(57)【要約】【課題】  コンピュータに内蔵された回路を利用したＡ／Ｄコンバータの分解能のみによる制御よりも精度の高い制御をすることのできるインバータ制御装置を提供することにある。【解決手段】  インバータ３から出力される交流電流を制御するための電流基準ｉ*uvwを演算し、この電流基準ｉ*uvwをデジタル量からアナログ量に変換するＤ／Ａコンバータ１５Ｕ，１５Ｖ，１５Ｗを設け、インバータ３から出力される交流電流を検出し、この交流電流とアナログ量に変換された電流基準ｉ*uvwの差分を演算し、この差分をマイコン１０に内蔵されたＡ／Ｄコンバータ８Ｕ，８Ｖ，８Ｗによりデジタル量に変換し、このＡ／Ｄコンバータ８Ｕ，８Ｖ，８Ｗにより変換されたデジタル量に基づいて、インバータ３を制御し、Ｄ／Ａコンバータ１５Ｕ，１５Ｖ，１５Ｗは、Ａ／Ｄコンバータ８Ｕ，８Ｖ，８Ｗよりも高い分解能を有するインバータ制御装置。【選択図】      図１
2007312490.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
コンピュータを用いて、直流電力を交流電力に変換するインバータを制御するインバータ制御装置であって、
前記インバータから出力される電力の電気量を制御するための基準となる電気量基準のデジタル量を演算する電気量基準演算手段と、
前記電気量基準演算手段により演算された前記電気量基準のデジタル量をアナログ量に変換するＤ／Ａコンバータと、
前記インバータから出力される電力の電気量を検出する電気量検出手段と、
前記電気量検出手段により検出された前記電気量と前記Ｄ／Ａコンバータにより変換された前記電気量基準のアナログ量とのアナログ量の差分を演算する差分演算手段と、
前記コンピュータに内蔵された回路を利用して、前記差分演算手段により演算された前記アナログ量の差分をデジタル量の差分に変換するＡ／Ｄコンバータと、
前記Ａ／Ｄコンバータにより変換された前記デジタル量の差分に基づいて、前記インバータを制御するための制御信号を出力する制御部とを有し、
前記Ｄ／Ａコンバータは、前記Ａ／Ｄコンバータよりも高い分解能で変換すること
を特徴とするインバータ制御装置。
【請求項２】
前記インバータは、モータに交流電力を供給し、
前記インバータに供給される直流電力の直流電気量を検出する直流電気量検出手段と、
前記直流電気量検出手段により検出された前記直流電気量、前記制御部により出力された前記制御信号、前記電気量基準演算手段により演算された前記電気量基準、及び前記Ａ／Ｄコンバータにより変換された前記デジタル量の差分に基づいて、前記モータの回転位置及び回転速度を検出する回転検出手段とを有し、
前記電気量基準演算手段は、前記回転検出手段により検出された前記回転位置及び前記回転速度に基づいて、前記電気量基準のデジタル量を演算すること
を特徴とする請求項１に記載のインバータ制御装置。
【請求項３】
コンピュータを用いて、直流電力を交流電力に変換して、モータに供給するインバータを制御するインバータ制御装置であって、
前記モータの回転位置及び回転速度を検出する回転検出手段と、
前記モータの回転速度を制御するための回転速度指令と、前記回転検出手段により検出された前記回転速度との差分に基づいて、前記回転速度を前記回転速度指令に追従させるための指令であるトルク分電流指令を出力する速度制御部と、
前記回転検出手段により検出された前記回転速度、前記速度制御部から出力された前記トルク分電流指令、及び前記モータにより定まる定数に基づいて、前記モータの回転子座標におけるｄｑ軸電流指令を演算するベクトル制御部と、
前記回転検出手段により検出された前記回転位置に基づいて、前記ベクトル制御部により演算された前記ｄｑ軸電流指令を、前記モータの固定子静止座標における三相電流基準に変換する座標変換手段と、
前記座標変換手段により変換された前記三相電流基準を、デジタル量からアナログ量に変換するＤ／Ａコンバータと、
前記インバータから出力される三相交流電流を検出する交流電流検出手段と、
前記交流電流検出手段により検出された前記三相交流電流と前記Ｄ／Ａコンバータにより変換された前記三相電流基準のアナログ量とのアナログ量の差分を演算する差分演算手段と、
前記コンピュータに内蔵された回路を利用して、前記差分演算手段により演算された前記アナログ量の差分をデジタル量の差分に変換するＡ／Ｄコンバータと、
前記Ａ／Ｄコンバータにより変換された前記デジタル量の差分に基づいて、前記インバータを制御するための制御信号を出力する制御部と、
前記インバータに供給される直流電圧を検出する電圧検出手段とを有し、
前記回転検出手段は、前記電圧検出手段により検出された直流電圧、前記制御部により出力された前記制御信号、前記Ａ／Ｄコンバータにより変換された前記デジタル量の差分、及び前記座標変換手段により変換された前記三相電流基準に基づいて、前記回転位置及び前記回転速度を検出し、
前記Ｄ／Ａコンバータは、前記Ａ／Ｄコンバータよりも高い分解能で変換すること
を特徴とするインバータ制御装置。
【請求項４】
