(57)【要約】      （修正有）【課題】  受信側で最適受信である最尤検出を用いた場合，最小ビット誤り率を実現できるＭＩＭＯプリコーディングを提供することを目的とする。【解決手段】  送信ビット系列が入力端子１からシリアル・パラレル変換器２へ入力され，送信ストリーム数分のビット系列に分けられる。各ビット系列は変調回路３−１及び３−２へ入力され，変調信号が生成される。変調信号は，線形処理手段に相当する線形処理回路２８へ入力され，重み付け合成された後，送信信号として出力される。制御手段に相当する最小ビット誤り率規範制御回路２９は，伝送路のインパルス応答の推定値と受信機の信号対雑音比を入力し、最尤検出を行った際のビット誤り率を最小にするように，線形処理回路２８の重み付け係数を拘束条件の下制御する。送信信号は、それぞれ対応するアップコンバーターに入力され，ＲＦ周波数帯へ周波数変換された後，対応する送信アンテナで送信される。【選択図】  図６
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
変調信号に重み付け係数を乗算して合成することにより，複数の送信信号を生成する線形処理手段と，
上記送信信号を対応する複数のアンテナで送信する送信手段と，
受信機の信号対雑音比と伝送路のインパルス応答の情報を基に，受信機において最尤検出を行った際のビット誤り率を最小にするように，前記重み付け係数を拘束条件の下制御する制御手段とから構成されることを特徴とするＭＩＭＯプリコーディング方式。
【請求項２】
請求項１の前記制御手段は，前記送信信号の平均電力和を一定とする前記拘束条件を課すことを特徴とするＭＩＭＯプリコーディング方式。
【請求項３】
請求項１の前記制御手段は，前記送信信号の個々の平均電力を一定とする前記拘束条件を課すことを特徴とするＭＩＭＯプリコーディング方式。
【請求項４】
請求項１の前記制御手段は，最急降下法を用いて前記重み付け係数を逐次更新することを特徴とするＭＩＭＯプリコーディング方式。
【請求項５】
請求項１の前記線形処理手段は，サブキャリア毎に上記重み付け合成された変調信号を生成し，これらをＯＦＤＭ変調することで上記複数の送信信号を生成することを特徴とするＭＩＭＯプリコーディング方式。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】  本発明は，携帯電話システム等の無線通信に関するものであり，特に複数の送受信アンテナを用いて空間多重伝送を行うＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ｉｎｐｕｔ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ｏｕｔｐｕｔ）方式に関するものである。
【背景技術】
【０００２】  携帯電話システム等の無線通信において，周波数帯域を広げずに伝送速度を高める技術として，複数の送受信アンテナを用いて空間多重伝送を行うＭＩＭＯ伝送が注目を集めている。このＭＩＭＯ伝送の更なる特性改善を図る送信技術として，送信側で伝送路情報が既知の場合，伝送路に応じて送信信号に線形処理を施すプリコーディング技術が知られている。
図１に，従来のプリコーディング（非特許文献１参照）を用いた送信アンテナ数ＮＴ＝２の無線送信機の構成を示す。まず，送信ビット系列が入力端子１からシリアル・パラレル変換器２へ入力され，送信ストリーム数Ｍのビット系列に分けられる。ここではＭ＝２であり，各ビット系列は変調回路３−１及び３−２へ入力され，変調信号である複素シンボルが生成される。この複素シンボルはディジタル信号であり，同相成分と直交成分の２成分を持つが，一つの信号と見なす。以降ベースバンド帯の信号は全て，同相成分を実部，直交成分を虚部とする複素表示で表すものとする。