請求項７〜９のいずれか一項において、
前記時間幅を、無線伝送路中に遅延波が存在し得る期間長に応じて設定し、
前記検出窓を、前記第１及び第２のシンボルタイミング各々より、前記時間幅に係数α(０＜α＜１)を乗算して得た時間前から開く、
ことを特徴とした周波数補正方法。
【請求項１１】
請求項７〜１０のいずれか一項において、
前記第１及び第２のシンボルタイミングとして、時間軸上で隣接するシンボルタイミングを用いる、
ことを特徴とした周波数補正方法。
【請求項１２】
受信信号と所定の参照信号との相関値を生成するマッチドフィルタ部と、
第１の周波数バンドで送信される第１の受信信号の前記相関値に基づいて、前記第１の受信信号のシンボルタイミングを示すタイミング信号を生成する判定部と、
前記タイミング信号に基づいて、第２の周波数バンドで送信される第２の受信信号の前記相関値のピークの検出を行う最大値検出窓を生成する検出窓生成部と、
前記最大値検出窓において前記第２の受信信号の前記相関値のピークを検出する最大値検出部と、
前記最大値検出部で検出された前記相関値のピークに基づいて、前記第２の周波数バンドの周波数又は位相の偏差を補正する補正部と、
を備えた通信装置。
【請求項１３】
前記判定部は、前記第１の受信信号のプリアンブル期間に前記タイミング信号の生成を開始し、
前記検出窓生成部は、前記タイミング信号のパルスをカウントしたカウント数に基づいて、前記最大値検出窓を生成する、
ことを特徴とする請求項１２に記載の通信装置。
【請求項１４】
前記最大値検出窓の幅は、前記受信信号を伝送する伝送路中に遅延波が存在し得る期間に応じて予め設定され、前記最大値検出窓の幅が前記遅延波が存在し得る期間の略２倍である、ことを特徴とする請求項１２又は１３のいずれかに記載の通信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、周波数補正回路、無線受信装置、及び周波数補正方法に関し、特にプリアンブル信号の相関値を参照して、送受信間の周波数オフセット(周波数偏差)を補正する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話や無線ＬＡＮ(Ｌｏｃａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ)等の無線通信の分野では、受信装置が、受信開始時のキャリアセンスによって周期的なシンボルタイミングを検出すると共に、検出したシンボルタイミングに基づいて以降の受信動作を行うことが一般的である。ここで、受信装置は、シンボルタイミングを、データ信号に先立って伝送される同期捕捉用のプリアンブル信号を用いて検出する。
【０００３】
このようなプリアンブル信号を採用する通信方式の例として、非特許文献１には、ＭＢ−ＯＦＤＭ(Ｍｕｌｔｉｂａｎｄ−Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ)方式が記載されている。このＭＢ−ＯＦＤＭ方式では、ＵＷＢ(Ｕｌｔｒａ Ｗｉｄｅ Ｂａｎｄ)通信の特徴である低送信電力や広帯域通信を実現するために、複数の周波数バンドをホッピングしながら送受信を行う周波数ホッピングが採用されている。周波数ホッピングは、スペクトラム拡散方式の一つであり、送信側と受信側でホッピングシーケンスと呼ばれる規則を規定し、それに従って一定の通信帯域の中で所定の時間毎に搬送波の周波数を切り替えて通信を行う方式である。ＭＢ−ＯＦＤＭ方式では、プリアンブル信号も周波数ホッピングによって伝送される。
【０００４】
図９に、ＭＢ−ＯＦＤＭ方式におけるプリアンブル信号の伝送例を示す。
【０００５】
プリアンブル信号は、２４個のシンボルＳ０〜Ｓ２３で構成され、３つの周波数バンドｆ１〜ｆ３をホッピングしながら伝送される。受信側では、ホッピングシーケンスに従って周波数ホッピングに受信バンドを同期させ、以て周波数バンドｆ１〜ｆ３に分散伝送されたシンボルＳ０〜Ｓ２３を受信して復調する。同期に際しては、ホッピングしているプリアンブル信号を確実に検出する必要がある。このため、受信側では、受信バンドを待ち受けバンド(図９の例では、周波数バンドｆ１)に固定して、一部のシンボル(図９の例では、シンボルＳ０〜Ｓ４)の受信期間においてシンボルタイミング同期を確立し、以てプリアンブル信号の検出(ホッピング同期)を行う。プリアンブル信号の検出後、周波数ホッピングを開始し、残りのシンボル(図９の例では、シンボルＳ５〜Ｓ２３)の受信期間において、ＡＧＣ(Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ)、ＡＦＣ(Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｏｎｔｒｏｌ)、フレーム同期といった初期捕捉動作を行う。
