(57)【要約】【課題】  半導体集積回路において、回路面積や消費電力を増加させることなく増幅周波数帯域を高くすることができる差動増幅回路を提供する。【解決手段】  差動増幅回路の負荷（Ｌ１，Ｌ２）として、バイポーラ・トランジスタ（Ｑ５，Ｑ６）と該トランジスタのベースと電源電圧との間に接続された抵抗（Ｒ１，Ｒ２）とからなる誘導性回路を用い、抵抗を負荷とする差動増幅回路に比べて、より高い周波数領域で必要な利得を有する増幅回路が得られるようにした。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
エミッタ端子もしくはソース端子が結合された一対の差動トランジスタと、該差動トランジスタの共通エミッタ端子もしくは共通ソース端子に接続された定電流源と、前記差動トランジスタのコレクタ端子もしくはドレイン端子に接続された負荷回路とを備える差動増幅回路であって、
前記負荷回路として、トランジスタと抵抗とを含む誘導性回路を使用していることを特徴とする差動増幅回路。
【請求項２】
前記誘導性回路は、前記差動トランジスタのコレクタ端子もしくはドレイン端子にエミッタ端子が接続され電源電圧端子にコレクタ端子が接続されたバイポーラ・トランジスタと、該トランジスタのベース端子と電源電圧端子との間に接続された抵抗とを有することを特徴とする請求項１に記載の差動増幅回路。
【請求項３】
前記差動トランジスタのベース端子もしくはゲート端子に入力される信号は、４．５ＧＨｚ以上の高周波信号であることを特徴とする請求項３に記載の差動増幅回路。
【請求項４】
発振回路と、該発振回路の発振周波数を逓倍した信号を生成するギルバート回路からなる周波数逓倍回路と、該周波数逓倍回路で逓倍された信号を増幅する差動増幅回路と、該差動増幅回路で増幅された信号と受信信号とを合成して周波数変換した信号を出力するミキサ回路とを備えた受信回路を内蔵した通信用半導体集積回路であって、
前記差動増幅回路は、エミッタ端子もしくはソース端子が結合された一対の差動トランジスタと、該差動トランジスタの共通エミッタ端子もしくは共通ソース端子に接続された定電流源と、前記差動トランジスタのコレクタ端子もしくはドレイン端子に接続されたトランジスタと抵抗を含む誘導性回路と、を有することを特徴とする受信回路を内蔵した通信用半導体集積回路。
【請求項５】
発振回路と、該発振回路の発振周波数を逓倍した信号を生成するギルバート回路からなる周波数逓倍回路と、該周波数逓倍回路で逓倍された信号を増幅する差動増幅回路とを備えた送信回路であって、
前記差動増幅回路は、エミッタ端子もしくはソース端子が結合された一対の差動トランジスタと、該差動トランジスタの共通エミッタ端子もしくは共通ソース端子に接続された定電流源と、前記差動トランジスタのコレクタ端子もしくはドレイン端子に接続されたトランジスタと抵抗を含む誘導性回路と、を有することを特徴とする送信回路を内蔵した通信用半導体集積回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、誘導性負荷を有する差動増幅回路に適用して有効な技術に関し、例えば無線通信装置における局部発振信号のような高周波信号を増幅する差動増幅回路およびそれを内蔵した通信用半導体集積回路（高周波ＩＣ）に利用して有効な技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話機のような無線通信機器には、受信信号や送信信号に高周波の局部発振信号をミキサで合成して周波数のダウンコンバートやアップコンバートを行なったり、送信信号の変調や受信信号の復調を行なったりする通信用半導体集積回路（以下、高周波ＩＣと称する）が用いられている。かかる高周波ＩＣにおいては、高周波信号を増幅するために差動増幅回路（以下、高周波アンプと称する）を用いることが多い。