変調信号は端子４−１と端子４−２を通り，線形処理手段に相当しプリコーディングを行う線形処理回路２８へ入力される。線形処理回路２８は複素乗算を行う乗算器６−１から６−４，複素加算を行う加算器７−１から７−２で構成されており，変調信号に重み付け係数を乗算して合成し，送信アンテナ数ＮＴの送信信号を生成して，端子８−１及び８−２へ出力する。この重み付け係数は，入力端子１４から入力する伝送路のインパルス応答を基に，制御手段に相当するＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ  Ｍｅａｎ−Ｓｑｕａｒｅｄ  Ｅｒｒｏｒ）規範制御回路１３が制御するが，その制御アルゴリズムについては後述する。送信信号はそれぞれ，対応するアップコンバーター１５−１及び１５−２へ入力され，ＲＦ周波数帯へ周波数変換された後，対応する送信アンテナ１６−１及び１６−２で送信される。アップコンバーター１５−１はＤ／Ａ変換器９，乗算回路１０と増幅器１１から構成され，Ａ／Ｄ変換器９は送信信号の同相成分及び直交成分をアナログ信号に変換する。乗算回路１０はアナログ信号の同相成分に発振器１２が出力するＲＦ周波数の搬送波を乗算し，アナログ信号の直交成分には位相を９０度回転した搬送波を乗算し，乗算結果を足し合わせ送信波として出力する。増幅器１１は送信波を増幅し，送信アンテナ１６−１へ出力する．ここで，アップコンバーター１５−１及び１５−２，送信アンテナ１６−１及び１６−２，発振器１２は送信手段に相当する。【０００３】  次に，図２に受信アンテナ数ＮＲ＝２とした従来のプリコーディング用受信機構成を示す。まず，受信アンテナ１７−１及び１７−２で，無線伝搬路を通った送信波，即ち受信波を受信する．ここでは，無線伝搬路は非周波数選択性フェージングと仮定する。受信波はそれぞれ，ダウンコンバーター２１−１及び２１−２に入力され，ＲＦ周波数帯からベースバンドに周波数変換された後，受信信号として出力される。ダウンコンバーター２１−１は，増幅器１１，乗算回路１８，低域通過フィルタ１９，及びＡ／Ｄ変換器２０から構成され，増幅器１１は受信波を増幅し，乗算回路１８は増幅された受信波に発振器１２が出力する搬送波と搬送波の位相を９０度回転したものをそれぞれ乗算して，２つの乗算結果を出力する。この乗算結果は低域通過フィルタ１９で高周波成分が除去された後，ベースバンド信号である受信信号の同相成分と直交成分が抽出される。Ａ／Ｄ変換器２０は受信信号をディジタル信号に変換して出力する。受信信号は線形受信回路３６へ入力され，変調信号を分離抽出するために線形処理を施される。分離された変調信号はそれぞれ，判定器２２−１及び２２−２に入力され，並列化した送信ビット系列の判定を行い，並列化した判定ビット系列が出力される。並列判定ビット系列はパラレル・シリアル変換器により，判定ビット系列に変換され出力端子２６から出力される。線形受信回路３６は複素乗算を行う乗算器６−５から６−８，複素加算を行う加算器７−３及び７−４から構成されるが，乗算器６−５から６−８で受信信号に乗算される重み付け係数は，重み付け係数推定回路２５が出力する。重み付け係数推定回路２５は伝送路のインパルス応答の推定値を基に重み付け係数を導出するが，この推定アルゴリズムについては後述する。なお，チャネルインパルス応答の推定値は，受信信号からチャネル推定回路２４が推定し出力する。【０００４】  図１のＭＭＳＥ規範制御回路１３の制御アルゴリズムと，図２の重み付け係数推定回路２５の推定アルゴリズムについて，図３を用いて詳述する。まず，図１の線形処理回路２８が変調信号をそのまま送信信号とする場合を考える。図３の左に示すように，変調回路３−１の出力である変調信号は，受信アンテナ１７−１や受信アンテナ１７−２にも到来する。