コンピュータを用いて、直流電力を交流電力に変換するインバータを制御するインバータ制御装置であって、
前記インバータから出力される電流の変化量を積分する積分手段と、
前記積分手段により積分された前記変化量を、デジタル量からアナログ量に変換するＤ／Ａコンバータと、
前記インバータから出力される電力の電気量を検出する電気量検出手段と、
前記電気量検出手段により検出された前記電気量と前記Ｄ／Ａコンバータによりアナログ量に変換された前記アナログ量とのアナログ量の差分を演算する差分演算手段と、
前記コンピュータに内蔵された回路を利用して、前記差分演算手段により演算された前記アナログ量の差分をデジタル量の差分に変換するＡ／Ｄコンバータと、
前記インバータから出力される電力の電気量を制御するための基準となる電気量基準を演算する電気量基準演算手段と、
前記電気量基準演算手段により演算された前記電気量基準及び前記積分手段により積分された前記変化量に基づいて、前記インバータを制御するための制御信号を出力する制御部とを有し、
前記積分手段は、前記Ａ／Ｄコンバータにより変換された前記デジタル量の差分を前記変化量とし、
前記Ｄ／Ａコンバータは、前記Ａ／Ｄコンバータよりも高い分解能で変換すること
を特徴とするインバータ制御装置。
【請求項５】
前記インバータは、モータに交流電力を供給し、
前記インバータに供給される直流電力の直流電気量を検出する直流電気量検出手段と、
前記直流電気量検出手段により検出された前記直流電気量、前記制御部により出力された前記制御信号、及び前記積分手段により積分された前記変化量に基づいて、前記モータの回転位置及び回転速度を検出する回転検出手段とを有し、
前記電気量基準演算手段は、前記回転検出手段により検出された前記回転位置及び前記回転速度に基づいて、前記電気量基準を演算すること
を特徴とする請求項４に記載のインバータ制御装置。
【請求項６】
コンピュータを用いて、直流電力を交流電力に変換して、モータに供給するインバータを制御するインバータ制御装置であって、
前記モータの回転位置及び回転速度を検出する回転検出手段と、
前記モータの回転速度を制御するための回転速度指令と、前記回転検出手段により検出された前記回転速度との差分に基づいて、前記回転速度を前記回転速度指令に追従させるための指令であるトルク分電流指令を出力する速度制御部と、
前記回転検出手段により検出された前記回転速度、前記速度制御部から出力された前記トルク分電流指令、及び前記モータにより定まる定数に基づいて、前記モータの回転子座標におけるｄｑ軸電流指令を演算するベクトル制御部と、
前記インバータから出力される電流の変化量を積分する積分手段と、
前記積分手段により積分された前記変化量を、デジタル量からアナログ量に変換するＤ／Ａコンバータと、
前記インバータから出力される三相交流電流を検出する交流電流検出手段と、
前記交流電流検出手段により検出された前記三相交流電流と前記Ｄ／Ａコンバータにより変換された前記アナログ量とのアナログ量の差分を演算する差分演算手段と、
前記コンピュータに内蔵された回路を利用して、前記差分演算手段により演算された前記アナログ量の差分をデジタル量の差分に変換するＡ／Ｄコンバータと、
前記回転検出手段により検出された前記回転位置に基づいて、前記積分手段により積分された前記変化量を、前記モータの回転子座標におけるｄｑ軸電流検出値に変換する座標変換手段と、
前記ベクトル制御部により演算された前記ｄｑ軸電流指令、座標変換手段により変換されたｄｑ軸電流検出値、及び前記回転検出手段により検出された前記回転位置に基づいて、前記インバータを制御するための制御信号を出力する制御部と、
前記インバータに供給される直流電圧を検出する電圧検出手段とを有し、
前記回転検出手段は、前記電圧検出手段により検出された直流電圧、前記制御部により出力された前記制御信号、及び前記積分手段により積分された前記変化量に基づいて、前記回転位置及び前記回転速度を検出し、
前記積分手段は、前記Ａ／Ｄコンバータにより変換された前記デジタル量の差分を前記変化量とし、
前記Ｄ／Ａコンバータは、前記Ａ／Ｄコンバータよりも高い分解能で変換すること
を特徴とするインバータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インバータを制御するインバータ制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般的に、インバータの制御をする方式は、ｄｑ軸電流制御と三角波ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御との組合せが用いられている。また、電流偏差に基づいて電流制御とＰＷＭ制御を同時に行う方式が開示されている（例えば、特許文献１を参照）。さらに、高精度、高速応答の回転機制御を行うときに、通常必要となる回転センサを用いずに、同様の制御を行おうとする試みがある。例えば、内部磁石形同期電動機（ＩＰＭモータ）の突極性に起因するｄ軸とｑ軸のインダクタンス差に基づいた回転位置推定法が提案されている（例えば、非特許文献１を参照）。この方式を用いて、インバータが出力する瞬時電圧ベクトルと、それによってモータに流れる電流とから回転位置を検出する方式が開示されている（例えば、特許文献２を参照）。
