(57)【要約】【課題】昇順および降順周波数シーケンスを用いて送受信された信号同士の複素乗算結果から２次元フーリエ変換を用いて目標相対速度を計測可能なレーダ装置を得る。【解決手段】目標相対速度情報取得手段１１と、送信波形諸元を生成する送信波形制御器１と、任意周波数発振器２と、９０度ハイブリッド器７と、送信機３と、送信機３からの信号を目標に照射して反射された信号を受信するアンテナ４と、分配器５と、位相検波器６ａ、６ｂと、低域通過フィルタ８ａ、８ｂと、Ａ／Ｄ変換器９ａ、９ｂと、ビデオ信号記憶手段１０と、目標相対速度Ｖｄを用いて信号を補正する相対速度補正処理器１２と、合成帯域処理器１３と、目標距離Ｒを計測する目標検出処理器１４とを備える。【選択図】図１
2012112874.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定の周波数列と、前記所定の周波数列とは異なる周波数列とを、所定の間隔で交互に並び替えた送信周波数列を生成して、送信波形諸元を生成する送信波形制御器と、
前記送信波形制御器により指示された送信波形諸元を発振する任意周波数発振器と、
前記任意周波数発振器で発振された発振信号の位相を９０度回転させる９０度ハイブリッド器と、
前記発振信号をパルス化する送信機と、
前記送信機によりパルス化された信号を目標に照射して、目標から反射された信号を受信するアンテナと、
前記アンテナで受信された信号を分配する分配器と、
前記分配器で分配された受信信号に対して、前記発振信号および前記９０度ハイブリッド器で９０度回転させた信号を用いて周波数変換を行う位相検波器と、
前記位相検波器で周波数変換された信号のうち、所望の周波数帯以外の周波数成分を遮断する低域通過フィルタと、
前記低域通過フィルタの出力信号をアナログ信号からディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、
前記Ａ／Ｄ変換器でディジタル化されたビデオ信号を記憶するビデオ信号記憶手段と、
前記ビデオ信号記憶手段内のビデオ信号の複素乗算結果から、２次元フーリエ変換を用いて目標相対速度を計測する目標相対速度計測処理器と、
前記目標相対速度計測処理器で得た目標相対速度を用いて、前記ビデオ信号記憶手段内のビデオ信号に対し、相対速度補正を行う相対速度補正処理器と、
前記相対速度補正処理器で相対速度補正された信号に対して距離高分解能化処理を行う合成帯域処理器と、
前記合成帯域処理器で距離高分解能化された信号から目標信号を検出して、目標距離を計測する目標検出処理器と、
を備えたことを特徴とするレーダ装置。
【請求項２】
前記ビデオ信号記憶手段の出力側に挿入されたＭＴＩ処理器を備え、
前記ＭＴＩ処理器は、前記送信波形制御器で生成された送信波形諸元に基づき、前記ビデオ信号記憶手段内の同一周波数で送受信された信号に対してクラッタ抑圧処理を行い、
前記送信波形制御器は、
前記所定の周波数列と、前記所定の周波数列とは異なる周波数列とを、前記所定の間隔で交互に並び替えた送信周波数列を生成し、
パルス繰返し周期を変えることなく、前記目標相対速度に対するクラッタ抑圧処理損失を低減する送信波形諸元を生成し、
前記目標相対速度計測処理器は、前記ＭＴＩ処理器でクラッタ抑圧処理された信号の複素乗算結果から、２次元フーリエ変換を用いて前記目標相対速度を計測し、計測結果となる前記目標相対速度を前記送信波形制御器および前記相対速度補正処理器に入力する、
ことを特徴とする請求項１に記載のレーダ装置。
【請求項３】
前記送信波形制御器は、
前記所定の周波数列と、前記所定の周波数列とは異なる周波数列とを、前記所定の間隔で交互に並び替えた送信周波数列を生成し、
前記パルス繰返し周期を変えることなく、前記目標相対速度に対するクラッタ抑圧処理損失を低減し、且つ所望のクラッタ抑圧性能を満足するための送信波形諸元を生成する、
ことを特徴とする請求項２に記載のレーダ装置。
【請求項４】
前記送信波形制御器は、
前記所定の周波数列と、前記所定の周波数列とは異なる周波数列とを、前記所定の間隔で交互に並び替えた送信周波数列を生成し、
前記目標相対速度に対するクラッタ抑圧処理損失を低減し、且つ所望の距離計測結果の出力レートと、最大観測距離で決定されるパルス繰返し周期と、所望のクラッタ抑圧性能とを満足するための送信波形諸元を生成する、
ことを特徴とする請求項２に記載のレーダ装置。
【請求項５】
前記目標相対速度計測処理器で計測された目標相対速度と、前記目標検出処理器で計測された目標距離とを入力情報として、追尾フィルタ処理を行う追尾フィルタ処理器を備え、
