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　特願２００９−　６５２１５「アンテナスイッチ回路及び通信端末」拒絶査定不服審判事件〔平成２２年　９月３０日出願公開、特開２０１０−２１９９５５〕について、次のとおり審決する。
【結　論】
　本件審判の請求は、成り立たない。
【理　由】
１．手続の経緯
　本願は、平成２１年　３月１７日の出願であって、平成２５年　２月２６日付けの拒絶理由通知に対し、同年　４月２５日に意見書の提出とともに、手続補正がされ、同年　６月１３日付けの拒絶理由に対して、同年　８月１５日に意見書が提出され、同年１０月１５日に拒絶査定がなされ、これに対して平成２６年　１月２２日に審判請求がされたものである。
　
　
２．本願発明
　本願の請求項１に係る発明（以下、「本願発明」という。）は、平成２５年　４月２５日付け手続補正書の特許請求の範囲の請求項１に記載された事項により特定される、以下のとおりのものと認める。
　
　「送信ポートとアンテナポートとの間に直列に接続された直列トランジスタ回路と、
　前記送信ポートと前記アンテナポートとの間に並列に接続された並列トランジスタ回路と、
　前記送信ポートと前記並列トランジスタ回路との間に設けられ、インピーダンス変換を行うことによって、前記送信ポートから入力された送信信号の電圧振幅を所定の変換比率で縮小するインピーダンス変換回路とを備え、
　前記インピーダンス変換回路は、トランスを用いて構成され、
　前記インピーダンス変換回路を構成する前記トランスは、前記並列トランジスタ回路に出力される端子間電圧が当該並列トランジスタ回路の閾値以下となるように前記所定の変換比率が設定されている
　ことを特徴とするアンテナスイッチ回路。」
　
　
３．引用文献の記載と引用発明
（１）原査定の拒絶の理由に引用された、本願出願日前に日本国内において頒布された刊行物である、特開平１０−９３４７１号公報（以下「引用文献」という。）には、図面とともに、次の記載がある。
　
　ア．「【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は信号切換えスイッチに関する。例えば、携帯電話の送受信切り換え等に使用される高周波用の信号切換えスイッチに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
（第１の従来例）図１は、従来の携帯電話の送受信切り換え等に使用される高周波用の信号切換えスイッチ１を示す回路図である。一般に、この種の回路はＳＰＤＴ（Single-Pole-Dual-Throw）スイッチと呼ばれている。
【０００３】このＳＰＤＴスイッチは、入出力端子として、送受信用アンテナが接続されるＡＮＴ端子（図ではＡＮＴで示す）と、送信用電力増幅器が接続されるＴＸ端子（図ではＴＸで示す）と、受信用低雑音増幅器が接続されるＲＸ端子（図ではＲＸで示す）とを備えている。
【０００４】この信号切換えスイッチ１は４つのスイッチング用半導体素子（以下、スイッチング用素子という）Ｑ1〜Ｑ4を有しており、スイッチング用素子としてＧａＡｓ ＭＥＳＦＥＴ（ＧａＡｓ Metal-Semiconductor ＦＥＴ）が用いられている。ＡＮＴ端子−ＲＸ端子間には、スイッチング用素子Ｑ1のソース・ドレインが直列に接続され、ＲＸ端子−グランド（以下、ＧＮＤと記す）間には、スイッチング用素子Ｑ2のソース・ドレインが直列に接続され、
