(57)【要約】      （修正有）【課題】コプレーナ共振器及びフィルタを小型にする。【解決手段】コプレーナ共振器を構成する中心導体線路を、主線路導体３１とその主線路導体の少なくとも一端が折り返し延長された副線路導体３２ａ，３２ｂとで形成するようにし、主線路導体の延長方向と直交する方向の寸法を、誘電体基板１０を効率よく製造するための大きさ、或いは強度を持たすために必要な寸法の範囲内に収めることで共振器全体の大きさを小型にする。【選択図】図３
2007074293.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
主線路導体と、
その主線路導体の少なくとも一端が折り返し延長された副線路導体と、
により中心導体が構成されたことを特徴とするコプレーナ共振器。
【請求項２】
請求項１に記載のコプレーナ共振器において、
上記副線路導体は、複数回折り返されていることを特徴とするコプレーナ共振器。
【請求項３】
請求項１又は２に記載のコプレーナ共振器において、
折り返し部間に地導体が延長された線状挿入地導体部が設けられたことを特徴とするコプレーナ共振器。
【請求項４】
請求項１乃至３の何れかに記載のコプレーナ共振器において、
副線路導体の先端（遊端）部は、上記折り返し延長された部分の副線路導体の線路幅より広い幅広部とされていることを特徴とするコプレーナ共振器。
【請求項５】
請求項１乃至４の何れかに記載のコプレーナ共振器において、
折り返し部間に地導体が延長された挿入地導体部が設けられ、その挿入地導体部の先端は、副線路導体に近づく幅広部とされていることを特徴とするコプレーナ共振器。
【請求項６】
請求項１乃至５の何れかに記載のコプレーナ共振器において、
少なくとも主線路導体と地導体との接続部が円弧形状であることを特徴とするコプレーナ共振器。
【請求項７】
請求項１乃至６の何れかに記載したコプレーナ共振器の複数個が、順次結合部を介して直列に共通基板上に接続されていることを特徴とするコプレーナフィルタ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、主にマイクロ波帯及びミリ波帯に用いられるコプレーナ共振器及びフィルタ、それらの小型化に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、平面回路基板上に形成されるコプレーナラインを用いた共振器及びフィルタは、線路が複数個配置されて構成されるのが一般的である。このコプレーナラインを用いた共振器及びフィルタを小型化する技術として、結合用の集中定数素子を無くし、直接、λ／４（λは波長）コプレーナ共振器を形成する線路が、直列に配置できるようにした特許文献１に開示された技術が知られている。
図２０に特許文献１に示されたコプレーナラインを用いたフィルタの一例を示す。フィルタ２００は、矩形板状の誘電体基板２０１の表面全面に蒸着若しくはスパッタ法により設けられた地導体２０２を、ホトリソグラフィ（Photo Lithography）によるエッチング加工でパターニングされた４個のλ／４コプレーナ共振器Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４の直列接続で構成されている。
【０００３】
４個のλ／４コプレーナ共振器Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４は、矩形板状の誘電体基板２０１の長手方向の中心線上に形成された使用周波数の１／４波長に相当する電気長を持つ中心導体２０３，２０４，２０５，２０６と、その延長方向の両側にギャップｇ２０の間隔を空けて形成された地導体２０２によって形成されている。
λ／４コプレーナ共振器Ｑ１の中心導体２０３の一端は、接地された地導体２０２に接続され、中心導体２０３の延長方向中央部分から誘電体基板２０１の長手方向の一辺側に入出力端子Ｐ１が導出されている。  
【０００４】
共振器Ｑ１を形成する中心導体２０３の他端にはギャップｇ２１による容量性結合部Ｃ１を介して、共振器Ｑ２となる中心導体２０３と同じ幅の中心導体２０４の一端が配置されている。中心導体２０４の他端は、直線状線路導体２０７，２０８によって中心導体２０４の長手方向両側の地導体２０２に電気的に接続され誘導性結合部Ｌ１を形成している。この誘電性結合部Ｌ１である直線状線路導体２０７，２０８を介して中心導体２０４の他端（中心導体２０５の一端）がそのまま延長され共振器Ｑ３を構成する中心導体２０５が形成されている。
【０００５】
