【事件の表示】
　特願２０１２−　１５１２２「周波数変換に関するシステム、方法、及び装置」拒絶査定不服審判事件〔平成２４年　７月１２日出願公開、特開２０１２−１３４９９６〕について、次のとおり審決する。
【結　論】
　本件審判の請求は、成り立たない。
【理　由】
第１　手続の経緯
　本願は，平成１９年７月１０日(優先権主張　２００６年(平成１８年)７月１１日　米国，２００６年(平成１８年)９月１３日　米国)を国際出願日とする出願(外国語書面出願)の一部を平成２４年１月２７日に新たな特許出願(外国語書面出願)とした出願であって，同年２月２７日付けで手続補正書の提出がなされ，同年６月６日付けで手続補正書の提出がなされ，同年１０月２９日付けで拒絶理由が通知され，平成２５年４月８日付けで意見書の提出がなされ，同年１２月２４日付けで拒絶査定され，平成２６年５月７日に拒絶査定不服審判の請求と同時に手続補正がなされたものである。
第２　補正却下の決定
［結論］
　平成２６年５月７日付け手続補正を却下する。
［理由］
１．本件補正の概要及び本件補正発明
　平成２６年５月７日付け手続補正(以下「本件補正」という。)は，本件補正前(平成２４年６月６日付け手続補正)の特許請求の範囲の請求項１１の記載を，本件補正後の特許請求の範囲の請求項９の記載のように変更することを含むものである。
［本件補正前］(請求人の附した下線は省略。)
　　【請求項１１】
　周波数コンバータを含む装置、前記周波数コンバータは下記を備える、
　　　第１の局部発振器（ＬＯ）信号及び第２のＬＯ信号を含むＬＯ信号の第１の相補対、
　　　第３の局部発振器（ＬＯ）信号及び第４のＬＯ信号を含むＬＯ信号の第２の相補対
　　を生成するように構成された信号生成器、
　　　ここにおいて、前記第１のＬＯ信号と前記第３のＬＯ信号との間の位相差は９０°に実質的に等しい、ここにおいて、ＬＯ信号の前記第１及び第２の相補対の各ＬＯ信号は５０％未満のデューティサイクルを有する、
　　　無線周波数（ＲＦ）電流信号を前記第１のＬＯ信号と混合することによって第１の中間周波数（ＩＦ）電流信号を生成し、
　　　前記ＲＦ電流信号を前記第２のＬＯ信号と混合することによって第２のＩＦ電流信号を生成する
　　ように構成された第１のミキサー、
　　　前記ＲＦ電流信号を前記第３のＬＯ信号と混合することによって第３のＩＦ電流信号を生成し、
　　　前記ＲＦ電流信号を前記第４のＬＯ信号と混合することによって第４のＩＦ電流信号を生成する
　　ように構成された第２のミキサー、
　　　前記第１のＩＦ電流信号を第１のＩＦ電圧信号に変換し、
　　　前記第２のＩＦ電流信号を第２のＩＦ電圧信号に変換する
　　ように構成された第１のフィードバックトランスインピーダンス増幅器、
　　　前記第３のＩＦ電流信号を第３のＩＦ電圧信号に変換し、
　　　前記第４のＩＦ電流信号を第４のＩＦ電圧信号に変換する
　　ように構成された第２のフィードバックトランスインピーダンス増幅器、
　を備える、装置。
［本件補正後］(下線は請求人が附したもの。)
　　【請求項９】
　周波数コンバータを含む装置、前記周波数コンバータは下記を備える、
　　　第１の局部発振器（ＬＯ）信号及び第２のＬＯ信号を含むＬＯ信号の第１の相補対、
　　　第３の局部発振器（ＬＯ）信号及び第４のＬＯ信号を含むＬＯ信号の第２の相補対
　　を生成するように構成された信号生成器、
　　　ここにおいて、前記第１のＬＯ信号と前記第３のＬＯ信号との間の位相差は９０°に実質的に等しい、ここにおいて、ＬＯ信号の前記第１及び第２の相補対の各ＬＯ信号は５０％未満のデューティサイクルを有する、
　　　無線周波数（ＲＦ）電流信号を前記第１のＬＯ信号と混合することによって第１の中間周波数（ＩＦ）電流信号を生成し、
　　　前記ＲＦ電流信号を前記第２のＬＯ信号と混合することによって第２のＩＦ電流信号を生成する
　　ように構成された第１のミキサー、
　　　前記ＲＦ電流信号を前記第３のＬＯ信号と混合することによって第３のＩＦ電流信号を生成し、
　　　前記ＲＦ電流信号を前記第４のＬＯ信号と混合することによって第４のＩＦ電流信号を生成する
　　ように構成された第２のミキサー、
　　　前記第１のＩＦ電流信号を第１のＩＦ電圧信号に変換し、
　　　前記第２のＩＦ電流信号を第２のＩＦ電圧信号に変換する
　　ように構成された第１のフィードバックトランスインピーダンス増幅器、
　　　前記第３のＩＦ電流信号を第３のＩＦ電圧信号に変換し、
　　　前記第４のＩＦ電流信号を第４のＩＦ電圧信号に変換する
　　ように構成された第２のフィードバックトランスインピーダンス増幅器、
　を
備え、
　
前記第１のミキサーは、前記ＲＦ電流信号の同相成分に基づいて前記第１のＩＦ電流信号及び前記第２のＩＦ電流信号を生成し、前記第２のミキサーは、前記ＲＦ電流信号の直交成分に基づいて前記第３のＩＦ電流信号及び前記第４のＩＦ電流信号を生成する、
　上記によれば，本件補正後の請求項９に記載された発明についてみると，本件補正は，本件補正前の請求項１１に記載された発明を特定する事項である「第１のミキサー」及び「第２のミキサー」それぞれに対し，限定を附すことを含むものであるといえる。
　そこで，本件補正前の請求項１１に係る発明に限定を附したものに相当する本件補正後の請求項９に係る発明(以下「本件補正発明」という。)が，特許出願の際独立して特許を受けることができるか否か(本件補正が，特許法第１７条の２第６項において準用する同法第１２６条第７項の規定に違反するか否か)について検討する。
２．引用発明等
(１)　引用発明
　原査定の理由に引用された特開２００３−６０４４１号公報(平成１５年(２００３年)２月２８日公開。以下「引用文献１」という。)には，図面とともに次の事項が記載(下線は当審が付与。)されている。
