(57)【要約】【課題】簡単な回路構成で変換効率が優れたスイッチング電源回路を提供する。【解決手段】入力した直流電源をスイッチング素子２２でスイッチングして電圧変換するスイッチング電源回路を制御する場合において、常時一定のデューティの矩形波を発生させて、スイッチング素子２２でのスイッチングを制御する構成とする。そして、スイッチング素子２２の出力を平滑化した出力の電圧を監視して、出力電圧が一定範囲内に収まるように、矩形波の発生期間を制御する。また、スイッチング素子２２のゲート駆動電圧を起動時に徐々に立ち上げさせて、起動時のラッシュ電流を低減させる。【選択図】図１
2007312515.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力した直流電源をスイッチングするスイッチング素子と、
前記スイッチング素子でスイッチングされた直流電源を平滑化して出力する平滑化部と、
常時一定のデューティの矩形波を発生させて、前記スイッチング素子でのスイッチングを制御する矩形波発生部と、
前記平滑化部の出力電圧を監視して、出力電圧が一定範囲内に収まるように、前記矩形波発生部が発生させる矩形波の発生期間を制御する制御部とを備えたことを特徴とする
スイッチング電源装置。
【請求項２】
請求項１記載のスイッチング電源装置において、
前記矩形波発生部が発生する矩形波の一定のデューティは、入力直流電源の電圧により、第１の一定のデューティと、第２の一定のデューティとに切替えることを特徴とする
スイッチング電源装置。
【請求項３】
請求項１記載のスイッチング電源装置において、
前記スイッチング素子のゲート駆動電圧を、入力した直流電源電圧の立ち上がり時に、徐々に立ち上がる構成としたことを特徴とする
スイッチング電源装置。
【請求項４】
請求項１記載のスイッチング電源装置において、
前記入力直流電源は、整流部で交流電源を整流した直流電源であることを特徴とする
スイッチング電源装置。
【請求項５】
電源回路としてスイッチング電源回路を備えた電子機器において、
前記スイッチング電源回路として、
入力した直流電源をスイッチングするスイッチング素子と、
前記スイッチング素子でスイッチングされた直流電源を平滑化して出力する平滑化部と、
常時一定のデューティの矩形波を発生させて、前記スイッチング素子でのスイッチングを制御する矩形波発生部と、
前記平滑化部の出力電圧を監視して、出力電圧が一定範囲内に収まるように、前記矩形波発生部が発生させる矩形波の発生期間を制御する制御部とを備えたことを特徴とする
電子機器。
【請求項６】
請求項５記載の電子機器において、
前記スイッチング電源回路は、電子機器が常時必要とする電源であるスタンバイ用電源を得る電源回路としたことを特徴とする
電子機器
【請求項７】
入力した直流電源をスイッチング素子でスイッチングして電圧変換するスイッチング電源回路の制御方法において、
前記スイッチング素子でスイッチングされた直流電源を平滑化して出力し、
常時一定のデューティの矩形波を発生させて、前記スイッチング素子でのスイッチングを制御し、
前記平滑化した出力の電圧を監視して、出力電圧が一定範囲内に収まるように、前記矩形波の発生期間を制御することを特徴とする
スイッチング電源回路の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電源の電圧を変換するスイッチング電源装置、及びその電源装置を備えた電子機器、並びにその電源装置の制御に適用されるスイッチング電源回路の制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、各種電子機器の電源回路（装置）として、スイッチング電源装置が普及している。従来の一般的なスイッチング電源装置の構成としては、入力電源を高速でスイッチングするスイッチング素子を備えて、そのスイッチング素子でのスイッチング出力を平滑化して出力電源とする。スイッチング素子でのスイッチングは、ＰＷＭ波により高速でオン・オフ制御する構成としてある。
【０００３】
スイッチング素子をオン・オフ制御するＰＷＭ波は、スイッチング出力を平滑化した出力電圧と入力電圧とを比較して、その比較に基づいて生成させるようにしてある。例えば、比較により生成させるＰＷＭ波のデューティを変化させて、出力電圧が規定値となるようにしてある。
【０００４】
特許文献１には、スイッチング電源装置の構成についての開示がある。
【特許文献１】特開２０００−３０８３３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところで、従来のスイッチング電源装置は、スイッチング素子を制御するＰＷＭ波のデューティを変化させて、所望の出力電圧を得る構成であるため、デューティが可変なＰＷＭ波を生成させる必要があり、スイッチング素子を制御する構成が複雑であるという問題があった。
