(57)【要約】【課題】トレーニング信号が不要なウエイトの算出を可能とすることにより、伝送効率を低下させずに、ＩＱバランス特性の改善を行うことができる受信装置を提供する。【解決手段】端末において、受信機の復調装置では、同期処理部６０が、データ信号に付加されたプリアンブルや、パイロット信号を用いて、処理タイミングや、周波数ずれの補正を行う。チャネル状態推定部６４は、プリアンブル信号からチャネル状態を推定する。等化部６５は、推定したチャネル状態を基に、受信信号の等化処理を行う。ウエイト算出部６７は、等化処理後の信号からＩＱインバランス補償用ウエイトを算出する。誤差補償部６８は、算出されたウエイトを基に、等化処理後の信号に対しウエイトを乗算して加算することにより、ＩＱインバランスを補償する。【選択図】図５
2012244421.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信したＯＦＤＭ無線信号またはＯＦＤＭ光信号を同相チャネル（Ｉチャネル）と直交チャネル（Ｑチャネル）とからなるベースバンド信号に変換して復調する受信装置であって、
送信装置または受信装置の周波数特性による周波数選択性ＩＱインバランスを補償するためのＩＱインバランス補償用ウエイトを算出するウエイト算出部と、
前記ベースバンド信号に前記ウエイト算出部により算出された前記ＩＱインバランス補償用ウエイトを乗算してＩＱインバランスを補償する誤差補償部と
を備える受信装置であって、
前記ウエイト算出部は、各サブキャリアにおける受信信号と、当該サブキャリアにおける送信信号の絶対振幅値と、当該サブキャリアに対して直流成分を挟んで対称の位置にあるサブキャリアにおける受信信号とから当該サブキャリアに対するＩＱインバランス補償用ウエイトを算出することを特徴とする受信装置。
【請求項２】
前記ウエイト算出部は、補償後の信号の絶対振幅値の平均値のべき乗が、送信信号の絶対振幅値の平均値から算出された値（Ｒ）に収束するまで繰り返すことにより前記ＩＱインバランス補償用ウエイトを算出することを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
【請求項３】
バイナリ信号を変調しＯＦＤＭ無線信号またはＯＦＤＭ光信号に変換して送信する送信装置と、受信したＯＦＤＭ無線信号またはＯＦＤＭ光信号を同相チャネル（Ｉチャネル）と直交チャネル（Ｑチャネル）からなるベースバンド信号に変換して復調する受信装置とから構成される通信システムであって、
前記受信装置は、
前記送信装置または当該受信装置の周波数特性による周波数選択性ＩＱインバランスを補償するためのＩＱインバランス補償用ウエイトを算出するウエイト算出部と、
前記ウエイト算出部が算出したＩＱインバランス補償用ウエイトを前記送信装置に送信する送信部と
を備え、
前記送信装置は、
送信信号であるベースバンド信号に前記受信装置から受信した前記ＩＱインバランス補償用ウエイトを乗算するプリディストーション部を備え、
前記ウエイト算出部は、各サブキャリアにおける受信信号と、当該サブキャリアにおける送信信号の絶対振幅値と、当該サブキャリアに対して直流成分を挟んで対称の位置にあるサブキャリアにおける受信信号とから当該サブキャリアに対する前記ＩＱインバランス補償用ウエイトを算出することを特徴とする通信システム。
【請求項４】
前記ウエイト算出部は、補償後の信号の絶対振幅値の平均値のべき乗が、送信信号の絶対振幅値の平均値から算出された値（Ｒ）に収束するまで繰り返すことにより前記ＩＱインバランス補償用ウエイトを算出することを特徴とする請求項３に記載の通信システム。
【請求項５】
受信したＯＦＤＭ無線信号またはＯＦＤＭ光信号を同相チャネル（Ｉチャネル）と直交チャネル（Ｑチャネル）とからなるベースバンド信号に変換して復調する通信方法であって、
送信装置または受信装置の周波数特性による周波数選択性ＩＱインバランスを補償するためのＩＱインバランス補償用ウエイトを算出するウエイト算出ステップと、
前記ベースバンド信号に前記ウエイト算出ステップで算出された前記ＩＱインバランス補償用ウエイトを乗算してＩＱインバランスを補償する誤差補償ステップとを含み、
前記ウエイト算出ステップは、各サブキャリアにおける受信信号と、当該サブキャリアにおける送信信号の絶対振幅値と、当該サブキャリアに対して直流成分を挟んで対称の位置にあるサブキャリアにおける受信信号とから当該サブキャリアに対するＩＱインバランス補償用ウエイトを算出することを特徴とする通信方法。
【請求項６】
バイナリ信号を変調しＯＦＤＭ無線信号またはＯＦＤＭ光信号に変換して送信する送信装置と、受信したＯＦＤＭ無線信号またはＯＦＤＭ光信号を同相チャネル（Ｉチャネル）と直交チャネル（Ｑチャネル）からなるベースバンド信号に変換して復調する受信装置との間で行われる通信方法であって、
前記受信装置は、
前記送信装置または当該受信装置の周波数特性による周波数選択性ＩＱインバランスを補償するためのＩＱインバランス補償用ウエイトを算出するウエイト算出ステップと、
前記ウエイト算出ステップで算出したＩＱインバランス補償用ウエイトを前記送信装置に送信する送信ステップと
を含み、
前記送信装置は、
送信信号であるベースバンド信号に前記受信装置から受信した前記ＩＱインバランス補償用ウエイトを乗算するプリディストーションステップを含み、
前記ウエイト算出ステップは、各サブキャリアにおける受信信号と、当該サブキャリアにおける送信信号の絶対振幅値と、当該サブキャリアに対して直流成分を挟んで対称の位置にあるサブキャリアにおける受信信号とから当該サブキャリアに対するＩＱインバランス補償用ウエイトを算出することを特徴とする通信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信またはコヒーレント光通信におけるＩＱインバランスを補償するための信号処理を行う送受信装置、通信システム、及び通信方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
この十年の間に、携帯電話や、ＦＴＴＨ（Fiber to the Home）等の発達により、インターネットを利用するユーザが増加した。この結果、様々なサービスが提供され、動画像配信など高スループットが必要となるサービスも登場している。これらのサービスを利用するために、携帯電話や、無線ＬＡＮ（Local Area Network）等の無線通信システムの広帯域化への要求が高まっており、ＦＴＴＨに匹敵する伝送速度を達成する次世代無線通信システムが検討されている。