変調回路３−２の出力である変調信号についても同様である。変調信号を分離検出するためには，図３の右に示すように，変調回路３−１の出力である変調信号が図２の線形受信回路３６の１つの出力端にのみ現れ，他の出力端には現れないようにする必要がある。変調回路３−２の出力である変調信号についても同様である。このように変調信号を分離検出すると，受信信号に含まれる雑音の電力を増加させ，ビット誤り率特性が劣化するという問題が生じる．雑音の電力を増加させないためには，線形処理回路２８が変調信号を直交化する必要がある。これを具体的に数式を用いて説明する。
まず，Ｍ＝ＮＴ＝ＮＲとし，ｋを１以上ＮＴ以下の整数，ｌを１以上ＮＲ以下の整数とし，第ｋ送信アンテナと第ｌ受信アンテナ間の伝搬路のインパルス応答をｈｌｋとする。このｈｌｋをｌ行ｋ列の要素とするＮＲ行ＮＴ列インパルス応答行列Ｈを，次式のように特異値分解する。
ＶＨＨＵ＝Σ                                                ・・・数式１
ここで，Ｈは複素共役転置を表し，ＵとＶはそれぞれ，ＮＴ行ＮＴ列のユニタリー行列及びＮＲ行ＮＲ列のユニタリー行列である。Σは非負の実数を対角要素とし，それ以外の要素は零となるＮＲ行ＮＴ列の行列であり，Ｍ＝ＮＴ＝ＮＲの場合対角行列となる。
変調信号の直交化は，図１の線形処理回路２８の乗算器６−１から６−４に，Ｕの要素を重み付け係数として設定することである。具体的には，乗算器６−１にはＵの１行１列の要素，乗算器６−２にはＵの２行１列の要素，乗算器６−３にはＵの１行２列の要素，乗算器６−４にはＵの２行２列の要素を重み付け係数として，ＭＭＳＥ規範制御回路１３が設定する。
一方，受信機において変調信号を分離するため，図２の線形受信回路３６の乗算器６−５から６−８に，ＶＨの要素を重み付け係数として設定する。具体的には，乗算器６−５にはＶＨの１行１列の要素，乗算器６−６にはＶＨの２行１列の要素，乗算器６−７にはＶＨの１行２列の要素，乗算器６−８にはＶＨの２行２列の要素を重み付け係数として，重み付け係数推定回路２５が設定する。
このように重み付け係数を設定すると，数式１から変調信号を分離検出でき，かつＶＨがユニタリー行列であるため雑音の電力を増加させずに一定に保つことができる。なお，Ｕの代わりに，Ｕの右から正の実数を要素とする対角行列を乗算したものを用いることができ，変調信号の送信電力を制御することができる。【０００５】  以上説明したように，従来のプリコーディングでは，図２に示す線形受信を前提とするため，線形受信の場合には，雑音の電力を増加させずビット誤り率を最小にすることができる．しかしながら，最適受信であり非線形受信である最尤検出を用いた場合，必ずしもビット誤り率を最小にすることはできない。このことを以下説明する。
まず，図４に最尤検出を用いた受信機構成を示し，その動作を説明する。ダウンコンバーター２１−１及び２１−２の出力である受信信号は，最尤検出回路２７とチャネル推定回路２４に入力される。チャネル推定回路２４は受信信号から伝送路のインパルス応答を推定し，Ｈの推定値Ｈｅを最尤検出回路２７へ出力する．最尤検出回路２７は，受信信号とインパルス応答の推定値を入力として，最尤推定に基づき変調信号を推定し，判定ビット系列を出力端子２６へ出力する。
この最尤推定について説明する。まず，図１における変調回路３−１の変調信号の候補をａ１，変調回路３−２の変調信号の候補をａ２とし，２次元ベクトルａを
2007110664.tif 000003
と定める。ここで＊は複素共役を表す．また，図２のダウンコンバーター２１−１の出力である受信信号をｙ１，ダウンコンバーター２１−２の出力である受信信号をｙ２とし，２次元ベクトルｙを
2007110664.tif 000004
