(57)【要約】      （修正有）【課題】受動素子によってマルチバンド信号を３以上の周波数帯域に分離することができ、設計が容易な分波器を提供する。【解決手段】第１及び第２の通過帯域の信号を通過させる第１のＳＡＷフィルタ１１０及び第２のＳＡＷフィルタ１１２とを含む第１分波回路１４０と、第１及び第２の通過帯域を含む周波数帯域の外側に第３の通過帯域の信号を通過させる第３のＳＡＷフィルタ１１４を含む第２分波回路１６０と、を備え、前記第１分波回路は、前記第３の通過帯域に相当する周波数帯域において前記第１分波回路の入力インピーダンスを高インピーダンスにする第１の分布定数線路１０４と集中定数素子からなる第１の整合回路１０８とを有し、前記第２分波回路は、第１及び第２の通過帯域を含む周波数帯域において前記第２分波回路の入力インピーダンスを無限大に近い高インピーダンスにする第２の分布定数線路１０６を有する。【選択図】図１
2012028896.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
アンテナからの受信信号を入力する入力端子と、
前記入力端子と第１の出力端子との間に配置され、第１の通過帯域の信号を通過させる第１のフィルタと、前記入力端子と第２の出力端子との間に配置され、第２の通過帯域の信号を通過させる第２のフィルタと、を含む第１分波回路と、
前記入力端子と第３の出力端子との間に配置され、前記第１及び第２の通過帯域を含む周波数帯域の外側にある第３の通過帯域の信号を通過させる第３のフィルタと、を含む第２分波回路と、
を備え、
前記第１分波回路は、
少なくとも前記第３の通過帯域に相当する周波数帯域において前記第１分波回路の入力インピーダンスを高インピーダンスにする第１の分布定数線路と、
集中定数素子からなり、前記第１のフィルタの入力インピーダンスを前記第１の通過帯域において、また、前記第２のフィルタの入力インピーダンスを前記第２の通過帯域において、それぞれ外部回路の特性インピーダンスと整合させる第１の整合回路と、
を有し、
前記第２分波回路は、少なくとも前記第１及び第２の通過帯域を含む周波数帯域において前記第２分波回路の入力インピーダンスを高インピーダンスにする第２の分布定数線路  を有する、
分波器。  
【請求項２】
前記第１の整合回路が、前記第１のフィルタの入力インピーダンスを前記第２の通過帯域に相当する周波数帯域において高インピーダンスにし、且つ、前記第２のフィルタの入力インピーダンスを前記第１の通過帯域に相当する周波数帯域において高インピーダンスにする請求項１に記載の分波器。
【請求項３】
前記第１のフィルタの入力インピーダンスが前記第１の通過帯域において誘導性または容量性の第１リアクタンス成分を有し、かつ、前記第２のフィルタの前記第１の通過帯域における入力インピーダンスが、前記第１リアクタンス成分が誘導性である場合に容量性となり、前記第１リアクタンス成分が容量性である場合に誘導性となるように、前記第１の整合回路が構成される請求項１に記載の分波器。
【請求項４】
前記第２のフィルタの入力インピーダンスが、前記第２の通過帯域において誘導性または容量性の第２リアクタンス成分を有し、かつ、前記第１のフィルタの前記第２の通過帯域における入力インピーダンスが、前記第２リアクタンス成分が誘導性である場合に容量性となり、前記第２リアクタンス成分が容量性である場合に誘導性となるように、前記第１の整合回路が構成される請求項１または３に記載の分波器。
【請求項５】
前記第２分波回路が、
前記第２の分布定数線路と第４の出力端子との間に前記第１及び第２の通過帯域を含む周波数帯域の外側の前記第３の通過帯域と同じ側に第４の通過帯域を有する第４のフィルタと、
集中定数素子からなり、前記第３のフィルタの入力インピーダンスを前記第３の通過帯域において、また、前記第４のフィルタの入力インピーダンスを前記第４の通過帯域において、それぞれ前記特性インピーダンスと整合させる第２の整合回路と、
を備え、
前記第１の分布定数線路が、前記第３及び第４の通過帯域を含む周波数帯域において前記第１分波回路の入力インピーダンスを高インピーダンスにする、
請求項１ないし４のいずれか１項に記載の分波器。
【請求項６】
前記第２の整合回路が、前記第３のフィルタの入力インピーダンスを前記第４の通過帯域に相当する周波数帯域において高インピーダンスにするとともに、前記第４のフィルタの入力インピーダンスを前記第３の通過帯域に相当する周波数帯域において高インピーダンスにする請求項５に記載の分波器。
【請求項７】
前記第３のフィルタの入力インピーダンスが、前記第３の通過帯域において誘導性または容量性の第３リアクタンス成分を有し、かつ、前記第４のフィルタの前記第３の通過帯域における入力インピーダンスが、前記第３リアクタンス成分が誘導性である場合に容量性となり、前記第３リアクタンス成分が容量性である場合に誘導性となるように、前記第２の整合回路が構成される請求項５に記載の分波器。
【請求項８】
前記第４のフィルタの入力インピーダンスが、前記第４の通過帯域において誘導性または容量性の第４リアクタンス成分を有し、かつ、前記第３のフィルタの前記第４の通過帯域における入力インピーダンスが、前記第４リアクタンス成分が誘導性である場合に容量性となり、前記第４リアクタンス成分が容量性である場合に誘導性となるように、前記第１の整合回路が構成される請求項５または７に記載の分波器。
【請求項９】
前記第１分波回路が、
前記第１の整合回路と第５の出力端子との間に、前記第３及び第４の通過帯域を含む周波数帯域の外側の前記第１及び第２の通過帯域と同じ側に第５の通過帯域を有する第５のフィルタをさらに備え、
