(57)【要約】【課題】１シャント電流検出方式の電圧補正による騒音を低減する。【解決手段】モータ制御装置（３ａ）は、三相式モータ１を駆動するインバータ２と直流電源４との間に流れる電流の検出結果（ｉｄｃ）からモータ１の相電流を検出する電流検出部（２１）と、モータ駆動用の駆動電圧の指令値（ｖγ＊、ｖδ＊）に高周波重畳電圧の指令値（ｖｈγ＊、ｖｈδ＊）を重畳する電圧重畳部（２６、２７、２８）と、２相分の相電流を検出可能とするために重畳電圧及び駆動電圧の合成電圧を補正する電圧補正部（２９）と、電流検出部（２１）の検出結果に基づく原電流信号に含まれる、重畳電圧による重畳電流の信号成分を低減することにより、フィルタ電流信号（ｉγ、ｉδ）を生成するフィルタ部（２３）を備え、フィルタ電流信号を用いてモータ１を制御する。【選択図】図５
2012050164.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
三相式のモータを駆動するインバータと直流電源との間に流れる電流の検出結果から前記モータの相電流を検出する電流検出部と、
前記モータを駆動するための駆動電圧の周波数とは異なる周波数の重畳電圧を前記モータに印加するための電圧重畳部と、
２相分の相電流を検出可能とするために前記重畳電圧及び前記駆動電圧の合成電圧を補正する電圧補正部と、
前記電流検出部の検出結果に基づく原電流信号に含まれる、前記重畳電圧による重畳電流の信号成分を低減することにより、フィルタ電流信号を生成するフィルタ部とを備え、
前記フィルタ電流信号を用いて前記モータを制御する
ことを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
前記フィルタ電流信号を用いて前記モータの磁極位置を推定する推定部を更に備え、
推定磁極位置と、前記フィルタ電流信号と、を用いて前記モータを制御する
ことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
【請求項３】
位置センサを用いて検出された前記モータの磁極位置と、前記フィルタ電流信号と、を用いて前記モータを制御する
ことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
【請求項４】
前記電圧重畳部は、前記駆動電圧の大きさが所定値以下のとき、又は、前記モータの回転速度が所定速度以下のときに、１ｋＨｚ以下の周波数を有する前記重畳電圧を前記モータに印加する
ことを特徴とする請求項１〜請求項３の何れかに記載のモータ制御装置。
【請求項５】
前記重畳電圧の電圧ベクトル軌跡は、楕円又は真円であり、
前記楕円の短軸又は前記真円の直径は、前記電圧補正部による電圧補正量に応じた大きさを有する
ことを特徴とする請求項１〜請求項４の何れかに記載のモータ制御装置。
【請求項６】
前記重畳電圧の電圧ベクトル軌跡は、楕円であり、
前記楕円は、ｑ軸を基準とする軸を長軸として有し、
前記ｑ軸は、前記モータの回転子に設けられた永久磁石の作る磁束の向きに直交する軸である
ことを特徴とする請求項１〜請求項４の何れかに記載のモータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータの駆動を制御するためのモータ制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
モータに三相交流電力を供給してモータをベクトル制御するためには、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の３相の内、２相分の相電流（例えばＵ相電流及びＶ相電流）を検出する必要がある。２相分の相電流を検出するための電流検出方式として、１シャント電流検出方式（シングルシャント電流検出方式）が提案されている。１シャント電流検出方式では、インバータと直流電源とを結ぶ配線上に１つの電流センサを設け、その電流センサの出力信号を適切なタイミングでサンプリングすることによって２相分の相電流を検出する。
【０００３】
各相の電圧レベルが互いに十分離れていれば電流センサの出力信号から２相分の相電流を検出することができるが、電圧の最大相と中間相が接近すると或いは電圧の最小相と中間相が接近すると、原理上、２相分の相電流が検出できなくなる。そこで、２相分の相電流が検出できなくなるような期間には、インバータ内の各スイッチング素子に対するＰＷＭ信号のパルス幅を補正するという方法が提案されている。
【０００４】
このようなパルス幅補正の成された三相電圧指令値（ｖｕ＊、ｖｖ＊及びｖｗ＊）の信号波形例を図２４に示す。実際の三相電圧は三相電圧指令値に従った電圧値を持つ。図２４におけるグラフの横軸は時間に対応している（単位は秒）。三相電圧指令値には、モータを駆動するための、周波数の比較的低い駆動電圧の信号成分（基本波成分）も含まれているが、上述のパルス幅補正により数ｋＨｚの高調波成分が三相電圧指令値に多く混入していることが分かる。このような数ｋＨｚの高調波成分は、人間に感知されやすい騒音（主として、インバータのスイッチングによる騒音）を発生させる。特に駆動電圧の大きさが小さいときには各相の電圧レベルが互いに接近するためパルス幅補正が頻繁に行われ、騒音が大きくなる。
【０００５】
これを考慮し、第１従来方法では、騒音の周波数をシフトさせるべく、時間的に連続する複数の単位期間の中にハーフ電圧補正期間を設けている（例えば、特許文献１及び非特許文献１参照）。第１従来方法では、ｎ単位期間の中に１つのハーフ電圧補正期間を設けることにより、高調波成分の周波数ｆを２ｆ／ｎへとシフトさせようとしている（ｎは整数）。
【０００６】
尚、モータの駆動電流に高周波電流を重畳し、モータに流れた高周波の重畳電流から回転子の磁極位置を検出する方法が提案されている。この種の方法の内、或る従来方法（以下、第２従来方法と呼ぶ）では、２相分の相電流を検出可能とするための電圧補正手段の電圧補正量を考慮して、高周波電圧をモータに印加している（例えば、下記特許文献２参照）。第２従来方法における高周波電圧は、高周波の重畳電流から磁極位置を検出することを目的として駆動電圧に重畳されるものである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００８−１３１７７０号公報
【特許文献２】特開２００８−１９９８４２号公報
【非特許文献】
【０００８】
【非特許文献１】青柳、他３名，「直流母線電流からの三相交流電流再現におけるＰＷＭパルス修正法の提案（A New PWM Modifying Technique for Reconstructing Three-Phase Currents from DC Bus Current）」，電気学会論文誌Ｄ，２０１０年，ｖｏｌ．１３０，Ｎｏ．４，ｐ．４０１−４０６
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
第１従来方法では、ｎ単位期間の中に１つのハーフ電圧補正期間が設けられるため、ｎが大きいと高調波成分の周波数低減効果が小さくなる。即ち例えば、ｎ＝１０であると、ｎ個の単位期間中、１回だけしか騒音を落とすための操作が成されないため、騒音低減効果が小さくなる。逆にｎを小さくすると周波数のシフト量が小さくなる。例えば、高調波成分の周波数ｆは、ｎ＝３のとき２ｆ／３へシフトされ、ｎ＝５のとき２ｆ／５へシフトされるが、周波数ｆが５〜１０ｋＨｚであるとすると、シフト後の周波数は依然数ｋＨｚである。
【００１０】
人間の感覚に近いＡ特性（図１２も参照）と呼ばれる騒音計の特性からも知られているように、人間は数ｋＨｚの騒音に対して比較的高い感度を有し、数１００Ｈｚの騒音に対して比較的低い感度を有する。感覚的に騒音を下げるために、高調波成分の周波数を数１００Ｈｚ程度にまでシフトさせることのできる技術が望まれる。
【００１１】
そこで本発明は、人間に感知しうる騒音の抑制に寄与するモータ制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明に係るモータ制御装置は、三相式のモータを駆動するインバータと直流電源との間に流れる電流の検出結果から前記モータの相電流を検出する電流検出部と、前記モータを駆動するための駆動電圧の周波数とは異なる周波数の重畳電圧を前記モータに印加するための電圧重畳部と、２相分の相電流を検出可能とするために前記重畳電圧及び前記駆動電圧の合成電圧を補正する電圧補正部と、前記電流検出部の検出結果に基づく原電流信号に含まれる、前記重畳電圧による重畳電流の信号成分を低減することにより、フィルタ電流信号を生成するフィルタ部とを備え、前記フィルタ電流信号を用いて前記モータを制御することを特徴とする。
【００１３】
重畳電圧の印加により、電圧補正部の補正によって発生しうる騒音の周波数を人間の感度の低い周波数へとシフトさせること可能となる。重畳電圧の印加によって重畳電流の信号成分が電流検出部の検出結果に混入するが、フィルタ部の働きにより、重畳電流の信号成分が低減された電流信号が生成されるため、重畳電流の影響を受けることなく正確にモータを制御することもできる。
【００１４】