【０００６】
このように、シンボルタイミング同期は、受信バンドを１つの周波数バンドに固定して、ＡＧＣ前に実施される。従って、検出されたシンボルタイミングは、ＡＧＣ後の受信信号に対して最適なものであるとは限らない。換言すると、シンボルタイミング同期は、粗いタイミング同期となる。このため、通常、ＡＧＣの実施期間においてシンボルタイミングを調整した後、ＡＦＣ等の処理を実施する必要がある。
【０００７】
特許文献１には、このようなシンボルタイミングの調整方法が記載されている。この調整方法は、周波数ホッピングを行いながら、相互相関値のピーク位置とホッピングタイミングから決まる期待位置との差分を検出し、相互相関値のピーク位置が期待位置と一致するようにホップングタイミングを調整するものである。ピーク位置と期待位置の差分が全ての周波数バンドで一致する場合、ホッピングタイミングが一意に確定できるので、シンボルタイミングは周波数バンド間で共通となる。一方、周波数バンド間でピーク位置が異なる状況下では、平均化や重み付け等の処理を実施し、以て１つのシンボルタイミングを強制的に決定する。
【０００８】
なお、参考技術として、特許文献２には、シンボルタイミングをより正確に検出するための技術が記載されている。また、特許文献３には、シンボルタイミング検出時の消費電力を低減するための技術が記載されている。
【０００９】
一方、特許文献４には、ＡＦＣを実施する無線受信装置が記載されている。図１０に、特許文献４に記載される無線受信装置１ｘの構成を示す。
【００１０】
無線受信装置１ｘは、ＲＦ(Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ)部１０と、Ａ／Ｄ(Ａｎａｌｏｇ ｔｏ Ｄｉｇｉｔａｌ)変換部２０と、マッチドフィルタ３０と、判定部４０と、周波数補正回路５０ｘと、複素乗算器６０とを備える。
【００１１】
動作において、ＲＦ部１０は、受信バンドを待ち受け周波数バンドに固定した状態でアンテナを介して無線信号を受信し、受信信号を複素ベースバンド信号(Ｉ、Ｑ信号)に変換する。Ａ／Ｄ変換部２０は、Ａ／Ｄ変換器を備え、これらの複素ベースバンド信号をディジタル信号に変換する。マッチドフィルタ３０は、Ａ／Ｄ変換部２０から出力されたディジタル信号と、予め記憶した参照信号(既知のプリアンブル信号パターン)との複素相関値４０１を求め、判定部４０へ出力する。
【００１２】
判定部４０は、相関値４０１のピークを検出し、その検出タイミングをシンボルタイミング４０２として検出する。そして、判定部４０は、シンボルタイミング４０２をシンボル周期で繰り返し出力する。ここで、ＭＢ−ＯＦＤＭ方式では、シンボル周期は、図９に示す如く"１６５Ｔ"周期である。１Ｔは、"１／１６５ＭＨｚ"の期間を示す。
【００１３】
また、シンボルタイミング４０２が検出されると、ＲＦ部１０は、受信バンドに対する周波数ホッピングを開始する。
【００１４】
さらに、周波数補正回路５０ｘは、複素相関値４０１に基づき周波数補正信号４０３を発生する。
【００１５】
具体的には、周波数補正回路５０ｘは、図１１に示す如く構成される。周波数補正回路５０ｘは、無線伝送路中に遅延波が存在し得る期間(ｄサンプル期間)に対応して設けられた"ｄ個"の周波数オフセット検出回路３１０＿１〜３１０＿ｄと、逆正接演算器３２０と、ＮＣＯ(Ｎｕｍｅｒｉｃａｌｌｙ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ) ３５０と、平均部３６０と、"ｄ−１"個の遅延回路３７０＿１〜３７０＿ｄ−１とを備える。
【００１６】
また、各周波数オフセット検出回路３１０＿１〜３１０＿ｄは、ｎシンボル遅延回路３１１と、複素共役演算器３１２と、複素乗算器３１３とを備える。
【００１７】
動作において、周波数オフセット検出回路３１０＿１へは、マッチドフィルタ３０からの複素相関値４０１がそのまま入力される。一方、周波数オフセット検出回路３１０＿２〜３１０＿ｄへは、遅延回路３７０＿１〜３７０＿ｄ−１によって、相関値４０１が１サンプル期間ずつ遅延されて入力される。
【００１８】
各周波数オフセット検出回路３１０＿１〜３１０＿ｄ内のｎシンボル遅延回路３１１は、入力された複素相関値４０１をｎシンボル(図９の例ではｎ＝"３")に相当する時間だけ遅延させる。複素共役演算器３１２は、ｎシンボル遅延回路３１１によって遅延された相関値に対する複素共役演算を行う。
