(57)【要約】【課題】高い応答性によりタイムラグ無しで受信信号の状態を把握することができるＯＦＤＭ復調装置を提供する。【解決手段】ＯＦＤＭ復調装置１は、アンテナ１３により受信されてチューナ１４により高周波信号から周波数変換された中間周波数信号を直交復調してベースバンド信号を生成するデジタル直交復調回路３と、ベースバンド信号の狭帯域キャリア周波数誤差を補正する狭帯域キャリア周波数誤差補正回路４と、狭帯域キャリア周波数誤差を補正されたベースバンド信号に対してＦＦＴ演算を行うＦＦＴ演算回路５と、狭帯域キャリア周波数誤差補正回路４によって狭帯域キャリア周波数誤差を補正されたベースバンド信号に基づいてＳＮＲを算出するＳＮＲ算出回路６とを備える。【選択図】図１
2007208748.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
アンテナにより受信されてチューナにより高周波信号から周波数変換された中間周波数信号を直交復調してベースバンド信号を生成するデジタル直交復調回路と、
前記ベースバンド信号の狭帯域キャリア周波数誤差を補正する狭帯域キャリア周波数誤差補正回路と、
前記狭帯域キャリア周波数誤差を補正されたベースバンド信号に対してＦＦＴ演算を行うＦＦＴ演算回路と、
前記狭帯域キャリア周波数誤差補正回路によって狭帯域キャリア周波数誤差を補正されたベースバンド信号に基づいてＳＮＲを算出するＳＮＲ算出回路とを備えたことを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
【請求項２】
前記狭帯域キャリア周波数誤差を補正されたベースバンド信号から狭帯域キャリア周波数誤差を検出する狭帯域キャリア周波数誤差検出回路をさらに備え、
前記狭帯域キャリア周波数誤差検出回路は、前記ベースバンド信号の複素相関を計算して複素相関信号を生成する複素相関回路を含み、
前記ＳＮＲ算出回路は、前記複素相関回路によって生成された複素相関信号に基づいて前記ＳＮＲを算出する請求項１記載のＯＦＤＭ復調装置。
【請求項３】
前記狭帯域キャリア周波数誤差検出回路は、前記ベースバンド信号の複素相関を計算して複素相関信号を生成する複素相関回路と、
前記複素相関信号に基づいて区間平均信号を生成する区間平均回路とを含み、
前記ＳＮＲ算出回路は、前記区間平均回路によって生成された区間平均信号に基づいて前記ＳＮＲを算出する請求項１記載のＯＦＤＭ復調装置。
【請求項４】
前記狭帯域キャリア周波数誤差検出回路は、前記ベースバンド信号の複素相関を計算して複素相関信号を生成する複素相関回路と、
前記複素相関信号に基づいて区間平均信号を生成する区間平均回路と、
前記区間平均信号に基づいて位相シフト量を生成する位相シフト量回路とを含み、
前記ＳＮＲ算出回路は、前記位相シフト量回路によって生成された位相シフト量に基づいて前記ＳＮＲを算出する請求項１記載のＯＦＤＭ復調装置。
【請求項５】
前記狭帯域キャリア周波数誤差検出回路は、前記ベースバンド信号の複素相関を計算して複素相関信号を生成する複素相関回路と、
前記複素相関信号に基づいて区間平均信号を生成する区間平均回路と、
前記区間平均信号に基づいて位相シフト量を生成する位相シフト量回路と、
前記位相シフト量をシンボル単位で積分する積分回路とを含み、
前記ＳＮＲ算出回路は、前記積分回路によって積分された積分値に基づいて前記ＳＮＲを算出する請求項１記載のＯＦＤＭ復調装置。
【請求項６】
前記狭帯域キャリア周波数誤差検出回路は、前記ベースバンド信号の複素相関を計算して複素相関信号を生成する複素相関回路と、
前記複素相関信号に基づいて区間平均信号を生成する区間平均回路と、
前記区間平均信号に基づいて位相シフト量を生成する位相シフト量回路と、
前記位相シフト量をシンボル単位で積分する積分回路と、
前記積分回路による積分値をサンプリング単位で積分するサンプリング単位積分回路とを含み、
前記ＳＮＲ算出回路は、前記サンプリング単位積分回路によって積分された積分値に基づいて前記ＳＮＲを算出する請求項１記載のＯＦＤＭ復調装置。
【請求項７】
アンテナにより受信されてチューナにより高周波信号から周波数変換された中間周波数信号を直交復調してベースバンド信号を生成し、
前記ベースバンド信号の狭帯域キャリア周波数誤差を補正し、
前記狭帯域キャリア周波数誤差を補正したベースバンド信号に対してＦＦＴ演算を行う前に、前記狭帯域キャリア周波数誤差を補正したベースバンド信号に基づいてＳＮＲを算出することを特徴とするＯＦＤＭ復調方法。
【請求項８】
コンピュータに、アンテナにより受信されてチューナにより高周波信号から周波数変換された中間周波数信号を直交復調してベースバンド信号を生成する手順と、
前記ベースバンド信号の狭帯域キャリア周波数誤差を補正する手順と、
前記狭帯域キャリア周波数誤差を補正したベースバンド信号に対してＦＦＴ演算を行う前に、前記狭帯域キャリア周波数誤差を補正したベースバンド信号に基づいてＳＮＲを算出する手順とを実行させることを特徴とするプログラム。
【請求項９】
コンピュータに、アンテナにより受信されてチューナにより高周波信号から周波数変換された中間周波数信号を直交復調してベースバンド信号を生成する手順と、
前記ベースバンド信号の狭帯域キャリア周波数誤差を補正する手順と、
前記狭帯域キャリア周波数誤差を補正したベースバンド信号に対してＦＦＴ演算を行う前に、前記狭帯域キャリア周波数誤差を補正したベースバンド信号に基づいてＳＮＲを算出する手順とを実行させるためのプログラムを記録したことを特徴とするコンピュータ読み取り可能な記録媒体。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、デジタル伝送方式にて、映像信号や音声信号を効率よく伝送できる直交周波数分割多重方式（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ、以下、略してＯＦＤＭ）の復調装置、ＯＦＤＭ復調方法、プログラム及びコンピュータ読み取り可能な記録媒体に関する。
【背景技術】
【０００２】
（ＯＦＤＭ放送）
地上デジタル放送では、建物によるゴースト妨害（フェージング、マルチパス）の克服に好適な変調方式として、マルチキャリアのＯＦＤＭ変復調方式が知られている。ＯＦＤＭ変復調方式は、１チャンネル帯域内に多数（２５６〜１０２４程度）のサブ・キャリアを設けて、映像信号や音声信号を効率よく伝送することが可能なデジタル変調・復調方式である。全キャリアを高速フーリエ逆変換（ＩＦＦＴ：  Ｉｎｖｅｒｓｅ  Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）によってＯＦＤＭ変調されたベースバンド（ＢＢ：ＢａｓｅＢａｎｄ）信号を生成する。