前記追尾フィルタ処理器は、前記目標相対速度および前記目標距離から推定された推定目標相対速度を、前記送信波形制御器および前記相対速度補正処理器に入力する、
ことを特徴とする請求項１から請求項４までのいずれか１項に記載のレーダ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、受信信号（目標からの反射信号）に基づき目標の相対速度（以下、「目標相対速度」という）を計測し、受信信号に合成帯域処理を施すことによって高距離高分解能化を行い、目標までの距離（以下、「目標距離」という）を計測し、且つ受信信号からクラッタと呼ばれる目標以外の不要反射波を抑圧するレーダ装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
一般に、距離分解能は、レーダ装置の主諸元の１つであり、従来から、距離高分解能化法の１つとして合成帯域処理が知られている。
合成帯域処理においては、パルスごとに送信周波数をステップ状に変化させて送信し、パルス繰返し周期（ＰＲＩ：Ｐｕｌｓｅ  Ｒｅｐｅｔｉｔｉｏｎ  Ｉｎｔｅｒｖａｌ）内の受信信号に対して、送信信号と同じ周波数でダウンコンバートを行うことにより、ビデオ信号を取得し、ビデオ信号を逆フーリエ変換して距離高分解能化を実現する。
【０００３】
しかしながら、合成帯域処理においては、目標相対速度の影響により距離計測結果に誤差が生じるので、目標相対速度を計測して相対速度補正を行う必要がある。
そこで、この種の合成帯域レーダを用いた相対速度計測法が提案されている（たとえば、非特許文献１参照）。
【０００４】
図９は非特許文献１に記載の従来の相対速度計測法を示す説明図である。
図９において、横軸は時刻、縦軸は送信周波数を示し、横軸の１マスがＰＲＩ（＝ＴＰＲＩ）、縦軸の１マスがステップ周波数Δｆを示し、ｆ０は送信最小周波数を示している。
また、図９中の黒丸および白丸は各ＰＲＩでの送信周波数を示しており、黒丸は昇順シーケンス、白丸は降順シーケンスを示している。
【０００５】
図９に示す従来技術においては、昇順シーケンスと降順シーケンスとにより交互に送受信を行い、昇順シーケンスおよび降順シーケンスで送受信された信号を複素乗算し、フーリエ変換することによって目標相対速度Ｖｄを計測する。
【０００６】
しかしながら、上記非特許文献１には、単純な昇順シーケンスおよび降順シーケンスを用いた合成帯域レーダに対する相対速度計測法が開示されているのみであり、たとえば、昇順シーケンスと降順シーケンスとの送信間隔を変えたシーケンスに対する相対速度計測法については、言及されていない。
【０００７】
すなわち、合成帯域処理を行うレーダ装置において、単純な昇順周波数シーケンスおよび降順周波数シーケンスを用いることなく目標相対速度Ｖｄを計測する技術は、まだ提案されていない。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００８】
【非特許文献１】「合成帯域レーダのための高精度相対速度計測法」磯田健太郎、原照幸、電子情報通信学会、技術研究報告、ＳＡＮＥ２００９−１３４、第７項〜第１２項
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
従来のレーダ装置は、非特許文献１に記載のように、単純な昇順シーケンスおよび降順シーケンスを用いた合成帯域レーダに対する目標相対速度の計測技術が提案されているものの、昇順シーケンスと降順シーケンスとの送信間隔を変えたシーケンスに対する目標相対速度の計測技術は提案されていないという課題があった。
【００１０】
この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、合成帯域処理により目標相対速度を計測し、高距離分解能の目標距離を測定可能な優れたレーダ装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
この発明に係るレーダ装置は、所定の周波数列と、所定の周波数列とは異なる周波数列とを、所定の間隔で交互に並び替えた送信周波数列を生成して、送信波形諸元を生成する送信波形制御器と、送信波形制御器により指示された送信波形諸元を発振する任意周波数発振器と、任意周波数発振器で発振された発振信号の位相を９０度回転させる９０度ハイブリッド器と、発振信号をパルス化する送信機と、送信機によりパルス化された信号を目標に照射して、目標から反射された信号を受信するアンテナと、アンテナで受信された信号を分配する分配器と、分配器で分配された受信信号に対して、発振信号および９０度ハイブリッド器で９０度回転させた信号を用いて周波数変換を行う位相検波器と、位相検波