ア　【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、搬送波信号と受信信号を用いて乗算を行うことにより復調信号を得るダブルバランスミキサー回路及びそれを用いた直交復調回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、
移動体通信に用いられるディジタル変調は
【０００３】図１１は、従来技術による直交復調回路の構成図を示す。図１２は、従来技術による直交復調回路のクロック信号及びローカル信号の動作波形の図を示す。以下に、従来技術による直交復調回路の構成及び動作を説明する。
【０００４】図１１に示すように、従来技術による直交復調回路１０は、第１及び第２のダブルバランスミキサー（ＤＢＭ）回路１１ａ，１１ｂと、位相器１２とで構成される。この位相器１２は、ローカルバッファ１３と、９０度位相器１４とで構成される。
イ　【００２４】
【発明の実施の形態】本発明の実施の形態を以下に図面を参照して説明する。この説明に際し、全図にわたり、共通する部分には共通する参照符号を付す。
【００２５】図１は、本発明の実施の形態に係る直交復調回路の構成図を示す。図２は、本発明の実施の形態に係る直交復調回路のクロック信号及びローカル信号の動作波形の図を示す。以下に、本発明の実施の形態に係る直交復調回路の構成及び動作を説明する。
【００２６】図１に示すように、本発明の実施の形態に係る
直交復調回路１０は、ダブルバランスミキサー（ＤＢＭ）回路１１と、位相器１２とで構成される。この位相器１２は、ローカルバッファ１３と、９０度位相器１４と、パルス波形整形回路１５とで構成される
【００２７】このような直交復調回路１０では、
ローカルバッファ１３にローカル信号の２倍の周波数を有する正弦波信号が入力されると、ローカルバッファ１３からクロック信号ＣＬＫ１，ＣＬＫ２が出力される。これらクロック信号ＣＬＫ１，ＣＬＫ２を９０度位相器１４及び波形整形回路１５に通すことにより、ローカル信号ＬＯ１，ＬＯ２，ＬＯ３，ＬＯ４が出力され、これらローカル信号ＬＯ１，ＬＯ２，ＬＯ３，ＬＯ４がダブルバランスミキサー回路１１に入力される。一方、ダブルバランスミキサー回路１１には、高周波又は中間周波数帯からの変調された受信信号Ｒ１，Ｒ２が入力される。そして、ダブルバランスミキサー回路１１で受信信号とローカル信号との乗算が行われることにより、Ｉチャンネル，Ｑチャンネルの復調信号が出力される
【００２８】ここで、図２に示すように、クロック信号ＣＬＫ１，ＣＬＫ２のクロック波形は、デューティ比が５０％の矩形波である。また、ローカル信号ＬＯ１，ＬＯ２，ＬＯ３，ＬＯ４は４相の信号波形が順に出力され、この４相の波形は１周期の中でハイレベルの状態が互いにオーバーラップしない。つまり、
１周期の間に順に、第１のローカル信号ＬＯ１のパルスの立ち下がり時に第２のローカル信号ＬＯ２のパルスが立ち上がり、この第２のローカル信号ＬＯ２のパルスの立ち下がり時に前記第３のローカル信号ＬＯ３のパルスが立ち上がり、この第３のローカル信号ＬＯ３のパルスの立ち下がり時に第４のローカル信号ＬＯ４のパルスが立ち上がる。このようなローカル信号ＬＯ１，ＬＯ２，ＬＯ３，ＬＯ４では、ハイレベルのパルスのデューティ比が２５％である
ローカル信号ＬＯ１，ＬＯ２，ＬＯ３，ＬＯ４はそれぞれ９０度ずつ位相がずれている
ウ　【００３４】図４は、本発明の実施の形態に係るダブルバランスミキサー回路の構成図を示す。
図５は、本発明の実施の形態に係るダブルバランスミキサー回路のスイッチングペアの構成図を示す
【００３５】図４に示すように、ダブルバランスミキサー回路１１は、第１及び第２の負荷ブロック２１ａ，２１ｂと、第１及び第２のスイッチングペア２２ａ，２２ｂと、駆動段２３とで構成される。
【００３６】ここで、第１及び第２の負荷ブロック２１ａ，２１ｂは、抵抗や時定数を持たせるために抵抗と容量とを並列に接続した受動素子や、ＰＭＯＳトランジスタなどの能動素子で構成される。また、
第１のスイッチングペア２２ａは、図５に示すように、スイッチング素子３１で構成され、このスイッチング素子３１にローカル信号ＬＯ１，ＬＯ３が入力される
駆動段２３は、図６に示すように、電流源３２とトランジスタ３３とからなる差動対３４で構成される場合や、受信信号Ｒ１，Ｒ２として完全な差動信号を受けることを前提とした場合には電流源３２を省いてトランジスタ３３のみからなる差動対３４で構成される場合がある。尚、スイッチングペア２２ａ，２２ｂのスイッチ素子３１及び駆動段２３のトランジスタ３３には、バイポーラトランジスタ又はＭＯＳトランジスタのどちらを使用してもよい
【００３７】このようなダブルバランスミキサー回路１１では、第１のスイッチングペア２２ａにローカル信号ＬＯ１，ＬＯ３が入力され、第２のスイッチングペア２２ｂにローカル信号ＬＯ２，ＬＯ４が入力される。一方、駆動段２３に受信信号Ｒ１，Ｒ２が入力される。そして、受信信号とローカル信号とが乗算され、第１及び第２のスイッチングペア２２ａ，２２ｂと第１及び第２の負荷ブロック２１ａ，２１ｂとの接続点からＩチャンネル，Ｑチャンネルの復調信号がそれぞれ出力される。
【００３８】図７（ａ）（ｂ）は、ローカル信号の各位相におけるダブルバランスミキサー回路の動作図を示す。
以下に、ダブルバランスミキサー回路におけるＩ信号，Ｑ信号の復調について説明する
【００３９】
Ｉ信号を復調するときは、図７（ａ）に示すように、スイッチングペア２２ａの第１のスイッチング素子３１ａをオンし、ローカル信号ＬＯ１の復調信号が出力され、スイッチングペア２２ａの第２のスイッチング素子３１ｂをオンし、ローカル信号ＬＯ３の復調信号が出力される
