(57)【要約】【課題】  センサの検出信号の入力誤差を低減し、センサの検出結果に基づいた制御性を向上することを課題とする。【解決手段】  Ａ／Ｄ変換器４の基準電圧となる電源電圧ＶＣＣをモニタする第１モニタ回路の抵抗Ｒ１，Ｒ２と、センサ２に電源電圧ＡＶＣＣとして供給されるバッファ回路７のバッファ出力電圧をモニタする第２モニタ回路の抵抗Ｒ３，Ｒ４を備え、それぞれのモニタ回路でモニタされた電源電圧とバッファ出力電圧とに基づいて、ＭＰＵ３はＡ／Ｄ変換器４に与えられたセンサ検出信号を補正して構成される。【選択図】      図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
車両の状態を検出し、センサ検出信号を出力するセンサと、
電源電圧を生成して出力する電源回路と、
前記センサから出力されたセンサ検出信号を受けて、前記電源回路から出力された電源電圧を基準電圧としてセンサ検出信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器と、
前記電源回路から出力された電源電圧を受けてバッファし、バッファ出力電圧を前記センサの電源電圧として供給するバッファ回路と、
前記Ａ／Ｄ変換器で得られたセンサ検出信号のＡ／Ｄ変換値に基づいて、前記車両の動作を制御する制御手段と
を有する車載用電子制御装置において、
前記Ａ／Ｄ変換器の基準電圧となる電源電圧と、前記センサに供給されるバッファ出力電圧とをモニタするモニタ手段を備え、
前記制御手段は、前記モニタ手段でモニタされた電源電圧とバッファ出力電圧とに基づいて、前記Ａ／Ｄ変換器に与えられたセンサ検出信号を補正する
ことを特徴とする車載用電子制御装置。
【請求項２】
前記モニタ手段は、
前記Ａ／Ｄ変換器の基準電圧となる電源電圧をモニタする第１モニタ手段と、
前記センサの電源電圧となるバッファ出力電圧をモニタする第２モニタ手段とで構成され、
前記第１モニタ手段でモニタされた電源電圧と、第２モニタ手段でモニタされたバッファ出力電圧とをそれぞれ前記Ａ／Ｄ変換器に与え、それぞれの電圧のＡ／Ｄ変換値の差電圧に基づいて、センサ検出信号を補正する
ことを特徴とする車載用電子制御装置。
【請求項３】
前記第１のモニタ手段と前記第２のモニタ手段とは共通化されている
ことを特徴とする請求項２に記載の車載用電子制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、センサで検出された検出結果に基づいて車両の動作を制御する車載用電子制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、車両には車両のエンジン等の動作を電気的に制御する制御中枢として機能するマイクロコンピュータ等で構成された車載用電子制御装置が搭載されている。この制御装置では、制御に必要な種々の情報を収集する各種センサで検出されたセンサ検出信号を入力し、入力したセンサ検出信号に基づいて様々な制御を行っていた。
【０００３】
例えば、以下に示す文献（特許文献１参照）では、舵角センサで得られたセンサ出力電圧を制御装置に含まれるＡ／Ｄ変換器に入力し、Ａ／Ｄ変換器の出力に基づいてアンチロックブレーキング制御を行っている。このように、センサで検出されたセンサ検出信号に基づいてフィードバック制御を行う際に、様々な要因でセンサの電源電圧が変動することでセンサ検出信号の精度が低下するおそれがあった。このため、以下に示す文献１に提案されているような技術を採用することで、検出精度の低下を改善している。
【０００４】
