(57)【要約】【課題】デジタル直交検波器の構成を簡素化し、利得も改善する。【解決手段】サンプリング周波数がチップレートの８倍、中心周波数がサンプリング周波数の４倍であるデジタルＩＦ信号系列を入力し、サンプル毎に交互に２つの信号系列に分配する交互分配手段(６)と、前記分配された信号系列を入力し、それぞれの信号系列をサンプル毎に交互に符号反転し、一方をＩ相成分、他方をＱ相成分とする交互反転手段(７、８)とを備え、１サンプル時間のずれた前記Ｉ相成分とＱ相成分とを組にした複素信号をベースバンド信号として出力する。これにより２倍波が常時同相加算されて利得が３dB向上し、更にサンプルタイミングの同期点からのずれによる利得の劣化を防ぐことができる。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
サンプリング周波数がチップレートの８倍、中心周波数がサンプリング周波数の４倍であるデジタル信号系列を入力し、サンプル毎に交互に２つの信号系列に分配する交互分配手段と、
前記分配された信号系列を入力し、それぞれの信号系列をサンプル毎に交互に符号反転し、一方をＩ相成分、他方をＱ相成分とする交互反転手段とを備え、
１サンプル時間のずれた前記Ｉ相成分とＱ相成分とを組にした複素信号を、ベースバンド信号としてチップレートの４倍のサンプリング周波数で出力することを特徴とするデジタル直交検波器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、変調信号を受信して、その同相成分（Ｉ相成分）と直交成分（Ｑ相成分）をデジタル信号処理によって得るデジタル直交検波器に関する。
【背景技術】
【０００２】
図６は従来のアナログ直交検波器の構成図である。ＲＦ帯の信号を、ＩＦ帯、ＢＢ帯と順次周波数変換し、２つに分岐する。そして分岐されたＢＢ帯信号を、９０度位相が異なる同一周波数の２つの局部信号（それぞれsin波、cos波と呼ぶ）とそれぞれミキシングする。この際発生する２倍波成分は、後段のＬＰＦ（Low
Pass Filter）により除去された後、Ｉ相、Ｑ相からなる直交検波信号（複素信号）として出力される。入力信号と局部信号の周波数関係がずれると、帯域拡大につながり歪の原因になる。また、QPSKなどＩ相、Ｑ相を用いる変調方式の場合、局部信号のsin波、cos波間の位相ずれやレベルずれは、いずれも歪の原因になり、I/QバランスやIQ直交度補正、DCオフセット補正などが必要になる。
【０００３】
図７は従来のデジタル直交検波器の構成図であり、IF帯をアンダーサンプリングするIF帯サンプリング方式を示してある。この場合、局部信号との乗算は必然的にデジタル処理で実行されるが、sin波、cos波を大規模なテーブルを用いて配給するか、もしくは単純な+1、-1のみで配給する周期となるように設計するなどの違いはあるものの、アナログ直交検波と同じ原理であるために２倍波が発生し、後段のデジタルＬＰＦにより除去する手順を踏む。デジタル直交検波では、同期ずれや、Ｉ相Ｑ相のレベルずれは発生しない。
【０００４】
直交検波された信号を復調（デマッピング）する際は、復調に最も適したサンプルタイミングつまりアイパターンが最も開くサンプルタイミング（以後同期点と呼ぶ）を採用することが望ましい。
図４は、従来の直交検波器における同期点のタイミング誤差と利得の劣化の関係を示す図である。同期点がサンプルタイミングからずれるに従い、直交検波信号の利得は減少する。Ｉ相とＱ相は当然同一タイミングであるので、Ｉ相、Ｑ相はタイミング誤差の影響を同様に受ける。直交検波信号の利得劣化は、Ｉ相、Ｑ相の利得劣化の和であり、32/256チップ（４倍オーバサンプル時の０．５サンプル）ずれたときには0.34dBの劣化となる。
【０００５】
しかし、サンプルタイミングの誤差を小さくするためにサンプルレートを高くすると信号処理量が増えるので、サンプルタイミングは処理量とのトレードオフで決定される。
例えばＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）受信機では、直交検波時のサンプルレートをチップレートの２ｎ倍（例えば８倍）とし、処理量を減らすために直交検波後にサンプルレートを例えば１／２にダウンサンプルすることが多い。
