(57)【要約】【課題】交流電源への高周波障害を抑制することが目的とされる。【解決手段】制御装置１０は、減算器１０１，１０５、指令値補正部１０３及び制御部１０２を備える。減算器１０１は、スイッチング電源回路６１から第２負荷Ｃｄｃ＋Ｌｏａｄに印加される出力電圧ｖ０の、その指令値ｖ０*に対する偏差Δｖ０を求める。制御部１０２は、偏差Δｖ０に基づいてＰＩ制御を実行することで、コイルＬｄｃに流れる電流ｉｄｃの指令値ｉｄｃ*を生成する。指令値補正部１０３は、第１電源線２１に流れる電流ｉＬの、入力電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１の基本周波数に対する高周波成分をスイッチング電源回路６１で消費すべく、指令値ｉｄｃ*を補正する。減算器１０５は、補正後の指令値ｉｄｃ*と、電流ｉｄｃとの偏差Δｉｄｃを求める。偏差Δｉｄｃに基づいてスイッチへの指令ｒ１，ｒ２を生成する。【選択図】図３
2007288971.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源（１）からの入力電流（ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１；ｉｃ）を整流して第１電源線（２１）と第２電源線（２２）との間に直流電圧を出力して、第１負荷（４＋５）に前記直流電圧を印加する整流回路（２）と、
前記第１電源線及び前記第２電源線の間に接続されるコンデンサ（Ｃｄ）と、
前記第１電源線及び前記第２電源線の間に接続され、前記第１電源線に流れる第１電流（−ｉＬ）に基づいたデューティでスイッチング動作を行って、前記第１電流の、前記入力電流の基本周波数に対する高周波成分から第２負荷（Ｃｄｃ＋Ｌｏａｄ；Ｃ２＋Ｌｏａｄ；７）に電力を供給するスイッチング電源回路（６１；６２；６）と
を備える、電力変換器。
【請求項２】
前記スイッチング電源回路（６１；６２）は、
前記スイッチング電源回路から前記第２負荷（Ｃｄｃ＋Ｌｏａｄ；Ｃ２＋Ｌｏａｄ）に印加される出力電圧（ｖ０）の、その指令値（ｖ０*）に対する偏差（Δｖ０）と、前記第１電流（−ｉＬ）とに基づいて求められた指令値（ｉｄｃ*；ｉｄｃ*）に従って前記スイッチング動作を行うスイッチ（Ｓ１，Ｓ２）
を有する、請求項１記載の電力変換器。
【請求項３】
前記第２負荷はモータ（７）であって、
前記スイッチング電源回路（６）は、
前記モータの回転速度（ω）の、その指令値（ω*）に対する偏差（Δω）と、前記第１電流（−ｉＬ）とに基づいて求められた指令値（ｉｑ*）に従って前記スイッチング動作を行うスイッチ（Ｓ３１〜Ｓ３６）
を有する、請求項１記載の電力変換器。
【請求項４】
前記スイッチング電源回路（６１；６２；６）は、
前記第１電流（−ｉＬ）と、前記第２負荷（Ｃｄｃ＋Ｌｏａｄ；Ｃ２＋Ｌｏａｄ；７）に流れる第２電流（ｉｄｃ；ｉｄｃ；ｉｑ）とに基づいて求められた指令値（ｖ*；ｖ*；ｖｑ*）に従って前記スイッチング動作を行うスイッチ（Ｓ１，Ｓ２；Ｓ１，Ｓ２；Ｓ３１〜Ｓ３６）
を備える、請求項１記載の電力変換器。
【請求項５】
交流電源（１）からの入力電流（ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１；ｉｃ）を整流して第１電源線（２１）と第２電源線（２２）との間に直流電圧を出力して、第１負荷（４＋５）に前記直流電圧を印加する整流回路（２）と、
前記第１電源線及び前記第２電源線の間に接続されるコンデンサ（Ｃｄ）と、
前記コンデンサと共に直列共振回路を構成するリアクトル（Ｌｄ）と、
前記第１電源線及び前記第２電源線の間に接続され、前記リアクトルに印加される第１電圧（ｖＬ）に基づいたデューティでスイッチング動作を行って、前記第１電源線に流れる第１電流（−ｉＬ）の、前記入力電流の基本周波数に対する高周波成分から第２負荷（Ｃｄｃ＋Ｌｏａｄ；Ｃ２＋Ｌｏａｄ；７）に電力を供給するスイッチング電源回路（６１；６２；６）と
を備える、電力変換器。
【請求項６】
前記スイッチング電源回路（６１；６２）は、
前記スイッチング電源回路から前記第２負荷（Ｃｄｃ＋Ｌｏａｄ；Ｃ２＋Ｌｏａｄ）に印加される出力電圧（ｖ０）の、その指令値（ｖ０*）に対する偏差（Δｖ０）と、前記第１電圧（ｖＬ）とに基づいて求められた指令値（ｉｄｃ*；ｉｄｃ*）に従って前記スイッチング動作を行うスイッチ（Ｓ１，Ｓ２）
を有する、請求項５記載の電力変換器。
【請求項７】
前記第２負荷はモータ（７）であって、
前記スイッチング電源回路（６）は、
前記モータの回転速度（ω）の、その指令値（ω*）に対する偏差（Δω）と、前記第１電圧（ｖＬ）とに基づいて求められた指令値（ｉｑ*）に従って前記スイッチング動作を行うスイッチ（Ｓ３１〜Ｓ３６）
を有する、請求項５記載の電力変換器。
【請求項８】
前記スイッチング電源回路（６１；６２；６）は、
前記第１電圧（ｖＬ）と、前記第２負荷（Ｃｄｃ＋Ｌｏａｄ；Ｃ２＋Ｌｏａｄ；７）に流れる第２電流（ｉｄｃ；ｉｄｃ；ｉｑ）とに基づいて求められた指令値（ｖ*；ｖ*；ｖｑ*）に従って前記スイッチング動作を行うスイッチ（Ｓ１，Ｓ２；Ｓ１，Ｓ２；Ｓ３１〜Ｓ３６）
を備える、請求項５記載の電力変換器。
【請求項９】
前記スイッチ（Ｓ１，Ｓ２；Ｓ１，Ｓ２；Ｓ３１〜Ｓ３６）は、前記指令値（ｉｄｃ*；ｉｄｃ*；ｉｑ*）と、前記第２負荷（Ｃｄｃ＋Ｌｏａｄ；Ｃ２＋Ｌｏａｄ；７）に流れる第２電流（ｉｄｃ；ｉｄｃ；ｉｑ）とに基づいて求められた指令値（ｖ*；ｖ*；ｖｑ*）に従って前記スイッチング動作を行う、請求項２、請求項３、請求項６及び請求項７のいずれか一つに記載の電力変換器。
【請求項１０】
前記指令値（ｉｄｃ；ｉｑ；ｖ*；ｖｑ*）と前記インバータ（４）のキャリアとの比較によって前記デューティが決定される、請求項２乃至請求項４、請求項６乃至請求項９のいずれか一つに記載の電力変換器。
【請求項１１】
前記第１負荷（４＋５）は、主負荷（５）と、前記コンデンサの両端電圧（ｖｄｃ）を入力し、交流電流（ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２）を前記主負荷に出力するインバータ（４）とで構成される、請求項１乃至請求項１０のいずれか一つに記載の電力変換器。
【請求項１２】
請求項１１に記載の電力変換器と、
前記主負荷（５）を構成する冷媒圧縮機用のモータと、
前記第２負荷（Ｃｄｃ＋Ｌｏａｄ；Ｃ２＋Ｌｏａｄ；７）を構成する空冷用のファンと
を備え、前記冷媒圧縮機によって圧縮された冷媒の潜熱を前記ファンによって除去することによって空気調和を行う、空気調和機。
【請求項１３】
交流電源（１）からの入力電流（ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１）を整流して第１電源線と第２電源線と間に直流電圧を出力して、第１負荷（４＋５）に前記直流電圧を印加する、整流回路（２）と、
前記第１電源線及び前記第２電源線の間に接続されるコンデンサ（Ｃｄ）と、
前記第１電源線及び前記第２電源線の間に接続されるスイッチング電源回路（６１；６２；６）と
を備える電力変換器を制御する方法であって、
前記第１電源線に流れる第１電流（−ｉＬ）に基づいたデューティで前記スイッチング電源回路にスイッチング動作をさせ、前記第１電流の、前記入力電流の基本周波数に対する高周波成分から第２負荷（Ｃｄｃ＋Ｌｏａｄ；Ｃ２＋Ｌｏａｄ；７）に電力を供給する、電力変換器の制御方法。
【請求項１４】
前記スイッチング電源回路（６１；６２）から前記第２負荷（Ｃｄｃ＋Ｌｏａｄ；Ｃ２＋Ｌｏａｄ）に印加される出力電圧（ｖ０）の、その指令値（ｖ０*）に対する偏差（Δｖ０）と、前記第１電流（−ｉＬ）とに基づいて求められた指令値（ｉｄｃ*；ｉｄｃ*）に従って、前記スイッチング電源回路に前記スイッチング動作をさせる、請求項１３記載の電力変換器の制御方法。
【請求項１５】
前記第２負荷はモータ（７）であって、
前記モータの回転速度（ω）の、その指令値（ω*）に対する偏差（Δω）と、前記第１電流（−ｉＬ）とに基づいて求められた指令値（ｉｑ*）に従って、前記スイッチング電源回路（６）に前記スイッチング動作をさせる、請求項１３記載の電力変換器の制御方法。
【請求項１６】
前記第１電流（−ｉＬ）と、前記第２負荷（Ｃｄｃ＋Ｌｏａｄ；Ｃ２＋Ｌｏａｄ；７）に流れる第２電流（ｉｄｃ；ｉｄｃ；ｉｑ）とに基づいて求められた指令値（ｖ*；ｖ*；ｖｑ*）に従って、前記スイッチング電源回路（６１；６２；６）に前記スイッチング動作をさせる、請求項１３記載の電力変換器の制御方法。
【請求項１７】
交流電源（１）からの入力電流（ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１）を整流して第１電源線と第２電源線との間に直流電圧を出力して、第１負荷（４＋５）に前記直流電圧を印加する、整流回路（２）と、
