(57)【要約】【課題】水晶発振回路の一定の電力消耗を維持できる水晶発振回路用の電圧源回路を提供する。【解決手段】水晶発振回路用の電圧源回路が提供され、そのうち、電圧源回路および水晶発振回路が同一プロセスにより形成される。電圧源回路が、電流源と、第１ＰＭＯＳと、第１ＮＭＯＳと、調整器ユニットとを含む。電流源が電圧源および出力端間に連結され、そのうち、出力端が参考電圧を出力する。第１ＰＭＯＳおよび第１ＮＭＯＳ双方のゲートおよびドレインが互いに連結されるとともに、第１ＰＭＯＳおよび第１ＮＭＯＳが出力端ならびに接地間に連結される。調整器ユニットが、参考電圧に従って水晶発振回路の電圧源として水晶発振回路への作業電圧を発生させる。【選択図】図２
2012049925.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
水晶発振回路に作業電圧を提供することに適合した電圧源回路であり、そのうち、前記電圧源回路および前記水晶発振回路が同一プロセスで形成されるものであって、前記電圧源回路が：
電圧源および出力端間に連結される電流源と；
前記出力端に連結されるソースならびに互いに連結されるゲートおよびドレインを有し、そのうち、前記出力端が参考電圧を出力する、第１Ｐ型トランジスターと；
前記第１Ｐ型トランジスターのドレインに連結されるゲートおよびドレインならびに接地に連結されるソースを有する、第１Ｎ型トランジスターと；
前記出力端および前記水晶発振回路間に連結されて、前記参考電圧に従って前記水晶発振回路の電圧源として前記水晶発振回路への前記作業電圧を発生させるように配列される調整器ユニットと
を備える電圧源回路。
【請求項２】
前記電圧源が、絶対温度比例電流源または絶対温度相補電流源である請求項１に記載の電圧源回路。
【請求項３】
さらに、調整抵抗器を含み、前記調整抵抗器が、前記第１Ｐ型トランジスターの前記ソースおよび前記出力端間の連結経路に設置され、そのうち、前記調整抵抗器が正温度係数抵抗器または負温度係数抵抗器である請求項１または２に記載の電圧源回路。
【請求項４】
さらに、調整抵抗器を含み、前記調整抵抗器が、前記第１Ｐ型トランジスターの前記ドレインおよび前記第１Ｎ型トランジスターの前記ドレイン間の連結経路に設置され、そのうち、前記調整抵抗器が正温度係数抵抗器または負温度係数抵抗器である請求項１または２に記載の電圧源回路。
【請求項５】
さらに、調整抵抗器を含み、前記調整抵抗器が、前記第１Ｎ型トランジスターの前記ソースおよび前記接地間の連結経路に設置され、そのうち、前記調整抵抗器が正温度係数抵抗器または負温度係数抵抗器である請求項１または２に記載の電圧源回路。
【請求項６】
前記調整器ユニットが：
前記出力端に連結された負入力端を有する演算増幅器と；
前記演算増幅器の出力端に連結されたゲート、前記電圧源に連結されたソース、および前記水晶発振回路に連結されたドレインを有する第２Ｐ型トランジスターと；
前記第２Ｐ型トランジスターの前記ドレインおよび前記演算増幅器の正入力端に連結された第１抵抗器と；
前記演算増幅器の前記正入力端および前記接地間に連結された第２抵抗器と
を備える請求項１から５の何れか１項に記載の電圧源回路。
【請求項７】
前記水晶発振回路が：
前記調整器ユニットに連結されたソースを有する第３Ｐ型トランジスターと；
前記第３Ｐ型トランジスターのゲートに連結されるゲート、前記第３Ｐ型トランジスターのドレインに連結されるドレイン、および前記接地に連結されるソースを有する第２Ｎ型トランジスターと；
前記第２Ｎ型トランジスターの前記ゲートおよび前記ドレイン間に水晶と並列接続される第３抵抗器と；
前記水晶の第１端および前記接地間に連結される第１キャパシターと；
前記水晶の第２端および前記接地間に連結される第２キャパシターと
を備える請求項６記載の電圧源回路。
【請求項８】
前記第１〜第３Ｐ型トランジスターが、Ｐチャネル金属酸化物半導体（P-channel metal-oxide-semiconductor = PMOS）電界効果トランジスターであるとともに、前記第１〜第２Ｎ型トランジスターが、Ｎチャネル金属酸化物半導体（N-channel metal-oxide-semiconductor = NMOS）電界効果トランジスターである請求項７に記載の電圧源回路。
【請求項９】
水晶発振回路に作業電圧を提供することに適合した電圧源回路であり、そのうち、前記電圧源回路および前記水晶発振回路が同一プロセスで形成されるものであって、前記電圧源回路が：
電圧源および出力端間に連結される電流源と；
前記出力端に連結される第１端を有し、そのうち、前記出力端が参考電圧を出力する第１電圧降下ユニットと；