【０００３】
また、インターネットの発展に伴い、バックボーンネットワークを流れるトラヒック量が爆発的に増加しており、バックボーンネットワークの広帯域化も必要となっている。バックボーンネットワークを構成する光通信においては、ＷＤＭ（Wavelength Division Multiplexing）などの技術を用いて、キャパシティを上げてきたが限界に達しているため、最近は、１波長当たりのチャネルの広帯域化が検討されている。広帯域化を図るために、無線通信で用いられているデジタル信号処理を用いたコヒーレント送受信が有望視されており、現在盛んに研究されている。
【０００４】
無線通信や、コヒーレント光通信では、周波数有効利用が可能となる位相変調が必須となっている。位相変調を行うためには、送受信機では、通信に利用する帯域において良好なＩＱバランス特性を有する必要がある。ＩＱバランス特性としては、振幅、及び位相のそれぞれの面でのバランス特性があり、理想的な送受機では、同相チャネル（Ｉチャネル）と直交チャネル（Ｑチャネル）信号間の入出力ゲイン（入出力レベル）が等しく、且つ、位相差が９０度である。しかしながら、送受信機の広帯域化が進むにつれて、良好なＩＱバランス特性を広帯域に渡って達成するのは難しい。このようなＩＱバランス特性の悪化（ＩＱインバランス）は、誤り率を増加させ、通信品質を劣化させる問題がある。
【０００５】
ＩＱバランス特性には、周波数非選択性（周波数非依存性）と周波数選択性（周波数依存性）との２種類がある。周波数非選択性のＩＱインバランスは、直交変調器へ入力されるＩ／Ｑ信号のゲインがケーブル等の減衰によって差が生じた場合や、Ｉ／Ｑ信号に乗算されるローカル信号間の位相差が９０°からずれた場合に発生する。一方、周波数選択性のＩＱインバランス特性は、デジタル・アナログ変換器や、ローパスフィルタ、直交変調器ＩＣなどの周波数特性に起因し、広帯域化が進むほどＩＱバランス特性を良好に保つのは難しい。
【０００６】
周波数選択性ＩＱインバランスが存在する場合、直交変調器の出力信号は、数式（１）のように記述できる（例えば非特許文献１参照）。
【０００７】
【数１】
2012244421.tif 000003
【０００８】
ここで、ｘ（ｔ）は時刻ｔにおける送信信号、ｙ（ｔ）は直交変調器の出力複素信号である。＊は畳み込み演算、＊は複素共役を示す。また、ｇ１（ｔ）及びｇ２（ｔ）は、次式（２）、（３）で記述できる。
【０００９】
【数２】
2012244421.tif 000004
【００１０】
【数３】
2012244421.tif 000005
【００１１】
ここで、ａ、及びθは、周波数に依存しないＩ／Ｑ間の振幅比、及び位相の誤差[rad]であり、理想的な場合、ａ＝１、及びθ＝０となる。また、ｈＩ（ｔ）、及びｈＱ（ｔ）は、ローパスフィルタや、デジタル・アナログ変換器などに起因する、Ｉ／Ｑチャネルにおけるそれぞれのインパルス応答であり、理想の場合、ｈＩ（ｔ）＝ｈＱ（ｔ）となる。したがって、ａ＝１、θ＝０、且つ、ｈＩ（ｔ）＝ｈＱ（ｔ）の理想的である場合は、ｇ２（ｔ）の値は０となり、複素共役の信号ｘ＊（ｔ）が消え、所望信号であるｘ（ｔ）が直交変調器より出力される。
【００１２】
フーリエ変換により（１）を周波数領域の信号に変換すると、次式（４）のように記述できる。
【００１３】
【数４】
2012244421.tif 000006
【００１４】
ここで、Ｇ１（ｆ）及びＧ２（ｆ）は、ｇ１（ｔ）及びｇ２（ｔ）のフーリエ変換後の信号である。また、Ｘ（ｆ）はｘ（ｔ）のフーリエ変換後の信号である。したがって、中心周波数（ローカル信号の周波数）を中心として対称となる周波数の信号（Ｘ＊（−ｆ））が、ＩＱバランス特性に依存する係数（Ｇ２（ｆ））と乗算され、干渉信号となって所望信号（Ｘ（ｆ））に合成される。図１７は、干渉信号が所望信号に合成される様子を示す概念図である。この結果、誤りが生じ、伝送品質が劣化する。
【００１５】
シミュレーションにより、ＯＦＤＭシステムの送信機中に周波数選択性ＩＱインバランスが存在する場合の影響を示す。図１８は、ＯＦＤＭシステムのシミュレーションモデルによる送信機の構成を示すブロック図である。また、図１９は、図１８のＯＦＤＭシステムのシミュレーションモデルを用いて、送信機２００に周波数選択性ＩＱインバランスが存在する時のコンスタレーション結果である。
【００１６】
ＱＰＳＫマッピング処理１は、バイナリ信号をＱＰＳＫ変調フォーマットに従ってＩＱ信号に変換する。逆フーリエ変換２は、逆フーリエ変換処理を行う。フーリエ変換のサイズを６４、その内のデータを伝送するために用いるサブキャリア数を４８としている。その後、フィルタ３、４、及び周波数非選択性ＩＱインバランス５を付加して周波数選択性ＩＱインバランス６を生成している。
【００１７】
ｈＩ（ｔ）の分子、及び分母の係数は、［１，１，０］、及び［１，０．７１６２，０］とし、ｈＱ（ｔ）の分子、及び分母は、［１，１，０］、及び［１，０．４６０２，１］とした。周波数非選択性ＩＱインバランスにおけるＩ／Ｑチャネル間の振幅比ａと位相誤差θの値は、それぞれ、０．２ｄＢ、３度とした。図１９は、ＤＣ（直流）から高周波側に２０番目のサブキャリアのコンスタレーションを示している。周波数選択性ＩＱインバランスにより干渉信号が合成されて、コンスタレーションが広がっている。各点の距離が縮まったため、デマッピングを行う際に判定誤りが生じる可能性が高まる。
【００１８】
上記の周波数選択性ＩＱインバランスの補償を行う手法として、非特許文献２では、トレーニング信号を用いて、ＬＭＳなどの適応アルゴリズムにより、ＩＱインバランス補償用のウエイトを算出して、ＩＱインバランスを補償する手法が提案されている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００１９】
【非特許文献１】” DIGITAL COMPENSATION OF RF IMPERFECTIONS FOR BROADBAND WIRELESS SYSTEMS” Proc. of the 14th IEEE Symposium on Communications and Vehicular Technology in the Benelux (SCVT), Delft, The Netherlands, Nov. 2007, paper number 17 p., Lirias number: 180018.
