【事件の表示】
　平成７年特許願第２４０３４５号「ダイレクトコンバージョン受信機」拒絶査定に対する審判事件［平成９年３月２８日出願公開、特開平９−８３５９５］について、次のとおり審決する。
【結　論】
　本件審判の請求は、成り立たない。
【理　由】
１．手続の経緯・本願発明
　本願は、平成７年９月１９日の出願であって、特許請求の範囲の請求項１に係る発明（以下、「本願発明」という。）は、平成１５年６月３０日付け手続補正書により補正された明細書及び図面の記載からみて、その特許請求の範囲の請求項１に記載された以下のとおりのものと認める。
「信号を受信する空中線と、前記空中線により受信された信号を前記受信信号から周波数をずらした局部発信信号を用いて周波数変換する直交復調器と、前記直交復調器から出力される信号に対し不要周波数成分を除去するアナログローパスフィルタと、前記アナログローパスフィルタから出力される信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記Ａ／Ｄ変換器により変換されたディジタル信号に受信信号からずらした周波数成分を乗算するディジタル乗算器と前記ディジタル乗算器の出力を加算するディジタル加算器によって構成される隣接チャネル波除去回路と、前記隣接チャネル波除去回路から出力されるベースバンド信号に対し波形整形を行なうルートナイキストフィルタとを備え、前記Ａ／Ｄ変換後の信号に対し隣接チャネル波除去回路により、希望信号に重畳された隣接チャネル波を除去するとともに、前記直交復調器によりずらせた周波数だけ周波数変換することを特徴とするダイレクトコンバージョン受信機。」
　
２．引用例
（１）これに対して、当審の拒絶理由に引用された特開平６−１８１４７５号公報（以下、「引用例」という。）には、次の事項が記載されている。
　イ．「【０００３】
　　【従来の技術】
　図５は従来の直交復調回路の一例のブロック図を示す。同図中、入力端子１０に入力された例えばＱＡＭ方式で変調されたディジタル変調波信号は乗算器１１及び１２に夫々供給され、ここで発振器１３及びπ/2移相器１４により得られた、互いに直交する位相をもつ２つの復調用搬送波と乗算される。
【０００４】
　上記の発振器１３の発振周波数である復調用搬送波は入力ディジタル変調波信号の搬送波に近い固定周波数であり、乗算器１１及び１２よりそれらの差の周波数の、２つのアナログベースバンド信号が復調信号として取り出される。一旦復調して得られた上記のアナログベースバンド信号は、アナログ回路の低域フィルタ４１，４２を通してＡ／Ｄ変換器４３，４４へ供給されてアナログ・ディジタル変換される。
【０００５】
　低域フィルタ４１及び４２は後続のＡ／Ｄ変換器４３及び４４のクロック周波数（サンプリング周波数）ｆS の1/2 倍の周波数を除去するアナログフィルタ回路で、Ａ／Ｄ変換器４３及び４４の出力ディジタル信号中に折り返しノイズ（エイリアシングノイズ）が含まれないようにするために設けられた、所謂アンチエイリアシングフィルタと称されるフィルタ回路である。
【０００６】
　Ａ／Ｄ変換器４３，４４より別々に取り出されたサンプリング周波数ｆS のディジタル信号はディジタル低域フィルタ２３，２４で不要高周波成分が除去された後位相回転回路２５に供給される。上記のディジタル低域フィルタ２３及び２４は入力ディジタル信号にロールオフ特性を与えるロールオフフィルタで、Ｉ信号とＱ信号を夫々出力する。
【０００７】
　位相回転回路２５はその出力信号を比較器２６で比較して得た位相誤差信号が、ループフィルタ２７を通して制御コードとして供給される制御発振器（ＶＣＯ）２８よりの発振周波数に基づいて、入力Ｉ信号及びＱ信号の信号空間上での信号点の回転をなくす方向に位相回転処理して出力端子２９及び３０へＩ信号とＱ信号の復調信号を出力する。
【０００８】
　このようにして、搬送波を再生することなくディジタル変調波信号を復調する準同期検波方式の直交復調回路は、大規模半導体集積回路（ＬＳＩ）化に適している。」（２頁２欄１３行目〜３頁３欄２行目）
