【事件の表示】
　特願２０１０−　４０５６１「ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムのための連続ビーム形成」拒絶査定不服審判事件〔平成２２年　８月１２日出願公開、特開２０１０−１７８３５２〕について、次のとおり審決する。
【結　論】
　本件審判の請求は、成り立たない。
【理　由】
第１　手続の経緯
 
　本願は、２００５年４月２９日（パリ条約による優先権主張外国庁受理　２００４年５月７日　米国，２００４年６月２日　米国，２００４年６月９日　米国，２００５年２月３日　米国）を国際出願日とする特願２００７−５１１４６２号の一部を、平成２２年２月２５日に新たな特許出願としたものであって、平成２５年２月１９日付けで拒絶査定がなされ、これに対し、同年６月２６日に拒絶査定に対する審判請求がなされるとともに同日付けで手続補正がなされたものである。
　
　
第２　補正却下の決定
　
［結論］
　
　平成２５年６月２６日付けの手続補正を却下する。
　
［理由］
　
１．本件補正について
　
　平成２５年６月２６日付け手続補正（以下、「本件補正」という。）は、その内容からみて、平成２４年８月２８日付けの手続補正書に記載された特許請求の範囲の記載を、
　
「　【請求項１】
　多重入力多重出力（ＭＩＭＯ）通信システムでデータを送信する方法であって、
　　複数の周波数サブバンドの各々のためのデータシンボルに対して空間処理を実行し、前記周波数サブバンドのための空間的に処理されたデータシンボルを取得することと、
　　複数のアンテナからの送信の前に、前記複数の周波数サブバンドのための前記空間的に処理されたデータシンボルに対してビーム形成を実行することと
　を含む方法。
　　【請求項２】
　前記データシンボルに対して空間処理を実行することは、
　　前記周波数サブバンドの直交空間チャネルで前記データシンボルを送信するために、固有モード行列を用いて周波数サブバンドごとに前記データシンボルを空間的に処理する
こと
　を含む請求項１に記載の方法。
　　【請求項３】
　前記データシンボルに対して空間処理を実行することは、
　　前記周波数サブバンドの複数の空間チャネルで前記データシンボルの各々を送信するために、ステアリング行列を用いて周波数サブバンドごとに前記データシンボルを空間的
に処理すること
　を含む請求項１に記載の方法。
　　【請求項４】
　前記データシンボルに対して空間処理を実行することは、
　　単位行列を用いて周波数サブバンドごとに前記データシンボルを空間的に処理すること
　を含む請求項１に記載の方法。
　　【請求項５】
　前記空間的に処理されたデータシンボルに対してビーム形成を実行することは、
　　前記周波数サブバンドのためのビーム形成行列を用いて、周波数サブバンドごとに前記空間的に処理されたデータシンボルを乗算することにより、周波数領域内でビーム形成を実行すること
　を含む請求項１に記載の方法。
　　【請求項６】
　前記空間的に処理されたデータシンボルに対してビーム形成を実行することは、
　　前記複数のアンテナに対し異なる遅延量を適用することにより、時間領域内でビーム形成を実行すること
　を含む請求項１に記載の方法。
　　【請求項７】
　　前記アンテナのための時間領域サンプルのシーケンスを取得するために、アンテナごとに、前記複数の周波数サブバンドのための前記空間的に処理されたデータシンボルを処理することと、
　　前記ビーム形成を達成するために、前記アンテナのために選択された遅延量だけ、各アンテナのための前記時間領域サンプルのシーケンスを循環シフトすることと
　をさらに含む請求項１に記載の方法。
　　【請求項８】
　複数の時間領域サンプルのシーケンスが前記複数のアンテナのために取得され、前記複数の時間領域サンプルのシーケンスは、異なる量だけ循環シフトされる請求項７に記載の方法。
　　【請求項９】
　様々な時点で開始する、前記複数のアンテナから複数の時間領域サンプルのシーケンスを送信することをさらに含む請求項１に記載の方法。
　　【請求項１０】
　アンテナごとに前記複数の周波数サブバンド全体にわたって線形に変化する移相を適用
することをさらに含む請求項１に記載の方法。
　　【請求項１１】
　アンテナごとに前記複数の周波数サブバンド全体にわたって連続して変化する移相を適用することをさらに含む請求項１に記載の方法。
　　【請求項１２】
　前記アンテナのために選択された関数に基づいて、アンテナごとの前記複数の周波数サブバンド全体にわたって連続して変化する移相を決定することをさらに含む請求項１１に
記載の方法。
　　【請求項１３】
　前記ビーム形成は、適応して実行され、経時的に変化する請求項１に記載の方法。
　　【請求項１４】
　　異なる時間間隔に前記複数のアンテナのための異なる遅延の集合を選択することであって、各遅延の集合は、前記複数のアンテナの各々に対する前記遅延量を示す、選択すること
　をさらに含む請求項６に記載の方法。
　　【請求項１５】
　多重入力多重出力（ＭＩＭＯ）通信システムにおける装置であって、
　　複数の周波数サブバンドの各々のためのデータシンボルに対して空間処理を実行し、前記周波数サブバンドのための空間的に処理されたデータシンボルを提供する空間プロセッサと、
　　複数のアンテナからの送信の前に、前記複数の周波数サブバンドのための前記空間的に処理されたデータシンボルに対してビーム形成を実行するためのビームフォーマと
　を含む装置。
　  【 請求項１６】
　前記空間プロセッサは、前記周波数サブバンドの直交空間チャネルで前記データシンボルを送信するために、固有モード行列を用いて周波数サブバンドごとに前記データシンボルを空間的に処理する請求項１５に記載の装置。
　　【請求項１７】
　前記空間プロセッサは、前記周波数サブバンドの複数の空間チャネルで前記データシンボルの各々を送信するために、ステアリング行列を用いて周波数サブバンドごとに前記データシンボルを空間的に処理する請求項１５に記載の装置。
　　【請求項１８】
　前記空間プロセッサは、単位行列を用いて周波数サブバンドごとに前記データシンボルを空間的に処理する請求項１５に記載の装置。
　　【請求項１９】
　前記ビームフォーマは、前記周波数サブバンドのためのビーム形成行列を用いて、周波数サブバンドごとに前記空間的に処理されたデータシンボルを乗算することにより、周波数領域でビーム形成を実行する請求項１５に記載の装置。
　　【請求項２０】
　前記ビームフォーマは、前記複数のアンテナに対し異なる遅延量を適用することにより、時間領域でビーム形成を実行する請求項１５記載の装置。
　　【請求項２１】
　前記アンテナのための時間領域サンプルのシーケンスを取得するために、アンテナごとに前記複数の周波数サブバンドのための前記空間的に処理されたデータシンボルを変換する変調器をさらに含み、前記ビームフォーマは、前記ビーム形成を達成するために、前記アンテナのために選択された遅延量だけ、各アンテナのための前記時間領域サンプルのシーケンスを遅延させる、請求項１５に記載の装置。
　　【請求項２２】
　前記変調器は、前記複数のアンテナのための複数の時間領域サンプルのシーケンスを提供し、前記ビームフォーマは、異なる遅延量だけ、前記複数の時間領域サンプルのシーケンスを遅延させる請求項２１に記載の装置。
　　【請求項２３】
　多重入力多重出力（ＭＩＭＯ）通信システムにおける装置であって、
　　複数の周波数サブバンドの各々のためのデータシンボルに対して空間処理を実行し、前記周波数サブバンドのための空間的に処理されたデータシンボルを取得するための手段と、
　　複数のアンテナからの送信の前に、前記複数の周波数サブバンドのための前記空間的に処理されたデータシンボルに対してビーム形成を実行するための手段と
　を含む装置。
　　【請求項２４】
　前記データシンボルに対して空間処理を実行するための手段は、
　　前記周波数サブバンドの直交空間チャネルで前記データシンボルを送信するために、固有モード行列を用いて周波数サブバンドごとに前記データシンボルを空間的に処理するための手段
　を含む請求項２３に記載の装置。
　　【請求項２５】
　前記データシンボルに対して空間処理を実行するための手段は、
　　前記周波数サブバンドの複数の空間チャネルで前記データシンボルの各々を送信するために、ステアリング行列を用いて周波数サブバンドごとに前記データシンボルを空間的に処理するための手段
　を含む請求項２３に記載の装置。
　　【請求項２６】
　前記データシンボルに対して空間処理を実行するための手段は、
　　単位行列を用いて周波数サブバンドごとに前記データシンボルを空間的に処理するための手段
　を含む請求項２３に記載の装置。
　　【請求項２７】
　前記空間的に処理されたデータシンボルに対してビーム形成を実行するための手段は、
　　前記周波数サブバンドのためのビーム形成行列を用いて、周波数サブバンドごとに前記空間的に処理されたデータシンボルを乗算することにより、周波数領域内でビーム形成を実行するための手段
　を含む請求項２３に記載の装置。
　　【請求項２８】
　前記空間的に処理されたデータシンボルに対してビーム形成を実行するための手段は、
　　前記複数のアンテナに対し異なる遅延量を適用することにより、時間領域内でビーム形成を実行するための手段
　を含む請求項２３に記載の装置。
　　【請求項２９】
　　前記アンテナのための時間領域サンプルのシーケンスを取得するために、アンテナごとに前記複数の周波数サブバンドのための前記空間的に処理されたデータシンボルを変換するための手段と、
　　前記ビーム形成を達成するために、前記アンテナのために選択された遅延量だけ、各アンテナのための前記時間領域サンプルのシーケンスを遅延させるための手段と
　をさらに含む請求項２３に記載の装置。」
　
から、平成２５年６月２６日付けの手続補正書の特許請求の範囲に記載された、
　
「　【請求項１】
　多重入力多重出力（ＭＩＭＯ）通信システムでデータを送信する方法であって、
　　複数の周波数サブバンドの各々のためのデータシンボルに対して空間処理を実行し、前記周波数サブバンドのための空間的に処理されたデータシンボルを取得することと、
　　複数のアンテナからの送信の前に、前記複数の周波数サブバンドのための前記空間的に処理されたデータシンボルに対してビーム形成を実行することと
