(57)【要約】【課題】利得の低下を抑制しつつ、無線周波数信号をサンプリングしながら周波数変換を行う。【解決手段】サンプリングクロック生成回路９は、サンプルホールド回路４にてホールドされる電流の積分値がキャンセルされないようにパルス幅Ｔｏｎを設定したサンプリングクロックＣｓを生成してサンプルホールド回路４に出力し、サンプルホールド回路４は、ローノイズアンプ３にて増幅された無線周波数信号をサンプリングクロックＣｓに従って積分しながらサンプリングし、無線周波数信号のダウンコンバートを行うことにより、ベースバンド信号に変換する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
サンプリングクロックを生成するサンプリングクロック生成回路と、
前記サンプリングクロックに従って無線周波数信号をサンプリングしながら周波数変換を行うサンプルホールド回路とを備え、
前記サンプリングクロック生成回路は、前記サンプルホールド回路にてホールドされる電流の積分値がキャンセルされないように前記サンプリングクロックのパルス幅を設定することを特徴とする無線通信装置。
【請求項２】
前記パルス幅は、前記無線周波数信号の周期の（１／２＋Ｐ（Ｐは０以上の整数））倍であることを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
【請求項３】
前記サンプリングクロック生成回路は、
基準クロックを遅延させた遅延クロックを生成する遅延素子と、
前記基準クロックと前記遅延クロックとの排他的論理和をとる排他的論理和回路とを備えることを特徴とする請求項１または２記載の無線通信装置。
【請求項４】
ノンオーバーラップの多相サンプリングクロックを生成する多相サンプリングクロック生成回路と、
前記多相サンプリングクロックに従って無線周波数信号をサブサンプリングしながら周波数変換を行うサンプルホールド回路とを備え、
前記多相サンプリングクロック生成回路は、前記サンプルホールド回路にてホールドされる電流の積分値がキャンセルされないように前記多相サンプリングクロックのパルス幅を設定することを特徴とする無線通信装置。
【請求項５】
前記パルス幅は、前記無線周波数信号の周期の実質的に１／２倍であることを特徴とする請求項４記載の無線通信装置。
【請求項６】
前記多相サンプリングクロック生成回路は、
基準クロックを参照しながら等間隔の位相差を持つ多相クロックを生成する多相クロック生成回路と、
前記多相クロックを遅延させた遅延クロックを生成する遅延素子と、
前記多相クロックと前記遅延クロックとの排他的論理和をとる排他的論理和回路とを備えることを特徴とする請求項４または５記載の無線通信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は無線通信装置に関し、特に、無線周波数信号をサンプリングしながら周波数変換を行う方法に適用して好適なものである。
【背景技術】
【０００２】
無線周波数信号をサンプリングすると、エイリアシングにより無線周波数信号が折り返されるため、周波数変換が可能となることが知られている。ここで、サンプリング周波数をｆｓとすると、スペクトルはｆｓ／２ごとに折り返される。この原理を用いれば、サンプリング周波数を１／Ｎに削減することができ、クロック発生に要する回路要求を緩和しつつ、消費電力を減らすことができる（特許文献１）。
【０００３】
サンプリングによる周波数変換では、サンプリング周波数ｆｓ、無線周波数（ＲＦ周波数）ｆrf、中間周波数（ＩＦ周波数）ｆifには、以下の関係がある。
ｆif＝ｆrf±Ｎ＊ｆｓ                                            ・・・（１）
ただし、Ｎはサブサンプリングの比である。
【０００４】
例えば、ＲＦ周波数が５．１ＧＨｚの信号を１００ＭＨｚのＩＦ周波数に変換する場合、アナログミキサでは５ＧＨｚのローカル信号が必要となる。一方、これをサンプリングミキサで周波数変換する場合、サンプリング周波数を５ＧＨｚのほか２．５ＧＨｚ（Ｎ＝２）、１．２５ＧＨｚ（Ｎ＝４）などとすることも可能である。
