(57)【要約】      （修正有）【課題】安定なコモンモード電位及び安定な増幅特性を有する差動出力信号を供給する増幅器回路を提供する。【解決手段】出力トランジスタ（Ｔ１−Ｔ４）を介して流れる零入力電流と差動出力信号のコモンモード電位の結合した制御のために本増幅器回路の制御段へフィードバックする制御経路（２４，２６，３０，２８）と（３６，３８，３４，３２）を設ける。別個の制御ループ間における如何なる不利益的に作用する結合も、１つの且つ同一の制御経路における２つの制御機能のこの結合によって有益的に回避される。【選択図】図１
2007312395.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
増幅器回路において、
第一供給電位（Ｖｓｓ）及び第二供給電位（Ｖｄｄ）を本回路へ供給するための第一供給端子（１２）及び第二供給端子（１４）、
差動出力信号（Ｖｏｕｔｎ，Ｖｏｕｔｐ）の出力のための第一出力ノード（１６）及び第二出力ノード（１８）を具備する出力段、尚該第一出力ノード（１６）が第一出力トランジスタ（Ｔ１）を介して該第一供給端子（１２）と、且つ第二出力トランジスタ（Ｔ２）を介して該第二供給端子（４０）と接続しており、且つ該第二出力ノード（１８）が第三出力トランジスタ（Ｔ３）を介して第一供給端子（１２）と、且つ第四出力トランジスタ（Ｔ４）を介して該第二供給端子（１４）と接続しており、及び
該出力トランジスタ（Ｔ１−Ｔ４）を制御するために入力信号（Ｖｉｎｎ，Ｖｉｎｐ）を印加することが可能な出力段であって、該入力信号（Ｖｉｎｎ，Ｖｉｎｐ）が存在しない場合であっても該出力トランジスタ（Ｔ１−Ｔ４）を介して流れる零入力電流の調節のため及び入力信号（Ｖｉｎｎ，Ｖｉｎｐ）の関数として該出力信号（Ｖｏｕｔｎ，Ｖｏｕｔｐ）の調節のための制御段、及び
該出力トランジスタ（Ｔ１−Ｔ４）の零入力電流と該差動出力信号（Ｖｏｕｔｎ，Ｖｏｕｔｐ）のコモンモード電位の結合型制御のために該制御段へフィードバックする制御経路、
を有している増幅器回路。
【請求項２】
請求項１において、該制御段が該出力トランジスタ（Ｔ１−Ｔ４）のレプリカ（Ｔ１′−Ｔ４′）を有しており、その各々が基準電流源と直列に配置されており、且つ各場合におけるその制御端子が該出力トランジスタ（Ｔ１−Ｔ４）の制御端子のうちの１つと接続されている増幅器回路。
【請求項３】
前の請求項のうちのいずれかにおいて、該制御経路が制御増幅器（２８，３０，３２，３４）を有しており、その入力へ制御入力信号が印加され、該制御入力信号は２つの加法的な重ね合わされる信号成分を包含しており、そのうちの第一信号成分は該零入力電流の少なくとも１つを表わし、且つ第二信号成分は該コモンモード電位を表わしている増幅器回路。
【請求項４】
請求項２及び３において、該零入力電流を表わす該信号成分が該レプリカ（Ｔ１′−Ｔ４′）のうちの１つとそれと直列に配置されている基準電流源との間の回路ノード（２４，２６，３６，３８）に設けられている増幅器回路。
【請求項５】
請求項３又は４において、該コモンモード電位を表わす信号成分が、同一の抵抗値の２つの抵抗要素（Ｒ１−Ｒ８）を介して２つの出力ノード（１６，１８）と接続されている回路ノード（２４，２６，３６，３８）に設けられている増幅器回路。
【請求項６】
請求項３乃至５のうちのいずれかにおいて、該零入力電流のうちの少なくとも１つを表わし信号成分が該複数個の零入力電流（３０，３４）のうちの最小電流として選択されている零入力電流のうちの１つを表わしている増幅器回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、マイクロエレクトロニック集積回路における例えばファンクションブロックとして適用することが可能であるような増幅器回路に関するものである。特に、本発明は、増幅の高い線形性と低い電力消費との間の妥協が与えられる所謂クラスＡＢ増幅器回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
