(57)【要約】【課題】位置センサレスで、かつ１シャント抵抗を用いて、交流モータを適切に制御することができる交流モータの制御装置を提供する。【解決手段】三相電流推定部１１は、１シャント抵抗に流れる直流母線電流とＰＷＭインバータへのパルスのタイミングに基づいて三相電流を推定する。座標変換部（ＵＶＷ／γδ）１２は、三相電流を回転座標系の電流に変換する。指令部１３は、回転座標系の電流に基づいてＰＷＭインバータの回転座標系の電圧指令値および位相を算出する。座標変換部（γδ／ＵＶＷ）１４は、回転座標系の電圧指令値を三相電圧指令値に変換する。ＰＷＭ制御部１５は、三相電圧指令値をパルス幅変調してパルスを生成する。指令部１３は、前回の三相の電圧指令値のうちいずれか２つの電圧指令値の差が所定値未満のときに、前回以前に得られた回転座標系の電流に基づいて今回の回転座標系の電流を推定する。【選択図】図２
2007312511.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
パルス幅変調方式によって交流モータを制御する制御装置であって、
所定周期ごとに、１シャント抵抗に流れる直流母線電流を検出する電流検出部と、
前記検出した直流母線電流と、三相ＰＷＭインバータの各スイッチング素子に与えられるパルスのタイミングに基づいて、前記交流モータに流れる三相電流を推定する電流推定部と、
前記三相電流に基づいて、回転座標系の電流を算出する第１の変換部と、
前記回転座標系の電流に基づいて、前記三相ＰＷＭインバータの回転座標系の電圧指令値および位相を算出する指令部と、
前記回転座標系の電圧指令値に基づいて、三相電圧指令値を算出する第２の変換部と、
前記三相電圧指令値をパルス幅変調して、前記三相ＰＷＭインバータの各スイッチング素子に与えるパルスを生成するＰＷＭ制御部とを備え、
前記第１の変換部および前記第２の変換部は、前記指令部で算出された三相ＰＷＭインバータの位相に基づいて前記算出を行ない、
前回得られた三相の電圧指令値のうち、いずれか２つの電圧指令値の差が所定値未満のときに、前記指令部は、前回以前に得られた回転座標系の電流に基づいて今回の回転座標系の電流を推定して、前記推定した今回の回転座標系の電流に基づいて前記電圧指令値および前記位相の算出を行なう、交流モータの制御装置。
【請求項２】
前記指令部は、前回得られた三相の電圧指令値のうち、いずれか２つの電圧指令値の差が所定値未満のときに、前回得られた回転座標系の電流を今回の回転座標系の電流であると推定する、請求項１記載の交流モータの制御装置。
【請求項３】
前記指令部は、前回得られた三相の電圧指令値のうち、いずれか２つの電圧指令値の差が所定値未満のときに、前回以前の複数回で得られた回転座標系の電流の平均値を今回の回転座標系の電流であると推定する、、請求項１記載の交流モータの制御装置。
【請求項４】
パルス幅変調方式によって交流モータを制御する制御装置であって、
所定周期ごとに、１シャント抵抗に流れる直流母線電流を検出する電流検出部と、
前記検出した直流母線電流と、三相ＰＷＭインバータの各スイッチング素子に与えられるパルスのタイミングに基づいて、前記交流モータに流れる三相電流を推定する電流推定部と、
前記三相電流に基づいて、回転座標系の電流を算出する第１の変換部と、
前記回転座標系の電流に基づいて、前記三相ＰＷＭインバータの回転座標系の電圧指令値、角周波数および位相を算出する指令部と、
前記回転座標系の電圧指令値に基づいて、三相電圧指令値を算出する第２の変換部と、
前記三相電圧指令値をパルス幅変調して、前記三相ＰＷＭインバータの各スイッチング素子に与えるパルスを生成するＰＷＭ制御部とを備え、
前記第１の変換部および前記第２の変換部は、前記指令部で算出された三相ＰＷＭインバータの位相に基づいて前記算出を行ない、
