(57)【要約】      （修正有）【課題】低歪みの帰還増幅装置及びそれを用いた無線回路装置を提供する。【解決手段】帰還処理を行って信号を増幅する帰還増幅装置であって、信号を増幅する増幅部８と、増幅部の出力信号を増幅部の入力側へ帰還する帰還部９と、増幅部の出力を入力し、増幅部から出力される相互変調歪みを打ち消すように、増幅部の入力側へ帰還される基本波帯域外波の振幅と位相とを、基本波帯域外波に対する負荷アドミッタンスによって制御する帯域外アドミッタンス制御回路１０と、帯域外アドミッタンス制御回路の出力を入力し、帯域外アドミッタンス制御回路による基本波に対する負荷アドミッタンスの変動をキャンセルする基本波アドミッタンス補償回路１１とを備える。【選択図】図７
2007312231.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
帰還処理を行って信号を増幅する帰還増幅装置であって、
信号を増幅する増幅部と、
前記増幅部の出力信号を前記増幅部の入力側へ帰還する帰還部と、
前記増幅部の出力を入力し、前記増幅部から出力される相互変調歪みを打ち消すように、前記増幅部の入力側へ帰還される基本波帯域外波の振幅と位相とを、前記基本波帯域外波に対する負荷アドミッタンスによって制御する帯域外アドミッタンス制御回路と、
前記帯域外アドミッタンス制御回路の出力を入力し、前記帯域外アドミッタンス制御回路による基本波に対する負荷アドミッタンスの変動をキャンセルする基本波アドミッタンス補償回路とを備えることを特徴とする、帰還増幅装置。
【請求項２】
前記帯域外アドミッタンス制御回路は、前記増幅部の入力側へ帰還される前記基本波帯域外波の内の２次高調波の振幅と位相とを、前記２次高調波に対する負荷アドミッタンスによって制御することを特徴とする、請求項１に記載の帰還増幅装置。
【請求項３】
前記帯域外アドミッタンス制御回路は、前記増幅部と前記基本波アドミッタンス補償回路との間に直列接続されるインダクタで構成されることを特徴とする、請求項２に記載の帰還増幅装置。
【請求項４】
前記帯域外アドミッタンス制御回路は、前記増幅部と前記基本波アドミッタンス補償回路との間に並列接続されるキャパシタで構成されることを特徴とする、請求項２に記載の帰還増幅装置。
【請求項５】
前記帯域外アドミッタンス制御回路は、前記増幅部と前記基本波アドミッタンス補償回路との間に、直列接続されるインダクタと並列接続されるキャパシタとで構成されることを特徴とする、請求項２に記載の帰還増幅装置。
【請求項６】
前記帯域外アドミッタンス制御回路は、前記増幅部の入力側へ帰還される前記基本波帯域外波の内の差周波の振幅と位相とを、前記差周波に対する負荷アドミッタンスによって制御することを特徴とする、請求項１に記載の帰還増幅装置。
【請求項７】
前記帯域外アドミッタンス制御回路は、前記増幅部と前記基本波アドミッタンス補償回路との間に、直列接続されるキャパシタと並列接続されるインダクタとで構成されることを特徴とする、請求項６に記載の帰還増幅装置。
【請求項８】
前記帰還部は、インダクタとキャパシタとによって構成される並列共振回路を含むことを特徴とする、請求項１〜７のいずれかに記載の帰還増幅装置。
【請求項９】
前記増幅部の入力側にインダクタが直列に挿入されることを特徴とする、請求項１〜８のいずれかに記載の帰還増幅装置。
【請求項１０】
無線回路装置であって、
請求項１〜９のいずれかの帰還増幅装置を送信回路の利得制御増幅器として用いることを特徴とする、無線回路装置。
【請求項１１】
前記無線回路装置は、前記帰還部のアドミッタンスを制御して利得を可変させることを特徴とする、請求項１０に記載の無線回路装置。
【請求項１２】
前記無線回路装置は、送信出力レベルに応じて受信回路の増幅器の利得を可変することを特徴とする、請求項１０記載の無線回路装置。
【請求項１３】
前記無線回路装置は、前記帯域外アドミッタンス制御回路のアドミッタンスを前記増幅器の利得に応じて可変することを特徴とする、請求項１０に記載の無線回路装置。
【請求項１４】
無線回路装置であって、
請求項１〜９のいずれかの帰還増幅装置を受信回路の低雑音増幅器ＬＮＡとして用いることを特徴とする、無線回路装置。
【請求項１５】
前記帰還増幅装置は、前記増幅部の電流を制御することにより、利得の変化が小さく、かつ、歪み特性を可変することを特徴とする、請求項１４に記載の無線回路装置。
【請求項１６】
前記無線回路装置は、送信回路の送信の有無に応じて前記低雑音増幅器ＬＮＡの電流を制御することを特徴とする、請求項１４に記載の無線回路装置。
【請求項１７】
前記無線回路装置は、送信回路の送信レベルに応じて前記低雑音増幅器ＬＮＡの電流を制御することを特徴とする、請求項１４に記載の無線回路装置。
【請求項１８】
前記無線回路装置は、受信所望波の受信レベルに応じて前記低雑音増幅器ＬＮＡの電流を制御することを特徴とする、請求項１４に記載の無線回路装置。
【請求項１９】
前記無線回路装置は、受信隣接チャネル妨害波のレベルに応じて前記低雑音増幅器ＬＮＡの電流を制御することを特徴とする、請求項１４に記載の無線回路装置。
【請求項２０】
前記無線回路装置は、前記帯域外アドミッタンス制御回路のアドミッタンスを、前記低雑音増幅器ＬＮＡの電流に応じて可変することを特徴とする、請求項１４に記載の無線回路装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、低歪みの帰還増幅装置及びそれを用いた無線回路装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