このタイプの増幅器回路は、例えば、ＥＰ１３５３４４０Ａ１において説明されている。
【０００３】
本出願人の事業組織内における開発に基づく増幅器回路は、
第一供給電位及び第二供給電位を該回路へ供給するための第一供給端子及び第二供給端子、
差動出力信号の出力ための第一出力ノード及び第二出力ノードを具備する出力段、尚該第一出力ノードは第一出力トランジスタを介して該第一供給端子と、且つ第二出力トランジスタを介して該第二供給端子と接続しており、且つ該第二出力ノードは第三出力トランジスタを介して該第一供給端子と且つ第四出力トランジスタを介して該第二供給端子と接続しており、及び
該出力トランジスタを制御するために入力信号を印加することが可能な出力段であって、該入力信号が存在しない場合であっても該出力トランジスタを介して流れる零入力電流の調節のため及び該入力信号の関数として該出力信号の調節のための出力段、
を有している。
【０００４】
クラスＡＢ原理に基づいて構成されたこの増幅器回路の利点は、その出力段が差動的、従って普遍的に使用可能な出力信号を送り出すという点にある。
【０００５】
動作が安定している増幅器特性を達成するために、出力トランジスタを介して流れる零入力電流のうちの少なくとも１つ（クラスＡＢ増幅器段のクラスＡ成分）がフィードバックにより制御される場合には有益的であることが証明されている。
【０００６】
更に、差動出力信号のコモンモード電位がフィードバックにより所望の要求される値に同様に制御される場合には多くの適用例にとって有益的である。
【０００７】
従って、前のパラグラフにおいて記載した増幅器回路に対して、夫々のフィードバック経路によって零入力電流及びコモンモード電位の両方を特定の必要とされる値へ制御するための試みがなされている。然しながら、零入力電流制御とコモンモード電位制御とは互いに影響し、その結果、増幅器の性能特性は不利益的に損なわれるという深刻な問題が発生している。
【０００８】
該２つの制御ループの帯域幅が類似している場合には、これらの制御機能の間の結合の結果として不安定性が発生する危険性も存在している。実際に、これら２つの制御ループに対して非常に異なる帯域幅を使用することによりこの問題を回避することが可能である。然しながら、この場合には、より遅い制御ループにより制御されるパラメータがより精度が悪く制御されるという欠点が残存している。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
本発明の目的は、安定なコモンモード電位と案内な増幅特性とを具備する差動出力信号を供給する増幅器回路を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明によれば、この目的は、増幅器回路において、
第一供給電位及び第二供給電位を本回路へ供給するための第一供給端子及び第二供給端子、
差動出力信号の出力のために第一出力ノード及び第二出力ノードを具備する出力段、尚該第一出力ノードは、第一出力トランジスタを介して該第一供給端子と、且つ第二出力トランジスタを介して該供給端子と接続しており、且つ該第二出力ノードは、第三出力トランジスタを介して該第一供給端子と、且つ第四出力トランジスタを介して該第二供給端子と接続しており、及び
該出力トランジスタを制御するために入力信号を印加することが可能であり、該入力信号が存在しない場合であっても該出力トランジスタを介して流れる零入力電流の直接のため、及び該入力信号の関数として該出力信号の調節のための制御段、及び
該出力トランジスタの該零入力及び該差動出力信号のコモンモード電位の結合した制御のために該制御段へフィードバックする制御経路、
を有している増幅器で実質的に達成される。
【００１１】
