(57)【要約】【課題】逆バイアス安全動作領域を正確に測定することができる逆バイアス安全動作領域測定装置を得る。【解決手段】逆バイアス安全動作領域測定装置１は、被測定ＩＧＢＴ２の逆バイアス安全動作領域を測定するための装置である。逆バイアス安全動作領域測定装置１は、パワーＭＯＳＦＥＴ７と、被測定ＩＧＢＴ２のコレクタ電圧に基づいて制御電圧を生成してパワーＭＯＳＦＥＴ７のゲートに印加する制御電圧生成回路８とを備える。被測定ＩＧＢＴ２のコレクタ電圧がクランプ電圧を超えると、パワーＭＯＳＦＥＴ７がＯＮして、コレクタ電圧が下がる。一方、被測定ＩＧＢＴ２のコレクタ電圧がクランプ電圧を下回ると、パワーＭＯＳＦＥＴ７がＯＦＦして、コレクタ電圧が上がる。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１及び第２の主電極と第１の制御電極とを有する被測定トランジスタ素子の逆バイアス安全動作領域を測定するための装置であって、
前記第１の主電極に接続された第３の主電極と、接地された第４の主電極と、第２の制御電極とを有する電圧制御用トランジスタ素子と、
前記第１の主電極の電圧に基づいて制御電圧を生成して前記第２の制御電極に印加する制御電圧生成回路と、を備え、
前記第１の主電極の電圧がクランプ電圧を超えると、前記電圧制御用トランジスタ素子がＯＮし、
前記第１の主電極の電圧が前記クランプ電圧を下回ると、前記電圧制御用トランジスタ素子がＯＦＦすることを特徴とする逆バイアス安全動作領域測定装置。
【請求項２】
前記第１の主電極の電圧がアバランシェ電圧を超えると、前記被測定トランジスタ素子がアバランシェを起こし、
前記クランプ電圧は前記アバランシェ電圧より低いことを特徴とする請求項１に記載の逆バイアス安全動作領域測定装置。
【請求項３】
前記制御電圧生成回路は、
前記第１の主電極と前記第２の制御電極との間に接続された抵抗と、
前記第２の制御電極と接地点との間に接続された可変抵抗と、を有することを特徴とする請求項１又は２に記載の逆バイアス安全動作領域測定装置。
【請求項４】
前記制御電圧生成回路は、
前記第１の主電極に接続されたカソードと、前記第２の制御電極に接続されたアノードとを持つツェナーダイオードと、
前記第２の制御電極と接地点との間に接続された抵抗と、を有することを特徴とする請求項１又は２に記載の逆バイアス安全動作領域測定装置。
【請求項５】
前記第１の主電極の電圧をクランプするクランプ回路を更に備えることを特徴とする請求項１〜４の何れか１項に記載の逆バイアス安全動作領域測定装置。
【請求項６】
前記制御電圧と基準電圧の差電圧を増幅して前記第２の制御電極に印加するオペアンプを更に備えることを特徴とする請求項１〜５の何れか１項に記載の逆バイアス安全動作領域測定装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、被測定トランジスタ素子の逆バイアス安全動作領域を測定するための逆バイアス安全動作領域測定装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
電力の変換及び制御を行なうパワースイッチング素子として、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor；絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）、バイポーラトランジスタ、パワーＭＯＳＦＥＴなどのトランジスタ素子がある。これらのトランジスタ素子は大電力及び大電流を取扱うため、その破壊耐量を十分高くする必要がある。そこで、信頼性を保障するために、製造工程完了後にトランジスタ素子に対して所望の仕様値（定格値）を満たしているかの試験が行なわれる。
【０００３】