前記第１の整合回路が、  
前記第１のフィルタの入力インピーダンスを前記第２及び第５の通過帯域に相当する周波数帯域のそれぞれにおいて高インピーダンスにし、
前記第２のフィルタの入力インピーダンスを前記第１及び第５の通過帯域に相当する周波数帯域のそれぞれにおいて高インピーダンスにし、且つ、
前記第５のフィルタの入力インピーダンスを前記第１及び第２の通過帯域に相当する周波数帯域のそれぞれにおいて高インピーダンスにし、
前記第１の分布定数線路が、前記第３、第４、及び第５の通過帯域を含む周波数帯域において前記第１分波回路の入力インピーダンスを高インピーダンスにする、
請求項５ないし８のいずれか１項に記載の分波器。
【請求項１０】
前記第１ないし第５のフィルタがいずれも弾性表面波フィルタである請求項９に記載の分波器。
【請求項１１】
前記第１ないし第５のフィルタがいずれも誘電体フィルタである請求項９に記載の分波器。
【請求項１２】
前記第１の整合回路が、
前記第１及び第２のフィルタの接続点と前記第１のフィルタとの間に配置された第１のキャパシタと、
前記第１及び第２のフィルタの接続点と前記第２のフィルタとの間に配置された第２のキャパシタと、
前記第１のキャパシタの両側の端子と接地との間にそれぞれ配置された第１及び第２のインダクタと、
前記第２のキャパシタと前記第２のフィルタとの接続点と接地との間に配置された第３のインダクタと、
を備える請求項１ないし１１のいずれか１項に記載の分波器。  
【請求項１３】
前記第２の整合回路が、
前記第３及び第４のフィルタの接続点と前記第３のフィルタとの間に配置された第３のキャパシタと、
前記第３及び第４のフィルタの接続点と前記第４のフィルタとの間に配置された第４のキャパシタと、
前記第３のキャパシタと前記第３のフィルタとの接続点と接地との間に配置された第４のインダクタと、
前記第４のキャパシタの両側の端子と接地との間にそれぞれ配置された第５及び第６のインダクタと、
を備える請求項５ないし１２のいずれか１項に記載の分波器。
【請求項１４】
請求項１ないし１３のいずれか１項に記載の分波器を備える無線通信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は分波器に関し、特に、受動素子からなる分波器に関する。
【背景技術】
【０００２】
複数の通信方式を利用して通話やデータ送受信を行うことができるマルチバンド対応の携帯電話機が多くのユーザに利用されている。マルチバンド対応の携帯電話機は、複数の周波数帯の信号が重畳されたマルチバンド信号を周波数帯ごとに分離する分波器を備える。利用される通信方式の増加に伴って、より多くの周波数成分を分離できる分波器が望まれている。
【０００３】
受信信号を３つ以上の周波数帯に分離する分波器についての開示例がある。例えば、特開２００７−２６６８９７号公報（特許文献１）に記載の分波器は、互いに異なる通過帯域を持つ３つ以上のＳＡＷフィルタを備えており、各ＳＡＷフィルタと入力端子との間に複数の分布定数線路が多段に配置される。また、ＳＰ３Ｔ（ｓｉｎｇｌｅ−Ｐｏｌｅ、ｔｒｉｐｌｅ−ｔｈｒｏｗ）スイッチを用いることによって受信信号を３つ以上の周波数成分に分離する手法も知られている。
【０００４】
分波器を構成する高周波回路は、通過帯域において挿入損失が小さく、阻止域において高減衰であることが望ましい。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００７−２６６８９７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
本発明の様々な実施態様は、受動素子によってマルチバンド信号を３以上の周波数帯域に分離することができ、設計が容易な分波器を提供する。
【０００７】
その他の課題は、下記の詳細な説明、添付図面等の記載から理解される。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の一実施態様に係る分波器は、アンテナからの受信信号を入力する入力端子と、前記入力端子と第１の出力端子との間に配置され、第１の通過帯域の信号を通過させる第１のフィルタと、前記入力端子と第２の出力端子との間に配置され、第２の通過帯域の信号を通過させる第２のフィルタと、を含む第１分波回路と、前記入力端子と第３の出力端子との間に配置され、前記第１及び第２の通過帯域を含む周波数帯域の外側にある第３の通過帯域の信号を通過させる第３のフィルタと、を含む第２分波回路と、を備える。本発明の一実施態様において、前記第１分波回路は、少なくとも前記第３の通過帯域に相当する周波数帯域において前記第１分波回路の入力インピーダンスを高インピーダンスにする第１の分布定数線路と、集中定数素子からなり、前記第１のフィルタの入力インピーダンスを前記第２の通過帯域に相当する周波数帯域において高インピーダンスにし、且つ、前記第２のフィルタの入力インピーダンスを前記第１の通過帯域に相当する周波数帯域において高インピーダンスにする第１の整合回路と、を有する。本発明の一実施態様において、前記第２分波回路は、少なくとも前記第１及び第２の通過帯域を含む周波数帯域において前記第２分波回路の入力インピーダンスを高インピーダンスにする第２の分布定数線路を有する。
【発明の効果】
【０００９】
本発明の様々な実施態様によれば、受動素子によってマルチバンド信号を３以上の周波数帯域に分離することができ、設計が容易な分波器が提供される。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明の一実施形態に係る分波器を示す回路図
