(57)【要約】【課題】ＯＦＣＤＭ方式等のようにコード多重された多重方式に適用した場合でも、少ない回路規模で非線形歪を補償することができる非線形歪等化回路を提供する。【解決手段】非線形歪補償用複素信号変換回路１０２が、ベースバンド入力信号Ｓ１０１を２分配し、一方の信号を複素３乗して他方の信号に加えることによって非線形歪を補償し、回線補償回路１０９が線形歪を除去する。複素３乗回路１０３が複素３乗した別な信号をＦＦＴ処理した後、第１の逆拡散回路１１３で逆拡散処理して算出された３次歪レプリカ復調信号と誤差算出回路１１４で算出された誤差信号とについて、タイミング調整と拡散率倍数分の繰り返しアップサンプリングとを行い、非線形歪補償用複素信号変換回路１０２が複素３乗するときの係数の更新を行う。これによって、１コード分の信号で非線形歪を補償するためレプリカ処理部１２１の回路規模が縮小される。【選択図】図１
2007096908.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ベースバンド入力信号を２分配し、一方の信号を複素３乗する複素３乗回路を含み、その複素３乗回路の出力信号に係数を乗じた補正出力信号を前記ベースバンド入力信号から分岐した他方の信号に加えることにより、非線形歪を補償する非線形歪補償用複素信号変換回路と、
前記非線形歪補償用複素信号変換回路の出力信号をＯＦＤＭ復調するためのＯＦＤＭ復調用ＦＦＴ回路と、
前記ＯＦＤＭ復調用ＦＦＴ回路の出力信号の線形歪を除去するための回線補償回路と、
前記回線補償回路の出力値に対して任意の１コードのみを選択して逆拡散処理を行う第１の逆拡散回路、及びこの第１の逆拡散回路の出力値と判別点ｄ（ｎ）との誤差を算出する誤差算出回路を有する第１のコード処理回路と、
他のコードに対応する逆拡散処理を行う第２から第Ｋ（Ｋ＞２）の逆拡散回路、及び第２から第Ｋ（Ｋ＞２）のスライサを並列に配置した第２のコード処理回路と、
前記第１のコード処理回路の出力データと前記第２のコード処理回路の出力データをシリアル化するパラレル／シリアル変換回路と、
前記複素３乗回路から分岐された出力信号をＦＦＴ処理する３次歪レプリカ復調用ＦＦＴ回路と、
前記３次歪レプリカ復調用ＦＦＴ回路の出力信号を前記第１の逆拡散回路の出力信号と同一のコードで逆拡散処理して算出された３次歪レプリカ復調信号、及び前記誤差算出回路で算出された誤差信号について、遅延回路によるタイミング調整と拡散率倍数分の繰り返しアップサンプリングとを行い、前記非線形歪補償用複素信号変換回路の係数の更新を実行する係数算出回路
を備えることを特徴とする非線形歪等化回路。
【請求項２】
前記第１の逆拡散回路と前記第２から第Ｋ（Ｋ＞２）の逆拡散回路で使用されるコードは、コード切替を行うための切替制御手段を用いて自由に入れ替えができることを特徴とする請求項１に記載の非線形歪等化回路。
【請求項３】
前記第１の逆拡散回路で使用されるコードに割り当てられたデータの変調方式は、他のコードに割り当てられたデータの変調方式より低いＣ／Ｎ時においても誤り率の少ない変調方式を選択することができることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の非線形歪等化回路。
【請求項４】
前記第１の逆拡散回路で使用されるコードに割り当てられたデータはパイロットデータであることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の非線形歪等化回路。
【請求項５】
前記ＯＦＤＭ復調用ＦＦＴ回路及び３次歪レプリカ復調用ＦＦＴ回路を持たずに、前後の回路を直結させたことを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の非線形歪等化回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、コード多重された信号に対する非線形歪を補償する非線形歪等化回路に関し、特に、移動体通信等のデジタル無線伝送システムおいて送信系あるいは受信系で発生する非線形歪を受信側で補償する非線形歪等化回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、この種の非線形歪等化回路として、同期キャリアで変調されたＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重方式）のベースバンド信号をＮ次関数変換特性（Ｎ＞１）によって変換する非線形歪補償用複素信号変換回路と、この非線形歪補償用複素信号変換回路の出力をＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリェ変換）するＦＦＴ回路と、このＦＦＴ回路の出力の同期復調を行う同期復調回路と、この同期復調回路の出力と理想受信点との誤差を算出する誤差算出回路と、この誤差算出回路の出力する誤差信号を用いて、非線形歪補償用複素信号変換回路の特性を決定する係数を更新する非線形歪補償用係数更新回路とを備えた構成のものが知られている（例えば、特許文献１参照）。