共振器Ｑ３を形成する中心導体２０５の他端は、ギャップｇ２２による容量性結合部Ｃ２を介して、共振器Ｑ４を形成する中心導体２０５と同じ幅の中心導体２０６の一端が配置され、中心導体２０６の他端は地導体２０２に電気的に接続され、中心導体２０６の延長方向中央部分から誘電体基板２０１の長手方向の一辺側に入出力端子Ｐ２が導出されて、フィルタが構成されている。
【特許文献１】特開平１１−２２０３０４号公報（図１）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、上記したような従来の技術では、コプレーナ共振器を複数個直列に接続してフィルタを構成するために、共振器の大きさの整数倍でフィルタの全長が長くなってしまう課題があった。例えば、基板の誘電率９.６８で厚み０.５ｍｍとして、５ＧＨｚ帯のλ／４コプレーナ共振器を作ると、共振器長が約６.４ｍｍになる。上記した例では、共振器が４個直列に接続されるので、入出力端子を含まない最低限の長さでも、全長が２５.６ｍｍになってしまう。
このようなフィルタは、例えば移動体通信用の基地局に用いられ、アンテナのすぐ傍に配置される。基地局に用いられるフィルタは、損失を小さくする目的で、フィルタ全体を冷却して超伝導状態で使用されることがある。このような場合、空気抵抗を減らすために、冷却装置を含めたフィルタ全体の大きさを極力小型にする必要がある。また、フィルタが小さければ、冷却装置の冷却能力も小さくて済む。このように小型の部品が求められている。
【０００７】
その要求に答える一つの方法として、中心導体線路をメアンダ（meander）状に連ねた構造の図２１に示すようなフィルタが実用化されている。図２１に示すフィルタは、中心導体線路が信号の入出力方向に対して直交する方向の屈曲を繰り返して、入出力方向の全長を短縮している。中心導体が屈曲している部分が異なるだけで、その他は先に説明済みの４個のλ／４コプレーナ共振器を直列に接続した図２０のフィルタと構成が全く同じであり、参照符号を同一とし説明を省略する。
信号の入出力方向に対して直交する方向の中心導体線路の長さを長くすれば、入出力方向のフィルタ全長は短縮することができるが、入出力方向と直交する方向の大きさが大となる課題があった。
【０００８】
この発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、従来の技術より小型化できるコプレーナ共振器及びフィルタを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
この発明のコプレーナ共振器は、中心導体線路を、主線路導体とその主線路導体の少なくとも一端が折り返し延長された副線路導体と、の２つで構成されるようにした。
【発明の効果】
【００１０】
この発明のコプレーナ共振器によれば、中心導体線路長が、信号の伝搬方向に平行に配置される主線路導体と、その主線路導体の少なくとも一端部分が折り返された副線路導体との合計の線路で構成されるので、折り返した副線路導体の長さ分、信号の伝搬方向の共振器の長さを短くすることが出来る。したがって、コプレーナ共振器及びコプレーナフィルタを小型にすることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
以下、この発明の実施形態を図面を参照して説明する。
［第１の実施形態］
この発明の第１の実施形態としてこの発明の半波長コプレーナ共振器を図１（ｂ），図１（ｃ）に示す。図１（ｂ），（ｃ）に示すこの発明の半波長コプレーナ共振器は、図１（ａ）に示す従来の半波長コプレーナ共振器の中心導体を変形したものである。
図１（ａ）は、矩形板状の誘電体基板１０の表面上に形成された電極構造を真上から見た平面図である。誘電体基板１０の一方の短辺の中央部分に長方形形状の入出力端子１１が配置され、その入出力端子１１の長辺両外側にはギャップｇ１０の間隔を空けて接地電位に接続される地導体１２ａ，１２ｂが形成されている。入出力端子１１の基板内側には、ギャップｇ１０と同じ間隔を空けて地導体１２ａと１２ｂを接続する短絡部１５が形成され、ギャップｇ１１の間隔を空けて入出力端子１１と同じ幅の中心導体１３の一端と対向している。
【００１２】
中心導体１３は、半波長共振器の共振子を構成するもので、例えば、誘電体基板１０の比誘電率を９.６８、厚みを０.５ｍｍで共振周波数を５ＧＨｚとする（以下、これらの条件は同一とする）と、その線路長さは１２.９２ｍｍとなる。中心導体１３は、矩形板状の長手方向に向けて直線状に配置されている。
中心導体１３の長手方向両外側には、入出力端子１１部分のギャップｇ１０よりも大きなギャップｇ１４の間隔を空けて地導体１２ａ，１２ｂが配置されている。中心導体１３の他端側には、ギャップｇ１１と同じ間隔を空けて誘電体基板１０の一方の短辺と同じ形状に形成された短絡部１６と入出力端子１４が配置されている。
【００１３】
