(57)【要約】      （修正有）【課題】  出力電力を検出してフィードバック制御を行なう無線通信システムを構成する高周波電力増幅用電子部品において、方向性結合器の小型化と、方向性結合器の反射波によるモニタ電圧への影響をなくし、高精度の出力電力制御を可能にした。【解決手段】  主線路ＭＳ１の電力増幅回路の最終出力段側の一部と近接して平行に配置された副線路ＭＳ４と、前記主線路と副線路との間に接続された容量素子Ｃｅと、副線路の終端と定電位点との間に接続された抵抗素子Ｒｔとにより前記方向性結合器２５０を構成する。そして、副線路の始端から取り出された交流信号を検波する第１検波回路２２１と、副線路の終端から取り出された交流信号を検波する第２検波回路２２３と、第１検波回路の出力と前記第２検波回路の出力の差をとる減算回路２２４とにより出力電力検出回路２２０を構成するようにした。【選択図】  図１
2007096585.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
増幅される高周波信号を受ける入力端子と、前記高周波信号を増幅する電力増幅回路と、前記電力増幅回路により増幅された高周波信号を出力する出力端子と、前記電力増幅回路と前記出力端子を結合する出力線の途中に設けられた方向性結合器と、前記方向性結合器により検出された信号を受け前記電力増幅回路の出力電力の大きさを検出し前記電力増幅回路の出力を制御するための信号を生成する出力電力検出回路とを備える高周波電力増幅用電子部品であって、
前記出力電力検出回路は、前記方向性結合器の第１端子から第１容量素子を介して取り出された前記出力電力検出回路から前記出力端子に向かう前記高周波信号の進行波成分を検波する第１検波手段と、前記方向性結合器の第２端子から第２容量素子を介して取り出された前記出力端子から前記出力電力検出回路へ向かう前記高周波信号の反射波成分を検波する第２検波手段と、前記第１検波手段の検波電圧と前記第２検波手段の検波電圧との電位差に応じた電圧もしくは電流を出力する演算回路とを備え、
前記方向性結合器は、前記電力増幅回路の出力を伝送する主線路の一部と近接して平行にそれぞれ配置された第１副線路および第２副線路と、前記第１副線路の前記電力増幅回路の出力端子に近い側の端部と前記主線路との間に接続された第３容量素子と、前記第１副線路の前記電力増幅回路の出力端子から遠い側の端部と定電位点との間に接続された第１抵抗素子と、前記第２副線路の前記電力増幅回路の出力端子から遠い側の端部と前記主線路との間に接続された第４容量素子と、前記第２副線路の前記電力増幅回路の出力端子に近い側の端部と定電位点との間に接続された第２抵抗素子とを備え、
前記方向性結合器の前記第１端子は前記第３容量素子の一方の端子が接続された前記第１副線路の前記電力増幅回路の出力端子に近い側の端部であり、
前記方向性結合器の前記第２端子は前記第４容量素子の一方の端子が接続された前記第１副線路の前記電力増幅回路の出力端子から遠い側の端部であることを特徴とする高周波電力増幅用電子部品。
【請求項２】
前記出力電力検出回路は、前記方向性結合器の第２端子と前記演算回路の間に設置され前記第２容量素子を介して取り出された反射波成分を減衰する減衰器を備えることを特徴とする請求項１に記載の高周波電力増幅用電子部品。
【請求項３】
前記減衰器の減衰率は、前記第２容量素子を介して取り出された反射波方向の成分を、前記第１容量素子を介して取り出された交流信号に含まれる反射波方向の成分と同一のレベルまで減衰するように設定されていることを特徴とする請求項２に記載の高周波電力増幅用電子部品。
【請求項４】
前記第１容量素子と第２容量素子の容量値は等しく、前記第３容量素子と第４容量素子の容量値は等しく、前記第１容量素子および第２容量素子の容量値は前記第３容量素子および第４容量素子の容量値よりも大きいことを特徴とする請求項３に記載の高周波電力増幅用電子部品。
【請求項５】
前記電力増幅回路は１または２以上の半導体集積回路により構成され、前記主線路と前記第１副線路および前記第２副線路は、前記半導体集積回路が実装された絶縁基板に形成された導体層からなることを特徴とする請求項１に記載の高周波電力増幅用電子部品。
【請求項６】
前記方向性結合器を構成する前記主線路は、前記電力増幅回路の出力端子の後段に設けられたインピーダンス整合回路を構成するマイクロストリップラインであることを特徴とする請求項５に記載の高周波電力増幅用電子部品。
【請求項７】
増幅される高周波信号を受ける入力端子と、前記高周波信号を増幅する電力増幅回路と、前記電力増幅回路により増幅された高周波信号を出力する出力端子と、前記電力増幅回路と前記出力端子を結合する出力線の途中に設けられた方向性結合器と、前記方向性結合器により検出された信号を受け前記電力増幅回路の出力電力の大きさを検出し前記電力増幅回路の出力を制御するための信号を生成する出力電力検出回路とを備える高周波電力増幅用電子部品であって、
前記出力電力検出回路は、前記方向性結合器の第１端子から第１容量素子を介して取り出された前記出力電力検出回路から前記出力端子に向かう前記高周波信号の進行波成分を検波する第１検波手段と、前記方向性結合器の第２端子から第２容量素子を介して取り出された前記出力端子から前記出力電力検出回路へ向かう前記高周波信号の反射波成分を検波する第２検波手段と、前記第１検波手段の検波電圧と前記第２検波手段の検波電圧との電位差に応じた電圧もしくは電流を出力する演算回路とを備え、
前記方向性結合器は、前記電力増幅回路の出力を前記出力端子へ伝送する主線路の一部と近接して平行に配置された副線路と、前記副線路の前記電力増幅回路の出力端子に近い側の端部と前記主線路との間に接続された第３容量素子と、前記副線路の前記電力増幅回路の出力端子から遠い側の端部と定電位点との間に接続された抵抗素子と備え、
前記方向性結合器の前記第１端子は前記第３容量素子の一方の端子が接続された前記副線路の前記電力増幅回路の出力端子に近い側の端部であり、
前記方向性結合器の前記第２端子は前記抵抗素子の一方の端子が接続された前記副線路の前記電力増幅回路の出力端子から遠い側の端部であることを特徴とする高周波電力増幅用電子部品。
【請求項８】
前記出力電力検出回路は、前記方向性結合器の第２端子と前記演算回路の間に設置され第２容量素子を介して取り出された反射波成分を減衰する減衰器を備えることを特徴とする請求項７に記載の高周波電力増幅用電子部品。
【請求項９】
前記減衰器の減衰率は、前記第２容量素子を介して取り出された反射波方向の成分を、前記第１容量素子を介して取り出された交流信号に含まれる反射波方向の成分と同一のレベルまで減衰するように設定されていることを特徴とする請求項８に記載の高周波電力増幅用電子部品。
【請求項１０】
前記第１容量素子と第２容量素子の容量値は等しく、前記第１容量素子および第２容量素子の容量値は前記第３容量素子の容量値よりも大きいことを特徴とする請求項９に記載の高周波電力増幅用電子部品。
【請求項１１】
前記電力増幅回路は１または２以上の半導体集積回路により構成され、前記主線路と前記副線路は、前記半導体集積回路が実装された絶縁基板に形成された導体層からなることを特徴とする請求項１０に記載の高周波電力増幅用電子部品。
