【事件の表示】
　特願２０１２−　１９５０７「ＩＧＩの挿入された通信信号を送受信する送信機と受信機を含む通信システム」拒絶査定不服審判事件〔平成２４年　５月３１日出願公開、特開２０１２−１０５３５１〕について、次のとおり審決する。
【結　論】
　本件審判の請求は、成り立たない。
【理　由】
１　手続の経緯・本願発明
　本願は，平成１８年１２月８日（パリ条約による優先権主張　２００５年１２月８日　韓国）の出願である特願２００６−３３１２９０号の一部を，平成２４年２月１日に新たな特許出願としたものであって，平成２５年１２月２７日付けで拒絶査定がなされ，これに対し，平成２６年５月７日に拒絶査定に対する審判請求がなされたものである。
　その請求項１に係る発明は，明細書，特許請求の範囲及び図面の記載からみて，平成２５年９月１８日付け手続補正書により補正された特許請求の範囲の請求項１に記載された次のとおりのものと認める（以下，「本願発明」という。）。
「【請求項１】
　データ伝送のためレファレンス信号である混沌信号を生成する信号発生器と，
　通信信号の一つのシンボル周期を複数の区間に分割し，前記複数の区間が，前記シンボル周期内で前記レファレンス信号が挿入されるレファレンス信号区間，信号が挿入されない第１内部ガードインターバル（ＩＧＩ）区間，データ信号が挿入されるデータ信号区間及び信号が挿入されない第２内部ガードインターバル（ＩＧＩ）区間を含む通信信号を出力する信号出力器と，
を含み，前記信号出力器は，前記レファレンス信号，無信号，データ信号，無信号を順に選択するスイッチと，前記信号発生器により発生されたレファレンス信号と前記データのバイナリーシンボルであるデータビットとを乗算してデータ信号を生成する乗算器と，前記乗算器で生成されたデータ信号を所定の周期だけ遅延させる遅延部と，を含み，前記シンボル周期内で前記レファレンス信号が挿入されるレファレンス信号区間，信号が挿入されない第１内部ガードインターバル（ＩＧＩ）区間，データ信号が挿入されるデータ信号区間及び信号が挿入されない第２内部ガードインターバル（ＩＧＩ）区間が順に配置された通信信号を出力し，
　１つのシンボル内に属するレファレンス信号とデータ信号間の干渉及びシンボル間の干渉を防止することを特徴とするＩＧＩが挿入された通信信号を伝送する送信機。」
２　引用発明及び周知事項
［引用発明］
　原査定の拒絶の理由に引用されたSu Khiong Yong, Chia-Chin Chong and Seong-Soo Lee, UWB-DCSK communication systems for low rate WPAN applications（［当審仮訳］：低速ＷＰＡＮアプリケーションのためのＵＷＢ−ＤＣＳＫ通信システム），2005 IEEE 16th International Symposium on Personal, Indoor and Mobile Radio Communications, PIMRC 2005. ，２００５年９月１４日，Vol.2，pp.911-915（以下，「引用例」という。）には，図面とともに以下の事項が記載されている。
（１）「The primary objective of this paper is to propose a direct chaotic differential coherent receiver that is suitable for IEEE 802.15.4a applications. Several systems design issues and tradeoffs are addressed. The rest of the paper is organized as follows: Section II describes the principle of direct chaotic communications (DCC) employing differential chaos shift keying (DCSK) transceiver architecture; Section III describes the alternative physical (PHY) layer system design. Issues of band plan, PHY service access point (SAP) payload bit rate, scalability and link budget are discussed; Section IV presents the system performance of the proposed DCC-DCSK scheme in both additive white Gaussian noise (AWGN) and multipath channels; finally, in Section V appropriate conclusions are drawn.」（９１１ページ右欄２３〜３６行）
（［当審仮訳］：
　この論文の主な目的は，ＩＥＥＥ８０２．１５．４ａのアプリケーションに適している直接カオス差動コヒーレント受信機を提案することである。いくつかのシステム設計の問題及びトレードオフが述べられている。論文の残りの部分は次のように構成されている。セクションＩＩは，差動カオスシフトキーイング（ＤＣＳＫ）送受信機アーキテクチャを採用した直接カオス通信（ＤＣＣ）の原理を説明する。セクションＩＩＩは，代替的な物理（ＰＨＹ）層システムデザインについて説明する。帯域計画の問題，ＰＨＹサービスアクセスポイント（ＳＡＰ）のペイロードビットレート，スケーラビリティ及びリンクバジェットが議論されている。セクションＩＶは，加法性白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）及びマルチパスチャネルにおける，提案されたＤＣＣ−ＤＣＳＫ方式のシステム性能を示す。最終的に，セクションＶにて適切な結論が描かれている。）
（２）「II. DIRECT CHAOTIC COMMUNICATION - DCSK
　Various conventional methods that can be used to generate chaos have been reported in the literature such as chaotic masking, chaotic shift keying and non-linear masking [5]. However, these methods required complex traditional transceiver architecture, where chaos was modulated by high-frequency carrier. To overcome this problem, DCC technology is employed. In DCC, information data is modulated by stream of chaotic radio pulses which act as a carrier like in the conventional communication system. At the receiver, the information data is retrieved from the chaotic radio pulses without the need of intermediate heterodyning.
