(57)【要約】【課題】高精度な伝搬路推定が可能な受信装置および受信方法を提供する。【解決手段】互いに異なるパスを持った複数のモデルの各々に対応するチャネルインパルス応答推定値を算出するチャネルインパルス応答推定部（ｂ１０６−３）と、伝搬路推定適合度が最大となる前記チャネルインパルス応答推定値に対応するモデルを選択するモデル比較部（ｂ１０６−４）と、を備える。【選択図】図６
2012029043.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
互いに異なるパスを持った複数のモデルの各々に対応するチャネルインパルス応答推定値を算出するチャネルインパルス応答推定部と、
伝搬路推定適合度が最大となる前記チャネルインパルス応答推定値に対応するモデルを選択するモデル比較部と、
を備えることを特徴とする受信装置。
【請求項２】
前記モデル比較部は、前記チャネルインパルス応答推定値を算出するために用いる参照信号の物理構造に基づいて前記伝搬路推定適合度を算出することを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
【請求項３】
前記物理構造は配置周波数であることを特徴とする請求項２に記載の受信装置。
【請求項４】
前記物理構造は時間波形であることを特徴とする請求項２に記載の受信装置。
【請求項５】
前記参照信号はパイロットシンボルであることを特徴とする請求項２乃至４のいずれか１項に記載の受信装置。
【請求項６】
前記参照信号は判定したデータ信号であることを特徴とする請求項２乃至４のいずれか１項に記載の受信装置。
【請求項７】
互いに異なるパスを持った複数のモデルの各々に対応するチャネルインパルス応答推定値を算出するチャネルインパルス応答推定ステップと、
伝搬路推定適合度が最大となる前記チャネルインパルス応答推定値に対応するモデルを選択するモデル比較ステップと、
を有することを特徴とする受信方法。
【請求項８】
請求項７に記載の受信方法をコンピュータに実行させるプログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、受信装置および受信方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信においては、特に広帯域伝送の場合、先行して受信するパスに加え、建物や山などの障害物からの反射を経由するなどして遅延して到来するパスが存在するため、シンボル間干渉（ＩＳＩ：Ｉｎｔｅｒ  Ｓｙｍｂｏｌ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）が発生する。このように複数のパスが到来する環境を、マルチパス環境と呼ぶ。例えば、受信装置が時間領域の受信信号に対して復調処理を行う場合、時間領域の伝搬路であるチャネルインパルス応答が必要であり、周波数領域の受信信号に対して復調処理を行う場合、周波数領域の伝搬路である周波数応答が必要である。これらの伝搬路を推定するため、受信装置がその波形（あるいはその信号系列）の振幅値を記憶するパイロットシンボルを、送信装置から受信装置へ予め送信しておく方法がある。高精度な伝搬路推定値を得るためには、遅延パスの電力などの伝搬路の統計的性質を知っておく必要がある。
【０００３】
非特許文献１には、スキャッタード・パイロットＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）において、推定するパスを選択することで、雑音および干渉の影響を低減し、推定精度を向上させる技術が記載されている。非特許文献１に記載の技術では、具体的には、周波数応答の推定値をＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ  Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：逆高速フーリエ変換）することで近似的に得られるチャネルインパルス応答のうち、電力の大きいパスを抽出し、それに対応した遅延時間を推定に用いるタップの遅延時間として選択する。しかしながら、この方法では、推定できる周波数応答の数に限りがある場合、ＩＦＦＴで得られる近似チャネルインパルス応答は、本来パスのある場所から広がった形になる。この場合、推定すべきパスの周囲の遅延時間であって、推定精度を向上させることができない遅延時間も選択されてしまうため、推定精度の向上には限界がある。
【０００４】
このようなパスの広がりによる影響を、図１および２を用いて説明する。図１は、パスの広がりが無い場合の伝搬モデルの一例であり、横軸は遅延時間軸、縦軸はパスの電力である。図１の例では、パス１０１とパス１０２の２つのパスが存在している。このとき、しきい値１０３を超える電力のパスを選択すれば、パス１０１とパス１０２が選ばれる。一方、図２は、パスの広がりがある場合の伝搬モデルの一例である。図１と同様に、横軸は遅延時間軸、縦軸はパスの電力であり、パス１０１、パス１０２、しきい値１０３は、図１と同一のものである。パス１０１に対する広がり２０１と、パス１０２に対する広がり２０２のため、パス１０１およびパス１０２に加え、余分なパスである２０３〜２０６も、しきい値１０３を超えたパスとして選択されてしまう。
【０００５】
非特許文献２および３には、いくつかのパラメータを持つモデルにおいて、どのようなモデルが実際に得られた観測値などを最もよく表すことができるかを評価する技術が記載されている。非特許文献２および３に記載の技術では、具体的には、あるモデルで観測値を評価した場合の最大対数尤度と、そのモデルのパラメータ数に応じたペナルティとに基づいて、モデルのよさを評価する。このモデルを伝搬路とし、パラメータをパスと考えることで、これらのモデル選択基準を伝搬路推定に応用することができる。これらの技術では、電力ではなく統計的な情報基準に基づいてパスを選択することになるため、非特許文献１のような問題は軽減できる。
【０００６】
しかしながら、非特許文献２および３のモデル選択方法は、無線通信における伝搬路推定には最適化されていないという問題がある。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００７】
【非特許文献１】加藤、須山、鈴木、府川、「スキャッタード・パイロットＯＦＤＭ受信機に用いる繰り返し検出と適応タップ選択チャネル推定」、電子情報通信学会技術報告、ＲＣＳ２００６−７６、２００６年７月
【非特許文献２】H. Akaike, 「A new look at the statistical model identification」, IEEE Trans. Automat. Contr., Vol.19, pp.716-723, 1974
【非特許文献３】G. Schwarz, 「Estimating the dimension of a model」, Annals of Statistics, Vol.6, pp.461-464, 1978
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
本発明は、このような実情に鑑みてなされたものであり、高精度な伝搬路推定が可能な受信装置および受信方法を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の受信装置は、互いに異なるパスを持った複数のモデルの各々に対応するチャネルインパルス応答推定値を算出するチャネルインパルス応答推定部と、伝搬路推定適合度が最大となる前記チャネルインパルス応答推定値に対応するモデルを選択するモデル比較部と、を備えることを特徴とする。
