(57)【要約】【課題】  各単位電力変換回路の直流電圧検出器は設置せずに、変換器出力電流の三相平衡化が可能となる電力変換装置を得ることを目的とする。【解決手段】  少なくとも１つの実施形態の電力変換装置１００は、各相毎に複数の単位電力変換回路１ａ、１ｂ、１ｃ、２ａ、２ｂ、２ｃ、３ａ、３ｂ、３ｃと電力貯蔵手段４ａ、４ｂ、４ｃ、５ａ、５ｃ、６ａ、６ｂ、６ｃを有する電力変換器と、電力変換器の交流電流を検出する電流検出手段１３、１４、１５と、電流検出手段１３、１４１５、から得られる三相交流電流値より三相交流電流不平衡成分を検出し、三相交流電流が平衡となるように電力変換器への出力交流電圧指令値を各相毎に補正する制御装置１９とを有している。【選択図】  図１
2012080666.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
各相毎に複数の単位電力変換回路と電力貯蔵手段を有する電力変換器と、
前記電力変換器の交流電流を検出する電流検出手段と、
前記電流検出手段から得られる三相交流電流値より三相交流電流不平衡成分を検出し、三相交流電流が平衡となるように前記電力変換器への出力交流電圧指令値を各相毎に補正する制御装置と、
を有する電力変換装置
【請求項２】
前記三相交流電流不平衡成分は、三相交流電流を電力系統電圧に同期した回転座標系に変換し、前記回転座標系での振動成分より、電力変換器へ出力される交流電圧指令値である出力交流電圧指令値の過不足量を算出する請求項１記載の電力変換装置
【請求項３】
前記出力交流電圧指令値の過不足量を比例積分制御し、電力変換器の出力交流電圧指令値に重畳する補正量の振幅値を演算する請求項１乃至２記載の電力変換装置
【請求項４】
前記出力交流電圧指令値の過不足量を整形するための低域通過濾波器を備える請求項３記載の電力変換装置
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年の電力系統において、太陽光や風力発電などの自然エネルギーの導入が進んでいる。自然エネルギーは常に発電電力が変動しているが、発電電力を有効活用するために発電が過剰の場合には電力貯蔵装置に充電し、発電が不足している場合は放電する蓄電システムが必要となる。
【０００３】
電力系統に連系する場合、一台の電力変換器による電力貯蔵システムの構成では、電力変換器には高耐圧、電力貯蔵装置には高耐圧、大容量であることが要求される。また一般的な２レベル、もしくは３レベルの電力変換器の出力部には高調波成分を抑制するフィルタ回路が必要となり、電力貯蔵システム全体の体積の増加や、効率の低減等の問題が挙げられる。
【０００４】
そこで、電力貯蔵装置を有する複数の単位電力変換回路を多段に直並列接続する多段電力変換器が研究されている。複数の電力変換器を多段に直並列接続しているため、１台あたりの電力変換器および電力貯蔵装置の耐圧や容量は接続数を増加させることで軽減できる。
【０００５】
また、接続数を増加させることにより、電力変換器システム全体の出力電圧レベル数を増加させることができるため、出力電圧波形が正弦波に近づき、フィルタ回路の小型化、もしくは連系リアクトルのみでフィルタレスの構成を実現できる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２０１０−１１０１２０号公報
【非特許文献】
【０００７】
【非特許文献１】『カスケードＰＷＭ変換器と二次電池を使用した６．６ｋＶトランスレス電力貯蔵システム』（井上  重徳，  マハルジャン  ラクスマン，  朝倉  淳，  赤木  泰文：電気学会論文誌Ｄ    １２９巻  １号  ２００９年）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら多数の電力変換器を制御する必要があるため、システムが煩雑化、膨大化する可能性がある。そこで各電流や電圧の検出については、系統電圧検出器と変換器出力電流検出器のみで、各単位電力変換回路の直流電圧検出器等は設置しない構成が望まれる。しかし各電力変換器の直流電圧が異なる場合には、各単位電力変換回路の直流電圧値や変換器出力電圧値の検出手段を持たないために変換器出力電圧が三相不平衡となり、変換器出力電流が三相不平衡となることで系統に悪影響を与えることが懸念される。