一方、センサの電源電圧と、センサから出力されたセンサ検出信号を入力して検出対象の変化を認識する処理回路の電源電圧との間に電圧差が生じると、センサ検出信号を精度よく認識することができなかった。そこで、バッファ回路を介して処理回路に供給される電源電圧をセンサの電源電圧として供給している構成が、例えば図３に示すように知られている。
【０００５】
図３において、車載用電子制御装置１の外部に設けられたセンサ２、例えば舵角を検出する角度センサで検出されたセンサ検出信号は、車載用電子制御装置１を構成するＭＰＵ（制御ユニット）３に含まれるＡ／Ｄ変換器４に入力され、Ａ／Ｄ変換器４で得られたディジタル信号に基づいて舵角が検出される。ＭＰＵ３には、バッテリ端子（ＢＡＴＴ）５を介して電源回路６に与えられた電圧に基づいて電源回路６で生成された電源電圧ＶＣＣが供給される。これにより、Ａ／Ｄ変換器４は電源電圧ＶＣＣを基準電圧として入力された信号をＡ／Ｄ変換する。
【０００６】
一方、センサ２には、バッファ回路７を介して電源回路６で生成された電源電圧ＶＣＣを車載用電子制御装置１の電源出力端子（ＡＶＣＣ）８に与え、この電源出力端子８を介してセンサ２にバッファ回路７のバッファ出力電圧ＡＶＣＣを電源電圧として供給している。このように、バッファ回路７を介してセンサ２の電源に、センサ２のセンサ検出信号を処理するＡ／Ｄ変換器４の電源電圧を供給することで、センサ２で検出された角度を精度よく認識するようにしている。
【特許文献１】特開平６−２２９７１１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
上記図３に示す従来の構成では、車載用電子制御装置１にノイズ等の外部からの影響が及ばないように、バッファ回路７を介して電源電圧ＶＣＣをセンサ２の電源に供給している。バッファ回路７の回路上の特性によりバッファ回路７の出力電圧（バッファ出力電圧ＡＶＣＣ）と入力電圧との間に電圧差が生じることがある。
【０００８】
これにより、Ａ／Ｄ変換器４に供給される電源電圧ＶＣＣと、センサ２に供給される電源電圧ＡＶＣＣとの間に電圧差が生じることになる。Ａ／Ｄ変換器４の基準電圧となる電源電圧ＶＣＣと、センサ２の電源電圧ＡＶＣＣとに差が生じると、車載用電子制御装置１に正確なセンサ検出信号が入力されないおそれがあった。例えば電源電圧ＶＣＣが５Ｖ程度、バッファ回路７の入力電圧に対する出力電圧の変動幅が±１００ｍＶ程度とすると、センサ２の実検出値に対して最大で２％（１００ｍＶ／５Ｖ）程度のＡ／Ｄ変換器４の入力誤差が生じることになる。
【０００９】
この程度の入力誤差であっても、高い制御性が要求される場合には、制御性の低下に至るといった不具合を招くおそれがあった。
【００１０】
一方、入力電圧に対して無視できる程度に出力電圧の変動幅を小さくするには、高価なバッファ回路を用いなければならず、大幅なコストの上昇を招くことになる。
【００１１】
そこで、本発明は、上記に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、センサの検出信号の入力誤差を低減し、センサの検出結果に基づいた制御性を向上した