このように所定の長さの中心導体１３を中心にその両外側を地導体１２ａ，１２ｂで囲む形で半波長コプレーナ共振器が構成されている。なお、入出力端子１１，１４の形状は、入出力する信号の電力の大きさや、中心導体１３との結合の強さをどのようにするかの設計によって変わるものである。また、入出力端子１１，１４と中心導体１３は、ギャップｇ１１による静電容量Ｃ１によって結合する容量性結合の例を示したが、この部分の結合についても、ギャップを介さない誘導性結合で結合させる場合があり、図１（ａ）は一例を示したに過ぎない。
【００１４】
次に、図１（ｂ）に示すこの発明による半波長共振器を実施例１として説明する。
【実施例１】
【００１５】
図１（ｂ）に示すこの発明の半波長共振器の中心導体は、主線路導体と、その主線路導体の少なくとも一端が折り返し延長された副線路導体と、の２つの線路によって構成される点が、先に示した図１（ａ）と異なっている。図１（ｂ）の中心導体は、主線路導体の両端が折り返し延長された副線路導体になっている。他の点は図１（ａ）に示した共振器と同じであるので参照符号を同一にし、説明を繰り返さない。
入出力端子１１，１４とギャップｇ１１の間隔を空けて、同一直線上の誘電体基板１０の表面上に配置される主線路導体２０の両端部が、入出力端子１１，１４の方向と直交する向きに分岐している。分岐後、一定の長さ延長された両端部が主線路導体２０に平行に折り返され、主線路導体２０の一端側で副線路導体２１ａ，２１ｂと他端側で副線路導体２２ａ，２２ｂを形成している。
【００１６】
図１（ｂ）に示すように中心導体を主線路導体２０と副線路導体２１ａ，２１ｂ，２２ａ，２２ｂで構成するようにした場合、共振子としての線路長は、主線路導体２０の長さをパラメータに設計され、副導体線路２１ａと、副線路導体２１ｂとは同じ長さに設計される。
すなわち、主線路導体２０の長手方向の中心線を中心軸に線対称な線路導体形状になっている。
図１（ａ）に示した従来の共振器と同じ共振周波数の共振器を、図１（ｂ）に示す形状で設計した具体例を示す。例えば、主線路導体２０及び副線路導体２１ａ，２１ｂ，２２ａ，２２ｂの幅を０.１６ｍｍ、地導体１２ａ，１２ｂと副線路導体との間隔を０.１２ｍｍ、主線路導体２０と副線路導体との間隔を０.１２ｍｍ、の前提で設計すると、入出力端子１１，１４間方向の共振子の長さは６.４ｍｍに設計できる。
【００１７】
線路導体の長さをその幅の中央部分の長さと定義して検算すると。主線路導体２０の線路中央部の長さは、６.２４ｍｍ（６.４−０.１６）、主線路導体２０の両端に延長方向と直交する方向の副線路導体の中央部分の長さは、０．５６ｍｍ（２×（０.１２＋０.０８＋０.０８）、副線路導体の主線路導体２０と平行する部分の線路中央部分の長さを３．０６ｍｍとすると、６．２４＋０.５６＋２×３.０６＝１２.９２ｍｍとなって、この例の場合、共振子の線路長が図１（ａ）の例と同じになっている。同一線路長になったのは、偶然であり、図１（ａ）と同じ長さにする必要はない。
【００１８】
このとき、副線路導体２１ａの先端と２２ａの先端とは、０.１２ｍｍの間隔を空けて対向する。また、主線路導体２０の延長方向と直交する方向の地導体１２ａと１２ｂとの間隔は、０.９６ｍｍとなる。この入出力端子１１と１４を結ぶ直線と直交する方向の寸法は大きくなるが、この場合、その大きさは０．９６ｍｍと小さく、誘電体基板１０を効率よく製造するための大きさ、或いは強度を持たすために必要な寸法の範囲内に十分含める事が可能である。要するに、信号が伝搬する方向と直交する方向の寸法を大きくすることなく、共振子の長さを１２.９２ｍｍから６.４ｍｍに短縮した共振器が実現できる。
【実施例２】
【００１９】
副導体線路の折り返しの回数を増やして、信号が伝搬する方向の寸法を更に小型化したこの発明の実施例２を図１（ｃ）に示す。
図１（ｃ）は折り返された副線路導体２１ａと２２ａ（２１ｂと２２ｂ）が主線路導体２０の中央部分で接触する前に、主線路導体２０と直交し主線路導体２０から遠ざかる方向に屈曲し、一定の長さ延長された後に主線路導体２０及び副線路導体と平行して折り返された副線路導体２３ａ，２３ｂ，２４ａ，２４ｂが形成されている。
このように折り返しを２回行うことで、共振子の長さを５.２２ｍｍと更に小型にすることができる。但し、折り返し回数を増やしたことで、信号が伝搬する方向と直交する方向の寸法は、０．９６ｍｍから１.５２ｍｍと大きくなっている。この折り返しの回数は、許される誘電体基板の大きさによって決められる設計事項であって、任意の回数に設定されるものである。
【００２０】
この発明の特徴は、共振器の中心導体を、主線路導体と、その主線路導体の少なくとも一端が折り返し延長された副線路導体とで構成したところにある。そうして形成した図１に示した共振器の特性を次に説明する。
