(57)【要約】      （修正有）【課題】許容できる共振周波数範囲を拡大することができる新規な構成を有するＲＦＩＤモジュールおよびこれを用いた携帯機器を比較的低コストで提供する。【解決手段】共振周波数調整回路２３１，２３２は、ＲＦＩＤアンテナとしてのループアンテナ２２０のアンテナエレメントに接続され、その共振周波数を調整する。共振周波数調整回路２３１，２３２は、それぞれ、アンテナエレメントの一端に、一端が接続されたコンデンサＣ１，Ｃ２と、コンデンサＣ１，Ｃ２の他端にドレイン端子が接続されるとともにソース端子が接地されたＦＥＴ１，２と、ＦＥＴ１，２のドレイン端子と電源との間に接続されたプルアップ抵抗Ｒ１，Ｒ２とを有する。ＦＥＴ１，２のゲート端子はそれぞれ抵抗を介して接地される。【選択図】図７
2012198872.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＲＦＩＤアンテナを構成するアンテナエレメントと、
前記アンテナエレメントが接続されたＲＦＩＤ回路ブロックと、
前記アンテナエレメントの一端に、一端が接続されたコンデンサと、前記コンデンサの他端にドレイン端子が接続され、プルアップ抵抗がドレイン端子と電源との間に接続され、ゲート端子が抵抗を介して接地され、ソース端子が接地されたＦＥＴと、を有する第１の共振周波数調整回路と、を備える、
ＲＦＩＤモジュール。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＲＦＩＤ（Radio Frequency Identification）技術に関し、特に、リーダライタとの間で近距離無線通信を行うＲＦＩＤモジュールおよびこれを内蔵した携帯機器に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＲＦＩＤ技術は、基本的には、非接触で移動体を認識する技術であり、電磁結合、電磁誘導、電波等を利用して、通常、リーダライタとＲＦＩＤモジュールとの間で近距離無線通信を行うＲＦＩＤシステムが構成される。
【０００３】
電磁誘導方式のＲＦＩＤモジュールとしては、電子マネー、定期券、社員証等の種々の用途に利用されているカード形状のものが普及している。近年、この非接触ＩＣカード機能は携帯電話端末のような携帯機器に内蔵されたものも実用化されている。
【０００４】
ＲＦＩＤシステムにおいては、特に、金属が多用された携帯機器に内蔵されたものにおいては"位相反転ｎｕｌｌ"という問題が知られている。
【０００５】
ＲＦＩＤシステムにおけるｎｕｌｌ（ヌル）とは、通信に必要な電力を受け取るのに十分な距離（通信可能圏内）であるにもかかわらず通信が出来なくなる現象のことであり、発生要因には様々なものがある。位相反転はその要因の一つである。位相反転によるｎｕｌｌのことを位相反転ｎｕｌｌと呼ぶ。
【０００６】
ここで言う位相とは、振幅偏移変調方式（ＡＳＫ：Amplitude Shift Keying）で変調された搬送波から包絡線が抽出された後の波形の位相のことである。この位相は、１３．５６ＭＨｚ搬送波の位相とは異なるため、以後は混乱を避けるため"包絡線位相"と呼ぶ。
【０００７】
電磁誘導方式の近距離無線通信は、搬送波を送出するリーダライタとよばれる装置（以下Ｒ／Ｗともいう）と、自らは搬送波を出力しないＲＦモジュールとが磁気結合することによって行われる。ＲＦモジュールからＲ／Ｗへの通信では、磁気結合の状態によって包絡線位相の反転は容易に発生し得る。ＲＦモジュールは典型的にはカード形状を有するので、以下、単にカードともいう。但し、上述したように、ＲＦモジュールが携帯機器に内蔵される場合には、当然ながら、カード形状ではなくなる。
【０００８】
包絡線位相が反転すると、ＡＳＫ変調における振幅の大／小と、デジタルデータとしてのｈｉｇｈ／ｌｏｗの関係が逆転する。特定のＲＦＩＤのプロトコルは逆転が起きても正常に通信が行える様に作られているため、包絡線位相が反転する事自体は問題にならない。しかし、包絡線位相が反転していく過程で、デジタルデータのｈｉｇｈ／ｌｏｗに対して搬送波振幅の大小の差がゼロになってしまうポイントが存在する。このとき、Ｒ／Ｗはカードからのレスポンスデータを復調できないので、ｎｕｌｌとなる。
【０００９】
図１に、包絡線位相の反転と復調可／不可の状態の関係を示す。図１の上側の波形が、カードのアンテナ電流の変化に反映された、カードが送信しているデータを表す。図１の下側の波形は、Ｒ／Ｗのアンテナ上に現れる搬送波波形を表している。図１の左から右へと包絡線が変化していく途中で包絡線位相の反転が生じていることが分かる。この反転の際に「復調不可」の状態が生じる。
【００１０】
ここで、包絡線位相が反転するメカニズムについて簡単に説明する。
【００１１】
カードからＲ／Ｗ方向へのデータ転送は、カード側アンテナの負荷抵抗を変化させる"負荷変調方式"によって行われる。このような負荷変調方式では、カード側のＲＦＩＤ回路ブロック（通常、チップの形態）内に内蔵された負荷変調用ＦＥＴをＯＮ／ＯＦＦすることにより、デジタルデータとしてのｈｉｇｈ／ｌｏｗの表現を行う。（マンチェスタ符号なので、ｈｉｇｈ→ｌｏｗで"１"、ｌｏｗ→ｈｉｇｈで"０"を表す。）負荷変調用ＦＥＴは、以下、負荷スイッチ（負荷ＳＷ）ともいう。
【００１２】
通信中のＲ／Ｗとカードとは互いに磁気的に結合しているため、負荷ＳＷによるカードのアンテナ電流の変化は、Ｒ／Ｗのアンテナ上では搬送波波形の振幅変化として検出される。このため、Ｒ／ＷはＡＳＫ変調波の復調と同様に包絡線検波によって復調を行う。
【００１３】
磁気結合により、カードのアンテナ電流の変化がリーダライタのアンテナ電圧の変化に転換される様子を簡略化したモデルを説明する。図２（ａ）はＲ／Ｗとカードの主要な回路部を示したものである。この図では、非接触ＩＣカードのＲＦＩＤモジュールを便宜上「カード」と称している。カード内は送信関連部分のみを示し、他の要素は図示省略してある。
【００１４】
Ｒ／Ｗ内の"ＴＮＳ"と"ＲＣＶ"のブロックは、それぞれ送信部と受信部を示している。図２（ｂ）は、その磁気結合しているＲ／Ｗとカードを簡略化した等価回路を示したものである。図２（ｂ）に示したＲ／Ｗの電圧Ｖ１が、Ｒ／Ｗのアンテナに生じる電圧に相当する。
【００１５】
図２は、磁気結合しているＲ／Ｗとカードを簡略化した等価回路を示す回路図である。この図では、Ｖ1がＲ／Ｗのアンテナに生じる電圧に相当する。
【００１６】
Ｖ1を回路方程式で表すと、次式（１）の様に記述できる。
【数１】
