(57)【要約】【課題】双方向素子のゲート駆動をブートストラップ回路を用いた唯一の電源で構成する三相インバータ回路において通電初期から安定したインバータ動作を行うことを目的とする。【解決手段】第一ゲート端子３には第１のコンデンサ７、第三ゲート端子５は片側を出力に接続した第２のコンデンサ８を通じて通電され、第１のコンデンサ７は第２のコンデンサ８を通じて充電されるブートストラップ回路９と、前記第二ゲート端子４および第四ゲート端子６を駆動するために信号出力する論理素子１０を設け、前記論理素子１０およびブートストラップ回路９は唯一の定電圧源より供給され、通電当初に論理素子１０は第四ゲート端子６を通電する構成としたことにより、通電初期に第２のコンデンサ８を急速に充電させる経路を確保することができることとなるので、ブートストラップ回路９を通電初期から安定した運転を行うことができる三相インバータを得られる。【選択図】図１
2012065376.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源に対して少なくとも２個直列に接続した双方向スイッチと、前記電源の正極側に配置した上アーム双方向スイッチにはこの正極方向へ導通通電する第一ゲート端子と、前記正極側から下アーム方向へ通電する第二ゲート端子の２つのゲートを備え、前記下アーム双方向スイッチには前記上アーム方向へ導通通電する第三ゲート端子と、前記電源の負極方向へ通電する第四ゲート端子を備え、第一ゲート端子には第１のコンデンサ、第三ゲート端子は片側を出力に接続した第２のコンデンサを接続し通電され、第１のコンデンサは第２のコンデンサを通じて充電されるブートストラップ回路と、このブートストラップ回路には前記第２のコンデンサに充電するための第２の整流手段と前記第１のコンデンサに前記第２のコンデンサから充電するための第１の整流手段を設け、前記第二ゲート端子および第四ゲート端子を駆動するために信号出力する論理素子を設け、前記論理素子およびブートストラップ回路の電源は唯一の定電圧源より供給される構成とし、前記論理素子は通電当初に第四ゲート端子をオンすることを特徴とする三相インバータ装置。
【請求項２】
論理素子は、起動して所定時間を経過した後に、第四ゲート端子をオフすることを特徴とする請求項１記載の三相インバータ装置。
【請求項３】
第１のコンデンサの充電経路に接続された第１の抵抗と第２の抵抗と、前記第２の抵抗を前記第１の抵抗に並列に接続可能にする第１の切り換え手段とを設け、前記第１の切り換え手段は論理素子に接続し、論理素子は、起動して所定時間を経過した後に、前記第１の切り換え手段を切り換えることを特徴とする請求項２記載の三相インバータ装置。
【請求項４】
出力停止のシーケンスから再起動をする際は、所定時間を短くしたことを特徴とする請求項３記載の三相インバータ装置。
【請求項５】
出力停止から再起動するめでの時間を計測する時間計測手段を設け、時間計測手段からの情報に応じて所定時間を変化させたことを特徴とする請求項４記載の三相インバータ装置。
【請求項６】
直流電源に対して少なくとも２個直列に接続した双方向スイッチと、前記電源の正極側に配置した上アーム双方向スイッチにはこの正極方向へ導通通電する第一ゲート端子と、前記正極側から下アーム方向へ通電する第二ゲート端子の２つのゲートを備え、前記下アーム双方向スイッチには前記上アーム方向へ導通通電する第三ゲート端子と、前記電源の負極方向へ通電する第四ゲート端子を備え、第一ゲート端子には第１のコンデンサ、第三ゲート端子は片側を出力に接続した第２のコンデンサを接続し通電され、第１のコンデンサは第２のコンデンサを通じて充電されるブートストラップ回路と、このブートストラップ回路には前記第２のコンデンサに充電するための第２の整流手段と前記第１のコンデンサに前記第２のコンデンサから充電するための第１の整流手段を設け、前記第二ゲート端子および第四ゲート端子を駆動するために信号出力する論理素子を設け、前記論理素子およびブートストラップ回路の電源は唯一の定電圧源より供給される構成とし、前記双方向スイッチを２個接続した接続点を出力とし、この出力と前記下アーム双方向スイッチの負側直流電位に高インピーダンスの抵抗を接続した構成とした三相インバータ装置。
【請求項７】
第１のコンデンサ電圧を計測する電圧検知手段を設け、前記電圧検知手段を論理素子と接続し、論理素子は前記電圧検知手段からの信号に応じて充電電流を切り換えることを特徴とする請求項１または２記載の三相インバータ装置。
【請求項８】
請求項１から７記載の単相インバータ装置を備えたことを特徴とするモータ駆動装置。
【請求項９】
請求項１から８記載の三相インバータ装置を備えたことを特徴とするモータ駆動装置。
【請求項１０】
請求項９記載のモータ駆動装置を備えたことを特徴とする空気調和機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ゲート信号の制御により４つの状態を有する双方向スイッチを採用した三相インバータ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、この種のインバータ装置は、起動時にあらかじめ所定の信号を出力して予備充電されたものが知られている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
