(57)【要約】【課題】大電流領域においてもリアクタインダクタンスを大きくすることなく、電源高調波規制をクリアすることが可能な電源装置を提供することを課題とする。【解決手段】入力電源１を直流電圧に変換して昇圧チョッパ回路３で負荷４の電圧を得る際、昇圧チョッパ回路３のスイッチング素子３ｃをスイッチングし、リアクタ（昇圧チョークコイル）３ａを介して短絡して力率を改善する。このとき、当該電源装置を制御する制御部１３は、交流電源半周期のうち前半部分の区間、入力電流検出部１０による検出入力電流と、電流波形から所定次数の高調波成分を減少させたモデリング波形の電流指令値との比較結果によりそのスイッチング素子３ｃをオン、オフする。【選択図】  図１
2007129849.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源を直流電圧に変換して負荷電圧とする際、前記交流電源をリアクタを介して短絡して力率を改善する電源装置において、
前記リアクタおよびスイッチング素子を含み、その出力電圧を負荷電圧とする力率改善手段と、
電流波形から所定次数の高調波成分を減少させたモデリング波形を電流指令値として生成する電流指令値作成手段と、
交流電源半周期のうち前半部分の区間、入力電流と前記電流指令値の比較結果に基づいて前記スイッチング素子をオン／オフ制御するスイッチング制御手段と、
を備えたことを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記モデリング波形は、交流電源半周期または交流電源全周期の区間で生成され、略三角波、略台形波、または略矩形波の形状を呈することを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【請求項３】
前記モデリング波形は、Ｙをモデリング波形（電流指令値）、ｔをゼロクロスからの経過時間または位相、ａを任意の定数（傾き）、ｂを任意の定数（オフセット）とした場合に、電源電圧ゼロクロスを基準として、Ｙ＝ａ×ｔ＋ｂの関数で規定されることを特徴とする請求項１または２に記載の電源装置。
【請求項４】
前記電流指令値作成手段は、目標電圧値と出力電圧との偏差に応じた直流電流値を積分して、前記交流電源半周期の前半部分が直線部となる電流指令値を作成する積分手段を含むことを特徴とする請求項１〜請求項３のいずれか１つに記載の電源装置。
【請求項５】
入力電流波形を前記モデリング波形に整形するために、前記交流電源半周期の前半部分は、前記スイッチング素子のスイッチング動作を行って、前記入力電流波形を前記電流指令値に追従させ、かつ、前記交流電源半周期の後半部分は、出力電圧の大きさを調整することを特徴とする請求項１〜請求項４のいずれか１つに記載の電源装置。
【請求項６】
前記入力電流波形を前記略三角波形状に整形するために、前記交流電源半周期の前半部分は、前記スイッチング素子のスイッチング動作を行って、前記入力電流波形を前記電流指令値に追従させ、かつ、前記交流電源半周期の後半部分は、パッシブ動作にて電流を流すべく制御することを特徴とする請求項５に記載の電源装置。
【請求項７】
前記入力電流波形を前記略台形波形状に整形するために、前記交流電源半周期の前半部分は、前記スイッチング素子のスイッチング動作を行って、前記入力電流波形を前記電流指令値に追従させ、かつ、前記交流電源半周期の後半部分はパッシブ動作にて電流を流すと共に、前記出力電圧を制御することにより前記入力電流波形の台形波上底区間の長さを制御することを特徴とする請求項５に記載の電源装置。
【請求項８】
入力電流実効値に基づいて、前記モデリング波形の傾きおよびスイッチング動作が完了する目標時間を変更することにより、前記入力電流波形を前記略台形波形状と前記略三角波形状とに変化させることを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
【請求項９】
前記所定次数の高調波成分は５次高調波成分であることを特徴とする請求項１〜請求項８のいずれか１つに記載の電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、商用電源を家電機器などの電源に変換する電源回路の制御技術に関し、さらに詳しく言えば、昇圧チョッパ型の力率改善および高調波電流抑制機能を有する電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
この種の電源装置として、本願出願人は、特許文献１において、昇圧チョッパ型の力率改善および高調波電流抑制機能を有する電源装置を提案している。同文献の電源装置では、入力電源を直流電圧に変換して昇圧チョッパ回路で負荷の電圧を得る際、昇圧チョッパ回路のスイッチング素子をスイッチングし、リアクタ（昇圧チョークコイル）を介して短絡電流を流して力率を改善する。電源装置を制御する制御部は、入力電流検出部による検出入力電流と正弦波状の入力電流基準信号との比較結果によりそのスイッチング素子をオン、オフする一方、交流電源半周期ごとに電源位相検出回路によるゼロクロス検出から所定回数だけそのスイッチング素子をスイッチングし、それ以降そのスイッチングを禁止し、交流電源の半周期毎におけるスイッチング回数が変動しないようにするものである。
【０００３】
同文献の電源装置は、交流電源半周期中の前半部だけスイッチングを行い、力率を改善して高調波電流を抑制するものである。同文献の電源装置は、（１）スイッチング回数が少ないため、ＩＧＢＴおよび逆阻止ダイオードなどのスイッチング素子に熱的負担が少なく、サイズを小さくでき、（２）スイッチング周波数帯域が低いため、発生ノイズが少なく、ノイズ対策部品を軽減でき、（３）高調波電流が少ないため、リアクタコアに安価な材料を使用できる等の効果を有している。
