(57)【要約】【課題】負荷回路の温度依存性を低減することができる電流源回路及びその調整方法を提供すること。【解決手段】本発明の一態様である電流源回路１００は、出力端子３、端子５、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮＭ１〜ＮＭｎ、抵抗Ｒ１及び選択回路１を有する。ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮＭ１〜ＮＭｎは、出力端子３及び端子５間に並列に接続され、ゲートに定電圧Ｖｉが印加され、それぞれ異なるディメンジョンを有する。抵抗Ｒ１は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮＭ１〜ＮＭｎと端子５との間に接続される。選択回路１は、抵抗Ｒ１と出力端子３との間でＮチャネルＭＯＳトランジスタＮＭ１〜ＮＭｎと直列に接続され、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮＭ１〜ＮＭｎと直列に接続され、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮＭ１〜ＮＭｎいずれかに選択的に出力電流を出力させる。【選択図】図３
2012198628.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の電圧が印加される第１の端子と、
前記第１の電圧とは異なる第２の電圧が印加される第２の端子と、
前記第１及び第２の端子間に並列に接続され、ゲートに同じ電圧が印加され、それぞれ異なるディメンジョンを有する複数のトランジスタと、
前記複数のトランジスタと前記第２の端子との間に接続される抵抗と、
前記抵抗と前記第１の端子との間で前記複数のトランジスタと直列に接続され、前記複数のトランジスタのいずれかに、前記第１の端子を介して選択的に出力電流を出力させる選択回路と、を備える、
電流源回路。
【請求項２】
前記選択回路は、前記複数のトランジスタのそれぞれと直列接続される複数のスイッチ素子を備え、
前記複数のスイッチのいずれかのみがオンとなることを特徴とする、
請求項１に記載の電流源回路。
【請求項３】
前記複数のスイッチのいずれかのみをオンにする制御回路をさらに備えることを特徴とする、
請求項２に記載の電流源回路。
【請求項４】
前記第１の端子と接続されるカレントミラー回路を更に備え、
前記カレントミラー回路は、
電源と前記第１の端子との間に接続される、ダイオード接続された第１のトランジスタと、
ゲートが前記第１のトランジスタのゲートと接続され、前記出力電流を出力する第２のトランジスタと、を備えることを特徴とする、
請求項１乃至３のいずれか一項に記載の電流源回路。
【請求項５】
前記制御回路は、前記カレントミラー回路から前記出力電流の供給を受ける負荷回路の温度依存性を監視し、前記複数のトランジスタのうちで前記負荷回路の温度依存性が最適になるものに選択的に電流を流すことを特徴とする、
請求項４に記載の電流源回路。
【請求項６】
前記制御回路は、前記複数のトランジスタのうちで前記負荷回路の温度依存性が最適になるものと接続する前記スイッチのみをオンにすることを特徴とする、
請求項５に記載の電流源回路。
【請求項７】
前記制御回路は、前記出力端子を介して電流の供給を受ける負荷回路の温度依存性を監視し、前記複数のトランジスタのうちで前記負荷回路の温度依存性が最小になるものに選択的に電流を流すことを特徴とする、
請求項５又は６に記載の電流源回路。
【請求項８】
前記制御回路は、前記複数のトランジスタのうちで前記負荷回路の温度依存性が最小になるものと接続する前記スイッチのみをオンにすることを特徴とする、
請求項７に記載の電流源回路。
【請求項９】
前記抵抗は、直列接続された複数の抵抗素子からなり、
前記複数のトランジスタの他端のそれぞれは、異なる数の前記抵抗素子を介して、前記第２の端子と接続されることを特徴とする、
請求項１乃至８のいずれか一項に記載の電流源回路。
【請求項１０】
前記複数のトランジスタの他端と前記第２の端子との間に接続される前記抵抗素子の数は、接続される前記トランジスタのディメンジョンが小さいほど少ないことを特徴とする、
請求項９に記載の電流源回路。
【請求項１１】
前記抵抗は、電流が流れる前記トランジスタに応じて抵抗値が変化する可変抵抗であることを特徴とする、
請求項１乃至８のいずれか一項に記載の電流源回路。
【請求項１２】
前記可変抵抗の抵抗値は、電流が流れる前記トランジスタのディメンジョンが小さいほど小さくなることを特徴とする、
請求項１１に記載の電流源回路。
【請求項１３】
前記制御回路は、選択する前記スイッチ素子に応じて、前記可変抵抗の抵抗値を変化させることを特徴とする、
請求項１１又は１２に記載の電流源回路。
【請求項１４】
請求項１乃至１３に記載の前記電流源回路の出力端子に前記負荷回路を接続し、
前記複数のトランジスタのいずれかに選択的に電流を流すことにより、前記負荷回路に電流を供給し、
前記負荷回路を調整することにより、前記負荷回路の第１の温度における出力特性を目標値に調整し、
前記負荷回路の第２の温度における出力特性を測定し、
前記目標値と前記第２の温度における出力特性とを比較し、
予め取得してある前記複数のトランジスタのそれぞれの温度依存性を参照し、前記目標値と前記第２の温度における出力特性との差を最小化できる前記トランジスタに選択的に前記出力電流を出力させることを特徴とする、
電流源回路の調整方法。
【請求項１５】
前記目標値と前記第２の温度における出力特性との差を最小化できる前記トランジスタに選択的に前記出力電流を出力させた状態で、前記負荷回路の出力特性を前記目標値に調整することを特徴とする、
請求項１４に記載の電流源回路の調整方法。
【請求項１６】
前記負荷回路は発振回路であり、前記出力特性は発振周波数であることを特徴とする、
