(57)【要約】【課題】回路面積および製造コストの増大を招くことなく、ゲート電圧をクランプ値に収束するまでの応答時間を短くすることができるゲート駆動回路を提供する。【解決手段】トランジスタＱ１１に過電流が流れる異常が生じると異常検出信号ＳａがＨレベルになり、スイッチＳ１１がオンする。その状態において信号線Ｌ１３、Ｌ１２間の電位差がクランプ値を超えて上昇しようとすると、ツェナーダイオードＤ１１が降伏し、その降伏電流の大部分が増幅用トランジスタＴ１２のベース電流となる。増幅用トランジスタＴ１２の増幅作用によって、降伏電流を増幅した電流がクランプ用トランジスタＴ１１のベースに供給される。クランプ用トランジスタＴ１１は、供給されるベース電流に応じたコレクタ電流を信号線Ｌ１１、Ｌ１２間に流す。これにより、信号線Ｌ１１、Ｌ１２間の電位差が低下する。【選択図】図１
2012080488.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一対の信号線を介してゲート信号を供給することにより、絶縁ゲートバイポーラトランジスタのゲートを駆動するゲート駆動回路であって、
前記一対の信号線間に接続されるクランプ用トランジスタと、
前記一対の信号線間の電位差がクランプ値を超えようとすると、駆動電流を出力して前記クランプ用トランジスタをオン状態に駆動し、前記一対の信号線間の電位差を前記クランプ値に固定するクランプ手段と、
前記クランプ手段から出力される駆動電流を増幅し、その増幅後の駆動電流を前記クランプ用トランジスタの制御端子に供給する駆動電流増幅手段と、
を備え、
前記クランプ手段は、前記一対の信号線間に逆バイアス状態となるように接続されるとともに前記一対の電源線間の電位差が前記クランプ値を超えようとすると降伏する特性を有するツェナーダイオードと、前記ツェナーダイオードと前記信号線との接続経路に介在するスイッチ手段とを備え、前記ツェナーダイオードの降伏時に流れる降伏電流を前記駆動電流として出力し、
前記スイッチ手段は、前記絶縁ゲートバイポーラトランジスタに過電流が流れる異常が検出されたことを表す異常検出信号が与えられた状態でオンされ、前記異常検出信号が与えられない状態でオフされることを特徴とするゲート駆動回路。
【請求項２】
前記駆動電流増幅手段は、前記一対の信号線のうち一方の信号線と前記クランプ用トランジスタの制御端子との間に接続される増幅用トランジスタを備え、
前記増幅用トランジスタの制御端子には、前記クランプ手段から出力される駆動電流が供給されることを特徴とする請求項１に記載のゲート駆動回路。
【請求項３】
前記駆動電流増幅手段は、前記クランプ手段からの駆動電流の出力状態に関係なく前記クランプ用トランジスタをオフ状態に維持するオフ固定動作を実行可能なオフ固定動作手段を備え、
前記オフ固定動作手段は、前記異常検出信号が与えられた状態で非動作状態になり、前記異常検出信号が与えられない状態で動作状態になることを特徴とする請求項１または２に記載のゲート駆動回路。
【請求項４】
前記クランプ手段は、前記一対の信号線間に順バイアス状態となるように且つ前記ツェナーダイオードと直列に接続されたダイオードを備えていることを特徴とする請求項１〜３のいずれか一つに記載のゲート駆動回路。
【請求項５】
前記増幅用トランジスタは、複数のバイポーラトランジスタにより構成されていることを特徴とする請求項２に記載のゲート駆動回路。
【請求項６】
前記駆動電流増幅手段は、前記増幅後の駆動電流を制限する電流制限手段を備えていることを特徴とする請求項１〜５のいずれか一つに記載のゲート駆動回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一対の信号線を介してゲート信号を供給することにより絶縁ゲートバイポーラトランジスタのゲートを駆動するゲート駆動回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば、モータ駆動回路のスイッチング素子として用いられるＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）のゲートを駆動するゲート駆動回路には、短絡などに起因する過電流から素子を保護するための保護回路が設けられる。このような保護回路として、例えば、ＩＧＢＴに過電流が流れた異常状態を検出すると、ＩＧＢＴのゲート・エミッタ間の電圧（ゲート電圧）を所定のクランプ値にクランプしてＩＧＢＴに流れる電流を低減するものがある。また、特許文献１、２には、一対の信号線間の電圧を所定のクランプ値にクランプするクランプ回路が開示されている。
【０００３】
図１０は、このような保護回路に用いられるクランプ回路の一構成例を示している。図１０に示すクランプ回路１は、信号線２、３間に接続されたＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴであるトランジスタ４と、信号線２およびトランジスタ４のゲートの間に図示極性で接続されたツェナーダイオード５と、トランジスタ４のゲートおよび信号線３の間に接続された抵抗６により構成されている。
【０００４】
このような構成により、信号線２、３間の電圧がツェナーダイオード５のツェナー電圧を超えて上昇しようとすると、ツェナーダイオード５が降伏してトランジスタ４がオンする。そして、信号線２、３間にトランジスタ４のオン状態に応じた電流が流れることで、信号線２、３間の電圧が所定のクランプ値にクランプされる。なお、この場合のクランプ値は、ツェナー電圧にトランジスタ４のしきい値電圧Ｖｔを加えた値となる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００２−０８４１７４号公報
【特許文献２】特開２００５−２２３３９９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
上記した従来のクランプ回路１においては、クランプ動作時に信号線２、３間の電圧がクランプ値に収束するまでの時間（応答時間）は、ツェナーダイオード５およびトランジスタ４の素子特性に応じて定まる。また、その応答時間は、短絡により流れる過電流に伴うＩＧＢＴにおける損失を低減するという目的からすれば極力短いほうが好ましい。応答時間を短くするためには、クランプ時にトランジスタ４に供給する駆動電流、すなわちゲート・ソース間容量を充電するための充電電流を増加するか、あるいは、トランジスタ４のオン抵抗を低減して電流能力を高める必要がある。クランプ時の充電電流を増加するには、ツェナーダイオード５の降伏電流（ツェナー電流）を高くすればよい。しかし、一般にツェナーダイオードのツェナー電流は比較的低いため、充電電流をそれほど増加することはできない。一方、トランジスタ４のオン抵抗を低減しようとすると、トランジスタ４の素子サイズ（回路面積）の増加や、それに伴う製造コストの増加という問題が生じる。
