【事件の表示】
　特願２０１２−５０３３８４「デルタシグマ変調器を用いてＲＦ信号を直接合成するための方法および装置」拒絶査定不服審判事件〔平成２２年１０月　７日国際公開、ＷＯ２０１０／１１４５２１、平成２４年　９月２０日国内公表、特表２０１２−５２２４５９〕について、次のとおり審決する。
【結　論】
　本件審判の請求は、成り立たない。
【理　由】
第１　手続の経緯 
　本願は、２００９年３月３１日を国際出願日とする出願であって、原審において平成２４年１１月１４日付けで拒絶理由が通知され、平成２５年５月１７日付けで手続補正されたが、同年６月１４日付けで拒絶査定がなされ、これに対し、同年１０月１８日に拒絶査定不服の審判が請求されるとともに、同日付けで手続補正され、平成２６年１月２７日付けで当審より審尋がなされ、同年７月２８日付けで回答書が提出されたものである。
 　 
第２　補正却下の決定 
［補正却下の決定の結論］
　平成２５年１０月１８日付けの手続補正を却下する。 
　
［理由］ 
１．本願発明と補正後の発明 
　上記手続補正（以下「本件補正」という。）は本件補正前の平成２５年５月１７日付けで手続補正された特許請求の範囲の請求項５に記載された 
　
　「入力信号を量子化する量子化器（２１０）と、
　前記量子化器に関連する量子化誤差を求める比較回路と、
　誤差予測値を発生するための誤差予測フィルタ（２２０）とを備え、前記誤差予測フィルタは、複数の所望の周波数ｆ１、ｆ２、・・・、ｆＮに対する単位円上の複数のフィルタ零と、前記単位円の内側の大きさ、および前記複数の所望の周波数ｆ１、ｆ２、・・・、ｆＮとほぼ等しい周波数を有する複数のフィルタ極とを有し、さらに、
　前記入力信号から前記誤差予測値を減算する加算器（２３０）とを備える、デルタシグマ変調器（２００）。」
　
という発明（以下、「本願発明」という。）を、 
　
　「入力信号を量子化する量子化器（２１０）と、
　前記量子化器に関連する量子化誤差を求める比較回路と、
　誤差予測値を発生するための誤差予測フィルタ（２２０）とを備え、前記誤差予測フィルタは、複数の所望の周波数ｆ１、ｆ２、・・・、ｆＮに対する単位円上の複数のフィルタ零と、前記単位円の内側の大きさ、および前記複数の所望の周波数ｆ１、ｆ２、・・・、ｆＮとほぼ等しい周波数を有する複数の対応するフィルタ極とを有し、さらに、
　前記入力信号から前記誤差予測値を減算する加算器（２３０）とを備える、デルタシグマ変調器（２００）。」
　
という発明（以下、「補正後の発明」という。）に変更することを含むものである。 
　
２．新規事項の有無、シフト補正、補正の目的要件について 
　本件補正は、願書に最初に添付した明細書、特許請求の範囲又は図面に記載した事項の範囲内において、補正前の特許請求の範囲の請求項５に記載された、「複数のフィルタ極」に関し、「複数の対応するフィルタ極」と限定して、特許請求の範囲を減縮するものであるから、特許法第１７条の２第３項及び第４項の規定に適合するとともに、特許法第１７条の２第５項第２号に掲げる特許請求の範囲の減縮を目的とするものに該当する。
　
３．独立特許要件について 
　本件補正は特許請求の範囲の減縮を目的とするものであるから、上記補正後の発明が特許出願の際独立して特許を受けることができるものであるのかどうか（特許法第１７条の２第６項で準用する同法第１２６条第７項の規定に適合するかどうか）について以下に検討する。 
　
（１）補正後の発明 
　上記「１．本願発明と補正後の発明」の項で補正後の発明として認定したとおりである。 
　
（２）引用発明及び周知技術