車載用電子制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記目的を達成するために、請求項１記載の発明は、車両の状態を検出し、センサ検出信号を出力するセンサと、電源電圧を生成して出力する電源回路と、前記センサから出力されたセンサ検出信号を受けて、前記電源回路から出力された電源電圧を基準電圧としてセンサ検出信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器と、前記電源回路から出力された電源電圧を受けてバッファし、バッファ出力電圧を前記センサの電源電圧として供給するバッファ回路と、前記Ａ／Ｄ変換器で得られたセンサ検出信号のＡ／Ｄ変換値に基づいて、前記車両の動作を制御する制御手段とを有する車載用電子制御装置において、前記Ａ／Ｄ変換器の基準電圧となる電源電圧と、前記センサに供給されるバッファ出力電圧とをモニタするモニタ手段を備え、前記制御手段は、前記モニタ手段でモニタされた電源電圧とバッファ出力電圧とに基づいて、前記Ａ／Ｄ変換器に与えられたセンサ検出信号を補正することを特徴とする。
【００１３】
上記特徴の請求項１記載の発明によれば、Ａ／Ｄ変換器の基準電圧となる電源電圧と、センサの電源電圧となるバッファ出力電圧とをモニタし、そのモニタ結果に基づいてセンサ検出信号を補正することで、Ａ／Ｄ変換器へのセンサ検出信号の入力誤差を低減することが可能となる。これにより、センサの検出結果に基づいた制御性を向上することができる。
【００１４】
請求項２記載の発明は、請求項１に記載の車載用電子制御装置において、前記モニタ手段は、前記Ａ／Ｄ変換器の基準電圧となる電源電圧をモニタする第１モニタ手段と、前記センサの電源電圧となるバッファ出力電圧をモニタする第２モニタ手段とで構成され、
前記第１モニタ手段でモニタされた電源電圧と、第２モニタ手段でモニタされたバッファ出力電圧とをそれぞれ前記Ａ／Ｄ変換器に与え、それぞれの電圧のＡ／Ｄ変換値の差電圧に基づいて、センサ検出信号を補正することを特徴とする。
【００１５】
上記特徴の請求項２記載の発明によれば、電源電圧とバッファ出力電圧との差分を認識することが可能となり、この差分に基づいてセンサ検出信号を補正することで、Ａ／Ｄ変換器へのセンサ検出信号の入力誤差を低減することが可能となる。これにより、センサの検出結果に基づいた制御性を向上することができる。
【００１６】
請求項３記載の発明は、請求項２に記載の車載用電子制御装置において、前記第１のモニタ手段と前記第２のモニタ手段とは共通化されていることを特徴とする。
【００１７】
上記特徴の請求項３記載の発明によれば、モニタ結果のＡ／Ｄ変換値に対して、モニタ手段のモニタ誤差やＡ／Ｄ変換器の変換誤差の影響を排除することが可能となり、モニタの精度を高めることが可能となる。これにより、センサ検出信号の補正精度が高められ、制御性をより一層向上することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
以下、図面を用いて本発明を実施するための最良の実施例を説明する。
【実施例１】
【００１９】
図１は本発明の実施例１に係る車載用電子制御装置の構成を示す図である。図１に示す実施例１の車載用電子制御装置１の特徴とするところは、図３に示す構成に対して、電源電圧ＶＣＣをモニタする第１モニタ回路と、電源電圧ＡＶＣＣをモニタする第２モニタ回路を設け、それぞれのモニタ回路のモニタ結果に基づいてＭＰＵ３でセンサ２のセンサ検出信号を補正し、センサ検出信号の入力誤差を低減したことにあり、他は図３と同様であり、図３と同符号のものは同様な機能を有するものである。
【００２０】
車載用電子制御装置１に含まれるＭＰＵ３は、車両の運転を制御する制御中枢として機能し、プログラムに基づいて各種動作処理を制御するコンピュータに必要な、ＣＰＵ、記憶装置、入出力装置等の資源を備えた例えばマイクロコンピュータ等により実現される。ＭＰＵ３は、車両の運転に必要な情報を収集するセンサ２を含む各種センサ（図示せず）からのセンサ検出信号を読み込み、読み込んだ信号ならびに予め内部に保有する制御ロジック（プログラム）に基づいて、車両の運転を制御する各構成要素に指令を送り、車両の運転に必要な動作を統括管理して制御する。
