(57)【要約】【課題】電源効率の高効率化を図ることが可能な電源回路を提供する。【解決手段】この電源回路３０は、トランス３３の１次側コイル３３ａと、１次側コイル３３ａの他端子にドレイン端子が接続され、ソース端子が抵抗Ｒ７を介して接地側電源端子に接続されるスイッチングトランジスタＱ２と、スイッチングトランジスタＱ２のゲート端子に接続され、予め定める発振周波数でスイッチングトランジスタＱ２をオンオフ制御する制御電源ＩＣ３２とを備えている。制御電源ＩＣ３２は抵抗Ｒ７に生じる電圧が入力されるとともに、その電圧に応じてスイッチングトランジスタＱ２のオン時間とオフ時間との比率を制御することにより、スイッチングトランジスタＱ２に流れる電流を制御する。また、制御電源ＩＣ３２は、交流電源２００の位相に合わせてスイッチングトランジスタＱ２の動作状態をクロック動作と定電流動作に切り替える。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源の入力交流電圧を整流して平滑化された電源端子に接続されるトランスの１次側コイルと、
前記１次側コイルの他端子にドレイン端子が接続され、ソース端子が電流値検出用の第１抵抗を介して接地側電源端子に接続されるスイッチングトランジスタと、
前記スイッチングトランジスタのゲート端子に接続され、予め定める発振周波数で前記スイッチングトランジスタをオンオフ制御する電源制御部とを備え、
前記電源制御部は、電流値検出用の前記第１抵抗に生じる電圧が入力されるとともに、その電圧に応じて前記スイッチングトランジスタのオン時間とオフ時間との比率を制御することにより、前記スイッチングトランジスタに流れる電流を制御し、かつ、交流電源の位相に合わせて前記スイッチングトランジスタの動作状態をクロック動作と定電流動作に切り替えることを特徴とする、電源回路。
【請求項２】
前記電源制御部は、
入力交流電圧レベルが低い時には前記スイッチングトランジスタが定電流動作し、入力交流電圧レベルが高い時には前記スイッチングトランジスタがクロック動作するように、前記スイッチングトランジスタのゲートを切り替えることを特徴とする、請求項１に記載の電源回路。
【請求項３】
入力交流電圧レベルを抵抗分割した電圧を基準電圧と比較し、
入力交流電圧レベルが低い時には、前記スイッチングトランジスタのゲート端子に予め定める直流電圧を印加することを特徴とする、請求項２に記載の電源回路。
【請求項４】
前記電源制御部は、第１コンパレータを含み、
前記第１コンパレータは、入力交流電圧レベルを抵抗分割した電圧を基準電圧と比較し、入力交流電圧レベルが基準電圧より低い時には、前記スイッチングトランジスタのゲート端子に予め定める直流電圧を印加することを特徴とする、請求項２または３に記載の電源回路。
【請求項５】
入力電源ラインに直列接続される第２抵抗をさらに備え、
前記第２抵抗の両端の電圧差を検出することによって、入力交流電圧レベルの低下にともなう供給電流の減少を検出し、検出電圧差が小さい時には、前記スイッチングトランジスタのゲート端子に予め定める直流電圧を印加することを特徴とする、請求項２に記載の電源回路。
【請求項６】
前記電源制御部は、コンデンサが直列接続された第２コンパレータを含み、
入力交流電圧レベルを抵抗分割した電圧は、前記コンデンサを介して、前記第２コンパレータに入力され、
前記第２コンパレータにより、前記スイッチングトランジスタのゲート端子に印加される直流電圧を切り替えることを特徴とする、請求項３〜５のいずれか１項に記載の電源回路。
【請求項７】
前記第２コンパレータにより入力交流電圧が高くなる変化点を検出し、
入力交流電圧が高くなった時から予め定める期間、前記スイッチングトランジスタのゲート端子に印加される直流電圧を高くすることを特徴とする、請求項６に記載の電源回路。
【請求項８】
請求項１〜７のいずれか１項に記載の電源回路を備えることを特徴とする、照明用スイッチング電源装置。
【請求項９】
請求項８に記載の照明用スイッチング電源装置を備えることを特徴とする、照明装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源回路、照明用スイッチング電源装置および照明装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＬＥＤ（Ｌｉｇｈｔ  Ｅｍｉｔｔｉｎｇ  Ｄｉｏｄｅ）は低消費電力で長寿命などの特徴を有しており、照明用や各種工業用など多岐にわたって用いられている。また、近年、ＬＥＤの用途の拡大が進み、蛍光灯や白熱電球の代替照明として、ＬＥＤを用いたＬＥＤ照明の普及が始まった。ＬＥＤは、今後様々な応用商品への展開が期待されている。なお、このようなＬＥＤ照明装置の一例が、たとえば、特許文献１および２に記載されている。
【０００３】
一般的な照明器具は商用ＡＣ１００Ｖ電源を使用することが多く、蛍光灯や白熱電球などの一般的な照明器具に代えてＬＥＤ照明装置を使用する場合などを考慮すると、ＬＥＤ照明装置も一般的な照明器具と同様に商用ＡＣ１００Ｖ電源を使用する構成であることが望ましい。
【０００４】
また、白熱電球を調光制御しようとした場合、スイッチング素子（たとえば、トライアック素子）を交流電源電圧のある位相角でオンすることにより白熱電球への電源供給をボリューム素子一つで簡単に調光制御できる位相制御式調光器が用いられる。交流電源使用のＬＥＤ照明装置を調光制御しようとした場合も、通常、白熱電球を調光制御しようとした場合と同様に位相制御式調光器が用いられる。
【０００５】
図６に一般的な位相制御式調光器の内部回路例と動作波形例を示す。図６（Ａ）に示すように、一般的な調光器は、トライアックＴＲＩ、容量Ｃ、インダクタＬ、および位相制御を行う可変抵抗Ｒから構成されている。そして、可変抵抗Ｒを調整することにより、入力交流電圧のある位相角でトライアックがオンされる。具体的には、図６（Ｂ）に示すように、元の交流電源波形ａに対して、調整された位相角（トライアックのオン期間ｃ）に応じた部分だけが調光器の出力波形ｂとして出力される。すなわち、調光器の出力波形ｂは、点線で示す半円に対して、実線で示すように一部分だけが切り取られる形となる。
【０００６】
一般的な調光器はスイッチング素子にトライアックを用いている。このタイプの調光器は抵抗性負荷を想定しているため、トライアックの点弧および保持のための負荷電流が必要となる。すなわち、トライアックを用いた調光器ではある程度の保持電流を流しておく必要がある。また、上記のように、一般的な調光器は抵抗性負荷を想定しているため、白熱電球やハロゲンランプで正しく動作するように設計されている。白熱電球は抵抗性負荷となるため電流が線形に変化する。そのため、トライアックも安定動作する。
