(57)【要約】 【課題】  簡単な回路構成で交流電源側に流れる高調波電流を抑制できると共に外形を小型化でき、さらに過渡応答特性を改善したスイッチング電源回路およびその制御方法を提供すること。【解決手段】  第１の整流回路２２とスイッチング回路２４とトランス２５と第２の整流回路２６と２次側平滑コンデンサ２７と制御回路２８とを備え、制御回路２８は出力直流電圧と基準電圧との比較結果の信号Ｓ２を出力する絶縁部２８ｂと、信号Ｓ２と第１の脈動電圧に比例した信号Ｓ３とを乗算した信号Ｓ４を出力する乗算器２８ｃと、信号Ｓ４とスイッチング回路２４に流れる電流値に比例した信号Ｓ５とを比較しその結果の信号Ｓ６を出力する比較器２８ｄと、トランス５の電流０を検出し信号Ｓ７を出力する電流検出回路と、信号Ｓ６をリセット信号とし信号Ｓ７をセット信号としてスイッチング回路２４をオン／オフするフリップフロップ回路２８ｅとを備える。【選択図】  図１
2007318931.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力された交流電圧を全波整流して第１の脈動電圧を生成する第１の整流回路と、前記交流電圧の周波数よりも高い周波数で前記第１の脈動電圧をオン／オフ制御することにより第１の高周波交流電圧を発生させるスイッチング回路と、前記スイッチング回路に直列に１次巻線が接続されたトランスと、該トランスの２次巻線側に発生した第２の高周波交流電圧を整流して第２の脈動電圧を生成する第２の整流回路と、前記第２の脈動電圧を平滑化して直流電圧を生成する平滑回路と、前記直流電圧と予め設定した基準電圧との差を検出して前記スイッチング回路を制御するための制御回路とを備えるスイッチング電源回路であって、前記制御回路は前記直流電圧と前記基準電圧とを比較して第１の比較結果の信号を出力する基準電圧比較部と、前記第１の比較結果の信号を電気的に絶縁した状態で伝達して第２の比較結果の信号を出力する絶縁部と、前記第２の比較結果の信号と前記第１の脈動電圧に比例した信号とを乗算し出力する乗算器と、該乗算器からの出力信号と前記スイッチング回路に流れる電流値に比例した信号とを比較しその結果を出力する比較器と、前記トランスの２次巻線の電流が０になったときに信号を出力する電流検出回路と、前記比較器のからの出力信号をリセット信号とし前記電流検出回路の出力をセット信号として前記スイッチング回路をオン／オフするフリップフロップ回路とを備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】
前記平滑回路はアルミ電解コンデンサよりも単位体積あたりの静電容量が大きなコンデンサで構成されていることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】
前記平滑回路はアルミ電解コンデンサよりも単位体積あたりの静電容量が大きいタンタルコンデンサまたはニオブコンデンサまたは電気二重層コンデンサまたはそれらを複合したコンデンサで構成されていることを特徴とする請求項２記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】
入力された交流電圧を全波整流して第１の脈動電圧を生成する第１の整流回路と、前記交流電圧の周波数よりも高い周波数で前記第１の脈動電圧をオン／オフ制御することにより第１の高周波交流電圧を発生させるスイッチング回路と、前記スイッチング回路に直列に１次巻線が接続されたトランスと、該トランスの２次巻線側に発生した第２の高周波交流電圧を整流して第２の脈動電圧を生成する第２の整流回路と、前記第２の脈動電圧を平滑化して直流電圧を生成する平滑回路と、前記直流電圧と予め設定した基準電圧との差を検出して前記スイッチング回路を制御するための制御回路とを備えるスイッチング電源回路の制御方法であって、
