(57)【要約】【課題】直流電圧変換回路のスイッチング素子に駆動信号を供給するパルストランスの飽和を防止することである。【解決手段】比較器１６は、誤差電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ２以上のときにはローレベルの検出信号をドライブ回路１２に出力する。ドライブ回路１２は、比較器１６の出力信号がローレベルのときには、パルス幅変調信号とその反転信号をパルストランスＰＴ１とＰＴ２に出力しないように制御する。これによりデューティ比の大きいパルス信号がパルストランスに印加されパルストランスが飽和するのを防止できる。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧変換回路の出力電圧と目標とする電圧との差電圧を検出する誤差増幅器と、
前記誤差増幅器から出力される誤差電圧に応じてオン幅が変化するパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調信号生成回路と、
前記パルス幅変調信号と該パルス幅変調信号を反転した反転パルス幅変調信号のパルス幅に応じた信号を前記直流電圧変換回路の第１及び第２のスイッチング素子に出力する第１及び第２のパルストランスと、
前記誤差電圧が基準電圧以上となったとき、前記パルス幅変調信号と前記反転パルス幅変調信号が前記第１及び第２のパルストランスに入力しないように制御するパルス制御回路とを備える直流電圧変換回路の駆動回路。
【請求項２】
前記パルス制御回路は、前記誤差電圧と前記基準電圧を比較する比較器を有し、前記誤差電圧が前記基準電圧未満のときには、前記パルス幅変調信号と前記反転パルス幅変調信号を前記第１及び第２のパルストランスに入力し、前記誤差電圧が前記基準電圧以上のときには、前記パルス幅変調信号と前記反転パルス幅変調信号が前記第１及び第２のパルストランスに入力しないように制御する請求項１記載の直流電圧変換回路の駆動回路。
【請求項３】
前記パルス幅変調信号生成回路は、三角波発生回路と、前記誤差増幅器から出力される前記誤差電圧と前記三角波発生回路で生成される三角波の振幅値を比較して比較結果を前記パルス幅変調信号として出力する比較器からなる請求項１記載の直流電圧変換回路の駆動回路。
【請求項４】
電源オン時に前記誤差電圧として前記出力電圧と前記目標とする電圧との差電圧に関する誤差電圧より大きな電圧を出力し、時間の経過に伴って前記誤差電圧を徐々に小さくするソフトスタート回路を有し、
前記パルス制御回路は、電源オン時に前記ソフトスタート回路から出力される誤差電圧と前記基準電圧を比較し、前記誤差電圧が前記基準電圧以上のときには、前記パルス幅変調信号と前記反転パルス幅変調信号が前記第１及び第２のパルストランスに入力しないように制御する請求項１記載の直流電圧変換回路の駆動回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電圧変換回路のスイッチング素子を制御する駆動回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
バッテリ等の直流電源を使用する機器では、直流電圧を所望の電圧に昇圧または降圧するために直流電圧変換回路が用いられる。直流電圧変換回路としてスイッチング素子とインダクタ等からなるチョッパ回路が知られている。
【０００３】
負荷や入力の変動に対してチョッパ回路の出力電圧を一定に制御する方法としてスイッチング素子のオン、オフを制御するパルス信号のオン時間を制御するパルス幅変調（ＰＷＭ）方式がある。パルス幅変調方式の昇圧チョッパ回路では、昇圧チョッパ回路に印加される電圧、電流を制限するためにパルス幅変調信号のオン時間と１周期の比であるデューティ比の最大値を制限することが行われている。パルス幅変調信号を生成する駆動回路は、例えば、チョッパ回路の出力電圧と基準電圧との差電圧を検出する誤差増幅器と、誤差増幅器の出力と三角波を比較してパルス幅変調信号を出力する比較器等で構成される。
【０００４】
特許文献１には、突入電流防止回路を有するスイッチングレギュレータにおいて、電源の瞬断が発生したときにスイッチング素子を破損させないようにする技術について記載されている。具体的には、誤差増幅器の出力電圧と基準電圧を比較して入力電圧の瞬断を検出する回路を設け、入力電圧の瞬断を検出したときに、駆動回路を強制的に停止させて、瞬断が回復したときに過大な電流が流れないようにしている。
