(57)【要約】【課題】ワイドギャップバイポーラ半導体素子を高信頼性かつ低損失で駆動でき、可制御電流を大きくできる電力変換装置を提供する。【解決手段】この電力変換装置では、ＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタ１の稼動に先立ち、温度上昇用ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１１のゲート１３に信号を印可してオンさせ、電源１４ → アノード端子２ → ゲート端子４ → 抵抗１２ → 温度上昇用ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１１ → 電源１４の経路で温度上昇用電流(加熱電流)として約４０Ａの電流を流す。上記温度上昇用電流により、ＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタ１の温度を上昇させる。これにより、サイリスタ１の稼動により積層欠陥が増大したとしても、オン電圧の増大や最小ゲート点弧電流の増大、ターンオン時間の増大およびオフ時の電流の不均衡の増大などの劣化現象を抑制できる。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
制御電極と２つの主電極を有すると共に一方の主電極と上記制御電極との間に流す駆動電流によって駆動される電流駆動型のワイドギャップバイポーラ半導体素子と、
上記ワイドギャップバイポーラ半導体素子の制御電極に、上記駆動電流よりも大きな電流であると共に上記ワイドギャップバイポーラ半導体素子の温度を上昇させるための加熱電流を供給する加熱電流供給部と
を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
請求項１に記載の電力変換装置において、
上記加熱電流供給部が上記制御電極に加熱電流を供給してから、上記ワイドギャップバイポーラ半導体素子の主電極間に主電源による電圧を印加することを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
上記加熱電流供給部は、
上記制御電極に上記駆動電流が供給されるのに先行して、上記制御電極に上記加熱電流を供給することを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
請求項１に記載の電力変換装置において、
上記加熱電流供給部は、
上記制御電極に上記駆動電流を供給する駆動電流供給部を兼ねていることを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】
制御電極と２つの主電極を有すると共に一方の主電極と上記制御電極との間に流す駆動電流によって駆動される電流駆動型のワイドギャップバイポーラ半導体素子の制御電極に、上記駆動電流よりも大きな電流であると共に上記ワイドギャップバイポーラ半導体素子の温度を上昇させるための加熱電流を供給することを特徴とするワイドギャップバイポーラ半導体素子の駆動方法。
【請求項６】
請求項５に記載のワイドギャップバイポーラ半導体素子の駆動方法において、
上記制御電極に加熱電流を供給してから、上記ワイドギャップバイポーラ半導体素子の主電極間に主電源による電圧を印加することを特徴とするワイドギャップバイポーラ半導体素子の駆動方法。
【請求項７】
請求項５に記載のワイドギャップバイポーラ半導体素子の駆動方法において、
上記制御電極に上記駆動電流を供給するのに先行して、上記制御電極に上記加熱電流を供給することを特徴とするワイドギャップバイポーラ半導体素子の駆動方法。
【請求項８】
請求項１乃至４のいずれか１つに記載の電力変換装置において、
上記電流駆動型のワイドギャップバイポーラ半導体素子はＧＴＯサイリスタであることを特徴とする電力変換装置。
【請求項９】
請求項１乃至４のいずれか１つに記載の電力変換装置において、
上記電流駆動型のワイドギャップバイポーラ半導体素子はバイポーラトランジスタであることを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、電流駆動型ワイドギャップバイポーラ半導体素子を備える電力変換装置および電流駆動型ワイドギャップバイポーラ半導体素子の駆動方法に関し、特に、電流駆動型ワイドギャップバイポーラ半導体素子の劣化による障害を抑制する電力変換装置および駆動方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
高電圧・大電流の制御を行う大電力変換装置に用いられるパワー半導体素子は、電力損失が小さく、可制御電流が大きく、かつ信頼性の高いことが要求される。
【０００３】
半導体素子は正と負のいずれか一方の電荷が半導体動作に寄与するユニポーラ半導体素子と両方が寄与するバイポーラ半導体素子に大別される。ここで、後者のバイポーラ半導体素子の方が、伝導度変調現象を活用でき、半導体素子の内部抵抗を小さくできるので、可制御電流を大きくでき、より大電力を制御できる。
【０００４】
この種のバイポーラ半導体素子としては、Ｓｉ半導体材料を用いてサイリスタやバイポーラトランジスタなどの電流駆動型バイポーラ半導体素子が開発され実用化されている。
【０００５】
近年、Ｓｉ半導体材料の物理的性質に起因するＳｉ半導体素子の性能限界が明らかになり始めており、この限界を打破するために、Ｓｉに代わる半導体材料として、炭化珪素(ＳｉＣ)や窒化ガリウム等のワイドギャップ半導体材料が注目されている。例えば，ＳｉＣは、Ｓｉに比べて、絶縁破壊電界強度が約１０倍大きく、損失が約１／１００と小さく、かつ、３００℃以上の高温でも動作可能であると共に熱伝導率が３倍高い等の優れた物理特性を有している。
【０００６】
そこで、低損失大電力のパワー半導体素子に好適な材料としてＳｉＣ等のワイドギャップ半導体材料を用いた電流駆動型バイポーラパワー半導体素子の開発が進められている。
【０００７】
ＳｉＣ半導体材料で構成された自励型サイリスタとしてはＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタが、２００１年のIEEE ELECTRON DEVICE LETTERS, Vol.22, No.3,の127頁から129頁(非特許文献１)に開示されており、可制御電流が大きくスイッチング速度も非常に速いことが報告されている。また、ＳｉＣバイポーラトランジスタも２００５年のInternational Symposium on Power Semiconductor Devices & ICs(非特許文献２)に開示されており、高性能であることが報告されている。
【０００８】
ワイドギャップバイポーラ半導体素子には、結晶面の方向に依存する特有の結晶欠陥が存在し、この結晶欠陥に起因する特性の劣化により各種の障害が発生し素子の信頼性を大きく損ねるという問題がある。
【０００９】
例えば、典型的なワイドギャップバイポーラ半導体素子である４層６方晶形の結晶で形成したＳｉＣｐｎダイオードは、単一結晶面のみをもつ結晶を得やすくするために、(０００１)結晶面に対して、３°から８°傾けたｎ型単結晶基板を用い、その基板面上にｎ型の半導体領域をエピタキシャル成長し、次に、その上に、エピタキシャル成長やイオン打ち込みにより、ｐ型の半導体領域を形成して作製している。
【００１０】
しかし、上記のｎ型およびｐ型の半導体領域のエピタキシャル成長時に両エピタキシャル成長半導体領域にベイサルプレーン転位と呼ばれる結晶欠陥が生じる。ベイサルプレーン転位を有するｐｎダイオードに通電すると、このベイサルプレーン転位が「積層欠陥」を形成し、かつ、通電し続けると次第に積層欠陥が拡大して行くことが知られている。この積層欠陥は、例えば、ｐ型半導体領域からｎ型半導体領域に注入された少数キャリアが結晶の格子点に衝突した際の衝撃エネルギーによって形成され、かつ、拡大すると考えられている。この積層欠陥が拡大して行くと、それに伴い、一定の可制御電流を通電した時のオン電圧が増大して行くという劣化現象が発生することが知られている。
【００１１】
このオン電圧が増大して行くという劣化現象によって、一定の可制御電流通電時の電力損失が増大して行くという障害が生じる。電力損失が増大すると発生する熱が増大するので、半導体素子の温度上昇を招く。また、上記積層欠陥の拡大は温度が高いほど進展するので、温度上昇に伴い電力損失がより増大し、さらに半導体素子の温度上昇を招き、ついには、素子の破壊に至り、信頼性を大きく損ねてしまう。また、通電する可制御電流を大きくした場合も注入される少数キャリアが増大し半導体素子の温度が上昇するので、さらに劣化現象が激しくなって行く。