【００１９】
複素乗算器３１３は、マッチドフィルタ３０から入力された複素相関値と、複素共役演算器３１２から出力された複素共役演算結果とを複素乗算する。換言すると、複素乗算器３１３は、カレントの受信シンボルに対応する相関値と、そのｎシンボル前の相関値(同一受信バンドにおける直前の受信シンボルに対応する相関値)の複素共役とを乗算する。
【００２０】
そして、平均部３６０は、周波数オフセット検出回路３１０＿１〜３１０＿ｄからそれぞれ出力された複素乗算結果の平均を求める。また、逆正接演算器３２０は、平均部３６０から出力された平均結果に対して逆正接演算を施し、以て周波数オフセットを得る。さらに、ＮＣＯ ３５０は、逆正接演算器３２０から出力された周波数オフセットをキャンセルするような周波数補正信号４０３を発生し、以て上記の複素乗算器６０に、受信信号と周波数補正信号４０３とを複素乗算させる。
【００２１】
これにより、ＡＧＣの結果、シンボルタイミングと相関値のピーク位置とがズレた場合であっても、送受信間の周波数オフセットを補正することが可能となる。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００２２】
【非特許文献１】Ｓｔａｎｄａｒｄ ＥＣＭＡ−３６８、"Ｈｉｇｈ Ｒａｔｅ Ｕｌｔｒａ Ｗｉｄｅｂａｎｄ ＰＨＹ ａｎｄ ＭＡＣ Ｓｔａｎｄａｒｄ"、３ｒｄ Ｅｄｉｔｉｏｎ、２００８年１２月
【特許文献】
【００２３】
【特許文献１】特開２００７−１９９８５号公報
【特許文献２】特開２００８−４８２３９号公報
【特許文献３】特開２００６−７４２７６号公報
【特許文献４】特開２００９−１４１６３４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２４】
近年、ＭＢ−ＯＦＤＭ方式では、使用可能なキャリア周波数帯の拡張に伴って、従来の３ＧＨｚ〜４ＧＨｚの周波数帯域に加えて、６ＧＨｚ〜１０ＧＨｚと高い周波数帯域での通信が必要となっている。キャリア周波数を上昇させた場合、電波の伝搬ロスが大きくなり、通信距離が短くなるという問題が発生する。このため、無線受信装置における最低受信感度の改善が望まれている。
【００２５】
一方、携帯通信機器の普及による市場のコストダウン要求に伴って、無線受信装置に搭載されるＬＳＩ(Ｌａｒｇｅ Ｓｃａｌｅ Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ)のコストダウンも望まれている。
【００２６】
しかしながら、上記の特許文献４には、シンボルタイミングと相関値のピーク位置とが異なる場合に周波数オフセットを補正可能である反面、周波数補正回路の規模(換言すると、開発コスト)が増大してしまうという課題があった。その理由は、上記の周波数オフセット検出回路を、遅延波が存在し得る期間に対応する数分だけ実装する必要があるためである。なお、この課題は、周波数ホッピングの採用如何に関わらず生じる。
【課題を解決するための手段】
【００２７】
本発明に係る無線受信装置は、一の周波数バンドを介してプリアンブル信号を受信すると共に、プリアンブル信号を形成する一部のシンボルの受信期間において、周期的なシンボルタイミングを検出する。周波数補正回路を構成する生成部は、残りのシンボルの受信期間において、予め定めた第１及び第２のシンボルタイミング各々を含む所定時間幅の検出窓を生成する。検出部は、プリアンブル信号と参照信号との相関値を順次入力し、検出窓が開かれる期間に入力された相関値の内から最大値を検出する。補正部は、最大値に基づいて、一の周波数バンドの周波数偏差を補正する。
【００２８】
すなわち、本発明では、検出窓を用いた簡易な構成によって、シンボルタイミング前後の一定期間内に出現し得る相関ピーク値を確実に検出し、周波数オフセットの補正に供する。このため、シンボルタイミングと相関値のピーク位置とが異なる場合であっても、周波数オフセットを補正することが可能である。
【発明の効果】
【００２９】
本発明によれば、回路規模の増大を抑止しつつ、周波数オフセットの補正精度を向上させることが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】本発明の実施の形態に係る周波数補正回路及び無線受信装置の構成例を示したブロック図である。
【図２】本発明の実施の形態に係る周波数補正回路に用いる検出窓生成部の構成例を示したブロック図である。
