(57)【要約】【課題】個々の単位増幅器で発生する高調波２ｆｏを抑圧して、スプリアスを低減することができるプッシュプル増幅器を得ることを目的とする。【解決手段】単位増幅器２〜５の入力側整合回路として動作する平衡−不平衡変換回路１１と、単位増幅器２〜５の出力側整合回路として動作する平衡−不平衡変換回路２１とがバランを用いて構成されており、平衡−不平衡変換回路１１におけるバラン１２，１３，１４の配置と、平衡−不平衡変換回路２１におけるバラン２２，２３，２４の配置とが点対称である。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号を増幅する複数の単位増幅器と、上記複数の単位増幅器の入力側に配置され、上記複数の単位増幅器の入力側整合回路として動作する第１の平衡−不平衡変換回路と、上記複数の単位増幅器の出力側に配置され、上記複数の単位増幅器の出力側整合回路として動作する第２の平衡−不平衡変換回路とを備えたプッシュプル増幅器において、
上記第１及び第２の平衡−不平衡変換回路がバランを用いて構成されており、上記第１の平衡−不平衡変換回路におけるバランの配置と、上記第２の平衡−不平衡変換回路におけるバランの配置とが点対称であることを特徴とするプッシュプル増幅器。
【請求項２】
複数の単位増幅器の前段又は後段に、振幅又は位相のうちの少なくとも一方を調整する調整回路が設けられていることを特徴とする請求項１記載のプッシュプル増幅器。
【請求項３】
単位増幅器として、トランジスタが用いられていることを特徴とする請求項１または請求項２記載のプッシュプル増幅器。
【請求項４】
第１及び第２の平衡−不平衡変換回路を構成しているバランは、フェライトコアを用いている伝送線路型バラン、フェライトコアを用いている巻線バラン、マーチャントバラン又はアクティブバランのいずれかであることを特徴とする請求項１から請求項３のうちのいずれか１項記載のプッシュプル増幅器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、例えば、衛星通信用の増幅器、移動体通信用の増幅器や地上マイクロ波通信用の増幅器などに適用されるプッシュプル増幅器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
通信については、電波法やＩＴＵの勧告等で、スプリアスの規定が設けられており、周波数帯や出力電力等によってスプリアスの規定が細かく設定されている。
そのため、スプリアスを規定値以下に抑圧するために、アンテナから信号を送信する前に、バンドパスフィルタやローパスフィルタ等を用いて、スプリアスを抑圧している。
昨今では、小型化や低コスト化が求められており、複数の周波数帯を共通に利用できる通信用のマルチバンド増幅器や広帯域増幅器が求められている。複数の周波数帯を利用する通信においても、先に述べたスプリアスの規定は遵守しなければならない。
【０００３】
以下の特許文献１には、部品素子数を低減して回路構成を簡素化することで、回路スペースを小さくしている高効率線形電力増幅器が開示されている。
この高効率線形電力増幅器では、広帯域整合回路が入力端子から入力された信号を周波数帯域Ａ，Ｂの双方で整合を図り、増幅器が整合後の信号を増幅する。
増幅器により増幅された周波数帯域Ａの信号は、周波数帯域Ａ用の帯域通過フィルタを通過して周波数帯域Ａ用の出力整合回路に入力され、その出力整合回路でインピーダンスが整合されて、周波数帯域Ａ用の出力端子に出力される。
一方、増幅器により増幅された周波数帯域Ｂの信号は、周波数帯域Ｂ用の帯域通過フィルタを通過して周波数帯域Ｂ用の出力整合回路に入力され、その出力整合回路でインピーダンスが整合されて、周波数帯域Ｂ用の出力端子に出力される。
これにより、増幅器により増幅された周波数帯域Ａの信号と周波数帯域Ｂの信号を出力することができるが、周波数帯域Ａと周波数帯域Ｂの間の信号については取り出すことができない。
【０００４】
以下の特許文献２には、簡易な構成で、複数の異なる周波数帯域の入力信号を効率的に増幅することができる高周波増幅器が開示されている。
この高周波増幅器では、インピーダンス変換回路が、入力されたｎ個の周波数を含むＲＦ信号を増幅器の出力インピーダンスよりも高いインピーダンスに変換し、高域フィルタと低域フィルタが、インピーダンス変換後のＲＦ信号を最も高い周波数ｆ１の信号と、それよりも低い周波数の信号に分岐している。
