【事件の表示】
　平成１１年特許願第　３７５４１号「ＣＤＭＡ無線受信機」拒絶査定に対する審判事件［平成１２年　８月２９日出願公開、特開２０００−２３６２８５］について、次のとおり審決する。
【結　論】
　本件審判の請求は、成り立たない。
【理　由】
　１．手続の経緯、本願発明
　本願は、平成１１年２月１６日の出願であって、その請求項１に係る発明（以下、「本願発明」という。）は、平成１２年４月１０日付手続補正により補正された明細書および図面の記載からみて、特許請求の範囲の請求項１に記載された次のとおりのものである。
　
　「【請求項１】直交変調および拡散変調された受信信号をＡ／Ｄ変換器によってＡ／Ｄ変換したディジタル信号を信号処理部においてディジタル信号処理によって拡散復調するＣＤＭＡ無線受信機において、
　該Ａ／Ｄ変換器に入力する該受信信号の周波数が、該Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数の（１／４）＊ｉ倍（ｉ：奇数）であり、
　該Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数が、予め定められた拡散復調のための拡散コードのチップレートの整数倍であり、
　該ディジタル信号処理部において、該ディジタル信号に、所定のデータを乗算することにより直行復調と拡散復調を同時に行う手段を有し、
　該所定のデータが、拡散復調に用いる拡散コードと（１、０、−１、０）の信号列の繰り返しを乗算したデータ及び、拡散コードと（０、１、０、−１）の信号列の繰り返しをそれぞれ掛け合わせた結果より得られるデータであることを特徴とするＣＤＭＡ無線受信機。」
　
　　なお、平成１２年１２月２７日付け手続補正は、補正後における特許請求の範囲の請求項１に記載されている事項により特定される発明が特許出願の際独立して特許を受けることができないという理由により、決定をもって却下した。
　
　２．引用例
　（１）　原審の拒絶の理由に引用された特開昭６４−８１５３８号公報（平成１年３月２７日公開、以下、「引用例１」という。）には、下記ア．が記載されている。
　
　ア．「第１図は、本発明によるデジタル型スぺクトラム拡散信号復調装置の一実施例のブロック回路図である。
　同図において、本実施例装置は、数値データによって発生するキャリア周波数および位相を制御できる第一の数値制御発振器１と、この第一の数値制御発振器の発生するタイミングによって入力ＩＦ信号ａをＡ／Ｄ交換するＡ／Ｄ変換器２と、Ａ／Ｄ変換によって得られるＩ相、Ｑ相のデータに対するスぺクトラム逆拡散を行うためのローカルＰＮコード発生器６と、このローカルＰＮコード発生器６のタイミングを制御する第二の数値制御発振器５と、前記逆拡散を行うための乗算器７、８、１１、１２およびフィルタリング効果をもつ加算器９、１０、１３、１４と、前記加算器９、１０、１３、１４の出力をパラレルに入力することにより、並列に構成されるキャリア追尾ループ２０およびコード追尾ループ２１の応答を制御する演算制御部１６とを有している。
　尚、３、４はそれぞれｓｉｎ発生器、ｃｏｓ発生器であり、１５は前記各加算器９、１０、１３、１４にビットクロックを供給する第三の数値制御発振器である。
　次に、上述した構成のデジタル型スぺクトラム拡散信号復調装置の作用について説明する。
　本実施例装置は、ＰＮコードでスぺクトラム拡散変調された受信信号に対して、スぺクトラム拡散に使用されたＰＮコードを内部で発生し、これによる逆拡散変調を行ない、コードの位相を追尾すると共に、キャリア周波数についての位相追尾をし、ＰＣＭ信号を復調する装置である。
　まず、入力されるスぺクトラム拡散変調されたＩ／Ｆ信号ａは、入力キャリア周波数の整数倍（４倍程度）付近で発振する第一の数値制御発掘器１から得られるサンプリングパルスによって、Ａ／Ｄ変換器２によりＡ／Ｄ交換されて信号ｂとなる。
　一方、上記サンプリングパルスによってそのキャリア周波数に応じたｓｉｎおよびｃｏｓ振幅がｓｉｎ発生器３、ｃｏｓ発生器４によって発生される。そして、このｓｉｎ振幅、ｃｏｓ振幅に対して、第二の数値制御発振器５によって発振するコードクロックに応じてローカルＰＮコード発生器６がオンタイムローカルＰＮコードｃを発生し、上記ｓｉｎおよびｃｏｓ振幅の極性を修飾したローカルスぺクトラム拡散信号を乗算器１７、１８で作成する。
　このローカルスぺクトラム拡散信号のｓｉｎおよびｃｏｓコンポーネントが、乗算器７および８によって、前記Ａ／Ｄ変換されたＩ／Ｆ信号ｂをキャリア位相検波すると共に逆拡散処理がなされ、Ｉデータｄ、Ｑデータｅを得る。