【００４０】
Ｑ信号を復調するときは、図７（ｂ）に示すように、スイッチングペア２２ｂの第３のスイッチング素子３１ｃをオンし、ローカル信号ＬＯ２の復調信号が出力され、スイッチングペア２２ｂの第４のスイッチング素子３１ｄをオンし、ローカル信号ＬＯ４の復調信号が出力される
【００４１】
このとき、ローカル信号ＬＯ１からＬＯ４は、図２に示したように、互いにハイレベルの位相がオーバーラップしないので、ローカル信号ＬＯ１からＬＯ４の波形の１周期の間において、Ｉ，Ｑ信号の両方の信号電流が同時に駆動段２３に流れることはない
【００４２】また、駆動段２３のバイアス電流を利得制御信号ＧＣからなる外部信号によって制御すれば、ダブルバランスミキサー回路１１自体の利得が変り、直交復調回路１０の変換利得を可変することができる。ここで、直交復調回路１０内に利得を変化させるダブルバランスミキサー回路１１の駆動段２３は１つしかないため、利得制御信号ＧＣもＩ，Ｑ信号間の２つのチャンネルに対して１つでよいことになる。
【００４３】
図８は、本発明の実施の形態に係るダブルバランスミキサー回路の構成図を示す
図１０は、本発明の実施の形態に係るダブルバランスミキサー回路の出力に配置される回路の構成図を示す
【００４４】図８に示すように、ダブルバランスミキサー回路１１は、第１及び第２の負荷ブロック２１ａ，２１ｂと、第１及び第２のスイッチングペア２２ａ，２２ｂと、駆動段２３とで構成される。そして、駆動段２３はＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２で構成され、スイッチングペア２２ａ，２２ｂはＭＯＳトランジスタＭ３，Ｍ４で構成される。さらに、ＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２のゲート端子に入力抵抗Ｒｉｎの一端がそれぞれ接続され、この入力抵抗Ｒｉｎの他端に容量Ｃの一端が接続され、この容量Ｃの他端は接地される。また、入力抵抗Ｒｉｎの他端の電圧Ｖｂを、利得制御回路で制御することによって、ＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２のトランスコンダクタンスを可変できる。この際、外部からの制御電圧ＶｃによってＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２のドレイン電流が指数関数の特性で変化するような電圧Ｖｂを発生する回路を使用すれば、制御電圧Ｖｃに対してデシベル表示の利得可変を実現できる。また、ローカル信号ＬＯ１，ＬＯ２，ＬＯ３，ＬＯ４の振幅を電源とグランド間の値にすると、スイッチングペア２２ａ，２２ｂの各ＭＯＳトランジスタＭ３，Ｍ４がスイッチング動作を行う。
【００４５】図９に示すように、位相器１２は、ローカルバッファ１３と、９０度位相器１４と、パルス波形整形回路１５とで構成される。そして、９０度位相器１４はＤ−フリップフロップを用いた１／２分周回路４１で構成され、パルス波形整形回路１５はＡＮＤ回路４２で構成される。このような位相器１２では、まず、ローカルバッファ１３にローカル信号ＬＯ１，ＬＯ２，ＬＯ３，ＬＯ４の２倍の周波数を有する信号が入力され、ローカルバッファ１３からクロック信号ＣＬＫ１，ＣＬＫ２が出力される。このクロック信号ＣＬＫ１，ＣＬＫ２は９０度位相器１４に入力され、１／２分周回路４１を用いて９０度の位相差を有する４相の信号が出力される。この信号はパルス波形整形回路１５を通すことにより、
ローカル信号ＬＯ１，ＬＯ２，ＬＯ３，ＬＯ４が出力される
【００４６】図１０に示すように、
通常、ダブルバランスミキサー回路１１は電流出力であるため、ダブルバランスミキサー回路１１の出力にトランスインピーダンス回路４３が配置される
【００４７】上記第１の実施形態によれば、ローカル信号ＬＯ１，ＬＯ２，ＬＯ３，ＬＯ４は４相の信号波形が順に出力され、この４相の波形は１周期の中でハイレベルの状態が互いにオーバーラップしない。このため、ローカルバッファ１３にオフセット成分が存在する等によりクロック信号ＣＬＫ１，ＣＬＫ２のデューティ比が５０％を保てない場合であっても、ローカル信号ＬＯ１，ＬＯ２，ＬＯ３，ＬＯ４におけるパルス幅の中心のそれぞれの間隔は９０度を保つ。
従って、本発明のローカル信号ＬＯ１，ＬＯ２，ＬＯ３，ＬＯ４を搬送波信号として用いれば、直交復調回路１０における位相誤差を低減することができる
エ　【００５０】その他、
本発明は、上記各実施形態に限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で、種々に変形することが可能である
記実施形態には種々の段階の発明が含まれており、開示される複数の構成要件における適宜な組み合わせにより種々の発明が抽出され得る
　以上の記載によれば，引用文献１には次の発明(以下「引用発明」という。)が記載されているといえる。
　ダブルバランスミキサー(ＤＢＭ)回路１１と，位相器１２とで構成される直交復調回路１０において，
　位相器１２は，ローカルバッファ１３と，９０度位相器１４と，パルス波形整形回路１５とで構成され，
　ローカルバッファ１３にローカル信号の２倍の周波数を有する正弦波信号が入力されると，波形整形回路１５からローカル信号ＬＯ１，ＬＯ２，ＬＯ３，ＬＯ４が出力され，ダブルバランスミキサー回路１１に入力され，
　１周期の間に順に，第１のローカル信号ＬＯ１のパルスの立ち下がり時に第２のローカル信号ＬＯ２のパルスが立ち上がり，この第２のローカル信号ＬＯ２のパルスの立ち下がり時に前記第３のローカル信号ＬＯ３のパルスが立ち上がり，この第３のローカル信号ＬＯ３のパルスの立ち下がり時に第４のローカル信号ＬＯ４のパルスが立ち上がり，このようなローカル信号ＬＯ１，ＬＯ２，ＬＯ３，ＬＯ４では，ハイレベルのパルスのデューティ比が２５％であり，また，ローカル信号ＬＯ１，ＬＯ２，ＬＯ３，ＬＯ４はそれぞれ９０度ずつ位相がずれ，