前記第１電源線及び前記第２電源線の間に接続されるコンデンサ（Ｃｄ）と、
前記コンデンサと共に直列共振回路を構成するリアクトル（Ｌｄ）と、
前記第１電源線及び前記第２電源線の間に接続されるスイッチング電源回路（６１；６２；６）と
を備える電力変換器を制御する方法であって、
前記リアクトルに印加される第１電圧（ｖＬ）に基づいたデューティで前記スイッチング電源回路にスイッチング動作をさせ、前記第１電源線に流れる第１電流（−ｉＬ）の、前記入力電流の基本周波数に対する高周波成分から第２負荷（Ｃｄｃ＋Ｌｏａｄ；Ｃ２＋Ｌｏａｄ；７）に電力を供給する、電力変換器の制御方法。
【請求項１８】
前記スイッチング電源回路（６１；６２）から前記第２負荷（Ｃｄｃ＋Ｌｏａｄ；Ｃ２＋Ｌｏａｄ）に印加される出力電圧（ｖ０）の、その指令値（ｖ０*）に対する偏差（Δｖ０）と、前記第１電圧（ｖＬ）とに基づいて求められた指令値（ｉｄｃ*；ｉｄｃ*）に従って、前記スイッチング電源回路に前記スイッチング動作をさせる、請求項１７記載の電力変換器の制御方法。
【請求項１９】
前記第２負荷はモータ（７）であって、
前記モータの回転速度（ω）の、その指令値（ω*）に対する偏差（Δω）と、前記第１電圧（ｖＬ）とに基づいて求められた指令値（ｉｑ*）に従って、前記スイッチング電源回路（６）に前記スイッチング動作をさせる、請求項１７記載の電力変換器の制御方法。
【請求項２０】
前記第１電圧（ｖＬ）と、前記第２負荷（Ｃｄｃ＋Ｌｏａｄ；Ｃ２＋Ｌｏａｄ；７）に流れる第２電流（ｉｄｃ；ｉｄｃ；ｉｑ）とに基づいて求められた指令値（ｖ*；ｖ*；ｖｑ*）に従って、前記スイッチング電源回路（６１；６２；６）に前記スイッチング動作をさせる、請求項１７記載の電力変換器の制御方法。
【請求項２１】
前記指令値（ｉｄｃ*；ｉｄｃ*；ｉｑ*）と、前記第２負荷（Ｃｄｃ＋Ｌｏａｄ；Ｃ２＋Ｌｏａｄ；７）に流れる第２電流（ｉｄｃ；ｉｄｃ；ｉｑ）とに基づいて求められた指令値（ｖ*；ｖ*；ｖｑ*）に従って、前記スイッチング電源回路（６１；６２；６）に前記スイッチング動作をさせる、請求項１４、請求項１５、請求項１８及び請求項１９のいずれか一つに記載の電力変換器の制御方法。
【請求項２２】
前記指令値（ｉｄｃ；ｉｑ；ｖ*；ｖｑ*）と前記インバータ（４）のキャリアとの比較によって前記デューティを決定する、請求項１４乃至請求項１６、請求項１８乃至請求項２１のいずれか一つに記載の電力変換器の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電力変換器及びその制御方法に関し、特にコンデンサレスと通称される方式の電力変換器及びその制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
空気調和機は、冷媒圧縮機用のモータと、当該モータに所望の電力を供給する電力変換器とを備える。一般の電力変換器は、コンバータ、インバータ及びこれらの間に平滑コンデンサを有し、交流電源から供給される電力を変換する。また、入力力率の改善のためリアクトルが設けられる。例えば、リアクトル容量は約２ｍＨ、コンデンサ容量は約２０００μＦである。
【０００３】
しかし、これらのリアクトル及びコンデンサは、電力変換器を構成する部品の中でも大型で重い。そして、発熱による損失増加の原因にもなっている。
【０００４】
そこで、コンデンサ容量を小さくすることで、コンデンサを小型化する技術が提案されている。この技術は「コンデンサレス」と通称される。
【０００５】
なお、本発明に関連する技術を以下に示す。特に、非特許文献３ではリアクトルをも省略した技術を開示する。
【０００６】
【非特許文献１】Myint Ko Tun、外１名、「New Type Sinusoidal Input UPS Controlled by DC Chopper Type Active Filter」、平成１４年電気学会産業応用部門大会講演論文集III、電気学会、平成１４年８月、ｐ．１３０１−１３０６
【非特許文献２】伊藤洋一、外１名、「コンデンサレスＰＷＭインバータ」、昭和６３年電気学会産業応用部門全国大会講演論文集、電気学会、昭和６３年８月、ｐ．４４５−４５０
【非特許文献３】芳賀仁、外１名、「単相電界コンデンサレスＩＰＭモータ駆動用インバータの入力電流波形改善法」、平成１４年電気学会産業応用部門大会講演論文集I、平成１４年８月、ｐ．４１５−４１８
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかし、リアクトル容量及びコンデンサ容量を小さくすると、リアクトルと平滑コンデンサとで決まる共振周波数が高くなるため、電源電流波形に多くの高周波成分が含まれ、交流電源への高周波障害を招く。これは例えばＪＩＳ規格（ＪＩＳ６１０００−３−２）の観点からは好ましくない。
【０００８】
例えば、インバータのスイッチング動作を制御することで、当該高周波障害を抑制できる。しかしその場合、インバータのスイッチング周波数を高める必要、例えば当該共振周波数の十倍程度にも高める必要がある。これは当該インバータでのスイッチング損失が大きくなるのであまり望ましくない。
【０００９】
本発明は、上述した事情に鑑みてなされたものであり、交流電源への高周波障害を抑制することが目的とされる。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
この発明の請求項１にかかる電力変換器は、交流電源（１）からの入力電流（ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１；ｉｃ）を整流して第１電源線（２１）と第２電源線（２２）との間に直流電圧を出力して、第１負荷（４＋５）に前記直流電圧を印加する整流回路（２）と、前記第１電源線及び前記第２電源線の間に接続されるコンデンサ（Ｃｄ）と、前記第１電源線及び前記第２電源線の間に接続され、前記第１電源線に流れる第１電流（−ｉＬ）に基づいたデューティでスイッチング動作を行って、前記第１電流の、前記入力電流の基本周波数に対する高周波成分から第２負荷（Ｃｄｃ＋Ｌｏａｄ；Ｃ２＋Ｌｏａｄ；７）に電力を供給するスイッチング電源回路（６１；６２；６）とを備える。
【００１１】
この発明の請求項２にかかる電力変換器は、請求項１記載の電力変換器であって、前記スイッチング電源回路（６１；６２）は、前記スイッチング電源回路から前記第２負荷（Ｃｄｃ＋Ｌｏａｄ；Ｃ２＋Ｌｏａｄ）に印加される出力電圧（ｖ０）の、その指令値（ｖ０*）に対する偏差（Δｖ０）と、前記第１電流（−ｉＬ）とに基づいて求められた指令値（ｉｄｃ*；ｉｄｃ*）に従って前記スイッチング動作を行うスイッチ（Ｓ１，Ｓ２）を有する。
【００１２】
この発明の請求項３にかかる電力変換器は、請求項１記載の電力変換器であって、前記第２負荷はモータ（７）であって、前記スイッチング電源回路（６）は、前記モータの回転速度（ω）の、その指令値（ω*）に対する偏差（Δω）と、前記第１電流（−ｉＬ）とに基づいて求められた指令値（ｉｑ*）に従って前記スイッチング動作を行うスイッチ（Ｓ３１〜Ｓ３６）を有する。
【００１３】
この発明の請求項４にかかる電力変換器は、請求項１記載の電力変換器であって、前記スイッチング電源回路（６１；６２；６）は、前記第１電流（−ｉＬ）と、前記第２負荷（Ｃｄｃ＋Ｌｏａｄ；Ｃ２＋Ｌｏａｄ；７）に流れる第２電流（ｉｄｃ；ｉｄｃ；ｉｑ）とに基づいて求められた指令値（ｖ*；ｖ*；ｖｑ*）に従って前記スイッチング動作を行うスイッチ（Ｓ１，Ｓ２；Ｓ１，Ｓ２；Ｓ３１〜Ｓ３６）を備える。
【００１４】
この発明の請求項５にかかる電力変換器は、交流電源（１）からの入力電流（ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１；ｉｃ）を整流して第１電源線（２１）と第２電源線（２２）との間に直流電圧を出力して、第１負荷（４＋５）に前記直流電圧を印加する整流回路（２）と、前記第１電源線及び前記第２電源線の間に接続されるコンデンサ（Ｃｄ）と、前記コンデンサと共に直列共振回路を構成するリアクトル（Ｌｄ）と、前記第１電源線及び前記第２電源線の間に接続され、前記リアクトルに印加される第１電圧（ｖＬ）に基づいたデューティでスイッチング動作を行って、前記第１電源線に流れる第１電流（−ｉＬ）の、前記入力電流の基本周波数に対する高周波成分から第２負荷（Ｃｄｃ＋Ｌｏａｄ；Ｃ２＋Ｌｏａｄ；７）に電力を供給するスイッチング電源回路（６１；６２；６）とを備える。
【００１５】
この発明の請求項６にかかる電力変換器は、請求項５記載の電力変換器であって、前記スイッチング電源回路（６１；６２）は、前記スイッチング電源回路から前記第２負荷（Ｃｄｃ＋Ｌｏａｄ；Ｃ２＋Ｌｏａｄ）に印加される出力電圧（ｖ０）の、その指令値（ｖ０*）に対する偏差（Δｖ０）と、前記第１電圧（ｖＬ）とに基づいて求められた指令値（ｉｄｃ*；ｉｄｃ*）に従って前記スイッチング動作を行うスイッチ（Ｓ１，Ｓ２）を有する。