【０００５】
一方、ＲＦ周波数が高くなると、サンプル／ホールドに用いる容量のインピーダンスが低くなる。このため、有効なサンプル電圧を確保するためには、出力インピーダンスに比べて十分高いインピーダンスとなるようにホールド容量を小さくする必要がある。
【特許文献１】特開２００２−２６７５８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、例えば５ＧＨｚ、０．１ｐＦの容量のインピーダンスは３００Ω程度まで低下することからわかるように、通常のＣＭＯＳプロセスでは前段の出力インピーダンス（数百〜数ｋΩ程度）やＭＯＳスイッチのオン抵抗（数百Ω程度）と比べて、十分にインピーダンスの高い容量を作り込むことは難しいという問題があった。
一方、容量のインピーダンスの低下を問題とすることなく、高周波でもサンプリングを行えるようにするために、電圧−電流変換を行ってから電流をサンプリングする手法があるが、この方法でサンプリングを行うと、利得が低下するという問題があった。
【０００７】
そこで、本発明の目的は、利得の低下を抑制しつつ、無線周波数信号をサンプリングしながら周波数変換を行うことが可能な無線通信装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上述した課題を解決するために、本発明の一態様に係る無線通信装置によれば、サンプリングクロックを生成するサンプリングクロック生成回路と、前記サンプリングクロックに従って無線周波数信号をサンプリングしながら周波数変換を行うサンプルホールド回路とを備え、前記サンプリングクロック生成回路は、前記サンプルホールド回路にてホールドされる電流の積分値がキャンセルされないように前記サンプリングクロックのパルス幅を設定することを特徴とする。
【０００９】
これにより、無線周波数信号によって流れる電流がキャンセルされないように積分しながらサンプルホールド回路にてホールドすることができる。このため、前段の出力インピーダンスに比べて十分にインピーダンスの高い容量をサンプルホールド回路に作り込むことが困難である場合においても、利得の低下を抑制しつつ、無線周波数信号をサンプリングしながら周波数変換を行うことが可能となり、アナログミキサを用いることなく、無線周波数信号の受信を行うことができる。
【００１０】
また、本発明の一態様に係る無線通信装置によれば、前記パルス幅は、前記無線周波数信号の周期の（１／２＋Ｐ（Ｐは０以上の整数））倍であることを特徴とする。
これにより、無線周波数信号の正または負の領域に対応するようにサンプリングクロックを生成することができ、無線周波数信号によって流れる電流がキャンセルされないように積分しながらホールドすることができる。
【００１１】
また、本発明の一態様に係る無線通信装置によれば、前記サンプリングクロック生成回路は、基準クロックを遅延させた遅延クロックを生成する遅延素子と、前記基準クロックと前記遅延クロックとの排他的論理和をとる排他的論理和回路とを備えることを特徴とする。
これにより、簡易な回路構成を用いることで、サンプルホールド回路にてホールドされる電流の積分値がキャンセルされないようにサンプリングクロックのパルス幅を調整することができる。
【００１２】
また、本発明の一態様に係る無線通信装置によれば、ノンオーバーラップの多相サンプリングクロックを生成する多相サンプリングクロック生成回路と、前記多相サンプリングクロックに従って無線周波数信号をサブサンプリングしながら周波数変換を行うサンプルホールド回路とを備え、前記多相サンプリングクロック生成回路は、前記サンプルホールド回路にてホールドされる電流の積分値がキャンセルされないように前記多相サンプリングクロックのパルス幅を設定することを特徴とする。
【００１３】