このような構成によれば、複素信号に含まれる非線形歪を適正に補償することができる。
【特許文献１】特開２００３−２５８６８５号公報（第１１６頁、図９７）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかしながら、前記の特許文献１に記載された非線形歪等化回路では、ＯＦＣＤＭ（Orthogonal Frequency Code Division Multiplexing：直交周波数・符号分割多重）等のコード多重された信号に対する構成については示されていない。さらに、図６に示すような従来の非線形歪等化回路の構成では、非線形歪を補償した後に復調処理を行うメイン処理部１と、入力信号の歪レプリカ成分を生成し、生成された歪レプリカ成分のみで復調処理を行うレプリカ処理部２は、ほぼ同様の処理を行うために両者の回路規模はほぼ同じ大きさとなる。例えば、図６に示すような非線形歪等化回路をＯＦＣＤＭ方式等のコード多重された方式に適用すると、逆拡散からデジタル復調までの間の回路は複数のコード分だけ必要となるので、そのコード数に比例して非線形歪等化回路の回路規模が増大する。
【０００４】
本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、ＯＦＣＤＭ方式等のようにコード多重された多重方式に適用した場合でも、少ない回路規模で非線形歪を補償することができる非線形歪等化回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明の非線形歪等化回路は、ベースバンド入力信号を２分配し、一方の信号を複素３乗する複素３乗回路を含み、その複素３乗回路の出力信号に係数を乗じた補正出力信号をベースバンド入力信号から分岐した他方の信号に加えることにより、非線形歪を補償する非線形歪補償用複素信号変換回路と、非線形歪補償用複素信号変換回路の出力信号をＯＦＤＭ復調するためのＯＦＤＭ復調用ＦＦＴ回路と、ＯＦＤＭ復調用ＦＦＴ回路の出力信号の線形歪を除去するための回線補償回路と、回線補償回路の出力値に対して任意の１コードのみを選択して逆拡散処理を行う第１の逆拡散回路、及びこの第１の逆拡散回路の出力値と判別点ｄ（ｎ）との誤差を算出する誤差算出回路を有する第１のコード処理回路と、他のコードに対応する逆拡散処理を行う第２から第Ｋ（Ｋ＞２）の逆拡散回路、及び第２から第Ｋ（Ｋ＞２）のスライサを並列に配置した第２のコード処理回路と、第１のコード処理回路の出力データと第２のコード処理回路の出力データをシリアル化するパラレル／シリアル変換回路と、複素３乗回路から分岐された出力信号をＦＦＴ処理する３次歪レプリカ復調用ＦＦＴ回路と、３次歪レプリカ復調用ＦＦＴ回路の出力信号を第１の逆拡散回路の出力信号と同一のコードで逆拡散処理して算出された３次歪レプリカ復調信号、及び誤差算出回路で算出された誤差信号について、遅延回路によるタイミング調整と拡散率倍数分の繰り返しアップサンプリングとを行い、非線形歪補償用複素信号変換回路の係数の更新を実行する係数算出回路を備えた構成となっている。
【０００６】
また、本発明の非線形歪等化回路は、前記発明の構成において、第１の逆拡散回路と第２から第Ｋ（Ｋ＞２）の逆拡散回路で使用されるコードは、コード切替えを行うための切替制御手段を用いて自由に入れ替えができるように構成されている。
【０００７】
さらに、本発明の非線形歪等化回路は、前記発明の構成において、第１の逆拡散回路で使用されるコードに割り当てられたデータの変調方式は、他のコードに割り当てられたデータの変調方式より低いＣ／Ｎ（Carrier/Noise：搬送波電力対雑音電力比）時においても誤り率の少ない変調方式を選択することができるように構成されている。このとき、第１の逆拡散回路で使用されるコードに割り当てられたデータはパイロットデータである。また、本発明の非線形歪等化回路は、ＯＦＤＭ復調用ＦＦＴ回路及び３次歪レプリカ復調用ＦＦＴ回路を持たずに、前後の回路を直結させることもできる。