【００１２】
このオン電圧が増大して行くという劣化現象は、上記積層欠陥が、注入された少数キャリアをトラップし、再結合させて消滅させるという機能を有することに起因して少数キャリアのライフタイムが短くなるために生じると理解されている。
【００１３】
ＳｉＣのｐｎダイオード以外のワイドギャップバイポーラスイッチング半導体素子に関しては、この劣化現象により発生する障害について報告されていない。
【００１４】
しかし、発明者らは電流駆動型ワイドギャップバイポーラスイッチング半導体素子に関して以下の各種の障害を見い出している。
【００１５】
例えば、ＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタ(Gate Turn-Off Thyristor)の場合は、ＳｉＣ−ｐｎダイオードと同様にオン電圧が増大して行くという劣化現象が発生し、電力損失が増大して行くという障害が生じる。また、ＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタをオンさせる際に必要な最小ゲート点弧電流が増大して行ったり、ターンオン時間が増大して行くという劣化現象も発生し、ついには、所定のゲート駆動回路ではオンできなくなるという障害が発生する。さらに、ＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタの通電電流を遮断するオフ動作をさせる際には、通電時に形成された積層欠陥部分では少数キャリアが容易に再結合するので、積層欠陥が存在しない部分よりも少数キャリアが速く消滅して行くので、半導体素子内部に電流の不均衡が生じる。この結果、オフ動作の進行に伴い積層欠陥の無い部分には益々電流が集中して行くので、この不均衡がさらに激しくなり、ついには、この集中した電流による発熱でもってＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタの電流集中部が局所的に破壊し、ついに素子全体が機能できなくなる。
【００１６】
ＳｉＣバイポーラトランジスタの場合も、オン時のコレクタ−エミッタ間飽和電圧が増大するという劣化現象の他に電流増幅率が低減したりターンオン時間が長くなるという劣化現象が生じる。このため、所定のゲート駆動回路でオンできなくなるという障害が発生する。また、オフ時の電流分布が不均衡になり、これに起因してＳｉＣバイポーラトランジスタが破壊するという障害も発生する。
【００１７】
以上のように、従来の技術では通電による積層欠陥の発生と拡大により、信頼性が高く、低損失で可制御電流の大きい電流駆動型ワイドギャップバイポーラ半導体素子の実現は困難であった。
【非特許文献１】2001 IEEE ELECTRON DEVICE LETTERS, Vol.22, No.3,  p.127-p.129
【非特許文献２】Proceedings of the 17th International Symposium on Power  Semiconductor Devices & ICs 2005のp.291-p.294
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１８】
そこで、この発明の課題は、ワイドギャップバイポーラ半導体素子を高信頼性かつ低損失で駆動でき、可制御電流を大きくできる電力変換装置およびワイドギャップバイポーラ半導体素子の駆動方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
上記課題を解決するため、この発明の電力変換装置は、制御電極と２つの主電極を有すると共に一方の主電極と上記制御電極との間に流す駆動電流によって駆動される電流駆動型のワイドギャップバイポーラ半導体素子と、
上記ワイドギャップバイポーラ半導体素子の制御電極に、上記駆動電流よりも大きな電流であると共に上記ワイドギャップバイポーラ半導体素子の温度を上昇させるための加熱電流を供給する加熱電流供給部と
を備えたことを特徴とことを特徴としている。
【００２０】
この発明の電力変換装置によれば、加熱電流供給部は、上記ワイドギャップバイポーラ半導体素子の制御電極に上記駆動電流よりも大きな加熱電流を供給して、上記ワイドギャップバイポーラ半導体素子の温度を上昇させる。ここで、上記駆動電流とは、上記ワイドギャップバイポーラ半導体素子をオンさせるオン駆動電流である。
【００２１】
本発明者は、上記ワイドギャップバイポーラ半導体素子(例えばＳｉＣ−ｐｎダイオード素子や電流駆動型ＳｉＣバイポーラスイッチング素子等)では、この半導体素子の温度を上昇させることで、前述した積層欠陥による少数キャリアのトラップ作用が低減して再結合による少数キャリアの消滅を抑制できることを見い出した。さらに、本発明者は、ある所定の温度以上で少数キャリアのトラップ作用がほぼ完全に無くなり、少数キャリアの消滅を防止できることを見い出した。具体的一例では、少数キャリアトラップ作用は、素子温度を６０℃以上にすると低減し始め、２００℃以上でほぼ消滅して、オン電圧が高くなるという現象は非常に小さくなる。
【００２２】
この発明では、この発見を活用し、半導体素子の稼動により積層欠陥が増大したとしても、半導体素子の温度を上昇させることによって、オン電圧の増大や最小ゲート点弧電流の増大、ターンオン時間の増大およびオフ時の電流の不均衡の増大などの劣化現象を抑制し、ひいてはこれらの劣化現象に起因する半導体素子の破壊を未然に防止させることを基本とする。
【００２３】
また、本発明者は、上記ワイドギャップバイポーラ半導体素子が電流駆動型ＳｉＣバイポーラスイッチング半導体素子である場合には、この半導体素子が稼動中に途中で破壊することが少ないが、一旦稼動を停止した後、再度稼動を開始した直後に破壊が顕著に発生する現象を見い出した。
【００２４】
この現象は次のような理由で発生することを明らかにできた。すなわち、上記半導体素子の稼動中に積層欠陥が著しく増大して行ったとしても、稼動中は上記半導体素子自体の電力損失による発熱で上記半導体素子の温度が高くなっているので、前述した積層欠陥による少数キャリアの再結合消滅が抑制され、素子破壊に至るケースが少ない。ところが、一旦稼動を停止すると、半導体素子の温度が低下し、再稼動させる際には、先の稼動中に増大した積層欠陥がほぼそのまま存在する。稼動中に増大した積層欠陥があまり多くない場合は、上記の手段で対応できるが、積層欠陥が著しく増大した場合は、最小ゲート点弧電流の増大や電流増幅率の低減が著しくなるために、半導体素子がオンできなくなったり、オンできたとしても所定の半導体素子温度まで上昇しない時点で半導体素子をオフさせることになる。この結果、電流の不均衡の増大に起因する局所電流集中により半導体素子がオフしきれずに、この電流の集中部分で半導体素子の破壊を起こしてしまうものである。
【００２５】
そこで、この発明の電力変換装置では、ワイドギャップバイポーラ半導体素子(電流駆動型ＳｉＣバイポーラスイッチング半導体素子等)の稼動開始直前に、上記半導体素子の温度を上昇させるための加熱電流を上記半導体素子の制御電極に供給する。これにより、制御電極の接合(ゲート接合等)を形成するｐ、ｎ両半導体領域の温度を上昇させ、次いで、その伝播熱で上記半導体素子の温度を上昇させる。これにより、劣化の影響を防いだ状態で主電極に電圧を印加し、引き続いて、制御電極に駆動電流(オン駆動用ゲート信号等)を供給して、上記半導体素子を稼動させることにより、装置劣化や破壊を抑制するものである。
【００２６】
また、この発明の電力変換装置によれば、上記ワイドギャップバイポーラ半導体素子のパッケージの外部もしくはパッケージの内部の半導体素子に隣接して温度上昇用ヒーターを取り付けて、半導体素子の稼働直前にこれらのヒーターを稼働して半導体素子の温度を上昇させるヒーター加熱方法とは異なり、外部ヒータが不要となるので、小型軽量化できる。
【００２７】
また、上記ヒーター加熱方法では、ヒーターの加熱用電源を準備しなければならないが、この発明の電力変換装置では、加熱電流供給部を駆動用ゲート回路等の駆動電流供給部と一部共用することが可能となるので、部品点数を低減でき、さらに、小型軽量化できるという利点がある。
【００２８】
さらに、この発明の電力変換装置では、加熱電流供給部が制御電極に加熱電流を供給することにより、半導体素子内で直接発熱させるから、熱伝搬が良い上に、ワイドギャップ半導体は熱伝導度が高いという効果も寄与する。よって、本発明によれば、半導体素子を効率的に温度上昇させることができ、温度上昇に要する電力を低減でき、大幅に低損失化できる。
