(57)【要約】【課題】簡単な構成で、かつ、正確なタイミングでＭＯＳＦＥＴをオン・オフすることによって、高い電力変換効率が得られる電力変換装置を提供すること。【解決手段】整流回路を構成する整流素子は、寄生ダイオードの順方向と同一方向に電流を流すＭＯＳＦＥＴ３ａ（３ｂ）で構成され、ＭＯＳＦＥＴ３ａ（３ｂ）は、駆動手段６ａ（６ｂ）と、ＭＯＳＦＥＴ３ａ（３ｂ）のドレイン端子に接続されている寄生ダイオードの極性と同一極性の一方の端子をＭＯＳＦＥＴ３ａ（３ｂ）のドレイン端子に接続し、他方の端子をＭＯＳＦＥＴ３ａ（３ｂ）のソース電位を基準とした定電圧源に抵抗を介して接続した第１のダイオード９ａ（９ｂ）と、第１のダイオード９ａ（９ｂ）の他方の端子とＭＯＳＦＥＴ３ａ（３ｂ）のソース端子間の電圧と所定の基準電圧とを比較する電圧比較手段１１ａ（１１ｂ）とを有し、ＭＯＳＦＥＴ３ａ（３ｂ）をオフする。【選択図】図１
2007288937.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電圧を直流電圧に整流する整流回路を有する電力変換装置において、前記整流回路を構成する整流素子のうち少なくとも１つは、寄生ダイオードの順方向と同一方向にドレイン電流を流すＭＯＳＦＥＴで構成されており、前記ＭＯＳＦＥＴは、ＭＯＳＦＥＴを駆動する駆動手段と、ＭＯＳＦＥＴのドレイン端子に接続されている寄生ダイオードの極性と同一の極性の一方の端子をＭＯＳＦＥＴのドレイン端子に接続し、他方の端子を前記ＭＯＳＦＥＴのソース電位を基準電位とした定電圧源に抵抗を介して接続した第１のダイオードと、前記第１のダイオードの他方の端子と前記ＭＯＳＦＥＴのソース端子間の電圧と所定の基準電圧とを比較する電圧比較手段とを有し、前記電圧比較手段において、前記ＭＯＳＦＥＴがＮチャネルＭＯＳＦＥＴの場合には、前記第１のダイオードの他方の端子の電圧が所定の基準電圧よりも高いときに前記ＭＯＳＦＥＴをオフし、前記ＭＯＳＦＥＴがＰチャネルＭＯＳＦＥＴの場合には、前記第１のダイオードの他方の端子の電圧が所定の基準電圧よりも低いときに前記ＭＯＳＦＥＴをオフすることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
所定の基準電圧は、第１のダイオードの順方向電圧に略等しく、かつ、前記所定の基準電圧の絶対値は、前記順方向電圧よりも小さく設定されることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
定電圧源は、ＭＯＳＦＥＴをオンする際に用いられるゲート制御用電源であることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
基準電圧は、所定の電流で順バイアスされた第２のダイオードの順方向電圧を用いて構成されることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項５】
ＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間に、寄生ダイオードと同一方向に並列に第３のダイオードを備えたことを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項６】
電圧比較手段は、一方の入力端と第１のダイオードの他端との間に順バイアスされた第４のダイオードが接続され、かつ、他方の入力端の電位が略ＭＯＳＦＥＴのソース電位に等しいコンパレータで構成されていることを特徴とする請求項１または３または５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電源から得られる交流電圧を直流電圧に変換して負荷へ電力を供給する電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
この種の電力変換装置では、整流回路を構成する整流素子であるダイオードにおいて、ダイオードを流れる電流と、ダイオードの順方向電圧との積に相当する電力損失が生じる。従来、この整流回路で生じる電力損失を低減する方法として、整流回路を構成する各々のダイオードをＭＯＳＦＥＴに置き換えた回路構成において、交流電源の電位位相に合わせてＭＯＳＦＥＴを交互にオン・オフする方式が知られている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
図７は、従来の整流回路の構成を示す構成図である。図７において、従来の整流回路は、交流電源１００と、交流電源１００からの交流電圧を整流するダイオードブリッジのダイオードをＭＯＳＦＥＴ３００ａ〜３００ｄに置き換えた構成であり、その直流出力端には、平滑コンデンサ４００を備えている。一般にＭＯＳＦＥＴは、ドレイン電流の絶対値が一定値以下の範囲内において、ダイオードの順方向よりも低い電圧降下に相当する低インピーダンス（内部抵抗）を有することから、交流電源１００の正の半サイクルにおいては、ＭＯＳＦＥＴ３００ｂとＭＯＳＦＥＴ３００ｃとをオンさせ、負の半サイクルにおいては、ＭＯＳＦＥＴ３００ａとＭＯＳＦＥＴ３００ｄとをオンさせることによって、整流回路における電力損失を低減することができる。