前記第１電圧降下ユニットの他端に連結されるソース、ならびに互いに連結されるゲートおよびドレインを有する第１Ｐ型トランジスターと；
前記第１Ｐ型トランジスターの前記ドレインに連結されるゲートおよびドレインを有する第１Ｎ型トランジスターと；
前記第１Ｎ型トランジスターのソースおよび接地に連結される第２電圧降下ユニットと；
前記出力端および前記水晶発振回路間に連結されて、前記参考電圧に従って前記水晶発振回路の電圧源として前記水晶発振回路への前記作業電圧を発生させるように配列される調整器ユニットと
を備える電圧源回路。
【請求項１０】
前記第１電圧降下ユニットが、前記電流源および前記第１Ｐ型トランジスター間に直列連結される少なくとも１つの第２Ｐ型トランジスターを有するとともに、前記第２Ｐ型トランジスターが互いに連結されるゲートおよびドレインを有する請求項９に記載の電圧源回路。
【請求項１１】
前記第２電圧降下ユニットが、前記第１Ｎ型トランジスターおよび前記接地間に直列連結される少なくとも１つの第２Ｎ型トランジスターを有するとともに、前記第２Ｎ型トランジスターが互いに連結されるゲートおよびドレインを有する請求項１０に記載の電圧源回路。
【請求項１２】
前記電圧源が、絶対温度比例電流源である請求項９から１１の何れか１項に記載の電圧源回路。
【請求項１３】
前記電圧源が、絶対温度相補電流源である請求項９から１２の何れか１項に記載の電圧源回路。
【請求項１４】
前記調整器ユニットが：
前記出力端に連結された負入力端を有する演算増幅器と；
前記演算増幅器の出力端に連結されるゲート、前記電圧源に連結されるソース、および前記水晶発振回路に連結されるドレインを有する第３Ｐ型トランジスターと；
前記第３Ｐ型トランジスターの前記ドレインおよび前記演算増幅器の正入力端間に連結される第１抵抗器と；
前記演算増幅器の前記正入力端および前記接地間に連結される第２抵抗器と
を備える請求項１１に記載の電圧源回路。
【請求項１５】
前記水晶発振回路が：
前記調整器ユニットに連結されるソースを有する第４Ｐ型トランジスターと；
前記第４Ｐ型トランジスターの前記ゲートに連結されるゲートおよび前記第４Ｐ型トランジスターの前記ドレインに連結されるドレインならびに前記接地に連結されるソースを有する第３Ｎ型トランジスターと；
前記第３Ｎ型トランジスターの前記ゲートおよび前記ドレイン間で水晶に並列接続される第３抵抗器と；
前記水晶の第１端および前記接地間に連結される第１キャパシターと；
前記水晶の第２端および前記接地間に連結される第２キャパシターと
を備える請求項１４に記載の電圧源回路。
【請求項１６】
前記第１〜第４Ｐ型トランジスターがＰＭＯＳトランジスターであるとともに、前記第１から第３Ｎ型トランジスターがＮＭＯＳトランジスターである請求項１５に記載の電圧源回路。
【請求項１７】
水晶発振回路に作業電圧を提供することに適合した電圧源回路であり、そのうち、前記電圧源回路および前記水晶発振回路が同一プロセスで形成されるものであって、前記電圧源回路が：
電圧源および出力端間に連結される電流源と；
前記出力端に連結されるドレイン、ならびにこのドレインと互いに連結されるゲートを有し、そのうち、前記出力端が参考電圧を出力する第１Ｎ型トランジスターと；
互いに連結されるゲートおよびドレイン、ならびに前記第１Ｎ型トランジスターのソースに連結されるソースを有し、かつこのドレインが接地に連結される第１Ｐ型トランジスターと；
前記出力端および前記水晶発振回路間に連結されて、前記参考電圧に従って前記水晶発振回路の電圧源として前記水晶発振回路への前記作業電圧を発生させるように配列される調整器ユニットと
を備える電圧源回路。
【請求項１８】
前記電圧源が、絶対温度比例電流源又は絶対温度相補電流源である請求項１７に記載の電圧源回路。
【請求項１９】
前記調整器ユニットが：
前記出力端に連結された負入力端を有する演算増幅器と；
前記演算増幅器の出力端に連結されたゲート、前記電圧源に連結されたソース、および前記水晶発振回路に連結されたドレインを有する第２Ｐ型トランジスターと；
前記第２Ｐ型トランジスターの前記ドレインおよび前記演算増幅器の正入力端に連結された第１抵抗器と；
前記演算増幅器の前記正入力端および前記接地間に連結された第２抵抗器と
を備える請求項１７または１８に記載の電圧源回路。
【請求項２０】
前記水晶発振回路が：
前記調整器ユニットに連結されたソースを有する第３Ｐ型トランジスターと；
前記第３Ｐ型トランジスターのゲートに連結されるゲート、前記第３Ｐ型トランジスターのドレインに連結されるドレイン、および前記接地に連結されるソースを有する第２Ｎ型トランジスターと；