【０００６】
上記のほか、従来技術として受信信号の搬送波周波数の４ｎ（ｎ＝整数）倍のクロックを用いてデジタル直交検波するものが知られる（例えば、特許文献１参照。）。
【０００７】
【特許文献１】特開平９−８３５８８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら従来のデジタル直交検波器では、アナログ方式をそのままデジタル化すると、受信信号のエネルギーの半分を２倍波に持っていかれたり、サンプルタイミングの誤差の影響をうけたりして、性能を十分に発揮できないという問題があった。
【０００９】
本発明は上記実情に鑑みて為されたもので、構成が簡易で、利得の劣化の少ないデジタル直交検波器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
サンプリング周波数がチップレートの８倍、中心周波数がサンプリング周波数の４倍であるデジタルＩＦ信号系列を入力し、サンプル毎に交互に２つの信号系列に分配する交互分配手段と、
前記分配された信号系列を入力し、それぞれの信号系列をサンプル毎に交互に符号反転し、一方をＩ相成分、他方をＱ相成分とする交互反転手段とを備え、
１サンプル時間のずれた前記Ｉ相成分とＱ相成分とを組にした複素信号を、ベースバンド信号としてチップレートの４倍のサンプリング周波数で出力することを特徴とするデジタル直交検波器。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、デジタル直交検波をＬＰＦを必須としない簡易な構成にて実現でき、利得を向上でき、更にサンプリングポイントの同期点からのずれに対して耐性を持たせることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
以下実施例を通じて、図面を参照しながら説明するが、実施例で説明する構成の全ての組み合わせが本発明に必須であるとは限らない。また各実施例の特徴の任意の組み合わせや、引用した従来技術との組み合わせも本発明に含まれうる。
【実施例１】
【００１３】
本例では、１キャリアのＷ−ＣＤＭＡ信号をＩＦ帯でアンダーサンプリングし、８倍オーバーサンプリングのベースバンド（ＢＢ）信号を得るものを説明するが、受信方式は問わない。
本実施例を概説すると、ＩＦ信号にはＩ相成分とＱ相成分が共に含まれているが、それらは直交関係にあり、位相と周期のとり方により、どちらかがゼロになりもう片方が最大になるタイミングが存在する。すなわち、８倍オーバーサンプリングのデータは、交互にＩ成分のみ、Ｑ成分のみが含まれている状態として取り出すことができる。これを行うのが、本実施例の交互分配機能である。分配されたそれぞれの信号は交互に位相が反転しているので、位相を合わせるために反転するのが交互反転機能である。
【００１４】
図１は、本実施例１のデジタル直交検波器の構成図である。まず図１を参照して本例の構成を説明する。
ＢＰＦ（Band Pass filter）１は、アンテナなどで受電したＲＦ帯信号を入力し、受信しようとする変調信号を含む周波数帯を通過させて出力する。
ミキサ２は、ＢＰＦ１から出力されたＲＦ帯信号と、局部発振信号とを混合して、ＩＦ帯に周波数変換された信号を出力する。
ＢＰＦ３は、ミキサ２における混合により生じた信号のうち、所望の１キャリアに対する周波数のみを通過させて出力する。
【００１５】
ＡＤＣ（Analog to Digital Converter）４は、ＢＰＦ３から出力されたＩＦ信号を標本化および量子化し、デジタルＩＦ信号として出力する。ＡＤＣ４のサンプルレートｆsはＷ−ＣＤＭＡのチップレートｆc（3.84MHz）の８倍である30.72MHzであり、更にＢＰＦ３が選別したＩＦ信号のＵＳＢ（Upper Side Band）中心周波数ｆIFUもしくはＬＳＢ（Upper Side Band）中心周波数ｆIFLに対して、
ｆIFU＝ｍ・ｆs                                  （式１）
若しくは
ｆIFL＝（ｍ＋１／２）・ｆs                      （式２）