前回得られた三相の電圧指令値のうち、いずれか２つの電圧指令値の差が所定値未満のときに、前記指令部は、前回以前に得られた回転座標系の電流に基づいて今回の回転座標系の電流を推定して、前回以前に得られた三相ＰＷＭインバータの角周波数に基づいて今回の三相ＰＷＭインバータの角周波数を推定して、前記推定した今回の回転座標系の電流および今回の三相ＰＷＭインバータの角周波数に基づいて、前記電圧指令値および前記位相の算出を行なう、交流モータの制御装置。
【請求項５】
前記指令部は、前回得られた三相の電圧指令値のうち、いずれか２つの電圧指令値の差が所定値未満のときに、前回得られた回転座標系の電流を今回の回転座標系の電流であると推定し、前回得られた三相ＰＷＭインバータの角周波数を今回の三相ＰＷＭインバータの角周波数であると推定する、請求項４記載の交流モータの制御装置。
【請求項６】
前記指令部は、前回得られた三相の電圧指令値のうち、いずれか２つの電圧指令値の差が所定値未満のときに、前回以前の複数回で得られた回転座標系の電流の平均値を今回の回転座標系の電流であると推定し、前回以前の複数回で得られた三相ＰＷＭインバータの角周波数の平均値を今回の三相ＰＷＭインバータの角周波数であると推定する、請求項４記載の交流モータの制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流モータの制御装置に関し、特にパルス幅変調方式によって交流モータを制御する制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
位置センサを用いずに、交流モータを制御する装置が提案されている。たとえば、特許文献１では、ＣＰＵ１０１は、角周波数指令値ωm*、電機子抵抗や各種ゲイン等の設定値および電機子電流のγ成分ｉγ、δ成分ｉδに基づいて、同期電動機１０４に印加すべき電圧を計算し、対応する指令値電圧Ｖu*〜Ｖw*をインバータ装置１０２に出力する。これに応答して、インバータ装置１０２から同期電動機１０４に駆動電圧信号Ｖu〜Ｖwが供給され、同期電動機１０４は指令値電圧Ｖu*〜Ｖw*に対応する回転制御が行なわれる。駆動電圧信号Ｖv、ＶwはセンサＣＴによって検出されて電流Ｉv、Ｉwとして座標変換器１０３に入力される。座標変換器１０３からは、座標変換した電流Ｉγ、ＩδがＣＰＵ１０１にフィードバックされる。
【特許文献１】特開２０００−２６２０８８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
ところで、特許文献１に記載の装置では、センサＣＴによって２相のモータ電流Ｉv、Ｉwが検出されるが、製品のコストを低くするためには、１シャント抵抗によって直流母線電流を検出する方式が望ましい。
【０００４】
しかしながら、直流母線電流を検出する方式では、各相の電流を分離できない期間が存在し、その結果交流モータを適切に制御することができないという問題がある。
【０００５】
それゆえに、本発明の目的は、位置センサレスで、かつ１シャント抵抗を用いて、交流モータを適切に制御することができる交流モータの制御装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記課題を解決するために、本発明は、パルス幅変調方式によって交流モータを制御する制御装置であって、所定周期ごとに、１シャント抵抗に流れる直流母線電流を検出する電流検出部と、検出した直流母線電流と、三相ＰＷＭインバータの各スイッチング素子に与えられるパルスのタイミングに基づいて、交流モータに流れる三相電流を推定する電流推定部と、三相電流に基づいて、回転座標系の電流を算出する第１の変換部と、回転座標系の電流に基づいて、三相ＰＷＭインバータの回転座標系の電圧指令値および位相を算出する指令部と、回転座標系の電圧指令値に基づいて、三相電圧指令値を算出する第２の変換部と、三相電圧指令値をパルス幅変調して、三相ＰＷＭインバータの各スイッチング素子に与えるパルスを生成するＰＷＭ制御部とを備え、第１の変換部および第２の変換部は、指令部で算出された三相ＰＷＭインバータの位相に基づいて算出を行ない、前回得られた三相の電圧指令値のうち、いずれか２つの電圧指令値の差が所定値未満のときに、指令部は、前回以前に得られた回転座標系の電流に基づいて今回の回転座標系の電流を推定して、推定した今回の回転座標系の電流に基づいて電圧指令値および位相の算出を行なう。
