(57)【要約】【課題】整流回路の正極，負極の直流出力端子Ｐ，Ｎ間に、直列接続される２つのコンデンサに対する初期充電電流が過大にならないようにする。【解決手段】通流方向を一致させた２つのサイリスタ（ＴＲ１〜ＴＴ２）の直列回路と、通流方向を一致させた２つのスイッチング素子（ＳＲ１〜ＳＴ２）の直列回路とを並列接続して構成される１相分の双方向スイッチ回路を相数（図は３相の例）に応じて設け、起動時にサイリスタ制御回路１０２を介してサイリスタ（ＴＲ１〜ＴＴ２）の点弧角制御を行なうことにより、初期充電電流を制限できるようにする。【選択図】図１
2007288968.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
Ｎ（Ｎは２以上の自然数）相の交流電圧を直流電圧に変換するために、通流方向を一致させた２つのサイリスタの直列回路と、通流方向を一致させた２つのスイッチング素子の直列回路とを並列接続して構成される１相分の双方向スイッチ回路をＮ個設け、各双方向スイッチ回路におけるサイリスタ同士の接続点をそれぞれリアクトルを介して各相の交流入力端子に接続し、各双方向スイッチ回路におけるサイリスタの直列回路のカソード側をそれぞれダイオードを介して正極の直流出力端子に一括して接続し、各双方向スイッチ回路におけるサイリスタの直列回路のアノード側をそれぞれダイオードを介して負極の直流出力端子に一括して接続し、正極および負極の直流出力端子間に２つのコンデンサを直列に接続し、各双方向スイッチ回路におけるスイッチング素子同士の接続点を前記２つのコンデンサ同士の接続点に一括して接続した整流回路において、
Ｎ相の交流入力電圧を検出する電圧検出手段と、前記交流入力電圧位相に同期する信号を生成する同期信号生成手段と、前記交流入力電圧位相に同期する信号に基き前記サイリスタの点弧角を制御する点弧角制御手段とを設け、前記２つのコンデンサの初期充電を行なうことを特徴とする整流回路のコンデンサ充電装置。
【請求項２】
Ｎ相の交流入力電流を検出する電流検出手段を設け、交流入力電流が一定値に制限されるように前記サイリスタの点弧角を制御することを特徴とする請求項１に記載の整流回路のコンデンサ充電装置。
【請求項３】
前記各双方向スイッチ回路を構成する２つのサイリスタの一方をダイオードに置き換え、サイリスタの点弧角を制御することにより、直流出力端子間に直列に接続された２つのコンデンサの初期充電を行なうことを特徴とする請求項１または２に記載の整流回路のコンデンサ充電装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、Ｎ（Ｎは２以上の自然数）相の交流電圧を直流電圧に変換する整流回路、特にその制御に関する。
【背景技術】
【０００２】
半導体電力変換素子によりなる交流／直流変換回路を用いて、Ｎ相の交流電圧を直流電圧に変換し、負荷に供給するシステムは従来から良く知られている。図８は例えば特許文献１に開示されている三相の整流回路とその制御回路の例を示す。
図８において、Ｒ，Ｓ，Ｔは交流入力端子、Ｐ，Ｎは直流出力端子、ＬＲ，ＬＳ，ＬＴはリアクトル、ＳＲ１，ＳＲ２，ＳＳ１，ＳＳ２，ＳＴ１，ＳＴ２はＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）やＭＯＳＦＥＴ（金属酸化膜形電界効果トランジスタ）などのスイッチング素子、ＤＲ１〜４，ＤＳ１〜４，ＤＴ１〜４はダイオード、Ｃ１，Ｃ２はＰ，Ｎ間に直列接続されたコンデンサ、４Ｒ，４Ｓ，４Ｔは双方向スイッチ回路である。  
【０００３】
例えば、双方向スイッチ回路４Ｒは、スイッチング素子ＳＲ１，ＳＲ２の直列回路と、ダイオードＤＲ１，ＤＲ２の直列回路とを並列接続して構成される。ダイオードＤＲ１，ＤＲ２同士の接続点はリアクトルＬＲの一端に接続され、スイッチング素子ＳＲ１，ＳＲ２同士の接続点はコンデンサＣ１，Ｃ２同士の接続点に接続される。スイッチング素子ＳＲ１，ＳＲ２の直列回路の両端は、ダイオードＤＲ３，４を介してコンデンサＣ１，Ｃ２の直列回路の両端に接続される。なお、双方向スイッチ回路４Ｓ，４Ｔも上記と同様に構成される。