【０００３】
図１０は、ＯＦＤＭ変調波の伝送シンボルの一例を示す図である。ＩＦＦＴ変換の処理窓の期間が、有効シンボル期間ｔｓとなる。有効シンボル期間は、ＦｓクロックＮ周期に相当する。有効シンボル期間ｔｓを基本単位としてデジタル変調された全キャリアを加え合わせたものを、ＯＦＤＭ伝送シンボルという。
【０００４】
実際の伝送シンボルは、通常、図１０に示すように、有効シンボル期間２０１に、ガードインターバル（ＧＩ）２０２ａと呼ばれる期間ｔｇを付加して構成されている。ＧＩ期間ｔｇ（２０２ａ）の波形は、有効シンボル期間ｔｓの後部２０２ｂの信号波形を繰り返したものになっている。伝送シンボルのシンボル期間２０３は、有効シンボル期間２０１とＧＩ期間２０２ａとの和となる。たとえば、非特許文献１の放送規格によると、有効シンボル期間長は、ＭＯＤＥと呼ばれるパラメータによって次表１の様に定義されている。
【０００５】
【表１】
2007208748.tif 000003
【０００６】
さらに、ＧＩ期間（単位：μｓ）は、各有効シンボル期間長に対する比であるＧＩ期間長（ＧＩ比）と呼ばれるパラメータによって、次表２の様に定義されている。
【０００７】
【表２】
2007208748.tif 000004
【０００８】
また、伝送シンボルを幾つか集めたものを伝送フレームという。これは、情報伝送用シンボルが１００個程度集まったものに、フレーム同期用シンボルやサービス識別用シンボルを付加したものである。たとえば非特許文献１では、１フレームが２０４シンボルと定義されている。
【０００９】
また、非特許文献１によると、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、または６４ＱＡＭ変調された１伝送シンボルには、１セグメント当たり、次表３に示すキャリアが配置されている。
【００１０】
【表３】
2007208748.tif 000005
【００１１】
この表において、ＳＰは、ＳＰ（Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ  Ｐｉｌｏｔ）信号を意味する。このＳＰ信号は、周期的に挿入されるパイロット信号であり、たとえば、キャリア方向において、１２キャリアに１回、シンボル方向において、４シンボルに１回、挿入される。ＴＭＣＣは、ＴＭＣＣ（Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ  ａｎｄ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ  Ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ  Ｃｏｎｔｒｏｌ）信号を意味する。このＴＭＣＣ信号は、フレーム同期信号や伝送パラメータを伝送するための信号である。ＡＣ１は、ＡＣ１（Ａｕｘｉｌｉａｒｙ  Ｃｈａｎｎｅｌ）信号を意味する。このＡＣ１信号は、付加情報を伝送するための信号である。ＴＭＣＣとＡＣ１は、ＳＰと異なり、各キャリアにおいて、非周期的に配置されている。
【００１２】
（従来のＯＦＤＭ復調装置の基本構成）
従来のＯＦＤＭ復調装置の一構成例は、たとえば、非特許文献２に示されている。そこで、非特許文献２に開示されているＯＦＤＭ復調装置について、以下に説明する。
【００１３】
図１１は、従来のＯＦＤＭ復調装置９００の構成を示すブロック図である。ＯＦＤＭ復調装置９００は、図１１に示すように、アンテナ８３、チューナ８４、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）９０３、Ａ／Ｄ変換回路９０４、ＤＣキャンセル回路９０５、ベースバンド信号処理部９２、誤り訂正処理部８５、トランスポートストリーム生成回路９１９及びＲＳ復号回路９２０を備えている。
【００１４】
ベースバンド信号処理部９２は、デジタル直交復調回路９３、狭帯域キャリア周波数誤差補正回路９４、狭帯域キャリア周波数誤差検出回路９７、ＦＦＴ演算回路９５、波形等化回路９１０及びＭＥＲ算出回路９６を含んでいる。
【００１５】
誤り訂正処理部８５は、周波数デインタリーブ回路９１１、時間デインタリーブ回路９１２、デマッピング回路９１３、ビットデインタリーブ回路９１４、デパンクチャ回路９１５、ビタビ回路９１６、バイトデインタリーブ回路９１７及び拡散信号除去回路９１８を含んでいる。
【００１６】
放送局から放送されたデジタル放送の放送波は、ＯＦＤＭ復調装置９００のアンテナ８３により受信され、ＲＦ信号としてチューナ８４に供給される。チューナ８４は、乗算器９０２ａおよび局部発振器９０２ｂからなり、アンテナ８３を通じて受信されたＲＦ信号を、ＩＦ信号に周波数変換する。チューナ８４は、周波数変換したＩＦ信号をＢＰＦ９０３に供給する。
【００１７】
局部発振器９０２ｂから発振される受信キャリア信号の発振周波数は、チャンネル選択回路（図示せず）から供給されるチャンネル選択信号に応じて切り換えられる。チューナ８４から出力されたＩＦ信号は、ＢＰＦ９０３によりフィルタリングされたあと、Ａ／Ｄ変換回路９０４によりデジタル化される。デジタル化されたＩＦ信号は、ＤＣキャンセル回路９０５によりＤＣ成分が除去され、デジタル直交復調回路９３に供給される。
【００１８】
デジタル直交復調回路９３は、所定の周波数（キャリア周波数）のキャリア信号を用いて、デジタル化されたＩＦ信号を直交復調し、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を出力する。ベースバンドのＯＦＤＭ信号は、直交復調された結果、実軸成分（Ｉチャネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信号）とから構成される複素信号となる。デジタル直交復調回路９３から出力されるベースバンドのＯＦＤＭ信号は、狭帯域キャリア周波数誤差補正回路９４に供給される。
【００１９】
狭帯域キャリア周波数誤差補正回路９４は、デジタル直交復調回路９３から供給されたベースバンドのＯＦＤＭ信号の狭帯域キャリア周波数誤差を補正して、狭帯域キャリア周波数誤差検出回路９７及びＦＦＴ演算回路９５に供給する。
【００２０】
狭帯域キャリア周波数誤差検出回路９７は、ベースバンドのＯＦＤＭ信号の狭帯域キャリア周波数誤差を検出し、これを補正するための制御信号を狭帯域キャリア周波数誤差補正回路９４に供給する。
【００２１】