ＡＮＴ端子−ＴＸ端子間には、スイッチング用素子Ｑ3のソース・ドレインが直列に接続され、ＴＸ端子−ＧＮＤ間には、スイッチング用素子Ｑ4のソース・ドレインが直列に接続されている。
　
イ．「【０００９】図２はスイッチング用素子（ＧａＡｓ ＭＥＳＦＥＴ）Ｑ1〜Ｑ4の特性を表わし、さらに、ＯＦＦ状態のスイッチング用素子とＯＮ状態のスイッチング用素子のゲート・ソース間に加わっている信号電圧波形を表わす図であって、横軸はゲート・ソース間電圧ＶGS、縦軸はドレイン電流ＩDSを示している。なお、スイッチング用素子Ｑ1〜Ｑ4はデプレッション型であり、ＩDSSはゲート・ソース間電圧ＶGS＝０のときの飽和ドレイン電流、ＶTHはゲート順方向電流の立ち上がり電圧、ＶPはピンチオフ電圧、ＩFmaxはゲート順方向電流の立ち上がり電圧ＶTHが印加されたときの飽和ドレイン電流、ＶBはゲート逆方向耐圧である。例えば、ピンチオフ電圧がＶP1＝ＶP2＝ＶP3＝ＶP4＝−１.５Ｖであり、スイッチング用素子Ｑ1〜Ｑ4の制御電圧をＶON＝０Ｖ、ＶOFF＝−３Ｖ、信号切換えスイッチから外部回路をみたインピーダンスがＺ0＝５０Ωとすると、ＯＮ状態となったスイッチング用素子Ｑ1〜Ｑ4に入力可能な最大電圧波の振幅は３Ｖとなり、線形最大伝送可能電力は、９０ｍＷ（１９.５ｄＢｍ）程度となる。
【００１０】しかして、従来の高周波用信号切換えスイッチ１においては、ＡＮＴ端子とＲＸ端子又はＴＸ端子の間を伝搬する信号電圧ΔＶGSが各スイッチング用素子Ｑ1〜Ｑ4のゲートバイアスＶGB（ＶON又はＶOFF）を中心としてゲート・ソース間電圧ＶGSに重畳されるので、送信時にＴＸ端子から大電力の信号が入力された場合、ゲート・ソース間電圧ＶGSがスイッチング用素子Ｑ1〜Ｑ4のピンチオフ電圧ＶPに達する。
【００１１】また、ＴＸ端子から大電力の信号が入力された場合には、ＯＦＦ状態であるはずのスイッチング用素子Ｑ1は、ゲート・ソース間電圧ＶGS（＝ＶOFF＋ΔＶGS）がピンチオフ電圧ＶP以上となる毎に一時的にＯＮ状態となるので、送信電力の一部がＲＸ端子へ漏れ、ＲＸ端子のアイソレーションが悪化する。
【００１２】さらに、ＴＸ端子から大電力の信号が入力された場合には、ＯＦＦ状態であるはずのスイッチング用素子Ｑ4は、ゲート・ソース間電圧ＶGSがピンチオフ電圧ＶP以上となる毎に一時的にＯＮとなるので、送信電力の一部がＧＮＤに落ち、挿入損失が増加する。」（２頁右欄４５行目〜３頁左欄３９行目）
　
ウ．「【００２０】
【発明が解決しようとする課題】本発明は叙上の従来例の欠点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、電源電圧を上げることなく線形最大伝送可能電力を高め、スイッチング用素子のスイッチング性能を向上することにある。」（３頁右欄４７行〜４頁左欄２行目）
　
エ．「【００３７】
【発明の実施の形態】
（第１の実施形態）図４は、本発明の一実施形態による信号切換えスイッチ１１を示す回路図である。この信号切換えスイッチ１１は、
スイッチング用素子Ｑ1〜Ｑ4としてＧａＡｓ ＭＥＳＦＥＴのような半導体素子を用いたスイッチ回路１２
インピーダンス変換回路Ｍ３はＴＸ端子とスイッチ回路１２の間に接続され
