(57)【要約】【課題】半導体素子の電力損失を低減することにより、半導体素子の温度上昇を低減でき、小型化できる車載用前照灯制御装置を提供する。【解決手段】車載用前照灯制御装置１０は、入力電圧を前照灯が必要とする電圧に変換する電力変換回路１１と、いずれの入力電圧からも制御用電圧を作る制御電源部１３と、制御電源部１３から給電されて電力変換回路１１を制御する制御部１４とを備え、電力変換回路１１が、ワイドギャップ半導体を具備し、電力変換回路１１を構成するスイッチング素子の駆動周波数が、１３６ＫＨｚ以上、５００ＫＨｚ以下である。【選択図】図１
2012221810.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも１つの入力電圧と、
前記入力電圧を前照灯が必要とする電圧に変換する電力変換回路と、
いずれの前記入力電圧からも制御用電圧を作る制御電源部と、
前記制御電源部から給電されて前記電力変換回路を制御する制御部とを備え、
前記電力変換回路が、ワイドギャップ半導体を具備し、前記電力変換回路を構成するスイッチング素子の駆動周波数が、１３６ＫＨｚ以上、５００ＫＨｚ以下である車載用前照灯制御装置。
【請求項２】
請求項１記載の車載用前照灯制御装置において、
前記電力変換回路は、
直流電圧を昇圧して負荷への供給電力を制御する直流昇圧回路と、
前記直流昇圧回路からの出力を交流電圧に変換して放電灯に供給するインバータ回路と、
放電灯の起動時に高圧パルスを印加する起動回路とを有して構成される車載用前照灯制御装置。
【請求項３】
請求項１に記載の車載用前照灯制御装置において、
前記前照灯がＬＥＤを備える車載用前照灯制御装置。
【請求項４】
請求項１ないし請求項３のうちのいずれか１項に記載の車載用前照灯制御装置において、
前記ワイドギャップ半導体が、ＧａＮ半導体またはＳｉＣ半導体である車載用前照灯制御装置。
【請求項５】
請求項１ないし請求項４のうちのいずれか１項に記載の車載用前照灯制御装置において、
前記ワイドギャップ半導体は、そのバンドギャップＥｇが、Ｅｇ≧２．０ｅＶである車載用前照灯制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高輝度放電灯（ＨＩＤ（High Intensity Discharge）ランプ）や発光ダイオード（ＬＥＤ（Light Emitting Diode））を光源として点灯する車載用前照灯を制御する車載用前照灯制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、直流電源を昇圧して負荷への供給電力を制御する直流昇圧回路と、直流昇圧回路から出力される直流電圧を交流電圧に変換して放電灯に供給するインバータ回路とを備える車載用前照灯制御装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０００−２１５９９６号公報（図１、請求項１）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
特許文献１は、高い電源電圧入力時に無負荷状態になることなく、半導体素子に印加される電圧ストレスを低減できる。
ところで、特許文献１と同様に、放電灯を点灯させる車載用前照灯制御装置が提案されている。
【０００５】
図５に示すように、このような従来の車載用前照灯制御装置１００は、直流昇圧回路であるＤＣ／ＤＣコンバータ１０２と、インバータ回路１０３と、起動回路であるイグナイタ１０４とから構成される電力変換回路１０１を備える。
ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２は、車載バッテリーより供給される直流電源Ｅを昇圧して負荷である放電灯ＬＡへの供給電力を制御する。
インバータ回路１０３は、直流電源Ｅを交流に変換する。
イグナイタ１０４は、放電灯ＬＡの起動時に高圧パルスを印加する。
【０００６】
このような従来の車載用前照灯制御装置１００は、放電灯ＬＡの起動時に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２が、３００Ｖ〜４００Ｖ程度の無負荷２次電圧まで出力電圧を昇圧。放電灯ＬＡに、その無負荷２次電圧を印加する。