【０００９】
本発明では以上のような技術的課題を解決するためになされたもので、各単位電力変換回路の直流電圧検出器は設置せずに、変換器出力電流の三相平衡化が可能となる電力変換装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
実施形態の電力変換装置は、各相毎に複数の単位電力変換回路と電力貯蔵手段を有する電力変換器と、電力変換器の交流電流を検出する電流検出手段と、電流検出手段から得られる三相交流電流値より三相交流電流不平衡成分を検出し、三相交流電流が平衡となるように電力変換器への出力交流電圧指令値を各相毎に補正する制御装置とを有している。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】第１の実施形態の電力貯蔵システム示す図である。
【図２】第１の実施形態のコンバータ制御装置を示す図である。
【図３】第２の実施形態のコンバータ出力電圧過不足量の算出モデルの図。
【図４】第２の実施形態のコンバータ電流制御演算部の内部構成図。
【図５】第２の実施形態のコンバータ出力電圧過不足量算出部を示す図。
【図６】第３の実施形態のコンバータ出力電圧補正量算出部とコンバータ出力電圧指令値補正部を示す図。
【図７】第４の実施形態のコンバータ出力電圧補正量算出部とコンバータ出力電圧指令値補正部を示す図。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、実施形態の電力変換装置を図面を参照して説明する。
【００１３】
（第１の実施形態）
第１の実施形態について図１乃至図２を参照し、詳細に説明する。
【００１４】
（構成）
本実施形態の電力貯蔵システム１００では、単相コンバータ１ａ〜１ｃが直列に接続されてＵ相、２ａ〜２ｃが直列に接続されてＶ相、３ａ〜３ｃが直列に接続されてＷ相を構成し、連系リアクトル１０〜１２を介して電力系統２０と接続される。それぞれの単相コンバータの直流部には電力貯蔵装置４ａ〜６ｃとフィルタキャパシタ７ａ〜９ｃが接続されている。
【００１５】
また電力変換器の電流を検出する電流検出器１３〜１５、電力系統電圧を検出する電圧検出器１６〜１８を有し、それぞれの情報はコンバータ制御装置１９に伝送され、各単相コンバータの半導体素子のスイッチング指令を算出し、各単相コンバータに伝送される。
【００１６】
（作用）
電力貯蔵装置４ａ〜６ｃについては、例えばリチウムイオン電池のような二次電池が用いられる。二次電池は内部抵抗やＳＯＣにより、出力端電圧すなわち単相コンバータ直流電圧が変動する。内部抵抗値やＳＯＣが一様であれば、直流電圧値を検出していない場合でも直流電圧の変動分が同等のため、コンバータ出力電圧の過不足量は電流制御部のＰＩ制御によって補正することができるが、しかしながら、各二次電池の内部抵抗値やＳＯＣがばらついている場合には各コンバータの直流電圧に差異が生じ、出力電圧指令値を適切に算出することができず、コンバータ電流が三相不平衡となる恐れがある。
【００１７】