【００２１】
ＭＰＵ３は、センサ２のセンサ検出信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器４に供給される電源電圧ＶＣＣと、電源回路６からバッファ回路７を介してセンサ２に供給される電源電圧ＡＶＣＣとの差電圧に基づいて、センサ検出信号を補正し、差電圧によるセンサ検出信号のＡ／Ｄ変換器４への入力誤差を補正する。
【００２２】
第１モニタ回路は、バッファ回路７の入力端子とグランドとの間に直列接続された抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２で構成され、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点Ｓ１のモニタ電圧Ｖ１をＡ／Ｄ変換器４に入力する。ＭＰＵ３は、Ａ／Ｄ変換器４で得られたモニタ電圧Ｖ１のＡ／Ｄ変換値として電源電圧ＶＣＣをモニタする。
【００２３】
第２モニタ回路は、バッファ回路７の出力端子とグランドとの間に直列接続された抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４で構成され、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４との接続点Ｓ２のモニタ電圧Ｖ２をＡ／Ｄ変換器４に入力する。ＭＰＵ３は、Ａ／Ｄ変換器４で得られたモニタ電圧Ｖ２のＡ／Ｄ変換値として電源電圧ＡＶＣＣをモニタする。
【００２４】
ＭＰＵ３は、モニタした電源電圧ＶＣＣと電源電圧ＡＶＣＣとの差電圧を求め、この差電圧に基づいて、センサ２から出力されてＡ／Ｄ変換器４に入力されたセンサ検出信号を補正する。これにより、バッファ回路７の入力電圧と出力電圧との間に電圧差があっても、すなわちＡ／Ｄ変換器４の電源電圧ＶＣＣとセンサ２の電源電圧ＡＶＣＣとに差があっても、この差電圧を検出し、検出した差電圧に基づいてセンサ検出信号を補正することで、センサ２の検出値を正確に認識することができる。
【００２５】
次に、第１モニタ回路の抵抗Ｒ１，Ｒ２と、第２モニタ回路の抵抗Ｒ３，Ｒ４の抵抗値のばらつき、ならびにＡ／Ｄ変換器４においてＡ／Ｄ変換値がばらつくことによる電源電圧ＶＣＣならびに電源電圧ＡＶＣＣのモニタ値への影響について説明する。
【００２６】
ここで、Ａ／Ｄ変換器４の電源電圧ＶＣＣを５Ｖ、Ａ／Ｄ変換器４の変換ビット幅が１０ビットで変換の変動幅を±５ビット、抵抗Ｒ１、Ｒ３の抵抗値が１０ｋΩでばらつきが±０．１％、抵抗Ｒ２、Ｒ４の抵抗値が４０ｋΩでばらつきが±０．１％として説明する。
【００２７】
このような抵抗Ｒ１〜Ｒ４のばらつきにおいて、Ａ／Ｄ変換器４に入力される接続点Ｓ１のモニタ電圧Ｖ１と接続点Ｓ２のモニタ電圧Ｖ２との差電圧の誤差は最大で３．２ｍＶとなる。
【００２８】
一方、１０ビットのＡ／Ｄ変換器４は、基準電圧が電源電圧ＶＣＣの５Ｖであるので、１ビットあたりの電圧（最少分解能）は、ＶＣＣ／１０ビット＝５／１０２４＝４．８８３ｍＶ／ｂｉｔとなる。これにより、Ａ／Ｄ変換値のばらつきは、モニタ電圧Ｖ１とモニタ電圧Ｖ２との差電圧の誤差（＝３．２ｍＶ）／Ａ／Ｄ変換器４の１ビットあたりの電圧（＝４．８８３ｍＶ）となり、ほぼ±１ビットとなる。したがって、Ａ／Ｄ変換器４の変動幅は、本来持っている変動幅（＝±５ビット）と、上記算出した抵抗Ｒ１〜Ｒ４のばらつきによる変動幅（＝±１ビット）との和となり、±６ビットとなる。