と定める。最尤推定は，次式で定める対数尤度関数Ｌ（ａ）を最小とするａを求め，変調信号の判定値とする。
Ｌ（ａ）＝（ｙ−ＨｅＵｅａ）Ｈ（ｙ−ＨｅＵｅａ）            ・・・数式４
なお，ＵｅはＨｅから求められるＵの推定値である．この最尤推定の様子を図５に示す。ここで簡単のため，ＮＲ＝１，Ｍ＝ＮＴとし，横軸は同相成分１，縦軸は直交成分Ｑを表すものとする。受信信号を点Ｒ，  ＨｅＵｅａである受信レプリカ信号を点Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄとすると，最尤推定は点Ｒから最も距離の短い点をＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄがら選び，これに対応する変調信号の候補を判定値とする。
したがって，最尤推定に基づく最尤検出のビット誤り率を小さくするためには，受信レプリカ信号間のユークリッド距離を広げなくてはならない。しかしながら，従来のプリコーディングでは，直交化のためユークリッド距離を十分広げることができず，最尤検出を行う際に最小ビット誤り率を実現できないという問題点がある。【０００６】
【非特許文献１】Ｈ．Ｓａｍｐａｔｈ，Ｐ．Ｓｔｏｉｃａ，ａｎｄ  Ａ．Ｐａｕｌｒａｊ，″Ｇｅｎｅｒａｌｉｚｅｄ  ｌｉｎｅａｒ  ｐｒｅｃｏｄｅｒ  ａｎｄ  ｄｅｃｏｄｅｒ  ｄｅｓｉｇｎ  ｆｏｒ  ＭＩＭＯ  ｃｈａｎｎｅｌｓ  ｕｓｉｎｇ  ｔｈｅ  ｗｅｉｇｈｔｅｄ  ＭＭＳＥ  ｃｒｉｔｅｒｉｏｎ，″ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｃｏｍｍｕｎ．，ｖｏｌ．４９，ｎｏ．１２，ｐｐ．２１９８−２２０６，Ｄｅｃｅｍｂｅｒ  ２００１．
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】  このように，従来のＭＩＭＯプリコーディングでは，受信側で線形受信を前提とするため，最適受信である最尤推定に基づく最尤検出を用いた場合，受信レプリカ信号間のユークリッド距離を広げられず，最小ビット誤り率を実現できないという問題があった。【０００８】  本発明は，このような課題に鑑みてなされたものであり，最尤検出における最小ビット誤り率を実現できるＭＩＭＯプリコーディングを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】  本発明のＭＩＭＯプリコーディングによれば，上記目的は前記特許請求の範囲に記載した手段により達成される。即ち，本発明のＭＩＭＯプリコーディングは，（ｉ）変調信号に重み付け係数を乗算して合成することにより，複数の送信信号を生成する線形処理手段，（ｉｉ）送信信号を対応する複数のアンテナで送信する送信手段，（ｉｉｉ）受信機の信号対雑音比と伝送路のインパルス応答の情報を基に，受信機において最尤検出を行った際のビット誤り率を最小にするように，重み付け係数を拘束条件の下制御する制御手段とから構成される。従来技術と異なる点は，最尤検出のビット誤り率を最小にするように，重み付け係数を制御することである。
また，本発明のＭＩＭＯプリコーディングの（ｉｉｉ）制御手段は，送信信号の平均電力和を一定とする拘束条件の下で，重み付け係数を制御する。
また，本発明のＭＩＭＯプリコーディングの（ｉｉｉ）制御手段は，送信信号の個々の平均電力を一定とする拘束条件の下で，重み付け係数を制御する。
さらに，本発明のＭＩＭＯプリコーディングの（ｉｉｉ）制御手段は，最急降下法を用いて重み付け係数を逐次更新する。
加えて，本発明のＭＩＭＯプリコーディングの（ｉ）線形処理手段は，サブキャリア毎に重み付け合成された変調信号を生成し，これらをＯＦＤＭ変調することで複数の送信信号を生成する。
【発明の効果】