図２に示すように、位相検出部２６より検出された系統電圧位相より三相系統電圧を二軸の回転座標系にｄｑ変換部２４で変換（以降ｄｑ変換と呼ぶ）し、ｄ軸に系統電圧の線間実効値、ｑ軸は０となるようにｄｑ変換を定義している。また有効電力と無効電力の指令値よりコンバータ電流指令値を算出し、コンバータ電流の検出値との偏差によりｄｑ軸コンバータ出力電圧指令値を算出する電流制御部２１、ｄｑ軸コンバータ出力電圧指令値を三相コンバータ出力電圧指令値に変換する逆ｄｑ変換部２２、一定の直流電圧規格値でコンバータ出力電圧指令値を規格化するコンバータ出力電圧指令値規格化２３、コンバータ電流をｄｑ変換するｄｑ変換部２５、得られた変調波を三角波と比較する三角波比較部３０を備え、さらに本発明の特徴であるコンバータ出力電圧過不足量算出部２７、コンバータ出力電圧補正量算出部２８、コンバータ出力電圧指令値補正部２９を有し、算出されたコンバータ出力電圧過不足量に応じてコンバータ出力電圧を補正することでコンバータ出力電圧の三相平衡化を実現する。例えば、Ｕ相コンバータ出力電圧が過剰な場合にはＵ相の出力電圧指令値の振幅を低減させ、逆にＵ相コンバータ出力電圧が不足している場合には、Ｕ相の出力電圧指令値の振幅を増加させる。
【００１８】
（効果）
以上述べた実施形態の電力変換装置によれば、変換器電流から算出された変換器出力電圧過不足量に応じて、変換器出力電圧が過剰な場合には出力電圧指令値の振幅を低減させ、逆に変換器出力電圧が不足している場合には出力電圧指令値の振幅を増加させるように変換器出力電圧指令値を補正することで、各単位電力変換回路の直流電圧検出器を設置することなく、変換器電流値の検出のみで変換器出力電圧および変換器電流の三相平衡化を実現することが可能である。
【００１９】
（第２の実施形態）
第２の実施形態について図３乃至図５を参照し、詳細に説明する。図３はコンバータ出力電圧過不足量の算出モデル、図４は電流制御演算部２１の内部構成であり、図３および図４よりコンバータ出力電圧過不足量算出部２７の算出式を導出する。尚、図１乃至２と同一の構成をとるものについては、同符号を付して説明を省略する。
【００２０】
（構成）
図３では、図１の単相コンバータ１ａ〜１ｃを１つのＵ相単相コンバータ４０、単相コンバータ２ａ〜２ｃを１つのＶ相単相コンバータ４１、単相コンバータ３ａ〜３ｃを１つのＷ相単相コンバータ４２として扱う。またコンバータ出力電圧は正弦波であるとみなし、電流の向きはコンバータに入力される方向を正とする。
【００２１】
（作用）
ここではコンバータ出力電圧指令値とコンバータ出力電圧の実際値との差を変調率の過不足量としてΔｕ、Δｖ、Δｗ（直流値）とおく。この過不足量は図２のコンバータ出力電圧指令値規格化２３で発生する。また所望のコンバータ電流を得るために本来出力すべきコンバータ出力電圧と実際値との差を変調率の過不足量としてΔｕ´、Δｖ´、Δｗ´（直流値）とし、定常時では以下の通り定義する。
【数１】
2012080666.tif 000003
【００２２】
Δｕ´、Δｖ´、Δｗ´の和が０となるのは、後にも述べるが電流制御部２１のＰＩ制御器６２および６７の積分制御項により、本来出力すべきコンバータ出力電圧と実際の出力電圧の振幅の和が、定常時は等しくなっているとみなすためである。
【００２３】
系統電圧４７〜４９は三相平衡とし、線間電圧実効値Ｖｇ、周波数ｆ（ω＝２πｆ）とするとそれぞれの系統相電圧は以下のように与える。
【数２】
2012080666.tif 000004
【００２４】
ｖｉｄ＿ｒｅｆ、ｖｉｑ＿ｒｅｆは、電流制御演算部２１で算出されるｄｑ軸コンバータ出力電圧指令値である。
【００２５】
逆ｄｑ変換により、各相コンバータ出力電圧指令値は以下の通り与えられる。
【数３】
2012080666.tif 000005
【００２６】
ここでコンバータ出力電圧指令値の変調率の過不足量を考慮すると、実際の各相コンバータ出力電圧は以下の通りとなる。
【数４】
2012080666.tif 000006
【００２７】
またコンバータ出力電圧が不平衡のため、コンバータ中性点５１に以下の零相電圧ｖ０が生じる。
【数５】
2012080666.tif 000007
【００２８】
よってコンバータ出力電圧とコンバータ中性点５１間の電圧は以下の通りとなる。
【数６】
2012080666.tif 000008
【００２９】
