(57)【要約】【課題】  専用ＬＳＩを使用せず、デジタル直交変調を行う場合、ＳＳＢ変調における上側波帯、下側波帯両方に適用できるようセレクタ機能を追加して、省スペース・低価格設計を実現できる無線基地局装置を提供する。【解決手段】  インターポレーション機能、デジタル直交変調機能、シンセサイザ機能、デジタルアナログ変換機能を有し、それら機能一つ以上を書き替え可能なソフトウェアによって実現されるデジタル信号処理部１０を備え、デジタル直交変調を行う場合に、Ｉ相、Ｑ相のデジタル信号の符号を制御し、ＳＳＢ変調による上側波帯又は下側波帯のいずれかを選択可能とし、選択された側波帯に基づいて上側ローカル信号又は下側ローカル信号のいずれかが特定され、ミキサ３で混合される無線基地局装置である。【選択図】        図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線基地局装置において、
インターポレーション機能、デジタル直交変調機能、シンセサイザ機能、デジタルアナログ変換機能を有し、少なくとも前記機能一つ以上を書き替え可能なソフトウェアによって実現されるデジタル信号処理部を備え、デジタル直交変調を行う場合に、同相成分、直交成分のデジタル信号の符号を制御するヒルベルト変換対策手段と、ＳＳＢ変調による上側波帯又は下側波帯のいずれかの側波帯を選択するセレクタ手段とを設け、アナログ変換された信号に混合するローカル信号が選択された側波帯に基づいて上側ローカル信号又は下側ローカル信号のいずれかが特定されることを特徴とする無線基地局装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ベースバンド信号からＲＦ（Radio Frequency：無線周波数）帯にアップコンバートする無線基地局装置に係り、特に、デジタル直交変調を行う場合、ＳＳＢ変調（Single Side Band Amplitude Modulation）における上側波帯、下側波帯両方に適用できるようセレクタ機能を追加した無線基地局装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話に代表されるように、無線を利用したシステムは日常不可欠で、システム（例えば、Ｗ−ＣＤＭＡ［Wideband Code Division Multiple Access］、Ｗ−ＬＡＮ［Wide-Local Area Network］のシステム）全体としていかに高速なデータ伝送を効率的に実現するかがポイントになっている。
【０００３】
こうした状況で、伝送速度の増加に伴い、伝送に必要な無線帯域が広がることから使用される搬送波（キャリア周波数）は年々高い周波数へ移行している。
目的のキャリア周波数を得るために、例えば、無線基地局では、伝送するための信号（ベースバンド信号）から数回の周波数変換を繰り返し、目的の周波数までアップコンバートしている。
【０００４】
ベースバンド信号から目的の周波数を得るまでの無線基地局装置の構成について、図９、図１０を参照しながら説明する。図９は、従来の第１の無線基地局装置の構成ブロック図であり、図１０は、従来の第２の無線基地局装置の構成ブロック図である。
従来の第１の無線基地局装置は、図９に示すように、デジタル直交変調した場合で、専用ＬＳＩ１と、１入力ＤＡＣ２ａと、ミキサ３とを備えている。
【０００５】
専用ＬＳＩ（Large Scale Integrated Circuit）１は、ベースバンド信号のＩ相とＱ相を入力し、インターポレーション（Interpolation）手段１ａでアップサンプリングを実現し、デジタル直交変調手段１ｂでＩＱ信号を合成する。
【０００６】
インターポレーション手段１ａは、ＣＩＣ（Cascaded Integrator Comb）フィルタ、ＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタの組み合わせによるアップサンプリング機能（ＤＵＣ：Digital Up Converter）を実現するものである。
【０００７】
デジタル直交変調手段１ｂにおいて、Ｉ／Ｑ（In-phase／Quadrature-phase：同相／直交位相）は、正確に９０度位相が異なる個別の同相／直交モジュレータの基本積である信号であり、Ｉ／Ｑ変調は、２チャンネルの情報を後の段階で分離することができるように組み合わせ一つの信号にする方式である。
