(57)【要約】【課題】力率改善機能を有し、電力変換効率の向上、回路構成部品の削減を図るスイッチング電源回路を提供する。【解決手段】スイッチング電源回路は、共振形コンバータの３次巻線Ｎ３で生じる共振パルス電圧を１次側平滑コンデンサＣｉに帰還することによって力率を改善する力率改善回路１３を有する。そして、力率改善回路１３の力率改善インダクタＬｏおよびコンデンサＣＮＬは１次側整流素子Ｄｉの入力側に配されている。そして、力率改善回路のコンデンサＣＮＬはコモンモードフィルタ部のアクロスコンデンサとしても機能するので、良好なる力率改善効果を生じるとともに、部品点数を少なくすることによる電源効率の向上、ノーマルモードノイズとコモンモードノイズの低減が達成される。【選択図】図５
2007318934.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源からの入力交流電力を１次側直流電力に変換する１次側整流平滑部と、前記１次側直流電力を交流電力に変換しさらに２次側直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部と、前記力率改善部と前記交流電源との間に介在されるコモンモードフィルタ部と、を備えるスイッチング電源回路であって、
前記１次側整流平滑部は、
交流電源からの入力交流電力を入力して整流する１次側整流素子と、
１次側平滑コンデンサと、を具備し、
前記コンバータ部は、
１次巻線と、前記１次巻線と磁気的に疎結合とされる２次巻線と、前記１次巻線と磁気的に結合される３次巻線と、を有するコンバータトランスと、
前記１次側整流素子の出力側に接続された前記３次巻線を介して前記１次側平滑コンデンサに供給された前記１次側直流電力を、前記交流電力に変換して前記１次巻線に供給するスイッチング素子と、
前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、
前記２次巻線に接続される２次側整流回路によって出力される前記２次側直流電力の電圧の値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、
漏れインダクタとして機能する前記磁気的に疎結合とされた前記１次巻線と直列共振コンデンサとによって形成される直列共振回路と、を具備し、
前記力率改善部は、
前記３次巻線に発生する共振パルスを整流できるスイッチング速度を有する前記１次側整流素子の入力側に接続された力率改善用インダクタとコンデンサとの直列回路を具備し、
前記コモンモードフィルタ部は、
コモンモードチョークコイルとアクロスコンデンサとして機能する前記力率改善部の前記コンデンサと、を具備する、
スイッチング電源回路。
【請求項２】
前記力率改善部のコンデンサは、
第１コンデンサと第２コンデンサとの直列接続回路によって形成され、
前記第１コンデンサと前記第２コンデンサとの接続点が前記１次側整流素子の出力側に接続されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】
前記力率改善部のコンデンサは、
第１コンデンサと第２コンデンサとの直列接続回路および前記直列接続回路に並列に接続された第３のコンデンサによって形成され、
前記第１コンデンサと前記第２コンデンサとの接続点が前記１次側整流素子の出力側に接続されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】
交流電源からの入力交流電力を１次側直流電力に変換する１次側整流平滑部と、前記１次側直流電力を交流電力に変換しさらに２次側直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部と、前記力率改善部と前記交流電源との間に介在されるコモンモードフィルタ部と、を備えるスイッチング電源回路であって、
前記１次側整流平滑部は、
交流電源からの入力交流電力を入力して整流する１次側整流素子と、
１次側平滑コンデンサと、を具備し、
前記コンバータ部は、
１次巻線と、前記１次巻線と磁気的に疎結合とされる２次巻線と、を有するコンバータトランスと、
前記１次側整流素子の出力側に接続された前記１次側平滑コンデンサに供給された前記１次側直流電力を、前記交流電力に変換して前記１次巻線に供給するスイッチング素子と、
前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、
前記２次巻線に接続される２次側整流回路によって出力される前記２次側直流電力の電圧の値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、
漏れインダクタとして機能する前記磁気的に疎結合とされた前記１次巻線と直列共振コンデンサとによって形成される直列共振回路と、を具備し、
前記力率改善部は、
前記直列共振コンデンサが前記１次側整流素子の入力側の一の入力端に接続され、
前記１次側整流素子の入力側には磁気的に疎結合とされる第１巻線と第２巻線とを有する第１コモンモードチョークコイルの出力側が接続され、
前記第１コモンモードチョークコイルの入力側に第１アクロスコンデンサが接続され、
前記１次側整流素子は前記直列共振コンデンサに流れる共振電流を整流できるスイッチング速度を有するものとされて構成されており、
前記コモンモードフィルタ部は、
第２コモンモードチョークコイルと前記第２コモンモードチョークコイルのアクロスコンデンサとして機能する前記力率改善部の前記第１アクロスコンデンサと、を具備する、
スイッチング電源回路。
【請求項５】
前記力率改善部の第１コモンモードチョークコイルは、
前記第１巻線と前記第２巻線とが減極性となる巻線方向に巻回されることを特徴とする請求項４に記載のスイッチング電源回路。
【請求項６】
前記力率改善部の前記第１アクロスコンデンサは、
第１コンデンサと第２コンデンサとの直列接続回路によって形成され、
前記第１コンデンサと前記第２コンデンサとの接続点が前記１次側整流素子の出力側に接続されることを特徴とする請求項４に記載のスイッチング電源回路。
【請求項７】
前記力率改善部の前記第１アクロスコンデンサは、
第１コンデンサと第２コンデンサとの直列接続回路および前記直列接続回路に並列に接続された第３のコンデンサによって形成され、
前記第１コンデンサと前記第２コンデンサとの接続点が前記１次側整流素子の出力側に接続されることを特徴とする請求項４に記載のスイッチング電源回路。
【請求項８】
前記力率改善部の第１コモンモードチョークコイルは、
前記第１巻線と前記第２巻線とが加極性となる巻線方向に巻回されることを特徴とする請求項４に記載のスイッチング電源回路。
【請求項９】
さらに、漏れインダクタとして機能する前記磁気的に疎結合とされた前記１次巻線と部分電圧共振コンデンサとによって形成される部分電圧共振回路を備える請求項１または請求項４の１項に記載のスイッチング電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、各種電子機器の電源として備えられるスイッチング電源回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源回路としては、大部分がスイッチング方式の電源回路とされている。スイッチング電源回路はスイッチング周波数を高くすることによりトランスその他のデバイスを小型にすると共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電子機器の電源として使用されている。
【０００３】
ところで、商用電源は正弦波の交流電圧であるが、商用電源を整流素子と平滑コンデンサとを用いる平滑・整流回路において整流および平滑を行う場合には、平滑・整流回路のピークホールド作用のために、商用電源からスイッチング電源回路には、交流電圧のピーク電圧付近の短時間だけ電流が流れ込むこととなり、商用電源から電源回路に流れ込む電流は、正弦波とは大きく異なる歪み波形になってしまう。そして、電源の利用効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。また、このような歪み電流波形となることによって発生する商用電源周期の高調波を抑圧するための対策が必要とされてしまう。これらの問題を解決するために、従来において力率改善を図る技術として、いわゆるアクティブフィルタを用いる手法が知られている（例えば特許文献１参照）。
【０００４】
図２０にこのようなアクティブフィルタの基本構成を示す。図２０においては、商用の交流電源ＡＣにコモンモードノイズを抑圧するための２個のコモンモードチョークコイルＣＭＣ１およびコモンモードチョークコイルＣＭＣ２と３個のアクロスコンデンサＣＬとからなるラインフィルタを介して、ブリッジ整流器として構成される１次側整流素子Ｄｉを接続している。この１次側整流素子Ｄｉの正極／負極ラインに対しては、ノーマルモードノイズを防止するためのインダクタＬＮと２個のコンデンサＣＮとを介してステップアップ型のコンバータが接続され、その出力には並列に２次側平滑コンデンサＣｏｕｔが接続され、その両端電圧として直流電圧Ｖｏｕｔが得られる。この直流電圧Ｖｏｕｔは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１０の入力電圧として供給される。そして、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１０の２次側には出力直流電圧Ｅｏｕｔが得られる。
【０００５】
そして、力率改善のための構成としては、インダクタＬ１００、高速リカバリ型の高速スイッチングダイオードＤ１００、スイッチング素子Ｑ１００からなるステップアップ型のコンバータ、および乗算器１１１を主なる構成要素とするステップアップ型のコンバータの制御部と、を備える。インダクタＬ１００、高速スイッチングダイオードＤ１００は、１次側整流素子Ｄｉの正極出力端子と、２次側平滑コンデンサＣｏｕｔの正極端子との間に、直列に接続されて挿入される。抵抗Ｒｉは、１次側整流素子Ｄｉの負極出力端子（１次側アース）と２次側平滑コンデンサＣｏｕｔの負極端子との間に挿入される。また、スイッチング素子Ｑ１００は、例えば、ＭＯＳ−ＦＥＴとされ、インダクタＬ１００と高速スイッチングダイオードＤ１００の接続点と、１次側アース間に挿入される。また、高速スイッチングダイオードＤ１００の空乏層容量と漏れインダクタンスとで生じる共振を吸収するための抵抗ＲｓｎとコンデンサＣｓｎとから成るスナバ回路が設けられている。
【０００６】
乗算器１１１に対しては、電流検出ラインＬｉおよび波形入力ラインＬｗが接続され、さらに電圧検出ラインＬｖが接続される。そして、乗算器１１１は、電流検出ラインＬｉから入力される１次側整流素子Ｄｉの負極出力端子に流れる整流電流Ｉｉｎに応じた信号を抵抗Ｒｉの両端から検出する。また、波形入力ラインＬｗから入力される１次側整流素子Ｄｉの正極出力端子の整流電圧Ｖｉｎに応じた信号を検出する。この整流電圧Ｖｉｎは、商用の交流電源ＡＣからの交流入力電圧の波形を絶対値化したものである。さらに、電圧検出ラインＬｖから入力される２次側平滑コンデンサＣｏｕｔの直流電圧Ｖｏｕｔに基づいて、直流入力電圧の変動差分（所定の基準電圧と直流電圧Ｖｏｕｔとの差分を増幅した信号を変動差分と称する）を検出する。そして、乗算器１１１からは、スイッチング素子Ｑ１００を駆動するためのドライブ信号が出力される。
【０００７】
乗算器１１１によって制御部されるステップアップ型のコンバータでは、電流検出ラインＬｉから検出した整流電流Ｉｉｎに応じた信号と、上記電圧検出ラインＬｖから検出した直流入力電圧の変動差分とを乗算し、この乗算結果と、波形入力ラインＬｗから検出した整流電圧Ｖｉｎに応じた信号との誤差を検出する。そしてこの誤差信号を増幅した後に、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）変換を行い、ハイレベルとローレベルとの２値信号によって、スイッチング素子Ｑ１００を制御する。このようにして、２入力フィードバック系が構成され、直流電圧Ｖｏｕｔの値が所定の値とされるとともに、整流電圧Ｖｉｎに対して整流電流Ｉｉｎを相似形の波形とする。この結果、商用の交流電源ＡＣから１次側整流素子Ｄｉに印加される交流入力電圧ＶＡＣと、１次側整流素子Ｄｉに流れ込む交流入力電流ＩＡＣの波形も相似形となって、力率がほぼ１に近付くようにして力率改善が図られることになる。
【０００８】
