(57)【要約】【課題】本願の方法及び装置は、導波管−マイクロストリップ線路変換を目的としている。【解決手段】本発明の第一の実施例は、先端が開放された導波管と、導波管と結合される基板と、基板と結合する共振器と、共振器と電磁界結合するマイクロストリップ線路と、基板と結合するバックショートとからなる導波管−マイクロストリップ線路変換装置である。本発明の別の実施例は、電磁波を受信し、電磁波の入射部を収集し、受信電磁波の入射部を使用する所望の周波数で共振する第一の波動を生成し、小型化バックショートで受信電磁波を収集器側へ反射し、受信電磁波の入射部を使用する所望の周波数で共振する第二の波動を生成し、第一と第二の電磁波を結合する、導波管−マイクロストリップ線路変換方法である。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
入出力端子である先端開放導波管と、
該先端開放導波管と結合される基板と、
該基板と結合する共振器と、
該共振器と電磁界結合するマイクロストリップ線路と、
前記基板に対して、前記先端開放導波管の逆に位置するバックショートと、
からなることを特徴とする導波管−マイクロストリップ線路変換装置。
【請求項２】
請求項１記載のマイクロストリップは、前記先端開放導波管内を伝播する電磁波の伝播方向と略垂直であることを特徴とする請求項１記載の導波管−マイクロストリップ線路変換装置。
【請求項３】
前記基板に設置され、前記共振器と電磁界的に結合する電極を具備することを特徴とする請求項１記載の導波管−マイクロストリップ線路変換装置。
【請求項４】
請求項３記載の電極は、多角形もしくは円形であることを特徴とする導波管−マイクロストリップ線路変換装置。
【請求項５】
請求項３記載の電極は、共振器の中心線からどちらかにずれた場所に設置されることを特徴とする導波管−マイクロストリップ線路変換装置
【請求項６】
請求項３記載の共振器上で、電極に隣接する両横に、２つのスリットを設けることを特徴とする導波管−マイクロストリップ線路変換装置。
【請求項７】
請求項１記載のバックショートは、電磁波が伝播する方向で、該電磁波の波長の１／４よりも小さいサイズの終端短絡導波管であることを特徴とする導波管−マイクロストリップ線路変換装置。
【請求項８】
請求項１記載のバックショートは、階段状の箇所を設けた、少なくとも１層以上のプリント基板から成り立つことを特徴とする導波管−マイクロストリップ線路変換装置。
【請求項９】
請求項１記載のバックショートは、電磁波が伝播する方向で、該電磁波の波長の１未満の任意の分数倍よりも小さいサイズの終端短絡導波管であることを特徴とする導波管−マイクロストリップ線路変換装置。
【請求項１０】
請求項１記載の導波管−マイクロストリップ線路変換装置は、第一の共振器と結合する第二の共振器を備え、電極が該第二の共振器に結合することを特徴とする。
【請求項１１】
請求項１０記載の２つの共振器は、前記基板に対して、互いに反対側で結合することを特徴とする導波管−マイクロストリップ線路変換装置。
【請求項１２】
多層のプリント基板を有することを特徴とする請求項１１記載の導波管−マイクロストリップ線路変換装置。
【請求項１３】
請求項１０記載の導波管−マイクロストリップ線路変換装置は、
共振器と一体化するプローブと、
マイクロストリップ線路と一体化する電磁界結合素子をさらに備え、
先端に電磁界結合素子を備えたマイクロストリップ線路を、前記プローブを備えた共振器近傍に配置することにより、前記導波管からの入力を収集してマイクロストリップ線路へ変換することが容易になることを特徴とする。
【請求項１４】
電磁波を受信し、
該受信電磁波の入射部を収集し、
該受信電磁波の入射部を使用する所望の周波数で共振する第一の電磁波を生成し、
小型化バックショートで該受信電磁波を収集器側へ反射し、
該受信電磁波の入射部を使用する所望の周波数で共振する第二の電磁波を生成し、
前記第一と前記第二の電磁波を結合する、
導波管−マイクロストリップ線路変換方法。
【請求項１５】
請求項１４記載の電極で、入射電磁波を収集することを特徴とする導波管−マイクロストリップ線路変換方法。
【請求項１６】
請求項１４記載のバックショートで電磁波が反射することを特徴とする導波管−マイクロストリップ線路変換方法。
【請求項１７】
請求項１５記載の共振器で、第一及び第二の電磁波が共振することを特徴とする導波管−マイクロストリップ線路変換方法。
【請求項１８】
請求項１７記載の基板上で、電極と共振器が電磁界的に結合することを特徴とする導波管−マイクロストリップ線路変換方法。
【請求項１９】
請求項１８記載の電極は、共振器の中心線からどちらかにずれた場所に設置されることを特徴とする導波管−マイクロストリップ線路変換方法。
【請求項２０】
請求項１８記載の共振器上で、電極に隣接する両横に、２つのスリットを設けることを特徴とする請求項１９記載の導波管−マイクロストリップ線路変換方法。
【請求項２１】
請求項１６記載のバックショートは、電磁波が伝播する方向で、該電磁波の波長の１／４よりも小さいサイズの終端短絡導波管であることを特徴とする導波管−マイクロストリップ線路変換方法。
【請求項２２】
入出力端子である先端開放導波管と、
該先端開放導波管と結合される基板と、
該基板と結合する電極と、
該電極と一体化に形成される共振器であって、
前記電極は、該共振器の中心線からどちらかにずれた場所に設置され、
前記共振器上で、前記電極に隣接する両横に、２つのスリットが設けられており、
前記共振器と電磁界結合するマイクロストリップ線路と、
前記基板に対して、前記先端開放導波管の逆に位置する終端短絡導波管と、
からなることを特徴とする導波管−マイクロストリップ線路変換装置。
【請求項２３】
請求項２２記載のマイクロストリップは、前記先端開放導波管内を伝播する電磁波の伝播方向と略垂直であることを特徴とする導波管−マイクロストリップ線路変換装置。
【請求項２４】
請求項２２記載の電極は、多角形もしくは円形であることを特徴とする導波管−マイクロストリップ線路変換装置。
【請求項２５】
請求項２２記載の終端短絡導波管は、電磁波が伝播する方向で、該電磁波の波長の１／４よりも小さいサイズのバックショートであることを特徴とする導波管−マイクロストリップ線路変換装置。
【請求項２６】
請求項２２記載の終端短絡導波管は、電磁波が伝播する方向で、該電磁波の波長の１未満の任意の分数倍よりも小さいサイズのバックショートであることを特徴とする導波管−マイクロストリップ線路変換装置。
【請求項２７】
少なくとももう一つの共振器が、第一の共振器と結合することを特徴とする請求項２２記載の導波管−マイクロストリップ線路変換装置。
【請求項２８】
請求項２７記載の共振器及び少なくとももう一つの共振器は、前記基板に対して、互いに反対側で結合することを特徴とする導波管−マイクロストリップ線路変換装置。
【請求項２９】
請求項２８記載の基板は多層基板であることを特徴とする導波管−マイクロストリップ線路変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、マイクロ波集積回路（ＭＩＣ）およびモノリシック変換装置に関し、特に、マイクロ波およびミリ波周波数において作動している変換装置のための導波管およびマイクロストリップ間の変換に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、導波管およびマイクロストリップ間における効率的な変換を容易にするための設計・開発がなされていた。
【０００３】
これらの変換は、ＲＦ、マイクロ波およびミリ波周波数帯において、作動する様々な集積回路装置において、用いることができる。
【０００４】
上記変換は、電磁（ＥＭ）波を送受信するシステムのフロントエンドの間の結合や、ＥＭ波を有用な信号に調整、利用および／または変換する信号処理回路部として作用するのに効果的に役立つことができる。
【０００５】
図１５は、導波管およびマイクロストリップ間の変換を行う従来の変換装置１５００を示す（特許文献１の図８）。
【０００６】
この変換装置は、入出力端子である先端開放導波管１５１０、基板１５１２、終端短絡導波管（以下、バックショート）１５１４、マイクロストリップ１５１６、そして、電極１５１８からなる。
【０００７】
先端開放導波管１５１０（開口部の幅ａおよび高さｂ）は、ＥＭ波を送信または受信できる。
【０００８】
先端開放導波管１５１０の他端は、基板１５１２に取り付けられる。
【０００９】
基板１５１２はマイクロストリップ１５１６を有し、電極１５１８はその上に形成される。
【００１０】
バックショート１５１４は、先端開放導波管１５１０に対して反対側上の基板１５１２に取り付けられる。
【００１１】
ここで示されるように、バックショート１５１４はＥＭ波の最低４分の１波長（λ／４）の長さを有する終端短絡導波管である。
【００１２】
従来の変換装置では、最適な変換が行われるために、バックショート１５１４の長さが十分長いことが要求されていた。その例を以下に記す。
【００１３】
例えば、入って来るＥＭ波は、先端開放導波管１５１０の開放端で受信され、先端開放導波管１５１０のの長さ分だけ、基板１５１２の方へ伝播する。
【００１４】
基板１５１２の入射ＥＭ波の一部は、電極１５１８によって収集、すなわち変換される。
【００１５】
入射ＥＭ波のうち、基板１５１２を通過し、バックショート１５１４の短絡端で反射される部分もある。
【００１６】
その反射波は、電極１５１８の方へ戻ってきて、その電極で収集、すなわち変換される。
【００１７】
従来のバックショート１５１２の長さはλ／４、もしくはそれ以上であるので、反射波と入射ＥＭ波は、電極１５１８で同位相で合成される。
【００１８】
それから合成波は、電極１５１８で電流を誘発し、その電流はマイクロストリップ１５１６に沿って導通される。
【００１９】
図１６は、従来の変換装置１５００をモデル化した等価回路１６００を示す。
【００２０】
第一のサブサーキット１６１０は先端開放導波管１５１０をモデル化し、特性インピーダンスＺ１を有する。
【００２１】
第二のサブサーキット１６１６はマイクロストリップ１５１６をモデル化し、特性インピーダンスＺ２を有する。
【００２２】
パワー伝達が最大になるように、各等価サブサーキット間を接続する整合回路１６１４を用意することが望ましい。
【００２３】
整合回路１６１４を設計するために、先端開放導波管１５１０およびマイクロストリップ１５１６のパラメータを最適化することが望ましく、その結果、先端開放導波管１５１０からのＥＭエネルギー入力はマイクロストリップ１５１６に適切に変化される。
【００２４】
従来の変換装置１５００が持つ１つ目の課題は、インピーダンスの大きさが相対的に大きな差を持つ先端開放導波管１５１０およびマイクロストリップ１５１６との間で、インピーダンスマッチングすることが困難であるということである。
【００２５】
例えば、マイクロ波領域の中の周波数用の先端開放導波管１５１０の特性インピーダンスは通常ほぼ３００−５００Ωであり、同一周波数用のマイクロストリップ１５１６の特性インピーダンスは５０Ωである。
【００２６】