を満たす。
【００１６】
ＤＤＣ（Digital Down Convert）５は、ＡＤＣ４が８倍オーバサンプル以外のサンプルレートでＡ／Ｄ変換するときにのみ必要となるものであって、ＡＤＣ４から出力されたデジタルＩＦ信号のサンプルレートを、８倍オーバサンプルレート（30.72MHz）に変換する。以下、ＤＤＣ５を備えないことを前提に説明する。
セレクタ６は、ＡＤＣ４から出力されたデジタルＩＦ信号を、サンプル毎に交互に振り分けて出力する。つまり、図２に示すように、ＡＤＣ４の出力系列を(a)とすると、(b)と(c)の２つの系列に振り分ける。
【００１７】
乗算器７は、セレクタ６により振り分けられた２つの系列の一方に、-1と+1を交互に乗算し、Ｉ相成分として出力する。
乗算器８は、セレクタ６により振り分けられた２つの系列の他方に、-1と+1を交互に乗算し、Ｑ相成分として出力する。
セレクタ６が交互分配機能を実現し、乗算器７、８が交互反転機能を実現し、これらにより直交検波が達成される。乗算器７と８はそれぞれ、信号の符号を交互に反転するものであり、単なる符号反転器でよい。
【００１８】
乗算器７と８の関係は、Ａ／Ｄ変換する元のＩＦ信号がＵＳＢかＬＳＢかにより異なる。通常、ＢＢ信号にはＵＳＢを用いるので、ＩＦ信号がＵＳＢの場合は、直交検波後のデータは、図２の(d)のように表される。一方、もとのＩＦ信号がＬＳＢの場合は、図２の(e)のように直交側の位相が反転する。
【００１９】
直交検波後の複素信号データは、Ｉ成分、Ｑ成分それぞれが４倍オーバーサンプリングになる。Ｉ成分とＱ成分は１サンプル時間毎に交互に得られ、同一時刻の両成分を得ることはできないが、互いに１サンプル時間のずれた１つのＩ成分と１つのＱ成分を組にして、同一時刻の直交検波信号として４倍オーバーサンプリングで出力する。
【００２０】
本例の直交検波器では、完全なＩ／Ｑ分離が可能となるが、Ｉ成分とＱ成分の間でタイミングが1/8チップ（１サンプル）ずれていることになる。本例ではこのズレにより、サンプリングポイントの同期点からのずれに対する耐性を得ている。
【００２１】
図５は、本実施例１の直交検波器における同期点のタイミング誤差と利得の関係を示す図である。本図及び図４では、利得の曲線をサインカーブで近似して示してある。従来と同じ４倍オーバーサンプリングにおいて、利得の劣化の平均値は変わらないものの、最大値が0.34dBから0.17dBに減少している。これによりタイミング誤差に起因する復調誤りを軽減することができる。
【００２２】
なおこのズレは、I/Q直交度のずれに似た歪を発生させることが懸念される。しかしアナログ直交変調器におけるI/Q直交度のずれはサンプルタイミングに無関係な一定方向のずれであるのに対し、本例のズレは、サンプルが８倍オーバサンプリングにおける偶数番目か奇数番目かにより正負に発生しその平均値が０である。そのため、ＲＡＫＥ合成を行うＣＤＭＡ受信機であればそのズレの影響を更に抑えることができる。
【００２３】
次に、ＡＤＣ４におけるＩＦ帯アンダーサンプリングを説明する。
図３は、ＩＦ帯アンダーサンプリングを説明するスペクトル図である。ＩＦ信号の帯域幅は、サンプリング定理におけるナイキスト周波数よりも小さくなるように帯域制限されており、本例ではＷＣＤＭＡ信号の１キャリアを想定し5MHz程度とする。スペクトルは、ＡＤＣ４のサンプルレート（ｆs＝30.72MHz）の周波数間隔で、イメージ成分が繰り返される。従って、ｆsよりも高い周波数のＩＦ信号をＡ／Ｄ変換しても、ＢＢ帯と同程度の中心周波数ｆIFを持つ信号として取り出すことができる。
【００２４】
元のＩＦ信号にＵＳＢを用いた場合、中心周波数（キャリア周波数）が（式１）を満たす222.72MHのＩＦ信号を用いると、サンプリングにより中心周波数ｆIF＝7.68MHzのＩＦ信号が得られる。また、元のＩＦ信号にＬＳＢを用いた場合、（式２）を満たす238.08MHzのＩＦ信号を用いると、やはりｆIF＝7.68MHzのＩＦ信号が得られる。
【００２５】
次に、本実施例が２倍波成分を利用できる原理を説明する。