【００２９】
これに対し、パッケージ外部に温度上昇用ヒーターを取り付けるヒーター加熱方法ではパッケージの大部分を加熱しその伝播熱で半導体素子を加熱しなければならない。また、パッケージ内の半導体素子に隣接してヒーターを設けるヒーター加熱方法では、半導体素子が固定されると共にヒートシンクも兼ねるパッケージの金属支持体を加熱しその伝播熱で半導体素子を加熱しなければならない。よって、これらのヒーター加熱方法では、加熱対象の熱容量が大きくなり、大きな電力を要する。
【００３０】
また、この発明の電力変換装置では、上記の如く、熱伝搬が良い上に熱伝導度が高いという効果も寄与するので、半導体素子を高速に温度上昇させることができる。具体的一例としては、ヒーター使用時は１〜５分程度の温度上昇時間を要する場合であっても、この発明では、５ミリ秒〜１０秒の範囲の高速温度上昇が容易にできる。この結果、半導体素子の稼働前の温度上昇に要するスタンバイ時間を大幅に低減できるので、温度上昇に要する電力をさらに低減でき大幅に低損失化できるという利点がある。
【００３１】
よって、この発明の電力変換装置によれば、ワイドギャップバイポーラ半導体素子を高信頼性かつ低損失で駆動でき、可制御電流を大きくできる電力変換装置を実現できる。
【００３２】
また、一実施形態の電力変換装置では、上記加熱電流供給部が上記制御電極に加熱電流を供給してから、上記ワイドギャップバイポーラ半導体素子の主電極間に主電源による電圧を印加する。
【００３３】
また、一実施形態の電力変換装置では、上記加熱電流供給部は、上記制御電極に上記駆動電流が供給されるのに先行して、上記制御電極に上記加熱電流を供給する。
【００３４】
この実施形態の電力変換装置によれば、ワイドギャップバイポーラ半導体素子の駆動前に、上記加熱電流によってワイドギャップバイポーラ半導体素子を確実に加熱して温度上昇させ、前述した積層欠陥による少数キャリアのトラップ作用が低減して再結合による少数キャリアの消滅を抑制できる。よって、オン電圧の増大や最小ゲート点弧電流の増大、ターンオン時間の増大およびオフ時の電流の不均衡の増大などの劣化現象を抑制できる。
【００３５】
また、一実施形態の電力変換装置では、上記加熱電流供給部は、上記制御電極に上記駆動電流を供給する駆動電流供給部を兼ねている。
【００３６】
この実施形態の電力変換装置によれば、部品点数を少なくでき、小型かつ低コスト化できる。
【００３７】
また、一実施形態のワイドギャップバイポーラ半導体素子の駆動方法では、制御電極と２つの主電極を有すると共に一方の主電極と上記制御電極との間に流す駆動電流によって駆動される電流駆動型のワイドギャップバイポーラ半導体素子の制御電極に、上記駆動電流よりも大きな電流であると共に上記ワイドギャップバイポーラ半導体素子の温度を上昇させるための加熱電流を供給する。
【００３８】
また、一実施形態のワイドギャップバイポーラ半導体素子の駆動方法では、上記制御電極に加熱電流を供給してから、上記ワイドギャップバイポーラ半導体素子の主電極間に主電源による電圧を印加する。
【００３９】
また、一実施形態のワイドギャップバイポーラ半導体素子の駆動方法では、上記制御電極に上記駆動電流を供給するのに先行して、上記制御電極に上記加熱電流を供給する。
【００４０】
また、一実施形態の電力変換装置では、上記電流駆動型のワイドギャップバイポーラ半導体素子はＧＴＯサイリスタである。
【００４１】
この実施形態によれば、電流駆動型ワイドギャップバイポーラ半導体素子の中でも比較的大電力を制御できるＧＴＯサイリスタを備え、信頼性が高く低損失で可制御電流が大きい電力変換装置を構築可能となる。
【００４２】
また、一実施形態の電力変換装置では、上記電流駆動型のワイドギャップバイポーラ半導体素子はバイポーラトランジスタである。
【００４３】
この実施形態によれば、バイポーラトランジスタを備え、信頼性が高く低損失で可制御電流が大きい電力変換装置を構築可能となる。
【発明の効果】
【００４４】
この発明の電力変換装置によれば、加熱電流供給部は、電流駆動型のワイドギャップバイポーラ半導体素子の制御電極に加熱電流を供給して、上記ワイドギャップバイポーラ半導体素子の温度を上昇させる。これにより、上記ワイドギャップバイポーラ半導体素子のオン電圧の増大や最小ゲート点弧電流の増大、ターンオン時間の増大およびオフ時の電流の不均衡の増大などの劣化現象を抑制し、ワイドギャップバイポーラ半導体素子を高信頼性かつ低損失で駆動でき、可制御電流を大きくできる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４５】
以下、この発明を図示の実施の形態により詳細に説明する。なお、図１から図５の各図において、図を見易くするために図示された各要素の寸法は、実際の寸法とは対応していない。
【００４６】
(第１の実施の形態)
図１に、この発明の第１実施形態としての電力変換装置の回路を示す。この電力変換装置は、電流駆動型のワイドギャップバイポーラ半導体素子としてのＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタ(Gate Turn-Off Thyristor)１と、このＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタ１を駆動するゲート駆動回路７とを備える。このＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタ１の耐電圧は一例として５ｋＶである。
【００４７】
図２に、このＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタ１のセル断面を示す。このＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタ１は、図２に示す１つのセルが紙面垂直方向に延在し、かつ、上記セルが図２において左右方向に複数個連結され、かつ、最外周を電界緩和領域で取り囲んでいる構造をしている。
【００４８】
まず、図２を参照して、ＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタ１の構造を説明する。このＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタ１は、厚さ約３２０μｍの高不純物濃度のｎ型ＳｉＣのカソード領域２１の上面に、厚さ約５μｍのｐ型ＳｉＣのバッファー層２２が形成されている。このｐ型ＳｉＣのバッファー層２２の上に、厚さ約６０μｍの低不純物濃度のｐ型ＳｉＣのベース層２３、厚さが約２μｍのｎ型ＳｉＣのベ−ス領域２４が順次形成されている。さらに、ｎ型ＳｉＣのベース領域２４の中央部には、ｐ型ＳｉＣのアノード領域２５が形成されている。
【００４９】
また、カソード領域２１の下面には、主電極としてのカソード電極２６が形成され、ｐ型ＳｉＣのアノード領域２５の上には、主電極としてのアノード電極２７が形成され、ｎ型のベース領域２４には制御電極としてのゲート電極２８が形成されている。
【００５０】
次に、ＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタ１の基本動作機構を説明する。
【００５１】
アノード電極２７の電位がカソード電極２６の電位よりも高電位になるように、順方向に電圧を印加し、かつ、ゲート電極２８の電位をアノード電極２７と同電位にすると、電流が流れないオフ状態が維持され、アノード電極２７とカソード電極２６間に５ｋＶの耐電圧が得られた。
【００５２】
次に、このオフ状態で、ゲート電極２８の電位をアノード電極２７よりも低電位にし、アノード電極２７からゲート電極２８に向けて駆動電流としてのゲート電流を流すと、ＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタ１はオン状態になり、アノード電極２７とカソード電極２６間に電流が流れる。このオン状態において、ゲート電極２８の電位をアノード電極２７よりも高電位にすると、アノード電極２７とカソード電極２６間に流れている電流が、ゲート電極２８とカソード電極２６間に転流し、アノード電極２７とカソード電極２６間を流れる電流は遮断されてオフ状態になる。このときのアノード電極２７とカソード電極２６間の電圧は５ｋＶとなる。
【００５３】
次に、図１を参照して、ゲート駆動回路７を備えた第１実施形態の電力変換装置の回路の構成、および動作と効果を説明する。
【００５４】
ＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタ１のアノード電極２７に接続したアノード端子２とカソード電極２６に接続したカソード端子３との間に直流電源５と負荷６が直列に接続されている。また、上記アノード端子２と、ゲート電極２８に接続したゲート端子４との間にはゲート駆動回路７が接続されている。
【００５５】
このゲート駆動回路７は、ＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタ１をオンさせるオン駆動用のｎ型ＭＯＳＦＥＴ８とオン駆動用の抵抗９、および、ＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタ１の温度上昇用ゲート電流を供給する温度上昇用ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１１と温度上昇用抵抗１２を備える。また、このゲート駆動回路７は、オン駆動および温度上昇用の電源１４と、オフ駆動用ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１５とオフ駆動用コンデンサ１６およびオフ駆動用電源１８を備えている。ここで、上記電源１４、温度上昇用ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１１、温度上昇用抵抗１２が加熱電流供給部を構成している。抵抗１２は、より大きな電流を供給する場合は抵抗値を小さくするか、場合によっては、抵抗値を零にしてもよい。また、上記電源１４、オン駆動用ｎ型ＭＯＳＦＥＴ８、オン駆動用抵抗９が駆動電流供給部を構成している。
【００５６】
また、この第１実施形態では、オン駆動用のｎ型ＭＯＳＦＥＴ８,オフ駆動用ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１５,温度上昇用のｎ型ＭＯＳＦＥＴ１１のゲート１０,１７,１３への信号の印加と停止、および、直流電源５のスイッチ２０のオン,オフ制御は、制御部１００によって行われる。この制御部１００は、一例として、マイクロコンピュータ等で構成される。
【００５７】
この第１実施形態では、ＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタ１の稼動に先立ち、温度上昇用ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１１のゲート１３に信号を印可してオンさせ、電源１４ → アノード端子２ → ゲート端子４ → 抵抗１２ → 温度上昇用ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１１ → 電源１４の経路で温度上昇用電流(加熱電流)として約４０Ａの電流を流す。この稼動に先立つ状態では、直流電源５のスイッチ２０はオフしており、オン駆動用のｎ型ＭＯＳＦＥＴ８、オフ駆動用ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１５はオフしている。
【００５８】
上記温度上昇用電流により、図２に示すＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタ１において、ゲート接合を形成するｐ型ＳｉＣアノード領域２５、ｎ型ＳｉＣベース領域２４の２つの半導体領域２５,２４の温度を上昇させる。
【００５９】
次いで、これらアノード領域２５,ベース領域２４の半導体領域からの熱の伝播により、ｐ型ＳｉＣベース層２３、ｐ型ＳｉＣバッファー層２２、ｎ型ＳｉＣカソード領域２１の温度を上昇させる。ｐ型ＳｉＣベース層２３、ｐ型ＳｉＣバッファー層２２およびｎ型ＳｉＣカソード領域２１の温度が約２００℃に上昇した時点で、ゲート１３の印加信号を停止して温度上昇用ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１１をオフし、温度上昇用電流の供給を停止する。なお、ゲート１３への信号の印加および停止は、前述の如く、制御部１００から入力される。
【００６０】
この第１実施形態では、ｐ型ＳｉＣベース層２３、ｐ型ＳｉＣバッファー層２２およびｎ型ＳｉＣカソード領域２１の温度が、上記温度上昇用電流の供給開始時の温度(一例として常温)から約１６０℃に上昇するのに、一例として、約１.２秒間の時間を要したので、温度上昇用電流の供給開始から３秒後に温度上昇用電流の供給を停止した。
【００６１】
次いで、上記温度上昇用電流の供給停止から、あまり時間を置かずに、例えば０.５秒後に、主電源としての電源５内のスイッチ２０をオンし、電源５により、ＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタ１に電圧を印可する。その後、ゲート駆動回路７のオン駆動用ｎ型ＭＯＳＦＥＴ８のゲート１０に信号を印可してオンさせ、電源１４ → アノード端子２ → ゲート端子４ → 抵抗９ → 温度上昇用ｎ型ＭＯＳＦＥＴ８ → 電源１４のルートでオン駆動用ゲート電流として約２Ａの電流を流し、ＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタ１をオンさせ、負荷６に約１００Ａの通電を開始する。
【００６２】
この負荷６への通電開始から所定の時間だけ経過した後に、オン駆動用ｎ型ＭＯＳＦＥＴ８をオフさせると共に、ゲート駆動回路７のオフ駆動用ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１５のゲート１７に信号を印可してオンさせ、コンデンサ１６ → オフ駆動用ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１５ → ゲート端子４ → カソード端子３ → 負荷６ → 電源５ → コンデンサ１６の経路でオフ駆動用ゲート電流として約１００Ａの電流を流す。これにより、アノード−カソード間の通電電流をゲート−カソード間に転流し、ＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタ１をオフさせる。
【００６３】
その後、オン駆動用ｎ型ＭＯＳＦＥＴ８とオフ駆動用ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１５のオンとオフを交互に繰り返しながら、ＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタ１をオン・オフさせることにより、所定の条件で負荷６を稼動する。例えば、ＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタ１のオン時間を２００マイクロ秒とし、オフ時間を２８０マイクロ秒として、約１時間稼働させる。そして、最後は、ＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタ１がオフ状態の時にスイッチ２０をオフにし電源５を停止して負荷６の稼動を終了する。
【００６４】
再稼動の時には、上記と同様に、ＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタ１の稼動に先立ち、再度、温度上昇用電流を流し、その後に、ＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタ１をオン・オフ動作させる。
【００６５】
この第１実施形態の電力変換装置において、駆動回路７が駆動するＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタ１は、一例として正方形状のチップであり、一辺が８ｍｍであり、初期の特性は、次の通りである。すなわち、３ｋＶ以上の高耐電圧を有する従来のＳｉ半導体素子では通電が困難である、３００Ａ／ｃｍ２の高い電流密度において可制御電流１５０Ａを達成できた。また、ＳｉＣ-ＧＴＯサイリスタ１の温度を１６０℃に保って、２００Ａ／ｃｍ２の高電流密度で、繰り返し周波数２ｋＨｚで１００Ａの電流を通電した時のオン電圧は４.５Ｖであった。また、この１００Ａの電流をスイッチングさせたときのターンオン時間は０.４μ秒であり、ターンオフ時間は１.４μ秒であり、上記の動作をさせると、ＧＴＯサイリスタ１の接合温度は２８５℃程度となる。
【００６６】
また、耐電圧５.０ｋＶの従来のＳｉ−ＧＴＯサイリスタの場合には温度が１２５℃で、１００Ａの電流の通電時(電流密度は約６０Ａ／ｃｍ２)のオン電圧は５.３Ｖであり、ターンオン時間は８μ秒、ターンオフ時間は２２μ秒である。