【００１０】
前記モデル比較部は、前記チャネルインパルス応答推定値を算出するために用いる参照信号の物理構造に基づいて前記伝搬路推定適合度を算出するようにしてもよい。
【００１１】
前記物理構造は配置周波数であってもよい。
前記物理構造は時間波形であってもよい。
前記参照信号はパイロットシンボルであってもよい。
前記参照信号は判定したデータ信号であってもよい。
【００１２】
本発明の受信方法は、互いに異なるパスを持った複数のモデルの各々に対応するチャネルインパルス応答推定値を算出するチャネルインパルス応答推定ステップと、伝搬路推定適合度が最大となる前記チャネルインパルス応答推定値に対応するモデルを選択するモデル比較ステップと、を有することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、伝搬路推定精度を大幅に改善することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】パスの広がりが無い場合の伝搬モデルの一例を示すグラフである。
【図２】パスの広がりがある場合の伝搬モデルの一例を示すグラムである。
【図３】本発明の第１の実施形態に係る送信装置ａ１の構成を示す概略ブロック図である。
【図４】マッピング部ａ１０４によるパイロットシンボルと変調信号のマッピングの一例を示す図である。
【図５】本発明の第１の実施形態に係る受信装置ｂ１の構成を示す概略ブロック図である。
【図６】伝搬路推定部ｂ１０６の構成を示す概略ブロック図である。
【図７】本発明の第１の実施形態に係る受信信号の一例を示す概略図である。
【図８】本発明の第１の実施形態に係る受信信号の他の例を示す概略図である。
【図９】８通りの伝搬路モデルを示す概略図である。
【図１０】本発明の第１の実施形態に係る受信装置ｂ１の動作を示すフローチャートである。
【図１１】本発明の第２の実施形態に係る送信装置ａ２の構成を示す概略ブロック図である。
【図１２】マッピング部ａ２０４による情報データシンボルとパイロットシンボルのマッピングの一例を示す概略図である。
【図１３】本発明の第２の実施形態に係る受信装置ｂ２の構成を示す概略ブロック図である。
【図１４】伝搬路推定部ｂ２０６の構成を示す概略ブロック図である。
【図１５】チャネルインパルス応答推定部ｂ２０６−３によるチャネルインパルス応答の推定を示す概略図である。
【図１６】本発明の第２の実施形態に係る受信装置ｂ２の動作を示すフローチャートである。
【図１７】すべてのサブキャリアにパイロットシンボルがマッピングされるＯＦＤＭシンボルがある場合を示す概略図である。
【図１８】本発明の第３の実施形態に係る受信装置ｂ３の構成を示す概略ブロック図である。
【図１９】伝搬路推定部ｂ３０６の構成を示す概略ブロック図である。
【図２０】本発明の第３の実施形態に係る受信装置ｂ３の動作を示すフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
＜第１の実施形態＞
図３は、本発明の第１の実施形態に係る送信装置ａ１の構成を示す概略ブロック図である。送信装置ａ１は、パイロット生成部ａ１０１と、符号部ａ１０２と、変調部ａ１０３と、マッピング部ａ１０４と、ＩＦＦＴ部ａ１０５と、ＧＩ挿入部ａ１０６と、送信部ａ１０７と、送信アンテナａ１０８とを備え、ＯＦＤＭ信号を送信する。
【００１６】
パイロット生成部ａ１０１は、本発明の第１の実施形態に係る受信装置ｂ１がその波形（あるいはその信号系列）の振幅値を予め記憶するパイロットシンボルを生成し、マッピング部ａ１０４に出力する。受信装置ｂ１では、パイロットシンボルを参照信号として伝搬路推定を行う。
【００１７】
符号部ａ１０２は、受信装置ｂ１に送信する情報ビットに対して畳込み符号、ターボ符号、ＬＤＰＣ（Ｌｏｗ  Ｄｅｎｓｉｔｙ  Ｐａｒｉｔｙ  Ｃｈｅｃｋ：低密度パリティ検査）符号などの誤り訂正符号を用いて符号化し、符号化ビットを生成する。符号部ａ１０２は、生成した符号化ビットを変調部ａ１０３に出力する。
【００１８】
変調部ａ１０３は、符号部ａ１０２から入力された符号化ビットを、ＰＳＫ（Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ：位相偏移変調）やＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：直交振幅変調）などの変調方式を用いて変調し、変調シンボルを生成する。変調部ａ１０３は、生成した変調シンボルをマッピング部ａ１０４に出力する。
【００１９】
マッピング部ａ１０４は、パイロット生成部ａ１０１から入力されたパイロットシンボルと、変調部ａ１０３から入力された変調シンボルとを、予め定められたマッピング情報に基づいてリソース（時間−周波数帯域）にマッピングして周波数領域の信号を生成し、生成した周波数領域の信号をＩＦＦＴ部ａ１０５に出力する。なお、リソースとは、送信装置ａ１が送信するフレームにおいて、１つのサブキャリアと１つの後述するＦＦＴ区間とからなる、変調シンボルを配置する単位である。また、マッピング情報は、送信装置ａ１が決定し、送信装置ａ１から受信装置ｂ１へ予め通知される。図４は、マッピング部ａ１０４によるパイロットシンボルと変調信号のマッピングの一例である。
【００２０】
ＩＦＦＴ部ａ１０５は、マッピング部ａ１０４から入力された周波数領域の信号を周波数−時間変換し、時間領域の信号を生成する。ここで、ＩＦＦＴを行う単位の時間区間をＦＦＴ区間という。ＩＦＦＴ部ａ１０５は、生成した時間領域の信号をＧＩ挿入部ａ１０６に出力する。
【００２１】
ＧＩ挿入部ａ１０６は、ＩＦＦＴ部ａ１０５から入力された時間領域の信号に対して、ＦＦＴ区間の信号毎にガードインターバル（Ｇｕａｒｄ  Ｉｎｔｅｒｖａｌ：ＧＩ）を付加する。ここで、ガードインターバルとは、ＦＦＴ区間の信号の後方の一部を複製したものであるサイクリックプレフィックス（Ｃｙｃｌｉｃ  Ｐｒｅｆｉｘ：ＣＰ）やゼロ区間が続くゼロパディング、Ｇｏｌａｙ符号等を用いた既知信号等であり、ＧＩ挿入部ａ１０６は、このような信号をこのＦＦＴ区間の信号の前方に付加する。
【００２２】
なお、ＦＦＴ区間と、ＧＩ挿入部ａ１０６がその時間区間の信号に付加したガードインターバルの時間区間（ＧＩ区間という）とを併せてＯＦＤＭシンボル区間という。また、ＯＦＤＭシンボル区間の信号をＯＦＤＭシンボルという。ＧＩ挿入部ａ１０６は、ガードインターバルを付加した信号を送信部ａ１０７に出力する。
【００２３】
なお、ガードインターバルをＦＦＴ区間の後方に挿入してもよい。例えば、サイクリックプレフィックスを用いる場合、ＦＦＴ区間の前方の一部の複製をＦＦＴ区間の信号の後方に付加する。また、サイクリックプレフィックスの場合は、ＯＦＤＭシンボル区間で周期性が保たれるようにすればよく、前記の限りではない。
【００２４】
送信部ａ１０７は、ＧＩ挿入部ａ１０６から入力された信号をデジタル−アナログ変換し、変換したアナログ信号を波形整形する。送信部ａ１０７は、波形整形した信号をベースバンド帯から無線周波数帯にアップコンバートし、送信アンテナａ１０８から受信装置ｂ１へ送信する。
【００２５】
図５は、本実施形態に係る受信装置ｂ１の構成を示す概略ブロック図である。受信装置ｂ１は、受信アンテナｂ１０１と、受信部ｂ１０２と、ＧＩ除去部ｂ１０３と、ＦＦＴ部ｂ１０４と、デマッピング部ｂ１０５と、伝搬路推定部ｂ１０６と、復調部ｂ１０７と、復号部ｂ１０８とを備える。
【００２６】
受信部ｂ１０２は、送信装置ａ１が送信した信号を、受信アンテナｂ１０１を介して受信する。受信部ｂ１０２は、受信した信号に対して、周波数変換およびアナログ−デジタル変換を行う。
