(57)【要約】【課題】妨害波信号等の存在下でも、最適な指向性を決定することが可能なアダプティブアレイアンテナ受信装置を提供する。【解決手段】アンテナブランチ５５−ｉ（ｉは１からＬまでの整数）は、アンテナ５０−ｉで受信した時間領域ＯＦＤＭ変調信号を周波数領域ＯＦＤＭ変調信号に変換し、区間抽出部９０−ｉ−１〜９０−ｉ−ｖに入力する。区間抽出部９０−ｉ−１〜９０−ｉ−ｖは、入力された周波数領域ＯＦＤＭ変調信号から自らに割り当てられた区間を抽出し、パイロット信号指向性決定受信部１ａ−１〜１ａ−ｖのそれぞれに入力する。パイロット信号指向性決定受信部１ａ−１〜１ａ−ｖは、割り当てられた区間に対して指向性を決定し、その指向性によって受信された信号をＯＦＤＭシンボル再生部９２に入力する。ＯＦＤＭシンボル再生部９２は、入力された信号から周波数領域ＯＦＤＭ変調信号を再生して出力する。【選択図】図２
2007049393.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のアンテナと、
前記複数のアンテナによって形成される指向性を決定する係数であるウェイト係数を計算するウェイト係数計算部と、
前記複数のアンテナによって形成される指向性を前記ウェイト係数計算部が計算したウェイト係数に基づいて決定するとともに、前記複数のアンテナから信号を受信する指向性決定受信部と、
を含むアレイアンテナ受信装置であって、
前記ウェイト係数計算部は、前記複数のアンテナから受信する信号が占有する周波数帯域の一部の周波数帯域についてのウェイト係数である部分ウェイト係数を計算する部分ウェイト係数計算手段を含み、
前記指向性決定受信部は、前記複数のアンテナから受信する前記一部の周波数帯域の信号についての指向性を前記部分ウェイト係数に基づいて決定することを特徴とするアレイアンテナ受信装置。
【請求項２】
請求項１に記載のアレイアンテナ受信装置であって、
前記複数のアンテナによって形成される指向性を決定するための基準参照信号を生成する基準参照信号生成手段を含み、
前記指向性決定受信部は、前記部分ウェイト係数に基づいて決定された指向性を以て受信した前記一部の周波数帯域の信号からパイロット信号を抽出し、抽出した複数のパイロット信号を合成することによって参照信号を生成する参照信号生成手段を含み、
前記部分ウェイト係数計算手段は、前記参照信号と前記基準参照信号との差異に基づいて、前記部分ウェイト係数を算出することを特徴とするアレイアンテナ受信装置。
【請求項３】
請求項１に記載のアレイアンテナ受信装置であって、
前記部分ウェイト係数計算手段は、前記指向性決定受信部が受信して出力する受信信号から当該受信信号の位相と振幅を表すシンボルを抽出してシンボルの真値を判定する硬判定手段と、
前記受信信号から複数のシンボルを抽出し、当該抽出した複数のシンボルの値の合成値と、前記硬判定手段によって判定された当該抽出した複数のシンボルの真値の合成値との差に基づいて、誤差信号を生成する誤差信号生成手段と、
を含み、
前記部分ウェイト係数計算手段は、前記誤差信号に基づいて部分ウェイト係数を計算することを特徴とするアレイアンテナ受信装置。
【請求項４】
請求項３に記載のアレイアンテナ受信装置であって、
前記誤差信号生成手段は、前記受信信号からシンボル配列の外縁に位置する複数のシンボルを抽出し、抽出した複数のシンボルの値の合成値と、前記硬判定手段によって判定された当該抽出した複数のシンボルの真値の合成値との差に基づいて、誤差信号を生成することを特徴とするアレイアンテナ受信装置。
【請求項５】
請求項３または請求項４に記載のアレイアンテナ受信装置であって、
前記誤差信号生成手段は、
シンボル配列を定義するシンボル座標平面上における、前記受信信号から抽出されたシンボルの位置をシンボル座標平面の原点を通る直線上に回転移動させる第１の回転演算を行い、
前記受信信号から抽出され第１の回転演算が施された複数のシンボルの値を合成して直線上シンボル合成値を算出し、
前記硬判定手段によって判定されたシンボルの真値に対するシンボル座標平面上での位置であるシンボル真値位置をシンボル座標平面の原点を通る直線上に回転移動させる第２の回転演算を行い、
第２の回転演算が施された複数のシンボル真値位置のそれぞれが呈する値を合成して直線上シンボル真値合成値を算出し、
前記直線上シンボル合成値と前記直線上シンボル真値合成値との差に基づいて、誤差信号を生成することを特徴とするアレイアンテナ受信装置。
【請求項６】
請求項１から請求項５のいずれか１項に記載のアレイアンテナ受信装置であって、
前記複数のアンテナで受信される信号は、ＯＦＤＭ変調信号であることを特徴とするアレイアンテナ受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は指向性を適応的に変化させることが可能なアレイアンテナ受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
希望波以外の電磁波つまり妨害波を除去して受信する受信装置として、アダプティブアレイアンテナ受信装置があり、携帯電話基地局、ディジタルテレビ放送システムにおける中継局等において適用されている。この受信装置では、互いに異なる方向から所望波と妨害波が到来したときに、所望波の方向に指向性の最大方向を向け、妨害波の方向に指向性のヌルを向けるよう指向性が制御されるため、受信信号の所望波対妨害波比を最良値に維持することができる。
【０００３】
一般に、ディジタルテレビ放送システムにおいてはＯＦＤＭ変調方式が用いられている。上位局から中継局等に送信されるＯＦＤＭ変調信号は複数のサブキャリアから構成され、所定の数のサブキャリアを隔ててパイロット信号を変調したサブキャリアが挿入されている。ここでパイロット信号とは、アダプティブアレイアンテナの指向性を決定するための制御係数であるウェイト係数や、遅延等化器の特性を決定する係数を算出するために参照する信号をいう。アダプティブアレイアンテナ受信装置は、受信したＯＦＤＭ変調信号からパイロット信号を抽出し、このパイロット信号と装置が記憶している参照信号とに基づいてウェイト係数を決定する。
【０００４】
ＯＦＤＭ変調信号が如何にして生成される信号であるかを、ＯＦＤＭ変調信号を送信する送信装置の構成とともに説明する。図１６は、ディジタルテレビ放送システムの上位局における送信装置８の一般的な構成を示したものである。送信ディジタルデータには、変調が施される前にパイロット信号挿入器６０によってパイロット信号が挿入される。パイロット信号は単位サブキャリアデータ中に既知の符号パターンを配列したものであり、システムで予め定められたサブキャリアデータ数を隔てて挿入される。地上波ディジタルテレビ放送システムにおけるパイロット信号に関する規格については、例えば、社団法人電波産業界発行の標準規格書ＡＲＩＢ  ＳＴＤ−Ｂ３１に記載されている。ここで、サブキャリアデータとは、ディジタル信号を変調した信号を、そのディジタル信号の複数ディジット長で区切り、１つの区切りを１つのサブキャリアに含ませたものをいい、単位サブキャリアデータはその複数ディジットのディジタル信号と同等の情報を有する。パイロット信号が挿入された送信ディジタルデータは、変調部７０に入力される。変調部７０は、入力された信号に１次変調としてＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ等のシングルキャリア変調を施し、さらに２次変調としてＯＦＤＭ変調を施す。一般に、２次変調としてＯＦＤＭ変調が施される前の信号は周波数領域ＯＦＤＭ変調信号と、２次変調としてＯＦＤＭ変調が施された後の信号は時間領域ＯＦＤＭ変調信号と称され、以下、この定義の下でこれらの語を用いる。
【０００５】
変調部７０に入力された信号は、シングルキャリア変調器７２においてシングルキャリア変調が施された後、シリアル／パラレル変換器７４によってパラレルデータ信号に変換される。ここで生成されるパラレルデータはＮサブキャリアデータをパラレルに配列したものであり、Ｎサブキャリアデータをベクトル成分とするＮ次元ベクトルで表される。時間領域ＯＦＤＭ変調信号は、サブキャリアデータの有効シンボル長を時間換算でＴとしたとき、１／Ｔの周波数間隔でサブキャリアを配列するものであり、その複素包絡線振幅はサブキャリアデータを時系列で配列した信号の逆ＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）で与えられる。したがって、シングルキャリア変調された送信信号を時間間隔Ｔごとに区切り、区切られた系列に逆ＦＦＴを施せば時間領域ＯＦＤＭ変調信号を生成することができる。ここでは、Ｎ次元ベクトルをなすパラレルデータにＮ点の逆ＦＦＴを施しパラレル／シリアル変換することで時間領域ＯＦＤＭ変調信号を得る。なお、シリアル／パラレル変換器７４および逆ＦＦＴ演算器７６は、シングルキャリア変調信号が同相成分（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ  ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ：Ｉ）、および直交成分（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ：Ｑ）の２成分から構成されることから、同相成分、直交成分それぞれに対してシリアル／パラレル変換および逆ＦＦＴ演算処理を行う。また、パラレル／シリアル変換器７８は、Ｎ個のシングルキャリアを合成して出力する。
【０００６】
図１７は、送信装置８で生成された時間領域ＯＦＤＭ変調信号にＦＦＴ（高速フーリエ変換）を施した周波数領域ＯＦＤＭ変調信号を示したものである。図１７の区画のそれぞれは、ディジタルデータにシングルキャリア変調を施した信号を示す。ディジタルデータは、データ信号とパイロット信号を含む。データ信号は、ディジタルテレビ放送システムであれば放送内容等、システムにおいて使用者が伝送を希望する実質的な情報を表すデータを含む信号である。図１７のディジタルデータでは、サブキャリアの数をＮとし、ｒサブキャリアごと、すなわちｒサブキャリアデータごとにパイロット信号が挿入されている。ここに、ｒは自然数である。ここで、Ｎ個のサブキャリアに含まれるサブキャリアデータから構成されるサブキャリアデータ群を、サブキャリアデータと区別してＯＦＤＭシンボルと称する。
【０００７】
上位局における送信装置８は、このようにして生成された時間領域ＯＦＤＭ変調信号を送信部８０において無線周波数帯に周波数変換し、電力増幅してアンテナ５１から送信する。
【０００８】