【０００７】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、回路面積および製造コストの増大を招くことなく、ゲート電圧をクランプ値に収束するまでの応答時間を短くすることができるゲート駆動回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
請求項１に記載の手段によれば、一対の信号線を介してゲート信号を供給することにより、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（以下、ＩＧＢＴと称す）のゲートを駆動するゲート駆動回路であって、一対の信号線間に接続されたクランプ用トランジスタ、クランプ手段および駆動電流増幅手段を備えている。クランプ手段は、ツェナーダイオードおよびスイッチ手段を備えている。ツェナーダイオードは、一対の信号線間に逆バイアス状態となるように接続されるとともに、一対の信号線間の電位差がクランプ値を超えようとすると降伏する特性を有する。スイッチ手段は、ツェナーダイオードと上記信号線との間の接続経路に介在し、異常検出信号が与えられた状態でオンされ、異常検出信号が与えられない状態でオフされる。その異常検出信号は、短絡などの原因によりＩＧＢＴに過電流が流れる異常が検出されると与えられる。
【０００９】
このような構成において、ＩＧＢＴに過電流が流れる異常が生じていない場合、異常検出信号が与えられない。そのため、スイッチ手段がオフされ、ツェナーダイオードが一対の信号線から電気的に切り離された状態となる。この状態においては、ツェナーダイオードが降伏することがないため、クランプ手段から駆動電流が出力されない。このため、クランプ用トランジスタはオフ状態になっており、信号線間の電位差には何ら制限は加えられない。従って、ＩＧＢＴは、供給されるゲート信号に基づいて通常通りに駆動される。
【００１０】
これに対し、ＩＧＢＴに過電流が流れる異常が生じている場合、異常検出信号が与えられる。そのため、スイッチ手段がオンされ、ツェナーダイオードが一対の信号線間に電気的に接続された状態となる。このとき、上記電位差がクランプ値を超えようとした場合、ツェナーダイオードが降伏することで、クランプ手段から駆動電流が出力される。駆動電流は、クランプ用トランジスタをオン状態に駆動するためのものである。クランプ用トランジスタがオン状態になると、上記信号線間に電流が流れ、それら信号線間の電位差が低下する。クランプ手段は、上記電位差をクランプ値に固定（クランプ）するように駆動電流を出力する。すなわち、クランプ手段は、信号線間の電位差がクランプ値に一致するようにクランプ用トランジスタの駆動状態を制御する。
【００１１】
クランプ手段から出力される駆動電流は、駆動電流増幅手段により増幅され、増幅後の駆動電流がクランプ用トランジスタの制御端子に供給されるようになっている。なお、ここで言う供給とは、制御端子に電流を流し込む場合と、制御端子から電流を流し出す場合との両方を意味している。クランプ用トランジスタがバイポーラトランジスタである場合、上記駆動電流はベース電流に相当する。バイポーラトランジスタは、ベース電流の増加に応じてコレクタ電流が増加する。クランプ用トランジスタのコレクタ電流が増加するほど、上記電位差の低下率は高くなる（低下の傾きが急になる）。また、クランプ用トランジスタがＭＯＳＦＥＴである場合、上記駆動電流はゲート・ソース間容量の充電電流に相当する。ＭＯＳＦＥＴは、その充電電流の増加に応じてゲート・ソース間電圧が増加する。ＭＯＳＦＥＴは、ゲート・ソース間電圧の増加に応じてドレイン電流が増加する。クランプ用トランジスタのドレイン電流が増加するほど、上記電位差の低下率は高くなる。
【００１２】
このようなことから、本手段のように駆動電流を増加した電流によりクランプ用トランジスタをオン駆動した場合には、増幅しない駆動電流によりサイズおよび特性が本手段のものと同一のクランプ用トランジスタをオン駆動した場合と比較すると、信号線間の電位差の低下率が高くなる。本手段において、追加される駆動電流増幅手段は、クランプ用トランジスタの制御端子に供給する電流を流すものであるため、クランプ用トランジスタに比べると、電流能力の低いものでよく、そのサイズは比較的小さい。従って、本手段において追加される構成要素が占める回路面積は、クランプ用トランジスタの電流能力を向上するために要する回路面積に比べて比較的小さい。このため、本手段によれば、回路面積の増大および製造コストの増大を招くことなく、信号線間の電位差をクランプ値に固定するまでの時間、すなわちＩＧＢＴのゲート・エミッタ間電圧（ゲート電圧）をクランプ値に収束するまでの応答時間を短縮することができる。これにより、短絡などの原因によりＩＧＢＴに過電流が流れる異常が生じた場合、ＩＧＢＴのゲート電圧をクランプ値まで素早く低下して異常（過電流）を解消することが可能になるため、過電流が流れることに伴ってＩＧＢＴで生じる損失の低減を図ることができる。
【００１３】
クランプ手段が備えるツェナーダイオードは、上記信号線間の電位差がクランプ値を超えようとすると降伏する特性である。すなわち、ツェナーダイオードのツェナー電圧の値は、上記信号線間の電位差がクランプ値に達したときにツェナーダイオードの端子間に印加される電圧に相当する値になっている。このため、上記信号線間の電位差がクランプ値を超えようとすると、ツェナーダイオードは降伏して降伏電流が流れる。降伏した状態のツェナーダイオードの端子間電圧は、ツェナー電圧に等しくなる。クランプ手段は、その降伏電流を駆動電流として出力する。つまり、ツェナーダイオードの降伏電流を増幅した電流によりクランプ用トランジスタがオン状態に駆動される。このような構成によれば、クランプ動作時の信号線間の電位差（クランプ値）は、ツェナー電圧に応じて定まる。従って、使用するツェナーダイオードの降伏に関する特性を変更するだけで、クランプ値を容易に変更することができる。
【００１４】
クランプ手段が備えるスイッチ手段は、ツェナーダイオードと上記信号線との接続経路に介在して設けられている。スイッチ手段は、ＩＧＢＴに過電流が流れる異常が検出されたことを表す異常検出信号が与えられた状態でオンされ、その異常検出信号が与えられない状態でオフされる。上記異常が発生した場合、ＩＧＢＴのゲート電圧を低下させてＩＧＢＴに流れる電流を一時的に低減する必要がある。このような構成によれば、ＩＧＢＴのゲート電圧（信号線間の電圧）を低下する必要があるとき、すなわち前述したクランプ動作を行う必要があるときには、ツェナーダイオードを上記信号線間に接続した状態にすることが可能となる。一方、ＩＧＢＴのゲート電圧を低下する必要がないときには、例えばノイズなどの影響でツェナーダイオードが誤動作しても、クランプ用トランジスタの制御端子に電流が供給されないため、クランプ用トランジスタが誤ってオン状態に駆動されることはない。従って、ツェナーダイオードの誤動作に伴う信号線間の電圧（ゲート電圧）の低下や無駄な電力の消費などの不具合を未然に防止することができる。
【００１５】
