(57)【要約】【課題】  トラッキング時における磁気ヘッドの位置決め制御の高精度化とシーク時間の短縮によるアクセスの高速化を同時に達成可能にするボイスコイルモータの駆動制御技術を提供する。【解決手段】  磁気ヘッドを移動させるボイスコイルモータ（１０８）と、該ボイスコイルモータの駆動電流をＰＷＭ方式で駆動しコイルの電流を検出してフィードバック制御することにより上記磁気ヘッドの位置決め制御を行なうボイスコイルモータ駆動回路（１１０）とを有する磁気ディスク記憶装置において、上記ボイスコイルモータのコイル電流を検出するアンプ（１１３）の出力をサンプル・ホールドせずに誤差アンプ（１１４）に供給する。また、ＰＷＭ駆動時にボイスコイルモータのコイルの端子に印加される駆動電圧のスルーレートを制御する回路（ＰＷＭコンパレータ）を設けるようにした。【選択図】  図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ボイスコイルモータのコイルの両端子に印加する駆動電圧を生成する出力回路と、
前記コイルと直列に接続された電流検出用抵抗の端子間電圧を検出して前記コイルに流れる電流の大きさを検出する電流検出回路と、
ＰＷＭ動作中、連続信号を出力する該電流検出回路の出力と制御装置からの電流指令値との電位差に応じた電圧を生成する誤差アンプとを備えたボイスコイルモータ駆動回路であって、
前記誤差アンプの出力に応じて前記出力回路により前記コイルの端子を前記ＰＷＭ制御で駆動して電流を流すモードを有し、
前記コイルの駆動電圧のスルーレートがプログラミング可能に構成されており、前記ＰＷＭ駆動によって発生する前記電流検出回路の出力変動が制御可能に構成されていることを特徴とするボイスコイルモータ駆動回路。
【請求項２】
請求項１において、前記電流検出用抵抗の一方に接続された第１端子と、前記コイルの一方に接続された第２端子と、前記第１及び第２端子を前記ＰＷＭ制御で駆動する第１モードと、前記第１端子をリニア制御で駆動し前期第２端子を前記ＰＭＷ制御で駆動する第２モードとを有し、
前記電流検出用抵抗の他方と前記コイルの他方が接続されることを特徴とするボイスコイルモータ駆動回路。
【請求項３】
請求項２において、前記誤差アンプの出力を反転する反転回路と、前記誤差アンプの出力と所定の周波数の波形信号とを比較してソース電流またはシンク電流を出力する第１コンパレータと、前記反転回路の出力と所定の周波数の波形信号とを比較してソース電流またはシンク電流を出力する第２コンパレータとを備え、前記出力回路は前記第１コンパレータおよび第２コンパレータの出力電流に応じて、前記第１及び第２端子または前記第１端子に印加される駆動電圧を生成することを特徴とするボイスコイルモータ駆動回路。
【請求項４】
ボイスコイルモータのコイルの両端子に印加する駆動電圧を生成する出力回路と、
前記コイルと直列に接続された電流検出用抵抗の端子間電圧を検出して前記コイルに流れる電流の大きさを検出する電流検出回路と、
ＰＷＭ動作中、連続信号を出力する該電流検出回路の出力と制御装置からの電流指令値との電位差に応じた電圧を生成する誤差アンプとを備え、
前記誤差アンプの出力に応じて前記出力回路により前記コイルの端子をＰＷＭ制御で駆動して電流を流すことが可能なボイスコイルモータ駆動回路であって、
前記誤差アンプの出力端子と基準電位点との間には、直列接続の抵抗および第１の容量を有する位相補償回路が設けられ、前記直列接続の抵抗および第１の容量と並列に第２の容量が接続されており、前記第２の容量に前記ＰＷＭ駆動によって発生する前記電流検出回路の変動信号が流れることを特徴とするボイスコイルモータ駆動回路。
【請求項５】
請求項４において、前記電流検出用抵抗の一方に接続された第１端子と、前記コイルの一方に接続された第２端子と、前記第１及び第２端子を前記ＰＷＭ制御で駆動する第１モードと、前記第１端子をリニア制御で駆動し前記第２端子を前記ＰＭＷ制御で駆動する第２モードとを有し、
前記電流検出用抵抗の他方と前記コイルの他方が接続されることを特徴とするボイスコイルモータ駆動回路。
【請求項６】
ボイスコイルモータのコイルの両端子に印加する駆動電圧を生成する出力回路と、
前記コイルと直列に接続された電流検出用抵抗の両端子間電圧を検出して前記コイルに流れる電流の大きさを検出する電流検出回路と、
ＰＷＭ動作中、連続信号を出力する該電流検出回路の出力と制御装置からの電流指令値との電位差に応じた電圧を生成する誤差アンプとを備え、
前記誤差アンプの出力に応じて前記出力回路により前記コイルの端子をＰＷＭ制御で駆動して電流を流すことが可能なボイスコイルモータ駆動回路であって、
前記電流検出用抵抗の一方に接続された第１端子と、前記コイルの一方に接続された第２端子と、前記第１及び第２端子を前記ＰＷＭ制御する第１モードと、前記第１端子をリニア制御で駆動し前期第２端子を前記ＰＭＷ制御で駆動する第２モードと、前記第１及び第２端子を前記リニア制御で駆動する第３モードとを有し、前記電流検出用抵抗の他方と前記コイルの他方が接続され、前記制御装置から供給されるモードを指示する情報に応じて前記第１〜第３モードのいずれかが選択されることを特徴とするボイスコイルモータ駆動回路。
【請求項７】
回転駆動される磁気記憶ディスク上の記憶トラックに対して情報のリードを行なう磁気ヘッドと、この磁気ヘッドを上記ディスク上にて移動させるボイスコイルモータと、前記ボイスコイルモータのコイルに流れる電流を監視しながら前記コイルの駆動電流をフィードバック制御することにより上記磁気ヘッドの移動を行なう一つの半導体基板上に形成されたボイスコイルモータ駆動回路とを有する磁気ディスク記憶装置であって、
前記ボイスコイルモータ駆動回路は、前記コイルと直列に接続された電流検出用抵抗の端子間電圧を検出して前記コイルに流れる電流の大きさを検出する電流検出回路と、ＰＷＭ動作中、連続信号を出力する該電流検出回路の出力と制御装置からの電流指令値との電位差に応じた電圧を生成する誤差アンプと、前記ボイスコイルモータのコイルの両端子をＰＷＭ制御で駆動する第１モードと、前記コイルの両端子をそれぞれリニア制御で駆動する第２モードとを備え、前記磁気ヘッドが記憶トラックを跨いで移動するシーク時に前記第１モードが実行され、前記磁気ヘッドが隣接する記憶トラックを順次走査するトラッキング時に前記第２モードが実行されることを特徴とする磁気ディスク記憶装置。
【請求項８】
請求項７において、前記電流検出用抵抗の一方に接続された第１端子と、前記コイルの一方に接続された第２端子と、前記第１端子をリニア制御で駆動し前期第２端子を前記ＰＭＷ制御で駆動する第３モードとを有し、
前記電流検出用抵抗の他方と前記コイルの他方が接続され、前記第１モードにおいて前記第１及び第２端子を前記ＰＷＭ制御で駆動し、前記第２モードにおいて前記第１及び第２端子を前記リニア制御で駆動することを特徴とする磁気ディスク記憶装置。
【請求項９】
請求項８において、
前記ボイスコイルモータ駆動回路は、前記誤差アンプの出力を反転する反転回路と、前記誤差アンプの出力と所定の周波数の三角波とを比較してソース電流またはシンク電流を出力する第１コンパレータと、前記反転回路の出力と所定の周波数の三角波とを比較してソース電流またはシンク電流を出力する第２コンパレータとを備え、
前記出力回路は前記第１コンパレータおよび第２コンパレータの出力電流に応じて、前記第１及び第２端子または前記第１端子に印加される駆動電圧を生成することを特徴とする磁気ディスク記憶装置。
【請求項１０】