【図２】本発明の他の実施形態に係る分波器を示す回路図
【図３】本発明の他の実施形態に係る分波器を示す回路図
【図４】本発明の一実施形態に係る分波器の等価回路図
【図５】本発明の一実施形態に係る分波器の入力インピーダンスを示すスミスチャート
【図６】本発明の一実施形態に係る分波器の減衰特性を表すグラフ
【図７】本発明の一実施形態に係る分波器の減衰特性を表すグラフ
【図８】本発明の一実施形態に係る分波器の減衰特性を表すグラフ
【図９】本発明の一実施形態に係る分波器の減衰特性を表すグラフ
【図１０】本発明の一実施形態に係る分波器の減衰特性を表すグラフ
【図１１】本発明の一実施形態に係る分布定数線路による位相回転を説明するスミスチャート
【図１２】本発明の一実施形態に係る分布定数線路による位相回転を説明するスミスチャート
【発明を実施するための形態】
【００１１】
本発明の様々な実施形態について添付図面を参照して説明する。図１は、本発明の一実施形態に係る分波器１００を表す回路図である。本発明の一実施形態における分波器１００は、図示しないアンテナから入力端子１０２を介して入力されたマルチバンド信号を個別の周波数帯の信号に分離し、分離した信号を各出力端子１１６、１１８、１２０から後段の回路に出力する。分波器１００は、例えば携帯電話機において用いられる。
【００１２】
入力端子１０２と出力端子１１６、１１８との間には、入力信号のうち高周波側の信号を伝送する高周波側分波回路１４０が設けられ、入力端子１０２と出力端子１２０との間には、入力信号のうち低周波側の信号を伝送する低周波側分波回路１６０が設けられる。高周波側分波回路１４０は、例えば、２１１０−２１７０ＭＨｚを通過帯域とするＳＡＷフィルタ１１０と、１９３０−１９９０ＭＨｚを通過帯域とするＳＡＷフィルタ１１２とを備える。また、低周波側分波回路１６０は、８６９−８９４ＭＨｚを通過帯域とするＳＡＷフィルタ１１４を備える。本明細書において、ＳＡＷフィルタ１１０、１１２、１１４の通過帯域を、それぞれ「第１の通過帯域」、「第２の通過帯域」、「第３の通過帯域」と称することがある。
【００１３】
この第１の通過帯域に相当する２１１０−２１７０ＭＨｚの周波数帯はＵＭＴＳ（Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ  Ｍｏｂｉｌｅ  Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  Ｓｙｓｔｅｍ）のバンドＩの受信用に割り当てられた帯域であり、第２の通過帯域に相当する１９３０−１９９０ＭＨｚの周波数帯はＵＭＴＳのバンドＩＩの受信用に割り当てられた帯域である。また、第３の通過帯域に相当する８６９−８９４ＭＨｚはＵＭＴＳのバンドＶの受信用に割り当てられた帯域である。アンテナから受信されるマルチバンド信号には、これら第１から第３の通過帯域に相当する周波数帯の信号が重畳される。マルチバンド信号には、第１から第３の通過帯域に相当する周波数帯以外の周波数帯の信号が重畳されることもある。
【００１４】
高周波側分波回路１４０は、ＳＡＷフィルタ１１０、１１２の前方に単数又は複数の集中定数型のリアクタンス素子からなる整合回路１０８を備え、この整合回路１０８と入力端子１０２との間に分布定数線路１０４を備える。また、低周波側分波回路１６０は、入力端子１０２とＳＡＷフィルタ１１４との間に分布定数線路１０６を備える。
【００１５】
分布定数線路１０４は線路長Ｌ１を有し、分布定数線路１０６は線路長Ｌ２を有する。分布定数線路１０４、１０６は、それぞれの線路長に応じた移相量だけ通過信号の位相を遅らせる。分布定数線路１０４の線路長Ｌ１は、入力端子１０２側から見た高周波側分波回路１４０の入力インピーダンスが第３の通過帯域に相当する周波数帯域において無限大に近い高インピーダンスになるように決められる。これにより、第３の通過帯域の信号が高周波側分波回路１４０に漏洩することを防止できる。
【００１６】
一方、分布定数線路１０６の線路長Ｌ２は、入力端子１０２側から見た低周波側分波回路１６０の入力インピーダンスが第１及び第２の通過帯域を含む周波数帯域において無限大に近い高インピーダンスになるように決められる。一実施形態において、線路長Ｌ２は、入力端子１０２側から見た低周波側分波回路１６０の入力インピーダンスが、第１の通過帯域の高周波端である２１７０ＭＨｚと第２の通過帯域の低周波端との間の周波数帯域（つまり、１９３０ＭＨｚから２１７０ＭＨｚまでの周波数帯域）において無限大に近い高インピーダンスになるように決められる。バンドＩ及びバンドＩＩの中心周波数はそれぞれ２１４０ＭＨｚ及び１９６０ＭＨｚにあって互いに近接しているため、分布定数線路１０６によって、低周波側分波回路１６０の入力インピーダンスがバンドＩ及びバンドＩＩのそれぞれの周波数帯において無限大に近い高インピーダンスになるように受信信号の位相を回転させることができる。これにより、第１及び第２の通過帯域の信号が低周波側分波回路１６０に漏洩することを防止できる。
【００１７】
