(57)【要約】【課題】簡易な制御方法により入力電圧と出力電圧との差に応じた適するスイッチング制御を行う。【解決手段】入力電圧が出力電圧よりも大幅に高い期間、すなわち操作量Ｕが所定値ａ以下の期間では、第２の半導体スイッチ素子Ｑ２を常時オフ制御し、第１の半導体スイッチ素子Ｑ１を所定のオンデューティでオンオフ制御する降圧モードとする。入力電圧が出力電圧よりも大幅に低い期間、すなわち操作量Ｕが所定値ｂ以上の期間では、第１の半導体スイッチ素子Ｑ１を常時オン制御し、第２の半導体スイッチ素子Ｑ２を所定のオンデューティでオンオフ制御する昇圧モードとする。入力電圧と出力電圧との電位差が小さい期間、すなわち操作量Ｕがａより大きくｂより小さい期間では、第１，第２の半導体スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２をそれぞれ適当なオンデューティで制御する昇降圧モードとする。【選択図】図２
2012029362.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
商用電源に接続する整流回路と、
該整流回路の後段に接続される二個の半導体スイッチ素子を備えた昇降圧コンバータと、
該昇降圧コンバータの後段に接続され、両端が出力端子となる出力用コンデンサと、
出力電圧もしくは出力電流のいずれかである出力値を検出する出力値検出部と、
出力値に基づいて複数のモードで前記二個の半導体スイッチ素子へ与えるスイッチ制御信号を生成する制御部と、を備えた電源回路であって、
前記制御部は、
前記差分値に応じた正値の操作値を算出し、
前記操作値が第１閾値以上である場合に昇圧モードを設定し、
前記操作値が第２閾値以下である場合に降圧モードを設定し、
前記差分値が前記第２閾値と前記第１閾値との間である場合に昇降圧モードを設定する、電源回路。
【請求項２】
請求項１に記載の電源回路であって、
前記制御部は、各モードにおける制御を、各半導体スイッチ素子に対するオンデューティによって規定し、
前記昇降圧モード時には、第１の半導体スイッチ素子のオンデューティが１未満で、第２の半導体スイッチ素子のオンデューティが０以上であり、且つ、第１の半導体スイッチ素子のオンデューティが前記第２の半導体スイッチ素子のオンデューティよりも高く、設定されている、電源回路。
【請求項３】
請求項２に記載の電源回路であって、
前記制御部は、前記昇降圧モード時に、前記操作値に応じて前記オンデューティを設定する、電源回路。
【請求項４】
請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の電源回路であって、
前記制御部は、前記第１の半導体スイッチ素子がオン制御されている期間にのみ、前記第２の半導体スイッチ素子をオン制御する、電源回路。
【請求項５】
請求項１乃至請求項４のいずれかに記載の電源回路であって、
前記出力値は出力電流値である、電源回路。
【請求項６】
請求項１乃至請求項４のいずれかに記載の電源回路であって、
前記出力値は出力電圧値である、電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、商用電源等からの交流電圧を入力し、負荷に対して所望の電圧または電流を出力する電源回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、交流電源を直流に変換して、ＬＥＤに定電流を供給する電源回路が、各種考案されている。例えば、特許文献１の電源回路は、交流の商用電源の整流電圧を非絶縁型の昇降圧コンバータを用いて直流電圧に変換し、出力電流値（負荷電流値）に基づいてスイッチング制御することで、所定の定電流を負荷（ＬＥＤモジュール）に供給している。
【０００３】