具体的には例えば、当該モータ制御装置は、前記フィルタ電流信号を用いて前記モータの磁極位置を推定する推定部を更に備え、推定磁極位置と、前記フィルタ電流信号と、を用いて前記モータを制御する。
【００１５】
或いは例えば、当該モータ制御装置は、位置センサを用いて検出された前記モータの磁極位置と、前記フィルタ電流信号と、を用いて前記モータを制御する。
【００１６】
また例えば、前記電圧重畳部は、前記駆動電圧の大きさが所定値以下のとき、又は、前記モータの回転速度が所定速度以下のときに、１ｋＨｚ以下の周波数を有する前記重畳電圧を前記モータに印加する。
【００１７】
これにより、騒音が問題になりやすい電圧領域又は速度領域において、騒音元の信号成分の周波数を人間の感度の低い周波数にシフトすることが可能となる。
【００１８】
また例えば、前記重畳電圧の電圧ベクトル軌跡は、楕円又は真円であり、前記楕円の短軸又は前記真円の直径は、前記電圧補正部による電圧補正量に応じた大きさを有する。
【００１９】
これにより、騒音の更なる低減が期待される。
【００２０】
また例えば、前記重畳電圧の電圧ベクトル軌跡は、楕円であり、前記楕円は、ｑ軸を基準とする軸を長軸として有し、前記ｑ軸は、前記モータの回転子に設けられた永久磁石の作る磁束の向きに直交する軸である。
【００２１】
これにより、騒音の更なる低減が期待される。
【発明の効果】
【００２２】
本発明によれば、人間に感知しうる騒音の抑制に寄与するモータ制御装置を提供することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】本発明の実施形態に係るモータ駆動システムのブロック構成図である。
【図２】本発明の実施形態に係るモータの解析モデル図である。
【図３】本発明の実施形態に係るＰＷＭ信号の例を示す図である。
【図４】本発明の実施形態に係り、Ｕ相軸、Ｖ相軸及びＷ相軸と、ｄ軸及びｑ軸と、電圧指令ベクトルと、の関係を表す空間ベクトル図（ａ）と、検出不可領域（２相分の相電流を検出できない領域）を説明するための図（ｂ）である。
【図５】本発明の第１実施形態に係るモータ駆動システムの構成を表すブロック図である。
【図６】本発明の第１実施形態に係り、回転電圧の電圧ベクトル軌跡を示す図である。
【図７】本発明の第１実施形態に係り、電圧指令ベクトルが検出不可領域外に位置している様子を示す図である。
【図８】本発明の第１実施形態に係り、電圧指令ベクトルが検出不可領域内に位置している様子を示す図である。
【図９】本発明の第１実施形態に係り、ａ軸がとり得る６つの軸を説明するための図である。
【図１０】本発明の第１実施形態に係り、複数の軸間の位相関係を説明するための図である。
【図１１】本発明の第１実施形態に係り、図５の座標変換部の内部ブロック図の例を示す図である。
【図１２】騒音計（サウンドレベルメータ）における聴感補正のグラフを示す図である。
【図１３】本発明の第１実施形態に係り、重畳電圧が重畳された電圧指令ベクトルの軌跡の例を示す図である。
【図１４】本発明の第１実施形態に係り、重畳電圧が重畳された電圧指令ベクトルの軌跡の例を示す図である。
【図１５】本発明の第１実施形態に係り、重畳電圧が重畳された電圧指令ベクトルの軌跡の例を示す図である。
【図１６】本発明の第１実施形態に係り、三相電圧指令値の波形例を示す図である。
【図１７】本発明の第１実施形態に係る騒音測定実験の結果を示す図である。
【図１８】本発明の第２実施形態に係るモータ駆動システムの構成を表すブロック図である。
【図１９】本発明の第２実施形態に係るモータ駆動システムの変形構成を表すブロック図である。
【図２０】本発明の第３実施形態に係る電動自転車の外観側面図である。
【図２１】本発明の第３実施形態に係る電動自転車の構成ブロック図である。
【図２２】参考構成例に係るモータ駆動システムの構成を表すブロック図である。
【図２３】参考構成例に係る位置／速度推定部の内部ブロック図である。
【図２４】従来技術に係る三相電圧指令値の波形例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２４】
以下、本発明の実施形態の例を、図面を参照して具体的に説明する。参照される各図において、同一の部分には同一の符号を付し、同一の部分に関する重複する説明を原則として省略する。後に本発明の第１〜第３実施形態を説明するが、まず、各実施形態に共通する事項又は各実施形態にて参照される事項について説明する。
【００２５】
図１は、本発明の実施形態に係るモータ駆動システムのブロック構成図である。図１のモータ駆動システムは、三相永久磁石同期モータ１（以下、単に「モータ１」と記す）と、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）インバータ２（以下、単に「インバータ２」という）と、制御装置３と、直流電源４と、電流センサ５と、を備える。直流電源４は、負出力端子４ｂを低電圧側として、正出力端子４ａと負出力端子４ｂとの間に直流電圧を出力する。直流電源４が出力する直流電圧及びその電圧値をＶｄｃによって表す。
【００２６】
制御装置３は、電力変換装置としてのインバータ２を制御することによってモータ１を制御する。従って、制御装置３は、電力変換制御装置又はインバータ制御装置と呼ぶことができるし、モータ制御装置と呼ぶこともできる。尚、制御装置３の構成要素に電流センサ５も含まれている、と考えるようにしてもよい。
【００２７】
モータ１は、永久磁石が設けられた回転子６と、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の電機子巻線７ｕ、７ｖ及び７ｗが設けられた固定子７と、を備えている。電機子巻線７ｕ、７ｖ及び７ｗは、中性点１４を中心にＹ結線されている。電機子巻線７ｕ、７ｖ及び７ｗにおいて、中性点１４の反対側の非結線端は、夫々、端子１２ｕ、１２ｖ及び１２ｗに接続されている。
【００２８】
インバータ２は、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相用のハーフブリッジ回路を備える。各ハーフブリッジ回路は、一対のスイッチング素子を有する。各ハーフブリッジ回路において、一対のスイッチング素子は、直流電源４の正出力端子４ａと負出力端子４ｂとの間に直列接続され、各ハーフブリッジ回路に直流電源４からの直流電圧Ｖｄｃが印加される。
【００２９】
Ｕ相用のハーフブリッジ回路は、高電圧側のスイッチング素子８ｕ（以下、上アーム８ｕとも呼ぶ）及び低電圧側のスイッチング素子９ｕ（以下、下アーム９ｕとも呼ぶ）から成る。Ｖ相用のハーフブリッジ回路は、高電圧側のスイッチング素子８ｖ（以下、上アーム８ｖとも呼ぶ）及び低電圧側のスイッチング素子９ｖ（以下、下アーム９ｖとも呼ぶ）から成る。Ｗ相用のハーフブリッジ回路は、高電圧側のスイッチング素子８ｗ（以下、上アーム８ｗとも呼ぶ）及び低電圧側のスイッチング素子９ｗ（以下、下アーム９ｗとも呼ぶ）から成る。また、スイッチング素子８ｕ、８ｖ、８ｗ、９ｕ、９ｖ及び９ｗには、夫々、並列に、直流電源４の低電圧側から高電圧側に向かう方向を順方向としてダイオード１０ｕ、１０ｖ、１０ｗ、１１ｕ、１１ｖ及び１１ｗが接続されている。各ダイオードは、フリーホイールダイオードとして機能する。
【００３０】
直列接続された上アーム８ｕと下アーム９ｕの接続点、直列接続された上アーム８ｖと下アーム９ｖの接続点、直列接続された上アーム８ｗと下アーム９ｗの接続点は、夫々、端子１２ｕ、１２ｖ及び１２ｗに接続される。尚、図１では、各スイッチング素子として電界効果トランジスタが示されているが、それらをＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）などに置き換えることもできる。
【００３１】
インバータ２は、制御装置３にて生成された三相電圧指令値に基づくＰＷＭ信号（パルス幅変調信号）をインバータ２内の各スイッチング素子の制御端子（ベース又はゲート）に与えることで、各スイッチング素子をスイッチング動作させる。三相電圧指令値は、Ｕ相電圧指令値ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値ｖｖ＊及びＷ相電圧指令値ｖｗ＊から構成される。
【００３２】
同一の相の上アームと下アームが同時にオンとなるのを防ぐためのデッドタイムを無視すると、各ハーフブリッジ回路において、上アームがオンである時は下アームはオフであり、上アームがオフである時は下アームはオンである。特に記述なき限り、以下の説明は、上記デッドタイムを無視して行うものとする。
【００３３】
インバータ２に印加されている直流電源４からの直流電圧は、インバータ２内の各スイッチング素子のスイッチング動作によってＰＷＭ変調（パルス幅変調）され、三相交流電圧に変換される。その三相交流電圧がモータ１に印加されることによって、各電機子巻線（７ｕ、７ｖ及び７ｗ）に、三相交流電圧に応じた電流が流れてモータ１が駆動される。
【００３４】