【０００５】
２個のスイッチング素子を用いて直流電圧を昇圧するチョッパ回路では、パルス幅変調信号とその反転信号を用いてスイッチング素子を交互にオン、オフしている。
従来、チョッパ回路に印加される電圧、電流の最大値を抑えるためにパルス幅変調信号のデューティ比の最大値を制限することは考えられていたが、チョッパ回路に印加される電圧、電流が小さくなる、デューティ比の最小値を制限することは考えられていなかった。
【０００６】
しかしながら、パルス幅変調信号とその反転信号（反転パルス幅変調信号）をパルストランスの一次側に供給し、二次側の電圧をスイッチング素子の制御端子に供給する場合に、パルス幅変調信号のデューティ比が０になるような制御を行うと、その反転信号である反転パルス幅変調信号のデューティ比が１００パーセントになり、パルストランスが飽和してしまうという問題が発生する。
【０００７】
また、電源オン時にチョッパ回路に過大な電圧、電流が流れないように印加電圧を徐々に増加させるソフトスタート制御が行われることが多い。しかしながら、電源オン時にオン幅の非常に狭いパルス幅変調信号を出力すると、その反転信号のオン幅が非常に広くなりパルストランスが飽和する可能性が高くなる。
【０００８】
特許文献２には、誤差増幅器の出力電圧と基準値Ｖ２とを比較し、誤差増幅器の出力電圧が基準値Ｖ２を越えたときに、トランジスタの動作を停止させることが記載されている。
【０００９】
しかしながら、特許文献２の発明は、誤差電圧が大きくスイッチング素子がほとんどオン状態にならないときに、スイッチング素子の動作を停止させることで回路の安全性を確保することを目的とするものであり、上記のようなパルストランスの飽和を防ぐことを想定したものではない。
【特許文献１】特開平５−２２９３０号公報
【特許文献２】特開平６−３１１７４１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
本発明の課題は、直流電圧変換回路のスイッチング素子に駆動信号を供給するパルストランスの飽和を防止することである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明の直流電圧変換回路の駆動回路は、直流電圧変換回路の出力電圧と目標とする電圧との差電圧を検出する誤差増幅器と、前記誤差増幅器から出力される誤差電圧に応じてオン幅が変化するパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調信号生成回路と、前記パルス幅変調信号と該パルス幅変調信号を反転した反転パルス幅変調信号のパルス幅に応じた信号を前記直流電圧変換回路の第１及び第２のスイッチング素子に出力する第１及び第２のパルストランスと、前記誤差電圧が基準電圧以上となったとき、前記パルス幅変調信号と前記反転パルス幅変調信号が前記第１及び第２のパルストランスに入力しないように制御するパルス制御回路とを備える。
【００１２】
この発明によれば、誤差電圧が基準電圧以上となりパルス幅変調信号のオン幅が所定値以下となったときには、パルス幅変調信号とその反転信号を第１及び第２のパルストランスに入力しないように制御できるのでパルストランスが飽和するのを防止できる。
【００１３】
本発明の直流電圧変換回路の駆動回路において、前記パルス制御回路は、前記誤差電圧と前記基準電圧を比較する比較器を有し、前記誤差電圧が前記基準電圧未満のときには、前記パルス幅変調信号と前記反転パルス幅変調信号を前記第１及び第２のパルストランスに入力し、前記誤差電圧が前記基準電圧以上となったときには、前記パルス幅変調信号と前記反転パルス幅変調信号を前記第１及び第２のパルストランスに入力しないように制御する。
【００１４】
このように構成することで誤差電圧と基準電圧を比較して誤差電圧が基準電圧以上となったとき、パルス幅変調信号とその反転信号が第１及び第２のパルストランスに入力しないように制御することができる。
【００１５】
本発明の直流電圧変換回路の駆動回路において、前記パルス幅変調信号生成回路は、三角波発生回路と、前記誤差増幅器から出力される前記誤差電圧と前記三角波発生回路で生成される三角波の振幅値を比較して比較結果を前記パルス幅変調信号として出力する比較器からなる。
