(57)【要約】【課題】入力電圧のばらつきに対する電流ピーク値の変動を抑制する。【解決手段】スイッチング電流検出部(101)は、スイッチング素子(SW)を流れるスイッチング電流の電流値を検出する。最大基準値補正部(102)は、スイッチング素子(SW)のオン時間に基づいて予め設定された最大基準値(iMAXs)を補正することによってスイッチング素子(SW)のオン時間に反比例する補正最大基準値(iMAXc)を生成する。スイッチング制御部(104)は、所定のターンオン周期に基づいてスイッチング素子(SW)をターンオンし、スイッチング電流検出部(101)によって検出されたスイッチング電流の電流値が最大基準値補正部(102)によって生成された補正最大基準値(iMAXc)に到達するとスイッチング素子(SW)をターンオフする。【選択図】図１
2012235602.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
互いの間に入力電圧が印加される第１および第２の入力ノードの一方に電気的に接続されたスイッチング素子と、
前記スイッチング素子がオン状態である場合に前記スイッチング素子によって伝達された入力電圧をエネルギとして蓄積し、前記スイッチング素子がオフ状態である場合に前記蓄積したエネルギを負荷に伝達するエネルギ伝達部と、
前記スイッチング素子を流れるスイッチング電流の電流値を検出するスイッチング電流検出部と、
前記スイッチング素子のオン時間に基づいて予め設定された最大基準値を補正することによって前記スイッチング素子のオン時間に反比例する補正最大基準値を生成する最大基準値補正部と、
所定のターンオン周期に基づいて前記スイッチング素子をターンオンし、前記スイッチング電流検出部によって検出されたスイッチング電流の電流値が前記最大基準値補正部によって生成された補正最大基準値に到達すると前記スイッチング素子をターンオフするスイッチング制御部とを備える
ことを特徴とする直流コンバータ。
【請求項２】
請求項１において、
前記負荷の負荷電力を検出する負荷電力検出部と、
前記負荷電力検出部によって検出された負荷電力に応じて過電流基準値を調整する過電流基準値調整部とをさらに備え、
スイッチング制御部は、前記所定のターンオン周期に基づいて前記スイッチング素子をターンオンし、前記スイッチング電流検出部によって検出されたスイッチング電流の電流値が前記最大基準値補正部によって生成された補正最大基準値および前記過電流基準値調整部によって調整された過電流基準値のうち低いほうに到達すると前記スイッチング素子をターンオフする
ことを特徴とする直流コンバータ。
【請求項３】
請求項１または２において、
前記最大基準値補正部は、
前記スイッチング素子のオン時間を検出するオン時間検出部と、
前記オン時間検出部によって検出されたオン時間に反比例する補正値を演算するスタティック動作型の反比例回路と、
前記予め設定された最大基準値から前記反比例回路によって得られた補正値を減算することによって前記補正最大基準値を生成する演算部とを含む
ことを特徴とする直流コンバータ。
【請求項４】
請求項１または２において、
前記最大基準値補正部は、
前記スイッチング素子のオン時間において充電電流によってキャパシタを充電することによって前記オン時間に応じたオン時間電圧を生成するオン時間検出部と、
前記オン時間検出部によって生成されたオン時間電圧と予め設定された基準電圧との差に応じて補正値を調整し、前記予め設定された最大基準値から前記補正値を減算することによって前記補正最大基準値を生成するとともに、前記オン時間電圧と前記基準電圧との差が小さくなるように前記充電電流の電流値を制御するフィードバック制御部とを含む
ことを特徴とする直流コンバータ。
【請求項５】
請求項４において、
前記フィードバック制御部は、前記オン時間検出部によって生成されたオン時間電圧と前記基準電圧との差を反転増幅する反転増幅器を含む
ことを特徴とする直流コンバータ。
【請求項６】
互いの間に入力電圧が印加される第１および第２の入力ノードの一方に電気的に接続されたスイッチング素子と、前記スイッチング素子がオン状態である場合に前記スイッチング素子によって伝達された入力電圧をエネルギとして蓄積し、前記スイッチング素子がオフ状態である場合に前記蓄積したエネルギを負荷に伝達するエネルギ伝達部とを備える直流コンバータを制御する装置であって、
前記スイッチング素子を流れるスイッチング電流の電流値を検出するスイッチング電流検出部と、
前記スイッチング素子のオン時間に基づいて予め設定された最大基準値を補正することによって前記スイッチング素子のオン時間に反比例する補正最大基準値を生成する最大基準値補正部と、
所定のターンオン周期に基づいて前記スイッチング素子をターンオンし、前記スイッチング電流検出部によって検出されたスイッチング電流の電流値が前記最大基準値補正部によって生成された補正最大基準値に到達すると前記スイッチング素子をターンオフするスイッチング制御部とを備える
ことを特徴とする半導体装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、スイッチング素子のオン／オフを制御することによって負荷電力を制御する直流コンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、スイッチング素子のオン／オフを制御することによって負荷電力を制御する直流コンバータが知られている。このような直流コンバータでは、所定のターンオン周期に基づいてスイッチング素子がターンオンし、スイッチング素子を流れるスイッチング電流の電流値が予め設定された基準値に到達するとスイッチング素子がターンオフする。スイッチング素子がターンオンすると、スイッチング電流の電流値は時間経過に伴って上昇する。スイッチング電流の時間変化勾配は、入力電圧をトランス（または、インダクタ）のインダクタンス値で除算した値となる。また、直流コンバータを構成する各要素は遅延時間を有するので、スイッチング電流の電流値が基準値に到達してからスイッチング素子がターンオフするまでの間には遅延時間が存在する。したがって、図１３のように、入力電圧のばらつきに対してスイッチング電流の最高値（電流ピーク値）が変動してしまう。このような電流ピーク値の変動は、直流コンバータの最大出力電力（負荷電力の最大値）の変動や定電流制御の精度劣化を引き起こすことになる。そこで、特許文献１，２には、スイッチング素子のオン時間（すなわち、スイッチング素子のターンオンからターンオフまでの時間）に応じて基準値を補正することにより、入力電圧のばらつきに対する電流ピーク値の変動を抑制することが記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００３−１８９６１２号公報
