(57)【要約】【課題】  ＱＡＭマッピングされた受信シンボルを信号空間上の各基準シンボルとの尤度を計算するための演算を簡略化する。【解決手段】  ＣＯＲＤＩＣと呼ばれる複素数演算方法により、パイロット・シンボルから推定インパルス応答ａ１の回転角度と、ａｒｃｔａｎを用いたデータ・シンボルの回転補正を同時に行なう。信号空間上でＩ軸又はＱ軸の片方に乗せられていることから、Ｉ軸又はＱ軸の片側の値のみを参照して受信シンボルから最も近い基準シンボルを探索することができ、複素数の距離を求めないので復調を行なうことができるので、演算処理が軽減される。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ｎビットの２値信号をビット値の組み合わせに応じて、信号空間上で位相と振幅の組み合わせを用いて作られた２n個の信号点にマッピングする多値変調処理が施された送信信号を伝搬路経由で受信して復調処理する無線通信装置であって、
前記多値変調処理では、各送信ビットの情報がＩＱ信号空間上でＩ軸又はＱ軸の片方に乗るように基準シンボルの信号点配置が行なわれており、
受信シンボルに含まれる伝搬路での位相回転角を取得して、受信シンボルに対して該取得した位相回転角の補正を施す回転補正手段と、
前記信号空間のＩＱ各軸において基準信号点の情報が乗せられている座標値を各基準信号レベルとして生成する基準信号レベル生成手段と、
各送信ビットについて、Ｉ軸又はＱ軸の片方のみについて回転補正後の受信シンボルと各基準信号レベルとの距離判定を行ない、送信ビットが０及び１となる確率をそれぞれ求める確率計算手段と、
前記確率計算手段により求められた確率値に基づいて、各送信ビットのビット値を尤度判定する判定手段と、
を具備することを特徴とする無線通信装置。
【請求項２】
前記位相回転補正手段は、受信した複素インパルス応答が持つ偏角をＣＯＲＤＩＣにより回転角として求める、
ことを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
【請求項３】
前記確率計算手段は、情報が乗せられている片方の軸における受信シンボルと各基準信号レベルの距離の最小値のみを採用して送信ビットが０及び１となる確率をそれぞれ求める、
ことを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
【請求項４】
１次変調方式としてマルチキャリア変調が適用されており、
前記位相回転補正手段は、
受信したパイロット・シンボルを第１象限に回転させる第１のシンボル回転手段と、
第１象限内にあるパイロット・シンボルに対しＣＯＲＤＩＣを適用して位相回転角を求める第１のＣＯＲＤＩＣ演算手段と、
受信したデータ・シンボルを前記第１のシンボル回転手段と同じ回転角だけ回転させる第２のシンボル回転手段と、
前記第１のＣＯＲＤＩＣ演算手段により求められた回転角を用いてデータ・シンボルの回転補正を行なう第２のＣＯＲＤＩＣ演算手段と、
を備えることを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
【請求項５】
前記基準信号レベル生成手段は、信号空間のＩＱ各軸で基準信号点の情報が乗せられている各座標値を、前記第２のＣＯＲＤＩＣ演算手段によりパイロット・シンボルから得られた複素インパルス応答の絶対値とそれぞれ乗算して、前記確率計算手段が用いる基準信号レベルを得る、
ことを特徴とする請求項４に記載の無線通信装置。
【請求項６】
ｎビットの２値信号をビット値の組み合わせに応じて、信号空間上で位相と振幅の組み合わせを用いて作られた２n個の信号点にマッピングする多値変調処理が施された送信信号を伝搬路経由で受信して復調処理する無線通信方法であって、
前記多値変調処理では、各送信ビットの情報がＩＱ信号空間上でＩ軸又はＱ軸の片方に乗るように基準シンボルの信号点配置が行なわれており、
受信シンボルに含まれる伝搬路での位相回転角を取得して、受信シンボルに対して該取得した位相回転角の補正を施す回転補正ステップと、
前記信号空間のＩＱ各軸において基準信号点の情報が乗せられている座標値を各基準信号レベルとして生成する基準信号レベル生成ステップと、
各送信ビットについて、Ｉ軸又はＱ軸の片方のみについて回転補正後の受信シンボルと各基準信号レベルとの距離判定を行ない、送信ビットが０及び１となる確率をそれぞれ求める確率計算ステップと、
前記確率計算ステップにおいて求められた確率値に基づいて、各送信ビットのビット値を尤度判定する判定ステップと、
を具備することを特徴とする無線通信方法。
【請求項７】
前記位相回転補正ステップでは、受信した複素インパルス応答が持つ偏角をＣＯＲＤＩＣにより回転角として求める、
ことを特徴とする請求項６に記載の無線通信方法。
【請求項８】
前記確率計算ステップでは、情報が乗せられている片方の軸における受信シンボルと各基準信号レベルの距離の最小値のみを採用して送信ビットが０及び１となる確率をそれぞれ求める、
ことを特徴とする請求項６に記載の無線通信方法。
【請求項９】
１次変調方式としてマルチキャリア変調が適用されており、
前記位相回転補正ステップは、
受信したパイロット・シンボルを第１象限に回転させる第１のシンボル回転ステップと、
第１象限内にあるパイロット・シンボルに対しＣＯＲＤＩＣを適用して位相回転角を求める第１のＣＯＲＤＩＣ演算ステップと、
受信したデータ・シンボルを前記第１のシンボル回転ステップのときと同じ回転角だけ回転させる第２のシンボル回転ステップと、
前記第１のＣＯＲＤＩＣ演算ステップにより求められた回転角を用いてデータ・シンボルの回転補正を行なう第２のＣＯＲＤＩＣ演算ステップと、
を備えることを特徴とする請求項６に記載の無線通信方法。
【請求項１０】
前記基準信号レベル生成ステップでは、信号空間のＩＱ各軸で基準信号点の情報が乗せられている各座標値を、前記第２のＣＯＲＤＩＣ演算手段によりパイロット・シンボルから得られた複素インパルス応答の絶対値とそれぞれ乗算して、前記確率計算手段が用いる基準信号レベルを得る、
ことを特徴とする請求項９に記載の無線通信方法。
【請求項１１】
ｎビットの２値信号をビット値の組み合わせに応じて、信号空間上で位相と振幅の組み合わせを用いて作られた２n個の信号点にマッピングする多値変調処理が施された送信信号を伝搬路経由で受信して復調するための処理をコンピュータ・システム上で実行するようにコンピュータ可読形式で記述されたコンピュータ・プログラムであって、
前記多値変調処理では、各送信ビットの情報がＩＱ信号空間上でＩ軸又はＱ軸の片方に乗るように基準シンボルの信号点配置が行なわれており、
前記コンピュータ・システムに対し、
受信シンボルに含まれる伝搬路での位相回転角を取得して、受信シンボルに対して該取得した位相回転角の補正を施す回転補正手順と、
前記信号空間のＩＱ各軸において基準信号点の情報が乗せられている座標値を各基準信号レベルとして生成する基準信号レベル生成手順と、
各送信ビットについて、Ｉ軸又はＱ軸の片方のみについて回転補正後の受信シンボルと各基準信号レベルとの距離判定を行ない、送信ビットが０及び１となる確率をそれぞれ求める確率計算手順と、
前記確率計算手順により求められた確率値に基づいて、各送信ビットのビット値を尤度判定する判定手順と、