【０００４】
制御回路の動作について説明する。
電圧検出器２ＲＳ，２ＳＴにより検出した入力線間電圧ＶＲＳ，ＶＳＴを、相電圧変換器１０により相電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴに変換し、変換した入力相電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴの極性と同期した信号Ｒ＋，Ｒ−，Ｓ＋，Ｓ−，Ｔ＋，Ｔ−を極性判別器１１により作成する。また、電圧検出器５Ｃ１より検出したコンデンサ電圧ＶＣ１を指令値１２にフィードバックし、電圧調節器１３ｂを介して入力相電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴと乗算する。さらに、電圧検出器５Ｃ２より検出した直流出力電圧ＶＣ２を指令値１２にフィードバックし、電圧調節器１３ａを介して入力相電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴと乗算する。
【０００５】
これらの乗算結果に対し、電流検出器３Ｒ，３Ｓ，３Ｔにより検出した各相入力電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴをフィードバックし、電流調節器１６Ｒ，１６Ｓ，１６Ｔを介して比較器１７Ｒ，１７Ｓ，１７Ｔによりキャリア信号２０と比較することで、上側アームのスイッチング素子ＳＲ１，ＳＳ１，ＳＴ１に対するＰＷＭ信号を得るとともに、電流調節器１６Ｒａ，１６Ｓａ，１６Ｔａを介して比較器１７Ｒａ，１７Ｓａ，１７Ｔａによりキャリア信号２０と比較することで、下側アームのスイッチング素子ＳＲ２，ＳＳ２，ＳＴ２に対するＰＷＭ信号を得る。さらに、入力相電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴの極性と同期した信号Ｒ＋，Ｒ−，Ｓ＋，Ｓ−，Ｔ＋，Ｔ−と、上記ＰＷＭ信号との論理積をアンドゲート１８Ｒ〜１８Ｔａで求め、ゲート駆動回路１９Ｒ〜１９Ｔａを介して各スイッチング素子ＳＲ１，ＳＲ２，ＳＳ１，ＳＳ２，ＳＴ１，ＳＴ２に対する制御信号を作成する。
【０００６】
ここで、コンデンサ電圧ＶＣ１が低下するとスイッチング素子ＳＳ２のパルス幅が広くなり、コンデンサ電圧ＶＣ１が上昇するとスイッチング素子ＳＳ２のパルス幅が狭くなるように制御回路１０１が動作する。これにより、Ｒ→ＬＲ→ＤＲ１→ＤＲ３→Ｃ１→ＳＳ２→ＤＳ２→ＬＳ→Ｓ→Ｒの経路で流れるコンデンサＣ１の充電電流が変化し、コンデンサ電圧ＶＣ１が一定に維持される。一方、コンデンサ電圧ＶＣ２が低下するとスイッチング素子ＳＲ１のパルス幅が広くなり、コンデンサ電圧ＶＣ２が上昇するとスイッチング素子ＳＲ１のパルス幅が狭くなるように制御回路１０１が動作する。これにより、Ｒ→ＬＲ→ＤＲ１→ＳＲ１→Ｃ２→ＤＳ４→ＤＳ２→ＬＳ→Ｓ→Ｒの経路で流れるコンデンサＣ２の充電電流が変化し、コンデンサ電圧ＶＣ２が一定に維持される。
【０００７】
このような動作により、コンデンサ電圧ＶＣ１，ＶＣ２をそれぞれ独立して制御することができる。また、入力電流のフィードバック制御によって、入力電流は入力電圧と同期した正弦波状の波形に制御され、出力電圧（コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧）もフィードバック制御によって、一定の直流電圧に制御することができる。これにより、入力電流を高力率に制御しながら、交流電圧を直流電圧に変換することができる。
【０００８】
