(57)【要約】【課題】受信側フィルタの通過帯域における挿入損失を小さく抑えつつ、受信側フィルタの通過帯域の中心周波数ｆＲと送信側フィルタの通過帯域の中心周波数ｆＴとの差分に対応する周波数ｆ（ｆ＞０）を持つ妨害波が当該受信側フィルタに回り込むことを抑えること。【解決手段】アンテナポート１と受信ポート３との間に互いに直列に設けられた第１の直列腕２１及び第２の直列腕２１との間の接続点とアースとの間に、補助インダクタ素子２５を設ける。そして、第１の直列腕２１の容量値、第２の直列腕２１の容量値及び補助インダクタ素子２５のインダクタンス値について、第１の直列腕２１、第２の直列腕２１及び補助インダクタ素子２５からなる構成が周波数ｆに減衰域が位置するハイパスフィルタとなるように夫々設定する。【選択図】図１
2012244551.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
アンテナポート、送信側フィルタ及び受信側フィルタを備えたデュプレクサに用いられ、圧電基板上にＳＡＷ共振子を設けてなる受信側フィルタにおいて、
各々ＳＡＷ共振子からなる複数の直列腕と、
互いに隣接する２つの直列腕同士の接続点とアースとの間に設けられた補助インダクタ素子と、を備え、
前記互いに隣接する２つの直列腕及び前記補助インダクタ素子からなる回路は、送信側フィルタ及び受信側フィルタの各通過帯域における中心周波数の差分周波数に減衰域が位置するハイパスフィルタを構成していることを特徴とするデュプレクサの受信側フィルタ。
【請求項２】
互いに隣接する直列腕の間の接続点とアースとの間に設けられ、ＳＡＷ共振子からなる並列腕及びインダクタ素子が当該接続点側からアース側に向かってこの順番で互いに直列に配置された直列回路を備えたことを特徴とする請求項１に記載の受信側フィルタ。
【請求項３】
請求項１または２に記載の受信側フィルタと、
信号の送受信が行われるアンテナポートと、
このアンテナポートから前記受信側フィルタを介して信号が受信される受信ポートと、
ＳＡＷ共振子または縦結合共振器型フィルタを圧電基板上に配置した送信側フィルタと、
前記アンテナポートから前記送信側フィルタを介して信号が送信される送信ポートと、を備えたことを特徴とするデュプレクサ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば携帯端末などに用いられるデュプレクサの受信側フィルタ及びデュプレクサに関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話機等の双方向無線通信機能を持つ装置やこの種の装置を通信端末とする無線通信システムでは、当該通信端末が持つ１本の共通のアンテナにより信号を送受信するために、互いに異なる周波数帯域に通過帯域が夫々設定された送信側（ＴＸ）フィルタと受信側（ＲＸ）フィルタとを備えたデュプレクサ（弾性波共用器）が用いられる。このようなデュプレクサに用いられるフィルタ（送信側フィルタや受信側フィルタ）の一例としては、ＳＡＷ（Ｓｕｒｆａｃｅ  Ａｃｏｕｓｔｉｃ  Ｗａｖｅ）共振子をラダー型に接続したラダー型フィルタが挙げられる。各々の送信側フィルタ及び受信側フィルタの通過帯域における中心周波数ｆＴ、ｆＲは、夫々例えば１．９５ＧＨｚ及び２．１４ＧＨｚ程度に設定される場合がある。
【０００３】
このデュプレクサにおいて、送信側フィルタからアンテナに向かって信号を送信している時、ある周波数の信号が送信側フィルタから受信側フィルタに妨害波として回り込もうとする。この妨害波の周波数ｆとしては、既述の中心周波数ｆＴ、ｆＲの加算や減算により算出される周波数となり、具体的には例えば（ｆＲ−ｆＴ）、（２×ｆＴ−ｆＲ）、（ｆＴ＋ｆＲ）、（２×ｆＴ＋ｆＲ）等が挙げられる。そのため、例えば受信側フィルタにおいて、このような妨害波が当該受信側フィルタに回り込むことを抑制する必要がある。即ち、受信側フィルタでは、妨害波に対応する周波数に減衰域を設けておく必要がある。
【０００４】
しかし、これら妨害波のうち、例えば周波数が（ｆＲ−ｆＴ）（＝２．１４ＧＨｚ−１．９５ＧＨｚ＝１９０ＭＨｚ）の妨害波については、デュプレクサにおいて送受信を行っている帯域よりも極めて低域側の周波数となっており、そのためラダー型フィルタの設計だけでは減衰させることが困難である。
特許文献１〜３には、ＳＡＷ共振子を用いたフィルタについて記載されているが、デュプレクサにおける既述の課題については記載されていない。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】国際公開２００７／０２３６４３