【００３８】しかして、この信号切換えスイッチ１１にあっては、入出力端子であるＡＮＴ端子、ＲＸ端子及びＴＸ端子とスイッチ回路１２の間にそれぞれインピーダンス変換回路Ｍ１〜Ｍ３を設け、
スイッチ回路１２からインピーダンス変換回路Ｍ１〜Ｍ３をみたインピーダンスＺ
SW
が、ＡＮＴ端子、ＲＸ端子及びＴＸ端子から外部回路をみたインピーダンスＺ
0
より小さくなるようにしている
スイッチ回路１２内部を伝搬する信号電力の電圧波の振幅を小さくする
挿入損失
【００３９】なお、本発明は、一般的にいうと、インピーダンス変換回路Ｍ１〜Ｍ３によりスイッチ回路１２から外部回路をみたインピーダンスを減少させ、スイッチ回路１２に流れる信号の電圧振幅を減少させたものである。すなわち、スイッチ回路１２から外部回路をみたインピーダンスをＺSWとすると、
信号電力Ｐが送られてきた場合、スイッチ回路１２に伝送される電圧波の最大振幅Ｖ
SW
はＶ
SW
＝（２Ｚ
SW
Ｐ）
1/2
で表わされるから、スイッチ回路１２のインピーダンスＺ
SW
を小さくすることにより、スイッチ回路１２を流れる信号電圧Ｖ
SW
を小さくする
　
オ．「【００４０】（第２の実施形態）図５は、本発明の別な実施形態による信号切換えスイッチ１３を示す回路図である。インピーダンス変換回路Ｍ１は、Ｌ型接続されたインダクタンスＬANTとキャパシタンスＣANTからなるＬ型無損失回路であり、信号の周波数をｆとするとき、インダクタンスＬANTによるインピーダンスがｊ（２πｆ）ＬANT＝ｊ２５Ω、キャパシタンスＣANTによるインピーダンスが−ｊ／（２πｆＣANT）＝−ｊ５０Ωとなっている。従って、ＡＮＴ端子から外部回路をみたインピーダンスがＺ0＝５０Ωのとき、スイッチ回路１２からインピーダンス変換回路Ｍ１をみたインピーダンスはＺSW＝２５Ωになる。
同様に、インピーダンス変換回路Ｍ２，Ｍ３は、それぞれＬ型接続されたインダクタンスＬ
RX
、Ｌ
TX
とキャパシタンスＣ
RX
、Ｃ
TX
とからなるＬ型無損失回路であり、インダクタンスＬ
RX
、Ｌ
TX
によるインピーダンスはｊ（２πｆ）Ｌ
RX
＝ｊ２５Ω、ｊ（２πｆ）Ｌ
TX
＝ｊ２５Ω、キャパシタンスＣ
RX
、Ｃ
TX
によるインピーダンスは−ｊ／（２πｆＣ
RX
）＝−ｊ５０Ω、−ｊ／（２πｆＣ
TX
）＝−ｊ５０Ωとなっている。従って、ＲＸ端子又はＴＸ端子から外部回路をみたインピーダンスがＺ
0
＝５０Ωのとき、スイッチ回路１２からＲＸ端子又はＴＸ端子をみたインピーダンスもＺ
SW
＝２５Ωになる。
【００４１】図６、図７はそれぞれ、信号切換えスイッチ１３に３６０ｍＷの信号電力を入力したときの、入力端子（すなわち、ＴＸ端子またはＡＮＴ端子）、スイッチ回路１２内部、出力端子（すなわち、ＡＮＴ端子またはＲＸ端子）における電圧波形及び電流波形を示す図である。但し、簡単のため、スイッチ回路１２内部での抵抗損失は０であるとして計算している。入出力端子であるＡＮＴ端子、ＲＸ端子、ＴＸ端子はＺ0＝５０Ω系であるから、電圧波の最大振幅は６Ｖ［＝（２ＰＺ0）1/2］、電流波の最大振幅は１２０ｍＡ［＝（２Ｐ／Ｚ0）1/2］となっているが、スイッチ回路１２の内部ではインピーダンス変換回路Ｍ１〜Ｍ３によりＺSW＝２５Ω系となっているため、電圧波の最大振幅は４.２４Ｖ［＝（２ＰＺSW）1/2］、電流波の最大振幅は１７０ｍＡ［＝（２Ｐ／ＺSW）1/2］となっている。
