(57)【要約】【課題】出力電圧のレベルを調整し、かつ力率の低下を防ぐことが可能な力率改善回路および電力変換装置を提供する。【解決手段】力率改善回路５１において、昇降圧回路３１は、接続ノード経由で受けた電圧をスイッチングするためのスイッチ素子Ｑ１を含み、第１のキャパシタＣ１１を含む回路において発生する共振の周波数が、以下の式で表わされるように設定される。ｆｒ≦（Ｖｏｕｔ／（Ｖｉｎ＋Ｖｏｕｔ））×ｆ。但し、ｆｒは第１のキャパシタＣ１１を含む回路において発生する共振の周波数であり、ｆはスイッチ素子Ｑ１のスイッチング周波数であり、Ｖｏｕｔは昇降圧回路３１によってレベルの調整された直流電圧であり、Ｖｉｎは交流電圧のレベルのピーク値である。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１のキャパシタと、
前記第１のキャパシタと電気的に接続され、前記第１のキャパシタとの接続ノード経由で受けた交流電圧を直流電圧に変換するとともに前記直流電圧のレベルを調整可能な昇降圧回路とを備え、
前記昇降圧回路は、前記接続ノード経由で受けた電圧をスイッチングするためのスイッチ素子を含み、
前記第１のキャパシタを含む回路において発生する共振の周波数が、以下の式で表わされるように設定される、力率改善回路。
ｆｒ≦（Ｖｏｕｔ／（Ｖｉｎ＋Ｖｏｕｔ））×ｆ
但し、ｆｒは前記第１のキャパシタを含む回路において発生する共振の周波数であり、ｆは前記スイッチ素子のスイッチング周波数であり、Ｖｏｕｔは前記昇降圧回路によってレベルの調整された前記直流電圧であり、Ｖｉｎは前記交流電圧のレベルのピーク値である。
【請求項２】
前記共振の周波数が、前記スイッチ素子のスイッチング周波数の１／４以下になるように設定される、請求項１に記載の力率改善回路。
【請求項３】
前記昇降圧回路は、さらに、
前記スイッチ素子によってスイッチングされた電圧を受けるためのインダクタと、
前記インダクタに誘起された電圧を蓄えるための第２のキャパシタとを含む、請求項１または２に記載の力率改善回路。
【請求項４】
前記力率改善回路は、さらに、
前記昇降圧回路へ出力するための電圧を受ける第１端、および前記第１のキャパシタと前記スイッチ素子との接続ノードに電気的に接続された第２端を有するインダクタを備える、請求項１から３のいずれかに記載の力率改善回路。
【請求項５】
前記スイッチ素子のスイッチング周波数は、前記昇降圧回路の入力電圧の位相と入力電流の位相とを合わせるように制御される、請求項１から４のいずれかに記載の力率改善回路。
【請求項６】
受けた交流電力を直流電力に変換するための力率改善回路と、
入力側および出力側間を絶縁しながら、前記力率改善回路から受けた電力を伝達するための電力伝達用絶縁回路とを備え、
前記力率改善回路は、
第１のキャパシタと、
前記第１のキャパシタと電気的に接続され、前記第１のキャパシタとの接続ノード経由で受けた交流電圧を直流電圧に変換するとともに前記直流電圧のレベルを調整可能な昇降圧回路とを含み、
前記昇降圧回路は、前記接続ノード経由で受けた電圧をスイッチングするためのスイッチ素子を含み、
前記第１のキャパシタを含む回路において発生する共振の周波数が、以下の式で表わされるように設定される、電力変換装置。
ｆｒ≦（Ｖｏｕｔ／（Ｖｉｎ＋Ｖｏｕｔ））×ｆ
但し、ｆｒは前記第１のキャパシタを含む回路において発生する共振の周波数であり、ｆは前記スイッチ素子のスイッチング周波数であり、Ｖｏｕｔは前記昇降圧回路によってレベルの調整された前記直流電圧であり、Ｖｉｎは前記交流電圧のレベルのピーク値である。
【請求項７】
前記電力伝達用絶縁回路は、
第１端および第２端を有する第１の蓄電素子と、
第１端および第２端を有する第２の蓄電素子と、
第１端および第２端を有する第３の蓄電素子と、
前記第１の蓄電素子の第１端と前記第２の蓄電素子の第１端との間に接続された第１のスイッチ素子および前記第１の蓄電素子の第２端と前記第２の蓄電素子の第２端との間に接続された第２のスイッチ素子を含み、前記第１のスイッチ素子の第１端および前記第２のスイッチ素子の第１端において前記昇降圧回路から受けた電力を前記第２の蓄電素子に供給するための入力スイッチ部と、
前記第２の蓄電素子の第１端と前記第３の蓄電素子の第１端との間に接続された第３のスイッチ素子および前記第２の蓄電素子の第２端と前記第３の蓄電素子の第２端との間に接続された第４のスイッチ素子を含み、前記第２の蓄電素子に蓄えられた電力を前記第３の蓄電素子に供給するための出力スイッチ部とを含む、請求項６に記載の電力変換装置。
【請求項８】
第１のキャパシタと、
前記第１のキャパシタと電気的に接続され、前記第１のキャパシタとの接続ノード経由で受けた交流電圧を直流電圧に変換するとともに前記直流電圧のレベルを調整可能な昇降圧回路と、
前記昇降圧回路へ出力するための電圧を受ける第１端、および前記第１のキャパシタと前記昇降圧回路との接続ノードに電気的に接続された第２端を有するインダクタとを備える、力率改善回路。
【請求項９】
受けた交流電力を直流電力に変換するための力率改善回路と、