周波数ｆ１の信号は、高域フィルタを通過することによって５０オームに変換される。
低域フィルタで分波された周波数ｆ１よりも低い周波数の信号は、インピーダンス変換回路で高インピーダンスに変換され、高域フィルタと低域フィルタで２番目に高い周波数ｆ２の信号と、それよりも低い周波数の信号に分岐される。
同じ要領で、周波数ｆｎの信号まで分岐されながら、インピーダンス変換回路で高インピーダンスに変換され、周波数毎に５０オームにインピーダンス整合が取られる。
これにより、複数の周波数の信号を出力することができるが、各周波数の間の信号については取り出すことができない。
【０００５】
以下の特許文献３には、高調波注入プッシュプル増幅器が開示されている。
この高調波注入プッシュプル増幅器は、平衡−不平衡変換回路と、その平衡−不平衡変換回路と接続されて、互いに逆相動作する２つの単位増幅器とを有している。
また、この高調波注入プッシュプル増幅器は、基本信号の奇数次高調波歪信号を含む高調波歪信号を入力する高調波歪信号発生回路を備えており、基本信号と奇数次高調波歪信号を入力することで、低歪化を図るようにしている。
この高調波注入プッシュプル増幅器は、所定の周波数の信号だけでなく、広帯域の信号を出力することができるが、高調波歪信号の周波数毎に高調波歪信号発生回路を備える必要があり、設備の大型化を招いてしまう。
【０００６】
ここで、広帯域の信号を出力することが可能な広帯域増幅器を通信用増幅器に適用する場合を考える。
この場合、増幅器自身の帯域内には、図１１に示すように、２倍波（２ｆｏ），３倍波（３ｆｏ），・・・，ｎ倍波（ｎｆｏ）の高調波帯域が含まれる。
図１１（ａ）は狭帯域増幅器の利得特性を示しており、狭帯域増幅器の場合、基本波ｆｏの周波数では利得（Ｓ２１）があるが、高調波２ｆｏ，３ｆｏ，・・・の周波数では利得（Ｓ２１）がない。
一般的に、狭帯域増幅器の場合、基本波ｆｏは整合を取っているが、その他の周波数の整合は取っていない。そのため、高調波は減衰されて出力される。
図１１（ｂ）は狭帯域増幅器における信号のスペクトラムを示しており、基本波ｆｏと比べて、高調波２ｆｏ，３ｆｏ，・・・は抑圧されている。
【０００７】
図１１（ｃ）は広帯域増幅器の利得特性を示しており、広帯域増幅器の場合、基本波ｆｏの周波数だけでなく、高調波２ｆｏ，３ｆｏ，・・・の周波数でも利得（Ｓ２１）がある。
一般的に、広帯域増幅器の場合、増幅器の帯域内の整合は取れているため、帯域内の損失は帯域外と比べて小さくなる。そのため、高調波は減衰し難くなる。
図１１（ｄ）は広帯域増幅器における信号のスペクトラムを示しており、図１１（ｂ）に示す狭帯域増幅器の場合と比べて、高調波２ｆｏ，３ｆｏ，・・・が、破線矢印の分だけ増加していることが分かる。
したがって、狭帯域増幅器より広帯域増幅器の方が高調波の出力が大きくなる。また、高調波２ｆｏ，３ｆｏ，・・・の中で、高調波２ｆｏが、他の高調波３ｆｏ，４ｆｏ・・・より大きくなる。広帯域増幅器の場合、この高調波２ｆｏがスプリアスとして問題になる。
【０００８】
上述したように、通信については、電波法やＩＴＵの勧告等で、スプリアスの規定が設けられており、周波数帯や出力電力等によってスプリアスの規定が細かく設定されているため、スプリアスを規定値以下に抑圧する必要がある。スプリアスを規定値以下に抑圧するために、ローパスフィルタ等のフィルタが用いられる。
図１２（ａ）は狭帯域増幅器のスペクトラムと、スプリアスを抑圧するために必要なローパスフィルタの特性を示している。
また、図１２（ｂ）は広帯域増幅器のスペクトラムと、スプリアスを抑圧するために必要なローパスフィルタの特性を示している。
狭帯域増幅器では、図１２（ａ）に示すように、抑圧量Ａを有するローパスフィルタが必要になり、広帯域増幅器では図１２（ｂ）に示すように、抑圧量Ｂを有するローパスフィルタが必要になる。
このとき、抑圧量Ｂ＞抑圧量Ａであるため、狭帯域増幅器より広帯域増幅器の方が大きな抑圧量を必要とする。
【０００９】
広帯域増幅器の全ての帯域を利用できるようにする場合、スプリアスを規定の値まで抑圧するために複数のフィルタが必要になる。
図１３は１０倍帯域増幅器（ｆａ〜１０ｆａ）のフィルタ帯域を示す説明図である。
例えば、フィルタの帯域を１．７倍と仮定して、フィルタ間のオーバーラップを２０ＭＨｚとすると、図１３に示すように、５つのフィルタが必要となる。