【００２７】
ＧＩ除去部ｂ１０３は、受信部ｂ１０２から入力された受信信号から、ガードインターバルを除去し、ＦＦＴ部ｂ１０４へ出力する。
【００２８】
ＦＦＴ部ｂ１０４は、ＧＩ除去部ｂ１０３から入力された時間領域の信号に対して時間周波数変換を行い、変換した周波数領域の信号をデマッピング部ｂ１０５へ出力する。
【００２９】
デマッピング部ｂ１０５は、ＦＦＴ部ｂ１０４から入力された周波数領域の信号に対し、送信装置ａ１から予め通知されたマッピング情報に基づいてデマッピングを行い、分離されたパイロットシンボルが送信されたサブキャリアの受信信号を伝搬路推定部ｂ１０６に出力する。また、データが送信されたサブキャリアの受信信号を復調部ｂ１０７に出力する。
【００３０】
図６は、伝搬路推定部ｂ１０６の構成を示す概略ブロック図である。伝搬路推定部ｂ１０６は、周波数応答推定部ｂ１０６−１と、ＩＦＦＴ部ｂ１０６−２と、チャネルインパルス応答推定部ｂ１０６−３と、モデル比較部ｂ１０６−４と、ＦＦＴ部ｂ１０６−５とを備える。
【００３１】
周波数応答推定部ｂ１０６−１は、デマッピング部ｂ１０５から入力された受信信号と、予め記憶するパイロットシンボルとに基づいて周波数応答を推定し、ＩＦＦＴ部ｂ１０６−２に出力する。
【００３２】
ＩＦＦＴ部ｂ１０６−２は、周波数応答推定部ｂ１０６−１から入力された周波数応答の推定値に周波数時間変換を施し、チャネルインパルス応答推定部ｂ１０６−３およびモデル比較部ｂ１０６−４に出力する。
【００３３】
チャネルインパルス応答推定部ｂ１０６−３は、受信装置ｂ１が想定する伝搬モデル毎のチャネルインパルス応答を推定し、モデル比較部ｂ１０６−４に出力する。この原理については後述する。
【００３４】
モデル比較部ｂ１０６−４は、チャネルインパルス応答推定部ｂ１０６−３から入力されたモデル毎のチャネルインパルス応答推定値のうち、伝搬路推定適合度を最大にするものを選択し、ＦＦＴ部ｂ１０６−５に出力する。ここで伝搬路推定適合度とは、用いる伝搬路推定方式による推定値と受信信号との適合の度合いを示す。この原理については後述する。
【００３５】
また、伝搬路推定適合度の算出は、チャネルインパルス応答の推定に用いる参照信号の物理構造を利用して行う。これは、本実施形態だけでなく、他の実施形態でも同様である。本実施形態では、参照信号としてパイロットシンボルを用いる場合について説明し、物理構造として、パイロットシンボルの配置されているサブキャリアの位置を用いる。
【００３６】
ＦＦＴ部ｂ１０６−５は、モデル比較部ｂ１０６−４から入力されたチャネルインパルス応答推定値に時間周波数変換を施し、復調部ｂ１０７に出力する。
【００３７】
また、伝搬路推定部ｂ１０６は、想定する最大遅延時間Ｌを予め決めておくものとする。本発明では、推定するパスを選択するため、Ｌは正確である必要はなく、実際の最大遅延時間より大きくなるように余裕を持っていればよい。
【００３８】
なお、Ｌが実際の最大遅延時間より大きいという条件を満たすため、受信装置ｂ１は、使用する周波数や帯域幅、通信システムを運用する地形等に基づいてＬを設定しておく必要がある。これには、通信システムを運用する前に詳細な実地調査を行って決定してもよいし、設計段階では可変にしておき、受信装置ｂ１のファームウェア、ソフトウェア等をアップデートするときに更新するなどしてもよい。
なお、Ｌを事前決定せず、伝搬路と同様に推定してもよい。
【００３９】
また、伝搬路推定部ｂ１０６は、予め記憶するパイロットシンボルを用い、パイロットシンボルが配置されるサブキャリア（パイロットサブキャリアという）において、雑音電力を測定する。具体的な算出方法は、動作原理と併せて後述する。
【００４０】
復調部ｂ１０７は、伝搬路推定部ｂ１０６から入力された周波数応答および雑音電力を用いて、ＺＦ（Ｚｅｒｏ  Ｆｏｒｃｉｎｇ）基準、ＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ  ＭｅａｎＳｑｕａｒｅ  Ｅｒｒｏｒ）基準等のフィルタ係数を算出する。復調部ｂ１０７は、算出したフィルタ係数を用いて、信号の振幅と位相の変動の補償（伝搬路補償という）を行う。
【００４１】
復調部ｂ１０７は、復調処理の結果のビット対数尤度比（ＬＬＲ：Ｌｏｇ  Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ  Ｒａｔｉｏ）を復号部ｂ１０８に出力する。
【００４２】
復号部ｂ１０８は、復調部ｂ１０７から入力された復調シンボルに対して、例えば、最尤復号法（ＭＬＤ：Ｍａｘｉｍｕｍ  Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ  Ｄｅｃｏｄｉｎｇ）、最大事後確率（ＭＡＰ：Ｍａｘｉｍｕｍ  Ａ  ｐｏｓｔｅｒｉｏｒｉ  Ｐｒｏｂａｂｉｌｉｔｙ）、ｌｏｇ−ＭＡＰ、Ｍａｘ−ｌｏｇ−ＭＡＰ、ＳＯＶＡ（Ｓｏｆｔ  Ｏｕｔｐｕｔ  Ｖｉｔｅｒｂｉ  Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）等を用いて、復号処理を行う。
【００４３】
図７は、本実施形態に係る受信信号の一例を示す概略図である。この図の例では、最大遅延はＧＩ長を超えず、前のＯＦＤＭシンボルによる干渉は無いとする。
【００４４】
この図において、横軸は時間軸であり、予め定めた時間幅で区切られた離散時刻である。この図において、右斜め上がりの斜線でハッチングした領域はＧＩを示す。また、左斜め上がりの斜線でハッチングした領域は前後のＯＦＤＭシンボルの受信信号を表す。
【００４５】
また、ＮはＦＦＴ（Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：高速フーリエ変換）区間のポイント数（ＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ  Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：逆高速フーリエ変換）区間のポイント数でもある）、ＮｇはＧＩのポイント数である。ここで、ポイント数とは離散時刻の数である。
【００４６】
図８は、本実施形態に係る受信信号の他の例を示す概略図である。この図の例では、最大遅延がＧＩ長を超えており、前のＯＦＤＭシンボルによる干渉が発生しているとする。
【００４７】
また、ＦＦＴ区間内において、各パスの伝搬路値が大きく時間変動する場合、キャリア間干渉（Ｉｎｔｅｒ  Ｃａｒｒｉｅｒ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ：ＩＣＩ）が発生する。
【００４８】
本発明は、上記のような干渉が存在する場合にも有効であるため、以下では干渉が存在するものとして説明する。
【００４９】
以下、受信装置ｂ１の動作原理について、図５を参照しながら説明する。
【００５０】
受信部ｂ１０２が受信した第ｋ離散時刻の第ｉシンボルの受信信号ｒｉ，ｋは、次式（１）、（２）で表される。
【００５１】
【数１】
2012029043.tif 000003
【００５２】
ここで、Ｄは最大遅延時間、ｈｉ，ｄ，ｋは第ｉシンボルの伝搬路番号ｄのパス（第ｄパスという）における第ｋ離散時刻の複素振幅、ｓｉ，ｋは第ｉシンボルの時間領域の送信信号であり、ｚｉ，ｋは第ｉシンボルの時間領域の雑音である。また、ＮはＦＦＴ区間のポイント数、Ｓｉ，ｎは第ｎサブキャリアの第ｉシンボルの変調信号、ＮｇはＧＩ区間のポイント数（図５参照）、ｊは虚数単位である。なお、ｄ＝０〜Ｄの複素振幅をまとめてチャネルインパルス応答という。