2012198872.tif 000003
【００１７】
この式（１）から、電圧Ｖ1は電流Ｉ1によって生じる電圧ａと、カード側アンテナに流れる電流Ｉ2によって生じる電圧ｂの加算合成であることが言える。このことにより、負荷ＳＷのＯＮ／ＯＦＦによってＩ2が変化することでＶ1が変化するので、包絡線検波による情報の伝達が可能になる。
【００１８】
また、この等価回路でのＩ1とＩ2の関係は、次の式（２）で表される。
【数２】
2012198872.tif 000004
【００１９】
これにより、Ｉ1とＩ2の位相差はＬ2，Ｒ2，Ｃ2の関係（≒カードの共振周波数）により影響を受けるということが言える。
【００２０】
ここで次のような点が問題となる。すなわち、電圧波形ａとｂの位相差について、電圧ａはＬ1とＲ1の関係による影響を受け、電圧ｂはＬ2，Ｒ2，Ｃ2の関係により影響を受ける。このため、結果として、電圧Ｖ1は互いに位相差を持った２つの正弦波を加算合成したものになる。２つの正弦波が加算合成される際に、互いの位相関係が同相であれば波形のレベルはそのまま加算される。位相関係が逆相であれば波形のレベルは減算されることになる。同相と逆相の間の中間的な状態には、波形のレベルが変化しない位相関係が存在し、これにより合成後のＡＳＫの振幅の変化が消失する。
【００２１】
図３に、Ｒ／Ｗのアンテナに生じる電圧Ｖ１を説明するために、参考として、オシロスコープのチャンネル（ｃｈ）加算合成機能を利用した波形例を示す。これは、電圧ａを想定したｃｈ１の波形と、電圧ｂを想定したｃｈ２の波形を合成したものを示している。図３の上側半分と下半分とは同じ波形を時間軸のレンジを変えて示したものである。上側半分が搬送波レンジ（50ｎsec/div）での波形を示し、下側半分がＡＳＫ変調レンジ（２μsec/div）での波形を示している。また、図３の左側部分が完全な逆相の時の状態を表し、図３の右側部分が完全な同相の時の状態を表し、中央部分が両者の中間の中途半端な状態（ｎｕｌｌ）を表している。
【００２２】
次に、非接触ＩＣカード機能を備えた（すなわちＲＦＩＤモジュールを内蔵した）携帯機器の共振周波数とｎｕｌｌが発生しやすい位置関係について説明する。
【００２３】
金属を多用した携帯機器の場合に特に問題となるのが、Ｒ／Ｗアンテナの自己インダクタンス（Ｌ1）の変動である。電子機器の筐体や基板のベタＧＮＤ（GNDプレーン）等、金属面（正確には面形状の導電体全般）に発生する渦電流によって、Ｒ／Ｗアンテナの自己インダクタンス（Ｌ1）を形成する磁束が打ち消される。このため、携帯機器の接近に伴ってＲ／Ｗアンテナの自己インダクタンスは大きく減少し、同時に電圧ａに対する電圧ｂの位相関係は進み側に変動していく。
【００２４】
この搬送波位相の変動量をｎｕｌｌが発生しない範囲に押さえ込めなかった場合は、携帯機器がＲ／Ｗへ密着する位置付近で通信が出来ない状態になる。
【００２５】
図４に、参考として、ループアンテナに携帯機器を接近させたときの、Ｌ値の変動の実測例を表したグラフを示す。このグラフの横軸は携帯機器からループアンテナまでの距離（ｍｍ）を表し、縦軸はＲ／Ｗアンテナの自己インダクタンス（Ｌ1）のインダクタンス値（μH)を表している。Ｒ／Ｗに接近させる携帯機器によって金属体の配置や面積が異なるため、対向するＲ／Ｗ機器に与える影響の大きさも異なる。しかし、機器が異なっても、距離が小さいほどインダクタンス値は低下する傾向があることが分かる。
【００２６】
上記の様に、Ｒ／Ｗにおいて携帯機器の接近時にＲ／Ｗアンテナのインダクタンスが減少することによって、特に携帯機器の共振周波数（以下ｆ0と表記）が高い時には、電圧ａに対する電圧ｂの位相関係はいずれも進み方向のため悪条件が重なり、ｎｕｌｌが発生しやすくなる。
【００２７】
このようなメカニズムにより、携帯機器のｆ0と、ｎｕｌｌが発生しやすい通信距離との関係は、通常、図５のグラフに示すような傾向を持つ。
【００２８】
図５は、携帯機器の共振周波数と通信可能領域の関係を表したグラフである。このグラフの横軸は携帯機器の共振周波数ｆ0（ＭＨｚ）を表し、縦軸は通信距離（ｍｍ）、すなわち、携帯機器からＲ／Ｗまでの距離を表している。携帯機器の共振周波数の各値についての隣接した１対のバーのうち右バーはｆ0が低いＲ／Ｗに対する携帯機器の通信可能な位置を示している。左バーはｆ0が高いＲ／Ｗに対する携帯機器の通信可能な位置を示している。図の右下領域の黒いバー部分はｎｕｌｌの発生した位置を示している。
【００２９】
Ｒ／Ｗの共振周波数ｆ0は、個々の機器ごとの個体差によるばらつきが想定されている。図５から分かるように、共振周波数ｆ0が低いＲ／Ｗと共振周波数ｆ0が低い携帯機器の組み合わせでの遠方の領域Ｒ１と、共振周波数ｆ0が高いＲ／Ｗと共振周波数ｆ0が高い携帯機器の組み合わせでの遠方の領域Ｒ２とで通信が不可となっている。これに加えて、共振周波数ｆ0が高いＲ／Ｗと共振周波数ｆ0が高い携帯機器の組み合わせでは、Ｒ／Ｗへの密着付近の領域Ｒ０で、ｎｕｌｌが発生しやすくなっている。特にこの密着付近の領域Ｒ０でのｎｕｌｌの発生は、「距離が近い方が通信しやすそう」というユーザの直感に反する現象のため、使い勝手の悪化に直結する。
【００３０】
よって通常、携帯機器の共振周波数ｆ0は通信距離がスペックを満たしつつｎｕｌｌが出ない範囲（以降は許容範囲と呼ぶ）内に厳しく管理する必要がある。しかし、共振周波数ｆ0には、ループアンテナや同調用コンデンサといった部品のばらつきだけで無く、ループアンテナと基板のベタＧＮＤ（GNDプレーン）の位置関係等、メカ構造的なばらつきや製造工程での組み込みばらつきも影響する。このため、携帯機器の量産による共振周波数ｆ0のばらつき範囲は、その許容範囲を上回ることが多く、ばらつき範囲を狭帯域に管理するためにはｆ0調整回路の多ｂｉｔ化やトリマコンデンサによる調整等、部品コストや製造工程でのタクトタイムを犠牲にする必要があった。
【００３１】
従来、ｎｕｌｌ問題に対して、カード側でｎｕｌｌ対策を行うよりもリーダライタ機器の方で対策をとる方が比較的容易であり、リーダライタ機器内での対策については既に実用化されている。しかし一方で、未対策のリーダライタ機器も既に大量に普及してしまっており、それらとの通信においてもｎｕｌｌを発生させないことが望ましい。このため、カード側でのｎｕｌｌ対策が求められている。
【００３２】