【特許文献１】特開平１０−１０８４６４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、従来の構成では、ＭＯＳＦＥＴをオンにするタイミングが遅すぎると、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードに電流が流れるために効率改善効果が得られず、またＭＯＳＦＥＴをオンするタイミングが早すぎると、ＭＯＳＦＥＴを通じて平滑コンデンサから交流電源側へと電流が逆流してしまうためにかえって損失が増加する。
【０００５】
そのため、上記従来の整流回路において高い効率を得るためには、トランスなどで構成された高精度なＭＯＳＦＥＴの駆動タイミング検出回路を用いて負荷に応じて正確なタイミングでＭＯＳＦＥＴをオン・オフさせなければならないという課題を有していた。
【０００６】
本発明は、上記従来の課題を解決するもので、簡単な構成で、かつ、正確なタイミングでＭＯＳＦＥＴをオン・オフすることによって、高い電力変換効率が得られる電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
前記従来の課題を解決するために、本発明の電力変換装置は、交流電圧を直流電圧に整流する整流回路を有する電力変換装置において、前記整流回路を構成する整流素子のうち少なくとも１つは、寄生ダイオードの順方向と同一方向にドレイン電流を流すＭＯＳＦＥＴで構成されており、前記ＭＯＳＦＥＴは、ＭＯＳＦＥＴを駆動する駆動手段と、ＭＯＳＦＥＴのドレイン端子に接続されている寄生ダイオードの極性と同一の極性の一方の端子をＭＯＳＦＥＴのドレイン端子に接続し、他方の端子を前記ＭＯＳＦＥＴのソース電位を基準電位とした定電圧源に抵抗を介して接続した第１のダイオードと、前記第１のダイオードの他方の端子と前記ＭＯＳＦＥＴのソース端子間の電圧と所定の基準電圧とを比較す
る電圧比較手段とを有し、前記電圧比較手段において、前記ＭＯＳＦＥＴがＮチャネルＭＯＳＦＥＴの場合には、前記第１のダイオードの他方の端子の電圧が所定の基準電圧よりも高いときに前記ＭＯＳＦＥＴをオフし、前記ＭＯＳＦＥＴがＰチャネルＭＯＳＦＥＴの場合には、前記第１のダイオードの他方の端子の電圧が所定の基準電圧よりも低いときに前記ＭＯＳＦＥＴをオフすることを特徴とするものである。
【０００８】
これにより、ＭＯＳＦＥＴに寄生ダイオードと逆向きにドレイン電流が流れ始めると、すぐにＭＯＳＦＥＴがオフされるから、外部からの信号を必要とせず、簡単な構成で、かつ、正確なタイミングでＭＯＳＦＥＴをオン・オフすることができる。
【発明の効果】
【０００９】
簡単な構成で、かつ、正確なタイミングでＭＯＳＦＥＴをオン・オフすることによって、高い電力変換効率が得られる電力変換装置を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
第１の発明の電力変換装置は、交流電圧を直流電圧に整流する整流回路を有する電力変換装置において、前記整流回路を構成する整流素子のうち少なくとも１つは、寄生ダイオードの順方向と同一方向にドレイン電流を流すＭＯＳＦＥＴで構成されており、前記ＭＯＳＦＥＴは、ＭＯＳＦＥＴを駆動する駆動手段と、ＭＯＳＦＥＴのドレイン端子に接続されている寄生ダイオードの極性と同一の極性の一方の端子をＭＯＳＦＥＴのドレイン端子に接続し、他方の端子を前記ＭＯＳＦＥＴのソース電位を基準電位とした定電圧源に抵抗を介して接続した第１のダイオードと、前記第１のダイオードの他方の端子と前記ＭＯＳＦＥＴのソース端子間の電圧と所定の基準電圧とを比較する電圧比較手段とを有し、前記電圧比較手段において、前記ＭＯＳＦＥＴがＮチャネルＭＯＳＦＥＴの場合には、前記第１のダイオードの他方の端子の電圧が所定の基準電圧よりも高いときに前記ＭＯＳＦＥＴをオフし、前記ＭＯＳＦＥＴがＰチャネルＭＯＳＦＥＴの場合には、前記第１のダイオードの他方の端子の電圧が所定の基準電圧よりも低いときに前記ＭＯＳＦＥＴをオフするものである。
【００１１】
これにより、ＭＯＳＦＥＴがＮチャネルＭＯＳＦＥＴの場合には、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴごとに、カソードがＮチャネルＭＯＳＦＥＴのドレイン端子に接続され、アノードが抵抗を介してＭＯＳＦＥＴのソース電位を基準電位とする定電圧源に接続された第１のダイオードを備え、ＭＯＳＦＥＴのドレインからソース方向に流れる順方向の電流をほぼゼロに抑えつつ、ダイオードの順方向電圧よりも電圧降下の小さなＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間電圧がゼロとなる交流電源の電圧位相から正確にオンさせて交流電源に同期させてソースからドレイン方向に電流を流すことができるので、整流回路の電力損失を小さくすることができる。
【００１２】