１　引用例及び引用発明
　原審の拒絶理由に引用された、国際出願日前に日本国内において頒布された刊行物である特開２００７−６３１７号公報（平成１９年１月１１日公開、以下「引用例」という。）には、図面とともに以下の事項が記載されている。 
　
イ．「【技術分野】
【０００１】
　本発明は、ΣΔ型ノイズシェーパに関する。
【背景技術】
【０００２】
　ΣΔ型ノイズシェーパは、ディジタル信号処理過程で生じる量子化雑音の周波数分布を偏らせ、信号帯域（通常はオーディオ帯域）での量子化雑音を減らす技術である。
【０００３】
　例えば、ディジタル・オーディオ機器において、スイッチング動作で増幅作用を行うＤ級アンプが用いられることがあるが、このときＣＤ等のディジタル記録媒体からのＰＣＭ信号を、このD級アンプの駆動入力に適したＰＷＭ信号に変換する信号処理過程で、ΣΔ型ノイズシェーパがＤ／Ｄ変換（再量子化）に使用され、その際発生する量子化雑音の低減に重要な役割を果たしている。
【０００４】
　図１は、従来のΣΔ型ノイズシェーパの原理的な構成図である。量子化器、加算器１，加算器２、ノイズシェーピングのためにフィードバック回路に挿入されたノイズシェーピングフィルタ（伝達関数Ｈ（ｚ））から成り、入力信号Ｘ（ｚ）を処理して、出力信号Ｙ（ｚ）を出力する。
【０００５】
　このΣΔ型ノイズシェーパの基本特性は、信号Ｘ（ｚ）、Ｙ（ｚ）及び量子化器で生じる量子化雑音Ｑ（ｚ）の間の関係として次式で表される。
【０００６】
【数１】（略）
【０００７】
　上記式（１）は、ΣΔ型ノイズシェーパの出力信号Ｙ（ｚ）が、入力信号Ｘ（ｚ）自身と量子化雑音Ｑ（ｚ）を伝達関数（１−Ｈ（ｚ））で整形した整形後の雑音との和であることを示している。この伝達関数（１−Ｈ（ｚ））は、ΣΔ型ノイズシェーパの量子化雑音に対する伝達特性を示しており、ノイズシェーピング特性NＳ（ｚ）と呼ばれる。すなわち、これらの関係は次式（２）で表される。
【０００８】
【数２】（略）
【０００９】
　このノイズシェーピング特性ＮＳ（ｚ）あるいはノイズシェーピングフィルタの伝達関数Ｈ（ｚ）の構成を工夫して、入力信号Ｘ（ｚ）の信号帯域での整形後の雑音を減らすことがΣΔ型ノイズシェーパ技術の主要目的の一つであった。」（３頁）
　
ロ．「【００１６】
　本発明の第１の実施形態について図を参照して説明する。
　図４は、本実施形態に係るΣΔ型ノイズシェーパの基本構成図である。
　図４において、本ΣΔ型ノイズシェーパ１０は、信号レベル検出手段１２、フィルタ特性制御手段１３、量子化器１４、加算器１５、１６、ノイズシェーピングフィルタ１７を備えて構成されている。入力信号Ｘ（ｚ）は処理対象であるディジタル信号であり、出力信号Ｙ（ｚ）は再量子化されたディジタル信号である。これら信号の表示は、例えば入力信号Ｘ（ｚ）は、サンプリング時点での入力信号Ｘ（ｎＴ）に対するｚ変換表示である。他の信号についても同様である。
【００１７】
　先ずΣΔ型ノイズシェーパとしての構成、及び動作について説明する。
　信号レベル検出手段は、入力信号Ｘ（ｚ）の信号レベル（振幅の絶対値）が、所定の信号レベルのどのレベルにあるかを、サンプリング時点毎に検出し、そのレベル検出結果をフィルタ制御手段１３に伝える。
【００１８】
　以下説明の便宜のため、信号レベル検出手段１２のレベル検出結果は「ロー」と「ハイ」の２種類である場合について説明する。
【００１９】
　フィルタ特性制御手段１３は、ノイズシェーピングフィルタ１７の伝達特性Ｈ（ｚ）を、上記レベル検出結果の「ロー」「ハイ」に対応して可変に制御する。
【００２０】