広帯域増幅器では、高調波２ｆｏ，３ｆｏ，・・・の中で、高調波２ｆｏのスプリアスの大きさが高いので、急峻な特性が求められる。そのため、例えば、有極フィルタ等が用いられるが、フィルタの損失や回路規模が大きくなる問題がある。
【００１０】
高調波２ｆｏを含む偶高調波の抑圧を増幅器の内部で行う手法として、プッシュプル増幅器がある。
図１４は一般的なプッシュプル増幅器を示す構成図であり、このプッシュプル増幅器では、平衡−不平衡変換回路としてバランを使用し、入力側のバランと出力側のバランとの間に、逆相で動作する単位増幅器が接続されている。
このプッシュプル増幅器では、理想的には高調波２ｆｏを含む偶高調波が完全に抑圧される。
図１５（ａ）は図１４のプッシュプル増幅器における信号のスペクトラムを示しており、偶高調波２ｆｏ，４ｆｏ，・・・は完全に抑圧される。そのため、スプリアスは高調波３ｆｏ以上の奇高調波を抑圧すればよいことになる。
【００１１】
図１２に示すように、２ｆｏ＞３ｆｏであるため、フィルタ自身の抑圧量を低減することができる。また、フィルタ帯域を広くすることができるため、フィルタの個数を減らすことができる。
図１５（ｂ）は１０倍帯域増幅器（ｆａ〜１０ｆａ）のフィルタ帯域を示しており、フィルタの個数を３つに減らすことが可能である。
しかしながら、実際にプッシュプル増幅器を試作すると、高調波２ｆｏを完全に抑圧することはできない。
図１６は試作したプッシュプル増幅器の入出力特性を示す説明図であり、高調波３ｆｏと比べて、高調波２ｆｏの出力電力の大きさが小さくなっているが、完全には抑圧されていないことが分かる。
その理由は、平衡−不平衡変換回路は、理想的には不平衡ポートに入力された信号が２分割されて、位相差が１８０度になるが、実際の回路では位相差が１８０度にならないことがあるからである。
【００１２】
図１７は平衡−不平衡変換回路である伝送線路バランを示す回路図である。
図１７に示すように、不平衡ポートをＰｏｒｔ１、平衡ポートをＰｏｒｔ２，３とすると、理想的には、通過振幅と通過位相が図１８（ａ）のようになり、不平衡ポートであるＰｏｒｔ１から入力された信号の電力は、平衡ポートであるＰｏｒｔ２とＰｏｒｔ３に、１／２ずつ振り分けられる。そのときの位相差は１８０度になる。
しかし、実際には、図１８（ｂ）に示すように、全ての周波数範囲で完全に理想的な動作はしないため、高調波２ｆｏを完全に抑圧することはできない。
【００１３】
さらに詳しく高調波２ｆｏの抑圧の原理について説明する。
図１４に示すプッシュプル増幅器は、信号ｆ（θ）が入力されると、入力側のバランによって、１／２ｆ（θ）と−１／２ｆ（θ）の信号に分けられる。
１／２ｆ（θ）と−１／２ｆ（θ）の信号は、個々の単位増幅器によって増幅され、その増幅に伴って、高調波１／２Ｆ（２θ），１／２Ｆ（３θ），・・・が出力される。Ｆ（２θ）＝２ｆｏ，Ｆ（３θ）＝３ｆｏ，・・・である。
【００１４】
個々の単位増幅器から出力された信号は、出力側のバランで奇数次成分は合成され、偶数次成分は打ち消しあうことになる。
しかしながら、偶数次成分は図１８（ｂ）に示すように、振幅偏差や位相偏差がある場合には完全に打ち消されない。
個々の単位増幅器で発生する高調波２ｆｏは位相が１８０度異なるため、理想的な場合には、図１９（ａ）に示すように、ベクトル合成して完全に打ち消しあう。ただし、振幅偏差Δａがある場合、図１９（ｂ）に示すように、ベクトル合成しても振幅偏差Δａの信号が残る。また、位相偏差Δｐがある場合、図１９（ｃ）に示すように、ベクトル合成してもΔＰの信号が残る。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１５】
【特許文献１】特開平１１−９７９４６号公報（段落番号［０００８］から［０００９］）
【特許文献２】ＷＯ２００５／０４８４４８
【特許文献３】ＷＯ２０１０／０３２２８３
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
従来のプッシュプル増幅器は以上のように構成されているので、個々の単位増幅器で発生する高調波２ｆｏを理想的には抑圧することができる。しかし、実際には、全ての周波数範囲で完全に理想的な動作は行われないため、個々の単位増幅器で発生する高調波２ｆｏを完全に抑圧することができず、スプリアスを規定値以下に抑圧することができないことがあるなどの課題があった。
