(57)【要約】【課題】２組の巻線組を有する３相回転電機の電力変換装置において、コンデンサのリップル電流を低減する。【解決手段】電力変換装置の制御部は、第１巻線組に印加される電圧に係る第１デューティ指令信号Ｄ１１を下べた二相変調処理し、第２巻線組に印加される電圧に係る第２デューティ指令信号Ｄ１２を上べた二相変調処理する。第２デューティ指令信号Ｄ１２の位相を第１デューティ指令信号Ｄ１１の位相に対して３０°ずらすことで、第１デューティ指令信号Ｄ１１が最大値Ｄmax１１となるタイミングと、第２デューティ指令信号Ｄ１２が最小値Ｄmin１２となるタイミングとをずらす。これにより、所定の範囲内で最大値Ｄmax１１が出力中心値Ｒcを上回り最小値Ｄmin１２が出力中心値Ｒcを下回る場合でも、コンデンサの放電期間となる有効ベクトル発生期間の重複を回避し、リップル電流を低減することができる。【選択図】図１２
2012050252.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
回転電機の各相に対応する巻線から構成される２組の巻線組を有する３相回転電機の電力変換装置であって、
前記２組の巻線組の各相に対応する高電位側スイッチング素子および低電位側スイッチング素子からなるブリッジ回路を含む２つのインバータ部と、
前記２つのインバータ部の電源側とグランド側との間に接続されるコンデンサと、
前記２組の巻線組に印加される電圧に係る電圧指令信号と所定のＰＷＭ基準信号とを比較することにより前記高電位側スイッチング素子および前記低電位側スイッチング素子のオン／オフ切替を制御する制御部と、
を備え、
前記制御部は、
前記２つのインバータ部において、前記高電位側スイッチング素子および前記低電位側スイッチング素子の一方のうち１相または２相がオンとなり他方のうち２相または１相がオフとなる有効電圧ベクトル発生期間が重複しないように、前記２組の巻線組の各相に印加される電圧に係る電圧指令信号を変調処理するとともに、ｎを整数とすると、前記２つのインバータ部の駆動に係る電圧指令信号の位相を互いに（３０＋１２０×ｎ）°ずらすことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記制御部は、
前記２つのインバータ部に対応するＰＷＭ基準信号の周波数および位相を同一とし、
一方のインバータ部においては、
３相の電圧指令信号のうち最も小さい電圧指令信号が所定の下限値となるように、最も小さい相の電圧指令信号から前記所定の下限値を差し引いた値を全ての相の電圧指令信号から減算するとともに、
他方のインバータ部においては、
３相の電圧指令信号のうち最も大きい電圧指令信号が所定の上限値となるように、最も大きい相の電圧指令信号から前記所定の上限値を差し引いた値を全ての相の電圧指令信号から減算することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記制御部は、
前記２つのインバータ部に対応するＰＷＭ基準信号の周波数を同一とし、該ＰＷＭ基準信号の位相を互いに１８０°ずらし、
３相の電圧指令信号のうち最も小さい電圧指令信号が所定の下限値となるように、最も小さい相の電圧指令信号から前記所定の下限値を差し引いた値を全ての相の電圧指令信号から減算することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記制御部は、
前記２つのインバータ部に対応するＰＷＭ基準信号の周波数を同一とし、該ＰＷＭ基準信号の位相を互いに１８０°ずらし、
３相の電圧指令信号のうち最も大きい電圧指令信号が所定の上限値となるように、最も大きい相の電圧指令信号から前記所定の上限値を差し引いた値を全ての相の電圧指令信号から減算することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記制御部は、
前記２つのインバータ部に対応するＰＷＭ基準信号の周波数を同一とし、該ＰＷＭ基準信号の位相を互いに９０°ずらし、
３相の電圧指令信号の中心値を出力可能な電圧範囲の中心値に一致させるとともに、全ての相の電圧指令信号に３次高調波を加算することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記制御部は、
前記２つのインバータ部に対応するＰＷＭ基準信号の周波数を同一とし、該ＰＷＭ基準信号の位相を互いに９０°ずらし、
３相の電圧指令信号の中心値を出力可能な電圧範囲の中心値に一致させるとともに、３相の電圧指令信号のうち最も大きい電圧指令信号と最も小さい電圧指令信号との平均値を算出し全ての相の電圧指令信号から前記平均値を減算することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項７】
請求項１〜６のいずれか一項に記載の電力変換装置、及び、その電力変換装置によって駆動される３相の回転電機を含む駆動装置であって、
電力変換装置の前記２つのインバータ部に位相が互いに（３０＋１２０×ｎ）°ずれた電流が供給されたとき、
回転電機の前記２組の巻線組について、対応する磁極との吸引および反発によって発生する出力が互いに同等となるように巻線の数および磁極の極数が設定されることを特徴とする駆動装置。
【請求項８】
前記回転電機は、
前記２組の巻線組を構成する１２個の巻線について、対応する巻線同士が周方向に互いに３０°ずれるように径方向外側のステータに巻回され、
前記ステータの径方向内側に回転可能に収容されるロータに設けられる磁極の極数は、１０または１４であることを特徴とする請求項７に記載の駆動装置。
【請求項９】
前記回転電機は、ｍを自然数とすると、
前記２組の巻線組を構成する（１２×ｍ）個の巻線について、対応する巻線同士が周方向に互いに３０°ずれるように径方向外側のステータに巻回され、
前記ステータの径方向内側に回転可能に収容されるロータに設けられる磁極の極数は、（２×ｍ）であることを特徴とする請求項７に記載の駆動装置。
【請求項１０】
請求項１〜６のいずれか一項に記載の電力変換装置または請求項７〜９のいずれか一項に記載の駆動装置を用いた電動パワーステアリング装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、３相回転電機を駆動する電力変換装置、その電力変換装置を含む駆動装置、及び、これを用いた電動パワーステアリング装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、多相回転電機の駆動に係る電流をＰＷＭ（パルス幅変調）制御する技術が公知である。例えば、多相回転電機が３相モータである場合、３相の巻線のそれぞれに印加される電圧に係る電圧指令信号と三角波等であるＰＷＭ基準信号とを比較し、インバータを構成するスイッチング素子のオン／オフの切替を行うことにより、３相モータに流れる電流を制御する。一般に、インバータの電源側とグランド側との間には、電源電圧を平滑化するためのコンデンサが接続される。
【０００３】
ここで、コンデンサに流れる電流について、バッテリからインバータの電源側に電流が流れないときは、バッテリからコンデンサに電流が流れ込み、コンデンサは充電される。一方、バッテリからインバータの電源側に電流が流れるとき、コンデンサからインバータへ電流が流れ出し、コンデンサは放電する。インバータがＰＷＭ制御される場合、ＰＷＭ１周期の間にコンデンサへの充電とコンデンサからの放電が繰り返され、コンデンサ電流が脈動する。この脈動電流を「リップル電流」という。
【０００４】
また、１つのインバータ、及び、そのインバータと対応する１組の３相巻線の組合せを「１系統」と表すと、２系統のインバータのＰＷＭ制御においてコンデンサの充電および放電のタイミングが重なることでコンデンサ電流が合計され、リップル電流が増大する。
リップル電流の増大は、ノイズの発生やコンデンサの発熱を招く。また、インバータの印加電圧の変動に伴い、インバータの電流制御性が悪化するという問題が生じる。
【０００５】
そこで、特許文献１のモータ駆動装置は、２系統のインバータにおいてＰＷＭ基準信号（特許文献１では「キャリア信号」）に位相差をつけ両系統のスイッチング素子のオン／オフ切替タイミングをずらすことで、コンデンサ電流の波形を平滑化し、リップル電流の低減を図っている。
また、特許文献２のＰＷＭアンプは、２系統（特許文献２では「２軸」）で使用される場合、一方の電圧指令信号の平均値である中性点電圧を高電圧側へシフトし他方の電圧指令信号の中性点電圧を低電圧側へシフトすることで、両系統のスイッチング素子のオン／オフ切替タイミングをずらしてリップル電流の低減を図っている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００１−１９７７７９号公報
【特許文献２】特開２００７−３０６７０５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、特許文献１、２のいずれも、２系統の電圧指令信号の位相は同一である。そのため、ＰＷＭ基準信号に位相差をつけ、あるいは電圧指令信号の中性点電圧をシフトしたとしても、スイッチング素子のオン／オフ切替タイミングをずらすことができる範囲が限られる。例えば、電圧指令信号の最大値と最小値との差、すなわち振幅の２倍値が出力可能な電圧範囲の５０％を超える場合には、両系統におけるコンデンサの放電期間を完全にずらすことができず、リップル電流を充分に低減することができない。
【０００８】
本発明は、上述の課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、スイッチング素子のオン／オフ切替タイミングをずらすことができる範囲を拡大し、コンデンサのリップル電流をより一層低減する電力変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
