(57)【要約】【課題】全対応負荷領域でＺＶＳとなる、シングルエンドの共振形コンバータを提供する。【解決手段】一次側スイッチングコンバータをＥ級共振形として構成し、このＥ級共振形コンバータの第１の一次側直列共振回路を絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に生じる漏れインダクタンスと直列共振コンデンサC11とで形成し、第２の一次側直列共振回路をチョークコイル巻線Ｎ10に生じるインダクタンスと直列共振コンデンサC11とで形成し、一次側並列共振回路を絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に生じる漏れインダクタンス及びチョークコイル巻線Ｎ10に生じるインダクタンスと並列共振コンデンＣｒとで形成した。さらに、異なる極性の磁束によって生じる整流ダイオードD01ないし整流ダイオードD04に流れる電流の大きさが同一となるように絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線として、第１の二次巻線N2と第２の二次巻線N2'とを配した。【選択図】図１
2007074780.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
商用交流電源を整流平滑化して整流平滑電圧を生成する一次側整流素子および一次側平滑コンデンサを有する一次側整流平滑回路と、
上記整流平滑電圧をスイッチングして交流電圧に変換するスイッチング素子と、
上記交流電圧を一次巻線に入力し、二次巻線に交流電圧を生成するコンバータトランスと、
上記二次巻線に生じる交流電圧を整流平滑して出力直流電圧を生成する二次側整流素子および二次側平滑コンデンサを有する二次側整流平滑回路と、
上記出力直流電圧に基づいて上記スイッチング素子を制御するスイッチング素子制御手段と、
を備えるスイッチング電源回路において、
上記一次側整流平滑回路の出力端に接続されたチョークコイルを介して上記コンバータトランスの一次巻線の一方の巻線端に上記整流平滑電圧を供給し、上記コンバータトランスの一次巻線の他方の巻線端に上記スイッチング素子を接続して上記交流電圧を発生し、
上記コンバータトランスの一次巻線の一方の巻線端と上記チョークコイルとの接続点に直列共振コンデンサを接続することによって、上記コンバータトランスの上記一次巻線に生じる漏れインダクタンスと上記直列共振コンデンサとで共振周波数が支配を受ける第一の直列共振回路と、上記チョークコイルの有するインダクタンスと上記直列共振コンデンサとで共振周波数が支配を受ける第二の直列共振回路と、を形成するとともに、上記第一の直列共振回路の共振周波数と上記第二の直列共振回路の共振周波数とを略等しく設定し、
上記スイッチング素子に並列に接続される一次側並列共振コンデンサと上記チョークコイルの有するインダクタンスおよび上記一次巻線に生じる漏れインダクタンスとで共振周波数が支配を受ける並列共振回路を形成するとともに、上記並列共振回路の共振周波数を上記第一の直列共振回路の共振周波数および上記第二の直列共振回路の共振周波数よりも高い周波数に設定し、
上記二次巻線は、第一の二次巻線と第二の二次巻線とを有し、上記第一の二次巻線と上記第二の二次巻線とは、各々の二次巻線に生じる電圧が加算されように直列接続され、
上記二次側整流素子は、一の極性の同一極性端が相互に接続された第一の整流ダイオード及び第二の整流ダイオードの直列接続と、他の極性の同一極性端が相互に接続された第三の整流ダイオード及び第四の整流ダイオードの直列接続とを有し、
上記直列接続された二次巻線の両端には、上記第一の整流ダイオード及び上記第二の整流ダイオードの直列接続の各々の端子が接続され、上記第一の二次巻線の両端には、上記第三の整流ダイオード及び上記第四の整流ダイオードの直列接続の各々の端子が接続され、
上記第一の整流ダイオードと上記第二の整流ダイオードとの接続点と、上記第三の整流ダイオードと上記第四の整流ダイオードとの接続点との間に上記二次側平滑コンデンサを接続したことを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】
上記直列接続された二次巻線の両端間に部分電圧共振を生じさせるための部分電圧共振コンデンサを接続したことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング電源回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
共振形によるいわゆるソフトスイッチング電源としては、電流共振形と電圧共振形の形式が広く知られている。現状においては、実用化が容易なことを背景に、２石のスイッチング素子によるハーフブリッジ結合方式の電流共振形コンバータが広く採用されている状況にある。
しかし、現在、例えば高耐圧スイッチング素子の特性が改善されてきている状況にあり、電圧共振形コンバータを実用化するにあたっての耐圧の問題はクリアされてきている状況にある。また、１石のスイッチング素子によるシングルエンド方式で構成した電圧共振形コンバータについては、１石の電流共振形フォワードコンバータと比較して、入力帰還ノイズや直流出力電圧ラインのノイズ成分などの点で有利であることも知られている。
【０００３】
図９は、シングルエンド方式による電圧共振形コンバータを備えるスイッチング電源回路の一構成例を示している。
この図に示すスイッチング電源回路においては、商用交流電源ＡＣをブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉから成る整流平滑回路により整流平滑化することで、平滑コンデンサＣｉの両端電圧として、整流平滑電圧Ｅｉを生成している。
なお、商用交流電源ＡＣのラインに対しては、１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣと、２本のアクロスコンデンサＣLから成り、コモンモードのノイズを除去するノイズフィルタが設けられている。
【０００４】
上記整流平滑電圧Ｅｉは、直流入力電圧として電圧共振形コンバータに対して入力される。この電圧共振形コンバータは、上記しているように、１石のスイッチング素子Ｑ1を備えたシングルエンド方式による構成を採る。また、この場合の電圧共振形コンバータとしては他励式となっており、ＭＯＳ−ＦＥＴのスイッチング素子Ｑ1を、発振・ドライブ回路２によりスイッチング駆動するようにされている。
【０００５】
スイッチング素子Ｑ1に対しては、ＭＯＳ−ＦＥＴのボディダイオードＤDが並列に接続される。また、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース間に対して一次側並列共振コンデンサＣｒが並列に接続される。
【０００６】
一次側並列共振コンデンサＣｒは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1とによって一次側並列共振回路（電圧共振回路）を形成している。そして、この一次側並列共振回路によって、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作として電圧共振形の動作が得られるようにされている。
【０００７】
発振・ドライブ回路２は、スイッチング素子Ｑ1をスイッチング駆動するために、スイッチング素子Ｑ1のゲートに対して、ドライブ信号としてのゲート電圧を印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ1は、ドライブ信号の周期に応じたスイッチング周波数によりスイッチング動作を行う。
【０００８】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝送する。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としては、例えば、フェライト材によるＥ字形状コアを組み合わせたＥＥ字形コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次巻線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2を、ＥＥ字形コアの中央磁脚に対して巻装している。
そのうえで、絶縁コンバータトランスＰＩＴのＥＥ字形コアの中央磁脚に対しては1.0mm程度のギャップを形成するようにしており、これによって、一次側と二次側との間で、ｋ＝０．８０〜０．８５程度の結合係数ｋを得るようにしている。この程度の結合係数ｋは疎結合としてみてよい結合度であり、その分、飽和状態が得られにくくなる。また、この結合係数ｋの値が、リーケージインダクタンス（Ｌ1）の設定要素となる。
【０００９】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一端は、スイッチング素子Ｑ1と平滑コンデンサＣｉの正極端子間に挿入されるようになっていることで、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力が伝達されるようになっている。絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2には、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が発生する。
【００１０】
この場合、二次巻線Ｎ2の一端に対して二次側直列共振コンデンサＣ2を直列に接続していることで、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次側直列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって二次側直列共振回路（電流共振回路）が形成される。
そのうえで、この二次側直列共振回路に対して、図示するようにして整流ダイオードＤo1，Ｄo2、及び平滑コンデンサＣoを接続することで、倍電圧半波整流回路を形成している。この倍電圧半波整流回路は、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧Ｖ2の２倍に対応するレベルの二次側直流出力電圧Ｅoを、平滑コンデンサＣoの両端電圧として生成する。二次側直流出力電圧Ｅoは負荷に供給されると共に、定電圧制御用の検出電圧として、制御回路１に入力される。
【００１１】
制御回路１は、検出電圧として入力される二次側直流出力電圧Ｅoのレベルを検出して得られる検出出力を発振・ドライブ回路２に入力する。
発振・ドライブ回路２は、入力される検出出力が示す二次側直流出力電圧Ｅoのレベルに応じて周波数などを可変したドライブ信号を出力することで、二次側直流出力電圧Ｅoが所定のレベルで一定となるようにして、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作を制御する。これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏの安定化制御が行われる。
【００１２】