【特許文献２】特開２００４−２３４５８４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、特許文献１ではスイッチング素子のオン時間と基準値との間の関係が比例になるように基準値が補正され、特許文献２ではスイッチング素子のオン時間と基準値との間の関係が指数関数で表現されるように基準値が補正されるので、スイッチング素子のオン時間が短くなるほど、入力電圧のばらつきに対する電流ピーク値の変動量が大きくなってしまう。
【０００５】
そこで、この発明は、従来よりも入力電圧のばらつきに対する電流ピーク値の変動を抑制可能な直流コンバータを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
この発明の１つの局面に従うと、直流コンバータは、互いの間に入力電圧が印加される第１および第２の入力ノードの一方に電気的に接続されたスイッチング素子と、上記スイッチング素子がオン状態である場合に上記スイッチング素子によって伝達された入力電圧をエネルギとして蓄積し、上記スイッチング素子がオフ状態である場合に上記蓄積したエネルギを負荷に伝達するエネルギ伝達部と、上記スイッチング素子を流れるスイッチング電流の電流値を検出するスイッチング電流検出部と、上記スイッチング素子のオン時間に基づいて予め設定された最大基準値を補正することによって上記スイッチング素子のオン時間に反比例する補正最大基準値を生成する最大基準値補正部と、所定のターンオン周期に基づいて上記スイッチング素子をターンオンし、上記スイッチング電流検出部によって検出されたスイッチング電流の電流値が上記最大基準値補正部によって生成された補正最大基準値に到達すると上記スイッチング素子をターンオフするスイッチング制御部とを備える。上記直流コンバータでは、従来よりもスイッチング素子のオン時間のばらつきに対する電流ピーク値（スイッチング電流の最高値）の変動を抑制できる。これは、入力電圧のばらつきに対する電流ピーク値の変動を抑制できることを意味する。したがって、最大出力電力（負荷電力の最大値）の変動や定電流制御の精度劣化を抑制できる。
【０００７】
なお、上記直流コンバータは、上記負荷の負荷電力を検出する負荷電力検出部と、上記負荷電力検出部によって検出された負荷電力に応じて過電流基準値を調整する過電流基準値調整部とをさらに備え、スイッチング制御部は、上記所定のターンオン周期に基づいて上記スイッチング素子をターンオンし、上記スイッチング電流検出部によって検出されたスイッチング電流の電流値が上記最大基準値補正部によって生成された補正最大基準値および上記過電流基準値調整部によって調整された過電流基準値のうち低いほうに到達すると上記スイッチング素子をターンオフするものであっても良い。上記直流コンバータでは、負荷変動に対して定電圧制御，定電流制御，および定電力制御を実現できる。
【０００８】
また、上記最大基準値補正部は、上記スイッチング素子のオン時間を検出するオン時間検出部と、上記オン時間検出部によって検出されたオン時間に反比例する補正値を演算するスタティック動作型の反比例回路と、上記予め設定された最大基準値から上記反比例回路によって得られた補正値を減算することによって上記補正最大基準値を生成する演算部とを含むものであっても良い。このように構成することにより、パルス・バイ・パルス動作によって補正最大基準値を生成できる。これにより、入力電圧への追従性を高めることができ、定電流制御を精度良く行うことができる。
【０００９】
または、上記最大基準値補正部は、上記スイッチング素子のオン時間において充電電流によってキャパシタを充電することによって上記オン時間に応じたオン時間電圧を生成するオン時間検出部と、上記オン時間検出部によって生成されたオン時間電圧と予め設定された基準電圧との差に応じて補正値を調整し、上記予め設定された最大基準値から上記補正値を減算することによって上記補正最大基準値を生成するとともに、上記オン時間電圧と上記基準電圧との差が小さくなるように上記充電電流の電流値を制御するフィードバック制御部とを含むものであっても良い。このように構成することにより、フィードバック制御の収束動作によって補正最大基準値とスイッチング素子のオン時間との間の関係が反比例になるように補正最大基準値を生成できる。
【００１０】
なお、上記フィードバック制御部は、上記オン時間検出部によって生成されたオン時間電圧と上記基準電圧との差を反転増幅する反転増幅器を含むものであっても良い。このように構成することにより、素子ばらつきや温度変化による制御誤差を抑制できる。
【００１１】
この発明のもう１つの局面に従うと、半導体装置は、互いの間に入力電圧が印加される第１および第２の入力ノードの一方に電気的に接続されたスイッチング素子と、上記スイッチング素子がオン状態である場合に上記スイッチング素子によって伝達された入力電圧をエネルギとして蓄積し、上記スイッチング素子がオフ状態である場合に上記蓄積したエネルギを負荷に伝達するエネルギ伝達部とを備える直流コンバータを制御する装置であって、上記スイッチング素子を流れるスイッチング電流の電流値を検出するスイッチング電流検出部と、上記スイッチング素子のオン時間に基づいて予め設定された最大基準値を補正することによって上記スイッチング素子のオン時間に反比例する補正最大基準値を生成する最大基準値補正部と、所定のターンオン周期に基づいて上記スイッチング素子をターンオンし、上記スイッチング電流検出部によって検出されたスイッチング電流の電流値が上記最大基準値補正部によって生成された補正最大基準値に到達すると上記スイッチング素子をターンオフするスイッチング制御部とを備える。上記半導体装置では、従来よりもスイッチング素子のオン時間のばらつきに対する電流ピーク値の変動を抑制できる。これは、入力電圧のばらつきに対する電流ピーク値の変動を抑制できることを意味する。したがって、最大出力電力の変動や定電流制御の精度劣化を抑制できる。
【発明の効果】
【００１２】
以上のように、従来よりも入力電圧のばらつきに対する電流ピーク値の変動を抑制でき、最大出力電力（負荷電力の最大値）の変動や定電流制御の精度劣化を抑制できる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】実施形態１による直流コンバータの構成例を示す図。