【０００７】
一方、ＬＥＤは順方向電圧から急激に電流が流れ出すような非線形負荷となるため、ＬＥＤを光源として用いた場合、調光器は必要な保持電流が得られにくくなり、正しく動作しなくなる。具体的には、トライアックがオンオフするなど動作が不安定となる。そのため、ＬＥＤを光源として用いた場合には、調光器を安定動作させるために、保持電流として電流を引き抜く必要がある。なお、トライアックがオンオフするなど調光器が不安定動作となると、ＬＥＤ照明装置の明るさがちらつくなど不具合症状となる。
【０００８】
図７は、一般的な調光器対応のＬＥＤ照明装置に使用される絶縁型（フライバック型）の照明用電源回路を示した図である。図７を参照して、従来の照明用電源回路では、交流電源２００から整流回路２０および平滑回路３１を介してトランス３３の１次側コイル３３ａに電源供給されている。また、１次側コイル３３ａの他端子はスイッチングトランジスタＱ２に接続されている。そして、このスイッチングトランジスタＱ２を制御電源ＩＣ５３２でオンオフ制御することで２次側コイル３３ｂに電力を送り、ＬＥＤ（発光ダイオード）５５０に電流を供給する構成となっている。
【０００９】
また、スイッチングトランジスタＱ２に流れる電流を一定に保つために、スイッチングトランジスタＱ２のソース端子は電流値検出用の抵抗Ｒ７を介して接地電源に接続されている。制御電源ＩＣ５３２には、電流値検出用の抵抗Ｒ７に生じる電圧値が入力され、入力された電圧値（検出された電圧値）は制御電源ＩＣ５３２にて基準電圧と比較される。そして、発振器周波数（発振器３５）のデューティーを調整することで、スイッチングトランジスタＱ２のオンオフ時間割合を調整している。
【００１０】
図８に制御電源ＩＣにおける具体的動作波形の一例を示す。図８において、ａは１次側コイル３３ａ（図７参照）に流れる電流を検出用抵抗Ｒ７（図７参照）で変換した電圧波形を示し、ｂは入力電圧を抵抗分割（抵抗１と抵抗２とで分圧）して容量Ｃ１（図７参照）で平滑化した電圧波形（基準電圧の電圧波形）を示し、ｃはスイッチングトランジスタＱ２（図７参照）のゲート駆動波形を示している。
【００１１】
図８に示すように、１次側コイル３３ａ（図７参照）に流れる電流の電圧波形ａがコンパレータＣＭＰ１（図７参照）で基準電圧ｂと比較され、フリップフロップ３６（図７参照）に発振器３５（図７参照）からの発振周波数（クロック）と共に入力される。フリップフロップ３６においてクロックの立ち上がりタイミングに応じてハイレベルが出力されスイッチングトランジスタＱ２（図７参照）をオンさせる。１次側コイル３３ａに流れる電流が増加して電圧波形ａが高くなり基準電圧ｂに達すると、フリップフロップ３６のリセット端子にハイレベルが入力されるためフリップフロップ３６の出力はローレベルとなる。これにより、スイッチングトランジスタＱ２がオフされて、電流が遮断される。
【００１２】
ここで、基準電圧ｂは入力電圧レベルに連動するため、入力電圧が高くなると基準電圧ｂも高くなる。このため、スイッチングトランジスタＱ２のオン期間が長くなり、多くの電流が流れるようになる。これにより、２次側コイル３３ｂへ供給される電力も増加するため、ＬＥＤ５５０に流れる電流も増加する。したがって、照明が明るく点灯する。逆に、入力電圧が低くなると基準電圧ｂも低くなるため、スイッチングトランジスタＱ２のオン期間が短くなる。これにより、照明は暗くなる。
【００１３】
図９に入力電圧と基準電圧ｂの関係概略を示す。調光器２１０（図７参照）のトライアックのオン期間が大きい場合は、入力電圧波形の平均値（∝容量Ｃ１（図７参照）で平滑化された基準電圧ｂ）は高くなる。逆に、トライアックのオン期間が小さい場合は、入力電圧波形の平均値（∝基準電圧ｂ）は低くなる。このため、調光器（トライアックのオン期間の調整）により照明の明るさを調整することが可能となる。
【００１４】
また、図７に示すように、制御電源ＩＣ５３２は、トランジスタＱ１、抵抗Ｒ５およびツェナーダイオードＺＤで構成されるレギュレータから、ショットキーダイオードＳＢＤ_１を介して電源供給される。また、制御電源ＩＣ５３２は、トランス３３に電流が流れるようになると補助巻き線コイル３３ｃよりショットキーダイオードＳＢＤ_２を介して電源供給される。これにより、効率を改善する構成となっている。
【００１５】
調光器２１０を安定動作させるための電流引き抜き回路は、コンパレータＣＭＰ２、トランジスタＱ３および抵抗Ｒ６から構成されている。コンパレータＣＭＰ２は、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４とで分圧された入力電圧を基準電圧Ｖｒｅｆと比較する。抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４とで分圧された入力電圧が基準電圧Ｖｒｅｆより低い場合はコンパレータＣＭＰ２によってトランジスタＱ３がオンされる。そして、抵抗Ｒ６で調整される電流を、レギュレータ用トランジスタＱ１を介して電源から引き抜くことで、調光器２１０の保持電流として動作させている。
【００１６】
図１０に電流引き抜き回路の具体的な動作波形の一例を示す。コンパレータＣＭＰ２（図７参照）に入力される電圧波形はトライアックのオン期間に連動した波形で入力交流電圧波形を抵抗分割（縮小）した振幅値となる。この波形を基準電圧Ｖｒｅｆと比較して、入力電圧が基準電圧Ｖｒｅｆより低い時は保持電流を引き抜く定電流動作を行う。逆に、入力電圧が基準電圧Ｖｒｅｆより高い時はＬＥＤを点灯するためのスイッチング動作となるため、電流値も略ノコギリ波形となる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１７】
【特許文献１】特開２００８−５２９９４号公報
【特許文献２】特開２００６−３１９１７２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１８】
図７に示した従来の照明用電源回路では、調光器２１０を安定動作させるための保持電流を、トランジスタＱ１を介して流すことになる。一般的に、制御電源ＩＣ５３２は電源電圧２０Ｖ程度で動作しており、トランジスタＱ１のソース端子には約２０Ｖ、ドレイン端子には交流入力電圧の約１４０Ｖが印加されることになる。この電圧差約１２０Ｖと流れる電流値との積がトランジスタＱ１での消費電力となる。このため、従来の照明用電源回路は、高効率が要求されるＬＥＤ照明装置においては大きな電力ロスになるという問題点がある。