ここでΔｕ´、Δｖ´、Δｗ´をそれぞれ０とした場合、
【数７】
2012080666.tif 000009
【００３０】
よってコンバータ出力電圧は平衡となり、Δｄによる所望のコンバータ電圧値と実際のコンバータ出力電圧値の偏差は電流制御部２１のＰＩ制御器６２および６７の積分制御項で補償される。つまりΔｕ´、Δｖ´、Δｗ´がそれぞれ０となるようにコンバータ出力電圧指令値の振幅を増減させれば、コンバータ電圧が三相平衡に近づくことになる。ここで上で得られたコンバータ出力電圧の実際値をｄｑ変換すると、
【数８】
2012080666.tif 000010
【００３１】
零相電圧は相殺されるため、ｄｑ軸コンバータ電圧はそれぞれ、
【数９】
2012080666.tif 000011
【００３２】
以上より、コンバータ出力電圧が不平衡の場合はｄｑ軸上の値に２倍の基本周波数成分の振動が発生し、ｄｑ軸コンバータ電流においても２倍の基本周波数成分の振動が発生する。ｄｑ軸コンバータ出力電圧やｄｑ軸コンバータ電流の振動は、各コンバータ電圧値の過不足量Δｕ´、Δｖ´、Δｗ´に依存する。本発明ではコンバータ電流三相不平衡によるｄｑ軸コンバータ電流の振動を検出し、その振動成分からΔｕ´、Δｖ´、Δｗ´を導出する。
【００３３】
以降では図３のコンバータ出力電圧過不足量の算出モデルより、ｄｑ軸コンバータ電流からΔｕ、Δｖ、ΔｗおよびΔｕ´、Δｖ´、Δｗ´を算出する過程を示す。
【００３４】
図３の連系リアクトル４４〜４６のインダクタンス値をＬ［Ｈ］とすると、ｕ相のコンバータ電流は以下の式で求められる。
【数１０】
2012080666.tif 000012
【００３５】
ここでコンバータ出力電圧が三相不平衡の場合、上でも述べたようにｄｑ軸コンバータ電流にも同様に２倍の基本周波数成分の振動が重畳する。電流制御の制御系は図４に示す構成となっており、ｄｑ軸コンバータ電流値をフィードバックしてｄｑ軸コンバータ出力電圧指令値を算出しているため、ｄｑ軸コンバータ出力電圧指令値にも２倍周波成分の振動が重畳する。定式化すると以下の通りとなる。
【数１１】
2012080666.tif 000013
【００３６】
（Ｖｄ，Ｖｑはそれぞれｄｑ軸系統電圧、Ｖｇ＝Ｖｄ、Ｖｑ＝０）定常状態におけるｄｑ軸コンバータ電圧指令値ｖｉｄ＿ｒｅｆ、ｖｉｑ＿ｒｅｆは、直流成分Ｖｉｄ＿ｄｃおよびＶｉｑ＿ｄｃと、基本周波数成分の２倍の振動成分の和となり、ｖｉｑ＿ｒｅｆはｖｉｄ＿ｒｅｆより９０°進むとするとそれぞれ以下の通り定義できる。
【数１２】
2012080666.tif 000014
【００３７】
部分積分は以下の通りとなる。
【数１３】
2012080666.tif 000015
【００３８】
部分積分の結果を、それぞれｖｉｄ＿ｒｅｆ、ｖｉｑ＿ｒｅｆの部分積分式に戻すと
【数１４】
2012080666.tif 000016
【００３９】
よって、ｕ相電流は以下の通り定義できる。
【数１５】
2012080666.tif 000017
【００４０】
ｖ、ｗ相も同様に、
【数１６】
2012080666.tif 000018
【００４１】
よって、ｄｑ軸コンバータ電流はそれぞれ以下の通り与えられる。
【数１７】
2012080666.tif 000019
【００４２】
それぞれ代入して計算を行うと、零相電圧の積分項は相殺されて以下のようになる。
【数１８】
2012080666.tif 000020
【００４３】
上のｄ軸コンバータ電流およびｑ軸コンバータ電流の式において、ともに右辺第１項、第２項は２ωｔの正弦波×（直流値−２ωｔの正弦波）となっている。以下では２ωｔの正弦波同士の積は無視することとし、さらにｄ軸コンバータ電圧はｑ軸コンバータ電圧より十分大きいとして第２項を無視することとする。また指令値電流を出力するために必要なｄｑ軸コンバータ電圧はそれぞれ以下の通りである。
【数１９】
2012080666.tif 000021
【００４４】