【発明の効果】
【０００８】
本発明の非線形歪等化回路によれば、１コード分のみの信号を取り出してベースバンド入力信号の非線形歪を補償するためレプリカ処理部の回路は、全てのコードを処理するための回路規模を必要とすることなく、１コード分だけの回路規模で構成することができるので、回路規模を大幅に縮小することができる。
【０００９】
また、本発明の非線形歪等化回路によれば、第１の逆拡散回路と第２から第Ｋの逆拡散回路で使用されるコードは自由に入れ替えられるので、回線状態に応じてより最適な補償条件を設定することができる。さらに、第１の逆拡散回路で使用されるコードに割り当てられたデータの変調方式は、常に、最も誤り率の少ない変調方式を選ぶことができるので、低Ｃ／Ｎ時においても判別点ｄ（ｎ）の値を誤る確率が小さくなるため、伝送レートを下げることなく精度の高い非線形歪等化回路を実現することができる。
【００１０】
また、本発明の非線形歪等化回路によれば、第１の逆拡散回路で使用されるコードに割り当てられたデータはパイロットデータであるので、判別点ｄ（ｎ）の値を誤ることなく精度の高い非線形歪等化回路を実現することができる。さらに、本発明の非線形歪等化回路によれば、ＯＦＤＭ復調用ＦＦＴ回路および３次歪レプリカ復調用ＦＦＴ回路を持たずに前後の回路を直結させることができるので、ＯＦＣＤＭ方式だけでなくＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access：符号分割多重接続）方式に適用することも可能となる。また、本発明の非線形歪等化回路は、従来構成の非線形歪等化回路をコード多重された方式にも展開できると共にレプリカ処理部の回路規模を最小限に抑えることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
〈発明の概要〉
本発明の非線形歪等化回路は、ベースバンド入力信号を２分配し、一方の信号を複素３乗して他方の信号に加えることによって非線形歪を補償すると共に、回線補償回路によって線形歪を除去する。さらに、複素３乗した別な信号をＦＦＴ処理した後、逆拡散処理して算出された３次歪レプリカ復調信号と誤差算出回路で算出された誤差信号とについて、タイミング調整と拡散率倍数分の繰り返しアップサンプリングとを行って、複素３乗するときの係数の更新を行うように構成されている。これによって、１コード分のみの信号を取り出してベースバンド入力信号全体の非線形歪を補償するためレプリカ処理部の回路規模は、１コード分だけの規模で構成することができる。したがって、非線形歪等化回路の回路規模を大幅に縮小することができる。
【００１２】
以下、図面を用いて、本発明における非線形歪等化回路の実施の形態の幾つかを詳細に説明する。尚、各実施の形態に用いる図面において、同一の構成要素は同一の符号を付し、かつ重複する説明は可能な限り省略する。
【００１３】
〈実施の形態１〉
図１は、本発明の実施の形態１における非線形歪等化回路の構成と動作を示すブロック図である。図１に示す非線形歪等化回路は、非線形歪補償用複素信号変換回路１０２、メイン処理部１０６、レプリカ処理部１２１及び係数更新部１４０を備えた構成となっている。また、非線形歪補償用複素信号変換回路１０２は、複素３乗回路１０３、加算器１０４、及び第１の乗算器１０５を備えている。
【００１４】
メイン処理部１０６は、ＯＦＤＭ復調用ＦＦＴ回路１０７、デスクランブル回路１０８、回線補償回路１０９、伝送路特性算出回路１１０、第１の除算器１１１、第１のコード処理回路１１２、第２から第Ｋ（Ｋ＞２）の逆拡散回路１１８と第２から第Ｋ（Ｋ＞２）のスライサ１１９を有する第２のコード処理回路１１７、パラレル／シリアル変換回路１２０、及びコード選択制御回路１３５を備えている。
【００１５】
第１のコード処理回路１１２は、第１の逆拡散回路１１３と第１のスライサ１１５及び減算器１１６を有する誤差算出回路１１４とによって構成されている。レプリカ処理部１２１は、３次歪レプリカ復調用ＦＦＴ回路１２２、第２の乗算器１２３、第３の乗算器１２４、及び平均値算出回路１２５を備えている。係数更新部１４０は、係数算出回路１２６、レプリカ側遅延回路１２８、誤差算出側遅延回路１２９、レプリカ側繰り返しアップサンプリング回路１３０、誤差算出側繰り返しアップサンプリング回路１３１、及び第４の乗算器１３２を備えている。