【００１７】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、個々の単位増幅器で発生する高調波２ｆｏを抑圧して、スプリアスを低減することができるプッシュプル増幅器を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
この発明に係るプッシュプル増幅器は、入力信号を増幅する複数の単位増幅器と、複数の単位増幅器の入力側に配置され、複数の単位増幅器の入力側整合回路として動作する第１の平衡−不平衡変換回路と、複数の単位増幅器の出力側に配置され、複数の単位増幅器の出力側整合回路として動作する第２の平衡−不平衡変換回路とを備え、第１及び第２の平衡−不平衡変換回路がバランを用いて構成されており、第１の平衡−不平衡変換回路におけるバランの配置と、第２の平衡−不平衡変換回路におけるバランの配置とが点対称であるものである。
【発明の効果】
【００１９】
この発明によれば、入力信号を増幅する複数の単位増幅器と、複数の単位増幅器の入力側に配置され、複数の単位増幅器の入力側整合回路として動作する第１の平衡−不平衡変換回路と、複数の単位増幅器の出力側に配置され、複数の単位増幅器の出力側整合回路として動作する第２の平衡−不平衡変換回路とを備え、第１及び第２の平衡−不平衡変換回路がバランを用いて構成されており、第１の平衡−不平衡変換回路におけるバランの配置と、第２の平衡−不平衡変換回路におけるバランの配置とが点対称であるように構成したので、個々の単位増幅器で発生する高調波２ｆｏを抑圧して、スプリアスを低減することができる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】この発明の実施の形態１によるプッシュプル増幅器を示す構成図である。
【図２】入力端子３１から出力端子３２に至る経路Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄを示す説明図である。
【図３】図１のプッシュプル増幅器における各部の振幅偏差及び位相偏差を示す説明図である。
【図４】バラン２２，２３を通過するＲＦ信号における２次高調波２ｆｏの信号ベクトルを示す説明図である。
【図５】バラン１２，１３，１４，２２，２３，２４が従来構成で配置される場合の各部の振幅偏差及び位相偏差を示す説明図である。
【図６】バラン２２，２３を通過するＲＦ信号における２次高調波２ｆｏの信号ベクトルを示す説明図である。
【図７】バランの振幅偏差Δａ及び位相偏差Δｐをパラメータとして、ＲＦ信号の２次高調波２ｆｏの抑圧量を計算した結果を示すグラフ図である。
【図８】ＲＦ信号の基本波ｆｏと２次高調波２ｆｏの測定結果を示す説明図である。
【図９】この発明の実施の形態２によるプッシュプル増幅器を示す構成図である。
【図１０】平衡−不平衡変換回路１１，２１を構成しているバランが、同軸ケーブルとフェライトコアを用いている伝送線路型バランである例を示す説明図である。
【図１１】増幅器の利得特性及び信号のスペクトラムを示す説明図である。
【図１２】増幅器のスペクトラムと、スプリアスを抑圧するために必要なローパスフィルタの特性を示す説明図である。
【図１３】１０倍帯域増幅器（ｆａ〜１０ｆａ）のフィルタ帯域を示す説明図である。
【図１４】一般的なプッシュプル増幅器を示す構成図である。
【図１５】図１４のプッシュプル増幅器における信号のスペクトラムと、１０倍帯域増幅器（ｆａ〜１０ｆａ）のフィルタ帯域を示す説明図である。
【図１６】試作したプッシュプル増幅器の入出力特性を示す説明図である。
【図１７】平衡−不平衡変換回路である伝送線路バランを示す回路図である。
【図１８】理想的な通過振幅及び通過位相と、実際の通過振幅及び通過位相とを示す説明図である。
【図１９】個々の単位増幅器で発生する高調波２ｆｏのベクトル合成を示す説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１によるプッシュプル増幅器を示す構成図である。
図１において、単位増幅器群１は複数の単位増幅器２，３，４，５から構成されている。
単位増幅器２，３，４，５は入出力インピーダンスが１２．５Ωに調整されており、入力信号であるＲＦ信号を増幅する。
第１の平衡−不平衡変換回路である平衡−不平衡変換回路１１は単位増幅器群１の入力側に配置されており、単位増幅器群１の入力側整合回路として動作し、５０Ωから１２．５Ωに変換する。