【００１６】
この発明の請求項７にかかる電力変換器は、請求項５記載の電力変換器であって、前記第２負荷はモータ（７）であって、前記スイッチング電源回路（６）は、前記モータの回転速度（ω）の、その指令値（ω*）に対する偏差（Δω）と、前記第１電圧（ｖＬ）とに基づいて求められた指令値（ｉｑ*）に従って前記スイッチング動作を行うスイッチ（Ｓ３１〜Ｓ３６）を有する。
【００１７】
この発明の請求項８にかかる電力変換器は、請求項５記載の電力変換器であって、前記スイッチング電源回路（６１；６２；６）は、前記第１電圧（ｖＬ）と、前記第２負荷（Ｃｄｃ＋Ｌｏａｄ；Ｃ２＋Ｌｏａｄ；７）に流れる第２電流（ｉｄｃ；ｉｄｃ；ｉｑ）とに基づいて求められた指令値（ｖ*；ｖ*；ｖｑ*）に従って前記スイッチング動作を行うスイッチ（Ｓ１，Ｓ２；Ｓ１，Ｓ２；Ｓ３１〜Ｓ３６）を備える。
【００１８】
この発明の請求項９にかかる電力変換器は、請求項２、請求項３、請求項６及び請求項７のいずれか一つに記載の電力変換器であって、前記スイッチ（Ｓ１，Ｓ２；Ｓ１，Ｓ２；Ｓ３１〜Ｓ３６）は、前記指令値（ｉｄｃ*；ｉｄｃ*；ｉｑ*）と、前記第２負荷（Ｃｄｃ＋Ｌｏａｄ；Ｃ２＋Ｌｏａｄ；７）に流れる第２電流（ｉｄｃ；ｉｄｃ；ｉｑ）とに基づいて求められた指令値（ｖ*；ｖ*；ｖｑ*）に従って前記スイッチング動作を行う。
【００１９】
この発明の請求項１０にかかる電力変換器は、請求項２乃至請求項４、請求項６乃至請求項９のいずれか一つに記載の電力変換器であって、前記指令値（ｉｄｃ；ｉｑ；ｖ*；ｖｑ*）と前記インバータ（４）のキャリアとの比較によって前記デューティが決定される。
【００２０】
この発明の請求項１１にかかる電力変換器は、請求項１乃至請求項１０のいずれか一つに記載の電力変換器であって、前記第１負荷（４＋５）は、主負荷（５）と、前記コンデンサの両端電圧（ｖｄｃ）を入力し、交流電流（ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２）を前記主負荷に出力するインバータ（４）とで構成される。
【００２１】
この発明の請求項１２にかかる空気調和機は、請求項１１に記載の電力変換器と、前記主負荷（５）を構成する冷媒圧縮機用のモータと、前記第２負荷（Ｃｄｃ＋Ｌｏａｄ；Ｃ２＋Ｌｏａｄ；７）を構成する空冷用のファンとを備え、前記冷媒圧縮機によって圧縮された冷媒の潜熱を前記ファンによって除去することによって空気調和を行う。
【００２２】
この発明の請求項１３にかかる電力変換器の制御方法は、交流電源（１）からの入力電流（ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１）を整流して第１電源線と第２電源線と間に直流電圧を出力して、第１負荷（４＋５）に前記直流電圧を印加する、整流回路（２）と、前記第１電源線及び前記第２電源線の間に接続されるコンデンサ（Ｃｄ）と、前記第１電源線及び前記第２電源線の間に接続されるスイッチング電源回路（６１；６２；６）とを備える電力変換器を制御する方法であって、前記第１電源線に流れる第１電流（−ｉＬ）に基づいたデューティで前記スイッチング電源回路にスイッチング動作をさせ、前記第１電流の、前記入力電流の基本周波数に対する高周波成分から第２負荷（Ｃｄｃ＋Ｌｏａｄ；Ｃ２＋Ｌｏａｄ；７）に電力を供給する。
【００２３】
この発明の請求項１４にかかる電力変換器の制御方法は、請求項１３記載の電力変換器の制御方法であって、前記スイッチング電源回路（６１；６２）から前記第２負荷（Ｃｄｃ＋Ｌｏａｄ；Ｃ２＋Ｌｏａｄ）に印加される出力電圧（ｖ０）の、その指令値（ｖ０*）に対する偏差（Δｖ０）と、前記第１電流（−ｉＬ）とに基づいて求められた指令値（ｉｄｃ*；ｉｄｃ*）に従って、前記スイッチング電源回路に前記スイッチング動作をさせる。
【００２４】
この発明の請求項１５にかかる電力変換器の制御方法は、請求項１３記載の電力変換器の制御方法であって、前記第２負荷はモータ（７）であって、前記モータの回転速度（ω）の、その指令値（ω*）に対する偏差（Δω）と、前記第１電流（−ｉＬ）とに基づいて求められた指令値（ｉｑ*）に従って、前記スイッチング電源回路（６）に前記スイッチング動作をさせる。
【００２５】
この発明の請求項１６にかかる電力変換器の制御方法は、請求項１３記載の電力変換器の制御方法であって、前記第１電流（−ｉＬ）と、前記第２負荷（Ｃｄｃ＋Ｌｏａｄ；Ｃ２＋Ｌｏａｄ；７）に流れる第２電流（ｉｄｃ；ｉｄｃ；ｉｑ）とに基づいて求められた指令値（ｖ*；ｖ*；ｖｑ*）に従って、前記スイッチング電源回路（６１；６２；６）に前記スイッチング動作をさせる。
【００２６】
この発明の請求項１７にかかる電力変換器の制御方法は、交流電源（１）からの入力電流（ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１）を整流して第１電源線と第２電源線との間に直流電圧を出力して、第１負荷（４＋５）に前記直流電圧を印加する、整流回路（２）と、前記第１電源線及び前記第２電源線の間に接続されるコンデンサ（Ｃｄ）と、前記コンデンサと共に直列共振回路を構成するリアクトル（Ｌｄ）と、前記第１電源線及び前記第２電源線の間に接続されるスイッチング電源回路（６１；６２；６）とを備える電力変換器を制御する方法であって、前記リアクトルに印加される第１電圧（ｖＬ）に基づいたデューティで前記スイッチング電源回路にスイッチング動作をさせ、前記第１電源線に流れる第１電流（−ｉＬ）の、前記入力電流の基本周波数に対する高周波成分から第２負荷（Ｃｄｃ＋Ｌｏａｄ；Ｃ２＋Ｌｏａｄ；７）に電力を供給する。
【００２７】
この発明の請求項１８にかかる電力変換器の制御方法は、請求項１７記載の電力変換器の制御方法であって、前記スイッチング電源回路（６１；６２）から前記第２負荷（Ｃｄｃ＋Ｌｏａｄ；Ｃ２＋Ｌｏａｄ）に印加される出力電圧（ｖ０）の、その指令値（ｖ０*）に対する偏差（Δｖ０）と、前記第１電圧（ｖＬ）とに基づいて求められた指令値（ｉｄｃ*；ｉｄｃ*）に従って、前記スイッチング電源回路に前記スイッチング動作をさせる。
【００２８】
この発明の請求項１９にかかる電力変換器の制御方法は、請求項１７記載の電力変換器の制御方法であって、前記第２負荷はモータ（７）であって、前記モータの回転速度（ω）の、その指令値（ω*）に対する偏差（Δω）と、前記第１電圧（ｖＬ）とに基づいて求められた指令値（ｉｑ*）に従って、前記スイッチング電源回路（６）に前記スイッチング動作をさせる。
【００２９】
この発明の請求項２０にかかる電力変換器の制御方法は、請求項１７記載の電力変換器の制御方法であって、前記第１電圧（ｖＬ）と、前記第２負荷（Ｃｄｃ＋Ｌｏａｄ；Ｃ２＋Ｌｏａｄ；７）に流れる第２電流（ｉｄｃ；ｉｄｃ；ｉｑ）とに基づいて求められた指令値（ｖ*；ｖ*；ｖｑ*）に従って、前記スイッチング電源回路（６１；６２；６）に前記スイッチング動作をさせる。
【００３０】
この発明の請求項２１にかかる電力変換器の制御方法は、請求項１４、請求項１５、請求項１８及び請求項１９のいずれか一つに記載の電力変換器の制御方法であって、前記指令値（ｉｄｃ*；ｉｄｃ*；ｉｑ*）と、前記第２負荷（Ｃｄｃ＋Ｌｏａｄ；Ｃ２＋Ｌｏａｄ；７）に流れる第２電流（ｉｄｃ；ｉｄｃ；ｉｑ）とに基づいて求められた指令値（ｖ*；ｖ*；ｖｑ*）に従って、前記スイッチング電源回路（６１；６２；６）に前記スイッチング動作をさせる。
【００３１】
この発明の請求項２２にかかる電力変換器の制御方法は、請求項１４乃至請求項１６、請求項１８乃至請求項２１のいずれか一つに記載の電力変換器の制御方法であって、前記指令値（ｉｄｃ；ｉｑ；ｖ*；ｖｑ*）と前記インバータ（４）のキャリアとの比較によって前記デューティを決定する。
【発明の効果】
【００３２】
この発明の請求項１、請求項４、請求項５及び請求項８のいずれか一つにかかる電力変換器、もしくは請求項１３、請求項１６、請求項１７及び請求項２０のいずれか一つにかかる電力変換器の制御方法によれば、第１電流に含まれる、入力電流の基本周波数に対する高周波成分を、第２負荷が消費するので、整流回路への入力電流の高周波成分を抑制し、交流電源への高周波障害を抑制する。
【００３３】
この発明の請求項２または請求項６にかかる電力変換器、もしくは請求項１４または請求項１８にかかる電力変換器の制御方法によれば、第２負荷に対して、安定して出力電圧を印加することができる。
【００３４】
この発明の請求項３または請求項７にかかる電力変換器、もしくは請求項１５または請求項１９にかかる電力変換器の制御方法によれば、モータを安定して回転させることができる。
【００３５】
この発明の請求項９にかかる電力変換器、もしくは請求項２１にかかる電力変換器の制御方法によれば、第２負荷の消費電力を精度良く制御できる。
