(57)【要約】【課題】  低電源電圧状態での歪特定を改善して動作を安定化でき、設計の自由度を向上し得るようなアクティブインダクタンス回路を提供する。【解決手段】  正抵抗に対して負性抵抗を帰還したハイインピーダンス回路のハイインピーダンス部分に容量（コンデンサ１０８）を付加することにより形成した差動型の９０度移相器１３０と、入力信号を電流に変換して上記９０度移相器１３０に電流を流し込む第１の差動対回路１４０と、上記９０度移相器１３０の出力電圧を電流に変換して入力側に戻す第２の差動対回路１５０とを有して構成され、上記９０度移相器１３０の入力側からみたインピーダンスを２端子のインダクタンスとして作用させる。【選択図】  図１
2007184854.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
正抵抗に対して負性抵抗を帰還したハイインピーダンス回路のハイインピーダンス部分に容量を付加することにより形成した差動型の９０度移相器と、
入力信号を電流に変換して上記９０度移相器に電流を流し込む第１の差動対と、
上記９０度移相器の出力電圧を電流に変換して入力側に戻す第２の差動対とを有して構成され、
上記９０度移相器の入力側からみたインピーダンスを２端子のインダクタンスとして作用させることを特徴とするアクティブインダクタンス回路。
【請求項２】
上記ハイインピーダンス回路のバイアスを、入力信号とは独立してハイインピーダンス回路自身で抵抗を用いて設定することを特徴とする請求項１記載のアクティブインダクタンス回路。
【請求項３】
上記差動対の電圧−電流変換部の変換係数を変化させることによりインダクタンス値を可変することを特徴とする請求項１記載のアクティブインダクタンス回路。
【請求項４】
上記９０度移相器を構成するコンデンサの容量値を変化させることによりインダクタンス値を可変することを特徴とする請求項１記載のアクティブインダクタンス回路。
【請求項５】
正抵抗に対して負性抵抗を帰還したハイインピーダンス回路のハイインピーダンス部分に容量を付加することにより形成した差動型の９０度移相器と、
２組の差動信号を電流に変換して上記９０度移相器に電流を互いに逆極性に流し込む第１及び第２の差動対と、
上記９０度移相器の出力電圧を電流に変換して入力側に互いに逆極性に戻す第３及び第４の差動対とを有して構成され、
上記９０度移相器の２組の入力側から互いをみたインピーダンスを４端子のインダクタンスとして作用させることを特徴とするアクティブインダクタンス回路。
【請求項６】
出力側にハイインピーダンス回路を用いた積分器を接続し、
高いインピーダンスに保った状態で、入力電位を設定することにより、縦列に接続したときの、端子間の電位を設定することを特徴とする請求項５記載のアクティブインダクタンス回路。
【請求項７】
アクティブインダクタンス回路を用いて構成したＬＣラダー型フィルタ回路であって、
上記アクティブインダクタンス回路は、
正抵抗に対して負性抵抗を帰還したハイインピーダンス回路のハイインピーダンス部分に容量を付加することにより形成した差動型の９０度移相器と、
２組の差動信号を電流に変換して上記９０度移相器に電流を互いに逆極性に流し込む第１及び第２の差動対と、
上記９０度移相器の出力電圧を電流に変換して入力側に互いに逆極性に戻す第３及び第４の差動対とを有し、
上記９０度移相器の２組の入力側から互いをみたインピーダンスを４端子のインダクタンスとして作用させて構成されたものである
ことを特徴とするフィルタ回路。
【請求項８】
上記アクティブインダクタンス回路の入力端にハイインピーダンス回路を用いた積分器を接続して成り、
高いインピーダンスに保った状態で、入力電位を設定することにより、縦列に接続したときの、端子間の電位を設定することを特徴とする請求項７記載のフィルタ回路。
【請求項９】
アクティブインダクタンス回路を用いた２個のＬＣラダー型フィルタと３組のペア差動対による電流加算回路にて構成した、正周波数或は負周波数のみを通過させる周波数特性を有する複素数フィルタであって、
上記アクティブインダクタンス回路は、
正抵抗に対して負性抵抗を帰還したハイインピーダンス回路のハイインピーダンス部分に容量を付加することにより形成した差動型の９０度移相器と、
２組の差動信号を電流に変換して上記９０度移相器に電流を互いに逆極性に流し込む第１及び第２の差動対と、
上記９０度移相器の出力電圧を電流に変換して入力側に互いに逆極性に戻す第３及び第４の差動対とを有し、
上記９０度移相器の２組の入力側から互いをみたインピーダンスを４端子のインダクタンスとして作用させて構成されたものである
ことを特徴とするフィルタ回路。
【請求項１０】
受信信号中のイメージチャンネル信号を抑圧するフィルタとして、アクティブインダクタンス回路を用いた２個のＬＣラダー型フィルタと３組のペア差動対による電流加算回路にて構成した、正周波数或は負周波数のみを通過させる周波数特性を有する複素数フィルタを用いる受信回路であって、
上記アクティブインダクタンス回路は、
正抵抗に対して負性抵抗を帰還したハイインピーダンス回路のハイインピーダンス部分に容量を付加することにより形成した差動型の９０度移相器と、
２組の差動信号を電流に変換して上記９０度移相器に電流を互いに逆極性に流し込む第１及び第２の差動対と、
上記９０度移相器の出力電圧を電流に変換して入力側に互いに逆極性に戻す第３及び第４の差動対とを有し、
上記９０度移相器の２組の入力側から互いをみたインピーダンスを４端子のインダクタンスとして作用させて構成されたものである
ことを特徴とする受信回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、アクティブインダクタンス回路、フィルタ回路及び受信回路に関し、例えば、ラジオ受信機、テレビジョン受信機、衛星放送受信機、ビデオテープレコーダ（ＶＴＲ）、移動体通信機等に使用して好適なアクティブインダクタンス回路にラジオ受信機、テレビジョン受信機、衛星放送受信機、ビデオテープレコーダ（ＶＴＲ）、移動体通信機等に使用して好適なアクティブインダクタンス回路、フィルタ回路及び受信回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
ラジオ受信機、テレビジョン受信機、衛星放送受信機、ビデオテープレコーダ（ＶＴＲ）、移動体通信機等の機器においては、回路構成の一部としてフィルタ回路が用いられている。そこでこのようなフィルタ回路を、例えば集積回路（ＩＣ）の内部に構築する場合に、従来から抵抗器やコンデンサーは２端子の素子で形成することが可能であるものの、いわゆるインダクタンス成分をＩＣ内に２端子で形成することは容易になし得るものではなかった。
【０００３】
そこで、従来において、例えば図２２に示すような、バイクワッド回路と呼ばれるインダクタンス成分を形成するための回路の構成が用いられていた。
【０００４】
この図２２に示す回路において、２つの演算増幅器９１、９２が縦続に設けられる。そして入力信号Ｖinが演算増幅器９１の非反転入力に供給され、この演算増幅器９１の出力が演算増幅器９２の非反転入力に供給され、この演算増幅器９２の出力信号Ｖout が取り出されると共に、この出力信号Ｖout が演算増幅器９１、９２の反転入力に帰還される。従ってこの回路において、演算増幅器９１、９２の２組の積分器によって構成する帰還回路によりインダクタンス成分が形成される。
【０００５】
しかしながらこの回路においては、回路的に電圧帰還が掛かるために、いわゆるＱの高いフィルタ回路を形成する場合に、入力と出力とでオフセット電圧が生じ、回路設計が極めて困難になるものである。またこの回路の場合に、積分器の入出力はシングルであるために、回路全体もシングル入力のシングル出力となり、差動性に欠けるものとなる。このことは、特に回路のＩＣ化を行う場合には致命的な欠陥であった。
【０００６】
すなわち上述の回路においては、インダクタンス成分を単独でＩＣ回路内に形成することができず、このため特に急峻なカットオフ特性を示すチェビシュフ型などの分布定数型のフィルタを組むことができないのである。
【０００７】
そこで、本件出願人は、先に、特許文献１に示すような、インダクタンス成分をＩＣ回路内に単独の２端子素子として形成するアクティブインダクタンス回路の構成を提案している。このアクティブインダクタンス回路を図２３に示す。
