(57)【要約】【課題】高周波帯域で使用できると共に低ドライブレベルでの発振が可能な高周波コルピッツ発振回路を提供すること。【解決手段】コルピッツ発振回路とコレクタ接地増幅回路とを備え、前記コルピッツ発振回路の出力端子を前記コレクタ接地増幅回路の入力端子とを接続し、前記コレクタ接地増幅回路の出力を前記コルピッツ発振回路に帰還接続するよう構成を有することを特徴とする高周波コルピッツ発振回路。【選択図】図９
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
コルピッツ発振回路とコレクタ接地増幅回路とを備え、前記コルピッツ発振回路の出力端子を前記コレクタ接地増幅回路の入力端子とを接続し、前記コレクタ接地増幅回路の出力を前記コルピッツ発振回路に帰還接続するよう構成を有することを特徴とする高周波コルピッツ発振回路。
【請求項２】
第一のトランジスタを発振用増幅器として備えたコルピッツ発振回路と、第二のトランジスタを増幅器として備えたコレクタ接地増幅回路とを備え、前記第一のトランジスタのエミッタと前記第二のとトランジスタのエミッタとを接続し、前記第一のトランジスタのコレクタと前記第二のトランジスタのエミッタとを接続した構成を有することを特徴とする高周波コルピッツ発振回路。
【請求項３】
前記第一のトランジスタのエミッタと接地との間に容量とインダクタンスとからなる並列共振回を挿入接続したことを特徴とする請求項２に記載の高周波コルピッツ発振回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は圧電発振器に関し、特に高周波領域において大きな負性抵抗を得る高周波コルピッツ発振発振器回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、無線通信の発展に伴い発振器の高周波化、小型化が求められている。一般に、水
晶発振器は周波数安定度が優れており、現在、通信機器や計算機などに幅広く利用されて
いる。通常、水晶発振回路としてはコルピッツ発振回路が多く用いられており、これは周
知のように、コレクタベース間に誘導性素子を、ベースエミッタ間及びコレクタエ
ミッタ間にそれぞれ容量性素子を接続して構成する発振回路である。図２３はバイポーラト
ランジスタを用いた基本的なコルピッツ水晶発振回路であって、トランジスタＴＲ１のコ
レクタ−ベース間の誘導性素子として、ベース接地間に水晶振動子Ｘと容量Ｃｖ（Ｃｖ
は発振周波数の微調整用）との直列接続素子を用いる。さらに、ベース接地間に容量Ｃ
１とＣ２との直列接続素子を接続すると共に、エミッタス間に抵抗Ｒ４を挿入し、
容量Ｃ１、Ｃ２の中点とエミッタとを接続する。
【０００３】
図２３のコルピッツ発振回路において電源Ｖｃｃと接地（ＧＮＤ）とはバイパスコンデン
サＣ３によって高周波的には短絡されているため、等価回路的にコレクタベース間に水
晶振動子Ｘを主とする誘導性素子が挿入されることになる。また、容量Ｃ１とＣ２との中
点がエミッタに接続されているため、トランジスタＴＲ１のベースエミッタ間には容量
Ｃ１が、コレクタエミッタ間には容量Ｃ２が挿入されることになり、いずれも容量性と
して作用することになる。
ここで、誘導性素子として水晶振動子が用いられるのは、Ｑ値が大きいこと、周波数変
化に対する等価インダクタンスの変化の割合が大きく周波数制御が容易であるため、周波
数が安定な発振回路が容易に構成できるからである。
【０００４】
一般的にコルピッツ水晶発振回路においては、水晶振動子Ｘの両端（図２３の場合は水晶
振動子と容量Ｃｖ）から回路側をみた増幅度、所謂負性抵抗Ｒ（Ω）は、容量Ｃ１、Ｃ２
と周波数の自乗ω2とに逆比例し、コレクタ電流に比例することが知られている。即ち図
１０のシミュレーション結果に示す様に、周波数が高くなると共に負性抵抗Ｒ（Ω）の絶
対値は増大し、所定の周波数にてピーク値に達し、その後は周波数が高くなるにつれて減
少する。通常のコルピッツ水晶発振器では発振周波数における負性抵抗Ｒを、水晶振動子
の等価抵抗の３〜５倍程度に設定するのが一般的であり、所望の発振周波数において負性
抵抗値を大きくとれる様に設計する。
【非特許文献１】三宅：  「トランジスタ水晶発振器」、信学誌Vol.53,No.6,pp.771-777,1970
【非特許文献２】川島、平間、斎藤、小川：「水晶振動子とその応用デバイス」、信学誌C,Vol.J82-C,No.12,pp.667-682,1999.12.