を実行させることを特徴とするコンピュータ・プログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、非常に広い周波数帯域を使用したウルトラワイドバンド（ＵＷＢ）信号を受信処理する無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピュータ・プログラムに係り、特に、多値変調された受信信号を少ない演算量で復調処理する無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピュータ・プログラムに関する。
【０００２】
さらに詳しくは、本発明は、多値変調された受信シンボルを信号空間上の基準となる信号点との尤度判定により復調する処理を少ない演算量で行なう無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピュータ・プログラムに係り、特に、ＱＡＭマッピングされた受信シンボルを信号空間上の各基準シンボルとの尤度を計算するための演算を簡略化する無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピュータ・プログラムに関する。
【背景技術】
【０００３】
有線方式によるＬＡＮ配線からユーザを解放するシステムとして、無線ＬＡＮが注目されている。無線ネットワークによれば、オフィスなどの作業空間で、通信端末を比較的容易に移動させることができる。無線ネットワークに関する標準的な規格として、ＩＥＥＥ（Ｔｈｅ  Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ  ｏｆ  Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ  ａｎｄ  Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ  Ｅｎｇｉｎｅｅｒｓ）８０２．１１（などを挙げることができる。近年では、無線ＬＡＮシステムの高速化、低価格化に伴い、その需要が著しく増加してきている。
【０００４】
また、近年、「ウルトラワイドバンド（ＵＷＢ）通信」と呼ばれる、非常に広い周波数帯域を使用した無線通信方式が注目を集めている。ＵＷＢは、１ナノ秒以下の非常に短いパルスを送信することで１００Ｍｂｐｓ以上の高速伝送を可能にする技術である。ＵＷＢの伝送パルスは非常に短いため、周波数軸上で見ると１つのパルスは数ＧＨｚ程度の非常に幅広い帯域幅を持つことが知られている。米国ではＦＣＣによりＵＷＢ用のスペクトラム・マスクが規定されており、室内環境において３．１ＧＨｚから１０．６ＧＨｚの帯域でＵＷＢ伝送を行なうことができる。ＵＷＢ通信は、通信距離が１０ｍ程度のＰＡＮ（ＰｅｒｓｏｎａｌＡｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）を想定しているが、近距離超高速伝送を実現する無線通信システムとしてその実用化が期待されている。
【０００５】
ＩＥＥＥ８０２．１５．３における標準化会議では、ＵＷＢ伝送方式として、ＤＳ（Ｄｉｒｅｃｔ Ｓｐｒｅａｄ：直接拡散）の情報信号の拡散速度を極限まで高くしたＤＳＳＳ（Ｄｉｒｅｃｔ  Ｓｅｑｕｅｎｃｅ  Ｓｐｒｅａｄ  Ｓｐｅｃｔｒｕｍ）−ＵＷＢ方式と、ＯＦＤＭ（ＯｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）変調方式を採用したＯＦＤＭ＿ＵＷＢ方式が検討されている。いずれの方式でも、ＦＣＣで定められた３．１ＧＨｚから１０．６ＧＨｚまでの帯域をそれぞれ５２８ＭＨｚ幅からなる複数のサブバンドに分割して、サブバンド間を周波数ホッピング（ＦＨ）するマルチバンド方式が採用されている（２００５年５月時点での標準化作業では、両方式の得票数が同等でありＤｏｗｎＳｅｌｅｃｔｉｏｎにおいて均衡状態が続いており、このままではＩＥＥＥの標準化は達成されないとの見方もある）。
【０００６】
図３には、マルチバンドＯＦＤＭ＿ＵＷＢ通信方式（以下、「ＭＢ−ＯＦＤＭ」とする）において規定されている周波数割り当て例を示している（例えば、非特許文献１を参照のこと）。図示の例では、無線ＬＡＮが使用する５ＧＨｚ帯はＮｕｌｌバンドとし、それ以外の帯域を１３個のサブバンドに分割している。そして、各サブバンドをＡからＤの４つのグループに分け、グループ単位で周波数を管理し通信を行なうようになっている。
【０００７】
図４には、ＭＢ−ＯＦＤＭにおいて、時間軸のＯＦＤＭシンボルに対して周波数ホッピングしながらデータ伝送を行なう様子を示している。図示の例では、バンド＃１〜＃３からなるグループＡが用いられ、１ＯＦＤＭシンボル毎に中心周波数を変えながら周波数ホッピングし、１２８ポイントからなるＩＦＦＴ／ＦＦＴを用いたＯＦＤＭ変調が行なわれている。
【０００８】
図５には、ＯＦＤＭシンボルのサブキャリア配置を示している。同図では１ＯＦＤＭシンボルにおける１２８本のサブキャリアを示しているが、これは、図３における１つのサブバンド、並びに図４おいて周波数ホップする１つのシンボルに対応している。図５に示すように、ＭＢ−ＯＦＤＭでは１２８本のうち、送信データを搬送するためのデータ・サブキャリアとして１００本、送受信機間で既知のパイロット信号を送るパイロット・サブキャリアとして１２本、キャリア・ホール（すなわち、エネルギのないサブキャリア）として６本を使用している。また、両サイドのキャリア・ホールの内側の５本ずつのサブキャリアは情報を運ばないダミー・サブキャリアとして使われ、データ・サブキャリアの端部から５本をコピーして生成される。
【０００９】
下表には、ＭＢ−ＯＦＤＭで用いられる伝送レートと、各伝送レートにおいて割り当てられている変調方式、符号化率Ｒなどをまとめている。
【００１０】
【表１】
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【００１１】
上表に示すように、ＭＢ−ＯＦＤＭでは、３９．４Ｍｂｐｓから２００Ｍｂｐｓまでは変調方式としてＱＰＳＫが用いられ、３２０Ｍｂｐｓから４８０Ｍｂｐｓまでは１６ＱＡＭに周波数ダイバーシチを組み合わせた、ＤＣＭ（ＤｕａｌＣａｒｒｉｅｒ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）が用いられる。また、８０Ｍｂｐｓ及び１６０Ｍｂｐｓはオプショナルな伝送レートである。
【００１２】
ＱＰＳＫや１６ＱＡＭは、複数ビットの２値信号を信号空間（Ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ）上の特定の点にマッピングする多値変調方式が一般的な変調方式である。例えば、ＱＰＳＫ（ＱｕａｄｒａｔｕｒｅＰｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ：４相位相シフト・キーイング）では、２ビットの２値信号をビット値の組み合わせに応じて信号空間上の位相が相違する４個の信号点（送信シンボル）にマッピングする。また、１６ＱＡＭ（１６Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）では、４ビットの２値信号をビット値の組み合わせに応じて、信号空間上で位相と振幅の組み合わせを用いて作られた１６個の信号点にマッピングする。
【００１３】