図１０及び図１１は、上記図９に示した構成の電源回路についての実験結果を示している。なお、実験にあたっては、図９の電源回路の要部について下記のようにして設定している。
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、コアにEER-35を選定し、中央磁脚のギャップについては、1mmのギャップ長を設定する。また、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2のターン数Ｔ（巻数）については、それぞれＮ1＝39T、Ｎ2＝23Tとし、二次巻線Ｎ2の１ターン(T)あたりの誘起電圧レベルについては、3V/Tを設定した。絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数ｋについてはｋ＝0.81を設定した。
また、一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスについてはＣｒ＝3900pF、二次側直列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスについてはＣ2＝0.1μFを選定した。これに応じて、一次側並列共振回路の共振周波数fo1＝230kHz、二次側直列共振回路の共振周波数fo2＝82kHzが設定される。この場合、共振周波数fo1，fo2の相対的関係としては、fo1≒2.8×fo2と表すことができる。
二次側直流出力電圧Ｅoの定格レベルは１３５Ｖであり、対応負荷電力は、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗである。
【００１３】
図１０は、図９に示した電源回路における要部の動作をスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周期により示す波形図であり、図１０（ａ）には、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時における電圧Ｖ1、スイッチング電流ＩQ1、一次巻線電流Ｉ1、二次巻線電流Ｉ2、二次側整流電流ＩD1、ＩD2が示されている。図１０（ｂ）には、中間の負荷電力Ｐｏ＝１２０Ｗ時における電圧Ｖ1、スイッチング電流ＩQ1、一次巻線電流Ｉ1、二次巻線電流Ｉ2が示されている。図１０（ｃ）には最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ時における電圧Ｖ1、スイッチング電流ＩQ1が示される。
電圧Ｖ1は、スイッチング素子Ｑ1の両端に得られる電圧であり、スイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴONにおいて０レベルで、オフとなる期間ＴOFFにおいて正弦波状の共振パルスとなる波形である。この電圧Ｖ1の共振パルス波形が、一次側スイッチングコンバータの動作が電圧共振形であることを示している。
【００１４】
スイッチング電流ＩQ1は、スイッチング素子Ｑ1（及びボディダイオードＤD）に流れる電流であり、期間ＴONにおいて図示する波形により流れ、期間ＴOFFにおいて０レベルとなる波形として得られる。
一次巻線Ｎ1に流れる一次巻線電流Ｉ1は、期間ＴONにおいて上記スイッチング電流ＩQ1として流れる電流成分と、期間ＴOFFにおいて一次側並列共振コンデンサＣｒに流れる電流とを合成したものとなる。
【００１５】
また、図１０（ａ）のみにおいて示しているが、二次側整流回路の動作として、整流ダイオードＤo1，Ｄo2に流れる整流電流ＩD1，ＩD2は、それぞれ図示するようにして正弦波状に流れるものとなる。この場合、整流電流ＩD1の波形のほうが、整流電流ＩD2よりも、二次側直列共振回路の共振動作が支配的に現れたものとなっている。
二次巻線Ｎ2に流れる二次巻線電流Ｉ2は、整流電流ＩD1，ＩD2が合成された波形として得られる。
【００１６】
図１１は、図９に示した電源回路についての、負荷変動に対するスイッチング周波数ｆｓ、スイッチング素子Ｑ1のオン期間ＴON、オフ期間ＴOFF、及びAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）を示している。
先ず、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）を見てみると、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ〜２００Ｗまでの広範囲で９０％以上となる高効率が得られていることが分かる。このような特性は、シングルエンド方式による電圧共振形コンバータに、二次側直列共振回路を組み合わせた場合に得られるものであることを、先に本出願の発明者は実験で確認している。
【００１７】
また、図１１のスイッチング周波数ｆｓ、オン期間ＴON、オフ期間ＴOFFによっては、図９に示す電源回路についての負荷変動に対する定電圧制御特性としてのスイッチング動作が示されることになる。この場合、スイッチング周波数ｆｓは、負荷変動に対してほぼ一定となっている。これに対して、オン期間ＴON、オフ期間ＴOFFが図示するようにして相互に逆傾向となるようにしてリニアに変化を示している。このことは、二次側直流出力電圧Ｅｏの変動に対してスイッチング周波数（スイッチング周期）はほぼ一定とされたうえで、オン期間とオフ期間との時比率を変化させるようにしてスイッチング動作を制御しているということを示す。このような制御は、１周期内のオン／オフ期間を可変する、ＰＷＭ(Pulse Width Modulation)制御であるとみることができる。このＰＷＭ制御によって、図９に示す電源回路では、二次側直流出力電圧Ｅｏについての安定化が図られる。
【００１８】
図１２は、図９に示す電源回路の定電圧制御特性を、スイッチング周波数fs(kHz)と二次側直流出力電圧Ｅoとの関係により、模式的に示している。
図９に示す電源回路では、一次側並列共振回路と二次側直列共振回路を備えることから、一次側並列共振回路の共振周波数fo1に応じた共振インピーダンス特性と、二次側直列共振回路の共振周波数fo2に応じた共振インピーダンス特性との２つの共振インピーダンス特性を複合的に有することになる。また、図９に示す電源回路では、fo1≒2.8×fo2の関係を有しているとされるので、図１２にも示しているように、一次側並列共振周波数fo1に対して二次側直列共振周波数fo2が低い関係となる。
そのうえで、或る一定の交流入力電圧ＶACの条件でのスイッチング周波数ｆｓに対する定電圧制御特性を想定すると、図示するようにして、一次側並列共振回路の共振周波数fo1に応じた共振インピーダンスの下での最大負荷電力Ｐｏmax時／最小負荷電力Ｐｏmin時の各定電圧制御特性としては、それぞれ特性曲線Ａ，Ｂとして示され、二次側直列共振回路の共振周波数fo2に応じた共振インピーダンスの下での最大負荷電力Ｐｏmax時／最小負荷電力Ｐｏmin時の各定電圧制御特性としては、それぞれ特性曲線Ｃ，Ｄで示されるものとなる。そして、この図１２に示す特性の下で、二次側直流出力電圧Ｅoの定格レベルであるｔｇにより定電圧制御を図ろうとすると、そのために必要なスイッチング周波数ｆｓの可変範囲（必要制御範囲）は、Δｆｓで示される区間として表すことができる。
【００１９】
図１２に示される必要制御範囲Δｆｓは、二次側直列共振回路の共振周波数fo2に応じた最大負荷電力Pomax時の特性曲線Ｃから、一次側並列共振回路の共振周波数fo1に応じた最小負荷電力Pomin時の特性曲線Ａまでに至るもので、その間に、二次側直列共振回路の共振周波数fo2に応じた最小負荷Pomin時の特性曲線Ｄと、一次側並列共振回路の共振周波数fo1に応じた最大負荷電力Pomax時の特性曲線Ｂをまたぐ。
このために、図９に示す電源回路の定電圧制御動作としては、スイッチング周波数ｆｓはほぼ固定とされたうえで、１スイッチング周期における期間ＴON／ＴOFFの時比率を変化させるＰＷＭ制御の状態により、スイッチング駆動制御を行うものとなる。なお、このことは、図１０（ａ）（ｂ）（ｃ）に示す最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ時、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ時に示される１スイッチング周期（ＴOFF＋ＴOｚN）の期間長についてはほぼ一定とされたうえで、期間ＴOFF，ＴONの幅が変化していることによっても示されている。
このような動作は、電源回路における負荷変動に応じた共振インピーダンス特性として、一次側並列共振回路の共振周波数fo1の共振インピーダンス（容量性インピーダンス）が支配的となる状態と、二次側直列共振回路の共振周波数fo2（誘導性インピーダンス）が支配的となる状態との間での遷移が、狭いスイッチング周波数の可変範囲（Δｆｓ）のもとで行われることにより得られるものであるとされる。
【００２０】
【特許文献１】特開２０００−１３４９２５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２１】
上記図９に示す電源回路では次のような問題を有している。
先に説明した図１０の波形図において、図１０（ａ）に示される最大負荷電力Pomax時のスイッチング電流ＩQ1は、ターンオンタイミングであるオフ期間ＴOFFの終了時点に至るまでは０レベルで、オン期間ＴONに至ると、先ず負極性の電流がボディダイオードＤDに流れ、この後に反転してスイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソースを流れるようにして動作する。この動作は、ＺＶＳ(Zero Voltage Switching)が適正に行われている状態を示している。
これに対して、図１０（ｂ）に示される、中間負荷に対応するＰｏ＝１２０Ｗ時のスイッチング電流ＩQ1は、ターンオンタイミングのオフ期間ＴOFFの終了時点に至る以前のタイミングで、スイッチング電流ＩQ1がノイズ的に流れる動作が得られている。この動作は、ＺＶＳが適正に行われていない異常動作である。
【００２２】
つまり、図９に示されるようにして、二次側直列共振回路を備える電圧共振形コンバータでは、中間負荷時においてＺＶＳが適正に実行されない異常動作となることが分かっている。図９の電源回路の実際としては、例えば図１１に示す区間Ａとしての負荷変動範囲の領域で、このような異常動作となることが確認されている。
二次側直列共振回路を備える電圧共振形コンバータは、先にも説明したように、傾向としては負荷変動に対して高効率が良好に維持できる特性を本来有しているが、図１０（ｂ）のスイッチング電流ＩQ1として示すように、スイッチング素子Ｑ1のターンオン時において相応のピーク電流が流れることになるので、これによるスイッチング損失の増加を招き、電力変換効率の低下要因を抱えることになる。
また、いずれにせよ、上記のような異常動作が生じることで、例えば定電圧制御回路系の位相−ゲイン特性にずれが生じることとなって、異常発振状態でのスイッチング動作となる。このために、実用化することは、現実的には困難であるとの認識が現状においては強い。
【課題を解決するための手段】
【００２３】
そこで、本発明は上記した課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のように構成することとした。