【００１６】
また、Ｓ１０１はベースバンド入力信号、Ｓ１２７は３次歪レプリカ復調信号、Ｓ１３４は線形／非線形歪誤差信号、Ｓ１３６は第１のコード用の制御信号、Ｓ１３７は第２から第Ｋのコード用の制御信号、Ｓ１３８はパラレル−シリアル変換情報用の制御信号である。さらに、Ｋ１３３は３次歪補償係数ａ３（ｎ）である。
【００１７】
本発明の実施の形態１に係る非線形歪等化回路は次のような構成によって実現することができる。すなわち、非線形歪等化回路は、ベースバンド入力信号Ｓ１０１を２分配し、一方の信号を複素３乗する複素３乗回路１０３を含み、その複素３乗回路１０３の出力信号に係数を乗じた出力信号をベースバンド入力信号Ｓ１０１から分岐した他方の信号に加えることにより、非線形歪を補償する非線形歪補償用複素信号変換回路１０２と、非線形歪補償用複素信号変換回路１０２の出力信号をＯＦＤＭ復調するためのＯＦＤＭ復調用ＦＦＴ回路１０７と、ＯＦＤＭ復調用ＦＦＴ回路１０７の出力信号の線形歪を除去するための回線補償回路１０９と、回線補償回路１０９の出力値に対して任意の１コードのみを選択して逆拡散処理を行う第１の逆拡散回路１１３、及びこの第１の逆拡散回路１１３の出力値と判別点ｄ（ｎ）との誤差を算出する誤差算出回路１１４を有する第１のコード処理回路１１２と、他のコードに対応する逆拡散処理を行う第２から第Ｋ（Ｋ＞２）の逆拡散回路１１８、及び第２から第Ｋ（Ｋ＞２）のスライサ１１９を並列に配置した第２のコード処理回路１１７と、第１のコード処理回路１１２の出力データと第２のコード処理回路１１７の出力データをシリアル化するパラレル／シリアル変換回路１２０と、複素３乗回路１０３から分岐された出力信号をＦＦＴ処理する３次歪レプリカ復調用ＦＦＴ回路１２２と、３次歪レプリカ復調用ＦＦＴ回路１２２の出力信号を第１の逆拡散回路１１３の出力信号と同一のコードで逆拡散処理して算出された３次歪レプリカ復調信号Ｓ１２７、及び誤差算出回路１１４で算出された誤差信号について、レプリカ側遅延回路１２８と誤差算出側遅延回路１２９を含む遅延回路によってタイミング調整と拡散率倍数分の繰り返しアップサンプリングとを行い、非線形歪補償用複素信号変換回路１０２の係数の更新を実行する係数算出回路１２６とを備えている。
【００１８】
なお、第１の逆拡散回路１１３と第２から第Ｋ（Ｋ＞２）の逆拡散回路１１８で使用されるコードは、コード切替えを行うための切替制御手段を用いて自由に入れ替えができるようになっている。
【００１９】
次に、図１に示す実施の形態１における非線形歪等化回路の動作を説明する。ベースバンド入力信号Ｓ１０１は、送信系あるいは受信系で増幅器またはミキサ等によって非線形歪が加えられた信号が直交復調及びＡ／Ｄ変換された信号である。このベースバンド入力信号Ｓ１０１は非線形歪補償用複素信号変換回路１０２に入力される。
【００２０】
すると、非線形歪補償用複素信号変換回路１０２は、複素３乗回路１０３、加算器１０４、及び第１の乗算器１０５によって所定の処理を行う。すなわち、非線形歪補償用複素信号変換回路１０２に入力された信号は２分配され、一方の信号は複素３乗回路１０３へ送信される。複素３乗回路１０３では入力信号をｘ（ｎ，ｍ）（ここで、ｎはベースバンドデータのサンプル番号、ｍはチップのサンプル番号である）とすると、複素３乗回路１０３後の信号ｘ３（ｎ，ｍ）は次の式（１）で与えられるが、以下、式（１）に示すような複素３乗回路１０３の出力の信号は、便宜的にｘ３（ｎ，ｍ）と表わすことにする。
【数１】
2007096908.tif 000003
【００２１】
上記の式(１)は複素３乗回路１０３の動作を説明する計算式であり、この式（１）によってｘ３（ｎ，ｍ）を算出した後、第１の乗算器１０５によって、係数算出回路１２６で算出された３次歪補償係数ａ３（ｎ）と乗算される。そして、最初に分配したもう一方の入力信号と加算器１０４で加算されることによって、ベースバンド入力信号Ｓ１０１に含まれる３次歪成分を補償して行く。ここで、非線形歪補償用複素信号変換回路１０２の入力をｘ３（ｎ，ｍ）、出力をｙ（ｎ，ｍ）とおくと、出力ｙ（ｎ，ｍ）は次の式（２）で表わすことができる。なお、式(２)は非線形歪補償用複素信号変換回路１０２の動作を説明する計算式である。
【数２】
2007096908.tif 000004
【００２２】
次の処理以降は、歪補償後の信号ｙ（ｎ，ｍ）からデータを復調するメイン処理部１０６での処理と、ベースバンド入力信号Ｓ１０１から３次歪のレプリカ成分を生成するレプリカ処理部１２１での処理とに分かれる。