【特許文献２】特開２００２−３１４３７２
【特許文献３】特開２００７−２０２１３６
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
本発明はこのような事情に基づいてなされたものであり、その目的は、デュプレクサの受信側フィルタにおいて、当該受信側フィルタの通過帯域における挿入損失を小さく抑えつつ、受信側フィルタ及び送信側フィルタの各通過帯域の中心周波数の差分周波数の妨害波が受信側フィルタに回り込むことを抑えることのできる受信側フィルタ及びデュプレクサを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明のデュプレクサの受信側フィルタは、
アンテナポート、送信側フィルタ及び受信側フィルタを備えたデュプレクサに用いられ、圧電基板上にＳＡＷ共振子を設けてなる受信側フィルタにおいて、
各々ＳＡＷ共振子からなる複数の直列腕と、
互いに隣接する２つの直列腕同士の接続点とアースとの間に設けられた補助インダクタ素子と、を備え、
前記互いに隣接する２つの直列腕及び前記補助インダクタ素子からなる回路は、送信側フィルタ及び受信側フィルタの各通過帯域における中心周波数の差分周波数に減衰域が位置するハイパスフィルタを構成していることを特徴とする。
互いに隣接する直列腕の間の接続点とアースとの間に、ＳＡＷ共振子からなる並列腕及びインダクタ素子が当該接続点側からアース側に向かってこの順番で互いに直列に配置された直列回路を配置しても良い。
【０００８】
本発明のデュプレクサは、
前記受信側フィルタと、
信号の送受信が行われるアンテナポートと、
このアンテナポートから前記受信側フィルタを介して信号が受信される受信ポートと、
ＳＡＷ共振子または縦結合共振器型フィルタを圧電基板上に配置した送信側フィルタと、
前記アンテナポートから前記送信側フィルタを介して信号が送信される送信ポートと、を備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、互いに隣接する２つの直列腕の接続点とアースとの間に、補助インダクタ素子を設けている。そして、前記互いに隣接する２つの直列腕及び補助インダクタ素子からなる回路について、送信側フィルタ及び受信側フィルタの各通過帯域の中心周波数の差分周波数に減衰域が位置するハイパスフィルタとなるように構成している。そのため、受信側フィルタでは、アンテナポート及び受信ポートに対するインピーダンスの整合を図りつつ（通過帯域における挿入損失を抑えつつ）、前記差分周波数に対応する妨害波が送信側フィルタから当該受信側フィルタに回りこむことを抑えることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明の実施の形態に係るデュプレクサの構成例を示した回路図である。
【図２】従来のデュプレクサを示す回路図である。
【図３】前記従来のデュプレクサのシミュレーションによって得られた結果を示す特性図である。
【図４】本発明におけるシミュレーションによって得られた結果を示す特性図である。
【図５】本発明におけるシミュレーションによって得られた結果を示す特性図である。
【図６】本発明においてシミュレーションに用いたデュプレクサの回路図である。
【図７】本発明におけるシミュレーションによって得られた結果を示す特性図である。
【図８】本発明においてシミュレーションに用いたデュプレクサの回路図である。
【図９】本発明におけるシミュレーションによって得られた結果を示す特性図である。
【図１０】本発明においてシミュレーションに用いたデュプレクサの回路図である。
【図１１】本発明におけるシミュレーションによって得られた結果を示す特性図である。
【図１２】本発明のデュプレクサのシミュレーションによって得られた結果を示す特性図である。
【図１３】本発明のデュプレクサの一部の回路において得られる特性図である。
【図１４】本発明のデュプレクサの特性を模式的に示す模式図である。
【図１５】本発明のデュプレクサの概観の一例を示す平面図である。
【図１６】本発明のデュプレクサの他の例を示す回路図である。
【図１７】前記他の例のシミュレーションにより得られた結果を示す特性図である。
【図１８】本発明のデュプレクサの別の例を示す回路図である。
【図１９】前記別の例のシミュレーションにより得られた結果を示す特性図である。
【図２０】前記別の例のデュプレクサの一部の回路において得られる特性図である。
