(57)【要約】【課題】多相回転電機の出力の変動にかかわらず、トルクショックを好適に抑制することのできる多相回転電機の制御装置を提供する。【解決手段】モータジェネレータの回転速度と出力トルクの指令値とによって、ＰＷＭ制御から瞬時電流値制御へと切り替える。図中、一点鎖線は、１パルス制御による電力損失とＰＷＭ制御の電力損失とが一致する境界線を示す。同境界線よりも低回転低トルク側でＰＷＭ制御から瞬時電流値制御への切り替えを行い、境界線より高回転高トルク側では１パルス制御となるように、瞬時電流値制御の指令電流の振幅及び位相を、回転速度及び出力トルクの指令値に応じて補正する。【選択図】      図５
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
多相回転電機を流れる電流を所望の電流値に制御すべくインバータのスイッチング素子を操作する際、前記多相回転電機の回転速度及び出力トルクの少なくとも一方が上昇するにつれて、前記多相回転電機の前記電流の半周期と前記スイッチング素子のオン時間とを一致させる１パルス制御へと移行させる多相回転電機の制御装置において、
前記回転速度及び前記出力トルクの少なくとも一方の変化に際し、前記回転電機の電圧利用率が連続的に変化するように、前記スイッチング素子を操作する操作手段を備えることを特徴とする多相回転電機の制御装置。
【請求項２】
前記操作手段は、多相回転電機を流れる電流の実際の値を指令値によって定まる所定のヒステリシス幅内に収めるべく、前記ヒステリシス幅の上限及び下限と実際の値との大小に基づき前記スイッチング素子を操作する瞬時電流値制御手段を備え、前記回転速度及び前記出力トルクの少なくとも一方の上昇に際し、前記瞬時電流値制御手段によって、前記スイッチング素子を駆動するパルスを前記多相回転電機の電流の一周期内に複数回生成する多パルス制御から前記１パルス制御へと移行することで、前記電圧利用率の連続的な変化を実現することを特徴とする請求項１記載の多相回転電機の制御装置。
【請求項３】
前記操作手段は、前記所望の電流値への制御のための信号波と所定の搬送波との大小に基づき前記スイッチング素子を操作するＰＷＭ制御手段と、前記多相回転電機の回転速度及び出力トルクの少なくとも一方が所定以上となるとき、前記ＰＷＭ制御手段による制御から前記瞬時電流値制御手段による制御へと切り替える切替手段とを備えることを特徴とする請求項２記載の多相回転電機の制御装置。
【請求項４】
前記切替手段は、前記ＰＷＭ制御による電力損失と前記１パルス制御による電力損失とが等しくなる境界線よりも前記回転速度及び出力トルクが小さい領域において、前記瞬時電流値制御手段による制御に切り替えることを特徴とする請求項３記載の多相回転電機の制御装置。
【請求項５】
前記切替手段は、前記ＰＷＭ制御手段による電圧利用率が最大値となる領域に達する前に前記瞬時電流値制御手段による制御に切り替えることを特徴とする請求項３又は４記載の多相回転電機の制御装置。
【請求項６】
多相回転電機を流れる電流の実際の値を指令値によって定まる所定のヒステリシス幅内に収めるべく、前記ヒステリシス幅の上限及び下限と実際の値との大小に基づきインバータのスイッチング素子を操作する瞬時電流値制御手段と、前記所望の電流値への制御のための信号波と所定の搬送波との大小に基づき前記スイッチング素子を操作するＰＷＭ制御手段と、多相回転電機の回転速度及び出力トルクの少なくとも一方が所定以上となるとき、前記ＰＷＭ制御手段による制御から前記瞬時電流値制御手段による制御へと切り替える切替手段とを備える多相回転電機の制御装置において、
前記切替手段は、前記ＰＷＭ制御手段による電圧利用率が最大値となる領域に達する前に前記ＰＷＭ制御手段による制御から前記瞬時電流値制御手段による制御に切り替えることを特徴とする多相回転電機の制御装置。
【請求項７】
前記瞬時電流値制御手段は、前記多相回転電機の回転速度及び出力トルクの少なくとも一方の上昇に伴い、前記指令値を、要求トルクを生成するための要求電流値とする制御から、前記指令値を、前記要求電流値と同周期且つ前記要求電流値よりも大きな振幅とする制御へと移行させる移行手段を備えることを特徴とする請求項２〜６のいずれかに記載の多相回転電機の制御装置。
【請求項８】
前記ＰＷＭ制御手段は、前記要求電流値としての第１の指令値を生成する第１生成手段を備え、
前記瞬時電流値制御手段は、前記多相回転電機の回転速度及び出力トルクの少なくとも一方に応じて前記第１の指令値の振幅を増大させることで第２の指令値を生成する第２生成手段を備えることを特徴とする請求項７記載の多相回転電機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、多相回転電機を流れる電流を所望の電流値に制御すべくインバータのスイッチング素子を操作する多相回転電機の制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