請求項７において、前記誤差アンプの出力端子と基準電位点との間には、直列接続の抵抗および第１の容量からなる位相補償回路が設けられ、前記直列接続の抵抗および第１の容量と並列に第２の容量が接続されており、前記第２の容量に前記ＰＷＭ駆動によって発生する前記電流検出回路の変動信号が流れることを特徴とする磁気ディスク記憶装置。
【請求項１１】
請求項７において、前記上位の制御装置との間でデータの送受信を行なう入出力ポートを備え、該入出力ポートには前記制御装置から供給されるモードを指示する情報を保持するレジスタが設けられていることを特徴とする磁気ディスク記憶装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、磁気ディスク記憶装置の制御技術、さらには、回転駆動される磁気記憶ディスク上の記憶トラックに対して情報のリード／ライトを行なう磁気ヘッドを移動させるボイスコイルモータの制御技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
磁気ディスク記憶装置は、回転駆動される磁気記憶ディスク上の記憶トラックに対して情報のリード／ライトを行なう磁気ヘッドと、この磁気ヘッドを上記ディスク上にて移動させるボイスコイルモータと、上記磁気ヘッドのリード状態を監視しながら上記ボイスコイルモータの駆動電流を制御することにより上記磁気ヘッドの位置決めを行なうボイスコイルモータ駆動制御装置を有する。
【０００３】
磁気ディスク記憶装置の情報記憶密度は年々高められているが、これに伴って磁気ヘッドの位置決め制御も非常に高精度が要求されるようになってきた。そこで、上記ボイスコイルモータの駆動電流を当該駆動電流の検出値に基づいてフィードバック制御することにより上記磁気ヘッドの位置決めを行なう。そして、その磁気ヘッドを移動させるボイスコイルモータの駆動には、一般に、ボイスコイルモータの駆動電流量を連続的に変化させるリニア駆動方式が採用されていた。
【０００４】
しかしながら、磁気ディスク記憶装置では記憶の高密度化とともにアクセスの高速化も要求されている。高速アクセスを実現するためには磁気ヘッドを所定の記憶トラックまで移動させる時間いわゆるシーク時間を短縮させなければならないが、そのためにはボイスコイルモータの駆動電流を増大させる必要がある。しかし、ボイスコイルモータ駆動電流を増大させると、その駆動電流をリニアに制御するための電力損失が増大し、これに伴って発熱量が増大する。このシーク時の発熱は磁気ヘッドや磁気記憶ディスクの動作や特性等に悪影響を及ぼし、これにより、例えばリード／ライトエラーが生じやすくなるなどの弊害が生じる。
【０００５】
そこで、上記ボイスコイルモータ駆動電流の量を連続的に変化させる代わりに、駆動電流の通電／非通電時間比を変化させるパルス幅変調制御（以下、ＰＷＭ制御と呼ぶ）を行なうパルス駆動方式を適用したボイスコイルモータ駆動装置に関する発明が提案されている（特許文献１）。また、このＰＷＭ駆動方式において用いられる電流検出用アンプの持つＣＭＲＲ（同相入力電圧除去比）が有限の値であるため、負荷であるコイルの端子に印加される駆動電圧が上下に変動する際に電流検出用アンプの出力にノイズが発生するという課題がある。そこで、この課題を改善するため、ＰＷＭ駆動の１周期の中間点でコイルに流れる電流をサンプル・ホールドして電流検出を行なうようにした発明が提案されている（特許文献２）。
【０００６】
しかし、ＰＷＭ駆動方式は電力損失の低減による発熱量抑制に有効であるが、サンプル・ホールドして電流検出を行なうようにしたとしても、リニア駆動方式に比べて磁気ヘッドの移動量が小さいトラッキング時での磁気ヘッドの位置決め精度を十分に保証することが難しいという課題がある。そこで、位置決め制御精度が気にならないシーク動作時にはＰＷＭ駆動を行ない、高い位置決め精度が要求されるトラッキング時にはボイスコイルモータをリニア制御で駆動するようにした発明が提案されている（特許文献３）。
【０００７】
また、ＰＷＭ駆動方式には、駆動電圧をパルス制御することに伴って生じるＥＭＩ（電磁干渉）ノイズが磁気ヘッドや配線に飛び込むなどして、位置情報のリードエラーを誘発しトラッキングミスが生じるおそれが高くなるという不具合がある。これを改善するため、シーク時にＰＷＭ駆動を行なう際に、コイルの一方の端子をＰＷＭ駆動し、他方の端子をリニア駆動することで、ＥＭＩノイズの低減を図るようにした発明も提案されている（特許文献４）。
【特許文献１】米国特許第５９１７７２０号
【特許文献２】米国特許第６０６１２５８号
【特許文献３】特開２００２−３５８７４２号公報
【特許文献４】特開２００３−０５２１９４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
特許文献３に記載の発明も特許文献４に記載の発明も、電流検出にサンプル・ホールド方式を用いているため、サンプリングタイミングのずれによる電流検出誤差が発生するという不具合がある。また、ボイスコイルモータ駆動回路とＰＷＭ駆動方式のスピンドルモータ駆動回路とが同一の半導体チップ上に形成されるような場合、ボイスコイルモータ駆動回路におけるＰＷＭ駆動のサンプリングの際にスピンドルモータ駆動回路のノイズを拾って電流検出誤差が発生してしまい、位置決め精度の低下を招く。
【０００９】
具体的には、図１０に符号Ｔ２で示されているように、サンプリングクロックＳＣＫのタイミングと例えばスピンドルモータ駆動回路のＵ相の立ち上がりのタイミングが一致すると、ホールド後の電流センスアンプの出力が高くなってしまう。その結果、ボイスコイルモータのコイル電流Ｉvcmが、図１０（Ｅ）のように不定期変動を起こす。図１０の場合、タイミングＴ１では、サンプリングクロックＳＣＫのタイミングとＵ相の立ち上がり、立ち下がりのタイミングが一致していないため、Ｉvcmは不定期変動を起こさない。
【００１０】
さらに、サンプリングタイミングの遅延によって、図１１（Ａ）のように、ＰＷＭ駆動時の電流検出用アンプのゲイン周波数特性とリニア駆動時の電流検出用アンプのゲイン周波数特性とがずれてしまう。図１１（Ａ）において、符号ＡはＰＷＭ駆動時の電流検出用アンプのゲイン周波数特性、符号Ｂはリニア駆動時の電流検出用アンプのゲイン周波数特性である。図１１（Ａ）より、ＰＷＭ駆動時の電流検出用アンプのゲイン周波数特性は、３５ｋＨｚ付近にゲインピークを有することが分かる。このような周波数特性のずれがあると、シーク時のＰＷＭ駆動からトラッキング時のリニア駆動に切り替える際のセトリングタイムが長くなるという不具合がある。
【００１１】
本発明の目的は、ＰＷＭ駆動によるヘッド移動時における磁気ヘッドの位置決め制御の高精度化を可能にするボイスコイルモータの駆動制御技術を提供することにある。
【００１２】
本発明の他の目的は、ボイスコイルモータ駆動回路とスピンドルモータ駆動回路とが同一の半導体チップ上に形成されるような場合にも、磁気ヘッドの位置決め制御の高精度化を可能にするボイスコイルモータの駆動制御技術を提供することにある。
【００１３】
本発明のさらに他の目的は、シーク時にＰＷＭ駆動を行ないトラッキング時にリニア駆動を行なう場合に、駆動モードを切り替える際のセトリングタイムが長くならないようにすることが可能なボイスコイルモータの駆動制御技術を提供することにある。
本発明の前記ならびにそのほかの目的と特徴は、本明細書の記述および添付図面からあきらかになるであろう。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記のとおりである。