【非特許文献２】”Compensation schemes and performance analysis of IQ imbalance in OFDM receivers” IEEE Trans. on Sig. Proc., Vol. 53, No. 8, pp. 3257-3268, 2005.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２０】
しかしながら、非特許文献２の方法では、トレーニング信号を必要とするため、伝送効率が低下する問題がある。すなわち、トレーニング信号を送信する時間を確保する必要があるため、データ信号を送信する時間が短くなり、スループットが低下する。
また、既存の通信システムに導入する場合、信号フォーマットの変更や、フォーマット変更に伴う信号処理方法の変更が必要となり、ＩＱインバランス補償装置の導入にかかるコストが大きくなるという問題がある。
【００２１】
本発明は、このような事情を考慮してなされたものであり、その目的は、トレーニング信号が不要なウエイトの算出を可能とすることにより、伝送効率を低下させずに、ＩＱバランス特性の改善を行うことができる受信装置、通信システム、及び通信方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２２】
上述した課題を解決するために、本発明は、受信したＯＦＤＭ無線信号またはＯＦＤＭ光信号を同相チャネル（Ｉチャネル）と直交チャネル（Ｑチャネル）とからなるベースバンド信号に変換して復調する受信装置であって、送信装置または受信装置の周波数特性による周波数選択性ＩＱインバランスを補償するためのＩＱインバランス補償用ウエイトを算出するウエイト算出部と、前記ベースバンド信号に前記ウエイト算出部により算出された前記ＩＱインバランス補償用ウエイトを乗算してＩＱインバランスを補償する誤差補償部とを備える受信装置であって、前記ウエイト算出部は、各サブキャリアにおける受信信号と当該サブキャリアにおける送信信号の絶対振幅値と、当該サブキャリアに対して直流成分を挟んで対称の位置にあるサブキャリアにおける受信信号とから当該サブキャリアに対するＩＱインバランス補償用ウエイトを算出することを特徴とする。
【００２３】
本発明は、上記の発明において、前記ウエイト算出部は、補償後の信号の絶対振幅値の平均値のべき乗が、送信信号の絶対振幅値の平均値から算出された値（Ｒ）に収束するまで繰り返すことにより前記ＩＱインバランス補償用ウエイトを算出することを特徴とする。
【００２４】
また、上述した課題を解決するために、本発明は、ＯＦＤＭ無線信号またはＯＦＤＭ光信号を送信する送信装置と、受信したＯＦＤＭ無線信号またはＯＦＤＭ光信号を同相チャネル（Ｉチャネル）と直交チャネル（Ｑチャネル）からなるベースバンド信号に変換して復調する受信装置とから構成される通信システムであって、前記受信装置は、前記送信装置または当該受信装置の周波数特性による周波数選択性ＩＱインバランスを補償するためのＩＱインバランス補償用ウエイトを算出するウエイト算出部と、前記ウエイト算出部が算出したＩＱインバランス補償用ウエイトを前記送信装置に送信する送信部とを備え、前記送信装置は、送信信号であるベースバンド信号に前記受信装置から受信した前記ＩＱインバランス補償用ウエイトを乗算するプリディストーション部を備え、前記ウエイト算出部は、各サブキャリアにおける受信信号と、当該サブキャリアにおける送信信号の絶対振幅値と、当該サブキャリアに対して直流成分を挟んで対称の位置にあるサブキャリアにおける受信信号とから当該サブキャリアに対する前記ＩＱインバランス補償用ウエイトを算出することを特徴とする。
【００２５】
本発明は、上記の発明において、前記ウエイト算出部は、補償後の信号の絶対振幅値の平均値のべき乗が、送信信号の絶対振幅値の平均値から算出された値（Ｒ）に収束するまで繰り返すことにより前記ＩＱインバランス補償用ウエイトを算出することを特徴とする。
【００２６】
また、上述した課題を解決するために、本発明は、受信したＯＦＤＭ無線信号またはＯＦＤＭ光信号を同相チャネル（Ｉチャネル）と直交チャネル（Ｑチャネル）とからなるベースバンド信号に変換して復調する通信方法であって、送信装置または受信装置の周波数特性による周波数選択性ＩＱインバランスを補償するためのＩＱインバランス補償用ウエイトを算出するウエイト算出ステップと、前記ベースバンド信号に前記ウエイト算出ステップで算出された前記ＩＱインバランス補償用ウエイトを乗算してＩＱインバランスを補償する誤差補償ステップとを含み、前記ウエイト算出ステップは、各サブキャリアにおける受信信号と、当該サブキャリアにおける送信信号の絶対振幅値と、当該サブキャリアに対して直流成分を挟んで対称の位置にあるサブキャリアにおける受信信号とから当該サブキャリアに対するＩＱインバランス補償用ウエイトを算出することを特徴とする通信方法である。
【００２７】
また、上述した課題を解決するために、本発明は、バイナリ信号を変調しＯＦＤＭ無線信号またはＯＦＤＭ光信号に変換して送信する送信装置と、受信したＯＦＤＭ無線信号またはＯＦＤＭ光信号を同相チャネル（Ｉチャネル）と直交チャネル（Ｑチャネル）からなるベースバンド信号に変換して復調する受信装置との間で行われる通信方法であって、前記受信装置は、前記送信装置または当該受信装置の周波数特性による周波数選択性ＩＱインバランスを補償するためのＩＱインバランス補償用ウエイトを算出するウエイト算出ステップと、前記ウエイト算出ステップで算出したＩＱインバランス補償用ウエイトを前記送信装置に送信する送信ステップとを含み、前記送信装置は、送信信号であるベースバンド信号に前記受信装置から受信した前記ＩＱインバランス補償用ウエイトを乗算するプリディストーションステップを含み、前記ウエイト算出ステップは、各サブキャリアにおける受信信号と、当該サブキャリアにおける送信信号の絶対振幅値と、当該サブキャリアに対して直流成分を挟んで対称の位置にあるサブキャリアにおける受信信号とから当該サブキャリアに対するＩＱインバランス補償用ウエイトを算出することを特徴とする通信方法である。
【発明の効果】
【００２８】
この発明によれば、トレーニング信号が不要なウエイトの算出を可能とすることにより、伝送効率を低下させずに、ＩＱバランス特性の改善を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】本第１実施形態による、無線通信システムの構成を示す概念図である。
【図２】本第１実施形態による基地局１０中の送信機の構成を示すブロック図である。
【図３】本第１実施形態による、基地局１０中の送信機２０における、変調装置２１の構成を示すブロック図である。
【図４】本第１実施形態における端末１１中の受信機の構成を示すブロック図である。