このようにインピーダンスが大きく異なり、導波管の内でＥＭ場が相互作用すると、適切な整合回路１６１４を実現することは困難であり、精巧な三次元回路設計を利用しなくてはならない。
【００２７】
従来の変換装置１５００が持つもう一つの課題は、バックショート１５１４が一般にλ／４より長くなければならないという制約である。
【００２８】
つまり、図１６に示すａ−ａ’からみて、バックショート１５１４が「開放回路」と等価であることが要求される。
【００２９】
周波数がより低くなるにつれて、バックショート長はより長くなる。そして周波数が１０ＧＨｚより低いとき、変換装置を設計する上で大きな問題になる。
【００３０】
従来の変換装置のサイズが大きかったので、小型の装置には適用できないとう問題があった。。
【００３１】
加えて、従来の変換装置は、構成要素が複雑でその部品点数も多いので、より高いコストと低い信頼性という問題があった。
【特許文献１】特開２００３−２９８３２２
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３２】
したがって本発明は、導波管−マイクロストリップ間の変換装置に関し、そのサイズを小型化し、上記課題を解決することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００３３】
本発明の一実施例は、入出力端子である先端開放導波管と、該先端開放導波管と結合される基板と、該基板と結合する共振器と、該共振器と電磁界結合するマイクロストリップ線路と、  前記基板に対して、前記先端開放導波管の逆に位置するバックショートと、からなる導波管−マイクロストリップ線路変換装置である。
【００３４】
本発明の他の実施例は、電磁波を受信し、該受信電磁波の入射部を収集し、該受信電磁波の入射部を使用する所望の周波数で共振する第一の電磁波を生成し、小型化バックショートで該受信電磁波を収集器側へ反射し、該受信電磁波の入射部を使用する所望の周波数で共振する第二の電磁波を生成し、前記第一と前記第二の電磁波を結合する、導波管−マイクロストリップ線路変換方法である。
【００３５】
本発明のさらに別の実施例は、入出力端子である先端開放導波管と、該先端開放導波管と結合される基板と、該基板と結合する電極と、該電極と一体化に形成される共振器であって、前記電極は、該共振器の中心線からどちらかにずれた場所に設置され、前記共振器上で、前記電極に隣接する両横に、２つのスリットが設けられており、前記共振器と電磁界結合するマイクロストリップ線路と、前記基板に対して、前記先端開放導波管の逆に位置する終端短絡導波管と、からなることを特徴とする導波管−マイクロストリップ線路変換装置である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３６】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。
【００３７】
異なる図面の同じ参照番号は、同じまたは同等の構成要素を意味する。
【００３８】
また、以下の詳細な説明は、本発明を限定せず、本発明の権利範囲は、添付の特許請求の範囲およびその均等物により定義される。
【００３９】
図１は導波管−マイクロストリップ線路変換装置１００の第一実施例を示し、導波管およびマイクロストリップ間を電磁（ＥＭ）波が伝播する。
【００４０】
導波管−マイクロストリップ線路変換装置１００は、入出力端子である先端開放導波管１１０、基板１１２、小型化バックショート１１４、マイクロストリップ１１６、共振器１１８、そして、電極１２０から構成される。
【００４１】
上記「小型化」とは、バックショート１１４の、ＥＭ波の伝播方向を含むあらゆる方向・次元におけるサイズの小型化を意味する。
【００４２】
例えば、小型化バックショート１１４とは、ＥＭ波の伝播の方向の次元において、ＥＭ波の４分の１波長（λ／４）以下の長さであるバックショート等である。
【００４３】
尚、小型化バックショート１１４を意味する縮尺は、１未満の任意の分数倍でもよく、波長（λ）の整数分数だけに限定されない。
【００４４】
本発明の実施例は、主にマイクロ波領域の周波数を有するＥＭ波で利用できる。
【００４５】
しかしながら、ＥＭ波は、マイクロ波周波数に制限されず、より高い、あるいはより低い周波数帯域においても動作可能である。
【００４６】
例えば、実施例は、ＲＦ周波数帯に属する周波数を持つＥＭ波にも適用できる。
【００４７】
基板１１２は、先端開放導波管１１０の遠位開口の反対側に、物理的に結合される。
【００４８】
先端開放導波管１１０に結合する基板１１２の反対側で、基板１１２は、バックショート１１４に物理的に結合される。
【００４９】
基板１１２と上記導波管の物理的な結合は、接着剤、締着具、それらの組み合わせ、並びに従来技術における他のいかなる方法で実現できる。
【００５０】
基板１１２は、先端開放導波管１１０およびバックショート１１４の開口部に略垂直に配置ので、基板１１２は先端開放導波管１１０および基板１１２の範囲内で伝播するＥＭ波の方向に対しても略垂直である。
【００５１】
しかし、基板１１２、バックショート１１４および先端開放導波管１１０の、他の相対位置関係は、本発明の他の実施例として可能である。
【００５２】
基板１１２は、支持構造１２２と結合されるが、この支持構造１２２は、例えばＥＭ波またはそれに関連する信号に対して処理操作および／または他の機能を実行するマイクロ波集積回路（ＭＩＣ）等、他の変換装置の一部および／または導線等である。
【００５３】
バックショート１１４は、ＥＭ波の伝播方向の次元に対して小型化することができ、その大きさはλ／４以下である。
【００５４】
バックショート１１４は、直方体、円柱、台形柱等、いかなる形状の導波管を用いて実現可能である。
【００５５】
加えてバックショート１１４は、一つ以上の層を有するプリント回路基板材料（ＰＣＢ）を使用して実現でき、それによって、小さく薄いバックショートがＭＩＣの他の回路と統合されて、変換装置・サイズの更なる小型化を可能にする。
【００５６】
一つ実施例として、多層ＰＣＢは、１枚の層内において、階段状の箇所を有することによって、バックショートを形成でき、その階段状の箇所で、ＥＭ波が適切に反射できる。
【００５７】
階段状層は、ＥＭ波の反射を引き起こすために、金属コーティング他の表層で形成できる。
【００５８】
他の層は、バックショート層の上に形成され、電極１２０および共振器１１８を含むようにできる。
【００５９】
ＰＣＢを用いたバックショートは、当業者なら知っている技術でも実現可能である。
【００６０】
先端開放導波管１１０は、一般に知られているどんな形状の導波管であってもよく、主に直方体導波管が用いられるが、他にも円柱形導波管、台形柱導波管その他公知技術のいかなる導波管も用いることが可能である。
【００６１】
実施例において、先端開放導波管１１０は、約２２ｍｍの幅および１０ｍｍの高さを有する矩形の開口を有し、その長さは約２５ｍｍの直方体である。
【００６２】
本実施例において、バックショート１１４は、λ／４に等しいかわずかに少ない長さである７.３ｍｍであり、開口の高さと幅は、先端開放導波管１１０と同じ寸法である。
【００６３】
基板１１２は、先端開放導波管１１０の開口部側の基体表面上に、マイクロストリップ１１６、共振器１１８および電極１２０を設ける。
【００６４】
基板１１２は、ＰＣＢ製造時に使用する材料（例えばＢＴ ＲｅｓｉｎまたはＦＲ４材料）等、従来技術において、当業者に知られているいかなる誘電物質からでも形成される。
【００６５】
実施例において、基板１１２の厚みは、約０.２５ｍｍであって、３.５の誘電率を有する。
【００６６】
マイクロストリップ１１６は、ＥＭ波の電界と平行に配置され、共振器１１８にタップ給電する。
【００６７】
ここでタップ給電は、直接コンポーネントを接続して、それらが電磁界的に結合されるようにすることとにもあてはまる。
【００６８】
本実施例において、共振器１１８は、電極１２０にタップ給電すできる。
【００６９】
マイクロストリップ１１６は、ＥＭ波と関連した信号をさらに処理するため、マイクロ波回路の他の部分と接続されることもある。
【００７０】
マイクロストリップ１１６、共振器１１８および電極１２０は、一般に銅から形成されるが、従来技術において、当業者に知られているアルミニウムまたは他の材料から形成されることもある。
【００７１】
マイクロストリップ１１６、共振器１１８および電極１２０は、基板１１２の表層にエッチングすることで構成することも可能なので、基板１１２の製作過程で、一度の構成することができるという利点もある。
【００７２】
導波管−マイクロストリップ線路変換装置１００は、ＥＭ波の送受信に用いることができる。
【００７３】
導波管−マイクロストリップ線路変換装置１００内を受信ＥＭ波がいかに伝播するかは、下記の理由からである。
【００７４】
従来、導波管−マイクロストリップ線路変換装置１００を用いたＥＭ波の送信が、相互作用のため、ＥＭ波の受信の逆の方式で生じると考えられている。
【００７５】
まずＥＭ波は、先端開放導波管１１０の開口部で受信される。
【００７６】
ＥＭ波は、導波管内を伝播し、電極１２０を含む基板１１２の表層にぶつかる。
【００７７】
電極１２０は、ぶつかったＥＭ波の入射部分を収集して、それを共振器１１８と結合させる。
【００７８】
ぶつかった電磁波の残りの部分は、基板１１２を通過してバックショート１１４に向かう。
【００７９】
収集した部分は共振器１１８を通過し、そこで第一の共振が、収集した電磁波から受信したエネルギーを利用している所望の周波数で発生する。
【００８０】
共振周波数は、共振器の寸法および形状で決定される。
【００８１】
共振周波数は、共振器１１８の厚みを変えたり、その生成材料の選択によっても変えられることもできる。
【００８２】
基板１１２を通過したが電極１２０によって初めに収集されなかった衝突ＥＭ波の部分は、バックショート１１４まで到達し、その終端短絡箇所で反射する。
【００８３】
こうして反射したＥＭ波は、収集部１２０の方へ戻るように伝播する。
【００８４】
反射したＥＭ波は、上記の第一の反射波と同じ周波数を有する第二の反射波を生成するために、共振器１１８を通過する。
【００８５】
第一および第二の共振波は合成され、合成ＥＭ波は、マイクロストリップ１１６上を通過する。
【００８６】
マイクロストリップ１１６から、合成ＥＭ波は、信号処理回路要素（例えばマイクロ波集積回路）によって、更に処理される。
【００８７】
図２は、本発明の第一実施例で開示した典型的な、共振器１１８、電極１２０およびマイクロストリップ１１６の詳細図を示している。
【００８８】
本実施例において、マイクロストリップ１１６は、共振器１１８へのタップ給電を有する基板１１２上にパターン配置される。
【００８９】
共振器１１８は、Ｃ１の高さおよびＤ１の幅を有する。
【００９０】
電極１２０は、共振器１１８にタップ給電することができ、最大Ａ１の幅およびＢ１の高さを有する。
【００９１】
通常の従来技術において、同電極１２０と共振器１１８は、タップ給電以外の方法で、電磁界的に結合されると考えられている。
【００９２】