　を含み、前記空間的に処理されたデータシンボルに対してビーム形成を実行することは、前記各周波数サブバンドのための前記空間的に処理されたデータシンボルを、前記各周波数サブバンドのための１つのビーム形成行列で乗算することにより、周波数領域内でビーム形成を実行することを含む、方法。
　　【請求項２】
　前記データシンボルに対して空間処理を実行することは、
　　前記各周波数サブバンドの直交空間チャネルで前記データシンボルを送信するために、固有モード行列を用いて周波数サブバンドごとに前記データシンボルを空間的に処理すること
　を含む請求項１に記載の方法。
　　【請求項３】
　前記データシンボルに対して空間処理を実行することは、
　　前記各周波数サブバンドの複数の空間チャネルで前記データシンボルの各々を送信するために、ステアリング行列を用いて周波数サブバンドごとに前記データシンボルを空間的に処理すること
　を含む請求項１に記載の方法。
　　【請求項４】
　前記データシンボルに対して空間処理を実行することは、
　　単位行列を用いて周波数サブバンドごとに前記データシンボルを空間的に処理すること
　を含む請求項１に記載の方法。
　　【請求項５】
　前記空間的に処理されたデータシンボルに対してビーム形成を実行することは、
　　前記複数のアンテナに対し異なる遅延量を適用することにより、時間領域内でビーム形成を実行すること
　を含む請求項１に記載の方法。
　　【請求項６】
　　前記各アンテナのための時間領域サンプルのシーケンスを取得するために、アンテナごとに、前記複数の周波数サブバンドのための前記空間的に処理されたデータシンボルを処理することと、
　　前記ビーム形成を達成するために、前記各アンテナのために選択された遅延量だけ、各アンテナのための前記時間領域サンプルのシーケンスを循環シフトすることと
　をさらに含む請求項１に記載の方法。
　　【請求項７】
　複数の時間領域サンプルのシーケンスが前記複数のアンテナのために取得され、前記複数の時間領域サンプルのシーケンスは、異なる量だけ循環シフトされる請求項６に記載の方法。
　　【請求項８】
　様々な時点で開始する、前記複数のアンテナから複数の時間領域サンプルのシーケンスを送信することをさらに含む請求項１に記載の方法。
　　【請求項９】
　アンテナごとに前記複数の周波数サブバンド全体にわたって線形に変化する移相を適用することをさらに含む請求項１に記載の方法。
　　【請求項１０】
　アンテナごとに前記複数の周波数サブバンド全体にわたって連続して変化する移相を適用することをさらに含む請求項１に記載の方法。
　　【請求項１１】
　前記各アンテナのために選択された関数に基づいて、アンテナごとの前記複数の周波数サブバンド全体にわたって連続して変化する移相を決定することをさらに含む請求項１０に記載の方法。
　　【請求項１２】
　前記ビーム形成は、適応して実行され、経時的に変化する請求項１に記載の方法。
　　【請求項１３】
　　異なる時間間隔に前記複数のアンテナのための異なる遅延の集合を選択することであって、各遅延の集合は、前記複数のアンテナの各々に対する前記遅延量を示す、選択すること
　をさらに含む請求項５に記載の方法。
　　【請求項１４】
　多重入力多重出力（ＭＩＭＯ）通信システムにおける装置であって、
　　複数の周波数サブバンドの各々のためのデータシンボルに対して空間処理を実行し、前記周波数サブバンドのための空間的に処理されたデータシンボルを提供する空間プロセッサと、
　　複数のアンテナからの送信の前に、前記複数の周波数サブバンドのための前記空間的に処理されたデータシンボルに対してビーム形成を実行するためのビームフォーマと
　を含み、前記ビームフォーマは、前記各周波数サブバンドごとに前記空間的に処理されたデータシンボルを、前記各周波数サブバンドのための１つのビーム形成行列で乗算することにより、周波数領域でビーム形成を実行する、装置。
　　【請求項１５】
　前記空間プロセッサは、前記各周波数サブバンドの直交空間チャネルで前記データシンボルを送信するために、固有モード行列を用いて周波数サブバンドごとに前記データシンボルを空間的に処理する請求項１４に記載の装置。
　　【請求項１６】
　前記空間プロセッサは、前記各周波数サブバンドの複数の空間チャネルで前記データシンボルの各々を送信するために、ステアリング行列を用いて周波数サブバンドごとに前記データシンボルを空間的に処理する請求項１４に記載の装置。
　　【請求項１７】
　前記空間プロセッサは、単位行列を用いて周波数サブバンドごとに前記データシンボルを空間的に処理する請求項１４に記載の装置。
　　【請求項１８】
　前記ビームフォーマは、前記複数のアンテナに対し異なる遅延量を適用することにより、時間領域でビーム形成を実行する請求項１４に記載の装置。
　　【請求項１９】
　前記各アンテナのための時間領域サンプルのシーケンスを取得するために、アンテナごとに前記複数の周波数サブバンドのための前記空間的に処理されたデータシンボルを変換する変調器をさらに含み、前記ビームフォーマは、前記ビーム形成を達成するために、前記各アンテナのために選択された遅延量だけ、各アンテナのための前記時間領域サンプルのシーケンスを遅延させる、請求項１４に記載の装置。
　　【請求項２０】
　前記変調器は、前記複数のアンテナのための複数の時間領域サンプルのシーケンスを提供し、前記ビームフォーマは、異なる遅延量だけ、前記複数の時間領域サンプルのシーケンスを遅延させる請求項１９に記載の装置。
　　【請求項２１】
　多重入力多重出力（ＭＩＭＯ）通信システムにおける装置であって、
　　複数の周波数サブバンドの各々のためのデータシンボルに対して空間処理を実行し、前記周波数サブバンドのための空間的に処理されたデータシンボルを取得するための手段と、
　　複数のアンテナからの送信の前に、前記複数の周波数サブバンドのための前記空間的に処理されたデータシンボルに対してビーム形成を実行するための手段と
　を含み、前記空間的に処理されたデータシンボルに対してビーム形成を実行するための手段は、前記各周波数サブバンドのための前記空間的に処理されたデータシンボルを、前記各周波数サブバンドのための１つのビーム形成行列で乗算することにより、周波数領域内でビーム形成を実行するための手段を含む、装置。
　　【請求項２２】
　前記データシンボルに対して空間処理を実行するための手段は、
　　前記各周波数サブバンドの直交空間チャネルで前記データシンボルを送信するために、固有モード行列を用いて周波数サブバンドごとに前記データシンボルを空間的に処理するための手段
　を含む請求項２１に記載の装置。
　　【請求項２３】
　前記データシンボルに対して空間処理を実行するための手段は、
　　前記各周波数サブバンドの複数の空間チャネルで前記データシンボルの各々を送信するために、ステアリング行列を用いて周波数サブバンドごとに前記データシンボルを空間的に処理するための手段
　を含む請求項２１に記載の装置。
　　【請求項２４】
　前記データシンボルに対して空間処理を実行するための手段は、
　　単位行列を用いて周波数サブバンドごとに前記データシンボルを空間的に処理するための手段
　を含む請求項２１に記載の装置。
　　【請求項２５】
　前記空間的に処理されたデータシンボルに対してビーム形成を実行するための手段は、
　　前記複数のアンテナに対し異なる遅延量を適用することにより、時間領域内でビーム形成を実行するための手段
　を含む請求項２１に記載の装置。
　　【請求項２６】
　　前記各アンテナのための時間領域サンプルのシーケンスを取得するために、アンテナごとに前記複数の周波数サブバンドのための前記空間的に処理されたデータシンボルを変換するための手段と、
　　前記ビーム形成を達成するために、前記各アンテナのために選択された遅延量だけ、各アンテナのための前記時間領域サンプルのシーケンスを遅延させるための手段と
　をさらに含む請求項２１に記載の装置。」
　
と補正するものである。
　
　
２．補正事項の整理
　
　本件補正は、
（１）本件補正前の請求項５の「前記空間的に処理されたデータシンボルに対してビーム形成を実行することは、前記周波数サブバンドのためのビーム形成行列を用いて、周波数サブバンドごとに前記空間的に処理されたデータシンボルを乗算することにより、周波数領域内でビーム形成を実行することを含む」を「前記空間的に処理されたデータシンボルに対してビーム形成を実行することは、前記各周波数サブバンドのための前記空間的に処理されたデータシンボルを、前記各周波数サブバンドのための１つのビーム形成行列で乗算することにより、周波数領域内でビーム形成を実行することを含む」と補正すると共に、独立請求項として新請求項１とし、
（２）本件補正前の請求項１−４を削除し、
（３）本件補正前の請求項２−４、６−１４の内容を、新請求項１に従属する新請求項２−１３とし、
（４）本件補正前の請求項１９の「前記ビームフォーマは、前記周波数サブバンドのためのビーム形成行列を用いて、周波数サブバンドごとに前記空間的に処理されたデータシンボルを乗算することにより、周波数領域でビーム形成を実行する」を「前記ビームフォーマは、前記各周波数サブバンドごとに前記空間的に処理されたデータシンボルを、前記各周波数サブバンドのための１つのビーム形成行列で乗算することにより、周波数領域でビーム形成を実行する」と補正すると共に、独立請求項として新請求項１４とし、
（５）本件補正前の請求項１５−１８を削除し、
（６）本件補正前の請求項１６−１８、２０−２２の内容を、新請求項１４に従属させて新請求項１５−２０とし、
（７）本件補正前の請求項２７の「前記空間的に処理されたデータシンボルに対してビーム形成を実行するための手段は、前記周波数サブバンドのためのビーム形成行列を用いて、周波数サブバンドごとに前記空間的に処理されたデータシンボルを乗算することにより、周波数領域内でビーム形成を実行するための手段を含む」を「前記空間的に処理されたデータシンボルに対してビーム形成を実行するための手段は、前記各周波数サブバンドのための前記空間的に処理されたデータシンボルを、前記各周波数サブバンドのための１つのビーム形成行列で乗算することにより、周波数領域内でビーム形成を実行するための手段を含む」と補正すると共に、独立請求項として新請求項２１とし、
（８）本件補正前の請求項２３−２６を削除し、
（９）本件補正前の請求項２４−２６、２８、２９の内容を、新請求項２１に従属させて新請求項２２−２６とするものである。
　
  