〔半波長共振器の特性〕
図１（ａ），（ｂ），（ｃ）に示した共振器の周波数特性を図２に示す。図２の横軸は周波数（ＧＨｚ）であり、縦軸は入出力間の信号透過の割合を表すＳパラメータのＳ２１（ｄＢ）である。縦軸の目盛りは、−４０ｄＢ〜−１８０ｄＢと表記されている。この値については、図２が共振周波数を解析する目的のシミュレーション結果であるので、値の大きさにあまり意味を持たない。相対的な変化に意味のある特性である。以下に示す共振器の周波数特性を示す図の横軸と縦軸の関係は同じであり、以降、説明は省略する。
【００２１】
図１（ａ）に示した中心導体が直線形状の従来の共振器の特性を実線で示す。Ｓ２１が大きくなる共振周波数が５ＧＨｚ、スプリアスが約１０.０５ＧＨｚの周波数特性を示す。この特性に対して、実施例１に示したこの発明の折り返しが１回の共振器の特性を破線で示す。共振周波数は５ＧＨｚと設計通りの値を示し、スプリアスは約１０.５６ＧＨｚで発生している。更に実施例２に示した折り返しが２回の共振器の特性を一点鎖線で示す。こちらの特性も共振周波数は５ＧＨｚで変わらずに、スプリアスが更に高い周波数にシフトし、約１０.９９ＧＨｚで発生している。
【００２２】
このように中心導体を、主線路導体と折り返された副線路導体とで構成した共振器でも、従来の共振器と同等な周波数特性を示している。
［第２の実施形態］
第２の実施形態としてこの発明のλ／４コプレーナ共振器を図３（ｂ），（ｃ），（ｄ）に示す。図３（ａ）は、従来のλ／４コプレーナ共振器である。図３（ａ）〜（ｄ）は、信号を入出力する入出力端子は省略して表記している。図３（ａ）に示すλ／４コプレーナ共振器は、中心導体３０の一端が地導体１２に電気的に接続され、接地される。共振周波数を５ＧＨｚとする中心導体の長さは６.３８ｍｍであり、その中心導体３０の延長方向両外側を０．１２ｍｍの間隔のギャップｇ３０を介して地導体１２が取り囲んでいる。
【実施例３】
【００２３】
この発明の実施例３を図３（ｂ）に示す。図３（ｂ）は、λ／４コプレーナ共振器であり、図３（ａ）の中心導体３０の遊端側の端を折り返した形状である。一端が地導体１２に電気的に接続された主線路導体３１の他端が、主線路導体３１の延長方向と直交する向きに分岐している。分岐後、一定の長さ延長された両端部が主線路導体３１に平行に折り返され、副線路導体３２ａ，３２ｂを形成している。
図３（ｂ）に示すように中心導体を主線路導体３１と副線路導体３２ａ，３２ｂで構成するようにした場合、共振子としての線路長は、主線路導体３１の長さと、副導体線路３２ａと、若しくは、主線路導体３１の長さに、副導体線路３２ｂと、を合わせた長さになる。その長さは同じになるように設計される。
【００２４】
すなわち、主線路導体３１の長手方向の中心線を中心軸に線対称な線路導体形状になっている。これは、説明済みの図１（ｂ）で示した半波長共振器の一端側の構造と同じである。
図３（ａ）に示した従来の共振器と同じ共振周波数の共振器を、図３（ｂ）に示す形状で設計すると、線路の幅や地導体との間隔は上記した例と同一条件で、主線路導体３１の延長方向の長さ、すなわち、λ／４共振子の信号伝搬方向の長さは３.１６ｍｍに設計できる。
【実施例４】
【００２５】
図３（ｃ）に示す実施例４は、更に折り返し回数を増やして主線路導体３１の延長方向の長さを小型にした実施例である。副線路導体３２ａ，３２ｂをそのまま延長して行くと、主線路導体３１の一端が接続された地導体１２に、副線路導体３２ａ，３２ｂが接触してしまう。そこで接触する手前で、主線路導体３１の延長方向と直交する向きに屈曲し、一定の長さ延長された後、２回目の折り返しが行われ副線路導体３３ａ，３３ｂが形成される。折り返された副線路導体３３ａ，３３ｂが延長され、１回目の折り返し部に達すると３回目の折り返しが行われ、副線路導体３４ａ，３４ｂが形成される。
【００２６】
このように折り返しの回数を増やすことで主線路導体３１の延長方向の長さを更に短くすることが可能である。
【実施例５】
【００２７】
副線路導体の形状を渦巻状にした実施例５を図３（ｄ）に示す。図３（ｃ）に示した例は、副線路導体の屈曲部からの延長方向が、主線路導体３１から遠ざかる方向で行われたのに対して、折り返す方向を交互に逆方向にすることで、副線路導体の形状を渦巻状にしたものである。