例えば、下記の他の実施例に示すように、これらの要素は、誘導的に結合されることも可能である。
【００９３】
Ｃ１およびＤ１の値で、共振器１１８の共振周波数がある程度決定される。
【００９４】
Ａ１およびＢ１の値により、どれくらいのエネルギーが共振器１１８に結合され、さらにエネルギーが共振器１１８にどれくらい効率的に結合されるかも、ある程度決定される。
【００９５】
例えば、図３のグラフで示すような周波数特性のシミュレーション結果を達成するために、共振器１１８の寸法は、Ｃ１=４ｍｍ（高さ）およびＤ１=８ｍｍ（幅）とし、電極１２０の寸法は、Ａ１=４ｍｍおよびＢ１=２.０８ ｍｍをすればよい。
【００９６】
電極１２０は、実質アンテナのような働きをし、ＥＭ波のエネルギーを電流に変換する。
【００９７】
電極１２０の形状は、三角形、円、楕円等も可能である。
【００９８】
電極１２０のの寸法および形状は、ＥＭ波のエネルギーを電流へ変換する効率を決定する。
【００９９】
導波管と結合しないようにするため、共振器１１８は先端開放導波管１１０内で、同導波管の開口方向を向くように配置される。
【０１００】
すなわち、導波管１１０を伝播するＥＭ波のエネルギーの実質部分は、直接共振器１１８と結合するが、電極１２０によって収集され、さらに共振器１１８上を通過する。
【０１０１】
図３は、本発明の第一実施例の周波数特性を推定している典型的なシミュレーション結果を示している。
【０１０２】
本願明細書において提示されるシミュレーション結果は、三次元ＥＭシミュレーションによってもたらされ、それは公知技術である。これらの実施例はＡｎｓｏｆｔによって提供される「ＨＦＦ」と呼ばれてるＰＣ用プログラムである。
【０１０３】
図３に示されるグラフは、散乱行列Ｓ１１およびＳ２１のパラメータと関連したインピーダンスの大きさを、周波数の関数として示している。
【０１０４】
Ｓ１１は反射ＥＭ波の大きさと考えてよく、Ｓ２１は導波管−マイクロストリップ線路変換装置１００を通過するＥＭ波の大きさとと考えてよい。
【０１０５】
図示したグラフにおいて、周波数応答は８.５〜１０.５ＧＨｚのマイクロ波範囲を示しているが、必要に応じて他の周波数帯域も示すことは可能である。
【０１０６】
Ｓ１１およびＳ２１は、先端開放導波管１１０の端およびマイクロストリップ１１６の端との間で計測した値を表す。
【０１０７】
図３から分かるように、Ｓ１１の大きさをシミュレートした曲線は９ＧＨｚ辺りでかなり「落ち込み」を示しており、これは所望の周波数を持つＥＭエネルギーが反射されない傾向にあることを意味する。
【０１０８】
この例では、９ＧＨｚ近傍で反射は−３５ｄＢまで下がっていることが分かる。
【０１０９】
Ｓ２１の大きさをシミュレートした曲線は、９ＧＨｚ近傍領域では周波数が通過し、望ましくない周波数を持つエネルギーは１０ＧＨｚ近傍で減衰している。
【０１１０】
図４は、本発明の第一実施例に関連する等価回路モデルを示す。
【０１１１】
この等価回路は、周波数応答を予測して、図３に示されるＳ１１およびＳ２１の曲線を描くために用いる。
【０１１２】
ポート１は入出力端子である先端開放導波管１１０を表し、電極１２０を介して共振器１１８と電磁界的に結合する。
【０１１３】
先端開放導波管１１０および電極１２０間の結合は、第一のコイル対４１０によって、モデル化される。
【０１１４】
第一のコイル対４１０の各コイルは、Ｌ＝１ｅ−９ヘンリーのインダクタンス値および０Ωの抵抗値を有する。
【０１１５】
第一のコイル対４１０は、等価な共振器４１２と物理的に結合されるようにモデル化される。
【０１１６】
等価な共振器４１２は、第二のコイル対４１４と直列に接続され、共振器１１８およびマイクロストリップ１１６との間にタップ給電結合をモデル化する。
【０１１７】
第二のコイル対の各コイルは、１ｅ−９ヘンリーのインダクタンスおよび０Ωの抵抗値を有する誘導子を有する。
【０１１８】
最後に、等価回路４００のポート２は、マイクロストリップ１１６になる。
【０１１９】
図５は、本発明の第二の実施例となる導波管−マイクロストリップ線路変換装置５００を示す。
【０１２０】
導波管−マイクロストリップ線路変換装置５００は、バックショート５１４、共振器５１８および電極５２０から構成される。
【０１２１】
第一実施例と共通の要素も図示されているが、簡潔さのためここでは列挙しない。
【０１２２】
本実施例においてバックショート５１４は、ＥＭ波の伝播方向の次元に対してλ／８の長さであり、第一実施例のほぼ半分のサイズである。
【０１２３】
共振器パッド５１８のサイズを変えることによって、バックショートをさらに小型化することが可能である。
【０１２４】
電極５２０は、共振器５１８に導波管５１０で受信するＥＭ波のパワーの伝達を効果的に調整するために、別のサイズを有する。
【０１２５】
共振器５１８は、第一実施例に示される共振器１１８より小さめの高さおよび幅を有する。
【０１２６】
図６は、図５に示される本発明の第二実施例の周波数特性を推定している典型的なシミュレーション結果を示している。
【０１２７】
このグラフは、８.５ＧＨｚ〜１０.５ＧＨｚの周波数領域内で、散乱行列Ｓ１１およびＳ２１のパラメータと関連したインピーダンスの大きさを示している。
【０１２８】
Ｓ１１は反射ＥＭ波の大きさと考えてよく、Ｓ２１は導波管−マイクロストリップ線路変換装置１００を通過するＥＭ波の大きさとと考えてよい。
【０１２９】
前述の如く、Ｓ１１およびＳ２１は、先端開放導波管１１０の端およびマイクロストリップ１１６の端との間で計測した値を表す。
【０１３０】
図６から分かるように、Ｓ１１の大きさをシミュレートした曲線は９ＧＨｚ辺りでかなり「落ち込み」を示しており、これは所望の周波数を持つＥＭエネルギーが反射されない傾向にあることを意味する。
【０１３１】
この例では、９ＧＨｚ近傍で反射は−１５ｄＢまで下がっていることが分かる。
【０１３２】
この減衰レベルは、図３に示されている例に比べると小さいが、導波管−マイクロストリップ線路変換装置５００が使われるアプリケーションでは充分である。
【０１３３】
Ｓ２１の大きさをシミュレートした曲線は、９ＧＨｚ近傍領域では周波数が通過し、望ましくない周波数を持つエネルギーは１０ＧＨｚ近傍で減衰している。
【０１３４】
図７は、本発明の第三の実施例となる導波管−マイクロストリップ線路変換装置７００を示す。
【０１３５】
導波管−マイクロストリップ線路変換装置７００は、バックショート７１４、マイクロストリップ７１６および共振器７１８から構成される。
【０１３６】
第一実施例と共通の要素も図示されているが、簡潔さのためここでは列挙しない。
【０１３７】
導波管−マイクロストリップ線路変換装置７００は、マイクロストリップ７１６および共振器７１８の構造を変えることによって、基板１１２上の電極が不要になる。
【０１３８】
従来の実施例において、タップ給電は、共振器およびマイクロストリップを結合するために用いている。
【０１３９】
導波管−マイクロストリップ線路変換装置７００は、マイクロストリップ７１６および共振器７１８との間の電磁界結合を特徴とするので、両者間には直接の物理的結合がない。
【０１４０】
図８は、本発明の第三実施例で開示した典型的な、共振器７１８およびマイクロストリップ７１６の詳細図を示している。
【０１４１】
共振器７１８は、直接共振器と一体化するプローブ７１８ａを有する。
【０１４２】
マイクロストリップ７１６は、直接マイクロストリップ線路と一体化する電磁界結合素子７１６ａを有し、それは共振器７１８の近傍に配置される。
【０１４３】
電磁界結合素子７１６ａは、共振器７１８の近傍で、共振器７１８との間での電磁界結合が最大になるような向きで配置される。
【０１４４】
プローブ７１８ａおよび電磁界結合素子７１６ａは、ＥＭ波からエネルギーを収集する電極として作用するように構成される。
【０１４５】
図９は、本発明の第四の実施例となる導波管−マイクロストリップ線路変換装置９００を示す。
【０１４６】
導波管−マイクロストリップ線路変換装置９００は、バックショート９１４、マイクロストリップ９１６、第一共振器９１８ａ、第二共振器９１８ｂ、そして、収集装置９２０から構成される。
【０１４７】
第一実施例と共通の要素も図示されているが、簡潔さのためここでは列挙しない。
【０１４８】
導波管−マイクロストリップ線路変換装置９００は、直接結合されるではなくて、その代わりに電磁界的に結合される一対の共振器をさらに含む。
【０１４９】
電極９２０は、タップ給電によって、第一共振器９１８ａと結合する。
【０１５０】
第一共振器９１８ａは、第二共振器９１８ｂに電磁界的に結合する。
【０１５１】
第二共振器９１８ｂは、タップ給電によって、マイクロストリップ９１６に結合する。
【０１５２】
本実施例において、２つの共振器は、２つの共振器フィルタとしてふるまう。
【０１５３】
導波管−マイクロストリップ線路変換装置９００において、共振器９１８ａおよび９１８ｂは、基板１１２の同じ側にエッチングされる。
【０１５４】
あるいは各共振器は、単層基板１１２の裏表でも結合される。
【０１５５】
電極のサイズは、第一共振器９１８ａ に結合するエネルギーを最大にするために変更する。
【０１５６】
図１０は、本発明の第四の実施例となる導波管−マイクロストリップ線路変換装置１０００を示す。
【０１５７】
導波管−マイクロストリップ線路変換装置１０００は、多層基板１０１２、バックショート１０１４、マイクロストリップ１０１６、第一共振器１０１８ａ、第二共振器１０１８ｂ、そして、収集装置１０２０から構成される。
【０１５８】
第一実施例と共通の要素も図示されているが、簡潔さのためここでは列挙しない。
【０１５９】
導波管−マイクロストリップ線路変換装置１０００は、直接結合されるではなくて、その代わりに電磁界的に結合される一対の共振器をさらに含む。
【０１６０】
電極１０２０は、タップ給電によって、第一共振器１０１８ａと結合する。
【０１６１】
第一共振器１０１８ａは、第二共振器１０１８ｂに電磁界的に結合する。
【０１６２】
第二共振器１０１８ｂは、タップ給電によって、マイクロストリップ１０１６に結合する。
【０１６３】
本実施例において、２つの共振器１０１８ａおよび１０１８ｂは、２つの共振器フィルタとしてふるまう。
【０１６４】
導波管−マイクロストリップ線路変換装置１０００において、共振器１０１８ａおよび１０１８ｂは、多層基板１０１２の異なる層に配置することも可能である。
【０１６５】
第一共振器１０１８ａおよび電極１０２０は、多層基板１０１２からみて、先端開放導波管１１０の開口部に最も近い側にエッチングされる。
【０１６６】
第二共振器１０１８ｂおよびマイクロストリップ１０１６は、多層基板１０１２からみて、バックショート１０１４に最も近い側にエッチングされる。
【０１６７】
図１１は、本発明の第六の実施例となる導波管−マイクロストリップ線路変換装置１１００を示し、共振器１１１８およびオフセット電極１１２０から構成される。
【０１６８】
本実施例において、オフセット電極１１２０は、共振器１１１８の中心線から、左右どちらかにずれた場所で、共振器１１１８と直接結合する。
【０１６９】
具体的には、オフセット電極１１２０の配置位置は、共振器１１１８の横寸法において、中心線から少しだけずらされる。
