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　平成　８年特許願第１３７０６０号「共振型スイッチング電源装置」拒絶査定に対する審判事件［平成　９年１２月１２日出願公開、特開平　９−３２２５３３］について、次のとおり審決する。
【結　論】
　本件審判の請求は、成り立たない。
【理　由】
１．手続の経緯・本願発明
　本願は、平成８年５月３０日の出願であって、その請求項１に係る発明は、平成１１年９月２９日付け及び平成１３年１２月２６日付け手続補正によって補正された明細書及び図面の記載からみて、その特許請求の範囲の請求項１ないし５に記載されたとおりのものと認められるところ、請求項１に係る発明は以下のとおりである。（以下、「本願発明」という。）
  「【請求項１】　直流電源の両端に直列に接続される第１及び第２のスイッチング素子と、該第１及び第２のスイッチング素子の各々に対して直列に接続された１次巻線、第１の２次巻線及び第２の２次巻線を有する主トランスと、該主トランスの第１の２次巻線及び第２の２次巻線にそれぞれ接続された整流ダイオードを含む整流平滑回路とを備えた共振型スイッチング電源装置において、
　前記第１及び第２のスイッチング素子の各々に対して直列にかつ前記主トランスの１次巻線と並列に接続された１次巻線を有する共振用トランスと、
　前記主トランスの１次巻線及び前記共振用トランスの１次巻線に直列に接続された電流共振用コンデンサと、
　前記共振用トランスに設けた第１の２次巻線及び第２の２次巻線と前記整流平滑回路との間にそれぞれ接続された整流ダイオードとを備え、
　前記第１及び第２のスイッチング素子をオン・オフ動作させることにより前記主トランスの１次巻線及び電流共振用コンデンサが共振して、前記主トランスの１次巻線及び電流共振用コンデンサに正弦波状の共振電流が流れると共に、前記共振用トランスの１次巻線及び電流共振用コンデンサが共振して、前記共振用トランスの１次巻線及び電流共振用コンデンサに正弦波状の共振電流が流れ、
　前記主トランスの第１及び第２の２次巻線並びに前記共振用トランスの第１及び第２の２次巻線から前記整流ダイオードを介して重畳した直流電流の直流出力を取り出すことを特徴とする共振型スイッチング電源装置。」
  なお、本願については、平成１２年１２月２８日付けで手続補正がされたが、これは平成１３年１０月１８日付けの補正却下の決定により却下された。
　
２．引用例等
２．１　原査定の拒絶の理由に引用された、本願の出願日前である平成５年１２月１７日に頒布された「特開平５−３３６７５１号公報」（以下「引用例」という。）には、次の事項が記載されている。
　(１) 「【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
　本発明の課題は、回路構成を複雑にしたり形状を大形化することなく力率を改善することで電源ラインの電圧歪みや高調波の発生を少なくし、回路中の損失を抑えて変換効率を高くできるスイッチング電源装置を提供することにある。」
（２）「【請求項３】　商用電源入力を直流変換する整流回路と、その直流出力をオン・オフするインバータ式のスイッチング回路と、さらに一次コイルが共振コンデンサと接続されて直列共振回路を形成する複数のコンバータトランスから成り、スイッチング回路の出力側に複数の直列共振回路が並列に接続され、さらに夫々のコンバータトランスの二次コイルに直流出力を得る高周波整流回路が接続され、該高周波整流回路の出力端子間に平滑コンデンサが接続されていることを特徴とするスイッチング電源装置。」（特許請求の範囲）
  (３) 「【００２４】・・・図４に示す回路ではスイッチング回路４０の出力側に直列共振回路４１、４２及びコンバータトランス３３、３５による複数対が並列に接続されており、コンバータトランス３３、３５の二次コイルＬ３２、Ｌ３４には夫々、高周波整流回路３４、３６が接続され、負荷に直流出力を供給するようにしてある。
　　【００２５】　なお、図４において、Ｃ３３とＣ３５は平滑コンデンサ、Ｃ３２とＣ３４は共振コンデンサ、Ｌ３１とＬ３３は、夫々、コンバータトランス３３、３５の一次コイル、Ｑ３１とＱ３２はスイッチング回路４０を構成するスイッチングトランジスタ、Ｃ３１は整流回路３１の出力側に接続される高周波吸収用のコンデンサ、３２はスイッチング回路４０の駆動回路、３７ａと３７ｂは商用交流電源の入力端子、３８ａ、３８ｂおよび３９ａ、３９ｂは直流出力端子である。
