(57)【要約】【課題】３レベルインバータは、Ｅ，０，−Ｅの３レベル電圧を発生できるが、０とＥのような中間電圧やＥ以上の電圧の発生はできない。【解決手段】それぞれ複数のスイッチング素子を直列接続して構成した電圧調整用変換部と出力用変換部を並列に接続し、並列回路にコンデンサを接続して変換部を構成し、直流電源の正側と負側にそれぞれ接続する。さらに正側と負側の電圧調整用変換部間にリアクトルを接続し、電圧調整用変換部のオン・オフ制御によりリアクトルに蓄積されるエネルギーをコンデンサに重畳することで出力電圧の昇圧、可変直流電圧の生成を可能とした。【選択図】  図１
2012080753.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のスイッチング素子を直列接続して構成した第１、及び第２の出力用変換部にそれぞれコンデンサを並列接続し、各出力用変換部を直流電源の正負極側に直列に接続すると共に、各出力用変換部の出力端子間に負荷を接続するよう構成したものにおいて、
前記第１の出力用変換部と並列に複数のスイッチング素子を直列接続した第１の電圧調整用変換部を接続し、前記第２の出力用変換部と並列に複数のスイッチング素子を直列接続した第２の電圧調整用変換部を接続し、第１及び第２の電圧調整用変換部の出力端子間にリアクトルを接続して単相変換装置を構成し、前記第１及び第２の電圧調整用変換部のスイッチング素子の制御により前記コンデンサ電圧を調節するよう構成したことを特徴とした電力変換装置。
【請求項２】
前記第１の電圧調整用変換部と並列に接続されたコンデンサの電圧指令値と当該コンデンサの検出電圧の偏差とキャリアとを比較してＰＷＭ信号を生成し、生成されたＰＷＭ信号に基づいて前記第２の電圧調整用変換部を制御し、
前記第２の電圧調整用変換部と並列に接続されたコンデンサの電圧指令値と当該コンデンサの検出電圧の偏差とキャリアとを比較してＰＷＭ信号を生成し、生成されたＰＷＭ信号に基づいて前記第１の電圧調整用変換部を制御することを特徴とした請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記単相変換装置をＭ個並列接続し、各単相変換装置の各電圧調整用変換部から可変電圧を出力するよう構成したことを特徴とした請求項１記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記単相変換装置を複数用いて三相交流出力の電力変換装置を構成し、各単相変換装置の各出力用変換部の出力端子をリアクトルを介してΔ結線し、相間電圧に直流電圧を重畳させて前記Δ結線の還流電流が発生するよう構成したことを特徴とした請求項１又は３記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記単相変換装置の直流電圧指令値と当該単相変換装置の検出電圧値を電圧オフセット量生成部に入力して両電圧偏差によるＰＩ制御で三相の電流指令値を生成し、この電流指令値から前記Δ結線を還流する各相の差分電流を相毎に減じて電圧オフセット値を生成して三相電圧の電圧指令値生成部に出力すると共に、前記単相変換装置の検出された線間電圧値を線間電圧オフセット量生成部に入力し、線間電圧オフセット量生成部で前記差分電流の符号判定信号を乗じ線間電圧オフセット値を算出して前記三相電圧の電圧指令値生成部に出力し、三相電圧の電圧指令値生成部にて電圧指令値と前記入力された電圧オフセット値、線間電圧オフセット値との加算及び減算を行うことで電圧指令を算出し、算出された電圧指令値に基づいてＰＷＭ信号を作成することを特徴とした請求項４記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記単相変換装置の交流電圧の出力端子に、それぞれ高調波抑制用のリアクトルを接続したことを特徴とした請求項４又は５記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記直流電源は、交流電圧を直流電圧に変換するダイオードによる整流回路で構成し、整流回路を前記単相変換装置毎か、もしくは複数の単相変換装置の共通する直流電源として構成したことを特徴とした請求項１乃至６の何れかに記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記三相交流出力の電力変換装置を構成する各単相変換装置と直流電源の正負極間にそれぞれ双方向スイッチを接続し、各双方向スイッチの導通方向を切替えることで力行及び回生動作とするよう構成したことを特徴とした請求項４乃至７の何れかに記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記各単相変換装置の第１及び第２の電圧調整用変換部間を接続する各リアクトルに端子を設け、各端子に前記直流電源に代えて交流電源を接続して構成したことを特徴とした請求項８記載の電力変換装置。
【請求項１０】
前記三相交流出力の電力変換装置を構成する各相それぞれに、前記単相変換装置１個と、単相変換装置の第１及び第２の電圧調整用変換部間に接続されるリアクトルを省いた単相変換装置複数個を直列接続して多重化構成としたことを特徴とした請求項４乃至９の何れかに記載の電力変換装置。
【請求項１１】
前記単相変換装置の多重数は、多重数をｍ≧３とした任意の２ｍ−１としたとき、前記リアクトルと電圧調整用変換部の接続点から単相変換装置を２ｍ−１個直列接続した出力を出力端子より得るよう構成したことを特徴とした請求項１０記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、１個の直流電源から複数の可変電圧源を生成できる電力変換装置に係り、特に複数の可変電圧源を利用して任意の交流電圧を出力することのできる電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
１個の直流電源から複数の可変電圧源を生成できる電力変換装置として、特許文献１や特許文献２において３レベルインバータが公知となっている。
図２３は、３レベルインバータの構成図を示したもので、Ｓ１〜Ｓ４はＩＧＢＴなどが使用されるスイッチング素子、Ｄはクランプダイオード、ＣDC1 ，ＣDC2はコンデンサ、ＶDCは２Ｅの電圧を出力する直流電源である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開昭５５−４３９９６
【特許文献２】特開２００５−１０２４４２
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