【請求項１２】
前記方向性結合器を構成する前記主線路は、前記電力増幅回路の出力端子の後段に設けられたインピーダンス整合回路を構成するマイクロストリップラインであることを特徴とする請求項１１に記載の高周波電力増幅用電子部品。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、携帯電話機等の無線通信システムに使用され高周波の送信信号を増幅して出力する高周波電力増幅回路と出力電力のフィードバック制御に必要な出力電力の検出に用いる方向性結合器とを組み込んだ高周波電力増幅用電子部品に適用して有効な技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に、携帯電話機等の無線通信装置（移動体通信装置）における送信側出力部には、変調後の送信信号を増幅する高周波電力増幅回路が設けられている。従来の無線通信装置においては、ベースバンド回路もしくはマイクロプロセッサ等の制御回路からの送信要求レベルに応じて高周波電力増幅回路の増幅率を制御するため、高周波電力増幅回路もしくはアンテナの出力電力を検出して帰還をかけることが行なわれている。
【０００３】
かかる無線通信装置における出力電力の検出は、一般に、カプラと呼ばれる方向性結合器とダイオード検波回路などを使用して行なっており、検波回路は高周波電力増幅回路とは別個の半導体集積回路として構成されることが多い。また、高周波電力増幅回路が形成された半導体集積回路と、カプラや検波回路を構成する容量素子などのディスクリートの電子部品が絶縁基板上に実装されて、モジュールとして構成されていた。なお、方向性カプラは、ディスクリート部品もしくは絶縁基板に形成された出力線（マイクロストリップライン）と並行に配設された導体層との間に形成される容量を介して出力の進行波成分を取り出す素子であり、ディスクリート部品で構成されるものが一般的であった。
【０００４】
従来の方向性カプラを使用した高周波電力増幅回路の出力電力検出回路（検波回路）にあっては、方向性カプラを構成する伝送線の長さが長いためカプラ自身の大きさが大きい上、カプラの両端にそれぞれ抵抗素子が、またカプラの検出出力を検波するため外付けのダイオード素子が必要である。このように、従来の方向性カプラを使用した高周波電力増幅用モジュールは、高周波電力増幅回路とは別の半導体集積回路や電子部品を数多く使用しているため、モジュールの小型化を困難にしていた。
【０００５】
ここで、従来の方向性カプラの原理を、図２を用いて説明する。図２において、ＭＭＬは送信信号を伝送する主線路、ＳＭＬは該主線路ＭＭＬと平行に配設された副線路である。かかる構成においては、主線路ＭＭＬと副線路ＳＭＬとの間に磁気結合と電界結合とが存在するため、主線路ＭＭＬを送信信号（電磁波）が通過する際、磁気結合によって副線路ＳＭＬには主線路ＭＭＬの信号の進行方向と逆向きの磁界が生じて電圧Ｖｍ（Ｈ）が発生する。
【０００６】
また、前記送信信号は主線路ＭＭＬと主線路ＭＭＬに接続される伝送線やアンテナとの間にインピーダンス整合がされていない場合、前記送信信号の進行方向と逆向きの信号（反射波）としてその一部又は全部が戻ってくる。
反射波が主線路ＭＭＬを通過する際に、電界結合によって副線路ＳＭＬにはその終端側から始端側へ向かう電流Ｉｅ（Ｅ）と終端側へ向かう電流Ｉｅ（Ｅ）とが発生する。
【０００７】
従来の方向性カプラにおいては、副線路ＳＭＬの終端での電圧Ｖout_R＝Ｖｅ（Ｅ）−Ｖｍ（Ｈ）が"０"となるように、線路の長さと副線路ＳＭＬの終端に接続される抵抗ＲＬの抵抗値を調整することで電磁波の進行方向によって取り出す電力の強度に大きな差をつけて、副線路ＳＭＬの始端側からＶout_R＝Ｖｅ（Ｅ）＋Ｖｍ（Ｈ）で表わされる大きな電圧（進行波成分）を取り出すようにしている。しかしながら、かかる方向性カプラにおいては、線路の長さがたとえば通信に使用する周波数が９００ＭＨｚ帯の場合では３ｍｍ程度必要であるとともに、両端に抵抗素子ＲＬをそれぞれ設ける必要があるため、モジュールの小型化を困難にしていた。
【０００８】
そこで、本出願人は、高周波電力増幅回路の出力ノードと出力端子との間に設けられているインピーダンス整合回路の主線路の一部と近接して平行に配置した副線路と、前記主線路と副線路との間に接続された容量素子と、前記副線路の終端と定電位点との間に接続された抵抗素子とから方向性結合器を構成する。そして、この方向性結合器の副線路の始端に接続された容量素子を介して取り出された交流信号を出力電力検出回路で検波することによって、従来のカプラを使用しないで高周波電力増幅回路の出力電力を検出して小型化を図るようにした高周波電力増幅用モジュールに関する発明をなし、先に出願した（特許文献１）。
【特許文献１】特開２００５−１８４６３１号公報
【特許文献２】特開２００１−２４４８９９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
上記先願発明は、主線路と副線路との間に接続された容量素子の容量値と、副線路の終端と定電位点との間に接続された抵抗素子の抵抗値とを適切に調整することで、副線路を伝播する進行波と逆向きの反射波の影響が結合器から取り出されるモニタ電圧に影響を与えないようにしたものである。しかしながら、本発明者らが実際に先願発明の方向性結合器を用いた高周波電力増幅モジュールを作成して測定を行なった結果、主線路と副線路との間の容量値と副線路終端の抵抗値の調整のみでは、副線路を伝播する反射波の影響を完全になくすことは困難であることを見出した。
【００１０】
その理由としては、外部から副線路に飛び込んでくるノイズの影響やアンテナや伝送線路からの反射波による影響が考えられる。前記先願発明の開発当時は、先願発明で提案しているような方向性結合器を用いることで、モニタ電圧に対する反射波の影響を完全になくさなくても、市場要求である検出レベルを満足することができた。ところが、近年ますます市場要求が厳しくなってきているため、方向性結合器における反射波の影響を小さくするか、進行波の検出レベルを高める必要がある。しかるに、カプラ自身の改良で方向性を高めるつまり取り出される反射波成分を小さくして進行波成分を大きくすることは比較的困難である。
【００１１】
なお、本発明に類似する発明として特許文献２に開示されている発明がある。この先願発明は、方向性結合器の両端からそれぞれ減衰器を介して進行波と反射波の信号成分を取り出して、対数変換回路からなる電圧検出手段によりそれぞれの信号の電圧を検出し、比較器により進行波の電圧と反射波の電圧との差が所定のしきい値を超えているか判定することで、反射波の影響度を検出するようにしたものである。
【００１２】
ただし、この先願発明は、基地局装置において、進行波の電圧と反射波の電圧との差があるしきい値を超えた場合に、負荷に異常が発生したと判定してアラームを出力するためのものである。従って、特許文献２の先願発明は、本願発明のように、携帯電話機のような携帯端末において進行波と反射波の電圧差を増幅して出力電力検出信号として高周波電力増幅回路のバイアス回路にフィードバックをかけて出力を制御するためものではない。