すなわち、磁気ヘッドを移動させるボイスコイルモータと、該ボイスコイルモータの駆動電流をＰＷＭ方式で駆動しコイルの電流を検出してフィードバック制御することにより上記磁気ヘッドの位置決め制御を行なうボイスコイルモータ駆動回路とを有する磁気ディスク記憶装置において、上記ボイスコイルモータのコイル電流を検出するアンプの出力をサンプル・ホールドせずに誤差アンプに供給する。また、ＰＷＭ駆動時にボイスコイルモータのコイルの端子に印加される駆動電圧のスルーレートを制御するスルーレート制御回路を設けるようにした。
【００１５】
上記した手段によれば、コイル電流を検出するアンプの出力をサンプル・ホールドせずに誤差アンプに供給するため、サンプリングタイミングのずれによる電流検出誤差が発生するおそれがない。また、ボイスコイルモータ駆動回路とＰＷＭ駆動方式のスピンドルモータ駆動回路とが同一の半導体チップ上に形成されるような場合にも、ボイスコイルモータ駆動回路におけるＰＷＭ駆動のサンプリングの際にスピンドルモータ駆動回路のノイズを拾ってホールドすることが無いので電流検出誤差が発生することもない。そのため、磁気ヘッドの位置決め制御精度を向上させることができる。一方、サンプル・ホールドしないことにより、ＰＷＭ駆動時にコイル端子電圧のスイングによって電流検出用アンプの出力に変動が生じ、その変動によって制御精度が低下するおそれがあるが、これは、スルーレート制御によって抑制することができる。
【００１６】
ここで、望ましくは、ボイスコイルモータのコイルの一方の端子をＰＷＭ制御で駆動し他方の端子をリニア制御で駆動する第２の駆動モードを設け、この第２の駆動モードでは前記コイルの２つの端子のうち電流検出用抵抗に近い側の端子をリニア駆動する。これにより、２つの端子の両方をリニア駆動する場合よりも少ない電力損失でヘッドを高速で移動させることができるとともに、２つの端子の両方をＰＷＭ制御で駆動する場合よりもノイズの発生を抑えつつヘッドを移動させることができる。また、コイルの２つの端子のうち電流検出用抵抗に近い側の端子をリニア駆動するため、逆の場合よりもＰＷＭ駆動時にコイル端子電圧がスイングされることによって生じる電流検出用アンプの出力の変動を減らし、ヘッドの位置決め制御精度を向上させることができる。
【００１７】
また、ボイスコイルモータのコイルの両端をＰＷＭ制御で駆動する駆動モードを有する磁気ディスク記憶装置において、コイル電流を検出するアンプの出力と電流指令値とに基づいてコイルに流す電流を制御する電圧を生成する誤差アンプの後段に直列の抵抗と容量とからなる位相補償回路を設ける。そして、この位相補償回路の前記直列の抵抗および容量と並列に第２の容量を接続する。これにより、ＰＷＭ駆動でコイル電流検出用アンプの出力に生じるノイズによって誤差アンプの出力に現われる変動を抑制し、磁気ヘッドの位置決め精度の向上を図ることができる。
【００１８】
さらに、望ましくは、ボイスコイルモータのコイルの両端をパルス幅制御で駆動するモード（第１の駆動モード）と、上記コイルの両端をリニア制御で駆動するモード（第２の駆動モード）とを設け、ボイスコイルモータのコイル電流を検出するアンプの出力をサンプル・ホールドせずに誤差アンプに供給するとともに、磁気ヘッドのシーク動作は第１の駆動モードで行ない、トラッキング動作は第２の駆動モードで行なうようにする。
【００１９】
上記した手段によれば、コイル電流を検出するアンプの出力をサンプル・ホールドせずに誤差アンプに供給するため、サンプリングタイミングの遅延により、ＰＷＭ駆動時の電流検出用アンプのゲイン周波数特性とリニア駆動時の電流検出用アンプのゲイン周波数特性とがずれてしまうようなことがない。これにより、シーク時のＰＷＭ駆動からトラッキング時のリニア駆動に切り替える際のセトリングタイムが長くなるのを回避することができる。
【発明の効果】
【００２０】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記のとおりである。
すなわち、本発明に従うと、ＰＷＭ駆動によるヘッド移動時における磁気ヘッドの位置決め制御の高精度化が可能になる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
以下、本発明の好適な実施態様を、図面を参照しながら説明する。
図１は本発明の技術が適用された磁気ディスク記憶装置の概要を示す。
同図に示す磁気ディスク記憶装置は、磁気記憶ディスク１００、該磁気記憶ディスク１００を回転駆動させるスピンドルモータ１０２、上記磁気記憶ディスク１００上の記憶トラックに対して情報のリード／ライトを行なう磁気ヘッド１０６、この磁気ヘッド１０６を上記ディスク１００上にて径方向へ移動させるボイスコイルモータ１０８を有する。さらに、磁気ディスク記憶装置は、上記ボイスコイルモータ１０８を駆動するモータ駆動回路１１０、上記磁気ヘッド１０６の読出信号から位置情報を読み取る信号処理回路（信号処理ＩＣ）２３０、この信号処理回路２３０が読み出した位置情報に基づいて上記モータ駆動回路１１０に駆動電流指令値ＣＲＮＴを送るコントローラ２６０などを有する。特に制限されるものでないが、この実施例では、モータ駆動回路１１０は１個の半導体チップ上に半導体集積回路として構成されている。
【００２２】
ここで、コントローラ２６０は、磁気ディスク記憶装置全体の動作を制御するマイクロコンピュータ（ＣＰＵ）２６１と、このマイクロコンピュータ２６１からの位置指令(目標トラック位置情報)と上記信号処理回路２３０からのヘッド位置情報とに基づいて駆動電流指令値ＣＲＮＴを生成する補償回路２６２を有する。この補償回路２６２が生成した駆動電流指令値ＣＲＮＴは、上述したように、上記モータ駆動回路１１０へ送られる。
【００２３】
モータ駆動回路１１０は、図２に示されているように、コントローラ２６０との間でシリアルにデータの送受信ないしは入出力を行なうシリアルポート１１１と、ＰＷＭ駆動に必要な三角波を生成する三角波生成回路１１２を有する。ボイスコイルモータ１０８は、コイルのインダクタンスＬと内部抵抗ＲLとにより等価回路として表わされている。
【００２４】
また、モータ駆動回路１１０は、ボイスコイルモータ１０８のコイルＬvcmに流される電流を検出する電流検出回路１１３と、コントローラ２６０から送られてくる駆動電流指令値ＣＲＮＴに応じた入力電圧ＶCMINとＰＷＭ動作中において連続的に検出される電流検出回路１１３の検出電圧Ｓoutとの差分を比較して電位差に応じた電圧を出力する誤差アンプ１１４を有する。駆動電流指令値ＣＲＮＴがアナログ信号である場合、ＣＲＮＴ＝ＶCMINであり、ＣＲＮＴがディジタル信号である場合、ＶCMINはＣＲＮＴをＤ／Ａ変換した値を用いる。
【００２５】
電流検出回路１１３は、差動アンプ（以下、電流センスアンプと称する）ＡＭＰ０と入力抵抗Ｒ３，Ｒ５、帰還抵抗Ｒ６などからなり、コイルＬvcmと直列に設けられたセンス抵抗Ｒｓの両端子の電圧を入力とし、端子間電圧を検出することにより電流に比例した検出電圧Ｓoutを出力する。この検出電圧Ｓoutは、図に示されている矢印方向（ＶＣＭＰからＶＣＭＮへ向かう方向）に電流が流れているときにＶrefを基準とする負電圧となり、矢印と逆方向（ＶＣＭＮからＶＣＭＰへ向かう方向）に電流が流れているときに正電圧となるようにされている。これにより、抵抗Ｒ１，Ｒ２を介して入力電圧VCMINと加算されたとき、ＶCMINとＳoutとの差分が誤差アンプ１１４に入力され、Ｖrefと比較される。
【００２６】
さらに、モータ駆動回路１１０は、上記誤差アンプ１１４の出力と三角波生成回路１１２により生成された三角波ＴＲＷとを比較してＰＷＭパルス駆動のための電流を出力するパルス制御回路１１５と、上記誤差アンプ１１４の出力とパルス制御回路１１５の出力電流に従ってボイスコイルモータ１０８に駆動電流を流すＶＣＭドライバ１１６を有する。
