(57)【要約】【課題】  振幅比較モノパルス方式のレーダー装置において、和信号Σ及び差信号Δを算出することなく、計測対象物の方位を速やかに検出する。【解決手段】  互いに指向性の異なる受信アンテナ１００Ａ，１００Ｂと、受信アンテナ１００Ａ，１００Ｂの受信電力比Ｐを算出する手段と、受信電力比Ｐに基づいて計測対象物の方位ｎを取得する変換部１７０とを備える。本発明では、和信号Σ及び差信号Δを算出するのではなく、受信電力比Ｐを算出し、これに基づいて計測対象物の方位ｎを取得している。ここで、受信電力比Ｐは、簡単な四則演算のみによって演算することができることから、非常に高いリアルタイム性を得ることが可能となる。【選択図】          図１
2007024554.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
互いに指向性の異なる複数の受信アンテナと、前記複数の受信アンテナの受信電力比を算出する第１の手段と、前記受信電力比に基づいて計測対象物の方位を取得する第２の手段とを備えることを特徴とするレーダー装置。
【請求項２】
前記第２の手段は、前記受信電力比と前記方位との関係を保持する変換テーブルを含んでいることを特徴とする請求項１に記載のレーダー装置。
【請求項３】
前記変換テーブルは、前記複数のアンテナの指向性比と前記方位との関係に基づき作成されたものであることを特徴とする請求項２に記載のレーダー装置。
【請求項４】
前記第１の手段は、前記複数の受信アンテナによって受信した受信信号からキャリア信号成分を除去するミキサと、前記ミキサの出力をデジタル変換するＡ／Ｄコンバータと、前記Ａ／Ｄコンバータの出力値から前記受信電力比を演算する演算部とを含んでいることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載のレーダー装置。
【請求項５】
前記ミキサは、前記受信信号の同相成分を抽出する第１のミキサと、前記受信信号の直交成分を抽出する第２のミキサとを含んでいることを特徴とする請求項４に記載のレーダー装置。
【請求項６】
前記演算部は、前記第１のミキサの出力に基づいて得られる第１の電力値と、前記第２のミキサの出力に基づいて得られる第２の電力値とを平均化処理することにより受信電力比を算出することを特徴とする請求項５に記載のレーダー装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はレーダー装置に関し、特に、計測対象物の方位を検出可能なレーダー装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、マイクロ波やミリ波を利用したレーダー装置が数多く提案されている。このようなレーダー装置の応用範囲は様々であるが、例えばこれを自動車に搭載すれば、先行車両や後続車両との距離を正確に検出することが可能となるばかりでなく、ドライバーの死角となる位置、例えば、斜め後方やバンパーの近傍に存在する障害物を検知してドライバーに注意を促したり、さらには、避けられない衝突が迫っていることを検知してシートベルトを締め付けるなどのプレクラッシュ制御を行うことが可能となる。
【０００３】
一方、計測対象物との間の距離だけでなく、計測対象物の方位についても検出するためには、振幅比較モノパルス方式のレーダー装置が用いられることが多い。振幅比較モノパルス方式のレーダー装置は、互いに指向性の異なる複数の受信アンテナを用い、その和信号Σと差信号Δから角度誤差電圧ε（＝Δ／Σ）を算出することによって、計測対象物の方位を検出する方式である（特許文献１参照）。
【０００４】
図７は、一般的な振幅比較モノパルス方式のレーダー装置の構成を説明するための概略図である。
【０００５】