昇降圧コンバータは、２石の昇降圧コンバータを用いることで、より高効率な動作を実現することが出来る。特許文献２に示す昇降圧コンバータは、ハイサイドスイッチ素子とローサイドスイッチ素子とを備え、これらのスイッチ素子をオンオフ制御している。この昇降圧コンバータは、入力電圧値が制御したい出力電流電圧値よりも高い場合には降圧モード、低い場合には昇圧モード、所定の差異内にある場合には昇降圧モードを選択する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特表２００８−５３７４５９号公報
【特許文献２】特開２００３−１１１３９２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、上述の入力電圧値の検出によりモードを切り替える昇降圧コンバータを用いた電源回路では、モード切替時に不安定動作が生じ易い。特に、入力電圧が交流電源の整流電圧のように常に変動する場合や、出力容量が小さく出力電圧値が小さい場合は、モード切替が頻繁に起こり、安定動作が困難である。また、入力電圧値と出力電圧値の差分の判断が必要であり、制御が複雑化するという問題もある。
【０００６】
したがって、この発明の目的は、簡易な制御方法により入力電圧と出力電圧との差に応じた適するスイッチング制御を行うことができる電源回路を実現することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
この発明は、商用電源に接続する整流回路と、該整流回路の後段に接続される二個の半導体スイッチ素子を備えた昇降圧コンバータと、該昇降圧コンバータの後段に接続され、両端が出力端子となる出力用コンデンサと、出力電圧もしくは出力電流のいずれかである出力値を検出する出力値検出部と、出力値に基づいて複数のモードを切り替えて二個の半導体スイッチ素子へ与えるスイッチ制御信号を生成する制御部と、を備えた電源回路に関する。この電源回路の制御部は、目標値と出力値との差分値に基づいて操作値を算出し、操作値に応じて昇圧モード、降圧モード、または昇降圧モードを設定する。
【０００８】
制御部は、操作値が第１閾値以上である場合に昇圧モードを設定する。制御部は、操作値が第２閾値以下である場合に降圧モードを設定する。制御部は、操作値が第２閾値と第１閾値との間である場合に昇降圧モードを設定する。
【０００９】
この構成では、昇圧モード、昇降圧モード、降圧モードの設定方法を示している。ここでは、差分値に基づく正値からなる操作値を用いて、昇圧モードと昇降圧モードとの切替を第１閾値で行い、降圧モードと昇降圧モードとの切替を第２閾値で行う。これにより、数値データを用いた閾値に対する比較結果のみで、容易且つスムーズにモードの切替ができる。
【００１０】
また、この発明の電源回路の制御部は、各モードにおける制御を、各半導体スイッチ素子に対するオンデューティによって規定する。制御部は、昇降圧モード時には、第１の半導体スイッチ素子のオンデューティが１未満で、第２の半導体スイッチ素子のオンデューティが０以上であり、且つ、第１の半導体スイッチ素子のオンデューティが前記第２の半導体スイッチ素子のオンデューティよりも高く、設定されている。
【００１１】
この構成では、制御部における昇降圧モード時の各スイッチ素子に対する制御内容を、より詳細に示している。
【００１２】
また、この発明の電源回路の制御部は、昇降圧モード時に、操作値に応じてオンデューティを設定する。
【００１３】
この構成も、制御部における昇降圧モード時の各スイッチ素子に対する制御の具体的内容を示している。この構成とすることで、昇降圧モード時に、操作値、すなわち目標値に対応する出力値との差分値に基づいて、より適するオンデューティ制御が行われる。
【００１４】
また、この発明の電源回路の制御部は、第１の半導体スイッチ素子がオン制御されている期間にのみ、第２の半導体スイッチ素子をオン制御する。
【００１５】
この構成も、制御部における昇降圧モード時の各スイッチ素子に対する制御の具体的内容を示している。この構成とすることで、第１の半導体スイッチ素子がオフ状態の期間に、第２の半導体スイッチ素子がオン状態にならない。これにより、効率が向上する。
【００１６】