【図２１】本発明のデュプレクサの更に他の例を示した回路図である。
【図２２】本発明のデュプレクサの更にまた他の例を示した回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
［デュプレクサの回路］
本発明のデュプレクサ（弾性波共用器）の実施の形態の一例について、始めに回路図について説明する。このデュプレクサは、図１に示すように、信号の送受信を行う共通のアンテナポート１と、このアンテナポート１に対して信号の送信を行う送信側（ＴＸ）フィルタ１０と、アンテナポート１を介して信号を受信する受信側（ＲＸ）フィルタ２０と、を備えている。送信側フィルタ１０及び受信側フィルタ２０における夫々の通過帯域の中心周波数をｆＴ及びｆＲと呼ぶと、この例ではこれら通過帯域同士が互いに重なり合わないように、中心周波数ｆＴ及び中心周波数ｆＲは、夫々例えば１．９５ＧＨｚ及び２．１４ＧＨｚ程度に設定されている。即ち、送信側フィルタ１０及び受信側フィルタ２０は、３ＧＰＰ（Ｔｈｉｒｄ  Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ  Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ  Ｐｒｏｊｅｃｔ）規格におけるＢＡＮＤ１（２ＧＨｚ帯）のデュプレクサとなるように夫々構成されている。そして、受信側フィルタ２０では、後述するように、中心周波数ｆＲと中心周波数ｆＴとの差分を周波数ｆ（ｆ＞０、ｆ＝ｆＲ−ｆＴ＝２．１４ＧＨｚ−１．９５ＧＨｚ＝１９０ＭＨｚ）とすると、この周波数ｆに減衰域が形成されるようにしている。
【００１２】
アンテナポート１と送信側フィルタ１０及び受信側フィルタ２０との接続点よりも当該アンテナポート１側の部位とアースとの間には、送信側フィルタ１０と受信側フィルタ２０との位相を調整するためのインダクタ素子４が設けられている。図１中２は送信側フィルタ１０を介してアンテナポート１に対して信号の送信を行うための送信ポート、３はアンテナポート１にて受信された信号を受信側フィルタ２０を介して受信するための受信ポートである。
【００１３】
各々のフィルタ１０、２０は、この例ではＳＡＷ共振子５をラダー型に組み合わせたラダー型フィルタとして構成されている。始めに送信側フィルタ１０について説明すると、アンテナポート１と送信ポート２との間には、複数この例では３つのＳＡＷ共振子５が各々直列腕１１として配置されている。また、互いに隣接する直列腕１１、１１間の接続点とアースとの間には、ＳＡＷ共振子５からなる並列腕１２と位相調整用のインダクタ素子１３とが当該接続点側からアース側に向かってこの順番で互いに直列に配置された直列回路１４が各々設けられている。
【００１４】
続いて、受信側フィルタ２０について説明する。アンテナポート１と受信ポート３との間には、複数この例では３つのＳＡＷ共振子５からなる直列腕２１が互いに直列に配列されている。これら直列腕２１の容量値は、例えば各々１．５ｐＦとなっている。また、互いに隣接する直列腕２１、２１間の接続点とアースとの間には、ＳＡＷ共振子５からなる並列腕２２と位相調整用のインダクタ素子２３とが当該接続点側からアース側に向かってこの順番で互いに直列に配置された直列回路２４が各々設けられている。この直列回路２４は、受信ポート３と、３つの直列腕２１のうち当該受信ポート３側における直列腕２１との間にも設けられている。即ち、受信ポート３及び当該受信ポート３に隣接する直列腕２１の間の接続点とアースとの間には、当該接続点側に直列回路２４の並列腕２２が設けられ、アース側にインダクタ素子２３が配置されている。尚、図１では直列腕１１、２１及び並列腕１２、２２は簡略化して模式的に示している。
【００１５】
そして、互いに隣接する２つの直列腕２１、２１のうちアンテナポート１側の直列腕２１と、アンテナポート１側から２番目の直列腕２１と、を夫々第１の直列腕２１及び第２の直列腕２１と呼ぶと、これら第１の直列腕２１及び第２の直列腕２１の間の接続点とアースとの間には、本発明の補助インダクタ素子２５が設けられている。この補助インダクタ素子２５は、後述するように、この例では外付けのコイルなどのチップ部品２６として構成されており、周波数ｆ（＝ｆＲ−ｆＴ）に減衰域が形成されるようなインダクタンス値を有し、例えば５０ｎＨとなっている。このように補助インダクタ素子２５を設けた理由について、以下に詳述する。尚、既述のインダクタ素子１３、２３の各々のインダクタンス値は、例えば１〜２ｎＨ程度となっている。