以下、そのインバータについて図１０を参照しながら説明する。
【０００４】
図１０に示すように、コンデンサ６１を備えたブートストラップ回路５０と制御部７０を設け、電源投入時に制御部はある所定の時間の間で起動時モードと通常モードとして、前記起動時モードにおいてコンデンサ６１をプリチャージして初期動作の安定を図るものであった。
【０００５】
また、この種のブートストラップ回路には、出力側に接続されるインダクタンスからの電圧スパイクに対し電流を制限して耐性を向上しているものもある（例えば、特許文献２参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特許第４１０５７１７号公報
【特許文献２】特許第２８９８２７２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
このような特許文献１における従来のインバータ装置では、ブートストラップのコンデンサを初期充電させる初期状態での動作の煩雑性や、上アーム、下アーム共に単方向スイッチから双方向素子による４つのゲート駆動で行う場合には、還流ダイオードに相当する正電源側へ電流を流すためのゲート駆動を常時通電させることになるが、唯一の電源で構成するためにはコストの高い絶縁回路の構成を別として、ブートストラップ回路の小型化を実現することが困難であり、唯一の電源で構成した場合には、コンデンサの充電に時間を有するために初期状態での安定した動作をさせることが困難になるという課題を有していた。
【０００８】
そこで本発明は、上記従来の課題を解決するものであり、双方向素子を使用した唯一の電源でブートストラップ回路を構成する場合に対して、複雑な動作回路を組むことなしに状態に応じ、初期から安定したゲート駆動ができる唯一の電源でブートストラップ回路を構成できるインバータ装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
そして、この目的を達成するために、本発明の三相インバータ装置は、直流電源に対して少なくとも２個直列に接続した双方向スイッチと、前記電源の正極側に配置した上アーム双方向スイッチにはこの正極方向へ導通通電する第一ゲート端子と、前記正極側から下アーム方向へ通電する第二ゲート端子の２つのゲートを備え、前記下アーム双方向スイッチには前記上アーム方向へ導通通電する第三ゲート端子と、前記電源の負極方向へ通電する第四ゲート端子を備え、第一ゲート端子には第１のコンデンサ、第三ゲート端子は片側を出力に接続した第２のコンデンサを接続し通電され、第１のコンデンサは第２のコンデンサを通じて充電されるブートストラップ回路と、このブートストラップ回路には前記第２のコンデンサに充電するための第２の整流手段と前記第１のコンデンサに前記第２のコンデンサから充電するための第１の整流手段を設け、前記第二ゲート端子および第四ゲート端子を駆動するために信号出力する論理素子を設け、前記論理素子およびブートストラップ回路の電源は唯一の定電圧源より供給される構成とし、前記論理素子は通電当初に第四ゲート端子をオンすることを特徴としたものであり、これにより所期の目的を達成するものである。
【００１０】
また、直流電源に対して少なくとも２個直列に接続した双方向スイッチと、前記電源の正極側に配置した上アーム双方向スイッチにはこの正極方向へ導通通電する第一ゲート端子と、前記正極側から下アーム方向へ通電する第二ゲート端子の２つのゲートを備え、前記下アーム双方向スイッチには前記上アーム方向へ導通通電する第三ゲート端子と、前記電源の負極方向へ通電する第四ゲート端子を備え、第一ゲート端子には第１のコンデンサ、第三ゲート端子は片側を出力に接続した第２のコンデンサを接続し通電され、第１のコンデンサは第２のコンデンサを通じて充電されるブートストラップ回路と、このブートストラップ回路には前記第２のコンデンサに充電するための第２の整流手段と前記第１のコンデンサに前記第２のコンデンサから充電するための第１の整流手段を設け、前記第二ゲート端子および第四ゲート端子を駆動するために信号出力する論理素子を設け、前記論理素子およびブートストラップ回路の電源は唯一の定電圧源より供給される構成とし、前記双方向スイッチを２個接続した接続点を出力とし、この出力と前記下アーム双方向スイッチの負側直流電位に高インピーダンスの抵抗を接続した構成としたものであり、これにより初期の目的を達成するものである。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、三相インバータ装置は、直流電源に対して少なくとも２個直列に接続した双方向スイッチと、前記電源の正極側に配置した上アーム双方向スイッチにはこの正極方向へ導通通電する第一ゲート端子と、前記正極側から下アーム方向へ通電する第二ゲート端子の２つのゲートを備え、前記下アーム双方向スイッチには前記上アーム方向へ導通通電する第三ゲート端子と、前記電源の負極方向へ通電する第四ゲート端子を備え、第一ゲート端子には第１のコンデンサ、第三ゲート端子は片側を出力に接続した第２のコンデンサを接続し通電され、第１のコンデンサは第２のコンデンサを通じて充電されるブートストラップ回路と、このブートストラップ回路には前記第２のコンデンサに充電するための第２の整流手段と前記第１のコンデンサに前記第２のコンデンサから充電するための第１の整流手段を設け、前記第二ゲート端子および第四ゲート端子を駆動するために信号出力する論理素子を設け、前記論理素子およびブートストラップ回路の電源は唯一の定電圧源より供給される構成とし、前記論理素子は通電当初に第四ゲート端子をオンする構成としたことにより、通電開始時から第２のコンデンサが充電され、安定した動作ができるという効果を得ることができる。