【０００６】
特に近年、電子機器の省電力化をさせる手法として、待機電力を低減させることが要請されているが、機器がスタンバイ状態である際に消費する待機電力を低減させるためには、スタンバイ状態でのスイッチング電源装置の消費電力を低減することが要請されているが、実際には、デューティが可変なＰＷＭ波を生成させるためには、それなりの回路構成が必要であり、ある程度の電力消費が生じて、待機電力の低減効果に限りがある問題があった。
【０００７】
特許文献１には、スタンバイ状態時に、可変ＰＷＭ波を生成させる回路を一時的にオフさせて消費電力を低減させる構成が記載されているが、可変ＰＷＭ波を生成させる回路を使っている限り、スイッチング電源装置での消費電力（変換効率）の向上には、限りがあった。
【０００８】
本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、簡単な回路構成で変換効率が優れたスイッチング電源回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明は、入力した直流電源をスイッチング素子でスイッチングして電圧変換するスイッチング電源回路を制御する場合において、常時一定のデューティの矩形波を発生させて、スイッチング素子でのスイッチングを制御する構成とする。そして、スイッチング素子の出力を平滑化した出力の電圧を監視して、出力電圧が一定範囲内に収まるように、矩形波の発生期間を制御するようにしたものである。
【００１０】
このようにしたことで、常時一定のデューティの矩形波を発生させる回路を用意して、その矩形波発生回路の矩形波発生期間を出力電圧に応じて制御することで、必要とする電圧範囲の出力電圧が得られる。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によると、常時一定のデューティの矩形波を発生させる回路を用意して、所望の電圧範囲の出力を得ることができ、非常に簡単な回路な回路構成で、スイッチング電源を構成することができる。また、回路構成が簡単で変換効率が高いために、スイッチング電源を備えた機器の低消費電力化に貢献する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
以下、本発明の第１の実施の形態を、図１〜図４を参照して説明する。
本例においては、電子機器が必要とする電源回路（電源装置）に適用したものである。電子機器は、電源オンの状態で必要な電源を供給する電源回路と、電源オフでスタンバイ状態の場合に常時作動させる回路に電源を供給する電源回路との２つの電源回路を備える。
【００１３】
まず図２を参照して電子機器の電源供給構成について説明する。電子機器１０は、直流電源入力端子１１を備える。直流電源入力端子１１は、例えば８Ｖ〜２０Ｖのような所定範囲の低圧直流電源の入力を受け付ける可変電圧対応としてある。本例の直流電源入力端子１１には、商用交流電源（ＡＣ１００Ｖなど）が得られる電源コンセントに接続される,電源プラグ１を備えたＡＣアダプタ２で、変換された直流電源が供給される構成としてあるが、自動車用バッテリなどの他の電源を、直流電源入力端子１１に供給してもよい。
【００１４】
直流電源入力端子１１に得られる直流電源は、スイッチ１２を介して第１電源回路１３に供給し、この電子機器が電源オン時に必要とする各種電源電圧を生成し、必要とする回路に供給する。図２の例では、第１電源回路１３は９Ｖ，６Ｖ，３Ｖの３種類の直流電源を生成させる構成としてある。第１電源回路１３は例えば数十Ｗ程度の比較的容量の大きな電源回路である。
【００１５】
そして本例においては、この第１電源回路１３とは別に、第２電源回路２０を備える。この第２電源回路２０は、この電子機器が電源オフでスタンバイ状態の場合であっても常時電源を供給する必要のある回路に、電源を供給する回路で、電源容量としては、例えば０．０１Ｗ程度の非常に小さな容量で、第１電源回路１３の電源容量よりも大幅に小さい。この第２電源回路２０は、スイッチング電源回路で構成してあり、ここでは６Ｖを出力する。但し、正確には後述するように、６．０Ｖから６．５Ｖの範囲内の電圧の直流電源である。
【００１６】
第２電源回路２０で変換された約６Ｖの直流電源は、この電子機器１０の動作を制御するマイクロコンピュータ１４と、赤外線信号の受光部１６と、スタンバイ表示用ＬＥＤ（発光ダイオード）１７とに供給する。赤外線信号の受光部１６は、この電子機器１０の動作を遠隔制御するリモートコントローラ（図示せず）から送信される受光部（受信部）であり、第２電源回路２０から電源が常時供給されることで、常時その受光部１６で受信した信号をマイクロコンピュータ１４に供給する。マイクロコンピュータ１４は、機器が電源オフでスタンバイ状態の場合には、スイッチ１２をオフ状態として、第１電源回路１３に入力電源を供給しない構成としてある。そして、そのスタンバイ状態の場合に、機器に用意されたキーの操作の有無と、受光部１６からの受光信号の供給の有無とを常時監視して、いずれかがあった場合に、スイッチ１２をオン状態として、第１電源回路１３に直流電源を供給して、機器内の各部に電源を供給させる。スタンバイ表示用ＬＥＤ１７は、電子機器１０が電源オフでスタンバイ状態の場合に、第２電源回路２０からの電源で点灯する。