　量子化器１４は、信号Ｗ（ｚ）を再量子化し、出力信号Ｙ（ｚ）ととして出力する。このとき発生する量子化雑音を低減するのがΣΔ型ノイズシェーパの役割である。
【００２１】
　加算器１５は、入力信号Ｘ（ｚ）とノイズシェーピングフィルタ１７からの信号Ｓ（ｚ）との加算をして信号Ｗ（ｚ）を出力する。
【００２２】
　加算器１６は、量子化器１４の前後の信号Ｗ（ｚ）、Ｙ（ｚ）の差分をとる。この差分信号は、量子化器１４で発生する再量子化に伴う量子化雑音Ｑ（ｚ）そのものである。
【００２３】
　ノイズシェーピングフィルタ１７は、量子化雑音Ｑ（ｚ）をその伝達特性Ｈ（ｚ）で処理して入力側に帰還する。伝達特性Ｈ（ｚ）はフィルタ制御手段１３によって可変制御される。」（４〜５頁）
　
ハ．「【００６４】
「極シフト型ΣΔ型ノイズシェーパ」
　本実施例は、信号レベル「ロー」のときに動作するノイズシェーピング特性（ＮＳＬ（ｚ）と記す）が、上記式（４）の零点が全てｚ平面の（１，０）点にある、すなわち上記式（２）の分子が（ｚ−１）ｎの形を有し、多重極はｚ平面の原点にあるとして特徴付けられる。
【００６５】
　また、信号レベル「ハイ」のときに動作するノイズシェーピング特性（ＮＳＨ（ｚ）と記す）は、上記式（２）の零点は全てｚ平面の（１，０）点にあり、多重極がｚ平面の原点から実軸に沿って右にｐ（０＜ｐ＜１）だけシフトした点にある、すなわち上記式（２）の分母が（ｚ−ｐ）ｎの形を備えているとして特徴付けられる（図８（ａ）参照）。
【００６６】
　以上の特徴付けで、ｎ次のノイズシェーピングフィルタの乗数係数の組（αＬ、βＬ）＝（（ａｌ１，ａｌ２，…，ａｌｎ），（ｂｌ１，ｂｌ２，…，ｂｌｎ））及び（αＨ、βＨ）＝（（ａｈ１，ａｈ２，…，ａｈｎ），（ｂｈ１，ｂｈ２，…，ｂｈｎ））は決まる。
【００６７】
　一例としてノイズシェピングフィルタの次数が４次の場合（ｎ＝４）を示すと、ＮＳＬ（ｚ）に対応するノイズシェーピングフィルタの乗数係数の組（αＬ、βＬ）は、ａｌ１＝４、ａｌ２＝−６、ａｌ３＝４、ａｌ４＝−１であり、ｂｌｉ（ｉ＝１，２，…，４）はすべて零である。
【００６８】
　一方、ＮＳＨ（ｚ）に対応するノイズシェーピングフィルタの乗数係数の組（αＨ、βＨ）は、ｂｈ１＝４ｐ、ｂｈ２＝−６ｐ２、ｂｈ３＝４ｐ３、ｂｈ４＝−ｐ４、また、ａｈ１＝４−４ｐ、ａｈ２＝−６＋６ｐ２、ａｈ３＝４−４ｐ３、ａｈ４＝−１＋ｐ４である。
【００６９】
　ここでｐ（０＜ｐ＜１）の具体的な値の決定は、この極が右にシフトするほど（ｐが大きくなるほど）、高域のノイズは抑制されるが、反対に信号帯域の量子化雑音は増加するので、実際の利用環境を考慮して行う必要がある。
【００７０】
　例えばｐ＝０．５と云うように決定すれば，具体的なノイズシェーピングフィルタの乗数係数の組αＨが決まるので、ノイズシェーピングフィルタの乗数係数の組αＬ及びαＨを、予め乗数係数選択器１３（図５参照）に記憶させることによって、本実施例に係るΣΔ型ノイズシェーパの実現が可能である。
【００７１】
　この実施例の変形として、信号レベル「ロー」のときに選択・利用するノイズシェーピング特性ＮＳＬ（ｚ）の極の位置が、ｚ平面の原点ではなく原点付近にシフトした場合がある。この場合は、上述のノイズシェーピング特性ＮＳＨ（ｚ）で、異なった２つのｐの値で決まる２つの特性を切り替えることに相当する。
【実施例３】
【００７２】
「零点・極シフト型ΣΔ型ノイズシェーパ」
