(57)【要約】【課題】ＦＳＫやＱＰＳＫの信号に含まれるガウス性雑音を低減し振幅を安定化する。【解決手段】アナログの入力信号ｓはＡ／Ｄ変換器２２によりデジタル信号Ｓに変換されて信号分離手段２３に入力される。信号分離手段２３は、入力信号Ｓを互いに位相が直交する２信号Ｉ、Ｑに分離し、振幅算出手段２４に出力する。振幅算出手段２４は、両信号Ｉ、Ｑの自乗の和の平方根を入力信号の振幅値Ｖとして求める。除算手段２５は、信号Ｉ、Ｑのいずれか一方を振幅算出手段２４により算出された振幅値Ｖで除算して、振幅が安定化され且つ雑音成分が抑圧された信号Ｓ′を復調回路３０に出力する。復調回路３０は信号Ｓ′に対する復調処理を行う。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号を互いに位相が直交する２信号Ｉ、Ｑに分離する信号分離手段（２３）と、
前記信号Ｉ、Ｑに基づいて前記入力信号の振幅値を求める振幅算出手段（２４）と、
前記信号Ｉ、Ｑのいずれか一方の信号を前記振幅算出手段により算出された振幅値で除算して、振幅が安定化され且つ雑音成分が抑圧された信号を出力する除算手段（２５）とを有する信号処理装置。
【請求項２】
前記振幅算出手段により算出された振幅値と所定の基準値とを比較する比較手段（２８）と、
前記比較手段の結果を受け、前記振幅値が前記基準値を超えている期間は前記一方の信号を前記振幅値で除算して得られた信号を処理結果として出力し、前記振幅値が前記基準値を超えていない期間は前記一方の信号を処理結果として出力する切換手段（２９）とを備えたことを特徴とする請求項１記載の信号処理装置。
【請求項３】
データ信号により周波数または位相が変調されたデジタル変調信号を復調するための復調回路（３０）を有するデジタル変調信号復調装置において、
前記復調回路の前段に前記請求項１または請求項２記載の信号処理装置を設けたことを特徴とするデジタル変調信号復調装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、伝送路を経由したデジタル変調信号を処理する技術に関し、特にその伝送路による減衰や雑音の影響を除去して、誤りの少ない信号復調を可能にするための技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
１、０のデジタル情報を伝達するための変調方式として、従来から周波数シフト方式（ＦＳＫ）、位相シフト方式（ＰＳＫ、ＱＰＳＫ）が用いられている。
【０００３】
これらの変調方式は、伝送信号の周波数や位相を可変する方式であり、振幅性雑音の影響を受けにくい通信が可能であるが、伝送路による振幅減衰が大きいとＳ／Ｎが低下し、さらにガウス性雑音が重畳することで、復調時の誤りが大きくなってくる。
【０００４】
このため、上記変調方式の信号を伝送するシステムでは、その伝送路による振幅減衰を抑制するために自動利得制御を行っている。
【０００５】
例えば、特許文献１では、中間周波数の信号を可変利得増幅器を介して直交検波回路に入力し、直交検波回路から出力されたベースバンド信号Ｉ、Ｑからデータ復調するとともに、Ｉ信号の２乗とＱ信号の２乗との和の平方根を計算して振幅を求め、この振幅が一定になるように、可変利得増幅器の利得をフィードバック制御している。
【０００６】
【特許文献１】特開平７−３２１８６４
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、上記特許文献１のようなフィードバック制御では平均値処理になってしまうため、信号振幅のゆっくりとした変動には追従可能であるが、振幅変動が速い、例えば信号に重畳したガウス性雑音に対しては応答できず、この雑音成分による振幅変動を抑圧することはできない。特に、雑音成分のうち、ナイキスト帯域内のものはフィルタによる除去が困難である。
【０００８】
したがって、上記ＦＳＫやＱＰＳＫの信号をＳ／Ｎの悪い回線で伝送して復調しようとすると、ガウス性雑音の振幅変動の影響を大きく受け、誤り率が低下する。
【０００９】
本発明は、この問題を解決し、ＦＳＫやＱＰＳＫの信号に含まれるガウス性雑音を低減することができる信号処理装置およびデジタル変調信号復調装置を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
前記目的を達成するために、本発明の請求項１の信号処理装置は、
入力信号を互いに位相が直交する２信号Ｉ、Ｑに分離する信号分離手段（２３）と、
前記信号Ｉ、Ｑに基づいて前記入力信号の振幅値を求める振幅算出手段（２４）と、
