【事件の表示】
　特願２００９−１８４７１１「周波数帯域拡大装置及び方法、符号化装置及び方法、復号化装置及び方法、並びにプログラム」拒絶査定不服審判事件〔平成２２年　４月　８日出願公開、特開２０１０−　７９２７５〕について、次のとおり審決する。
【結　論】
　本件審判の請求は、成り立たない。
【理　由】
　
第１　手続の経緯 
　
　本願は、平成２１年８月７日（優先権主張　平成２０年８月２９日）の出願であって、平成２５年５月２１日付けで拒絶理由が通知され、同年７月２２日付けで手続補正がされたが、同年１２月３日付けで拒絶査定がなされ、これに対し、平成２６年２月２１日に拒絶査定不服の審判が請求されるとともに、手続補正がなされた。
　
第２　本願発明について 
　
１．補正の適否
　
　平成２６年２月２１日付けの特許請求の範囲の補正は、請求項２７乃至２９に記載された「低域符号化データ及び高符号化データ」を「低域符号化データ及び高
域
　上記補正について、「低域符号化データ」と対応するのは「高符号化データ」ではなく「高域符号化データ」であること、また、他の請求項及び本願明細書に「高域」との記載が認められるので、特許法第１７条の２第５項第３号に掲げる誤記の訂正を目的とするものに該当する。
　
２．本願発明
　
　本願の請求項１に係る発明（以下、「本願発明」という。）は、平成２６年２月２１日付け手続補正書の特許請求の範囲の請求項１に記載された、次のとおりのものである。 
　
「【請求項１】
　入力信号から複数のサブバンド信号を得る複数の帯域通過フィルタと、
　前記複数の帯域通過フィルタで得られた複数のサブバンド信号から周波数包絡の一次傾斜を得る周波数包絡抽出回路と、
　前記周波数包絡抽出回路で得られた前記周波数包絡の一次傾斜から高域信号成分の各サブバンドの利得量を求める利得量計算回路と、
　前記利得量計算回路で得られた前記高域信号成分の各サブバンドの利得量を前記帯域通過フィルタで得られた複数のサブバンド信号に適用することにより、高域信号成分を生成する高域信号生成回路と
　を備え、
　前記高域信号生成回路により生成された前記高域信号成分を用いて、前記入力信号の周波数帯域を拡大する
　周波数帯域拡大装置。」
 　
３．引用発明 
　
　原査定の拒絶の理由に引用された国際公開第０３／００３３４５号（以下、「引用例１」という。）には、「信号の周波数成分を補間するための装置および方法」について、図面とともに以下の事項が記載されている。
　
ア．「技術分野
　本発明は、特定の周波数帯域における周波数成分が除去又は抑圧されている所与の信号の当該周波数成分を近似値に合成してこれを該所与の信号に補間することによりスペクトル分布を改善するための周波数補間装置および方法に関する。」（第１頁３行〜７行）
　
イ．「本発明は、上記実状に鑑みてなされたものであり、原信号の特定の周波数帯域が抑圧されたオーディオ信号を高品質で復元するための信号補間装置及び信号補間方法を提供すること、並びに、比較的小さな演算規模を用いながらも原信号に近い信号を効率的に復元できるという実用的価値の高い信号補間装置及び信号補間方法を提供することを目的とする。」（第２頁２３行〜２８行）
　
ウ．「次に、第４図は、本発明の周波数補間装置の好適な実施例を示す図である。
　第１図を参照しての説明で述べた帯域分割成分信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，・・・，ＳＭ−１は、Ｍ個のバンドパスフィルタ６０ (ＢＰＦ０〜ＢＰＦＭ−１）により生成される。ついで、成分信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，・・・，ＳＭ−１は、それぞれミキサ部Ｘにて周波数ｎｆ０(ｎ＝２，３，・・・，Ｍ）を有する正弦波信号Ｓｉｎ（２ｎπｆ０ｔ）にて乗算され、かつ低域通過フィルタ７０（ＬＰＦ０，・・・・，ＬＰＦＭ−１）により低域ろ波されて、その周波数帯域が最低周波数帯域［０、ｆ０］にシフトされる。
　　　　　　　　　　　　　　（中略）
