(57)【要約】【課題】  小型低消費電力で電源電圧に対しレシオメトリック動作であり、且つＧＮＤ電位変動があっても検出温度に誤差を生じない差動出力の温度検出回路の提供。【解決手段】  電源電圧を分圧する分圧回路と、分圧回路の分圧電圧を入力するＯＰアンプと、ＯＰアンプの一方の入力端子と出力端子の間に接続した第一の温度検出用抵抗と、ＯＰアンプのもう一方の入力端子に接続し分圧回路の分圧電圧と同じ電圧が印加される第二の温度検出用抵抗とからなり、第一の温度検出用抵抗の両端の電圧を温度検出用の電圧として出力する構成とした。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＶＤＤ−ＧＮＤ間に接続した分圧回路と、前記分圧回路の分圧電圧を一方の入力端子に入力するＯＰアンプと、前記ＯＰアンプのもう一方の入力端子と出力端子の間に接続した第一の温度検出用抵抗と、前記ＯＰアンプのもう一方の入力端子に接続し前記分圧回路の分圧電圧と同じ電圧が印加される第二の温度検出用抵抗とからなり、前記第一の温度検出用抵抗の両端の電圧を温度検出用の電圧として出力する温度検出回路。
【請求項２】
前記分圧回路の分圧電圧は前記ＯＰアンプの正論理入力端子に入力され、前記第二の温度検出用抵抗のもう一方の端子が前記ＧＮＤに接続された請求項１記載の温度検出回路。
【請求項３】
前記ＶＤＤと前記第一の温度検出用抵抗との間にＮＭＯＳトランジスタを設け、前記ＯＰアンプの出力端子と前記ＮＭＯＳトランジスタのゲートを接続した請求項２記載の温度検出回路。
【請求項４】
前記分圧回路の分圧電圧は前記ＯＰアンプの負論理入力端子に入力され、前記第二の温度検出用抵抗のもう一方の端子が前記ＧＮＤに接続された請求項１記載の温度検出回路。
【請求項５】
前記ＶＤＤと前記第一の温度検出用抵抗との間にＰＭＯＳトランジスタを設け、前記ＯＰアンプの出力端子と前記ＰＭＯＳトランジスタのゲートを接続した請求項４記載の温度検出回路。
【請求項６】
前記分圧回路の分圧電圧は前記ＯＰアンプの正論理入力端子に入力され、前記第二の温度検出用抵抗のもう一方の端子が前記ＶＤＤに接続された請求項１記載の温度検出回路。
【請求項７】
前記ＧＮＤと前記第一の温度検出用抵抗との間にＰＭＯＳトランジスタを設け、前記ＯＰアンプの出力端子と前記ＰＭＯＳトランジスタのゲートを接続した請求項６記載の温度検出回路。
【請求項８】
前記分圧回路の分圧電圧は前記ＯＰアンプの負論理入力端子に入力され、前記第二の温度検出用抵抗のもう一方の端子が前記ＶＤＤに接続された請求項１記載の温度検出回路。
【請求項９】
前記ＧＮＤと前記第一の温度検出用抵抗との間にＮＭＯＳトランジスタを設け、前記ＯＰアンプの出力端子と前記ＮＭＯＳトランジスタのゲートを接続した請求項８記載の温度検出回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は感温素子として抵抗体を用いた温度検出回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年半導体回路の高精度化に伴い、各種検出素子の温度依存性が無視できなくなり、温度補正が必要になってきた。温度補正を行うためには温度検出回路が必要であるが、良好な直線性が求められる（例えば特許文献１参照）。
【０００３】
図７は、従来の温度検出回路の回路図である。従来の温度検出回路は、電源電圧を分圧する第一の分圧抵抗と感温抵抗素子を含む第二の分圧抵抗素子からなり、第一及び第二の分圧回路の分圧電圧をＡＤコンバータで読み取りＣＰＵで演算処理して温度を検出している。
【特許文献１】特開２００１−２７２２８２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら図７に示した従来の温度検出回路は、出力信号がシングル出力であるため、ＧＮＤの電位変動により出力電圧が変動し、検出信号に誤差が生じるという問題があった。また、温度変化に対する出力信号変化が直線的でないため、補正回路が必要であった。
【０００５】
