(57)【要約】【課題】リアクトルの個数を削減し、小型化を図った電力変換装置を提供する。【解決手段】複数のインバータユニット４ａ，４ｂを相間リアクトルＬを介して並列接続した電力変換装置１ｄにおいて、相間リアクトルＬをバランサーとしてではなく、相間リアクトルＬの２つの巻線間の漏れインダクタンスをフィルタ２の直列インダクタンスとして利用する。相間リアクトルＬの漏れインダクタンスＬlは、相間リアクトルＬの構造パラメータ（第１巻線の幅ａ１，第２巻線の幅ａ２，第１巻線と第２巻線との隔離距離Δ，巻線厚ｈ，鉄心本体間の距離Ｗ等）で設定することができる。【選択図】図１
2012055083.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のインバータユニットを相間リアクトルを介して並列接続した電力変換装置であって、
前記相間リアクトルの出力側にコンデンサを備え、
前記相間リアクトルの漏れインダクタンスとコンデンサとで、前記インバータから出力された交流出力を平滑化するフィルタを構成したことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記相間リアクトルは、
鉄心と、その鉄心に巻回された巻線と、を備え、
前記鉄心には巻線が巻回される箇所にギャップが形成され、相間リアクトルの漏れインダクタンスが大きく設計されたことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記相間リアクトルの巻線は、
各相それぞれ２つ以上に分離され、相間リアクトルの漏れインダクタンスが大きく設計されたことを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置のフィルタに関する。
【背景技術】
【０００２】
図７は、ＰＷＭ制御を用いた電力変換装置の一例を示す構成図である。説明の便宜上図７に示す電力変換装置を１ａとする。図７に示すように電力変換装置１ａは直流電圧（例えば、直流蓄電部ＶDCから出力された直流電圧）をインバータＩＮＶによって交流電圧に変換する。
【０００３】
前記インバータＩＮＶの出力電圧はパルス状であり、このパルス状の交流電圧はフィルタ２により平滑化され、正弦波に成形される。このフィルタ２としては、例えば、図７に示すように、リアクトルＬとコンデンサＣとで構成されたものが挙げられる。フィルタ２の交流リアクトルのインダクタンスＬ，コンデンサＣの容量は、インバータＩＮＶのスイッチング周波数と出力波形の歪みをどの程度まで許容するかで決定される。
【０００４】
また、符号３は、ゲート信号を出力することによりインバータＩＮＶの電流制御を行う電流制御回路を示し、該電流制御回路３は、インバータ出力電流を検出し、力率や電流分担を制御する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開平０６−７８５４８号公報（段落［０００６］〜［０００９］，第１図）
【特許文献２】実開平０７−２７１３５号公報（段落［０００４］，第２図）
【特許文献３】特開２００６−３５１６７９号公報（段落［００２５］〜［００３４］，第１図）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
インバータＩＮＶから出力される交流電圧を歪みの少ない波形に形成するためには、スイッチング周波数を高くするか、フィルタ２のインダクタンスＬ，容量Ｃを大きくする必要がある。
【０００７】
しかしながら、半導体スイッチング素子を用いた電力変換装置１ａでは、スイッチングにより電力損失（スイッチング損失）が生じるため、スイッチング周波数を高く設定することには制限がある。そのため、フィルタ２の定数（インダクタンスＬ，容量Ｃ）を大きくする必要があるが、フィルタ２の定数（インダクタンスＬ，容量Ｃ）を大きくすることによりフィルタ２が大型化し、電力変換装置１ａ外形の大型化，コストアップにつながってしまっていた。
【０００８】
また、電力変換装置における大容量化が進むにつれて、インバータＩＮＶで用いられる半導体スイッチング素子（例えば、ＩＧＢＴ等）を大容量化することが考えられるが、前記半導体スイッチング素子には許容電流，ジャンクション温度の制限がある。そこで、半導体スイッチング素子の並列接続や、ユニット構成にしてユニットを並列接続にすることで電力変換装置の容量を満たす方法が従来から採用されている。
【０００９】
図８は、２ユニットから成る電力変換装置の一例を示す回路構成図である。説明の便宜上、図８に示す電力変換装置を１ｂとする。また、図７と同様の箇所については同様の符号を付して、その説明を省略する。
【００１０】
図８に示す電力変換装置１ｂのように、インバータユニット４ａ，４ｂを並列接続すると、インバータユニット４ａ，４ｂ間の横流が問題となり、半導体スイッチング素子の電流責務，電力損失の上昇につながる。そのため、インバータユニット４ａ，４ｂ毎にリアクトルＬl1，Ｌl2が必要となる。その結果、リアクトルの個数が増え、電力変換装置１ｂ外形の大型化につながってしまっていた。