【００５３】
ＦＦＴ区間の受信信号ｒｉ，ｋに対して、ＦＦＴ部ｂ１０３にて時間周波数変換を行った後の信号Ｒｉ，ｎは、次式（３）〜（６）で表される。
【００５４】
【数２】
2012029043.tif 000004
【００５５】
ここで、Ｗｉ，ｎ，ｍは第ｍサブキャリアから第ｎサブキャリアへの信号のＩＣＩ係数、Ｖｉ，ｎ，ｍは第ｍサブキャリアから第ｎサブキャリアへの信号のＩＳＩ係数、Ｚｉ，ｎは第ｎサブキャリアにおける雑音である。なお、Ｚ’ｉ，ｎは雑音とＩＣＩおよびＩＳＩの和である。また、式（５）において、ｍ＝ｎである場合のＷｉ，ｎ，ｎは、第ｎサブキャリアの周波数応答であり、次式（７）、（８）で表される。
【００５６】
【数３】
2012029043.tif 000005
【００５７】
なお、ｃｉ，ｄは、ＯＦＤＭシンボル内で時間変動しているチャネルインパルス応答の時間平均である。伝搬路推定部ｂ１０６においてＷｉ，ｎ，ｎの推定が行われるが、これについては後述する。ここでは、推定値が得られているものとして、受信装置ｂ１の残りの機能を説明する。
【００５８】
復調部ｂ１０７は、例えばＭＭＳＥ基準のフィルタリングを用いた場合、復調シンボルＳ’ｉ，ｎを次式（９）を用いて算出する。
【００５９】
【数４】
2012029043.tif 000006
【００６０】
ここで、Ｙ＊（Ｙは太字）はＹ（Ｙは太字）の複素共役であることを示す。また、式（９）においてσＺ’２はＺ’ｉ，ｎの電力であり、次式（１０）のように表される。
【００６１】
【数５】
2012029043.tif 000007
【００６２】
ここで、Ｅ［Ｘ］はＸのアンサンブル平均を示す。なお、この電力は、次式（１１）のように計算することができ、その結果を式（９）に用いて復調シンボルＳ’ｉ，ｎを算出する。
【００６３】
【数６】
2012029043.tif 000008
【００６４】
ここで、σＺ’’２はσＺ’２の推定値であり、Ｐｉは第ｉシンボルにおいてパイロットサブキャリアを表す集合である。なお、これは十分な数の算術計算がアンサンブル平均に等しいと仮定した場合、式（１１）が次式（１２）のようにできることを利用した算出法である。
【００６５】
【数７】
2012029043.tif 000009
【００６６】
ここで、第１項がＩＳＩおよびＩＣＩの電力を表し、第２項が雑音電力を表している。この式は、パイロット信号の電力が１に正規化され、周波数応答の電力平均が１に正規化される場合のものである。すなわち、この式は次式（１３）が満たされる場合のものである。
【００６７】
【数８】
2012029043.tif 000010
【００６８】
なお、パイロット信号の電力が１でない場合は、その分の調整係数を導入すればよい。また、周波数応答の正規化は、受信部ｂ１０２にてアナログ−デジタル変換されるときの振幅調整に起因する。
【００６９】
復調部ｂ１０７は、式（９）の復調シンボルＳ’ｉ，ｎからビット対数尤度比を算出する。この算出処理には等価振幅利得が用いられる。具体的には、ＱＰＳＫの場合、次式（１４）で表される第ｎサブキャリアの等価振幅利得μｉ，ｎに対して、ビット対数尤度比λは、次式（１５）、（１６）で表される。ここで、式（１５）、（１６）は、それぞれ、１ビット目のビットｂｉ，ｎ，０、２ビット目のビットｂｉ，ｎ，１の対数尤度比λ（ｂｉ，ｎ，０）、λ（ｂｉ，ｎ，１）である。
【００７０】
【数９】
2012029043.tif 000011
【００７１】
次に、伝搬路推定の動作を説明する。周波数応答推定部ｂ１０６−１は、式（３）に基づいて周波数応答の推定値Ｗ’ｉ，ｎ，ｎを算出する。具体的には、次式（１７）のように推定する。
【００７２】
【数１０】
2012029043.tif 000012
【００７３】
これを行うためには、第ｎサブキャリアの信号Ｓｉ，ｎが既知である必要があるが、パイロットシンボル等を用いればよい。
【００７４】
ここで、周波数応答の推定値からチャネルインパルス応答を推定する方法について説明する。ｎ１，ｎ２，．．．，ｎＰをパイロットサブキャリアとし、周波数応答推定ベクトルＨＰ（Ｈは太字）を次式（１８）のように定義する。
【００７５】
【数１１】
2012029043.tif 000013
【００７６】
ただし、太字はベクトル又は行列を表し、ＹＴ（Ｙは太字）はＹ（Ｙは太字）の転置を表す。なお、例えば図４における最初のＯＦＤＭシンボルを考えると、ｎ１は一番低いサブキャリア、ｎ２はそれより２つ先のサブキャリア、ｎ３はさらに２つ先のサブキャリア、．．．、ということになる。
【００７７】
ここで、Ｌ＝３の場合を考える。この場合、図９のように、８通りの伝搬路モデルを考えることができる。それぞれのモデル番号ｑを０〜７とした。ただし、受信部ｂ１０２で取られる同期位置が完全であり、遅延時間０の位置にパスは確実に存在するものとした。これは、受信装置ｂ１に用いる同期回路の性能にもよる。また、負の遅延時間の位置にパスがあるモデルを考えてもよい。
【００７８】
モデルｑを用いた場合のＭＭＳＥによるチャネルインパルス応答の推定値は、次式（１９）で表される。
【００７９】
【数１２】
2012029043.tif 000014
【００８０】
ただし、Ｉ｜ｑ｜（Ｉは太字）は単位行列であり、サイズはモデルｑにおけるパス数｜ｑ｜である。また、ＹＨ（Ｙは太字）はＹ（Ｙは太字）の複素共役転置を表す。また、αｑは推定値の精度を決めるパラメータであり、σＺ’２とモデルとによって最適値が変化する。αｑはｈｑ（ｈは太字）を計算するサイに最適化してもよいし、ｑによらずに一定（αｑ＝α）とし、事前にσＺ’２に応じた代表値を保持するようにしておいてもよい。代表値は、設計段階では可変にしておき、受信装置ｂ１のファームウェア、ソフトウェア等をアップデートするときに更新するなどしてもよい。また、Ｆｑ（Ｆは太字）は、モデルｑの場合のパイロットサブキャリアへのフーリエ変換行列であり、例えば、図９におけるｑ＝１の場合は次式（２０）、ｑ＝５の場合は次式（２１）で表される。
【００８１】
【数１３】
2012029043.tif 000015
【００８２】
ＩＦＦＴ部ｂ１０６−２は、パイロットサブキャリア以外を０詰めした後、周波数応答の推定値に対して周波数時間変換を行い、チャネルインパルス応答推定部ｂ１０６−３およびモデル比較部ｂ１０６−４に出力する。
【００８３】
チャネルインパルス応答推定部ｂ１０６−３は、ＩＦＦＴ部ｂ１０６−２からの入力のうち、モデルｑに対応するパス位置の値を抽出する。この結果は、ＦｑＨＨｐ（Ｆと２番目のＨは太字）に一致する。その後、式（１９）に基づいて、想定するモデル数のチャネルインパルス応答を推定し、モデル比較部ｂ１０６−４に出力する。
【００８４】
モデル比較部ｂ１０６−４では、入力されたインパルス応答のうち、伝搬路推定適合度を最大にするモデルを選択する。モデルｑの伝搬路推定適合度は、次式（２２）のようなモデルエビデンスＭ（ｑ）で表される。
【００８５】
【数１４】
2012029043.tif 000016
【００８６】
なお、ｐ（ＨＰ｜ｈｑ，ｔ）（Ｈとｈは太字）は尤度関数、ｐ（ｈｑ，ｔ）（ｈは太字）は事前確率、ｈｑ，ｔ（ｈは太字）はモデルｑのときのチャネルインパルス応答を表す変数ベクトルである。また、σｐ２はパイロット電力である。第１項は推定値と観測値の誤差に起因する量、第２項はｑの複雑さに対するペナルティを表す量である。式（２２）のペナルティは、いくつか（この場合はｎ１，ｎ２，．．．，ｎＰ）の周波数応答の推定値が求まる場合の無線通信に適したペナルティである。
【００８７】
モデル比較部ｂ１０６−４は、選択した推定ベクトルｈｑ（ｈは太字）をＦＦＴ部ｂ１０６−５に出力する。