【００１６】
このように構成することで三角波と誤差信号を比較器で比較して誤差信号に応じたオン幅を有するパルス幅変調信号とその反転信号を生成することができる。
本発明の直流電圧変換回路の駆動回路において、電源オン時に前記誤差電圧として前記出力電圧と前記目標とする電圧との差電圧に関する誤差電圧より大きな電圧を出力し、時間の経過に伴って前記誤差電圧を徐々に小さくするソフトスタート回路を有し、前記パルス制御回路は、電源オン時に前記ソフトスタート回路から出力される前記誤差電圧と前記基準電圧とを比較し、前記誤差電圧が前記基準電圧以上のときには、前記パルス幅変調信号と前記反転パルス幅変調信号が前記第１及び第２のパルストランスに入力しないように制御する。
【００１７】
このように構成することで電源オン時にソフトスタート回路から大きな誤差電圧を出力する場合に、オン幅の広いパルス幅変調信号がパルストランスに入力するのを防止できる。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によれば、直流電圧変換回路のスイッチング素子を駆動するためのパルストランスが飽和するのを防止できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。図１は、第１の実施の形態の昇圧チョッパ回路（直流電圧変換回路）１１とその駆動回路を示す図である。
図１において、昇圧チョッパ回路１１は、インダクタＬ１と２個のＭＯＳトランジスタＴＲ１、ＴＲ２（スイッチング素子）と、キャパシタＣ１と抵抗Ｒ１、Ｒ２とからなる。
【００２０】
インダクタＬ１の一端はバッテリＥ１の正電極に接続され、インダクタＬ１の他端はＭＯＳトランジスタＴＲ１のドレインとＭＯＳトランジスタＴＲ２のソースの接続点に接続されている。ＭＯＳトランジスタＴＲ２のドレインはキャパシタＣ１の一端に接続され、キャパシタＣ１の他端は接地されている。ＭＯＳトランジスタＴＲ１のソースは接地されている。ＭＯＳトランジスタＴＲ２のゲートはパルストランスＰＴ２の二次側に接続され、ＭＯＳトランジスタＴＲ１のゲートはパルストランスＰＴ１の二次側に接続されている。
【００２１】
直列に接続された抵抗Ｒ１とＲ２は、キャパシタＣ１の両端に並列に接続されている。この抵抗Ｒ１、Ｒ２の接続点の電圧Ｖ１が出力電圧Ｖｏｕｔに比例した電圧として後述する誤差増幅器１３と比較器１６に出力される。
【００２２】
パルストランスＰＴ１の１次側にはドライブ回路１２から出力されるパルス幅変調信号（ＰＷＭ）Ｑ１が入力され、パルストランスＰＴ２の１次側にはドライブ回路１２から出力されるパルス幅変調信号Ｑ１を反転した反転パルス幅変調信号Ｑ２が入力する。
【００２３】
パルストランスＰＴ１は、パルス幅変調信号Ｑ１のパルスのオン期間だけＭＯＳトランジスタＴＲ１をオンさせるように電圧（駆動信号）をＭＯＳトランジスタＴＲ１のゲートに供給する。パルストランスＰＴ２は、反転パルス幅変調信号Ｑ２のパルスのオン期間だけＭＯＳトランジスタＴＲ２をオンさせるように電圧をＭＯＳトランジスタＴＲ２のゲートに供給する。
【００２４】
誤差増幅器１３の反転入力端子には基準電圧（目標とする電圧）Ｖｒｅｆ１が入力し、非反転入力端子には抵抗Ｒ１とＲ２の接続点の電圧Ｖ１、つまり出力電圧Ｖｏｕｔに比例した電圧が入力する。誤差増幅器１３は、電圧Ｖ１と基準電圧Ｖｒｅｆ１との電圧差に応じた誤差電圧を出力する。
【００２５】
比較器１４の反転入力端子には誤差増幅器１３から出力される誤差電圧が入力し、非反転入力端子には三角波発生回路１５で生成される三角波が入力する。比較器１４は、誤差電圧と三角波の振幅値を比較し、三角波の振幅値が誤差電圧以上のときはハイレベルの信号をドライブ回路１２に出力し、三角波の振幅値が誤差電圧未満のときはローレベルの信号を出力する。従って、誤差電圧が大きいときには、比較器１４からはオン幅の狭いパルス信号が出力され、誤差電圧が小さいときには、オン幅の広いパルス信号が出力される。
【００２６】