請求項１〜６に記載の発明は、回転電機の各相に対応する巻線から構成される２組の巻線組を有する３相回転電機の電力変換装置に係る発明である。この電力変換装置は、２つのインバータ部と、コンデンサと、制御部とを備える。
２つのインバータ部は、２組の巻線組の各相に対応する高電位側スイッチング素子および低電位側スイッチング素子からなるブリッジ回路を含む。
コンデンサは、２つのインバータ部の電源側とグランド側との間に接続される。
【００１０】
制御部は、２組の巻線組に印加される電圧に係る電圧指令信号と所定のＰＷＭ基準信号とを比較することにより高電位側スイッチング素子および低電位側スイッチング素子のオン／オフ切替を制御する。
制御部は、２つのインバータ部において有効電圧ベクトル発生期間が重複しないように、２組の巻線組の各相に印加される電圧に係る電圧指令信号を変調処理するとともに、ｎを整数とすると、２つのインバータ部の駆動に係る電圧指令信号の位相を互いに（３０＋１２０×ｎ）°ずらす。ここで、「変調処理」には、電圧指令信号の平均値である中性点電圧を出力可能な範囲で高電圧側または低電圧側にシフトする処理を含む。
【００１１】
また、「有効電圧ベクトル発生期間」とは、高電位側スイッチング素子および低電位側スイッチング素子の一方のうち１相または２相がオンとなり他方のうち２相または１相がオフとなる期間をいう。有効電圧ベクトル発生期間には、コンデンサに蓄えられた電荷がインバータ部へ放電される。２つのインバータ部の有効電圧ベクトル発生期間が重複すると、コンデンサ電流が合計され、リップル電流が増大する。従来技術のように電圧指令信号が同位相の場合には、電圧指令信号の振幅および中性点電圧によって、有効電圧ベクトル発生期間の重複を避けられない場合があった。
【００１２】
それに対し、本発明では、２つのインバータ部の駆動に係る電圧指令信号の位相を互いに（３０＋１２０×ｎ）°ずらすことで、コンデンサの放電期間となる有効電圧ベクトル発生期間の重複を回避可能な範囲を拡大することができる。具体的には、電圧指令信号の振幅の２倍値が出力可能な電圧範囲の５０％を所定の範囲内で超える場合であっても、有効電圧ベクトル発生期間の重複を回避することができる。これにより、コンデンサのリップル電流をより一層低減することができる。その結果、ノイズの発生やコンデンサの発熱を抑制し、インバータの電流制御性を良好に保つことができる。
【００１３】
なお、高電位側スイッチング素子および低電位側スイッチング素子の一方が全てオンとなり他方が全てオフとなる期間を「ゼロ電圧ベクトル発生期間」という。ゼロ電圧ベクトル発生期間にはコンデンサは充電される。ゼロ電圧ベクトル発生期間は、ＰＷＭ１周期から有効ベクトル発生期間を除いた期間に相当する。ゼロ電圧ベクトル発生期間のコンデンサ電流は、有効電圧ベクトル発生期間のコンデンサ電流と逆向きに流れ、有効電圧ベクトル発生期間のコンデンサ電流よりも小さい。そのため、２つのインバータ部の充電期間が重複する場合は、放電期間が重複する場合に比べてリップル電流に対する影響が小さい。
【００１４】
請求項２〜６に記載の発明は、請求項１に記載の電力変換装置において制御部が実行する処理の内容を具体的に示す。
請求項２に記載の発明によると、制御部は、２つのインバータ部に対応するＰＷＭ基準信号の周波数および位相を同一とする。ここで、「同一」とは略同一の場合を含む。
【００１５】
一方のインバータ部においては、３相の電圧指令信号のうち最も小さい電圧指令信号が所定の下限値となるように、最も小さい相の電圧指令信号から前記所定の下限値を差し引いた値を全ての相の電圧指令信号から減算する。この変調処理を「下べた二相変調処理」という。
他方のインバータ部においては、３相の電圧指令信号のうち最も大きい電圧指令信号が所定の上限値となるように、最も大きい相の電圧指令信号から前記所定の上限値を差し引いた値を全ての相の電圧指令信号から減算する。この変調処理を「上べた二相変調処理」という。
この処理により、所定の範囲内で有効電圧ベクトル発生期間の重複を回避することができ、コンデンサのリップル電流を低減することができる。また、この処理では、ＰＷＭ基準信号に位相差を設けないため、制御部の負荷を低減することができる。
【００１６】
請求項３または４に記載の発明によると、制御部は、２つのインバータ部に対応するＰＷＭ基準信号の周波数を同一とし、該ＰＷＭ基準信号の位相を互いに１８０°ずらす。
請求項３に記載の発明では、両方のインバータ部において、「下べた二相変調処理」を行う。請求項４に記載の発明では、両方のインバータ部において、「上べた二相変調処理」を行う。
これらの処理によっても、所定の範囲内で有効電圧ベクトル発生期間の重複を回避することができ、コンデンサのリップル電流を低減することができる。
【００１７】
請求項５または６に記載の発明によると、制御部は、２つのインバータ部に対応するＰＷＭ基準信号の周波数を同一とし、該ＰＷＭ基準信号の位相を互いに９０°ずらす。
請求項５に記載の発明では、両方のインバータ部において、３相の電圧指令信号の中心値を出力可能な電圧範囲の中心値に一致させるとともに、全ての相の電圧指令信号に３次高調波を加算する。この変調処理を「３次高調波重畳処理」という。
請求項６に記載の発明では、両方のインバータ部において、３相の電圧指令信号の中心値を出力可能な電圧範囲の中心値に一致させるとともに、３相の電圧指令信号のうち最も大きい電圧指令信号と最も小さい電圧指令信号との平均値を算出し全ての相の電圧指令信号から前記平均値を減算する。この変調処理を「最大最小デューティ均等化処理」という。「最大最小デューティ均等化処理」は、波形が「３次高調波重畳処理」の波形に類似するため、「疑似３次高調波重畳処理」ともいう。
【００１８】
なお、「電圧指令信号の中心値」とは、電圧指令信号の最大値と最小値との平均値をいう。また、「電圧指令信号の中心値を出力可能な電圧範囲の中心値に一致させる」とは、電圧指令信号が、出力可能な電圧範囲の中心値に対して対称波形であることを意味する。すなわち、ＰＷＭ基準信号の「山側」および「谷側」におけるゼロ電圧ベクトル発生期間の長さが等しくなる。
なお、ＰＷＭ基準信号の山側では、高電位側スイッチング素子の全てがオフとなり低電位側スイッチング素子の全てがオンとなる。ＰＷＭ基準信号の谷側では、高電位側スイッチング素子の全てがオンとなり低電位側スイッチング素子の全てがオンとなる。
【００１９】
これらの処理によっても、所定の範囲内で有効電圧ベクトル発生期間の重複を回避することができ、コンデンサのリップル電流を低減することができる。なお、「最大最小デューティ均等化処理」は、「３次高調波重畳処理」に比べ制御部の演算負荷を低減することができる。
また、請求項２〜６記載の発明は、いずれも、電圧利用率を向上することができる。
【００２０】
請求項７〜９に記載の発明は、請求項１〜６に記載の電力変換装置、及び、その電力変換装置によって駆動される３相の回転電機を含む駆動装置に係る発明である。
請求項７に記載の駆動装置は、電力変換装置の２つのインバータ部に位相が互いに（３０＋１２０×ｎ）°ずれた電流が供給されたとき、回転電機の２組の巻線組について、対応する磁極との吸引および反発によって発生する出力が互いに同等となるように巻線の数および磁極の極数が設定される。
回転電機をこのような構成とすることにより、請求項１〜６に記載の電力変換装置によって適正に駆動することができる。例えば回転電機がモータの場合、安定した回転トルクを得ることができる。
【００２１】
請求項８に記載の発明によると、回転電機は、２組の巻線組を構成する１２個の巻線について、対応する巻線同士が周方向に互いに３０°ずれるように径方向外側のステータに巻回される。また、ステータの径方向内側に回転可能に収容されるロータに設けられる磁極の極数は、１０または１４である。
この構成により、簡易な構成で請求項７に記載の駆動装置を実現することができる。
【００２２】
請求項９に記載の発明によると、回転電機は、ｍを自然数とすると、２組の巻線組を構成する（１２×ｍ）個の巻線について、対応する巻線同士が周方向に互いに３０°ずれるように径方向外側のステータに巻回される。また、ステータの径方向内側に回転可能に収容されるロータに設けられる磁極の極数は、（２×ｍ）である。
この構成によれば、回転電機の大きさや要求出力に応じてｍを任意に設定することができるため適用範囲が広くなる。
【００２３】
請求項１０に記載の電動パワーステアリング装置は、請求項１〜６のいずれか一項に記載の電力変換装置、または請求項７〜９のいずれか一項に記載の駆動装置を用いたものである。電動パワーステアリング装置は、車両のステアリング操作をアシストするための装置であり、駆動の安定性や安全性が特に要求される。よって、リップル電流の低減によりノイズの発生やコンデンサの発熱を抑制し、インバータの電流制御性を良好に保つことは、電動パワーステアリング装置において特に大きな効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】本発明の第１実施形態による電力変換装置を示す概略構成図である。
【図２】本発明の第１実施形態によるモータを示す模式図である。
【図３】本発明の第１実施形態の制御部の構成を示すブロック図である。
【図４】ＰＷＭ制御を説明する説明図である。
【図５】ＰＷＭ制御で作出される電圧ベクトルパターンを説明する説明図である。
【図６】ＰＷＭ制御におけるコンデンサ電流を説明する説明図である。
【図７】コンデンサ電流を説明する図であって、（ａ）は充電時の電流を説明する図、（ｂ）は放電時の電流を説明する図である。
【図８】デューティ指令信号をシフトしたときのコンデンサ電流を説明する説明図である。
【図９】本発明の第１実施形態による下べた二相変調処理を説明する説明図である。
【図１０】本発明の第１実施形態による上べた二相変調処理を説明する説明図である。
【図１１】本発明の第１実施形態に対する比較例として、２系統のデューティ指令信号が同位相の場合のコンデンサ電流を説明する説明図である。
【図１２】本発明の第１実施形態による２系統のデューティ指令信号の位相を３０°ずらした場合のコンデンサ電流を説明する説明図である。