【００２３】
まず、メイン処理部１０６内の構成と動作について説明する。歪補償後の信号ｙ（ｎ，ｍ）に対してＯＦＤＭ復調用ＦＦＴ回路１０７で各サブキャリア成分のＯＦＤＭシンボルを復調する。次に、基地局あるいはセルなどを特定するためのスクランブリング処理が行われている場合は、デスクランブル回路１０８で特定のスクランブリングコードを乗じてデスクランブル処理を行い、処理後のデータを回線補償回路１０９へ送信する。
【００２４】
回線補償回路１０９は、伝送路特性算出回路１１０と第１の除算器１１１とで構成されているので、伝送路特性算出回路１１０が、あらかじめ信号に加えられたパイロット信号等から伝送路特性Ｈ（ｋ）を算出する。ここで、ｋは帯域内サブキャリアの周波数を表すインデックスである。回線補償回路１０９の入力信号を第１の除算器１１１でＨ（ｋ）で除算することにより線形歪が除去される。
【００２５】
ＯＦＤＭ復調用ＦＦＴ回路１０７から回線補償回路１０９までの処理は、入力を前述の歪補償後の信号ｙ（ｎ，ｍ）、出力をｑ１（ｎ，ｍ）とすると、次の式（３）で表わされる。なお、式(３)は回線補償回路１０９の動作を説明する計算式である。
【数３】
2007096908.tif 000005
ここで、ｓｃｃ（ｎ，ｍ）はスクランブリングコードを表わす。
【００２６】
次に、前記の出力ｑ１（ｎ，ｍ）に対して逆拡散処理を行うが、コード多重されているデータの中で複数のコードのデータを誤り訂正後において利用していても、歪補償用としては１コードだけ任意に選択して利用し、他のコードデータは通常の復調処理を継続する。回線補償回路１０９での処理後の出力は、「歪補償用に利用された後に通常のデータとして誤り訂正部に送られる第１のコード処理回路１１２」と「第１のコード処理回路１１２で使用されなかった誤り訂正後で利用するその他すべてのコードのデータについて通常の復調処理を行う第２のコード処理回路１１７」とに分岐される。
【００２７】
まず、第２のコード処理回路１１７の構成と動作について説明を行う。誤り訂正部以降にＫ個分のコードデータを最終的に利用する必要がある場合は、第１のコード処理回路１１２では第１のコードを利用したとすると、第２のコード処理回路１１７では残りの第２〜第Ｋのコードについて第２から第Ｋ（Ｋ＞２）の逆拡散回路１１８でそれぞれのコードで逆拡散を行う。そして、それぞれのコードに割り当てられた変調方式等の要求に従って、第２から第Ｋ（Ｋ＞２）のスライサ１１９でデータを平行にデジタル復調し、パラレル／シリアル変換回路１２０にデータを送信する。
【００２８】
次に、第１のコード処理回路１１２の構成と動作について説明する。第１のコード処理回路１１２の出力では、まず、第１の逆拡散回路１１３で任意に決定された拡散コードで逆拡散処理を行う。ここで、逆拡散後の信号をｑ２（ｎ）、第１の逆拡散回路１１３で使用された拡散コードをｓｐｃ（ｎ，ｍ）、拡散率をＳＦとすると、前記の式（３）を利用して、逆拡散後の信号ｑ２（ｎ）は次の式（４）で表わすことができる。なお、式(４)は第１の逆拡散回路１１３の出力信号を示す計算式である。
【数４】
2007096908.tif 000006
【００２９】
次に、第１の逆拡散回路１１３の出力信号は誤差算出回路１１４に出力される。誤差算出回路１１４は、第１のスライサ１１５と減算器１１６で構成され、最も復調シンボルｑ２（ｎ）に近い変調方式でとりうる判別点ｄ（ｎ）を算出する。その具体例を図２を用いて説明する。図２は、本発明の実施の形態１における非線形歪等化回路に構成される誤差算出回路の動作を説明するＩＱ平面図である。
【００３０】
図２において、２０１は回線補償処理後の復調シンボルｑ２（ｎ）、２０２は判別点として取り得るシンボル、２０３は判別点ｄ（ｎ）、及び２０４は誤差ベクトル成分ｅ（ｎ）である。
【００３１】
ここで、変調方式がＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying：四位相偏移変調方式）の場合は、判別点として取り得るシンボルは２０２で示される４点が復調シンボルの候補となる。この際、回線補償処理後の復調シンボルｑ２（ｎ）２０１から最も近い判別点として取り得るシンボル２０２を、判別点ｄ（ｎ）２０３として誤り訂正部に出力する。また、判別点ｄ（ｎ）２０３と回線補償処理後の復調シンボルｑ２（ｎ）２０１の差を誤差ベクトル成分ｅ（ｎ）２０４として係数更新処理のために算出する。判別点ｄ（ｎ）２０３はパラレル／シリアル変換回路１２０に第２のコード処理回路１１７と同様に出力され、誤り訂正処理が行われる。以上の動作について、前述の式（４）を利用して式（５）で表わすことができる。なお、式(５)は誤差ベクトル成分ｅ（ｎ）２０４を表す計算式である。