【００４２】しかして、入出力端子であるＡＮＴ端子、ＲＸ端子、ＴＸ端子から３６０ｍＷの信号電力を入力すると、スイッチ回路１２を伝搬する電圧波の最大振幅はインピーダンスＺ0＝５０Ωにより、６Ｖに達するはずであるが、インピーダンス変換回路Ｍ１〜Ｍ３によりインピーダンスＺSWを２５Ω（インピーダンスＺ0の１／２倍）とすれば、スイッチ回路１２を伝搬する電圧波の最大振幅は４.２４Ｖ（１／√２倍）に下がる。そのかわり、電流波の最大振幅は、Ｚ0＝５０Ωでは１２０ｍＡであったが、ＺSW＝２５Ωでは１７０ｍＡと√２倍に増加する。
・・・（中略）・・・
【００４５】また、図２に示すように、スイッチング用素子Ｑ1〜Ｑ4のＯＦＦ時にゲート・ソース間電圧がスイッチング用素子Ｑ1〜Ｑ4のゲート逆方向耐圧ＶBに達するとスイッチング用素子Ｑ1〜Ｑ4の破壊が生じるが、本発明によれば、この耐圧制限も緩和することが可能となる。
【００４６】さらに、スイッチング用素子Ｑ1〜Ｑ4のＯＮ時にゲート・ソース間電圧がゲート順方向電流の立ち上がり電圧ＶTHに達するとゲート大電流が流れ、スイッチング性能が劣化するが、本発明では、この影響も緩和することが可能である。」
（５頁右欄２４行目〜６頁右欄４行目）
　
　上記ア．の【０００１】、エ．の【００３７】及び図４によれば、引用文献には「信号切換えスイッチ」として、携帯電話の送受の切換え等に使用される高周波用のＳＰＤＴスイッチであって、４つのスイッチング用半導体素子をＱ１〜Ｑ４を有した回路が記載されており、入出力端子として、送受信用アンテナが接続されるＡＮＴ端子と、送信用電力増幅器が接続されるＴＸ端子を備えている「信号切替えスイッチ１１」が記載されていることは明らかである。
　
　上記エ．【００３７】より、引用文献の「信号切換えスイッチ１１」は、「スイッチング用素子Ｑ1〜Ｑ4としてＧａＡｓ ＭＥＳＦＥＴのような半導体素子を用いたスイッチ回路１２」を備え、「スイッチ回路１２」は、従来例として説明された信号切換えスイッチ１と同じものであるから、上記ア．【０００４】及び図１より、「ＡＮＴ端子−ＴＸ端子間には、スイッチング用素子Ｑ3のソース・ドレインが直列に接続され、ＴＸ端子−ＧＮＤ間には、スイッチング用素子Ｑ4のソース・ドレインが直列に接続されている」ことは明らかである。
　
　上記エ．【００３７】及び図４より、引用文献の「信号切換えスイッチ１１」は、「インピーダンス変換回路Ｍ３」を備え、「インピーダンス変換回路Ｍ３」は「ＴＸ端子」と「スイッチ回路１２」の間に接続されており、上記エ．【００３８】より、スイッチ回路１２からインピーダンス変換回路Ｍ１〜Ｍ３をみたインピーダンスＺSWが、ＡＮＴ端子、ＲＸ端子及びＴＸ端子から外部回路をみたインピーダンスＺ0より小さくなるようにしているために、スイッチ回路１２内部を伝搬する信号電力の電圧波の振幅を小さくすることができ、上記エ．【００３９】より、信号電力Ｐが送られてきた場合、スイッチ回路１２に伝送される電圧波の最大振幅ＶSWはＶSW＝（２ＺSWＰ）1/2　で表わされるから、スイッチ回路１２のインピーダンスＺSWを小さくすることにより、スイッチ回路１２を流れる信号電圧ＶSWを小さくすることができる。
　
　以上より、引用文献には、以下の発明（以下、「引用発明」という。）が記載されていると認められる。