　It is well known that the relationship between the frequency bandwidth and the pulse duration of a conventional radio is inversely proportional. However the frequency bandwidth of a chaotic radio pulse is independent of the pulse duration, τｃ as long as the τｃ is greater than the quasi period of chaotic oscillations. Conversely, the bandwidth is determined by the bandwidth of the continuous chaotic signal generated by the chaotic source i.e. the difference between the lower and upper boundaries of the chaotic oscillation band. Note that the power spectrum of a the of chaotic pulses will be practically same as the original chaotic signal when τｃ is be see Fig. 1.
　However, the chaotic communications suffer autocorrelation and cross correlation estimation problems due to the variation of chaotic signal from symbol to symbol even if the same symbol is transmitted repeatedly [6]. In the autocorrelation estimation problem, the non zero variance can significantly severely degrade the noise performance of the system. Since the standard deviation of the autocorrelation estimation scaled approximately by 1/BTb, with scalars B and Tb are the bandwidth and bit duration. Then the autocorrelation estimation problem can be minimized by increasing system bandwidth or/and bit duration. The autocorrelation estimation problem in our proposal is thus negligible due i.e. the 2GHz wide signal bandwidth used.
　Similarly, the cross correlation problem can be overcome by employing DCSK scheme to ensure orthogonality between the constructed chaotic signals. The principle of DCC based on DCSK modulation is illustrated in Fig. 2. The DCSK modulation scheme was first proposed by Kolumban [7] to overcome the threshold shift as a function of SNR at the detector. In this scheme, each of the transmitted bits consists of two parts. The first part is in original chaotic signal which serves as reference signal. The second part of the bit serves as an information bearing signal that depends on whether bit “0” or “1” is being transmitted. If “0” is to be transmitted then the information bit is the inverted version in the reference part. However if bit 1 is to be transmitted then the information data is identical to the reference signal. This approach is similar to applying Walsh function the to chaotic signal to obtain orthogonal function. Mathematically, this can be represented by 