【図２】最大基準値の補正について説明するための図。
【図３】過電流基準値の調整について説明するための図。
【図４】電流ピーク値とオン時間との関係について説明するための図。
【図５】実施形態１による最大基準値補正部の構成例を示す図。
【図６】実施形態１による直流コンバータの動作について説明するための図。
【図７】実施形態１による直流コンバータの動作について説明するための図。
【図８】電流ピーク値とオン時間との関係を示すグラフ。
【図９】実施形態２による最大基準値補正部の構成例を示す図。
【図１０】実施形態２による直流コンバータの動作について説明するための図。
【図１１】負荷電力検出部の変形例について説明するための図。
【図１２】エネルギ伝達部の変形例について説明するための図。
【図１３】電流ピーク値と入力電圧との関係について説明するための図。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下、実施の形態を図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一または相当部分には同一の符号を付しその説明は繰り返さない。
【００１５】
（実施形態１）
図１は、実施形態１による直流コンバータの構成例を示す。直流コンバータは、スイッチング素子ＳＷと、エネルギ伝達部ＥＴと、最大基準値設定部１００と、負荷電力検出部２００と、半導体装置１０とを備える。半導体装置１０は、スイッチング電流検出部１０１と、最大基準値補正部１０２と、過電流基準値調整部１０３と、スイッチング制御部１０４とを備える。
【００１６】
〔スイッチング素子〕
スイッチング素子ＳＷは、入力ノードＮ１，Ｎ２のうち入力ノードＮ２（低電位側の入力ノード）に電気的に接続される。入力ノードＮ１，Ｎ２の間には、入力電圧Ｖｉｎ（直流電圧）が印加される。また、スイッチング素子ＳＷは、スイッチング制御信号ＳＷＧに応答してオン／オフを切り替える。
【００１７】
〔エネルギ伝達部〕
エネルギ伝達部ＥＴは、スイッチング素子ＳＷがオン状態である場合には、スイッチング素子ＳＷによって伝達された入力電圧Ｖｉｎをエネルギとして蓄積する。また、エネルギ伝達部ＥＴは、スイッチング素子ＳＷがオフ状態である場合には、蓄積したエネルギを負荷ＬＤに伝達する。例えば、エネルギ伝達部ＥＴは、互いに逆極性である一次巻線Ｗ１および二次巻線Ｗ２からなるトランスＴＲと、整流ダイオードＤＤと、キャパシタＣＣとを含んでいても良い。スイッチング素子ＳＷのスイッチング動作によりトランスＴＲの二次巻線Ｗ２に誘起した交流電圧は、整流ダイオードＤＤおよびキャパシタＣＣによって整流平滑されて直流電圧として負荷ＬＤに印加される。
【００１８】
〔最大基準値設定部〕
最大基準値設定部１００は、過電流検出レベルの上限値に相当する最大基準値ｉＭＡＸｓを設定する。ここでは、最大基準値設定部１００は、最大基準値ｉＭＡＸｓに応じた基準電流ｉ１００を供給する。なお、最大基準値ｉＭＡＸｓは、固定値であっても良いし、可変値であっても良い。
【００１９】
〔負荷電力検出部〕
負荷電力検出部２００は、負荷ＬＤの負荷電力を検出し、負荷電力の大きさを示したフィードバック信号ＦＢ（例えば、フォトトランジスタによる電流など）を供給する。例えば、負荷電力検出部２００は、フォトカプラやツェナーダイオードなどによって構成される。
【００２０】
〔スイッチング電流検出部〕
スイッチング電流検出部１０１は、スイッチング素子ＳＷを流れるスイッチング電流の電流値（スイッチング電流値ｉＳＷ）を検出する。ここでは、スイッチング電流検出部１０１は、スイッチング電流値ｉＳＷに応じた電圧を供給する。
【００２１】
〔最大基準値補正部〕
最大基準値補正部１０２は、スイッチング素子ＳＷのオン時間ｔｏｎに基づいて最大基準値設定部１００によって設定された最大基準値ｉＭＡＸｓを補正することによってオン時間ｔｏｎに反比例する補正最大基準値ｉＭＡＸｃ（ここでは、補正最大基準値ｉＭＡＸｃに応じた電圧）を生成する。図２のように、最大基準値補正部１０２は、補正最大基準値ｉＭＡＸｃとオン時間ｔｏｎとの間の関係が反比例（比例定数が負の値である反比例）になるように補正最大基準値ｉＭＡＸｃを生成する。例えば、最大基準値補正部１０２は、補正値ｉＣＯＲとオン時間ｔｏｎとの間の関係が反比例（比例定数が正の値である反比例）になるように補正値ｉＣＯＲを生成し、最大基準値設定部１００によって設定された最大基準値ｉＭＡＸｓから補正値ｉＣＯＲを減算することによって補正最大基準値ｉＭＡＸｃを生成しても良い。
【００２２】
〔過電流基準値調整部〕
過電流基準値調整部１０３は、負荷ＬＤの負荷電力の大きさが一定になるように、負荷電力検出部２００によって検出された負荷電力の大きさに応じて過電流基準値ｉＬＭＴ（ここでは、過電流基準値ｉＬＭＴに応じた電圧）を調整する。例えば、図３のように、過電流基準値調整部１０３は、フィードバック信号ＦＢの信号レベルが高くなるほど（すなわち、負荷電力検出部２００によって検出された負荷電力が小さくなるほど）、過電流基準値ｉＬＭＴが低くなるように過電流基準値ｉＬＭＴを調整する。
【００２３】
〔スイッチング制御部〕
スイッチング制御部１０４は、所定のターンオン周期に基づいて、スイッチング制御信号ＳＷＧの信号レベルをローレベルからハイレベルへ変化させることによってスイッチング素子ＳＷをターンオンする（すなわち、スイッチング素子ＳＷをオフ状態からオン状態へ変化させる）。また、スイッチング制御部１０４は、スイッチング電流検出部１０１によって検出されたスイッチング電流値ｉＳＷが最大基準値補正部１０２によって生成された補正最大基準値ｉＭＡＸｃおよび過電流基準値調整部１０３によって調整された過電流基準値ｉＬＭＴのうち低いほうに到達すると、スイッチング制御信号ＳＷＧの信号レベルをハイレベルからローレベルへ変化させることによってスイッチング素子ＳＷをターンオフする（すなわち、スイッチング素子ＳＷをオン状態からオフ状態へ変化させる）。
【００２４】
例えば、スイッチング制御部１０４は、発振器ＯＳＣと、比較器ＣＭＰと、ＲＳフリップフロップＲＳＦＦとを含んでいても良い。発振器ＯＳＣは、所定の発振周期でターンオン信号Ｓｏｎを出力する。比較器ＣＭＰは、スイッチング電流値ｉＳＷに応じた電圧が過電流基準値ｉＬＭＴに応じた電圧および補正最大基準値ｉＭＡＸｃに応じた電圧のうち低いほうよりも高くなるとターンオフ信号Ｓｏｆｆを出力する。ＲＳフリップフロップＲＳＦＦは、ターンオン信号Ｓｏｎに応答してスイッチング制御信号ＳＷＧの信号レベルをローレベルからハイレベルへ変化させ、ターンオフ信号Ｓｏｆｆに応答してスイッチング制御信号ＳＷＧの信号レベルをハイレベルからローレベルへ変化させる。