　ダブルバランスミキサー回路１１には、高周波又は中間周波数帯からの変調された受信信号Ｒ１，Ｒ２が入力され，そして，ダブルバランスミキサー回路１１で受信信号とローカル信号との乗算が行われることにより、Ｉチャンネル，Ｑチャンネルの復調信号が出力され，
　ダブルバランスミキサー回路１１は，第１及び第２の負荷ブロック２１ａ，２１ｂと，第１及び第２のスイッチングペア２２ａ，２２ｂと，駆動段２３とで構成され，
　駆動段２３は，受信信号Ｒ１，Ｒ２として完全な差動信号を受けることを前提とした場合には電流源３２を省いてトランジスタ３３のみからなる差動対３４で構成される場合があり，
　ダブルバランスミキサー回路におけるＩ信号，Ｑ信号の復調は，
　Ｉ信号を復調するとき，第１のスイッチングペア２２ａの第１のスイッチング素子３１ａをオンし，ローカル信号ＬＯ１の復調信号が出力され，第１のスイッチングペア２２ａの第２のスイッチング素子３１ｂをオンし，ローカル信号ＬＯ３の復調信号が出力され，
　Ｑ信号を復調するとき，第２のスイッチングペア２２ｂの第３のスイッチング素子３１ｃをオンし，ローカル信号ＬＯ２の復調信号が出力され，第２のスイッチングペア２２ｂの第４のスイッチング素子３１ｄをオンし，ローカル信号ＬＯ４の復調信号が出力され，
　ダブルバランスミキサー回路１１は電流出力であるため，ダブルバランスミキサー回路１１の出力にトランスインピーダンス回路４３が配置される，
　ダブルバランスミキサー回路。
(２)　周知技術
ア　周知例１
　本件出願の優先権主張日前に頒布された特開２００１−１１１３５４号公報(平成１３年(２００１年)４月２０日公開。以下「周知例１」という。)には，図面とともに次の事項が記載されている。
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、トランジスタを用いたダブルバランス形ミキサ回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
ダブルバランス形ミキサ回路は、一般に図６に示すようなブロック図で表される。図６においてＭＩＸはミキサ回路であり、ローカル信号Ｌｏおよび高周波信号ＲＦをそれぞれ差動増幅回路ＡＭＰで増幅して、このミキサ回路ＭＩＸに入力し、中間周波信号ＩＦを出力する
【０００３】上記ミキサ回路としては、いわゆるギルバートセルミキサ回路が用いられ、従来、図７に示すような回路で構成されていた。図７においてＱ１〜Ｑ６はそれぞれトランジスタ、３，４は出力負荷、Ｒｅは発振防止用の抵抗である。
イ　周知例２
　本件出願の優先権主張日前に頒布された特開２００１−１２７５５５号公報(平成１３年(２００１年)５月１１日公開。以下「周知例２」という。)には，図面とともに次の事項が記載されている。
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はミキサ回路に関し、特に低歪みのギルバートセル形のダブルバランスミキサ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】現在普及がめざましい携帯電話等の無線機器の受信部は、
受信した高周波信号（以下、ＲＦ信号と記す）を順次周波数の低い中間周波数（以下ＩＦ信号と記す）に周波数変換
【０００３】携帯電話のような８００ＭＨｚから２ＧＨｚまでの周波数を扱うダウンコンバータでは、図１０に示されている、いわゆるギルバートセルを用いた
ダブルバランスミキサ回路
【０００４】図１０に示されている回路は、
バランス形のＲＦ信号入力５Ａ，５Ｂをベースに接続した２個のトランジスタ２Ｅ、２Ｆのエミッタを接続して
ＩＦ出力端子７に接続される
【０００５】
以上のように、同図に示されている回路は、ＲＦ信号及びローカル信号の両方がバランス入力である、ダブルバランス形のミキサ回路になっている。なお、ここにいうバランス入力とは、入力端子が２個あり、その２端子間に信号を加えるものをいう
【０００６】
この回路は、ＲＦ入力端子５Ａ、５Ｂとローカル入力端子６Ａ、６Ｂに入力した信号の乗算を行った結果をＩＦ出力端子７から出力するように動作するので、ＩＦ出力端子７には、ローカル信号とＲＦ信号の和の周波数と差の周波数が出力される。ダウンコンバータでは、このうちの差の周波数をフィルタで選択して以降のＩＦアンプに送られる
【０００７】上述した従来のミキサ回路では、ＲＦが入力されるトランジスタ２Ｅ、２Ｆのコレクタ電流がベース電圧に対して指数関数的に変化するため歪が発生しやすい。そこで、特開平４−１７４０５号公報の第２図に示されているような回路が用いられる。図１１にこの従来例の回路が示されている。この回路では、同図のようにＴ型接続された抵抗３Ａ〜３Ｃをトランジスタ２Ｅ、２Ｆのエミッタにそれぞれ付加している。このような構成にすることで、コレクタ電圧・ベース電圧特性を線形化し低歪み動作を行わせるものである。
ウ　周知技術
　上記ア，イを参照するならば，例示した周知例１，周知例２等はいずれも次の技術が周知であるといえることを裏付けるものであるといえる。
「ダブルバランスミキサ回路により，高周波(ＲＦ)信号を中間周波数(ＩＦ)信号に変換する」技術(以下「周知技術」という。)。
３．当審の判断
(１)　対比
　本件補正発明と引用発明を比較すると次のことがいえる。
ア　引用発明における「ローカル信号」は本件補正発明における「局部発振器信号」に相当する。