　　【００２６】　このような回路構成とすると、図３の実施例で示したのと同様に、直流出力端子３８ａ、３８ｂ及び３９ａ、３９ｂに接続される回路間を絶縁できる。出力電圧の安定化を行うＤＣ−ＤＣコンバータを、該直流出力端子３８ａ、３８ｂ及び３９ａ、３９ｂに接続するとき、変換効率の高い非絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータを使用できる。また、共振回路４１、４２より出力側の回路を、それぞれ標準化し、モジュール化することによって、共振回路より出力側の回路の増設が容易になる。さらに、出力条件に変更が生じたとき、スイッチング回路より入力側のインバータ部の回路変更のみで対応できるようになる等の利点がある。」　
　（４）図２の正弦波状の共振電流波形からみて、直列共振回路４１，４２を構成するコンデンサＣ３２，３４とコンバータトランスの一次コイルＬ３１，Ｌ３３により電流共振を起こしていることは明らかである。
　 これらの記載事項によると、引用例には、「商用電源入力を直流変換する整流回路と、その整流回路の直流出力に直列に接続される一対のインバータ式のスイッチング回路と、一次コイルが共振コンデンサと接続されて正弦波状の共振電流が流れる直列共振回路を形成する複数のコンバータトランスから成り、前記スイッチング回路の出力側に複数の前記直列共振回路が並列に接続され、夫々のコンバータトランスの二次コイルに高周波整流回路が接続され、該高周波整流回路の出力端子間に平滑コンデンサが接続されていることを特徴とするスイッチング電源装置。」の発明（以下、「引用発明」という。）が記載されていると認められる。
２．２　周知例
　共振形インバータについて、以下のような周知例がある。なお、周知例１，３は、平成１１年７月３０日付け及び平成１２年１０月３日付け拒絶理由通知で、周知例２は原査定と同時に行われた補正却下の決定において提示したものである。
【周知例１】：特開平４−３８１７３号公報
　　上記周知例１には、以下の記載がある。
　（１）「しかるに、低入力電圧で、比較的大電流の場合には共振用インダクタンスを低くしないと回路設計条件を満たすことができない。この場合には、漏洩インダクタンスが共振インダクタンスに比較して無視できなくなるほど大きい値となる。したがってこの漏洩インダクタンスをむしろ積極的に共振インダクタンスとして利用し、専用のインダクタを省くことになるが、それでもなお、所定インダクタンス値より大きいインダクタンス値にとどまる。」（１頁右欄８行から１７行）
　（２）「本発明はこのような、低入力電圧、大出力電力、高周波動作の共振コンバータを実現するための条件たる低インダクタンスを実現することを第１の課題とする。」（１頁右欄１７行から２頁左上欄１行）
　（３）「（作用）・・・１次側からみたインダクタンスは並列個数分だけ減少する。従って、単一の変圧器の場合より等価インダクタンスが低くなる。」（２頁右上欄３行から１０行））
　（４）「互いに等しい巻数の複数の変圧器の各一次巻線を同極性に並列接続し、前記の変圧器の各二次巻線を同極性に並列接続して整流手段を介して直流出力を供給すると共に、前記並列接続された複数の変圧器の一次巻線に現れる総合漏洩インダクタンスとコンデンサとにより直列共振回路を形成してなることを特徴とする共振形コンバータ。」（特許請求の範囲（１）項）
　
　【周知例２】：特開平７−２４５９４１号公報
　上記周知例２には、
（１）出力電力を多く取り出すために、複数のインバータを並列接続して、各インバータに共通する出力端子間に直流出力電圧を供給することが、従来から知られている点（１欄３７行から４０行参照）、
（２）トランスの２次側巻線において整流ダイオードを接続して整流した後、並列に接続する点（図１参照）が記載されている。
　
 【周知例３】：特開平３−２８５５６６号公報
　上記周知例３（特に図１参照）には、インバータで交流電圧に変換した後、複数の変圧器で所望電圧に変圧する際、
（１）複数の変圧器の各２次側巻線に整流ダイオードを接続して整流した後、並列に接続する点、
（２）複数の変圧器の各２次側巻線として、交互に動作する２つの巻線即ち、センタタップ付き巻線を備える点が記載されている。
　
３．対比 
　本願発明と引用発明１を対比すると、引用発明１の「商用電源入力を直流変換する整流回路」、「一対のインバータ式のスイッチング回路」、「コンバータトランス」、「一次コイル」、「二次コイル」、「共振用コンデンサ」は、それぞれ本願発明の「直流電源」、「第１及び第２のスイッチング回路」、「主トランス」及び「共振用トランス」、「一次巻線」、「２次巻線」、「電流共振用コンデンサ」に相当する。