【０００４】
図１４は、同文献の電源装置（以下「従来方式」と称する）における入力電流波形の形状とスイッチング区間の瞬時平均値を示している。電源高調波規格は４０次まで（電源５０Ｈｚの場合２ｋＨｚまで、電源６０Ｈｚの場合２．４ｋＨｚまで）の高調波電流について規定されているため、スイッチング区間のスイッチング基本周波数をそれ以上とした場合、スイッチング区間の電流は、瞬時平均値として扱って同図の点線のようになる。
【０００５】
このように瞬時平均値で考えた場合、入力電流１６Ａｒｍｓ時の実測値を示すとその電流波形は図１５のようになる。また、図１５に示す電流波形による高調波電流値の実測値は、図１６に示すようになる。
【０００６】
図１６において、横軸は高調波の次数ｎ、縦軸は高調波電流値を示しており、リアクタインダクタンスを２０ｍＨ程度、入力電流を１６Ａｒｍｓ程度として測定したものである。また、同図において、棒グラフは高調波電流の測定結果であり、折れ線グラフは、電源高調波規格ＩＥＣ６１０００−３−２の表１の値である。
【０００７】
図１６に示す高調波電流の２次〜４０次までをＩＥＣ６１０００−３−２表１で示す限度値で規格化すると、図１７に示すようになる。同図において、横軸は高調波の次数ｎを、縦軸は規格化電流値であるｎ次高調波評価指数Ｙｎを示している。
【０００８】
図１７に示すように、従来方式では、１６Ａｒｍｓ程度の大電流領域においては、部分スイッチングＰＦＣ特有の５次高調波が増大してｎ次高調波指数Ｙｎが１を越え、電源高調波規格をクリアしていないという問題がある。また、従来方式では、１２〜１５Ａｒｍｓ程度の電流領域においても、電源高調波規格をクリアするために、大きなリアクタインダクタンスが必要となるため、電源装置のコストが高くなるという問題がある。
【０００９】
【特許文献１】特開２００１−３４９０５９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、大電流領域においても、リアクタインダクタンスを大きくすることなく、電源高調波規制をクリアすることが可能な電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記した課題を解決して、本発明の目的を達成するために、本発明は、交流電源を直流電圧に変換して負荷電圧とする際、前記交流電源をリアクタを介して短絡して力率を改善する電源装置において、前記リアクタおよびスイッチング素子を含み、その出力電圧を負荷電圧とする力率改善手段と、電流波形から所定の高調波成分を減少させたモデリング波形を電流指令値として生成する電流指令値作成手段と、交流電源半周期のうち前半部分の区間、入力電流と前記電流指令値の比較結果に基づいて前記スイッチング素子をオン／オフ制御するスイッチング制御手段と、を備えたことを特徴とする。
【００１２】
また、本発明の好ましい態様によれば、前記モデリング波形は、交流電源半周期または交流電源全周期の区間で生成され、略三角波、略台形波、または略矩形波の形状を呈することが望ましい。
【００１３】
また、本発明の好ましい態様によれば、前記モデリング波形は、Ｙをモデリング波形（電流指令値）、ｔをゼロクロスからの経過時間または位相、ａを任意の定数（傾き）、ｂを任意の定数（オフセット）とした場合に、電源電圧ゼロクロスを基準として、Ｙ＝ａ×ｔ＋ｂの関数で規定されることが望ましい。
【００１４】
また、本発明の好ましい態様によれば、前記電流指令値作成手段は、目標電圧値と出力電圧との偏差に応じた直流電流値を積分して、前記電流指令値として出力する積分手段を含むことが望ましい。
【００１５】
また、本発明の好ましい態様によれば、入力電流波形を前記モデリング波形に整形するために、前記交流電源半周期の前半部分は、前記スイッチング素子のスイッチング動作を行って、前記入力電流波形を前記電流指令値に追従させ、かつ、前記交流電源半周期の後半部分は、出力電圧の大きさを調整することが望ましい。
【００１６】
また、本発明の好ましい態様によれば、前記入力電流波形を前記略三角波形状に整形するために、前記交流電源半周期の前半部分は、前記スイッチング素子のスイッチング動作を行って、前記入力電流波形を前記電流指令値に追従させ、かつ、前記交流電源半周期の後半部分は、パッシブ動作にて電流を流すべく制御することが望ましい。
【００１７】
また、本発明の好ましい態様によれば、前記入力電流波形を前記略台形波形状に整形するために、前記交流電源半周期電圧の前半部分は、前記スイッチング素子のスイッチング動作を行って、前記入力電流波形を前記電流指令値に追従させ、かつ、前記交流電源半周期の後半部分はパッシブ動作にて電流を流すと共に、前記出力電圧を制御することにより前記入力電流波形の台形波上底区間の長さを制御することが望ましい。
【００１８】
また、本発明の好ましい態様によれば、入力電流実効値に基づいて、前記モデリング波形の傾きおよびスイッチング動作が完了する目標時間を変更することにより、前記入力電流波形を前記略台形波形状と前記略三角波形状とに変化させることが望ましい。
【００１９】
また、本発明の好ましい態様によれば、前記所定の高調波成分は５次高調波成分であることが望ましい。
【発明の効果】
【００２０】