【００２７】
また、モータ駆動回路１１０には、上記の他に、コントローラ２６０からシリアルポート１１１に送られて来た制御コードに基づいて生成されたモード制御信号ＭＯＤＥをラッチするフリップフロップ１１７が設けられている。さらに、該モード制御信号ＭＯＤＥと片側ＰＷＭ駆動を行なうか否か示す第２モード制御信号SGLPWMとを入力とするＡＮＤゲート１１８、誤差アンプ１１４の後段に接続された位相補償回路１１９などが設けられている。位相補償回路１１９は、直列の抵抗Ｒｘと容量Ｃｘおよびこれらと並列に設けられた容量Ｃｘ２とからなり、これらの素子には外付け素子が用いられている。
【００２８】
なお、コントローラ２６０から上記駆動電流指令値がディジタル信号として送られてくる場合、モータ駆動回路１１０にはディジタル駆動電流指令値をアナログ駆動電流指令値に変換するＤ／Ａ変換器が設けられる。また、モータ駆動回路１１０は、ボイスコイルモータ１０８のコイルに誘起される逆起電圧を検出する逆起電圧検出回路や、該逆起電圧検出回路により検出された逆起電圧をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換回路、上記ＶＣＭドライバ１１６が必要とする基準電圧Ｖｒｅｆを発生する基準電圧発生回路が内蔵される場合もある。Ａ／Ｄ変換回路でディジタルデータに変換された逆起電圧は、シリアルポート１１１を介してコントローラ２６０へ送り、コントローラ２６０は受信した逆起電圧からヘッドの移動速度を認識するように構成することができる。
【００２９】
特に制限されるものでないが、コントローラ２６０は移動速度に応じた駆動モードをモータ駆動回路１１０に指令し、上記ＶＣＭドライバ１１６は、指定された駆動モードに従ってボイスコイルモータ１０８を駆動する。具体的には、上記磁気ヘッド１０６の移動量が小さいトラッキング時にはボイスコイルモータ１０８の駆動電流をリニア制御する「リニア駆動モード」が指定されてＶＣＭドライバ１１６によりコイルが駆動される。
【００３０】
また、上記磁気ヘッド１０６の移動量が大きいシーク時には、ボイスコイルモータ１０８のコイルの端子を双方向からＰＷＭ駆動する「両側ＰＷＭ駆動モード」またはコイルの一方の端子をＰＷＭ駆動し他方の端子をリニア駆動する「片側ＰＷＭ駆動モード」が指定される。ＶＣＭドライバ１１６は指定されたモードに応じてコイルを駆動するように構成されている。「両側ＰＷＭ駆動モード」を使用するか「片側ＰＷＭ駆動モード」を使用するかは適用するシステムに応じて決定され、コントローラ２６０がモードを示す情報を出力する。
【００３１】
上記各モードの内容については後に詳しく説明する。シリアルポート１１１には、上記モードを指定する制御コード等を設定するためのレジスタＲＥＧが設けられており、コントローラ２６０がこのレジスタＲＥＧにモード指定コードを設定することにより、いずれかのモードが選択できるように構成されている。また、シリアルポート１１１は、コントローラ２６０からのロードイネーブル信号Dloadが有効レベルである期間に、シリアルクロックＳＣＫに同期してデータＤＡＴＡを取り込むように構成されている。
【００３２】
モータ駆動回路１１０が上述のような構成を備えることにより、磁気ヘッド１０６の移動量が小さいトラッキング時には、ボイスコイルモータの駆動電流がリニア制御されることにより高い位置決め精度を得ることができる。一方、磁気ヘッド１０６の移動量が大きいシーク時には、「両側ＰＷＭ駆動モード」が選択されていると、ボイスコイルモータの駆動電流がコイルの両端子からＰＷＭ制御されることにより、大きな電力損失を伴うことなく磁気ヘッド１０６を高速で移動させることができる。また、「片側ＰＷＭ駆動モード」が選択されていると、ボイスコイルモータの駆動電流がコイルの一方の端子からはＰＷＭ制御されるとともに他方の端子からはリニア制御される。これにより、「リニア駆動モード」と「パルス駆動モード」の中間の電力損失でヘッドが高速移動され、ある程度電力損失を抑えつつ高速で磁気ヘッド１０６を移動させることができる。
【００３３】
これにより、リード／ライトエラーを誘発する発熱やＥＭＩを効果的に低減させながら、トラッキング時における磁気ヘッドの位置決め制御の高精度化とシーク時間の短縮によるアクセスの高速化を共に達成することが可能となる。すなわち、上記磁気ヘッド駆動システムにおいては、磁気ヘッド１０６が所定の記憶トラックをリード／ライト状態でトレースするトラッキング時に「リニア駆動モード」が実行され、上記磁気ヘッド１０６が記憶トラックを跨いで移動するシーク時に「両側ＰＷＭ駆動モード」または「片側ＰＷＭ駆動モード」が実行される。これにより、トラッキング時における磁気ヘッドの位置決め精度の向上を図りつつ、シーク時におけるアクセスの高速化とＥＭＩノイズの抑制をシステムに応じて最適化させることができる。
【００３４】
パルス制御回路１１５は、基準電圧Ｖrefを基準に誤差アンプ１１４の出力ＶＣＴＬを反転して−ＶＣＴＬを出力する反転回路１５０を有する。ここで、反転回路１５０の出力である−ＶＣＴＬは、基準電圧Ｖrefを基準にしてＶＣＴＬに対して負極性という意味で「−」が付けられている。例えば、基準電圧Ｖrefが２Ｖで、ＶＣＴＬが２．５Ｖであれば、−ＶＣＴＬ＝１．５Ｖとなる。パルス制御回路１１５は、さらに誤差アンプ１１４の出力ＶＣＴＬと三角波生成回路１１２により生成された三角波ＴＲＷとを比較してＶＣＭＰ端子をＰＷＭ駆動するための電流を出力する第１ＰＷＭコンパレータ１５１と、反転回路１５０の出力−ＶＣＴＬと三角波ＴＲＷとを比較してＶＣＭＮ端子をＰＷＭ駆動するための電流を出力する第２ＰＷＭコンパレータ１５２とを有する。
【００３５】
第１ＰＷＭコンパレータ１５１および第２ＰＷＭコンパレータ１５２は、非反転入力端子の電位の方が反転入力端子の電位よりも高いときにソース電流を出力し、非反転入力端子の電位の方が反転入力端子の電位よりも低いときにシンク電流（引込み電流）を出力する。このように反転回路１５０とＰＷＭコンパレータ１５１，１５２を設けることにより、一方の出力アンプ１６１の出力ＶＣＭＰと他方の出力アンプ１６２の出力ＶＣＭＮの位相を１８０度ずらして、ボイスコイルモータのコイルＬvcmを両方の端子から駆動できる。
【００３６】
ＶＣＭドライバ１１６は、誤差アンプ１１４の出力ＶＣＴＬと第１ＰＷＭコンパレータ１５１の出力を入力とする第１出力アンプ１６１と、誤差アンプ１１４の出力ＶＣＴＬと第２ＰＷＭコンパレータ１５２の出力を入力とする第２出力アンプ１６２とを有する。この実施例では、上記ＰＷＭコンパレータ１５１と１５２の出力電流がシリアルポート１１１内のレジスタＲＥＧに設定された値に応じて段階的に変化されることにより、コイルの各端子ＶＣＭＰ，ＶＣＭＮの駆動電圧のスルーレートが制御可能に構成されている。
【００３７】
図３には上記ＰＷＭコンパレータ１５１と１５２のより具体的な構成が、また、図４には上記ＶＣＭドライバ１１６を構成する出力アンプ１６１と１６２のより具体的な構成が示されている。ＰＷＭコンパレータ１５１と１５２は同一構成、出力アンプ１６１と１６２も同一の構成であるので、以下、一方の回路１５１と１６１について説明する。
【００３８】
