(57)【要約】【課題】休止させるスイッチング素子を切り換える瞬間に生じる交流出力電圧，交流出力電流の歪みを抑制した２アーム変調方式の電力変換装置を提供する。【解決手段】  ２アーム変調方式を適用した３相電力変換装置の電流制御回路２ｃにおいて、電流検出値と電流指令値の偏差に基づき、ＰＩアンプ５によって比例積分演算を行う。この比例積分演算では、Ｐゲイン選択器７によって選択されたＰゲインが用いられる。このＰゲイン選択器７では、休止させるスイッチング素子が切り換わる位相区間は、比例積分演算のＰゲインを低下させる。そのため、休止させるスイッチング素子Ｓu〜Ｓzを切り換えることに起因する移動平均後の電流検出値の歪みが抑制される。【選択図】図１
2012016233.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流‐交流変換を行うインバータと、そのインバータの出力側に設けられたリアクトルと、インバータを構成するスイッチング素子にゲート信号を出力する電流制御回路と、を備えた電力変換装置であって、
前記電流制御回路は、
インバータの電流検出値を移動平均する移動平均部と、
前記移動平均された電流検出値と電流指令値との偏差に基づき比例積分演算を行って電圧指令値を算出するＰＩアンプと、
前記電圧指令値に操作量を加算して各相の電圧指令値を補正し、６個のスイッチング素子のうち１個のスイッチング素子のスイッチングを、電源周期に対して１／６周期間隔ごとに交代で休止させる２アーム変調器と、
その補正された電圧指令値と三角搬送波とを比較し、前記ゲート信号を出力する比較器と、を備え、
前記ＰＩアンプは、
休止させるスイッチング素子が切り換わる位相区間に、比例積分演算のＰゲインを低下させることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記ＰＩアンプは、
休止させるスイッチング素子が切り替わる位相区間よりも、比例積分演算に用いるＰゲインを低下させる期間を長く設定したことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流‐交流変換を行う電力変換装置に係り、特に損失低減を行うＰＷＭ制御の安定性向上に関する。
【背景技術】
【０００２】
図８は、ＰＷＭ方式の電力変換装置の一例を示す構成図である。図８に示すように、電力変換装置１は、直流電圧（例えば、直流蓄電部ＶDCから出力された直流電圧）をインバータＩＮＶによって交流電圧に変換する。
【０００３】
前記インバータＩＮＶの出力電圧はパルス状であり、このパルス状の交流電圧はローパスフィルタＬＰＦを通過することにより、正弦波に成形される。このローパスフィルタＬＰＦとしては、例えば、図８に示すように、リアクトルＬとコンデンサＣとで構成されたものが挙げられる。また、電流制御回路２は、前記インバータＩＮＶにゲート信号を出力する。
【０００４】
図９に前記インバータＩＮＶの一例を示す構成図、図１０に前記電流制御回路２の構成図を示す。なお、図１０に示す電流制御回路２を説明の便宜上２ａとする。図９に示すように、インバータＩＮＶは、電流制御回路２から入力されるゲート信号ＧU，ＧV，ＧW，ＧX，ＧY，ＧZに基づいて各スイッチング素子ＳU，ＳV，ＳW，ＳX，ＳY，ＳZをスイッチングさせることで、直流電圧を交流電圧に変換する。また、図１０に示すように、電流制御回路２ａは、インバータの電流検出値と電流指令値に基づいて、前記インバータＩＮＶに出力するゲート信号Ｇu〜Ｇzを生成する。
【０００５】
このような、半導体のスイッチング素子Ｓu〜Ｓzを用いる電力変換装置１では、スイッチングによって電力損失（以下、スイッチング損失と称する）が生じる。このスイッチング損失は、電力変換装置１に、電力変換効率の低下やスイッチング素子ＳU〜ＳZの冷却機構の大型化など種々の問題を生じさせる。