【０００８】
この図２３に示す構成において、９０度移相器の出力電圧を一組の差動対を介して電流に変換し、この電流を９０度移相器の入力側に戻すようにしている。すなわち、差動の信号源電圧源１、２（Ｖin、−Ｖin）の一端が互いに接続されて接続中点が接地されると共に、他端がトランジスタ３、４のベースに接続され、これらのトランジスタ３、４のコレクタが電源Ｖccの電源路５に接続される。これらのトランジスタ３、４のエミッタが抵抗６、７（Ｒ）を通じて差動対を構成するトランジスタ８、９のコレクタに接続される。さらにトランジスタ８、９のエミッタが電流源１０、１１（Ｉ０）を通じて接地され、エミッタ間に抵抗１２（２Ｒ）が接続され、コレクタ間にコンデンサ１３（Ｃ／２）が接続されると共に、このコレクタがトランジスタ１６、１７のベースに接続される。このトランジスタ１６、１７のエミッタが電流源１８、１９（Ｉ１）を通じて接地され、エミッタ間に抵抗２０（２Ｒe）が接続され、コレクタが信号源電圧源１、２とトランジスタ３、４のベースの接続中点に接続される。また、トランジスタ８、９のコレクタから出力信号Ｖａ、Ｖｂの出力端子１４、１５が導出される。この図２３に示す構成によれば、シングル入力時に、図２４に示すように、完全な２端子のインダクタンス成分として動作させることができる。
【０００９】
【特許文献１】特開平１１−９７９８１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
ところで、上記図２３に示す構成において、９０度移相器は電流源を構成するトランジスタも含めて、上下に３組のトランジスタと抵抗により構成されるため、歪無く動作させる為には、最大信号振幅をＶmax、トランジスタのベース・エミッタ間電圧をＶbe、電源電圧をＶccとすると、これらの間に次の〔数１〕の関係が成り立つ。
【００１１】
【数１】
2007184854.tif 000003
【００１２】
一般的に、Ｖbeはおよそ０．７５Ｖ  〜  ０．８Ｖになり、例えば電源電圧Ｖccが９Ｖ時Ｖmaxは  ２．２５Ｖ〜２．２Ｖとなり大きく取れるが、電源電圧Ｖccが３Ｖ時Ｖmaxは  ０．２５Ｖ〜０．２Ｖとなり低電源電圧状態での回路構成には限界があり、昨今のバッテリ駆動のモバイル機器に使用するためには、支障をきたすという問題点があった。
【００１３】
また、インダクタンス値Ｌは、９０度移相器に使用する抵抗６，７，１２の抵抗値Ｒと、コンデンサ１３の容量値Ｃ及びトランジスタ１６，１７の差動対のエミッタ間抵抗２０の抵抗値Ｒｅにより、次の〔数２〕と定まる。
【００１４】
【数２】
2007184854.tif 000004
【００１５】
９０度移相器を最適にするにはＲの値を大きくとる必要があるが、所望のインダクタンス値Ｌを小さくしたい場合にはＲの値小さくする必要がある等、両者の条件が必ずしも一致しないので、設計の自由度が狭くなってしまうという問題点があった。
【００１６】
本発明は、上述したような実情に鑑みて成されたものであって、バッテリ駆動のモバイル機器等のような低電源電圧状態での歪特定を改善して動作を安定化でき、また、設計の自由度を向上し得るようなアクティブインダクタンス回路、フィルタ回路及び受信回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
上述の課題を解決するために、本発明に係るアクティブインダクタンス回路は、正抵抗に対して負性抵抗を帰還したハイインピーダンス回路のハイインピーダンス部分に容量を付加することにより形成した差動型の９０度移相器と、入力信号を電流に変換して上記９０度移相器に電流を流し込む第１の差動対と、上記９０度移相器の出力電圧を電流に変換して入力側に戻す第２の差動対とを有して構成され、上記９０度移相器の入力側からみたインピーダンスを２端子のインダクタンスとして作用させることを特徴とする。
【００１８】
ここで、上記ハイインピーダンス回路のバイアスを、入力信号とは独立してハイインピーダンス回路自身で抵抗を用いて設定することが好ましい。また、上記差動対の電圧−電流変換部の変換係数を変化させることにより、あるいは、上記９０度移相器を構成するコンデンサの容量値を変化させることによりインダクタンス値を可変することができる。
【００１９】
また、本発明に係るアクティブインダクタンス回路は、上述の課題を解決するために、正抵抗に対して負性抵抗を帰還したハイインピーダンス回路のハイインピーダンス部分に容量を付加することにより形成した差動型の９０度移相器と、２組の差動信号を電流に変換して上記９０度移相器に電流を互いに逆極性に流し込む第１及び第２の差動対と、上記９０度移相器の出力電圧を電流に変換して入力側に互いに逆極性に戻す第３及び第４の差動対とを有して構成され、上記９０度移相器の２組の入力側から互いをみたインピーダンスを４端子のインダクタンスとして作用させることを特徴とする。
【００２０】
また、本発明に係るフィルタ回路は、上述の課題を解決するために、アクティブインダクタンス回路を用いて構成したＬＣラダー型フィルタ回路であって、上記アクティブインダクタンス回路は、正抵抗に対して負性抵抗を帰還したハイインピーダンス回路のハイインピーダンス部分に容量を付加することにより形成した差動型の９０度移相器と、２組の差動信号を電流に変換して上記９０度移相器に電流を互いに逆極性に流し込む第１及び第２の差動対と、上記９０度移相器の出力電圧を電流に変換して入力側に互いに逆極性に戻す第３及び第４の差動対とを有し、上記９０度移相器の２組の入力側から互いをみたインピーダンスを４端子のインダクタンスとして作用させて構成されたものであることを特徴とする。
【００２１】
また、本発明に係るフィルタ回路は、上述の課題を解決するために、アクティブインダクタンス回路を用いた２個のＬＣラダー型フィルタと３組のペア差動対による電流加算回路にて構成した、正周波数或は負周波数のみを通過させる周波数特性を有する複素数フィルタであって、上記アクティブインダクタンス回路は、正抵抗に対して負性抵抗を帰還したハイインピーダンス回路のハイインピーダンス部分に容量を付加することにより形成した差動型の９０度移相器と、２組の差動信号を電流に変換して上記９０度移相器に電流を互いに逆極性に流し込む第１及び第２の差動対と、上記９０度移相器の出力電圧を電流に変換して入力側に互いに逆極性に戻す第３及び第４の差動対とを有し、上記９０度移相器の２組の入力側から互いをみたインピーダンスを４端子のインダクタンスとして作用させて構成されたものであることを特徴とする。
【００２２】
また、本発明に係る受信回路は、上述の課題を解決するために、受信信号中のイメージチャンネル信号を抑圧するフィルタとして、アクティブインダクタンス回路を用いた２個のＬＣラダー型フィルタと３組のペア差動対による電流加算回路にて構成した、正周波数或は負周波数のみを通過させる周波数特性を有する複素数フィルタを用いる受信回路であって、上記アクティブインダクタンス回路は、正抵抗に対して負性抵抗を帰還したハイインピーダンス回路のハイインピーダンス部分に容量を付加することにより形成した差動型の９０度移相器と、２組の差動信号を電流に変換して上記９０度移相器に電流を互いに逆極性に流し込む第１及び第２の差動対と、上記９０度移相器の出力電圧を電流に変換して入力側に互いに逆極性に戻す第３及び第４の差動対とを有し、上記９０度移相器の２組の入力側から互いをみたインピーダンスを４端子のインダクタンスとして作用させて構成されたものであることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２３】
本発明によれば、ハイインピーダンス回路のバイアスを入力信号とは独立してハイインピーダンス回路自身で設定でき、ハイインピーダンス回路の動作電流を規定するのに電流源を必要とせず、ハイインピーダンス回路のトランジスタを２段で構成でき、低電源電圧での動作が可能となる。また、電源電圧に対する最大信号振幅範囲を拡大できるので、モバイル機器等の低電源電圧駆動時に歪特性を改善できる。
【００２４】