カード側での従来の対策方法としては、特許文献１に記載のような技術がある。図１９にこのような従来技術に係る携帯機器の概略構成を示す。この従来技術では、携帯端末内に設けたレベル検出器１５によってループアンテナ１１のアンテナ励起電圧のレベルを検知し、レベル検出器出力によってＦＥＴ１６をＯＮ／ＯＦＦ制御することにより、アンテナ１１と共に共振回路を構成するコンデンサ１２の容量に対してコンデンサ１７の容量を選択的に追加する。これにより、携帯端末がＲ／Ｗに接近した時に共振周波数を下げる制御を行っている。
【００３３】
レベル検出器１５の内部構成としては、一般的には、図示のような回路構成で、次の様な処理を行う。すなわち、ループアンテナ１１の励起電圧を、整流部１５１内の整流ダイオード１５２によってＤＣ電圧に変換し、コンパレータ１５３等を用いてこのＤＣレベルが増加したことを検知する。コンパレータ１５３の検知出力に応じてＦＥＴスイッチ１６をＯＮ／ＯＦＦ制御する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００３４】
【特許文献１】特開２００６−２３８３９８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００３５】
上記特許文献１に記載の従来技術では、下記の様な問題点があった。
【００３６】
第１に、部品点数が多くなるため、コストと実装面積の観点で携帯機器への採用が困難である。
【００３７】
第２に、レベル検出器１５内に整流部１５１が必要なため、ＧＳＭ（登録商標）等、他の無線通信用の送信波がＲＦＩＤ用アンテナに重畳した場合に、整流部１５１のダイオード１５２にてスプリアスが発生する場合がある。
【００３８】
このような背景において、本願発明者は、許容できる共振周波数範囲を拡大することができる新規な構成を有するＲＦＩＤモジュールおよびこれを用いた携帯機器を比較的低コストで提供することの必要性を認識している。
【課題を解決するための手段】
【００３９】
本発明の一実施形態によるＲＦＩＤモジュールは、ＲＦＩＤアンテナを構成するアンテナエレメントと、前記アンテナエレメントが接続されたＲＦＩＤ回路ブロックと、前記アンテナエレメントに接続され、ＲＦＩＤアンテナの共振周波数を調整する共振周波数調整回路とを備える。前記共振周波数調整回路は、前記アンテナエレメントの一端に、一端が接続されたコンデンサと、前記コンデンサの他端にドレイン端子が接続されるとともにソース端子が接地されたＦＥＴと、前記ＦＥＴのドレイン端子と電源との間に接続されたプルアップ抵抗とを有し、前記ＦＥＴのゲート端子が抵抗を介して接地される。
【００４０】
ＲＦＩＤモジュールがＲ／Ｗ機器に接近したときにＲＦＩＤアンテナに励起される電圧に基づき、所定振幅以上のＡＣ波形が入力された際に、上記コンデンサを介してドレイン端子のＤＣレベルの低下が生じる。これに基づき、ドレイン−ソース間の寄生容量値が増加する。その結果、ループアンテナの共振周波数が低い側へシフトする。これにより、Ｒ／Ｗ近傍で発生するｎｕｌｌが回避される。
【００４１】
前記共振周波数調整回路は、前記コンデンサと前記ＦＥＴとの接続点に一端が接続され、他端が接地された他のコンデンサをさらに有してもよい。これにより、共振周波数特性のヒステリシス性を強化することができ、ひいては共振周波数の安定化が図れる。
【００４２】
前記アンテナエレメントの一端および他端にそれぞれ設けられた第１および第２の共振周波数調整回路を備えてもよい。これにより、平衡方式のＲＦＩＤアンテナの平衡を保つことができる。
【００４３】
上記ＲＦＩＤモジュールにおいて、さらに、前記第１および第２の共振周波数調整回路内の各ＦＥＴのゲート端子に接続された抵抗は、直列接続された第１および第２の抵抗を含み、前記第１の共振周波数調整回路内の前記第１および第２の抵抗の接続点と前記第２の共振周波数調整回路内の前記ＦＥＴのドレイン端子との間に接続された第１の受動素子と、前記第２の共振周波数調整回路内の前記第１および第２の抵抗の接続点と前記第１の共振周波数調整回路内の前記ＦＥＴのドレイン端子との間に接続された第２の受動素子とをさらに備えてもよい。これにより、共振周波数のシフトが生じる通信距離の閾値を調整することができる。
【００４４】
前記ＦＥＴのゲート端子は、前記抵抗を介して、出力をＨｉｇｈまたはＬｏｗに切り換えることができるＩＯポートに接続されてもよい。
【００４５】
本発明の一実施の形態による携帯機器は、ユーザに対して表示インタフェースを提供する表示部と、ユーザに対して入力インタフェースを提供する操作部と、ＲＦＩＤ部と、各部の制御および必要なデータ処理を行う制御部とを備える。前記ＲＦＩＤ部は、ＲＦＩＤアンテナを構成するアンテナエレメントと、前記アンテナエレメントが接続されたＲＦＩＤ回路ブロックと、前記アンテナエレメントに接続され、ＲＦＩＤアンテナの共振周波数を調整する共振周波数調整回路とを備える。前記共振周波数調整回路は、前記アンテナエレメントの一端に、一端が接続されたコンデンサと、前記コンデンサの他端にドレイン端子が接続されるとともにソース端子が接地されたＦＥＴと、前記ＦＥＴのドレイン端子と電源との間に接続されたプルアップ抵抗とを有し、前記ＦＥＴのゲート端子が抵抗を介して接地される。
【発明の効果】
【００４６】
本発明によれば、旧式のリーダライタ機器に対しても位相反転ｎｕｌｌの発生を大きく抑制することが可能になる。特に、許容できる共振周波数範囲を拡大することができる新規な構成を有するＲＦＩＤモジュールおよびこれを用いた携帯機器を比較的低コストで提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４７】
【図１】ＲＦＩＤシステムにおける包絡線位相の反転と復調可／不可の状態の関係を示す図である。
【図２】磁気結合しているＲ／Ｗとカードを簡略化した等価回路を示す回路図である。
【図３】Ｒ／Ｗのアンテナに生じる電圧Ｖ１を説明するための、オシロスコープのチャンネル（ｃｈ）加算合成機能を利用した波形例を示す図である。
【図４】ループアンテナに携帯機器を接近させたときの、Ｌ値の変動の実測例を表したグラフである。
【図５】携帯機器の共振周波数と通信可能領域の関係を表したグラフである。
【図６】図５に示したグラフにおいて、本実施の形態による改善の適用前後を説明するための図である。
【図７】本発明の第１の実施の形態によるＲＦＩＤモジュールの構成例を示す図である。
【図８】ＦＥＴのドレイン−ソース間電圧と、ＦＥＴの各部の寄生容量の容量値の関係を示した特性の一例を示す図である。
【図９】ＦＥＴ容量の並列共振回路への影響について説明するための図である。
【図１０】本発明の第１の実施の形態の変形例を説明するための図である。