【００６７】
そして、上記従来のＳｉ−ＧＴＯサイリスタに比べると、この第１実施形態のゲート駆動回路７で駆動制御するＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタ１の方がオン電圧が約１Ｖ低く、定常損失が小さい。また、この第１実施形態のゲート駆動回路７で駆動制御するＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタ１のターンオン時間とターンオフ時間は、それぞれ、上記従来のＳｉ−ＧＴＯサイリスタの約１／２０および約１／１６と小さい。その結果、ＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタ１のスイッチング損失は、上記Ｓｉ−ＧＴＯサイリスタの約１／１８以下になり、上記ＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタ１のトータル損失はＳｉ−ＧＴＯサイリスタのトータル損失の約１／６程度になり、損失を著しく低減できた。
【００６８】
この第１実施形態では、上記ＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタ１のオン・オフ動作を上述の１時間稼働した後に再稼働させ、さらに、１時間稼働させた後に再稼働させることを１５回試みたが、ＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタ１の破壊は生じなかった。なお、各再稼動に先立って上述の温度上昇用電流の供給によるＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタ１の加熱を行う。
【００６９】
この１５回の試みの実施後にＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタ１の劣化を調べたところ、１００Ａにおけるオン電圧は６.３Ｖであり、当初の４.５Ｖに比べて１.８Ｖ劣化していた。また、最小ゲート点弧電流は室温で２.４Ａであり当初の１.１Ａに比べて１.３Ａ劣化していた。ただし、最小ゲート点弧電流は、半導体素子の温度が高くなると小さくなり、ちなみに、この第１実施形態におけるＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタ１の場合には、最小ゲート点弧電流は劣化後でも２００℃で１.４Ａであった。したがって、上記の稼働に当たっては、温度上昇用ゲート電流で、ＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタ１の温度を２００℃程度に上昇させてから稼働させたので、異常なく稼働できたものである。
【００７０】
一方、温度上昇用ゲート電流供給機能(加熱電流供給部)を有しないゲート駆動回路を用いて、ＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタ１を稼働した場合は、上述の１時間稼働後の劣化は、１００Ａにおけるオン電圧が５.１Ｖであり、当初の４.５Ｖに比べて０.６Ｖの劣化に止まっており、最小ゲート点弧電流も室温で１.３Ａであり、当初の１.１Ａに比べて、０.２Ａの劣化に止まっていた。このように劣化が少ないのは、稼働時間が１時間のみであるので当然である。しかし、上記稼働後の再稼働においては、上記のオン時間を２００マイクロ秒とし、オフ時間を２８０マイクロ秒とする稼働条件で実施したが、２回目のオン・オフ動作後に引き続く３回目のオフ動作中に破壊した。これは、上記１時間の稼働中に積層欠陥が増大したが、この稼働中は自己発熱で積層欠陥による障害は生じなかったが、この稼働後に停止し、再稼働した際、停止時に半導体素子としてのＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタ１の温度が低下し、積層欠陥によるキャリアの再結合消滅により、積層欠陥の無い部分に電流が集中してしまい、電流の不均衡が激しくなり、電流集中部がオフできず、この部分への電流集中がさらに促進されて、素子が破壊したものである。
【００７１】
また、この第１実施形態におけるゲート駆動回路７によれば、半導体素子のパッケージ外部に温度上昇用ヒーターを取り付け、稼働直前にこれらのヒーターを稼働して、半導体素子の温度を上昇させるタイプのヒーター加熱方法を採用したゲート駆動回路と異なり、外部ヒータやヒーターの加熱用電源が不要である。よって、このゲート駆動回路７によれば、外部ヒータやヒーターの加熱用電源を必要とするタイプのヒーター加熱方法を採用したゲート駆動回路と比較すると、サイズを約６５％に小型化でき、かつ、重量を５４％に軽量化できた。
【００７２】
さらに、この第１実施形態におけるゲート駆動回路７によれば、半導体素子としてのＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタ１内で直接発熱させるので、熱伝搬が良く、効率的かつ高速に温度上昇させることができて、温度上昇に要する電力を３４％に低減でき、大幅に低損失化できた。
【００７３】
なお、上記実施形態の電力変換回路では、温度上昇用ゲート電流で、ＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタ１の温度を２００℃程度に上昇させてから稼働させたが、この上昇温度は２００℃に限らず、一例として６０℃以上であれば少数キャリアトラップ作用を低減できる効果があった。
【００７４】
以上のように、この第１実施形態によれば、ゲート駆動回路７によって、電流駆動型のワイドギャップバイポーラパワー半導体素子であるＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタ１を高信頼性かつ低損失で駆動でき、可制御電流が大きい電力変換回路を実現できた。
【００７５】
(第２の実施の形態)
次に、この発明の第２実施形態である電力変換装置の回路を説明する。この第２実施形態は、図１のゲート駆動回路７と同じ回路構成のゲート駆動回路を備える。一方、この第２実施形態は、制御部１００によるオン駆動用のｎ型ＭＯＳＦＥＴ８,オフ駆動用ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１５,温度上昇用のｎ型ＭＯＳＦＥＴ１１のゲート１０,１７,１３への信号の印加と停止、および、直流電源５のスイッチ２０のオン,オフ制御の内容(駆動方法)が、前述の第１実施形態と異なる。
【００７６】
この第２実施形態におけるゲート駆動回路では、前述の第１実施形態におけるゲート駆動回路７と同様に、ＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタ１の稼動に先立ち、温度上昇用ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１１のゲート１３に信号を印可してオンさせ、電源１４ → アノード端子２ → ゲート端子４ → 抵抗１２ → 温度上昇用ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１１ → 電源１４の経路で温度上昇用電流約４５Ａを流す。この温度上昇用電流により、ゲート接合を形成するｐ型半導体領域であるｐ型ＳｉＣアノード領域２５、ｎ型半導体領域であるｎ型ＳｉＣベース領域２４の２つの半導体領域の温度を上昇させ、次いで、これらの半導体領域２５,２４からの熱の伝播により、ｐ型半導体領域であるｐ型ＳｉＣベース層２３、ｐ型半導体領域であるｐ型ＳｉＣバッファー層２２、ｎ型半導体領域であるｎ型ＳｉＣカソード領域２１の温度を上昇させる。
【００７７】
しかし、この第２実施形態におけるゲート駆動回路では、前述の第１実施形態におけるゲート駆動回路７と異なり、ｐ型半導体領域２３、ｐ型半導体領域２２およびｎ型半導体領域２１の温度が約２００℃に上昇した時点で、温度上昇用ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１１をオフせず、温度上昇用電流を供給している状態で、主電源５内のスイッチ２０をオンし、主電源５によりＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタ１に電圧を印可する。
【００７８】