【００１２】
また、直流電源に対して少なくとも２個直列に接続した双方向スイッチと、前記電源の正極側に配置した上アーム双方向スイッチにはこの正極方向へ導通通電する第一ゲート端子と、前記正極側から下アーム方向へ通電する第二ゲート端子の２つのゲートを備え、前記下アーム双方向スイッチには前記上アーム方向へ導通通電する第三ゲート端子と、前記電源の負極方向へ通電する第四ゲート端子を備え、第一ゲート端子には第１のコンデンサ、第三ゲート端子は片側を出力に接続した第２のコンデンサを接続し通電され、第１のコンデンサは第２のコンデンサを通じて充電されるブートストラップ回路と、このブートストラップ回路には前記第２のコンデンサに充電するための第２の整流手段と前記第１のコンデンサに前記第２のコンデンサから充電するための第１の整流手段を設け、前記第二ゲート端子および第四ゲート端子を駆動するために信号出力する論理素子を設け、前記論理素子およびブートストラップ回路の電源は唯一の定電圧源より供給される構成とし、前記双方向スイッチを２個接続した接続点を出力とし、この出力と前記下アーム双方向スイッチの負側直流電位に高インピーダンスの抵抗を接続したことにより、通電開始時から高インピーダンス抵抗を介して第２のコンデンサが充電され、安定した動作ができるという効果を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】本発明の実施の形態１のインバータの回路図
【図２】同双方向スイッチの構成図
【図３】同双方向スイッチの等価回路図（（ａ）第一ゲート端子、第二ゲート端子を備えた双方向スイッチを等価回路で表した図、（ｂ）第２のトランジスタのソース（Ｓ）をＡ端子、ドレイン（Ｄ）をＢ端子、ゲート（Ｇ）をＣ端子とした図、（ｃ）第２のトランジスタの部分をダイオードとみなした図）
【図４】同双方向スイッチの電圧・電流の相関図（（ａ）Ｖｇ１及びＶｇ２が０Ｖの場合及び１Ｖの場合の図、（ｂ）Ｖｇ２を第２の閾値電圧２Ｖ以上の場合の図、（ｃ）Ｖｇ１を０Ｖとし、Ｖｇ２を変化させた場合の図）
【図５】同双方向スイッチの動作モードを示す図
【図６】本発明の実施の形態２の動作フローチャート
【図７】同実施の形態２および実施の形態３のインバータの回路図（（ａ）主要部回路図、（ｂ）充電時と放電時を示す図）
【図８】本発明の実施の形態４のモータ駆動装置の回路図
【図９】同実施の形態４の換気装置の構成を示す図
【図１０】従来のインバータの回路図
【発明を実施するための形態】
【００１４】
本発明の請求項１記載の三相インバータは、直流電源に対して少なくとも２個直列に接続した双方向スイッチと、前記電源の正極側に配置した上アーム双方向スイッチにはこの正極方向へ導通通電する第一ゲート端子と、前記正極側から下アーム方向へ通電する第二ゲート端子の２つのゲートを備え、前記下アーム双方向スイッチには前記上アーム方向へ導通通電する第三ゲート端子と、前記電源の負極方向へ通電する第四ゲート端子を備え、第一ゲート端子には第１のコンデンサ、第三ゲート端子は片側を出力に接続した第２のコンデンサを接続し通電され、第１のコンデンサは第２のコンデンサを通じて充電されるブートストラップ回路と、このブートストラップ回路には前記第２のコンデンサに充電するための第２の整流手段と前記第１のコンデンサに前記第２のコンデンサから充電するための第１の整流手段を設け、前記第二ゲート端子および第四ゲート端子を駆動するために信号出力する論理素子を設け、前記論理素子およびブートストラップ回路の電源は唯一の定電圧源より供給される構成とし、前記論理素子は通電当初に第四ゲート端子をオンすることを特徴としたもの構成を有する。これにより、通電初期の第２のコンデンサに充電する時間を短縮し、初期から安定しインバータの駆動をすることができるという効果を奏する。
【００１５】
また請求項２記載の三相インバータは、論理素子は、起動して所定時間を経過した後に、第四ゲート端子をオフする構成を有する。これにより、受動部品のみによる回路で構成することとなるので、タイマーなどの特別な機能を設ける必要がなく、簡易な構成で低コストに実現することができるという効果を奏する。
【００１６】
また請求項３記載の三相インバータは、第１のコンデンサの充電経路に接続された第１の抵抗と第２の抵抗と、前記第２の抵抗を前記第１の抵抗に並列に接続可能にする第１の切り換え手段とを設け、前記第１の切り換え手段は論理素子に接続し、論理素子は、起動して所定時間以上経過した後に、前記第１の切り換え手段を切り換え、例えば切り換えることでインピーダンスを減少することにより、インバータの初期動作を早めつつ、不要な損失を低減することができる。