【００８８】
なお、パラメータαｑの最適化を同時に行ってもよい。具体的には、ＥＭアルゴリズム（Ｅｘｐｅｃｔａｔｉｏｎ−Ｍａｘｉｍｉｚａｔｉｏｎ  ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）等を用いて実現することができる。
【００８９】
なお、σＺ’２を推定する方法を式（１１）で示したが、ここでαｑの最適化と同時に行ってもよい。その場合にもＥＭアルゴリズム等を用いればよい。
【００９０】
ＦＦＴ部ｂ１０６−５は、選択されたチャネルインパルス応答推定値を時間周波数変換により周波数応答に変換した後、復調部ｂ１０７に出力する。この際に出力される周波数応答推定ベクトルＨｑ（Ｈは太字）は、次式（２３）で表される。
【００９１】
【数１５】
2012029043.tif 000017
【００９２】
ただし、Ｆｑ，Ａ（Ｆは太字）は、モデルｑの場合の全サブキャリアへのフーリエ変換行列であり、例えば、図９におけるｑ＝１の場合は次式（２４）、ｑ＝５の場合は次式（２５）で表される。
【００９３】
【数１６】
2012029043.tif 000018
【００９４】
次に、受信装置ｂ１の動作について説明する。図１０は、本実施形態に係る受信装置ｂ１の動作を示すフローチャートである。なお、この図が示す動作は、図５の受信部ｂ１０２が受信信号をＧＩ除去部ｂ１０３に出力した後の処理である。
【００９５】
ステップＳ１０１において、ＧＩ除去部ｂ１０３は、受信信号からガードインターバルを除去する。その後、ステップＳ１０２に進む。
【００９６】
ステップＳ１０２において、ＦＦＴ部ｂ１０４は、ステップＳ１０１で得られた信号に対して時間周波数変換を行う。デマッピング部ｂ１０５は、得られた周波数領域の信号からデータとパイロットとを分離する。パイロットサブキャリアの受信信号を伝搬路推定部ｂ１０６に出力した後、ステップＳ１０３へ進む。
【００９７】
ステップＳ１０３において、周波数応答推定部ｂ１０６−１は、ステップＳ１０２で得られたパイロットサブキャリアの受信信号を用いて周波数応答の推定値を求める。周波数応答の推定値に周波数時間変換を施したものをチャネルインパルス応答推定部ｂ１０６−３およびモデル比較部ｂ１０６−４に出力する。その後、ステップＳ１０４へ進む。
【００９８】
ステップＳ１０４において、チャネルインパルス応答推定部ｂ１０６−３は、ステップＳ１０３で得られた周波数応答の推定値を用い、想定するすべてのモデルに対するチャネルインパルス応答推定値を求め、モデル比較部ｂ１０６−４に出力する。その後、ステップＳ１０５に進む。
【００９９】
ステップＳ１０５において、モデル比較部ｂ１０６−４は、ステップＳ１０４で得られた各モデルのチャネルインパルス応答推定値を用いて、伝搬路推定適合度を最大にするモデルを選び、そのモデルに対応するチャネルインパルス応答推定値をＦＦＴ部ｂ１０６−５に出力する。その後、ステップＳ１０６に進む。
【０１００】
ステップＳ１０６において、ＦＦＴ部ｂ１０６−５は、ステップＳ１０５で得られたチャネルインパルス応答推定値に対して時間周波数変換を行い、復調部ｂ１０７に出力する。その後、ステップＳ１０７に進む。
【０１０１】
ステップＳ１０７において、復調部ｂ１０７は、ステップＳ１０６で得られた周波数応答推定値を用いて復調処理を行い、復調結果を復号部ｂ１０８に出力する。その後、ステップＳ１０８に進む。
【０１０２】
ステップＳ１０８において、復号部ｂ１０８は、ステップＳ１０７で得られた復調結果を用いて復号を行う。その後、受信装置ｂ１は動作を終了する。
【０１０３】
このように、本実施形態によれば、伝搬路推定部ｂ１０６は、想定される複数のモデルにおけるチャネルインパルス応答を推定し、無線通信に適したモデルエビデンスにしたがって最適なモデルを選択する。これにより、推定するパスを必要なものだけに制限することができ、雑音および干渉の抑圧効果を増加させることで、伝搬路推定精度を向上させることができる。
【０１０４】
なお、以上の説明では、ＯＦＤＭシンボル毎にパイロットシンボルを用いて周波数応答を推定する場合について説明したが、近傍のＯＦＤＭシンボルのパイロットシンボルを用いて補間してもよい。例えば、図４の最初のＯＦＤＭシンボルにおいては、パイロットサブキャリアの位置は一番低いサブキャリア、２つ先のサブキャリア、さらに２つ先のサブキャリア、．．．、となっているが、パイロットサブキャリアでない場所についても時刻の異なるＯＦＤＭシンボルのパイロットシンボルを用いて推定してもよい。また、パイロットシンボルのあるサブキャリアに関しても、異なる時刻のパイロットシンボルを用いることで、雑音・干渉を低減することができる。このようにすることで、伝搬路推定精度をさらに改善できる。具体的には、伝搬路変動が大きくない場合には算術平均を行ってもよいし、伝搬路変動に合わせて重み付け平均を行ってもよい。その際、式（２２）において、周波数応答推定の段階で低減できた雑音・干渉の分は、σ’Ｚ２に反映させる。例えば、時間変動なしの場合において、２つの時刻の周波数応答を平均する場合は、σ’Ｚ２を１／２とする。
【０１０５】
なお、以上の説明では、周波数応答の推定に用いる参照信号として、パイロットシンボルを用いて行ったが、判定したデータを用いて推定してもよい。具体的には、復調部ｂ１０７または復号部ｂ１０８の出力を周波数応答推定部ｂ１０６−１にフィードバックすること等で実現できる。
【０１０６】
なお、上記第１の実施形態において、複数のモデルに対するチャネルインパルス応答を用いてモデル選択を行う場合について説明したが、複数のモデルに対する周波数応答でもよい。その場合、式（１９）で得られるチャネルインパルス応答推定値にＦｑ（Ｆは太字）を乗算する。また、式（２２）の（ＦｑＨＨｐ）Ｈｈｑ（Ｆと２番目のＨとｈは太字）の部分が、ＨｐＨ（Ｆｑｈｑ）（最初のＨとＦとｈは太字）になる。
【０１０７】
なお、上記第１の実施形態において、通信システムはマルチキャリア信号の通信を行う場合について説明したが、本発明はこれに限らず、ＦＦＴを用いてシングルキャリア信号の通信を行う場合にも適用することができる。
【０１０８】
＜第２の実施形態＞
以下、図面を参照しながら本発明の第２の実施形態について詳しく説明する。第１の実施形態では、送信装置ａ１が、パイロットシンボルを周波数領域にマッピングするマルチキャリア信号等を送信し、受信装置ｂ１が、周波数応答を推定できるサブキャリアに基づいてチャネルインパルス応答を推定したときのモデルのよさを判定し、最もよいモデルで推定されたチャネルインパルス応答を選んだ。本実施形態では、パイロットシンボルが時間領域で連続して送信される場合のチャネルインパルス応答の推定方法について説明する。
【０１０９】
図１１は、本発明の第２の実施形態に係る送信装置ａ２の構成を示す概略ブロック図である。送信装置ａ２は、パイロット生成部ａ１０１と、符号部ａ１０２と、変調部ａ１０３と、マッピング部ａ２０４と、送信部ａ１０７と、送信アンテナａ１０８とを備える。本実施形態に係る送信装置ａ２（図１１）と第１の実施形態に係る送信装置ａ１（図３）とを比較すると、マッピング部ａ２０４の処理がマッピング部ａ１０４と異なり、ＩＦＦ部およびＧＩ挿入部が存在しない。しかし、その他の構成要素（パイロット生成部ａ１０１、符号部ａ１０２、変調部ａ１０３、送信部ａ１０７、送信アンテナａ１０８）が持つ機能は、第１の実施形態と同じである。第１の実施形態と同じ機能の説明は省略する。
【０１１０】