図７に示すように、振幅比較モノパルス方式のレーダー装置では、互いに指向性の異なる受信アンテナ１０Ａ，１０Ｂが用いられる。受信アンテナ１０Ａ，１０Ｂの放射パターンは図８に示すとおりであり、一部が重なる放射パターンを有している。図８に示すように、受信アンテナ１０Ａ，１０Ｂによって得られる受信信号Ａ，Ｂの利得は、計測対象物の方位がゼロ度である場合に一致し、計測対象物の方位がゼロ度からずれるにしたがって利得差が増大する。
【０００６】
このような特性を有する受信アンテナ１０Ａ，１０Ｂによって受信した受信信号Ａ，Ｂは、ハイブリッドカプラ等からなるプリコンパレータ１１に入力され、これによって、受信信号Ａ，Ｂの和信号Σ（＝Ａ＋Ｂ）と差信号Δ（＝Ａ−Ｂ）が生成される。図９は、和信号Σ及び差信号Δの利得を示すグラフであり、計測対象物の方位がゼロ度である場合に、和信号Σの利得は最大となり、且つ、差信号Δの利得はゼロとなる。そして、計測対象物の方位がゼロ度からプラス方向にずれると、これに応じて差信号Δの利得は正の値をとり、計測対象物の方位がゼロ度からマイナス方向にずれると、これに応じて差信号Δの利得は負の値をとる。
【０００７】
プリコンパレータ１１によって生成された和信号Σ及び差信号Δは、ローノイズアンプ１２，１３によって増幅された後、発振器１４によって生成されるキャリア信号との合成を行うミキサ１５，１６に入力され、これによってキャリア信号成分が除去される。そして、ミキサ１５，１６の出力は方位検出回路１７に供給され、これにより計測対象物の方位が検出される。
【０００８】
方位検出回路１７は、差信号Δを和信号Σによって規格化することにより角度誤差電圧ε（＝Δ／Σ）を算出し、さらに、変換テーブルなどを用いて、角度誤差電圧εを方位に変換する回路である。図１０は、角度誤差電圧εと方位との関係を示すグラフであり、例えば、図１０に示す関数を変換テーブルに格納しておけば、角度誤差電圧εに基づいて方位を特定することが可能となる。
【特許文献１】特開昭５７−１５４０７７号公報
【特許文献２】特開２００３−２４８０５４号公報
【特許文献３】特開平９−１５２４７８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
このように、一般的な振幅比較モノパルス方式のレーダー装置では、和信号Σ及び差信号Δを生成するために、ハイブリッドカプラ等からなるプリコンパレータが用いられているが、ハイブリッドカプラ等からなるプリコンパレータは、比較的挿入損失が大きいため、計測対象物が比較的遠方にある場合には、正確に方位を検出することができないという問題があった。
【００１０】
一方、特許文献２，３に記載されているように、複数の受信アンテナによって受信した信号をデジタル変換し、得られた値を演算することによって方位を算出すれば、プリコンパレータを排除することが可能となるが、和信号Σや差信号Δを算出するためには複雑な演算が必要であることから、リアルタイム性が低下するおそれがあった。リアルタイム性の低下は、特に車載用のレーダー装置においては重大な問題である。
【００１１】
本発明は、このような問題を解決すべくなされたものであって、和信号Σ及び差信号Δを算出することなく、計測対象物の方位を速やかに検出可能なレーダー装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明によるレーダー装置は、互いに指向性の異なる複数の受信アンテナと、前記複数の受信アンテナの受信電力比を算出する第１の手段と、前記受信電力比に基づいて計測対象物の方位を取得する第２の手段とを備えることを特徴とする。また、本発明による計測対象物の方位検出方法は、互いに指向性の異なる複数の受信アンテナの受信電力比を算出する第１のステップと、前記受信電力比を計測対象物の方位に変換する第２のステップとを備えることを特徴とする。
【００１３】
このように、本発明では、和信号Σ及び差信号Δを算出するのではなく、受信電力比を算出し、これに基づいて計測対象物の方位を取得している。ここで、受信電力比は、簡単な四則演算のみによって演算することができることから、非常に高いリアルタイム性を得ることが可能となる。