図３に示されているように、上記ＰＷＭコンパレータ１５１は、シリアルポート１１１内のレジスタＲＥＧに設定されたＮビット（Ｎは２以上の整数）のスルーレート設定値ＳＲをアナログ電流Ｉｄに変換するＤ／Ａ変換器ＤＡＣ１を有する。また、ＰＷＭコンパレータ１５１は、Ｄ／Ａ変換器ＤＡＣ１の出力電流Ｉｄを電圧に変換するダイオード接続のＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ１と、Ｍ１とカレントミラー接続されたＭＯＳトランジスタＭ２，Ｍ３を有する。ＭＯＳトランジスタＭ１〜Ｍ３はそれぞれ同一サイズとされ、Ｍ２，Ｍ３にはＭ１のドレイン電流Ｉｄと同一の電流が流されるようになっている。
【００３９】
また、ＰＷＭコンパレータ１５１は、上記ＭＯＳトランジスタＭ２と直列に接続されＭ２からの電流Ｉｄを電圧に変換するダイオード接続のＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ５と、Ｍ５とカレントミラー接続されたＭＯＳトランジスタＭ６を有する。ＭＯＳトランジスタＭ５とＭ６はゲート幅が１：２のようなサイズ比となるように形成され、Ｍ６にはＭ５のドレイン電流Ｉｄの２倍の電流２Ｉｄが流されるようになっている。
【００４０】
さらに、ＰＷＭコンパレータ１５１には、上記ＭＯＳトランジスタＭ５と並列に接続されたＭＯＳトランジスタＭ４と、電圧入力−電圧出力型のコンパレータＣＭＰ１が設けられている。前記誤差アンプ１１４の出力ＶＣＴＬまたはその反転信号−ＶＣＴＬがコンパレータＣＭＰ１の非反転入力端子に、また三角波生成回路１１２により生成された三角波ＴＲＷがコンパレータＣＭＰ１の反転入力端子にそれぞれ入力されている。そして、このコンパレータＣＭＰ１の出力が上記ＭＯＳトランジスタＭ４のゲート端子に印加され、Ｍ４はコンパレータＣＭＰ１の出力に応じてオン状態またはオフ状態にされるように構成されている。
【００４１】
これにより、図３のＰＷＭコンパレータ１５１は、コンパレータＣＭＰ１の出力がロウレベルのときはＭＯＳトランジスタＭ４がオフ状態にされて、Ｍ５にＭ２からの電流Ｉｄがそのまま流され、Ｍ６にその倍の電流２Ｉｄが流される。そのため、トランジスタＭ３の電流Ｉｄとの差分Ｉｄ−２Ｉｄ＝−Ｉｄに相当する電流ＩpwmPを、Ｍ３とＭ６との接続ノードに結合された出力端子より出力する。
【００４２】
ここで、マイナスの電流を出力するということは、電流を引き込むということである。一方、コンパレータＣＭＰ１の出力がハイレベルのときはＭＯＳトランジスタＭ４がオン状態にされてＭ２からの電流ＩｄがＭ４に流され、Ｍ５およびＭ６には電流が流れないようにされるため、Ｍ３の電流Ｉｄとの差分Ｉｄ−０＝Ｉｄに相当する電流ＩpwmPを出力端子へ向かって流す。
【００４３】
上記のように、スルーレート設定値ＳＲに応じてよってＭＯＳトランジスタＭ１に流れる電流Ｉｄが段階的に変化されることにより、出力電流ＩpwmPが段階的に変化可能に構成されている。そして、この出力電流ＩpwmPが段階的に変化されることにより、ＰＷＭ駆動の際に出力電圧波形の傾きが制御可能とされ、スルーレートを小さくすることにより電流検出回路１１３の出力に乗るノイズを低減させることができる。ただし、スルーレートを小さくすると出力ＭＯＳトランジスタにおける電力損失が多くなるので、最適なスルーレートはノイズと電力損失のトレードオフにより決定される。そして、その最適な値は、適用されるシステムによって異なる。
【００４４】
図４に示されているように、出力アンプ１６１は、前記誤差アンプ１１４の出力ＶＣＴＬと基準電圧VCMREFとの電位差を抵抗Ｒ７，Ｒ８（図２参照）の比で分圧した電圧Ｖin(+)と、基準電圧VCMREFとコイル端子ＶＣＭＰの電圧との電位差を抵抗Ｒ９，Ｒ１０（図２参照）の比で分圧した電圧Ｖin(-)とを入力とする初段差動アンプＡＭＰ１を備える。初段差動アンプＡＭＰ１は、Ｖin(+)とＶin(-)の電位差に応じた電流を出力する。
【００４５】
また、出力アンプ１６１は、前記ＡＮＤゲート１１８の出力であるモード制御信号PWM/LINによって制御され、上記初段差動アンプＡＭＰ１の出力またはＰＷＭコンパレータ１５１から出力され出力アンプ１６１に入力される電流ＩpwmPのいずれかを選択する切替えスイッチＳＷ１を備える。ここで、切替えスイッチＳＷ１が初段差動アンプＡＭＰ１の出力を選択するようにされると、出力アンプ１６１はリニア駆動を行なう。また、切替えスイッチＳＷ１がＰＷＭコンパレータ１５１の出力ＩpwmPを選択するようにされると、出力アンプ１６１はＰＷＭ駆動を行なうこととなる。
【００４６】
図４において、Ｍ１１，Ｍ１２はボイスコイルモータのコイルの端子をそれぞれ駆動する出力トランジスタで、それぞれＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴにより構成されている。この２つの出力トランジスタＭ１１，Ｍ１２は正側の電源端子と負側の電源端子との間に、チャネルが直列をなすように接続されており、その中間接続点（ノード）から出力（ＶＣＭＰ）を取り出すプッシュプル方式の出力回路（最終段）を構成する。
【００４７】
上記切替えスイッチＳＷ１の固定側端子には、エミッタ接地型増幅回路を形成するバイポーラトランジスタＱ１のベースが接続されている。このバイポーラトランジスタＱ１は、エミッタが抵抗Ｒ１３を介して接地されるとともに、コレクタが定電流源Ｉ１に接続されて、いわゆるエミッタ接地型増幅回路を形成する。また、ベース・コレクタ間には容量Ｃ１が接続されている。この容量Ｃ１は位相補償を行う積分容量として作用する。
【００４８】
スイッチＳＷ１を介して初段差動アンプＡＭＰ１の出力電流がトランジスタＱ１のベースに入力されると、トランジスタＱ１と容量Ｃ１によるミラー積分回路によってコレクタ電圧Ｖ１が決定される。コレクタ電圧Ｖ１は、入力電流の変化に応じてリニアに変化する。つまり、トランジスタＱ１は、初段差動アンプＡＭＰ１の比較的小信号の出力電流をリニア増幅して電圧信号で出力する。
【００４９】
一方、スイッチＳＷ１を介してＰＷＭコンパレータ１５１の出力電流ＩpwmPがトランジスタＱ１のベースに入力されると、トランジスタＱ１と容量Ｃ１によるミラー積分回路によってコレクタ電圧Ｖ１が決定される。電流ＩpwmPは、一定値である為、トランジスタＱ１のコレクタに現れる電圧Ｖ１は、図５に示すように、電源電圧Ｖｃｃに達するまでほぼ一定の傾き（＝Ｉpwmp／Ｃ1 [Ｖ／s]）で上昇する。そして、このＱ１のコレクタ電圧Ｖ１は、差動アンプＡＭＰ２の非反転入力端子（＋）に入力される。
【００５０】
差動アンプＡＭＰ２は差動電圧入力端子（非反転と反転）と２相電流出力端子（正相と負相）を有するアンプである。この差動アンプＡＭＰ２は、Ｑ１のコレクタ電圧Ｖ１の変化に応じてほぼ直線的に出力電流が変化するように特性が設定されている。つまり、リニア動作するように構成されている。この差動アンプＡＭＰ２の反転入力端子（−）には、回路の出力端子ＯＵＴの電圧すなわちコイルの駆動電圧ＶＣＭＰが抵抗Ｒ１５を介してフィードバックされている。この差動アンプＡＭＰ２とその後段に接続されたアンプＡＭＰ３，ＡＭＰ４および出力トランジスタＭ１，Ｍ２を含めた回路全体は、入力電圧であるコレクタ電圧Ｖ１を利得(=1+R15/R14)で増幅し、Ｖ１の変化に比例して変化する駆動電圧ＶＣＭＰを出力するように構成されている。
【００５１】