【図３】本発明の実施の形態に係る周波数補正回路に用いる周波数補正部の構成例を示したブロック図である。
【図４】本発明の実施の形態に係る周波数補正回路及び無線受信装置の全体動作例を示したタイムチャート図である。
【図５】本発明の実施の形態に係る周波数補正回路に用いる制御部の全体動作例を示したフローチャート図である。
【図６】本発明の実施の形態に係る周波数補正回路に用いるタイミングカウンタの動作例を示したフローチャート図である。
【図７】本発明の実施の形態に係る周波数補正回路に用いるシンボルカウンタの動作例を示したフローチャート図である。
【図８】本発明の実施の形態に係る周波数補正回路に用いる制御部における、検出窓の生成処理例を示したフローチャート図である。
【図９】ＭＢ−ＯＦＤＭ方式におけるプリアンブル信号の伝送例を示したタイムチャート図である。
【図１０】一般的な無線受信装置の構成例を示したブロック図である。
【図１１】一般的な周波数補正回路の構成例を示したブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００３１】
以下、本発明に係る周波数補正回路、並びにこれを適用する無線受信装置及び通信装置の実施の形態を、図１〜図８を参照して説明する。なお、各図面において同一要素には同一の符号が付されており、説明の明確化のため、必要に応じて重複説明は省略される。
【００３２】
なお、本実施の形態においては、通信方式としてＭＢ−ＯＦＤＭ方式(換言すると、周波数ホッピング)を採用する場合を一例として扱う。但し、本発明は、周波数ホッピングを行わない他の通信方式に適用することも可能である。
【００３３】
図１に示すように、本実施の形態に係る無線受信装置１は、通信装置の一部を形成するものであり、図１０と同様のＲＦ部１０、Ａ／Ｄ変換器２０、マッチドフィルタ３０、判定部４０、及び複素乗算器６０を含む。また、無線受信装置１は、図１０及び図１１に示した周波数補正回路５０ｘに代えて、本実施の形態に係る周波数補正回路５０を含む。なお、図示を省略するが、無線受信装置１には、ＡＧＣを実施する回路等も含まれる。
【００３４】
周波数補正回路５０は、検出窓生成部１００と、最大値検出部２００と、周波数補正部３００とを含む。
【００３５】
この内、検出窓生成部１００は、判定部４０からのシンボルタイミング４０２の入力開始をトリガとして動作し、検出窓４１１を生成する。ここで、検出窓４１１は、周波数バンド毎に定めた２つのシンボルタイミング各々を含む期間において、所定時間だけ開かれるものである。
【００３６】
具体的には、図２に示すように、検出窓生成部１００は、タイミングカウンタ１１０と、シンボルカウンタ１２０と、制御部１３０とを含む。これらのタイミングカウンタ１１０、シンボルカウンタ１２０及び制御部１３０には、判定部４０からのシンボルタイミング４０２が共通に入力される。
【００３７】
タイミングカウンタ１１０は、制御部１３０からのイネーブル信号４２１に従って動作し、タイミングカウント値４２２を制御部１３０へ出力する。ここで、タイミングカウント値４２２は、上述したシンボル周期"１６５Ｔ"を１Ｔずつカウントするために使用され、０Ｔ〜１６４Ｔの値を繰り返し呈する。
【００３８】
シンボルカウンタ１２０は、制御部１３０からのイネーブル信号４２１に従って動作し、シンボルカウント値４２３を制御部１３０へ出力する。ここで、シンボルカウント値４２３は、シンボルタイミング４０２が入力される度毎にインクリメントされる。
【００３９】
制御部１３０は、シンボルタイミング４０２の入力開始をトリガとして、イネーブル信号４２１を発生し、以てタイミングカウンタ１１０及びシンボルカウンタ１２０を動作させる。また、制御部１３０は、タイミングカウント値４２２及びシンボルカウント値４２３を監視して、後述する如く検出窓４１１の生成処理を実行する。
【００４０】
図１に戻って、最大値検出部２００には、マッチドフィルタ３０からの複素相関値４０１が順次入力される。最大値検出部２００は、検出窓４１１が開かれる期間に入力された相関値の内から最大値４１２(以下、最大相関値と呼称することがある)を検出する。
【００４１】
さらに、周波数補正部３００は、ＲＦ部１０から出力される受信バンド標示信号４０４に基づき、ＲＦ部１０における受信バンドを認識する。また、周波数補正部３００は、最大相関値４１２に基づいて周波数補正信号４０３を発生し、以て複素乗算器６０に、受信信号と周波数補正信号４０３とを複素乗算させる。
【００４２】