３．補正の適否
　
（１）新規事項について
　
　新請求項５に係る発明は、新請求項１を引用しているから、「周波数領域内でビーム形成を実行すること」に加えて、「時間領域内でビーム形成を実行すること」を更に含むものである。
　また、同様に新請求項６、７、８、１３、１８−２０、２５、２６においても、「ビーム成形」を「周波数領域」と「時間領域」の両方で行うものである。
　しかし、ビーム形成は、本願明細書の段落【００５２】に「ビーム形成は、周波数領域または時間領域で実行されてもよい。・・・」、及び段落【００６９】と「・・・。ビーム形成は、ＯＦＤＭ変調の前または後等にデジタル回路網またはアナログ回路網を使用して時間領域または周波数領域で実行されてもよい。」と記載されているように、当該「周波数領域内でビーム形成を実行すること」と新請求項５の「時間領域内でビーム形成を実行すること」とは選択的に行われるビーム形成方法であり、「周波数領域」と「時間領域」の両方で行うことは出願当初の明細書、特許請求の範囲又は図面に記載も示唆もされていなく、自明でもない。このため、本件補正は出願当初の明細書、特許請求の範囲又は図面の範囲内においてしたものでない。
 
　したがって、本件補正は、平成１８年法律第５５号改正附則第３条第１項によりなお従前の例によるとされる同法による改正前の特許法第１７条の２第３項の規定に違反するので、同法第１５９条第１項において読み替えて準用する同法第５３条第１項の規定により却下すべきものである。　
　
　
（２）補正の目的要件について
 