前記信号Ｉ、Ｑのいずれか一方の信号を前記振幅算出手段により算出された振幅値で除算して、振幅が安定化され且つ雑音成分が抑圧された信号を出力する除算手段（２５）とを有している。
【００１１】
また、本発明の請求項２の信号処理装置は、請求項１記載の信号処理装置において、
前記振幅算出手段により算出された振幅値と所定の基準値とを比較する比較手段（２８）と、
前記比較手段の結果を受け、前記振幅値が前記基準値を超えている期間は前記一方の信号を前記振幅値で除算して得られた信号を処理結果として出力し、前記振幅値が前記基準値を超えていない期間は前記一方の信号を処理結果として出力する切換手段（２９）とを備えたことを特徴としている。
【００１２】
また、本発明の請求項３のデジタル変調信号復調装置は、
データ信号により周波数または位相が変調されたデジタル変調信号を復調するための復調回路（３０）を有するデジタル変調信号復調装置において、
前記復調回路の前段に前記請求項１または請求項２記載の信号処理装置を設けたことを特徴としている。
【発明の効果】
【００１３】
このように本発明の信号処理装置は、入力信号から得られた２信号Ｉ、Ｑに基づいて算出した振幅値で信号Ｉまたは信号Ｑを除算して、振幅が安定化され且つ雑音成分が抑圧された信号を出力している。
【００１４】
このため、高速なリアルタイム処理で振幅を安定化でき、フィルタで除去できない雑音成分を大幅に抑圧することができる。
【００１５】
また、振幅算出手段により算出された振幅値と所定の基準値とを比較手段で比較し、振幅値が基準値を超えている期間は一方の信号を振幅値で除算して得られた信号を処理結果として出力し、振幅値が基準値を超えていない期間は一方の信号を処理結果として出力するようにしたものでは、バースト波に対応することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
以下、図面に基づいて本発明の実施の形態を説明する。
図１は、本発明を適用した信号処理装置を含むデジタル変調信号復調装置２０の構成を示している。
【００１７】
このデジタル変調信号復調装置２０は、復調対象の信号の振幅を安定化し雑音を抑圧する信号処理部２１と、復調回路３０とにより構成されている。
【００１８】
信号処理部２１は、アナログの入力信号ｓ（ｔ）をＡ／Ｄ変換器２２によりデジタルの信号列Ｓ（ｋ）に変換して、信号分離手段２３に入力する。
【００１９】
信号分離手段２３は、信号Ｓ（ｋ）を互いに位相が直交する信号Ｉ（ｋ）、Ｑ（ｋ）に分離する。
【００２０】
この信号分離手段２３は、信号Ｓ（ｋ）をヒルベルト変換器２３ａに入力して信号Ｓ（ｋ）を９０度移相した信号Ｑ（ｋ）を生成している。また、遅延器２３ｂは、ヒルベルト変換器２３ａの処理に必要な遅延時間Ｔｄと等しい遅延時間を信号Ｓ（ｋ）に与えて、これを信号Ｉ（ｋ）として出力している。この遅延時間Ｔｄは、サンプリング周期Ｔｓの整数ｎ倍で表される。
【００２１】
信号分離手段２３によって得られた２つの信号Ｉ（ｋ）、Ｑ（ｋ）は、振幅算出手段２４に入力される。振幅算出手段２４は、次の演算により信号Ｓ（ｋ）の振幅値Ｖを算出する。
【００２２】
Ｖ（ｋ）＝［Ｉ（ｋ）２＋Ｑ（ｋ）２］１／２
【００２３】
この振幅値Ｖ（ｋ）は信号Ｑ（ｋ）とともに除算手段２５に入力され、次の演算がなされる。
【００２４】
Ｓ（ｋ）′＝Ｑ（ｋ）／Ｖ（ｋ）＝Ｑ（ｋ）／［Ｉ（ｋ）２＋Ｑ（ｋ）２］１／２
【００２５】
このようにして得られた信号Ｓ（ｋ）′は、元の信号Ｓ（ｋ）に含まれる雑音成分が低減され、振幅が安定化（規格化）された信号となる。
【００２６】
例えば、図２のように振幅Ａ、周波数ｆの正弦波で雑音が無い信号Ｓが入力された場合、各信号Ｓ、Ｉ、Ｑは、それぞれアナログ信号と仮定して次のように表される。
【００２７】
Ｓ＝Ａcos （２πｆｔ＋Ｔｄ）
Ｉ＝Ａcos （２πｆｔ）
Ｑ＝Ａsin （２πｆｔ）
【００２８】
したがって、振幅算出手段２４で算出される振幅値Ｖは、
Ｖ＝［Ｉ２＋Ｑ２］１／２
＝Ａ｛［cos （２πｆｔ）］２＋［sin （２πｆｔ）］２｝１／２
＝Ａ
となる。
【００２９】
よって、除算手段２５から出力される信号Ｓ′は、
Ｓ′＝Ｑ／Ｖ＝sin （２πｆｔ）
となる。
【００３０】
この出力信号Ｓ′は、図２に示しているように、信号Ｓの振幅を１／Ａ倍して振幅１に規格化（減衰）し、信号Ｓに対して位相を９０度シフトし、Ｔｄ分の遅延を与えたものである。
【００３１】
図２は信号Ｓの振幅Ａが１より大きい場合を示したが、上記処理は入力信号の任意の振幅Ａに対して同一である。したがって、図３のように信号Ｓの振幅Ａが１より小さい場合であっても、出力信号Ｓ′の振幅は１に規格化（増幅）される。