前記直流電圧と前記基準電圧とを比較して第１の比較結果の信号を出力し、前記第１の比較結果の信号を電気的に絶縁した状態で伝達して第２の比較結果の信号を出力し、前記第２の比較結果の信号と前記第１の脈動電圧に比例した信号とを乗算してその乗算結果を出力し、該乗算結果信号と前記スイッチング回路に流れる電流値に比例した信号とを比較しその比較結果を出力し、前記トランスの２次巻線の電流が０になったときに信号を出力し、前記比較結果の信号をリセット信号とし前記２次巻線の電流が０になったときの信号をセット信号として前記スイッチング回路をオン／オフするフリップフロップ処理を行うことを特徴とするスイッチング電源回路の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、商用電源等の交流電源に用いられるスイッチング電源回路に係り、特に高調波電流を抑制すると共に外形を小型化したスイッチング電源回路及びその制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
商用電源等の交流電源から直流を生成するスイッチング電源において、現在、主流の回路方式はコンデンサ・インプット型のスイッチング電源である。コンデンサ・インプット型のスイッチング電源は、商用電源等の交流電源の出力である交流電圧を整流してコンデンサで平滑化した後、ＤＣ−ＤＣコンバータによって所要の直流電圧に変換し、交流入力電圧や出力負荷の変動に対して負帰還制御によって出力電圧を一定に保持するものである。
【０００３】
このような従来のスイッチング電源回路の回路構成の一例を図２に示す。図２において、交流電源の入力側から順に、ノイズフィルタ１、第１の整流回路２、１次側平滑コンデンサ３、スイッチング回路４、トランス５、第２の整流回路６、２次側平滑コンデンサ７、及び制御回路８が備えられている。第１の整流回路２は、商用電源等の交流電圧を全波整流して第１の脈動電圧を出力するものである。１次側平滑コンデンサ３は、通常はアルミ電解コンデンサで構成され、第１の脈動電圧を平滑化して直流電圧Ｖ２を出力するものである。スイッチング回路４は、与えられた制御信号に基づいて所定の周波数（例えば、２０ｋＨｚ〜５００ｋＨｚ）で直流電圧Ｖ２をオン／オフ制御してトランス５の２次側に高周波交流電圧Ｖ４を発生させる。第２の整流回路６は、交流電圧Ｖ４を全波整流して第２の脈動電圧Ｖ５を出力し、脈動電圧Ｖ５は２次側平滑コンデンサ７により平滑化され直流電圧Ｖ６が得られ出力の負荷に印加される。直流電圧Ｖ６は制御回路８において基準電圧と比較され、その結果はスイッチング回路４の制御電圧にフィードバックされて出力が安定化される。
【０００４】
しかし、このようなコンデンサ・インプット型のスイッチング電源回路では、第１の脈動電圧が１次側平滑コンデンサ３の端子電圧を超えたときのみ充電電流が流れるため入力の交流電圧波形（正弦波）のピーク付近で瞬間的にパルス状の大電流が流れ、この電流には入力交流電圧波形の高調波成分が含まれる。この高調波電流の交流電源への影響を除くためノイズフィルタ１が設けられているが、通常これだけでは十分に除去できず交流電源が汚染され、この交流電源に接続されている他の電子機器に障害が発生したり、送電損失が大きくなったりするという問題点が生ずる。また、このスイッチング電源回路は、１次側平滑コンデンサ３、２次側平滑コンデンサ７が比較的形状の大きいアルミ電解コンデンサで構成されているので、スイッチング電源回路自身を小型にすることができないという問題もある。
【０００５】
このようなコンデンサ・インプット型のスイッチング電源回路の問題点を解決するために、独自の回路構成によって高調波対策が行われたスイッチング電源回路が提案されている。このようなスイッチング電源回路の一例として、例えば、特許文献１に示されている回路構成を図３に示す。このスイッチング電源回路には、同図に示すように、ノイズフィルタ３１、第１の整流回路３２、スイッチング回路３４、トランス３５、第２の整流回路３６、２次側平滑コンデンサ３７、及び制御回路３８が備えられている。ノイズフィルタ３１、第１の整流回路３２などの個々の構成要素は図２の従来のスイッチング電源回路の構成要素であるノイズフィルタ１、第１の整流回路２などと構成および機能はすべて同じである。但し、図３の回路においては１次側平滑コンデンサは設置されていない。