そのようなものとして又は結合して提供することが可能な本発明の有益的な更なる展開について以下に説明する。
【００１２】
本発明の基本的な特徴は、出力トランジスタの零入力電流と差動出力信号のコモンモード電位の結合型制御のために制御段へフィードバックする制御経路である。
【００１３】
別個の制御ループ間における如何なる不利益的に作用する結合も、１つの且つ同一の制御経路における２つの制御機能のこの結合によって有益的に回避される。
【００１４】
該制御経路に対する一貫性のある、特に比較的大きな帯域幅を問題なく実現することが可能であり、その経路は両方のパラメータを制御するために効果的なものである。本発明に基づいて改善される制御機能は、特に、大きな増幅帯域幅（例えば、１００ＭＨｚより大きい）を有する増幅器に対して有益的に使用可能である。本発明に基づく増幅器回路に対する興味のある適用分野は、例えば、オペアンプの出力段の実現である。
【００１５】
本発明の実施例の１つの形態においては、制御段が出力トランジスタのレプリカ即ち複製物を有しており、その各々は基準電流源と直列に配置されており、且つその制御端子の各々は該出力トランジスタの制御端子のうちの１つと接続されている。それらの制御端子を介して互いに対毎に接続されて、出力トランジスタ及びレプリカトランジスタは所謂カレントミラーの形態で共に動作し、該基準電流源によりレプリカトランジスタを介して駆動される基準電流を、各場合において、ミラー動作関係に従って出力トランジスタ（それらの零入力電流として）ミラー動作させる。この種類のカレントミラー構成の更なる利点は、レプリカトランジスタの領域において、１つ又は幾つかの零入力電流を表わす信号を制御経路に対してタップ即ち抽出することも可能であるということである。該カレントミラー構成のレプリカトランジスタは、この点に関して、該出力トランジスタを介して実際に流れる電流に対する「センサー」として実効的に動作する。
【００１６】
実施例の１つの形態において、該制御経路は制御増幅器を有しており、その入力に対して制御入力信号が印加され、該制御入力信号は２つの加法的な重ね合わせられる信号成分を包含しており、そのうちの第一信号成分は該零入力電流のうちの少なくとも１つを表わしており、且つ第二信号成分は該コモンモード電位を表している。このように、制御されるべき２つのパラメータの結合された制御機能は極めて簡単に実現することが可能である。レプリカトランジスタの上に説明した構成がここに設けられる場合には、零入力電流を表わし信号成分は該レプリカのうちの１つとそれと直列に配置されている基準電流源との間の回路ノードに設けることが可能である。
【００１７】
コモンモード電位を表わす信号成分に関する限り、それは、例えば、同一の抵抗値の２つの抵抗要素を介して２つの出力ノードと接続されている回路ノードにおいて設けることが可能である。
【００１８】
出力段の構成のために、該４個の出力トランジスタを介して流れる零入力電流は、また入力信号の関数として変化する付加的な電流としてであるが、互いに特定の関係に立っており、即ち別の言い方をすれば、互いに完全な独立的なものではないことが明らかである。例えば、第一及び第二出力トランジスタの間で流れている電流の間の差の増加は第三及び第四出力トランジスタの間を流れている電流の間の差の対応する（反対の）増加に通ずるものでなければならない。
【００１９】