請求項１４又は１５に記載の電流源回路の調整方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電流源回路及びその調整方法に関し、特に温度依存性を調整可能な電流源回路及びその調整方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年の半導体集積回路においては、定電流を供給する場合の回路のパフォーマンスを安定化させる必要が生じてきている。例えば、内蔵発振器により生成されたクロックをＵＡＲＴ等の通信に利用する場合、−４０〜８５［℃］の温度範囲における発振周波数の変動を、±２［％］以内に収めることが要求されている。
【０００３】
発振回路は、一般に温度依存性を有する（特許文献１〜３）。容量への充放電を利用した内蔵発振器では、製造ばらつきによって内部発振器内の電流源の温度依存性にもばらつきが生じる。その結果、容量への充放電スピードがばらつくので、発振周波数にもばらつきが生じる。
【０００４】
また、周囲温度の変化により、内部発振器内の電流源の温度依存性が変動する。よって、周囲温度に応じて容量への充放電スピードが変化してしまい、発振周波数が変動する。その結果、製造ばらつきと周囲温度の変化の影響で、−４０〜８５［℃］の温度範囲における発振周波数の変動を、±２［％］以内に収めることは困難である。このため、電流を供給する電流源回路の温度依存性を調整する手段が必要となってきた。
【０００５】
上述の問題を解決するため、温度依存性を調整できる定電流源回路の構成例が提案されている（特許文献４）。図１３は、温度依存性を調整できる定電流源回路４００の構成を示すブロック図である。以下では、電流源の温度係数が、電流源の温度依存性に相当する。定電流源回路４００は、ミキサ４０１、第１の電流源４０２及び第２の電流源４０３を有する。第１の電流源４０２は負の温度係数を有し、温度が上昇すると電流源４０２から供給される電流の量が減少する。第１の電流源４０２からの出力電流は、温度が上昇すると、例えば摂氏１度ごとに−１．３パーセントの割合で減少する。第２の電流源４０３は正の温度係数を有し、温度が上昇すると電流源４０２から供給される電流の量が増加する。第２の電流源４０３からの出力電流は、温度が上昇すると、例えば摂氏１度ごとに＋１．３パーセントの割合で増加する。各電流源からの電流（Ｉｐｏｓ及びＩｎｅｇ）は、ミキサ４０１に入力される。ミキサ４０１は可変電圧Ｖｃｏｎｔｒｏｌによって制御されて、各電流源からの電流（Ｉｐｏｓ及びＩｎｅｇ）を所望の比率で混合し、出力電流Ｉｏｕｔを出力する。温度変化に応じて電流の混合比を変化させることにより、出力電流ｏｕｔは一定の電流となる。
【０００６】
その他、温度依存性を低減する電子回路（特許文献５）や、出力電流の温度依存性を低減する手法（特許文献６及び７）が知られている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特許第４４６０５８８号
【特許文献２】特開２００５−２８６０２１号公報
【特許文献３】特開２００５−３３３２９８号公報
【特許文献４】特開２０００−２０１０７３号公報
【特許文献５】国際公開第１９９８／０３９６９３
【特許文献６】特開２００２−２３６５２１号公報
【特許文献７】特開２００１−２１６０３８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
発明者は上述の定電流源回路４００には、以下の問題点が有ることを見出した。上述の定電流源回路４００では、正の温度係数を有する電流源及び負の温度係数を有する電流源の、２種類の電流源が必要なため、製造コストが高くなってしまう。以下、その理由について述べる。
【０００９】
任意の温度係数を有する定電流源を実現するには、抵抗素子の温度依存性を利用して定電流源の温度係数を設定する。抵抗素子の温度依存性を利用して適度な温度係数を有する定電流源を得る場合には、半導体集積回路の製造プロセスにおいて、異なる温度依存性を有する２種類の抵抗素子を作製する必要がある。これにより、拡散工程が増加し、製造コストの増大を招いてしまう。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明の一態様である電流源回路は、第１の電圧が印加される第１の端子と、前記第１の電圧とは異なる第２の電圧が印加される第２の端子と、前記第１及び第２の端子間に並列に接続され、ゲートに同じ電圧が印加され、それぞれ異なるディメンジョンを有する複数のトランジスタと、前記複数のトランジスタと前記第２の端子との間に接続される抵抗と、前記抵抗と前記第１の端子との間で前記複数のトランジスタと直列に接続され、前記複数のトランジスタのいずれかに、前記第１の端子を介して選択的に出力電流を出力させる選択回路と、を備えるものである。本発明の一態様である電流源回路は、選択回路により、当該電流源回路が電流を供給する対象である負荷回路の温度依存性を相殺するトランジスタを選択する。よって、負荷回路の温度依存性は、選択された電流源回路の出力電流の温度依存性により相殺される。その結果、負荷回路の温度依存性を低減できる。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、負荷回路の温度依存性を低減することができる電流源回路を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】定電流源回路から定電流の供給を受ける発振回路の構成例を示すブロック図である。
【図２】一定の電流を供給した場合における発振回路の発振周波数の変動の例を示すグラフである。
【図３】実施の形態１にかかる電流源回路１００の構成を示す回路図である。
【図４】ディメンジョンが大きい場合のＮチャネルＭＯＳトランジスタのゲート−ソース間電圧Ｖｇｓと電流Ｉｄｓの関係を示すグラフである。
【図５】ディメンジョンが小さい場合のＮチャネルＭＯＳトランジスタのゲート−ソース間電圧Ｖｇｓと電流Ｉｄｓの関係を示すグラフである。
【図６】ディメンジョンが異なるＮチャネルＭＯＳトランジスタの出力電流の温度依存性に関するシミュレーションを示すグラフである。