これにより、無線周波数信号によって流れる電流がキャンセルされないように積分しながらサンプルホールド回路にてホールドすることが可能となるとともに、サブサンプリングされた無線周波数信号によって流れる電流を重ね合わせることができる。このため、前段の出力インピーダンスに比べて十分にインピーダンスの高い容量をサンプルホールド回路に作り込むことが困難である場合においても、利得を稼ぐことを可能としつつ、無線周波数信号をサブサンプリングしながら周波数変換を行うことが可能となるとともに、サンプリング周波数を１／Ｎに削減することができ、クロック発生に要する回路要求を緩和しつつ、消費電力を減らすことができる。
【００１４】
また、本発明の一態様に係る無線通信装置によれば、前記パルス幅は、前記無線周波数信号の周期の実質的に１／２倍であることを特徴とする。
これにより、無線周波数信号によって流れる電流がキャンセルされないように積分しながら、サブサンプリングされた無線周波数信号によって流れる電流を重ね合わせることができ、利得を稼ぐことを可能としつつ、サンプリング周波数を１／Ｎに削減することができる。
【００１５】
また、本発明の一態様に係る無線通信装置によれば、前記多相サンプリングクロック生成回路は、基準クロックを参照しながら等間隔の位相差を持つ多相クロックを生成する多相クロック生成回路と、前記多相クロックを遅延させた遅延クロックを生成する遅延素子と、前記多相クロックと前記遅延クロックとの排他的論理和をとる排他的論理和回路とを備えることを特徴とする。
【００１６】
これにより、簡易な回路構成を用いることで、サンプルホールド回路にてホールドされる電流の積分値がキャンセルされないように多相サンプリングクロックのパルス幅を調整することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下、本発明の実施形態に係る無線通信装置について図面を参照しながら説明する。
図１は、本発明の第１実施形態に係る無線通信装置の概略構成を示すブロック図、図２は、図１の無線通信装置の信号波形を示すタイミングチャートである。
図１において、無線通信装置には、電波の受信を行うアンテナ１、アンテナ１にて受信された無線周波数信号から不要な周波数成分を減衰させるバンドパスフィルタ２、アンテナ１にて受信された無線周波数（ＲＦ：Ｒａｄｉｏ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号を増幅するローノイズアンプ３、サンプリングクロックに従って無線周波数信号をサンプリングしながら周波数変換を行うサンプルホールド回路４、サンプルホールド回路４にてダウンコンバートされた無線周波数信号に含まれる不要な高域成分を減衰させるローパスフィルタ５、ローパスフィルタ５から出力された無線周波数信号を増幅する増幅器６、増幅器６から出力された無線周波数信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器７、サンプリング周波数ｆｓの基準クロックＣｒｅｆを生成する周波数シンセサイザ８および基準クロックを用いてサンプリングクロックを生成するサンプリングクロック生成回路９が設けられている。ここで、サンプリングクロック生成回路９は、サンプルホールド回路４にてホールドされる電流の積分値がキャンセルされないようにサンプリングクロックのパルス幅を設定することができる。なお、無線周波数信号とは、無線にて空間を伝播することが可能な周波数の信号を言い、例えば、数百ＭＨｚから数十ＧＨｚ程度の周波数の信号を言う。
【００１８】
そして、アンテナ１を介して受信された無線周波数信号は、バンドパスフィルタ２にて不要な周波数成分が減衰された後、ローノイズアンプ３に送られる。一方、周波数シンセサイザ８は、サンプリング周波数ｆｓの基準クロックＣｒｅｆを生成し（図２（ａ））、サンプリングクロック生成回路９に出力する。そして、サンプリングクロック生成回路９は、サンプルホールド回路４にてホールドされる電流の積分値がキャンセルされないようにパルス幅Ｔｏｎを設定したサンプリングクロックＣｓを生成し（図２（ｂ））、サンプルホールド回路４に出力する。なお、サンプリングクロックＣｓのパルス幅Ｔｏｎは、無線周波数信号（ＲＦ信号）の周波数をｆｒｆとすると（図２（ｃ））、無線周波数信号の周期１／ｆｒｆの（１／２＋Ｐ（Ｐは０以上の整数））倍であることが好ましい。