主線路導体３１の他端が、主線路導体３１の延長方向と直交する向きに分岐した後に、比較的長い長さ線路が延長されたのち、線路両端部が主線路導体３１と平行に折り返され副線路導体３４ａ，３４ｂが形成される。副線路導体３２ａ，３２ｂが延長され地導体１２に接触する手前で、延長方向と直交し、主線路導体３１に近づく方向に屈曲され所定の長さ延長された後、主線路導体３１と平行に折り返されて副線路導体３５ａ，３５ｂが形成される。副線路導体３５ａ，３５ｂが延長され副線路導体３４ａ，３４ｂに接触する手前で、延長方向と直交し、主線路導体３１から遠ざかる方向に屈曲され所定の長さ延長された後、主線路導体３１と平行に折り返されて副線路導体３６ａ，３６ｂが形成される。
【００２８】
このように、折り返す方向を交互にすることで、副線路導体の形状は渦巻き形状となる。
副線路導体を屈曲延長する方向を変えると、副線路導体の形状は変化するが、主線路導体と副線路導体を合わせた線路長を所望の長さに設計することで、任意の周波数のλ／４共振器を構成することが可能である。
〔λ／４共振器の特性〕
図３（ａ）と図３（ｂ）に示した共振器の周波数特性を図４に示す。図３（ａ）に示した従来のλ／４共振器の特性を実線で示す。この発明の１回折り返した副線路導体と主線路導体とによる共振器の特性を破線で示す。
【００２９】
実線、破線共に共振周波数は５ＧＨｚを示している。スプリアスは従来の形状のλ／４共振器が約１５.０９ＧＨｚ、この発明の共振器が１４．８９ＧＨｚと、ほぼ同等の値を示した。このように、この発明の折り返した副線路導体と主線路導体とによる中心導体で構成した共振器でも、従来の共振器と同等の特性を示している。
ここで、周波数が６〜１５ＧＨｚにかけて両者のＳ２１の値に約１７ｄＢ程度の差が出ている点に気が付く。これについては、解析に当たって、共振子を励振する入出力端子に相当する励振線と、共振子との結合状況が、共振子の形状変更に伴って変わったことによるもので、特別な意味は持たない。各特性の変化だけに意味のある特性である。
【実施例６】
【００３０】
図３（ｂ）に示したこの発明のλ／４共振器の副線路導体３２ａ，３２ｂの遊端側の線路幅を太くすることで、更に主線路導体３１の延長方向の大きさを小型にすることができる。その実施例６を図５に示す。
図５に示すように、副線路導体３２ａ，３２ｂの遊端部は、隣接線路導体３１側に近づく幅広部５０ａ，５０ｂとされている。副線路導体３２ａ，３２ｂの遊端部を幅広にすることで、図５に示すように主線路導体３１の延長方向の長さを１.９８ｍｍ、にしても、図３（ｂ）と同等の周波数特性が得られる。このとき、主線路導体３１の延長方向と直交する方向の地導体１２の間隔は２.０８ｍｍである。
【００３１】
その周波数特性を図６に示す。図３（ｂ）に示したλ／４共振器の特性を実線、図５に示した共振器の特性を破線で示す。共振周波数は共に５ＧＨｚを示し、スプリアスは、約１４.８９ＧＨｚから幅広部５０ａ，５０ｂを設けた共振器が約１６.５５ＧＨｚと、良好な特性を示している。
主線路導体３１の延長方向の長さを３．１６ｍｍから１.９８ｍｍに短縮しても、同じ共振周波数が得られる理由は、副線路導体３２ａ，３２ｂの途中で線路幅が階段状に変化することで、線路インピーダンスがステップ状に変化するステップインピーダンス構造となり、幅広部５０ａ，５０ｂと地導体１２との間の電磁的結合が強くなるからだと考えられる。
【実施例７】
【００３２】
線路導体が折り返され、主線路導体と副線路導体の間、若しくは副線路導体と副線路導体との間に挿入される線状挿入地導体部を設けることでも、共振器を小型にすることが可能である。
この線状挿入地導体部を設けた実施例７を図７に示す。図７の線路導体の基本形状は、説明済みの図３（ｂ）と同一であるので、図３（ｂ）と参照符号を同一とする。実施例７が図３（ｂ）と異なる点は、主線路導体３１と副線路導体３２ａとの間に線状挿入地導体部７０ａが挿入され、主線路導体３１と副線路導体３２ｂとの間に線状挿入地導体部７０ｂが挿入されている部分である。
【００３３】
この線状挿入地導体部７０ａ，７０ｂの長さＬを可変することで共振周波数を変化させることが出来る。主線路導体３１の一端が地導体１２と接続される部分からの長さＬを、１．２０ｍｍ，１.６０ｍｍ，２.００ｍｍ，２.１４ｍｍと変化させた時の、周波数特性を図８に示す。
図８においては、５ＧＨｚ程度の共振周波数がＬを可変することによって微妙に変化している点と、スプリアスが大きく変化している点が見て取れる。Ｌ＝１．２０ｍｍの時のスプリアス周波数は約１６.６７ＧＨｚ、Ｌ＝１.６０ｍｍのとき約１５.２５ＧＨｚ、Ｌ＝２.００ｍｍのとき約１３.５６ＧＨｚ、Ｌ＝２.１４ｍｍのとき１２.９７ＧＨｚと、Ｌを大きくする程、スプリアス周波数は下がる傾向を示す。スプリアス周波数はＬを大きくするにしたがって、下がるが共振周波数との間に十分な周波数差があるので、使用上問題になることはない。
【００３４】
図８の横軸の４〜６ＧＨｚを拡大した図を図９に示す。Ｌ＝１．２０ｍｍの時の共振周波数は約５.１１ＧＨｚ、Ｌ＝１.６０ｍｍのとき約５.０６ＧＨｚ、Ｌ＝２.００ｍｍのとき約５.０１ＧＨｚ、Ｌ＝２.１４ｍｍのとき約４.９９ＧＨｚと、Ｌを大きくする程、共振周波数も下がる傾向を示す。