電流センサ５は、インバータ２の母線１３に流れる電流（以下、「母線電流」という）を検出する。母線電流は直流成分を有するため、それを直流電流と解釈することもできる。インバータ２において、下アーム９ｕ、９ｖ及び９ｗの低電圧側は共通結線されて直流電源４の負出力端子４ｂに接続される。下アーム９ｕ、９ｖ及び９ｗの低電圧側が共通結線される配線が母線１３であり、電流センサ５は、母線１３に直列に介在している。電流センサ５は、検出した母線電流の電流値を表す信号を制御装置３に伝達する。制御装置３は、電流センサ５の出力信号に基づいて上記三相電圧指令値の生成を行う。電流センサ５は、例えば、シャント抵抗又はカレントトランス等である。また、下アーム９ｕ、９ｖ及び９ｗの低電圧側と負出力端子４ｂとを接続する配線（母線１３）にではなく、上アーム８ｕ、８ｖ及び８ｗの高電圧側と正出力端子４ａとを接続する配線に電流センサ５を設けるようにしてもよい。
【００３５】
図１のモータ駆動システムは、母線電流から三相電流を検出する、いわゆる１シャント電流検出方式を採用している。
【００３６】
図２（ａ）及び（ｂ）に、モータ１の解析モデル図を示す。図２（ａ）には、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電機子巻線固定軸（以下、Ｕ相軸、Ｖ相軸及びＷ相軸とも呼ぶ）が示されている。６ａは、モータ１の回転子６に設けられた永久磁石である。Ｖ相軸の位相は、Ｕ相軸を基準として電気角で１２０度だけ進んでおり、Ｗ相軸の位相は、Ｖ相軸を基準として更に電気角で１２０度だけ進んでいる。永久磁石６ａが作る磁束の回転速度と同じ速度で回転する回転座標系において、永久磁石６ａが作る磁束の方向をｄ軸にとり、ｄ軸から電気角で９０度進んだ位相にｑ軸をとる。γ軸及びδ軸は、制御装置３が認識している制御上の軸であり、γ軸はｄ軸に対応している一方でδ軸はｑ軸に対応している。γ軸から電気角で９０度進んだ位相にδ軸が設定される。図２（ａ）及び（ｂ）並びに後述の空間ベクトル図（図４（ａ）等）において、反時計回り方向が位相の進み方向に対応する。
【００３７】
ｄ軸及びｑ軸を総称してｄｑ軸と呼び、ｄ軸及びｑ軸を座標軸に選んだ回転座標系をｄｑ座標系と呼ぶ。γ軸及びδ軸を総称してγδ軸と呼び、γ軸及びδ軸を座標軸に選んだ回転座標系をγδ座標系と呼ぶ。
【００３８】
Ｕ相軸、Ｖ相軸及びＷ相軸は、回転子６の回転に関係なく固定された固定軸である。Ｕ相軸を基準として、ｄｑ軸は回転しており、ｄｑ軸の回転速度をωで表す。Ｕ相軸から見たｄ軸の角度（位相）をθにより表す。Ｕ相軸を基準として、γδ軸も回転しており、γδ軸の回転速度をωｅで表す。Ｕ相軸から見たγ軸の角度（位相）をθｅにより表す。ｄ軸とγ軸との軸誤差Δθは、Δθ＝θ―θｅで表される。制御装置３は、γ軸及びδ軸がｄ軸及びｑ軸と一致するように、即ち軸誤差Δθがゼロになるように、モータ１に対するベクトル制御を実施することができる。
【００３９】
θ及びθｅにて表される角度は、電気角における角度であり、それらは一般的に回転子位置又は磁極位置とも呼ばれる。ω及びωｅにて表される回転速度は、電気角における角速度である。以下、θ及びθｅによって表現される物理量を磁極位置（又は位相）と呼ぶこととし、ω及びωｅによって表される物理量を回転速度と呼ぶこととする。また、以下の説明において、単位表記“度”の明記のない角度及び位相の単位はラジアンであり、ラジアン又は度を単位として表現される角度及び位相は、特に記述なき限り、電気角における角度及び位相を表す。
【００４０】
インバータ２によってモータ１に印加される三相交流電圧は、Ｕ相の電機子巻線７ｕへの印加電圧を表すＵ相電圧、Ｖ相の電機子巻線７ｖへの印加電圧を表すＶ相電圧、及び、Ｗ相の電機子巻線７ｗへの印加電圧を表すＷ相電圧から成る。Ｕ相電圧、Ｖ相電圧及びＷ相電圧は、夫々、中性点１４から見た端子１２ｕ、１２ｖ及び１２ｗの電圧である。Ｕ相電圧、Ｖ相電圧及びＷ相電圧を、夫々、記号ｖｕ、ｖｖ及びｖｗにて表す。Ｕ相、Ｖ相及びＷ相電圧の合成電圧である、モータ１への、全体の印加電圧をモータ電圧（モータ端子電圧）と呼び、それを記号Ｖａによって表す。Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相電圧ｖｕ、ｖｖ及びｖｗは、夫々、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊及びｖｗ＊に従った電圧値をとる。
【００４１】
モータ電圧Ｖａの印加によってインバータ２からモータ１へ供給される電流のＵ相成分、Ｖ相成分及びＷ相成分、即ちＵ相、Ｖ相及びＷ相の電機子巻線７ｕ、７ｖ及び７ｗに流れる電流を、夫々、Ｕ相電流、Ｖ相電流及びＷ相電流と呼ぶ。Ｕ相電流、Ｖ相電流及びＷ相電流を、夫々、記号ｉｕ、ｉｖ及びｉｗにて表す。Ｕ相、Ｖ相及びＷ相電流の合成電流である、モータ１への、全体の供給電流をモータ電流（電機子電流）と呼び、それを記号Ｉａによって表す。
【００４２】
Ｕ相電圧、Ｖ相電圧及びＷ相電圧を総称して、或いは、それらの夫々を、相電圧と呼ぶ。Ｕ相電流、Ｖ相電流及びＷ相電流を総称して、或いは、それらの夫々を、相電流と呼ぶ。Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の内、電圧レベルが最大の相を「最大相」、電圧レベルが最小の相を「最小相」、電圧レベルが最大でも最小でもない相を「中間相」と呼ぶ。例えば、ｖｕ＞ｖｖ＞ｖｗである時、Ｕ相が最大相、Ｖ相が中間相、Ｗ相が最小相である。
【００４３】
周期的に値が三角波状に変化するキャリア信号ＣＳと、三相電圧指令値によって規定される最大相、中間相及び最小相の電圧レベルと、を比較することによって、最大相、中間相及び最小相に対するＰＷＭ信号が生成される。図３に、３相変調を利用した場合におけるＰＷＭ信号の例を示す。着目した相のＰＷＭ信号がハイレベル及びローレベルであるとき、夫々、その着目相の上アームがオン及びオフとされる。図３の例では、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相が、夫々、最大相、中間相及び最小相に対応するため、ｖｕ＊＞ｖｖ＊＞ｖｗ＊である。各キャリア周期において、キャリア信号ＣＳの値ＣＳＶＡＬがｖｕ＊、ｖｖ＊及びｖｗ＊と比較される。キャリア周期は、キャリア信号ＣＳの周期である。１つのキャリア周期において、ＣＳＶＡＬはゼロを起点として増加して所定のピーク値をとった後、ゼロに向かって減少する。
【００４４】
ｖｕ＊＞ｖｖ＊＞ｖｗ＊＞ＣＳＶＡＬの状態においては上アーム８ｕ、８ｖ及び８ｗがオンとされ、ｖｕ＊＞ｖｖ＊＞ＣＳＶＡＬ＞ｖｗ＊の状態においては上アーム８ｕ及び８ｖ並びに下アーム９ｗがオンとされ、ｖｕ＊＞ＣＳＶＡＬ＞ｖｖ＊＞ｖｗ＊の状態においては上アーム８ｕ並びに下アーム９ｖ及び９ｗがオンとされ、ＣＳＶＡＬ＞ｖｕ＊＞ｖｖ＊＞ｖｗ＊の状態においては下アーム９ｕ、９ｖ及び９ｗがオンとされる。
【００４５】
ｖｕ＊＞ｖｖ＊＞ＣＳＶＡＬ＞ｖｗ＊の状態において母線電流を検出することにより最小相の相電流を検出することができ、ｖｕ＊＞ＣＳＶＡＬ＞ｖｖ＊＞ｖｗ＊の状態において母線電流を検出することにより最大相の相電流を検出することができる。１つのキャリア周期において、最小相、中間相及び最大相の上アームがオンとなっている期間を、夫々、最小相、中間相及び最大相に対するＰＷＭ信号のパルス幅と呼ぶ。
【００４６】
モータ電圧Ｖａのｄ軸成分、ｑ軸成分、γ軸成分、δ軸成分を、夫々、ｄ軸電圧、ｑ軸電圧、γ軸電圧及びδ軸電圧と呼ぶと共に記号ｖｄ、ｖｑ、ｖγ及びｖδにて表す。
モータ電流Ｉａのｄ軸成分、ｑ軸成分、γ軸成分、δ軸成分を、夫々、ｄ軸電流、ｑ軸電流、γ軸電流及びδ軸電流と呼ぶと共に記号ｉｄ、ｉｑ、ｉγ及びｉδにて表す。
【００４７】
γ軸電圧ｖγ及びδ軸電圧ｖδに対する指令値を、夫々、γ軸電圧指令値ｖγ＊及びδ軸電圧指令値ｖδ＊にて表す。γ軸電圧指令値ｖγ＊及びδ軸電圧指令値ｖδ＊は、制御装置３内において算出され、夫々、γ軸電圧ｖγ及びδ軸電圧ｖδが追従すべきγ軸電圧ｖγ及びδ軸電圧ｖδの目標値を表す。
【００４８】
尚、本明細書において、物理量（指令値を含む）を表す記号は、その物理量の値を表す記号としても用いられる。例えば、ｉγは、γ軸電流の値を表す記号としても用いられる。ｉγ以外の物理量の記号についても同様である。また、本明細書では、記述の簡略化上、物理量の記号（ｉγなど）を表記することによって、その記号に対応する物理量（指令値を含む）の名称を省略又は略記することがある。即ち例えば、「γ軸電流ｉγ」又は「γ軸電流値ｉγ」を単に「ｉγ」と表記することがあるし、「γ軸電圧指令値ｖγ＊」を単に「電圧指令値ｖγ＊」、「指令値ｖγ＊」又は「ｖγ＊」と表記することがある。
【００４９】
図４（ａ）に、固定軸であるＵ相軸、Ｖ相軸及びＷ相軸と、回転軸であるｄ軸及びｑ軸と、電圧指令ベクトルと、の関係を表す空間ベクトル図を示す。ｄ軸とγ軸は一致していると共にｑ軸とδ軸は一致しているものとする。符号７００が付されたベクトルは、電圧指令ベクトルである。電圧指令ベクトルとは、制御装置３内において生成される電圧指令値をベクトル表現したものである。ｑ軸及びδ軸から見た電圧指令ベクトル７００の位相をεにて表す。そうすると、Ｕ相軸を基準とした電圧指令ベクトル７００の位相は、（θ＋ε＋π／２）又は（θｅ＋ε＋π／２）にて表される。πは円周率である。
【００５０】