【図５】本第１実施形態による、端末１１中の受信機４０における復調装置４９の構成を示すブロック図である。
【図６】本第１実施形態における、送信フレームフォーマットを示す概念図である。
【図７】本第２実施形態による光信号送信装置の構成を示すブロック図である。
【図８】本第２実施形態による光信号受信装置の構成を示すブロック図である。
【図９】本第２実施形態での光信号の送信フレームフォーマットを示す概念図である。
【図１０】本第３実施形態による基地局１０中の送受信機の構成を示すブロック図である。
【図１１】本第３実施形態による送信機２０の変調装置２１の構成を示すブロック図である。
【図１２】本第３実施形態による受信機４０の復調装置５０ａの構成を示すブロック図である。
【図１３】本第３実施形態による端末１１中の送受信機の構成を示すブロック図である。
【図１４】本第３実施形態による受信機４０の復調装置５０ｂの構成を示すブロック図である。
【図１５】ＯＦＤＭシステムのシミュレーションモデルによる送信機、及び受信機の構成を示すブロック図である。
【図１６】本発明によるウエイト算出及びＩＱインバランス補償９を適用した場合の結果を示している。
【図１７】干渉信号が所望信号に合成される様子を示す概念図である。
【図１８】ＯＦＤＭシステムのシミュレーションモデルを示すブロック図である。
【図１９】ＯＦＤＭシステムのシミュレーションモデルを用いて、送信機に周波数選択性ＩＱインバランスが存在する時のコンスタレーションを示す概念図である。
【発明を実施するための形態】
【００３０】
無線通信や、コヒーレント光通信において位相変調を適用する場合、ＩＱバランス特性の劣化（ＩＱインバランス）により通信品質が劣化する。特に、フィルタの周波数特性等により起因する周波数選択性ＩＱインバランスを補償するための従来の技術として、トレーニング信号を用いて、ＬＭＳなどの適応アルゴリズムにより、ウエイト処理を行う手法がある。しかし、トレーニング信号を用いるため、伝送効率が低下するという問題がある。
【００３１】
本発明では、各サブキャリアにおける受信信号と、当該サブキャリアにおける送信信号の絶対振幅値と、当該サブキャリアに対して直流成分を挟んで対称の位置にあるサブキャリアにおける受信信号から当該サブキャリアに対するＩＱインバランス補償用ウエイトを算出する。なお、この際、補償後の信号の絶対振幅値の平均値のべき乗が、送信信号の絶対振幅値の平均値から算出された値（Ｒ）に収束するまで繰り返される。そして、ベースバンド信号にＩＱインバランス補償用ウエイトを乗算してＩＱインバランスを補償する。
【００３２】
このような構成とすることにより、受信信号と、送信信号の絶対振幅値の平均値の情報のみに基づいて重み係数を算出することができるため、従来必要であったトレーニング信号がなくとも、ＩＱインバランス補償用ウエイトを算出することができ、伝送効率を低下させること無く、周波数選択性ＩＱインバランスを補償することが可能となる。また、信号フォーマットの変更が不要であるため、既存の通信システムへの導入が容易となる。なお、送信側でプリディストーションを行う場合に、受信側で算出したウエイトを用いてプリディストーションを行うバリエーションがある。
【００３３】
以下、本発明の一実施形態を、図面を参照して説明する。
【００３４】
Ａ．第１実施形態
まず、本発明の第１実施形態について説明する。本第１実施形態では、２台の無線装置がＯＦＤＭ通信方式を用いて信号の送受信を行う無線通信システムを想定する。
【００３５】
図１は、本第１実施形態による、無線通信システムの構成を示す概念図である。図１において、１台は基地局１０で、もう１台は端末１１である。本第１実施形態では、基地局１０から端末１１へアプリケーションデータを伝送するものとし、送信側である基地局１０中の送信機において周波数選択性ＩＱインバランスが発生しているものとし、受信側である端末１１の受信機内で上記周波数選択性ＩＱインバランスを補償する。なお、本第１実施形態の無線通信システムでは、送信信号の変調フォーマットは固定とし、受信側において、送信側で用いた変調フォーマット情報を保持しているものとする。
【００３６】
図２は、本第１実施形態による基地局１０中の送信機の構成を示すブロック図である。送信機２０は、変調装置２１、デジタル・アナログ信号変換器（ＤＡＣ）２２−１、２２−２、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２３−１、２３−２、ローカル信号発生器２４、直交変調器２５、アンテナ２６から構成される。変調装置２１は、バイナリ信号を変調し、ベースバンドＩＱ信号に変換する。デジタル・アナログ信号変換器２２−１、２２−２は、デジタル信号をアナログ信号に変換する。ローパスフィルタ２３−１、２３−２は、所定の帯域の信号を通過させる。ローカル信号発生器２４は、ローカル信号を発生する。直交変調器２５は、アナログのベースバンドＩＱ信号とローカル信号とをミキシングし、高周波無線信号に変換する。アンテナ２６は、高周波無線信号を空中へ出力する。
【００３７】
図３は、本第１実施形態による、基地局１０中の送信機２０における、変調装置２１の構成を示すブロック図である。図３において、変調装置２１は、マッピング処理部３０、シリアル・パラレル変換器（Ｓ／Ｐ）３１、逆フーリエ変換部３２、パラレル・シリアル変換器（Ｐ／Ｓ）３３、ＧＩ（Guard Interval）付加部３４、プリアンブル付加部３５から構成される。マッピング処理部３０は、入力されたバイナリ信号を、定められた変調フォーマットに従って、同相成分・直交成分からなるＩＱ信号に変換する。シリアル・パラレル変換器３１は、入力されたシリアルデータをパラレルに並べ替えして出力する。逆フーリエ変換部３２は、ＩＱ信号に対して逆フーリエ変換演算処理を行う。パラレル・シリアル変換器３３は、入力されたパラレルデータをシリアルに並べ替えして出力する。ＧＩ付加部３４は、ＧＩを付加する。プリアンブル付加部３５は、プリアンブルを付加する。
【００３８】
図４は、本第１実施形態における端末１１中の受信機の構成を示すブロック図である。受信機４０は、アンテナ４１、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）４２、ダウンコンバータ４３、ローカル信号発生器４４、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）４５、アナログ・デジタル信号変換器（ＡＤＣ）４６、デジタル直交復調器４７、デジタルローカル信号発生器４８、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）４９−１、４９−２、復調装置５０から構成される。