商用交流電源を整流平滑化して整流平滑電圧を生成する一次側整流素子および一次側平滑コンデンサを有する一次側整流平滑回路と、上記整流平滑電圧をスイッチングして交流電圧に変換するスイッチング素子と、上記交流電圧を一次巻線に入力し、二次巻線に交流電圧を生成するコンバータトランスと、上記二次巻線に生じる交流電圧を整流平滑して出力直流電圧を生成する二次側整流素子および二次側平滑コンデンサを有する二次側整流平滑回路と、上記出力直流電圧に基づいて上記スイッチング素子を制御するスイッチング素子制御手段と、を備えるスイッチング電源回路において、
上記一次側整流平滑回路の出力端に接続されたチョークコイルを介して上記コンバータトランスの一次巻線の一方の巻線端に上記整流平滑電圧を供給し、上記コンバータトランスの一次巻線の他方の巻線端に上記スイッチング素子を接続して上記交流電圧を発生し、上記コンバータトランスの一次巻線の一方の巻線端と上記チョークコイルとの接続点に直列共振コンデンサを接続することによって、上記チョークコイルの有するインダクタンスと上記直列共振コンデンサとで共振周波数が支配を受ける第一の直列共振回路と、上記コンバータトランスの上記一次巻線に生じる漏れインダクタンスと上記直列共振コンデンサとで共振周波数が支配を受ける第二の直列共振回路とを形成するとともに、上記第一の直列共振回路の共振周波数と上記第二の直列共振回路の共振周波数とを略等しく設定し、上記スイッチング素子に並列に接続される一次側並列共振コンデンサと上記チョークコイルの有するインダクタンスおよび上記一次巻線に生じる漏れインダクタンスとで共振周波数が支配を受ける並列共振回路を形成するとともに、上記並列共振回路の共振周波数を上記第一の直列共振回路の共振周波数および上記第二の直列共振回路の共振周波数よりも高い周波数に設定し、
上記二次巻線は、第一の二次巻線と第二の二次巻線とを有し、上記第一の二次巻線と上記第二の二次巻線とは、各々の二次巻線に生じる電圧が加算されように直列接続され、上記二次側整流素子は、一の極性の同一極性端が相互に接続された第一の整流ダイオード及び第二の整流ダイオードの直列接続と、他の極性の同一極性端が相互に接続された第三の整流ダイオード及び第四の整流ダイオードの直列接続とを有し、上記直列接続された二次巻線の両端には、上記第一の整流ダイオード及び上記第二の整流ダイオードの直列接続の各々の端子が接続され、上記第一の二次巻線の両端には、上記第三の整流ダイオード及び上記第四の整流ダイオードの直列接続の各々の端子が接続され、上記第一の整流ダイオードと上記第二の整流ダイオードとの接続点と、上記第三の整流ダイオードと上記第四の整流ダイオードとの接続点との間に上記二次側平滑コンデンサを接続したことを特徴とする。
【００２４】
上記構成による電源回路は、商用交流電源を整流平滑化して整流平滑電圧を生成する一次側整流素子および一次側平滑コンデンサを有する一次側整流平滑回路と、上記整流平滑電圧をスイッチングして交流電圧に変換するスイッチング素子と、上記交流電圧を一次巻線に入力し、二次巻線に交流電圧を生成するコンバータトランスと、上記二次巻線に生じる交流電圧を整流平滑して出力直流電圧を生成する二次側整流素子および二次側平滑コンデンサを有する二次側整流平滑回路と、上記出力直流電圧に基づいて上記スイッチング素子を制御するスイッチング素子制御手段と、を備える。よって、商用交流電源から所定の出力直流電圧を得ることができる。
そして、以下の特徴を有している。上記一次側整流平滑回路の出力端に接続されたチョークコイルを介して上記コンバータトランスの一次巻線の一方の巻線端に上記整流平滑電圧を供給し、上記コンバータトランスの一次巻線の他方の巻線端に上記スイッチング素子を接続して上記交流電圧を発生する。よって、所謂、Ｅ級動作に近いものとなり、平滑整流回路から供給される電流は直流に近い脈流波形となる。
また、上記コンバータトランスの一次巻線の一方の巻線端と上記チョークコイルとの接続点に直列共振コンデンサを接続することによって、上記チョークコイルの有するインダクタンスと上記直列共振コンデンサとで共振周波数が支配を受ける第一の直列共振回路と、上記コンバータトランスの上記一次巻線に生じる漏れインダクタンスと上記直列共振コンデンサとで共振周波数が支配を受ける第二の直列共振回路とを形成するとともに、上記第一の直列共振回路の共振周波数と上記第二の直列共振回路の共振周波数とを略等しく設定し、上記スイッチング素子に並列に接続される一次側並列共振コンデンサと上記チョークコイルの有するインダクタンスおよび上記一次巻線に生じる漏れインダクタンスとで共振周波数が支配を受ける並列共振回路を形成するとともに、上記並列共振回路の共振周波数を上記第一の直列共振回路の共振周波数および上記第二の直列共振回路の共振周波数よりも高い周波数に設定する。よって、所謂、電流・電圧共振型のコンバータを構成し、交流電圧の周波数を狭い範囲で制御して出力直流電圧の制御ができる。
また、上記二次巻線は、第一の二次巻線と第二の二次巻線とを有し、上記第一の二次巻線と上記第二の二次巻線とは、各々の二次巻線に生じる電圧が加算されように直列接続され、上記二次側整流素子は、一の極性の同一極性端が相互に接続された第一の整流ダイオード及び第二の整流ダイオードの直列接続と、他の極性の同一極性端が相互に接続された第三の整流ダイオード及び第四の整流ダイオードの直列接続とを有し、上記直列接続された二次巻線の両端には、上記第一の整流ダイオード及び上記第二の整流ダイオードの直列接続の各々の端子が接続され、上記第一の二次巻線の両端には、上記第三の整流ダイオード及び上記第四の整流ダイオードの直列接続の各々の端子が接続され、上記第一の整流ダイオードと上記第二の整流ダイオードとの接続点と、上記第三の整流ダイオードと上記第四の整流ダイオードとの接続点との間に上記二次側平滑コンデンサを接続した。よって、二次巻線から効率良く電流を取り出せる。
【発明の効果】
【００２５】
このようにして本発明は、一次側に並列共振回路を備えるスイッチング電源回路として、中間負荷とされる負荷条件範囲の下でＺＶＳ（Zero Voltage Switching：ゼロ電圧スイッチング）動作が得られなくなる異常動作が解消される。
また、商用交流電源から整流平滑電圧（直流入力電圧）を生成する整流平滑回路の平滑コンデンサからスイッチングコンバータに流入する電流が直流となることで、上記平滑コンデンサとしての部品素子のキャパシタンスについて小さい値を選定し、また、汎用品を選定することが可能になり、例えば平滑コンデンサの低コスト化や小型化などの効果が得られる。
さらに、上記のようにして、電源回路内に流れる電流量の低減に応じて電力損失の低減が図られることで、総合的な電力変換効率特性は大幅に向上する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
本発明を実施するための最良の形態（以下、実施の形態という）について説明するのに先立ち、本実施の形態の背景技術となる、Ｅ級共振形によりスイッチング動作するスイッチングコンバータ（以下、Ｅ級スイッチングコンバータともいう）の基本構成について、図６及び図７を参照して説明しておく。
図６は、Ｅ級スイッチングコンバータとしての基本構成を示している。この図に示すＥ級スイッチングコンバータは、Ｅ級共振形で動作するDC-ACインバータとしての構成を採る。
この図に示すＥ級スイッチングコンバータは、1石のスイッチング素子Ｑ1を備える。この場合のスイッチング素子Ｑ1はＭＯＳ−ＦＥＴであることとしている。このＭＯＳ−ＦＥＴとしてのスイッチング素子Ｑ1には、ボディダイオードＤDが、ドレイン−ソース間に対して並列接続されるようにして形成される。この場合のボディダイオードＤDの順方向は、ソースからドレインへの方向に沿ったものとなる。
また、同じくスイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース間に対しては、一次側並列共振コンデンサＣｒが並列に接続される。
【００２７】
スイッチング素子Ｑ1のドレインは、チョークコイルＬ10の直列接続を介して、直流入力電圧Ｅｉｎの正極と接続される。スイッチング素子Ｑ1のソースは、直流入力電圧Ｅｉｎの負極と接続される。
【００２８】
また、スイッチング素子Ｑ1のドレインに対しては、チョークコイルＬ11の一端が接続され、他端には直列共振コンデンサＣ11が直列に接続される。直列共振コンデンサＣ11と直流入力電圧Ｅｉｎの負極との間には、負荷となるインピーダンスＺが挿入される。ここでのインピーダンスＺの具体例には圧電トランス、高周波対応の蛍光灯などを挙げることができる。
【００２９】
このような構成のＥ級スイッチングコンバータは、チョークコイルＬ10のインダクタンスと一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスとにより形成される並列共振回路と、チョークコイルＬ11のインダクタンスと直列共振コンデンサＣ11のキャパシタンスとにより形成される直列共振回路とを備える複合共振形コンバータの一形態であるとみることができる。また、スイッチング素子を1つのみ備えて形成される点では、シングルエンド方式の電圧共振形コンバータと同じであるといえる。
【００３０】
図７は、上記図６に示した構成のＥ級スイッチングコンバータについての要部の動作を示している。
スイッチング電圧Ｖ1は、スイッチング素子Ｑ1の両端に得られる電圧であり、スイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴONにおいて０レベルで、オフとなる期間ＴOFFにおいて正弦波状のパルスとなる波形である。このスイッチングパルス波形は、上記並列共振回路の共振動作（電圧共振動作）により得られる。
【００３１】
スイッチング電流ＩQ1は、スイッチング素子Ｑ1（及びボディダイオードＤD）に流れる電流であり、期間ＴOFFでは０レベルで、期間ＴONにおいては、先ず開始時点から一定期間において、ボディダイオードＤDを流れることで負極性となり、この後に反転して正極性となって、スイッチング素子Ｑ1のドレインからソースに流れる。
また、Ｅ級スイッチングコンバータの出力として、上記直列共振回路に流れるとされる電流Ｉ2は、スイッチング素子Ｑ1（及びボディダイオードＤD）に流れるスイッチング電流ＩQ1と、一次側並列共振コンデンサＣｒに流れる電流とを合成したものとなり、正弦波成分を含む波形となる。
【００３２】
また、上記スイッチング電流ＩQ1とスイッチング電圧Ｖ1との関係によっては、スイッチング素子Ｑ1のターンオフタイミングにおいてＺＶＳ動作が得られており、ターンオンタイミングにおいてＺＶＳ及びＺＣＳ動作が得られていることも示される。
【００３３】
また、直流入力電圧Ｅｉｎの正極端子からチョークコイルＬ10を流れるようにしてＥ級スイッチングコンバータに流入する電流Ｉ1は、チョークコイルＬ10，Ｌ11のインダクタンスについて、Ｌ10＞Ｌ11の関係を設定していることで、図示するようにして所定の平均レベルをとる脈流波形となる。このような脈流波形は、近似的な直流としてみることができる。
【００３４】