図１に示す如く、モータ電流の検出方式として１シャント電流検出方式を採用した場合、電流センサ５の出力信号（即ち、母線電流値）を適切なタイミングでサンプリングすることによってＵ、Ｖ及びＷ相の相電流の内、最大相及び最小相の相電流を検出することができる。中間相の相電流は、Ｕ、Ｖ及びＷ相の相電流の総和がゼロであることから、演算によって算出することができる。しかしながら、１シャント電流検出方式の原理上、最大相及び中間相の電圧レベルが接近すると、最大相及び中間相に対するＰＷＭ信号のパルス幅の差が小さくなって必要なＡ／Ｄ変換時間やリンギング（スイッチングに由来して生じる電流脈動）の収束時間を確保できなくなり、結果、母線電流から最大相の相電流を検出できなくなる。同様に、最小相と中間相の電圧レベルが接近すると、母線電流から最小相の相電流を検出できなくなる。２相分の相電流を実測できなければ、モータ電流Ｖａの瞬時値を把握することができない。
【００５１】
図４（ａ）及び（ｂ）において、Ｕ相軸近傍、Ｖ相軸近傍及びＷ相軸近傍のハッチングが施されたアスタリスク状の領域７０１は、２相分の相電流が検出できない領域を表している。例えば、Ｖ相電圧とＷ相電圧が近くて２相分の相電流が検出できない状態においては、電圧指令ベクトル７００はＵ相軸近傍に位置することになり、Ｕ相電圧とＷ相電圧が近くて２相分の相電流が検出できない状態においては、電圧指令ベクトル７００はＶ相軸近傍に位置することになる。このように、２相分の相電流の検出が不可能となる領域は、Ｕ相軸を基準として電気角６０度ごとに存在する。２相分の相電流の検出が不可能となる領域は電気角６０度ごとに存在するため、その領域の個数は６つである。図４（ｂ）に示す如く、電気角６０度ごとに存在する、２相分の相電流の検出が不可能となる計６つの領域を、符号７１１〜７１６によって参照する。そうすると、領域７０１は、領域７１１〜７１６の合成領域に相当する。
【００５２】
Ｕ相軸近傍に位置する領域７１１を、電気角で６０度、１２０度、１８０度、２４０度、３００度だけ位相進み方向に回転させたものが、夫々、領域７１２、７１３、７１４、７１５及び７１６に相当する。従って、領域７１１及び７１４はＵ軸軸を中心としてＵ相軸方向に伸びる矩形領域であり、領域７１３及び７１６はＶ軸軸を中心としてＶ相軸方向に伸びる矩形領域であり、領域７１２及び７１５はＷ軸軸を中心としてＷ相軸方向に伸びる矩形領域である。Ｕ相軸に直交する方向における領域７１１及び７１４の厚みの半分、Ｖ相軸に直交する方向における領域７１３及び７１６の厚みの半分、Ｗ相軸に直交する方向における領域７１２及び７１５の厚みの半分は、全てΔである（図４（ａ）参照）。Δは、１シャント電流検出方式によって２相分の相電流を検出することができるか否かを峻別する境界の閾値であり、必要なＡ／Ｄ変換時間やリンギングの収束時間などを考慮して、予め設定される。以下、領域７０１を、特に検出不可領域７０１とも呼ぶ。
【００５３】
上述してきた事項の全部又は一部が適用される実施形態として、以下に、第１〜第３実施形態を説明する。
【００５４】
＜＜第１実施形態＞＞
まず、本発明の第１実施形態を説明する。図５は、第１実施形態に係るモータ駆動システムの構成を表すブロック図である。図５において、図１と同一の部分には同一の符号を付す。
【００５５】
図５のモータ駆動システムは、モータ１、インバータ２、直流電源４及び電流センサ５を備えていると共に、図１の制御装置３として機能する制御装置３ａを備えている。制御装置３ａは、符号２１〜２９によって参照される各部位を備える。制御装置３ａでは、所謂位置センサレスベクトル制御が実行され、磁極位置θを検出するための位置センサを用いることなく磁極位置θが推定によって導出される。また、回転速度ωも推定によって導出される。このため、制御装置３ａにおいて、θｅ及びωｅはθ及びωの推定値に相当し、θｅ及びωｅを夫々推定磁極位置及び推定回転速度と呼ぶこともできる。説明の簡略化上、推定誤差を無視する。従って、本実施形態では、θ＝θｅ且つω＝ωｅであるとする（後述の第２実施形態においても同様）。
【００５６】
制御装置３ａを形成する各部位は、所定の更新周期にて自身が算出（又は検出）して出力する指令値（ｖγ＊、ｖδ＊など）、物理量（ｉγ、ｉδ、θｅ、ωｅなど）を更新し、各時点で得られている最新の値を用いて必要な演算を行う。後述する他の実施形態の制御装置（図１８の制御装置３ｂを含む）も同様である。
【００５７】
上述の如く、電流センサ５は、母線電流を検出し該母線電流の電流値を表す信号を出力する。母線電流をｉｄｃにて表す。電流センサ５の出力信号は、電流検出部２１に送られる。電流検出部２１は、座標変換部２９が出力する三相電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊及びｖｗ＊に基づいてＵ、Ｖ及びＷ相の何れの相が最大相、中間相及び最小相であるかを特定すると共に、その三相電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊及びｖｗ＊に基づいて、最小相及び最大相の相電流を母線電流から検出するためのサンプリングタイミングＳＴ１及びＳＴ２を決定し、そのタイミングＳＴ１及びＳＴ２にて電流センサ５の出力信号（即ち、母線電流の電流値）をサンプリングする。タイミングＳＴ１及びＳＴ２にて検出された母線電流の電流値は最小相及び最大相の相電流の電流値を表しているため、それらの検出電流値と、Ｕ、Ｖ及びＷ相の何れの相が最大相、中間相及び最小相であるかを特定した結果と、に基づいて、Ｕ相電流値ｉｕ及びＶ相電流値ｉｖを算出及び出力する。この際、必要に応じて、ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０、の関係式を用いる。
【００５８】
座標変換部２２は、位置／速度推定部２４によって推定された磁極位置θｅに基づいて、Ｕ相及びＶ相軸上の電流値であるＵ相電流値ｉｕ及びＶ相電流値ｉｖをγ及びδ軸上の電流値に変換することによりγ軸電流値ｉγ及びδ軸電流値ｉδを算出する。電流検出部２１において、Ｕ相電流値ｉｕ及びＶ相電流値ｉｖではなく、Ｕ相電流値ｉｕ及びＷ相電流値ｉｗを検出するようにしても良いし、Ｖ相電流値ｉｖ及びＷ相電流値ｉｗを検出するようにしても良いし、Ｕ相電流値ｉｕ、Ｖ相電流値ｉｖ及びＷ相電流値ｉｗの全てを検出するようにしても良い。座標変換部２２は、磁極位置θｅに基づき、電流値ｉｕ、ｉｖ及びｉｗの内の少なくとも２つから、電流値ｉγ及びｉδを算出することができる。
【００５９】
ＬＰＦ（ローパスフィルタ）２３は、ｉγ及びｉδに含まれる高周波成分を低減するローパスフィルタ処理を実行し、ローパスフィルタ処理のｉγ及びｉδを、夫々、ｉγ’及びｉδ’として出力する。ｉγ’は、高周波成分の低減後のγ軸電流値を表しているが、以下では、ｉγ’も単にγ軸電流値と呼ぶことがある。同様に、ｉδ’も単にδ軸電流値と呼ぶことがある。ローパスフィルタ処理の詳細については後述される。
【００６０】
位置／速度推定部２４（以下、推定部２４と略記することがある）は、γ軸電流値ｉγ’、δ軸電流値ｉδ’、γ軸電圧指令値ｖγ＊及びδ軸電圧指令値ｖδ＊の全部又は一部に基づき磁極位置θ及び回転速度ωを推定し、推定磁極位置θｅ及び推定回転速度ωｅを出力する。γ軸及びδ軸電流値、γ軸及びδ軸電圧指令値の全部又は一部に基づき磁極位置及び回転速度を推定する方法として、公知の推定方法を含む任意の推定方法を利用可能である。例えば、ｉγ’、ｉδ’、ｖγ＊及びｖδ＊に基づきモータ１内での誘起電圧を推定する処理を介してθｅ及びωｅを算出することができる。推定部２４では、軸誤差Δθ（図２（ａ）参照）がゼロに収束するようにθｅ及びωｅが導出される。このため、定常状態においてはｄ軸とγ軸は互いに一致していると共にｑ軸とδ軸は互いに一致している。
【００６１】
電圧演算部２５には、モータ１の回転速度ωの目標値を表す回転速度指令値ω＊が与えられている。電圧演算部２５は、ω＊と、推定部２４からのωｅと、ＬＰＦ２３からのｉγ’及びｉδ’とに基づき、γ軸電圧指令値ｖγ＊及びδ軸電圧指令値ｖδ＊を生成する。具体的には例えば、比例積分制御などを利用して速度偏差（ω＊−ωｅ）がゼロに収束するように且つ所望のベクトル制御（例えば、最大トルク制御や弱め磁束制御）が実現されるように、γ軸及びδ軸電流の目標値であるγ軸電流指令値ｉγ＊及びδ軸電流指令値ｉδ＊を導出する。そして、比例積分制御及び非干渉電流制御などを用いて電流誤差（ｉγ＊−ｉγ’）及び（ｉδ＊−ｉδ’）が共にゼロに収束するように電圧指定値ｖγ＊及びｖδ＊を生成する。
【００６２】
重畳電圧生成部２６は、高周波の重畳電圧をモータ１に印加するための指定値ｖｈｒ＊及びｖｈδ＊を生成する。γ軸電流指令値ｉγ＊及びδ軸電流指令値ｉδ＊にて表される電流は、モータ１を駆動するための駆動電流を表し、γ軸電圧指令値ｖγ＊及びδ軸電圧指令値ｖδ＊にて表される電圧は、モータ１に上記駆動電流を流すためにモータ１に印加される駆動電圧を表す。上記の重畳電圧を駆動電圧に重畳することによって、重畳電圧に応じた重畳電流が駆動電流に重畳されることになる。ｖγ＊及びｖδ＊は夫々駆動電圧のγ軸及びδ軸成分を表し、ｖｈγ＊及びｖｈδ＊は夫々重畳電圧のγ軸成分及びδ軸成分を表している。
【００６３】