【００１７】
また請求項４記載の三相インバータは、出力停止のシーケンスの後に再起動する際は、所定時間を短くすることにより、瞬間的な電源の停止から復帰するときは不要な電力損失を低減することができるという効果を奏する。
【００１８】
また請求項５記載の三相インバータは、出力停止から再起動するめでの時間を計測する時間計測手段を設け、時間計測手段からの情報に応じて所定時間を変化させるような構成にしてもよい。これにより、ブートストラップ回路の放電された状態での電圧に応じて、復帰するときでも安定して動作を開始できるという効果を奏する。
【００１９】
また請求項６記載の三相インバータは、直流電源に対して少なくとも２個直列に接続した双方向スイッチと、前記電源の正極側に配置した上アーム双方向スイッチにはこの正極方向へ導通通電する第一ゲート端子と、前記正極側から下アーム方向へ通電する第二ゲート端子の２つのゲートを備え、前記下アーム双方向スイッチには前記上アーム方向へ導通通電する第三ゲート端子と、前記電源の負極方向へ通電する第四ゲート端子を備え、第一ゲート端子には第１のコンデンサ、第三ゲート端子は片側を出力に接続した第２のコンデンサを接続し通電され、第１のコンデンサは第２のコンデンサを通じて充電されるブートストラップ回路と、このブートストラップ回路には前記第２のコンデンサに充電するための第２の整流手段と前記第１のコンデンサに前記第２のコンデンサから充電するための第１の整流手段を設け、前記第二ゲート端子および第四ゲート端子を駆動するために信号出力する論理素子を設け、前記論理素子およびブートストラップ回路の電源は唯一の定電圧源より供給される構成とし、前記双方向スイッチを２個接続した接続点を出力とし、この出力と前記下アーム双方向スイッチの負側直流電位に高インピーダンスの抵抗を接続した構成することで、通電初期に複雑な駆動処理を行うことなく、高インピーダンス抵抗を介して第２のコンデンサを充電することができ、安定した駆動をさせることができるという効果を奏する。
【００２０】
また請求項７記載の三相インバータは、第１のコンデンサ電圧を計測する電圧検知手段を設け、前記電圧検知手段を論理素子と接続し、論理素子は前記電圧検知手段からの信号に応じて充電電流の値を切り換えて充電時間を変化させる構成することとなるので、最適なタイミングで駆動を行うことができる。
【００２１】
また請求項８記載の三相インバータは、単相あるいは三相インバータ装置をモータ駆動装置に備える構成にしてもよい。これにより、モータを通電開始から安定して駆動することができるという効果を奏する。
【００２２】
また請求項９記載の三相インバータは、単相インバータ装置をモータ駆動装置に備える構成にしてもよい。これにより、安価なモータを通電開始から安定して駆動することができるという効果を奏する。
【００２３】
また請求項１０記載の三相インバータは、モータ駆動装置を空気調和機に備える構成にしてもよい。これにより、空気調和機をより安定して駆動することができることとなるので、空気調和機全体を、簡単な構成で、かつ低コスト化を図ることができるという効果を奏する。
【００２４】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
【００２５】
（実施の形態１）
双方向スイッチ１を６個使用した三相インバータ構成とした一例について、図１を参照しながら説明する。なお、本図面では説明を簡略するために１相分のみを記載している。図に示すように、双方向スイッチ１を２個直列にして直流電源に接続し、この直流電源の正極Ｐ側を上アーム双方向スイッチ２ａ、前記直流電源の負極Ｎ側を下アーム双方向スイッチ２ｂとし、その中点Ｕを出力としている。上アーム双方向スイッチ２ａには前記正極Ｐ方向へ導通通電する第一ゲート端子３と前記中点Ｕ方向へ導通通電する第二ゲート端子４を備え、下アーム双方向スイッチ２ｂは前記正極Ｐ方向へ導通通電する第三ゲート端子５と、前記負極Ｎ方向へ導通通電する第四ゲート端子６を備えている。第一ゲート端子３は第１のコンデンサ７、第三ゲート端子５は第２のコンデンサ８が接続されており、前記第１のコンデンサ７は第２のコンデンサ８から充電される。第２のコンデンサ８は、唯一の電源から充電される経路に第２の整流手段８ａを設け、第１のコンデンサ７が第２のコンデンサ８から充電される経路には第１の整流手段７ａを設け、ブートストラップ回路９を形成している。また、第二ゲート端子４および第四ゲート端子６は論理素子１０と接続され、通電制御の論理が与えられる。
【００２６】