しかしながら、図２０に示した構成による電源回路では、次のような問題を有している。図２０に示す電源回路における電力変換効率としては、前段のアクティブフィルタに対応するＡＣ電力からＤＣ電力への変換効率と、後段のＤＣ−ＤＣコンバータ１１０におけるＤＣ電力からＤＣ電力への変換効率とを総合したものとなる。つまり、図２０に示される回路の総合的な電力変換効率（総合効率）としては、これらの電力変換効率の値を乗算した値となるものであり、各々１以下となる数の積であるので、総合効率は低下してしまう。
【０００９】
また、アクティブフィルタ回路はハードスイッチング動作であることから、ノイズの発生が大きいため、厳重なノイズ抑制対策が必要となる。このため、図２０に示した回路では、商用の交流電源ＡＣのラインに対して、コモンモードノイズに対応するためにコモンモードチョークコイルＣＭＣ１とコモンモードチョークコイルＣＭＣ２、アクロスコンデンサＣＬによるコモンノイズフィルタを設けている。また、ノーマルモードノイズに対応するために、１個のインダクタＬＮと２個のコンデンサＣＮから成るノーマルモードノイズフィルタを設けている。さらに、整流用の高速リカバリ型の高速スイッチングダイオードＤ１００に対しては、抵抗ＲｓｎとコンデンサＣｓｎとから成るスナバ回路を設けている。このようにして、多くの部品点数によるノイズ対策が必要であり、コストアップおよび電源回路基板の実装面積の大型化を招いている。
【００１０】
さらに、スイッチング素子Ｑ１００のスイッチング周波数は、例えば、６０ｋＨｚで固定であるのに対して、後段のＤＣ／ＤＣコンバータ１１０として、スイッチング周波数を変化させて出力直流電圧Ｅｏｕｔを一定とするコンバータ（例えば、電流共振コンバータ）を採用する場合には、そのスイッチング周波数は８０ｋＨｚ〜２００ｋＨｚの範囲で可変となる。このようにして両者のスイッチングタイミング（クロック）は別個独立であるので、各々のクロックを基準に働く両者のスイッチング動作により、アース電位は干渉しあって不安定になり、例えば異常発振が生じやすくなる。これにより、例えば回路設計が難しいものとなったり、信頼性を劣化させたりするなどの問題も招くことになる。
【００１１】
これらの欠点を改善する別のスイッチング電源回路として一個のＤＣ／ＤＣコンバータによって力率改善機能と定電圧機能とを有するスイッチング電源回路が知られている（特許文献２を参照）。
【００１２】
特許文献２に開示された図２１に示すスイッチング電源回路は、１次側が電流共振回路と部分電圧共振回路を備える複合共振コンバータとして構成され、１次側の入力電圧平滑用電界コンデンサに共振パルス電圧を帰還する電圧帰還方式の力率改善回路を備えるものである。
【００１３】
この図２１に示すスイッチング電源回路においては、商用の交流電源ＡＣは、力率改善整流回路２１０内に設けられている４つの高速リカバリ型ダイオードによって形成される１次側整流素子Ｄｉによって全波整流される。そして、整流出力は、インダクタＬ２１０、３次巻線Ｎ２０３を介して１次側平滑コンデンサＣｉに充電され、整流平滑電圧Ｅｉが得られることになる。
【００１４】
この電源回路には、力率改善整流回路２１０の後段として、上述したＤＣ／ＤＣコンバータ１１０と同様な構成を有するＤＣ／ＤＣコンバータが接続されている。
【００１５】
このＤＣ／ＤＣコンバータは、１次側平滑コンデンサＣｉの両端電圧である整流平滑電圧Ｅｉを動作電源とする自励式の２つのバイポーラトランジスタによるスイッチング素子Ｑ２０１、スイッチング素子Ｑ２０２をハーフブリッジ結合している。また、スイッチング素子Ｑ２０１、スイッチング素子Ｑ２０２の各ベース−エミッタ間には各々、ボディダイオードＤＤ１とボディダイオードＤＤ２とが挿入される。
【００１６】
ここで、直列共振コンデンサＣ１と１次巻線Ｎ２０１とは直列に接続されているが、この直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンス及び１次巻線Ｎ２０１に生じる漏洩インダクタンス（リーケージインダクタンス）Ｌ２０１により、スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための１次側電流共振回路を形成している。さらに、スイッチング素子Ｑ２０２のコレクタ−エミッタ間に対して並列に部分電圧共振コンデンサＣｐが接続され、この部分電圧共振コンデンサＣｐと１次巻線Ｎ２０１によって発生するリーケージインダクタンスをインダクタンス成分とするインダクタＬ２０１によってスイッチング素子Ｑ２０１，スイッチング素子Ｑ２０２のターンオフ時にのみ電圧共振動作が得られる部分電圧共振回路が形成される。
【００１７】
力率改善整流回路２１０の構成について説明する。この力率改善整流回路２１０は、交流入力電力の整流作用を有するとともに、交流電力の入力側からみたＤＣ／ＤＣコンバータの力率を１にちかづける作用、すなわち、力率改善作用を有するものとされる。力率改善整流回路２１０においては、交流ラインに対して、コンデンサＣＮとインダクタＬＮによるノーマルモードノイズ抑圧用のフィルタが形成される。
【００１８】
３次巻線Ｎ２０３に誘起する電圧は、１次側電流共振コンバータのスイッチング動作に基づいて誘起する電圧であり、１次巻線Ｎ２０１の両端に発生する電圧に３次巻線Ｎ２０３と１次巻線Ｎ２０１の巻数比（Ｎ２０３／Ｎ２０１）を掛けた電圧に相応したパルス電圧である。このパルス電圧が、交流入力電圧ＶＡＣの正負の絶対値が１／２以上の期間にブリッジ整流回路に電圧帰還される。
【００１９】
このように交流入力電圧ＶＡＣの正負の絶対値が１／２以上の期間に、電流Ｉ１によって１次側整流素子Ｄｉをスイッチング動作させることにより、整流出力電圧レベルが１次側平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低い期間にも１次側平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れるようにされる。この結果、交流入力電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされて交流入力電流の導通角が拡大され、力率改善が図られることになる。
【００２０】
コンバータトランスＰＩＴの２次側に発生する電圧は、高速スイッチングダイオードＤｏ１０１ないし高速スイッチングダイオードＤｏ１０４によって整流されて、２次側平滑コンデンサＣｏ１０１および２次側平滑コンデンサＣｏ１０２によって平滑されて、出力直流電圧Ｅｏｕｔ１および出力直流電圧Ｅｏｕｔ２を得るようになされている。また、ドライブトランスＰＲＴはスイッチング素子Ｑ２０１およびスイッチング素子Ｑ２０２を駆動するとともに、制御回路２０１によってスイッチング素子周波数を可変制御することにより定電圧制御をおこなうために設けられるものである。
【００２１】
また、電子機器において発生するノイズであって電源ラインに悪影響を与える成分としては、ノーマルモードノイズとコモンモードノイズとがあることが広く知られている。ここで、ノーマルモードノイズとは、２本の電源ラインを互いに逆向きに流れるノイズ電流によって生じるノイズであり、コモンモードノイズは、２本の２本の電源ラインを同じ向きに流れるノイズ電流によって生じるノイズである。スイッチング電源回路においては、この両方のノイズ成分は、スイッチング素子がスイッチングして交流電力を回路において取り扱うことから生じるものであるが、いずれのノイズ成分も電源を経由して、他の電子機器に妨害を与えることとなるので、十分に抑圧すべきであることも知られている。
【特許文献１】特開平６−３２７２４６号公報
【特許文献２】特開２００３−１８９６１６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２２】
これまでの説明から分かるように、図２１に示した電源回路は、従来から知られている図２０に示したアクティブフィルタを実装して構成されるスイッチング電源回路に較べて、構成部品の点数も少なく、ソフトスイッチング動作であるので、ノイズの発生はより少ないものである。しかしながら、部品点数をより少なくし、ノイズの発生もより少なくすることが望まれている。
【００２３】
また、電源の効率に関しては、図２１に示すスイッチング電源回路においては、負荷電力の減少に伴って力率が低下する。例えば、交流入力電圧ＶＡＣの値が２３０Ｖのときにおいて、入力電力が７５Ｗの時の力率は、０．７５程度である。このときの最大負荷時の１５０Ｗのときの力率は０．９である。また、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖのときにおいて、最大負荷時の１５０Ｗのときの力率は０．９５以上となる。しかしながら、力率の改善に伴い電力損失が増加して電力効率は低減する。しかしながら、装置の小型化、環境問題に対する省電力化の要望の観点から電力損失をさらに小さなものとすることに対して、より一層の要求がなされている現状を鑑みる場合には、図２０に示す回路および図２１に示す回路における電源効率は十分なものとは言えない。
【００２４】
また、医療機器にこのようなスイッチング電源回路を用いる場合には、商用の交流電源ＡＣに対する電源妨害である雑音端子電圧の規格は民生機器の規格よりもさらに厳格なものであり、より一層、スイッチング電源回路から発生するノイズのレベルを低くしなければならない。しかしながら、このような目的に対しては、図２０に示す回路および図２１に示す回路におけるノイズの発生は、なお、大きく、さらに、商用の交流電源ＡＣに対するノイズの発生を防止する必要がある。
【００２５】
本発明は、上述した課題を解決し、従来に較べて、部品点数をより少なくし、ノイズの発生もより少なくし、より効率の改善を図り、力率改善機能を有するスイッチング電源回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２６】
本発明のスイッチング電源回路は、交流電源からの入力交流電力を１次側直流電力に変換する１次側整流平滑部と、前記１次側直流電力を交流電力に変換しさらに２次側直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部と、前記力率改善部と前記交流電源との間に介在されるコモンモードフィルタ部と、を備えるスイッチング電源回路であって、前記１次側整流平滑部は、交流電源からの入力交流電力を入力して整流する１次側整流素子と、１次側平滑コンデンサと、を具備し、前記コンバータ部は、１次巻線と、前記１次巻線と磁気的に疎結合とされる２次巻線と、前記１次巻線と磁気的に結合される３次巻線と、を有するコンバータトランスと、前記１次側整流素子の出力側に接続された前記３次巻線を介して前記１次側平滑コンデンサに供給された前記１次側直流電力を、前記交流電力に変換して前記１次巻線に供給するスイッチング素子と、前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、前記２次巻線に接続される２次側整流回路によって出力される前記２次側直流電力の電圧の値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、漏れインダクタとして機能する前記磁気的に疎結合とされた前記１次巻線と直列共振コンデンサとによって形成される直列共振回路と、を具備し、前記力率改善部は、前記３次巻線に発生する共振パルスを整流できるスイッチング速度を有する前記１次側整流素子の入力側に接続された力率改善用インダクタとコンデンサとの直列回路を具備し、前記コモンモードフィルタ部は、コモンモードチョークコイルとアクロスコンデンサとして機能する前記力率改善部の前記コンデンサと、を具備する。
【００２７】
このスイッチング電源回路は、共振形コンバータの３次巻線で生じる共振パルス電圧を１次側平滑コンデンサに帰還することによって力率を改善する力率改善部を有する。そして、力率改善部を構成する力率改善インダクタおよびコンデンサは１次側整流素子の入力側に配されている。そして、力率改善部のコンデンサはコモンモードフィルタ部のアクロスコンデンサとしても機能するので、良好なる力率改善効果を生じるとともに、部品点数を少なくすることによる電源効率の向上、ノーマルモードノイズとコモンモードノイズの低減が達成される。
【００２８】