請求項２に記載の手段によれば、駆動電流増幅手段は、増幅用トランジスタを備えている。増幅用トランジスタは、一対の信号線のうち一方の信号線とクランプ用トランジスタの制御端子との間に接続される。増幅用トランジスタの制御端子には、クランプ手段から出力される駆動電流が供給される。なお、ここで言う供給についても、請求項１で前述した供給と同様、制御端子に電流を流し込む場合と、制御端子から電流を流し出す場合との両方を意味している。
【００１６】
増幅用トランジスタがバイポーラトランジスタである場合、そのベース電流として駆動電流が供給される。そして、そのベース電流を増幅した電流であるクランプ用トランジスタのコレクタ電流がクランプ用トランジスタの制御端子に供給される。また、増幅用トランジスタがＭＯＳＦＥＴである場合、そのゲート・ソース間容量の充電電流として駆動電流が供給される。そして、ＭＯＳＦＥＴのゲート・ソース間電圧に応じたドレイン電流がクランプ用トランジスタの制御端子に供給される。上記ドレイン電流は、充電電流を増幅した電流に相当する。このような増幅用トランジスタによる電流増幅作用により、駆動電流を増幅した電流をクランプ用トランジスタの制御端子に供給することができる。
【００１７】
請求項３に記載の手段によれば、駆動電流増幅手段は、オフ固定動作手段を備えている。オフ固定動作手段は、クランプ手段からの駆動電流の出力状態に関係なくクランプ用トランジスタをオフ状態に維持するオフ固定動作を実行可能に構成されている。オフ固定動作手段は、上記異常検出信号が与えられた状態で非動作状態になり、その異常検出信号が与えられない状態で動作状態になる。
【００１８】
このような構成によれば、ＩＧＢＴのゲート電圧を低下する必要があるとき、すなわち上記信号線の電圧をクランプする必要があるときには、クランプ手段からの駆動電流の出力状態に応じてクランプ用トランジスタが駆動される。また、上記信号線間の電圧をクランプする必要がないときには、クランプ用トランジスタはオフ状態に維持される。このようにすれば、上記信号線間の電圧をクランプする必要がないときに、クランプ用トランジスタを確実にオフ状態に維持することができ、その制御端子にノイズが重畳した場合などによるその誤動作を防止することができる。
【００１９】
請求項４に記載の手段によれば、クランプ手段は、一対の信号線間に順バイアス状態となるように接続されたダイオードを備えている。また、そのダイオードは、ツェナーダイオードと直列に接続されている。このような構成によれば、クランプ動作時の信号線間の電位差（クランプ値）は、ツェナーダイオードのツェナー電圧およびダイオードの順方向電圧に応じて定まる。従って、使用するダイオードの数を変更するだけで、クランプ値をダイオードの順方向電圧単位で容易に変更することができる。
【００２０】
請求項５記載の手段によれば、複数のバイポーラトランジスタにより増幅用トランジスタを構成したので、駆動電流の増幅作用が一層増すことになる。従って、クランプ動作時、信号線間の電位差の低下率が一層高まるため、クランプ動作の応答時間をさらに短縮することができる。あるいは、本手段を採用しない場合とクランプ動作の応答時間を同程度にするのであれば、その分だけクランプ用トランジスタのサイズを低減することが可能となり、回路面積の低減を図ることができる。
【００２１】
請求項６記載の手段によれば、駆動電流増幅手段は、増幅後の駆動電流を制限する電流制限手段を備えている。クランプ動作時、信号線間の電位差の低下率が高過ぎると、信号線間の電位差が一時的にクランプ値を超えて低下する、いわゆるアンダーシュートが発生してしまう。このようなアンダーシュートが生じると、各信号線が接続される回路の動作に悪影響を及ぼす可能性がある。本手段では、電流制限手段が増幅後の駆動電流を制限するため、上記アンダーシュートの発生が抑制されるようになっている。ただし、アンダーシュートの抑制作用とクランプ動作の応答時間の短縮作用とはトレードオフの関係になるため、各々の必要とする仕様を満たすように電流制限手段による駆動電流の制限値を適宜設定するとよい。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】本発明の第１の実施形態を示すモータ駆動回路の一部構成図
【図２】本発明の第２の実施形態を示す図１相当図
【図３】本発明の第３の実施形態を示す図１相当図
【図４】本発明の第４の実施形態を示す図１相当図
【図５】本発明の第５の実施形態を示す図１相当図
【図６】本発明の第６の実施形態を示す図１相当図
【図７】アンダーシュート抑制作用の検証結果を示す図
【図８】アンダーシュート抑制作用の検証回路の構成を示す図
【図９】本発明の第７の実施形態を示す図１相当図
【図１０】従来技術を示すクランプ回路の構成図
【発明を実施するための形態】
【００２３】
（第１の実施形態）
以下、本発明の第１の実施形態について図１を参照しながら説明する。
図１は、ブリッジの接続形態をなすスイッチング素子を備えたモータ駆動回路の一部分の回路構成を示している。すなわち、上記モータ駆動回路は、駆動対象のモータがブラシ付ＤＣモータであればＨブリッジ回路などであり、三相モータ（交流モータ、ブラシレスＤＣモータなど）であれば三相のフルブリッジ回路などである。図１では、スイッチング素子のうち一つであるトランジスタＱ１１およびそのゲートを駆動するゲート駆動回路１１を示している。
【００２４】
トランジスタＱ１１は、上記モータ駆動回路を構成するスイッチング素子の一つであり、例えば下アームを構成するものである。また、トランジスタＱ１１は、マルチエミッタタイプのＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ；Insulated Gate Bipolar Transistor）である。すなわち、トランジスタＱ１１は、負荷であるモータへの供給電流を流すための第１のエミッタと、後述する過電流を検出するための電流検出用の第２のエミッタとを備えている。第２のエミッタには、第１のエミッタに流れる電流に応じた比較的小さい電流が流れる。
【００２５】
トランジスタＱ１１のコレクタは信号線Ｌ１１に接続され、第１のエミッタは信号線Ｌ１２に接続されている。図１には示していないが、信号線Ｌ１１は、モータの端子に接続されるとともに、上アームを構成するトランジスタを介してモータ駆動回路の電源線に接続される。また、信号線Ｌ１２は、モータ駆動回路のグランド線（０Ｖ）に接続される。なお、トランジスタＱ１１がモータ駆動回路の上アームを構成する場合、信号線Ｌ１１はモータ駆動回路の電源線に接続され、信号線Ｌ１２はモータの端子に接続されるとともに下アームを構成するトランジスタを介してモータ駆動回路のグランド線に接続されることになる。
【００２６】