この試験時に測定される性能評価項目の１つに、ＲＢＳＯＡ（Reverse Bias Safe Operation Area；逆バイアス安全動作領域）がある。ＲＢＳＯＡは、被測定トランジスタ素子のターンオフ時に、被測定トランジスタ素子が破壊しないコレクタ−エミッタ間電圧（コレクタ電圧）の最大値とコレクタ−エミッタ間電流（コレクタ電流）の最大値により規定される領域である。ＲＢＳＯＡを測定するための逆バイアス安全動作領域測定装置として、被測定トランジスタ素子のコレクタ電圧をクランプするクランプ回路を設けたものが提案されている（例えば、特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１０−１７５５０９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
被測定トランジスタ素子の電流が小さく、スイッチングスピードが遅い場合には、配線の寄生リアクタンスが無視できる。しかし、現在のＩＧＢＴ等は高速化及び大電流化されているため、クランプ回路の配線の寄生リアクタンスが無視できない。
【０００６】
本来ならば、トランジスタ素子のターンオフ時に、コレクタ電圧はクランプ電圧で固定される。しかし、クランプ回路に寄生リアクタンスが有るため、電流の流れる方向と逆方向に電圧が発生する。従って、クランプ回路への電流の転流が追いつかず、転流できなかった電流は、被測定トランジスタ素子のコレクタに流れ込んでアバランシェを起こしてしまう。このため、印加電流を上げていくと、被測定トランジスタ素子は、ＲＢＳＯＡを超えて破壊される前に、アバランシェによる熱で破壊される。よって、ＲＢＳＯＡを正確に測定することができなかった。
【０００７】
本発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、その目的は逆バイアス安全動作領域を正確に測定することができる逆バイアス安全動作領域測定装置を得るものである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明に係る逆バイアス安全動作領域測定装置は、第１及び第２の主電極と第１の制御電極とを有する被測定トランジスタ素子の逆バイアス安全動作領域を測定するための装置であって、前記第１の主電極に接続された第３の主電極と、接地された第４の主電極と、第２の制御電極とを有する電圧制御用トランジスタ素子と、前記第１の主電極の電圧に基づいて制御電圧を生成して前記第２の制御電極に印加する制御電圧生成回路と、を備え、前記第１の主電極の電圧がクランプ電圧を超えると、前記電圧制御用トランジスタ素子がＯＮし、前記第１の主電極の電圧が前記クランプ電圧を下回ると、前記電圧制御用トランジスタ素子がＯＦＦすることを特徴とする。
【発明の効果】
【０００９】
本発明により、逆バイアス安全動作領域を正確に測定することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明の実施の形態１に係る逆バイアス安全動作領域測定装置を示す図である。
【図２】被測定ＩＧＢＴの出力特性を示す図である。
【図３】ターンオフ時の被測定ＩＧＢＴのコレクタ電流とコレクタ電圧の関係を示す図である。
【図４】比較例に係る逆バイアス安全動作領域測定装置を示す図である。
【図５】比較例の測定装置の電流波形及び電圧波形を示す図である。
【図６】本発明の実施の形態２に係る逆バイアス安全動作領域測定装置を示す図である。
【図７】本発明の実施の形態３に係る逆バイアス安全動作領域測定装置を示す図である。
【図８】本発明の実施の形態４に係る逆バイアス安全動作領域測定装置を示す図である。
【図９】本発明の実施の形態５に係る逆バイアス安全動作領域測定装置を示す図である。