【０００６】
その解決策として、スイッチング周波数を下げることにより、スイッチング損失を低減する２アーム変調方式が従来から知られている（例えば、特許文献１参照）。この２アーム変調方式を適用した電流制御回路２を図１１に示す。図１１に示す電流制御回路２を説明の便宜上２ｂとする。２アーム変調方式の電流制御回路２ｂは、２相３相変換部８と比較器１１との間に２アーム変調器９が介挿される。
【０００７】
この２アーム変調器９は、３相の電圧指令値それぞれに操作量αを加算し、３相の電圧指令値のうち１相の電圧指令値が、電源周期に対して１／６周期間隔ごとに交代で、三角搬送波の振幅以上になるように、各相の電圧指令値を補正するものである。
【０００８】
その結果、図９に示す６個のスイッチング素子ＳU〜ＳZのうち、１個のスイッチング素子が１／６周期間スイッチングを休止し、定常的にＯＮすることとなる。このスイッチングの休止を６個のスイッチング素子ＳU〜ＳZが、１／６周期交代で行うことにより、２アーム変調方式を適用しない場合に比べて６個のスイッチング素子の平均スイッチング回数が５／６になるため、スイッチング損失を大幅に低減することが可能となる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開昭５９−１３９８７１号公報
【特許文献２】特開平９−１４９６６０号公報
【特許文献３】特開２００９−１００６１３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
図８に示すように、インバータＩＮＶ出力部にリアクトルＬを有する電力変換装置１の場合、インバータ電流には下記（１）式に示すリプル電流が重畳される。
【００１１】
【数１】
2012016233.tif 000003
【００１２】
なお、前記（１）式中のｆswはスイッチング周波数，ＶDCは直流電圧，ＶINVはインバータ電圧（実効値）を示す。このリプル電流は、インバータＩＮＶのスイッチングに起因しており、周期はスイッチング周期に同期している。
【００１３】
図１０に示すような２アーム変調方式を適用しない電流制御回路２ａは、インバータの電流検出値からリプル電流を除去した値を、ＰＩアンプ５に入力するために、インバータの電流検出値をスイッチング周期で移動平均している。
【００１４】
この（ａ）移動平均前のインバータ電流検出波形と、（ｂ）移動平均後のインバータ電流検出波形を図１２に示す。図１２に示すように、スイッチング周期で移動平均することにより、前記（１）式のリプル電流を除去した値をインバータの電流検出値とすることができる。
【００１５】
また、２アーム変調方式を適用した電流制御回路２ｂ（図１１）においても、インバータ電流検出値のリプル電流を除去するために、移動平均が行われる。２アーム変調方式を適用した場合における（ａ）移動平均前のインバータ電流検出波形と、（ｂ）移動平均後のインバータ電流検出波形を図１３に示す。
【００１６】
図１３に示すように、２アーム変調方式を適用した場合、休止させるスイッチング素子を切り換える瞬間に、インバータ電流に重畳されているリプル電流位相が急変する。これは、スイッチングしているスイッチング素子の組み合わせが瞬時に切り替わることに起因している。
【００１７】
したがって、２アーム変調方式を適用した電流制御回路２ｂでは、インバータの電流検出値をスイッチング周期で移動平均しても、休止させるスイッチング素子を切り換える瞬間はリプル電流を完全に除去することができず、インバータの電流検出値は歪んだ波形となってしまっていた。
【００１８】