【００１４】
前記第２の手段は、受信電力比と方位との関係を保持する変換テーブルを含んでいることが好ましい。変換テーブルを用いて受信電力比を方位に変換すれば、変換動作を非常に高速に行うことが可能となる。この場合、変換テーブルは、複数のアンテナの指向性比と方位との関係に基づき作成することができる。
【００１５】
前記第１の手段は、複数の受信アンテナによって受信した受信信号からキャリア信号成分を除去するミキサと、ミキサの出力をデジタル変換するＡ／Ｄコンバータと、Ａ／Ｄコンバータの出力値から受信電力比を演算する演算部とを含んでいることが好ましい。この場合、ミキサは、受信信号の同相成分を抽出する第１のミキサと、受信信号の直交成分を抽出する第２のミキサとを含んでいることが好ましい。これによれば、受信電力をより正確に取得することが可能となる。
【００１６】
さらにこの場合、演算部は、第１のミキサの出力に基づいて得られる第１の電力値と、第２のミキサの出力に基づいて得られる第２の電力値とを平均化処理することにより受信電力比を算出することがより好ましい。これによれば、ノイズの影響を低減することができることから、より正確な方位を検出することが可能となる。
【発明の効果】
【００１７】
このように、本発明によれば、和信号Σ及び差信号Δを算出することなく計測対象物の方位を検出可能であることから、演算処理にかかる負荷が非常に小さく、その結果、非常に高いリアルタイム性を得ることができる。このため、本発明によるレーダー装置は、リアルタイム性が重視される車載用のレーダー装置としての利用が特に好適である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
以下、添付図面を参照しながら、本発明の好ましい実施の形態について詳細に説明する。
【００１９】
図１は、本発明の好ましい実施形態によるレーダー装置の構成を示す概略図である。
【００２０】
図１に示すように、本実施形態によるレーダー装置は、互いに指向性の異なる２つの受信アンテナ１００Ａ，１００Ｂと、送信アンテナ２００とを備えている。受信アンテナ１００Ａ，１００Ｂの放射パターンは、図８に示した放射パターンと同様、一部が重なる放射パターンを有している。したがって、受信アンテナ１００Ａ，１００Ｂによって得られる受信信号Ａ，Ｂの利得は、計測対象物の方位がゼロ度である場合に一致し、計測対象物の方位がゼロ度からずれるにしたがって利得差が増大する。
【００２１】
受信アンテナ１００Ａ，１００Ｂの配置は、検出すべき方位に基づいて定めればよい。つまり、計測対象物の上下方向の方位を検出する場合には、図２（ａ）に示すように、受信アンテナ１００Ａ，１００Ｂを計測対象物に対して上下方向に配置すればよく、計測対象物の左右方向の方位を検出する場合には、図２（ｂ）に示すように、受信アンテナ１００Ａ，１００Ｂを計測対象物に対して左右方向に配置すればよい。
【００２２】
送信アンテナ２００は、ミキサ２０２を介して、キャリア信号Ｃを発生する発振回路２０１に接続されている。ミキサ２０２には、所定周期及び所定パルス幅を有するパルス信号Ｐが供給されており、これにより、ミキサ２０２は入力されたパルス信号Ｐがオンのときにはキャリア信号Ｃを出力し、パルス信号Ｐがオフのときにはキャリア信号を出力しなくなる。つまり、送信アンテナ２００からは、パルス信号Ｐがオンしている期間だけキャリア信号Ｃが送出されることになる。このように、送信アンテナ２００は、パルス信号Ｐによってパルス変調されたキャリア信号Ｃ、すなわちパルス信号Ｐに基づいてキャリア信号Ｃを間欠的に送出することになる。送出された信号は、計測対象物によって反射し、受信アンテナ１００Ａ，１００Ｂによって受信される。
【００２３】
図３は、送信信号及び受信信号の波形を示す図である。