器で周波数変換された信号のうち、所望の周波数帯以外の周波数成分を遮断する低域通過フィルタと、低域通過フィルタの出力信号をアナログ信号からディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、Ａ／Ｄ変換器でディジタル化されたビデオ信号を記憶するビデオ信号記憶手段と、ビデオ信号記憶手段内のビデオ信号の複素乗算結果から、２次元フーリエ変換を用いて目標相対速度を計測する目標相対速度計測処理器と、目標相対速度計測処理器で得た目標相対速度を用いて、ビデオ信号記憶手段内のビデオ信号に対し、相対速度補正を行う相対速度補正処理器と、相対速度補正処理器で相対速度補正された信号に対して距離高分解能化処理を行う合成帯域処理器と、合成帯域処理器で距離高分解能化された信号から目標信号を検出して、目標距離を計測する目標検出処理器と、を備えたものである。
【発明の効果】
【００１２】
この発明によれば、昇順周波数シーケンスおよび降順周波数シーケンスを用いて送受信された信号同士の複素乗算結果を、２次元フーリエ変換を用いた合成帯域処理で目標相対速度を計測することにより、高距離分解能の目標距離を測定することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】この発明の実施の形態１に係るレーダ装置を示すブロック図である。
【図２】この発明の実施の形態１による昇順シーケンスと降順シーケンスとの送信間隔を変えた場合の送信周波数列を示す説明図である。
【図３】この発明の実施の形態２に係るレーダ装置を示すブロック図である。
【図４】この発明の実施の形態２による送信周波数列Ｆｍ、Ｇｍを交互に用いた場合の一例を示す説明図である。
【図５】この発明の実施の形態２によるＭＴＩフィルタ特性を示す説明図である。
【図６】図５のフィルタ特性の０［ｍ／ｓ］付近を拡大して示す説明図である。
【図７】この発明の実施の形態２による目標相対速度計測処理器の処理概要を示す説明図である。
【図８】この発明の実施の形態３に係るレーダ装置を示すブロック図である。
【図９】従来のレーダ装置を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
実施の形態１．
以下、図１および図２を参照しながら、この発明の実施の形態１について説明する。
図１はこの発明の実施の形態１に係るレーダ装置を示す構成図である。
図１において、レーダ装置は、送信波形制御器１と、任意周波数発振器２と、送信機３と、アンテナ４と、分配器５と、位相検波器６ａ、６ｂと、９０度ハイブリッド器７と、低域通過フィルタ８ａ、８ｂと、Ａ／Ｄ変換器９ａ、９ｂと、ビデオ信号記憶手段１０と、目標相対速度計測処理器１１と、相対速度補正処理器１２と、合成帯域処理器１３と、目標検出処理器１４と、を備えている。
【００１５】
送信波形制御器１は、パルス繰返し周期ＴＰＲＩを設定するとともに、送信周波数列Ｆｍを生成し、送信波形諸元を任意周波数発振器２に入力する。
送信波形制御器１は、たとえば、以下の式（１）で表される送信周波数列Ｆｍを生成する。
【００１６】
【数１】
2012112874.tif 000003
【００１７】
ただし、式（１）において、ＮＳＢＲは合成帯域数であり、各変数ｍ、Ｍは、ｍ＝０、１、・・・、ＮＳＢＲ−１、の値をとる整数であり、Ｍ＝１、２、・・・、ＮＳＢＲ／２−１、の値をとる整数である。
また、昇順周波数列ｆｎおよび降順周波数列ｇｎは、ｆｎ＝ｆ０＋ｎΔｆ、ｇｎ＝ｆ０＋Δｆ（ＮＳＢＲ−１）−ｎΔｆ（ただし、ｎ＝０、１、・・・、ＮＳＢＲ／２−１）とする。
【００１８】
図２は昇順シーケンス（黒丸参照）と降順シーケンス（白丸参照）との送信間隔を変えた場合の送信周波数列を示す説明図であり、Ｍ＝２の場合に相当する送信周波数列を示している。
図２においては、前述（図９）と同様に、横軸は時刻、縦軸は送信周波数であり、横軸の１マスがＰＲＩ（＝ＴＰＲＩ）、縦軸の１マスがステップ周波数Δｆを示し、ｆ０は送信最小周波数を示している。
【００１９】
図１に戻り、任意周波数発振器２は、送信波形制御器１で指示された送信波形諸元に基づき信号を発振し、発振された発振信号を、送信機３、位相検波器６ａおよび９０度ハイブリッド器７に入力する。
【００２０】
９０度ハイブリッド器７は、任意周波数発振器２からの発振信号の位相を９０度回転させて、９０度回転させた信号を位相検波器６ｂに入力する。
送信機３は、任意周波数発振器２からの発振信号をパルス化してアンテナ４に入力し、アンテナ４は、パルス化された発振信号を目標に照射し、目標からの反射信号を受信して分配器５に入力する。
【００２１】
