(57)【要約】【課題】  商用交流電源が非接続になったことを即座に検出する。【解決手段】  商用交流電源に接続また非接続状態されるコンセント１０の両端にコンデンサ２４が接続されている。このコンデンサ２４の両端が直流電源回路８の入力端子８ＩＮ−１、８ＩＮ−２間に接続されている。コンデンサ２４の両端間にハイパスフィルタ２１を介してホトカプラー１６の発光ダイオード１６Ｌが接続されている。コンセント１０が商用交流電源に非接続となると、コンデンサ２４の放電電流をハイパスフィルタ２１が急速に遮断し、発光ダイオード１６Ｌを急速に発光停止させる。【選択図】        図１
2007288995.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
商用交流電源と接続状態または非接続状態とされる１対の交流電源入力端子と、
この交流電源入力端子間に接続された交流−直流変換手段と、
前記交流電源入力端子間に接続された第１のコンデンサと、
第１のコンデンサと並列に接続された検出手段及びフィルタの直列回路とを、
具備し、前記検出手段は、前記非接続状態において検出信号を発生し、前記フィルタは、前記商用交流電源の周波数以上の周波数を通過させる
電源非接続検出装置。
【請求項２】
請求項１記載の電源非接続検出装置において、前記交流‐直流変換手段は、スイッチング電源である電源非接続検出装置。
【請求項３】
請求項１記載の電源非接続検出装置において、前記フィルタは、前記検出手段への電流制限用抵抗手段と、第２のコンデンサとを直列に接続したハイパスフィルタである電源非接続検出装置。
【請求項４】
請求項３記載の電源非接続検出装置において、前記抵抗手段は、直列に接続された複数の並列抵抗回路を有し、これら並列抵抗回路のうち少なくとも１つは、それを構成する抵抗器を交換可能に構成され、かつ短絡可能に構成されている電源非接続検出装置。
【請求項５】
請求項１記載の電源非接続検出装置において、前記検出手段は、絶縁された一次側と二次側とを有し、一次側が前記２つの入力端子間に接続され、二次側に前記検出信号を生成する電源非接続検出装置。
【請求項６】
請求項１記載の電源非接続検出装置において、
前記交流−直流変換手段の出力側に接続された電子回路と、
前記検出信号の生成に応じて前記電子回路を保護する保護回路とを、
具備する電子機器の保護装置。
【請求項７】
請求項６記載の電子機器の保護装置において、前記交流−直流変換手段は、前記非接続状態になったときから出力電圧が漸減し、前記保護回路は前記交流‐直流変換手段の出力電圧によって動作する電子機器の保護装置。
【請求項８】
請求項６記載の電子機器の保護装置において、前記電子回路がデジタルアンプ回路であり、前記保護回路が、前記デジタルアンプ回路の出力側とスピーカとの間に接続された開閉接点であり、前記検出信号の生成に応じて開放される電子機器の保護装置。
【請求項９】
請求項１記載の電源非接続検出装置において、
前記交流−直流変換手段は、前記商用交流電源を整流する第１の整流手段と、この第１の整流手段の出力を平滑する平滑手段と、この平滑出力をスイッチングするスイッチング手段と、このスイッチング手段を制御する制御手段と、このスイッチング手段の出力を整流する第２の整流手段とを、備え、
前記検出手段の発生に応じて前記制御手段を停止させる停止手段が設けられている
電子機器の保護装置。
【請求項１０】
請求項１記載の電源接続検出装置において、前記検出手段が同時にそれぞれ検出信号を生成する第１及び第２の検出手段からなり、
前記交流−直流変換手段は、前記商用交流電源を整流する第１の整流手段と、この第１の整流手段の出力を平滑する平滑手段と、この平滑出力をスイッチングするスイッチング手段と、このスイッチング手段を制御する制御手段と、このスイッチング手段の出力を整流する第２の整流手段とを、備え、
前記交流−直流変換手段の出力側に電子回路が接続され、
第１の検出手段の検出信号の生成に応じて前記電子回路を保護手段が保護し、
第２の検出手段の発生に応じて前記制御手段を停止手段が停止させ、
前記保護手段が第１の検出信号の生成に応じて動作するよりも遅く、前記停止手段が第２の検出信号の生成に応じて動作するように、前記停止手段が遅延手段を有する
電子機器の保護装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電子機器が商用交流電源の接続状態から非接続状態になったことを検出する電源非接続検出装置及びこれを用いた電子機器の保護装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
電子機器では、商用交流電源を交流−直流変換器によって直流に変換し、これを回路に供給することが多い。交流−直流変換器には平滑コンデンサを使用することがあり、交流−直流変換器への商用交流電源の供給が停止された後も、平滑コンデンサからの放電によって電子機器の回路内の電源が徐々に低下する際に回路が不安定に動作する。この点を改善するために、例えば特許文献１に開示された技術では、スイッチング電源において、平滑コンデンサの両端間電圧を基準電圧と比較し、平滑コンデンサの両端間電圧が基準電圧以下に低下したとき、平滑コンデンサの両端間に接続されているスイッチング電源の起動回路を停止させている。
【０００３】