具体的には、図３に示すように、周波数補正部３００は、１つの周波数オフセット検出回路３１０と、逆正接演算器３２０と、３つの保持部３３０＿１〜３３０＿３と、選択部３４０と、ＮＣＯ３５０とを含む。
【００４３】
周波数オフセット検出回路３１０は、図１１と同様のｎシンボル遅延回路３１１、複素共役演算器３１２、複素乗算器３１３を１組備える。すなわち、複素乗算器３１３へは、最大値検出部２００から出力されたカレントの受信シンボルに対応する最大相関値と、同一受信バンドにおける直前の受信シンボルに対応する最大相関値の複素共役とが入力される。
【００４４】
逆正接演算器３２０は、複素乗算器３１３から出力された複素乗算結果に対して逆正接演算等を施し、以て周波数オフセットΔｆを得る。より詳細には、逆正接演算器３２０は、下記の式(１)に従って、周波数オフセットΔｆを算出する。
【００４５】
Δｆ ＝ ａｒｇ(Ａ／Ｂ) ／ (Ｃ＊１６５) [ｒａｄ／Ｔ]      …式(１)
【００４６】
ここで、上記の式(１)中、Ａは、カレントの受信シンボルに対応する最大相関値であり、Ｂは、同一受信バンドにおける直前の受信シンボルに対応する最大相関値である。また、Ｃは、ＴＦＣ(Ｔｉｍｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｏｄｅ、ホッピング順序を指定するためのコード)の値によって異なり、ＴＦＣ１(受信バンドの切替が、図９に示したようにｆ１→ｆ２→ｆ３→ｆ１→…の順に行われる)又はＴＦＣ２(受信バンドの切替がｆ１→ｆ３→ｆ２→ｆ１→…の順に行われる)の場合は"３"に設定され、それ以外の場合には"１"に設定される。さらに、ａｒｇ(ｚ) ＝ ａｒｃｔａｎ(Ｉｍ(ｚ)／Ｒｅ(ｚ))である。Ｉｍ(ｚ)は、任意の複素数ｚの虚数部を取り出す関数であり、Ｒｅ(ｚ)は、複素数ｚの実数部を取り出す関数である。
【００４７】
各保持部３３０＿１〜３３０＿３は、受信バンド標示信号４０４に従って、周波数オフセットΔｆを保持する動作を行う。より詳細には、受信バンド標示信号４０４が周波数バンドｆ１を示す場合、保持部３３０＿１は、周波数オフセットΔｆを、周波数バンドｆ１用の周波数オフセットΔｆ１として保持する。同様にして、保持部３３０＿２は、周波数バンドｆ２用の周波数オフセットΔｆ２を保持し、保持部３３０＿３は、周波数バンドｆ３用の周波数オフセットΔｆ３を保持する。
【００４８】
選択部３４０は、受信バンド標示信号４０４に従って、保持部３３０＿１〜３３０＿３から出力される周波数オフセットΔｆ１〜Δｆ３のいずれか一つを選択し、ＮＣＯ ３５０へ出力する。より詳細には、受信バンド標示信号４０４が周波数バンドｆ１を示す場合、選択部３４０は、周波数オフセットΔｆ１を選択する。同様にして、選択部３４０は、受信バンド標示信号４０４が周波数バンドｆ２を示す場合に、周波数オフセットΔｆ２を選択し、受信バンド標示信号４０４が周波数バンドｆ３を示す場合には、周波数オフセットΔｆ３を選択する。
【００４９】
これにより、ＮＣＯ ３５０にて、受信バンドの切替に応じた周波数補正信号４０３が発生されることとなる。なお、周波数ホッピングを行わない通信方式を採用する場合、保持部３３０＿１〜３３０＿３及び選択部３４０の設置は不要である。この場合、ＮＣＯ ３５０は、逆正接演算器３２０から出力された周波数オフセットΔｆを用いて、一意の周波数補正信号４０３を発生する。
【００５０】
次に、本実施の形態の動作を、図４〜図８を参照して詳細に説明する。なお、以降の説明においては、ＴＦＣ３(受信バンドの切替がｆ１→ｆ１→ｆ２→ｆ２→ｆ３→ｆ３→ｆ１→ｆ１→…の順に行われる)の場合を一例として扱うこととする。
【００５１】
ここで、図４中、パラメータＮは、周波数オフセットΔｆの検出を開始するシンボルカウント値を示す。パラメータＰは、周波数オフセットΔｆの検出を行うシンボル数を示す。ＷＩＮは、検出窓４１１の時間幅を示す。Ｎは、ＴＦＣによって異なる値を取る。ＴＦＣ１又はＴＦＣ２の場合、Ｎは"１４"となる。ＴＦＣ３又はＴＦＣ４(受信バンドの切替がｆ１→ｆ１→ｆ３→ｆ３→ｆ２→ｆ２→ｆ１→ｆ１→…の順に行われる)の場合、Ｎは"１７"となる。ＴＦＣ５〜ＴＦＣ７(受信バンドがｆ１〜ｆ３にそれぞれ固定される)の場合、Ｎは"２０"となる。Ｐは、ＴＦＣによって異なる値を取り、ＴＦＣ１〜ＴＦＣ４の場合は"６"、ＴＦＣ５〜ＴＦＣ７の場合には"２"となる。なお、周波数ホッピングを行わない通信方式を採用する場合の動作は、ＴＦＣ５〜ＴＦＣ７の場合と同様である。
【００５２】