【０００８】
１入力ＤＡＣ（Digital Analog Converter）２ａは、ＤＡ変換手段により１入力のデジタル信号をアナログ信号に変換してＩＦ（Intermediate Frequency）信号を出力するものである。
ミキサ３は、ＩＦ信号とローカル（Ｌｏ）信号を混合してＲＦ信号を出力するものである。
【０００９】
次に、従来の第２の無線基地局装置は、図１０に示すように、デジタル直交変調した場合で、専用ＬＳＩ１と、２入力２出力ＤＡＣ２ｂと、アナログ直交変調回路４と、ミキサ３とを備えている。
【００１０】
図１０の専用ＬＳＩ１は、インターポレーション手段１ａを備えているが、デジタル直交変調手段は備えておらず、その代わり、２入力２出力ＤＡＣ２ｂとミキサ３との間にアナログ直交変調回路４が設けられ、アップサンプリングを実現するものである。
【００１１】
２入力２出力ＤＡＣ２ｂは、専用ＬＳＩ１でアップサンプリングしたＩ相、Ｑ相のベースバンド信号を各々デジタル信号からアナログ信号に変換してアナログ直交変調回路４に出力するものである。
アナログ直交変調回路４は、アナログ信号のＩ相、Ｑ相をアナログで直交変調するものである。
【００１２】
尚、デジタル直交変調を行う送信機に関する先行技術として、特開２００３−１６３７０７「送信機」（出願人：株式会社日立国際電気）がある（特許文献１）。
【００１３】
【特許文献１】特開２００３−１６３７０７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
しかしながら、従来のデジタル直交変調の無線基地局装置では、専用ＬＳＩを使用しているので価格が高騰し、更に、使用できる波帯が専用ＬＳＩによって上側波帯又は下側波帯のいずれかに限られてしまい、ローカル信号を選択できないという問題点があった。
【００１５】
また、従来のデジタル直交変調の無線基地局装置では、高いＩＦ帯（例えば、２００ＭＨｚ）で特性がとれないどころか、対応するデバイスがなく、デジタルでの実現が難しいものとなっていた。
このため、ＩＦ信号を何段もカスケード接続する必要があり、回路規模が増大するという問題点があった。
【００１６】
また、従来のアナログ直交変調の無線基地局装置では、ローカル信号選択の問題はないが、アナログ直交変調を行うＩＣ（Integrated Circuit）回路が必要になるので、価格が高騰するという問題点があった。
【００１７】
本発明は上記実情に鑑みて為されたもので、専用ＬＳＩを使用せず、デジタル直交変調を行う場合、ＳＳＢ変調における上側波帯、下側波帯両方に適用できるようセレクタ機能を追加して、省スペース・低価格設計を実現できる無線基地局装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
上記従来例の問題点を解決するための本発明は、無線基地局装置において、インターポレーション機能、デジタル直交変調機能、シンセサイザ機能、デジタルアナログ変換機能を有し、少なくとも前記機能一つ以上を書き替え可能なソフトウェアによって実現されるデジタル信号処理部を備え、デジタル直交変調を行う場合に、同相成分、直交成分のデジタル信号の符号を制御するヒルベルト変換対策手段と、ＳＳＢ変調による上側波帯又は下側波帯のいずれかの側波帯を選択するセレクタ手段とを設け、アナログ変換された信号に混合するローカル信号が選択された側波帯に基づいて上側ローカル信号又は下側ローカル信号のいずれかが特定されることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１９】
本発明によれば、インターポレーション機能、デジタル直交変調機能、シンセサイザ機能、デジタルアナログ変換機能を有し、少なくとも前記機能一つ以上を書き替え可能なソフトウェアによって実現されるデジタル信号処理部を備え、デジタル直交変調を行う場合に、同相成分、直交成分のデジタル信号の符号を制御するヒルベルト変換対策手段と、ＳＳＢ変調による上側波帯又は下側波帯のいずれかの側波帯を選択するセレクタ手段とを設け、アナログ変換された信号に混合するローカル信号が選択された側波帯に基づいて上側ローカル信号又は下側ローカル信号のいずれかが特定される無線基地局装置としているので、デジタル直交変調を適正に行い、省スペース設計・低価格設計を行うことができる効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