実際の交流出力電流波形は、ローパスフィルタＬＰＦによってリプル電流が除去されているため、図１３（ｂ）に示すような歪みは生じていない。それにも関わらず、ＰＩアンプ５は、この歪みを抑制するように動作してしまう。そのため、電圧指令値が歪んでしまい、結果的に、交流出力電圧，交流出力電流に歪みを生じさせていた。
【００１９】
以上示したようなことから、休止させるスイッチング素子を切り換える瞬間に生じる交流出力電圧，交流出力電流の歪みを抑制した２アーム変調方式の電力変換装置を提供することが主な課題となる。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
本発明の一態様は、直流‐交流変換を行うインバータと、そのインバータの出力側に設けられたリアクトルと、インバータを構成するスイッチング素子にゲート信号を出力する電流制御回路と、を備えた電力変換装置であって、前記電流制御回路は、インバータの電流検出値を移動平均する移動平均部と、前記移動平均された電流検出値と電流指令値との偏差に基づき比例積分演算を行って電圧指令値を算出するＰＩアンプと、前記電圧指令値に操作量を加算して各相の電圧指令値を補正し、６個のスイッチング素子のうち１個のスイッチング素子のスイッチングを、電源周期に対して１／６周期間隔ごとに交代で休止させる２アーム変調器と、その補正された電圧指令値と三角搬送波とを比較し、前記ゲート信号を出力する比較器と、を備え、前記ＰＩアンプは、休止させるスイッチング素子が切り換わる位相区間に、比例積分演算のＰゲインを低下させることを特徴とする。
【００２１】
また、前記ＰＩアンプは、休止させるスイッチング素子が切り替わる位相区間よりも、比例積分演算に用いるＰゲインを低下させる位相区間を長く設定してもよい。
【発明の効果】
【００２２】
本発明によれば、休止させるスイッチング素子を切り換える瞬間に生じる交流出力電圧，交流出力電流の歪みを抑制した２アーム変調方式の電力変換装置を提供することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】実施形態における電流制御回路の一例を示す構成図である。
【図２】２アーム変調器の一例を示す構成図である。
【図３】２アーム変調器の各部信号波形を示すタイムチャートである。
【図４】変調前，変調後の電圧指令値および操作量の一例を示す波形図である。
【図５】Ｐゲイン選択器の一例を示す構成図である。
【図６】Ｐゲイン選択器の信号波形の一例を示すタイムチャートである。
【図７】交流出力電流の一例を示す波形図である。
【図８】電力変換装置の一例を示す構成図である。
【図９】インバータの一例を示す構成図である。
【図１０】従来の電流制御回路の一例を示す構成図である。
【図１１】従来の２アーム変調方式の電流制御回路の一例を示す構成図である。
【図１２】インバータ電流検出値の一例を示す波形図である。
【図１３】２アーム変調方式におけるインバータ電流検出値の一例を示す波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００２４】
本発明の電力変換装置１は、休止させるスイッチング素子を切り換える瞬間に生じる交流出力電圧，交流出力電流の歪みを抑制するものである。
【００２５】
実際の交流出力電流波形は、ローパスフィルタＬＰＦによってリプル電流が除去されている。それにも関わらず、ＰＩアンプ５は休止させる素子を切り換えることに起因する移動平均後の電流検出値の歪みを抑制するように動作してしまう。そのため、電圧指令値が歪んでしまい、結果的に、交流出力電圧，交流出力電流に歪みを生じさせていた。
【００２６】
すなわち、２アーム変調方式を適用した場合は、休止させるスイッチング素子を切り換えることに起因する移動平均後の電流検出値の歪みに、電流制御回路のＰＩアンプ５は応答すべきでない。
【００２７】
そこで、本発明では、休止させるスイッチング素子を切り換える位相区間はＰＩアンプ５のＰゲインを抑制する。
