(57)【要約】【課題】小型の起動回路としながら、大きなインバータ回路のパワーに対応し、待機電力ゼロとする。【解決手段】スイッチング素子４１を有する昇圧回路４０を、インバータ回路５０に受ける構成とすることにより、起動回路７６からコンデンサ３９の充電電荷を抑え、昇圧回路４０を動作させて大きなパワーに対応させる。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
単相の交流電源を受ける整流器と、前記整流器の出力に接続したコンデンサと、スイッチング素子を有する昇圧回路と、前記コンデンサから直流電圧を受けるインバータ回路と、前記インバータ回路の出力に接続した電動機と、前記交流電源の一方の線をオンオフする出力接点を設けたリレーと、前記リレーのオンオフを制御するリレー制御回路と、電源入りスイッチを有し前記リレーの出力接点間に並列接続した起動回路とを備え、前記電源入りスイッチがオンされたとき、前記交流電源から前記起動回路を通じて前記リレー制御回路に電源が供給され、前記リレーがオンされ、その後前記電源入りスイッチがオフとなっても前記出力接点は引き続きオンされ、前記昇圧回路は、前記整流器の出力電圧よりも高い電圧を前記コンデンサに供給して前記インバータ回路を動作させるインバータ装置。
【請求項２】
昇圧回路は、チョークコイルとスイッチング素子の直列回路の両端を入力端子とし、前記スイッチング素子の一方の端子に接続したダイオードを有する請求項１記載のインバータ装置。
【請求項３】
リレー制御回路は、コンデンサから直流電圧を受けて動作するスイッチング電源から電源が供給されて動作する請求項１または２記載のインバータ装置。
【請求項４】
起動回路は、電源入りスイッチと直列接続された抵抗を有し、前記電源入りスイッチがオンされた時、交流電源から前記電源入りスイッチと前記抵抗を通じてコンデンサの充電を行う請求項１〜３のいずれか１項に記載のインバータ装置。
【請求項５】
昇圧回路のスイッチング素子のオン時間の比率は、交流電源に同期して変化する請求項１〜４のいずれか１項に記載のインバータ装置。
【請求項６】
昇圧回路のスイッチング素子は、交流電源からの入力電流の力率が、オン時間の比率を一定とした場合よりも高くなるように変化させる請求項５記載のインバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、業務用や一般家庭用として使用される洗濯機、衣類乾燥機などのインバータ装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、この種の電気洗濯機などのインバータ装置は、単相の交流電源に接続し整流器とコンデンサとチョークコイルを有する整流平滑回路と、前記整流平滑回路の出力に接続したインバータ回路と、前記インバータ回路の出力に接続した電動機と、前記交流電源からコンデンサの間に出力接点を設けたリレーと、電源入りスイッチと抵抗の直列回路により構成し前記リレーの出力接点間に並列に接続した起動回路とを備え、前記電源入りスイッチがオンされたとき、前記交流電源から前記起動回路を通じて電源を供給すると同時に前記コンデンサにも充電電流を供給し、前記リレーの出力接点がオンされることにより、前記交流電源から前記リレーの出力接点を通して電源を供給し、その後前記電源入りスイッチがオフとなっても前記リレーの出力接点を引き続きオンにし、前記インバータ回路に前記整流平滑回路を経て電力を供給する（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
図７は、特許文献１に記載された従来のインバータ装置の回路図を示すものである。図７に示すように、単相の交流電源１に接続し、整流器２とコンデンサ３、４と、チョークコイル５を有する整流平滑回路６を設け、整流平滑回路６の出力に接続したインバータ回路７と、インバータ回路７の出力に接続した電動機８と、交流電源１の一方の端子から出力接点を設けたリレー９を設け、かつリレー９のオンオフを制御する制御回路１０が接続され、電源入りスイッチ１１と抵抗１２の直列回路により構成した起動回路１３が、リレー９の出力接点間に並列に接続したものとなっている。
【０００４】
なお、リレー駆動回路１０への電源供給は、コンデンサ４の両端からの直流電圧を入力として動作するスイッチング電源１４により行われるものとなっており、またスイッチング電源１４は、負荷駆動回路１５にも電源の供給を行い、負荷駆動回路１５はインバータ回路７の制御の他、フォトトライアック１６、１７のオンオフについても制御を行い、負荷１８、１９の駆動／停止の制御が行われるものとなっている。
【０００５】
以上の構成において、電源入りスイッチ１１がオンされたとき、交流電源１から起動回路１３を通じて、コンデンサ３、４には充電電流が供給され、コンデンサ４の電圧が上昇してきた段階で、スイッチング電源１４が動作を始めるものとなり、リレー駆動回路１０および負荷駆動回路１５は動作可能な状態となる。
【０００６】