【非特許文献３】作田、三野、関根：  「位相雑音拡大を用いた高精度発振器の位相雑音測定に関する検討」、信学誌C,Vol.J82-C,No.9,pp.486-492,1999.9.
【非特許文献４】下野：「CIディップ周波数ジャンプを抑制する水晶発振器」信学誌C,Vol.J85-C,No.4,pp.249-259,2002.4.
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
解決しようとする問題点は、図２４に示す様に一般的なコルピッツ水晶発振回路におい
ては、高周波数帯、特にＧＨｚ帯域において負性抵抗値を得ることが難しい。よって今後
ますます重要となる情報通信インフラの伝送速度の向上に伴う、クロック周波数源である
発振器に対する高周波化の要求への対応が困難となる点である。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記課題を解決する為の請求項１に記載の発明は、コルピッツ発振回路とコレクタ接地増幅回路とを備え、前記コルピッツ発振回路の出力端子を前記コレクタ接地増幅回路の入力端子とを接続し、前記コレクタ接地増幅回路の出力を前記コルピッツ発振回路に帰還接続するよう構成を有することを特徴とする。
【０００７】
請求項２に記載の発明は、第一のトランジスタを発振用増幅器として備えたコルピッツ発振回路と、第二のトランジスタを増幅器として備えたコレクタ接地増幅回路とを備え、前記第一のトランジスタのエミッタと前記第二のとトランジスタのエミッタとを接続し、前記第一のトランジスタのコレクタと前記第二のトランジスタのエミッタとを接続した構成を有することを特徴とする。
【０００８】
請求項３に記載の発明は、前記第一のトランジスタのエミッタと接地との間に容量とインダクタンスとからなる並列共振回を挿入接続したことを特徴とする。
【発明の効果】
【０００９】
本発明のコルピッツ発振回路は（以下、拡張コルピッツ発振回路又は高周波コルピッツ発振回路と称す）、電圧制御型圧電発振器に於いて、電圧源回路の出力を、結合コンデンサを介して、コルピッツ発振回路のコレクタ側に帰還する構成になっており、このときベースコレクタ間容量と結合容量との位相シフトによって、ＧＨｚ帯においても大きな負性抵抗が得られることが利点である。
高周波コルピッツ発振回路を用いて1[GHz]のVCSOを試作／評価し、良好な特性がえられた。また、高周波コルピッツ発振回路に共振回路を内蔵させることで、負性抵抗のピークを発振周波数近傍に設定できるため、負性抵抗を更に大きくでき、従来の高周波コルピッツ発振回路よりも高周波帯域で使用できると共に低ドライブレベルでの発振が可能である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
図１は本発明に係る拡張コルピッツ発振回路の構成を示す図であって、（Ａ）で示す破
線内のバイポーラトランジスタを用いたコルピッツ水晶発振回路と、（Ｂ）で示す破線内
の電圧制御電圧源回路とで構成されている。（Ａ）で示す回路は図２３に示した回路と同一
であり、その作用については既に説明したので（Ｂ）で示す電圧制御電圧源回路について
説明すると、これは結合容量Ｃ４により直流分をカットした交流電圧を、結合容量Ｃ４を
介しＴｒ１のコレクタに帰還するという回路である。
【００１１】
図２に本発明による拡張コルピッツ発振回路の負性抵抗特性のシミュレーション結果の
一例を示す。同図から明らかなように、一般的なコルピッツ発振回路に比べて本発明の拡
張コルピッツ発振回路の方が従来よりも高周波帯で大きな負性抵抗値が得られる。即ち、
従来の負性抵抗値のピークが２００ＭＨｚ近傍であったのに対し、ピークが４００〜５０
０ＭＨｚにシフトしており、その絶対値も大きくなっている。特に数ＧＨｚにおいても発
振動作に充分な大きさの負性抵抗が得られるという特徴を有している。この原理について
検討した結果を以下に説明する。
【００１２】
図３に、トランジスタＴｒ１の内部容量を考慮せず理想トランジスタとした場合の従来