また、ＤＣＭ方式では、変調方式として１６ＱＡＭを用いたときに、全部で１００本あるデータ・サブキャリアのうち５０本にデータを載せ、残りの５０本にさらに同じデータを冗長に載せる、すなわち同じ情報を２つのキャリアに分けて送信するようになっており、受信機側では両方を受信合成してデータを再現することができるので、周波数ダイバーシチ効果が得られる。上表では、伝送レート毎に、１ＯＦＤＭシンボル当たりの符号化ビット（Ｃｏｄｅｄｂｉｔｓ ｐｅｒ ＯＦＤＭ Ｓｙｍｂｏｌ）を示しているが、３２０Ｍｂｐｓ以上のレートでは１ＯＦＤＭシンボル中に２００ビットの情報ビットが配置されている。１６ＱＡＭ変調方式は１シンボルで４ビット伝送することができる。１６ＱＡＭのシンボルの生成は下式のように行なわれる。
【００１４】
【数１】
2007074618.tif 000004
【００１５】
式（１）は、ＤＣＭ方式により同じ情報を２つのキャリアに分けて伝送する際の、前半５０本に適用される基準シンボルを生成する式であり、また、式（２）は後半５０本に適用される基準シンボルを生成する式である。上式において、ｂ［ｘ］（０≦ｘ＜２００）は２００個ある情報ビットを表し、ｇ（ｋ）は２００個のビットから４ビットを選択するインデックスを表している。関数Ｓｙｍ１（ａ，ｂ，ｃ，ｄ）及びＳｙｍ２（ ａ，ｂ，ｃ，ｄ）は、同じ４ビットａ〜ｂから複素数のシンボルを生成する関数である。前半５０本並びに後半５０本における１６ＱＡＭマッピングは、それぞれ図６（ａ）及び（ｂ）に示すようなコンスタレーション特性を持つ。ＤＣＭ方式により同じ情報を２つのキャリアに分けて送信する際、図６（ａ）及び（ｂ）に示すように、異なる１６ＱＡＭマッピングを行なうので、同じ４ビットの情報が異なる送信シンボルにマッピングされる（異なる１６ＱＡＭマッピングであるが、伝送する情報は同一である）。
【００１６】
ＯＦＤＭシンボル中には１００本のデータ・サブキャリアが含まれており（前述）、ＤＣＭではｄ（０）からｄ（９９）までの１００個のシンボルをＯＦＤＭ変調して伝送を行なう。図７にはＤＣＭ方式におけるサブキャリア配置を示している。
【００１７】
送信機は上述したように多ビットの２値信号を信号空間にマッピングしてデータ伝送する場合、受信機側では、受信信号を信号点から元の多ビット２値信号に戻す復調処理が必要である。
【００１８】
ＱＡＭの復調方法にはＬＬＲ（Ｌｏｇ−Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｒａｔｉｏ）と呼ばれる復調方法が知られている（例えば、非特許文献２を参照のこと）。ＬＬＲは、信号空間上で受信シンボルと各基準シンボルとの距離を計算して最も近い信号点を求めてデマッピングを行なう方法である。すなわち、ＬＬＲでは、受信シンボルに最も近い信号点を信号空間上で探索する演算が必要である。例えば、送信ビットｂ０、ｂ１、ｂ２、ｂ３を信号空間上の１６点にマッピングする１６ＱＡＭにおいて、受信シンボルから送信ビットｂ０をデマッピングする式は以下のように表される。
【００１９】
【数２】
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【００２０】
但し、
【００２１】
【数３】
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【００２２】
である。ここで、ｙ１及びｙ２は、ＤＣＭにより同じ送信情報ｘを２つのキャリアに分けて異なる１６ＱＡＭマッピングが行なわれた各送信シンボルｘ１及びｘ２についての受信シンボルである。また、ａ１及びａ２は各キャリアについて測定した伝播路の複素インパルス応答、ｓ１及びｓ２は基準となる１６ＱＡＭの信号点、σ2は雑音電力である。その他の送信ビットｂ１〜ｂ３についても同様の式で表すことができるので、ここでは省略する。
【００２３】
式（５）は、受信シンボル（ｙ１，ｙ２）の送信ビットｂ０が１である尤度を計算する式であり、ｂ０＝１となる各基準信号点（ｓ１，ｓ２）について、受信シンボル（ｙ１，ｙ２）と、ｂ０＝１を表す複素シンボル（ａ１・ｓ１，ａ２・ｓ２）との複素平面上での距離を算出し、これらを加算することにより計算している。図８には送信信号空間と送信ビットの関係を示している。式（５）においてｂ０＝１となるシンボルというのは、同図に示したｙ１及びｙ２の信号空間の双方においてｂ０＝１で示される部分にマッピングされた基準信号点に相当し、１６ＱＡＭでは８個のシンボルに相当する。
【００２４】
同様に、式（６）は、受信シンボル（ｙ１，ｙ２）の送信ビットｂ０が０である尤度を計算する式であり、ｂ０＝０となる各基準信号点（ｓ１，ｓ２）について、受信シンボル（ｙ１，ｙ２）と、ｂ０＝０を表す複素シンボル（ａ１・ｓ１，ａ２・ｓ２）との複素平面上での距離を算出し、これらを加算することにより計算している。式（６）においてｂ０＝０となるシンボルは、図８に示したｙ１及びｙ２の信号空間の双方においてｂ０＝０で示される部分にマッピングされた基準信号点に相当し、１６ＱＡＭでは８個のシンボルに相当する。
【００２５】
そして、式（４）に示したＬＬＲの計算過程では、受信後の事後条件確率が最大となるように、ｂ０＝１又はｂ０＝０を選択する。すなわち、受信シンボル（ｙ１，ｙ２）においてｂ０＝１である確率とｂ０＝０である確率を式（５）及び（６）でそれぞれ計算すると、式（４）では対数変換し、引き算することにより、ビットｂ０に関する軟判定値を得ることができる。
【００２６】
他のビット位置ｂ１〜ｂ３のビット値に関しても、同様のＬＬＲの計算を行ない、軟判定することで、受信シンボル（ｙ１，ｙ２）を最も確率の高い基準信号点にデマッピングすることができる。
【００２７】
図９〜図１３には１６ＱＡＭの受信シンボルを復調する様子を示している。これらの各図では、送信信号空間上の１６ＱＡＭの基準シンボルとなる１６個の格子点に対し、推定した伝搬路のインパルス応答及び位相回転量で振幅と回転をそれぞれ与えて、受信信号空間上の１６個の基準シンボルを得る。そして、この受信信号空間上に、参照符号ｒで示される受信シンボルをプロットし、最も近い基準シンボルを探索して送信ビットのデマッピングを行なう。
【００２８】
式（４）では、受信信号空間上で受信シンボルと１６個の基準シンボルとの距離を計算した結果を基に、各送信ビットｂ０〜ｂ３のビット値を尤度判定し、１６ＱＡＭの復調処理を行なっている。同式は受信シンボルを完全に復調する式であり、ＬＬＲによれば最適な特性が得られることが知られている。図１４には、１６ＱＡＭマッピングされた受信シンボルをＬＬＲにより復調処理するための回路構成を概略的に示している。同図からも分るように、ＬＬＲでは、ｅｘｐ（）や加算回路などの演算を含むため回路規模が大きくなるという欠点があるため、いかにこの演算を簡略化するかが技術的課題である。
【００２９】
また、ＩＥＥＥ１５．３で検討されているＭＢ−ＯＦＤＭ通信方式ではＤＣＭにより周波数ダイバーシチが用いられ、同じ情報ｘを２つのキャリアに分けてそれぞれに対し異なる１６ＱＡＭマッピングを行ない（図６（ａ）及び（ｂ）を参照のこと）、異なる送信シンボル（ｘ１，ｘ２）として送信している。このため、通常の１６ＱＡＭでは１つの受信シンボルに対して処理を行なえばよいところ、ＭＢ−ＯＦＤＭでは、１つのビットｂ０を復調するのに上式（５）及び（６）に示したように２つの受信シンボル（ｙ１，ｙ２）の処理が必要となる。すなわち、ＤＣＭ方式を採用すると、復調のための演算が２倍となるため、回路規模の問題はより深刻となる。