ここで、イグナイタ１０４は、２０ＫＶ程度の高圧パルスを放電灯ＬＡに印加することにより、放電灯ＬＡの電極間で放電を開始させて放電灯ＬＡを始動させる。
【０００７】
このとき、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２の入力電圧Ｖｉｎが電源監視部１０５により検出され、抵抗Ｒ１，抵抗Ｒ２により分圧された電圧レベルが、コンパレータＣＭＰにより基準電圧Ｖｒｅｆと比較される。
コンパレータＣＭＰの出力は、抵抗Ｒ４によりプルアップされており、入力電圧Ｖｉｎが異常な場合には、コンパレータＣＭＰの出力によりリセット回路１０６を動作させて、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２を制御するためのＰＷＭ回路１０７の動作を停止させる。
ＰＷＭ回路１０７の動作が停止すると、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２の動作も停止する。
【０００８】
このように、従来の車載用前照灯制御装置１００は、入力電圧Ｖｉｎの異常監視機能を有することにより、信頼性を高くできる。
しかし、このような従来の車載用前照灯制御装置１００は、その形状が、電力変換回路１０１を構成する半導体素子の温度または半導体素子の形状に制約される。
これらの半導体素子を定格内で使用し、半導体素子の信頼性を確保するためには、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２を構成するＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子Ｑのジャンクション温度Ｔｊを１５０℃以下にする必要がある。
【０００９】
また、インバータ回路１０３を構成する絶縁ゲートバイポーラトランジスタＩＧＢＴのジャンクション温度Ｔｊも１５０℃以下にする必要がある。
そのため、これら半導体素子の温度制約により、半導体素子の放熱構造を備えると、形状が大きくなる。
【００１０】
これとは異なり、半導体素子の温度制約を解決する他の方法として、例えば、ＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子Ｑや絶縁ゲートバイポーラトランジスタＩＧＢＴの導通損失の低い製品を採用する方法がある。
しかしながら、この場合においては、半導体素子のそのものの形状が大きくなり、結果的に、形状が大きくなる。
【００１１】
本発明は、前述した課題を解決するためになされたものであり、その目的は、半導体素子の電力損失を低減することにより、半導体素子の温度上昇を低減でき、小型化できる車載用前照灯制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明に係る車載用前照灯制御装置は、少なくとも１つの入力電圧と、前記入力電圧を前照灯が必要とする電圧に変換する電力変換回路と、いずれの前記入力電圧からも制御用電圧を作る制御電源部と、前記制御電源部から給電されて前記電力変換回路を制御する制御部とを備え、前記電力変換回路が、ワイドギャップ半導体を具備し、前記電力変換回路を構成するスイッチング素子の駆動周波数が、１３６ＫＨｚ以上、５００ＫＨｚ以下である。
【００１３】
本発明に係る車載用前照灯制御装置は、前記電力変換回路は、直流電圧を昇圧して負荷への供給電力を制御する直流昇圧回路と、前記直流昇圧回路からの出力を交流電圧に変換して放電灯に供給するインバータ回路と、放電灯の起動時に高圧パルスを印加する起動回路とを有して構成される。
【００１４】
本発明に係る車載用前照灯制御装置は、前記前照灯がＬＥＤを備える。
【００１５】
本発明に係る車載用前照灯制御装置は、前記ワイドギャップ半導体が、ＧａＮ半導体またはＳｉＣ半導体である。
【００１６】
本発明に係る車載用前照灯制御装置は、前記ワイドギャップ半導体は、そのバンドギャップＥｇが、Ｅｇ≧２．０ｅＶである。
【発明の効果】
【００１７】