のコルピッツ発振回路と本発明による拡張コルピッツ発振回路との負性抵抗特性曲線のシ
ミュレーション結果を示す。同図は、理想トランジスタを用いた場合、従来のコルピッツ
発振回路と本発明による拡張コルピッツ発振回路との負性抵抗特性曲線が等しくなること
を示している。この結果は、コルピッツ発振回路が高周波領域で大きな負性抵抗値が得ら
れない理由が、トランジスタの内部容量によることを示している。
そこで、トランジスタの内部容量について検討を行った。従来のコルピッツ発振回路を
示す図２３において、Ｔｒ１のベースエミッタ間容量は、同図中の容量Ｃ１との合成容量
となりベースエミッタ間容量は容量Ｃ１の変化と等価となるので、ここではコレクタ
エミッタ間容量、及びベースコレクタ間容量についての検討、シミュレーションを行っ
た。
【００１３】
図４に、図２３の回路中Ｔｒ１のコレクタエミッタ間容量のみを考慮して、０．７pF、
０．５pF、０．１pFと変化させた場合の負性抵抗特性曲線のシミュレーション結果を示す
。これはコレクタエミッタ間容量が変化しても得られる負性抵抗値はほとんど変らない
ことを意味している。
また図５に、図２３の回路中Ｔｒ１のベースコレクタ間容量のみを考慮して、７pF、５
pF、１pFと変化させた場合の負性抵抗特性曲線のシミュレーション結果を示す。同図はベ
ース−コレクタ間容量の減少により、得られる負性抵抗値が大きくなることを示しており
、よって本発明にる拡張コルピッツ発振回路は、ベースコレクタ間容量の変化に起因し
ていることが分かる。
【００１４】
図６は、図１（Ｂ）中に示す電圧制御電圧源と、図１（Ａ）中のコルピッツ発振回路の
簡易的な小信号時の回路構成を示したものである。ここで、図６中Ｒｂｂは図１中のＲａ
、Ｒｂの並列接続の等価抵抗を示し、またＴｒ１の入力インピーダンスｈｉｅをベース
エミッタ間に、及びベースコレクタ間容量Ｃｂｃをベースエミッタ間に夫々付記した
。
また、図７は、図６の回路の電圧制御電圧源にソース接地ＦＥＴ増幅回路を用いた場合
の小信号等価回路を示すものである。
ここで、各バイアス抵抗の値やトランジスタＴｒ１の電流増幅率ｈｆｅなどのパラメー
タを変化させても、得られる負性抵抗値の周波数帯域は変らないことをシミュレーション
により確認している。
また前述の図３の結果、つまりトランジスタの内部容量を考慮しない時、今回提案した
拡張コルピッツ発振回路と従来のコルピッツ発振回路との負性抵抗値が等しいことを考慮
すると、この拡張コルピッツ発振回路によりＧＨｚ帯で大きな負性抵抗値を得られる要因
が、図６中のベースコレクタ間容量Ｃｂｃと結合容量Ｃ４の位相シフトにあることが分
かる。
【００１５】
図８は、今回提案した拡張コルピッツ発振回路の原理を利用し、電圧制御電圧源として
エミッタホロアを用いたものである。
この回路構成は、まず抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３によりバイアスを設定され、従来のコルピ
ッツ発振回路の出力となるトランジスタＴｒ１のエミッタを、結合容量Ｃ４を介して、エ
ミッタホロアを構成するトランジスタＴｒ２の入力となるベースに結合している。また前
記トランジスタＴｒ２の出力となるエミッタを、結合容量Ｃ５を介して、前記トランジス
タＴｒ１のコレクタに結合して帰還したものである。
この回路構成において下記パラメータによりシミュレーションを行うと、図２に示した
様な、従来のコルピッツ発振回路に比べてＧＨｚ帯において大きな負性抵抗値が得られる
ことを確認した。
Ｃ１＝７ｐＦ、Ｃ２＝５ｐＦ、Ｃ３＝２７０ｐＦ、Ｃ４＝２７０ｐＦ、Ｒａ＝３．３ｋΩ
、Ｒｂ＝１２ｋΩ、Ｒｃ＝８２Ω、Ｒｅ＝２２０Ω、Ｒ１＝２．２ｋΩ、Ｒ２＝１５ｋΩ
、Ｒ３＝１ｋΩ、Ｖｃｃ＝５Ｖ。
【００１６】
図９に、本発明に基づく高周波コルピッツ発振回路の他の実施例を示す。本回路は、コルピッツ発振回路とコレクタ接地増幅回路からなり、コルピッツ発振回路の出力をコレクタ接地増幅回路に入力し、コレクタ接地増幅回路の出力をコルピッツ発振回路コレクタ側に帰還させる構成をとっている。