　引用発明の「スイッチング回路の出力側に複数の前記直列共振回路が並列に接続され」は、本願発明の「第１及び第２のスイッチング素子の各々に対して直列に接続された１次巻線、・・・を有する主トランス」と「第１及び第２のスイッチング素子の各々に対して直列にかつ前記主トランスの１次巻線と並列に接続された１次巻線を有する共振用トランス」に相当し、また、引用発明の「一次コイルが共振コンデンサと接続されて正弦波状の共振電流が流れる」は、本願発明の「主トランスの１次巻線及び電流共振用コンデンサが共振して、前記主トランスの１次巻線及び電流共振用コンデンサに正弦波状の共振電流が流れると共に、前記共振用トランスの１次巻線及び電流共振用コンデンサが共振して、前記共振用トランスの１次巻線及び電流共振用コンデンサに正弦波状の共振電流が流れ」に相当し、更に本願発明の「整流ダイオードを含む整流平滑回路」は、引用発明の「高周波整流回路」と「平滑コンデンサ」の接続された回路に相当するから、
　両者は
「直流電源の両端に直列に接続される第１及び第２のスイッチング素子と、該第１及び第２のスイッチング素子の各々に対して直列に接続された１次巻線、２次巻線を有する主トランスと、該主トランスの２次巻線に接続された整流ダイオードを含む整流平滑回路とを備えた共振型スイッチング電源装置において、
　前記第１及び第２のスイッチング素子の各々に対して直列にかつ前記主トランスの１次巻線と並列に接続された１次巻線を有する共振用トランスと、
　前記主トランスの１次巻線及び前記共振用トランスの１次巻線に直列に接続された電流共振用コンデンサと、
　前記共振用トランスに設けた２次巻線と前記整流平滑回路との間にそれぞれ接続された整流ダイオードとを備え、
　前記第１及び第２のスイッチング素子をオン・オフ動作させることにより前記主トランスの１次巻線及び電流共振用コンデンサが共振して、前記主トランスの１次巻線及び電流共振用コンデンサに正弦波状の共振電流が流れると共に、前記共振用トランスの１次巻線及び電流共振用コンデンサが共振して、前記共振用トランスの１次巻線及び電流共振用コンデンサに正弦波状の共振電流が流れ、
　前記主トランスの２次巻線並びに前記共振用トランスの２次巻線から前記整流ダイオードを介して直流電流の直流出力を取り出すことを特徴とする共振型スイッチング電源装置。」で一致し、以下の点で相違する。
【相違点１】
　 各トランスの２次巻線について、本願発明が第１及び第２の２次巻線を備えるのに対し、引用発明では、１つしか備えていない点。
【相違点２】
　本願発明が「主トランスの第１及び第２の２次巻線並びに前記共振用トランスの第１及び第２の２次巻線から前記整流ダイオードを介して重畳した」との構成を備えているのに対し、引用発明では「夫々のコンバータトランスの二次コイルに直流出力を得る高周波整流回路が接続され、該高周波整流回路の出力端子間に平滑コンデンサが接続されていること」との構成を備えている点、要するに、二次巻線の各直流出力はそれぞれ独立に出力されている点。
　なお、本願発明及び引用例、周知例において、変圧器、巻線等の用語は本願発明の用語と同じ意味で用いているものと認められるから、以後、本願発明の用語（トランス、巻線）を用いることとする。
　
４．当審の判断
　上記相違点について検討する。
４．１【相違点２について】
　本願発明が解決しようとする課題について、本願明細書には以下のように記載されている。
「【０００５】　・・・　ここで、図１３(Ａ)を小容量時における共振電流の波形とすれば、大容量時には図１３(Ｂ)に示すように大きな共振電流を流す必要がある。そのためには、主トランス６の１次巻線６aに形成される電流共振用リアクトル６d及び励磁インダクタンス６eのインダクタンス値を小さくしなければならない。したがって、図１０に示す電源装置の出力容量を大きくする場合、実際には主トランス６の１次巻線６aの巻数を少なくして前記のインダクタンス値を小さくしなければならないが、出力される電圧は主トランス６の１次巻線６a及び２次巻線６b、６c間の巻数比により決定されるため、出力電圧が必然的に高くなる。よって、従来では、大容量でかつ低い出力電圧が得られる共振型スイッチング電源装置を製作することが極めて困難であった。」
　そして、本願発明は、「大容量でかつ低い出力電圧が得られる共振型スイッチング電源装置を提供すること」を目的とする（【０００６】参照）ものである。
　これに対して、引用発明の目的は、「回路構成を複雑にしたり形状を大形化することなく力率を改善することで電源ラインの電圧歪みや高調波の発生を少なくし、回路中の損失を抑えて変換効率を高くできるスイッチング電源装置を提供すること」にあり（２．１（１）参照）、本願発明と目的が相違する。