この種の制御装置としては、多相回転電機の出力電流を所望の電流値とするための信号波と三角波形状の搬送波との大小に基づき、インバータのスイッチング素子を操作するパルスを生成する三角波ＰＷＭ制御手段を備えるものが周知である。この制御装置によれば、正弦波形状の出力電流を適切に生成することが可能となる。
【０００３】
ただし、回転電機の出力トルクや回転速度が大きい領域においては、三角波ＰＷＭ制御手段による電力損失が増大する。このため、高出力、高回転領域においては、スイッチング素子のオン時間を多相回転電機を流れる電流の半周期に一致させて且つ多相回転電機の回転角度に応じて駆動パルスの位相を制御するいわゆる１パルス制御を行うことも提案されている。この１パルス制御によれば、高出力、高回転領域において電力損失の増大を抑制することができるのみならず、インバータの入力電圧に対する線間電圧の１次成分の実効値によって定義される電圧利用率を向上させることもできる。
【０００４】
ところで、上記三角波ＰＷＭ制御手段による制御から１パルス制御への切り替え時には、出力電流が急変することで、出力トルクが大きく変化し、トルクショックが生じることが発明者らによって見出されている。
【０００５】
なお、多相回転電機の高トルク、高回転領域においても有効な制御手法としては、上記１パルス制御に限らず、下記特許文献１に見られるように、瞬時電流値制御を行うものもある。
【特許文献１】特開平７−１１１７７７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、多相回転電機の出力の変動にかかわらず、トルクショックを好適に抑制することのできる多相回転電機の制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。
【０００８】
請求項１記載の発明は、前記回転速度及び前記出力トルクの少なくとも一方の変化に際し、前記回転電機の電圧利用率が連続的に変化するように、前記スイッチング素子を操作する操作手段を備えることを特徴とする。
【０００９】
上記構成では、回転電機の電圧利用率が連続的に変化するようにスイッチング素子を操作することで、電圧利用率が不連続的に変化することによる出力電流の急変を好適に回避し、ひいてはトルクショックを好適に抑制することができる。
【００１０】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記操作手段は、多相回転電機を流れる電流の実際の値を指令値によって定まる所定のヒステリシス幅内に収めるべく、前記ヒステリシス幅の上限及び下限と実際の値との大小に基づき前記スイッチング素子を操作する瞬時電流値制御手段を備え、前記回転速度及び前記出力トルクの少なくとも一方の上昇に際し、前記瞬時電流値制御手段によって、前記スイッチング素子を駆動するパルスを前記多相回転電機の電流の一周期内に複数回生成する多パルス制御から前記１パルス制御へと移行することで、前記電圧利用率の連続的な変化を実現することを特徴とする。
【００１１】
１パルス制御は、一般に、多パルス制御よりも電圧利用率が高い。この点、上記構成では、多パルス制御から１パルス制御へと移行することで、電圧利用率を１パルス制御による利用率まで連続的に変化させることが可能となる。
【００１２】
請求項３記載の発明は、請求項２記載の発明において、前記操作手段は、前記所望の電流値への制御のための信号波と所定の搬送波との大小に基づき前記スイッチング素子を操作するＰＷＭ制御手段と、前記多相回転電機の回転速度及び出力トルクの少なくとも一方が所定以上となるとき、前記ＰＷＭ制御手段による制御から前記瞬時電流値制御手段による制御へと切り替える切替手段とを備えることを特徴とする。
【００１３】
上記構成では、回転速度及び出力トルクの少なくとも一方が所定未満であるときには、ＰＷＭ制御手段による制御を行うことで、電力損失を低減し、適切な制御をすることができる。そして、回転速度及び出力トルクの少なくとも一方が所定以上となるときに瞬時電流値制御に切り替えることで、ＰＷＭ制御による電力損失が大きくなる以前に瞬時電流値制御へと切り替えることができ、ひいては電力損失を抑制することができる。そして、瞬時電流値制御による制御により多パルス制御から１パルス制御に切り替えることで、電圧利用率を１パルス制御による値にまで連続的に移行させることができる。
【００１４】
請求項４記載の発明は、請求項３記載の発明において、前記切替手段は、前記ＰＷＭ制御による電力損失と前記１パルス制御による電力損失とが等しくなる境界線よりも前記回転速度及び出力トルクが小さい領域において、前記瞬時電流値制御手段による制御に切り替えることを特徴とする。
【００１５】
上記構成において、境界線よりも回転速度及び出力トルクが小さい領域では、ＰＷＭ制御による電力損失の方が小さい。ここで、上記構成では、ＰＷＭ制御による電力損失の方が小さい領域内で瞬時電流値制御への切替を行うことで、境界線よりも回転速度や出力トルクが大きい領域にあっては、確実に１パルス制御をすることができる。このため、電圧利用率の大きい１パルス制御を極力利用することができ、ひいては電圧利用率を向上させることができる。