また、ＭＯＳＦＥＴがＰチャネルＭＯＳＦＥＴの場合には、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴごとに、アノードがＰチャネルＭＯＳＦＥＴのドレイン端子に接続され、カソードが抵抗を介してＭＯＳＦＥＴのソース電位を基準とする定電圧源に接続された第１のダイオードを備え、ＭＯＳＦＥＴのソースからドレイン方向に流れる順方向の電流をほぼゼロに抑えつつ、ダイオードの順方向電圧よりも電圧降下の小さなＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間電圧がゼロとなる交流電源の電圧位相から正確にオンさせて交流電源に同期させてドレインからソース方向に電流を流すことができるので、整流回路の電力損失を小さくすることができる。
【００１３】
第２の発明の電力変換装置は、特に第１の発明において、所定の基準電圧は、第１のダイオードの順方向電圧に略等しく、かつ、前記所定の基準電圧の絶対値は、前記順方向電圧よりも小さく設定されることにより、ＭＯＳＦＥＴにわずかなドレイン電流が流れてい
るタイミングでオフすることで、回路バラツキなどによってＭＯＳＦＥＴをオフするタイミングが遅れて電解コンデンサから交流電源側へ電流が逆流するおそれが無くなるので、安定して高い効率を有する電力変換装置を得ることができる。
【００１４】
第３の発明の電力変換装置は、特に第１または第２の発明において、定電圧源は、ＭＯＳＦＥＴをオンする際に用いられるゲート制御用電源であることにより、新たに電源を必要とせず、より簡単な構成で、高い効率を有する電力変換装置を得ることができる。
【００１５】
第４の発明の電力変換装置は、特に第１〜第３の発明において、基準電圧は、所定の電流で順バイアスされた第２のダイオードの順方向電圧を用いて構成されることにより、第１のダイオードの順方向電圧における温度特性バラツキの影響を排除することができ、かつ、基準電圧を作る回路を必要とすることなく、より正確なタイミングでＭＯＳＦＥＴをスイッチングできるので、より高効率な電力変換装置を得ることができる。
【００１６】
第５の発明の電力変換装置は、特に第１〜第４の発明において、ＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間に、寄生ダイオードと同一方向に並列に第３のダイオードを備えたことにより、ＭＯＳＦＥＴとＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードとに電流が分流して流れる重負荷時においても、整流回路における電力変換効率を損なうことがなく、一般整流ダイオードよりも順方向電圧の高いＦＲＤを寄生ダイオードに持つ高速タイプのＭＯＳＦＥＴを用いても全負荷領域にわたって従来同等以上の効率を有する電力変換装置を得ることができる。
【００１７】
第６の発明の電力変換装置は、特に第１または第３または第５の発明において、電圧比較手段は、一方の入力端と第１のダイオードの他端との間に順バイアスされた第４のダイオードが接続され、かつ、他方の入力端の電位が略ＭＯＳＦＥＴのソース電位に等しいコンパレータで構成されていることにより、第１のダイオードの順方向電圧における温度特性バラツキの影響を排除することができ、かつ、コンパレータなどで構成される電圧検出手段を単電源駆動することができるので、より簡単な電源構成にて、より効率の高い電力変換装置を得ることが可能となる。
【００１８】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【００１９】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１における電力変換装置の構成を示すものである。図１において、本発明の電力変換装置は、交流電源１の一端にダイオード２ａのアノードと、パワーＭＯＳＦＥＴ（以下、ＭＯＳＦＥＴ）３ａのドレインが接続され、交流電源１の他端には、ダイオード２ｂのアノードと、ＭＯＳＦＥＴ３ｂのドレインとが接続されている。さらにダイオード２ａとダイオード２ｂのカソード同士、ＭＯＳＦＥＴ３ａおよびＭＯＳＦＥＴ３ｂのソース同士がそれぞれ接続され、ダイオード２ａおよび２ｂのカソード端子と、ＭＯＳＦＥＴ３ａおよび３ｂのソース端子間に平滑コンデンサ４が接続されて負荷５へ直流電圧を供給している。つまり、本実施の形態では、いわゆる全波整流回路の直流出力端の負極側（ローサイド）に接続される２個のダイオードをそれぞれＭＯＳＦＥＴ３ａおよび３ｂに置き換えた構成を成している。なお、本実施の形態１では、ＭＯＳＦＥＴ３ａ、３ｂはＮチャネルＭＯＳＦＥＴを用いるものとする。
【００２０】
また、本実施の形態１では、ＭＯＳＦＥＴ３ａを駆動するＭＯＳＦＥＴ駆動手段６ａと、カソードがＭＯＳＦＥＴ３ａのドレインに、アノードがＭＯＳＦＥＴ３ａのソース電位を基準電位とする定電圧源７に抵抗８ａを介して接続されたＭＯＳＦＥＴ３ａに対応する第１のダイオードであるダイオード９ａを備える。また、ダイオード９ａのアノードとＭＯＳＦＥＴ３ａのソース間の電圧と、基準電圧源１０ａによって得られる基準電圧とを比
較する電圧比較手段１１ａが、ダイオード９ａのアノードとＭＯＳＦＥＴ３ａのソース間電圧が基準電圧源１０ａの基準電圧よりも高いことを検出した場合にＭＯＳＦＥＴ３ａをオフする。なお、電圧比較手段１１ａで用いられる基準電圧は、ダイオード９ａの電圧降下とほぼ等しくなるように設定される。これによってＭＯＳＦＥＴ３ａはドレイン−ソース間電圧がゼロ以上、すなわちドレインからソース方向にドレイン電流が流れてドレイン電位がソース電位よりも高い状態になるとオフされる。