マッピング部ａ２０４は、パイロット生成部ａ１０１から入力されたパイロットシンボルと、変調部ａ１０３から入力された変調シンボルとを、予め定められたマッピング情報に基づいて時間領域にマッピングして時間領域の信号を生成し、生成した時間領域の信号を送信部ａ１０７に出力する。また、マッピング情報は、送信装置ａ２が決定し、送信装置ａ２から本実施の形態に係る受信装置ｂ２へ予め通知される。図１２は、マッピング部ａ２０４による情報データシンボルとパイロットシンボルのマッピングの一例である。この図において、白の四角形は情報データシンボルを表し、網掛けの四角形はパイロットシンボルを表す。パイロットシンボルは、Ｋシンボル連続で送信される。
【０１１１】
図１３は、本発明の第２の実施形態に係る受信装置ｂ２の構成を示す概略ブロック図である。受信装置ｂ２は、受信アンテナｂ１０１と、受信部ｂ１０２と、デマッピング部ｂ２０５と、伝搬路推定部ｂ２０６と、復調部ｂ２０７と、復号部ｂ１０８とを備える。本実施形態に係る受信装置ｂ２（図１３）と第１の実施形態に係る受信装置ｂ１（図５）とを比較すると、デマッピング部ｂ２０５、伝搬路推定部ｂ２０６、復調部ｂ２０７の処理が各々デマッピング部ｂ１０５、伝搬路推定部ｂ１０６、復調部ｂ１０７の処理と異なり、ＧＩ除去部およびＦＦＴ部が存在しない。しかし、その他の構成要素（受信アンテナｂ１０１、受信部ｂ１０２、復号部ｂ１０８）が持つ機能は、第１の実施形態と同じである。第１の実施形態と同じ機能の説明は省略する。
【０１１２】
デマッピング部ｂ２０５は、送信装置ａ２から予め通知されたマッピング情報に基づいて受信信号に対してデマッピングを行い、分離されたパイロットシンボルが送信された時刻の受信信号を伝搬路推定部ｂ２０６に出力し、データ送信された時刻の受信信号を復調部ｂ２０７に出力する。
【０１１３】
伝搬路推定部ｂ２０６は、デマッピング部ｂ２０５から入力された受信信号と、予め記憶されたパイロットシンボルとに基づいてチャネルインパルス応答を推定する。
【０１１４】
図１４は、伝搬路推定部ｂ２０６の構成を示す概略ブロック図である。この図において、伝搬路推定部ｂ２０６は、チャネルインパルス応答推定部ｂ２０６−３と、モデル比較部ｂ２０６−４とを備える。
【０１１５】
チャネルインパルス応答推定部ｂ２０６−３は、デマッピング部ｂ２０５から入力された受信信号と、予め記憶するパイロットシンボルに基づいて、受信装置ｂ２が想定するモデル毎のチャネルインパルス応答を推定し、モデル比較部ｂ２０６−４に出力する。
【０１１６】
モデル比較部ｂ２０６−４は、チャネルインパルス応答推定部ｂ２０６−３から入力されたモデル毎のチャネルインパルス応答推定値のうち、伝搬路推定適合度を最大にするものを選択し、復調部ｂ２０７に出力する。本実施形態では、参照信号としてパイロット信号を用いる場合について説明し、物理構造としてパイロットシンボルの時間波形を用いる。
【０１１７】
伝搬路推定部ｂ２０６は、想定する最大遅延時間Ｌを予め決めておくものとする。これの扱いは第１の実施形態と同様である。Ｌを事前決定せず、伝搬路と同様に推定してもよい。また、伝搬路推定部ｂ２０６は、予め記憶するパイロットシンボルを用い、雑音電力を測定する。
【０１１８】
復調部ｂ２０７は、デマッピング部ｂ２０５から入力される受信信号と、伝搬路推定部ｂ２０６から入力されるチャネルインパルス応答推定値とを用いて、復調処理を行う。この際、マルチパスによるＩＳＩを補償する。これには、ＭＭＳＥやＭＬＳＥ（最尤系列推定：Ｍａｘｍｕｍ  Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ  Ｓｅｑｕｅｎｃｅ  Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ）等の既知技術を用いればよい。
【０１１９】
以下、受信装置ｂ２の動作原理について、図１３を参照しながら説明する。
受信部ｂ１０２が受信した第ｉシンボルの受信信号ｒｉは、次式（２６）で表される。
【０１２０】
【数１７】
2012029043.tif 000019
【０１２１】
ここで、ｈｉ，ｄは第ｉシンボルの第ｄパスにおける複素振幅、ｓｉは第ｉ送信シンボル、ｚｉは第ｉシンボルの雑音である。
【０１２２】
次に、伝搬路推定部ｂ２０６の動作を説明する。チャネルインパルス応答推定部ｂ２０６−３は、第１の実施形態と同様に、想定するすべてのモデルに対応するチャネルインパルス応答を推定する。説明の簡単化のため、ｓ１，．．．，ｓＫ−１をパイロットシンボルであるとすると、モデルｑの最大遅延時間がＤｑである場合、ｒＤｑ，．．．，ｒＫ−１を用いて推定を行う。図１５は、Ｄｑ＝２、Ｋ＝１２の場合の一例である。伝搬路推定区間の先頭の離散時刻をＤｑにすることで、伝搬路推定区間に漏れ込むＩＳＩを防ぐことができる。
【０１２３】
モデルｑを用いた場合の受信信号ベクトルｒｑ（ｒは太字）は次式（２７）で表される。
【０１２４】
【数１８】
2012029043.tif 000020
【０１２５】
ここで、この区間での伝搬路変動がない（ｈｉ，ｄ＝ｈｄ）とすると、モデルｑのチャネルインパルス応答の推定ベクトルｈｑ（ｈは太字）は、次式（２８）で表される。
【０１２６】
【数１９】
2012029043.tif 000021
【０１２７】
ここで、Ｓｑ（Ｓは太字）はパイロットシンボルからなる行列であり、例えば、図９におけるｑ＝１の場合は次式（２９）、ｑ＝５の場合は次式（３０）で表される。
【０１２８】
【数２０】
2012029043.tif 000022
【０１２９】
チャネルインパルス応答推定部ｂ２０６−３は、想定するモデル数のチャネルインパルス応答を推定し、モデル比較部ｂ２０６−４に出力する。
【０１３０】
モデル比較部ｂ２０６−４では、入力されたチャネルインパルス応答のうち、伝搬路推定適合度が最大になるモデルを選択する。モデルｑの伝搬路推定適合度は、次式（３１）のモデルエビデンスＭ（ｑ）で表される。
【０１３１】
【数２１】
2012029043.tif 000023
【０１３２】
ただし、σｚ２はｚｉの電力である。
【０１３３】
図１６は、本実施形態に係る受信装置ｂ２の動作を示すフローチャートである。なお、この図が示す動作は、図１３の受信部ｂ１０２が受信信号をデマッピング部ｂ２０５に出力した後の処理である。
【０１３４】
ステップＳ２０１において、デマッピング部ｂ２０５は、入力された受信信号からデータとパイロットを分離する。チャネルインパルス応答推定部ｂ２０６−３は、得られたパイロットシンボルの受信信号を用い、想定するすべてのモデルに対するチャネルインパルス応答を求め、モデル比較部ｂ２０６−４に出力する。その後、ステップＳ２０２に進む。
【０１３５】
ステップＳ２０２において、モデル比較部ｂ２０６−４は、ステップＳ２０１で得られた各モデルのチャネルインパルス応答推定値を用いて、伝搬路推定適合度を最大にするモデルを選ぶ。このモデルに対応するチャネルインパルス応答推定値を復調部ｂ２０７に出力する。その後、ステップＳ２０３に進む。
【０１３６】
ステップＳ２０３において、復調部ｂ２０７は、ステップＳ２０２で得られたチャネルインパルス応答推定値を用いて復調処理を行う。その後、ステップＳ２０４に進む。
【０１３７】
ステップＳ２０４において、復号部ｂ１０８は、ステップＳ２０３で得られた復調結果を用いて復号を行う。その後、受信装置ｂ１は動作を終了する。
【０１３８】
このように、本実施形態によれば、伝搬路推定部ｂ２０６は、想定される複数のモデルにおけるチャネルインパルス応答を、時間領域で送信されたパイロットシンボルを用いて推定し、そのパイロットシンボルの形状に適したモデルエビデンスにしたがって最適なモデルを選択する。これにより、推定するパスを必要なものだけに制限することができ、雑音および干渉の抑圧効果を増加させることで、伝搬路推定精度を向上させることができる。