　この出力ｅ、ｄが加算型フィルタ９、１０を通過することによって、ΣＩデータｆおよびΣＱデータｇが得られ、ｔａｎ−１（Ｑ／Ｉ）の処理をすることによって、入力ＩＦ信号のキャリア位相と、ローカルキャリア位相との間の差を推定でき、この差を最小にするように、前記第一の数値制御発生器１の発振位相を調整するキャリア追尾ループ２０によって、キャリア追尾・検波が達成されることになる。」（２頁左下欄１８〜３頁右上欄９行）。
　
　引用例１において、ローカルＰＮコード発生器６のチップレートが一定であることは自明のことであり、「該Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数が、予め定められた拡散復調のためのオンタイムローカルＰＮコード拡散コードのチップレートの所定数倍であり、」であることは自明である。
　
　前記記載事項及び、図面の記載並びに当該分野の技術常識を勘案すると、
　引用例１には、
　「直交変調および拡散変調された受信信号をＡ／Ｄ変換器２によってＡ／Ｄ変換したディジタル信号ｂを乗算器７、８において乗算によって拡散復調するデジタル型スペクトル拡散信号復調装置において、
　該Ａ／Ｄ変換器に入力する該受信信号の周波数が、該Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数の（１／４）付近であり、
該Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数が、予め定められた拡散復調のためのオンタイムローカルＰＮコード拡散コードのチップレートの所定数倍であり、
　乗算器７、８において、該ディジタル信号に、所定のデータを乗算することにより直交復調と拡散復調を同時に行う手段を有し、
　該所定のデータが、拡散復調に用いるオンタイムローカルＰＮコードとｃｏｓ発生器４によって発生されるｃｏｓ振幅を乗算したデータ及び、オンタイムローカルＰＮコードとｓｉｎ発生器３によって発生されるｓｉｎ振幅をそれぞれ掛け合わせた結果より得られるデータであるデジタル型スペクトル拡散信号復調装置。」、
　を構成とする発明（以下、「引用例１に記載された発明」という。）が記載されている。
　
　（２）原審の拒絶の理由に引用された特開平８−２１４０３６号公報（平成８年８月２０日公開、以下、「引用例２」という。）には、下記イ．、ウ．が記載されている。
　
　イ．「【００２６】
（２）第１実施例
　図１において、３０は全体として本発明による直交検波回路を示し、位相変調された変調信号Ｓ２０をバンドパスフイルタ（ＢＰＦ）３１に入力する。バンドパスフイルタ３１は変調信号Ｓ２０の中からノイズ等の不要信号成分を除去して目的の信号成分だけを抽出し、その結果得た変調信号Ｓ３０をアナログデイジタル変換器（Ａ／Ｄ）３２に出力する。
【００２７】
　アナログデイジタル変換器３２は発振器３３で生成したクロツクＣＫに基づいて動作（すなわちクロツクＣＫをサンプリングクロツクとして動作）して変調信号Ｓ３０をアナログデイジタル変換し、その結果得た変調データＤADを乗算器３４、３５に出力する。この場合、発振器３３は変調信号Ｓ２０の搬送波周波数の４倍の周波数のクロツクＣＫを生成する。これによりアナログデイジタル変換器３２は搬送波周波数の４倍の周波数で変調信号Ｓ２０をアナログデイジタル変換することになる。
【００２８】
　また発振器３３で生成されたクロツクＣＫは直交位相信号発生器３６にも入力される。直交位相信号発生器３６はクロツクＣＫを基にして互いに直交する数値列でなり、かつクロツクＣＫとクロツクレートが等しい第１及び第２の直交クロツクＣＩ、ＣＱを生成する。この場合、第１及び第２の直交クロツクＣＩ、ＣＱの数値列の周期はアナログデイジタル変換器３２のサンプリング周期の４倍の周期になつている。
【００２９】
　すなわち直交位相信号発生器３６は、上述の原理に基づき、第１の直交クロツクＣＩとして「１、０、−１、０、……」でなるクロツクを、第２の直交クロツクＣＱとして「０、１、０、−１、……」でなるクロツクを生成する。そして直交位相信号発生器３６はその第１の直交クロツクＣＩを乗算器３４に出力し、第２の直交クロツクＣＱを乗算器３５に出力する。
【００３０】
　乗算器３４は変調データＤADと第１の直交クロツクＣＩとを乗算し、その結果得た検波データＤDETiをローパスフイルタ（ＬＰＦ）３７に出力する。ローパスフイルタ３７は検波データＤDETiから不要な高調波成分を除去する。これによりベースバンドでなる同相成分の検波データＤi が得られる。