【数５】
2007096908.tif 000007
【００３２】
次に、レプリカ処理部１２１の動作を説明する前に、３次歪補償係数ａ３（ｎ）を決定するアルゴリズムについて説明する。本発明の実施の形態１に示す非線形歪等化回路では、適応アルゴリズムとして一般的なＬＭＳ(Root Mean Square)アルゴリズムを利用する。ＬＭＳアルゴリズムは誤差信号のｒｍｓ値で定義される評価関数が最小となるように係数を逐次更新していくアルゴリズムである。ここでは、線形歪および非線形歪を含めた誤差が最小となるように、アルゴリズムを更新するため評価関数Ｊ（ａ３（ｎ））を次の式（６）のように定義する。なお、式(６)はＬＭＳアルゴリズム用の評価関数を示す計算式である。
【数６】
2007096908.tif 000008
【００３３】
ＬＭＳアルゴリズムは更新係数をａ３（ｎ）、定数をα、偏微分演算子をδとおくと次の式（７）で表わされることが知られている。つまり、ＬＭＳアルゴリズムの一般式は次の式（７）で表わされる。
【数７】
2007096908.tif 000009
【００３４】
よって式（７）に式（６）を代入すると式（８）が得られる。つまり、式(８)はＬＭＳアルゴリズムの一般式の変形である。
【数８】
2007096908.tif 000010
【００３５】
一方、式（５）において、ａ３（ｎ）はｘ（ｎ，ｍ）に対して更新速度が遅く、定数とみなすことができるため、式(５)は式（９）として表わすことができる。つまり、式(９)は、式(５)において３次歪補償係数ａ３（ｎ）が定数と見なせるときの計算式である。
【数９】
2007096908.tif 000011
【００３６】
式（９）の両辺をａ３（ｎ）で偏微分すると、第３項のみにａ３（ｎ）が存在するため第１項と第２項は無視することができ、＊を複素共役とすると次の式（１０）が得られる。つまり、式(１０)は、誤差ベクトル成分ｅ（ｎ）を３次歪補償係数ａ３（ｎ）で偏微分した時の計算式である。
【数１０】
2007096908.tif 000012
【００３７】
式（１０）を式（８）に代入し、定数−２αをμに置き換えるとアルゴリズムの式（１１）が得られる。つまり、式（１１）は係数を更新するアルゴリズムの一般式である。
【数１１】
2007096908.tif 000013
【００３８】
ここで、μはステップサイズパラメータであり、アルゴリズムの収束性や残留誤差などに影響を与える係数である。式（１１）に示すように、係数算出回路１２６に入力することが必要なパラメータの一つは[ｅ（ｎ）Ｈ（ｋ）]であり、この成分は線形歪と非線形歪の両方を含めた誤差である。この線形／非線形歪誤差信号Ｓ１３４は、伝送路特性算出回路１１０で算出された伝送路特性Ｈ（ｋ）と、第１のコード処理回路１１２で算出された誤差ベクトル成分ｅ（ｎ）２０４を第４の乗算器１３２で乗ずることで生成される。
【００３９】
また、係数算出回路１２６に入力することが必要なもう一つのパラメータである式（１１）の中カッコの中は、複素３乗回路１０３で生成された３次歪のレプリカをＦＦＴしてデスクランブリングし、第１の逆拡散回路１１３で使用した拡散コードと同一のコードで逆拡散を行うことに相当し、その処理はレプリカ処理部１２１で行われる。
【００４０】
レプリカ処理部１２１では、まず３次歪レプリカ復調用ＦＦＴ回路１２２において、複素３乗回路１０３で生成された３次歪のレプリカをＯＦＤＭ復調し、第２の乗算器１２３において、デスクランブル回路１０８で使用したものと同じスクランブリングコードを乗算する。次に、第３の乗算器１２４において、第１の逆拡散回路１１３で使用した拡散コードと同一のコードを乗じ、平均値算出回路１２５において平均化して逆拡散をすることにより、３次歪レプリカ復調信号Ｓ１２７が生成される。
【００４１】
３次歪レプリカ復調信号Ｓ１２７と線形／非線形歪誤差信号Ｓ１３４を係数算出回路１２６に入力する際に、同時刻のベースバンド入力信号Ｓ１０１から生成された信号を使用する必要があるため、それぞれタイミング調整用にレプリカ側遅延回路１２８と誤差算出側遅延回路１２９を挿入する。また、３次歪レプリカ復調信号Ｓ１２７と線形／非線形歪誤差信号Ｓ１３４は一度逆拡散された信号であるため、非線形歪補償用複素信号変換回路１０２に対してサンプルレートが１／ＳＦとなっている。