分布定数線路１０４の後段には、ＳＡＷフィルタ１１０、１１２に代えて、又はこれらのＳＡＷフィルタに加えて、第１及び第２の通過帯域と異なる通過帯域を有するＳＡＷフィルタをＳＡＷフィルタ１１０、１１２と並列に接続することができる。分布定数線路１０４の後段に接続される複数のＳＡＷフィルタは、それぞれの通過帯域が互いに近接した帯域にあることが望ましい。例えば、ＵＭＴＳのバンドＩＩＩに割り当てられた１８０５−１８８０ＭＨｚの周波数帯を通過帯域とするＳＡＷフィルタを分布定数線路１０４の後段に接続することができる。ＵＭＴＳのバンドＩＩＩの中心周波数は１８４７．５ＭＨｚであるから、バンドＩ、バンドＩＩ、及びバンドＩＩＩの中心周波数は３００ＭＨｚ以内に分布している。したがって、分布定数線路１０４の後段に、バンドＩ、ＩＩ、ＩＩＩの周波数帯域のいずれかを通過帯域とするＳＡＷフィルタを接続すれば、分布定数線路１０６の線路長Ｌ２を適切な長さに定めることにより、入力端子１０２側から見た低周波側分波回路１６０のインピーダンスがバンドＩ、ＩＩ、ＩＩＩのそれぞれの周波数大域において無限大に近い高インピーダンスになるように受信信号の位相を回転することができる。
【００１８】
このように、分布定数線路１０４によって低周波側分波回路１６０を通過する信号が高周波側分波回路１４０に漏洩することを防止するとともに、分布定数線路１０６によって高周波側分波回路１４０を通過する信号が低周波側分波回路１６０に漏洩することを防止できるので、通過帯域における挿入損失の発生を低減することができる。
【００１９】
整合回路１０８は、集中定数素子型のリアクタンス素子であるキャパシタ、インダクタ又はこれらの組み合わせから構成される。この整合回路１０８は、前記第１の通過帯域において、ＳＡＷフィルタ１１０の入力インピーダンスを、分波器１００の外部回路の特性インピーダンス（つまり、入力端子１０２又は各出力端子１１６、１１８、１２０に接続される伝送線路もしくは回路の特性インピーダンスであり、通常は５０Ωである。）と整合させるとともに、前記第２の通過帯域において、ＳＡＷフィルタ１１２の入力インピーダンスを外部回路の特性インピーダンスと整合させる。整合回路１０８を構成するリアクタンス素子の配置及び素子値は、例えば、分布定数線路１０４側から見たＳＡＷフィルタ１１０のインピーダンスが第１の通過帯域において伝送線路の特性インピーダンス（典型的には５０Ω）に整合するとともに第２の通過帯域に相当する周波数帯域おいて高インピーダンスになり、分布定数線路１０４側から見たＳＡＷフィルタ１１２のインピーダンスが第１の通過帯域に相当する周波数帯域において高インピーダンスになるとともに第２の通過帯域において伝送線路の特性インピーダンスに整合するように定められる。２つの並列接続されたＳＡＷフィルタのインピーダンスを整合する方法自体は当業者に周知であり、当業者であれば、スミスチャート、シミュレーション装置、自身の経験などに基づいて整合回路１０８を構成するキャパシタやインダクタの素子値及び配置を決定することができる。
【００２０】
他の実施形態において、ＳＡＷフィルタ１１０の入力インピーダンスが第１の通過帯域において誘導性または容量性の第１リアクタンス成分を有し、かつ、ＳＡＷフィルタ１１２の前記第１の通過帯域における入力インピーダンスが、前記第１リアクタンス成分が誘導性である場合に容量性となり、前記第１リアクタンス成分が容量性である場合に誘導性となるように、整合回路１０８を構成するリアクタンス素子の配置及び素子値を定めることができる。また、整合回路１０８は、ＳＡＷフィルタ１１２の入力インピーダンスが第２の通過帯域において誘導性または容量性の第２リアクタンス成分を有し、かつ、ＳＡＷフィルタ１１０の第２の通過帯域における入力インピーダンスが、第２リアクタンス成分が誘導性である場合に容量性となり、前記第２リアクタンス成分が容量性である場合に誘導性となるように構成することができる。このように構成された整合回路１０８にＳＡＷフィルタ１１０、１１２が接続されることにより、ＳＡＷフィルタ１１０の第１の通過帯域における入力インピーダンスは容量性の領域から誘導性の領域に向かって（又は誘導性の領域から容量性の領域に向かって）回転される。この結果、第１リアクタンス成分は“０”に近づき、ＳＡＷフィルタ１１０のインピーダンスマッチングが精度良く実現される。同様に、ＳＡＷフィルタ１１２の第２の通過帯域における入力インピーダンスは容量性の領域から誘導性の領域に向かって（又は誘導性の領域から容量性の領域に向かって）回転される。この結果、第２リアクタンス成分は“０”に近づき、ＳＡＷフィルタ１１２のインピーダンスマッチングが精度良く実現される。このように２つのフィルタを組み合わせてインピーダンスを整合する技術は、例えば、Denys Orlenko, Novel High-rejection LTCC Diplexers for Dual-band WLAN
Applications, IEEE MTT-S Int.Microwave Symp. Dig., June 2005, pp. 727-730.に開示されている。
【００２１】
上述したように、第１及び第２の通過帯域における信号が低周波側分波回路１６０に漏洩しないので、ＳＡＷフィルタ１１０、１１２のインピーダンス整合を行う際に高周波側分波回路１６０に含まれるリアクタンス素子（例えば、ＳＡＷフィルタ１１４）の影響を無視することができる。つまり、整合回路１０８を構成するリアクタンス素子の配置や素子値の設計は、高周波側分波回路１６０から独立して行うことができる。また、分布定数線路１０４は、受信信号の反射係数の大きさを変化させずに位相角のみを変化させるので、整合回路１０８によって実現される整合状態を変化させずに受信信号の位相を回転させることができる。このように、整合回路１０８以外の回路素子による影響を無視して独立に設計することができるので、整合回路１０８の設計が容易になる。また、整合回路１０８は集中定数素子で構成されるため、分波器１００を比誘電率が一桁程度の基板で設計した場合、インピーダンス整合を分布定数線路のみで行う場合と比較して分波器１００の形状を小型化することができるとともに、挿入損失の低減を図ることができる。