本願の発明者は、上記基本構成に基づくＥ級スイッチングコンバータを適用して電源回路を構成し、この電源回路について実験を行った。この電源回路の構成例を図８の回路図に示す。
【００３５】
この図に示すスイッチング電源回路においては、まず、商用交流電源ＡＣのラインに対して、図示するようにして、１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣと、２本のアクロスコンデンサＣLが挿入される。これらコモンモードチョークコイルＣＭＣ、及びアクロスコンデンサＣL，ＣLにより、商用交流電源ＡＣのラインに重畳するコモンモードのノイズを除去するノイズフィルタが形成される。
【００３６】
商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）は、ブリッジ整流回路Ｄｉにより整流され、その整流出力は平滑コンデンサＣｉに充電される。つまり、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉから成る整流平滑回路により商用交流電源を整流平滑化する。これにより平滑コンデンサＣｉの両端電圧として整流平滑電圧Ｅｉが得られる。この整流平滑電圧Ｅｉが、後段のスイッチングコンバータのための直流入力電圧となる。
【００３７】
この図において、上記整流平滑電圧Ｅｉを直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行うスイッチングコンバータは、上記図６の基本構成に基づいたＥ級スイッチングコンバータとして形成される。
この場合のスイッチング素子Ｑ1には高耐圧のＭＯＳ−ＦＥＴが選定されている。また、この場合のＥ級スイッチングコンバータの駆動方式は、発振・ドライブ回路２によりスイッチング素子をスイッチング駆動する他励式である。
【００３８】
スイッチング素子Ｑ1のドレインは、チョークコイルＬ10の直列接続を介して平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。従って、この場合には、直流入力電圧（Ｅｉ）は、チョークコイルＬ10の直列接続を介してスイッチング素子Ｑ1に供給されるようになっている。スイッチング素子Ｑ1のソースは一次側アースに接続される。このチョークコイルＬ10としてのインダクタ（第１のインダクタ）は、図６に示したＥ級スイッチングコンバータにおけるチョークコイルＬ10に相当する機能部位となる。
スイッチング素子Ｑ1のゲートに対しては、発振・ドライブ回路２から出力されるスイッチング駆動信号（電圧）が印加されるようになっている。
【００３９】
この場合のスイッチング素子Ｑ1には、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定されていることから、図示するようにして、ソース−ドレイン間に対して並列に接続されるようにしてボディダイオードＤDを内蔵する。このボディダイオードＤDとしては、アノードがスイッチング素子Ｑ1のソースと接続され、カソードがスイッチング素子Ｑ1のドレインと接続される状態を形成する。このボディダイオードＤDは、スイッチング素子Ｑ1のオン／オフ動作（スイッチング動作）により生じる、逆方向のスイッチング電流を流す経路を形成する。
【００４０】
また、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース間に対しては、一次側並列共振コンデンサＣｒが並列に接続される。
一次側並列共振コンデンサＣｒは、自身のキャパシタンスと絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1のリーケージ（漏洩）インダクタンスＬ1とによって、スイッチング素子Ｑ1に流れるスイッチング電流に対する一次側並列共振回路（電圧共振回路）を形成する。この一次側並列共振回路が共振動作を行うことによって、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作として、１つには電圧共振形の動作が得られる。これに応じて、スイッチング素子Ｑ1の両端電圧（ドレイン−ソース間電圧）Ｖ1としては、そのオフ期間において正弦波状の共振パルス波形が得られる。
【００４１】
また、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース間に対しては、後述する絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1と一次側直列共振コンデンサＣ11とから成る直列接続回路が並列に接続される。この場合には、一次巻線Ｎ1の巻き終わり端部をスイッチング素子Ｑ1のドレインと接続し、巻始め端部を一次側直列共振コンデンサＣ11と接続している。一次側直列共振コンデンサＣ11の一次巻線Ｎ1と接続されない側の極端子は、一次側アース電位にてスイッチング素子Ｑ1のソースと接続される。
【００４２】
発振・ドライブ回路２は、例えば他励式によりスイッチング素子Ｑ1を駆動するために、発振回路と、この発振回路により得られた発振信号に基づいて、ＭＯＳ−ＦＥＴをスイッチング駆動するためのゲート電圧であるドライブ信号を生成して、スイッチング素子Ｑ1のゲートに印加するようにされる。これにより、スイッチング素子Ｑ1は、ドライブ信号波形に応じて連続的にオン／オフ動作を行う。つまり、スイッチング動作を行う。
【００４３】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、一次側と二次側とを直流的に絶縁した状態で、一次側スイッチングコンバータのスイッチング出力を二次側に伝送するもので、このために、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2が巻装される。
【００４４】
この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としては、一例として、フェライト材によるＥ字形状コアを組み合わせたＥＥ字形コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次巻線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2を、ＥＥ字形コアの中央磁脚に対して巻装している。
そのうえで、絶縁コンバータトランスＰＩＴのＥＥ字形コアの中央磁脚に対しては1.6mm程度のギャップを形成するようにしており、これによって、一次側と二次側との間で、ｋ＝０．７５程度の結合係数ｋを得るようにしている。この程度の結合係数ｋは疎結合としてみてよい結合度であり、その分、飽和状態が得られにくくなる。
【００４５】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1は、後述するようにして、一次側に形成されるＥ級スイッチングコンバータにおける一次側直列共振回路を形成するための素子であり、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力に応じた交番出力が得られる。
【００４６】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側では、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線Ｎ2に発生する。
この二次巻線Ｎ2に対しては、二次側直列共振コンデンサＣ2を直列となる接続関係によりに接続している。これにより、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次側直列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって二次側直列共振回路を形成する。この二次側直列共振回路は、後述する二次側整流回路の整流動作に応じて共振動作を行うが、これにより、二次巻線Ｎ2に流れる二次巻線電流は正弦波状となる。つまり、二次側において電流共振動作が得られる。
【００４７】
この場合の二次側整流回路は、上記のようにして二次側直列共振コンデンサＣ2が直列接続された二次巻線Ｎ2に対して、２本の整流ダイオードＤo1，Ｄo2と、１本の平滑コンデンサＣｏを接続することで、倍電圧半波整流回路として形成される。この倍電圧半波整流回路の接続態様としては、まず、二次巻線Ｎ2の巻き終わり端部側に対して、二次側直列共振コンデンサＣ2を介して整流ダイオードＤo1のアノードと、整流ダイオードＤo2のカソードを接続する。また、整流ダイオードＤo1のカソードを平滑コンデンサＣｏの正極端子に接続する。二次巻線Ｎ2の巻始め端部と、整流ダイオードＤo2のアノードは、二次側アース電位にて平滑コンデンサＣｏの負極端子と接続する。
【００４８】
このようにして形成される倍電圧半波整流回路の整流動作は次のようになる。
先ず、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧である二次巻線Ｎ2の両端電圧（二次巻線電圧）の一方の極性に対応する半周期においては、整流ダイオードＤo2に順方向電圧が印加されることになるので、整流ダイオードＤo2が導通し、整流電流を二次側直列共振コンデンサＣ2に対して充電する動作が得られる。これによって、二次側直列共振コンデンサＣ2には、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧レベルの等倍に対応したレベルの両端電圧が生成される。次の、二次巻線電圧Ｖ2の他方の極性に対応する半周期においては、整流ダイオードＤo2に順方向電圧が印加されて導通する。このとき、平滑コンデンサＣoに対しては、二次巻線電圧Ｖ1の電位と、上記二次側直列共振コンデンサＣ2の両端電圧とが重畳された電位により充電が行われる。
これによって平滑コンデンサＣoの両端電圧としては、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧レベルの２倍に対応したレベルによる二次側直流出力電圧Ｅoが得られることになる。
この整流動作では、平滑コンデンサＣoに対しては、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧の一方の半周期にのみ充電が行われる。つまり、倍電圧半波としての整流動作が得られている。また、このような整流動作では、二次巻線Ｎ2と二次側直列共振コンデンサＣ2の直列接続により形成される二次側直列共振回路の共振出力について整流動作を行っているものとしてみることができる。
このようにして生成される二次側直流出力電圧Ｅoは、負荷に供給される。また、分岐して制御回路１に対して検出電圧として出力される。
【００４９】
制御回路１は、入力された二次側直流出力電圧Ｅoのレベル変化に応じた検出出力を発振・ドライブ回路２に供給する。発振・ドライブ回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じてスイッチング周波数を可変し、また、これに伴って、１スイッチング周期におけるオン期間ＴONとオフ期間ＴOFFの時比率（導通角）を可変するようにして、スイッチング素子Ｑ1を駆動する。この動作が二次側直流出力電圧に対する定電圧制御動作となる。