【特許文献１】特許第３２６７５２４号
【特許文献２】特許第３３１２５２０号
【非特許文献１】小笠原悟司，松澤隆，赤木泰文，“突極性に基づく位置推定法を用いた位置センサレスＩＰＭモータ駆動システム”，電学論Ｄ，平成１０年，１１８巻，５号，ｐ６５２−６６０
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
以上のような方式を用いた制御方式は、検出した電流と何らかとの差分に基づいて制御を行う。この差分を求める際に、デジタル値で演算するため、有効ビット数が問題となる。次に、具体的な例を挙げて、問題点について説明する。
【０００４】
今、可変速システムにおいて１２ｂｉｔのＡ／Ｄ（アナログ／デジタル）コンバータを用いて、１ｋＨｚの変調周波数で制御し、電流リップルの大きさが最大電流波高値の５％程度であるとする。このとき、Ａ／Ｄコンバータの出力する値は＋２０４７カウントから−２０４８カウントまでである。最大電流をＡ／Ｄコンバータの８０％で用いるとすると１６００カウント程度、その５％は８０カウント程度である。ここで、このシステムを無音化するため１０ｋＨｚ以上の変調周波数に変更すると、先程の電流リップルの８０カウントは、８カウントとなり、Ａ／Ｄコンバータ検出信号の下位３ビットの中に埋もれてしまう。
【０００５】
特許文献１の方式は、電流偏差の角度を演算してその角度が１２分割した角度領域のどこに入るかを判別して電流制御・ＰＷＭ制御をする。電流制御のためのＰＷＭパターンを発生させるには、電流リップルが８カウント程度でしか検出できなくても、許容誤差内に制御することができる。しかし、これだけ分解能が低いと、パルス幅をきめ細かく制御することは望めず、制御方式が持つ高調波抑制効果は薄らいでしまう。
【０００６】
また、非特許文献１の方式は電流リップル内での電流変化とその時の出力電圧ベクトルとの関係から回転位置を検出する。従って、電流リップルの大きさが８カウントしかなければ、その間の電流の挙動を正確につかめず、回転位置を検出できなくなる可能性が大きい。この対策として、異なるタイミングで動作する２つのサンプルホールドアンプを外部に置き、この二つの出力の差をアナログ信号として得た後、８ビットのＡ／Ｄコンバータでデジタル信号に変換する。これにより、電流の時間差分を十分な精度・分解能で検出できる。しかし、サンプルホールドアンプ、Ａ／Ｄコンバータは回転検出専用であるため、電流制御のためのＡ／Ｄコンバータを別に設ける必要が出てくる。
【０００７】
ここで、差分として十分な値が得られるような多ビットのＡ／Ｄコンバータを使用することも考えられる。しかし、電流検出信号には電流制御プログラムや三角波キャリア信号との同期が求められ、アベレージング処理が求められる場合もある。このためパワーエレクトロニクス用マイコンでは、Ａ／Ｄコンバータそのものを内蔵したり、Ａ／Ｄコンバータは外づけでもインタフェースだけは内蔵したりしている。よって、単純には、Ａ／Ｄコンバータを変更できない。一方、このマイコンの内蔵回路を利用すると、Ａ／Ｄコンバータの分解能を自由に変更することができない。
【０００８】
そこで、本発明の目的は、コンピュータに内蔵された回路を利用したＡ／Ｄコンバータの分解能のみによる制御よりも精度の高い制御をすることのできるインバータ制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の観点に従ったインバータ制御装置は、コンピュータを用いて、直流電力を交流電力に変換するインバータを制御するインバータ制御装置であって、前記インバータから出力される電力の電気量を制御するための基準となる電気量基準のデジタル量を演算する電気量基準演算手段と、前記電気量基準演算手段により演算された前記電気量基準のデジタル量をアナログ量に変換するＤ／Ａコンバータと、前記インバータから出力される電力の電気量を検出する電気量検出手段と、前記電気量検出手段により検出された前記電気量と前記Ｄ／Ａコンバータにより変換された前記電気量基準のアナログ量とのアナログ量の差分を演算する差分演算手段と、前記コンピュータに内蔵された回路を利用して、前記差分演算手段により演算された前記アナログ量の差分をデジタル量の差分に変換するＡ／Ｄコンバータと、前記Ａ／Ｄコンバータにより変換された前記デジタル量の差分に基づいて、前記インバータを制御するための制御信号を出力する制御部とを有し、前記Ｄ／Ａコンバータは、前記Ａ／Ｄコンバータよりも高い分解能で変換することを備えた構成である。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、コンピュータに内蔵された回路を利用したＡ／Ｄコンバータの分解能のみによる制御よりも精度の高い制御をすることのできるインバータ制御装置を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