【００１６】
［従来のデュプレクサの構成及び特性］
始めに、図２及び図３として、補助インダクタ素子２５を配置しない従来のデュプレクサの回路図及びこの従来のデュプレクサにおいて得られる周波数特性を示す。図３（ａ）に示すように、受信側フィルタ２０の通過帯域（２１１０〜２１７０ＭＨｚ）における挿入損失は、２１１０ＭＨｚで２．０７ｄＢ、２１７０ＭＨｚで１．９７ｄＢとなっている。また、既述の周波数ｆ（１９０ＭＨｚ）における減衰量は、図３（ｂ）に示すように、６６．９ｄＢとなっている。尚、図２において、既述の図１と同じ部位については同じ符号を付して説明を省略する。以降のデュプレクサの回路図についても同様である。また、図３には、従来のデュプレクサの特性と以降のシミュレーション結果との比較を行うために、図３（ｃ）に送信側フィルタ１０の挿入損失、図３（ｄ）にフィルタ１０、２０の夫々の特性、図３（ｅ）にアンテナポート１のインピーダンス、図３（ｆ）に受信ポート３のインピーダンスを夫々示している。
【００１７】
ここで、このようなデュプレクサでは、送信側フィルタ１０からアンテナポート１に向かって信号を送信している時に、例えば既述の周波数ｆ（ｆ＝ｆＲ−ｆＴ＝１９０ＭＨｚ）の信号が妨害波として受信側フィルタ２０に回り込もうとする。この妨害波が受信側フィルタ２０に回り込むと、例えばアイソレーション特性などの劣化してしまうおそれがある。そこで、受信側フィルタ２０では周波数ｆにおいて７０〜８０ｄＢ以上もの大きな減衰量が得られるように、以下に詳述するように受信側フィルタ２０の構成を検討した。この時、送信側フィルタ１０及び受信側フィルタ２０における夫々の通過帯域では、挿入損失ができるだけ劣化しない（大きくならない）構成を検討した。
【００１８】
［検討１：ラダー段数やＳＡＷ共振子の容量値］
先ず、受信側フィルタ２０のラダー段数（直列腕２１及び並列腕２２の数量）を既述の図２の構成よりも増やすことを検討した。即ち、前記ラダー段数を増やすことによって、周波数ｆにおける減衰量を大きく取ることができると考えられる。しかし、ラダー段数を増やすと、通過帯域における挿入損失が劣化してしまう。
一方、受信側フィルタ２０の直列腕２１の容量値を下げたり、あるいは並列腕２２の容量値を上げたりすることにより、図４（ｂ）及び図５（ｂ）に示すように、いずれの場合においても周波数ｆにおける受信側フィルタ２０の減衰量を大きく取ることができた。しかし、図４（ａ）及び図５（ａ）に示すように、受信側フィルタ２０の通過帯域における挿入損失がどちらの場合も劣化していた。尚、図４は直列腕２１の容量値を下げた場合（後述の電極指５４、５４同士の交差領域（タップ）の数量を減らしたり、電極指５４、５４同士の交差長を減らしたりした場合）の特性、図５は並列腕２２の容量値を上げた場合（前記交差領域の数量を増やしたり、交差長を増やしたりした場合）の特性を示している。
【００１９】
［検討２：外付け部品（コンデンサ及びコイル）、受信ポート側］
ここで、受信側フィルタ２０において周波数ｆの減衰量を大きくする手法としては、デュプレクサの外部に外付けでチップ部品を挿入する方法も挙げられる。そこで、このような外付けの部品について以下のように検討した。この時、部品をアンテナポート１側に挿入した場合、送信側フィルタ１０には例えば通過帯域における挿入損失が劣化してしまうなどの影響が出てしまうため、受信ポート３側に挿入した場合について検討する。
【００２０】
先ず、チップ部品として、コンデンサ３１及びコイル３２を検討した。具体的には、図６に示すように、コンデンサ３１を受信ポート３と当該受信ポート３側の直列腕２１との間に直列に接続した。また、このコンデンサ３１及び受信ポート３の間の接続点とアースとの間にコイル３２を配置することにより、コンデンサ３１及びコイル３２からなるハイパスフィルタを構成した。そして、このハイパスフィルタの減衰域が既述の周波数ｆに位置するように、これらコンデンサ３１及びコイル３２の夫々の容量値及びインダクタンス値を設計した。その結果、図７（ａ）、（ｂ）に示すように、受信側フィルタ２０の通過帯域の挿入損失の劣化を抑えつつ、周波数ｆにおいて良好な減衰量が得られた。しかしながら、図６の構成では、コンデンサ３１及びコイル３２を夫々外付けのチップ部品として用いているので、既述の図２の構成と比べて部品点数が多くなり、コストやデュプレクサの実装面積が増えてしまう。
【００２１】
［検討３：外付け部品（コンデンサまたはコイル）、受信ポート側］