前記第２Ｎ型トランジスターの前記ゲートおよび前記ドレイン間に水晶と並列接続される第３抵抗器と；
前記水晶の第１端および前記接地間に連結される第１キャパシターと；
前記水晶の第２端および前記接地間に連結される第２キャパシターと
を備える請求項１９に記載の電圧源回路。
【請求項２１】
前記第１〜第３Ｐ型トランジスターがＰＭＯＳトランジスターであるとともに、前記第１から第２Ｎ型トランジスターがＮＭＯＳトランジスターである請求項２０に記載の電圧源回路。
【請求項２２】
水晶発振回路に作業電圧を提供することに適合した電圧源回路であり、そのうち、前記電圧源回路および前記水晶発振回路が同一プロセスで形成されるものであって、前記電圧源回路が：
電圧源および出力端間に連結される電流源と；
前記出力端に連結された第１端を有し、そのうち、前記出力端が参考電圧を出力する第１電圧降下ユニットと；
前記第１電圧降下ユニットの他端に連結されたドレインならびにこのドレインと互いに連結されたゲートを有する第１Ｎ型トランジスターと；
互いに連結されたゲートおよびドレインならびに前記第１Ｎ型トランジスターのソースに連結されたソースを有する第１Ｐ型トランジスターと；
前記第１Ｐ型トランジスターの前記ドレインおよび接地間に連接された第２電圧降下ユニットと；
前記出力端および前記水晶発振回路間に連結されて、前記参考電圧に従って前記水晶発振回路の電圧源として前記水晶発振回路への前記作業電圧を発生させるように配列される調整器ユニットと
を備える電圧源回路。
【請求項２３】
前記第１電圧降下ユニットが、前記電流源および前記第１Ｎ型トランジスター間に直列連結される少なくとも１つの第２Ｎ型トランジスターを有するとともに、前記第２Ｎ型トランジスターが互いに連結されるゲートおよびドレインを有する請求項２２に記載の電圧源回路。
【請求項２４】
前記第２電圧降下ユニットが、前記第１Ｐ型トランジスターおよび前記接地間に直列連結される少なくとも１つの第２Ｐ型トランジスターを有し、かつ前記第２Ｐ型トランジスターが互いに連結されるゲートおよびドレインを有する請求項２３に記載の電圧源回路。
【請求項２５】
前記電圧源が、絶対温度比例電流源または絶対温度相補電流源である請求項２２から２４の何れか１項記載の電圧源回路。
【請求項２６】
前記調整器ユニットが：
前記出力端に連結された負入力端を有する演算増幅器と；
前記演算増幅器の出力端に連結されるゲートおよび前記電圧源に連結されるソースならびに前記水晶発振回路に連結されるドレインを有する第３Ｐ型トランジスターと；
前記第３Ｐ型トランジスターの前記ドレインおよび前記演算増幅器の正入力端間に連結される第１抵抗器と；
前記演算増幅器の前記正入力端および前記接地間に第２抵抗器と
を備える請求項２４に記載の電圧源回路。
【請求項２７】
前記水晶発振回路が：
前記調整器ユニットに連結されるソースを有する第４Ｐ型トランジスターと；
前記第４Ｐ型トランジスターの前記ゲートに連結されるゲート、前記第４Ｐ型トランジスターの前記ドレインに連結されるドレイン、および前記接地に連結されるソースを有する第３Ｎ型トランジスターと；
前記第３Ｎ型トランジスターの前記ゲートおよび前記ドレイン間で水晶に並列接続される第３抵抗器と；
前記水晶の第１端および前記接地間に連結される第１キャパシターと；
前記水晶の第２端および前記接地間に連結される第２キャパシターと
を備える請求項２６記載の電圧源回路。
【請求項２８】
前記第１〜第４Ｐ型トランジスターがＰＭＯＳトランジスターであるとともに、前記第１から第３Ｎ型トランジスターがＮＭＯＳトランジスターである請求項２７記載の電圧源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、一般的に電圧源回路に関し、特に、水晶発振回路（crystal oscillation circuit）用の自己調整（self-adjustment）電圧源回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
発振器は、しばしば、タイミングモジュール、ロジックゲートおよび発振器チップ等として半導体技術において使用される。従来の発振器は、初期抵抗器を有する一対のキャパシターを付した水晶結晶板を含む。キャパシターおよび抵抗器により形成されたＲＣ回路は、発振器のタイミングを調整することを助けることができる。発振器バッファーおよび水晶結晶板は、並列に接続される。増幅かつ変換された信号を発生させることによって、従来の発振器バッファーは、インバーターのように作動する。水晶発振器、ＲＣ回路および発振器バッファーは、予め決定された周波数において予め決定された波形を提供する。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