以下図面を参照して、本発明の実施形態を説明する。
【００１２】
（第１の実施形態）
図１は、本実施形態に係るインバータ制御装置を適用した構成を示すブロック図である。
【００１３】
まず、本実施形態に係るインバータ制御装置を適用した系統の構成について説明する。
【００１４】
本系統は、直流電源１、直流電源１と接続されたインバータ３、直流電源１及びインバータ３と並列に接続されたコンデンサ２、インバータ３の出力側に接続されたモータ４からなる。また、インバータ３の出力側には、ホールＣＴ５Ｕ，５Ｖ，５Ｗが設けられている。
【００１５】
直流電源１は、インバータ３に直流電力を供給する。
【００１６】
コンデンサ２は、直流電源１から出力された直流電力を平滑化する。
【００１７】
インバータ３は、コンデンサ２により平滑化された直流電力を、モータ４を駆動するための交流電力に変換する。インバータ３は、スイッチング素子３０Ｕ，３０Ｖ，３０Ｗ，３０Ｘ，３０Ｙ，３０Ｚと、ダイオード３１Ｕ，３１Ｖ，３１Ｗ，３１Ｘ，３１Ｙ，３１Ｚとから構成されている。各スイッチング素子は、本インバータ制御装置により、ドライブすることで、直流電力をモータ４を駆動するのに適した交流電力に変換して出力する。
【００１８】
モータ４は、インバータ３から出力された交流電力により駆動されることで、速度及びトルクなどが制御される。
【００１９】
ホールＣＴ５Ｕ，５Ｖ，５Ｗは、ホール素子を用いて、電流を検出する電流検出器である。ホールＣＴ５Ｕ，５Ｖ，５Ｗは、インバータから出力された電流のそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相に流れる電流を、インバータ制御装置で測定するために設けられている。
【００２０】
次に、本インバータ制御装置の構成について説明する。
【００２１】
本インバータ制御装置は、マイコン１０と、ホールＣＴ５Ｕ，５Ｖ，５Ｗと接続された電流検出器６と、マイコン１０から出力されたデジタル量を受信するように接続されたＤ／Ａコンバータ１５Ｕ，１５Ｖ，１５Ｗと、電流検出器６及びＤ／Ａコンバータ１５Ｕ，１５Ｖ，１５Ｗのそれぞれからアナログ量を受信するように接続された減算器７Ｕ，７Ｖ，７Ｗと、インバータ３の直流電圧と絶縁され、インバータ３の直流電圧側に設けられた電圧検出回路９とからなる。
【００２２】
マイコン１０は、パワーエレクトロニクス用に作られている。マイコン１０は、指令部１００（例えば、上位のコンピュータなど）から送られてくる速度指令ω*に追従するように、電圧検出回路９から入力された電圧値及び減算器７Ｕ，７Ｖ，７Ｗから入力されたアナログ量に基づいて、モータ４を駆動させるためのスイッチング信号Ｓを出力する。マイコン１０は、スイッチング信号Ｓにより、インバータ３の各スイッチング素子３０Ｕ，３０Ｖ，３０Ｗ，３０Ｘ，３０Ｙ，３０Ｚをドライブすることで、インバータ３から出力される交流電力を制御する。
【００２３】
電流検出器６は、ホールＣＴ５Ｕ，５Ｖ，５Ｗで検知した交流電流を検出する。具体的には、電流検出器６は、ホールＣＴ５Ｕ，５Ｖ，５Ｗの出力する電圧信号を内部処理に適したレベルに変換して、電流検出信号ｉu，ｉv，ｉwを減算器７Ｕ，７Ｖ，７Ｗに出力する。
【００２４】
Ｄ／Ａコンバータ１５Ｕ，１５Ｖ，１５Ｗは、後述するＡ／Ｄコンバータ８Ｕ，８Ｖ，８Ｗよりも高い分解能を有している。Ｄ／Ａコンバータ１５Ｕ，１５Ｖ，１５Ｗは、マイコン１０で演算された三相電流基準ｉ*uvw（成分は、Ｕ相電流基準ｉ*u、Ｖ相電流基準ｉ*v、Ｗ相電流基準ｉ*w）の各相のデジタル量がそれぞれ入力され、アナログ量に変換して、減算器７Ｕ，７Ｖ，７Ｗにそれぞれ出力する。
【００２５】
減算器７Ｕ，７Ｖ，７Ｗは、電流検出器６から各相毎に入力された電流検出信号ｉu，ｉv，ｉwに対して、Ｄ／Ａコンバータ１５Ｕ，１５Ｖ，１５Ｗからそれぞれ入力された各相の電流基準ｉ*u，ｉ*v，ｉ*wのアナログ量を減算して、電流偏差信号−Δｉu，−Δｉv，−Δｉwを得る。減算器７Ｕ，７Ｖ，７Ｗは、演算した電流偏差信号−Δｉu，−Δｉv，−Δｉwをマイコン１０に入力する。
【００２６】
電圧検出回路９は、インバータ３の直流電圧を検出し、電圧信号としてマイコン１０に入力する。
【００２７】
次に、本インバータ制御装置のマイコン１０の機能構成について説明する。
【００２８】
マイコン１０は、Ａ／Ｄコンバータ８Ｕ，８Ｖ，８Ｗ，１９、回転角検出処理部２０、減算処理部１１，１８、速度制御処理部１２、ベクトル制御処理部１３、座標変換処理部１４、符号反転器１６、スイッチング制御回路１７からなる。
【００２９】
Ａ／Ｄコンバータ１９は、マイコン１０に内蔵されたＡ／Ｄコンバータである。Ａ／Ｄコンバータ１９は、電圧検出回路９から入力された電圧信号をデジタル値の電圧検出信号Ｖdcに変換する。
【００３０】