【０００３】
従来の無線通信機器で用いられている一般な高周波アンプは、抵抗を負荷とする差動増幅回路であった。かかる差動増幅回路は、出力される信号の周波数帯域（以下、周波数帯域と称する）が差動トランジスタの寄生容量と負荷抵抗とのＲＣ積に依存しているため、負荷抵抗を大きくして利得を高くしようとすると周波数帯域が低下するという特性がある。そこで、１つ１つのアンプの利得は抑え、複数個のアンプを直列に接続することで、所望の振幅の信号に増幅することが行なわれている。
【特許文献１】特開２００３−２９８３５５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
本発明者らは、コードレス電話器用の高周波ＩＣを開発するに当たり、既に開発済みの携帯電話機用の高周波ＩＣで使用されている抵抗を負荷とする高周波アンプを利用することを検討した。ところが、本発明者らが開発しようとしているコードレス電話器用の高周波ＩＣは、携帯電話機用の高周波ＩＣが扱っている２．４ＧＨｚのような高周波信号よりもさらに２倍以上高い５．８ＧＨｚであるため、そのまま転用したのでは、所望の利得と周波数特性が得られないことが明らかとなった。
【０００５】
図７に、抵抗を負荷とする高周波アンプにおいて、負荷抵抗の値を１００Ω、２００Ω、３００Ωと変えた時のアンプのゲインをシミュレーションによって求めた結果を示す。図７より、４ＧＨｚ程度までなら利得はそれほど低下しないが、これを超えると急に利得が低下することが分かる。そのため、１つのアンプの利得が低下した分、アンプの段数を増やすことやアンプの動作電流を多くすることが考えられるが、そのようにすると、回路面積や消費電力が増加してしまうという課題がある。
【０００６】
そこで、抵抗の代わりにインダクタをアンプの負荷とすることを考えた。インダクタを負荷とするアンプは抵抗を負荷とするアンプに比べて周波数帯域をより高い周波数領域まで広げることができる。しかしながら、現在の技術ではスパイラルインダクタ等のオンチップ可能なインダクタは、まだまだ占有面積が大きいため、チップ面積の制約から困難であることが分かった。
【０００７】
ところで、従来、負荷に可変インダクタンス回路のような誘導性負荷を用いることで、カットオフ周波数を変更可能にした差動増幅回路に関する発明が提案されている（特許文献１）。この発明の差動増幅回路において、可変インダクタンス回路の制御電圧を固定しておけば、所望のインダクタンス値を有する誘導性負荷として動作させることができる。しかしながら、特許文献１の発明の可変インダクタンス回路は素子数の多いアクティブインダクタ回路であるため、回路規模が大きく消費電力も増加してしまうという課題がある。
【０００８】
この発明の目的は、回路面積や消費電力を増加させることなく周波数帯域を高くすることができる差動増幅回路を提供することにある。
【０００９】
この発明の他の目的は、４．５ＧＨｚ以上の高周波の領域まで利得が低下することがない差動増幅回路を提供することにある。
【００１０】
この発明の目的は、回路面積や消費電力を増加させることなく誘導性負荷を有する差動増幅回路を実現する技術を提供することにある。
【００１１】
この発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴については、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を説明すれば、下記のとおりである。
【００１３】