【０００６】
そこで、このスイッチング電源回路では、第１の整流回路３２の後段に平滑コンデンサがないことにより、スイッチング回路３４への入力電流波形は全波整流された正弦波波形となり、図２の回路で生ずるようなパルス状の電流は発生しない。そのため、交流電源側には影響を与えるような高調波電流が流れない。また、１次側平滑コンデンサは不要であり、２次側平滑コンデンサ３７はアルミ電解コンデンサよりも単位静電容量あたりの体積の小さい電気二重層コンデンサ等を用いることができるためスイッチング電源回路自体を小型にできるメリットがある。
【０００７】
制御回路３８は、出力直流電圧のレベルに基づき、スイッチング回路３４の制御電圧のパルス幅を負帰還制御するための制御信号を生成するものである。基準電圧比較部３８ａ、絶縁部３８ｂ、及びＬＰＦ３８ｃが備えられている。基準電圧比較部３８ａは、出力直流電圧とその設定値に対応した基準電圧とを比較して比較結果の信号を出力し、絶縁部３８ｂは、例えばホトカプラで構成され、上記比較結果の信号を電気的に絶縁した状態で伝達するものである。低域通過周波数フィルタであるＬＰＦ３８ｃは上記比較結果の信号から出力直流電圧に含まれるリプルの周波数よりも低い周波数成分のみを通過させて出力するものである。例えば、交流電源の周波数が５０Ｈｚで第１の整流回路３２が全波整流回路である場合、出力直流電圧に含まれるリップルの周波数は１００Ｈｚになるので、ＬＰＦ３８ｃの遮断周波数は、１００Ｈｚよりも低い周波数（例えば、１０Ｈｚ程度）に設定されている。
【０００８】
【特許文献１】特許第３５０６６４９号
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
上述のように図３のスイッチング電源回路はパルス状の電流は発生しなく、スイッチング電源回路自体を小型にできるメリットがある。しかし、制御回路３８にはＬＰＦ３８ｃを必要とするために過渡応答性が悪く、負荷の急峻な変動に対して追従しにくく、出力電圧の安定化が十分ではないという問題点がある。そこで、本発明の課題は、簡単な回路構成で交流電源側に流れる高調波電流を抑制できると共に外形を小型化でき、さらに過渡応答特性を改善したスイッチング電源回路およびその制御方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記課題を解決するため、本発明のスイッチング電源回路は、入力された第１の交流電圧を全波整流して第１の脈動電圧を生成する第１の整流回路と、前記交流電圧の周波数よりも高い周波数で前記第１の脈動電圧をオン／オフ制御することにより第１の高周波交流電圧を発生させるスイッチング回路と、前記スイッチング回路に直列に１次巻線が接続されたトランスと、該トランスの２次巻線側に発生した第２の高周波交流電圧を整流して第２の脈動電圧を生成する第２の整流回路と、前記第２の脈動電圧を平滑化して直流電圧を生成する平滑回路と、前記直流電圧と予め設定した基準電圧との差を検出して前記スイッチング回路を制御するための制御回路とを備えるスイッチング電源回路であって、前記制御回路は前記直流電圧と前記基準電圧とを比較して第１の比較結果の信号を出力する基準電圧比較部と、前記第１の比較結果の信号を電気的に絶縁した状態で伝達して第２の比較結果の信号を出力する絶縁部と、前記第２の比較結果の信号と前記第１の脈動電圧に比例した信号とを乗算し出力する乗算器と、該乗算器からの出力信号と前記スイッチング回路に流れる電流値に比例した信号とを比較しその結果を出力する比較器と、前記トランスの２次巻線の電流が０になったときに信号を出力する電流検出回路と、前記比較器のからの出力信号をリセット信号とし前記電流検出回路の出力をセット信号として前記スイッチング回路をオン／オフするフリップフロップ回路とを備えている。