回転角検出処理部２０は、減算処理部１８から入力された電流検出信号ｉ２uvw、スイッチング制御回路から入力されたスイッチング信号Ｓ、及びＡ／Ｄコンバータ１９から入力された電圧検出信号Ｖdcに基づいて、回転角信号θ及び速度信号ωを算出する。
【００３１】
減算処理部１１は、指令部１００から入力された速度指令ω*に対して、回転角検出処理部２０から入力された速度信号ωを減算して、速度偏差信号を得る。減算処理部１１は、算出された速度偏差信号を速度制御処理部１２に出力する。
【００３２】
速度制御処理部１２は、減算処理部１１から入力された速度偏差信号に基づいて、速度信号ωを速度指令ω*に追従させるべくトルク分電流指令ｉt*を算出し、ベクトル制御処理部１３に出力する。
【００３３】
ベクトル制御処理部１３は、速度制御処理部１２から入力されたトルク分電流指令ｉt*、回転角検出処理部２０から入力された速度信号ω、及びモータ４の定数に基づいて、モータの回転子座標におけるｄ−ｑ軸電流指令ｉ*dq（成分は、ｄ軸電流指令ｉ*d、ｑ軸電流指令ｉ*q）を算出し、座標変換処理部１４に出力する。
【００３４】
座標変換処理部１４は、回転角検出処理部２０から入力された回転角信号θに基づいて、ベクトル制御処理部１３から入力されたｄ−ｑ軸電流指令ｉ*dqをモータの固定子静止座標における三相電流基準ｉ*uvw（成分は、Ｕ相電流基準ｉ*u、Ｖ相電流基準ｉ*v、Ｗ相電流基準ｉ*w）に変換する。座標変換処理部１４は、変換した三相電流基準ｉ*uvwを、各相に対応するＤ／Ａコンバータ１５Ｕ，１５Ｖ，１５Ｗにそれぞれ出力し、減算処理部１８に出力する。
【００３５】
Ａ／Ｄコンバータ８Ｕ，８Ｖ，８Ｗは、マイコン１０に内蔵されたＡ／Ｄコンバータである。Ａ／Ｄコンバータ８Ｕ，８Ｖ，８Ｗは、減算器７Ｕ，７Ｖ，７Ｗからそれぞれ入力された電流偏差信号−Δｉu，−Δｉv，−Δｉwをアナログ値からデジタル値に変換し、符号反転器１６に出力する。
【００３６】
符号反転器１６は、Ａ／Ｄコンバータ８Ｕ，８Ｖ，８Ｗから入力された電流偏差信号−Δｉuvw（成分は、Ｕ相電流偏差信号−Δｉu、Ｖ相電流偏差信号−Δｉv、Ｗ相電流偏差信号−Δｉw）のデジタル値の符号を反転させ、電流偏差信号Δｉuvw（成分は、Ｕ相電流偏差信号Δｉu、Ｖ相電流偏差信号Δｉv、Ｗ相電流偏差信号Δｉw）として、減算処理部１８及びスイッチング制御回路１７に出力する。
【００３７】
スイッチング制御回路１７は、符号反転器１６から入力された電流偏差信号Δｉuvwが０となるように、インバータ３を構成する各スイッチング素子３０Ｕ，３０Ｖ，３０Ｗ，３０Ｘ，３０Ｙ，３０Ｚをドライブするスイッチング信号Ｓ（成分は、スイッチング信号Ｓu，Ｓv，Ｓw，Ｓx，Ｓy，Ｓz）を出力する。
【００３８】
減算処理部１８は、座標変換処理部１４から入力された三相電流基準ｉ*uvwに対して、符号反転器１６から入力された電流偏差信号Δｉuvwを減算して、電流検出信号ｉ２uvwを得る。減算処理部１８は、算出された電流検出信号ｉ２uvwを回転角検出処理部２０に出力する。
【００３９】
以下に、本実施形態による作用・効果について説明する。
【００４０】
今、Ａ／Ｄコンバータ８Ｕ，８Ｖ，８Ｗが１２ｂｉｔの分解能であり、Ｄ／Ａコンバータ１５Ｕ，１５Ｖ，１５Ｗが１６ｂｉｔの分解能であるとする。
【００４１】
また、マイコン１０からＤ／Ａコンバータ１５Ｕ，１５Ｖ，１５Ｗにデジタル値２０４７を与えたときに出力されるアナログ電圧を、Ａ／Ｄコンバータ８Ｕ，８Ｖ，８Ｗでデジタル値に変換すると２０４７が得られるように調整するものとする。即ち、Ｄ／Ａコンバータ１５Ｕ，１５Ｖ，１５Ｗの１６ｂｉｔのうち、下位１２ｂｉｔ分のみのデジタル値がＡ／Ｄコンバータ８Ｕ，８Ｖ，８Ｗにそのまま取り込まれるようにする。
【００４２】
このとき、Ａ／Ｄコンバータ８Ｕ，８Ｖ，８Ｗは、１２ｂｉｔの範囲である＋２０４７〜−２０４８の範囲のみの電圧値に比例したデジタル量を取り込むことができ、範囲外の電圧値はデジタル値としてリミットされる。例えば、モータ電流基準±１００ＡをＤ／Ａコンバータ１５Ｕ，１５Ｖ，１５Ｗのフルスケールとしたとき、Ａ／Ｄコンバータ８Ｕ，８Ｖ，８Ｗから取り込む電流偏差は、±６．２５Ａをフルスケールとして取り込むこととなる。よって、電流偏差が±６．２５Ａの範囲のとき、Ａ／Ｄコンバータ８Ｕ，８Ｖ，８Ｗによる変換結果が正確となる。
【００４３】
本実施形態の制御方式では、電流応答が高速のため、電流偏差が１２ｂｉｔの範囲を超えるのは電流基準のステップ変化のとき以外はほとんどない。また、電流偏差の符号さえ正しく検出されていれば、電流を小さくする電圧がインバータ３から出力される。よって、電流制御する、すなわち、電流偏差を小さくする上では支障はない。
【００４４】
本実施形態によれば、パワーエレクトロニクス用マイコンの内蔵Ａ／Ｄコンバータよりも分解能の高いＤ／Ａコンバータを設けることにより、内蔵Ａ／Ｄコンバータよりも高い分解能・精度で電流又は電流偏差を検出でき、電流偏差又は電流リップルに基づくスイッチング制御、及び回転角検出処理の精度を向上させることができる。例えば、マイコンに内蔵されたＡ／Ｄコンバータ８Ｕ，８Ｖ，８Ｗが１２ｂｉｔの分解能である場合、１６ｂｉｔの分解能を持つＤ／Ａコンバータをもうけることにより、電流リップルの値を１６倍のカウントでマイコン１０に取り込むことができる。これにより、電流偏差の検出精度を向上させることにより、高調波抑制の効果を高め、より高い変調周波数の精度を向上させることができるスイッチング制御をすることができる。