　
　ロ．「【００１６】
　また、請求項２記載の発明によれば、位相回転を除去した後で波形整形フィルタにディジタル信号を入力することができる。」（３頁４欄４〜６行目）
　
　以上の記載及び添付図面（図５）ならびにこの分野における技術常識を考慮すると、
　上記「乗算器１１及び１２」と「発振器１３及びπ/2移相器１４」はいわゆる「直交復調器」を構成しており、上記「ディジタル低域フィルタ２３，２４」は不要高周波成分を除去するとともに、入力ディジタル信号にロールオフ特性を与える、いわゆる「ロールオフフィルタ（波形整形フィルタ）」である。
　また、上記「入力Ｉ信号及びＱ信号の信号空間上での信号点の回転をなくす方向に位相回転処理して出力」する「位相回転回路」は位相回転回路を用いて直交復調器によりずれた周波数を元に戻す処理を行うものである。
　したがって、上記引用例には以下の発明（以下、「引用発明」という。）が記載されている。
　「受信された入力ディジタル変調波信号を前記入力ディジタル変調波信号の搬送波に近い固定周波数である復調用搬送波を用いて周波数変換する直交復調器と、前記直交復調器から出力される信号に対し不要周波数成分を除去するアナログローパスフィルタと、前記アナログローパスフィルタから出力される信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記Ａ／Ｄ変換器により変換されたディジタル信号に対し不要周波数成分を除去する波形整形フィルタと、前記波形整形フィルタから出力される信号を制御発振器（ＶＣＯ）２８よりの発振周波数に基づいて、入力Ｉ信号及びＱ信号の信号空間上での信号点の回転をなくす方向に位相回転処理して出力する位相回転回路と、前記Ａ／Ｄ変換後の信号に対し位相回転回路により、前記直交復調器によりずらせた周波数だけ周波数変換することを特徴とする直交復調回路。」
　
（２）また、当審の拒絶理由に引用された特開平７−１７６９９４号公報（以下、「周知例１」という。）には、次の事項が記載されている。
　イ．「【産業上の利用分野】本発明は自動周波数制御回路に関し、特にデジタル無線受信機に用いられる自動周波数制御回路に関する。」（２頁１欄１９〜２１行目）
　
　ロ．「【００１１】
　準同期検波後のベースバンド信号を位相回転回路１で位相回転を施すことにより周波数誤差を補正し、フィルタ２を通して遅延検波回路３に入力する。遅延検波回路３から復調出力が得られる。」（２頁２欄２４〜２７行目）
　
　ハ．「【００１２】
　図２に位相回転回路１の構成を示した。
　　　【００１３】
　位相回転回路１は、入力される準同期検波後のベースバンド信号をＺ＝Ｘ＋ｊＹ、位相誤差算出回路５の出力である位相回転量をφとすると
　　　Ｗ＝Ｉ＋ｊＱ＝Ｚ・ｅｘｐ（ｊφ）　　　　　　　　　　　　　（１）
なる演算を施す回路である。
　　　【００１４】
　　　ｅｘｐ（ｊφ）＝ｃｏｓφ＋ｊｓｉｎφ　　　　　　　　　　　（２）
であるから、位相回転回路１はφの余弦、正弦を求める回路７、８と複素乗算回路６で構成できる。位相回転量φの正弦、余弦情報を得るのにはｓｉｎＲＯＭ７およびｃｏｓＲＯＭ８を用いた。複素乗算回路６の詳細は図７に示した。この回路は入力信号の実部Ｘ、虚部Ｙにｓｉｎ情報、ｃｏｓ情報を掛ける
　　　Ｗ＝Ｉ＋ｊＱ＝Ｚ・ｅｘｐ（ｊφ）
　　　＝（Ｘｃｏｓφ−Ｙｓｉｎφ）＋ｊ（Ｘｓｉｎφ＋Ｙｃｏｓφ）（３）
を実行している。」（２頁２欄４０〜３頁３欄２行目）
　
　ニ．「【図３】
　図２の位相回転回路に用いられる複素乗算回路のブロック図。」（３頁４欄２１〜２２行目）
　
　上記周知例１の記載及び添付図面（図２，図３）ならびにこの分野における技術常識を考慮すると、準同期検波方式の「デジタル無線受信機」に使われる上記「位相回転回路」が「準同期検波後のベースバンド信号に位相回転を施すことにより該ベースバンド信号の周波数誤差を補正する」回路であることは周知のことであり、該「位相回転回路」を「ディジタル信号に周波数誤差信号を乗算するディジタル乗算器と前記ディジタル乗算器の出力を加算するディジタル加算器」からなる「複素乗算回路」で構成することは単なる慣用手段である。（以下、「慣用手段１」という。）