次に、双方向スイッチ１の構造と動作について、図２〜図３を参照しながら説明する。図２に示すように、双方向スイッチ１は、第一ゲート端子３と第二ゲート端子４と第一ソース端子１４と第二ソース端子１５により構成されている。双方向スイッチ１は、シリコン（Ｓｉ）からなる基板１６の上に厚さが１０ｎｍ窒化アルミニウム（ＡｌＮ）と厚さが１０ｎｍの窒化ガリウム（ＧａＮ）とが交互に積層されてなる厚さが１μｍのバッファ層１７が形成され、その上に半導体層積層体１８が形成されている。半導体層積層体１８は、第１の半導体層とこの第１の半導体層と比べてバンドギャップが大きい第２の半導体層とが基板側から順次積層されている。第１の半導体層は、厚さが２μｍのＧａＮ（アンドープの窒化ガリウム）層１９であり、第２の半導体層は、厚さが２０ｎｍのｎ型のＡｌＧａＮ（窒化アルミニウムガリウム）層２０である。ＧａＮ層１９のＡｌＧａＮ層２０とのヘテロ界面近傍には、自発分極及びピエゾ分極による電荷が生じる。これにより、シートキャリア濃度が１×１０１３ｃｍ―2以上で且つ移動度が１０００ｃｍ2Ｖ／ｓｅｃ以上の２次元電子ガス（２ＤＥＧ）層であるチャネル領域が生成されている。半導体層積層体１８の上には、互いに間隔をおいて第１のオーミック電極２１Ａと第２のオーミック電極２１Ｂとが形成されている。第１のオーミック電極２１Ａ及び第２のオーミック電極２１Ｂは、チタン（Ｔｉ）とアルミニウム（Ａｌ）とが積層されており、チャネル領域とオーミック接合を形成している。また、コンタクト抵抗を低減するために、ＡｌＧａＮ層２０の一部を除去すると共にＧａＮ層１９を４０ｎｍ程度掘り下げて、第１のオーミック電極２１Ａ及び第２のオーミック電極２１ＢがＡｌＧａＮ層２０とＧａＮ層１９との界面に接するように形成した例を示している。なお、第１のオーミック電極２１Ａ及び第２のオーミック電極２１Ｂは、ＡｌＧａＮ層２０の上に形成してもよい。ｎ型のＡｌＧａＮ層２０の上における第１のオーミック電極２１Ａと第２のオーミック電極２１Ｂとの間の領域には、第１のｐ型半導体層２２Ａ及び第２のｐ型半導体層２２Ｂが互いに間隔をおいて選択的に形成されている。第１のｐ型半導体層２２Ａの上には第１のゲート電極２３Ａが形成され、第２のｐ型半導体層２２Ｂの上には第２のゲート電極２３Ｂが形成されている。第１のゲート電極２３Ａ及び第２のゲート電極２３Ｂは、それぞれパラジウム（Ｐｄ）と金（Ａｕ）とが積層されており、第１のｐ型半導体層２２Ａ及び第２のｐ型半導体層２２Ｂとオーミック接触している。ＡｌＧａＮ層２０及び第１のｐ型半導体層２２Ａ及び第２のｐ型半導体層２２Ｂを覆うように窒化シリコン（ＳｉＮ）からなる保護膜２４が形成されている。保護膜２４を形成することで、いわゆる電流コラプスの原因となる欠陥を保障し、電流コラプスを改善することが可能となる。第１のｐ型半導体層２２Ａ及び第２のｐ型半導体層２２Ｂは、それぞれ厚さが３００ｎｍで、マグネシウム（Ｍｇ）がドープされたｐ型のＧａＮからなる。第１のｐ型半導体層２２Ａ及び第２のｐ型半導体層２２Ｂと、ＡｌＧａＮ層２０とによりＰＮ接合がそれぞれ形成される。これにより、第１のオーミック電極２１Ａと第１���ゲート電極２３Ａとの間の電圧が例えば０Ｖでは、第１のｐ型ＧａＮ層からチャネル領域中に空乏層が広がるため、チャネルに流れる電流を遮断することができ、同様に、第２のオーミック電極２１Ｂと第２のゲート電極２３Ｂとの間の電圧が例えば０Ｖ以下のときには、第２のｐ型ＧａＮ層からチャネル領域中に空乏層が広がるため、チャネルに流れる電流を遮断することができ、いわゆるノーマリーオフ動作をする半導体素子を実現している。第１のオーミック電極２１Ａの電位をＶ１、第１のゲート電極２３Ａの電位をＶ２、第２のゲート電極２３Ｂの電位をＶ３、第２のオーミック電極２１Ｂの電位をＶ４とする。この場合において、Ｖ２がＶ１より第１の閾値電圧より高ければ、第１のｐ型半導体層２２Ａからチャネル領域中に広がる空乏層が縮小するため、チャネル領域に電流を流すことができる。同様にＶ３がＶ４より第２の閾値電圧より高ければ、第２のｐ型半導体層２２Ｂからチャネル領域中に広がる空乏層が縮小し、チャネル領域に電流を流すことができる。Ｖ１は第１のオーミック電極２１Ａの電位としているが、端子および端子接続部の電圧降下はないものとし、第一ソース端子１４の電圧と同位とする。前記同様にＶ２、Ｖ３、Ｖ４も前記同様に第一ゲート端子３、第二ゲート端子４、第二ソース端子１５の電位と同位とする。
【００２７】
次に、双方向スイッチ１の動作について説明する。説明のため、第１のオーミック電極２１Ａの電位を０Ｖとし、第一ゲート端子３に印加する電圧をＶｇ１、第二ゲート端子４に印加する電圧をＶｇ２、第２のオーミック電極２１Ｂと第１のオーミック電極２１Ａとの間の電圧をＶｓ２ｓ１、第２のオーミック電極２１Ｂと第１のオーミック電極２１Ａとの間に流れる電流をＩｓ２ｓ１とする。ここで、第１のゲート電極２３Ａの第１の閾値電圧及び第２のゲート電極２３Ｂの第２の閾値電圧は共に２Ｖとする。Ｖ４がＶ１よりも高い場合、例えば、Ｖ４が＋１００Ｖで、Ｖ１が０Ｖの場合において、第一ゲート端子３と第二ゲート端子４の入力電圧であるＶｇ１及びＶｇ２をそれぞれ第１の閾値電圧及び第２の閾値電圧以下の電圧、例えば０Ｖとする。これにより、第１のｐ型半導体層２２Ａから広がる空乏層が、チャネル領域中を第２のｐ型ＧａＮ層の方向へ向けて広がるため、チャネルに流れる電流を遮断することができる。従って、Ｖ４が正の高電圧であっても、第２のオーミック電極２１Ｂから第１のオーミック電極２１Ａへ流れる電流を遮断する遮断状態を実現できる。一方、Ｖ４がＶ１よりも低い場合、例えばＶ４が−１００Ｖで、Ｖ１が０Ｖの場合においても、第２のｐ型半導体層２２Ｂから広がる空乏層が、チャネル領域中を第１のｐ型半導体層２２Ａの方向へ向けて広がり、チャネルに流れる電流を遮断することができる。このため、第２のオーミック電極２１Ｂに負の高電圧が印加されている場合においても、第１のオーミック電極２１Ａから第２のオーミック電極２１Ｂへ流れる電流を遮断することができる。すなわち、双方向スイッチ１の双方向の電流を遮断することが可能となる。