【００２２】
図２は、本発明の他の実施形態に係る分波器２００を示す回路図である。分波器２００の構成要素のうち図１の構成要素と実質的に同じものについては、図１の対応する構成要素と同じ参照符号をつけてその説明を適宜省略する。分波器２００において、入力端子１０２と出力端子１２０、２０６との間には、入力信号のうち低周波側の信号を伝送する低周波側分波回路２６０が設けられる。この低周波側分波回路２６０は、分布定数線路１０６の後段に接続されたＳＡＷフィルタ１１４及びＳＡＷフィルタ２０４を備え、ＳＡＷフィルタ１１４、２０４と分布定数線路１０６との間にキャパシタやインダクタ等の集中定数型のリアクタンス素子からなる整合回路２０２とを備える。ＳＡＷフィルタ２０４を通過した信号は出力端子２０６から後段の受信機に出力される。
【００２３】
ＳＡＷフィルタ２０４は、例えば、９２５−９６０ＭＨｚに通過帯域を有する（以下、「第４の通過帯域」と称することがある。）。９２５−９６０ＭＨｚは、ＵＭＴＳのバンドＶＩＩＩの受信用に割り当てられている周波数帯域に相当する。この第４の通過帯域は、第１の通過帯域である２１１０−２１７０ＭＨｚと第２の通過帯域である１９３０−１９９０ＭＨｚを含む周波数帯域（つまり、１９３０−２１７０ＭＨｚの周波数帯域）の外側の低周波側にあるので、ＳＡＷフィルタ２０４は、低周波側の信号を伝送する低周波側分波回路２６０に配置される。第４の通過帯域の中心周波数は９４２．５ＭＨｚであり、第３の通過帯域の中心周波数である８８１．５ＭＨｚに近接しているため、分布定数線路１０４を用いて、受信信号の第３及び第４の通過帯域に相当する周波数成分を共に高インピーダンス側に回転させることができる。この分布定数線路１０４の線路長Ｌ１は、入力端子１０２側から見た高周波側分波回路１４０の入力インピーダンスが、第３及び第４の通過帯域を含む周波数帯域において無限大に近い高インピーダンスになるように定められる。例えば、線路長Ｌ１は、入力端子１０２側から見た高周波側分波回路１４０の入力インピーダンスが、第３の通過帯域の低周波端である８６９ＭＨｚと第４の通過帯域の高周波端である９６０ＭＨｚの間の周波数帯域（つまり、８６９ＭＨｚから９６０ＭＨｚまでの周波数帯域）において無限大に近い高インピーダンスになるように決められる。
【００２４】
整合回路２０２は、集中定数素子からなり、ＳＡＷフィルタ１１４の入力インピーダンスを第３の通過帯域において分波器２００の外部回路の特性インピーダンスと整合させるとともに、ＳＡＷフィルタ２０４の入力インピーダンスを第４の通過帯域において外部回路の特性インピーダンスと整合させるように構成される。整合回路２０２を構成するリアクタンス素子の配置及び素子値は、例えば、分布定数線路１０６側から見たＳＡＷフィルタ１１４のインピーダンスを第３の通過帯域に相当する周波数帯域において伝送線路の特性インピーダンスに整合させるとともに第４の通過帯域に相当する周波数帯域おいて高インピーダンスにし、分布定数線路１０６側から見たＳＡＷフィルタ２０４のインピーダンスを第３の通過帯域に相当する周波数帯域おいて高インピーダンスにするとともに第４の通過帯域に相当する周波数帯域において伝送線路の特性インピーダンスに整合させる。
【００２５】
他の実施形態において、整合回路２０２を構成するリアクタンス素子の配置及び素子値は、ＳＡＷフィルタ１１４の入力インピーダンスが、第３の通過帯域において誘導性または容量性の第３リアクタンス成分を有し、かつ、ＳＡＷフィルタ２０４の前記第３の通過帯域における入力インピーダンスが、前記第３リアクタンス成分が誘導性である場合に容量性となり、前記第３リアクタンス成分が容量性である場合に誘導性となるように定められる。また、ＳＡＷフィルタ２０４の入力インピーダンスが、第４の通過帯域において誘導性または容量性の第４リアクタンス成分を有し、かつ、ＳＡＷフィルタ１１４の第４通過帯域における入力インピーダンスが、第４リアクタンス成分が誘導性である場合に容量性となり、前記第４リアクタンス成分が容量性である場合に誘導性となるように、整合回路２０２を構成することができる。このように構成された整合回路２０２にＳＡＷフィルタ１１４、２０４が接続されることにより、ＳＡＷフィルタ１１４の第３の通過帯域における入力インピーダンスは容量性の領域から誘導性の領域に向かって（又は誘導性の領域から容量性の領域に向かって）回転される。この結果、第３リアクタンス成分は“０”に近づき、ＳＡＷフィルタ１１４のインピーダンスマッチングが精度良く実現される。同様に、ＳＡＷフィルタ２０４の第４の通過帯域における入力インピーダンスは容量性の領域から誘導性の領域に向かって（又は誘導性の領域から容量性の領域に向かって）回転される。この結果、第４リアクタンス成分は“０”に近づき、ＳＡＷフィルタ２０４のインピーダンスマッチングが精度良く実現される。
【００２６】