この結果、電源電圧に至る前にＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタ１がオンし、負荷６に通電を開始する。上記スイッチ２０をオンしてから２００マイクロ秒後に、ゲート駆動回路６のオフ駆動ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１５のゲート１７に信号を印可してオンさせ、オフ駆動用ゲート電流を流す。これにより、アノード−カソード間の通電電流をゲート−カソード間に転流し、ＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタ１をオフさせ、２８０マイクロ秒間オフを継続する。その後、オン時間が２００マイクロ秒でオフ時間が２８０マイクロ秒のＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタ１のオン・オフを交互に繰り返しながら負荷を稼動し、２秒後にオン駆動ｎ型ＭＯＳＦＥＴ８をオンし、ついで温度上昇用ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１１をオフすることにより、ＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタ装置１のオン駆動電流供給ＭＯＳＦＥＴを第１実施形態と同様にして長時間稼動する。
【００７９】
この第２実施形態におけるゲート駆動回路では、温度上昇用電流の供給を停止せずに再稼働するので、温度上昇用電流の供給開始から電力変換回路の再稼働までの時間を短くできるという特長がある。すなわち、この第２実施形態の場合は、前述の第１実施形態と同様に、半導体素子としてのＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタ１の温度が約２００℃に上昇するのに約１.４秒間の時間を要したが、その０.３秒後に主電源５をオンして再稼動を開始できた。この結果、この第２実施形態によれば、ＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタ１の温度上昇に要する電力をさらに低減でき低損失化できる。また、再稼働開始までのスタンバイ時間を低減でき緊急を要する用途には効果的に対応できるという特徴がある。更に、再稼働開始時点では、電源電圧よりも低い電圧でＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタ１がオンするので、発生ノイズが小さいという特長もある。
【００８０】
(第３の実施の形態)
次に、図３に、この発明の第３実施形態としての電力変換装置の回路を示す。この電力変換装置は、電流駆動型ワイドギャップバイポーラ半導体素子としてのＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタ３１と、このＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタ３１を駆動するゲート駆動回路３７とを備える。この第３実施形態におけるゲート駆動回路３７は、図１の第１実施形態におけるゲート駆動回路７から温度上昇用ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１１と温度上昇用抵抗１２を削除した回路に相当している。すなわち、この第３実施形態におけるゲート駆動回路３７では、電源４１、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ３８、抵抗３９が駆動電流供給部だけでなく加熱電流供給部をも構成している。
【００８１】
なお、図３のＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタ３１、負荷３６、主電源である直流電源３５は図１のＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタ１、負荷６、直流電源５に対応している。また、図３の温度上昇用兼オン駆動用ｎ型ＭＯＳＦＥＴ３８と抵抗３９は図１のオン駆動用のｎ型ＭＯＳＦＥＴ８とオン駆動用の抵抗９に対応している。また、図３のオン駆動および温度上昇用の電源４１とオフ駆動用ｎ型ＭＯＳＦＥＴ４２とオフ駆動用コンデンサ４３およびオフ駆動用電源４５は、図１の電源１４とオフ駆動用ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１５とオフ駆動用コンデンサ１６およびオフ駆動用電源１８に対応している。
【００８２】
また、この第３実施形態の電力変換回路では、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ３８,ｎ型ＭＯＳＦＥＴ４２,のゲート４０,４４への信号の印加と停止、および、直流電源３５のスイッチ３０のオン,オフ制御は、制御部２００によって行われる。
【００８３】
この第３実施形態では、ＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタ３１の稼動に先立ち、温度上昇用兼オン駆動用ｎ型ＭＯＳＦＥＴ３８のゲート４０に信号を印可してオンさせ、電源４１ → アノード端子３２ → ゲート端子３４ → 抵抗３９ → 温度上昇用兼オン駆動用ｎ型ＭＯＳＦＥＴ３８ → 電源４１の経路で、温度上昇用電流として約３５Ａの電流を流す。このとき、直流電源３５のスイッチ３０はオフしており、オフ駆動用ｎ型ＭＯＳＦＥＴ４２はオフしている。
【００８４】
この温度上昇用電流により、ＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタ３１のゲート接合を形成するｐ型ＳｉＣアノード領域２５、ｎ型ＳｉＣベース領域２４の２つの半導体領域の温度を上昇させる(図１参照)。次いで、これらアノード領域２５,ベース領域２４の半導体領域からの熱の伝播により、ｐ型ＳｉＣベース層２３、ｐ型ＳｉＣバッファー層２２、ｎ型ＳｉＣカソード領域２１の温度を上昇させる。ｐ型ＳｉＣベース層２３、ｐ型ＳｉＣバッファー層２２およびｎ型ＳｉＣカソード領域２１の温度が約２００℃に上昇した時点で、ＭＯＳＦＥＴ３８のゲート４０に印加する信号を変更し、例えば、この信号の電圧を低くしてＭＯＳＦＥＴ３８のオン電流を約２Ａに低減する。
【００８５】
次いで、主電源３５内のスイッチ３０をオンし、電源３５によりＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタ３１に電圧を印可してオンさせ、負荷３６に約１００Ａの通電を開始する。この通電開始から所定の時間だけ経過した後に、温度上昇用兼オン駆動用ｎ型ＭＯＳＦＥＴ３８をオフさせると共に、ゲート駆動回路３７のオフ駆動用ｎ型ＭＯＳＦＥＴ４２のゲート４４に信号を印可してオンさせる。これにより、コンデンサ４３ → オフ駆動用ｎ型ＭＯＳＦＥＴ４２ → ゲート端子３４ → カソード端子３３ → 負荷３６ → 電源３５ → コンデンサ４３の経路でオフ駆動用ゲート電流として約１００Ａの電流を流して、アノード−カソード間の通電電流をゲート−カソード間に転流し、ＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタ３１をオフさせる。
【００８６】
その後、温度上昇用兼オン駆動用のｎ型ＭＯＳＦＥＴ３８とオフ駆動用ｎ型ＭＯＳＦＥＴ４２のオンとオフを交互に繰り返しながら、ＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタ３１をオン・オフすることにより、所定の条件で負荷３６を稼動する。例えば、ＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタ３１のオン時間を２００マイクロ秒とし、オフ時間を２８０マイクロ秒として、約１時間稼働させる。そして、最後は、ＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタ３１がオフ状態の時に電源３５を停止して負荷３６の稼動を終了する。
【００８７】
再稼動の時には、上記と同様に、ＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタ３１の稼動に先立ち、再度、温度上昇用電流を流し、その後に、ＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタ３１をオン・オフ動作させる。
【００８８】
この第３実施形態によれば、前述の第１実施形態に比べて、駆動回路の部品点数を少なくでき、小型かつ低コスト化できるという特長がある。
【００８９】
(第４の実施の形態)