【００５０】
上記のようにしてスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数及び導通角が可変制御されることにより、電源回路における一次側、二次側の共振インピーダンス、電力伝送有効期間が変化し、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1から二次巻線Ｎ2側に伝送される電力量、また、二次側整流回路から負荷に供給すべき電力量が変化することになる。これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベル変動がキャンセルされるようにして、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルを制御する動作が得られることになる。つまり、二次側直流出力電圧Ｅｏの安定化が図られる。
【００５１】
上記のようにして形成される図８の電源回路の一次側において形成されるスイッチングコンバータ（Ｑ1、Ｃｒ、Ｌ10、Ｎ1、Ｃ11）と、先に図６に示したＥ級コンバータとしての回路構成とを比較してみると、図８におけるスイッチングコンバータは、図６の回路から負荷となるインピーダンスＺを省略し、チョークコイルＬ11の巻線を絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1（リーケージインダクタンスＬ1）と置き換えたものとしてみることができる。また、図８における一次側スイッチングコンバータでは、チョークコイルＬ10のインダクタンスと一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスとによって一次側並列共振回路を形成し、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1と一次側直列共振コンデンサＣ11のキャパシタンスとにより一次側直列共振回路を形成する。
このことから、図８の一次側スイッチングコンバータは、Ｅ級共振形のスイッチング動作を行うＥ級スイッチングコンバータとして形成されている、ということがいえる。そして、この一次側スイッチングコンバータのスイッチング動作により得られるスイッチング出力（交番出力）を、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける磁気結合を介するようにして、チョークコイルＬ11に相当する一次巻線Ｎ1から二次巻線Ｎ2に伝達し、二次側にて整流を行って直流出力電圧Ｅｏを得るようにされている。つまり、図８に示す電源回路は一次側にＥ級スイッチングコンバータを備えるDC-DCコンバータとして構成される。
また、このようにして形成される一次側のＥ級スイッチングコンバータは、チョークコイルＬ10、及び一次側並列共振コンデンサＣｒとともに電圧共振形コンバータを形成するスイッチング素子Ｑ1（及びボディダイオードＤD）に対して、一次側直列共振回路を形成する一次巻線Ｎ1及び一次側直列共振コンデンサＣ11の直列接続回路を並列接続した複合共振形コンバータ、ソフトスイッチング電源の構成であるともみることができる。
【００５２】
ところで、一般的に、一次側に電圧共振形コンバータを備える電源回路は、負荷電力の制御範囲が狭く、また、軽負荷時におけるＺＶＳが維持できないために、そのままでは実用化は不可能であると考えられている。そこで、先に従来例として図９に示したように、一次側電圧共振形コンバータに対して二次側直列共振回路を設け、二次側整流回路として倍電圧半波整流回路を形成した電源回路を構成して本願発明者が実験を行ったところ、それまでの電圧共振形コンバータを備える電源回路よりも、実現化に近づく特性が得られることが確認された。
しかしながら、図９の電源回路では、図１０により説明したように、中間負荷時において、スイッチング素子Ｑ1のオフ期間（ＴOFF）が終了しないうちにスイッチング素子Ｑ1に正極方向（この場合はドレイン→ソース方向）に電流が流れてＺＶＳの動作が得られないという異常動作を生じる。このために、図９の電源回路の構成であっても、依然として実用化は困難な状況であった。
【００５３】
図８により説明した電源回路は、上記しているように、一次側に電圧共振形コンバータの回路形態を備える複合共振形のスイッチングコンバータである、という点では、図９に示した従来の電源回路と共通の構成を採っているといえる。
しかしながら、この図８の電源回路について実験を行ったところ、中間負荷時においてＺＶＳが得られなくなる異常動作が解消され、所定の対応負荷電力の全範囲において正常なスイッチング動作が得られることが確認された。
【００５４】
図９に示される電源回路の中間負荷時の異常動作は、電圧共振形コンバータに二次側直列共振回路を備えた形式の複合共振形コンバータを構成した場合に生じやすいことが確認されている。これは、電圧共振形コンバータを形成する一次側並列共振回路と、二次側直列共振回路（整流回路）とが同時に動作することによる相互作用が主たる原因となっている。つまり、上記した中間負荷時の異常動作は、一次側電圧共振形コンバータと二次側直列共振回路とを組み合わせた回路構成であることがそもそもの要因であると捉えることができる。このことに基づき、先ず、図８に示す電源回路としては、一次側スイッチングコンバータとして、電圧共振形コンバータに代えて、Ｅ級スイッチングコンバータを適用した構成のものを備えることとしたものである。
このような構成が要因となって、図８の電源回路では、二次側に対して直列共振回路を設ける、あるいは設けない場合とに関わらず、中間負荷時においてＺＶＳが得られなくなる異常動作が解消されることとなった。
【００５５】
このようにして、図８の電源回路では、従来例としての図９の電源回路において問題となっていた中間負荷時における異常動作が解消されている。
しかしながら、図８の電源回路では、図９の電源回路では備えられていないチョークコイルＬ10を、直流入力電圧がスイッチングコンバータに流入するラインに対して挿入している。このチョークコイルＬ10は、例えば１mH程度とされて、チョークコイルＬ11に相当する絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1と比較して、相当に大きなインダクタンスを有する。このために、チョークコイルＬ10における鉄損、銅損などによる電力損失も相応に大きく、これにより、電源回路全体としての電力変換効率の低下も相応に顕著なものとなってくる。例えば、図９の電源回路との比較では、図８の電源回路のAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）の値は１％程度低下することが実験により確認された。
また、図８の電源回路では、上記のようにして、チョークコイルＬ10について相当に大きいとされるインダクタンスを設定する必要上から、例えばチョークコイルＬ10を構成するためのコアなどについて比較的大型の部品を選定することになる。このことがコストダウンや、回路の小型化などを促進することの妨げの要因になる。
【００５６】
そこで、本実施の形態としては、図８に示した電源回路からさらに推し進め、電源回路としてＥ級スイッチングコンバータを適用することで、中間負荷時における異常動作を解消したうえで、さらに、上記している電力変換効率の低下を補償して電力変換効率を向上させ、また、チョークコイルＬ10に相当する部品についての小型化が図られるようにするための構成を提案する。
このような本実施の形態としての電源回路として、第１の実施の形態の電源回路の構成例を図１に示す。なお、この図において、図８と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
【００５７】
先ず、図１に示す電源回路においては、チョークコイル巻線Ｎ10の一方の端部を平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続し、チョークコイル巻線Ｎ10の他方の端部を一次巻線Ｎ1の一方の端部と接続する。また、この場合の一次側直列共振コンデンサＣ11は、一方の極の端部が一次巻線Ｎ1の一方の端部とチョークコイル巻線Ｎ10の他方の端部との接続点に対して接続され、他方の極の端部が一次側アース電位にて一次側並列共振コンデンサＣｒの一方の端子とスイッチング素子Ｑ1のソースとの接続点に対して接続されることで、一次側直列共振コンデンサＣ11と一次巻線Ｎ1との直列接続の関係が得られるようにされている。
なお、この場合にも、一次側並列共振コンデンサＣｒは、スイッチング素子Ｑ1のソース−ドレインに対して並列の関係となるようにして接続されている。
【００５８】
本実施の形態において、上記のようにして挿入されるチョークコイル巻線Ｎ10は、図６若しくは図８におけるチョークコイルＬ10としての巻線に相当する。本実施の形態では、このチョークコイル巻線Ｎ10は、所定形状サイズのコアに巻装され、これによりチョークコイルＰＣＣとしての部品素子を構成するようにされる。
【００５９】
上記したような回路形態では、一次側並列共振回路は、チョークコイル巻線Ｎ10と一次巻線Ｎ1とによる直列接続回路と、この直列接続回路に対して並列接続される一次側並列共振コンデンサＣｒとに基づいて、チョークコイル巻線Ｎ10（チョークコイルＰＣＣ）のインダクタンスＬ10と、一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1とにより得られる合成インダクタンスと、一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスとにより形成されるものとなる。
また、一次側直列共振回路としては、一次側直列共振コンデンサＣ11と一次巻線Ｎ1との直列接続に基づいて、一次側直列共振コンデンサＣ11のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1とにより形成される第１の一次側直列共振回路を備える。また、チョークコイル巻線Ｎ10と一次側直列共振コンデンサＣ11との直列接続に基づいて、チョークコイル巻線Ｎ10のインダクタンスＬ10と一次側直列共振コンデンサＣ11のキャパシタンスとによって形成される第２の一次側直列共振回路を備える。
【００６０】
スイッチング素子Ｑ1がスイッチング動作を行うのに応じて、上記一次側並列共振回路の電圧共振動作により、スイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間において一次側並列共振コンデンサＣｒに対して充放電電流を流す。この充放電電流により、一次側並列共振コンデンサＣｒの両端電圧として、略半波の正弦波状の共振パルス電圧が発生する。図１の回路では、一次側並列共振回路において一次巻線Ｎ1が挿入されていることから、一次巻線Ｎ1においては、スイッチング電流に応じて生じる交番電圧に対して、この共振パルス電圧が重畳される動作が生じる。
また、第１の一次側直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ1のオン時において、一次側直列共振コンデンサＣ11−一次巻線Ｎ1−スイッチング素子Ｑ1の経路で共振電流が流れるようにして共振動作を行う。