【００３９】
アンテナ４１は、高周波無線信号を受信する。ダウンコンバータ４３は、入力された高周波無線信号とローカル信号とをミキシングし、低周波無線信号に変換する。ローカル信号発生器４４は、ローカル信号を発生する。バンドパスフィルタ４２、４５は、所定の帯域の信号を通過させる。アナログ・デジタル信号変換器４６は、アナログ信号をデジタル信号に変換する。デジタル直交復調器４７は、デジタル信号化された低周波無線信号とデジタルのローカル信号とをミキシングし、ベースバンドＩＱ信号に変換する。デジタルローカル信号発生器４８は、デジタルのローカル信号を発生する。ローパスフィルタ４９−１、４９−２は、所定の帯域の信号を通過させる。復調装置５０は、ベースバンド無線信号を復調する。
【００４０】
図５は、本第１実施形態による、端末１１中の受信機４０における復調装置５０の構成を示すブロック図である。図５において、復調装置５０は、同期処理部６０、ＧＩ除去部６１、シリアル・パラレル変換器（Ｓ／Ｐ）６２、フーリエ変換部６３、チャネル状態推定部６４、等化部６５、ウエイト算出部６７、誤差補償部６８、パラレル・シリアル変換器（Ｐ／Ｓ）６９、デマッピング処理部７０から構成される。
【００４１】
同期処理部６０は、データ信号に付加されたプリアンブルや、パイロット信号を用いて、タイミング同期、周波数オフセット同期処理等を行い、処理タイミングや、周波数ずれの補正を行う。ここで、プリアンブル、パイロット信号、トレーニング信号は、いずれも既知信号という点で共通するが、プリアンブルとパイロット信号は、無線チャネル状態の推定やタイミング同期、ローカル周波数のオフセットの補償、位相追従などに用いるものである。一方、従来技術において用いられているトレーニング信号は、ＩＱインバランスの推定に用いるために、プリアンブルとパイロット信号の他に追加されたものである。ＧＩ除去部６１は、ＧＩを除去する。シリアル・パラレル変換器６２は、入力されたシリアルデータをパラレルに並べ替えして出力する。フーリエ変換部６３は、フーリエ変換演算処理を行う。チャネル状態推定部６４は、プリアンブル信号からチャネル状態を推定する。
【００４２】
等化部６５は、推定したチャネル状態を基に、受信信号の等化処理を行う。ウエイト算出部６７は、等化処理後の信号からＩＱインバランス補償用ウエイトを算出する。誤差補償部６８は、算出されたウエイトを基に、等化処理後の信号に対しウエイトを乗算して加算することにより、ＩＱインバランスを補償する。パラレル・シリアル変換器６９は、入力されたパラレルデータをシリアルに並べ替えして出力する。デマッピング処理部７０は、同相成分・直交成分からなるＩＱ信号をバイナリ信号に変換する。
【００４３】
次に、基地局１０から端末１１へアプリケーションデータを送信する際の、端末１１内の処理例を主に説明する。なお、ＯＦＤＭ信号を生成するためのフーリエ変換のサイズを６４、その内のデータを伝送するために用いるサブキャリア数を４８とする。
【００４４】
上位レイヤから、２＊Ｎ＊４８ビットのアプリケーションデータがバイナリ信号として、基地局１０の送信機２０の変調装置２１に入力される。変調装置２１では、まず、マッピング処理部３０において、バイナリ信号をＩＱ信号に変換する。本第１実施形態では、ＱＰＳＫフォーマットに従ってＩＱ信号に変換する。この結果、Ｎ＊４８個のＱＰＳＫシンボルがマッピング処理部３０から出力される。次に、シリアル・パラレル変換器３１において、シリアルに入力されたシンボルを一旦蓄積した後、４８シンボルずつパラレルに出力する。
【００４５】
その後、６４サブキャリア中のＤＣ（直流）を中心とする４８サブキャリアに上記４８シンボルを割り当てた後、逆フーリエ変換部３２による逆フーリエ変換処理を行う。次に、パラレル・シリアル変換器３３によってパラレルに入力された信号をシリアルに出力し、ＯＦＤＭシンボルを生成する。その後、ＧＩ付加部３４により、ガードインターバルがそれぞれのＯＦＤＭシンボルに付加される。以上の処理は、Ｎ回行われ、アプリケーションデータは、Ｎ個のＯＦＤＭシンボルに変換される。その後、プリアンブル付加部３５により、プリアンブルをＮ個のＯＦＤＭシンボル毎に付加し、復調装置２１から出力する。
【００４６】
図６は、本第１実施形態における、送信フレームフォーマットを示す概念図である。図６において、送信フレームは、プリアンブルと、Ｎ個のＯＦＤＭシンボルとガードインターバル（ＧＩ）のペアとより構成される。この信号は、デジタル・アナログ信号変換器２２−１、２２−２によってアナログ信号に変換され、ローパスフィルタ２３−１、２３−２によって不要信号成分がカットされ、直交変調器２５へ入力される。直交変調器２５において、ローカル信号発生器２４からのローカル信号とミキシングされ、高周波無線信号に変換され、アンテナ２６より端末１１へ向けて放射される。
【００４７】
端末１１では、アンテナ４１において信号を受信した後、バンドパスフィルタ４２によって所要信号を抽出してダウンコンバータ４３へ入力し、ローカル信号発生器４４からのローカル信号とミキシングして低周波無線信号に変換する。その後、バンドパスフィルタ４５によって不要な信号成分を除去し、アナログ・デジタル信号変換器４６によってアナログ信号からデジタル信号に変換する。次に、デジタル直交復調器４７において、デジタルローカル信号発生器４８からのデジタルローカル信号とミキシングし、ローパスフィルタ４９−１、４９−２によって不要信号を除去して、ベースバンドのＩＱ信号へ変換する。
【００４８】
その後、復調装置５０へ入力する。復調装置５０において、同期処理部６０により、プリアンブル・パイロット信号を用いて処理タイミングや、周波数ずれ補正等の同期処理を行い、データ信号をＧＩ除去部６１へ伝達する。ＧＩ除去部６１では、データ信号からＧＩを除去する。ＧＩ除去後、シリアル・パラレル変換器６２において、シリアルに入力された信号をパラレルに出力し、フーリエ変換部６３においてフーリエ変換を行う。フーリエ変換後、中心の４８サブキャリアに割り当てられた信号を抽出する。その後、プリアンブルをチャネル状態推定部６４へ、データ信号は等化部６５へ送る。
【００４９】
チャネル状態推定部６４では、プリアンブルを用いてチャネル状態の推定を行い、等化部６５へ伝達する。等化部６５では、伝達された推定チャネル状態を基に、受信信号の等化処理を行う。受信したＮ個のＯＦＤＭシンボルに対して上記処理を行い、この結果、サブキャリア毎にＮ個の受信シンボルが得られる。次に、受信シンボルは誤差補償部６８へ入力される。誤差補償部６８では、ウエイト算出部６７より伝達されたウエイトを用いて、各サブキャリアにおける受信シンボルに対し、次式（５）の演算を行う。すなわち、時刻ｔ（あるいは、シンボル番号）において、サブキャリアｋにおけるＩＱインバランス補償後の受信シンボルＹＣ（ｔ，ｋ）は、以下となる。