【００１１】
また、前記平滑回路はアルミ電解コンデンサよりも単位体積あたりの静電容量が大きなコンデンサで構成されていることが望ましい。
【００１２】
このため、前記平滑回路はアルミ電解コンデンサよりも単位体積あたりの静電容量が大きいタンタルコンデンサまたはニオブコンデンサまたは電気二重層コンデンサまたはそれらを複合したコンデンサで構成されていてもよい。
【００１３】
また、本発明によるスイッチング電源回路の制御方法は、入力された交流電圧を全波整流して第１の脈動電圧を生成する第１の整流回路と、前記交流電圧の周波数よりも高い周波数で前記第１の脈動電圧をオン／オフ制御することにより第１の高周波交流電圧を発生させるスイッチング回路と、前記スイッチング回路に直列に１次巻線が接続されたトランスと、該トランスの２次巻線側に発生した第２の高周波交流電圧を整流して第２の脈動電圧を生成する第２の整流回路と、前記第２の脈動電圧を平滑化して直流電圧を生成する平滑回路と、前記直流電圧と予め設定した基準電圧との差を検出して前記スイッチング回路を制御するための制御回路とを備えるスイッチング電源回路の制御方法であって、前記直流電圧と前記基準電圧とを比較して第１の比較結果の信号を出力し、前記第１の比較結果の信号を電気的に絶縁した状態で伝達して第２の比較結果の信号を出力し、前記第２の比較結果の信号と前記第１の脈動電圧に比例した信号とを乗算してその乗算結果を出力し、該乗算結果信号と前記スイッチング回路に流れる電流値に比例した信号とを比較しその比較結果を出力し、前記トランスの２次巻線の電流が０になったときに信号を出力し、前記比較結果の信号をリセット信号とし前記２次巻線の電流が０になったときの信号をセット信号として前記スイッチング回路をオン／オフするフリップフロップ処理を行う。
【発明の効果】
【００１４】
本発明は力率改善回路（ＰＦＣ）などに用いられる制御方式を図３に示すようなフライバック型のスイッチング電源回路の制御に応用することによりその欠点を改善するものである。上記のスイッチング電源回路構成およびその制御方法により、図３のスイッチング電源回路と同様に、簡単な回路構成で交流電源側に流れる高調波電流を抑制できると共に外形を小型化でき、さらに図３のスイッチング電源回路の欠点であった過渡応答特性を改善することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、図面を参照して、本発明の実施の形態について説明する。
【００１６】
図１は、本発明の一実施の形態のスイッチング電源回路の説明図であり、図１（ａ）は、本実施の形態の全体構成を示すブロック図であり、図１（ｂ）は制御回路の内部ブロック図である。図１（ｃ）、図１（ｄ）は、上記スイッチング電源回路の各構成要素から生成され上記制御回路に使用される信号の関係の一例を示す図である。
【００１７】
本発明の実施の形態のスイッチング電源回路は、図１（ａ）に示すように、入力された交流電圧ｉｎを全波整流して第１の脈動電圧を生成する第１の整流回路２２と、交流電圧ｉｎの周波数よりも高い周波数で前記第１の脈動電圧をオン／オフ制御することにより第１の高周波交流電圧を発生させるスイッチング回路２４と、スイッチング回路２４に直列に１次巻線が接続されたトランス２５と、トランス２５の２次巻線側に発生した第２の高周波交流電圧を整流して第２の脈動電圧を生成する第２の整流回路２６と、前記第２の脈動電圧を平滑化して出力直流電圧を生成する平滑回路である２次側平滑コンデンサ２７と、出力直流電圧と予め設定した基準電圧との差を検出してスイッチング回路２４を制御するための制御回路２８とを備える。また、本実施の形態では、第１の整流回路２２の入力側にノイズフィルタ２１が挿入されている。
【００１８】