このように、同一寸法の主線路導体３１と副線路導体３２ａ，３２ｂで在っても、線状挿入地導体部７０ａ，７０ｂの長さＬを大きくすることで共振周波数を下げる事ができる。
これはすなわち、線状挿入地導体部によって共振器が小型に出来ることを意味している。
【００３５】
以上述べた、幅広部及び線状挿入地胴体部はそれぞれ組み合わせが可能である。幅広部及び線状挿入地導体部を組み合わせた実施例を次に示す。
【実施例８】
【００３６】
図５に示した副線路導体３２ａ，３２ｂの遊端部を幅広にした線路形状に線状挿入地導体部を設けた実施例８を図１０（ａ）に示す。図１０（ａ）では、副線路導体の幅広部５０ａ，５０ｂに対応して線状挿入地導体部の遊端側の幅が広げられ挿入地導体幅広部１００ａ，１００ｂが形成されている。
【実施例９】
【００３７】
実施例９を図１０（ｂ）に示す。図１０（ｂ）は、図３（ｃ）に示した副線路導体が、主線路導体３１の延長方向と直交し、且つ主線路導体３１から遠ざかる方向に屈曲するタイプの共振器において、主線路導体３１と副線路導体３２ａ，３２ｂとの間に線状挿入地導体部１０１ａ，１０１ｂが挿入され、副線路導体３２ａ，３２ｂと副線路導体３３ａ，３３ｂとの間に線状挿入地導体部１０２ａ，１０２ｂが挿入されたものである。
【実施例１０】
【００３８】
実施例１０を図１０（ｃ）に示す。図１０（ｃ）は、図３（ｄ）に示した副線路導体の屈曲方向が交互に変わることで、渦巻き状に副線路導体が形成されたタイプの共振器において、主線路導体３１と副線路導体３４ａ，３４ｂ及び３５ａ，３５ｂで形成される鉤状の間隔に、鉤状の挿入地導体部１０２ａ，１０２ｂが設けられたものである。
以上、実施例１〜１０の共振器を構成する共振子の色々な形状を示して来たが、これまでに述べた主導体線路と地導体との接合部や、副線路導体の屈曲部は全て直角の例を示して来た。今まで述べてきたコプレーナ共振器やコプレーナフィルタは、損失を極めて少なくする目的で、共振器（フィルタ）全体を冷却して超伝導状態で使用する場合がある。そのとき、共振器（フィルタ）の各部分の電流密度が問題になることがある。
【００３９】
共振器（フィルタ）の一部分でも特に大きな電流集中があると、それが原因で超伝導状態が崩れてしまう。そのような場合を想定して、電流集中が発生し難くした線路導体形状が考えられる。
図１１（ａ）は、説明済みの図３（ｂ）の主線路導体３１と地導体１２の接続部と、副線路導体の折り返し部を円弧形状にしたものである。参照符号は図３（ｂ）と同一にしてある。ここで特に電流集中が見られる部分は、地導体１２から主線路導体３１に電流が流れ込む、主線路導体３１の根元部分１９０ａ，１９０ｂである。この部分を円弧形状にすることで、電流集中を緩和することが可能である。更に折り返し部も円弧形状にすると効果的である。
【００４０】
同様に図１１（ｂ）に説明済みの図５、図１１（ｃ）に説明済みの図３（ｃ）、図１１（ｄ）に説明済みの図１０（ｃ）の、主線路導体３１の根元部分と折り返し部を円弧形状にした線路導体の例を示す。このようにすることで、電流密度を下げることが可能である。
〔応用例１〕
次に、実施例１〜１０で述べてきた共振器を組み合わせて構成したフィルタの例を示し、その周波数特性を示す。以下に示す帯域通過フィルタは、チェビシェフ特性のフィルタであり、中心周波数５ＧＨｚ、帯域幅１６０ＭＨｚ、帯域内リプル０.０１ｄＢとして設計したものである。図１２に図７に示したλ／４共振器を４個順次結合部を介して直列に接続して構成したフィルタを示す。矩形状誘電体基板１０の長手方向の一方の一辺の中央部分に入出力端子１２０の一端が形成され、誘電体基板１０の長手方向に向けて延長されている。入出力端子１２０の延長方向の両外側には、ギャップｇ３０の間隔を空けて地導体１２ａ，１２ｂが配置されている。
【００４１】
入出力端子１２０の他端には、入出力端子１２０と同じ線路幅で矩形状誘電体基板１０の長手方向と直交する向きの入出力端子１２０とほぼ同一の長さの静電電極１２１が接続されている。静電電極１２１と地導体１２ａ，１２ｂともギャップｇ３０の間隔を保っている。
静電電極１２１の入出力端子１２０と反対側には、ギャップｇ３１の間隔を空けて図７で説明したλ／４共振器Ｑ１が、副線路導体１２２ａ，１２２ｂを静電電極１２１に対向させて配置されている。λ／４共振器Ｑ１の主線路導体１２３の副線路導体１２２ａ，１２２ｂと反対側の端は、地導体１２ａと１２ｂとを接続する誘導性結合部Ｌ１に接続されている。
【００４２】