【００１７】
このようにして構成される電子機器１０が備える第２電源回路２０として、本例においては、図１に示すように構成する。
以下、図１に示す本例の電源回路について説明すると、本例の電源回路は、入力端子２１に得られる直流電源（図２の直流電源入力端子１１に得られる直流電源）を、スイッチング素子２２を高速でオン・オフさせて出力電圧を制御するスイッチング電源回路である。スイッチング素子２２としては、例えばＰチャンネル電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を使用する。入力端子２１に得られる直流電源は、スイッチング素子２２に供給すると共に、制御部２３及び矩形波発振器３０に供給する。制御部２３では、電源回路の出力端子２８に得られる電源の電圧値を判断して、矩形波発振器３０の発振出力を制御する。発振出力の制御状態については後述する。
【００１８】
矩形波発振器３０は、常時一定のデューティでハイレベルとローレベルとを繰り返す矩形波を発振して出力する発振器であり、その矩形波出力のオン・オフが制御部２３により制御される。矩形波発振器３０が出力する矩形波は、スイッチング素子２２のゲートに供給し、スイッチング素子２２による入力電源のスイッチングを矩形波で制御する。
【００１９】
スイッチング素子２２と出力端子２８との間には、スイッチング素子２２でスイッチングされた電源の平滑化回路が構成させてある。即ち、スイッチング素子２２と出力端子２８との間に、コイル２５が接続してあり、コイル２５と出力端子２８との接続点と接地電位部との間に、コンデンサ２６が接続してあり、さらにスイッチング素子２２とコイル２５との接続点と接地電位部との間に、フライホイル用のダイオード２７が接続してある。これらの素子２５，２６，２７により、スイッチング素子２２のスイッチング出力が平滑化されて、出力端子２８から後段の回路（図２のマイクロコンピュータ１４及び受光部１６）に供給される。
【００２０】
図３は、本例の電源回路が備える制御部２３での制御状態の例を示したフローチャートである。まず制御部２３は、矩形波発振器３０での一定デューティでの発振を開始させる（ステップＳ１）。この発振出力が開始されると、スイッチング素子２２でのスイッチングが発振出力に同期して行われ、出力端子２８側の出力電圧が上昇する。このようにしてスイッチングが行われた状態で、出力端子２８に得られる出力電圧Ｖ０が、６．５Ｖを越えたか否か判断する（ステップＳ２）。この判断で、６．５Ｖを越えてない場合には、矩形波発振器３０での発振を継続させ、６．５Ｖを越えた時点で、矩形波発振器３０での発振を停止させる（ステップＳ３）。この発振を停止させることで、スイッチング素子２２でのスイッチングが停止して、平滑化回路を構成するコンデンサ２６が放電されることで、徐々に出力電圧が低下する。ここで、制御部２３では、出力電圧Ｖ０が、６．０Ｖ未満になったか否か判断する（ステップＳ２）。この判断で、６．０Ｖ未満となると、ステップＳ１に戻り、矩形波発振器３０での一定デューティでの発振を開始させる。
【００２１】
図４は、本例の電源回路でのスイッチング素子２２でのスイッチング状態を、入力電源電圧毎に示したものである。図４の例では、入力電圧が８Ｖの場合（図４（ａ）（ｂ））と、１２Ｖの場合（図４（ｃ）（ｄ））と、２０Ｖの場合（図４（ｅ）（ｆ））とを示したものである。図４（ａ），（ｃ），（ｅ）に示したチョッパ電圧は、図１の回路図のスイッチング素子２２でスイッチングされて平滑化される前の出力であるＶｘ点の電圧である。なお、本例での矩形波発振器３０の出力矩形波のデューティは、０．８７５（矩形波がハイレベルの期間の割合）としてある。
【００２２】
まず、８Ｖ入力の場合について説明すると、スイッチング素子２２でスイッチングされて得られたチョッパ電圧は、図４（ａ）に示す状態となる。この図４（ａ）に示すように、一定デューティの矩形波で８Ｖのチョッパ電圧が出力されている期間Ｔ11には、図４（ｂ）に示す出力電圧が徐々に上昇し、出力電圧が６．５Ｖを越えた時点で、チョッパ電圧が０Ｖとなる休止期間Ｔ12が発生する。この休止期間Ｔ12には、スイッチング素子２２からの出力が供給されないので、出力電圧が６．５Ｖから徐々に低下し、６．０Ｖとなる。この６．０Ｖ以下となった時点で、一定デューティの矩形波が再開されて、図４（ｂ）に示す出力電圧が徐々に上昇する処理が繰り返される。
【００２３】