【００３２】
つまり、信号Ｓの振幅Ａが変動しても、出力信号Ｓ′の振幅は常に一定値（この場合１）に安定化される。
【００３３】
しかもこの信号処理は、ヒルベルト変換のための遅延はあるもののリアルタイム制御であるので、例えば図４のように信号Ｓにガウス性雑音が重畳して振幅が小刻みに変化している場合であっても、上記信号処理がその変化に追従するため、出力信号Ｓ′はほぼ振幅１のＳＮ比が改善された正弦波として出力されることになる。つまり、上記信号処理は、入力信号の振幅安定化と雑音抑圧作用を有している。換言すれば、図５のように、信号Ｉと信号Ｑの直交性が確保されているので、振幅値Ｖがどのように変動してもその振幅値Ｖに対する信号Ｑの比Ｑ／Ｖ（信号Ｓ′）はsin ２πｆｔとなり、その振幅は１で一定になる。
【００３４】
このようにして、入力信号ｓに対して振幅が安定化され、雑音成分が抑圧された信号Ｓ′は復調回路３０に入力される。
【００３５】
復調回路３０は、例えば図６に示すように、ローカル信号発生器３０ａから出力され、互いに位相が直交するローカル信号Ｌ１、Ｌ２をそれぞれミキサ３０ｂ、３０ｃに入力し、これらのミキサ３０ｂ、３０ｃで信号Ｓ（ｋ）′と混合し、ミキサ３０ｂ、３０ｃの出力からそれぞれローパスフィルタ３０ｄ、３０ｅによりベースバンド信号Ｉ′、Ｑ′を抽出し、データ復調部３０ｆに入力して、ベースバンド信号Ｉ′、Ｑ′で決まるシンボル点に対応するデータを復調する。
【００３６】
この復調回路３０に入力される信号Ｓ（ｋ）′は、信号処理部２１においてその信号振幅が安定化され、雑音成分が抑圧されているので、データを低い誤り率で復調することができる。
【００３７】
また、上記例では、ヒルベルト変換器２３ａによる移相処理を受けた信号Ｑを振幅Ｖで除算して信号Ｓ′を得ているが、ヒルベルト変換器２３ａの処理は基本的にハイパスフィルタ処理であるので信号Ｑには直流分が含まれず、出力信号Ｓ′にも直流分は含まれていない。したがって、復調回路３０のミキサ３０ｂ、３０ｃに直流分が加わることがなく、ローカル信号Ｌｌ、Ｌ２の漏れ（キャリア漏れ）による復調誤差が発生しないで済む。
【００３８】
ただし、このキャリア漏れによる誤差が少ないと予想される場合には、信号Ｉを振幅値Ｖで除算して信号Ｓ′を得ることも可能である。
【００３９】
この場合、
Ｓ′＝Ｉ／Ｖ＝cos ２πｆｔ
となり、前記例と同様に振幅が１に規格され、雑音成分が抑圧された信号Ｓ′を得ることができる。
【００４０】
また、上記例は信号ｓが連続的に入力される場合について説明したが、信号ｓがバースト状に入力される場合には、図７に示す信号処理部２１′のように、振幅算出手段２４で算出された振幅値Ｖと予め設定された基準値Ｖｒとを比較手段２８に入力し、振幅値Ｖが基準値Ｖｒを超えている間（信号入力期間）は前記同様に除算手段２５の演算結果Ｓ′を出力し、振幅値Ｖが基準値Ｖｒ以下の期間（信号無入力期間）は、除算手段２５の演算結果Ｓ′の代わりに、信号Ｑを出力するスイッチ２９を切換手段として設けることで対応できる。なお、切換手段は、この例のように出力信号を選択する方式だけでなく、除算手段２５に入力される振幅値Ｖを強制的に１にすることで、除算手段２５から信号Ｑを出力させることもできる。
【００４１】
また、前記実施形態では、入力信号ｓをＡ／Ｄ変換してから２信号Ｉ、Ｑに分離していたが、アナログの入力信号を２信号に分離してからＡ／Ｄ変換処理してもよい。
【００４２】
また、上記実施形態の信号処理部２１、２１′の処理対象は、ＦＳＫやＱＰＳＫ等のデジタル変調信号に限らず、振幅変調以外の各種変調信号や無変調信号（キャリア信号）に対しても適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００４３】
【図１】本発明の実施形態の構成図
【図２】実施形態の要部の動作説明図
【図３】実施形態の要部の動作説明図
【図４】実施形態の要部の動作説明図
【図５】実施形態の要部の動作説明図
【図６】実施形態の要部の構成図
【図７】バースト波に対応した実施形態の構成図
【符号の説明】
【００４４】
２０……デジタル変調信号復調装置、２１、２１′……信号処理部、２２……Ａ／Ｄ変換器、２３……信号分離手段、２３ａ……ヒルベルト変換器、２３ｂ……遅延器、２４……振幅算出手段、２５……除算手段、２８……比較手段、２９……スイッチ、３０……復調回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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