次に、送信装置８から送信された時間領域ＯＦＤＭ信号を受信するアダプティブアレイアンテナ受信装置の構成および動作について説明する。中継局等に設けられるアダプティブアレイアンテナ受信装置は、上位局が送信した時間領域ＯＦＤＭ変調信号を指向性を適応的に変化させながら受信する。図１８には、従来技術におけるアダプティブアレイアンテナ受信装置９の構成を示す。アダプティブアレイアンテナ受信装置９は、アンテナブランチ５５−１〜５５−Ｌ、補間指向性決定受信部９ａを備えて構成される。Ｌはアレイアンテナの素子数である。アンテナブランチ５５−ｉ（ｉは１からＬまでのいずれかの整数）は、アンテナ５０−ｉ、受信部１０−ｉ、ＦＦＴ演算部１４−ｉを備えて構成される。アンテナ５０−ｉから受信された信号は、受信部１０−ｉにおいて増幅、適当な中間周波数への変換、Ａ／Ｄ変換処理を受けた後ベースバンド信号に変換される。このベースバンド信号は時間領域ＯＦＤＭ信号であり、この信号に対してＦＦＴを施すことで、周波数領域ＯＦＤＭ信号つまりサブキャリアデータごとに１次変調が施された信号が得られる。この１次変調信号は、直交検波によって得られる同相成分と直交成分の２成分に対応する２系統の信号から構成される。これら２系統の信号は、シングルキャリア復調が施された後に１系統の信号となるため、図１８の構成では受信部１０−ｉの出力から補間指向性決定受信部９ａの出力、すなわちアダプティブアレイアンテナ受信装置９の出力までの信号は、同相成分と直交成分の２成分についての２系統の信号で表されることとなるが、説明の便宜上１系統で表現している。
【０００９】
受信部１０−ｉが出力したベースバンド信号は、ＦＦＴ演算部１４−ｉに入力される。ＦＦＴ演算部１４−ｉは、入力された信号に対しＦＦＴを施し、アンテナブランチ５５−ｉの出力信号として補間指向性決定受信部９ａに入力する。ＦＦＴ演算部１４−ｉに入力される信号は時間領域ＯＦＤＭ変調信号であるためＦＦＴ演算部１４−ｉからは周波数領域ＯＦＤＭ変調信号が出力される。ＦＦＴ演算部１４−ｉから出力される周波数領域ＯＦＤＭ変調信号は、ウェイト係数乗算部５４−ｉに入力される。ウェイト係数乗算部５４−ｉでは、入力された信号にウェイト係数補間部１１０が出力するウェイト係数Ｗiが乗ぜられ、入力された信号は振幅または位相の少なくともいずれかの変化を受ける。ウェイト係数Ｗiは複素数であり、その絶対値は振幅の変化率を、複素角は位相の回転量を意味する。ウェイト係数乗算部５４−１〜５４−Ｌが出力する信号は合成部５６によって合成され、補間指向性決定受信部９ａの出力信号、すなわちアダプティブアレイアンテナ受信装置９の出力信号となる。
【００１０】
合成部５６が出力した周波数領域ＯＦＤＭ変調信号は、放送中継機の場合、逆ＦＦＴ、ガードインターバル付加等の処理が施され、放送中継機が備える送信部（図示せず）に入力される。また、合成部５６が出力した周波数領域ＯＦＤＭ変調信号はパイロット信号抽出部１５にも入力され、そこで抽出された複数のパイロット信号はウェイト係数演算部１００に入力される。
【００１１】
一方、アンテナブランチ５５−ｉから補間指向性決定受信部９ａに入力された信号は、ウェイト係数乗算部５４−ｉに入力される他、別系統でパイロット信号抽出部１７−ｉにも入力され、そこで抽出されたパイロット信号はウェイト係数演算部１００に入力される。以下、ここで入力されたパイロット信号を傍系パイロット信号と称する。
【００１２】
なお、ここでウェイト係数演算部１００に入力されるパイロット信号または傍系パイロット信号は、複数のデータ系列をベクトル成分として有するベクトルで表現されるものである。以下、これらのベクトルをパイロット信号ベクトルあるいは傍系パイロット信号ベクトルと称することとする。これらのベクトルはデータ系列、すなわちシンボル符号系列（シンボルをシンボル座標平面上に表した場合における当該シンボル座標平面上におけるベクトルの系列）を成分とするベクトルである。
【００１３】
ウェイト係数演算部１００は、パイロット信号ベクトルとウェイト係数演算部１００が備える参照パイロット信号生成部３０が生成した参照パイロット信号ベクトルとの誤差を減算部１６によって算出する。この減算部１６は加算器によって構成される。減算部１６では、パイロット信号ベクトルが符号反転された上で参照パイロット信号ベクトルに加算されるため、参照パイロット信号ベクトルからパイロット信号ベクトルを減算した結果が誤差として得られる。アダプティブ処理部４０は、当該誤差と傍系パイロット信号ベクトルとに基づいてウェイト係数Ｗiを算出し、算出されたウェイト係数Ｗiをウェイト係数演算部１００から出力する。ここで参照パイロット信号ベクトルは、ウェイト係数Ｗiを決定するためにシステム仕様において定められた既知のものであり、その成分である符号系列は、既知の符号パターンを配列したものである。参照パイロット信号ベクトルは、参照パイロット信号生成部３０において予め記憶されている。
【００１４】
ウェイト係数演算部１００は、パイロット信号ベクトルの成分それぞれについてウェイト係数Ｗiを算出する。したがって、パイロット信号ベクトルの１成分について１つのウェイト係数Ｗiが算出され、パイロット信号ベクトルの成分の数、すなわち単位ＯＦＤＭシンボル３２に含まれるパイロット信号の数と同数のウェイト係数Ｗiが算出される。パイロット信号ベクトルの成分となっているパイロット信号は、それぞれ異なるサブキャリアに挿入されているため、サブキャリアの周波数の電磁波の伝搬特性に対して最適なウェイト係数を提供するものと考えられる。そこで、図１８のアダプティブアレイアンテナ受信装置９では、受信した時間領域ＯＦＤＭ変調信号の占有周波数帯域内の任意の周波数において用いることが可能なウェイト係数を、単位ＯＦＤＭシンボル３２中に含まれるパイロット信号と同数のウェイト係数をウェイト係数補間部１１０で補間することによって算出する。このようにすることで、ウェイト係数算出に寄与していないサブキャリアの周波数においても、伝搬特性に対して最適なウェイト係数が算出される。
【００１５】
なお、ウェイト係数補間部１１０によって算出されたウェイト係数は、ＯＦＤＭ変調信号の占有周波数帯域内の周波数についての関数となる。したがって、ウェイト係数乗算部５４としては、周波数の関数としてのウェイト係数を乗算するため、ディジタルフィルタ等が適用される。
【００１６】
ここで説明したような、受信した時間領域ＯＦＤＭ変調信号の占有周波数帯域内の任意の周波数について用いることが可能なウェイト係数を、パイロット信号が含まれるサブキャリアに対して算出したウェイト係数を補間することで算出する構成としたアダプティブアレイアンテナ受信装置は、特開２００３−１７４４２７号公報にも開示されている。
【００１７】
【特許文献１】特開２００３−１７４４２７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１８】
上位局から送信された送信信号が中継局等のアダプティブアレイアンテナ受信装置で受信される電磁波には、上位局のアンテナからアダプティブアレイアンテナ受信装置へ直接到来するもののほか、山岳や建造物等において反射して到来するものがある。これらの到来波は位相が揃っていないため、受信地点によっては振幅を強め合ったり弱め合ったりする。このような現象をマルチパス干渉という。図１９はマルチパス干渉を受けた受信信号の様子と復調後の受信信号データを、受信信号の周波数と対応させて重ねて示したものである。この図からわかるように、受信帯域内にマルチパス干渉による減衰点がある場合、減衰点の周波数とパイロット信号を含むサブキャリアの周波数が一致してしまうと、正確なパイロット信号を得ることができないため、このパイロット信号によって計算されたウェイト係数には大きな誤差が生じてしまう。
【００１９】
また、マルチパス干渉の他、妨害波信号として到来するアナログ変調信号等も、算出されるウェイト係数に誤差を生じさせる。一般に、アナログ変調信号の方が、ディジタル変調信号に比して、妨害波信号として他の通信に悪影響を与える蓋然性が高い。それは、ディジタル変調信号がある幅を持った周波数帯域内で一様な密度を以て電力が分布している信号であるのに対し、アナログ変調信号は狭い周波数帯域内に電力が集中している信号であることによるものである。すなわち、同一電力の信号であれば、周波数領域における電力密度が高い信号程、他の通信に悪影響を与える蓋然性が高いといえる。
【００２０】
例えば、アナログテレビ放送システムに適用されるアナログ変調信号の周波数スペクトラムには、映像搬送波信号、カラー副搬送波信号、音声搬送波信号のように狭い帯域に電力が集中する成分が存在している。これらの周波数成分の周波数と、アダプティブアレイアンテナが受信する受信信号のパイロット信号を含むサブキャリアの周波数が一致してしまうと、正確なパイロット信号を得ることができないため、このパイロット信号によって計算されたウェイト係数には大きな誤差が生じてしまう。
【００２１】
パイロット信号を用いて適応等化器等を動作させる場合には、各サブキャリアの周波数における伝搬特性を適応等化器の処理特性に忠実に反映させる必要がある。しかしながら、アダプティブアレイアンテナの指向性を決定する場合にあっては、アダプティブアレイアンテナの指向性を時間領域ＯＦＤＭ変調信号の占有周波数帯域内の周波数に応じて変化させる必要がある状況は稀であり、むしろマルチパス干渉、妨害波信号等によってパイロット信号を含む特定のサブキャリアのみに生じる影響は、時間領域ＯＦＤＭ変調信号の占有周波数帯域内での指向性決定に対して非支配的である方が好ましい。
【００２２】
本発明はこのような課題に対してなされたものであり、受信した時間領域ＯＦＤＭ変調信号の占有周波数帯域内にマルチパス干渉による減衰点等がある場合、周波数領域における電力密度が高い妨害波信号が存在する場合等においても、最適な指向性を決定することが可能なアダプティブアレイアンテナ受信装置を提供する。
【課題を解決するための手段】
【００２３】
本発明は、複数のアンテナと、前記複数のアンテナによって形成される指向性を決定する係数であるウェイト係数を計算するウェイト係数計算部と、前記複数のアンテナによって形成される指向性を前記ウェイト係数計算部が計算したウェイト係数に基づいて決定するとともに、前記複数のアンテナから信号を受信する指向性決定受信部と、を含むアレイアンテナ受信装置であって、前記ウェイト係数計算部は、前記複数のアンテナから受信する信号が占有する周波数帯域の一部の周波数帯域についてのウェイト係数である部分ウェイト係数を計算する部分ウェイト係数計算手段を含み、前記指向性決定受信部は、前記複数のアンテナから受信する前記一部の周波数帯域の信号についての指向性を前記部分ウェイト係数に基づいて決定することを特徴とする。
【００２４】
また、本発明に係るアレイアンテナ受信装置においては、前記複数のアンテナによって形成される指向性を決定するための基準参照信号を生成する基準参照信号生成手段を含み、前記指向性決定受信部は、前記部分ウェイト係数に基づいて決定された指向性を以て受信した前記一部の周波数帯域の信号からパイロット信号を抽出し、抽出した複数のパイロット信号を合成することによって参照信号を生成する参照信号生成手段を含み、前記部分ウェイト係数計算手段は、前記参照信号と前記基準参照信号との差異に基づいて、前記部分ウェイト係数を算出する構成とすることが好適である。
【００２５】