【００４２】
そのため、レプリカ側遅延回路１２８と誤差算出側遅延回路１２９の出力にレプリカ側繰り返しアップサンプリング回路１３０と誤差算出側繰り返しアップサンプリング回路１３１を挿入し、それぞれレートをＳＦ倍する。以上このような構成・動作により、１コードだけ選択しても全コード多重された非線形歪を含むベースバンド入力信号の非線形歪が補償できるため、ＯＦＣＤＭ等のコード多重方式においても従来の歪補償方式を適用することができると共に、レプリカ処理部１２１の回路規模を１コード分のみの小規模な構成で実現することができる。
【００４３】
なお、第１の逆拡散回路１１３は、任意のコードの選択と入れ替えを可能とすることにより、最も歪補償条件の良くなるコード番号を選択することもできる。このとき、パラレル／シリアル変換回路１２０においてデータの配置順を変えるだけでよいので、誤り訂正以降の処理に問題は生じない。
【００４４】
その例について図３を用いて説明する。図３は、本発明の実施の形態１における非線形歪等化回路のコード入れ替えの有効性を示すＩＱ平面図である。１６ＱＡＭ（16 Quadrature Amplitude Modulation：直角位相振幅変調方式）において、本来送信側では真の判別点ｄｒ（ｎ）３０１で送信されたデータが、Ｃ／Ｎや線形歪や非線形歪等により、回線補償処理後の復調シンボルｑ２（ｎ）２０１に復調されたとする。このとき、判別点として取り得るシンボル２０２の中から真の判別点ｄｒ（ｎ）３０１で判定されるべきものが、Ｃ／Ｎや線形歪や非線形歪等により、最も回線補償処理後の復調シンボルｑ２（ｎ）２０１に近い判別点として取り得るシンボル２０２である誤った判別点ｄｅ（ｎ）３０２に判定される。
【００４５】
そのため、誤差信号として本来算出されるべき真の誤差ベクトル成分ｅｒ（ｎ）３０３ではなく、誤った誤差ベクトル成分ｅｅ（ｎ）３０４が算出されてしまう可能性がある。このとき、第１の逆拡散回路１１３に使用されるコードとして、例えば、より判別点判定に対する精度が高いＱＰＳＫやＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying：２値位相変調方式）等のより少ない値の変調方式の情報が含まれる拡散コードを採用したり、あるいはパイロットチャネル等を用いている場合は、第１の逆拡散回路１１３に使用されるコードとしてパイロットチャネルを用いる方法を実行してもよい。
【００４６】
具体的には、回路の動作として送信信号にはあらかじめ復調に必要な変調方式等の制御情報が含まれているため、この情報をコード選択制御回路１３５に送信する。すると、コード選択制御回路１３５では、複数あるコードの中から最もＣ／Ｎに対して劣化の少ない変調方式のデータを含むコードを選択し、その拡散コード等の情報をコード選択制御回路１３５から第１のコード処理回路１１２へ第１のコード用の制御信号Ｓ１３６として送信する。
【００４７】
また、第１のコード処理回路１１２では、その情報を元に拡散コード生成とそのコードの変調方式における判別点の算出を行う。また、それ以外のコードはコード選択制御回路１３５から第２のコード処理回路１１７へ第２から第Ｋのコード用の制御信号Ｓ１３７として送信する。第２のコード処理回路１１７ではそれぞれのコード用のコード生成とそれぞれのコードの変調方式における判別点の算出を行う。また、最終的にデータをパラレルからシリアル化する順番は、コード選択制御回路１３５からパラレル／シリアル変換回路１２０へパラレル−シリアル変換情報用の制御信号Ｓ１３８として送信すればよい。
【００４８】
〈実施の形態２〉
実施の形態２では、ＣＤＭＡ方式に用いた場合の非線形歪等化回路について説明する。図４は、本発明の実施の形態２におけるＣＤＭＡ方式に用いた場合の非線形歪等化回路の構成と動作を示すブロック図である。図４に示す実施の形態２の非線形歪等化回路が、図１に示す実施の形態１の非線形歪等化回路と異なるところは、図１におけるＯＦＤＭ復調用ＦＦＴ回路１０７と３次歪レプリカ復調用ＦＦＴ回路１２２が存在しない点のみである。したがって、重複する説明は省略する。
【００４９】
図４に示すように、図１に示すブロック図からＯＦＤＭ復調用ＦＦＴ回路１０７及び３次歪レプリカ復調用ＦＦＴ回路１２２を除去した構成とすることで、ＯＦＣＤＭだけではなくＣＤＭＡ方式にも適用することが可能となる。つまり、第１の逆拡散回路１１３で使用されるコードに割り当てられたデータの変調方式は、他のコードに割り当てられたデータの変調方式より低いＣ／Ｎ時においても誤り率の少ない変調方式を選択することができる。なお、このとき、第１の逆拡散回路１１３で使用されるコードに割り当てられたデータはパイロットデータである。