本発明によれば、交流電源を直流電圧に変換して負荷電圧とする際、前記交流電源をリアクタを介して短絡して力率を改善する電源装置において、力率改善手段は、リアクタおよびスイッチング素子を含み、その出力電圧を前記負荷電圧とし、電流指令値作成手段は、電流波形から所定の高調波成分を減少させたモデリング波形を電流指令値として生成し、スイッチング制御手段は、交流電源半周期のうち前半部分の区間、入力電流と前記電流指令値の比較結果に基づいてスイッチング素子をオン／オフ制御することとしたので、リアクタインダクタンスを大きくすることなく、所定の高調波成分を低減することができ、大電流領域においても、リアクタインダクタンスを大きくすることなく、電源高調波規制をクリアすることが可能な電源装置を提供することが可能となるという効果を奏する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
以下に、この発明に係る電源装置の好適な実施の形態を、図面を参照しつつ詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではなく、また、実施例の形態中で説明されている特徴の組み合わせのすべてが発明の解決手段に必要であるとは限らない。また、下記実施の形態における構成要素には、当業者が容易に想定できるものまたは実質的に同一のものが含まれる。下記実施の形態では、５次高調波成分を低減する場合について説明するが本発明はこれに限られるものではなく、他の次数の高調波成分を低減する場合にも適用可能である。
【実施例】
【００２２】
［電源装置の構成］
図１は、本実施例に係る電源装置の概略的ブロック線図である。本実施例に係る電源装置は、本願出願人の特開２００５−２５３２８４号公報に係る電源装置と同様に、交流電源を直流電圧に変換して負荷電圧とする際、その変換された電圧を少なくともリアクタ（昇圧チョークコイル）を介して短絡電流を流すことによって力率を改善している。また、本実施例に係る電源装置では、同公報に係る電源装置と同様のスイッチング回数制御および母線電圧比率制御を行う。
【００２３】
図１に示すように、本実施例に係る電源装置は、交流電源１と、整流回路２と、昇圧チョッパ回路３と、負荷４と、交流電源１のゼロクロスを検出する電源位相検出回路（ゼロクロス検出手段）５と、昇圧チョッパ回路３の入力電流Ｉｉを検出するための電流センサ６と、それら検出値、制御部１３からの信号によりスイッチング素子３ｃを駆動する駆動部７と、昇圧チョッパ回路３の入力電流Ｉｉを電流センサ（例えばＣＴ）６からの検出信号により検出する入力電流検出部１０と、昇圧チョッパ回路３の入力電圧Ｖｉを検出するための入力電圧検出部１１と、昇圧チョッパ回路３の出力電圧（母線電圧）Ｖｏを検出するための出力電圧検出部１２と、それらの検出値や電源位相検出回路５による交流電源のゼロクロス検出等に基づいて、昇圧チョッパ回路３のスイッチング素子３ｃをオン、オフする信号を駆動部７に出力するマイクロコンピュータなどからなる制御部１３とを備えている。
【００２４】
昇圧チョッパ回路３は、整流回路２の正端子側に直列に接続したリアクタ（昇圧チョークコイル）３ａと、リアクタ（昇圧チョークコイル）３ａに直列に接続した逆阻止ダイオード３ｂと、このリアクタ（昇圧チョークコイル）３ａと逆阻止ダイオード３ｂの間で整流回路２の負端子側に接続したスイッチング素子（例えばＩＧＢＴ；絶縁ゲート形トランジスタ）３ｃと、出力電圧を平滑化する平滑コンデンサ３ｄとを備えている。
【００２５】
この昇圧チョッパ回路３の動作は、リアクタ（昇圧チョークコイル）３ａを介してスイッチング素子３ｃによってスイッチングして短絡し、強制的に電流を流す一方、スイッチングされている電流を逆阻止ダイオード３ｂから平滑コンデンサ３ｄに供給する。なお、負荷４としては、例えば空気調和機のコンプレッサモータに適用した場合インバータ回路およびモータを想定することができる。
【００２６】
制御部１３は、昇圧チョッパ回路３のスイッチング素子３ｃを、入力電流と電流指令値との比較結果に基づいてオン、オフしてその昇圧チョッパ回路３の出力電圧Ｖｏを負荷４の電圧とする。
【００２７】
図２は、図１の制御部１３の概略的ブロック線図である。図３は、図２の制御部の動作説明用の概略波形図およびタイムチャートである。制御部１３は、図２に示す如く、スイッチング回数制御部１００、電流指令値作成部１５０、母線電圧比率制御部２００、演算手段３００、電流コンパレータ４００、論理回路５００等を備えている。
【００２８】
上記母線電圧比率制御部２００は、下記算出式（１）に基づき、出力電圧指令値（母線電圧指令値）を作成する。
【００２９】
Ｖｏ*（ｔ）＝Ｖｉｍｅａｎ（ｔ）／Ｖｉｍｅａｎ（０）×Ａ×Ｖｏ（０）・・（１）
Ｖｉｍｅａｎ（ｔ）：入力電圧平均値の検出値
Ｖｉｍｅａｎ（０）：Ｖｉｍｅａｎ（ｔ）の無負荷時電圧
Ｖｏ*（ｔ）：出力電圧指令値（母線電圧指令値）
Ｖｏ（ｔ）：母線電圧の検出値
Ｖｏ（０）：Ｖｏ（ｔ）の無負荷時電圧
Ａ：出力母線電圧比率指令値
【００３０】
上記スイッチング回数制御部１００は、スイッチング動作が任意の期間内に完了するように、スイッチング回数を決定し、スイッチング許可信号を出力するためのものであり、スイッチング動作区間時間Ｔｏｎを測定するタイマカウンタ１０１、ｎ次高調波評価指数Ｙｍａｘ≦１となるようなスイッチング動作区間時間Ｔｏｎの値（上限値／下限値）を出力するＴｏｎ上限値／下限値算出手段１０２と、スイッチング回数を算出するスイッチング回数算出手段１０３、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０４と、適切なスイッチング動作区間時間を算出するＴｏｎ*算出部１０５と、スイッチング回数をカウントするパルスカウンタ１０６等を備えている。
【００３１】