　上記（１）のとおりであるが、進んで補正の目的要件についても検討する。
ア　新請求項１に係る補正は上記２．（１）のとおりであるが、「前記周波数サブバンドのためのビーム形成行列を用いて、周波数サブバンドごとに前記空間的に処理されたデータシンボルを乗算する」のであれば、「前記各周波数サブバンドごとに前記空間的に処理されたデータシンボルを、前記各周波数サブバンドのための１つのビーム形成行列で乗算する」ことになるのであるから、記載表現は変更されているものの、技術的内容は実質的に変更されていない。したがって、当該補正の目的は、特許法第１７条の２第４項各号に掲げられるいずれの事項にも該当しない。
　また、同様に新請求項１４、２１に係る補正についても、記載表現は変更されているものの、技術的内容は実質的に変更されていない。したがって、当該補正の目的は、特許法第１７条の２第４項各号に掲げられるいずれの事項にも該当しない。
　ここで、請求人は審判請求書にて「上記補正は、平成２４年８月２８日付け手続補正書における特許請求の範囲の請求項５に記載されていた「前記空間的に処理されたデータシンボルに対してビーム形成を実行することは、前記周波数サブバンドのためのビーム形成行列を用いて、周波数サブバンドごとに前記空間的に処理されたデータシンボルを乗算することにより、周波数領域内でビーム形成を実行することを含む」という構成要素を、本願の特徴をより明確に記載するために、「前記空間的に処理されたデータシンボルに対してビーム形成を実行することは、前記各周波数サブバンドのための前記空間的に処理されたデータシンボルを、前記各周波数サブバンドのための１つのビーム形成行列で乗算することにより、周波数領域内でビーム形成を実行することを含む」と修正し、追加したものです。」、「また、上記構成要素が記載されていた請求項５、１９、２７を削除し、請求項番号１〜２９を１〜２６に改めました。」と述べているが、記載が不明瞭であるとの指摘はされていないから、特許法第１７条の２第４項第４号の「明りようでない記載の釈明（拒絶理由通知に係る拒絶の理由に示す事項についてするものに限る。）」には該当しない。そして、上述のとおり、本件補正前の請求項５に係る発明と新請求項５に係る発明とは実質的に差異がないから、上記２．（１）のとおり、本件補正前の請求項５が新請求項１とされ，本件補正前の請求項１−４が削除されたものと認められる。
　また、同様に、本件補正前の請求項１９、２７が新請求項１４、２１とされ，本件補正前の請求項１５−１８、２３−２６が削除されたものと認められる。
　
イ．本件補正により、新請求項５に係る発明にも「周波数領域内でビーム形成を実行すること」の構成が追加されることになる。しかし、本願明細書の段落【００５２】、および段落【００６９】の記載によれば、当該「周波数領域内でビーム形成を実行すること」と新請求項５の「時間領域内でビーム形成を実行すること」とは選択的に行われるビーム形成方法であり、「ビーム形成を実行すること」に関して本件補正により追加された、「時間領域」と「周波数領域」の両方で行うことは、補正前の請求項５に係る発明の構成である「周波数領域内でビーム形成を実行すること」を限定的に減縮するものとはいえないし、また、請求項の削除、及び誤記の訂正のいずれにも該当しないことは明らかである。
　また、同様に新請求項６、７、１３、１８−２０、２５、２６においても、「ビーム成形」に係る発明の構成を限定的に減縮するものとはいえないし、また、請求項の削除、及び誤記の訂正のいずれにも該当しないことは明らかである。
　 
　したがって、本件補正は、平成１８年法律第５５号改正附則第３条第１項によりなお従前の例によるとされる同法による改正前の特許法第１７条の２第４項の規定に違反するので、同法第１５９条第１項において読み替えて準用する同法第５３条第１項の規定により却下すべきものである。　
 　
 　
（３）独立特許要件について
　
　上記（１）、（２）のとおりであるが、仮に本件補正が、請求人が審判請求書において主張するように適法な補正であるとした場合について、進んで独立特許要件についても検討する。
　　
　
ア．補正後の発明
　
　補正後の発明は、平成２５年６月２６日付けの手続補正書により補正された特許請求の範囲の請求項１に記載された、次のとおりのものと認める。
　 
「　【請求項１】
　多重入力多重出力（ＭＩＭＯ）通信システムでデータを送信する方法であって、
　　複数の周波数サブバンドの各々のためのデータシンボルに対して空間処理を実行し、前記周波数サブバンドのための空間的に処理されたデータシンボルを取得することと、
　　複数のアンテナからの送信の前に、前記複数の周波数サブバンドのための前記空間的に処理されたデータシンボルに対してビーム形成を実行することと
　を含み、前記空間的に処理されたデータシンボルに対してビーム形成を実行することは、前記各周波数サブバンドのための前記空間的に処理されたデータシンボルを、前記各周波数サブバンドのための１つのビーム形成行列で乗算することにより、周波数領域内でビーム形成を実行することを含む、方法。」
　
 　
イ．引用発明
Ａ．原審の拒絶理由に引用された国際公開第２００４／０３９０１１号公報（以下、「引用例１」という。）には、図面とともに以下の事項が記載されている。（［当審注］：当審仮訳は、引用例１の公表公報である特表２００６−５０４３３５号公報の記載に基づく。また、下線は当審において付加した。以下同じ。）
　
　
（ア）「[0002] The present invention relates generally to data communication, and more specifically to a multiple-input multiple-output (MIMO) wireless local area network (WLAN) communication system.」（１頁）
　
（［当審仮訳］：
［０００２］  
本発明は概してデータ通信に関し、さらに特定すると、多入力多出力（ＭＩＭＯ）無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）通信システムに関する
　
（イ）「[0053] In an embodiment, the MIMO WLAN system employs OFDM to effectively partition the overall system bandwidth into a number of (NF) orthogonal subbands. These subbands are also referred to as tones, bins, or frequency channels. With OFDM, each subband is associated with a respective subcarrier that may be modulated with data. For a MIMO system that utilizes OFDM, each spatial channel of each subband may be viewed as an independent transmission channel where the complex gain associated with each subband is effectively constant across the subband bandwidth.
[0054] In an embodiment, the system bandwidth is partitioned into 64 orthogonal subbands (i.e., NF  = 64 ), which are assigned indices of -32 to +31. Of these 64 subbands, 48 subbands (e.g., with indices of ±{ 1, ..., 6, 8, ..., 20, 22, ... , 26}) are used for data, 4 subbands (e.g., with indices of ±{7, 21}) are used for pilot and possibly signaling, the DC subband (with index of 0) is not used, and the remaining subbands are also not used and serve as guard subbands. This OFDM subband structure is described in further detail in a document for IEEE Standard 802.11a and entitled Part 11: Wireless LAN Medium Access Control (MAC) and Physical Layer (PHY) Specifications: High-speed Physical Layer in the 5 GHz Band, September 1999, which is publicly available and incorporated herein by reference. Different numbers of subbands and various other OFDM subband structures may also be implemented for the MIMO WLAN system, and this is within the scope of the invention. For example, all 53 subbands with indices from -26 to +26 may be used for data transmission. As another example, a 128-subband structure, a 256-subband structure, or a subband  structure with some other number of subbands may be used. For clarity, the MIMO WLAN system is described below with the 64-subband structure described above. 」（１０頁〜１１頁）
　
（［当審仮訳］：
［００５３］　 
一実施形態では、ＭＩＭＯ  ＷＬＡＮシステムは全体的なシステム帯域幅を多くの（Ｎ
Ｆ
）直交サブバンドに効果的に分割するためにＯＦＤＭを利用する
［００５４］  
一実施形態では、システム帯域幅は、−３２から＋３１というインデックスを割り当てられる６４の直交サブバンド（つまり、Ｎ
Ｆ
＝６４）に分割される。これらの６４のサブバンドの内、（例えば、±｛１，．．．，６，８，．．．，２０，２２，．．．，２６｝というインデックスが付いた）４８のサブバンドがデータのために使用され、（例えば±｛７，２１｝というインデックスが付いた）４つのサブバンドがパイロット及びおそらく搬送のために使用され、（０というインデックスの付いた）ＤＣサブバンドは使用されず、残りのサブバンドも使用されずガードサブバンドとして働く
　
（ウ）「[00163] A number of transmission modes are supported for the transport channels. Each transmission mode is associated with specific spatial processing at the transmitter and receiver, as described below. 
　
（中略） 
　
For the diversity mode, each data symbol is transmitted redundantly over multiple transmit antennas, multiple subbands, multiple symbol periods, or a combination thereof to achieve spatial, frequency, and/or time diversity. For the beam-steering mode, a single spatial channel is used for data transmission (typically the best spatial channel), and each data symbol is transmitted on the single spatial channel using full transmit power available for the transmit antennas. For the spatial multiplexing mode, multiple  spatial channels are used for data transmission, and each data symbol is transmitted on one spatial channel, where a spatial channel may correspond to an eigenmode, a transmit antenna, and so on. The beam-steering mode may be viewed as a special case of the spatial multiplexing mode whereby only one spatial channel is used for data transmission.」（４１頁〜４２頁）
　
（［当審仮訳］：
［００１６３］　 多くの伝送モードがトランスポートチャネルのためにサポートされている。
各伝送モードは、後述されるように、送信機及び受信機での特定の空間処理と関連付けられている
　
（中略）　
 