発振器の電力消耗 (power dissipation)は、発振器バッファーの操作周波数、キャパシターおよび作業電圧により決定されるであろう。一般的に言えば、発振器の電力は、小さな値に維持される必要がある。予め設定（プリセット）された操作周波数およびキャパシターのキャパシタンス（電気容量）は、固定されて、それに従って電力消耗を減少させるので、発振器バッファーの操作電圧が考慮されるであろう。発振器バッファーのバンド（帯域）幅のために、増幅される利得（ゲイン）が操作電圧の変化、処理パラメーターおよびキャパシターによって変化する。しかしながら、多くの実際的な応用において、この利得変動は、しばしば、長い発振トリガー時間という結果になる、あるいは、水晶発振回路が発振できないことにすらなる。従って、発振器が正常に作動するために、発振器バッファーの作業電圧がプロセス変動に対応するために、より高い値に設定されるけれども、このような設定は、正常な情況において不必要な電力消耗を引き起こすものとなる。
【０００４】
そこで、この発明の目的は、水晶発振回路の一定の電力消耗を維持できる水晶発振回路用の電圧源回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
この発明は、作業電圧を水晶発振回路へ提供することに適した電圧源回路をめざすものであり、そのうち、電圧源回路と水晶発振回路とが同一プロセスにより形成される。電圧源回路が、電流源と、第１Ｐ型トランジスターと、第１Ｎ型トランジスターと、調整器ユニットとを含む。電流源が電圧源および出力端間に連結される。第１Ｐ型トランジスターが出力端に連結されたソースおよび互いに連結されたゲートおよびドレインを有し、そのうち、出力端が参考電圧を調整器ユニットへ出力する。第１Ｎ型トランジスターが第１Ｐ型トランジスターのドレインに連結されたゲートおよびドレインならびに接地に連結されたソースを有する。調整器ユニットが出力端および水晶発振回路間に連結されるとともに、調整器ユニットが参考電圧に従って電圧源として水晶発振回路への作業電圧を発生させるように配列される。
【０００６】
発明の一側面が、作業電圧を水晶発振回路へ供給することに適した電圧源回路を提供し、そのうち、電圧源回路と水晶発振回路とが同一プロセスにより形成される。電圧源回路が、電流源と、第１電圧降下ユニットと、第１Ｐ型トランジスターと、第１Ｎ型トランジスターと、第２電圧降下ユニットと、調整器ユニットとを含む。電流源が電圧源および出力端間に連結される。第１電圧降下ユニットが出力端に連結された一端を有し、そのうち、出力端が参考電圧を出力する。第１Ｐ型トランジスターが第１電圧降下ユニットの他端に連結されるソース、および互いに連結されるゲートならびにドレインを有する。第１Ｎ型トランジスターが第１Ｐ型トランジスターのドレインに連結されるゲートおよびドレインを有する。第２電圧降下ユニットが前記第１Ｎ型トランジスターのソースおよび接地間に連結される。調整器ユニットが出力端および水晶発振回路間に連結されるとともに、調整器ユニットが参考電圧に従って電圧源として水晶発振回路への作業電圧を発生させるように配列される。
【０００７】
発明の一側面が、作業電圧を水晶発振回路へ供給することに適した電圧源回路を提供し、そのうち、電圧源回路と水晶発振回路とが同一プロセスにより形成される。電圧源回路が電流源と第１Ｐ型トランジスターと第１Ｎ型トランジスターと調整器ユニットとを含む。電流源が電圧源および出力端間に連結される。第１Ｎ型トランジスターが前記出力端に連結されるドレイン、ならびにこのドレインと互いに連結されるゲートを有し、そのうち、出力端が参考電圧を出力する。第１Ｐ型トランジスターが互いに連結されるゲートおよびドレイン、第１Ｎ型トランジスターのソースに連結されるソースを有し、かつこのドレインが接地に連結される。調整器ユニットが出力端および水晶発振回路間に連結されるとともに、調整器ユニットが参考電圧に従って電圧源として水晶発振回路への作業電圧を発生させるように配列される。
【０００８】