【００２１】
同様に、ＭＯＳＦＥＴ６ｂも、通常、ＭＯＳＦＥＴ３ｂをオンするように駆動し、電圧比較手段１１ｂにおいて、ダイオード９ｂのアノードとＭＯＳＦＥＴ３ｂのソース間電圧が基準電圧源１０ｂの基準電圧よりも高いことを検出した場合にＭＯＳＦＥＴ３ｂをオフする。なお、電圧比較手段１１ｂで用いられる基準電圧は、ダイオード９ｂの電圧降下とほぼ等しくなるように設定される。これによってＭＯＳＦＥＴ３ｂはドレイン−ソース間電圧がゼロ以上、すなわちドレインからソース方向にドレイン電流が流れてドレイン電位がソース電位よりも高い状態になるとオフされる。
【００２２】
次に、ＭＯＳＦＥＴ駆動手段６ａ、６ｂ、電圧比較手段１１ａ、１１ｂについて説明する。図２は、ＭＯＳＦＥＴ駆動手段および電圧比較手段の回路構成図である。図２において、電圧比較手段１１は、コンパレータ１２で構成されており、その反転入力には、カソードがＭＯＳＦＥＴ３のドレイン端子に接続され、アノードがＭＯＳＦＥＴ３のソース電位を基準電位とする定電圧源７に抵抗８を介して接続された第１のダイオードであるダイオード９のアノードが接続される。抵抗１３は、コンパレータ１２の反転入力電圧を、コンパレータ１２の駆動電源である定電圧源７の電圧よりも低い電圧以下に抑制するためのものである。コンパレータ１２の非反転入力には、ダイオード９の順方向電圧にほぼ等しい電圧となるように定電圧源７を、抵抗１４と抵抗１５とによって分圧された電圧が入力される。
【００２３】
ＭＯＳＦＥＴ駆動手段６は、通常、ＭＯＳＦＥＴ３をオンするように、定電圧源７より抵抗１６、抵抗１７によって構成される。さらに、コンパレータ１２の出力が、抵抗１６と抵抗１７の接続点に接続されることで、コンパレータ１２の出力がＬｏ状態（シンク状態）の場合にのみ電流制限用の抵抗１５を介してＭＯＳＦＥＴ３のゲートから電荷を引き抜くことで、ＭＯＳＦＥＴ３はオフされる。
【００２４】
上記構成によって、ＭＯＳＦＥＴ３のドレイン電位がソース電位よりも低い電位となる場合には、コンパレータ１２の出力はオープン状態となり、ＭＯＳＦＥＴ３のゲートは抵抗１６と抵抗１７に介して充電されてオンされる。また、ＭＯＳＦＥＴ３のドレイン電位がソース電位よりも高い場合には、非反転入力が反転入力よりも高くなるため、コンパレータ１２はＬｏ状態（シンク状態）となり、その結果、ＭＯＳＦＥＴ３はオフされる。
【００２５】
なお、本発明の電力変換装置においては、動作原理上、高いスイッチング速度を必要としないが、本回路構成においてシンク電流が不足し、ＭＯＳＦＥＴ３のオフ速度が不十分な場合には、コンパレータ１２の反転入力、非反転入力をそれぞれ入れ替えて、コンパレータ１２の出力にＮＰＮトランジスタ（図示せず）のベース端子を接続し、ＮＰＮトランジスタにてＭＯＳＦＥＴ３のゲート電荷を早く引き抜いてもかまわない。
【００２６】
以上のように構成された、電力変換装置について、以下その動作・作用を図１、図２を用いて説明する。
【００２７】
交流電源１が正の半サイクルにおいて、ＭＯＳＦＥＴ３ａおよびＭＯＳＦＥＴ３ｂがともにオン状態にすると、交流電源１はＭＯＳＦＥＴ３ａとＭＯＳＦＥＴ３ｂとで短絡される。このとき、ＭＯＳＦＥＴ３ａにはドレインからソース方向にドレイン電流が流れ、Ｍ
ＯＳＦＥＴ３ｂには逆方向のドレイン電流が流れるため、ＭＯＳＦＥＴ３ａでは、ドレイン電位の方が、ソース電位よりも高くなる（ドレイン電位＞ソース電位）。
【００２８】
電圧比較手段１１ａは、ダイオード９ａのアノードとＭＯＳＦＥＴ３ａのソース間の電圧と、ダイオード９ａの電圧降下とほぼ等しくなるように予め設定された基準電圧とを比較することで、ＭＯＳＦＥＴ３ａのドレイン電位がソース電位よりも高いことを検出し、電圧比較手段１１ａの検出結果を受けてＭＯＳＦＥＴ駆動手段６ａは、ＭＯＳＦＥＴ３ａをオフする。ＭＯＳＦＥＴ３ａがオフされたあとも、交流電源１と平滑コンデンサ４との電圧の大小関係からドレイン電位＞ソース電位の関係は維持されるため、ＭＯＳＦＥＴ駆動手段６ａは、ＭＯＳＦＥＴ３ａを継続してオフ動作する。したがって、交流電源１が正の半サイクルにおいては、つねにＭＯＳＦＥＴ３ａはオフ状態となる。つまり交流電源１のゼロクロス点をわずかに超えて正の半サイクルが開始した時点ですぐにＭＯＳＦＥＴ３ａはオフ状態となり、ＭＯＳＦＥＴ３ｂのみオン状態となる。ただし、交流電源１の電源電圧の瞬時値が平滑コンデンサ４の電圧よりも低い期間は、ダイオード２ａは逆バイアスされるため、ＭＯＳＦＥＴ３ｂにはドレイン電流は流れない。
【００２９】
交流電源１の電圧位相が進み、電源電圧の瞬時値が平滑コンデンサ４に蓄えられた電圧を越えると、ダイオード２ａは順バイアス状態となってＭＯＳＦＥＴ３ｂにはソースからドレインの方向に向かって負のドレイン電流が流れ始める。このとき、ＭＯＳＦＥＴ３ｂのドレイン電位はソース電位よりも低くなるため、電圧比較手段１１ｂによってこれを検出した結果、ＭＯＳＦＥＴ駆動手段６ｂによってＭＯＳＦＥＴ３ｂは継続してオン状態が維持される。