図２３で示す３レベルインバータでは、スイッチング素子Ｓ１とＳ２がオンで、Ｓ３，Ｓ４オフ状態のときに直流電源ＶDC1 →Ｓ１→Ｓ２→出力端子Ａへと電流が流れて出力端子ＡＢ間には電圧Ｅが出力される。また、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオンで、Ｓ１，Ｓ４がオフ状態のときには出力端子ＡＢ間の電圧は０となる。さらに、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４がオンで、Ｓ１，Ｓ２がオフ状態のときには出力端子ＡＢ間には−Ｅの電圧が出力される。すなわち、スイッチングモードにより、出力端子ＡＢ間には３つの異なる電圧の出力が得られる。
【０００５】
図２３で示す３レベルインバータでは、出力端子ＡＢ間にはＥ，０，−Ｅの３レベル電圧を発生することはできるが、その電圧レベルを昇圧させてＥよりも高く、又は０とＥ（又は０と−Ｅ）の中間といった任意の可変電圧を得ることはできない。
【０００６】
そこで、本発明が目的とするところは、昇圧を可能とした任意の可変電圧を得ることのできる電力変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の請求項１は、複数のスイッチング素子を直列接続して構成した第１、及び第２の出力用変換部にそれぞれコンデンサを並列接続し、各出力用変換部を直流電源の正負極側に直列に接続すると共に、各出力用変換部の出力端子間に負荷を接続するよう構成したものにおいて、
前記第１の出力用変換部と並列に複数のスイッチング素子を直列接続した第１の電圧調整用変換部を接続し、前記第２の出力用変換部と並列に複数のスイッチング素子を直列接続した第２の電圧調整用変換部を接続し、第１及び第２の電圧調整用変換部の出力端子間にリアクトルを接続して単相変換装置を構成し、前記第１及び第２の電圧調整用変換部のスイッチング素子の制御により前記コンデンサ電圧を調節するよう構成したことを特徴としたものである。
【０００８】
本発明の請求項２は、前記第１の電圧調整用変換部と並列に接続されたコンデンサの電圧指令値と当該コンデンサの検出電圧の偏差とキャリアとを比較してＰＷＭ信号を生成し、生成されたＰＷＭ信号に基づいて前記第２の電圧調整用変換部を制御し、
前記第２の電圧調整用変換部と並列に接続されたコンデンサの電圧指令値と当該コンデンサの検出電圧の偏差とキャリアとを比較してＰＷＭ信号を生成し、生成されたＰＷＭ信号に基づいて前記第１の電圧調整用変換部を制御することを特徴としたものである。
【０００９】
本発明の請求項３は、前記単相変換装置をＭ個並列接続し、各単相変換装置の各電圧調整用変換部から可変電圧を出力するよう構成したことを特徴としたものである。
【００１０】
本発明の請求項４は、前記単相変換装置を複数用いて三相交流出力の電力変換装置を構成し、各単相変換装置の各出力用変換部の出力端子をリアクトルを介してΔ結線し、相間電圧に直流電圧を重畳させて前記Δ結線の還流電流が発生するよう構成したことを特徴としたものである。
【００１１】
本発明の請求項５は、前記単相変換装置の直流電圧指令値と当該単相変換装置の検出電圧値を電圧オフセット量生成部に入力して両電圧偏差によるＰＩ制御で三相の電流指令値を生成し、この電流指令値から前記Δ結線を還流する各相の差分電流を相毎に減じて電圧オフセット値を生成して三相電圧の電圧指令値生成部に出力すると共に、
前記単相変換装置の検出された線間電圧値を線間電圧オフセット量生成部に入力し、線間電圧オフセット量生成部で前記差分電流の符号判定信号を乗じ線間電圧オフセット値を算出して前記三相電圧の電圧指令値生成部に出力し、三相電圧の電圧指令値生成部にて電圧指令値と前記入力された電圧オフセット値、線間電圧オフセット値との加算及び減算を行うことで電圧指令を算出し、算出された電圧指令値に基づいてＰＷＭ信号を作成することを特徴としたものである。
【００１２】
本発明の請求項６は、前記単相変換装置の交流電圧の出力端子に、それぞれ高調波抑制用のリアクトルを接続したことを特徴としたものである。
【００１３】
本発明の請求項７は、前記直流電源は、交流電圧を直流電圧に変換するダイオードによる整流回路で構成し、整流回路を前記単相変換装置毎か、もしくは複数の単相変換装置の共通する直流電源として構成したことを特徴としたものである。
本発明の請求項８は、前記三相交流出力の電力変換装置を構成する各単相変換装置と直流電源の正負極間にそれぞれ双方向スイッチを接続し、各双方向スイッチの導通方向を切替えることで力行及び回生動作とするよう構成したことを特徴としたものである。
【００１４】
本発明の請求項９は、前記各単相変換装置の第１及び第２の電圧調整用変換部間を接続する各リアクトルに端子を設け、各端子に前記直流電源に代えて交流電源を接続して構成したことを特徴としたものである。
【００１５】
本発明の請求項１０は、前記三相交流出力の電力変換装置を構成する各相それぞれに、前記単相変換装置１個と、単相変換装置の第１及び第２の電圧調整用変換部間に接続されるリアクトルを省いた単相変換装置を複数個直列接続して多重化構成としたことを特徴としたものである。
【００１６】
本発明の請求項１１は、前記単相変換装置の多重数は、多重数をｍ≧３とした任意の２ｍ−１としたとき、前記リアクトルと電圧調整用変換部の接続点から単相変換装置を２ｍ−１個直列接続した出力を出力端子より得るよう構成したことを特徴としたものである。
【発明の効果】
【００１７】
以上のとおり、本発明によれば、１個の直流電源に基づく電圧の昇圧・可変直流電圧の生成が可能となる。また、単相変換装置を構成する２個の電圧調整用変換部の出力端子のうち、直流電源の正極、及び負極に接続されてない側の２個の出力端子電圧を任意に可変することができる。
また、本発明によれば、上記の単相変換装置を３組用いて三相構造とし、各単相変換装置の直流電源の正負極側にそれぞれ双方向スイッチを各単相変換装置と直列に接続し、各双方向スイッチの導通方向を切替えることで可変電圧制御を可能としながらの回生制御が出来るものである。
更に、本発明によれば、単相変換装置を構成する正負間の電圧調整用変換部に接続されるリアクトルに中間端子を設け、このリアクトルの中間端子に三相交流電源を接続することで、力行、回生時の電圧制御可能なＡＣ／ＡＣ変換器としての電力変換装置とすることが出来るものである。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明の実施例を示す単相変換装置の構成図。
【図２】本発明による単相変換装置の動作モードの説明図。
【図３】本発明による単相変換装置の電圧調整用変換部の制御回路図。
【図４】制御回路の動作モードの発生図。
【図５】本発明の他の実施例を示す単相変換装置の構成図。
【図６】単相変換装置をＭ個並列接続した本発明の他の実施例を示構成図。
【図７】三相交流構成した本発明の実施例を示す構成図。
