(57)【要約】【課題】本発明は、自動車及び各種電子機器などに用いられる電源システムにおいて、電力ロスの低減を目的とする。【解決手段】そして、この目的を達成するために本発明は、入力端子６Ａ，６Ｂと、この入力端子６Ａ，６Ｂに接続したコンデンサ８と、コンデンサ８に電力変換器１０を介して接続したバッテリー９とを備え、電力変換器１０とバッテリー９との間には逆流防止手段１１を介在させ、逆流防止手段１１は、電力変換器１０とバッテリー９との間に介在させたスイッチング素子１２を有し、コンデンサ８の両端電圧に基づく第１の電圧と、バッテリー９の両端電圧に基づく第２の電圧とを検知すると共に、第１の電圧が第２の電圧以上であると感知したときにスイッチング素子１２をオンにする構成とした電源システムとしたものである。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力端子と、この入力端子に接続したコンデンサと、このコンデンサに電力変換器を介して接続したバッテリーとを備え、前記電力変換器と前記バッテリーとの間には逆流防止手段を介在させ、この逆流防止手段は、前記電力変換器と前記バッテリーとの間に介在させた第１のスイッチング素子を有し、前記コンデンサの両端電圧に基づく第１の電圧と、前記バッテリーの両端電圧に基づく第２の電圧とを検知すると共に、前記第１の電圧が前記第２の電圧以上であると感知したときに前記第１のスイッチング素子をオンにする構成とした電源システム。
【請求項２】
第１のスイッチング素子とバッテリーとの接続点にカソードを接続すると共に前記第１のスイッチング素子と電力変換器との接続点にアノードを接続した第１のダイオードを備えた請求項１に記載の電源システム。
【請求項３】
第１のダイオードが第１のスイッチング素子の寄生ダイオードである請求項２に記載の電源システム。
【請求項４】
電力変換器は入力端子に一端を接続した第２のスイッチング素子を有し、この第２のスイッチング素子の一端にカソードを接続すると共に前記第２のスイッチング素子の他端にアノードを接続した第２のダイオードを備えた請求項１に記載の電源システム。
【請求項５】
第２のダイオードが第２のスイッチング素子の寄生ダイオードである請求項４に記載の電源システム。
【請求項６】
入力端子と、この入力端子に接続したコンデンサと、このコンデンサに電力変換器を介して接続したバッテリーとを備え、前記コンデンサと前記電力変換器との間には逆流防止手段を介在させ、この逆流防止手段は、前記コンデンサと前記電力変換器との間に介在させた第１のスイッチング素子を有し、前記コンデンサの両端電圧に基づく第１の電圧と、前記バッテリーの両端電圧に基づく第２の電圧とを検知すると共に、前記第１の電圧が前記第２の電圧以上であると感知したときに前記第１のスイッチング素子をオンにする構成とした電源システム。
【請求項７】
第１のスイッチング素子とバッテリーとの接続点にカソードを接続すると共に前記第１のスイッチング素子と電力変換器との接続点にアノードを接続した第１のダイオードを備えた請求項６に記載の電源システム。
【請求項８】
第１のダイオードが第１のスイッチング素子の寄生ダイオードである請求項７に記載の電源システム。
【請求項９】
電力変換器は入力端子に一端を接続した第２のスイッチング素子を有し、この第２のスイッチング素子の一端にカソードを接続すると共に前記第２のスイッチング素子の他端にアノードを接続した第２のダイオードを備えた請求項６に記載の電源システム。
【請求項１０】
第２のダイオードが第２のスイッチング素子の寄生ダイオードである請求項９に記載の電源システム。
【請求項１１】
入力端子と、この入力端子に接続したコンデンサと、このコンデンサに電力変換器を介して接続したバッテリーとを備え、前記電力変換器と前記バッテリーとの間には逆流防止手段を介在させ、この逆流防止手段は、前記電力変換器と前記バッテリーとの間に介在させた第１のスイッチング素子と、前記コンデンサに実質的に並列接続した第１の抵抗と第２の抵抗との直列体と、前記バッテリーに並列接続した第３の抵抗と第４の抵抗との直列体と、前記第１の抵抗と第２の抵抗との接続点に第１の入力端を接続し、前記第３の抵抗と第４の抵抗との接続点に第２の入力端を接続し、前記第１のスイッチング素子に出力端を接続した比較器とを有する構成とした電源システム。