また、本発明によれば、９０度移相器の２組の入力側から互いをみたインピーダンスを４端子のインダクタンスとして作用させることで、ＬＣラダー型フィルタ等の選択度の高いフィルタを構成できる。また、アクティブインダクタンス回路の入力端にハイインピーダンス回路を用いた積分器を接続することにより、高いインピーダンスに保った状態で、入力電位を設定することで、縦列に接続したときの、端子間の電位を設定可能とでき、複雑なフィルタ回路を構成可能とすることができる。また、ＯＰＡＭＰ（演算増幅器）を使用することなくフィルタを構成でき、ＯＰＡＭＰにより制限される周波数特性、歪特性、ノイズ特性の劣化を回避することができ、また、消費電力の削減と回路規模を縮小することが可能となる。さらに、複素数フィルタを用いて受信機を構成することで、イメージチャンネルによる妨害を抑圧でき受信回路の特性を向上できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２５】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。
【００２６】
〔第１の実施の形態〕
図１は、本発明の第１の実施の形態となるアクティブインピーダンス回路の構成例を示す回路図である。この本発明の第１の実施の形態は、正抵抗に対して負性抵抗を帰還したハイインピーダンス回路のハイインピーダンス部分に容量を付加することにより形成した差動型の９０度移相器と、入力信号を電流に変換して上記９０度移相器に電流を流し込む第１の差動対と、上記９０度移相器の出力電圧を電流に変換して入力側に戻す第２の差動対とを有して構成され、上記９０度移相器の入力側からみたインピーダンスを２端子のインダクタンスとして作用させるようにしたものである。
【００２７】
図１において、差動の入力信号Ｖinと−Ｖinを形成する信号源電圧源１２４、１２５が設けられ、これらの電圧源１２４、１２５の一端が互いに接続されてその接続中点が接地されると共に、信号源電圧源１２４、１２５の他端が入力端子１０１、１０２に接続される。入力端子１０１、１０２はそれぞれトランジスタ１１４、１１５のベースに接続される。トランジスタ１１４、１１５のコレクタが容量値Ｃ／２のコンデンサ１０８の両端１２６、１２７に接続される。トランジスタ１１４、１１５のエミッタが、それぞれ抵抗値Ｒ４の抵抗器１１７、１１８を通じて接地され、抵抗値２×Ｒ５のエミッタ間抵抗（抵抗器１１６）にて互いに接続され、第１の差動対回路１４０を構成する。
【００２８】
コンデンサ１０８の両端（出力端子１２６、１２７）は、抵抗値Ｒ１の抵抗１０６、１０７を通じてトランジスタ１０３、１０４のエミッタに接続され、同時に、端子１２６はトランジスタ１０９のベースとトランジスタ１１０のコレクタとトランジスタ１１９のベースに接続され、１２７はトランジスタ１１０のベースとトランジスタ１０９のコレクタとトランジスタ１２０のベースに接続される。トランジスタ１０３、１０４のコレクタとベースはＶcc電源１０５に接続される。トランジスタ１０９、１１０のエミッタが、それぞれ抵抗値Ｒ２の抵抗器１１２、１１３を通じて接地され、抵抗値２×Ｒ３のエミッタ間抵抗（抵抗器１１１）にて互いに接続される。
【００２９】
トランジスタ１１９、１２０のエミッタが、それぞれ抵抗値Ｒ６の抵抗器１２２、１２３を通じて接地され、抵抗値２×Ｒ７のエミッタ間抵抗（抵抗器１２１）にて互いに接続され、第２の差動対回路１５０を構成する。トランジスタ１１９、１２０のコレクタは入力端子１０１、１０２に接続される。
【００３０】
この図１の回路において、破線で囲った部分１３０は９０度移相器である。トランジスタ１１４、１１５を含む第１の差動対回路１４０は、入力信号を電流に変換して９０度移相器１３０に電流を流し込み、トランジスタ１１９、１２０を含む第２の差動対回路１５０は、９０度移相器１３０からの出力電圧を電流に変換して入力側に戻している。以下、９０度移相器１３０のトランジスタ１０３、１０４のエミッタ電流をｉａ、トランジスタ１０９、１１０のコレクタ電流をｉｂ、コンデンサ１０８に流れる電流ｉｃとし、第１の差動対回路１４０のトランジスタ１１４、１１５のコレクタ電流をｉ１とし、第２の差動対回路１５０のトランジスタ１１９、１２０のコレクタ電流をｉ２として、動作の詳細を説明する。
【００３１】
入力信号電圧をＶｉｎ、コンデンサ１０８の両端の出力端子１２６、１２７の信号電圧をそれぞれ＋Ｖａ，−Ｖａとすると、各信号電流ｉ１，ｉａ，ｉｂ，ｉｃ，ｉ２は、下記の〔数３〕となる。
【００３２】
【数３】
2007184854.tif 000005
【００３３】
この〔数３〕における各電流ｉａ，ｉｂ，ｉｃ，ｉ１の間には、下記の〔数４〕の式が成り立つ。
【００３４】
【数４】
2007184854.tif 000006
【００３５】
この〔数４〕において、下記の〔数５〕の式が成立するように、抵抗値を選ぶと、下記の〔数６〕となる。
【００３６】
【数５】
2007184854.tif 000007
【００３７】
【数６】
2007184854.tif 000008
【００３８】
この〔数６〕から明らかなように、図１の構成を有するアクティブインダクタンス回路は、図２に示すように、端子１０１と端子１０２間にインダクタンス１２８が接続された形と一致する。
【００３９】
ここで、インダクタンス値は、９０度移相器１３０を構成する抵抗値Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３とは関係なく、Ｃ、Ｒａ、Ｒｃにより定めることができ、９０度移相器１３０を最適にするために抵抗値Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３を大きくとる必要があるが、所望のインダクタンス値Ｌを小さくしたい場合には抵抗値Ｒａ、Ｒｃを小さくすればよく、両者の条件が必ずしも一致しない拘束条件下でも自由に設計が可能となる。
【００４０】
また、直流電流は、各トランジスタのエミッタとＧＮＤ（接地）と間に接続された各抵抗器の抵抗値であるＲ２、Ｒ４、Ｒ６にて定まるが、下記の〔数７〕を満たす時、トランジスタ１１４、１１５、１０９、１１０に流れる直流電流が一致し、トランジスタ１０３、１０４に流れる直流電流はその２倍の電流が流れる。
【００４１】
【数７】
2007184854.tif 000009
【００４２】
これにより、コンデンサ１０８の両端の直流電位は電源電圧の中間の電圧、つまりＶcc／２となり、振幅範囲を上下方向でセンタに対して取れるので、最大電圧幅を最大化できる。なお、トランジスタ１０３と１０４のトランジスタサイズを、トランジスタ１１４、１１５、１０９、１１０のエミッタサイズの２倍とすることで、より厳密に電位を定めることができる。
【００４３】
ここで、最大信号振幅をＶmax、トランジスタのベース・エミッタ間電圧をＶbe、電源電圧をＶccとすると、これらの間に次の〔数８〕の関係が成り立つ。
【００４４】
【数８】
2007184854.tif 000010
【００４５】
この〔数８〕と前述した従来例の〔数１〕とを比較すると、Ｖmaxが拡大され、昨今のバッテリ駆動のモバイル機器に使用するためには、優位であることが分かる。
【００４６】
前記図２３に示す先行例では、ハイインピーダンス回路のバイアスを入力信号のバイアスに依存していることから、ハイインピーダンス回路の動作電流を規定するためには、別途電流源による直流電流を設定する必要があった。このため、ハイインピーダンス回路のトランジスタが３段構成となっている。
【００４７】
図１に示すような本発明の実施の形態の回路では、ハイインピーダンス回路のバイアスを入力信号とは独立してハイインピーダンス回路自身で設定でき、ハイインピーダンス回路の動作電流を規定するのに電流源を必要とせず、ハイインピーダンス回路のトランジスタを２段で構成でき、先行例と比較して１段分削減できるので、より低電源電圧での動作が可能となる。
【００４８】
本実施の形態の回路は、従来のアナログ信号処理に使用していたバイポーラ・トランジスタにて表記しているが、近年使用が広がってきたＣＭＯＳトランジスタ及びシリコン・ゲルマニウム・トランジスタにおいても、同様に構成することが可能であり、特に、高周波特性に優れたシリコン・ゲルマニウム・トランジスタに適用することにより、上記バイポーラ・トランジスタで実現できた周波数帯域よりも高い周波数帯域でのフィルタ回路を実現することができる。
【００４９】