ここで、ノイズフィルタ２１は、チョークコイルやコンデンサ等で構成されたＬＣフィルタであり、スイッチング回路２４において発生するスイッチングノイズを抑制するものである。また、スイッチング回路２４は例えばＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子で構成され、制御回路２８の制御により前記第１の脈動電圧を所定の周波数（例えば、２０ｋＨｚ〜５００ｋＨｚ）でオン／オフし第１の高周波交流電圧に変換するものである。トランス２５は、第１の高周波交流電圧を変圧して所定の第２の高周波交流電圧を生成するものである。２次側平滑コンデンサ２７は、所定の容量値を有し、アルミ電解コンデンサよりも単位容量当りの体積の小さい電気二重層コンデンサ等で構成され、第２の脈動電圧を平滑化して出力直流電圧を図示しない負荷に供給するものである。この電気二重層コンデンサは、１００Ｈｚ又は１２０Ｈｚの周波数において第２の脈動電圧を十分に平滑化できる特性とする。例えば、１６Ｖ、２．５Ａを出力するスイッチング電源の場合、出力直流電圧に含まれるリプル成分をその１０％以内に抑える場合、この平滑コンデンサの静電容量は５０００μＦ以上必要である。
【００１９】
図１（ｂ）は、図１（ａ）の制御回路２８の内部ブロック図である。制御回路２８は出力直流電圧Ｓ１と基準電圧とを比較して第１の比較結果の信号を出力する基準電圧比較部２８ａと、前記第１の比較結果の信号を電気的に絶縁した状態で伝達して第２の比較結果の信号Ｓ２を出力する絶縁部２８ｂと、前記第２の比較結果の信号Ｓ２と前記第１の脈動電圧に比例した信号Ｓ３とを乗算し出力する乗算器２８ｃと、乗算器２８ｃから出力される信号Ｓ４とスイッチング回路２４に流れる電流値に比例した信号Ｓ５とを比較しその結果を出力する比較器２８ｄと、トランス５の２次巻線の電流が０になったときに信号Ｓ７を出力する図示されていない電流検出回路と、比較器２８ｄから出力される信号Ｓ６をリセット信号とし前記電流検出回路から出力される信号Ｓ７をセット信号として前記スイッチング回路をオン／オフするフリップフロップ回路２８ｅとを備えている。ここで上記電流検出回路はトランス２５の一部に設けた補助巻線からの出力を検出している。
【００２０】
ここで、基準電圧比較部２８ａは出力直流電圧Ｓ１と予め設定した出力直流電圧の基準値とを比較してそれらの差異に応じた比較結果の信号を出力する。絶縁部２８ｂは例えばフォトカプラ等で構成され、上記比較結果の信号を電気的に絶縁された信号Ｓ２として出力し、乗算器２８ｃ側に伝達する。乗算器２８ｃでは第１の整流回路２２の出力、すなわち第１の脈動電圧に比例した信号Ｓ３と信号Ｓ２を乗算して信号Ｓ４を出力する。ここで、信号Ｓ４の波形は比較結果による信号Ｓ２がほぼ一定値であるので第１の脈動電圧の波形に相似した波形となる。比較器２８ｄではこの信号Ｓ４とスイッチング回路２４に流れる電流値に比例した信号Ｓ５を比較し結果を信号Ｓ６としてフリップフロップ２８ｅのリセット入力（Ｒ）に入力する。また、フリップフロップ２８ｅはトランス２５の電流が０になったことを検出する信号Ｓ７をセット入力（Ｓ）に入力しその出力の信号Ｓ８によりスイッチング回路２４のオン／オフを制御する。上記の信号Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４の関係の一例を図１（ｃ）に、信号Ｓ４、Ｓ５の関係の一例を図１（ｄ）に示す。
【００２１】
次に本実施の形態によるスイッチング電源回路および制御回路２８の動作について説明する。本制御方法は力率改善回路（ＰＦＣ）などに用いられる制御方法を基本として応用したものであり、そのスイッチング動作は以下のとおりである。
（１）スイッチング回路２４がＯＮするとスイッチング回路２４に流れる電流（トランス２５の一次巻線の電流と同じでありＳ５に対応）が上昇する。
（２）この電流値に対応する信号Ｓ５は比較器２８ｄの入力となり、図１（ｄ）に示すように乗算器２８ｃの出力の信号Ｓ４で決定される基準値に達すると比較器２８ｄから出力される信号Ｓ６はフリップフロップ２８ｅをリセットさせるリセット信号（Ｒ）となり、スイッチング回路２４はＯＦＦする。ここで、図１（ｃ）に示すように、乗算器２８ｃの出力の信号Ｓ４は、出力直流電圧Ｓ１とその基準電圧との差異信号Ｓ２と第１の脈動電圧に比例した信号Ｓ３との積であるので、第１の脈動電圧に比例した電流値となる。