【図１１】通信距離とＦＥＴのドレイン電位の関係を示すグラフである。
【図１２】図６（ｂ）と同じグラフにおいて、ヒステリシスの効果を示した図である。
【図１３】ヒステリシス性を強めることができるＲＦＩＤモジュールの構成例を示す図である。
【図１４】共振周波数ｆ0のシフトが生じる閾値距離ＤがＲ／Ｗから遠方にある場合を説明するための図である。
【図１５】本発明の第３の実施の形態に係るＲＦＩＤモジュールの構成例を示す図である。
【図１６】本発明の第３の実施の形態の変形例を示す図である。
【図１７】レベル検出器を用いてその検出出力に基づく容量値の切り替えを行う従来技術と第１の実施の形態における回路規模の比較するための図である。
【図１８】本発明の実施の形態のいずれかに係るＲＦＩＤモジュールを内蔵した携帯機器の構成例を示す図である。
【図１９】本発明の従来技術に係る携帯機器の概略構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００４８】
以下、本発明の好適な実施の形態について、さらに他の図面を参照して詳細に説明する。本実施の形態では、代表的な電磁誘導方式のＲＦＩＤシステムとして、ＦｅｌｉＣａ（ソニー株式会社の登録商標）を例にとって説明するが、特にこれに限るものではない。例えば、本発明はＮＦＣ（Near Field Communication）、その他任意のＲＦＩＤシステムに適用可能である。
【００４９】
図５に示した様なｎｕｌｌの発生傾向において、もし携帯機器がＲ／Ｗへ接近した際に携帯機器の共振周波数ｆ0を動的に低い側に自動的にシフトさせることが出来れば、携帯機器の許容できる共振周波数範囲を飛躍的に拡大することができる。
【００５０】
図６（ａ）（ｂ）は図５に示したグラフにおいて、本実施の形態による改善の適用前後を説明するための図である。例えば、Ｒ／Ｗに対して携帯機器が所定の閾値距離Ｄより遠い位置から閾値距離Ｄをまたいで近い位置へ移動する際、閾値距離Ｄ付近で携帯機器の共振周波数が低い側に移動する場合を考える。通信距離に応じた共振周波数のシフトが生じない場合（図６（ａ））の許容できる共振周波数範囲がΔＦ１であるのに対して、シフトが生じる場合（図６（ｂ））の許容できる共振周波数範囲はΔＦ１より十分に大きいΔＦ２となる。このように許容できる共振周波数範囲が拡大することは、ｆ0調整回路のｂｉｔ数削減や、製造工程のタクトタイム削減等に寄与する。
【００５１】
図７に、本発明の第１の実施の形態によるＲＦＩＤモジュールの構成例を示す。
【００５２】
このＲＦＩＤモジュールは、通常、ＲＦＩＤアンテナとしてのループアンテナ２２０を構成するアンテナエレメントと、このアンテナエレメントが接続されたＲＦＩＤ回路ブロック２４０とにより構成される。ループアンテナ２２０のインダクタンスと並列共振をとるために、ループアンテナ２２０の両端のアンテナライン間に同調用コンデンサＣ0が設けられる。本実施の形態では、さらに、アンテナエレメントの両端に接続され、ＲＦＩＤアンテナの共振周波数を調整する共振周波数調整部２３０を備える。この共振周波数調整部２３０は、第１の共振周波数調整回路２３１と第２の共振周波数調整回路２３２とを有する。
【００５３】
ＲＦＩＤ回路ブロック２４０は、ループアンテナ２２０の両端間に励起された電圧を受けて整流を行う整流部２４１、同じく励起された電圧を受けて包絡線検波を行う復調部２４３等を有する。このようなＲＦＩＤ回路ブロック２４０は、その構成自体は既知であり、既存のＲＦＩＤ用ＬＳＩで構成することができる。
【００５４】
共振周波数調整部２３０の第１の共振周波数調整回路２３１は、アンテナエレメントの一端に、一端が接続されたコンデンサ（ＤＣカットコンデンサ）Ｃ１と、このコンデンサＣ１の他端にドレイン端子（Ｄ）が接続されるとともにソース端子（Ｓ）が接地された電界効果トランジスタ（Field Effect Transistor）ＦＥＴ１と、このＦＥＴ１のドレイン端子と電源（電源電圧ＶDD）との間に接続された比較的高抵抗値のプルアップ抵抗Ｒ１とを有する。ＦＥＴ１のゲート端子（Ｇ）は抵抗Ｒ３を介して接地される。
【００５５】
共振周波数調整部２３０の第２の共振周波数調整回路２３２は、同様に、アンテナエレメントの他端に、一端が接続されたコンデンサ（ＤＣカットコンデンサ）Ｃ２と、このコンデンサＣ２の他端にドレイン端子Ｄが接続されるとともにソース端子Ｓが接地された電界効果トランジスタＦＥＴ２と、このＦＥＴ２のドレイン端子と電源（電源電圧ＶDD）との間に接続された比較的高抵抗値のプルアップ抵抗Ｒ２とを有する。ＦＥＴ２のゲート端子Ｇは抵抗Ｒ４を介して接地される。
【００５６】
第１および第２の共振周波数調整回路２３１と２３２の動作は同じなので、以下、主として、第１の共振周波数調整回路２３１について説明する。
【００５７】
ＦＥＴ１はそのゲート端子Ｇが抵抗Ｒ３を介して接地されるので、ＯＦＦ状態に設定される。このようにＯＦＦ状態に設定されたＦＥＴ１のドレイン端子Ｄは高抵抗値の抵抗Ｒ１で電源電圧へプルアップされ、この状態で、ループアンテナ２２０の両端に励起された搬送波のＡＣ成分がドレイン端子Ｄに与えられる。
【００５８】
カード側機器すなわち携帯機器がＲ／Ｗに接近するとアンテナに励起される搬送波の振幅は大きくなり、ドレイン端子Ｄに掛かるＡＣ振幅も大きくなる。ドレイン端子Ｄに掛かるＡＣ波形はＦＥＴ１の帰還容量（Ｃdg）を通じてゲート端子Ｄに伝わるため、ＦＥＴ１は完全なＯＦＦ状態から僅かにドレイン遮断電流が流れる状態に遷移する。これにより、高抵抗値のプルアップ抵抗Ｒ１でプルアップされたドレイン端子ＤのＤＣ電位が低下する。
【００５９】
ドレイン−ソース間容量（Ｃds）は、ＤＣバイアス特性を持つ、すなわち、ＤＣバイアスに依存して変化する。ドレイン端子ＤのＤＣ電位の低下によりドレイン−ソース容量（Ｃds）が増加する。これに伴い、アンテナの共振周波数ｆ0が下がる。これら一連の動作によって、Ｒ／Ｗに接近したときにカード側アンテナの共振周波数を下げることができる。
【００６０】
なお、アンテナの平衡を保つためにアンテナエレメントの両端に対して対称形に第１および第２の共振周波数調整回路２３１，２３２を構成しているが、使用するＲＦＩＤ回路ブロック２４０が平衡方式でなければ、励起電圧の高い側一方のアンテナラインに対して単一の共振周波数調整回路を設ける構成であってもよい。
【００６１】
また、ＦＥＴはゲート端子内に抵抗を内蔵しているタイプのものを想定しているが、抵抗を内蔵していないＦＥＴを使用する場合は、抵抗素子を外付けしてもよい。各素子の定数の目安としては、例えば、Ｃ1，Ｃ2＝５〜２０ｐＦ程度、Ｒ1，Ｒ2＝１ＭΩ程度、Ｃ0＝アンテナのＬ値と合わせて１３．５６ＭＨｚ付近で共振する様な値、とすることができる。