トランジスタＱ１１の第２のエミッタは、抵抗Ｒ１１、Ｒ１２を介して信号線Ｌ１２に接続されている。抵抗Ｒ１１、Ｒ１２の相互接続点Ｎａは、コンパレータ１２の非反転入力端子に接続されている。相互接続点Ｎａの電圧Ｖdetは、トランジスタＱ１１の第２のエミッタから出力される電流、ひいては第１のエミッタから出力される電流（負荷電流）に応じたものとなる。コンパレータ１２は、トランジスタＱ１１を介して流れる負荷電流を検出するものであり、その負荷電流に応じたレベル（電圧値）を持つ異常検出信号Ｓａを出力する。コンパレータ１２は、電源端子１３およびグランド端子１４を介して電源電圧ＶＤＤ（例えば＋５Ｖ）の供給を受けて動作する。
【００２７】
コンパレータ１２の反転入力端子には、図示しない基準電圧生成回路から出力される基準電圧Ｖrefが入力される。コンパレータ１２は、相互接続点Ｎａの電圧Ｖdetと基準電圧Ｖrefとを比較する。抵抗Ｒ１１、Ｒ１２の各抵抗値（分圧比）は、トランジスタＱ１１の第１のエミッタに流れる電流（第１のエミッタ電流）がしきい値電流（過電流状態を検出するためのしきい値）と等しくなった時点における電圧Ｖdetの値が、基準電圧Ｖrefの値と等しくなるように設定されている。
【００２８】
これにより、コンパレータ１２の出力端子から出力される異常検出信号Ｓａは、トランジスタＱ１１の第１のエミッタ電流がしきい値電流未満の場合にはＬレベル（グランド端子１４のレベル＝０Ｖ）となる。これに対し、トランジスタＱ１１の第１のエミッタ電流がしきい値電流を超えた場合、すなわちトランジスタＱ１１に過電流が流れる異常が発生している場合、異常検出信号Ｓａは、Ｈレベル（電源端子１３のレベル＝＋５Ｖ）となる。要するに、異常検出信号Ｓａは、トランジスタＱ１１において過電流が流れる異常が検出された場合にＨレベルになり、検出されない場合にＬレベルになる。コンパレータ１２から出力される異常検出信号Ｓａは、クランプ回路１５に与えられる。なお、本実施形態において、「異常検出信号Ｓａ＝Ｈレベル」の状態は、異常検出信号が与えられた状態に相当し、「異常検出信号Ｓａ＝Ｌレベル」の状態は、異常検出信号が与えられない状態に相当する。
【００２９】
駆動制御回路１６は、図示しない上位の制御回路から与えられるモータ駆動のための指令値に基づいてゲート信号Ｓｇを出力する。駆動制御回路１６から出力されるゲート信号Ｓｇは、信号線Ｌ１３および基準電位線である信号線Ｌ１２を介してトランジスタＱ１１のゲートに与えられる。トランジスタＱ１１は、ゲートに与えられるゲート信号Ｓｇに応じて駆動される。この場合、ゲート信号Ｓｇは、正の電圧であるので、信号線Ｌ１３、Ｌ１２間（トランジスタＱ１１のゲート・エミッタ間）には正の電圧が加えられることになる。
【００３０】
トランジスタＱ１１のゲートに接続される信号線Ｌ１３とトランジスタＱ１１のエミッタに接続される信号線Ｌ１２との間には、クランプ回路１５が設けられている。クランプ回路１５は、Ｈレベルの異常検出信号Ｓａが与えられた状態において、クランプ動作の実行が可能な状態となる。そのクランプ動作とは、信号線Ｌ１３、Ｌ１２間の電位差、つまりトランジスタＱ１１のゲート・エミッタ間電圧（ゲート電圧）が所定のクランプ値Ｖcpを超えて上昇しようとすると、信号線Ｌ１３、Ｌ１２間の電位差を所定のクランプ値Ｖcpに固定する動作である。なお、クランプ回路１５は、下アームを構成するトランジスタＱ１１だけでなく、上アームを構成するトランジスタ（図示せず）のゲート・エミッタ間に設けることも可能である。
【００３１】
クランプ回路１５は、クランプ用トランジスタＴ１１、増幅用トランジスタＴ１２、抵抗Ｒ１３、Ｒ１４、ツェナーダイオードＤ１１およびスイッチＳ１１を備えている。クランプ用トランジスタＴ１１は、ＮＰＮ形バイポーラトランジスタであり、比較的大きなコレクタ電流を流すことが可能なものとなっている。クランプ用トランジスタＴ１１のコレクタは信号線Ｌ１３に接続され、クランプ用トランジスタＴ１１のエミッタは信号線Ｌ１２に接続されている。すなわち、クランプ用トランジスタＴ１１は、信号線Ｌ１３、Ｌ１２間に接続されている。クランプ用トランジスタＴ１１のベース・エミッタ間には、オフ時の動作を安定にするための抵抗Ｒ１３が接続されている。クランプ用トランジスタＴ１１のベース（制御端子に相当）は、増幅用トランジスタＴ１２のコレクタに接続されている。
【００３２】
増幅用トランジスタＴ１２は、ＰＮＰ形バイポーラトランジスタであり、クランプ用トランジスタＴ１１に比べて流すことができるコレクタ電流の大きさが小さいものとなっている。従って、増幅用トランジスタＴ１２は、クランプ用トランジスタＴ１１に比べ、そのサイズが小さい。増幅用トランジスタＴ１２のエミッタは、信号線Ｌ１３に接続されている。増幅用トランジスタＴ１２のエミッタ・ベース間には、オフ時の動作を安定にするための抵抗Ｒ１４が接続されている。増幅用トランジスタＴ１２のベース（制御端子に相当）には、ツェナーダイオードＤ１１のカソードが接続されている。ツェナーダイオードＤ１１のアノードは、スイッチＳ１１を介して信号線Ｌ１２に接続されている。
【００３３】
ツェナーダイオードＤ１１と信号線Ｌ１２との間の接続経路に直列に介在して設けられたスイッチＳ１１のオン、オフは、異常検出信号Ｓａに応じて制御される。スイッチＳ１１は、異常検出信号ＳａがＨレベルになるとオンされる。これにより、ツェナーダイオードＤ１１は、抵抗Ｒ１４を介して信号線Ｌ１３、Ｌ１２間に逆バイアス状態となるように接続された状態となる。このため、クランプ回路１５は、クランプ動作の実行が可能な状態となる。また、スイッチＳ１１は、異常検出信号ＳａがＬレベルになるとオフされる。これにより、ツェナーダイオードＤ１１は、信号線Ｌ１３、Ｌ１２から電気的に切り離された状態となる。このため、クランプ回路１５は、クランプ動作の実行が不可能な状態となる。
【００３４】
ツェナーダイオードＤ１１は、下記（１）式に表されるようなツェナー電圧（降伏電圧）Ｖｚを有している。ただし、クランプ値をＶcpとし、増幅用トランジスタＴ１２の順方向電圧をＶｆとしている。
Ｖｚ＝Ｖcp−Ｖｆ            …（１）
【００３５】
上記構成およびツェナーダイオードＤ１１の特性により、クランプ回路１５によるクランプ動作時のクランプ値Ｖcpは、下記（２）式により表される。
Ｖcp＝Ｖｚ＋Ｖｆ            …（２）
上記（２）式に示すとおり、クランプ回路１５のクランプ値Ｖcpは、ツェナー電圧Ｖｚおよび順方向電圧Ｖｆにより定まる。
【００３６】
本実施形態では、ツェナーダイオードＤ１１およびスイッチＳ１１によりクランプ手段１７が構成されている。クランプ手段１７は、信号線Ｌ１３、Ｌ１２間の電位差がクランプ値Ｖcpを超えようとすると、駆動電流を出力してクランプ用トランジスタＴ１１をオン状態に駆動し、上記電位差をクランプ値Ｖcpに固定するものである。また、増幅用トランジスタＴ１２および抵抗Ｒ１４により駆動電流増幅手段１８が構成されている。駆動電流増幅手段１８は、クランプ手段１７から出力される駆動電流を増幅し、その増幅後の駆動電流をクランプ用トランジスタＴ１１のベースに供給するものである。また、ツェナーダイオードＤ１１の降伏時に流れる降伏電流がクランプ用トランジスタＴ１１をオン状態に駆動するための駆動電流に相当する。