出力段の４個の出力トランジスタを介して流れる電流の相互依存性は零入力電流の簡単化した制御のために利用することが可能である。このような実施例の形態においては、例えば、零入力電流のうちの少なくとも１つを表わす信号成分が複数個の零入力電流のうちの最小電流として選択されている零入力電流のうちの１つを表わすものととすることが可能である。好適実施例においては、１つの回路ノードにおいて、第一出力トランジスタを介して流れる電流を表わす信号とコモンモード電位を表わす信号との加法的重ね合わせが行われ、且つ別の回路ノードにおいて、第三出力トランジスタを介して流れる電流を表わす信号とコモンモード電位を表わす信号との加法的重ね合わせが行われ、且つこれら２つの回路ノードは制御増幅器の入力と選択要素を介して接続されており、それは、該２つの回路ノードにおいて与えられる２つの信号から、より小さな電流（最小電流）に対応する信号のみを該制御増幅器へ転送するものとすることが可能である。代替的に又は付加的に、このような電流選択及び最小電流を表わす重ね合わせ信号の転送は、第二及び第四出力トランジスタに対して与えることが可能である。
【００２０】
該制御段及び／又は該制御段へフィードバックする制御経路は、好適には、少なくとも１個のトランスコンダクタンス段を有している。実施例の１つの形態においては、例えば、該増幅器回路の入力端子を２個のトランスコンダクタンス段の入力と接続させ、その場合に、一方のトランスコンダクタンス段の出力は第一及び第三出力トランジスタの制御入力と接続し、且つ他方のトランスコンダクタンス段の出力は第二及び第四出力トランジスタの制御入力と接続し、且つ該制御経路（例えば、１つ又は複数個のトランスコンダクタンス段を有している）からの出力が該２個のトランスコンダクタンス段の出力へフィードバックする。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
図１に示した増幅器回路はＣＭＯＳ技術で製造した増幅器回路の出力段を形成しており、且つ電位Ｖｉｎｎ，Ｖｉｎｐとして差動形態でオペアンプの入力段から供給された信号を線形的に増幅し、且つ増幅した信号を出力電位Ｖｏｕｔｎ，Ｖｏｕｔｐを有する差動出力信号として出力する目的を達成する。
【００２２】
本増幅器回路は、第一供給電位Ｖｓｓ及び第二の対照的に正の供給電位Ｖｄｄを本回路へ供給するための第一供給端子１２及び第二供給端子１４を有している。
【００２３】
本増幅器回路の出力段は、差動出力信号Ｖｏｕｔｎ，Ｖｏｕｔｐの出力のための第一出力ノード１６及び第二出力ノード１８を有しており、出力ノード１６は第一出力トランジスタＴ１を介して供給端子１２と、且つ第二出力トランジスタＴ２を介して供給端子１４と接続されており、且つ出力ノード１８は、第三出力トランジスタＴ３を介して供給端子１２と、且つ第四出力トランジスタＴ４を介して供給端子１４と接続されている。
【００２４】
表示した実施例の電位においては、４個の出力トランジスタＴ１乃至Ｔ４の各々がＦＥＴから形成されており、トランジスタＴ１及びＴ３はＮチャンネルＦＥＴであり、一方トランジスタＴ２及びＴ４はＰチャンネルＦＥＴである。
【００２５】
本増幅器回路が動作状態にある場合に、より大きな又はより小さな寸法の零入力電流（「バイアス」）は、所謂「クラスＡＢ」増幅方法を実現するために、入力信号Ｖｉｎｎ，Ｖｉｎｐが存在しない場合であっても、出力トランジスタＴ１乃至Ｔ４を介して常に流れている。入力された入力信号Ｖｉｎｐ−Ｖｉｎｎの結果として本増幅器の変位（ｄｉｓｐｌａｃｅｍｅｎｔ）の場合に、該出力トランジスタは、該入力信号と共に線形的に変化する出力信号Ｖｏｕｔｐ−Ｖｏｕｔｎを出力すべく制御される。
【００２６】
この目的のために、本増幅器回路は出力段を有しており、それに対して入力信号Ｖｉｎｎ，Ｖｉｎｐが印加され、それは入力信号が存在しない場合であっても、該出力トランジスタを介して流れる零入力電流を調節するために出力トランジスタＴ１乃至Ｔ４を制御し、且つ入力信号Ｖｉｎｎ，Ｖｉｎｐの関数として出力信号Ｖｏｕｔｎ，Ｖｏｕｔｐを調節する。該制御段の基本的なコンポーネントは２個の完全差動トランスコンダクタンス段２０，２２であり、その各々は非反転入力と反転入力とを有しており、該反転入力は互いに接続されており、且つ入力電位Ｖｉｎｎがそれらに印加され、一方非反転入力は互いに接続されており、且つ入力電位Ｖｉｎｐがそれらに印加される。
【００２７】