【００１６】
請求項５記載の発明は、請求項３又は４記載の発明において、前記切替手段は、前記ＰＷＭ制御手段による電圧利用率が最大値となる領域に達する前に前記瞬時電流値制御手段による制御に切り替えることを特徴とする。
【００１７】
上記構成では、ＰＷＭ制御手段による電圧利用率が最大値となる前に、瞬時電流値制御手段に切り替える。このため、電圧利用率が最大となる領域であって回転速度及び出力トルクの少なくとも一方が最小値以上である領域で切り替えを行う場合よりも、電圧利用率を向上させることが可能となる。すなわち、上記構成によれば、ＰＷＭ制御による電圧利用率が最大となる以前に瞬時電流値制御に切り替えることで、切り替え後においても、出力トルクや回転速度の上昇に伴って電圧利用率を向上させることができる。
【００１８】
請求項６記載の発明は、前記切替手段は、前記ＰＷＭ制御手段による電圧利用率が最大値となる領域に達する前に前記ＰＷＭ制御手段による制御から前記瞬時電流値制御手段による制御に切り替えることを特徴とする。
【００１９】
瞬時電流値制御手段によれば、ＰＷＭ制御手段による電圧利用率の最大値よりも大きな電圧利用率を実現することができる。ここで、上記構成では、ＰＷＭ制御手段による電圧利用率が最大値となる前に、瞬時電流値制御手段に切り替える。このため、電圧利用率が最大となる領域であって回転速度及び出力トルクの少なくとも一方が最小値以上である領域で切り替えを行う場合よりも、電圧利用率を向上させることが可能となる。すなわち、上記構成によれば、ＰＷＭ制御による電圧利用率が最大となる前に瞬時電流値制御に切り替えることで、切り替え後においても、出力トルクや回転速度の上昇に伴って電圧利用率を向上させることができる。
【００２０】
請求項７記載の発明は、請求項２〜６のいずれかに記載の発明において、前記瞬時電流値制御手段は、前記多相回転電機の回転速度及び出力トルクの少なくとも一方の上昇に伴い、前記指令値を、要求トルクを生成するための要求電流値とする制御から、前記指令値を、前記要求電流値と同周期且つ前記要求電流値よりも大きな振幅とする制御へと移行させる移行手段を備えることを特徴とする。
【００２１】
上記構成では、指令値を要求値とする制御によって、要求値としての指令値に実際の値を追従させる制御をすることができる。一方、多相回転電機の出力トルクの大きな領域や回転速度の高い領域においては、指令値を、要求電流値と同周期且つ要求電流値よりも大きな振幅とする制御に切り替える。この制御においては、指令値の振幅が大きいために、実際の値と指令値とが交差するタイミング近傍において、実際の値が上記ヒステリシス幅をはみ出す。このため、実際の値と指令値とが交差するタイミング近傍において、スイッチング素子の駆動パルスが反転することとなる。このため、要求電流値の半周期の長さの駆動パルスによってスイッチング素子を駆動するいわゆる１パルス制御をすることができる。そして、指令値を、要求電流値から１パルス制御用の指令値に徐々に変化させることで、電圧利用率を連続的に上昇させることもできる。
【００２２】
請求項８記載の発明は、請求項７記載の発明において、前記ＰＷＭ制御手段は、前記要求電流値としての第１の指令値を生成する第１生成手段を備え、前記瞬時電流値制御手段は、前記多相回転電機の回転速度及び出力トルクの少なくとも一方に応じて前記第１の指令値の振幅を増大させることで第２の指令値を生成する第２生成手段を備えることを特徴とする。
【００２３】
上記構成によれば、要求電流値としての第１の指令値に基づき、１パルス制御へと移行させるための第２の指令値を生成することができる。すなわち、第２の指令値の振幅を所望の電圧のものよりも増大させることで、実電流が指令電流と交差するときに、１パルス制御のパルスを反転させることができるようになる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
以下、本発明にかかる多相回転電機の制御装置を、ハイブリッド車に搭載される３相回転電機の制御装置に適用した一実施形態を図面を参照しつつ説明する。
【００２５】
図１に、上記３相回転電機及びその制御装置の全体構成を示す。
【００２６】
図示されるように、３相回転電機であるモータジェネレータ２の３つの相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）には、インバータ１０が接続されている。このインバータ１０は、３相インバータであり、３つの相のそれぞれに対応したスイッチング素子１２，１４とスイッチング素子１６，１８とスイッチング素子２０，２２との並列接続体を備えて構成されている。更に、インバータ１０は、各スイッチング素子１２〜２２に並列に接続されたダイオード２４〜３４を備えている。そして、スイッチング素子１２及びスイッチング素子１４を直列接続する接続点がモータジェネレータ２のＵ相と接続されている。また、スイッチング素子１６及びスイッチング素子１８を直列接続する接続点がモータジェネレータ２のＶ相と接続されている。更に、スイッチング素子２０及びスイッチング素子２２を直列接続する接続点がモータジェネレータ２のＷ相と接続されている。ちなみに、これらスイッチング素子１２〜２２は、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）によって構成されている。