【図１３】本発明の第２実施形態に対する比較例として、２系統のデューティ指令信号が同位相の場合のコンデンサ電流を説明する説明図である。
【図１４】本発明の第２実施形態による２系統のデューティ指令信号の位相を３０°ずらした場合のコンデンサ電流を説明する説明図である。
【図１５】本発明の第３実施形態に対する比較例として、２系統のデューティ指令信号が同位相の場合のコンデンサ電流を説明する説明図である。
【図１６】本発明の第３実施形態による２系統のデューティ指令信号の位相を３０°ずらした場合のコンデンサ電流を説明する説明図である。
【図１７】本発明の第４実施形態による３次高調波重畳処理を説明する説明図である。
【図１８】本発明の第５実施形態による最大最小デューティ均等化処理（疑似３次高調波重畳処理）を説明する説明図である。
【図１９】本発明の第４実施形態に対する比較例として、２系統のデューティ指令信号が同位相の場合のコンデンサ電流を説明する説明図である。
【図２０】本発明の第４実施形態による２系統のデューティ指令信号の位相を３０°ずらした場合のコンデンサ電流を説明する説明図である。
【図２１】本発明の他の実施形態によるモータを示す模式図である。
【図２２】本発明の他の実施形態によるモータを示す模式図である。
【図２３】本発明の他の実施形態によるモータを示す模式図である。
【図２４】本発明の他の実施形態による電流検出部の位置を示す模式図である。
【図２５】本発明の他の実施形態によるモータの構成を説明する説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
以下、本発明による電力変換装置を図面に基づいて説明する。
（第１実施形態）
図１に示すように、本発明の第１実施形態による電力変換装置１は、３相回転電機としてのモータ１０を駆動制御するものである。電力変換装置１およびモータ１０を含む駆動装置２は、例えば車両のステアリング操作をアシストするための電動パワーステアリング装置に適用される。
【００２６】
電力変換装置１は、２系統のインバータ部を備え、モータ１０を構成する２系統の巻線組を駆動する。ここで、「系統」とは、インバータ部、及び、そのインバータ部と対応する３相巻線の組合せの単位をいう。
第１系統のインバータ部および巻線組を「第１インバータ部２０」および「第１巻線組１８」と表し、第２系統のインバータ部および巻線組を「第２インバータ部３０」および「第２巻線組１９」と表す。「第１巻線組１８」および「第２巻線組１９」は、特許請求の範囲に記載の「２つの巻線組」に相当し、「第１インバータ部２０」および「第２インバータ部３０」は、特許請求の範囲に記載の「２つのインバータ部」に相当する。
【００２７】
図２は、モータ１０を、軸に直交する平面で切断した断面模式図である。モータ１０は、三相ブラシレスモータであり、ロータ８０およびステータ８５を有している。
図２に示すように、ロータ８０は、ステータ８５の径方向内側に回転可能に設置されている。ロータ８０は、例えば鉄等の磁性体から筒状に形成され、ロータコア８１の径方向外側に永久磁石８２１が設けられている。永久磁石８２１は、Ｎ極とＳ極とが交互に５対計１０極設けられている。
【００２８】
ステータ８５は、ロータ８０を内部に収容するとともに、回転可能に支持している。
ステータ８５は、径内方向に突出する１２個の突出部８６を周方向に３０°間隔に有し、この突出部８６にコイル１１〜１６（図１参照）が巻回されてステータコイルを構成している。ステータコイルは、Ｕ１コイル１１、Ｕ２コイル１４、Ｖ１コイル１２、Ｖ２コイル１５、Ｗ１コイル１３およびＷ２コイル１６がこの順に時計回りで配置されるコイル群が２群、回転軸９０に対して点対称に配置されている。すなわち、回転軸９０を通る仮想平面９１の一方の側に第１のコイル群が配置され、仮想平面９１の他方の側に第２のコイル群が配置されている。
【００２９】
Ｕ１コイル１１、Ｖ１コイル１２およびＷ１コイル１３は、第１巻線組１８を構成し、Ｕ２コイル１４、Ｖ２コイル１５およびＷ２コイル１６は、第２巻線組１９を構成する。
各コイルが上述のように配置されているため、第２巻線組１９を構成するコイル１４、１５、１６は、第１巻線組１８を構成するコイル１１、１２、１３に対し、時計回り方向に３０°進んだ位置関係になる。これにより、後述のように、第２インバータ部３０の駆動に係る第２デューティ指令信号Ｄ２の位相を第１インバータ部２０の駆動に係る第１デューティ指令信号Ｄ１の位相に対して３０°進めることが可能となる。
また、モータ１０には、回転角を検出する位置センサ６９が設けられている。
【００３０】
図１に戻り、電力変換装置１は、第１インバータ部２０、第２インバータ部３０、電流検出部４０、コンデンサ５０、制御部６０、および、バッテリ７０等を備えている。
第１インバータ部２０は、３相インバータであり、第１巻線組１８のＵ１コイル１１、Ｖ１コイル１２、Ｗ１コイル１３のそれぞれへの通電を切り替えるべく、６つのスイッチング素子２１〜２６がブリッジ接続されている。スイッチング素子２１〜２６は、電界効果トランジスタの一種であるＭＯＳＦＥＴ（metal-oxide-semiconductor field-effect transistor）である。以下、スイッチング素子２１〜２６をＭＯＳ２１〜２６という。
【００３１】
３つのＭＯＳ２１〜２３は、ドレインがバッテリ７０の正極側に接続されている。また、ＭＯＳ２１〜２３のソースが、それぞれＭＯＳ２４〜２６のドレインに接続されている。ＭＯＳ２４〜２６のソースは、バッテリ７０の負極側に接続されている。
対になっているＭＯＳ２１、２２、２３とＭＯＳ２４、２５、２６との接続点は、それぞれＵ１コイル１１、Ｖ１コイル１２、Ｗ１コイル１３の一端に接続している。
【００３２】
第２インバータ部３０は、第１インバータ部２０と同様、３相インバータであり、第２巻線組１９のＵ２コイル１４、Ｖ２コイル１５、Ｗ２コイル１６のそれぞれへの通電を切り替えるべく、６つのスイッチング素子３１〜３６がブリッジ接続されている。スイッチング素子３１〜３６は、スイッチング素子２１〜２６と同様、ＭＯＳＦＥＴである。以下、スイッチング素子３１〜３６を、ＭＯＳ３１〜３６という。
【００３３】
３つのＭＯＳ３１〜３３は、ドレインがバッテリ７０の正極側に接続されている。また、ＭＯＳ３１〜３６のソースが、それぞれＭＯＳ３４〜３６のドレインに接続されている。ＭＯＳ３４〜３６のソースは、バッテリ７０の負極側に接続されている。
対になっているＭＯＳ３１、３２、３３とＭＯＳ３４、３５、３６との接続点は、それぞれＵ２コイル１４、Ｖ２コイル１５、Ｗ２コイル１６の一端に接続している。
【００３４】
以下、「高電位側スイッチング素子」としてのＭＯＳ２１〜２３およびＭＯＳ３１〜３３を「上ＭＯＳ」といい、「低電位側スイッチング素子」としてのＭＯＳ２４〜２６およびＭＯＳ３４〜３６を「下ＭＯＳ」という。
【００３５】
電流検出部４０は、Ｕ１電流検出部４１、Ｖ１電流検出部４２、Ｗ１電流検出部４３、Ｕ２電流検出部４４、Ｖ２電流検出部４５およびＷ２電流検出部４６から構成される。
Ｕ１電流検出部４１は、ＭＯＳ２１およびＭＯＳ２４の接続点とＵ１コイル１１との間に設けられ、Ｕ１コイル１１に流れる電流を検出する。Ｖ１電流検出部４２は、ＭＯＳ２２およびＭＯＳ２５の接続点とＶ１コイル１２との間に設けられ、Ｖ１コイル１２に流れる電流を検出する。Ｗ１電流検出部４３は、ＭＯＳ２３およびＭＯＳ２６の接続点とＷ１コイル１３との間に設けられ、Ｗ１コイル１３に流れる電流を検出する。
【００３６】
Ｕ２電流検出部４４は、ＭＯＳ３１およびＭＯＳ３４の接続点とＵ２コイル１４との間に設けられ、Ｕ２コイル１４に流れる電流を検出する。Ｖ２電流検出部４５は、ＭＯＳ３２およびＭＯＳ３５の接続点とＶ２コイル１５との間に設けられ、Ｖ２コイル１５に流れる電流を検出する。Ｗ２電流検出部４６は、ＭＯＳ３３およびＭＯＳ３６の接続点とＷ２コイル１６との間に設けられ、Ｗ２コイル１６に流れる電流を検出する。
【００３７】
電流検出部４１〜４６は、いずれもホール素子により磁束を検出するものである。
電流検出部４１〜４６によって検出された電流検出値（以下、「ＡＤ値」という。）、及び、位置センサ６９によって検出されたモータ１０の回転角検出値は電気角に換算され、制御部６０を構成するレジスタに記憶される。なお、図１において、電流検出部４０および位置センサ６９から制御部６０への制御線は、煩雑になることを避けるため省略した。
【００３８】
コンデンサ５０は、バッテリ７０、第１インバータ部２０および第２インバータ部３０の電源側とグランド側との間に接続され、電荷を蓄えることで、ＭＯＳ２１〜２６、３１〜３６への電力供給を補助したり、サージ電流などのノイズ成分を抑制したりする。
【００３９】
制御部６０は、電力変換装置１全体の制御を司るものであって、マイコン６７、図示しないレジスタ、駆動回路６８等で構成される。図３に示すように、制御部６０は、第１系統、第２系統のそれぞれについて、三相二相変換部６２、制御器６３、二相三相変換部６４、デューティ算出部６５、三角波比較部６６等を有している。
【００４０】
ここで、第１系統と第２系統とは、三相二相変換部６２および二相三相変換部６４で取得される電気角の位相が３０°ずれている。すなわち、第１系統で取得される電気角がθのとき、第２系統で取得される電気角は（θ＋３０°）となる。それ以外の点では、第１系統と第２系統における制御部６０の構成は同様であるので、以下、代表として第１系統の制御部６０について説明する。
【００４１】
三相二相変換部６２は、電流検出部４１〜４３による電流検出値に基づいて各相コイル１１〜１３の電流値Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１を算出する。そして、算出された電流値Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１、および電気角θに基づき、ｄ軸電流検出値Ｉｄ１およびｑ軸電流検出値Ｉｑ１を算出する。
【００４２】