リレー９の出力接点は、リレー駆動回路１０によってオンされるので、交流電源１からリレー９の出力接点を通してコンデンサ３、４、スイッチング電源１４に電源が供給されることから、リレー９がオンした後に電源入りスイッチ１１がオフとなっても、リレー９の出力接点が引き続きオンとされることにより、コンデンサ３、４には電源が供給された状態となり、インバータ回路７は、整流平滑回路６の直列接続されたコンデンサ３、４の両端から直流の電力が供給されるものとなる。
【０００７】
インバータ装置の動作が終了した場合には、リレー駆動回路１０はリレー９をオフさせることにより、コンデンサ３、４への電流供給が停止し、コンデンサ４の放電とともに、スイッチング電源１４はやがて停止し、電源入りスイッチ１１がオンされる前の初期状態へと戻っていく。
【０００８】
以上の構成においては、電源入りスイッチ１１がオンされる以前の状態は、ほぼ完全に交流電源１がインバータ装置から切り離された状態となるため、待機電力がほぼ完全にゼロとなり、インバータ装置を使用していない時に発生するエネルギーの浪費は極力抑えられるものとなり、使用者が電源入りスイッチ１１をオンさせた場合には、電源入りスイッチ１１に直列接続された抵抗１２によって、コンデンサ３、４への急激な充電電流、いわゆるインラッシュ電流が抑えられるものとなるため、電源入りスイッチ１１は接点の電流容量の小さい小型のものでも構成可能というものであった。
【特許文献１】特許第３６６６２４０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、前記従来の構成では、インバータ回路が大容量となってきた場合、それに対応して、コンデンサ３、４を静電容量の大なるものとすると、コンデンサ３、４への充電に時間がかかるものとなり、コンデンサ４から直流電圧を受けて動作するスイッチング電源１４の動作が開始できるまでに要する時間はかかるものとなる。
【００１０】
単相の交流電源を使用する上では、谷間の位相においては交流電源から電力供給は望めず、インバータ回路の入力に設けたコンデンサに蓄えられた静電エネルギーからの供給となることから、インバータ回路の容量（パワー）の増大に対しても、インバータ回路の入力電圧の脈動（リプル）をそこそこの範囲内に抑えようとするならば、必然的にコンデンサの静電容量はインバータ回路のパワーに応じて増していくものとなる。
【００１１】
例えば、ここでコンデンサ３、４を１０００マイクロファラッドとし、これを１４０Ｖに充電する場合に必要な電荷は、ＣＶ積よりトータル０．２８クーロンとなり、一方静電エナジーは、２分の１にＣＶ自乗を乗じて、１９．６ジュールとなり、これがインバータ回路の動作中、交流電源１の谷間での電力供給に利用できるものとなる。
【００１２】
Ｃを増加させれば、それに比例して静電エナジーは増加するが、同時に充電するための電荷もＣ値に比例して増大するものとなり、静電エナジーを充電の電荷で除した値は、端子電圧Ｖの２分の１となり、例えば単相１００Ｖの交流電源を用いる限りにおいては、Ｖの値はほぼ１００〜１４０Ｖとなるので、比例定数もほぼ固定されるものとなる。
【００１３】
このような従来の技術の場合、１００Ｖの交流電源に接続して使用するインバータ装置では、特に１キロワットを超えるような大容量のインバータ回路７を用いたインバータ装置を構成する場合には、コンデンサ３、４は例えば１０００マイクロファラッド以上の大型の電解コンデンサが用いられるものとなってくるものとなり、抵抗１２や電源入りスイッチ１１を電力容量がある程度小さいもので済ませようとすると、コンデンサ３、４の充電に要する時間が長くなることから、スイッチング電源１４の出力の立ち上がりが遅れ、その結果、電源入りスイッチ１１をオンしている時間を、かなり長い時間、例えば１秒程度としなくてはリレー９がオンに至らないというものとなってしまい、電源入りスイッチ１１に対する応答性が悪いものとなり、使い勝手が悪化するという課題を有していた。
【００１４】
あるいは応答性を確保するためには、上記の大きな静電容量のコンデンサを、起動回路からの大きな電流供給によって急速に充電する必要が生じ、起動回路の構成要素である抵抗１２や電源入りスイッチ１１には大型のものが必要となり、形状やコストが大きくなる上、装置のデザイン上も劣るものとなるという課題を生じさせるものであった。
【００１５】
本発明は上記課題を解決するもので、特に待機電力がほぼゼロとしながら、大容量のインバータ回路を用いる場合においても、起動回路の大型化を防ぎつつ、電源入りスイッチに対する応答性が高く、使い勝手が優れたインバータ装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
