(57)【要約】【課題】  コレクタ出力波形のスペクトル中の２次高調波成分を特に強調し、コレクタ出力波形に含まれる基本波成分、即ち発振周波数成分よりもレベルを高くして同調回路に入力するにより、不要なスペクトル成分の少ない逓倍発振回路を提供する。【解決手段】  この発振回路１００は、Ｌ１、Ｃ１、Ｃ２、Ｃ４からなる共振回路１と、Ｌ１、Ｃ１間のノードとベースＢを共通にし、且つエミツタＥをＣ１、Ｃ２間のノードと共通にしたトランジスタＱ１と、トランジスタＱ１のベースに適切な動作点を与えるためのバイアス用の抵抗Ｒ１、Ｒ２と、トランジスタＱ１のコレクタと電源Ｖｃｃの間に設けた抵抗Ｒ５と、トランジスタＱ１のエミツタとＣ１、Ｃ２間のノードとコレクタを共通にしたトランジスタＱ２と、同トランジスタＱ２のエミツタとＧＮＤ間に接続した抵抗Ｒ１７と、トランジスタＱ２の動作点を与えるバイアス抵抗Ｒ３、Ｒ４と、トランジスタＱ１のコレクタとトランジスタＱ２のベースをＣ３を介して接続した構成である。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
インダクタンス性素子と、該インダクタンス性素子に対する複数の負荷容量と、前記インダクタンス性素子及び複数の負荷容量を直列ループにした時の共振信号を帰還増幅する第１のトランジスタと、該第１のトランジスタのエミツタと電位を共通としたコレクタを有する第２のトランジスタと、を備え、
前記第１のトランジスタのコレクタ信号を遅延して前記第２のトランジスタのベースに帰還するように、前記第１のトランジスタのコレクタと前記第２のトランジスタのベースとの間に遅延素子を接続するように構成したことを特徴とする逓倍発振器。
【請求項２】
前記インダクタンス性素子を圧電振動素子としたことを特徴とする請求項１に記載の逓倍発振器。
【請求項３】
前記インダクタンス性素子を圧電振動素子とした場合に、該逓倍発振器の発振周波数をオーバートーン発振により得ることを特徴とする請求項１又は２に記載の逓倍発振器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、逓倍発振器に関し、さらに詳しくは、圧電発振器により発振された発振周波数を逓倍する技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、圧電発振回路の逓倍方法としては、非特許文献１に示されるような方法が一般的であった。この方法は、図５（ｂ）に示したようにコンデンサＣ１６、Ｃ１７の間を信号出力点としており、コンデンサＣ１６、Ｃ１７、インダクタＬ１２の共振周波数を発振周波数の２倍の周波数に設定した場合、この出力点からは発振周波数の２逓倍の出力が得られる。ここで逓倍出力になる原理を説明すると、一般的にコルピッツ発振回路は図５（ａ）のように構成するが、発振の定常状態においてはトランジスタＱ１１はＣ級動作をするため、コレクタの波形は歪みが大きい。波形がサイン波に対して歪む場合、その波形スペクトルには高調波が含まれる。即ち、Ｌ１１、Ｃ１１、Ｃ１２、Ｃ１４、Ｒ１１、Ｒ１２、Ｑ１１、Ｒ１７でコルピッツ発振回路を形成している。Ｑ１１のコレクタでの出力波形は次の様に得られる。Ｌ１１、Ｃ１１、Ｃ１２、Ｃ１４から構成される共振回路１１の共振信号がＱ１１のベースに印加される過程で、その共振波形の負の半周期の発振信号が入力した時Ｑ１１のコレクタ電圧はＶｃｃ付近となる。また正の半周期の発振信号がＱ１１のベースに入力した時は、コレクタ電位は低下する。これを繰り返して波形出力となり、図６のような出力波形が得られる。図６は縦軸にコレクタ電圧（Ｖ）、横軸に時間（μｓｅｃ）を表す図である。この図から解るとおり、この波形では立下りと立ち上がりが急峻な歪み波形であるため高調波成分が多く含まれることが解る。
図７は図６の波形をスペクトル解析した図である。縦軸に電圧を表し、横軸に周波数（ＭＨｚ）を表す。この図から解るとおり、図６の波形には発振周波数成分（基本波成分）である１０ＭＨｚが強く残留していることが解る。
そこで、コンデンサＣ１６、Ｃ１７、インダクタＬ１２の同調回路を発振周波数の２倍に設定し図５（ｂ）の様に構成することで同調回路の並列共振周波数が高調波に同調し、高調波に対して同調回路が高インピーダンスとなるので逓倍出力が得られる。そして、高レベルの高調波出力を得るためには図５（ａ）のコレクタに発生する出力信号が、サイン波に対して単に歪んだ信号ではなく、必要とする高調波成分のレベルが高いものである様な歪み波形であることが望ましい。