また、第２の一次側直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作に応じて、一次側直列共振コンデンサＣ11−チョークコイル巻線Ｎ10−平滑コンデンサＣｉの経路を共振電流が流れるようにして共振動作を行う。
このようにして第１の一次側直列共振回路及び第２の一次側直列共振回路が複合的に動作することによって、例えば一次巻線Ｎ1に流れるべき直列共振電流が、チョークコイル巻線Ｎ10に対しても分流して流れることになる。
また、第１の一次側直列共振回路に対応する、一次側直列共振コンデンサＣ11−一次巻線Ｎ1−スイッチング素子Ｑ1の電流経路と、第２の一次側直列共振回路に対応する、一次側直列共振コンデンサＣ11−チョークコイル巻線Ｎ10−平滑コンデンサＣｉの電流経路とを、スイッチング周期の交流的にみた場合には、両者の電流経路は、一次側直列共振コンデンサＣ11を共通として、並列的な関係にあるものとしてみることができる。
【００６１】
このようにして共振電流が分流するので、一次側巻線Ｎ１の両端に得られるインダクタンス（Ｌ1）とチョークコイル巻線Ｎ10の両端に得られるインダクタンス（Ｌ10）とを等しくすることが可能となり、チョークコイル巻線Ｎ10を施したチョークコイルＰＣＣのサイズを小型化することができる。そして、第１の一次側直列共振回路の共振周波数は、一次巻線Ｎ1に生じる漏れインダクタンス（Ｌ1）の値と一次側直列共振コンデンサＣ11の値によって支配を受け、第２の一次側直列共振回路のチョークコイル巻線Ｎ10に得られるインダクタンス（Ｌ10）の値と一次側直列共振コンデンサＣ11の値とによって支配を受けるので、一次側巻線Ｎ１の両端に得られるインダクタンス（Ｌ1）とチョークコイル巻線Ｎ10の両端に得られるインダクタンス（Ｌ10）とを等しくすることによって、第１の一次側直列共振回路の共振周波数と第２の一次側直列共振回路の共振周波数とを等しくして、スイッチング素子Ｑ1に対して、制御手段の一部をなす発信・ドライブ回路２から供給する交流信号の可変周波数が狭くても良好な制御特性を得ることができる。
なお、共振周波数が「支配を受ける」とは、一次巻線Ｎ1に生じる漏れインダクタンス（Ｌ1）の値と一次側直列共振コンデンサＣ11の値とに第１の一次側直列共振回路の共振周波数の値は、大きく依存し、チョークコイル巻線Ｎ10に得られるインダクタンス（Ｌ10）の値と一次側直列共振コンデンサＣ11の値とに第２の一次側直列共振回路の共振周波数の値に大きく依存することを言うものであって、例えば、平滑コンデンサＣｉも第２の一次側直列共振回路の一部を形成するものであるが、平滑コンデンサＣｉの値は、一次側直列共振コンデンサＣ11の値に比して非常に大きいので、共振周波数を支配することはない。
【００６２】
また、二次側については、二次巻線N2と二次巻線N2'とを有し、二次巻線N2と二次巻線N2'とは、各々の二次巻線に生じる電圧が加算されように直列接続され、二次側整流素子は、一の極性の同一極性端であるカソードが相互に接続された整流ダイオードD01及び整流ダイオードD02の直列接続と、他の極性の同一極性端であるアノードが相互に接続された整流ダイオードD03及び整流ダイオードD04の直列接続とを有し、二次巻線N2と二次巻線N2'とが直列接続された二次巻線の両端には、整流ダイオードD01及び整流ダイオードD02の直列接続の各々の端子が接続され、二次巻線N2の両端には、整流ダイオードD03及び整流ダイオードD04の直列接続の各々の端子が接続され、整流ダイオードD01と整流ダイオードD02との接続点と、整流ダイオードD03と整流ダイオードD04との接続点との間に二次側平滑コンデンサCoを接続している。
このような構成を採用すれば、一の方向の磁束によって、二次巻線N2と二次巻線N2'との直列接続生じる電圧が、整流ダイオードD01から二次側平滑コンデンサCoさらに整流ダイオードD04に電流を流す。また、他の方向の磁束によって、二次巻線N2に生じる電圧が、整流ダイオードD03から二次側平滑コンデンサCoさらに整流ダイオードD02に電流を流す。ここで両方向に流れる電流の大きさが同等となるように二次巻線N2と二次巻線N2'との巻線比を設定すれば、全周期に渡り均一に負荷電流が流れることとなり、スイッチング電源回路の効率の向上が図れる。また、二次巻線N2については、全周期に渡り電流が流れるので、二次巻線の利用効率が高いものとなる。
さらに、二次側部分電圧共振コンデンサＣ3を備えるので、部分電圧共振が生じ、整流ダイオードD01ないし整流ダイオードD04のオンとオフの切替点でスイッチング損失が生じることを防止でき、さらなるスイッチング電源回路の効率の向上が図れる。
【００６３】
以下、図１に示すスイッチング電源回路のさらに細部について説明を行う。上記構成による図１の電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造例を図５に示す。
この図に示すように、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ字形状コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア（ＥＥ字形コア）を備える。
そして、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状により、例えば樹脂などによって形成される、ボビンＢが備えられる。このボビンＢの一方の巻装部に対して一次巻線Ｎ1を巻装する。また、他方の巻装部に対して二次巻線Ｎ2及び二次巻線Ｎ2'を巻装する。
このようにして一次側巻線及び二次側巻線が巻装されたボビンＢを上記ＥＥ字形コア（ＣＲ１，ＣＲ２）に取り付けることで、一次側巻線及び二次側巻線とがそれぞれ異なる巻装領域により、ＥＥ字形コアの中央磁脚に巻装される状態となる。このようにして絶縁コンバータトランスＰＩＴ全体としての構造が得られる。
【００６４】
そのうえで、ＥＥ字形コアの中央磁脚に対しては、図のようにして、例えばギャップ長1.6mm程度以上のギャップＧを形成する。これによって、結合係数ｋとしては、例えばｋ≒0.75程度による疎結合の状態を得るようにしている。つまり、従来技術として図９に示した電源回路の絶縁コンバータトランスＰＩＴよりも、さらに疎結合の状態としている。なお、ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成することができる。本実施形態においては、コア材として、ＥＥＲ-35を用い、ギャップＧを2.2ｍｍとし、一次側巻線Ｎ1の巻数を58Ｔ、二次側巻線Ｎ2の巻数を35Ｔ、二次側巻線Ｎ2'の巻数を10Ｔに設定した。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体における一次側と二次側との結合係数ｋについては、例えばｋ＝0.7より小さいとされる値が設定される。このときの一次側漏れインダクタンス（L1）の値は、363μＨであった。
【００６５】
チョークコイルＰＣＣについても、所定形状サイズのＥＥ字形コアに対して巻線を施す構造とすることで構成できる。本実施形態においては、コア材として、ＥＲ-28を用い、ギャップＧを1.2ｍｍとし、チョークコイル巻線Ｎ10の巻数を50Ｔとして、インダクタＬ10のインダクタンス値として、343μＨを得ている。
【００６６】
そして、図１に示した回路形態の電源回路について、後述する実験結果を得るのにあたり、要部については、下記のように選定した。
一次側並列共振コンデンサＣｒ、一次側直列共振コンデンサＣ11、及び二次側部分電圧共振コンデンサＣ3の各キャパシタンスについては、
Ｃｒ＝6800pＦ
Ｃ11＝0.027μＦ
Ｃ3＝470pＦ
を選定した。
また、一次側並列共振周波数f01は、72.5kHzとし、一次側直列共振コンデンサＣ11とインダクタＬ1とからなる一次側直列共振周波数f02は50.6kHz、一次側直列共振コンデンサＣ11とインダクタＬ10とからなる一次側直列共振周波数f02'は52.3kHzとして、２つの一次側直列共振周波数の値は略等しくし、一次側並列共振周波数f01に較べて一次側直列共振周波数f02及び一次側直列共振周波数f02'  の周波数を低く設定した。
また、対応負荷電力は、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ（無負荷）とし、二次側直流出力電圧Ｅｏの定格レベルは１７５Ｖとしている。
【００６７】
図１の電源回路の実験結果として、図２（ａ）、図２（ｂ）の波形図を挙げる。この図２（ａ）では、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの条件での、スイッチング電圧Ｖ1、スイッチング電流ＩQ1、一次巻線電圧Ｖ2、チョークコイル電流Ｉ1、一次巻線電流Ｉ2、二次側交番電圧Ｖ3、二次巻線電流Ｉ3、を示している。
また、図２（ｂ）では、最小負荷電力Ｐｏmax＝０Ｗ、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの条件での、スイッチング電圧Ｖ1、スイッチング電流ＩQ1、一次巻線電圧Ｖ2、チョークコイル電流Ｉ1、一次巻線電流Ｉ2、二次側交番電圧Ｖ3、二次巻線電流Ｉ3、を示している。
【００６８】
図２（ａ）に示す波形図により、図１の電源回路の基本的な動作について説明する。
入力電流Ｉ1は、平滑コンデンサＣｉから一次側スイッチングコンバータに流入しようとする電流である。入力電流Ｉ1は、チョークコイル巻線Ｎ10のインダクタンスＬ10と、一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1の合成インダクタンスを介するようにして流れることになる。このために、平滑コンデンサＣｉからスイッチングコンバータに流入する電流は脈流となる。
【００６９】
スイッチング素子Ｑ1は、平滑コンデンサＣｉの両端電圧（Ｅｉ）を直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行う。スイッチング電圧Ｖ1は、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース間の電圧である。
スイッチング電流ＩQ1は、ドレイン側からスイッチング素子Ｑ1（及びボディダイオードＤD）に流れる電流となる。スイッチング周期は、スイッチング素子Ｑ1がオンとなるべき期間ＴONと、オフとなるべき期間ＴOFFとに分けられ、スイッチング電圧Ｖ1は、期間ＴONにおいては０レベルで、期間ＴOFFにおいて共振パルスが得られる波形となる。このスイッチング電圧Ｖ1の電圧共振パルスは、一次側並列共振回路の共振動作により、正弦波状の共振波形として得られる。
スイッチング電流ＩQ1は、期間ＴOFFにおいては０レベルであり、この期間ＴOFFが終了して期間ＴONが開始されてターンオンタイミングに至ると、先ず、ボディダイオードＤDを流れることで負極性の波形となり、続いて反転してドレインからソースに流れることで正極性による波形となる。
【００７０】