ここで、シリコン・ゲルマニウム・トランジスタは現在の技術限界として、ＮＰＮ型トランジスタのみ周波数特性が優れていて、ＰＮＰ型トランジスタでの周波数特性は従来のバイポーラ・トランジスタよりも優れていない現状がある。従来のフィルタ回路においてはＯＰＡＭＰ（演算増幅器）を用いて構成されており、一般にＯＰＡＭＰはＮＰＮ型トランジスタとＰＮＰ型トランジスタの両方を必要としている為、シリコン・ゲルマニウム・トランジスタの優れた高周波数特性を生かしきれない虞があるが、本回路は、ＮＰＮ型トランジスタのみで構成できるので、シリコン・ゲルマニウム・トランジスタの優れた高周波数特性を生かすことができる。
【００５０】
以上説明したような本発明の第１の実施の形態によれば、インダクタンス値を、９０度移相器を構成する抵抗値とは関係なく定めることができるので、設計自由度が向上する。また、９０度移相器のコンデンサ端の直流電位を電源電圧の中間の電圧つまりＶcc／２とでき、振幅範囲を上下方向でセンタに対して取れるので最大電圧幅を最大化できる。さらに、電源電圧に対する最大信号振幅範囲を拡大できるので、モバイル機器等の低電源電圧駆動時に歪特性を改善できる。
【００５１】
〔第２の実施の形態〕
次に、本発明の第２の実施の形態の構成例について、図３〜図６を参照しながら説明する。この第２の実施の形態は、上述した図１の第１の実施の形態において、第１の差動対回路１４０のエミッタ間抵抗（抵抗器１１６）及び第２の差動対回路１５０のエミッタ間抵抗（抵抗器１２１）を可変することにより、合成されるインダクタンス値を可変する構成としたものである。
【００５２】
この第２の実施の形態の図３に示す具体例は、第１の差動対回路１４１のエミッタ間の抵抗器２０２及び第２の差動対回路１５１のエミッタ間の抵抗器２０１を可変可能な抵抗とすることで、アクティブインダクタンス回路を構成したものである。すなわち、この図３に示すアクティブインダクタンス回路は、上記図１の第１の実施の形態の構成に対して、第１の差動対回路１４０のエミッタ間の抵抗器１１６を可変抵抗器２０２とした第１の差動対回路１４１を用い、第２の差動対回路１５０のエミッタ間の抵抗器１２１を可変抵抗器２０１とした第２の差動対回路１５１を用いており、他の構成及び動作の詳細については、上述した第１の実施の形態と同様であるので、説明を省略する。この第２の実施の形態のアクティブインダクタンス回路によれば、結果として、図４に示すように、端子１０１と端子１０２との間に可変インダクタンス２０３が接続されたものと等価な回路が構成できる。
【００５３】
この第２の実施の形態における各エミッタ間抵抗値を可変する他の具体例として、図５に、ＭＯＳトランジスタを用いる方法を示す。この図５の具体例においては、第１の差動対回路１４２のエミッタ間にＮＭＯＳトランジスタ２０５を接続し、第２の差動対回路１５２のエミッタ間にＮＭＯＳトランジスタ２０４を接続し、ＮＭＯＳトランジスタ２０５、２０４のゲートに制御電圧２０６を与えている。ここで、ＮＭＯＳトランジスタの動作条件は三極管領域であることが望ましいが、それに限定されるものではない。また、ＭＯＳトランジスタとして、ＮＭＯＳトランジスタを図示しているが、ＰＭＯＳトランジスタでもよく、また、ＮＭＯＳトランジスタとＰＭＯＳトランジスタの両方を用いて構成しても同様の作用を実現できる。
【００５４】
また、第２の実施の形態における各エミッタ間抵抗値を可変するさらに他の具体例として、図６に、複数の抵抗値をスイッチにて切り換える方法、すなわちスイッチをＯＮ／ＯＦＦして合計の抵抗値を可変する方法を示す。この図６に示す具体例において、第１の差動対回路１４３のエミッタ間に、抵抗器２１３とスイッチ２１４を直列接続したものと、これと並列に、抵抗器２１５とスイッチ２１６を直列接続したものと、・・・これと並列に、抵抗器２１７とスイッチ２１８を直列接続したものとを接続する。同様に、第２の差動対回路１５３のエミッタ間に抵抗器２０７とスイッチ２０８を直列接続したものと、これと並列に、抵抗器２０９とスイッチ２１０を直列接続したものと、・・・さらにこれと並列に、抵抗器２１１とスイッチ２１２を直列接続したものとを接続する。これらのスイッチをＯＮ／ＯＦＦすることで、抵抗の接続を切り替え、合計の抵抗値を可変することができる。なお、この図６の具体例では、抵抗を並列接続した図を示しているが、抵抗は直列接続でも、並列と直列の接続であっても、同様の作用を実現できる。
【００５５】
ここで、上述した第２の実施の形態の各具体例において、抵抗値の可変は、第１の差動対と第２の差動対の両方について行っているが、どちらか一方であっても同様の作用を実現できる。
【００５６】
以上説明した本発明の第２の実施の形態によれば、インダクタンス値を、９０度移相器を構成する抵抗値とは関係なく定めることができるので、設計自由度が向上する。また、９０度移相器のコンデンサ端の直流電位を電源電圧の中間の電圧つまりＶcc／２とでき、振幅範囲を上下方向でセンタに対して取れるので最大電圧幅を最大化できる。また、電源電圧に対する最大信号振幅範囲を拡大できるので、モバイル機器等の低電源電圧駆動時に歪特性を改善できる。さらに、抵抗値を変動することで、インダクタンス値を可変できるので、構成するフィルタの周波数特性を制御できる。
【００５７】
〔第３の実施の形態〕
本発明の第３の実施の形態について、図７及び図８を参照しながら説明する。この第３の実施の形態は、上述した図１の第１の実施の形態において、９０度移相器１３０を構成するコンデンサ１０８の容量値を可変することにより、合成されるインダクタンス値を可変する構成としたものである。
【００５８】
この第３の実施の形態の図７に示す具体例では、９０度移相器１３１を構成するコンデンサ９０１の容量値を、バリキャップコンデンサあるいはＭＯＳトランジスタのゲート容量等の可変可能なコンデンサとすることで、アクティブインダクタンス回路を構成している。すなわち、図７に示すアクティブインダクタンス回路は、上記図１の第１の実施の形態の構成に対して、９０度移相器１３０を構成するコンデンサ１０８を可変容量のコンデンサ９０１に置き換えた９０度移相器１３１を用いたものであり、他の構成及び動作の詳細については、上記第１の実施の形態と同じであるので、説明を省略する。この第３の実施の形態によれば、結果として、上記図４に示したような、端子１０１と端子１０２との間に可変インダクタンス２０３が接続されたものと等価なアクティブインダクタンス回路が構成できる。
【００５９】
図８は、この第３の実施の形態の容量値を可変する他の方法として、複数の容量値をスイッチにて切り換え、合計の容量値を可変する具体例を示すものである。この図８の具体例において、９０度移相器１３２のコンデンサ接続端に、コンデンサ９０２とスイッチ９０３を直列接続したものと、これと並列に、コンデンサ９０４とスイッチ９０５を直列接続したものと、・・・さらにこれと並列に、コンデンサ９０６とスイッチ９０７を直列接続したものとを接続する。これらのスイッチをＯＮ／ＯＦＦすることで、コンデンサの接続を切り替え、合計の容量値を可変することができる。なお、この図８の具体例では、コンデンサを並列接続した例を示しているが、コンデンサは直列接続でも、並列と直列の接続であっても、同様の作用を実現できる。
【００６０】
また、本第３の実施の形態では容量値の可変のみを行っているが、前述した第２の実施の形態のエミッタ間抵抗値を可変する構成と併用して、インダクタンス値を制御することも可能である。詳細な構成及び作用については、上述した各実施の形態と同様であるので、説明を省略する。
【００６１】
以上説明した本発明の第３の実施の形態によれば、インダクタンス値を、９０度移相器を構成する抵抗値とは関係なく定めることができるので、設計自由度が向上する。また、９０度移相器のコンデンサ端の直流電位を電源電圧の中間の電圧つまりＶcc／２とでき、振幅範囲を上下方向でセンタに対して取れるので最大電圧幅を最大化できる。また、電源電圧に対する最大信号振幅範囲を拡大できるので、モバイル機器等の低電源電圧駆動時に歪特性を改善できる。さらに、容量値を変動することで、インダクタンス値を可変できるので、構成するフィルタの周波数特性を制御できる。
【００６２】
〔第４の実施の形態〕