これにより、スイッチＳＷ１がＰＷＭコンパレータからの電流ＩpwmPを出力アンプに入力させるように切り替えがなされるＰＷＭ駆動モードにおいては、前述したようにコンパレータの出力電流ＩpwmPの電流値がスルーレート設定値ＳＲによってある値に設定されていると、出力電圧ＶＣＭＰもそのスルーレートに応じた傾きで変化されるようになる。しかも、この実施例では、図３のＰＷＭコンパレータの構成から分かるように、出力電圧ＶＣＭＰの立ち上がりのスルーレートが変化されると、それに応じて立ち下がりのスルーレートも同じように変化される。これによって、ＰＷＭ駆動の出力変化時に後述の電流アンプの出力Ｓoutにのるノイズ（図７(B)参照）も、正側と負側で高さがほぼ同一にされ、誤差アンプ114の出力に接続されている外付け容量Ｃｘ２によって正側と負側が均一に平滑化される。これは、あるＣｘ２の値に対して平滑後のノイズの大きさを最小にできることを意味している。即ち、駆動電流においてＰＷＭ駆動のパルスに同期したノイズの拡大を抑制できる。
【００５２】
次に、図４において上記差動アンプＡＭＰ２と出力トランジスタＭ１１，Ｍ１２との間に設けられているバッファ・アンプＡＭＰ３，ＡＭＰ４を含む回路部分について説明する。
図４に示されているように、差動アンプＡＭＰ２の正相出力（＋）はバッファ・アンプＡＭＰ３の非反転入力端子に入力される。このバッファ・アンプＡＭＰ３の出力電圧は出力トランジスタＭ１１のゲートに印加される。バッファ・アンプＡＭＰ３は、その出力電圧が自分の反転入力端子にフィードバックされることにより、ボルテージフォロワとして動作する。このようなバッファ・アンプを設けているのは、出力トランジスタＭ１１はそのサイズが大きいのでゲート容量も大きく、所望の特性を保持したまま差動アンプＡＭＰ２の出力でＭ１１を直接駆動するには駆動力が足りなくなるためである。
【００５３】
また、この実施例においては、差動アンプＡＭＰ２の正相側出力端子とボイスコイルモータのコイルが接続される出力端子ＯＵＴとの間、つまりバッファ・アンプＡＭＰ３の入力と出力端子ＯＵＴとの間に、抵抗Ｒ１１とＭＯＳトランジスタＭ１５が直列に接続されている。そして、ＭＯＳトランジスタＭ１５のソース側が出力端子ＯＵＴに接続され、ドレイン側は抵抗Ｒ１１を直列に介してバッファ・アンプＡＭＰ３の入力に接続され、ゲートはバッファ・アンプＡＭＰ３の入力に接続されている。
【００５４】
バッファ・アンプＡＭＰ３はボルテージフォロワとして動作するので、ＭＯＳトランジスタＭ１５のゲートと出力トランジスタＭ１１のゲートに印加される電圧は同一となる。これにより、Ｍ１１とＭ１５はカレントミラー回路を構成する。従って、ＭＯＳトランジスタＭ１１とＭ１５のサイズ比をＮとすると、出力トランジスタＭ１１はＭ１５のドレイン電流のＮ倍の電流を流すように駆動される。
【００５５】
同様にして、差動アンプＡＭＰ２の負相出力（−）がバッファ・アンプＡＭＰ４の非反転入力端子に入力され、このアンプＡＭＰ４の出力電圧が出力トランジスタＭ１２のゲートに印加されるようになっている。バッファ・アンプＡＭＰ４はその出力電圧が自分の反転入力端子にフィードバックされることにより、ボルテージフォロワとして動作する。このバッファ・アンプＡＭＰ４の入力と出力端子ＯＵＴとの間にも、抵抗Ｒ１２とＭＯＳトランジスタＭ１６が直列に接続されている。ＭＯＳトランジスタＭ１６のソース側は接地点に接続され、ドレイン側は抵抗Ｒ１２を直列に介してバッファ・アンプＡＭＰ４の入力に接続され、ゲートはバッファ・アンプＡＭＰ４の入力に接続されている。
【００５６】
ここで、ＭＯＳトランジスタＭ１６のゲートと出力トランジスタＭ１２のゲートに印加される電圧は同一であり、上記の場合と同様、Ｍ１２とＭ１６はカレントミラー回路を構成している。従って、出力トランジスタＭ１２は、Ｍ１６のドレイン電流のＭＯＳトランジスタＭ１２とＭ１６のサイズ比をＮとすると、Ｎ倍の電流を流すように駆動される。
【００５７】
トランジスタＭ１５，Ｍ１６と直列に設けられている抵抗Ｒ１１とＲ１２は、パルス駆動モードでＰＷＭコンパレータ１５１から大きな電流ＩpwmPが入力されてトランジスタＭ１５，Ｍ１６に大きな電流が流されるようになると、トランジスタＭ１５，Ｍ１６のゲート・ソース間電圧の上昇速度がダイオード接続によって制限されるのを、Ｍ１５とＭ１６をＯＮ抵抗動作させることによって、防ぐために挿入されている。上記のような作用により、出力アンプ１６１（１６２）は、大振幅動作するパルス駆動モード時には比較的高スルーレートで動作する一方、小振幅動作する出力リニア駆動モード時は比較的低スルーレートで動作する。
【００５８】
さらに、図４の実施例の回路においては、上記抵抗Ｒ１１およびトランジスタＭ１５と直列にスイッチＳＷ３と定電流源Ｉ２が、また抵抗Ｒ１２およびトランジスタＭ１６と直列にスイッチＳＷ４と定電流源Ｉ３が設けられている。そして、上記スイッチＳＷ３，ＳＷ４は、例えばモード切替え信号PWM／LINによってオン、オフされ、リニア駆動モードでヘッドを停止状態に保持するアイドリングの時に電流源Ｉ２，Ｉ３の電流を抵抗Ｒ１３，Ｒ１４へ向かって流すように制御される。リニア駆動モードでは、この電流源Ｉ２，Ｉ３のＮ倍電流がパワーＭＯＳＭ１１とＭ１２のアイドリング電流（貫通電流）となり、出力ＯＵＴのゼロクロス歪みを低減している。即ち、アンプＡＭＰ３, ＡＭＰ４はＡＢ級動作する。尚、アイドリング電流値は比較的小さな値で良い。
ＰＷＭ駆動モードでは、アイドリング電流を流さないように、ＳＷ３とＳＷ４をオープンにしている。このとき、アンプＡＭＰ３,ＡＭＰ４はＢ級動作する。
【００５９】
この実施例では、リニア駆動モード時のアンプＡＭＰ３, ＡＭＰ４はＡＢ級動作させられることにより、出力回路のスイッチングノイズを回避して、ボイスコイルモータの駆動電流を高精度かつ高安定に制御することができる。したがって、ヘッド位置を細かく精密制御するトラッキング移動も高精度かつ高安定に行わせることができる。
ＰＷＭ駆動モードでは、アンプＡＭＰ３, ＡＭＰ４はＢ級動作させられることにより、大振幅、高スルーレートでの貫通電流を回避することができる。
【００６０】
本実施例のモータ駆動回路１１０は、第１モード制御信号MODEと第２モード制御信号SGLPWMに基づいて、コイルの両端子をＰＷＭ駆動する「両側ＰＷＭ駆動モード」、コイルの一方の端子をＰＷＭ駆動し他方をリニア駆動する「片側ＰＷＭ駆動モード」およびコイルの両端子をリニア駆動する「リニア駆動モード」のいずれかが設定される。図６には、各モードが設定された場合のモータ駆動回路１１０内の要部の信号の変化を示すタイミングチャートが示されている。このうち、「両側ＰＷＭ駆動モード」と「片側ＰＷＭ駆動モード」はヘッドのシーク時に使用され、「リニア駆動モード」はトラッキング時に使用される。
【００６１】
図６には、３つの駆動モードが示されているが、一般には、「両側ＰＷＭ駆動モード」と「リニア駆動モード」との組合せ、あるいは「片側ＰＷＭ駆動モード」と「リニア駆動モード」の組合せによって、シーク動作からトラッキング動作に移行するように制御すれば充分である。ただし、図６のような順番で３つの駆動モードを切り替えるようにすることも可能である。
【００６２】
ところで、上記「片側ＰＷＭ駆動モード」であっても、図２の"ＶＣＭＰ"側の端子をＰＷＭ駆動し他方の端子（ＶＣＭＮ）をリニア駆動する方式と、"ＶＣＭＰ"側の端子をリニア駆動し他方の端子（ＶＣＭＮ）をＰＷＭ駆動する方式とが考えられる。
【００６３】
本実施例のボイスコイルモータ駆動回路においては、図６のタイミングチャートの片側ＰＷＭ駆動の期間に示されているように、後者すなわち"ＶＣＭＰ"側の端子をリニア駆動し"ＶＣＭＮ"側の端子をＰＷＭ駆動するようにしている。これは、どちらの方式も、電力損失を抑えつつある程度高速で磁気ヘッドを移動させるという点では同じであるが、電流検出回路１１３の差動アンプ（電流センスアンプ）ＡＭＰ０の出力にのるノイズの点では、本実施例のように、センス抵抗Ｒｓが接続されている"ＶＣＭＰ"側の端子をリニア駆動し、反対の"ＶＣＭＮ"側の端子をＰＷＭ駆動する方が望ましい結果が得られるためである。