　また乗算器３５は変調データＤADと第２の直交クロツクＣＱとを乗算し、その結果得た検波データＤDETqをローパスフイルタ（ＬＰＦ）３８に出力する。ローパスフイルタ３８は検波データＤDETqから不要な高調波成分を除去する。これによりベースバンドでなる直交成分の検波データＤq が得られる。」（段落２６〜段落３０）、
　ウ．「【００３６】
　このようにして直交検波回路３０では、第１及び第２の直交クロツクＣＩ、ＣＱを「０」、「１」及び「−１」で表現したことにより、変調データＤADと第１の直交クロツクＣＩとの乗算及び変調データＤADと第２の直交クロツクＣＱとの乗算を容易に行うことができる。また直交検波回路３０では、３つのデータで第１及び第２の直交クロツクＣＩ、ＣＱを表現し得ることにより、当該第１及び第２の直交クロツクＣＩ、ＣＱを生成する直交位相信号発生器３６を選択器４１、４２及びカウンタ４０のみで構成することができ、従来に比して全体の構成を簡易にすることができると共に、消費電力を少なくすることができる。
【００３７】
　かくするにつき以上の構成によれば、アナログデイジタル変換する際のサンプリング周波数を当該変調信号Ｓ２０の４倍に設定することによつて第１及び第２の直交クロツクＣＩ、ＣＱを「０」、「１」及び「−１」で表現したことにより、簡易な構成、かつ低消費電力で変調信号Ｓ２０をデイジタル直交検波することができる。」（段落３６、３７）。
　
　前記記載事項及び当該分野の技術常識を勘案すると、
　引用例２には、「搬送周波数の４倍の周波数のクロックで受信信号をアナログデジタル変換し、該アナログデジタル変換した信号と、前記クロックと同じクロックで発生する直交位相信号発生器からの、第１の直交クロックＣＩ「１、０、−１、０」の信号列の繰り返し、と第２の直交クロックＣＱ「０、１、０、−１」の信号列の繰り返し、を乗算する直交検波回路」が記載され、このような、直交検波回路では、第１及び第２の直交クロックＣＩ、ＣＱを「０」、「１」、「−１」で表現することにより、乗算を容易にできる、ことが記載されている。
　
　４．対比・判断
　本願発明と引用例１に記載された発明とを対比すると、
　
　（ａ）引用例１に記載された発明の、「乗算器７、８」、「乗算」、「オンタイムローカルＰＮコード」は、各々本願発明の「信号処理部」、「ディジタル信号処理」、「拡散コード」に相当する。　
　（ｂ）本願発明の「（１、０、１、０）の信号列の繰り返し」、「（０、１、０、−１）の信号列の繰り返し」は、ｃｏｓ波の振幅、ｓｉｎ波の振幅を表すものであるから、「ｃｏｓ振幅」、「ｓｉｎ振幅」である。
　
　（ｃ）また、本願発明の「該Ａ／Ｄ変換器に入力する該受信信号の周波数が、該Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数の（１／４）＊ｉ倍（ｉ：奇数）であり、」と、引用例１の記載された発明の「Ａ／Ｄ変換器に入力する該受信信号の周波数が、該Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数の（１／４）付近であり」とは、「該Ａ／Ｄ変換器に入力する該受信信号の周波数が、該Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数の（１／４）＊ｉ倍（ｉは奇数）付近であり、」の点で一致する。
　
　（ｄ）本願発明の「該Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数が、予め定められた拡散復調のための拡散コードのチップレートの整数倍であり、」は、「該Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数が、予め定められた拡散復調のための拡散コードのチップレートの所定数倍であり、」である。
　
　（ｅ）また、本願発明の「ＣＤＭＡ無線受信機」と、引用例１の記載された発明の「デジタル型スペクトル拡散信号復調装置」は、「ＣＤＭＡ受信機」の点で一致する。　　
　
　　
　そうしてみると、本願発明と引用例１に記載された発明とは、
　「直交変調および拡散変調された受信信号をＡ／Ｄ変換器２によってＡ／Ｄ変換したディジタル信号を信号処理部においてディジタル信号処理によって拡散復調するＣＤＭＡ受信機において、
　該Ａ／Ｄ変換器に入力する該受信信号の周波数が、該Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数の（１／４）＊ｉ倍（ｉは奇数）付近であり、