【請求項１２】
第１のスイッチング素子とバッテリーとの接続点にカソードを接続すると共に前記第１のスイッチング素子と電力変換器との接続点にアノードを接続した第１のダイオードを備えた請求項１１に記載の電源システム。
【請求項１３】
第１のダイオードが第１のスイッチング素子の寄生ダイオードである請求項１２に記載の電源システム。
【請求項１４】
電力変換器は入力端子に一端を接続した第２のスイッチング素子を有し、この第２のスイッチング素子の一端にカソードを接続すると共に前記第２のスイッチング素子の他端にアノードを接続した第２のダイオードを備えた請求項１１に記載の電源システム。
【請求項１５】
第２のダイオードが第２のスイッチング素子の寄生ダイオードである請求項１４に記載の電源システム。
【請求項１６】
入力端子と、この入力端子に接続したコンデンサと、このコンデンサに電力変換器を介して接続したバッテリーとを備え、前記コンデンサと前記電力変換器との間には逆流防止手段を介在させ、この逆流防止手段は、前記コンデンサと前記電力変換器との間に介在させた第１のスイッチング素子と、前記コンデンサに並列接続した第１の抵抗と第２の抵抗との直列体と、前記バッテリーに実質的に並列接続した第３の抵抗と第４の抵抗との直列体と、前記第１の抵抗と第２の抵抗との接続点に第１の入力端を接続し、前記第３の抵抗と第４の抵抗との接続点に第２の入力端を接続し、前記第１のスイッチング素子に出力端を接続した比較器とを有する構成とした電源システム。
【請求項１７】
第１のスイッチング素子とバッテリーとの接続点にカソードを接続すると共に前記第１のスイッチング素子と電力変換器との接続点にアノードを接続した第１のダイオードを備えた請求項１６に記載の電源システム。
【請求項１８】
第１のダイオードが第１のスイッチング素子の寄生ダイオードである請求項１７に記載の電源システム。
【請求項１９】
電力変換器は入力端子に一端を接続した第２のスイッチング素子を有し、この第２のスイッチング素子の一端にカソードを接続すると共に前記第２のスイッチング素子の他端にアノードを接続した第２のダイオードを備えた請求項１６に記載の電源システム。
【請求項２０】
第２のダイオードが第２のスイッチング素子の寄生ダイオードである請求項１９に記載の電源システム。
5
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、自動車や発電システムなどに用いられる電源システムに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来この種の電源システムは、図１３に示されるように、直流発電機１で発電されたエネルギーをコンデンサ２が蓄え、このエネルギーが電力変換器３により変圧されると共に、バッテリー４に蓄えられ、そして負荷５に供給されていた。
【０００３】
なお、この出願に関する先行技術文献情報としては、例えば、特許文献１が知られている。
【特許文献１】特許第２８３３０８７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
このような従来の電源システムでは電力ロスが問題となっていた。
【０００５】
すなわち、上記従来の構成において、コンデンサ２は容量がバッテリー４に比べて小さいため電圧の変動が大きい。そのため、システム全体の始動時、あるいはバッテリー４の交換時等においては、コンデンサ２の電圧は自己放電などにより、バッテリー４よりも低電位になっていることがある。この場合、その電位差に伴う電流がバッテリー４から電力変換器３を介してコンデンサ２へと逆流してしまうため、電力変換器３等において電力ロスが発生していた。
【０００６】
そこで本発明は、このような電源システムにおいて、電力損失を低減することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