【００１３】
また、特許文献２の公報には結合器の長さについての記載がない。このような場合、一般には結合器の長さは送信信号の波長λの１／４（９００ＭＨｚ帯で約８．３ｃｍ）であると考えるのが普通である。そもそも特許文献２の発明は、基地局に設けられる送信装置に向けられたものであり、本願発明のように携帯電話機のような携帯端末に向けてなされたものではないので、結合器およびそれを使用した装置の小型化についてそれほど注意を払う必要がない。そのため、λ／４のような長さを有する結合器を用いても何ら支障が生じないと考えられる。
【００１４】
本発明の目的は、方向性結合器の線路を伝播する反射波による検出電圧への影響をなくして精度の高い出力電力の制御が可能な高周波電力増幅用電子部品を提供することにある。
【００１５】
本発明の他の目的は、出力電力を検出してフィードバック制御を行なう無線通信システムを構成する高周波電力増幅用電子部品において、出力の交流成分を取り出す方向性結合器の小型化を図ることができる出力電力の検出技術を提供することにある。
この発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴については、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を説明すれば、下記のとおりである。
すなわち、方向性結合器により取り出された交流信号を検波して電力増幅回路をフィードバック制御するための信号を出力する出力電力検出回路を備える高周波電力増幅用電子部品において、電力増幅回路の出力に結合された主線路の一部と近接してその両側に平行に配置された一対の副線路と、前記主線路と各副線路との間にそれぞれ接続された容量素子と、前記一対の副線路の反対側の端部にそれぞれ接続された抵抗素子とにより方向性結合器を構成する。そして、前記一方の副線路の始端側から取り出された交流信号を検波する第１検波回路と、前記他方の副線路の終端側から取り出された交流信号を検波する第２検波回路と、前記第１検波回路の出力と前記第２検波回路の出力の差をとる減算回路とにより前記出力電力検出回路を構成するようにしたものである。
【００１７】
上記した手段によれば、一方の副線路の始端側から取り出された交流信号は主として進行波成分を含み、他方の副線路の終端側から取り出された交流信号は主として反射波成分を含むこととなるため、それらの信号をそれぞれ検波回路で検波した出力の差をとることにより、反射波による影響の少ない検出信号を得ることができるようになる。
【００１８】
また、主線路の両側に配置される副線路を片側のみとし、この片側副線路の始端側と主線路との間に容量素子を接続し、片側副線路の終端側とたとえば接地レベルなどの定電位点との間に抵抗素子を接続して方向性結合器を構成する。そして、片側副線路の始端側から主として進行波成分を含む交流信号を取り出し、片側副線路の終端側から主として反射波成分を含む交流信号を取り出して検波した電圧同士の差分をとったものを出力検出信号とする。これにより、反射波による影響の少ない検出信号を得ることができるとともに、方向性結合器を構成する部品点数を減らし、方向性結合器の小型化ひいては高周波電力増幅用電子部品（モジュール）の小型化を達成することができるようになる。
【発明の効果】
【００１９】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記のとおりである。
すなわち、本発明に従うと、出力電力を検出してフィードバック制御を行なう無線通信システムにおいて、方向性結合器の線路を伝播する反射波によるモニタ電圧への影響をなくして精度の高い出力電力の制御を可能にする高周波電力増幅用電子部品を実現することができる。また、方向性結合器の小型化を図り、結果として高周波電力増幅用電子部品（モジュール）の小型化を達成することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
以下、本発明の好適な実施例を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明の第１の実施例の方向性結合器を適用した高周波電力増幅器（以下、ＲＦパワーモジュールと称する）の出力部の構成例を示したものである。なお、本明細書においては、表面や内部にプリント配線が施されたセラミック基板のような絶縁基板に半導体チップとディスクリート部品が実装されて上記プリント配線やボンディングワイヤで各部品が所定の役割を果たすように結合されることであたかも一つの電子部品として扱えるように構成されたものをモジュールと称する。
【００２１】
図１において、符号２１３が付されている素子は高周波電力増幅部の最終増幅段の電力増幅用ＦＥＴ、符号２４４が付されている部分は前記電力増幅用ＦＥＴ２１３のドレイン端子とモジュールの出力端子ＯＵＴとの間に設けられたインピーダンス整合回路、符号２５０が付されている部分は方向性結合器である。また、符号２２０が付されている部分は出力電力検出回路である。図１に示されているように、本実施例では、方向性結合器２５０はインピーダンス整合回路２４４を構成するマイクロストリップラインＭＳ１を主線路として共用している。
【００２２】
上記インピーダンス整合回路２４４は、最終段の電力増幅用ＦＥＴ２１３のドレイン端子とモジュールの出力端子ＯＵＴとの間に直流カットの容量Ｃ４と直列に接続されたマイクロストリップラインＭＳ１〜ＭＳ３、ＭＳ２とＭＳ３の接続ノードＮ２と接地点との間に接続された容量Ｃ２１、およびＭＳ３と容量Ｃ４の接続ノードＮ３と接地点との間に接続された容量Ｃ２２からなるいわゆるπ型の整合回路として構成されている。さらに、電源電圧端子Ｖｄｄとの間のインピーダンス整合をとるため、マイクロストリップラインＭＳ１とＭＳ２の接続ノードＮ１と電源電圧端子Ｖｄｄとの間にはインダクタＬ３が、また電源電圧端子Ｖｄｄと接地点との間には容量Ｃ２３が接続されている。
【００２３】
方向性結合器２５０は、インピーダンス整合回路２４４を構成する主線路としてのマイクロストリップラインＭＳ１と、該ＭＳ１の両側にそれぞれ平行に配設された副線路としてのマイクロストリップラインＭＳ４，ＭＳ５を備える。また、方向性結合器２５０は、ＭＳ１の始端（ＦＥＴ２１３のドレイン端側の端部）とＭＳ４の始端との間に接続され主として進行波成分を取り出す結合容量Ｃｅ１と、ＭＳ４の終端と接地点との間に接続された抵抗Ｒｔ１を備える。さらに、方向性結合器２５０は、ＭＳ１の終端とＭＳ５の始端との間に接続され主として反射波成分を取り出す結合容量Ｃｅ２と、ＭＳ５の終端と接地点との間に接続された抵抗Ｒｔ２を備える。マイクロストリップラインＭＳ１とＭＳ４，ＭＳ５とにより磁気結合が構成され、容量Ｃｅ１，Ｃｅ２により電界結合が構成される。
【００２４】
出力電力検出回路２２０は、方向性結合器２５０の副線路ＭＳ４の始端から直流カットの容量ＣDC１を介して取り出された交流成分を検波する第１検波回路２２１と、副線路ＭＳ５の始端から直流カットの容量ＣDC２を介して取り出された交流成分を減衰するアッテネータ２２２と、減衰された信号を検波する第２検波回路２２３を備える。また、出力電力検出回路２２０は、第１検波回路２２１と第２検波回路２２３の出力の差分をとって検出出力Ｖdetとして出力する減算回路２２４を備える。直流カットの容量ＣDC２はアッテネータ２２２の後ろつまりアッテネータ２２２と第２検波回路２２３との間あるいはアッテネータ２２２内に設けるようにしてもよい。