【００２９】
この変動幅の±６ビットは、抵抗Ｒ１〜Ｒ４で分圧（４／５倍）してＡ／Ｄ変換器４に入力されているモニタ電圧Ｖ１とモニタ電圧Ｖ２に対してであるので、電源電圧ＶＣＣと電源電圧ＡＶＣＣに換算すると、±６ビット×５／４（分圧比の逆数）＝±８ビットとなる。したがって、モニタ電圧の差電圧のモニタ誤差は、上記変動幅（＝±８ビット）×Ａ／Ｄ変換器４の１ビットのあたりの電圧（＝４．８８３ｍＶ／ｂｉｔ）＝±３９．０６ｍＶとなる。この結果、モニタ電圧Ｖ１とモニタ電圧Ｖ２との差電圧に基づいてセンサ２で検出されたセンサ検出信号を補正する際には、上記モニタ誤差（＝±３９．０６ｍＶ）／電源電圧（＝５Ｖ）＝０，７８％程度の誤差が発生することになる。
【実施例２】
【００３０】
図２は本発明の実施例１に係る車載用電子制御装置の構成を示す図である。図２に示す実施例２の車載用電子制御装置１の特徴とするところは、図１に示す実施例１に比べて、電源電圧ＶＣＣをモニタするモニタ回路と電源電圧ＡＶＣＣをモニタするモニタ回路とを実質的に同一にしたことにあり、他は先の実施例１と同様である。
【００３１】
図２において、車載用電子制御装置１は、電源電圧ＶＣＣをモニタする第１モニタ回路と電源電圧ＡＶＣＣをモニタする第２モニタ回路を備えている。第１モニタ回路は、ＰチャネルのＦＥＴ（電界効果トランジスタ）Ｑ１と抵抗Ｒ５、抵抗Ｒ６を備えて構成され、第２モニタ回路は、ＰチャネルのＦＥＴＱ２と抵抗Ｒ５、抵抗Ｒ６を備えて構成されている。
【００３２】
ＦＥＴＱ１、抵抗Ｒ５ならびに抵抗Ｒ６はバッファ回路７の入力端子とグランド（ＧＮＤ）との間に直列接続され、ＦＥＴＱ２、抵抗Ｒ５ならびに抵抗Ｒ６はバッファ回路７の出力端子とグランド（ＧＮＤ）との間に直列接続されている。
【００３３】
ＦＥＴＱ１は、ＭＰＵ３から与えられるスイッチング制御信号に基づいて導通制御され、ドレイン端子がバッファ回路７の入力端子に接続され、ソース端子が抵抗Ｒ５の一端に接続されている。ＦＥＴＱ２は、ＭＰＵ３から与えられるスイッチング制御信号に基づいて導通制御され、ドレイン端子がバッファ回路７の出力端子に接続され、ソース端子が抵抗Ｒ５の一端に接続されている。
【００３４】
抵抗Ｒ５は、その一端がＦＥＴＱ１とＦＥＴＱ２のソース端子に共通接続され、他端が抵抗Ｒ６の一端に接続されている。抵抗Ｒ６は、その一端が抵抗Ｒ５の他端に接続され、他端がグランドに接続されている。抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６の接続点Ｓ３の電圧をモニタ電圧Ｖ３としてＡ／Ｄ変換器４に入力している。
【００３５】
ＦＥＴＱ１，Ｑ２は、そのオン抵抗値が抵抗Ｒ５，Ｒ６の抵抗値に比べて無視できる程度に小さくなるように、トランジスタサイズが設定されている。
【００３６】
このような構成において、電源電圧ＶＣＣをモニタする場合には、ＭＰＵ３からＦＥＴＱ１にロウレベルのスイッチング信号を与え、ＦＥＴＱ２にハイレベルのスイッチング信号を与え、ＦＥＴＱ１を導通状態にし、ＦＥＴＱ２を非導通状態とする。これにより、抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６の接続点Ｓ１のモニタ電圧Ｖ３１をＡ／Ｄ変換器４に入力し、モニタ電圧Ｖ３１のＡ／Ｄ変換値として電源電圧ＶＣＣをモニタする。
【００３７】