前記課題を解決するために、本発明のインバータ装置は、単相の交流電源を受ける整流器と、前記整流器の出力に接続したコンデンサと、スイッチング素子を有する昇圧回路と、前記コンデンサから直流電圧を受けるインバータ回路と、前記インバータ回路の出力に接続した電動機と、前記交流電源の一方の線をオンオフする出力接点を設けたリレーと、前記リレーのオンオフを制御するリレー制御回路と、電源入りスイッチを有し前記リレーの出力接点間に並列接続した起動回路とを備え、前記電源入りスイッチがオンされたとき、前記交流電源から前記起動回路を通じて前記リレー制御回路に電源が供給され、前記リレーがオンされ、その後前記電源入りスイッチがオフとなっても前記出力接点は引き続きオンされ、前記昇圧回路は、前記整流器の出力電圧よりも高い電圧を前記コンデンサに供給して前記インバータ回路を動作させるものである。
【００１７】
これによって、待機電力をほぼゼロに抑えるとともに、電源入りスイッチがオンされてリレーがオンされる時点では、コンデンサの電圧は、昇圧回路がまだ動作しておらず、インバータ回路が大電力で動作する際の電圧よりも低いものであることから、コンデンサへの充電の電荷を小さく抑えてもリレーがオンできるものとなり、その分起動回路を構成する電源入りスイッチは小型のものでも使用可能となり、電源入りスイッチをオンしてからリレーの出力接点がオンされるまでに必要な時間も抑えることができることから、電源入りスイッチに対する応答性が高く、使い勝手の良いインバータ装置を実現することができるものとなる。
【発明の効果】
【００１８】
本発明のインバータ装置は、待機電力を抑え、小型の起動回路の構成部品を使用した小型で低コストとしつつも、電源入りスイッチに対して応答性は高く、使い勝手のよいインバータ装置を実現することができるものである。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
第１の発明は、単相の交流電源を受ける整流器と、前記整流器の出力に接続したコンデンサと、スイッチング素子を有する昇圧回路と、前記コンデンサから直流電圧を受けるインバータ回路と、前記インバータ回路の出力に接続した電動機と、前記交流電源の一方の線をオンオフする出力接点を設けたリレーと、前記リレーのオンオフを制御するリレー制御回路と、電源入りスイッチを有し前記リレーの出力接点間に並列接続した起動回路とを備え、前記電源入りスイッチがオンされたとき、前記交流電源から前記起動回路を通じて前記リレー制御回路に電源が供給され、前記リレーがオンされ、その後前記電源入りスイッチがオフとなっても前記出力接点は引き続きオンされ、前記昇圧回路は、前記整流器の出力電圧よりも高い電圧を前記コンデンサに供給して前記インバータ回路を動作させる構成とすることにより、待機電力をほぼゼロに抑えるとともに、電源入りスイッチがオンされてリレーがオンされる時点では、コンデンサの電圧は、昇圧回路がまだ動作しておらず、インバータ回路が大電力で動作する際の電圧よりも低いものであることから、コンデンサへの充電の電荷を小さく抑えてもリレーがオンできるものとなり、その分起動回路を構成する電源入りスイッチは小型のものでも使用可能となり、小型で低コストのインバータ装置を実現し、同時に電源入りスイッチを通過する電荷が少なくとも応答するものとできることから、電源入りスイッチに対する応答性も高く、使い勝手も優れたものとすることができるものとなる。
【００２０】
第２の発明は、第１の発明の昇圧回路を、チョークコイルとスイッチング素子の直列回路の両端を入力端子とし、前記スイッチング素子の一方の端子に接続したダイオードを有する構成とすることにより、簡単な構成で昇圧回路が実現でき、電源入りスイッチに対する応答性の高いインバータ装置を低価格で実現することができるものとなる。
【００２１】
第３の発明は、第１の発明または第２の発明のリレー制御回路を、コンデンサから直流電圧を受けて動作するスイッチング電源から電源が供給されて動作する構成とすることにより、小型軽量で、またコンデンサ電圧がかなり低い条件でも高効率でリレーのオンが可能なものとすることができることから、コンデンサへの充電電圧が低い状態でリレーのオンが可能とすることができ、リレーのオン以前に起動回路を通過する電荷が低減できることから起動回路の構成部品も小型とし、電源オンスイッチに対する高い応答性を実現することができるものとなる。
【００２２】
第４の発明は、第１から第３のいずれかの発明の起動回路を、電源入りスイッチと直列接続された抵抗を有し、前記電源入りスイッチがオンされた時、交流電源から前記電源入りスイッチと前記抵抗を通じてコンデンサの充電を行う構成とすることにより、コンデンサの充電電流が、電源入りスイッチを経由して流れる際のピーク電流値を抑えることができ、小型の電源入りスイッチの使用を可能とするものとなる。
【００２３】
第５の発明は、第１から第４のいずれかの発明の昇圧回路のスイッチング素子のオン時間の比率を、交流電源に同期して変化する構成とすることにより、交流電源からの力率をより高いものとすることができる。
【００２４】
第６の発明は、第５の発明の昇圧回路のスイッチング素子を、交流電源からの入力電流の力率が、オン時間の比率を一定とした場合よりも高くなるように変化させる構成とすることにより、小型でありながら、交流電源からの力率が高いものとすることができる。