【特許文献１】特開２００２−１４２４５８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
図８において、装置起動時などでコンデンサ電圧ＶＣ１，ＶＣ２がゼロに近い状態、かつ各双方向スイッチ回路を構成する２つのスイッチング素子がオフの状態で、交流入力１ａを投入するとＲ→ＬＲ→ＤＲ１→ＤＲ３→Ｃ１→Ｃ２→ＤＳ４→ＤＳ２→ＬＳ→Ｓ→Ｒの経路で電流が流れ、コンデンサＣ１，Ｃ２を充電する。これにより、図９（ｃ）に示すような過大な電流が流れ、リアクトルやダイオードなどの素子を破壊するおそれがある。
上記特許文献１には、双方向スイッチ回路を構成する２つのダイオードのうちの一方を、図１０のようにサイリスタＴＲ１，ＴＳ１，ＴＴ１に置き換え、図１１のように各相間電圧が低い状態でオンする方法も開示されているが、リアクトルやコンデンサの選定によっては充電電流経路にあるダイオードの電流定格を超える電流が流れるおそれがある。
【００１０】
そこで、例えばリアクトルを大形化し、充電電流経路のインピーダンスを大きくすれば抑制できるが、装置が大形化しコストアップになることは避けられない。もちろん、専用の初期充電回路を設ければ上記の問題は解消するが回路構成が複雑になる。
したがって、この発明の課題は、初期充電時にコンデンサの充電電流を制限できるようにし、各半導体素子の破壊を低コストに防止できるようにすることにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
このような課題を解決するため、請求項１の発明では、Ｎ（Ｎは２以上の自然数）相の交流電圧を直流電圧に変換するために、通流方向を一致させた２つのサイリスタの直列回路と、通流方向を一致させた２つのスイッチング素子の直列回路とを並列接続して構成される１相分の双方向スイッチ回路をＮ個設け、各双方向スイッチ回路におけるサイリスタ同士の接続点をそれぞれリアクトルを介して各相の交流入力端子に接続し、各双方向スイッチ回路におけるサイリスタの直列回路のカソード側をそれぞれダイオードを介して正極の直流出力端子に一括して接続し、各双方向スイッチ回路におけるサイリスタの直列回路のアノード側をそれぞれダイオードを介して負極の直流出力端子に一括して接続し、正極および負極の直流出力端子間に２つのコンデンサを直列に接続し、各双方向スイッチ回路におけるスイッチング素子同士の接続点を前記２つのコンデンサ同士の接続点に一括して接続した整流回路において、
Ｎ相の交流入力電圧を検出する電圧検出手段と、前記交流入力電圧位相に同期する信号を生成する同期信号生成手段と、前記交流入力電圧位相に同期する信号に基き前記サイリスタの点弧角を制御する点弧角制御手段とを設け、前記２つのコンデンサの初期充電を行なうことを特徴とする。
【００１２】
上記請求項１の発明においては、Ｎ相の交流入力電流を検出する電流検出手段を設け、交流入力電流が一定値に制限されるように前記サイリスタの点弧角を制御することができる（請求項２の発明）。
これら請求項１または２の発明においては、前記各双方向スイッチ回路を構成する２つのサイリスタの一方をダイオードに置き換え、サイリスタの点弧角を制御することにより、直流出力端子間に直列に接続された２つのコンデンサの初期充電を行なうことができる（請求項３の発明）。
【発明の効果】
【００１３】
請求項１，２の発明によれば、初期充電時にサイリスタの点弧角を制御することにより、コンデンサの充電電流を制限するようにしたので、ダイオードの低電流容量化、リアクトルの小型化による装置の軽量化および低コスト化が可能となり、各半導体素子の破壊を防止できる。
また、請求項３の発明によれば、双方向スイッチを構成する２つのサイリスタのうちの１つをダイオードに置き換えることで、サイリスタゲート駆動回路が小型，軽量化され低コスト化が可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