【００２８】
〔実施形態〕
以下、本実施形態におけるＰＷＭ方式の電力変換装置１を図面に基づき説明する。
【００２９】
本実施形態における電力変換装置１は、電流制御回路２の構成以外は従来技術（図８）と同様の構成のため、ここでの詳細な説明は省略する。
【００３０】
本実施形態における電流制御回路２の構成を図１に基づき説明する。図１に示す電流制御回路２を説明の便宜上２ｃとする。電流制御回路２ｃは、インバータの電流検出値，電流指令値に基づいてインバータＩＮＶに出力するゲート信号ＧU〜ＧZを生成するものである。なお、本実施形態では、２アーム変調方式が適用される。
【００３１】
まず、移動平均部３において、インバータの電流検出値を移動平均する。ここで、移動平均前のインバータ電流検出波形および移動平均後のインバータ電流検出波形は、２アーム変調方式を採用しているため、図１３に示す波形と同様である。次に、移動平均後のインバータの電流検出値は、３相２相変換部４に出力され、インバータ電圧基準位相θに基づいて、２相の電流検出値Ｉｄ，Ｉｑに３相２相変換される。
【００３２】
ＰＩアンプ５は、前記２相の電流検出値Ｉｄ，Ｉｑと電流指令値演算部６から出力された電流指令値Ｉｄ*，Ｉｑ*との偏差に基づき比例積分演算を行って２相の電圧指令値Ｖｄ*，Ｖｑ*を出力する。前記比例積分演算では、Ｐゲイン選択器７から出力された電流制御ゲイン（以下、Ｐゲインと称する）が用いられる。
【００３３】
２相３相変換部８は、ＰＩアンプ５より出力される２相の電圧指令値Ｖｄ*，Ｖｑ*とインバータ電圧基準位相θとに基づき、３相の電圧指令値（変調前の電圧指令値）Ｖ*U，Ｖ*V，Ｖ*Wを求め、該３相の電圧指令値Ｖ*U，Ｖ*V，Ｖ*Wを２アーム変調器９に出力する。
【００３４】
２アーム変調器９は、入力された電圧指令値Ｖ*U，Ｖ*V，Ｖ*Wに操作量αを加算して、２アーム変調方式の電圧指令値（変調後の電圧指令値）Ｖ*U＋α，Ｖ*V＋α，Ｖ*W＋αに変調する。
【００３５】
この２アーム変調方式の電圧指令値（変調後の電圧指令値）Ｖ*U＋α，Ｖ*V＋α，Ｖ*W＋αと、三角搬送波作成部１０から出力された三角搬送波と、が比較器１１で比較され、ゲート信号ＧU〜ＧZが生成される。
【００３６】
ここで、２アーム変調器９について図２〜図４に基づき詳細に説明する。図２は２アーム変調器９の構成図、図３は２アーム変調器９における各部の信号波形図、図４（ａ）は電圧指令値Ｖ*U，Ｖ*V，Ｖ*Wの波形図，図４（ｂ）は操作量αの波形図，図４（ｃ）は変調後の電圧指令値Ｖ*U＋α，Ｖ*V＋α，Ｖ*W＋αの波形図を示す。
【００３７】
次に、前記操作量αの演算方法を説明する。まず、最大値演算器１３ａ，最小値演算器１３ｂにより、電圧指令値Ｖ*U，Ｖ*V，Ｖ*Wの最大値，最小値を求めておき、インバータ電圧基準位相θの値によって、（１−最大値）もしくは（−１−最小値）のどちらかを操作量αとして選択する。
【００３８】
前記（１−最大値）と（−１−最小値）は、最大値の絶対値と最小値の絶対値とを比較し、最大値の絶対値の方が大きい期間は（１−最大値）が選択され、最小値の絶対値の方が大きい期間は（−１−最小値）が選択される。
【００３９】
本実施形態では、インバータ電圧基準位相θが、０＜θ≦π／３，２／３π＜θ≦π，４／３π＜θ≦５／３πの期間は、最小値の絶対値の方が最大値の絶対値よりも大きいため、「０」レベルのアーム切替信号がアーム切替スイッチ１４に出力される。一方、インバータ電圧基準位相θが、π／３＜θ≦２／３π，π＜θ≦４／３π，５／３π＜θ≦２πの期間は、最大値の絶対値の方が最小値の絶対値よりも大きいため、「１」レベルのアーム切替信号がアーム切替スイッチ１４に出力される。
【００４０】