ＦＦＴ演算回路９５は、中心周波数誤差が補正されたベースバンドのＯＦＤＭ信号に対してＦＦＴ演算を行い、各サブキャリアに直交変調されている信号を抽出して出力する。ＦＦＴ演算回路９５は、１つのＯＦＤＭシンボルから有効シンボル長分の信号を抜き出し、抜き出した信号に対してＦＦＴ演算を行う。すなわち、ＦＦＴ演算回路９５は、１つのＯＦＤＭシンボルからガードインターバル長分の信号を除き、残った信号に対してＦＦＴ演算を行う。ＦＦＴ演算を行うために抜き出される信号の範囲は、その抜き出した信号点が連続していれば、１つのＯＦＤＭ伝送シンボルの任意の位置でよい。つまり、その抜き出す信号の範囲の開始位置は、ＧＩ期間中のいずれかの位置となる。ＦＦＴ演算回路９５により抽出された各サブキャリアに変調されていた信号は、実軸成分（Ｉチャネル信号）と虚軸成分（Ｑチャネル信号）とから構成される複素信号である。ＦＦＴ演算回路９５により抽出された信号は、波形等価回路９１０に供給される。
【００２２】
波形等価回路９１０には、ＦＦＴ演算回路９５から出力された各サブキャリアから復調された後の信号が供給される。波形等価回路９１０は、パイロット信号を検出し、パイロット信号をもとに波形等化を行い、その信号に対してキャリア復調を行う。ＩＳＤＢ−Ｔ規格のＯＦＤＭ信号を復調する場合であれば、波形等価回路９１０は、たとえば、ＤＱＰＳＫの差動復調、または、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、および６４ＱＡＭなどの同期復調を行う。波形等価回路９１０によってキャリア復調された信号は、ＭＥＲ算出回路９６及び周波数デインタリーブ回路９１１に供給される。
【００２３】
ここで、信号に含まれる雑音成分を表す指標としてＭＥＲ（Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  Ｅｒｒｏｒ  Ｒａｔｉｏ）というものがある。ＭＥＲとは、復調したコンスタレーションにおいて、理想コンスタレーションポイントからのベクトル誤差の電力換算値と、理想コンスタレーションポイントの電力との比として定義された値である。その為、ＭＥＲは波形等化後の出力に基づいて算出する必要があるので、ＭＥＲ算出回路９６は波形等化回路９１０の後段に設けられる。
【００２４】
波形等価回路９１０によってキャリア復調された信号は、周波数デインタリーブ回路９１１によって周波数方向にデインタリーブ処理される。続いて、時間デインタリーブ回路９１２によって、時間方向のデインタリーブ処理がされた後、デマッピング回路９１３に供給される。
【００２５】
デマッピング回路９１３は、キャリア復調された信号（複素信号）に対して、データの再割付処理（デマッピング処理）を行う。これにより、伝送データ系列を復元する。たとえば、ＩＳＤＢ−Ｔ規格のＯＦＤＭ信号を復調する場合であれば、デマッピング回路９１３は、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、または６４ＱＡＭに対応した、デマッピング処理を行う。
【００２６】
デマッピング回路９１３から出力された伝送データ系列は、ビットデインタリーブ回路９１４、デパンクチャ回路９１５、ビタビ回路９１６、バイトデインタリーブ回路９１７、拡散信号除去回路９１８を通過する。これにより、多値シンボルの誤り分散のためのビットインタリーブに対応したデインタリーブ処理、伝送ビットの削減のためのパンクチャリング処理に対応したデパンクチャリング処理、畳み込み符号化されたビット列の復号のためのビタビ復号処理、バイト単位でのデインタリーブ処理、およびエネルギ拡散処理に対応したエネルギ逆拡散処理が、それぞれ行われる。その後、伝送データ系列は、トランスポートストリーム生成回路９１９に入力される。
【００２７】
トランスポートストリーム生成回路９１９は、たとえば、ヌルパケット等の各放送方式で規定されるデータを、ストリームにおける所定の位置に挿入する。また、トランスポートストリーム生成回路９１９は、断続的に供給されてくるストリームのビット間隔を平滑化して、時間的に連続したストリームとする、いわゆるスムージング処理を行う。スムージング処理がされた伝送データ系列は、ＲＳ復号回路９２０に供給される。
【００２８】
ＲＳ復号回路９２０は、入力された伝送データ系列に対してリードソロモン復号処理を行う。これにより、ＭＰＥＧ−２システムズで規定されたトランスポートストリームとして出力する。
【特許文献１】特開２００４−２６６７４７号公報（平成１６年９月２４日（２００４．９．２４）公開）
【特許文献２】特開２００５−２２９２０７号公報（平成１７年８月２５日（２００５．８．２５）公開
【非特許文献１】「地上デジタルテレビジョン放送の伝送方式ＡＲＩＢ  ＳＴＤ−Ｂ３１  １．５版」、社団法人電波産業界、２００１年５月３１日初版策定、２００３年７月２９日１．５版改定
【非特許文献２】「地上デジタル音声放送用復調装置標準規格（望ましい仕様）ＡＲＩＢ  ＳＴＤ−Ｂ３０  １．２版」、社団法人電波産業界、２００１年５月３１日初版策定、２００３年年７月２９日１．２版改定
【非特許文献３】算術演算のＶＬＳＩアルゴリズム、高木直史著、コロナ社、２００５
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２９】
しかしながら、図１１に示す上記従来の構成では、ＭＥＲを算出するのは、１シンボル分のＯＦＤＭベースバンド信号を貯めこんだ後、ＦＦＴ演算を行うために１シンボル期間以上の遅延が生じるＦＦＴ演算回路９５により波形等化を行った後であるため、ＭＥＲを算出するために確実に１シンボル以上の遅延時間を要する事となり、受信信号に含まれる雑音成分を算出する応答性が悪いという問題がある。
【００３０】
本発明は、上記の問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、高い応答性によりタイムラグ無しで受信信号の状態を把握することができるＯＦＤＭ復調装置を実現することにある。
【課題を解決するための手段】
【００３１】
本発明に係るＯＦＤＭ復調装置は、上記課題を解決するために、アンテナにより受信されてチューナにより高周波信号から周波数変換された中間周波数信号を直交復調してベースバンド信号を生成するデジタル直交復調回路と、前記ベースバンド信号の狭帯域キャリア周波数誤差を補正する狭帯域キャリア周波数誤差補正回路と、前記狭帯域キャリア周波数誤差を補正されたベースバンド信号に対してＦＦＴ演算を行うＦＦＴ演算回路と、前記狭帯域キャリア周波数誤差補正回路によって狭帯域キャリア周波数誤差を補正されたベースバンド信号に基づいてＳＮＲを算出するＳＮＲ算出回路とを備えたことを特徴としている。