【０１３９】
なお、以上の説明では、Ｋ個のパイロットシンボルの１かたまりだけを用いてチャネルインパルス応答を推定する場合について説明したが、Ｋ個のパイロットシンボルのかたまりを複数用いてチャネルインパルス応答を推定してもよい。例えば、図１２における最初のＫシンボルと、次の連続データに続くＫシンボルの、２かたまりを用いてもよい。具体的には、かたまり毎にチャネルインパルス応答を推定し、その後平均してもよい。その際の平均は、時間変動を考慮しての重み付け平均でもよい。また、式（２８）を拡張して一度の計算で行ってもよい。その場合、式（２８）の受信信号ベクトルｒｉ（ｒは太字）の次元が、Ｋ−ＤｑからＫ−Ｄｑの整数倍に拡張される。
【０１４０】
なお、以上の説明では、図１５のように、Ｄｑ〜Ｋ−１の区間をチャネルインパルス応答推定区間としたが、拡張してもよい。例えば、０〜Ｋ＋Ｄｑ−１でもよい。この場合、パイロットシンボルが観測される全区間における推定ということになるが、推定区間に漏れ込むＩＳＩの影響を考慮し、雑音電力に加算する必要がある。
【０１４１】
なお、以上の説明では、時間領域にパイロットシンボルがマッピングされた場合について説明したが、第１の実施形態のように、周波数領域にマッピングされた場合にも適用できることがある。例えば、図１７のようにすべてのサブキャリアにパイロットシンボルがマッピングされるＯＦＤＭシンボルがある場合、そのＩＦＦＴ結果は時間領域で既知のシンボル系列となる。あるいは、一度復号を行うことで、データシンボルも参照信号として扱うこともできるので、そのＩＦＦＴ結果は時間領域で参照信号として扱うことができる。これらのような場合は、本実施形態が適用できる。
【０１４２】
＜第３の実施形態＞
以下、図面を参照しながら本発明の第３の実施形態について詳しく説明する。第２の実施形態では、送信装置ａ２が、パイロットシンボルを時間領域にマッピングして送信し、受信装置ｂ２が、送信されたパイロットシンボル系列に基づいてチャネルインパルス応答を推定したときのモデルのよさを判定し、最もよいモデルで推定されたチャネルインパルス応答を選ぶ。その際のチャネルインパルス応答の推定は、ブロック単位で行っている。本実施形態では、チャネルインパルス応答の推定を、時間の経過と共に更新していくことで実現する場合について説明する。
【０１４３】
本実施形態に係る送信装置ａ３は、第２の実施形態に係る送信装置ａ２（図１１）と構成が同じため、説明を省略する。
【０１４４】
図１８は、本発明の第３の実施形態に係る受信装置ｂ３の構成を示す概略ブロック図である。本実施形態に係る受信装置ｂ３（図１８）と、第２の実施形態に係る受信装置ｂ２（図１３）とを比較すると、伝搬路推定部ｂ３０６の処理だけが第２の実施形態のものと異なる。しかし、その他の構成要素（受信アンテナｂ１０１、受信部ｂ１０２、デマッピング部ｂ２０５、復調部ｂ２０７、復号部ｂ１０８）が持つ機能は、第２の実施形態と同じである。第２の実施形態と同じ機能の説明は省略する。
【０１４５】
図１９は、伝搬路推定部ｂ３０６の構成を示す概略ブロック図である。受信装置ｂ３における伝搬路推定部ｂ３０６（図１９）と、受信装置ｂ２における伝搬路推定部ｂ２０６（図１４）とを比較すると、チャネルインパルス応答推定部ｂ３０６−３とモデル比較部ｂ３０６−４の処理が伝搬路推定部ｂ２０６のものと異なる。
【０１４６】
チャネルインパルス応答推定部ｂ３０６−３は、デマッピング部ｂ２０５から入力された受信信号と、予め記憶するパイロットシンボルに基づいて、受信装置ｂ３が想定するモデル毎のチャネルインパルス応答を推定し、モデル比較部ｂ３０６−４に出力する。
【０１４７】
モデル比較部ｂ３０６−４は、チャネルインパルス応答推定部ｂ３０６−３から入力されたモデル毎のチャネルインパルス応答推定値のうち、伝搬路推定適合度を最大にするものを選択し、復調部ｂ２０７に出力する。本実施形態では、参照信号としてパイロットシンボルを用いる場合について説明し、物理構造としてパイロットシンボルの時間波形を用いる。
【０１４８】
伝搬路推定部ｂ３０６は、想定する最大遅延時間Ｌを予め決めておくものとする。これの扱いは、第１の実施形態と同様である。Ｌを事前決定せず、伝搬路と同様に推定してもよい。また、伝搬路推定部ｂ３０６は、予め記憶するパイロットシンボルを用い、雑音電力を測定する。
【０１４９】
以下、受信装置ｂ３における伝搬路推定部ｂ３０６の動作原理について、図１９を参照しながら説明する。チャネルインパルス応答推定部ｂ３０６−３は、第２の実施形態のチャネルインパルス応答推定部ｂ２０６−３と異なり、Ｋ個のブロック単位ではなく、１シンボル毎の推定を行う。具体的には、以下に示すＲＬＳ（Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ  Ｌｅａｓｔ  Ｓｑｕａｒｅｓ：逐次最小２乗）アルゴリズムで実現できる。
【０１５０】
第２の実施形態と同様に、離散時刻Ｄｑ〜Ｋ−１において推定を行う。本実施形態においては、離散時刻毎の推定値が求まる。つまり、図１５においては、離散時刻ｋ＝２〜１１のチャネルインパルス応答を推定することになる。離散時刻ｋにおけるｑのチャネルインパルス応答推定ベクトルをｈｑ（ｋ）（ｈは太字）とすると、次式（３２）のようになる。
【０１５１】
【数２２】
2012029043.tif 000024
【０１５２】
ここで、λ（０＜λ≦１）は忘却係数であり、ｕｑ（ｋ）（ｕは太字）はＳｑ（Ｓは太字）の第ｋ行ベクトルを転置したものである。λが小さいほど伝搬路変動への追従性が向上する。実際に用いるλとしては、受信装置ｂ３が伝搬路変動を測定し、最適な代表値を割当てればよい。また、ｗｑ（ｋ）（ｗは太字）の初期値はゼロベクトル、Ｒｑ−１（ｋ）（Ｒは太字）の初期値はαＩ｜ｑ｜（Ｉは太字）とする。図１５の場合、初期値は離散時刻２のときの値を意味する。チャネルインパルス応答推定部ｂ３０６−３は、想定するモデル数のチャネルインパルス応答を推定し、モデル比較部ｂ３０６−４に出力する。この際に出力するのは、最後に更新されるものを出力すればよい。すなわち、図１５の例においては、ｋ＝１１の値を出力すればよい。
【０１５３】
モデル比較部ｂ３０６−４では、入力されたチャネルインパルス応答のうち、伝搬路推定適合度が最大になるモデルを選択する。モデルｑの伝搬路推定適合度は、次式（３７）のモデルエビデンスＭ（ｑ）で表される。
【０１５４】
【数２３】
2012029043.tif 000025
【０１５５】
第２の実施形態と同様に、σｚ２はｚｉの電力である。
【０１５６】
図２０は、本実施形態に係る受信装置ｂ３の動作を示すフローチャートである。なお、この図が示す動作は、図１８の受信部ｂ１０２が受信信号をデマッピング部ｂ２０５に出力した後の処理である。
【０１５７】
ステップＳ３０１において、デマッピング部ｂ２０５は、入力された受信信号からデータとパイロットを分離する。チャネルインパルス応答推定部ｂ３０６−３は、得られたパイロットシンボルの受信信号を用い、想定するすべてのモデルに対するチャネルインパルス応答を時刻毎に求め、モデル比較部ｂ３０６−４に出力する。その後、ステップＳ３０２に進む。
【０１５８】
ステップＳ３０２において、モデル比較部ｂ３０６−４は、ステップＳ３０１で得られた各モデルのチャネルインパルス応答推定値を用いて、伝搬路推定適合度を最大にするモデルを選ぶ。このモデルに対応するチャネルインパルス応答推定値を、復調部ｂ２０７に出力する。その後、ステップＳ２０３に進む。
【０１５９】
ステップＳ２０３とステップＳ２０４は、第２の実施形態と同様のため、説明を省略する。