【００３６】
この発明の請求項１０にかかる電力変換器もしくは請求項２２にかかる電力変換器の制御方法によれば、スイッチング電源回路のスイッチングを、インバータのスイッチングに同調させることができる。
【００３７】
この発明の請求項１１にかかる電力変換器によれば、インバータでのスイッチング損失が小さい。
【００３８】
この発明の請求項１２にかかる空気調和機によれば、空冷用のファンは冷媒圧縮機用のモータと比較して、消費電力及び回転制御の精度のいずれも小さいので、請求項１１に記載の電力変換器を用いた制御に好適である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３９】
第１の実施の形態．
＜電力変換器の構成＞
図１及び図２は、本実施の形態にかかる電力変換器を概念的に示す。当該電力変換器は、第１電源線２１、第２電源線２２、整流回路２、コンデンサＣｄ、リアクトルＬｄ、インバータ４及びスイッチング電源回路６１（あるいはスイッチング電源回路６２）を備える。
【００４０】
図１及び図２では、当該電力変換器に電力を供給する交流電源１、インバータ４からの出力が供給されるモータ５が示されている。また、図１では、スイッチング電源回路６１の出力が供給されるコンデンサＣｄｃ及び駆動部Ｌｏａｄが、図２では、スイッチング電源回路６２の出力が供給されるコンデンサＣ２及び駆動部Ｌｏａｄが、それぞれ示されている。コンデンサＣｄｃ，Ｃ２は、スイッチング電源回路６１，６２の出力を平滑化して駆動部Ｌｏａｄに供給する。また、本実施の形態では、交流電源１として３相交流電源が採用されている。
【００４１】
なお、モータ５は主負荷、モータ５とインバータ４とで構成される負荷を第１負荷（文中では符号「４＋５」と記載）、コンデンサＣｄｃと駆動部Ｌｏａｄとで構成される負荷（図１）を第２負荷（文中では符号「Ｃｄｃ＋Ｌｏａｄ」と記載）、コンデンサＣ２と駆動部Ｌｏａｄとで構成される負荷（図２）を第２負荷（文中では符号「Ｃ２＋Ｌｏａｄ」と記載）と、それぞれ把握することができる。
【００４２】
整流回路２は、本実施の形態ではブリッジダイオードであって、交流電源１からの入力電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１を整流して第１電源線２１及び第２電源線２２の間に直流電圧を出力する。
【００４３】
コンデンサＣｄは、第１電源線２１と第２電源線２２との間に接続される。リアクトルＬｄは、整流回路２とコンデンサＣｄとの間で第１電源線２１に設けられる。コンデンサＣｄとリアクトルＬｄとは、直流共振回路を構成する。
【００４４】
インバータ４は、本実施の形態では３相インバータであって、コンデンサＣｄの両端電圧ｖｄｃを入力し、交流電流ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２をモータ５に出力する。モータ５は、インバータ４の出力が供給されることで駆動する。
【００４５】
スイッチング電源回路６１，６２の各々は、第１電源線２１と第２電源線２２との間に接続される。図１及び図２ではコンデンサＣｄの両端に接続されているが、例えばコンデンサＣｄとリアクトルＬｄとで構成される直列共振回路の両端に接続されても良い。
【００４６】
図１では、スイッチング電源回路６１に降圧チョッパが採用されている。当該降圧チョッパは、スイッチＳ１，Ｓ２、コイルＬｄｃ及び出力端６１１，６１２を有する。スイッチＳ１，Ｓ２は、第１電源線２１と第２電源線２２との間で直列に接続される。出力端６１１，６１２はスイッチＳ２の両端にそれぞれ接続される。コイルＬｄｃは、出力端６１１，６１２の間でスイッチＳ２と直列に接続される。出力端６１１，６１２の間には第２負荷Ｃｄｃ＋Ｌｏａｄが接続される。
【００４７】
図２では、スイッチング電源回路６２にフライバックコンバータが採用されている。当該フライバックコンバータ６２は、スイッチＳ１，Ｓ２、トランスＴ及び出力端６２１，６２２を有する。トランスＴの１次側のコイルＬ１は、第１電源線２１と第２電源２２との間に接続され、２次側のコイルＬ２は出力端６２１，６２２の間に接続される。スイッチＳ１は、第１電源線２１と第２電源線２２との間で、コイルＬ１と直列に接続される。スイッチＳ２は、出力端６２１，６２２の間でコイルＬ２と直列に接続される。出力端６２１，６２２の間には、第２負荷Ｃ２＋Ｌｏａｄが接続される。
【００４８】
なお、本実施の形態ではスイッチＳ１，Ｓ２に、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）とダイオードとで構成されるＩＧＢＴモジュールが採用されている。
【００４９】
＜電力変換器の制御１＞
図３は、図１で示される電力変換器を制御する制御装置１０を概念的に示す。
【００５０】
制御装置１０は、減算器１０１，１０５、指令値補正部１０３、制御部１０２，１０４，１０６、三角波キャリア発生部１０７、比較部１０８及びＮＯＴ回路１０９を備える。
【００５１】
減算器１０１は、スイッチング電源回路６１から第２負荷Ｃｄｃ＋Ｌｏａｄに印加される出力電圧ｖ０の、その指令値ｖ０*に対する偏差Δｖ０を求める。
【００５２】
制御部１０２は、偏差Δｖ０に基づいてＰＩ制御を実行することで、コイルＬｄｃに流れる電流ｉｄｃの指令値ｉｄｃ*を生成する。かかる制御によれば、電圧ｖ０を指令値ｖ０*に近づけることができるので、第２負荷Ｃｄｃ＋Ｌｏａｄに対して、安定して出力電圧を印加することができる。
【００５３】
指令値補正部１０３は、第１電源線２１に流れる電流ｉＬの、入力電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１の基本周波数に対する高周波成分をスイッチング電源回路６１で消費すべく、指令値ｉｄｃ*を補正する。
【００５４】
本実施の形態では指令値補正部１０３は、リアクトルＬｄに印加される電圧ｖＬに基づいて指令値ｉｄｃ*を補正している。具体的には、制御部１０４が電圧ｖＬにゲインＫ１を乗算して補正値Δｉｄｃ*を求め、指令値補正部１０３は、指令値ｉｄｃ*から補正値Δｉｄｃ*を減算し、その結果を新たな指令値ｉｄｃ*として出力する。なお、本実施の形態では、電圧ｖＬは、リアクトルＬｄの整流回路２側の電位を基準としたものが採用されている。
【００５５】
ところで、制御部１０２及び後述する制御部１０６ではＰＩ制御が実行されるため、制御部１０２，１０６では出力の位相が入力の位相に対して遅れる。よって、位相の遅れに即して、補正指令値Δｉｄｃ*の位相を電圧ｖＬの位相からずらせても良い。
【００５６】
また、制御部１０２，１０６において位相の遅れがない場合であっても、補正指令値Δｉｄｃ*の位相を電圧ｖＬの位相から９０°だけ遅らせても良い。なぜなら、リアクトルＬｄにおいて電流ｉＬの位相は電圧ｖＬの位相に対して９０°だけ遅れているからである。
【００５７】
減算器１０５は、補正後の指令値ｉｄｃ*と、電流ｉｄｃとの偏差Δｉｄｃを求める。
【００５８】
制御部１０６は、偏差Δｉｄｃに基づいてＰＩ制御を実行することで、スイッチＳ２の両端に印加される電圧ｖの指令値ｖ*を生成する。かかる制御によれば、電流ｉｄｃを指令値ｉｄｃ*に近づけることができるので、第２負荷Ｃｄｃ＋Ｌｏａｄの消費電力を精度良く制御することができる。
【００５９】
三角波キャリア生成部１０７は、インバータ４に同調した三角波キャリアを生成する。
【００６０】
比較部１０８は、指令値ｖ*と、三角波キャリアとを比較して、スイッチＳ１に対するスイッチング指令ｒ１を生成する。スイッチング指令ｒ１によって、スイッチＳ１は、オン及びオフのいずれか一方に制御される。スイッチＳ２は、スイッチＳ１とは相補的に制御されるので、スイッチＳ２に対する指令ｒ２は、指令ｒ１をＮＯＴ回路１０９に入力することで、その出力として得られる。
【００６１】
制御装置１０によって指令値ｒ１，ｒ２を得ることができるので、スイッチング電源回路６１の制御に高速のマイコン処理は不要である。一般に、インバータ４のスイッチング周波数（６ｋＨｚ）よりも、フライバックコンバータや降圧チョッパなどのコンバータのスイッチング周波数（５０〜１００ｋＨｚ）を大きくすることができる。
【００６２】
なお、上述した内容は、リアクトルＬｄに印加される電圧ｖＬに基づいたデューティで、スイッチング電源６１のスイッチング動作を行うことで、第１電源線２１に流れる電流（−ｉＬ）の、入力電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１の基本周波数に対する高周波成分から第２負荷Ｃｄｃ＋Ｌｏａｄに電力を供給する、と把握することができる。
【００６３】