【図８】本発明の制御回路の部分構成図。
【図９】本発明の制御回路の部分構成図。
【図１０】本発明の他の実施例を示す電力変換装置の構成図。
【図１１】本発明の他の実施例を示す電力変換装置の構成図。
【図１２】本発明の他の実施例を示す電力変換装置の構成図。
【図１３】本発明の他の実施例を示す電力変換装置の構成図。
【図１４】力行時の動作モードの説明図。
【図１５】回生時の動作モードの説明図。
【図１６】本発明の他の実施例を示す電力変換装置の構成図。
【図１７】力行時の動作モードの説明図。
【図１８】回生時の動作モードの説明図。
【図１９】本発明の他の実施例を示す電力変換装置の構成図。
【図２０】本発明による多重変換装置の動作モードの説明図。
【図２１】本発明の他の実施例を示す電力変換装置の部分図。
【図２２】本発明の他の実施例を示す電力変換装置の部分図。
【図２３】従来の３レベル変換装置の構成図。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
図１は、本発明の第１の実施例を示す単相変換装置の構成図で、１は直流電源、１０は正側変換部で、この正側変換部１０は、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を直列接続した第１の電圧調整用変換部１１と、スイッチング素子Ｓ５，Ｓ６を直列接続した第１の出力用変換部１２と、コンデンサＣDC1を有し、それぞれは並列に接続されて構成される。２０は負側変換部で、この負側変換部２０は、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４を直列接続した第２の電圧調整用変換部２１と、スイッチング素子Ｓ７，Ｓ８を直列接続した第２の出力用変換部２２と、コンデンサＣDC2を有し、それぞれは並列に接続されて構成される。なお、第１と第２変換部１１，２１は電圧調整用として機能し、第１と第２出力用変換部１２，２２は電圧の出力用として機能する。そして、これら正負の変換部１０、２０によって単相変換装置が構成される。
【００２０】
第１及び第２の電圧調整用変換部１１，２１を構成するスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２とＳ３，Ｓ４の各接続点間にはリアクトルＬが接続されている。また、第１及び第２の出力用変換部１２，２２を構成するスイッチング素子Ｓ５，Ｓ６とＳ７，Ｓ８の各接続点間には負荷Ｗが接続される。Ｄ１，Ｄ２はダイオード、Ｇ１〜Ｇ４はスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の各ゲートである。
【００２１】
ここで、直流電源１の電源電圧をＶDC、コンデンサＣDC 1の端子電圧をＶAB、コンデンサＣDC 2の端子電圧をＶCDとしたとき、各コンデンサ電圧ＶAB ，ＶCDが調整できる理由について、図２で示す動作モードを参照しながら説明する。
図２（ａ）で示すように第１及び第２の出力用変換部１２，２２（ただし、出力用変換部については機械的なスイッチ記号で略表）各素子のスイッチングの仕方により負荷Ｗの接続状態は異なるが、ここでは負荷Ｗに関してはコンデンサとリアクトルを通して、コンデンサ電圧を減少させる負荷電流が存在するものとし、以下の動作モードの組み合わせによりコンデンサ電圧ＶAB，ＶCDの調節を行う。
図２（ａ）のモード０
スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を全てオフ状態とした場合である。この状態時では、直流電源１から流れる電流は、太線で示すようにコンデンサＣDC1→素子Ｓ２のダイオード部→リアクトルＬ→素子Ｓ３のダイオード部→コンデンサＣCD2のルートで流れ、コンデンサＣDC1とコンデンサＣDC2を通過する。したがって、定常状態においてのコンデンサ電圧ＶAB，ＶCDは直流電源電圧ＶDCの１／２となる。
【００２２】
図２（ｂ）のモード１
スイッチング素子Ｓ１とＳ４がオン状態、スイッチング素子Ｓ２とＳ３がオフ状態の場合である。この状態での電流は、素子Ｓ１→リアクトルＬ→素子Ｓ４を通って流れ、リアクトルＬに電流が流れることによりリアクトルＬにはエネルギーが蓄積される。
【００２３】
図２（ｃ）のモード２
スイッチング素子Ｓ２とＳ４がオン状態、スイッチング素子Ｓ１とＳ３がオフ状態の場合である。この状態での直流電源からの電流は、端子ＡＢ間に接続されたコンデンサＣDC1→素子Ｓ２→リアクトルＬ→素子Ｓ４を通って流れる。このときコンデンサＣDC 1の電圧ＶABは増加し、コンデンサ電圧ＶABと直流電源電圧ＶDCの関係がＶAB＜ＶDCの時にはリアクトルＬを流れる電流は増加し、ＶAB＞ＶDCの時にリアクトルＬの電流は減少する。
【００２４】
図２（ｄ）のモード３
スイッチング素子Ｓ１とＳ３がオン状態、スイッチング素子Ｓ２とＳ４がオフ状態の場合である。この状態での直流電源からの電流は、素子Ｓ１→リアクトルＬ→素子Ｓ３及び端子ＣＤ間に接続されたコンデンサＣDC2を通って流れる。
このときコンデンサＣDC2の電圧ＶCDは増加し、コンデンサ電圧ＶCDと直流電源電圧ＶDCの関係がＶCD＜ＶDCの時にはリアクトルＬを流れる電流は増加し、ＶCD＞ＶDCの時にリアクトルＬの電流は減少する。
【００２５】
図２（ｃ）のモード４
スイッチング素子Ｓ２とＳ３がオン状態、スイッチング素子Ｓ１とＳ４がオフ状態の場合である。この状態での直流電源からの電流は、コンデンサＣDC1→素子Ｓ２→リアクトルＬ→素子Ｓ３→コンデンサＣCD2を通って流れ、コンデンサ電圧VAB，ＶCDは共に増加する。この時におけるコンデンサ電圧VAB，ＶCDと電源電圧ＶDCの関係が（VAB+ＶCD）＜ＶDCのときにリアクトルＬの電流は増加し、（VAB+ＶCD）＞ＶDCのときリアクトル電流は減少する。
【００２６】
図２で明らかなように、コンデンサ電圧VAB，ＶCDの調整は、モード１でリアクトルＬに電流を流してエネルギーを蓄積し、モード２〜４でリアクトルＬに蓄積されたエネルギーをコンデンサＣDC1,ＣDC2に供給することで実現できる。
これにより、コンデンサ電圧VAB，ＶCDの調整は、（VAB+ＶCD）＞ＶDCとなる条件で任意の値に可変調節が可能となり、且つ負荷へ供給する直流電圧の昇圧が可能となる。
【００２７】
図３は電圧調整用変換部のＰＷＭゲート信号生成のための制御ブロックを示したもので、１１ａは負側の電圧調整用変換部の制御部、２１ａは正側の電圧調整用変換部の制御部である。制御部１１ａでは、コンデンサＣAB1の電圧指令値ＶAB*とコンデンサＣAB1の検出電圧ＶABの偏差を比較器Ｃp２の一方の端子に入力する。