本発明の別のスイッチング電源回路は、交流電源からの入力交流電力を１次側直流電力に変換する１次側整流平滑部と、前記１次側直流電力を交流電力に変換しさらに２次側直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部と、前記力率改善部と前記交流電源との間に介在されるコモンモードフィルタ部と、を備えるスイッチング電源回路であって、前記１次側整流平滑部は、交流電源からの入力交流電力を入力して整流する１次側整流素子と、１次側平滑コンデンサと、を具備し、前記コンバータ部は、１次巻線と、前記１次巻線と磁気的に疎結合とされる２次巻線と、を有するコンバータトランスと、前記１次側整流素子の出力側に接続された前記１次側平滑コンデンサに供給された前記１次側直流電力を、前記交流電力に変換して前記１次巻線に供給するスイッチング素子と、前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、前記２次巻線に接続される２次側整流回路によって出力される前記２次側直流電力の電圧の値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、漏れインダクタとして機能する前記磁気的に疎結合とされた前記１次巻線と直列共振コンデンサとによって形成される直列共振回路と、を具備し、前記力率改善部は、前記直列共振コンデンサが前記１次側整流素子の入力側の一の入力端に接続され、前記１次側整流素子の入力側には磁気的に疎結合とされる第１巻線と第２巻線とを有する第１コモンモードチョークコイルの出力側が接続され、前記第１コモンモードチョークコイルの入力側に第１アクロスコンデンサが接続され、前記１次側整流素子は前記直列共振コンデンサに流れる共振電流を整流できるスイッチング速度を有するものとされて構成されており、前記コモンモードフィルタ部は、第２コモンモードチョークコイルと前記第２コモンモードチョークコイルのアクロスコンデンサとして機能する前記力率改善部の前記第１アクロスコンデンサと、を具備する。
【００２９】
このスイッチング電源回路は、共振形コンバータの共振電流を１次側平滑コンデンサに帰還することによって力率を改善する力率改善部を有する。そして、力率改善部を構成するコモンモードチョークコイルおよびアクロスコンデンサは１次側整流素子の入力側に配されている。そして、力率改善部のアクロスコンデンサはコモンモードフィルタ部のアクロスコンデンサとしても機能するので、良好なる力率改善効果を生じるとともに、部品点数を少なくすることによる電源効率の向上、ノーマルモードノイズとコモンモードノイズの低減が達成される。
【発明の効果】
【００３０】
本発明のスイッチング電源回路によれば、従来に較べて、部品点数をより少なくし、ノイズの発生もより少なくし、より効率の改善を図る力率改善機能を有するスイッチング電源回路を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３１】
まず、力率改善機能と、定電圧機能とをＤＣ／ＤＣコンバータに持たせたワンコンバータ方式の電源について説明する。
【００３２】
図１にワンコンバータ方式のスイッチング電源回路の一実施形態を示す。図１に示すワンコンバータ方式の電源回路は、１次側電流共振回路と１次側部分電圧共振回路とを組み合わせ、１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２とが磁気的に疎結合とされるコンバータトランスＰＩＴの２次巻線Ｎ２に接続された全波整流回路から出力直流電圧Ｅｏを得るようにされたＤＣ／ＤＣコンバータである。そしてこのＤＣ／ＤＣコンバータは、いわゆる、複合共振形コンバータとして形成され、さらに力率改善回路１０を組み合わせて定電圧機能と力率改善機能とを有するものである。ここで、疎結合とは、１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２との磁気的な結合係数が、例えば、０．９から０．７程度の範囲を言うものである。なお、図１においては、２次側回路としては全波整流を備えるものであるが、これに替えて、２次側回路としては両波整流回路または倍圧整流回路を備えるものとしても良いものである。
【００３３】
図１に示すワンコンバータ方式のスイッチング電源回路におけるＤＣ／ＤＣコンバータ部の説明を簡単にする。
【００３４】
コンバータトランスＰＩＴは、１次側と２次側とを絶縁するとともに電圧の変換を行う機能を有するが、さらに、複合共振スイッチングコンバータとして機能させるための共振回路の一部を構成するインダクタＬ１としても機能する。ここで、インダクタＬ１は、コンバータトランスＰＩＴによって形成される漏れインダクタンス成分をそのインダクタンス値として有するものである。
【００３５】
コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるコアと１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２とによって構成されている。このコンバータトランスＰＩＴにおいては１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２との磁気的な結合は疎結合とされている。このようにして、大きなインダクタンス値を漏れインダクタンス成分として得るようにしている。
【００３６】
また、スイッチング素子Ｑ１は、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定され、ソース−ドレイン間に並列にボディダイオードＤＤ１を内蔵する。また、スイッチング素子Ｑ２は、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定され、ソース−ドレイン間に並列にボディダイオードＤＤ２を内蔵する。このような、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とが相補的にスイッチング動作をすることによって、直列共振コンデンサＣ１とインダクタＬ１とによって形成される１次側直列共振回路に直列共振電流を流し、部分電圧共振コンデンサＣｐとインダクタＬ１とによって形成される１次側部分電圧共振回路に部分共振電流を流す。
【００３７】
コンバータトランスＰＩＴの２次側では、１次巻線Ｎ１により誘起された交番電圧に相似した電圧波形が２次巻線Ｎ２に発生する。この２次巻線Ｎ２に対して２次側整流素子Ｄｏを接続している。２次側整流素子Ｄｏの出力側には２次側平滑コンデンサＣｏが接続されている。これにより、２次側平滑コンデンサＣｏの両端から出力直流電圧Ｅｏを得ている。
【００３８】
制御回路１は、入力された出力直流電圧Ｅｏと所定の値の基準電圧値との差に応じた検出出力を発振・ドライブ回路２に供給する。発振・ドライブ回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じて主としてはスイッチング周波数を可変するようにして、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２を駆動する。また、スイッチング周波数とともに一周期におけるスイッチング素子Ｑ１のオンまたはスイッチング素子Ｑ２のオンとなる時間の比率である時比率を変化させるようにしても良い。
【００３９】
このようにしてスイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２のスイッチング周波数が可変制御されることにより、この可変制御の周波数に対して１次側直列共振回路のインピーダンスが変化し、コンバータトランスＰＩＴの１次巻線Ｎ１から２次巻線Ｎ２側に伝送される電力量、また、２次側整流回路から負荷に供給すべき電力量が変化することになる。これにより、出力直流電圧Ｅｏの大きさを基準電圧と一致させる動作が得られることになる。つまり、出力直流電圧Ｅｏの安定化が図られる。ここで、１次側部分電圧共振回路は、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２のオンとオフの切替のタイミングにおける損失を低減するように作用する。
【００４０】
図１に示すワンコンバータ方式のスイッチング電源回路における力率改善回路１０では、コンバータトランスＰＩＴに設けられた３次巻線Ｎ３の一方の巻端に高速スイッチングダイオードＤ１と力率改善用インダクタＬｏとの直列回路を接続し、３次巻線Ｎ３の他方の巻端と力率改善用インダクタＬｏに接続されない側の高速スイッチングダイオードＤ１の端子との間にノーマルモードのノイズを抑制するためのコンデンサＣＮを接続している。
【００４１】
力率改善回路１０のこのような接続態様によって、３次巻線Ｎ３に発生する共振パルス電圧を１次側平滑コンデンサＣｉに帰還して力率の改善を図っている。このように共振動作に応じて発生する電圧を１次側平滑コンデンサＣｉに帰還して力率を改善する方式を電圧帰還方式の力率改善回路と以下では総称する。
【００４２】
また、図２に示すのは別の方式の力率改善回路１１である。１次側整流素子Ｄｉの交流入力側については、記載を省略したが、図１に示すものと同様な構成を有するものとされている。力率改善回路１１では、直列共振コンデンサＣ１と１次巻線Ｎ１の一端とに対して直列に電圧帰還トランスＶＦＴの巻線Ｌｏ’を接続して、電圧帰還トランスＶＦＴの巻線Ｌｏ’に１次側直列共振電流を流している。そして、電圧帰還トランスＶＦＴの巻線Ｌｏ’に誘起する共振パルス電圧を１次側平滑コンデンサＣｉに帰還して力率を改善する電圧帰還方式の力率改善回路である。
【００４３】
また、図３に示すのはさらに別の方式の力率改善回路１２である。力率改善回路１２では、直列共振コンデンサＣ１と１次巻線Ｎ１の一端とが接続される直列回路の一方の側に対して、スイッチング素子Ｑ１とボディダイオードＤＤ１との並列回路とスイッチング素子Ｑ２とボディダイオードＤＤ２との並列回路の接続点を接続し、直列共振コンデンサＣ１と１次巻線Ｎ１の一端とが接続される直列回路の他方の側に対して、力率改善用インダクタＬｏを接続している。そして、力率改善用インダクタＬｏを介して１次側平滑コンデンサＣｉに直列共振電流を流して、力率改善用インダクタＬｏに誘起する共振パルス電圧を１次側平滑コンデンサＣｉに帰還して力率改善を図っている。このようにして、誘起する共振パルス電圧を１次側平滑コンデンサＣｉに帰還して、このときに高速スイッチングダイオードＤ１に流れる電流に対応する電流を交流電源ＡＣ側から流して力率を改善する電圧帰還方式の力率改善回路である。
【００４４】
上述した、図１および図３に示すスイッチング電源回路では、力率改善回路１０および力率改善回路１３を構成するための部品は、力率改善用インダクタＬｏ、高速スイッチングダイオードＤ１およびコンデンサＣＮの３点である。また、図２に示すスイッチング電源回路では、力率改善回路１１を構成するための部品は、電圧帰還トランスＶＦＴ、高速スイッチングダイオードＤ１およびコンデンサＣＮの３点である。
【００４５】
図１ないし図３のスイッチング電源回路を代表するものとして、図３に示す力率改善回路１２を備えるスイッチング電源回路について、その特性を説明する。
【００４６】
図４は、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖまたは２３０Ｖの入力電圧条件下において負荷電力Ｐｏの値が、０Ｗ（無負荷）から１５０Ｗの範囲での負荷変動に対する力率ＰＦ、および交流入力電力に対する直流出力電力の電力変換効率ηＡＣ→ＤＣを示している。実線は交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖのときの特性、破線は交流入力電圧ＶＡＣの値が２３０Ｖのときの特性を各々示すものである。
【００４７】
ここで、高調波歪規制値のクラスＡ規格では交流入力電力が７５Ｗ以上の場合が規制の対象となるものである。したがって、負荷電力Ｐｏの値として、負荷電力Ｐｏが７０Ｗにおいて、力率ＰＦの値を０．７５以上に設定するのが規制をクリアする観点からは必要となる。このために、図３に示す回路において、交流入力電圧ＶＡＣの値が２３０Ｖ、負荷電力Ｐｏが７０Ｗのとき力率ＰＦの値を０．７５となるように力率改善用インダクタＬｏの値を設定している。図４から明らかなように、負荷電力Ｐｏが大きくなる程、力率ＰＦの値は１にちかづき良好なるものになる。このようにして、負荷電力Ｐｏが７０Ｗにおいて、力率ＰＦの値を０．７５以上となるように力率改善用インダクタＬｏの値を設定することによって、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖのときも含めて、高調波歪規制値のクラスＡ規格を満たすこととなる。
【００４８】