【００２７】
インバータ１０の各１組のスイッチング素子１２，１４とスイッチング素子１６，１８とスイッチング素子２０，２２との両端には、平滑コンデンサ４０を介して主電源４２の電圧が印加されている。
【００２８】
一方、マイクロコンピュータ５０は、モータジェネレータ２の出力軸の回転角度を検出する位置センサ５２や、Ｕ相及びＶ相に流れる電流を検出する電流センサ５４，５６、更にはインバータ１０の両端の電圧（インバータ１０の入力電圧）を検出する電圧センサ５８の検出結果を取り込む。そして、マイクロコンピュータ５０は、Ｗ相に流れる電流を、キルヒホッフの法則に基づき、Ｕ相を流れる電流とＶ相を流れる電流とから算出する。そして、マイクロコンピュータ５０は、上記モータジェネレータ２の出力軸の回転角度や３つの相を流れるそれぞれの電流、インバータ１０の入力電圧等に基づき、ゲート駆動回路６０〜７０を介してスイッチング素子１２〜２２を操作する。
【００２９】
図２に、マイクロコンピュータ５０の行なう処理についてのブロック線図を示す。
【００３０】
図２において、変換部８０は、上記電流センサ５４，５６に基づき算出されるＵ相を流れる実電流ｉｕと、Ｖ相を流れる実電流ｉｖと、Ｗ相を流れる実電流ｉｗとを、ｄｑ軸に座標変換して実電流ｉｄ及び実電流ｉｑを生成する部分である。ちなみに、この座標変換に際しては、モータジェネレータ２の回転角度が用いられるために、変換部８０には、位置センサ５２によって検出される回転角度θが入力される。一方、指令電流生成部８２は、例えばユーザの加速要求等に応じたトルク指令や回転速度、インバータ１０の入力電圧ＶＨ等に応じて指令電流ｉｑｃ，ｉｄｃを生成する部分である。この指令電流ｉｑｃ，ｉｄｃは、要求トルク（トルク指令）を生成するための要求電流値のｄｑ軸上での値となっている。
【００３１】
これら指令電流ｉｄｃと実電流ｉｄとの差に基づき、フィードバック制御部８４によって、指令電圧ｖｄｃが生成され出力される。また、指令電流ｉｑｃと実電流ｉｑとの差に基づき、フィードバック制御部８６によって指令電圧ｖｑｃが生成され出力される。
【００３２】
上記指令電圧ｖｄｃ，ｖｄｑは、変換部８８によって３相の各線間電圧の指令値の基本値に変換される。この基本値は、各相に正弦波形状の電流を流すために要すると想定される線間電圧となっている。この基本値は、所定の条件下、変調部９０によって変調される。この変調部９０の出力が、Ｕ相の指令電圧ｖｕｃとＶ相の指令電圧ｖｖｃとＷ相の指令電圧ｖｗｃである。
【００３３】
これら３相の指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃは、各コンパレータ９２，９４，９６によって三角波生成部９８によって生成される三角形状の搬送波とその大小が比較される。そして、これら各コンパレータ９２，９４，９６の出力信号ｇｕ１、ｇｖ１、ｇｗ１は、指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃを各々パルス幅変調（ＰＷＭ）したものとなる。なお、上記三角波が、ＰＷＭ制御のための搬送波である。
【００３４】
一方、上記指令電流ｉｑｃ，ｉｄｃは、振幅補正部１００において、振幅補正マップ１０２を用いて振幅補正される。振幅補正マップ１０２は、出力トルクの指令値と回転速度とインバータ１０の入力電圧とから補正量を定める３次元マップである。こうして振幅補正された指令電流ｉｑｃ，ｉｄｃは、変換部１０４において、位相補正マップ１０６を用いて位相補正されつつ、Ｕ相の指令電流ｉｕｃとＶ相の指令電流ｉｖｃとＷ相の指令電流ｉｗｃに変換される。位相補正マップ１０６は、出力トルクの指令値と回転速度とインバータ１０の出力電圧とから補正量を定める３次元マップである。
【００３５】
上記指令電流ｉｕｃ，ｉｖｃ，ｉｗｃは、それぞれヒステリシスコンパレータ１０８，１１０，１１２に取り込まれる。ヒステリシスコンパレータ１０８，１１０，１１２では、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが、指令電流ｉｕｃ，ｉｖｃ，ｉｗｃによって定まる所定のヒステリシス幅の上限よりも大きくなるときと小さくなるときとにそれぞれ値の反転する出力信号ｇｕ２，ｇｖ２，ｇｗ２を出力する。
【００３６】