即ち、図９に示す高周波コルピッツ発振回路は、コルピッツ発振回路とコレクタ接地増幅回路とを備え、コルピッツ発振回路は、トランジスタＱ1のベースに共振子Y1の一端を接続し、トランジスタＱ１のベースと接地との間に容量Ｃ１と容量Ｃ２とからなる直列回路と抵抗Ｒ２との並列回路を挿入接続し、当該直列回路の接続中点をトランジスタＱ１のエミッタに接続し、トランジスタＱ１のエミッタと接地との間に抵抗Ｒ４を挿入接続し、トランジスタＱ１のベースと電源電圧（Ｓｕｐｐｌｙ  Ｖｏｌｔａｇｅ）との間に抵抗Ｒ１を挿入接続し、トランジスタＱ１のコレクタと電源電圧との間に抵抗Ｒ３を挿入接続した構成を有するものである。
そして、コレクタ接地増幅回路は、トランジスタＱ２のベースに抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６とからなるベースバイアス回路を接続し、トランジスタＱ２のエミッタと接地との間に抵抗Ｒ７を挿入接続し、更にトランジスタＱ２のコレクタを電源電圧に接続するよう構成したものである。
そして高周波コルピッツ発振回路は、コルピッツ発振回路の出力端子であるトランジスタＱ１のコレクタとコレクタ接地増幅回路の入力端子であるトランジスタＱ２のエミッタとを容量Ｃ４を介して接続し、トランジスタＱ１のエミッタとトランジスタＱ２のベースとを容量Ｃ３を介して接続するよう構成したものである。
【００１７】
図１０に、トランジスタＱ１が理想状態のときの622.08[MHz]発振器における負性抵抗を一般的なコルピッツ発振回路と比較して示す。同図より、トランジスタＱ１が理想状態のときは負性抵抗特性に差異がみられない。
図１１にトランジスタＱ１の内部容量を考慮したときの負性抵抗特性を示す。同図より、通常のコルピッツ発振回路のエミッタ出力をコレクタ接地増幅回路に入力し、発振回路のコレクタに帰還させることで、トランジスタＱ１の内部容量による負性抵抗の劣化を低減でき、高周波に適した回路であることがわかる。
表１に試作した共振周波数が１［ＧＨｚ］の弾性表面波（ＳＡＷ）共振子（Resonator）の等価定数を示す。同表に示すようにＣ１の値が大きいために広い周波数可変特性を得るのに適した共振子となっている。また、Ｒ１が小さいためにＱが高く設計されており、位相雑音特性に優れた発振器が可能となる。
【００１８】
【表１】
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図１２に、試作した1[GHz] VCSO（voltage controlled saw oscillator）の回路を示す。高周波コルピッツ発振回路の出力にエミッタ接地増幅回路を接続させて、出力レベルを確保すると共に、負荷変動の影響を低減させている。高周波コルピッツ発振回路から出力得るには、Q1のベース側とコレクタ側の2ヶ所がある。しかし、ベース側は発振ループ内のため、位相雑音特性には優れているが、外部からの影響を受けやすいため、量産性を考慮してコレクタ側から出力を得ている。
図１３に、VCSOの負性抵抗特性のシミュレーション結果を示す。1[GHz]において、-220[Ω]の負性抵抗が得られている。SAW Resonatorの損失が20[Ω]以下であることを考えると、10倍の余裕度があり、十分な負性抵抗値である。
【００１９】
図１４に、VCSOのスプリアス特性を示す。基本波発振のため、サブハーモニクスが存在せず、ハーモニクスのみとなっていることがわかる。サブハーモニクスは発振器のJitter特性を劣化させる大きな要因であり、これが存在しないことは装置でのビットエラー等の問題を低減できる。
図１５に、電源電圧に対する周波数特性を示す。同図より、周波数変動は電源電圧+3.3[V]±5[%]に対して、±2.0 [ppm]以内を実現していることがわかる。この特性は、水晶振動子を用いた一般的なVCXO等と比較しても、全く遜色のないものとなっている。また、周波数変動が電源電圧の増加に比例して負の傾きを持っている。これは、トランジスタQ1のベース・エミッタ間容量Cbeの影響が支配的であることを意味する。Cbeは、電源電圧の増加に伴い容量値が大きくなるため、発振周波数が低くなる。高周波のため、C1の値が小さく、Cbeの影響を受けやすいことが原因と考えられる。なお、電源電圧+3.3[V]において、消費電流11.5[mA]、出力レベル-1.3[dBm/50Ω]であった。