【図１０】本発明の実施の形態５に係る逆バイアス安全動作領域測定装置の変形例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
本発明の実施の形態に係る逆バイアス安全動作領域測定装置について図面を参照して説明する。同じ又は対応する構成要素には同じ符号を付し、説明の繰り返しを省略する場合がある。
【００１２】
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係る逆バイアス安全動作領域測定装置を示す図である。逆バイアス安全動作領域測定装置１は、被測定ＩＧＢＴ２のＲＢＳＯＡ（Reverse Bias Safe Operation Area；逆バイアス安全動作領域）を測定するための装置である。逆バイアス安全動作領域測定装置１は、誘導性負荷３（Ｌ負荷）と、主電源４と、コンデンサ５と、クランプ回路６と、パワーＭＯＳＦＥＴ７と、制御電圧生成回路８と、電流センサ９とを備える。
【００１３】
被測定ＩＧＢＴ２のエミッタは接地されている。被測定ＩＧＢＴ２のコレクタに誘導性負荷３の一端が接続されている。誘導性負荷３の他端に主電源４の正電極が接続されている。主電源４の負電極は接地されている。主電源４の正電極と負電極との間にコンデンサ５が接続されている。コンデンサ５は、例えば電解コンデンサであり、大きな容量値を有し、主電源４の電源電圧を安定化する。
【００１４】
誘導性負荷３は、例えばコイルで構成される。この誘導性負荷３は、定電流源として働き、被測定ＩＧＢＴ２のターンオフ前後のコレクタ電流を一定に保つ役割を担っている。
【００１５】
クランプ回路６は、クランプダイオード１０と、クランプ電源１１と、コンデンサ１２とを有する。クランプダイオード１０のアノードが被測定ＩＧＢＴ２のコレクタに接続され、カソードがクランプ電源１１の正電極に接続されている。クランプ電源１１の負電極は接地されている。クランプ電源１１の正電極と負電極との間にコンデンサ１２が接続されている。このコンデンサ１２はクランプ電源１１の電圧を安定化する。クランプ電源１１の電圧は主電源４の電圧よりも高く設定され、主電源４からクランプ回路６に電流が常に流れるのを防止している。
【００１６】
クランプ回路６は、被測定ＩＧＢＴ２のコレクタ電圧の上限値を、クランプ電源１１の電圧とクランプダイオード１０の順方向降下電圧の和の電圧にクランプする。ここで、被測定ＩＧＢＴ２のコレクタ電圧がアバランシェ電圧を超えると被測定ＩＧＢＴ２がアバランシェを起こす場合、クランプ電圧はアバランシェ電圧より低い値に設定される。
【００１７】
パワーＭＯＳＦＥＴ７のドレインは被測定ＩＧＢＴ２のコレクタに接続され、ソースは接地されている。制御電圧生成回路８は、被測定ＩＧＢＴ２のコレクタとパワーＭＯＳＦＥＴ７のゲートとの間に接続された抵抗１３と、パワーＭＯＳＦＥＴ７のゲートと接地点との間に接続された可変抵抗１４と、を有する。
【００１８】
制御電圧生成回路８は、被測定ＩＧＢＴ２のコレクタ電圧に基づいて制御電圧を生成してパワーＭＯＳＦＥＴ７のゲートに印加する。ここで、被測定ＩＧＢＴ２のコレクタ電圧がクランプ電圧を超えるとパワーＭＯＳＦＥＴ７がＯＮするように、可変抵抗１４の抵抗値が調整されている。
【００１９】
続いて、本実施の形態の測定装置を用いたＲＢＳＯＡの測定方法について説明する。まず、ゲートドライバ（負図示）からパルス状の駆動信号を被測定ＩＧＢＴ２のゲートに入力する。これにより、被測定ＩＧＢＴ２がＯＮし、誘導性負荷３を介して主電源４から被測定ＩＧＢＴ２にコレクタ電流が流れ始める。コレクタ電流は駆動信号のパルス幅に比例するので、パルス幅を調整して所定の電流値（例えば定格電流）に到達すると駆動信号をＯＦＦする。
【００２０】