次に、図４に、この発明の第４実施形態としての電力変換装置の回路を示す。この電力変換装置は、駆動回路Ｄ１,Ｄ２を備えるハーフブリッヂインバータ装置をなす。このハーフブリッヂインバータ装置は、ＧａＮバイポーラトランジスタ４１と４３をスイッチング部として用い、ＳｉＣ−ｐｎダイオード４２と４４をフライホイーリングダイオードとして用いている。
【００９０】
図５に、電流駆動型ワイドギャップバイポーラ半導体素子であるＧａＮバイポーラトランジスタ４１,４３をなすＧａＮバイポーラトランジスタ７９のセル断面を示す。実際のＧａＮバイポーラトランジスタ４１,４３は、図５に示す１つのセルが紙面垂直方向に延在し、かつ、上記セルが図５において左右方向に複数個連結され、かつ、最外周を電界緩和領域で取り囲んでいる構造をしている。
【００９１】
まず、図５を参照して、１.５ｋＶ８０ＡのＧａＮバイポーラトランジスタ７９の構造を説明する。ＧａＮバイポーラトランジスタ７９は、厚さ約２５０μｍの高不純物濃度のｎ型ＧａＮの支持基板７１の上面に、厚さ約１５μｍの低不純物濃度のｎ型ＧａＮのコレクタ層７２、厚さが約１.６μｍのｐ型ＧａＮのベ−ス領域７３が順次形成されている。さらに、ｐ型ＧａＮのベース領域７３の中央部にはｎ型ＧａＮのエミッタ領域７４が形成されている。また、支持基板７１の下面には、主電極としてのコレクタ電極７５が形成され、ｎ型ＧａＮのエミッタ領域７４の上には、主電極としてのエミッタ電極７６が形成され、ｐ型のベース領域７３には、制御電極としてのベース電極７７が形成されている。
【００９２】
次に、まず、ＧａＮバイポーラトランジスタ７９による基本動作を説明する。
【００９３】
コレクタ電極７５の電位がエミッタ電極７６よりも高電位になるように順方向に１.５ｋＶの電圧を印加し、ベース電極７７の電位をエミッタ電極７６と同電位にすると、電流が流れないオフ状態が維持され、コレクタ電極７５とエミッタ電極７６間に１.５ｋＶの耐電圧が得られた。
【００９４】
次に、このオフ状態で、ベース電極７７の電位をエミッタ電極７６よりも高電位にし、ベース電極７７からエミッタ電極７６に向けて駆動電流としてのベース電流を流すと、ＧａＮバイポーラトランジスタはオン状態になり、コレクタ電極７５とエミッタ電極７６間に電流が流れる。このオン状態で、ベース電極７７の電位をエミッタ電極７６に対して同電位以下にすると、コレクタ電極７５とエミッタ電極７６との間に流れている電流が遮断されてオフ状態になる。このときのコレクタ電極７５とエミッタ電極７６間の電圧は１.５ｋＶとなる。
【００９５】
図４は、上記のＧａＮバイポーラトランジスタ７９を２個用いて、ＧａＮバイポーラトランジスタ４１,４３で構成したインバータ装置の回路を示している。このインバータ装置は、主電源としての直流電源４９の直流を交流に変換してリアクトルを含む負荷４７に供給する機能を有する電力変換装置である。このインバータ装置は、駆動回路Ｄ１とＤ２を有する。駆動回路Ｄ１は、ｎ型Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ５０,５１、および、信号回路５４と抵抗５６,５７、さらに、温度上昇のためのベース電流供給用ｎ型Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ５５と電源８０を有する。また、駆動回路Ｄ２は、ｎ型Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ５２,５３、および、信号回路６４と抵抗６６,６７、さらに、温度上昇のためのベース電流供給用ｎ型Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ６５と電源８１を有している。
【００９６】
ＧａＮバイポーラトランジスタ４１と４３は、各々、駆動回路Ｄ１と駆動回路Ｄ２によって、ＰＷＭ(パルス幅変調)制御される。このＰＷＭ制御の詳細は良く知られているので、詳細な説明を省略するが、基本は、駆動回路Ｄ１のｎ型Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ５０,５１と駆動回路Ｄ２のｎ型Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ５２,５３とによるＧａＮバイポーラトランジスタ４１と４３のオン・オフ制御である。このオン・オフ制御について以下に記述する。
【００９７】
なお、この第４実施形態では、ｎ型Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ５０,５１の各ゲートへの信号の印加と停止は信号回路５４によって行われ、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ５２,５３の各ゲートへの信号の印加と停止は信号回路６４によって行われる。また、直流電源４９のスイッチ６１のオン,オフ制御は、制御部３００によって行われる。
【００９８】
この第４実施形態での上記ＰＷＭ制御は、ＧａＮバイポーラトランジスタ４１と４３がオフの状態で、主電源スイッチ６１をオンし、ｎ型Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ５０のゲートに信号回路５４からＨｉｇｈ(Ｈレベル)信号を与えてオンさせると、主電源４９→コレクタ端子５９→ｎ型Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ５０→ベース端子５８→エミッタ端子６０→負荷４７→コンデンサ４６→電源４９の経路で駆動用ベース電流が流れる。これにより、ＧａＮバイポーラトランジスタ４１がオンするので、主電源４９ → ＧａＮバイポーラトランジスタ４１ → 負荷４７ → コンデンサ４６ → 主電源４９の経路で主電流が流れる。
【００９９】
次いで、信号回路５４からＬｏｗ(Ｌレベル)信号を出力させて、ｎ型Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ５０をオフにすると共に、ｎ型Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ５１をオンさせる。これにより、ＧａＮバイポーラトランジスタ４１のベースとエミッタ間が短絡されて、ＧａＮバイポーラトランジスタ４１がオフするので、負荷４７への主電流の供給がストップする。そして、負荷４７の蓄積エネルギーが負荷４７ → コンデンサ４６ → ダイオード４４ → 負荷４７の経路で電流として放出される。
【０１００】
このＧａＮバイポーラトランジスタ４１のオン・オフ動作を高速で交流の半周期分繰り返した後に、このＧａＮバイポーラトランジスタ４１のオン・オフ動作と同様に、ＧａＮバイポーラトランジスタ４３のオン・オフ動作を、高速で交流の半周期分繰り返す。このＧａＮバイポーラトランジスタ４３のオン・オフ動作の場合の主電流の流れは、先のＧａＮバイポーラトランジスタ４１の半周期分のオン・オフ動作とは逆向きである。
【０１０１】
ところで、この第４実施形態では、上記の基本インバータ動作を行う駆動回路Ｄ１,Ｄ２の基本構成に、温度上昇のためのベース電流供給用電源８０,８１と、温度上昇のためのベース電流供給用ｎ型Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ５５,６５が付与されている。
【０１０２】
したがって、この第４実施形態では、上述の基本制御において、主電源４９のスイッチ６１をオンする前に、まず、ｎ型Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ５５をオンさせて、ＧａＮバイポーラトランジスタ４１に、温度上昇のためのベース電流供給用電源８０ → ベース端子５８ → エミッタ端子６０ → 温度上昇のためのベース電流供給用ｎ型Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ５５ → 電源８０のルートで温度上昇用ベース電流としての３０Ａの電流を流す。一方、ｎ型Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ６５もオンさせて、ＧａＮバイポーラトランジスタ４３にも電源８１ → ベース端子６８ → エミッタ端子７０ → 温度上昇のためのベース電流供給用ｎ型Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ６５ → 電源８１のルートで温度上昇用ベース電流を流す。
【０１０３】