前記第１のキャパシタと電気的に接続され、前記第１のキャパシタとの接続ノード経由で受けた交流電圧を直流電圧に変換するとともに前記直流電圧のレベルを調整可能な昇降圧回路とを備え、
前記力率改善回路は、
第１のキャパシタと、
前記第１のキャパシタと電気的に接続され、前記第１のキャパシタとの接続ノード経由で受けた交流電圧を直流電圧に変換するとともに前記直流電圧のレベルを調整可能な昇降圧回路と、
前記昇降圧回路へ出力するための電圧を受ける第１端、および前記第１のキャパシタと前記昇降圧回路との接続ノードに電気的に接続された第２端を有するインダクタとを含む、電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、力率改善回路および電力変換装置に関し、特に、出力電圧レベルを調整可能な力率改善回路および電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般家庭の交流電力を用いて電気自動車（ＥＶ：Electric Vehicle）およびプラグイン方式のハイブリッドカー（ＨＶ：Hybrid Vehicle）等の駆動用の主電池を充電するための電力変換装置が開発されている。
【０００３】
すなわち、電気自動車およびプラグイン方式のハイブリッドカーの特長の１つは、家庭用コンセント等の外部電源を用いて車載バッテリを充電できることである。そして、ＡＣ１００ＶまたはＡＣ２００Ｖの家庭用コンセントを用いて車載バッテリを充電するには、交流電圧（ＡＣ）をバッテリ用の直流電圧に変換するためのＡＣ／ＤＣコンバータが必要となる。
【０００４】
このようなＡＣ／ＤＣコンバータにおいて用いられる力率改善回路（ＰＦＣ：Power Factor Controller）の一例が、たとえば、「出力２００Ｗの電源高調波電流低減回路の設計」、トランジスタ技術2001年12月号、唐崎松夫著、pp.227-237（非特許文献１）に開示されている。すなわち、昇圧コイル、トランジスタ、転流ダイオードおよび平滑コンデンサを用いた電流連続型の力率改善回路が開示されている。
【０００５】
また、昇圧チョッパを用いた力率改善回路の制御方法が、特許４１９３７５５号公報（特許文献１）に開示されている。すなわち、ＰＦＣ制御回路は、出力コンデンサの電圧と基準電圧との誤差を増幅して得られた誤差電圧とフィルタからの全波整流電圧とを乗算して乗算出力電圧を得る。そして、スイッチング素子に直列に接続された電流検出抵抗で検出した入力電流に比例した電圧と乗算出力電圧との誤差を増幅して誤差電圧を得る。そして、この誤差電圧の値が三角波信号の値以上のときにたとえばオンで、誤差電圧の値が三角波信号の値未満のときにたとえばオフとなるパルス信号を生成し、パルス信号をスイッチング素子のゲートに印加する。このため、電流検出抵抗に流れる入力電流を半サイクルごとに交流電源の入力電圧と相似形の正弦波にすることができるので、力率を改善できる。
【０００６】
また、特許文献１に記載の構成では、整流回路により全波整流された電圧が上記力率改善回路へ出力され、上記力率改善回路から出力された直流電圧がスイッチング素子によって高周波電圧に変換される。そして、この高周波電圧がトランスによって絶縁かつ変圧され、トランスの後段において整流かつ平滑された直流電圧が出力される。
【０００７】
ここで、特許文献１に記載の構成では、変圧トランス等のコイル部品の体積および重量が占める割合が大きいことが課題である。
【０００８】
このような課題を解決するための構成として、たとえば、特開２００４−２２２３７９号公報（特許文献２）には、トランスを用いないＤＣ／ＤＣコンバータが開示されている。すなわち、電源側の入力電圧を変圧変換して負荷側に出力するＤＣ／ＤＣコンバータであって、直流電源電圧が充電される第１コンデンサを電源側に備え、上記第１コンデンサに充電された電荷が放電される第２コンデンサを負荷側に備える。そして、第１コンデンサの両側に接続される２つのスイッチ素子と、第２コンデンサの両側に接続される２つのスイッチ素子と、負荷側に流れる電流を平滑化するリアクトルとを備える。
【０００９】
特許文献２に記載の構成では、コンデンサの両側のスイッチを用いて回路を絶縁することができるため、トランスを用いずに直流電圧から直流電圧への変換を行うことができる。しかしながら、このような回路構成では、電圧を任意の値に変圧することができない。
【００１０】
なお、特許文献１に記載の構成では、トランスの巻数比およびスイッチングのデューティ比によって変圧が可能である。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００１１】
【非特許文献１】「出力２００Ｗの電源高調波電流低減回路の設計」、トランジスタ技術2001年12月号、唐崎松夫著、pp.227-237
【特許文献】
【００１２】
【特許文献１】特許４１９３７５５号公報
【特許文献２】特開２００４−２２２３７９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