上述した制御装置１０及びその制御によれば、電流（−ｉＬ）に含まれる、入力電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１の基本周波数に対する高周波成分を、第２負荷Ｃｄｃ＋Ｌｏａｄで消費することができる。よって、整流回路２への入力電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１の高周波成分を抑制し、交流電源１への高周波障害を抑制することができる。
【００６４】
図４は、本実施の形態にかかる制御を実行した場合の、（ａ）入力電流ｉｕ１及び（ｂ）コンデンサＣｄの両端の電圧ｖｄｃの時間変化をグラフで示す。なお、図４との比較のために、本実施の形態にかかる制御を実行する前の、入力電流ｉｕ１及び電圧ｖｄｃの波形がそれぞれ、図５（ａ），（ｂ）に示されている。リアクトルＬｄとコンデンサＣｄとの直列共振に起因して、この波形には多くの高周波成分が含まれている。なお、図４及び図５のグラフは、指令値ｖ０*に２０Ｖ、駆動部Ｌｏａｄに抵抗、第２負荷Ｃｄｃ＋Ｌｏａｄの消費電力に２０Ｗ、モータ５での消費電力に１．５ｋＷを採用した場合に得られた結果である。
【００６５】
図４と図５とを比較すれば、かかる制御を実行することで入力電流ｉｕ１（よって入力電流ｉｖ１，ｉｗ１も）及び電圧ｖｄｃに含まれていた高周波成分が抑制されていることが判る。
【００６６】
しかも、電力の高周波成分は、第１負荷４＋５に供給される直流電力よりも小さいので、これを消費する第２負荷Ｃｄｃ＋Ｌｏａｄの消費電力は第１負荷４＋５での消費電力よりも小さくて済む。このことに鑑みれば、スイッチング電源回路６１の消費電力が小さくても、高周波障害が抑制できることが判る。よって、インバータ４のスイッチング素子に流れる電流よりもスイッチング電源回路６１のスイッチＳ１，Ｓ２に流れる電流を小さくできる。つまり、インバータ４における制御で高調波を制御するスイッチングと比較して、スイッチング電源回路６１における制御での抑制の方が、スイッチング損失を小さくできる。これにより、スイッチＳ１，Ｓ２に電流容量の小さいものを採用することができ、以ってスイッチング電源回路６１の小型化が可能となる。
【００６７】
図２で示される電力変換器の制御についても、制御装置１０が適用できる。ただし、電流ｉｄｃ及びその指令値ｉｄｃ*に代えて、コイルＬ１に流れる電流ｉ１及びその指令値ｉ１*が採用される。また、指令値ｖ*には、コイルＬ２の両端の電圧の指令値が採用される。
【００６８】
＜電力変換器の制御２＞
第２負荷Ｃｄｃ＋Ｌｏａｄ，Ｃ２＋Ｌｏａｄの消費電力の制御にあまり高い精度が必要とされない場合には、制御装置１０において、減算器１０５及び制御部１０６はなくても良い。図６では、かかる態様が制御装置１１として示されている。
【００６９】
制御装置１１は、減算器１１１、制御部１１２，１１４、補正指令値１１３、三角波キャリア発生部１１５、比較部１１６及びＮＯＴ回路１１７を備える。
【００７０】
減算器１１１は、図３で示される減算器１０１と同様に、偏差Δｖ０を求める。
【００７１】
制御部１１２は、偏差Δｖ０に基づいてＰＩ制御を実行することで、指令値ｖ*を生成する。
【００７２】
指令補正部１１３は、第１電源線２１に流れる電流ｉＬの、入力電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１の基本周波数に対する高周波成分をスイッチング電源回路６１で消費すべく、指令値ｉｄｃ*を補正する。具体的には、制御部１１４が電圧ｖＬにゲインＫ２を乗算して補正値Δｖ*を求め、指令値補正部１１３は、指令値ｖ*から補正値Δｖ*を減算し、その結果を新たな指令値ｖ*として出力する。
【００７３】
制御部１１２で位相の遅れが生じる場合には、当該位相の遅れに即して補正指令値Δｖ*の位相を電圧ｖＬの位相からずらせても良い。
【００７４】
三角波キャリア発生部１１５は、インバータ４に同調した三角波キャリアを生成する。
【００７５】
比較部１１６は、補正後の指令値ｖ*と、三角波キャリアとを比較して、指令値ｒ１を生成する。なお、指令値ｒ２は、ＮＯＴ回路１１７によって指令値ｒ１とは相補的に求められる。
【００７６】
かかる制御装置１１及びその制御によっても、電流（−ｉＬ）に含まれる、入力電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１の基本周波数に対する高周波成分を、第２負荷Ｃｄｃ＋Ｌｏａｄ，Ｃ２＋Ｌｏａｄで消費することができる。よって、整流回路２への入力電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１の高周波成分を抑制し、交流電源１への高周波障害を抑制することができる。
【００７７】
本実施の形態における電圧ｖ０は、空気調和機用のモータの駆動システムに用いられる電装品の電源電圧や、インバータの制御用の電源電圧などに採用することができる。
【００７８】
第２の実施の形態．
＜電力変換器の構成＞
図７は、本実施の形態にかかる電力変換器を概念的に示す。当該電力変換器では、第１電源線２１、第２電源線２２、整流回路２、コンデンサＣｄ、リアクトルＬｄ及びインバータ４が第１の実施の形態の電力変換器と同様に構成され、更にスイッチング電源回路６が第１電源線２１と第２電源線２２の間に接続されている。図７では、図１や図２と同様に交流電源１及びモータ５が示されており、更にはスイッチング電源回路６の出力が供給されるモータ７も示されている。なお、モータ７は、第１負荷４＋５と把握されるインバータ４とモータ５とで構成される負荷に対して、第２負荷と把握することができる。
【００７９】
スイッチング電源回路６は３相インバータであって、スイッチＳ３１〜Ｓ３６を有する。本実施の形態では、スイッチＳ３１〜Ｓ３６にＩＧＢＴモジュールが採用されている。一般に、３相インバータはマイコン処理によって制御される。
【００８０】
＜電力変換器の制御＞
図８は、図７で示される電力変換器を制御する制御装置２０を概念的に示す。
【００８１】
制御装置２０は、減算器２０１，２０５，２０７、指令値補正部２０３、制御部２０２，２０４，２０６，２０８、変換部２０９、三角キャリア発生部２１０及びＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御部２１１を備える。
【００８２】
減算器２０１は、モータ７の回転速度ωの、その指令値ω*に対する偏差Δωを求める。
【００８３】
制御部２０２は、偏差Δωに基づいてＰＩ制御を実行することで、モータに流れるｑ軸電流ｉｑの指令値ｉｑ*を生成する。かかる制御によれば、回転速度ωを指令値ω*に近づけることができるので、モータ７を安定して回転させることができる。
【００８４】
指令値補正部２０３は、入力電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１の基本周波数に対する高周波成分をスイッチング電源回路６で消費すべく、指令値ｉｑ*を補正する。
【００８５】
本実施の形態では、指令値補正部２０３は、リアクトルＬｄに印加される電圧ｖＬに基づいて指令値ｉｑ*を補正している。具体的には、制御部２０４が電圧ｖＬにゲインＫを乗算して補正値Δｉｑ*を求め、指令値補正部２０３は、指令値ｉｑ*から補正値Δｉｑ*を減算し、その結果を新たな指令値ｉｑ*として出力する。
【００８６】
ところで、第１の実施の形態で説明したのと同様に、ＰＩ制御が実行される制御部２０２及び制御部２０６での位相の遅れに即して、補正指令値Δｉｑ*の位相を電圧ｖＬの位相からずらせても良い。また、制御部２０２，２０６において位相の遅れがない場合であっても、補正指令値Δｉｑ*の位相を電圧ｖＬの位相から９０°だけ遅らせても良い。
【００８７】
減算器２０５は、補正後の指令値ｉｑ*と、ｑ軸電流ｉｑとの偏差Δｉｑを求める。
【００８８】
制御部２０６は、偏差Δｉｑに基づいてＰＩ制御を実行することで、モータ７に印加されるｑ軸電圧ｖｑの指令値ｖｑ*を生成する。かかる制御によれば、ｑ軸電流ｉｑを指令値ｉｑ*に近づけることができる。
【００８９】
減算器２０７は、モータ７に流れるｄ軸電流ｉｄの、その指令値ｉｄ*に対する偏差Δｉｄを求める。
【００９０】
制御部２０８は、偏差Δｉｄに基づいてＰＩ制御を実行することで、モータ７に印加されるｄ軸電圧ｖｄの指令値ｖｄ*を生成する。かかる制御によれば、ｄ軸電流ｉｄを指令値ｉｄ*に近づけることができる。上述したとおり電流ｉｑも、その指令値ｉｑ*に近づくので、モータ７の消費電力を精度良く制御することができる。
【００９１】
変換部２０９は、ｄ−ｑ軸座標系から３相座標系へと座標を変換する。よって、変換部２０９に入力された指令値ｖｑ*，ｖｄ*は、３相電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗの指令値ｖｕ*，ｖｖ*，ｖｗ*に変換されて変換部２０９から出力される。