図９は、本発明の第４の実施の形態の構成例を示す回路図である。この第４の実施の形態は、正抵抗に対して負性抵抗を帰還したハイインピーダンス回路のハイインピーダンス部分に容量を付加することにより形成した差動型の９０度移相器を有し、２組の差動信号を電流に変換して上記９０度移相器に電流を互いに逆極性に流し込む第１及び第２の差動対と、上記９０度移相器の出力電圧を電流に変換して入力側に互いに逆極性に戻す第３及び第４の差動対により構成され、上記９０度移相器の２組の入力側から互いをみたインピーダンスを４端子のインダクタンスとして作用させたものである。
【００６３】
図９において、入力電圧を＋Ｖ１と−Ｖ１に設定された差動入力端子３０１、３０２をトランジスタ３１６、３１７のベースに接続する。トランジスタ３１６、３１７のコレクタが容量値Ｃ／２のコンデンサ３１０の両端３３６、３３７に接続される。トランジスタ３１６、３１７のエミッタが、それぞれ抵抗値Ｒ４の抵抗器３１９、３２０を通じて接地され、抵抗値２×Ｒ５のエミッタ間抵抗３１８にて互いに接続され、第１の差動対回路１６１を構成する。
【００６４】
他方、入力電圧を＋Ｖ２と−Ｖ２に設定された差動入力端子３０３、３０４をトランジスタ３２６、３２７のベースに接続する。トランジスタ３２６、３２７のコレクタが容量値Ｃ／２のコンデンサ３１０の両端（出力端子３３６、３３７）に接続される。トランジスタ３２６、３２７のエミッタが、それぞれ抵抗値Ｒ４の抵抗器３２９、３３０を通じて接地され、抵抗値２×Ｒ５のエミッタ間抵抗３２８にて互いに接続され、第２の差動対回路１６２を構成する。
【００６５】
コンデンサ３１０の両端（出力端子３３６、３３７）は、抵抗値Ｒ１の抵抗３０８、３０９を通じてトランジスタ３０６、３０７のエミッタに接続され、同時に、端子３３６はトランジスタ３１１のベースとトランジスタ３１２のコレクタとトランジスタ３２１のベースとトランジスタ３３１のベースに接続され、３３７はトランジスタ３１２のベースとトランジスタ３１１のコレクタとトランジスタ３２２のベースとトランジスタ３３２のベースに接続される。トランジスタ３０６、３０７のコレクタとベースはＶcc電源３０５に接続される。
【００６６】
トランジスタ３１１、３１２のエミッタが、それぞれ抵抗値Ｒ２の抵抗器３１４、３１５を通じて接地され、抵抗値２×Ｒ３のエミッタ間抵抗（抵抗器３１３）にて互いに接続される。
【００６７】
トランジスタ３２１、３２２のエミッタが、それぞれ抵抗値Ｒ６の抵抗器３２４、３２５を通じて接地され、抵抗値２×Ｒ７のエミッタ間抵抗（抵抗器３２３）にて互いに接続され第３の差動対回路１６３を構成する。トランジスタ３２１、３２２のコレクタは入力端子３０１、３０２に接続される。
【００６８】
トランジスタ３３１、３３２のエミッタが、それぞれ抵抗値Ｒ６の抵抗器３３４、３３５を通じて接地され、抵抗値２×Ｒ７のエミッタ間抵抗（抵抗器３３３）にて互いに接続され第４の差動対回路１６４を構成する。トランジスタ３３１、３３２のコレクタは入力端子３０４、３０３に接続される。
【００６９】
この図９に示す回路において、破線で囲った部分３３８は９０度移相器である。第１及び第２の差動対回路１６１、１６２により、２組の差動信号を電流に変換して９０度移相器３３８に電流を互いに逆極性に流し込み、９０度移相器３３８の出力電圧を、第３及び第４の差動対回路１６３、１６４により、それぞれ電流に変換して、各入力側に互いに逆極性に戻している。以下、トランジスタ３０６、３０７のエミッタ電流をｉａ、トランジスタ３１１、３１２のコレクタ電流をｉｂ、コンデンサ３１０に流れる電流ｉｃ、トランジスタ３１６、３１７のコレクタ電流をｉ１、トランジスタ３２６、３２７のコレクタ電流をｉ２、トランジスタ３２１、３２２のコレクタ電流をｉ３トランジスタ３３１、３３２のコレクタ電流をｉ４、と定め、動作の詳細を説明する。
【００７０】
各信号電流ｉ１，ｉ２，ｉａ，ｉｂ，ｉｃ，ｉ３，ｉ４は、入力信号電圧をＶ１，Ｖ２、コンデンサ３１０の両端の出力端子３３６、３３７の信号電圧を＋Ｖａ，−Ｖａとすると、下記の〔数９〕となる。
【００７１】
【数９】
2007184854.tif 000011
【００７２】
この〔数９〕の各電流ｉａ，ｉｂ，ｉｃ，ｉ１，ｉ２の間には、下記の〔数１０〕の式が成り立つ。
【００７３】
【数１０】
2007184854.tif 000012
【００７４】
この〔数１０〕において、下記の〔数１１〕が成立するように、抵抗値を選ぶと、下記の〔数１２〕となる。
【００７５】
【数１１】
2007184854.tif 000013
【００７６】
【数１２】
2007184854.tif 000014
【００７７】
この〔数１２〕から明らかなように、図９の構成を有するアクティブインダクタンス回路は、２組の差動入力端を有する浮遊型のインダクタンスを構成したのと等価であり、図１０に示すように、差動入力端子３０１、３０２と差動入力端子３０３、３０４の間に、インダクタンス３３９が接続された形と一致する。
【００７８】
ここで、本発明の第４の実施の形態となる図９の構成を有するアクティブインダクタンス回路のインダクタンス値は、９０度移相器３３８を構成する抵抗値Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３とは関係なく、Ｃ、Ｒａ、Ｒｃにより定めることができ、９０度移相器３３８を最適にするために抵抗値Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３を大きくとる必要があるが、所望のインダクタンス値Ｌを小さくしたい場合には抵抗値Ｒａ、Ｒｃ小さくすればよく、両者の条件が必ずしも一致しない拘束条件下でも自由に設計が可能となる。
【００７９】
また、直流電流は、各トランジスタのエミッタとＧＮＤ（接地）と間に接続された各抵抗の抵抗値であるＲ２、Ｒ４、Ｒ６にて定まるが、下記の〔数１３〕を満たす時、トランジスタ３１６、３１７、３１１、３１２、３２６、３２７に流れる直流電流が一致し、トランジスタ３０６、３０７に流れる直流電流はその３倍の電流が流れる。
【００８０】
【数１３】
2007184854.tif 000015
【００８１】
これにより、コンデンサ３１０の両端の直流電位は電源電圧の中間の電圧、つまりＶcc／２となり、振幅範囲を上下方向でセンタに対して取れるので、最大電圧幅を最大化できる。なお、トランジスタ３０６と３０７のトランジスタサイズを、トランジスタ３１６、３１７、３１１、３１２、３２６、３２７のエミッタサイズの３倍とすることで、より厳密に電位をさだめることができる。
【００８２】
ここで、最大信号振幅をＶmax、トランジスタのベース・エミッタ間電圧をＶbe、電源電圧をＶccとすると、上記第１の実施の形態と同様に、上記〔数８〕の関係が成り立ち、前述した従来例の場合の〔数１〕の関係に対して、Ｖmaxが拡大され、昨今のバッテリ駆動のモバイル機器に使用するためには、優位であることが分かる。
【００８３】
以上説明したような本発明の第４の実施の形態によれば、インダクタンス値を、９０度移相器を構成する抵抗値とは関係なく定めることができるので、設計自由度が向上する。また、９０度移相器のコンデンサ端の直流電位を電源電圧の中間の電圧つまりＶcc／２とでき、振幅範囲を上下方向でセンタに対して取れるので最大電圧幅を最大化できる。また、電源電圧に対する最大信号振幅範囲を拡大できるので、モバイル機器等の低電源電圧駆動時に歪特性を改善できる。さらに、９０度移相器の２組の入力側から互いをみたインピーダンスを４端子のインダクタンスとして作用させることで、ＬＣラダー型フィルタ等の選択度の高いフィルタを構成できる。
【００８４】
〔第５の実施の形態〕
図１１は、本発明の第５の実施の形態を示す回路図である。この第５の実施の形態は、上記第４の実施の形態のアクティブインダクタンス回路を用いてＬＣラダー型フィルタ回路を構成したものである。
【００８５】
図１１において、入力電圧が＋Ｖinと−Ｖinに設定された差動入力端子４０１、４０２を、抵抗値Ｒｏの抵抗器４１２、４１３を通じて、容量値Ｃ１／２のコンデンサ４１４の両端に接続され、さらに、アクティブインダクタンス回路４１０の一方の入力端４０３、４０４に接続される。ここで、アクティブインダクタンス回路４１０は、上記図９と共に説明した本発明の第４の実施の形態の構成を使用する。  
アクティブインダクタンス回路４１０の他方の入力端子４０５、４０６は、容量値Ｃ３／２のコンデンサ４１５、抵抗値２×Ｒｏの抵抗器４１６の両端に接続され、さらに、出力端子４０７、４０８に接続される。
【００８６】