誘導性結合部Ｌ１のλ／４共振器Ｑ１と反対側には、λ／４共振器Ｑ１と同じ形状のλ／４共振器Ｑ２が主線路導体の一端を誘導性結合部Ｌ１に接続して配置されている。λ／４共振器Ｑ２は、共振器Ｑ１と１８０度反転した向きで誘電体基板１０上に配置されている。
λ／４共振器Ｑ２の副線路導体１２４ｂ，１２４ａの共振器Ｑ１と反対側には、ギャップｇ３２の間隔を空けて、地導体１２ａと１２ｂとを接続する短絡線路１２５が形成されている。
【００４３】
短絡線路１２５の共振器Ｑ１と反対側には、ギャップｇ３３の間隔を空けて共振器Ｑ１と同一の向きで共振器Ｑ３が配置されている。共振器Ｑ３の主線路導体１２６の副線路導体と反対側の端は、地導体１２ａと１２ｂとを接続する誘導性結合部Ｌ２に接続されている。誘導性結合部Ｌ２の共振器Ｑ１と反対側には、λ／４共振器Ｑ２と同じ方向で配置される共振器Ｑ４の主線路導体１２７の一端が接続されている。
共振器Ｑ４の副線路導体１２８ｂ，１２８ａの共振器Ｑ１と反対側には、ギャップｇ３４の間隔を空けて静電電極１２１と同一形状の静電電極１２９が配置され、静電電極１２９の中央部分から入出力端子１３０が、共振器Ｑ１と反対側の矩形状誘電体基板１０の短辺中央部分に導出されている。
【００４４】
以上、述べたようにλ／４共振器Ｑ１が誘導性結合部Ｌ１を介して共振器Ｑ２と接続し、共振器Ｑ２は短絡線路１２５で形成される容量性結合部を介して共振器Ｑ３と接続する。共振器Ｑ４は、誘導性結合部Ｌ２を介して共振器Ｑ４と接続している。このように図７に示したλ／４共振器が４個、結合部を介して直列に接続されてフィルタを構成している。図１２に示したフィルタの全長は、２０ｍｍであり、図３（ａ）に示した直線状の共振子で構成したフィルタの全長３０ｍｍに対して、約６６％に短縮できている。
図１２に示すフィルタの周波数特性を図１３に示す。図１３の横軸は周波数ＧＨｚ、一方の縦軸は、入力した信号の反射の割合を表すＳパラメータのＳ１１をｄＢで、他方の縦軸は、ＳパラメータのＳ２１をｄＢで表す。以降に示すフィルタの周波数特性の、横軸と縦軸の関係は、この図１３と同じであるので、以降、軸の説明は省略する。
【００４５】
フィルタの伝達特性を破線で示す。中心周波数４.９９５ＧＨｚ、信号が半分以上透過する帯域幅は２３８ＭＨｚを示している。設計仕様にある帯域幅１６０ＭＨｚは、Ｓ２１が−０.０１ｄＢ以上の範囲を表している。上記帯域幅２３８ＭＨｚの範囲内においてＳ１１は、約−２５ｄＢ以下の値を示している。
〔応用例２〕
図１４に同じ図７に示したλ／４共振器を８個直列に接続して構成したフィルタの平面図を示す。詳細な接続関係の説明は省略し、各共振器の接続関係だけを簡単に説明する。矩形板状の誘電体基板１０の一方の短辺側から、入出力端子１２０を介して図７に示したλ／４共振器Ｑ１が配置され、以降、他方の短辺に向けて誘導性結合部Ｌ１、λ／４共振器Ｑ２、容量性結合部Ｃ１、λ／４共振器Ｑ３、誘導性結合部Ｌ２、λ／４共振器Ｑ３、誘導性結合部Ｌ２、λ／４共振器Ｑ４、容量性結合部Ｃ２、λ／４共振器Ｑ５、誘導性結合部Ｌ３、λ／４共振器Ｑ６、容量性結合部Ｃ３、λ／４共振器Ｑ７、誘導性結合部Ｌ４、λ／４共振器Ｑ８、入出力端子１３０の順に配置されλ／４共振器が８個直列に接続されたフィルタを構成している。
【００４６】
このフィルタの周波数特性を図１５に示す。中心周波数４.９９８ＧＨｚ、信号が半分以上透過する帯域幅は１７７ＭＨｚを示している。フィルタを構成する共振器の数が多いほど遮断特性がシャープになるので帯域幅も応用例１よりも設計仕様の１６０ＭＨｚに近い値を示す。Ｓ１１も帯域幅１７７ＭＨｚの範囲内において、約−２１ｄＢ以下の値を示している。
図１４に示したλ／４共振器を４個直列に接続したフィルタに対して、直列に接続されたλ／４共振器の数が増えた分、周波数帯の選択度が高くなっている。
〔応用例３〕
図１６に、先に図１０（ａ）で示した副線路導体の遊端部を幅広にした線路形状の共振子に更に線状挿入地導体部を設けたλ／４共振器を８個直列に接続してフィルタを構成した誘電体基板１０の平面図を示す。
【００４７】
λ／４共振器と共振器間の接続関係は、図１４で説明したフィルタと全く同じであるので、参照符号を同一とし説明を省略する。
このフィルタの周波数特性を図１７に示す。中心周波数５.００１ＧＨｚ、帯域幅１７６ＭＨｚを示している。帯域幅１７６ＭＨｚの範囲内においてＳ１１は、約−２１ｄＢ以下の値を示している。図１４に示したフィルタとほぼ同じ特性を示している。
〔応用例４〕
図１８に先に図１０（ｃ）に示した副線路導体の屈曲方向が交互に変わることで、渦巻き状に副線路導体が形成された共振器子に、鉤状の挿入地導体部が設けられたタイプのλ／４共振器を８個直列に接続してフィルタを構成した誘電体基板１０の平面図を示す。
【００４８】