【００２５】
上記方向性結合器２５０の電界結合用容量Ｃｅ１，Ｃｅ２には０．５〜１ｐＦ程度の容量値を有するものを使用すると良い。容量ＣDC１，ＣDC２は直流成分を遮断するための素子であり、１００ｐＦ程度の容量値を有するものを使用すると良い。また、抵抗Ｒｔ１，Ｒｔ２としては３０〜１５０Ω程度の抵抗値を有するものを使用すると良い。直流カットの容量ＣDC１，ＣDC２は交流成分を充分に伝達できるようにするため比較的容量値が大きいのでディスクリートの部品（素子）を用いるのが良い一方、結合用容量Ｃｅ１，Ｃｅ２は容量値が小さいので、ディスクリートの部品でも、モジュール基板に形成された一対の導電層のパターンからなる内挿容量を用いても良い。
【００２６】
この実施例においては、マイクロストリップラインＭＳ１とＭＳ４の長さは約１ｍｍ、幅はＭＳ４が０．１ｍｍで、ＭＳ１はＭＳ４の４〜５倍に設定され、マイクロストリップラインＭＳ１のインピーダンスは２〜３Ωとされている。また、マイクロストリップラインＭＳ１とＭＳ４の間隔は０．１ｍｍに設定されている。マイクロストリップラインＭＳ５も同様である。
【００２７】
マイクロストリップラインＭＳ１の始端が接続される電力増幅用ＦＥＴ２１３のドレイン端子のインピーダンスは２Ω程度であり、これによりＭＳ１とＭＳ２の接続ノードＮ１のインピーダンスは５Ω程度となるようにされている。なお、図１では、マイクロストリップラインＭＳ１〜ＭＳ３が分離して形成されているが、連続するように形成され、その途中にインダクタＬ３や容量Ｃ２１，Ｃ２２が接続されていても良い。その場合、ＭＳ１の長さが１ｍｍ以上（３〜５ｍｍ程度）で、ＭＳ４の長さが１ｍｍとされる。
【００２８】
本実施例の方向性結合器を構成する主線路の長さは約１ｍｍで済むとともに、主線路として整合回路のマイクロストリップラインＭＳ１を利用しかつ副線路もモジュールの基板上に形成された導体層を使用することにより、モジュールの小型化が可能となる。マイクロストリップラインＭＳ１，ＭＳ４と結合容量Ｃｅ１と終端抵抗Ｒｔ１からなる一方の結合器は、前述の特許文献１に記載されているものと同じである。
【００２９】
特許文献１にも記載されているように、マイクロストリップラインＭＳ１の長さを短くできるのは、本実施例の方向性結合器は電力増幅用ＦＥＴ２１３のドレイン端子に接続されており、このドレイン端子のインピーダンスは約２Ωとかなり低いので、ラインの長さが短くても磁気結合が強く充分に磁界変化を副線路としてのマイクロストリップラインＭＳ４，ＭＳ５に伝達できるためである。一方、接続点のインピーダンスが低くてもラインが短いと寄生容量が小さいため、マイクロストリップラインのみでは電界結合が弱く電界変化を充分に伝達することができない。そこで、この実施例の方向性結合器においては、容量Ｃｅ１を設けて電界結合を補うようにしている。これによって、小型であっても充分に出力電力をモニタすることができる方向性結合器が得られる。以下、かかる構成の方向性結合器を電力結合器と称する。
【００３０】
本実施例の電力結合器は、容量Ｃｅ１の容量値と抵抗Ｒｔ１の抵抗値を調整することで反射波によるカップリング電圧（モニタ電圧）への影響を抑制するようにしている。具体的には、図３（Ａ）に示すように、進行波によって磁気結合を介して副線路ＭＳ４に生じる電圧をＶｍ（Ｈ）、進行波によって電界結合を介して副線路ＭＳ４に流れる電流をＩｅ（Ｅ）、この電流Ｉｅ（Ｅ）が抵抗Ｒｔ１（抵抗値Ｒterm）に流れることによって生じる電圧をＶｅ（Ｅ）とおくと、モニタ電圧Ｖmon1は、Ｖmon1＝Ｖｅ（Ｅ）＋Ｖｍ（Ｈ）＝Ｒterm×Ｉｅ（Ｅ）＋Ｖｍ（Ｈ）となる。
【００３１】
一方、図３（Ｂ）に示すように、反射波によって磁気結合を介して副線路ＭＳ４に生じる電圧を−Ｖｍ（Ｈ）、反射波によって電界結合を介して副線路ＭＳ４に流れる電流をＩｅ（Ｅ）、この電流Ｉｅ（Ｅ）が抵抗Ｒｔ（抵抗値Ｒterm）に流れることによって生じる電圧をＶｅ（Ｅ）とおくと、モニタ電圧Ｖmon1は、Ｖmon1＝Ｖｅ（Ｅ）−Ｖｍ（Ｈ）＝Ｒterm×Ｉｅ（Ｅ）−Ｖｍ（Ｈ）となる。本実施例の電力結合器は、容量Ｃｅ１の容量値と抵抗Ｒｔ１の抵抗値Ｒtermを調整することで、主線路を伝播する反射波により副線路の始端に生じるモニタ電圧Ｖmon1＝Ｖｅ（Ｅ）−Ｖｍ（Ｈ）が「０」となるようにしている。
【００３２】
これにより、本実施例の電力結合器は方向性を有し、負荷が変動してもモニタ電圧が影響を受けにくくすることができる。副線路ＭＳ５側の容量Ｃｅ２の容量値と抵抗Ｒｔ２の抵抗値は、上記のようにして決定した容量Ｃｅ１の容量値と抵抗Ｒｔ１の抵抗値と同一の値を選択することにより、副線路ＭＳ５側から取り出される電圧が主線路を伝播する進行波の影響を受けにくくすることができる。
【００３３】
次に、アッテネータ２２２の減衰率Ｎについて説明する。上記のようにして主線路を伝播する反射波や進行波により生じるモニタ電圧への影響を減らしたとしても、副線路ＭＳ４，ＭＳ５を伝播する進行波の反射波や反射波の反射波（進行波と同じ向き）によるモニタ電圧への影響、副線路ＭＳ４，ＭＳ５に飛び込むノイズにより発生するモニタ電圧への影響を完全になくすことはできない。図４には、進行波側のモニタ電圧Ｖmon1に含まれる進行波の成分ＦoutＦwと、進行波側のモニタ電圧Ｖmon1に含まれる反射波の成分ＦoutＲw、反射波側のモニタ電圧Ｖmon2に含まれる反射波の成分ＲoutＦw、反射波側のモニタ電圧Ｖmon2に含まれる進行波の成分ＲoutＲwの向きと大きさの関係が示されている。
【００３４】
本実施例においては、副線路ＭＳ５側から取り出された交流信号の反射波の成分ＲoutＦwを検波した電圧が、副線路ＭＳ５側から取り出された交流信号の反射波の成分ＦoutＲwを検波した電圧と同じレベルになるように、アッテネータ２２２の減衰率Ｎを設定することとした。つまり、ＦoutＲw＝ＲoutＦw／Ｎとなるように、Ｎを設定する。これにより、減算回路２２４の出力Ｖdetにおいては、ＦoutＲwとＲoutＦwとが相殺され、モニタ電圧Ｖmon1に含まれる進行波の成分ＦoutＦwを検波した電圧から、反射波側のモニタ電圧Ｖmon2に含まれる進行波の成分ＲoutＲwを１／Ｎに減衰した信号を検波した電圧を引いた電圧に比例する電圧（ＦoutＦw−ＲoutＲw／Ｎ）となる。ここで、反射波側のモニタ電圧Ｖmon2に含まれる進行波の成分ＲoutＲwは、副線路ＭＳ５を伝播する反射波の反射波であり、もともと小さいのでこれを１／Ｎに減衰した信号ＲoutＲw／Ｎは「０」とみなすことができる。その結果、減算回路２２４の出力Ｖdetは、モニタ電圧Ｖmon1に含まれる進行波の成分ＦoutＦwを検波した電圧に比例した電圧とみなすことができるようになる。
【００３５】