尚、以下で説明する手段は、当該機能を実現できる手段であれば、どのような回路又は装置であっても構わず、また機能の一部又は全部をソフトウェアで実現することも可能である。更に、機能実現手段を複数の回路によって実現してもよく、複数の機能実現手段を単一の回路で実現してもよい。
【００２１】
本発明の実施の形態に係る無線基地局装置は、インターポレーション機能、デジタル直交変調機能、シンセサイザ機能、デジタルアナログ変換機能を有し、少なくとも前記機能一つ以上を書き替え可能なソフトウェアによって実現されるデジタル信号処理部を備え、デジタル直交変調を行う場合に、Ｉ相、Ｑ相のデジタル信号の符号を制御するヒルベルト変換対策機能の手段と、ＳＳＢ変調による上側波帯又は下側波帯のいずれかを選択するセレクタ機能の手段を設け、アナログ変換されたＩＦ信号に混合するローカル信号が選択された側波帯に基づいて上側ローカル信号又は下側ローカル信号のいずれかが特定されるようにしたものであり、デジタル直交変調を適正に行い、省スペース設計・低価格設計を行うことができる。
【００２２】
また、本発明の実施の形態に係る無線基地局装置は、デジタル信号処理部において、ベースバンド信号に対するリミッタと、オーバーフローを監視するオーバーフロー監視手段とを設け、符号反転によるオーバーフローを防止できるものである。
【００２３】
本発明の第１の実施の形態に係る無線基地局装置（第１の無線基地局装置）について図１を参照しながら説明する。図１は、本発明の第１の実施の形態に係る無線基地局装置の構成ブロック図である。
第１の無線基地局装置は、図１に示すように、デジタル信号処理部１０と、デジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）２０と、ミキサ３と、低ジッタ発振器（ＯＳＣ：Oscillator）３０と、低ジッタクロック（ＣＬＫ）分配器４０と、シンセサイザＩＣ５０とから構成されている。
【００２４】
デジタル信号処理部１０は、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）又はＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）で実現するものであり、ソフトウェアによって書き替え可能な処理部であり、インターポレーション（Interpolation）／シンセサイザ／直交変調／符号変換手段（以下、単純に「符号変換手段」という）１１と、出力レベル変換手段１２と、デジタルクロックマネージャ（Digital Clock Manager：ＤＣＭ）１３と、出力制御手段１４とを備えている。
【００２５】
符号変換手段１１は、インターポレーションと符号変換を実現するものであり、加えてシンセサイザ機能を利用してミキシングし、デジタル直交変調を行うようにしてもよい。
インターポレーションは、アップサンプリングを行うもので、符号変換は、ＳＳＢ変調においてＩＱ信号をベースバンド周波数で変換した場合に、実数値はＱ側符号が逆の関係になるため、意図的に反転させる処理を行うものである。
【００２６】
シンセサイザ機能は、ＩＦ帯をコントロールするＬＵＴ（Look Up-Table）を使用し、ＲＦ帯へのシンセサイザは別のＩＣにて実現するようになっている。
デジタル直交変調機能は、正確に９０度位相が異なる個別の同相／直交モジュレータの基本積である信号であり、Ｉ／Ｑ変調は、２チャンネルの情報を後の段階で分離することができるように組み合わせ一つの信号にする方式である。
デジタル直交変調機能は、符号変換手段１１又はＤＡＣ２０のいずれかで実現するようにしてもよい。
【００２７】
出力レベル変換手段１２は、ＤＡＣ２０に入力される信号のゲインを調整するものであり、ＤＡＣ２０のデバイスの入力レベルを制御するものである。
ＤＣＭ１３は、符号変換手段１１の遅延のデータを記憶しており、その遅延のデータに基づいて符号変換手段１１に入力されるクロックの立ち上がり又は立ち下がりを調整するものである。
出力制御手段１４は、ＤＡＣ２０、ミキサ３、低ジッタＣＬＫ分配器４０，シンセサイザＩＣ５０の各部における調整用の設定データを記憶しており、各部に設定データを供給するものである。
【００２８】
デジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）２０は、インターポレーション（Interpolation）／直交変調手段（以下、単純に「直交変調手段」という）２１と、シンセサイザ２２と、デジタル／アナログ（ＤＡ）変換手段２３とを備え、出力制御手段１４から設定データを入力し、低ジッタＣＬＫ分配器４０からクロックの供給を受けて動作するものである。
【００２９】
直交変調手段２１は、デジタル信号処理部１０の符号変換手段１１でインターポレーションと直交変調が行われる場合は、ＤＡＣ２０に設ける必要はなく、符号変換手段１１でインターポレーションと直交変調が行われない場合に、ＤＡＣ２０に設けられるものである。
【００３０】
シンセサイザ２２は、ＩＦ帯を制御するＬＵＴ（Look Up Table）を有し、周波数合成を行うものである。
クロックの整数倍に乗りやすいリーク信号から離れたところにＩＦ帯を生成可能であり、高サンプリングであるので、折り返し信号までの周波数帯が広がるものとなっている。
ＤＡ変換手段２３は、シンセサイザ２２からのデジタル信号をアナログ信号に変換し、ミキサ３に出力する。
【００３１】
ミキサ３は、ＤＡ変換手段２３から入力されたＩＦ信号とシンセサイザＩＣ５０から入力されたローカル（Ｌｏ）信号とを混合してＲＦ信号を出力するものである。
低ジッタ発振器（ＯＳＣ）３０は、繰り返し信号（発振周波数信号）のタイミングの揺らぎ（ジッタ）が低い発振器である。
低ジッタクロック（ＣＬＫ）分配器４０は、クロック信号のタイミングの揺らぎの低いクロックを生成して各部に供給するものである。
シンセサイザＩＣ５０は、低ジッタＣＬＫ分配器４０からのクロック信号に基づいて周波数合成してローカル（Ｌｏ）信号をミキサ３に出力するものである。
【００３２】
次に、デジタル信号処理部１０の符号変換手段１１におけるヒルベルト変換対策機能について図２を参照しながら説明する。図２は、ヒルベルト変換対策機能を示すブロック図である。尚、図２では、デジタル信号処理部１０のその他の構成を省略している。
デジタル直交変調において、ヒルベルト変換等を行うことになるが、特にＱ相の符号「＋」「−」を制御しないと、目的のＲＦ信号の周波数を得ることができない。よって、ヒルベルト変換対策（機能）手段を設け、また、ＳＳＢ変調による上側波帯又は下側波帯のいずれかを選択するセレクタ（機能）手段を設けるようにしている。
【００３３】
符号変換手段１１は、ヒルベルト変換対策（機能）手段とセレクタ（機能）手段を有するものであり、図２に示すように、Ｉ相、Ｑ相のデジタル信号を入力し、上側（Upper）又は下側（Lower）のいずれかを選択するセレクタ信号を入力し、セレクタ信号に基づいてＩ相、Ｑ相について符号変換を行う符号変換器１１ａと、符号変換されたＩ相、Ｑ相の信号についてアップコンバートを行うインターポレーション（Interpolation）手段１１ｂと、アップコンバートされたＩ相、Ｑ相の信号をデジタル直交変調するデジタル直交変調手段１１ｃとを備えている。
【００３４】
符号変換器１１ａは、セレクタ信号により上側又は下側について符号を反転させる機能を有し、Ｉ相はＱ相の変換に対してタイミングを合わせるものとなっている。
例えば、２１４０ＭＨｚを得るために、ＩＦ信号の２００ＭＨｚにローカル信号（Ｌｏ）信号をぶつける場合は、上側ローカル（Upper Local）信号（Ｌｏ信号）＝２３４０ＭＨｚのとき、「−」（符号反転有り）とし、下側ローカル（Lower Local）信号（Ｌｏ信号）＝１９４０ＭＨｚのとき、「＋」（符号反転無し）とするものである。
【００３５】
次に、ヒルベルト変換対策機能をＤＡＣ２０内で実現する場合について図３を参照しながら説明する。図３は、ＤＡＣにおけるヒルベルト変換対策機能を示す回路図である。
図３の例では、デジタル直交変調をＤＡＣ２０内で実現している。
ＤＡＣ２０内において、デジタル信号処理部１０から入力されたＩ相、Ｑ相の信号は、Ｉ相に対してはｃｏｓ信号が乗算器で乗算され、Ｑ相に対してはｓｉｎ信号が乗算器で乗算され、各乗算された信号が加算器で加算される。
【００３６】
加算器において、Ｑ相の信号の符号を「＋」又は「−」で変換することで、加算結果として、Ｉ＋Ｑ（２００ＭＨｚ）とＩ−Ｑ（−２００ＭＨｚ）の信号は発生する。
加算器から出力された信号について、ミキサ３はローカル（Ｌｏ）信号として上側信号（Upper Local：２３４０ＭＨｚ）若しくは下側信号（Lower Local：１９４０ＭＨｚ）を選択できるが、本実施の形態では上側ローカル信号を選択してミキサ３で混合する。