現在、携帯電話及び無線ＬＡＮ等には、更なる低消費電力化が求められている。これを実現するためには、低歪みのＲＦ（ｒａｄｉｏ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）増幅装置が必要不可欠である。低歪みのＲＦ増幅装置の回路形式としては、抵抗ダンピングを用いたものと帰還回路を用いたものとがある。従来は設計が容易な抵抗ダンピングがＲＦ増幅装置に用いられていた。一方で、帰還回路は発振の可能性が高いため、ディスクリート部品で構成されたＲＦ増幅装置にはあまり用いられなかった。しかし、ＲＦＩＣの発展に伴い、今後、帰還回路を用いたＲＦ増幅装置の必要性が増していくと考えられる。
【０００３】
帰還回路を用いたＲＦ増幅装置は、通常、増幅器から出力されたキャリア信号を帰還する。しかし、さらに２次高調波の信号を帰還することによって、ＲＦ増幅装置の出力信号の歪みが改善することが知られている。従来の帰還増幅装置を図２２及び図２３に示す。図２２は、２次高調波のみを帰還して歪みを低減する帰還増幅装置である（特許文献１を参照）。図２３は、増幅器から出力されたキャリア信号と２次高調波とを帰還して歪みを低減する帰還増幅装置である（特許文献２を参照）。
【特許文献１】特開２００１−２０３５４２号公報
【特許文献２】特開２００３−２８９２２６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、上述した従来の帰還増幅装置では、帰還回路の回路構成を改良することのみによって歪みを低減しており、２次高調波及び差周波の周波数に代表される基本波の周波数帯域外の周波数に関しての出力負荷を調整することによって歪みを低減してはいない。このことによって、従来の帰還増幅装置では、歪みの低減には限界があるという問題がある。
それ故に、本発明の目的は、２次高調波及び差周波に関しての出力負荷を調整することによって、従来の帰還増幅装置よりも低歪みの帰還増幅装置及びそれを用いた無線回路装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明は、帰還処理を行って信号を増幅する帰還増幅装置に向けられている。そして、上記目的を達成させるために、本発明の帰還増幅装置は、信号を増幅する増幅部と、増幅部の出力信号を増幅部の入力側へ帰還する帰還部と、増幅部の出力を入力し、増幅部から出力される相互変調歪みを打ち消すように、増幅部の入力側へ帰還される基本波帯域外波の振幅と位相とを、基本波帯域外波に対する負荷アドミッタンスによって制御する帯域外アドミッタンス制御回路と、帯域外アドミッタンス制御回路の出力を入力し、帯域外アドミッタンス制御回路による基本波に対する負荷アドミッタンスの変動をキャンセルする基本波アドミッタンス補償回路とを備える。
【０００６】
また、帯域外アドミッタンス制御回路は、増幅部の入力側へ帰還される基本波帯域外波の内の２次高調波の振幅と位相とを、２次高調波に対する負荷アドミッタンスによって制御してもよい。
【０００７】
また、帯域外アドミッタンス制御回路は、増幅部と基本波アドミッタンス補償回路との間に直列接続されるインダクタで構成されてもよい。また、帯域外アドミッタンス制御回路は、前記増幅部と前記基本波アドミッタンス補償回路との間に並列接続されるキャパシタで構成されてもよい。また、帯域外アドミッタンス制御回路は、増幅部と基本波アドミッタンス補償回路との間に、直列接続されるインダクタと並列接続されるキャパシタとで構成されてもよい。
【０００８】
また、帯域外アドミッタンス制御回路は、増幅部の入力側へ帰還される基本波帯域外波の内の差周波の振幅と位相とを、差周波に対する負荷アドミッタンスによって制御してもよい。また、帯域外アドミッタンス制御回路は、増幅部と基本波アドミッタンス補償回路との間に、直列接続されるキャパシタと並列接続されるインダクタとで構成されてもよい。
【０００９】
また、帰還部は、インダクタとキャパシタとによって構成される並列共振回路を含んでもよい。また、増幅部の入力側にインダクタが直列に挿入されてもよい。
【００１０】
本発明は、無線回路装置にも向けられている。そして、上記目的を達成させるために、本発明の無線回路装置は、上記した帰還増幅装置のいずれかを送信回路の利得制御増幅器として用いる。
【００１１】
また、無線回路装置は、帰還部のアドミッタンスを制御して利得を可変させてもよいし、送信出力レベルに応じて受信回路の増幅器の利得を可変させてもよいし、帯域外アドミッタンス制御回路のアドミッタンスを増幅器の利得に応じて可変させてもよい。
【００１２】
また、無線回路装置は、上記した帰還増幅装置のいずれかを受信回路の低雑音増幅器ＬＮＡとして用いてもよい。
【００１３】
また、帰還増幅装置は、前記増幅部の電流を制御することにより、利得の変化が小さく、かつ、歪み特性を可変してもよい。
【００１４】
また、無線回路装置は、送信回路の送信の有無に応じて低雑音増幅器ＬＮＡの電流を制御してもよい。
【００１５】
また、無線回路装置は、送信回路の送信レベルに応じて低雑音増幅器ＬＮＡの電流を制御してもよいし、受信所望波の受信レベルに応じて低雑音増幅器ＬＮＡの電流を制御してもよいし、受信隣接チャネル妨害波のレベルに応じて低雑音増幅器ＬＮＡの電流を制御してもよいし、帯域外アドミッタンス制御回路のアドミッタンスを、低雑音増幅器ＬＮＡの電流に応じて可変してもよい。
【発明の効果】
【００１６】