（３）スイッチング回路２４がＯＦＦするとトランス２５の２次側巻線から電流が放出され、同時にトランス２５の一部に設けた補助巻線からなる電流検出回路にプラスの電圧が発生する。
（４）トランス２５の２次巻線からの電流の放出が終わるとトランス２５の補助巻線の電圧も低下する。
（５）トランス２５の補助巻線の電圧が０になると電流検出回路はそれを検出してその出力の信号Ｓ７は、フリップフロップ２８ｅをセットさせるセット信号（Ｓ）となり入力される。これにより再びスイッチング回路２４がＯＮして次のサイクルに移行する。
【００２２】
図１（ｄ）に示されるように、このようなスイッチング制御を行うことにより、トランス２５の一次巻線を流れる電流は信号Ｓ５のようなこぎり波状になり、そのピーク値は信号Ｓ４に対応した第１の脈動電圧に相似したものになる。従ってその平均値も第１の脈動電圧に比例した電流値となり、入力交流電源からの出力電流の平均値も入力交流電圧に比例することになり高調波電流が抑制できる。
【００２３】
このように、本実施の形態では、簡単な回路構成で交流電源側に流れる高調波電流が抑制されるため、このスイッチング電源回路が接続されている交流電源に映像機器や音声機器が共通に接続されている場合、これらの映像機器の画質や音声機器の音質の劣化が回避される。また、１次側平滑コンデンサを使用しないことと、２次側平滑コンデンサ２７がアルミ電解コンデンサに比較して体積あたりの形状の小さい電気二重層コンデンサ等で構成されているので、スイッチング電源回路の外形が小型化される。さらに、図３のスイッチング電源のように制御回路に低域周波数通過フィルタ（ＬＰＦ）が含まれないため過渡応答特性も改善される。
【００２４】
以上、この発明の一実施の形態を詳述したが、本発明を実現する上での具体的な構成は上述の実施の形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計の変更等があってもこの発明に含まれる。例えば、交流電源は、商用電源に限らず、例えば自家発電機から出力される交流電源でもよい。２次側平滑コンデンサ２７は、電気二重層コンデンサ等に限らず、アルミ電解コンデンサよりも単位容量当りの体積の小さいものが開発されたときには、これに置き換えてもよい。また、図１において、ノイズフィルタ２１は第１の整流回路２２の後にあってもよいし、第１の整流回路２２の前後両方にあっても良い。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】本発明の一実施の形態のスイッチング電源回路の説明図、図１（ａ）は、全体構成を示すブロック図、図１（ｂ）は制御回路の内部ブロック図、図１（ｃ）、図１（ｄ）は、制御回路に使用される信号の関係の一例を示す図。
【図２】従来のスイッチング電源回路の回路構成の一例を示す図。
【図３】従来の高調波対策が行われたスイッチング電源回路の一例の回路構成を示す図。
【符号の説明】
【００２６】
１，２１，３１    ノイズフィルタ
２，２２，３２    第１の整流回路
３    １次側平滑コンデンサ
４，２４，３４    スイッチング回路
５，２５，３５    トランス
６，２６，３６    第２の整流回路
７，２７，３７    ２次側平滑コンデンサ
８，２８，３８    制御回路
２８ａ，３８ａ    基準電圧比較部
２８ｂ，３８ｂ    絶縁部
２８ｃ    乗算器
２８ｄ    比較器
２８ｅ    フリップフロップ回路
３８ｃ    ＬＰＦ    
Ｓ１    出力直流電圧
Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６，Ｓ７，Ｓ８    信号
【図１】
2007318931.tif 000003
【図２】
2007318931.tif 000004
【図３】
2007318931.tif 000005