　 ダイバーシティモードの場合、各データ記号は、空間ダイバーシティ、周波数ダイバーシティ及び／または時間ダイバーシティを達成するために複数の送信アンテナ、複数のサブバンド、複数の記号期間、またはその組み合わせ上で冗長に送信される。ビームステアリングモードの場合、単一の空間チャネルがデータ伝送（通常最善の空間チャネル）に使用され、各データ記号が該送信アンテナに使用可能な完全送信電力を使用して単一の空間チャネル上で送信される。
空間多重化モードの場合、複数の空間チャネルがデータ伝送に使用され、各データ記号は１つの空間チャネルで送信され、その場合空間チャネルは固有モード、送信アンテナ等に相当してよい
　
（エ）「[00172] FIG. 7 shows a block diagram of an embodiment of an access point 110x and two user terminals 120x and 120y within the MIMO WLAN system.
[00173] On the downlink, at access point 110x, a transmit (TX) data processor 710 receives traffic data (i.e., information bits) from a data source 708 and signaling and other information from a controller 730 and possibly a scheduler 734. These various types of data may be sent on different transport channels. TX data processor 710 frames the data (if necessary), scrambles the framed/unframed data, encodes the scrambled data, interleaves (i.e., reorders) the coded data, and maps the interleaved data into modulation symbols. For simplicity, a data symbol refers to a modulation symbol for traffic data, and a pilot symbol refers to a modulation symbol for pilot. The scrambling randomizes the data bits. The encoding increases the reliability of the data transmission. The interleaving provides time, frequency, and/or spatial diversity for the code bits. The scrambling, coding, and modulation may be performed based on control signals provided by controller 730 and are described in further detail below. TX data processor 710 provides a stream of modulation symbols for each spatial channel used for data transmission.
[00174] A TX spatial processor 720 receives one or more modulation symbol streams from TX data processor 710 and performs spatial processing on the modulation symbols to provide four streams of transmit symbols, one stream for each transmit antenna. The spatial processing is described in further detail below.
[00175] Each modulator (MOD) 722 receives and processes a respective transmit symbol stream to provide a corresponding stream of OFDM symbols. Each OFDM symbol stream is further processed to provide a corresponding downlink modulated signal. The four downlink modulated signals from modulator 722a through 722d are then transmitted from four antennas 724a through 724d, respectively.」（４６頁）
　
（［当審仮訳］：　
［００１７２］　図７は、ＭＩＭＯ  ＷＬＡＮシステム内のアクセスポイント１１０ｘ及び２つのユーザ端末１２０ｘと１２０ｙの実施形態のブロック図を示している。
［００１７３］　
ダウンリンクでは、アクセスポイント１１０ｘで、送信（ＴＸ）データプロセッサ７１０がデータソース７０８からトラヒックデータ（つまり情報ビット）、及びコントローラ７３０及びおそらくスケジューラ７３４から搬送情報及び他の情報を受信する
ＴＸデータプロセッサ７１０は（必要な場合）データを「フレームに入れ」、該フレームに入れられた／フレームに入れられていないデータをスクランブルし、該スクランブルされたデータを符号化し、該符号化されたデータをインタリーブし（つまり再順序付けし）、該インタリーブされたデータを変調記号にマッピングする
ＴＸデータプロセッサ７１０は、データ伝送に使用される各空間チャネルに変調記号のストリームを与える
［００１７４］　
ＴＸ空間プロセッサ７２０は、ＴＸデータプロセッサ７１０から１つ以上の変調記号ストリームを受け取り、送信記号の４つのストリーム、つまり送信アンテナごとに１つのストリームを提供するために変換記号で空間処理を実行する
［００１７５］　 
各変調器（ＭＯＤ）７２２は、ＯＦＤＭ記号の対応するストリームを提供するためにそれぞれの送信記号ストリームを受信、処理する
次に、変調器７２２ａから７２２ｄの４つのダウンリンク変調信号がそれぞれ４本のアンテナ７２４ａから７２４ｄに送信される
　
（オ）「[00213] FIG. 9A shows a block diagram of a transmitter unit 900 capable of performing the transmit processing for the spatial multiplexing mode. Transmitter unit 900 is another embodiment of the transmitter portion of the access point and the user terminal. For the spatial multiplexing mode, again assuming that four transmit antennas and four receive antennas are available, data may be transmitted on up to four spatial channels. A different rate may be used for each spatial channel depending on its transmission capacity. Each rate is associated with a particular code rate and modulation scheme, as shown in Table 25. In the following description it is assumed that NE spatial channels are selected for use for data transmission, where NE ≦ NS ≦min{NT ,NR }.
[00214] Within a TX data processor 710b, framing unit 808 frames the data for each FCH/RCH packet to generate one or more PHY frames for the packet. Each PHY frame includes the number of data bits that may be transmitted in all NE  spatial channels within 6 OFDM symbols. Scrambler 810 scrambles the data for each transport channel. Encoder 812 receives and codes the scrambled data in accordance with a selected coding scheme to provide code bits. In an embodiment, a common coding scheme is used to code the data for all NE spatial channels, and different code rates for different spatial channels are obtained by puncturing the code bits with different puncturing patterns. Puncture unit 814 thus punctures the code bits to obtain the desired code rate for each spatial channel. The puncturing for the spatial multiplexing mode is described in further detail below.
[00215] A demultiplexer 816 receives and demultiplexes the code bits from puncture unit 814 to provide NE code bit streams for the NE spatial channels selected for use. Each code bit stream is provided to a respective interleaver 818, which interleaves the code bits in the stream across the 48 data subbands. The coding and interleaving for the spatial multiplexing mode are described in further detail below. The interleaved data from each interleaver 818 is provided to a respective symbol mapping unit 820.
[00216] In the spatial multiplexing mode, up to four different rates may be used for the four spatial channels, depending on the received SNRs achieved for these spatial channels. Each rate is associated with a particular modulation scheme, as shown in Table 25. Each symbol mapping unit 820 maps the interleaved data in accordance with a particular modulation scheme selected for the associated spatial channel to provide modulation symbols. If all four spatial channels are selected for use, then symbol  mapping units 820a through 820d provide four streams of modulation symbols for the four spatial channels to a TX spatial processor 720b. 
[00217] TX spatial processor 720b performs spatial processing for the spatial multiplexing mode. For simplicity, the following description assumes that four transmit antennas, four receive antennas, and 48 data subbands are used for data transmission.The data subband indices are given by the set K, where K = ±{1, ..., 6, 8... , 20, 22, ...26} for the OFDM subband structure described above.」（５７頁〜５８頁）
　
（［当審仮訳］：
［００２１３］　 
図９Ａは、空間多重化モードのための送信処理を実行できる送信機装置９００のブロック図を示している
［００２１４］　 
ＴＸデータプロセッサ７１０ｂ内では、フレーミング装置８０８がＦＣＨ／ＲＣＨパケットごとにデータをフレームに入れ、パケットのために１つ以上のＰＨＹフレームを生成する。各ＰＨＹフレームは６個のＯＦＤＭ記号内のＮ
Ｅ
個すべての空間チャネルで送信されてよいデータビットの数を含む。スクランブラ８１０はトランスポートチャネルごとにデータをスクランブルする。符号器８１２は、コードビットを提供するために選択された符号化方式に従ってスクランブルされたデータを受信し、符号化する
したがって、パンクチャ装置８１４は空間チャネルごとに所望される情報点率を取得するためにコードビットをパンクチャする
［００２１５］　
デマルチプレクサ８１６は、使用のために選択されたＮ
Ｅ
個の空間チャネルにＮ
Ｅ
個のコードビットストリームを提供するためにパンクチャ装置８１４からコードビットを受信し、非多重化する。各コードビットストリームが、４８のデータサブバンド全体でストリーム中のコードビットをインタリーブするそれぞれのインタリーバ８１８に提供される
各インタリーバ８１８からの該インタリーブされたデータはそれぞれの記号マッピング装置８２０に提供される
［００２１６］　空間多重化モードでは、最高４つの異なるレートが、これらの空間チャネルに達成される受信されたＳＮＲに応じて４つの空間チャネルのために使用されてよい。各レートは、表２５に示されているように、特定の変調方式に関連付けられている。
各記号マッピング装置８２０は、変調記号を提供するために、関連付けられた空間チャネルのために選択された特定の変調方式に従って該インタリーブされたデータをマッピングする。４つすべての空間チャネルが使用のために選択される場合には、次に記号マッピング装置８２０ａから８２０ｄがＴＸ空間プロセッサ７２０ｂに４つの空間チャネルのための変調記号の４つのストリームを提供する
［００２１７］　
ＴＸ空間プロセッサ７２０ｂは、空間多重化モードのために空間処理を実行する
　
（カ）「[00218]The model for a MIMO-OFDM system may be expressed as: 
　　　　　　　
r
Ｈ
x
 n
where
 r
r
 
x
x
H
n
The noise vector n(k) is assumed to have components with zero mean and a covariance matrix of 
Λ
I
 I
[00219] The channel response matrix H(k) for subband k may be expressed as:
 
where entry h ij (k) , for i∈{1, 2, 3, 4} and j ∈{1, 2, 3, 4} , is the coupling (i.e., complex gain) between transmit antenna i and receive antenna; for subband k. For simplicity, it is assumed that the channel response matrices 
H
[00220] The channel response matrix 
H
H
R
H
H
H
H
R
 
　　　　　　
R
V
Ｄ
Ｖ
where 
V
R
v
v
v
v
v
　　　
D
R
A unitary matrix is characterized by the property 
M
M
I
v
[00221] The channel response matrix 
H
 
　　　　　
H
V
Σ
V
where 
V
H
 　　
Σ
H
D
R
　　 
U
H
Singular value decomposition is described by Gilbert Strang in a book entitled Linear Algebra and Its Applications, Second Edition, Academic Press, 1980. As shown in equations (7) and (8), the columns of the matrix 
V
R
H
V
H
H
H
[00222] The diagonal matrix D(k) for each subband contains non-negative real values along the diagonal and zeros everywhere else. The eigenvalues of 
R
[00223] The eigenvalue decomposition may be performed independently for the channel response matrix 
H
H
D
D
V
　 
[00224] −［00234］  略
　 
[00235] The gain to use for each subband of each wideband eigenmode may be determined based on the transmit power P m (k) allocated to that subband. The gain g m (k) for each data subband may be expressed as: 
　g m(k)={P m (k)}1/2 , for k∈K and rn ={l, 2, 3, 4},　 Eq (14)
 
A diagonal gain matrix 
G
G
[00236] For the spatial multiplexing mode, the transmit vector 
x
　　　　　　
x
V
G
s
where 
　　　　
s
　　　　
x
The vector 
s
x
　
（［当審仮訳］：
[００２１８]  ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムのモデルは、以下のように表されてよく、
　
　　
r
Ｈ
x
 n
　
  ここでは
ｒ
ｒ
  