【００５０】
実施の形態２の非線形歪等化回路における係数算出回路１２６のアルゴリズムは、前述の式（１１）からＦＦＴを除去した式（１２）となる。つまり、式(１２)は、ＣＤＭＡ方式において係数を更新するアルゴリズムの一般式である。
【数１２】
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【００５１】
また、ここでは３次歪に対する構成例を示したが複素３乗回路１０３は複素Ｎ乗（Ｎ＞１）回路とすることであらゆる歪成分にも適応可能である。
【００５２】
〈実施の形態３〉
実施の形態３では、第２から第Ｋ（Ｋ＞２）のスライサを一つのスライサに置き換えた場合の非線形歪等化回路について説明する。図５は、本発明の実施の形態３における第２から第Ｋ（Ｋ＞２）のスライサを簡素化した非線形歪等化回路の構成を示すブロック図である。図５に示す実施の形態３の非線形歪等化回路が、図１に示す実施の形態１の非線形歪等化回路と異なるところは、図１における第２から第Ｋ（Ｋ＞２）のスライサ１１９を削除して、新たにパラレル／シリアル変換回路１２０の後段にスライサ５０１を設けた点のみである。それ以外の構成は図１に示す実施の形態１と同じであるので重複する説明は省略する。
【００５３】
図１における第２から第Ｋ（Ｋ＞２）のスライサ１１９は、パラレル／シリアル変換回路１２０の入力ビット数とスライサの高速性が十分確保されれば、図５に示すように削除して、パラレル／シリアル変換回路１２０の後段にスライサ５０１として置き換えることができる。これによって、実施の形態３の非線形歪等化回路は回路規模を小さくすることができる。この際の判別点等の制御情報は判別点情報を含んだ制御信号Ｓ５０２である。
【産業上の利用可能性】
【００５４】
本発明の非線形歪等化回路は、１コード分のみの信号を取り出して非線形歪を補償するため、レプリカ処理部の回路規模を１コード分だけの規模で構成することができる。したがって、回路規模の縮小化が可能となるため、本発明の非線形歪等化技術を第３世代以降の移動体通信システムなどに大きく展開することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５５】
【図１】本発明の実施の形態１における非線形歪等化回路の構成と動作を示すブロック図
【図２】本発明の実施の形態１における非線形歪等化回路に構成される誤差算出回路の動作を説明するＩＱ平面図
【図３】本発明の実施の形態１における非線形歪等化回路のコード入れ替えの有効性を示すＩＱ平面図
【図４】本発明の実施の形態２におけるＣＤＭＡ方式に用いた場合の非線形歪等化回路の構成と動作を示すブロック図
【図５】本発明の実施の形態３における第２から第Ｋ（Ｋ＞２）のスライサを簡素化した非線形歪等化回路の構成を示すブロック図
【図６】従来の非線形歪等化回路の構成を示すブロック図
【符号の説明】
【００５６】
１０２  非線形歪補償用複素信号変換回路
１０３  複素３乗回路
１０４  加算器
１０５  第１の乗算器
１０６  メイン処理部
１０７  ＯＦＤＭ復調用ＦＦＴ回路
１０８  デスクランブル回路
１０９  回線補償回路
１１０  伝送路特性算出回路
１１１  第１の除算器
１１２  第１のコード処理回路
１１３  第１の逆拡散回路
１１４  誤差算出回路
１１５  第１のスライサ
１１６  減算器
１１７  第２のコード処理回路
１１８  第２から第Ｋ（Ｋ＞２）の逆拡散回路
１１９  第２から第Ｋ（Ｋ＞２）のスライサ
１２０  パラレル／シリアル変換回路
１２１  レプリカ処理部
１２２  ３次歪レプリカ復調用ＦＦＴ回路
１２３  第２の乗算器
１２４  第３の乗算器
１２５  平均値算出回路
１２６  係数算出回路
１２８  レプリカ側遅延回路
１２９  誤差算出側遅延回路
１３０  レプリカ側繰り返しアップサンプリング回路
１３１  誤差算出側繰り返しアップサンプリング回路
１３２  第４の乗算器
１３５  コード選択制御回路
５０１  パラレル／シリアル変換回路後段スライサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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