【０１７０】
共振器１１１８は、例えば、８ｍｍの幅Ｄ１１および４ｍｍの高さＣ１１を有する。
【０１７１】
オフセット電極１１２０は、４ｍｍの最大幅および２.０８ｍｍの高さを有する。
【０１７２】
オフセット電極１１２０のオフセットされる場所E１１は、共振器１１１８の中心線から１ｍｍであってもよい。
【０１７３】
この構造にすることで、周波数帯の低い側での反射レベルを低下させるだけでなく、周波数帯の高い側で望ましくない周波数を減らすことができる。
【０１７４】
これについては、以下で更に詳細に記載する。
【０１７５】
図１２は、本発明の第六の実施例の周波数特性を推定している典型的なシミュレーション結果を示している。
【０１７６】
８.５ＧＨｚ〜１０.５ＧＨｚの周波数範囲の上に、このグラフは、散乱行列、Ｓ１１およびＳ２１のパラメータと関連したインピーダンスの大きさを示す。
【０１７７】
Ｓ１１は反射ＥＭ波の大きさと考えてよく、Ｓ２１は導波管−マイクロストリップ線路変換装置１００を通過するＥＭ波の大きさとと考えてよい。
【０１７８】
前述の如く、Ｓ１１およびＳ２１は、先端開放導波管１１０の端およびマイクロストリップ１１６の端との間で計測した値を表す。
【０１７９】
図１２から分かるように、Ｓ１１の大きさをシミュレートした曲線は９ＧＨｚ辺りでかなり「落ち込み」を示しており、これは所望の周波数を持つＥＭエネルギーが反射されない傾向にあることを意味する。
【０１８０】
この例では、９ＧＨｚ近傍で反射を−４５ｄＢまで下げるだけでなく、１０ＧＨｚでＳ１１の「でっぱり」で示すように、望ましくない周波数を反射させるという効果もある。  Ｓ２１の大きさをシミュレートした曲線は、９ＧＨｚ近傍領域では周波数が通過し、望ましくない周波数を持つエネルギーは１０ＧＨｚ近傍で急激に減衰している。
【０１８１】
図１３ａは、本発明の第七の実施例となる導波管−マイクロストリップ線路変換装置１３００を示す。
【０１８２】
導波管−マイクロストリップ線路変換装置１３００は、バックショート１３１４、共振器１３１８およびオフセット電極１３２０を含む。
【０１８３】
本実施例において、オフセット電極１３２０は、共振器１３１８の中心線から、左右どちらかにずれた場所で、共振器１３１８と直接結合する。
【０１８４】
前述の実施例のように、オフセット電極１３２０の配置位置は、共振器１３１８の横寸法において、中心線から少しだけずらされる。
【０１８５】
図１３ｂに示すように、共振器１３１８は、オフセット電極１３２０と接続される箇所の両横に２つの切込を有する。
【０１８６】
第一の切込１３１８ａがオフセット電極１３２０の一方の側にあり、第二の切込１３１８ｂはオフセット電極１３２０のもう片方側にある。
【０１８７】
この構造により、後述する図１４に示すようにカットオフ周波数の位置をシフトすることで、導波管−マイクロストリップ線路変換装置１３００の周波数特性を変えることができ、さらには周波数帯の低い側での反射レベルを低下させるだけでなく、周波数帯の高い側で望ましくない周波数を減らすことができるという効果を維持することができる。
【０１８８】
図１４には、以下に詳しく説明する通り、曲線Ｓ１１およびＳ２１の周波数応答が示されている。
【０１８９】
図１４は、本発明の第七の実施例の周波数特性を推定している典型的なシミュレーション結果を示している。
【０１９０】
ここで、共振器１３１８を変更することで、曲線Ｓ１１およびＳ２１の大きさを変更することができる。
【０１９１】
前述の如く、Ｓ１１およびＳ２１は、先端開放導波管１１０の端およびマイクロストリップ１１６の端との間で計測した値を表す。
【０１９２】
図１４から分かるように、周波数応答曲線は、共振器１３１８に入れた切込１３１８ａおよび１３１８ｂによって変化する。
【０１９３】
Ｓ１１の大きさをシミュレートした曲線は９ＧＨｚ〜９．５ＧＨｚ辺りでかなり「落ち込み」を示しており、これは所望の周波数を持つＥＭエネルギーが反射されない傾向にあることを意味する。
【０１９４】
この実施例も、Ｓ１１の「でっぱり」で示すように、望ましくない周波数を反射する効果があり、この「でっぱり」は１０.５ＧＨｚへシフトされている。
【０１９５】
Ｓ２１の大きさをシミュレートした曲線も、共振器１３１８に入れた切込１３１８ａおよび１３１８ｂの効果を示しており、９．５ＧＨｚ領域では周波数が透過し、不要な周波数を持つエネルギーは、１０．５ＧＨｚ近傍でおよそー２５ｄＢまで激減した。
【０１９６】
本発明の他の実施例は、本願明細書において、開示される本発明の仕様および実行の考慮から、当業者にとって明らかである。
【０１９７】
以下の請求項により示されている本発明の本当の範囲および趣旨については、仕様および実施例が典型的であると思われることが意図されている。
【図面の簡単な説明】
【０１９８】
【図１】本発明の導波管−マイクロストリップ線路変換装置の第一の実施例を示す。
【図２】本発明の第一の実施例の典型的な共振器、電極およびマイクロストリップを表す。
【図３】本発明の第一実施例の周波数特性を推定している典型的なシミュレーションの結果を示す。
【図４】本発明の第一の実施例の等価回路モデルを示す。
【図５】本発明の第二の実施形態の導波管−マイクロストリップ線路変換装置を表す。
【図６】本発明の第二の実施形態の周波数特性を推定している典型的なシミュレーションの結果を示す。
【図７】本発明の第三の実施態様の導波管−マイクロストリップ線路変換装置を表す。
【図８】第三実施態様の典型的な共振器およびマイクロストリップを示す。
【図９】本発明の第四の実施態様の導波管−マイクロストリップ線路変換装置を表す。
【図１０】本発明の第五の実施例と、整合した導波管−マイクロストリップ線路変換装置を表す。
【図１１】本発明の第六の実施例の典型的な共振器および電極を示す。
【図１２】本発明の第六の実施例と関連した周波数特性を推定している典型的なシミュレーションの結果を示す。
【図１３】ａ  本発明の第七の実施例の導波管−マイクロストリップ線路変換装置を示す。    ｂ  本発明の第七の実施例の切込を有する共振器を示す。
【図１４】本発明の第七の実施例と関連した周波数特性を推定している典型的なシミュレーションの結果を示す。
【図１５】従来の技術と整合した導波管−マイクロストリップ間に従来の変換装置を表す。
【図１６】図１５に示される変換装置をモデル化している等価回路を示す。
【図１】
2007288568.tif 000003
【図２】
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【図４】
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【図５】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
2007288568.tif 000011
【図１３】
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【図１５】
2007288568.tif 000013
【図１６】
2007288568.tif 000014
【図３】
2007288568.tif 000015
【図６】
2007288568.tif 000016
【図１２】
2007288568.tif 000017
【図１４】
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【外国語明細書】
HAVING A REDUCED SCALE BACKSHORT
CROSS-REFERENCE TO RELATED APPLICATION
[001] This non-provisional application claims priority under 35 U.S.C. §119(e) of U.S. Provisional Application No. 60/672,009 filed April 18, 2005, the entire contents thereof are relied upon and are expressly incorporated herein by reference.
BACKGROUND OF THE INVENTION
Field of the Invention
[002] Embodiments of the present invention generally relate to Microwave Integrated Circuits (MIC) and monolithic devices, and more specifically, to transitions between waveguides and microstrips for devices operating in microwave and millimeter wave frequencies. 
Description of the Background Art
[003] Conventional techniques have been designed and developed to facilitate efficient transitions between waveguide and microstrip structures.  These transitions may be used in a variety of integrated circuit devices which may operate in the RF, microwave, and millimeter wave frequency regimes.  The transitions can effectively serve to act as a bridge between a front end of a system which transmits and receives electromagnetic (EM) waves, and the signal processing circuitry which may condition, exploit, and/or convert the EM waves into useful signals.
[004] Fig. 15 depicts a conventional transition 1500 having a transition between a waveguide and a microstrip consistent with the conventional art.  Device may include a open-ended waveguide 1510, a substrate 1512, a backshort 1514, a microstrip 1516, and a conductor pad 1518.