一次巻線電流Ｉ2は、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作に応じて一次巻線Ｎ1に流れる電流であり、この場合には、スイッチング電流ＩQ1とコンデンサ電流Ｉcrとをほぼ合成するようにして得られる波形となる。スイッチング素子Ｑ1がオン/オフ動作を行うことにより、期間ＴOFFのスイッチング電圧Ｖ1である共振パルス電圧が第1の一次側直列共振回路を形成する一次巻線Ｎ1、一次側直列共振コンデンサＣ11の直列接続回路に印加される。これにより一次側直列共振回路が共振動作を行い、一次巻線電流Ｉ2は、正弦波成分によるスイッチング周期に応じた交番波形となる。また、一次巻線電圧Ｖ2は、一次巻線Ｎ1の両端電圧である。この一次巻線電圧Ｖ2も、図示するようにして、正弦波によるスイッチング周期に応じた交番波形となる。
【００７１】
期間ＴONが終了して期間ＴOFFに至ってスイッチング素子Ｑ1がターンオフするタイミングでは、一次巻線電流Ｉ2は、コンデンサ電流Ｉcrとして、一次側並列共振コンデンサＣｒに対して正極性により流れることで、一次側並列共振コンデンサＣｒを充電する動作が開始され、これに応じて、スイッチング電圧Ｖ1は０レベルから正弦波状により上昇を開始して、電圧共振パルスが立ち上がる。コンデンサ電流Ｉcrが負極性に反転すると、一次側並列共振コンデンサＣｒは充電から放電が行われる状態に移行することになり、電圧共振パルスはピークレベルから正弦波状により下降していく。
そして、スイッチング電圧Ｖ1としての電圧共振パルス波形が０レベルにまで降下したとされると、スイッチング素子Ｑ1（及びボディダイオードＤD）がオンとなる期間ＴONが開始される。この期間ＴONに至ると、先ず、ボディダイオードＤDが導通して負極性の一次巻線電流Ｉ2を流すことになる。このときスイッチング電圧Ｖ1は０レベルであり、一定期間においてボディダイオードＤDに一次巻線電流Ｉ2が流れると、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース間がオンとなって、正極性の一次巻線電流Ｉ2を流す。このようにして期間ＴONにおいて、スイッチング素子Ｑ1（及びボディダイオードＤD）に一次巻線電流Ｉ2が流れることで、スイッチング電流ＩQ1の波形が得られる。このような動作は、スイッチング素子Ｑ1のターンオン、ターンオフ時において、一次側並列共振回路によるＺＶＳ動作、及び一次側直列共振回路によるＺＣＳ動作が得られていることを示す。
【００７２】
また、二次側交番電圧Ｖ3によっては、二次側整流回路の動作が示される。
二次側交番電圧Ｖ3は、二次巻線Ｎ2及び二次巻線Ｎ2'と二次側部分電圧共振コンデンサＣ3との接続回路の両端電圧であり、二次側整流回路が入力する二次側交番電圧Ｖ3は、二次側交番電圧Ｖ3の半周期の期間ごとに、整流ダイオードＤo1及び整流ダイオードＤo4に対して順方向電圧を印加し、これに応じて整流ダイオードＤo1及び整流ダイオードＤo4が導通する。
また、図示しないが、二次巻線Ｎ２の半周期の期間ごとに、整流ダイオードＤo3及び整流ダイオードＤo２に対して順方向電圧を印加し、これに応じて整流ダイオードＤo3及び整流ダイオードＤo2が導通する。これにより、二次側交番電圧Ｖ3及び図示しない二次巻線Ｎ２の電圧は、二次側直流出力電圧Ｅoに応じたレベルによりクランプされる。
ここで、絶縁コンバータトランスＰＩＴは直流を電送することができないので、一次側の波形が正弦波からずれる歪みを有する場合には、二次側交番電圧Ｖ3及び二次巻線Ｎ２生じる電圧の正側の電圧の時間積分値と負側の電圧の時間積分値が等しくなるように電圧の零レベルが定まることとなり、二次巻線Ｎ2'との巻数が０Ｔの場合には、整流ダイオードＤo1及び整流ダイオードＤo4と整流ダイオードＤo3及び整流ダイオードＤo２とに流れる電流の大きさは異なるものとなる。
そこで、二次巻線Ｎ2と二次巻線Ｎ2'との巻数は、各々35Tと10Tとに設定されており、この様に巻線比を異ならせることによって、整流ダイオードＤo1及び整流ダイオードＤo4と整流ダイオードＤo3及び整流ダイオードＤo２とに流れる電流の大きさは等しくなるようになされている。
また、部分電圧共振コンデンサＣ３を備え、電圧の切替点における電流をこの部分電圧共振コンデンサＣ３に流すことによって効率の改善を図っている。
【００７３】
図８に示す１次側電圧共振コンバータと２次側倍圧半波整流電流共振回路と結合係数が0.7以下の疎結合絶縁コンバータトランスＰＩＴの組み合わせにおいて、定電圧制御特性として、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの入力条件で、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの負荷変動に対するスイッチング周波数ｆｓの可変範囲Δｆｓは、Δｆｓ＝20.8kHzとなる実験結果が得られており。また、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）は、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ時ではηAC→DC＝91.7％、負荷電力Ｐｏ＝７５Ｗ時においてはηAC→DC＝93.8％となる実験結果が得られている。
これと比較すると、図１に示す本実施形態の変形Ｅ級スイッチング動作多重共振コンバータのAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）は、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗの時は、91％、１００Ｗの時は、93％である。また、スイッチング周波数ｆｓの可変範囲Δｆｓは、Δｆｓ＝10.7kHzとなる実験結果が得られており、図８に示す回路に較べて約半分となっている。また、商用交流電源の電圧の上昇に伴い電力変換効率（ηAC→DC）は、向上している。
【００７４】
なお、上記しているように、一次側スイッチングコンバータにＥ級スイッチングコンバータを適用した図１の回路、あるいは図８の回路では、二次側直列共振回路の有無にかかわらず、中間負荷時における異常動作は解消される。
【００７５】
また、先に従来例として図９に示した電源回路では、平滑コンデンサＣｉからスイッチングコンバータに流入する電流は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1を経由してスイッチング素子Ｑ1、一次側並列共振コンデンサＣｒに流入する。この場合、平滑コンデンサＣｉからスイッチングコンバータに流入する電流は一次巻線電流Ｉ1となるものであり、スイッチング周期による比較的高い周波数となる。つまり、平滑コンデンサＣｉに対しては商用交流電源周期に対して高周波で充放電電流が流れる。
平滑コンデンサＣｉとしての部品素子には高耐圧が要求されることなどに応じてアルミ電解コンデンサがしばしば採用される。アルミ電解コンデンサは、他の種類のコンデンサなどと比較して、高周波で動作させると静電容量が低下すると共に損失角の正接が増加しやすい性質を有している。このために、平滑コンデンサＣｉに使用するアルミ電解コンデンサには、ＥＳＲ（等価直列抵抗）が低く、また、許容リップル電流が多い特殊品を選定する必要がある。また、平滑コンデンサＣｉとしての素子のキャパシタンスについても相応に大きな値を選定する必要が出てくる。例えば図９の電源回路の構成で、本実施の形態と同等の最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗに対応させる場合には、１０００μF程度を選定することになる。このようなアルミ電解コンデンサは、汎用のアルミ電解コンデンサよりも高価であり、また、キャパシタンスの増加に応じた部品価格の上昇も含めてコスト的に不利となる。
【００７６】
これに対して図１に示した本実施の形態の電源回路は、平滑コンデンサＣｉからスイッチングコンバータに流入する電流は、チョークコイル巻線Ｎ10−一次巻線Ｎ1の直列接続を介してスイッチング素子Ｑ1側に流れるようになっている。このために、平滑コンデンサＣｏからスイッチングコンバータに流入する電流は、図２（ａ）の入力電流Ｉ1としても示されるように直流となる。このようにして、平滑コンデンサＣｉからスイッチングコンバータに流入する電流が直流となることで、本実施の形態では、上記した静電容量の低下や損失角の正接の増加の問題は生じることが無い。また、これに伴って、直流入力電圧Ｅiにおける商用交流電源周期のリップルも低減される。このリップルは、例えば図９の電源回路の構成では7.5Vp-pであるのに対して、図１の電源回路では、5Vp-pとなる。このようなことから、本実施の形態としては、平滑コンデンサＣｉとして汎用のアルミ電解コンデンサを選定することができる。また、平滑コンデンサＣｉとしての素子のキャパシタンスについても、リップル電圧が小さいので、図９の回路の場合よりも低い値を選定できる。図1の回路の実際としては、６８０μＦを選定できる。このようにして、本実施の形態では、平滑コンデンサＣｉについてのコストダウンを図ることが可能になる。また、入力電流Ｉ1の波形は、正弦波状となっているが、これによる高周波ノイズの低減効果も得られる。
【００７７】
また、上記もしているように中間負荷時における異常動作を解消して、適正なＺＶＳ動作が得られるようにしている。この異常動作の現象としては、図１０（ｂ）に示したように、ターンオン（期間ＴON開始）より以前のタイミングでスイッチング素子Ｑ1がオンとなって、正極性のスイッチング電流ＩQ1がソース−ドレイン間を流れる動作となるのであるが、このようなスイッチング電流ＩQ1の動作によっては、スイッチング損失を増加させる。本実施の形態では、異常動作に対応するスイッチング電流ＩQ1の動作が生じないことで、これによるスイッチング損失の増加も無くなり、このことが、電力変換効率の向上要因の１つとなっているものである。
【００７８】
また、図２（ａ）と図１０（ａ）のスイッチング電流ＩQ1を比較して分かるように、本実施の形態に対応する図２（ａ）のスイッチング電流ＩQ1の波形は、期間ＴONの終了時以前のタイミングでピークが得られる波形となっている。この図２に示されるスイッチング電流ＩQ1の波形は、ターンオフ時におけるスイッチング電流ＩQ1のレベルが抑制されているということを意味する。ターンオフ時のスイッチング電流ＩQ1のレベルが抑制されれば、その分、ターンオフ時のスイッチング損失は低減され、電力変換効率が向上することになる。
このようなスイッチング電流ＩQ1の波形は、一次側スイッチングコンバータについてＥ級スイッチング動作としたことで得られるものである。
【００７９】
また、図８の電源回路の一次側の接続態様によっては、本実施の形態における第１の一次側直列共振回路は形成されるが、第２の一次側直列共振回路は形成されない。この場合、一次側に流れるとされる直列共振電流は、そのまま一次巻線電流Ｉ2として流れることになる。
これに対して、本実施の形態では、一次側直列共振回路として第1の一次側直列共振回路と第２の一次側直列共振回路との2組を備えることで、前述したように、一次側に流れるべき直列共振電流は、一次巻線Ｎ1とチョークコイル巻線Ｎ10とに分流して流れるようにされる。これによって一次巻線電流Ｉ2の大きさは低減して効率が向上する。