【００３０】
その後、さらに電圧位相が進み、交流電源１の電源電圧の瞬時値がさらに高くなって電源位相９０度のピーク点を迎えた後、電源電圧が下降して入力電流がゼロとなるまでの間、ＭＯＳＦＥＴ３ｂは、継続してオン状態に保たれ、交流電源１からの入力電流は、ダイオード２ａとＭＯＳＦＥＴ３ｂを通って電解コンデンサ４および負荷５側へ流れる。この間、ＭＯＳＦＥＴ３ｂを流れる負のドレイン電流の最大値（絶対値）は、そのＭＯＳＦＥＴにおける電圧降下がＭＯＳＦＥＴ３ｂの寄生ダイオードの順方向電圧に等しくなる電流値で制限され、その制限電流値を越える電流については、ＭＯＳＦＥＴ３ｂの寄生ダイオードを流れる。
【００３１】
交流電源１の電圧位相がさらに進み、平滑コンデンサ４の電圧よりも交流電源１の電源電圧が低くなると、ダイオード２ａは逆バイアスされてオフ状態となるため、ＭＯＳＦＥＴ３ｂにも電流が流れなくなる。
【００３２】
以上のように、交流電源１が正の半サイクルの期間には、ＭＯＳＦＥＴ３ｂはオン状態となり、ＭＯＳＦＥＴ３ａはドレイン電位がソース電位よりも高くなるため、ＭＯＳＦＥＴ３ａはオフ状態に保たれる。
【００３３】
また、交流電源１の負の半サイクルにおいては、同様にしてＭＯＳＦＥＴ３ａがオン状態となり、ＭＯＳＦＥＴ３ｂはオフ状態に保たれる。
【００３４】
以上のように、ＭＯＳＦＥＴ３ａ、３ｂのオンからオフ、オフからオンの切替はいずれもＭＯＳＦＥＴにほとんど電流が流れていないゼロ電流状態で行われる。したがって、本実施の形態の電力変換装置におけるＭＯＳＦＥＴ３ａ、３ｂは、外部からの信号を必要とせずに、ゼロ電圧、かつ、ゼロ電圧でスイッチング動作されることから、本発明の電力変換装置は、ＭＯＳＦＥＴ３ａ、３ｂにおけるスイッチング損失を発生させることなく、ダイオードの順方向電圧よりも低い電圧降下に相当する低インピーダンスを有するＭＯＳＦＥＴ３ａ、３ｂにて整流動作を実現することができるため、整流回路における電力損失を
大幅に低減することができる。
【００３５】
また、本発明の電力変換装置においては、ＭＯＳＦＥＴ３ａおよびＭＯＳＦＥＴ３ｂには、通常負のドレイン電流しか流れず、また、ＭＯＳＦＥＴのチャネルに流れるドレイン電流の大きさは、ＭＯＳＦＥＴのインピーダンス（抵抗）との積がＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードの順方向電圧に等しくなる電流値以下となる。すなわち、負のドレイン電流の絶対値が上記電流値よりも大きくなった場合には、残りの電流はＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードに流れる。したがって、負方向のドレイン電流に対して過電流状態に至ることはない。
【００３６】
また、ＭＯＳＦＥＴ３（３ａ、３ｂ）の順方向のドレイン電流についても、わずかでもドレイン電流が流れると、ＭＯＳＦＥＴ駆動手段６（６ａ、６ｂ）と電圧比較手段１１（１１ａ、１１ｂ）とによって、ＭＯＳＦＥＴ３（３ａ、３ｂ）がオフされるように駆動されることから、駆動原理的に過電流状態となる恐れはない。したがって、本発明における電力変換装置においては、ＭＯＳＦＥＴ３（３ａ、３ｂ）の過電流保護回路を原理上必要としないという利点を有する。
【００３７】
さらに、本発明における電力変換装置は、電圧比較手段１１（１１ａ、１１ｂ）の駆動電圧源である定電圧源７として、それぞれＭＯＳＦＥＴ３（３ａ、３ｂ）をオンする際に用いられるゲート制御用電源を用いることで、新たに電源を必要としないため、非常に簡単な電源回路構成にて正確なタイミングでＭＯＳＦＥＴ３（３ａ、３ｂ）を駆動することができ、結果、高効率の電力変換装置を得ることができる。
【００３８】
なお、本実施の形態では用いていないが、本発明の電力変換装置はコンデンサインプット型の電力変換装置であることから、電力変換装置の力率が低い場合には、力率改善のために負荷５の大きさに応じて交流電源１と整流回路との間にリアクトルを挿入しても、同様にＭＯＳＦＥＴのドレイン電位とソース電位の関係から正確なタイミングにてＭＯＳＦＥＴを駆動することができることはいうまでもない。
【００３９】
また、本発明の電力変換装置は、第１のダイオード９（９ａ、９ｂ）によって、ＭＯＳＦＥＴ３（３ａ、３ｂ）のオフ時にＭＯＳＦＥＴに印加される交流電源１と平滑コンデンサ４の電圧差が電圧比較手段１１（１１ａ、１１ｂ）に印加されない構成となっているため、電圧比較手段１１（１１ａ、１１ｂ）の入力端子電圧を耐圧以下とするためにドレイン−ソース間電圧を分圧する必要が無く、ドレイン−ソース間電圧を直接検出することが可能であるため、精度良くＭＯＳＦＥＴのオン・オフタイミングを決定することができるという特徴を有する。
【００４０】
また、本実施の形態では、基準電圧を第１のダイオード９（９ａ、９ｂ）の順方向電圧にほぼ等しい電圧としたが、基準電圧１０（１０ａ、１０ｂ）をそれぞれ第１のダイオード９（９ａ、９ｂ）の順方向電圧よりも低く設定すれば、ＭＯＳＦＥＴ３（３ａ、３ｂ）にソースからドレイン方向へわずかにドレイン電流が流れている状態において、ＭＯＳＦＥＴ３ａ、３ｂをオフすることができる。これによって、ＭＯＳＦＥＴ３（３ａ、３ｂ）をオンからオフへ切り替える際に、確実にＭＯＳＦＥＴ３（３ａ、３ｂ）にドレインからソース方向へのドレイン電流を流すことを防止できるので、回路バラツキの影響に強く、常に高い電力変換効率を有する電力変換装置を得ることが可能となる。