【非特許文献１】改訂第３版高周波回路設計ノウハウ（吉田武著、ＣＱ出版ＩＳＢＮ４−７８９８−３０７８−０、ＰＰ．１７９−１８ｑ）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかしながら、図５（ａ）に示す従来方式では発振周波数成分が出力周波数成分（高調波成分）よりも高いレベルで残存する（図７参照）。そのため、図５（ｂ）に示すように、コレクタに同調回路を設けた場合でも発振周波数成分が十分に除去しきれないといった問題がある。
本発明は、かかる課題に鑑み、コレクタ出力波形のスペクトル中の２次高調波成分を特に強調し、コレクタ出力波形に含まれる基本波成分、即ち発振周波数成分よりもレベルを高くして同調回路に入力するにより、不要なスペクトル成分の少ない逓倍発振回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
かかる課題を解決するために、請求項１の発明は、インダクタンス性素子と、該インダクタンス性素子に対する複数の負荷容量と、前記インダクタンス性素子及び複数の負荷容量を直列ループにした時の共振信号を帰還増幅する第１のトランジスタと、該第１のトランジスタのエミッタと電位を共通としたコレクタを有する第２のトランジスタと、を備え、前記第１のトランジスタのコレクタ信号を遅延して前記第２のトランジスタのベースに帰還するように前記第１のトランジスタのコレクタと前記第２のトランジスタのベースとの間に遅延素子を接続するように構成したことを特徴とする。
本発明の回路は第１のトランジスタのエミッタと第２のトランジスタのコレクタを接続することにより波形の歪んだ発振波形が取り出せる。しかしこの波形のスペクトラムには発振周波数成分が出力周波数成分に強いレベルで残存する。そこで本発明では、第１のトランジスタのコレクタ波形を遅延させて第２のトランジスタのベースに帰還させることにより、第１のトランジスタの動作点を変化させてコレクタ電位を下げ、発振周波数成分が抑圧され、２次高調波が高レベルで現れるようにした。
請求項２は、前記インダクタンス性素子を圧電振動素子としたことを特徴とする。
コイル等のインダクタンス性素子はその値が環境変動（温度や電圧変動等）により変化する割合が大きい。それに比較して水晶等の圧電振動素子は環境変動に比較的強い。そこで本発明では、インダクタンス性素子に圧電振動素子を使用することにより、環境変動に対して発振周波数変動が少ない発振器を構成するものである。
請求項３は、前記インダクタンス性素子を圧電振動素子とした場合に、当該逓倍発振器の発振周波数をオーバートーン発振により得ることを特徴とする。
水晶発振子は、基本周波数だけでなく、奇数次の周波数にも共振点をもつことを利用し、奇数次周波数の発振出力を得る回路３次、５次などが一般的である。オーバートーン発振すると、その発振出力には基本波やその偶数次の周波数成分は現れないので、スプリアスが少なくなる。
【発明の効果】
【０００５】
請求項１の発明によれば、第１のトランジスタのコレクタ波形を遅延させて第２のトランジスタのベースに帰還させるので、第１のトランジスタの動作点を変化させてコレクタ電位を下げ、発振周波数成分が抑圧され、２次高調波が高レベルで取り出すことができる。
また請求項２では、インダクタンス性素子を圧電振動素子としたので、環境変動に対して発振周波数変動が少ない発振器を構成することができる。
また請求項３では、インダクタンス性素子を圧電振動素子とした場合に、当該逓倍発振器の発振周波数をオーバートーン発振により得るので、奇数次周波数発振出力には基本波やその偶数次の周波数成分は現れないので、スプリアスを少なくすることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００６】
以下、本発明を図に示した実施形態を用いて詳細に説明する。但し、この実施形態に記載される構成要素、種類、組み合わせ、形状、その相対配置などは特定的な記載がない限り、この発明の範囲をそれのみに限定する主旨ではなく単なる説明例に過ぎない。
図１は本発明の発振回路の出力波形を特に２逓倍発振回路に適するように歪ませる仕組みを有する回路構成の一例を示す図である。尚、以下ではＬをインダクタ素子、Ｃを容量素子、Ｒを抵抗として表す。