ここで、上記温度上昇用ベース電流が３０Ａの場合、この電流を十数秒間流すと、ＧａＮバイポーラトランジスタ４１,４３の温度が約１７０℃に上昇する。その時点で、上記温度上昇用ベース電流をオフした後に、主電源４９のスイッチ６１をオンして、上記のＧａＮバイポーラトランジスタ４１のオン・オフ制御を半周期分行う。次いで、残りの半周期分のＧａＮバイポーラトランジスタ４３のオン・オフ制御を行い、これらの動作を繰り返してハーフブリッヂインバータ動作を所定の時間実施する。
【０１０４】
この第４実施形態では、上記のハーフブリッヂインバータ動作を１時間稼働させた後に再稼働させ、さらに、１時間稼働させた後に再稼働させることを２５回試みたが、ＧａＮバイポーラトランジスタ４１,４３の破壊は生じなかった。当然ながら、再稼働の直前には、上記の如く、稼働前にＧａＮバイポーラトランジスタの温度上昇用ベース電流を流している。この２５回の実施後に、ＧａＮバイポーラトランジスタ４１,４３の劣化を調べたところ、８０Ａにおけるオン電圧は７.６Ｖであり、当初の５.４Ｖに比べて２.２Ｖ劣化していた。電流増幅率は、室温で２３であり、当初の８０に比べて著しく劣化していた。ただし、電流増幅率は半導体素子の温度が高くなると高くなり、ちなみに、この第４実施形態では、ＧａＮバイポーラトランジスタ４１,４３の電流増幅率は劣化後でも１５０℃で７４であった。
【０１０５】
したがって、この第４実施形態では、上述の稼働に当たっては、温度上昇用ゲート電流でＧａＮバイポーラトランジスタ４１,４３の温度を１７０℃程度に上昇させてから稼働させたので、異常なく稼働できたものである。
【０１０６】
一方、上述のような温度上昇用ゲート電流供給機能を有しない駆動回路を用いて、ＧａＮバイポーラトランジスタ４１,４３を稼働し、上記ＰＷＭ制御のオン・オフ制御をした場合には、１時間稼働後の劣化は、８０Ａにおけるオン電圧が５.６Ｖであり、当初の４.５Ｖに比べて１.１Ｖの劣化にとどまっており、電流増幅率も室温で７６であり当初の８０に比べてわずかな劣化に止まっていた。このように劣化が少ないのは、稼働時間が１時間のみであるので当然である。しかし、稼働後の再稼働においては、６回目のオン・オフ動作後に引き続く７回目のオフ動作中に破壊した。この破壊は、次のようにして発生したものである。すなわち、１時間の稼働中に積層欠陥が増大したにもかかわらず、稼働中は自己発熱でＧａＮバイポーラトランジスタの温度が高くなっているので、積層欠陥による障害は生じなかったが、稼働後停止し、再稼働した際、停止時に半導体素子(ＧａＮバイポーラトランジスタ４１,４３)の温度が低下したために、積層欠陥の無い部分に電流が集中してしまった。このため、電流の不均衡が激しくなり、電流集中部がオフし難くなり、この部分への電流集中がさらに促進されて、装置が劣化し７回目のオフ動作中に破壊したものである。
【０１０７】
また、この第４実施形態における駆動回路Ｄ１,Ｄ２によれば、半導体素子のパッケージ外部に温度上昇用ヒーターを取り付け、稼働直前にこれらのヒーターを稼働して、半導体素子の温度を上昇させるタイプのヒーター加熱方法を採用した駆動回路と比較すると、サイズを約６９％に小型化でき、かつ、重量を６４％に軽量化できた。これは、外部ヒータやヒーターの加熱用電源が不要であることに起因する。さらに、この第４実施形態における駆動回路Ｄ１,Ｄ２によれば、半導体素子(ＧａＮバイポーラトランジスタ４１,４３)内で直接発熱させるので、熱伝搬が良く、効率的かつ高速に温度上昇させることができて、温度上昇に要する電力を３１％に低減でき、大幅に低損失化できた。
【０１０８】
以上のように、この第４実施形態の電力変換回路が備える駆動回路Ｄ１,Ｄ２では、電流駆動型のワイドギャップバイポーラパワー半導体素子であるＧａＮバイポーラトランジスタを用いて、信頼性が高く低損失で可制御電流が大きい電力変換回路を実現できた。
【０１０９】
以上、この発明の４つの実施形態について説明したが、この発明はさらに多くの適用範囲あるいは派生構造をカバーするものである。例えば、ワイドギャップバイポーラ半導体素子としては、ＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタ、ＧａＮバイポーラトランジスタ以外に、静電誘導サイリスタ、双方向ＧＴＯサイリスタ、逆導通サイリスタ、ダーリントントランジスタなどでも良い。また、主回路を１種以上のこれらのワイドギャップバイポーラ半導体装置を並列接続した複合半導体装置でも良く、またこれらを一個のワイドギャップ半導体チップ内に形成した集積回路でも良い。
【０１１０】
また、前述の各実施形態では、ワイドギャップ半導体材料として、ＳｉＣまたはＧａＮを用いた半導体素子によるワイドギャップバイポーラ半導体素子について述べたが、この発明の駆動回路は、ダイヤモンド、ガリウムリン、ボロンナイトライドなどの他のワイドギャップ半導体材料を用いた半導体素子にも有効に適用できる。
【０１１１】
また、上記第１〜第４実施形態では、各駆動回路を構成するスイッチング半導体素子としてＳｉ−ＭＯＳＦＥＴ(ＭＯＳ電界効果トランジスタ))を採用したが、これに限定されるものではないのは勿論である。すなわち、上記各駆動回路を構成するスイッチング半導体素子は、Ｓｉバイポーラトランジスタでもよく、また、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴやＳｉＣ−ＪＦＥＴ(接合型電界効果トランジスタ）、ＧａＮ−ＪＦＥＴ、ＳｉＣバイポーラトランジスタなどのワイドギャップ半導体素子でもよい。また、駆動電流を供給する駆動回路とは全く独立に加熱専用の電源も含めた加熱電流供給部を別途設けても良い。また、本発明の電力変換装置および駆動方法を適用できる電力変換装置は、３相のインバータやコンバータでも良く、これら以外にスイッチング電源や整流装置、レギュレータ、高周波発信装置等の他の電力変換装置でもよい。
【図面の簡単な説明】
【０１１２】
【図１】この発明の第１実施形態としての電力変換装置の回路図である。
【図２】上記第１実施形態の電力変換装置が備える駆動回路が駆動する電流駆動型ワイドギャップバイポーラ半導体素子であるＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタの断面図である。
【図３】この発明の第３実施形態としての電力変換装置の回路図である。
【図４】この発明の第４実施形態としての電力変換装置であるハーフブリッヂインバータ装置の回路図である。
【図５】上記第４実施形態の電力変換装置が備える駆動回路が駆動する電流駆動型のワイドギャップバイポーラ半導体素子であるＧａＮバイポーラトランジスタの断面図である。
【符号の説明】
【０１１３】
１、３１  ＳｉＣ−ＧＴＯサイリスタ
２、３２  アノード端子
３、３３  カソード端子
４、３４  ゲート端子
５、３５  直流電源
６、３６  負荷
７、３７  ゲート駆動回路
８  オン駆動用ｎ型ＭＯＳＦＥＴ
９  オン駆動用抵抗
１０、１３、１７、４０，４４  ゲート
１１  温度上昇用ｎ型ＭＯＳＦＥＴ
１２  温度上昇用抵抗
１４、４１  オン駆動用兼温度上昇用電源
１５、４２  オフ駆動用ｎ型ＭＯＳＦＥＴ
１６、４３  オフ駆動用コンデンサ
１８、４５  オフ駆動用電源
２０、３０  スイッチ
２１  ｎ型ＳｉＣカソード領域
２２  ｐ型ＳｉＣバッファー層
２３  ｐ型ＳｉＣベース層
２４  ｎ型ＳｉＣベース領域
２５  ｐ型ＳｉＣアノード領域
２６  カソード電極
２７  アノード電極
２８  ゲート電極
３８  温度上昇用兼オン駆動用ｎ型ＭＯＳＦＥＴ
３９  温度上昇用兼オン駆動用抵抗
Ｄ１、Ｄ２  駆動回路
４１、４３  ＧａＮバイポーラトランジスタ
４２、４４  ＳｉＣ−ｐｎダイオード
４５、４６  コンデンサ
４７  負荷
４９  直流電源
５０、５２  ｎ型Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ
５１、５３  ｐ型Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ
５４、６４  信号回路
５８、６８  ベース端子
５９、６９  コレクタ端子
６０、７０  エミッタ端子
６１  主電源スイッチ
７１  ｎ型ＧａＮ支持基板
７２  ｎ型ＧａＮコレクタ層
７３  ｐ型ＧａＮＣベース領域
７４  ｎ型ＧａＮエミッタ領域
７５  コレクタ電極
７６  エミッタ電極
７７  ベース電極
７９  ＧａＮバイポーラトランジスタ
１００、２００、３００  制御部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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