まず、演算手段３００では、母線電圧比率制御部２００で算出された出力電圧指令値（負荷電圧指令値）Ｖｏ*と出力電圧検出部１２により検出された出力直流検出電圧（母線電圧）Ｖｏとの電圧偏差が算出される。電流指令値作成部１５０は、この電圧偏差に基づいて、５次高調波成分を低減するためのモデリング波形の電流指令値を作成する（図３（ａ）参照）。電流指令値作成部１５０の詳細な構成および動作は後述する。
【００３２】
電流指令値と入力電流検出部１０により検出された入力電流Ｉｉとが電流コンパレータ４００で比較され、この比較結果によりスイッチング素子３ｃのスイッチング信号が作成される。このスイッチング信号によりゲート駆動回路７を介して昇圧チョッパ回路３が制御され、電流指令値を基準としてスイッチング素子３ｃがスイッチングされ、入力電流波形が得られる（図３（ａ）参照）。
【００３３】
パルスカウンタ１０６は、スイッチング素子３ｃのスイッチング回数をカウントするが（同図（ｅ）参照）、そのパルスカウンタ１０６の出力はリセットされた時点でＨレベルになり、そのカウント値がスイッチング回数算出手段１０３で設定された所定値（パルス設定値）に達したときにＬレベルになる（図３（ｆ）参照）。
【００３４】
この場合、ゼロクロスの検出により、スイッチング素子３ｃがオンされ（図３（ｂ），（ｃ）参照）、しかる後入力電流Ｉｉが上昇し、上限値に達したためにスイッチング素子３ｃがオフにされると（図３（ａ），（ｃ）参照）、パルスカウンタ１０６がインクリメントされる（図３（ｄ），（ｅ）参照）。このようにしてスイッチング素子３ｃをオン、オフすることにより、入力電流Ｉｉが電流指令値に追従した電流波形とされる（図３（ａ）参照）。
【００３５】
ここで、スイッチング回数制御部１００の動作を詳細に説明する。Ｔｏｎ上限値／下限値算出手段１０２は、Ｙｍａｘ≦１となる様なスイッチング動作区間時間Ｔｏｎの値（Ｔｏｎ上限値／下限値）を出力する。本例では、Ｔｏｎ上限値を３．１０ｍｓに、Ｔｏｎ下限値を２．７５ｍｓに設定するとして説明する。後述するように、スイッチング動作区間時間ＴｏｎのＴｏｎ上限値／下限値は、入力電流の大きさ等の条件によって変化させてもよく、その場合には、Ｔｏｎ上限値／下限値算出手段１０２は、その入力電流の大きさ等の条件に基づいて、最適なＴｏｎ上限値／下限値を算出する。
【００３６】
電源ゼロクロス検出手段５による検出電源位相信号（ゼロクロス）のリセット信号によりパルスカウンタ１０６及びタイマカウンタ１０１がリセットされる。これにより、タイマカウンタ１０１は、スイッチング動作区間時間Ｔｏｎの計測を開始する。パルスカウンタ１０６はスイッチング素子３ｃのスイッチング回数をカウントし、そのカウンタ値が予め設定された所定値（パルス設定値、本例では５回とする）に達したときに、パルスカウンタ１０６の出力（図３の（ｆ））はＬレベルとなり、これにより、タイマカウンタ１０１によるスイッチング動作区間時間Ｔｏｎの計測が停止する。このことから、タイマカウンタ１０１からは、スイッチング回数が５回のときのスイッチング動作区間時間Ｔｏｎが出力される。本例では、このときのスイッチング動作区間時間Ｔｏｎが例えば２．７０ｍｓであったとする。
【００３７】
一方、Ｔｏｎ上限値／下限値算出手段１０２からは、上述したＴｏｎ上限値／下限値の値（上限値は３．１０ｍｓ、下限値は２．７５ｍｓ）がスイッチング回数算出手段１０３に出力される。スイッチング回数算出手段１０３では、スイッチング動作区間時間Ｔｏｎと、Ｔｏｎ上限値／下限値とを比較し、ここでは、スイッチング動作区間時間ＴｏｎがＴｏｎ下限値を下回っているため、パルスカウンタ１０６に設定されたパルス設定値を１だけ増加させる（本例では６回）。これにより、次の周期（ゼロクロス）からは、パルスカウンタ値が６回になる分だけ、スイッチング動作区間Ｔｏｎが長くなり、スイッチング動作区間Ｔｏｎが下限値を上回る方向に制御する。ここで、パルスカウンタ値の大きいパルスのパルス幅は相対的に小さいので、このようなパルスを増減することでスイッチング動作区間時間Ｔｏｎを調整し、Ｔｏｎ上限値／下限値の範囲におさめることができる。
【００３８】
一方、上記例とは反対に、スイッチング回数算出手段１０３において、スイッチング動作区間時間Ｔｏｎと、Ｔｏｎ上限値／下限値とが比較された結果、スイッチング動作区間時間ＴｏｎがＴｏｎ上限値を上回っている場合には、パルスカウンタ１０６に設定されたパルス設定値を１だけ減少させる（本例では４回にする）。これにより、次の周期（ゼロクロス）からは、パルスカウンタ値が４回になる分だけ、スイッチング動作区間時間Ｔｏｎが短くなり、スイッチング動作区間時間ＴｏｎがＴｏｎ上限値を下回る方向に制御する。
【００３９】
このように、スイッチング回数算出手段１０３では、スイッチング動作区間時間Ｔｏｎと、Ｔｏｎ上限値／下限値とが比較され、その比較結果に基づいて、パルスカウンタ１０６に設定されたパルス設定値を１だけ増加又は減少させることで、その後は、スイッチング動作区間時間ＴｏｎがＴｏｎ上限値とＴｏｎ下限値の範囲内に収まるようにする。これにより、図７の結果に従って、スイッチング動作区間時間Ｔｏｎが常にＹｍａｘ≦１となるような範囲に制御すれば、上記部品バラツキがあっても、電源高調波規制値を満たすことができる。
【００４０】
上記のように、タイマカウンタ１０１により検出されたパルスカウンタ１０６の出力に対応するスイッチング許可信号幅となるスイッチング動作区間時間Ｔｏｎと、Ｔｏｎ上限値／下限値算出手段１０２により算出されたＴｏｎ上限値／下限値とを、スイッチング回数算出手段１０３により比較し、その比較結果に基づいて、パルスカウンタ１０６のカウンタデータをセットする。そして、スイッチング素子３ｃ（図１参照）は、パルスカウンタ１０６にセットされた規定回数分だけスイッチングを行う。