分配器５は、アンテナ４からの受信信号を、位相検波器６ａ、６ｂに分配入力する。
位相検波器６ａは、分配器５からの入力信号と任意周波数発振器２からの入力信号とを用いて周波数変換を行い、周波数変換された信号を低域通過フィルタ８ａに入力する。
位相検波器６ｂは、分配器５からの入力信号と９０度ハイブリッド器７からの入力信号とを用いて周波数変換を行い、周波数変換された信号を低域通過フィルタ８ｂに入力する。
【００２２】
低域通過フィルタ８ａ、８ｂは、位相検波器６ａ、６ｂからの各入力信号の低周波成分のみをＡ／Ｄ変換器９ａ、９ｂに入力する。
なお、低域通過フィルタ８ａ、８ｂとしては、たとえば信号対雑音比を最大にする整合フィルタが用いられる。
【００２３】
Ａ／Ｄ変換器９ａ、９ｂは、低域通過フィルタ８ａ、８ｂからの各アナログ信号をディジタル信号に変換して、ビデオ信号記憶手段１０に入力する。
ビデオ信号記憶手段１０は、Ａ／Ｄ変換器９ａ、９ｂでディジタル信号に変換されたビデオ信号を記憶し、目標相対速度計測処理器１１および相対速度補正処理器１２に入力する。
【００２４】
目標相対速度計測処理器１１は、ビデオ信号記憶手段１０に保存されているビデオ信号（昇順周波数列ｆｎを用いて送受信されたビデオ信号、および降順周波数列ｇｎを用いて送受信されたビデオ信号）の複素乗算結果から、２次元フーリエ変換を用いて、目標相対速度Ｖｄを計測する。２次元フーリエ変換の方法としては、たとえばＦＦＴ（Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）などが適用され得る。
【００２５】
以下、数式を参照しながら、目標相対速度計測処理器１１の処理について詳細に説明する。
昇順周波数列ｆｎおよび降順周波数列ｇｎを用いて送受信されたビデオ信号、すなわちビデオ信号記憶手段１０に記憶されたビデオ信号は、光速ｃ、目標距離Ｒおよび目標相対速度Ｖｄを用いると、以下の式（２）、式（３）で表される。
【００２６】
【数２】
2012112874.tif 000004
【００２７】
ただし、ここでは、説明を簡略化するため、ビデオ信号の振幅は「１」としている。
また、式（２）、式（３）において、各変数ｋ、ｌは、ｋ＝０、１、・・・、Ｍ−１、の値をとり、ｌ＝０、１、・・・、ＮＳＢＲ／２Ｍ−１、の値をとる。
式（２）、式（３）を要素ごとに複素乗算を行うと、以下の式（４）となる。
【００２８】
【数３】
2012112874.tif 000005
【００２９】
ただし、式（４）において、Ｐは周波数列ｆｋ＋ｌＭ、ｇｋ＋ｌＭの和（ｆｋ＋ｌＭ＋ｇｋ＋ｌＭ）を示しており、実際には、Ｐ＝ｆｋ＋ｌＭ＋ｇｋ＋ｌＭ＝２ｆ０＋Δｆ（ＮＳＢＲ−１）で表される。
式（４）を各変数ｋ、ｌについてまとめると、以下の式（５）となる。
【００３０】
【数４】
2012112874.tif 000006
【００３１】
ただし、式（５）において、変数ｋ、ｌに無関係の位相はθにまとめている。
式（５）を変数ｋ、ｌ方向に２次元フーリエ変換を行い、そのピーク値から目標相対速度Ｖｄを計測することが可能である。
変数ｋ方向にＦＦＴ処理を施した場合の速度分解能ΔＶｄ１および最大観測速度ΔＶｄ１，ｍａｘは、それぞれ、以下の式（６）、式（７）で表される。
【００３２】
【数５】
2012112874.tif 000007
【００３３】
また、変数ｌ方向にＦＦＴを施した場合の速度分解能ΔＶｄ２および最大観測速度ΔＶｄ２，ｍａｘは、それぞれ、以下の式（８）、式（９）で表される。
【００３４】
【数６】
2012112874.tif 000008
【００３５】
以上のように、目標相対速度計測処理器１１は、目標相対速度Ｖｄを計測し、計測結果を相対速度補正処理器１２に入力する。
【００３６】
以下、相対速度補正処理器１２は、目標相対速度計測処理器１１から得た目標相対速度Ｖｄを用いて、ビデオ信号記憶手段１０内に保存されているビデオ信号に対して相対速度補正を行い、相対速度補正後の信号を合成帯域処理器１３に入力する。
【００３７】
合成帯域処理器１３は、相対速度補正後の信号に対して合成帯域処理を行い、合成帯域処理結果を目標検出処理器１４に入力する。
目標検出処理器１４は、合成帯域処理結果から目標を検出し、目標距離Ｒを取得する。なお、目標検出方法としては、たとえばＣＦＡＲ（Ｃｏｎｓｔａｎｔ  Ｆａｌｓｅ  Ａｌａｒｍ  Ｒａｔｅ）に基づく検出法が適用され得る。
【００３８】