　引用発明における「位相器１２」は，正弦波信号が入力されることにより「ローカル信号ＬＯ１，ＬＯ２，ＬＯ３，ＬＯ４」を出力するのであるから，「信号生成器」といえる。
　引用発明における「ダブルバランスミキサー回路」が「ローカル信号ＬＯ１，ＬＯ２，ＬＯ３，ＬＯ４」により周波数変換するもの，つまり「周波数コンバータ」であることは技術常識であるから，引用発明は，「周波数コンバータを含む装置」を開示しているといえる。
イ　引用発明においては，「ダブルバランスミキサー回路１１」に、「高周波又は中間周波数帯からの変調された受信信号Ｒ１，Ｒ２」が入力され，「ダブルバランスミキサー回路１１」で「受信信号」と「ローカル信号」との乗算が行われることにより、Ｉチャンネル，Ｑチャンネルの「復調信号」が出力される。
(ア)　ここで，「復調信号」を得る「受信信号」と「ローカル信号」との「乗算」を「混合」とも呼ぶことは，例を示すまでもなく当業者に周知である。
　さらに，「Ｉチャンネル」の「復調信号」が「受信信号」の「同相成分」と呼ばれ，「Ｑチャンネル」の「復調信号」が「受信信号」の「直交成分」と呼ばれることは，例を示すまでもなく当業者に周知である。
(イ)　引用発明における「ダブルバランスミキサー回路」は，移動体通信に用いることが予定されているものであることは明らかである(上記「２．」の「(１)」の「ア」(引用文献１)の【０００２】参照。)。
　つまり，引用発明における「高周波又は中間周波数帯からの変調された「受信信号」」は「無線周波数(ＲＦ)信号」といえる。
　このことは，該「ダブルバランスミキサー回路１１」の出力が「電流出力」であることを鑑みれば，受信信号，すなわち「無線周波数(ＲＦ)信号」が，「ダブルバランスミキサー回路１１」を構成する「駆動段２３」において，電流信号となることは技術的に明白である。
　これらのことからすると，引用発明における「受信信号」は，「ダブルバランスミキサー回路１１」において「無線周波数(以下「ＲＦ」という。)電流信号」といえることを示している。
(ウ)　以上を踏まえ，引用発明における「第１のスイッチングペア２２ａ」及び「第２のスイッチングペア２２ｂ」についてみると，次のことがいえる。
ａ．　「第１のスイッチングペア」においては，「ローカル信号ＬＯ１の復調信号が出力され」，「ローカル信号ＬＯ３の復調信号が出力され」る。
　このことは，該「第１のスイッチングペア」が，「ローカル信号ＬＯ１」と「ＲＦ電流信号」を混合することよって復調電流信号(以下「引用発明記載第１復調電流信号」という。)を生成すること，そして，「ローカル信号ＬＯ３」と「ＲＦ電流信号」を混合することによって復調電流信号(以下「引用発明記載第２復調電流信号」という。)を生成することを示している。
　このように，「ＲＦ電流信号」を「ＬＯ信号」と混合することによって「電流信号」を生成する点において，「第１のスイッチングペア」は「ミキサー」といえる。
　また，該「第１のスイッチングペア」は「Ｉ信号を復調するとき」に用いられるものである。
　このことは，該「第１のスイッチングペア」は「ＲＦ電流信号の同相成分」に基づいて「引用発明記載第１復調電流信号及び引用発明記載第２復調電流信号」を生成しているといえることを示している。
　よって，引用発明における「第１のスイッチングペア」と本件補正発明における「第１のミキサー」とは，「ＲＦ電流信号の同相成分に基づいて２つの電流信号を生成」する点において共通するといえる。
ｂ．　上記「ａ．」と同様に，「第２のスイッチングペア」においては，「ローカル信号ＬＯ２の復調信号が出力され」，「ローカル信号ＬＯ４の復調信号が出力され」る。
　このことは，該「第２のスイッチングペア」が，「ローカル信号ＬＯ２」と「ＲＦ電流信号」を混合することによって復調電流信号(以下「引用発明記載第３復調電流信号」という。)を生成すること，そして，「ローカル信号ＬＯ２」と「ＲＦ電流信号」を混合することによって復調電流信号(以下「引用発明記載第４復調電流信号」という。)を生成することを示している。
　このように，「ＲＦ電流信号」を「ＬＯ信号」と混合することによって「電流信号」を生成する点において，「第２のスイッチングペア」は「ミキサー」といえる。
　また，該「第２のスイッチングペア」は「Ｑ信号を復調するとき」に用いられるものである。
　このことは，該「第２のスイッチングペア」は「ＲＦ電流信号の直交成分」に基づいて「引用発明記載第３復調電流信号及び引用発明記載第４復調電流信号」を生成しているといえることを示している。
　よって，引用発明における「第２のスイッチングペア」と本件補正発明における「第２のミキサー」とは，「ＲＦ電流信号の直交成分に基づいて２つの電流信号を生成」する点において共通するといえる。
ウ　引用発明における「ローカル信号ＬＯ１，ＬＯ２，ＬＯ３，ＬＯ４」は，「１周期の間に順に，第１のローカル信号ＬＯ１のパルスの立ち下がり時に第２のローカル信号ＬＯ２のパルスが立ち上がり，この第２のローカル信号ＬＯ２のパルスの立ち下がり時に前記第３のローカル信号ＬＯ３のパルスが立ち上がり，この第３のローカル信号ＬＯ３のパルスの立ち下がり時に第４のローカル信号ＬＯ４のパルスが立ち上がり，このようなローカル信号ＬＯ１，ＬＯ２，ＬＯ３，ＬＯ４では，ハイレベルのパルスのデューティ比が２５％であり，また，ローカル信号ＬＯ１，ＬＯ２，ＬＯ３，ＬＯ４はそれぞれ９０度ずつ位相がずれ」ているものである。
　このことから，次のことがいえる。
ａ．　ローカル信号ＬＯ１とＬＯ３には１８０度の位相ずれがあることを示し，また，ローカル信号ＬＯ２とＬＯ４は１８０度の位相ずれがあることを示している。
　このことは，ローカル信号ＬＯ１とＬＯ３とは相補対であることを示し，また，ローカル信号ＬＯ２とＬＯ４とは相補対であることを示しているといえる。