【発明の効果】
【０００７】
本発明の交流モータの制御装置によれば、位置センサレスで、かつ１シャント抵抗を用いて、適切に交流モータを制御することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
以下、本発明に係る実施の形態について図面を参照して説明する。
［第１の実施形態］
図１は、交流モータおよびそれに関連する構成要素を表わす図である。
【０００９】
図１を参照して、三相ＰＷＭ（Ｐulse Width Modulation)インバータ３は、直流電源部２から供給される電圧を、任意の可変電圧、可変周波数の交流出力に変換して、交流モータ４に供給する。より具体的には、三相ＰＷＭインバータ３は、Ｕ相の上アームのスイッチング素子５ｕ、Ｕ相の下アームのスイッチング素子５／ｕ、Ｖ相の上アームのスイッチング素子５ｖ、Ｖ相の下アームのスイッチング素子５／ｖ、Ｗ相の上アームのスイッチング素子５ｗ、Ｗ相の下アームのスイッチング素子５／ｗを備える。スイッチング素子５ｕ，５／ｕ，５ｖ，５／ｖ，５ｗ，５／ｗは、逆方向の電流を流すためにダイオードが逆並列接続されている。スイッチング素子５ｕ，５／ｕ，５ｖ，５／ｖ，５ｗ，５／ｗは、対応するパルス信号が「Ｈ」レベルのときにオンとなり、対応するパルス信号が「Ｌ」レベルのときにオフとなるものとする。図１の１シャント抵抗６には、直流母線電流Ｉdcが流れる。
【００１０】
図２は、本発明の実施形態の交流モータの制御装置の全体構成を表わす図である。
図２を参照して、制御装置１は、電流検出部１０と、三相電流推定部１１と、座標変換部（ＵＶＷ／γδ）１２と、指令部１３と、座標変換部（γδ／ＵＶＷ）１４と、ＰＷＭ制御部１５とを備える。
【００１１】
電流検出部１０は、三相ＰＷＭインバータ３のキャリア周期または半周期ごとに各相のスイッチング素子５ｕ，５／ｕ，５ｖ，５／ｖ，５ｗ，５／ｗのスイッチング直前および直後（実際にはデッドタイム、および安定待ち時間を考慮することもある）、つまり２回、１シャント抵抗６に流れる直流母線電流Ｉdcを検出する。
【００１２】
三相電流推定部１１は、ＰＷＭ制御部１５が出力するパルス信号Ｕ、／Ｕ、Ｖ、／Ｖ、Ｗ、／Ｗに基づいて、検出した直流母線電流Ｉdcを各相に分配することによって交流モータ４に流れる三相電流、すなわちＵ相の電流Ｉu、Ｖ相の電流Ｉv、Ｗ相の電流Ｉwを推定する。
【００１３】
図３は、三相電流推定の具体例を説明するための図である。
図３を参照して、三相ＰＷＭインバータ３のキャリア半周期内の期間Ａと期間Ｂの２回で直流母線電流Ｉdcが検出される。
【００１４】
期間Ａでは、Ｕ相の上アームがオンで、Ｖ相の上アームがオンで、Ｗ相の下アームがオンである。したがって、Ｗ相の電流Ｉw（符号は負）は、期間Ａで検出された直流母線電流Ｉdcであると推定される。
【００１５】
期間Ｂでは、Ｕ相の上アームがオンで、Ｖ相の下アームがオンで、Ｗ相の下アームがオンである。したがって、Ｕ相の電流Iu（符号は正）は、期間Ｂで検出された直流母線電流Ｉdcであると推定される。
【００１６】
また、Ｕ相の電流ＩuとＶ相の電流ＩvとＷ相の電流Ｉwとの和が０となることを利用して、Ｖ相の電流Ｉuも推定される。
【００１７】
座標変換部（ＵＶＷ／γδ）１２は、三相ＰＷＭインバータ３の位相θに基づいて、三相電流Ｉu、Ｉv、Ｉwを回転座標（γ−δ）系の電流Ｉγ、Ｉδに変換する。ここで、回転座標（γ−δ）系とは、特許文献１に記載されている、γ−δ軸（制御軸）であり、回転磁界の角周波数推定値ω1で回転する直交座標系である。
【００１８】