上述した条件を満たすように力率改善用インダクタＬｏの値を設定する場合においては、図４から見て取れるように、例えば、交流入力電圧ＶＡＣの値が２３０Ｖにおいて、負荷電力Ｐｏの値が１５０Ｗである場合には、力率ＰＦの値は０．８９となり、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖにおいて、負荷電力Ｐｏの値が１５０Ｗである場合には、力率ＰＦの値は０．９６となる。
【００４９】
ここで、交流入力電力に対する直流出力電力の電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値に注目すると、高速スイッチングダイオードＤ１と１次側整流素子ＤｉとＤＣ／ＤＣコンバータとの損失によって効率は１以下となり、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖにおいて、負荷電力Ｐｏの値が１５０Ｗである場合には、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値は９０％となり、交流入力電圧ＶＡＣの値が２３０Ｖにおいて、負荷電力Ｐｏの値が１５０Ｗである場合には、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値は９２％となる。
【００５０】
以上述べたように、図１ないし図３に示すスイッチング電源回路では、高調波歪規制値のクラスＡ規格を満たし、部品点数も背景技術に示すものに較べて大幅に少なくすることができ、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値も良好なものとできる。しかしながら、上述した図１ないし図３に示すスイッチング電源回路を医療機器に用いる場合には、交流電源ＡＣのラインに対する電源妨害である雑音端子電圧の規格は、家庭用の電機機器（家電機器）の規格よりも低レベルであり、さらに、ノイズの発生のレベルを低下させなければならない。
【００５１】
上述した、電源妨害、電力変換効率、力率改善の問題について、より良好なる特性を有するのが図５および図１０ないし図１２に示すスイッチング電源回路である。各々のスイッチング電源回路の細部の説明をする前に、それらに、共通する技術的特徴を以下に要約して説明する。
【００５２】
図５および図１０ないし図１２に示すスイッチング電源回路は、交流電源からの入力交流電力を１次側直流電力に変換する１次側整流平滑部と、１次側直流電力を交流電力に変換しさらに２次側直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部と、力率改善部と交流電源との間に介在されるコモンモードフィルタ部と、を備えるものである。そして、力率改善部の構成部分とコモンモードフィルタ部の構成部分とが一部重複して、良好なる、電源妨害、電力変換効率、力率改善の特性を有する点に特徴を有するものである。
【００５３】
まず、１次側整流平滑部は、交流電源からの入力交流電力を入力して整流する１次側整流素子Ｄｉと、１次側平滑コンデンサＣｉと、を具備することによって、入力交流電力を１次側直流電力に変換する。
【００５４】
また、コンバータ部は、いわゆる、ＤＣ／ＤＣコンバータの中でも、共振形コンバータとして構成されており、その構成態様は以下のようなものとされている。１次巻線Ｎ１と、１次巻線Ｎ１と磁気的に疎結合とされる２次巻線Ｎ２と、１次巻線Ｎ１と磁気的に結合される３次巻線Ｎ３と、を有するコンバータトランスＰＩＴを具備する。
【００５５】
また、１次側整流素子Ｄｉの出力側に接続された３次巻線Ｎ３を介して１次側平滑コンデンサＣｉに供給された１次側直流電力を、交流電力に変換して１次巻線Ｎ１に供給するスイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２と、を具備する。
【００５６】
また、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路２と、２次巻線Ｎ２に接続される２次側整流素子Ｄｏ（または高速スイッチングダイオードＤｏ１と高速スイッチングダイオードＤｏ１）および２次側平滑コンデンサＣｏ（または２次側平滑コンデンサＣｏ１と２次側平滑コンデンサＣｏ２）とによって出力される２次側直流電力の電圧である出力直流電圧Ｅｏの値を所定の値とするような制御信号を発振・ドライブ回路２に供給する制御回路１と、を具備する。
【００５７】
また、漏れインダクタＬ１として機能する磁気的に疎結合とされた１次巻線Ｎ１と直列共振コンデンサＣ１とによって形成される直列共振回路を具備する。このようにして共振形コンバータが構成される。
【００５８】
さらに、漏れインダクタＬ１として機能する磁気的に疎結合とされた１次巻線Ｎ１と部分電圧共振コンデンサＣｐとによって形成される部分電圧共振回路を備えるようにしても良く、このような場合には、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２のオン・オフの切替によって生じる電力損失を低減する複合共振コンバータが構成される。
【００５９】
また、力率改善部（力率改善回路）１４ないし力率改善部（力率改善回路）１６のいずれもが、３次巻線Ｎ３に発生する共振パルスを整流できるスイッチング速度を有するものとされた１次側整流素子Ｄｉの入力側に接続された力率改善用インダクタＬｏ（または、力率改善用インダクタＬｏ１および力率改善用インダクタＬｏ２）と、コンデンサＣＮＬ（または、コンデンサＣＮＬ１およびコンデンサＣＮＬ２、さらには、コンデンサＣＮＬ、コンデンサＣＮＬ１およびコンデンサＣＮＬ２）との直列回路を具備している。ここで、力率改善用インダクタＬｏ等とコンデンサＣＮＬ等でノーマルモードフィルタが形成され、ノーマルモードノイズの抑圧が図られる。このようにして、３次巻線に発生する共振パルスを１次側平滑コンデンサＣｉに帰還する電圧回生方式力率改善回路が形成される。
【００６０】
また、コモンモードフィルタ部は、コモンモードチョークコイルＣＭＣとアクロスコンデンサとして機能する力率改善部のコンデンサ（コンデンサＣＮＬ、または、コンデンサＣＮＬ１およびコンデンサＣＮＬ２、さらには、コンデンサＣＮＬ、コンデンサＣＮＬ１およびコンデンサＣＮＬ２）とを具備する。このようにして、コモンモードチョークコイルＣＭＣの出力側（１次側整流素子側）における２本の電源ライン間の高周波の電圧を零とするためのアクロスコンデンサを、力率改善部のノーマルモードフィルタのコンデンサと共通の部品とすることができる。
【００６１】
また、コモンモードフィルタ部の入力側（交流電源側）にもアクロスコンデンサＣＬを配することによって、コモンモードチョークコイルＣＭＣの入力の２本の電源ライン間の高周波の電圧を零とする。
【００６２】
まず、図５に示すスイッチング電源回路の説明をおこなう。図５に示すのは図１ないし図３に示すスイッチング電源回路に較べて、交流電源ＡＣのラインに対する電源妨害をより低減したスイッチング回路である。ＤＣ／ＤＣコンバータの部分は図１ないし図３に示すと同様の構成を有するものであるが、図１に示す電圧帰還方式の力率改善回路１０と、図５に示す力率改善回路１３とは異なる構成を有し、その作用も異なるものであるので、この点を中心として以下に説明をする。
【００６３】
図５に示す力率改善回路１３の構成について説明する。力率改善回路１３は、１次側整流素子Ｄｉとして、図２１に背景技術として示すと同様にして高速スイッチングダイオードＤｉ１ないし高速スイッチングダイオードＤｉ４を用いるものであり、図１ないし図３においては、１次側整流素子Ｄｉとして、低速度の整流ダイオードを用いるものである点において異なる。
【００６４】
また、力率改善用インダクタＬｏを交流のライン側、すなわち、１次側整流素子Ｄｉの入力側に接続しており、図１ないし図３においては、力率改善用インダクタＬｏを１次側整流素子Ｄｉの出力側に接続している点において異なる。
【００６５】
また、コンデンサＣＮＬは、１次側整流素子Ｄｉの入力側に接続された力率改善用インダクタＬｏの他端と１次側整流素子Ｄｉの入力側の他端（力率改善用インダクタＬｏの接続されない側の端子）に接続されている。
【００６６】
上述した構成を有する力率改善回路では、共振電流である電流Ｉ１の一方向の電流は、コンデンサＣＮＬ、力率改善用インダクタＬｏ、高速スイッチングダイオードＤｉ１、３次巻線Ｎ３、１次側平滑コンデンサＣｉ、高速スイッチングダイオードＤｉ４、コンデンサＣＮＬの順に流れ、電流Ｉ１の他方向の電流は、コンデンサＣＮＬ、高速スイッチングダイオードＤｉ３、３次巻線Ｎ３、１次側平滑コンデンサＣｉ、高速スイッチングダイオードＤｉ２、力率改善用インダクタＬｏ、コンデンサＣＮＬの順に流れる。すなわち、電流Ｉ１の高周波成分はコンデンサＣＮＬに流される。コンデンサＣＮＬは高周波特性が良好なるコンデンサであるので、電流Ｉ１の高周波成分はコンデンサＣＮＬによって短絡されてコンデンサＣＮＬの両端の電圧（ノーマルモードノイズ）は非常に小さいものとなる。また、上述したようにして、１次側平滑コンデンサＣｉに３次巻線に発生する共振パルスに応じた電圧が帰還されることとなる。
【００６７】
ここで、コンデンサＣＮＬは、図１ないし図３に示すアクロスコンデンサＣＬ２と同じ位置、すなわち、コモンモードチョークコイルＣＭＣの両端の間に配置されたアクロスコンデンサとしても機能してコモンモードノイズを抑圧する作用も同時におこなう。
【００６８】
このような構成を採用することによって、図１ないし図３に示すコモンモードノイズの発生を抑圧するアクロスコンデンサＣＬ１およびアクロスコンデンサＣＬ２と、図１ないし図３に示すノーマルモードノイズの発生を抑圧するコンデンサＣＮとの２個のコンデンサの各々が奏する作用を１個のコンデンサであるコンデンサＣＮＬによって奏することができる。
【００６９】
すなわち、図５に示す力率改善回路１３を有するスイッチング電源回路では、交流ライン側、すなわち、１次側整流素子Ｄｉの入力側に力率改善用インダクタＬｏとコンデンサＣＮとを備えることによって、少ない部品構成で、コモンモードノイズを抑圧するコモンモードフィルタとノーマルモードノイズを抑圧するノーマルモードフィルタとの両方の特性を呈する回路構成を実現することができる。これによって、回路の簡略化、部品の低減によるコストの低価格化が可能となる。
【００７０】
コストの低価格化が可能となる大きな理由は以下に述べるものである。まず、コモンモードチョークコイルＣＭＣの両端の間に配置されたアクロスコンデンサに対しては、耐圧に対する要求が厳格であり、また、このようなアクロスコンデンサの高周波特性が良好でない場合には、コモンモードノイズを抑圧する作用が十分得られないところから、高周波特性が良好であるコンデンサがアクロスコンデンサとしの特性として要求されるので、価格も高価なものになりがちであった。一方、高速スイッチングダイオードＤｉ１ないし高速スイッチングダイオードＤｉ４の４つの高速スイッチングダイオードの中の２つ高速スイッチングダイオードと力率改善用インダクタＬｏに流れる電流Ｉ１の高周波成分を抑圧するノーマルモードフィルタに用いるコンデンサの高周波特性は良好なるものでなければならず、同様に高価なものになりがちであった。図５に示す力率改善回路１３では、このような高価なコンデンサを一つにすることができるので装置の低価格化が実現できる。
【００７１】
図５に示すスイッチング電源回路における各部の定数を以下に示しながら各部の動作を補足する。
【００７２】
まず、ＤＣ／ＤＣコンバータ部について説明する。コンバータトランスＰＩＴは、１次側と２次側とを絶縁するとともに電圧の変換を行う機能を有するが、さらに、複合共振スイッチングコンバータとして機能させるための共振回路の一部を構成するインダクタＬ１としても機能する。ここで、インダクタＬ１のインダクタンスは、コンバータトランスＰＩＴによって形成される漏れインダクタンスである。このような漏れインダクタンスをどのようにして生じさせるかについて、図６に示すコンバータトランスＰＩＴの断面図を示して具体的に説明する。
【００７３】
コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１とＥ型コアＣＲ２とを互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア（ＥＥ字形コア）を備える。そして、１次側と２次側の巻装部については、相互に独立するようにして分割し、例えば樹脂などによって形成されるボビンＢが備えられる。そして、１次側の巻装部として１次巻線Ｎ１および３次巻線Ｎ３、２次側の巻装部として２次巻線Ｎ２が巻装されたボビンＢをＥＥ字形コアに取り付けることで、１次巻線Ｎ１および３次巻線Ｎ３が一の領域に巻装され、２次巻線Ｎ２がこの一の領域とは異なる巻装領域に分離され、ＥＥ字形コアの中央磁脚に巻装される状態となる。このようにしてコンバータトランスＰＩＴ全体としての構造が得られる。