本発明に係る車載用前照灯制御装置によれば、半導体素子の電力損失を低減することにより、半導体素子の温度上昇を低減でき、小型化できるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明に係る第１実施形態の車載用前照灯制御装置の回路構成図
【図２】本発明に係る第１実施形態の車載用前照灯制御装置を適用した前照灯の垂直断面図
【図３】本発明に係る第２実施形態の車載用前照灯制御装置の回路構成図
【図４】本発明に係る第２実施形態の車載用前照灯制御装置における駆動電圧と駆動電流との関係図
【図５】従来の車載用前照灯制御装置の回路構成図
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下、本発明に係る複数の実施形態の車載用前照灯制御装置について図面を参照して説明する。
（第１実施形態）
図１に示すように、本発明に係る第１実施形態の車載用前照灯制御装置１０は、少なくとも１つの入力電圧を前照灯１２が必要とする電圧に変換する電力変換回路１１を備える。
また、第１実施形態の車載用前照灯制御装置１０は、いずれの入力電圧からも制御用電圧を生成する制御電源部１３と、制御電源部１３から給電されて電力変換回路１１を制御する制御部１４とを備える。
【００２０】
電力変換回路１１は、直流電源Ｅを昇圧して前照灯１２に有する負荷である放電灯ＬＡへの供給電力を制御する直流昇圧回路であるＤＣ／ＤＣコンバータ１５を備える。
また、電力変換回路１１は、直流電源Ｅを交流へ変換するインバータ回路１６と、放電灯ＬＡの起動時に高圧パルスを印加する起動回路であるイグナイタ（ＩＧＮ）１７とを備える。
【００２１】
ＤＣ／ＤＣコンバータ１５は、スイッチング素子Ｑと、トランスＴと、ダイオードＤ１と、ダイオードＤ２と、インダクタンスＬ１と、コンデンサＣとを含む。
ＤＣ／ＤＣコンバータ１５は、スイッチング素子Ｑを高周波でオン・オフすることにより、トランスＴの１次側に直流電源Ｅを断続的に接続する。
【００２２】
そして、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５は、トランスＴの２次側に、昇圧された高周波電圧を得て、これをダイオードＤ１により整流して、コンデンサＣに昇圧された直流電圧を得る。
ＤＣ／ＤＣコンバータ１５は、ダイオードＤ１のオフ時に、インダクタＬ１の蓄積エネルギーが回生用のダイオードＤ２を介してコンデンサＣに充電される。
【００２３】
インバータ回路１６は、スイッチング素子Ｑ１，スイッチング素子Ｑ２，スイッチング素子Ｑ３，スイッチング素子Ｑ４で構成されたフルブリッジ回路よりなる。
スイッチング素子Ｑ１，スイッチング素子Ｑ２，スイッチング素子Ｑ３，スイッチング素子Ｑ４は、インバータ駆動回路１８により制御および駆動される。
【００２４】
インバータ回路１６は、スイッチング素子Ｑ１，スイッチング素子Ｑ４がオンで、スイッチング素子Ｑ２，スイッチング素子Ｑ３がオフと、スイッチング素子Ｑ１，スッチング素子Ｑ４がオフで、スイッチング素子Ｑ２，スイッチング素子Ｑ３がオンとが交番する。
これにより、インバータ回路１６は、入力直流電圧を低周波交流電圧に変換して出力する。
【００２５】
電力変換回路１１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５の入力電圧Ｖｉｎが電源監視部１９により検出されており、抵抗Ｒ１，抵抗Ｒ２により分圧された電圧レベルが、コンパレータＣＭＰにより基準電圧Ｖｋ（Ｖｒｅｆ）と比較される。
コンパレータＣＭＰの出力は、抵抗Ｒ４によりプルアップされており、入力電圧Ｖｉｎが異常な場合に、コンパレータＣＭＰの出力によりリセット回路２０を動作させて、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５を制御するためのＰＷＭ回路２１の動作を停止させる。
【００２６】
ＰＷＭ回路２１の動作が停止すると、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５の動作も停止する。