【特許文献１】特開２００１−３０９６５３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかし、特許文献１の技術では、平滑コンデンサの電圧が基準電圧以下に低下するまで、スイッチング電源を停止させることはできない。特に、スイッチング電源を使用する場合には、スイッチング電源の入力側に雑音除去用のコンデンサを接続することがある。この場合、雑音除去用のコンデンサが充分に放電されない限り、平滑用コンデンサの電圧も基準電圧以下にはならない。従って、商用交流電源が非接続になってからかなりの時間が経過しないと、スイッチング電源が停止しない。
【０００５】
本発明は、商用交流電源が非接続になると、非接続を即座に検出することができる電源非接続検出装置を提供することを目的とし、かつ、この検出装置を用いた保護装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の一態様の検出装置は、商用交流電源と接続状態または非接続状態とされる１対の交流電源入力端子を有している。この交流電源入力端子は、例えばコンセントすることができる。この交流電源入力端子間に交流−直流変換手段が接続されている。交流電源入力端子間に第１のコンデンサが接続されている。第１のコンデンサは、ノイズ除去用のものである。検出手段及びフィルタの直列回路が、第１のコンデンサと並列に接続されている。検出手段は、前記非接続状態において検出信号を発生する。前記フィルタは、前記商用交流電源の周波数以上の周波数を通過させるように構成されている。
【０００７】
このように構成された検出装置では、交流電源入力端子に商用交流電源が接続されたとき、交流−直流変換手段に商用交流電源が接続され、直流出力を生成する。このとき、第１のコンデンサが充放電されている。商用交流電源が電源入力端子と非接続状態になると、第１のコンデンサから放電電流が検出手段に向かって流れようとするが、その周波数は商用交流電源の周波数よりも低い。従って、検出手段と直列に接続されているフィルタによって検出手段に流れようとする放電電流が遮断され、検出手段での電源非接続の検出が速やかに行われる。
【０００８】
前記交流‐直流変換手段は、スイッチング電源とすることができる。スイッチング電源としては、例えば、商用交流電源電圧を整流、平滑する整流平滑手段と、この整流平滑手段からの平滑電圧をスイッチング手段によってスイッチングして、変圧器によって変圧した後に、整流平滑手段によって整流平滑するものとすることができる。このように構成した場合、雑音除去のために第１のコンデンサを用いることが多い。
【０００９】
前記フィルタは、前記検出手段への電流制限用抵抗手段と、第２のコンデンサとを直列に接続したハイパスフィルタとすることができる。このように構成すると、検出手段用の電流制限用抵抗手段を用いてハイパスフィルタを構成することができ、コストの低減を図ることができる。
【００１０】
更に、前記抵抗手段は、直列に接続された複数の並列抵抗回路を有し、これら並列抵抗回路のうち少なくとも１つは、それを構成する抵抗器を交換可能に構成され、かつ短絡可能に構成されている。抵抗器としては、例えばチップ抵抗器を使用することができる。
【００１１】
このように構成すると、並列抵抗回路を複数直列に接続し、その値を適切に選択することによって、異なった電圧の商用交流電圧のうちいずれかが供給される場合でも、検出手段に流れる電流を所定値に制限することと、ハイパスフィルタのカット周波数を適切な値に設定することを、容易に行うことができる。
【００１２】
前記検出手段は、絶縁された一次側と二次側とを有し、一次側が前記２つの入力端子間に接続され、二次側に前記検出信号を生成するものとできる。検出手段としては、例えばホトカプラーや変圧器を用いたものを使用することができる。このように構成すると、検出信号を商用交流電源側から絶縁することができる。
【００１３】
本発明の一態様の電子機器の保護装置は、上述した電源非接続検出装置において、それの交流−直流変換手段の出力側に電子回路が接続されている。更に、前記検出信号の生成に応じて前記電子回路を保護する保護手段が設けられている。このように構成することによって、商用交流電源が非接続状態になると、即座に保護手段を動作させることができ、電子回路を保護できる。
【００１４】
更に、前記交流−直流変換手段は、前記非接続状態になったときから出力電圧が漸減するものとできる。この場合、前記保護手段は、前記交流−直流変換手段によって動作する。このように構成すると、保護手段が交流‐直流変換手段の出力電圧によって動作している間に、検出信号が検出手段から供給され、保護手段を動作させることができる。従って、保護手段専用の特別な電源を設ける必要がない。
【００１５】
前記電子回路をデジタルアンプとすることができる。この場合、保護手段は、前記デジタルアンプの出力側とスピーカとの間に接続された開閉接点であり、前記検出信号の生成に応じて開放される。
【００１６】
このように構成すると、電源非接続によって生じるおそれのある異音がスピーカから出力されることを瞬時に防止することができる。
【００１７】