そこで、チップ部品の点数を図６よりも少なくするために、図６の構成においてコイル３２を取り外した状態の構成を検討した。具体的には、図８に示すように、受信ポート３と当該受信ポート３側における直列腕２１との間にコンデンサ３１を直列に挿入した。その結果、図９に示すように、周波数ｆにおける減衰量が図３の特性よりも大きくなっていたが、通過帯域における挿入損失は劣化していた。
【００２２】
また、同様にチップ部品の点数を図６よりも小さくするために、図１０に示すように、受信ポート３及び当該受信ポート３側における直列腕２１の間の接続点とアースとの間にコイル３２を配置した場合について検討した。その結果、図１１に示すように、図９と同様に周波数ｆにおける減衰量が図３よりも大きくなっていたものの、通過帯域における挿入損失が劣化していた。即ち、通常であれば、デュプレクサ単体で受信ポート３のインピーダンスが最適となるように設計しているため、このようなチップ部品を後付けで挿入すると、受信ポート３のマッチングがずれてしまい通過帯域における挿入損失が劣化してしまうことになる。
【００２３】
［検討４：外付け部品（コイル）、互いに隣接する直列腕同士の間］
そこで、本発明では、図６の構成よりもチップ部品の挿入点数を少なく保ちながら、受信側フィルタ２０の通過帯域における挿入損失の劣化を抑える（受信ポート３のインピーダンスの不整合を抑える）と共に、周波数ｆにおける減衰量を大きく取ることのできる構成を検討した。具体的には、既述の図１に示したように、第１の直列腕２１及び第２の直列腕２１の間の接続点とアースとの間に、補助インダクタ素子２５を設けた構成を検討した。この構成により得られる特性を既述の各例と同様にシミュレーションしたところ、受信側フィルタ２０の通過帯域における挿入損失は、図１２（ａ）に示すように、２１１０ＭＨｚにおいて２．０５ｄＢ、２１７０ＭＨｚにおいて１．９３ｄＢとなっており、既述の図２の特性とほぼ同程度となっていた。また、アンテナポート１のインピーダンス及び受信ポート３のインピーダンスについても図３と比較して同レベルであった（図１２（ｅ）、（ｆ）参照）。そして、周波数ｆにおける減衰量は、図１２（ｂ）に示すように、８３．７ｄＢとなっており、図３（ｂ）（６６．９ｄＢ）の結果と比べて極めて大きな値となっていた。この時、送信側フィルタ１０の通過帯域における挿入損失と、各々のフィルタ１０、２０における通過帯域の外側（低周波数側及び高周波数側）の減衰量については、図３の特性と比べて劣化は見られなかった。
【００２４】
［検討４において得られる特性の考察］
ここで、本発明（検討４）において以上説明した特性が得られる理由について述べる。図１３の右下に示すように、受信側フィルタ２０の第１の直列腕２１と、第２の直列腕２１と、これら第１の直列腕２１及び第２の直列腕２１間に設けられた並列腕２２と、からなる構成を３素子Ｔ型フィルタ２７と呼ぶと、この３素子Ｔ型フィルタ２７の特性は、図１３の上側のグラフに細線で示すように、周波数ｆにおいて２７ｄＢ程度となっている。一方、図１３の左下に示すように、この３素子Ｔ型フィルタ２７に本発明の補助インダクタ素子２５を加えると、即ちこれら第１の直列腕２１及び第２の直列腕２１の間の接続点とアースとの間に補助インダクタ素子２５を設けると、図１３に太線で示すように、周波数ｆにおける減衰量は３５ｄＢ程度と良好に（大きく）なっていることが分かる。
【００２５】
この時、３素子Ｔ型フィルタ２７における共振点付近の周波数（受信側フィルタ２０の通過帯域付近）では、挿入損失は補助インダクタ素子２５の有無によってほとんど変化していない。従って、３素子Ｔ型フィルタ２７に補助インダクタ素子２５を設けることにより、図１４に模式的に示すように、デュプレクサの周波数帯域（例えば２ＧＨｚ付近）において減衰量が小さくなる（信号を通過させる）と共に、この周波数帯域よりも低周波数側（例えば周波数ｆ）において大きな減衰量が得られるハイパスフィルタとなっていることが分かる。即ち、本発明では、第１の直列腕２１の容量値、第２の直列腕２１の容量値及び補助インダクタ素子２５のインダクタンス値について、これら第１の直列腕２１、第２の直列腕２１及び補助インダクタ素子２５からなる構成が以上説明したハイパスフィルタとなるように（周波数ｆに反共振点が位置するように）夫々設定していると言える。そして、補助インダクタ素子２５をアンテナポート１側あるいは受信ポート３側に設けずに、互いに隣接する直列腕２１、２１の間に設けているので、これらアンテナポート１や受信ポート３におけるインピーダンスの整合を図った状態を維持している。
【００２６】
［デュプレクサの概観］