すなわち、差動増幅回路の負荷として、バイポーラ・トランジスタと該トランジスタのベースと電源電圧との間に接続されたベース抵抗とを有する回路を用いるようにしたものである。
【００１４】
上記した手段によれば、バイポーラ・トランジスタとベース抵抗とからなる回路が誘導性回路として機能するため、抵抗を負荷とする差動増幅回路に比べて、より高い周波数領域で必要な利得を有する増幅回路が得られるようになる。また、負荷をトランジスタと抵抗から構成することができるため、回路面積や消費電力を増加させることなく誘導性負荷を有する差動増幅回路を実現することができる。
【発明の効果】
【００１５】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記のとおりである。
【００１６】
すなわち、本発明に従うと、回路面積や消費電力を増加させることなく周波数帯域を高くすることができ、例えば４．５ＧＨｚ以上のような高周波の領域で必要な利得が得られる差動増幅回路を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下、本発明の好適な実施例を図面に基づいて説明する。
【００１８】
図１は、本発明を適用した差動増幅回路の一実施例を示す。
【００１９】
図１に示されているように、この実施例の差動増幅回路は、互いのエミッタ同士が結合された一対の差動入力トランジスタＱ１，Ｑ２と、該トランジスタＱ１，Ｑ２の共通エミッタと接地点との間に接続された定電流源Ｉ１と、Ｑ１，Ｑ２のコレクタ端子と電源電圧端子Ｖｃｃとの間に接続された誘導性負荷Ｌ１，Ｌ２を有する。
【００２０】
差動入力トランジスタＱ１，Ｑ２のベース端子には、直流成分を遮断するため容量Ｃ１，Ｃ２を介して位相が１８０°異なる高周波信号ＩＮ，ＩＮＢが入力されるとともに、Ｑ１，Ｑ２のベース端子には、抵抗Ｒ３，Ｒ４を介して動作点を与えるバイアス電圧Ｖbiasが印加されている。そして、Ｑ１，Ｑ２のコレクタ端子に、バイポーラ・トランジスタＱ３，Ｑ４と定電流源Ｉ２，Ｉ３からなるエミッタフォロワＥＦ１，ＥＦ２が出力段として接続されている。
【００２１】
誘導性負荷Ｌ１，Ｌ２は、それぞれエミッタ端子が差動入力トランジスタＱ１，Ｑ２のコレクタ端子に接続され、コレクタ端子が電源電圧端子Ｖｃｃに接続された負荷トランジスタＱ５，Ｑ６と、Ｑ５，Ｑ６のベース端子と電源電圧端子Ｖｃｃとの間に接続された抵抗Ｒ１，Ｒ２とから構成されている。定電流源Ｉ１〜Ｉ３は、ベース端子に所定の電圧が印加されたトランジスタにより構成される。トランジスタの代わりに抵抗とすることも可能である。
【００２２】
図２には、上記誘導性負荷Ｌ１，Ｌ２の等価回路が示されている。この等価回路のインピーダンスＺは、Ｚ＝Ｒ＋ｊωＬで表わすことができる。図２（Ａ）のような１個のトランジスタＱと１個の抵抗Ｒからなる回路が、図２（Ｂ）のような等価回路で表わすことができる理由を以下に説明する。
【００２３】
図３には、一般に知られているバイポーラ・トランジスタの小信号等価回路が示されている。ｒｂはべース抵抗、Ｒｃコレクタ抵抗、Ｒexはエミッタ抵抗、Ｒμはベース・コレクタ間抵抗、Ｃμはベース・コレクタ間容量、Ｒπはベース・エミッタ間抵抗、Ｃπはベース・エミッタ間容量、Ｒｏはコレクタ・エミッタ間抵抗、Ｃcsはコレクタ寄生容量である。
【００２４】
図３の等価回路において、コレクタ抵抗Ｒｃが充分に小さいとすると、コレクタ寄生容量Ｃcsとコレクタ・エミッタ間抵抗Ｒｏの影響を無視することができる。エミッタ抵抗Ｒexは充分に小さいと考え省略する。ベース・コレクタ間抵抗Ｒμは通常１００ＭΩ程度あり、かつこれと並列にベース・コレクタ間容量Ｃμがあるため、高周波的には無視することができる。さらに、ベース・コレクタ間容量Ｃμはベース・エミッタ間容量Ｃπに対して充分に小さいので無視することができる。