指令部１３は、外部から入力される回転子の角周波数指令値ωm*と、座標変換部（ＵＶＷ／γδ）１２から出力された回転座標系の電流Ｉγ、Ｉδとに基づいて、三相ＰＷＭインバータ３の回転座標系の電圧指令値Ｖγ*、Ｖδ*と、三相ＰＷＭインバータ３の角周波数推定値ω1および位相θを算出する。指令部１３の基本的な処理は、特許文献１に記載されているものと同様である。
【００１９】
図４は、三相電圧指令値と、それに基づいて生成されるパルスを表わす図である。
図４を参照して、曲線２１、２２、２３で表わされる三相電圧指令値Ｖu*、Ｖv*、Ｖw*のうちのいずれか２つの電圧指令値が近い値のときには、それらに基づいて生成されるパルスの立上がりまたは立下がりのタイミングが近くなる。図３の例の場合では、期間Ｂの幅が小さくなってくることに相当する。その結果、各相の電流情報が直流母線に現れる時間が短くなったり、またはなくなったりして、各相の電流を分離することができない。
【００２０】
たとえば、図４においては、期間ｎ−１においては、三相電圧指令値のうちのいずれか２つの電圧指令値が近い値ではないので、通常通り、三相電流推定部１１は、三相の電流を推定し、座標変換部（ＵＶＷ／γδ）１２は、三相の電流を回転座標系の電流に変換する。
【００２１】
一方、期間ｎにおいて、曲線２１で表わされるＵ相の電圧指令値Ｖu*と、曲線２３で表わされるＷ相の電圧指令値Ｖw*とが近い値であり、各相の電流を推定することができない。そこで、本発明の実施形態では、前回得られたいずれか２つの電圧指令値の差が所定値未満のときには、三相電流推定部１１は、Ｕ相の電流Ｉu、Ｖ相の電流Ｉv、Ｗ相の電流Ｉwを推定せず、座標変換部（ＵＶＷ／γδ）１２は、座標変換を行なわない。そして、指令部１３は、前回得られた電流Ｉγを今回の回転座標系の電流Ｉγであると推定し、前回得られた電流Ｉδを今回の回転座標系の電流Ｉδと推定して、それらに基づいて、三相ＰＷＭインバータ３の回転座標系の電圧指令値Ｖγ*、Ｖδ*と、三相ＰＷＭインバータ３の角周波数推定値ω1および位相θを算出する。
【００２２】
再び、図２を参照して、座標変換部（γδ／ＵＶＷ）１４は、三相ＰＷＭインバータ３の位相θに基づいて、回転座標系の電圧指令値Ｖγ*、Ｖδ*を三相電圧指令値、すなわちＵ相の電圧指令値Ｖu*、Ｖ相の電圧指令値Ｖv*、Ｗ相の電圧指令値Ｖw*に変換する。
【００２３】
ＰＷＭ制御部１５は、三相電圧指令値Ｖu*、Ｖv*、Ｖw*をパルス幅変調して、スイッチング素子５ｕ，５／ｕ，５ｖ，５／ｖ，５ｗ，５／ｗのスイッチをそれぞれ制御するパルス信号Ｕ、／Ｖ、Ｗ、／Ｗ、Ｖ、／Ｖを出力する。
【００２４】
（動作）
図５は、本発明の第１の実施形態の制御装置１の処理手順を表わすフローチャートである。
【００２５】
図５を参照して、まず、指令部１３は、回転子の角周波数指令値ωm*(n)の入力および設定値の入力を受ける。設定値には、電機子抵抗Ｒ、電機子巻線のインダクタンスＬ、極対数ｎp、界磁の強さＩ0、フィードバックゲインＫγ、フィードバックゲインＫδ、積分ゲインＫr、積分ゲインＫI、フィードバックゲインＫm、１次遅れ系の時定数Ｔmがある（ステップＳ１０１）。
【００２６】
次に、電流検出部１０は、三相ＰＷＭインバータ３のキャリア周期または半周期ごとに１シャント抵抗６に流れる直流母線電流Ｉdcを２回検出する（ステップＳ１０２）。
【００２７】
次に、三相電流推定部１１は、前回、つまり（ｎ−１）時点で算出された電圧指令値Ｖu*(n)、Ｖv*(n)、Ｖw*(n)のうち、いずれか２つの電圧指令値の差が所定値未満であるかどうかを調べる。
【００２８】
三相電流推定部１１は、前回算出された電圧指令値Ｖu*(n)、Ｖv*(n)、Ｖw*(n)のうち、いずれか２つの電圧指令値の差が所定値未満でないときには（ステップＳ１０３でＮＯ）、検出された２つの直流母線電流Ｉdcと、ＰＷＭ制御部１５が出力するパルス信号Ｕ、／Ｕ、Ｖ、／Ｖ、Ｗ、／Ｗとに基づいて、交流モータ４に流れるＵ相の電流Ｉu(n)、Ｖ相の電流Ｉv(n)、Ｗ相の電流Ｉw(n)を推定する（ステップＳ１０４）。
【００２９】