続いて、分布定数線路１０４、１０６による受信信号の位相回転について、図１１及び図１２を参照して説明する。図１１は、分波器２００の分布定数線路１０４による位相回転を説明するスミスチャートの一例であり、高周波側分波回路１４０の入力インピーダンスを示す。また、図１２は、分波器２００の分布定数線路１０６による位相回転を説明するスミスチャートの一例であり、低周波側分波回路２６０の入力インピーダンスを示す。これらの図において、マーカＭ１、Ｍ２、Ｍ３、Ｍ４は、それぞれ第１、第２、第３、第４の通過帯域の中心周波数をそれぞれ表す。図１１に示されるように、分布定数線路１０４による位相回転によって入力信号の位相を回転させることにより、Ｍ３及びＭ４を含む周波数帯域が無限大に近い高インピーダンス側に回転する。Ｍ１、Ｍ２の帯域は、整合回路１０８により伝送線路の特性インピーダンス付近に整合されており、Ｍ１及びＭ２における整合状態は位相回転によって実質的な影響を受けない。このように、分布定数線路１０４は、受信信号の位相を回転させることにより、分波器２００の高周波側分波回路１４０の入力インピーダンスを第３、第４の通過帯域において無限大に近い高インピーダンスにすることができる。同様に、分布定数線路１０６の位相回転によって入力信号の位相が回転され、Ｍ１及びＭ２を含む周波数帯域が図１２に示すように無限大に近い高インピーダンス側に回転する。このように、分布定数線路１０６は、分波器２００の低周波側分波回路２６０の入力インピーダンスを第１、第２の通過帯域において無限大に近い高インピーダンスにすることができる。
【００２７】
上述のように、高周波側分波回路１４０に第３及び第４の通過帯域の信号が漏洩しないため、高周波側分波回路１４０に含まれるリアクタンス素子（整合回路１０８を構成するリアクタンス素子及びＳＡＷフィルタ１１０、１１２等）の影響を無視して整合回路２０２を設計することができる。これにより、整合回路２０２の設計が容易になる。このインピーダンス整合は、整合回路２０２の構成要素であるキャパシタやインダクタの素子値及び配置を適切に決定することによって実現される。かかるキャパシタやインダクタの素子値及び配置を決定する方法は、整合回路１０８の場合と同様に当業者に周知であり、当業者はであれば、過度の試行錯誤を要せず整合回路２０２の設計を行うことができる。
【００２８】
分波する周波数成分の数が増えるほど（つまり、ＳＡＷフィルタの数が増えるほど）これらのＳＡＷフィルタのインピーダンスを整合させる整合回路の設計が複雑になる。一方、本発明の一実施形態に係る分波器２００によれば、低周波側分波回路１６０に第１及び第２の通過帯域の信号が漏洩せず、高周波側分波回路１４０に第３及び第４の通過帯域の信号が漏洩しないので、整合回路１０８は低周波側分波回路１６０から独立して設計でき、整合回路２０２は低周波側分波回路１６０から独立して設計できる。これにより、整合回路１０８、２０２の設計が容易になる。このように、本発明の一実施形態に係る分波器２００は、集中定数素子のみによって４つのＳＡＷフィルタのインピーダンスを整合させる場合と比較して、インピーダンス整合のための設計を容易に行うことができる。
【００２９】
図３は、本発明の他の実施形態における分波器３００を示す。分波器３００の構成要素のうち、図１又は図２の構成要素と実質的に同一のものについては、図１又は図２の対応する構成要素と同じ参照符号をつけてその説明を適宜省略する。分波器３００において、入力端子１０２と出力端子１１６、１１８、３０６との間には、入力信号のうち高周波側の信号を伝送する高周波側分波回路３４０が設けられる。この高周波側分波回路３４０は、分布定数線路１０４の後段にＳＡＷフィルタ１１０、１１２と並列にＳＡＷフィルタ３０４を備える。ＳＡＷフィルタ３０４は、例えば、１８０５−１８８０ＭＨｚに通過帯域を有する（以下、「第５の通過帯域」と称することがある。）。１８０５−１８８０ＭＨｚは、上述したようにＵＭＴＳのバンドＩＩＩに割り当てられた周波数帯域である。ＳＡＷフィルタ３０４を通過した信号は出力端子３０６から後段の受信機に出力される。
【００３０】
高周波側分波回路３４０は、ＳＡＷフィルタ１１０、１１２、３０４と分布定数線路１０４との間に、単数又は複数の集中定数型のリアクタンス素子からなる整合回路３０２を備える。整合回路３０２を構成するリアクタンス素子の配置及び素子値は、分布定数線路１０４側から見た各ＳＡＷフィルタの入力インピーダンスが自フィルタの通過帯域において伝送線路の特性インピーダンスに整合するとともに、他のＳＡＷフィルタの通過帯域に相当する周波数帯域おいて無限大に近い高インピーダンスとなるよう定められる。これにより、分布定数線路１０４側から見たＳＡＷフィルタ１１０のインピーダンスは第２及び第５の通過帯域に相当する周波数帯域においてそれぞれ無限大に近い高インピーダンスになり、分布定数線路１０４側から見たＳＡＷフィルタ１１２のインピーダンスは第１及び第５の通過帯域に相当する周波数帯域においてそれぞれ無限大に近い高インピーダンスになる。また、分布定数線路１０４側から見たＳＡＷフィルタ３０４のインピーダンスは、第１及び第２の通過帯域に相当する周波数帯域においてそれぞれ無限大に近い高インピーダンスになる。
【００３１】
分布定数線路１０６の線路長Ｌ２は、入力端子１０２側から見た低周波側分波回路２６０の入力インピーダンスが第１、第２及び第５の通過帯域を含む周波数帯域において無限大に近い高インピーダンスになるように決められる。第１、第２、及び第５の通過帯域のそれぞれの中心周波数は、３００ＭＨｚ以内の範囲に分布しているので、分布定数線路１０６によって、これらの周波数成分がいずれも無限大に近い高インピーダンスになるよう受信信号を位相回転させることができる。例えば、分布定数線路１０６の線路長Ｌ２は、入力端子１０２側から見た分布定数線路１０６のインピーダンスが、第１の通過帯域の高周波端である２１７０ＭＨｚと第５の通過帯域の低周波端である１８０５ＭＨｚとの間の周波数帯域（つまり、１８０５ＭＨｚから２１７０ＭＨｚまでの周波数帯域）において無限大に近い高インピーダンスになるように決められる。
【００３２】