【００２５】
以上の擬制によって、図３の回路は図４のように簡略化することができる。図４の小信号等価回路にベース抵抗Ｒ１を接続したものが図５の回路である。図５の端子Ｔ１，Ｔ２間に生じる電圧をＶout、ベース・エミッタ間容量Ｃπにかかる電圧をＶｉ、トランジスタの伝達コンダクタンスをｇｍとおくと、次式（１），（２）が成立する。ここで、式（１）はラプラス変換の関数ｓを用いて表わしたものである。
【数１】
2007184825.tif 000003
【００２６】
Ｉｃ＝ｇｍ・Ｖｉ      ……（２）
【００２７】
また、端子Ｔ１，Ｔ２間の電圧Ｖoutは、トランジスタのベース側の電圧降下すなわちベース抵抗Ｒ１の端子間電圧とベース・エミッタ間の電圧との和と等しくなるはずであるので、次式（３）
【００２８】
Ｖout＝（Ｒ１＋ｒｂ）・Ｉｂ＋Ｖｉ    ……（３）
が成り立つ。ここで、トランジスタの電流増幅率をβ０とすると、ベース・エミッタ間抵抗Ｒπは、次式（４）で表わされる。
【００２９】
Ｒπ＝β０／ｇｍ      ……（４）
【００３０】
バイポーラ・トランジスタでは、Ｉｃ＝β０・Ｉｂであり、β０はＮＰＮ型トランジスタでは通常２００程度のため、Ｉｂ＜＜Ｉｃ、従ってＩｃ≒Ｉｏと近似できることから、上記（１）〜（４）を解くと、次式（５）
【数２】
2007184825.tif 000004
が得られる。
【００３１】
上記式（５）に着目すると、第２項の虚数部が正の符号となっていることから、これは誘導リアクタンスの項であることが分かる。また、式（５）の第１項の単位は抵抗である。従って、式（５）は図２（Ｂ）を表わしている。これより、図５の端子Ｔ１，Ｔ２間のインピーダンスすなわち図２（Ａ）の回路は誘導性であるといえる。
【００３２】
図６には、誘導性回路を負荷とする図１の差動増幅回路において、ベース抵抗Ｒ１，Ｒ２の値を１００Ω、２００Ω、３００Ωと変えた時のアンプのゲインを、シミュレーションによって求めた結果を示す。なお、シミュレーション条件は、Ｉ１＝Ｉ２＝Ｉ３＝１ｍＡとし、出力端子にそれぞれ０．３ｐＦの負荷容量が接続されているとした。図６と、抵抗を負荷とするアンプについて行なったシミュレーション結果を示す図７と比較すると、本実施例のアンプは、４．５ＧＨｚ以上の領域で利得が優っており、特に５ＧＨｚ〜７ＧＨｚの周波数範囲で高い利得が得られることが分かる。
【００３３】
図８は、本発明を差動増幅回路の一種であるギルバート回路に適用した場合の一実施例を示す。
【００３４】
この実施例のギルバート回路は、電源電圧端子Ｖｃｃと接地点ＧＮＤとの間に、縦積みにされた上段差動部と下段差動部とからなる。上段差動部は、対を成す２組の差動トランジスタＱ１１，Ｑ１２およびＱ１３，Ｑ１４と、Ｑ１１，Ｑ１３のコレクタ端子と電源電圧Ｖｃｃとの間に共通に接続された負荷回路Ｌ１と、Ｑ１２，Ｑ１４のコレクタ端子と電源電圧Ｖｃｃとの間に共通に接続された負荷回路Ｌ２とからなる。
【００３５】
そして、この実施例では、上記負荷回路Ｌ１としてトランジスタＱ１５とそのベースに接続された抵抗Ｒ１１からなる誘導性回路が、また負荷回路Ｌ２としてトランジスタＱ１６とそのベースに接続された抵抗Ｒ１２からなる誘導性回路が用いられている。また、負荷回路Ｌ２とトランジスタＱ１２，Ｑ１４のコレクタ端子との結合ノードが出力端子ＯＵＴ１に接続され、負荷回路Ｌ１とトランジスタＱ１１，Ｑ１３のコレクタ端子との結合ノードが出力端子ＯＵＴ２に接続され、出力ＯＸ，ＯＹが取り出されるようにされている。
【００３６】