[005] Open ended waveguide 1510, which has an opening having width A and height B, may either transmit or receive EM waves.  The other end of open ended waveguide 1510 may be attached to substrate 1512.  Substrate 1512 may have microstrip 1516 and conductor pad 1518 formed thereon.  Backshort 1514 may be attached to substrate 1512 on an opposite side opposing  open-ended waveguide 1510.  As shown here, backshort 1514 can be a closed-ended waveguide having a length at least a quarter wavelength (λ/4) of the EM wave.  For the conventional device, the long length of backshort 1514 is desired for proper operation of the conventional transition, which is described briefly below.
[006] In one example, an incoming EM wave may be received at the open end of open-ended waveguide 1510, and propagate along its length toward substrate 1512.  One portion of the EM wave incident at substrate 1512 may be collected by conductor pad 1518.  Another portion of the incident EM wave may pass through substrate 1512 and be reflected off the closed end of backshort 1514.  The reflected wave may travel back toward conductor pad 1518, and be collected thereon.  Because the length of the conventional backshort 1512 may be λ/4 or longer, the reflected wave may combine in phase at conductor pad 1518 with the incident EM wave.  The combine wave may then induce a current at conductor pad 1518 which may be conducted along microstrip 1516.   
[007] Fig. 16 depicts an equivalent circuit 1600 which may model conventional transition 1500.   A first sub-circuit 1610 models open-ended waveguide 1510, having a characteristic impedance Z1.  A second sub-circuit 1616 models microstrip 1516, having a characteristic impedance Z2.   It may be desirable to provide a matching circuit 1614 to connect each equivalent sub-circuit so that power transfer may be maximized.  It also may also be desirable to optimize the parameters of open ended waveguide 1510 and microstrip 1516 to design matching circuit 1614, so that the EM energy input from open-ended waveguide 1510 is properly converted into microstrip 1516.
[008] One potential issue with conventional transition 1500 is that it may be difficult to match the impedance between open-ended waveguide 1510 and microstrip 1516 given the large relative difference in the magnitude of their respective impedances.  For example, the characteristic impedance of open ended waveguide 1510 for frequencies within the microwave region may usually be approximately 300-500 ohms, and the characteristic impedance of microstrip 1516 for the same frequencies may be 50 ohms.  Given the differences in impedances, and the interaction of EM fields within the waveguides, it may be difficult to properly realize matching circuit 1614, which may utilize sophisticated three-dimensional circuit design.
[009] Another potential issue with conventional transition 1500 may be the constraint that backshort 1514 has a considerable length which typically is greater than λ/4.  This is driven by the desirability that backshort 1514 should appear as an "open circuit" from the viewpoint of a-a' as shown in Fig. 16.  The backshort length becomes longer as the frequencies become lower, which may be a significant concern in devices when the frequencies are lower than 10 GHz.
[010]  Because the conventional techniques may result in devices having considerable size, they may be unsuitable for applications requiring portable operation.  Additionally, conventional devices may be associated with higher cost and reduced reliability due to greater component complexity and increased component numbers.
SUMMARY OF THE INVENTION
[011] Accordingly, embodiments of the present invention are directed to a transition between a waveguide and a microstrip which may reduce their scale and address the challenges associated with the related art.
[012] In one embodiment of the invention, an apparatus providing a transition between a waveguide and a microstrip is presented.  The apparatus features an open-ended waveguide having an exposed side at a distal end, a substrate coupled to the open-ended waveguide at a proximate end, a resonator coupled to the substrate, a microstrip line electromagnetically coupled to the resonator, and a backshort coupled to the substrate.
[013] In another embodiment of the invention, a method for transitioning an electromagnetic signal between a waveguide and a microstrip is presented.  The method features receiving an electromagnetic wave, collecting an incident  portion of the received electromagnetic wave, generating first wave having a resonance at a predetermined frequency using the incident portion of the received electromagnetic wave, reflecting a portion of the received electromagnetic wave off of a reduced scale backshort, back towards a collector, generating a second wave having a resonance at a predetermined frequency using the reflected portion of the received electromagnetic wave, and combining the first wave and the second wave in phase. 