そして、この目的を達成するために本発明は、入力端子と、この入力端子に接続したコンデンサと、このコンデンサに電力変換器を介して接続したバッテリーとを備え、前記電力変換器と前記バッテリーとの間には逆流防止手段を介在させ、この逆流防止手段は、前記電力変換器と前記バッテリーとの間に介在させた第１のスイッチング素子を有し、前記コンデンサの両端電圧に基づく第１の電圧と、前記バッテリーの両端電圧に基づく第２の電圧とを検知すると共に、前記第１の電圧が前記第２の電圧以上であると感知したときに前記第１のスイッチング素子をオンにする構成とした電源システムとしたものである。
【発明の効果】
【０００８】
本発明の電源システムは、電力変換器とバッテリーとの間には逆流防止手段を介在させ、この逆流防止手段が、前記コンデンサの両端電圧に付随する第１の電圧と、前記バッテリーの両端電圧に付随する第２の電圧とを比較して、前記第１の電圧が前記第２の電圧以上であると感知したときに、第１のスイッチング素子をオンにするようにしたため、システム全体の始動時、あるいはバッテリーの交換時等に、自己放電などによってコンデンサの電圧がバッテリーよりも低電位になっていたとしても、その電位差に伴う電流が一度にバッテリーから電力変換器を介してコンデンサに流れることがなく、電力変換器等における電力ロスの発生を低減することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
（実施の形態１）
以下、本発明の実施の形態１における電源システムについて図面を参照しながら説明する。
【００１０】
図１において、入力端子６Ａ，６Ｂにはエンジン駆動される直流発電機７を接続し、この直流発電機７の両端にはコンデンサ８を並列に接続している。そして、このコンデンサ８には電力変換器１０を介してバッテリー９を並列に接続しており、この電力変換器１０とバッテリー９との間には逆流防止手段１１を介在させている。
【００１１】
この逆流防止手段１１は、そのソースを電力変換器１０に接続し、ドレインをバッテリー９に接続したｎ型ＭＯＳＦＥＴ１２を有しており、このｎ型ＭＯＳＦＥＴ１２のゲートには比較器１３の出力端を接続し、比較器１３の正入力端には、その一端をｎ型ＭＯＳＦＥＴ１２のソースに接続した抵抗１４と、その一端をコンデンサ８に接続した抵抗１５とを接続し、比較器１３の負入力端には、その一端をｎ型ＭＯＳＦＥＴ１２のドレインに接続した抵抗１６と、その一端をバッテリー９に接続した抵抗１７とを接続して構成している。
【００１２】
電力変換器１０は、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１２のソースに一端を接続すると共に他端を入力端子６Ｂに接続したコンデンサ１８と、コンデンサ１８の一端に一端を接続したインダクタンス素子１９と、インダクタンス素子１９の他端に一端を接続した電流検出器２０と、電流検出器２０の他端にカソードを接続したダイオード２１と、ダイオード２１のアノードに一端を接続したコンデンサ２２と、コンデンサ２２の他端にドレインを接続すると共にダイオード２１のカソードにソースを接続したスイッチング素子としてのｎ型ＭＯＳＦＥＴ２３と、コンデンサ１８の両端に接続すると共にその電圧を検出し、電流検出器２０に接続すると共に電流検出器２０に流れる電流を検出し、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ２３のゲートに接続すると共に検出したコンデンサ１８の両端電圧、電流検出器２０に流れる電流によりｎ型ＭＯＳＦＥＴ２３のオン・オフを制御するＰＷＭ制御回路２４とを有する。
【００１３】
そして、バッテリー９にはスイッチ２５を介してＰＷＭ制御回路２４及び比較器１３を接続すると共に、負荷２６を並列に接続している。
【００１４】