制御器６３では、ｄ軸指令電流値Ｉｄ*およびｑ軸指令電流値Ｉｑ*と、ｄ軸電流検出値Ｉｄ１およびｑ軸電流検出値Ｉｑ１とから、電流フィードバック制御演算を行い、ｄ軸指令電圧値Ｖｄ*１およびｑ軸指令電圧値Ｖｑ*１を算出する。より詳細には、ｄ軸指令電流値Ｉｄ*とｄ軸電流検出値Ｉｄ１との電流偏差ΔＩｄ１、および、ｑ軸指令電流値Ｉｑ*とｑ軸電流検出値Ｉｑ１との電流偏差ΔＩｑ１を算出し、電流偏差ΔＩｄ１、ΔＩｑ１を０に収束させるように指令電圧値Ｖｄ*１およびＶｑ*１を算出する。
【００４３】
二相三相変換部６４では、制御器６３で算出された指令電圧Ｖｄ*１、Ｖｑ*１、および電気角θに基づき、三相指令電圧Ｖｕ*１、Ｖｖ*１、Ｖｗ*１を算出する。
デューティ算出部６５では、三相指令電圧Ｖｕ*１、Ｖｖ*１、Ｖｗ*１、およびコンデンサ電圧Ｖｃに基づき、変調前のＵ相デューティＤｕ’１、Ｖ相デューティＤｖ’１、Ｗ相デューティＤｗ’１を算出する。各相デューティＤｕ’１、Ｄｖ’１、Ｄｗ’１は、例えば振幅が略同一で位相が互いに１２０°ずれる正弦波信号として与えられる。
ここで、「振幅」とは、信号の最大値と最小値との差分の１／２の値をいう。
【００４４】
デューティ算出部６５の変調処理部６５３では、変調前の各相デューティＤｕ’１、Ｄｖ’１、Ｄｗ’１を変調処理して、変調後のＵ相デューティＤｕ１、Ｖ相デューティＤｖ１、Ｗ相デューティＤｗ１を出力する。具体的な変調処理の内容については後述する。
【００４５】
Ｕ相デューティＤｕ１は、Ｕ１コイル１１に印加される電圧に係り、Ｖ相デューティＤｖ１は、Ｖ１コイル１２に印加される電圧に係り、Ｗ相デューティＤｗ１は、Ｗ１コイル１３に印加される電圧に係る。各相デューティＤｕ１、Ｄｖ１、Ｄｗ１は、第１インバータ部２０の駆動に係る第１デューティ指令信号Ｄ１を構成する。
第２系統については、同様に、各相デューティＤｕ２、Ｄｖ２、Ｄｗ２は、第２インバータ部３０の駆動に係る第２デューティ指令信号Ｄ２を構成する。
第１デューティ指令信号Ｄ１、第２デューティ指令信号Ｄ２、及び、各相デューティＤｕ１、Ｄｖ１、Ｄｗ１、Ｄｕ２、Ｄｖ２、Ｄｗ２は、特許請求の範囲に記載の「電圧指令信号」に相当する。
【００４６】
三角波比較部６６では、変調後の各相デューティＤｕ１、Ｄｖ１、Ｄｗ１と三角波のキャリア信号であるＰＷＭ基準信号とを比較することにより、ＭＯＳ２１〜２６のオン／オフ信号を算出する。なお、本実施形態では、三角波比較部６６の処理はマイコン６７内の電気回路で処理されている。この処理は、ソフトウェアによる処理であっても、ハードウェアによる処理であってもどちらでもよい。
【００４７】
続いて、第１実施形態による特有のＰＷＭ制御の説明に先立って、一般的なＰＷＭ制御について図４〜図８を参照して説明する。この一般的な説明では、各信号を表す符号の末尾を「０」と表す。また、ＭＯＳ等の符号は、第１系統の構成の符号を援用する。
【００４８】
図４（ａ）に示すように、デューティ指令信号Ｄ０は、振幅が略同一で、中心値（最大値と最小値との平均値）がデューティ約５０％に相当し、位相が互いに１２０°ずれたＵ相デューティＤｕ０、Ｖ相デューティＤｖ０およびＷ相デューティＤｗ０の３つの正弦波信号から構成される。
ＰＷＭ基準信号Ｐ０は、三角波信号である。ＰＷＭ基準信号Ｐ０の１周期は、デューティ指令信号Ｄ０の１周期に比べてきわめて短い。図４（ａ）において、デューティ指令信号Ｄ０の１周期におけるＰＷＭ基準信号Ｐ０の数は模式的に図示してあり、実際にはＰＷＭ基準信号Ｐ０の周波数はもっと頻繁である。
【００４９】
図４（ｂ）は、図４（ａ）の領域Ｋ０を拡大し、ＰＷＭ基準信号Ｐ０とデューティ指令信号Ｄ０との大小関係を模式的に示した説明図である。
ＰＷＭ制御では、各相デューティＤｕ０、Ｄｖ０、Ｄｗ０とＰＷＭ基準信号Ｐ０とを比較し、ＭＯＳ２１〜２６のオン／オフ信号を生成する。本実施形態で採用する方式では、ＰＷＭ基準信号Ｐ０が各相デューティＤｕ０、Ｄｖ０、Ｄｗ０を上回る区間において、上ＭＯＳ２１〜２３がオフとなり、対応する下ＭＯＳ２４〜２６がオンとなる。また、ＰＷＭ基準信号Ｐ０が各相デューティＤｕ０、Ｄｖ０、ＤＷ０を下回る区間において、上ＭＯＳ２１〜２３がオンとなり、対応する下ＭＯＳ２４〜２６がオフとなる。すなわち、上ＭＯＳ２１〜２３と対になっている下ＭＯＳ２４〜２６とは、そのオン／オフが逆となる。
【００５０】
具体的に、例えば区間Ｋ０Ｖ１では、ＰＷＭ基準信号Ｐ０は、実線で示すＵ相デューティＤｕ０よりも下に位置し、破線で示すＶ相デューティＤｖ０および一点鎖線で示すＷ相デューティＤｗ０よりも上に位置している。従って、Ｕ相については、上ＭＯＳ２１がオンとなり、下ＭＯＳ２４がオフとなる。Ｖ相およびＷ相については、上ＭＯＳ２２および上ＭＯＳ２３がオフとなり、下ＭＯＳ２５および下ＭＯＳ２６がオンとなる。
【００５１】
電圧ベクトルパターンは、６つのＭＯＳ２１〜２６のうちのいずれの３つがオンになっているかを示すパターンであり、図５に示すように、８とおりの電圧ベクトルパターンＶ０〜Ｖ７が存在する。電圧ベクトルＶ０では、下ＭＯＳ２４〜２６が全てオンとなっている。また電圧ベクトルＶ７では、上ＭＯＳ２１〜２３が全てオンとなっている。したがって、電圧ベクトルＶ０、Ｖ７は、第１巻線組１８に電圧が印加されない「ゼロ電圧ベクトル」に該当する。一方、電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６は、第１巻線組１８に電圧が印加される「有効電圧ベクトル」に該当する。
【００５２】
次に、ＰＷＭ制御が行われているときコンデンサ５０に流れる電流について図６、図７を参照して説明する。なお、図７に示す回路図は、第１系統のみを示し、第２系統および電流検出部４０等は図示を省略した。
図６（ａ）〜（ｃ）に示すように、ＰＷＭ基準信号Ｐ０が各相デューティＤｕ０、Ｄｖ０、Ｄｗ０を上回ったとき、対応する上ＭＯＳ２１〜２３がオフとなり、下ＭＯＳ２４〜２６がオンとなる。また、ＰＷＭ基準信号Ｐ０が各相デューティＤｕ０、Ｄｖ０、Ｄｗ０を下回ったとき、対応する上ＭＯＳ２１〜２３がオンとなり、下ＭＯＳ２４〜２６がオフとなる。
【００５３】
全ての上ＭＯＳ２１〜２３または全ての下ＭＯＳ２４〜２６がオンとなるゼロ電圧ベクトルのとき、バッテリ７０からコンデンサ５０に電流が流れ込み、コンデンサ５０は充電される。例えば、図７（ａ）に示すように、下ＭＯＳ２４〜２６がオンとなっているとき、バッテリ７０からの電流は第１インバータ部２０側へは流れず、第１巻線組１８には回生電流Ｉｒが流れる。また、バッテリ７０からの電流は、記号Ｉｃで示すようにコンデンサ５０に流れ込み、コンデンサ５０は充電される。
【００５４】
また、上ＭＯＳ２１〜２３のうち１相または２相がオンとなる有効電圧ベクトルのとき、コンデンサ５０から第１インバータ部２０側へ電流が流れ出し、放電する。例えば、図７（ｂ）に示すように、上ＭＯＳ２１および下ＭＯＳ２５、２６がオンとなっているとき、バッテリ７０からの電流は、第１インバータ部２０側へ流れる。また、記号Ｉｆで示すように、コンデンサ５０から第１インバータ部２０側へ電流が流れ出し、コンデンサ５０は放電する。
【００５５】
図６に戻り、ＰＷＭ基準信号Ｐ０およびデューティ指令信号Ｄ０の大小とコンデンサ５０の充放電状態との関係について言及すると、ＰＷＭ基準信号Ｐ０が全ての相のデューティ指令信号Ｄ０を上回っている期間、または下回っている期間、コンデンサ５０は充電される。一方、ＰＷＭ基準信号Ｐ０が最大のデューティと最小のデューティとの間に位置する期間、コンデンサ５０は放電する。したがって、図６（ｄ）に示すように、コンデンサ５０は、ＰＷＭ１周期内において充電と放電が繰り返される。そのため、コンデンサ電流は、図６（ｅ）に示すように脈動する。充電期間と放電期間のコンデンサ電流は逆向きであり、充電期間のコンデンサ電流は、放電期間のコンデンサ電流よりも小さい。
【００５６】
図８（ａ）は、ＰＷＭ基準信号Ｐ０に対し、デューティ指令信号Ｄ０を下方向、すなわち低デューティ側にシフトしたときの電圧ベクトルおよびコンデンサ電流を示す。また、図８（ｂ）は、ＰＷＭ基準信号Ｐ０に対し、デューティ指令信号Ｄ０を上方向、すなわち高デューティ側にシフトしたときの電圧ベクトルおよびコンデンサ電流を示す。
このようにデューティ指令信号Ｄ０を上下にシフトすることで、各相コイル１１〜１３に印加される電圧の平均値である中性点電圧を操作することができる。なお、デューティ指令信号Ｄ０を上下にシフトしても、各相間の線間電圧が変わならければ、巻線組１８に印加される電圧は変わらない。
【００５７】
図８（ａ）に示すように、デューティ指令信号Ｄ０を下方向にシフトした場合、ＰＷＭ基準信号Ｐ０の山側におけるコンデンサ５０の充電期間が比較的長くなり、コンデンサ５０の放電期間はＰＷＭ１周期の初期および終期に寄る。一方、図８（ｂ）に示すようにデューティ指令信号Ｄ０を上方向にシフトした場合、ＰＷＭ基準信号Ｐ０の山側におけるコンデンサ５０の充電期間が比較的短くなり、コンデンサ５０の放電期間がＰＷＭ１周期の中期に寄る。また、ＰＷＭ基準信号Ｐ０の谷側における充電期間が比較的長くなる。
【００５８】
このように、デューティ指令信号Ｄ０を上下方向にシフトして中性点電圧を操作することにより、有効電圧ベクトルおよびゼロ電圧ベクトルの発生タイミングを変化させることができる。
また、２系統のインバータ部を備える電力変換装置において、第１デューティ指令信号および第２デューティ指令信号の中性点電圧をそれぞれ操作することで、各インバータ部とコンデンサ５０との間の充放電のタイミングを調整することができる。例えば、「第１系統にてコンデンサ５０から第１インバータ部２０へ放電されている（図７（ｂ）参照）とき、第２系統ではバッテリ７０からコンデンサ５０へ充電される（図７（ａ）参照）」ように制御することにより、コンデンサ５０のリップル電流を低減することができる。
【００５９】
本発明の実施形態では、この中性点電圧操作に加え、さらに、２系統のインバータ部において、変調後の第１デューティ指令信号Ｄ１と第２デューティ指令信号Ｄ２との位相をずらす処理、及び、第１ＰＷＭ基準信号Ｐ１と第２ＰＷＭ基準信号Ｐ２との位相をずらす処理を組合せることで、コンデンサ５０のリップル電流を一層確実に低減することを図っている。