【００２５】
〔電流ピーク値とオン時間との関係〕
ここで、図４を参照して、スイッチング電流ｉＳＷの最高値（電流ピーク値ｉＤＰ）について説明する。スイッチング素子ＳＷがオフ状態からオン状態へ変化すると、時間経過に伴ってスイッチング電流値ｉＳＷが上昇する。スイッチング電流の時間変化勾配（スイッチング電流値ｉＳＷの上昇速度）は、入力電圧ＶｉｎをトランスＴＲのインダクタンス値Ｌで除算した値（Ｖｉｎ／Ｌ）となる。また、直流コンバータを構成する各要素（例えば、比較器ＣＭＰ，ＲＳフリップフロップＲＳＦＦなど）が遅延時間を有するので、スイッチング電流値ｉＳＷが補正最大基準値ｉＭＡＸｃ（または、過電流基準値ｉＬＭＴ）に到達してから遅延時間Δｔが経過した後に、スイッチング素子ＳＷがオン状態からオフ状態に変化することになる。したがって、電流ピーク値ｉＤＰは［数１］のように表現できる。
【００２６】
【数１】
2012235602.tif 000003
【００２７】
スイッチング電流の時間変化勾配（Ｖｉｎ／Ｌ）は［数２］のように表現できる。
【００２８】
【数２】
2012235602.tif 000004
【００２９】
［数１］に［数２］を代入すると［数３］のようになる。
【００３０】
【数３】
2012235602.tif 000005
【００３１】
［数３］より、補正最大基準値ｉＭＡＸｃとオン時間ｔｏｎとの間の関係が反比例（比例定数が負の値である反比例）になるように補正最大基準値ｉＭＡＸｃを生成することによって、オン時間ｔｏｎのばらつきに対する電流ピーク値ｉＤＰの変動を抑制できることが分かる。
【００３２】
〔最大基準値補正部〕
図５は、図１に示した最大基準値補正部１０２の構成例を示す。最大基準値補正部１０２は、オン時間検出部１１１と、反比例回路１１２と、演算部１１３とを含んでいても良い。オン時間検出部１１１は、スイッチング素子ＳＷのオン時間ｔｏｎ（ここでは、オン時間ｔｏｎに応じたオン時間電圧Ｖ１０）を検出する。反比例回路１１２は、オン時間検出部１１１によって検出されたオン時間ｔｏｎに反比例する補正値ｉＣＯＲ（ここでは、補正値ｉＣＯＲに応じた反比例電流ｉ１２）をスタティックに演算する。演算部１１３は、最大基準値設定部１００によって設定された最大基準値ｉＭＡＸｓ（ここでは、最大基準値ｉＭＡＸに応じた基準電流ｉ１００）から反比例回路１１２によって得られた補正値ｉＣＯＲを減算することによって補正最大基準値ｉＭＡＸｃ（ここでは、補正最大基準値ｉＭＡＸｃに応じた電圧）を生成する。
【００３３】
《オン時間検出部》
オン時間検出部１１１は、インバータＩＮＶ１１，ＩＮＶ１２と、パルス発生器ＰＧ１１と、電流源Ｓ１０と、ＰＭＯＳトランジスタＴ１１と、ＮＭＯＳトランジスタＴ１２と、キャパシタＣ１０とを含んでいても良い。インバータＩＮＶ１１は、スイッチング制御信号ＳＷＧを反転する。インバータＩＮＶ１２は、インバータＩＮＶ１１の出力信号を反転する。パルス発生器ＰＧ１１は、インバータＩＮＶ１２の出力信号（すなわち、スイッチング制御信号ＳＷＧ）の信号レベルがハイレベルからローレベルへ変化すると、制御パルスＰ１０を出力する。電流源Ｓ１０は、充電電流ｉ１０（定電流）を供給する。ＰＭＯＳトランジスタＴ１１は、電流源Ｓ１０とキャパシタＣ１０の一端との間に接続され、インバータＩＮＶ１１の出力信号に応答してオン／オフを切り替える。ＮＭＯＳトランジスタＴ１２は、接地電圧が印加される接地ノードとキャパシタＣ１０の一端との間に接続され、制御パルスＰ１０に応答してオン／オフを切り替える。キャパシタＣ１０の他端は、接地ノードに接続される。
【００３４】
《反比例回路》
反比例回路１１２は、抵抗Ｒ１１〜Ｒ１５と、演算増幅器ＡＭＰ１１と、ＮＰＮバイポーラトランジスタＴ１３，Ｔ１４とを含んでいても良い。抵抗Ｒ１１は、接地ノードと演算増幅器ＡＭＰ１１の非反転入力端子との間に接続される。抵抗Ｒ１２は、キャパシタＣ１０の一端と演算増幅器ＡＭＰ１１の反転入力端子との間に接続される。抵抗Ｒ１３は、電源電圧が印加される電源ノードと演算増幅器ＡＭＰ１１の非反転入力端子との間に接続される。抵抗Ｒ１４の一端は、演算増幅器ＡＭＰ１１の反転入力端子に接続される。抵抗Ｒ１５は、電源ノードと抵抗Ｒ１４の他端との間に接続される。ＮＰＮバイポーラトランジスタＴ１３は、抵抗Ｒ１４の他端と演算増幅器ＡＭＰ１１の出力端子との間に接続される。ＮＰＮバイポーラトランジスタＴ１３のベースには基準電圧Ｖｒｅｆが印加される。ＮＰＮバイポーラトランジスタＴ１４のベースは、演算増幅器ＡＭＰ１１の出力端子およびＮＰＮバイポーラトランジスタＴ１３のエミッタに接続され、ＮＰＮバイポーラトランジスタＴ１４のエミッタは、接地ノードに接続される。
【００３５】
《演算部》
演算部１１３は、カレントミラーＣＭ１１，ＣＭ１２と、抵抗ＲＲとを含んでいても良い。カレントミラーＣＭ１１の入力端子は、ＮＰＮバイポーラトランジスタＴ１４のコレクタに接続され、カレントミラーＣＭ１２の入力端子は、カレントミラーＣＭ１１の出力端子に接続される。抵抗ＲＲの一端は、最大基準値設定部１００（ここでは、基準電流ｉ１００を供給する電流源）およびカレントミラーＣＭ１２の出力端子に接続され、抵抗ＲＲの他端は、接地ノードに接続される。
【００３６】
〔動作〕
次に、図６を参照して、実施形態１による直流コンバータの動作について説明する。まず、スイッチング制御信号ＳＷＧの信号レベルがローレベルからハイレベルへ変化するとスイッチング素子ＳＷがターンオンする。これにより、時間経過に伴いスイッチング電流値ｉＳＷが上昇する。また、スイッチング制御信号ＳＷＧの信号レベルがハイレベルになることにより、充電電流ｉ１０によるキャパシタＣ１０の充電が開始されるので、時間経過に伴いオン時間電圧Ｖ１０が上昇する。さらに、オン時間電圧Ｖ１０の上昇に伴い反比例電流ｉ１２が少なくなる（すなわち、補正値ｉＣＯＲが低下する）ので、時間経過に伴い補正最大基準値ｉＭＡＸｃが上昇することになる。次に、スイッチング電流値ｉＳＷが補正最大基準値ｉＭＡＸｃに到達すると、遅延時間Δｔが経過した後にスイッチング制御信号ＳＷＧの信号レベルがハイレベルからローレベルへ変化する。これにより、スイッチング素子ＳＷによるスイッチング電流の供給が停止するので、スイッチング電流値ｉＳＷが低下する。また、スイッチング制御信号ＳＷＧの信号レベルがローレベルになると、充電電流ｉ１０によるキャパシタＣ１０の充電が停止する。さらに、制御パルスＰ１０が出力され、キャパシタＣ１０が放電される。これにより、オン時間電圧Ｖ１０が初期化されるので、補正値ｉＣＯＲおよび補正最大基準値ｉＭＡＸｃも初期化される。なお、スイッチング電流値ｉＳＷが補正最大基準値ｉＭＡＸｃに到達した時点の補正値ｉＣＯＲを“ｉＣａ”とすると、この時点の補正最大基準値ｉＭＡＸｃは“ｉＭＡＸｓ−ｉＣａ”と表現できる。