【００２０】
図１６に、周波数温度特性を示す。同図は、+25[℃]のときの周波数を1[GHz]に対してプラス側に50[ppm]シフトさせた場合の周波数温度特性である。同図より、周波数温度特性は-40[℃]〜+85[℃]において±60[ppm]以内の安定度を持っている。
図１７に、周波数可変特性を示す。同図は、周波数温度特性と同様に周波数制御電圧における中心値+1.65[V]のときの周波数を1[GHz]からプラス側へ60[ppm]シフトさせたときの周波数可変特性である。同図より、±200[ppm]以上の広可変特性を実現できている。VCSOに要求される仕様として絶対周波数可変±100[ppm]があるが、これは周波数可変から総合安定度をさし引いたものであり、今回試作したVCSOの総合安定度±100[ppm]以内の場合、周波数可変が±200[ppm]以上あれば、仕様を満足することが可能である。しかし、周波数制御電圧値が小さいときのバラツキが大きく、今後可変幅の拡大と共にバラツキの低減についても検討をおこなっていく予定である。
【００２１】
図１８に、位相雑音特性を示す。従来のディレイ・ライン型VCSOと比較して、Carrier近傍の位相雑音特性が非常に優れていることがわかる。従来、VCSOはPLLのように源振に起因するスプリアス成分が存在しないため、Jitter特性は良好であるが、Carrier近傍の位相雑音が悪い問題があった。しかしながら、今回提案する高周波コルピッツ発振回路ではCarrier近傍の位相雑音も良好であり、従来位相雑音が悪いため使用できなかった光伝送装置でも十分使用可能な特性を得られた。
図９の回路において負性抵抗RNは、式(1)によって求めることができ、高周波化につれて負性抵抗値の確保が困難になることを表している。ここで、IEはQ1のエミッタ電流、CbeはQ1のベース・エミッタ間容量である。
【００２２】
【数１】
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負性抵抗を確保するためにC1、C2の容量値を小さくすることや、IEを大きくすることで負性抵抗を確保する手法には限界が生じる。図１０及び図１１をみると、発振周波数が622.08[MHz]であるのに対して、負性抵抗値のピークは半分の300[MHz]近傍に存在することがわかる。従って、コルピッツ発振回路の負性抵抗を大きくするには、負性抵抗のピークを発振周波数近傍に移動させることが必要である。
そこで、図１９の如く発振回路中に共振回路（容量Ｃ２とインダクタンスＬ１との並列共振回路）を設けて、負性抵抗のピークを発振周波数近傍に設けられる共振回路内蔵高周波コルピッツ発振回路を提案する。
【００２３】
図２０に、高周波コルピッツ回路と比較して負性抵抗特性を示す。同図より、共振回路を内蔵して、負性抵抗のピークを発振周波数近傍に設けることにより、負性抵抗が飛躍的に増大でき、更に高周波帯域まで使用可能になると予測できる。
図２０より、共振回路を内蔵することで、高周波コルピッツ回路の負性抵抗特性を大きくできることを示したが、大きすぎる負性抵抗は、異常発振、周波数安定度の落下を引き起こすため、適切に設定する必要がある。
図１９の回路にて、表1のSAW Resonatorを使用した場合、発振ループ内の損失Reは式(2)で求まり、約82[Ω]である。
【００２４】
Re=R1(1+C0/CL)2                    (2)
従って、負性抵抗値が発振ループ内損失の約3倍である-250[Ω]となるようにエミッタ電流を小さく設計した。図２１に、負性抵抗特性を示す。同図より、高周波コルピッツ発振回路が負性抵抗のピークが500[MHz]近傍にあるのに対し、共振回路内蔵高周波コルピッツ発振回路は1[GHz]近傍にピークがあることがわかる。また、発振周波数以下の領域で負性となる部分が少ないため、圧電素子の副共振や回路中の浮遊容量・配線による異常発振等の影響に強くなっている。