以上のように、この発明の実施の形態１（図１、図２）に係るレーダ装置は、所定の周波数列ｆｎ（昇順周波数列）と、所定の周波数列ｆｎとは異なる周波数列ｇｎ（降順周波数列）とを、所定の間隔ＭＴＰＲＩで交互に並び替えた送信周波数列Ｆｍを生成して、送信波形諸元を生成する送信波形制御器１と、送信波形制御器１により指示された送信波形諸元を発振する任意周波数発振器２と、任意周波数発振器２で発振された発振信号の位相を９０度回転させる９０度ハイブリッド器７と、発振信号をパルス化する送信機３と、送信機３によりパルス化された信号を目標に照射して、目標から反射された信号を受信するアンテナ４と、を備えている。
【００３９】
また、この発明の実施の形態１に係るレーダ装置は、アンテナ４で受信された信号を分配する分配器５と、分配器５で分配された受信信号に対して、発振信号および９０度ハイブリッド器で９０度回転させた信号を用いて周波数変換を行う位相検波器６ａ、６ｂと、位相検波器６ａ、６ｂで周波数変換された信号のうち、所望の周波数帯以外の周波数成分を遮断する低域通過フィルタ８ａ、８ｂと、低域通過フィルタ８ａ、８ｂの出力信号をアナログ信号からディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器９ａ、９ｂと、Ａ／Ｄ変換器９ａ、９ｂでディジタル化されたビデオ信号を記憶するビデオ信号記憶手段１０と、を備えている。
【００４０】
さらに、この発明の実施の形態１に係るレーダ装置は、ビデオ信号記憶手段１０内のビデオ信号の複素乗算結果から、２次元フーリエ変換を用いて目標相対速度Ｖｄを計測する目標相対速度計測処理器１１と、目標相対速度計測処理器１１で得た目標相対速度Ｖｄを用いて、ビデオ信号記憶手段１０内のビデオ信号に対し、相対速度補正を行う相対速度補正処理器１２と、相対速度補正処理器１２で相対速度補正された信号に対して距離高分解能化処理を行う合成帯域処理器１３と、合成帯域処理器１３で距離高分解能化された信号から目標信号を検出して、目標距離Ｒを計測する目標検出処理器１４と、を備えている。
【００４１】
これにより、単純な昇順シーケンスおよび降順シーケンスを用いることなく、目標相対速度Ｖｄを計測し、距離高分解能化を行い、目標距離Ｒを計測することが可能となる。
【００４２】
実施の形態２．
なお、上記実施の形態１（図１）では、ビデオ信号記憶手段１０内のビデオ信号を相対速度補正処理器１２に直接入力し、目標相対速度計測処理器１１からの目標相対速度Ｖｄ（計測結果）を相対速度補正処理器１２のみに入力したが、図３のように、ＭＴＩ処理器１５を追加し、ＭＴＩ処理器１５を介したビデオ信号を相対速度補正処理器１２に入力するとともに、目標相対速度Ｖｄを相対速度補正処理器１２および送信波形制御器１Ａに入力してもよい。
【００４３】
図３はこの発明の実施の形態２に係るレーダ装置を示すブロック図であり、前述（図１参照）と同様のものについては、前述と同一符号を付して、または符号の後に「Ａ」を付して詳述を省略する。
図３において、ビデオ信号記憶手段１０と相対速度補正処理器１２との間には、ＭＴＩ処理器１５が追加挿入されている。
【００４４】
この場合、送信波形制御器１Ａおよび目標相対速度計測処理器１１Ａの一部処理が前述とは異なる。
以下、図４〜図７を参照しながら、図３この発明の実施の形態２における前述と異なる処理およびＭＴＩ処理器１５の機能について説明する。
【００４５】
まず、送信波形制御器１Ａの処理について説明する。
なお、ここでは、説明を簡略化するために、２個のパルスを用いたＭＴＩ処理（単一消去器）を前提に説明する。
単一消去器の場合、合成帯域数ＮＳＢＲに対し、ＨＩＴ数ＮＨＩＴは、ＮＨＩＴ＝２ＮＳＢＲとなる。
【００４６】
ここで、送信最小周波数ｆ０とし、ステップ周波数Δｆを用いて、周波数列ｆｎ、ｇｎを、ｆｎ＝ｆ０＋ｎΔｆ、ｇｎ＝ｆ０＋Δｆ（ＮＳＢＲ−１）−ｎΔｆ（ただし、ｎ＝０、１、・・・、ＮＳＢＲ／２−１）とすれば、送信周波数列Ｆｍ、Ｇｍは、以下の式（１０）、式（１１）で定義される。
【００４７】
【数７】
2012112874.tif 000009
【００４８】
ただし、式（１０）、式（１１）において、変数ｍは、ｍ＝０、１、・・・、ＮＨＩＴ／２−１、の値をとり、変数Ｍは、Ｍ＝１、２、・・・、ＮＳＢＲ／２の値をとる。
送信波形制御器１Ａは、ＰＲＩごとに、式（１０）、式（１１）の送信周波数列Ｆｍ、Ｇｍを交互に用いて、パルス信号を送信する。
【００４９】
図４は送信周波数列Ｆｍ（黒丸参照）、Ｇｍ（白丸参照）を交互に用いた場合の一例を示す説明図である。
図４において、前述（図２）と同様に、横軸は時刻、縦軸は送信周波数を示し、横軸の１マスがＰＲＩ、縦軸の１マスがステップ周波数Δｆを示している。
また、図４（ａ）はＭ＝１の場合、図４（ｂ）はＭ＝２の場合を示している。
【００５０】