図５に、本実施例の電力結合器を使用した図１のＲＦパワーモジュールに関して行なったシミュレーションの結果を示す。具体的には、図６のように出力端子ＯＵＴに位相シフタ２６０を介して３ｄＢのアッテネータ２７０を負荷として接続するとともに、電力結合器２５０に出力電圧検出回路２２０を接続したものにおいて、位相シフタ２６０で位相を変化させても出力電圧検出回路２２０の出力電圧Ｖdetが一定になるように入力電力Ｐｉｎを変化させたときの出力電力Ｐｏｕｔの変化を実線Ａで示す。
【００３６】
また、本実施例の電力結合器を使用せず代わりに前記先願発明（特許文献１）に開示されているような片側副線路の結合器を用いてＭＳ４の始端側のみからモニタ電圧を出力電圧検出回路２２０に取り出すようにした場合の出力電力Ｐｏｕｔの位相に対する変化を破線Ｂで示す。同図より、実線Ａの方が破線Ｂよりも出力電力Ｐｏｕｔの変化が少ない、つまり本実施例の電力結合器を使用してパワー制御を行なうようにした高周波電力増幅回路の方が、負荷変動に対する出力電力Ｐｏｕｔの制御性が比較的良好であることが分かる。したがって、本実施例を適用することで、過剰電流が流れるおそれがなくなるとともに、ＥＤＧＥ（Enhanced Data Rates for GMS Evolution）モードのような位相制御に加えて振幅制御を伴う送信を行なう場合に、負荷変動による出力波形の歪を抑え、変調精度が低下するのを抑制することができる。
【００３７】
図７は、第２の実施例の電力結合器を適用したＲＦパワーモジュールの他の構成例を示す。
この実施例の電力結合器２５０は、図１の実施例の電力結合器においてマイクロストリップラインＭＳ５を省略し、マイクロストリップラインＭＳ４の終端から結合容量Ｃｅ２を介して反射波成分を取り出してアッテネータ２２２で減衰して検波回路２２３へ供給するようにしたものである。この第２の実施例の電力結合器を使用したＲＦパワーモジュールにおいて、負荷の位相を変化させても出力電圧検出回路２２０の出力電圧Ｖdetが一定になるように入力電力Ｐｉｎを変化させたときの出力電力Ｐｏｕｔの変化を、図５に一点鎖線Ｃで示す。
【００３８】
図５より、第２の実施例のように構成しても、片側副線路の結合器を用いて始端側のみからモニタ電圧を取り出すようにした特許文献１の発明（破線Ｂ）に比べて、出力電力Ｐｏｕｔの変動の少ない、すなわち反射波の影響の少ない検出出力を得ることができることが分かる。しかも、主線路ＭＳ１の片側にのみ副線路としてのマイクロストリップラインＭＳ４を設ければよいとともに終端抵抗Ｒｔが１つでよいため、図１の実施例に比べて電力結合器の構成部品点数および占有面積を低減し、モジュールを小型化することができるという利点がある。
【００３９】
このように、副線路としてのマイクロストリップラインＭＳ４の終端から結合容量Ｃｅを介して反射波成分を取り出すようにしても、第２の副線路から反射波成分を取り出す第１の実施例とほぼ同様に反射波の影響を減らせる理由は、カプラの方向性によるものである。すなわち、主線路の進行波に着目した場合、図８（Ａ）に示すように、副線路ＭＳ４の始端はカップルド・ポート（容量結合ポート）となり、副線路ＭＳ４の終端はアイソレーション・ポートとなる。一方、主線路の反射波に着目した場合、図８（Ｂ）に示すように、副線路ＭＳ４の始端はアイソレーション・ポートとなり、副線路ＭＳ４の終端はカップルド・ポートとなるためである。
【００４０】
図９には、前記実施例の電力結合器を適用したＲＦパワーモジュールのより詳細な構成を示す。図９において、図１や図７に示されている回路および素子と同一の回路および素子には同一の符号を付して重複した説明は省略する。
【００４１】
この実施例のＲＦパワーモジュール２００は、変調された入力高周波信号Ｐｉｎを増幅する電力増幅用ＦＥＴを含む高周波電力増幅部２１０と、該高周波電力増幅回路２１０の出力電力を検出する出力電力検出回路２２０と、前記高周波電力増幅部２１０の各段の電力増幅用ＦＥＴにバイアス電圧を与えて各ＦＥＴに流すアイドル電流を制御するバイアス回路２３０と、高周波電力増幅部２１０の最終段の整合回路２４４と出力電力検出回路２２０との間に設けられた前記実施例の電力結合器２５０とからなる。
【００４２】
特に制限されるものでないが、この実施例の高周波電力増幅部２１０は、３個の電力増幅用ＦＥＴ２１１、２１２、２１３を備え、このうち後段のＦＥＴ２１２，２１３はそれぞれ前段のＦＥＴ２１１，２１２のドレイン端子にゲート端子が接続され、全体で３段の増幅回路として構成されている。また、各段のＦＥＴ２１１，２１２，２１３のゲート端子には、バイアス回路２３０から供給されるゲートバイアス電圧Ｖｂ１，Ｖｂ２，Ｖｂ３が印加され、これらの電圧に応じたアイドル電流が各ＦＥＴ２１１，２１２，２１３にそれぞれ流されるようにされている。
【００４３】
電力増幅用素子２１１〜２１３として、この実施例ではＭＯＳＦＥＴが使用されているが、バイポーラ・トランジスタやＧａＡｓＭＥＳＦＥＴ、ヘテロ接合バイポーラ・トランジスタ（ＨＢＴ）、ＨＥＭＴ（High Electron Mobility Transistor）等他のトランジスタを用いても良い。
【００４４】
各段のＦＥＴ２１１，２１２のドレイン端子にはそれぞれインダクタンス素子Ｌ１，Ｌ２を介して電源電圧Ｖddが印加されている。初段のＦＥＴ２１１のゲート端子と入力端子Ｉｎとの間には、インピーダンス整合回路２４１および直流カットの容量素子Ｃ１が設けられ、これらの回路及び素子を介して高周波信号ＰｉｎがＦＥＴ２１１のゲート端子に入力される。
【００４５】
初段のＦＥＴ２１１のドレイン端子と２段目のＦＥＴ２１２のゲート端子との間には、インピーダンス整合回路２４２および直流カットの容量素子Ｃ２が接続されている。また、２段目のＦＥＴ２１２のドレイン端子と最終段のＦＥＴ２１３のゲート端子との間には、インピーダンス整合回路２４３および直流カットの容量素子Ｃ３が接続されている。そして、最終段のＦＥＴ２１３のドレイン端子がインピーダンス整合回路２４４および容量素子Ｃ４を介して出力端子ＯＵＴに接続されており、高周波入力信号Ｐｉｎの直流成分をカットし交流成分を増幅した信号Ｐoutを出力する。
【００４６】
出力電力検出回路２２０の検波回路２２１は、電力結合器２５０より取り出されたモニタ電圧Ｖmon１が容量ＣDC１を介して印加される入力端子と接地点との間に、直列形態で接続された整流用ダイオードＤ１および抵抗Ｒ１と、前記ダイオードＤ１のアノード端子に抵抗Ｒ２を介して動作点となるバイアス電圧を与える直流電圧源ＤＣ１と、平滑容量Ｃ１０とから構成されている。抵抗Ｒ１には、容量ＣDC１を介して入力される交流波形に比例しそれを半波整流したような電流が流されて電圧に変換され、それが平滑容量Ｃ１０で平滑されて検波電圧Ｖdet１として出力される。
【００４７】
反射波成分を検波する検波回路２２３は、検波回路２２１と同一の構成であるため、詳しい構成の図示は省略している。アッテネータ２２２には、抵抗素子をπ型に配置してなるπ型アッテネータ等を用いることができる。減算回路２２４は、２つのオペアンプＯＰ１，ＯＰ２が縦続接続されたディファレンシャルアンプからなり、第２検波回路２２３の出力電圧Ｖdet2がオペアンプＯＰ１の非反転入力端子に入力され、第１検波回路２２１の出力電圧Ｖdet1がオペアンプＯＰ２の非反転入力端子に入力されている。