また、本発明に係るアレイアンテナ受信装置においては、前記部分ウェイト係数計算手段は、前記指向性決定受信部が受信して出力する受信信号から当該受信信号の位相と振幅を表すシンボルを抽出してシンボルの真値を判定する硬判定手段と、前記受信信号から複数のシンボルを抽出し、当該抽出した複数のシンボルの値の合成値と、前記硬判定手段によって判定された当該抽出した複数のシンボルの真値の合成値との差に基づいて、誤差信号を生成する誤差信号生成手段と、を含み、前記部分ウェイト係数計算手段は、前記誤差信号に基づいて部分ウェイト係数を計算する構成とすることが好適である。
【００２６】
また、本発明に係るアレイアンテナ受信装置においては、前記誤差信号生成手段は、前記受信信号からシンボル配列の外縁に位置する複数のシンボルを抽出し、抽出した複数のシンボルの値の合成値と、前記硬判定手段によって判定された当該抽出した複数のシンボルの真値の合成値との差に基づいて、誤差信号を生成する構成とすることが好適である。
【００２７】
また、本発明に係るアレイアンテナ受信装置においては、前記誤差信号生成手段は、シンボル配列を定義するシンボル座標平面上における、前記受信信号から抽出されたシンボルの位置をシンボル座標平面の原点を通る直線上に回転移動させる第１の回転演算を行い、前記受信信号から抽出され第１の回転演算が施された複数のシンボルの値を合成して直線上シンボル合成値を算出し、前記硬判定手段によって判定されたシンボルの真値に対するシンボル座標平面上での位置であるシンボル真値位置をシンボル座標平面の原点を通る直線上に回転移動させる第２の回転演算を行い、第２の回転演算が施された複数のシンボル真値位置のそれぞれが呈する値を合成して直線上シンボル真値合成値を算出し、前記直線上シンボル合成値と前記直線上シンボル真値合成値との差に基づいて、誤差信号を生成する構成とすることが好適である。
【００２８】
また、本発明に係るアレイアンテナ受信装置においては、ＯＦＤＭ変調信号を受信することが好適である。
【発明の効果】
【００２９】
本発明によれば、受信した信号の周波数帯域内にマルチパス干渉による減衰点等がある場合、周波数領域における電力密度が高い妨害波信号が存在する場合等においても、その減衰点の存在によるウェイト係数の誤差を低減することが可能なアレイアンテナ受信装置を構成することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３０】
本発明の第１の実施形態に係るアダプティブアレイアンテナ受信装置１ついて図１を参照して説明する。本実施形態は、従来のアダプティブアレイアンテナ受信装置９において用いられていたパイロット信号ベクトルに代えて、パイロット信号ベクトルのベクトル成分を加算合計した加算合計パイロット信号を用いてウェイト係数を算出するものである。パイロット信号ベクトルの成分を加算合計するため、従来の構成におけるパイロット信号抽出部１５、およびウェイト係数演算部１００の参照パイロット信号生成部３０の出力にそれぞれ加算合計部５２および５４を設けた構成となっている。
【００３１】
アダプティブアレイアンテナ受信装置１は、アンテナブランチ５５−１〜５５−Ｌ、パイロット信号指向性決定受信部１ａを備えて構成される。Ｌはアレイアンテナの素子数である。アンテナブランチ５５−ｉ（ｉは１からＬまでのいずれかの整数）は、アンテナ５０−ｉ、受信部１０−ｉ、ＦＦＴ演算部１４−ｉを備えて構成される。
【００３２】
アンテナ５０−ｉから受信された信号は、受信部１０−ｉにおいて増幅され、適当な中間周波数への変換処理、Ａ／Ｄ変換処理を受けた後ベースバンド信号に変換される。このベースバンド受信信号は直交検波によって得られるものであり、同相成分、および直交成分の２成分に対応する２系統の信号から構成される。これら２系統の信号はシングルキャリア復調が施された後に１系統の信号となるため、図１では受信部１０−ｉの出力からパイロット信号指向性決定受信部１ａの出力、すなわちアダプティブアレイアンテナ受信装置１の出力までの信号は、同相成分と直交成分の２成分についての２系統の信号で表されることとなるが、説明の便宜上１系統で表現している。
【００３３】
受信部１０−ｉが出力したベースバンド受信信号は、ＦＦＴ演算部１４−ｉに入力される。ＦＦＴ演算部１４−ｉは、入力された信号に対しＦＦＴを施し、アンテナブランチ５５−ｉの出力信号としてパイロット信号指向性決定受信部１ａに入力する。
【００３４】
アンテナブランチ５５−ｉからパイロット信号指向性決定受信部１ａに入力された信号は、ウェイト係数乗算部１１−ｉにおいて振幅または位相の少なくともいずれかの変化を受けた後、合成部１２に入力される。合成部１２は、ウェイト係数乗算部１１−１〜１１−Ｌから入力された信号を合成し、パイロット信号指向性決定受信部１ａ、すなわちアダプティブアレイアンテナ受信装置１から出力する。なお、ウェイト係数乗算部１１−ｉにおける振幅または位相の少なくともいずれかの変化は、ウェイト係数演算部１８が算出したウェイト係数Ｗiによって決定される。ウェイト係数Ｗiは複素数であり、Ｗiの絶対値は振幅の変化率を、複素角は位相の回転量を意味する。
【００３５】
ここで、信号を複素信号表現とした場合には、複素信号に複素数Ｗiを乗ずることによってウェイト係数に従った振幅または位相の少なくともいずれかの変化を与えることができる。また、信号が、同相成分をＩチャネル信号、直交成分をＱチャネル信号とした２チャネル信号から構成される場合には、Ｉ・Ｒｅ（Ｗi）−Ｑ・Ｉｍ（Ｗi）を新たなＩチャネル信号とし、Ｉ・Ｉｍ（Ｗi）＋Ｑ・Ｒｅ（Ｗi）を新たなＱチャネル信号とする演算が、複素信号に複素数Ｗiを乗ずる演算に相当する。
【００３６】
時間領域ＯＦＤＭ変調信号は、サブキャリアデータ系列Ｚ（ｚ1，ｚ2，・・・）のサブキャリアデータｚI（Ｉ＝１，２，・・・）の有効シンボル長を時間換算でＴとしたとき、１／Ｔの周波数間隔でサブキャリアを配列するものであり、その複素包絡線振幅は送信ディジタルデータの逆ＦＦＴで与えられる。したがって、時間間隔Ｔごとに１次変調された送信信号を区切り、区切られた系列に逆ＦＦＴを施すことで時間領域ＯＦＤＭ変調信号が生成される。本実施形態においては、Ｎ次元ベクトルをなすパラレルデータにＮ点の逆ＦＦＴを施すことで時間領域ＯＦＤＭ変調信号が得られているものする。また、サブキャリアデータ系列Ｚはシングルキャリア変調信号で表されるものとする。シングルキャリア変調信号は、システム仕様で定められたシングルキャリアシンボル周期ごとにシングルキャリアシンボルが現れるよう２系統のベースバンド信号を以て単位シングルキャリアシンボルを表すものであり、上述の１つのサブキャリアデータｚiにはさらに複数のシングルキャリアシンボルが配列されている。すなわち、サブキャリアデータｚIは複数のシングルキャリアシンボルによって構成されている。なお、以下の説明ではシングルキャリアシンボルを、単にシンボルと称する。
【００３７】
合成部１２が出力した周波数領域ＯＦＤＭ変調信号、すなわちアダプティブアレイアンテナ受信装置１の出力信号からは、サブキャリアデータごとにシングルキャリア復調を施すことで受信ディジタルデータが得られる。
【００３８】
また、合成部１２が出力した周波数領域ＯＦＤＭ変調信号はパイロット信号抽出部１５にも入力され、そこで抽出されたパイロット信号ベクトルは加算合計部５２に入力される。加算合計部５２は、パイロット信号ベクトルのベクトル成分を加算合計した加算合計パイロット信号を算出し、ウェイト係数演算部１８に入力する。ここで、本実施形態におけるパイロット信号抽出部１５の動作について、時間領域ＯＦＤＭ変調信号のデータ構成を参照しつつ説明する。図１７は、送信装置８で生成された時間領域ＯＦＤＭ変調信号にＦＦＴを施した周波数領域ＯＦＤＭ変調信号を送信ディジタルデータと重ねて示したものであるが、これは受信された時間領域ＯＦＤＭ変調信号にＦＦＴを施した周波数領域ＯＦＤＭ変調信号を受信ディジタルデータと重ねて示したものと捉えることも可能である。上述のように、この例では周波数領域ＯＦＤＭ変調信号はＮ個のサブキャリアから構成され、ｒサブキャリアごと、すなわちｒサブキャリアデータごとにパイロット信号が挿入されている。また、先のＯＦＤＭ変調信号についての説明からも明らかなように、単位ＯＦＤＭシンボル３２はＮ個のサブキャリアデータから構成される。パイロット信号抽出部１５は単位ＯＦＤＭシンボル３２においてｒサブキャリアデータごとに現れるパイロット信号を含むサブキャリアからパイロット信号を抽出し、これらをベクトルの成分とするパイロット信号ベクトルを生成する。例えば、Ｎ＝５６１７、ｒ＝１２とすれば、単位ＯＦＤＭシンボル３２中には４６８個のパイロット信号が含まれるので、パイロット信号ベクトルは４６８個のパイロット信号を成分とするものとなる。
【００３９】
パイロット信号がいくつのサブキャリアデータごとに現れるかを表すｒの値は、システム設計において予め定められている。したがって、パイロット信号抽出部１５はパイロット信号が現れるタイミングを検知して、ｒサブキャリアデータごとにパイロット信号を抽出すればよい。
【００４０】
パイロット信号抽出部１５は、単位ＯＦＤＭシンボル３２に含まれるすべてのパイロット信号を抽出し、パイロット信号ベクトルＰを出力する。単位ＯＦＤＭシンボル３２中にｍ個のパイロット信号が含まれている場合、パイロット信号ベクトルＰは、
【数１】
2007049393.tif 000003
のように表される。ただし、ｓはパイロット信号が含まれるサブキャリアのうち、付された番号が最も小さいものであり、ｒはｒサブキャリアごと、すなわちｒサブキャリアデータごとにパイロット信号が含まれていることを意味する自然数である。パイロット信号ベクトルＰの成分ｐ（ｓ）〜ｐ（ｓ＋（ｍ−１）ｒ）のそれぞれは、シンボル符号系列（シンボルをシンボル座標平面上に表した場合における当該シンボル座標平面上におけるベクトルの系列）をなす。
【００４１】
パイロット信号抽出部１５は、このようにして得られたパイロット信号ベクトルＰを加算合計部５２に入力する。加算合計部５２は（１）式で表されるパイロット信号ベクトルＰのベクトル成分を加算しその合計値である加算合計パイロット信号Ｕを算出して出力する。具体的には、パイロット信号ベクトルＰのベクトル成分ｐ（ｓ＋ｑｒ）（ｑは０からｍ−１までの整数）のシンボル符号系列が次の（２）式
【数２】
2007049393.tif 000004
のようなベクトルで表されるのであれば、加算合計パイロット信号Ｕは次の（３）式のように表される。ベクトル成分ｐ（ｓ＋ｑｒ）はシンボル符号系列であるため、加算合計パイロット信号Ｕもまたシンボル符号系列となる。
【数３】
2007049393.tif 000005
【００４２】
ここでの累積加算演算は、シンボル符号系列に対して定義された累積加算演算を意味し、例えばａq1〜ａqnをシンボル座標平面上のベクトルで表した場合には当該シンボル座標平面上のベクトルに対する累積加算演算となる。
【００４３】
一方、アンテナブランチ５５−ｉからパイロット信号指向性決定部１ａに入力された信号は、乗算部１１−ｉに入力される他、別系統でパイロット信号抽出部１７−ｉに入力される。パイロット信号抽出部１７−ｉは、入力された信号からパイロット信号を抽出し、抽出したパイロット信号をベクトル成分とした傍系パイロット信号ベクトルＰSiを抽出する。