【００３２】
上記特徴によれば、ＦＦＴ演算回路によりＦＦＴ演算を行う前のベースバンド信号に基づいてＳＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ  Ｔｏ  Ｎｏｉｓｅ  Ｒａｔｉｏ）を算出するので、ＦＦＴ演算による遅延なく受信信号の状態を把握することができる。この結果、高い応答性によりタイムラグ無しで受信信号の状態を把握することができるＯＦＤＭ復調装置を提供できる。
【００３３】
本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、前記狭帯域キャリア周波数誤差を補正されたベースバンド信号から狭帯域キャリア周波数誤差を検出する狭帯域キャリア周波数誤差検出回路をさらに備え、前記狭帯域キャリア周波数誤差検出回路は、前記ベースバンド信号の複素相関を計算して複素相関信号を生成する複素相関回路を含み、前記ＳＮＲ算出回路は、前記複素相関回路によって生成された複素相関信号に基づいて前記ＳＮＲを算出することが好ましい。
【００３４】
上記構成によれば、狭帯域キャリア周波数誤差検出回路に設けられた複素相関回路によって生成された複素相関信号に基づいてＳＮＲを算出する。このため、複素相関信号に基づいて狭帯域キャリア周波数誤差の分散を求めることができ、この狭帯域キャリア周波数誤差の分散に基づいてＳＮＲを推定することができる。
【００３５】
本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、前記狭帯域キャリア周波数誤差検出回路は、前記狭帯域キャリア周波数誤差検出回路は、前記ベースバンド信号の複素相関を計算して複素相関信号を生成する複素相関回路と、前記複素相関信号に基づいて区間平均信号を生成する区間平均回路とを含み、前記ＳＮＲ算出回路は、前記区間平均回路によって生成された区間平均信号に基づいて前記ＳＮＲを算出することが好ましい。
【００３６】
上記構成によれば、狭帯域キャリア周波数誤差検出回路に設けられた区間平均回路によって生成された区間平均信号に基づいてＳＮＲを算出する。このため、区間平均信号に基づいて狭帯域キャリア周波数誤差の分散を求めることができ、この狭帯域キャリア周波数誤差の分散に基づいてＳＮＲを推定することができる。
【００３７】
本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、前記狭帯域キャリア周波数誤差検出回路は、前記ベースバンド信号の複素相関を計算して複素相関信号を生成する複素相関回路と、前記複素相関信号に基づいて区間平均信号を生成する区間平均回路と、前記区間平均信号に基づいて位相シフト量を生成する位相シフト量回路とを含み、前記ＳＮＲ算出回路は、前記位相シフト量回路によって生成された位相シフト量に基づいて前記ＳＮＲを算出することが好ましい。
【００３８】
上記構成によれば、狭帯域キャリア周波数誤差検出回路に設けられた位相シフト量回路によって生成された位相シフト量に基づいてＳＮＲを算出する。このため、位相シフト量に基づいて狭帯域キャリア周波数誤差の分散を求めることができ、この狭帯域キャリア周波数誤差の分散に基づいてＳＮＲを推定することができる。
【００３９】
本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、前記狭帯域キャリア周波数誤差検出回路は、前記ベースバンド信号の複素相関を計算して複素相関信号を生成する複素相関回路と、前記複素相関信号に基づいて区間平均信号を生成する区間平均回路と、前記区間平均信号に基づいて位相シフト量を生成する位相シフト量回路と、前記位相シフト量をシンボル単位で積分する積分回路とを含み、前記ＳＮＲ算出回路は、前記積分回路によって積分された積分値に基づいて前記ＳＮＲを算出することが好ましい。
【００４０】
上記構成によれば、狭帯域キャリア周波数誤差検出回路に設けられた積分回路によって積分された積分値に基づいてＳＮＲを算出する。このため、積分値に基づいて狭帯域キャリア周波数誤差の分散を求めることができ、この狭帯域キャリア周波数誤差の分散に基づいてＳＮＲを推定することができる。
【００４１】
本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、前記狭帯域キャリア周波数誤差検出回路は、前記ベースバンド信号の複素相関を計算して複素相関信号を生成する複素相関回路と、前記複素相関信号に基づいて区間平均信号を生成する区間平均回路と、前記区間平均信号に基づいて位相シフト量を生成する位相シフト量回路と、前記位相シフト量をシンボル単位で積分する積分回路と、前記積分回路による積分値をサンプリング単位で積分するサンプリング単位積分回路とを含み、前記ＳＮＲ算出回路は、前記サンプリング単位積分回路によって積分された積分値に基づいて前記ＳＮＲを算出することが好ましい。
【００４２】
上記構成によれば、狭帯域キャリア周波数誤差検出回路に設けられたサンプリング単位積分回路によって積分された積分値に基づいてＳＮＲを算出する。このため、サンプリング単位積分回路によって積分された積分値に基づいて狭帯域キャリア周波数誤差の分散を求めることができ、この狭帯域キャリア周波数誤差の分散に基づいてＳＮＲを推定することができる。
【００４３】
本発明に係るＯＦＤＭ復調方法は、上記課題を解決するために、アンテナにより受信されてチューナにより高周波信号から周波数変換された中間周波数信号を直交復調してベースバンド信号を生成し、前記ベースバンド信号の狭帯域キャリア周波数誤差を補正し、前記狭帯域キャリア周波数誤差を補正したベースバンド信号に対してＦＦＴ演算を行う前に、前記狭帯域キャリア周波数誤差を補正したベースバンド信号に基づいてＳＮＲを算出することを特徴とする。
【００４４】
上記特徴によれば、ＦＦＴ演算を行う前のベースバンド信号に基づいてＳＮＲを算出するので、ＦＦＴ演算による遅延なく受信信号の状態を把握することができる。この結果、高い応答性によりタイムラグ無しで受信信号の状態を把握することができるＯＦＤＭ復調方法を提供できる。
【００４５】
本発明に係るプログラムは、上記課題を解決するために、コンピュータに、アンテナにより受信されてチューナにより高周波信号から周波数変換された中間周波数信号を直交復調してベースバンド信号を生成する手順と、前記ベースバンド信号の狭帯域キャリア周波数誤差を補正する手順と、前記狭帯域キャリア周波数誤差を補正したベースバンド信号に対してＦＦＴ演算を行う前に、前記狭帯域キャリア周波数誤差を補正したベースバンド信号に基づいてＳＮＲを算出する手順とを実行させることを特徴とする。