発明の一側面が、作業電圧を水晶発振回路へ供給することに適した電圧源回路を提供し、そのうち、電圧源回路と水晶発振回路とが同一プロセスにより形成される。電圧源回路が電流源と第１電圧降下ユニットと第１Ｐ型トランジスターと第１Ｎ型トランジスターと第２電圧降下ユニットと調整器ユニットとを含む。電流源が電圧源および出力端間に連結される。第１電圧降下ユニットが出力端に連結された一端を有し、そのうち、出力端が参考電圧を出力する。第１Ｎ型トランジスターが第１電圧降下ユニットの他端に連結されたドレインとこのドレインと互いに連結されたゲートを有する。第１Ｐ型トランジスターが互いに連結されたゲートおよびドレインならびに第１Ｎ型トランジスターのソースに連結されたソースを有する。第２電圧降下ユニットが第１Ｐ型トランジスターのドレインおよび接地間に連接される。調整器ユニットが出力端および水晶発振回路間に連結されるとともに、調整器ユニットが参考電圧に従って電圧源として水晶発振回路への作業電圧を発生させるように配列される。
【作用】
【０００９】
つまり、この発明の実施形態が、Ｐ型トランジスターおよびＮ型トランジスターの作業電圧を制御するために、プロセス条件の変化に従って変動するトランジスターのしきい値を採用するので、水晶発振回路の電力消耗がより変動しないものとなる。
【発明の効果】
【００１０】
上記した観点から、この発明の実施形態は、プロセス条件の変化により変動するトランジスターのしきい値を採用して、Ｐ型トランジスターおよびＮ型トランジスターの作業電圧を制御するため、トランジスターのトランスコンダクタンス値ならびに電流値が縮小するとともに、水晶発振回路の電力消耗が最小化される。また、絶対温度比例電流源(proportional to absolute temperature current source)または絶対温度相補電流源(complementary to absolute temperature current source)を採用すること、および正温度係数抵抗器または負温度係数抵抗器を調整抵抗器として選択することによって、このような電流源が水晶発振回路上で温度補償を実施する。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】この発明の実施形態にかかる電圧源回路および水晶発振回路を示すブロック図である。
【図２】この発明の別な実施形態にかかる電圧源回路および水晶発振回路を示す回路図である。
【図３Ａ】この発明の別な実施形態にかかる電圧源回路および水晶発振回路を示す回路図である。
【図３Ｂ】この発明の別な実施形態にかかる電圧源回路および水晶発振回路を示す回路図である。
【図３Ｃ】この発明の別な実施形態にかかる電圧源回路および水晶発振回路を示す回路図である。
【図４Ａ】異なるプロセス条件におけるトランジスター電流値を示す概略図である。
【図４Ｂ】異なるプロセス条件におけるトランジスタートランスコンダクタンス値を示す概略図である。
【図５】この発明の別な実施形態にかかる電圧源回路および水晶発振回路を示す回路図である。
【図６】この発明の別な実施形態にかかる電圧源回路および水晶発振回路を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、この発明を実施するための形態を図面に基づいて説明する。
図１は、この発明の実施形態にかかる電圧源回路および水晶発振回路を示すブロック図である。図１において、電圧源回路１００と水晶発振回路１０２とが同一プロセスにより形成される。電圧源回路１００は、電流源Ｉ１と、Ｐ型トランジスターＱ１と、Ｎ型トランジスターＭ１と、安定化キャパシターＣｄと、調整器（レギュレーター）ユニット１０４とを含む。Ｐ型トランジスターＱ１は、例えば、Ｐチャネル金属酸化物半導体（P-channel metal-oxide-semiconductor = PMOS）電界効果トランジスター（field effect transistor）である。Ｎ型トランジスターＭ１は、例えば、Ｎチャネル金属酸化物半導体（N-channel metal-oxide-semiconductor = NMOS）電界効果トランジスター（field effect transistor）である。電流源Ｉ１は、絶対温度電流源比例電流源または絶対温度相補電流源である。前記した電流源Ｉ１が電圧源ＶＤＤおよび出力端ＯＵＴ間に連結される。Ｐ型トランジスターＱ１が出力端ＯＵＴに連結されるソースを有するとともに、Ｐ型トランジスターＱ１のゲートがそのドレインに連結される。Ｎ型トランジスターＭ１は、ゲートおよびＰ型トランジスターＱ１のドレインに連結されたドレインならびに接地ＧＮＤに連結されるソースを有する。安定化キャパシターＣｄは、出力端ＯＵＴおよび接地ＧＮＤ間に連結される。また、調整器ユニット１０４は、出力端ＯＵＴおよび水晶発振回路１０２間に連結される。
【００１３】