【００３０】
また、上式（５）では、１６ＱＡＭの８個の基準シンボルについてｅｘｐ（−ｘ）という指数計算をそれぞれ行ない、各基準シンボルにおける計算結果の値を加算している（図１４を参照のこと）。ｘの値が大きい場合、ｅｘｐ（−ｘ）の演算結果は非常に小さな値になるため、無視することが可能となる。そこで、上式（５）において（ｙ１−ａ１・ｓ１）2という計算をｂ０＝１となるシンボルについて計算を行ない、最小となる（ｙ１−ａ１・ｓ１）2の値のみを採用し、その他の値を０とすることで、ＬＬＲにおける演算量を大幅に低減することができる（例えば、特許文献１を参照のことみ）。下式（７）には、このような方式により送信ビットｂ０＝１となる確率を求める式を示している。但し、Ｍｉｎは最小値を選択する関数である。送信ビットｂ０＝０となる確率を求める式（６）についても同様の式に置き換えることができる。また、その他の送信ビットｂ１〜ｂ３についても同様の式で表すことができるので、ここでは省略する。
【００３１】
【数４】
2007074618.tif 000007
【００３２】
しかしながら、式（７）では複素数乗算、除算が必要なため、回路規模が大きくなってしまうという問題点がある。また、図１５には、式（７）を用いて１６ＱＡＭマッピングされた受信シンボルを復調処理するための回路構成を概略的に示している。同図からも分るように、２乗器がシンボルの個数（１６ＱＡＭの場合８個）だけ必要になる。
【００３３】
【特許文献１】特開２００２−３３０１８８号公報、段落番号００１５
【非特許文献１】“ＭＢＯＦＤＭ ＰＨＹ ＳｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎＦｉｎａｌ Ｒｅｌｅａｓｅ １．０，” Ｗｉｍｅｄｉａ ａｌｌｉａｎｃｅ，Ａｐｒｉｌ ２７，２００５
【非特許文献２】Ｊ Ｇ．Ｐｒｏａｋｉｓ，“Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ（Ｆｏｕｒｔｈ ｅｄｉｔｉｏｎ），” ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ，２００１
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３４】
本発明の目的は、多値変調された受信シンボルを信号空間上の基準となる信号点に尤度判定して復調する処理を少ない演算量で行なうことができる、優れた無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピュータ・プログラムを提供することにある。
【００３５】
本発明のさらなる目的は、ＱＡＭマッピングされた受信シンボルを信号空間上の各基準シンボルとの尤度を計算するための演算を簡略化することができる、優れた無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピュータ・プログラムを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００３６】
本発明は、上記課題を参酌してなされたものであり、その第１の側面は、ｎビットの２値信号をビット値の組み合わせに応じて、信号空間上で位相と振幅の組み合わせを用いて作られた２n個の信号点にマッピングする多値変調処理が施された送信信号を伝搬路経由で受信して復調処理する無線通信装置であって、
前記多値変調処理では、各送信ビットの情報がＩＱ信号空間上でＩ軸又はＱ軸の片方に乗るように基準シンボルの信号点配置が行なわれており、
受信シンボルに含まれる伝搬路での位相回転角を取得して、受信シンボルに対して該取得した位相回転角の補正を施す回転補正手段と、
前記信号空間のＩＱ各軸において基準信号点の情報が乗せられている座標値を各基準信号レベルとして生成する基準信号レベル生成手段と、
各送信ビットについて、Ｉ軸又はＱ軸の片方のみについて回転補正後の受信シンボルと各基準信号レベルとの距離判定を行ない、送信ビットが０及び１となる確率をそれぞれ求める確率計算手段と、
前記確率計算手段により求められた確率値に基づいて、各送信ビットのビット値を尤度判定する判定手段と、
を具備することを特徴とする無線通信装置である。
【００３７】
通信分野では、多ビットの２値信号をビット値の組み合わせに応じて、信号空間上で位相と振幅の組み合わせを用いて作られた複数個の信号点（すなわち基準シンボル）にマッピングするＱＡＭなどの多値変調方式は一般的に知られている。
【００３８】
例えば、４ビットの２値信号を信号空間上の位相と振幅の組み合わせが異なる１６個の信号点にマッピングされた１６ＱＡＭ受信シンボルの復調方法として、ＬＬＲが知られている。ＬＬＲによれば、理想的な復調特性を得ることができるが、その計算過程で、受信後の事後条件確率が最大となるように各送信ビットのビット値の選択を行なう際に、ｅｘｐ（）や加算回路などの演算を含むため、演算量が非常に多く回路規模が大きくなるという欠点がある。この問題は、ＤＣＭにより周波数ダイバーシチを行なう場合により深刻となる。
【００３９】
また、ｘの値が大きい場合、ｅｘｐ（−ｘ）の演算結果は非常に小さな値になり無視できることを利用して、受信シンボルと基準シンボルの尤度判定を行なう際に、受信信号空間上で受信シンボルに最も近い基準シンボルとの距離のみを採用し、その他の値を０とすることで演算量を削減することが行なわれている。しかしながら、この方法では、複素数乗算や除算が必要であることから、回路規模が大きくなってしまうという問題が残されている。
【００４０】
そこで、本発明では、送信ＱＡＭのシンボルの各ビットは信号空間上でＩ軸又はＱ軸の一方に乗せられているということを利用して、受信したデータ・シンボルを伝搬路の回転を補正した後に、各ビットの情報をＩ軸又はＱ軸の片側のみの値で判定するようにした。この場合、受信信号空間上で受信シンボルと基準シンボルとの距離計算はＩ軸又はＱ軸の片側のみでよくなり、演算量を大幅に削減することができる。
【００４１】
例えば、１次変調としてＯＦＤＭに代表されるマルチキャリア変調方式を採用する場合には、ＯＦＤＭシンボルに含まれているパイロット・シンボルを用いてまず推定インパルス応答ａ１の回転角度を求める。そして、求められた回転角度をデータ・シンボルに適用してａ１分の回転を補正する。シンボルを逆回転させる際には、ａｒｃｔａｎを計算する回路を用いることができる。
【００４２】
位相補正用のａｒｃｔａｎを求める回路、並びに、推定インパルス応答の絶対値を求めるための複素数の絶対値を求める回路をそれぞれ簡単にすることができれば、復調処理のための回路規模を大幅に削減することができる。
【００４３】
例えば、ＣＯＲＤＩＣと呼ばれる複素数演算方法を用いてａｒｃｔａｎと推定インパルス応答の絶対値を同時に求める方式を採用することにより、復調処理回路の簡素化を実現することができる。この場合、ＣＯＲＤＩＣによりａｒｃｔａｎを計算する過程において、パイロット・シンボルで行なった演算の結果をデータ・シンボルにも適用することにより、処理遅延を短縮することができる。
【００４４】
また、本発明の第２の側面は、ｎビットの２値信号をビット値の組み合わせに応じて、信号空間上で位相と振幅の組み合わせを用いて作られた２n個の信号点にマッピングする多値変調処理が施された送信信号を伝搬路経由で受信して復調するための処理をコンピュータ・システム上で実行するようにコンピュータ可読形式で記述されたコンピュータ・プログラムであって、