次に、１２Ｖ入力の場合について説明すると、スイッチング素子２２でスイッチングされて得られたチョッパ電圧は、図４（ｃ）に示す状態となる。この図４（ｃ）に示す状態と図４（ａ）に示す８Ｖ入力の場合との違いは、電圧の波高値（入力電圧値）だけであり、デューティは同じである。但し、入力電圧値が違うために、１２Ｖ入力の場合に一定デューティの矩形波で１２Ｖのチョッパ電圧が出力されている期間Ｔ21は、８Ｖのチョッパ電圧が出力されている期間Ｔ11よりも短い期間になり、図４（ｃ）の休止期間Ｔ22が、図４（ａ）の休止期間Ｔ12よりも長くなる。
【００２４】
同様に、図４（ｅ）に示す２０Ｖ入力の場合のチョッパ電圧についても、チョッパ電圧が出力されている期間Ｔ31は、１２Ｖのチョッパ電圧が出力されている期間Ｔ21よりも短い期間になり、図４（ｅ）の休止期間Ｔ32が、図４（ｃ）の休止期間Ｔ22よりも長くなる。従って、いずれの入力電圧の場合でも、図４（ｂ），（ｄ），（ｆ）に示す出力電圧については、６．５Ｖと６．０Ｖとの間を一定の周期で上下するようになる。
【００２５】
ここで、各電圧でのチョッパ電圧出力期間と休止期間との比率について検討すると、出力矩形波のデューティが０．８７５であるとすると、例えば入力電圧が８Ｖである場合には、入力電圧８Ｖを、デューティ０．８７５の矩形波でスイッチングすると、８×０．８７５＝７となり、休止期間がない場合には７．０Ｖが出力されることになる。この７．０Ｖの出力を６／７（即ち０．８６）することで６Ｖとなる。従って、チョッパ電圧出力期間Ｔ11を０．８６とし、休止期間Ｔ12を０．１４とする比率で制御することで、出力電圧の平均が６Ｖとなる。
【００２６】
同様の計算を１２Ｖ入力の場合に当て嵌めると、入力電圧１２Ｖを、デューティ０．８７５の矩形波でスイッチングすると、１２×０．８７５＝７．８７５Ｖとなり、休止期間がない場合には７．８７５Ｖが出力されることになる。この７．８７５Ｖの出力に０．７６を乗算することで６Ｖとなる。従って、チョッパ電圧出力期間Ｔ21を０．７６とし、休止期間Ｔ22を０．２４とする比率で制御することで、出力電圧の平均が６Ｖとなる。
【００２７】
入力電圧２０Ｖの場合には、入力電圧２０Ｖを、デューティ０．８７５の矩形波でスイッチングすると、１２×０．８７５＝１０．５Ｖとなり、休止期間がない場合には１０．５Ｖが出力されることになる。この１０．５Ｖの出力に０．５７を乗算することで６Ｖとなる。従って、チョッパ電圧出力期間Ｔ31を０．５７とし、休止期間Ｔ32を０．４３とする比率で制御することで、出力電圧の平均が６Ｖとなる。
【００２８】
このように、常時一定デューティの矩形波で入力電圧のスイッチングを制御し、電圧に応じた休止期間幅の設定で、出力電圧を一定範囲に収めることができる。このように制御されるスイッチング電源回路は、矩形波を発生させる回路が、常時一定デューティの矩形波を発生させる回路でよいので、簡単かつ効率のよい回路構成で、可変入力電圧に対応させることができる。従って、スタンバイ状態で常時作動させる必要のある回路に電源を供給する電源回路に好適である。
【００２９】
次に、本発明の第２の実施の形態を、図５〜図６を参照して説明する。この図５〜図６において、第１の実施の形態で説明した図１〜図４に対応する部分には同一符号を付す。
【００３０】
本実施の形態のスイッチング電源回路は、第１の実施の形態で説明したスイッチング電源回路と基本的な構成については同じであり、常時一定デューティの矩形波で入力電圧のスイッチングを制御し、電圧に応じた休止期間幅の設定で、出力電圧を一定範囲に収める処理を行う。そして本例においては、スイッチング電源回路の起動時の対処を行う構成としたものである。
【００３１】
図５は、本例のスイッチング電源回路の構成を示した図である。本例においては、入力端子２１を、抵抗器２９を介してスイッチング素子２２に接続する。入力端子２１は、コンデンサ４１を介して接地させてある。スイッチング素子２２と出力端子２８との間にはコイル２５を接続し、コイル２５と出力端子２８との接続点を、コンデンサ２６を介して接地し、スイッチング素子２２とコイル２５との接続点を、フライホイル用のダイオード２７を介して接地する。コイル２５とコンデンサ２６は平滑化回路を構成する。
【００３２】
出力端子２８に得られる電圧は、抵抗器４２，４３で分圧して、その分圧された電圧を、抵抗器４４を介して比較器４５の一方の比較入力端に供給する。比較器４５の他方の比較入力端には、基準電圧源４６の出力電圧を供給する。この比較器４５の比較出力端と一方の比較入力端との間は、抵抗器４８で接続する。
【００３３】
比較器４５の比較出力端から出力される信号は、矩形波発振器３０内のＡＮＤゲート（負論理入力：以下同じ）３１の一方の入力端に供給する。ＡＮＤゲート３１の出力端から出力される信号は、インバータ３２を介してスイッチング素子２２のゲートに供給する。
【００３４】