　実施例２では全て零点は点（１，０）にあるとしていたが、本実施例では、ノイズシェーピング特性として、図８（ｂ）に示すように，零点対がｚ平面上の点（１，０）から単位円上をシフトした位置にあり（ｎが奇数の場合には、単独の零点が点（１，０）の位置にある）、極の位置等は実施例１と同じように極シフトで切り替える構成のものである。零点シフトを用いることで、信号帯域端での雑音抑制特性を、実施例１より高めたい場合に有効である。」（９〜１０頁）
　
　上記引用例の記載及び図面並びにこの分野における技術常識を考慮すると、上記ロ．の【００１６】における「図４は、本実施形態に係るΣΔ型ノイズシェーパの基本構成図である。図４において、本ΣΔ型ノイズシェーパ１０は、信号レベル検出手段１２、フィルタ特性制御手段１３、量子化器１４、加算器１５、１６、ノイズシェーピングフィルタ１７を備えて構成されている。」との記載、及び図４によれば、上記引用例のΣΔ型ノイズシェーパ（１０）は、量子化器（１４）、加算器（１５、１６）、ノイズシェーピングフィルタ（１７）を備えている。
　また、上記ロ．の【００２０】における「量子化器１４は、信号Ｗ（ｚ）を再量子化し、出力信号Ｙ（ｚ）として出力する。」との記載、及び図４によれば、前述の量子化器（１４）は、入力信号（Ｘ（ｚ））を含んだ信号（Ｗ（ｚ））を再量子化しているから、入力信号（Ｘ（ｚ））を量子化しているということができる。
　また、上記ロ．の【００２２】における「加算器１６は、量子化器１４の前後の信号Ｗ（ｚ）、Ｙ（ｚ）の差分をとる。この差分信号は、量子化器１４で発生する再量子化に伴う量子化雑音Ｑ（ｚ）そのものである。」との記載、及び図４によれば、前述の加算器（１６）は、量子化器（１４）の前後の信号（Ｗ（ｚ））及び信号（Ｙ（ｚ））の差分を求めているから、量子化器（１４）に関連する量子化誤差を求めている比較回路ということができる。
　また、上記ロ．の【００２３】における「ノイズシェーピングフィルタ１７は、量子化雑音Ｑ（ｚ）をその伝達特性Ｈ（ｚ）で処理して入力側に帰還する。」との記載、及び図４によれば、前述のノイズシェーピングフィルタ（１７）は、量子化雑音（Ｑ（ｚ））をその伝達特性（Ｈ（ｚ））で処理して信号（Ｓ（ｚ））を発生している。
　また、上記ロ．の【００２１】における「加算器１５は、入力信号Ｘ（ｚ）とノイズシェーピングフィルタ１７からの信号Ｓ（ｚ）との加算をして信号Ｗ（ｚ）を出力する。」との記載、及び図４によれば、前述の加算器（１５）は、入力信号（Ｘ（ｚ））と信号（Ｓ（ｚ））との加算をして信号（Ｗ（ｚ））を出力している。
　また、上記ハ．の【００６５】における「信号レベル「ハイ」のときに動作するノイズシェーピング特性（ＮＳＨ（ｚ）と記す）は、上記式（２）の零点は全てｚ平面の（１，０）点にあり」との記載、及び図８（ａ）における、Ｚ平面の実軸上の零点に着目すれば、前述のノイズシェーピングフィルタ（１７）は、そのノイズシェーピング特性について、零点が全てｚ平面の（１，０）点にあるから、一つの周波数に対する単位円上の一つの零点を有しているということができる。
　また、上記ハ．の【００６５】における「多重極がｚ平面の原点から実軸に沿って右にｐ（０＜ｐ＜１）だけシフトした点にある、すなわち上記式（２）の分母が（ｚ−ｐ）ｎの形を備えている」との記載、及び図８（ａ）における、Ｚ平面の実軸上の極に着目すれば、前述のノイズシェーピングフィルタ（１７）は、そのノイズシェーピング特性について、単位円内の内側の大きさ、および前述の一つの周波数と等しい周波数を有する一つの極を有しているということができる。
　
　したがって、上記引用例には、以下の発明（以下「引用発明」という。）が記載されているものと認められる。
　
　「入力信号（Ｘ（ｚ））を量子化する量子化器（１４）と、