【００５０】
【数５】
2012244421.tif 000007
【００５１】
ここで、サブキャリアｋで伝送した受信シンボルをＹ（ｔ，ｋ）、ＤＣ（直流）を挟んでｋと対称の位置にあるサブキャリア−ｋにおける受信シンボルをＹ（ｔ，−ｋ）とする。また、Ｗ１（ｋ）及びＷ２（ｋ）はサブキャリアｋにおけるウエイト、＊は複素共役を示す。なお、フィードバック情報が無い場合には、Ｗ１（ｋ）＝１、及びＷ２（ｋ）＝０とする。サブキャリア毎に上記演算を行った後、パラレル・シリアル変換器６９に出力され、パラレルに入力された信号は、シリアルに出力される。その後、デマッピング処理部７０において、ＩＱ信号をバイナリ信号に変換し、上位レイヤへ送信する。ビット誤りがあった場合には、基地局１０へ再送要求を行う。
【００５２】
同時に、ウエイト算出部６７において、サブキャリア毎にウエイトを算出する。ウエイト算出部６７では、各サブキャリアにおける受信信号と、当該サブキャリアにおける送信信号の絶対振幅値と、当該サブキャリアに対して直流成分を挟んで対称の位置にあるサブキャリアにおける受信信号から当該サブキャリアに対するＩＱインバランス補償用ウエイトを算出する。この際、補償後の信号の絶対振幅値の平均値のべき乗が、送信信号の絶対振幅値の平均値から算出された値（Ｒ）に収束するまで演算を繰り返しながら補償用ウエイトを算出する。具体的には、以下に示すＣＭＡ（Constant Modulus Algorithm）を用いて、反復処理でＩＱインバランス補償用のウエイトを算出する。
【００５３】
時刻ｔ（あるいは、シンボル番号）において、サブキャリアｋで伝送した受信シンボルをＹ（ｔ，ｋ）、ＤＣ（直流）を挟んでｋと対称の位置にあるサブキャリア−ｋにおける受信シンボルをＹ（ｔ，−ｋ）とすると、ウエイトＷ１（ｋ）及びＷ２（ｋ）は、次式（６）、（７）、（８）、（９）のように反復して算出される。
【００５４】
【数６】
2012244421.tif 000008
【００５５】
【数７】
2012244421.tif 000009
【００５６】
【数８】
2012244421.tif 000010
【００５７】
【数９】
2012244421.tif 000011
【００５８】
ここで、μはステップサイズ、ｐはオーダである。Ｅ｜・｜は、信号の絶対値の平均値を示す。＊は複素共役を示す。Ｅ｜Ｘ（ｔ，ｋ）｜は、送信信号の振幅値の絶対値の平均値であり、変調フォーマット情報から導出する。Ｐの値は１または２を設定する。本第１実施形態では、Ｐ＝２とする。数式（６）〜（９）は、次式（１０）〜（１３）のようになる。
【００５９】
【数１０】
2012244421.tif 000012
【００６０】
【数１１】
2012244421.tif 000013
【００６１】
【数１２】
2012244421.tif 000014
【００６２】
【数１３】
2012244421.tif 000015
【００６３】
Ｎまで数式（１０）〜（１３）の処理を繰り返し、Ｗ’１（Ｎ＋１，ｋ）、及びＷ’２（Ｎ＋１，ｋ）をサブキャリアｋにおけるウエイトＷ１（ｋ）、及びＷ２（ｋ）とする。以下同様に、各サブキャリアにおけるウエイトを算出する。算出したウエイトは、誤差補償部６８へ伝達される。
【００６４】
以後、端末１１において基地局１０から信号が受信された場合には、同様の処理を行う。このように、受信信号と、送信信号の絶対振幅値の平均値の情報のみに基づいて重み係数を算出することができるため、従来必要であったトレーニング信号がなくとも、重み係数を算出することができる。
【００６５】
上述した第１実施形態によれば、受信機（例えば端末１１中の受信機４０）において発生した周波数選択性ＩＱインバランスの補償にも本発明を適用することができる。本第１実施形態では、受信側のＩＱインバランスは発生しない構成であるが、ヘテロダイン受信構成や、ダイレクトコンバージョン受信構成に適用した場合には、ＩＱインバランスが受信機に発生する可能性がある。その場合でも、本第１実施形態と同様な構成により、受信機で発生したＩＱインバランスを補償することができる。
【００６６】
本第１実施形態では、信号が受信される都度、ウエイトを算出する構成であるが、この限りでは無い。例えば、ウエイト算出後、一定時間以上経過した場合に信号が受信された時に、ウエイトを再度算出するような構成でも良い。
【００６７】
本第１実施形態の無線通信システムでは、送信信号の変調フォーマットを変えないものとしたが、既存の無線通信システムの中には、通信状態に応じて変調フォーマットを適応的に変えるシステムがある。そのようなシステムでは、変調フォーマット情報を含むヘッダが送信フレームに付加されており、受信側においてヘッダを解析することにより、送信信号の変調フォーマットが分かるようになっている。したがって、本発明を、変調フォーマットを適応的に変えるシステムへ適用する際は、ヘッダを解析して変調フォーマット情報を得ることにより、送信した信号の振幅値の絶対値の平均値を導出することができ、ＩＱインバランス補償用ウエイトを求めることができる。
【００６８】
本第１実施形態では、ウエイト算出部６７に用いる信号は、等化部６５からの出力信号である必要は無く、フーリエ変換部６３からの出力信号を用いてもよい。
【００６９】
Ｂ．第２実施形態
次に、本発明の第２実施形態について説明する。本第２実施形態では、２台の光通信装置が、ＯＦＤＭ通信方式を用いて信号の送受信を行う光通信システムを想定する。
【００７０】
図７は、本第２実施形態による光信号送信装置の構成を示すブロック図である。なお、図２に示す構成に対応する部分には同一の符号を付けている。図７において、光信号送信装置８０は、変調装置２１、デジタル・アナログ信号変換器２２−１、２２−２、ローパスフィルタ２３−１、２３−２、光変調器８１、レーザ８２から構成される。変調装置２１、デジタル・アナログ信号変換器２２−１、２２−２、ローパスフィルタ２３−１、２３−２は、第１実施形態と同様の構成、及び機能であるので説明を省略する。光変調器８１は、アナログのベースバンドＩＱ信号とレーザ光とをミキシングし、光信号に変換する。レーザ８２は、レーザ光を発生する。
【００７１】
図８は、本第２実施形態による光信号受信装置の構成を示すブロック図である。なお、図４に示す構成に対応する部分には同一の符号を付けている。図８において、光信号受信装置９０は、光バンドパスフィルタ（ＯＢＰＦ）９１、光カプラ９２、偏波コントローラ（ＰＣ）９３、レーザ９４、光−電気信号変換器９５、アナログ・デジタル信号変換器（ＡＤＣ）９６−１、９６−２、ローパスフィルタ４９−１、４９−２、復調装置５０から構成される。ローパスフィルタ４９−１、４９−２、復調装置５０は、第１実施形態と同様の構成、及び機能であるので説明を省略する。光パンドパスフィルタ９１は、所定の帯域の光信号を通過させる。光カプラ９２は、光信号とレーザ光とを合波する。偏波コントローラ９３は、光信号の偏光状態を制御する。光−電気信号変換器９５は、光信号を電気信号に変換する。アナログ・デジタル信号変換器９６−１、９６−２は、アナログのベースバンドＩＱ信号をデジタル信号に変換する。