【００３７】
次に、上記構成の作用および効果について説明する。
トランジスタＱ１１を介して流れる負荷電流に過電流状態が生じていない場合、コンパレータ１２から出力される異常検出信号ＳａはＬレベルになっている。このため、クランプ回路１５は、クランプ動作の実行が不可能な状態になる。このように、負荷電流に過電流状態が生じていない場合、すなわちモータ駆動回路が正常に動作している場合、クランプ回路１５によるクランプ動作を行う必要はない。そこで、本実施形態では、モータ駆動回路が正常に動作していると考えられる状態においては、クランプ回路１５によるクランプ動作の実行を不可能にしている。
【００３８】
すなわち、上記状態においては、ツェナーダイオードＤ１１が信号線Ｌ１３、Ｌ１２から電気的に切り離された状態であるため、ツェナーダイオードＤ１１の降伏電流が流れず、増幅用トランジスタＴ１２がオフ状態となっている。このため、信号線Ｌ１３、Ｌ１２間の電位差には何ら制限は加えられず、駆動制御回路１６から出力されるゲート信号Ｓｇに基づいて、通常どおりトランジスタＱ１１の駆動が行われる。
【００３９】
これに対し、トランジスタＱ１１を介して流れる負荷電流に過電流状態が生じている場合、コンパレータ１２から出力される異常検出信号ＳａはＨレベルになっている。このため、クランプ回路１５は、クランプ動作の実行が可能な状態になる。このように、モータ駆動回路に異常が生じて過大な負荷電流が流れている場合、トランジスタＱ１１のゲート電圧を低下させてトランジスタＱ１１に流れる電流を一時的に低減するなどの保護動作が必要となる。従って、クランプ回路１５によるクランプ動作を行う必要が生じる。そこで、本実施形態では、トランジスタＱ１１を介して流れる負荷電流がしきい値電流を超えた状態（過電流状態）になると、クランプ回路１５によるクランプ動作の実行を可能にしている。
【００４０】
上記状態において、信号線Ｌ１３、Ｌ１２間の電位差がクランプ値Ｖcpを超えて上昇しようとすると、クランプ回路１５によるクランプ動作が行われ、信号線Ｌ１３、Ｌ１２間の電位差がクランプ値Ｖcpにクランプ（固定）される。トランジスタＱ１１のゲート・エミッタ間電圧がクランプ値Ｖcpに抑えられることで、そのトランジスタＱ１１を介して流れる負荷電流は低下する。つまり、トランジスタＱ１１のゲート・エミッタ間電圧をクランプすることで過電流状態を解消することができる。
【００４１】
上記したクランプ動作は、具体的には以下のようにして行われる。すなわち、信号線Ｌ１３、Ｌ１２間の電位差がクランプ値Ｖcpを超えて上昇しようとする場合、ツェナーダイオードＤ１１が降伏する。これにより、信号線Ｌ１３から抵抗Ｒ１４およびツェナーダイオードＤ１１を介して信号線Ｌ１２に電流が流れる。すると、増幅用トランジスタＴ１２のエミッタ・ベース間に電位差が生じ、ベース電流が供給される。すなわち、増幅用トランジスタＴ１２のベースから信号線Ｌ１２に向けてベース電流が流し出される。
【００４２】
これにより、増幅用トランジスタＴ１２がオン駆動される。増幅用トランジスタＴ１２のコレクタからは、ベース電流を所定の増幅率で増幅したコレクタ電流が流れる。そのコレクタ電流は、クランプ用トランジスタＴ１１のベースに供給される。すなわち、増幅用トランジスタＴ１２のコレクタからクランプ用トランジスタＴ１１のベースに向けてベース電流が流し込まれる。これにより、クランプ用トランジスタＴ１１がオン駆動される。クランプ用トランジスタＴ１１は、ベース電流を所定の増幅率で増幅したコレクタ電流を流す。信号線Ｌ１３、Ｌ１２間にクランプ用トランジスタＴ１１を介して電流が流れることにより、信号線Ｌ１３、Ｌ１２間の電圧が低下する。
【００４３】
信号線Ｌ１３、Ｌ１２間の電圧が低下してクランプ値Ｖcpを下回ると、ツェナーダイオードＤ１１の降伏状態が解除されるため、増幅用トランジスタＴ１２およびクランプ用トランジスタＴ１１がオフとなる。すると、信号線Ｌ１３、Ｌ１２間の電位差は再び上昇する。その後、信号線Ｌ１３、Ｌ１２間の電圧が再びクランプ値Ｖcpを超えて上昇しようとすると、ツェナーダイオードＤ１１が降伏する。これにより、クランプ用トランジスタＴ１１がオン駆動され、信号線Ｌ１３、Ｌ１２間の電位差が低下する。このような動作が繰り返されることにより、信号線Ｌ１３、Ｌ１２間の電圧がクランプ値Ｖcpにクランプ（固定）される。すなわち、ツェナーダイオードＤ１１の降伏電流に応じてクランプ用トランジスタＴ１１の駆動状態が制御されることで、信号線Ｌ１３、Ｌ１２間の電位差がクランプ値Ｖcpにクランプされる。このときのクランプ値Ｖcpは、上記（２）式で表されるように、ツェナー電圧Ｖｚに増幅用トランジスタＴ１２の順方向電圧Ｖｆを加えたものとなる。
【００４４】
ツェナーダイオードＤ１１の降伏電流の大部分は、増幅用トランジスタＴ１２のベース電流となる。つまり、増幅用トランジスタＴ１２のベース電流は、降伏電流にほぼ等しい。そして、増幅用トランジスタＴ１２の増幅作用によって、降伏電流を増幅した電流（増幅用トランジスタＴ１２のコレクタ電流）がクランプ用トランジスタＴ１１のベースに供給される。クランプ用トランジスタＴ１１は、ベース電流の増加に応じてコレクタ電流が増加する。クランプ用トランジスタＴ１１のコレクタ電流が増加するほど、信号線Ｌ１３、Ｌ１２間の電位差の低下率は高くなる（低下の傾きは急になる）。つまり、クランプ動作時に信号線Ｌ１３、Ｌ１２間の電圧がクランプ値Ｖcpに収束するまでに要する時間（応答時間）が短くなる。
【００４５】
このようなことから、本実施形態のクランプ回路１５は、ツェナーダイオードＤ１１の降伏電流そのものにより本実施形態のクランプ用トランジスタＴ１１と同一サイズおよび同一特性のトランジスタをオン駆動するクランプ回路と比較すると、クランプ動作時の信号線間の電位差の低下率が高くなる。また、駆動電流増幅手段１８を構成する増幅用トランジスタＴ１２は、クランプ用トランジスタＴ１１と比べると電流能力の低いものでよい。従って、増幅用トランジスタＴ１２のサイズを、クランプ用トランジスタＴ１１のサイズに比べて小さくできる。従って、本実施形態のクランプ回路１５において、従来のクランプ回路から追加される構成要素である駆動電流増幅手段１８が占める回路面積は、クランプ用トランジスタＴ１１の電流能力を向上するために要する回路面積に比べて小さい。このため、本実施形態のクランプ回路１５によれば、回路面積および製造コストの増大を招くことなく、一対の信号線Ｌ１３、Ｌ１２間の電位差をクランプ値Ｖcpに固定するまでの応答時間を短縮することができる。
【００４６】
このようなクランプ回路１５を備えたゲート駆動回路１１によれば、トランジスタＱ１１を介して流れる負荷電流が過電流状態になった場合に、トランジスタＱ１１のゲート電圧をクランプ値Ｖcpまで素早く低下することが可能になる。このように、本実施形態によれば、過電流が発生した場合において、その状態を素早く解消することが可能になるため、過電流が流れることに伴ってトランジスタＱ１１で生じる損失の低減を図ることができる。