【０１６０】
このように、本実施形態によれば、伝搬路推定部ｂ３０６は、想定される複数のモデルにおけるチャネルインパルス応答を、時間領域で送信されたパイロットシンボルを用いて時刻毎に推定し、そのパイロットシンボルの形状に適したモデルエビデンスにしたがって、最適なモデルを選択する。これにより、推定するパスを必要なものだけに制限することができ、雑音および干渉の抑圧効果を増加させることで、伝搬路推定精度を向上させることができる。
【０１６１】
なお、以上の説明では、過去から未来に向かうＲＬＳアルゴリズムを用いる場合について説明したが、未来からの値でスムージングしてもよい。具体的には、未来から過去に向かうＲＬＳアルゴリズムを動作させて両方の値を見てもよいし、順方向アルゴリズムで得られた時刻毎のチャネルインパルス応答に対し、未来から過去に向かって平滑化処理を行ってもよい。これらの処理を、モデル毎に行ってもよいし、モデル選択は順方向のＲＬＳアルゴリズムで行い、未来から過去への処理は選択されたモデルのみに行ってもよい。
【０１６２】
なお、以上の説明では、時間領域にパイロットシンボルがマッピングされた場合について説明したが、第１の実施形態のように、周波数領域にマッピングされた場合にも適用できることがある。例えば、図１７のように、すべてのサブキャリアにパイロットシンボルがマッピングされるＯＦＤＭシンボルがある場合、そのＩＦＦＴ結果は時間領域で既知のシンボル系列となる。あるいは、一度復号を行うことで、データシンボルも参照信号として扱うこともできるので、そのＩＦＦＴ結果は時間領域で参照信号として扱うことができる。これらの場合は、本実施形態が適用できる。
【０１６３】
なお、上述した第１乃至第３の実施形態における受信装置ｂ１、ｂ２、ｂ３では、モデルの選択とチャネルインパルス応答の推定を同時に行っているが、選択したモデルを別の伝搬路推定に用いてもよい。例えば、受信装置ｂ１における伝搬路推定部ｂ１０６が、ある時刻においてモデルの選択とチャネルインパルス応答の推定をし、次に推定を行う時刻では、既に選択されているモデルを用いてチャネルインパルス応答の推定を行ってもよい。あるいは、伝搬路推定部ｂ１０６と伝搬路推定部ｂ３０６とを持つ受信装置があった場合に、伝搬路推定部ｂ１０６が選択したモデルを用いて伝搬路推定部ｂ３０６を動作させてもよい。なお、上述した別の伝搬路推定とは、パス情報を用いる推定方法すべてに適用され、本明細書中で説明した伝搬路推定方法に限らない。
【０１６４】
なお、上述した第１乃至第３の実施形態における受信装置ｂ１、ｂ２、ｂ３では、伝搬路の遅延パスの遅延時間は、受信部ｂ１０２が出力する信号のサンプリング間隔と一致すると仮定しているが、サンプリング間隔の間にパスが存在するとしてもよい。例えば、第１の実施形態において、通常のＦＦＴのサンプリング間隔のβ倍のサンプリング間隔でパスを検出する場合、式（２０）や式（２１）のＮをβＮに変更する。その際、受信装置ｂ１が想定する最大遅延時間Ｌは、βＬとなる。
【０１６５】
なお、上述した第１乃至第３の実施形態における送信装置ａ１、ａ２および受信装置ｂ１〜ｂ３の一部、例えば、チャネルインパルス応答推定部ｂ１０６−３、モデル選択部ｂ１０６−４をコンピュータで実現するようにしてもよい。その場合、この制御機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行させることによって実現してもよい。
【０１６６】
なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、送信装置ａ１、ａ２又は受信装置ｂ１〜ｂ３に内蔵されたコンピュータシステムであって、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。さらに、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時間プログラムを保持しているものも含んでもよい。また、上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであってもよく、さらに、前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであってもよい。
【０１６７】
また、上述した第１乃至第３の実施形態における送信装置ａ１、ａ２および受信装置ｂ１〜ｂ３の一部、または全部を、ＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ  Ｓｃａｌｅ  Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ）等の集積回路として実現してもよい。送信装置ａ１、ａ２および受信装置ｂ１〜ｂ３の各機能ブロックは、個別にプロセッサ化してもよいし、一部、または全部を集積してプロセッサ化してもよい。また、集積回路化の手法は、ＬＳＩに限らず、専用回路または汎用プロセッサで実現してもよい。また、半導体技術の進歩により、ＬＳＩに代替する集積回路化の技術が出現した場合、当該技術による集積回路を用いてもよい。
【０１６８】
以上、図面を参照してこの発明の実施形態について詳しく説明してきたが、具体的な構成は上述のものに限られることはなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲において様々な設計変更等をすることが可能である。
【産業上の利用可能性】
【０１６９】
本発明は、受信装置および受信方法に利用可能である。
【符号の説明】
【０１７０】
ａ１、ａ２  送信装置
ａ１０１  パイロット生成部
ａ１０２  符号部
ａ１０３  変調部
ａ１０４、ａ２０４  マッピング部
ａ１０５  ＩＦＦＴ部
ａ１０６  ＧＩ挿入部
ａ１０７  送信部
ａ１０８  送信アンテナ
ｂ１、ｂ２  受信装置
ｂ１０１  受信アンテナ
ｂ１０２  受信部
ｂ１０３  ＧＩ除去部
ｂ１０４  ＦＦＴ部
ｂ１０５、ｂ２０５  デマッピング部
ｂ１０６、ｂ２０６、ｂ３０６  伝搬路推定部
ｂ１０７、ｂ２０７  復調部
ｂ１０８  復号部
ｂ１０６−１  周波数応答推定部
ｂ１０６−２  ＩＦＦＴ部
ｂ１０６−３、ｂ２０６−３、ｂ３０６−３  チャネルインパルス応答推定部
ｂ１０６−４、ｂ２０６−４、ｂ３０６−４  モデル比較部
ｂ１０６−５  ＦＦＴ部
【図１】
2012029043.tif 000026
【図２】
2012029043.tif 000027
【図３】
2012029043.tif 000028
【図４】
2012029043.tif 000029
【図５】
2012029043.tif 000030
【図６】
2012029043.tif 000031
【図７】
2012029043.tif 000032
【図８】
2012029043.tif 000033
【図９】
2012029043.tif 000034
【図１０】
2012029043.tif 000035
【図１１】
2012029043.tif 000036
【図１２】
2012029043.tif 000037
【図１３】
2012029043.tif 000038
【図１４】
2012029043.tif 000039
【図１５】
2012029043.tif 000040
【図１６】
2012029043.tif 000041
【図１７】
2012029043.tif 000042
【図１８】
2012029043.tif 000043
【図１９】
2012029043.tif 000044
【図２０】
2012029043.tif 000045