【００９２】
三角波キャリア生成部２１０は、インバータ４に同調した三角波キャリアを生成する。
【００９３】
ＰＷＭ制御部２１１は、指令値ｖｕ*，ｖｖ*，ｖｗ*と、三角波キャリアとに基づいて、スイッチＳ３１〜Ｓ３６のそれぞれに対する指令ｒ３１〜ｒ３６を生成する。なお、スイッチＳ３１とスイッチＳ３４、スイッチＳ３２とスイッチＳ３５、スイッチＳ３３とスイッチＳ３６は、それぞれ相補的に制御される。
【００９４】
なお、上述した内容は、リアクトルＬｄに印加される電圧ｖＬに基づいたデューティで、スイッチング電源６のスイッチング動作を行うことで、第１電源線２１に流れる電流（−ｉＬ）の、入力電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１の基本周波数に対する高周波成分からモータ７に電力を供給する、と把握することができる。
【００９５】
上述した制御装置２０及びその制御によれば、電流（−ｉＬ）に含まれる、入力電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１の基本周波数に対する高周波成分を、モータ７で消費することができる。よって、整流回路２への入力電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１の高周波成分を抑制し、交流電源１への高周波障害を抑制することができる。
【００９６】
図９は、本実施の形態にかかる制御を実行した場合の、（ａ）入力電流ｉｕ１及び（ｂ）コンデンサＣｄの両端の電圧ｖｄｃの時間変化をグラフで示す。なお、図９との比較のために、本実施の形態にかかる制御を実行する前の、入力電流ｉｕ１及び電圧ｖｄｃの波形がそれぞれ、図１０（ａ），（ｂ）に示されている。リアクトルＬｄとコンデンサＣｄとの直列共振に起因して、この波形には多くの高周波成分が含まれている。なお、図９及び図１０のグラフは、モータ５での消費電力に１．５ｋＷ、モータ７の指令値ω*に５００ｒｐｍ、モータ７の出力電力に２０Ｗを採用した場合に得られた結果である。
【００９７】
図９と図１０とを比較すれば、かかる制御を実行することで入力電流ｉｕ１（よって入力電流ｉｖ１，ｉｗ１も）及び電圧ｖｄｃに含まれていた高周波成分が抑制されていることが判る。
【００９８】
しかも、モータ７の消費電力を２０Ｗに設定したこと、更にはモータ５での消費電力が１．５ｋ程度であることに鑑みれば、スイッチング電源回路６での消費電力が小さくても、高周波障害を抑制できることが判る。よって、スイッチング電源回路６でのスイッチング損失の低減が可能となる。これにより、スイッチＳ３１〜Ｓ３６に電流容量の小さいものを採用することができる。延いては、スイッチング電源回路６の小型化が可能となる。
【００９９】
スイッチング電源回路６に採用されるインバータのスイッチング周波数は一般に、インバータ４のスイッチング周波数（６ｋＨｚ）と同程度である。しかし、スイッチング電源回路６で上記制御を行えば、５０ｋＨｚ程度のスイッチング周波数でスイッチＳ３１〜Ｓ３６がスイッチングされる。よって、マイコン処理の観点からは、第１の実施の形態で説明した電力変換器での制御が望ましい。
【０１００】
第３の実施の形態．
図１１は、図１で示される電力変換器において、交流電源１に単相交流電源を採用した場合が示されている。この場合、整流回路２は、交流電源１から入力電流ｉｃを整流して第１電源線２１及び第２電源線２２の間に直流電圧を出力する。他の構成については、図１で示される電力変換器と同様である。
【０１０１】
かかる電力変換器についても、第１の実施の形態で説明したのと同様の制御を実行することで、同様の効果を得ることができる。
【０１０２】
図１２は、本実施の形態にかかる制御を実行した場合の、（ａ）入力電流ｉｃ及び（ｂ）電圧ｖｄｃの時間変化をグラフで示す。なお、図１２との比較のために、本実施に形態にかかる制御を実行する前の入力電流ｉｃ及び電圧ｖｄｃの波形がそれぞれ、図１３（ａ），（ｂ）に示されている。リアクトルＬｄとコンデンサＣｄとの直列共振に起因して、この波形には多くの高周波成分が含まれている。
【０１０３】
図１２と図１３とを比較すれば、かかる制御を実行することで入力電流ｉｃ及び電圧ｖｄｃに含まれていた高周波成分が抑制されていることが判る。
【０１０４】
また、本実施の形態にかかる制御を実行せずに、インバータ４で高周波を低減した場合の入力電流ｉｃ及び電圧ｖｄｃの波形がそれぞれ、図１４（ａ），（ｂ）に示されている。
【０１０５】
図１２と図１４とを比較すれば、インバータ４によっても本実施の形態にかかる制御と同程度に高周波を低減できることが判る。しかし、インバータ４でのスイッチング周波数が高くなるためスイッチング損失が増大する。なお、図１４には、インバータ４のスイッチング周波数に５０ｋＨｚのスイッチング周波数でインバータを制御した場合に得られる結果が示されている。
【０１０６】
図２及び図７で示される電力変換器において、交流電源１に単相交流電源を採用した場合についても同様である。
【０１０７】
第１乃至第３の実施の形態のいずれにおいても、指令値補正部１０３，２０３に入力する補正値Δｉｄｃ*，Δｉｑ*を第１電源線に流れる電流（−ｉＬ）に基づいて算出しても良い。
【０１０８】
かかる内容は、スイッチング電源回路６１，６２，６が、第１電源線２１に流れる電流（−ｉＬ）に基づいたデューティでスイッチング動作を行って、電流（−ｉＬ）の、入力電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１，ｉｃの基本周波数に対する高周波成分から第２負荷Ｃｄｃ＋Ｌｏａｄ，Ｃ２＋Ｌｏａｄ，７に電力を供給する、と把握することができる。
【０１０９】
この制御によれば、リアクトルＬｄのない電力変換器の制御にも適用することができ、第１乃至第３の実施の形態と同様の効果が得られる。つまり、リアクトルＬｄがない場合にも、交流電源１と整流回路２との間で生じるインピーダンスｚと、コンデンサＣｄとの直列共振により高調波が発生するという問題があり、この場合にも上記制御を行うことで、高調波を抑制することができる。
【０１１０】
また、上述したいずれの実施の形態においても、電圧ｖ０または回転速度ωについて高い制御性が必要でない場合には、制御装置１０，１１，２０においてそれぞれ、減算器１０１，１１１，２０１及び制御部１０２，１１２，２０２はなくても良い。つまり、電圧ｖＬまたは電流（−ｉＬ）と、電流ｉｄｃ，ｉｑとに基づいて指令値ｖ*，ｖｑ*を求め、指令値ｖ*，ｖｑ*に従ってスイッチング電源回路６１，６２，６のスイッチング動作を制御しても良い。
【０１１１】
上述した電圧変換器はいずれも、例えば空気調和機に搭載することができる。当該空気調和機には、冷媒圧縮機用のモータ及び空冷用のファンが設けられ、冷媒圧圧縮機用のモータにはインバータ４の出力が、空冷用のファンにはスイッチング電源回路６１，６２，６の出力が、それぞれ供給される。そして、冷媒圧縮機によって圧縮された冷媒の潜熱をファンによって除去することで、空気調和が行われる。
【０１１２】
空冷用のファンは冷媒圧縮機用のモータと比較して、消費電力及び回転制御の精度のいずれも小さい。よって、電圧変換器を用いた制御は上記空気調和機に好適である。
【図面の簡単な説明】
【０１１３】
【図１】第１の実施の形態で説明される、電力変換器を概念的に示す図である。
【図２】第１の実施の形態で説明される、電力変換器を概念的に示す図である。
【図３】電力変換器の制御装置１０を概念的に示す図である。
【図４】第１の実施の形態で説明される制御を実行した場合の、（ａ）入力電流ｉｕ１、（ｂ）電圧ｖｄｃをグラフで示す図である。
【図５】第１の実施の形態で説明される制御を実行する前の、（ａ）入力電流ｉｕ１、（ｂ）電圧ｖｄｃをグラフで示す図である。
【図６】電力変換器の制御装置１１を概念的に示す図である。
【図７】第２の実施の形態で説明される、電力変換器を概念的に示す図である。
【図８】電力変換器の制御装置２０を概念的に示す図である。
【図９】第２の実施の形態で説明される制御を実行した場合の、（ａ）入力電流ｉｕ１、（ｂ）電圧ｖｄｃをグラフで示す図である。
【図１０】第２の実施の形態で説明される制御を実行する前の、（ａ）入力電流ｉｕ１、（ｂ）電圧ｖｄｃをグラフで示す図である。
【図１１】第３の実施の形態で説明される、電力変換器を概念的に示す図である。
【図１２】第３の実施の形態で説明される制御を実行した場合の、（ａ）入力電流ｉｃ、（ｂ）電圧ｖｄｃをグラフで示す図である。
【図１３】第３の実施の形態で説明される制御を実行する前の、（ａ）入力電流ｉｃ、（ｂ）電圧ｖｄｃをグラフで示す図である。
【図１４】インバータ４で高調波抑制を実行した場合の、（ａ）入力電流ｉｃ、（ｂ）電圧ｖｄｃをグラフで示す図である。
【符号の説明】
【０１１４】
１  交流電源