矩形波発振器３０内のＡＮＤゲート３１とインバータ３２には、入力端子２１に得られる電源が供給され、ＡＮＤゲート３１とインバータ３２の負極側の電源端子は、抵抗器５０を介して接地電位部と接続させてある。なお、入力端子２１と抵抗器５０との間には、コンデンサ４９が接続してある。
【００３５】
矩形波発振器３０内のインバータ３２の出力端は、コンデンサ３３と抵抗器３７との直列回路を介して、ＡＮＤゲート３１の他方の入力端に接続する。ＡＮＤゲート３１の出力端とインバータ３２との接続点は、抵抗器３４とダイオード３５との直列回路を介して、コンデンサ３３と抵抗器３７との接続点に接続する。さらに、抵抗器３４とダイオード３５との直列回路と並列に、抵抗器３６を接続する。
【００３６】
このように構成される図５のスイッチング電源回路の動作について説明すると、入力端子２１に得られる電源は、矩形波発振器３０が出力する矩形波に同期して、スイッチング素子２２でスイッチングされて、コイル２５とコンデンサ２６で構成される平滑化回路で平滑化されて、出力端子２８に出力される。この基本的な動作は第１の実施の形態で説明した図１の構成の動作と同じである。図５の構成の場合には、図１の制御部２３に対応した構成として、比較器４５とその周辺回路の構成を備える。比較器４５では、出力端子２８に得られる電圧が、抵抗器４２，４３で分圧されて、基準電圧源４６の出力と比較されて、その比較結果出力が、矩形波発振器３０内のＡＮＤゲート３１に供給されることで、矩形波発振器３０での一定デューディの発振が制御される。抵抗器３６とダイオード３５の直列回路、および抵抗器３６は、コンデンサ３３と共に時定数回路を構成し、所望とするデューティで矩形波を発生させる。
【００３７】
ここで、比較器４５の比較出力端と一方の比較入力端との間を抵抗器４８で接続してあることで、比較器４５での比較動作に所定のヒステリシスを持つことになる。この抵抗器４８で構成されるヒステリシス回路が接続してあることで、比較動作を行う下限電圧と上限電圧とに幅が生じる。この下限電圧と上限電圧とに幅が生じる点を利用して、例えば図４に示すように、６．０Ｖを下回ったことの検出と６．５Ｖを上回ったことの検出が行える。
【００３８】
図５に示した矩形波発振器３０は、比較器４５の比較結果出力がＡＮＤゲート３１に供給されることで、矩形波発振器３０の発振動作が制御されて、常時一定デューディの発振がオン・オフ制御されて、第１の実施の形態で図４を用いて説明した状態で発振制御が行われて、入力電圧が例えば８Ｖ〜２０Ｖまでの規定範囲内であれば、６．０Ｖから６．５Ｖまでの一定範囲内の出力電圧を出力させることができる。
【００３９】
そして本例においては、矩形波発振器３０内のＡＮＤゲート３１とインバータ３２とに、動作用の電源として入力端子２１に得られる電源電圧を印加する際に、その電源供給路と並列にコンデンサ４９を接続する構成としたことで、電源入力開始時に、矩形波発振器３０で生成される矩形波の立ち上がりを、徐々に立ち上がる矩形波とすることができる。
図６は、この電源入力開始時に、矩形波が徐々に立ち上がる状態の例を示した図である。
【００４０】
図６（ａ）は、入力端子２１に得られる電源電圧（入力電圧）であり、タイミングＴｓで急激に所定電圧（８Ｖ〜２０Ｖの範囲内の電圧）に立ち上がっている。図６（ｂ）は、ＡＮＤゲート３１とインバータ３２の負極側の電源端子と接地電位部との間の抵抗器５０との接続点Ｖａの電位を示したものである。接続点Ｖａの電位は、コンデンサ４９が接続してあるために、タイミングＴｓで急激に立ち上がり、ある程度の時定数を持って０Ｖ付近に低下する。このようにＡＮＤゲート３１とインバータ３２の電源電圧が制御されることで、矩形波発振器３０の出力電圧波形Ｖｂ（即ちスイッチング素子２２のゲート駆動電圧）としては、図６（ｃ）に示すように、矩形波のローレベルの期間の電位が、図６（ｂ）に示すＶａの電位に比例して変化するようになる。
【００４１】
従って、ＰチャンネルＦＥＴで構成されるスイッチング素子２２のゲート駆動電圧が徐々に立ち上がり、結果的にスイッチング素子２２の出力電圧Ｖｃ（チョッパ電圧）は、図６（ｄ）に示すように、スイッチング素子２２がオン状態の電位が、徐々に電源電圧に立ち上がるようになる。このように電源の入力開始時の電圧が徐々に立ち上がる構成としてあることで、電源入力開始時におけるスイッチング素子２２でのスイッチング状態が、良好な立ち上がり状態となり、常時一定のデューティでスイッチングする構成であるにも係わらず、起動時のラッシュ電流を低減することができ、電源回路内の素子が保護される。
【００４２】
次に、本発明の第３の実施の形態を、図７〜図８を参照して説明する。この図７〜図８において、第１及び第２の実施の形態で説明した図１〜図６に対応する部分には同一符号を付す。
【００４３】
本実施の形態のスイッチング電源回路は、第２の実施の形態で説明したスイッチング電源回路に、さらに矩形波発振器が出力する矩形波のデューティを入力電源電圧に応じて、２段階に切替える構成としたものであり、その他の部分は、第２の実施の形態で説明した図５のスイッチング電源回路と同様の構成とする。