【００２５】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【００２６】
（実施の形態１）
図１は、本発明の第１の実施の形態におけるインバータ装置の回路図を示すものである。図１において、単相の交流電源３１からリアクタ３２を介して、整流器３３が接続され、整流器３３は、４本のダイオード３４、３５、３６、３７によって構成した全波整流型のもので、交流電源３１からの電力供給を受け、整流器３３の出力に接続した電解式のコンデンサ３９に直流電圧を出力するものとなっている。
【００２７】
本実施の形態においては、コンデンサ３９は、１２００マイクロファラッドという大きな容量を持ったものを用いていることから、コンデンサ３９の端子間電圧は、リプルの少ない電圧波形が得られるものとなっている。
【００２８】
コンデンサ３９から直流電圧を受けて動作する昇圧回路４０は、ＭＯＳＦＥＴを用いたスイッチング素子４１とチョークコイル４２とスイッチング素子の直列回路の両端を入力端子としており、さらにスイッチング素子４１の一方の端子（ドレイン端子）に接続したローロス型のダイオード４３を有したものとなっている。
【００２９】
スイッチング素子４１のゲート端子には、昇圧制御回路４５が接続されており、１００キロヘルツの周波数でスイッチング素子４１をオンオフさせるとともに、オン期間の比率（オンデューティ）を制御して、所望の電圧が昇圧回路４０の出力電圧として得られるように制御する作用を持っているものとなっている。
【００３０】
なお、スイッチング素子４１のオン期間中にチョークコイル４２に蓄えられた磁気エネルギーは、スイッチング素子４１のオフ期間中に、ダイオード４３のカソード端子に接続された電解式の８２０マイクロファラッドのコンデンサ４７に充電電流を与える形で放出されるものとなり、直列接続された２本のコンデンサ３９、４７の電圧の和が昇圧回路４０の出力電圧となる。
【００３１】
ダイオード４８は、電解式であるコンデンサ４７の端子間に逆電圧の印加を防ぐもので、昇圧回路４０のスイッチング素子４１をオンさせない状態でインバータ装置を起動する場合などに、チョークコイル４２、ダイオード４３を流れる電流をバイパスさせることで、コンデンサ４７の逆電圧の印加を１Ｖ以下に抑える動作が行われるものとなる。昇圧回路４０によって整流器３３の出力電圧よりも高められた直流電圧は、インバータ回路５０へと供給されるものとなる。
【００３２】
本実施の形態においては、インバータ回路５０は、６石の逆導通ダイオードを有するＩＧＢＴで構成したスイッチング素子５１、５２、５３、５４、５５、５６、および各スイッチング素子のオンオフを制御する駆動回路５７を有しており、インバータ回路５０の出力に接続された３相の電動機６０を回転駆動するものとなっている。
【００３３】
なお、電動機６０は、永久磁石および巻線を有するものとなっており、駆動回路５７は、電動機６０の回転角に応じて、適宜スイッチング素子５１、５２、５３、５４、５５、５６のオンオフの切り替えを行い、また電動機６０に供給される電流、パワーなどをオン時間の比率、すなわちオンデューティを加減することにより、電動機６０の速度、トルクなどを制御するものとなっている。
【００３４】
交流電源３１のもう一方の線には、オンオフする出力接点７０およびコイル７１を持つリレー７２が取り付けられており、リレー７２のオンオフを制御するリレー制御回路７４が接続されている。
【００３５】
またリレー７０の出力接点７０間には並列に起動回路７６が接続されており、本実施の形態においては、起動回路７６は、抵抗７７と電源入りスイッチ７８によって構成されており、電源入りスイッチ７８は、押しボタン式であって、使用者がインバータ装置の電源を入れたい場合に、手でチョンと押すことによって電源入りスイッチ７８はオンし、手を離すとバネによって再びオフに戻るものとなっている。
【００３６】
起動回路７６は、電源入りスイッチ７８がオンされた時、交流電源３１から電源入りスイッチ７８と抵抗７７を通じ、さらにリアクタ３２、整流器３３を経てコンデンサ３９の充電を行うものとなっている。
【００３７】
スイッチング電源８０は、コンデンサ３９から直流電圧を受けて動作するものであり、リレー制御回路７４、昇圧制御回路４５、駆動回路５７に電源が供給し、動作させるものとなっている。
【００３８】
図２は、本実施の形態のスイッチング電源８０の詳細な回路図を示したものである。図２において、入力端子はａ端子とｄ端子間となっており、この間にはコンデンサ３９からの直流電圧として１４０Ｖが入力されるものとなっている。
【００３９】
また、ｂとｃはいずれもスイッチング電源８０の出力接点であり、本実施の形態においては、ｂ端子とｄ端子間には１５．７Ｖの直流電圧が出力され、またｃ端子とｄ端子間には５Ｖの安定化された直流電圧が出力され、駆動回路５７に用いているマイクロコンピュータなどに電源供給を行うものとなっている。
【００４０】