図１はこの発明の実施の形態を示す全体構成図である。
図８との相違点は、双方向スイッチ回路の２つのダイオードの直列回路をサイリスタの直列回路に代え、そのサイリスタ制御回路１０２を付加した点にある。
サイリスタ制御回路１０２は、電圧検出器２ＲＳ，２ＳＴにより検出した入力線間電圧を位相同期回路２４に入力し、各相に同期した位相を出力する。一方、点弧角指令生成回路２１から出力されるサイリスタの点弧角指令と、位相同期回路２４から出力される各相の位相を点弧角制御回路２２へ入力し、サイリスタゲート駆動回路２３を介して各サイリスタへゲート信号が出力される。
【００１５】
点弧角指令生成回路の具体例を図２（ａ）に、その動作を図２（ｂ）に示す。
点弧角指令生成回路２１は図２（ａ）のように、積分器２０２，リミッタ２０３および減算器などから構成され、初期充電指令２０１によって積分器２０２は動作し、０°からリミッタ２０３で制限する１８０°まで徐々に加算し、点弧角指令αｒｅｆを１８０°から０°へ徐々にシフトさせるようにする。
【００１６】
点弧角制御回路２２の具体例を図３（ａ）〜（ｄ）に示す。
点弧角指令生成回路２１から出力される点弧角指令値αｒｅｆと、点弧角同期回路２４から出力される、入力電圧に同期した各相の点弧角θＲ，θＳ，θＴとを比較器３０Ｒ，３０Ｓ，３０Ｔにて比較する。双方向スイッチを構成する負側のサイリスタの制御に対しては、点弧角シフト回路３１Ｒ，３１Ｓ，３１Ｔにより点弧角を１８０°シフトさせてから、比較器３０Ｒａ，３０Ｓａ，３０Ｔａにて比較する。図３（ｂ）〜（ｄ）のように、三相のうちの二相の上下サイリスタを制御することでも初期充電は可能であるが、三相で制御する場合に比べて初期充電が完了するまでに若干時間を要する。
【００１７】
図４を参照して、図１におけるサイリスタの点弧角制御を主に説明する。
図４の上から順に入力相電圧、Ｒ相の位相、各サイリスタのゲート信号、リアクトルＬＲの電流（ＩＲ）、ＰＮ間の電圧（コンデンサ電圧）を示し、ここでは図３（ｂ）のようにＲ相とＳ相のサイリスタの点弧角を制御する例を示す。入力相電圧の位相１８０°から点弧角指令を小さくしていくと、Ｒ相正側のサイリスタのゲート信号ＴＲ１とＳ相負側のサイリスタのゲート信号ＴＳ２が重なり、この時点で交流入力からコンデンサに向けてパルス状の充電電流が流れ、コンデンサ電圧が上昇する。
【００１８】
Ｒ相負側のサイリスタのゲート信号ＴＲ２とＳ相正側のサイリスタのゲート信号ＴＳ１についても同様であり、点弧角指令αｒｅｆが０に到達する頃には、コンデンサ電圧は入力電圧の√２倍の波高値の電圧（実効値が２００Ｖの場合、２００×√２＝２８２．８Ｖ）になり、初期充電が完了する。ここでは２相を制御する場合について説明したが、３相で制御する場合も初期充電は可能であり、２相の場合と比較して充電電流経路が増加するため、初期充電時間を短くできる。なお、従来と同様の制御方式のため詳細は省略するが、初期充電後に制御回路１０１により上下コンデンサの個別制御を行なうことで、初期充電値から昇圧することができる。
【００１９】
図５に点弧角指令生成回路の他の実施の形態を示す。
これは、図２に示すものに対し、各相の入力電流を検出し、充電電流が電流制限値を超えないように点弧角指令を調節するブロックを追加したものである。すなわち、図５（ａ）のように各相の電流を検出し、最大値演算回路２０４で絶対値から最大値を求め、一次遅れ要素２０５を介して電流制限値と比較する。その結果、検出電流が制限値以内であれば積分器２０２を動作させ、制限値にかかる場合は積分器２０２を停止する。なお、停止する代わりに、積分器２０２に負の指令を与え、点弧角指令を戻すようにしても良い。
【００２０】
図６はこの発明の他の実施の形態を示す全体構成図である。