【００４４】
即ち、図７に示した本例の電源回路は、入力端子２１に得られる電圧と、基準電圧源５１の出力電圧とを比較する比較器５２を設ける。そして、矩形波発振器３０内の抵抗器３４，３６（図５）として、それぞれ抵抗値が異なる２つの抵抗器３４ａ，３４ｂと抵抗器３６ａ，３６ｂを設ける。そして、抵抗器３４ａ，３４ｂをスイッチ５３で選択すると共に、抵抗器３６ａ，３６ｂをスイッチ５４で選択する構成とする。スイッチ５３，５４は、比較器５２の出力に応じて連動して制御する構成とする。比較器５２では、入力電源電圧の可変範囲である８Ｖ〜２０Ｖの間の特定電圧ＶTHを越えたか否か判断する。
【００４５】
この判断で、比較器５２で入力電圧が特定電圧を越えたと判断した場合には、スイッチ５３，５４を一方の抵抗器に接続し、入力電圧が特定電圧ＶTH以下の場合には、スイッチ５３，５４を他方の抵抗器に接続する。このように、矩形波発振器３０内の抵抗器３４ａ，３４ｂと抵抗器３６ａ，３６ｂの選択を、入力電源電圧に応じて制御することで、矩形波発振器３０が出力する矩形波のデューティを、入力電源電圧に応じて２段階に制御することができる。その他の部分は、図５のスイッチング電源回路と同様に構成する。
【００４６】
図８のフローチャートは、このデューティの設定状態を示したものである。直流電源が入力端子２１に入力されると（ステップＳ１１）、その入力電源の電圧が特定電圧ＶTHを越えたか否か判断し（ステップＳ１２）、越えてない場合には第１のデューティで発振させるように発振状態を固定する（ステップＳ１３）。越えた場合には、第２のデューティで発振させるように発振状態を固定する（ステップＳ１４）。
【００４７】
このようにデューティを２段階に切替えることで、スイッチング素子２２でのスイッチング状態を、一定の状態とすることができ、スイッチングにより発生する作動音を、耳障りでない周波数の音にすることができる。即ち、デューティを常時一定とした場合には、第１の実施の形態で図４を用いて説明したように、スイッチング期間と休止期間との比率が変化して、ある電圧が入力した状態では、耳障りな周波数帯域（例えば３０００Ｈｚ程度の周波数）のスイッチング作動音がする可能性がある。ここで、本例のように発振信号のデューティを２段階に切替えることで、耳障りな周波数帯域のスイッチング作動音の発生を防止することが可能になる。
【００４８】
なお、ここまで説明した各実施の形態で示した具体的な回路構成は一例を示したものであり、本発明は、これらの回路構成に限定されるものではない。また、電源電圧やデューティなどの値についても一例を示したものであり、上述した例に限定されるものではない。
【図面の簡単な説明】
【００４９】
【図１】本発明の第１の実施の形態による構成例を示す回路図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態によるスイッチング電源を備えた機器の電源制御例を示す構成図である。
【図３】本発明の第１の実施の形態による動作制御例を示すフローチャートである。
【図４】本発明の第１の実施の形態による動作状態の例を示す波形図である。
【図５】本発明の第２の実施の形態による構成例を示す回路図である。
【図６】本発明の第２の実施の形態による動作状態の例を示す波形図である。
【図７】本発明の第２の実施の形態による構成例を示す回路図である。
【図８】本発明の第３の実施の形態による動作制御例を示すフローチャートである。
【符号の説明】
【００５０】
１…電源プラグ、２…ＡＣアダプタ、１０…電子機器、１１…直流電源入力端子、１２…スイッチ、１３…第１電源回路、１４…マイクロコンピュータ、１５…キー、１６…受光部、２１…入力端子、２２…スイッチング素子、２３…制御部、２５…コイル、２６…コンデンサ、２７…ダイオード、２８…出力端子、３０…矩形波発振器、４５…比較器、４６…基準電圧源、５１…基準電圧源、５２…比較器
【図１】
2007312515.tif 000003
【図２】
2007312515.tif 000004
【図３】
2007312515.tif 000005
【図４】
2007312515.tif 000006
【図５】
2007312515.tif 000007
【図６】
2007312515.tif 000008
【図７】
2007312515.tif 000009
【図８】
2007312515.tif 000010
【手続補正書】
【提出日】平成19年6月13日(2007.6.13)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００４
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００４】