本発明の他の態様の電子機器保護装置は、上述した電源非接続検出装置において、前記交流−直流変換手段が、前記商用交流電源を整流する第１の整流手段と、この第１の整流手段の出力を平滑する平滑手段と、この平滑出力をスイッチングするスイッチング手段と、このスイッチング手段を制御する制御手段と、このスイッチング手段の出力を整流する第２の整流手段とを、備えている。前記検出手段の発生に応じて前記制御手段を停止させる停止手段が設けられている。制御手段としては、例えば第２の整流手段の出力、例えば出力電流、出力電圧を検出し、その検出値と基準値との誤差を求め、この誤差が零となるように前記スイッチング手段を制御するものを使用することができ、特に、スイッチングの制御にＰＷＭ制御を用いるものを使用できる。この場合、ＰＷＭ制御に用いる発振回路を停止させることができる。また、自励発振式で無帰還タイプのスイッチング電源の発振回路でも同様に発振を停止させることができる。
【００１８】
このように構成すると、商用交流電源が非接続状態になると、交流−直流変換手段から電源出力が出力されることを停止することができ、特に平滑手段の容量が大きく、比較的長い時間にわたって平滑出力が維持される場合でも、即座に交流−直流変換手段からの電源出力を停止させることができる。
【００１９】
本発明の別の態様の電子機器保護装置は、上述した電源非接続検出装置において、前記検出手段が同時にそれぞれ検出信号を生成する第１及び第２の検出手段からなる。第１及び第２の検出手段は直列に接続することもできるし、並列に接続することもできる。前記交流−直流変換手段は、前記商用交流電源を整流する第１の整流手段と、この第１の整流手段の出力を平滑する平滑手段と、この平滑出力をスイッチングするスイッチング手段と、このスイッチング手段を制御する制御手段と、このスイッチング手段の出力を整流する第２の整流手段とを、備えている。制御手段は、上述したようなものとすることができる。前記交流−直流変換手段の出力側に電子回路が接続されている。電子回路は、増幅手段、例えば上述したデジタルアンプ回路とすることができる。第１の検出手段の検出信号の生成に応じて前記電子回路を保護手段が保護する。第２の検出手段の発生に応じて前記制御手段を停止手段が停止させる。前記保護手段が第１の検出信号の生成に応じて動作するよりも遅く、前記停止手段が第２の検出信号の生成に応じて動作するように、前記停止手段が遅延手段を有している。停止手段も保護手段も遅延手段を有する場合、停止手段の遅延時間が、保護手段の遅延時間よりも長く設定されている。このように構成すると、電子回路を停止させた後に、交流−直流変換手段を停止させることができる。
【発明の効果】
【００２０】
以上のように、本発明によれば、商用交流電源が非接続状態になると、直ちに非接続状態であることを検出することができる。また、この検出に応じて、電子回路や交流−直流変換手段に対して適切な保護を開始することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
本発明の第１の実施形態は、デジタルアンプに本発明を実施したものである。このデジタルアンプは、図１に示すように電子回路、例えばデジタルアンプ回路２を有している。デジタルアンプ回路２は、アナログ入力信号をパルス幅変調器やパルス密度変調器においてキャリア信号を用いてパルス幅変調信号またはパルス密度信号（以下、デジタル信号と称する。）に変換し、このデジタル信号をＤ級増幅方式による増幅器で電力増幅する。この増幅されたデジタル信号は、インダクタ４L及びコンデンサ４ｃからなるＬＣ出力フィルタ４によってデジタル信号に含まれるキャリア信号成分が除去されて、出力アナログ信号に変換されている。
【００２２】
この出力アナログ信号は、並列に接続された複数のスピーカ６に供給されている。これらスピーカは、ハイインピーダンス型のもので、ビルや店舗等における異なる位置に配置されている。出力アナログ信号は、これらスピーカ６に直列に接続されているスイッチ７が閉じられたものに供給される。各スイッチ７のうち、図示しない制御回路から制御信号が供給されたものが閉じられれたり、スピーカ設置先のアッテネータ（減衰器）により音量が調整されたりすることが多い。つまり、デジタルアンプ回路２の負荷が頻繁に変化する。
【００２３】
デジタルアンプ回路２を動作させるための直流電圧が、交流−直流変換手段、例えば直流電源回路８によって生成されている。直流電源回路８は、出力端子８Ｐ、８Ｎを有し、出力端子８Ｐがデジタルアンプ回路２の正電源端子２Ｐに接続され、出力端子８Ｎ及びデジタルアンプ回路２の負電源端子２Ｎが基準電位、例えば接地電位に接続されている。
【００２４】
直流電源回路８は、２つの入力端子８ＩＮ−１、８ＩＮ−２を有し、これらは、商用交流電源入力端子、例えばコンセント１０を介して商用交流電源（図示せず）に接続状態または非接続状態にされる。商用交流電源は、例えば実効値が１００Ｖで、商用交流周波数が５０Ｈｚまたは６０Ｈｚのものである。
【００２５】
直流電源回路８は、例えばスイッチング電源で、入力端子２ＩＮ−１、２ＩＮ−２に供給された商用交流電圧を整流する整流手段、例えば全波整流回路または半波整流回路によって整流し、この整流電圧を平滑手段、例えば平滑コンデンサで平滑する。この平滑電圧は、例えばチョッパ回路またはインバータ回路のようなスイッチング回路によって高周波電圧に変換され、絶縁トランスの一次巻線に供給される。絶縁トランスの二次巻線に誘起された高周波電圧が出力側整流平滑手段、例えば整流ダイオードによって整流され、かつ平滑リアクトルまたは平滑コンデンサによって平滑され、２つの出力端子８Ｐ、８Ｎ間に直流電圧を発生する。
【００２６】