【００４４】
パイロット信号抽出部１７−ｉが出力する傍系パイロット信号ベクトルＰSiは、加算合計部４２−ｉに入力される。加算合計部４２−ｉは、傍系パイロット信号ベクトルＰSiの成分を加算合計した加算合計傍系パイロット信号ＵSiを算出する。ここでＵSiは、（３）式または（４）式と同様にして算出することができる。
【００４５】
ウェイト係数演算部１８は、加算合計パイロット信号Ｕと、ウェイト係数演算部１８の参照パイロット信号生成部３０および加算合計部５４が生成した加算合計参照パイロット信号Ｕ0との誤差ｄを減算部１６によって算出する。減算部１６は、加算器によって構成される。減算部１６では、加算合計パイロット信号Ｕが符号反転された上で加算合計参照パイロット信号Ｕ0に加算されるため、加算合計参照パイロット信号Ｕ0から加算合計パイロット信号Ｕを減算した結果が誤差ｄとして得られる。ウェイト係数演算部１８のアダプティブ処理部４０は、当該誤差ｄと加算合計傍系パイロット信号ＵSiとに基づいてウェイト係数を算出し、算出されたウェイト係数Ｗiをウェイト係数演算部１８から出力する。なお、加算合計参照パイロット信号Ｕ0は上述のＵあるいはＵSiと同様にして算出される。
【００４６】
アダプティブ処理部４０が、誤差ｄおよび加算合計傍系パイロット信号ＵSiに基づいてウェイト係数を算出する処理は、ＬＭＳアルゴリズム、ＲＬＳアルゴリズム、ＳＭＩアルゴリズム等、周知のアルゴリズムによって行うことができる。これらのアルゴリズムは、単位ＯＦＤＭシンボル３２を１ステップとする漸化式で表現され、アルゴリズムの１ステップごとにウェイト係数Ｗiが更新されていくものである。
【００４７】
なお、加算合計部４２−ｉ，５２、および５４は、それぞれ加算合計パイロット信号Ｕ、加算合計傍系パイロット信号ＵSi、および加算合計参照パイロット信号Ｕ0を、次の（４）式に基づいて算出するものとして構成することもできる。
【数４】
2007049393.tif 000006
【００４８】
これは、パイロット信号ベクトルＰのベクトル成分あるいは 傍系パイロット信号ベクトルＰSiあるいは参照パイロット信号ベクトルＰ0のベクトル成分を重み付け加算するものである。すなわち、第ｑ番目のサブキャリアに対して、重み付け係数ｇqを乗じた上で加算合計するのである。このようにすることによって、どのサブキャリア周波数をウェイト係数算出に対して非支配的にするかを任意に決定することができる。例えば、ＯＦＤＭ変調信号の占有周波数帯域端付近の周波数を非支配的としたければ、周波数配列されたｍ個のサブキャリアのうち、占有周波数帯域端付近のサブキャリアに対する重み付け係数を占有周波数帯域中心付近のサブキャリアに対する重み付け係数よりも小さく設定すればよい。ただし、アダプティブ処理に際しては、加算合計パイロット信号Ｕ、加算合計傍系パイロット信号ＵSi、および加算合計参照パイロット信号Ｕ0を、同一スケールで用いる必要があるため、これらの算出に際しては同一の重み付け係数を用いることとする。
【００４９】
パイロット信号ベクトルの成分の数と同数の組のウェイト係数Ｗ1〜ＷLを算出し、これらのウェイト係数を補間することでウェイト係数を算出する従来の構成に対し、本実施形態においては、加算合計パイロット信号Ｕに基づいてウェイト係数Ｗiを算出する構成としている。このようにすることで、マルチパス干渉、周波数領域における電力密度が高い妨害波信号等によってパイロット信号を含む特定のサブキャリアのみに生じる影響は、ＯＦＤＭ変調信号の占有周波数帯域内での指向性決定に対して非支配的となる。例えば、受信したＯＦＤＭ変調信号の周波数帯域内にマルチパス干渉による狭帯域の減衰点がある場合、周波数領域における電力密度が高い妨害波信号が存在する場合等においても、ウェイト係数の誤差を低減することができる。
【００５０】
また、パイロット信号ベクトルに含まれる成分のそれぞれについてウェイト係数を算出する必要はないため、ウェイト係数を算出する処理の負担を軽減することができ、その結果、回路規模を削減することができ、加えて迅速に指向性を決定することができる。
【００５１】
第１の実施形態に係るアダプティブアレイアンテナ受信装置１は、パイロット信号を含む特定のサブキャリアのみに生じる影響をＯＦＤＭ変調信号の占有周波数帯域内での指向性決定に対して非支配的にすることで、当該特定のサブキャリアのみに生じる影響によるウェイト係数の誤差を低減するものである。しかし、これはあくまでも特定のサブキャリアのみに生じる影響が、占有周波数帯域の全域での指向性決定に悪影響を及ぼす程度を低減させるものである。したがって、特定のサブキャリアのみに生じる影響が占有周波数帯域の全域での指向性決定に悪影響を及ぼす程度が最小となるよう、さらには受信したＯＦＤＭ変調信号を復調する装置が取得する情報品質の劣化が最小となるよう最適化されるものではない。例えば、妨害波の周波数が既知である場合、その妨害波の周波数帯域内においてはパイロット信号を含む特定のサブキャリアのみに生じる影響を支配的とした方が好ましい場合がある。さらに、狭い帯域に電力が集中するような妨害波が存在する場合には、このように指向性決定が最適になされないことによる情報品質の劣化が特に顕著となる。次に説明する第２の実施形態に係るアダプティブアレイアンテナ受信装置２は、このような問題を解決するものである。
【００５２】
図２に本発明の第２の実施形態に係るアダプティブアレイアンテナ受信装置２の構成を示す。アダプティブアレイアンテナ受信装置２は、アンテナブランチ５５−ｉ（ｉは１からＬまでの整数）、区間抽出部９０−ｉ−１〜９０−ｉ−ｖ、パイロット信号指向性決定受信部１ａ−１〜１ａ−ｖ、ＯＦＤＭシンボル再生部９２を備えて構成される。第１の実施形態に係るアダプティブアレイアンテナ受信装置１と同一の構成部については同一の符号を付してその説明を簡略に行う。また、図３にパイロット信号指向性決定受信部１ａ−ｊ（ｊは１からｖまでの整数）の構成を示す。パイロット信号指向性決定受信部１ａ−ｊの構成は、第１の実施形態に係るアダプティブアレイアンテナ受信装置１のパイロット信号指向性決定受信部１ａと同一の構成部を含み、各構成部に付された符号の末尾の符号−ｊは、パイロット信号指向性決定受信部１ａ−ｊに含まれることを意味する。
【００５３】
アンテナ５０−ｉから受信された信号は、受信部１０−ｉにおいて増幅され、適当な中間周波数への変換処理、Ａ／Ｄ変換処理を受けた後ベースバンド信号に変換される。この信号は時間領域ＯＦＤＭ変調信号である。受信部１０−ｉが出力したベースバンド信号は、ＦＦＴ演算部１４−ｉに入力される。ＦＦＴ演算部１４−ｉは、入力された時間領域ＯＦＤＭ変調信号に対してＦＦＴを施すことで周波数領域ＯＦＤＭ変調信号に変換し、区間抽出部９０−ｉ−１〜９０−ｉ−ｖのそれぞれに入力する。
【００５４】
１つのアンテナブランチ５５−ｉに対してはｖ個の区間抽出部９０−ｉ−１〜９０−ｉ−ｖが備えられており、区間抽出部９０−ｉ−１〜９０−ｉ−ｖのそれぞれは、単位ＯＦＤＭシンボル３２から自らに割り当てられた区間を抽出して出力する。
【００５５】
図４（ｂ）は図４（ａ）で表される時間領域ＯＦＤＭ変調信号に対してＦＦＴ変換を施すことで得られた周波数領域ＯＦＤＭ変調信号がｖ個の分割区間信号Ｄ1〜Ｄvに分割される様子を示す。図４（ａ）に示す時間領域ＯＦＤＭ変調信号では、占有周波数帯域内にＮ個のサブキャリアが含まれており、図４（ｂ）の周波数領域ＯＦＤＭ変調信号では、単位ＯＦＤＭシンボル３２に、Ｎ個のサブキャリアデータが含まれる。図４（ｂ）に示す周波数領域ＯＦＤＭ変調信号の最初の分割区間信号Ｄ1は、区間抽出部９０−ｉ−１によって抽出され、その次の分割区間信号Ｄ2は区間抽出部９０−ｉ−２によって抽出される。以下、同様に、分割区間信号Ｄuは区間抽出部９０−ｉ−ｕ（ｕは３からｖ−１までの整数）によって抽出され、最後の分割区間信号Ｄvは、区間抽出部９０−ｉ−ｖによって抽出される。分割区間信号Ｄ1〜Ｄvのそれぞれの長さ、すなわち分割区間信号Ｄ1〜Ｄvのそれぞれが含むサブキャリアデータの数ＮD1〜ＮDvは任意に設定することができる。ただし、すべてのアンテナブランチ５５−１〜５５−Ｌについて同一のサブキャリアデータの数ＮD1〜ＮDvが設定されるものとする。また、分割区間信号Ｄ1〜Ｄvのそれぞれには、少なくとも１つのパイロット信号が含まれるようにする。
【００５６】
区間抽出部９０−ｉ−ｊは、サブキャリアデータの数を計数することで、自らに割り当てられた分割区間信号Ｄjの入力が開始されたことを認識すると、分割区間信号Ｄjの最初のサブキャリアデータからＮDj個のサブキャリアデータを抽出する。区間抽出部９０−ｉ−ｊは、抽出したＮDj個のサブキャリアデータをパイロット信号指向性決定受信部１ａ−ｊに入力する。このような構成により、アンテナブランチ５５−ｉから出力された周波数領域ＯＦＤＭ変調信号の単位ＯＦＤＭシンボル３２はｖ個の分割区間信号Ｄ1〜Ｄvに分割され、パイロット信号指向性決定受信部１ａ−１〜１ａ−ｖのそれぞれに入力される。
【００５７】
すなわち、図４（ｂ）に示す周波数領域ＯＦＤＭ変調信号の最初の分割区間信号Ｄ1は、パイロット信号指向性決定受信部１ａ−１によって処理され、その次の分割区間信号Ｄ2はパイロット信号指向性決定受信部１ａ−２によって処理される。以下、同様に、分割区間信号Ｄuはパイロット信号指向性決定受信部１ａ−ｕ（ｕは３からｖ−１までの整数）によって処理され、最後の分割区間信号Ｄvは、パイロット信号指向性決定受信部１ａ−ｖによって処理される。
【００５８】
区間抽出部９０−１−ｊ〜９０−Ｌ−ｊのそれぞれからパイロット信号指向性決定受信部１ａ−ｊに入力された信号は、それぞれウェイト係数乗算部１１−１−ｊ〜１１−Ｌ−ｊに入力される。ウェイト係数乗算部１１−１−ｊ〜１１−Ｌ−ｊのそれぞれは、入力された分割区間信号Ｄjに対し、ウェイト係数演算部１８−ｊが算出したウェイト係数Ｗ1−ｊ〜ＷL−ｊをそれぞれ乗じ合成部１２−ｊに入力する。合成部１２−ｊは、ウェイト係数乗算部１１−１−ｊ〜１１−Ｌ−ｊから入力された信号を合成し、パイロット信号指向性決定受信部１ａ−ｊから出力する。ウェイト係数乗算部１１−ｉ−ｊがウェイト係数Ｗi−ｊを算出する処理については、第１の実施形態に係るアダプティブアレイアンテナ受信装置１と同様である。これによって、区間抽出部９０−１−ｊ〜９０−Ｌ−ｊから入力された分割区間信号Ｄjは、ウェイト係数Ｗ1−ｊ〜ＷL−ｊに従って振幅または位相の少なくともいずれかの変化を受けて合成され出力されるため、分割区間信号Ｄjに対するアンテナ５０−１〜５０−Ｌが形成する指向性が定まる。
【００５９】
ところで、分割区間信号Ｄ1〜Ｄvは、周波数領域ＯＦＤＭ変調信号の単位ＯＦＤＭ変調信号を分割したものであるが、これはＦＦＴを施す前の時間領域ＯＦＤＭ変調信号において、占有周波数帯域を周波数分割したものに相当する。したがって、図４（ｂ）の分割区間信号Ｄ1〜Ｄvのそれぞれは、図４（ａ）の分割周波数帯域ＤF1〜ＤFvに相当し、パイロット信号指向性決定受信部１ａ−１〜１ａ−ｖのそれぞれは、分割周波数帯域ＤF1〜ＤFvのそれぞれについて独自に指向性を決定する処理を行っているといえる。