【００４６】
本発明に係るコンピュータ読み取り可能な記録媒体は、上記課題を解決するために、コンピュータに、アンテナにより受信されてチューナにより高周波信号から周波数変換された中間周波数信号を直交復調してベースバンド信号を生成する手順と、前記ベースバンド信号の狭帯域キャリア周波数誤差を補正する手順と、前記狭帯域キャリア周波数誤差を補正したベースバンド信号に対してＦＦＴ演算を行う前に、前記狭帯域キャリア周波数誤差を補正したベースバンド信号に基づいてＳＮＲを算出する手順とを実行させるためのプログラムを記録したことを特徴とする。
【発明の効果】
【００４７】
本発明に係るＯＦＤＭ復調装置は、以上のように、前記狭帯域キャリア周波数誤差補正回路によって狭帯域キャリア周波数誤差を補正されたベースバンド信号に基づいてＳＮＲを算出するＳＮＲ算出回路を備えているので、高い応答性によりタイムラグ無しで受信信号の状態を把握することができるＯＦＤＭ復調装置を提供できるという効果を奏する。
【００４８】
本発明に係るＯＦＤＭ復調方法は、以上のように、前記狭帯域キャリア周波数誤差を補正したベースバンド信号に対してＦＦＴ演算を行う前に、前記狭帯域キャリア周波数誤差を補正したベースバンド信号に基づいてＳＮＲを算出するので、高い応答性によりタイムラグ無しで受信信号の状態を把握することができるＯＦＤＭ復調方法を提供できるという効果を奏する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４９】
本発明の一実施形態について図１ないし図９に基づいて説明すると以下の通りである。
【００５０】
図１は、実施形態のＯＦＤＭ復調装置１の構成を示すブロック図である。ＯＦＤＭ復調装置１は、図１に示すように、アンテナ１３、チューナ１４、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１０３、Ａ／Ｄ変換回路１０４、ＤＣキャンセル回路１０５、ベースバンド信号処理部２、誤り訂正処理部１５、トランスポートストリーム生成回路１１９及びＲＳ復号回路１２０を備えている。
【００５１】
ベースバンド信号処理部２は、デジタル直交復調回路３、狭帯域キャリア周波数誤差補正回路４、狭帯域キャリア周波数誤差検出回路７、ＦＦＴ演算回路５、波形等化回路１１０及びＳＮＲ算出回路６を含んでいる。
【００５２】
誤り訂正処理部１５は、周波数デインタリーブ回路１１１、時間デインタリーブ回路１１２、デマッピング回路１１３、ビットデインタリーブ回路１１４、デパンクチャ回路１１５、ビタビ回路１１６、バイトデインタリーブ回路１１７及び拡散信号除去回路１１８を含んでいる。
【００５３】
放送局から放送されたデジタル放送の放送波は、ＯＦＤＭ復調装置１のアンテナ１３により受信され、ＲＦ信号としてチューナ１４に供給される。チューナ１４は、乗算器１０２ａおよび局部発振器１０２ｂからなり、アンテナ１３を通じて受信されたＲＦ信号を、ＩＦ信号に周波数変換する。チューナ１４は、周波数変換したＩＦ信号をＢＰＦ１０３に供給する。
【００５４】
局部発振器１０２ｂから発振される受信キャリア信号の発振周波数は、チャンネル選択回路（図示せず）から供給されるチャンネル選択信号に応じて切り換えられる。チューナ１４から出力されたＩＦ信号は、ＢＰＦ１０３によりフィルタリングされたあと、Ａ／Ｄ変換回路１０４によりデジタル化される。デジタル化されたＩＦ信号は、ＤＣキャンセル回路１０５によりＤＣ成分が除去され、デジタル直交復調回路３に供給される。
【００５５】
デジタル直交復調回路３は、所定の周波数（キャリア周波数）のキャリア信号を用いて、デジタル化されたＩＦ信号を直交復調し、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を出力する。ベースバンドのＯＦＤＭ信号は、直交復調された結果、実軸成分（Ｉチャネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信号）とから構成される複素信号となる。デジタル直交復調回路３からのＩＱＤＭＤ出力（ＡＦＣ１出力、周波数補正前）ベースバンド信号Ｚ０（ｍ、ｎ）は、狭帯域キャリア周波数誤差補正回路４に供給される。
【００５６】
このベースバンド信号Ｚ０（ｍ、ｎ）は、
Ｚ０（ｍ、ｎ）＝Ｉ０（ｍ、ｎ）＋ｊＱ０（ｍ、ｎ）、
によって表される。
【００５７】
狭帯域キャリア周波数誤差補正回路４は、デジタル直交復調回路３から供給されたベースバンド信号Ｚ０（ｍ、ｎ）の狭帯域キャリア周波数誤差を補正したＡＦＣ１出力（周波数補正後）ベースバンド信号Ｚ１（ｍ、ｎ）を生成して、狭帯域キャリア周波数誤差検出回路７、ＳＮＲ算出回路６及びＦＦＴ演算回路５に供給する。
【００５８】
このベースバンド信号Ｚ１（ｍ、ｎ）は、
Ｚ１（ｍ、ｎ）＝Ｉ１（ｍ、ｎ）＋ｊＱ１（ｍ、ｎ）、
によって表される。
【００５９】
ＳＮＲ算出回路６は、狭帯域キャリア周波数誤差補正回路４によって生成されたベースバンド信号Ｚ１（ｍ、ｎ）に基づいてＳＮＲを算出する。
【００６０】
図２は、ＯＦＤＭシンボルのガードインターバル信号とコピー元信号との差を説明するための図である。ここで、ＳＮＲ計測方法の説明の前に、ＯＦＤＭシンボルについて説明する。ＯＦＤＭシンボルは、送信時にＩＦＦＴが行われる信号期間に対応する有効シンボルと、この有効シンボルの後半の一部分の波形がそのままコピーされたガードインターバルとから構成されている。ガードインターバルは、ＯＦＤＭシンボルの前半部分に設けられている。雑音やフェージングの無い理想条件下ではコピー元信号とガードインターバル信号とは完全に一致する。しかし、雑音が重畳されている場合は、雑音の影響でコピー元信号とガードインターバル信号とは一致しなくなる。
【００６１】
よって、ガードインターバル信号Ｚ１（ｍ、ｎ−Ｎ）とコピー元信号Ｚ１（ｍ、ｎ）との差であるδＺ（ｍ、ｎ）を求める事により、雑音量を算出する。
【００６２】
ここで、図２に示すように、
δＺ（ｍ、ｎ）＝Ｚ１（ｍ、ｎ−Ｎ）−Ｚ１（ｍ、ｎ）、
ここで、
Ｎ：有効シンボル期間長におけるサンプリング点数、
例えば、５１２（ｍｏｄｅ２）、１０２４（ｍｏｄｅ３）、
である。
【００６３】
また、基準サンプリングクロックＦｓ＝６４／６３ＭＨｚであり、基準サンプリングクロック周期Ｔｓ＝１／Ｆｓである。
【００６４】
狭帯域キャリア周波数誤差補正回路４によって狭帯域キャリア周波数誤差を補正されたベースバンド信号Ｚ１（ｍ、ｎ）を用いて、ＳＮＲを算出すれば、この時点で狭帯域キャリア周波数誤差は補正されているので、コピー元信号とガードインターバル信号との差をとったδＺ（ｍ、ｎ）は、コピー元信号の雑音成分とガードインターバル信号の雑音成分との和となり、δＺ（ｍ，ｎ）／２を算出すればｍシンボルのｎ点で重畳された雑音とｍシンボルのｎ−Ｎ点で重畳された雑音との平均値を求める事ができる。