これら２つのトランスコンダクタンス段２０，２２の各々は、更に、非反転出力と反転出力とを有している。段２０の非反転出力は出力トランジスタＴ１のゲート端子（制御接続）へ接続されており、段２０の反転出力は出力トランジスタＴ３のゲート端子へ出力されており、段２２の非反転出力は出力トランジスタＴ２のゲート端子へ接続されており、且つ段２２の反転出力は出力トランジスタはＴ４のゲート端子へ接続されている。
【００２８】
最後に、本増幅器回路は、出力トランジスタＴ１乃至Ｔ４の零入力電流と通常１／２×（Ｖｏｕｔｎ＋Ｖｏｕｔｐ）として定義される差動出力信号Ｖｏｕｔｎ，Ｖｏｕｔｐのコモンモード電位の結合した制御のために該制御段へフィードバックしている制御経路を有している。
【００２９】
本増幅器の動作期間中に行われる零入力電流の制御はクラスＡＢ増幅原理の最適な利用に関して顕著なものである。該出力段のコモンモード電位の制御は、しばしば、差動出力信号Ｖｏｕｔｎ，Ｖｏｕｔｐによって駆動される負荷に関して実際的な要件である。
【００３０】
表示した実施例の例においては、該２つのパラメータのこの制御した制御のために設けられている制御経路は２個の制御経路半分部分を有しており、それらは対称的な態様で、一方においては、第一トランスコンダクタンス段２０の出力信号へ、且つ他方においては、第二トランスコンダクタンス段２２の出力信号へフィードバックしている。
【００３１】
以下においては、第一トランスコンダクタンス段２０の出力信号へフィードバックしている制御段の制御半分について最初に説明する。
【００３２】
該制御段は出力トランジスタＴ１，Ｔ３のレプリカＴ１′，Ｔ３′を有しており、その各々は基準電流源と直列に配置されており、且つ各々の場合におけるそれらのゲート端子は出力トランジスタＴ１及びＴ３のゲート端子のうちの１つと接続されている。各々の場合において図１において理解することが可能であるように１つのレプリカトランジスタと１つの基準電流源とから形成されている２個の直列回路の各々が、一方においては、供給電位Ｖｓｓと接続されており、且つ他方においては供給電位Ｖｄｄと接続されている。各レプリカトランジスタ（例えば、Ｔ１′）は、その関連する「オリジナルのトランジスタ」（例えば、Ｔ１）と同一の電気的特性を有している。この目的のために、該２個のトランジスタは同一に構成されており、又は少なくともチャンネル長とチャンネル幅との間の同一の関係を有している。本増幅器の非偏向（ｎｏｎ−ｄｅｆｌｅｃｔｅｄ）状態において、基準電流源が該出力トランジスタを介して流れる零入力電流を定義する。
【００３３】
レプリカトランジスタＴ１′及びＴ３′と夫々の電流源との間に走行する導体経路の各々において、回路ノードが夫々設けられている２４及び２６。ノード２４は、抵抗Ｒ１を介して第一出力ノード１６と且つ同じ寸法（抵抗値）の抵抗Ｒ２を介して出力ノード１８と接続されている。ノード２６は、抵抗Ｒ３を介して出力ノード１６と且つ同じ寸法の抵抗Ｒ４を介して出力ノード１８と接続されている。表示した実施例の例においては、一方における抵抗Ｒ１，Ｒ２及び他方における抵抗Ｒ３，Ｒ４は同じ寸法のものである。
【００３４】
本増幅器回路が動作中にある場合に、ノード２４，２６の各々において２つの信号成分の加法的な重ね合わせが行われ、そのうちで、第一信号成分は出力トランジスタＴ１を介して流れる電流の関数であり（ノード２４に対して）、且つ出力トランジスタＴ３を介して流れる電流の関数であり（ノード２６に対して）、且つ第二信号成分はコモンモード電位を表わしている。この第二信号成分は、抵抗Ｒ１，Ｒ２（ノード２４に対し）且つ抵抗Ｒ３，Ｒ４（ノード２６に対し）を介して、該レプリカトランジスタとそれらの基準電流源との間の回路接続部へ結合される。ノード２４，２６において支配的な電位が、制御増幅器として作用している第三トランスコンダクタンス段２８に対し、又はこの段の上流側の本回路内に位置されている最大要素に対しての制御入力信号を形成する。