リセット回路２０は、その出力により、インバータ駆動回路１８の動作を停止させる。これにより、インバータ回路１６のスイッチング素子Ｑ１，スイッチング素子Ｑ２，スイッチング素子Ｑ３，スイッチング素子Ｑ４の動作を停止させる。
【００２７】
電力変換回路１１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５を構成するスイッチング素子Ｑ，ダイオードＤ１，ダイオードＤ２がワイドギャップ半導体（例えば、ＧａＮ半導体、ＳｉＣ半導体等からなる）である。
また、電力変換回路１１は、インバータ回路１６を構成するスイッチング素子Ｑ１，スイッチング素子Ｑ２，スイッチング素子Ｑ３，スイッチング素子Ｑ４がワイドギャップ半導体である。
【００２８】
そして、電力変換回路１１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５を構成するスイッチング素子Ｑのスイッチング周波数を、１３６ＫＨｚ以上であって５００ＫＨｚ以下に設定している。
さらに、電力変換回路１１は、インバータ回路１６を構成するスイッチング素子Ｑ１，スイッチング素子Ｑ２，スイッチング素子Ｑ３，スイッチング素子Ｑ４のスイッチング周波数を、１３６ＫＨｚ以上であって５００ＫＨｚ以下に設定している。
【００２９】
ワイドギャップ半導体は、従来用いられていたＤＣ／ＤＣコンバータ，インバータ回路を構成するシリコン系の半導体よりも導通損失またはオン抵抗等が１桁から２桁小さい。
そして、ワイドギャップ半導体は、そのバンドギャップＥｇが、Ｅｇ≧２．０ｅＶである。
そのため、電力変換回路１１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５を構成するスイッチング素子Ｑ，ダイオードＤ１，ダイオードＤ２に発生する電力損失を１桁小さくできる。
【００３０】
そして、インバータ回路１６を構成するスイッチング素子Ｑ１，スイッチング素子Ｑ２，スイッチング素子Ｑ３，スイッチング素子Ｑ４に発生する電力損失を１桁小さくできる。
従って、電力変換回路１１を構成する半導体素子の温度に制約されることなく、車載用前照灯制御装置１０の形状を選択できる。
【００３１】
電力変換回路１１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１６およびインバータ回路１６のスイッチング周波数が、５００ＫＨｚ以下である。
そのため、車載用前照灯制御装置１０が搭載される自動車（図２参照）１において、相互接続された車載機器間のデータ通信（Controller Area Network通信）にノイズ等の悪影響を与えることを防げる。
なぜなら、データ通信のスイッチング周波数が、５００ＫＨｚを超える帯域を用いるからである。
【００３２】
電力変換回路１１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５およびインバータ回路１６のスイッチング周波数が、１３６ＫＨｚ以上である。
そのため、車載用前照灯制御装置１０が搭載される自動車１に採用されるスマートキー（電子キーの一種で電波を利用）に干渉して、誤動作や不動作等の悪影響を与えることを防げる。
なぜなら、スマートキーの電波の周波数が、１３６ＫＨｚ未満の帯域を用いるからである。
【００３３】
電力変換回路１１は、インバータ回路１６を構成するスイッチング素子Ｑ１，スイッチング素子Ｑ２，スイッチング素子Ｑ３，スイッチング素子Ｑ４がワイドギャップ半導体であることにより、車載用前照灯制御装置１０を小型化できる。
特に、放電灯ＬＡが、水銀レスの高輝度放電灯である場合に、従来の有水銀の高輝度放電灯に比較して、ランプ電流が約２倍であり、ランプ電圧が約１／２となる。
【００３４】
そのため、インバータ回路１６を構成するスイッチング素子Ｑ１，スイッチング素子Ｑ２，スイッチング素子Ｑ３，スイッチング素子Ｑ４に流れる低周波交流電流が約２倍になる。
従って、インバータ回路１６を構成するスイッチング素子Ｑ１，スイッチング素子Ｑ２，スイッチング素子Ｑ３，スイッチング素子Ｑ４がワイドギャップ半導体であることにより、車載用前照灯制御装置１０を確実に小型化できる。