【００４８】
また、オペアンプＯＰ１の反転入力端子には基準電圧Ｖrefが抵抗Ｒ１１を介して印加され、該オペアンプＯＰ１の出力がオペアンプＯＰ２の反転入力端子に抵抗Ｒ１３を介して入力されている。そして、オペアンプＯＰ１の出力端子と反転入力端子との間には帰還抵抗Ｒ１２が接続され、オペアンプＯＰ１の出力電圧と基準電圧Ｖrefを抵抗Ｒ１１とＲ１２で抵抗分割した電圧がオペアンプＯＰ１の反転入力端子に印加されている。
【００４９】
また、オペアンプＯＰ２の出力端子と反転入力端子との間には帰還抵抗Ｒ１４が接続され、オペアンプＯＰ２の出力電圧とオペアンプＯＰ１の出力を抵抗Ｒ１３とＲ１４で抵抗分割した電圧がオペアンプＯＰ２の反転入力端子に印加されている。なお、アンプＯＰ１の入力抵抗Ｒ１１とＯＰ２の帰還抵抗Ｒ１４は同一の抵抗値に、またアンプＯＰ１の帰還抵抗Ｒ１２とアンプＯＰ２の入力抵抗Ｒ１３は同一の抵抗値に設定される。
【００５０】
ここで、抵抗Ｒ１１とＲ１４の抵抗値をｒ１、抵抗Ｒ１２とＲ１３の抵抗値をｒ２、２つのアンプの入力電圧Ｖdet1とＶdet2の差をΔＶin（＝Ｖdet1−Ｖdet2）、回路全体のゲインをＫｇとおくと、Ｋｇ＝（ｒ１＋ｒ２）／ｒ２であり、回路の出力ＶdetはＶdet≒Ｖoff＋Ｋｇ・ΔＶinで表わされる。つまり、ディファレンシャルアンプ２２４は、Ｖdet1とＶdet2との電位差に比例しＶoffによりシフトされた電圧を検出電圧Ｖdetとして出力する。
【００５１】
図９に示されているディファレンシャルアンプ２２４は、抵抗Ｒ１１，Ｒ１４とＲ１２，Ｒ１３の抵抗比を変えることで容易にゲインを変えられるため、かかるディファレンシャルアンプを用いることにより検波感度の調整が容易となる。また、これらの抵抗を外付け抵抗としておけば、ＩＣの製造後に検波感度を調整するようなことも可能となる。
【００５２】
また、本実施例の出力電力検出回路２２０は、ディファレンシャルアンプ２２４の前段のオペアンプＯＰ１の反転入力端子に直流電圧として基準電圧Ｖrefが与えられるようにしている。これは、出力電力を制御する誤差アンプに出力レベル指示信号Ｖrampを供給するベースバンド回路の特性として出力レベルを「０」にしたい場合にも完全に０ＶのＶramp信号を出力することができない場合があり、そのような場合に出力電力検出回路２２０から誤差アンプに供給される検出電圧Ｖdetが０Ｖであると、誤差アンプから出力される制御電圧Ｖapcが０Ｖよりも高くなって出力電力Ｐoutが「０」にならないおそれがあるためである。
【００５３】
なお、この実施例のＲＦパワーモジュール２００は、破線で囲まれた部分が半導体集積回路化されている。すなわち電力増幅部２１０の各素子（インダクタンス素子Ｌ１〜Ｌ３およびインピーダンス整合回路２４４を除く）およびバイアス回路２３０の各素子と、出力電力検出回路２２０の各素子が単結晶シリコンのような１個の半導体チップ上に半導体集積回路ＩＣ１として構成されている。そして、この半導体チップと、電力増幅部２１０のインダクタンス素子Ｌ１〜Ｌ３およびインピーダンス整合回路２４４と、電力結合器２５０および直流カットの容量素子ＣDCとが、１つのセラミック基板上に実装されてＲＦパワーモジュールとして構成されている。容量素子ＣDCはディスクリートの部品が用いられる。出力電力検出回路２２０もディスクリートのダイオード素子、抵抗素子、容量素子などの部品により構成するようにしても良い。
【００５４】
このように、本実施例のＲＦパワーモジュールは、方向性カプラに比べてサイズの小さな電力結合器２５０を使用するため、モジュールを小型化できるとともに、出力電力検出回路２２０を電力増幅部２１０およびそのバイアス回路２３０の主要部とともに半導体集積回路化することが容易となるため、部品点数を減らしモジュールを小型化することができるようになる。
【００５５】
なお、図９においては、インダクタンス素子Ｌ１〜Ｌ３およびインピーダンス整合回路２４４を除く電力増幅部２１０の各素子およびバイアス回路２３０と出力電力検出回路２２０を１つの半導体集積回路として構成していると説明した。これに限定されず、電力増幅部２１０の初段ＥＦＴ２１１および２段目ＦＥＴ２１２と、バイアス回路２３０と、出力電力検出回路２２０とを１つの半導体集積回路として構成、つまり、電力増幅部２１０の最終段のＦＥＴ２１３とインピーダンス整合回路２４１〜２４４とインダクタンス素子Ｌ１〜Ｌ３はＩＣ外の素子として構成するようにしても良い。
【００５６】
図１０には、出力電力検出回路２２０の他の実施例が示されている。
この実施例の出力電力検出回路２２０は、第１検波回路２２１および第２検波回路２２２として、２段検波方式の回路が使用されている。第２検波回路２２２の構成は第１検波回路２２１と同じであるので、図示を省略している。以下、第１検波回路２２１について説明する。
【００５７】
第１検波回路２２１は、第１検波段２２１ａおよび第２検波段２２１ｂと、バイアス生成回路２２１ｃ、ゲイン調整手段２２１ｄなどから構成されている。第１検波段２２１ａは、電力結合器２５０に容量Ｃ６を介してゲート端子が接続された検波用ＭＯＳトランジスタＱ１、Ｑ１と直列に接続されたＰチャネルＭＯＳトランジスタＱ２、Ｑ２とカレントミラー接続されたＭＯＳトランジスタＱ３、Ｑ３と直列に接続された電流−電圧変換用ＭＯＳトランジスタＱ４からなる。
【００５８】
第２検波段２２１ｂは、上記容量Ｃ６と並列に接続された容量Ｃ７と、Ｃ７の他方の端子がゲートに接続された検波用ＭＯＳトランジスタＱ５、Ｑ５と直列に接続されたＰチャネルＭＯＳトランジスタＱ６、Ｑ６とカレントミラー接続されたＭＯＳトランジスタＱ７、Ｑ７と直列に接続された電流−電圧変換用ＭＯＳトランジスタＱ８からなる。バイアス生成回路２２１ｃは、第１検波段２２１ａの検波用ＭＯＳトランジスタＱ１に動作点としてのゲートバイアス電圧を与える。
【００５９】
また、この実施例の出力電力検出回路２２０は、第１検波段２２１ａの電流−電圧変換用ＭＯＳトランジスタＱ４により変換された電圧が抵抗Ｒ７を介して、第２検波段２２１ｂの検波用ＭＯＳトランジスタＱ５のゲート端子に動作点を与えるバイアス電圧として供給されるように構成されている。さらに、第１検波段２２１ａの出力電圧がゲイン調整手段２２１ｃに入力され、ゲイン調整手段２２１ｄは第１検波段２２１ａの出力電圧に応じた電流を出力して電流−電圧変換用トランジスタＱ８のドレイン端子に流し込むように構成されている。
【００６０】
ここで、第１検波段２２１ａの出力電圧Ｖ２は、出力電力Ｐoutの２乗に比例して変化するような電圧となる。そして、このような電圧がゲイン調整手段２２１ｃに入力されることにより、ゲイン調整手段２２１ｄは、第１の検波回路２２１の出力電圧すなわち出力電力Ｐoutにほぼ比例して変化するような電流Ｉ１を生成して第２検波段２２１ｂの出力段に流し込むように構成されている。これにより、出力レベルの低い領域における第２検波段２２１ｂの感度を高くすることができる一方、出力レベルが高い領域では第２検波段２２１ｂの感度が低く抑えられる。そのため、出力レベルの高い領域で出力電力検出回路２２０全体の感度が高くなり過ぎるのを回避して、制御範囲全体に亘って最適な出力レベル検出信号を出力することができる。ゲイン調整手段２２１ｄには、図１１に示されているような構成を有する回路が用いられる。