ところで、電気自動車およびプラグイン方式のハイブリッドカーで用いられる電力変換装置では、たとえば車種ごとの使用電圧レベルの相違に対処するため、トランスを用いない構成の場合、電力変換装置内で電圧のレベルを調整して出力する昇降圧回路を用いることが考えられる。
【００１４】
しかしながら、非特許文献１ならびに特許文献１および２では、昇降圧回路を用いた場合の設計手法は開示されておらず、また、昇降圧回路では、昇圧回路と同様の設計が適用できない。たとえば、非特許文献１に記載されたような昇圧回路ではスイッチを通して流れる電流が連続的であるのに対して、昇降圧回路ではスイッチを通して流れる電流が断続的すなわち不連続になるので、同様の設計が適用できない。すなわち、昇降圧回路では、単純にはスイッチのオンおよびオフにより入力電流が不連続になってしまうため、力率が低下してしまう。
【００１５】
この発明は、上述の課題を解決するためになされたもので、その目的は、出力電圧のレベルを調整し、かつ力率の低下を防ぐことが可能な力率改善回路および電力変換装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
上記課題を解決するために、この発明のある局面に係わる力率改善回路は、第１のキャパシタと、上記第１のキャパシタと電気的に接続され、上記第１のキャパシタとの接続ノード経由で受けた交流電圧を直流電圧に変換するとともに上記直流電圧のレベルを調整可能な昇降圧回路とを備え、上記昇降圧回路は、上記接続ノード経由で受けた電圧をスイッチングするためのスイッチ素子を含み、上記第１のキャパシタを含む回路において発生する共振の周波数が、以下の式で表わされるように設定される。
ｆｒ≦（Ｖｏｕｔ／（Ｖｉｎ＋Ｖｏｕｔ））×ｆ
【００１７】
但し、ｆｒは上記第１のキャパシタを含む回路において発生する共振の周波数であり、ｆは上記スイッチ素子のスイッチング周波数であり、Ｖｏｕｔは上記昇降圧回路によってレベルの調整された上記直流電圧であり、Ｖｉｎは上記交流電圧のレベルのピーク値である。
【００１８】
このような構成により、力率改善回路の入力電流が負レベルになるのを防ぐことができるため、力率の低下を防ぐことができる。したがって、出力電圧のレベルを任意の値に調整し、かつ力率の低下を防ぐことができる。
【００１９】
好ましくは、上記共振の周波数が、上記スイッチ素子のスイッチング周波数の１／４以下になるように設定される。
【００２０】
このような構成により、力率改善回路の入出力電圧に制限が無い場合でも、力率改善回路の入力電流が負レベルになるのを防ぐことができるため、力率の低下を防ぐことができる。
【００２１】
好ましくは、上記昇降圧回路は、さらに、上記スイッチ素子によってスイッチングされた電圧を受けるためのインダクタと、上記インダクタに誘起された電圧を蓄えるための第２のキャパシタとを含む。
【００２２】
好ましくは、上記力率改善回路は、さらに、上記昇降圧回路へ出力するための電圧を受ける第１端、および上記第１のキャパシタと上記スイッチ素子との接続ノードに電気的に接続された第２端を有するインダクタを備える。
【００２３】
このような構成により、サイズ的な問題から容量値を大きくすることが困難な第１のキャパシタの容量値を大きくする必要がなくなり、小型化を図ることができる。
【００２４】
好ましくは、上記スイッチ素子のスイッチング周波数は、上記昇降圧回路の入力電圧の位相と入力電流の位相とを合わせるように制御される。
【００２５】
このような構成により、力率改善回路の入力電圧波形と入力電流波形とを良好に相似させて力率を改善することができる。
【００２６】
上記課題を解決するために、この発明のある局面に係わる電力変換装置は、受けた交流電力を直流電力に変換するための力率改善回路と、入力側および出力側間を絶縁しながら、上記力率改善回路から受けた電力を伝達するための電力伝達用絶縁回路とを備え、上記力率改善回路は、第１のキャパシタと、上記第１のキャパシタと電気的に接続され、上記第１のキャパシタとの接続ノード経由で受けた交流電圧を直流電圧に変換するとともに上記直流電圧のレベルを調整可能な昇降圧回路とを含み、上記昇降圧回路は、上記接続ノード経由で受けた電圧をスイッチングするためのスイッチ素子を含み、上記第１のキャパシタを含む回路において発生する共振の周波数が、以下の式で表わされるように設定される。
ｆｒ≦（Ｖｏｕｔ／（Ｖｉｎ＋Ｖｏｕｔ））×ｆ
【００２７】
但し、ｆｒは上記第１のキャパシタを含む回路において発生する共振の周波数であり、ｆは上記スイッチ素子のスイッチング周波数であり、Ｖｏｕｔは上記昇降圧回路によってレベルの調整された上記直流電圧であり、Ｖｉｎは上記交流電圧のレベルのピーク値である。
【００２８】
このような構成により、力率改善回路の入力電流が負レベルになるのを防ぐことができるため、力率の低下を防ぐことができる。したがって、出力電圧のレベルを任意の値に調整し、かつ力率の低下を防ぐことができる。
【００２９】