このように被測定ＩＧＢＴ２がＯＮからＯＦＦに変わる時（ターンオフ時）に、誘導性負荷３は、被測定ＩＧＢＴ２の主回路に流れているコレクタ電流をそのまま保持し続けようとする。従って、コレクタ電流は、瞬間的に０Ａ（アンペア）に低下するのではなく、減衰しつつ０Ａに到達する。
【００２１】
図２は、被測定ＩＧＢＴの出力特性を示す図である。図２の（１）に示すように、コレクタ電流が一定ならば、ゲート電圧が下がるほどコレクタ電圧が上がる。従って、図３の（１）に示すように、ターンオフ時には、コレクタ電流は一定で、コレクタ電圧のみが上がる。図３は、ターンオフ時の被測定ＩＧＢＴのコレクタ電流とコレクタ電圧の関係を示す図である。
【００２２】
更にゲート電圧が下がってコレクタ電圧が上昇してクランプ電圧に達すると、電流はクランプ回路６に転流する。クランプ回路６に電流が流れている時は、被測定ＩＧＢＴ２のコレクタは、クランプ電源１１と電気的にショートした状態になる。このため、被測定ＩＧＢＴ２のコレクタ電圧は、クランプ回路６によりクランプ電圧にクランプされる。
【００２３】
また、コレクタ電圧がクランプ電圧を超えると、パワーＭＯＳＦＥＴ７がＯＮして、被測定ＩＧＢＴ２のコレクタ電圧が下がる。一方、被測定ＩＧＢＴ２のコレクタ電圧がクランプ電圧を下回ると、パワーＭＯＳＦＥＴ７がＯＦＦして、被測定ＩＧＢＴ２のコレクタ電圧が上がる。このパワーＭＯＳＦＥＴ７の負帰還動作により、誘導性負荷３からの電流がクランプ回路６に転流する間、コレクタ電圧はクランプ電圧と同じになる。
【００２４】
従って、図２の（２）に示すように、コレクタ電圧が一定で、ゲート電圧が下がるほどコレクタ電流のみが下がる。更にゲート電圧が下がると、被測定ＩＧＢＴ２はＯＦＦとなり、コレクタ電流は０Ａとなる。
【００２５】
このように被測定ＩＧＢＴ２がＯＮからＯＦＦに変わる時（ターンオフ時）に、電流センサ９は、被測定ＩＧＢＴ２のコレクタを流れる電流を検出することで、被測定ＩＧＢＴ２のコレクタ−エミッタ間電流（コレクタ電流）を測定する。また、電圧計（負図示）のプローブを被測定ＩＧＢＴ２のコレクタとエミッタに当てて、被測定ＩＧＢＴ２のコレクタ−エミッタ間電圧（コレクタ電圧）を測定する。この測定により得られた図３のＩ−Ｖ波形（リサージュ波形）から、コレクタ電流の最大値（例えば定格電流）とコレクタ電圧の最大値（例えば定格電圧）で規定されるＲＢＳＯＡを確認することができる。
【００２６】
続いて、本実施の形態の測定装置の効果について比較例と比較して説明する。図４は、比較例に係る逆バイアス安全動作領域測定装置を示す図である。比較例には、パワーＭＯＳＦＥＴ７と制御電圧生成回路８が設けられていない。
【００２７】
クランプ回路６の配線に寄生インダクタンスＳが有るため、ターンオフ時に電流の流れる方向と逆方向に電圧が発生する。このため、クランプ回路６への電流の転流が追いつかず、転流できなかった電流は被測定ＩＧＢＴ２に流れ込んで、図５に示すようにアバランシェを起こしてしまう。図５は、比較例の測定装置の電流波形及び電圧波形を示す図である。ＣＩはコレクタ−エミッタ間電圧を示し、ＣＩＩはコレクタ電流を示し、ＣＩＩＩはクランプダイオード１０を流れる電流を示す。
【００２８】
この際の電流と電圧の関係式は、キルヒホフの電圧則より以下のようになる。
ＶＡＶＡ−ＬＳ・ｄＩＣＬ／ｄｔ−ＶＣＬ＝０
ここで、ＶＡＶＡは被測定ＩＧＢＴ２のアバランシェ電圧、ＬＳは寄生インダクタンス、ＩＣＬはクランプ回路６に流れ込む電流、ＶＣＬはクランプ電圧である。なおクランプダイオード１０の順電圧は無視した。
【００２９】
上記の式を展開すると電流ＩＣＬは以下のようになる。
ＩＣＬ＝（ＶＡＶＡ−ＶＣＬ）／ＬＳ×ｔ
【００３０】
誘導性負荷３に流れる電流のうち、クランプ回路６には電流ＩＣＬしか転流できずに、残りの電流は被測定ＩＧＢＴ２に流れ込み、アバランシェエネルギーとなる。従って、比較例では、印加電流を上げていくと、被測定ＩＧＢＴ２は、ＲＢＳＯＡを超えて破壊される前に、アバランシェによる熱で破壊される。よって、ＲＢＳＯＡを正確に測定することができなかった。