【００１９】
また、レギュレータ用トランジスタＱ１には高電圧が印加されるため、耐圧が高く、放熱性の高い素子が必要となる。そのため、コストアップになるという問題点がある。加えて、基板実装面積の増大により電源回路が大きくなるため、電球などの照明装置に格納できないといった問題点も生じる。
【００２０】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたものであり、この発明の１つの目的は、電源効率の高効率化を図ることが可能な電源回路、照明用スイッチング電源装置および照明装置を提供することである。
【００２１】
この発明のもう１つの目的は、コストダウンおよび製品サイズの小型化を図ることが可能な電源回路、照明用スイッチング電源装置および照明装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００２２】
上記目的を達成するために、この発明の第１の局面による電源回路は、交流電源の入力交流電圧を整流して平滑化された電源端子に接続されるトランスの１次側コイルと、１次側コイルの他端子にドレイン端子が接続され、ソース端子が電流値検出用の第１抵抗を介して接地側電源端子に接続されるスイッチングトランジスタと、スイッチングトランジスタのゲート端子に接続され、予め定める発振周波数でスイッチングトランジスタをオンオフ制御する電源制御部とを備えている。そして、電源制御部は、電流値検出用の第１抵抗に生じる電圧が入力されるとともに、その電圧に応じてスイッチングトランジスタのオン時間とオフ時間との比率を制御することにより、スイッチングトランジスタに流れる電流を制御するように構成されている。また、電源制御部は、交流電源の位相に合わせてスイッチングトランジスタの動作状態をクロック動作と定電流動作に切り替えるように構成されている。
【００２３】
この第１の局面による電源回路では、上記のように、交流入力電源の位相（周期）に合わせてスイッチングトランジスタの動作状態をクロック（スイッチング）動作と定電流（ＤＣ）動作に切り替える電源制御部を備えた構成とされている。このため、電源制御部により、スイッチングトランジスタの動作状態を定電流（ＤＣ）動作とすることによって、調光器を安定動作させるための保持電流を引き抜くことができる。一方、電源制御部により、スイッチングトランジスタの動作状態をクロック（スイッチング）動作に切り替えることによって、たとえばＬＥＤなどの光源に電力（電流）を供給することができる。
【００２４】
このように、第１の局面による電源回路では、１つのスイッチングトランジスタで調光器の安定動作用保持電流引き抜きと、クロック（スイッチング）動作によるＬＥＤ点灯動作を実現することができる。すなわち、ＬＥＤ点灯動作を行うためのスイッチングトランジスタを用いて、保持電流の引き抜きを行うことができる。このため、保持電流を流すためのトランジスタ（レギュレータ用トランジスタ）を別途設ける必要がないので、このトランジスタを別途設けることに起因する電力ロスをなくすことができる。その結果、電源効率の高効率化を図ることができる。
【００２５】
また、第１の局面による電源回路では、上記のように、保持電流を流すためのトランジスタ（レギュレータ用トランジスタ）を別途設ける必要がないので、その分、部品点数を削減することができる。また、保持電流を流すためのトランジスタ（レギュレータ用トランジスタ）には、耐圧が高く、放熱性の高い高価な素子を必要とする。したがって、このようなトランジスタを不要とすることで、製品コストの低減を図ることができる。さらに、このようなトランジスタを実装した場合、基板実装面積の増大により電源回路が大きくなる。そのため、このようなトランジスタを不要とすることで、製品サイズの小型化を図ることもできる。
【００２６】
上記第１の局面による電源回路において、好ましくは、電源制御部は、入力交流電圧レベルが低い時にはスイッチングトランジスタが定電流（ＤＣ）動作し、入力交流電圧レベルが高い時にはスイッチングトランジスタがクロック（スイッチング）動作するように、スイッチングトランジスタのゲートを切り替える。このように構成すれば、たとえば、入力交流電圧レベルが下がるような調光器のトライアックのオン期間が短くなったときに、保持電流として電流を引き抜くことができる。これにより、調光器を安定に動作させることができる。
【００２７】
この場合において、好ましくは、入力交流電圧レベルを抵抗分割した電圧を基準電圧と比較し、入力交流電圧レベルが低い時には、スイッチングトランジスタのゲート端子に予め定める直流（ＤＣ）電圧を印加するように構成されている。このように構成すれば、容易に、スイッチングトランジスタを定電流動作させることができる。そして、この直流（ＤＣ）電圧により、定電流値（＝保持電流値）を調整することができる。
【００２８】
上記入力交流電圧レベルの高低によりスイッチングトランジスタの動作が切り替わる構成において、電源制御部は、第１コンパレータを含み、第１コンパレータは、入力交流電圧レベルを抵抗分割した電圧を基準電圧と比較し、入力交流電圧レベルが基準電圧より低い時には、スイッチングトランジスタのゲート端子に予め定める直流（ＤＣ）電圧を印加するように構成することができる。
【００２９】
また、上記入力交流電圧レベルの高低によりスイッチングトランジスタの動作が切り替わる構成において、好ましくは、入力電源ラインに直列接続される第２抵抗をさらに備え、第２抵抗の両端の電圧差を検出することによって、入力交流電圧レベルの低下にともなう供給電流の減少を検出し、検出電圧差が小さい時には、スイッチングトランジスタのゲート端子に予め定める直流（ＤＣ）電圧を印加する。このように構成した場合でも、容易に、スイッチングトランジスタを定電流動作させることができる。そして、この直流（ＤＣ）電圧により、定電流値（＝保持電流値）を調整することができる。
【００３０】
上記入力交流電圧レベルが低い時にスイッチングトランジスタのゲート端子に直流（ＤＣ）電圧が印加される構成において、好ましくは、電源制御部は、コンデンサが直列接続された第２コンパレータを含み、入力交流電圧レベルを抵抗分割した電圧は、コンデンサを介して、第２コンパレータに入力され、この第２コンパレータにより、スイッチングトランジスタのゲート端子に印加される直流（ＤＣ）電圧を切り替える。このように構成すれば、調光器のトライアックがオンするタイミングを検出することができ、このタイミングにおいて引き抜く保持電流値を切り替えることができる。