where the scalars Sm(t) and c(t) are the transmitted signal waveform with m is the index of the current transmitted symbol and derived chaotic waveform, respectively. 」（９１１ページ右欄下から７行〜９１２ページ右欄２５行）
（［当審仮訳］：
　カオスを生成するために使用することができる様々な従来の方法は，カオスマスキング，カオスシフトキーイング及び非線形マスクとして，文献に報告されている[5]。しかしながら，これらの方法は，カオスが高周波キャリアで変調される，複雑な伝統的な送受信機アーキテクチャを必要とした。この問題を克服するために，ＤＣＣ技術が採用されている。ＤＣＣでは，情報データは，従来の通信システムにおけるように，搬送波として作用するカオス無線パルスのストリームによって変調される。受信機では，情報データは，中間ヘテロダインを必要とせずに，カオス無線パルスから取り出される。
　周波数帯域幅と従来の無線のパルス持続時間との関係が反比例であることは，よく知られている。しかし，パルス持続時間τｃが擬似カオス振動周期よりも大きい限りは，カオス無線パルスの周波数帯域幅はパルス持続時間τｃとは無関係である。逆に，帯域幅は，カオス源によって発生される連続カオス信号の帯域幅，すなわち，カオス振動帯域の下限境界と上限境界との間の差によって決定される。τｃが図１に見られる場合は，カオスパルスのパワースペクトルは，元のカオス信号と実質的に同じになることに留意されたい。
　しかし，カオス通信は，同じシンボルが繰り返し送信されるとしても，カオス信号がシンボル毎に変動することに起因する，自己相関及び相互相関推定の問題を被る[6]。自己相関推定問題では，非ゼロ分散が著しく厳しくシステムのノイズ性能を低下させる可能性がある。自己相関推定の標準偏差は，スカラーＢ及びＴｂを帯域幅及びビット期間としたとき，約１／ＢＴｂにスケーリングされるので，自己相関推定問題は，システム帯域幅及び／又はビット持続時間を増加させることによって，最小化することができる。このように，我々の提案の自己相関推定問題は，２ＧＨｚの広い信号帯域幅使用されることで無視することができる。
　同様に，相互相関の問題は，構築されたカオス信号間の直交性を保証するためにＤＣＳＫ方式を使用することによって，克服することができる。ＤＣＳＫ変調に基づくＤＣＣの原理は，図２に示されている。ＤＣＳＫ変調方式は，検出器においてＳＮＲ関数としての閾値変動を克服するために，Kolumban[7]によって最初に提案された。この方式では，送信されるビットの各々は，２つの部分からなる。第１の部分は，参照信号となる元のカオス信号である。ビットの第２の部分は，ビット「０」又は「１」が送信されているかどうかに依存する情報運搬信号として機能する。「０」が送信される場合，情報ビットは，参照部分の反転バージョンである。しかし，ビット「１」が送信される場合は，情報データは参照信号と同一である。このアプローチは，直交関数を取得するためにカオス信号にウォルシュ関数を適用することに似ている。これは，数学的には次式で表すことができる。
（数式は省略。）
ここで，スカラーＳｍ（ｔ）及びｃ（ｔ）は，それぞれ，現在送信されたシンボルのインデックスｍを伴う送信信号波形及び導出されたカオス波形である。）
（３）「In the example, the bit duration, Tm is set to 200 ns where the first 100 ns carry the reference signal and the remaining 100ns carry the information bearing signal. Duty cycle can be introduced by adding off period acting as a guard interval to mitigate the inter-symbol-interference incurred by multipath propagation. This parameter setting results a payload bit rate, X0≒4.88. 」（９１３ページ右欄３〜８行）
（［当審仮訳］：