比較器Ｃp２の他方の端子にはキャリア信号が入力されており、両信号は比較器Ｃp２にて比較されてＰＷＭ信号を発生し、その出力の一つはスイッチング素子Ｓ４のゲートＧ４に印加される。また、比較器Ｃp２の出力のうち、他の一つはノット回路２を介してスイッチング素子Ｓ３のゲートＧ３に印加される。
制御部２１ａでは、コンデンサＣCD２の電圧指令値ＶCD*と検出電圧ＶCDの偏差を比較器Ｃp１の一方の端子に入力する。比較器Ｃp１の他方の端子にはキャリア信号が入力されており、両信号は比較器Ｃp１にて比較されてＰＷＭ信号を発生し、その出力の一つはスイッチング素子Ｓ１のゲートＧ1に印加される。また、比較器Ｃp１の出力のうち、他の一つはノット回路１を介してスイッチング素子Ｓ２のゲートＧ２に印加される。
例えば、電圧指令値ＶAB*と検出電圧ＶABの偏差が大きくなったときには、スイッチング素子Ｓ４をオンしてリアクトルＬに電流を流し、コンデンサＣDC1の電圧ＶABを上昇させて電圧指令値ＶAB*との偏差がなくなるよう制御される。
また、同様にして電圧指令値ＶCD*と検出電圧ＶCDで偏差が生じたときには、スイッチング素子Ｓ１をオンしてリアクトルＬに電流を流し、コンデンサＣDC2の電圧ＶCDを上昇させて電圧指令値ＶCD*との偏差がなくなるよう制御される。
ただし、電圧指令値＞検出電圧とし、電圧指令値＜検出電圧の場合には負荷にエネルギーを供給して電圧が低下するまで待つ。
図４は動作モードの発生例を示したもので、（ＶAB*−ＶAB）＞（ＶCD*−ＶCD）＞０の条件の場合を示す。モード１でリアクトルＬに蓄えたエネルギーを、モード２でコンデンサＣDC1に移すことでＶABのコンデンサ電圧を上昇させ、さらにモード４でＶAB，ＶCDのコンデンサ電圧を上昇させて電圧指令値に近づける。これによって、コンデンサ電圧ＶAB，ＶCDの制御が行われる。
したがって、図１で示す単相変換装置によれば、負荷Ｗへの出力電圧Ｖa-bは、電圧調整用変換部を構成するスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に対するスイッチングの仕方と、出力用変換部を構成するスイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８のＰＷＭ制御により種々の電圧レベルの出力が可能となる。また、コンデンサ電圧ＶAB，ＶCDの調節と組み合わせることにより、出力電圧の可変制御が可能となる。
すなわち、図１において、１個の直流電源１に正側及び負側変換部１０，２０の２組の昇圧・可変直流電圧の生成が可能となり、この２組の変換部１０，２０における４個の出力端子Ａ〜Ｄ（正負側の各電圧調整用変換部の出力端子）のうち、直流電源１の正側、負側が接続されてない側の２個の出力端子Ｂ，Ｃの電圧を任意の可変電圧とすることができる。
図５は、直流電源１としてダイオードをブリッジ接続して構成し、その交流入力側に三相交流電源を接続した場合を示したもので、他は図１と同様に構成されて図１と同様の効果が得られるものである。
図６は、他の実施例を示したもので、図６（ａ）は図１の単相変換装置をＭ個並列接続した場合、図６（ｂ）は図５で示す直流電源にＭ個の単相変換装置を並列接続した場合、さらに図６（ｃ）は三相交流電源にそれぞれダイオート構成された直流電源を備えたＭ個の単相変換装置をＭ個並列接続した場合を示したものである。
図６（ａ）〜（ｃ）に示す各単相変換装置から、それぞれ昇圧・可変直流電圧の生成及び任意の可変電圧が得られることは、図１と同様である。
【００２８】
図７は、三相交流電圧を出力する電力変換装置の例を示したものである。
３個の単相変換装置を用い、各単相変換装置の各出力用変換部にそれぞれリアクトルＬ2を接続してこのリアクトルＬ2を介して△結線し、△結線された３個の出力端子をＵ，Ｖ，Ｗとして三相の負荷へ電力を供給する。なお、ＣＴは変流器で、検出された電流Ｉa〜Ｉfとコンデンサ電圧の検出値を制御に用いる。ここで、ＶAB，ＶCDは△結線された第１の単相変換装置の各コンデンサ電圧、ＶA2B2，ＶC2D2は第２の各コンデンサ電圧、ＶA3B3，ＶC3D3は第３の各コンデンサ電圧とする。
前述のように、単相変換装置では各コンデンサ電圧の調整、スイッチング状態により出力電圧を可変することができるが、三相の電力変換装置としたとき回路状態によっては直流電源から供給する電力が相間に接続されている直流電源としての機能を有する各変換部１０ａ〜１０ｃ及び２０ａ〜２０ｃの電圧が均等にならず、各コンデンサ電圧に誤差が生じる。そこで、図７で示す実施例では、コンデンサ電圧の不均衡を防止する電圧調整を可能としたものである。そのために、△結線のループを流れる循環電流Ｉa〜Ｉfを検出して制御に用い、コンデンサ電圧の高い変換部から低い変換部へエネルギーを移動制御し、各コンデンサ電圧のバラツキを防止している。
【００２９】
図８、図９はその具体的な制御装置の構成図である。図８において、３１は直流電圧指令値生成部で、検出された各コンデンサ電圧ＶAB，ＶCD，ＶA2B2，ＶC2D2，ＶA3B3，ＶC3D3を加算して平均化部３１ａに入力して平均値が算出される。この平均値は乗算部３１ｂでゲインｋが乗算されて直流電圧指令値ＶDC-CMDを生成し、電圧オフセット量生成部３２に出力する。電圧オフセット量生成部３２には、検出された第１〜第３の単相変換装置の各コンデンサ電圧の和信号（ＶAB＋ＶCD，ＶA2B2＋ＶC2D2，ＶA3B3＋ＶC3D3）が単相変換装置毎に各別に入力されており、減算部３２ａにおいて単相変換装置毎に直流電圧指令値ＶDC-CMDとの差演算が実行される。その偏差信号は比例・積分演算器３２ｂに入力されてＰＩ演算が実行され、電流指令値Ｉ-CMD，Ｉ-CMD2，Ｉ-CMD3が生成される。各電流指令値はそれぞれ減算部３２ｃで後述の差分電流値との偏差が求められ、その偏差信号はさらに比例・積分演算器３２ｄに入力されてＰＩ演算が行われて電圧オフセット値ＶOFSU，ＶOFSV，ＶOFSWが算出される。
【００３０】
３３は△結線のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の線間電圧オフセット量生成部で、線間電圧
ＶAB−ＶC2D2，ＶA2B2−ＶC3D3，ＶA3B3−ＶCDを各別に比例演算器３３ａに入力してゲインｋｐ3を乗算し、乗算部３３ｂにおいて差分電流検出部３４からの符号Ｉa−Ｉd，Ｉc−Ｉf，Ｉe−Ｉbが乗算されて線間電圧オフセット値ＶOFSUV，ＶOFSVW，ＶOFSWUが算出される。差分電流検出部３４は、変流器ＣＴで検出された電流が入力され、減算部３４ａでＩa−Ｉd，Ｉc−Ｉf，Ｉe−Ｉbの差分電流が算出されて電圧オフセット量生成部３２の減算部３２ｃに出力され、各電流指令値との差分が得られる。また、差分電流Ｉa−Ｉd，Ｉc−Ｉf，Ｉe−Ｉbはそれぞれ符号判定器３４ｂにも入力されて符号判定され、その結果を線間電圧オフセット量生成部３３に出力する。