出力信号ｇｕ１及び出力信号ｇｕ２のいずれか、出力信号ｇｖ１及び出力信号ｇｖ２のいずれか、並びに出力信号ｇｗ１及び出力信号ｇｗ２のいずれかが切替部１１４によって選択される。そして、選択された信号及びインバータ１１６，１１８，１２０によるそれらの反転信号が、Ｄｅａｄｔｉｍｅ生成部１２２に取り込まれる。このＤｅａｄｔｉｍｅ生成部１２２では、上記選択された各信号とこれに対応する上記反転信号とを、これらのエッジ部分同士のタイミングの重なりを避けるように波形整形する。そして、波形整形された信号は、Ｕ相のスイッチング素子１２を操作する操作信号ｇｕｐ、Ｕ相のスイッチング素子１４を操作する操作信号ｇｕｎ、Ｖ相のスイッチング素子１６を操作する操作信号ｇｖｐ、Ｖ相のスイッチング素子１８を操作する操作信号ｇｖｎ、Ｗ相のスイッチング素子２０を操作する操作信号ｇｗｐ、Ｗ相のスイッチング素子２２を操作する操作信号ｇｗｎとなる。
【００３７】
一方、切替制御部１２４は、切替部１１４を操作することで、コンパレータ９２，９４，９６の出力信号ｇｕ１，ｇｖ１，ｇｗ１か、ヒステリシスコンパレータ１０８，１１０，１１２の出力信号ｇｕ２，ｇｖ２，ｇｗ２かを選択する。
【００３８】
こうした構成によれば、モータジェネレータ２の各相に流れる電流を所望の電流に制御することができる。
【００３９】
すなわち、コンパレータ９２，９４，９６の出力信号ｇｕ１，ｇｖ１，ｇｗ１が選択されているときには、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃによって定まる３相の電流（指令電流）に追従させるべく、三角波を変調することによって生成される出力信号ｇｕ１，ｇｖ１，ｇｗ１によりスイッチング素子１２〜２２の操作がなされる（以下、ＰＷＭ制御）。この際には、３相に印加される電圧は、指令電圧ｖｕｃ、ｖｖｃ、ｖｗｃに追従するため、その振幅中心がゼロとなる正弦波となる。
【００４０】
一方、ヒステリシスコンパレータ１０８，１１０，１１２の出力信号ｇｕ２，ｇｖ２，ｇｗ２が選択されているときには、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗと指令電流ｉｕｃ，ｉｖｃ，ｉｗｃとの大小に基づき（より正確には、上記ヒステリシス幅の上限及び下限との大小に基づき）、スイッチング素子１２〜２２の操作がなされる（以下、瞬時電流値制御）。
【００４１】
以下、これらＰＷＭ制御と瞬時電流値制御との切替について詳述する。
【００４２】
上記変調部９０による変調がなされていないときには、基本的には、正弦波がＰＷＭ変調されて出力信号ｇｕ１、ｇｖ１、ｇｗ１が生成されることとなる。図３（ａ）及び図３（ｂ）に出力信号ｇｕ１、ｇｖ１、ｇｗ１の生成態様を例示する。図３（ａ）は、搬送波としての三角波とコンパレータ９２，９４，９６のいずれかの非反転入力端子に印加される信号波としての正弦波（指令電圧ｖｕｃ、ｖｖｃ、ｖｗｃ）とを示し、図３（ｂ）は、出力信号ｇｕ１、ｇｖ１、ｇｗ１のいずれかを示している。
【００４３】
図示されるように、コンパレータ９２，９４，９６の非反転入力端子に印加される正弦波が三角波よりも大きいときに、出力信号ｇｕ１、ｇｖ１、ｇｗ１が立ち上がり、正弦波が三角波よりも小さくなると、出力信号ｇｕ１、ｇｖ１、ｇｗ１が立ち下がる。
【００４４】
なお、上記三角波の振幅は、インバータ１０の入力電圧の最大値と対応付けて設定されている。このため、指令電圧ｖｕｃ、ｖｖｃ、ｖｗｃのピークがインバータ１０の入力電圧の最大値を上回ると、出力信号ｇｕ１、ｇｖ１、ｇｗ１により、モータジェネレータ２の３相の電圧を正弦波とすることが困難となる。ここにおいて、上記変調部９０による変調が行われる。
【００４５】
変調部９０によって変調がなされるときには、正弦波は、図３（ｃ）に示される形状に変調される。ここでは、信号波の３倍の高調波による変調がなされている。ちなみに、図３（ｃ）は、搬送波としての三角波とコンパレータ９２，９４，９６の非反転入力端子に印加される信号波のいずれかとを示し、図３（ｄ）は、出力信号ｇｕ１、ｇｖ１、ｇｗ１のいずれかを示している。
【００４６】
上記変調部９０による変調は、モータジェネレータ２の回転速度や出力トルクが大きい領域において行われる。これは、インバータ１０の入力電圧（電圧センサ５８によって検出される電圧）に対するモータジェネレータ２の線間電圧の実効値にて定義される電圧利用率を向上させるための措置である。すなわち、上記変調部９０によって変調をしない場合の電圧利用率の最大値は、６０％台である。これに対し、変調をすることでその変調率を７０％台まで上昇させることができる。
【００４７】
ところで、電圧利用率を極力高くするためには、モータジェネレータ２を流れる電流（要求トルクを生成するための要求電流）の半周期とスイッチング素子１２〜２２のオン時間とを一致させるいわゆる１パルス制御を行うことが有効である。これにより、電圧利用率を略７８％とすることができる。ただし、図４に一点鎖線にて示す境界線（ＰＷＭ制御による電力損失と１パルス制御による電力損失とが等しくなる線）を境にして、低出力トルク、低回転速度側と、高出力トルク、高回転速度側とで、ＰＷＭ制御の電力損失と１パルス制御の電力損失の大小関係が逆転する。すなわち、１パルス制御は、図４の一点鎖線にて示される境界線よりも低トルク、低回転速度側では、ＰＷＭ制御と比較して電力損失が大きい。このため、図４中、一点鎖線にて示される境界線よりも低トルク、低回転速度側では、上記ＰＷＭ制御を行い、一点鎖線にて示される境界線よりも高トルク、高回転速度側では１パルス制御を行うことが望ましい。