【００３１】
この場合において、好ましくは、第２コンパレータにより入力交流電圧が高くなる変化点を検出し、入力交流電圧が高くなった時から予め定める期間、スイッチングトランジスタのゲート端子に印加される直流（ＤＣ）電圧を高くするように構成されている。このように構成すれば、保持電流値レベルからＬＥＤを点灯させるスイッチング動作時の電流値レベルへの移行を段階的行うことができるので、調光器の安定化を図ることができる。
【００３２】
この発明の第２の局面による照明用スイッチング電源装置は、上記第１の局面による電源回路を備えた照明用スイッチング電源装置である。このように構成すれば、照明用スイッチング電源装置の高効率化を図ることができる。加えて、コストダウンおよび製品サイズの小型化を図ることもできる。
【００３３】
この発明の第３の局面による照明装置は、上記第２の局面による照明用スイッチング電源装置を備えた照明装置である。このように構成すれば、高効率で小型の照明装置を低コストで得ることができる。
【発明の効果】
【００３４】
以上のように、本発明によれば、電源効率の高効率化を図ることが可能な電源回路、照明用スイッチング電源装置および照明装置を容易に得ることができる。
【００３５】
また、本発明によれば、コストダウンおよび製品サイズの小型化を図ることが可能な電源回路、照明用スイッチング電源装置および照明装置を容易に得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００３６】
【図１】本発明の第１実施形態による照明用電源回路を備えたＬＥＤ照明装置の回路構成を示した図である。
【図２】本発明の第２実施形態による照明用電源回路の回路構成を示した図である。
【図３】本発明の第３実施形態による照明用電源回路の回路構成を示した図である。
【図４】本発明の第３実施形態による電源回路のスイッチング動作と定電流動作との切り替え時の概略動作波形例を示した図（保持電流とスイッチング電流の波形例を示した図）である。
【図５】本発明の第４実施形態による照明用電源回路の回路構成を示した図である。
【図６】一般的な位相制御式調光器の内部回路例と動作波形例を示した図である。
【図７】一般的な調光器対応のＬＥＤ照明装置に使用される絶縁型（フライバック型）の照明用電源回路を示した図（従来の照明用電源回路の一例を示した図）である。
【図８】従来の照明用電源回路の概略動作波形例を示した図である。
【図９】調光器の位相角による動作電圧波形例を示した図である。
【図１０】従来の照明用電源回路におけるスイッチング動作と定電流動作との切り替え概略動作波形例を示した図である。
【発明を実施するための形態】
【００３７】
以下、本発明を具体化した実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。
【００３８】
（第１実施形態）
図１は、本発明の第１実施形態による照明用電源回路を備えたＬＥＤ照明装置の回路構成を示した図である。まず、図１および図７〜図１０を参照して、本発明の第１実施形態による照明用電源回路を備えたＬＥＤ照明装置について説明する。
【００３９】
第１実施形態によるＬＥＤ照明装置５は、図１に示すように、ＬＥＤ照明用スイッチング電源装置１０と、ＬＥＤ照明用スイッチング電源装置１０から電力が供給されるＬＥＤモジュール５０とを備えている。ＬＥＤ照明用スイッチング電源装置１０は、絶縁型（フライバック型）のスイッチング電源装置であり、整流回路２０と、照明用電源回路３０とを含んで構成されている。
【００４０】
整流回路２０は調光器２１０を介して交流電源２００と接続される。この整流回路２０は、たとえば、ダイオードを４個組み合わせたブリッジ型全波整流回路からなり、照明用電源回路３０の入力電圧を整流する。調光器２１０はトライアックを用いたトライアック調光器である。
【００４１】
第１実施形態による照明用電源回路（電源回路）３０は、平滑回路３１、制御電源ＩＣ（電源制御部）３２およびトランス３３の１次側コイル３３ａを有している。
【００４２】
平滑回路３１は入力電源ライン７０に接続されている。この平滑回路３１の出力側は電源端子３４と接続されている。電源端子３４には、トランス３３の１次側コイル３３ａの一端子が接続されている。このため、交流電源２００からの入力交流電圧は、整流回路２０を介して整流された後、平滑回路３１で平滑化されてトランス３３の１次側コイル３３ａに供給される。また、トランス３３の１次側コイル３３ａには、還流ダイオードＦＲＤが逆並列に接続されている。
【００４３】
平滑回路３１と１次側コイル３３ａとの間には、抵抗Ｒ５の一端側が接続されている。この抵抗Ｒ５の他端側はツェナーダイオードＺＤのカソードと接続されている。そして、抵抗Ｒ５とツェナーダイオードＺＤとから電圧源（レギュレータ）が構成されている。また、抵抗Ｒ５とツェナーダイオードＺＤとの接続点はショットキーダイオードＳＢＤ_１を介して制御電源ＩＣ３２に接続されている。さらに、トランス３３は補助巻き線コイル３３ｃを有しており、この補助巻き線コイル３３ｃがショットキーダイオードＳＢＤ_２を介して制御電源ＩＣ３２と接続されている。
【００４４】
これにより、制御電源ＩＣ３２は、抵抗Ｒ５およびツェナーダイオードＺＤで構成される電圧源（レギュレータ）から、ショットキーダイオードＳＢＤ_１を介して電源供給される。また、制御電源ＩＣ３２は、トランス３３に電流が流れるようになると補助巻き線コイル３３ｃよりショットキーダイオードＳＢＤ_２を介して電源供給される。これにより、効率を改善する構成となっている。
【００４５】
また、１次側コイル３３ａの他端子はスイッチングトランジスタ（スイッチング素子）Ｑ２に接続されている。このスイッチングトランジスタＱ２は制御電源ＩＣ３２によってオンオフ制御されることでトランス３３の２次側コイル３３ｂに電力を送り、ＬＥＤモジュール５０に電流を供給する。
【００４６】
スイッチングトランジスタＱ２は、たとえば電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）からなり、そのドレイン端子に１次側コイル３３ａの他端子が接続されている。また、スイッチングトランジスタＱ２に流れる電流を一定に保つために、スイッチングトランジスタＱ２のソース端子は電流値検出用の抵抗（第１抵抗）Ｒ７を介して接地電源に接続されている。スイッチングトランジスタＱ２のソース端子と抵抗Ｒ７との接続点は制御電源ＩＣ３２と接続されており、電流値検出用の抵抗Ｒ７に生じる電圧値が制御電源ＩＣ３２に入力される。入力された電圧値（検出された電圧値）は制御電源ＩＣ３２にて基準電圧と比較され、発振器周波数（発振器３５）のデューティーが調整される。これにより、スイッチングトランジスタＱ２のオンオフ時間割合（オン時間とオフ時間との比率）が調整（制御）されて、上記した従来の電源回路と同様に、スイッチングトランジスタＱ２に流れる電流が制御される。その結果、スイッチングトランジスタＱ２に流れる電流が一定に保たれる。