　前記量子化器（１４）に関連する量子化誤差を求める比較回路と、
　信号（Ｓ（ｚ））を発生するためのノイズシェーピングフィルタ（１７）とを備え、前記ノイズシェーピングフィルタ（１７）は、一つの周波数に対する単位円上の一つの零点と、前記単位円内の内側の大きさ、および前記一つの周波数と等しい周波数を有する一つの極とを有し、
　前記入力信号（Ｘ（ｚ））と前記信号（Ｓ（ｚ））を加算する加算器（１５）とを備える、ΣΔ型ノイズシェーパ（１０）。」
　
２　周知例及び周知技術
　（１）周知例１
　原審の拒絶査定に引用された、国際出願日前に日本国内において頒布された刊行物である特開２００８−２０５９２３号公報（平成２０年９月４日公開、以下「周知例１」という。）には図面とともに以下の事項が記載されている。
　
イ．「【技術分野】
【０００１】
　本発明は、例えば高速クロック動作でかつ高い信号対雑音電力比（ＳＮＲ：Signal to Noise Ratio）を必要とする無線受信機に用いられるデルタシグマＡＤ変換装置に関する。」（３頁）
　
ロ．「【００３４】
　図１は、本発明の第１の実施形態に係る可変次数型デルタシグマ変調器の構成を示すブロック図である。第１の実施形態に係る可変次数型デルタシグマ変調器は、２個のオペアンプからなる積分器７１，７２を備えて遅延器数を切り替える３次フィルタの例である。なお、デルタシグマ変調器は、一般にデルタシグマＡＤ変換変調器ともいう。
【００３５】
　図１において、当該可変次数型デルタシグマ変調器は、Ｚ変換のＺ−１の伝達関数を有する遅延器１０１と、それぞれ増幅係数ａ１，ｂ１を有する２個の演算増幅器８１，９０と、Ｚ変換の１／（１−Ｚ−１）の伝達関数を有する２個の積分器７１，７２と、量子化器６５と、ＤＡ変換器６６と、２個のフィードバック回路Ｆ１，Ｆ２と、Ｚ変換のＺ−１の伝達関数を有する遅延器１１０と、コントローラ１０と、積分器７１，７２及び遅延器１０１，１１０−１１２，１５１，１５２に所定の周期のクロックを供給するクロック発生回路１１とを備えて構成される。ここで、フィードバック回路Ｆ１は、２個の電荷保持回路３０１，３０２を含み、電荷保持回路３０１は、スイッチ３１ａと、増幅係数ｄ１を有する演算増幅器９１と、Ｚ変換のＺ−０の伝達関数を有する遅延器１１１と、スイッチ３１ｂとを備えて構成され、電荷保持回路３０２は、スイッチ３２ａと、増幅係数ｄ２を有する演算増幅器９２と、Ｚ変換のＺ−１の伝達関数を有する１サンプル遅延器１１２と、スイッチ３２ｂとを備えて構成される。また、フィードバック回路Ｆ２は、２個の電荷保持回路４０１，４０２を含み、電荷保持回路４０１は、スイッチ２１ａと、増幅係数ｃ１を有する演算増幅器１４１と、Ｚ変換のＺ−０の伝達関数を有する遅延器１５１と、スイッチ２１ｂとの直列回路を備えて構成され、電荷保持回路４０２は、スイッチ２２ａと、増幅係数ｃ２を有する演算増幅器１４２と、Ｚ変換のＺ−１の伝達関数を有する１サンプル遅延器１５２と、スイッチ２２ｂとの直列回路を備えて構成される。」（８〜９頁）
　
ハ．「【００４５】
　次いで、図６及び図７を参照して、４次フィルタの特性例について以下に説明する。
【００４６】
　図６（ａ）は図２の可変次数型デルタシグマ変調器におけるゼロ点シフト無しのフィルタ特性をＺ−平面で図示したグラフであり、図６（ｂ）はそのフィルタ特性を量子化ノイズフィルタ特性（ＮＴＦ）（フィルタ利得の周波数特性）を図示したグラフである。４次フィルタのノイズフィルタ特性をＺ−平面でプロットすると、図６（ａ）に示すように、ノイズフィルタの伝達関数のゼロ点は４つともにＤＣ点（ｆ＝０Ｈｚ）Ｑ０に生じる。そのため、図６（ｂ）の周波数特性に示すように、ノイズフィルタ特性は周波数ｆ＝０Ｈｚで減衰量が大きくなり、必要とする信号帯域が広くなると高い周波数側のフィルタ減衰量が劣化する。