直流電源回路８は、出力端子８Ｐ、８Ｎの他に基準電位端子８Ｒを持つものとすることができる。この場合、出力端子８Ｐが基準電位端子８Ｒよりも正の電圧を、出力端子８Ｎが基準電位端子８Ｒよりも負の電圧を発生するように直流電源回路８を構成する。なお、コンセント１０の両端間、即ち直流電源回路８の入力端子８ＩＮ−１、８ＩＮ−２間には、第１のコンデンサ、例えば雑音除去用コンデンサ２４が接続されている。
【００２７】
ＬＣ出力フィルタ４と各スピーカ６のスイッチ７との間には、開閉接点、例えばリレー開閉接点１２が配置されている。リレー開閉接点１２は通常には閉じられており、駆動回路１４から駆動信号が供給されたとき、開放される。駆動回路１４は、後述するように、コンセント１０が商用交流電源と非接続状態になったとき、瞬時にリレー開閉接点１２を開いて、デジタルアンプ回路２に供給される電圧の変動に基づく異音の発生を防止するためのものである。リレー開閉接点１２と駆動回路１４とが、保護回路、例えば出力側保護回路を構成している。
【００２８】
出力側保護回路を動作させるために、検出手段、例えば検出回路１６が設けられている。検出回路１６は、一次側と二次側を有し、両者が絶縁されたもので、例えばホトカプラーから構成されている。即ち、検出回路１６は、一次側に発光素子、例えば発光ダイオード１６Ｌを、二次側に受光素子、例えばホトトランジスタ１６Ｐを有している。コンセント１０が商用交流電源に接続されている状態では、発光ダイオード１６Ｌが発光し、この発光によってホトトランジスタ１６Ｐが受光信号を発生している。コンセント１０が商用電源に非接続となると、ホ発光ダイオード１６Ｌが発光を中止し、ホトトランジスタ１６Ｐが受光信号を発生しなくなる。これによって、比較回路１８が駆動回路１４に付勢信号を送り、駆動回路１４が接点１２を開放する。なお、１６Ｉは、発光ダイオード１６Ｌと逆並列に接続されたダイオードで、発光ダイオード１６Ｌが導通する極性と逆の極性の商用交流電流を流すためのものである。
【００２９】
なお、ホトカプラーには、交流入力対応型のものを使用することができる。この場合、２つの発光ダイオードが逆並列に接続されているので、付加回路は不要である。また、標準型のものを使用する場合、付加回路として発光ダイオードに逆並列にダイオードを接続する。
【００３０】
発光ダイオード１６Ｌは、フィルタ手段、例えばハイパスフィルタ２１を介してコンセント１０に接続されている。ハイパスフィルタ２１は、抵抗手段、例えば抵抗回路網２０と第２のコンデンサ、例えばコンデンサ２２の直列回路によって構成されている。このハイパスフィルタ２１のカット周波数は、商用交流電源の周波数よりも幾分低い周波数、例えば５０Ｈｚよりも幾分低い周波数に設定されている。
【００３１】
抵抗回路網２０は、本来、発光ダイオード１６Ｌの電流制限用に設けられており、図２に示すように、複数、例えば２つの並列回路２０ａ、２０ｂの直列回路によって構成されている。並列回路２０ａの２つの抵抗器は、予め定めた値、例えば６８ｋΩのチップ型である。並列回路２０ｂは、３つのチップ型抵抗器を並列に接続可能なものである。並列回路２０ｂは、全ての抵抗器を取り外し、１つの抵抗器の接続端間をジャンパー線で短絡した状態としたり、２つの抵抗器に例えば６８ｋΩの抵抗器を使用し、かつ残りの１つの抵抗器を除去したり、２つの抵抗器に例えば１５０ｋΩの抵抗器を使用し、かつ残りの１つの抵抗器を除去したりすることが可能である。即ち、並列回路２０ｂは、その構成が変更可能である。
【００３２】
このように並列回路２０ｂの構成を変更することによって、このデジタルアンプが、日本以外の地域で使用される場合にも、例えば米国のような商用交流電源の電圧が１２０Ｖであって周波数が６０Ｈｚの地域で使用される場合にも、欧州のような商用交流電源の電圧が２３０Ｖであって周波数が５０Ｈｚの地域で使用される場合にも、発光ダイオード１６Ｌに流れる電流を所定の電流に制限することができる。また、どのような地域で使用される場合でも、コンデンサ２２と共に構成しているハイパスフィルタ２１のカット周波数を５０Ｈｚよりも幾分低い周波数に設定することができる。しかも、この構成の変更は、ごく容易に行える。
【００３３】
図２に示すように比較回路１８は、ホトトランジスタ１６Ｐのコレクタに抵抗器２６を介して制御電極、例えばベースが接続されたスイッチング素子、例えばＰＮＰトランジスタ２８を有している。ホトトランジスタ１６Ｐのエミッタは基準電位点、例えば接地電位に接続され、コレクタは抵抗器３０を介して電源端子＋Ｖに接続されている。電源端子＋Ｖの電圧は、直流電源回路８の出力電圧より得られている。トランジスタ２８の共通電極、例えばエミッタは電源端子＋Ｖに接続され、出力電極、例えばコレクタは、抵抗器３２を介して感度調整回路３４に接続されている。感度調整回路３４は、コンデンサ３６と抵抗器３８とを並列に接続した時定数回路で、抵抗器３２のコレクタとは反対側の端部と接地電位との間に接続されている。この並列回路３４の抵抗器３８の接地側と反対側の端部が抵抗器４０を介してスイッチング素子、例えばＮＰＮトランジスタ４２の制御電極、例えばベースに接続され、共通電極、例えばエミッタが接地されている。従って、感度調整回路３４の出力電圧がベースに供給されている。トランジスタ４２のコレクタは抵抗器４４を介して電源端子＋Ｖに接続されている。図示していないが、駆動回路１４の動作電圧も＋Ｖ端子から供給されている。
【００３４】