【００７２】
次に、光信号送信装置８０、光信号受信装置９０の処理例を以下に説明する。
図９は、本第２実施形態での光信号の送信フレームフォーマットを示す概念図である。上位レイヤから、連続するアプリケーションデータがバイナリ信号として、光信号送信装置８０内の変調装置２１に入力される。変調装置２１は、第１実施形態と同様に、バイナリ信号をＯＦＤＭ信号に変換する。信号の送信フレームフォーマットは、図９に示すように、Ｎ個のＯＦＤＭシンボル毎にプリアンブルが付加される。これらの信号は、デジタル・アナログ信号変換器２２−１、２２−２によりアナログ信号に変換された後、ローパスフィルタ２３−１、２３−２を経て、光変調器８１へ入力され、光信号に変換された後、伝送される。
【００７３】
光信号受信装置９０では、受信した光信号が、偏光状態が調整されたレーザ光と共に光カプラ９２に入力され、その後、光−電気信号変換器９５において、電気信号に変換される。電気信号は、アナログ・デジタル信号変換器９６−１、９６−２においてデジタル信号に変換され、ローパスフィルタ４９−１、４９−２を経て、復調装置５０へ入力される。復調装置５０では、第１実施形態と同様な処理により、ＩＱインバランス補償用ウエイトを算出し、誤差補償部６８において周波数選択性ＩＱインバランスを補償した後に復調し、バイナリ信号を上位レイヤへ出力する。
【００７４】
上述した第２実施形態によれば、光信号送信装置８０、または光信号受信装置９０において発生した周波数選択性ＩＱインバランスを補償することができる。
本第１実施形態では、図９に示すような送信フレームフォーマットを用いたが、この限りでは無く、プリアンブルを付加しない構成でも、本発明を適用できる。
【００７５】
Ｃ．第３実施形態
次に、本発明の第３実施形態について説明する。
第１実施形態と同様に、２台の無線装置がＯＦＤＭ通信方式を用いて信号の送受信を行う無線通信システムを想定する。無線通信システムの構成は図１と同様である。基地局１０から端末１１へ信号を伝送するものとし、基地局１０中の送信機において周波数選択性ＩＱインバランスが発生したものとする。端末１１の受信機内で周波数選択性ＩＱインバランス補償用のウエイトを算出し、基地局１０の送信機へフィードバックし、送信機内でプリディストーションを行うことによって、上記周波数選択性ＩＱインバランスを補償する処理例について説明する。
【００７６】
図１０は、本第３実施形態による基地局１０中の送受信機の構成を示すブロック図である。図１０において、送信機２０は図２の構成と同様であり、受信機４０は図４の構成と同様であるので、それぞれ同一の符号を付けて説明を省略する。但し、送信機２０の変調装置２１と、受信機４０の復調装置５０ａとが異なる。受信機４０の復調装置５０ａは、ウエイト情報を送信機２０の変調装置２１に供給する。サーキュレータ１００は、送信信号と受信信号の流れる方向を切り替える。送受信アンテナ１０１は、送信機２０からの送信信号をサーキュレータ１００を介して送信し、受信した受信信号を、サーキュレータ１００を介して受信機４０に供給する。
【００７７】
図１１は、本第３実施形態による送信機２０の変調装置２１の構成を示すブロック図である。なお、図３に対応する部分には同一の符号を付けて説明を省略する。変調装置２１では、図３に示す構成に、プリディストーション処理部３６が付加された構成である。プリディストーション処理部３６は、受信機４０の復調装置５０ａから伝達されたウエイトを送信信号に乗算し、加算することによって、直交変調器２５から出力された信号の干渉成分が打ち消されるようにプリディストーション処理を行う。
【００７８】
図１２は、本第３実施形態による受信機４０の復調装置５０ａの構成を示すブロック図である。なお、図４に対応する部分には同一の符号を付けて説明を省略する。復調装置５０ａでは、図５に示す構成から誤差補償部６８、及びウエイト算出部６７を取り除いた構成である。
【００７９】
図１３は、本第３実施形態による端末１１中の送受信機の構成を示すブロック図である。図１３に示す端末１１の送受信機の構成は、図１０に示す基地局１０の送受信機の構成とほぼ同様である。図１３において、図１０に対応する部分には同一の符号を付けて説明を省略する。端末１１の受信機４０において、復調装置５０ｂが異なる。
【００８０】
図１４は、本第３実施形態による受信機４０の復調装置５０ｂの構成を示すブロック図である。図５に示す構成と比べ、及び誤差補償部６８を取り除いた構成である。ウエイト算出部６７によって算出されたウエイト情報が、送信機２０の変調装置２１に供給される。
【００８１】
以下に、基地局１０、及び端末１１における処理例を説明する。ＯＦＤＭ信号を生成するためのフーリエ変換のサイズを６４、その内のデータを伝送するために用いるサブキャリア数を４８とする。
【００８２】
第１実施形態と同様に、２＊Ｎ＊４８ビットのアプリケーションデータがバイナリ信号として、基地局１０の送信機２０の変調装置２１に入力される。変調装置２１において、マッピング処理部３０により、ＱＰＳＫフォーマットに従って、バイナリ信号をＩＱ信号に変換する。この結果、Ｎ＊４８シンボルが生成される。次に、シリアル・パラレル変換器３１において、４８シンボルをパラレルに出力する。その後、プリディストーション処理部３６において、端末１１よりフィードバックされたウエイトを用いてプリディストーション処理を行う。時刻ｔ、サブキャリアｋで伝送する送信信号をＸ（ｔ，ｋ）、ＤＣ（直流）を挟んでｋと対称の位置にあるサブキャリア−ｋにおける送信信号をＸ（ｔ，−ｋ）、フィードバックされたウエイトをＷ１（ｋ）及びＷ２（ｋ）とすると、プリディストーション後の送信信号ＸＰ（ｔ，ｋ）は、次式（１４）のように処理される。
【００８３】
【数１４】
2012244421.tif 000016
【００８４】
なお、フィードバック情報が無い場合には、Ｗ１（ｋ）＝１、及びＷ２（ｋ）＝０とする。サブキャリア毎に上記演算を行った後、逆フーリエ変換器３２に出力する。逆フーリエ変換器３２において、逆フーリエ変換処理を行い、パラレル・シリアル変換器３３を介して、ＯＦＤＭシンボルを生成する。ＧＩ付加部３４では、ガードインターバルがＯＦＤＭシンボル毎に付加され、さらに、プリアンブル付加部３５で、プリアンブルが付加されて、変調装置２１から出力される。この時の送信フレームフォーマットは、図６と同様である。デジタル・アナログ信号変換器２２−１、２２−２によってアナログ信号に変換し、ローパスフィルタ２３−１、２３−２によって不要信号成分をカットした後、直交変調器２５においてローカル信号とミキシングして無線信号に変換し、送受信アンテナ１０１より放射する。