【００１１】
また、図９に示すように、複数のインバータユニット４ａ，４ｂの出力側に相間リアクトルＬ１を有し、その相間リアクトルＬ１の出力側にフィルタ２を設けた電力変換装置１ｃが従来から知られている（例えば、特許文献１参照）。この電力変換装置１ｃでは、相間リアクトルＬ１の他に、フィルタ２のリアクトルＬ２が設けられている。
【００１２】
以上示したようなことから、リアクトルの個数を削減し、小型化を図った電力変換装置を提供することが主な課題となる。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明は、前記従来の問題に鑑み案出されたもので、その一態様は、複数のインバータユニットを相間リアクトルを介して並列接続した電力変換装置であって、前記相間リアクトルの出力側にコンデンサを備え、前記相間リアクトルの漏れインダクタンスとコンデンサとで、前記インバータから出力された交流出力を平滑化するフィルタを構成したことを特徴とする。
【００１４】
また、前記相間リアクトルは、鉄心と、その鉄心に巻回された巻線と、を備え、前記鉄心の巻線が巻回される箇所にギャップを形成し、相間リアクトルの漏れインダクタンスを大きく設計してもよい。
【００１５】
また、前記相間リアクトルの巻線を、各相それぞれ２つ以上に分離し、相間リアクトルの漏れインダクタンスを大きく設計してもよい。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、リアクトルの個数を削減し、小型化を図った電力変換装置を提供することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】実施形態における電力変換装置の構成図である。
【図２】実施形態における相間リアクトルの構成図である。
【図３】相間リアクトルにおける鉄心の構成図である。
【図４】相間リアクトルを等価回路で表した電力変換装置の構成図である。
【図５】相間リアクトルの部分詳細図である。
【図６】相間リアクトルにおける巻線の等価回路である。
【図７】電力変換装置の一例を示す構成図である。
【図８】２ユニットから成る電力変換装置の一例を示す構成図である。
【図９】複数のインバータユニットの出力側に相間リアクトルを有する電力変換装置の構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
［実施形態］
図１に本実施形態における電力変換装置の構成図を示す。図１に示す電力変換装置を説明の便宜上１ｄとする。また、図７〜図９と同様の箇所については、同様の符号を付して、その説明を省略する。
【００１９】
本実施形態における電力変換装置１ｄは、直流電圧（例えば、直流蓄電部Ｖｄｃから出力された直流電圧）を交流電圧に変換するインバータユニット４ａ，４ｂと、そのインバータユニット４ａ，４ｂの出力側に設けられたフィルタ２と、を備える。
【００２０】
前記インバータユニット４ａはインバータＩＮＶ１，制御回路３ａを、インバータユニット４ｂはインバータＩＮＶ２，制御回路３ｂを備え、このインバータユニット４ａ，４ｂは並列に接続される。また、前記フィルタ２は、相間リアクトルＬと、コンデンサＣとを有し、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２から出力されたパルス状の交流電圧を平滑化して出力している。
【００２１】
本実施形態では、相間リアクトルＬをフィルタ２のリアクトルとして用いている。すなわち、本実施形態では、相間リアクトルＬをバランサーとしてではなく、相間リアクトルの２つの巻線間の漏れインダクタンスをフィルタ２の直列インダクタンスとして利用するものである。なお、２つのインバータユニット４ａ，４ｂ間のバランスはインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の制御でとるものとする。
【００２２】
通常、相間リアクトルＬの用途はインバータユニット４ａ，４ｂ間の電流バランスを取ること等にあり、インダクタンスを持たせる理由ではない。そのため、相間リアクトルＬの相互インダクタンスＭはできるだけ１００％に近づくように設計されており、漏れインダクタンスは非常に小さい。しかしながら、本実施形態では、この相間リアクトルＬの漏れインダクタンスを大きくし、フィルタ２のインダクタンスとして使用する。相間リアクトルＬに大きな漏れインダクタンスを生じさせるには、各相の巻線をそれぞれ２つ以上に分離した構成が考えられる。
【００２３】
図２に、各相の巻線をそれぞれ２つに分離した相間リアクトルＬの構成図，図３（ａ）に鉄心正面図，図３（ｂ）に鉄心側面図を示す。
【００２４】
図２に示すように、相間リアクトルＬは、鉄心（コア）５と、巻線（コイル）Ｌｘ１，Ｌｘ２，Ｌｙ１，Ｌｙ２，Ｌｚ１，Ｌｚ２と、を有する。
【００２５】