ここで、逆流防止手段１１の説明をする。比較器１３は抵抗１４，１５よりコンデンサ８の両端電圧（以下、Ｖｃと示す）に基づくコンデンサ１８の両端電圧（以下、Ｖｄと示す）を検出すると共に、抵抗１６，１７よりバッテリー９の両端電圧（以下、Ｖｂと示す）を検出しており、ＶｄがＶｂ以上となったときにｎ型ＭＯＳＦＥＴ１２をオン状態にするようにしている。ここで、比較器１３には、図２に示すごとくヒステリシス幅（以下、ΔＶｈと示す）を設けているため、何らかの外乱によりＶｄがＶｂよりもΔＶｈ以内の範囲で低くなったときでもｎ型ＭＯＳＦＥＴ１２をオンし続けるようにしている。こうすることによって、バッテリー９に接続した負荷２６の変動によりバッテリー９の電圧が変動しても、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１２を不必要にオフ状態にすることなく、ノイズ発生の抑制及び安定な電力供給を可能にしている。
【００１５】
次に、ＰＷＭ制御回路２４の説明をする。ＰＷＭ制御回路２４はコンデンサ１８の両端電圧及び電流検出器２０に流れる電流を検出しており、図３に示す回路構成により図１に示すｎ型ＭＯＳＦＥＴ２３のオン・オフを制御している。図３に示すＰＷＭ制御回路において、あらかじめ基準電圧（以下、ＶＲＥＦと示す）、基準電流（以下、ＩＲＥＦと示す）及び三角波電圧（以下、Ｖｔｒと示す）を設定しておく。そして、図１に示すコンデンサ１８の両端電圧ＶｄをＶＲＥＦから、電流検出器２０に流れる電流をＩＲＥＦから演算増幅器２７，２８にて引き算し、その小さい方の値をＭＩＮ回路２９にて選択する。そして、このＭＩＮ回路２９の出力（以下、Ｖｆｂと示す）を演算増幅器３０の＋側に、あらかじめ設定しておいた三角波電圧（以下、Ｖｔｒと示す）を−側に接続し、ＶｆｂがＶｔｒよりも大のときオン、小のときオフとなるＰＷＭ信号を出力する。
【００１６】
このようなＰＷＭ制御回路２４を有することにより、Ｖｄ、Ｉｄがある目標値以上の値を示していた場合には、Ｖｄ及びＩｄをそれぞれの目標値以下の値に制御すると共に、Ｖｄ、Ｉｄの内少なくともいずれか一方の値をその目標値そのものに制御することができる。
【００１７】
このようなＰＷＭ制御回路においては、１００％オンの状態にすると、短絡状態の回路に電流が流れ続け、大電流が発生してしまう可能性があり、ある程度オン時の制限を持たせることが必要であったが、本実施の形態においては逆流防止手段１１において、ＶｄがＶｂ以上となったときにｎ型ＭＯＳＦＥＴ１２をオンするように構成しているため、短絡状態の回路に電流が流れ続けることがなく、図４に示すような１００％オンの状態を採ることを可能にしている。その結果、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ２３の制御の自由度を大きくすることができ、直流発電機７及びコンデンサ８からバッテリー９及び負荷２６へのより安定した電力供給を可能としている。即ち、Ｖｃが小さくＶｄ、Ｉｄの値が目標値を下回るような場合、１００％オンの状態を実現することで、得られる最大限の電圧Ｖｄ及び電流Ｉｄを出力させることができる。さらに、Ｖｃの上昇に伴い、１００％オンの状態から連続的に時比率を下げていくことができるため、安定した制御を可能とすることができる。さらに、１００％オン状態においてはｎ型ＭＯＳＦＥＴ１２のオン・オフに伴うスイッチングロスが発生しないため、電力ロスを低減させることができる。
【００１８】
次に、図５を用いて図１の回路の動作原理を説明する。ここで、図１における直流発電機７からの出力電流（以下、Ｉｇと示す）、Ｖｃ、Ｖｄ、電力変換器１０の出力電流（以下、Ｉｄと示す）、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１２のオン・オフ（以下、ＳＴと示す）を縦軸にとり、ＳＴに伴うこれらの変化を、横軸に時間をとり示している。
【００１９】
まず、初期状態（Ｔ０）において、ＳＴはオフ状態としており、Ｉｇは流れておらず、Ｖｄ、Ｉｄ共に０となっている。そして、スイッチ２５をオンにし、バッテリー９の電力をＰＷＭ制御回路２４、比較器１３に供給することによりこれらをオン状態にする。
【００２０】
ここで、Ｖｄを変化させるＶｃはＶｂに比べて、コンデンサ８の容量がバッテリー９の容量よりも小さい分、（式１）に示すように電流の変化に対して電圧の変化量が大きくなっている。
【００２１】
ｑ＝Ｉ×ｔ＝ＣＶ  （式１）