図４に示すように、ＲＦ部１０は、キャリアセンス期間において、受信バンドを待ち受け周波数バンド(図示の例ではｆ１)に固定する。このため、マッチドフィルタ３０から出力される複素相関値４０１は、受信シンボルＳ０の境界にて相関ピークＰ０を呈し、受信シンボルＳ１の境界にて相関ピークＰ１を呈する。判定部４０は、これらの相関ピークＰ０及びＰ１を受けてシンボルタイミング４０２を検出し、シンボルタイミング４０２をシンボル周期"１６５Ｔ"で繰り返し出力する。また、ＲＦ部１０は、受信バンドに対する周波数ホッピングを開始する。
【００５３】
この時、検出窓生成部１００内の制御部１３０は、図５に示す如く動作する。具体的には、制御部１３０は、判定部４０からシンボルタイミング４０２が入力される迄、イネーブル信号４２１を"０"に維持する(ステップＳ１１及びＳ１２)。
【００５４】
シンボルタイミング４０２が入力されると、制御部１３０は、イネーブル信号４２１＝"１"を出力し、以てタイミングカウンタ１１０及びシンボルカウンタ１２０を動作させる(ステップＳ１３)。
【００５５】
そして、制御部１３０は、タイミングカウント値４２２及びシンボルカウント値４２３の監視を開始し、以て検出窓４１１の生成処理に移る(ステップＳ１４)。
【００５６】
一方、タイミングカウンタ１１０は、図６に示す如く動作する。具体的には、タイミングカウンタ１１０は、イネーブル信号４２１＝"１"が入力される迄、タイミングカウント値４２２を"０"に維持する(ステップＳ２１及びＳ２２)。
【００５７】
イネーブル信号４２１＝"１"が入力されると、タイミングカウンタ１１０は、イネーブル信号４２１＝"１"が成立する間(ステップＳ２３)、ステップＳ２４〜Ｓ２５に示す処理を繰り返し実行する。
【００５８】
より詳細には、タイミングカウンタ１１０は、判定部４０からシンボルタイミング４０２が入力される迄、"１Ｔ"経過する度毎にタイミングカウント値４２２を"１"だけインクリメントする(ステップＳ２４及びＳ２５)。
【００５９】
シンボルタイミング４０２が入力されると、タイミングカウンタ１１０は、タイミングカウント値４２２を"０"にリセットする(ステップＳ２６)。
【００６０】
これにより、タイミングカウント値４２２は、図４に示す如く０Ｔ〜１６４Ｔの値を繰り返し呈することとなる。
【００６１】
また、シンボルカウンタ１２０は、図７に示す如く動作する。具体的には、シンボルカウンタ１２０は、イネーブル信号４２１＝"１"が入力される迄、シンボルカウント値４２３を"０"に維持する(ステップＳ３１及びＳ３２)。
【００６２】
イネーブル信号４２１＝"１"が入力されると、シンボルカウンタ１２０は、イネーブル信号４２１＝"１"が成立する間(ステップＳ３３)、ステップＳ３４及びＳ３５に示す処理を繰り返し実行する。
【００６３】
より詳細には、シンボルカウンタ１２０は、判定部４０からのシンボルタイミング４０２の入力を待機する(ステップＳ３４)。シンボルタイミング４０２が入力されると、シンボルカウンタ１２０は、シンボルカウント値４２３を"１"だけインクリメントする(ステップＳ３５)。
【００６４】
これにより、シンボルカウント値４２３は、図４に示す如くシンボルタイミング４０２に同期してカウントアップされることとなる。
【００６５】
以下、制御部１３０における検出窓４１１の生成処理例を、図８を参照して詳細に説明する。ここで、図８中、パラメータＷＩＮは、検出窓４１１の時間幅を示し、無線伝送路中に遅延波が存在し得る期間長ｄに応じて予め設定される。例えば期間長ｄが"５Ｔ"である場合、ＷＩＮは、期間長ｄの２倍として、"１１Ｔ"(２ｄ＋１)に設定される。係数α(０＜α＜１)は、検出窓４１１の中心位相(換言すると、検出窓４１１を開くタイミング)を決定するために用いられる。ＩＮＴは、引数値を整数化する関数である。
【００６６】
図８に示すように、制御部１３０は、シンボルカウント値４２３がＮ(図４の例では"１７")に達するのを待機する(ステップＳＳ４１)。
【００６７】
シンボルカウント値４２３がＮに達すると、制御部１３０は、シンボルカウント値４２３がＮ＋Ｐ(図４の例では"２３"(１７＋６))以下である間(ステップＳ４２)、ステップＳ４３〜Ｓ４８に示す処理を繰り返し実行する。
【００６８】
より詳細には、まず制御部１３０は、タイミングカウント値４２２が"１６５Ｔ−{ＷＩＮ−ＩＮＴ(ＷＩＮ×α)}"より大きいか否か(換言すると、検出窓４１１を開くべきタイミングが到来したか否か)を判定する(ステップＳ４３)。"１６５Ｔ−{ＷＩＮ−ＩＮＴ(ＷＩＮ×α)}"＜タイミングカウント値４２２が成立する場合、制御部１３０は、検出窓４１１を開くべきタイミングが到来したと判定する。但し、シンボルカウント値４２３＝"Ｎ＋Ｐ"である場合(換言すると、カレントのシンボルタイミングが周波数オフセットΔｆの検出対象とする最終のシンボルタイミングである場合)(ステップＳ４４)、制御部１３０は、例外的に検出窓４１１を開くべきタイミングで無いと判定する。