　この例では，ビット期間Ｔｍは２００ナノ秒に設定され，最初の１００ナノ秒は参照信号を運び，残りの１００ナノ秒は情報運搬信号を運ぶ。マルチパス伝搬によって発生するシンボル間干渉を緩和するガードインターバル期間として作用するオフ期間を加えることにより，デューティサイクルを導入することができる。このパラメータの設定は，結果としてペイロードビットレートＸ０≒４．８８を生じる。）
（４）「
図２：（ａ）ＤＣＳＫに基づく直接カオス通信送信機　（ｂ）ＤＣＳＫに基づくＤＣＣ受信機
図４：厳格なＦＣＣマスクを満たしている生成されるＤＣＣ−ＤＣＳＫ信号のＰＨＹ　ＳＡＰのペイロードスペクトル　」
　上記記載及び当該技術分野における技術常識を考慮すると，
ア　上記（１）によれば，引用例には差動カオスシフトキーイングＤＣＳＫについて記載されており，上記（４）の図２（ａ）及び上記（２）の第４段落の記載によれば，図２（ａ）の「UWB Direct Chaos Generator」（［当審仮訳］：超広帯域直接カオス生成器）によりカオス信号が生成され，当該カオス信号はＤＣＳＫによるデータ伝送のための参照信号となることは明らかである。
　したがって，引用例には，「データ伝送のため参照信号であるカオス信号を生成する超広帯域直接カオス生成器」が記載されている。
イ　上記（４）の図２（ａ）及び上記（２）の第４段落の記載によれば，図２（ａ）の「Delay T/2」により１つのシンボルの周期の半周期分遅延された参照信号が，データが「０」か「１」かに基づいて反転／非反転され，図２（ａ）のアンテナに接続するスイッチにより，参照信号，データに基づいて反転／非反転された参照信号が選択されるものと認められ，これにより，参照信号よりなる第１の部分と情報データからなる第２の部分を有する送信信号が形成されるものと認められる。
　そして，上記（３）の記載によれば，マルチパス伝搬によって発生するシンボル間干渉を緩和するガードインターバル期間として作用するオフ期間が，参照信号よりなる第１の部分及び情報データからなる第２の部分に加えられるものと認められる。そして，第１の部分，第２の部分，オフ期間が１つのシンボルの周期を構成することは明らかである。
　したがって，引用例には，「１つのシンボルの周期内で参照信号が挿入される第１の部分，情報データが挿入される第２の部分及びガードインターバルであるオフ期間を含む送信信号を出力する手段」が記載されていると認められる。
ウ　上記（４）の図２（ａ）によれば，前記「送信信号を出力する手段」は，スイッチと，超広帯域直接カオス生成器により発生された参照信号を半周期だけ遅延させる遅延部と，遅延された参照信号とデータのバイナリーシンボルであるデータビットとを乗算して情報データを生成する乗算器と，を含んでいるといえる。
　そして，図２（ａ）のスイッチには，超広帯域直接カオス生成器に接続する上段の接点，乗算器に接続する下段の接点，及びどこにも接続しない中段の接点が描かれており，スイッチが「どこにも接続しない中段の接点」を選択した場合には，無信号が選択されることとなってガードインターバルであるオフ期間が形成され得ることは，当業者に自明である。したがって，前記「送信信号を出力する手段」は，スイッチ，遅延部，乗算器により，シンボル周期内で前記参照信号が挿入される第１の部分，情報データが挿入される第２の部分及びガードインターバルであるオフ期間が順に配置された送信信号を出力するものと認められる。
　したがって，引用例には，「送信信号を出力する手段は，前記参照信号，無信号，情報データを選択するスイッチと，超広帯域直接カオス生成器により発生された参照信号を半周期だけ遅延させる遅延部と，遅延された参照信号とデータのバイナリーシンボルであるデータビットとを乗算して情報データを生成する乗算器と，を含み，前記シンボル周期内で前記参照信号が挿入される第１の部分，情報データが挿入される第２の部分及びガードインターバルであるオフ期間が順に配置された送信信号を出力」することが記載されていると認められる。
エ　上記（３）の記載によれば，引用例には「シンボル間の干渉を防止する，ガードインターバルが挿入された送信信号を伝送する送信機」が記載されているといえる。
　したがって，引用例には以下の発明（以下，「引用発明」という。）が記載されているものと認める。 
「データ伝送のため参照信号であるカオス信号を生成する超広帯域直接カオス生成器と，
　１つのシンボルの周期内で参照信号が挿入される第１の部分，情報データが挿入される第２の部分及びガードインターバルであるオフ期間を含む送信信号を出力する手段と，
を含み，前記送信信号を出力する手段は，前記参照信号，無信号，情報データを選択するスイッチと，超広帯域直接カオス生成器により発生された参照信号を半周期だけ遅延させる遅延部と，遅延された参照信号とデータのバイナリーシンボルであるデータビットとを乗算して情報データを生成する乗算器と，を含み，前記シンボル周期内で前記参照信号が挿入される第１の部分，情報データが挿入される第２の部分及びガードインターバルであるオフ期間が順に配置された送信信号を出力し，