【００６０】
パイロット信号指向性決定受信部１ａ−ｊは、分割区間信号ＤjをＯＦＤＭシンボル再生部９２に入力する。ＯＦＤＭシンボル再生部９２は、パイロット信号指向性決定受信部１ａ−１〜１ａ−ｖのそれぞれから入力された分割区間信号Ｄ1〜Ｄvを時系列で配置して合成する。すなわち、ＯＦＤＭシンボル再生部９２は、ｖ個の分割区間信号Ｄ1〜Ｄvを合成して周波数領域ＯＦＤＭ変調信号の単位ＯＦＤＭシンボル３２を再生する。ＯＦＤＭシンボル再生部９２は、順次入力される分割区間信号Ｄ1〜Ｄvに基づいてＯＦＤＭシンボルを順次再生し、周波数領域ＯＦＤＭ変調信号としてアダプティブアレイアンテナ受信装置２から出力する。
【００６１】
アダプティブアレイアンテナ受信装置２では、周波数領域ＯＦＤＭ変調信号をｖ個の分割区間信号Ｄ1〜Ｄvに分割し、分割区間信号Ｄ1〜Ｄvのそれぞれについて、パイロット信号指向性決定受信部１ａ−１〜１ａ−ｖのそれぞれが独自に指向性を決定する。周波数領域ＯＦＤＭ変調信号と時間領域ＯＦＤＭ変調信号との関係から、これは占有周波数をｖ個の分割周波数帯域ＤF1〜ＤFvに分割し、分割周波数帯域ＤF1〜ＤFvのそれぞれについて指向性を決定していると考えることができることは上述の通りである。このようにすることで、１つの分割周波数帯域ＤFj内でのマルチパス干渉、周波数領域における電力密度が高い妨害波信号等によってパイロット信号を含む特定のサブキャリアのみに生じる影響が、他の分割周波数帯域ＤFl（ｌはｊとは異なる１からｖまでの整数）における指向性の決定に悪影響を及ぼさないものとすることができる。さらに、１つの分割周波数帯域ＤFjに対する指向性の決定に際しては、加算合計パイロット信号Ｕに基づいてウェイト係数を算出する構成としている。このようにすることで、１つの分割周波数帯域ＤFj内でのマルチパス干渉、周波数領域における電力密度が高い妨害波信号等によってパイロット信号を含む特定のサブキャリアのみに生じる影響は、占有周波数帯域の全域から加算合計パイロット信号Ｕを算出する場合に比して支配的となるが、分割周波数帯域ＤFj内に限った指向性決定に対しては非支配的とすることができる。
【００６２】
このようにして指向性が決定された上で受信される単位ＯＦＤＭシンボルには、指向性が最適に決定された状態で取得されるサブキャリアデータ群（良好部分とする。）と、指向性が最適に決定されない状態で取得され、情報品質の劣化がみられるサブキャリアデータ群（劣化部分とする。）とが現れる。また、劣化部分の情報品質の劣化の程度は妨害波の電界強度等に依存する。
【００６３】
一方、ＯＦＤＭ変調信号を復調する装置（アダプティブアレイアンテナ受信装置２を放送中継機に適用する場合には、当該放送中継機に対する下位局に設けられる受信装置）において取得される情報の品質は、良好部分に含まれるサブキャリアデータ数に対する劣化部分に含まれるサブキャリアデータ数の割合を、劣化部分の情報品質の劣化の程度に応じて決定することで最適化することができる。
【００６４】
そして、良好部分に含まれるサブキャリアデータ数に対する劣化部分に含まれるサブキャリアデータ数の割合は、分割区間信号Ｄ1〜Ｄvのそれぞれに含ませるサブキャリアデータの数、すなわち分割周波数帯域ＤF1〜ＤFvのそれぞれに含ませるサブキャリアの数を変化させることによって調整することができる。
【００６５】
したがって、分割周波数帯域ＤF1〜ＤFvのそれぞれに含ませるサブキャリアの数を、妨害波の周波数、および妨害波の電界強度に応じて決定することで、アダプティブアレイアンテナ受信装置２が受信した信号を復調する装置において取得される情報の品質を最適化することができる。
【００６６】
例として、図５（ｂ）に示すアダプティブアレイアンテナ受信装置２が受信する時間領域ＯＦＤＭ変調信号に対し、図５（ａ）に示すアナログテレビ放送システムのアナログ変調信号が存在する場合についてとりあげる。アナログ変調信号の周波数帯域内には、映像搬送波信号９３、カラー副搬送波信号９４、音声搬送波信号９５のように狭い帯域に電力が集中する成分が存在している。このアナログ変調信号は、電磁波の伝播状況によっては、著しく大きい電界強度を以てアダプティブアレイアンテナ受信装置２で妨害波信号として受信される。そこで、時間領域ＯＦＤＭ変調信号を分割周波数帯域ＤFA，ＤFB、およびＤFCの３周波数帯域に分割する。分割は、分割周波数帯域ＤFAが映像搬送波信号９３を含み、分割周波数帯域ＤFCがカラー副搬送波信号９４および音声搬送波信号９５を含むように行う。分割周波数帯域ＤFA，ＤFB、およびＤFCのそれぞれに含まれるサブキャリアの数ＮDA，ＮDB、およびＮDCは、それぞれ映像搬送波信号９３、カラー副搬送波信号９４、および音声搬送波信号９５の電界強度に基づいて決定することが好適である。すなわち、電界強度が大きい妨害波信号を含む周波数帯域程、分割周波数帯域を狭くして含まれるサブキャリアの数を少なくし、パイロット信号を含むサブキャリアの数を減少させる。
【００６７】
図５（ａ）の場合、映像搬送波信号９３、カラー副搬送波信号９４および音声搬送波信号９５は狭い帯域に電力が集中する信号である。したがって、映像搬送波信号９３を含む分割周波数帯域ＤFA、ならびにカラー副搬送波信号９４および音声搬送波信号９５を含む分割周波数帯域ＤFCを分割周波数帯域ＤFBより狭くすることが好ましい。すなわち、分割周波数帯域ＤFAに含まれるサブキャリアの数ＮDAおよび分割周波数帯域ＤFCに含まれるサブキャリアの数ＮDC は、分割周波数帯域ＤFBに含まれるサブキャリアの数ＮDB より少なくすることが好ましいといえる。ただし、分割周波数帯域ＤFAおよびＤFCには、少なくともパイロット信号を含むサブキャリアが含まれている必要がある。また、分割周波数帯域ＤFBには、映像搬送波信号９３、カラー副搬送波信号９４、および音声搬送波信号９５のような狭い帯域に電力が集中する妨害波信号が存在しないため、分割周波数帯域ＤFBに含まれるサブキャリアの数ＮDBは、分割周波数帯域ＤFAおよびＤFCのそれぞれに含まれるサブキャリアの数ＮDAおよびＮDCのいずれよりも大きくすることが好ましい。
【００６８】
この例のようにＯＦＤＭ変調信号を分割することで、次のような効果が得られる。分割周波数帯域ＤFBに対しては、妨害波信号による影響を受けていないパイロット信号に基づいて加算合計パイロット信号Ｕが算出され、アナログ変調信号の影響を受けないウェイト係数が算出される。分割周波数帯域ＤFAおよびＤFCに対しては、妨害波の電界強度に応じた数のパイロット信号を加算合計パイロット信号Ｕの算出に寄与させることで、占有周波数帯域の全域から加算合計パイロット信号Ｕを算出する場合に比して、パイロット信号を含む特定のサブキャリアのみに生じる影響を指向性決定に対して支配的にすることができる。そのため、分割周波数帯域ＤFAおよびＤFCのそれぞれに対して算出されるウェイト係数の誤差を低減することができる。
【００６９】
また、電界強度が大きい妨害波信号を含む周波数帯域程、パイロット信号を含むサブキャリアの数を減少させることにより、狭い帯域に電力が集中する妨害波信号がパイロット信号を含む特定のサブキャリアのみに生じる影響を支配的にするという効果を強化することができる。各分割周波数帯域に含まれるサブキャリアの数ＮDA，ＮDB、およびＮDCの具体的な数は、アダプティブアレイアンテナ受信装置２が受信した信号を復調する装置において取得される情報の品質が最適化されるよう決定することが好ましい。
【００７０】
本発明の第１の実施形態に係るアダプティブアレイアンテナ受信装置１および第２の実施形態に係るアダプティブアレイアンテナ受信装置２には、次のような問題がある。ディジタルテレビ放送システム等においては、システムを構築する無線通信局間で信号の送受信を行うための無線通信回線が多数存在する。そこで、各無線通信回線に互いに異なる周波数を割り当てることで無線通信回線間の干渉を回避する周波数分離がなされている。また、このような周波数分離がなされているという条件の下、パイロット信号のパターンは複数の無線通信局で同一のものが用いられ、システム設計の容易化が図られている。
【００７１】
周波数分離では、周波数有効利用の観点から、所定の距離以上を隔てたエリアで確立される無線通信回線には同一周波数が用いられる、いわゆる周波数再利用がなされている。無線通信回線設計においては、周波数再利用によって同一の周波数が割り当てられた無線通信回線が互いに干渉することがないよう考慮される。しかしながら、無線通信回線設計が行われた後に、放送局や中継局が増設されたり、都市開発によって建造物が建設されたりすると、無線通信回線設計時には予期できなかった電波伝搬環境の変化が生じ、周波数分離が十分になされない可能性が生じる。この場合、他の無線通信回線から送信されアダプティブアレイアンテナ受信装置に到来する信号は、妨害波として受信されてしまうおそれがある。
【００７２】
また、周波数分離が十分になされている場合であっても、電界強度の強い単色雑音がアダプティブアレイアンテナ受信装置の近傍で発せられ、これが受信されると、他の無線通信回線から受信された無線信号が変調積によって周波数シフトし、本来受信すべき信号と重なって干渉を惹き起こすおそれもある。
【００７３】
このように、受信すべき無線信号、すなわち所望波と同一周波数の妨害波が受信され、かつ、この妨害波が自らのシステムと同一のシステムを構成する無線通信局から送信された信号によるものである場合、妨害波に含まれるパイロット信号のパターンは、所望波に含まれるそれと一致してしまう。これは、上述のように、周波数分離を前提としたパイロット信号のパターンの同一化が図られているためである。その結果、アダプティブアレイアンテナ受信装置の指向性の最大方向を所望波が到来する方向に向け、当該指向性のヌルを妨害波の方向に向けることができないという問題が生じる。
【００７４】
次に説明する第３の実施形態は、このような問題に対してなされたものである。すなわち、第３の実施形態は、所望波の周波数と同一周波数であり、所望波が含むパイロット信号と同一のパイロット信号を含む妨害波が到来した場合であっても、所望波の方向に指向性の最大方向を向け、妨害波の方向に指向性のヌルを向けるよう指向性が制御されるアダプティブアレイアンテナ受信装置を実現する。
【００７５】
図６に第３の実施形態のアダプティブアレイアンテナ受信装置３の構成を示す。図１に示すアダプティブアレイアンテナ受信装置１と同一の構成部については同一の符号を付し、その説明を省略する。
【００７６】
アダプティブアレイアンテナ受信装置３は、アンテナブランチ５５−１〜５５−Ｌ、パイロット信号／硬判定指向性決定受信部３ａを備えて構成される。アンテナ５０−ｉで受信された信号は、受信部１０−ｉ、ＦＦＴ演算部１４−ｉを経てパイロット信号／硬判定指向性決定受信部３ａに入力される。パイロット信号／硬判定指向性決定受信部３ａに入力された信号は、ウェイト係数乗算部１１−ｉで振幅または位相の少なくともいずれかの変化を受けて合成部１２に入力される。合成部１２はウェイト係数乗算部１１−１〜１１−Ｌから入力された信号を合成して出力する。合成部１２が出力する信号は、パイロット信号／硬判定指向性決定受信部３ａの出力信号、すなわち、アダプティブアレイアンテナ受信装置３の出力信号として出力される。