前記多値変調処理では、各送信ビットの情報がＩＱ信号空間上でＩ軸又はＱ軸の片方に乗るように基準シンボルの信号点配置が行なわれており、
前記コンピュータ・システムに対し、
受信シンボルに含まれる伝搬路での位相回転角を取得して、受信シンボルに対して該取得した位相回転角の補正を施す回転補正手順と、
前記信号空間のＩＱ各軸において基準信号点の情報が乗せられている座標値を各基準信号レベルとして生成する基準信号レベル生成手順と、
各送信ビットについて、Ｉ軸又はＱ軸の片方のみについて回転補正後の受信シンボルと各基準信号レベルとの距離判定を行ない、送信ビットが０及び１となる確率をそれぞれ求める確率計算手順と、
前記確率計算手順により求められた確率値に基づいて、各送信ビットのビット値を尤度判定する判定手順と、
を実行させることを特徴とするコンピュータ・プログラムである。
【００４５】
本発明の第２の側面に係るコンピュータ・プログラムは、コンピュータ・システム上で所定の処理を実現するようにコンピュータ可読形式で記述されたコンピュータ・プログラムを定義したものである。換言すれば、本発明の第２の側面に係るコンピュータ・プログラムをコンピュータ・システムにインストールすることによって、コンピュータ・システム上では協働的作用が発揮され、本発明の第１の側面に係る無線通信装置と同様の作用効果を得ることができる。
【発明の効果】
【００４６】
本発明によれば、多値変調された受信シンボルを信号空間上の基準となる信号点に尤度判定してデマッピングする復調処理を少ない演算量で行なうことができる、優れた無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピュータ・プログラムを提供することができる。
【００４７】
また、本発明によれば、ＱＡＭマッピングされた受信シンボルと信号空間上の各基準シンボルとの尤度を計算するための演算を簡略化することができる、優れた無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピュータ・プログラムを提供することができる。例えば、マルチバンドＯＦＤＭ＿ＵＷＢ通信方式において、ＤＣＭにより周波数ダイバーシチが用いられ、１６ＱＡＭマッピングされた受信信号を復調処理する際に適用することができる。
【００４８】
本発明に係るＱＡＭ受信器は、受信ＱＡＭのシンボルの伝搬路回転の回転量（ａｒｃｔａｎ）を求め、その回転を補正することによって、Ｉ軸又はＱ軸の片側のみの値を用いて復調することができるので、演算量を大幅に削減することができる。
【００４９】
また、本発明によれば、ＣＯＲＤＩＣと呼ばれる複素数演算方法を用いて、位相補正用のａｒｃｔａｎの計算と、推定インパルス応答の絶対値を同時に求めることにより、復調回路規模を大幅に削減することができる。そして、ＣＯＲＤＩＣによりａｒｃｔａｎを計算する過程において、パイロット・シンボルに対して行なった演算の結果をデータ・シンボルにも適用することにより、処理遅延を短縮することができる。
【００５０】
本発明のさらに他の目的、特徴や利点は、後述する本発明の実施形態や添付する図面に基づくより詳細な説明によって明らかになるであろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００５１】
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳解する。
【００５２】
本発明は、ＱＡＭなどの多値変調された受信信号を受信処理する通信装置に関するものであり、復調処理回路が受信シンボルを信号空間上の基準となる信号点と尤度判定してデマッピングするための演算量を軽減するように構成されたＱＡＭ受信器に関するものであり、例えば、ＭＢ−ＯＦＤＭ通信方式において、１６ＱＡＭマッピングされた受信信号を復調処理する際に適用することができる。
【００５３】
ＱＡＭの復調方法としてＬＬＲが知られており、理想的な特性を得て、完全な復調処理を実現することができる。ＬＬＲの計算過程では、受信後の事後条件確率が最大となるように各送信ビットのビット値の選択が行なわれるが、その際に、受信シンボルと送信ビットのビット値を表す各複素シンボルとの距離を算出して加算し、シンボル間の尤度を計算する際に、ｅｘｐ（）や加算回路などの演算を含むため、演算量が非常に多く回路規模が大きくなるという欠点がある。
【００５４】
また、このようなＬＬＲにおける技術的課題を解決するために、ｘの値が大きい場合、ｅｘｐ（−ｘ）の演算結果は非常に小さな値になり無視できるという観点から、式（７）に示したように、受信信号空間上で受信シンボルに最も近い基準シンボルとの距離のみを採用し、その他の値を０とすることで尤度判定のための演算量を削減することが行なわれている。この場合であっても、複素数乗算や除算が必要であることから、回路規模が大きくなってしまうという問題がある。
【００５５】
ここで、図８に示した送信信号空間と送信ビットの関係について考察してみる。１６ＱＡＭは４ビットの送信信号を信号空間上で位相と振幅の組み合わせを用いて作られた１６個の送信シンボルにマッピングする方式であるが、各４ビットの信号系列をどの信号点にマッピングするかは任意である。但し、上述した式（１）〜（３）を用いて１６ＱＡＭのシンボルを生成した場合、図８を参照すると、各送信ビットｂ０、ｂ１、ｂ２、ｂ３の情報（すなわちビット値が０又は１のいずれであるか）は、信号空間上でＩ軸又はＱ軸の片方に乗せられていることが分る。例えば、ｙ１の場合、ビットｂ０及びｂ２については、Ｉ軸成分だけをみれば（すなわちＩ軸上の基準レベル値（±１、±３）と比較するだけで）、ビット値が０又は１であるかを判定することができる。同様に、ビットｂ１及びｂ３では、Ｑ軸成分だけをみれば（すなわちＱ軸上の基準レベル値（±１、±３）と比較するだけで）、ビット値が０又は１であるかを判定することができる。
【００５６】
ここで、受信シンボルには、伝搬路の歪みによるインパルス応答及び位相回転量で振幅と回転がそれぞれ与えられている。このため、送信シンボルでは各ビットの情報がＩ軸又はＱ軸のいずれか一方に載せられていても、受信シンボルでは伝搬路での位相回転量に応じて各ビットの情報はＩ軸成分とＱ軸成分に分離されてしまう。
【００５７】
そこで、本発明では、ＱＡＭ受信を行なう際に、まず伝搬路歪みによる位相回転量を求め、受信シンボルをこの位相回転量分だけ逆回転させて伝搬路の回転を補正して、この受信シンボルの各ビットの情報をＩ軸又はＱ軸の片側のみの値で判定するようにした。この場合、受信信号空間上で受信シンボルに最も近い基準シンボルを探索する際に、受信シンボルと各基準シンボルとの複素数の距離計算を行なう必要はなく、Ｉ軸又はＱ軸の片方の値のみの距離判定でよくなり、上式（７）に比べて復調のための演算処理が軽減される。
【００５８】
具体的には、ＯＦＤＭシンボルに含まれているパイロット・シンボルを用いてまず推定インパルス応答ａ１の回転角度を求める。そして、求められた回転角度をデータ・シンボルに適用してａ１分の回転を補正する。シンボルを逆回転させる際にはａｒｃｔａｎを計算する回路を用いることができる。この場合、送信ビットｂ０＝１となる確率を求める式は下式（８）のように表すことができる。