また、本実施の形態では、入力電流Ｉ1の波形は、正弦波状となっているが、これによる高周波ノイズの低減効果も得られる。
【００８０】
また、二次側に関しては、二次巻線N2に対してさらに二次巻線2'を追加して、両方の極性の磁束に応じた極性の電流を均一とすることによって効率向上を図るとともに、二次側部分電圧共振回路を備えることによって、二次側の整流ダイオードがターンオン／ターンオフするタイミングで部分電圧共振動作を行い、二次側の整流ダイオードに流れようとする電流が、二次側部分電圧共振コンデンサに流れ、整流ダイオードにおける導通損、スイッチング損失が低減される。
【００８１】
また、本発明としては、上記各実施の形態として示した構成に限定されるものではない。例えば、メインスイッチング素子（及び補助スイッチング素子）については、例えばＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)、バイポーラトランジスタなど、ＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子を選定することも考えられる。また、上記各実施の形態では、他励式のスイッチングコンバータを挙げているが、自励式として構成した場合にも本発明は適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００８２】
【図１】本発明の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２】実施の形態としての電源回路における要部の動作をスイッチング周期により示す波形図である。
【図３】実施の形態としての電源回路についての、負荷変動に対するAC→DC電力変換効率、スイッチング周波数の変動特性を示す図である。
【図４】実施の形態としての電源回路についての、負荷変動に対するAC→DC電力変換効率、スイッチング周波数の変動特性を示す図である。
【図５】実施の形態の電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスの構造例を示す図である。
【図６】Ｅ級スイッチングコンバータの基本構成例を示す回路図である。
【図７】図６に示すＥ級スイッチングコンバータの動作を示す波形図である。
【図８】図６に示すＥ級スイッチングコンバータを適用したスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図９】従来例としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１０】図９に示した電源回路の要部の動作を示す波形図である。
【図１１】図９に示した電源回路についての、負荷変動に対するAC→DC電力変換効率、スイッチング周波数、スイッチング素子のオン期間の変動特性を示す図である。
【図１２】図９に示した電源回路についての、定電圧制御特性を概念的に示す図である。
【符号の説明】
【００８３】
１  制御回路、２  発振・ドライブ回路、Ｄｉ  ブリッジ整流回路、Ｃｉ  平滑コンデンサ、Ｑ1  スイッチング素子、ＰＩＴ  絶縁コンバータトランス、ＰＣＣ  チョークコイル  N10  チョークコイル巻線、Ｃｒ  一次側並列共振コンデンサ、Ｎ1  一次巻線、Ｎ2、Ｎ2’  二次巻線、Ｃ11  一次側直列共振コンデンサ、Ｄo1、Ｄo2、Ｄo3、Ｄo4  （二次側）整流ダイオード、Ｃｏ  （二次側）平滑コンデンサ、
【図１】
2007074780.tif 000003
【図２】
2007074780.tif 000004
【図３】
2007074780.tif 000005
【図４】
2007074780.tif 000006
【図５】
2007074780.tif 000007
【図６】
2007074780.tif 000008
【図７】
2007074780.tif 000009
【図８】
2007074780.tif 000010
【図９】
2007074780.tif 000011
【図１０】
2007074780.tif 000012
【図１１】
2007074780.tif 000013
【図１２】
2007074780.tif 000014
【手続補正書】
【提出日】平成18年9月15日(2006.9.15)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１９
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００１９】
図１２に示される必要制御範囲Δｆｓは、二次側直列共振回路の共振周波数fo2に応じた最大負荷電力Pomax時の特性曲線Ｃから、一次側並列共振回路の共振周波数fo1に応じた最小負荷電力Pomin時の特性曲線Ｂまでに至るもので、その間に、二次側直列共振回路の共振周波数fo2に応じた最小負荷Pomin時の特性曲線Ｄと、一次側並列共振回路の共振周波数fo1に応じた最大負荷電力Pomax時の特性曲線Ａをまたぐ。
このために、図９に示す電源回路の定電圧制御動作としては、スイッチング周波数ｆｓはほぼ固定とされたうえで、１スイッチング周期における期間ＴON／ＴOFFの時比率を変化させるＰＷＭ制御の状態により、スイッチング駆動制御を行うものとなる。なお、このことは、図１０（ａ）（ｂ）（ｃ）に示す最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時、負荷電力Ｐｏ＝１２０Ｗ時、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ時に示される１スイッチング周期（ＴOFF＋ＴON）の期間長についてはほぼ一定とされたうえで、期間ＴOFF，ＴONの幅が変化していることによっても示されている。
このような動作は、電源回路における負荷変動に応じた共振インピーダンス特性として、一次側並列共振回路の共振周波数fo1の共振インピーダンス（容量性インピーダンス）が支配的となる状態と、二次側直列共振回路の共振周波数fo2（誘導性インピーダンス）が支配的となる状態との間での遷移が、狭いスイッチング周波数の可変範囲（Δｆｓ）のもとで行われることにより得られるものであるとされる。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００６７
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００６７】
図１の電源回路の実験結果として、図２（ａ）、図２（ｂ）の波形図を挙げる。この図２（ａ）では、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの条件での、スイッチング電圧Ｖ1、スイッチング電流ＩQ1、一次巻線電圧Ｖ2、チョークコイル電流Ｉ1、一次巻線電流Ｉ2、二次側交番電圧Ｖ3、二次巻線電流Ｉ3、を示している。
また、図２（ｂ）では、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの条件での、スイッチング電圧Ｖ1、スイッチング電流ＩQ1、一次巻線電圧Ｖ2、チョークコイル電流Ｉ1、一次巻線電流Ｉ2、二次側交番電圧Ｖ3、二次巻線電流Ｉ3、を示している。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００７３
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００７３】
図８に示す１次側電圧共振コンバータと２次側倍圧半波整流電流共振回路と結合係数が0.7以下の疎結合絶縁コンバータトランスＰＩＴの組み合わせにおいて、定電圧制御特性として、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの入力条件で、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの負荷変動に対するスイッチング周波数ｆｓの可変範囲Δｆｓは、Δｆｓ＝20.8kHzとなる実験結果が得られており。また、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）は、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ時ではηAC→DC＝91.7％、負荷電力Ｐｏ＝７５Ｗ時においてはηAC→DC＝93.8％となる実験結果が得られている。
これと比較すると、図１に示す本実施形態の変形Ｅ級スイッチング動作多重共振コンバータにおいては、図３に示すように、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）は、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖの条件で、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗの時は、91％、１００Ｗの時は、93％である。また、図４は、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ時における入力電圧変動に対する特性を示している。スイッチング周波数ｆｓの可変範囲Δｆｓは、Δｆｓ＝10.7kHzとなる実験結果が得られており、図８に示す回路に較べて約半分となっている。また、商用交流電源の電圧の上昇に伴い電力変換効率（ηAC→DC）は、向上している。
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００８２
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００８２】
【図１】本発明の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２】実施の形態としての電源回路における要部の動作をスイッチング周期により示す波形図である。
【図３】実施の形態としての電源回路についての、負荷変動に対するAC→DC電力変換効率、スイッチング周波数の変動特性を示す図である。
【図４】実施の形態としての電源回路についての、交流入力電圧に対するAC→DC電力変換効率、スイッチング周波数の変動特性を示す図である。
【図５】実施の形態の電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスの構造例を示す図である。
【図６】Ｅ級スイッチングコンバータの基本構成例を示す回路図である。
【図７】図６に示すＥ級スイッチングコンバータの動作を示す波形図である。
【図８】図６に示すＥ級スイッチングコンバータを適用したスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図９】従来例としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１０】図９に示した電源回路の要部の動作を示す波形図である。
【図１１】図９に示した電源回路についての、負荷変動に対するAC→DC電力変換効率、スイッチング周波数、スイッチング素子のオン期間およびオフ期間の変動特性を示す図である。
【図１２】図９に示した電源回路についての、定電圧制御特性を概念的に示す図である。