上記直線性が得られない問題を解決すべくダイオードのＰＮ接合のバンドギャップ電圧を検出して用いる方式が考案されたが、温度に依存しない一定の電流源が必要であり、この電流源を得るためにバンドギャップリファレンス回路等の大規模な回路が必要であった。また、電源電圧変動に対し出力電圧が一定であり、レシオメトリック性が得られないという問題があった。
【０００６】
本発明は上記課題を解決して、簡便な回路でありながら電源電圧変動に影響されず温度変動に対し直線的な出力信号が得られる温度検出回路を提供するものである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記課題を解決するために本発明の温度検出回路は、電源電圧を分圧する分圧回路と、分圧回路の分圧電圧を一方の入力端子に入力するＯＰアンプと、ＯＰアンプのもう一方の入力端子と出力端子の間に接続した第一の温度検出用抵抗と、ＯＰアンプのもう一方の入力端子に接続し分圧回路の分圧電圧と同じ電圧が印加される第二の温度検出用抵抗とからなり、第一の温度検出用抵抗の両端の電圧を温度検出用の電圧として出力する構成とした。
【発明の効果】
【０００８】
本発明の温度検出回路は、上記のような構成とすることによって小規模な回路で出力電圧が電源電圧に対しレシオメトリックでありＧＮＤ電位変動があっても出力電圧に誤差を生じないため、温度変動に対し直線的である出力信号が得られる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
本発明の温度検出回路は、電源電圧を分圧する分圧回路と、分圧回路の分圧電圧を一方の入力端子に入力するＯＰアンプと、ＯＰアンプのもう一方の入力端子と出力端子の間に接続した第一の温度検出用抵抗と、ＯＰアンプのもう一方の入力端子に接続し分圧回路の分圧電圧と同じ電圧が印加される第二の温度検出用抵抗とからなり、第一の温度検出用抵抗の両端の電圧を温度検出用の電圧として出力する構成とした。
【００１０】
以下に本発明の実施例を図面に基づいて説明する。
【実施例１】
【００１１】
図１は、本発明の第一の実施例の温度検出回路の回路図である。ＶＤＤ−ＧＮＤ間に直列に接続した分圧抵抗Ｒ１１とＲ１２がＶＤＤ１に比例した電圧を出力し、その出力電圧をＯＰアンプの正論理入力端子に入力する。ＯＰアンプの出力端子とＧＮＤ間に直列に接続したＲ１３とＲ１４の結合ノードをＯＰアンプの負論理入力端子に入力する。ＯＰアンプの正論理入力端子と負論理入力端子は同じ電圧になるため、Ｒ１１とＲ１２によって発生した電圧と同じ電圧がＲ１４に印加される。Ｒ１４の抵抗値は一定の温度依存性を持つため、Ｒ１４にはＲ１４の温度依存性に反比例した電流が流れる。Ｒ１４に流れる電流はＲ１３に流れる電流と同じなので、Ｒ１３の両端にはＲ１４の温度依存性に反比例した電圧が現れる。しかし、Ｒ１３の抵抗値にも一定の温度依存性があるため、Ｒ１３の両端に現れる電圧はＲ１３の温度依存性にも比例する。一般に温度検出回路の出力には温度変化に対し比例した電圧か反比例した信号が求められるため、用途に応じＲ１３かＲ１４のどちらか一方に温度依存性を持たない素子が用いられる。Ｒ１３の両端に出力端子を設け温度検出用の電圧を出力する。
【００１２】
次に本発明の第一の実施例の温度検出回路の動作を説明する。図１において、出力信号ＶＯＵＴ１は式（１）で表わされる。
【００１３】
ＶＯＵＴ１＝｛Ｒ１２／（Ｒ１１＋Ｒ１２）｝〔｛Ｒ１３（１＋ＴＣ２×ΔＴ）｝／｛Ｒ１４（１＋ＴＣ１×ΔＴ）｝）〕×ＶＤＤ１・・・（１）
ここで、ＴＣ１はＲ１４の温度係数、ＴＣ２はＲ１３の温度係数、ΔＴは温度変化である。
式（１）より、ＶＯＵＴ１はＶＤＤ１に対し比例関係にあり、レシオメトリック動作であることが分かる。
【００１４】
ＴＣ１＝０とした場合、式（１）は、
ＶＯＵＴ１＝｛Ｒ１２／（Ｒ１１＋Ｒ１２）｝〔｛Ｒ１３（１＋ＴＣ２×ΔＴ）｝／Ｒ１４）〕×ＶＤＤ１・・・（２）
となり、ＶＯＵＴ１はΔＴに対し比例関係になることが分かる。一方、ＴＣ２＝０とした場合は式（１）は、
ＶＯＵＴ１＝｛Ｒ１２／（Ｒ１１＋Ｒ１２）｝〔Ｒ１３／｛Ｒ１４（１＋ＴＣ１×ΔＴ）｝）〕×ＶＤＤ１・・・（３）
となり、ＶＯＵＴ１はΔＴに対し反比例の関係になることが分かる。