【００３１】
図９で示す３５は三相の電圧指令値生成部で、３５ａ，３５ｃは加算部、３５ｂ，３５ｄは減算部である。三相電圧指令ＶCMDUV，ＶCMDVW，ＶCMDWVはそれぞれ加算部３５ａと減算部３５ｂに入力されて相毎の電圧オフセット値ＶOFSU，ＶOFSV，ＶOFSW（図８で示すａ〜ｃの端子より入力）と加算及び減算が行われる。加算部３５ａで生成された各相電圧は、さらに加算部３５ｃで線間電圧オフセット値ＶOFSUV，ＶOFSVW，ＶOFSWU（図８で示すｄ〜ｆの端子より入力）と相毎に加算されて電圧指令値となる。また、減算部３５ｂで生成された各相電圧は、さらに減算部３５ｄで線間電圧オフセット値ＶOFSUV，ＶOFSVW，ＶOFSWUと相毎に減算されて電圧指令値となる。
３６，３７はＰＷＭ制御部で、ＰＷＭ制御部３６は各単相変換装置の正側１０ａ〜１０ｃの各スイッチング素子をＰＷＭ制御し、また、ＰＷＭ制御部３７は各単相変換装置の負側２０ａ〜２０ｃの各スイッチング素子をＰＷＭ制御する。
【００３２】
例えば、ＰＷＭ制御部３６においては、加算部３５ｃで生成された各相の電圧指令値は比較器３６ａの＋端子にそれぞれ入力される。また、減算部３５ｄで生成された各相の電圧指令値は、極性反転された後に比較器３６ｂの＋端子に出力される。比較器３６ａ，３６ｂの各−端子にはキャリア信号が印加されて電圧指令値と比較され、生成されたＰＷＭ信号を所定の制御モードに従って各スイッチング素子のゲートに印加される。
ＰＷＭ制御部３７においては、極性反転信号をＰＷＭ制御部３６側とは逆にすること以外は３６側と同様である。
なお、比較器に印加されるキャリア信号の振幅は、各コンデンサ電圧ＶAB，ＶCD，ＶA2B2，ＶC2D2，ＶA3B3，ＶC3D3の平均値とされる。
【００３３】
この実施例では、３個の単相変換装置を構成する出力調整可能な６個の変換部の出力をリアクトルを介してΔ結線し、このΔ結線のループを流れる循環電流を、相間電圧に直流電圧を重畳させることにより発生させる。すなわち、出力用変換部１０ａ〜１０ｃ、及び２０ａ〜２０ｃを流れる各電流を検出して差分電流検出部３４に入力して相毎の差分を演算する。差分電流は電流オフセット量生成部３２において直流電圧指令値と直流電圧検出値により生成された各相の電流指令値と減算することで電圧オフセット値ＶOFSUV，ＶOFSVW，ＶOFSWUを生成する。この電圧オフセット値を電圧指令生成部３５に入力して三相交流の電圧指令値と加算、或いは減算することで電圧指令を生成し、ＰＷＭ制御部３６でＰＷＭ信号を生成して電力変換装置を構成する各スイッチング素子のゲートＧS1〜ＧS24に出力する。
【００３４】
したがって、この実施例によれば、電力変換装置を構成する６個の変換部の出力側をΔ結線し、流れるループ電流の偏差と直流電流指令との偏差に応じて三相の交流電圧を制御するものである。これによって、Δ結線の線間電圧を任意の可変電圧に調整でき、且つ可変電圧はバランスのとれた三相交流電圧とすることができる。
【００３５】
図１０は、直流電源としてダイオートをブリッジ接続して構成した三相の整流装置１ａとした場合で、整流装置１ａの交流接続端子にＲＳＴの交流電源が接続される。他は図７と同様である。
図１１は、単相変換装置にそれぞれダイオートにより構成された整流装置１ａ〜１ｃを個別に設け、各整流装置１ａ〜１ｃの交流接続端子をＲＳＴの交流電源が接続した場合である。他は図７と同様に構成される。
さらに、図１２は単相変換装置各相の出力側ＵＶＷにリアクトルＬ３を接続し、このリアクトルＬ３によって出力端子ＵＶＷに出力される高調波を低減するものである。他は図７と同様である。
【００３６】
図１３は回生動作を可能とした電力変換装置の実施例を示したものである。
図７で示す電力変換装置は、三相出力の昇圧・可変電圧の出力は可能であるが、出力端子ＵＶＷに接続した負荷又は電力系統への出力は一方向のみとなっている。
図１３で示す電力変換装置は、回生動作を可能としたもので、この実施例は、直流電源の正負とＵＶＷの各単相変換装置間にそれぞれ双方向スイッチＢＳ１，ＢＳ２、ＢＳ１１，ＢＳ１２、及びＢＳ２１，ＢＳ２２を接続したもので、他は図７と同様に構成される。
【００３７】
図１３における力行時と回生時の動作について、図１４と図１５を用いて説明する。なお、説明は各単相変換装置の動作は同様であることから、Ｕ相分のみで説明し、その際、負荷は出力用変換部１２，２２の出力端子ａ−ｂ間に接続される。また、直流電圧源ＶDCを２分割し、それぞれの電位をＥとし、その中点の端子を０と定義し、且つリアクトルＬを流れる電流をゼロとした条件とする。  
【００３８】
図１４は力行モードを示したもので、双方向スイッチＢＳ１，ＢＳ２は電源に対してダイオード部が順方向のスイッチをオン状態とすることで力行モードとなる。
図１４（ａ）のモード１１は、単相変換装置のスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３をオンすることで、電源からＢＳ１→ＣDC1→Ｓ２→Ｌ→Ｓ３→ＣDC２→ＢＳ２のルートで電流が流れ、コンデサＣDC1，ＣDC２を充電するモードである。
図１４（ｂ）のモード１２は、単相変換装置のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ３をオンすることで、電源からＢＳ１→Ｓ１→Ｌ→Ｓ３→ＣDC２→ＢＳ２のルートで電流が流れ、コンデンサＣDC２を充電するモードである。
図１４（ｃ）のモード１３は、単相変換装置のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４をオンすることで、電源からＢＳ１→Ｓ１→Ｌ→Ｓ４→ＢＳ２のルートで電流が流れ、リアクトルＬにエネルギーを蓄積するモードである。
図１４（ｄ）のモード１４は、単相変換装置のスイッチング素子Ｓ２，Ｓ４をオンすることで、電源からＢＳ１→ＣDC1→Ｓ２→Ｌ→Ｓ４→ＢＳ２のルートで電流が流れ、コンデサＣDC１を充電するモードである。
【００３９】
リアクトルＬに流れる電流をゼロとした条件において、モード１１〜１４に共通して正側の出力端子ａの電圧は、出力用変換部のスイッチング素子Ｓ５をオンとし、Ｓ６をオフとしたときＥとなり、また、スイッチング素子Ｓ６をオンとし、Ｓ５をオフとしたときの電圧は（Ｅ−ＣDC1の電圧）となる。
一方、負側の出力端子ｂの電圧は、スイッチング素子Ｓ７をオンとし、Ｓ８をオフとしたとき（−Ｅ＋ＣDC２の電圧）となり、また、スイッチング素子Ｓ８をオンとし、Ｓ７をオフとしたときの電圧は−Ｅとなる。
したがって、電圧調整用変換部を制御することで力行モード時の出力電圧を可変電圧とすることができる。
【００４０】