【００４７】
また、クランプ動作時の信号線Ｌ１３、Ｌ１２間の電位差（クランプ値Ｖcp）は、ツェナーダイオードＤ１１のツェナー電圧Ｖｚおよび増幅用トランジスタＴ１２の順方向電圧Ｖｆにより定まるようになっている。従って、使用するツェナーダイオードＤ１１のツェナー電圧Ｖｚ（降伏に関する特性）を変更することでクランプ値Ｖcpを容易に変更可能であるため、回路設計の自由度が高まる。
【００４８】
クランプ回路１５は、クランプ動作を行う必要がないときには、信号線Ｌ１３、Ｌ１２からツェナーダイオードＤ１１を電気的に切り離し、クランプ動作の実行が不可能な状態になる。従って、クランプ動作が必要でないときには、例えばノイズなどの影響によるツェナーダイオードＤ１１の誤動作の発生を抑制し、ひいてはクランプ用トランジスタＴ１１の誤動作に伴う信号線Ｌ１３、Ｌ１２間の電圧（トランジスタＱ１１のゲート電圧）の低下や無駄な電力の消費などの不具合を未然に防止することができる。
【００４９】
（第２の実施形態）
以下、第１の実施形態に対し、クランプ回路を構成するトランジスタの種類を変更した本発明の第２の実施形態について図２を参照しながら説明する。
図２は、第１の実施形態における図１相当図であり、第１の実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。図２に示す本実施形態のゲート駆動回路２１が備えるクランプ回路２２は、図１に示した第１の実施形態のクランプ回路１５に対し、クランプ用トランジスタＴ１１に代えてクランプ用トランジスタＭ２１を備えている点と、増幅用トランジスタＴ１２に代えて増幅用トランジスタＭ２２を備えている点とが異なる。
【００５０】
クランプ用トランジスタＭ２１は、Ｎチャネル型のＬＤＭＯＳ（Laterally Diffused MOS）ＦＥＴであり、比較的大きなドレイン電流を流すことが可能なものとなっている。増幅用トランジスタＭ２２は、Ｐチャネル型ＭＯＳＦＥＴであり、クランプ用トランジスタＭ２１に比べて流すことができるドレイン電流の大きさが小さいものとなっている。従って、増幅用トランジスタＭ２２は、クランプ用トランジスタＭ２１に比べ、そのサイズが小さい。クランプ用トランジスタＭ２１および増幅用トランジスタＭ２２は、第１の実施形態におけるクランプ用トランジスタＴ１１および増幅用トランジスタＴ１２と同様に接続されている。
【００５１】
上記構成のクランプ回路２２によるクランプ動作は次のようになる。すなわち、信号線Ｌ１３、Ｌ１２間の電位差がクランプ値Ｖcpを超えて上昇しようとすると、ツェナーダイオードＤ１１が降伏して降伏電流が流れる。そして、その降伏電流に応じた充電電流が増幅用トランジスタＭ２２のゲート・ソース間に流れ、これによりゲート・ソース間容量が充電される。すると、増幅用トランジスタＭ２２のゲート・ソース間電圧が上昇し、オン駆動される。オン駆動された増幅用トランジスタＭ２２には、ゲート・ソース間電圧に応じたドレイン電流が流れる。
【００５２】
増幅用トランジスタＭ２２のドレイン電流は、クランプ用トランジスタＭ２１のゲート（制御端子に相当）に供給される。すなわち、増幅用トランジスタＭ２２のドレインからクランプ用トランジスタＭ２１のゲートに向けて電流が流し込まれる。このドレイン電流がクランプ用トランジスタＭ２１のゲート・ソース間に流れ、これによりゲート・ソース間容量が充電される。すると、クランプ用トランジスタＭ２１のゲート・ソース間電圧が上昇し、オン駆動される。オン駆動されたクランプ用トランジスタＭ２１には、ゲート・ソース間電圧に応じたドレイン電流が流れる。信号線Ｌ１３、Ｌ１２間にクランプ用トランジスタＭ２１を介して電流が流れることにより、信号線Ｌ１３、Ｌ１２間の電圧が低下する。
【００５３】
このときのクランプ値Ｖcpは、下記（３）式で表されるように、ツェナー電圧Ｖｚに増幅用トランジスタＭ２２のしきい値電圧Ｖｔを加えたものとなる。
Ｖcp＝Ｖｚ＋Ｖｔ            …（３）
クランプ用トランジスタおよび増幅用トランジスタとして、いずれもＭＯＳＦＥＴであるクランプ用トランジスタＭ２１および増幅用トランジスタＭ２２を採用した本実施形態の構成によっても、増幅用トランジスタＭ２２による電流増幅作用で降伏電流（駆動電流）を増幅した電流によりクランプ用トランジスタＭ２１をオン駆動することになるので、第１の実施形態と同様の作用および効果が得られる。
【００５４】
（第３の実施形態）
以下、第１の実施形態に対し、駆動電流増幅手段の構成を変更した本発明の第３の実施形態について図３を参照しながら説明する。
図３は、第１の実施形態における図１相当図であり、第１の実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。図３に示す本実施形態のゲート駆動回路３１が備えるクランプ回路３２は、図１に示した第１の実施形態のクランプ回路１５に対し、駆動電流増幅手段１８に代えて駆動電流増幅手段３３を備えている点が異なる。
【００５５】
駆動電流増幅手段３３は、駆動電流増幅手段１８が備える各構成に加え、さらに、増幅用トランジスタＴ３１および抵抗Ｒ３１を備えている。増幅用トランジスタＴ３１は、ＮＰＮ形のバイポーラトランジスタである。増幅用トランジスタＴ１２、Ｔ３１は２段に接続されている。すなわち、クランプ用トランジスタＴ１１のベースは、増幅用トランジスタＴ３１のエミッタに接続されている。増幅用トランジスタＴ３１のコレクタは、信号線Ｌ１３に接続されている。増幅用トランジスタＴ３１のベースと信号線Ｌ１２との間には、オフ時の動作を安定させるための抵抗Ｒ３１が接続されている。また、増幅用トランジスタＴ３１のベースは、増幅用トランジスタＴ１２のコレクタに接続されている。
【００５６】
本実施形態のクランプ回路３２は、２段に接続した増幅用トランジスタＴ１２、Ｔ３１により構成された駆動電流増幅手段３３を備えている。このように、増幅用トランジスタを２段に構成することで、その電流増幅作用が向上する。このため、クランプ用トランジスタＴ１１のベースに供給する電流の増幅率が高まるので、クランプ動作の応答時間をさらに短縮することができる。また、クランプ動作の応答時間を第１の実施形態と同程度にするのであれば、その分だけ、クランプ用トランジスタＴ１１のサイズを低減することが可能となり、回路面積の低減を図ることができる。
【００５７】
（第４の実施形態）
以下、第１の実施形態に対し、クランプ手段の構成を変更した本発明の第４の実施形態について図４を参照しながら説明する。
図４は、第１の実施形態における図１相当図であり、第１の実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。図４に示す本実施形態のゲート駆動回路４１が備えるクランプ回路４２は、図１に示した第１の実施形態のクランプ回路１５に対し、クランプ手段１７に代えてクランプ手段４３を備えている点が異なる。
【００５８】