さらに、座標変換部（ＵＶＷ／γδ）１２は、式（１）にしたがって、前回、つまり（ｎ−１）時点で算出された三相電流Ｉu(n-1)、Ｉv(n-1)、Ｉw(n-1)を回転座標系の電流Ｉγ(n)、Ｉδ(n)に変換する（ステップＳ１０５）。
【数１】
2007312511.tif 000003
【００３０】
一方、三相電流推定部１１は、前回算出された電圧指令値Ｖu*(n)、Ｖv*(n)、Ｖw*(n)のうち、いずれか２つの電圧指令値の差が所定値未満のときには（ステップＳ１０３でＹＥＳ）、Ｕ相の電流Ｉu(n)、Ｖ相の電流Ｉv(n)、Ｗ相の電流Ｉw(n)を推定せず、座標変換部（ＵＶＷ／γδ）１２は、座標変換を行なわない。指令部１３は、前回、つまり（ｎ−１）時点で得られた回転座標系の電流Ｉγ(n-1)を今回、つまりｎ時点の回転座標系の電流Ｉγ(n)であると推定し、前回、つまり（ｎ−１）時点で得られた回転座標系の電流Ｉδ(n-1)を今回、つまりｎ時点の回転座標系の電流Ｉδ(n)と推定する（ステップＳ１０６）。
【００３１】
次に、指令部１３は、式（２）にしたがって、回転子の角周波数指令値ωm*(n)から三相ＰＷＭインバータ３の角周波数指令値ω1*(n)を算出する（ステップＳ１０７）。
ω1*(n)＝ｎp×ωm*(n)  …（２）
【００３２】
次に、指令部１３は、ωm*(n)＝０、かつω1*(n)＝０でない場合（ステップＳ１０８でＮＯ）には、式（３）、（４）、（５）、（６）にしたがって、回転座標系の電流指令値Ｉδ*(n)、三相ＰＷＭインバータ３の角周波数推定値ω1(n)、回転座標系の電圧指令値Ｖγ*(n)およびＶδ*(n)を算出する（ステップＳ１１１）。
Ｉδ*(n)＝Ｉδ(n)−Ｉ0＋Ｉγ2(n)／（２×Ｉ0）  …（３）
【数２】
2007312511.tif 000004
ここで、Ｐ＝ｄ／ｄｔである。
Ｖγ*(n)＝Ｒ×Ｉγ(n)＋Ｌ×ω1(n)×Ｉδ(n)＋Ｋγ×（Ｉδ*(n)−Ｉδ(n)）／ω1(n)  …（５）
Ｖδ*(n)＝Ｒ×Ｉδ(n)＋Ｋδ×（Ｉδ*(n)−Ｉδ(n))  …（６）
【００３３】
一方、指令部１３は、ωm*(n)＝０、かつω1*(n)＝０の場合（ステップＳ１０８でＹＥＳ）には、式（７）、（８）、（９）にしたがって、三相ＰＷＭインバータ３の角周波数推定値ω1(n)、回転座標系の電圧指令値Ｖγ*(n)およびＶδ*(n)を算出する（ステップＳ１１４）。
【００３４】
Ｖγ*(n)＝０  …（７）
ω1(n)＝０  …（８）
Ｖδ*(n)＝Ｒ×Ｉδ(n)＋Ｋδ×（Ｉδ*(n)−Ｉδ(n))  …（９）
【００３５】
次に、指令部１３は、ω1(n)に基づいて、式（１０）にしたがって、三相ＰＷＭインバータ３の位相θ(n+1)を算出する。位相θ(n+1)は、ステップＳ１１６を実行するとき、および次回のステップＳ１０５を繰返し実行するときに用いられる（ステップＳ１１５）。
θ(n＋１)＝θ(n)＋ω1(n)×Δｔ  …（１０）
ここで、Δｔは、離散時間ｎ〜ｎ＋１までの時間幅である。
【００３６】
次に、座標変換部（γδ／ＵＶＷ）１４は、式（１１）にしたがって、回転座標系の電圧指令値Ｖγ*(n)、Ｖδ*(n)を、次回、つまり（ｎ＋１）時点の三相の電圧指令値、すなわちＵ相の電圧指令値Ｖu*(n+1)、Ｖ相の電圧指令値Ｖv*(n+1)、Ｗ相の電圧指令値Ｖw*(n+1)に変換する（ステップＳ１１６）。
【数３】
2007312511.tif 000005
【００３７】
次に、ＰＷＭ制御部１５は、Ｕ相の電圧指令値Ｖu*(n+1)、Ｖ相の電圧指令値Ｖv*(n+1)、Ｗ相の電圧指令値Ｖw*(n+1)をパルス幅変調して、スイッチング素子５ｕ，５／ｕ，５ｖ，５／ｖ，５ｗ，５／ｗのスイッチをそれぞれ制御するパルス信号Ｕ、／Ｖ、Ｗ、／Ｗ、Ｖ、／Ｖを出力する（ステップＳ１１７）。
次に、ｎが１だけインクリメントされる（ステップＳ１１８）。
【００３８】
以上のように、第１の実施形態による交流モータの制御装置によれば、三相電圧指令値のいずれか２つの値が近くて各相の電流が検出できない場合でも、前回得られた回転座標系の電流を今回の回転座標系の電流とみなし、それに基づいて三相電圧指令値および位相を算出するので、位置センサレスで、かつ１シャント抵抗を用いて、適切に交流モータを制御することができる。