特許文献１には、スイッチング電源装置の構成についての開示がある。
【特許文献１】特開２０００−３０８３３５号公報
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１１
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００１１】
本発明によると、常時一定のデューティの矩形波を発生させる回路を用意して、所望の電圧範囲の出力を得ることができ、非常に簡単な回路構成で、スイッチング電源を構成することができる。また、回路構成が簡単で変換効率が高いために、スイッチング電源を備えた機器の低消費電力化に貢献する。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１３
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００１３】
まず図２を参照して電子機器の電源供給構成について説明する。電子機器１０は、直流電源入力端子１１を備える。直流電源入力端子１１は、例えば８Ｖ〜１２Ｖのような所定範囲の低圧直流電源の入力を受け付ける可変電圧対応としてある。本例の直流電源入力端子１１には、商用交流電源（ＡＣ１００Ｖなど）が得られる電源コンセントに接続される、電源プラグ１を備えたＡＣアダプタ２で、変換された直流電源が供給される構成としてあるが、自動車用バッテリなどの他の電源を、直流電源入力端子１１に供給してもよい。
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２１
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００２１】
図４は、本例の電源回路でのスイッチング素子２２でのスイッチング状態を、入力電源電圧毎に示したものである。図４の例では、入力電圧が８Ｖの場合（図４（ａ）（ｂ））と、９Ｖの場合（図４（ｃ）（ｄ））と、１２Ｖの場合（図４（ｅ）（ｆ））とを示したものである。図４（ａ），（ｃ），（ｅ）に示したチョッパ電圧は、図１の回路図のスイッチング素子２２でスイッチングされて平滑化される前の出力であるＶｘ点の電圧である。なお、本例での矩形波発振器３０の出力矩形波のデューティは、０．８７５（矩形波がハイレベルの期間の割合）としてある。
【手続補正５】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２３
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００２３】
次に、９Ｖ入力の場合について説明すると、スイッチング素子２２でスイッチングされて得られたチョッパ電圧は、図４（ｃ）に示す状態となる。この図４（ｃ）に示す状態と図４（ａ）に示す８Ｖ入力の場合との違いは、電圧の波高値（入力電圧値）だけであり、デューティは同じである。但し、入力電圧値が違うために、９Ｖ入力の場合に一定デューティの矩形波で９Ｖのチョッパ電圧が出力されている期間Ｔ21は、８Ｖのチョッパ電圧が出力されている期間Ｔ11よりも短い期間になり、図４（ｃ）の休止期間Ｔ22が、図４（ａ）の休止期間Ｔ12よりも長くなる。
【手続補正６】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２４
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００２４】
同様に、図４（ｅ）に示す１２Ｖ入力の場合のチョッパ電圧についても、チョッパ電圧が出力されている期間Ｔ31は、９Ｖのチョッパ電圧が出力されている期間Ｔ21よりも短い期間になり、図４（ｅ）の休止期間Ｔ32が、図４（ｃ）の休止期間Ｔ22よりも長くなる。従って、いずれの入力電圧の場合でも、図４（ｂ），（ｄ），（ｆ）に示す出力電圧については、６．５Ｖと６．０Ｖとの間を一定の周期で上下するようになる。
【手続補正７】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２６
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００２６】
同様の計算を９Ｖ入力の場合に当て嵌めると、入力電圧９Ｖを、デューティ０．８７５の矩形波でスイッチングすると、９×０．８７５＝７．８７５Ｖとなり、休止期間がない場合には７．８７５Ｖが出力されることになる。この７．８７５Ｖの出力に０．７６を乗算することで６Ｖとなる。従って、チョッパ電圧出力期間Ｔ21を０．７６とし、休止期間Ｔ22を０．２４とする比率で制御することで、出力電圧の平均が６Ｖとなる。
【手続補正８】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２７