周波数帯域がシフトされた成分信号Ｓ１’，Ｓ２’，Ｓ３’，・・・，ＳＭ−１’は、ついで周波数補間ユニット８０に供給され、そこでは後述するように、抑圧された帯域の周波数成分が合成され、かつ補間される。この周波数補間ユニットには、入力信号を周波数分析器（ＦＥＴ）１１０により周波数分析し（典型的には、フーリエ変換し）、かつ低域ろ波された信号が供給されている。これらＦＥＴ１１０および低域通過フィルタ１２０の動作機能については、後に詳述するが、基本的には、入力信号の抑圧された特定帯域が既知でない場合にそれを検出するとともに、残存するスペクトルの(補間用信号のレベルを定めるための)包絡線情報を求めるためのものである。
                           （中略）
　上述したように、周波数補間ユニット８０には、Ｍ個の帯域に分割され、かつ周波数変換された成分信号Ｓ１’，Ｓ２’，Ｓ３’，・・・，ＳＭ−１’が入力され、補間処理のなされた成分信号Ｓ１''，Ｓ２''，Ｓ３''，・・・，ＳＭ−１''が出力される。
　本発明の補間処理においては、（周波数成分が）抑圧された帯域における成分信号が、（周波数成分の）残存する帯域における成分信号を用いて、これら信号を線形結合することにより合成される。」（第７頁１５行〜第９頁４行）
　
エ．「第５図は、周波数補間ユニット８０の具体的構成例を示す図である。ここでは、信号が１０個の周波数帯域Ｆ０，Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３，・・・・，Ｆ７，Ｆ８およびＦ９に分割され、１０個の（周波数変換後の）成分信号Ｓ０’，Ｓ１’，Ｓ２’，・・・，Ｓ７’，Ｓ８’およびＳ９’が生成される場合であって、高域の３つの帯域Ｆ７，Ｆ８およびＦ９が抑圧帯域である場合を想定している。第５図の例においては、抑圧帯域Ｆ７に低周波数側で隣接する周波数帯域Ｆ４，Ｆ５およびＦ６の信号Ｃ４’，Ｃ５’およびＣ６’をそれぞれ所定レベル減衰させて、即ち、重み係数ｋ１，ｋ２，ｋ３（＜１）を掛けたものｋ１・Ｃ４’，ｋ２・Ｃ５’およびｋ３・Ｃ６’を抑圧帯域に加算（つまり、抑圧帯域の成分を補間）するようにしている。」（第１０頁１７行〜最終行）
　
オ．「最後に、スペクトル包絡線検出器１３０は、得られた周波数分析結果に基づいて残存する周波数帯域におけるスペクトル包絡線を関数式で表し、およびそれから（周波数補間ユニット内の）周波数補間用重みづけ係数値（例えば、ｋ１，ｋ２，ｋ３）を算出し出力するものである。
　入力信号を周波数分析した結果あるフレームについて（例えば、第８図（ａ））に示されるように短時間スペクトルが得られたとする。ｆｃは抑圧帯域の下限周波数である。このとき、残存スペクトルパターン（ａ）から、スペクトル包絡線特性の定量データとして包絡線を表す関数式を求める。例えば、最も簡単には包絡線を近似する一次関数
　Ｈ（ｆ）＝Ａｆ＋Ｂ・・・・・（５）
を最小２乗近似法により求める。具体的には周波数の関数としてのスペクトル強度ＳＰ（ｆ）について、所与の周波数帯域をＮ等分し間隔△ｆ毎に平均化しかつサンプルして得た値をＳＰ１，ＳＰ２，ＳＰ３，・・・・，ＳＰＮ−１およびＳＰＮ（図の例示では、ＳＰ１〜ＳＰ１０）とする。 
このとき
　　　 1   N 
　σ＝−  Σ 　（Ｈ（ｆｉ）−ＳＰｉ）２・・・（６）
　　　Ｎ　ｉ＝１ 
という測度が最小と成るよう一次関数式（５）の係数ＡおよびＢを求めればよい。次に、この一次関数式に基づいて、補間されるべき抑圧帯域のスペクトル強度Ｌ（補関係数）が求められる。即ち、補間後のスペクトルの包絡線もやはり一次関数式で精度よく近似され得るように、補関係数Ｌ（補間されるべき信号のスペクトル強度）を決めるようにする。補間されるべき抑圧帯域の周波数ポイントを例えば、ＳＰＮ＋１，ＳＰＮ＋２，・・・，ＳＰＮ＋ＭのＭポイントとする（第８図の例示では、ＳＰ８，ＳＰ９，ＳＰ１０の３ポイント）。抑圧帯域におけるＭポイントの周波数成分を、抑圧帯域に隣接する残存する帯域の周波の周波数ポイントＳＰＮ−Ｍ，ＳＰＮ−Ｍ＋１，ＳＰＮ−Ｍ＋２・・・・ＳＰＮ（図の例では、ＳＰ５，ＳＰ６，ＳＰ７）（正確には、これをＬ倍したもの）で補間するものとする。 このとき、次式で表される２乗平均誤差が最小値をとるようにＬの値を決定するようにすればよい。