　
（３）また、当審の拒絶理由に引用された特開平６−２７６２４３号公報（以下、「周知例２」という。）には、次の事項が記載されている。
　イ．「【従来の技術】
　従来、ＱＰＳＫ、π／４ＱＰＳＫ方式等の線形変調を用いてディジタル通信を行う無線機器の受信装置において、伝送特性を最適化する目的で送信側、受信側にそれぞれルートナイキストフィルタを入れ、送受合わせてナイキスト特性が実現される構成をとっている。」（２頁１欄２９〜３４行目）
　
　ロ．「【課題を解決するための手段】
　第１の発明は、線形変調された高周波信号を受信してベースバンド信号の生成・復調を行う受信装置において、前記受信ベースバンド信号の波形整形を行うナイキストフィルタと、受信信号レベルを検出する受信レベル検出手段と、前記受信レベル検出手段から出力される検出値と所定の基準値とを比較し、該所定の基準値を越えたか否かを判定する判定手段と、前記判定手段の判定により前記検出値が前記基準値を越えた場合は前記ナイキストフィルタを切り離す切替手段とを具備したことを特徴とする。」（３頁３欄１９〜２８行目）
　
　上記周知例２の記載及び添付図面ならびにこの分野における技術常識を考慮すると、「ディジタル通信を行う無線機器の受信装置において、受信ベースバンド信号の波形整形を行うルートナイキストフィルタを入れる」ことは単なる慣用手段であり（以下、「慣用手段２」という。）、また、例えば特開平６−９７８４８号公報（以下、「周知例３」という。）２頁１欄段落【０００２】の「一般に、ディジタル位相変調信号を情報伝達手段とする通信方式においては限られた周波数帯域を有効に利用するため、伝送信号のスペクトルを帯域制限フィルタで整形して伝送することが行われている。この帯域制限フィルタは受信信号に符号間干渉を生じないように伝達特性はナイキストコサインロールオフ特性が選ばれる。このとき送信機側の帯域制限フィルタおよび受信機側の帯域制限フィルタとして、ナイキストロールオフ特性を送受均等に分担したルートナイキストロールオフフィルタを用いる構成が一般に使用される。」という記載によれば、前記「受信ベースバンド信号の波形整形を行うルートナイキストフィルタ」は一般に用いられる「ロールオフフィルタ」に他ならないものである。
　
（４）また、当審の拒絶理由に引用された特開平７−９５１１０号公報（以下、「周知例４」という。）には、次の事項が記載されている。
　イ．「【００１５】
　概略的には、ダイレクトコンバージョン受信方式は受信した高周波（Radio Frequency ）信号を、これと略同じ周波数の基準信号によって、一回の周波数変換操作でベースバンドに周波数変換して検波を行う無線方式であり、送信方式、受信方式は信号の流れから見れば逆の操作であるため、ここではまず受信方式について詳しく説明する。　
　アンテナ部１０１より受信された高周波信号は高周波増幅器１０２ａで増幅され、高周波フィルタ１０３ａを通過した後、２チャネルに分けられ、周波数変換器１０４ａ1 、ａ2 において、基準信号源１０６からの受信高周波信号とほぼ同じ周波数の搬送波とミキシングされる。基準信号源１０６は９０°移相器１０５ａを介して、第１の周波数変換器１０４ａ1 、第２の周波数変換器１０４ａ2 にそれぞれ接続されている。受信された高周波信号は第１、第２の周波数変換器１０４ａ1 、１０４ａ2 によって９０°の位相関係にある基底周波数信号に変換され、ローパスフィルタ１０８ａ1 、１０８ａ2 を通過後、ベースバンドアンプ１０９ａ1 、１０９ａ2 によって増幅され、Ａ／Ｄ変換器１１０ａ1 、１１０ａ2 によってディジタル信号に変換された後、ディジタル復調部１１１ａで通常の直交検波で用いられる検波方式、例えば遅延検波等によって検波される。この後、通信路符号化（復号）１１２ａ、音声符号化（復号）１１３ａ等によって音声が再生される。」（３頁４欄３４〜４頁５欄７行目）