ハイパスフィルタ２１のカットオフ周波数は、商用交流電源の周波数よりも低いので、コンセント１０が商用交流電源に接続されているとき、商用交流電圧がハイパスフィルタ２１を介して発光ダイオード１６に供給される。その結果、発光ダイオード１６Ｌが発光し、ホトトランジスタ１６Ｐが導通している。これによって、トランジスタ２８、４２が共に導通し、駆動回路１４の入力側電圧は接地電位であり、接点１２は閉じられたままである。このとき、感度調整回路３４のコンデンサ３６は、充電されている。また、コンデンサ２４は、商用交流電圧によって充放電が繰り返されている。
【００３５】
この状態において、コンセント１０が商用交流電源と非接続状態になると、発光ダイオード１６Ｌの発光が停止し、ホトトランジスタ１６Ｐが非導通になる。これによって、トランジスタ２８も非導通になり、コンデンサ３６が放電を開始する。この放電電圧が、トランジスタ４２の導通を維持するためにベース・エミッタ間に印加する必要のある電圧（基準電圧）よりも低下すると、トランジスタ４２が非導通となり、＋Ｖ端子の電圧が付勢信号として駆動回路１４に供給され、駆動回路１４が接点１２を開放する。なお、感度調整回路３４を設けたのは、瞬間的に商用交流電源の不具合により瞬間的に停電して、直ちに復電したような場合に、接点１２が開放されることを防止するためである。
【００３６】
上記の説明は、コンセント１０が商用交流電源と非接続状態になると、発光ダイオード１６Ｌの発光が直ちに停止すると仮定した場合である。しかし、実際には、コンセント１０の両端には雑音抑制用のコンデンサ２４が接続されているので、発光ダイオード１６Ｌの発光は直ちに停止しない。
【００３７】
即ち、コンセント１０が商用交流電源に接続されているとき、このコンデンサ２４の充放電が繰り返されている。従って、コンセント１０が商用交流電源と非接続になったとき、コンデンサ２４は、正または負の或る電圧に充電されており、その電圧から放電が開始される。図３にコンデンサ２４が正のピーク電圧に充電された状態で、商用交流電源にコンセント１０が非接続とされ、コンデンサ２４から放電が開始された状態を示す。この放電による放電電流が緩やかに発光ダイオード１６Ｌに流れ続け、発光は直ちに停止せず、接点１２が閉じられたままの状態が維持される。そのため直流電源回路８の出力電圧の低下に伴い、異音をスピーカ６から発生する可能性が高い。
【００３８】
ところで、この放電電流の周波数は、商用交流電源の周波数よりも低い。従って、コンデンサ２２と抵抗回路網２０とによって構成されたハイパスフィルタ２１のカットオフ周波数の方が放電電流の周波数よりも高いので、ハイパスフィルタ２１が、発光ダイオード１６Ｌに放電電流が流れるのを急速に遮断し、発光ダイオード１６Ｌの発光を急速に停止させる。コンセント１０が非接続状態になると、＋Ｖ端子の電圧も直流電源回路８内の平滑コンデンサ等の放電によって低下しているが、＋Ｖ端子の電圧が比較回路１８や駆動回路１４を正常に動作させることができる電圧を維持している間に、発光ダイオード１６Ｌが発光を停止し、接点１２が開かれる。よって、異音がスピーカ６から出力されることはない。
【００３９】
図１に戻って、ＬＣ出力フィルタ４は、デジタルアンプ回路２から出力されるデジタル信号をアナログ信号に変換する、即ち、デジタルアンプ回路２から出力されるキャリア信号を含んだ波形からキャリア信号を除去するためのローパスフィルタである。このＬＣ出力フィルタ４のカットオフ周波数は、デジタルアンプ回路２の変調器におけるキャリア周波数、例えば３５０ｋＨｚ以下であって、このデジタルアンプの品質保証帯域、例えば２０Ｈｚ乃至２０ｋＨｚの帯域の上限周波数である２０ｋＨｚよりも高く設定されている。
【００４０】
ところで、デジタルアンプ回路２に入力されるアナログ信号またはデジタルアンプ回路２内で増幅されたアナログ信号が過大となることがある。この場合、デジタルアンプ回路２から出力されるデジタル信号が歪む。この歪んだデジタル信号は様々な高調波成分を含み、ＬＣ出力フィルタ４の共振周波数及びその近傍の周波数成分を含むことがある。この場合、ＬＣ出力フィルタ４には大きな電流が流れる。そのため、デジタルアンプ回路２や直流電源回路８が破損する可能性がある。
【００４１】
ＬＣ出力フィルタ４は、各スイッチ７が全て閉じられて、全てのハイインピーダンス型のスピーカ６がＬＣ出力フィルタ４に接続されている際、所定の負荷インピーダンスとなり、図４に実線で示すようなローパスフィルタ特性を示す。しかし、各スピーカ６のうちスイッチ７が閉じられているものの数は常に一定ではなく、種々に変更されている。または、スピーカ設置先のアッテネータによって個別に音量調整されることもある。従って、ＬＣ出力フィルタ４に接続されているスピーカ６の数によって負荷インピーダンスが変化し、特にＬＣ出力フィルタ４に接続されているスピーカ６の数が少ないときには、ＬＣ出力フィルタ４は、図４に破線で示すように共振周波数において鋭いピークを発生する。この状態において、ＬＣ出力フィルタ４を流れる電流に共振周波数成分が含まれていると、共振電流が流れ、かつ共振電圧が発生する。特に、ハイインピーダンス型のスピーカ６が使用されている場合、各スピーカ６の定格出力電圧は日本で１００Ｖ、米国では７０Ｖと高圧であるので、ＬＣ出力フィルタ４に流れる共振電流は過大で、共振電圧も過大となる。従って、ＬＣ出力フィルタ４、デジタルアンプ回路２、直流電源回路８、接続されているスピーカが、過大電圧による定格オーバーとなり、損傷する可能性が高い。
【００４２】