【００４５】
また、高速スイッチング素子を使用する中小容量のインバータ装置に適用することにより、性能を向上させることができる。さらに、調整が容易のため、製品のばらつきを少なくでき、信頼性を向上させることができる。
【００４６】
（第２の実施形態）
図２は、本実施形態に係るインバータ制御装置を適用した構成を示すブロック図である。図１と同一要素には同一符号を付してその詳しい説明を省略し、ここでは異なる部分について主に述べる。なお、以下同様にして重複した説明を省略する。
【００４７】
本実施形態に係るインバータ制御装置を適用した系統の構成は、図１に示す第１の実施形態に係るインバータ制御装置の適用された系統の構成と同様である。
【００４８】
本インバータ制御装置は、マイコン１０Ａと、ホールＣＴ５Ｕ，５Ｖ，５Ｗと接続された電流検出器６と、マイコン１０Ａから出力されたデジタル量を受信するように接続されたＤ／Ａコンバータ１５ＡＵ，１５ＡＶ，１５ＡＷと、電流検出器６及びＤ／Ａコンバータ１５ＡＵ，１５ＡＶ，１５ＡＷのそれぞれからアナログ量を受信するように接続された減算器７ＡＵ，７ＡＶ，７ＡＷと、インバータ３の直流電圧と絶縁され、インバータ３の直流電圧側に設けられた電圧検出回路９とからなる。
【００４９】
マイコン１０Ａは、パワーエレクトロニクス用に作られている。マイコン１０Ａは、指令部１００（例えば、上位のコンピュータなど）から送られてくる速度指令ω*に追従するように、電圧検出回路９から入力された電圧値及び減算器７ＡＵ，７ＡＶ，７ＡＷから入力されたアナログ量に基づいて、モータ４を駆動させるためのスイッチング信号ＳＡを出力する。マイコン１０Ａは、スイッチング信号ＳＡにより、インバータ３の各スイッチング素子３０Ｕ，３０Ｖ，３０Ｗ，３０Ｘ，３０Ｙ，３０Ｚをドライブすることで、インバータ３から出力される交流電力を制御する。
【００５０】
電流検出器６Ａは、ホールＣＴ５Ｕ，５Ｖ，５Ｗで検知した交流電流を検出する。具体的には、電流検出器６Ａは、ホールＣＴ５Ｕ，５Ｖ，５Ｗの出力する電圧信号を内部処理に適したレベルに変換して、電流検出信号ｉu(N)，ｉv(N)，ｉw(N)を減算器７ＡＵ，７ＡＶ，７ＡＷに出力する。
【００５１】
Ｄ／Ａコンバータ１５ＡＵ，１５ＡＶ，１５ＡＷは、後述するＡ／Ｄコンバータ８ＡＵ，８ＡＶ，８ＡＷよりも高い分解能を有している。Ｄ／Ａコンバータ１５ＡＵ，１５ＡＶ，１５ＡＷは、マイコン１０Ａで演算されたデジタル量である電流検出信号ｉ３u，ｉ３v，ｉ３wが各相毎に入力され、アナログ量である電流検出信号ｉu(N-1)，ｉv(N-1)，ｉw(N-1)にそれぞれ変換して、減算器７ＡＵ，７ＡＶ，７ＡＷに出力する。
【００５２】
減算器７ＡＵ，７ＡＶ，７ＡＷは、それぞれ電流検出器６Ａから各相毎に入力された電流検出信号ｉu(N)，ｉv(N)，ｉw(N)に対して、Ｄ／Ａコンバータ１５ＡＵ，１５ＡＶ，１５ＡＷからそれぞれ入力されたアナログ量である電流検出信号ｉu(N-1)，ｉv(N-1)，ｉw(N-1)を減算して、電流変化量信号ｄｉu，ｄｉv，ｄｉwを得る。電流変化量信号ｄｉu，ｄｉv，ｄｉwは、各相の１サンプリング間の電流変化量である。減算器７ＡＵ，７ＡＶ，７ＡＷは、演算した電流変化量信号ｄｉu，ｄｉv，ｄｉwをマイコン１０Ａに入力する。
【００５３】
次に、本インバータ制御装置のマイコン１０Ａの機能構成について説明する。
【００５４】
マイコン１０Ａは、Ａ／Ｄコンバータ８ＡＵ，８ＡＶ，８ＡＷ，１９、減算処理部１１、回転角検出処理部２０Ａ、速度制御処理部１２、ベクトル制御処理部１３Ａ、積分器２１Ｕ，２１Ｖ，２１Ｗ、座標変換処理部２２，２４、電流制御処理部２３、ＰＷＭ制御回路２５からなる。
【００５５】
Ａ／Ｄコンバータ１９は、マイコン１０Ａに内蔵されたＡ／Ｄコンバータである。Ａ／Ｄコンバータ１９は、電圧検出回路９から入力された電圧信号をデジタル値の電圧検出信号Ｖdcに変換する。
【００５６】
回転角検出処理部２０Ａは、積分器２１Ｕ，２１Ｖ，２１Ｗから入力された電流検出信号ｉ３uvw（成分は、Ｕ相電流検出信号ｉ３u、Ｖ相電流検出信号ｉ３v、Ｗ相電流検出信号ｉ３w）、ＰＷＭ制御回路２５から入力されたスイッチング信号ＳＡ、及びＡ／Ｄコンバータ１９から入力された電圧検出信号Ｖdcに基づいて、回転角信号θ及び速度信号ωを算出する。
【００５７】
減算処理部１１は、指令部１００から入力された速度指令ω*に対して、回転角検出処理部２０Ａから入力された速度信号ωを減算して、速度偏差信号を得る。減算処理部１１は、算出された速度偏差信号を速度制御処理部１２に出力する。
【００５８】