【００６２】
ここで、図７のＲＦＩＤモジュールの典型的な動作について説明する。
【００６３】
ＦＥＴ１のゲート端子はＧＮＤに接続されているので、ＦＥＴ１は常にＯＦＦ状態であり、ドレイン電流はスタンバイ時にはほぼゼロとなる。このため、ＦＥＴ１のドレイン端子のＤＣ電位はプルアップ先の電源電圧ＶDDにほぼ等しくなる。Ｒ1，Ｒ2の定数は、ゲート電位＝０Ｖ時のドレイン遮断電流に対し有意な電圧降下を生じない範囲でなるべく高い抵抗値にあらかじめ設定しておく。
【００６４】
携帯機器がＲ／Ｗにかざされてアンテナ端子に搬送波が励起されると、ＤＣカットコンデンサＣ1を介して、ＦＥＴ１のドレイン端子に搬送波のＡＣ成分が重畳される。このとき、ＦＥＴ１の帰還容量Ｃdgを介してＡＣ成分はゲート端子Ｄ内部にも伝わるが、ＡＣ成分の振幅が十分に小さい間はＦＥＴ１は完全なＯＦＦ状態を維持し、ＦＥＴ１のドレイン端子にはＶDD電位を中心としたＡＣ波形が現れる。
【００６５】
携帯機器がＲ／Ｗに接近すると、ドレイン端子に掛かるＡＣ波形の振幅がＲ／Ｗとの距離に応じて大きくなる。このとき、容量Ｃdgを介してゲート端子内部に伝わるＡＣ波形の振幅も大きくなる。この振幅が所定のレベルに達すると僅かにドレイン電流が流れはじめ、プルアップ抵抗Ｒ１の値に応じてドレイン端子ＤのＤＣ電位が低下する。プルアップ抵抗値が高いほど、ドレイン電流の変化に対してＤＣ電位の変動が大きくなる。
【００６６】
ここで、図８により、ＦＥＴのドレイン−ソース間電圧と、ＦＥＴの各部の寄生容量の容量値の関係を示した特性の一例を示す。図８（ａ）はＦＥＴのドレイン・ソース間電圧Ｖds（V)と、Ｃiss、Ｃoss、Ｃrssの各静電容量Ｃ(pF）との関係を示したグラフである。ここでは、図８（ｂ）に示すように、ＦＥＴは、そのドレイン端子Ｄとソース端子Ｓとゲート端子Ｇとの間の相互の寄生容量Ｃds、Ｃdg、Ｃgsを呈する。寄生容量Ｃds、Cdg、CgsとＣiss、Ｃoss、Ｃrssとの関係は次のように規定されている。
Ｃiss＝Ｃgs＋Ｃdg
Ｃoss＝Ｃds＋Ｃdg
Ｃrss＝Ｃdg
【００６７】
図８（ｃ）は、Ｖgs＝０Ｖ、ｆ＝１ＭＨｚ、Ｔａ＝２５℃の条件下でのソース接地ＦＥＴにおける、ドレイン・ソース間電圧Ｖdsの具体的な電圧値に対する、容量Ｃiss、Ｃoss、Ｃrssの容量値（ｐＦ）の具体例を示している。
【００６８】
この具体例から類推されるように、一般に、ドレイン−ソース間電圧Ｖdsが高くなるほど、各部の容量値は減少する。容量の絶対値はＦＥＴの種類によって異なるが、電位差が大きくなると容量が下がるという関係は一般的な性質である。この性質により、ドレイン端子ＤのＤＣ電位が低下したＦＥＴでは、各部の容量値が大きくなる。仮にＶDDが３Ｖ程度であったとすると、ドレイン端子ＤのＤＣ電位が０．５Ｖ程度まで低下した場合のＣissは９．３ｐＦから１５ｐＦへ、Ｃossは９．８ｐＦから２０ｐＦへ、Ｃrssは４．５ｐＦから１２ｐＦへ、とそれぞれ変化（上昇）する。
【００６９】
次に、図９によりＦＥＴ容量の並列共振回路への影響について説明する。図９（ａ）は図７のＲＦＩＤモジュールの容量の接続関係を示した図であり、図９（ｂ）はこれを並列共振回路として簡略化した図である。
【００７０】
第１の実施の形態におけるＦＥＴ各部の容量は、図９（ａ）に示すようにループアンテナ２２０に対しＧＮＤを介して閉回路を形成している。このため、ＦＥＴ各部の容量は、Ｃ0に対して並列に挿入された複数のコンデンサとして作用し、並列共振回路の一部となっている。ＦＥＴ１のＣds，Ｃdg，Ｃgsの合成容量（以下Ｃfet1と呼ぶ）およびＦＥＴ２のＣds，Ｃdg，Ｃgsの合成容量（以下Ｃfet2と呼ぶ）が増加した場合、アンテナの共振周波数ｆ0は下記の式で表されるため、容量増加によりｆ0は低い側へ変化する。
アンテナの共振周波数：  ｆ0＝１／２π√(Ｌant・Ｃant）
アンテナの合成容量：  Ｃant＝Ｃ0  ＋｛Ｃ1・Ｃfet1／２・（Ｃ1＋Ｃfet1）｝
但し、Ｃ1＝Ｃ2，Ｃfet1＝Ｃfet2  とする。
ＦＥＴの合成容量：Ｃfet1＝Ｃfet2＝Ｃoss−Ｃrss＾２／Ｃiss
ここに、Ｃrss＾２はＣrssの２乗を表す。
【００７１】
先の例で挙げたＣissの９．３ｐＦから１５ｐＦへの変化、Ｃossの９．８ｐＦから２０ｐＦへの変化、Ｃrssの４．５ｐＦから１２ｐＦへの変化を適用した場合、Ｃfet1およびＣfet2は７．６ｐＦから１０．４ｐＦへ変化し、容量値は２．８ｐＦだけ増加する。
【００７２】
このとき、仮にループアンテナのインダクタンス値が２．５μＨ，Ｃ0＝５１ｐＦ，Ｃ1＝Ｃ2＝２２ｐＦであると仮定すると、Ｃds，Ｃdg，Ｃgsの合成容量が７．６ｐＦから１０．４ｐＦに変化したときの共振周波数ｆ0は  １３．７２１ＭＨｚから１３．６３１ＭＨｚへ変化する。すなわち、ｆ0は低い側へ９０ｋＨｚシフトする。
【００７３】
尚、ＦＥＴ１，ＦＥＴ２共に、ドレイン電流がある程度増加すると、ドレイン−ソース間の抵抗値の低下に伴ってドレインに現れるＡＣ波形の振幅が低下するため、この使い方ではＦＥＴが完全なＯＮ状態に至ることは無い。
【００７４】
上述した第１の実施の形態によれば、ＲＦＩＤ機能を搭載した携帯機器において、ＦＥＴのドレイン−ソース間容量（Ｃds）の持つＤＣバイアス特性を利用して、受信している搬送波レベルが高いときにだけＲＦＩＤアンテナの共振周波数を低い側へシフトさせることができる。これにより、ＦＥＴの持つ特性を活用し、極めて少ない部品点数で所望の効果を得ることができる。
【００７５】
上記のとおり、本実施の形態では、ＯＦＦ状態に制御されたＦＥＴのドレイン端子へ１３．５６ＭＨｚのＡＣ波形が印加された際に、ＡＣ波形の振幅に応じてドレイン遮断電流が僅かに増加する現象を利用する。
【００７６】
本実施の形態の第１の機能は、このドレイン遮断電流の増加に伴い、ドレイン端子に接続されたプルアップ抵抗との分圧比の変化によってドレイン端子のＤＣ電位が変化（低下）することにより、ＡＣ波形の振幅レベルを検出することである。
【００７７】
本実施の形態の第２の機能は、所定振幅以上のＡＣ波形が入力された際に生じるドレイン端子のＤＣレベルの低下に基づきドレイン−ソース間の寄生容量値が増加する性質を利用して、ＡＣ波形の振幅レベルを容量値に変換するＡＣレベル−容量変換を行うことである。
【００７８】