そこで、図５に示すようにＬＣ出力フィルタ４のコンデンサ４Ｃの両端間電圧を分圧回路、例えば抵抗分圧回路４６によって分圧した電圧がバンドパスフィルタ４８に供給される。このバンドパスフィルタ４８は、ＬＣ出力フィルタ４の共振周波数よりも幾分低い周波数付近にピークを持つ、例えば図６に示すようにＱピークを持つものである。このバンドパスフィルタ４８の出力電圧が比較回路５０に供給され、ＬＣ出力フィルタ４に共振電流が流れている場合、比較回路５０が付勢信号を発生する。これに応動して、駆動回路５２が、デジタルアンプ回路２内に設けられた信号減衰手段、例えばミュート回路（図示せず）を作動させて、デジタルアンプ回路２から歪んだデジタル信号が出力されることを阻止している。これによって、デジタルアンプ回路２や直流電源回路８に過大な電流が流れて、これらが破損することを防止している。
【００４３】
バンドパスフィルタ４８は、図５に示すように２つの演算増幅器５４、５６、抵抗器５８、６０、６２、６４、６６、６８、コンデンサ７０、７２から構成され、図６に示すように、ＬＣ出力フィルタ４の共振周波数、例えば４１ｋＨｚよりも幾分低い周波数にＱピークを持つもので、そのゲインは、デジタルアンプ回路２の品質保証周波数帯の下限周波数、例えば２０Ｈｚ付近では最もゲインが負の値であり、周波数が高くなるに従ってゲインが徐々に増加する。但し、品質保証周波数帯の上限周波数、例えば２０ｋＨｚ付近でもまだ負のゲインであり、Ｑピーク周波数よりも幾分低い周波数でゲインが正となり、Ｑピーク周波数で最大ゲインとなる。以後、ゲインは周波数が高くなると低下するが、それでも負のゲインとなることはなく、デジタルアンプ回路２のキャリア周波数３５０ｋＨｚを超えても正の一定ゲインを有するように構成されている。なお、図示していない高い周波数領域において、ゲインは負の値となる。このようにＬＣ出力フィルタ４の共振周波数よりも幾分低い周波数よりも高い周波数成分がＬＣ出力フィルタ４に生じているとき、その成分の電圧よりも大きい電圧が出力電圧としてバンドパスフィルタ４８に生じる。
【００４４】
比較回路５０は、抵抗器６８及びダイオード６９を介して制御電極、例えばベースにバンドパスフィルタ４８の出力電圧が供給される半導体スイッチング素子、例えばＮＰＮトランジスタ７４を有し、その共通電極、例えばエミッタが基準電位、例えば接地電位に接続されている。出力電極、例えばコレクタは、抵抗器７６を介して＋Ｖ端子に接続されている。トランジスタ７４のコレクタは抵抗器７８を介して半導体スイッチング素子、例えばＰＮＰトランジスタ８０の制御電極、例えばベースに接続されている。このトランジスタ８０のエミッタに接続されている。また、出力電極、例えばコレクタは抵抗器８２を介して接地電位に接続され、かつ駆動回路５２に接続されている。また、ベースとコレクタとの間にはコンデンサ８４が接続されている。このコンデンサ８４と抵抗器７８とによって感度調整器が構成されている。
【００４５】
デジタルアンプ回路２への入力信号のレベルが低く、デジタルアンプ回路２の出力信号が歪んでいない状態や、周波数がＬＣ出力フィルタ４の共振周波数より離れているときは、ＬＣ出力フィルタ４に共振電流が流れていない。そのため、バンドパスフィルタ４８の出力電圧はその入力電圧よりも低く、トランジスタ７４を導通させるために必要なベース・エミッタ間電圧がトランジスタ７４のベース・エミッタ間には供給されて無く、トランジスタ７４は非導通である。そのため、トランジスタ８０を導通させるために必要なベース・エミッタ間電圧もトランジスタ８０のベース・エミッタ間にも得られず、トランジスタ８０も非導通である。よって、駆動回路５２には接地電位の電圧が供給されており、駆動回路５２は作動していない。このとき、コンデンサ８４は充電されている。
【００４６】
デジタルアンプ回路２への入力信号のレベルが高く、デジタルアンプ回路２の出力波形が歪んだ状態や、周波数がＬＣ出力フィルタ４の共振周波数に近いときは、ＬＣ出力フィルタ４に大きな共振電流が流れる。これによって、バンドパスフィルタ４８の出力電圧がその入力電圧よりも大きくなる。トランジスタ７４が導通し、コンデンサ８４が急速に放電して、トランジスタ８０が導通し、＋Ｖ端子の電圧が付勢信号として駆動回路５２に供給される。デジタルアンプ回路２内のミュート回路が作動し、デジタルアンプ回路２での歪んだ出力信号の発生が停止する。これによって、共振電流がＬＣ出力フィルタ４に流れなくなり、ＬＣ出力フィルタ４、デジタルアンプ回路２、直流電源回路８の破損を防止することができる。なお、バンドパスフィルタ８４の出力電圧が低下して、トランジスタ７４が非導通になっても、コンデンサ８４が充電されている期間中、トランジスタ８０の導通状態が維持され、ミュート回路の動作が継続される。
【００４７】
第３の実施形態を図７に示す。この実施形態では、ホトカプラー１６に代えて一次巻線８６Ｐと二次巻線８６Ｓとが絶縁されている変圧器８６を使用したものである。一次巻線８６Ｐは、抵抗回路網２０と直列に接続されている。二次巻線８６Ｓには、整流ダイオード８８と平滑コンデンサ９０とからなる整流・平滑回路９２が接続されている。この平滑回路９２の出力電圧が、比較回路１８に供給される。他の構成は、第１の実施形態と同様である。
【００４８】
第３の実施形態を図８及び図９に示す。この実施形態は、第１の実施形態において、コンセント１０が商用交流電源と非接続になった場合、直流電源回路８も停止させるものである。第１の実施形態と同等部分には、同一符号を付して、その説明を省略する。