【００１５】
Ｒ１３、Ｒ１４の抵抗種類を変えることにより、用途に応じ温度変化に対する出力の依存性を比例関係とするか反比例の関係とするかを自由に選択可能である。
【００１６】
また、式（１）、式（２）、式（３）から分かるように、各抵抗の値の選択によって温度に対する感度を自由に設定することが可能である。
【００１７】
以上説明したように本発明の温度検出回路は、上記のような構成とすることによって小規模な回路で出力電圧が電源電圧に対しレシオメトリックでありＧＮＤ電位変動があっても出力電圧に誤差を生じないため、温度変動に対し直線的である出力信号が得られる。
【実施例２】
【００１８】
図２は、本発明の第二の実施例の温度検出回路の回路図である。第一の実施例では抵抗Ｒ１３、Ｒ１４に流れる電流をＯＰアンプから供給しているが、第二の実施例では電流供給能力の大きいＮＭＯＳトランジスタＭＮ２により電流を供給するようしたものである。出力端子間には第一の実施例に示す理論と同様の理論により、Ｒ２３の温度依存性に比例しＲ２４の温度依存性に反比例した出力が得られる。
【実施例３】
【００１９】
図３は、本発明の第三の実施例の温度検出回路の回路図である。第一の実施例では抵抗Ｒ１３、Ｒ１４に流れる電流をオペアンプから供給しているが、第三の実施例では電流供給能力の大きいＰＭＯＳトランジスタＭＰ３により電流を供給するようしたものである。電流供給用トランジスタとしてＰＭＯＳトランジスタを用いることにより、ドレイン、ソース間電圧を小さくすることが可能になり、第二の実施例に示す回路より低い電源電圧に対応することが可能である。出力端子間には第一の実施例に示す理論と同様の理論により、Ｒ３３の温度依存性に比例し、Ｒ３４の温度依存性に反比例した出力が得られる。
【実施例４】
【００２０】
図４は、本発明の第四の実施例の温度検出回路の回路図である。第一の実施例では温度依存性を持つ抵抗Ｒ１３、Ｒ１４がオペアンプ出力端子とＧＮＤ間に接続されていたのに対し、図４では温度依存性を持つＲ４３、Ｒ４４がＯＰアンプの出力端子とＶＤＤ間に接続されている点が異なる。このような接続とすることにより電位の高い方の端子ＯＵＴ４２を定電圧出力とすることが可能になる。出力端子間には第一の実施例に示す理論と同様の理論により、Ｒ４３の温度依存性に比例し、Ｒ４４の温度依存性に反比例した出力が得られる。
【実施例５】
【００２１】
図５は、本発明の第五の実施例の温度検出回路の回路図である。第五の実施例の回路は、第四の実施例と同様の構成であるが、ＯＰアンプの出力に電流供給能力の大きいＰＭＯＳトランジスタＭＰ５を接続した点が異なる。出力端子間には第一の実施例に示す理論と同様の理論により、Ｒ５３の温度依存性に比例し、Ｒ５４の温度依存性に反比例した出力が得られる。
【実施例６】
【００２２】
図６は、本発明の第六の実施例の温度検出回路の回路図である。第六の実施例の回路は、第五の実施例のＰＭＯＳトランジスタＭＰ５をＮＭＯＳトランジスタＭＮ６とした点が異なる。電流供給用トランジスタとしてＮＭＯＳトランジスタを用いることにより、ドレイン、ソース間電圧を小さくすることが可能になり、第五の実施例に示す回路より低い電源電圧に対応可能である。出力端子間には第一の実施例に示す理論と同様の理論により、Ｒ６３の温度依存性に比例し、Ｒ６４の温度依存性に反比例した出力が得られる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】本発明の第一の実施例の温度検出回路の回路図である。
【図２】本発明の第二の実施例の温度検出回路の回路図である。
【図３】本発明の第三の実施例の温度検出回路の回路図である。
【図４】本発明の第四の実施例の温度検出回路の回路図である。
【図５】本発明の第五の実施例の温度検出回路の回路図である。
【図６】本発明の第六の実施例の温度検出回路の回路図である。
【図７】従来の温度検出回路の回路図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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