【００５９】
【数５】
2007074618.tif 000008
【００６０】
上式（８）において、ａｒｇ（ｘ）は複素数ｘ＝ａ＋ｊｂの偏角を示し、ａｒｃｔａｎ（ｂ／ａ）の値を示すものとする。複素数では、｜ｘ｜＝｜ｘ×ｅｘｐ（−ｊφ）｜なる関係式が成り立つので、式（８）は式（７）と等価であることが言える。また、送信ビットｂ０＝０の場合や、その他の送信ビットｂ１〜３についても同様の式で表すことができるので、ここでは省略する。
【００６１】
既に述べたように、伝搬路による回転量を補正することで、データ・シンボルの各ビットｂ０〜ｂ３につきそれぞれＩ軸又はＱ軸の片方のみの距離判定により復調を行なうことができる。ａｒｃｔａｎを求める回路、並びに複素数の絶対値を求める回路を簡単にすることができれば、復調処理のための回路規模を大幅に削減することができる。
【００６２】
本発明では、ＣＯＲＤＩＣと呼ばれる複素数演算方法を用いてａｒｃｔａｎと推定インパルス応答の絶対値を同時に求める方式を採用することにより、復調処理回路の簡素化を実現することにした。この場合、ＣＯＲＤＩＣによりａｒｃｔａｎを計算する過程において、パイロット・シンボルで行なった演算の結果をデータ・シンボルにも適用することによって、処理遅延を短縮することができる。
【００６３】
ここで、ＣＯＲＤＩＣという演算方法について説明する。
【００６４】
ＣＯＲＤＩＣ（ＣＯｏｒｄｉｎａｔｅ Ｒｏｔａｔｉｏｎ ＤＩｇｉｔａｌ Ｃｏｍｐｕｔｅｒ）は、ｖｏｌｄｅｒによって１９５９年に論文発表された計算方法であり、主に３角関数や平方根を求めるためによく用いられる。ＣＯＲＤＩＣ自体に関しては、例えば“ＣｏｒｄｉｃＦＡＱ”＜ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｄｓｐｇｕｒｕ．ｃｏｍ／ｉｎｆｏ／ｆａｑｓ／ｃｏｒｄｉｃ．ｈｔｍ＞を参照されたい。
【００６５】
ＣＯＲＤＩＣアルゴリズムは下式に示す通りである。但し、ｋ＝１／２nとする。
【００６６】
【数６】
2007074618.tif 000009
【００６７】
ＣＯＲＤＩＣは、上式（９）と（１０）の繰り返しの処理により演算を行なう。基本的には、ａｒｃｔａｎを求めたい複素数ｈnに（１＋ｊαｋ）なる回転項を乗算していき、ｈnの角度が０度になるまで同じ処理を繰り返し行なう。上式（１０）において、αの項は回転を決める方向を示しており、上式（９）の値が第１象限にあるときには第４象限の方向へ、第４象限にあるときには第１象限の方向へ回転させ、ｈnが実軸の角度０度となるように収束させる。図１６には、繰り返しの演算処理により複素数を実軸上に収束させる様子を示している。
【００６８】
なお、｜（１＋ｊαｋ）｜の値は繰り返した演算の回数だけ乗算されているが、回転方向に依らず、Π｜（１＋ｊαｋ）｜＝１．６４６７６０２５８１…に収束することが知られており、ＣＯＲＤＩＣゲインと呼ばれる。
【００６９】
上式（９）、（１０）からも分るように、ＣＯＲＤＩＣは足し算とビット・シフトのみで構成されるため、乗算やテーブルを使う方式と比較して回路が小さくなるという利点がある。
【００７０】
下表には、ＣＯＲＤＩＣを用いたａｒｃｔａｎの計算結果を示している。同表では、４３＋ｊ２２という複素数のａｒｃｔａｎを計算した例である。表中のｉ＝１５の最右部分に−２７．０９７６９１５８というａｒｃｔａｎの演算結果が示されている。これは、表下ｖｅｒｉｆｉｃ．で示される正しい値に非常に近い値であることが分かる。
【００７１】
【表２】
2007074618.tif 000010
【００７２】
本発明を適用して構成されるＱＡＭ復調回路は、ＯＦＤＭシンボルに含まれているパイロット・シンボルを用いてまず推定インパルス応答ａ１の回転角度を求め、得られた回転角度をデータ・シンボルに適用してａ１分の回転を補正した後、データ・シンボルの各ビットの情報をＩ軸又はＱ軸の片側のみの値で判定する。また、シンボルを逆回転させる際にはａｒｃｔａｎを計算する回路を用いるが、ＣＯＲＤＩＣを用いて、位相補正用のａｒｃｔａｎの計算と、推定インパルス応答の絶対値を同時に求める。さらに、パイロット・シンボルで行なった演算の結果をデータ・シンボルにも適用することにより、処理遅延の短縮を図っている。
【００７３】
図１には、本発明の一実施形態に係るＱＡＭ復調回路の構成例を示している。同図に示す回路は、周波数ダイバーシチを組み合わせたＤＣＭを用いた１６ＱＡＭのＯＦＤＭ受信シンボルを復調するように構成されている。図示の例では、入力として２組のパイロット・シンボル（伝搬路のインパルス応答を示すものとする）ａ１及びａ２と、２組のデータ・シンボルｙ１及びｙ２を想定し、出力として４つのビットの軟判定値を持つ。
【００７４】
ＤＣＭ方式では、同じ情報が２つのキャリアに分けて送信される。同じ情報からなるパイロット・シンボルａ１及びａ２を入力すると、まずシンボル回転部１１において、それぞれのシンボルを第１象限（１ｓｔ  ｑｕａｄｒａｎｔ）へ回転させてから（但し、第１象限にない場合）、ＣＯＲＤＩＣ演算部１２においてＣＯＲＤＩＣ演算を適用して、位相補正用のａｒｃｔａｎの計算と、推定インパルス応答の絶対値を同時に行なう。
【００７５】
続いて、同じ情報からなるデータ・シンボルｙ１及びｙ２を入力すると、同様に、シンボル回転部１１においてシンボルを第１象限（１ｓｔ  ｑｕａｄｒａｎｔ）へ回転させてから（但し、第１象限にない場合）、ＣＯＲＤＩＣ演算部１２においてＣＯＲＤＩＣ演算を適用し、データ・シンボルｙ１及びｙ２について伝搬路における位相回転の補正を行なう。
【００７６】
このとき、シンボル回転部１１では、対応するパイロット・シンボルａ１及びａ２と同じ回転量だけそれぞれのデータ・シンボルｙ１及びｙ２に適用することで、第１象限に回転させるための処理遅延を短縮している。また、ＣＯＲＤＩＣ演算部１２では、対応するパイロット・シンボルａ１及びａ２のＣＯＲＤＩＣ演算でそれぞれ計算されたａｒｃｔａｎを用いてそれぞれのデータ・シンボルｙ１及びｙ２の位相補正を行なうことで、処理遅延を短縮している。
【００７７】
また、基準信号レベル生成部１３では、１６ＱＡＭにおける送信ビットｂ０、ｂ１、ｂ２、ｂ３毎の基準信号点ｓ１及びｓ２から、信号空間のＩＱ各軸でこれら基準信号点の情報が乗せられている座標値を各基準信号レベルとして生成する。Ｉ軸又はＱ軸上での信号点間の距離をｄとすると、１６ＱＡＭにおける基準信号レベルはそれぞれＬ１＝１ｄ及びＬ２＝３ｄの値をとる。さらに、ＣＯＲＤＩＣ演算部１２によりパイロット・シンボルから得られた複素インパルス応答ａ１及びａ２の絶対値とそれぞれ乗算して、距離計算に用いる送信ビット毎の基準信号レベルを得る。
【００７８】
そして、距離計算部１４では、送信ビットｂ０、ｂ１、ｂ２、ｂ３毎に、位相補正後の各データ・シンボルｙ１及びｙ２と基準信号レベルとの距離計算を行なう。位相補正後の各データ・シンボルｙ１及びｙ２はＩ軸又はＱ軸の片方に情報が乗せられた状態なので、この距離計算は、実際には、複素数の距離計算ではなく、Ｉ軸又はＱ軸の片側のみの計算となるので、演算処理が軽減される。
【００７９】
合成処理部１５では、各送信シンボルｙ１及びｙ２について送信ビットｂ０、ｂ１、ｂ２、ｂ３毎に距離計算した結果を合成処理する。２つのサブキャリアの合成方法として、例えば最大比合成や等利得合成、選択合成を選択することができる。