【００６９】
上記のステップＳ４３及びＳ４４で検出窓４１１を開くべきタイミングが到来したと判定した場合、制御部１３０は、検出窓４１１を"１"(Ｈｉｇｈ)に設定し、以て検出窓４１１を開く(ステップＳ４５)。
【００７０】
そして、制御部１３０は、タイミングカウント値４２２の監視を継続し、"１６５Ｔ−{ＷＩＮ−ＩＮＴ(ＷＩＮ×α)}"＜タイミングカウント値４２２が成立する間、検出窓４１１を"１"(開状態)に維持する。この後、制御部１３０は、タイミングカウント値４２２が"ＩＮＴ(ＷＩＮ×α)"より小さいか否か(換言すると、タイミングカウント値４２２が一旦リセットされ且つカウントアップが再開された際に、検出窓４１１を開状態に維持すべきか否か)を判定する(ステップＳ４６)。"ＩＮＴ(ＷＩＮ×α)"＞タイミングカウント値４２２が成立する場合、制御部１３０は、検出窓４１１を開状態に維持すべきと判定する。但し、シンボルカウント値４２３＝"Ｎ"である場合(換言すると、カレントのシンボルタイミングが周波数オフセットΔｆの検出対象とする最初のシンボルタイミングであり、検出窓４１１を未だ開いていない場合)(ステップＳ４７)、制御部１３０は、例外的に検出窓４１１を開状態に維持すべきで無いと判定する。
【００７１】
上記のステップＳ４６及びＳ４７で検出窓４１１を開状態に維持すべきと判定した場合、制御部１３０は、上記のステップＳ４５に進んで、検出窓４１１を"１"に維持する。
【００７２】
一方、上記のステップＳ４６若しくはＳ４７で検出窓４１１を開状態に維持すべきで無いと判定した場合、又は上記のステップＳ４４で検出窓４１１を開くべきタイミングで無いと判定した場合、制御部１３０は、検出窓４１１を"０"(Ｌｏｗ)に設定し、以て検出窓４１１を閉じる(ステップＳ４８)。
【００７３】
なお、上記のステップＳ４２でシンボルカウント値４２３＞"Ｎ＋Ｐ"が成立すると、制御部１３０は、イネーブル信号４２１＝"０"を出力し、以てタイミングカウンタ１１０及びシンボルカウンタ１２０の動作を停止させる(ステップＳ４９)。
【００７４】
これにより、図４に示すように、検出窓４１１は、受信シンボルＳ１８〜Ｓ２３各々に対応するシンボルタイミングよりＩＮＴ(ＷＩＮ×α)に相当する時間だけ前に開かれ、ＷＩＮに相当する時間が経過した後に閉じられることとなる。
【００７５】
最大値検出部２００は、検出窓４１１が開かれる期間に入力された相関値の内から相関ピークを検出し、最大相関値４１２として周波数補正部３００へ出力する。
【００７６】
図４では、ＡＧＣ等の結果、受信バンドｆ１において、シンボルタイミング４０２と、受信シンボルＳ１８及びＳ１９に対応する相関ピークＰ１８及びＰ１９の位置とが一致している場合が示されている。図４に示すように、相関ピークＰ１８及びＰ１９は、検出窓４１１が開かれる期間内に出現する。このため、最大値検出部２００は、相関ピークＰ１８及びＰ１９を、受信バンドｆ１に対応する最大相関値４１２として検出することができる。
【００７７】
一方、受信バンドｆ２においては、受信シンボルＳ２０及びＳ２１に対応する相関ピークＰ２０及びＰ２１が、シンボルタイミング４０２より遅れて出現する場合が示されている。しかしながら、図４に示すように、相関ピークＰ２０及びＰ２１は、検出窓４１１が開かれる期間内に出現する。このため、最大値検出部２００は、相関ピークＰ２０及びＰ２１を、取り逃すこと無く、受信バンドｆ２に対応する最大相関値４１２として検出することができる。
【００７８】
また、受信バンドｆ３においては、受信シンボルＳ２２及びＳ２３に対応する相関ピークＰ２２及びＰ２３が、シンボルタイミング４０２より前に出現する場合が示されている。しかしながら、図４に示すように、相関ピークＰ２２及びＰ２３は、検出窓４１１が開かれる期間内に出現する。このため、最大値検出部２００は、相関ピークＰ２２及びＰ２３を、取り逃すこと無く、受信バンドｆ３に対応する最大相関値４１２として検出することができる。
【００７９】
周波数補正部３００は、上記の式(１)に従って、受信バンドｆ１〜ｆ３用の周波数オフセットΔｆ１〜Δｆ３を検出して保持する。そして、周波数補正部３００は、受信バンド標示信号４０４に従って、周波数オフセットΔｆ１〜Δｆ３のいずれか一つを用い、以て受信バンドの切替に応じた周波数補正信号４０３を発生する。