【００３７】
ミキサ３で、上側ローカル信号がぶつけられると、出力されるＲＦ信号として上側（Upper）として２５４０ＭＨｚ、下側（Lower）として２１４０ＭＨｚが出力されることになる。
本実施の形態では、ＲＦ信号として２１４０ＭＨｚを選択するようにしているので、加算器では「−Ｑ」を選択して、加算器からの出力はＩ−Ｑを選択し、ミキサ３では上側ローカル信号を選択すればよいことになる。
つまり、ヒルベルト変換対策として、「−Ｑ」となる符号変換し、上側ローカル信号を選択することになる。
【００３８】
ここで、上側ローカル信号を採用し、下側ローカル信号を採用しないのは、本実施の形態では、受信周波数が１．９ＧＨｚにあるため、その近くは避けて、送信信号と受信信号の影響を小さくするためである。
【００３９】
次に、本実施の形態に係るアップサンプリングについて図４〜図６を参照しながら説明する。図４は、サンプリング及びスペクトルを示す図であり、図５は、源信号波形を整数倍成分で変調することを示す図であり、図６は、サンプリング後の波形とスペクトルを示す図である。
図４に示すように、（ａ）の源信号波形のスペクトルが（ｂ）であり、（ｃ）がサンプリング後の波形を示し、そのサンプリングのスペクトルが（ｄ）となっている。
サンプリングの結果、源信号は、Ｔso毎の不連続な信号になる。Ｆs （サンプリング周波数）の両側で（ｂ）のスペクトルが対称に広がり、余計な信号スペクトル（エイリアス）が現れる。
【００４０】
上記のサンプリングは、図５に示すように、（ａ）の源信号で（ｅ）Ｆsoの整数倍成分の被変調波を変調することと同じで、Ｆs の整数倍成分が多数並ぶスペクトルになる。
アップサンプリングは、図４の（ｃ）について行うが、例えば、２倍のレートでは、新たなサンプル点を全てゼロとすることで、図６の（ｆ）の波形を得ることができる。サンプリング周波数Ｆs1はＦsoの２倍だが、ナイキスト周波数も２倍となるため、余計なスペクトル（エイリアス）が問題となる。
この余計な成分は、ナイキスト周波数より低い領域のため、サンプリング後の信号はデジタルＬＰＦ（Low Pass Filter）を施すことで除去できる。
尚、ＬＰＦを施すことは、インターポレーションであり、ＦＩＲ、ＣＩＣのフィルタで実現可能である。
【００４１】
次に、本発明の第２の実施の形態に係る無線基地局装置（第２の無線基地局装置）について図７を参照しながら説明する。図７は、第２の実施の形態に係る無線基地局装置のデジタル信号処理部の構成ブロック図である。
第２の無線基地局装置のデジタル信号処理部１０は、図７に示すように、送信監視手段１５と、ＢＢ（Base Band）リミッタ１６と、符号変換手段１１と、出力レベル変換手段１２と、出力制御手段１４と、Ａｉｒタイミング調整手段１７と、オーバーフロー監視手段１８とを有している。
【００４２】
符号変換手段１１、出力レベル変換手段１２は、図１で説明した構成及び動作と同様である。
また、出力制御手段１４も基本的構成及び動作は図１のものと同様であるが、ＢＢリミッタ１６に対してリミッタ閾値を設定したり、瞬間電力を監視したりする制御を行う。
また、出力制御手段１４は、出力レベル（ゲイン）を設定し、Ａｉｒタイミング調整手段１７にタイミングオフセットを設定するものである。
【００４３】
送信監視手段１５は、ＭＰＵ（図示せず）からＩ相、Ｑ相の各最大値が設定され、入力されるベースバンド信号を監視し、それら最大値に応じてベースバンド信号のレベル調整を行うものである。
【００４４】
ＢＢリミッタ１６は、入力されるＩ相とＱ相のデジタル信号から電力演算を行い、電力閾値との電力比を演算し、信号振幅比に変換し、ゼロと比較して出力を特定し、それを遅延させたＩ相、Ｑ相のデジタル信号に乗算して電力のクリッピングを行い、設定されたスライス量でスライス処理を行い、スライス前後の符号反転によって出力スライスの再設定要求を出力してオーバーフローを制御するものである。
【００４５】
Ａｉｒタイミング調整手段１７は、入力される信号を決められたタイミングまでホールドして出力するものである。
図７において、ベースバンドのチップレート単位であれば、Ａｉｒタイミング調整手段１７は、ＢＢリミッタ１６の前段に設置可能である。
【００４６】