また、この発明の電源回路では、出力値は出力電流値である。出力電流検出部は、出力コンデンサと出力端子との間に直列接続されている。
【００１７】
また、この発明の電源回路では、出力値は出力電圧値である。出力電圧検出部は、出力コンデンサに対して並列接続されている。
【００１８】
これらの構成では、上述のスイッチング制御のモード切替の参照となる出力値が、出力電流値である場合と、出力電圧値である場合とにおける、より具体的な電源回路の構成を示している。
【発明の効果】
【００１９】
この発明によれば、急激なモード切替によって生じるリップルの急激な増加等の不具合を防止できる。また、入力電圧と出力電圧との差が少ない場合や、大小関係が頻繁に逆転しても、安定な制御を行うことができる。また、モード切替のために、専用の入力電圧を検出する構成が必要なく、電源回路をより小型化にすることができるとともに、制御を簡易に構成することができる。また、出力値が出力電流値である場合、モード切替のために出力電圧を検出する構成を必要とせず、より小型化が可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】本発明の電源回路の概略構成を示す回路図である。
【図２】制御部１０の具体的構成および制御を説明するための図である。
【図３】降圧モード時の回路動作説明図、および波形図である。
【図４】昇圧モード時の回路動作説明図、および波形図である。
【図５】昇降圧モード時の回路動作説明図である。
【図６】昇降圧モード時の波形図である。
【図７】本実施形態の電源回路の入力電圧と出力電圧と各モードとの関係を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
本発明の第１の実施形態に係る非絶縁型の電源回路について、図を参照して説明する。図１は本実施形態の電源回路の概略構成を示す回路図である。
【００２２】
本発明の電源回路は、二つのスイッチ素子を備えた昇降圧コンバータを有する非絶縁型のスイッチング電源回路である。電源回路は、商用電源２００に接続する一対の入力端子からなる入力端Ｐｉｎを備える。
【００２３】
電源回路の入力端Ｐｉｎには、全波整流回路であるダイオードブリッジＤＢが接続されている。ダイオードブリッジＤＢの後段には、入力コンデンサＣｉが並列接続されている。なお、入力コンデンサＣｉは、極小さなキャパシタンスのコンデンサであり、ダイオードブリッジＤＢから出力される全波整流を平滑するほどのキャパシタンスを有さないものである。したがって、ダイオードブリッジＤＢの後段に接続される、次に示す昇降圧コンバータには、脈波状の入力電圧が与えられる。
【００２４】
昇降圧コンバータは、チョークコイルＬ、第１の半導体スイッチ素子Ｑ１、第２の半導体スイッチ素子Ｑ２、第１のダイオード素子Ｄ１、第２のダイオード素子Ｄ２を備える。
【００２５】
具体的には、ダイオードブリッジＤＢの出力端子でもある昇降圧コンバータの一対の入力端子には、第１の半導体スイッチ素子Ｑ１と第１のダイオードＤ１との直列回路が接続している。この際、第１の半導体スイッチ素子Ｑ１のドレインが、昇降圧コンバータとしての一方の入力端子（ダイオードブリッジＤＢの一方の出力端子）に接続している。第１の半導体スイッチ素子Ｑ１のソースと第１のダイオードＤ１のカソードとが接続している。第１のダイオードＤ１のアノードが昇降圧コンバータとしての他方（グランドライン側）の入力端子（ダイオードブリッジＤＢの一方の他方端子）に接続している。
【００２６】
第１のダイオードＤ１には、チョークコイルＬと第２の半導体スイッチ素子Ｑ２との直列回路が並列接続している。この際、チョークコイルＬの一方端が第１のダイオードＤ１のカソードに接続し、チョークコイルＬの他方端が第２の半導体スイッチ素子Ｑ２のドレインに接続している。第２の半導体スイッチ素子Ｑ２のソースが第１のダイオードＤ１のアノードに接続している。
【００２７】