以上述べた本発明のデュプレクサ（図１の構成）の概観について、図１５を参照して簡単に述べておく。このデュプレクサは、例えばアルミナ（Ａｌ２Ｏ３）などのセラミックスからなるパッケージ基板４１上に配置されている。このパッケージ基板４１上には、例えばタンタル酸リチウム（ＬｉＴａＯ３）やニオブ酸リチウム（ＬｉＮｂＯ３）あるいは水晶などの圧電体からなる圧電基板５１と、インダクタ素子１３、２３に夫々対応する引き回し電極４２と、補助インダクタ素子２５及びインダクタ素子４に夫々対応するチップ部品（コイル）２６、２６と、各ポート１、２、３が配置されている。引き回し電極４２は、パッケージ基板４１の互いに対向する２辺のうち一方側から他方側に向かって蛇腹状に引き回されている。図１５中４３は、各々の引き回し電極４２及びチップ部品２６をアース（接地）するために、パッケージ基板４１を上下方向（厚み方向）に貫通するように形成された接地用電極であり、当該パッケージ基板４１の裏面側（圧電基板５１の配置された面の裏側）においてアースされている。
【００２７】
圧電基板５１の表面には、既述の図１の直列腕１１、２１及び並列腕１２、２２に夫々対応するように配置されたＳＡＷ共振子５が配置されている。即ち、圧電基板５１上における弾性表面波の伝搬方向における一方側及び他方側を夫々右側及び左側と呼ぶと、送信側フィルタ１０及び受信側フィルタ２０は夫々右側及び左側に配置されている。そして、圧電基板５１上において、各々のフィルタ１０、２０の直列腕１１、２１は、弾性表面波の伝搬方向における中央領域寄りに夫々配置され、各々のフィルタ１０、２０の並列腕１２、２２は、弾性表面波の伝搬方向における端部領域側に夫々配置されている。
【００２８】
ＳＡＷ共振子５は、ＩＤＴ（インターデジタルトランスデューサ）電極５２と、このＩＤＴ電極５２を弾性表面波の伝搬方向における一方側及び他方側から挟むように各々配置された一対の反射器５３と、を備えている。図１５中５４及び５５は夫々電極指及びバスバー、５６及び５７は夫々反射器電極指及び反射器バスバーである。尚、圧電基板５１は、各々のＳＡＷ共振子５がパターニングされた面がパッケージ基板４１に当接するように配置されているが、図１５ではＳＡＷ共振子５が見えるように当該ＳＡＷ共振子５の配置された面が上側となるように描画している。
【００２９】
そして、各々のＳＡＷ共振子５は、圧電基板５１上において各々のＩＤＴ電極５２同士（詳しくはバスバー５５）同士が導電路５８を介して接続されている。また、送信側フィルタ１０においてアンテナポート１に向かって伸びる導電路５８と、受信側フィルタ２０においてアンテナポート１に向かって伸びる導電路５８と、が圧電基板５１上において互いに接続されると共に、例えばワイヤやパッケージ基板４１上を引き回された伝送線路などの接続電極５９によってパッケージ基板４１上のアンテナポート１に接続されている。並列腕１２、２２と、各々のインダクタ素子１３、２３とは、前記接続電極５９によって各々互いに接続されている。また、送信ポート２及び当該送信ポート２側の直列腕１１の間と、受信ポート３及び当該受信ポート３側の直列腕２１の間と、についても接続電極５９により夫々接続されている。そして、受信側フィルタ２０では、第１の直列腕２１及び第２の直列腕２１の間の接続点に、補助インダクタ素子２５から伸びる接続電極５９が接続されている。尚、図１５では接続電極５９について模式的に示している。
【００３０】
上述の実施の形態によれば、アンテナポート１と受信ポート３との間に互いに直列に設けられた第１の直列腕２１及び第２の直列腕２１の間の接続点とアースとの間に、補助インダクタ素子２５を設けている。そして、送信側フィルタ１０及び受信側フィルタ２０における夫々の通過帯域の中心周波数をｆＴ及びｆＲとすると共に、これら中心周波数ｆＲと中心周波数ｆＴとの差分を周波数ｆ（ｆ＞０）とすると、第１の直列腕２１の容量値、第２の直列腕２１の容量値及び補助インダクタ素子２５のインダクタンス値について、第１の直列腕２１、第２の直列腕２１及び補助インダクタ素子２５からなる構成が周波数ｆに減衰域が位置するハイパスフィルタとなるように夫々設定している。そのため、受信側フィルタ２０では、アンテナポート１及び受信ポート３に対するインピーダンスの整合を図りつつ（通過帯域における挿入損失を抑えつつ）、周波数ｆに対応する妨害波が送信側フィルタ１０から受信側フィルタ２０に回り込むことを抑えることができる。即ち、既述の特性を持つハイパスフィルタを構成するにあたり、本発明ではハイパスフィルタを構成する容量素子として外部のチップ部品を設けることに代えて、いわば受信側フィルタ２０における第１の直列腕２１及び第２の直列腕２１を利用していると言える。従って、部品点数（コスト）やデュプレクサの設置面積の増大を極力抑えながら、既述の特性を持つハイパスフィルタを構成できる。また、第１の直列腕２１と第２の直列腕２１との間に補助インダクタ素子２５を配置しているので、言い換えると補助インダクタ素子２５よりもアンテナポート１側に第１の直列腕２１を配置しているので、送信側フィルタ１０への例えば通過帯域における挿入損失の劣化などの影響を抑えることができる。