バイパスコンデンサ８２は、０．０３３マイクロファラッドの静電容量を有し、入力の直流電圧のノイズ防止とサージ電圧の吸収用として直流の入力端子間に挿入され、より高周波におけるインピーダンスの低下を行わせるものである。
【００４１】
高周波トランス８３は、フェライトによって構成したコアで磁路を形成するとともに、その磁路の一部にギャップを設け、そのまわりに各コイルを巻いて構成している。
【００４２】
スイッチング電源制御ＩＣ８４は、ｆ端子とＧＮＤ間に内蔵しているスイッチング素子を、１００ｋＨｚのほぼ一定した周波数でオンオフさせ、かつ前記スイッチング素子のオン期間の比率は、ｅ端子とＧＮＤ間の電圧がほぼ一定値（６Ｖ）となるようにフィードバック制御するものとなっている。また、同時にｆ端子に流入する電流により、本ＩＣ内部の回路電源も供給するものとなっている。
【００４３】
ファストリカバリダイオード８６、８７、８８は、高周波トランス８３の二次側から１００ｋＨｚの高周波を整流する作用があり、ツェナダイオード８９は、ｂ端子からの出力電圧が１５．７Ｖの状態において、スイッチング電源制御ＩＣのｅ端子の電位が前記の一定電圧に等しくなるようにするために接続されているものである。
【００４４】
電解コンデンサ９０はｅ端子に接続して上記フィードバック動作におけるｂ端子電圧の検知のリプルを抑えるために設けられたものであり、また電解コンデンサ９１には、ファストリカバリダイオード８８より、約７．５Ｖの整流出力（直流電圧）が供給されるものとなる。
【００４５】
同様に、電解コンデンサ９２は、ｂ端子から１５．７Ｖの整流出力（直流電圧）を出力し、リレー駆動回路７４のコイル７１に供給するための電源、ならびに駆動回路５７が各スイッチング素子をオンオフさせるゲート電源として用いるものとなっている。
【００４６】
本実施の形態においては、さらに三端子レギュレータ９５を設けていて、電解コンデンサ９０に得られる７．５Ｖの電源から安定化された直流電圧をｃ端子に出力するものとなっている。
【００４７】
なお、電解コンデンサ９６は、三端子レギュレータ９５の寄生発振の防止、およびｃ端子に出力される５Ｖ電源の電圧安定性を向上させるために設けられている。
【００４８】
ファストリカバリダイオード９８は、スイッチング電源制御ＩＣ８４に内蔵されたスイッチング素子のターンオフ時において、ｆ端子に発生するサージ電圧を吸収させるための目的で設けられたものであり、特に高周波トランス８３の一次コイルと二次コイル間の絶縁性能を良くするため、リーケージインダクタンスが大となっていても、それによって発生するターンオフ時のｆ端子への過電圧の印加を、効果的に防止することができるものとなっている。
【００４９】
すなわち、前記スイッチング素子のターンオフ時においては、ｆ端子からスナバコンデンサ９９とスナバ抵抗１００に電流が流れることにより、ｆ端子の電圧のピーク値は、おおよそａ端子に入力される電圧値１４０Ｖに対して２．５倍程度に抑えることができるものとなっている。
【００５０】
図３は、スイッチング電源８０の入出力特性を示したグラフであり、直流の入力電圧の値が約４０Ｖ以下の条件においては、スイッチング電源制御ＩＣ８４のｆ端子からの電流供給が不十分となり、発振動作が行われないことから、１００ｋＨｚのスイッチングは行われず、したがってｂ・ｃいずれの端子への出力電圧もほぼ零となる。
【００５１】
入力電圧が約４０Ｖとなると、ｆ端子からの電流によるスイッチング電源制御ＩＣ８４への電源供給が行われることから、１００ｋＨｚのスイッチング動作（発振）が開始され、ｂとｃの出力接点には、それぞれ１５．７Ｖと５Ｖの電圧が出力されるものとなる。
【００５２】
ここで、ｃ端子については、特に三端子レギュレータ９５の動作により、より安定化された電圧が得られるが、ｂ端子については、スイッチング電源制御ＩＣ８４が内蔵スイッチング素子のオン時間をｅ端子の電位がほぼ一定値になるようにフィードバックするという作用により、これも入力電圧の変動の影響は、抑えられたものとなる。
【００５３】
図４は、本実施の形態の電源入りスイッチ７８をオンした場合の、各部動作波形を示したものである。図４において、（ａ）は電源入りスイッチ７８のオンオフ状態、（ｂ）はインバータ装置の入力電流、（ｃ）はリレー７２の出力接点のオンオフ状態、（ｄ）はコンデンサ３９の電圧ＶＣ１と、コンデンサ３９・４７の直列回路、すなわちインバータ回路５０への入力電圧ＶＣ２の波形、（ｅ）はスイッチング電源８０のｂ出力電圧、（ｆ）は昇圧信号の動作を示しているものである。
【００５４】
図４にて、ｔ１において、使用者が電源入りスイッチ７８を手で押したことによって、電源入りスイッチ７８はオンとなり、交流電源３１からは、起動回路７６の抵抗７７および電源入りスイッチ７８を通じて、コンデンサ３９の充電が始まる。
【００５５】
この時、本実施の形態においては、コンデンサ３９の充電経路には抵抗７７が入ったものとなるため、インラッシュ電流が抑えられるものとなり、よって電源入りスイッチ７８の接点に流れる電流のピーク値は小さく、小型のものが使用できるものとなる。
【００５６】