ｄｑ軸コンバータ電圧の直流値は、定常時は所望のｄｑ軸コンバータ電圧と等しくなっているとみなすため、上で求めたｄｑ軸コンバータ電圧より、以下の等式が成り立つ。
【数２０】
2012080666.tif 000022
【００４５】
以上の近似を行うと、ｄｑ軸コンバータ電流の式は以下のように簡易化できる。
【数２１】
2012080666.tif 000023
【００４６】
また図４よりｖｉｄ＿ｒｅｆ、ｖｉｑ＿ｒｅｆをそれぞれ以下の通りおく。
【数２２】
2012080666.tif 000024
【００４７】
それぞれ直流分と振動成分に分けた場合、
【数２３】
2012080666.tif 000025
【００４８】
Ｋｄ＿ｄｃ、Ｋｑ＿ｄｃは、それぞれΔｕ＋Δｖ＋Δｗによる直流分の偏差をなくすように働くため、以下のように近似する。
【数２４】
2012080666.tif 000026
【００４９】
またΔｉｄ、Δｉｑに対しては、３＋Δｕ＋Δｖ＋Δｗ≒３とみなすと、それぞれ、
【数２５】
2012080666.tif 000027
【００５０】
以上の結果を代入すると、Δｉｄ、ΔｉｑとΔｕ、Δｖ、Δｗの関係を求めることができる。
【数２６】
2012080666.tif 000028
【００５１】
上の式より、Δｕ´のみを残した場合、
【数２７】
2012080666.tif 000029
【００５２】
同様にΔｖ´、Δｗ´のみ残した場合、
【数２８】
2012080666.tif 000030
【００５３】
よってΔｕ´、Δｖ´、Δｗ´についてまとめると、それぞれ以下の通りとなる。
【数２９】
2012080666.tif 000031
【００５４】
以上の式を用いて、コンバータ出力電流値から本来出力すべきコンバータ出力電圧と実際値との差を生じさせる変調率の過不足量を求めることができる。
【００５５】
得られた式より、変調率の過不足量を求めるコンバータ出力電圧過不足量算出部２７を図５に示す。なおＫｄｅｌｔａを乗算することにより変調率に変換されるが、Ｋｄｅｌｔａを乗算しない場合でも三相コンバータ電圧間での過不足量の相対値は変わらない。そのため、コンバータ出力電圧補償量算出部２８のＰＩ制御ゲインを調整すればＫｄｅｌｔａを乗算する必要はない。
【００５６】
（効果）
以上述べたすくなくとも一つの実施形態の電力変換装置によれば、変換器電流から算出された変換器出力電圧過不足量に応じて、変換器出力電圧が過剰な場合には出力電圧指令値の振幅を低減させ、逆に変換器出力電圧が不足している場合には出力電圧指令値の振幅を増加させるように変換器出力電圧指令値を補正することで、各単位電力変換回路の直流電圧検出器を設置することなく、変換器電流値の検出のみで変換器出力電圧および変換器電流の三相平衡化を実現することが可能である。
【００５７】
（第３の実施形態）
第３の実施形態について図６を参照し、詳細に説明する。尚、図１乃至５と同一の構成をとるものについては、同符号を付して説明を省略する。
【００５８】
コンバータ出力電圧過不足量算出部２７より得られたコンバータ出力電圧の過不足量は、理想的なコンバータ出力電圧と現状のコンバータ出力電圧の偏差である。よって偏差分に比例積分制御を行い、偏差が０となるように変調率の増減を行うことが可能である。
【００５９】
（作用）
図６に示すように、導出したコンバータ出力電圧の過不足量に対してＰＩ制御器１１１、１１４および１１７により比例積分制御を行い、補正直流量を算出する。また補正直流量をコンバータ出力電圧指令値に同期した交流波形に変換するため、乗算部１１２、１１５および１１８で補正直流量とコンバータ出力電圧指令値を積算し、その積算値をコンバータ出力電圧指令値から減算部１１３、１１６および１１９で減算することで、コンバータ出力電圧が過剰な場合は変調率が減少し、コンバータ出力電圧が不足している場合には変調率が増加するように動作する。それぞれのコンバータ出力電圧の過不足量が０に近づくにつれ、ＰＩ制御器１１１、１１４および１１７の積分項に保持された直流量が補正直流量として支配的となっていき、コンバータ電圧が三相平衡、すなわちコンバータ電流が三相平衡に近づくように動作する。