【図７】電流源回路１００が発振回路２０に電流を供給する場合の接続関係を示す回路図である。
【図８】電流源回路１００が発振回路に電流を供給する場合の温度依存性の調整方法を示すフローチャートである。
【図９】電流源回路１００を用いた場合の発振周波数の温度依存性を示すグラフである。
【図１０】実施の形態２にかかる電流源回路２００の構成を示す回路図である。
【図１１】電流源回路２００の出力電流の温度依存性に関するシミュレーションを示すグラフである。
【図１２】実施の形態３にかかる電流源回路３００の構成を示す回路図である。
【図１３】温度係数を調整できる定電流源回路４００の構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。各図面においては、同一要素には同一の符号が付されており、必要に応じて重複説明は省略される。
【００１４】
まず、本発明の実施の形態にかかる電流源回路が奏する作用効果を理解するための前提として、定電流源回路から定電流の供給を受ける発振回路の動作について説明する。図１は、定電流源回路から定電流の供給を受ける発振回路の構成例を示すブロック図である。図１に示すように、発振回路２０は、定電流源回路１０から電流供給を受ける。また、発振回路２０は、周波数調整回路３０により発振周波数が決定される。
【００１５】
定電流源回路１０は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰａ１及び定電流源Ｉｃにより構成される。ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰａ１のソースには、電源電圧ＶＤＤが供給される。ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰａ１のドレインは、定電流源Ｉｃを介してグランドと接続される。ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰａ１のゲートは、ドレインと接続される。
【００１６】
発振回路２０は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰｂ１及びＭＰｂ２、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮｂ１及びＭＮｂ２、容量Ｃ１及びＣ２、増幅器ＡＭＰ１及びＡＭＰ２、ＯＲブロックＯＲ１１、ＯＲ１２、ＯＲ２１及びＯＲ２２、インバータＩＮＶ１及びＩＮＶ２により構成される。
【００１７】
ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰｂ１のソースには、電源電圧ＶＤＤが供給される。ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰｂ１のドレインは、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮｂ１のドレイン及び増幅器ＡＭＰ１の非反転入力端子と接続される。また、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰｂ１のドレインは、容量Ｃ１を介して、グランドと接続される。ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮｂ１のソースは、グランドと接続される。増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子には、周波数調整回路３０から周波数調整信号が供給される。増幅器ＡＭＰ１の出力端子は、ＯＲブロックＯＲ１１の一方の入力端子と接続される。
【００１８】
ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰｂ２のソースには、電源電圧ＶＤＤが供給される。ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰｂ２のドレインは、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮｂ２のドレイン及び増幅器ＡＭＰ２の非反転入力端子と接続される。また、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰｂ２のドレインは、容量Ｃ２を介して、グランドと接続される。ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮｂ２のソースは、グランドと接続される。増幅器ＡＭＰ２の反転入力端子には、周波数調整回路から周波数調整信号が供給される。増幅器ＡＭＰ２の出力端子は、ＯＲブロックＯＲ２１の一方の入力端子と接続される。
【００１９】
ＯＲブロックＯＲ１１の出力は、ＯＲブロックＯＲ１２の一方の入力端子及びＯＲブロックＯＲ２１の他方の入力端子と接続される。ＯＲブロックＯＲ２１の出力は、ＯＲブロックＯＲ２２の一方の入力端子及びＯＲブロックＯＲ１１の他方の入力端子と接続される。ＯＲブロックＯＲ１２の出力は、インバータＩＮＶ１の入力端子及びＯＲブロックＯＲ２２の他方の入力端子と接続される。ＯＲブロックＯＲ２２の出力は、インバータＩＮＶ２の入力端子及びＯＲブロックＯＲ１２の他方の入力端子と接続される。
【００２０】
インバータＩＮＶ１の出力端子は、出力信号ＯＵＴ及びＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮｂ２のゲートと接続される。インバータＩＮＶ２の出力端子は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮｂ１のゲートと接続される。
【００２１】
ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰｂ１のゲートは、定電流源回路１０のＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰａ１のゲートと接続される。すなわち、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰｂ１及びＭＰａ１は、カレントミラーを構成する。従って、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮｂ１、容量Ｃ１及び増幅器ＡＭＰ１の非反転入力端子に、定電流源Ｉｃの出力電流と同じ値の電流が供給される。また、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰｂ２のゲートは、定電流源回路１０のＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰａ１のゲートと接続される。すなわち、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰｂ２及びＭＰａ１は、カレントミラーを構成する。従って、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮｂ２、容量Ｃ２及び増幅器ＡＭＰ２の非反転入力端子に、定電流源Ｉｃの出力電流と同じ値の電流が供給される。
【００２２】
上述の構成により、発振回路２０は、容量Ｃ１及びＣ２を相補的に充放電することにより、発振動作を行う。充放電のタイミングは、増幅器ＡＭＰ１及びＡＭＰ２の反転入力端子に供給される周波数調整信号により決定される。
【００２３】
周波数調整回路３０は、抵抗Ｒｏと複数のスイッチＳＷｂ１〜ＳＷｂｍ（ｍは、２以上の整数）により構成される。複数のスイッチＳＷｂ１〜ＳＷｂｍは、いずれかがオンとなることにより、異なる電圧を周波数調整信号として出力する。
【００２４】
発振回路２０のような発振回路では、容量の充放電を利用して発振動作を行う。そのため、容量の充放電の速度が変化してしまうと、発振周波数が変動してしまう。そのため、図１に示すように、温度変化に依存せず一定値の電流を出力する定電流源回路１０により、容量の充放電の速度を安定化する手法が用いられる。
【００２５】
しかしながら、供給される電流を一定にしたとしても。発振回路２０自体の温度特性のため、温度変化に依存して発振周波数は変化してしまう。図２は、一定の電流を供給した場合における発振回路の発振周波数の変動の例を示すグラフである。図２に示す例では、温度上昇に伴って、発振周波数が低下することが示されている。
【００２６】
実施の形態１
実施の形態１にかかる電流源回路１００について説明する。電流源回路１００は、上述のような発振回路のなどの負荷回路の温度依存性を低減する。換言すれば、電流源回路１００は、負荷回路に出力する電流値の温度依存性により、負荷回路の温度依存性を相殺する。図３は、実施の形態１にかかる電流源回路１００の構成を示す回路図である。電流源回路１００は、図３に示すように、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ１〜ＭＮｎ（ｎは、２以上の整数）、選択回路１、抵抗Ｒ１、制御回路２を有する。尚、図３では、図面の簡略化のため、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ１〜ＭＮ３及びＭＮｎのみを表示している。選択回路１は、スイッチＳＷ１〜ＳＷｎにより構成される。スイッチＳＷ１〜ＳＷｎには、例えばＮチャネルＭＯＳトランジスタを使用する。図３では、図面の簡略化のため、スイッチＳＷ１〜ＳＷ３及びＳＷｎのみを表示している。
【００２７】
ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ１〜ＭＮｎのドレインは、出力端子３と接続される。ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ１〜ＭＮｎのソースは、それぞれスイッチＳＷ１〜 ＳＷｎのドレインと接続される。ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ１〜ＭＮｎのゲートには、定電圧入力端子４を介して、定電圧Ｖｉが供給される。
【００２８】
ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ１〜ＭＮｎは、それぞれディメンジョンが異なる。ここで、ＭＯＳトランジスタのディメンジョンとは、ゲート幅Ｗをゲート長Ｌで除した値である、（Ｗ／Ｌ）を意味する。特に断らない限り、以下において、ディメンジョンは同様の意味を示す。本実施の形態では、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ１が最大のディメンジョンを有し、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮｎへ向かうに連れて、ディメンジョンは小さくなる。
【００２９】
スイッチＳＷ１〜ＳＷｎのソースは、抵抗Ｒ１及び端子５を介して、グランドと接続される。スイッチＳＷ１〜ＳＷｎのそれぞれのゲートには、制御回路２から制御信号Ｃｏｎ１〜Ｃｏｎｎが供給される。
【００３０】
続いて、電流源回路１００の動作について説明する。まず、定電圧入力端子４に、定電圧Ｖｉが供給される。ここで、定電圧Ｖｉは、温度に依存することなく一定値に保たれる電圧であり、例えばバンドギャップ電圧を用いることが可能である。
【００３１】
制御回路２は、制御信号Ｃｏｎ１〜Ｃｏｎｎのいずれか１本をハイにする。これにより、ＮチャネルＭＯＳトランジスタであるスイッチＳＷ１〜ＳＷｎのいずれか１つがオン状態となる。以下では、スイッチＳＷ１がオン状態になった場合について説明する。この場合、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ１のソースの電圧Ｖｓは、定電圧ＶｉとＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ１のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓとを用いて、以下の式（１）で表される。