【００４８】
ここで、一点鎖線となるところまでトルクや回転速度を上昇させる際、上記変調部９０を用いることで、理論上は、電圧利用率を７８％まで上昇させることができる。しかし、実際には、上記ＤｅａｄＴｉｍｅ生成部１２２によるデッドタイムの生成により、電圧利用率は７５％程度で頭打ちとなる。すなわち、上記一点鎖線にて示す境界線に向けて回転速度や出力トルクが上昇する際、変調部９０を利用して電圧利用率を向上させつつＰＷＭ制御を行うと、回転速度や出力トルクが上昇するにつれ、コンパレータ９２，９４，９６の出力信号ｇｕ１，ｇｖ１，ｇｗ１のパルス幅が狭くなっていく。そして、デッドタイムの生成によってパルスが消滅するレベルまでパルス幅が狭くなると、それ以上は電圧利用率を向上させることができない。このようにパルスが消滅するレベルまでパルス幅が狭くなったときの電圧利用率が７５％程度である。
【００４９】
このため、上記ＰＷＭ制御から１パルス制御へと移行させるときには、電圧利用率が断続的に変化し、これによりモータジェネレータ２によって生成される出力トルクが断続的に変化するトルクショックが生じるおそれがある。
【００５０】
そこで本実施形態では、図４に一点鎖線にて示す境界線よりも低出力トルク、低回転速度側にてＰＷＭ制御から瞬時電流値制御へと切り替える。そして、瞬時電流値制御によって、スイッチング素子１２〜２２を駆動するパルスをモータジェネレータ２を流れる電流（又は要求電流）の一周期内に複数回生成する多パルス制御から、上記１パルス制御へと移行させる。
【００５１】
図５に、本実施形態にかかるＰＷＭ制御領域と瞬時電流値制御領域とを示す。図示されるように、本実施形態では、ＰＷＭ制御を、図中一点鎖線にて示す境界線よりも低トルク、低回転速度側の領域のみで行う。ここで、ＰＷＭ制御を行う領域のうち出力トルク、回転速度の最大値の描く線は、ＰＷＭ制御による電圧利用率が最大となる領域のうち、出力トルク及び回転速度が最小値となる線である。換言すれば、モータジェネレータ２の逆起電力と指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃとによって定まるモータジェネレータ２の端子電圧と、インバータ１０の出力電圧とが等しくなる臨界線である。ここで、図６に示されるように、モータジェネレータ２の逆起電力をＥ０と上記指令電流Ｉによって定まる電圧成分とのベクトル和として、端子電圧Ｖが定まる。また、上記インバータ１０の出力電圧とは、指令電圧ｖｑｃ、ｖｄｃによって、モータジェネレータ２の端子電圧として印加しようとする電圧値である。
【００５２】
上記ＰＷＭ制御による電圧利用率が最大となる前に瞬時電流値制御へ切り替え、上記境界線よりも高トルク高回転速度側では１パルス制御をすることで、電圧利用率を連続的に１パルス制御によって得られる利用率まで上昇させることが可能となる。しかも、ＰＷＭ制御による電圧利用率が最大となる前に瞬時電流値制御へ切り替えることで、電圧利用率を極力高い値とすることができる。すなわち、ＰＷＭ制御による電圧利用率が最大となる線よりも高出力トルク高回転速度側でもＰＷＭ制御を継続するなら、電圧利用率が頭打ちになる。これに対し、ＰＷＭ制御による電圧利用率が最大となる前に瞬時電流値制御へと切り替えることで、出力トルク及び回転速度が上昇するにつれて、上記境界線に達するまで電圧利用率を連続的に上昇させることができる。
【００５３】
なお、瞬時電流値制御からＰＷＭ制御への切り替えは、ＰＷＭ制御から瞬時電流値制御への切り替えよりも低回転、低トルク側で実施することが望ましい。すなわち、瞬時電流値制御からＰＷＭ制御へ切り替える条件を、ＰＷＭ制御から瞬時電流値制御へ切り替える条件よりもやや低回転、低トルク側に設定してヒステリシスを持たせることが望ましい。これにより、瞬時電流値制御とＰＷＭ制御との頻繁な切り替えを抑制し、それぞれの制御方式での継続時間を制御安定時間よりも長くすることで制御を安定させることができる。
【００５４】
ここで、瞬時電流値制御による多パルス制御から１パルス制御への移行にかかる処理について説明する。
【００５５】
本実施形態では、上記指令電流ｉｑｃ，ｉｄｃを３相の電流に変換するに際し、その振幅及び位相を補正することで、瞬時電流値制御によって１パルス制御をするための指令電流ｉｕｃ，ｉｖｃ，ｉｗｃを生成する。ここで、図７を用いて、上記振幅補正及び位相補正の適合手法を示す。
【００５６】
図７に、従来の１パルス制御手法の１例を示す。詳しくは、図７（ａ）は、モータジェネレータ２の回転角度の推移を示し、図７（ｂ）は、スイッチング素子１２〜２２を駆動するパルス（１パルス）を示し、図７（ｃ）は、モータジェネレータ２に流れる電流を示す。１パルス制御では、通常、モータジェネレータ２の回転角度の所定角度から「１８０°」の区間に渡ってスイッチング素子１２〜２２をオン状態とするパルスを生成する。すなわち、モータジェネレータ２に実際に流れる電流に基づくフィードバック制御は行っていない。