　
（引用発明）
「ＡＮＴ端子−ＴＸ端子間に、ソース・ドレインが直列に接続されたＧａＡｓ ＭＥＳＦＥＴからなるスイッチング用素子Ｑ３と、
　ＴＸ端子−ＧＮＤ間に、ソース・ドレインが直列に接続されたＧａＡｓ　ＭＥＳＦＥＴからなるスイッチング用素子Ｑ４と、
　ＴＸ端子とスイッチ回路１２の間に接続され，スイッチ回路１２から、インピーダンス変換回路Ｍ３をみたインピーダンスＺSWがＴＸ端子から外部回路をみたインピーダンスＺ0より小さくなるようにして、スイッチ回路１２を流れる信号電圧ＶSW＝（２ＺSWＰ）1/2を小さくするインピーダンス変換回路Ｍ３とを備えており、
　ＴＸ端子から大電力の信号が入力された場合でも、ＯＦＦ状態であるはずのスイッチング用素子Ｑ４が、ゲート・ソース間電圧ＶGSがピンチオフ電圧ＶP以上となる毎に一時的にＯＮとなり、送信電力の一部がＧＮＤに落ち、挿入損失が増加することのないようにした、
　信号切換えスイッチ。」
　　
４．対比（一致点と相違点）
  
　本願発明と、引用発明とを対比すると、
　ア．引用発明の「信号切換えスイッチ」は、携帯電話の送受の切換え等に使用されるスイッチであり、少なくとも「ＡＮＴ端子−ＴＸ端子間に、ソース・ドレインが直列に接続されたＧａＡｓ ＭＥＳＦＥＴからなるスイッチング用素子Ｑ３と、ＴＸ端子−ＧＮＤ間に、ソース・ドレインが直列に接続されたＧａＡｓ ＭＥＳＦＥＴからなるスイッチング用素子Ｑ４」を含むものであって、アンテナに接続されるスイッチを含む回路であることは明らかなので、本願発明と、「アンテナスイッチ回路」という点で共通である。
　
　イ．引用発明の「ＴＸ端子」、「ＡＮＴ端子」、「インピーダンス変換回路Ｍ３」は、それぞれ、本願発明の「送信ポート」、「アンテナポート」、「インピーダンス変換回路」とは、表現を異にするだけで、実質的に差異はない。
　
　ウ．引用発明の「スイッチング用素子Ｑ３」は、送信ポートとアンテナポートとの間に直列に接続されたＧａＡｓ ＭＥＳＦＥＴであり、ＧａＡｓ ＭＥＳＦＥＴはトランジスタにほかならないから、本願発明の「直列トランジスタ回路」に含まれる。
　
　エ．引用発明の「スイッチング用素子Ｑ４」は、ＴＸ端子−ＧＮＤ間に、ソース・ドレインが直列に接続されているＧａＡｓ ＭＥＳＦＥＴであり、ＧａＡｓ ＭＥＳＦＥＴはトランジスタにほかならない。そして、本願発明の「並列トランジスタ回路」であるＦＥＴ１は、ＴＸポートとＡＮＴポートとの間に並列に接続されたものであるところ、引用発明のスイッチング素子Ｑ４は、引用文献の図４からＴＸ端子−ＡＮＴ端子との間に並列に接続されているといえるから、引用発明の「スイッチング用素子Ｑ４」が、本願発明の「並列トランジスタ回路」に含まれる。
　
　オ．引用発明の「インピーダンス変換回路Ｍ３」は、引用文献の図４によれば、「ＴＸ端子」と「スイッチ回路１２の内部のスイッチング用素子Ｑ４」と接続していることは明らかであるから、「送信ポートと並列トランジスタ回路との間に設けられ」ているといえる。
　また、引用発明の「インピーダンス変換回路Ｍ３」は、ＴＸ端子とスイッチ回路１２の間に接続され，スイッチ回路１２から、インピーダンス変換回路Ｍ３をみたインピーダンスＺSWがＴＸ端子から外部回路をみたインピーダンスＺ0より小さくなるようにして、スイッチ回路１２を流れる信号電圧ＶSW＝（２ＺSWＰ）1/2を小さくするから、ＺSWとＺ0の比に対応した電圧の変換が行われていることは明らかであって、送信信号の電圧振幅を所定の変換比率で縮小するものであるといえる。