クランプ手段４３は、クランプ手段１７が備える構成に加え、さらに、ダイオードＤ４１を備えている。ダイオードＤ４１は、ツェナーダイオードＤ１１と直列に接続されている。ダイオードＤ４１およびツェナーダイオードＤ１１のカソードは共通に接続されている。ダイオードＤ４１のアノードは、増幅用トランジスタＴ１２のベースに接続されるとともに抵抗Ｒ１４を介して信号線Ｌ１３に接続されている。すなわち、ダイオードＤ４１は、一対の信号線Ｌ１３、Ｌ１２間に順バイアス状態となるように接続されている。
【００５９】
本実施形態のツェナーダイオードＤ１１は、下記（４）式に表されるようなツェナー電圧Ｖｚを有している。ただし、ダイオードＤ４１の順方向電圧をＶｆとしている。
Ｖｚ＝Ｖcp−２・Ｖｆ            …（４）
上記構成およびツェナーダイオードＤ１１の特性により、クランプ回路４２によるクランプ動作時のクランプ値Ｖcpは、下記（５）式により表される。
Ｖcp＝Ｖｚ＋２・Ｖｆ            …（５）
【００６０】
上記（５）式に示すとおり、本実施形態のクランプ回路４２においては、クランプ動作時のクランプ値Ｖcpは、ツェナーダイオードＤ１１のツェナー電圧Ｖｚおよび増幅用トランジスタＴ１２およびダイオードＤ４１の順方向電圧Ｖｆにより定まる。従って、増幅用トランジスタＴ１２のベースと信号線Ｌ１２との間に挿入するダイオードＤ４１の数を適宜変更することで、クランプ値Ｖcpを順方向電圧Ｖｆ単位で容易に変更可能であるため、回路設計の自由度がさらに高まる。
【００６１】
（第５の実施形態）
以下、第１の実施形態に対し、駆動電流増幅手段の構成を変更した本発明の第５の実施形態について図５を参照しながら説明する。
図５は、第１の実施形態における図１相当図であり、第１の実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。図５に示す本実施形態のゲート駆動回路５１が備えるクランプ回路５２は、図１に示した第１の実施形態のクランプ回路１５に対し、駆動電流増幅手段１８に代えて駆動電流増幅手段５３を備えている点が異なる。
【００６２】
駆動電流増幅手段５３は、駆動電流増幅手段１８が備える抵抗Ｒ１４に代えて、ダイオードＤ５１、Ｄ５２を備えている。ダイオードＤ５１のアノードは増幅用トランジスタＴ１２のエミッタに接続されている。ダイオードＤ５１のカソードは、ダイオードＤ５２のアノードに接続されている。ダイオードＤ５２のカソードは、増幅用トランジスタＴ１２のベースに接続されている。すなわち、増幅用トランジスタＴ１２のエミッタ・ベース間には、ダイオードＤ５１、Ｄ５２の直列回路が接続されている。
【００６３】
抵抗Ｒ１４の代わりにダイオードＤ５１、Ｄ５２の直列回路を増幅用トランジスタＴ１２のエミッタ・ベース間に接続した本実施形態のクランプ回路５２によっても、ツェナーダイオードＤ１１がオフした状態（降伏しない状態）において、増幅用トランジスタＴ１２がノイズなどの影響により誤動作することを防止することができる。すなわち、増幅用トランジスタＴ１２のオフ時の動作安定性を高めることができる。
【００６４】
（第６の実施形態）
以下、第１の実施形態に対し、駆動電流増幅手段の構成を変更した本発明の第６の実施形態について図６〜図８を参照しながら説明する。
図６は、第１の実施形態における図１相当図であり、第１の実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。図６に示す本実施形態のゲート駆動回路６１が備えるクランプ回路６２は、図１に示した第１の実施形態のクランプ回路１５に対し、駆動電流増幅手段１８に代えて駆動電流増幅手段６３を備えている点が異なる。
【００６５】
駆動電流増幅手段６３は、駆動電流増幅手段１８が備える各構成に加え、さらに抵抗Ｒ６１を備えている。抵抗Ｒ６１は、信号線Ｌ１３と増幅用トランジスタＴ１２のエミッタとの間に接続されている。このような構成により、抵抗Ｒ６１は、増幅後の駆動電流、すなわち増幅用トランジスタＴ１２のコレクタ電流を制限する電流制限手段として機能する。
【００６６】
クランプ動作時、増幅用トランジスタＴ１２は、ベース電流に応じたコレクタ電流を信号線Ｌ１３からクランプ用トランジスタＴ１１に向けて流す。抵抗Ｒ６１は、そのコレクタ電流の流れる経路に直列に介在している。このため、抵抗Ｒ６１の抵抗値に応じてコレクタ電流が制限されることになる。
【００６７】
さて、クランプ動作時、信号線Ｌ１３、Ｌ１２間の電位差の低下率が高過ぎると、電位差が一時的にクランプ値Ｖcpを超えて低下する、いわゆるアンダーシュートが発生する。アンダーシュートが生じると、信号線Ｌ１３、Ｌ１２が接続されるトランジスタＱ１１の動作に悪い影響を及ぼす可能性がある。このような場合、本実施形態のように、クランプ動作時における増幅用トランジスタＴ１２のコレクタ電流を制限すれば、アンダーシュートの発生を抑制することが可能となる。
【００６８】
図７は、上記構成によるアンダーシュートの抑制効果の確認結果を示しており、図８は、その確認のために用いた検証回路の構成を示している。図８に示す検証回路は、トランジスタＱ１１のゲート・エミッタ間の電位差が上昇する動作を模擬的に再現するものであり、電流源６４およびコンデンサ６５を備えている。電流源６４およびコンデンサ６５は、電源端子６６およびグランド端子６７の間に直列に接続されている。電流源６４およびコンデンサ６５の相互接続点は、信号線Ｌ１３に接続されている。信号線Ｌ１２はグランド端子６７に接続されている。このような構成により、電流源６４の出力電流に応じてコンデンサ６５が充電され、その充電電圧が信号線Ｌ１３、Ｌ１２間に印加されることになる。なお、本検証回路においては、クランプ回路６２のスイッチＳ１１は、オン状態に固定される。
【００６９】
上記構成の検証回路を用いて信号線Ｌ１３、Ｌ１２間にクランプ値Ｖcpを超える過電圧を印加してクランプ動作の確認を行った結果は次のとおりである。すなわち、検証回路によるクランプ動作時における信号線Ｌ１３、Ｌ１２間の電圧波形は、図７に示すとおりである。図７中、抵抗Ｒ６１の抵抗値が１ｋΩの場合をＡ（実線）で示し、２ｋΩの場合をＢ（二点鎖線）で示し、３ｋΩの場合をＣ（一点鎖線）で示し、５ｋΩの場合をＤ（破線）で示している。図７に示すように、抵抗Ｒ６１の抵抗値が高くなるほど、クランプ値Ｖcpに収束する際のアンダーシュートの発生が抑制される結果となった。なお、アンダーシュートの発生量は、各トランジスタの特性など、クランプ回路６２を構成する各構成要素の特性に依存する。従って、本検証結果における抵抗Ｒ６１の抵抗値はあくまでも一例であり、適用するクランプ回路毎に適宜設定する必要がある。
【００７０】
また、抵抗Ｒ６１の抵抗値に応じてクランプ値Ｖcpが変化する。すなわち、抵抗Ｒ６１を挿入した本実施形態の場合、抵抗Ｒ６１を挿入しない場合と比較すると、抵抗Ｒ６１における電圧降下分だけクランプ値Ｖcpが高くなる。従って、クランプ回路６２によるクランプ動作時のクランプ値Ｖcpは、下記（６）式により表される。ただし、抵抗Ｒ６１における電圧降下分をＶｒとしている。