【００５７】
これに対し、本実施形態では、実際の電流値に基づくフィードバック制御を行う瞬時電流値制御によって、上記１パルス制御と同一のパルスを生成するよう上記振幅補正量及び位相補正量を適合する。
【００５８】
これは、上記指令電流ｉｑｃ，ｉｄｃを３相電流に変換したものである３相の要求電流と、振幅及び位相が補正された後の３相の指令電流ｉｕｃ，ｉｖｃ，ｉｗｃとが、上記１パルスの立ち上がりタイミング及び立ち下がりタイミングで交差するように適合することで実現することができる。図８（ａ）に、１パルス制御の駆動パルスを示し、図８（ｂ）に一点鎖線にて要求電流を、また、実線にて振幅補正及び位相補正がなされた指令電流ｉｕｃ，ｉｖｃ，ｉｗｃを示す。図中実線にて示される指令電流ｉｕｃ，ｉｖｃ，ｉｗｃを上記ヒステリシスコンパレータ１０８，１１０，１１２に印加することで、その出力信号ｇｕ２，ｇｖ２，ｇｗ２を、１パルス制御の駆動パルスとすることができる。ここで、この理由について説明する。
【００５９】
今、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが図８（ａ）に一点鎖線にて示すように要求電流となっているとする。このとき、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが指令電流ｉｕｃ，ｉｖｃ，ｉｗｃと交差する前後では、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗと指令電流ｉｕｃ，ｉｖｃ，ｉｗｃとの大小関係が逆転し、その後、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗと指令電流ｉｕｃ，ｉｖｃ，ｉｗｃとの差は大きくなっていく。このため、指令電流ｉｕｃ，ｉｖｃ，ｉｗｃの振幅を大きくとるなら、ヒステリシス幅の影響をほとんど受けず、交差するタイミング近傍において、出力信号ｇｕ２，ｇｖ２，ｇｗ２を反転させることができる。
【００６０】
上記性質に着目し、本実施形態では、図９に示すように、瞬時電流値制御へ切り替えた直後の低出力トルク低回転速度側では指令電流ｉｑｃ，ｉｄｃによって定まる３相の電流値をそのまま指令電流とし、高出力トルク高回転速度側に移行するにつれて、上記１パルス制御をするための指令電流へと移行させる。特に、先の図５に一点鎖線にて示した境界線よりも高出力トルク高回転速度側においては１パルス制御を行うように振幅補正、位相補正を適合する。これにより、瞬時電流値制御への切替後、高出力トルク高回転速度側に移行するにつれて電圧利用率を連続的に上昇させることができる。しかも、境界線よりも高出力トルク高回転速度側においては１パルス制御を行うために、電圧利用率を最も高く維持することができる。
【００６１】
以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。
【００６２】
（１）回転速度及び出力トルクの少なくとも一方の変化に際し、モータジェネレータ２の電圧利用率が連続的に変化するように、スイッチング素子１２〜２２を操作することで、トルクショックを好適に抑制することができる。
【００６３】
（２）瞬時電流値制御において、スイッチング素子１２〜２２を駆動するパルスをモータジェネレータ２を流れる電流の一周期内に複数回生成する多パルス制御から、１パルス制御へと移行することで、電圧利用率の連続的な変化を実現した。これにより、電圧利用率を１パルス制御による利用率まで連続的に変化させることができる。
【００６４】
（３）モータジェネレータ２の回転速度及び出力トルクの少なくとも一方が所定以上となるとき、ＰＷＭ制御手段による制御から瞬時電流値制御手段による制御へと切り替えることで、ＰＷＭ制御による電力損失が大きくなる前に瞬時電流値制御へと切り替えることができ、ひいては、電力損失を抑制することができる。
【００６５】
（４）ＰＷＭ制御による電力損失と１パルス制御による電力損失とが等しくなる境界線よりも回転速度及び出力トルクが小さい領域において、瞬時電流値制御による制御に切り替えた。これにより、境界線よりも回転速度や出力トルクが大きい領域にあっては、確実に１パルス制御をすることができる。このため、電圧利用率の高い１パルス制御を極力利用することができ、ひいては電圧利用率を向上させることができる。
【００６６】
（５）ＰＷＭ制御による電圧利用率が最大値となる前に瞬時電流値制御による制御に切り替えた。これにより、切り替え後も、１パルス制御のための上記境界線となるまで、出力トルク及び回転速度の上昇に伴って電圧利用率を向上させることができる。
【００６７】