【００４７】
また、上記制御電源ＩＣ３２は、発振器３５、スイッチＳＷ、フリップフロップ３６、コンパレータＣＭＰ１およびＣＭＰ２を含んで構成されている。発振器３５はフリップフロップ３６のセット端子に接続されており、フリップフロップ３６のセット端子にパルス波（たとえば方形パルス波）を入力する。なお、コンパレータＣＭＰ１は、本発明の「第１コンパレータ」の一例である。
【００４８】
スイッチＳＷの一方の入力端子は直流電圧源３７と接続されており、スイッチＳＷの他方の入力端子はフリップフロップ３６の出力端子と接続されている。また、スイッチＳＷの出力端子は、スイッチングトランジスタＱ２のゲート端子と接続されている。
【００４９】
スイッチＳＷは、コンパレータＣＭＰ２からの出力信号によって、スイッチングトランジスタＱ２のゲート端子の接続を直流電圧源３７またはフリップフロップ３６のいずれかに切り替える。スイッチＳＷによって、スイッチングトランジスタＱ２のゲート端子が直流電圧源３７に接続されると、スイッチングトランジスタＱ２のゲート端子に予め定める直流電圧Ｖｄｃが印加される。一方、スイッチＳＷによって、スイッチングトランジスタＱ２のゲート端子がフリップフロップ３６に接続されると、スイッチングトランジスタＱ２のゲート端子にフリップフロップ３６から出力されるクロックが入力される。このように、第１実施形態による電源回路３０は、スイッチＳＷによって、スイッチングトランジスタＱ２のゲート端子がフリップフロップ出力と直流（ＤＣ）電圧Ｖｄｃとに切替え可能に構成されている。
【００５０】
また、入力電源ライン７０には抵抗分割（分圧）用の抵抗Ｒ１およびＲ２が接続されている。抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点はコンパレータＣＭＰ１の反転入力端子に接続されている。また、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との間には、平滑用のコンデンサＣ１が接続されている。このため、コンパレータＣＭＰ１の反転入力端子には、入力電圧（入力交流電圧レベル）を抵抗分割してコンデンサ（容量）Ｃ１で平滑化された電圧が基準電圧（図８の基準電圧ｂ）として入力される。また、コンパレータＣＭＰ１の非反転入力端子には電流値検出用の抵抗Ｒ７に生じる電圧値が入力される。すなわち、コンパレータＣＭＰ１の非反転入力端子には１次側コイル３３ａに流れる電流を変換した電圧値が入力される。
【００５１】
コンパレータＣＭＰ１は、１次側コイル３３ａに流れる電流の電圧波形を基準電圧（入力電圧を抵抗分割してコンデンサＣ１で平滑化された電圧）と比較し、フリップフロップ３６に発振器３５からの発振周波数（クロック）と共にその結果を入力する。
【００５２】
スイッチングトランジスタＱ２のゲート端子がフリップフロップ３６と接続されている場合、フリップフロップ３６において、発振器３５からのクロックの立ち上がりタイミングに応じてハイレベルが出力され、スイッチングトランジスタＱ２をオンさせる。図７に示したように、１次側コイル３３ａに流れる電流が増加してその電圧値が高くなり基準電圧に達すると（コンパレータＣＭＰ１により１次側コイル３３ａに流れる電流の電圧値が基準電圧より高いと判断されると）、コンパレータＣＭＰ１からフリップフロップ３６のリセット端子にハイレベルが入力される。これにより、フリップフロップ３６の出力はローレベルとなるので、スイッチングトランジスタＱ２がオフされて電流が遮断される。
【００５３】
このように、スイッチングトランジスタＱ２のゲート端子はフリップフロップ３６から出力されるクロックにより予め定める発振周波数でスイッチング動作を行い、上記した従来の電源回路と同様の電流検出帰還ループ動作によりＬＥＤモジュール５０を点灯動作させる。
【００５４】
なお、上述したように、基準電圧は入力電圧レベルに連動するため、入力電圧が高くなると基準電圧も高くなる。このため、スイッチングトランジスタＱ２のオン期間が長くなり、多くの電流が流れるようになる。これにより、２次側コイル３３ｂへ供給される電力も増加するため、ＬＥＤモジュール５０に流れる電流も増加する。したがって、照明が明るく点灯する。逆に、入力電圧が低くなると基準電圧も低くなるため、スイッチングトランジスタＱ２のオン期間が短くなる。これにより、照明は暗くなる。したがって、図９に示したように、調光器２１０（トライアックのオン期間の調整）によって照明の明るさを調整することが可能となる。
【００５５】
また、入力電源ライン７０には抵抗分割（分圧）用の抵抗Ｒ３およびＲ４が接続されている。抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４との接続点はコンパレータＣＭＰ２の反転入力端子に接続されている。一方、コンパレータＣＭＰ２の非反転入力端子には、基準電圧源３８が接続されている。
【００５６】
コンパレータＣＭＰ２は、抵抗Ｒ３とＲ４とで分圧された入力電圧を基準電圧Ｖｒｅｆと比較する。抵抗Ｒ３とＲ４とで分圧された入力電圧が基準電圧Ｖｒｅｆより高い時は、スイッチＳＷをフリップフロップ３６側に接続する。これにより、スイッチングトランジスタＱ２のゲート端子はフリップフロップ３６から出力されるクロックによりスイッチング動作を行い、先述した電流検出帰還ループ動作によりＬＥＤモジュール５０を点灯動作させる。
【００５７】
一方、抵抗Ｒ３とＲ４とで分圧された入力電圧が基準電圧Ｖｒｅｆより低い時は、コンパレータＣＭＰ２はスイッチＳＷを直流電圧源３７側に接続する。たとえば、調光器２１０のトライアックがオフされている場合など、交流電源２００の分圧電圧値が低くなると、スイッチＳＷを直流電圧源３７側へ接続する。これにより、スイッチングトランジスタＱ２のゲート端子は直流（ＤＣ）電圧Ｖｄｃでバイアスされるので、ゲート・ソース間電圧に準じた直流（ＤＣ）電流がスイッチングトランジスタＱ２のソース・ドレイン間に流れることになり、スイッチングトランジスタＱ２が保持電流を引き抜くよう定電流動作する。このように、スイッチングトランジスタＱ２によって電源から電流を引き抜くことで、調光器２１０の保持電流として動作させている。第１実施形態による保持電流およびスイッチング電流の動作波形は、図１０に示した動作波形例と略同様である。