【００１０】  本発明は，以下に記載されるような効果を奏する。
請求項１記載の発明のＭＩＭＯプリコーディングによれば，受信機において最尤検出を行った際のビット誤り率を最小にすることができる。
請求項２記載の発明のＭＩＭＯプリコーディングによれば，送信信号の平均電力和を一定に保つことができる。
請求項３記載の発明のＭＩＭＯプリコーディングによれば，個々の送信信号の平均電力を一定に保つことができる。
請求項４記載の発明のＭＩＭＯプリコーディングによれば，重み付け係数を逐次的に求めることができる。
請求項５記載の発明のＭＩＭＯプリコーディングによれば，ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）伝送に適用できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】  以下，本発明を実施するための最良の形態について説明する。
本発明のＭＩＭＯプリコーディングを用いた送信機構成（請求項１）を図６に示す。図１の従来のＭＩＭＯプリコーディングとの違いは，線形処理回路２８の重み付け係数を制御するＭＭＳＥ規範制御回路１３を最小ビット誤り率規範制御回路２９に置き換えた点にある。なお，線形処理回路２８と最小ビット誤り率規範制御回路２９はプリコーダー３０を構成し，以下では最小ビット誤り率規範制御回路２９の動作について詳述する。【００１２】  最小ビット誤り率規範制御回路２９は，入力端子１４から伝送路のインパルス応答の推定値を，入力端子３１から受信機の信号対雑音比を入力する。この信号対雑音比と伝送路のインパルス応答の情報を基に，受信機において最尤検出を行った際のビット誤り率を最小にするように，線形処理回路２８の重み付け係数を拘束条件の下制御する。【００１３】  上記の最尤検出のビット誤り率の上限値は理論的に導出できる。これについて以下詳述する。まず，変調回路３−１の変調信号をｂ１，変調回路３−２の変調信号をｂ２とし，ｂ＝｛ｂ１，ｂ２｝とする。最尤検出において，ｂを異なるｃと誤るペアーワイズ誤りの確率Ｐ（ｂ→ｃ）は
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と表すことができる。ここで，ｅｒｆｃ（ｘ）は誤差補関数，σｎ２は受信機の雑音電力であり信号対雑音比から算出する。また，ｗｋｍは線形処理回路２８に設定する重み付け係数である。このＰ（ｂ→ｃ）にＣｈｅｒｎｏｆｆバウンドを用いると，その上限値は
2007110664.tif 000006
と表すことができる。
ビット誤り率Ｐｅの上限値は，ペアーワイズ誤りの確率Ｐ（ｂ→ｃ）を用いて
2007110664.tif 000007
と表すことができる．ここで，Ｐ（ｂ）はｂを送信する確率，Ｎｅ（ｂ→ｃ）はｂをｃと誤るときの誤りビット数，Ｎｂは送信ビット数である。Ｐ（ｂ）が等確率ならば，数式９に数式５を代入して，
2007110664.tif 000008
が得られ，さらに数式８を用いると
2007110664.tif 000009
と表すことができる。【００１４】  最小ビット誤り率規範制御回路２９は，ビット誤り率Ｐｅの上限値を最小にするようｗｋｍを制御する．具体的には数式１０と１１から，次式で定める評価関数Ｊｅ（ｗ）とＪｃ（ｗ）を最小にするｗｋｍを求める。
2007110664.tif 000010
【００１５】  次に，ｗｋｍが従うべき拘束条件について詳述する。まず，第ｋ番目の送信アンテナから送信される送信信号ｓｋは
2007110664.tif 000011
と表すことができる。ここで，ｂｍは次式に示す統計的性質を満足する。
2007110664.tif 000012
なお，＜＞はアンサンブル平均を表し，δｎｍはクロネッカーデルタである。