平衡−不平衡変換回路１１は複数のバラン１２，１３，１４から構成されており、バラン１２は５０Ωから２５Ωに変換し、バラン１３，１４は２５Ωから１２．５Ωに変換する。
【００２２】
第２の平衡−不平衡変換回路である平衡−不平衡変換回路２１は単位増幅器群１の出力側に配置されており、単位増幅器群１の出力側整合回路として動作し、５０Ωから１２．５Ωに変換する。
平衡−不平衡変換回路２１は複数のバラン２２，２３，２４から構成されており、バラン２２，２３は２５Ωから１２．５Ωに変換し、バラン２４は５０Ωから２５Ωに変換する。
【００２３】
図１のプッシュプル増幅器は、入力端子３１から出力端子３２に至る経路Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ（図２を参照）の振幅偏差と位相偏差が等しくなるように、平衡−不平衡変換回路１１，２１の内部にはバラン１２，１３，１４，２２，２３，２４が配置されている。
即ち、平衡−不平衡変換回路１１におけるバラン１２，１３，１４と、平衡−不平衡変換回路２１におけるバラン２２，２３，２４とが点対称に配置されている。
【００２４】
具体的には、平衡−不平衡変換回路１１のバラン１２は不平衡ポートであるＰｏｒｔ１が入力端子３１と接続され、平衡ポートであるＰｏｒｔ２がバラン１４のＰｏｒｔ１と接続され、平衡ポートであるＰｏｒｔ３がバラン１３のＰｏｒｔ１と接続されている。
バラン１３は不平衡ポートであるＰｏｒｔ１がバラン１２のＰｏｒｔ３と接続され、平衡ポートであるＰｏｒｔ２が単位増幅器３の入力側と接続され、平衡ポートであるＰｏｒｔ３が単位増幅器２の入力側と接続されている。
バラン１４は不平衡ポートであるＰｏｒｔ１がバラン１２のＰｏｒｔ２と接続され、平衡ポートであるＰｏｒｔ２が単位増幅器５の入力側と接続され、平衡ポートであるＰｏｒｔ３が単位増幅器４の入力側と接続されている。
【００２５】
平衡−不平衡変換回路２１のバラン２２は平衡ポートであるＰｏｒｔ２が単位増幅器２の出力側と接続され、平衡ポートであるＰｏｒｔ３が単位増幅器３の出力側と接続され、不平衡ポートであるＰｏｒｔ１がバラン２４のＰｏｒｔ２と接続されている。
バラン２３は平衡ポートであるＰｏｒｔ２が単位増幅器４の出力側と接続され、平衡ポートであるＰｏｒｔ３が単位増幅器５の出力側と接続され、不平衡ポートであるＰｏｒｔ１がバラン２４のＰｏｒｔ３と接続されている。
バラン２４は平衡ポートであるＰｏｒｔ２がバラン２２のＰｏｒｔ１と接続され、平衡ポートであるＰｏｒｔ３がバラン２３のＰｏｒｔ１と接続され、不平衡ポートであるＰｏｒｔ１が出力端子３２と接続されている。
【００２６】
次に動作について説明する。
入力端子３１から入力されたＲＦ信号は、平衡−不平衡変換回路１１のバラン１２に入力される。
平衡−不平衡変換回路１１のバラン１２に入力されたＲＦ信号は、電力が１／２に分割されて、一方のＲＦ信号がバラン１３に入力され、他方のＲＦ信号がバラン１４に入力される。
【００２７】
平衡−不平衡変換回路１１のバラン１３に入力されたＲＦ信号は、電力が１／２に分割されて、一方のＲＦ信号が単位増幅器２に入力され、他方のＲＦ信号が単位増幅器３に入力される。
平衡−不平衡変換回路１１のバラン１４に入力されたＲＦ信号は、電力が１／２に分割されて、一方のＲＦ信号が単位増幅器４に入力され、他方のＲＦ信号が単位増幅器５に入力される。
【００２８】
単位増幅器２，３，４，５に入力されたＲＦ信号は増幅され、単位増幅器２により増幅されたＲＦ信号と単位増幅器３により増幅されたＲＦ信号は、平衡−不平衡変換回路２１のバラン２２に入力される。
また、単位増幅器４により増幅されたＲＦ信号と単位増幅器５により増幅されたＲＦ信号は、平衡−不平衡変換回路２１のバラン２３に入力される。
なお、ＲＦ信号が入力された単位増幅器２，３，４，５からは、増幅後のＲＦ信号の基本波ｆｏと一緒に、高調波２ｆｏ，３ｆｏ，・・・も出力される。
【００２９】
平衡−不平衡変換回路２１のバラン２２に入力された２つのＲＦ信号は、電力が合成されてバラン２４に入力される。
平衡−不平衡変換回路２１のバラン２３に入力された２つのＲＦ信号は、電力が合成されてバラン２４に入力される。
平衡−不平衡変換回路２１のバラン２４に入力された２つのＲＦ信号は、電力が合成されて出力端子３２から外部に出力される。