【００１９】
そして、ローノイズアンプ３は、バンドパスフィルタ２を介して無線周波数信号が送られると、無線周波数信号を増幅し、サンプルホールド回路４に送る。また、サンプルホールド回路４は、サンプリングクロック生成回路９からサンプリングクロックＣｓが送られると、ローノイズアンプ３にて増幅された無線周波数信号をサンプリングクロックＣｓに従って積分しながらサンプリングし、無線周波数信号のダウンコンバートを行うことにより、ベースバンド信号に変換する。そして、サンプルホールド回路４にて生成されたベースバンド信号は、ローパスフィルタ５にて不要な周波数成分が減衰された後、増幅器６を介してＡ／Ｄ変換器７に送られる。そして、ベースバンド信号がＡ／Ｄ変換器７にてデジタル化された後、ベースバンド信号処理が施される。
【００２０】
これにより、無線周波数信号によって流れる電流がキャンセルされないように積分しながらサンプルホールド回路４にてホールドすることができる。このため、ローノイズアンプ３の出力インピーダンスに比べて十分にインピーダンスの高い容量をサンプルホールド回路４に作り込むことが困難である場合においても、利得の低下を抑制しつつ、無線周波数信号をサンプリングしながら周波数変換を行うことが可能となり、アナログミキサを用いることなく、無線周波数信号の受信を行うことができる。
【００２１】
図３は、図１の無線通信装置のサンプリングパルス幅の設定方法を示す図である。
図３（ａ）において、周期１／ｆｒｆのＲＦ信号がサンプルホールド回路４に入力されるものとする。そして、図３（ｂ）に示すように、サンプリングクロックＣｓのパルス幅ＴｏｎがＲＦ信号の周期１／ｆｒｆの１／２倍に設定されているものとすると、サンプリングクロックＣｓがオンとなると、サンプルホールド回路４の容量に電流が流れ込む。このため、サンプリングクロックＣｓがオンの間にサンプルホールド回路４の容量に充電され、図３（ｄ）に示すように、ＲＦ信号の面積Ｓ１に対応した積分値が得られる。
【００２２】
一方、図３（ｃ）に示すように、サンプリングクロックＣｓのパルス幅ＴｏｎがＲＦ信号の周期１／ｆｒｆに等しくなるように設定されているものとする。そして、サンプリングクロックＣｓがオンとなると、時刻ｔ１−ｔ２の間ではサンプルホールド回路４の容量に電流が流れ込み、時刻ｔ２−ｔ３の間ではサンプルホールド回路４の容量から電流が流れ出すため、図３（ｅ）に示すように、ＲＦ信号の面積Ｓ１に対応した積分値がＲＦ信号の面積Ｓ２に対応した積分値によってキャンセルされる。
【００２３】
図４は、図１の無線通信装置のサンプリングパルス幅とＩＦ電圧の関係を示す図である。なお、図４の例では、ＩＦ電圧を１に規格化して示した。
図４において、サンプリングクロックＣｓのパルス幅Ｔｏｎを変化させた場合、
パルス幅Ｔｏｎが１／２ｆｒｆ、３／２ｆｒｆ、・・・のときには、ＲＦ信号の積分値のキャンセル分が小さくなるため、サンプルホールド回路４から出力されるＩＦ電圧が極大値をとることがわかる。このため、サンプリングクロックＣｓのパルス幅ＴｏｎをＲＦ帯域の１／２、３／２、・・・となるように設定することで、最大の利得を得ることができる。すなわち、サンプリングクロックＣｓのパルス幅ＴｏｎはＲＦ帯域の１／２倍であることが好ましいが、サンプリングクロックＣｓのパルス幅ＴｏｎはＲＦ帯域の１／２倍から多少ずれていても問題なく、例えば、サンプリングクロックＣｓのパルス幅ＴｏｎはＲＦ帯域の１／２倍から２０％程度ずれていてもよく、さらに好ましくは、サンプリングクロックＣｓのパルス幅ＴｏｎはＲＦ帯域の１／２倍から１０％程度のずれの範囲内に収めるのがよい。