【００６１】
第１検波段２２１ａにバイアスを与えるバイアス生成回路２２１ｃは、定電流源ＣＳ０と該定電流源ＣＳ０からの定電流Ｉｃを電圧に変換するダイオード接続のＭＯＳトランジスタＱ９と、トランジスタＱ９とＱ１のゲート端子間に接続された抵抗Ｒ６とから構成されている。定電流Ｉｃを流す上記定電流源ＣＳ０は、バンドギャップリファランス回路のような温度依存性の少ない定電圧を発生する定電圧回路と、生成された定電圧を電流に変換するトランジスタと、このトランジスタに流れる電流に比例した電流を流すカレントミラー回路などで構成することができる。定電流源ＣＳ０を内部回路として構成する代わりに、チップ外部から与えるように構成しても良い。また、定電流の代わりに、チップ外部から定電圧として与えるようにしても良い。
【００６２】
本実施例では、第１検波段２２１ａの検波用ＭＯＳトランジスタＱ１のゲートバイアス電圧の値として、該トランジスタＱ１をＢ級増幅動作させることができるように、Ｑ１のしきい値電圧に近い電圧値が設定されている。これにより、ＭＯＳトランジスタＱ１には、容量Ｃ６を介して入力される交流信号に比例しそれを半波整流したような電流が流され、Ｑ１のドレイン電流は入力交流信号の振幅に比例した直流成分を含むようにされる。
【００６３】
このトランジスタＱ１のドレイン電流がＱ２とＱ３のカレントミラー回路によりＱ３側に転写され、ダイオード接続のトランジスタＱ４によって電圧に変換される。ここで、ＭＯＳトランジスタＱ１とＱ４およびＱ２とＱ３は、それぞれ所定のサイズ比（例えば１：１）になるように設定されている。これにより、例えば製造バラツキでＭＯＳトランジスタＱ１とＱ２の特性（特にしきい値電圧）がばらつくと、これらと対を成すＭＯＳトランジスタＱ４とＱ３の特性も同じようにばらつく。その結果、特性ばらつきによる影響が相殺され、ＭＯＳトランジスタＱ４のドレイン端子にはＭＯＳトランジスタのばらつきの影響を受けない検波電圧が現われるようになる。第２検波段２２１ｂも同様であり、Ｑ４に相当するトランジスタＱ８により変換された電圧が第１検波回路２２１の検波出力として減算回路２２４に供給される。
【００６４】
ゲイン調整手段２２１ｄは、図１１に示されているように、入力電圧すなわち第１検波段２２１ａの出力電圧を電流に変換する電圧−電流変換回路２８１と、変換された電流Ｉａを定電流源からの電流Ｉｂから減算する減算器２８２と、減算された電流をそれぞれＫ１倍とＫ２倍する増幅器２８３，２８４を有する。さらに、増幅器２８４の出力電流Ｉｅに定電流Ｉｆを加算する加算器２８５と、増幅器２８３の出力電流Ｉｄを加算器２８５の出力電流Ｉｇで制限をかけるリミッタ２８６を有するように構成されている。増幅器２８３，２８４は低パワー領域での感度を向上させるためのもので、そのゲインＫ１，Ｋ２は例えばＫ１＝３，Ｋ２＝１．５に設定される。増幅器２８４の出力電流Ｉｅに定電流Ｉｆを加算するのも、低パワー領域での感度を向上させるためで、その値Ｉｆは例えば０．１ｍＡに設定される。
【００６５】
増幅器２８３の出力電流Ｉｄと加算器２８５の出力電流Ｉｇがリミッタ２８６に供給されることによって、リミッタからは所望の特性を有するゲイン調整電流Ｉ１が出力され、第２検波段２２１ｂのトランジスタＱ７からの電流Ｉ２に加算されてトランジスタＱ８に流されることによって、出力レベルの低い領域における出力電力検出回路２２０の検出感度を上げることができるようになっている。
【００６６】
図１２には、前記実施例のパワーモジュール２００のデバイス構造の一例を示す。なお、図１２は実施例のＲＦパワーモジュールの構造を正確に表わしたものではなく、その概略が分かるように一部の部品や配線などを省略した構造図として表わしたものである。
【００６７】
図１２に示されているように、本実施例のモジュールの本体１０は、アルミナなどのセラミック板からなる複数の誘電体層１１を積層して一体化した構造にされている。各誘電体層１１の表面または裏面には、所定のパターンに形成し表面に金メッキを施した銅などの導電材料からなる導体層が設けられている。１２ａ〜１２ｄは導体層からなる導電パターンである。また、各誘電体層１１の表裏の導電パターン同士を接続するために、各誘電体層１１にはスルーホールと呼ばれる孔（図示略）が設けられ、この孔内には導体が充填されている。
【００６８】
図１２の実施例のモジュールでは、６枚の誘電体層１１が積層されており、１番下の誘電体層の裏面側にはほぼ全面にわたって導体層が形成され、接地電位ＧＮＤを供給するグランド層とされている。また、１〜５層目の各誘電体層１１の表裏面にも伝送線路としてのマイクロストリップラインを構成する導電パターンやグランド層となる導体層が形成されている。
【００６９】
第１層目の誘電体層１１上には、前記半導体集積回路ＩＣ１が形成された半導体チップ３０が実装され、該半導体チップ３０の上面の電極（パッド）と誘電体層１１表面の所定の導体層（１２ａ，１２ｂ）とはボンディングワイヤ３１により電気的に接続されている。また、第１層目の誘電体層１１の表面には、図１に示されている整合回路２４４や電力結合器２５０を構成するマイクロストリップラインＭＳ１，ＭＳ２，ＭＳ３，ＭＳ４，ＭＳ５等を構成する導電パターン１２ｂ，１２ｃが形成されている。
【００７０】
これとともに、整合回路から出力電力検出回路へモニタ電圧を取り出すための電力結合器２５０を構成する抵抗素子Ｒｔや容量素子Ｃｅ，ＣDCなどとして用いられるディスクリート部品４１，４２，４３、直流カットの容量素子Ｃ４やインダクタンス素子Ｌ３として用いられる部品４４，４５などが実装されている。インピーダンス整合回路２４４の容量Ｃ２１，Ｃ２２は、ディスクリート部品でも良いが、本実施例では、導電パターン１２ｂと該パターンの一部に対向するように１層目の誘電体層１１の裏面に形成された図示しない導電パターンとにより内挿容量として構成されている。整合回路２４４や電力結合器２５０を構成する抵抗素子Ｒｔや容量素子Ｃｅ，ＣDC、直流カットの容量素子Ｃ４やインダクタンス素子Ｌ３等の受動素子は、ガラスなどからなる誘電体基体に実装もしくは内挿されているＩＰＣ（Integrated Passive Component）と呼ばれる部品を用いても良い。
【００７１】
図１３は、本発明を適用して有効な無線通信システムの一例の概略構成を示す。
図１３において、ＡＮＴは信号電波の送受信用アンテナ、Ｔ／Ｒ−ＳＷは送受信の切替えスイッチである。また、１００は、ＧＳＭやＤＣＳのシステムにおける送信信号の変調やアップコンバートを行なう送信側ミキサ１１０、受信信号の復調やダウンコンバートを行なう受信側ミキサ１２０送受信信号とミキシングされるローカル発振信号を発生するＶＣＯ（電圧制御発振回路）１３０等を有する高周波信号処理用半導体集積回路（ベースバンドＩＣ）である。ベースバンドＩＣ１００は、送信データ（ベースバンド信号）に基づいてＩ，Ｑ信号を生成したり受信信号から抽出されたＩ，Ｑ信号を処理したりする機能、出力電力制御信号ＰＣＳを出力する機能を有する。２００は前記実施例のＲＦパワーモジュールである。