【００６５】
ここで、
ｍ：シンボルのカウント、
ｎ：サンプリング点数のカウント、ｎ＝０〜Ｎ＋ＮＧＩ−１、
ＮＧＩ：ガードインターバル（ＧＩ）期間長におけるサンプリング点数、
ＮＧＩ＝Ｎ・ｇ、
ｇ：ガードインターバル（ＧＩ）期間長比、１／４、１／８、１／１６、
である。
【００６６】
次に、ＳＮＲ算出方法について詳細に説明する。ＳＮＲは（式１）のように、信号電力の平均値Ｐｓと、雑音電力の平均値Ｐｎとの比をデシベル換算した結果となる。
【００６７】
【数１】
2007208748.tif 000006
【００６８】
よって、信号電力の平均値Ｐｓと、雑音電力の平均値Ｐｎとを求めれば、ＳＮＲも求まる。ここで、雑音電力の平均値Ｐｎを算出する為に、まず（式２）で定義されるｖ１を算出する。
【００６９】
【数２】
2007208748.tif 000007
【００７０】
次に、信号電力の平均値Ｐｓを算出する為に、（式３）で定義されるｖ０を算出する。
【００７１】
【数３】
2007208748.tif 000008
【００７２】
以上の（式２）、（式３）を用いて下記の（式４）のようにＳＮＲを算出する事ができる。
【００７３】
【数４】
2007208748.tif 000009
【００７４】
図３は、マルチパス環境における遅延波の雑音電力を説明するための図である。先行波は、ガードインターバルコピー元データ２５ａをコピーしたガードインターバルデータ２４ａを有しており、遅延波は、ガードインターバルコピー元データ２５ｂをコピーしたガードインターバルデータ２４ｂを有している。先行波のガードインターバルデータ２４ａは、時刻ｔ１から開始され、遅延波のガードインターバルデータ２４ｂは、時刻ｔ２から開始され、遅延波は、先行波よりも時間ｔ５（＝ｔ２−ｔ１）だけ遅延している。先行波のガードインターバルコピー元データ２５ａは、時刻ｔ３から開始され、遅延波のガードインターバルコピー元データ２５ｂは、時刻ｔ３から時間ｔ５だけ遅れた時刻ｔ４から開始される。
【００７５】
前述した（式１）〜（式３）に基づくＳＮＲの算出の説明では、無雑音環境であるとすると、ガードインターバルデータ２４ａとガードインターバルコピー元データ２５ａとは完全に一致する事を前提にしている。
【００７６】
しかしながら、図３に示すような２波マルチパスの場合においては、遅延波が先行波に混入すると、無雑音環境においても、ガードインターバルデータ２４ａ（Ｚ１（ｍ、ｎ−Ｎ））と、ガードインターバルコピー元データ２５ａ（Ｚ１（ｍ，ｎ））とが完全に一致しない。これは、先行波に混入する遅延波の時刻ｔ１から時刻ｔ２までのデータ２６が、ガードインターバルデータ２４ａではなく、まったく相関の無いデータであり、また混入する遅延波の時刻ｔ３から時刻ｔ４までのデータ２７が、ガードインターバルコピー元データ２５ｂではなく、まったく相関の無いデータであるからである。よって、前述した（式１）〜（式３）に基づいてＳＮＲを算出すると、無雑音環境化でもデータ２６・２７に基づく雑音電力が検出されてしまう。よって、実際に重畳された雑音よりも大きい値のＳＮＲを算出してしまう。
【００７７】
マルチパス環境では、以上の事情を考慮してＳＮＲを算出する。ここで、マルチパスの状態を検出する方法は、特開２０００−１６５３３８号公報、特開２００１−２５１２７２号公報及び特開２００３−９２５６０号公報等で紹介されている。これらの方法を使えば、遅延プロファイルを算出する事ができる為、ここでは遅延プロファイルが既に分かっている事として説明する。
【００７８】
例として、図３に示すような２波マルチパス環境でのＳＮＲ算出について説明する。この時、遅延波の遅延時間はτ、ＤＵ比（先行波の強度÷遅延波の強度）はρ２とする。
【００７９】
この場合、雑音電力ｖｍ１は（式５）により示すことができ、信号電力ｖｍ２は、（式６）により示すことができる。
【００８０】
【数５】
2007208748.tif 000010
【００８１】
【数６】
2007208748.tif 000011
【００８２】
（式５）及び（式６）より、信号電力の平均値Ｐｓと雑音電力の平均値Ｐｎとを求めると、（式７）及び（式８）のようになる。
【００８３】
【数７】
2007208748.tif 000012
【００８４】
【数８】
2007208748.tif 000013
【００８５】
（式７）及び（式８）を（式１）に代入し、ＳＮＲを算出する。この様に、遅延プロファイル（遅延時間τ、ＤＵ比ρ２）があれば、マルチパス環境下でも正しくＳＮＲを算出する事ができる。
【００８６】
図４は、狭帯域キャリア周波数誤差検出回路７の構成を説明するためのブロック図である。狭帯域キャリア周波数誤差検出回路７は、ＡＦＣ１出力のベースバンド信号Ｚ１（ｍ、ｎ）に基づいてシンボルｍの複素相関を計算して複素相関信号ｃ（ｍ、ｎ）を生成する複素相関回路８を含んでいる。図５は、複素相関回路８の構成を示すブロック図である。図６は、複素相関回路８が計算する複素相関を説明するための図である。複素相関信号ｃ（ｍ、ｎ）は、下記の（式９）によって表される。
【００８７】
【数９】
2007208748.tif 000014
【００８８】
複素相関回路８は、互いに並列に配置された一対の遅延用ＦＩＦＯ１６ａ・１６ｂを有している。複素相関回路８には、複素乗算器１７が設けられている。複素乗算器１７は、互いに並列に配置された４個の乗算器１８ａ・１８ｂ・１８ｃ・１８ｄと、互いに並列に配置された２個の加算器１９ａ・１９ｂとを有している。
【００８９】
狭帯域キャリア周波数誤差補正回路４によって生成されたベースバンド信号Ｚ１（ｍ、ｎ）のＩ成分は、遅延用ＦＩＦＯ１６ａと、乗算器１８ａ・１８ｃに与えられ、ベースバンド信号Ｚ１（ｍ、ｎ）のＱ成分は、遅延用ＦＩＦＯ１６ｂと、乗算器１８ｂ・１８ｄに与えられる。遅延用ＦＩＦＯ１６ａは、ベースバンド信号Ｚ１（ｍ、ｎ）のＩ成分を遅延させて乗算器１８ａ・１８ｂに供給する。遅延用ＦＩＦＯ１６ｂは、ベースバンド信号Ｚ１（ｍ、ｎ）のＱ成分を遅延させて乗算器１８ｃ・１８ｄに供給する。加算器１９ａは、乗算器１８ａからの出力と乗算器１８ｄからの出力とを加算した自己相関信号を出力する。加算器１９ｂは、乗算器１８ｂからの出力と乗算器１８ｃからの出力とを加算した相互相関信号を出力する。
【００９０】