Ｖcp＝Ｖｚ＋Ｖｆ＋Ｖｒ            …（６）
【００７１】
クランプ動作時に抵抗Ｒ６１に流れる電流は、ツェナーダイオードＤ１１のオン状態（降伏状態）を維持可能な最低限の電流であり、信号線Ｌ１３、Ｌ１２間の電圧が変化してもほぼ一定となる。なぜなら、信号線Ｌ１３、Ｌ１２間の電圧変化に伴い、信号線Ｌ１３から信号線Ｌ１２に向けて流れる電流の変化分は、抵抗Ｒ６１に流れる電流よりも十分に大きいクランプ用トランジスタＴ１１に流れる電流の変化により吸収されるからである。ただし、クランプ用トランジスタＴ１１の電流能力が不足している場合、信号線Ｌ１３、Ｌ１２間の電圧変化に伴い、抵抗Ｒ６１に流れる電流が変化するおそれがあるため、注意が必要である。
【００７２】
このように、信号線Ｌ１３と増幅用トランジスタＴ１２のエミッタとの間に抵抗Ｒ６１を挿入した本実施形態のクランプ回路６２によれば、クランプ動作時における増幅用トランジスタＴ１２のコレクタ電流が制限されるため、クランプ動作時のアンダーシュートの発生を抑制することができる。ただし、アンダーシュートの抑制作用とクランプ動作の応答時間の短縮作用とはトレードオフの関係になるため、各々の必要とする仕様を考慮し、抵抗Ｒ６１の抵抗値、すなわち電流制限手段による駆動電流の制限値を適切に設定するとよい。
【００７３】
（第７の実施形態）
以下、第１の実施形態に対し、駆動電流増幅手段の構成を変更した本発明の第７の実施形態について図９を参照しながら説明する。
図９は、第１の実施形態における図１相当図であり、第１の実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。図９に示す本実施形態のゲート駆動回路７１が備えるクランプ回路７２は、図１に示した第１の実施形態のクランプ回路１５に対し、駆動電流増幅手段１８に代えて駆動電流増幅手段７３を備えている点が異なる。
【００７４】
駆動電流増幅手段７３は、駆動電流増幅手段１８が備える構成に加え、さらにスイッチＳ７１（オフ固定動作手段に相当）およびインバータ回路７４を備えている。スイッチＳ７１は、クランプ用トランジスタＴ１１のベースと信号線Ｌ１２との間に接続されている。インバータ回路７４は、異常検出信号Ｓａを反転し、その反転信号をスイッチＳ７１に与える。スイッチＳ７１のオン、オフは上記反転信号に応じて制御される。
【００７５】
具体的には、スイッチＳ７１は、反転信号がＬレベル（異常検出信号ＳａがＨレベル）になるとオフされる。これにより、クランプ用トランジスタＴ１１は、クランプ手段１７からの駆動電流の出力状態に応じて駆動可能な状態となる。このため、クランプ回路７２は、クランプ動作の実行が可能な状態となる。また、スイッチＳ７１は、反転信号がＨレベル（異常検出信号ＳａがＬレベル）になるとオンされる。これにより、クランプ用トランジスタＴ１１は、クランプ手段１７からの駆動電流の出力状態にかかわらず、オフ状態に維持される（オフ固定動作に相当）。このため、クランプ回路７２は、クランプ動作の実行が不可能な状態となる。
【００７６】
本実施形態のクランプ回路７２は、クランプ動作を行う必要があるときには、クランプ動作の実行が可能な状態になる。このため、クランプ動作が必要なときには、第１の実施形態と同様のクランプ動作の実行が可能となり、第１の実施形態と同様の作用および効果が得られる。
【００７７】
また、クランプ回路７２は、クランプ動作を行う必要がないときには、クランプ手段１７からの駆動電流の出力状態にかかわらず、クランプ用トランジスタＴ１１をオフ状態に維持し、クランプ動作の実行を不可能な状態にする。従って、クランプ動作が必要でないときに、クランプ用トランジスタＴ１１を確実にオフ状態に維持し、そのベースにノイズが重畳した場合などにおける誤動作を防止することができる。
【００７８】
（その他の実施形態）
なお、本発明は上記し且つ図面に記載した各実施形態に限定されるものではなく、次のような変形または拡張が可能である。
上記各実施形態において、クランプ用トランジスタとしてはＮＰＮ形バイポーラトランジスタ（Ｔ１１）またはＮチャネル型ＬＤＭＯＳＦＥＴ（Ｍ２１）を用いるとともに、増幅用トランジスタとしてはＰＮＰ形バイポーラトランジスタ（Ｔ１２）またはＰチャネル型ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ２２）を用いたが、これに代えて、クランプ用トランジスタとしてＰＮＰ形バイポーラトランジスタまたはＰチャネル型ＬＤＭＯＳＦＥＴを用いるとともに、増幅用トランジスタとしてＮＰＮ形バイポーラトランジスタまたはＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴを用い、それに合わせて他の回路素子の接続状態を変更した回路としてもよい。
【００７９】
第３の実施形態では、増幅用トランジスタとして、２段に接続したバイポーラトランジスタ（Ｔ１２、Ｔ３１）を用いたが、その段数を３段以上にしてもよい。
第６の実施形態において、抵抗Ｒ６１に代えて、増幅用トランジスタＴ１２のベースとツェナーダイオードＤ１１との間に直列に介在する抵抗を設けてもよい。このような構成によれば、クランプ動作時、増幅用トランジスタＴ１２のベース電流が制限される。ベース電流を制限すれば、これに応じてコレクタ電流も制限されるため、上記抵抗が増幅後の駆動電流を制限する電流制限手段として機能することになる。
【００８０】
上記各実施形態において、ツェナーダイオードＤ１１と信号線Ｌ１２との間の接続経路に直列に介在して設けられたスイッチＳ１１は、電圧Ｖdetと基準電圧Ｖrefとを比較するコンパレータ１２から出力される異常検出信号Ｓａのレベルに応じてオン／オフするような構成であったが、これに限らずともよい。すなわち、トランジスタＱ１１に過電流が流れる異常を検出すると異常検出信号を出力する回路を例えばコンパレータなどを用いて構成し、スイッチＳ１１は、その異常検出信号が与えられた状態でオンし、その異常検出信号が与えられない状態でオフするように構成すればよい。
【符号の説明】
【００８１】
図面中、１１、２１、３１、４１、５１、６１、７１はゲート駆動回路、１７、４３はクランプ手段、１８、３３、５３、６３、７３は駆動電流増幅手段、Ｄ１１はツェナーダイオード、Ｄ４１はダイオード、Ｌ１２、Ｌ１３は信号線、Ｒ６１は抵抗（電流制限手段）、Ｑ１１はトランジスタ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）、Ｓ１１はスイッチ（スイッチ手段）、Ｓ７１はスイッチ（オフ固定動作手段）、Ｔ１１、Ｍ２１はクランプ用トランジスタ、Ｔ１２、Ｔ３１、Ｍ２２は増幅用トランジスタを示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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