【００８０】
尤度判定部１６では、この合成処理結果から、送信ビットｂ０、ｂ１、ｂ２、ｂ３毎に、ビット値が０並びに１となる確率を求め、尤度判定する。回転終了したデータ・シンボルのＩ軸及びＱ軸の値のうち小さい方を各送信ビットにおける尤度とする。このような処理をＯＦＤＭシンボルの前半と後半に分けられた２つのサブキャリアにわたって行ない、各送信ビットが０及び１となる尤度Ｐｒｏｂ０及びＰｒｏｂ１を求める。そして、式（４）に従ってＰｒｏｂ０からＰｒｏｂ１を引き算する。
【００８１】
ゲイン調整部１７では、ゲイン調整を行ない、これを軟判定による復号結果として出力する。前述したように、ＣＯＲＤＩＣは処理終了後にＣＯＲＤＩＣゲイン（＝１．６４…）と呼ばれる振幅利得が生じることから、最終出力段のゲイン調整部１６でこの利得を正規化している。
【００８２】
上式（８）では、受信シンボルとの距離が最小となる基準シンボルのみを採用して送信ビットの確率を求めているが、図１に示した回路構成では、この式をさらに変形して、各送信ビットについてＩ軸又はＱ軸の片方のみの判定を行なうことによって、復号処理を簡略化している。これは、上式（１）〜（３）に基づいてＤＣＭ変調の信号点マッピングを行なった場合、信号空間上でＩ軸又はＱ軸の片方に乗せられていることから（図８を参照のこと）、複素数の距離を求める必要はなく、片方の軸の値のみを用いて復調を行なうことができるからである。
【００８３】
ＣＯＲＤＩＣにより計算されるａｒｃｔａｎを用いて受信シンボルｙ１及びｙ２の回転補正を行ない、且つ、最小となる受信シンボルと基準シンボルとの距離のみを採用して送信ビットのビット値の確率を求める場合、上式（５）及び（６）は、それぞれ以下の式（１１）及び（１２）のように変形することができる。また、ｂ０＝０又はｂ０＝１を選択する式（４）は下式（１３）のように変形することができる。
【００８４】
【数７】
2007074618.tif 000011
【００８５】
ここで、Ｌ１及びＬ２は実数の値で、送信シンボルｓ１及びｓ２のＩ軸又はＱ軸上での振幅値である。１６ＱＡＭの場合には、Ｌ１＝１ｄ及びＬ２＝３ｄの値をとる。但し、ｄはＩ軸又はＱ軸上での信号点間の距離である。また、その他の送信ビットｂ１〜ｂ３についても同様の式で表すことができるので、ここでは省略する。
【００８６】
ＤＣＭ方式では、同じ情報をＯＦＤＭシンボルの前半と後半の２つのキャリアに分け、異なる１６ＱＡＭマッピングを行なうが、そのときのコンスタレーション特性は図６（ａ）及び（ｂ）に示した通りである。同図において、ｂ０＝１（但し、図６ではｇ［（ｋ）］と表記している）となる信号点配置に着目すると、図６（ａ）においてＩ軸＝３ｄとなる直線上と図６（ｂ）においてＩ軸＝−１ｄとなる直線上には同一の情報（すなわち、１１１１、１１１０、１１０１、１１００）を保持されていることが分かる。同様に、図６（ａ）においてＩ軸＝１ｄとなる直線上と図６（ｂ）においてＩ軸＝３ｄとなる直線上には同一の情報（１０１１、１０１０、１００１、１０００）が保持されていることが分かる。これにより、同一情報を保持している直線同士の組み合わせのみ尤度を計算することで、計算を行なう回数を低減することできる。ここで言う直線には、Ｉ軸上の基準信号レベル±１ｄや±３ｄを通過するＱ軸に平行な直線だけでなく、Ｑ軸上の基準信号レベルを±１ｄや±３を通過するＩ軸に平行な直線も含まれる。
【００８７】
したがって、上式（１１）〜（１３）をさらに下式のように変形することができる。
【００８８】
【数８】
2007074618.tif 000012
【００８９】
図１に示した復調回路の構成では、このような処理を実現するために、まずシンボル回転部１１が入力されたパイロット・シンボルａ１及びａ３を第１象限（又は第４象限）になるように回転させ、同様の処理をデータ・シンボルｙ１及びｙ２に対しても行ない、その後にＣＯＲＤＩＣ演算部１２がａｒｃｔａｎの計算を開始する。ＣＯＲＤＩＣ演算部１２では、データ・シンボルについてＣＯＲＤＩＣ計算を行なう際に、パイロット・シンボルの処理中に得られる回転方向の情報ｋ（上式（１０）を参照のこと）を受け取り、パイロット・シンボルの処理に併せてデータ・シンボルの回転を行なうようにしている。
【００９０】
ＣＯＲＤＩＣアルゴリズムの仕組みは、図１６に示した通りであり、上式（９）と（１０）の繰り返しの処理演算により構成されるが、その回転角度は下式に示すように（１＋ｊｋα）の回転素子の累積値によって表現することができる。
【００９１】
【数９】
2007074618.tif 000013
【００９２】
上式（２１）において、ｋiは上式（１０）における回転方向を表し、θiはａｒｃｔａｎ（αｋi）を示す。ｋiとθiの関係を下表に示しておく。
【００９３】
【表３】
2007074618.tif 000014
【００９４】
このように、図１に示した復調回路では、パイロット・シンボルの処理終了を待つことなく、データ・シンボルの処理を開始することができ、処理遅延を大幅に短縮することができる。また、復調回路としてａｒｃｔａｎの計算結果である角度情報を保持する必要がないので、回路規模の低減となる。
【００９５】
ＣＯＲＤＩＣ処理によって回転終了した時点では、パイロット・シンボルは角度が０度となり、複素数の振幅を示す値を持つ。本発明では、この振幅値を１６ＱＡＭの基準信号の振幅として利用する。これは、上式（１１）及び（１２）中の｜ａ１｜及び｜ａ２｜に相当する。
【００９６】
既に述べたように、合成処理部１５では、２つのサブキャリアの合成方法として、例えば最大比合成や等利得合成、選択合成を選択することができる。例えば、上式（１４）では、片方の軸上の受信シンボルと基準信号レベルとの距離を２乗した後に加算していることから、最大比合成を行なっていると捉えることができる。また、回路規模削減のために、下式（２２）に示すように、２乗の計算を省略することができるが、この場合は等利得合成となる。
【００９７】
【数１０】
2007074618.tif 000015
【００９８】
あるいは、下式（２３）に示すように、ｍａｘ（｜ａ１｜， ｜ａ２｜）を計算し、電力の高いサブキャリアのみ復調することによって、選択合成を行なうことができる。
【００９９】
【数１１】
2007074618.tif 000016
【０１００】
これまでは、ＭＢ−ＯＦＤＭ通信方式において、ＤＣＭにより周波数ダイバーシチが適用されている場合の１６ＱＡＭマッピングされた受信信号の復調処理について説明してきたが、ＤＣＭ方式自体は本発明に必須の事項ではない。また、ＤＣＭをやめて、単純なＱＡＭ伝送を行なうことにより、さらなる高速伝送（例えば９６００Ｍｂｐｓ）を行なうことができる。下表には、ＤＣＭを廃止して高速伝送モードを追加したときの伝送レートと、各伝送レートにおいて割り当てられている変調方式、符号化率Ｒなどをまとめている。
【０１０１】
【表４】
2007074618.tif 000017
【０１０２】
上表において、下から３段目までの伝送レート６４０〜９６０Ｍｂｐｓの部分が高速伝送モードに相当する。本発明は通常の１６ＱＡＭにも適用することができ、ＭＢ−ＯＦＤＭに適応した場合には、最大９６０Ｍｂｐｓ伝送が可能になる。
【０１０３】
図２には、ＤＣＭを行なわず、単純な１６ＱＡＭ伝送を行なう場合のＱＡＭ復調回路の構成例を示している。図示の例では、入力として１組のパイロット・シンボル（伝搬路のインパルス応答を示すものとする）ａ１と、１組のデータ・シンボルｙ１を想定し、出力として４つのビットの軟判定値を持つ。