時刻ｔ２において、ＶＣ１が４０Ｖに達すると、スイッチング電源８０は動作が開始され、各出力接点からはそれぞれ所定の直流電圧出力がなされ、リレー制御回路７４へも１５．７Ｖの直流電圧が供給された状態となる。
【００５７】
その後、リレー制御回路７４はリレー７８にオン信号を出し、時刻ｔ３においてリレー７２は完全にオンし、その後は電源入りスイッチ７８がオフとなっても出力接点７０が引き続きオンされていることから、以降もリレー７２の出力接点からインバータ装置に電源電流の供給が可能な状態となり、時刻ｔ４において電源入りスイッチ７８がオフされても引き続き、インバータ装置に電源が供給されるものとなる。
【００５８】
このような動作により、交流電源３１からのインラッシュ時の引き出し電流値も抑えられることから、交流電源３１の負担も軽くなり、また交流電源３１に接続された他の負荷への影響も低減することが可能となるものである。
【００５９】
なお、電源入りスイッチ７８を通じて、コンデンサ３９の電圧が１４０Ｖに安定するまで充電電流を供給したとしても、コンデンサ４７には充電する必要がないことから、起動回路７６を通過する電荷の大きさとしては、１２００マイクロファラッドのコンデンサ３９一つ分を１４０Ｖに充電する分だけで済むので、従来の技術のように倍電圧整流を行う上下に２個直列接続されたコンデンサを同時に充電する必要はないので負担は少なく、かつ全波整流型の整流器３３により速やかに充電が進められるものとなる。
【００６０】
発明者らの設計によれば、スイッチング電源８０は、ｔ１から５０ミリ秒後に起動することができることから、押しボタン操作により電源入りスイッチ７８がオンとされている期間は、１５０ミリ秒程度でも十分であり、よって使用者から見た電源入りスイッチ７８の応答性は十分なものとなる。
【００６１】
さらに、時刻ｔ５にて昇圧回路４０が動作をし始め、スイッチング素子４１が高周波でオンオフされるようになってくると、電解式のコンデンサ４７は、スイッチング素子４１のオフ期間中に、ダイオード４３を通じて充電され、インバータ回路５０の入力電圧ＶＣ２は、整流器の出力電圧すなわちコンデンサ３９の電圧ＶＣ１に加えて、コンデンサ４７の分高いものとして出力されるものとなる。
【００６２】
本実施の形態においては、インバータ回路５０は、ｔ５以降に電動機６０を回転駆動する動作を開始するものとなり、ほぼ一定の直流電圧ＶＣ２が入力された状態での運転がなされる。
【００６３】
交流電源３１は、５０または６０ヘルツの周波数のものを使用しているが、電圧波形が正弦波であり、谷間付近で電圧の瞬時値がゼロとなる位相付近の期間においては、交流電源３１からインバータ装置への電力供給はほとんどできない状態となり、よってこの期間のエネルギー供給は、コンデンサ３９、４７に蓄えられた静電エネルギーが利用されるものとなり、リレー７２がオンした時点でのコンデンサ３９のみの静電エネルギーの蓄積量よりもコンデンサ４７の静電エネルギーも活用できることから、トータルとして活用可能な静電エネルギーとして大きなものが得られることになり、よってインバータ回路５０の入力パワーが大きいインバータ装置であっても、入力電圧ＶＣ２のリプル率を十分抑えながら安定した運転が可能となるものとなる。
【００６４】
本実施の形態において、起動回路７７を通じてコンデンサ３９に充電する際の電荷は、１４０Ｖまでの充電として、ＣＶ積から計算するに０．１４クーロンとなり、従来の技術よりも少なくて済むものとなり、一方インバータ回路５０の動作中には、コンデンサ３９に１４０Ｖ、コンデンサ４７に１６０Ｖが充電されていることから、トータルの静電エナジーは２分の１かけるＣＶ自乗の計算式より、２２．３ジュールとなり、従来の技術よりも大とすることができるので、その分大きなパワーのインバータ回路５０の安定動作が可能となる。
【００６５】
なお、インバータ回路５０に必要な直流電圧ＶＣ２が低く、かつインバータ回路５０の入力パワーが小さい場合には、昇圧回路４０を停止した状態、すなわちスイッチング素子４１をオフに保ったままの状態で運転しても良く、その場合には、インバータ回路５０に供給される電流は、チョークコイル４２、ダイオード４３を通過する以外に、ダイオード４８を通しても流れるものとなり、また極性を有する電解式のコンデンサ４７への逆電圧の印加についても問題ない範囲に抑えることができるものとなっている。
【００６６】
本実施の形態においては、コンデンサ４７をコンデンサ３９と直列接続となるように設けているが、このような接続以外の接続として、インバータ回路５０の入力端子間に設ける構成としてもよい。
【００６７】
その場合には、電源入りスイッチ７８を操作してリレー７２がオンする段階、すなわち昇圧回路４０を動作させていない状態においても、すでにインバータ回路５０の入力には整流器３３出力である１４０Ｖが印加されるものとなる。
【００６８】