【００３７】
また、図７のように、図６の場合よりも入力電圧Ｖｉｎが高い場合、スイッチング電流の時間変化勾配が急峻になる。この場合、スイッチング電流値ｉＳＷが補正最大基準値ｉＭＡＸｃに到達した時点の補正値ｉＣＯＲを“ｉＣｂ”とすると、この時点の補正最大基準値ｉＭＡＸｃは“ｉＭＡＸｓ−ｉＣｂ”と表現できる。図６と図７とを比較すると、図６に示されたオン時間ｔｏｎは、図７に示されたオン時間ｔｏｎよりも長く、図６に示された補正値ｉＣａは、図７に示された補正値ｉＣｂよりも低い。すなわち、入力電圧Ｖｉｎが高くなるほど、スイッチング電流値ｉＳＷが補正最大基準値ｉＭＡＸｃに到達するまでの時間が短くなる。また、電流ピーク値ｉＤＰは、入力電圧Ｖｉｎの変動（すなわち、スイッチング電流の時間変化勾配の変動）に拘わらず一定値（ここでは、最大基準値ｉＭＡＸｓ）に維持される。
【００３８】
〔最大基準値の補正〕
次に、図５に示した最大基準値補正部１０２による補正最大基準値ｉＭＡＸｃの生成について、数式を用いて詳しく説明する。
【００３９】
キャパシタＣ１０は、オン時間ｔｏｎにおいて充電電流ｉ１０によって充電される。したがって、オン時間電圧Ｖ１０は［数４］のように表現できる。
【００４０】
【数４】
2012235602.tif 000006
【００４１】
また、反比例回路１１２の出力信号（ここでは、中間電流ｉ１１）とオン時間電圧Ｖ１０との間の関係は反比例（比例定数が正の値である反比例）であるので、この反比例の比例定数を“ｍ１１”とすると、中間電流ｉ１１は［数５］のように表現できる。なお、比例定数ｍ１１は、正の値であり、ＮＰＮバイポーラトランジスタＴ１４のベース・エミッタ特性に依存する。
【００４２】
【数５】
2012235602.tif 000007
【００４３】
反比例回路１１２の出力信号（すなわち、中間電流ｉ１１）は、カレントミラーＣＭ１１，ＣＭ１２を経由して反比例電流ｉ１２として伝達される。カレントミラーＣＭ１１のミラー比を“ｎ１１”とし、カレントミラーＣＭ１２のミラー比を“ｎ１２”とすると、反比例電流ｉ１２は［数６］のように表現できる。
【００４４】
【数６】
2012235602.tif 000008
【００４５】
また、補正最大基準値ｉＭＡＸｃ（ここでは、補正最大基準値ｉＭＡＸｃに応じた電圧）は［数７］のように表現できる。
【００４６】
【数７】
2012235602.tif 000009
【００４７】
これと同様に、最大基準値設定部１００によって設定される最大基準値ｉＭＡＸｓおよび補正値ｉＣＯＲは、それぞれ、［数８］［数９］のように表現できる。
【００４８】
【数８】
2012235602.tif 000010
【００４９】
【数９】
2012235602.tif 000011
【００５０】
［数７］に［数８］を代入すると、補正最大基準値ｉＭＡＸｃは［数１０］のように表現できる。
【００５１】
【数１０】
2012235602.tif 000012
【００５２】
ここで、［数１１］が成立するように、比例定数ｍ１１，ミラー比ｎ１１，ｎ１２，キャパシタＣ１０の容量値，充電電流ｉ１０の電流値，および基準電流ｉ１００の電流値を設定すると、補正最大基準値ｉＭＡＸｃは［数１２］のように表現できる。
【００５３】
【数１１】
2012235602.tif 000013
【００５４】
【数１２】
2012235602.tif 000014
【００５５】
したがって、電流ピーク値ｉＤＰは［数１３］のように表現できる。
【００５６】
【数１３】
2012235602.tif 000015
【００５７】
［数１３］より、オン時間ｔｏｎに拘わらず電流ピーク値ｉＤＰを一定値（［数１３］では、最大基準値ｉＭＡＸｓ）に維持できることが分かる。
【００５８】
以上のように、従来よりもオン時間ｔｏｎのばらつきに対する電流ピーク値ｉＤＰの変動を抑制できる。これは、入力電圧Ｖｉｎのばらつきに対する電流ピーク値ｉＤＰの変動を抑制できることを意味する。したがって、最大出力電力（負荷電力の最大値）の変動や定電流制御の精度劣化を抑制できる。
【００５９】
また、スタティック動作型の反比例回路１１２によってオン時間に反比例する補正値ｉＣＯＲを生成することにより、パルス・バイ・パルス動作によって補正最大基準値ｉＭＡＸｃを生成できる（すなわち、最大基準値ｉＭＡＸｓを補正できる）。そのため、応答速度が速いので、入力電圧Ｖｉｎへの追従性を高めることができ、定電流制御を精度良く行うことができる。
【００６０】
さらに、過電流基準値調整部１０３が負荷電力の大きさに応じて過電流基準値ｉＬＭＴを調整することにより、負荷変動に対して定電圧制御，定電流制御，および定電力制御を実現できる。なお、直流コンバータ（半導体装置１０）は、過電流基準値調整部１０３を備えていなくても良い。この場合、スイッチング制御部１０４は、スイッチング電流検出部１０１によって検出されたスイッチング電流値ｉＳＷが最大基準値補正部１０２によって生成された補正最大基準値ｉＭＡＸｃに到達すると、スイッチング制御信号ＳＷＧの信号レベルをハイレベルからローレベルにしてスイッチング素子ＳＷをターンオフする。
【００６１】
〔比較例〕
ここで、最大基準値ｉＭＡＸｓを補正しない場合，補正最大基準値ｉＭＡＸｃとオン時間ｔｏｎとの間の関係が比例である場合，および補正最大基準値ｉＭＡＸｃとオン時間ｔｏｎとの間の関係が指数関数で表現される場合を比較例として挙げて、補正最大基準値ｉＭＡＸｃとオン時間ｔｏｎとの間の関係が反比例である場合の効果について説明する。
【００６２】
補正最大基準値ｉＭＡＸｃとオン時間ｔｏｎとの間の関係が比例である場合（例えば、特許文献１の場合）、補正最大基準値ｉＭＡＸｃは［数１４］のように表現できる。
【００６３】
【数１４】
2012235602.tif 000016
【００６４】
この場合、電流ピーク値ｉＤＰは［数１５］のように表現できる。
【００６５】