【００２４】
図３に示すように、送信信号ＴＸは、パルス信号Ｐがオンしている期間Ｔ１だけキャリア信号が出力された波形を有しており、計測対象物による反射によって得られる受信信号Ａ，Ｂは、所定期間だけ遅延した同じ波形となる。この遅延時間Ｔ２は、レーダー装置と計測対象物との距離に比例するため、これに基づいて計測対象物までの距離を特定することができる。但し、計測対象物までの距離の測定は、本発明の主旨と直接関係しないことから、本実施形態では、距離を測定するための回路要素についての説明は省略する。
【００２５】
受信アンテナ１００Ａ，１００Ｂによって受信した受信信号Ａ，Ｂは、それぞれローノイズアンプ１０１Ａ，１０１Ｂによって増幅された後、９０度位相器１０２Ａ，１０２Ｂによって位相が９０度異なる２つの信号にそれぞれ分配される。９０度位相器１０２Ａによって分配された信号は、第１のミキサ１１１Ａ及び第２のミキサ１１２Ａにそれぞれ供給され、９０度位相器１０２Ｂによって分配された信号は、第１のミキサ１１１Ｂ及び第２のミキサ１１２Ｂにそれぞれ供給される。これらミキサ１１１Ａ，１１２Ａ，１１１Ｂ，１１２Ｂには、発振回路１２０からのキャリア信号Ｃが共通に供給されており、これによって、受信信号Ａ，Ｂからキャリア信号成分が除去される。より具体的には、第１のミキサ１１１Ａ，１１１Ｂによって、受信信号Ａ，Ｂに含まれる同相成分ＡＩ，ＢＩが抽出され、第２のミキサ１１２Ａ，１１２Ｂによって、受信信号Ａ，Ｂに含まれる直交成分ＡＱ，ＢＱが抽出される。尚、発振回路１２０とミキサ１１１Ａ，１１２Ａ，１１１Ｂ，１１２Ｂとの間には、オン／オフ機能付きのアンプ１２１が設けられており、これにより、必要な期間だけキャリア信号Ｃをミキサ１１１Ａ，１１２Ａ，１１１Ｂ，１１２Ｂに供給することができる。
【００２６】
ミキサ１１１Ａ，１１２Ａ，１１１Ｂ，１１２Ｂによって抽出された信号成分ＡＩ，ＡＱ，ＢＩ，ＢＱは、アンプ１３１Ａ，１３２Ａ，１３１Ｂ，１３２Ｂによって増幅された後、フィルタ１４１Ａ，１４２Ａ，１４１Ｂ，１４２Ｂによって不要な周波数成分が除去される。そして、これら信号成分ＡＩ，ＡＱ，ＢＩ，ＢＱの電力レベルは、Ａ／Ｄコンバータ１５１Ａ，１５２Ａ，１５１Ｂ，１５２Ｂによってデジタル形式の電力値ＶＡＩ，ＶＡＱ，ＶＢＩ，ＶＢＱに変換され、演算部１６０に供給される。
【００２７】
演算部１６０は、下記の（１）式に沿った演算を行うことにより、受信アンテナ１００Ａ，１００Ｂの受信電力比Ｐを演算する回路である。
【００２８】
【数１】
2007024554.tif 000003
【００２９】
式（１）から明らかなように、受信電力比Ｐの演算は簡単な四則演算であることから、非常に高速に演算を行うことが可能である。演算の方法については特に限定されないが、ＣＰＵを用いてソフトウェア的に行えばよい。
【００３０】
ここで、受信電力比Ｐを求める意義について説明する。
【００３１】
まず、受信アンテナ１００Ａの指向性をｘ、計測対象物の方位（角度インデックス）をｎ、受信アンテナ１００Ａの受信電力をＷＡ、基準とする受信電力をＷＡｒｅｆとすると、方位ｎにおける利得ｘ［ｎ］（＝受信信号Ａの強度）は、下記（２）式によって表すことができる。
【００３２】
【数２】
2007024554.tif 000004
【００３３】
同様に、受信アンテナ１００Ｂの指向性をｙ、計測対象物の方位（角度インデックス）をｎ、受信アンテナ１００Ｂの受信電力をＷＢ、基準とする受信電力をＷＢｒｅｆとすると、方位ｎにおける利得ｙ［ｎ］（＝受信信号Ｂの強度）は、下記（３）式によって表すことができる。
【００３４】
【数３】
2007024554.tif 000005
【００３５】
ここで、式（２）は次式（４）に変形することができる。
【００３６】
【数４】
2007024554.tif 000006
【００３７】
同様に、式（３）は次式（５）に変形することができる。
【００３８】