従来の通常の直交検波では、ＩＦ信号と局部信号の周波数の和の周波数成分（周波数がほぼ２倍となるので、以後２倍波成分と呼ぶ）が発生し、それはＬＰＦ（Low Pass Filter）を用いて除去していた。本例では、２倍波成分を除去せず直交検波を達成する。ここで、記号を次のように定義する。
変調（拡散）信号：  a + jb = exp(jφ)
直交変調角周波数：  ω
初期位相：  Δ
【００２６】
このとき、直交変調後の信号は次のようになる。
Re[(a+jb)exp(jωt)] ＝ {a・cos(ωt+Δ)−b・sin(ωt+Δ)}               （式３）
ただし、Re[]は実数部を示す。ωは、サンプリングされたデジタルＩＦ信号の中心周波数ｆIFに対応し、ＢＢ信号はこのωがゼロの信号であるから、直接ＢＢ信号へ直交検波すると、直交検波後の複素信号は次のようになる。
{a・cos(ωt+Δ)−b・sin(ωt+Δ)}exp(-jωt)
＝ (1/2)exp(jΔ)exp(jφ)＋(1/2)exp(-j(2ωt+Δ)exp(-jφ)               （式４）
【００２７】
ここで、求める周波数成分をｘ、２倍波成分をｙとすると、それぞれ次のようになる。
ｘ＝ (1/2)exp(jΔ)exp(jφ)
Re[ｘ]＝ (1/2)cos(φ+Δ)
Im[ｘ]＝-(1/2)sin(φ+Δ)
【００２８】
y = (1/2)exp(-jΔ)exp(-jφ)exp(-j2ω) 
Re[ｙ]＝ (1/2)cos(2ωt+φ+Δ)
Im[ｙ]＝-(1/2)sin(2ωt+φ+Δ)
【００２９】
抽出タイミングを局部信号exp(-jωt)に対してπ／２の奇数倍ごとに採る、例えばｆs＝（２／π）ωでサンプリングすることで、以下の式が成り立つ。
ωt＝nπのとき
Re[ｙ]＝ Re[ｘ]
Im[ｙ]＝-Im[ｘ]
ωt＝(ｎ+0.5)πのとき
Re[ｙ]＝-Re[ｘ]
Im[ｙ]＝ Im[ｘ]
【００３０】
すなわち、従来ＬＰＦで切り捨てていた２倍波成分を、本例では求める周波数成分と常に同相合成して有効に取り出せるため、ＬＰＦが不要となるだけでなく、利得を３dB向上させることができる。
ω＝nπのとき
直交検波Ｉ相データ：2×Re[ｘ]＝ cos(φ+Δ)                            （式５）
ω＝(n+0.5)πのとき
直交検波Ｑ相データ：2×Im[ｘ]＝-sin(φ+Δ)                            （式６）
【００３１】
（式５）（式６）のように直交検波できるのは、ｆs＝(２／π)ω＝４ｆIFのときのみである（その他のｆIF＝(ｎ/2＋1/4)ｆsは、イメージ周波数である。）。また、ｆs＝２nｆc（ｎは１以上の整数）に選ぶのが通常であるところ、ｆsが４ｆc以下では直交検波によりサンプリングレートが半分になったときに、帯域制限やパス分離などの信号処理が十分に行えなくなるので、ｆs＝８ｆcつまり８倍オーバサンプリングが処理量の上で最も好適となる。
【００３２】
本実施例に拠れば、完全なI/QバランスやDC成分が発生しないデジタル直交検波の利点はそのままに、２倍波へのエネルギー損失を防ぐことで、通常の方式より３dB利得を向上できる。なお、２倍波の除去を目的とするＬＰＦは不要であるが存在しても問題はない。また、Ａ／Ｄ変換後のＩＦもしくはＢＢ信号に対しロールオフフィルタリングを施すデジタルフィルタを設けても良い。
【図面の簡単な説明】
【００３３】
【図１】実施例１の直交検波器の構成図
【図２】実施例１の直交検波器の動作タイミング図
【図３】ＡＤＣ４のＩＦ帯アンダーサンプリングを説明する図
【図４】実施例１の直交検波器におけるタイミング誤差と利得との関係を示す図
【図５】従来の直交検波器におけるタイミング誤差と利得の関係を示す図
【図６】従来のアナログ直交検波器の構成図
【図７】従来のデジタル直交検波器の構成図
【符号の説明】
【００３４】
１、３…ＢＰＦ、  ２…ミキサ、  ４…ＡＤＣ、  ５…ＤＤＣ、  ６…セレクタ、
７，８…乗算器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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