オーバーフロー監視手段１８は、インターポレーション処理前後、ゲイン処理（出力レベル変換処理）前後で符号が反転していないことを監視し、符号反転によるオーバーフローを検知した場合には、信号を最大値にクリッピングし、入力信号のレベルを送信監視手段１５でアダプティブに下げるようＭＰＵに通知する。
【００４７】
オーバーフローは、的確な閾値を設定すれば、ＢＢリミッタ１６でリミット制御されてオーバーフローすることはほとんどなく、出力レベル変換処理においても同様なことが言える。
【００４８】
次に、ＢＢリミッタ１６の処理概略について図８を参照しながら説明する。図８は、ＢＢリミッタの処理の概略構成図である。
ＢＢリミッタ１６は、図８に示すように、Ｉ相、Ｑ相のデジタル信号を入力し、各信号の遅延処理を行う一方、両信号から電力演算処理（Ｐ＝Ｉ2 ＋Ｑ2 ）を行い、設定された電力閾値Ｐthとの電力比を演算する処理（Ｐcr＝Ｐth／Ｐ）を行う。
【００４９】
更に、その電力比を信号振幅比に変換する処理（Ａth＝√（Ｐcr））を行い、Ｐcr＜０であれば、「Ａth」を出力し、Ｐcr≧０であれば、「１」を出力する。
そして、遅延処理したＩ相、Ｑ相のデジタル信号に出力を乗算し、更に、ｂｉｔ幅を修正するスライス処理を行う。
上記乗算処理は、電力のクリッピングのみで位相差に影響がないものである。
【００５０】
また、スライス処理に当たっては、出力制御手段１４から出力スライスが設定される。
スライス処理の前後で符号を監視し、符号反転していれば、出力制御手段１４に出力スライス再設定要求が出力され、それに応じて出力スライスが設定される。この結果、オーバーフローしないように制御が為されるものである。
【００５１】
第１、２の無線基地局装置によれば、使用デバイス数を低減して目的の周波数を得ることができるので、省スペース設計・低価格設計が実現できる効果がある。
また、第１、２の無線基地局装置によれば、ローカル信号の除去を行うために、フィルタデバイスを使用しないことから、無線ブロックの高帯域化を実現することができ、ソフトウェアラジオ化を目的としたアーキテクチャとしても期待できる。
【産業上の利用可能性】
【００５２】
本発明は、専用ＬＳＩを使用せず、デジタル直交変調を行う場合、ＳＳＢ変調における上側波帯、下側波帯両方に適用できるようセレクタ機能を追加して、省スペース・低価格設計を実現できる無線基地局装置に好適である。
【図面の簡単な説明】
【００５３】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る無線基地局装置の構成ブロック図である。
【図２】ヒルベルト変換対策機能を示すブロック図である。
【図３】ＤＡＣにおけるヒルベルト変換対策機能を示す回路図である。
【図４】サンプリング及びスペクトルを示す図である。
【図５】源信号波形を整数倍成分で変調することを示す図である。
【図６】サンプリング後の波形とスペクトルを示す図である。
【図７】第２の実施の形態に係る無線基地局装置のデジタル信号処理部の構成ブロック図である。
【図８】ＢＢリミッタの処理の概略構成図である。
【図９】従来の第１の無線基地局装置の構成ブロック図でである。
【図１０】従来の第２の無線基地局装置の構成ブロック図である。
【符号の説明】
【００５４】
１…専用ＬＳＩ、  ２…ＤＡＣ、  ３…ミキサ、  ４…アナログ直交変調回路、  １０…デジタル信号処理部、  １１…符号変換手段、  １２…出力レベル変換手段、  １３…ＤＣＭ、  １４…出力制御手段、  １５…送信監視手段、  １６…ＢＢリミッタ、  １７…Ａｉｒタイミング調整手段、  １８…オーバーフロー監視手段、  ２０…ＤＡＣ、  ２１…直交変調手段、  ２２…シンセサイザ、  ２３…ＤＡ変換手段、  ３０…低ジッタＯＳＣ、  ４０…低ジッタＣＬＫ分配器、  ５０…シンセサイザＩＣ
【図１】
2007312263.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2007312263.tif 000009
【図８】
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【図９】
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【図１０】
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