しかしながら、インバータ回路５０が動作する際には昇圧回路４０の動作により、これが３００Ｖにまで昇圧されるものであり、やはりインバータ回路５０動作中にはコンデンサに印加される電圧が高い分、蓄積される静電エネルギーは電源入り時よりも大きくできることから、起動回路７２を通過する電荷量を少なく抑えながら、インバータ回路５０の動作期間には昇圧回路４０により、より大きな静電エネルギーを活用して交流電源３１の谷間付近での電力供給を良好に行うことができるという本発明の効果については、同様に発揮させることが可能となるものである。
【００６９】
（実施の形態２）
図５は、本発明の第２の実施の形態におけるインバータ装置の回路図を示すものである。図５において、単相の交流電源３１から比較的小さいインダクタンス値のリアクタ１１０を介して、整流器３３が接続され、整流器３３は、前実施の形態と同様に４本のダイオード３４、３５、３６、３７によって構成した全波整流型のもので、交流電源３１からの電力供給を受け、整流器３３の出力に接続したフィルム式のコンデンサ１１１に直流電圧を出力するものとなっている。
【００７０】
本実施の形態においては、コンデンサ１１１は、２０マイクロファラッドという比較的小さい容量を持ったものを用いており、コンデンサ１１１の端子間電圧ＶＣ１は、直流ではあるが、かなりリプル分が大きく、ほぼ全波整流波形となっている。
【００７１】
コンデンサ１１１から直流電圧を受けて動作する昇圧回路１１２は、前実施の形態と同様にＭＯＳＦＥＴを用いたスイッチング素子４１とチョークコイル４２とスイッチング素子の直列回路の両端を入力端子としており、さらにスイッチング素子４１の一方の端子（ドレイン端子）に接続したローロス型のダイオード４３を有したものとなっている。
【００７２】
本実施の形態において、スイッチング素子４１のゲート端子に接続されている昇圧制御回路１１６については、コンデンサ１１６のマイナス側端子から昇圧回路１１２が接続される部分の電流を検知する電流検知抵抗１２０、および昇圧回路１１２の出力の直流電圧ＶＣ２の値を検知する抵抗１１７、１１８の分圧出力電圧、その上、さらに整流器の出力電圧ＶＣ１の瞬時値を検知する抵抗１２２、１２３の分圧出力電圧も読み込みながら、１００キロヘルツの周波数でスイッチング素子４１をオンオフし、所望の電圧が昇圧回路１１２の出力電圧として得られると同時に、電流検知抵抗１２０の電圧波形が、抵抗１２２、１２３の分圧出力電圧によって検知されるＶＣ１と同位相で相似の波形となるように、スイッチング素子４１のオン期間の比率（オンデューティ）が制御されるものとなっている。
【００７３】
以上の構成において、動作の説明を行う。電源入りスイッチ７８がオンされると、前実施の形態と同様に、交流電源３１からリア宅１１０、整流器３３を通して、コンデンサ１１１の充電が行われ、同時に８２０マイクロファラッドの静電容量を持つ電解式のコンデンサ１１３についてもチョークコイル４２、ダイオード４３を通しての充電がなされ、いずれも１４０Ｖ程度にまで充電された状態となって、コンデンサ１１３に接続されたスイッチング電源８０が動作をし始め、リレー制御回路７４がリレー７２をオンさせ、出力接点７０がオンとなった時点で、起動回路７６を介さずとも交流電源３１がインバータ装置に接続された状態となるので、その後電源入りスイッチ７８をオフしても引き続き継続して、電源がインバータ装置に供給されることができるものとなる。
【００７４】
次に、昇圧回路１１２とインバータ回路５０が、動作をし始める。図６は、本実施の形態において、昇圧回路１１２およびインバータ回路５０が動作している場合の各部動作波形図を示したものである。
【００７５】
図６において、（ａ）は交流電源３１からインバータ装置に供給される電圧波形ＶＩＮと電流波形ＩＩＮ、（ｂ）は整流器３３の出力電圧ＶＣ１と昇圧回路１１２の出力電圧ＶＣ２の波形、（ｃ）はスイッチング素子４１のオン時間の比率ＤＵＴＹ、（ｄ）は抵抗１２０に流れる電流波形ＩＲを示したものとなっている。
【００７６】
ＶＣ１の波形が、ほぼ全波整流波形となっているのに対し、スイッチング素子４１のオン時間の比率ＤＵＴＹは、交流電源３１に同期して変化する動作となっていることから、昇圧回路１１２の出力電圧、すなわちインバータ回路５０の入力電圧ＶＣ２としては、リプル分が少ない安定し、平均電圧が３００Ｖ程度と高い直流電圧となり、かつ電流検知抵抗１２０に発生する電圧波形、すなわち昇圧回路１１２の入力電流波形をＶＣ１と同位相で相似の波形となるように制御をかけていることから、インバータ装置の入力電流ＩＩＮの波形は、かなり正弦波に近い形となっている。
【００７７】
したがって、本実施の形態においては、昇圧回路１１２のスイッチング素子４１が、交流電源３１からの入力電流の力率は、０．９５以上という、極めて高いものとなっている。
【００７８】
なお、本実施の形態において使用しているリアクタ１１０のインダクタンスは、１００マイクロヘンリー程度の小さい値の、小型のものであるが、このような小型のものであっても十分な力率が得られるものとなり、電源高調波も問題ない値に抑えることが可能となる。
【００７９】