Ｐ型トランジスターＱ１およびＮ型トランジスターＭ１にドロップした電圧が出力端ＯＵＴに参考電圧を発生させる。調整器ユニット１０４が参考電圧を安定させて、水晶発振回路１０２へ作業電圧を発生させるので、水晶発振回路１０２の電圧源として提供される。この実施形態中のＰ型トランジスターＱ１およびＮ型トランジスターＭ１は、実質的にダイオードデバイスと等価であるとともに、Ｐ型トランジスターＱ１およびＮ型トランジスターＭ１の連結位置は、入れ代えられる。言い換えれば、電流源Ｉ１に連結される末端がＰ型トランジスターＱ１またはＮ型トランジスターＭ１に連結されるとともに、対応するようにＮ型トランジスターＭ１またはＰ型トランジスターＱ１が接地ＧＮＤに連結される。異なる製造条件に従って、電圧源回路１００は、対応する作業電圧を水晶発振回路１０２へ出力して、水晶発振回路１０２の電力消耗を減少させる。さらに、採用される電流源のタイプ（例えば、絶対温度比例電流源または絶対温度相補電流源）は、水晶発振回路１０２上で温度補償を実行するので、水晶発振回路１０２がより効率的に利用される。
【００１４】
図２は、この発明の別な実施形態にかかる電圧源回路および水晶発振回路を示す回路図である。図２において、調整器ユニット１０４が、演算増幅器Ａ１と、Ｐ型トランジスターＱ２と、抵抗器Ｒ１と、抵抗器Ｒ２とを含む。Ｐ型トランジスターＱ２は、演算増幅器Ａ１の出力端に連結されたゲートと、電圧源ＶＤＤに連結されたソースと、水晶発振回路１０２に連結されたドレインとを有する。抵抗器Ｒ１およびＲ２は、Ｐ型トランジスターＱ２のドレインおよび接地ＧＮＤ間に共に直列接続される。抵抗器Ｒ１およびＲ２の共通接続点は、演算増幅器Ａ１の正入力端に連結されるとともに、操作増幅器Ａ１の負入力端に連結される。注意すべきことは、この実施形態中の調整器ユニット１０４が図解の目的だけのものであり、限定するためのものではないことである。参考電圧を安定化できる如何なる回路もこの実施形態において調整器ユニット１０４として提供することができる。
【００１５】
また、水晶発振回路１０２は、Ｐ型トランジスターＱ３と、Ｎ型トランジスターＭ２と、抵抗器Ｒ３と、水晶（クリスタル）ＸＴＡＬと、キャパシターＣ１と、キャパシターＣ２とを含む。Ｐ型トランジスターＱ３は、調整器ユニット１０４により提供される作業電圧を受信するため調整器ユニット１０４に連結されるソースと、水晶発振回路１０２の出力端ＸＴＡＬｏｕｔに連結されるドレインと、Ｎ型トランジスターＭ２のゲートに連結されるゲートとを有する。Ｎ型トランジスターＭ２は、ドレインと、Ｐ型トランジスターＱ３のドレインおよび接地ＧＮＤにそれぞれ連結されるソースとを有する。抵抗器Ｒ３と水晶ＸＴＡＬとは、Ｐ型トランジスターＱ３およびＮ型トランジスターＭ２により形成されたインバーターに並列接続される（即ち、抵抗器Ｒ３と水晶ＸＴＡＬとがＮ型トランジスターＭ２のゲートおよびドレイン間に並列接続される）。キャパシターＣ１およびＣ２は、水晶ＸＴＡＬおよび接地ＧＮＤの２端間にそれぞれ連結される。キャパシターＣ１およびＣ２が並列共振のために必要な負荷を水晶ＸＴＡＬへ提供する。
【００１６】
図２に描いた回路が示すように、トランジスターＱ３およびＭ２により消耗された電力は、トランジスターを介して、またはトランジスターＱ３およびＭ２のトランスコンダクタンスのサイズにより流出した電流サイズと相互に関連している。飽和領域にある期間のトランジスターＱ３およびＭ２の電流は、以下の数式１により表される。
［数１］
Ｉ＝ｋ（Ｖｇｓ−Ｖｔ）２
【００１７】
式中、Ｉが電流を表し、ｋが定数を表し、Ｖｇｓがゲートおよびソース間の電圧差を表し、Ｖｔがトランジスターしきい値電圧を表す。また、トランジスターＱ３およびＭ２のトランスコンダクタンスＧｍは、数１を差異化することにより数２として導かれる。
【数２】
2012049925.tif 000003
【００１８】
数１に示すように、トランジスターのしきい値電圧が増大する時、トランジスターのトランスコンダクタンスおよびトランジスターを介して流出する電流が減少する。即ち、トランジスターのトランスコンダクタンスＧｍおよびトランジスターを介して流出する電流が小さいほど、トランジスターの電力消耗が小さくなる。
【００１９】
異なるしきい値電圧値が、ＦＦコーナープロセス条件またはＳＳコーナープロセス条件のような、異なるプロセス条件の元のトランジスターにより生成されるため、しきい値電圧値が、このような変化する製造条件に従って増大または減少する。同一操作電圧値と仮定すれば、しきい値電圧値が減少する時（即ち、ＦＦコーナープロセス条件）、トランジスターのトランスコンダクタンスおよびトランジスターを介して流出する電流が増大するとともに、トランジスターによる電力消耗が増大する。反対に、しきい値電圧値が増大する時（即ち、ＳＳコーナープロセス条件）、トランジスターのトランスコンダクタンスおよびトランジスターを介して流出する電流が減少するとともに、トランジスターによる電力消耗が減少する。