２  整流回路
４  インバータ
５  モータ（主負荷）
４＋５  第１負荷
２１  第１電源線
２２  第２電源線
６１，６２，６  スイッチング電源回路
ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１，ｉｃ  入力電流
ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２  交流電流
Ｃｄ  コンデンサ
Ｌｄ  リアクトル
−ｉＬ，ｉｄｃ，ｉｑ  電流
Ｃｄｃ＋Ｌｏａｄ，Ｃ２＋Ｌｏａｄ，７  第２負荷
ｖ０  出力電圧
ｖＬ  電圧
ｖｄｃ  両端電圧
ｖ０*，ｉｄｃ*，ω*，ｉｑ*，ｖ*，ｖｑ*  指令値
Δｖ０，Δω  偏差
Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３１〜Ｓ３６  スイッチ
ω  回転速度
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【手続補正書】
【提出日】平成19年4月12日(2007.4.12)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源（１）からの入力電流（ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１；ｉｃ）を整流して第１電源線（２１）と第２電源線（２２）との間に直流電圧を出力して、第１負荷（４＋５）に前記直流電圧を印加する整流回路（２）と、
前記第１電源線及び前記第２電源線の間に接続されるコンデンサ（Ｃｄ）と、
前記第１電源線及び前記第２電源線の間に接続され、前記第１電源線に流れる第１電流（−ｉＬ）に基づいたデューティでスイッチング動作を行って、前記第１電流の、前記入力電流の基本周波数に対する高周波成分から第２負荷（Ｃｄｃ＋Ｌｏａｄ；Ｃ２＋Ｌｏａｄ；７）に電力を供給するスイッチング電源回路（６１；６２；６）と
を備える、電力変換器。
【請求項２】
前記スイッチング電源回路（６１；６２）は、
前記スイッチング電源回路から前記第２負荷（Ｃｄｃ＋Ｌｏａｄ；Ｃ２＋Ｌｏａｄ）に印加される出力電圧（ｖ０）の、その指令値（ｖ０*）に対する偏差（Δｖ０）と、前記第１電流（−ｉＬ）とに基づいて求められた指令値（ｉｄｃ*；ｉｄｃ*）に従って前記スイッチング動作を行うスイッチ（Ｓ１，Ｓ２）
を有する、請求項１記載の電力変換器。
【請求項３】
前記第２負荷はモータ（７）であって、
前記スイッチング電源回路（６）は、
前記モータの回転速度（ω）の、その指令値（ω*）に対する偏差（Δω）と、前記第１電流（−ｉＬ）とに基づいて求められた指令値（ｉｑ*）に従って前記スイッチング動作を行うスイッチ（Ｓ３１〜Ｓ３６）
を有する、請求項１記載の電力変換器。
【請求項４】
前記スイッチング電源回路（６１；６２；６）は、
前記第１電流（−ｉＬ）と、前記第２負荷（Ｃｄｃ＋Ｌｏａｄ；Ｃ２＋Ｌｏａｄ；７）に流れる第２電流（ｉｄｃ；ｉｄｃ；ｉｑ）とに基づいて求められた指令値（ｖ*；ｖ*；ｖｑ*）に従って前記スイッチング動作を行うスイッチ（Ｓ１，Ｓ２；Ｓ１，Ｓ２；Ｓ３１〜Ｓ３６）
を備える、請求項１記載の電力変換器。
【請求項５】
交流電源（１）からの入力電流（ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１；ｉｃ）を整流して第１電源線（２１）と第２電源線（２２）との間に直流電圧を出力して、第１負荷（４＋５）に前記直流電圧を印加する整流回路（２）と、
前記第１電源線及び前記第２電源線の間に接続されるコンデンサ（Ｃｄ）と、
前記コンデンサと共に直列共振回路を構成するリアクトル（Ｌｄ）と、
前記第１電源線及び前記第２電源線の間に接続され、前記リアクトルに印加される第１電圧（ｖＬ）に基づいたデューティでスイッチング動作を行って、前記第１電源線に流れる第１電流（−ｉＬ）の、前記入力電流の基本周波数に対する高周波成分から第２負荷（Ｃｄｃ＋Ｌｏａｄ；Ｃ２＋Ｌｏａｄ；７）に電力を供給するスイッチング電源回路（６１；６２；６）と
を備える、電力変換器。
【請求項６】
前記スイッチング電源回路（６１；６２）は、
前記スイッチング電源回路から前記第２負荷（Ｃｄｃ＋Ｌｏａｄ；Ｃ２＋Ｌｏａｄ）に印加される出力電圧（ｖ０）の、その指令値（ｖ０*）に対する偏差（Δｖ０）と、前記第１電圧（ｖＬ）とに基づいて求められた指令値（ｉｄｃ*；ｉｄｃ*）に従って前記スイッチング動作を行うスイッチ（Ｓ１，Ｓ２）
を有する、請求項５記載の電力変換器。
【請求項７】
前記第２負荷はモータ（７）であって、
前記スイッチング電源回路（６）は、
前記モータの回転速度（ω）の、その指令値（ω*）に対する偏差（Δω）と、前記第１電圧（ｖＬ）とに基づいて求められた指令値（ｉｑ*）に従って前記スイッチング動作を行うスイッチ（Ｓ３１〜Ｓ３６）
を有する、請求項５記載の電力変換器。
【請求項８】
前記スイッチング電源回路（６１；６２；６）は、
前記第１電圧（ｖＬ）と、前記第２負荷（Ｃｄｃ＋Ｌｏａｄ；Ｃ２＋Ｌｏａｄ；７）に流れる第２電流（ｉｄｃ；ｉｄｃ；ｉｑ）とに基づいて求められた指令値（ｖ*；ｖ*；ｖｑ*）に従って前記スイッチング動作を行うスイッチ（Ｓ１，Ｓ２；Ｓ１，Ｓ２；Ｓ３１〜Ｓ３６）
を備える、請求項５記載の電力変換器。
【請求項９】
前記スイッチ（Ｓ１，Ｓ２；Ｓ１，Ｓ２；Ｓ３１〜Ｓ３６）は、前記指令値（ｉｄｃ*；ｉｄｃ*；ｉｑ*）と、前記第２負荷（Ｃｄｃ＋Ｌｏａｄ；Ｃ２＋Ｌｏａｄ；７）に流れる第２電流（ｉｄｃ；ｉｄｃ；ｉｑ）とに基づいて求められた指令値（ｖ*；ｖ*；ｖｑ*）に従って前記スイッチング動作を行う、請求項２、請求項３、請求項６及び請求項７のいずれか一つに記載の電力変換器。
【請求項１０】
前記第１負荷（４＋５）は、主負荷（５）と、前記コンデンサの両端電圧（ｖｄｃ）を入力し、交流電流（ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２）を前記主負荷に出力するインバータ（４）とを有し、
前記指令値（ｉｄｃ；ｉｑ；ｖ*；ｖｑ*）と前記インバータ（４）のキャリアとの比較によって前記デューティが決定される、請求項２乃至請求項４、請求項６乃至請求項９のいずれか一つに記載の電力変換器。
【請求項１１】
前記第１負荷（４＋５）は、主負荷（５）と、前記コンデンサの両端電圧（ｖｄｃ）を入力し、交流電流（ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２）を前記主負荷に出力するインバータ（４）とで構成される、請求項１乃至請求項９のいずれか一つに記載の電力変換器。
【請求項１２】
請求項１０又は１１に記載の電力変換器と、
前記主負荷（５）を構成する冷媒圧縮機用のモータと、
前記第２負荷（Ｃｄｃ＋Ｌｏａｄ；Ｃ２＋Ｌｏａｄ；７）を構成する空冷用のファンと
を備え、前記冷媒圧縮機によって圧縮された冷媒の潜熱を前記ファンによって除去することによって空気調和を行う、空気調和機。
【請求項１３】
交流電源（１）からの入力電流（ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１）を整流して第１電源線と第２電源線との間に直流電圧を出力して、第１負荷（４＋５）に前記直流電圧を印加する、整流回路（２）と、
前記第１電源線及び前記第２電源線の間に接続されるコンデンサ（Ｃｄ）と、
前記第１電源線及び前記第２電源線の間に接続されるスイッチング電源回路（６１；６２；６）と
を備える電力変換器を制御する方法であって、
前記第１電源線に流れる第１電流（−ｉＬ）に基づいたデューティで前記スイッチング電源回路にスイッチング動作をさせ、前記第１電流の、前記入力電流の基本周波数に対する高周波成分から第２負荷（Ｃｄｃ＋Ｌｏａｄ；Ｃ２＋Ｌｏａｄ；７）に電力を供給する、電力変換器の制御方法。
【請求項１４】
前記スイッチング電源回路（６１；６２）から前記第２負荷（Ｃｄｃ＋Ｌｏａｄ；Ｃ２＋Ｌｏａｄ）に印加される出力電圧（ｖ０）の、その指令値（ｖ０*）に対する偏差（Δｖ０）と、前記第１電流（−ｉＬ）とに基づいて求められた指令値（ｉｄｃ*；ｉｄｃ*）に従って、前記スイッチング電源回路に前記スイッチング動作をさせる、請求項１３記載の電力変換器の制御方法。
【請求項１５】
前記第２負荷はモータ（７）であって、
前記モータの回転速度（ω）の、その指令値（ω*）に対する偏差（Δω）と、前記第１電流（−ｉＬ）とに基づいて求められた指令値（ｉｑ*）に従って、前記スイッチング電源回路（６）に前記スイッチング動作をさせる、請求項１３記載の電力変換器の制御方法。
【請求項１６】
前記第１電流（−ｉＬ）と、前記第２負荷（Ｃｄｃ＋Ｌｏａｄ；Ｃ２＋Ｌｏａｄ；７）に流れる第２電流（ｉｄｃ；ｉｄｃ；ｉｑ）とに基づいて求められた指令値（ｖ*；ｖ*；ｖｑ*）に従って、前記スイッチング電源回路（６１；６２；６）に前記スイッチング動作をさせる、請求項１３記載の電力変換器の制御方法。