このように、分波器３００は、いずれも受動素子である分布定数線路１０４、１０６と整合回路２０２、３０２との組み合わせにより、受信したマルチバンド信号を５つの周波数帯に分離することができる。
【００３３】
受動素子を用いて受信信号を５つ以上の周波数帯に分離することは、上述した４つの周波数帯への分離よりもさらに困難である。そのため、受信信号を５分波する場合にはＳＰ３Ｔ（ｓｉｎｇｌｅ−Ｐｏｌｅ、ｔｒｉｐｌｅ−ｔｈｒｏｗ）スイッチ等の能動素子を用いることが一般的である。例えば、ＳＰ３Ｔスイッチに３つのＳＡＷフィルタを接続し、２台のダイプレクサと組み合わせることにより、受信信号を５つの周波数成分に分離することができる。ＳＰ３Ｔスイッチは、並列接続されたフィルタに対して選択的に受信信号を供給するように構成されており、複数のフィルタに対して信号を同時に供給することはその性質上できない。一方、本発明の一実施形態に係る分波器３００は、ＳＰ３Ｔスイッチ等の能動素子を用いずに受動素子によって受信信号を分波するので、消費電力を低減するとともに電源が不要な分だけ回路構成を簡素にすることができる。また、分波器３００のフィルタ１１０、１１２、３０４はいずれもアンテナと常時導通しているので、受信信号に含まれる３つの周波数帯域の信号を同時に受信機へ出力することができる。さらに、キャパシタ・インダクタ等の受動素子はＳＰ３Ｔスイッチと比較して安価であるため、分波器の製造コストの低減に寄与する。
【００３４】
図４は、分波器２００の等価回路図である。整合回路１０８は、ＳＡＷフィルタ１１０、１１２の接続点Ｐ１とＳＡＷフィルタ１１０との間に配置されるキャパシタ４０２と、接続点Ｐ１とＳＡＷフィルタ１１２との間に配置されるキャパシタ４０４と、キャパシタ４０２の両側の端子と接地との間にそれぞれ配置されるインダクタ４０８、４１０と、キャパシタ４０４とＳＡＷフィルタ１１２との接続点と接地との間に配置されるインダクタ４１２と、を備える。これらのキャパシタやインダクタの素子値は、分布定数線路１０４側から見た各ＳＡＷフィルタのインピーダンスが自フィルタの通過帯域において伝送線路の特性インピーダンスに整合するととともに他のＳＡＷフィルタの通過帯域において高インピーダンスとなるよう定められる。例えば、分布定数線路１０４の線路長は２２ｍｍであり、キャパシタ４０２、４０４の容量はそれぞれ３ｐＦ、４ｐＦであり、インダクタ４０８、４１０、４１２のインダクタンス値はそれぞれ３．５ｎＨ、２０ｎＨ、２０ｎＨである。
【００３５】
整合回路２０２は、ＳＡＷフィルタ１１４とＳＡＷフィルタ２０４との接続点Ｐ２とＳＡＷフィルタ１１４との間に配置されるキャパシタ４１４と、接続点Ｐ２とＳＡＷフィルタ２０４との間に配置されるキャパシタ４１６と、キャパシタ４１４とＳＡＷフィルタ１１４との接続点と接地との間に配置されるインダクタ４１８と、接続点Ｐ２とキャパシタ４１６との接続点と接地との間に配置されるインダクタ４２０と、キャパシタ４１６とＳＡＷフィルタ２０４との接続点と接地との間に接続されるインダクタ４２２と、を備える。これらのキャパシタやインダクタの素子値は、分布定数線路１０６側から見た各ＳＡＷフィルタのインピーダンスが自フィルタの通過帯域において伝送線路の特性インピーダンスに整合するととともに他のＳＡＷフィルタの通過帯域において高インピーダンスとなるよう定められる。例えば、分布定数線路１０６の線路長は１７．５ｍｍ、キャパシタ４１４、４１６の容量はそれぞれ５ｐＦ、４ｐＦ、インダクタ４１８、４２０、４２２のインダクタンス値はそれぞれ１８ｎＨ、２０ｎＨ、１８ｎＨである。
【００３６】
図５は、図４に示す分波器２００の入力端子１０２から見た入力インピーダンスを示すスミスチャートである。図５に示されるインピーダンスは、周波数を１００ＭＨｚから６ＧＨｚまで掃引して測定された。第１から第４の通過帯域にそれぞれ相当するマーカｍ１−ｍ４は、図５から明らかなようにいずれも５０Ω近辺に分布しており、分波器２００の入力インピーダンスは第１から第４の通過帯域のそれぞれにおいて伝送線路の特性インピーダンスに整合していることが確認された。
【００３７】
図６ないし図９は、図４に示す分波器２００の減衰特性のシミュレーション結果を表すグラフである。図１０は、図６ないし図９に表されるシミュレーション結果の一部を拡大して表すグラフである。これらの減衰特性は、分波器２００を構成するＳＡＷフィルタ１１０、１１２、１１４、２０４の特性を回路シミュレータに取り込み、これらの特性を整合回路１０８、２０２を構成する受動素子と合成してシミュレートした結果である。各ＳＡＷフィルタの特性は、アメリカ合衆国カリフォルニア州に本社を有するＡｇｉｌｅｎｔ  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ，  Ｉｎｃ．のＰＮＡ−Ｌを用いて測定された。図６ないし図９において、横軸は周波数をＧＨｚ単位で表し、縦軸は減衰特性を示すＳパラメータ（Ｓ２１）の大きさをｄＢ単位で表す。図６において曲線６０１は入力端子１０２・出力端子１１６間の減衰特性を表し、図７において曲線７０１は入力端子１０２・出力端子１１８間の減衰特性を表し、図８において曲線８０１は入力端子１０２・出力端子１２０間の減衰特性を表し、図９において曲線９０１は入力端子１０２・出力端子２０６間の減衰特性を表す。
【００３８】