【００４７】
　図７（ａ）は図２の可変次数型デルタシグマ変調器におけるゼロ点シフト有りのフィルタ特性をＺ−平面で図示したグラフであり、図７（ｂ）はそのフィルタ特性を量子化ノイズフィルタ特性（ＮＴＦ）（フィルタ利得の周波数特性）を図示したグラフである。
図７（ａ）に示すように、任意の位置にゼロ点によって生じる減衰量を設定することができ、図７（ｂ）に示すように、例えばチェビシェフフィルタのようなより急峻な減衰特性を有するフィルタ特性を、必要とする広い信号帯域内で得ることができる。そのため、同じフィルタ次数の場合でも、信号帯域内の量子化ノイズをさらに減衰させることができる。」（１１頁）
　
（２）周知例２
　原審の拒絶査定に引用された、国際出願日前に日本国内において頒布された刊行物である特開２００８−１３６２０３号公報（平成２０年６月１２日公開、以下「周知例２」という。）には図面とともに以下の事項が記載されている。
　
ニ．「【技術分野】
【０００１】
　本発明は一般にはデルタ−シグマデータ変換器に関係し、特に、デジタルフィルタ処理されたパルス幅変調出力ステージを有するデータ変換器、ならびにそれを使用する方法およびシステムに関係する。」（２頁）
　
ホ．「【００２１】
　信号帯域における減衰レベルの平均と周波数３２ｆｓ、６４ｆｓ、９６ｆｓの減衰の平均で特定の違いを有するノイズシェーパー１０２におけるＮＴＦが生成される必要がある。ＮＴＦ信号帯域減衰を設定する極−ゼロ組（ｐａｉｒ）の１セットおよび周波数３２ｆｓ、６４ｆｓ、９６ｆｓについてより少ない極のセットを生成するノイズシェーパートポロジーが必要とされる。１つのそのようなノイズシェーパーを特徴づける極とゼロのｚ平面プロットが図２Ｂに示されている。この例では、１１次のノイズシェーパーが特徴づけられていて、ＮＴＦの低周波数（信号帯域）ノイズ減衰のシェープを限定する５つの極−ゼロ組の第１のセット２０を含む。この図示される実施形態において、極−ゼロ組セット２０は、バターワース（Ｂｕｔｔｅｗｏｒｔｈ）ロケーションに４つの極−ゼロ組と１つの実際の極−ゼロ組を含む。極の３つのさらなる２１，２２，２３セットはそれぞれ周波数３２ｆｓ、６４ｆｓ、９６ｆｓのノイズ減衰帯域のシェープを限定する。各セット２０〜２３の極とゼロの数は、所望の望ましいノイズシェーピングおよび、ＮＴＦ信号帯域での減衰レベルとＮＴＦの周波数帯域３２ｆｓ、６４ｆｓ、９６ｆｓでの減衰レベルの間との関係によって、実施形態例の間で変わり得る。図２Ｂでは、周波数３２ｆｓ、６４ｆｓ、９６ｆｓでのＮＴＦゼロは、ｚ平面での単位円に沿って分かれている。別の実施形態では、これらのゼロは分かれないで（共通に位置して）、ノイズシェーパー１０２を実行するのに必要なハードウエアの量を減らし得る。」（６頁）
　
（３）したがって、デルタシグマ変調器において、広い信号帯域を得るために、ノイズシェーピングフィルタが、複数の所望の周波数に対する単位円上の複数のゼロ点と、単位円の内側の大きさ、および前記複数の所望の周波数とほぼ等しい周波数を有する複数の対応する極を有することは、周知例１及び２にみられるように、国際出願日前、周知技術といえる。
　
（３）対比・判断 
　補正後の発明と引用発明とを対比する。 
ａ．引用発明の「入力信号（Ｘ（ｚ））」及び「量子化器（１４）」は、補正後の発明の「入力信号」及び「量子化器（２１０）」にそれぞれ相当する。