上記した本発明によれば、電流を増やすことなく従来の帰還増幅装置よりも低歪みの帰還増幅装置及びそれを用いた無線回路装置が実現できる。また、２次高調波による発振も低減できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
（第１の実施形態）
図１は、一般化した電流負帰還増幅装置（以下、帰還増幅装置という）の構成である。以下では、図１を用いて一般的な等価回路で表した帰還増幅装置の相互変調歪みの改善量を導出した後に、この歪みの改善量を基に第１の実施形態について説明する。
【００１８】
歪みの改善量を導出するために、帰還増幅装置を解析する上で重要な指標である帰還量の定義と、この帰還量を用いて図１の帰還増幅装置の入出力電流特性とについて説明する。図１に示す通り、帰還増幅装置は、電流源１と信号源２と増幅部３と帰還部４とバイアス回路５及び６と整合回路７とよって構成される。入力端が接地された電流源１の出力に、入力端が接地された信号源２の出力が並列接続される。電流源１の出力に、バイアス回路５が直列接続される。バイアス回路５の出力に、増幅部３が直列接続される。増幅部３の出力から増幅部３の入力へ信号が帰還するように帰還部４が接続される。増幅部３の出力にバイアス回路６が直列接続され、バイアス回路６の出力に整合回路７が直列接続させる。そして、整合回路７の出力は、接地される。ここで、Ｙinは増幅部３の入力アドミッタンスを示し、Ｙout は増幅部３の出力アドミッタンスを示し、Ｙf は帰還部４のアドミッタンスを示し、ＹS は信号源２の内部アドミッタンスを示し、ＹL は整合回路７の負荷アドミッタンスを示す。なお、Ｙout は、十分小さく無視できるものとする。
【００１９】
まず、帰還量について以下に説明する。増幅部３の出力電流がｉ'outのとき、帰還部４にβ(ω)・i'outの電流が流れるとする。このとき、整合回路７（負荷アドミッタンスＹL）に流れる電流は、
【数１】
2007312231.tif 000003
となる。また、キルヒホッフの法則により、
【数２】
2007312231.tif 000004
となり、式（１）及び式（２）より、
【数３】
2007312231.tif 000005
となる。但し、
【数４】
2007312231.tif 000006
とする。そして、このβ(ω)を帰還量とする。
【００２０】
次に、増幅部３の入出力電流特性から図１の電流負帰還増幅装置の入出力電流特性を導出する。増幅部３の入出力電流特性は、３次の非線形性までを考慮して次式のように表わすことができるとする。
【数５】
2007312231.tif 000007
ここで、α1 (ω)、α2 (ω)、α3 (ω)はそれぞれ、式（５）の１〜３次までの係数であり、
【数６】
2007312231.tif 000008
である。ここで、図１の増幅装置が開ループ増幅装置であると仮定した場合（帰還部４のアドミッタンスＹf ＝０の場合）には、信号源２から増幅部３への入力電流ｉinはｉin＝ξ(ω)・ｉ'inと表わすことができ、増幅部３から整合回路７への出力電流ｉout はｉout ＝ｉ'outと表わすことができる。このことによって、α1 (ω)は開ループ増幅器の基本波電流利得を意味し、α2 (ω)は２次高調波電流利得を意味し、α3 (ω)は３次高調波電流利得を意味することがわかる。
また、キルヒホッフの法則により、次式が成り立つ。
【数７】
2007312231.tif 000009
式(５)、(７)より、図１の帰還増幅装置の入出力電流特性は次式のとおりに表わせる。
【数８】
2007312231.tif 000010
【００２１】
ここで、式（８）の右辺には、ｉout が入っている。そこで、ボルテラ級数を用いてｉout の非線形閉ループ伝達関数を導出する。出力電流ｉout が入力電流ｉinのボルテラ級数で表せるとすると、
【数９】
2007312231.tif 000011
となる。ただし、χ1 (ω1 )、χ2 (ω1,ω2 )、χ3 (ω1,ω2,ω3 )、はボルテラ級数の複素係数である。ここで、例えば、
【数１０】
2007312231.tif 000012
とした場合、ｉout の１次の項は、
【数１１】
2007312231.tif 000013
となる。
【００２２】
次に、式（８）及び（９）より、χ1 (ω1 )、χ2 (ω1,ω2 )、χ3 (ω1,ω2,ω3 )を求める。まず、ｉin＝ejω1t の場合よりχ1 (ω1 )を導出する。式（９）のｉinが１次である項までを考慮するとｉout は次式のようになる。
【数１２】
2007312231.tif 000014
そして、式（８）に式（１２）を代入したとき、両辺のejω1t の項の係数が等しくなることから、χ1 (ω1 )は次式のように求められる。
【数１３】
2007312231.tif 000015
次に、ｉin＝ejω1t ＋ejω2t の場合より、χ2 (ω1,ω2 )を導出する。式（９）のｉinが２次である項までを考慮するとｉout は次式のようになる。
【数１４】
2007312231.tif 000016
式（８）に式（１４）を代入したとき、両辺のej(ω1+ω2)tの項の係数が等しくなることから、χ2 (ω1,ω2 )は次式のように求められる。
【数１５】
2007312231.tif 000017
但し、χ1 (ω1 )として式（１３）を用いる。
次に、ｉin＝ejω1t ＋ejω2t ＋ejω3t の場合より、χ3 (ω1,ω2,ω3 )を導出する。式（９）のｉinが３次である項までを考慮するとｉout は次式のようになる。