【００４１】
（実施の形態２）
図３は、本発明の第２の実施の形態における電力変換装置の構成を示すものである。図３において、本発明の電力変換装置は、交流電源１の一端にＰチャネルＭＯＳＦＥＴ３ｃとＮチャネルＭＯＳＦＥＴ３ｄとが直列に接続されて構成されたハーフブリッジ回路が接
続され、交流電源１の多端とハーフブリッジ回路の両端との間にそれおぞれ接続された倍電圧コンデンサ１８ａ、倍電圧コンデンサ１８ｂと、逆バイアス防止のための保護ダイオード１９ａ、１９ｂとを備えて、倍電圧コンデンサ１８ａおよび倍電圧コンデンサ１８ｂから負荷５へ直流電圧を供給しており、倍電圧整流回路における２個の整流用ダイオードをＰチャネルＭＯＳＦＥＴ３ｃとＮチャネルＭＯＳＦＥＴ３ｄとで置き換えた構成をなしている。なお、図３には記載していないが、負荷５へ供給する直流電圧を安定させるために負荷５に並列に平滑コンデンサを設けてもかまわない。
【００４２】
さらに、本実施の形態２における電力変換装置は、ＭＯＳＦＥＴ３ｃを駆動するＭＯＳＦＥＴ駆動手段６ｃと、アノードがＭＯＳＦＥＴ３ｃのドレインに、カソードがＭＯＳＦＥＴ３ｃのソース電位を基準電位とする負の定電圧源７ｃに抵抗８ｃを介して接続されたＭＯＳＦＥＴ３ｃに対応する第１のダイオードであるダイオード９ｃを備える。さらに、ダイオード９ｃのカソードとＭＯＳＦＥＴ３ｃのソース間の電圧と基準電圧源１０ｃによって得られる負の基準電圧とを比較する電圧比較手段１１ｃを備える。
【００４３】
同様に、ＭＯＳＦＥＴ３ｄを駆動するＭＯＳＦＥＴ駆動手段６ｄと、カソードがＭＯＳＦＥＴ３ｄのドレインに、アノードがＭＯＳＦＥＴ３ｄのソース電位を基準とする定電圧源７ｄに抵抗８ｄを介して接続されたＭＯＳＦＥＴ３ｄに対応する第１のダイオードであるダイオード９ｄを備える。さらに、ダイオード９ｄのアノードとＭＯＳＦＥＴ３ｄのソース間の電圧と基準電圧源１０ｄによって得られる正の基準電圧とを比較する電圧比較手段１１ｄを備える。
【００４４】
ＭＯＳＦＥＴ駆動手段６ｃは、通常、ＭＯＳＦＥＴ３ｃをオンするように駆動し、電圧比較手段１１ｃにおいて、ダイオード９ｃのカソードとＭＯＳＦＥＴ３ｃのソース間の電圧が負の基準電圧よりも低いことを検出した場合にＭＯＳＦＥＴ３ｃをオフする。なお、電圧比較手段１１ｃで用いられる負の基準電圧の絶対値は、ダイオード９ｃの電圧降下とほぼ等しくなるように設定されている。これによって、ＭＯＳＦＥＴ３ｃはドレイン−ソース間電圧がゼロ以下、すなわち、ソースからドレイン方向にドレイン電流が流れてドレイン電位がソース電位よりも低い状態になるとオフされる。
【００４５】
次に、ＭＯＳＦＥＴ駆動手段６ｄ、電圧比較手段１１ｄについて説明する。図４は、ＭＯＳＦＥＴ駆動手段および電圧比較手段の回路構成図であり、Ｎチャネル側の回路構成を示すもので、Ｐチャネル側の回路構成に関しては省略する。図４において、ＭＯＳＦＥＴ３ｄの第１のダイオードであるダイオード９ｄのアノードには、定電圧源７ｄと抵抗８ｄ、抵抗２０ｄによって順バイアスされたＭＯＳＦＥＴ３ｄの第２のダイオードであるダイオード２１ｄのアノードがコンパレータ１２ｄの反転入力端子に接続されている。これにより、ダイオード９ｄとダイオード２１ｄの順方向電圧がほぼ等しくなるように順バイアス量を抵抗にて調整することで、コンパレータ１２ｄの反転入力はＭＯＳＦＥＴ３ｄのドレイン−ソース間電圧に等しくなる。したがって、コンパレータ１２ｄの非反転入力を、ＭＯＳＦＥＴ３ｄのソース電位（ゼロ電位）とすることによって、基準電圧を作る回路を必要とすることなく、コンパレータ１２ｄにてＭＯＳＦＥＴ３ｄを流れる電流の向きを判断することができる。なお、コンパレータ１２ｄは反転入力をゼロボルトとするため、ＭＯＳＦＥＴ３ｄのソース電位を基準電位とする正の定電圧源７ｄに加えて負の定電圧源２２ｄとでもって駆動される。
【００４６】
以上のように、本実施の形態２におけるＭＯＳＦＥＴブロックの回路構成では、基準電圧を分圧によって作る必要がなく、ダイオード９ｄの温度特性による影響を抑制することができるため、ＭＯＳＦＥＴをより精度の高いタイミングでオン・オフすることが可能となり、より高効率な電力変換装置を得ることができる。
【００４７】
以上のように構成された、電力変換装置について、以下その動作・作用を図３、図４を用いて説明する。
【００４８】
交流電源１が正の半サイクルにおいて、交流電源１の電源位相がゼロ位相に近く、電源電圧の瞬時値が倍電圧コンデンサ１８ａの電圧よりも低い場合には、ＭＯＳＦＥＴ３ｃは、ドレイン電位の方が、ソース電位よりも低いため、ＭＯＳＦＥＴ９ｃはオフ状態となる。交流電源１の電圧位相が次第に大きくなって電源電圧の瞬時値が倍電圧コンデンサ１８ａの電圧と等しくなると、電圧比較手段１１ｃによってＭＯＳＦＥＴ３ｃのドレイン電位とソース電位が等しくなったことが検出されてオフ指示が解除されて、ＭＯＳＦＥＴ駆動手段６ｃによってＭＯＳＦＥＴ３ｃがオンされる。