　
　
　　　１   N 
　σ＝−  Σ （Ｈ（ｆｉ）−ＳＰｉ）２ 
　　　Ｎ   ｉ＝１  
　　　  １   Ｍ 
　　　＋−  Σ （Ｈ（ｆＮ＋ｊ）−ＳＰＮ＋ｊ）２ 
　　　　Ｍ   ｊ＝１ 
　　　１   N 
　　＝−  Σ （Ｈ（ｆｉ）−ＳＰｉ）２ 
　　　Ｎ   ｉ＝１  
　　　  １   Ｍ 
　　　＋−  Σ （Ｈ（ｆＮ＋ｊ）−ｋ×ＳＰＮ−５＋ｊ）２ 
　　　　Ｍ   ｊ＝１ 
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・・・（７） 
ここで、上記（７）式の第１項は先の演算で求められる最小値σｍｉｎで表され、また、Ｈ（ｆ）は周波数成分が残存する帯域のスペクトル包絡線特性によりＨ（ｆ）＝Ａｆ＋Ｂ（Ａ，Ｂ：定値）として既に算出されているから、これらの値を用いて補間レベル（補間スペクトル強度）Ｌを具体的に求めることができる。」（第１３頁１１行〜第１４頁下から２行）
　
・上記ア及びイによれば、引用例１に記載の「信号の周波数成分を補間するための装置」は、周波数帯域が抑圧されたオーディオ信号を高品質で復元するために信号を補間するものであり、上記エ及びオによれば、高域の帯域の信号を補間しているものであるから、周波数帯域を拡大する装置である。
　
・上記ウ及び第４図によれば、入力信号をバンドパスフィルタ６０により帯域分割成分信号を生成している。
　
・上記オ及び第４図、第８図によれば、スペクトル包絡線検出器１３０は、入力信号を周波数分析した結果に基づいてスペクトル包絡線を表す関係式（一次関数）を求めている。
　
・また、上記オによれば、スペクトル包絡線検出器１３０は、求めたスペクトル包絡線を表す関係式（一次関数）に基づいて、補間されるべき抑圧帯域の補間スペクトル強度Ｌを求めている。なお、補間スペクトル強度Ｌは、式（７）から求められるところ、上記エの記載（抑圧帯域に低周波側で隣接する周波数帯域の分割信号に重み係数ｋを掛けて抑圧帯域の信号成分を補間する点。）からみて重み係数「ｋ」が該当するといえる。
　
・上記ウ、上記エ及び第４図によれば、周波数補間ユニット８０において、抑圧帯域に低周波側で隣接する帯域分割成分信号に重み係数ｋを掛けて複数の抑圧帯域（高域）の信号成分を補間するから、補間スペクトル強度Ｌ（重み係数ｋ）を帯域分割成分信号に適用することにより、高域信号成分を生成している。
　
　したがって、引用例１には、以下の発明（以下、「引用発明」という。）が記載されているものと認められる。
　
　「入力信号から複数の帯域分割成分信号を得る複数のバンドパスフィルタと、
　前記入力信号から周波数包絡線を表す一次関数を得て、
　前記一次関数から複数の高域信号成分の補間スペクトル強度を求めるスペクトル包絡線検出器と、
　前記スペクトル包絡線検出器で得られた前記高域信号成分の補間スペクトル強度を前記バンドパスフィルタで得られた複数の帯域分割成分信号に適用することにより、高域信号成分を生成する補間ユニットと
　を備え、
　前記スペクトル包絡線検出器により生成された前記高域信号成分を用いて、前記入力信号の周波数帯域を拡大する
　周波数補間装置。」
　
　
４．対比・判断 
　
　本願発明と引用発明とを対比する。 
　
ａ．引用発明の「帯域分割成分信号」は、入力信号を複数の帯域成分に分けた信号であるから、本願発明の「複数のサブバンド信号」に相当する。そして、引用発明の帯域分割成分信号を生成する「バンドパスフィルタ」は、本願発明の「帯域通過フィルタ」に相当する。
　
ｂ．引用発明の「周波数包絡線を表す一次関数」は、引用例１の第８図から理解できるとおり、傾斜（傾き）のある一次関数であるから、本願発明の「周波数包絡の一次傾斜」に相当する。そして、引用発明の前記一次関数を求める「スペクトル包絡線検出器」は、本願発明の「周波数包絡抽出回路」に相当するものを備えている。