【数１６】
2007312231.tif 000018
式（８）に式（１６）を代入したとき、両辺のej(ω1+ω2+ω3)t の項の係数が等しくなることから、χ3 (ω1,ω2,ω3 )は次式のように求められる。
【数１７】
2007312231.tif 000019
但し、χ1 (ω1 )として式（１３）を用い、χ2 (ω1,ω2 )として式（１５）を用いる。更に、α2 (ω1 ＋ω2 ＋ω3 )は、α3 (ω1 ＋ω2 ＋ω3 )と比較して十分に小さいと仮定し、近似を行っている。
【００２３】
以上の結果を用いて、３次入力インターセプトポイントＩＩＰ３の改善量の理論式を求める。入力電流ｉinが２波（Ｌ波及びＨ波）のキャリアである場合を考えると、入力電流ｉinは次式のように表わせる。
【数１８】
2007312231.tif 000020
式（１８）を式（９）に代入すると出力電流のキャリア成分（ｉL 及びｉH ）及び３次相互変調成分ＩＭ３（ｉIM3L及びｉIM3H）は、次式のように表わせる。
【数１９】
2007312231.tif 000021
このとき、式（１３）及び（１７）より、１次および３次の閉ループ伝達関数χ1 (ωL )、χ3 (ωL,ωL,−ωH )は次式のように求めることができる。
【数２０】
2007312231.tif 000022
以上の解析結果から、帰還増幅装置のＩＩＰ３の電流振幅は式（１７）より、
【数２１】
2007312231.tif 000023
ここで、式（２１）で表わさせる帰還増幅装置のＩＩＰ３の電流振幅と、次式で表わされる開ループ時のＩＩＰ３の電流振幅Ｉ'IIP3 との比を、帰還回路によるＩＩＰ３改善量と定義する。
【数２２】
2007312231.tif 000024
このとき、ＩＩＰ３改善量は次式のようになる。
【数２３】
2007312231.tif 000025
【００２４】
式（２３）から、ζを除く値は、全て、キャリアの電流利得と帰還量とで決まる値であることがわかる。そして、ζを除く値を最適化することによって、式（２３）の値（ＩＩＰ３改善量）を１以上にすることが可能である。しかし、ζを除く値は、キャリアの電流利得などにも影響するため最適化には限界がある。一方で、ζは、式（２０）からわかるように、差周波及び２次高調波の１次及び２次の電流利得と帰還量とで決まる値である。そして、差周波及び２次高調波の１次及び２次の電流利得と帰還量は、基本波の電流利得などに影響を与えないためζを除く値を最適化する場合と比較して自由度の高い最適化が可能となる。そして、式（２３）より、１／（１＋ζ）の値が大きいほどＩＩＰ３改善量が大きくなることがわかる。
【００２５】
ここで、２次高調波について考える。ＩＩＰ３改善量を大きくするためには式（２３）のζの値を−１に近づける必要がある。そして、基本波の特性によって増幅部３の特性は決まるため、特性を設定できるのは、帰還部４のアドミッタンスＹf 及び整合回路７の負荷アドミッタンスＹL である。
【００２６】
次に、負荷アドミッタンスＹL の設計について説明する。図２は、図１の電流負帰還増幅装置を具体的な構成で表わした図である。なお、図２の整合回路７は、２次高調波の負荷アドミッタンスＹL を変化させることができるものとする。図３は、図２の電流負帰還増幅装置において、基本波の負荷を利得整合し２次高調波の負荷アドミッタンスＹL を変化させたときのＩＩＰ３改善量を示す。なお、図３は、２次高調波の負荷アドミッタンスＹL を示すアドミッタンスチャートを変換して得られる図であり、特性インピーダンスは２００Ωに換算している。図３において、ＩＩＰ３改善量はデシベルｄＢで表わされ、グラデーションの濃い部分ほどＩＩＰ３改善量が大きい。図３に示す通り、ζの値が−１に最も近づく負荷アドミッタンスＹL が存在することがわかる。つまり、ＩＩＰ３改善量が最も大きくなる負荷アドミッタンスＹL が存在することがわかる。そして、位相との関係から、負荷アドミッタンスＹL について、誘導性が最適か、容量性が最適かが定まる。
なお、ここでは、３次の相互変調歪みの例を示したが、５次、７次でも同様に導くことができる。
【００２７】
図４は、本発明の第１の実施形態の帰還増幅装置の構成を示す図である。図４に示す通り、第１の実施形態の帰還増幅装置は、増幅部８と帰還部９と２次高調波アドミッタンス制御回路１０と基本波アドミッタンス補償回路１１とを備える。増幅部８の出力から増幅部８の入力に信号が帰還するように帰還部９が接続される。増幅部８の出力に２次高調波アドミッタンス制御回路１０が直列接続される。２次高調波アドミッタンス制御回路１０の出力に基本波アドミッタンス補償回路１１が直列接続される。基本波アドミッタンス補償回路１１の出力が後段回路（図示せず）に接続される。
【００２８】