図６からも明らかなように、双方向スイッチを構成する２つのサイリスタのうちの１つをダイオード（ＤＲ２，ＤＳ２，ＤＴ２）に置き換えて構成したもので、制御回路１０１は図８と同じであり、サイリスタ制御回路１０２は図１と同様であるが、負側の制御回路を有していない点で図１とは若干異なる程度なので、説明は省略する。
【００２１】
図７は図６の動作を説明するもので、図７の上から順に入力相電圧、Ｒ相の位相、各サイリスタのゲート信号、リアクトルＬＲの電流（ＩＲ）、ＰＮ間の電圧（コンデンサ電圧）を示し、ここでは各相のサイリスタの点弧角を制御した例を示す。入力相電圧の位相１８０°から点弧角指令を小さくしていくと、この例では双方向スイッチの負側はダイオードであるため、入力電圧が正である点弧角指令αｒｅｆが与えられた時点（１８０°以内）で、交流入力からコンデンサに向けてパルス状の充電電流が流れ、コンデンサ電圧が上昇する。図４との相違は、サイリスタが正側にしか接続されていないので、正側の電流しか制御できないことである。なお、入力電流の制限は図５と同じ回路で同様に行なうことができる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】この発明の実施の形態を示す全体構成図
【図２】図１の点弧角指令生成回路の具体例とその動作説明図
【図３】図１の点弧角制御回路の具体例を示す構成図
【図４】図１の動作説明図
【図５】図１の点弧角指令生成回路の別の具体例とその動作説明図
【図６】この発明の他の実施の形態を示す全体構成図
【図７】図６の動作説明図
【図８】整流回路とその制御回路の第１の従来を示す全体構成図
【図９】図８の動作説明図
【図１０】整流回路とその制御回路の第２の従来を示す全体構成図
【図１１】図１０の動作説明図
【符号の説明】
【００２３】
１…３相交流電源、２ＲＳ，２ＳＴ，５Ｃ１，５Ｃ２…電圧検出器、３Ｒ，３Ｓ，３Ｔ…電流検出器、４Ｒ，４Ｓ，４Ｔ…双方向スイッチ回路、６…負荷、１０…相電圧変換回路、１１…極性判別回路、１３ａ，１３ｂ…電圧調節器、１５Ｒ，１５Ｒａ，１５Ｓ，１５Ｓａ，１５Ｔ，１５Ｔａ…乗算器、１６Ｒ，１６Ｒａ，１６Ｓ，１６Ｓａ，１６Ｔ，１６Ｔａ…電流調節器、１７Ｒ，１７Ｒａ，１７Ｓ，１７Ｓａ，１７Ｔ，１７Ｔａ…比較器、１８Ｒ，１８Ｒａ，１８Ｓ，１８Ｓａ，１８Ｔ，１８Ｔａ…アンドゲート、１９Ｒ，１９Ｒａ，１９Ｓ，１９Ｓａ，１９Ｔ，１９Ｔａ…スイッチング素子用ゲート駆動回路、２１…点弧角指令生成回路、２２…点弧角制御回路、２３…サイリスタ用ゲート駆動回路、２４…位相同期回路、１０１…制御回路、１０２…サイリスタ制御回路、２０２…積分器、２０３…リミッタ、２０４…最大値演算回路、２０５…一次遅れ要素、３１Ｒ，３１Ｓ，３１Ｔ…点弧角シフト回路、ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ…リアクトル、ＤＲ１〜４，ＤＳ１〜４，ＤＴ１〜４…ダイオード、Ｃ１，Ｃ２…コンデンサ、Ｒ，Ｓ，Ｔ…入力端子、Ｐ，Ｎ…出力端子、ＮＰ…中性点端子、ＳＲ１，ＳＲ２，ＳＳ１，ＳＳ２，ＳＴ１，ＳＴ２…スイッチング素子、ＴＲ１，ＴＲ２，ＴＳ１，ＴＳ２，ＴＴ１，ＴＴ２…サイリスタ。
【図１】
2007288968.tif 000003
【図２】
2007288968.tif 000004
【図３】
2007288968.tif 000005
【図４】
2007288968.tif 000006
【図５】
2007288968.tif 000007
【図６】
2007288968.tif 000008
【図７】
2007288968.tif 000009
【図８】
2007288968.tif 000010
【図９】
2007288968.tif 000011
【図１０】
2007288968.tif 000012
【図１１】
2007288968.tif 000013