好ましくは、上記電力伝達用絶縁回路は、第１端および第２端を有する第１の蓄電素子と、第１端および第２端を有する第２の蓄電素子と、第１端および第２端を有する第３の蓄電素子と、上記第１の蓄電素子の第１端と上記第２の蓄電素子の第１端との間に接続された第１のスイッチ素子および上記第１の蓄電素子の第２端と上記第２の蓄電素子の第２端との間に接続された第２のスイッチ素子を含み、上記第１のスイッチ素子の第１端および上記第２のスイッチ素子の第１端において上記昇降圧回路から受けた電力を上記第２の蓄電素子に供給するための入力スイッチ部と、上記第２の蓄電素子の第１端と上記第３の蓄電素子の第１端との間に接続された第３のスイッチ素子および上記第２の蓄電素子の第２端と上記第３の蓄電素子の第２端との間に接続された第４のスイッチ素子を含み、上記第２の蓄電素子に蓄えられた電力を上記第３の蓄電素子に供給するための出力スイッチ部とを含む。
【００３０】
このような構成により、大きな容積を占める電源トランスを使用することなく交流電圧を直流電圧に変換し、かつ電力変換装置の入力側および出力側間を電気的に絶縁することができる。
【００３１】
またこの発明の別の局面に係わる力率改善回路は、第１のキャパシタと、上記第１のキャパシタと電気的に接続され、上記第１のキャパシタとの接続ノード経由で受けた交流電圧を直流電圧に変換するとともに上記直流電圧のレベルを調整可能な昇降圧回路と、上記昇降圧回路へ出力するための電圧を受ける第１端、および上記第１のキャパシタと上記昇降圧回路との接続ノードに電気的に接続された第２端を有するインダクタとを備える。
【００３２】
このような構成により、サイズ的な問題から容量値を大きくすることが困難な第１のキャパシタの容量値を大きくする必要がなくなり、小型化を図ることができる。
【００３３】
またこの発明の別の局面に係わる電力変換装置は、受けた交流電力を直流電力に変換するための力率改善回路と、上記第１のキャパシタと電気的に接続され、上記第１のキャパシタとの接続ノード経由で受けた交流電圧を直流電圧に変換するとともに上記直流電圧のレベルを調整可能な昇降圧回路とを備え、上記力率改善回路は、第１のキャパシタと、上記第１のキャパシタと電気的に接続され、上記第１のキャパシタとの接続ノード経由で受けた交流電圧を直流電圧に変換するとともに上記直流電圧のレベルを調整可能な昇降圧回路と、上記昇降圧回路へ出力するための電圧を受ける第１端、および上記第１のキャパシタと上記昇降圧回路との接続ノードに電気的に接続された第２端を有するインダクタとを含む。
【００３４】
このような構成により、サイズ的な問題から容量値を大きくすることが困難な第１のキャパシタの容量値を大きくする必要がなくなり、小型化を図ることができる。
【発明の効果】
【００３５】
本発明によれば、出力電圧のレベルを調整し、かつ力率の低下を防ぐことができる。
【図面の簡単な説明】
【００３６】
【図１】本発明の実施の形態に係る電力変換装置の構成を示す図である。
【図２】本発明の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路の構成を示す図である。
【図３】本発明の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路によるスイッチング動作を示す図である。
【図４】本発明の実施の形態に係る力率改善回路におけるスイッチ素子の制御信号ならびに入力電流および入力電圧を示す図である。
【図５】本発明の実施の形態に係る力率改善回路におけるスイッチ素子のオン時間が短い場合の、スイッチ素子の制御信号ならびに入力電流および入力電圧を示す図である。
【図６】本発明の実施の形態に係る電力変換装置におけるノイズフィルタの構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００３７】
以下、本発明の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
【００３８】
［構成および基本動作］
図１は、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の構成を示す図である。
【００３９】
図１を参照して、電力変換装置１０１は、ノイズフィルタ１１と、整流回路１２と、力率改善回路５１と、電力伝達用絶縁回路１３と、制御部１４とを備える。力率改善回路５１は、キャパシタＣ１１と、昇降圧回路３１とを含む。整流回路１２は、ダイオードＤ１〜Ｄ４を含む。昇降圧回路３１は、キャパシタＣ１２と、インダクタＬ１と、スイッチ素子Ｑ１と、ダイオードＤ１５とを含む。スイッチ素子Ｑ１は、たとえばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）である。なお、本発明の実施の形態に係る電力変換装置において、「インダクタ」は、リアクトルのような大型の部品も含むものとする。
【００４０】
図１において、Ｉｉｎは力率改善回路５１の入力電流であり、Ｖｉｎは力率改善回路５１の入力電圧であり、Ｖｏｕｔは力率改善回路５１の出力電圧である。
【００４１】