次に、第１の実施形態の帰還増幅装置の動作について説明する。増幅部８は、入力された信号を増幅して基本波を出力すると共に、基本周波数近傍の歪み成分である相互変調歪み、および２次高調波等を出力する。帰還部９は、増幅部８から出力された基本波相互変調歪み、２次高調波等とを増幅部８の入力に帰還する。この帰還によって、増幅部８から出力される相互変調歪みを或る程度低減することができる。そして、２次高調波アドミッタンス制御回路１０は、２次高調波の負荷アドミッタンスを制御することによって、帰還部９によって帰還される２次高調波の振幅と位相とを制御する。具体的には、２次高調波アドミッタンス制御回路１０は、帰還される２次高調波の振幅を大きくし、また、帰還される２次高調波の位相を、増幅部８から出力される相互変調歪みを打ち消す位相とするように制御する。つまり、２次高調波アドミッタンス制御回路１０は、２次高調波の負荷アドミッタンスを制御することによって、増幅部８から出力される相互変調歪みを更に低減する。これは、２波の基本波より発生する相互変調歪みを、基本波の内のいずれか１つと帰還された２次高調波のミキシングで生成された成分とで打ち消すことによって実現する。そして、基本波アドミッタンス補償回路１１は、２次高調波アドミッタンス制御回路１０が備えられることによって基本波に与える電流利得変動及び位相変動の影響をキャンセルする。なお、基本波アドミッタンス補償回路１１は、増幅部８についての整合回路としての機能を備えてもよいし、増幅部８についてのバイアス回路としての機能を備えてもよい。また、整合回路及びバイアス回路としての機能を備えてもよい。
【００２９】
図５は、第１の実施形態の帰還増幅装置のＩＩＰ３改善量を示す。なお、図５は、２次高調波の負荷アドミッタンスＹL を示すアドミッタンスチャートを変換して得られる図であり、特性インピーダンスは２００Ωに換算している。図５において、ＩＩＰ３改善量はデシベルｄＢで表わされ、グラデーションの濃い部分ほどＩＩＰ３改善量が大きい。
まず、第１の実施形態の帰還増幅装置（図４を参照）に、或る入力アドミッタンスをもつ後段回路（図示せず）が接続されており、また、２次高調波アドミッタンス制御回路１０及び基本波アドミッタンス補償回路１１が備えられないとした場合のＩＩＰ３改善量が、図５の白丸であったとする。すると、図４に示す第１の実施形態の帰還増幅装置に、或る入力アドミッタンスをもつ後段回路（図示せず）が接続されており、また、２次高調波アドミッタンス制御回路１０及び基本波アドミッタンス補償回路１１が備えられた場合のＩＩＰ３改善量は、図５の矢印が示すように増加する。
【００３０】
以上で説明した通り、第１の実施形態の帰還増幅装置は、基本波の利得特性などに影響を与えることなく、帰還によって相互変調歪みを抑制する特性を向上させることができる。
【００３１】
以下では、上記した第１の実施形態の帰還増幅装置（図４を参照）の第１〜３の具体例を説明する。なお、第１の実施形態の帰還増幅装置と同様の構成要素については同じ参照符号を用いる。また、第１〜３の具体例の帰還増幅装置は、２次高調波アドミッタンス制御回路１０及び基本波アドミッタンス補償回路１１の回路構成に特徴が有るので、以下ではこの回路構成について説明する。
【００３２】
図６は、第１の実施形態の帰還増幅装置の第１の具体例である。図６に示す通り、２次高調波アドミッタンス制御回路１０は、増幅部８の出力に直列接続されたインダクタによって構成される。２次高調波アドミッタンス制御回路１０は、２次高調波に対しての負荷アドミッタンスを小さくするが、基本波に対しての負荷アドミッタンスには殆ど影響を与えないＬＰＦ構成である。以上で説明した通り、第１の具体例の帰還増幅装置は、基本波に対しての負荷アドミッタンスには殆ど影響を与えずに２次高調波に対しての負荷アドミッタンスを設定できるので、基本波の利得特性などに影響を与えることなく、帰還によって相互変調歪みを抑制する特性を向上させることができる。なお、基本波アドミッタンス補償回路１１は、２次高調波アドミッタンス制御回路１０の出力に直列接続されたキャパシタによって構成される。
【００３３】
図７は、第１の実施形態の帰還増幅装置の第２の具体例である。図７に示す通り、２次高調波アドミッタンス制御回路１０は、増幅部８の出力に並列接続され、一端が接地されたキャパシタによって構成される。そして、基本波アドミッタンス補償回路１１は、２次高調波アドミッタンス制御回路１０の出力に並列接続され、一端が電源Ｖｃｃに接続されたキャパシタによって構成される。第２の具体例の帰還増幅装置は、第１の具体例の帰還増幅装置と同様に基本波に対しての負荷アドミッタンスには殆ど影響を与えずに２次高調波に対しての負荷アドミッタンスを設定できるので、基本波の利得特性などに影響を与えることなく、帰還によって相互変調歪みを抑制する特性を向上させることができる。
【００３４】
図８は、第１の実施形態の帰還増幅装置の第３の具体例である。図８に示す通り、２次高調波アドミッタンス制御回路１０は、増幅部８の出力に直列接続されたインダクタと並列接続されて一端が接地されたキャパシタとによって構成される。そして、基本波アドミッタンス補償回路１１は、２次高調波アドミッタンス制御回路１０の出力に並列接続され一端が電源Ｖｃｃに接続されるインダクタと直列接続されるキャパシタとによって構成される。第３の具体例の帰還増幅装置は、第１及び第２の具体例の帰還増幅装置と同様に基本波に対しての負荷アドミッタンスには殆ど影響を与えずに２次高調波に対しての負荷アドミッタンスを設定できるので、基本波の利得特性などに影響を与えることなく、帰還によって相互変調歪みを抑制する特性を向上させることができる。
【００３５】
（第２の実施形態）
式（１７）のζの第１項は、差周波に起因する項であり、式の構成から２次高調波に起因する第２項と同様の特性を持つことがわかる。このことによって、式（２０）のζの値が−１に最も近づく２次高調波に対する負荷アドミッタンスＹL が存在するのと同様に、ζの値が−１に最も近づく差周波に対する負荷アドミッタンスＹL が存在することがわかる。したがって、ζの値が−１に最も近づくように差周波に対する負荷アドミッタンスＹL を設定することによって、帰還によって差周波を抑制する特性を向上させることができる。
【００３６】