【数１５】
2012235602.tif 000017
【００６６】
また、補正最大基準値ｉＭＡＸｃとオン時間ｔｏｎとの間の関係が指数関数で表現される場合（例えば、特許文献２の場合）、補正最大基準値ｉＭＡＸｃは［数１６］のように表現できる。
【００６７】
【数１６】
2012235602.tif 000018
【００６８】
この場合、電流ピーク値ｉＤＰは［数１７］のように表現できる。
【００６９】
【数１７】
2012235602.tif 000019
【００７０】
図８は、最大基準値ｉＭＡＸｓを補正しない場合（すなわち、補正最大基準値ｉＭＡＸｃが予め設定された最大基準値ｉＭＡＸｓである場合），補正最大基準値ｉＭＡＸｃとオン時間ｔｏｎとの間の関係が比例である場合（すなわち、補正最大基準値ｉＭＡＸｃが［数１４］のように表現される場合），補正最大基準値ｉＭＡＸｃとオン時間ｔｏｎとの間の関係が指数関数で表現される場合（すなわち、補正最大基準値ｉＭＡＸｃが［数１６］のように表現される場合），および補正最大基準値ｉＭＡＸｃとオン時間ｔｏｎとの間の関係が反比例である場合（すなわち、補正最大基準値ｉＭＡＸｃが［数１２］のように表現される場合）における電流ピーク値ｉＤＰとオン時間ｔｏｎとの関係を示す。なお、図８では、各場合の比較を容易にするために、各場合の最大基準値ｉＭＡＸｓにはオフセットが付加されている。図８のように、最大基準値ｉＭＡＸｓを補正しない場合，補正最大基準値ｉＭＡＸｃとオン時間ｔｏｎとの間の関係が比例である場合，および補正最大基準値ｉＭＡＸｃとオン時間ｔｏｎとの間の関係が指数関数で表現される場合のいずれにおいても、オン時間ｔｏｎが短くなるほど電流ピーク値ｉＤＰの変動を抑制することが困難である。一方、補正最大基準値ｉＭＡＸｃとオン時間ｔｏｎとの間の関係が反比例である場合では、オン時間ｔｏｎに拘わらず電流ピーク値ｉＤＰを一定値に維持できる。
【００７１】
（実施形態２）
実施形態２による直流コンバータは、図１および図５に示した最大基準値補正部１０２に代えて、図９に示した最大基準値補正部２０２を備える。その他の構成は、図１と同様である。
【００７２】
〔最大基準値補正部〕
図９に示した最大基準値補正部２０２は、オン時間検出部２１１と、フィードバック制御部２１２とを含む。オン時間検出部２１１は、キャパシタＣ２０を有し、オン時間ｔｏｎにおいて充電電流ｉ２０によってキャパシタＣ２０を充電することによってオン時間ｔｏｎに応じたオン時間電圧Ｖ２０を生成する。フィードバック制御部２１２は、オン時間検出部２１１によって生成されたオン時間電圧Ｖ２０と予め設定された基準電圧Ｖｔｈとの差に応じて補正値ｉＣＯＲ（ここでは、補正値ｉＣＯＲに応じた反比例電流ｉ２２）を調整する。また、フィードバック制御部２１２は、最大基準値設定部１００によって設定された最大基準値ｉＭＡＸｓ（ここでは、最大基準値ｉＭＡＸｓに応じた基準電流ｉ１００）から補正値ｉＣＯＲを減算することによって補正最大基準値ｉＭＡＸｃ（ここでは、補正最大基準値ｉＭＡＸｃに応じた電圧）を生成する。さらに、フィードバック制御部２１２は、オン時間電圧Ｖ２０と基準電圧Ｖｔｈとの差が小さくなるように充電電流ｉ２０の電流値を制御する。
【００７３】
《オン時間検出部》
オン時間検出部２１１は、キャパシタＣ２０の他に、インバータＩＮＶ２１，ＩＮＶ２２，ＩＮＶ２３と、遅延器ＤＬＹと、ＮＯＲ回路２１，２２と、ＰＭＯＳトランジスタＴ２０，Ｔ２１と、ＮＭＯＳトランジスタＴ２２と、スイッチＳ２０と、キャパシタＣ２１とを含んでいても良い。インバータＩＮＶ２１は、スイッチング制御信号ＳＷＧを反転する。遅延器ＤＬＹは、インバータＩＮＶ２１の出力信号を遅延させる。インバータＩＮＶ２２は、遅延器ＤＬＹの出力信号を反転する。ＮＯＲ回路２１は、インバータＩＮＶ２１の出力信号と遅延器ＤＬＹの出力信号との否論理和を出力する。インバータＩＮＶ２３は、ＮＯＲ回路２１の出力信号を反転する。ＮＯＲ回路２２は、インバータＩＮＶ２１，ＩＮＶ２２の出力信号の否論理和を制御パルスＰ２０として出力する。すなわち、スイッチング制御信号ＳＷＧの信号レベルがローレベルからハイレベルへ変化すると、制御パルスＰ２０が出力され、その後、インバータＩＮＶ２３の出力信号がハイレベルからローレベルへ変化する。制御パルスＰ２０のパルス幅は、遅延器ＤＬＹの遅延時間に依存する。
【００７４】
ＰＭＯＳトランジスタＴ２０は、電源ノードとＰＭＯＳトランジスタＴ２１のソースとの間に接続される。ＰＭＯＳトランジスタＴ２０を流れる電流は、充電電流ｉ２０に相当する。ＰＭＯＳトランジスタＴ２１は、ＰＭＯＳトランジスタＴ２０のドレインとキャパシタＣ２０の一端との間に接続され、インバータＩＮＶ２３の出力信号に応答してオン／オフを切り替える。ＮＭＯＳトランジスタＴ２２は、キャパシタＣ２０の一端と接地ノードとの間に接続され、制御パルスＰ２０に応答してオン／オフを切り替える。スイッチＳ２０は、キャパシタＣ２０の一端とキャパシタＣ２１の一端との間に接続され、インバータＩＮＶ２１の出力信号に応答してオン／オフを切り替える。キャパシタＣ２０，Ｃ２１の他端は、接地ノードに接続される。キャパシタＣ２０，Ｃ２１には、それぞれ、オン時間電圧Ｖ２０，Ｖ２１に応じた電荷が蓄積される。
【００７５】
《フィードバック制御部》
フィードバック制御部２１２は、ローパスフィルタ２２１と、反転増幅器２２２と、演算部２２３とを含んでいても良い。ローパスフィルタ２２１は、オン時間電圧Ｖ２１を平滑化する。例えば、ローパスフィルタ２２１は、抵抗Ｒ２１と、キャパシタＣ２２とを含む。反転増幅器２２２は、ローパスフィルタ２２１を経由して供給されたオン時間電圧Ｖ２１と基準電圧Ｖｔｈとの差を反転増幅する。例えば、反転増幅器２２２は、抵抗Ｒ２２，Ｒ２３と、演算増幅器ＡＭＰ２１とを含む。演算部２２３は、反転増幅器２２２の出力電圧Ｖｏに応じて中間電流ｉ２１を調整することにより、反比例電流ｉ２２および充電電流ｉ１０を調整する。例えば、演算部２２３は、ＰＭＯＳトランジスタＴ２４，Ｔ２５からなるカレントミラーＣＭ２１と、カレントミラーＣＭ２２と、抵抗Ｒ２４，ＲＲとを含んでいても良い。抵抗Ｒ２４の一端は、接地ノードに接続される。ＮＰＮバイポーラトランジスタＴ２３は、カレントミラーＣＭ２１の入力端子（すなわち、ＰＭＯＳトランジスタＴ２４のドレイン）と抵抗Ｒ２４の他端との間に接続される。ＮＰＮバイポーラトランジスタＴ２３のベースには、反転増幅器２２２の出力電圧Ｖｏが印加される。カレントミラーＣＭ２１の出力端子（すなわち、ＰＭＯＳトランジスタＴ２５のドレイン）は、カレントミラーＣＭ２２の入力端子に接続される。抵抗ＲＲの一端は、最大基準値設定部１００（ここでは、基準電流ｉ１００を供給する電流源）およびカレントミラーＣＭ２２の出力端子に接続され、抵抗ＲＲの他端は、接地ノードに接続される。ここで、ＰＭＯＳトランジスタＴ２０，Ｔ２４，Ｔ２５のゲートは共通接続されているので、中間電流ｉ２１の電流値の変化に伴い、反比例電流ｉ２２および充電電流ｉ２０も変化することになる。