【００７７】
合成部１２が出力する信号からは、信号抽出部１３によってパイロット信号とデータ信号が抽出される。合成部１２が出力する信号から抽出されたパイロット信号は、パイロット信号ベクトルとして加算合計部２２ｂに入力される。ここに、パイロット信号ベクトルのベクトルの語は、先に説明したように、単位ＯＦＤＭシンボル３２から抽出された複数のサブキャリアデータをベクトル成分として有するベクトルを意味し、以下、同様の定義でベクトルの語を用いる。加算合計部２２ｂはパイロット信号ベクトルのベクトル成分をなすシンボルを加算合計した結果であるパイロット信号加算合計値を算出して出力する。
【００７８】
また、参照パイロット信号生成部３０から出力される参照パイロット信号は、参照パイロット信号ベクトルとして加算合計部２２ａに入力され、加算合計部２２ａは参照パイロット信号ベクトルのベクトル成分をなすシンボルを加算合計した結果である参照パイロット信号加算合計値を算出して出力する。
【００７９】
減算部３１においては、参照パイロット信号加算合計値からパイロット信号加算合計値が減算され、パイロット誤差ｄが算出される。
【００８０】
一方、信号抽出部１３から抽出されたデータ信号は、硬判定部２０に入力され硬判定が行われる。硬判定とは、現シンボルの位置に基づいてそのシンボルが本来あるべき位置を判定する処理をいう。その判定は、１つの区画が、変調方式によって定義されているシンボルの位置を１つ含むようシンボル座標平面を区切り、１区画内に存在するシンボルは、その１区画内のいかなる位置に存在する場合であっても、１区画内で１つ定義されているシンボル位置に存在するものとみなすものである。例えば、図７のシンボルＡは、区画（３，−５）内の６４ＱＡＭ変調方式では定義されていない位置に存在する。そこで、硬判定においては区画（３，−５）内に位置するシンボルＡは、座標点（３，−５）に位置するものとみなして、シンボルの値を校正して出力する。以下の説明では、硬判定が行われた後のデータ信号を硬判定データ信号とする。なお、シンボルが真値から大きくずれて、そのシンボルが本来あるべき位置を含む区画の外に出たときは、そのシンボルが本来あるべき位置の判定を行うことが不可能となり、硬判定誤りを生ずることとなる。
【００８１】
硬判定部２０から出力される硬判定データ信号は、硬判定データ信号ベクトルとして加算合計部２２ｃに入力される。
【００８２】
加算合計部２２ｃは硬判定データ信号ベクトルのベクトル成分をなすシンボルを加算合計した結果である硬判定データ信号加算合計値を算出して出力する。また、同様にして、信号抽出部１３から抽出されたデータ信号は、データ信号ベクトルとして加算合計部２２ｄに入力される。加算合計部２２ｄはデータ信号ベクトルのベクトル成分をなすシンボルを加算合計した結果であるデータ信号加算合計値を算出して出力する。
【００８３】
減算部２１においては硬判定データ信号加算合計値からデータ信号加算合計値が減算され、さらに加算部２３においてはその減算結果にパイロット誤差ｄが加算されて、パイロット・硬判定誤差ｅが算出される。
【００８４】
アンテナブランチ５５−ｉからパイロット信号／硬判定指向性決定受信部３ａに入力された信号は、ウェイト係数乗算部１１−ｉに入力される他、別系統で加算合計部４１−ｉに入力されている。加算合計部４１−ｉにおいては、入力された信号に含まれるパイロット信号ベクトルのベクトル成分をなすシンボル、および入力された信号に含まれるデータ信号ベクトルのベクトル成分をなすシンボルを加算合計し、傍系信号加算合計値として出力する。
【００８５】
なお、傍系信号加算合計値を算出する構成部は、アレイアンテナの素子数と同じ数だけ設けられており、ウェイト係数Ｗ1〜ＷLの要素それぞれについて傍系信号加算合計値が算出される。
【００８６】
アダプティブ処理部４０は、パイロット・硬判定誤差ｅと、ウェイト係数Ｗ1〜ＷLのそれぞれについて算出された傍系信号加算合計値に基づいてウェイト係数Ｗ1〜ＷLを算出し、算出されたウェイト係数Ｗ1〜ＷLを出力する。
【００８７】
パイロット・硬判定誤差ｅは、受信信号から得られたパイロット信号のパターンと、自ら生成したパイロット信号のパターンの差異のみならず、受信信号から抽出されたシンボルの本来あるべき状態からのずれを、単位ＯＦＤＭシンボル３２ごとに反映したものである。先述のように、パイロット信号のパターンは複数の無線通信局で同一のものが用いられているため、パイロット信号のパターンの差異を小さくするようにアダプティブアレイアンテナ受信装置３の指向性を制御しても、必ずしも所望波が到来する方向に指向性の最大方向が向けられ、妨害波が到来する方向に指向性のヌルが向けられるとは限らない。一方、複数の無線通信局が送信するデータ信号は互いに異なるため、妨害波は受信信号から抽出されるシンボルを本来あるべき状態からずらしめるよう作用するはずである。そこで、シンボルの状態が本来あるべき状態からのずれを小さくするように指向性を制御すれば、所望波が到来する方向に指向性の最大方向を向け、妨害波が到来する方向に指向性のヌルを向けることができ、本実施形態はこの原理を適用している。さらに、パイロット・硬判定誤差ｅは、単位ＯＦＤＭシンボル３２ごとにパイロット信号とデータ信号のそれぞれからベクトルを抽出し、抽出されたベクトルのベクトル成分をなすシンボルの加算合計値に基づいて算出される誤差であるため、マルチパス干渉に対する耐性を高めることができる。
【００８８】
第３の実施形態に係るアダプティブアレイアンテナ受信装置３では、パイロット・硬判定誤差ｅを算出するため、ＯＦＤＭシンボルに含まれるデータ信号が呈する全てのシンボルについて硬判定を行い、硬判定が行われたすべてのシンボルに基づいて硬判定データ信号加算合計値を算出する。また、これまでの説明では硬判定が誤りを生ずることなく行われることを前提としてきた。しかしながら、希望波対妨害波比あるいは希望波対雑音比が小さくなると、硬判定誤りを生ずる確率が高くなり、硬判定データ信号加算合計値が真値から大きくずれてしまい、指向性を確実に制御することが困難となる。
【００８９】
また、先述の例では、単位ＯＦＤＭシンボル３２は５６１７個のサブキャリアデータから構成され、そのうちの４６８個にパイロット信号が、５１４９個にデータ信号が割り当てられている。この例からもわかるように、データ信号はパイロット信号の１０倍もの情報を有し、データ信号が呈するすべてのシンボルの値を反映させてパイロット・硬判定誤差ｅを算出することは冗長度を増大せしめ、高速処理の観点から不利であるといえる。
【００９０】
そこで、データ信号が呈するシンボルのうち硬判定誤りが生じている確率が低いシンボルのみを、パイロット・硬判定誤差ｅの算出に寄与させることとしたものが図８に示す第４の実施形態に係るアダプティブアレイアンテナ受信装置４である。
【００９１】
アダプティブアレイアンテナ受信装置４は、アンテナブランチ５５−１〜５５−Ｌおよびパイロット信号／硬判定指向性決定受信部４ａを備えて構成される。アダプティブアレイアンテナ受信装置４では、硬判定部２０の後段に四隅検出部２４を設け、四隅検出部２４の制御によって動作する間引き部２５ａ，２５ｂ，および４４−１〜４４−Ｌをそれぞれ加算合計部２２ｃ，２２ｄ，および４１−１〜４１−Ｌに前置した点が、第３の実施形態に係るアダプティブアレイアンテナ受信装置３と異なる。以下の説明においては、第３の実施形態に係るアダプティブアレイアンテナ受信装置３と同一の構成部については同一の符号を付し、説明を省略する。
【００９２】
本実施形態では、硬判定データ信号が呈するシンボルのうち、シンボル座標平面上において四隅に配置されるシンボルは、硬判定誤り確率が低いという性質を利用している。以下、シンボル座標平面上において四隅に配置されているシンボルを四隅シンボルとする。図９の６４ＱＡＭ変調方式の例では、座標点（７，７）、（−７，７）、（−７，−７）、（７，−７）に位置するシンボルが四隅シンボルということになる。例えば、希望波と妨害波が同時に受信されている結果、データ信号が呈するシンボルが真値から半径√２の円内に一様な頻度で生ずる場合について考える。このとき、硬判定によりシンボルが図９の座標点（３，１）に存在するものであると判定されたとしても、これが座標点（１，１）、（３，−１）、（５，１）、（３，３）のうちいずれかに存在するものであると判定すべきであったところの誤りである蓋然性がある。すなわち、データ信号が呈するシンボルが真値から半径√２の円内に一様な頻度で生ずるものとすれば、硬判定誤り確率は４／５＝０．８である。ただし、実際には円の中心に近い程、シンボル発生頻度が高くなるため、硬判定の誤り確率はこれより低い値となる。一方、同一条件下、硬判定によりシンボルが図９の座標点（７，７）に存在すると判定されたとしても、これが座標点（５，７）、（７，５）のうちいずれかに存在するものであると判定すべきであったところの誤りである蓋然性があり、硬判定誤り確率は２／３＝０．６７である。この例からもわかるように、シンボル座標平面上において四隅に配置されるシンボルは、それ以外の位置に配置されるものに比して硬判定誤り確率が低く、四隅シンボルのみをパイロット・硬判定誤差ｅの算出に寄与させることは、妨害波、雑音の存在下で指向性を最適に決定するという観点から得策であるといえる。
【００９３】
間引き部２５ａは、硬判定部２０から入力された硬判定データ信号ベクトルのベクトル成分をなすシンボルを加算合計する際に、そして、間引き部２５ｂは、信号抽出部１３から入力されたデータ信号ベクトルのベクトル成分をなすシンボルを加算合計する際に、四隅シンボルのみを加算するように動作するものである。
【００９４】
四隅検出部２４は、硬判定データ信号ベクトルのベクトル成分をなすシンボルが、四隅シンボルであることを検出し間引き部２５ａおよび２５ｂを制御する。すなわち、四隅検出部２４は、四隅検出部２４に四隅シンボルが入力されたときのみ、加算合計部２２ｃ、２２ｄへシンボルの値を入力するよう間引き部２５ａおよび２５ｂを制御するのである。これによって、硬判定データ信号加算合計値およびデータ信号加算合計値は四隅シンボルのみの加算によって算出されることになる。
【００９５】
第３の実施形態と同様、アンテナブランチ５５−ｉからパイロット信号／硬判定指向性決定受信部４ａに入力された信号は、ウェイト係数乗算部１１−ｉに入力される他、別系統で信号抽出部４３−ｉに入力される。信号抽出部４３−ｉから抽出されたパイロット信号は、パイロット信号ベクトルとして加算合計部４１−ｉに入力される。また、信号抽出部４３−ｉから抽出されたデータ信号は、データ信号ベクトルとして間引き部４４−ｉへ入力される。間引き部４４−ｉは四隅検出部２４の制御によって、四隅シンボルの値のみを加算合計部４１−ｉに入力する。加算合計部４１−ｉは、パイロット信号ベクトルのベクトル成分をなすシンボルと、データ信号ベクトルのベクトル成分の一部をなす四隅シンボルの加算合計値を算出し、傍系信号加算合計値としてアダプティブ処理部４０に入力する。