　但し、本願発明は「帯域通過フィルタで得られた」複数のサブバンド信号から周波数包絡の一次傾斜を求めているが、引用発明はバンドパスフィルタ（本願発明の「帯域フィルタ」に相当。）を通していない入力信号から周波数包絡線を表す一次関数を求めている点で相違する。
　
ｃ．引用発明の「複数の高域信号成分の補間スペクトル強度」は、周波数包絡線を表す一次関数（本願の「周波数包絡の一次傾斜」に相当。）から求められ、補間しようとする帯域に低周波側で隣接する周波数帯域をレベル減衰するために掛ける重み係数（ｋ）であるから、本願発明の「高域信号成分の各サブバンド利得量」に相当する。そして、引用発明の前記補間スペクトル強度を求める「スペクトル包絡線検出器」は、本願発明の「利得量計算回路」に相当するものを備えている。
 　
ｄ．引用発明の「補間ユニット」は、複数の高域信号成分の補間スペクトル強度（本願発明の「高域信号成分の各サブバンド利得量」に相当。）とバンドパスフィルタから得られた帯域分割成分信号（本願発明の「複数のサブバンド信号」に相当。）とを掛け合わせて抑圧された高域の信号成分を生成するのであるから、本願発明の「高域信号生成回路」に相当する。
　
ｅ．引用発明の「周波数補間装置」は、抑圧された高域帯域の信号を補間するためのものであり、入力信号の周波数帯域を拡大しているから、本願発明の「周波数帯域拡大装置」に相当する。
　
　したがって、本願発明と引用発明は、以下の点で一致ないし相違している。 
　
（一致点） 
　「入力信号から複数のサブバンド信号を得る複数の帯域通過フィルタと、
　周波数包絡の一次傾斜を得る周波数包絡抽出回路と、
　前記周波数包絡抽出回路で得られた前記周波数包絡の一次傾斜から高域信号成分の各サブバンドの利得量を求める利得量計算回路と、
　前記利得量計算回路で得られた前記高域信号成分の各サブバンドの利得量を前記帯域通過フィルタで得られた複数のサブバンド信号に適用することにより、高域信号成分を生成する高域信号生成回路と
　を備え、
　前記高域信号生成回路により生成された前記高域信号成分を用いて、前記入力信号の周波数帯域を拡大する
　周波数帯域拡大装置。」
　
（相違点）
　周波数包絡の一次傾斜を、本願発明は「複数の帯域通過フィルタで得られた複数のサブバンド信号」から得ているのに対し、引用発明は「入力信号」から得ている点。
　
　そこで、上記相違点について検討する。 
　上記オに記載された式（６）から一次関数の式（５）を得ていることから、引用発明も入力信号を帯域分割したスペクトルパターン（ＳＰ１〜ＳＰ１０）から一次傾斜を得ており、実質的な相違点は、帯域分割したスペクトルパターンを求める際に、帯域通過フィルタを経て生成されたサブバンド信号を用いるか、入力信号を周波数分析して求めるかである。そして、スペクトルパターンから一次傾斜を求めるために、帯域通過フィルタでサブバンド信号を生成し、当該サブバンド信号を用いて周波数包絡の一次傾斜を得るようにすることは、本願明細書の従来例としてあげられ、また、原査定の拒絶の理由に引用された特開２００８−１３９８４４号公報（段落【００２２】乃至【００２６】、及び図１を参照。以下、「引用例２」という。）に記載されているから、当業者であれば適宜採用し得る設計的事項である。
　したがって、引用発明の「入力信号」から周波数包絡の一次傾斜を得ることに代えて引用例２に記載の技術を採用し、相違点の構成とすることは当業者が容易になし得る事項である。
　
　そして、本願発明の作用効果も、引用発明及び周知技術から当業者が容易に予測できる範囲のものである。
　
　
５．むすび 
　
　以上のとおり、本願の請求項１に係る発明は、特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができないものであるから、その余の請求項について論及するまでもなく、本願は拒絶すべきものである。 
　よって、結論のとおり審決する。