これにより、出力端子３２からＲＦ信号が外部に出力されるが、ＲＦ信号が平衡−不平衡変換回路２１のバラン２２，２３，２４を通過する際に偶高調波２ｆｏ，４ｆｏ，・・・は抑圧されるため、出力端子３２から偶高調波２ｆｏ，４ｆｏ，・・・は出力されない。
【００３０】
次に本発明の効果について詳細に説明する。
図３は図１のプッシュプル増幅器における各部の振幅偏差及び位相偏差を示す説明図である。
図３では、バランにおけるＰｏｒｔ２でのＲＦ信号の振幅偏差がΔａ＝０ｄＢ、位相偏差がΔｐ＝０度であるとき、Ｐｏｒｔ３でのＲＦ信号の振幅偏差がΔａ＝０．２５ｄＢ、位相偏差がΔｐ＝５度であるとして説明する。
【００３１】
入力端子３１から入力されたＲＦ信号が、平衡−不平衡変換回路１１のバラン１２に入力されて、ポイントＡ１を通過したときのＲＦ信号の振幅偏差はΔａ＝０．２５ｄＢとなり、位相偏差はΔｐ＝５度となる。
また、ポイントＡ２を通過したときのＲＦ信号の振幅偏差はΔａ＝０ｄＢとなり、位相偏差はΔｐ＝０度となる。
このように、バラン１２を通過することで、Ｐｏｒｔ２とＰｏｒｔ３の間で、振幅偏差Δａ、位相偏差Δｐが発生する。
【００３２】
バラン１２を通過してバラン１３，１４に入力されたＲＦ信号の振幅偏差Δａ及び位相偏差Δｐは更に大きくなり、ポイントＢ１を通過したときのＲＦ信号の振幅偏差はΔａ＝０．５ｄＢとなり、位相偏差はΔｐ＝１０度となる。
ポイントＢ２を通過したときのＲＦ信号の振幅偏差はΔａ＝０．２５ｄＢとなり、位相偏差はΔｐ＝５度となる。
ポイントＢ３を通過したときのＲＦ信号の振幅偏差はΔａ＝０．２５ｄＢとなり、位相偏差はΔｐ＝５度となる。
また、ポイントＢ４を通過したときのＲＦ信号の振幅偏差はΔａ＝０ｄＢとなり、位相偏差はΔｐ＝０度となる。
【００３３】
これらのＲＦ信号は、単位増幅器２，３，４，５において、同じ振幅偏差と位相偏差を持って増幅され、単位増幅器２，３，４，５で発生する高調波についても同様の偏差を持つことになる。
これらの偏差は、ＲＦ信号の基本波ｆｏについては損失の要因になり、２次高調波２ｆｏについては抑圧量として寄与する。
本発明は、２次高調波２ｆｏの抑圧を目的としているため、以下、２次高調波２ｆｏに着目して説明する。
【００３４】
ポイントＣ１を通過したときのＲＦ信号の振幅偏差はΔａ＝０．５ｄＢとなり、位相偏差はΔｐ＝１０度となる。
ポイントＣ２を通過したときのＲＦ信号の振幅偏差はΔａ＝０．２５ｄＢとなり、位相偏差はΔｐ＝５度となる。
ポイントＣ３を通過したときのＲＦ信号の振幅偏差はΔａ＝０．２５ｄＢとなり、位相偏差はΔｐ＝５度となる。
ポイントＣ４を通過したときのＲＦ信号の振幅偏差はΔａ＝０ｄＢとなり、位相偏差はΔｐ＝０度となる。
【００３５】
バラン２２によってポイントＣ１を通過するＲＦ信号とポイントＣ２を通過するＲＦ信号が合成され、バラン２３によってポイントＣ３を通過するＲＦ信号とポイントＣ４を通過するＲＦ信号が合成される。
また、バラン２２，２３によって、ポイントＣ２を通過するＲＦ信号及びポイントＣ４を通過するＲＦ信号における２次高調波２ｆｏの振幅偏差Δａと位相偏差Δｐだけが重畳される。
ここで、図４はバラン２２，２３を通過するＲＦ信号における２次高調波２ｆｏの信号ベクトルを示す説明図である。
【００３６】
図４からも明らかなように、バラン２２によって、ＲＦ信号の２次高調波２ｆｏが合成されることで、ポイントＣ１を通過しているＲＦ信号の２次高調波２ｆｏと、ポイントＣ２を通過しているＲＦ信号の２次高調波２ｆｏとが、互いに打ち消し合って完全に抑圧される。
また、バラン２３によって、ＲＦ信号の２次高調波２ｆｏが合成されることで、ポイントＣ３を通過しているＲＦ信号の２次高調波２ｆｏと、ポイントＣ４を通過しているＲＦ信号の２次高調波２ｆｏとが、互いに打ち消し合って完全に抑圧される。
【００３７】
このように、２次高調波２ｆｏが互いに打ち消し合う理由は、ＲＦ信号の２次高調波２ｆｏが平衡−不平衡変換回路２１に入力されたときに、平衡ポート同士の振幅偏差と位相偏差が、２次高調波２ｆｏにおいて最少になるような経路に各バランを配置しているためである。
バラン２２，２３，２４の振幅偏差Δａ及び位相偏差Δｐが異なっている場合、バラン２２，２３では、２次高調波２ｆｏが完全には抑圧されないが、バラン２４によって、ＲＦ信号の２次高調波２ｆｏが合成されることで、ポイントＤ１を通過しているＲＦ信号の２次高調波２ｆｏと、ポイントＤ２を通過しているＲＦ信号の２次高調波２ｆｏとが、互いに打ち消し合って完全に抑圧される。