【００７４】
このＥＥ字形コアの中央磁脚に対しては、１．０ｍｍのギャップＧを形成する。これによって、１次側と２次側との結合係数ｋの値としては、０．７９を得ている。このようにして、結合係数ｋの値を１よりも小さくする、すなわち、疎結合とすることによって、インダクタＬ１を形成して大きなインダクタンス値を得るようにしている。なお、ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１およびＥ型コアＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成している。また、１次巻線Ｎ１の巻数は３５Ｔ（ターン）、２次巻線Ｎ２の巻数は８Ｔ、３次巻線Ｎ３の巻数は１５Ｔ、コア材は、ＥＥＲ―３５（コア材名称）とした。
【００７５】
また、部分電圧共振コンデンサＣｐの値は６８０ｐＦとし、直列共振コンデンサＣ１の値は０．０５６μＦとした。スイッチング素子Ｑ１は、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定され、ソース−ドレイン間に並列にボディダイオードＤＤ１を内蔵する。また、スイッチング素子Ｑ２は、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定され、ソース−ドレイン間に並列にボディダイオードＤＤ２を内蔵する。このような、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とが相補的にスイッチング動作をすることによって、部分電圧共振コンデンサＣｐとインダクタＬ１とによって形成される１次側部分電圧共振回路に部分共振電流を流し、直列共振コンデンサＣ１とインダクタＬ１とによって形成される１次側直列共振回路に直列共振電流を流す。
【００７６】
コンバータトランスＰＩＴの２次側では、１次巻線Ｎ１により誘起された交番電圧に相似した電圧波形が２次巻線Ｎ２に発生する。この２次巻線Ｎ２に対して２次側整流素子Ｄｏを接続している。２次側整流素子Ｄｏの出力側には２次側平滑コンデンサＣｏが接続されている。これにより、２次側平滑コンデンサＣｏの両端から出力直流電圧Ｅｏを得ている。なお、図５では、２次側整流素子Ｄｏとしてブリッジ整流器を用いて全波整流回路を形成しているが、２次側整流回路に特別の限定はなく、両波整流回路、倍電圧整流回路を用いて１次側回路は同様な動作をするものである。
【００７７】
制御回路１は、入力された出力直流電圧Ｅｏと所定の値の基準電圧値との差に応じた検出出力を発振・ドライブ回路２に供給する。発振・ドライブ回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じて主としてはスイッチング周波数を可変するようにして、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２を駆動する。また、スイッチング周波数とともに一周期におけるスイッチング素子Ｑ１のオンまたはスイッチング素子Ｑ２のオンとなる時間の比率である時比率を変化させるようにしても良い。
【００７８】
このようにしてスイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２のスイッチング周波数が可変制御されることにより、スイッチング周波数に応じて１次側直列共振回路のインピーダンスが変化し、コンバータトランスＰＩＴの１次巻線Ｎ１から２次巻線Ｎ２側に伝送される電力量、また、２次側整流回路から負荷に供給すべき電力量が変化することになる。これにより、出力直流電圧Ｅｏの大きさを基準電圧と一致させる動作が得られることになる。つまり、出力直流電圧Ｅｏの安定化が図られる。ここで、１次側部分電圧共振回路は、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２のオンとオフの切替のタイミングにおける損失を低減するように作用する。
【００７９】
力率改善回路１３の具体的な定数について以下に説明する。力率改善用インダクタＬｏのインダクタンス値は１７０μＨとした。また、１次側整流素子Ｄｉは３Ａ／６００Ｖの仕様のものを４個用い、いずれも高速ダイオードである。コンデンサＣＮＬの値は１μＦ（マイクロ・ファラッド）とした。
【００８０】
図５に示すスイッチング電源回路の要部の動作波形を図７および図８に示し、図５に示すスイッチング電源回路によって得られる特性の測定データを図９に示す。
【００８１】
図７は、交流入力電圧１００Ｖ、最大負荷電力である負荷電力Ｐｏが１５０Ｗにおける主要部の動作波形を商用の交流電源周期により示している。上段より下段に向かって、交流入力電圧ＶＡＣ（図５を参照）、交流入力電流ＩＡＣ（図５を参照）、電圧Ｖ１（図５を参照）、電流Ｉ１（図５を参照）、電圧Ｖ２（図５を参照）、電流Ｉ２（図５を参照）の各々を示す。図７の電圧Ｖ１、電流Ｉ１、電圧Ｖ２、および電流Ｉ２の縦線を施した部分の各々は、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２のスイッチング周期と同じ周期でスイッチングしていることを示すものである。
【００８２】
図７の交流入力電圧ＶＡＣと交流入力電流ＩＡＣとの関係を見ると、交流入力電流ＩＡＣの流れる期間である流通角は、力率改善回路１３を設けることがない場合に較べて拡大している。すなわち、図５において、力率改善用インダクタＬｏおよび３次巻線Ｎ３を備えることがない場合、すなわち、図示しないが、１次側整流素子Ｄｉの出力側の端子に１次側平滑コンデンサＣｉを直接に接続する場合には、図７の交流入力電圧ＶＡＣのピーク電圧付近でのみパルス状に交流入力電流ＩＡＣが流れることとなる。一方、図５に示す力率改善回路１３を設ける場合においてはこのようなことはなく、交流入力電圧ＶＡＣと交流入力電流ＩＡＣとの関係は略相似形となっている。
【００８３】
また、図８は、交流入力電圧２３０Ｖ、最大負荷電力である負荷電力Ｐｏが１５０Ｗにおける主要部の動作波形を商用の交流電源周期により示している。上段より下段に向かって、交流入力電圧ＶＡＣ（図５を参照）、交流入力電流ＩＡＣ（図５を参照）、電圧Ｖ１（図５を参照）、電流Ｉ１（図５を参照）、電圧Ｖ２（図５を参照）、電流Ｉ２（図５を参照）の各々を示す。図７の電圧Ｖ１、電流Ｉ１、電圧Ｖ２、および電流Ｉ２の縦線を施した部分の各々は、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２のスイッチング周期と同じ周期でスイッチングしていることを示すものである。図８に示す交流入力電圧ＶＡＣと交流入力電流ＩＡＣとの関係から明らかなように、交流入力電圧２３０Ｖにおいても、交流入力電流ＩＡＣの流通角は拡大して、交流入力電圧ＶＡＣと交流入力電流ＩＡＣとの関係は略相似形となっている。
【００８４】
図９は、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖまたは２３０Ｖの入力電圧条件下において負荷電力Ｐｏの値が、０Ｗ（無負荷）から１５０Ｗの範囲での負荷変動に対する整流平滑電圧Ｅｉ、力率ＰＦ、および交流入力電力に対する直流出力電力の電力変換効率ηＡＣ→ＤＣを示している。実線は交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖの特性、破線は交流入力電圧ＶＡＣの値が２３０Ｖの特性を示すものである。
【００８５】
図９から読み取れる代表特性の一部を紹介する。３次巻線Ｎ３と力率改善用インダクタＬｏとの値を適切に設定することによって、広範囲な負荷変動の範囲で良好なる力率ＰＦの特性を有することができるものとなる。例えば、図９に示すように、負荷電力Ｐｏの値については、無負荷から最大負荷である１５０Ｗの範囲の中間点で最良となるように設定する場合に広範囲な負荷変動に対して良好なる力率ＰＦの値を有することができる。例えば、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖの場合には、負荷電力Ｐｏの値として６０Ｗ付近における力率ＰＦを最良値とし、交流入力電圧ＶＡＣの値が２３０Ｖの場合には、負荷電力Ｐｏの値として９０Ｗ付近における力率ＰＦを最良値とした。
【００８６】
また、図９においては、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値としては、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖの場合で、負荷電力Ｐｏの値が最大負荷の１５０Ｗのときに９１．２％であり、交流入力電圧ＶＡＣの値が２３０Ｖの場合で、負荷電力Ｐｏの値が最大負荷の１５０Ｗのときに９３．５％であった。この値は、図１ないし図３に示すスイッチング電源回路よりも、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値が向上している。これは、後述するが、ダイオードに流れる電流が通過する経路に存在するダイオードの個数を減らし、高周波電流が流れるコンデンサの個数を減らす等によって部品点数を減らしたことによって得られる効果である。すなわち、力率改善回路１３の構成態様として、力率改善用インダクタＬｏをＡＣライン側に挿入することによって得られる効果である。
【００８７】
また、図５のスイッチング電源回路では、アクティブフィルタを不要としたことで、回路構成部品の点数削減が図られる。つまり、図２０に示すアクティブフィルタは、スイッチング素子Ｑ１００と、これらを駆動するための乗算器１１１等を始め、多くの部品により構成される。これに対し、実施形態のスイッチング電源回路においては、力率改善のために必要な追加部品として、コンデンサＣＮＬ、力率改善用インダクタＬｏおよび１次側整流素子Ｄｉとして高速整流素子を備えればよく、アクティブフィルタと比較すれば非常に少ない部品点数とすることができる。
【００８８】
また、図２１に示すスイッチング回路と比較した場合にはノイズの低減効果は極めて良好であり、さらに、図１ないし図３に示すスイッチングに較べてもノイズの低減効果を極めて良好とするとともに、部品点数を少なくして低コストなものとすることができる。
【００８９】
また、図５のスイッチング電源回路では、複合共振形のコンバータ部および力率改善部の動作はいわゆるソフトスイッチング動作であるから、図２０に示したアクティブフィルタを用いる回路と比較すればスイッチングノイズのレベルは大幅に低減される。
【００９０】
また、２次側の高速スイッチングダイオードである高速スイッチングダイオードＤｏ１ないし高速スイッチングダイオードＤｏ４、高速スイッチングダイオードＤｉ１ないし高速スイッチングダイオードＤｉ４などもスイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２に同期してスイッチングの動作をするものである。したがって、アース電位としては、図２０のスイッチング電源回路のように、アクティブフィルタ側と、その後段のスイッチングコンバータとの間で干渉することが無く、スイッチング周波数の変化に関わらず安定させることができる。
【００９１】
また、図１ないし図３に示すスイッチング電源回路では、１次側整流素子Ｄｉの中の２個の整流ダイオードおよび高速スイッチングダイオードＤ１を合わせた３個のダイオードに高周波の電流および整流電流が流れ、これによって生じる順方向電力損失およびスイッチング損失が電力損失となったが、図５に示すスイッチング電源回路では、高周波の電流および整流電流が流れるダイオードの数を２個としてダイオードにおける電力損失を減らしている。さらに、図１ないし図３においては、交流電流が、アクロスコンデンサＣＬ１、アクロスコンデンサＣＬ２、コンデンサＣＮの３個に流れるのに対して、図５では、アクロスコンデンサＣＬとコンデンサＣＮＬとの２個に流れるようにして、高周波電流が流れるコンデンサの数を減らし、結果としてコンデンサにおける電力損失を減らしている。
【００９２】
このようにして、ダイオードとコンデンサにおける電力損失を低減することによって、図１ないし図３に示すスイッチング電源回路に較べて図５に示すスイッチング電源回路では、最大負荷である負荷電力Ｐｏの値が１５０Ｗにおいて、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖの場合で、１．２％程度の電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値の改善がなされ、交流入力電圧ＶＡＣの値が２３０Ｖの場合で、１．５％程度の電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値の改善がなされた。