狭帯域キャリア周波数誤差検出回路７には、区間平均回路９が設けられている。図７は、区間平均回路９の構成を示すブロック図である。区間平均回路９は、複素相関信号ｃ（ｍ、ｎ）に基づいてシンボルｍにおける区間平均を計算し、区間平均信号ｄ（ｍ）を生成する。区間平均信号ｄ（ｍ）は、複素相関ｃ（ｍ、ｎ）の区間平均であり、下記の（式１０）によって表される。
【００９１】
【数１０】
2007208748.tif 000015
【００９２】
区間平均回路９は、ＦＩＦＯ２０と、加減算器２１と、演算器２２と、除算ビットシフト器２３とを有している。複素相関信号ｃ（ｍ、ｎ）は、ＦＩＦＯ２０と加減算器２１とに供給され、加減算器２１は、複素相関信号ｃ（ｍ、ｎ）から、ＦＩＦＯ２０によって遅延した複素相関信号ｃ（ｍ、ｎ）を減算して演算器２２に供給する。演算器２２からの出力は、加減算器２１に加算されるとともに、除算ビットシフト器２３に供給され、除算ビット処理されて出力される。
【００９３】
狭帯域キャリア周波数誤差検出回路７は、位相シフト量回路１０を含んでいる。位相シフト量回路１０は、区間平均信号ｄ（ｍ）に基づいて有効シンボル期間長Ｎ当たりの位相シフト量δθ（ｍ）を生成する。図６に示すように、位相シフト量δθ（ｍ）は、シンボルｍにおける有効シンボル期間長Ｎ当たりのＡＦＣ１出力Ｚ１の位相回転量である。これは、Ｎサンプル（＝有効シンボル期間長）当たりの位相回転量なので、角周波数をサンプリング角周波数で規格化した「規格化角周波数」に相当すると考えてもよい。この位相シフト量δθ（ｍ）は、下記の（式１１）によって表される。
【００９４】
【数１１】
2007208748.tif 000016
【００９５】
位相シフト量回路１０の具体的な実装方法の一例として、非特許文献３に記載のＣＯＲＤＩＣ法があげられる。ＣＯＲＤＩＣは、三角関数関係の処理を行う回路である。
【００９６】
狭帯域キャリア周波数誤差検出回路７には、シンボル単位積分回路１１が設けられている。シンボル単位積分回路１１は、位相シフト量δθ（ｍ）を０〜ｍで積分してシンボルｍ＋１のシンボル単位積分値γ（ｍ）を生成する。シンボル単位積分値γ（ｍ）は、シンボルｍで補正すべき有効シンボル期間長Ｎ当たりの位相回転量（フィードバック値）である。ＡＦＣ１でγ（ｍ）を補正したＡＦＣ１出力Ｚ１（ｍ，ｎ）から検出した位相回転量が、δθ（ｍ）である。つまり、δθ（ｍ）は、γ（ｍ）を基準とした時のシンボルｍで検出した更なる位相回転である。したがって、シンボルｍで補正すべきγ（ｍ）は下記の（式１２）によって表される。
【００９７】
【数１２】
2007208748.tif 000017
【００９８】
狭帯域キャリア周波数誤差検出回路７は、サンプリング単位積分回路１２を含んでいる。図８は、サンプリング単位積分回路１２により生成される位相補正量を説明するための図である。サンプリング単位積分回路１２は、シンボル単位積分値γ（ｍ）に基づいて、ＩＱＤＭＤ出力Ｚ０（ｍ＋１、ｎ）を補正する為のＡＦＣ１位相補正量であるサンプリング単位積分値φ（ｍ、ｎ）を計算する。サンプリング単位積分値φ（ｍ＋１、ｎ）は、下記の（式１３）によって表される。
【００９９】
【数１３】
2007208748.tif 000018
【０１００】
サンプリング単位積分値φ（ｍ、ｎ）は、シンボルｍのサンプリング点ｎにおいてＡＦＣ１位相回転回路で補正するＡＦＣ１位相補正量である。ＡＦＣ１では、ＩＱＤＭＤ出力Ｚ０（ｍ、ｎ）をサンプリング点毎に補正するので、この変数を定義した。
【０１０１】
φ（ｍ＋１、０）＝φ（ｍ、０）＋γ（ｍ）（Ｎ＋ＮＧＩ）／Ｎ＝φ（ｍ、Ｎ＋ＮＧＩ）、
φ（ｍ＋１、ｎ）＝φ（ｍ＋１、０）＋γ（ｍ＋１）×ｎ／Ｎ    （ｎ＝１〜Ｎ＋ＮＧＩ）、
である。
【０１０２】
狭帯域キャリア周波数誤差補正回路４は、サンプリング単位積分値φ（ｍ、ｎ）に基づいて、ＩＱＤＭＤ出力信号Ｚ０（ｍ、ｎ）をＡＦＣ１位相補正量−φ（ｍ−１、ｎ）だけ位相回転してＡＦＣ１出力Ｚ１（ｍ、ｎ）とする。ＡＦＣ１出力Ｚ１（ｍ、ｎ）は、下記の（式１４）によって表される。
【０１０３】
【数１４】
2007208748.tif 000019
【０１０４】
図９は、狭帯域キャリア周波数誤差検出回路７の他の構成を説明するためのブロック図である。前述した構成要素と同一の構成要素には同一の参照符号を付している。従って、これらの構成要素の詳細な説明は省略する。ＳＮＲ算出回路６は、狭帯域キャリア周波数誤差検出回路７内の各中間信号のいずれかから、ＳＮＲを推定する。即ち、ＳＮＲ算出回路６は、複素相関回路８によって生成された複素相関信号ｃ（ｍ、ｎ）と、区間平均回路９によって生成された区間平均信号ｄ（ｍ）と、位相シフト量回路１０によって生成された位相シフト量δθ（ｍ）と、シンボル単位積分回路１１によって積分されたシンボル単位積分値γ（ｍ）と、サンプリング単位積分回路１２によって積分されたサンプリング単位積分値φ（ｍ、ｎ）との少なくとも１つに基づいてＳＮＲを算出する。
【０１０５】
前述したように、ガードインターバル信号とそのコピー元信号とは、雑音、フェージングの無い条件下においては、完全に一致する。ただし、このような条件であっても、入力ベースバンド信号には狭帯域キャリア周波数誤差を含むので、狭帯域キャリア周波数誤差検出部回路７では、ある一定の狭帯域キャリア周波数誤差を常に検出する。
【０１０６】
このように、入力ベースバンド信号に雑音が重畳されていない場合では、狭帯域キャリア周波数誤差回路７は、揺らぐ事なく一定値の狭帯域キャリア周波数誤差を検出し続ける。しかし、入力ベースバンド信号に雑音が重畳された場合には、検出した狭帯域キャリア周波数誤差は揺らぐ事となる。
【０１０７】
この狭帯域キャリア周波数誤差の揺らぎはＳＮＲが小さくなる程大きくなる。その為、狭帯域キャリア周波数誤差の分散（揺らぎ）を求め、そこからＳＮＲを推定する事が可能となる。この推定に用いるデータは、狭帯域キャリア周波数誤差だけでなく、狭帯域キャリア周波数誤差回路７の途中で生成される中間信号に基づくデータでもよい。これは、途中で生成される中間信号も、狭帯域キャリア周波数誤差と同様にＳＮＲの影響で分散が変わるからである。分散とＳＮＲとの間の関係式に明確なものはない。よって、分散とＳＮＲとの間の関係式はモデルシミュレーションや、ＡＳＩＣ等の回路化したもので評価した結果から逆算する。つまり、伝播路のＳＮＲが分かる状態において分散値の評価を行い、その結果に基づいて、分散値から伝播路のＳＮＲを算出する関係式を求める。
【０１０８】
以上のように、ＦＦＴ演算回路５によって演算処理される前の信号に基づいて、ＳＮＲを求める事により、応答性を上げ、タイムラグ無しで信号の状態を把握する事ができる。ＳＮＲは、復調過程において生じた誤差量を含んでいないが、伝送路において重畳された雑音量を比で表している。これに対して、ＭＥＲは、伝送路における雑音と復調時における雑音との和を比で表す。ＭＥＲのみならずＳＮＲからも伝送路状況が読み取れる事から、ＳＮＲを算出することには有効性がある。