【００８５】
端末１１では、送受信アンテナ１０１において信号を受信した後、バンドパスフィルタ４２によって所要信号を抽出してダウンコンバータ４３へ入力し、ローカル信号とミキシングして、低周波無線信号に変換する。その後、バンドパスフィルタ４５によって不要な信号成分を除去し、アナログ・デジタル信号変換器４６によってアナログ信号からデジタル信号に変換する。次に、デジタル直交復調器４７において、デジタルローカル信号とミキシングし、ローパスフィルタ４９−１、４９−２を経てベースバンドＩＱ信号に変換した後、復調装置５０ｂへ入力する。
【００８６】
復調装置５０ｂにおいて、第１実施形態と同様に、同期処理部６０による同期処理、Ｇ除去部６１によるＧＩ除去、フーリエ変換部６３によるフーリエ変換、及び等化部６５による等化を行う。その後、等化後の信号は、パラレル・シリアル変換器６９によりシリアルに出力された後、デマッピング処理部７０によってバイナリ信号に変換され、上位レイヤへ送られる。ビット誤りがあった場合には、基地局１０へ再送要求を行う。同時に、ウエイト算出部６７において、サブキャリア毎にウエイトを算出する。ウエイトは、第１実施形態と同様に、ＣＭＡを用いて反復処理により算出する。算出したウエイトの情報は、送信機２０を介して基地局１０へ送られる。送信機２０における送信処理は、第１実施形態の基地局１０の送信機２０と同様である。ウエイト情報の伝達は、定期的に行われる。
【００８７】
基地局１０では、送受信アンテナ１０１において端末１１から送信された、ウエイト情報を格納した信号を受信した後、端末１１の受信機４０と同様に、受信機内で受信処理を行い、ウエイト情報を取得する。ウエイト情報は、送信機２０内の変調装置２１中のプリディストーション処理部３６へ伝達される。プリディストーション処理部３６は、伝達されたウエイトを用いて、送信信号に対してプリディストーション処理を行う。
なお、ウエイト情報の伝達は、定期的に行われるものとしたが、ウエイト値が予め定められた量以上変動した場合に伝達する処理でも良い。
【００８８】
次に、シミュレーションにより、第１実施形態を想定したＯＦＤＭシステムにおける効果を示す。図１５は、ＯＦＤＭシステムのシミュレーションモデルによる送信機、及び受信機の構成を示すブロック図である。また、図１６は、図１５のＯＦＤＭシステムのシミュレーションモデルを用いて、本発明による周波数選択性ＩＱインバランスの補償を行った場合のコンスタレーション結果である。図１５における送信機２００は、図１８と同一である。よって、同じ符号を付けて説明を省略する。一方、受信機３００におけるフーリエ変換７は、フーリエ変換処理を行う。等化８は、受信信号の振幅、及び位相を元に戻す。その後、本発明によるウエイト算出及び周波数選択性ＩＱインバランス補償９を行う。
【００８９】
図１６は、図１９に示すコンスタレーションに対して、本発明によるウエイト算出及びＩＱインバランス補償９を適用した場合の結果を示している。ＯＦＤＭシンボル数Ｎは、２００、ステップサイズは、０．０４としている。ＩＱインバランス補償により干渉信号が消え、コンスタレーションの広がりが抑圧されていることが分かる。
【００９０】
上述した第１乃至第３実施形態によれば、無線送受信機において発生した周波数選択性ＩＱインバランスを補償することができる。
【符号の説明】
【００９１】
１０  基地局
１１  端末
２０  送信機
２１  変調装置
２２−１、２２−２  デジタル・アナログ信号変換器（ＤＡＣ）
２３−１、２３−２  ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
２４  ローカル信号発生器
２５  直交変調器
２６  アンテナ
３０  マッピング処理部
３１  シリアル・パラレル変換器（Ｓ／Ｐ）
３２  逆フーリエ変換部
３３  パラレル・シリアル変換器（Ｐ／Ｓ）
３４  ＧＩ（Guard Interval）付加部
３５  プリアンブル付加部
３６  プリディストーション処理部
４０  受信機
４１  アンテナ
４２  バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
４３  ダウンコンバータ
４４  ローカル信号発生器
４５  バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
４６  アナログ・デジタル信号変換器（ＡＤＣ）
４７  デジタル直交復調器
４８  デジタルローカル信号発生器
４９−１、４９−２  ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
５０、５０ａ、５０ｂ  復調装置
６０  同期処理部
６１  ＧＩ除去部
６２  シリアル・パラレル変換器（Ｓ／Ｐ）
６３  フーリエ変換部
６４  チャネル状態推定部
６５  等化部
６７  ウエイト算出部
６８  誤差補償部
６９  パラレル・シリアル変換器（Ｐ／Ｓ）
７０  デマッピング処理部
８０  光信号送信装置
８１  光変調器
８２  レーザ
９０  光信号受信装置
９１  光バンドパスフィルタ（ＯＢＰＦ）
９２  光カプラ
９３  偏波コントローラ（ＰＣ）
９４  レーザ
９５  光−電気信号変換器
９６−１、９６−２  アナログ・デジタル信号変換器（ＡＤＣ）
１００  サーキュレータ
１０１  送受信アンテナ
【図１】
2012244421.tif 000017
【図２】
2012244421.tif 000018
【図３】
2012244421.tif 000019
【図４】
2012244421.tif 000020
【図５】
2012244421.tif 000021
【図６】
2012244421.tif 000022
【図７】
2012244421.tif 000023
【図８】
2012244421.tif 000024
【図９】
2012244421.tif 000025
【図１０】
2012244421.tif 000026
【図１１】
2012244421.tif 000027
【図１２】
2012244421.tif 000028
【図１３】
2012244421.tif 000029
【図１４】
2012244421.tif 000030
【図１５】
2012244421.tif 000031
【図１６】
2012244421.tif 000032
【図１７】
2012244421.tif 000033
【図１８】
2012244421.tif 000034
【図１９】
2012244421.tif 000035