ｘ
ｘ
  
Ｈ
  
ｎ
  雑音ベクトル
ｎ
Λ
Ｉ
[００２１９]  サブバンドｋのチャネル応答マトリクス
Ｈ
　
　　　　（・・・式は略・・・）　　　　　　　　　　　　　式（６）
　
  ここではｉ∈｛１，２，３，４｝及びｊ∈｛１，２，３，４｝の場合のエントリｈｉｊ（ｋ）は、サブバンドｋの送信アンテナｉと受信アンテナｊの間の結合（つまり、複素利得）である。簡単にするために、ｋ∈Ｋの場合のチャネル応答マトリクス
Ｈ
[００２２０]  サブバンドごとのチャネル応答マトリクス
Ｈ
Ｒ
Ｈ
Ｈ
Ｈ
Ｈ
Ｈ
Ｒ
　　　　
R
V
Ｄ
Ｖ
  
ここではＶ（ｋ）はその列がＲ（ｋ）の固有ベクトルである（Ｎ
Ｔ
ｘＮ
Ｔ
）のユニタリーマトリクスであり（つまり、Ｖ（ｋ）＝［ｖ
１
（ｋ）ｖ
２
（ｋ）ｖ
３
（ｋ）ｖ
４
（ｋ）］であり、ここでは各ｖ
１
（ｋ）は１つの固有モードのための固有ベクトルであり）
  
Ｄ
Ｒ
  ユニタリーマトリクスはプロパティ
Ｍ
Ｍ
Ｉ
ｖ
[００２２１]  チャネル応答マトリクス
Ｈ
　　　　
H
V
Σ
V
  ここでは
Ｖ
Ｈ
  
Σ
Ｄ
Ｒ
Ｈ
  
Ｕ
Ｈ
  特異値分解は、「線形代数及びこれの応用例（Ｌｉｎｅａｒ  Ａｌｇｅｂｒａ  ａｎｄ  Ｉｔｓ  Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ）」、１９８０年、アカデミック出版（Ａｃａｄｅｍｉｃ  Ｐｒｅｓｓ）、第２版と題される本の中でＧｉｌｂｅｒｔ  Ｓｔｒａｎｇにより説明されている。式（７）及び（８）に示されているように、マトリクス
Ｖ
Ｈ
Ｒ
Ｕ
Ｈ
Ｈ
Ｈ
[００２２２]  各サブバンドの対角マトリクスＤ（ｋ）は、対角線に沿った負ではない実数及び他のどの場所かのゼロを含む。Ｒ（ｋ）の固有値は｛λ１（ｋ），λ２（ｋ），λ３（ｋ），λ４（ｋ）｝または｛ｉ∈｛１，２，３，４｝の場合｛λｉ（ｋ）｝として示される。
[００２２３]  固有値分解は、（各マトリクス
Ｈ
Ｈ
Ｄ
Ｄ
Ｖ
　
[００２２４] −［００２３４］ 　　 略　
　
[００２３５]  
ワイドバンド固有モードごとのサブバンドごとに使用するための利得が、そのサブバンドに割り当てられる送信電力Ｐ
ｍ
（ｋ）に基づいて決定されてよい。データサブバンドごとの利得ｇ
ｍ
（ｋ）は以下のように表されてよい
　
g 
m
 (k) = {P m (k)}
1/2
 , 但し k ∈ K および rn = {l, 2, 3, 4},  式 (１４)
  
対角利得マトリクスＧ（ｋ）がサブバンドごとに定義されてよい
Ｇ
　
　　　　
G
　
  として表されてよい。
[００２３６]  
空間多重化モードの場合、データサブバンドごとの送信ベクトルｘ（ｋ）は以下のように表されてよく
　
　　　　
x(k) = V(k)G(k)s(k) , 但し k ∈ K ,　　　　式 (１５)
  
ここでは
　 
　　　　
s(k) = [s 
1
(k) s 
2
 (k) s 
3
 (k) s 
4
 (k)]
T
 , および
　　　　
x(k) = [x 
1
(k) x 
2
 (k) x 
3
 (k) x 
4
 (k)]
T
　　
  