【数１】
2012198628.tif 000003
スイッチＳＷ１がオン状態であるため、スイッチＳＷ１のドレイン及びソースは同じ電圧Ｖｓとなる。よって、抵抗Ｒ１の抵抗値をＲとすると、抵抗Ｒ１には、以下の式（２）で表される定電流Ｉが流れる。
【数２】
2012198628.tif 000004
【００３２】
また、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ１に流れる電流Ｉｄｓは、定電流Ｉと等しいので、電流Ｉｄｓは、式（１）及び式（２）より、以下の式（３）で表される。
【数３】
2012198628.tif 000005
すなわち、定電圧Ｖｉ及び抵抗値Ｒは一定であるので、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ１に流れる電流Ｉｄｓは、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓに依存して変動する。
【００３３】
なお、スイッチＳＷ２〜ＳＷｎのいずれかがオン状態となった場合でも、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ２〜ＭＮｎは、上述のＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ１の動作と同様の動作することは言うまでもない。
【００３４】
ここで、ＮチャネルＭＯＳトランジスタの静特性のディメンジョン依存性について説明する。まず、ディメンジョンが大きい場合について説明する。図４は、ディメンジョンが大きい場合のＮチャネルＭＯＳトランジスタのゲート−ソース間電圧Ｖｇｓと電流Ｉｄｓの関係を示すグラフである。特性Ｆ３１は、低温時の静特性を示す。特性Ｆ３２は、常温時の静特性を示す。特性Ｆ３３は、高温時の静特性を示す。図４に示すように、温度が高くなるに従い、同じ電流Ｉａを流すのに要するゲート−ソース間電圧Ｖｇｓは小さくなる。
【００３５】
なお、ここでいう常温は、基準となる温度を示し、例えば２５℃である。また、低温は常温に対して低い温度を示し、高温は常温に対して高い温度を示す。すなわち、常温、低温及び高温は、それぞれ相対的な温度の高低関係を示すに過ぎず、特定の温度を示すものではない。常温、低温及び高温の意味は、以下においても同様である。
【００３６】
次いで、ディメンジョンが小さい場合について説明する。図５は、ディメンジョンが小さい場合のＮチャネルＭＯＳトランジスタのゲート−ソース間電圧Ｖｇｓと電流Ｉｄｓの関係を示すグラフである。特性Ｆ３４は、低温時の静特性を示す。特性Ｆ３５は、常温時の静特性を示す。特性Ｆ３６は、高温時の静特性を示す。図５に示すように、温度が高くなるに従い、同じ電流Ｉａを流すのに要するゲート−ソース間電圧Ｖｇｓは大きくなる。
【００３７】
すなわち、ＮチャネルＭＯＳトランジスタの静特性の温度依存性は、ディメンジョンの大きさにより変化する。また、図４及び図５に示すように、ディメンジョンの大きさの違いにより、静特性の温度依存性を逆転させることも可能である。
【００３８】
続いて、ディメンジョンの異なるＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ１〜ＭＮｎに同一のゲート電圧を印加した場合の、電流値の温度依存性の相違について説明する。以下では、３種類のディメンジョンについての比較を示す。なお、ここでは、製造によるばらつきの影響を除外するため、製造条件の中心条件において製造されたＮチャネルＭＯＳトランジスタを想定する。
【００３９】
ここで、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ１〜ＭＮｎのモビリティＫｎを１００［μＡ／Ｖ２］、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ１〜ＭＮｎのゲート−ソース間電圧ＶｇｓとＮｃｈＭＯＳトランジスタのしきい値電圧Ｖｔｎとの差（Ｖｇｓ−Ｖｔｎ）を０．５［Ｖ］、ＮチャネルＭＯＳトランジスタに流れる電流Ｉｄｓを２．５［μＡ］とする。また、抵抗Ｒ１の抵抗値を２００［ＫΩ］とする。抵抗Ｒ１には電流Ｉｄｓが流れるので、抵抗Ｒ１に印加される電圧は０．５［Ｖ］（＝２．５［μＡ］×２００［ＫΩ］）となる。以後、抵抗Ｒ１に印加される０．５［Ｖ］をセンター値と称する。
【００４０】
しかしながら、製造プロセスに起因する製造ばらつきにより、ＮチャネルＭＯＳトランジスタの特性にはばらつきが生じる。ここでは、製造ばらつきに起因するＮチャネルＭＯＳトランジスタのゲート−ソース間電圧のばらつき範囲を、センター値（０．５［Ｖ］）±０．１［Ｖ］とする。以上の条件下で、製造ばらつきが生じても、同じ電流を流すことができるＮチャネルＭＯＳトランジスタのディメンジョンを求める。すなわち、ＮチャネルＭＯＳトランジスタのゲート−ソース間電圧Ｖｇｓが０．５［Ｖ］（センター値）、０．６［Ｖ］（センター値＋０．１［Ｖ］）、０．４［Ｖ］（センター値−０．１［Ｖ］）の場合に、同じ電流を流すことができるＮチャネルＭＯＳトランジタのディメンジョンを求める。一般的に、ＭＯＳトランジスタの電流Ｉｄｓは、以下の式（４）で表される。
【数４】
2012198628.tif 000006
式（４）より、式（５）が得られる。
【数５】
2012198628.tif 000007
【００４１】
まず、センター値におけるディメンジョン（Ｗ／Ｌ）ｃを計算する。センター値は（Ｖｇｓ−Ｖｔｎ）＝０．５［Ｖ］であるので、ディメンジョン（Ｗ／Ｌ）ｃは式（６）で表される。
【数６】
2012198628.tif 000008
【００４２】
次いで、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓが（センター値−０．１［Ｖ］）の場合のディメンジョン（Ｗ／Ｌ）−を計算する。（Ｖｇｓ−Ｖｔｎ）＝０．４［Ｖ］であるので、ディメンジョン（Ｗ／Ｌ）−は式（７）で表される。