重畳電圧における「高周波」とは、その重畳電圧の周波数が駆動電圧の周波数よりも十分に大きいことを意味している。従って、この重畳電圧に従って重畳される上記重畳電流の周波数は、上記駆動電流の周波数よりも十分に大きい。重畳電圧を、電圧ベクトル軌跡が円を描く回転電圧にすることができる。回転電圧とは、図６（ａ）〜（ｃ）の電圧ベクトル軌跡７３０〜７３２の如く、電圧ベクトルの軌跡がγδ座標系上で円を成すような電圧を意味する。例えば、回転電圧が３相で考えた場合における３相平衡電圧である場合、その回転電圧の電圧ベクトル軌跡は、電圧ベクトル軌跡７３０のようにγδ座標系上で原点を中心とする真円を成すことになる。重畳電圧としての回転電圧は、モータ１の回転に同期しない高周波の電圧であるため、この回転電圧の印加によってモータ１が回転することはない。
【００６４】
重畳電圧は、例えば下記式（Ａ−１）によって表すことができる。ここで、
ωｈは、ｖｈγ＊及びｖｈδ＊の周波数（γδ座標上における電気角速度）を表す。
Ｖｈγ及びＶｈδは、夫々、重畳電圧のγ軸方向の振幅（即ち、ｖｈγ＊の振幅）及び重畳電圧のδ軸方向の振幅（即ち、ｖｈδ＊の振幅）を表す。また、ｔは時間を表す。
【００６５】
【数１】
2012050164.tif 000003
【００６６】
振幅Ｖｈγ及びＶｈδは互いに同じであっても良いし、互いに異なっていても良い。
振幅Ｖｈγ及びＶｈδを互いに同じにすれば、重畳電圧の電圧ベクトル軌跡は、図６（ａ）の電圧ベクトル軌跡７３０の如く、γδ座標系上で原点を中心とする真円を成す。
振幅Ｖｈγを振幅Ｖｈδよりも大きくすれば、重畳電圧の電圧ベクトル軌跡は、図６（ｂ）の電圧ベクトル軌跡７３１の如く、γδ座標上で原点を中心とし、γ軸方向に長軸方向を持つと共に且つδ軸方向に短軸方向を持つ楕円を成す。
振幅Ｖｈδを振幅Ｖｈγよりも大きくすれば、重畳電圧の電圧ベクトル軌跡は、図６（ｃ）の電圧ベクトル軌跡７３２の如く、γδ座標上で原点を中心とし、δ軸方向に長軸方向を持つと共に且つγ軸方向に短軸方向を持つ楕円を成す。
尚、重畳電圧の電圧ベクトル軌跡としての楕円の短軸がγ軸及びδ軸以外の軸方向に向くように、指令値ｖｈγ＊及びｖｈδ＊を生成しても構わない。
【００６７】
加算部２７及び２８は、駆動電圧の指令値ｖγ＊及びｖδ＊に重畳電圧の指令値ｖｈγ＊及びｖｈδ＊を加算し、その加算結果（ｖγ＊＋ｖｈγ＊）及び（ｖδ＊＋ｖｈδ＊）を出力する。（ｖγ＊＋ｖｈγ＊）及び（ｖδ＊＋ｖｈδ＊）は、夫々、重畳電圧が重畳された駆動電圧のγ軸成分及びδ軸成分に相当する。換言すれば、重畳電圧と駆動電圧との合成電圧のγ軸成分及びδ軸成分が、夫々、（ｖγ＊＋ｖｈγ＊）及び（ｖδ＊＋ｖｈδ＊）である。
【００６８】
座標変換部２９は、位置／速度推定部２４によって推定された磁極位置θｅに基づき、γ及びδ軸上の電圧指令値である指令値（ｖγ＊＋ｖｈγ＊）及び（ｖδ＊＋ｖｈδ＊）を三相の固定座標系上の電圧指令値に変換することにより、三相電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊及びｖｗ＊を生成する。インバータ２は、モータ１のＵ相、Ｖ相及びＷ相電圧ｖｕ、ｖｖ及びｖｗが夫々指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊及びｖｗ＊と一致するようにパルス幅変調によって直流電源４の出力直流電圧から三相交流電圧を生成し、生成した三相交流電圧をモータ１に供給する。
【００６９】
［電圧補正について］
座標変換部２９は、指令値（ｖγ＊＋ｖｈγ＊）及び（ｖδ＊＋ｖｈδ＊）から三相電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊及びｖｗ＊を生成する際、必要に応じ、２相分の相電流を検出可能とするための電圧補正を指令値（ｖγ＊＋ｖｈγ＊）及び（ｖδ＊＋ｖｈδ＊）に施してから三相電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊及びｖｗ＊を生成する。この電圧補正の方法として、公知の方法（例えば、上記特許文献２に記載の方法）を含む任意の電圧補正方法を利用可能である。
【００７０】
指令値（ｖγ＊＋ｖｈγ＊）及び（ｖδ＊＋ｖｈδ＊）を夫々γ軸成分及びδ軸成分として有する電圧指令ベクトルを符号７４０によって表す。図７に示す如く、電圧指令ベクトル７４０が検出不可領域７０１外に位置している場合（電圧指令ベクトル７４０の終点が検出不可領域７０１外に位置している場合）、座標変換部２９では電圧補正が成されない。但し、図８に示す如く、電圧指令ベクトル７４０が検出不可領域７０１内に位置している場合（電圧指令ベクトル７４０の終点が検出不可領域７０１内に位置している場合）、座標変換部２９は、電圧指令ベクトルが検出不可領域７０１外に位置するように電圧補正を成す。
【００７１】
座標変換部２９における電圧補正方法の一例を説明するために、領域７０１の特性に注目して、電気角６０度ごとにステップ的に回転する座標系を考える。この座標系を、ａｂ座標系と呼ぶ（尚、ｄｑ座標系やγδ座標系は連続的に回転する座標系である）。ａｂ座標系は、互いに直交するａ軸とｂ軸を座標軸としている。図９に、ａ軸がとり得る６つの軸を示す。ａ軸は、電圧指令ベクトル７４０の位相（θ＋ε＋π／２）＝（θｅ＋ε＋π／２）に応じて、ａ１軸〜ａ６軸の何れかとなる。ａ１軸、ａ３軸及びａ５軸は、それぞれＵ相軸、Ｖ相軸及びＷ相軸に一致し、ａ２軸、ａ４軸及びａ６軸は、それぞれａ１軸とａ３軸の中間軸、ａ３軸とａ５軸の中間軸及びａ５軸とａ１軸の中間軸である。尚、符号７５０が付された円については後述する。
【００７２】
電圧指令ベクトル７４０が、符号７５１が付された範囲に位置する場合、即ち、
１１π／６≦（θ＋ε＋π／２）＜０、又は、０≦（θ＋ε＋π／２）＜π／６、が成立する場合、ａ軸はａ１軸となり、
電圧指令ベクトル７４０が、符号７５２が付された範囲に位置する場合、即ち、
π／６≦（θ＋ε＋π／２）＜π／２、が成立する場合、ａ軸はａ２軸となり
電圧指令ベクトル７４０が、符号７５３が付された範囲に位置する場合、即ち、
π／２≦（θ＋ε＋π／２）＜５π／６、が成立する場合、ａ軸はａ３軸となり
電圧指令ベクトル７４０が、符号７５４が付された範囲に位置する場合、即ち、
５π／６≦（θ＋ε＋π／２）＜７π／６、が成立する場合、ａ軸はａ４軸となり
電圧指令ベクトル７４０が、符号７５５が付された範囲に位置する場合、即ち、
７π／６≦（θ＋ε＋π／２）＜３π／２、が成立する場合、ａ軸はａ５軸となり
電圧指令ベクトル７４０が、符号７５６が付された範囲に位置する場合、即ち、
３π／２≦（θ＋ε＋π／２）＜１１π／６、が成立する場合、ａ軸はａ６軸となる。
例えば、電圧指令ベクトル７４０が図９に示す位置にある場合、ａ軸はａ４軸となる。
【００７３】
このように、ａ軸は、電圧指令ベクトルの回転に伴って、６０度ごとにステップ的に回転し、ｂ軸も、ａ軸と直交しつつａ軸と共に６０度ごとにステップ的に回転する。ａ軸及びｂ軸は６０度ごとに量子化されて６０度ごとに回転する座標軸である、とも表現できる。このため、ａ軸は、常に、２相分の相電流を検出不可能な領域の中心に位置することになる。本補正手法では、γδ座標系上の電圧指令ベクトルをａｂ座標系上に変換し、そのａｂ座標系上に変換された電圧指令ベクトルのａ軸成分及びｂ軸成分を参照して、必要に応じてそれらを補正する（例えば、補正によってｂ軸成分を大きくする）。
【００７４】
ａ１軸〜ａ６軸の内、電圧指令ベクトル７４０が最も近い軸の位相は、Ｕ相軸を基準として、「（ｎ＋２）π／３」にて表される。ここで、ｎは、（θ＋ε）をπ／３で割った時に得られる商である。便宜上、図１０に示す如く、θを、上記の位相（ｎ＋２）π／３と、その位相（ｎ＋２）π／３とθとの差分位相θＤと、に分解する。これらの位相の関係は、式（Ａ−２）及び式（Ａ−３）にて表される。
【００７５】
【数２】
2012050164.tif 000004
【００７６】
ａｂ座標系を利用した電圧補正処理を実現する座標変換部２９の内部ブロック図の例を、図１１に示す。図１１の座標変換部２９は、座標回転部４１及び４３とベクトル補正部４２を備える。座標回転部４１は、下記式（Ａ−４）に従い、（ｖγ＊＋ｖｈγ＊）及び（ｖδ＊＋ｖｈδ＊）をｖａ及びｖｂに変換する。つまり、（ｖγ＊＋ｖｈγ＊）及び（ｖδ＊＋ｖｈδ＊）によって表される、γδ座標系の電圧指令ベクトル７４０を、ｖａ及びｖｂによって表される、ａｂ座標系上の電圧指令ベクトル７４０に変換する。ｖａ及びｖｂは、電圧指令ベクトル７４０のａ軸及びｂ軸成分に相当する。
【００７７】
【数３】
2012050164.tif 000005
【００７８】
ベクトル補正部４２は、電圧補正処理をｖａ及びｖｂに対して施し、補正後のｖａ及びｖｂを、夫々ｖａｃ及びｖｂｃとして出力する。但し、補正が不要の場合は、ｖａｃ＝ｖａ且つｖｂｃ＝ｖｂ、となる。
【００７９】