【００９３】
また、力率改善用インダクタＬｏの値と３次巻線Ｎ３の巻数の選定によって、中間負荷時（負荷電力Ｐｏの値が無負荷と最大負荷との間の値を言う）における力率ＰＦの値を最良のものとして、力率ＰＦを広範囲に良好なるものとすることができ、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖの場合および交流入力電圧ＶＡＣの値が２３０Ｖの場合のいずれにおいても最大負荷時の力率ＰＦを同程度にすることができる。
【００９４】
図２１、図１ないし図３に示すスイッチング電源回路との比較においては、力率改善用インダクタＬｏを交流電源ライン側（１次側整流素子Ｄｉの入力側）に挿入してノーマルモードノイズが大幅に低減できた。
【００９５】
さらに、ＤＣ／ＤＣコンバータに追加する力率改善のための追加の部品の点数は、図５に示す力率改善回路１３においては、力率改善用インダクタＬｏの１点であり、部品点数を削減することができる。
【００９６】
図５に示すスイッチング電源回路の力率改善回路１３の変形例を図１０の力率改善回路１４、図１１の力率改善回路１５、図１２の力率改善回路１６として各々示す。図１０ないし図１２に図示した部分以外は、図５に示すと同様の構成を採用するものである。図１０および図１１においては、図５と同様にして、３次巻線Ｎ３および１次側平滑コンデンサＣｉの接続点にはスイッチング素子Ｑ１のドレイン側が接続され、１次巻線Ｎ１には直列共振コンデンサＣ１が接続されているが、その記載が省略されている。また、２次側については、図１０では両波整流回路、図１１では倍電圧整流回路を採用するが、１次側の動作については、図５において説明したと変わることがないものである。
【００９７】
両波整流回路では、コンバータトランスＰＩＴの２次巻線としては中間タップを有して形成され、２次巻線部Ｎ２と２次巻線部Ｎ２’との各々に高速スイッチングダイオードＤｏ１と高速スイッチングダイオードＤｏ２とを接続して、２次巻線部Ｎ２および２次巻線部Ｎ２’に発生する交流電圧のピーク値と等倍の出力直流電圧Ｅｏの電圧値を得るものである。また、倍電圧整流回路では、コンバータトランスＰＩＴの２次巻線Ｎ２に高速スイッチングダイオードＤｏ１と高速スイッチングダイオードＤｏ２とを接続して、２次側平滑コンデンサＣｏ１および２次側平滑コンデンサＣｏ２の各々に２次巻線Ｎ２に発生する交流電圧のピーク値と等倍の電圧を得て、出力直流電圧Ｅｏとしては、２次側平滑コンデンサＣｏ１の電圧と２次側平滑コンデンサＣｏ２の電圧とを加算した電圧を得るものである。
【００９８】
また、図１２においては、発振・ドライブ回路２および制御回路１が省略され、２次側回路も省略されているが、発振・ドライブ回路２および制御回路１については、図５に示すと同様の接続態様となされている。また、２次側回路については全波整流回路、両波整流回路、倍電圧整流回路のいずれを採用しても良いものである。また、図１２においては、３次巻線Ｎ３の態様が図５、図１０および図１１に示すものとは異なり、別巻線とすることなく、１次巻線Ｎ１から巻き上げるような構成とされている。
【００９９】
上述した、力率改善回路１４ないし力率改善回路１６を有するスイッチング電源回路のいずれもが、１次側は２つのスイッチング素子であるスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とをハーフブリッジ接続して備え、疎結合トランスに生じるインダクタＬ１を構成要素とする電流共振回路と部分電圧共振回路と備え、高速ダイオードから構成される１次側整流素子Ｄｉの入力側である交流ラインに力率改善用インダクタとノーマルモードノイズを抑圧するコンデンサを接続し、１次側整流素子Ｄｉの出力側にコンバータトランスＰＩＴの３次巻線Ｎ３を介して１次側平滑コンデンサＣｉに共振電圧を帰還する電圧帰還方式の力率改善回路を構成している。また、ノーマルモードノイズを抑圧するコンデンサが同時にコモンモードノイズを抑圧するコンデンサとして機能し、これによって部品点数を減らす点においても、力率改善回路１４ないし力率改善回路１６のいずれの回路も共通している。
【０１００】
図１０に示す力率改善回路１４においては、共振電流の一方向の電流は、コンデンサＣＮＬ１、力率改善用インダクタＬｏ、高速スイッチングダイオードＤｉ１、３次巻線Ｎ３、１次側平滑コンデンサＣｉ、コンデンサＣＮＬ１の順に流れ、共振電流の他方向の電流は、コンデンサＣＮＬ２、高速スイッチングダイオードＤｉ３、３次巻線Ｎ３、１次側平滑コンデンサＣｉ、コンデンサＣＮＬ２の順に流れる。すなわち、共振電流の高周波成分はコンデンサＣＮＬ１およびコンデンサＣＮＬ２に流され、コンデンサＣＮＬ１およびコンデンサＣＮＬ２は高周波特性が良好なるコンデンサであるので、共振電流の高周波成分はコンデンサＣＮＬ１およびコンデンサＣＮＬ２によって短絡されてコンデンサＣＮＬ１およびコンデンサＣＮＬ２の両端の電圧（ノーマルモードノイズ）は非常に小さいものとなる。また、上述したようにして、１次側平滑コンデンサＣｉに３次巻線に発生する共振パルスに応じた電圧が帰還されることとなる。
【０１０１】
ここで、コンデンサＣＮＬ１およびコンデンサＣＮＬ２は、図１ないし図３に示すアクロスコンデンサＣＬ２と同じ位置、すなわち、コモンモードチョークコイルＣＭＣの両端の間に配置されたアクロスコンデンサとしても機能してコモンモードノイズを抑圧する作用も同時におこなう。そして、コンデンサＣＮＬ１およびコンデンサＣＮＬ２の接続点は１次側の基準電位となる１次側接地点に接続されているので、図１ないし図３に示すように構成と較べた場合にコモンモードノイズの低減効果はさらに良好となる。
【０１０２】
図１１に示す力率改善回路１５においては、コンデンサＣＮＬ１およびコンデンサＣＮＬ２に加えてコンデンサＣＮＬを有するので、コンデンサＣＮＬがない場合に較べてノーマルモードノイズおよびコモンモードノイズのいずれに対してもさらに良好なる抑圧特性を有することとなる。また、上述したようにして、１次側平滑コンデンサＣｉに３次巻線に発生する共振パルスに応じた電圧が帰還される点は、上述したと同様である。
【０１０３】
図１２に示す力率改善回路１６においては、共振電流の一方向の電流は、コンデンサＣＮＬ、力率改善用インダクタＬｏ１、高速スイッチングダイオードＤｉ１、１次側平滑コンデンサＣｉ、３次巻線Ｎ３、力率改善用インダクタＬｏ２、コンデンサＣＮＬの順に流れ、共振電流の他方向の電流は、コンデンサＣＮＬ、力率改善用インダクタＬｏ２、高速スイッチングダイオードＤｉ３、１次側平滑コンデンサＣｉ、力率改善用インダクタＬｏ１、コンデンサＣＮＬの順に流れる。すなわち、共振電流の高周波成分はコンデンサＣＮＬに流され、コンデンサＣＮＬは高周波特性が良好なるコンデンサであるので、共振電流の高周波成分はコンデンサＣＮＬによって短絡されてコンデンサＣＮＬの両端の電圧（ノーマルモードノイズ）は非常に小さいものとなる。また、上述したようにして、１次側平滑コンデンサＣｉに３次巻線に発生する共振パルスに応じた電圧が帰還されることとなる。
【０１０４】
ここで、コンデンサＣＮＬは、図１ないし図３に示すアクロスコンデンサＣＬ２と同じ位置、すなわち、コモンモードチョークコイルＣＭＣの両端の間に配置されたアクロスコンデンサとしても機能してコモンモードノイズを抑圧する作用も同時におこなう。
【０１０５】
電源妨害、電力変換効率、力率改善の問題について、図５および図１０ないし図１３に示すスイッチング電源回路とは別の解決原理によって、同様に良好なる特性を有するのが図１３および図１７ないし図１９に示すスイッチング電源回路である。各々のスイッチング電源回路の細部の説明をする前に、それらに、共通する技術的特徴を以下に要約して説明する。
【０１０６】
図１３および図１７ないし図１９に示すスイッチング電源回路は、交流電源からの入力交流電力を１次側直流電力に変換する１次側整流平滑部と、１次側直流電力を交流電力に変換しさらに２次側直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部と、力率改善部と交流電源との間に介在されるコモンモードフィルタ部と、を備えるものである。そして、力率改善部の構成部分とコモンモードフィルタ部の構成部分とが一部重複して、良好なる、電源妨害、電力変換効率、力率改善の特性を有する点に特徴を有するものである。
【０１０７】
まず、１次側整流平滑部は、交流電源からの入力交流電力を入力して整流する１次側整流素子Ｄｉと、１次側平滑コンデンサＣｉと、を具備することによって、入力交流電力を１次側直流電力に変換する。
【０１０８】
また、コンバータ部は、いわゆる、ＤＣ／ＤＣコンバータの中でも、共振形コンバータとして構成されており、その構成態様は以下のようなものとされている。１次巻線Ｎ１と、１次巻線Ｎ１と磁気的に疎結合とされる２次巻線Ｎ２と、を有するコンバータトランスＰＩＴを具備する。
【０１０９】
また、１次側整流素子Ｄｉの出力側に接続された１次側平滑コンデンサＣｉに供給された１次側直流電力を、交流電力に変換して１次巻線Ｎ１に供給するスイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２と、を具備する。
【０１１０】
また、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路２と、２次巻線Ｎ２に接続される２次側整流素子Ｄｏ（または高速スイッチングダイオードＤｏ１と高速スイッチングダイオードＤｏ１）および２次側平滑コンデンサＣｏ（または２次側平滑コンデンサＣｏ１と２次側平滑コンデンサＣｏ２）とによって出力される２次側直流電力の電圧である出力直流電圧Ｅｏの値を所定の値とするような制御信号を発振・ドライブ回路２に供給する制御回路１と、を具備する。
【０１１１】
また、漏れインダクタＬ１として機能する磁気的に疎結合とされた１次巻線Ｎ１と直列共振コンデンサＣ１とによって形成される直列共振回路を具備する。このようにして共振形コンバータが構成される。
【０１１２】
さらに、漏れインダクタＬ１として機能する磁気的に疎結合とされた１次巻線Ｎ１と部分電圧共振コンデンサＣｐとによって形成される部分電圧共振回路を備えるようにしても良く、このような場合には、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２のオン・オフの切替によって生じる電力損失を低減する複合共振コンバータが構成される。
【０１１３】
また、力率改善部（力率改善回路）１７ないし力率改善部（力率改善回路）２０のいずれもが、以下の構成態様とされている。すなわち、直列共振コンデンサＣ１が１次側整流素子Ｄｉの入力側の一の入力端に接続されている。また、１次側整流素子Ｄｉの入力側には磁気的に疎結合とされる巻線Ｌｏと巻線Ｌｏ’とを有するコモンモードチョークコイルＣＭＣ２の出力側（１次側整流素子側）が接続されている。また、コモンモードチョークコイルＣＭＣ２の入力側（交流電源側）にアクロスコンデンサとして機能するコンデンサＣＮＬ（または、アクロスコンデンサとして機能するコンデンサＣＮＬ１およびアクロスコンデンサとして機能するコンデンサＣＮＬ２の直列接続回路、さらには、コンデンサＣＮＬ１およびコンデンサＣＮＬ２の直列接続回路とコンデンサＣＮＬの並列接続回路）が接続されている。そして、１次側整流素子Ｄｉは直列共振コンデンサＣ１に流れる共振電流を整流できるスイッチング速度を有するものとされている。このようにして、共振電流を１次側平滑コンデンサＣｉに帰還する電力回生方式力率改善回路が形成される。
【０１１４】
このような構成態様を採用することによって、以下の作用を奏する。すなわち、後述する減極性となる巻線方向が採用される場合においては、巻線Ｌｏと巻線Ｌｏ’とは疎結合とされているので、巻線Ｌｏにおいては巻線Ｌｏ’と鎖交しない磁束の作用によってインダクタンス成分が発生し、巻線Ｌｏ’においては巻線Ｌｏと鎖交しない磁束の作用によってインダクタンス成分が発生する。この場合には、コモンモードチョークコイルＣＭＣ２はコモンモードチョークコイルとして機能するのみならず、インダクタとしても機能することになる。この結果、コモンモードチョークコイルＣＭＣ２とアクロスコンデンサとして機能するコンデンサＣＮＬ等とで形成される構成部分は、コモンモードフィルタとして機能するのみならず、ノーマルモードフィルタとしても機能するので、コモンモードノイズとノーマルモードノイズとの両方を抑圧することができる。