【００３５】
最大要素３０は２個の入力を有しており、その各々は回路ノード２４，２６のうちの一方へ接続されている。要素３０は、更に、トランスコンダクタンス段２８の反転入力へ接続している出力を有しており、且つ該２つの入力電位のうちのより大きいものをこの出力へ転送するタスクを有している。この種類の最大要素の回路における実現は当業者にとって自明なものであり、従って、更なる説明は必要ではない。
【００３６】
トランスコンダクタンス段２８は、更に、非反転入力を有しており、そこにおいて、規定可能な所要の電位Ｖｃｍが印加される。トランスコンダクタンス段２８へ供給される２つの入力電位はこの段の差動入力信号を形成する。
【００３７】
出力側において、トランスコンダクタンス段２８は、供給電位Ｖｓｓと接続されている反転出力、及び各々がトランスコンダクタンス段２０の出力のうちの１つと接続されている２個の非反転出力を有している。トランスコンダクタンス段２８は、ある程度、「二重に具体化されており」、そのことは、１つで且つ同一の入力信号に基づいて、一方においては、差動出力信号が該反転出力と該非反転出力のうちの１つとの間に与えられ、且つ他方においては、同じ寸法の差動出力信号が該反転出力と該非反転出力のうちの他方との間に与えられることを意味している。これは「単純に具体化した」トランスコンダクタンス段の並列回路構成に対応している。
【００３８】
前述したコンポーネントでもって、零入力電流及びコモンモード電位の両方の有益的な結合された制御が実現され、その場合に、表示した例においては、供給される所要の電位Ｖｃｍが調節されるべきコモンモード電位に対する必要とされる値を定義する。最大要素３０の使用は、この結合制御において、重ね合わせノード２４，２６において与えられる信号が考慮される唯一の信号は、最小電流（出力トランジスタＴ１及びＴ３を介して流れる電流のうちで）を表わす信号成分を包含するものであるという結果を有している。このことは、特に有益的であることが示されている。然しながら、これからの逸れにおいて、ノード２４，２６に供給される信号の間での別の種類の重み付けを行うことも可能である。
【００３９】
制御増幅器としてトランスコンダクタンス段２８を包含している前述した制御半分部分と対称的に、第二トランスコンダクタンス段２２の出力へフィードバックし且つ第四トランスコンダクタンス段３２を包含している制御半分部分が設けられている。本回路のこの部分の構成は、基本的に、図１における下側制御半分部分の前述した構成に対応している。
【００４０】
図１における上側制御半分部分は、出力トランジスタＴ２，Ｔ４のレプリカＴ２′，Ｔ４′を有しており、その各々は基準電流源と直列に配置されており、且つそれらのゲート端子の各々は出力トランジスタＴ２及びＴ４のゲート端子のうちの１つと接続されている。各場合においてレプリカトランジスタと基準電流源とから構成されているこれら２つの直列回路の各々は、一方においては、供給電位Ｖｓｓと且つ他方においては供給電位Ｖｄｄと接続されている。各レプリカトランジスタ（例えば、Ｔ２′）はそれと関連する「オリジナルのトランジスタ」（例えば、Ｔ２）と同一の電気的特性を有している。本増幅器の非偏向状態において、該基準電流源は該出力トランジスタを介して流れる零入力電流を定義する。
【００４１】
レプリカトランジスタＴ２′，Ｔ４′と夫々の電流源との間の回路走行部の各々において、夫々、回路ノードが設けられている（３６及び３８）。ノード３６は、抵抗Ｒ５を介して第一出力ノード１６へ及び同じ寸法の抵抗Ｒ６を介して出力ノード１８と接続されている。ノード３８は、抵抗Ｒ７を介して出力ノード１６と、且つ同じ寸法の抵抗Ｔ８を介して出力ノード１８と接続されている。表示した実施例の例においては、一方においては抵抗Ｒ５，Ｒ６及び他方においては抵抗Ｒ７，Ｒ８は同じ寸法のものである（及び抵抗Ｒ１乃至Ｒ４と同じ寸法のものである）。
【００４２】