したがって，送信信号の平均電力和を一定に保つためには，
2007110664.tif 000013
という条件を満足する必要がある。ここで，Ｗはｗｋｍをｋ行ｍ列の要素とするＮＴ行Ｍ列の行列であり，ｔｒ（）は行列のトレースを表す。数式１６は請求項２の拘束条件に相当する。
また，各送信信号の平均電力を一定に保つためには，
2007110664.tif 000014
という条件を満足する必要がある。これが請求項３の拘束条件に相当する。【００１６】  上記の拘束条件，数式１６または数式１７を満足しつつ，評価関数Ｊｅ（Ｗ）またはＪｃ（Ｗ）を最小にするＷを求める問題を考える。このＷを厳密に解析的に解くことは難しいので，最急降下法を用いて逐次的に求める。最急降下法は次式のような逐次形式に基づく（非特許文献２参照）。
2007110664.tif 000015
ここでμはステップサイズと呼ばれる正の定数であり，Ｊ（Ｗ）としてＪｅ（Ｗ）がＪｃ（Ｗ）のどちらかを用いる。また，Ｗ（ｉ）はｉステップ目のＷの更新値である。
この更新式は拘束条件，数式１６を満足しないので，次式のように変更する。
2007110664.tif 000016
Ｗ（ｉ）は常に数式１６の拘束条件を満足する。また，拘束条件として数式１７を用いる場合は，
2007110664.tif 000017
とすればよい。なお，評価関数の偏微分は
2007110664.tif 000018
と計算でき，Ａ（ｂ→ｃ）は次式で定めるＡｍ１ｍ２を要素とするＭ行Ｍ列の行列である。
Ａｍ１ｍ２＝（ｂｍ１−Ｃｍ１）（ｂｍ２−Ｃｍ２）＊          ・・・数式２３
ここで，数式１９と数式２０の初期値Ｗ（Ｏ）は，従来のプリコーディングの値Ｕを用いることもできる。また，数式１９と数式２０の更新は，予め定めた最大回数まで行うか，Ｗ（ｉ）−Ｗ（ｉ−１）のＦｒｏｂｅｎｉｕｓノルムがある閾値以下になるまで行う。
このようにＷを逐次更新で求めることは，請求項４に相当するが，受信レプリカ信号のユークリッド距離を広げることができ，特に誤リビット数が多くなる場合のユークリッド距離を出来る限り離し，最尤検出のビット誤り率を最小にすることができる。【００１７】  本発明はＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送にも適用でき，Ｍ＝ＮＴ＝２の場合を例にその送信機構成を図７に示す（請求項５）。まず，送信ビット系列が入力端子１がらシリアル・パラレル変換器２へ入力され，ＭＮのビット系列に分けられる。ここでＮはＯＦＤＭのサブキャリア数である．このＭＮビット系列は変調回路３−１から３−２Ｎに入力され，複素シンボルである変調信号が生成される。ｎを０以上Ｎ−１以下の整数とし，第ｎ番目サブキャリアに注目すると，図６と同様，Ｍ個の変調信号をプリコーダーに入力し，重み付け合成された変調信号をＮＴ個生成する。プリコーダー３０−１は第０番目のサブキャリア用であり，ＮＴ個の重み付け合成された変調信号を生成し，第０サブキャリアの変調信号としてＩＦＦＴ回路３２−１とＩＦＦＴ回路３２−２に入力する。また，プリコーダー３０−Ｎは第Ｎ−１番目のサブキャリア用であり，第Ｎ−１サブキャリアの変調信号としてＩＦＦＴ回路３２−１とＩＦＦＴ回路３２−２に入力する。このように，サブキャリア毎に重み付け合成された変調信号を生成する。ＩＦＦＴ回路３２−１及び３２−２は，ＩＦＦＴ操作によりマルチキャリア信号を生成する。ガードインターバル付加器３３−１及び３３−２は，このマルチキャリア信号の最後の部分をガードインターバルとして先頭に付加してＯＦＤＭ変調信号を生成する．各ＯＦＤＭ変調信号は送信信号として，アップコンバーター１５−１及び１５−２でＲＦ周波数帯へ周波数変換された後，送信アンテナ１６−１及び１６−２で送信される。