【００９６】
なお、傍系信号加算合計値を算出する構成部は、アレイアンテナの素子数と同じ数だけ設けられており、ウェイト係数Ｗ1〜ＷLのそれぞれについて傍系信号加算合計値が算出される。
【００９７】
アダプティブ処理部４０が、パイロット・硬判定誤差ｅと傍系信号加算合計値に基づいてウェイト係数Ｗiを算出し、算出されたウェイト係数Ｗiを出力する動作については図６のアダプティブアレイアンテナ受信装置３と同様である。パイロット信号／硬判定指向性決定受信部４ａの出力信号は、アダプティブアレイアンテナ受信装置４の出力信号として出力される。
【００９８】
本発明の第４の実施形態に係るアダプティブアレイアンテナ受信装置４では、パイロット信号ベクトルのベクトル成分をなすシンボル、あるいはデータ信号ベクトルのベクトル成分をなすシンボルを加算合計することによってパイロット・硬判定誤差ｅと傍系信号加算合計値を算出している。このようなシンボルが、シンボル座標平面上に均一かつ同一頻度で現れるものとすると、パイロット信号ベクトルのベクトル成分をなすシンボル、あるいはデータ信号ベクトルのベクトル成分をなすシンボルの加算合計値は零に近い値となる。例えば、データ信号ベクトルのベクトル成分をなすシンボルのうち四隅シンボルのみを加算合計する場合について考えると、図１０に示されるように、この加算合計はベクトル合成演算であるため零に近い値となる。
【００９９】
これによって、第４の実施形態においては、参照パイロット信号加算合計値、四隅シンボルのみによって算出されたデータ信号加算合計値、および四隅シンボルのみによって算出された硬判定データ信号加算合計値の値が著しく小さくなってしまう。これらの値にアダプティブアレイアンテナ受信装置４で受信された干渉信号や雑音が重畳されると、これらの値の有効桁が干渉信号や雑音に埋もれてしまい、アダプティブアルゴリズムの実行に支障をきたし、指向性を制御することが困難となる。
【０１００】
そこで、本発明の第５の実施形態に係るアダプティブアレイアンテナ受信装置５においては、パイロット信号ベクトルのベクトル成分をなすシンボル、あるいはデータ信号ベクトルのベクトル成分をなすシンボルを、シンボル座標平面の原点を通る直線上に回転移動し、その後加算合計することによってパイロット・硬判定誤差ｅと傍系信号加算合計値を算出することとした。回転移動先の直線は、シンボル座標平面の原点を通る直線であれば任意のものでよいが、座標軸をこれに選ぶことによって計算処理が簡便になる。
【０１０１】
図１１（ａ）はＢＰＳＫ変調されたパイロット信号が呈するシンボルの回転移動の例を示しており、同相成分軸（Ｉ軸）の正値側にシンボルを回転移動させる様子を示している。これを複素平面とみなせば、この回転演算は、複素信号表現のパイロット信号にｅ-jθpを乗ずることを意味する。ここに、θpはパイロット信号が呈するシンボルのＩ軸に対する偏角であり、図１１（ａ）の点Ｂ０ではθp＝０、点Ｂ１ではθp＝πである。また、図１１（ｂ）は６４ＱＡＭ変調されたデータ信号が呈する四隅シンボルの回転移動の例を示しており、同相成分軸（Ｉ軸）の正値側にシンボルを回転移動させる様子を示している。これを複素平面とみなせば、この回転演算は、複素信号表現のデータ信号にｅ-jθdを乗ずることを意味する。ここに、θdはデータ信号が呈するシンボルのＩ軸に対する偏角であり、図１１（ｂ）の、点Ｃ０、点Ｃ１、点Ｃ２、点Ｃ３のそれぞれについて、θp＝π／４、３π／４、−π／４、−３π／４となる。
【０１０２】
図１２に本実施形態に係るアダプティブアレイアンテナ受信装置５の構成を示す。アダプティブアレイアンテナ受信装置５は、アンテナブランチ５５−１〜５５−Ｌおよびパイロット信号／硬判定指向性決定受信部５ａを備えて構成される。加算合計部２２ａ，２２ｂ，２２ｃ，２２ｄ，および４１−ｉに回転演算子を乗ずるための乗算部２７ａ，２７ｂ，２７ｃ，２７ｄ，４６ａ−ｉおよび４６ｂ−ｉをそれぞれ前置し、乗算部２７ａ，２７ｂ，２７ｃ，２７ｄ，４６ａ−ｉ、および４６ｂ−ｉに入力される回転演算子を生成する回転演算子生成部２６ａ，２６ｂ，４５ａおよび４５ｂをそれぞれ設けた点が、第４の実施形態に係るアダプティブアレイアンテナ受信装置４と異なる。以下の説明においては、第４の実施形態に係るアダプティブアレイアンテナ受信装置４と同一の構成部については同一の符号を付し、説明を省略する。
【０１０３】
回転演算子生成部２６ａは、参照パイロット信号生成部３０から出力される参照パイロット信号ベクトルのベクトル成分をなすシンボルから、シンボル座標平面上での偏角θpを算出し、回転演算子ｅ-jθpを算出して乗算部２７ａおよび乗算部２７ｂに入力する。
【０１０４】
参照パイロット信号生成部３０から出力された参照パイロット信号は、乗算部２７ａにおいて回転演算子ｅ-jθpによる回転演算が施され、回転後参照パイロット信号ベクトルとして加算合計部２２ａに入力される。加算合計部２２ａは回転後参照パイロット信号ベクトルのベクトル成分をなすシンボルを加算し、その加算合計値である回転後参照パイロット信号加算合計値を算出して出力する。
【０１０５】
図８のアダプティブアレイアンテナ受信装置４と同様、アンテナブランチ５５−ｉからパイロット信号／硬判定指向性決定受信部５ａに入力された信号は、ウェイト係数乗算部１１−ｉで振幅または位相の少なくともいずれかの変化を受けて合成部１２に入力される。合成部１２は、ウェイト係数乗算部１１−１〜１１−Ｌから入力された信号を合成し、パイロット信号／硬判定指向性決定受信部５ａの出力信号、すなわち、アダプティブアレイアンテナ受信装置５の出力信号として出力される。
【０１０６】
合成部１２が出力する信号からは、信号抽出部１３によってパイロット信号が抽出される。合成部１２が出力する信号から抽出されたパイロット信号は、乗算部２７ｂにおいて回転演算子ｅ-jθpによる回転演算が施され、回転後パイロット信号ベクトルとして加算合計部２２ｂに入力される。加算合計部２２ｂは回転後パイロット信号ベクトルのベクトル成分をなすシンボルを加算合計した結果である回転後パイロット信号加算合計値を算出して出力する。
【０１０７】
減算部３１においては、回転後参照パイロット信号加算合計値から回転後パイロット信号加算合計値が減算され、パイロット誤差ｄが算出される。
【０１０８】
また、合成部１２が出力する信号からは、信号抽出部１３によってパイロット信号の他、データ信号が抽出され、硬判定部２０に入力される。硬判定部２０は、硬判定の結果を硬判定データ信号ベクトルとして出力する。
【０１０９】
回転演算子生成部２６ｂは、硬判定データ信号ベクトルのベクトル成分をなすシンボルのシンボル座標平面上での偏角θdを算出し、回転演算子ｅ-jθdを算出して乗算部２７ｃおよび乗算部２７ｄに入力する。
【０１１０】
また、硬判定部２０から出力された硬判定データ信号ベクトルは間引き部２５ａに入力され、間引き部２５ａによって、硬判定データ信号ベクトルのベクトル成分の一部をなす四隅シンボルのみが乗算部２７ｃに入力される。間引き部２５ａは、第２の実施形態において説明したように、硬判定データ信号ベクトルに対して四隅検出を行う四隅検出部２４の制御によって動作する。乗算部２７ｃに入力された硬判定データ信号ベクトルのベクトル成分の一部をなす四隅シンボルは、回転演算子ｅ-jθdによる回転演算が施され、回転後硬判定データ信号ベクトルとして加算合計部２２ｃに入力される。加算合計部２２ｃは回転後硬判定データ信号ベクトルのベクトル成分をなすシンボルを加算合計した結果である回転後硬判定データ信号加算合計値を算出する。
【０１１１】
他方、信号抽出部１３によって抽出されたデータ信号は、データ信号ベクトルとして硬判定部２０に入力される他、硬判定がなされずに別系統で間引き部２５ｂに入力される。間引き部２５ｂは、データ信号ベクトルをなすシンボルのうち四隅シンボルのみを乗算部２７ｄに入力する。乗算部２７ｄに入力されたデータ信号ベクトルのベクトル成分の一部をなす四隅シンボルは、回転演算子ｅ-jθdによる回転演算が施され、回転後データ信号ベクトルとして加算合計部２２ｄに入力される。加算合計部２２ｄは回転後データ信号ベクトルのベクトル成分をなすシンボルを加算合計した結果である回転後データ信号加算合計値を算出する。
【０１１２】
減算部２１においては、回転後硬判定データ信号加算合計値から回転後データ信号加算合計値が減算され、さらに加算部２３においてその減算結果にパイロット誤差ｄが加算されて、パイロット・硬判定誤差ｅが算出される。
【０１１３】
第４の実施形態と同様、アンテナブランチ５５−ｉからパイロット信号／硬判定指向性決定受信部５ａに入力された信号は、ウェイト係数乗算部１１−ｉに入力される他、別系統で信号抽出部４３−ｉに入力される。信号抽出部４３−ｉから抽出されたパイロット信号ベクトルは乗算部４６ａ−ｉにおいて回転演算子ｅ-jθpによる回転演算が施され、回転後傍系パイロット信号ベクトルとして加算合計部４１−ｉに入力される。
【０１１４】
また、信号抽出部４３−ｉから抽出されたデータ信号は、データ信号ベクトルとして間引き部４４−ｉに入力される。間引き部４４−ｉは、データ信号ベクトルのベクトル成分をなすシンボルのうち四隅シンボルのみを乗算部４６ｂ−ｉに入力する。乗算部４６ｂ−ｉに入力されたデータ信号ベクトルのベクトル成分の一部をなす四隅シンボルは、回転演算子ｅ-jθdによる回転演算が施され、回転後傍系データ信号ベクトルとして加算合計部４１−ｉに入力される。
【０１１５】
なお、回転演算に際して回転演算子生成部４５ａは、参照パイロット信号生成部３０から出力される参照パイロット信号ベクトルのベクトル成分をなすシンボルから、シンボル座標平面上での偏角θpを算出し、回転演算子ｅ-jθpを算出して乗算部４６ａ−ｉに入力する。同様に、回転演算子生成部４５ｂは、硬判定データ信号ベクトルのベクトル成分をなすシンボルから、シンボル座標平面上での偏角θdを算出し、回転演算子ｅ-jθdを算出して乗算部４６ｂ−ｉに入力する。
【０１１６】
加算合計部４１−ｉにおいては、回転後傍系パイロット信号ベクトルのベクトル成分をなすシンボルと、回転後傍系データ信号ベクトルのベクトル成分をなすシンボルの加算合計値が算出され、回転後傍系信号加算合計値としてアダプティブ処理部４０に入力される。
【０１１７】
なお、回転後傍系信号加算合計値を算出する構成部は、アレイアンテナの素子数と同じ数だけ設けられており、ウェイト係数Ｗ1〜ＷLのそれぞれについて回転後傍系信号加算合計値が算出される。
【０１１８】
アダプティブ処理部４０が、パイロット・硬判定誤差ｅと回転後傍系信号加算合計値に基づいてウェイト係数Ｗiを算出し、算出されたウェイト係数Ｗiを出力する動作については図８のアダプティブアレイアンテナ受信装置４と同様である。
【０１１９】