【００８０】
以上説明した通り、本実施の形態においては、シンボルタイミング前後の一定期間内に出現し得る相関ピークを確実に検出し、周波数オフセットの補正に供することができる。このため、シンボルタイミングと相関値のピーク位置とが異なる場合であっても、周波数オフセットを補正することができる。また、図３に示したように、上記の特許文献４では遅延波が存在し得る期間に対応する数分だけ必要であった周波数オフセット検出回路を、１つだけ実装すれば良い。このため、周波数補正回路の規模を、上記の特許文献４と比して大幅に低減できる。従って、本実施の形態においては、回路規模の増大を抑止する効果と、周波数オフセットの補正精度を向上させる効果の両者を達成することができる。加えて、周波数オフセット検出回路を１つだけ実装すれば良いため、周波数オフセットの検出に係る消費電力を削減できるという効果も得られる。
【００８１】
また、本実施の形態においては、周波数オフセットΔｆの検出対象とするシンボルタイミングとして、シンボルタイミング４０２の検出時点から所定期間が経過した後(より詳細には、ＡＧＣの実施後)に到来するシンボルタイミングを用いた。このため、受信信号に対して最適な周波数補正を施すことができる。
【００８２】
また、本実施の形態においては、検出窓４１１の時間幅ＷＩＮを、遅延波が存在し得る期間長ｄに応じて設定し、検出窓４１１の中心位相を、係数αを用いて決定するようにした。このため、無線受信装置の運用環境における遅延特性に則して、周波数オフセットの補正精度を動的に変更することができる。
【００８３】
さらに、本実施の形態においては、周波数オフセットΔｆの検出対象とするシンボルタイミングとして、同一受信バンドにおいて時間軸上で隣接するシンボルタイミングを用いた。この場合、上記のｎシンボル遅延回路３１１に過度の遅延量を持たせる必要が無く、周波数補正回路の規模増大を更に抑止できる。
【００８４】
なお、上記の実施の形態によって本発明は限定されるものではなく、特許請求の範囲の記載に基づき、当業者によって種々の変更が可能なことは明らかである。
【００８５】
例えば、上記の最大相関値４１２は、各周波数バンドにおける位相偏差(シンボルタイミングと相関ピークの間の位相ズレ)の補正に供することもできる。図４を例に取ると、受信バンドｆ２においては、シンボルタイミング４０２の位相を、検出窓４１１内で検出される相関ピークＰ２０又はＰ２１の位相と一致するよう進める。一方、受信バンドｆ３においては、シンボルタイミング４０２の位相を、検出窓４１１内で検出される相関ピークＰ２２又はＰ２３の位相と一致するよう遅らせる。このように、本発明では、検出窓を用いた簡易な構成によって、位相偏差を補正することもできる。
【符号の説明】
【００８６】
１  無線受信装置
１０  ＲＦ部
２０  Ａ／Ｄ変換部
３０  マッチドフィルタ
４０  判定部
４１  シンボルタイミング
５０  周波数補正回路
６０, ３１３  複素乗算器
１００  検出窓生成部
１１０  タイミングカウンタ
１２０  シンボルカウンタ
１３０  制御部
２００  最大値検出部
３００  周波数補正部
３１０  周波数オフセット検出回路
３１１  ｎシンボル遅延回路
３１２  複素共役演算器
３２０  逆正接演算器
３３０, ３３０＿１〜３３０＿３  保持部
３４０  選択部
３５０  ＮＣＯ
４０１  複素相関値
４０２  シンボルタイミング
４０３  周波数補正信号
４０４  受信バンド標示信号
４１１  検出窓
４１２  最大相関値
４２１  イネーブル信号
４２２  タイミングカウント値
４２３  シンボルカウント値
ｆ１〜ｆ３  受信バンド(周波数バンド)
Δｆ, Δｆ１〜Δｆ３  周波数オフセット(周波数偏差)
Ｐ０〜Ｐ２３  相関ピーク
Ｓ０〜Ｓ２３  シンボル
【図１】
2012235328.tif 000003
【図２】
2012235328.tif 000004
【図３】
2012235328.tif 000005
【図４】
2012235328.tif 000006
【図５】
2012235328.tif 000007
【図６】
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【図７】
2012235328.tif 000009
【図８】
2012235328.tif 000010
【図９】
2012235328.tif 000011
【図１０】
2012235328.tif 000012
【図１１】
2012235328.tif 000013