ＭＴＩ処理は、同一周波数の信号の差を取ることに相当するので、ＰＲＩをＴＰＲＩとすると、式（１０）、式（１１）で示した送信周波数列Ｆｍ、Ｇｍの交互使用において、同一周波数の信号間隔は、２ＭＴＰＲＩで表される。
したがって、ＭＴＩフィルタ特性ＦＭＴＩ（Ｖｄ）は、目標相対速度Ｖｄおよび光速ｃを用いて、以下の式（１２）で表される。
【００５１】
【数８】
2012112874.tif 000010
【００５２】
ただし、式（１２）において、ｆＭＭは送信周波数のうちの中間周波数である。
図５はこの発明の実施の形態２によるＭＴＩフィルタ特性を示す説明図であり、横軸は目標相対速度Ｖｄ［ｍ／ｓ］、縦軸ＭＴＩフィルタ応答［ｄＢ］である。
図５において、パラメータは、ＰＲＩ＝１５０μｓ、ｆＭＭ＝１ＧＨｚであり、実線はＭ＝１の場合のＭＴＩフィルタ特性を示し、破線はＭ＝２の場合のＭＴＩフィルタ特性を示している。
図５から明らかなように、変数Ｍを変化させることにより、ＭＴＩ処理を行うパルス間隔を変化させることが可能となり、ＭＴＩフィルタ特性が変化する。
【００５３】
送信波形制御器１Ａは、目標相対速度情報取得手段１１Ａから得た目標相対速度Ｖｄにおいて、式（１２）で表されるＭＴＩフィルタ特性ＦＭＴＩ（Ｖｄ）が最大になるように変数Ｍを決定することにより、任意周波数発振器２で発振される送信波形諸元を制御する。
たとえば、図５のように、目標相対速度Ｖｄ＝１２５［ｍ／ｓ］の場合、Ｍ＝２（破線）でＭＴＩフィルタ特性が最大となるので、任意周波数発振器２に対して、図４（ｂ）で示した送信波形諸元を送信するように命令する。
【００５４】
ただし、変数Ｍを大きく設定すると、クラッタ抑圧性能が劣化するので、以下のようにＭＴＩフィルタ特性ＦＭＴＩ（Ｖｄ）が最大となるＭを求める。
図６は図５のフィルタ特性の０［ｍ／ｓ］付近を拡大して示す説明図である。
図６内の両方向矢印で参照されるように、Ｍ＝２（破線）は、Ｍ＝１（実線）と比較して、相対速度４［ｍ／ｓ］において、クラッタ抑圧性能が６［ｄＢ］程度劣化する。
【００５５】
したがって、送信波形制御器１Ａは、所望のクラッタ抑圧性能を満たしながら、目標相対速度Ｖｄに対するＭＴＩフィルタ特性ＦＭＴＩ（Ｖｄ）が最大になる変数Ｍを求め、任意周波数発振器２で発振される送信波形諸元を制御してもよい。
【００５６】
たとえば、所望のクラッタ抑圧能力を、所定の目標相対速度σＣにおいて、Ｘ（＞０）［ｄＢ］抑圧すると定義すると、クラッタ抑圧の力を満たすためには、以下の式（１３）を満たす必要がある。
【００５７】
【数９】
2012112874.tif 000011
【００５８】
ただし、ＭＴＩフィルタ特性は、目標相対速度σＣ＝０［ｍ／ｓ］で対称になるので、式（１３）においては、正の目標相対速度σＣのみを考慮している。
式（１３）を満たし、目標相対速度Ｖｄに対するＭＴＩフィルタ特性ＦＭＴＩ（Ｖｄ）が最大となるＭを求め、任意周波数発振器２で発振される送信波形諸元を制御することにより、所望のクラッタ抑圧性能も満たすことができる。
【００５９】
上記説明では、ＰＲＩを一定としていたが、目標距離計測結果の出力レートＴＣＰＩなどが許容できる範囲内でＰＲＩを変えることができる場合には、送信波形諸元制御の自由度が増え、さらに最適な送信波形諸元制御が可能となる。
ここで、レーダの最大観測距離Ｒｍａｘを用いれば、ＰＲＩは、以下の式（１４）を満たす必要がある。
【００６０】
【数１０】
2012112874.tif 000012
【００６１】
また、許容可能な目標距離計測結果の出力レートＴＣＰＩを用いれば、ＰＲＩは、以下の式（１５）を満たす必要がある。
【００６２】
【数１１】
2012112874.tif 000013
【００６３】
式（１３）、式（１４）、式（１５）を満たし、目標相対速度Ｖｄに対するＭＴＩフィルタ特性ＦＭＴＩ（Ｖｄ）（式（１２））が最大になるＭおよびＰＲＩ（＝ＴＰＲＩ）を求め、任意周波数発振器２で発振される送信波形諸元を制御することにより、所望のクラッタ抑圧性能も満たすことができる。
以上のように、送信波形制御器１Ａによる処理が行われる。
【００６４】
ＭＴＩ処理器１５は、送信波形制御器１Ａから入力された送信波形諸元から、ビデオ信号記憶手段１０に記憶されている同一周波数同士のビデオ信号に対してＭＴＩ処理を行い、ＭＴＩ処理後の信号を相対速度補正処理器１２および目標相対速度計測処理器１１Ａに入力する。
【００６５】
相対速度補正処理器１２は、目標相対速度計測処理器１１Ａから得た目標相対速度Ｖｄを用いて、ＭＴＩ処理器１５からの信号に対して相対速度補正を行い、相対速度補正後の信号を合成帯域処理器１３に入力する。
【００６６】
次に、目標相対速度計測処理器１１Ａの処理について説明する。