【００５８】
なお、第１実施形態では、引き抜き電流がトランス３３の１次側コイル３３ａに流れることになるものの、直流（ＤＣ）動作であるためトランス３３の２次側コイル３３ｂには伝達しないこと、および、この時の入力交流電源電圧が低いことより、保持電流の引き抜き動作時にはＬＥＤモジュール５０は点灯しない。
【００５９】
このように、第１実施形態では、交流電源２００の位相に合わせてスイッチングトランジスタＱ２の動作状態がクロック（スイッチング）動作または定電流動作のいずれかに切り替えられる。また、入力交流電圧レベルが低いときには、スイッチングトランジスタＱ２が定電流動作し、保持電流が引き抜かれる。一方、入力交流電圧レベルが高いときには、スイッチングトランジスタＱ２がクロック動作し、ＬＥＤモジュール５０が点灯される。
【００６０】
なお、第１実施形態による電源回路３０は、コンパレータＣＭＰ２の出力が制御電源ＩＣ３２内のスイッチＳＷに入力され、このスイッチＳＷによってスイッチングトランジスタＱ２のゲート端子をフリップフロップ出力と直流（ＤＣ）電圧Ｖｄｃとに切り替えるように構成されている点が、上記した従来の電源回路（図７参照）と異なる。
【００６１】
また、スイッチングトランジスタＱ２によって、調光器２１０の安定動作用保持電流を、１次側コイル３３ａを介して入力電源ライン７０から引き抜くことができるため、制御電源ＩＣ３２への電源供給回路も従来の電源回路（図７参照）から変更されている。具体的には、第１実施形態では、上記のように、レギュレータ用トランジスタＱ１、および、引き抜き電流設定用抵抗Ｒ６（図７参照）を削除して、簡略な回路構成となっている。また、制御電源ＩＣ３２に初期起動をかけるために抵抗Ｒ５とツェナーダイオードＺＤだけで電圧源（レギュレータ）を構成している。ショットキーダイオードＳＢＤ_１は補助巻き線（コイル）からの電源供給時の逆流防止のために残している。ただし、保持電流引き抜きが無いため、バッファするためのレギュレータ用トランジスタＱ１は削除可能となる。
【００６２】
光源としてのＬＥＤモジュール５０は、１以上のＬＥＤを含んで構成されている。このＬＥＤモジュール５０は、たとえば、アノード側が逆流防止用のショットキーダイオードＳＢＤ_３を介してトランス３３の２次側コイル３３ｂの一端に接続されている。また、ＬＥＤモジュール５０のカソード側は、たとえば、トランス３３の２次側コイル３３ｂの他端に接続されている。
【００６３】
第１実施形態では、上記のように、交流入力電源（交流電源２００）の位相（周期）に合わせてスイッチングトランジスタＱ２の動作状態をクロック（スイッチング）動作と定電流（ＤＣ）動作に切り替える制御電源ＩＣ３２を備えた構成とされている。このため、制御電源ＩＣ３２により、スイッチングトランジスタＱ２の動作状態を定電流（ＤＣ）動作とすることによって、調光器２１０を安定動作させるための保持電流を引き抜くことができる。一方、制御電源ＩＣ３２により、スイッチングトランジスタＱ２の動作状態をクロック（スイッチング）動作に切り替えることによって、ＬＥＤモジュール５０に電力（電流）を供給することができる。
【００６４】
このように、第１実施形態では、１つのスイッチングトランジスタＱ２で調光器２１０を安定動作させるための保持電流引き抜き動作と、ＬＥＤモジュール５０を点灯させるクロック動作（照明用スイッチング電源動作）とを行うことができる。すなわち、ＬＥＤ点灯動作を行うためのスイッチングトランジスタＱ２を用いて、保持電流の引き抜きを行うことができる。このため、保持電流を流すためのトランジスタ（レギュレータ用トランジスタ）を別途設ける必要がないので、このトランジスタを別途設けることに起因する電力ロスをなくすことができる。その結果、電源効率の高効率化を図ることができる。
【００６５】
また、第１実施形態では、上記のように、保持電流を流すためのトランジスタ（レギュレータ用トランジスタ）を別途設ける必要がないので、その分、部品点数を削減することができる。また、保持電流を流すためのトランジスタ（レギュレータ用トランジスタ）には、耐圧が高く、放熱性の高い高価な素子を必要とする。したがって、このようなトランジスタを不要とすることで、製品コストの低減を図ることができる。さらに、このようなトランジスタを実装した場合、基板実装面積の増大により電源回路が大きくなる。そのため、このようなトランジスタを不要とすることで、製品サイズの小型化を図ることもできる。
【００６６】
なお、図７に示した従来の電源回路において、レギュレータ用トランジスタＱ１を削除した場合には、保持電流を引き抜いた時に抵抗Ｒ５を介して電流が流れることになるため、抵抗Ｒ５での電圧ドロップ変動による制御電源ＩＣの動作不具合や、抵抗Ｒ５での電力ロスが問題となる。
【００６７】
また、第１実施形態では、入力交流電圧レベルが低い時にはスイッチングトランジスタＱ２が定電流（ＤＣ）動作し、入力交流電圧レベルが高い時にはスイッチングトランジスタＱ２がクロック（スイッチング）動作するように、スイッチングトランジスタＱ２のゲートを切り替えることによって、たとえば、入力交流電圧レベルが下がるような調光器２１０のトライアックのオン期間が短くなったときに、保持電流として電流を引き抜くことができる。これにより、調光器２１０を安定に動作させることができる。
【００６８】
また、第１実施形態では、入力交流電圧レベルを抵抗分割した電圧を基準電圧と比較し、入力交流電圧レベルが低い時には、スイッチングトランジスタＱ２のゲート端子に直流電圧Ｖｄｃを印加するように構成されているため、容易に、スイッチングトランジスタＱ２を定電流動作させることができる。そして、スイッチングトランジスタＱ２のゲート・ソース間電圧に準じた直流（ＤＣ）電流が保持電流として流れるため、直流（ＤＣ）電圧Ｖｄｃによって定電流値（＝保持電流値）を調整することができる。
【００６９】
（第２実施形態）
図２は、本発明の第２実施形態による照明用電源回路の回路構成を示した図である。次に、図１および図２を参照して、本発明の第２実施形態による照明用電源回路について説明する。なお、図２において、対応する構成要素には同一の符号を付すことにより、重複する説明は適宜省略する。
【００７０】
第２実施形態では、図２に示すように、上記した第１実施形態の構成において、電源回路部分の構成が一部異なる。
【００７１】
具体的には、この第２実施形態は、図１に対してコンパレータＣＭＰ２の入力に、入力電源ライン７０にシリーズ（直列）に接続された抵抗Ｒ８の両端の電圧が接続される構成を特徴としている。なお、抵抗Ｒ８は、本発明の「第２抵抗」の一例である。