図１５は回生モードを示したもので、双方向スイッチＢＳ１，ＢＳ２は電源に対してダイオード部が逆方向のスイッチをオン状態とすることで回生モードとなる。
図１５（ａ）のモード２１は、単相変換装置のスイッチング素子Ｓ３，Ｓ２をオンすることで、電源→ＢＳ２→ＣDC２→Ｓ３→Ｌ→Ｓ２→ＣDC１→ＢＳ１の閉ループが形成されて電流が流れ、コンデサＣDC1，ＣDC２を放電するモードである。
図１５（ｂ）のモード２２は、単相変換装置のスイッチング素子Ｓ３，Ｓ１をオンすることで、電源→ＢＳ２→ＣDC２→Ｓ３→Ｌ→Ｓ１→ＢＳ１のルートで電流が流れ、コンデサＣDC２を放電するモードである。
図１５（ｃ）のモード２３は、単相変換装置のスイッチング素子Ｓ４，Ｓ１をオンとすることで、電源→ＢＳ２→Ｓ４→Ｌ→Ｓ１→ＢＳ１のルートで電流が流れ、リアクトルＬにエネルギーを蓄積するモードである。
図１５（ｄ）のモード２４は、単相変換装置のスイッチング素子Ｓ４，Ｓ２をオンとすることで、電源からＢＳ２→Ｓ４→Ｌ→Ｓ２→ＣDC1→ＢＳ１のルートで電流が流れ、コンデサＣDC１を放電するモードである。
リアクトルＬに流れる電流をゼロとした条件において、モード２１〜２４に共通して正側の出力端子ａの電圧は、出力用変換部のスイッチング素子Ｓ５をオンとし、Ｓ６をオフとしたときＥとなり、また、スイッチング素子Ｓ６をオンとし、Ｓ５をオフとしたときの電圧は（Ｅ−ＣDC1の電圧）となる。
一方、負側の出力端子ｂの電圧は、スイッチング素子Ｓ７をオンとし、Ｓ８をオフとしたとき（−Ｅ＋ＣDC２の電圧）となり、また、スイッチング素子Ｓ８をオンとし、Ｓ７をオフとしたときの電圧は−Ｅとなる。
【００４１】
したがって、この実施例によれば、回生動作が可能となり、且つ電圧調整用変換部を制御することで回生モード時の出力を可変電圧とした制御が可能となるものである。
【００４２】
なお、図１４，１５では、電圧調整用変換部１１，２１を構成するスイッチング素子のオン・オフ動作時の挙動についてのみ説明したが、出力用変換部１２，１３側のスイッチング素子のオン・オフ動作は、通常のインバータにおける力行、回生時と同様のパターンで制御されるため、その動作については省略する。
【００４３】
図１６はＡＣ／ＡＣ変換を可能とした電力変換装置の実施例を示したものである。図１３の構成との相違点は、直流電源ＶDCに代えて各単相変換装置のリアクトルＬに端子を設け、各端子に三相の電源ＲＳＴの各相を各別に接続してＡＣ／ＡＣ変換構成としたことである。
【００４４】
図１７は力行時のＡＣ／ＡＣ変換動作モードの説明図で、Ｕ相分のみを示したもので、他のＶ，Ｗ相に接続されている回路を循環電流として取り扱っている。
双方向スイッチＢＳ１，ＢＳ１１，ＢＳ２１及びＢＳ２，ＢＳ１２，ＢＳ２２のダイオード部の順方向のスイッチをオン状態とすることで力行モードとなる。
【００４５】
図１７（ａ）のモード３１は、単相変換装置のスイッチング素子Ｓ４，Ｓ１をオンすることで、Ｒ相→Ｌ→Ｓ１→ＢＳ１→Ｐ→ループ電流→Ｎ→ＢＳ２→Ｓ４→Ｌのループが形成されると共に、負荷には単相変換装置の出力端子ａからｂ方向へと電流が流れる。すなわち、リアクトルＬのみに循環電流を接続するモードで、リアクトルＬにエネルギーを蓄積するモードモードである。
図１７（ｂ）のモード３２は、単相変換装置のスイッチング素子Ｓ２，Ｓ４をオンすることで、Ｒ相→Ｌ→Ｓ２→ＣDC1→ＢＳ１→Ｐ→ループ電流→Ｎ→ＢＳ２→Ｓ４→Ｌのループが形成され、コンデサＣDC１を充放電するモードとなる。
図１７（ｃ）のモード３３は、単相変換装置のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ３をオンとすることで、Ｒ相→Ｌ→Ｓ１→ＢＳ１→Ｐ→ループ電流→Ｎ→ＢＳ２→ＣDC２→Ｓ３→Ｌのループが形成され、コンデサＣDC２を充放電するモードとなる。
図１７（ｄ）のモード３４は、単相変換装置のスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３をオンとすることで、Ｒ相→Ｌ→Ｓ２→ＣDC２→ＢＳ１→Ｐ→ループ電流→Ｎ→ＢＳ２→ＣDC２→Ｓ３→Ｌのループが形成され、コンデンサＣDC１，ＣDC２を充放電するモードである。
【００４６】
ここで、リアクトルＬに流れる電流をゼロとした条件において、端子Ｒの交流電源電圧をＶRとすると、モード３１〜３４に共通して単相変換装置の正側の出力端子ａの電圧は、出力用変換部のスイッチング素子Ｓ５をオンとし、Ｓ６をオフとしたときＶRとなり、また、スイッチング素子Ｓ６をオンとし、Ｓ５をオフとしたときの電圧は（ＶR−ＣDC1の電圧）となる。
一方、負側の出力端子ｂの電圧は、スイッチング素子Ｓ７をオンとし、Ｓ８をオフとしたとき（ＶR＋ＣDC２の電圧）となり、また、スイッチング素子Ｓ８をオンとし、Ｓ７をオフとしたときの電圧はＶRとなる。
図１８は回生時のＡＣ／ＡＣ変換動作モードを示したもので、双方向スイッチＢＳ１，ＢＳ１１，ＢＳ２１及びＢＳ２，ＢＳ１２，ＢＳ２２のダイオード部を逆方向のスイッチをオン状態とすることで回生モードとなる。
【００４７】
図１８（ａ）のモード４１は、単相変換装置のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４をオンすることで、Ｐ→ＢＳ１→Ｓ１→Ｌ→Ｓ４→ＢＳ２→Ｎの循環電流のルートが形成され、リアクトルにエネルギーを蓄積するモードとなると共に、負荷で発生した電力は、負荷→Ｓ５→Ｓ１→Ｌ→Ｒ相へと回生される。
図１８（ｂ）のモード４２は、単相変換装置のスイッチング素子Ｓ２，Ｓ４をオンすることで、Ｐ→ＢＳ１→ＣDC1→Ｓ２→Ｌ→Ｓ４→ＢＳ２→Ｎの循環電流ルートが形成され、コンデンサコンデサＣDC１を充放電するモードとなる。
図１８（ｃ）のモード４３は、単相変換装置のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ３をオンとすることで、Ｐ→ＢＳ１→Ｓ１→Ｌ→Ｓ３→ＣDC２→ＢＳ２→Ｎの循環電流ルートが形成され、コンデンサコンデサＣDC２を充放電するモードとなる。
図１８（ｄ）のモード４４は、単相変換装置のスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３をオンとすることで、Ｐ→ＢＳ１→ＣDC1→Ｓ２→Ｌ→Ｓ３→ＣDC２→ＢＳ２→Ｎの循環電流ルートが形成され、コンデンサコンデサＣDC1及びＣDC２を充放電するモードとなる。
リアクトルＬに流れる電流をゼロとした条件において、端子Ｒの交流電源電圧をＶRとすると、モード４１〜４４に共通して単相変換装置の正側の出力端子ａの電圧は、出力用変換部のスイッチング素子Ｓ５をオンとし、Ｓ６をオフとしたときＶRとなり、また、スイッチング素子Ｓ６をオンとし、Ｓ５をオフとしたときの電圧は（ＶR−ＣDC1の電圧）となる。