【００６０】
次に、本発明の第１実施形態によるＰＷＭ制御を図９〜図１２に基づいて説明する。
第１実施形態では、変調処理部６５３は、第１デューティ指令信号については下べた二相変調処理を行い、第２デューティ指令信号については上べた二相変調処理を行う。
【００６１】
まず、下べた二相変調処理について、図９を参照して説明する。図９（ａ）に示す基準となる基準正弦波において、最も小さい相のデューティが基準最小値Ｓminとなるように、最も小さい相のデューティから基準最小値Ｓminを差し引いた値を全ての相から減算する。図９（ｂ）は、下べた二相変調処理後の波形を示す。
また、上べた二相変調処理について、図１０を参照して説明する。図１０（ａ）に示す基準となる基準正弦波において、最も大きい相のデューティが基準最大値Ｓmaxとなるように、最も大きい相のデューティから基準最大値Ｓmaxを差し引いた値を全ての相から減算する。図１０（ｂ）は、上べた二相変調処理後の波形を示す。
【００６２】
以下、第１実施形態によるＰＷＭ制御の説明では、第１系統に係る各信号を表す符号の末尾を「１１」と表し、第２系統に係る各信号を表す符号の末尾を「１２」と表す。
図１１は、第１実施形態に対する比較例として、下べた二相変調処理された第１デューティ指令信号Ｄ１１、及び、上べた二相変調処理された第２デューティ指令信号Ｄ１２が「同位相」の場合を示す。
【００６３】
第１デューティ指令信号Ｄ１１は、最小値Ｄmin１１が出力可能なデューティ範囲の下限値Ｒminと略一致し、最大値Ｄmax１１が出力中心値Ｒcより少し上回る。第２デューティ指令信号Ｄ１２は、最大値Ｄmax１２が出力可能なデューティ範囲の上限値Ｒmaxと略一致し、最小値Ｄmin１２が出力中心値Ｒcより少し下回る。第１デューティ指令信号Ｄ１１の最大値Ｄmax１１と第２デューティ指令信号Ｄ１２の最小値Ｄmin１２とは、出力中心値Ｒcに対してほぼ対称である。また、第１デューティ指令信号Ｄ１１が最大値Ｄmax１１となるタイミングと、第２デューティ指令信号Ｄ１２が最小値Ｄmin１２となるタイミングとが６０°毎に重なり、第１デューティ指令信号Ｄ１１と第２デューティ指令信号Ｄ１２が交わる。
【００６４】
図１１（ｂ）は、図１１（ａ）の領域Ｋ１を拡大し、模式的に示した説明図である。
図１１（ｂ）に示すように、第１デューティ指令信号Ｄ１１のうち最も大きいＵ相デューティＤｕ１１は、第２デューティ指令信号Ｄ１２のうち最も小さいＷ相デューティＤｗ１２を上回っている。そのため、第１ＰＷＭ基準信号Ｐ１１および第２ＰＷＭ基準信号Ｐ１２を同位相としたとき、第１ＰＷＭ基準信号Ｐ１１の山側のゼロ電圧ベクトルＶ０発生期間となる第１系統の充電期間よりも、第２ＰＷＭ基準信号Ｐ１２の有効電圧ベクトル発生期間となる第２系統の放電期間の方が長くなる。したがって、電圧指令１周期中に２回、第１系統および第２系統にてコンデンサの放電が重なる期間が生じ、この期間のリップル電流が増大する。
【００６５】
ここで、本実施形態は、電流検出部４１〜４６が上述した位置に設定されているため、出力可能なデューティ範囲の最小値Ｒminを０％とし、最大値Ｒmaxを１００％とすることができる。その場合、出力可能なデューティ範囲の中心値である出力中心値Ｒcは５０％となる。
出力可能なデューティ範囲の最大値Ｒmaxおよび最小値Ｒminは、特許請求の範囲に記載の「所定の上限値」および「所定の下限値」に相当する。
【００６６】
また、第１インバータ部２０の駆動に係る第１ＰＷＭ基準信号Ｐ１１、及び、第２インバータ部３０の駆動に係る第２ＰＷＭ基準信号Ｐ１２は、周波数が２０ｋＨｚ、すなわち１周期が５０μｓの三角波信号である。なお、上述の図４（ａ）に係る説明と同様、図１１（ａ）において、デューティ指令信号Ｄ１１、Ｄ１２の１周期におけるＰＷＭ基準信号Ｐ１１、Ｐ１２の数は模式的に図示してあり、実際にはＰＷＭ基準信号の周波数はもっと頻繁である。これは、以下の図１２〜１６、図１９、図２０の各（ａ）にて同様である。
【００６７】
図１２は、第２デューティ指令信号Ｄ１２の位相を第１デューティ指令信号Ｄ１１の位相に対して「３０°進めた」場合を示す。この場合、第１デューティ指令信号Ｄ１１が最大値Ｄmax１１となるタイミングと、第２デューティ指令信号Ｄ１２が最小値Ｄmin１２となるタイミングとが互いに３０°ずれる。すなわち、第１デューティ指令信号Ｄ１１が６０°毎に最大値Ｄmax１１となるちょうど中間のタイミングに第２デューティ指令信号Ｄ１２が最小値Ｄmin１２となる。
【００６８】
図１２（ｂ）は、図１２（ａ）の領域Ｋ１ｓを拡大し、模式的に示した説明図である。
図１２（ｂ）に示すように、第１デューティ指令信号Ｄ１１のうち最も大きいＵ相デューティＤｕ１１は、第２デューティ指令信号Ｄ１２のうち最も小さいＷ相デューティＤｗ１２よりも小さい。
【００６９】
そのため、第１ＰＷＭ基準信号Ｐ１１および第２ＰＷＭ基準信号Ｐ１２を同位相としたとき、第１ＰＷＭ基準信号Ｐ１１の山側のゼロ電圧ベクトルＶ０発生期間となる第１系統の充電期間は、第２ＰＷＭ基準信号Ｐ１２の有効電圧ベクトル発生期間となる第２系統の放電期間よりも長くなる。したがって、第１系統および第２系統にてコンデンサの放電が重なる期間が生じない。よって、リップル電流を低減することができる。
【００７０】
（第１実施形態の効果）
本発明の第１実施形態による電力変換装置の効果を説明する。
（１）下べた二相変調処理された第１デューティ指令信号Ｄ１１の最大値Ｄmax１１が出力中心値Ｒcより小さく、かつ、上べた二相変調処理された第２デューティ指令信号Ｄ１２の最小値Ｄmin１２が出力中心値Ｒcより大きい場合は、両デューティ指令信号Ｄ１１、Ｄ１２が同位相であっても、両デューティ指令信号Ｄ１１、Ｄ１２は交わることがなく、放電期間の重複によるリップル電流増大の問題は生じない。
【００７１】
しかし、第１デューティ指令信号Ｄ１１の最大値Ｄmax１１が出力中心値Ｒcを上回り、第２デューティ指令信号Ｄ１２の最小値Ｄmin１２が出力中心値Ｒcを下回る場合、両デューティ指令信号Ｄ１１、Ｄ１２が同位相であると、放電期間の重複を避けられない。
そこで、第１デューティ指令信号Ｄ１１の最大値Ｄmax１１および第２デューティ指令信号Ｄ１２の最小値Ｄmin１２が出力中心値Ｒcに対して所定の範囲内であれば、第１実施形態のように、第２デューティ指令信号Ｄ１２の位相を第１デューティ指令信号Ｄ１１の位相に対して３０°ずらすことにより、放電期間の重複を回避することができる。よって、コンデンサのリップル電流を低減することができる。その結果、ノイズの発生やコンデンサの発熱を抑制し、インバータの電流制御性を良好に保つことができる。
【００７２】
（２）第１デューティ指令信号Ｄ１１は下べた二相変調処理を行い、第２デューティ指令信号Ｄ１２は上べた二相変調処理を行っているので、電圧利用率を向上することができる。
【００７３】
（３）モータ１０は、ステータ８５に巻回されるコイルの数が１２であり、ロータ８０の磁極の極数が１０である。そして、第２巻線組１９を構成するコイル１４、１５、１６は、第１巻線組１８を構成するコイル１１、１２、１３に対し、時計回り方向に３０°進んだ位置関係に配置される。これにより、簡易な構成で、第１デューティ指令信号Ｄ１１と第２デューティ指令信号Ｄ１２との位相差を３０°とすることができる。
【００７４】
（４）電流検出部４１〜４６を上ＭＯＳ２１〜２３、３１〜３３と下ＭＯＳ２４〜２６、３４〜３６とのそれぞれの接点と、対応する巻線１１〜１３、１４〜１６との間に設けているため、出力中心値Ｒcを５０％にすることができる。これにより、インバータ部２０、３０におけるＭＯＳ２１〜２６、３１〜３６のオン／オフを切り替える切替タイミングが揃うので、制御部６０における演算負荷を低減することができる。
（５）第１実施形態では、第１ＰＷＭ基準信号Ｐ１１および第２ＰＷＭ基準信号Ｐ１２に位相差を設けないので、制御部６０の負荷を低減することができる。
【００７５】
以下の第２〜第５実施形態は、図１〜図３に示す回路構成は第１実施形態と同様であり、制御部６０による処理の内容が異なる。なお、実質的に同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。
（第２実施形態）
本発明の第２実施形態によるＰＷＭ制御を図１３、図１４に基づいて説明する。
第２実施形態では、変調処理部６５３は、下べた二相変調処理（図９参照）を行う。
図１３は、第２実施形態に対する比較例として、いずれも下べた二相変調処理された第１デューティ指令信号Ｄ２１および第２デューティ指令信号Ｄ２２が「同位相」の場合を示す。
【００７６】
第１デューティ指令信号Ｄ２１および第２デューティ指令信号Ｄ２２は同振幅かつ同位相の信号であり、最小値Ｄmin２１、Ｄmin２２が出力可能なデューティ範囲の下限値Ｒminと略一致し、最大値Ｄmax２１、最大値Ｄmax２２が出力中心値Ｒcを少し上回る。また、第１デューティ指令信号Ｄ２１が最大値Ｄmax２１となるタイミングと、第２デューティ指令信号Ｄ２２が最大値Ｄmax２２となるタイミングとが６０°毎に重なっている。
【００７７】
図１３（ｂ）は、図１３（ａ）の領域Ｋ２を拡大し、模式的に示した説明図である。
図１３（ｂ）に示すように、第１デューティ指令信号Ｄ２１のうち最も大きいＵ相デューティＤｕ２１は、第２デューティ指令信号Ｄ２２のうち最も大きいＵ相デューティＤｕ２２と略一致している。
【００７８】
そのため、第２ＰＷＭ基準信号Ｐ２２の位相を第１ＰＷＭ基準信号Ｐ２１に対して１／２周期ずらしたとき、第１ＰＷＭ基準信号Ｐ２１の山側のゼロ電圧ベクトルＶ０発生期間となる第１系統の充電期間よりも、第２ＰＷＭ基準信号Ｐ２２の有効電圧ベクトル発生期間となる第２系統の放電期間の方が長くなる。したがって、電圧指令１周期中に２回、第１系統および第２系統にてコンデンサの放電が重なる期間が生じ、この期間のリップル電流が増大する。