具体的には、比較器１５ａ，１５ｂ，１５ｃ，１５ｄ，１５ｅ，１５ｆにより、インバータ電圧基準位相θとπ／３，２／３π，π，４／３π，５／３π，２πとをそれぞれ比較して、その比較結果をＡＮＤ回路１６ａ，１６ｂ，１６ｃに出力する。そして、ＡＮＤ回路１６ａ〜１６ｃの出力結果をＯＲ回路１７に出力し、そのＯＲ回路１７の出力をアーム切替信号（図３）とする。
【００４１】
これにより、アーム切替スイッチ１４では、「０」レベルの期間は（−１−最小値）の値を、「１」レベルの期間は（１−最大値）の値を、操作量αとして出力する。ただし、ここで説明した操作量αの演算方法は一例であり、その他の演算方法により操作量αを演算してもよい。
【００４２】
このようにして算出された操作量αは、電圧指令値Ｖ*U，Ｖ*V，Ｖ*Wにそれぞれ加算され、変調後電圧指令値Ｖ*U＋α，Ｖ*V＋α，Ｖ*W＋α（図４ｃ）として出力される。この変調後電圧指令値Ｖ*U＋α，Ｖ*V＋α，Ｖ*W＋αは、図４（ｃ）に示すように、電源周期に対して、１／６周期交代で、三角搬送波の振幅値以上となり、各ゲート信号が定常的にＯＮすることになる。すなわち、６個のスイッチング素子Ｓu〜Ｓzのうち１個のスイッチング素子のスイッチングが、電源周期に対して１／６周期間隔ごとに交代で休止し、定常的にＯＮとなる。その結果、２アーム変調を行わない場合と比較すると、平均スイッチング回数が５／６になり、スイッチング損失を低減することができる。
【００４３】
図５は、Ｐゲイン選択器７の一例を示す構成図である。図６は、Ｐゲイン選択器７の出力波形の一例を示すタイムチャートである。
【００４４】
２アーム変調方式を適用した電力変換装置１は、スイッチングを休止させるスイッチング素子を切り換える瞬間に、交流出力電圧，交流出力電流に歪みが生じる。
【００４５】
本実施形態では、休止させるスイッチング素子を切り換える瞬間に生じる移動平均後のインバータ電流検出値の歪みに対して、電流制御回路２のＰＩアンプ５のＰゲインを小さくすることにより、電圧指令値の歪みを抑制させる。このためには、休止させるスイッチング素子を切り換える位相区間だけ、ＰＩアンプ５のＰゲインを小さくすればよい。
【００４６】
図３および図４からわかるように、２アーム変調方式において、休止させるスイッチング素子を切り換える位相区間は、インバータ電圧基準位相θの情報による。したがって、図５に示すゲイン選択器７において、休止させるスイッチング素子を切り換えるタイミングであるθ＝１／３π，２／３π，π，４／３π，５／３π，２πのときだけ、Ｐゲインを小さくする。そこで、Ｐゲインは、通常の期間はＫp2とし、スイッチングを休止させる素子を切り換える位相区間ではＫp2よりも小さいＫp1を選択するようにする。
【００４７】
ここで、ＰゲインとしてＫp1が選択される位相区間には、図６に示すように、休止させるスイッチング素子が切り替わる位相区間よりも長く設定されることが望ましい。なお、ＰゲインＫp1，Ｋp2，位相区間φは任意に設定できるようにする（ただし、Ｋp1＜Ｋp2）。
【００４８】
Ｐゲイン選択器７の具体的な構成について、図５に基づき詳細に説明する。本実施形態のＰゲイン選択器７は、比較器１８ａ〜１８ｌと、ＡＮＤ回路１９ａ〜１９ｆと、ＯＲ回路２０と、Ｐゲイン切替スイッチ２１と、を有する。
【００４９】
前記比較器１８ａ〜１８ｌ，ＡＮＤ回路１９ａ〜１９ｆ，ＯＲ回路２０によってＰゲイン切替信号が生成される。そして、このＰゲイン切替信号に基づいて、Ｐゲイン切替スイッチ２１により、ＰゲインＫp1，Ｋp2を選択し、ＰＩアンプ５に出力する。
【００５０】
前記Ｐゲイン切替信号は、π／３＜θ＜π／３＋φ，２／３π＜θ＜２／３π＋φ，π＜θ＜π＋φ，４／３π＜θ＜４／３π＋φ，５／３π＜θ＜５／３π＋φ，２π＜θ＜２π＋φの期間は「１」レベルの信号、それ以外の期間は「０」レベルの信号となるようにする。
【００５１】