【００６４】
具体的には、"ＶＣＭＰ"側の端子をＰＷＭ駆動すると、コイルの両端子電圧はＰＷＭパルスの立ち下がり立ち上がりに連動して大きくスイングされる。この電圧が電流センスアンプに入力されると、電流センスアンプは差動アンプであり同相成分を除去することができるので、理想的な差動アンプであれば出力への影響はないはずであるが、実際の差動アンプは有限のＣＭＲＲを持つため、電流センスアンプの出力にノイズがのってしまい、これが制御精度を低下させる原因となる。
【００６５】
本実施例では、センス抵抗Ｒｓが接続されている"ＶＣＭＰ"側の端子をリニア駆動するようにしているため、上記のようなＰＷＭパルスの立ち下がり立ち上がり時に電流センスアンプのコモンモード電圧は固定され、電流センスアンプの出力にのるノイズを減らすことができる。
【００６６】
また、図２の実施例のボイスコイルモータ駆動回路においては、電流センスアンプの出力と駆動電流指令VCMINとの差分を増幅する誤差アンプ１１４の出力側に設けられている位相補償回路１１９が、直列の抵抗Ｒｘと容量Ｃｘおよびこれらと並列に設けられた容量Ｃｘ２とから構成されている。これにより、ＰＷＭ駆動時における誤差アンプ１１４の出力のノイズを有効に抑えることができる。
【００６７】
図７には、両側ＰＷＭ駆動時におけるコイル駆動電圧ＶＣＭＰ，ＶＣＭＮと、電流センスアンプ１１３の出力Ｓｏｕｔと、誤差アンプ１１４の出力ＶＣＴＬ、コイルに流れる電流Ｉvcmの変化の様子が示されている。図７（Ａ），（Ｂ）より、コイル駆動電圧ＶＣＭＰ，ＶＣＭＮの立ち上がりと立ち下がりに応じて電流センスアンプ１１３の出力Ｓｏｕｔにノイズが現れる様子が分かる。このノイズは、コイル駆動電圧ＶＣＭＰ，ＶＣＭＮのスルーレートに比例しており、本実施例のようなスルーレート制御をしない場合における電流センスアンプ１１３の出力Ｓｏｕｔには、図７（Ｂ）に破線で示すように比較的大きなノイズが現われ、その結果、誤差アンプ１１４の出力ＶＣＴＬにノイズがのってしまう。
【００６８】
これに対し、本実施例を適用してスルーレート制御を行なった場合には、図７（Ｂ）に実線で示すようにノイズが低減される。電流センスアンプ１１３の出力Ｓｏｕｔにノイズがのると、本来なら誤差アンプ１１４の出力ＶＣＴＬにそのままノイズが現われてしまう。これに対し、本実施例においては、直列の抵抗Ｒｘと容量Ｃｘおよびこれらと並列に設けられた容量Ｃｘ２とから構成された位相補償回路１１９が、誤差アンプ１１４の出力側に設けられているため、図７（Ｃ）に実線で示すように誤差アンプ１１４の出力のノイズを有効に抑えることができる。
【００６９】
図７（Ｃ）には、位相補償回路１１９に容量Ｃｘ２がない場合、つまり位相補償回路１１９が直列の抵抗Ｒｘと容量Ｃｘからなる場合の誤差アンプ１１４の出力波形を破線で示す。前述の特許文献３に記載の発明では、誤差アンプ１１４の出力側に設けられている位相補償回路１１９は直列の抵抗Ｒｘと容量Ｃｘのみから構成され、並列の容量Ｃｘ２が設けられていなかった。従って、図７（Ｃ）の破線は、特許文献３に記載の発明における誤差アンプの出力波形を表わしているとみなすことができる。図７（Ｃ）の実線と破線を比較すると、位相補償回路１１９に並列の容量Ｃｘ２を設けるだけで、誤差アンプ１１４の出力のノイズを有効に抑えることができることが分かる。
【００７０】
図８には、位相補償回路１１９の周波数特性を示す。横軸が周波数、縦軸はゲインである。図８において、実線は直列の抵抗Ｒｘと容量Ｃｘおよびこれらと並列に設けられた容量Ｃｘ２とから構成された本実施例の位相補償回路１１９の周波数特性、破線は並列の容量Ｃｘ２を持たず直列の抵抗Ｒｘと容量Ｃｘのみから構成された位相補償回路の周波数特性である。
【００７１】
図８より、並列容量Ｃｘ２を持たない場合には破線のような特性であるものが、並列容量Ｃｘ２を設けることで、新たに、ｆ２＝１／２π・Ｃx2・Ｒｘに極を有する実線のような特性を有するようになることが分かる。この極の周波数ｆ２が、ＰＷＭの駆動周波数よりも低くなるように、Ｃx2，Ｒｘの値を設定してやれば、ＰＷＭ駆動によって電流センスアンプ１１３を通して誤差アンプ１１４の出力にのるノイズを低減することができる。
【００７２】
以上説明したように、本実施例のボイスコイルモータ駆動回路においては、ボイスコイルモータのコイル電流を検出する電流センスアンプ１１３の出力をサンプル・ホールドせずに誤差アンプ１１４に供給するようにしている。これにより、サンプリングタイミングのずれによって電流検出誤差が発生するようなことがない。また、電流センスアンプの出力をサンプル・ホールドしないため、ボイスコイルモータ駆動回路がＰＷＭ駆動方式のスピンドルモータ駆動回路と同一の半導体チップ上に形成されるような場合、ボイスコイルモータ駆動回路におけるＰＷＭ駆動のサンプリングの際にスピンドルモータ駆動回路のノイズを拾って電流検出誤差が発生して、制御精度が低下してしまうようなことがない。
【００７３】
具体的には、電流センスアンプの出力をサンプル・ホールドするようにしたモータ駆動回路においては、図１０に符号Ｔ２で示されているように、サンプリングクロックＳＣＫのタイミングと例えばスピンドルモータ駆動回路のＵ相の立ち上がりのタイミングが一致すると、ホールド後の電流センスアンプ出力が高くなってしまう。その結果、ボイスコイルモータのコイル電流Ｉvcmが、図１０（Ｅ）のように不定期変動を起こすことがある。
【００７４】
これに対し、本実施例のボイスコイルモータ駆動回路においては、電流センスアンプの出力をサンプル・ホールドせずに誤差アンプに供給するため、スピンドルモータ駆動端の急峻な変化による結合ノイズをサンプル・ホールド回路がホールドすることがない。これにより、図９に示すように、ボイスコイルモータのコイル電流Ｉvcmは不定期変動を起こさないようになるという利点がある。そのため、磁気ヘッドの位置決め制御精度が向上されるようになる。
【００７５】
また、本実施例のボイスコイルモータ駆動回路においては、ＰＷＭ駆動時にボイスコイルモータのコイルの端子に印加される駆動電圧のスルーレートを制御するスルーレート制御回路を設けるようにしている。サンプル・ホールドしないことにより、ＰＷＭ駆動時にコイル端子電圧のスイングによって電流検出用アンプの出力に変動が生じ、その変動によって制御精度が低下するおそれがあるが、本実施例のようにコイルの端子に印加される駆動電圧のスルーレートを制御することによって、変動の発生を抑制できる。その結果、ヘッドの位置決め制御精度を向上させることができる。
【００７６】
さらに、電流センスアンプの出力をサンプル・ホールドするようにしたボイスコイルモータ駆動回路においては、サンプリングタイミングの遅延によって、図１１（Ａ）のように、ＰＷＭ駆動時の電流センスアンプのゲイン周波数特性Ａがゲインピークを有し、リニア駆動時の電流センスアンプのゲイン周波数特性Ｂと大きくずれてしまう。これに対し、本実施例のボイスコイルモータ駆動回路においては、図１１（Ｂ）のように、ＰＷＭ駆動時の電流センスアンプのゲイン周波数特性はゲインピークを有することがなく、ＰＷＭ駆動時の電流センスアンプのゲイン周波数特性Ａとリニア駆動時の電流センスアンプのゲイン周波数特性Ｂとがほぼ一致する。その結果、シーク時のＰＷＭ駆動からトラッキング時のリニア駆動に切り替える際のセトリングタイムが短くなるという利点がある。
【００７７】