【００４９】
このデジタルアンプでは、図８に一部を示すように、直流電源回路８が、整流手段、例えば全波整流回路１００を有している。全波整流回路１００の入力側は、コンセント１０の両端に接続されている。全波整流回路１００の出力端間には、平滑手段、例えば直列接続された平滑コンデンサ１０２、１０４が接続されている。
【００５０】
平滑コンデンサ１０２、１０４間の平滑出力電圧が、図９に示すスイッチング手段、例えばインバータ１０６に供給される。インバータ１０６は、半導体スイッチング素子、例えばバイポーラトランジスタ、ＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴによって構成したブリッジ回路で、半導体スイッチング素子をＰＷＭ回路１０８からのＰＷＭ信号に基づいてオン・オフして、入力された平滑出力電圧を高周波電圧に変換して、絶縁変圧器１１０によって変圧し、出力側整流手段、例えば整流ダイオード１１２によって整流し、平滑手段、例えば平滑コンデンサ１１４で平滑し、負荷であるデジタルアンプ回路２に供給している。この負荷出力、例えば負荷電圧が検出手段、例えば電圧検出器１１６で検出され、この検出電圧が比較手段、例えば誤差増幅器１１８に供給され、ここで、基準電圧源１２０からの予め定められた基準電圧と比較され、その差がＰＷＭ回路１０８に供給される。ＰＷＭ回路１０８は、この誤差が零になるように、ＰＷＭ信号のデューティー比を変化させる。ＰＷＭ回路１０８には、このＰＷＭ信号を発生させるために発振回路１２２が接続されている。これらＰＷＭ回路、電圧検出器１１６、誤差増幅器１１８、基準電圧源１２０、発振回路１２２が制御手段を構成している。平滑コンデンサ１０２、１０４は、デジタルアンプ回路２の動作電圧を安定にするために、大容量のものが使用されている。特に、出力の大きなデジタルアンプ用の電源の場合、出力に比例して電源の平滑用コンデンサも大きくしなければならない。
【００５１】
このように平滑コンデンサ１０２、１０４に大容量のものを使用したことにより、コンセント１０が商用交流電源と非接続状態になっても、平滑コンデンサ１０２、１０４からインバータ１０６に供給される電圧がなかなか低下せず、デジタルアンプ回路２に供給される動作電圧も低下しない。コンセント１０が商用交流電源と非接続になったときには、速やかに直流電源回路８も停止することが望ましい。
【００５２】
そこで、図９に示すように、第１の検出手段である検出回路１６の一次側、即ち発光素子である発光ダイオード１６Ｌと直列に、第２の検出手段であるもう１つの検出回路１２４の一次側、即ち発光素子である発光ダイオード１２４Ｌが同じ極性で接続されている。コンセント１０が商用交流電源に接続されているとき、検出回路１２４の二次側、即ち受光素子であるホトトランジスタ１２４Ｐに、発光ダイオード１２４Ｌから発光信号が供給されている。１２４Ｉは、発光ダイオード１６Ｌ、１２４Ｌと逆並列に接続されたダイオードである。
【００５３】
このホトトランジスタ１２４Ｌのコレクタ電極は、抵抗器１２６を介して正の電源端子＋Ｖに接続されている。この正の電源端子＋Ｖは、平滑コンデンサ１０２、１０４の両端間に所定の大きさの抵抗器１２８とツェナーダイオード１３０とを直列に接続し、ツェナーダイオード１３０と抵抗器１２８との接続点である。但し、ツェナーダイオード１３０は、そのカソードが抵抗器１２８側に接続されている。また、ホトトランジスタ１２４Ｌのエミッタは、基準電位に接続されている。この基準電位は、ツェナーダイオード１２８のアノード側である。なお、平滑コンデンサ１０２、１０４の接続点を全波整流回路１００の一方の入力側に接続することによって、基準電位は、商用交流電源の影響は受けない。コンセント１０が商用交流電源に接続されている状態では、ツェナーダイオード１２８の両端間にその定格によって定まる所定の電圧が発生するが、コンセント１０が商用交流電源と非接続状態になると、その電圧は徐々に低下していく。
【００５４】
ホトトランジスタ１２４Ｐのコレクタと抵抗器１２６との接続点は、抵抗器１３２を介してＰＮＰトランジスタ１３４の制御電極、例えばベースに接続され、その共通電極、例えばエミッタは正の電源端子＋Ｖに接続されている。トランジスタ１３４の出力電極、例えばコレクタは、抵抗器１３６とコンデンサ１３８との直列回路を介して基準電位に接続されている。コンデンサ１３８と抵抗器１３６との接続点は、抵抗器１４０を介してＮＰＮトランジスタ１４２のベースに接続されている。このトランジスタ１４２のコレクタは抵抗器１４４を介して正の電源端子＋Ｖに接続され、エミッタは基準電位に接続されている。
【００５５】
トランジスタ１４２のコレクタは抵抗器１４６を介してＮＰＮ型のダーリントントランジスタ１４８のベースに接続され、このベースはコンデンサ１５０を介して基準電位に接続されている。この抵抗器１４６とコンデンサ１５０とが遅延回路、例えば感度調整回路１５１を構成している。この感度調整回路１５１の時定数は、図１に示した感度調整回路３４の時定数よりも大きく設定されている。抵抗器１４６に並列にダイオード１５２と抵抗器１５４の直列回路が接続されている。ダイオード１５２は、そのカソードがトランジスタ１４２のコレクタ側を向く方向で接続されている。ダーリントントランジスタ１４８のコレクタは、抵抗器１５６を介して正の電源端子＋Ｖに接続され、エミッタは基準電点に接続されている。