ここで、ｑは電気素量、Ｉは電流、ｔは時間、Ｃは容量、Ｖは電圧を示す。
【００２２】
そのため、自己放電等の理由により、バッテリー９に比べて容量が小さいコンデンサ８の電圧Ｖｃは、バッテリー９の電圧Ｖｂに比べて低くなっていると考えられる。
【００２３】
この時、Ｖｄ及びＩｄは共に０であるため、図３におけるＶｆｂは最大となり、ＰＷＭ回路はｎ型ＭＯＳＦＥＴ１２を１００％オンの状態としている。一方、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１２はＶｄがＶｂよりも低くなっているため、逆流防止手段１１によってオフ状態にされている。
【００２４】
従来の構成においては、このようにＶｂに比べてＶｄが低くなっているときに、電源システムを起動させたり、変換したバッテリーを取り付けたりすると、この電圧差に伴いバッテリー９からコンデンサ８に大電流が流れ、電源システム全体の信頼性を低下させる恐れがあったが、本実施の形態においては、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１２のソース、即ちｎ型ＭＯＳＦＥＴ１２における寄生ダイオード（図示せず）のアノードをコンデンサ８側に、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１２のドレイン、即ち寄生ダイオード（図示せず）のカソードをバッテリー９側に接続し、且つ逆流防止手段１１に、ＶｄがＶｂ以上にならなければｎ型ＭＯＳＦＥＴ１２をオンしないよう制御させているため、バッテリー９からコンデンサ８へ大電流が流れることがなく、電力ロスを防ぐことができる。
【００２５】
次に、Ｔ１において直流発電機７から発電電流Ｉｇが流れ始めると、コンデンサ８は電荷を蓄え、Ｖｃを向上させる。このとき、電力変換器１０の出力電圧Ｖｄは、１００％オン状態のｎ型ＭＯＳＦＥＴ２３を介して、Ｖｃと略同じ電圧に充電される。
【００２６】
その後、Ｔ２においてＶｄの値がＶｂに達すると、それを検知した逆流防止手段１１がｎ型ＭＯＳＦＥＴ１２をオン状態にする。この時ＶｄはＶｂの値に達しているため、バッテリー９からコンデンサ８にスパイク状の大電流を流すこともない。
【００２７】
次に、Ｔ３において直流発電機７から大電力が発電されると、コンデンサ１８の両端電圧及び電流検出器２０の電流をＰＷＭ制御回路２４が検出し、ＰＷＭ信号によりｎ型ＭＯＳＦＥＴ２３のオン時を制限し、電流Ｉｄが出力される。このＩｄはバッテリー９及び負荷２６に供給される。一方、直流発電機７から発生した電流Ｉｇの内、この電流Ｉｄを差し引いた電流がコンデンサ８へ流れ、Ｖｃを上昇させる。
【００２８】
このとき、電力変換器１０の出力Ｖｄ、Ｉｄは、ＰＷＭ制御回路２４により、それぞれの目標値以下の値に制御されると共に、Ｖｄ、Ｉｄいずれか一方の値をその目標値そのものに制御されている。負荷２６に流れる電流が小さいときは、定電圧制御によりＶｄが目標値で一定になるよう制御され、負荷２６の両端電圧が大きいときは、定電流制御によりＩｄが目標値で一定になるよう制御される。
【００２９】
その後、Ｔ４において直流発電機７からの発電による出力が停止すると、コンデンサ８からバッテリー９への電流Ｉｄの流出により、Ｖｃが低下する。この時も、Ｉｄはバッテリー９及び負荷２６に供給されている。
【００３０】
そして、Ｔ５においてＶｃがＶｂと等しくなるとＩｄは０となり、コンデンサ８とバッテリー９は等電位を維持する。ちなみにこの時、ＰＷＭ信号を１００％オン状態としておくことで、安定な制御を可能としている。
【００３１】
このような構成により、システム全体の始動時、あるいはバッテリー９の交換時等に、自己放電などによってＶｃが大きく下がり、Ｖｂよりも低電位になったとしても、逆流防止手段１１が、ＶｄがＶｂ以上となったときにｎ型ＭＯＳＦＥＴ１２をオンするように制御している、すなわちＶｄがＶｂ以上になるまではオンしないよう制御しているため、その電位差に伴う大電流がバッテリー９から電力変換器１０を介してコンデンサ８に流れることがなく、電力ロスを防ぐことができる。
【００３２】