【００７６】
〔動作〕
次に、図１０を参照して、実施形態２による直流コンバータの動作について説明する。ここでは、時刻ｔ２〜ｔ３の間に入力電圧Ｖｉｎが低下するものとする。
【００７７】
時刻ｔ１になると、スイッチング制御信号ＳＷＧの信号レベルがローレベルからハイレベルへ変化する。これにより、スイッチング素子ＳＷがターンオンし、時間経過に伴いスイッチング電流値ｉＳＷが上昇する。また、スイッチング制御信号ＳＷＧの信号レベルがハイレベルになることにより、制御パルスＰ２０が出力される。これにより、キャパシタＣ２０が放電されて、オン時間電圧Ｖ２０が初期化される。その後、充電電流ｉ２０によるキャパシタＣ２０の充電が開始され、時間経過に伴いオン時間電圧Ｖ２０が上昇する。
【００７８】
時刻ｔ２になると（すなわち、スイッチング電流値ｉＳＷが補正最大基準値ｉＭＡＸｃに到達してから遅延時間Δｔが経過すると）、スイッチング制御信号ＳＷＧの信号レベルがハイレベルからローレベルへ変化する。これにより、スイッチング素子ＳＷがターンオフし、スイッチング電流値ｉＳＷが低下する。また、スイッチング制御信号ＳＷＧの信号レベルがローレベルになることにより、充電電流ｉ２０によるキャパシタＣ２０の充電が停止されるとともに、スイッチＳ２０がオン状態になってキャパシタＣ２０，Ｃ２１が互いに接続される。このとき、オン時間電圧Ｖ２０，Ｖ２１の電圧値は同一であるので、オン時間電圧Ｖ２０，Ｖ２１のいずれも変化しない。
【００７９】
時刻ｔ３になると、スイッチング制御信号ＳＷＧの信号レベルがローレベルからハイレベルへ変化し、スイッチング素子ＳＷがターンオンする。このとき、入力電圧Ｖｉｎが低下しているので、スイッチング電流の時間変化勾配が緩やかになる。そのため、スイッチング素子ＳＷのターンオンからスイッチング電流値ｉＳＷが補正最大基準値ｉＭＡＸｃに到達するまでの時間が長くなる。
【００８０】
時刻ｔ４になると、スイッチング制御信号ＳＷＧの信号レベルがハイレベルからローレベルへ変化し、充電電流ｉ２０によるキャパシタＣ２０の充電が停止する。ここで、スイッチング素子ＳＷのターンオンからスイッチング電流値ｉＳＷが補正最大基準値ｉＭＡＸｃに到達するまでの時間が長くなっているので、オン時間ｔｏｎ（時刻ｔ３〜ｔ４の時間）は時刻ｔ１〜ｔ２の時間よりも長い。そのため、充電電流ｉ２０によるキャパシタＣ２０の充電時間が長くなるので、時刻ｔ４におけるオン時間電圧Ｖ２０は、時刻ｔ２におけるオン時間電圧Ｖ２０よりも高くなる。したがって、スイッチＳ２０がオン状態になってキャパシタＣ２０，Ｃ２１が互いに接続されると、オン時間電圧Ｖ２０が低下するとともにオン時間電圧Ｖ２１が上昇する。オン時間電圧Ｖ２１が上昇することにより、補正値ｉＣＯＲ（ここでは、反比例電流ｉ２２に応じた電圧）が低下し、その結果、補正最大基準値ｉＭＡＸｃが上昇する。また、オン時間電圧Ｖ２１が上昇することにより、充電電流ｉ２０の電流値が低下する。
【００８１】
時刻ｔ５になると、スイッチング制御信号ＳＷＧの信号レベルがハイレベルからローレベルへ変化し、充電電流ｉ２０によるキャパシタＣ２０の充電が開始される。このとき、オン時間電圧Ｖ２０の時間変化勾配（オン時間電圧Ｖ２０の電圧値の上昇速度）は、時刻ｔ３〜ｔ４におけるオン時間電圧Ｖ２０の時間変化勾配よりも緩やかである。また、補正最大基準値ｉＭＡＸｃが上昇しているので、時刻ｔ５からスイッチング電流値ｉＳＷが補正最大基準値ｉＭＡＸｃに到達するまでの時間は、時刻ｔ３からスイッチング電流値ｉＳＷが補正最大基準値ｉＭＡＸｃに到達するまでの時間よりも長くなる。
【００８２】
時刻ｔ６になると、スイッチング制御信号ＳＷＧの信号レベルがローレベルからハイレベルへ変化し、充電電流ｉ２０によるキャパシタＣ２０の充電が停止される。このとき、充電電流ｉ２０によるキャパシタＣ２０の充電時間は長くなっているがオン時間電圧Ｖ２０の時間変化勾配が緩やかになっているので、時刻ｔ６におけるオン時間電圧Ｖ２０は、時刻ｔ４におけるオン時間電圧Ｖ２０よりも低くなっている。したがって、スイッチＳ２０がオン状態になってキャパシタＣ２０，Ｃ２１が互いに接続されると、オン時間電圧Ｖ２０が上昇するとともにオン時間電圧Ｖ２１が低下する。オン時間電圧Ｖ２１が低下することにより、補正値ｉＣＯＲ（ここでは、反比例電流ｉ２２に応じた電圧）が上昇し、その結果、補正最大基準値ｉＭＡＸｃが低下する。また、オン時間電圧Ｖ２１が低下することにより、充電電流ｉ２０の電流値が上昇する。
【００８３】
時刻ｔ７〜ｔ１０では、オン時間電圧Ｖ２０，Ｖ２１の電圧値が同一であるので（オン時間電圧Ｖ２０，Ｖ２１が安定しているので）、補正値ｉＣＯＲ（ここでは、反比例電流ｉ２２に応じた電圧），補正最大基準値ｉＭＡＸｃ，および充電電流ｉ２０は、変化しない。
【００８４】
〔最大基準値の補正〕
次に、図９に示した最大基準値補正部２０２による補正最大基準値ｉＭＡＸｃの生成について、数式を用いて詳しく説明する。ここでは、キャパシタＣ２０，Ｃ２１の容量値は同一であるものとする。
【００８５】
キャパシタＣ２０は、オン時間ｔｏｎにおいて充電電流ｉ２０によって充電される。したがって、オン時間電圧Ｖ２０は［数１８］のように表現できる。
【００８６】
【数１８】
2012235602.tif 000020
【００８７】
スイッチＳ２０のオン／オフが繰り返されてオン時間電圧Ｖ２０，Ｖ２１の電圧値は同一になる（すなわち、最大基準値補正部２０２が安定状態となる）。このとき、オン時間電圧Ｖ２１は［数１９］のように表現できる。
【００８８】
【数１９】
2012235602.tif 000021
【００８９】
また、反転増幅器２２２の出力電圧Ｖｏは［数２０］のように表現できる。
【００９０】
【数２０】
2012235602.tif 000022
【００９１】
反転増幅器２２２の出力電圧Ｖｏは、ＮＰＮバイポーラトランジスタＴ２３のベースに印加される。ＮＰＮバイポーラトランジスタＴ２３のベース・エミッタ間電圧を“Ｖｂｅ”とすると、ＮＰＮバイポーラトランジスタＴ２３を流れる中間電流ｉ２１は［数２１］のように表現できる。