第２の半導体スイッチ素子Ｑ２には、第２のダイオードＤ２と出力コンデンサＣｏとの直列回路が並列接続している。第２のダイオードＤ２のアノードが第２の半導体スイッチ素子Ｑ２のドレインに接続している。出力コンデンサＣｏの両端が、電源回路としての出力端Ｐｏｕｔとなる。当該出力端Ｐｏｕｔの一対の出力端子間に、ＬＥＤモジュール等の負荷１００が接続される。
【００２８】
また、電源回路は、制御部１０および電流検出部１１を備える。電流検出部１１は、出力端子Ｐｏｕｔを構成するいずれか一方の出力端子と出力コンデンサＣｏの一方端との間に直列接続されている。具体的に、図１の例であればグランドライン側の出力端子と出力コンデンサＣｏの端子との間に直列接続されている。電流検出部１１は、既知の直流電流を検出する回路構成からなり、負荷１００に流れる電流である出力電流値を検出し、制御部１０へ出力する。
【００２９】
制御部１０は、第１の半導体スイッチ素子Ｑ１および第２の半導体スイッチ素子Ｑ２を個別にオンオフ制御するスイッチング制御信号を生成する。この際、制御部１０は、検出された出力電流値と目標電流値とに基づいて、スイッチング制御信号を生成する。
【００３０】
図２は制御部１０の具体的構成および制御を説明するための図であり、図２（Ａ）は回路ブロック図、図２（Ｂ）はデューティの設定概念を説明するための図である。図２（Ａ）に示すように、制御部１０は、加算器２１、位相補償器２２、デューティ設定部２３、パルス生成部２４１，２４２を備える。
【００３１】
加算器２１は、目標電流値Ｉｒｅｆから電流検出部１１の出力電流値Ｉｏを差分して、差分値ｅを出力する。なお、目標電流値Ｉｒｅｆは、予め設定された値であり、例えば、負荷１００であるＬＥＤモジュールを所定輝度で発光させるための電流値である。
【００３２】
位相補償器３２は、差分値ｅに基づいて操作値Ｕを算出して、出力する。この際、位相補償器３０は、差分値ｅが正である期間は、差分値ｅに応じて操作値Ｕを増加させ、差分値ｅが負である期間は、差分値ｅに応じて操作値Ｕを減少させる。
【００３３】
デューティ設定部２３は、操作値Ｕに基づいて、図２（Ｂ）に示すような操作値ＵとデューティＤｕｔｙとの相関関係から、第１の半導体スイッチ素子Ｑ１用の第１デューティＤ１と、第２の半導体スイッチ素子用の第２の第２デューティＤ２とを設定する。デューティ設定部２３は、第１デューティＤ１をパルス生成部２４１へ出力する。また、デューティ設定部２３は、第２デューティＤ２をパルス生成部２４２へ出力する。なお、具体的な第１，第２デューティＤ１，Ｄ２の設定概念と、実際のスイッチング動作モードとについては、後述する。
【００３４】
パルス生成部２４１は、第１デューティＤ１に基づいて、ハイレベルとローレベルとの二値の電位からなるスイッチング制御信号ＶＧＱ１を生成し、第１の半導体スイッチ素子Ｑ１のゲートに印加する。パルス生成部２４２は、第２デューティＤ２に基づいて、ハイレベルとローレベルとの二値の電位からなるスイッチング制御信号ＶＧＱ２を生成し、第２の半導体スイッチ素子Ｑ２のゲートに印加する。
【００３５】
このように設定されたスイッチング制御信号ＶＧＱ１とスイッチング制御信号ＶＧＱ２に基づいて、第１、第２の半導体スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２をスイッチング制御することで、出力電流が所望の目標電流値になるように制御される電源回路を実現できる。
【００３６】
この際、本実施形態の電源回路は、次に示すように、「昇圧モード」と「降圧モード」との間に「昇降圧モード」の期間を設定し、スイッチング制御を行っている。以下に、具体的な昇圧モード、降圧モード、および昇降圧モードの設定方法について説明する。
【００３７】
制御部１０は、ＤＳＰからなり、上述のように、電流検出部１１で検出された出力電流値ＩｏをＡ／Ｄ変換してデジタル値として取得し、予めメモリに記憶している目標電流値Ｉｒｅｆのデジタル値と差分することで、差分値ｅを算出する。
【００３８】
制御部１０は、差分値ｅから上述のように操作値Ｕを算出し、当該操作値Ｕに基づいて、第１のデューティＤ１、第２のデューティＤ２を次に示すように設定する。