【００７２】
より具体的には、入力電源ライン７０には抵抗Ｒ８がシリーズ（直列）に接続されており、抵抗Ｒ８の入力側がコンパレータＣＭＰ２の非反転入力端子に接続されているとともに、抵抗Ｒ８の出力側がコンパレータＣＭＰ２の反転入力端子に接続されている。コンパレータＣＭＰ２は、抵抗Ｒ８両端の電圧差を検出することで、入力交流電圧レベルの低下にともなう供給電流の減少を検出する。
【００７３】
たとえば、調光器のトライアックのオン期間が短くなり入力交流電圧レベルが低下する場合は、ＬＥＤの明るさも暗くなってきて、ＬＥＤに流れる電流も減ることになる。この回路電流の減少を入力電源ライン７０にシリーズに接続される抵抗Ｒ８両端の電圧差で等価的に入力交流電圧レベルの低下を検出する。トライアックに流れる電流を維持するという点では、電流レベルを検出して電流を補正できるため、直接的で有効な手段と言える。
【００７４】
コンパレータＣＭＰ２は、電流検出抵抗Ｒ８両端の電位差が大きい時は、スイッチＳＷをフリップフロップ３６側へ接続する。スイッチングトランジスタＱ２のゲート端子はフリップフロップ３６から出力されるクロックによりスイッチング動作を行い、先述した電流検出帰還ループ動作によってＬＥＤを点灯動作させる。
【００７５】
一方、電流検出抵抗Ｒ８の電位差が小さい時（たとえば電位差がほぼ０の場合）は、コンパレータＣＭＰ２はスイッチＳＷを直流電圧源３７側に接続する。これにより、スイッチングトランジスタＱ２のゲート端子は直流（ＤＣ）電圧Ｖｄｃでバイアスされるので、ゲート・ソース間電圧に準じた直流（ＤＣ）電流がスイッチングトランジスタＱ２のソース・ドレイン間に流れることになり、スイッチングトランジスタＱ２が保持電流を引き抜くよう定電流動作する。
【００７６】
第２実施形態のその他の構成は、上記第１実施形態と同様である。
【００７７】
第２実施形態では、上記のように、入力電源ライン７０に直列接続される電流検出抵抗Ｒ８を備え、この電流検出抵抗Ｒ８の両端の電圧差を検出することによって、入力交流電圧レベルの低下にともなう供給電流の減少を検出し、検出電圧差が小さい時に、スイッチングトランジスタＱ２のゲート端子に直流（ＤＣ）電圧Ｖｄｃを印加するように構成することによって、容易に、スイッチングトランジスタＱ２を定電流動作させることができる。そして、スイッチングトランジスタＱ２のゲート・ソース間電圧に準じた直流（ＤＣ）電流が保持電流として流れるため、直流（ＤＣ）電圧Ｖｄｃによって定電流値（＝保持電流値）を調整することができる。
【００７８】
第２実施形態のその他の効果は、上記第１実施形態と同様である。
【００７９】
（第３実施形態）
図３は、本発明の第３実施形態による照明用電源回路の回路構成を示した図である。図４は、本発明の第３実施形態による電源回路のスイッチング動作と定電流動作との切り替え時の概略動作波形例を示した図である。次に、図１、図３、図４および図１０を参照して、本発明の第３実施形態による照明用電源回路について説明する。なお、各図において、対応する構成要素には同一の符号を付すことにより、重複する説明は適宜省略する。
【００８０】
この第３実施形態は、図１に示した第１実施形態に対して、大きくはコンパレータＣＭＰ３とスイッチＳＷ２が追加されている点が異なる。なお、コンパレータＣＭＰ３は、本発明の「第２コンパレータ」の一例である。
【００８１】
具体的には、図３に示すように、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４との接続点がコンデンサＣ２を介してコンパレータＣＭＰ３の反転入力端子にも接続されている。一方、コンパレータＣＭＰ３の非反転入力端子には、基準電圧源４０が接続されている。また、スイッチＳＷ１（ＳＷ）は、一方の入力端子が直流電圧源３７に接続されており、他方の入力端子がスイッチＳＷ２の出力端子に接続されている。スイッチＳＷ２は、一方の入力端子が直流電圧源３９と接続されており、他方の入力端子がフリップフロップ３６と接続されている。
【００８２】
そして、スイッチＳＷ１およびスイッチＳＷ２を切り替えることにより、スイッチングトランジスタＱ２のゲート端子が、直流電圧源３７、直流電圧源３９またはフリップフロップ３６のいずれかと接続されるように構成されている。なお、スイッチＳＷ１は、コンパレータＣＭＰ２によって切り替えられ、スイッチＳＷ２は、コンパレータＣＭＰ３によって切り替えられる。
【００８３】
また、第３実施形態では、交流入力電源を分圧した電圧波形をコンデンサ（容量）Ｃ２で時間微分してコンパレータＣＭＰ３で基準電圧Ｖｒｅｆ２と比較することにより、トライアックがオンして交流電圧が立上る位相部分を検出することが可能となる。この検出信号を用いて、スイッチングトランジスタＱ２のゲート端子に接続される直流（ＤＣ）電圧値の切り替えをスイッチＳＷ２で行うことができる。
【００８４】
トライアックのオン位相を検出した時には、コンパレータＣＭＰ３によって、スイッチＳＷ２が直流電圧源３９側に切り替えられ、スイッチングトランジスタＱ２のゲート端子に直流電圧Ｖｄｃ２が印加される。
【００８５】
ここで、トライアックのオン位相を検出した時に印加される直流（ＤＣ）電圧値Ｖｄｃ２を直流電圧値Ｖｄｃ１（Ｖｄｃ）に対して高く設定することで、保持電流（保持電流値）より大きな電流（電流値）をトライアックのオン時に引き抜くことができる。すなわち、スイッチングトランジスタＱ２のソース・ドレイン間には、ゲート・ソース間電圧に準じた直流（ＤＣ）電流が流れるため、ゲート端子に印加される電圧を直流電圧値Ｖｄｃ１より高くすることで、保持電流値より大きな電流値をトライアックのオン時に引き抜くことができる。
【００８６】
一般的に、保持電流値＜＜ＬＥＤ点灯動作電流の関係であるため、トライアックがオンしてスイッチングトランジスタＱ２がクロック動作を始めると、入力電源ライン７０に流れる電流が急激に変化して調光器動作が不安定になる場合がある。
【００８７】
そのため、第３実施形態では、保持電流からＬＥＤ点灯動作電流に切り替わる（トライアックがオンする位相）時に保持電流を大きくすることで、入力電源ライン７０に流れる電流が段階的に増えるように構成されている。そのため、調光器を安定して動作させることが可能となる。なお、コンデンサ（容量）Ｃ２の値を調整することで、微分時定数が変化するためトライアックのオン位相検出時間を調整することができる。
【００８８】