［本発明の他の例］
【００３１】
補助インダクタ素子２５については、図１６に示すように、アンテナポート１側から２番目の直列腕２１とアンテナポート１側から３番目の直列腕２１との間に設けても良い。即ち、この例では、前記２番目の直列腕２１及び前記３番目の直列腕２１が夫々既述の第１の直列腕２１及び第２の直列腕２１をなしている。この場合においても、図１７に示すように、通過帯域における挿入損失を抑えつつ、周波数ｆにおける減衰量を大きく取ることができる。具体的には、受信側フィルタ２０の通過帯域における挿入損失は、２１１０ＭＨｚでは２．１１ｄＢ、２１７０ｄＢでは１．９６ｄＢとなっており、図３の特性と比べて同程度となっていた。また、アンテナポート１及び受信ポート３におけるインピーダンスについても整合が取られていた。そして、周波数ｆにおける減衰量は、７５．９ｄＢもの大きな値となっていた。
【００３２】
また、図１８は、第１の直列腕２１を２つに分けた（多重化した）例、即ち見かけ上４つの直列腕２１を配置して、アンテナポート１側から１番目の直列腕２１と２番目の直列腕２１との間には並列腕２２を配置せず、前記１番目の直列腕２１及び２番目の直列腕２１の容量値を各々例えば図１における第１の直列腕２１の容量値の２倍の値に設定した例を示している。言い換えると、２つの容量素子（ＳＡＷ共振子５）を互いに直列に接続し、特性上は既述の図１における第１の直列腕２１と同じ容量値となるようにしている。そして、アンテナポート１側から１番目の直列腕２１（第１の直列腕２１）と２番目の直列腕２１（第２の直列腕２１）との間に、補助インダクタ素子２５を設けている。この場合であっても、既述の図１と同様に、受信側フィルタ２０の通過帯域における挿入損失（インピーダンスの不整合の発生）を抑えながら、周波数ｆにおける減衰量を大きく取ることができる。受信側フィルタ２０の通過帯域における挿入損失は、図１９に示すように、２１１０ＭＨｚでは２．０４ｄＢ、２１７０ｄＢでは１．９３ｄＢとなっていた。また、ポート１、３におけるインピーダンスのズレもほとんど見られず、そして周波数ｆにおける減衰量は９３．１ｄＢもの値になっていた。
【００３３】
図２０の上側のグラフに細線で示す特性は、図１８の受信側フィルタ２０におけるアンテナポート１側から１番目の直列腕２１及びアンテナポート１側から２番目の直列腕２１からなる構成（図２０の右下の構成）の特性をシミュレーションした結果を示している。この構成（即ち図１における第１の直列腕２１だけを配置した構成）では、周波数ｆにおける減衰量は１８ｄＢ程度となっていた。一方、前記２つの直列腕２１、２１の間に補助インダクタ素子２５を配置する（図２０の左下の構成）と、図２０の上側のグラフに太線で示すように、周波数ｆにおける減衰量は３０ｄＢもの大きさとなっていた。従って、この例においても、補助インダクタ素子２５を配置することによって、周波数ｆに減衰域が位置するハイパスフィルタの得られることが分かる。
【００３４】
図１８では、アンテナポート１側の第１の直列腕２１を２つの直列腕２１、２１に多重化したが、アンテナポート１側から２番目の直列腕２１あるいはアンテナポート１側から３番目（受信ポート３側）の直列腕２１を多重化しても良い。また、図１８では直列腕２１を２つに多重化したが、例えば３つに多重化しても良い。この場合には、多重化した直列腕２１の各々の容量値は、元の直列腕２１の容量値の３倍に設定される。更に、これら３つの直列腕２１のうち複数を多重化しても良い。
【００３５】
また、図２１に示すように、受信側フィルタ２０における同電位点に、補助インダクタ素子２５、２５を２つ並列に設けても良い。図２１は、アンテナポート１側から１番目の直列腕２１及びアンテナポート１側から２番目の直列腕２１の間の接続点とアースの間に、２つの補助インダクタ素子２５、２５を互いに並列に接続した例を示している。この場合には、補助インダクタ素子２５、２５のインダクタンス値は、各々１００ｎＨ程度（図１の補助インダクタ素子２５のインダクタンス値の２倍）となる。