図７は目標相対速度計測処理器１１Ａの処理概要を示す説明図であり、Ｍ＝２、ＮＳＢＲ＝１２の場合の計測処理を示している。
目標相対速度計測処理器１１Ａは、ＭＴＩ処理器１５によりＭＴＩ処理された信号を複素乗算し、２次元フーリエ変換を用いて目標相対速度Ｖｄを計測する。
【００６７】
以下、目標相対速度Ｖｄの計測処理について、数式を用いて詳細に説明する。
ＭＴＩ処理器１５により、同一周波数同士のビデオ信号に対してＭＴＩ処理が行われた信号は、以下の式（１６）、式（１７）で表される。
【００６８】
【数１２】
2012112874.tif 000014
【００６９】
ここで、式（１６）は送信周波数列Ｆｍを用いた場合を示し、式（１７）は送信周波数列Ｇｍを用いた場合を示している。
また、式（９）、式（１０）において、変数ｋは、ｋ＝０、１、・・・、Ｍ−１、の値をとり、変数ｌは、ｌ＝０、１、・・・、ＮＳＢＲ／２Ｍ−１、の値をとる。
式（１６）、式（１７）を要素ごとに複素乗算を行うと、以下の式（１８）となる。
【００７０】
【数１３】
2012112874.tif 000015
【００７１】
ただし、式（１８）において、Ｐは周波数列ｆｋ＋ｌＭ、ｇｋ＋ｌＭの和（ｆｋ＋ｌＭ＋ｇｋ＋ｌＭ）を示しており、実際には、Ｐ＝ｆｋ＋ｌＭ＋ｇｋ＋ｌＭ＝２ｆ０＋Δｆ（ＮＳＢＲ−１）で表される。
なお、式（１８）の正弦関数（ｓｉｎ）の周期は、指数関数と比較して短いので無視することができる。
式（１８）の指数関数を変数ｋ、ｌについてまとめると、以下の式（１９）となる。
【００７２】
【数１４】
2012112874.tif 000016
【００７３】
ただし、式（１９）において、変数ｋ、ｌとは無関係の位相はθにまとめている。
以下、前述の実施の形態１と同様に、式（１９）をｋ、ｌ方向に２次元フーリエ変換を行い、そのピーク値から目標相対速度Ｖｄを計測することが可能である。
フーリエ変換手段としては、たとえばＦＦＴ（Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）などが適用され得る。
変数ｋ方向にＦＦＴ処理を施した場合の速度分解能ΔＶｄ１および最大観測速度ΔＶｄ１，ｍａｘは、それぞれ、以下の式（２０）、式（２１）で表される。
【００７４】
【数１５】
2012112874.tif 000017
【００７５】
また、変数ｌ方向にＦＦＴ処理を施した場合の速度分解能ΔＶｄ２および最大観測速度ΔＶｄ２，ｍａｘは、それぞれ、以下の式（２２）、式（２３）で表される。
【００７６】
【数１６】
2012112874.tif 000018
【００７７】
通常は、変数Ｍと合成帯域数ＮＳＢＲとの大小関係は、Ｍ＜＜ＮＳＢＲであることから、変数Ｍを用いた式（２０）の速度分解能ΔＶｄ１よりも、変数ＮＳＢＲを用いた式（２２）の速度分解能ΔＶｄ２の方が高分解能である。
一方、変数Ｍを用いた式（２３）の最大観測速度Ｖｄ２、ｍａｘよりも、変数Ｍを用いない式（２１）の最大観測速度Ｖｄ１、ｍａｘの方が速く、且つ曖昧性を含むことなく測速度可能な範囲が広いことになる。
【００７８】
したがって、変数ｋ方向にＦＦＴ処理を施した結果である式（２１）から曖昧性を解き、変数ｌ方向にＦＦＴ処理を施した結果である式（２２）から高精度な相対速度計測を行うことができる。
ただし、ΔＶｄ１／Ｖｄ２、ｍａｘ＝２の関係があるので、変数ｋ方向のＦＦＴ処理の際に、ＦＦＴ点数を、「０」詰めして「２Ｍ」とする必要がある。
【００７９】
以上のように、この発明の実施の形態２（図３〜図７）に係るレーダ装置は、ビデオ信号記憶手段１０の出力側に挿入されたＭＴＩ処理器１５を備えている。
ＭＴＩ処理器１５は、送信波形制御器１Ａで生成された送信波形諸元に基づき、ビデオ信号記憶手段１０内の同一周波数で送受信された信号に対してクラッタ抑圧処理を行う。
【００８０】
送信波形制御器１Ａは、所定の周波数列ｆｋ＋ｌＭと、所定の周波数列とは異なる周波数列ｇｋ＋ｌＭとを、所定の間隔で交互に並び替えた送信周波数列Ｆｍ、Ｇｍを生成し、ＰＲＩ（パルス繰返し周期）を変えることなく、目標相対速度Ｖｄに対するクラッタ抑圧処理損失を低減する送信波形諸元を生成する。
目標相対速度計測処理器１１Ａは、ＭＴＩ処理器１５でクラッタ抑圧処理された信号の複素乗算結果から、２次元フーリエ変換を用いて目標相対速度Ｖｄを計測し、計測結果となる目標相対速度Ｖｄを送信波形制御器１Ａおよび相対速度補正処理器１２に入力する。
【００８１】
また、送信波形制御器１Ａは、所定の周波数列ｆｋ＋ｌＭと、所定の周波数列とは異なる周波数列ｇｋ＋ｌＭとを、所定の間隔で交互に並び替えた送信周波数列Ｆｍ、Ｇｍを生成し、パルス繰返し周期を変えることなく、目標相対速度Ｖｄに対するクラッタ抑圧処理損失を低減し、且つ所望のクラッタ抑圧性能を満足するための送信波形諸元を生成する。