ｂ．引用発明の「信号（Ｓ（ｚ））」は、量子化誤差からノイズシェーピングフィルタ（１７）によりフィルタして予測した値であるから、「誤差予測値」ということができる。
ｃ．引用発明の「ノイズシェーピングフィルタ（１７）」は、後述する相違点を除いて、補正後の発明の「誤差予測フィルタ（２２０）」に相当する。
ｄ．引用発明の「一つの周波数に対する単位円上の一つの零点と、前記単位円内の内側の大きさ、および前記一つの周波数と等しい周波数を有する一つの極とを有し」と、補正後の発明の「複数の所望の周波数ｆ１、ｆ２、・・・、ｆＮに対する単位円上の複数のフィルタ零と、前記単位円の内側の大きさ、および前記複数の所望の周波数ｆ１、ｆ２、・・・、ｆＮとほぼ等しい周波数を有する複数の対応するフィルタ極とを有し」とは、いずれも、「特定の周波数に対する単位円上の特定のフィルタ零と、前記単位円の内側の大きさ、および前記特定の周波数とほぼ等しい周波数を有する特定のフィルタ極とを有し」という点で一致する。
ｅ．引用発明の「前記入力信号（Ｘ（ｚ））と前記信号（Ｓ（ｚ））を加算する加算器（１５）」と、補正後の発明の「前記入力信号から前記誤差予測値を減算する加算器（２３０）」は、いずれも、「前記入力信号から前記誤差予測値を演算する加算器」という点で一致する。
ｆ．引用発明の「ΣΔ型ノイズシェーパ（１０）」は、量子化誤差をフィードバックして雑音を信号帯域から高周波帯域に分布させるものであるから、補正後の発明の「デルタシグマ変調器（２００）」と、「デルタシグマ変調器」という点で一致する。
　
　したがって、補正後の発明と引用発明は、以下の点で一致ないし相違している。 
　
（一致点） 
　「入力信号を量子化する量子化器と、
　前記量子化器に関連する量子化誤差を求める比較回路と、
　誤差予測値を発生するための誤差予測フィルタとを備え、前記誤差予測フィルタは、特定の周波数に対する単位円上の特定のフィルタ零と、前記単位円の内側の大きさ、および前記特定の周波数とほぼ等しい周波数を有する特定のフィルタ極とを有し、さらに、
　前記入力信号から前記誤差予測値を演算する加算器とを備える、デルタシグマ変調器。」
　
（相違点１）
　誤差予測フィルタにおける「特定の周波数に対する単位円上の特定のフィルタ零と、前記単位円の内側の大きさ、および前記特定の周波数とほぼ等しい周波数を有する特定のフィルタ極」に関し、
　補正後の発明は、「複数の所望の周波数ｆ１、ｆ２、・・・、ｆＮに対する単位円上の複数のフィルタ零と、前記単位円の内側の大きさ、および前記複数の所望の周波数ｆ１、ｆ２、・・・、ｆＮとほぼ等しい周波数を有する複数の対応するフィルタ極」であるのに対し、引用発明は、「一つの周波数に対する単位円上の一つの零点と、前記単位円内の内側の大きさ、および前記一つの周波数と等しい周波数を有する一つの極」である点。
　
（相違点２）
　前記入力信号から前記誤差予測値を「演算する」加算器に関し、
　補正後の発明は、加算器（２３０）が前記入力信号から前記誤差予測値を「減算する」のに対し、引用発明は、加算器（１５）が前記入力信号（Ｘ（ｚ））と前記信号（Ｓ（ｚ））を「加算する」点。
　
　そこで、まず、上記相違点１について検討する。
　上記２（３）のとおり、「デルタシグマ変調器において、広い信号帯域を得るために、ノイズシェーピングフィルタが、複数の所望の周波数に対する単位円上の複数のゼロ点と、単位円の内側の大きさ、および前記複数の所望の周波数とほぼ等しい周波数を有する複数の対応する極を有すること」は周知の技術である。