本実施形態では、比較器１８ａの非反転入力端子にインバータ電圧基準位相θを入力し、反転入力端子にπ／３を入力する。また、比較器１８ｂの非反転入力端子にπ／３＋φを入力し、反転入力端子にインバータ電圧基準位相θを入力する。そして、その比較器１８ａ，１８ｂの出力をＡＮＤ回路１９ａに入力する。その結果、ＡＮＤ回路１９ａからは、インバータ電圧基準位相θがπ／３＜θ＜π／３＋φの期間「１」レベルの信号がＯＲ回路２０に出力されることとなる。
【００５２】
比較器１８ｃ〜１８ｌ，ＡＮＤ回路１９ｂ〜１９ｆについても、上記と同様の動作が行われ、ＯＲ回路２０に出力される。そして、ＯＲ回路２０では、ＡＮＤ回路１９ａ〜１９ｆが「１」レベルの信号を出力するすべての期間において、「１」レベルを出力する。このＯＲ回路２０から出力される信号がＰゲイン切替信号となる。
【００５３】
このＰゲイン切替信号がＰゲイン切替スイッチ２１に入力されることにより、Ｐゲイン切替信号が「０」レベルの期間はＫp2を、Ｐゲイン切替信号が「１」レベルの期間はＫp1を、Ｐゲインとして出力する。このＰゲインは図６に示すようになる。
【００５４】
このように、Ｐゲインを操作することにより、休止させるスイッチング素子を切り換える位相区間は、ＰＩアンプ５の比例積分演算にＰゲインＫp1が用いられる。そのため、休止させるスイッチング素子を切り換えることに起因する移動平均後の電流検出値の歪みに対してＰＩアンプ５の応答性は悪くなる。
【００５５】
実際の交流出力電流波形は、ローパスフィルタＬＰＦによってリプル電流が除去されているため、歪みは生じていない。そのため、休止させるスイッチング素子を切り換えることに起因する移動平均後の電流検出値の歪みに対してＰＩアンプ５の応答性を悪くすることにより、ＰＩアンプ５が、移動平均後の電流検出値の歪みを抑制するように動作することが抑制される。
【００５６】
その結果、インバータＩＮＶ出力部にリアクトルＬを有する電力変換装置１において、電圧指令値が歪んでしまうことを抑制し、図７に示すように、２アーム変調方式を適用した際に生じる交流出力電圧，交流出力電流の歪みを抑制することができる。
【００５７】
また、ＰＩアンプ５において、休止させるスイッチング素子が切り替わる位相区間よりも、比例積分演算に用いるＰゲインを低下させる期間を長く設定することにより、確実に交流出力電圧，交流出力電流の歪みを抑制することが可能となる。
【００５８】
以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。
【００５９】
例えば、本実施形態では、特定の構成の電流制御回路２ｃ，２アーム変調器９について説明したが、その他の構成でもよい。
【符号の説明】
【００６０】
ＩＮＶ…インバータ
Ｌ…リアクトル
ＳU，ＳV，ＳW，ＳX，ＳY，ＳZ…スイッチング素子
ＧU，ＧV，ＧW，ＧX，ＧY，ＧZ…ゲート信号
１…電力変換装置
２…電流制御回路
３…移動平均部
５…ＰＩアンプ
９…２アーム変調器
１１…比較器
【図１】
2012016233.tif 000004
【図２】
2012016233.tif 000005
【図３】
2012016233.tif 000006
【図４】
2012016233.tif 000007
【図５】
2012016233.tif 000008
【図６】
2012016233.tif 000009
【図７】
2012016233.tif 000010
【図８】
2012016233.tif 000011
【図９】
2012016233.tif 000012
【図１０】
2012016233.tif 000013
【図１１】
2012016233.tif 000014
【図１２】
2012016233.tif 000015
【図１３】
2012016233.tif 000016