【００２８】
次に、第一ゲート端子３、第二ゲート端子４の入力電圧であるＶｇ１及びＶｇ２が、それぞれ第１の閾値電圧及び第２の閾値電圧よりも高い電圧、例えば５Ｖの場合には、第１のゲート電極２３Ａ及び第２のゲート電極２３Ｂに印加される電圧は、共に閾値電圧よりも高くなる。従って、第１のｐ型半導体層２２Ａ及び第２のｐ型半導体層２２Ｂからチャネル領域に空乏層が広がらないため、チャネル領域は第１のゲート電極２３Ａの下側においても、第２のゲート電極２３Ｂの下側においてもピンチオフされない。その結果、第１のオーミック電極２１Ａと第２のオーミック電極２１Ｂとの間に双方向に電流が流れる導通状態を実現できる。
【００２９】
次に、Ｖｇ１を第１の閾値電圧よりも高い電圧とし、Ｖｇ２を第２の閾値電圧以下とした場合の動作について説明する。第一ゲート端子３、第二ゲート端子４を備えた双方向スイッチ１を等価回路で表すと図３（ａ）に示すように第１のトランジスタ２５と第２のトランジスタ２６とが直列に接続された回路とみなすことができる。この場合、第１のトランジスタ２５のソース（Ｓ）が第１のオーミック電極１１Ａ、第１のトランジスタ２５のゲート（Ｇ）が第１のゲート電極２３Ａに対応し、第２のトランジスタ２６のソース（Ｓ）が第２のオーミック電極２１Ｂ、第２のトランジスタ２６のゲート（Ｇ）が第２のゲート電極２３Ｂに対応する。このような回路において、例えば、Ｖｇ１を５Ｖ、Ｖｇ２を０Ｖとした場合、Ｖｇ２が０Ｖであるということは第２のトランジスタ２６のゲートとソースが短絡されている状態と等しいため、双方向スイッチ１は図３（ｂ）に示すような回路とみなすことができる。さらに、図３（ｂ）に示す第２のトランジスタ２６のソース（Ｓ）をＡ端子、ドレイン（Ｄ）をＢ端子、ゲート（Ｇ）をＣ端子として説明を行う。図に示すＢ端子の電位がＡ端子の電位よりも高い場合には、Ａ端子がソースでＢ端子がドレインであるトランジスタとみなすことができ、このような場合、Ｃ端子（ゲート）とＡ端子（ソース）との間の電圧は０Ｖであり、閾値電圧以下のため、Ｂ端子（ドレイン）からＡ端子（ソース）に電流は流れない。一方、Ａ端子の電位がＢ端子の電位よりも高い場合には、Ｂ端子がソースでＡ端子がドレインのトランジスタとみなすことができる。このような場合、Ｃ端子（ゲート）とＡ端子（ドレイン）との電位が同じであるため、Ａ端子の電位がＢ端子を基準として閾値電圧以下の場合にはＡ端子（ドレイン）からＢ端子（ソース）へ電流を通電しない。Ａ端子の電位がＢ端子を基準として閾値電圧以上となると、ゲートにＢ端子（ソース）を基準として閾値電圧以上の電圧が印加され、Ａ端子（ドレイン）からＢ端子（ソース）へ電流を流すことができる。つまり、トランジスタのゲートとソースとを短絡させた場合、ドレインがカソードでソースがアノードのダイオードとして機能し、その順方向立上り電圧はトランジスタの閾値電圧となる。そのため、図３（ａ）に示す第２のトランジスタ２６の部分は、ダイオードとみなすことができ、図３（ｃ）に示すような等価回路となる。図３（ｃ）に示す等価回路において、双方向スイッチ１の第一ソース端子１４の電位が第二ソース端子１５の電位よりも高い場合、第１のトランジスタ２５の第一ゲート端子３に５Ｖが印加されている場合には、第１のトランジスタ２５はオン状態であり、Ｓ２からＳ１へ電流を流すことが可能となる。ただし、ダイオードの順方向立上り電圧によるオン電圧が発生する。また、双方向スイッチ１のＳ１の電位がＳ２の電位よりも高い場合、その電圧は第２のトランジスタ２６からなるダイオードが担い、双方向スイッチ１のＳ１からＳ２へ流れる電流を阻止する。つまり、第一ゲート端子３に閾値電圧以上の電圧を与え、第二ゲート端子４に閾値電圧以下の電圧を与えることにより、いわゆる双方向素子をオンした状態とドレイン側にダイオードのカソード側を直列接続した動作が可能なスイッチが実現できる。
【００３０】
図４は、双方向スイッチ１のＶｓ２ｓ１とＩｓ２ｓ１との関係であり、（ａ）は、Ｖｇ１とＶｇ２とを同時に変化させた場合を示し、（ｂ）はＶｇ２を第２の閾値電圧以下の０Ｖとし、Ｖｇ１を変化させた場合を示し、（ｃ）はＶｇ１を第１の閾値電圧以下の０ＶとしてＶｇ２を変化させた場合を示している。なお、図４において横軸であるＳ２−Ｓ１間電圧（Ｖｓ２ｓ１）は、第１のオーミック電極１１Ａを基準とした電圧であり、縦軸であるＳ２−Ｓ１間電流（Ｉｓ２ｓ１）は第２のオーミック電極１１Ｂから第１のオーミック電極１１Ａへ流れる電流を正としている。図４（ａ）に示すように、Ｖｇ１及びＶｇ２が０Ｖの場合及び１Ｖの場合には、Ｖｓ２ｓ１が正の場合にも負の場合にもＩｓ２ｓ１は流れず、双方向スイッチ１は遮断状態となる。また、Ｖｇ１とＶｇ２とが共に閾値電圧よりも高くなると、Ｖｓ２ｓ１に応じてＩｓ２ｓ１が双方向に流れる導通状態となる。一方、図４（ｂ）に示すように、Ｖｇ２を第２の閾値電圧２Ｖ以上となるとＩｓ２ｓ１が流れる。つまり、第２のオーミック電極２１Ｂから第１のオーミック電極２１Ａにのみに電流が流れ、第１のオーミック電極２１Ａから第２のオーミック電極２１Ｂには電流が流れない逆阻止状態となる。また、Ｖｇ１を０Ｖとし、Ｖｇ２を変化させた場合には図４（ｃ）に示すように、第１のオーミック電極２１Ａから第２のオーミック電極１１Ｂにのみに電流が流れ、第２のオーミック電極２１Ｂから第１のオーミック電極２１Ａには電流が流れない逆阻止状態となり、図４（ｂ）に対して流れる電流が逆になる。