【００４１】
上記において、スイッチング回数の変更は入力電流波形に過渡状態を生じさせるため、変更周期を電源周期よりも遅く、数秒程度とする一方、ローパスフィルタ１０４を用いてスイッチング動作区間時間Ｔｏｎのフィルタ処理（スイッチング動作区間時間Ｔｏｎのバラツキの平均化、ノイズ除去等）を行うことが望ましい。
【００４２】
また、スイッチング動作区間時間ＴｏｎのＴｏｎ上限値／下限値は、入力電流の大きさによって変化させてもよく（上限値を３．０５ｍｓ〜３．１０ｍｓよりも小さな値にし、Ｔｏｎ下限値を２．８ｍｓ前後よりも大きな値にしてもよく）、入力電流の大きさによって変化させることで、軽負荷から重負荷まで高力率を保つことができる。例えば、軽負荷の場合、Ｔｏｎ上限値を３．０５ｍｓ〜３．１０ｍｓよりも小さな値、例えば２．９ｍｓに設定して、スイッチング素子３ｃのスイッチング回数を少なくすることで、スイッチング損失を少なくすることができる。一方、重負荷の場合には、Ｔｏｎ下限値を２．８ｍｓ前後よりも大きな値、例えば２．９ｍｓに設定することで、力率を良くすることができる。
【００４３】
［入力電流波形の整形］
図４〜図９を参照して、上記電流指令値作成部１５０で作成される電流指令値および入力電流波形の整形について説明する。本願出願人は、５次高調波成分を低減するために、電流指令値のモデル式を以下の手法で導出した。
【００４４】
上記図１５で示した従来方式の電流波形から５次高調波成分を低減させたときの仮想波形は、図４および図５のようになる。図４は５次高調波を従来比５０％、図５は５次高調波を従来比０％としたときの１〜５０次までの高調波成分を時間軸展開した電流波形を示している。同図において、横軸は位相［ｄｅｇ］、縦軸は電流［Ａ］、電圧［Ｖ］である。
【００４５】
図４および図５に示すように、５次高調波を減少させていくと、電流波形のスイッチング区間（例えば、位相θ＝４５〜９０ｄｅｇ）の山がつぶれ、三角波（直線）に近づいていくことが分かる。したがって、スイッチング区間の電流を電源電圧波形状（正弦波状）ではなく、直線状に制御することにより、５次高調波を低減することができる。
【００４６】
次に、実測値を用いて説明する。図６は、高調波規格をクリアするための、スイッチング動作区間時間Ｔｏｎと最大高調波評価指数Ｙｍａｘ（Ｙｎのうちの最大値）の関係を示す図である。同図において、Ｕ字カーブはセーフティーゾーンを示している。Ｕ字カーブは、リアクタインダクタンス、入力電流実効値、および出力電圧等により変化する。具体的には、Ｕ字カーブは例えば、（１）リアクタインダクタンスの増加と共にＵ字カーブ自体が下方向にシフトし、（２）入力電流の増加と共にＵ字カーブ自体が右上方向にシフトし、（３）出力電圧の増加と共にＵ字カーブの曲率が大きくなり、Ｔｍｉｎ〜Ｔｍａｘ間の幅が狭くなる。
【００４７】
したがって、リアクタインダクタンスを大きく、かつ、出力電圧を低く（例えば、電源電圧波形振幅の９４％程度）設定すると、高調波規格をクリアすることが容易になる。しかしながら、リアクタインダクタンスを大きくし過ぎると、コアサイズが大きくなり、コストアップにつながる。また、出力電圧を低く設定し過ぎると、負荷４が例えばブラシレスＤＣモータの場合には、最大回転数が低下し、特に、エアコンに使用した場合には最大能力の低下を招く等の問題を生じる恐れがある。
【００４８】
すなわち、リアクタインダクタンスを小さく、かつ、モータ高出力が要求される高負荷出力時には、出力電圧を大きく設定することが、特に、エアコンの場合には望ましいことになる。この場合、高調波規格に対するスイッチング完了目標時間を、図６に示すＵ字のセーフティーゾーンが狭い区間を通しつつ、入力電流実効値によって、右にシフトさせて行かなければならないことが分かる。
【００４９】
つぎに、入力電流の全体を通した電流波形の整形を考える。
（１）スイッチング動作を行っている区間（アクティブ区間）の電流波形
この区間では、上記図３（ａ）に示すように、入力電流は電流指令値に追従しているため、ほぼ直線増加となる。
【００５０】
（２）スイッチング動作を行っていない区間（パッシブ区間）の電流波形
この区間では、入力電流の全波電流（絶対値）をＩａｃ［Ａ］、入力電源電圧の全波電圧（絶対値）をＶａｃ［Ｖ］、出力電圧をＶｄｃ［Ｖ］、リアクタ（昇圧チョークコイル）３ａのインダクタンスをＬ［Ｈ］とした場合、スイッチング素子３ｃがオフ状態の場合の入力電流Ｉａｃは、下式（２）の如く表すことができる。
【００５１】
Ｉａｃ＝１／Ｌ×∫（Ｖａｃ−Ｖｄｃ）ｄｔ・・・（２）
【００５２】
したがって、入力電圧が出力電圧より大きい区間は電流増加、入力電圧と出力電圧がほぼ等しい区間では電流一定、入力電圧が出力電圧より小さい区間では、電流減少となる。パッシブ区間における入力電圧と出力電圧の関係を、常に、「入力電圧＜出力電圧」なるように制御すれば、電流波形全体を通して三角波のようになる。また、「入力電圧≒出力電圧」なるような区間からスタートさせると、その後「入力電圧＜出力電圧」となる区間を通るため、入力電流波形全体として考えれば台形波のようになる。
【００５３】
図７は、電源高調波規格を満足するために、入力電流実効値（８，１０，１２，１４，１６Ａｒｍｓ）毎に、図６に示すＵ字カーブに応じてスイッチング動作区間時間Ｔｏｎを最適値に変更した場合の電流波形を示す図である。同図の出力電圧条件は、出力電圧の設定を電源電圧振幅の略９８％前後としている。
【００５４】