　
　ロ．「【００２４】
　図２上段には、この通信システムにおける送信、受信周波数の割当ての例を示す。この例では移動局から無線基地局への通信を上り周波数帯、無線基地局から移動局への通信を下り周波数帯で行なうこととする。例えば移動局側からすると、図２の２０１が受信帯域、２０２が送信帯域として割り当てられる。２０３は送信、受信周波数間隔を示す。そして２０４は受信周波数帯域２０１における１つの受信チャネルであり、２０５は送信周波数帯域２０２における１つの送信チャネルである。」（４頁５欄２７〜３６行目）
　
　上記周知例４の記載及び添付図面（図１、図２）ならびにこの分野における技術常識を考慮すると、上記「周波数変換器１０４ａ1 、ａ2 、基準信号源１０６」はいわゆる「直交復調器」を構成しており、該「直交復調器」を含む「直交復調回路」は「空中線」を備える「ダイレクトコンバージョン受信機」に普通に用いられるものであり、該「ダイレクトコンバージョン受信機」は複数の隣接チャネルを有する「マルチキャリア」方式で動作するものである。
　
３．対比
　そこで、本願発明と引用発明とを対比するに、引用発明の「直交復調回路」がディジタル通信の受信装置における信号受信回路の一部であることは当業者にとって自明のことであるから、引用発明の「入力ディジタル変調波信号」はいわゆる「受信信号」であり、本願発明の「受信信号」と変わりがない。また、引用発明の「入力ディジタル変調波信号の搬送波に近い固定周波数である復調用搬送波」と本願発明の「受信信号から周波数をずらした局部発信信号」も同じ信号である。
　また、本願発明の「ベースバンド信号に対し波形整形を行なうルートナイキストフィルタ」は当該フィルタが「波形整形フィルタ」であるという点で引用発明の「不要周波数成分を除去する波形整形フィルタ」と同じフィルタである。
　また、引用発明の「信号を制御発振器（ＶＣＯ）２８よりの発振周波数に基づいて、入力Ｉ信号及びＱ信号の信号空間上での信号点の回転をなくす方向に位相回転処理して出力する位相回転回路」と本願発明の「ディジタル信号に受信信号からずらした周波数成分を乗算するディジタル乗算器と前記ディジタル乗算器の出力を加算するディジタル加算器によって構成される隣接チャネル波除去回路」はいずれも「直交復調器によりずれた周波数を元に戻す」ための「直交復調器によりずらせた周波数だけ周波数変換する」回路であるから、両者は「周波数補正回路」であるという点で一致している。
　また、引用発明の「直交復調回路」は信号受信回路の一部であり、「回路」は「装置」の一種であるから、当該構成と本願発明の「ダイレクトコンバージョン受信機」はいずれも「受信装置」であるという点で一致している。
　
　したがって、本願発明と引用発明は、
　「受信された信号を前記受信信号から周波数をずらした局部発信信号を用いて周波数変換する直交復調器と、前記直交復調器から出力される信号に対し不要周波数成分を除去するアナログローパスフィルタと、前記アナログローパスフィルタから出力される信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、周波数補正回路と波形整形フィルタを備え、前記Ａ／Ｄ変換後の信号に対し周波数補正回路により、前記直交復調器によりずらせた周波数だけ周波数変換することを特徴とする受信装置。」
の点で一致し、以下の点で相違する。
　
＜相違点＞
（１）「受信装置」に関し、本願発明は「空中線」を備える「ダイレクトコンバージョン受信機」であり、該「空中線」から「受信信号」を得るのに対し、引用発明は単に受信された「受信信号（入力ディジタル変調波信号）」を直交復調する「直交復調回路」である点。