【００３８】
ここで、図５はバラン１２，１３，１４，２２，２３，２４が従来構成で配置される場合の各部の振幅偏差及び位相偏差を示す説明図である。
従来構成では、図１のプッシュプル増幅器と異なり、平衡−不平衡変換回路１１におけるバラン１２，１３，１４と、平衡−不平衡変換回路２１におけるバラン２２，２３，２４とが点対称に配置されていないので、図６に示すように、ポイントＣ１を通過しているＲＦ信号の２次高調波２ｆｏと、ポイントＣ２を通過しているＲＦ信号の２次高調波２ｆｏとが、完全には打ち消し合うことができない。
また、ポイントＣ３を通過しているＲＦ信号の２次高調波２ｆｏと、ポイントＣ４を通過しているＲＦ信号の２次高調波２ｆｏとが、完全には打ち消し合うことができない。
【００３９】
図７はバランの振幅偏差Δａ及び位相偏差Δｐをパラメータとして、ＲＦ信号の２次高調波２ｆｏの抑圧量を計算した結果を示すグラフ図である。
図７より、バランの振幅偏差がΔａ＝０．２５ｄＢ、位相偏差がΔｐ＝５度であれば、この実施の形態１のプッシュプル増幅器では、２次高調波２ｆｏの抑圧量が６２ｄＢであるのに対して、従来構成のプッシュプル増幅器では、２次高調波２ｆｏの抑圧量が３８ｄＢであり、この実施の形態１のプッシュプル増幅器の方が、従来構成のプッシュプル増幅器よりも、２次高調波２ｆｏの抑圧量が２４ｄＢだけ大きい。
したがって、従来構成である図５のプッシュプル増幅器における２次高調波２ｆｏの抑圧量よりも、図１のプッシュプル増幅器における２次高調波２ｆｏの抑圧量の方が大きいことが分かる。
【００４０】
図８はＲＦ信号の基本波ｆｏと２次高調波２ｆｏの測定結果を示す説明図である。
ＲＦ信号の基本波ｆｏについては、この実施の形態１のプッシュプル増幅器と、従来構成のプッシュプル増幅器との間で相違はないが、ＲＦ信号の２次高調波２ｆｏについては、この実施の形態１のプッシュプル増幅器の方が、従来構成のプッシュプル増幅器よりも小さくなっている。
【００４１】
以上で明らかなように、この実施の形態１によれば、ＲＦ信号を増幅する複数の単位増幅器２，３，４，５と、複数の単位増幅器２，３，４，５の入力側に配置され、複数の単位増幅器２，３，４，５の入力側整合回路として動作する平衡−不平衡変換回路１１と、複数の単位増幅器２，３，４，５の出力側に配置され、複数の単位増幅器２，３，４，５の出力側整合回路として動作する平衡−不平衡変換回路２１とを備え、平衡−不平衡変換回路１１，２１がバランを用いて構成されており、平衡−不平衡変換回路１１におけるバラン１２，１３，１４の配置と、平衡−不平衡変換回路２１におけるバラン２２，２３，２４の配置が点対称であるように構成したので、入力端子３１から出力端子３２に至る経路Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄの振幅偏差と位相偏差が等しくなり、その結果、個々の単位増幅器２，３，４，５で発生する高調波２ｆｏを抑圧して、スプリアスを低減することができる効果を奏する。
【００４２】
なお、この実施の形態１では、単位増幅器群１が４個の単位増幅器２，３，４，５から構成されているものを示したが、これは一例に過ぎず、例えば、単位増幅器群１が２個の単位増幅器、８個の単位増幅器、１６個の単位増幅器から構成されていてもよい。
【００４３】
また、この実施の形態１では、平衡−不平衡変換回路１１が３個のバラン１２，１３，１４から構成されて、バランが２段構成（１段目：バラン１２、２段目：バラン１３，１４）であるものを示したが、これは一例に過ぎず、例えば、バランが１段構成（１段目：バラン１２）であってもよいし、バランが３段構成（１段目：バラン１２、２段目：バラン１３，１４、３段目：４個のバラン）であってもよい。
同様に、平衡−不平衡変換回路２１が３個のバラン２２，２３，２４から構成されて、バランが２段構成（１段目：バラン２２，２３、２段目：バラン２４）であるものを示したが、これは一例に過ぎず、例えば、バランが１段構成（１段目：１個のバラン）であってもよいし、バランが３段構成（１段目：４個のバラン、２段目：バラン２２，２３、３段目：バラン２４）であってもよい。
【００４４】
実施の形態２．
図９はこの発明の実施の形態２によるプッシュプル増幅器を示す構成図であり、図において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