【００６０】
また、実際のコンバータ電圧およびコンバータ電流には低次高調波やスイッチングに起因する高調波が含まれるため、コンバータ電圧過不足量に振動成分が重畳することが考えられる。そこで実用に際しては図７に示すように、導出したコンバータ出力電圧の過不足量にローパスフィルタ１２１、１２５および１２９を通し、高調波成分を除去した値を用いて補正直流量の算出を行うことで、補正直流量の振動を防ぐことができる。
【００６１】
（効果）
以上述べたすくなくとも一つの実施形態の電力変換装置によれば、変換器電流から算出された変換器出力電圧過不足量に応じて、変換器出力電圧が過剰な場合には出力電圧指令値の振幅を低減させ、逆に変換器出力電圧が不足している場合には出力電圧指令値の振幅を増加させるように変換器出力電圧指令値を補正することで、各単位電力変換回路の直流電圧検出器を設置することなく、変換器電流値の検出のみで変換器出力電圧および変換器電流の三相平衡化を実現することが可能である。
【符号の説明】
【００６２】
１ａ：Ｕ相第１段目単相コンバータ
１ｂ：Ｕ相第２段目単相コンバータ
１ｃ：Ｕ相第３段目単相コンバータ
２ａ：Ｖ相第１段目単相コンバータ
２ｂ：Ｖ相第２段目単相コンバータ
２ｃ：Ｖ相第３段目単相コンバータ
３ａ：Ｗ相第１段目単相コンバータ
３ｂ：Ｗ相第２段目単相コンバータ
３ｃ：Ｗ相第３段目単相コンバータ
４ａ〜６ｃ：電力貯蔵装置
７ａ〜９ｃ：フィルタコンデンサ
１０〜１２：連系リアクトル
１３〜１５：コンバータ電流検出器
１６〜１８：系統電圧検出器
１９：コンバータ制御装置
２０：電力系統
２１：コンバータ電流制御演算部
２２：ｄｑ軸コンバータ電圧指令値逆ｄｑ変換部
２３：三相コンバータ出力電圧指令値規格部
２４：系統電圧ｄｑ変換部
２５：コンバータ電流ｄｑ変換部
２６：系統電圧位相検出部
２７：コンバータ出力電圧過不足量算出部
２８：コンバータ出力電圧補正量算出部
２９：コンバータ出力電圧指令値補正部
３０：三角波比較部
４１：ｕ相コンバータ
４２：ｖ相コンバータ
４３：ｗ相コンバータ
４４〜４６：連系リアクトル
４７〜４９：電力系統
５０電力系統接地点
５１：コンバータ中性点
６１：減算器
６２：ＰＩ制御器
６３：減算器
６４：加算器
６５：ゲイン
６６：減算器
６７：ＰＩ制御器
６８：減算器
６９：加算器
７１：加算器
７２：減算器
７３〜７５：ゲイン
７６：減算器
７７：減算器
７８〜８０：ゲイン
８１〜８２：乗算器
８３：ｓｉｎ波発生器
８４：ｃｏｓ波発生器
８５：加算器
８６：減算器
８７〜８８：乗算器
８９：ｓｉｎ波発生器
９０：ｃｏｓ波発生器
９１〜９２：乗算器
９３：ｓｉｎ波発生器
９４：ｃｏｓ波発生器
９５〜９７：加算器
９８：ゲイン
１００：電力貯蔵システム
１１１：ＰＩ制御器
１１２：乗算器
１１３：減算器
１１４：ＰＩ制御器
１１５：乗算器
１１６：減算器
１１７：ＰＩ制御器
１１８：乗算器
１１９：減算器
１２１：ローパスフィルタ
１２２：ＰＩ制御器
１２３：乗算器
１２４：減算器
１２５：ローパスフィルタ
１２６：ＰＩ制御器
１２７：乗算器
１２８：減算器
１２９：ローパスフィルタ
１３０：ＰＩ制御器
１３１：乗算器、
１３２：減算器
【図１】
2012080666.tif 000032
【図２】
2012080666.tif 000033
【図３】
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【図４】
2012080666.tif 000035
【図５】
2012080666.tif 000036
【図６】
2012080666.tif 000037
【図７】
2012080666.tif 000038