図４に具体的な動作波形例を示す。この図４では、上記した図１０に対して、コンパレータＣＭＰ２への入力波形をコンデンサ（容量）Ｃ２で時間微分したものをコンパレータＣＭＰ３で基準電圧Ｖｒｅｆ２と比較を行う波形が追加されている。
【００８９】
微分波形が基準電圧Ｖｒｅｆ２より高い時は、スイッチングトランジスタＱ２のゲート端子に電圧Ｖｄｃ１よりも高い電圧である電圧Ｖｄｃ２を印加することで、保持電流値を大きくして定電流動作ができる。電流値の変化は、第１の保持電流値（Ａ１）（低い）→第２の保持電流値（Ａ２）（高い）→ＬＥＤ点灯スイッチング電流（Ａ３）（更に高い）と切り替わるため、電流値の変動を緩やかにすることができる。これにより、調光器への負荷変動を抑制できるため安定動作が可能となる。
【００９０】
なお、コンデンサＣ２の容量値を調整することで、直流電圧Ｖｄｃ２を印加する時間を調整することができる。容量Ｃ２値を大きくすれば、微分波形の立下りスロープが緩やかになり時間が延びる。逆に、容量Ｃ２値を小さくすれば時間を短くすることができる。
【００９１】
第３実施形態のその他の構成および効果は上記第１実施形態と同様である。
【００９２】
（第４実施形態）
図５は、本発明の第４実施形態による照明用電源回路の回路構成を示した図である。次に、図３および図５を参照して、本発明の第４実施形態による照明用電源回路について説明する。なお、図５において、対応する構成要素には同一の符号を付すことにより、重複する説明は適宜省略する。
【００９３】
この第４実施形態は、図５に示すように、上記第３実施形態（図３）に対してコンパレータＣＭＰ２の入力に、入力電源ライン７０にシリーズ（直列）に接続された抵抗Ｒ８の両端の電圧が接続される構成を特徴としている。
【００９４】
このため、第４実施形態では、入力交流電圧レベルの低下を回路電流で検出するとともに、入力交流電圧を抵抗Ｒ３とＲ４で分圧してコンデンサ（容量）Ｃ２で時間微分してコンパレータＣＭＰ３でトライアックのオン位相を検出し、保持電流の切り替えを行うため、電流値の変動を緩やかにして調光器への負荷変動を抑制できるため安定動作が可能となる。
【００９５】
第４実施形態のその他の構成および効果は、上記第１〜第３実施形態と同様である。
【００９６】
なお、今回開示された実施形態および変形例は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施形態および変形例の説明ではなく特許請求の範囲によって示され、さらに特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれる。
【００９７】
たとえば、上記第１〜第４実施形態では、ＬＥＤ（ＬＥＤモジュール）を照明装置の光源として用いた例を示したが、本発明はこれに限らず、ＬＥＤ（ＬＥＤモジュール）以外の光源を照明装置の光源として用いることもできる。また、本発明は、ＬＥＤ（ＬＥＤモジュール）のような非線形負荷となる光源に対して好適に用いることができる。
【００９８】
なお、上記で開示された技術を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。
【符号の説明】
【００９９】
５                            ＬＥＤ照明装置（照明装置）
１０                          ＬＥＤ照明用スイッチング電源装置
（照明用スイッチング電源装置）
２０                          整流回路
３０                          照明用電源回路（電源回路）
３１                          平滑回路
３２                          制御電源ＩＣ（電源制御部）
３３                          トランス
３３ａ                        １次側コイル
３３ｂ                        ２次側コイル
３３ｃ                        補助巻き線コイル
３４                          電源端子
３５                          発振器
３６                          フリップフロップ
３７、３９                    直流電圧源
３８、４０                    基準電圧源
５０                          ＬＥＤモジュール
７０                          入力電源ライン
２００                        交流電源
２１０                        調光器
Ｃ１                          コンデンサ
Ｃ２                          コンデンサ（容量）
ＣＭＰ１                      コンパレータ（第１コンパレータ）
ＣＭＰ２                      コンパレータ
ＣＭＰ３                      コンパレータ（第２コンパレータ）
ＦＲＤ                        還流ダイオード
Ｑ１                          レギュレータ用トランジスタ
Ｑ２                          スイッチングトランジスタ
Ｒ１                          抵抗
Ｒ２                          抵抗
Ｒ３                          抵抗
Ｒ４                          抵抗
Ｒ５                          抵抗
Ｒ６                          抵抗
Ｒ７                          抵抗（電流値検出用抵抗、第１抵抗）
Ｒ８                          抵抗、電流検出抵抗（第２抵抗）
ＳＢＤ                        ショットキーダイオード
ＳＷ、ＳＷ１、ＳＷ２          スイッチ
ＺＤ                          ツェナーダイオード
【図１】
2012221991.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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