下段差動部は、互いにエミッタ共通接続されたトランジスタＱ１７およびＱ１８と、Ｑ１７，Ｑ１８のエミッタ端子と接地点ＧＮＤ（０Ｖ）との間に共通に接続された定電流源Ｉ４とからなる。そして、トランジスタＱ１７のコレクタは上段差動部の差動トランジスタＱ１１，Ｑ１２の共通エミッタに接続され、トランジスタＱ１８のコレクタは上段差動部の差動トランジスタＱ１３，Ｑ１４の共通エミッタに接続されている。
【００３７】
ギルバート回路は乗算器であり、無線通信機器では一般に、上段差動部と下段差動部にそれぞれ異なる周波数の信号が入力されることにより、その周波数差に相当する信号を出力するミキサ回路として使用される。一方、ギルバート回路は、上段差動部と下段差動部に同一の周波数の信号を入力することで２倍の周波数の信号を出力する周波数逓倍回路として動作させることができる。
【００３８】
図８の回路を周波数逓倍回路として動作させる場合、上段のトランジスタＱ１１，Ｑ１４のベース端子に、信号Ｉ１Ｘが共通に入力され、Ｑ１２，Ｑ１３のベース端子に信号Ｉ１Ｘと逆相すなわち位相が１８０度ずれている信号Ｉ１Ｙが共通に入力される。
【００３９】
下段差動部の差動トランジスタＱ１７，Ｑ１８のベース端子には、上段の入力信号Ｉ１Ｘ，Ｉ１Ｙよりもバイポーラ・トランジスタのベース・エミッタ間電圧ＶBEだけ低い信号Ｉ２Ｘ，Ｉ２Ｙが入力される。Ｉ２Ｘ，Ｉ２ＹはＩ１Ｘ，Ｉ１Ｙと同一周波数であり、信号Ｉ２ＸとＩ２Ｙは逆相の信号である。これにより、周波数逓倍回路として動作し、Ｉ１Ｘ，Ｉ１Ｙの２倍の周波数の差動信号ＯＸ，ＯＹを出力する。
【００４０】
図９には、本発明に係る差動増幅回路を利用したコードレスフォンのような無線通信装置の受信回路の構成例が示されている。
【００４１】
特に制限されるものではないが、この実施例の受信回路においては、周波数逓倍回路ＤＢＬ１，ＤＢＬ２を用いて発振器（ＶＣＯ）からの発振信号φ０を逓倍してφ０の周波数ｆLOの４倍の周波数４ｆLOの信号を生成し、移相回路ＰＳ１で位相シフトしてから差動アンプＡＭＰ１，ＡＭＰ２で増幅してミキサＭＩＸに供給するように構成されている。ミキサＭＩＸは差動アンプＡＭＰ１，ＡＭＰ２からの信号と図示しないロウノイズアンプ（ＬＮＡ）からの受信信号と合成することで受信信号のダウンコンバートを行なう。
【００４２】
差動アンプＡＭＰ１，ＡＭＰ２として、図１に示されている前記実施例の差動増幅回路が用いられている。また、周波数逓倍回路ＤＢＬ１，ＤＢＬ２として、図８に示されているギルバート回路を用いるのが望ましいが、通常の抵抗を負荷とするギルバート回路を用いても良い。周波数逓倍回路ＤＢＬ１，ＤＢＬ２の後段には、位相が１８０度異なる差動信号を位相シフトして互いに位相が９０度ずつ異なる４つの信号φ１，／φ１，φ２，／φ２を生成する移相回路ＰＳ１が設けられている。
【００４３】
ＢＦＦ１は図外のロウノイズアンプ等から入力される高周波の受信信号を差動信号に変換してミキサＭＩＸへ送るバッファアンプである。また、ＰＳ２は９０度位相差を有するミキサＭＩＸの４つの出力から位相が１８０度異なる差動信号を生成して出力する移相回路、ＢＦＦ２は移相回路ＰＳ２からの差動の信号をシングルエンドの信号として出力するバッファアンプである。
【００４４】
この実施例の受信回路では、ＶＣＯからの発振信号φ０が４逓倍されてミキサＭＩＸに供給されるが、原発振信号の周波数と同一周波数の１次や２倍の２次、３倍の３次等の高調波を含む不要な輻射ノイズがミキサに入力されるという問題がある。前記実施例の高周波アンプは図６から分かるように４ＧＨｚ以下の信号のレベルを抑制する効果があるので、これを使用した差動アンプＡＭＰ１，ＡＭＰ２がミキサの前段に設けられていることにより、不要な輻射ノイズを抑制することができるという利点がある。また、原発振の４倍の周波数である本来ミキサに入力されるべき信号（５．８ＧＨｚ）は高利得で増幅することができる。