力率改善回路５１において、スイッチ素子Ｑ１は、制御部１４からの制御信号を受けるゲートと、整流回路１２におけるダイオードＤ１，Ｄ２、およびキャパシタＣ１１の第１端に接続されたコレクタと、ダイオードＤ１５のカソードおよびインダクタＬ１の第１端に接続されたエミッタとを有する。ダイオードＤ１５のアノードとキャパシタＣ１２の第１端とが接続されている。キャパシタＣ１１の第２端と、インダクタＬ１の第２端と、キャパシタＣ１２の第２端と、整流回路１２におけるダイオードＤ３，Ｄ４とが接続されている。
【００４２】
電力変換装置１０１は、交流電源２０１から供給された交流電力を直流電力に変換して負荷２０２に供給する。負荷２０２は、たとえば、ＥＶおよびプラグイン方式のＨＶ等の駆動用の主電池（バッテリ）である。
【００４３】
ノイズフィルタ１１は、交流電源２０１から受けた交流電力のノイズを除去して出力する。
【００４４】
整流回路１２は、たとえば、ダイオードブリッジを含み、ノイズフィルタ１１から受けた交流電力を全波整流して力率改善回路５１へ出力する。
【００４５】
力率改善回路５１は、整流回路１２から受けた交流電力を直流電力に変換し、電力伝達用絶縁回路１３へ出力する。
【００４６】
力率改善回路５１において、昇降圧回路３１は、キャパシタＣ１１と電気的に接続され、キャパシタＣ１１との接続ノード経由で受けた交流電圧を直流電圧に変換するとともに直流電圧のレベルを調整可能である。
【００４７】
より詳細には、昇降圧回路３１において、スイッチ素子Ｑ１は、キャパシタＣ１１と電気的に接続され、キャパシタＣ１１との接続ノード経由で受けた電圧すなわち整流回路１２から受けた電圧をスイッチングする。インダクタＬ１は、スイッチ素子Ｑ１によってスイッチングされた電圧を受ける。キャパシタＣ１１は、インダクタＬ１に誘起された電圧を蓄える。ダイオードＤ１５は、インダクタＬ１からキャパシタＣ１１への電流を阻止する。
【００４８】
制御部１４は、制御信号をスイッチ素子Ｑ１に出力することにより、スイッチ素子Ｑ１のスイッチングを制御する。これにより、昇降圧回路３１は、整流回路１２から受けた電力を直流電力に変換するとともに昇圧または降圧する。
【００４９】
スイッチ素子Ｑ１がオンしたとき、図１の矢印Ｉ１で示すように電流が流れる。すなわち、整流回路１２の一方端側からスイッチ素子Ｑ１およびインダクタＬ１を通して整流回路１２の他方端側へ電流が流れる。また、スイッチ素子Ｑ１がオフしたとき、図１の矢印Ｉ２で示すように電流が流れる。すなわち、キャパシタＣ１２の第１端側からインダクタＬ１を通してキャパシタＣ１２の第２端側へ電流が流れる。
【００５０】
昇降圧回路３１の入力電圧をＶｉｎとし、出力電圧をＶｏｕｔとし、スイッチ素子Ｑ１のオンデューティ比をＤとすると、出力電圧Ｖｏｕｔは以下のように表される。
Ｖｏｕｔ＝−｛Ｄ／（１−Ｄ）｝×Ｖｉｎ
【００５１】
この式から分かるように、昇降圧回路３１は、デューティ比の設定次第で、入力電圧よりも高い出力電圧および低い出力電圧のいずれを得ることも可能である。すなわち、Ｖｉｎ＜ＶｏｕｔおよびＶｉｎ＞Ｖｏｕｔの両方を実現することができる。なお、昇降圧回路３１の出力電圧は入力電圧に対して極性が反転するので、電力伝達用絶縁回路１３との電気的接続の極性は反転される。
【００５２】
また、昇降圧回路３１は、力率改善回路としての機能も有している。すなわち、スイッチ素子Ｑ１は、制御部１４により、昇降圧回路３１の入力電圧Ｖｉｎの位相と入力電流Ｉｉｎの位相とを合わせるように制御される。
【００５３】
また、キャパシタＣ１１により、整流回路１２によって整流された交流電力のノイズが除去される。
【００５４】
電力伝達用絶縁回路１３は、入力側および出力側間を絶縁しながら、昇降圧回路３１から受けた電力を負荷２０２へ伝達する。
【００５５】
図２は、本発明の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路の構成を示す図である。
図２を参照して、電力伝達用絶縁回路１３は、キャパシタＣ０〜Ｃ２と、ダイオードＤ９〜Ｄ１２と、入力スイッチ部２１と、出力スイッチ部２２とを含む。入力スイッチ部２１は、スイッチ素子としてのトランジスタＴＲ２１，ＴＲ２２と、ダイオードＤ５，Ｄ６とを含む。出力スイッチ部２２は、スイッチ素子としてのトランジスタＴＲ２３，ＴＲ２４と、ダイオードＤ７，Ｄ８とを含む。電力伝達用絶縁回路１３における各トランジスタは、たとえばＩＧＢＴである。
【００５６】
電力伝達用絶縁回路１３において、キャパシタＣ０は、ダイオードＤ９のアノードおよび昇降圧回路３１のキャパシタＣ１２の第２端に接続された第１端と、ダイオードＤ１０のカソードおよび昇降圧回路３１のキャパシタＣ１２の第１端に接続された第２端とを有する。トランジスタＴＲ２１は、制御部１４からの制御信号を受けるゲートと、ダイオードＤ５のカソードおよびダイオードＤ９のアノードに接続されたコレクタと、ダイオードＤ５のアノード、キャパシタＣ１の第１端およびダイオードＤ１１のアノードに接続されたエミッタとを有する。トランジスタＴＲ２２は、制御部１４からの制御信号を受けるゲートと、ダイオードＤ６のカソード、ダイオードＤ１２のカソードおよびキャパシタＣ１の第２端に接続されたコレクタと、ダイオードＤ６のアノードおよびダイオードＤ１０のアノードに接続されたエミッタとを有する。トランジスタＴＲ２３は、制御部１４からの制御信号を受けるゲートと、ダイオードＤ７のカソードおよびダイオードＤ１１のカソードに接続されたコレクタと、ダイオードＤ７のアノードおよびキャパシタＣ２の第１端に接続されたエミッタとを有する。トランジスタＴＲ２４は、制御部１４からの制御信号を受けるゲートと、ダイオードＤ８のカソードおよびキャパシタＣ２の第２端に接続されたコレクタと、ダイオードＤ８のアノードおよびダイオードＤ１２のアノードに接続されたエミッタとを有する。