　
　
　以上の検討（ア．〜オ．）より、本願発明と引用発明とは、以下の点で、一致し、相違する。
 
（一致点）
「送信ポートとアンテナポートとの間に直列に接続された直列トランジスタ回路と、
　前記送信ポートと前記アンテナポートとの間に並列に接続された並列トラ
ンジスタ回路と、
　前記送信ポートと前記並列トランジスタ回路との間に設けられ、インピーダンス変換を行うことによって、前記送信ポートから入力された送信信号の電圧振幅を所定の変換比率で縮小するインピーダンス変換回路とを備えている
　ことを特徴とするアンテナスイッチ回路。」
 
（相違点）
 「インピーダンス変換回路」に関して、本願発明が、トランスを用いて構成されており、当該トランスは、並列トランジスタ回路に出力される端子間電圧が当該並列トランジスタ回路の閾値以下となるように前記所定の変換比率が設定されているのに対して、引用発明のインピーダンス変換回路Ｍ３は、Ｌ型接続されたインダクタンスＬRX、ＬTXとキャパシタンスＣRX、ＣTXとからなるＬ型無損失回路を実施例としているものである点。　
　
５．相違点の判断
　上記相違点について検討すると、インピーダンス変換回路をトランスを用いて構成することは、普通に行われていること（例えば、特開２００６−１１５３３７号公報、特に【００２１】、特開平９−１６２６７１号公報、特に【０００５】、特開平１０−９２６４７号公報，特に【０００２】【０００７】参照。）であって、格別なことではなく、引用発明のインピーダンス変換回路Ｍ３を、トランスを用いて構成することに特段の困難性は見いだせない。
　そして、引用文献の、前記イ．【００１０】〜【００１２】の記載に照らせば、ＴＸ端子から大電力の信号が入力された場合には、ＯＦＦ状態であるはずのスイッチング用素子Ｑ4が、ゲート・ソース間電圧ＶGSがピンチオフ電圧ＶP以上となる毎に一時的にＯＮとなり、送信電力の一部がＧＮＤに落ちること等を従来の問題点としており、前記ウ．【００２０】の記載に照らせば、「信号切換えスイッチ１１」は、そのようなことのないよう、ＴＸ端子からの入力信号の電圧振幅を所定の変換比率で縮小しようとするものであることは明らかである。
　したがって、トランスを用いてインピーダンス変換を行うことによって、前記ＴＸ端子から入力された信号の電圧を所定の比率で縮小する場合においても、並列トランジスタ回路に望ましい動作をさせるために、ゲート・ソース間電圧ＶGSがピンチオフ電圧ＶP以上になることがないようにすること、すなわち、端子間電圧が、並列トランジスタ回路の閾値以下となるように、所定の変換比率を設定することは当然考慮すべきことであって、当業者が普通に行い得たことである。
　
　したがって、上記相違点は、当業者が容易に想到し得るものである。
　
　そして、本願発明による作用・効果も、当業者が予測し得る範囲のものである。
　
６．結論
　以上のとおり、本願発明は、引用発明及び周知技術に基づいて、当業者が容易に発明をすることができたものであるから、特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができない。
　
　よって、結論のとおり審決する。