アクティブインダクタンス回路４１０は、図１０に示したように、２組の差動入力端を有する浮遊型のインダクタンスを構成したのと等価であり、従って、図１１の構成は、図１２に示すように、ＬＣラダー型のフィルタ回路を構成することになる。このフィルタの伝達関数は、下記の〔数１４〕となる。
【００８７】
【数１４】
2007184854.tif 000016
【００８８】
なお、図１１の具体例では、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）構成を示しているが、インダクタンスを用いて構成できるフィルタ全般について、本回路を使用して同様の作用を実現することが可能であり、ＬＰＦに限定されるものではない。
【００８９】
以上説明したような本発明の第５の実施の形態によれば、インダクタンス値を、９０度移相器を構成する抵抗値とは関係なく定めることができるので、設計自由度が向上する。また、９０度移相器のコンデンサ端の直流電位を電源電圧の中間の電圧つまりＶcc／２とでき、振幅範囲を上下方向でセンタに対して取れるので最大電圧幅を最大化できる。また、電源電圧に対する最大信号振幅範囲を拡大できるので、モバイル機器等の低電源電圧駆動時に歪特性を改善できる。さらに、９０度移相器の２組の入力側から互いをみたインピーダンスを４端子のインダクタンスとして作用させることで、ＬＣラダー型フィルタ等の選択度の高いフィルタを構成できる。
【００９０】
〔第６の実施の形態〕
次に、本発明の第６の実施の形態について説明する。この第６の実施の形態は、アクティブインダクタンス回路の入力端にハイインピーダンス回路を用いた積分器を接続することにより、高いインピーダンスに保った状態で、入力電位を設定することで、縦列に接続したときの、端子間の電位を設定可能とするものであり、構成例を図１３に示す。この図１３のアクティブインダクタンス回路５０５としては、上記図９と共に説明した本発明の第４の実施の形態の構成を使用すればよい。
【００９１】
図１３において、アクティブインダクタンス回路５０５の入力端子５０１、５０２を抵抗値Ｒ８の抵抗器５１０、５１１を通じて、トランジスタ５０８、５０９のエミッタに接続され、同時に、端子５０１はトランジスタ５１２のベースとトランジスタ５１３のコレクタに接続され、端子５０２はトランジスタ５１３のベースとトランジスタ５１２のコレクタに接続される。トランジスタ５０８、５０９のコレクタとベースはＶcc電源５０７に接続される。トランジスタ５１２、５１３のエミッタが、それぞれ抵抗値Ｒ９の抵抗器５１５、５１６を通じて接地され、抵抗値２×Ｒ１０のエミッタ間抵抗（抵抗器５１７）にて互いに接続される。以上により、積分器５０６が構成される。
【００９２】
同様に、アクティブインダクタンス回路５０５の他方の入力端子５０３、５０４を抵抗値Ｒ８の抵抗器５２１、５２２を通じて、トランジスタ５１９、５２０のエミッタに接続され、同時に、端子５０３はトランジスタ５２３のベースとトランジスタ５２４のコレクタに接続され、端子５０４はトランジスタ５２４のベースとトランジスタ５２３のコレクタに接続される。トランジスタ５１９、５２０のコレクタとベースはＶcc電源５１８に接続される。トランジスタ５２３、５２４のエミッタが、それぞれ抵抗値Ｒ９の抵抗器５２６、５２７を通じて接地され、抵抗値２×Ｒ１０のエミッタ間抵抗（抵抗器５２５）にて互いに接続される。以上により、積分器５１７が構成される。
【００９３】
この図１３の構成において、以下、トランジスタ５０８、５０９のエミッタ電流をｉａ１、トランジスタ５１２、５１３のコレクタ電流をｉｂ１、トランジスタ５１９、５２０のエミッタ電流をｉａ３、トランジスタ５２３、５２４のコレクタ電流をｉｂ３、アクティブインダクタンス回路５０５に流れる電流をｉ３と定め、動作を説明する。
【００９４】
各信号電流ｉａ１，ｉｂ１，ｉａ２，ｉｂ２，ｉ３は、端子電圧を＋Ｖ１、−Ｖ１、＋Ｖ２、−Ｖ２とすると、下記の〔数１５〕となる。
【００９５】
【数１５】
2007184854.tif 000017
【００９６】
この〔数１５〕の各電流ｉａ１、ｉｂ１、ｉａ２、ｉｂ２、ｉ３には下記の〔数１６〕の式が成り立つので。
【００９７】
【数１６】
2007184854.tif 000018
【００９８】
この〔数１６〕において、下記の〔数１７〕が成立するように、抵抗値を選ぶと、下記の〔数１８〕となる。
【００９９】
【数１７】
2007184854.tif 000019
【０１００】
【数１８】
2007184854.tif 000020
【０１０１】
この〔数１８〕から明らかなように、図１３の構成におけるｉＬ１及びｉＬ２は、積分器５０６、５１７の内部電流に関係なく決まり、図１４に示すように、差動入力端５０１、５０２と差動入力端５０３、５０４の間に、インダクタンス５０５が接続された形と一致する。
【０１０２】
ここで、図１３の構成における積分器５０６、５１７の直流電流は、トランジスタのエミッタとＧＮＤ（接地）との間に接続された抵抗器の抵抗値であるＲ６、Ｒ９にて定まるが、下記の〔数１９〕を満たす時、トランジスタ５１２，５１３，３２１，３２２及び５２３，５２４，３３１，３３２に流れる直流電流が一致し、トランジスタ５０８，５０９及び５１９，５２０に流れる直流電流はその２倍の電流が流れる。
【０１０３】
【数１９】
2007184854.tif 000021
【０１０４】
これにより、アクティブインダクタンス回路の両端の直流電位は、電源電圧の中間の電圧つまりＶcc／２となり、振幅範囲を上下方向でセンタに対して取れるので、最大電圧幅を最大化できる。なお、トランジスタ５０８，５０９及び５１９，５２０のトランジスタサイズを、トランジスタ５１２，５１３，３２１，３２２及び５２３，５２４，３３１，３３２のエミッタサイズの２倍とすることで、より厳密に電位を定めることができる。
【０１０５】
従って、アクティブインダクタンス回路の入力端に積分器を接続することで、アクティブインダクタンスの入力抵抗成分を高いインピーダンスに保った状態で、入力電位を設定するもので、図１５に示すように、アクティブインダクタンスを縦列に接続するときに、アクティブインダクタンス間の接続端子の抵抗成分を高いインピーダンスに保った状態で電位を設定することができ、複雑なフィルタを構成することが可能となる。
【０１０６】
この第６の実施の形態では、アクティブインダクタンスの両端に積分器を接続したが、入力抵抗成分を高いインピーダンスに保った状態で入力電位を設定する必要のある一方の側のみに積分器を接続することでも、同様の作用を得ることができる。
【０１０７】
以上説明したような本発明の第６の実施の形態によれば、インダクタンス値を、９０度移相器を構成する抵抗値とは関係なく定めることができるので、設計自由度が向上する。また、９０度移相器のコンデンサ端の直流電位を電源電圧の中間の電圧つまりＶcc／２とでき、振幅範囲を上下方向でセンタに対して取れるので最大電圧幅を最大化でき、電源電圧に対する最大信号振幅範囲を拡大できるので、モバイル機器等の低電源電圧駆動時に歪特性を改善できる。さらに、アクティブインダクタンス回路の入力端にハイインピーダンス回路を用いた積分器を接続することにより、高いインピーダンスに保った状態で、入力電位を設定することで、縦列に接続したときの、端子間の電位を設定可能とでき、複雑なフィルタ回路を構成可能とすることができる。
【０１０８】
〔第７の実施の形態〕
次に、本発明の第７の実施の形態について、図１６を参照しながら説明する。この第７の実施の形態は、上記第６の実施の形態のアクティブインダクタンス回路を用いた２個のＬＣラダー型フィルタと、３組のペア差動対による電流加算回路にて構成した、正周波数あるいは負周波数のみを通過させる周波数特性を実現する複素数フィルタを構成したものである。
【０１０９】
この図１６において、入力電圧が＋Ｖｉｎと−Ｖｉｎに設定された差動入力端子６０６、６０７は、抵抗値Ｒｏの抵抗器６５８、６５９を通じて、容量値Ｃ１／２のコンデンサ６６０の両端に接続され、さらに、アクティブインダクタンス回路６０１の一方の入力端子６５０、６５１に接続される。ここで、アクティブインダクタンス回路６０１としては、上記図１３の第６の実施の形態に示したような、入力端に積分器を接続した構成のものを使用する。
【０１１０】