【００５７】
キャパシタＣ０は、昇降圧回路３１から受けた電力を蓄える。入力スイッチ部２１は、トランジスタＴＲ２１のコレクタおよびトランジスタＴＲ２２のエミッタにおいて昇降圧回路３１から受けた電力すなわちキャパシタＣ０に蓄えられた電力をキャパシタＣ１に供給する。出力スイッチ部２２は、キャパシタＣ１に蓄えられた電力をキャパシタＣ２に供給する。キャパシタＣ２に蓄えられた電力は、放電されて負荷２０２へ出力される。
【００５８】
また、キャパシタＣ０により、昇降圧回路３１によって昇圧または降圧された電力が平滑化される。また、キャパシタＣ０を設けることにより、電力伝達用絶縁回路１３への入力電流のリップルを防ぎ、回路動作の安定化を図るという効果が得られる。
【００５９】
制御部１４は、制御信号をトランジスタＴＲ２１〜ＴＲ２４に出力することにより、トランジスタＴＲ２１〜ＴＲ２４のオンおよびオフをそれぞれ切り替える。電力伝達用絶縁回路１３は、制御部１４のスイッチ制御により、昇降圧回路３１および負荷２０２間を絶縁しながら、昇降圧回路３１から受けた電力を負荷２０２に伝達する。
【００６０】
［動作］
次に、本発明の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路が電力伝達を行う際の動作について図面を用いて説明する。
【００６１】
図３は、本発明の実施の形態に係る電力伝達用絶縁回路によるスイッチング動作を示す図である。
【００６２】
図３を参照して、まず、制御部１４は、期間Ｔ１において、トランジスタＴＲ２１をオンし、トランジスタＴＲ２２をオンし、トランジスタＴＲ２３をオフし、トランジスタＴＲ２４をオフする。これにより、キャパシタＣ０に蓄えられた電荷が放電され、放電された電荷がキャパシタＣ１に蓄えられる。トランジスタＴＲ２３およびＴＲ２４がオフされていることにより、昇降圧回路３１および負荷２０２間の絶縁が確保される。
【００６３】
次に、制御部１４は、期間Ｔ２において、トランジスタＴＲ２１〜ＴＲ２４をオフする。これにより、電力伝達用絶縁回路１３の入力側および出力側間の絶縁を確保するためのデッドタイムが設けられる。すなわち、入力スイッチ部２１における各スイッチおよび出力スイッチ部２２における各スイッチを介して電力伝達用絶縁回路１３の入力側および出力側間、すなわち昇降圧回路３１および負荷２０２間が短絡することを防ぐことができる。
【００６４】
次に、制御部１４は、期間Ｔ３において、トランジスタＴＲ２１をオフし、トランジスタＴＲ２２をオフし、トランジスタＴＲ２３をオンし、トランジスタＴＲ２４をオンする。これにより、キャパシタＣ１に蓄えられた電荷が放電され、放電された電荷がキャパシタＣ２に蓄えられる。トランジスタＴＲ２１およびＴＲ２２がオフされていることにより、昇降圧回路３１および負荷２０２間の絶縁が確保される。
【００６５】
次に、制御部１４は、期間Ｔ４において、トランジスタＴＲ２１〜ＴＲ２４をオフする。これにより、期間Ｔ２と同様に、電力伝達用絶縁回路１３の入力側および出力側間の絶縁を確保するためのデッドタイムが設けられる。
【００６６】
ここで、期間Ｔ１〜Ｔ４において、キャパシタＣ０は昇降圧回路３１からの電力により充電されており、また、キャパシタＣ２に蓄えられた電力は放電されて負荷２０２へ出力されている。また、期間Ｔ２およびＴ４においては、キャパシタＣ１における電荷の移動はない。
【００６７】
そして、制御部１４は、これら期間Ｔ１、期間Ｔ２、期間Ｔ３および期間Ｔ４をこの順番で繰り返すことにより、電力伝達用絶縁回路１３の入力側および出力側間を絶縁しながら、昇降圧回路３１からの電力を負荷２０２に伝達する。
【００６８】
次に、本発明の実施の形態に係る力率改善回路における共振周波数の設定方法について図面を用いて説明する。
【００６９】
図４は、本発明の実施の形態に係る力率改善回路におけるスイッチ素子の制御信号ならびに入力電流および入力電圧を示す図である。
【００７０】
図４において、Ｉｉｎは力率改善回路５１の入力電流であり、Ｖｉｎは力率改善回路５１の入力電圧であり、Ｔおよびｆはそれぞれスイッチ素子Ｑ１のスイッチング周期およびスイッチング周波数であり、Ｔｒおよびｆｒはそれぞれ力率改善回路５１における共振周期および共振周波数である。
【００７１】
共振周波数ｆｒは、キャパシタＣ１１の容量値をＣとし、力率改善回路５１の入力インダクタンスすなわちスイッチ素子Ｑ１およびキャパシタＣ１１の接続ノードと交流電源２０１との間の信号ラインのインピーダンスをＬとすると、以下の式で表される。
ｆｒ＝１／（２×π×√（Ｌ×Ｃ））