【０１１５】
また、後述する加極性となる巻線方向が採用される場合においては、巻線Ｌｏと巻線Ｌｏ’との各々によって発生される磁束の加算作用によって、相互インダクタンスが各々の巻線を介して生じることとなって、大きなインダクタンスの値を各々の巻線である巻線Ｌｏと巻線Ｌｏ’とに得ることができる。コモンモードチョークコイルＣＭＣ２はインダクタとしても機能することになり、コモンモードチョークコイルＣＭＣ２とアクロスコンデンサとして機能するコンデンサＣＮＬ等とで形成される構成部分は、ノーマルモードフィルタとしても機能するので、ノーマルモードノイズを良好に抑圧することができる。
【０１１６】
また、コモンモードフィルタ部は、コモンモードチョークコイルＣＭＣ１とアクロスコンデンサとして機能するアクロスコンデンサ（コンデンサＣＮＬ、または、コンデンサＣＮＬ１およびコンデンサＣＮＬ２、さらには、コンデンサＣＮＬ、コンデンサＣＮＬ１およびコンデンサＣＮＬ２）とを具備する。このようにして、コモンモードチョークコイルＣＭＣ１の出力側（１次側整流素子側）における２本の電源ライン間の高周波の電圧を零とするためのアクロスコンデンサを、力率改善部のアクロスコンデンサと共通の部品とすることができる。
【０１１７】
また、コモンモードチョークコイルＣＭＣ１の入力側（交流電源側）にもアクロスコンデンサＣＬを配することによって、コモンモードチョークコイルＣＭＣ１の入力の２本の電源ライン間の高周波の電圧を零とする。
【０１１８】
まず、図１３に示すスイッチング電源回路の説明をおこなう。図１３に示すスイッチング電源回路は図１ないし図３に示すスイッチング電源回路に較べて、交流電源ＡＣのラインに対する電源妨害をより低減したスイッチング回路である。力率改善回路１７ないし力率改善回路２０の構成およびその作用を中心として以下に説明をする。
【０１１９】
図１３に示すＤＣ／ＤＣコンバータの部分は図１ないし図３に示すと同様の構成を有するものであるが、図１３に示す力率改善回路１７は図１に示す電圧帰還方式の力率改善回路１０とは異なる構成を有し、その作用も異なるものであるので、この点を中心として以下に説明をする。
【０１２０】
図１３に示す力率改善回路１７の構成について説明する。力率改善回路１７は、１次側整流素子Ｄｉとして、図２１に背景技術として示すと同様にして高速スイッチングダイオードＤｉ１ないし高速スイッチングダイオードＤｉ４を用いるものであり、図１ないし図３においては、１次側整流素子Ｄｉとして、低速度の整流ダイオードを用いるものである点において異なる。
【０１２１】
また、コモンモードチョークコイルＣＭＣ２を交流のライン側に接続しているが、このコモンモードチョークコイルＣＭＣ２は２つの巻線Ｌｏと巻線Ｌｏ’とが磁気的に疎結合とされ、巻線Ｌｏと巻線Ｌｏ’に同一の電流を流す場合において、コモンモードチョークコイルでは通常は零となるインダクタンスの値が疎結合である故に零とはならず、インダクタとして作用する点において異なるものである。すなわち、コモンモードチョークコイルＣＭＣ２は、コモンモードチョークコイルとしての機能を有すると同時に通常のインダクタ（ノーマルモード・インダクタ）としても機能することとなる。
【０１２２】
また、コンデンサＣＮＬは、コモンモードチョークコイルＣＭＣ２の交流入力側に接続され、コモンモードフィルタの一部を構成するとともに、コモンモードチョークコイルＣＭＣがインダクタとして機能するのに応じてノーマルモードフィルタの一部を構成するようになされている。
【０１２３】
ここで、コモンモードチョークコイルＣＭＣ２について説明する。コモンモードチョークコイルの巻線Ｌｏと巻線Ｌｏ’とは、図１３に各々の巻線の巻始めを、黒丸（●）を付して示すように、減極性の極性で交流ラインに挿入される。すなわち、電流Ｉ１と電流Ｉ２が各々矢印で示す方向に流れる場合には、巻線Ｌｏと巻線Ｌｏ’とで各々発生する磁束は打ち消すようになされている。
【０１２４】
ここで、巻線Ｌｏと巻線Ｌｏ’との磁気結合の結合係数の値を１以下の数であるｋとする場合で、巻線Ｌｏと巻線Ｌｏ’の巻数が等しい場合において、巻線Ｌｏによって構成されるインダクタＬｏのインダクタンスの値をＬｏとし、巻線Ｌｏ’によって構成されるインダクタＬｏ’のインダクタンスの値をＬｏ’とし、（巻線Ｌｏの生じるインダクタンスの測定においては巻線Ｌｏ’の両端を解放とし、巻線Ｌｏ’の生じるインダクタンスの測定においては巻線Ｌｏの両端を解放とする）電流Ｉ１と電流Ｉ２との大きさが等しく減極性の場合には、その合成のインダクタンスＬＮｋの値は、（式１）で表されるものとなる。なお、（式１）ではインダクタンスの値をＬｏとインダクタンスの値をＬｏ’との値は等しいものとされている。
【０１２５】
ＬＮｋ＝２×Ｌｏ×（１−ｋ）・・・・（式１）
【０１２６】
ここで、ｋ＝１であれば、インダクタンスＬＮｋの値は０となる。また、ｋ＝０．８、すなわち、疎結合であれば、インダクタンスＬＮｋの値は０．４×Ｌｏとなる。ｋの値が１にちかい密結合としてコモンモードチョークコイルＣＭＣ２を構成する場合の構成例は、例えば、コアにギャップを設けることなく、巻線Ｌｏと巻線Ｌｏ’とを近接して配置することによって磁気的結合度を１にちかづけることができる。また、疎結合とする場合の構成例は、巻線Ｌｏと巻線Ｌｏ’との両方に共通に鎖交する磁束の量を減らすために、両方の巻線コイルを離間させるようにしても良く、または、両方の巻線の間にギャップを設けて、そのギャップから磁束を漏らして、両者の鎖交磁束の量を減らす構造としても良いものである。
【０１２７】
なお、例えば、電流Ｉ１または電流Ｉ２の方向が図１３とは逆方向となる加極性の場合には、その合成のインダクタンスＬＮｋの値は、（式２）で表されるものとなる。なお、（式２）ではインダクタンスの値をＬｏとインダクタンスの値をＬｏ’との値は等しいものとされている。
【０１２８】
ＬＮｋ＝２×Ｌｏ×（１＋ｋ）・・・・（式２）
【０１２９】
ここで、巻線Ｌｏと巻線Ｌｏ’とは疎結合とされているので、減極性、加極性にかかわらず、インダクタＬＮとコンデンサＣＮＬとでノーマルモードフィルタとして機能して、ノーマルモードノイズを低減させる機能を有する。さらに、減極性の場合には、コモンモードチョークコイルＣＭＣ２は、コモンモードチョークコイルとしても機能して、コンデンサＣＮＬは、図１ないし図３に示すアクロスコンデンサＣＬ２と同じ位置、すなわち、コモンモードチョークコイルＣＭＣの両端の間に配置されたアクロスコンデンサとしても機能して、コモンモードチョークコイルＣＭＣ２とコンデンサＣＮＬとは、コモンモードノイズを抑圧する作用も同時におこなう。
【０１３０】
このような構成を採用することによって、図１ないし図３に示すコモンモードノイズの発生を抑圧するアクロスコンデンサＣＬ２と、図１ないし図３に示すノーマルモードノイズの発生を抑圧するコンデンサＣＮと、の各々が奏する作用をコンデンサＣＮＬによって奏することができる。また、コモンモードチョークコイルＣＭＣ２は、図５、図１０ないし図１２において、力率改善用インダクタＬｏが奏する効果と同様な効果を奏することができる。
【０１３１】
すなわち、図１３に示す力率改善回路１７を有するスイッチング電源回路では、少ない部品構成で、コモンモードノイズを抑圧するコモンモードフィルタとノーマルモードノイズを抑圧するノーマルモードフィルタとの両方を実現することができる。これによって、回路の簡略化、部品の低減によるコストの低価格化が可能となる。
【０１３２】
図１３に示すスイッチング電源回路における各部の定数を以下に示して、各部の動作を補足する。
【０１３３】
まず、ＤＣ／ＤＣコンバータ部について説明する。コンバータトランスＰＩＴは、図６に示すと同様な構造を有するものであるが、３次巻線Ｎ３は設けられていない。その他については、図５を参照して説明したと同様の構成を有して、同様の作用を生じる。ＥＥ字形コアの中央磁脚に対しては、１．０ｍｍのギャップＧを形成し、１次側と２次側との結合係数ｋの値としては、０．７９を得ている点も図５に示すと同様である。
【０１３４】
また、１次巻線Ｎ１の巻数は３２Ｔ、２次巻線Ｎ２の巻数は８Ｔ、コア材は、ＥＥＲ―３５（コア材名称）とした。
【０１３５】
また、部分電圧共振コンデンサＣｐの値は６８０ｐＦとし、直列共振コンデンサＣ１の値は０．０５６μＦとした。スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２は、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定され、ソース−ドレイン間に並列にボディダイオードＤＤ１およびボディダイオードＤＤ１を各々のスイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２が内蔵する点も同様である。また、部分電圧共振コンデンサＣｐとインダクタＬ１とによって形成される１次側部分電圧共振回路に部分共振電流を流し、直列共振コンデンサＣ１とインダクタＬ１とによって形成される１次側直列共振回路に直列共振電流を流す点も同様である。
【０１３６】
コンバータトランスＰＩＴの２次側では、１次巻線Ｎ１により誘起された交番電圧に相似した電圧波形が２次巻線Ｎ２に発生する。この２次巻線Ｎ２に対して２次側整流素子Ｄｏを接続している。２次側整流素子Ｄｏの出力側には２次側平滑コンデンサＣｏが接続されている。これにより、２次側平滑コンデンサＣｏの両端から出力直流電圧Ｅｏを得ている。なお、２次側整流回路に特別の限定はなく、両波整流回路、倍電圧整流回路を用いても良い。
【０１３７】
制御回路１は、発振・ドライブ回路の構成および作用も図５に示して説明するものと大きな差異があるものではない。
【０１３８】
図５に示す回路と同様に、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２のスイッチング周波数が可変制御されることにより、スイッチング周波数に応じて電源回路における１次側直列共振回路のインピーダンスが変化し、コンバータトランスＰＩＴの１次巻線Ｎ１から２次巻線Ｎ２側に伝送される電力量、また、２次側整流回路から負荷に供給すべき電力量が変化することになる。これにより、出力直流電圧Ｅｏの大きさを基準電圧と一致させる動作が得られることになる。つまり、出力直流電圧Ｅｏの安定化が図られる。ここで、１次側部分電圧共振回路は、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２のオンとオフの切替のタイミングにおける損失を低減するように作用する。
【０１３９】
力率改善回路１７の具体的な定数について以下に説明する。コモンモードチョークコイルＣＭＣ２に発生する漏れインダクタＬｏおよび漏れインダクタＬｏ’のインダクタンス値は各々３５μＨとした。また、１次側整流素子Ｄｉは３Ａ／６００Ｖの仕様のものを４個用い、いずれも高速スイッチングダイオードである。コンデンサＣＮＬの値は１μＦとした。
【０１４０】
図１３に示すスイッチング電源回路の要部の動作波形を図１４および図１５に示し、測定データを図１６に示す。
【０１４１】
図１４は、交流入力電圧１００Ｖ、最大負荷電力である負荷電力Ｐｏが１５０Ｗにおける主要部の動作波形を商用の交流電源周期により示している。上段より下段に向かって、交流入力電圧ＶＡＣ（図１３を参照）、交流入力電流ＩＡＣ（図１３を参照）、電圧Ｖ１（図１３を参照）、電流Ｉ１（図１３を参照）、電圧Ｖ２（図１３を参照）、電流Ｉ２（図１３を参照）の各々を示す。図１４の電圧Ｖ１、電流Ｉ１、電圧Ｖ２、および電流Ｉ２の縦線を施した部分の各々は、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２のスイッチング周期と同じ周期でスイッチングしていることを示すものである。
【０１４２】
図１４の交流入力電圧ＶＡＣと交流入力電流ＩＡＣとの関係を見ると、交流入力電流ＩＡＣの流れる期間である流通角は、力率改善回路１７を設けることない場合に較べて拡大している。すなわち、交流入力電圧ＶＡＣと交流入力電流ＩＡＣとの関係は略相似形となっている。
【０１４３】
また、図１５は、交流入力電圧２３０Ｖ、最大負荷電力である負荷電力Ｐｏが１５０Ｗにおける主要部の動作波形を商用の交流電源周期により示している。上段より下段に向かって、交流入力電圧ＶＡＣ、交流入力電流ＩＡＣ、電圧Ｖ１、電流Ｉ１、電圧Ｖ２、電流Ｉ２の各々を示す。図１５の電圧Ｖ１、電流Ｉ１、電圧Ｖ２、および電流Ｉ２の縦線を施した部分の各々は、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２のスイッチング周期と同じ周期でスイッチングしていることを示すものである。図１５に示す交流入力電圧ＶＡＣと交流入力電流ＩＡＣとの関係から明らかなように、交流入力電圧２３０Ｖにおいても、交流入力電流ＩＡＣの流通角は拡大して、交流入力電圧ＶＡＣと交流入力電流ＩＡＣとの関係は略相似形となっている。