第５の実施形態に係るアダプティブアレイアンテナ受信装置５では、回転後傍系信号加算合計値を算出する構成部に、信号抽出部４３−ｉ、回転演算子生成部４５ａおよび４５ｂ、乗算部４６ａ−ｉおよび４６ｂ−ｉ、間引き部４４−ｉ、ならびに加算合計部４１−ｉが含まれ、構成が複雑であり演算量が膨大なものとなっている。また、当該構成部は、アンテナ素子数と同じ数だけ設けられるため、当該構成部を簡単な構成とすることは、装置全体の構成簡便化への寄与が大きいといえる。
【０１２０】
そこで、図１３に示す本実施形態に係るアダプティブアレイアンテナ受信装置６では、回転後傍系信号加算合計値を算出するための、信号抽出部４３−ｉ、間引き部４４−ｉ、回転演算子生成部４５ａおよび４５ｂを特に設けない構成とした。以下、図１２のアダプティブアレイアンテナ受信装置５と同一の構成部については同一の符号を付し、その説明を省略する。アダプティブアレイアンテナ受信装置６は、アンテナブランチ５５−１〜５５−Ｌおよびパイロット信号／硬判定指向性決定受信部６ａを備えて構成される。アンテナブランチ５５−ｉからパイロット信号／硬判定指向性決定受信部６ａに入力された信号は、ウェイト係数乗算部１１−ｉに入力される他、回転後傍系信号加算合計値を算出するため、別系統で受信信号ベクトルＸとして乗算部４６−ｉに入力される。この乗算部４６−ｉで掛け合わされる演算量は、演算子配置ベクトルＨであり、演算子配置部２８によって算出される。
【０１２１】
図１４（ａ）は、演算子配置部２８が算出する演算子配置ベクトルＨを示す。図１４（ａ）に示されているｋは周波数領域ＯＦＤＭ変調信号のサブキャリアデータの数である。単位ＯＦＤＭシンボル３２のサブキャリアに対応して、回転演算子生成部２６ａが算出した回転演算子ｅ-jθpおよび回転演算子生成部２６ｂが算出した回転演算子ｅ-jθdが配置される。また、四隅シンボル以外のシンボルについては、演算を作用させる必要がないため零が配置される。
【０１２２】
演算子配置ベクトルＨは乗算部４６−ｉに入力され、回転後傍系信号加算合計値を算出するため、乗算部４６−ｉに入力された受信信号ベクトルＸ−ｉに掛け合わされる。図１４（ｂ）は受信信号ベクトルＸ−ｉの構成を示す。演算子配置ベクトルＨは、四隅シンボル以外のシンボルについては零が配置されており、この零の配置は第５の実施形態における間引き部４４−ｉと同様に作用する。また、θK＝ψKの関係があるため、受信信号ベクトルＸ−ｉのベクトル成分をなすシンボルは、同相成分軸に回転移動される。図１４（ｃ）はこのように回転移動された結果である受信信号ベクトルＹ−ｉの構成を示す。乗算部４６−ｉにおいて演算子配置ベクトルＨが掛け合わされて出力された受信信号ベクトルＹ−ｉは、加算合計部４１−ｉに入力され、そのベクトル成分をなすシンボルが加算合計されて、回転後傍系信号加算合計値としてアダプティブ処理部４０に入力される。
【０１２３】
なお、回転後傍系信号加算合計値を算出する構成部は、アレイアンテナの素子数と同じ数だけ設けられており、ウェイト係数Ｗ1〜ＷLのそれぞれについて回転後傍系信号加算合計値が算出される。
【０１２４】
アダプティブ処理部４０が、パイロット・硬判定誤差ｅと回転後傍系信号加算合計値に基づいてウェイト係数を算出し、算出されたウェイト係数Ｗiを出力する動作については図１２のアダプティブアレイアンテナ受信装置５と同様である。パイロット信号／硬判定指向性決定受信部６ａの出力信号は、アダプティブアレイアンテナ受信装置６の出力信号として出力される。
【０１２５】
また、ここでは、シンボルを同相成分軸上に回転移動させる実施形態となっているが、原点を通る任意の直線上に回転移動させる構成も可能であることはいうまでもない。
【０１２６】
アダプティブアレイアンテナ受信装置３〜６は、データ信号におけるシンボルの本来あるべき状態からのずれを小さくするように指向性を決定する。これによって、複数の無線通信局で同一のパイロット信号のパターンが用いられていたとしても、所望波が到来する方向に指向性の最大値を向け、妨害波が到来する方向に指向性のヌルを向けることができる。また、アダプティブアレイアンテナ受信装置３〜６は、加算合計パイロット信号に基づいてウェイト係数を算出する構成とし、パイロット信号を含む特定のサブキャリアのみに生じる影響をＯＦＤＭ変調信号の占有周波数帯域内での指向性決定に対して非支配的にすることで、当該特定のサブキャリアのみに生じる影響によるウェイト係数の誤差を低減するものである。しかし、これはあくまでも特定のサブキャリアのみに生じる影響が、占有周波数帯域の全域での指向性決定に悪影響を及ぼす程度を低減させるものである。したがって、特定のサブキャリアのみに生じる影響が占有周波数帯域の全域での指向性決定に悪影響を及ぼす程度が最小となるよう、さらには受信したＯＦＤＭ変調信号を復調する装置が取得する情報品質の劣化が最小となるよう最適化されるものではない。例えば、妨害波の周波数が既知である場合、その妨害波の周波数帯域内においてはパイロット信号を含む特定のサブキャリアのみに生じる影響を支配的とした方が好ましい場合がある。さらに、狭い帯域に電力が集中するような妨害波が存在する場合には、このように指向性決定が最適になされないことによる情報品質の劣化が特に顕著となる。次に説明する第７の実施形態はこのような問題を解決するものである。
【０１２７】
図１５に本発明の第７の実施形態に係るアダプティブアレイアンテナ受信装置７の構成を示す。アダプティブアレイアンテナ受信装置７は、アンテナブランチ５５−１〜５５−Ｌ、区間抽出部９０−１−１〜９０−Ｌ−ｖ、パイロット信号／硬判定指向性決定受信部９１−１〜９１−ｖ、ＯＦＤＭシンボル再生部９２を備えて構成される。図２に示すアダプティブアレイアンテナ受信装置２と同一の構成部については同一の符号を付してその説明を省略する。
【０１２８】
図１５のアダプティブアレイアンテナ受信装置７は、図２のアダプティブアレイアンテナ受信装置２のパイロット信号指向性決定受信部１ａ−１〜１ａ−ｖをそれぞれパイロット信号／硬判定指向性決定受信部９１−１〜９１−ｖに置き換えたものである。パイロット信号／硬判定指向性決定受信部９１−１〜９１−ｖとしては、アダプティブアレイアンテナ受信装置３〜６に適用されているパイロット信号／硬判定指向性決定受信部３ａ，４ａ，５ａ、または６ａと同一のものを適用することができる。
【０１２９】
本発明の第７の実施形態に係るアダプティブアレイアンテナ受信装置７では、第２の実施形態に係るアダプティブアレイアンテナ受信装置２と同様、周波数領域ＯＦＤＭ変調信号をｖ個の分割区間信号Ｄ1〜Ｄvに分割し、分割区間信号Ｄ1〜Ｄvのそれぞれについて、パイロット信号／硬判定指向性決定受信部９１−１〜９１−ｖのそれぞれが指向性を決定する構成となっている。時間領域ＯＦＤＭ変調信号との関係から、これは占有周波数をｖ個の分割周波数帯域ＤF1〜ＤFvのそれぞれについて指向性を決定していると考えることができることは上述の通りである。さらに、１つの分割周波数帯域ＤFjに対する指向性の決定に際しては、加算合計パイロット信号および硬判定信号に基づいてウェイト係数を算出し、指向性を決定する構成としている。
【０１３０】
分割周波数帯域ＤF1〜ＤFvのそれぞれに含ませるサブキャリアの数を、妨害波の周波数、および妨害波の電界強度に応じて決定することで、アダプティブアレイアンテナ受信装置７が受信した信号を復調する装置において取得される情報の品質を最適化することができることは第２の実施形態に係るアダプティブアレイアンテナ受信装置２と同様である。本実施形態では、さらに、複数の無線通信局で同一のパイロット信号のパターンが用いられていたとしても、所望波が到来する方向に指向性の最大値を向け、妨害波が到来する方向に指向性のヌルを向けることができる。
【図面の簡単な説明】
【０１３１】
【図１】第１の実施形態に係るアダプティブアレイアンテナ受信装置の構成を示す図である。
【図２】第２の実施形態に係るアダプティブアレイアンテナ受信装置の構成を示す図である。
【図３】パイロット信号指向性決定受信部の構成を示す図である。
【図４】時間領域ＯＦＤＭ変調信号と周波数領域ＯＦＤＭ変調信号を示す図である。
【図５】アナログテレビ放送システムのアナログ変調信号と時間領域ＯＦＤＭ変調信号を示す図である。
【図６】第３の実施形態に係るアダプティブアレイアンテナ受信装置の構成を示す図である。
【図７】６４ＱＡＭ変調信号の硬判定について説明する図である。
【図８】第４の実施形態に係るアダプティブアレイアンテナ受信装置の構成を示す図である。
【図９】四隅シンボルの方がその他のシンボルに比して硬判定誤りが小さいことを説明する図である。
【図１０】四隅シンボルの加算合計値が零に近い値となることを説明する図である。
【図１１】シンボルの回転移動の例を示す図である。
【図１２】第５の実施形態に係るアダプティブアレイアンテナ受信装置の構成を示す図である。
【図１３】第６の実施形態に係るアダプティブアレイアンテナ受信装置の構成を示す図である。
【図１４】演算子配置ベクトルＨ、受信信号ベクトルＸ、および受信信号ベクトルＹの構成を示す図である。
【図１５】第７の実施形態に係るアダプティブアレイアンテナ受信装置の構成を示す図である。
【図１６】送信装置の構成を示す図である。
【図１７】ＯＦＤＭ変調信号とディジタルデータの構成を示す図である。
【図１８】従来技術におけるアダプティブアレイアンテナ受信装置の構成を示す図である。
【図１９】マルチパス干渉を受けた受信信号の様子と復調後の受信信号データを重ねて示した図である。
【符号の説明】
【０１３２】
１，２，３，４，５，６，７，９  アダプティブアレイアンテナ受信装置、１ａ  パイロット信号指向性決定受信部、３ａ，４ａ，５ａ，６ａ，９１−１〜９１−Ｖ  パイロット信号／硬判定指向性決定受信部、８  送信装置、９ａ  補間指向性決定受信部、１０−１〜１０−Ｌ  受信部、１１−１〜１１−Ｌ，５４−１〜５４−Ｌ  ウェイト係数乗算部、１２，５６  合成部、１３  信号抽出部、１４−１〜１４−Ｌ  ＦＦＴ演算部、１５，１７−１〜１７−Ｌ  パイロット信号抽出部、１６，２１，３１  減算部、１８，１００  ウェイト係数演算部、２０  硬判定部、２２ａ，２２ｂ，２２ｃ，２２ｄ，４１−１〜４１−Ｌ，４２−１〜４２−Ｌ，５２，５４  加算合計部、２３  加算部、２４  四隅検出部、２５ａ，２５ｂ，４４−１〜４４−Ｌ  間引き部、２６ａ，２６ｂ，４５ａ，４５ｂ  回転演算子生成部、２７ａ〜２７ｄ，４６，４６ａ，４６ｂ  乗算部、２８  演算子配置部、３２  単位ＯＦＤＭシンボル、４０  アダプティブ処理部、５０−１〜５０−Ｌ，５１  アンテナ、５５−１〜５５−Ｌ  アンテナブランチ、６０  パイロット信号挿入器、７０  変調部、７２  シングルキャリア変調器、７４  シリアル／パラレル変換器、７６  逆ＦＦＴ演算器、７８  パラレル／シリアル変換器、８０  送信部、９０−１−１〜９０−Ｌ−ｖ  区間抽出部、９２  ＯＦＤＭシンボル再生部、９３  映像搬送波信号、９４  カラー副搬送波信号、９５  音声搬送波信号、１１０  ウェイト係数補間部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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