なお，サブキャリア毎に，数式１６と数式１７の拘束条件の定数を適宜変えることも可能である。この場合，サブキャリア毎に平均送信電力が異なるが，全サブキャリアの平均送信電力の和が一定という条件を満足すればよい。このように制御するとビット誤り率をさらに改善することができる。【００１８】  図８に，ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭプリコーディング用の受信機構成を示す。この受信機構成は最尤検出を用いた構成であり，ＮＲ＝２とした。受信アンテナ１７−１及び１７−２の受信波はそれぞれ，ダウンコンバーター２１−１及び２１−２に入力され，ＲＦ周波数帯からベースバンドに周波数変換された後，受信信号として出力される。受信信号はガードインターバル除去回路３４−１及び３４−２で，ガードインターバルに相当する信号部分が除去され，ＦＦＴ回路３５−１及び３５−２に入力される。ＦＦＴ回路３５−１及び３５−２はＩＦＦＴの逆操作であるＦＦＴにより，各サブャリア信号に分解する．サブャリア毎に最尤検出を行い，送信ビット系列の判定を行う。なお，第０サブキャリア用の最尤検出器２７−１から第Ｎ−１サブキャリア用の最尤検出器２７−Ｎは，チャネル推定回路２４が受信信号から推定するインパルス応答を周波数変換し，チャネルの周波数応答として用いる．最尤検出器２７−１から２７−Ｎが出力する送信ビット系列の判定値をパラレル・シリアル変換して出力端子２６から出力する。
なお，本発明は上述の発明を実施するための最良の形態に限らず本発明の要旨を逸脱することなくその他種々の構成を採り得ることはもちろんである。【００１９】
【非特許文献２】Ｓｉｍｏｎ  Ｈａｙｋｉｎ，Ａｄａｐｔｉｖｅ  Ｆｉｌｔｅｒ  Ｔｈｅｏｒｙ  Ｔｈｉｒｄ  Ｅｄｉｔｉｏｎ，Ｐｒｅｎｔｉｃｅ−Ｈａｌｌ出版，１９９６年．
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】従来のプリコーディングを用いた無線送信機のブロック構成図である。
【図２】従来のプリコーディング用の無線受信機のブロック構成図である。
【図３】従来のプリコーディングによる送信信号の直交化を説明する図面である。
【図４】最尤検出を用いた無線受信機のブロック構成図である。
【図５】最尤検出の原理を説明する図面である。
【図６】本発明のプリコーディングを用いた無線送信機のブロック構成図である。
【図７】本発明のプリコーディングを用いたＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ無線送信機のブロック構成図である。
【図８】最尤検出を用いたＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ無線送信機のブロック構成図である。
【符号の説明】
【００２１】１入力端子，２シリアル・パラレル変換器，３変調回路，４端子，５端子，６乗算器，７加算器，８端子，９Ｄ／Ａ変換器，１０乗算回路，１１増幅器，１２発振器，１３ＭＭＳＥ規範制御回路，１４入力端子，１５アップコンバーター，１６送信アンテナ，１７受信アンテナ，１８乗算回路，１９低域通過フィルタ，２０Ａ／Ｄ変換器，２１ダウンコンバーター，２２判定器，２３パラレル・シリアル変換器，２４チャネル推定回路，２５重み付け係数推定回路，２６出力端子，２７最尤検出回路，２８線形処理回路，２９最小ビット誤り率規範制御回路，３０プリコーダー，３１入力端子，３２ＩＦＦＴ回路，３３ガードインターバル付加器，３４ガードインターバル除去回路，３５ＦＦＴ回路，３６線形受信回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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