【０１４４】
図１６は、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖまたは２３０Ｖの入力電圧条件下において負荷電力Ｐｏの値が、０Ｗ（無負荷）から１５０Ｗの範囲での負荷変動に対する整流平滑電圧Ｅｉ、力率ＰＦ、および交流入力電力に対する直流出力電力の電力変換効率ηＡＣ→ＤＣを示している。実線は交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖの特性、破線は交流入力電圧ＶＡＣの値が２３０Ｖの特性を示すものである。
【０１４５】
図１６から読み取れる代表特性の一部を紹介する。図１３に示すスイッチング電源回路では、広範囲な負荷変動の範囲で良好なる力率ＰＦの特性を有することができるものとなる。例えば、図１６に示すように、負荷電力Ｐｏの値については、無負荷から最大負荷である１５０Ｗの範囲の中間点で最良となるように設定する場合に広範囲な負荷変動に対して良好なる力率ＰＦの値を有することができる。例えば、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖの場合には、負荷電力Ｐｏの値として５０Ｗ付近における力率ＰＦを最良値とし、交流入力電圧ＶＡＣの値が２３０Ｖの場合には、負荷電力Ｐｏの値として７０Ｗ付近における力率ＰＦを最良値とした。
【０１４６】
また、図１６においては、図１ないし図３に示すスイッチング電源回路と比較する場合の電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値としては、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖの場合で、負荷電力Ｐｏの値が最大負荷の１５０Ｗのときに１．５％、交流入力電圧ＶＡＣの値が２３０Ｖの場合で、負荷電力Ｐｏの値が最大負荷の１５０Ｗのときに１．５％、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値が向上している。
【０１４７】
また、図１３のスイッチング電源回路では、アクティブフィルタを不要としたことで、回路構成部品の点数削減が図られる。つまり、図２０に示すアクティブフィルタは、スイッチング素子Ｑ１００と、これらを駆動するための乗算器１１１等を始め、多くの部品により構成される。これに対し、図１３に示すスイッチング電源回路では、ＤＣ／ＤＣコンバータに追加する力率改善のための追加の部品の点数は、図１３に示す力率改善回路１７においては、コモンモードチョークコイルＣＭＣ２と低速用の１次側整流素子Ｄｉを高速ダイオードからなる１次側整流素子Ｄｉに変更するのみであり、図２１に示す回路と比較する場合には、コモンモードチョークコイルＣＭＣ２の１点であり、少ない部品点数で力率改善の効果を奏することができる。
【０１４８】
また、図１３のスイッチング電源回路では、複合共振形のコンバータ部および力率改善部の動作はいわゆるソフトスイッチング動作であるから、図２０に示したアクティブフィルタを用いる回路と比較すればスイッチングノイズのレベルは大幅に低減される。
【０１４９】
また、２次側の高速スイッチングダイオードＤｏ１ないし高速スイッチングダイオードＤｏ４、高速スイッチングダイオードＤｉ１ないし高速スイッチングダイオードＤｉ４などもスイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２に同期して動作するものである。したがって、アース電位としては、図２０のスイッチング電源回路のように、アクティブフィルタ側と、その後段のスイッチングコンバータとの間で干渉することが無く、スイッチング周波数の変化に関わらず安定させることができる。
【０１５０】
図１３に示すスイッチング電源回路の力率改善回路１７の変形例を図１７の力率改善回路１８、図１８の力率改善回路１９、図１９の力率改善回路２０として各々示す。図１７ないし図１９に図示した部分以外は、図１３に示すと同様の構成を採用するものである。図１８および図１９においては、図１３と同様にして、１次巻線Ｎ１の直列共振コンデンサＣ１が接続されていない巻線端にはスイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２が接続されているが、その記載が省略されている。また、２次側については、図１７では両波整流回路、図１８では倍電圧整流回路を採用するが、１次側の動作については、図１３において説明したと変わることがないものである。
【０１５１】
また、図１９においては、発振・ドライブ回路２および制御回路１が省略されている。また、２次側回路が省略されているが、２次側回路については全波整流回路、両波整流回路、倍電圧整流回路のいずれを採用しても良いものである。
【０１５２】
上述した、力率改善回路１８ないし力率改善回路２０のいずれもが、１次側は２つのスイッチング素子であるスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とをハーフブリッジ接続して備え、疎結合トランスによって生じるインダクタＬ１を構成要素とする電流共振回路と部分電圧共振回路と備え、高速ダイオードから構成される１次側整流素子Ｄｉの入力側である交流ラインにコモンモードチョークコイルＣＭＣ２とノーマルモードノイズを抑圧するコンデンサＣＮＬとを接続し、１次側整流素子Ｄｉに１次側直列共振回路接続して、直列共振電流を１次側平滑コンデンサＣｉに帰還する電力回生方式の力率改善回路を採用する点においては、いずれの回路も同様である。また、ノーマルモードノイズを抑圧するコンデンサが同時にコモンモードノイズを抑圧するコンデンサとして機能し、これによって部品点数を減らす点においても、いずれの回路も同様である。
【０１５３】
図１７に示す力率改善回路１８においては、コンデンサＣＮＬ１およびコンデンサＣＮＬ２は高周波特性が良好なるコンデンサであるので、共振電流の高周波成分はコンデンサＣＮＬ１およびコンデンサＣＮＬ２によって短絡されてコンデンサＣＮＬ１およびコンデンサＣＮＬ２の両端の電圧（ノーマルモードノイズ）は非常に小さいものとなる。また、上述したようにして、１次側平滑コンデンサＣｉに共振電流に応じた電力が帰還されることとなる。
【０１５４】
ここで、コンデンサＣＮＬ１およびコンデンサＣＮＬ２は、図１ないし図３に示すアクロスコンデンサＣＬ２と同じ位置、すなわち、コモンモードチョークコイルＣＭＣの両端の間に配置されたアクロスコンデンサとしても機能してコモンモードノイズを抑圧する作用も同時におこなう。そして、コンデンサＣＮＬ１およびコンデンサＣＮＬ２の接続点は１次側の基準電位となる１次側接地点に接続されているので、図１ないし図３に示すように構成と較べた場合にコモンモードノイズの低減効果はさらに良好となる。
【０１５５】
図１８に示す力率改善回路１９においては、コンデンサＣＮＬ１およびコンデンサＣＮＬ２に加えてコンデンサＣＮＬを有するので、コンデンサＣＮＬがない場合に較べてノーマルモードノイズおよびコモンモードノイズのいずれに対してもさらに良好なる抑圧特性を有することとなる。また、上述したようにして、１次側平滑コンデンサＣｉに共振電流に応じた電力が帰還される点は、上述したと同様である。
【０１５６】
図１９に示す力率改善回路２０においては、コモンモードチョークコイルＣＭＣ２は加極性とされ、通常のインダクタとしての機能がさらに発揮されるものとなる。すなわち、共振電流のノーマルモード成分は、コモンモードチョークコイルＣＭＣ２のインダクタンスとコンデンサＣＮＬのキャパシタンスとにフィルタリングされる。これによってコンデンサＣＮＬの両端の電圧（ノーマルモードノイズ）は非常に小さいものとなる。また、上述したようにして、１次側平滑コンデンサＣｉに共振電流に応じた電力が帰還されることとなる。
【０１５７】
ここで、コンデンサＣＮＬは、図１ないし図３に示すアクロスコンデンサＣＬ２と同じ位置、すなわち、コモンモードチョークコイルＣＭＣの両端の間に配置されたアクロスコンデンサとしても機能して、コモンモードチョークコイルＣＭＣ１と協調して働き、コモンモードノイズを抑圧する作用も同時におこなう。
【０１５８】
なお、本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、必要に応じて変更することができるものである。
【図面の簡単な説明】
【０１５９】
【図１】実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２】実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図３】実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図４】実施形態の電源回路の負荷電力に対する力率および電源効率の特性を示す図である。
【図５】実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図６】実施形態のコンバータトランスの構成例を示す回路図である。
【図７】実施形態のスイッチング電源回路の要部の波形を示す回路図である。
【図８】実施形態のスイッチング電源回路の要部の波形を示す回路図である。
【図９】実施形態の電源回路の負荷電力に対する力率および電源効率の特性を示す図である。
【図１０】実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１１】実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１２】実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１３】実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１４】実施形態のスイッチング電源回路の要部の波形を示す回路図である。
【図１５】実施形態のスイッチング電源回路の要部の波形を示す回路図である。
【図１６】実施形態の電源回路の負荷電力に対する力率および電源効率の特性を示す図である。
【図１７】実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１８】実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１９】実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２０】背景技術に示すスイッチング電源回路の構成例を示す図である。
【図２１】背景技術に示すスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【符号の説明】
【０１６０】
１  制御回路、２  発振・ドライブ回路、１０、１１、１２、１３、１４，１５、１６、１７、１８、１９、２０  力率改善回路、ＡＣ  交流電源、Ｂ  ボビン、Ｃ１  直列共振コンデンサ、Ｃｉ  平滑コンデンサ、ＣＬ、ＣＬ１、ＣＬ２  アクロスコンデンサ、ＣＭＣ、ＣＭＣ１、ＣＭＣ２  コモンモードチョークコイル、ＣＮ、ＣＮＬ１、ＣＮＬ２  コンデンサ、Ｃｏ、Ｃｏ１、Ｃｏ１０１、Ｃｏ１０２、Ｃｏ２、Ｃｏｕｔ  ２次側平滑コンデンサ、Ｃｐ  部分電圧共振コンデンサ、Ｄ１、Ｄｉ１、Ｄｉ２、Ｄｉ３、Ｄｉ４  高速スイッチングダイオード、ＤＤ１、ＤＤ２  ボディダイオード、Ｄｉ  １次側２次側整流素子Ｄｏ  ２次側整流素子、Ｄｉ１、Ｄｉ２、Ｄｉ３、Ｄｉ４、Ｄｏ１、Ｄｏ２、Ｄｏ３、Ｄｏ４  高速スイッチングダイオード、Ｅｉ  整流平滑電圧、Ｅｏ  出力直流電圧、Ｉ１、Ｉ２  電流、ＩＡＣ  交流入力電流、
Ｌ１  インダクタ、Ｌｏ  力率改善インダクタ（巻線）、Ｌｏ１，Ｌｏ２  力率改善用インダクタ、Ｎ１  １次巻線、Ｎ２  ２次巻線（２次巻線部）、Ｎ２’  ２次巻線部、Ｎ３  ３次巻線、ＰＩＴ  コンバータトランス、Ｑ１、Ｑ２  スイッチング素子、Ｖ１、Ｖ２  電圧、ＶＡＣ  交流入力電圧
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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