本実施の形態の第３の機能は、第２の機能に基づいて、所定以上の搬送波強度を受信した時にループアンテナの共振周波数を低い側へシフトさせることでＲ／Ｗ近傍で発生するＮｕｌｌを回避することである。
【００７９】
次に、図１０により第１の実施の形態の変形例を説明する。図１０は、第１の実施の形態の変形例の構成を示している。この図において、図７に示した構成要素と同様の構成要素には同じ参照番号を付して、重複した説明は省略する。
【００８０】
第１の実施の形態ではＦＥＴ１，ＦＥＴ２のゲート端子をＧＮＤに直接落とした。これに対して、この変形例では、ゲート端子をＲＦＩＤ回路ブロック２４０の入出力ポート（ＩＯポート）へ接続する。このＩＯポートは、ＲＦＩＤ回路ブロック２４０内または外部の制御部（図示せず）により、出力ＨｉｇｈまたはＬｏｗのいずれかに切り替えて設定することができる。携帯機器の工場での出荷検査時に、ＩＯポート出力をＨｉｇｈに切り替えることでループアンテナの共振周波数ｆ0が変化するため、これを測定することによりＦＥＴ１，ＦＥＴ２周辺の部品の実装不良等をチェックすることが出来る。チェック後、ＩＯポート出力をＬｏｗとすることにより、基本的に工場出荷後は常時Ｌｏｗ状態となり、電気的な動作は第１の実施の形態と変わらない。
【００８１】
尚、図１０ではＲＦＩＤ回路ブロック２４０のＩＯポートを使用しているが、他の回路ブロック（ＩＣ）のＩＯポートを使用することも可能である。
【００８２】
次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。
【００８３】
ＦＥＴのゲート端子内部に現れるＡＣ波形は、そのドレイン端子に現れるＡＣ成分がＣdgとＣgsによって分圧される形となっている。仮にドレインのＤＣ電位が３Ｖから１Ｖに低下したとすると、例えば、そのＦＥＴのＣdgは、４．５ｐＦから８ｐＦへ変化する一方、Ｃgs（＝Ｃiss−Ｃdg）は４．８ｐＦから４ｐＦへ変化する。これにより、ＣdgとＣgsの分圧比は、ゲート端子内部に伝わるＡＣ波形がより大きくなる方向に変化する。このため、ドレイン電位の低下がさらなるドレイン電位の低下を引き起こす動作となる。その結果、ドレイン電位は１Ｖで安定せずに０Ｖ付近までスイッチ的に変動する。すなわち、ＡＣ波形の大きさの変化に対するドレイン電位の変化は、ヒステリシス性を持った動作となる。
【００８４】
図１１に、通信距離とＦＥＴのドレイン電位の関係を示す。通信距離の変化に伴うドレイン電位の変化の軌跡は往路と復路で異なる経路をとる。すなわち、共振周波数特性についてもヒステリシス性を呈する。上述したように、ドレイン電位は寄生容量に寄与し、寄生容量は最終的に共振周波数に寄与する。したがって、ヒステリシス性が不足していると、ドレイン電位の変化時に寄生容量ひいては共振周波数のばたつきが発生し、通信特性に影響を与える場合がある。
【００８５】
図１２は、図６（ｂ）と同じグラフにおいて、ヒステリシスの効果を示したものである。ここでは、携帯機器の共振周波数と通信距離との関係でヒステリシス性を示している。すなわち、共振周波数のシフトが生じる通信距離が、通信距離の変化の往路と復路とで異なっている。
【００８６】
ところで、ドレイン端子に現れるＡＣ波形振幅は、アンテナ端子（ａ）に現れる波形がＣds，Ｃdg，Ｃgsの合成容量（以下Ｃfetと呼ぶ）と、Ｃ1とによって分圧されたものである。このことに着目すると、ドレイン電位の低下時にＣ1の容量値が殆ど変化しないのに対してＣfetは増加する。このため、ドレイン端子に掛かるＡＣ波形振幅が小さくなる方向に分圧比が変化することになる。この現象は、逆に、ヒステリシス性を弱める作用となる。従って、通常は前述のヒステリシス性を強める作用と、ヒステリシスを弱める作用は同時に作用することになる。
【００８７】
図７に示した構成のＲＦＩＤモジュールにおいてもヒステリシス性は期待できるが、動作の安定性の観点から、ヒステリシス性をさらに強めることができれば好ましい。ヒステリシス性を強めたい場合には、ヒステリシスを弱める作用の方を軽減させることによって調整が可能である。
【００８８】
図１３に、このようなヒステリシス性を強めることができるＲＦＩＤモジュールの構成例を示す。この図において、図７に示した構成要素と同様の構成要素には同じ参照番号を付して、重複した説明は省略する。
【００８９】
図７に示した構成と異なる点は、次の点である。すなわち、共振周波数調整部２３０ａの第１の共振周波数調整回路２３１ａ内のＤＣカットコンデンサＣ１とＦＥＴ１との接続点に一端が接続され、他端が接地されたコンデンサＣ３を設けている。同様に、第２の共振周波数調整回路２３２ａ内においても、そのＤＣカットコンデンサＣ２とＦＥＴ２との接続点に一端が接続され、他端が接地されたコンデンサＣ４を設けている。
【００９０】
上述のように、ヒステリシスを強める作用がＣdgとＣgsの分圧比に依存しているのに対して、ヒステリシスを弱める作用はＣ1とＣfetの分圧比に依存している。そこで、コンデンサＣ３を加えると、ＦＥＴ１のドレイン端子Ｄに掛かるＡＣ波形振幅は、アンテナ端子（ａ）に現れる波形がＣ1と（Ｃfet＋Ｃ３）で分圧されたものになる。このため、Ｃfetの値が変化した際の分圧比への影響は小さくなる。これにより、Ｃfetが増加した時のドレイン端子Ｄに現れるＡＣ振幅の低下は抑えられ、ＣdgとＣgsの分圧比による"ヒステリシスを強める効果"が優勢になる。その結果、全体としてヒステリシス性は強化される方向になる。
【００９１】
なお、上述した第１の実施の形態の変形例は第２の実施の形態にも適用可能である。
【００９２】
次に、本発明の第３の実施の形態について説明する。
【００９３】
図１４に示すように、上述した共振周波数ｆ0のシフトが生じる通信距離の閾値距離ＤがＲ／Ｗからあまり遠方にあると、領域Ｒ３のように、共振周波数ｆ0のシフトによって通信可能なｆ0範囲から逸脱してしまう可能性がある。このため、携帯機器が十分Ｒ／Ｗに接近してから共振周波数ｆ0が変化するように、閾値距離Ｄ（ひいてはドレイン電位低下の閾値）を調整することが望ましい。
【００９４】
図７に示した第１の実施の形態の共振周波数調整部２３０において、ドレイン電位低下の閾値を、よりＲ／Ｗの近傍に近づけるにはＣ1，Ｃ2の容量値を小さくし、ドレイン端子に伝わるＡＣ波形振幅を小さくすればよい。しかしながら、Ｃ1，Ｃ2の容量値を小さくするとドレイン電位低下時の共振周波数ｆ0のシフト量も小さくなるため、Ｒ／Ｗ密着付近で発生するｎｕｌｌの回避性能も低下してしまう。
【００９５】
そこで、第３の実施の形態では、充分なｆ0シフト量を確保しつつ閾値をＲ／Ｗ近傍に調整する方策を示す。