【００２４】
図５は、図１のサンプリングクロック生成回路９の構成例を示す図である。
図５において、サンプリングクロック生成回路９には排他的論理和回路１１および遅延素子１２が設けられ、排他的論理和回路１１の一方の入力端子には、周波数シンセサイザ８にて生成された基準クロックＣｒｅｆが入力されるとともに、排他的論理和回路１１の他方の入力端子には遅延素子１２を介して基準クロックＣｒｅｆが入力される。そして、排他的論理和回路１１からはサンプリングクロックＣｓがサンプルホールド回路４に出力される。そして、遅延素子１２の遅延時間を調整することで、サンプリングクロックＣｓのパルス幅Ｔｏｎを調整することができる。これにより、簡易な回路構成を用いることで、サンプルホールド回路４にてホールドされる電流の積分値がキャンセルされないようにサンプリングクロックＣｓのパルス幅Ｔｏｎを調整することができる。
【００２５】
なお、無線周波数信号のサンプリング動作をサブサンプリング（（１）式でＮ≧２）とした場合に、サンプリングクロックＣｓのパルス幅Ｔｏｎを１／２ｆｒｆに設定すると、デューティー比が５０％のクロックを用いた場合に比べ、無線周波数信号のサンプリングの休止時間が長くなる。このため、ノンオーバーラップの多相サンプリングクロックを生成し、サンプリング時の電流を重ね合わせることで、さらに利得を稼ぐことができる。例えば、Ｎ＝４の場合の場合、サンプルホールド回路４の容量に充電される時間が４倍になるので、充電される電荷が４倍になり、サンプルホールド回路４からの出力電圧も同じく４倍にすることができる。
【００２６】
図６は、本発明の第２実施形態に係る無線通信装置の多相サンプリング回路の構成を示す図、図７は、本発明の一実施形態に係る多相サンプリングクロックの波形を示すタイミングチャートである。
図６において、多相サンプリング回路では、電界効果型トランジスタＭ１〜Ｍ４が並列に接続され、共通接続された電界効果型トランジスタＭ１〜Ｍ４の信号の出力側にはキャパシタＣ１が接続されている。そして、基準クロックＣｒｅｆを用いてノンオーバーラップの４相サンプリングクロックＣｓ１〜Ｃｓ４を生成し、４相サンプリングクロックＣｓ１〜Ｃｓ４を電界効果型トランジスタＭ１〜Ｍ４のゲートにそれぞれ入力する。そして、４相サンプリングクロックＣｓ１〜Ｃｓ４は電界効果型トランジスタＭ１〜Ｍ４のゲートにそれぞれ入力されると、電界効果型トランジスタＭ１〜Ｍ４が順次オン／オフを繰り返し、電界効果型トランジスタＭ１〜Ｍ４にてそれぞれサンプリングされたＲＦ信号の電流がキャパシタＣ１に蓄積され、ＩＦ信号として出力される。
【００２７】
これにより、ＲＦ信号によって流れる電流がキャンセルされないように積分しながら多相サンプリング回路路にてホールドすることが可能となるとともに、サブサンプリングされたＲＦ信号によって流れる電流を重ね合わせることができる。このため、前段の出力インピーダンスに比べて十分にインピーダンスの高いキャパシタＣ１を作り込むことが困難である場合においても、利得を稼ぐことを可能としつつ、無線周波数信号をサブサンプリングしながら周波数変換を行うことが可能となるとともに、サンプリング周波数を１／Ｎに削減することができ、クロック発生に要する回路要求を緩和しつつ、消費電力を減らすことができる。
【００２８】
なお、図６、７の例では、（１）式でＮ＝４に設定し、４相サンプリングを行う方法について説明したが、２相サンプリング、３相サンプリングまたは５相以上のサンプリング方法に適用してもよい。
図８は、本発明の一実施形態に係る多相サンプリングクロック生成回路の概略構成を示す図である。
【００２９】
図８において、多相サンプリングクロック生成回路には、位相同期回路２０および多相サンプリングクロック生成回路２７が設けられている。ここで、位相同期回路２０には、位相比較器２１、チャージポンプ回路２２、可変遅延素子２３〜２６およびキャパシタＣ２が設けられている。