【０１０４】
パイロット・シンボルａ１を入力すると、まずシンボル回転部２１において、当該シンボルを第１象限（１ｓｔ  ｑｕａｄｒａｎｔ）へ回転させてから（但し、第１象限にない場合）、ＣＯＲＤＩＣ演算部２２においてＣＯＲＤＩＣ演算を適用して、位相補正用のａｒｃｔａｎの計算と、推定インパルス応答の絶対値を同時に行なう。
【０１０５】
続いて、データ・シンボルｙ１を入力すると、同様に、シンボル回転部２１においてシンボルを第１象限（１ｓｔ  ｑｕａｄｒａｎｔ）へ回転させてから（但し、第１象限にない場合）、ＣＯＲＤＩＣ演算部２２においてＣＯＲＤＩＣ演算を適用し、データ・シンボルｙ１について伝搬路における位相回転の補正を行なう。ＣＯＲＤＩＣ処理によって回転終了した時点では、パイロット・シンボルは角度が０度となり、複素数の振幅を示す値を持ち、この振幅値を１６ＱＡＭの基準信号の振幅として利用する。
【０１０６】
このとき、シンボル回転部２１では、パイロット・シンボルａ１と同じ回転量だけそれぞれのデータ・シンボルｙ１に適用することで、第１象限に回転させるための処理遅延を短縮している。また、ＣＯＲＤＩＣ演算部２２では、パイロット・シンボルａ１のＣＯＲＤＩＣ演算で計算されたａｒｃｔａｎを用いてデータ・シンボルｙ１の位相補正を行なうことで、処理遅延を短縮している。すなわち、パイロット・シンボルの処理終了を待つことなく、データ・シンボルの処理を開始することができ、処理遅延を大幅に短縮することができる。また、復調回路としてａｒｃｔａｎの計算結果である角度情報を保持する必要がないので、回路規模の低減となる。
【０１０７】
また、基準信号レベル生成部２３では、１６ＱＡＭにおける送信ビットｂ０、ｂ１、ｂ２、ｂ３毎の基準信号点ｓ１から、信号空間のＩＱ各軸で基準信号点の情報が乗せられている座標値を各基準信号レベルとして生成する。Ｉ軸又はＱ軸上での信号点間の距離をｄとすると、１６ＱＡＭにおける基準信号レベルはそれぞれＬ１＝１ｄ及びＬ２＝３ｄの値をとる。さらに、ＣＯＲＤＩＣ演算部２２によりパイロット・シンボルから得られた複素インパルス応答ａ１の絶対値と乗算して、距離計算に用いる送信ビット毎の基準信号レベルを得る。
【０１０８】
そして、距離計算部２４では、送信ビットｂ０、ｂ１、ｂ２、ｂ３毎に、位相補正後のデータ・シンボルｙ１と基準信号レベルとの距離計算を行なう。位相補正後の各データ・シンボルｙ１はＩ軸又はＱ軸の片方に情報が乗せられた状態なので、この距離計算は、実際には、複素数の距離計算ではなく、Ｉ軸又はＱ軸の片側のみの計算となるので、演算処理が軽減される。
【０１０９】
尤度判定部２５では、この距離計算結果から、送信ビットｂ０、ｂ１、ｂ２、ｂ３毎に、ビット値が０並びに１となる確率を求め、尤度判定する。回転終了したデータ・シンボルのＩ軸及びＱ軸の値のうち小さい方を各送信ビットにおける尤度とする。このような処理を２つのサブキャリアにわたって行ない、各送信ビットが０及び１となる尤度Ｐｒｏｂ０及びＰｒｏｂ１を求める。そして、式（４）に従ってＰｒｏｂ０からＰｒｏｂ１を引き算する。
【０１１０】
最終出力段のゲイン調整部２６では、前述したように、ＣＯＲＤＩＣ処理終了後に生じるＣＯＲＤＩＣゲインと呼ばれる振幅利得を正規化し、これを軟判定による復号結果として出力する。
【０１１１】
図２に示した回路構成によれば、各送信ビットについてＩ軸又はＱ軸の片方のみの距離判定を行なうことによって、復号処理を簡略化している。これは、上式（１）〜（３）に基づいてＤＣＭ変調の信号点マッピングを行なった場合、信号空間上でＩ軸又はＱ軸の片方に乗せられていることから（図８を参照のこと）、複素数の距離を求める必要はなく、片方の軸の値のみを用いて復調を行なうことができるからである。この場合、ＣＯＲＤＩＣにより計算されるａｒｃｔａｎを用いて受信シンボルｙ１の回転補正を行ない、且つ、片方の軸上で最小となる受信シンボルと基準シンボルとの距離のみを採用して送信ビットのビット値の確率を求めることができる。
【産業上の利用可能性】
【０１１２】
以上、特定の実施形態を参照しながら、本発明について詳解してきた。しかしながら、本発明の要旨を逸脱しない範囲で当業者が該実施形態の修正や代用を成し得ることは自明である。
【０１１３】
本明細書では、ＭＢ−ＯＦＤＭ通信方式において、ＤＣＭにより周波数ダイバーシチが適用されている場合の１６ＱＡＭマッピングされた受信信号の復調処理を中心に説明してきたが、本発明の要旨はこれに限定されるものではない。ＤＣＭ方式を用いない１６ＱＡＭ、並びにその他のＱＡＭに対しても同様に本発明を適用することができる。勿論、１次変調としてＯＦＤＭ変調を用いない場合であっても、本発明を適用することができる。
【０１１４】
要するに、例示という形態で本発明を開示してきたのであり、本明細書の記載内容を限定的に解釈するべきではない。本発明の要旨を判断するためには、特許請求の範囲を参酌すべきである。
【図面の簡単な説明】
【０１１５】
【図１】図１は、本発明の一実施形態に係るＱＡＭ復調回路の構成例を示した図である。
【図２】図２は、ＤＣＭを行なわず、単純な１６ＱＡＭ伝送を行なう場合のＱＡＭ復調回路の構成例を示した図である。
【図３】図３は、マルチバンドＯＦＤＭ＿ＵＷＢ通信方式（以下、「ＭＢ−ＯＦＤＭ」とする）において規定されている周波数割り当て例を示した図である。
【図４】図４は、ＭＢ−ＯＦＤＭにおいて、時間軸のＯＦＤＭシンボルに対して周波数ホッピングしながらデータ伝送を行なう様子を示した図である。
【図５】図５は、ＯＦＤＭシンボルのサブキャリア配置を示した図である。
【図６】図６は、ＤＣＭ変調方式のコンスタレーションを示した図である。
【図７】図７は、ＤＣＭ方式におけるサブキャリア配置を示した図である。
【図８】図８は、送信信号空間と送信ビットの関係を示した図である。
【図９】図９は、１６ＱＡＭの受信シンボルを復調する様子を示した図である。
【図１０】図１０は、１６ＱＡＭの受信シンボルを復調する様子を示した図である。
【図１１】図１１は、１６ＱＡＭの受信シンボルを復調する様子を示した図である。
【図１２】図１２は、１６ＱＡＭの受信シンボルを復調する様子を示した図である。
【図１３】図１３は、１６ＱＡＭの受信シンボルを復調する様子を示した図である。
【図１４】図１４は、１６ＱＡＭマッピングされた受信シンボルをＬＬＲにより復調処理するための回路構成を概略的に示した図である。
【図１５】図１５は、式（７）を用いて１６ＱＡＭマッピングされた受信シンボルを復調処理するための回路構成を概略的に示した図である。
【図１６】図１６は、ＣＯＲＤＩＣによる繰り返しの演算処理により複素数を実軸上に収束させる様子を示した図である。
【符号の説明】
【０１１６】
１１…シンボル回転部
１２…ＣＯＲＤＩＣ演算部
１３…基準信号レベル生成部
１４…距離計算部
１５…合成処理部
１６…尤度判定部
１７…ゲイン調整部
２１…シンボル回転部
２２…ＣＯＲＤＩＣ演算部
２３…基準信号レベル生成部
２４…距離計算部
２５…尤度判定部
２６…ゲイン調整部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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