【数５】
2007024554.tif 000007
【００３９】
したがって、受信アンテナ１００Ａと受信アンテナ１００Ｂとの受信電力の基準を一致させれば、つまり、ＷＡｒｅｆ＝ＷＢｒｅｆとすれば、次式（６）が成り立つことになる。
【００４０】
【数６】
2007024554.tif 000008
【００４１】
ここで、受信アンテナ１００Ａの受信電力ＷＡは、ＶＡＩ２＋ＶＡＱ２に比例し、受信アンテナ１００Ｂの受信電力ＷＢは、ＶＢＩ２＋ＶＢＱ２に比例することから、次式（７）が成り立つ。
【００４２】
【数７】
2007024554.tif 000009
【００４３】
したがって、式（６）及び式（７）から、次式（８）が成り立つことになる。
【００４４】
【数８】
2007024554.tif 000010
【００４５】
式（８）から明らかなように、受信電力比Ｐは、受信アンテナ１００Ａと受信アンテナ１００Ｂの指向性比に一致することが分かる。つまり、受信電力比Ｐを算出することは、受信アンテナ１００Ａと受信アンテナ１００Ｂの指向性比を算出することと等価であると言える。
【００４６】
したがって、受信アンテナ１００Ａと受信アンテナ１００Ｂの指向性比と、計測対象物の方位（角度インデックス）ｎとの関係をあらかじめ変換部１７０に格納しておけば、受信電力比Ｐを計測対象物の方位ｎに変換することが可能となる。
【００４７】
図４は、指向性比と方位との関係を示すグラフである。このような関数を変換部１７０に格納する方法としては、変換テーブルを用いる方法や変換式を用いる方法などが挙げられるが、変換部１７０による変換動作を高速に行うためには、変換テーブルを用いることが非常に好ましい。変換テーブルの作成は、受信アンテナ１００Ａの指向性と受信アンテナ１００Ｂの指向性が分かれば、設計時や製造時において簡単に作成することができる。
【００４８】
図５は、本実施形態によるレーダー装置を用いた方位検出方法を説明するためのフローチャートである。図５に示すように、本実施形態による方法では、デジタル形式の電力値ＶＡＩ，ＶＡＱ，ＶＢＩ，ＶＢＱを取得するステップ（ステップＳ１）と、電力値ＶＡＩ，ＶＡＱ，ＶＢＩ，ＶＢＱに基づいて受信電力比Ｐを算出するステップ（ステップＳ２）と、変換テーブルを参照することにより、受信電力比Ｐを計測対象物の方位に変換するステップ（ステップＳ３）によって方位の検出が行われる。
【００４９】
このように、本実施形態では、複雑な演算によって和信号Σや差信号Δを算出するのではなく、簡単な四則演算によって受信電力比Ｐを算出した後、変換テーブルなどを用いた変換処理によって、計測対象物の方位ｎを取得していることから、非常に高いリアルタイム性を得ることが可能となる。つまり、デジタル形式の電力値ＶＡＩ，ＶＡＱ，ＶＢＩ，ＶＢＱから和信号Σを算出するためには、次式（９）の演算が必要であり、差信号Δを算出するためには、次式（１０）の演算が必要であるが、式（９）及び式（１０）には平方根が含まれているため、和信号Σ及び差信号Δを算出するためには、複雑な演算を行う必要がある。
【００５０】
【数９】
2007024554.tif 000011
【００５１】
【数１０】
2007024554.tif 000012
【００５２】
これに対し、本実施形態では平方根を含むような複雑な演算を行うことなく、四則演算とテーブルの参照のみによって計測対象物の方位ｎを検出することが可能である。このため、本実施形態によるレーダー装置は、リアルタイム性が重視される車載用のレーダー装置としての利用が特に好適であると言える。
【００５３】
しかも、本実施形態では、受信信号Ａ，Ｂの同相成分を抽出する第１のミキサ１１１Ａ，１１１Ｂを用いて同相成分ＡＩ，ＢＩの抽出を行うとともに、受信信号Ａ，Ｂの直交成分を抽出する第２のミキサ１１２Ａ，１１２Ｂを用いて直交成分ＡＱ，ＢＱの抽出を行っていることから、受信電力をより正確に取得することが可能となる。そして、上記抽出の結果得られた電力値ＶＡＩ及びＶＡＱの平均化処理、並びに、電力値ＶＢＩ，ＶＢＱの平均化処理を行うことによって受信電力比Ｐを算出していることから、ノイズの影響を低減することが可能となり、より正確な方位を検出することが可能となる。