アクティブインダクタンス回路６０１の他方の入力端６５２、６５３は、容量値Ｃ３／２のコンデンサ６６１、抵抗値２×Ｒｏの抵抗器６６２の両端に接続され、さらに、出力端子６１０、６１１に接続される。アクティブインダクタンス回路６０１は、２組の差動入力端を有する浮遊型のインダクタンスを構成したのと等価であり、ＬＣラダー型のフィルタを構成している。
【０１１１】
一方、上記の入力電圧＋Ｖｉｎ、−Ｖｉｎを９０度位相回転した入力電圧である＋ｊＶｉｎ、−ｊＶｉｎに設定された差動入力端６０８、６０９は、抵抗値Ｒｏの抵抗器６６３、６６４を通じて、容量値Ｃ１／２のコンデンサ６６５の両端に接続され、さらに、アクティブインダクタンス回路６０２の一方の入力端子６５４、６５５に接続される。ここで、アクティブインダクタンス回路６０２は、上記第６の実施の形態に示したような、入力端に積分器を接続した構成を使用する。
【０１１２】
アクティブインダクタンス回路６０２の他方の入力端子６５６、６５７は、容量値Ｃ３／２のコンデンサ６６６、抵抗値２×Ｒｏの抵抗器６６７の両端に接続され、さらに、出力端子６６８、６６９に接続される。アクティブインダクタンス回路６０２は、２組の差動入力端を有する浮遊型のインダクタンスを構成したのと等価であり、ＬＣラダー型のフィルタを構成している。
【０１１３】
アクティブインダクタンス回路６０１の入力端子６５０、６５１は、トランジスタ６２７、６２８のベースとトランジスタ６１２、６１３のコレクタに接続されている。また、アクティブインダクタンス回路６０２の入力端子６５５、６５４は、トランジスタ６１２、６１３のベースとトランジスタ６２８、６２７のコレクタに接続されている。トランジスタ６１２、６１３のエミッタが、それぞれ抵抗値Ｒ１１の抵抗器６１５、６１６を通じて接地され、抵抗値２×Ｒ１２のエミッタ間抵抗（抵抗器６１４）にて互いに接続され差動対を構成する。トランジスタ６２７、６２８のエミッタが、それぞれ抵抗値Ｒ１１の抵抗器６３０、６３１を通じて接地され、抵抗値２×Ｒ１２のエミッタ間抵抗（抵抗器６２９）にて互いに接続され差動対を構成する。これらの２個の差動対により、９０度位相差の信号間の電流加算回路６０３が構成される。
【０１１４】
同様に、アクティブインダクタンス回路６０１の入力端子６５２、６５３は、トランジスタ６３７、６３８のベースとトランジスタ６２２、６２３のコレクタに接続されている。また、アクティブインダクタンス回路６０２の入力端子６５７、６５６は、トランジスタ６２２、６２３のベースとトランジスタ６３８、６３７のコレクタに接続されている。トランジスタ６２２、６２３のエミッタが、それぞれ抵抗値Ｒ１５の抵抗器６２５、６２６を通じて接地され、抵抗値２×Ｒ１６のエミッタ間抵抗（抵抗器６２４）にて互いに接続され差動対を構成する。トランジスタ６３７、６３８のエミッタが、それぞれ抵抗値Ｒ１５の抵抗器６４０、６４１を通じて接地され、抵抗値２×Ｒ１６のエミッタ間抵抗（抵抗器６３９）にて互いに接続され差動対を構成する。これらの２個の差動対により、９０度位相差の信号間の電流加算回路６０５が構成される。
【０１１５】
さらに、アクティブインダクタンス回路６０１のコンデンサ両端の端子６７０、６７１は、トランジスタ６３２、６３３のベースとトランジスタ６１７、６１８のコレクタに接続されている。また、アクティブインダクタンス回路６０２のコンデンサ両端の端子６７３、６７２は、トランジスタ６１７、６１８のベースとトランジスタ６３３、６３２のコレクタに接続されている。トランジスタ６１７、６１８のエミッタが、それぞれ抵抗値Ｒ１３の抵抗器６２０、６２１を通じて接地され、抵抗値２×Ｒ１４のエミッタ間抵抗（抵抗器６１９）にて互いに接続され差動対を構成する。トランジスタ６３２、６３３のエミッタが、それぞれ抵抗値Ｒ１３の抵抗器６３５、６３６を通じて接地され、抵抗値２×Ｒ１４のエミッタ間抵抗（抵抗器６３４）にて互いに接続され差動対を構成する。これらの２個の差動対により、９０度位相差の信号間の電流加算回路６０４が構成される。
【０１１６】
以上、２個のＬＣラダー型フィルタと３個のペア差動対による電流加算回路にて、複素数フィルタを構成している。
【０１１７】
この複素数フィルタは、「Jan Crols and Michiel S. J. Steyaert 「Low-IF Topologies for High-Performance Analog Front Ends of Fully Integrated Receivers」IEEE TRANSACTIONS ON CIRCUITS AND SYSTEMS-II: ANALOG AND DIGITAL SIGNAL PROCESSING, VOL. 45, NO. 3, MARCH 1998」等にて、公開されているフィルタの構成方法で、図１７に示すように、２個のＬＰＦ（ローパスフィルタ）と電流加算回路によって構成される。ここでは、抵抗比によって、位相加算量２Ｑが定まり、伝達関数で考えると、図１８に示すようにｊ２Ｑだけ位相加算がなされ、図１９の（Ａ）、（Ｂ）に示すように、ＬＰＦの中心周波数が、２Ｑだけシフトした周波数特性を得られる。上記図１６に示す本発明の第７の実施の形態の構成により、図１７と同等な機能を有する回路を構成することができる。
【０１１８】
本実施の形態では、上記と同様の作用を得るために、２個のＬＣラダー型フィルタと３個のペア差動対による電流加算回路を用いており、電流加算回路を構成するペア差動対の電圧−電流変換係数により位相加算量２Ｑを定めている。
【０１１９】
ここで、差動対を構成する抵抗値を、下記の〔数２０〕すると、位相加算量２Ｑでの加算がなされ、図１９の（Ｂ）と同様の周波数特性が得られる。
【０１２０】
【数２０】
2007184854.tif 000022
【０１２１】
この〔数２０〕において、抵抗値Ｒ４〜Ｒ７は、図１６の各アクティブインダクタンス回路６０１、６０２に相当する図１３の構成（あるいはその一部としての図９の構成）のそれぞれ対応する抵抗器の抵抗値である。
【０１２２】
本実施の形態では、ＯＰＡＭＰ（演算増幅器）を使用することなく、フィルタを構成しているので、ＯＰＡＭＰにより制限される周波数特性、歪特性、ノイズ特性の劣化を回避することができ、また、消費電力の削減と回路規模を縮小することが可能となる。
【０１２３】
また、本実施の形態をＴＶ受信機等の複数チャンネルから希望チャンネルを選曲するような回路に使用することにより、希望チャンネルに妨害を与えるイメージチャンネルの抑圧効果を高めることができる。
【０１２４】
以上説明した本発明の第７の実施の形態によれば、インダクタンス値を、９０度移相器を構成する抵抗値とは関係なく定めることができるので、設計自由度が向上する。また、９０度移相器のコンデンサ端の直流電位を電源電圧の中間の電圧つまりＶcc／２とでき、振幅範囲を上下方向でセンタに対して取れるので最大電圧幅を最大化でき、電源電圧に対する最大信号振幅範囲を拡大できるので、モバイル機器等の低電源電圧駆動時に歪特性を改善できる。また、アクティブインダクタンス回路の入力端にハイインピーダンス回路を用いた積分器を接続することにより、高いインピーダンスに保った状態で、入力電位を設定することで、縦列に接続したときの、端子間の電位を設定可能とでき、複雑なフィルタ回路を構成可能とすることができる。さらに、アクティブインダクタンス回路を用いた２個のＬＣラダー型フィルタと３個のペア差動対による電流加算回路にて構成することで、正周波数或は負周波数のみを通過させる周波数特性を実現できる。またさらに、ＯＰＡＭＰ（演算増幅器）を使用することなく、フィルタを構成しているので、ＯＰＡＭＰにより制限される周波数特性、歪特性、ノイズ特性の劣化を回避することができ、また、消費電力の削減と回路規模を縮小することが可能となる。
【０１２５】
〔第８の実施の形態〕
図２０は、本発明の第８の実施の形態を示すブロック図である。この第８の実施の形態は、上述した第７の実施の形態のような複素数フィルタを用いた受信回路の一例を示すものである。
【０１２６】
図２０において、アンテナ８０１より入力した受信信号をＡＭＰ（増幅器）８０２にて増幅し、ミキサ８０３及び８０４にて周波数変換する。ここで、複素数信号を取り出すために、発振器８０６の出力をミキサ８０３に供給すると共に、局部発振器８０６の出力に９０度移相器８０５により９０度位相差をつけてミキサ８０４に供給し、周波数変換する。周波数変換したミキサ出力（Ｉ出力及びＱ出力）を、複素数フィルタ８０７により希望チャンネルのみ取り出して、加算器８０８にて再度ＩＦ信号として、ＡＭＰ（増幅器）８０９にて増幅し、ＩＦ出力を得る。この図２０の構成の複素数フィルタ８０７として、上記図１６に示したような構成を有する複素数フィルタ（図１７と同様の特性を有する複素数フィルタ）を用いることができる。