本増幅器回路が動作している場合に、ノード３６，３８の各々において２つの信号成分の加法的重ね合わせが行われ、そのうちの第一信号成分は出力トランジスタＴ２を介して流れる電流の関数であり（ノード３６に対して）、且つ出力トランジスタＴ４を介して流れる電流の関数であり（ノード３８に対し）、且つ第二信号成分はコモンモード電位の電位を表わしている。この第二信号成分は、抵抗Ｒ５，Ｒ６（ノード３６に対し）且つ抵抗Ｒ７，Ｒ８（ノード３８に対し）を介して該レプリカトランジスタとそれらの基準電流源との間の回路接続部へ結合される。ノード３６，３８において支配的な電位は、制御増幅器として作用している第四トランスコンダクタンス段３２に対し、即ちこの段の上流側における本回路内に位置されている最小要素３４に対し制御入力信号を形成する。
【００４３】
最小要素３４は２個の入力を有しており、その各々は回路ノード３６，３８のうちの１つへ接続されている。要素３４は、更に、トランスコンダクタンス段３２の反転入力へ接続している出力を有しており、且つ該２個の入力電位のうちのより小さいものをこの出力へ転送するタスクを有している。この種類の最小要素の回路における実現は当業者にとって自明であり、従って、更なる説明は必要ではない。
【００４４】
トランスコンダクタンス段３２は、更に、非反転入力を有しており、そこにおいて規定可能な所望な電位Ｖｃｍが印加される。トランスコンダクタンス段３２へ供給される該２個の入力電位はこの段の差動入力信号を形成する。
【００４５】
出力側において、トランスコンダクタンス段３２は、供給電位Ｖｓｓへ接続している反転出力、及びその各々がトランスコンダクタンス段２２の出力のうちの１つへ接続している２個の非反転出力を有している。従って、トランスコンダクタンス段３２は、トランスコンダクタンス段２８について上に既に説明したように「二重に具体化されている」。
【００４６】
前述したコンポーネントでもって、零入力電流とコモンモード電位の両方の結合した制御が実現され、その場合に、供給される所望の電位Ｖｃｍ（両方の制御半分部分に対して共通）は調節されるべきコモンモード電位に対する所望の値を定義する。最小要素３４の使用は、この結合制御において、重ね合わせノード３６，３８において与えられる信号が考慮される唯一の信号は、最小電流（出力トランジスタＴ２及びＴ４を介して流れる電流のうちで）を表わす信号成分を含むものであるという結果を有している。然しながら、これからの逸れにおいて、ノード３６，３８において与えられる信号の間での別の種類の重み付けを行うことが可能である。この制御半分部分において（最大要素ではなく）何故最小要素が与えられるかという理由は、本増幅器回路のこの半分部分において与えられているＰ型の出力トランジスタＴ２，Ｔ４及びレプリカトランジスタＴ２′，Ｔ４′及び該レプリカトランジスタと供給電位Ｖｓｓ（Ｖｄｄではない）の間の基準電流源の配置である。
【００４７】
説明した実施例の例から逸れて該結合制御を説明した種類のただ１個の制御増幅器で実現することも可能であり、それは、適宜の態様で入力段又は制御段へフィードバックするものである。
【００４８】
説明したような増幅器回路の場合に、定性的に高いグレードで、非常に普遍的に適用可能な増幅を提供することが可能であり、その場合に、その回路は、特に、比較的小さな供給電圧（例えば、ＶｄｄとＶｓｓとの間の差が３Ｖ未満）に対して適切なものである。大きな帯域幅を具備する制御経路を設けることにより、増幅及び制御の品質は増幅器入力信号に対する大きな範囲の周波数にわたり維持することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００４９】
【図１】２個の制御増幅器を有する制御経路を具備する完全差動型増幅器回路の回路図。
【図１】
2007312395.tif 000003
【外国語明細書】
2007312395000001.pdf