【００３５】
図２に示すように、車載用前照灯制御装置１０は、自動車１の前照灯１２に適用される。
前照灯１２は、灯具ケース２２と、灯具ケース２２の前面に配置された前面カバー２３との内部の灯室２４内に固定されたソケット２５に水銀フリーランプである放電灯ＬＡが取り付けられる。
そして、放電灯ＬＡの周囲に反射板２６が取り付けられており、灯具ケース２２の外側に配置された車載用前照灯制御装置１０がソケット２５に電気的に接続される。
車載用前照灯制御装置１０は、点灯スイッチ２７およびフューズ２８を通じてバッテリーＢＴに電気的に接続される。
【００３６】
以上、説明したように第１実施形態の車載用前照灯制御装置１０によれば、電力変換回路１１が、ワイドギャップ半導体を具備する。
また、車載用前照灯制御装置１０によれば、電力変換回路１１を構成するスイッチング素子Ｑ，スイッチング素子Ｑ１，スイッチング素子Ｑ２，スイッチング素子Ｑ３，スイッチング素子Ｑ４の駆動周波数が、１３６ＫＨｚ以上、５００ＫＨｚ以下である。
従って、第１実施形態の車載用前照灯制御装置１０によれば、電力変換回路１１を構成する半導体素子の電力損失を低減することにより、半導体素子の温度上昇を低減でき、小型化できる。
【００３７】
また、第１実施形態の車載用前照灯制御装置１０によれば、電力変換回路１１が、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５と、インバータ回路１６と、イグナイタ１７とから構成されるために、従来の構造を大きく変更することなく、コスト面で有利に製造できる。
【００３８】
そして、第１実施形態の車載用前照灯制御装置１０によれば、ＧａＮ半導体、ＳｉＣ半導体等からなるワイドギャップ半導体を採用することにより、エネルギー量を大幅に減少させて省エネルギーデバイスを実現できる。
【００３９】
さらに、第１実施形態の車載用前照灯制御装置１０によれば、ワイドギャップ半導体のバンドギャップＥｇが、Ｅｇ≧２．０ｅＶである。
従って、第１実施形態の車載用前照灯制御装置１０によれば、電力損失を１桁小さくできるために、電力変換回路１１を構成する半導体素子の温度に制約されることなく、小型化できる。
【００４０】
（第２実施形態）
次に、本発明に係る第２実施形態の車載用前照灯制御装置について説明する。
なお、以下の第２実施形態において、前述した第１実施形態と重複する構成要素や機能的に同様な構成要素については、図中に同一符号あるいは相当符号を付することによって説明を簡略化あるいは省略する。
【００４１】
図３に示すように、本発明に係る第２実施形態の車載用前照灯制御装置３０は、負荷が、複数のＬＥＤ３２から構成されるＬＥＤユニット部３１であり、ＬＥＤ駆動回路３３を備える。
なお、ＬＥＤ３２の接続と個数は、用途に応じて適宜設定できる。
【００４２】
ＬＥＤ駆動回路３３は、直流電源Ｅと、駆動回路部３４と、抵抗Ｒ１と、抵抗Ｒ２と、抵抗Ｒ３と、スイッチＳＷより構成される。
駆動回路部３４は、駆動回路３５と制御部３６とを備える。
ＬＥＤ駆動回路３３は、直流電源Ｅから入力される直流電圧Ｖ１および直流電流Ｉ１を、ＬＥＤユニット部３１を駆動させるための駆動電圧Ｖ２および駆動電流Ｉ２に変換する。
ＬＥＤ駆動回路３３は、駆動電圧Ｖ２および駆動電流Ｉ２をＬＥＤユニット部３１に供給することにより直流電源Ｅとともに電源手段を構成する。
【００４３】
ＬＥＤ駆動回路３３は、抵抗Ｒ２の電圧Ｖ３および抵抗Ｒ３の電圧Ｖ４を検出し、２つの電圧Ｖ３および電圧Ｖ４に基づいて駆動電圧Ｖ２を検出することにより、抵抗Ｒ１，抵抗Ｒ２，抵抗Ｒ３とともに電圧検出手段を構成している。
ＬＥＤ駆動回路３３は、抵抗Ｒ３の電圧Ｖ４および抵抗値に基づいて抵抗Ｒ３に流れる電流、すなわち、駆動電流Ｉ２を検出することにより、抵抗Ｒ３とともに電流検出手段を構成している。
【００４４】
図４に示すように、ＬＥＤ駆動回路３３は、検出される駆動電圧Ｖ２と駆動電流Ｉ２とが定電力制御になるような制御を行う。
実線ＲはＬＥＤユニット部３１の電圧と電流との特性を示し、実線Ｐと実線Ｒとの交点が動作点となる。
【００４５】