図９は、本発明の第２の実施形態の帰還増幅装置の構成を示す図である。図９の帰還増幅装置は、第１の実施形態の帰還増幅装置（図４を参照）と比べて、２次高調波アドミッタンス制御回路１０の代わりに差周波アドミッタンス制御回路１４を備え、また、基本波アドミッタンス補償回路１１の代わりに基本波アドミッタンス補償回路１５を備える。なお、図９では、第１の実施形態の帰還増幅装置と同様の構成要素については同じ参照符号を用いる。また、第２の実施形態の帰還増幅装置は、差周波アドミッタンス制御回路１４及び基本波アドミッタンス補償回路１５の回路構成に特徴が有るので、以下ではこれらの回路構成について説明する。図９に示す通り、差周波アドミッタンス制御回路１４は、増幅部８の出力に並列接続されて他端が電源Ｖｃｃに接続されるインダクタと直列接続されるキャパシタとによって構成される。
【００３７】
ここで、差周波は、基本波よりも周波数が低い。そして、差周波アドミッタンス制御回路１４は、差周波に対しての負荷アドミッタンスを小さくするが、基本波に対しての負荷アドミッタンスには殆ど影響を与えないＨＰＦ構成である。このことによって、第２の実施形態の帰還増幅装置は、基本波に対しての負荷アドミッタンスには殆ど影響を与えずに差周波に対しての負荷アドミッタンスを設定できるので、基本波の利得特性などに影響を与えることなく、帰還によって相互変調歪みを抑制する特性を向上させることができる。更に、一般に、図９の後段回路１６には寄生容量があるので、信号の周波数が高いほど後段回路１６のアドミッタンスは高くなる。従って、差周波は、周波数が低いため差周波に対する後段回路１６のアドミッタンスは低くなる。なお、基本波アドミッタンス補償回路１５は、差周波アドミッタンス制御回路１４の後段に設けられ、直列接続されるインダクタと並列接続されるキャパシタとによって構成される。
【００３８】
図１０は、第２の実施形態の帰還増幅装置のＩＩＰ３改善量を示す。なお、図１０は、差周波の負荷アドミッタンスＹL を示すアドミッタンスチャートを変換して得られる図であり、特性インピーダンスは２００Ωに換算している。図１０において、ＩＩＰ３改善量はデシベルｄＢで表わされ、グラデーションの濃い部分ほどＩＩＰ３改善量が大きい。
まず、図９の帰還増幅装置において、差周波アドミッタンス制御回路１４及び基本波アドミッタンス補償回路１５が備えられないとした場合のＩＩＰ３改善量が、図１０の白丸で表わされる。そして、図７に示す差周波アドミッタンス制御回路１４及び基本波アドミッタンス補償回路１５を備えた帰還増幅装置のＩＩＰ３改善量は、図１０の矢印が示すように増加する。
【００３９】
以上で説明した通り、第２の実施形態の帰還増幅装置は、基本波の利得特性などに影響を与えることなく、帰還によって相互変調歪みを抑制する特性を向上させることができる。なお、２次高調波及び差周波は、基本波を除く波である基本波帯域外波に含まれる。
【００４０】
（第３の実施形態）
図１１は、本発明の第３の実施形態の帰還増幅装置の構成を示す図である。そして、第３の実施形態の帰還増幅回路は、帰還部のアドミッタンスを制御することによって、基本波の電流利得等に影響を与えずに相互変調歪みを抑制する。図１１に示す通り、図１１の帰還増幅回路は、第１の実施形態で説明した図４の帰還増幅回路と比べて、帰還部１７に特徴がある。ここで、第３の実施形態の帰還増幅回路は、図４の２次高調波アドミッタンス制御回路１０の代わりに第２の実施形態で説明した差周波アドミッタンス制御回路１４を備えても良いので、これらの回路を総称した帯域外アドミッタンス制御回路１００を備えることとする（以下、２次高調波アドミッタンス制御回路及び差周波アドミッタンス制御回路を総称して帯域外アドミッタンス制御回路という）。なお、第３の実施形態の帰還増幅回路は、帯域外アドミッタンス制御回路１００による基本波の特性変動をキャンセルする基本波アドミッタンス補償回路１０１を備える。図１１に示す通り、帰還部１７は、増幅部８の出力から入力へ信号を帰還するように接続される。そして、帰還部１７は、アドミッタンスＹf ’である帰還部１８に、インダクタ１９とキャパシタ２０とによって構成される並列共振回路２１が並列に接続された構成である。そして、並列共振回路２１は、基本波の周波数で共振するように設定されている。
【００４１】
以下では、第３の実施形態の帰還増幅回路の動作について説明する。まず、基本波の周波数では、並列共振回路２１は共振するので並列共振回路２１のアドミッタンスは大きくなる。このことによって、帰還部１７のアドミッタンスＹf と帰還部１８のアドミッタンスＹf ’とは等しくなる。一方で、基本波の周波数とは異なる２次高調波及び差周波の周波数では、並列共振回路２１は共振しないので並列共振回路２１のアドミッタンスは大きくなる。このことによって、帰還部１７のアドミッタンスＹf は、帰還部１８のアドミッタンスＹf ’よりも大きくなる。ここで、２次高調波及び差周波の周波数で帰還部１７のアドミッタンスＹf が大きくなると、式（３）より２次高調波及び差周波の帰還量βは大きくなり、式（２０）のζが−１に近づく。ζが−１に近づくと式（２３）で表わされる
ＩＩＰ３改善量が大きくなる。この結果として、第１及び第２の実施形態の帰還増幅装置よりも更に基本波の電流利得等には影響を与えずに相互変調歪みを抑制することができる。
【００４２】