図４（ａ）に示された閾値Δは検出不可領域７１０のｂ軸方向における幅の半分である、と考えることができる。従って、ベクトル補正部４２における電圧補正処理では、まず、ｂ軸電圧ｖｂの大きさ（絶対値）が上述の閾値Δより小さいか否かを判断する（Δ＞０）。即ち、下記式（Ａ−５）が満たされるか否かを判断する。そして、ｂ軸電圧ｖｂの大きさが閾値Δより小さい場合であって且つｂ軸電圧ｖｂが正である場合は、ｖｂが閾値Δと同じとなるようにｖｂを補正する（結果、ｖｂｃ＝Δ、となる）。ｂ軸電圧ｖｂの大きさが閾値Δより小さい場合であって且つｂ軸電圧ｖｂが負である場合は、ｖｂが（−Δ）と同じとなるようにｖｂを補正する（結果、ｖｂｃ＝−Δ、となる）。ｂ軸電圧ｖｂの大きさが閾値Δ以上の場合、ｖｂに対して補正は施されない（結果、ｖｂｃ＝ｖｂ、となる）。
【００８０】
他方、ベクトル補正部４２は、ａ軸電圧ｖａが下記式（Ａ−６）を満たすか否かも判断する。そして、式（Ａ−６）を満たす場合、ｖａが式（Ａ−６）の右辺と等しくなるようにｖａを補正する（結果、ｖａｃは式（Ａ−６）の右辺の値と一致する）。ｖａが下記式（Ａ−６）を満たさない場合、ｖａに対して補正は施されない（結果、ｖａｃ＝ｖａ、となる）。尚、式（Ａ−６）によって、電圧指令ベクトル７４０が図９の円７５０の内部に含まれるかを判断している。電圧指令ベクトル７４０が円７５０の内部に含まれる状態は、三相の相電圧が互いに接近している状態に対応している。この状態において、仮にベクトル補正部４２による補正を行わなかったならば、ｂ軸電圧ｖｂの大きさに関わらず２相分の相電流を検出することはできない。
【００８１】
【数４】
2012050164.tif 000006
【００８２】
座標回転部４３は、下記式（Ａ−７）及び（Ａ−８）に従って、補正後のａ軸電圧ｖａｃ及びｂ軸電圧ｖｂｃを三相電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊及びｖｗ＊に変換する。
【００８３】
【数５】
2012050164.tif 000007
【００８４】
このように、座標変換部２９では、電圧指令ベクトル７４０のｂ軸成分の大きさ｜ｖｂ｜が閾値Δ未満の時のときに、その大きさ｜ｖｂ｜がΔにまで増大せしめられる。従って、閾値Δは、電圧補正量のｂ軸成分の最大値（換言すれば、ｂ軸方向の電圧補正量の最大値）に相当する。また、座標変換部２９では、電圧指令ベクトル７４０のａ軸成分ｖａが“Δ√３”未満の時のときに、そのａ軸成分がΔ√３にまで増大せしめられる。従って、Δ√３は、電圧補正量のａ軸成分の最大値（換言すれば、ａ軸方向の電圧補正量の最大値）に相当する。尚、√３は、３の正の平方根を表している。
【００８５】
［ローパスフィルタ処理について］
重畳電圧の存在により、図５の座標変換部２２から出力される電流信号には、重畳電圧による重畳電流の成分が含まれている。ＬＰＦ２３は、座標変換部２２の出力電流信号に含まれている、重畳電流の成分を低減する。具体的には、ＬＰＦ２３には、γ軸電流値ｉγを信号値として有する信号Ｓｉγ及びδ軸電流値ｉδを信号値として有する信号Ｓｉδが入力される。信号Ｓｉγ及びＳｉδの夫々には、駆動電圧に基づく駆動電流の信号成分と、重畳電圧に基づく重畳電流の信号成分と、が含まれる。重畳電流の信号成分（ωｈの周波数成分）は駆動電流の信号成分よりも周波数が高いため、ローパスフィルタ処理によって信号Ｓｉγ及びＳｉδから重畳電流の信号成分のみを低減することが可能である。
【００８６】
即ち、ＬＰＦ２３は、信号Ｓｉγに含まれる駆動電流の信号成分を通過させる一方で信号Ｓｉγに含まれる重畳電流の信号成分を低減させるローパスフィルタ処理を実行し、ローパスフィルタ処理後の信号Ｓｉγにおける信号値をｉγ’として出力する。同様に、ＬＰＦ２３は、信号Ｓｉδに含まれる駆動電流の信号成分を通過させる一方で信号Ｓｉδに含まれる重畳電流の信号成分を低減させるローパスフィルタ処理を実行し、ローパスフィルタ処理後の信号Ｓｉδにおける信号値をｉδ’として出力する。
【００８７】
［重畳電圧印加による騒音低減について］
座標変換部２９で行われるような、２相分の相電流の検出を可能とするための電圧補正を、便宜上、電圧補正ＱＱと呼ぶ。特に駆動電圧が小さいときに、モータ１に対して仮に重畳電圧の印加を行わなかったならば（ｖｈγ＊＝ｖｈδ＊＝０と仮定したならば）、電圧補正ＱＱが頻繁に行われるため、図２４の如く、ｖｕ＊、ｖｖ＊及びｖｗ＊に数ｋＨｚの高調波成分が多く混入して騒音（主として、インバータ２のスイッチングによる騒音）が大きくなる。
【００８８】
このような騒音を低減すべく、重畳電圧の周波数を１ｋＨｚ以下又は１ｋＨｚ未満に設定した上で（例えば、１００〜１０００Ｈｚの範囲内の周波数に設定した上で、或いは、１００〜５００Ｈｚの範囲内の周波数に設定した上で）、上述の如く重畳電圧を駆動電圧に重畳する（重畳電圧をモータ１に印加する）。重畳電圧を駆動電圧に重畳すれば、電圧指令ベクトルが検出不可領域７０１外に出やすくなるため電圧補正ＱＱの量及び頻度が減少し、結果、電圧補正ＱＱによる数ｋＨｚの騒音を低減することができる。重畳電圧の印加によって、数１００Ｈｚ程度の騒音が別途発生することとなるが、数１００Ｈｚの騒音は数ｋＨｚの騒音に比べて人間にとっての感度が低い。このため、重畳電圧の印加によって人間の感じる騒音は小さくなる。
【００８９】
参考までに、騒音計（サウンドレベルメータ）における聴感補正（周波数重み付け特性）のグラフを図１２に示す。このようなグラフは、「ＪＩＳ  Ｃ  １５０９−１」にも規定されている。曲線７７０にて示される周波数の重み付け特性が、人間の感度に近いとされるＡ特性である。Ａ特性では、３〜４ｋＨｚ程度で最も感度（騒音計のレスポンス）が高く、数１００Ｈｚ程度における感度は、３〜４ｋＨｚ程度における感度よりも小さい。
【００９０】
上述したように、γδ座標系上において、重畳電圧の電圧ベクトル軌跡は、真円又は楕円を成す（図６（ａ）〜図６（ｃ）参照）。重畳電圧の電圧ベクトル軌跡が真円を成す場合、その真円の半径をサイズＲＡと呼ぶ（この場合、ＲＡ＝Ｖｈγ＝Ｖｈδである）。重畳電圧の電圧ベクトル軌跡が楕円を成す場合、その楕円の短軸の長さの半分をサイズＲＢと呼ぶ。Ｖｈγ＞ＶｈδであるときＲＢ＝Ｖｈδであり、Ｖｈγ＜ＶｈδであるときＲＢ＝Ｖｈγである。
【００９１】
図１３（ａ）において、ベクトル７８０は駆動電圧の電圧ベクトルの例を表しており、曲線７８１は、補正前の電圧指令ベクトルの軌跡の例（Ｖｈγ＞Ｖｈδである時の例）を表している。上述の説明から明らかなように、駆動電圧の電圧ベクトルのγ軸及びδ軸成分は夫々ｖγ＊及びｖδ＊である。補正前の電圧指令ベクトルとは、電圧補正ＱＱが成される前の電圧指令ベクトルを指す。従って、補正前の電圧指令ベクトルのγ軸及びδ軸成分は夫々（ｖγ＊＋ｖｈγ＊）及び（ｖδ＊＋ｖｈδ＊）である。図１３（ａ）の例では、駆動電圧がゼロではない（即ち、ｖγ＊及びｖδ＊の内、少なくとも一方がゼロではない）。仮に駆動電圧がゼロであれば（即ちｖγ＊＝ｖδ＊＝０であれば）電圧ベクトル７８０の大きさがゼロとなるから、補正前の電圧指令ベクトルの軌跡は、例えば図１３（ｂ）の曲線７８１ａのようになる。補正前の電圧指令ベクトルが検出不可領域７０１内に位置している期間では電圧補正ＱＱが必要となる。故に、電圧補正ＱＱの量及び頻度を低減するためには、補正前においては検出不可領域７０１内に位置している電圧指令ベクトルの軌跡の一部又は全部を、重畳電圧の重畳によって検出不可領域７０１外に位置させると良い。
【００９２】
これを考慮し、サイズＲＡ及びＲＢを、閾値Δの√３倍よりも大きくすることが望ましい。即ち、下記式（Ｂ−１）及び（Ｂ−２）が成立するようにサイズＲＡ及びＲＢを設定することが望ましい。下記式（Ｂ−１）及び（Ｂ−２）が成立しておれば、図１４に示す如くモータ１が静止していて駆動電圧がゼロであっても、補正前の電圧指令ベクトルが検出不可領域７０１外に出るタイミングが必ず生じるからである。図１４の曲線７８５は、駆動電圧がゼロであって且つ“Ｖｈγ＝Ｖｈδ＝ＲＡ＞Δ√３”が成立するときにおける、補正前の電圧指令ベクトルの軌跡を表している。尚、ＲＡ及びＲＢを、閾値Δの√３倍ちょうどに設定しても良い。
【００９３】
【数６】
2012050164.tif 000008
【００９４】
式（Ｂ−１）及び（Ｂ−２）の成立が望ましいが、サイズＲＡ及びＲＢが閾値Δの√３倍よりも小さくても、騒音低減効果はある。サイズＲＡ及びＲＢが閾値Δの√３倍よりも小さくても、電圧指令ベクトルを検出不可領域７１０外へ出すための電圧補正量が小さくて済むからである。例えば、サイズＲＡ及びＲＢを閾値Δ以上に設定すると良い。
【００９５】
一方、重畳電圧の印加による重畳電流が過大とならないように、サイズＲＡ及びＲＢに上限を設定しておくと良い。例えば、サイズＲＡ及びＲＢを（５×Δ）以下に設定することが望ましい。
【００９６】
また、補正前の電圧指令ベクトルに基本波成分である駆動電圧の成分が含まれている場合には、即ち、駆動電圧がゼロでない場合には、図１５に示す如く、重畳電圧の電圧ベクトル軌跡を楕円としつつ該楕円の長軸方向をδ軸方向と一致させると良い。図１５において、ベクトル７９０は駆動電圧の電圧ベクトルの例を表しており、曲線７９１は、補正前の電圧指令ベクトルの軌跡の例を表している。ｑ軸電流がトルクに関与する電流であるため、通常、駆動電圧の電圧ベクトルは概ねｑ軸方向を向いている。従って、図１５に示す如く、駆動電圧がゼロでないときにおいて、重畳電圧の電圧ベクトル軌跡を楕円としつつ該楕円の長軸方向をｑ軸方向に対応するδ軸方向に向ければ、補正前の電圧指令ベクトルの軌跡が検出不可領域７０１外に出やすくなる。結果、電圧補正ＱＱの量及び頻度の低減が促進されて、騒音の更なる低減が図られる。