【００３９】
（ｉ）降圧モード制御
制御部１０（デューティ設定部２３）は、操作値Ｕが「ａ」以下の場合（図２（Ｂ）のＵ＝ａよりもＵが低い側の区間）、第２のデューティＤ２を「０」とする。また、第１のデューティＤ１を、操作値Ｕの単調増加に応じて、同様に単調増加する値に設定する。
【００４０】
この期間では、第２の半導体スイッチ素子Ｑ２のオンデューティが０％に設定される。これにより、第２の半導体スイッチ素子Ｑ２は継続的にＯＦＦ状態となる。一方、第１の半導体スイッチ素子Ｑ１のオンデューティは、出力電圧と入力電圧との電位差に応じた所定値となる。この際、出力電圧を基準にして入力電圧が大きいほど、オンデューティが小さくなるよう（０に近づくよう）になる。
【００４１】
このような動作モードは、降圧モードであり、図３に示すような状態遷移と波形になる。図３（Ａ）、（Ｂ）は降圧モード時の回路動作説明図であり、図３（Ａ）は第１の半導体スイッチ素子Ｑ１がオンで、第２の半導体スイッチ素子Ｑ２がオフの場合を示し、図３（Ｂ）は第１の半導体スイッチ素子Ｑ１がオフで、第２の半導体スイッチ素子Ｑ２もオフの場合を示す。図３（Ｃ）は、降圧モード時の各波形を示し、上段から第１の半導体スイッチ素子Ｑ１用のスイッチング制御信号の電圧ＶＧＱ１、第２の半導体スイッチ素子Ｑ２用のスイッチング制御信号の電圧ＶＧＱ２、第１の半導体スイッチ素子Ｑ１のドレインソース間電流ＩＱ１、第２の半導体スイッチ素子Ｑ２のドレインソース間電流ＩＱ２、および、チョークコイルＬの電流ＩＬを示す。
【００４２】
図３に示すように、降圧モードでは、第２の半導体スイッチ素子Ｑ２が常時オフとなる。したがって、第１の半導体スイッチ素子Ｑ１がオンの期間では、入力電圧と出力電圧との差に応じて、チョークコイルＬに充電電流が流れる。一方、第１の半導体スイッチ素子Ｑ１がオフの期間では第１の半導体スイッチ素子Ｑ１のドレインソース間に電流ＩＱ１が流れず、チョークコイルＬから放電電流が流れる。
【００４３】
これらの第１の半導体スイッチ素子Ｑ１のオン期間とオフ期間とのチョークコイルＬの電流ＩＬの変化量の関係から、入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔとし、オン期間Ｔｏｎ、オフ期間Ｔｏｆｆとすれば、
Ｖｏｕｔ＝Ｖｉｎ＊Ｔｏｎ／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）    −（１）
となり、入力電圧よりも低い出力電圧となる。
【００４４】
（ｉｉ）昇圧モード制御
制御部１０（デューティ設定部２３）は、操作値Ｕが「ｂ」以上の場合（図２（Ｂ）のＵ＝ｂよりもＵが高い側の区間）、第１のデューティＤ１を「１」とする。また、第２のデューティＤ２を、操作値Ｕの単調増加に応じて、同様に単調増加する値に設定する。
【００４５】
この期間では、第１の半導体スイッチ素子Ｑ１のオンデューティが１に設定される。これにより、第１の半導体スイッチ素子Ｑ１は継続的にＯＮ状態となり、継続的に入力電圧が供給される。一方、第２の半導体スイッチ素子Ｑ２のオンデューティは、出力電圧と入力電圧との電位差に応じた所定値となる。この際、入力電圧を基準にして出力電圧が小さいほど、オンデューティが大きくなるよう（１に近い所定値Ｄ２ｍａｘに近づくよう）になる。
【００４６】
このような動作モードは、昇圧モードであり、図４に示すような状態遷移と波形になる。図４（Ａ）、（Ｂ）は昇圧モード時の回路動作説明図であり、図４（Ａ）は第１の半導体スイッチ素子Ｑ１がオンで、第２の半導体スイッチ素子Ｑ２もオンの場合を示し、図４（Ｂ）は第１の半導体スイッチ素子Ｑ１がオンで、第２の半導体スイッチ素子Ｑ２がオフの場合を示す。図４は、昇圧モード時の各波形を示し、上段からスイッチング制御信号の電圧ＶＧＱ１、スイッチング制御信号の電圧ＶＧＱ２、第１の半導体スイッチ素子Ｑ１のドレインソース間電流ＩＱ１、第２の半導体スイッチ素子Ｑ２のドレインソース間電流ＩＱ２、および、チョークコイルＬの電流ＩＬを示す。
【００４７】