【００９２】
【数２１】
2012235602.tif 000023
【００９３】
また、最大基準値補正部２０２では、スイッチング制御信号ＳＷＧの第ｎ番目のハイレベル期間における充電電流ｉ２０によるキャパシタＣ２０の充電によって生成された第ｎ番目のオン時間電圧Ｖ２０と基準電圧Ｖｔｈとの差が小さくなるように、スイッチング制御信号ＳＷＧの第ｎ＋１番目のハイレベル期間における充電電流ｉ２０の電流値が制御される。このような制御が実行されて最大基準値補正部２０２が安定状態になった場合、ＰＭＯＳトランジスタＴ２４，Ｔ２０によって構成されるカレントミラーのミラー比を“ｎ２１”とすると、充電電流ｉ２０は［数２２］のように表現できる。
【００９４】
【数２２】
2012235602.tif 000024
【００９５】
［数２１］に［数２２］を代入すると、中間電流ｉ２１は［数２３］のように表現できる。
【００９６】
【数２３】
2012235602.tif 000025
【００９７】
［数２３］を中間電流ｉ２１について整理すると［数２４］のようになる。
【００９８】
【数２４】
2012235602.tif 000026
【００９９】
ここで、抵抗比（Ｒ２２／Ｒ２３）は十分に小さく無視できるので、［数２４］を［数２５］のように表現できる。
【０１００】
【数２５】
2012235602.tif 000027
【０１０１】
［数２５］より、中間電流ｉ２１とオン時間ｔｏｎとの間の関係が反比例（比例定数が正の値である反比例）であることが分かる。また、中間電流ｉ２１は、カレントミラーＣＭ２１，ＣＭ２２を経由して反比例電流ｉ２２として伝達される。カレントミラーＣＭ２１のミラー比を“ｎ２２”とし、カレントミラーＣＭ２２のミラー比を“ｎ２３”とすると、反比例電流ｉ２２は［数２６］のように表現できる。
【０１０２】
【数２６】
2012235602.tif 000028
【０１０３】
また、補正最大基準値ｉＭＡＸｃ（ここでは、補正最大基準値ｉＭＡＸｃに応じた電圧）は［数２７］のように表現できる。
【０１０４】
【数２７】
2012235602.tif 000029
【０１０５】
なお、ここでは、補正値ｉＣＯＲは“ｉ２２×ＲＲ”と表現できる。ここで、［数２８］が成立するように、キャパシタＣ２０（Ｃ２１）の容量値，基準電圧Ｖｔｈの電圧値，ミラー比ｎ２１，ｎ２２，ｎ２３，および基準電流ｉ１００の電流値を設定すると、補正最大基準値ｉＭＡＸｃは［数２９］のように表現できる。
【０１０６】
【数２８】
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【０１０７】
【数２９】
2012235602.tif 000031
【０１０８】
［数２９］より、補正最大基準値ｉＭＡＸｃとオン時間ｔｏｎとの間の関係が反比例（比例定数が負の値である反比例）であることが分かる。
【０１０９】
以上のように、フィードバック制御の収束動作により、補正最大基準値ｉＭＡＸｃとオン時間ｔｏｎとの間の関係が反比例（比例定数が負の値である反比例）になるように補正最大基準値ｉＭＡＸｃを生成できる。なお、基準電圧Ｖｔｈは、オン時間電圧Ｖ２０（Ｖ２１）の変化幅の中央値であることが好ましい。このように設定することにより、収束時間（最大基準値補正部２０２が安定状態になるまでに要する時間）を短縮できる。
【０１１０】
また、反転増幅器２２２を設けることにより、［数２５］のように抵抗Ｒ２２，Ｒ２３やＮＰＮバイポーラトランジスタＴ２３のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅによる影響を排除できる（または、小さくすることができる）ので、素子ばらつきや温度変化による制御誤差（例えば、充電電流ｉ２０，中間電流ｉ２１，反比例電流ｉ２２の誤差など）を抑制できる。
【０１１１】
（その他の実施形態）
なお、図１１のように、負荷電力検出部２００は、補助巻線Ｗ３を利用して負荷電力（ここでは、負荷電圧）を検出しても良い。また、最大基準値設定部１００は、半導体装置１０の外部に設けられていても良いし、半導体装置１０に含まれていても良い。
【０１１２】
さらに、直流コンバータは、エネルギ伝達部ＥＴに代えて、図１２Ａ〜図１２Ｃに示したエネルギ伝達部ＥＴａ〜ＥＴｃを備えていても良い。すなわち、直流コンバータは、図１２Ａのように降圧チョッパ装置であっても良いし、図１２Ｂのように極性反転型チョッパ装置であっても良いし、図１２Ｃのように昇圧チョッパ装置であっても良い。なお、図１２Ａ〜図１２ＣにおいてインダクタＬＬと負荷ＬＤの配置を互いに入れ替えても良い。また、負荷ＬＤは、発光ダイオード（ＬＥＤ）であっても良いし、その他の一般負荷であっても良い。
【産業上の利用可能性】
【０１１３】
以上説明したように、上述の直流コンバータは、従来よりも入力電圧のばらつきに対する電流ピーク値の変動を抑制できるので、ＡＣ−ＤＣコンバータやＤＣ−ＤＣコンバータなどのスイッチング電源装置などに有用である。
【符号の説明】
【０１１４】
ＳＷ    スイッチング素子
ＥＴ    エネルギ伝達部
ＬＤ    負荷
１０    半導体装置
１００    最大基準値設定部
２００    負荷電力検出部
１０１    スイッチング電流検出部
１０２，２０２    最大基準値補正部
１０３    過電流基準値調整部
１０４    スイッチング制御部
１１１    オン時間検出部
１１２    反比例回路
１１３    演算部
２１１    オン時間検出部
２１２    フィードバック制御部
２２１    ローパスフィルタ
２２２    反転増幅器
２２３    演算部
【図１】
2012235602.tif 000032
【図２】
2012235602.tif 000033
【図３】
2012235602.tif 000034
【図４】
2012235602.tif 000035
【図５】
2012235602.tif 000036
【図６】
2012235602.tif 000037
【図７】
2012235602.tif 000038
【図８】
2012235602.tif 000039
【図９】
2012235602.tif 000040
【図１０】
2012235602.tif 000041
【図１１】
2012235602.tif 000042
【図１２】
2012235602.tif 000043
【図１３】
2012235602.tif 000044