一方、電源電圧ＡＶＣＣをモニタする場合には、ＭＰＵ３からＦＥＴＱ１にハイレベルのスイッチング信号を与え、ＦＥＴＱ２にロウレベルのスイッチング信号を与え、ＦＥＴＱ１を非導通状態にし、ＦＥＴＱ２を導通状態とする。これにより、抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６の接続点Ｓ３のモニタ電圧Ｖ３２をＡ／Ｄ変換器４に入力し、モニタ電圧Ｖ３２のＡ／Ｄ変換値として電源電圧ＡＶＣＣをモニタする。
【００３８】
このようにしてモニタされた電源電圧ＶＣＣと電源電圧ＡＶＣＣとの差電圧に基づいて、先の実施例１と同様に、センサ２から出力されてＡ／Ｄ変換器４に入力されたセンサ検出信号を補正する。これにより、この実施例２においても、先の実施例１と同様の効果を得ることができる。
【００３９】
次に、先の実施例１と同様に、抵抗Ｒ５，Ｒ６の抵抗値のばらつき、ならびにＡ／Ｄ変換器４においてＡ／Ｄ変換値がばらつくことによる電源電圧ＶＣＣならびに電源電圧ＡＶＣＣのモニタ値への影響について説明する。
【００４０】
上記構成においては、電源電圧ＶＣＣのモニタ電圧Ｖ３１は、ＦＥＴＱ１のオン抵抗値、抵抗Ｒ５の抵抗値ならびに抵抗Ｒ６の抵抗値で決まり、電源電圧ＡＶＣＣのモニタ電圧Ｖ３２は、ＦＥＴＱ２のオン抵抗値、抵抗Ｒ５の抵抗値ならびに抵抗Ｒ６の抵抗値で決まる。  しかし、先にも触れたように、ＦＥＴＱ１とＦＥＴＱ２のオン抵抗は抵抗Ｒ５，Ｒ６の抵抗値に比べて無視できる程度に小さくなっているので、電源電圧ＶＣＣのモニタ電圧Ｖ３１と、電源電圧ＡＶＣＣのモニタ電圧Ｖ３２とは、実質的に抵抗Ｒ５の抵抗値ならびに抵抗Ｒ６の抵抗値で決まることになる。すなわち、電源電圧ＶＣＣと電源電圧ＡＶＣＣとは、実質的に直列接続された抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６からなる同一のモニタ回路でモニタされることになる。
【００４１】
これにより、電源電圧ＶＣＣのモニタ電圧Ｖ３１と電源電圧ＡＶＣＣのモニタ電圧Ｖ３２との差電圧に対応した電源電圧ＶＣＣと電源電圧ＡＶＣＣとの差電圧は、抵抗Ｒ５，Ｒ６の抵抗値のばらつき、ならびにモニタ電圧Ｖ３１，Ｖ３２をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器４の変動分の影響を受けないことになる。
【００４２】
したがって、モニタされた電源電圧ＶＣＣと電源電圧ＡＶＣＣとの差電圧のモニタ誤差は、Ａ／Ｄ変換器４の最少分解能となる。このＡ／Ｄ変換器４の最少分解能を先の実施例１と同様に４．８８３ｍＶ／ｂｉｔとし、電源電圧ＶＣＣを先の実施例１と同様に５Ｖとすると、モニタ電圧Ｖ３１とモニタ電圧Ｖ３２との差電圧に基づいてセンサ２で検出されたセンサ検出信号を補正する際には、上記モニタ誤差（＝４．８８３ｍＶ）／電源電圧（＝５Ｖ）＝０．１％程度の誤差が発生することになる。
【００４３】
このように、上記実施例２においては、先の実施例１に比べて、センサ検出信号を補正する際の誤差を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４４】
【図１】本発明の実施例１に係る車載用電子制御装置の構成を示す図である。
【図２】本発明の実施例２に係る車載用電子制御装置の構成を示す図である。
【図３】従来の車載用電子制御装置の構成を示す図である。
【符号の説明】
【００４５】
１…車載用電子制御装置
２…センサ
３…ＭＰＵ
４…変換器
５…バッテリ端子
６…電源回路
７…バッファ回路
８…電源出力端子
Ｒ１〜Ｒ６…抵抗
Ｑ１，Ｑ２…ＦＥＴ
【図１】
2007069741.tif 000003
【図２】
2007069741.tif 000004
【図３】
2007069741.tif 000005