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００２７】
入力電圧１２Ｖの場合には、入力電圧１２Ｖを、デューティ０．８７５の矩形波でスイッチングすると、１２×０．８７５＝１０．５Ｖとなり、休止期間がない場合には１０．５Ｖが出力されることになる。この１０．５Ｖの出力に０．５７を乗算することで６Ｖとなる。従って、チョッパ電圧出力期間Ｔ31を０．５７とし、休止期間Ｔ32を０．４３とする比率で制御することで、出力電圧の平均が６Ｖとなる。
【手続補正９】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３６
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００３６】
このように構成される図５のスイッチング電源回路の動作について説明すると、入力端子２１に得られる電源は、矩形波発振器３０が出力する矩形波に同期して、スイッチング素子２２でスイッチングされて、コイル２５とコンデンサ２６で構成される平滑化回路で平滑化されて、出力端子２８に出力される。この基本的な動作は第１の実施の形態で説明した図１の構成の動作と同じである。図５の構成の場合には、図１の制御部２３に対応した構成として、比較器４５とその周辺回路の構成を備える。比較器４５では、出力端子２８に得られる電圧が、抵抗器４２，４３で分圧されて、基準電圧源４６の出力と比較されて、その比較結果出力が、矩形波発振器３０内のＡＮＤゲート３１に供給されることで、矩形波発振器３０での一定デューディの発振が制御される。抵抗器３４とダイオード３５の直列回路、および抵抗器３６は、コンデンサ３３と共に時定数回路を構成し、所望とするデューティで矩形波を発生させる。
【手続補正１０】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３８
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００３８】
図５に示した矩形波発振器３０は、比較器４５の比較結果出力がＡＮＤゲート３１に供給されることで、矩形波発振器３０の発振動作が制御されて、常時一定デューディの発振がオン・オフ制御されて、第１の実施の形態で図４を用いて説明した状態で発振制御が行われて、入力電圧が例えば８Ｖ〜１２Ｖまでの規定範囲内であれば、６．０Ｖから６．５Ｖまでの一定範囲内の出力電圧を出力させることができる。
【手続補正１１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００４０
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００４０】
図６（ａ）は、入力端子２１に得られる電源電圧（入力電圧）であり、タイミングＴｓで急激に所定電圧（８Ｖ〜１２Ｖの範囲内の電圧）に立ち上がっている。図６（ｂ）は、ＡＮＤゲート３１とインバータ３２の負極側の電源端子と接地電位部との間の抵抗器５０との接続点Ｖａの電位を示したものである。接続点Ｖａの電位は、コンデンサ４９が接続してあるために、タイミングＴｓで急激に立ち上がり、ある程度の時定数を持って０Ｖ付近に低下する。このようにＡＮＤゲート３１とインバータ３２の電源電圧が制御されることで、矩形波発振器３０の出力電圧波形Ｖｂ（即ちスイッチング素子２２のゲート駆動電圧）としては、図６（ｃ）に示すように、矩形波のローレベルの期間の電位が、図６（ｂ）に示すＶａの電位に比例して変化するようになる。
【手続補正１２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００４９
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００４９】
【図１】本発明の第１の実施の形態による構成例を示す回路図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態によるスイッチング電源を備えた機器の電源制御例を示す構成図である。
【図３】本発明の第１の実施の形態による動作制御例を示すフローチャートである。
【図４】本発明の第１の実施の形態による動作状態の例を示す波形図である。
【図５】本発明の第２の実施の形態による構成例を示す回路図である。
【図６】本発明の第２の実施の形態による動作状態の例を示す波形図である。
【図７】本発明の第３の実施の形態による構成例を示す回路図である。
【図８】本発明の第３の実施の形態による動作制御例を示すフローチャートである。
【手続補正１３】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図４
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図４】
2007312515.tif 000011