ちなみに、オン時間の比率ＤＵＴＹを、交流電源３１の位相にかかわらず一定とした場合には、交流電源３１から見た力率は０．７〜０．８程度と低い値となり、発明者らの実験では、リアクタ１１０を数ｍヘンリという相当なインダクタンス値を持った大型のものとしても、力率は０．８５以上にはならないものであり、本実施の形態に示しているようにオン時間の比率を交流電源３１の周期に同期させて変化させたことにより、力率として高いものが得られるものとなっている。
【００８０】
本実施の形態においても、電源入りスイッチ７８のオンによって交流電源３１からコンデンサ１１１、１１３に供給する電荷は、合計の静電容量となる８４０マイクロファラッドに対して、１４０Ｖの充電電圧を行う分となることから、ＣＶ積より約０．１２クーロンという値で済むものとなり、起動回路７６の負担を軽いものとすることができるものとなる。
【００８１】
その一方、昇圧回路１１２とインバータ回路５０が動作している期間においては、ＶＣ１の平均電圧が３００Ｖであることから、８２０マイクロファラッドのコンデンサ１１３に蓄えられる静電エナジーは、２分の１にＣＶ自乗を乗じて、３６．９ジュールと大きい値が得られるものとなる。
【００８２】
このように、インバータ回路の動作中の静電エナジー値に対して、起動回路から供給するコンデンサの充電に必要な電荷の値が低減できる構成は、特に大パワーを必要とするインバータ装置に有効であり、例えば従来の技術にあるような電気洗濯機の構成に加えて、コンプレッサを用いたヒートポンプ式の乾燥機能を併設して省エネルギーでの洗濯から乾燥までの全自動化を実現するインバータ装置の場合などにおいては、従来の技術に用いられているような洗濯槽、あるいは攪拌翼を回転駆動する電動機に加えて、コンプレッサを駆動する電動機についても別のインバータ回路を設け、整流平滑回路から同様に直流電圧を供給することも可能であるが、電力面では１ｋＷ程度のものとすることが乾燥性能を確保する上で有効となってくることから、本発明の構成が有利に作用するものとなってくる。
【００８３】
なお、各実施の形態においては、昇圧回路としていずれもＭＯＳＦＥＴ１石を用いて構成したスイッチング素子を有しているものとしているが、必ずしもその構成に限定されるものではなく、バイポーラトランジスタやＳＣＲなどを使用したもの、また可能であれば機械接点を有するものであってもよい。
【００８４】
チョークコイルについてもコア材料などをフェライト、珪素鋼板、ダストコア、センダストなど種々のものが使用できるものであり、巻線に関しても各実施の形態で述べたような１本の巻線を有するものの他、１次巻線と２次巻線を有するトランス形としたものなどでもかまわず、電力変換の原理としてもフライバック、フォワードなど様々な形式が利用可能であり、さらにコイルを使用する代わりに、コンデンサをスイッチング素子によって並列／直列切り替えることにより、入力電圧よりも高い電圧を昇圧して出力するものなどであっても良い。
【００８５】
要は、リレーがオンした時点でのコンデンサの静電エネルギーに対して、インバータ回路が動作している時のコンデンサの静電エネルギーが大とすることができる昇圧回路があれば、起動回路を通過するコンデンサ充電のための電荷は低減することができ、一方インバータ装置が運転されている期間においては、コンデンサの電荷は昇圧回路の動作によってより高められた状態となることから、よりインバータ回路の電力が大きい場合においても、単相の交流電源を用いることにより宿命的に発生する谷間位相での電力供給不足がコンデンサの蓄積エナジーによって対処することができることから、本発明の効果を十分に上げることができるものとなり、極めて有効に作用するものとなる。
【産業上の利用可能性】
【００８６】
以上のように、本発明にかかるインバータ装置は、待機電力をほぼゼロに抑えるとともに、昇圧回路を設けることにより、起動回路の部品を小型とし、大きなパワーでの電動機のインバータ回路での駆動を可能とするものとなる。
【図面の簡単な説明】
【００８７】
【図１】本発明の実施の形態１におけるインバータ装置の回路図
【図２】同、インバータ装置のスイッチング電源の詳細回路図
【図３】同、インバータ装置のスイッチング電源の入出力電圧特性図
【図４】同、インバータ装置の電源入りスイッチをオンした時の各部動作波形図
【図５】本発明の実施の形態２におけるインバータ装置の回路図
【図６】同、インバータ装置の動作波形図
【図７】従来の技術におけるインバータ装置の回路図
【符号の説明】
【００８８】
３１  交流電源
３３  整流器
３９、４７、１１３  コンデンサ
４０、１１２  昇圧回路
４１  スイッチング素子
４２  チョークコイル
４３  ダイオード
５０  インバータ回路
６０  電動機
７０  出力接点
７２  リレー
７４  リレー制御回路
７６  起動回路
７７  抵抗
７８  電源入りスイッチ
８０  スイッチング電源
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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