　しかしながら、引用発明は、上記一致点にみられる如く多くの共通事項、特に、スイッチング素子に接続する直列共振用のトランスの１次側コイルを並列に接続することが記載されている。
　このように、電気回路において、並列に接続することにより接続点において、電圧は低いままで、電流（引用発明の場合ではスイッチング回路の出力側における共振電流）は両方の回路の電流が重畳されることにより増加することは技術常識にすぎない。
　さらに、共振形インバータ装置において、共振用トランスの２次側（出力側）も並列に接続して低入力電圧、大出力電力の負荷に対処しようとすることは、上記周知例１、２に記載されているように周知のことにすぎない。
　しかも、周知例２は、直列共振回路のインダクタンスとして漏洩インダクタンスを用いようとする場合、従来、漏洩インダクタンスを小さくできないことに起因してなされたものであり（２．２【周知例１】（１）「・・・それでもなお、所定インダクタンス値より大きいインダクタンス値にとどまる。」参照）、これは、巻数を際限なく少なくできないことに他ならない。そして、周知例２では、並列接続により巻数を少なくせずにインダクタンスを小さくする（２．２【周知例１】（３）参照）ことにより大出力が得ているが、この構成により、トランスの一次・二次間の巻数比も大きくならないこと、即ち、２次電圧即ち出力電圧も大きくならないことも自明のことにすぎない。
　以上のように、本願発明及び引用発明に共通する技術分野において、共振用トランスの１次側のみならず２次側も共通接続して、低入力電圧、大出力電力（並びに低出力電圧）とすることは周知の技術課題及び技術にすぎないから、上記周知の技術課題を基に、トランスの２次コイルに高周波整流回路を接続された引用発明においても、その高周波整流回路の出力端子間を、共通に並列接続するように構成することは、当業者が容易に考えられることと認められる。
  なお、引用例には、「【００２６】このような回路構成にすると、・・・直流出力端子３８ａ，３８ｂおよび３９ａ、３９ｂに接続する回路を絶縁できる。」と記載されているが、これは、この端子に変換効率の高い非絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを接続する場合に有利であるからであって、両直流出力端子を共通に接続することにより、不都合を生じる訳ではなく、かつ、上記周知例２に記載のように、複数のインバータを並列接続して、各インバータに共通する出力端子に直流出力電圧を供給する即ち、両直流出力端子を共通接続することは従来から行われていたことであるから、上記段落【００２６】の記載が、引用発明及び上記周知例１，２に基づいて、その両直流出力端子を共通接続することを阻害する要因とはならないことは明らかである。
　 そして、このように構成しても、得られる効果は、引用発明に上記周知例に記載の課題および構成を採用することにより、当然期待しうる程度のことにすぎないと認められる。
　なお、請求人は、審判請求書（５頁１７行から６頁６行）において、引用例３（本審決における周知例１）では、節点９１、９２と出力端子７４との間にそれぞれダイオード７１、７２を接続するにすぎず、複数の変圧器４，５，６のインダクタンスのバラツキにより、各二次巻線４３，４４，５３，５４，６３，６４の電圧に差が生じ循環電流が流れ、不都合が生じる旨記載している。
　しかしながら、トランスの２次側巻線において整流ダイオードを接続して整流した後、並列に接続することは、上記周知例２（２．２【周知例２】（２）参照）及び周知例３（２．２【周知例３】（２）参照）にみられる如く周知のことにすぎず、複数のトランスの二次巻線にそれぞれ高周波整流回路（ダイオードからなる）が接続されている引用発明において、上記のように共通接続する際、上記高周波整流回路（ダイオード）を介して共通接続するように構成することは、技術的に当然のことであり、請求人の上記主張は採用できない。
　
４．２【相違点１について】
   スイッチング電源装置のトランスにおいて、２次巻線に整流ダイオードを接続して直流出力を得る際、２次巻線を２つ設けるものは上記周知例１，３に記載のように周知の技術にすぎないので、引用発明にいても、２次巻線を２つとすることは、必要に応じて適宜実施しうる程度のことにすぎず、かつ、このように構成しても得られる効果は当然期待し得る程度のことにすぎないと認められる。
     
５．むすび
　以上のとおりであるから、本願発明は、引用例に記載された発明及び周知技術に基いて当業者が容易に発明をすることができたものであるので、特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができない。
　よって、結論のとおり審決する。