【００７９】
図１４は、第２デューティ指令信号Ｄ２２の位相を第１デューティ指令信号Ｄ２１の位相に対して「３０°進めた」場合を示す。この場合、第１デューティ指令信号Ｄ２１が最大値Ｄmax２１となるタイミングと、第２デューティ指令信号Ｄ２２が最大値Ｄmax２２となるタイミングとが互いに３０°ずれる。すなわち、第１デューティ指令信号Ｄ２１が６０°毎に最大値Ｄmax２１となるちょうど中間のタイミングに第２デューティ指令信号Ｄ２２が最大値Ｄmax２２となる。
【００８０】
図１４（ｂ）は、図１４（ａ）の領域Ｋ２ｓを拡大し、模式的に示した説明図である。
図１４（ｂ）に示すように、第１デューティ指令信号Ｄ２１のうち最も大きいＵ相デューティＤｕ２１は、第２デューティ指令信号Ｄ２２のうち最も大きいＵ相デューティＤｕ２２よりも小さい。かつ、出力中心値ＲcとＵ相デューティＤｕ２１との差は、Ｕ相デューティＤｕ２２と出力中心値Ｒcとの差よりも大きい。
【００８１】
そのため、第２ＰＷＭ基準信号Ｐ２２の位相を第１ＰＷＭ基準信号Ｐ２１に対して１／２周期ずらしたとき、第１ＰＷＭ基準信号Ｐ２１の山側のゼロ電圧ベクトルＶ０発生期間となる第１系統の充電期間は、第２ＰＷＭ基準信号Ｐ２２の有効電圧ベクトル発生期間となる第２系統の放電期間よりも長くなる。したがって、第１系統および第２系統にてコンデンサの放電が重なる期間が生じない。よって、リップル電流を低減することができる。
【００８２】
（第２実施形態の効果）
第２実施形態による電力変換装置は、第１実施形態の効果（１）、（２）に対応する以下の効果（１）、（２）を奏する。また、第１実施形態の効果（３）、（４）を共有する。
（１）下べた二相変調処理された第１デューティ指令信号Ｄ２１および第２デューティ指令信号Ｄ２２の最大値Ｄmax２１、Ｄmax２２が出力中心値Ｒcより小さい場合は、両デューティ指令信号Ｄ２１、Ｄ２２が同振幅かつ同位相であっても、第２ＰＷＭ基準信号Ｐ２２の位相を第１ＰＷＭ基準信号Ｐ２１に対して１／２周期ずらしたとき、第１デューティ指令信号Ｄ２１の有効電圧ベクトル発生期間と第２デューティ指令信号Ｄ２２の有効電圧ベクトル発生期間とが重なることがなく、放電期間の重複によるリップル電流増大の問題は生じない。
【００８３】
しかし、両デューティ指令信号Ｄ２１、Ｄ２２の最大値Ｄmax２１、Ｄmax２２が出力中心値Ｒcを上回る場合に、第１デューティ指令信号Ｄ２１と第２デューティ指令信号Ｄ２２が同位相であると、第２ＰＷＭ基準信号Ｐ２２の位相を第１ＰＷＭ基準信号Ｐ２１に対して１／２周期ずらしたとき、放電期間の重複が発生することを避けられない。
そこで、最大値Ｄmax２１、Ｄmax２２が出力中心値Ｒcに対して所定の範囲内であれば、第２実施形態のように、第２デューティ指令信号Ｄ２２の位相を第１デューティ指令信号Ｄ２１の位相に対して３０°ずらすことにより、放電期間の重複を回避することができる。よって、コンデンサのリップル電流を低減することができる。
【００８４】
（２）第１デューティ指令信号Ｄ２１および第２デューティ指令信号Ｄ２２は下べた二相変調処理を行っているので、電圧利用率を向上することができる。
【００８５】
（第３実施形態）
本発明の第３実施形態によるＰＷＭ制御を図１５、図１６に基づいて説明する。
第３実施形態では、変調処理部６５３は、上べた二相変調処理（図１０参照）を行う。
図１５は、第３実施形態に対する比較例として、いずれも上べた二相変調処理された第１デューティ指令信号Ｄ３１および第２デューティ指令信号Ｄ３２が「同位相」の場合を示す。
【００８６】
第１デューティ指令信号Ｄ３１および第２デューティ指令信号Ｄ３２は同振幅かつ同位相の信号であり、最大値Ｄmax３１、Ｄmax３２が出力可能なデューティ範囲の上限値Ｒmaxと略一致し、最小値Ｄmin３１、Ｄmin３２が出力中心値Ｒcを少し下回る。また、第１デューティ指令信号Ｄ３１が最小値Ｄmin３１となるタイミングと、第２デューティ指令信号Ｄ３２が最小値Ｄmin３２となるタイミングとが６０°毎に重なっている。
【００８７】
図１５（ｂ）は、図１５（ａ）の領域Ｋ３を拡大し、模式的に示した説明図である。
図１５（ｂ）に示すように、第２デューティ指令信号Ｄ３２のうち最も小さいＷ相デューティＤｗ３２は、第１デューティ指令信号Ｄ３１のうち最も小さいＷ相デューティＤｗ３１と略一致している。
【００８８】
そのため、第２ＰＷＭ基準信号Ｐ３２の位相を第１ＰＷＭ基準信号Ｐ３１に対して１／２周期ずらしたとき、第２ＰＷＭ基準信号Ｐ３２の谷側のゼロ電圧ベクトルＶ７発生期間となる第２系統の充電期間よりも、第１ＰＷＭ基準信号Ｐ３１の有効電圧ベクトル発生期間となる第１系統の放電期間の方が長くなる。したがって、電圧指令１周期中に２回、第１系統および第２系統にてコンデンサの放電が重なる期間が生じ、この期間のリップル電流が増大する。
【００８９】
図１６は、第２デューティ指令信号Ｄ３２の位相を第１デューティ指令信号Ｄ３１の位相に対して「３０°進めた」場合を示す。この場合、第１デューティ指令信号Ｄ３１が最小値Ｄmin３１となるタイミングと、第２デューティ指令信号Ｄ３２が最小値Ｄmin３２となるタイミングとが互いに３０°ずれる。すなわち、第１デューティ指令信号Ｄ３１が６０°毎に最小値Ｄmin３１となるちょうど中間のタイミングに第２デューティ指令信号Ｄ３２が最小値Ｄmin３２となる。
【００９０】
図１６（ｂ）は、図１６（ａ）の領域Ｋ３ｓを拡大し、模式的に示した説明図である。
図１６（ｂ）に示すように、第２デューティ指令信号Ｄ３２のうち最も小さいＷ相デューティＤｗ３２は、第１デューティ指令信号Ｄ３１のうち最も小さいＷ相デューティＤｗ３１よりも小さい。かつ、Ｗ相デューティＤｗ３１と出力中心値Ｒcとの差は、出力中心値ＲcとＷ相デューティＤｗ３２と出力中心値Ｒcとの差よりも大きい。
【００９１】
そのため、第２ＰＷＭ基準信号Ｐ３２の位相を第１ＰＷＭ基準信号Ｐ３１に対して１／２周期ずらしたとき、第２ＰＷＭ基準信号Ｐ３２の谷側のゼロ電圧ベクトルＶ７発生期間となる第２系統の充電期間は、第１ＰＷＭ基準信号Ｐ３１の有効電圧ベクトル発生期間となる第１系統の放電期間よりも長くなる。したがって、第１系統および第２系統にてコンデンサの放電が重なる期間が生じない。よって、リップル電流を低減することができる。
【００９２】
（第３実施形態の効果）
第３実施形態による電力変換装置は、第１実施形態の効果（１）、（２）に対応する以下の効果（１）、（２）を奏する。また、第１実施形態の効果（３）、（４）を共有する。
（１）上べた二相変調処理された第１デューティ指令信号Ｄ３１および第２デューティ指令信号Ｄ３２の最小値Ｄmin３１、Ｄmin３２が出力中心値Ｒcより大きい場合は、両デューティ指令信号Ｄ３１、Ｄ３２が同振幅かつ同位相であっても、第２ＰＷＭ基準信号Ｐ３２の位相を第１ＰＷＭ基準信号Ｐ３１に対して１／２周期ずらしたとき、第１デューティ指令信号Ｄ３１の有効電圧ベクトル発生期間と第２デューティ指令信号Ｄ３２の有効電圧ベクトル発生期間とが重なることがなく、放電期間の重複によるリップル電流増大の問題は生じない。
【００９３】
しかし、両デューティ指令信号Ｄ３１、Ｄ３２の最小値Ｄmin３１、Ｄmin３２が出力中心値Ｒcを下回る場合に、第１デューティ指令信号Ｄ３１と第２デューティ指令信号Ｄ３２が同位相であると、第２ＰＷＭ基準信号Ｐ３２の位相を第１ＰＷＭ基準信号Ｐ３１に対して１／２周期ずらしたとき、放電期間の重複が発生することを避けられない。
そこで、最小値Ｄmin３１、Ｄmin３２が出力中心値Ｒcに対して所定の範囲内であれば、第３実施形態のように、第２デューティ指令信号Ｄ３２の位相を第１デューティ指令信号Ｄ３１の位相に対して３０°ずらすことにより、放電期間の重複を回避することができる。よって、コンデンサのリップル電流を低減することができる。
【００９４】
（２）第１デューティ指令信号Ｄ３１および第２デューティ指令信号Ｄ３２は上べた二相変調処理を行っているので、電圧利用率を向上することができる。
【００９５】
（第４、第５実施形態）
本発明の第４、第５実施形態によるＰＷＭ制御は波形が類似するため、図１７〜図２０に基づいて併せて説明する。
第４実施形態では、変調処理部６５３は、「３次高調波重畳処理」を行う。３次高調波重畳処理とは、図１７に示すように、各相の基本正弦波に３次高調波成分を重畳する変調処理である。例えば、変調後の各相デューティは（式１）〜（式５）のように示される。ここで、Ｄcはデューティ中心値、Ｓmaxは基準最大値、Ｓminは基準最小値である。
【００９６】
Ｄｕ＝αＳｈ｛ｓｉｎθ＋（ｓｉｎ３θ）／６｝＋Ｄc            ・・・（式１）
Ｄｖ＝αＳｈ｛ｓｉｎ（θ−１２０°）＋（ｓｉｎ３θ）／６｝＋Ｄc
・・・（式２）
Ｄｗ＝αＳｈ｛ｓｉｎ（θ＋１２０°）＋（ｓｉｎ３θ）／６｝＋Ｄc
・・・（式３）
α  ＝２／（√３）≒１．１５    ・・・（式４）
Ｓｈ＝（Ｓmax−Ｓmin）／２      ・・・（式５）
図１７（ｂ）に示すように、変調後の各相デューティの最大値Ｄmaxは基準最大値Ｓmaxに一致し、変調後の各相デューティの最小値Ｄminは基準最小値Ｓminに一致する。
【００９７】
第５実施形態では、変調処理部６５３は、「最大最小デューティ均等化処理」を行う。最大最小デューティ均等化処理とは、図１８に示すように、最も大きいデューティと最も小さいデューティとの平均値を算出し、各相からその平均値を減算する変調処理である。変調前の各相デューティをＤｕ’、Ｄｖ’、Ｄｗ’とし、変調前の各相デューティの最大値をＤmax’、最小値をＤmin’とすると、変調後の各相デューティＤｕ、Ｄｖ、Ｄｗは、（式６）〜（式８）のように示される。
【００９８】
Ｄｕ＝Ｄｕ’−（Ｄmax’−Ｄmin’）／２    ・・・（式６）
Ｄｖ＝Ｄｖ’−（Ｄmax’−Ｄmin’）／２    ・・・（式７）
Ｄｗ＝Ｄｗ’−（Ｄmax’−Ｄmin’）／２    ・・・（式８）
図１８（ｂ）に示すように、第５実施形態の変調後の各相デューティの波形は、第４実施形態の波形（図１７（ｂ））に類似することから、ここでは、第５実施形態の変調処理を「疑似３次高調波重畳処理」と呼ぶ。