　よって，引用発明は，「ローカル信号ＬＯ１及びＬＯ３を含むＬＯ信号の相補対(以下「引用発明記載第１相補対」という。)，ローカル信号ＬＯ２及びＬＯ４を含むＬＯ信号の相補対(以下「引用発明記載第２相補対」という。)を生成するように構成された信号生成器」を備えているといえる。
ｂ．　引用発明においては，「ローカル信号ＬＯ１，ＬＯ２，ＬＯ３，ＬＯ４はそれぞれ９０度ずつ位相がずれ」ているのであるから，「ＬＯ１とＬＯ２との間の位相差」，「ＬＯ２とＬＯ３との間の位相差」，「ＬＯ３とＬＯ４との間の位相差」及び「ＬＯ１とＬＯ２との間の位相差」は，それぞれ「９０°に実質的に等しい」といえる。
ｃ．　「ローカル信号ＬＯ１，ＬＯ２，ＬＯ３，ＬＯ４では，ハイレベルのパルスのデューティ比が２５％」であるのだから，「引用発明記載第１相補対及び「引用発明記載第２相補対の各ローカル信号は５０％未満のデューティサイクル」を有しているといえる。
ｄ．　上記「ａ．」ないし「ｃ．」に述べた事項，さらに，上記「イ」の「ａ．」及び「ｂ．」に述べた事項を総合すると，引用発明における「ローカル信号ＬＯ１，ＬＯ２，ＬＯ３，ＬＯ４」について，次のことがいえる。
(ａ)　引用発明における「ローカル信号ＬＯ１」と「ローカル信号ＬＯ３」は相補対(「引用発明記載第１相補対」)であり，引用発明における「第１のスイッチングペア」において，「ローカル信号ＬＯ１」は「ＲＦ電流信号」と混合することによって「引用発明記載第１復調電流信号」を生成し，「ローカル信号ＬＯ３」は「ＲＦ電流信号」と混合することによって「引用発明記載第２復調電流信号」を生成する。
　このことは，引用発明における「ローカル信号ＬＯ１」及び「ローカル信号ＬＯ３」について，いずれか一方が本件補正発明における「第１のＬＯ信号」といえることを示し，他方が本件補正発明における「第２のＬＯ信号」といえることを示している。
　そうすると，上記「ローカル信号ＬＯ１」及び「ローカル信号ＬＯ３」と「第１のＬＯ信号」及び「第２のＬＯ信号」との対応に応じて，「引用発明記載第１復調電流信号」及び「引用発明記載第２復調電流信号」は，いずれか一方が本件補正発明における「第１の中間周波数(以下「ＩＦ」という。)電流信号」と「電流信号」(以下「第１の電流信号」という。)である点で共通するといえ，他方が本件補正発明における「第２のＩＦ電流信号」と「電流信号」(以下「第２の電流信号」という。)である点で共通するといえる。
　よって，引用発明における「第１のスイッチングペア」と本件補正発明における「第１のミキサー」とは，「ＲＦ電流信号の同相成分に基づいて第１の電流信号及び第２の電流信号を生成」する点において共通するといえる。
　これにより，「引用発明記載第１相補対」は本件補正発明における「第１の相補対」に相当するといえる。
(ｂ)　上記(ａ)と同様に，引用発明における「ローカル信号ＬＯ２」と「ローカル信号ＬＯ４」は相補対(「引用発明記載第２相補対」)であり，引用発明における「第２のスイッチングペア」において，「ローカル信号ＬＯ２」は「ＲＦ電流信号」と混合することによって「引用発明記載第３復調電流信号」を生成し，「ローカル信号ＬＯ４」は「ＲＦ電流信号」と混合することによって「引用発明記載第４復調電流信号」を生成する。
　このことは，引用発明における「ローカル信号ＬＯ２」及び「ローカル信号ＬＯ４」について，いずれか一方が本件補正発明における「第３のＬＯ信号」といえることを示し，他方が本件補正発明における「第４のＬＯ信号」といえることを示している。
　そうすると，上記「ローカル信号ＬＯ２」及び「ローカル信号ＬＯ４」と「第３のＬＯ信号」及び「第４のＬＯ信号」との対応に応じて，「引用発明記載第３復調電流信号」及び「引用発明記載第４復調電流信号」は，いずれか一方が本件補正発明における「第３のＩＦ電流信号」と「電流信号」(以下「第３の電流信号」という。)である点で共通するといえ，他方が本件補正発明における「第４のＩＦ電流」と「電流信号」(以下「第４の電流信号」という。)である点で共通するといえる。
　よって，引用発明における「第２のスイッチングペア」と本件補正発明における「第２のミキサー」とは，「ＲＦ電信号の直交成分に基づいて第３の電流信号及び第４の電流信号を生成」する点で共通するといえる。
　これにより，「引用発明記載第２相補対」は本件補正発明における「第２の相補対」に相当するといえる。
(ｃ)　ここで，引用発明における「ローカル信号ＬＯ１」を本件補正発明における「第１のＬＯ信号」に相当すると仮定するならば，該「ローカル信号ＬＯ１」と，引用発明における「ローカル信号ＬＯ２」あるいは「ローカル信号ＬＯ４」との間の位相差はいずれも「９０°」であることは明白である。
　同様に，引用発明における「ローカル信号ＬＯ３」を本件補正発明における「第１のＬＯ信号」に相当すると仮定するならば，該「ローカル信号ＬＯ３」と，引用発明における「ローカル信号ＬＯ２」あるいは「ローカル信号ＬＯ４」との間の位相差はいずれも「９０°」であることは明白である。
　これらのことは，上記(ａ)及びA-4-2に述べたとおりに，「引用発明における「ローカル信号ＬＯ１」及び「ローカル信号ＬＯ３」のいずれか一方」と「引用発明における「ローカル信号ＬＯ２」及び「ローカル信号ＬＯ４」のいずれか一方」との間の位相差は「９０°に実質的に等しい」といえることを示している。
　つまり，引用発明における「ローカル信号ＬＯ１」及び「ローカル信号ＬＯ３」のいずれを本件補正発明における「第１のＬＯ信号」に相当するとしても，また，引用発明における「ローカル信号ＬＯ２」及び「ローカル信号ＬＯ４」のいずれを本件補正発明における「第３のＬＯ信号」に相当するとしても，上記の「第１のＬＯ信号」に相当する信号と「第３のＬＯ信号」に相当する信号との間の位相差は「９０°に実質的に等しい」といえることを示している。