【００９７】
ｑ軸とδ軸が完全に一致しておれば、重畳電圧の電圧ベクトル軌跡としての楕円の長軸方向をδ軸方向と一致させたとき、該楕円の長軸方向はｑ軸方向とも一致する。しかしながら、磁極位置θの推定誤差等に起因してδ軸がｑ軸から若干ずれているときにおいては、楕円の長軸方向をδ軸方向と一致させても楕円の長軸方向はｑ軸方向から若干ずれる。また、楕円の長軸方向をδ軸方向から意図的に若干ずらしたとしても、それらを一致させたときと同程度の作用が得られる。これらの事情を考慮すると、ｑ軸を基準とする軸を該楕円の長軸に設定しても良い。即ち、駆動電圧がゼロでない場合には、重畳電圧の電圧ベクトル軌跡を楕円としつつ、ｑ軸を基準とする軸を該楕円の長軸に設定しても良い。ｑ軸を基準とする軸は、例えば、ｑ軸、δ軸、δ軸から所定角度θＯＳＴだけ位相が進んだ軸、又は、δ軸から所定角度θＯＳＴだけ位相が遅れた軸である（但し、０＜θＯＳＴ＜π／４）。
【００９８】
また、重畳電圧生成部２６に、駆動電圧の大きさに基づいて又はモータの回転速度に基づいて重畳電圧をモータ１に印加すべきか否かを判断する重畳可否判定部（不図示）を設けるようにしても良い。この場合、重畳電圧を印加すべきと判断されたときにのみ、ゼロではない重畳電圧をモータ１に印加するべく“Ｖｈγ＞０且つＶｈδ＞０”とし、重畳電圧を印加すべきと判断されなかったときには“Ｖｈγ＝Ｖｈδ＝０”とする。駆動電圧が比較的大きいとき又はモータ１の回転速度が比較的大きいときには、駆動電圧の電圧ベクトルが検出不可領域７０１外に位置していることが多く、必要な電圧補正ＱＱの量及び頻度がもともと少ないため、騒音が問題とならないことが多い。従って例えば、重畳可否判定部は、駆動電圧の大きさ（即ち、（ｖγ＊２＋ｖδ＊２）の正の平方根）が所定値以下のときにのみ、重畳電圧を印加すべきである判断し、そうでないときには、重畳電圧を印加すべきでないと判断する。或いは例えば、回転速度ω＊又はωｅが所定速度以下のときにのみ、重畳電圧を印加すべきである判断し、そうでないときには、重畳電圧を印加すべきでないと判断する。
【００９９】
図１６に、図２４と対比されるべき、三相電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊及びｖｗ＊の波形例を示す。図１６の波形を得る際、重畳電圧の周波数を４００Ｈｚに設定し且つ重畳電圧の電圧ベクトル軌跡を真円とすると共に重畳電圧の大きさ（即ちサイズＲＡ）をΔの１．５倍に設定した上で、ゼロではない駆動電圧に重畳電圧を重畳し、これによって得られた補正前の電圧指令ベクトルに電圧補正ＱＱを施した。図２４と同様、図１６のグラフの横軸は時間に対応している（単位は秒）。図１６及び図２４の対比から分かるように、重畳電圧の印加によって４００Ｈｚの周波数成分が三相電圧指令値に多く含まれるようになるが、重畳電圧を印加すると重畳電圧を印加しない場合と比べて数ｋＨｚの高調波成分が随分少なくなっている。尚、図１６の波形には、０．１秒程度を周期とするうねりが観測される。このうねりが、駆動電圧に相当する低電圧の基本波成分を表している。
【０１００】
次に、重畳電圧の大きさを様々に変化させて騒音を測定する騒音測定実験を行った。この騒音測定実験では、重畳電圧の周波数を４００Ｈｚに設定し且つ重畳電圧の電圧ベクトル軌跡を真円とした上で、重畳電圧の大きさ（即ちサイズＲＡ）を、０から３×Δまでの範囲内で変化させた。また、この騒音測定実験の際、モータ１を毎秒５回転の回転速度で回転させ、モータ駆動システム全体の騒音を騒音計にて測定した。図１７に測定結果を示す。この騒音測定実験では、重畳電圧の大きさがゼロであるとき、騒音の測定値は約６４．５ｄＢ（デシベル）であり、重畳電圧の大きさが、Δ、１．５×Δ、２×Δ、３×Δのとき、夫々、騒音の測定値は、約６２．０ｄＢ、約６０．０ｄＢ、約５７．０ｄＢ、約５９．０ｄＢであった。
【０１０１】
この騒音測定実験の条件下では、重畳電圧を印加することによって騒音が低減され、重畳電圧の大きさを概ね（２×Δ）に設定することで最大の騒音低減効果が得られることが示された。また、この騒音測定実験の条件下では、重畳電圧の大きさを（２×Δ）よりも更に増加させていくと騒音の変化方向が増加方向に転じることが分かった。これは、重畳電圧に基づく重畳電流の騒音成分増加によるものと推測される。尚、重畳電流の大きさは重畳電圧の周波数にも依存するため、騒音を最小化させる重畳電圧の大きさも重畳電圧の周波数に依存する。
【０１０２】
＜＜第２実施形態＞＞
まず、本発明の第２実施形態を説明する。図１８は、第２実施形態に係るモータ駆動システムの構成を表すブロック図である。図１８において、図１及び図５と同一の部分には同一の符号を付す。
【０１０３】
図１８のモータ駆動システムは、モータ１、インバータ２、直流電源４及び電流センサ５を備えていると共に、図１の制御装置３として機能する制御装置３ｂを備えている。制御装置３ｂは、符号２１〜２３、２５〜２９、３１及び３２によって参照される各部位を備える。制御装置３ｂでは、磁極位置θが位置センサ３１によって検出され、その検出結果から回転速度ωも求められる。このため、制御装置３ｂにおいて、θｅ及びωｅはθ及びωの検出値に相当し、θｅ及びωｅを夫々検出磁極位置及び検出回転速度と呼ぶこともできる。
【０１０４】
位置センサ３１は、ロータリエンコーダ等から成り、モータ１の回転子６の磁極位置θを検出して、検出した磁極位置θを検出磁極位置θｅとして出力する。微分部３２は、位置センサ３１からの磁極位置θｅを微分することにより、回転速度ωｅを算出して出力する。図１８の制御装置３ｂでは、θｅ及びωｅが位置センサ３１を用いて導出されるため、図５の制御装置３ａで設けられていたような位置／速度推定部２４は存在しない。制御装置３ｂにおける符号２１〜２３及び２５〜２９によって参照される部位の機能及び構成は、制御装置３ａにおけるそれらと同じである。但し、制御装置３ｂの座標変換部２２及び２９では、位置センサ３１からのθｅを用いてｉγ及びｉδの導出並びにｖｕ＊、ｖｖ＊及びｖｗ＊の導出を行い、制御装置３ｂの電圧演算部２５では、微分部３２からのωｅを用いてｖγ＊及びｖδ＊の導出を行う。
【０１０５】
尚、図１９に示す如く、電圧演算部２５に対して、回転速度指令値ω＊の代わりにモータ１の発生トルクの目標値であるトルク指令値Ｔ＊を入力するようにしても良い（第１実施形態においても同様）。この場合、電圧演算部２５は、必要に応じてωｅを参照しつつ、Ｔ＊、ｉγ’及びｉδ’に基づいてモータ１での発生トルクがトルク指令値Ｔ＊と一致するように電圧指令値ｖγ＊及びｖδ＊を導出することとなる。
【０１０６】
＜＜第３実施形態＞＞
本発明の第３実施形態を説明する。任意の電動車両に第１又は第２実施形態で述べたモータ駆動システムに適用し、モータ駆動システムにおけるモータ１のトルクを電動車両の車輪の駆動に利用するようにしても良い。電動車両は、電動自動車、電動バイク（電動自動二輪車）、電動自転車（電動アシスト自転車）などである。
【０１０７】
電動バイク又は電動自転車に対しては、特に例えば、図１９に示すモータ駆動システムを適用することができる。この場合、モータ駆動システムは、電動バイクの減速又は加速を指示するスロットル操作に基づいて又は電動自転車のペダルに付与された駆動力に基づいてトルク指令値Ｔ＊を生成し、電動バイク又は電動自転車の車輪を回転させるモータ１のトルクがトルク指令値Ｔ＊に追従するように、モータ１に流れる電流を制御するための電圧指令値ｖγ＊及びｖδ＊を算出する。
【０１０８】
電動バイク又は電動自転車においては、電動バイク又は電動自転車が停止している状態から電動バイク又は電動自転車を始動させるべく、電動バイク又は電動自転車の停止時においてもモータ１にトルクを発生させる必要がある。一方、電動バイク又は電動自転車の停止時においては（モータ１の回転速度がゼロであるときにおいては）、モータ１内に逆起電力は発生していない。このため、電動バイク又は電動自転車の停止時においてモータ１にトルクを発生させる際には、比較的小さい駆動電圧によってモータ電流を制御する必要がある。モータ１へ印加する駆動電圧が小さい場合には、電圧補正ＱＱによる騒音の発生が大きくなりがちである。そこで、第１又は第２実施形態で述べたように、電動バイク又は電動自転車が停止している状態から電動バイク又は電動自転車を始動させる際、重畳電圧を駆動電圧に重畳すると良い。これにより、始動時における体感的な騒音を低減することができる。
【０１０９】
図２０に、第３実施形態に係る電動自転車２００の外観側面図を示す。図２１に、電動自転車２００の構成ブロック図を示す。電動自転車２００には、前輪２０１、後輪２０２、ペダル２０３及びチェーン２０４に加えて、トルクセンサ２０５及びモータ駆動システム２１０が設けられている。モータ駆動システム２１０として、第１又は第２実施形態で例示した任意のモータ駆動システムを利用することができるが、ここでは図１９のモータ駆動システムが用いられることを想定する。モータ駆動システム２１０は、図１９のモータ１に相当するモータ２１１と、図１９のインバータ２、制御装置３ｂ及び電流センサ５を含む制御ユニット２１２と、図１９の直流電源４に相当するバッテリ２１３と、を備える。