【００９９】
次に、図１９、図２０を参照して、第４および第５実施形態に共通の説明をする。なお、図１９（ａ）、図２０（ａ）では、第４実施形態による波形を代表として図示する。
図１９は、第４実施形態に対する比較例として、いずれも３次高調波重畳処理された第１デューティ指令信号Ｄ４１および第２デューティ指令信号Ｄ４２が「同位相」の場合を示す。
【０１００】
第１デューティ指令信号Ｄ４１および第２デューティ指令信号Ｄ４２は振幅が略同一で、かつ中心値（最大値Ｄmax４１、Ｄmax４２と最小値Ｄmin４１、Ｄmin４２との平均値）が出力中心値Ｒｃに略一致する。また、振幅の大きさは、出力可能なデューティ範囲の２５％より少し大きい。したがって、出力可能なデューティ範囲の最大値Ｒmaxと出力中心値Ｒcとの中間の値を上四半値Ｒ3/4とし、出力可能なデューティ範囲の最小値Ｒminと出力中心値Ｒcとの中間の値を下四半値Ｒ1/4とすると、両デューティ指令信号Ｄ４１、Ｄ４２の最大値Ｄmax４１、Ｄmax４２は、上四半値Ｒ3/4よりも少し大きく、両デューティ指令信号Ｄ４１、Ｄ４２の最小値Ｄmin４１、Ｄmin４２は、下四半値Ｒ1/4よりも少し小さい。また、両デューティ指令信号Ｄ４１、Ｄ４２が最大値Ｄmaxとなるタイミング、並びに両デューティ指令信号Ｄ４１、Ｄ４２が最小値Ｄmin４１、Ｄmin４２となるタイミングは、いずれも６０°毎に重なっている。
【０１０１】
図１９（ｂ）は、図１９（ａ）の領域Ｋ４を拡大し、模式的に示した説明図である。
図１９（ｂ）に示すように、第１デューティ指令信号Ｄ４１のうち最も大きいＵ相デューティＤｕ４１は、第２デューティ指令信号Ｄ４２のうち最も大きいＵ相デューティＤｕ４２と略一致している。また、第１デューティ指令信号Ｄ４１のうち最も小さいＷ相デューティＤｗ４１は、第２デューティ指令信号Ｄ４２のうち最も小さいＷ相デューティＤｗ４２と略一致している。
【０１０２】
そのため、第２ＰＷＭ基準信号Ｐ４２の位相を第１ＰＷＭ基準信号Ｐ４１に対して１／４周期ずらしたとき、第１ＰＷＭ基準信号Ｐ４１の山側では、ゼロ電圧ベクトルＶ０発生期間となる第１系統の充電期間よりも、第２ＰＷＭ基準信号Ｐ４２の有効電圧ベクトル発生期間となる第２系統の放電期間の方が長くなる。また、第２ＰＷＭ基準信号Ｐ４２の谷側では、ゼロ電圧ベクトルＶ７発生期間となる第２系統の充電期間よりも、第１ＰＷＭ基準信号Ｐ４１の有効電圧ベクトル発生期間となる第１系統の放電期間の方が長くなる。したがって、電圧指令１周期中に４回、第１系統および第２系統にてコンデンサの放電が重なる期間が生じ、この期間のリップル電流が増大する。
【０１０３】
図２０は、第２デューティ指令信号Ｄ４２の位相を第１デューティ指令信号Ｄ４１の位相に対して「３０°ずらした」場合を示す。この場合、第１デューティ指令信号Ｄ４１が最大値Ｄmax４１となるタイミングと、第２デューティ指令信号Ｄ４２が最大値Ｄmax４２となるタイミングとが互いに３０°ずれる。すなわち、第１デューティ指令信号Ｄ４１が６０°毎に最大値Ｄmax４１となるちょうど中間のタイミングに第２デューティ指令信号Ｄ４２が最大値Ｄmax４２となる。また同様に、第１デューティ指令信号Ｄ４１が最小値Ｄmin４１となるタイミングと、第２デューティ指令信号Ｄ４２が最小値Ｄmin４２となるタイミングとが互いに３０°ずれる。すなわち、第１デューティ指令信号Ｄ４１が６０°毎に最小値Ｄmin４１となるちょうど中間のタイミングに第２デューティ指令信号Ｄ４２が最小値Ｄmin４２となる。
【０１０４】
図２０（ｂ）は、図２０（ａ）の領域Ｋ４ｓを拡大し、模式的に示した説明図である。
図２０（ｂ）に示すように、第１ＰＷＭ基準信号Ｐ４１の山側では、第１デューティ指令信号Ｄ４１のうち最も大きいＵ相デューティＤｕ４１は、第２デューティ指令信号Ｄ４２のうち最も大きいＵ相デューティＤｕ４２よりも小さい。また、第２ＰＷＭ基準信号Ｐ４２の谷側では、第２デューティ指令信号Ｄ４２のうち最も小さいＷ相デューティＤｗ４２は、第１デューティ指令信号Ｄ４１のうち最も小さいＷ相デューティＤｗ４１よりも小さい。
【０１０５】
そのため、第２ＰＷＭ基準信号Ｐ４２の位相を第１ＰＷＭ基準信号Ｐ４１に対して１／４周期ずらしたとき、第１ＰＷＭ基準信号Ｐ４１の山側のゼロ電圧ベクトルＶ０発生期間となる第１系統の充電期間は、第２ＰＷＭ基準信号Ｐ４２の有効電圧ベクトル発生期間となる第２系統の放電期間よりも長くなる。また、第２ＰＷＭ基準信号Ｐ４２の谷側のゼロ電圧ベクトルＶ７発生期間となる第２系統の充電期間は、第１ＰＷＭ基準信号Ｐ４１の有効電圧ベクトル発生期間となる第１系統の放電期間よりも長くなる。したがって、第１系統および第２系統にてコンデンサの放電が重なる期間が生じない。よって、リップル電流を低減することができる。
【０１０６】
（第４実施形態の効果）
第４実施形態による電力変換装置は、第１実施形態の効果（１）、（２）に対応する以下の効果（１）、（２）を奏する。また、第１実施形態の効果（３）、（４）を共有する。
（１）３次高調波重畳処理された第１デューティ指令信号Ｄ４１および第２デューティ指令信号Ｄ４２の最大値Ｄmax４１、Ｄmax４２が上四半値Ｒ3/4より小さく、最小値Ｄmin４１、Ｄmin４２が下四半値Ｒ1/4より大きい場合は、両デューティ指令信号Ｄ４１、Ｄ４２が同振幅かつ同位相であっても、第２ＰＷＭ基準信号Ｐ４２の位相を第１ＰＷＭ基準信号Ｐ４１に対して１／４周期ずらしたとき、第１デューティ指令信号Ｄ４１の有効電圧ベクトル発生期間と第２デューティ指令信号Ｄ４２の有効電圧ベクトル発生期間とが重なることがなく、放電期間の重複によるリップル電流増大の問題は生じない。
【０１０７】
しかし、両デューティ指令信号Ｄ４１、Ｄ４２の最大値Ｄmax４１、Ｄmax４２が上四半値Ｒ3/4を上回り、最小値Ｄmin４１、Ｄmin４２が下四半値Ｒ1/4を下回る場合に、第１デューティ指令信号Ｄ４１と第２デューティ指令信号Ｄ４２とが同位相であると、第２ＰＷＭ基準信号Ｐ４２の位相を第１ＰＷＭ基準信号Ｐ４１に対して１／４周期ずらしたとき、放電期間の重複が発生することを避けられない。
そこで、最大値Ｄmax４１、Ｄmax４２および最小値Ｄmin４１、Ｄmin４２が出力中心値Ｒcに対して所定の範囲内であれば、第４実施形態のように、第２デューティ指令信号Ｄ３２の位相を第１デューティ指令信号Ｄ３１に対して３０°ずらすことにより、放電期間の重複を回避することができる。よって、コンデンサのリップル電流を低減することができる。
【０１０８】
（２）第１デューティ指令信号Ｄ４１および第２デューティ指令信号Ｄ４２は３次高調波重畳処理を行っている。よって、電圧利用率を向上することができる。なお、第５実施形態についても、第１デューティ指令信号Ｄ５１および第２デューティ指令信号Ｄ５２は最大最小デューティ均等化処理を行っており、電圧利用率を向上することができる。
【０１０９】
（その他の実施形態）
（ア）２系統３相モータの構成
上記の実施形態では、図３に示すように、２系統３相モータ１０においてロータ８０の永久磁石８２１は、Ｎ極とＳ極が交互に５対計１０極設けられている。この実施形態の変形例として、図２１に示すように、永久磁石８２２は、Ｎ極とＳ極が交互に７対計１４極設けられてもよい。なお、ステータコイルは、図３と同様、１２個の突出部８６に巻回された１２個のコイルによって構成される。
【０１１０】
その他の実施形態では、ｍを自然数とすると、ステータコイルの数が（１２×ｍ）であり、ロータの磁石の極数が（２×ｍ）である構成とすることができる。具体的には、例えばｍ＝２の場合を図２２に示し、ｍ＝５の場合を図２３に示す。
図２２（ａ）に示すように、モータ１０は、回転軸９０を中心としてロータ８０がステータ８５に対して回転する。
【０１１１】
図２２（ｂ）は、スラスト方向Ｚ（図２２（ａ）参照）から視たロータ８０の永久磁石８３２、およびステータ８５の模式図である。永久磁石８３２は、Ｎ極とＳ極が交互に２個ずつ、計４（＝２×２）極設けられている。ステータコイルは、６個のコイルからなるコイル群が４群、すなわち２４（＝１２×２）個のコイルから構成される。１つのコイル群は、Ｕ１コイル、Ｕ２コイル、Ｖ１コイル、Ｖ２コイル、Ｗ１コイルおよびＷ２コイルがこの順に時計回りで配列される。
【０１１２】
図２２（ｃ）は、スラスト方向Ｚから視たステータ８５の展開図であり、図２２（ｄ）は、ラジアル方向Ｒ（図２２（ａ）参照）から視た巻線の展開図である。図２２（ｄ）に示すように、例えばＵ１コイルを形成する巻線は、１本の導線が、６個おきに配置される突出部８６に順に巻回されることにより形成される。
これにより、第２巻線部を構成するＵ２コイル等の周方向の配置は、第１巻線部を構成するＵ１コイル等に対し、電気角３０°に相当する角度だけ進んだ位置関係になる。よって、第２デューティ指令信号の位相を、第１デューティ指令信号の位相に対して３０°進めるＰＷＭ制御が可能となる。
【０１１３】
また、ｍ＝５の場合、図２３（ｂ）は、スラスト方向Ｚ（図２３（ａ）参照）から視たロータ８０の永久磁石８３５、およびステータ８５の模式図である。永久磁石８３２は、Ｎ極とＳ極が交互に５個ずつ、計１０（＝２×５）極設けられている。ステータコイルは、６個のコイルからなるコイル群が１０群、すなわち６０（＝１２×５）個のコイルから構成される。それ以外は、ｍ＝２の場合と同様である。
この実施形態では、モータの大きさや要求出力に応じてｍを任意に設定することができるため適用範囲が広くなる。
【０１１４】
（イ）電流検出部の位置
電流検出部の位置に係る他の実施形態を図２４に示す。なお、図２４においては、第１インバータ部２０および第１巻線組１８のみを示し、第２インバータ部３０および第２巻線組１９等は図示を省略している。
【０１１５】
図２４（ａ）は、第１実施形態の構成（図１参照）を示す。電流検出部４１〜４３は、上ＭＯＳ２１〜２３と下ＭＯＳ２４〜２６とのそれぞれの接続点と、対応する巻線との間に設けられる。ここで、３相のうちいずれか１相の電流検出部を省いてもよい。例えば図２４（ｂ）に示すように、Ｗ１電流検出部４３を省いた場合、Ｕ１電流検出部４１およびＶ１電流検出部４２によって検出された電流検出値を電源電流から差し引くことにより、Ｗ相の電流を検出することができる。