　要するに，引用発明は，本件補正発明における「第１のＬＯ信号と第３のＬＯ信号との間の位相差は９０°に実質的に等しい」ことを開示しているといえる。
エ　引用発明における「トランスインピーダンス回路４３」は，引用文献１における【図１０】の記載からみて，本件補正発明における「フィードバックトランスインピーダンス増幅器」に相当する。
　そして，引用発明における「トランスインピーダンス回路４３」は，ダブルバランスミキサー回路１１の出力に配置されるものである。
　つまり，該「トランスインピーダンス回路４３」は，「引用発明記載第１復調電流信号」，「引用発明記載第２復調電流信号」，「引用発明第３復調電流信号」及び「引用発明記載第４復調電流信号」それぞれを「電圧信号」に変換するものであることは明白である。
　上記ウにおいて述べたことを踏まえるならば，引用発明における「トランスインピーダンス回路４３」も本件補正発明における「フィードバックトランス」もともに，「第１のミキサー」で生成された「第１の電流信号」及び「第２の電流信号」，そして「第２のミキサー」で生成された「第３の電流信号」及び「第４の電流信号」をそれぞれ「電圧信号」に変換する点において共通するといえる。
オ　以上から，本件補正発明と引用発明は次の点で一致し，相違するといえる。
［一致点］
　周波数コンバータを含む装置、前記周波数コンバータは下記を備える、
　　　第１の局部発振器（ＬＯ）信号及び第２のＬＯ信号を含むＬＯ信号の第１の相補対、
　　　第３の局部発振器（ＬＯ）信号及び第４のＬＯ信号を含むＬＯ信号の第２の相補対
　　を生成するように構成された信号生成器、
　　　ここにおいて、前記第１のＬＯ信号と前記第３のＬＯ信号との間の位相差は９０°に実質的に等しい、ここにおいて、ＬＯ信号の前記第１及び第２の相補対の各ＬＯ信号は５０％未満のデューティサイクルを有する、
　　　無線周波数（ＲＦ）電流信号を前記第１のＬＯ信号と混合することによって第１の電流信号を生成し、
　　　前記ＲＦ電流信号を前記第２のＬＯ信号と混合することによって第２の電流信号を生成する
　　ように構成された第１のミキサー、
　　　前記ＲＦ電流信号を前記第３のＬＯ信号と混合することによって第３の電流信号を生成し、
　　　前記ＲＦ電流信号を前記第４のＬＯ信号と混合することによって第４の電流信号を生成する
　　ように構成された第２のミキサー、
　　　前記第１の電流信号を第１の電圧信号に変換し，
　　　前記第２の電流信号を第２の電圧信号に変換し，
　　　前記第３の電流信号を第３の電圧信号に変換し，
　　　前記第４の電流信号を第４の電圧信号に変換する
　　ように構成されたフィードバックトランスインピーダンス増幅器，
　を備え、　
　前記第１のミキサーは、前記ＲＦ電流信号の同相成分に基づいて前記第１の電流信号及び前記第２の電流信号を生成し、前記第２のミキサーは、前記ＲＦ電流信号の直交成分に基づいて前記第３の電流信号及び前記第４の電流信号を生成する、装置。
［相違点］
　本件補正発明における「第１」及び「第２」の「ミキサー」は，「無線周波数電流信号」(「ＲＦ電流信号」)を「第１」，「第２」，「第３」及び「第４」の「局部発振器信号」(「ＬＯ信号」)と混合することによって「第１」，「第２」，「第３」及び「第４」の「中間周波数電流信号」(「ＩＦ電流信号」)を生成するものである，要するに，本件補正発明における「ミキサー」は「ＲＦ電流信号」を混合することによって「ＩＦ電流」を生成するものであるのに対して，引用発明において生成される「電流信号」が「ＩＦ電流」の信号であることの特定がない点(以下「相違点ア」という。)で相違するといえる。
　上記相違点アにより，本件補正発明と引用発明とに次の相違があるといえる。
［１］　「ミキサー」について
[１−１]　本件補正発明における「第１のミキサー」は，「ＲＦ電流信号」の「同相成分」を「第１のＬＯ信号」と混合することによって生成するのが「第１のＩＦ電流信号」であるのに対し，引用発明において生成するのは「第１の電流信号」であって「第１のＩＦ電流」の信号であることの特定がない点(以下「相違点(１−１)」という。)。
[１−２]　また，上記「第１のミキサー」は，上記「ＲＦ電流信号」の「同相成分」を「第２のＬＯ信号」と混合することによって生成するのが「第２のＩＦ電流信号」であるのに対し，引用発明において生成するのは「第２の電流信号」であって「第２のＩＦ電流」の信号であることの特定がない点(以下「相違点(１−２)」という。)。
[１−３]　上記[１−１]に述べたのと同様に，本件補正発明における「第２のミキサー」は，「ＲＦ電流信号」の「直交成分」を「第３のＬＯ信号」と混合することによって生成するのが「第３のＩＦ電流信号」であるのに対し，引用発明において生成するのは「第３の電流信号」であって「第３のＩＦ電流」の信号であることの特定がない点(以下「相違点(１−３)」という。)。
[１−４]　また，上記[１−２]に述べたのと同様に，上記「第２のミキサー」は，上記「ＲＦ電流信号」の「直交成分」を「第４のＬＯ信号」と混合することによって生成するのが「第４のＩＦ電流信号」であるのに対し，引用発明において生成するのは「第４の電流信号」であって「第４のＩＦ電流」の信号であることの特定がない点(以下「相違点(１−４)」という。)。
［２］　「フィードバックトランスインピーダンス増幅器」について