【００７２】
ベースバンドＩＣ１００で変調された送信信号は、不要波を除去するバンドパスフィルタＢＰＦ１を介してＲＦパワーモジュール２００によって増幅され、高調波成分を除去するロウパスフィルタＬＰＦ１および送受信切替えスイッチＴ／Ｒ−ＳＷを経てアンテナＡＮＴへ供給される。一方、アンテナＡＮＴにより受信された受信信号は送受信切替えスイッチＴ／Ｒ−ＳＷおよび受信信号から不要波を除去するバンドパスフィルタＢＰＦ２を経てロウノイズアンプＬＮＡに供給されて増幅される。そして、ＬＮＡで増幅された受信信号はバンドパスフィルタＢＰＦ３へ経てベースバンドＩＣ１００へ入力され、復調回路（ミキサ）１２０により復調されて処理される。
【００７３】
本無線通信システムにおいては、ＲＦパワーモジュール２００の出力電力検出回路２２０から出力される出力電力検出信号ＶｄｅｔとベースバンドＩＣ１００から出力される出力電力制御信号ＰＣＳに基づいて出力制御電圧Ｖａｐｃを生成する自動パワー制御回路（ＡＰＣ）４００がベースバンドＩＣ１００内に設けられている。これとともに、送信用ミキサ１１０の前段に可変利得アンプ１４０が設けられ、自動パワー制御回路（ＡＰＣ）４００の出力Ｖａｐｃが可変利得アンプ１４０に供給されることによって、ＶｄｅｔをＰＣＳに一致させるように可変利得アンプ１４０の利得を制御するフィードバック制御が行なわれるように構成されている。
【００７４】
なお、このシステムでは、ＲＦパワーモジュール２００のバイアス回路２３０に対してベースバンドＩＣ１００から所定のバイアス電流Ｉcontが供給されて高周波電力増幅回路２１０の利得が設定される。かかるシステムは、位相変調と振幅変調を行なうＥＤＧＥ方式やＣＤＭＡ方式の携帯電話機に適用すると特に有効である。本発明の電力結合器を有するＲＦパワーモジュール２００を用いたシステムでは、出力電力に正確に対応した検出電圧Ｖｄｅｔが自動パワー制御回路（ＡＰＣ）４００に供給されるため、ＧＭＳＫ変調を行なうＧＳＭ方式の携帯電話機に適用することもできる。
【００７５】
なお、図１３では、ＡＰＣ回路４００からの制御電圧Ｖａｐｃをミキサ１１０の前段に設けられている利得可変アンプ１４０に供給してそのゲインを変化させているが、ミキサ１１０とＲＦパワーモジュール２００との間に利得可変アンプを設けてそのゲインをＡＰＣ回路４００からの制御電圧Ｖａｐｃで変化させるように構成しても良い。
【００７６】
図１４は、本発明を適用して有効な無線通信システムの他の構成例を示す。
本無線通信システムにおいては、ＲＦパワーモジュール２００の出力電力検出回路２２０から出力される出力電力検出信号ＶｄｅｔとベースバンドＩＣ１００から出力される出力電力制御信号ＰＣＳに基づいて出力制御電圧Ｖａｐｃを生成する自動パワー制御回路（ＡＰＣ）４００が設けられている。そして、このＡＰＣ回路４００の出力ＶａｐｃがＲＦパワーモジュール２００のバイアス回路２３０に供給されることによって、ＶｄｅｔをＰＣＳに一致させるようにＲＦパワーモジュール２００内の高周波電力増幅回路２１０の利得を制御するフィードバック制御が行なわれるように構成されている。かかるシステムは、ＧＭＳＫ変調を行なうＧＳＭ方式の携帯電話機に適用すると有効である。
【００７７】
以上本発明者によってなされた発明を実施例に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。例えば前記実施例の高周波電力増幅回路では、電力増幅用ＦＥＴを３段接続しているが、２段構成としたり、４段以上の構成としても良い。
【００７８】
また、前記実施例では、第１検波回路の出力電圧Ｖdet1から第２検波回路の出力電圧Ｖdet2を引いた電圧を検出電圧Ｖdetとして出力する減算回路として２つのオペアンプをシリーズに接続したディファレンシャルアンプを用いているが、１つのオペアンプに入力抵抗を介して演算させたい電圧を入力させるように構成した減算回路を用いるようにしても良い。
【産業上の利用可能性】
【００７９】
以上の説明では主として本発明者によってなされた発明をその背景となった利用分野である携帯電話機を構成するＲＦパワーモジュールに適用した場合を説明したが、本発明はそれに限定されるものでなく、無線ＬＡＮなどを構成するＲＦパワーモジュールに利用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００８０】
【図１】本発明の第１の実施例の方向性結合器を適用した高周波電力増幅器（ＲＦパワーモジュール）の出力部の構成例を示す回路構成図である。
【図２】従来の方向性カプラの原理を示す説明図である。
【図３】第１実施例の方向性結合器の作用を示す図で、（Ａ）は進行波に関するもの、（Ｂ）は反射波に関するものある。
【図４】第１実施例の方向性結合器から取り出されて出力検出回路へ入力される第１モニタ電圧Ｖmon1に含まれる進行波成分および反射波成分と第１モニタ電圧Ｖmon2に含まれる反射波成分および進行波と同一方向の成分との関係を示す説明図である。
【図５】第１実施例の方向性結合器を適用したＲＦパワーモジュールにおける負荷位相と出力電力との関係を示すグラフである。
【図６】第１実施例の方向性結合器を適用したＲＦパワーモジュールにおける負荷位相と出力電力との関係を調べるための試験装置の構成を示す回路図である。
【図７】本発明の第２の実施例の方向性結合器を適用した高周波電力増幅器（ＲＦパワーモジュール）の出力部の構成例を示す回路構成図である。
【図８】片側副線路の終端から反射波成分を取り出すようにした第２の実施例において反射波の影響を減らせる理由を説明するための説明図である。
【図９】実施例の方向性結合器を適用したＲＦパワーモジュールのより詳細な構成を示す回路構成図である。
【図１０】出力電力検出回路の他の実施例を示す回路図である。
【図１１】第２実施例の出力電力検出回路を構成するゲイン調整手段の概略構成を示す回路構成図である。
【図１２】実施例のパワーモジュールのデバイス構造の一例を示す斜視図である。
【図１３】本発明を適用して有効な無線通信システムの一例の概略構成を示すブロック図である。
【図１４】本発明を適用して有効な無線通信システムの他の例の概略構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００８１】
ＭＳ１〜ＭＳ５  マイクロストリップライン
ＭＳ１  主線路
ＭＳ４，ＭＳ５  副線路
２１０  高周波電力増幅回路
２１１，２１２，２１３  電力増幅用ＦＥＴ
２２０  出力電力検出回路
２２１  第１検波回路
２２２  アッテネータ（減衰器）
２２３  第２検波回路
２２４  減算回路
２３０  バイアス回路
２４１〜２４４  インピーダンス整合回路
２５０  方向性結合器（電力結合器）
１０    絶縁基板（モジュール基板）
１１    誘電体層
１２ａ〜１２ｄ  導電パターン
３０    ＩＣ（半導体集積回路）
４１〜４５  ディスクリート部品
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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