【数７】
2012198628.tif 000009
【００４３】
最後に、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓが（センター値＋０．１［Ｖ］）の場合のディメンジョン（Ｗ／Ｌ）＋を計算する。（Ｖｇｓ−Ｖｔｎ）＝０．６［Ｖ］であるので、ディメンジョン（Ｗ／Ｌ）＋は式（８）で表される。
【数８】
2012198628.tif 000010
【００４４】
ここで、ゲート幅Ｗを１［μｍ］に固定すると、式（６）、（７）及び（８）より、ゲート長Ｌは、以下の値となる。ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓがセンター値の場合のゲート長Ｌｃは、式（６）より、以下の式（９）で表される。
【数９】
2012198628.tif 000011
【００４５】
ゲート−ソース間Ｖｇｓが（センター値−０．１［Ｖ］）の場合のゲート長Ｌ−は、式（７）より、以下の式（１０）で表される。
【数１０】
2012198628.tif 000012
【００４６】
ゲート−ソース間Ｖｇｓが（センター値＋０．１［Ｖ］）の場合のゲート長Ｌ＋は、式（８）より、以下の式（１１）で表される。
【数１１】
2012198628.tif 000013
【００４７】
図６は、ディメンジョンが異なるＮチャネルＭＯＳトランジスタの出力電流の温度依存性に関するシミュレーションを示すグラフである。図６では、特性線Ｆ４１は、ディメンジョンが０．１３９である場合のＮチャネルＭＯＳトランジスタの温度依存性を示す。特性線Ｆ４２は、ディメンジョンが０．２である場合のＮチャネルＭＯＳトランジスタの温度依存性を示す。特性線Ｆ４３は、ディメンジョンが０．３１３である場合のＮチャネルＭＯＳトランジスタの温度依存性を示す。
【００４８】
図６に示すように、ＮチャネルＭＯＳトランジスタのディメンジョンを変えることで、出力電流の温度依存性が正の傾き（Ｆ４３）から負の傾き（Ｆ４１）に変化する。従って、ＮチャネルＭＯＳトランジスタのディメンジョンを変化させることにより、出力電流の温度依存性を調整できることが理解できる。すなわち、電流源回路１００は、選択するＮチャネルＭＯＳトランジスタを替えることで、出力電流の温度依存性を適宜調整することが可能である。
【００４９】
続いて、電流源回路１００が発振回路などの負荷回路に電流を供給する場合の、出力電流の温度依存性の調整方法について説明する。図７は、電流源回路１００が発振回路２０に電流を供給する場合の接続関係を示す回路図である。図７では、図１の定電流源回路１０の代わりに、電流源回路１００を発振回路２０と接続している。また、図７では、調整処理制御部４０及び記憶部５０が追加されている。電流源回路１００の出力端子は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰａ１のドレインと接続される。ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰａ１のソースには、電源電圧が供給される。また、電流源回路１００の出力端子は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰａ１、ＭＰａｂ１及びＭＰｂ２のゲートと接続される。すなわち、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰａ１とＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰｂ１とは、カレントミラー回路を構成する。また、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰａ１とＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰｂ２とは、カレントミラー回路を構成する。従って、電流源回路１００とこれらのカレントミラー回路が一体として、電流源回路として機能することができる。図７に示すその他の構成は、図１に示す構成と同様であるので、説明を省略する。
【００５０】
図８は、電流源回路１００が発振回路に電流を供給する場合の温度依存性の調整方法を示すフローチャートである。まず、調整開始の前準備として、電流源回路１００のＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ１〜ＭＮｎのそれぞれを選択した場合の発振回路２０の発振周波数の温度依存性を把握しておく。温度依存性の把握は、シミュレーションや実デバイスのサンプル評価などにより行うことが可能である。準備が整っていることを確認し、調整を開始する（ステップＳ５０）。
【００５１】
まず、温度を高温に設定する（ステップＳ５１）。調整処理制御部４０は、制御信号Ｃｏｎ＿Ｓにより、電流源回路１００のＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ１〜ＭＮｎのいずれか１つに、選択的に電流を流す。具体的には、調整処理制御部４０が制御回路２を制御することにより、スイッチＳＷ１〜ＳＷｎのいずれか１つのみを選択的にオンにする（ステップＳ５２）。
【００５２】
次いで、調整処理制御部４０は、発振回路２０の出力信号ＯＵＴの周波数を監視する。その後、記憶部５０から、発振回路２０の目標周波数を読み込む。そして、制御信号Ｃｏｎ＿ｆにより周波数調整回路３０を調整し、発振回路２０の発振周波数を目標周波数に設定する（ステップＳ５３）。調整処理制御部４０は、電流を流しているＮチャネルＭＯＳトランジスタがいずれであるか（すなわち、どのスイッチをオンにしているか）及び測定した発振回路２０の発振周波数を、記憶部５０に記憶する（ステップＳ５４）。
【００５３】