図４に示すように、昇圧モードでは、第１の半導体スイッチ素子Ｑ１が常時オンとなり、昇降圧コンバータに常時入力電圧が印加される。第２の半導体スイッチ素子Ｑ２がオンの期間では、入力電圧に応じてチョークコイルＬに充電電流が流れる。一方、第１の半導体スイッチ素子Ｑ１がオフの期間では、入力電圧と出力電圧との電位差に応じてチョークコイルＬから放電電流が流れる。
【００４８】
これらの第２の半導体スイッチ素子Ｑ２のオン期間とオフ期間とのチョークコイルＬの電流ＩＬの変化量の関係から、入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔとし、オン期間Ｔｏｎ、オフ期間Ｔｏｆｆとすれば、
Ｖｏｕｔ＝Ｖｉｎ＊（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）／Ｔｏｆｆ  −（２）
となり、入力電圧よりも高い出力電圧となる。
【００４９】
（ｉｉｉ）昇降圧モード制御
制御部１０（デューティ設定部２３）は、操作値Ｕが「ａ」以上「ｂ」未満の場合（図２（Ｂ）のＵ＝ａ，Ｕ＝ｂの間の区間）、操作値Ｕの単調増加に応じて、第１のデューティＤ１と第２のデューティＤ２とを、ともに単調増加する値に設定する。この際、図２（Ｂ）に示すように、第１のデューティＤ１が常に第２のデューティＤ２よりも高くなるように設定する。
【００５０】
この期間では、第１の半導体スイッチ素子Ｑ１のオンデューティは、１未満で、且つ上述の降圧モード時に設定されるオンデューティよりも高くなるように設定される。また、第２の半導体スイッチ素子Ｑ２のオンデューティは、０より高く、且つ昇圧モード時に設定されるオンデューティよりも低くなるように設定される。
【００５１】
これにより、第１の半導体スイッチ素子Ｑ１と第２の半導体スイッチ素子Ｑ２とがともに、１サイクル中で、オン状態とオフ状態の期間を有する。
【００５２】
具体的には、図５に示す三種類の各状態が繰り返し遷移するように、第１の半導体スイッチ素子Ｑ１および第２の半導体スイッチ素子Ｑ２がオン／オフ制御される。
【００５３】
図５は昇降圧モード時の回路動作説明図である。また、図６は、図５に示したスイッチング状態での各波形を示す図である。なお、図６（Ａ）は昇降圧モードにおける降圧として作用する場合の波形図であり、図６（Ｂ）は昇降圧モードにおける昇圧として作用する場合の波形図である。
【００５４】
図５（Ａ）は第１の半導体スイッチ素子Ｑ１と第２の半導体スイッチ素子Ｑ２の両方がオン状態の場合を示す。この状態では、入力電圧に応じてチョークコイルＬに充電電流が流れる。これにより、図６（Ａ），（Ｂ）に示すように、チョークコイルＬの電流ＩＬは経時的に増加する。
【００５５】
図５（Ｂ）は第１の半導体スイッチ素子Ｑ１がオン状態であり、第２の半導体スイッチ素子Ｑ２がオフ状態の場合を示す。この状態では、入力電圧が出力電圧よりも高ければ、入力電圧と出力電圧との電位差に応じてチョークコイルＬに充電電流が流れる。これにより、図６（Ａ）のクロスラインのハッチング部に示すように、チョークコイルＬの電流ＩＬは経時的に増加する。
【００５６】
一方、入力電圧が出力電圧よりも低ければ、言い換えれば出力電圧が入力電圧よりも高ければ、入力電圧と出力電圧との電位差に応じてチョークコイルＬには放電電流が流れる。これにより、図６（Ｂ）のクロスラインのハッチング部に示すように、チョークコイルＬの電流ＩＬは経時的に低下する。
【００５７】
図５（Ｃ）は第１の半導体スイッチ素子Ｑ１と第２の半導体スイッチ素子Ｑ２の両方がオフ状態の場合を示す。この状態では、出力電圧のみに応じてチョークコイルＬには放電電流が流れる。これにより、図６（Ａ），（Ｂ）に示すように、チョークコイルＬの電流ＩＬは経時的に低下する。
【００５８】
このように、図５（Ａ）、図５（Ｂ）、図５（Ｃ）に示すような各状態間を遷移するように、繰り返し第１，第２の半導体スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２をスイッチング制御すれば、入力電圧と出力電圧との大小関係に応じて昇圧もしくは降圧のいずれかで動作する。