【００９６】
図１５は第３の実施の形態に係るＲＦＩＤモジュールの構成例を示している。この図において、図７に示した構成要素と同様の構成要素には同じ参照番号を付して、重複した説明は省略する。
【００９７】
本実施の形態では、ループアンテナの性質として、ループアンテナ２２０の両端の端子（ａ），端子（ｂ）に現れる波形が、互いに逆位相であることを利用している。
【００９８】
そのために、図７に示した構成と異なる点は、抵抗Ｒ５，Ｒ６、および、閾値調整用の受動素子としてのコンデンサＣ５，Ｃ６を追加したものである。これにより、ＦＥＴ１のゲート端子には、ＦＥＴ２のドレイン端子からコンデンサＣ５を介して波形を引き込み、ＦＥＴ２のゲート端子には、ＦＥＴ１のドレイン端子からコンデンサＣ６を介して波形を引き込んでいる。これにより、共振周波数調整部内の一方の共振周波数調整回路内においてＣdgを介して伝わってくる波形に、他方の共振周波数調整回路から逆相の波形を合成する。
【００９９】
より具体的には、共振周波数調整部２３０ｂ内の第１の共振周波数調整回路２３１ｂ内のゲート抵抗は抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ５とを直列接続したものとする。また、共振周波数調整部２３０ｂ内の第２の共振周波数調整回路２３２ｂ内のゲート抵抗は抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ６とを直列接続したものとする。
【０１００】
さらに、共振周波数調整回路２３１ｂ内の抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ５の接続点と他方の共振周波数調整回路２３２ｂ内のＦＥＴ２のドレイン端子Ｄとの間に、第１の受動素子としてのコンデンサＣ５を接続する。同様に、共振周波数調整回路２３２ｂ内の抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ６の接続点と他方の共振周波数調整回路２３１ｂ内のＦＥＴ１のドレイン端子Ｄとの間に、第２の受動素子としてのコンデンサＣ６を接続する。
【０１０１】
共振周波数ｆ0のシフト量を大きくとるためには、コンデンサＣ1，Ｃ2の容量値を上げる必要がある。しかし、そのままではドレイン端子Ｄから容量Ｃdgを経てゲート内部に伝播するＡＣ成分が大きくなってしまい、Ｒ／Ｗから遠方でのｆ0シフトを引き起こしてしまう。そのため、これと逆位相を持つ波形をゲート端子側から注入し、ゲート内部にて互いに打ち消し合うことを意図して、コンデンサＣ５，Ｃ６を配置している。Ｒ５，Ｒ６は、ゲート端子のＤＣ電位をＧＮＤレベルに保ちつつゲート内部にＡＣ波形を伝えるための抵抗である。
【０１０２】
なお、定数の目安として、Ｃ５，Ｃ６はＣdgと同程度またはそれ以下、Ｒ５，Ｒ６は１０ｋΩ〜１００ｋΩ程度である。
【０１０３】
ゲート端子に抵抗が内蔵されている場合には、抵抗通過時に位相差が生じ、打消しの効果が低下するため、Ｃdgのインピーダンスの絶対値に対して抵抗値が同等以下であることが望ましい。
【０１０４】
また、第３の実施の形態においても、上記第１の実施の形態の変形例、および、第２の実施の形態の特徴を併用することが可能である。
【０１０５】
図１６は、第３の実施の形態の変形例を示している。この図において、図１５に示したと同様の構成要素には同じ参照番号を付して、重複した説明は省略する。図１５に示した構成と異なる点は、受動素子として、コンデンサＣ５，Ｃ６の代わりに、抵抗Ｒ７，Ｒ８を用いたことである。
【０１０６】
受動素子としては、コンデンサ、抵抗、インダクタ、またはこれらの任意の組み合わせとすることが可能である。この場合、アンテナのＱが低下する可能性があるが、その低下が許容範囲であれば、問題なく本発明の効果を享受できる。
【０１０７】
上述した本発明の代表的な実施の形態である第１の実施の形態の効果について説明する。第１の実施の形態に依れば次のような格別な効果が得られる。
【０１０８】
第１は部品点数削減の効果である。図１７は、レベル検出器を用いてその検出出力に基づく容量値の切り替えを行う従来技術と第１の実施の形態における回路規模の比較するための図である。本実施の形態ではコンデンサ、ＦＥＴ、プルアップ抵抗だけで、アンテナの誘起電圧のレベル検出から容量値の切り替えまでを行う。このため、従来技術のレベル検出器で必要であった整流ダイオードやコンパレータ周辺回路を削減することができる。特に、従来技術におけるコンパレータ周辺回路は閾値設定用の抵抗や電位安定化のためのコンデンサ、ヒステリシスを持たせるための帰還抵抗、電源未投入状態でアンテナから大きな入力電圧が入った時のための保護抵抗等、多くの部品を必要とする。本実施の形態ではこれらの部品が不要となるので削減効果が大きい。
【０１０９】
第２に、アンテナの誘起電圧のＡＣ成分の振幅の大きさによってレベル検出を行うため整流回路が必要無く、ＧＳＭ（登録商標）等、他の無線通信用の送信波がＲＦＩＤ用アンテナに重畳した場合に、整流部１５１のダイオード１５２にてスプリアスが発生する懸念が減る。
【０１１０】
第３に、コンパレータを使用しないため、コンパレータのスタンバイ電流や、閾値設定のための抵抗分圧で消費される電流が削減できる。
【０１１１】
これらの効果は、基本的に、上述した他の実施の形態および変形例についても共通に得られるものである。
【０１１２】
上述したＲＦＩＤモジュールは、非接触ＩＣカードの形態として具現されるだけでなく、携帯機器に組み込んで使用することも可能である。
【０１１３】
図１８に、上記実施の形態のいずれかに係るＲＦＩＤモジュールを内蔵した携帯機器３００の構成例を示す。
【０１１４】
携帯機器３００は、制御部３１０、アンテナ３１１、通信部３１２、表示部３１３、操作部３１４、記憶部３１５、音声処理部３１６、スピーカ３１７、マイクロホン３１８および、ＲＦＩＤモジュールを含むＲＦＩＤ部３１９を備える。制御部３１０は、バス３２０を介して各部と接続され、各部の制御および必要なデータ処理を行うプロセッサであり、ＭＰＵ等のプロセッサを有する。通信部３１２は、アンテナを介して基地局と電波による無線通信を行う部位である。表示部３１３は、ユーザに対して表示インタフェースを提供する部位であり、表示画面上に情報を表示するＬＣＤ、有機ＥＬ等の表示デバイスを有する。操作部３１４は、ユーザに対して入力インタフェースを提供する部位であり、テンキーや各種制御キー等の入力装置を有する。記憶部３１５は、制御部３１０が実行するプログラムとしてＯＳおよび通信アプリケーション・プログラム等の各種アプリケーション・プログラム、および必要なデータを格納する部位であり、ＲＯＭ、ＲＡＭ等のメモリを含む。音声処理部３１６は、受話音声、動画ファイルの音声、音楽データの処理部であり、コーデック等を有し、音声を出力するスピーカ３１７および送話音声等を集音するマイクロホン３１８が接続される。