ところで、本実施例のボイスコイルモータ駆動回路のように、複数の駆動モードを有する回路において、モードを切り替えた際にコイル電流Ｉvcmが変化するとヘッドの位置がずれ、正しい位置に修正するまでの時間が長くなるおそれがある。そこで、このような位置ずれを防止するために、以下のような制御を行なうのが望ましい。図１２に、本実施例のボイスコイルモータ駆動回路において、両側ＰＷＭ駆動モードとリニア駆動モード間で生じるＶＣＭコイルの駆動電流の差ΔＩvcmをＶＣＭコイルの駆動電流の最大指示値Ｉvcmmaxで正規化した値を、ＶＣＭコイルの駆動電流の指示値Ｉvcmを横軸にとって示す。
【００７８】
図１２より、コイル電流Ｉvcmが−０．２ｍＡ〜０．４ｍＡの範囲で誤差電流ΔＩvcmがゼロに近くなっていることが分かる。また、駆動モードを変更するタイミングは、絶対値が同じポイントである方が、設計が容易である。これより、駆動モードを変更するタイミングは、コイル電流Ｉvcmが−０．２ｍＡ，０．２ｍＡのポイントである。図１のコントローラ２６０は、ボイスコイルモータ駆動回路１１０に対して電流指令値として上記のような値を与えるときに、モード制御信号ＭＯＤＥを変化させるようにすれば良い。
【００７９】
ここで、ＰＷＭ駆動モードとして片側ＰＷＭ駆動モードを使用し、片側ＰＷＭ駆動モードからリニア駆動モードへ移行させるようにすれば、電流センスアンプのコモンモード電圧の変動が抑制されコイル駆動電流の差ΔＩvcmをほぼ無くすことができるので、この点でより有効な効果が期待できる。従って、片側ＰＷＭ駆動モードとリニア駆動モードの併用は有効である。ただし、現在、ハードディスク記憶装置では、トラッキング時の電流制御は±６０μＡであり、リニア駆動モードでは可能であるが、両側ＰＷＭ駆動モードはもちろん片側ＰＷＭ駆動モードでもこの要求を満たすことはできない一方、片側ＰＷＭ駆動モードでの消費電力低減の効果は両側ＰＷＭ駆動モードの場合の半分である。
【００８０】
よって、ＰＷＭ駆動モードとして片側ＰＷＭ駆動モードを使用するか、両側ＰＷＭ駆動モードを使用するかは適用するシステムに応じて使い分けるのが良い。例えば、低消費電力優先のシステムでは両側ＰＷＭ駆動モードとリニア駆動モードの併用を適用し、より高密度の記録が必要なシステムでは、駆動モード変更時のコイル電流誤差の小さな片側ＰＷＭ駆動モードとリニア駆動モードの併用を適用するようにすれば良い。
【００８１】
以上、本発明者によってなされた発明を実施態様にもとづき具体的に説明したが、本発明は上記実施態様に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。例えば、上記実施例においては、３つの駆動モードを使用する場合、シーク動作を「両側ＰＷＭ駆動モード」と「片側ＰＷＭ駆動モード」により行ない、トラッキング動作を「リニア駆動モード」で行なうと説明した。これに限定されず、シーク動作からトラッキング動作へ移行する際は、「両側ＰＷＭ駆動モード」→「片側ＰＷＭ駆動モード」→「リニア駆動モード」の順に駆動モードを変更し、逆にトラッキング動作からシーク動作へ移行する際は、「リニア駆動モード」→「両側ＰＷＭ駆動モード」の順に駆動モードを変更させるように構成してもよい。トラッキング動作からシーク動作へ移行する際には、逆の場合よりも高い精度は要求されないためである。
【００８２】
また、実施例では、コントローラ２６０との間でデータの入出力を行なうポートとしてシリアルポート１１１を設けているが、データをパラレルに入出力するポートを設けても良い。ただし、シリアルポートとすることにより外部端子数を減らすことができる。さらに、実施例では、シリアルポート１１１を介して受けるデータの例として、モードを指定するデータと駆動電圧のスルーレートを制御するデータ、誤差アンプ１１４に供給される電流指令値等を挙げたが、これら以外のデータを送受信できるように構成しても良い。また、このポートは双方向でなく、コントローラ２６０からボイスコイルモータ駆動回路１１０へ送られてくるデータを受ける一方向のみのポート（入力ポート）であってもよい。
【産業上の利用可能性】
【００８３】
以上の説明では主として本発明者によってなされた発明をその背景となった利用分野であるハードディスクを記憶媒体とする磁気ディスク記憶装置に適用した場合について説明したが、本発明にそれに限定されるものでなく、フレキシブルディスクを記憶媒体とする磁気ディスク記憶装置などボイスコイルモータを使用する装置一般に利用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００８４】
【図１】本発明が適用される磁気ディスク記憶装置の概要を示すブロック図である。
【図２】本発明が適用される磁気ディスク記憶装置を構成するボイスコイルモータ駆動回路の実施例を示す回路構成図である。
【図３】図２の実施例のボイスコイルモータ駆動回路を構成するＰＷＭコンパレータの実施例を示す回路構成図である。
【図４】図２の実施例のボイスコイルモータ駆動回路を構成する出力アンプの実施例を示す回路構成図である。
【図５】図４に示したＶＣＭドライバを構成する出力アンプのＰＷＭ駆動モードにおける各信号の変化を示すタイミングチャートである。
【図６】図４に示したＶＣＭドライバにおいて「ＰＷＭ駆動モード」から「リニア駆動モード」に切り替わる際の要部の信号の変化を示すタイミングチャートである。
【図７】図２の実施例のボイスコイルモータ駆動回路における両側ＰＷＭ駆動モード時の要部の信号の変化を示すタイミングチャートである。
【図８】図２の実施例のボイスコイルモータ駆動回路を構成する位相補償回路の周波数特性を示す特性図である。
【図９】図２の実施例のボイスコイルモータ駆動回路とスピンドルモータ駆動回路とを内蔵した半導体集積回路におけるスピンドルモータのコイル端子電圧とボイスコイルモータ駆動回路内の電流センスアンプ出力とコイル電流との関係を示す特性図である。
【図１０】サンプリングホールド回路を持たないボイスコイルモータ駆動回路とスピンドルモータ駆動回路とを内蔵した半導体集積回路におけるスピンドルモータのコイル端子電圧とボイスコイルモータ駆動回路内の電流センスアンプ出力とコイル電流との関係を示す特性図である。
【図１１】図１１（Ａ）はサンプリングホールド回路を持たないボイスコイルモータ駆動回路におけるＰＷＭ駆動時の入出力ゲイン周波数特性とリニア駆動時の入出力ゲイン周波数特性を示す特性図、図１１（Ｂ）は実施例のボイスコイルモータ駆動回路におけるＰＷＭ駆動時の入出力ゲイン周波数特性とリニア駆動時の入出力ゲイン周波数特性を示す特性図である。
【図１２】本実施例のボイスコイルモータ駆動回路において、両側ＰＷＭ駆動モードとリニア駆動モード間で生じる誤差電流ΔＩvcmをコイルの最大駆動電流Ｉvcmmaxで正規化した値を、コイル電流Ｉvcmを横軸にとって示すグラフである。
【符号の説明】
【００８５】
１００  磁気記憶ディスク
１０２  スピンドルモータ
１０６  磁気ヘッド
１０８  ボイスコイルモータ
１１０  ボイスコイルモータ駆動回路
１１１  シリアルポート
１１２  三角波発生回路
１１３  電流検出回路（電流センスアンプ）
１１４  誤差アンプ
１１５  パルス制御回路
１１６  ＶＣＭドライバ
１１９  位相補償回路
１５０  反転アンプ
１５１，１５２  ＰＷＭコンパレータ
１６１，１６２  出力アンプ
２３０  信号処理回路（信号処理ＩＣ）
２６０  コントローラ
２６１  マイクロコンピュータ
２６２  補償回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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