また、逆流防止手段１１が、ＶｄがＶｂ以上になるまでｎ型ＭＯＳＦＥＴ１２をオンしないようにしているため、短絡状態の回路に電流が流れ続けることがなく、１００％オンの状態を可能にしており、その結果、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ２３の制御の自由度を大きくすることができ、直流発電機７及びコンデンサ８からバッテリー９及び負荷２６への安定した電力供給を可能としている。
【００３３】
なお、ＰＷＭ制御回路２４に個別の駆動用電源（図示せず）を設ければ１００％オンの状態を安定的に保つことができて望ましい。
【００３４】
さらに本実施の形態においては、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１２のソースからドレインへ接続される寄生ダイオードを積極的に利用することで、逆流防止手段１１の電圧検出精度を低くしても動作可能な構成としている。即ち、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１２のオンのタイミングをＶｄがＶｂと厳密に同一の値になるよう設定する必要がなく、ＶｄがＶｂよりもある程度高くなったときにオンするよう設定しておいても、Ｖｄが、Ｖｂ電圧を少しでも超えたときに、寄生ダイオードが順バイアスになり電流を流すため、問題なく動作させることができる。
【００３５】
なお、スイッチング素子としては、ここで示したｎ型ＭＯＳＦＥＴ１２，２３のように寄生ダイオードを内蔵するものとしてｐ型ＭＯＳＦＥＴ（図示せず）を用いた場合、ドレインとソースとを逆につなぎ、比較器１３の正入力端と負入力端とを逆につなげば同様の構成とすることができる。また、寄生ダイオードを内蔵しないトランジスタやＩＧＢＴなどのスイッチング素子を用いた場合、ダイオード（図示せず）をそのスイッチング素子に並列に且つアノードをコンデンサ８側、カソードをバッテリー９側に接続すれば同様の構成とすることができる。ただし、ｎ型ＭＯＳＦＥＴを用いると、低抵抗且つスイッチングスピードが速いため最も望ましい。
【００３６】
なお、コンデンサ８が電気二重層キャパシタであれば、瞬時に大容量の電気エネルギーを負荷に供給することができるので、望ましい。
【００３７】
また、バッテリー９が二次電池であれば負荷に対して時間の電力供給を可能とすることができ望ましい。
【００３８】
なお、電力変換器１０は昇降圧スイッチング電源でもかまわない。
【００３９】
なお、図６に示すごとく、入力端子６Ａ，６Ｂに直流発電機７を接続し、この直流発電機７の両端にはコンデンサ８を並列に接続し、このコンデンサ８には電力変換器１０を介してバッテリー９を並列に接続し、コンデンサ８と電力変換器１０との間には逆流防止手段１１を介在させる構成としても、ＶｃがＶｂよりも高電位にならないとｎ型ＭＯＳＦＥＴ１２はオンしない構成としているため、ＶｃがＶｂよりも低電位になったとしても、その電位差に伴う電流がバッテリー９から電力変換器１０を介してコンデンサ８に流れることがなく、電力ロスを防ぐ効果を有することができる。
【００４０】
ただし、図１のような構成をとった方が、ＶｄがＶｂよりも低い時においても、電力変換器１０にＶｂからの電圧が加わり続けないために、電力変換器１０の劣化を防ぐことができるため望ましい。
【００４１】
さらに図７に示すごとく、負荷３１、スイッチ３２を設けることによりコンデンサ８の長寿命化を図ることができる。即ち、システム停止時などにおいてはスイッチ３２をオンにし、コンデンサ８の両端電圧を低減することにより、コンデンサ８に長時間電圧が印加されることによるコンデンサ８の寿命低下を防止することができる。
【００４２】
なお、この図７のような構成をとり得たのは、そもそもｎ型ＭＯＳＦＥＴ１２のソースをコンデンサ側、ドレインをバッテリー側に接続する、即ちこのｎ型ＭＯＳＦＥＴ１２の寄生ダイオードのアノードをコンデンサ８側、カソードをバッテリー９側に接続し、且つ逆流防止手段１１によりＶｄがＶｂ以上となるまではオンしないように制御しているためであり、この構成をとらなければ、システム始動時において、負荷３１により両端電圧を低下させたコンデンサ８にバッテリー９から電流が流れてしまい、電力変換器１０などにおいて電力ロスが生じてしまう。この構成により、初めてコンデンサ８の劣化防止と電力ロスとを両立することができる。