【００３１】
以上より、双方向スイッチ１は、そのゲートバイアス条件により、双方向の電流を遮断・通電する機能を有すると共に、ダイオード動作も可能であり、そのダイオードの電流が通電する方向も切り換えることができる。以上、説明したように双方向スイッチ１の第一ゲート端子３と第二ゲート端子４のオンあるいはオフ条件に応じて、図５に示す４つの動作モードで動作することができる。すなわち、前記第一ゲート端子３のみをオンすると、前記第２の第二ソース端子１５から前記第一ソース端子１４間に向けて順方向ダイオードとオン状態の双方向デバイスが直列接続された半導体として動作する第一モード、前記第二ゲート端子４のみをオンすると、前記第一ソース端子１４から前記第二ソース端子１５間に向けて順方向ダイオードとオン状態の双方向デバイスが直列接続された半導体として動作する第二モード、前記第一ゲート端子３および前記第二ゲート端子４をオンすると、前記第一ソース端子１４から前記第二ソース端子１５間にダイオードを介さない双方向に導通するように動作する第三モード、前記第一ゲート端子３および前記第二ゲート端子４をオフすると順逆双方向に電流を遮断する第四モードを有するものである。
【００３２】
次に、インバータの通電開始時からの動作について図６を参照しながら説明する。通電開始時に論理素子１０は第四ゲート端子６を通電する。これにより下アーム双方向スイッチ２ｂは第２モードとなる。ここで、第２のコンデンサ８は唯一の電源から第２の整流手段８ａと第２のコンデンサ８と中点を介して充電経路が構成されるため充電を開始する。その後、第２のコンデンサ８の電位が第三ゲート端子５の閾値電圧を超えることで第三ゲート端子５を通電し、下アーム双方向スイッチ２ｂは第３モードで導通することとなる。次に論理素子１０が第二ゲート端子４および第四ゲート端子６をＯＮ、ＯＦＦするＰＷＭ制御を開始する。ここで例えば第四ゲート端子６がＯＦＦされた場合に、出力部に接続されたインダクタンスより逆起電圧が発生し、上アーム双方向スイッチ２ａおよび下アーム双方向スイッチ２ｂの接続点、つまり第２のコンデンサ８の負極側の電位が上昇し、正極Ｐ側の電位に対して第２のコンデンサ８の正極側電位が唯一の電源より高くなった時点で、第２のコンデンサ８から第１の整流手段７ａを介して第１のコンデンサ７へ充電を開始することで、インバータとしての動作が開始されるため、論理素子１０が通電当初に第四ゲート端子を通電する簡単な論理を組むことで、安定した動作をすることができる。
【００３３】
（実施の形態２）
図７において、図１および図６と同様の構成要素については同一の符号を付し、その詳細な説明は省略する。
【００３４】
図７において、第四ゲート端子６はコンデンサで構成される遅延素子２７を介して論理素子１０と接続されている。また、第２のコンデンサ８の充電電流を増加させるための第１の切り換え手段１３を設け論理素子１０と接続されており、前記第１の切り換え手段１３を通電することで第２の抵抗のインピーダンスを変化させる。また、ブートストラップ回路９には、第２のコンデンサ８の充電電圧を検出する電圧検知手段１２と第２のコンデンサ８の充電電流を増加させるための第１の切り換え手段１３を設け論理素子１０と接続されている。また、上アーム双方向スイッチ２ａおよび下アーム双方向スイッチ２ｂの接続点である出力（中点Ｕ）と電源の負極Ｎ側との間に高インピーダンス抵抗１１が接続さている。また、論理素子１０の内部には、ＰＷＭ通電が停止した時点から再度ＰＷＭ通電が開始されるまでの時間をカウントするカウンタ１０ａを設けている。
【００３５】
上記構成において、遅延素子２７は電源が投入された通電開始時には第四ゲート端子６をＯＮさせて第２のコンデンサ８を充電するとともに、遅延素子２７の充電時定数ｔ１で決定される所定時間が経過した後に第四ゲート端子６がＯＦＦされるため安価な構成で実現することができる。また、通電開始時に論理素子１０は第１の切り換え手段１３を通電することで第２の抵抗のインピーダンスを減少させて第２のコンデンサ８の充電時間を短縮し、インバータの動作までの時間を早め、不要な損失を低減することができる。
【００３６】
また、論理素子１０は例えば停止信号の情報を受けた場合には上アーム双方向スイッチ２ａの第一ゲート端子３および下アーム双方向スイッチ２ｂの第四ゲート端子６をオフする。ここで、論理素子１０は内部カウンタ１０ａを作動させて、遅延素子２７の放電時定数ｔ２未満の間に再起動された場合には、前述時定数で決定される所定時間を短くすることで、インバータの動作までの時間を早め、不要な損失を低減することができる。
【００３７】
また、論理素子１０は例えば前述所定時間を決定する際に、放電時定数ｔ２に応じた比率、例えば（ｔ２／Ｔ）×αで変化させるような構成とすることで、インバータの動作までの時間を比率分だけ早めて、不要な損失を更に低減することができる。