【０１１６】
他の実施形態では、図２４（ｃ）に示すように、電流検出部４１〜４３を下ＭＯＳ２４〜２６のグランド側に設けることができる。図２４（ｂ）の説明と同様の理由により、図２４（ｄ）に示すように、３相のうちいずれか１相の電流検出部を省いてもよい。
あるいは、図２４（ｅ）に示すように、電流検出部４１〜４３を上ＭＯＳ２１〜２３の電源側に設けることができる。図２４（ｂ）の説明と同様の理由により、図２４（ｆ）に示すように、３相のうちいずれか１相の電流検出部を省いてもよい。
【０１１７】
また他の実施形態では、図２４（ｇ）に示すように、コンデンサ５０の正極と、第１インバータ部２０の電源側のブリッジ回路分岐点との間に１つの電流検出部４７を設けることができる。この場合、電流検出部４７は、図２４（ｅ）の電流検出部４１〜４３による電流検出値の合計値を検出する。
あるいは、図２４（ｈ）に示すように、コンデンサ５０の負極と、第１インバータ部２０のグランド側のブリッジ回路合流点との間に１つの電流検出部４８を設けることができる。この場合、電流検出部４８は、図２４（ｃ）の電流検出部４１〜４３による電流検出値の合計値を検出する。
【０１１８】
（ウ）電流検出部の種類
図２４（ａ）、（ｂ）に示す位置に電流検出部を設ける場合、ホール素子を用いることが好ましい。この場合、ＭＯＳ２１〜２６のスイッチング動作に関係なく巻線電流を直接検出するため、第１実施形態の図１１の説明のところでも述べたように、出力可能なデューティ範囲の最小値Ｒminを０％とし、最大値Ｒmaxを１００％とすることができる。
【０１１９】
一方、図２４（ｃ）〜（ｆ）に示す位置に電流検出部を設ける場合、ホール素子に代えて、シャント抵抗を用いることができる。
図２４（ｃ）または（ｄ）に示すように電流検出部としてのシャント抵抗を下ＭＯＳのグランド側に設ける場合、ＰＷＭ基準信号の山側において、全ての下ＭＯＳ２４〜２６がオンになったときに電流検出部４１〜４３に流れる山側電流は、巻線組１８に流れる電流と一致するので、山側電流を巻線電流として検出する。
【０１２０】
この場合、制御部が下ＭＯＳ２４〜２６のゲートにオン信号を指令した後、シャント抵抗のリギングが収束する時間の経過を待って電流値の検出（サンプルホールド）を実施する必要がある。すなわち、下ＭＯＳ２４〜２６が全てオンとなるゼロ電圧ベクトルＶ０期間がリギング収束時間以上でなければ、シャント抵抗によって山側電流を検出することができない。したがって、ＰＷＭ基準信号が１００％付近の領域では、デューティ指令信号を設定することができないため、電流検出に要する最小時間に基づいて、出力可能なデューティ範囲の最大値Ｒmaxを決めることが好ましい。例えば、リギング収束時間が４．５μ秒の場合、出力可能なデューティ範囲の最大値Ｒmaxは９３％程度となる。
【０１２１】
逆に、図２４（ｅ）または（ｆ）に示すように電流検出部としてのシャント抵抗を上ＭＯＳの電源側に設ける場合、ＰＷＭ基準信号の谷側において、全ての上ＭＯＳ２１〜２３がオンになったときに電流検出部４１〜４３に流れる谷側電流は、巻線組１８に流れる電流と一致するので、谷側電流を巻線電流として検出する。
【０１２２】
この場合、同様に、上ＭＯＳ２１〜２３が全てオンとなるゼロ電圧ベクトルＶ７期間がリギング収束時間以上でなければ、シャント抵抗によって谷側電流を検出することができない。したがって、ＰＷＭ基準信号が０％付近の領域では、デューティ指令信号を設定することができないため、電流検出に要する最小時間に基づいて、出力可能なデューティ範囲の最小値Ｒminを決めることが好ましい。例えば、リギング収束時間が４．５μ秒の場合、出力可能なデューティ範囲の最小値Ｒminは７％程度となる。
【０１２３】
なお、シャント抵抗やアンプ回路の温度変化による巻線電流の補正のため、シャント抵抗を下ＭＯＳのグランド側に設ける場合において全ての下ＭＯＳ２４〜２６がオフになったときの谷側電流をさらに検出してもよい。または、シャント抵抗を上ＭＯＳの電源側に設ける場合において全ての上ＭＯＳ２１〜２３がオフになったときの山側電流をさらに検出してもよい。これらの場合には、出力可能なデューティ範囲の最大値Ｒmaxと最小値Ｒminの両方を決めることが好ましい。
【０１２４】
その他、ブートストラップ方式のゲート駆動回路では、所定周期毎に全ての下ＭＯＳ２４〜２６をオンする必要がある。そのため、出力可能なデューティ範囲の上限値を１００％にすることができない。そこで、ゲート駆動回路構成に基づいて出力可能なデューティ範囲の最大値Ｒmaxを決めることが好ましい。
【０１２５】
（エ）上記の実施形態では、図２５（ａ）に模式的に示すように、２系統のインバータ部が１つのモータ１０を駆動する。しかし、図２５（ｂ）に模式的に示すように、第１インバータ部１２０および第２インバータ部１３０の２系統のインバータ部がそれぞれ別のモータ１１０、１１１を駆動してもよい。
【０１２６】
（オ）上記の第１実施形態では、第１デューティ指令信号Ｄ１を下べた二相変調処理し、第２デューティ指令信号Ｄ２を上べた二相変調処理する。逆に、第１デューティ指令信号を上べた二相変調処理し、第２デューティ指令信号を下べた二相変調処理してもよい。
（カ）上記の実施形態では、変調前のデューティ指令信号は正弦波信号であるが、信号波形はこれに限らない。
【０１２７】
（キ）上記の実施形態では、第２デューティ指令信号Ｄ２の位相を第１デューティ指令信号Ｄ１に対して３０°進ませる。ここで、Ｕ相デューティＤｕ、Ｖ相デューティＤｖ、Ｗ相デューティＤｗは、位相が互いに１２０°異なる同振幅、同波形の信号であるので、各デューティを相互に入れ替えてもかまわない。すなわち、第２デューティ指令信号Ｄ２の位相を第１デューティ指令信号Ｄ１に対して１５０°、２７０°、あるいは、ｎを整数とすると、（３０＋１２０×ｎ）°進ませてもかまわない。
また、ステータコイルにおいて、第１巻線組を構成するコイルと第２巻線組を構成するコイルの配置を逆にすることで、第２デューティ指令信号Ｄ２の位相を第１デューティ指令信号Ｄ１に対して（３０＋１２０×ｎ）°遅らせることもできる。
【０１２８】
（ク）上記の実施形態では、３相回転電機はいずれもモータであるが、モータに限らず発電機であってもよい。また、３相回転電機は、電動パワーステアリング装置に適用されるだけでなく、例えばパワーウインド等の様々な用途に用いることができる。
【０１２９】
以上、本発明は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。
【符号の説明】
【０１３０】
１        ・・・電力変換装置、
２        ・・・駆動装置
１０      ・・・モータ（回転電機）、
１１〜１６・・・コイル（巻線）、
１８      ・・・巻線組、第１巻線組、
１９      ・・・巻線組、第２巻線組、
２０      ・・・インバータ部、第１インバータ部、
２１〜２３・・・上ＭＯＳ（高電位側スイッチング素子）、
２４〜２６・・・下ＭＯＳ（低電位側スイッチング素子）、
３０      ・・・インバータ部、第２インバータ部、
３１〜３３・・・上ＭＯＳ（高電位側スイッチング素子）、
３４〜３６・・・下ＭＯＳ（低電位側スイッチング素子）、
４０〜４６・・・電流検出部、
５０      ・・・コンデンサ、
６０      ・・・制御部、
６５      ・・・デューティ算出部、
６５３    ・・・変調処理部
７０      ・・・バッテリ、
８０      ・・・ロータ、
８５      ・・・ステータ、
８６      ・・・突出部、
Ｓmax     ・・・基準最大値、
Ｓmin     ・・・基準最小値、
Ｄ              ・・・デューティ指令信号（電圧指令信号）、
Ｄｕ、Ｄｖ、Ｄｗ・・・Ｕ、Ｖ、Ｗ相デューティ（電圧指令信号）、
Ｄmax     ・・・デューティ指令信号の最大値、
Ｄmin     ・・・デューティ指令信号の最小値、
Ｄc       ・・・デューティ中心値、
Ｐ        ・・・ＰＷＭ基準信号、
Ｒmax     ・・・出力可能なデューティ範囲の最大値（所定の上限値）、
Ｒmin     ・・・出力可能なデューティ範囲の最小値（所定の下限値）、
Ｒc       ・・・出力中心値。
【図１】
2012050252.tif 000003
【図２】
2012050252.tif 000004
【図３】
2012050252.tif 000005
【図４】
2012050252.tif 000006
【図５】
2012050252.tif 000007
【図６】
2012050252.tif 000008
【図７】
2012050252.tif 000009
【図８】
2012050252.tif 000010
【図９】
2012050252.tif 000011
【図１０】
2012050252.tif 000012
【図１１】
2012050252.tif 000013
【図１２】
2012050252.tif 000014
【図１３】
2012050252.tif 000015
【図１４】
2012050252.tif 000016
【図１５】
2012050252.tif 000017
【図１６】
2012050252.tif 000018
【図１７】
2012050252.tif 000019
【図１８】
2012050252.tif 000020
【図１９】
2012050252.tif 000021
【図２０】
2012050252.tif 000022
【図２１】
2012050252.tif 000023
【図２２】
2012050252.tif 000024
【図２３】
2012050252.tif 000025
【図２４】
2012050252.tif 000026
【図２５】
2012050252.tif 000027