【００４９】
その後、ＭＯＳＦＥＴ３ｃは、交流電源１の電源電圧が高くなり、ピーク電圧を迎えた後、電源電圧が下降して入力電流がゼロとなるまで継続してオン状態に保たれる。その間、ＭＯＳＦＥＴ３ｃをドレインからソース方向に流れるドレイン電流は、そのドレイン電流による電圧降下がＭＯＳＦＥＴ３ｃの寄生ダイオードの順方向電圧に等しくなる電流値で制限され、それを越える電流は、寄生ダイオードを流れることになる。さらに、交流電源１の電圧位相が進み、倍電圧コンデンサ１８ａから交流電源１側へＭＯＳＦＥＴ３ｃを通じてソースからドレイン方向にわずかでも流れると、ＭＯＳＦＥＴは抵抗性のインピーダンスを有するため、ＭＯＳＦＥＴ３ｃのドレイン電位は、ソース電位よりも低くなり、電圧比較手段１１ｃによってこれが検出されて、ＭＯＳＦＥＴ駆動手段１０ｃによってＭＯＳＦＥＴ３ｃはオフされる。
【００５０】
以上のように、ＭＯＳＦＥＴ３ｃは、一般のダイオードで構成された倍電圧整流回路におけるダイオードの導通期間よりも電源半周期間において長い期間オン状態となり、交流電源１からの入力電流の通電幅がわずかに広がることになる。なお、上記の交流電源１の正の半サイクルの間は、ＭＯＳＦＥＴ３ｄはドレイン電位の方がソース電位よりも高くなるため、ＭＯＳＦＥＴ３ｄは常にオフ状態に保たれる。
【００５１】
同様にして、交流電源１の負の半サイクルにおいては、ＭＯＳＦＥＴ３ｄは、一般の倍電圧整流回路におけるダイオードの導通期間よりわずかに長い期間だけオン状態となり、交流電源１の電源電圧が倍電圧コンデンサ１８ｂの電圧を下回った時点でオフされ、またＭＯＳＦＥＴ３ｃは常にオフ状態に保たれる。
【００５２】
以上のように、本実施の形態２の電力変換装置は、ほぼゼロ電圧、かつ、ゼロ電圧でオン・オフされる２個のＭＯＳＦＥＴ３ｃ、３ｄを備えることによって、スイッチング損失を発生せずに、ダイオードの電圧降下よりも低い電圧降下に相当するＭＯＳＦＥＴを用いて整流を行うことができるため、整流回路における電力損失を低減することが可能となる。
【００５３】
また、ＭＯＳＦＥＴ３ｃおよびＭＯＳＦＥＴ３ｄには、通常寄生ダイオードの順方向と同方向のドレイン電流しか流れず、ＭＯＳＦＥＴに流れる電流は、ＭＯＳＦＥＴのインピーダンス（抵抗）との積が寄生ダイオードの順方向電圧に等しくなると寄生ダイオード側に電流が流れることから、原理上ＭＯＳＦＥＴ３ｃ、３ｄは過電流保護を必要としない。なお、本発明の電力変換装置では、電源投入時に、ＭＯＳＦＥＴ３ｃおよびＭＯＳＦＥＴ３ｄがともにいったんオンするように駆動されるが、各々のＭＯＳＦＥＴのドレイン電位とソース電位との大小関係に基づいてオン・オフが決定するように制御されていることから、交流電源１と倍電圧コンデンサ１８ａ、１８ｂの電圧の大小関係から、交流電源１のいずれの電圧位相においても、必ずＭＯＳＦＥＴ３ｃ、３ｄのいずれかはオフとなり、回路は正常に整流動作を継続することができる。
【００５４】
（実施の形態３）
図５は、本発明の実施の形態３における電力変換装置の構成を示すものである。図３において、本発明の電力変換装置は、交流電源１の一端にＮチャネルＭＯＳＦＥＴ３ｅと、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ３ｆとが直列に接続されて構成されたハーフブリッジ回路が接続され、交流電源１の他端と、ハーフブリッジ回路の両端との間にそれぞれ接続された倍電圧コンデンサ１８ａ、１８ｂと、逆バイアス防止のための保護ダイオード１９ａ、１９ｂとを備えて、倍電圧コンデンサ１８ａおよび１８ｂから負荷５へ直流電圧を供給している。さらに、本実施の形態における電力変換装置は、ＭＯＳＦＥＴ３ｅ、３ｆにそれぞれ並列にそれぞれの第３のダイオードであるダイオード２３ｅ、２３ｆが接続され、倍電圧整流回路の２個の整流用ダイオードに並列にそれぞれＮチャネルＭＯＳＦＥＴ３ｅ、３ｆが追加された回路構成を成している。
【００５５】
次に、ＭＯＳＦＥＴ駆動手段６ｅ、６ｆ、電圧比較手段１１ｅ、１１ｆについて説明する。図６は、ＭＯＳＦＥＴ駆動手段および電圧比較手段の回路構成図である。図６において、ＭＯＳＦＥＴ３（３ｅ、３ｆ）ブロックは、ＭＯＳＦＥＴ３（３ｅ、３ｆ）、ＭＯＳＦＥＴ駆動手段６（６ｅ、６ｆ）、電圧検出手段１１（１１ｅ、１１ｆ）からなるが、ハイサイド、ローサイドともにＮチャネルＭＯＳＦＥＴのため、２個のＭＯＳＦＥＴブロックは同じ回路で構成されている。
【００５６】
図６に示すように、本実施の形態３における電力変換装置のＭＯＳＦＥＴブロックでは、電圧比較手段１１の基準電圧として、順バイアスされた第４のダイオード２５の順方向電圧を用いる。
【００５７】
第１のダイオード９のカソード電位は、ＭＯＳＦＥＴ３のドレイン電位に第１のダイオード９の順方向電圧を加えた電位となることから、これを第４のダイオード２５の順方向電圧と比較することで、第１のダイオード９の温度特性をキャンセルすることができるため、より精度の高いタイミングでＭＯＳＦＥＴをオン・オフすることができる。また、コンパレータ１２の駆動のための負電源を必要とせず、正電圧の定電圧源７のみで駆動することが可能である。
【００５８】