【請求項１７】
交流電源（１）からの入力電流（ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１）を整流して第１電源線と第２電源線との間に直流電圧を出力して、第１負荷（４＋５）に前記直流電圧を印加する、整流回路（２）と、
前記第１電源線及び前記第２電源線の間に接続されるコンデンサ（Ｃｄ）と、
前記コンデンサと共に直列共振回路を構成するリアクトル（Ｌｄ）と、
前記第１電源線及び前記第２電源線の間に接続されるスイッチング電源回路（６１；６２；６）と
を備える電力変換器を制御する方法であって、
前記リアクトルに印加される第１電圧（ｖＬ）に基づいたデューティで前記スイッチング電源回路にスイッチング動作をさせ、前記第１電源線に流れる第１電流（−ｉＬ）の、前記入力電流の基本周波数に対する高周波成分から第２負荷（Ｃｄｃ＋Ｌｏａｄ；Ｃ２＋Ｌｏａｄ；７）に電力を供給する、電力変換器の制御方法。
【請求項１８】
前記スイッチング電源回路（６１；６２）から前記第２負荷（Ｃｄｃ＋Ｌｏａｄ；Ｃ２＋Ｌｏａｄ）に印加される出力電圧（ｖ０）の、その指令値（ｖ０*）に対する偏差（Δｖ０）と、前記第１電圧（ｖＬ）とに基づいて求められた指令値（ｉｄｃ*；ｉｄｃ*）に従って、前記スイッチング電源回路に前記スイッチング動作をさせる、請求項１７記載の電力変換器の制御方法。
【請求項１９】
前記第２負荷はモータ（７）であって、
前記モータの回転速度（ω）の、その指令値（ω*）に対する偏差（Δω）と、前記第１電圧（ｖＬ）とに基づいて求められた指令値（ｉｑ*）に従って、前記スイッチング電源回路（６）に前記スイッチング動作をさせる、請求項１７記載の電力変換器の制御方法。
【請求項２０】
前記第１電圧（ｖＬ）と、前記第２負荷（Ｃｄｃ＋Ｌｏａｄ；Ｃ２＋Ｌｏａｄ；７）に流れる第２電流（ｉｄｃ；ｉｄｃ；ｉｑ）とに基づいて求められた指令値（ｖ*；ｖ*；ｖｑ*）に従って、前記スイッチング電源回路（６１；６２；６）に前記スイッチング動作をさせる、請求項１７記載の電力変換器の制御方法。
【請求項２１】
前記指令値（ｉｄｃ*；ｉｄｃ*；ｉｑ*）と、前記第２負荷（Ｃｄｃ＋Ｌｏａｄ；Ｃ２＋Ｌｏａｄ；７）に流れる第２電流（ｉｄｃ；ｉｄｃ；ｉｑ）とに基づいて求められた指令値（ｖ*；ｖ*；ｖｑ*）に従って、前記スイッチング電源回路（６１；６２；６）に前記スイッチング動作をさせる、請求項１４、請求項１５、請求項１８及び請求項１９のいずれか一つに記載の電力変換器の制御方法。
【請求項２２】
前記第１負荷（４＋５）は、主負荷（５）と、前記コンデンサの両端電圧（ｖｄｃ）を入力し、交流電流（ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２）を前記主負荷に出力するインバータ（４）とを有し、
前記指令値（ｉｄｃ；ｉｑ；ｖ*；ｖｑ*）と前記インバータ（４）のキャリアとの比較によって前記デューティを決定する、請求項１４乃至請求項１６、請求項１８乃至請求項２１のいずれか一つに記載の電力変換器の制御方法。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１９
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００１９】
この発明の請求項１０にかかる電力変換器は、請求項２乃至請求項４、請求項６乃至請求項９のいずれか一つに記載の電力変換器であって、前記第１負荷（４＋５）は、主負荷（５）と、前記コンデンサの両端電圧（ｖｄｃ）を入力し、交流電流（ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２）を前記主負荷に出力するインバータ（４）とを有し、前記指令値（ｉｄｃ；ｉｑ；ｖ*；ｖｑ*）と前記インバータ（４）のキャリアとの比較によって前記デューティが決定される。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２０
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００２０】
この発明の請求項１１にかかる電力変換器は、請求項１乃至請求項９のいずれか一つに記載の電力変換器であって、前記第１負荷（４＋５）は、主負荷（５）と、前記コンデンサの両端電圧（ｖｄｃ）を入力し、交流電流（ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２）を前記主負荷に出力するインバータ（４）とで構成される。
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２１
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００２１】
この発明の請求項１２にかかる空気調和機は、請求項１０又は１１に記載の電力変換器と、前記主負荷（５）を構成する冷媒圧縮機用のモータと、前記第２負荷（Ｃｄｃ＋Ｌｏａｄ；Ｃ２＋Ｌｏａｄ；７）を構成する空冷用のファンとを備え、前記冷媒圧縮機によって圧縮された冷媒の潜熱を前記ファンによって除去することによって空気調和を行う。
【手続補正５】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２２
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００２２】
この発明の請求項１３にかかる電力変換器の制御方法は、交流電源（１）からの入力電流（ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１）を整流して第１電源線と第２電源線との間に直流電圧を出力して、第１負荷（４＋５）に前記直流電圧を印加する、整流回路（２）と、前記第１電源線及び前記第２電源線の間に接続されるコンデンサ（Ｃｄ）と、前記第１電源線及び前記第２電源線の間に接続されるスイッチング電源回路（６１；６２；６）とを備える電力変換器を制御する方法であって、前記第１電源線に流れる第１電流（−ｉＬ）に基づいたデューティで前記スイッチング電源回路にスイッチング動作をさせ、前記第１電流の、前記入力電流の基本周波数に対する高周波成分から第２負荷（Ｃｄｃ＋Ｌｏａｄ；Ｃ２＋Ｌｏａｄ；７）に電力を供給する。
【手続補正６】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３１
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００３１】
この発明の請求項２２にかかる電力変換器の制御方法は、請求項１４乃至請求項１６、請求項１８乃至請求項２１のいずれか一つに記載の電力変換器の制御方法であって、前記第１負荷（４＋５）は、主負荷（５）と、前記コンデンサの両端電圧（ｖｄｃ）を入力し、交流電流（ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２）を前記主負荷に出力するインバータ（４）とを有し、前記指令値（ｉｄｃ；ｉｑ；ｖ*；ｖｑ*）と前記インバータ（４）のキャリアとの比較によって前記デューティを決定する。
【手続補正７】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００７２
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００７２】
指令補正部１１３は、第１電源線２１に流れる電流ｉＬの、入力電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１の基本周波数に対する高周波成分をスイッチング電源回路６１で消費すべく、指令値ｖ*を補正する。具体的には、制御部１１４が電圧ｖＬにゲインＫ２を乗算して補正値Δｖ*を求め、指令値補正部１１３は、指令値ｖ*から補正値Δｖ*を減算し、その結果を新たな指令値ｖ*として出力する。
【手続補正８】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００９８
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００９８】
しかも、モータ７の消費電力を２０Ｗに設定したこと、更にはモータ５での消費電力が１．５ｋＷ程度であることに鑑みれば、スイッチング電源回路６での消費電力が小さくても、高周波障害を抑制できることが判る。よって、スイッチング電源回路６でのスイッチング損失の低減が可能となる。これにより、スイッチＳ３１〜Ｓ３６に電流容量の小さいものを採用することができる。延いては、スイッチング電源回路６の小型化が可能となる。