この発振回路１００は、Ｌ１、Ｃ１、Ｃ２、Ｃ４からなる直列共振回路１と、Ｌ１、Ｃ１間のノードとベースを共通にし、且つエミッタをＣ１、Ｃ２間のノードと共通にしたトランジスタＱ１と、トランジスタＱ１のベースに適切な動作点を与えるためのバイアス用の抵抗Ｒ１、Ｒ２と、トランジスタＱ１のコレクタと電源Ｖｃｃの間に設けた抵抗Ｒ５と、トランジスタＱ１のエミッタとＣ１、Ｃ２間のノードとコレクタを共通にしたトランジスタＱ２と、同トランジスタＱ２のエミッタとＧＮＤ間に接続した抵抗Ｒ１７と、トランジスタＱ２の動作点を与えるバイアス抵抗Ｒ３、Ｒ４と、トランジスタＱ１のコレクタとトランジスタＱ２のベースを遅延素子としてＣ３を介して接続した構成であり、Ｌ１、Ｃ１、Ｃ２、Ｃ４、Ｒ１、Ｒ２、Ｑ１、Ｒ１７でコルピッツ発振回路を形成している。尚、抵抗Ｒ１７はショートしても動作可能である。
【０００７】
次にこの構成の動作を説明する。まず、トランジスタＱ１のコレクタに発生する出力波形は次の様に得られる。Ｌ１、Ｃ１、Ｃ２、Ｃ４から構成される共振回路１の共振信号がトランジスタＱ１のベースに印加される過程で、その共振信号の波形の負の半周期の信号がトランジスタＱ１のベースに入力した時トランジスタＱ１のコレクタ電圧はＶｃｃ付近となる。またその後、正の半周期の信号がトランジスタＱ１のベースに入力した時は、コレクタ電圧は低下する。これを繰り返して波形出力となるが、本発明では図１の発振回路のトランジスタＱ１のエミッタにトランジスタＱ２を挿入した構成であるので、トランジスタＱ１のコレクタの信号がトランジスタＱ２のベースに帰還し、これにより、トランジスタＱ１のコレクタに図２に示す波形が発生する。即ち、トランジスタＱ１のベースに共振信号の負の半周期を供給した時トランジスタＱ１のコレクタ電圧がＶｃｃ付近になり、その信号をＣ３により遅延させて、トランジスタＱ２のベースに帰還させることでトランジスタＱ２のベース電位が上がりトランジスタＱ２にトランジスタ電流（コレクタ電流）が流れる。従って、トランジスタＱ１のエミッタ電位が下がるのでトランジスタＱ１の動作点が変化し、トランジスタＱ１のコレクタ電位が下がる、という動作をする。その結果、トランジスタＱ１のコレクタ電圧がＶｃｃ付近にある時の電圧を一瞬低下させること（Ａ部の波形）が可能となり、図２の波形が得られる。
【０００８】
図３は本発明の発振回路の出力波形をスペクトル解析した図である。縦軸に電圧を示し、横軸に周波数（ＭＨｚ）を示す。出力成分は発振周波数成分（１０ＭＨｚ）が抑圧されており、発振周波数成分よりも２次高調波（２０ＭＨｚ）が高レベルで現れているため、図７の従来方式との差は歴然である。
図４は本発明に係る発振回路の実施例を示す図である。この発振回路１１０は、図１のトランジスタＱ１のコレクタにコンデンサＣ８、Ｃ９の間を信号出力点としており、コンデンサＣ８、Ｃ９、インダクタＬ３の共振周波数を発振周波数の２倍の周波数に設定した場合、この出力は発振周波数の２逓倍の出力が得られる。当然ながら、従来回路及び本発明による回路の双方の回路に逓倍出力の為の同調回路を適用した場合、即ち図５（ｂ）及び図４の構成とした場合でもこのスペクトル上の差の優位性は残るため、本発明による回路のほうが不要周波数成分が少ない出力が得られる。
以上の通り本発明によれば、トランジスタＱ１のコレクタ波形を遅延させてトランジスタＱ２のベースに帰還させるので、トランジスタＱ１の動作点を変化させてコレクタ電位を下げ、発振周波数成分が抑圧され、２次高調波を高レベルで取り出すことができる。
また、インダクタンス性素子を圧電振動素子としたので、環境温度の変動に対して発振周波数変動が少ない発振器を構成することができる。
また、インダクタンス性素子を圧電振動素子とした場合に、当該逓倍発振器の発振周波数をオーバートーン発振により得るので、奇数次周波数発振出力には基本波やその偶数次の周波数成分は現れないので、スプリアスを少なくすることができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】本発明に係る発振回路を示す図である。
【図２】本発明に係る発振回路の出力波形を示す図である。
【図３】本発明に係る出力の周波数成分解析結果を示す図である。
【図４】本発明に係る発振回路の実施例を示す図である。
【図５】従来の発振回路の一例を示す図である。
【図６】従来方式の出力波形を示す図である。
【図７】従来方式の出力の周波数成分解析結果を示す図である。
【符号の説明】
【００１０】
１  共振回路、Ｃ１〜Ｃ４  容量素子、Ｌ１  インダクタ素子、Ｒ１〜Ｒ５、Ｒ１７  抵抗、Ｑ１、Ｑ２  トランジスタ、１００  発振回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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