【００２０】
発明のこの実施形態中、トランジスターＱ３およびＭ２の電圧源は、調整器ユニット１０４により安定化かつ増幅される作業電圧だけでなく、トランジスターＱ１およびＭ１の電圧降下値の合計（即ち、出力端ＯＵＴ上の参考電圧）によって作りだされる。トランジスターＱ１およびＭ１およびトランジスターＱ３およびＭ２が同一プロセスにより形成されるため、プロセスパラメーターが変化する時、トランジスターＱ１およびＭ１が影響を受けるとともに、しきい値電圧値中に同一の変動を作りだす。それ故に、トランジスターＱ１およびＭ１が、調整器ユニット１０４によって提供される水晶発振回路１０２の作業電圧に間接的に影響を及ぼすとともに、それにより不必要な電力消耗を防止する。
【００２１】
例えば、ＦＦコーナープロセス条件において、トランジスターＱ３およびＭ２のしきい値電圧が減少するので、しきい値を狭くしてトランジスターＱ３およびＭ２をオンにする。それ故に、同一作業電圧の元で操作する時、トランジスターＱ３およびＭ２の電力消耗が増大する。また、トランジスターＱ１およびＭ１もまたＦＦコーナープロセス条件により影響を受けるため、トランジスターＱ１およびＭ１上に落ちる電圧が縮小する。反対に、出力端ＯＵＴ上の参考電圧（即ち、トランジスターＱ１およびＭ１上の電圧降下値の合計）もまた減少する。同時に、調整器ユニット１０４が安定化かつ増幅された操作電圧を縮小させる。トランジスターＱ３およびＭ２のしきい値電圧がＦＦコーナープロセス条件により影響を受けて縮小するため、トランジスターＱ３およびＭ２へ提供される作業電圧もまた結果的に減少する。このような情況のもと、調整器ユニット１０４によって提供される作業電圧が縮小するものの、縮小した作業電圧がなおトランジスターＱ３およびＭ２の正常動作を維持するころができる。また、縮小した作業電圧がゲートおよびソース間の電圧差を減少させ、かつトランジスタートランスコンダクタンスおよびトランジスターＱ３およびＭ２を介する電流流出を縮小するので、トランジスターＱ３およびＭ２の電力消耗を縮小させる。
【００２２】
注意すべきことは、発明の別な実施形態中、図１と図２との電圧源回路１００が更に調整抵抗器を含むことである。図３Ａ〜図３Ｂは、この発明の別な実施形態にかかる電圧源回路および水晶発振回路を示す回路図である。安定化キャパシターＣｄが出力端ＯＵＴおよび接地ＧＮＤ間に連結されている。調整抵抗器ＲａがトランジスターＱ１およびトランジスターＭ１間の連結経路、または接地ＧＮＤおよびトランジスターＱ１間の連結経路にセットされる。そのうち、調整抵抗器Ｒａが正温度係数抵抗器または負温度係数抵抗器である。抵抗器の適正なタイプを選択することによって、水晶発振回路１０２上の温度補償を実施するので、水晶発振回路１０２がより効率よく利用できる。
【００２３】
図４Ａは、異なるプロセス条件におけるトランジスター電流値を示す概略図である。図４Ｂは、異なるプロセス条件におけるトランジスタートランスコンダクタンス値を示す概略図である。図４Ａと図４Ｂとにおいて、図４Ａは、異なるプロセス条件および温度におけるトランジスターの複数の電流サイズを示しており、それに対して、図４Ｂは、異なるプロセス条件および温度におけるトランジスターの複数のトランスコンダクタンスサイズを示している。図４Ａと図４Ｂとに示すように、従来の水晶発振回路と比較して、発明のこの実施形態を利用する電圧源回路１００は、異なるプロセス条件および温度におけるトランスコンダクタンス値および電流値を劇的に縮減する。とりわけ、ＦＦコーナーのプロセス条件および−４５℃のもと、電流値が半分に縮減するとともに、トランスコンダクタンス値が０．３倍まで縮小する。また、全てのプロセス条件および温度のもと、トランスコンダクタンス値および電流値が最小（即ち、ＳＳコーナーのプロセス条件および−９５℃）である時さえ、この実施形態の技術を採用すると、なお従来の水晶発振回路の同一なトランスコンダクタンス値および電流値を維持する。従って、たとえトランジスターしきい値電圧がそれらの最大である時でさえ、発明のこの実施形態により開示された技術は、なお水晶発振回路１０２の正常な作動を成功裏に維持する。よって、水晶発振回路１０２の正常な作動を維持すると同時に、この実施形態により開示された技術は、トランジスターのトランスコンダクタンス値および電流値を縮小するとともに、それにより水晶発振回路１０２を電力消耗から保護する。
【００２４】