λ／４共振器が８個直列に接続される構成は、図１４で説明したフィルタと同じである。一点、入出力端子１２０，１３０とλ／４共振器の主線路導体とが直接電極によって接続される誘導性結合部で構成されているために、結合部の順番が図１４と異なっている。接続関係だけ簡単に説明する。
矩形板状の誘電体基板１０の一方の短辺側から、入出力端子１２０が直接電極によって誘導性結合部Ｌ１に接続され、誘導性結合部Ｌ１は直接、図１０（ｃ）に示したλ／４共振器Ｑ１の主線路導体に接続されている。以降、他方の短辺に向けて容量性結合部Ｃ１、λ／４共振器Ｑ２、誘導性結合部Ｌ２、λ／４共振器Ｑ３、容量性結合部Ｃ２、λ／４共振器Ｑ４、誘導性結合部Ｌ３、λ／４共振器Ｑ５、容量性結合部Ｃ３、λ／４共振器Ｑ６、誘導性結合部Ｌ４、λ／４共振器Ｑ７、容量性結合部Ｃ４、λ／４共振器Ｑ８、誘導性結合部Ｌ５、入出力端子１３０の順に配置されλ／４共振器が８個直列に接続されたフィルタを構成している。
【００４９】
このフィルタの周波数特性を図１９に示す。中心周波数５.００５ＧＨｚ、帯域幅１７７ＭＨｚを示している。帯域幅１７７ＭＨｚの範囲内においてＳ１１は、約−１８ｄＢ以下の値を示している。
以上に示したように、この発明による共振器を用いてフィルタを構成しても、正常に機能することが分かる。
以上述べて来た様に、この発明のコプレーナ共振器によれば、中心導体線路長が、信号の伝搬方向に平行に配置される主線路導体と、その主線路導体の少なくとも一端部分が折り返された副線路導体との合計の線路で構成されるので、折り返した副線路導体の長さ分、信号の伝搬方向の共振器の長さを短くすることが出来る。これは、従来コプレーナ共振器の小型化の一つの方法として行われて来た中心導体線路をメアンダ状に連ねた構造にする方法に比較して、信号の伝搬方向と直交する方向に広げる幅が小さい。その幅は、誘電体基板１０を効率よく製造するための大きさ、或いは強度を持たすために必要な寸法の範囲内に十分収めることが可能であるので、共振器をより小型に形成することが出来る。
【００５０】
また、従来の中心導体線路をメアンダ形状にする方法は、回路パターンの対称性が失われることによりフィルタ設計に用いる電磁界シミュレーションに要する計算時間が増大する問題を有していた。これに対してこの発明の共振器は、中心線路導体である主線路導体の長手方向の中心線を中心軸に線対称な線路導体形状になっているので、磁気壁に対して電磁界分布も対称となる。したがって、この発明による共振器は、解析領域が半分にできるので設計に要する時間を短縮できる効果も有する。
【図面の簡単な説明】
【００５１】
【図１】図１（ａ）は従来の半波長コプレーナ共振器を示す図、図１（ｂ）と図１（ｃ）はこの発明の半波長コプレーナ共振器を示す図である。
【図２】半波長共振器の周波数特性を示す図である。
【図３】図３（ａ）は従来のλ／４コプレーナ共振器を示す図、図３（ｂ）と図３（ｃ）、図３（ｄ）はこの発明のλ／４コプレーナ共振器を示す図である。
【図４】λ／４共振器の周波数特性を示す図である。
【図５】この発明の実施例６を示す図である。
【図６】この発明の実施例６の共振器の周波数特性を示す図である。
【図７】この発明の実施例７を示す図である。
【図８】この発明の実施例７の共振器の周波数特性を示す図である。
【図９】この発明の実施例７の共振器の共振周波数の周波数特性を示す図である。
【図１０】図１０（ａ）はこの発明の実施例８を示す図、図１０（ｂ）はこの発明の実施例９を示す図、図１０（ｃ）はこの発明の実施例１０を示す図である。
【図１１】図１０に示した共振子の線路導体の接合部と折り曲げ部を円弧形状にした共振子を示す図である。
【図１２】図７に示したλ／４共振器を４個順次結合部を介して直列に接続して構成したフィルタを示す図である。
【図１３】図１２のフィルタの周波数特性を示す図である。
【図１４】図７に示したλ／４共振器を８個順次結合部を介して直列に接続して構成したフィルタを示す図である。
【図１５】図１４のフィルタの周波数特性を示す図である。
【図１６】図１０（ａ）に示したλ／４共振器を８個順次結合部を介して直列に接続して構成したフィルタを示す図である。
【図１７】図１６のフィルタの周波数特性を示す図である。
【図１８】図１０（ｃ）に示したλ／４共振器を８個順次結合部を介して直列に接続して構成したフィルタを示す図である。
【図１９】図１８のフィルタの周波数特性を示す図である。
【図２０】特許文献１に示されたコプレーナラインを用いたフィルタを示す図である。
【図２１】中心導体線路をメアンダ状に連ねた構造のフィルタを示す図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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