である
  
ベクトルｓ（ｋ）はサブバンドｋのための４つの固有モードで送信される４つの変調記号を含み、ベクトルｘ（ｋ）はサブバンドｋのための４本のアンテナから送信される４つの送信記号を含む
　
（キ）「[00237] FIG. 9B shows a block diagram of an embodiment of TX spatial processor 720b capable of performing spatial processing for the spatial multiplexing mode. For simplicity, the following description assumes that all four wideband eigenmodes are selected for use. However, less than four wideband eigenmodes may also be selected for use.
[00238] Within processor 720b, a demultiplexer 932 receives the four modulation symbol streams (denoted as s1(n) through s4(n)) to be transmitted on the four wideband eigenmodes, demultiplexes each stream into 48 substreams for the 48 data subbands, and provides four modulation symbol substreams for each data subband to a respective TX subband spatial processor 940. Each processor 940 performs the processing shown in equation (15) for one subband.
[00239] Within each TX subband spatial processor 940, the four modulation symbol substreams (denoted as s1(k) through s4 (k)) are provided to four multipliers 942a through 942d, which also receive the gains g1(k), g2(k), g3(k), and g4(k) for the four eigenmodes of the associated subband. Each gain gm(k) may be determined based on the transmit power  P m(k) allocated to that subband/eigenmode, as shown in equation (14). Each multiplier 942 scales its modulation symbols with its gain gm (k) to provide scaled modulation symbols. Multipliers 942a through 942d provide four scaled modulation symbol substreams to four beam-formers 950a through 950d, respectively.」（６４頁）
　
（［当審仮訳］：
［００２３７］　図９Ｂに、空間多重化モードのための空間処理を実行できるＴＸ空間プロセッサ７２０ｂの実施形態のブロック図を示す。簡単にするために、次の説明では、４つすべてのワイドバンド固有モードが使用のために選択されると仮定する。しかしながら、４つ未満のワイドバンド固有モードも使用のために選択されてよい。
［００２３８］　
プロセッサ７２０ｂ内では、デマルチプレクサ９３２が４つのワイドバンド固有モードで送信される（ｓ
１
（ｎ）からｓ
４
（ｎ）として示される）４つの変調記号ストリームを受信し、４８のデータサブバンドのために各ストリームを４８のサブストリームに非多重化し、そしてそれぞれのＴＸサブバンド空間プロセッサ９４０に、データサブバンドごとの４つの変調記号サブストリームを提供する。各プロセッサ９４０は、１つのサブバンドの式（１５）に示される処理を実行する
［００２３９］　各ＴＸサブバンド空間プロセッサ９４０内では、（ｓ１（ｋ）からｓ４（ｋ）として示される）４つの変調記号サブストリームが、関連付けられたサブバンドの４つの固有モードのために利得ｇ１（ｋ）、ｇ２（ｋ）、ｇ３（ｋ）、及びｇ４（ｋ）も受信する４台の乗算器９４２ａから９４２ｄに提供される。各利得ｇｍ（ｋ）は、式（１４）に示されるようにそのサブバンド／固有モードに割り当てられる送信電力Ｐｍ（ｋ）に基づいて求められてよい。各乗算器９４２は、その利得ｇｍ（ｋ）でその変調記号をスケーリングし、スケーリングされた変調記号を提供する。乗算器９４２ａから９４２ｄは４つのスケーリングされた変調記号サブストリームをそれぞれ４つのビームフォーマ９５０ａから９５０ｄに提供する。）
　
　
　上記引用例１の記載及び関連する図面並びにこの分野における技術常識を考慮すると、
　
ａ．上記（ア）の記載によれば、引用例１には、「多入力多出力（ＭＩＭＯ）無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）通信システム」が、また、上記（イ）には、該「ＭＩＭＯ  ＷＬＡＮシステム」が「ＯＦＤＭ」を用いることが記載されいる。
　そして上記（エ）の段落［００１７３］、［００１７４］、及び［００１７５］の記載によれば、「ＭＩＭＯ  ＷＬＡＮシステム」が「ＯＦＤＭ」を用いてデータを送信する方法が記載されているといえる。　
　
ｂ．上記（イ）の記載によれば、「ＯＦＤＭ」のサブバンドがデータのために用いられている。
　また、上記（ウ）の記載によれば、ＭＩＭＯの「伝送モード」は空間処理に関連付けられること、及び、「伝送モード」の１つに「空間チャネル」毎に異なるデータ記号が送信される「空間多重化モード」があるものと認められる。そして、上記（オ）、（カ）、及び（キ）および図９Ａには、「空間多重化モード」で送信する実施例が記載されており、上記（オ）の段落[００２１７]によれば、「ＴＸ空間プロセッサ７２０ｂ」が空間多重化モードでの空間処理を行っている。
　さらに、上記（キ）の段落［００２３８］には、「ＴＸ空間プロセッサ７２０ｂ」を構成する「デマルチプレクサ９３２」によって、「変調記号ストリーム」をデータサブバンド毎の「変調記号サブストリーム」に分け、データサブバンド毎に設けられる「ＴＸサブバンド空間プロセサ９４０」に提供し、該「ＴＸサブバンド空間プロセサ９４０」は「変調記号サブストリーム」に下記式（１５）の処理を行うことが記載されている。
「　
ｘ
Ｖ
Ｇ
ｓ
　したがって、データサブバンド毎の「変調記号ストリーム」を、データサブバンド毎の「ＴＸサブバンド空間プロセサ９４０」で式（１５）の空間処理を行っているといえる。 
　　
　したがって、引用例１には以下の発明（以下、「引用発明１」という。）が記載されているものと認める。
　
「多入力多出力（ＭＩＭＯ）無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）通信システムでＯＦＤＭを用いてデータを送信する方法であって、
　データサブバンド毎の変調記号ストリームを、データサブバンド毎のＴＸサブバンド空間プロセサで空間処理を行う、
　方法。」
　
　
Ｂ．原査定の拒絶の理由に引用された刊行物である、Stefan Kaiser著、「Spatial Transmit Diversity Techniques for Broadband OFDM Systems」（邦訳：広帯域ＯＦＤＭシステムのための空間送信ダイバシティ技術）、Global Telecommunications Conference, 2000. GLOBECOM '00. IEEE，２０００年、ＩＥＥＥ発行、vol.3，pp.1824-1828（以下、「引用例２」という。）には、図面と共に次の記載がある。 
 　 
（ア）「 II. SPATIAL TRANSMIT DIVERSITY WITH OFDM  
 Several different techniques to achieve spatial transmit diversity in OFDM systems are discussed in this section. The number of used transmit antennas is M. OFDM is realized by an IFFT and the OFDM blocks shown in the following figures include also a frequency interleaver and a cyclic extension of the OFDM symbol by a guard interval. The guard interval duration is Tg,and has to be chosen such that intersymbol interference (ISI) and intersubchannel interference (ICI) can be avoided. The total number of subcarriers used for data transmission is Nc. 」（１８２４頁右欄） 
 　 
（［当審仮訳］： 
 　　II. ＯＦＤＭによる空間送信ダイバシティ 
　
ＯＦＤＭシステムで空間送信ダイバシティを達成するためのいくつかの異なる技術が、このセクションで議論されます。使用される送信アンテナの数はＭとします
データ伝送に使用されるサブキャリアの総数はＮcとします
 　 
 　 
（イ）「C. Phase Diversity (PD)  
 The PD technique presented in this paper transmits the signals on the M antennas with different phase shifts, where Φm,n, m = 1,...,M -1, n = 1 ,...,Nc, is an antenna and subcarrier specific phase offset. The phase shift is efficiently realized by a phase rotation before OFDM, i.e., before the IFFT. The block diagram of an OFDM system with spatial transmit diversity applying PD is shown in Fig. 3. 
 In order to achieve constructive and destructive superposition of the signals within the bandwidth of the Nc subchannels, the phase Φm,n has to fulfill the condition  
 where fn=n/Ts is the nth subcarrier frequency, Ts is the OFDM symbol duration without guard interval and B=Nc/Ts. Thus, we achieve artificial frequency selectivity of the signal spectrum at the receiver antenna.  
 To increase the frequency diversity by multiple transmit antennas, the phase offset of the nth subcarrier at the mth antenna has to be chosen as  
 where k is a constant factor introduced for the system design which has to be chosen large enough (ｋ≧１)in order to guarantee a diversity gain and is equal to k introduced in Sec. 11-B. 　
 With the rule of thumb of k = 2 (see Sec. 11-B), the phase offsets with PD can be defined as 　
 Since no delay of the signals at the transmit antennas occur with PD, a shorter guard interval can be used compared to DD, increasing the bandwidth efficiency of the system.」（１８２５頁左欄〜右欄） 
 　 
（［当審仮訳］： 
Ｃ．位相ダイバシティ（ＰＤ） 
　
この論文の中で示されるＰＤ技術は、Ｍ本のアンテナから異なる位相シフトを有する信号を送信します。ここでΦm,n、m=1,...,M-1、n=1,...Nc　はアンテナとサブキャリアに固有の位相オフセットです。ＯＦＤＭの前(つまりＩＦＦＴの前)に位相回転することによって、位相シフトを効率的に実現することができます
 　 
 　　　（・・・図面は省略・・・） 
 　 
 　　　図３．位相ダイバシティを備えたＯＦＤＭシステム 
 　 
　Ｎｃ個のサブチャネルの帯域幅内での信号の建設的または破壊的な重ね合せを達成するためには、位相Φm,nは、以下の条件を満たさなければなりません。 
 　 
 　　　（・・・式は省略・・・）　　　　(4) 
 　 
　ここで、ｆn＝n／Ｔsは、n番目のサブキャリアの周波数であり、Ｔｓはガード区間を除いたＯＦＤＭシンボル周期であり、Ｂ＝Ｎｃ／Ｔsです。 
　このようにして、受信アンテナにおいて信号スペクトルの人工的な周波数選択性を得ることができます。 
　
複数の送信アンテナによって周波数ダイバシティを増加させるためには、m番目のアンテナにおけるn番目のサブキャリアの位相オフセットを以下のように選ばなければなりません
 　 
 　　　（・・・式は省略・・・）　　　　 (5) 
 　 
　ここで、kはシステム設計のために導入された定数因子であり、ダイバシティ利得を保証するためには十分に大きく(k ≧ 1)選ばれなければならず、II章Ｂで導入されたkと同じものです。
k = 2 の経験則(II章Ｂを参照)を用いて、ＰＤの位相オフセットは以下のように定義することができます
 　 
 　　　（・・・式は省略・・・）　　　　 (6)  
 　 
　ＰＤでは送信アンテナにおいて信号の遅延が発生しないので、ＤＤに比べてより短いガード区間を使用することができ、システムの帯域幅利用効率を増加させることができます。） 
 　 
 　 
　上記引用例２の記載及び関連する図面並びにこの分野における技術常識を考慮すると、 
 　
　上記（ア）には、ＯＦＤＭシステムにおけるダイバシティを行う方法として「使用される送信アンテナの数はM」、「データ伝送に使用されるサブキャリアの総数はNc」としたものが記載されている。 
 　 
　また、上記（イ）には「この論文の中で示されるＰＤ技術は、M本のアンテナから異なる位相シフトを有する信号を送信します。ここで位相シフトΦm,n、m=1,...,M-1、n=1,...Nc　はアンテナとサブキャリアに固有の位相オフセットです。ＯＦＤＭの前(つまりＩＦＦＴの前)に位相回転することによって、位相シフトを効率的に実現することができます。」、また、「複数の送信アンテナによって周波数ダイバシティを増加させるためには、m番目のアンテナにおけるn番目のサブキャリアの位相オフセットを以下のように選ばなければなりません。」と記載されており、位相オフセットが、
 　　　　　　　　Φm,n＝４π・m・n／Nc
であることが記載されている。
　さらに、引用例２の図３には、上記送信機側の「Ｍ本の複数のアンテナ（＃０〜＃Ｍ−１）」に左端からデータ入力される信号線の記載があり、左端より入力され分岐された各アンテナへのデータは、「ｅｊΦ1,n　n=1,...,Nc」〜「ｅｊΦM-1,n　n=1,...,Nc」が乗算され、その後「ＯＦＤＭ」処理を受けており、「ｅｊΦ1,n　n=1,...,Nc」〜「ｅｊΦM-1,n　n=1,...,Nc」が乗算することによって位相回転し位相シフトが行われているものと認められる。 
  