同図に示すように、入力電流が８Ａｒｍｓと低いときには、台形波的な波形を示すものに対し、入力電流が１２Ａｒｍｓとなると台形波の上底区間が短くなり、入力電流が１６Ａｒｍｓと大きいときには三角波のような波形となる。スイッチング動作区間時間Ｔｏｎは、１２Ａｒｍｓの場合は５．０ｍｓ、１６Ａｒｍｓの場合は５．５ｍｓとしている。同図の１２Ａｒｍｓの場合の高調波特性を図８に、１６Ａｒｍｓの場合の高調波特性を図９に示す。図８および図９に示すように、５次高調波成分が低減されており、電源高調波規制を満足することが分かる。このように、入力電流の増加に伴い、スイッチング動作区間時間Ｔｏｎを入力電流実効値に応じて変化させると電源高調波規制を満足することできる。
【００５５】
このようにして、電流指令値を直線状に制御してできる波形として、傾きが緩やかなもので三角波、傾きが大きいもので、矩形波が挙げられる。これら波形の高調波成分は以下の特徴を有している（奇数次のみ）。
【００５６】
（１）三角波の場合
次数が高くなるにつれ、高調波成分はその次数の二乗分の１に比例し、ｎ次高調波の電流値Ｉｎは、Ｉｎ∝１／ｎ2となる。
【００５７】
（２）矩形波の場合
次数が高くなるにつれ、高調波成分はその次数に反比例し、ｎ次高調波の電流値Ｉｎは、Ｉｎ∝１／ｎとなる。
【００５８】
一方、高調波規格限度値は、概ねこの両者の間にあり、それぞれの高調波包絡線の傾きの関係は、三角波＞高調波規格限度値＞矩形波の関係がある。
【００５９】
この関係は、三角波をモデリングしたときは低次成分が厳しくなり、また、台形波をモデリングしたときは高次成分が厳しくなることを意味する。したがって、三角波および台形波（三角波と矩形波の中間）となるような波形を電流指令値としたり、また、三角波および台形波を使い分けた電流指令値を作成することにより、高調波規格限度値をクリアすることが容易となる。
【００６０】
図１０は、電流指令値のモデリング波形を作成する手順を示すフローである。以下のフローによる手順は、パーソナルコンピュータ等で実行することができる。図９において、まず、対象となる電源装置において、初期制御電流状態での電流波形（時間領域）の検出を行う（ステップＳ１）。つぎに、検出した電流波形の高調波解析（時間領域→周波数領域）を行う（ステップＳ２）。
【００６１】
各高調波数成分が高調波規格値を満足しているか否かを判断し（ステップＳ３）、全ての高調波成分が高調波規格値を満足している場合には（ステップＳ３の「Ｙｅｓ」）、終了する。
【００６２】
他方、高調波規格値を満足していない高調波数成分がある場合には（ステップＳ３の「Ｎｏ」）、高調波規格値を満足していない成分を低減させた仮想高調波データを作成する（ステップＳ４）。そして、仮想高調波データを仮想時間軸データ（モデリング波形）に変換し（ステップＳ５）、仮想時間軸データを電流指令値とする（ステップＳ６）。
【００６３】
このように、本実施例では、所定の高調波成分を低減するためのモデリング波形（電流波形（三角波、台形波、矩形波等）のフィッティングカーブ）を算出し、それを電源電圧半周期または電源電圧全周期において電流指令値とする。このモデリング波形の形状は、適用する電源装置のリアクタインダクタンス、入力電流実効値、および出力電圧等により変化するものであるので、適用する電源装置に好適なものを使用する。
【００６４】
以上説明したように、５次高調波成分を低減するための電流指令値の作成および入力電流波形の整形を以下のようにして行うことができる。
【００６５】
（１）モデリング波形は、Ｙをモデリング波形（電流指令値）、ｔをゼロクロスからの経過時間または位相、ａを任意の定数（傾き）、ｂを任意の定数（オフセット）とした場合に、電源電圧ゼロクロスを基準として、Ｙ＝ａ×ｔ＋ｂの関数で規定することができる。
【００６６】
（２）入力電流波形をモデリング波形に整形する場合は、交流電源半周期の前半部分は、スイッチング動作を行って、入力電流波形を電流指令値に追従させ、かつ、交流電源半周期の後半部分は、出力電圧の大きさを調整する。
【００６７】
（３）入力電流波形を三角波形状に整形する場合は、交流電源半周期の前半部分はスイッチング動作を行って、入力電流波形を電流指令値に追従させ、かつ、交流電源半周期の後半部分は、パッシブ動作にて電流を流すように制御する。
【００６８】
（４）入力電流波形を略台形波形状に整形する場合は、交流電源半周期電圧の前半部分は、スイッチング動作を行って、入力電流波形を電流指令値に追従させ、かつ、交流電源半周期の後半部分はパッシブ動作にて電流を流すと共に、出力電圧を制御することにより入力電流波形の台形波上底区間の長さを制御する。
【００６９】
（５）入力電流実効値の変動が大きいシステムでは、入力電流実効値に基づいて、電流指令値の傾きおよびスイッチング動作が完了する目標時間となるスイッチング動作区間時間Ｔｏｎを変更することにより、入力電流波形を台形波形状と三角波形状とで変化させる。
【００７０】
［電流指令値作成部の構成］
図１の電流指令値作成部１５０の構成および動作の一例を図１１および図１２を参照して説明する。図１１は、上記図２の電流指令値作成部１５０の概略構成を示す図である。図１２は、電流指令値作成部１５０のタイミングチャートの一例を示す図である。図１２は、電流指令値が三角波の場合を示している。
【００７１】
電流指令値作成部１５０は、演算手段３００から供給される電圧偏差（制御量）に基づいて、比例項Ｐおよび積分項Ｉを算出し、これら比例項Ｐおよび積分項Ｉに基づいて電流指令振幅値を算出するＰＩ制御器１５１と、電流指令振幅値をＰＷＭ信号に変換してＬＰＦ１０２に出力するＰＷＭ変換器（Ｄ／Ａ変換器）１５２と、ＰＷＭ信号を平滑化してＤＣＶ電圧を出力するＬＰＦ（ローパスフィルタ）１５３と、ＤＣＶ値を直流電流値（傾き指令値）ＤＣＩに変換する電圧／電流変換回路１５４と、直流電流値ＤＣＩを積分して得られるモデリング波形を、アンプ１５６を介して電流指令値として出力する積分手段１５５等を備えている。