速度制御処理部１２は、減算処理部１１から入力された速度偏差信号に基づいて、速度信号ωを速度指令ω*に追従させるべくトルク分電流指令ｉt*を算出し、ベクトル制御処理部１３Ａに出力する。
【００５９】
ベクトル制御処理部１３Ａは、速度制御処理部１２から入力されたトルク分電流指令ｉt*、回転角検出処理部２０Ａから入力された速度信号ω、及びモータ４の定数に基づいて、モータの回転子座標におけるｄ−ｑ軸電流指令ｉ*dq（成分は、ｄ軸電流指令ｉ*d、ｑ軸電流指令ｉ*q）を算出し、電流制御処理部２３に出力する。
【００６０】
Ａ／Ｄコンバータ８ＡＵ，８ＡＶ，８ＡＷは、マイコン１０Ａに内蔵されたＡ／Ｄコンバータである。Ａ／Ｄコンバータ８ＡＵ，８ＡＶ，８ＡＷは、減算器７ＡＵ，７ＡＶ，７ＡＷから入力された電流変化量信号ｄｉu，ｄｉv，ｄｉwをアナログ値からデジタル値に変換し、それぞれ積分器２１Ｕ，２１Ｖ，２１Ｗに出力する。
【００６１】
積分器２１Ｕ，２１Ｖ，２１Ｗは、Ａ／Ｄコンバータ８ＡＵ，８ＡＶ，８ＡＷからそれぞれ入力された電流変化量信号ｄｉu，ｄｉv，ｄｉwを１サンプリング毎に積分して、電流検出信号ｉ３uvwを算出する。積分器２１Ｕ，２１Ｖ，２１Ｗは、算出した電流検出信号ｉ３uvwを、回転角検出処理部２０Ａ及び座標変換処理部２２に出力する。また、積分器２１Ｕ，２１Ｖ，２１Ｗは、電流検出信号ｉ３uvwを１サンプリング前の電流検出値として、各相毎にＤ／Ａコンバータ１５ＡＵ，１５ＡＶ，１５ＡＷにそれぞれ入力する。
【００６２】
座標変換処理部２２は、回転角検出処理部２０Ａから入力された回転角信号θに基づいて、積分器２１Ｕ，２１Ｖ，２１Ｗから入力された電流検出信号ｉ３uvwを、ＵＶＷ座標上の量からｄｑ軸上の量である電流検出信号ｉdq（成分は、ｄ軸電流検出信号ｉd、ｑ軸電流検出信号ｉq）に変換する。座標変換処理部２２は、変換した電流検出信号ｉdqを電流制御手段２３に出力する。
【００６３】
電流制御手段２３は、ベクトル制御処理部１３Ａから入力されたｄ−ｑ軸電流指令ｉ*dqと、座標変換処理部２２から入力された電流検出信号ｉdqにより、電流検出信号ｉdqがｄ−ｑ軸電流指令ｉ*dqに追従するように電圧基準ｖ*dqを演算する。電流制御手段２３は、演算した電圧基準ｖ*dqを座標変換処理部２４に出力する。
【００６４】
座標変換処理部２４は、回転角検出処理部２０Ａから入力された回転角信号θに基づいて、電流制御手段２３から入力された電圧基準ｖ*dqを、ｄｑ軸上の量からＵＶＷ座標上の量である電圧基準ｖ*uvw（成分は、Ｕ相電圧基準ｖ*u、Ｖ相電圧基準ｖ*v、Ｗ相電圧基準ｖ*w）に変換する。座標変換処理部２４は、変換した電圧基準ｖ*uvwをＰＷＭ制御回路２５に出力する。
【００６５】
ＰＷＭ制御回路２５は、座標変換処理部２４から入力された電圧基準ｖ*uvwに応じたデューティのＰＷＭ信号であるスイッチング信号ＳＡを発生する。スイッチング信号ＳＡ（成分は、スイッチング信号ＳＡu，ＳＡv，ＳＡw，ＳＡx，ＳＡy，ＳＡz）は、インバータ３を構成する各スイッチング素子３０Ｕ，３０Ｖ，３０Ｗ，３０Ｘ，３０Ｙ，３０Ｚをそれぞれドライブする。
【００６６】
以下に、本実施形態による作用・効果について説明する。
【００６７】
減算器７ＡＵ，７ＡＶ，７ＡＷの出力信号である電流変化量信号ｄｉu，ｄｉv，ｄｉwは、１サンプリング間の電流変化量であるが、積分器２１Ｕ，２１Ｖ，２１Ｗが保持している値と電流検出信号ｉu(N-1)，ｉv(N-1)，ｉw(N-1)との誤差でもある。よって、電流検出信号ｉu(N-1)，ｉv(N-1)，ｉw(N-1)がそれぞれの値で一定のとき、積分器２１Ｕ，２１Ｖ，２１Ｗは、誤差を積分するのでその出力は電流検出信号ｉu(N-1)，ｉv(N-1)，ｉw(N-1)に等しくなり、減算器７ＡＵ，７ＡＶ，７ＡＷの出力はゼロになる。電流検出信号ｉu(N-1)，ｉv(N-1)，ｉw(N-1)が変動すると、積分器２１Ｕ，２１Ｖ，２１Ｗの出力である電流検出信号ｉ３uvwは、その変動に追従する。すなわち、積分器２１Ｕ，２１Ｖ，２１Ｗの出力は、電流検出信号ｉu(N)，ｉv(N)，ｉw(N)をデジタル変換したものとなる。
【００６８】
この電流検出信号の分解能は、D／Aコンバータ１５ＡＵ，１５ＡＶ，１５ＡＷで定まり、Ａ／Ｄコンバータ８ＡＵ，８ＡＶ，８ＡＷの分解能とは無関係である。ただし、Ａ／Ｄコンバータ８ＡＵ，８ＡＶ，８ＡＷのビット長が一定のとき、Ｄ／Ａコンバータ１５ＡＵ，１５ＡＶ，１５ＡＷのビット長を増せば増すほど、Ａ／Ｄコンバータの変換ゲインを高くする必要がある。すなわち同一サンプリングで電流検出すると、Ａ／Ｄコンバータ８ＡＵ，８ＡＶ，８ＡＷの入力許容範囲が狭くなる。１サンプリング間にＡ／Ｄコンバータ８ＡＵ，８ＡＶ，８ＡＷの入力許容範囲を越える電流変化があると、積分器２１Ｕ，２１Ｖ，２１Ｗの出力が真の電流の値に追従できなくなるので電流検出値に誤差を生じる。ここで、電圧形インバータが持つ負荷は誘導性であり、インバータ電圧と、負荷のインダクタンスで電流の最大変化率はあらかじめ知ることができる。従って、１サンプリング間の電流変化量信号ｄｉu，ｄｉv，ｄｉwがＡ／Ｄコンバータ８ＡＵ，８ＡＶ，８ＡＷの入力範囲を超えないようにサンプリングタイムを短く設定しておくことで対処することができる。