一方、負側の出力端子ｂの電圧は、スイッチング素子Ｓ７をオンとし、Ｓ８をオフとしたとき（ＶR＋ＣDC２の電圧）となり、また、スイッチング素子Ｓ８をオンとし、Ｓ７をオフとしたときの電圧はＶRとなる。
したがって、この実施例によれば、力行、回生運転が可能となると共に、力行、回生時の電圧を任意に可変可能となるものである。
【００４８】
図１９は、複数の単相変換装置を直列多重化した他の実施例を示したもので、この実施例では、図１３の構成を３多重化することで半導体スイッチに加わる電圧ストレスを低減したものである。
【００４９】
図１９において、単相変換装置ＳＣaの正側は双方向スイッチＢＳ１を介して電源の正極に接続され、負側は双方向スイッチＢＳ２を介して電源の負極に接続されている。単相変換装置ＳＣbの各電圧調整用変換部の端子Ａ，Ｂ間にはリアクトルＬが接続され、単相変換装置ＳＣcの出力用変換部の出力端子ＯＵＴa，ＯＵＴbはリアクトルＬ２を介して他の相とΔ結線されてリアクトルＬ２の中間点よりＵ，Ｖ，Ｗ相の三相交流の出力が得られるように構成される。また、単相変換装置ＳＣaとＳＣcはリアクトルＬが省かれており、単相変換装置ＳＣaの各電圧調整用変換部は、隣接する単相変換装置ＳＣbの出力用変換部と端子Ｃ及びＤを介して接続され、単相変換装置ＳＣaの各出力用変換部は隣接する単相変換装置ＳＣcの電圧調整用変換部と端子Ｅ及びＦを介して接続されて３多重の構成となっている。他のＶ，Ｗ相についても同様に構成される。
Ｃ１〜Ｃ６はコンデンサで、ここでは、図１３のＣDC1，ＣDC２をＣ１〜Ｃ６と分けて表示している。
【００５０】
図１９の実施例では、P側とN側の双方向スイッチＢＳ１,ＢＳ２を順方向ダイオードとして動作させると力行となり、逆方向ダイオードとして動作させると回生動作となることは図１３と同様である。
図２０は三相電力変換装置を構成するU相出力用ユニットを示したもので、このユニット図を用いて動作を説明する。
動作説明のために単相変換装置ＳＣaの正側変換部を例にして説明すると、この正側変換部では次の４個のモードが存在する。
【００５１】
１．ダイレクトモード１
単相変換装置ＳＣaのスイッチング素子Ｓ１aとＳ５aがオン、スイッチング素子Ｓ２aとＳ６aがオフのモードである。このモードでは端子Ｃ，Ｅ間の電圧差はゼロである。
【００５２】
２．ダイレクトモード２
単相変換装置ＳＣaのスイッチング素子Ｓ２aとＳ６aがオン、スイッチング素子Ｓ１aとＳ５aがオフのモードである。このモードでは端子Ｃ，Ｅ間の電圧差はゼロである。
【００５３】
３．充放電モード１
単相変換装置ＳＣaのスイッチング素子Ｓ１aとＳ６aがオン、スイッチング素子Ｓ２aとＳ５aがオフのモードである。このモードでは端子Ｃ，Ｅ間の電圧差はコンデンサＣDC1の電圧である。このとき、コンデンサＣ３を流れる電流の向きによりコンデンサＣ３が充放電する。
【００５４】
４．充放電モード２
単相変換装置ＳＣaのスイッチング素子Ｓ２aとＳ５aがオン、スイッチング素子Ｓ１aとＳ６aがオフのモードである。このモードでは端子Ｃ，Ｅ間の電圧差はコンデンサＣ３の電圧で、コンデンサＣ３を流れる電流の向きによりコンデンサＣ３が充放電する。
【００５５】
同様に、単相変換装置の他の各変換部でもそれぞれ１〜４のモードが存在する。４つのモードを選択制御することで、単相変換装置ＳＣbの電圧調整用変換部間の端子ＡＢ間のリアクトルＬに蓄えられた磁気エネルギーを利用して、各単相変換装置のコンデンサＣ３，Ｃ４の充放電制御の実行が可能となる。
【００５６】
先ず、端子ＯＵＴa，ＯＵＴbに出力される電圧は、双方向スイッチＢＳ１，ＢＳ２の動作状態と、各変換部のモード及びコンデンサＣの電圧によって決まる。以下、図２０で示す電源の０点を基準とした端子ＯＵＴa，ＯＵＴbの出力電圧状態を説明する。ただし、リアクトルＬの電流はゼロとする。
【００５７】
力行時に端子ＯＵＴa，ＯＵＴbに出力される電圧経路は以下の通りで、端子ＯＵＴbに電圧を出力するためのスイッチング素子の組み合わせは６通りであり、経路は次の８つがあり、可変電圧の出力が可能となる。
（１）、出力電圧Ｅ：端子Ｐ→ＢＳ１→Ｓ５a→端子Ｅ→Ｓ１c→Ｓ５c→ＯＵＴbとなる経路。
（２）、出力電圧Ｅ：端子Ｐ→ＢＳ１→Ｓ５a→Ｅ→Ｓ２c→Ｓ６c→ＯＵＴbとなる経路。
（３）、出力電圧Ｅ＋Ｖ５（Ｃ５の電圧）：端子Ｐ→ＢＳ１→Ｓ５a→端子Ｅ→
Ｓ２c→Ｃ５→Ｓ５c→ＯＵＴbとなる経路。
（４）、出力電圧Ｅ−Ｖ５：端子Ｐ→ＢＳ１→Ｓ５a→端子Ｅ→Ｓ１c→Ｃ５→Ｓ６c→ＯＵＴbとなる経路。
（５）、出力電圧Ｅ−Ｖ３（Ｃ３の電圧）：端子Ｐ→ＢＳ１→Ｃ３→Ｓ６a→端子Ｅ→Ｓ１c→Ｓ５c→ＯＵＴbとなる経路。
（６）、出力電圧Ｅ−Ｖ３：端子Ｐ→ＢＳ１→Ｃ３→Ｓ６a→端子Ｅ→Ｓ２c→
Ｓ６ｃ→ＯＵＴbとなる経路。
（７）、出力電圧Ｅ−Ｖ３＋Ｖ５：端子Ｐ→ＢＳ１→Ｃ３→Ｓ６a→端子Ｅ→
Ｓ２c→Ｃ５→Ｓ５c→ＯＵＴbとなる経路。
（８）、出力電圧Ｅ−Ｖ３−Ｖ５：端子Ｐ→ＢＳ１→Ｃ３→Ｓ６a→端子Ｅ→
Ｓ１c→Ｃ５→Ｓ６c→ＯＵＴbとなる経路。
なお、（１）と（２）、（５）と（６）は電圧を出力するスイッチング素子の組み合わせは同じで、経路が異なるものである。
【００５８】
同様に、端子ＯＵＴaに電圧を出力するスイッチング素子の組み合わせ、及び経路は次の通りである。
（１１）、出力電圧（−Ｅ）：端子Ｎ→ＢＳ２→Ｓ８a→端子Ｆ→Ｓ３c→Ｓ７ｃ→ＯＵＴaとなる経路。
（１２）、出力電圧（−Ｅ）：端子Ｎ→ＢＳ２→Ｓ８a→端子Ｆ→Ｓ４c→Ｓ８c→ＯＵＴaとなる経路。
（１３）、出力電圧（−Ｅ）＋Ｖ６（Ｃ６の電圧）：端子Ｎ→ＢＳ２→Ｓ８a→端子Ｆ→Ｓ４c→Ｃ６→Ｓ７c→ＯＵＴaとなる経路。
（１４）、出力電圧（−Ｅ）−Ｖ６：端子Ｎ→ＢＳ２→Ｓ８a→端子Ｆ→Ｓ３c→
Ｃ６→Ｓ８c→ＯＵＴaとなる経路。
（１５）、出力電圧（−Ｅ）＋Ｖ４（Ｃ４の電圧）：端子Ｎ→ＢＳ２→Ｃ４→Ｓ７a→端子Ｆ→Ｓ３c→Ｓ７c→ＯＵＴaとなる経路。
（１６）、出力電圧（−Ｅ）＋Ｖ４：端子Ｎ→ＢＳ２→Ｃ４→Ｓ７a→端子Ｆ→Ｓ４c→Ｓ８c→ＯＵＴaとなる経路。
（１７）、出力電圧（−Ｅ）＋Ｖ４＋Ｖ６：端子Ｎ→ＢＳ２→Ｃ４→Ｓ７a→端子Ｆ→Ｓ４c→Ｃ６→Ｓ７c→ＯＵＴaとなる経路。
（１８）、出力電圧（−Ｅ）＋Ｖ４−Ｖ６：端子Ｎ→ＢＳ２→Ｃ４→Ｓ７a→端子Ｆ→Ｓ３c→Ｃ６→Ｓ８c→ＯＵＴaとなる経路。
の可変電圧を出力可能となる。
【００５９】
単相変換装置ＳＣbの端子Ａに電圧を出力するスイッチング素子の組み合わせは６通りであり、経路は次の８つがある。
（２１）、出力電圧Ｅ：端子Ｐ→ＢＳ１→Ｓ１a→端子Ｃ→Ｓ５b→Ｓ１b→端子Ａとなる経路。
（２２）、出力電圧Ｅ：端子Ｐ→ＢＳ１→Ｓ１a→端子Ｃ→Ｓ６b→Ｓ２b→端子Ａとなる経路。
（２３）、出力電圧Ｅ＋Ｖ１（Ｃ１の電圧）：端子Ｐ→ＢＳ１→Ｓ１a→端子Ｃ→Ｓ６b→Ｃ１→Ｓ１b→端子Ａとなる経路。