【００３９】
［第２の実施形態］
本発明の第２の実施形態の制御装置１は、指令部１３を除いて、第１の実施形態と同様である。
【００４０】
第２の実施形態の指令部１３は、前回得られた三相電圧指令値のうちのいずれか２つの電圧指令値の差が所定値未満のときには、前回得られた電流Ｉγを今回の回転座標系の電流Ｉγであると推定し、前回得られた電流Ｉδを今回の回転座標系の電流Ｉδであると推定し、前回得られた三相ＰＷＭインバータ３の角周波数推定値ω1(n-1)を今回の三相ＰＷＭインバータ３の角周波数推定値ω1(n)であると推定して、それら推定した値に基づいて、三相ＰＷＭインバータ３の回転座標系の電圧指令値Ｖγ*、Ｖδ*および三相ＰＷＭインバータ３の位相θを算出する。
【００４１】
（動作）
図６は、本発明の第２の実施形態の制御装置１の処理手順を表わすフローチャートである。
【００４２】
図６を参照して、まず、指令部１３は、回転子の角周波数指令値ωm*(n)の入力および設定値の入力を受ける。設定値には、電機子抵抗Ｒ、電機子巻線のインダクタンスＬ、極対数ｎp、界磁の強さＩ0、フィードバックゲインＫγ、フィードバックゲインＫδ、積分ゲインＫr、積分ゲインＫI、フィードバックゲインＫm、１次遅れ系の時定数Ｔmがある（ステップＳ１０１）。
【００４３】
次に、電流検出部１０は、三相ＰＷＭインバータ３のキャリア周期または半周期ごとに１シャント抵抗６に流れる直流母線電流Ｉdcを２回を検出する（ステップＳ１０２）。
【００４４】
次に、三相電流推定部１１は、前回、つまり（ｎ−１）時点で算出された電圧指令値Ｖu*(n)、Ｖv*(n)、Ｖw*(n)のうち、いずれか２つの電圧指令値の差が所定値未満であるかどうかを調べる。
【００４５】
三相電流推定部１１は、前回算出された電圧指令値Ｖu*(n)、Ｖv*(n)、Ｖw*(n)のうち、いずれか２つの電圧指令値の差が所定値未満でないときには（ステップＳ１０３でＮＯ）、検出された２つの直流母線電流Ｉdcと、ＰＷＭ制御部１５が出力するパルス信号Ｕ、／Ｕ、Ｖ、／Ｖ、Ｗ、／Ｗとに基づいて、交流モータ４に流れるＵ相の電流Ｉu(n)、Ｖ相の電流Ｉv(n)、Ｗ相の電流Ｉw(n)を推定する（ステップＳ１０４）。
【００４６】
さらに、座標変換部（ＵＶＷ／γδ）１２は、式（１）にしたがって、前回、つまり（ｎ−１）時点で算出された三相電流Ｉu(n-1)、Ｉv(n-1)、Ｉw(n-1)を回転座標系の電流Ｉγ(n)、Ｉδ(n)に変換する（ステップＳ１０５）。
【数４】
2007312511.tif 000006
【００４７】
一方、三相電流推定部１１は、前回算出された電圧指令値Ｖu*(n)、Ｖv*(n)、Ｖw*(n)のうち、いずれか２つの電圧指令値の差が所定値未満のときには（ステップＳ１０３でＹＥＳ）、Ｕ相の電流Ｉu(n)、Ｖ相の電流Ｉv(n)、Ｗ相の電流Ｉw(n)を推定せず、座標変換部（ＵＶＷ／γδ）１２は、座標変換を行なわない。指令部１３は、前回、つまり（ｎ−１）時点で得られた回転座標系の電流Ｉγ(n-1)を今回、つまりｎ時点の回転座標系の電流Ｉγ(n)であると推定し、前回、つまり（ｎ−１）時点で得られた回転座標系の電流Ｉδ(n-1)を今回、つまりｎ時点の回転座標系の電流Ｉδ(n)と推定する（ステップＳ１０６）。
【００４８】
次に、指令部１３は、式（２）にしたがって、回転子の角周波数指令値ωm*から三相ＰＷＭインバータ３の角周波数指令値ω1*(n)を算出する（ステップＳ１０７）。
ω1*(n)＝ｎp×ωm*(n)  …（２）
【００４９】
次に、指令部１３は、ωm*(n)＝０、かつω1*(n)＝０でない場合（ステップＳ１０８でＮＯ）で、かつ、前回の電圧指令値Ｖu*(n-1)、Ｖv*(n-1)、Ｖw*(n-1)のうち、いずれか２つの電圧指令値の差が所定値未満の場合には（ステップＳ１０９でＹＥＳ）、式（１２）、（１３）、（１４）、（１５）、（１６）にしたがって、回転座標系の電流指令値Ｉδ*(n)、三相ＰＷＭインバータ３の角周波数推定値ω1(n)、回転座標系の電圧指令値Ｖγ*(n)およびＶδ*(n)を算出する（ステップＳ１１０）。