　該Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数が、予め定められた拡散復調のための拡散コードのチップレートの所定数倍であり、
　該ディジタル信号処理部において、該ディジタル信号に、所定のデータを乗算することにより直交復調と拡散復調を同時に行う手段を有し、
　該所定のデータが、拡散復調に用いる拡散コードとｃｏｓ振幅を乗算したデータ及び、拡散コードｓｉｎ振幅をそれぞれ掛け合わせた結果より得られるデータであるＣＤＭＡ受信機。」、
である点において、一致し、
　
　（１）「ｃｏｓ振幅」、「ｓｉｎ振幅」」について、本願発明が、「（１、０、−１、０）の信号列の繰り返し」、「（０、１、０、−１）の信号列の繰り返し」であるのに対し、引用例１の記載された発明では、このような記載がない点、
　
　（２）「該Ａ／Ｄ変換器に入力する該受信信号の周波数が、該Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数の（１／４）＊ｉ倍（ｉは整数）付近」の「（１／４）＊ｉ倍（ｉは奇数）付近」について、本願発明では、「（１／４）＊ｉ倍（ｉ：奇数）」であるのに対し、引用例１に記載された発明では、「（１／４）倍付近」である点、
　
　（３）「該Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数が、予め定められた拡散復調のための拡散コードのチップレートの所定数倍であり」の「所定数倍」について、本願発明が「整数倍」であるのに対し、引用例１に記載された発明では、このような記載がない点、
　
　（４）「ＣＤＭＡ受信機」について、本願発明が、「ＣＤＭＡ無線受信機」であるのに対し、引用例１の記載された発明では、このような記載がない点、
　で相違する。
　
　そこで、前記相違点（１）〜（４）について検討する。
  相違点（１）、（３）について
　アナログデジタル変換のクロックと直交クロックＣＩ；（１、０、−１、０）の信号列の繰り返し、直交クロックＣＱ；（０、１、０、−１）の信号列の繰り返し、のクロックを同じものとし、「ｃｏｓ振幅」、「ｓｉｎ振幅」を、各々、（１、０、−１、０）の信号列の繰り返し、（０、１、０、−１）の信号列の繰り返し、で表すことは、引用例２に記載されており、引用例１に記載された発明において「ｃｏｓ振幅」、「ｓｉｎ振幅」を各々、（１、０、−１、０）の信号列の繰り返し、（０、１、０、−１）の信号列の繰り返しであらわすことは、当業者が容易に成し得たことである。
　そして、その際、拡散コードとｃｏｓ振幅を乗算したデータ及び、拡散コードとｓｉｎ振幅を乗算した結果より得られるデータが確実なデータとなるように、「ｃｏｓ振幅」、「ｓｉｎ振幅」である、（１、０、−１、０）の信号列の繰り返し、（０、１、０、−１）の信号列の繰り返し、のクロック周波数（即ち、アナログデジタル変換のクロック周波数）を拡散復調のための拡散コードのチップレートの整数倍とし、引用例１に 記載された発明において、「該Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数が、予め定められた拡散復調のための拡散コードのチップレートの整数倍」となるようにすることは当業者が適宜容易に成し得る程度の事項である。
　
　相違点（２）について
　引用例１に記載された発明には、「該Ａ／Ｄ変換器に入力する該受信信号の周波数が、該Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数の（１／４）＊１倍付近」とすることが記載されており、更に、引用例２には、搬送周波数の４倍の周波数のクロックで受信信号をアナログデジタル変換することが記載されているので、引用例１に記載された発明において、「該Ａ／Ｄ変換器に入力する該受信信号の周波数が、該Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数の（１／４）＊ｉ倍（ｉ＝１の奇数）」とすることは当業者が容易に成し得たことである。　
　
　相違点（４）について
　「ＣＤＭＡ受信機」を、無線通信で使用することは周知の技術であり、引用例１に記載された「ＣＤＭＡ受信機」を「ＣＤＭＡ無線受信機」とすることは当業者が容易に成し得る程度のことである。
　
　４．したがって、本願の請求項１に係る発明は、引用例１に記載された発明、引用例２に記載された事項、周知技術に基いて当業者が容易に発明をすることができたものであるから、本願発明は、特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができない。
　よって、結論のとおり審決する。