【０１１０】
電動自転車２００の操作者である人間がペダル２０３を踏み込むと、その踏み込みによる駆動力はペダル２０３に結合されたクランクのトルクに変換される。クランクのトルクはチェーン２０４によって後輪２０２のトルクに変換される。一方、人間がペダル２０３を踏み込むことによって発生したクランクのトルクの大きさがトルクセンサ２０５によって検出され、制御ユニット２１２は、その検出結果に基づいてトルク指令値Ｔ＊を生成する。制御ユニット２１２は、モータ２１１の発生トルクがトルク指令値Ｔ＊に追従するように電圧指令値ｖγ＊及びｖδ＊を算出し、電圧指令値ｖγ＊及びｖδ＊と重畳電圧の指令値ｖｈγ＊及びｖｈδ＊とに応じた電圧をバッテリ２１３を利用してモータ１に印加する。この印加によって発生したモータ２１１のトルクは前輪２０１のトルクとして機能する。このように、電動自転車２００は、人間による駆動力に基づく後輪２０２のトルクと、モータ２１１のトルクに基づく前輪２０１のトルクによって走行する。尚、電動自転車２００の減速時にはモータ２１１を発電機として用いてバッテリ２１３の充電を行うようにしても良い。
【０１１１】
＜＜参考構成例＞＞
図２２に、モータ駆動システムの参考構成例を示す。図２３は、図２２の位置／速度推定部の内部ブロック図である。図２２及び図２３は、上記特許文献２における図２７及び図２８に相当する。
【０１１２】
図２２のモータ駆動システムでは、図５のそれと同様、駆動電圧に高周波の重畳電圧を重畳し、それらの合成電圧に必要に応じて補正を施して三相電圧指令値を作成する。但し、図２２のモータ駆動システムでは、図５のそれと異なり、磁極位置を推定するために重畳電圧を重畳している。即ち、図２２のモータ駆動システムでは（図２３も参照）、電流センサ５の検出電流値ｉｄｃに基づく電流値ｉγ及びｉδからＢＰＦを用いて重畳電流成分ｉｈγ及びｉｈδを抽出し、抽出成分の積に基づいて磁極位置θｅ及び回転速度ωｅを推定している。
【０１１３】
これに対し、本発明の各実施形態では、磁極位置の推定又は検出用に重畳電流を利用しない制御系において高周波電圧を重畳するという、通常では想到され得ない方法が採用されている。また、本発明の各実施形態における方法は、従来方法の目的とは全く異なる騒音低減に注目して導入されている。従って、重畳電流を利用しない制御系と高周波電圧を重畳する技術との組み合わせによって騒音低減を得ようとする構成は、当業者であっても容易に想到できるものではない。
【０１１４】
図２２のモータ駆動システム及び本発明の各実施形態におけるモータ駆動システムにおいて、駆動電圧が大きい場合など、重畳電圧が不要な場合には、重畳電圧の印加を停止することができる。但し、図２２のモータ駆動システムにおいて重畳電圧の印加を停止すれば重畳電流成分ｉｈγ及びｉｈδに基づく磁極位置推定が不可能となる。故に、図２２のモータ駆動システムには、重畳電圧の印加が停止されたときのために、別個の位置推定技術（重畳電流成分ｉｈγ及びｉｈδに基づかない位置推定技術）が必要となる。これに対し、本発明の各実施形態におけるモータ駆動システムでは、もともと重畳電流成分によらない磁極位置の推定又は検出が成されているため、重畳電圧の印加が停止されたときにおいても、重畳電圧の印加が成されているときと同様の技術にて磁極位置の推定又は検出を行うことができる。
【０１１５】
＜＜変形等＞＞
本発明の実施形態は、特許請求の範囲に示された技術的思想の範囲内において、適宜、種々の変更が可能である。以上の実施形態は、あくまでも、本発明の実施形態の例であって、本発明ないし各構成要件の用語の意義は、以上の実施形態に記載されたものに制限されるものではない。上述の説明文中に示した具体的な数値は、単なる例示であって、当然の如く、それらを様々な数値に変更することができる。上述の実施形態に適用可能な注釈事項として、以下に、注釈１〜注釈４を記す。各注釈に記載した内容は、矛盾なき限り、任意に組み合わせることが可能である。
【０１１６】
［注釈１］
各実施形態において、導出されるべき全ての値（ｖγ＊、ｉγ等）の導出方法は任意である。即ち例えば、それらを、演算によって導出するようにしてもよいし、予め設定しておいたテーブルデータから導出するようにしてもよい。
【０１１７】
［注釈２］
各実施形態における演算動作を行う任意の部位を、ソフトウェアによって、或いは、ハードウェアによって、或いは、ソフトウェアとハードウェアの組み合わせによって形成することができる。
【０１１８】
［注釈３］
例えば、以下のように考えることができる（図５等参照）。
ＬＰＦ２３によるローパスフィルタ処理前の電流信号を原電流信号と呼ぶことができると共に、ＬＰＦ２３によるローパスフィルタ処理後の電流信号をフィルタ電流信号と呼ぶことができる。例えば、原電流信号は、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の相電流の内の、２つ以上の相電流の電流値を表す信号である。従って、電流検出部２１は、インバータ２及び直流電源４間に流れる母線電流の検出結果（ｉｄｃ）からモータ１の２相分の相電流を検出することにより原電流信号を形成している、と考えることができる。或いは例えば、原電流信号は、電流値ｉγ及びｉδを表す信号（ベクトル信号）であると考えることもできる。この場合、電流検出部２１及び座標変換部２２によって原電流信号が形成されると考えることもできる。
【０１１９】
また、座標変換部２９に電圧補正部が内在していると考えることができる。この電圧補正部は、電流検出部２１において２相分の相電流を検出可能とするために、駆動電圧と重畳電圧との合成電圧を補正する。
【０１２０】
ＬＰＦ２３はフィルタ部として機能し、原電流信号に含まれる、重畳電圧による重畳電流の信号成分を低減するローパスフィルタ処理を実行する。ローパスフィルタ処理が施された後の原電流信号がフィルタ電流信号に相当する。従って例えば、フィルタ電流信号は、電流値ｉγ’及びｉδ’を表す信号（ベクトル信号）であると考えることもできる。即ち例えば、原電流信号のγ軸及びδ軸成分が夫々ｉγ及びｉδであって、フィルタ電流信号のγ軸及びδ軸成分が夫々ｉγ’及びｉδ’であると考えることもできる。第１実施形態では、フィルタ電流信号を用いてモータ１の磁極位置が推定され、推定磁極位置とフィルタ電流信号を用いてモータ１が制御されている。これに対し、第２実施形態では、位置センサを用いて検出されたモータ１の磁極位置とフィルタ電流信号とを用いてモータ１が制御されている。
【０１２１】
重畳電圧生成部２６、加算部２７及び２８から成る部位は、駆動電圧の周波数とは異なる周波数を持った重畳電圧をモータ１に印加するための電圧重畳部として機能する。
【０１２２】
［注釈４］
本明細書及び図面において下記の点に留意すべきである。上記の数と表記した墨付きかっこ内の式（式（Ａ−１）等）の記述又は図面において、所謂下付き文字として表現されているギリシャ文字（γ、δを含む）は、それらの墨付きかっこ外において、下付き文字でない標準文字として表記されることがある。このようなギリシャ文字における下付き文字と標準文字との相違は、電子出願用ソフトウェアが実行したフォント変換によって生じたものであり、本明細書を読むに当たり、その相違は適宜無視されるべきである。
【０１２３】
【数７】
2012050164.tif 000009
【符号の説明】
【０１２４】
１  モータ
２  インバータ
３、３ａ、３ｂ  制御装置
４  直流電源
５  電流センサ
６  回転子
６ａ  永久磁石
７  固定子
２１  電流検出部
２３  ＬＰＦ
２４  位置／速度推定部
２６  重畳電圧生成部
４２  ベクトル補正部
【図１】
2012050164.tif 000010
【図２】
2012050164.tif 000011
【図３】
2012050164.tif 000012
【図４】
2012050164.tif 000013
【図５】
2012050164.tif 000014
【図６】
2012050164.tif 000015
【図７】
2012050164.tif 000016
【図８】
2012050164.tif 000017
【図９】
2012050164.tif 000018
【図１０】
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【図１１】
2012050164.tif 000020
【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
2012050164.tif 000023
【図１５】
2012050164.tif 000024
【図１６】
2012050164.tif 000025
【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２１】
2012050164.tif 000029
【図２２】
2012050164.tif 000030
【図２３】
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【図２４】
2012050164.tif 000032
【図２０】
2012050164.tif 000033