　シンボル間の干渉を防止する，ガードインターバルが挿入された送信信号を伝送する送信機。」
［周知事項］
　同じく原査定の拒絶の理由に引用されたTony Q.S. Quek, Moe Z. Win, Davide Dardari, UWB transmitted reference signaling schemes - part I : performance analysis（［当審仮訳］：ＵＷＢ送信参照シグナリングスキーム　−　パートＩ：性能分析），2005 IEEE International Conference on Ultra-Wideband, ICU 2005.，２００５年９月８日，pp.587-592（以下，「周知例１」という。）には，図面とともに以下の事項が記載されている。
（５）「II. SIGNAL AND CHANNEL MODELS
A. Transmitted-Reference
　In TR signaling, the transmitted signal for a single user can be decomposed into a reference signal block br(t) and a data modulated signal block bd(t) as given by
where Tf is the average repetition period, di ∈｛−１，１｝ is the data symbol, and each block has symbol duration NsTf  [9]-[12] as shown in Fig. 1. Each block, containing Ns/2 transmitted signal pulses, can be written as
　where p(t) is the normalized signal pulse with duration Tp and
The energy of the transmitted pulse is then Ep ＝ Es/Ns , and symbol energy is Es. In our case of binary signaling, Es ＝ Eb , where Eb is the energy per bit. To enhance the robustness of TR systems to interference as well as to allow multiple access, DS and/or TH spread spectrum techniques can be used as shown in (2). In DS signaling, ｛aj｝is the bipolar pseudo-random sequence. In TH signaling, ｛cj｝is the pseudo-random TH sequence, where cj is an integer in the range  0≦cj＜Nh , and Nh is the maximum allowable integer shift. The duration of the received UWB pulse is Tg = Tp + Td, where Td is the maximum excess delay of the channel. To preclude inter-symbol interference (ISI) and intra-symbol interference (i.s.i.), we assume that Tr≧Tg and NhTp + Tr≦2Tf - Tg , where Tr is the time separation between each pair of data and reference pulses such that these received pulses will not overlap. Note that the interpulse delay between each data-modulated monocycle and its corresponding reference monocycle is given by Tr.」（５８７ページ右欄２３行〜５８８頁左欄２０行）
（［当審仮訳］：
ＩＩ．信号及びチャネル・モデル
Ａ．送信参照
　ＴＲシグナリングでは，単一のユーザのために送信された信号は，次式によって与えられるように，参照信号ブロックｂｒ（ｔ）と，データ変調された信号ブロックｂｄ（ｔ）に分解することができる
（数式（１）は省略。）
ここで，Ｔｆは平均繰り返し周期であり，ｄｉ∈｛−１，１｝はデータシンボルであり，図１に示すように各ブロックはシンボル期間ＮｓＴｆを有する[10] - [12]。Ｎｓ／２個の送信参照パルスを含む各ブロックは，以下の数式のように書くことができる。