【０１０９】
本実施の形態では、地上デジタル放送を受信するためのＯＦＤＭ復調装置の例を説明したが、本発明はこれに限定されない。ＯＦＤＭ方式に従って信号を受信する装置であればよく、例えば、無線ＬＡＮのための復調装置、ＢＳデジタル放送、ＣＳデジタル放送を受信するための復調装置、ケーブルテレビの復調装置に対しても本発明を適用することができる。
【０１１０】
本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能である。すなわち、請求項に示した範囲で適宜変更した技術的手段を組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。
【０１１１】
なお、上記実施形態のＯＦＤＭ復調装置の各部や各処理ステップは、ＣＰＵなどの演算手段が、ＲＯＭ（Read Only Memory）やＲＡＭなどの記憶手段に記憶されたプログラムを実行し、インターフェース回路などの通信手段を制御することにより実現することができる。したがって、これらの手段を有するコンピュータが、上記プログラムを記録した記録媒体を読み取り、当該プログラムを実行するだけで、本実施形態のＯＦＤＭ復調装置の各種機能および各種処理を実現することができる。また、上記プログラムをリムーバブルな記録媒体に記録することにより、任意のコンピュータ上で上記の各種機能および各種処理を実現することができる。
【０１１２】
この記録媒体としては、マイクロコンピュータで処理を行うために図示しないメモリ、例えばＲＯＭのようなものがプログラムメディアであっても良いし、また、図示していないが外部記憶装置としてプログラム読取り装置が設けられ、そこに記録媒体を挿入することにより読取り可能なプログラムメディアであっても良い。
【０１１３】
また、何れの場合でも、格納されているプログラムは、マイクロプロセッサがアクセスして実行される構成であることが好ましい。さらに、プログラムを読み出し、読み出されたプログラムは、マイクロコンピュータのプログラム記憶エリアにダウンロードされて、そのプログラムが実行される方式であることが好ましい。なお、このダウンロード用のプログラムは予め本体装置に格納されているものとする。
【０１１４】
また、上記プログラムメディアとしては、本体と分離可能に構成される記録媒体であり、磁気テープやカセットテープ等のテープ系、フレキシブルディスクやハードディスク等の磁気ディスクやＣＤ／ＭＯ／ＭＤ／ＤＶＤ等のディスクのディスク系、ＩＣカード（メモリカードを含む）等のカード系、あるいはマスクＲＯＭ、ＥＰＲＯＭ（Erasable Programmable Read Only Memory）、ＥＥＰＲＯＭ（Electrically Erasable Programmable Read Only Memory）、フラッシュＲＯＭ等による半導体メモリを含めた固定的にプログラムを担持する記録媒体等がある。
【０１１５】
また、インターネットを含む通信ネットワークを接続可能なシステム構成であれば、通信ネットワークからプログラムをダウンロードするように流動的にプログラムを担持する記録媒体であることが好ましい。
【０１１６】
さらに、このように通信ネットワークからプログラムをダウンロードする場合には、そのダウンロード用のプログラムは予め本体装置に格納しておくか、あるいは別な記録媒体からインストールされるものであることが好ましい。
【産業上の利用可能性】
【０１１７】
本発明は、デジタル伝送方式にて、映像信号や音声信号を効率よく伝送できるＯＦＤＭ復調装置、ＯＦＤＭ復調方法、プログラム及びコンピュータ読み取り可能な記録媒体に適用することができる。また、ＯＦＤＭ方式に従って信号を受信する装置、例えば、無線ＬＡＮのための復調装置、ＢＳデジタル放送、ＣＳデジタル放送を受信するための復調装置、ケーブルテレビの復調装置に対しても本発明を適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【０１１８】
【図１】本発明の実施形態を示すものであり、ＯＦＤＭ復調装置の構成を示すブロック図である。
【図２】ＯＦＤＭシンボルのガードインターバル信号とコピー元信号との差を説明するための図である。
【図３】マルチパス環境における遅延波の雑音電力を説明するための図である。
【図４】上記ＯＦＤＭ復調装置に設けられた狭帯域キャリア周波数誤差検出回路の構成を説明するためのブロック図である。
【図５】上記狭帯域キャリア周波数誤差検出回路に設けられた複素相関回路の構成を示すブロック図である。
【図６】上記複素相関回路が取り扱う複素相関を説明するための図である。
【図７】上記狭帯域キャリア周波数誤差検出回路に設けられた区間平均回路の構成を示すブロック図である。
【図８】上記狭帯域キャリア周波数誤差検出回路に設けられたサンプリング単位積分回路により生成される位相補正量を説明するための図である。
【図９】上記ＯＦＤＭ復調装置に設けられた狭帯域キャリア周波数誤差検出回路の他の構成を説明するためのブロック図である。
【図１０】ＯＦＤＭ変調波の伝送シンボルの一例を示す図である。
【図１１】従来技術を示すものであり、ＯＦＤＭ復調装置の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【０１１９】
１    ＯＦＤＭ復調装置
２    ベースバンド信号処理部
３    デジタル直交復調回路
４    狭帯域キャリア周波数誤差補正回路
５    ＦＦＴ演算回路
６    ＳＮＲ算出回路
７    狭帯域キャリア周波数誤差検出回路
８    複素相関回路
９    区間平均回路
１０  位相シフト量回路
１１  シンボル単位積分回路（積分回路）
１２  サンプリング単位積分回路
１３  アンテナ
１４  チューナ
【図１】
2007208748.tif 000020
【図２】
2007208748.tif 000021
【図３】
2007208748.tif 000022
【図４】
2007208748.tif 000023
【図５】
2007208748.tif 000024
【図６】
2007208748.tif 000025
【図７】
2007208748.tif 000026
【図８】
2007208748.tif 000027
【図９】
2007208748.tif 000028
【図１０】
2007208748.tif 000029
【図１１】
2007208748.tif 000030