【００７２】
上記のように構成される電流指令値作成部１５０の動作を説明する。まず、ＰＩ制御器１５１は、演算手段３００から供給される電圧偏差（制御量）に基づいて、比例項Ｐおよび積分項Ｉを算出し、これら比例項Ｐおよび積分項Ｉに基づいて電流指令振幅値を算出してＰＷＭ変換器１５２に出力する。ＰＷＭ変換器１５２は、電流指令振幅値をＰＷＭ信号（図１２（ａ）参照）に変換してＬＰＦ１５３に出力する。ＬＰＦ１５３は、ＰＷＭ信号を平滑化してＤＣＶ電圧（図１２（ｂ）参照）を電圧／電流変換回路１５４に出力する。
【００７３】
電圧／電流変換回路１５４は、ＤＣＶ電圧に比例した直流電流値ＤＣＩを出力する。ここで、直流電圧値ＤＣＩは、比例定数をＫｉとすると、下式（３）の如く表すことができる。
【００７４】
ＤＣＩ＝Ｋｉ×ＤＣＶ・・・（３）
【００７５】
この直流電流値ＤＣＩは、積分手段１５５のコンデンサＣ１またはコンデンサＣ１の両端に接続されたトランジスタＴｒに流れ、トランジスタＴｒ１がオフのとき、コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃは、下式（４）の如く表すことができる。
【００７６】
Ｖｃ＝１／Ｃ×∫ＤＣＩ・ｄｔ・・・（４）
但し、Ｃはコンデンサ容量
【００７７】
コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃは、直流電流値ＤＣＩに比例して直線的に増加する。電源電圧ゼロクロス信号入力と共にスイッチング許可信号（図１２（ｃ）参照）をＥｎａｂｌｅ（Ｈｉｇｈ出力）状態とし、インバータ１５７でスイッチング許可信号を反転させた信号をトランジスタＴｒ１のゲートに入力して、トランジスタＴｒ１をオフ状態とする。これにより、コンデンサＣ１に電荷が蓄積し、コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃは、直流電流値ＤＣＩに比例して直線的に増加する。
【００７８】
また、スイッチング動作完了と共に、スイッチング許可信号（図１２（ｃ）参照）をＤｉｓａｂｌｅ（Ｌｏｗ出力）状態とし、トランジスタＴｒ１のゲートに、インバータ１５７でスイッチング許可信号を反転させた信号をトランジスタＴｒ１のゲートに入力して、トランジスタＴｒ１をオン状態とする。これにより、コンデンサＣ１の両端が短絡され、コンデンサＣ１に蓄積された電荷が放電して、両端電圧Ｖｃは０Ｖに向かって減少する。
【００７９】
このように、積分手段１５５では、電源電圧ゼロクロス検出と共に直流電流値ＤＣＩを積分することによって直線部を得て、かつ、スイッチング動作完了と共に積分値のリセットを行って、スイッチング区間が直線であるモデリング波形（三角波）の電流指令値を作成する（図１２（ｄ）参照）。このようにして、積分手段１５５では、電源周期に同期したモデリング波形の電流指令値を作成し、その傾きを調整することができる。
【００８０】
以上説明したように、上記実施例によれば、電流波形から所定の高調波成分を減少させたモデリング波形を電流指令値として生成し、交流電源半周期のうち前半部分の区間、入力電流と電流指令値の比較結果に基づいてスイッチング素子をオン／オフ制御することとしたので、リアクタインダクタンスを大きくすることなく、所定の高調波成分を低減することができ、大電流領域においても、リアクタインダクタンスを大きくすることなく、電源高調波規制をクリアすることが可能となる。また、従来方式と同じ電流領域を使用した場合は、リアクタインダクタンスを小さくできるため、コストを低減することが可能となる。
【００８１】
［ソフトウェア構成］
上述したスイッチング素子３ｃのスイッチング制御をソフトウェアで構成すれば、例えば図１３のコンバータブロック線図とすることにより、本発明によるＰＦＣのワールドワイド化を図ることができる。ソフトウェア構成２０は、図１の制御部１３のマイクロコンピュータによって実現される。ここでは、電圧制御などの高速制御を必要としないループをソフトウェアで構成している。
【００８２】
電流コントローラ２２は、図２に示す電流コンパレータ４００、論理回路５００、ゲート駆動回路７、およびスイッチング素子（ＩＧＢＴ）３ｃなどのパワー系主回路によるスイッチング動作制御部を表している。
【００８３】
母線電圧比例制御部２００は、出力電圧のバラツキを抑えるための出力母線電圧比率指令値（比率値）Ａを出力する負荷電圧比例指令部２０１と、出力電圧Ｖｄｃ（ｔ）および入力電源電圧の全波電圧Ｖａｃ（ｔ）を無負荷時と有負荷時に切り替えるための無負荷状態判定部２０２と、無負荷時の出力電圧Ｖｄｃ（０）を記憶するＢｕｆｆｅｒ２０３と、無負荷時の入力電源電圧の全波電圧Ｖａｃ（０）を記憶するＢｕｆｆｅｒ２０４と、Ｙ＝Ｖａｃ（ｔ）／Ｖａｃ（０）×Ｖｏ（０）を算出する演算部２０５と、母線電圧指令値（負荷電圧指令値）Ｖｏ*（ｔ）＝Ａ×Ｙを演算して出力する乗算部２０６を備えている。
【００８４】
図１３に示す電源装置の動作の概略を説明する。まず、電源環境および使用機器などに応じた負荷電圧指令値と出力電圧検出値の偏差が演算手段３００で算出される。この偏差を用いてＰＩ（比例積分）１５１で比例項Ｐが算出されるとともに、その積分項Ｉが算出され、これら比例項Ｐおよび積分項Ｉにより電流指令振幅値が算出される。
【００８５】
その電流指令振幅値がＰＷＭ変換器１５２でＰＷＭ信号に変換された後、ＬＰＦ１５３を介して、積分手段１５５で積分されて得られる電流指令値が演算手段２１に出力され、電流指令値をもとにして電流制御が行われる。