【０１２７】
図２１は、この図２０に示す受信回路の動作（主として複素数フィルタの動作）を説明するための、イメージチャンネルの重なりと抑圧の様子を示す図である。横軸は周波数あるいは複素周波数を示し、縦軸はレベルを示している。
【０１２８】
図２１の（Ａ）は、アンテナ８０１にて受信した信号の様子で、希望チャンネルＸ以外の複数の信号があり、局部発振器８０６の発振周波数であるＬＯを対称として上下反対側にイメージチャンネルＹが存在していると仮定する。ここで、説明のため、希望チャンネルＸのレベルを他のチャンネルより大きくしているが、限定するものではない。
【０１２９】
図２１の（Ｂ）は、ミキサ８０３、８０４により周波数変換したＭＩＸ出力を示す。周波数軸上では、希望チャンネルＸにイメージチャンネルＹが重なってくる。これを複素数（複素周波数）でみると、図２１の（Ｃ）のようになっており、正周波数側に希望チャンネルＸ、負周波数側にイメージチャンネルＹが存在している。これに、複素数フィルタ８０７をかけると、負周波数側が取り除かれ、図２１の（Ｄ）のようになり、イメージチャンネルＹが抑圧され、最終的に図２１の（Ｅ）に示すようなＩＦ出力が得られる。以上説明したように、図２０に示すような受信回路において、複素数フィルタ８０７にてイメージチャンネルが抑圧できることが分かる。
【０１３０】
以上説明した本発明の第８の実施の形態によれば、インダクタンス値を、９０度移相器を構成する抵抗値とは関係なく定めることができるので、設計自由度が向上する。また、９０度移相器のコンデンサ端の直流電位を電源電圧の中間の電圧つまりＶcc／２とでき、振幅範囲を上下方向でセンタに対して取れるので最大電圧幅を最大化でき、電源電圧に対する最大信号振幅範囲を拡大できるので、モバイル機器等の低電源電圧駆動時に歪特性を改善できる。また、アクティブインダクタンス回路の入力端にハイインピーダンス回路を用いた積分器を接続することにより、高いインピーダンスに保った状態で、入力電位を設定することで、縦列に接続したときの、端子間の電位を設定可能とでき、複雑なフィルタ回路を構成することができる。また、アクティブインダクタンス回路の入力端にハイインピーダンス回路を用いた積分器を接続することにより、高いインピーダンスに保った状態で、入力電位を設定することで、縦列に接続したときの、端子間の電位を設定可能とでき、複雑なフィルタ回路を構成できる。さらに、複素数フィルタを用いて受信機を構成することで、イメージチャンネルによる妨害を抑圧できＴＶ受信機等の特性を向上できる。
【０１３１】
なお、本発明は上述した実施の形態のみに限定されるものではなく、例えば、上記実施の形態においては、従来のアナログ信号処理に使用していたバイポーラ・トランジスタにて表記しているが、近年使用が広がってきたＣＭＯＳトランジスタ及びシリコン・ゲルマニウム・トランジスタにおいても、同様に構成することが可能であり、特に、高周波特性に優れたシリコン・ゲルマニウム・トランジスタに適用することにより、上記バイポーラ・トランジスタで実現できた周波数帯域よりも高い周波数帯域でのフィルタ回路等を実現することができる。また、上記アクティブインダクタンス回路は、フィルタ回路や受信回路に用いるのみならず、例えば位相ロックループや、ＡＭ復調器、ＦＭ復調器、フィルタ等の用途にも本発明を応用することができるものである。この他、本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能であることは勿論である。
【図面の簡単な説明】
【０１３２】
【図１】本発明の第１の実施の形態となるアクティブインダクタンス回路の構成例を示す回路図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態となるアクティブインダクタンス回路と等価なインダクタンスを示す図である。
【図３】本発明の第２の実施の形態となるアクティブインダクタンス回路の具体例を示す回路図である。
【図４】本発明の第２の実施の形態となるアクティブインダクタンス回路と等価な可変インダクタンスを示す図である。
【図５】本発明の第２の実施の形態の他の具体例を示す回路図である。
【図６】本発明の第２の実施の形態のさらに他の具体例を示す回路図である。
【図７】本発明の第３の実施の形態となるアクティブインダクタンス回路の具体例を示す回路図である。
【図８】本発明の第３の実施の形態の他の具体例を示す回路図である。
【図９】本発明の第４の実施の形態となるアクティブインダクタンス回路の具体例を示す回路図である。
【図１０】本発明の第４の実施の形態となるアクティブインダクタンス回路と等価な４端子のインダクタンスを示す図である。
【図１１】本発明の第５の実施の形態となるフィルタ回路の具体例を示す回路図である。
【図１２】本発明の第５の実施の形態となるフィルタ回路と等価なＬＣラダー型フィルタ回路を示す図である。
【図１３】本発明の第６の実施の形態となるアクティブインダクタンス回路の具体例を示す回路図である。
【図１４】本発明の第６の実施の形態となるアクティブインダクタンス回路と等価な４端子のインダクタンスを示す図である。
【図１５】本発明の第６の実施の形態と等価な４端子のインダクタンスを用いたＬＣラダー型フィルタ回路の構成例を示す図である。
【図１６】本発明の第７の実施の形態となる複素数フィルタの構成例を示す回路図である。
【図１７】一般の複素数フィルタの構成例を示す回路図である。
【図１８】複素数フィルタを伝達関数にて模式的に示す図である。
【図１９】複素数フィルタの周波数特定を説明するための図である。
【図２０】本発明の第８の実施の形態となる受信回路の構成例を示す回路図である。
【図２１】図２０の受信回路の複素数フィルタの動作を説明するための図である。
【図２２】従来のバイクワッド回路を示す図である。
【図２３】従来のアクティブインダクタンス回路を示す回路図である。
【図２４】図２３の構成により実現されるインダクタンスを示す図である。
【符号の説明】
【０１３３】
１０１，１０２  入力端子、  １２６，１２７  出力端子、  １３０，１３１，１３２  ９０度移相器、  １４０〜１４３，１５０〜１５３  差動対回路、  ３０１，３０２，３０３，３０４  入力端子、  ３３８  ９０度移相器、  １６１〜１６４  差動対回路、  ４１０，５０５  アクティブインダクタンス回路、  ５０６，５１７  積分回路、  ６０１，６０２  （積分器を含む）アクティブインダクタンス回路
【図１】
2007184854.tif 000023
【図２】
2007184854.tif 000024
【図３】
2007184854.tif 000025
【図４】
2007184854.tif 000026
【図５】
2007184854.tif 000027
【図６】
2007184854.tif 000028
【図７】
2007184854.tif 000029
【図８】
2007184854.tif 000030
【図９】
2007184854.tif 000031
【図１０】
2007184854.tif 000032
【図１１】
2007184854.tif 000033
【図１２】
2007184854.tif 000034
【図１３】
2007184854.tif 000035
【図１４】
2007184854.tif 000036
【図１５】
2007184854.tif 000037
【図１６】
2007184854.tif 000038
【図１７】
2007184854.tif 000039
【図１８】
2007184854.tif 000040
【図１９】
2007184854.tif 000041
【図２０】
2007184854.tif 000042
【図２１】
2007184854.tif 000043
【図２２】
2007184854.tif 000044
【図２３】
2007184854.tif 000045
【図２４】
2007184854.tif 000046