【００５４】
尚、上記実施形態では、２つの受信アンテナ１００Ａ，１００Ｂを用いることによって、計測対象物の上下方向の方位又は左右方向の方位を検出することが可能であるが、上下方向の方位及び左右方向の方位の両方を検出するためには、図６に示すように、４つの受信アンテナ１００Ａ，１００Ｂ，１００Ｃ，１００Ｄを用い、これらをマトリクス状に配置すればよい。
【００５５】
以上、本発明の好ましい実施形態について説明したが、本発明は、上記の実施形態に限定されることなく、本発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更が可能であり、それらも本発明の範囲内に包含されるものであることはいうまでもない。
【００５６】
例えば、上記実施形態では、デジタル形式の電力値ＶＡＩ，ＶＡＱ，ＶＢＩ，ＶＢＱを取得した後、これらを用いた演算を行うことによって受信電力比Ｐを算出しているが、アナログ量のまま演算を行うことによって受信電力比Ｐを算出しても構わない。但し、既に説明したように、受信電力比Ｐの演算は単純な四則演算のみによって行うことができることから、上記実施形態のように、デジタル値の演算を行う方が効率的である。
【図面の簡単な説明】
【００５７】
【図１】本発明の好ましい実施形態によるレーダー装置の構成を示す概略図である。
【図２】受信アンテナ１００Ａ，１００Ｂの配置方法を説明するための模式図であり、（ａ）は計測対象物の上下方向の方位を検出する場合、（ｂ）は計測対象物の左右方向の方位を検出する場合を示している。
【図３】送信信号及び受信信号の波形を示す図である。
【図４】指向性比と方位との関係を示すグラフである。
【図５】本発明の好ましい実施形態による方位検出方法を説明するためのフローチャートである。
【図６】上下方向の方位及び左右方向の方位の両方を検出する場合における受信アンテナ１００Ａ，１００Ｂ，１００Ｃ，１００Ｄの配置方法を説明するための模式図である。
【図７】一般的な振幅比較モノパルス方式のレーダー装置の構成を説明するための概略図である。
【図８】受信アンテナ１０Ａ，１０Ｂ（１００Ａ，１００Ｂ）の放射パターンを示すグラフである。
【図９】和信号Σ及び差信号Δの利得を示すグラフである。
【図１０】角度誤差電圧εと方位との関係を示すグラフである。
【符号の説明】
【００５８】
１００Ａ，１００Ｂ，１００Ｃ，１００Ｄ    受信アンテナ
１０１Ａ，１０１Ｂ    ローノイズアンプ
１０２Ａ，１０２Ｂ    ９０度位相器
１１１Ａ，１１１Ｂ    第１のミキサ
１１２Ａ，１１２Ｂ    第２のミキサ
１２０      発振回路
１２１      アンプ
１３１Ａ，１３２Ａ，１３１Ｂ，１３２Ｂ    アンプ
１４１Ａ，１４２Ａ，１４１Ｂ，１４２Ｂ    フィルタ
１５１Ａ，１５２Ａ，１５１Ｂ，１５２Ｂ    Ａ／Ｄコンバータ
１６０      演算部
１７０      変換部
２００      送信アンテナ
２０１      発振回路
２０２      ミキサ
【図１】
2007024554.tif 000013
【図２】
2007024554.tif 000014
【図３】
2007024554.tif 000015
【図４】
2007024554.tif 000016
【図５】
2007024554.tif 000017
【図６】
2007024554.tif 000018
【図７】
2007024554.tif 000019
【図８】
2007024554.tif 000020
【図９】
2007024554.tif 000021
【図１０】
2007024554.tif 000022