比較器１６の反転入力端子には誤差増幅器１３の出力電圧である誤差電圧が入力し、非反転入力端子には第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２が入力する。比較器１６は、誤差電圧と第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２とを比較し、誤差電圧が第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２以上となったときローレベルの信号をドライブ回路１２に出力する。第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２の値は、三角波のピーク値、三角波の傾き、パルストランスＰＴ２が飽和しないような反転パルス幅変調信号Ｑ２のオン幅の最大値等から決めることができる。
【００２７】
ドライブ回路１２は、比較器１６の出力信号がハイレベルのとき、比較器１４から出力されるパルス信号を増幅してパルス幅変調（ＰＷＭ）信号Ｑ１としてパルストランスＰＴ１に出力すると共に、そのパルス幅変調信号Ｑ１を反転した信号を反転パルス幅変調信号Ｑ２としてパルストランスＰＴ２に出力する。また、ドライブ回路１２は、比較器１６の出力がローレベルのとき、パルス幅変調信号Ｑ１とその反転信号をパルストランスＰＴ１、ＰＴ２に出力しないように制御する。ドライブ回路１２は、例えば、比較器１４の出力パルスを増幅する増幅器、パルス幅変調信号Ｑ１とその反転信号の出力を制御するＡＮＤ回路等からなる。上記の比較器１６とドライブ回路１２はパルス制御回路に対応する。
【００２８】
ここで、図２を参照して図１の回路の動作を説明する。図２において、三角波と交差するように水平方向に延びる点線は第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２を示し、右上方向に増加する傾きを持った実線は誤差電圧を示している。
【００２９】
昇圧チョッパ回路１１の出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗Ｒ１、Ｒ２で分圧した電圧Ｖ１と基準電圧Ｖｒｅｆ１との差が大きいほど、図２に示すように誤差電圧が増加する。誤差電圧が三角波のピーク値に近づくと、比較器１４の出力パルスのオン幅が次第に狭くなり、ドライブ回路１２から出力されるパルス幅変調信号Ｑ１のオン幅も次第に狭くなる。従来の駆動回路では、誤差電圧が三角波のピーク値に近づくと、図２に点線で示すオン幅の非常に狭いパルス変調信号Ｑ１が出力され、その信号を反転して得られる反転パルス信号Ｑ２のオン幅が非常に広くなる。つまり、反転パルス幅変調信号Ｑ２のデューティ比が非常に大きくなる。その結果、反転パルス変調信号Ｑ２が入力するパルストランスＰＴ２が飽和してしまうという問題点があった。
【００３０】
これに対して、第１の実施の形態の駆動回路では、誤差電圧が第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２以上となったとき、比較器１６からドライブ回路１２にローレベルの検出信号が出力さる。ドライブ回路１２は、比較器１６からローレベルの検出信号が入力すると、パルス幅変調信号Ｑ１と反転パルス幅変調信号Ｑ２をパルストランスＰＴ１とＰＴ２に出力せず、ローレベルになるように制御する。その結果、図２に点線で示すオン幅の広い反転パルス幅変調信号Ｑ２がパルストランスＰＴ２に入力しなくなる。これによりパルストランスＰＴ２が飽和するのを防止できる。
【００３１】
次に、図３は、ソフトスタート制御を行う本発明の第２の実施の形態の駆動回路の信号波形を示す図である。図３において、三角波と交差するように水平方向に延びる点線は第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２を示し、右下方向の傾きを持った実線は誤差電圧を示す。
【００３２】
この第２の実施の形態の駆動回路は、基本的には図１の回路と同じであり、異なる点は、電源オン時に三角波のピーク値より大きな誤差電圧を出力し、徐々に電圧が低下するソフトスタート回路を設けている点である。ソフトスタート回路は、例えば、電源オン時に電源電圧でキャパシタを充電し、そのキャパシタの充電電圧を徐々に放電させる時定数回路等で構成される。
【００３３】