[014] Another embodiment of the invention presents an apparatus which provides a transition between a waveguide and a microstrip.  The apparatus features an open-ended waveguide having an exposed side at a distal end, a substrate coupled to the open-ended waveguide at a proximate end, a conductor pad coupled to the substrate, a resonator coupled to the conductor pad, wherein the conductor pad joins the resonator offset from a center line of the resonator, and further wherein the resonator includes two slits, each slit being adjacent to the conductor pad, a microstrip line electromagnetically coupled to the resonator, and a closed-ended waveguide coupled to the substrate opposite to the open-ended waveguide.
BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS
[015] The accompanying drawings, which are incorporated in and constitute a part of this specification, illustrate several embodiments of the invention and together with the description, serve to explain the principles of the invention.
[016] Fig. 1 shows a transition between a waveguide and a microstrip consistent with a first embodiment of the present invention.
[017] Fig. 2 depicts an exemplary resonator, conductor pad, and microstrip consistent with the first embodiment of the invention.
[018] Fig. 3 shows the results of an exemplary simulation estimating the frequency performance associated with the first embodiment of the invention.
[019] Fig. 4 shows an equivalent circuit model associated with the first embodiment of the invention.
[020] Fig. 5 depicts a transition between a waveguide and microstrip consistent with a second embodiment of the present invention.
[021] Fig. 6 shows the results of an exemplary simulation estimating the frequency performance associated with the second embodiment of the invention.
[022] Fig. 7 depicts a transition between a waveguide and microstrip consistent with a third embodiment of the present invention.
[023] Fig. 8 shows an exemplary resonator and microstrip associated with the third embodiment.
[024] Fig. 9 depicts a transition between a waveguide and microstrip consistent with a fourth embodiment of the present invention.
[025] Fig. 10 depicts a transition between a waveguide and microstrip consistent with a fifth embodiment of the present invention.
[026] Fig. 11 shows an exemplary resonator and conductor pad associated with a sixth embodiment of the invention.
[027] Fig. 12 shows the results of an exemplary simulation estimating the frequency performance associated with the sixth embodiment of the invention.
[028] Fig. 13A shows a transition between a waveguide and microstrip consistent with a seventh embodiment of the present invention.
[029] Fig. 13B shows a resonator with having slits and a conductor pad associated with the seventh embodiment of the present invention
[030] Fig. 14 depicts the results of an exemplary simulation estimating the frequency performance associated with the seventh embodiment of the invention.
[031] Fig. 15 depicts a conventional transition between a waveguide and a microstrip consistent with the conventional art.
[032] Fig. 16 shows an equivalent circuit modeling the device shown in Fig. 15.
DETAILED DESCRIPTION OF THE EMBODIMENTS
[033] The following detailed description of the invention refers to the accompanying drawings.  The same reference numbers in different drawings identify the same or similar elements.  Also, the following detailed description does not limit the invention.  Instead, the scope of the invention is defined by the appended claims and equivalents thereof.
[034] Fig. 1 shows a first embodiment of a transition 100, passing electromagnetic (EM) waves between a waveguide and microstrip consistent with the present invention.  Transition 100 includes an open-ended waveguide 110, a substrate 112, a backshort 114 having reduced scale, a microstrip 116, a resonator 118, and a conductor pad 120.  
[035] As used herein, the expression "reduced scale" may refer to a reduction is the size of the backshort 114 in any dimension; and includes reductions of size in the dimension of EM wave propagation.  For example, reduced scale backshort 114 may include a backshort having a dimension in the direction of EM wave propagation which may be less than or equal to a quarter wavelength (λ/4) of the EM wave.  It should be noted that the reduced scale backshort 114 dimensions may be arbitrary and are not limited only to integer fractions of a wavelength (λ). 
[036] Embodiments of the invention typically may utilize EM waves having frequencies in the microwave region.  However, the EM waves are not restricted to microwave frequencies and may operate in other bands higher or lower than these frequencies.  For example, embodiments may include EM waves having frequencies belonging to the RF frequency band.
[037] Substrate 112 may be physically coupled to a side opposite the distal opening of open ended waveguide 110.  Substrate 112 may also be physically coupled to backshort 114, on the opposite side of substrate 112 which is coupled to  open ended waveguide 110.  These physical couplings to substrate 112 and may be performed using adhesives, fasteners, any combination thereof, or any other method of joining such components known to one of ordinary in the art.  Substrate 112 may be placed substantially perpendicularly to the openings of open ended waveguide 110 and backshort 114, so that substrate 112 is substantially perpendicular to the direction of EM wave propagation within open ended waveguide 110 and backstop 112.  However other relative orientations of substrate 112, backshort 114, and open ended waveguide 110 may be contemplated by other embodiments of the invention.  Substrate 112 may also be coupled to a supporting structure 122 which may be part of and/or lead to other devices, such as, for example, Microwave Integrated Circuits (MIC) which may perform processing operations and/or other functions on the EM waves and/or signals associated therewith.
[038] Backshort 114 may have a reduced scale in the dimension of EM wave propagation, wherein the dimension is less than or equal to λ/4.  Backshort 114 may be realized using waveguide of any shape, including rectangular, circular, or trapezoidal.  Additionally, backshort 114 may be realized using printed circuit board material (PCB) having one or more layers, which could allow a small, thin backshort to be integrated with other circuitry in a MIC, and allow further reductions in device size.  In one embodiment, a multi-layer PCB may form a backshort by having a step formed in one layer, wherein the step contains a layer appropriate for reflecting EM waves.  The step layer could be formed with a metallic coating or other surface for causing EM wave reflection.  Another layer could be formed over the backshort layer, and include conductor pad 120 and resonator 118.  Backshorts formed using PCB may be realized using any technique know to one of ordinary skill in the art.
[039] Open ended waveguide 110 may be any type of waveguide known in the art, and typically includes rectangular shaped waveguides, but may also include circular waveguides, trapezoidal waveguides, or any other waveguides known in the art.  In one embodiment, open ended waveguide 110 may have rectangular shape with a width of approximately 22 mm and a height of 10 mm.  Open ended waveguide 110 may have a length of approximately 25 mm.
[040] In this embodiment, backshort 114 may have a length equal to or slightly less than λ/4 at 7.3 mm, and may have the same width and height of open ended waveguide 110. 
[041] Substrate 112 may include microstrip 116, resonator 118, and conductor pad 120 on the substrate surface facing the opening of open ended waveguide 110.  Substrate 112 may be formed from any dielectric material known to one of ordinary skill in the art, and may include materials used in PCB fabrication, such as, for example, BT Resin or FR4 material.  In one embodiment, the thickness of substrate 112 may be approximately .25 mm and may have a dielectric constant of 3.5.
[042] Microstrip 116 may be oriented parallel to the field lines of the electric field of the EM wave, and may have a tap feed to resonator 118.  As used herein, tap feed may refer to directly connecting the components so they may be electromagnetically coupled.  In this embodiment, resonator 118 may have a tap feed to conductor pad 120.  Microstrip 116 may be connected to other portions of a microwave circuit for further processing of signals associated with the EM wave.    Microstrip 116, resonator 118, and conductor pad 120 may typically be formed from copper; however they could also be formed from aluminum or other materials known to one of ordinary skill in the art.  Microstrip 116, resonator 118, and conductor pad 120 may be etched on the surface of substrate 112 which can be advantageous so that microstrip 116, resonator 118, conductor 120 pad, and substrate 112 may be made at same time during fabrication process.  
[043] Transition 100 may be used for either the transmission or reception of an EM wave.  Provided below is a description of how an received EM wave propagates though transition 100.  One of ordinary skill in the art would appreciate that transmission of an EM wave using transition 100 could occur in a manner reverse to reception of an EM wave due to reciprocity.  
[044] Initially, an EM wave may be received at the opening of open ended waveguide 110.  The EM wave propagates down the waveguide and impinges on the surface of substrate 112 containing conductor pad 120.  Conductor pad 120 collects an incident portion of the impinging EM wave and couples it to resonator 118.   The remaining portion of the impinging electromagnetic wave passes through substrate 112 into backshort 114 (which will be discussed in more detail below).  The collected portion is passed to resonator 118, where a first resonance is generated at a predetermined frequency using the energy received from the collected electromagnetic wave.  The resonance frequency may be determined by the size and shape of resonator.  The resonance frequency may also be altered by changing the thickness of the resonator 118, or by the choice of materials from which it is fabricated.
[045] The portion of the impinging EM wave that passes through substrate 112, and is not initially collected by conductor pad 120, may pass into backshort 114 and reflect off of a closed end thereof.  This reflected EM wave may propagate back towards collector 120.  The reflected EM wave may then also be passed to resonator 118 to produce a second resonance wave having the same frequency as the first resonance wave described above.  The first and second resonance waves may combine, and then the combination EM wave is passed onto microstrip 116.  From microstrip 116, the combined EM wave may be further processed by signal processing circuitry, such as, for example, microwave integrated circuits.
[046] Fig. 2 depicts a detailed view of an exemplary resonator 118, conductor pad 120, and microstrip 116 consistent with the first embodiment of the invention.