振幅位相調整回路４１〜４４は単位増幅器２〜５の前段に設置されており、ＲＦ信号の振幅偏差及び位相偏差を調整する回路である。
図８の例では、振幅位相調整回路４１〜４４が単位増幅器２〜５の前段に設置されているが、単位増幅器２〜５の後段に設置されていてもよい。
【００４５】
次に動作について説明する。
振幅位相調整回路４１〜４４を実装している点以外は、上記実施の形態１と同様であるため、振幅位相調整回路４１〜４４の処理内容だけを説明する。
単位増幅器群１を構成している単位増幅器２，３，４，５の間にバラツキがなければ、上記実施の形態１で説明したように、振幅位相調整回路４１〜４４を実装することなく、単位増幅器２，３，４，５で発生する高調波２ｆｏを抑圧することができる。
しかし、単位増幅器２，３，４，５の間にバラツキがある場合、そのバラツキに伴う振幅偏差及び位相偏差によって、単位増幅器２，３，４，５で発生する高調波２ｆｏを十分に抑圧することができない可能性がある。
【００４６】
そこで、この実施の形態２では、単位増幅器２，３，４，５の間のバラツキに伴う振幅偏差及び位相偏差を調整する振幅位相調整回路４１〜４４を実装している。
単位増幅器２，３，４，５の間のバラツキの値が既知である場合には、振幅位相調整回路４１〜４４は、そのバラツキの値に応じてＲＦ信号の振幅偏差及び位相偏差を調整する。
単位増幅器２，３，４，５の間のバラツキの値が既知ではないが、振幅偏差及び位相偏差を検波する検波器（図示せぬ）が設けられている場合には、振幅位相調整回路４１〜４４は、その検波器の検波結果にしたがってＲＦ信号の振幅偏差及び位相偏差を調整する。
【００４７】
以上で明らかなように、この実施の形態２によれば、単位増幅器２〜５の前段又は後段に、ＲＦ信号の振幅偏差及び位相偏差を調整する振幅位相調整回路４１〜４４を設けるように構成したので、単位増幅器２〜５の間にバラツキがある場合でも、ＲＦ信号の２次高調波２ｆｏを十分に抑圧することができる効果を奏する。
【００４８】
なお、この実施の形態２では、振幅位相調整回路４１〜４４が、振幅偏差及び位相偏差の双方を調整するものを示したが、振幅偏差又は位相偏差のいずれか一方を調整するようにしてもよい。
【００４９】
実施の形態３．
上記実施の形態１，２では、入出力インピーダンスが１２．５Ωに調整されている単位増幅器２，３，４，５を用いて、単位増幅器群１が構成されているものを示したが、単位増幅器２，３，４，５として、入出力インピーダンスが１２．５Ωに調整されている単位トランジスタを用いて、単位増幅器群１が構成されていてもよく、上記実施の形態１，２と同様の効果を奏することができる。
また、整合インピーダンスを１２．５Ωとしているが、平衡−不平衡変換回路１１，２１のインピーダンスもしくは単位増幅器（単位トランジスタ）のインピーダンスとしてもよい。
【００５０】
上記実施の形態１，２では、平衡−不平衡変換回路１１，２１を構成しているバランが、図１０に示すように、同軸ケーブルとフェライトコアを用いている伝送線路型バランであるものを想定しているが、同軸ケーブルがＵの字型に曲げられて、フェライトコアに通されている形状のものや、フェライトコアの大きさが変化しているものであってもよい。
また、平衡−不平衡変換回路１１，２１を構成しているバランが、フェライトコアであるメガネコアやトロイダルコアに、エナメル線等の線材が巻かれている巻線バランであってもよい。
また、平衡−不平衡変換回路１１，２１を構成しているバランが、マーチャントバランやアクティブバランであってもよい。
【００５１】
なお、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。
【符号の説明】
【００５２】
１  単位増幅器群、２，３，４，５  単位増幅器、１１  平衡−不平衡変換回路（第１の平衡−不平衡変換回路）、１２，１３，１４  バラン、２１  平衡−不平衡変換回路（第２の平衡−不平衡変換回路）、２２，２３，２４  バラン、３１  入力端子、３２  出力端子、４１，４２，４３，４４  振幅位相調整回路。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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