[２−１]　本件補正発明においては，「「第１のＩＦ電流信号」を「第１のＩＦ電圧信号」に変換し，「第２のＩＦ電流信号」を「第２のＩＦ電圧信号」に変換するように構成された」のが「フィードバックトランスインピダーンス増幅器」の「第１」であり，「「第３のＩＦ電流信号」を「第３のＩＦ電圧信号」に変換し、「第４のＩＦ電流信号」を「第４のＩＦ電圧信号」に変換するように構成された」のが「フィードバックトランスインピーダンス増幅器」の「第２」であるのに対して，引用発明における「フィードバックトランスインピーダンス増幅器」にはこのような「第１」，「第２」の特定がない点(以下「相違点(２−１)」という。)で相違する。
[２−２]　相違点(２−１)のため，上記「フィードバックトランスインピーダンス増幅器」の「構成」が，該「第１」では「第１のＩＦ電流信号を第１のＩＦ電圧信号に変換し，第２のＩＦ電流信号を第２のＩＦ電圧信号に変換するように構成された」こと，該「第２」では「第３のＩＦ電流信号を第３のＩＦ電圧信号に変換し、第４のＩＦ電流信号を第４のＩＦ電圧信号に変換するように構成された」ことの特定がない点(以下「相違点(２−２)」という。)で相違する。
(２)　検討
　相違点ア，相違点(１−１)ないし(１−４)，相違点(２−１)及び(２−２)について，以下に検討する。
ア　相違点ア，相違点(１−１)ないし(１−４)について
　「ダブルバランスミキサ回路により，高周波(ＲＦ)信号を中間周波数(ＩＦ)信号に変換する」技術が周知であるところ，周知技術を基に，引用発明における「第１のスイッチングペア」(「第１のミキサー」)及び「第２のスイッチングペア」(「第２のミキサー」)それぞれにおいて，ローカル信号及びとＲＦ電流信号を混合することによってＩＦ電流信号を生成するようにすることに，格別な技術的困難があるいう理由は発見できない。
　よって，周知技術及び引用発明を基に，引用発明における「第１のスイッチングペア」及び「第２のスイッチングペア」を，本件補正発明のように「無線周波数（ＲＦ）電流信号を第１のＬＯ信号と混合することによって第１の中間周波数（ＩＦ）電流信号」を生成し，「ＲＦ電流信号を前記第２のＬＯ信号と混合することによって第２のＩＦ電流信号」を生成するように構成された「第１のミキサー」及び「ＲＦ電流信号を第３のＬＯ信号と混合することによって第３のＩＦ電流信号」を生成し，「ＲＦ電流信号を第４のＬＯ信号と混合することによって第４のＩＦ電流信号」を生成するように構成された「第２のミキサー」とすることは，当業者が適宜なしえた事項であるといわざるを得ない。
イ　相違点(２−１)及び(２−２)について
　引用文献１における【図１０】に図示された「トランスインピーダンス回路」が，２入力であって，２出力であることは明白である。
　また，引用文献１における【図８】に図示された「ダブルバランスミキサー回路」が，２入力であって２出力の「出力バッファ」が２つ示されている。
　そして，当該【図８】に示されたような「出力バッファ」に接した当業者ならば，該「出力バッファ」として当該【図１０】に図示された「トランスインピーダンス回路」として用いるようにすることは，容易に想到し得た事項であるといえる。
　そうすると，引用文献１の【図８】及び【図１０】における記載を基に，引用発明における「トランスインピーダンス回路」(「フィードバックトランスインピーダンス増幅器」)を「第１のトランスインピーダンス回路」及び「第２のトランスインピーダンス回路」とし，本件補正発明のように「第１のフィードバックトランスインピーダンス増幅器」を「第１のＩＦ電流信号を第１のＩＦ電圧信号に変換し，第２のＩＦ電流信号を第２のＩＦ電圧信号に変換するように構成」すること，さらに，「第２のフィードバックトランスインピーダンス増幅器」を「第３のＩＦ電流信号を第３のＩＦ電圧信号に変換し、第４のＩＦ電流信号を第４のＩＦ電圧信号に変換するように構成」することは，当業者が適宜なしえた事項であるといわざるを得ない。
ウ　そして，本件補正発明のように構成したことによる効果も，引用発明及び周知技術から予測できる程度のものである。
　したがって，本件補正発明は，引用発明及び周知技術に基づいて，当業者が容易に発明をすることができたものであるといえる。
４．まとめ
　以上のとおりであるから，本件補正発明は，特許法第２９条第２項の規定により，特許出願の際独立して特許を受けることができない。
　したがって，本件補正は，特許法第１７条の２第６項において準用する同法第１２６条第７項の規定に違反するので、同法第１５９条第１項の規定において読み替えて準用する同法第５３条第１項の規定により却下すべきものである。
第３　本願発明
　上記「第２」に述べたとおり，平成２６年５月７日付け手続補正(「本件補正」)は却下された。
　よって，本件特許請求の範囲の記載は，平成２４年６月６日付け手続補正書の記載に基づくものとなり，その特許請求の範囲の請求項１１に係る発明(以下「本願発明」という。)は，上記「第２」の「１．」における「[本件補正前]」に記載したとおりのものである。
第４　当審の判断
１．引用発明等
　引用発明及び周知技術は，上記「第２」の「２．」の「(１)引用発明」及び「(２)周知技術」に記載のとおりである。
２．対比・検討
　本件補正発明は，本願発明を特定する事項に限定を附したものである。
　そして，本願発明を特定する事項を全て含み，さらにその特定する事項に限定を附したものに相当する本件補正発明は，上記「第２」で検討したように，引用発明及び周知技術に基づいて，当業者が容易に発明をすることができたものである。
　このことは，本願発明が，引用発明及び周知技術に基づいて，当業者が容易に発明をすることができたといえることを示している。
第５　むすび
　以上のとおりであるから，本願発明は，特許法第２９条第２項の規定に該当し，特許を受けることができない。
　したがって，他の請求項について論及するまでもなく，本願は拒絶すべきものである。
　よって，結論のとおり審決する。