【００７２】
力率改善回路５１は、スイッチ素子Ｑ１のスイッチングが制御部１４によって制御されることにより、入力電流Ｉｉｎおよび入力電圧Ｖｉｎの位相が一致するように動作する。
【００７３】
ここで、本願発明者らは、このような昇降圧型の力率改善回路５１において以下のような現象を発見した。
【００７４】
図４を参照して、力率改善回路５１では、スイッチ素子Ｑ１がオフした時、キャパシタＣ１１および力率改善回路５１の入力インダクタンスによって共振が起こり、入力電流Ｉｉｎが急激に低下する。このときの入力電流Ｉｉｎの波形は図４の波形ＩｉｎＡのようになり、電流レベルが負の領域まで低下し、力率が大幅に低下してしまう。
【００７５】
そこで、本発明の実施の形態に係る力率改善回路では、以下のようにして上記問題点を改善する。
【００７６】
すなわち、スイッチ素子Ｑ１への制御信号の周波数および周期をそれぞれｆおよびＴとし、スイッチ素子Ｑ１への制御信号の、１周期Ｔ中のオン期間をＴｏｎとし、オフ期間をＴｏｆｆとすると、以下の式が成り立つ。
Ｔｏｎ／Ｔｏｆｆ＝Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ
【００７７】
一般に、電力変換装置における力率改善回路の入力交流電圧の振幅実効値は最大２６４Ｖｒｍｓであり、ピーク電圧は約３７３Ｖであり、出力直流電圧は３００Ｖ前後である。
【００７８】
したがって、以下の式が成り立つ。
Ｔｏｎ／Ｔｏｆｆ＝Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ＝３００／３７３＝０．４５／０．５５
【００７９】
この式より、最もデューティ比が小さくなるのは、入力電圧Ｖｉｎのレベルが最大の時、すなわち３７３Ｖの時であり、デューティ比≒０．４５となる。
【００８０】
したがって、スイッチ素子Ｑ１がオフとなる期間Ｔｏｆｆにおいて入力電流Ｉｉｎが負にならないようにするためには、共振の１／４周期が０．５５×Ｔ以上になればよい。この場合、共振周波数ｆｒは以下の式のように求められる。
Ｔｒ×１／４≧０．５５Ｔ
ｆｒ≦ｆ／２．２≒０．４５×ｆ
【００８１】
但し、バッテリ電圧が高圧化して出力電圧Ｖｏｕｔが大きくなる可能性を考慮すると、ｆｒ≦０．５ｆに設定することが好ましい。
【００８２】
そして、上記具体例を一般化すると、本発明の実施の形態に係る力率改善回路では、キャパシタＣ１１を含む回路において発生する共振の周波数が、以下の式（Ａ）で表わされるように設定される。
ｆｒ≦（Ｖｏｕｔ／（Ｖｉｎ＋Ｖｏｕｔ））×ｆ・・・（Ａ）
【００８３】
但し、ｆｒはキャパシタＣ１１を含む回路において発生する共振の周波数であり、ｆはスイッチ素子Ｑ１のスイッチング周波数であり、Ｖｏｕｔは昇降圧回路３１によってレベルの調整された直流電圧であり、Ｖｉｎは交流電圧のレベルのピーク値である。
【００８４】
本発明の実施の形態に係る力率改善回路では、さらに、以下のような設定方法を採用してもよい。
【００８５】
図５は、本発明の実施の形態に係る力率改善回路におけるスイッチ素子のオン時間が短い場合の、スイッチ素子の制御信号ならびに入力電流および入力電圧を示す図である。
【００８６】
図５を参照して、本発明の実施の形態に係る力率改善回路では、最もスイッチ素子Ｑ１のオフ時間が長い場合において入力電流Ｉｉｎが負になることを防ぐ、すなわち力率改善回路５１のすべての入出力電圧範囲を網羅するため、たとえば以下のような設定方法を採用する。
【００８７】
すなわち、入力電圧Ｖｉｎを大きくかつ出力電圧Ｖｏｕｔを小さくしていくと、スイッチ素子Ｑ１の制御信号のオンデューティ比は０に近づく。
【００８８】
したがって、スイッチ素子Ｑ１がオフとなる期間Ｔｏｆｆにおいて入力電流Ｉｉｎが負にならないようにするためには、共振の１／４周期が１．０×Ｔ以上になればよい。この場合、共振周波数ｆｒは以下の式のように求められる。
Ｔｒ×１／４≧Ｔ
ｆｒ≦ｆ／４＝０．２５×ｆ
【００８９】
すなわち、キャパシタＣ１１を含む回路において発生する共振の周波数が、スイッチ素子Ｑ１のスイッチング周波数の１／４以下になるように設定される。
【００９０】
また、力率改善回路５１の入力インダクタンスの一例となる寄生インダクタンスは、数１０ｎＨ〜数１００ｎＨが一般的であり、回路規模にもよるが、最大でも１ｕＨと予想される。
【００９１】
インダクタＬ１のインダクタンスが最大約１ｍＨとすると、共振周波数ｆｒの下限値は、インダクタＬ１よりも大きなインダクタが力率改善回路５１の入力側に配置されないと考えると、ｆｒ≧（１／３０）×ｆとなる。すなわち、共振周波数ｆｒは、（１／３０）×ｆ以上に設定することが望ましい。
【００９２】
ここで、共振周波数ｆｒの設定方法としては、キャパシタＣ１１の容量値を調整してもよいし、力率改善回路５１の入力インダクタンスの値を調整してもよい。
【００９３】
力率改善回路５１の入力インダクタンスの調整方法としては、たとえば、ダイオードＤ１およびダイオードＤ２間にインダクタとしてコイルを配置してもよいし、ダイオードＤ１およびＤ２の接続ノードと、スイッチ素子Ｑ１およびキャパシタＣ１１の接続ノードとの間にインダクタとしてコイルを配置してもよい。