図６及び図１０から明らかなように、入力端子１０２・出力端子１１６間の減衰量は、ＵＭＴＳのバンドＩに割り当てられている２１１０−２１７０ＭＨｚにおいて概ね２．５ｄＢ以下と十分に小さく、これ以外の帯域において十分に大きい。また、図７及び図１０から明らかなように、入力端子１０２・出力端子１１８間の減衰量は、ＵＭＴＳのバンドＩＩに割り当てられている１９３０−１９９０ＭＨｚにおいて概ね３．５ｄＢ以下と十分に小さく、これ以外の帯域において十分に大きい。図８及び図１０から明らかなように、入力端子１０２・出力端子１２０間の減衰量は、ＵＭＴＳのバンドＶに割り当てられている８６９−８９４ＭＨｚにおいて概ね２．５ｄＢ以下と十分に小さく、これ以外の帯域において十分に大きい。図９及び図１０から明らかなように、入力端子１０２・出力端子２０６間の減衰量は、ＵＭＴＳのバンドＶＩＩＩに割り当てられている９２５−９６０ＭＨｚにおいて概ね２．５ｄＢ以下と十分に小さく、これ以外の帯域において十分に大きい。
【００３９】
このように、分波器３００を用いてＵＭＴＳのバンドＩ、バンドＩＩ、バンドＶ、バンドＶＩＩＩの信号が重畳されたマルチバンド信号を４分波する際の挿入損失は、携帯電話機の分波器として十分に小さい水準である。比較のためにＳＰ３Ｔスイッチを備える分波器を用いて本発明者が行ったシミュレーションによれば、各通過帯域の挿入損失は概ね０．５−１．０ｄＢ程度劣化する。このように、本発明の一実施形態に係る分波器２００によって挿入損失が改善することが確認できた。
【００４０】
図１ないし図３に表された分波器の回路構成は適宜変更することができる。例えば、ＳＡＷフィルタ１１４、２０４と並列に６番目のＳＡＷフィルタを配置することにより、受信信号を６つの周波数帯域に分波することができる。この６番目のＳＡＷフィルタは、例えば、ＳＡＷフィルタ１１０、１１２、３０４のそれぞれの通過帯域を含む周波数帯域の外側の低周波側に通過帯域を有する。この場合、分布定数線路１０４の線路長Ｌ１は、入力端子１０２側から見た高周波側分波回路１４０の入力インピーダンスが、第３、第４の通過帯域および６番目のＳＡＷフィルタの通過帯域を含む周波数帯域において無限大に近い高インピーダンスになるように定められる。
【００４１】
また、図１ないし図３に表された各分波器において、ＳＡＷフィルタの配置を適宜変更することができる。本発明の様々な実施形態においては、一の分布定数線路に並列接続されるＳＡＷフィルタのそれぞれの通過帯域が、他の分布定数線路に並列接続されるＳＡＷフィルタのそれぞれの通過帯域を含む周波数帯域（つまり、他の分布定数線路に並列接続される複数のＳＡＷフィルタの通過帯域の低周波端の中で最も低周波側にある周波数と高周波端の中で最も高周波側にある周波数との間の周波数帯域）の外側の高周波側又は低周波側のいずれかに位置するように、各ＳＡＷフィルタの配置が定められる。例えば、図３に示す分波器３００においては、分布定数線路１０６に接続されたＳＡＷフィルタ１１４、２０４の周波数帯はそれぞれ８６９−８９４ＭＨｚ、９２５−９６０ＭＨｚであるから、分布定数線路１０６に接続されたＳＡＷフィルタ１１４、２０４の通過帯域は、いずれも分布定数線路１０４に接続されたＳＡＷフィルタの通過帯域を含む１８０５ＭＨｚ（分布定数線路１０４に接続されるＳＡＷフィルタの各通過帯域の低周波端のうち最も低周波側の周波数）と２１７０ＭＨｚ（分布定数線路１０４に接続されるＳＡＷフィルタの通過帯域の高周波端のうち最も高周波側の周波数）とに挟まれた周波数帯域の外側（低周波側）にある。同様に、分布定数線路１０４に接続されたＳＡＷフィルタ１１０、１１２、３０４の通過帯域は、それぞれ２１１０−２１７０ＭＨｚ、１９３０−１９９０ＭＨｚ、１８０５−１８８０ＭＨｚであるから、いずれも分布定数線路１０６に接続されたＳＡＷフィルタの通過帯域を含む８６９ＭＨｚから９６０ＭＨｚの周波数帯域の外側（高周波側）にある。この規則に従って複数のＳＡＷフィルタを配置することにより、各分布定数線路におけるインピーダンスが他の分布定数線路に接続されたＳＡＷフィルタのそれぞれの通過帯域を含む周波数帯域において高インピーダンスになるように受信信号の位相を回転させることができ、これにより、各分布定数線路の後段に設けられる整合回路の設計を独立して行うことができる。このＳＡＷフィルタの配置に関する規則は、本発明の他の実施形態に係る分波器１００及び分波器２００についても妥当する。そして、この規則を満足する限り、各ＳＡＷフィルタの配置及び設置数は適宜変更され得る。
【００４２】
本発明の実施形態は、以上明示的に述べた態様に限られず、様々な変更を行うことができる。例えば、ＳＡＷフィルタ１１０、１１２、１１４、２０４、３０４は、誘電体フィルタであってもよい。本発明に係る分波器は、携帯電話機以外の様々な無線通信装置に搭載され得る。本発明に係る分波器は、ＬＴＣＣ（低温同時焼成セラミックス）多層回路基板に作りこむことで小型化することができる。その他、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で、上述した実施形態に対して様々な変更を行うことができる。
【符号の説明】
【００４３】
１００、２００、３００  分波器
１０２  入力端子
１０４、１０６  分布定数線路
１０８、２０２、３０２  整合回路
１１０、１１２、１１４、２０４、３０４  ＳＡＷフィルタ
１１６、１１８、１２０、２０６、３０６  出力端子
１４０、３４０  高周波側分波回路
１６０、２６０  低周波側分波回路
４０２、４０４、４１４、４１６  キャパシタ
４０８、４１０、４１２、４１８、４２０、４２２  インダクタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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