（６）瞬時電流値制御は、モータジェネレータ２の回転速度及び出力トルクの少なくとも一方の上昇に伴い、要求電流値を指令値ｉｕｃ，ｉｖｃ，ｉｗｃとして実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを指令値に追従させる制御から、スイッチング素子１２〜２２の駆動パルスの反転タイミングにおいて要求電流値と指令値ｉｕｃ，ｉｖｃ，ｉｗｃとが交わる制御へと移行させた。このように指令値ｉｕｃ，ｉｖｃ，ｉｗｃを要求電流値から１パルス制御用の指令値に徐々に変化させることで、電圧利用率を連続的に上昇させることができる。
【００６８】
（７）ＰＷＭ制御によって用いる指令値の振幅及び位相を補正することで、瞬時電流値制御用の指令値を生成した。これにより、瞬時電流値制御時の指令電流を簡易に生成することができる。
【００６９】
（その他の実施形態）
なお、上記実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
【００７０】
・上記変調部９０を備えない構成であってもよい。この場合、通常の三角波ＰＷＭ制御による電圧利用率が最大となる前にＰＷＭ制御から瞬時電流値制御へ切り替えるなら、こうした態様での切り替えをしない場合と比較して、電圧利用率を向上させることが可能となる。もっとも、こうした設定としなくても、先の図５に一点鎖線にて示した境界線よりも低出力トルク低回転速度側において切り替えを行うなら、境界線よりも高出力トルク高回転速度側では極力１パルス制御をすることはできる。
【００７１】
・瞬時電流値制御への切り替え前の制御手法としては、上記ＰＷＭ制御に限らない。例えば搬送波として、三角波以外のものを用いてもよい。更に、全ての領域において瞬時電流値制御をしてもよい。この場合であっても、モータジェネレータ２の回転速度及び出力トルクの少なくとも一方の上昇に伴い、要求電流値を指令値として実際の値を指令値に追従させる制御から、スイッチング素子１２〜２２の駆動パルスの反転タイミングにおいて要求電流値と指令値とが交わる制御へと移行させることで、電圧利用率を連続的に上昇させることは可能である。
【００７２】
・振幅補正の手法としては、指令電流ｉｑｃ，ｉｄｃを補正対象とするものに限らない。例えば、指令電流ｉｑｃ，ｉｄｃを３相の電流に変換した後、これに対し、位相補正及び振幅補正をしてもよい。更に、回転速度、出力トルクの指令値、及びインバータの入力電圧から３相の指令電流ｉｕｃ，ｉｖｃ，ｉｗｃを定める３次元マップを備える構成としてもよい。
【００７３】
・上記実施形態では、ＰＷＭ制御から瞬時電流値制御への切り替えを行うパラメータとして、出力トルクの指令値と回転速度とを用いたがこれに限らない。例えば指令電流と回転速度とを用いてもよい。この場合であっても、出力トルクと指令電流とが対応関係にあることに鑑みれば、指令電流と回転速度とが所定以上となるときに瞬時電流値制御へ切り替えることは、出力トルクと回転速度とが所定以上となるときに瞬時電流値制御へ切り替えることと等価である。
【００７４】
・上記実施形態では、モータジェネレータ２を電動機として使用する場合を想定したが、これに限らず、モータジェネレータ２を発電機として使用する場合に本発明を適用してもよい。この場合、例えば、先の図５において縦軸の座標値が大きいほど、トルク指令が負の大きな値となるとすればよい。
【００７５】
・多相回転電機の制御装置としては、ハイブリッド車に搭載されるものに限らず、例えば電気自動車に搭載されるものであってもよい。
【図面の簡単な説明】
【００７６】
【図１】一実施形態にかかるモータジェネレータ、インバータ、及びマイクロコンピュータの構成を示す図。
【図２】上記マイクロコンピュータの行う処理の機能ブロック図。
【図３】上記処理のうち、特にＰＷＭ制御の処理態様を示すタイムチャート。
【図４】従来のモータジェネレータの制御態様を示す図。
【図５】上記実施形態におけるＰＷＭ制御と瞬時電流値制御とを行う領域を示す図。
【図６】ＰＷＭ制御がなされる領域を説明するための図。
【図７】従来の１パルス制御の手法を示すタイムチャート。
【図８】上記実施形態における１パルス制御の手法を示すタイムチャート。
【図９】上記実施形態における多パルス制御から１パルス制御への移行手法を示す図。
【符号の説明】
【００７７】
｛多相回転電機の一実施形態：２…モータジェネレータ｝、１０…インバータ、｛制御装置の一実施形態：５０…マイクロコンピュータ｝、｛ＰＷＭ制御手段の一実施形態：８０…変換部、８２…指令電流生成部、８４，８６…フィードバック制御部、８８…変換部、９０…変調部、９２，９４，９６…コンパレータ、９８…三角波生成部｝、｛瞬時電流値制御手段の一実施形態：１００…振幅補正部、１０２…振幅補正部、１０４…変換部、１０６…位相補正部、１０８，１１０，１１２…ヒステリシスコンパレータ｝、１２４…切替制御部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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