次いで、温度設定を常温に変更する（ステップＳ５５）。そして、調整処理制御部４０は、発振回路２０の発振周波数を測定する（ステップＳ５６）。その後、調整処理制御部４０は、記憶部５０に記憶された高温時の発振周波数（ステップＳ５４で記憶された発振周波数）と常温時の発振周波数（ステップＳ５６で測定された発振周波数）とを比較し、発振周波数の温度依存性を算出する（ステップＳ５７）。
【００５４】
次いで、発振周波数の調整が可能であるかを判定する。具体的には、電流源回路１００のＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ１〜ＭＮｎを選択し直すことにより、発振周波数の温度依存性を低減できるか否かを判断する（ステップＳ５８）。なお、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ１〜ＭＮｎを選択した場合の発振回路２０の発振周波数の温度依存性に関する情報は、例えば記憶部５０に格納され、調整処理制御部４０は記憶部５０に格納された情報を参照することで、上述の比較を行うことが可能である。
【００５５】
発振周波数の温度依存性を低減できるＮチャネルＭＯＳトランジスタが存在しない場合には、調整処理制御部４０は調整処理を中止する（ステップＳ６３）。
【００５６】
発振周波数の温度依存性を低減できるＮチャネルＭＯＳトランジスタが存在する場合には、調整処理制御部４０は、適切なＮチャネルＭＯＳトランジスタに選択的に電流を流す。具体的には、調整処理制御部４０が制御回路２を制御することにより、適切なＮチャネルＭＯＳトランジスタに接続するスイッチを選択的にオンにする（ステップＳ５２）。この状態で、調整処理制御部４０は、発振回路２０の発振周波数を測定し、測定した発振周波数が目標周波数と一致するかを判定する（ステップＳ６０）。
【００５７】
測定した発振周波数が目標周波数と一致する場合には、調整処理を終了する（ステップＳ６１）。測定した発振周波数が目標周波数と一致しない場合には、調整処理制御部４０は、制御信号Ｃｏｎ＿ｆにより周波数調整回路３０を調整し、発振回路２０の発振周波数を目標周波数に設定し（ステップＳ６２）、調整処理を終了する（ステップＳ６１）。なお、ステップＳ６２における発振周波数の調整要領は、ステップＳ５３と同様であるので、説明を省略する。
【００５８】
上述の本構成及び調整方法によれば、電流源回路１００のＮチャネルＭＯＳトランジスタの選択を変更するだけで、発振回路２０の発振周波数の温度依存性を低減することが可能である。図９は、電流源回路１００を用いた場合の発振周波数の温度依存性を示すグラフである。図２では約１．５％の周波数変動が有るのに対し、図９では周波数変動が約０．５％まで低減される。従って、本構成及び調整方法によれば、発振回路２０の周波数変動を効果的に低減することが可能である。
【００５９】
なお、本実施の形態では、電流源回路１００が発振回路２０に電流を供給する例について説明したが、電流源回路１００が電流を供給する回路は発振回路に限られない。すなわち、発振回路以外の、周囲温度に応じて出力特性が変化する任意の負荷回路の温度依存性を低減することが可能である。従って、本構成及び調整方法によれば、負荷回路の温度依存性を低減することができる電流源回路及びその制御方法を提供することができる。
【００６０】
また、本構成によれば、単一の電流源回路１００で、異なる温度依存性を有する負荷回路に対応することが可能である。そのため、対象となる負荷回路ごとに電流源回路を設計する必要がない。
【００６１】
さらに、本構成によれば、ＮチャネルＭＯＳトランジスタの設置数及びディメンジョンの変化幅は、設計時に任意に設定することができる。例えば、負荷回路の温度依存性を細かく調整する必要が有る場合でも、ディメンジョンの変化幅を小さく設定するだけで、細やかな調整を容易に実現することができる。
【００６２】
実施の形態２
次に、実施の形態２にかかる電流源回路２００について説明する。図１０は、実施の形態１にかかる電流源回路２００の構成を示す回路図である。電流源回路２００は、図９に示すように、電流源回路１００の抵抗Ｒ１を抵抗Ｒｓに置き換えた構成を有する。抵抗Ｒｓは、直列接続された抵抗素子Ｒｓ１〜Ｒｓｎにより構成される。スイッチＳＷ１〜ＳＷｎのソースは、それぞれ抵抗素子Ｒｓ１〜Ｒｓｎの低電位側と接続される。電流源回路２００のその他の構成は、電流源回路１００と同様であるので、説明を省略する。
【００６３】
電流源回路１００では、抵抗Ｒ１の抵抗値が一定であるので、ＮチャネルＭＯＳトランジスタのディメンジョンが変わると、流れる電流の絶対値が変化してしまう。これに対し、電流源回路２００は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタのディメンジョンが変わると、抵抗Ｒｓとの接続位置が変わるので、作用する抵抗値が変化する。これにより、ディメンジョンの変化に応じた抵抗値を選択することが可能になる。その結果、ディメンジョンによらず、各ＮチャネルＭＯＳトランジスタの常温での電流値をほぼ同一にすることができる。
【００６４】
続いて、電流源回路２００におけるＮチャネルＭＯＳトランジスタのディメンジョンに応じた抵抗値の決定方法の例を説明する。例えば、実施の形態１におけるように、ディメンジョンが０．１３９、０．２及び０．３１３の場合について説明する。電流源回路２００では、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮＭ１〜ＭＮ３のディメンジョンがそれぞれ０．３１３、０．２、０．１３９であるものとする。
【００６５】
ディメンジョンが０．２の場合、抵抗素子Ｒｓ２〜Ｒｓｎの抵抗値は、上述のように、２００［ＫΩ］である。
【００６６】
ディメンジョンが０．３１３の場合、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓは、（センター値−０．１[Ｖ]）である。よって、抵抗素子Ｒｓ１〜Ｒｓｎに印加される電圧は、センター値より０．１［Ｖ］大きい、０．６［Ｖ］である。この状態で、電流値を２．５［μＡ］に維持するには、抵抗Ｒｓ１〜Ｒｓｎの抵抗値は、２４０［ＫΩ］となる。