【００５６】
ダーリントントランジスタ１４８のコレクタは、抵抗器１５８を介して、ＰＮＰトランジスタ１６０のベースに接続され、そのエミッタは、正の電源端子＋Ｖに接続され、コレクタは抵抗器１６２を介して基準電位に接続され、このコレクタは、抵抗器１６４を介してＮＰＮトランジスタ１６６のベースに接続され、エミッタは基準電位に接続され、コレクタは発振回路１２２に接続されている。発振回路１２２は、トランジスタ１６６が非導通のとき発振し、トランジスタ１６６が導通しているとき、発振を停止する。
【００５７】
コンセント１０が商用交流電源に接続されている状態では、発光ダイオード１６Ｌが発光しており、第１の実施形態で説明したように、リレー開閉接点１２は閉じられている。また、発光ダイオード１２４Ｌも発光しており、それ故にホトトランジスタ１２４Ｐが導通し、トランジスタ１３４、１４２が導通している。そのため、感度調整回路１５１のコンデンサ１５０は充電されて無く、ダーリントントランジスタ１４８が非導通で、トランジスタ１６０、１６６も非導通である。そのため、発振回路１２２が動作し、直流電源回路８からデジタルアンプ回路２に直流動作電圧が供給されている。
【００５８】
コンセント１０が商用交流電源と非接続となると、発光ダイオード１６Ｌが発光を停止し、第１の実施形態と同様にリレー開閉接点１２が開放される。また、発光ダイオード１６Ｌの発光停止と同時に、発光ダイオード１２４Ｌが発光を停止する。し、ホトトランジスタ１２４Ｐが非導通となり、トランジスタ１３４、１４２が非導通となる。これによって、感度調整回路１５１の抵抗器１４６によってコンデンサ１５０が充電される。やがて、コンデンサ１５０の充電電圧がダーリントントランジスタ１４８を導通させるために、そのベースとエミッタ間に必要なベース・エミッタ間電圧よりも高くなると、ダーリントントランジスタ１４８が導通し、トランジスタ１６０、１６６が導通し、発振回路１２２が動作を停止する。これによって、直流電源回路８から、デジタルアンプ回路２に動作電圧が供給されず、デジタルアンプ回路２は停止する。
【００５９】
コンセント１０が商用交流電源と非接続になったことにより、正の電源端子＋Ｖの電圧は、徐々に低下していくが、平滑コンデンサ１０２、１０４の容量が大きいので、上述した各トランジスタ等を動作させて、発振回路１２２を停止させるのには十分な電圧である。また、感度調整回路１５１の時定数が感度調整回路３４の時定数よりも大きいので、発振回路１２２は、リレー開放接点１２が開放された後に、発振停止する。さらに、コンセント１０が商用交流電源と非接続になった後、直ちに再び商用交流電源に接続された場合、即ち瞬間的な停電が生じたような場合、コンデンサ１５０に充電されていた電荷は、抵抗器１５４とダイオード１５４を介して即座に放電されるので、発振回路１２２は直ちに動作を開始する。そのため、抵抗器１５４は、抵抗器１４６に比較して十分に小さい値に選択してある。
【００６０】
上記の３つの実施形態では、デジタルアンプに本発明を実施したが、商用交流電源と非接続状態になったことを素早く検出することが必要な機器、例えば無停電電源供給装置や、電子メモリを搭載した機器において、瞬時にバックアップの必要がある装置などに使用することもできる。上記の各実施形態では、発光ダイオード１６Ｌの電流制限用の抵抗回路網２０とコンデンサ２２とによってハイパスフィルタ２１を構成したが、これに限ったものではなく、例えば抵抗回路網２０は電流制限用に使用し、別途、ハイパスフィルタを設けることもできる。また、ハイパスフィルタに代えて、バンドパスフィルタを使用することもできる。また、第２の実施形態では、検出回路１６、１２４を設け、リレー開閉接点１２の制御と発振回路１２２の制御を行ったが、検出回路１６を除去して、発振回路１２２の制御のみを行うこともできる。また、第３の実施形態では、検出回路１６、１２４の発光ダイオード１６Ｌ、１２４Ｌを直列に接続したが、これらを逆並列に接続することもできる。この場合、発光ダイオードと逆並列に接続するダイオードは不要である。
【図面の簡単な説明】
【００６１】
【図１】本発明の第１の実施形態のデジタルアンプのブロック図である。
【図２】図１のデジタルアンプの商用電源への非接続状態を検出する部分の回路図である。
【図３】図１のデジタルアンプのコンデンサ２４の電圧の変化を示す図である。
【図４】図１のデジタルアンプのＬＣ出力フィルタ４の負荷の変化に伴う周波数特性の変化を示す図である。
【図５】図１のデジタルアンプにおけるＬＣフィルタ出力フィルタの共振状態を検出する部分の回路図である。
【図６】図１のデジタルアンプにおいて使用しているバンドパスフィルタの周波数特性部である。
【図７】本発明の第２の実施形態のデジタルアンプの一部のブロック図である。
【図８】本発明の第３の実施形態のデジタルアンプの一部のブロック図である。
【図９】図８のデジタルアンプの直流電源回路の一部のブロック図である。
【符号の説明】
【００６２】
８  直流電源回路（交流−直流変換手段）
１６  ホトカプラー（検出手段）
２２  コンデンサ（第１のコンデンサ）
２４  コンデンサ（第２のコンデンサ）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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