[047] In this embodiment, microstrip 116 is patterned on substrate 112 having a tap feed to resonator 118.  Resonator 118 may have a height of C1 and a width of D1.  Conductor pad 120 may have a tap feed to resonator 118 and have a maximum width of A1, and a height of B1.  On of ordinary skill in the art would appreciate that conductor pad 120 and resonator 118 may be electromagnetically coupled in ways other than using a tap feed.  For example, as shown in other embodiments below, these components may be inductively coupled.  The values of C1 and D1 may, in part, determine the resonance frequency of resonator 118.  The values of A1 and B1 determine how much energy is coupled into resonator 118 and may, in part, determine how efficiently energy is coupled into resonator 118.  For example, in order to produce the simulated frequency characteristics, as shown, for example, on the graphs in Fig. 3, resonator 118 dimensions may be C1=4mm (Height) and D1=8mm (Width).  Conductor pad 120 may have the dimensions A1=4mm and B1=2.08 mm.
[048] Conductor pad 120 may essentially act like an antenna, which converts EM wave energy into an electric current.  The shape of conductor pad 120 may be triangular, circular, elliptical, etc.  The size and shape of the pad may determine the efficiency of the conversion from EM wave energy to electrical current.  
[049] Resonator 118 may be positioned and/or oriented in open ended waveguide 110 so that it is not coupled with waveguide.  That is, the substantial portion of EM wave energy propagating through waveguide 110 does couple into resonator 118 directly, but is collected by conductor pad 120 and then passed onto resonator 118.
[050] Fig. 3 shows the results of an exemplary simulation estimating the frequency performance associated with the first embodiment of the invention.  The simulation results presented herein may be produced by a three dimensional EM simulation, which are well known in the art, an example of which can be a program called "HFF" produced by Ansoft.   
[051] The graph shown in Fig. 3 shows the magnitude of the impedance associated with parameters of a scattering matrix, S11 and S21, as a function of frequency.  S11 may be associated with the magnitude of a reflecting EM wave, and S21 may be associated with the magnitude of a EM wave passing through transition 100.  In the graph shown, the frequency response is shown over a microwave region of 8.5 to 10.5 GHz, but other frequency regions may be shown if desired.  S11 and S21 represent values that can be measured between the edge of open-ended waveguide 110 and the edge of microstrip 116.
[052] As can be seen from Fig. 3, the curve simulating the magnitude S11 shows a considerable "dip" around 9 GHz, meaning EM energy associated with desirable frequencies tends to not be reflected.  As shown here, reflections are attenuated approximately -35dB around 9 GHz.  The curve simulated the magnitude S21 shows frequencies being passed in the 9 GHz region, and energy associated with undesirable frequencies above around 10 GHz are attenuated.
[053] Fig. 4 shows an equivalent circuit model associated with the first embodiment of the invention.  This equivalent circuit may be used to predict the frequency response and produce the S11 and S21 curves shown in Fig. 3.  Port 1 represents open ended waveguide 110, which is electromagnetically coupled to resonator 118 via conductor pad 120.  This coupling between open ended waveguide 110 and conductor pad 120 is modeled by first inductor pair 410.  Each inductor in first inductor pair 410 may have an inductance value of L=1e-9 Henries and a resistance value of 0 Ohms.  First inductor pair 410 may modeled as being physically connected with equivalent resonator 412.  Equivalent resonator 412 is coupled in series with second conductor pair 414, which models the tap feed coupling between resonator 118 and microstrip 116.  Second inductor pair may have inductors having an inductance of 1e-9 Henries and a resistance value of 0 Ohms.  Finally, port 2 is designated as microstrip 116 in equivalent circuit 400.  
[054] Fig. 5 depicts a second embodiment 500 of a transition between a waveguide and microstrip consistent with the present invention.  Transition 500 includes a backshort 514, a resonator 518, and a conductor pad 520.  Elements which may be common to the first embodiment are shown but are not listed here for the sake of brevity.
[055] In this embodiment, backshort 514 may have a length in the direction of EM wave propagation of λ/8, which is almost half the size of the first embodiment.  The compact size may be achieved by altering the size of the modification of resonator pad 518.  Conductor pad 520 may also have a modified size in order to effectively match the power transfer of the EM wave received through waveguide 510 into resonator 518.  Resonator 518 may have a narrower height and width than resonator 118 shown in the first embodiment.    
[056] Fig. 6 shows the results of an exemplary simulation estimating the frequency performance associated with the second embodiment of the invention shown in Fig. 5. This graph shows the magnitude of the impedance associated with parameters of a scattering matrix, S11 and S21, over a frequency range of 8.5 GHz to 10.5 GHz.  S11 may be associated with the magnitude of a reflecting EM wave, and S21 may be associated with the magnitude of a EM wave passing through transition 500.  As before, S11 and S21 represent values that can be measured between the edge of open-ended waveguide 110 and the edge of microstrip 116.
[057] As can be seen from Fig. 6, the curve simulating the magnitude S11 shows a "dip" around 9 GHz where EM energy associated with desirable frequencies tends to not be reflected. In this embodiment, reflections may be attenuated approximately -15 dB around 9 GHz.  While this attenuation level may be less than that shown in Fig. 3, it may be sufficient for applications where transition 500 can be used. The curve simulated the magnitude S21 shows frequencies being passed in the 9 GHz region, and energy associated with undesirable frequencies above around 10 GHz are attenuated.
[058] Fig. 7 depicts a third embodiment of a transition 700 between a waveguide and microstrip consistent with the present invention.  Transition 700 includes a backshort 714, a microstrip 716, and a resonator 718.  Elements which may be common to the first embodiment are shown but are not listed here for the sake of brevity.  Transition 700 may avoid having a conductor pad on substrate 112 by altering the structure of microstrip 716 and resonator 718.  In the prior embodiments, a tap feed may be used to couple the resonator and the microstrip.  Transition 700 features an electromagnetic coupling between microstrip 716 and resonator 718, so there may be no direct physical connection between them.  
[059] Fig. 8 shows the detail an exemplary resonator 718 and microstrip 716 associated with the third embodiment 700.  Resonator 718 may have a probe 718a directly coupled to it.  Microstrip 716 may have an inductive coupling 716a directly attached to it, which is proximate to resonator 718.  Inductive coupling 716a may be proximately placed to resonator 718, and may be oriented to maximized the electromagnetic coupling between resonator 718.  Both probe 718a and inductive coupling 716a may be configured to act as conductor pads to collect energy from EM waves.
[060] Fig. 9 depicts a fourth embodiment of a transition 900 between a waveguide and microstrip consistent with the present invention.  Transition 900 includes a backshort 914, a microstrip 916, a first resonator 918a, a second resonator 918b, and a collector 920.  Elements which may be common to the first embodiment are shown but are not listed here for the sake of brevity.
[061] Transition 900 includes a pair of resonators which may not be directly coupled, but are instead coupled electromagnetically.  Conductor pad 920 is coupled by a tap feed to first resonator 918a.  First resonator 918a may be electromagnetically coupled to second resonator 918b.  Second resonator 918b may be coupled by a tap feed to microstrip 916.  In this embodiment, the two resonators can behave as a two resonator filter.
[062] In transition 900, resonators 918a and 918b may be etched on the same side of substrate 112.  Alternatively, each resonator may be coupled on opposites of a single layered substrate 112.  The size of conductor pad may be altered to maximize the energy coupled to first resonator 918a. 
[063] Fig. 10 depicts a fourth embodiment of a transition 1000 between a waveguide and microstrip consistent with the present invention.  Transition 1000 includes a multi-layered substrate 1012, a backshort 1014, a microstrip 1016, a first resonator 1018a, a second resonator 1018b, and a collector 1020.  Elements which may be common to the first embodiment are shown but are not listed here for the sake of brevity.
[064] Transition 1000 includes a pair of resonators which may not be directly coupled, but may be instead coupled electromagnetically.  Conductor pad 1020 may be coupled by a tap feed to first resonator 1018a.  First resonator 1018a may be electromagnetically coupled to second resonator 1018b.  Second resonator 1018b may be coupled by a tap feed to microstrip 1016.  In this embodiment, the two resonators 1018a and 1018b can behave as a two resonator filter.
[065] In transition 1000, resonators 1018a and 1018b may be associated with different layers of multi-layer substrate 1012. First resonator 1018a and conductor pad 1020 may be etched on the side of multi-layer substrate 1012 closest to the opening of open ended waveguide 110.  Second resonator 1018b and microstrip 1016 may be etched on the side of multi-layered substrate 1012 closest to backshort 1014.   
[066] Fig. 11 shows a sixth embodiment 1100 which includes a resonator 1118 and an offset conductor pad 1120.  In this embodiment, offset conductor pad 1120 is directly coupled to resonator 1118 at a location off-center from the center line of resonator 1118.  Specifically, offset conductor pad 1120 may be shifted in the horizontal dimension of the resonator 1118 by an small amount.  Resonator 1118 may have, for example, a width D11 of 8 mm and a height C11 of 4mm.  Offset conductor pad 1120 may have a maximum width of 4 mm and a height of 2.08 mm.  The offset location E11 of offset conductor pad 1120 may be 1 mm from the center line of resonator 1118.  This structure may have the advantage of reducing the reflection levels at the low end of the frequency band, but also cut undesirable frequencies at the upper edge of the frequency band, which is described in more detail below.