図１２は、第３の実施形態の帰還増幅装置（図１１を参照）の具体的な回路の一例を示す。図１２に示す通り、帰還部１７は、キャパシタ２２及びレジスタ２３によって構成される帰還部１８と、並列共振回路２１とが並列に接続されて構成される。帰還部１７をこのような構成とすることによって、上記した効果を実現することができる。図１３は、第３の実施形態の帰還増幅装置（図１１を参照）の具体的な回路の別の一例を示す。図１３の帰還増幅装置は、図１２の帰還増幅装置に対して、帰還部１７を構成するキャパシタ２０及び２２を１つのキャパシタ１０２にまとめている。このことによって、図１３の帰還増幅装置は、図１２の帰還増幅装置よりも部品点数を削減して、図１２の帰還増幅装置と同様の効果を得ることができる。
【００４３】
（第４の実施形態）
図１４は、第４の実施形態の帰還増幅回路を示す。図１４に示す通り、第４の実施形態の帰還増幅回路は、第３の実施形態の帰還増幅回路（図１３を参照）と比べて、増幅部３の入力端と、帰還部１７の増幅部３の入力側への接続部との間にインダクタ２４が直列接続される点で異なる。
【００４４】
第４の実施形態の帰還増幅回路は、インダクタ２４を備えることによって、増幅部３の入力アドミッタンスＹinを大きくする。このことによって、式（４）のη（ω）が小さくなるので、式（３）より２次高調波及び差周波の帰還量βは大きくなり、式（２０）のζが−１に近づく。ζが−１に近づくと式（２３）で表わされるＩＩＰ３改善量が大きくなる。この結果として、第４の実施形態の帰還増幅回路は、基本波の電流利得等には影響を与えずに、第３の実施形態の帰還増幅回路よりも更に相互変調歪みを抑制することができる。
【００４５】
図１５は、第４の実施形態の帰還増幅装置の増幅部３における２次高調波の入力アドミッタンスＹinを示すアドミッタンスチャートである。図１５に示す通り、第４の実施形態の帰還増幅装置は、インダクタ２４を備えることによって、増幅部３における２次高調波の入力アドミッタンスＹinを大きくできる。
以上に説明した通り、第４の実施形態の帰還増幅回路は、基本波の電流利得等には影響を与えずに、第３の実施形態の帰還増幅回路よりも更に相互変調歪みを抑制することができる。
【００４６】
（第５の実施形態）
近年、ＲＦＩＣが実現されたことによって、高周波回路でも差動増幅装置が用いられるようになった。差動増幅装置では、基本波は差動信号であり、２次高調波及び差周波は同相信号である。このため、以下に説明する通り、回路構成によって容易に、基本波の負荷アドミッタンスに影響を与えることなく２次高調波及び差周波の負荷アドミッタンスを制御できる。
【００４７】
図１６は、第５の実施形態に用いる差動回路ａ〜ｄである。そして、図１６には、差動回路ａ〜ｄのそれぞれについての、同相信号に対する等価回路と差動信号に対する等価回路とを示している。図１６に示す通り、差動回路ａ〜ｄは、差動信号に対する等価回路のインダクタとキャパシタとが基本波の周波数で共振するように設定すると、同相信号（２次高調波及び差周波）に対してのみ、インダクタ又はキャパシタとして動作する。
図１７は、第５の実施形態の帰還増幅装置である。図１７の帰還増幅装置は、図１６の差動回路ａ及びｄを用いて第１の実施形態の帰還増幅装置の第３の具体例（図８を参照）を差動化したものである。図１８は、第５の実施形態の別の帰還増幅装置である。図１８の帰還増幅装置は、図１６の差動回路ｂ及びｃを用いて第２の実施形態の帰還増幅装置（図９を参照）を差動化したものである。
【００４８】
以上に説明した通り、第５の実施形態で示した帰還増幅装置は、差動回路の特徴を利用することによって比較的簡単な回路構成で、基本波の負荷アドミッタンスに影響を与えることなく２次高調波及び差周波の負荷アドミッタンスを制御して相互変調歪みを抑制することができる。
【００４９】
（無線回路の実施形態）
以下には、上記した第１〜５の実施形態の帰還増幅装置を無線回路に適用した例について説明する。
図１９は、第１〜５の実施形態の帰還増幅装置を適用した無線回路の第１例である。図１９に示す通り、無線回路の送信、非送信および送信電力レベルに応じて、送信増幅器及び受信増幅器を制御する構成となっている。送信側に関しては、端末と基地局の距離に応じて送信電力を制御するためにゲインコントロールアンプＧＣＡ２５を用いている。受信側に関しては、送信電力の一部がアンテナ共用器２６を介して受信側にリークする。このリーク電力と受信回路の歪とによって受信感度の劣化が生じる。そして、この受信感度の劣化を低減するために送信時には受信側の回路の電流を増やして歪みを低減し、また、非送信時には受信側の回路の電流を減らして低消費電力を実現するために電流が可変であるローノイズアンプＬＮＡ２７を用いている。また、送信電力レベルが高いときには、低いときよりも受信回路の電流を更に増やしている。
【００５０】
そして、図１９に示す通り、無線回路のＧＣＡ２５を備えた送信側に第１〜５の実施形態の帰還増幅装置を適用することによって、基本波の利得を制御し、また、基本波の利得特性などに影響を与えることなく帰還によって相互変調歪みを抑制する特性を向上させることができる。なお、基本波の利得の制御に対応させて、帯域外アドミッタンス制御回路のアドミッタンスを制御してもよい。
【００５１】
また、図１９に示す通り、無線回路のＬＮＡ２７を備えた受信側に第１〜５の実施形態の帰還増幅装置を適用することによって、第１〜５の実施形態で説明した通り、ＬＮＡ２７の歪み特性を改善することができる。なお、一般に、受信に用いられるＬＮＡは、増幅部の電流を制御することによって、基本波の電流利得は変動させずに歪み特性のみを可変できるものが望ましい。従って、第１〜５の実施形態の帰還増幅装置は、基本波の電流利得の増加が帰還構成によって抑圧され、また、帰還信号の電流増加によって歪みが低減されるため、受信に用いられるＬＮＡに用いられるのに適している。なお、ＬＮＡ２７の電流の可変に応じて、帯域外負荷アドミッタンス制御回路のアドミッタンスを制御してもよい。