また、多相サンプリングクロック生成回路２７としては、図５の構成を可変遅延素子２３〜２６の個数分だけ並列に配置した構成を用いることができる。
【００３０】
なお、多相サンプリングを行う場合、図１の構成のサンプルホールド回路４を図６の多相サンプリング回路、図１の構成のサンプリングクロック生成回路９を図８の多相サンプリングクロック生成回路で置き換えることにより、多相サンプリングクロックに従って無線周波数信号をサブサンプリングしながら周波数変換を行う無線通信装置を構成することができる。
【００３１】
そして、図１の周波数シンセサイザ８からの基準クロックＣｒｅｆは位相比較器２１に入力されるとともに、可変遅延素子２３に入力される。そして、可変遅延素子２３に入力された基準クロックＣｒｅｆは可変遅延素子２３〜２６にて順次遅延されてから位相比較器２１に入力される。そして、位相比較器２１では、可変遅延素子２６から出力された信号の位相と基準クロックＣｒｅｆの位相とが比較され、可変遅延素子２６から出力された信号の位相と基準クロックＣｒｅｆの位相のずれに対応して、Ｕｐ信号またはＤｏｗｎ信号がチャージポンプ回路２２に出力される。
【００３２】
チャージポンプ回路２２では、Ｕｐ信号が出力されると、キャパシタＣ２に電荷をチャージし、Ｄｏｗｎ信号が出力されると、キャパシタＣ２に蓄積されている電荷をデスチャージさせる。そして、チャージポンプ回路２２は、キャパシタＣ２に蓄積されている電荷によって規定される電圧を、制御電圧として可変遅延素子２３〜２６に出力する。そして、可変遅延素子２３〜２６は、制御電圧によって遅延時間を変化させ、可変遅延素子２６から出力された信号の位相と基準クロックＣｒｅｆの位相とが一致するように遅延時間を制御することにより、４相クロックを生成し、多相サンプリングクロック生成回路２７に出力する。
【００３３】
そして、４相クロックが多相サンプリングクロック生成回路２７に出力されると、多相サンプリングクロック生成回路２７は、図５の構成と同様の動作を各層ごとに行うことにより、ノンオーバーラップの４相サンプリングクロックＣｓ１〜Ｃｓ４を生成する。
これにより、簡易な回路構成を用いることで、図６の多相サンプリング回路にてホールドされる電流の積分値がキャンセルされないように４相サンプリングクロックＣｓ１〜Ｃｓ４のパルス幅を調整することができ、利得を稼ぐことを可能としつつ、サンプリング周波数を１／Ｎに削減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３４】
【図１】本発明の第１実施形態に係る無線通信装置の概略構成を示すブロック図。
【図２】図１の無線通信装置の信号波形を示すタイミングチャート。
【図３】図１の無線通信装置のサンプリングパルス幅の設定方法を示す図。
【図４】図１の無線通信装置のサンプリングパルス幅とＩＦ電圧の関係を示す図。
【図５】図１のサンプリングクロック生成回路９の構成例を示す図。
【図６】本発明の第２実施形態に係る無線通信装置の多相サンプリング回路の構成を示す図。
【図７】本発明の一実施形態に係る多相サンプリングクロックの波形を示すタイミングチャート。
【図８】本発明の一実施形態に係る多相サンプリングクロック生成回路の概略構成を示す図。
【符号の説明】
【００３５】
１  アンテナ、２  バンドパスフィルタ、３  ローノイズアンプ、４  サンプルホールド回路、５  ローパスフィルタ、６  増幅器、７  Ａ／Ｄ変換器、８  周波数シンセサイザ、９  サンプリングクロック生成回路、１１  排他的論理和回路、１２、２３〜２６  遅延素子、Ｍ１〜Ｍ４  電界効果型トランジスタ、Ｃ１、Ｃ２  キャパシタ、２０  位相同期回路、２１  位相比較器、２２  チャージポンプ回路、２７  多相サンプリングクロック生成回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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