【００４３】
（実施の形態２）
以下、本発明の実施の形態２における電源システムについて図面を参照しながら説明する。なお、実施の形態１と同様の構成を有するものについては、同一の符号を付しその説明を省略する。
【００４４】
図８において、実施の形態１と異なる点は、抵抗１４と抵抗１５との接続点にダイオード３３のアノードを接続すると共に、ダイオード３３のカソードに外部端子３４を接続することにより、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１２を外部端子３４で強制的にオフすることができる構成としたものである。
【００４５】
この構成により、スイッチ３２がオンされ、この電源システムが大電流を要求する負荷３５に接続されても、電力ロスを防ぐことを可能としている。以下、図９においてその具体的な動作を示す。
【００４６】
図９において、発電機７からの出力電流（以下、Ｉｇと示す）、大電流を要求する負荷３５を流れる電流（以下、Ｉｓと示す）、コンデンサ８を流れる電流（以下、Ｉｃと示す）、コンデンサ８の両端電圧（以下、Ｖｃと示す）に付随するコンデンサ１８の両端電圧（以下、Ｖｄと示す）、外部端子３４のオン・オフ信号（以下、ＳＣと示す）、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１２のオン・オフ（以下、ＳＴと示す）、スイッチ３２のオン・オフ（以下、ＳＳと示す）の変化を、横軸に時間をとり示している。
【００４７】
まず、初期状態（Ｔ０）ではＳＣはオン信号を出力し、ＳＴはオン状態、ＳＳはオフ状態となっており、ＶｄがＶｂに達した状態から説明する。なお、ＶｄがＶｂに達するまでの動作は実施の形態１と同様のため、ここでは省略する。
【００４８】
Ｔ１において、ＳＳをオン状態とし、電源システムに大電流を要求する負荷３５を接続したとき、負荷３５にはコンデンサ８から電流Ｉｓが流れる。このときＳＣをオフにすることで電力ロスの発生を防ぐことができる。即ち、ＳＣをオフにするとダイオード３３を介して抵抗１４と抵抗１５との接続点の電圧が下がり、この接続点に正入力端を接続した比較器１３はｎ型ＭＯＳＦＥＴ１２をオフ状態にする。
【００４９】
こうすることにより、バッテリー９から大電流を要求する負荷３５へ大電流が流れることによる電力ロスを防ぐことができる。その上、大電流を要求する負荷３５への電流供給を原因とするＶｂの低下を防ぐことができ、その結果、負荷２６への電流供給不足を防止することができる。この時ＶｄはＶｂよりも低下している。
【００５０】
次に、Ｔ２において大電流を要求する負荷３５への電流供給を完了し、ＳＳをオフにすると、コンデンサ８から負荷３５への電流供給は止まるが、ＶｄはＶｂよりも低いままとなっている。この時、ＳＣを仮にオン状態にしたとしても、比較器１３はＶｄとＶｂを検出しているため、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１２をオン状態にせず、バッテリー９から負荷３５へ大電流が流れることによる電源システム全体の信頼性の低下を心配する必要はない。
【００５１】
その後、Ｔ３において直流発電機７から発電電流Ｉｇがコンデンサ８へと流れ、Ｖｃの上昇に伴いＶｄがＶｂに達すると、その電圧を抵抗１４，１５から検知した比較器１３がｎ型ＭＯＳＦＥＴ１２をオン状態にする。
【００５２】
このような構成により、大電流を要求する負荷３５を接続しても、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１２を外部端子３４によりオフ状態にすることができ、電力ロスを防ぐことができる。その上、大電流を要求する負荷３５への大電流供給を原因とするＶｂ低下による負荷２６への電流供給不足を防止することができる。さらに、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１２のソースをコンデンサ８側、ドレインをバッテリー９側に接続し、且つＳＣをオンにしたときでも、比較器１３がＶｄとＶｂの電位差を検知し、ＶｄがＶｂに達してからｎ型ＭＯＳＦＥＴ１２をオン状態にするようにしているため、バッテリー９から電圧が低下しているコンデンサ８へ大電流が流れることによる電力ロスが発生しない。