【００９４】
すなわち、力率改善回路５１が、昇降圧回路３１へ出力するための電圧を受ける第１端、およびキャパシタＣ１１とスイッチ素子Ｑ１との接続ノードに電気的に接続された第２端を有するインダクタを備える構成であればよい。このような構成により、サイズ的な問題から容量値を大きくすることが困難なキャパシタＣ１１の容量値を大きくする必要がなくなり、小型化を図ることができる。
【００９５】
図６は、本発明の実施の形態に係る電力変換装置におけるノイズフィルタの構成を示す図である。
【００９６】
図６を参照して、ノイズフィルタ１１は、キャパシタＣ２１〜Ｃ２４と、コモンモードチョークインダクタＬ１１と、ノーマルモードチョークインダクタＬ１２とを含む。ノイズフィルタ１１では、キャパシタＣ２１の両端が交流電源２０１に接続され、キャパシタＣ２２の両端およびノーマルモードチョークインダクタＬ１２の一方端が整流回路１２に接続される。
【００９７】
ノイズフィルタ１１におけるノーマルモードチョークインダクタＬ１２のインダクタンスを調整することにより、力率改善回路５１の入力インダクタンスの値を調整し、共振周波数ｆｒを設定することも可能である。
【００９８】
ところで、昇降圧回路では、単純にはスイッチのオンおよびオフにより入力電流が不連続になってしまうため、力率が低下してしまうという問題点があり、非特許文献１ならびに特許文献１および２には、このような問題点を解決するための構成が開示されていない。
【００９９】
これに対して、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、キャパシタＣ１１を含む回路において発生する共振の周波数が、式（Ａ）で表わされるように設定される。すなわち、本発明の実施の形態に係る電力変換装置は、力率改善回路を昇降圧回路で構成することを特徴としており、具体的には、入力コンデンサＣ１１の容量値を大きく設定するか、或いは力率改善回路５１の入力ラインのインダクタンス、たとえばコイルおよび寄生インダクタンス等を大きく設定する。これにより、力率改善回路５１の入力電流Ｉｉｎが負レベルになるのを防ぐことができるため、力率の低下を防ぐことができる。
【０１００】
したがって、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、出力電圧のレベルを任意の値に調整し、かつ力率の低下を防ぐことができる。
【０１０１】
また、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、キャパシタＣ１１を含む回路において発生する共振の周波数が、スイッチ素子Ｑ１のスイッチング周波数の１／４以下になるように設定される。
【０１０２】
このような構成により、力率改善回路５１の入出力電圧に制限が無い場合でも、力率改善回路５１の入力電流Ｉｉｎが負レベルになるのを防ぐことができるため、力率の低下を防ぐことができる。
【０１０３】
また、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、スイッチ素子Ｑ１のスイッチング周波数は、昇降圧回路３１の入力電圧の位相と入力電流の位相とを合わせるように制御される。
【０１０４】
このような構成により、力率改善回路５１の入力電圧波形と入力電流波形とを良好に相似させて力率を改善することができる。
【０１０５】
また、本発明の実施の形態に係る電力変換装置は、図２に示すような電力伝達用絶縁回路１３を備えることにより、大きな容積を占める電源トランスを使用することなく交流電圧を直流電圧に変換し、かつ昇降圧回路３１および負荷２０２間を電気的に絶縁することができる。
【０１０６】
上記実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記説明ではなく特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【０１０７】
１１  ノイズフィルタ
１２  整流回路
１３  電力伝達用絶縁回路
１４  制御部
２１  入力スイッチ部
２２  出力スイッチ部
３１  昇降圧回路
５１  力率改善回路
１０１  電力伝達用絶縁
Ｃ０〜Ｃ２，Ｃ１１，Ｃ１２  キャパシタ
Ｌ１  インダクタ
Ｑ１  スイッチ素子
Ｄ１〜Ｄ１２，Ｄ１５  ダイオード
ＴＲ２１，ＴＲ２２，ＴＲ２３，ＴＲ２４  トランジスタ
２０１  交流電源
２０２  負荷
【図１】
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【図２】
2012065383.tif 000004
【図３】
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【図４】
2012065383.tif 000006
【図５】
2012065383.tif 000007
【図６】
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