【００５２】
図２０は、第１〜５の実施形態の帰還増幅装置を適用した無線回路の第２例である。図２０の無線回路は、受信レベル検出回路２８によって、所望の受信波の受信レベルに応じてＬＮＡ２７を含む受信回路の歪み特性を変動させる制御を更に行っている点で図１９の無線回路と異なる。このような構成とすることによって、所望の受信波の受信レベルが高い場合には歪み特性が悪くても受信感度が十分高いたので電流を減らして消費電力を削減し、所望の受信波の受信レベルが低い場合には受信感度を向上させるために歪み特性を改善することができる。
【００５３】
図２１は、第１〜５の実施形態の帰還増幅装置を適用した無線回路の第３例である。図２１の無線回路は、所望波近傍受信レベル検出回路２９によって、受信回路においてミキサでダウンコンバートした信号から所望のチャネルに隣接するチャネルの妨害波を抽出して、その妨害波の受信レベルに応じてＬＮＡ２７を含む受信回路の歪み特性を変動させる制御を更に行っている点で図２０の無線回路と異なる。このような構成とすることによって、隣接するチャネルの妨害波の受信レベルが高いときには電流を増やして歪み特性を改善して受信感度を改善し、隣接するチャネルの妨害波の受信レベルが低いときには電流を減らして消費電力を削減することができる。
【産業上の利用可能性】
【００５４】
本発明は、帰還増幅装置等に利用可能であり、特に、基本波の電流利得等には影響を与えずに、相互変調歪みを抑制したい場合等に有用である。
【図面の簡単な説明】
【００５５】
【図１】一般化した電流負帰還増幅装置の構成
【図２】図１の電流負帰還増幅装置を具体的な構成で表わした図
【図３】図２の電流負帰還増幅装置において、基本波の負荷を利得整合し２次高調波の負荷アドミッタンスＹL を変化させたときのＩＩＰ３改善量
【図４】本発明の第１の実施形態の帰還増幅装置の構成を示す図
【図５】第１の実施形態の帰還増幅装置のＩＩＰ３改善量
【図６】第１の実施形態の帰還増幅装置の第１の具体例
【図７】第１の実施形態の帰還増幅装置の第２の具体例
【図８】第１の実施形態の帰還増幅装置の第３の具体例
【図９】本発明の第２の実施形態の帰還増幅装置の構成を示す図
【図１０】第２の実施形態の帰還増幅装置のＩＩＰ３改善量
【図１１】本発明の第３の実施形態の帰還増幅装置の構成を示す図
【図１２】第３の実施形態の帰還増幅装置の具体的な回路の一例
【図１３】第３の実施形態の帰還増幅装置の具体的な回路の別の一例
【図１４】本発明の第４の実施形態の帰還増幅回路
【図１５】第４の実施形態の帰還増幅装置の増幅部３における２次高調波の入力アドミッタンスＹinを示すアドミッタンスチャート
【図１６】第５の実施形態に用いる差動回路ａ〜ｄ
【図１７】本発明の第５の実施形態の帰還増幅装置
【図１８】第５の実施形態の別の帰還増幅装置
【図１９】第１〜５の実施形態の帰還増幅装置を適用した無線回路の第１例
【図２０】第１〜５の実施形態の帰還増幅装置を適用した無線回路の第２例
【図２１】第１〜５の実施形態の帰還増幅装置を適用した無線回路の第３例
【図２２】従来の帰還増幅装置
【図２３】従来の帰還増幅装置
【符号の説明】
【００５６】
１    電流源
２    信号源
３、８    増幅部
４、９、１７、１８    帰還部
５、６    バイアス回路
７    整合回路
１０    ２次高調波アドミッタンス制御回路
１１、１５、１０１    基本波アドミッタンス補償回路
１４    差周波アドミッタンス制御回路
１６    後段回路
１９、２４    インダクタ
２０、２２、１０２    キャパシタ
２１    並列共振回路
２３    レジスタ
２５    ゲインコントロールアンプＧＣＡ
２６    アンテナ共用器
２７    ローノイズアンプＬＮＡ
２８    受信レベル検出回路
２９    所望波近傍受信レベル検出回路
１００    帯域外アドミッタンス制御回路
【図１】
2007312231.tif 000026
【図２】
2007312231.tif 000027
【図３】
2007312231.tif 000028
【図４】
2007312231.tif 000029
【図５】
2007312231.tif 000030
【図６】
2007312231.tif 000031
【図７】
2007312231.tif 000032
【図８】
2007312231.tif 000033
【図９】
2007312231.tif 000034
【図１０】
2007312231.tif 000035
【図１１】
2007312231.tif 000036
【図１２】
2007312231.tif 000037
【図１３】
2007312231.tif 000038
【図１４】
2007312231.tif 000039
【図１５】
2007312231.tif 000040
【図１６】
2007312231.tif 000041
【図１７】
2007312231.tif 000042
【図１８】
2007312231.tif 000043
【図１９】
2007312231.tif 000044
【図２０】
2007312231.tif 000045
【図２１】
2007312231.tif 000046
【図２２】
2007312231.tif 000047
【図２３】
2007312231.tif 000048