【００４５】
さらに、この実施例では、周波数逓倍回路ＤＢＬ１，ＤＢＬ２にギルバート回路を用い、ギルバート回路の上段差動部と下段差動部に、それぞれ容量素子を介してＶＣＯからの発振信号を入力させ２倍の周波数の信号を出力させる構成となっている。一方、受信信号や送信信号のダウンコンバートやアップコンバートを行なうミキサに供給すべき局部発振信号は、ミキサのＮＦ（ノイズフィギュア）やゲインなどの特性を確保する上から、ある一定レベル以上の振幅が必要とされる。
【００４６】
ところが、ギルバート回路を用いた周波数逓倍回路にあっては、入力振幅が大きくなると、一対の差動出力間の電力差と位相差が大きくなってしまうため、充分な振幅の出力が得られないという不具合がある。また、ギルバート回路の負荷抵抗を大きくしてゲインを高くすることは、寄生容量と負荷抵抗とのＲＣ積により出力信号の周波数帯域を制限することになるため、数ＧＨｚの局部発振信号を必要とする受信回路に用いられる周波数逓倍回路においては妥当な選択ではない。なお、ギルバート回路を用いた周波数逓倍回路において、入力振幅が大きくなると、充分な振幅の出力が得られない理由については、特願２００５−３４１７５７において詳しく説明されている。
【００４７】
しかしながら、本実施例のように、周波数逓倍回路の次段に誘導性回路を負荷とする差動アンプを設けることにより、ギルバート回路のゲインを下げたとしても、高周波に対して利得の下がらない後段の差動アンプで信号を増幅することができる。そのため、周波数逓倍回路の後段のアンプの数を増やすことなく所望の振幅の発振信号をミキサに供給することができるようになる。
【００４８】
また、周波数逓倍回路にギルバート回路を用いることによりＰＬＬ回路のような大規模な回路を設けることなく高い周波数の発振信号が得られる。そして、この周波数逓倍回路として図８のように誘導性回路を負荷とするギルバート回路を用いることにより、回路面積をほとんど増加させることなく高周波領域での利得を高くすることができるという利点がある。
【００４９】
図１０には、本発明に係る差動増幅回路を利用した無線通信装置の送信回路の構成例が示されている。
【００５０】
この実施例の送信回路においては、前段の回路ＡＦより入力される信号によってＶＣＯの発振信号にＦＭ変調をかけてから、周波数逓倍回路ＤＢＬ１，ＤＢＬ２で周波数を４逓倍する。その後、差動アンプＡＭＰ１とパワーアンプＰＡで搬送波成分を増幅してアンテナ端へ出力するように構成されている。上記差動アンプＡＭＰ１として、図１に示されている前記実施例の差動増幅回路が用いられている。
【００５１】
この実施例の送信回路でも、ＶＣＯからの発振信号が４逓倍されてアンテナへ出力されるが、原発振信号の周波数ｆｃと同一周波数の１次や２倍の２次、３倍の３次等の高調波を含む不要な輻射ノイズが含まれてしまうという問題がある。本発明の高周波アンプを使用した差動アンプＡＭＰ１がパワーアンプＰＡの前段に設けられていることにより、不要な輻射ノイズを抑制することができるという利点がある。また、本来出力されるべき原発振の４倍の周波数の信号（５．８ＧＨｚ）は高利得で増幅することができる。
【００５２】
また、図９の実施例で説明したのと同様に、発振回路の後段にギルバート回路を用いた周波数逓倍回路を設けた場合にも、周波数逓倍回路の次段に誘導性回路を負荷とする差動アンプを設けることにより、ギルバート回路のゲインを多少下げても、後段の差動アンプで信号を充分に増幅することができる。そのため、アンプの数を増やすことなく比較的振幅の大きな信号をパワーアンプに供給することができるようになるとともに、周波数逓倍回路にギルバート回路を用いることによりＰＬＬ回路のような大規模な回路を設けることなく高い周波数の発振信号が得られるという利点がある。