Ｉδ*(n)＝Ｉδ(n)-Ｉ0＋Ｉγ2(n)/（2×Ｉ0）  …（１２）
ω1(n)＝ω1(n-1)  …（１３）
つまり、前回得られた三相ＰＷＭインバータ３の角周波数推定値ω1(n-1)を今回の三相ＰＷＭインバータ３の角周波数推定値ω1(n)であると推定される。
【数５】
2007312511.tif 000007
Ｖγ*(n)＝Ｒ×Ｉγ(n)＋Ｌ×Ａ×Ｉδ(n)＋Ｋγ×（Ｉδ*(n)−Ｉδ(n)）／Ａ  …（１５）
Ｖδ*(n)＝Ｒ×Ｉδ(n)＋Ｋδ×（Ｉδ*(n)−Ｉδ(n))  …（１６）
【００５０】
また、指令部１３は、前回の電圧指令値Ｖu*(n-1)、Ｖv*(n-1)、Ｖw*(n-1)のうち、いずれか２つの電圧指令値の差が所定値未満でない場合には（ステップＳ１０９でＮＯ）、式（３）、（４）、（５）、（６）にしたがって、回転座標系の電流指令値Ｉδ*(n)、三相ＰＷＭインバータ３の角周波数推定値ω1(n)、回転座標系の電圧指令値Ｖγ*(n)およびＶδ*(n)を算出する（ステップＳ１１１）。
Ｉδ*(n)＝Ｉδ(n)−Ｉ0＋Ｉγ2(n)／（２×Ｉ0）  …（３）
【数６】
2007312511.tif 000008
ここで、Ｐ＝ｄ／ｄｔである。
Ｖγ*(n)＝Ｒ×Ｉγ(n)＋Ｌ×ω1(n)×Ｉδ(n)＋Ｋγ×（Ｉδ*(n)−Ｉδ(n)）／ω1(n)  …（５）
Ｖδ*(n)＝Ｒ×Ｉδ(n)＋Ｋδ×（Ｉδ*(n)−Ｉδ(n))  …（６）
【００５１】
一方、指令部１３は、ωm*(n)＝０、かつω1*(n)＝０の場合（ステップＳ１０８でＹＥＳ）には、式（７）、（８）、（９）にしたがって、三相ＰＷＭインバータ３の角周波数推定値ω1(n)、回転座標系の電圧指令値Ｖγ*(n)およびＶδ*(n)を算出する（ステップＳ１１４）。
Ｖγ*(n)＝０  …（７）
ω1(n)＝０  …（８）
Ｖδ*(n)＝Ｒ×Ｉδ(n)＋Ｋδ×（Ｉδ*(n)−Ｉδ(n))  …（９）
【００５２】
次に、指令部１３は、ω1(n)に基づいて、式（１０）にしたがって、三相ＰＷＭインバータ３の位相θ(n+1)を算出する。位相θ(n+1)は、ステップＳ１１６を実行するとき、および次回ステップＳ１０５を繰返し実行するときに用いられる（ステップＳ１１５）。
θ(n＋１)＝θ(n)＋ω1(n)×Δｔ  …（１０）
ここで、Δｔは、離散時間ｎ〜ｎ＋１までの時間幅である。
【００５３】
次に、、座標変換部（γδ／ＵＶＷ）１４は、式（１１）にしたがって、回転座標系の電圧指令値Ｖγ*(n)、Ｖδ*(n)を、三相の電圧指令値、すなわちＵ相の電圧指令値Ｖu*(n+1)、Ｖ相の電圧指令値Ｖv*(n+1)、Ｗ相の電圧指令値Ｖw*(n+1)に変換する（ステップＳ１１６）。
【数７】
2007312511.tif 000009
【００５４】
次に、ＰＷＭ制御部１５は、Ｕ相の電圧指令値Ｖu*(n+1)、Ｖ相の電圧指令値Ｖv*(n+1)、Ｗ相の電圧指令値Ｖw*(n+1)をパルス幅変調して、スイッチング素子５ｕ，５／ｕ，５ｖ，５／ｖ，５ｗ，５／ｗのスイッチをそれぞれ制御するパルス信号Ｕ、／Ｖ、Ｗ、／Ｗ、Ｖ、／Ｖを出力する（ステップＳ１１７）。
次に、ｎが１だけインクリメントされる（ステップＳ１１８）。
【００５５】
以上のように、第２の実施形態による交流モータの制御装置によれば、三相電圧指令値のいずれか２つの値が近くて各相の電流が検出できない場合でも、前回得られた回転座標系の電流を今回の回転座標系の電流とみなし、前回得られた角周波数推定値を今回の角周波数推定値とみなし、それらにに基づいて三相電圧指令値および位相を算出するので、位置センサレスで、かつ１シャント抵抗を用いて、適切に交流モータを制御することができる。
【００５６】
（変形例）