【００８２】
また、送信波形制御器１Ａは、所定の周波数列ｆｋ＋ｌＭと、所定の周波数列とは異なる周波数列ｇｋ＋ｌＭとを、所定の間隔で交互に並び替えた送信周波数列Ｆｍ、Ｇｍを生成し、目標相対速度Ｖｄに対するクラッタ抑圧処理損失を低減し、且つ所望の距離計測結果の出力レートＴＣＰＩと、最大観測距離Ｒｍａｘで決定されるパルス繰返し周期と、所望のクラッタ抑圧性能とを満足するための送信波形諸元を生成する。
【００８３】
これにより、単純な昇順シーケンスおよび降順シーケンスを用いることなく、目標相対速度Ｖｄを計測し、距離高分解能化を行い、目標距離Ｒを計測することが可能となる。
また、クラッタ抑圧処理を行うＭＴＩ処理器との併用も可能となり、不要反射波を抑圧することが可能となる。
【００８４】
実施の形態３．
なお、上記実施の形態２（図３）では、目標相対速度計測処理器１１Ａからの目標相対速度Ｖｄを送信波形制御器１Ａおよび相対速度補正処理器１２に直接入力したが、図８のように、追尾フィルタ処理器１６を介した推定目標相対速度Ｖｄ’を送信波形制御器１Ａおよび相対速度補正処理器１２に入力してもよい。
【００８５】
以下、図８を参照しながら、この発明の実施の形態３について説明する。
図８はこの発明の実施の形態３に係るレーダ装置を示す構成図であり、前述（図３参照）と同様のものについては、前述と同一符号を付して詳述を省略する。
図８において、レーダ装置は、目標相対速度計測処理器１１Ａの出力側に挿入された追尾フィルタ処理器１６を備えている。
【００８６】
追尾フィルタ処理器１６は、目標検出処理器１４で観測された目標距離Ｒと、目標相対速度計測処理器１１Ａで計測された目標相対速度Ｖｄとを入力情報として、追尾フィルタ処理を行い、推定目標相対速度Ｖｄ’を生成する。なお、追尾フィルタとしては、たとえばカルマンフィルタなどが適用され得る。
追尾フィルタ処理器１６で推定された推定目標相対速度Ｖｄ’は、送信波形制御器１Ａおよび相対速度補正処理器１２に入力される。
【００８７】
以下、送信波形制御器１Ａは、追尾フィルタ処理器１６から入力される推定目標相対速度Ｖｄ’に基づいて送信波形制御を行う。
また、相対速度補正処理器１２は、追尾フィルタ処理器１６からの推定目標相対速度Ｖｄ’を用いて、ＭＴＩ処理器１５からの信号に対して相対速度補正を行い、相対速度補正後の信号を合成帯域処理器１３に入力する。
【００８８】
以上のように、この発明の実施の形態３（図８）に係るレーダ装置は、目標相対速度計測処理器１１Ａで計測された目標相対速度Ｖｄと、目標検出処理器１４で計測された目標距離Ｒとを入力情報として、追尾フィルタ処理を行う追尾フィルタ処理器１６を備えており、追尾フィルタ処理器１６は、目標相対速度Ｖｄおよび目標距離Ｒから推定された推定目標相対速度Ｖｄ’を、送信波形制御器１Ａおよび相対速度補正処理器１２に入力する。
【００８９】
これにより、単純な昇順シーケンスおよび降順シーケンスを用いることなく、目標相対速度Ｖｄを計測し、距離高分解能化を行い、目標距離を計測することが可能となる。
また、クラッタ抑圧処理を行うＭＴＩ処理器１５との併用も可能となり、不要反射波を抑圧することが可能となる。
さらに、追尾処理により正確に推定された目標の諸元に基づいて送信波形制御を行うことが可能となる。
【産業上の利用可能性】
【００９０】
この発明のレーダ装置は、たとえば、目標とする航空機を追尾する装置や航空管制レーダ等に利用可能である。
【符号の説明】
【００９１】
１、１Ａ  送信波形制御器、２  任意周波数発振器、３  送信機、４  アンテナ、５  分配器、６ａ、６ｂ  位相検波器、７  ９０度ハイブリッド器、８ａ、８ｂ  低域通過フィルタ、９ａ、９ｂ  Ａ／Ｄ変換器、１０  ビデオ信号記憶手段、１１、１１Ａ  目標相対速度計測処理器、１２  相対速度補正処理器、１３  合成帯域処理器、１４  目標検出処理器、１５  ＭＴＩ処理器、１６  追尾フィルタ処理器、Ｒ  目標距離、Ｖｄ  目標相対速度、Ｖｄ’  推定目標相対速度。
【図１】
2012112874.tif 000019
【図２】
2012112874.tif 000020
【図３】
2012112874.tif 000021
【図４】
2012112874.tif 000022
【図５】
2012112874.tif 000023
【図６】
2012112874.tif 000024
【図７】
2012112874.tif 000025
【図８】
2012112874.tif 000026
【図９】
2012112874.tif 000027