[067] Fig. 12 shows the results of an exemplary simulation estimating the frequency performance associated with the sixth embodiment of the invention. This graph shows the magnitude of the impedance associated with parameters of a scattering matrix, S11 and S21, over a frequency range of 8.5 GHz to 10.5 GHz.  S11 may be associated with the magnitude of a reflecting EM wave, and S21 may be associated with the magnitude of a EM wave passing through transition 1000.  As before, S11 and S21 represent values that can be measured between the edge of open-ended waveguide 110 and the edge of microstrip 116.
[068] As can be seen from Fig. 12, the curve simulating the magnitude S11 shows a steep "dip" around 9 GHz where EM energy associated with desirable frequencies tend to not be reflected.  This embodiment has the advantage of not only attenuating reflections by approximately a steep -45 dB around 9 GHz, but also reflects undesirable frequencies as shown by the "bump" is S11 at 10 GHz.  The curve simulated the magnitude S21 shows frequencies being passed in the 9 GHz region, and energy associated with undesirable frequencies above around 10 GHz are sharply attenuated by approximately -40 dB.
[069] Fig. 13A shows a seventh embodiment of a transition 1300 between a microstrip and a waveguide consistent with the present invention.  Transition 1300 includes backshort 1314, a resonator 1318, and an offset conductor pad 1320.  In this embodiment, offset conductor pad 1320 is directly coupled to resonator 1318 at a location off-center from the center line of resonator 1318.  As in the previous embodiment, offset conductor pad 1320 may be shifted in the horizontal dimension of the resonator 1318 by an small amount.  
[070] As shown in Fig. 13B, resonator 1318 may have two slits cut into its edge where it meets offset conductor pad 1320.  First slit 1318a may be on one side of the offset conductor pad 1320, and second slit 1318b may be on the other side of offset conductor pad 1320.  This structure may alter the frequency characteristics of transition 1300 by shifting the cutoff points in frequency as shown in Fig. 14 described below, and maintaining the advantage of reducing the reflection levels at the low end of the frequency band, and also cutting undesirable frequencies at the upper edge of the frequency band.  Fig. 14 describes the frequency response of curves S11 and S21 in more detail below.
[071] Fig. 14 depicts the results of an exemplary simulation estimating the frequency performance associated with the seventh embodiment of the invention.  Here, the modification shown in resonator 1318 allows the alteration of the magnitude curves S11 and S21.  As before, S11 and S21 represent values that can be measured between the edge of open-ended waveguide 110 and the edge of microstrip 116.
[072] As can be seen from Fig. 14, the frequency response curves have been altered by the slits 1318a and 1318b placed into resonator 1318.  The curve simulating the magnitude S11 has kept its magnitude attenuating characteristics, but has shifted the "dip" from around 9 GHz to around 9.5 GHz, wherein EM energy associated with these frequencies tend to not be reflected.  This embodiment also the advantage of reflecting undesirable frequencies as shown by the "bump" is S11, which has been shifted to 10.5 GHz.  The curve simulated the magnitude S21 also shows the effect of slits 1318a and 1318b in resonator 1318,  showing frequencies being passed in the 9.5 GHz region, and energy associated with undesirable frequencies above around 10.5 GHz being sharply attenuated by approximately -25 dB.
[073] Other embodiments of the invention will be apparent to those skilled in the art from consideration of the specification and practice of the invention disclosed herein.  It is intended that the specification and examples be considered as exemplary only, with a true scope and spirit of the invention being indicated by the following claims.
WHAT IS CLAIMED IS:
1.    An apparatus providing a transition between a waveguide and a microstrip, comprising:
an open-ended waveguide having an exposed side at a distal end;
a substrate coupled to the open-ended waveguide at a proximate end; 
a resonator coupled to the substrate;
a microstrip line electromagnetically coupled to the resonator; and
a backshort coupled to the substrate opposite the distal end of the open-ended waveguide.
2.     The apparatus according to claim 1, wherein the microstrip is arranged substantially perpendicular to the direction of propagation of an electromagnetic wave in the open-ended waveguide.
3.    The apparatus according to claim 1, further comprising:
a conductor pad associated with the substrate and electromagnetically coupled to the resonator.
4.    The apparatus according to claim 3, wherein the conductor pad is polygonal or circular.
5.    The apparatus according to claim 3, wherein the conductor pad contacts the resonator offset from a center line of the resonator.
6.    The apparatus according to claim 3, wherein the resonator includes two slits, each slit being adjacent to the conductor pad. 
7.    The apparatus according to claim 1, wherein the backshort  comprises a closed-ended waveguide having a reduced scale, with a dimension in the direction of propagation of an electromagnetic wave of less than λ/4.
8.    The apparatus according to claim 1, wherein the backshort comprises a printed circuit board, with at least one layer, having a step-shaped portion.
9.    The apparatus according to claim 1, wherein the backshort comprises a closed ended waveguide having a reduced scale, with a dimension in the direction of propagation of an electromagnetic wave of an arbitrary fraction of a wavelength.
10.    The apparatus according to claim 1, further comprising:
a second resonator inductively coupled to the first resonator; and
a coupling pad electromagnetically coupled to the second resonator.
11.    The apparatus according to claim 10, wherein the resonator and the second resonator are coupled to different sides of the substrate.
12.    The apparatus according to claim 11, wherein the substrate is multi-layered.
13.    The apparatus according to claim 10, further comprising:
a probe coupled to the resonator; and 
an inductive coupling associated with to the microstrip, wherein the probe and the inductive coupling facilitates collection of an incident electromagnetic wave. 
14.    A method for transitioning an electromagnetic signal between a waveguide and a microstrip, comprising:
receiving an electromagnetic wave;
collecting an incident  portion of the received electromagnetic wave;
generating first wave having a resonance at a predetermined frequency using the incident portion of the received electromagnetic wave;
reflecting a portion of the received electromagnetic wave off of a reduced scale backshort, back towards a collector;
generating a second wave having a resonance at a predetermined frequency using the reflected portion of the received electromagnetic wave; and
combining the first wave and the second wave. 
15.    The method according to claim 14, wherein the incident portion of the electromagnetic wave is collected by a conductor pad.
16.    The method according to claim 14, wherein the reflected portion of the electromagnetic wave is reflected by a backshort.
17.    The method according to claim 15, wherein resonance of the first wave and second wave is generated by a resonator.
18.    The method according to claim 17, wherein the conductor pad and the resonator are electromagnetically coupled and associated with a substrate.
19.    The method according to claim 18, wherein the conductor pad contacts the resonator offset from a center line of the resonator.
20.    The method according to claim 19, wherein the resonator includes two slits, each slit being adjacent to the conductor pad. 
21.    The method according to claim 16, wherein the backshort has a reduced scale having a dimension, in the direction of propagation of an electromagnetic wave, of less than λ/4.
22.    An apparatus which provides a transition between a waveguide and a microstrip, comprising:
an open-ended waveguide having an exposed side at a distal end;
a substrate coupled to the open-ended waveguide at a proximate end; 
a conductor pad coupled to the substrate;
a resonator coupled to the conductor pad, wherein the conductor pad joins the resonator offset from a center line of the resonator, and further wherein the resonator includes two slits, each slit being adjacent to the conductor pad;
a microstrip line electromagnetically coupled to the resonator; and
a closed-ended waveguide coupled to the substrate opposite to the open-ended waveguide.
23.     The apparatus according to claim 22, wherein the microstrip is arranged substantially perpendicular to the direction of propagation of an electromagnetic wave in the open-ended waveguide.
24.    The apparatus according to claim 22, wherein the conductor pad is polygonal or circular.
25.    The apparatus according to claim 22, wherein the closed-ended waveguide comprises a backshort with a reduced scale, having a dimension in the direction of propagation of an electromagnetic wave of less than λ/4.
26.    The apparatus according to claim 22, wherein the closed ended waveguide comprises a backshort with a reduced scale, having a dimension in the direction of propagation of an electromagnetic wave of an arbitrary fraction of a wavelength.
27.    The apparatus according to claim 22, further comprising:
at least one additional resonator inductively coupled to the first resonator.
28.    The apparatus according to claim 27, wherein the resonator and the at least one additional resonator are coupled to different sides of the substrate.
29.    The apparatus according to claim 28, wherein the substrate is multi-layered.
ABSTRACT OF THE DISCLOSURE
Methods and apparatuses are directed to a transition between a waveguide and a microstrip.  One embodiment features an open-ended waveguide having an exposed side at a distal end,     a substrate coupled to the open-ended waveguide at a proximate end, a resonator coupled to the substrate, a microstrip line electromagnetically coupled to the resonator, and a backshort coupled to the substrate.  Another embodiment features receiving an electromagnetic wave, collecting an incident  portion of the received electromagnetic wave, generating first wave having a resonance at a predetermined frequency using the incident portion of the received electromagnetic wave, reflecting a portion of the received electromagnetic wave off of a reduced scale backshort, back towards a collector, generating a second wave having a resonance at a predetermined frequency using the reflected portion of the received electromagnetic wave, and combining the first wave and the second wave in phase.
【Fig.1】
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【Fig.2】
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【Fig.3】
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【Fig.4】
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【Fig.5】
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【Fig.6】
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【Fig.7】
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【Fig.8】
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【Fig.9】
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【Fig.10】
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【Fig.11】
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【Fig.12】
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【Fig.13(A)】
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【Fig.13(B)】
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【Fig.14】
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【Fig.15】
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【Fig.16】
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