（２）「周波数補正回路」と「波形整形フィルタ」に関し、本願発明は「Ａ／Ｄ変換器により変換されたディジタル信号に受信信号からずらした周波数成分を乗算するディジタル乗算器と前記ディジタル乗算器の出力を加算するディジタル加算器によって構成される隣接チャネル波除去回路と、前記隣接チャネル波除去回路から出力されるベースバンド信号に対し波形整形を行なうルートナイキストフィルタ」からなり、「希望信号に重畳された隣接チャネル波を除去するとともに、前記直交復調器によりずらせた周波数だけ周波数変換する」ものであるのに対し、引用発明は「Ａ／Ｄ変換器により変換されたディジタル信号に対し不要周波数成分を除去する波形整形フィルタと、前記波形整形フィルタから出力される信号を制御発振器（ＶＣＯ）２８よりの発振周波数に基づいて、入力Ｉ信号及びＱ信号の信号空間上での信号点の回転をなくす方向に位相回転処理して出力する位相回転回路」からなる点。
　
４．当審の判断
　そこで、上記相違点（１）の「受信装置」について検討するに、例えば上記周知例４に開示されているように、「直交復調器」を含む「直交復調回路」は「空中線」を備える「ダイレクトコンバージョン受信機」に普通に用いられるものであるから、引用発明の「直交復調回路」を「ダイレクトコンバージョン受信機」に適用するとともに、前記「空中線」から「受信信号」を得るように構成する程度のことは容易なことである。
　
　ついで、上記相違点（２）の「周波数補正回路」と「波形整形フィルタ」について検討するに、例えば上記周知例１の記載によれば、準同期検波方式の「デジタル無線受信機」に使われる「位相回転回路」が「準同期検波後のベースバンド信号に位相回転を施すことにより該ベースバンド信号の周波数誤差を補正する」回路であることは周知のことであり、該「位相回転回路」を「ディジタル信号に周波数誤差信号を乗算するディジタル乗算器と前記ディジタル乗算器の出力を加算するディジタル加算器」からなる「複素乗算回路」で構成することは単なる慣用手段（慣用手段１）であるから、準同期検波方式の周波数補正に使われる引用発明の「位相回転回路」を、上記慣用手段１に基づいて、「ディジタル信号に周波数誤差信号を乗算するディジタル乗算器と前記ディジタル乗算器の出力を加算するディジタル加算器」で構成するとともに、前記「周波数誤差信号」を本願発明の周波数誤差信号である「受信信号からずらした周波数成分」として、本願発明にかかる「周波数補正回路」を構成する程度のことは単なる設計的事項に過ぎないものである。
　そして、上記周知例４の記載によれば、前記「ダイレクトコンバージョン受信機」は複数の隣接チャネルを有するマルチキャリア方式で動作するものであるところ、上記引用発明の「受信装置（直交復調回路）」をマルチキャリア方式に適用した場合、引用発明の「周波数補正回路（位相回転回路）」が、周波数を補正することにより、「隣接チャネル波除去回路」としても機能することは当業者であれば自明のことである。したがって、本願発明にかかる「周波数補正回路」を「希望信号に重畳された隣接チャネル波を除去する」機能を有する「隣接チャネル波除去回路」として構成する程度のことも単なる設計的事項である。
　また、引用発明の「波形整形フィルタ」は「ロールオフフィルタ」であるから、当該「波形整形フィルタ」を、例えば上記周知例２又は３に開示されているように、「ロールオフフィルタ」として周知の「ルートナイキストフィルタ」で構成するとともに、「波形整形フィルタ」と「位相回転回路」の関係を、「位相回転を除去した後で波形整形フィルタにディジタル信号を入力することができる」という引用例の記載に基づいて、「位相回転を除去した後に波形整形フィルタを挿入する」構成に変更して本願発明のように構成する程度のことも当業者であれば容易に想到し得ることである。
　
５．むすび
　以上のとおり、本願発明は、上記引用例に記載された発明ならびに上記周知例１〜４に記載された慣用手段ないしは周知技術に基づいて、当業者が容易に発明をすることができたものと認められるから、特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができない。
　
　よって、結論のとおり審決する。