【００３８】
また、第２のコンデンサ８は唯一の電源から第２の整流手段８ａと第２のコンデンサ８と中点Ｕに繋がる高インピーダンス抵抗１１を介して充電経路が構成されるため充電を開始するため、論理素子１０が通電初期に所定の動作を行うことなしに第２のコンデンサ８を充電できることとなる。つまり、実施の形態１の構成において、論理素子１０は通電初期の第四ゲート端子６を通電する操作を行わなくても第２のコンデンサ８を充電させて、その後、第２のコンデンサ８の電位が第三ゲート端子５の閾値電圧Ｖｇ１を超える電圧、例えば５Ｖの場合に第三ゲート端子５を通電し、下アーム双方向スイッチ２ｂは第３モードで導通することとなる。次に論理素子１０が第二ゲート端子４および第四ゲート端子６をＯＮ、ＯＦＦするＰＷＭ制御を開始するため、遅延素子２７は電源が投入された通電開始時には第四ゲート端子６をＯＮさせて第２のコンデンサ８を充電するとともに、所定時間経過した後に第四ゲート端子６をＯＦＦする。また、コンデンサに電荷が充電された後は論理素子１０の論理に応じてＯＮ，ＯＦＦされることとなる。また、論理素子１０は、電圧検知手段１２を設けることで第２のコンデンサ８の充電状態を検出できるために、通電初期に行う第四ゲート端子６の動作時間を最適な時間で動作でき、また、第１のコンデンサ７への充電に費やす電流により充電が不足した場合は第１の切り換え手段１３を駆動して第２のコンデンサ８の充電を確実に行うことができる。
【００３９】
なお、本実施例の形態３では、遅延素子２７は論理素子１０とは別に構成したが、論理素子１０の内部で所定期間のカウントを行った後にロジカルなＯＮ、ＯＦＦを開始してもよい。
【００４０】
（実施の形態３）
本発明の実施の形態４におけるモータ駆動装置および空気調和機としての換気扇３４の構成図について、図１および図８を参照しながら説明する。図８に示すように、制御回路３１には整流回路２９と三相インバータ回路２８で構成されている。三相インバータ回路２８内部には、上アーム双方向スイッチ２ａと下アーム双方向スイッチ２ｂを直列に接続し、その中点Ｕを出力として、三相誘導モータ３０のＵ相と接続されている。前述同様に、三相インバータ回路２８のＶ相、Ｗ相の出力は三相誘導モータ３０のＶ相、Ｗ相と接続されている。三相誘導モータ３０近傍には、回転数を検出する位置検出素子３２が設置され、マイクロコンピュータ３３と接続されている。また、マイクロコンピュータ３３は論理素子１０と接続され、位置検出素子３２の状態により論理素子１０をロジカルに通電することで、三相誘導モータ３０に直流電圧が順次通電されることで回転を行う。
【００４１】
また、換気扇３４は、ファン３５、三相誘導モータ３０、制御回路３１により構成されている。
【００４２】
ここで、制御回路３１に商用電源が印加されると、制御回路３１の内部にある整流回路２９により直流電圧が生成され、論理素子１０にてロジカルな信号の入り切りを行なうことで、三相インバータ回路２８のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の出力をロジカルに切り換え、三相誘導モータ３０を所望の回転数となるように駆動することとなる。また、マイクロコンピュータ３３は位置検出素子３２からの状態により回転数つまり出力周波数を検出し、回転数の低い状態では、第１の切り換え手段１３を通電することで第２の抵抗のインピーダンスを低減させ、第１のコンデンサ７および第２のコンデンサ８の充電時間を短縮することで初期安定動作への時間を速めることができる。また、マイクロコンピュータ３３にて設定された所定の周波数を所望の回転数を低く設定することで、定常状態となる前に導通損失の少ない第３モードで通電ができることとすることで、効果的に低損失化を図ることができる。また、三相誘導モータ３０を駆動して、ファン３５が回転することで送風することができる。
【００４３】
なお、本実施の形態では、空気調和機の一例を換気扇としたが、その他の機器のインバータとして利用してもよく、また、三相でなく、単相インバータであってもよい。
【産業上の利用可能性】
【００４４】
本発明にかかる三相インバータおよびそれを用いた空気調和機は、インバータの駆動において、通電初期の回転低く低消費期間において、ダイオードによる還流電流を流しながしつつ双方スイッチによる低損失なモードに最適なタイミングで移行できることを、唯一の電源で構成できることで、空気調和機に使用されるモータ駆動部の低損失化を図りつつ、低コスト化を図るためのインバータ等として有用である。
【符号の説明】
【００４５】
１    双方向スイッチ
３    第一ゲート端子
５    第三ゲート端子
６    第四ゲート端子
７    第１のコンデンサ
８    第２のコンデンサ
９    ブートストラップ回路
１０  論理素子
１１  高インピーダンス抵抗
１２  電圧検知手段
１３  第１の切り換え手段
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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