【００３１】
一方、本実施の形態では、クランプ回路６やパワーＭＯＳＦＥＴ７の配線に寄生リアクタンスＳが有る場合でも、パワーＭＯＳＦＥＴ７によりアバランシェエネルギーを減らすことができる。コレクタ電圧が耐圧を超えて被測定ＩＧＢＴ２がアバランシェを起こした場合、パワーＭＯＳＦＥＴ７の主回路に流れ込む電流と電圧の関係は以下のようになる。
ＶＡＶＡ−ＬＳ・ｄＩＦＥＴ／ｄｔ−ＶＯＮ＝０
ここで、ＩＦＥＴはパワーＭＯＳＦＥＴ７に流れ込む電流、ＶＯＮはパワーＭＯＳＦＥＴ７のＯＮ電圧である。
【００３２】
上記の式を展開すると電流ＩＦＥＴは以下のようになる。
ＩＦＥＴ＝（ＶＡＶＡ−ＶＯＮ）／ＬＳ×ｔ
【００３３】
被測定ＩＧＢＴ２の耐圧を６００Ｖとすると、ＶＣＬ＝６００Ｖである。ＶＡＶＡ＝６１０Ｖ、ＶＯＮ＝５Ｖと仮定すると、電流ＩＦＥＴは以下のようになる。
ＩＦＥＴ＝（ＶＡＶＡ−ＶＯＮ）／ＬＳ×ｔ＝６０５Ｖ／ＬＳ×ｔ
【００３４】
一方、クランプ回路６に流れ込む電流ＩＣＬは以下のようになる。
ＩＣＬ＝（ＶＡＶＡ−ＶＣＬ）／ＬＳ×ｔ＝１０Ｖ／ＬＳ×ｔとなる。
【００３５】
従って、ＩＦＥＴとＩＣＬの比は以下のようになる。
ＩＦＥＴ／ＩＣＬ＝６０
ただし、クランプ回路６とパワーＭＯＳＦＥＴ７の配線の寄生インダクタンスＳの大きさが同じと仮定した。パワーＭＯＳＦＥＴ７は、クランプ回路６と比較して、誘導性負荷３に流れる電流を６０倍転流させることができる。
【００３６】
よって、本実施の形態の測定装置は、比較例に比べて大幅にアバランシェエネルギーを減らすことができる。この結果、アバランシェによる破壊が発生し難くなるため、ＲＢＳＯＡを正確に測定することができる。
【００３７】
実施の形態２．
図６は、本発明の実施の形態２に係る逆バイアス安全動作領域測定装置を示す図である。実施の形態１とは制御電圧生成回路８の構成が異なる。実施の形態２の制御電圧生成回路８は、被測定ＩＧＢＴ２のコレクタに接続されたカソードと、パワーＭＯＳＦＥＴ７のゲートに接続されたアノードとを持つツェナーダイオード１５と、パワーＭＯＳＦＥＴ７のゲートと接地点との間に接続された抵抗１６と、を有する。ツェナーダイオード１５の耐圧はクランプ電圧と同じである。これにより、可変抵抗１４の調整が不要となるため、実施の形態１に比べて作業効率が向上する。
【００３８】
実施の形態３．
図７は、本発明の実施の形態３に係る逆バイアス安全動作領域測定装置を示す図である。この装置は、実施の形態１の装置からクランプ回路６を省略したものである。これにより、実施の形態１に比べて装置を簡略化することができる。また、クランプダイオード１０のリカバリー電流による電流の逆流を無くすこともできる。
【００３９】
実施の形態４．
図８は、本発明の実施の形態４に係る逆バイアス安全動作領域測定装置を示す図である。この装置は、実施の形態２の装置からクランプ回路６を省略したものである。これにより、実施の形態２に比べて装置を簡略化することができる。また、クランプダイオード１０のリカバリー電流による電流の逆流を無くすこともできる。
【００４０】
実施の形態５．
図９は、本発明の実施の形態５に係る逆バイアス安全動作領域測定装置を示す図である。実施の形態１，２に比べてオペアンプ１７と抵抗１８，１９が追加されている。また、実施の形態５の制御電圧生成回路８は抵抗２０，２１を有する。
【００４１】
抵抗２０，２１は、被測定ＩＧＢＴ２のコレクタと接地点との間に直列に接続され、電圧減衰回路を構成する。抵抗１８，１９は、クランプ電源の＋側と接地点との間に直列に接続され、電圧減衰回路を構成する。
【００４２】