　したがって、上記引用例２には以下の発明（以下、「引用発明２」という。）が開示されている。 
 　 
 （引用発明２） 
 「ＯＦＤＭシステムにおける周波数ダイバシテイを増加させる方法であって、 
　複数のアンテナで送信される入力データに対して、 
　ＯＦＤＭの処理の前に入力データに対して、アンテナおよびサブキャリア毎で異なる位相オフセットΦm,n＝４π・m・n／NcからなるｅｊΦm,nを乗算し位相シフトする、方法」 
　
　
ウ．対比・判断
　
　引用発明１の「多入力多出力（ＭＩＭＯ）無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）通信システム」は、補正後の発明の「多重入力多重出力（ＭＩＭＯ）通信システム」に相当する。
　
　引用発明１の「データサブバンド」は上記「イ．引用発明」の項中の「Ａ．（イ）」の記載によれば、ＯＦＤＭのためのサブバンドであり、補正後の発明の「周波数サブバンド」に相当する。
　本願明細書の段落【００１６】には「 送信側エンティティ２１０では、ＴＸデータプロセッサ２１２がデータシンボルを生成するためにトラフィック／パケットデータを処理する（例えば、符号化する、インタリーブする、及びシンボルマッピングする）。」と記載されており、引用発明１の「変調記号」も、引用例１の段落［００２１４］−［００２１６］（上記「イ．引用発明」の項中の「Ａ．（オ）」参照。）に記載されるように符号化、インタリーブ、及びシンボルマッピングしたものであるから、引用発明１の「変調記号」は、補正後の発明の「データシンボル」に相当する。
　また、引用発明１の「変調記号ストリーム」は「変調記号」が連続したものであり、また、データサブバンド毎の「変調ストリーム」をデータサブバンド毎の「ＴＸサブバンド空間プロセサ」で「空間処理」すれば、 データサブバンド毎の空間処理された「変調記号」が取得できることは明らかである。　
　
　本願明細書の段落【００２０】には、ＭＩＭＯの「空間処理」には複数のモードがあり、それらのモードは送信側の空間処理によって決まること、及び「空間処理」モードの１つに「固有ステアリング」があることが記載されおり、段落【００２６】には「固有ステアリング」での空間処理が「
ｚ
Ｅ
ｓ
　そして、引用発明１の「データサブバンド毎の変調記号ストリームを、データサブバンド毎のＴＸサブバンド空間プロセサで空間処理」は、「イ．引用発明」の項中の「Ａ．ｂ．」に記したように「　
ｘ
Ｖ
Ｇ
ｓ
　ここで、本願明細書の段落【００２２】−【００２６】によれば、上記式３における
ｚ
Ｅ
ｓ
ｘ
Ｖ
ｓ
Ｇ
　
　したがって、補正後の発明と引用発明１とを対比すると、両者は、以下の点で一致し、また、相違している。
　
（一致点）
 
「多重入力多重出力（ＭＩＭＯ）通信システムでデータを送信する方法であって、
　複数の周波数サブバンドの各々のためのデータシンボルに対して空間処理を実行し、前記周波数サブバンドのための空間的に処理されたデータシンボルを取得する、
　方法。」
 　
 　
（相違点）
　補正後の発明は「複数のアンテナからの送信の前に、前記複数の周波数サブバンドのための前記空間的に処理されたデータシンボルに対してビーム形成を実行することとを含み、前記空間的に処理されたデータシンボルに対してビーム形成を実行することは、前記各周波数サブバンドのための前記空間的に処理されたデータシンボルを、前記各周波数サブバンドのための１つのビーム形成行列で乗算することにより、周波数領域内でビーム形成を実行することを含む」ものであるのに対して、引用発明１ではビーム形成に関しては記載されていない点。
 
 
　以下、上記相違点について検討する。
 
（相違点について）
　データをより効率的に送信することは通信分野における一般的課題であり、そのためにＯＦＤＭシステムにおいてダイバシティを行うことは普通に行われていることであり、上記引用発明２も、ＯＦＤＭにおけるダイバシティとして「ＯＦＤＭの処理の前に入力データに対して、アンテナおよびサブキャリア毎で異なる位相オフセットΦm,n＝４π・m・n／NcからなるｅｊΦm,nを乗算し位相シフトする」ものである。ここで、アンテナ毎に異なる位相を乗算すれば、指向性をもったビームが形成されることは技術常識（例えば、特開２０００−２０９０１７号公報（特に、段落【００２６】−【００２９】参照）、国際公開第２００３／０２１８２９号（特に、第５頁８欄３８行−６頁９欄１行参照）等参照。）であるから、引用発明２のように、サブキャリア毎でアンテナ毎に異なる位相オフセットを乗算すれば、サブキャリア毎で異なった指向性をもったビームが形成されることは明らかである。
　したがって、引用発明１においても、上記一般的課題を解決するするために、引用発明２のダイバシティを適用して、各周波数サブバンドのための空間的に処理されたデータシンボルに対して各アンテナで異なった位相を乗算することは、当業者が容易に想到し得たものである。
　ここで、複数のデータの各々に乗算することと、該複数のデータの各々に乗算する値を対角成分とする対角行列と該複数のデータの乗算とすることが数学的に等値であることは技術常識であるから、各周波数サブバンドのデータシンボルに各アンテナ毎で行われる位相の乗算を、乗算する位相を対角要素とする対角行列を用いて、該対角行列とデータシンボルとの乗算と変更することは、当業者が設計時に適宜変更なし得た事項に過ぎず、該対角行列のことをビーム形成行列ということも任意である。
　
　
　そして、補正後の発明の作用効果も引用例１、及び引用例２に記載された発明に基づいて当業者が予測できる範囲のものである。
　
　
エ．むすび
　
　以上のとおり、補正後の発明は、引用例１、及び引用例２に記載された発明に基づいて当業者が容易に発明をすることができたものであるから、特許法第２９条第２項の規定により、特許を受けることができない。
　
　したがって、本件補正は、平成１８年法律第５５号改正附則第３条第１項によりなお従前の例によるとされる同法による改正前の特許法第１７条の２第５項において準用する同法第１２６条第５項の規定にも違反するので、同法第１５９条第１項において読み替えて準用する同法第５３条第１項の規定により却下すべきものである。
 　
  
３．結語
　
　以上のとおり、本件補正は、平成１８年法律第５５号改正附則第３条第１項によりなお従前の例によるとされる同法による改正前の特許法第１７条の２第３項の規定に違反し、また、平成１８年法律第５５号改正附則第３条第１項によりなお従前の例によるとされる同法による改正前の特許法第１７条の２第４項の規定にも違反し、更に、平成１８年法律第５５号改正附則第３条第１項によりなお従前の例によるとされる同法による改正前の特許法第１７条の２第５項において準用する同法第１２６条第５項の規定にも違反するので、同法第１５９条第１項において読み替えて準用する同法第５３条第１項の規定により却下すべきものである。　
　
　
第３　本願発明について
　
１．本願発明
　
　平成２５年６月２６日付けの手続補正は上記のとおり却下されたので、本件出願の請求項１に係る発明は、平成２４年８月２８日付けの手続補正書により補正された特許請求の範囲の請求項１に記載された、次のとおりのものと認める。（以下、「本願発明」という。）
　
「　【請求項１】
　多重入力多重出力（ＭＩＭＯ）通信システムでデータを送信する方法であって、
　　複数の周波数サブバンドの各々のためのデータシンボルに対して空間処理を実行し、前記周波数サブバンドのための空間的に処理されたデータシンボルを取得することと、
　　複数のアンテナからの送信の前に、前記複数の周波数サブバンドのための前記空間的に処理されたデータシンボルに対してビーム形成を実行することと
　を含む方法。」
　
２．引用発明
　
　引用発明１は、上記「第２．補正却下の決定」の項中の「３．補正の適否」の項中の「（３）独立特許要件について」の項中の「イ．引用発明」の項で認定したとおりである。
　　
　
３．対比・判断
　
　そこで、本願発明と引用発明１とを対比するに、本願発明は上記補正後の発明から「前記空間的に処理されたデータシンボルに対してビーム形成を実行することは、前記各周波数サブバンドのための前記空間的に処理されたデータシンボルを、前記各周波数サブバンドのための１つのビーム形成行列で乗算することにより、周波数領域内でビーム形成を実行することを含む」という、ビーム形成を実行することに対する限定事項を省いたものである。
　
　そうすると、本願発明の構成に当該限定事項を付加した補正後の発明が、上記「第２．補正却下の決定」の項中の「３．補正の適否」の項中の「（３）独立特許要件について」の項中の「ウ．対比・判断」の項で検討したとおり、引用例１、及び引用例２に記載された発明に基づいて容易に発明できたものであるから、本願発明も同様の理由により、容易に発明できたものである。
　
　
４．むすび
　
　以上のとおり、本願発明は、引用例１、及び引用例２に記載された発明、に基づいて当業者が容易に発明をすることができたものであるから、特許法第２９条第２項の規定により、特許を受けることができない。
　
　よって、結論のとおり審決する。