【００８６】
この電流制御では、電流指令値と入力電流の偏差を演算手段２１で算出してこれを電流コントローラ２２に入力し上述した動作を行う。パルスカウンタ１０６は電源位相検出回路（ゼロクロス）５からのリセット信号によりカウント動作を開始する。
【００８７】
電流コントローラ２２では、入力電流が上限値と下限値の範囲に入るようにスイッチング素子３ｃをオン、オフするとともに、このスイッチング回数情報をパルスカウンタ１０６に出力する。
【００８８】
パルスカウンタ１０６のカウント値が所定値に達すると、スイッチング素子３ｃのスイッチングを禁止するためのスイッチング許可信号をＬレベルとする。このＬレベルのスイッチング許可信号により電流コントローラ２２ではスイッチング素子３ｃのオン、オフ動作を停止する。
【００８９】
一方、上記電流コントローラ２２の動作によって得られた入力電流（全波）は、演算手段２１にフィードバックされる。この入力電流（全波）は、スイッチング状態が乗算されて出力電流にされる。この出力電流には演算手段２５で外乱による負荷電流が加味され、これが積分部２６で積分されて出力電圧となる。
【００９０】
その出力電圧が負荷４の電源電圧にされるとともに、ＬＰＦ２７でノイズ除去されて上記ソフトウェア構成２０にフィードバックされる。このフィードバックされた出力電圧がＡ／Ｄ変換手段で上記演算手段３００の出力電圧検出値にされる。
【００９１】
このように、上記ソフトウェア構成によれば、種々状態などに応じたパラメータを用いることにより、スイッチング素子３ｃのスイッチング制御を適切に行え、また電源装置（ハードウェア）のコストがアップせずに済む。
【００９２】
なお、上記の実施例は、昇圧チョッパ型力率改善回路を用いているものであるから、図１に示した代表回路だけではなく、リアクタを介した電源短絡回路全てに応用可能である。
【産業上の利用可能性】
【００９３】
本発明によれば、電源装置における電流制御を安定化し、電源高調波規制対応を容易としていることから、空気調和機や冷蔵庫のコンプレッサだけなく、家電機器全般に適用するとともに、産業機器にも適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００９４】
【図１】本実施例に係る電源装置の概略的ブロック線図である。
【図２】図１の制御部の概略的ブロック線図である。
【図３】図２の制御部の動作説明用の概略的波形図およびタイムチャートである。
【図４】５次高調波を従来比５０％としたときの１〜５０次までの高調波成分を時間軸展開した電流波形を示す図である。
【図５】５次高調波を従来比０％としたときの１〜５０次までの高調波成分を時間軸展開した電流波形を示す図である。
【図６】スイッチング動作区スイッチング動作区間時間Ｔｏｎと高調波評価指数Ｙｍａｘの関係を示す図である。
【図７】入力電流実効値毎に、図６に示すＵ字カーブに応じてスイッチング動作完了時間を最適値に変更した場合の電流波形を示す図である。
【図８】図７の１２Ａｒｍｓの場合の高調波特性を示す図である。
【図９】図７の１６Ａｒｍｓの場合の高調波特性を示す図である。
【図１０】電流指令値のモデリング波形を作成する手順を示すフローチャートである。
【図１１】図２の電流指令値作成部の概略構成を示す図である。
【図１２】電流指令値作成部のタイミングチャートの一例を示す図である。
【図１３】電源装置をソフトウェア構成とした場合のブロック線図である。
【図１４】従来方式における入力電流波形の形状とスイッチング区間の瞬時平均値を示す図である。
【図１５】従来方式における入力電流１６Ａｒｍｓ時の実測値を示す図である。
【図１６】従来方式における電流波形による高調波電流値の実測値を示す図である。
【図１７】図１６の高調波電流値を規格化した図である。
【符号の説明】
【００９５】
１  入力電源（交流電源）
２  整流回路
３  昇圧チョッパ回路
３ａ  リアクタ（昇圧チョークコイル）
３ｂ  逆阻止ダイオード
３ｃ  スイッチング素子
３ｄ  平滑コンデンサ
４  負荷
５  電源位相検出回路
６  電流センサ
７  駆動部
１０  入力電流検出部
１１  入力電圧検出部
１２  出力電圧検出部
１３  制御部
１００  スイッチング回数制御部
１５０  電流指令値作成部
１５１  ＰＩ制御器
１５２  ＰＷＭ変換器
１５３  ＬＰＦ
１５４  電圧／電流変換回路
１５５  積分手段
１５６  アンプ
２００  母線電圧比例制御部
３００  演算手段
４００  電流コンパレータ
５００  論理回路
【図１】
2007129849.tif 000003
【図２】
2007129849.tif 000004
【図３】
2007129849.tif 000005
【図４】
2007129849.tif 000006
【図５】
2007129849.tif 000007
【図６】
2007129849.tif 000008
【図７】
2007129849.tif 000009
【図８】
2007129849.tif 000010
【図９】
2007129849.tif 000011
【図１０】
2007129849.tif 000012
【図１１】
2007129849.tif 000013
【図１２】
2007129849.tif 000014
【図１３】
2007129849.tif 000015
【図１４】
2007129849.tif 000016
【図１５】
2007129849.tif 000017
【図１６】
2007129849.tif 000018
【図１７】
2007129849.tif 000019