【００５３】
以上本発明者によってなされた発明を実施例に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。例えば前記実施例では、ＮＰＮトランジスタを用いた差動増幅回路を示したが、素子の接続関係を図１の回路と上下逆にしてＰＮＰトランジスタに置き換えた差動増幅回路として構成することもできる。
【００５４】
また、差動トランジスタＱ１，Ｑ２がバイポーラ・トランジスタでなくＭＯＳＦＥＴである場合にも適用することができる。さらに、多少周波数帯域は低くなるが、トランジスタＱ５，Ｑ６と並列に容量を接続した変形例も考えられる。
【産業上の利用可能性】
【００５５】
以上の説明では主として本発明者によってなされた発明をその背景となった利用分野であるコードレスフォンを構成する送信回路や受信回路に含まれる高周波アンプに適用した場合を説明した。本発明はそれに限定されるものでなく、携帯電話機等の無線通信装置の送信回路や受信回路に含まれる高周波アンプに適用することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００５６】
【図１】本発明に係る差動増幅回路の一実施例を示す回路図である。
【図２】図１の差動増幅回路を負荷とその等価回路を示した回路図である。
【図３】バイポーラ・トランジスタの小信号等価回路を示す回路図である。
【図４】図４の回路を簡略化した等価回路を示す回路図である。
【図５】図２（Ａ）の負荷回路のバイポーラ・トランジスタを図４の等価回路に置き換えた回路図である。
【図６】誘導性回路を負荷とする図１の差動増幅回路において、ベース抵抗の値を変えた時のアンプのゲインをシミュレーションによって求めた結果を示すグラフである。
【図７】抵抗を負荷とする一般的な差動増幅回路において、抵抗の値を変えた時のアンプのゲインをシミュレーションによって求めた結果を示すグラフである。
【図８】本発明に係る差動増幅回路の他の実施例であるギルバート回路の例を示す回路図である。
【図９】実施例の差動増幅回路を高周波アンプとして使用した受信回路の構成例を示すブロック図である。
【図１０】実施例の差動増幅回路を高周波アンプとして使用した送信回路の構成例を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００５７】
Ｑ１，Ｑ２  入力差動トランジスタ
Ｌ１，Ｌ２  誘導性負荷
ＶＣＯ  発振器
ＭＩＸ  ミキサ
ＰＳ１，ＰＳ２  移相回路
ＡＭＰ１，ＡＭＰ２  差動アンプ
ＢＦＦ１，ＢＦＦ２  バッファアンプ
ＤＢＬ１，ＤＢＬ２  ギルバート型周波数逓倍回路
【図１】
2007184825.tif 000005
【図２】
2007184825.tif 000006
【図３】
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【図４】
2007184825.tif 000008
【図５】
2007184825.tif 000009
【図６】
2007184825.tif 000010
【図７】
2007184825.tif 000011
【図８】
2007184825.tif 000012
【図９】
2007184825.tif 000013
【図１０】
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