【００５９】
以上のように、本実施形態の構成および制御処理を用いることで、入力電圧と出力電圧との電位差が小さい期間に昇降圧モードが実行される。そして、上述のように昇降圧モードは、第１，第２の半導体スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２を、ともに１サイクル中で必ずオン／オフ制御しており、第２の半導体スイッチ素子Ｑ２を常時オフ制御にする降圧モードと、第１の半導体スイッチ素子Ｑ１を略常時オン制御にする昇圧モードとの、中間的なオン／オフ制御が行われる。
【００６０】
これにより、入力電圧と出力電圧との大小関係の変化に応じて、大幅に異なる制御内容からなる各モード間での急激なスイッチング制御の切り替えが生じない。これにより、不安定な制御状態の発生や、リップルの急増等の当該切替による悪影響の発生を防止できる。
【００６１】
さらに、図２（Ｂ）に示すように、昇降圧モード中は、入力電圧と出力電圧との電位差に応じて、第１、第２の半導体スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２の各オンデューティが変化するので、昇圧モードに近い期間（入力電圧が出力電圧よりも低い期間）は、より昇圧モードに近いオンデューティが設定され、降圧モードに近い期間（入力電圧が出力電圧よりも高い期間）は、より降圧モードに近いオンデューティが設定される。これによっても、急激なスイッチング制御内容の変化を抑制し、上述の悪影響を、さらに効果的に防止できる。
【００６２】
また、上述のように、本実施形態の電源回路は、入力コンデンサＣｉに平滑作用が殆どないため、昇降圧コンバータへの入力電圧は、図７に示すように脈波状となる。なお、図７において、Ｖｐｅａｋは入力電圧のピーク電圧値であり、６０Ｈｚ交流電源を用いた場合を示している。一方で、出力電圧は、図７に示すように直流電圧を出力している。この場合、商用電源からの交流電圧の１周期内に、入力電圧と出力電圧との大小関係の入れ替わりが必ず４回は生じる。このため、平滑コンデンサを用いて交流電圧を直流化して、昇降圧コンバータへ入力する従来の電源回路よりも、入力電圧と出力電圧との大小関係の入れ替わる回数が、大幅に多くなる。したがって、本実施形態に示す昇降圧モードを用いることが、より有効になり、より安定した制御が可能になる。
【００６３】
なお、上述の実施形態では記載していないが、スイッチング制御信号ＶＧＱ２のハイレベル期間は、スイッチング制御信号ＶＧＱ１のハイレベル期間にのみ現れるように設定されている。すなわち、第２の半導体スイッチ素子Ｑ２が第１の半導体スイッチ素子Ｑ１のオン期間にのみ、オン制御されるように設定されている。これにより、チョークコイルＬと第２の半導体スイッチ素子Ｑ２と第１のダイオードＤ１からなる閉回路で電流がループすることがなくなり、効率を向上できる。
【００６４】
また、上述の説明では、出力電流値に基づいて、第１デューティＤ１、第２デューティＤ２を変化させる例を示したが、出力電圧値を用いてもよい。この場合、出力コンデンサＣｏに対して並列に出力電圧検出部を接続すればよい。
【００６５】
また、上述の説明では、第１のデューティＤ１、第２のデューティＤ２が略同じ変化率となるように設定しているが、これらを異ならせても良い。
【符号の説明】
【００６６】
１０−制御部、１１−電流検出部、１００−負荷、２００−商用電源、２１−加算器、２２−位相補償器、２３−デューティ設定部、２４１，２４２−パルス生成部、Ｃｉ，Ｃｏ−コンデンサ、Ｄ１，Ｄ２−ダイオード、Ｌ−チョークコイル、Ｐｉｎ−入力ポート、Ｐｏｕｔ−出力ポート、Ｑ１、Ｑ２−半導体スイッチ素子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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