【００５３】
なお、図１０に示すごとく、抵抗１６と抵抗１７との接続点にダイオード３３のカソードを接続し、そのアノードと外部端子３４との間に反転回路３６を設けても同様の効果を得ることができる。
【００５４】
また、図１１に示すごとく、図８におけるダイオード２１の代わりにｎ型ＭＯＳＦＥＴ３７を用い、そのソースをコンデンサ２２の一端に、そのドレインをｎ型ＭＯＳＦＥＴ２３のソースに、そのゲートをＰＷＭ制御回路２４に接続し、且つ図８における電流検出器２０の代わりに双方向電流検出器３８を設けることにより、バッテリー９からコンデンサ８へ、ＰＷＭ制御回路２４でその値を制御しながら電流を供給することができる。そうすることで、スイッチ３２がオンとなり大電流を要求する負荷３５へ電流の供給が必要となる前に、あらかじめコンデンサ８に直流発電機７に頼らずバッテリー９から電力を供給しておくことを可能とすることができる。
【００５５】
（実施の形態３）
以下、本発明の実施の形態３における電源システムについて図面を参照しながら説明する。なお、実施の形態１と同様の構成を有するものについては、同一の符号を付しその説明を省略する。
【００５６】
図１２において、実施の形態１と異なる点は、抵抗１４と抵抗１５との接続点にアノードを接続すると共にコンデンサ８の一端にカソードを接続したダイオード３９を設けた点である。
【００５７】
この構成により、直流発電機７やコンデンサ８、電力変換器１０、その他配線などが故障し、その結果、コンデンサ８の一端と他端との間がショートし、一定以下に電圧が低下しても、バッテリー９からコンデンサ８へ大電流が流れることを防ぐことができる。即ち、コンデンサ８の電圧が一定以下に低下したときには、ダイオード３９を介して比較器１３の正入力端の電圧が低下することで、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１２をオフにすることができるので、バッテリー９から大電流が流れること無く、電源システム全体での信頼性の低下を防止することができる。
【００５８】
従って、たとえ故障が発生しても、大電流が各部に流れることで発生する２次的な故障を防ぐことができる、安全な電源システムを提供することができる。
【産業上の利用可能性】
【００５９】
本発明の電源システムは、信頼性の低下を防止することができる構成となっており、自動車の電源システム及び各種電子機器の電源システムとして有用である。
【図面の簡単な説明】
【００６０】
【図１】本発明の実施の形態１における電源システムの回路図
【図２】本発明の実施の形態１における比較器の動作説明図
【図３】本発明の実施の形態１におけるＰＷＭ制御回路の回路図
【図４】本発明の実施の形態１におけるＰＷＭ制御回路の動作説明図
【図５】本発明の実施の形態１における電源システムの動作説明図
【図６】本発明の実施の形態１における電源システムの回路図
【図７】本発明の実施の形態１における電源システムの回路図
【図８】本発明の実施の形態２における電源システムの回路図
【図９】本発明の実施の形態２における電源システムの動作説明図
【図１０】本発明の実施の形態２における電源システムの回路図
【図１１】本発明の実施の形態２における電源システムの回路図
【図１２】本発明の実施の形態３における電源システムの回路図
【図１３】従来の電源システムの回路図
【符号の説明】
【００６１】
６Ａ，６Ｂ  入力端子
８  コンデンサ
９  バッテリー
１０  電力変換器
１１  逆流防止手段
１２  ｎ型ＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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