例えば、実線Ｒのような特性を示すＬＥＤユニット部３１の消費電力は、電圧Ｖ２ｂと電流Ｉ２ｂとの積である。
経路Ａは、直流電源Ｅをオンにしたときのスタートモードであり、駆動電圧Ｖ２が上昇するにつれて、駆動電流Ｉ２が増加していく。
経路Ａは、ＬＥＤユニット部３１の特性によるものであり、ＬＥＤ駆動回路３３は、ＬＥＤユニット部３１に対して電力を急激に供給しないで、徐々に供給するような制御を行う。
【００４６】
電圧Ｖ２ｂ，電流Ｉ２ｂは、それぞれ一般的な、ＬＥＤユニット部３１の定常時の駆動電圧Ｖ２，駆動電流Ｉ２である。
経路Ｂは、定常時モードであり、ＬＥＤ駆動回路３３は、駆動電圧Ｖ２が電圧Ｖ２ａ〜Ｖ２ｃの範囲にあるとき、駆動電圧Ｖ２と検出される駆動電流Ｉ２の積からなる消費電流が一定になる制御を行う。
電圧Ｖ２ｃは、駆動電圧Ｖ２の上限値であり、電流Ｉ２ｃは、駆動電流Ｉ２の上限値である。
経路Ｃは、過電圧制御モードであり、ＬＥＤ駆動回路３３は、駆動電圧Ｖ２が、あらかじめ決められた電圧Ｖ２ｃ以上になることを防止する過電圧保護制御を行う。
【００４７】
具体的に、ＬＥＤ駆動回路３３は、駆動電圧Ｖ２が電圧Ｖ２ｃまで上昇すると、駆動電圧Ｖ２および駆動電流Ｉ２の供給を停止する。
これにより、各ＬＥＤ３２へのストレス、各ＬＥＤ３２の温度上昇、または各ＬＥＤ３２が接続されずに開放状態になっていることを防止できる。
なお、定電力制御では、定電流制御より駆動電圧Ｖ２の上限値である電圧Ｖ２ｃを高くできる。
【００４８】
一方、経路Ｄは、過電流制御モードであり、ＬＥＤ駆動回路３３は、駆動電流Ｉ２があらかじめ決められた電流Ｉ２ｃ以上になることを防止する過電流保護制御を行う。
具体的に、ＬＥＤ駆動回路３３は、駆動電圧Ｖ２が電圧Ｖ２ａ以下に低下すると、駆動電流Ｉ２を電流Ｉ２ｃで一定になる制御を行う。
【００４９】
このような制御が発生する要因としては、複数のＬＥＤ３２のうち少なくとも一つが短絡するという不良が発生した場合や、各ＬＥＤ３２の動作電圧が周囲温度上昇等の上昇により低下した場合等がある。
これにより、各ＬＥＤ３２へのストレスを防止できる。
【００５０】
次に、スイッチＳＷがオン後の動作について説明する。
先ず、スタートモード（経路Ａ参照）において、駆動電圧の上昇に伴い、駆動電流Ｉ２が徐々に増加していく。
定常時の動作点（経路Ａと経路Ｂとの交点）から定常時モード（経路Ｂ参照）に移行する。
駆動電圧Ｖ２が電圧Ｖ２ｃまで上昇すると、定常時モードから過電圧制御モード（経路Ｃ参照）に切り替わる。
これに対して、駆動電圧Ｖ２が電圧Ｖ２ａまで低下すると、定常時モードから過電流制御モード（経路Ｄ参照）に切り替わる。
【００５１】
図３に戻り、駆動回路３５は、トランスＴを備える昇降圧回路部である。
トランスＴは、例えばフライバックトランス等であり、直流電源Ｅに電気的に接続されている一次巻線Ｔ１と、ＬＥＤユニット部３１に電気的に接続されている二次巻線Ｔ２とを備える。
駆動回路３５は、一次巻線Ｔ１と直列に接続されているダイオードＤ１と、ＬＥＤユニット部３１に並列にしてダイオードＤ１に接続されているコンデンサＣ１とを備える。
駆動回路３５は、スイッチ素子３７を備える。
【００５２】
スイッチ素子３７は、例えば、ＧａＮ半導体またはＳｉＣ半導体等からなるワイドギャップ半導体であるパワー素子であり、高周波でオンおよびオフを行う。
ダイオードＤ１は、二次巻線Ｔ２に発生する電圧を整流する。
コンデンサＣ１は、例えば電解コンデンサ等であり、大きな容量を有し、ダイオードＤ１を介して２次巻線Ｔ２から出力される直流電圧を充電する。
コンデンサＣ１に充電されている電圧が駆動電圧Ｖ２になり、ＬＥＤユニット部３１に駆動電圧Ｖ２および駆動電流Ｉ２が供給される。
【００５３】
制御部３６は、制御電源３８と、増幅回路部３９と、基準値生成回路部４０と、ＰＷＭ制御部４１と、ドライバ回路部４２とを備える。
制御電源３８は、制御部３６を動作させるための電源であり、直流電源Ｅから所定の直流電圧が供給される。
【００５４】
増幅回路部３９は、アンプ４３，アンプ４４を備え、電圧Ｖ３，電圧Ｖ４をアンプ４３，アンプ４４で増幅し、基準値生成回路部４０およびＰＷＭ制御部４１に出力する。