抵抗２０と抵抗２１の接続点がオペアンプ１７の＋入力端子に接続され、抵抗１８と抵抗１９の接続点がオペアンプ１７の−入力端子に接続されている。オペアンプ１７の出力端子はパワーＭＯＳＦＥＴ７のゲートに接続されている。
【００４３】
続いて動作を説明する。抵抗２０と抵抗２１の接続点に制御電圧が発生し、抵抗１８と抵抗１９の接続点に基準電圧が発生する。オペアンプ１７は、＋入力端子と−入力端子からそれぞれ入力した制御電圧と基準電圧の差電圧を無限倍増幅してパワーＭＯＳＦＥＴ７のゲートに印加する。
【００４４】
被測定ＩＧＢＴ２のコレクタ電圧がクランプ電圧を超えると、＋入力端子の制御電圧の方が−入力端子の基準電圧より大きくなるので、オペアンプ１７はこの差電圧を増幅して＋の電圧を出力する。従って、パワーＭＯＳＦＥＴ７がＯＮして、被測定ＩＧＢＴ２のコレクタ電圧が下がる。一方、被測定ＩＧＢＴ２のコレクタ電圧がクランプ電圧を下回ると、＋入力端子の制御電圧の方が−入力端子の基準電圧より小さくなるので、オペアンプ１７はこの差電圧を増幅して−の電圧を出力する。従って、パワーＭＯＳＦＥＴ７がＯＦＦして、被測定ＩＧＢＴ２のコレクタ電圧が上がる。これにより、被測定ＩＧＢＴ２のコレクタ電圧をクランプ電圧に精度良く合わせることができる。
【００４５】
図１０は、本発明の実施の形態５に係る逆バイアス安全動作領域測定装置の変形例を示す図である。この装置では、クランプ電圧を抵抗１８，１９で減衰させて基準電圧にする代わりに、基準電圧を電源２２から直接に取る。これにより、クランプ回路６や抵抗１８，１９を省略できるので、装置を簡略化することができる。
【００４６】
なお、実施の形態１〜５において、被測定ＩＧＢＴ２はベアチップ状態のＩＧＢＴであるが、これに限らずバイポーラトランジスタであってもよく、ベアチップ状態でＲＢＳＯＡを測定できる素子であればよい。また、パワーＭＯＳＦＥＴ７をＩＧＢＴに置き換えてもよい。
【００４７】
また、抵抗１３，１６，２０，２１や可変抵抗１４の抵抗値は大きい。従って、被測定ＩＧＢＴ２に電圧が掛かった時に抵抗１３，１６，２０，２１や可変抵抗１４に流れる電流は被測定ＩＧＢＴ２やクランプ回路６に流れる電流に比べて無視できるくらい小さい。
【００４８】
また、被測定ＩＧＢＴ２やパワーＭＯＳＦＥＴ７は、珪素によって形成されたものに限らず、珪素に比べてバンドギャップが大きいワイドバンドギャップ半導体によって形成されたものでもよい。ワイドバンドギャップ半導体は、例えば、炭化珪素、窒化ガリウム系材料、又はダイヤモンドである。このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたパワー半導体素子は、耐電圧性や許容電流密度が高いため、小型化できる。この小型化された素子を用いることで、この素子を組み込んだ半導体モジュールも小型化できる。また、素子の耐熱性が高いため、ヒートシンクの放熱フィンを小型化でき、水冷部を空冷化できるので、半導体モジュールを更に小型化できる。また、素子の電力損失が低く高効率であるため、半導体モジュールを高効率化できる。なお、スイッチング素子とダイオード素子の両方がワイドバンドギャップ半導体によって形成されていることが望ましいが、何れか一方の素子がワイドバンドギャップ半導体よって形成されていてもよく、この実施の形態に記載の効果を得ることができる。
【符号の説明】
【００４９】
１  逆バイアス安全動作領域測定装置
２  被測定ＩＧＢＴ（被測定トランジスタ素子）
６  クランプ回路
７  パワーＭＯＳＦＥＴ（電圧制御用トランジスタ素子）
８  制御電圧生成回路
１３  抵抗
１４  可変抵抗
１５  ツェナーダイオード
１６  抵抗
１７  オペアンプ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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