【００３６】
更に、図２２に示すように、補助インダクタ素子２５、２５を互いに直列に設けても良い。図２２では、アンテナポート１側から１番目の直列腕２１及びアンテナポート１側から２番目の直列腕２１の間の接続点とアースとの間に、２つの補助インダクタ素子２５、２５を互いに直列に接続した例を示している。この場合には、補助インダクタ素子２５、２５のインダクタンス値は、各々２５ｎＨ程度（図１の補助インダクタ素子２５のインダクタンス値の半分）となる。
【００３７】
以上説明したように、第１の直列腕２１、第２の直列腕２１及び補助インダクタ素子２５によって周波数ｆに減衰域が位置するハイパスフィルタを構成するためには、これら第１の直列腕２１の容量値Ｃ１、第２の直列腕２１の容量値Ｃ２及び補助インダクタ素子２５のインダクタ素子のインダクタンス値Ｌは、以下のように設定される。即ち、既述のように送信側フィルタ１０及び受信側フィルタ２０における夫々の通過帯域の中心周波数ｆＴ、ｆＲと、これら中心周波数ｆＴ、ｆＲの差分である周波数ｆとを用いると、既述の３ＧＰＰ規格で定められるバンドでは、ｆ＝３０〜４００ＭＨｚとなり、各バンドにおける必要特性により種々変化するが、実使用上はＬ＝５ｎＨ〜１００ｎＨ、Ｃ１、Ｃ２＝０．５ｐＦ〜１０ｐＦとなる。具体的な数値としては、既述のように中心周波数ｆＴ、ｆＲが夫々１．９５ＧＨｚ及び２．１４ＧＨｚの場合には、Ｌ＝３０〜７０ｎＨ、Ｃ１＝１ｐＦ〜２ｐＦ、Ｃ２＝１ｐＦ〜２ｐＦ程度となる。
【００３８】
既述の例では、補助インダクタ素子２５としてチップ部品２６を用いたが、インダクタ素子１３、２３と同様にパッケージ基板４１上に引き回し電極４２として配置しても良いし、この場合には圧電基板５１上に配置しても良い。また、補助インダクタ素子２５は、ワイヤなどであっても良い。
【００３９】
また、送信側フィルタ１０、受信側フィルタ２０の各々の段数（直列腕２１と並列腕２２との構成）については、３段以上であっても良い。更に、受信側フィルタ２０としては、既述の例では直列腕２１及び並列腕２２をラダー型に組み合わせたラダー型フィルタを用いたが、このラダー型フィルタに縦結合共振器型フィルタを接続しても良い。更にまた、送信側フィルタ１０は、ラダー型フィルタと縦結合共振器型フィルタとを組み合わせても良いし、ラダー型フィルタに代えて縦結合共振器型フィルタを用いても良い。送信側フィルタ１０や受信側フィルタ２０に縦結合共振器型フィルタを設ける場合、この縦結合共振器型フィルタの一例としては、弾性表面波の伝搬方向に複数のＩＤＴ電極５２を並べると共に、これらＩＤＴ電極５２の並びの一方側及び他方側に夫々反射器５３を配置した構成が採られる。
【００４０】
更に、送信側フィルタ１０の通過帯域よりも受信側フィルタ２０の通過帯域を高域側に設定し、送信側フィルタ１０及び受信側フィルタ２０を夫々低域側フィルタ及び高域側フィルタとして構成したが、これらフィルタ１０、２０の通過帯域を例えば互いに入れ替えて、送信側フィルタ及び受信側フィルタを夫々高域側フィルタ及び低域側フィルタとして用いても良い。この場合には、既述の周波数ｆは、ｆ＝ｆＴ−ｆＲ（ｆ＞０）となる。
【００４１】
また、既述の例では送信側フィルタ１０及び受信側フィルタ２０を共通の圧電基板５１上に配置したが、各々のフィルタ１０、２０を互いに別の圧電基板５１、５１上に夫々配置すると共に、これら圧電基板５１、５１をパッケージ基板４１上に積載しても良い。この場合には、送信側フィルタ１０においてアンテナポート１に向かって伸びる導電路５８と受信側フィルタ２０においてアンテナポート１に向かって伸びる導電路５８とがパッケージ基板４１上においてアンテナポート１に夫々接続される。
【００４２】
更に、既述の図１８及び図１９を参照して説明したように、互いに隣接する直列腕２１、２１間に並列腕２２を配置せずに、これら直列腕２１、２１間に補助インダクタ素子２５を設けても本発明の効果が得られることから、本発明の受信側フィルタ２０としては、並列腕２２を配置せずに、複数の直列腕２１及び補助インダクタ素子２５により構成しても良い。
【符号の説明】
【００４３】
１  アンテナポート
２  送信ポート
３  受信ポート
５  ＳＡＷ共振子
１０  送信側フィルタ
２０  受信側フィルタ
２１  直列腕
２２  並列腕
２５  補助インダクタ素子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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