（数式は省略。）
（数式（２）は省略。）
ここで，ｐ（ｔ）は期間Ｔｐを有する正規化された信号パルスであり，
（数式は省略。）
送信パルスのエネルギーは，Ｅｐ＝Ｅｓ／Ｎｓとなり，シンボルエネルギーはＥｓである。Ｅｂはビット当たりのエネルギーである。我々のバイナリシグナリングの場合では，Ｅｓ＝Ｅｂであり，ここでＥｂはビット当たりのエネルギーである。多元接続を可能にするのと同様にＴＲシステムの干渉に対するロバスト性を高めるために，数式（２）に示すように，ＤＳ及び／又はＴＨ拡散スペクトル技術を使用することができる。ＤＳシグナリングでは，｛ａｊ｝はバイポーラ擬似ランダムシーケンスである。ＴＨシグナリングでは，｛ｃｊ｝は擬似ランダムＴＨシーケンスであり，ここでｃｊの範囲は０≦ｃｊ＜Ｎｈの範囲の整数であり，Ｎｈは最大許容整数シフトである。受信されたＵＷＢパルスの持続時間はＴｇ＝Ｔｐ＋Ｔｄであり，ここでＴｄはチャネルの最大過剰遅延である。シンボル間干渉（ＩＳＩ）及びイントラ符号間干渉（ｉｓｉ）を排除するために，Ｔｒ≧Ｔｇ及びＮｈＴｐ＋Ｔｒ≦２Ｔｆ−Ｔｇと仮定する，ここでＴｇは受信されたパルスが重複しないようにするためのデータと基準パルスの各対の間の時間間隔である。各データ変調モノサイクルとその対応する参照モノサイクルとの間のインター遅延はＴｒで与えられることに留意されたい。）
（６）「
図１　ＴＲシグナリング　」
　本件の優先日以前に刊行された特開２００３−１８９３５３号公報（以下，「周知例２」という。）には，図面とともに以下の事項が記載されている。
（７）「【００２０】図２は，本発明の好適な実施形態に基づくＴＲ／ＤＨ−ＵＷＢ信号の信号伝送スキームを示す。図示されているように，基地局の受信器と可動デバイスの送信器の両方に，既知の時間インターバルＤで分離された（ダブレットと呼ばれる）同じパルスペアを伝送することによって，ＴＲ／ＤＨ−ＵＷＢ系が実現される。（中略）
【００２１】一定の速度でダブレットを伝送する必要はない。パルス反復時間（ＰＲＴ）と呼ばれるダブレット間のインターバルを変化させることによって，伝送スペクトルを構成することができる。パルス反復時間（ＰＲＴ）を図２に示す。」
　上記（５）〜（７）の記載及び当該技術分野における技術常識を考慮すると，ＤＣＳＫのような送信参照（Transmitted Reference）技術において，「参照信号とデータ信号との間の無信号期間が存在すること」，及び「送信参照技術においてシンボル間干渉（ＩＳＩ）及びイントラ符号間干渉（ｉｓｉ）を排除する」は，普通に行われていることであると認められる。
３　対比・判断 
　本願発明と引用発明とを比較すると，
（１）本願発明の「レファレンス信号」，「混沌信号」と引用発明の「参照信号」，「カオス信号」とは表現が異なるのみであって実質的な差異は無いから，引用発明の「データ伝送のため参照信号であるカオス信号を生成する超広帯域直接カオス生成器」は本願発明の「データ伝送のためレファレンス信号である混沌信号を生成する信号発生器」に相当する。
（２）引用発明の「参照信号が挿入される第１の部分」，「情報データが挿入される第２の部分」，「ガードインターバルであるオフ期間」は，明らかにそれぞれ本願発明の「レファレンス信号が挿入されるレファレンス信号区間」，「データ信号が挿入されるデータ信号区間」，「信号が挿入されない第２内部ガードインターバル（ＩＧＩ）区間」に相当する。また，引用発明の「送信信号」及び「送信信号を出力する手段」を，「通信信号」及び「信号出力器」と称することは任意である。
（３）本願発明の「信号出力器」と引用発明の「送信信号を出力する手段」とは，以下の相違点は別として，「前記レファレンス信号，無信号，データ信号を選択するスイッチと，レファレンス信号と前記データのバイナリーシンボルであるデータビットとを乗算してデータ信号を生成する乗算器と，信号を所定の周期だけ遅延させる遅延部と，を含み，前記シンボル周期内で前記レファレンス信号が挿入されるレファレンス信号区間，データ信号が挿入されるデータ信号区間及び信号が挿入されない第２内部ガードインターバル（ＩＧＩ）区間が順に配置された通信信号を出力」する点で一致している。
（４）本願発明と引用発明とは，以下の相違点は別として，「シンボル間の干渉を防止するＩＧＩが挿入された通信信号を伝送する送信機」である点で一致している。
　したがって，本願発明と引用発明とは，両者は，以下の点で一致し，また，相違している。
（一致点） 
「データ伝送のためレファレンス信号である混沌信号を生成する信号発生器と，
　シンボル周期内で前記レファレンス信号が挿入されるレファレンス信号区間，データ信号が挿入されるデータ信号区間及び信号が挿入されない第２内部ガードインターバル（ＩＧＩ）区間を含む通信信号を出力する信号出力器と，