基準値生成回路部４０は、不図示のタイマー部を備え、増幅回路部３９から入力される電圧Ｖ３，電圧Ｖ４に基づいてモード切替を行うとともに、タイマー部で基準値を生成し、基準値をＰＷＭ制御部４１に出力する。
【００５５】
ＰＷＭ制御部４１は、基準値生成回路部４０で切り替えられたモードに応じて、スイッチ素子３７のオンデュティーを設定するためのパルス幅変調信号を生成し、パルス幅変調信号をドライバ回路部４２に出力する。
ドライバ回路部４２は、ＰＷＭ制御部４１からパルス幅変調信号を入力し、オン信号の場合に、駆動信号をスイッチ素子３７に出力する。
【００５６】
次に、駆動回路部３４の動作について説明する。
先ず、ドライバ回路部４２からの駆動信号により、スイッチ素子３７がオンになると、直流電源Ｅ→一次巻線Ｔ１→スイッチ素子３７→直流電源Ｅの閉回路で直流電流Ｉ１が流れ、トランスＴがエネルギーを蓄積する。
次に、ドライバ回路部４２からの駆動信号により、スイッチ素子３７がオフになると、エネルギーが、二次巻線Ｔ２→ダイオードＤ１→コンデンサＤ１→二次巻線Ｔ２の閉回路で放出され、コンデンサＣ１が充電されて電圧が高くなる。
【００５７】
スイッチ素子３７のオンおよびオフを高周波で切り替えることにより、安定な直流電圧をコンデンサＣ１に出力する。
コンデンサＣ１の電圧により、ＬＥＤユニット部３１に駆動電圧Ｖ２および駆動電流Ｉ２を供給する。
これにより、駆動回路部３４は、駆動電圧Ｖ２を直流電圧Ｖ１以上の大きさまたは直流電圧Ｖ１以下の大きさにしてＬＥＤユニット部３１に供給できる。
【００５８】
駆動回路部３４を構成するスイッチ素子３７のスイッチング周波数は、１３６ＫＨｚ以上、５００ＫＨｚ以下である。
従って、相互接続された車載機器間のデータ通信（Controller Area Network通信）またはスマートキー（電子キーの一種で電波を利用）において、ノイズ等の悪影響に起因する誤動作および不動作を防げる。
【００５９】
駆動回路部３４は、スイッチング素子３７に発生する電力損失を１桁小さくできるために、車載用前照灯制御装置３０の形状が、ＬＥＤ駆動回路３３を構成する半導体素子の温度に制約されない。
また、ダイオードＤ１についても、例えば、ＧａＮ半導体またはＳｉＣ半導体等からなるワイドギャップ半導体であるパワー素子を採用することにより、より一層、車載用前照灯制御装置３０の形状が、ＬＥＤ駆動回路３３を構成する半導体素子の温度に制約されない。
【００６０】
第２実施形態の車載用前照灯制御装置３０によれば、ＬＥＤユニット部３１の消費電力を一定にできるために、各ＬＥＤ３２に対するストレスを低減でき、光を安定に照射できる。
また、第２実施形態の車載用前照灯制御装置３０によれば、ＬＥＤユニット部３１に対して過大駆動電圧Ｖ２または駆動電流Ｉ２を供給することを防止できる。
【００６１】
そして、第２実施形態の車載用前照灯制御装置３０によれば、直流電源Ｅから供給される直流電圧Ｖ１に関係なく、ＬＥＤ３２の個数を適宜設定することができ、駆動電圧Ｖ２が低い時であっても、ＬＥＤ３２を駆動できる。
加えて、第２実施形態の車載用前照灯制御装置３０によれば、トランスＴによりＬＥＤユニット部３１と直流電源Ｅとが電気的に分離されているので、ＬＥＤユニット部３１を直流電源Ｅ側で発生するノイズから防御できる。
【００６２】
なお、本発明の車載用前照灯制御装置において電源監視部，ＰＷＭ回路，リセット回路，インバータ駆動回路等は、前述した各実施形態に限定されるものでなく、適宜な変形や改良等が可能である。
【符号の説明】
【００６３】
１０，３０  車載用前照灯制御装置
１１  電力変換回路
１２  前照灯
１３  制御電源部
１４  制御部
１５  ＤＣ／ＤＣコンバータ（直流昇圧回路）
１６  インバータ回路
１７  イグナイタ（起動回路）
３２  ＬＥＤ
３３  ＬＥＤ駆動回路（電力変換回路）
ＬＡ  放電灯
【図１】
2012221810.tif 000003
【図２】
2012221810.tif 000004
【図３】
2012221810.tif 000005
【図４】
2012221810.tif 000006
【図５】
2012221810.tif 000007