【０１１５】
ＲＦＩＤ部３１９は、好ましくは、ＲＦＩＤモジュール３１９ｂと制御部３１０との間のインタフェースをとるためのインタフェース部３１９ａを備える。制御部３１０は、ＲＦＩＤモジュール３１９ｂの能動化／不能化等の制御を行うとともに、能動化した状態で、インタフェース部３１９ａを介して、ＲＦＩＤモジュール３１９ｂとの間のデータの授受を行うことが可能である。ＲＦＩＤモジュール３１９ｂは通常、データを記憶するメモリ（図示せず）を内蔵している。
【０１１６】
携帯機器３００としては、携帯電話端末の他、ＰＤＡ、ゲーム機、ＰＣ、家電装置等を含みうる。
【０１１７】
本発明は、また、別の実施の形態として、通信方法、特に、ＲＦＩＤモジュールの通信方法を提供する。この通信方法は、次の各ステップを有する。
ＲＦＩＤアンテナのアンテナエレメントの一端にコンデンサを介してソース接地ＦＥＴを接続し、
そのＦＥＴのドレイン端子を所定の電源電圧にプルアップし、
前記ＦＥＴのゲート端子を抵抗を介して接地し、
ＲＦＩＤモジュールがＲ／Ｗ機器に接近したときにＲＦＩＤアンテナに励起される電圧に基づき、所定振幅以上のＡＣ波形が入力された際に、上記コンデンサを介してドレイン端子のＤＣレベルを低下させ、
このＤＣレベルの低下に基づき、ドレイン−ソース間の寄生容量値が増加させることにより、ループアンテナの共振周波数を低い側へシフトさせる。
【０１１８】
以上、本発明の好適な実施の形態について説明したが、上記で言及した以外にも種々の変形、変更を行うことが可能である。すなわち、請求項または請求項と均等の範囲内にある限り、デザイン又はその他の要素によって種々の改変、組み合わせ、他の実施形態が生じうることは、当業者にとって当然のことと理解される。
【０１１９】
例えば、ＲＦモジュールを備えた携帯機器について説明したが、カード形態、その他任意の形態のＲＦモジュールに適用することができる。また、上記実施の形態で挙げた具体的な数値はあくまで説明のための例示であり、本発明はそれらの数値に限定されるものではない。
【０１２０】
上述の本発明の実施の形態では、
ＲＦＩＤアンテナを構成するアンテナエレメントと、
前記アンテナエレメントが接続されたＲＦＩＤ回路ブロックと、
前記アンテナエレメントに接続され、ＲＦＩＤアンテナの共振周波数を調整する共振周波数調整回路とを備え、
前記共振周波数調整回路は、
前記アンテナエレメントの一端に、一端が接続されたコンデンサと、
前記コンデンサの他端にドレイン端子が接続されるとともにソース端子が接地されたＦＥＴと、
前記ＦＥＴのドレイン端子と電源との間に接続されたプルアップ抵抗とを有し、
前記ＦＥＴのゲート端子が抵抗を介して接地された
ＲＦＩＤモジュール、
について説明している。
【０１２１】
また、
前記共振周波数調整回路は、前記コンデンサと前記ＦＥＴとの接続点に一端が接続され、他端が接地された他のコンデンサをさらに有する請求項１に記載のＲＦＩＤモジュール、についても説明している。
【０１２２】
また、
前記アンテナエレメントの一端および他端にそれぞれ設けられた第１および第２の共振周波数調整回路を備えた請求項１または２に記載のＲＦＩＤモジュール、
についても説明している。
【０１２３】
また、  
前記第１および第２の共振周波数調整回路内の各ＦＥＴのゲート端子に接続された抵抗は、直列接続された第１および第２の抵抗を含み、
前記第１の共振周波数調整回路内の前記第１および第２の抵抗の接続点と前記第２の共振周波数調整回路内の前記ＦＥＴのドレイン端子との間に接続された第１の受動素子と、
前記第２の共振周波数調整回路内の前記第１および第２の抵抗の接続点と前記第１の共振周波数調整回路内の前記ＦＥＴのドレイン端子との間に接続された第２の受動素子と
をさらに備えた請求項３に記載のＲＦＩＤモジュール、
についても説明している。
【０１２４】
また、
前記ＦＥＴのゲート端子は、前記抵抗を介して、前記ＲＦＩＤ回路ブロックのＩＯポートに接続され、前記ＩＯポートはその出力をＨｉｇｈまたはＬｏｗに切り替えて設定される請求項１に記載のＲＦＩＤモジュール、
についても説明している。
【０１２５】
また、
ユーザに対して表示インタフェースを提供する表示部と、
ユーザに対して入力インタフェースを提供する操作部と、
ＲＦＩＤ部と、
各部の制御および必要なデータ処理を行う制御部とを備え、
前記ＲＦＩＤ部は、
ＲＦＩＤアンテナを構成するアンテナエレメントと、
前記アンテナエレメントが接続されたＲＦＩＤ回路ブロックと、
前記アンテナエレメントに接続され、ＲＦＩＤアンテナの共振周波数を調整する共振周波数調整回路とを備え、
前記共振周波数調整回路は、
前記アンテナエレメントの一端に、一端が接続されたコンデンサと、
前記コンデンサの他端にドレイン端子が接続されるとともにソース端子が接地されたＦＥＴと、
前記ＦＥＴのドレイン端子と電源との間に接続されたプルアップ抵抗とを有し、
前記ＦＥＴのゲート端子が抵抗を介して接地された
携帯機器、
についても説明している。
【符号の説明】
【０１２６】
１５１…整流部、１５２…ダイオード、１５２…整流ダイオード、１５３…コンパレータ、２２０…ループアンテナ、２３０，２３０ａ，２３０ｂ…共振周波数調整部、２３１，２３１ａ，２３１ｂ…共振周波数調整回路、２３２，２３２ａ，２３２ｂ…共振周波数調整回路、２４０…ＲＦＩＤ回路ブロック、２４１…整流部、２４３…復調部、３００…携帯機器、３１０…制御部、３１１…アンテナ、３１２…通信部、３１３…表示部、３１４…操作部、３１５…記憶部、３１６…音声処理部、３１７…スピーカ、３１８…マイクロホン、３１９…ＲＦＩＤ部、３１９ａ…インタフェース（Ｉ／Ｆ）部、３１９ｂ…ＲＦＩＤモジュール、３２０…バス
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１３】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図１２】
2012198872.tif 000022
【図１４】
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