ソフトスタート制御を行わない場合には、電源オン直後のチョッパ回路１１の出力電圧Ｖｏｕｔはほぼ０Ｖになるので誤差増幅器１３から出力される誤差電圧は小さくなり、パルス幅変調信号Ｑ１のオン幅は最大値になる。パルス幅変調信号Ｑ１のオン幅が最大になると、チョッパ回路１１のＭＯＳトランジスタＴＲ１に大きな電流が流れてしまう。
【００３４】
そこで、電源オン時にチョッパ回路１１に流れる電流を抑えるために、電源オン時に前述のソフトスタート回路により誤差電圧の値を徐々に小さくするソフトスタート制御が行われる。ソフトスタート制御を行った場合、従来の回路では、図３に示すように誤差電圧が三角波のピーク値未満となった時点でオン幅の非常に狭いパルス幅変調信号Ｑ１が出力される。そして、このパルス幅変調信号Ｑ１を反転したオン幅の非常に広い反転パルス幅変調信号Ｑ２がパルストランスＰＴ２の１次側に入力され、パルストランスＰＴ２が飽和してしまう。
【００３５】
これに対して、第２の実施の形態の駆動回路は、誤差電圧が第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２以上のときには、図３に点線で示すオン幅の非常に狭いパルス幅変調信号Ｑ１は出力されずローレベルとなる。また、その反転信号であるオン幅の非常に広い反転パルス幅変調信号Ｑ２も出力されずローレベルとなる。
【００３６】
従って、電源オン時にオン幅の非常に広い（デューティ比の大きい）反転パルス幅変調信号Ｑ２がパルストランスＰＴ２に入力してパルストランスＰＴ２が飽和するのを防止できる。
【００３７】
上述した第１及び第２の実施の形態によれば、チョッパ回路１１の出力電圧を一定に制御するためにパルス幅変調信号Ｑ１のオン幅を可変制御する場合に、パルス幅変調信号Ｑ１のオン幅の最小値を制限することでパルス幅変調信号Ｑ１を反転した反転パルス幅変調信号Ｑ２のオン幅の最大値を制限することができる。これによりパルストランスＰＴ２にデューティ比の大きいパルス信号が印加されてパルストランスＰＴ２が飽和するのを防止することができる。また、電源オン時にチョッパ回路１１に流れる電流を徐々に増加させるソフトスタート制御を行うときには、電源オン時にオン幅の狭いパルス幅変調信号Ｑ１が生成されることになるが、第２の実施の形態では、パルス幅変調信号Ｑ１のオン幅の最小値を制限することで、オン幅の非常に広い反転パルス幅変調信号Ｑ２がパルストランスＰＴ２に出力されるのを制限し、パルストランスＰＴ２が飽和するのを防止できる。
【００３８】
上述した第１及び第２の実施の形態によれば、最大および最小デューテイを両方規制することができ、入力電圧や、電流の変動を問わずに規制が可能である。
本発明は上述した実施の形態に限らず、例えば以下のように構成しても良い。
（１）実施の形態は、比較器１６により誤差電圧が基準値Ｖｒｅｆ２以上か否かを検出し、その検出結果をドライブ回路１２に出力しているがこのような回路構成に限らない。例えば、誤差電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ２以上のときは、誤差電圧が三角波のピーク値以上となるように回路を構成しても良い。
（２）直流電圧変換回路は、図１に示すようなチョッパ回路１１に限らず、他の構成の回路でも良い。例えば、ブーストハーフブリッジ回路で、第１、第２スイッチング素子を上下アームのスイッチング素子としても良い。パルス幅変調信号と反転パルス幅変調信号を共に使用する回路であれば、本発明を適用可能である。
（３）実施の形態では誤差電圧が基準値Ｖｅｒｆ２以上である場合、パルス幅変調信号Ｑ１と反転パルス幅変調信号Ｑ２をローレベルに固定したが、ハイインピーダンス状態にするようにしても良い。
【図面の簡単な説明】
【００３９】
【図１】第１の実施の形態のチョッパ回路１１と駆動回路の回路図である。
【図２】第１の実施の形態の駆動回路の信号波形を示す図である。
【図３】第２の実施の形態の電源オン時の駆動回路の信号波形を示す図である。
【符号の説明】
【００４０】
１１      昇圧チョッパ
１３      誤差増幅器
１４，１６    比較器
１５      三角波発生回路
ＴＲ１、ＴＲ２    ＭＯＳトランジスタ
ＰＴ１、ＰＴ２    パルストランス
【図１】
2007312481.tif 000003
【図２】
2007312481.tif 000004
【図３】
2007312481.tif 000005