前記鉄心５は、図３に示すように、３つの鉄心本体５ａと、その３つの鉄心本体５ａの両端を連結する一対のヨーク５ｂと、で形成されている。また、前記鉄心本体５ａには、ギャップ５ｃが形成される。前記３つの鉄心本体５ａのギャップ５ｃが形成された箇所には、図２に示すように、それぞれ巻線（例えば、巻線Ｌｘ１，Ｌｘ２）が巻回される。また、本実施形態における相間リアクトルＬは、漏れインダクタンスを大きくするために、各相の巻線間の隔離距離Δが大きく設計されている。
【００２６】
図４に、図２，図３で示した相間リアクトルＬを、リアクトル１相分の等価回路で表した電力変換装置１ｄを示す。
【００２７】
図４において、Ｌl1，Ｌl2は漏れインダクタンス、Ｌ1，Ｌ2は自己インダクタンスを示す。漏れインダクタンスＬl1，Ｌl2は下記（１）式のように表すことができる。
【００２８】
【数１】
2012055083.tif 000003
【００２９】
前記（１）式中のＭは相互インダクタンスである。この相互インダクタンスＭは下記（２）式で表される。
【００３０】
【数２】
2012055083.tif 000004
【００３１】
なお、ｋは結合係数を示す。
【００３２】
ここで、相間リアクトルＬの漏れインダクタンスＬlは、図５（相間リアクトルＬの部分詳細図）に示す構造パラメータ（第１巻線の幅ａ１，第２巻線の幅ａ２，第１巻線と第２巻線との隔離距離Δ，巻線厚ｈ，鉄心本体間の距離Ｗ等）で設定することが可能となる。
【００３３】
また、自己インダクタンスＬ1を発生させるために、必要な鉄心の有効断面積Ｆｅは、巻線巻き回数をＮ，磁束密度Ｂ（Ｔ）、インバータ電流Ｉ１とインバータ電流Ｉ２の差分電流をＩ（図６に示す相間リアクトルＬの巻線Ｌｘ２，Ｌｘ２の等価回路図参照）とすれば、下記（３）式で算出することができる。
【００３４】
【数３】
2012055083.tif 000005
【００３５】
相間リアクトルＬの鉄心本体５ａに対し２つの巻線（例えば、Ｌｘ１，Ｌｘ２）の電流は互いに反対方向になるため、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２における電流の位相，大きさが同じ場合、磁束は打ち消され鉄心本体５ａにかかる磁束は電流制御によるバラつき分となる。
【００３６】
また、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２のキャリアがずれていた場合でも、鉄心本体５ａに影響する電流はその時のリップル電流分の差となり、インバータ電流全てを考慮した設計にする必要がなくなる。よって、鉄心本体５ａ内の磁束は減少するために、鉄心本体５ａの断面積Ｆ（Ｆ＝Ｆｅ／鉄心の占有率）を減少させることができる。その結果、電力変換装置１ｄ全体として、小型化を図ることが可能となる。
【００３７】
以上示したように、鉄心本体５ａのギャップ５ｃや、相間リアクトルＬの構造パラメータ（第１巻線の幅ａ１，第２巻線の幅ａ２，第１巻線と第２巻線との隔離距離Δ，巻線厚ｈ，鉄心本体間の距離Ｗ等）の設定により、漏れインダクタンスＬlの値を調整することができる。そして、この漏れインダクタンスＬlとコンデンサＣとでフィルタ２を形成することにより、電力変換装置１ｄに設けるリアクトルを１つとすることができる。その結果、従来の電力変換装置では２個以上必要であったリアクトル（部品）を削減することが可能となり、電力変換装置１ｄ外形の小型化を図ることが可能となる。
【００３８】
また、本実施形態によれば、インバータユニット４ａ，４ｂ出力間の相間リアクトルＬを交流リアクトルとして用いることにより、この相間リアクトルＬの鉄心本体５ａに対し２つの巻線の電流は互いに反対方向になるため、鉄心本体５ａにかかる磁束が相殺されて減少する。そのため、電流最大値を考慮した場合よりも鉄心本体５ａの断面積Ｆを小さくすることが可能となる。その結果、電力変換装置の小型化を図ることが可能となる。
【００３９】
以上、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。
【符号の説明】
【００４０】
１，１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄ…電力変換装置
２…フィルタ
４ａ，４ｂ…インバータユニット
５…鉄心（コア）
５ｃ…ギャップ
ＩＮＶ１，ＩＮＶ２…インバータ
Ｌ…相間リアクトル
Ｃ…コンデンサ
Ｌl…漏れインダクタンス
Ｌｘ１〜Ｌｚ２…巻線（コイル）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
2012055083.tif 000010
【図６】
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【図７】
2012055083.tif 000012
【図８】
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【図９】
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