【００６７】
ディメンジョンが０．１３９の場合、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓは、（センター値＋０．１[Ｖ]）である。よって、抵抗Ｒｓ３〜Ｒｓｎに印加される電圧は、センター値より０．１［Ｖ］小さい、０．４［Ｖ］である。この状態で、電流値を２．５［μＡ］に維持するには、抵抗素子Ｒｓ３〜Ｒｓｎの抵抗値は、１６０［ＫΩ］となる。
【００６８】
図１１は、電流源回路２００の出力電流の温度依存性に関するシミュレーションを示すグラフである。図１０では、特性線Ｆ４４は、ディメンジョンが０．１３９である場合のＮチャネルＭＯＳトランジスタの温度依存性を示す。特性線Ｆ４５は、ディメンジョンが０．２である場合のＮチャネルＭＯＳトランジスタの温度依存性を示す。特性線Ｆ４６は、ディメンジョンが０．３１３である場合のＮチャネルＭＯＳトランジスタの温度依存性を示す。
【００６９】
図１０に示すように、電流源回路２００では、異なるディメンジョンのＮチャネルＭＯＳトランジスタを選択したとしても、直列接続される抵抗素子の数を変化させることにより、常温における電流値が一定となる。従って、負荷回路の温度依存性の調整時に、電流値の絶対値が変動することを防止できる。具体的には、図８のステップＳ６２を省略することが可能となる。
【００７０】
実施の形態３
次に、実施の形態３にかかる電流源回路３００について説明する。電流源回路３００は実施の形態２にかかる電流源回路２００の変形例である。図１２は、実施の形態３にかかる電流源回路３００の構成を示す回路図である。電流源回路２００は、図１２に示すように、電流源回路２００の抵抗Ｒｓを可変抵抗Ｒｖに置き換えた構成を有する。可変抵抗Ｒｖは、制御回路２からの制御信号ＣＯＮ＿Ｒｖにより、抵抗値が制御される。スイッチＳＷ１〜ＳＷｎのソースは、可変抵抗Ｒｖ及び端子５を介して、グランドと接続される。電流源回路３００のその他の構成は、電流源回路２００と同様であるので、説明を省略する。
【００７１】
電流源回路３００は、制御回路２が、ＮチャネルＭＯＳトランジスタを選択するとともに、可変抵抗Ｒｖの抵抗値を選択したＮチャネルＭＯＳトランジスタのディメンジョンに応じた値に調整する。すなわち、電流源回路３００は、電流源回路２００と同様に、異なるディメンジョンのＮチャネルＭＯＳトランジスタを選択したとしても、常温における電流値を一定にすることができる。すなわち、本構成によれば、電流源回路２００と同様の作用効果を奏する電流源回路を提供することができる。また、電流源回路３００は、電流源回路２００と比べて、ＮチャネルＭＯＳトランジスタと可変抵抗Ｒｖとの間の配線を簡略化することができる。そのため、省面積化及び低コスト化の面で有利である。
【００７２】
なお、本発明は上記実施の形態に限られたものではなく、趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更することが可能である。例えば、上述の実施の形態１〜３において、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮＭ１〜ＮＭｎと選択回路１の接続位置を入れ換えることが可能である。
【００７３】
ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮＭ１〜ＮＭｎは、ＰチャネルＭＯＳトランジスタに置換することも可能である。また、スイッチＳＷ１〜ＳＷｎも、ＮチャネルＭＯＳトランジスタからＰチャネルＭＯＳトランジスタに置換できる。なお、Ｐチャネルトランジスタに置換する場合には、電源電圧ＶＤＤとグランドの位置が入れ替わる。
【００７４】
スイッチＳＷ１〜ＳＷｎはＭＯＳトランジスタに限らず、他のスイッチ素子を用いることが可能である。
【００７５】
図８に示す電流源回路の調整方法において、設定温度を高温から常温に変更したが、これは一例である。よって、例えば、常温から高温、低温から常温、常温から低温、高温から低温、低温から高温の変更も可能である。
【００７６】
実施の形態２にかかる電流源回路２００の抵抗Ｒｓの構成はあくまで一例であり、スイッチＳＷ１〜ＳＷｎに対する抵抗値を変更できるならば、他の構成とすることが可能である。
【符号の説明】
【００７７】
１  選択回路
２  制御回路
３  出力端子
４  定電圧入力端子
５  端子
１０  定電流源回路
２０  発振回路
３０  周波数調整回路
４０  調整処理制御部
５０  記憶部
１００、２００、３００  電流源回路
４００  定電流源回路
４０１  ミキサ
４０２  第２の電流源
４０３  第１の電流源
ＡＭＰ１、ＡＭＰ２  増幅器
Ｃ１、Ｃ２  容量
Ｃｏｎ＿ｆ、ＣＯＮ＿Ｒｖ、Ｃｏｎ＿Ｓ、Ｃｏｎ１〜Ｃｏｎｎ  制御信号
ＩＮＶ１、ＩＮＶ２  インバータ
ＭＮ１〜ＭＮｎ、ＭＮｂ１、ＭＮｂ２  ＮチャネルＭＯＳトランジスタ
ＭＰａ１、ＭＰｂ１、ＭＰｂ２  ＰチャネルＭＯＳトランジスタ
ＳＷ１〜ＳＷｎ  スイッチ
ＯＲ１１、ＯＲ１２、ＯＲ２１、ＯＲ２２  ＯＲブロック
ＯＵＴ    出力信号
Ｒ１、Ｒｓ  抵抗
Ｒｓ１〜Ｒｓｎ  抵抗素子
Ｒｖ  可変抵抗
【図１】
2012198628.tif 000014
【図２】
2012198628.tif 000015
【図３】
2012198628.tif 000016
【図４】
2012198628.tif 000017
【図５】
2012198628.tif 000018
【図６】
2012198628.tif 000019
【図７】
2012198628.tif 000020
【図８】
2012198628.tif 000021
【図９】
2012198628.tif 000022
【図１０】
2012198628.tif 000023
【図１１】
2012198628.tif 000024
【図１２】
2012198628.tif 000025
【図１３】
2012198628.tif 000026