【００６９】
本実施形態のインバータ制御は、ｄｑ軸電流制御とＰＷＭ制御の組合せでインバータを制御する構成となっている。この場合、電流制御のサンプリング間隔は数十マイクロ秒程度以上となる。一方、マイコン内蔵のＡ／Ｄコンバータインタフェースを用いても１マイクロ秒程度毎のＡ／Ｄ変換は可能である。このように、電流制御のサンプリングに対して、電流検出のサンプリングが十分に速ければ、電流検出を直接Ａ／Ｄ変換した場合に対する検出遅れは問題でなく、一方マイコンの内蔵Ａ／Ｄコンバータをはるかに越える分解能で電流検出できるメリットだけを得ることができる。
【００７０】
回転角検出処理部２０Ａは、電流の検出分解能を増すことにより、変調周波数が高くなり、電流リップルが小さくなっても回転角検出を良好に行うことができる。また、回転角検出処理部２０Ａは、回転検出処理のために電流基準の変化率を制限する必要もない。
【００７１】
本実施形態によれば、パワーエレクトロニクス用マイコンの内蔵Ａ／Ｄコンバータよりも分解能の高いＤ／Ａコンバータを設けることにより、内蔵Ａ／Ｄコンバータよりも高い分解能・精度で電流又は電流偏差を検出でき、電流偏差又は電流リップルに基づくスイッチング制御、及び回転角検出処理の精度を向上させることができる。
【００７２】
また、制御分解能が向上することにより、例えば、エレベータなどの用途に用いれば、「滑らか」に電流を制御することで乗り心地のよい制御をすることができる。
【００７３】
なお、各実施形態において、回転検出処理部２０の変わりに、モータ４に速度センサを設けてもよい。すなわち、センサレス制御方式でない構成としてもよい。
【００７４】
各実施形態において、インバータ３は、負荷としてモータに交流電力を供給する構成としたが、電力系統を負荷としてもよいし、他であってもよい。内蔵されたＡ／Ｄコンバータよりも高い分解能を有するＤ／Ａコンバータを外部に設けて、同様の構成とすることで、インバータの出力電力の精度を向上させることができる。
【００７５】
各実施形態において、インバータ３は、電圧形インバータを用いたが、電流形インバータを用いて同様の構成としてもよい。また、インバータ３の出力に電流検出器であるホールＣＴを用いて制御したが、代わりに電圧検出器を用いて、検出された電圧により制御をする構成としてもよい。さらに、インバータ３の直流電源側に電圧検出器を用いたが、代わりに電流検出器を用いて、同様の構成としてもよい。
【００７６】
各実施形態において、外部に設けるＤ／Ａコンバータは、内蔵されたＡ／Ｄコンバータよりも高い分解能を有していれば何ｂｉｔであってもよい。第１の実施形態では、Ａ／Ｄコンバータ８Ｕ，８Ｖ，８Ｗが１２ｂｉｔのとき、Ｄ／Ａコンバータ１５Ｕ，１５Ｖ，１５Ｗを１６ｂｉｔとしたが、１４ｂｉｔ、３２ｂｉｔなどとしてもよいし、Ａ／Ｄコンバータ８Ｕ，８Ｖ，８Ｗが８ｂｉｔ、１２ｂｉｔなどのときにも、同様の構成にすることで適用することができる。
【００７７】
第１の実施形態において、電流偏差がＡ／Ｄコンバータ８Ｕ，８Ｖ，８Ｗのフルスケールをオーバーさせないために、電流基準に変化率制限を設けてもよい。これにより、電流偏差を常にＡ／Ｄコンバータ８Ｕ，８Ｖ，８Ｗのレンジに入れるようにすることができる。よって、減算処理部１８が出力する電流値を常に正しい値にすることができる。
【００７８】
各実施形態において、マイコンを使用した構成としたがこれに限らず、デジタル量を演算する計算機として機能すれば、他であってもよい。例えば、ＣＰＵ、パソコン、汎用コンピュータでもよいし、これらを組み合わせた構成（ネットワークなどによる構成も含む）としてもよい。また、これらの計算機等は、各実施形態において行う処理に必要な機器、例えば記憶媒体等（メモリ、ハードディスクなど）を備えたものを総称するものとする。さらに、これらの処理は、プログラム、ファームウェア、ハードウェア（演算チップ、素子など）、又はこれらの組合せのいずれによって行われたものでもよい。
【００７９】
なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組合せにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００８０】
【図１】本発明の第１の実施形態に係るインバータ制御装置を適用した構成を示すブロック図。
【図２】本発明の第２の実施形態に係るインバータ制御装置を適用した構成を示すブロック図。
【符号の説明】
【００８１】
１…直流電源、２…コンデンサ、３…インバータ、４…モータ、５Ｕ，５Ｖ，５Ｗ…ホールＣＴ、６…電流検出器、７Ｕ，７Ｖ，７Ｗ…減算器、８Ｕ，８Ｖ，８Ｗ…Ａ／Ｄコンバータ、９…電圧検出器、１０…マイコン、１５Ｕ，１５Ｖ，１５Ｗ…Ｄ／Ａコンバータ、１００…指令部。
【図１】
2007312490.tif 000003
【図２】
2007312490.tif 000004