本発明は、上記の実施の形態に限定されるものではなく、たとえば以下のような変形例を含む。
【００５７】
（１）  平均値の算出
本発明の第１および第２の実施形態では、前回得られた電圧指令値Ｖu*(n)、Ｖv*(n)、Ｖw*(n)のうち、いずれか２つの電圧指令値の差が所定値未満のときには、前回、つまり（ｎ−１）時点で得られた回転座標系の電流Ｉγ(n-1)を今回、つまりｎ時点の回転座標系の電流Ｉγ(n)であると推定し、前回、つまり（ｎ−１）時点で得られた回転座標系の電流Ｉδ(n-1)を今回、つまりｎ時点の回転座標系の電流Ｉδ(n)であると推定したが、これに限定するものではない。たとえば、前回以前の複数回で得られた回転座標系の電流Ｉγ（ｋ）（ｋは１〜（ｎ−１）の複数個）の平均値を今回の回転座標系の電流Ｉγ(n)であると推定し、前回以前の複数回で得られた回転座標系の電流Ｉδ（ｋ）の平均値を今回転座標系の電流Ｉδ(n)と推定してもよい。
【００５８】
また、本発明の第２の実施形態では、前回得られた電圧指令値Ｖu*(n)、Ｖv*(n)、Ｖw*(n)のうち、いずれか２つの電圧指令値の差が所定値未満のときには、前回、つまり（ｎ−１）時点で得られた三相ＰＷＭインバータ３の角周波数推定値ω1(n-1)を今回、つまりｎ時点の三相ＰＷＭインバータ３の角周波数推定値ω1(n)であると推定したが、これに限定するものではない。たとえば、前回以前の複数回で得られた三相ＰＷＭインバータ３の角周波数推定値ω1（ｋ）（ｋは１〜（ｎ−１）の複数個の平均値を今回の三相ＰＷＭインバータ３の角周波数推定値ω1(n)であると推定してもよい。
値としてもよい。
【００５９】
このような平均値を用いることによって、電流Ｉγ、Ｉδ、角周波数推定値ω1のノイズによって激しく変動しているときにも、今回のＩγ、Ｉδ、角周波数ωの値を適切な値を設定することができる。
【００６０】
（２）  第２の実施形態のステップＳ１１０
本発明の第２の実施形態のステップＳ１１０では、式（１５）示すように、式（１４）で算出されたＡを用いて回転座標系の電圧指令値Ｖγ*(n)を算出したが、これに限定するものではなく、Ａの代わりに角周波数推定値ω1(n-1)を用いて回転座標系の電圧指令値Ｖγ*(n)を算出するものとしてもよい。
【００６１】
（３）  式（１）
本発明の第１および第２の実施形態では、式（１）において、θ(n)を用いているが、これに限定するものではなく、θ(n-1)を用いてもよい。また、式（１１）において、θ(n+1)を用いているが、これに限定するものではなく、θ(n)を用いてもよい。
【００６２】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【図面の簡単な説明】
【００６３】
【図１】交流モータおよびそれに関連する構成要素を表わす図である。
【図２】本発明の実施形態の交流モータの制御装置の全体構成を表わす図である。
【図３】三相電流推定の具体例を説明するための図である。
【図４】三相電圧指令値と、それに基づいて生成されるパルスを表わす図である。
【図５】本発明の第１の実施形態の制御装置の処理手順を表わすフローチャートである。
【図６】本発明の第２の実施形態の制御装置の処理手順を表わすフローチャートである。
【符号の説明】
【００６４】
１  制御装置、２  直流電源部、３  三相ＰＷＭインバータ、４  交流モータ、５ｕ，５／ｕ，５ｖ，５／ｖ，５ｗ，５／ｗ  スイッチング素子、６  １シャント抵抗、１０  電流検出部、１１  三相電流推定部、１２  座標変換部（ＵＶＷ／γδ）、１３  指令部、１４  座標変換部（γδ／ＵＶＷ）、１５  ＰＷＭ制御部、２１  Ｕ相電圧指令値、２２  Ｖ相電圧指令値、２３  Ｗ相電圧指令値。
【図１】
2007312511.tif 000010
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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