　そして、デルタシグマ変調器において、ノイズシェーピングフィルタの伝達関数を調整することにより量子化ノイズを高周波帯域にシフトして信号帯域を広くすることは技術常識である（必要があれば、例えば、特開２００４−３２８４２８号公報（段落【０００５】、図３、４を参照されたい。））。
　そうすると、上記技術常識に照らせば、引用発明において、量子化ノイズを高周波帯域にシフトして信号帯域を広くするために、「ノイズシェーピングフィルタ（１７）」を、「複数の所望の周波数ｆ１、ｆ２、・・・、ｆＮに対する単位円上の複数のフィルタ零と、前記単位円の内側の大きさ、および前記複数の所望の周波数ｆ１、ｆ２、・・・、ｆＮとほぼ等しい周波数を有する複数の対応するフィルタ極」を有する構成とすること、すなわち、上記相違点１に係る構成とすることは、上記周知技術に基づいて、当業者が容易に想到し得たものということができる。
　
　次に、上記相違点２について検討する。 
　デルタシグマ変調器において、入力側で、加算器（減算器）が、入力信号から、ノイズシェーピングフィルタから出力される信号を減算することは、当業者が普通に行い得るものである（必要であれば、特開２００４−３２８４２８号公報（段落【０００５】における「減算器２３から出力される量子化ノイズＮｑ（ｚ）がフィルタ２４（伝達関数Ｈ（ｚ））を介して入力側の減算器２１にフィードバックされる。」との記載、図３）を参照されたい。）。
　そうすると、引用発明において、加算器が入力信号から誤差予測値を「減算する」こと、すなわち、上記相違点２に係る構成とすることは、当業者が適宜なし得たものである。
　
　そして、補正後の発明の作用効果も、引用発明及び周知技術から当業者が容易に予測できる範囲のものである。 
 　 
　以上のとおり、補正後の発明は引用発明及び周知技術に基づいて容易に発明をすることができたものであるから、特許法第２９条第２項の規定により、特許出願の際独立して特許を受けることができないものである。 
 　 
４．結語 
　したがって、本件補正は、特許法第１７条の２第６項において準用する同法第１２６条第７項の規定に違反するので、同法第１５９条第１項において読み替えて準用する同法第５３条第１項の規定により却下すべきものである。  
 　 
第３　本願発明について 
１．本願発明 
　平成２５年１０月１８日付けの手続補正は上記のとおり却下されたので、本願発明は、上記「第２　補正却下の決定　１．本願発明と補正後の発明」の項で「本願発明」として認定したとおりである。 
　 
２．引用発明及び周知技術 
　引用発明及び周知技術は、上記「第２　補正却下の決定」の項中の「３．独立特許要件について」の項中の「（２）引用発明及び周知技術」の項で認定したとおりである。 
 　 
３．対比・判断 
　本願発明は上記補正後の発明から当該本件補正に係る限定を省いたものである。 
　そうすると、本願発明の構成に当該本件補正に係る限定を付加した補正後の発明が、上記「第２　補正却下の決定」の項中の「３．独立特許要件について」の項で検討したとおり、引用発明及び周知技術に基づいて容易に発明できたものであるから、本願発明も同様の理由により、容易に発明できたものである。 
　 
４．むすび 
　以上のとおり、本願発明は、引用発明及び周知技術に基づいて当業者が容易に発明をすることができたものであるから、特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができない。 
　本願は、その余の請求項に論及するまでもなく拒絶すべきものである。
　よって、結論のとおり審決する。