（２４）、出力電圧Ｅ−Ｖ１：端子Ｐ→ＢＳ１→Ｓ１a→端子Ｃ→Ｓ５b→Ｃ１→
Ｓ２b→端子Ａとなる経路。
（２５）、出力電圧Ｅ−Ｖ３（Ｃ３の電圧）：端子Ｐ→ＢＳ１→Ｃ３→Ｓ２a→端子Ｃ→Ｓ５b→Ｓ１b→端子Ａとなる経路。
（２６）、出力電圧Ｅ−Ｖ３：端子Ｐ→ＢＳ１→Ｃ３→Ｓ２a→端子Ｃ→Ｓ６b→
Ｓ２b→端子Ａとなる経路。
（２７）、出力電圧Ｅ−Ｖ３＋Ｖ１（Ｃ１の電圧）：端子Ｐ→ＢＳ１→Ｃ３→Ｓ２a→端子Ｃ→Ｓ６b→Ｃ１→Ｓ１b→端子Ａとなる経路。
（２８）、出力電圧Ｅ−Ｖ３−Ｖ１：端子Ｐ→ＢＳ１→Ｃ３→Ｓ２a→端子Ｃ→
Ｓ５b→Ｃ１→Ｓ２b→端子Ａとなる経路。
の可変電圧を出力可能となる。
なお、（２１）と（２２）、（２５）と（２６）は電圧を出力するスイッチング素子の組み合わせは同じで、経路が異なるものである。
【００６０】
同様に、端子Ｂに電圧を出力するスイッチング素子の組み合わせ、及び経路は次の通りである。
（３１）、出力電圧（−Ｅ）：端子Ｎ→ＢＳ２→Ｓ４a→端子Ｄ→Ｓ７b→Ｓ３b→端子Ｂとなる経路。
（３２）、出力電圧（−Ｅ）：端子Ｎ→ＢＳ２→Ｓ４a→端子Ｄ→Ｓ８b→Ｓ４b→端子Ｂとなる経路。
（３３）、出力電圧（−Ｅ）＋Ｖ２（Ｃ２の電圧）：端子Ｎ→ＢＳ２→Ｓ４a→端子Ｄ→Ｓ８b→Ｃ２→Ｓ３b→端子Ｂとなる経路。
（３４）、出力電圧（−Ｅ）−Ｖ２：端子Ｎ→ＢＳ２→Ｓ４a→端子Ｄ→Ｓ７b→
Ｃ２→Ｓ４b→端子Ｂとなる経路。
（３５）、出力電圧（−Ｅ）＋Ｖ４（Ｃ４の電圧）：端子Ｎ→ＢＳ２→Ｃ４→Ｓ３a→端子Ｄ→Ｓ７b→Ｓ３b→端子Ｂとなる経路。
（３６）、出力電圧（−Ｅ）＋Ｖ４：端子Ｎ→ＢＳ２→Ｃ４→Ｓ３a→端子Ｄ→
Ｓ８b→Ｓ４b→端子Ｂとなる経路。
（３７）、出力電圧（−Ｅ）＋Ｖ４＋Ｖ２：端子Ｎ→ＢＳ２→Ｃ４→Ｓ３a→端子Ｄ→Ｓ８b→Ｃ２→Ｓ３b→端子Ｂとなる経路。
（３８）、出力電圧（−Ｅ）＋Ｖ４−Ｖ２：端子Ｎ→ＢＳ２→Ｃ４→Ｓ３a→端子Ｄ→Ｓ７b→Ｃ２→Ｓ４b→端子Ｂとなる経路。
の可変電圧を出力可能となる。
【００６１】
なお、双方向スイッチＢＳ１，ＢＳ２がオフ時の出力端子ＯＵＴｂに出力される電圧は、端子ＰＮ間が切離された状態となるので、電源０点を基準とした電圧を定義することができない。端子Ａと端子ＯＵＴｂ間の電圧は、コンデンサＣ１，Ｃ３，Ｃ５電圧の和であり、直列接続された３個の単相変換装置ＳＣa〜ＳＣcの動作モードによって決まるコンデンサＣ１，Ｃ３，Ｃ５電圧の組み合わせとなる。この場合のスイッチング素子の組み合わせ、及び経路は次の通りである。
【００６２】
（４１）、Ｃ１＋Ｃ３＋Ｃ５：端子Ａ→Ｓ２b→Ｃ１→Ｓ５b→端子Ｃ→Ｓ２a→Ｃ３→Ｓ５a→端子Ｅ→Ｓ２c→Ｃ５→Ｓ５c→端子ＯＵＴｂとなる経路。
（４２）、Ｃ１＋Ｃ３−Ｃ５：端子Ａ→Ｓ２b→Ｃ１→Ｓ５b→端子Ｃ→Ｓ２a→
Ｃ３→Ｓ５a→端子Ｅ→Ｓ１c→Ｃ５→Ｓ６c→端子ＯＵＴｂとなる経路。
（４３）、Ｃ１−Ｃ３＋Ｃ５：端子Ａ→Ｓ２b→Ｃ１→Ｓ５b→端子Ｃ→Ｓ１a→
Ｃ３→Ｓ６a→端子Ｅ→Ｓ２c→Ｃ５→Ｓ５c→端子ＯＵＴｂとなる経路。
（４４）、（−Ｃ１）＋Ｃ３＋Ｃ５：端子Ａ→Ｓ１b→Ｃ１→Ｓ６b→端子Ｃ→
Ｓ２a→Ｃ３→Ｓ５a→端子Ｅ→Ｓ２c→Ｃ５→Ｓ５c→端子ＯＵＴｂとなる経路。
（４５）、Ｃ１−Ｃ３−Ｃ５：端子Ａ→Ｓ２b→Ｃ１→Ｓ５b→端子Ｃ→Ｓ１a→
Ｃ３→Ｓ６a→端子Ｅ→Ｓ１c→Ｃ５→Ｓ６c→端子ＯＵＴｂとなる経路。
（４６）、（−Ｃ１）−Ｃ３＋Ｃ５：端子Ａ→Ｓ１b→Ｃ１→Ｓ６b→端子Ｃ→
Ｓ１a→Ｃ３→Ｓ６a→端子Ｅ→Ｓ２c→Ｃ５→Ｓ５c→端子ＯＵＴｂとなる経路。
（４７）、（−Ｃ１）＋Ｃ３−Ｃ５：端子Ａ→Ｓ１b→Ｃ１→Ｓ６b→端子Ｃ→
Ｓ２a→Ｃ３→Ｓ５a→端子Ｅ→Ｓ１c→Ｃ５→Ｓ６c→端子ＯＵＴｂとなる経路。
（４８）、（−Ｃ１）−Ｃ３−Ｃ５：端子Ａ→Ｓ１b→Ｃ１→Ｓ６b→端子Ｃ→
Ｓ１a→Ｃ３→Ｓ６a→端子Ｅ→Ｓ１c→Ｃ５→Ｓ６c→端子ＯＵＴｂとなる経路。
【００６３】
上記のように、（４１）〜（４８）の経路によってリアクトルＬの中点を基準とした可変電圧を端子ＯＵＴｂへ出力することが可能となる。
また、双方向スイッチＢＳ１，ＢＳ２のオフ時における出力端子ＯＵＴａに出力される電圧も、出力端子ＯＵＴｂと同様に直列接続された３個の単相変換装置ＳＣa〜ＳＣcの動作モードによって決まるコンデンサＣ１，Ｃ３，Ｃ５電圧の組み合わせとなる。この場合も、リアクトルＬの中点を基準とした可変電圧を端子ＯＵＴｂへ出力することが可能となる。
なお、図２０ではU相出力用ユニットについてのみ説明してきたが、他のＶ，Ｗ相出力用ユニットも同様であるので説明は省略する。
【００６４】
したがって、この実施例によれば、双方向スイッチＢＳ１，ＢＳ２の動作状態と、各変換部の動作モード及びコンデンサ電圧の組み合わせによって出力電圧の可変制御、及び力行・回生運転が可能となるものである。
また、単相変換装置を直列方向に多重構成としたことにより、電源端子ＰＮ間には直列接続されるスイッチング素子は８個となるため、図１３で示す実施例と比較して１素子あたりの電圧ストレスが低減されるものである。
【００６５】
図２１は複数の単相変換装置を直列多重化した他の実施例を示したもので、この実施例では、図１６の電力変換装置の構成を３多重化することで半導体スイッチに加わる電圧ストレスを低減したものである。
この実施例も３多重化したもので、直流電源の代わりにリアクトルＬの中間点から三相交流電力を入力する点が図１９と異なるが、図１９と同様の効果を奏するものである。
【００６６】
また、図２２は、単相変換装置の多重数をｍ≧３とした任意の２ｍ−１とした実施例で、図１９及び図２１の実施例と異なる点は以下である。
端子Ａ点から単相変換装置を２ｍ−１個直列に接続した出力をＯＵＴｂとし、端子Ｂ点から単相変換装置を２ｍ−１個直列に接続した出力をＯＵＴａとし、双方向スイッチＢＳ１，ＢＳ２をｍ番目の単相変換装置のコンデンサに接続している。
この実施例では、電源端子ＰＮ間には常に直列接続されるスイッチング素子数は４ｍ個となるため、図１９及び図２１の実施例よりもさらに１素子あたりの電圧ストレスが低減されるものである。
【符号の説明】
【００６７】
１…  直流電源
１０…正側変換部  
１１…第１の電圧調整用変換部  
１２…第１の出力用変換部  
２０…負側変換部  
２１…第２の電圧調整用変換部
２２…第２の出力用変換部
３１…直流電圧指令値生成部  
３２…電圧オフセット量生成部  
３３…線間電圧オフセット量生成部
３４…差分電流検出部
３５…電圧指令値生成部
３６，３７…ＰＷＭ制御部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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