したがって、本実施の形態の電力変換装置は、上記構成にてＭＯＳＦＥＴをオン・オフする正確なタイミングを得ることができるので、より簡単な回路構成にて高効率な電力変換装置を得ることが可能となる。本実施の形態の電力変換装置における一連の詳細動作については、実施の形態２と同様であり、交流電源１の正の半サイクル期間は、ＭＯＳＦＥＴ３ｅがオン、ＭＯＳＦＥＴ３ｆがオフ状態となって、交流電源１から倍電圧コンデンサ１８ａ、負荷５側へ電流が流れる。また、交流電源１の負の半サイクル期間は、ＭＯＳＦＥＴ３ｅがオフ、ＭＯＳＦＥＴ３ｆがオン状態となって、交流電源１から倍電圧コンデンサ１８ｂ、負荷５側へ電流が流れる。
【００５９】
また、本実施の形態における電力変換装置において、寄生ダイオードの向きと同方向に流れるＭＯＳＦＥＴのドレイン電流の最大値は、それぞれ、ＭＯＳＦＥＴ３ｅ、３ｆの寄生ダイオードとそれに並列に接続された第３のダイオード２３ｅ、２３ｆのうち、順方向電圧が低い側のダイオードの順方向電圧を、ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗で除した電流値によって制限される。
【００６０】
一般に、高速スイッチング用のＭＯＳＦＥＴでは、寄生ダイオードとして高速のＦＲＤ（ファーストリカバリダイオード）を備えたものが多く、またＦＲＤの順方向電圧は、一般整流用ダイオードに比べて比較的高いことから、入力電流が大きく、ＭＯＳＦＥＴと並列接続されたダイオードにも電流が流れる負荷範囲においては、上記のような高速スイッチング用のＭＯＳＦＥＴを用いると、一般整流用ダイオードのみで構成された整流回路よ
りも効率が低下してしまうという課題がある。
【００６１】
しかしながら、本発明の電力変換装置では、ＭＯＳＦＥＴ３ｅ、３ｆに並列に一般整流用の第３のダイオード２３ｅ、２３ｆを備えているので、ＦＲＤなどの順方向電圧の高いダイオードを並列に備えたＭＯＳＦＥＴを用いた場合においても、電流はＦＲＤではなく、並列に接続された一般整流用である第３のダイオード２３ｅ、２３ｆを通ることから、その電圧降下は小さくなる。
【００６２】
また、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードと一般ダイオードの順方向電圧に、あまり差がない場合でも、一般にダイオードの順方向電圧は、電流が増加するほど高くなる電流依存性を有することから、並列合成されたダイオードの順方向電圧は、一般整流用ダイオードのみで構成された整流回路におけるダイオードの順方向電圧に対して相対的に低くなる。したがって、本実施の形態の電力変換装置は、ＭＯＳＦＥＴのチャネルとＭＯＳＦＥＴに接続されるダイオードとに分流して電流が流れる重負荷時においても、従来の一般整流用ダイオードのみで構成された整流回路と比べて高い重力変換効率を得ることができるという効果を奏する。
【産業上の利用可能性】
【００６３】
以上のように、本発明にかかる電力変換装置は、整流回路の効率を向上させることができるため、空気調和機や冷蔵庫や洗濯機など、交流電源によって電力供給されるほぼすべての電化製品への用途に適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００６４】
【図１】本発明の実施の形態１における電力変換装置の構成図
【図２】同実施の形態１におけるＭＯＳＦＥＴブロックの回路構成図
【図３】本発明の実施の形態２における電力変換装置の構成図
【図４】同実施の形態２におけるＭＯＳＦＥＴブロックの回路構成図
【図５】本発明の実施の形態３における電力変換装置の構成図
【図６】同実施の形態３におけるＭＯＳＦＥＴブロックの回路構成図
【図７】従来の電力変換装置の構成図
【符号の説明】
【００６５】
１  交流電源
２ａ、２ｂ  ダイオード
３  ＭＯＳＦＥＴ
３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄ、３ｅ、３ｆ  ＭＯＳＦＥＴ
４  平滑コンデンサ
５  負荷
６  ＭＯＳＦＥＴ駆動手段
６ａ、６ｂ、６ｃ、６ｄ、６ｅ、６ｆ  ＭＯＳＦＥＴ駆動手段
７  定電圧源
７ａ、７ｂ、７ｃ、７ｄ、７ｅ、７ｆ  定電圧源
８  抵抗
８ａ、８ｂ、８ｃ、８ｄ、８ｅ、８ｆ  抵抗
９  ダイオード（第１のダイオード）
９ａ、９ｂ、９ｃ、９ｄ、９ｅ、９ｆ  ダイオード（第１のダイオード）
１０ａ、１０ｂ、１０ｃ、１０ｄ、１０ｅ、１０ｆ  基準電圧源
１１  電圧比較手段
１１ａ、１１ｂ、１１ｃ、１１ｄ、１１ｅ、１１ｆ  電圧比較手段
１２、１２ｄ  コンパレータ
１３  抵抗
１４  抵抗
１５  抵抗
１６、１６ｄ  抵抗
１７、１７ｄ  抵抗
１８ａ、１８ｂ  倍電圧コンデンサ
１９ａ、１９ｂ  保護用ダイオード
２０ｄ  抵抗
２１ｄ  ダイオード（第２のダイオード）
２２  負電源
２３ｅ、２３ｆ  ダイオード（第３のダイオード）
２４  抵抗
２５  ダイオード（第４のダイオード）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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