を含み，前記信号出力器は，前記レファレンス信号，無信号，データ信号を選択するスイッチと，レファレンス信号と前記データのバイナリーシンボルであるデータビットとを乗算してデータ信号を生成する乗算器と，信号を所定の周期だけ遅延させる遅延部と，を含み，前記シンボル周期内で前記レファレンス信号が挿入されるレファレンス信号区間，データ信号が挿入されるデータ信号区間及び信号が挿入されない第２内部ガードインターバル（ＩＧＩ）区間が順に配置された通信信号を出力し，
　１つのシンボル内に属するレファレンス信号とデータ信号間の干渉及びシンボル間の干渉を防止することを特徴とするＩＧＩが挿入された通信信号を伝送する送信機。」
（相違点１）
　「信号出力器」に関し，本願発明の「信号出力器」は「通信信号の一つのシンボル周期を複数の区間に分割」するのに対し，引用発明は当該分割の概念が明らかにされていなく，また，本願発明の「信号出力器」は「前記シンボル周期内で前記レファレンス信号が挿入されるレファレンス信号区間，信号が挿入されない第１内部ガードインターバル（ＩＧＩ）区間，データ信号が挿入されるデータ信号区間及び信号が挿入されない第２内部ガードインターバル（ＩＧＩ）区間が順に配置された通信信号を出力」するのに対し，引用発明には「信号が挿入されない第１内部ガードインターバル（ＩＧＩ）区間」が明らかにされておらず，このため「１つのシンボル内に属するレファレンス信号とデータ信号間の干渉」を防ぐことが明らかでない点。
（相違点２）
　「信号出力器」に関し，本願発明は，乗算器により信号発生器により発生されたレファレンス信号とデータのバイナリーシンボルであるデータビットとを乗算してデータ信号を生成し，遅延部により乗算器で生成されたデータ信号を所定の周期だけ遅延させる遅延部を有するのに対し，引用発明は，遅延部により参照信号を遅延させ，遅延された参照信号とデータのバイナリーシンボルであるデータビットとを乗算して情報データを生成する点。
　上記各相違点について，先に上記相違点２について検討し，その後相違点１について検討する。
（相違点２について）
　ＤＣＳＫは，レファレンス信号区間と，当該レファレンス信号区間から半周期遅延した，レファレンス信号をデータビットにより変調したデータ信号区間とからなるものであり，当該データ信号区間を形成するにあたり，変調と遅延のどちらを先に行うか，すなわち，レファレンス信号を変調した後に半周期遅延するか，あるいはレファレンス信号を半周期遅延した後に変調するかは，設計に際して適宜選択し得ることに過ぎない。
　したがって，相違点２は，格別困難なことではなく，当業者が適宜なし得ることである。
（相違点１について）
　まず，引用発明は送信信号の１つのシンボル周期内でスイッチを切り替えていることは明らかであり，当該切り替えは実質的に送信信号の１つのシンボル周期を複数の区間に分割していることに他ならない。
　次に，引用発明では，マルチパス伝搬によって発生するシンボル間干渉を防ぐことを意図しており，当該シンボル間干渉は，先行するシンボルの情報データが挿入される第２の部分が後続するシンボルの参照信号が挿入される第１の部分に干渉することであるが，同様に，参照信号が挿入される第１の部分と情報データが挿入される第２の部分とが適切に分離されていないと，マルチパス伝搬による遅延の影響により，１シンボル内のシンボルの参照信号が挿入される第１の部分が情報データが挿入される第２の部分に干渉するシンボル内干渉が生じることは，当業者に明らかである。そして，ＤＣＳＫのような送信参照技術において，シンボル間干渉のみならずシンボル内干渉の排除も考慮することは，上記２［周知事項］の項で述べたとおり当業者により普通に行われていることと認められる。
　また，ＤＣＳＫのような送信参照技術において，参照信号とデータ信号との間に無信号期間が存在することも，上記２［周知事項］の項で述べたとおり，当業者により普通に行われていることと認められ，当該無信号期間の存在によりシンボル内干渉が排除され得ることは当業者には自明といえる。
　そうすると，引用発明において，参照信号が挿入される第１の部分（本願発明の「レファレンス信号が挿入されるレファレンス信号区間」に相当。）と，情報データが挿入される第２の部分（本願発明の「データ信号が挿入されるデータ信号区間」に相当。）との間に，信号が挿入されないガードインターバル区間が存在するとの構成（相違点１に係る構成）は，引用例には明記されていなくても，当然に備えているものと認められるから，相違点１に係る構成は実質的な相違点であるとはいえない。
　また，仮にそうでないとしても，引用発明において，相違点１に係る構成とすることは，周知例１及び２にみられるような周知事項に基づいて，当業者が容易に想到し得たものである。
　そして，本願発明の作用効果も，引用発明及び周知事項に基づいて当業者が予測し得る範囲のものであり，格別なものではない。
４　むすび
　以上のとおり，本願発明は，引用発明及び周知事項に基づいて当業者が容易に発明をすることができたものであるから，特許法第２９条第２項の規定により，特許を受けることができない。
　よって，結論のとおり審決する。