図２２に、ドライブレベル対負性抵抗特性を示す。同図より、共振回路を高周波コルピッツ発振回路に内蔵させることで、発振開始時(小信号時)の負性抵抗は同じであるが、定常時のドライブレベルを3.2[mA]から1.8[mA]に低減できた。
【００２５】
以上の説明では、本発明を基本波を用いて構成するコルピッツ発振回路に適用し例示し
たが、本発明はこれに限定するのではなく３次高調波水晶振動子、５次高調波水晶振動子
を用いて構成するコルピッツ発振器にも適用することができる。また、実施例においては
電圧制御電圧源としてソース接地増幅回路やエミッタホロアを用いたものを上げたが、本
発明はこれに限定するものではない。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】本発明に係る拡張コルピッツ発振回路図。
【図２】従来のコルピッツ発振回路と本発明に係る拡張コルピッツ発振回路との負性抵抗特性曲線。
【図３】理想トランジスタを用いた従来のコルピッツ発振回路と本発明に係る拡張コルピッツ発振回路における負性抵抗特性曲線。
【図４】コレクタエミッタ間容量のみを考慮した従来のコルピッツ発振回路における負性抵抗特性曲線。
【図５】ベースコレクタ間容量のみを考慮した従来のコルピッツ発振回路における負性抵抗特性曲線。
【図６】本発明に係る拡張コルピッツ発振回路の小信号時の回路構成
【図７】本発明に係る拡張コルピッツ発振回路の小信号等価回路の一例
【図８】本発明に係る拡張コルピッツ発振回路の一実施形態
【図９】本発明に係る高周波コルピッツ発振回路
【図１０】理想トランジスタでの負性抵抗
【図１１】トランジスタの内部容量を考慮した負性抵抗
【図１２】VCSO回路図
【図１３】負性抵抗特性のシミュレーション結果
【図１４】スプリアス特性
【図１５】電源電圧対周波数特性
【図１６】周波数温度特性
【図１７】周波数可変特性
【図１８】位相雑音特性
【図１９】共振回路内臓高周波コルピッツ発振回路
【図２０】負性抵抗特性
【図２１】負性抵抗特性
【図２２】ドライブレベル特性
【図２３】従来のコルピッツ発振回路
【図２４】従来のコルピッツ発振回路の負性抵抗特性曲線
【符号の説明】
【００２７】
Ｒａ、Ｒｂ、Ｒｃ、Ｒｅ、Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３  抵抗
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４、Ｃ５、ＣＶ、Ｃｏ  容量
Ｌ１  インダクタンス
Ｘ  水晶振動子  
Ｔｒ１、Ｔｒ２  トランジスタ
Ｖｃｃ  電源電圧
ＯＵＴ  出力端子
（Ａ）  コルピッツ発振回路
（Ｂ）  電圧制御電圧源
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
2007116487.tif 000016
【図１３】
2007116487.tif 000017
【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
2007116487.tif 000020
【図１７】
2007116487.tif 000021
【図１８】
2007116487.tif 000022
【図１９】
2007116487.tif 000023
【図２０】
2007116487.tif 000024
【図２１】
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【図２２】
2007116487.tif 000026
【図２３】
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【図２４】
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