発明の別な実施形態中、図２中に電流源Ｉ１と連結されるように描いたトランジスターの数量は、トランジスターＱ１およびＭ１に限定されない。図５は、この発明の別な実施形態にかかる電圧源回路および水晶発振回路を示す回路図である。図５において、電圧源回路５００および図２の電圧源１００間の差異は、この実施形態の電圧源回路５００が更に電圧降下ユニット５０２と電圧降下ユニット５０４を含むことである。電圧降下ユニット５０２が出力端ＯＵＴおよびＰ型トランジスターＱ１のソース間に連結され、それに対して、電圧降下ユニット５０４がＮ型トランジスターＭ１のソースおよび接地ＧＮＤ間に連結される。電圧降下ユニット５０２が電流源Ｉ１およびＰ型トランジスターＱ１間に直列連結された少なくとも１つのＰ型トランジスターＱ４を含み、Ｐ型トランジスターＱ４が互いに連結されたゲートとソースとを有する。同様に、電圧降下ユニット５０４がＮ型トランジスターＭ１のソースおよび接地ＧＮＤ間に直列連結された少なくともＮ型トランジスターＭ３を含むとともに、Ｎ型トランジスターＭ３が互いに連結されたゲートとドレインとを有する。
【００２５】
実際的な情況に従い、電圧降下ユニット５０２および５０４中のトランジスターの数量を調整することによって、ユーザーは、異なるプロセス条件のもとで、電圧源回路５００により提供される作業電圧の様々な大きさを決定できるので、水晶発振回路１０２の電力消耗を最小にする。この実施形態中の電圧源回路５００および水晶発振回路１０２の作業原則は、図２に描いた電圧源回路１００ならびに水晶発振回路１０２のそれらに類似しているので、その技術において通常の知識を有する者（当業者）であれば、図２に示した実施形態を使用することによって、この実施形態中の装置操作を引き出すことができるため、その更なる記載は省略する。
【００２６】
発明の別な実施形態中、図５に描いたＰ型トランジスターＱ１および電圧降下ユニット５０２は、それぞれＮ型トランジスターＭ１および電圧降下ユニット５０４と置き換えることができる。図６は、この発明の別な実施形態にかかる電圧源回路および水晶発振回路を示す回路図である。図６において、電圧源回路６００中の電圧降下ユニット５０４は、出力端ＯＵＴおよびＮ型トランジスターＭ１のドレイン間に連結される。Ｎ型トランジスターＭ１のソースは、Ｐ型トランジスターＱ１のソースに連結され、Ｐ型トランジスターＱ１のドレインは、電圧降下ユニット５０２に連結されるとともに、電圧降下ユニット５０２の他端が接地ＧＮＤに連結される。この実施形態中の電圧源回路６００および水晶発振回路１０２の操作原則は、図２に描いた電圧源回路１００ならびに水晶発振回路１０２のそれらに類似しているので、その更なる記載は省略する。また、図５および図６の電圧降下ユニット５０２と電圧降下ユニット５０４とトランジスターＱ１とトランジスターＭ１とからなる回路構造は、図３Ａ〜図３Ｃの調整抵抗器ＲａとトランジスターＱ１とトランジスターＭ１とからなる回路構造と置き換えることができ、水晶発振回路１０２上で温度補償を実施するので、水晶発振回路１０２がより効率的に利用される。
【００２７】
以上のように、この発明を実施形態により開示したが、もとより、この発明を限定するためのものではなく、当業者であれば容易に理解できるように、この発明の技術思想の範囲内において、適当な変更ならびに修正が当然なされうるものであるから、その特許権保護の範囲は、特許請求の範囲および、それと均等な領域を基準として定めなければならない。
【符号の説明】
【００２８】
１００（５００，６００）  電圧源回路
１０２  水晶発振回路
１０４  調整器ユニット
５０２、５０４  電圧降下ユニット  
Ｑ１  第１Ｐ型トランジスター
Ｑ２  第２Ｐ型トランジスター
Ｑ３  第３Ｐ型トランジスター
Ｑ４  第４Ｐ型トランジスター
Ｍ１  第１Ｎ型トランジスター
Ｍ２  第２Ｎ型トランジスター
Ｍ３  第３Ｎ型トランジスター
ＶＤＤ  電圧源
Ｉ１  電流源
ＧＮＤ  接地
ＯＵＴ  出力端
ＸＴＡＬｏｕｔ  水晶発振回路の出力端
Ａ１  演算増幅器
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３  抵抗器
Ｃ１，Ｃ２  キャパシター
Ｃｄ  安定化キャパシター
ＸＴＡＬ  水晶（クリスタル）
【図１】
2012049925.tif 000004
【図２】
2012049925.tif 000005
【図３Ａ】
2012049925.tif 000006
【図３Ｂ】
2012049925.tif 000007
【図３Ｃ】
2012049925.tif 000008
【図４Ａ】
2012049925.tif 000009
【図４Ｂ】
2012049925.tif 000010
【図５】
2012049925.tif 000011
【図６】
2012049925.tif 000012