(57)【要約】【課題】周波数変動に応じたパラメータを算出でき且つ安価な構成で実現できる。【解決手段】yn=A yn-1＋B (xn−xn-1)の演算を行うディジタルフィルタにおいて、周波数変動に応じたパラメータＡ，Ｂを算出するパラメータ算出部１０を設ける。パラメータ算出部１０は、周波数計測器１１、予め定格周波数と複数の定数Ｃ〜Ｄを記憶する不揮発メモリ１２と、複数の乗算器１４，１６、複数の減算器１３，１５，１７から成る簡単な構成で実現できる。【選択図】図１
2007309897.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電圧センサの出力および電流センサの出力をアナログ・デジタル変換して得る電圧信号と電流信号を入力して、ディジタル信号処理して電力量を求める電子式電力量計が有するディジタルフィルタにおいて、
入力する前記電圧信号又は電流信号をxn、その１サンプリング前の信号をxn-1、位相補正後の電圧信号又は電流信号をyn、その１サンプリング前の信号をyn-1として、  yn=A yn-1＋B (xn−xn-1)なる演算を行う演算手段と、該パラメータＡ、Ｂを算出するパラメータ算出手段とを有し、
該パラメータ算出手段は、
前記電圧センサ又は電流センサによる測定対象信号の周波数を計測する周波数計測手段と、
補正すべき位相が前記周波数に依らない場合、定格周波数f0、該定格周波数f0におけるサンプリング間位相変化θ0と補正位相α0、該定格周波数f0に対応する前記パラメータＡ、ＢであるパラメータA0、B0と、前記周波数計測手段によって計測された信号周波数と前記定格周波数f0との周波数差Δfとを用いて、前記周波数計測手段によって計測された信号周波数に対応する前記パラメータＡ，Ｂを、
A = A0−α0θ0(Δf/f0)       
B = B0−(1/2) α0θ0(Δf/f0)  
によって算出する算出手段と、
を有することを特徴とするディジタルフィルタ。
【請求項２】
電圧センサの出力および電流センサの出力をアナログ・デジタル変換して得る電圧信号と電流信号を入力して、ディジタル信号処理して電力量を求める電子式電力量計が有するディジタルフィルタにおいて、
位相補正前の電圧信号又は電流信号をxn、その１サンプリング前の信号をxn-1、位相補正後の電圧信号又は電流信号をyn、その１サンプリング前の信号をyn-1として、  yn=A yn-1＋B (xn−xn-1)なる演算を行う演算手段と、該パラメータＡ、Ｂを算出するパラメータ算出手段とを有し、
該パラメータ算出手段は、
前記電圧センサ又は電流センサによる測定対象信号の周波数を計測する周波数計測手段と、
補正すべき位相が前記周波数に比例する場合、定格周波数f0、該定格周波数f0におけるサンプリング間位相変化θ0と補正位相α0、該定格周波数f0に対応する前記パラメータＡ、ＢであるパラメータA0、B0と、前記周波数計測手段によって計測された信号周波数と前記定格周波数f0との周波数差Δfとを用いて、前記周波数計測手段によって計測された信号周波数に対応する前記パラメータＡ，Ｂを、
A = A0−2α0θ0(Δf/f0)  
B = B0−α0 (θ0−α0)(Δf/f0) 
によって算出する算出手段と、
を有することを特徴とするディジタルフィルタ。
【請求項３】
電圧センサの出力および電流センサの出力をアナログ・デジタル変換して得る電圧信号と電流信号を入力して、ディジタル信号処理して電力量を求める電子式電力量計が有するディジタルフィルタにおいて、
位相補正前の電圧信号又は電流信号をxn、その１サンプリング前の信号をxn-1、位相補正後の電圧信号又は電流信号をyn、その１サンプリング前の信号をyn-1として、  yn=A yn-1＋B (xn−xn-1) なる演算を行う演算手段と、該パラメータＡ、Ｂを算出するパラメータ算出手段とを有し、
該パラメータ算出手段は、
前記電圧センサ又は電流センサによる測定対象信号の周波数を計測する周波数計測手段と、
予め、定格周波数及び所定の複数の定数を記憶する記憶手段と、
複数の乗算器と複数の減算器とから成り、前記周波数計測手段によって計測された信号周波数と、前記記憶手段に記憶されている定格周波数及び所定の複数の定数を用いて、前記パラメータＡ、Ｂを出力するパラメータ算出回路と、
を有することを特徴とするディジタルフィルタ。
【請求項４】
補正すべき位相が周波数に依らない場合、
定格周波数f0、該定格周波数f0におけるサンプリング間位相変化θ0と補正位相α0、該該定格周波数f0に対応する前記パラメータＡ、ＢであるパラメータA0、B0とを用いて、前記複数の定数である定数Ｃ、定数Ｄ、定数Ｅ、定数Ｆは、予め、
定数Ｃ =  α0θ0 / f0 
定数Ｄ =  A0 
定数Ｅ =  α0θ0 / 2f0 
定数Ｆ = B0
として求めて、前記記憶手段に記憶することを特徴とする請求項３記載のディジタルフィルタ。
【請求項５】
補正すべき位相が周波数に比例する場合、
定格周波数f0、該定格周波数f0におけるサンプリング間位相変化θ0と補正位相α0、該該定格周波数f0に対応する前記パラメータＡ、ＢであるパラメータA0、B0とを用いて、前記複数の定数である定数Ｃ、定数Ｄ、定数Ｅ、定数Ｆは、予め、
定数Ｃ =  2α0θ0 / f0 
定数Ｄ =  A0 
定数Ｅ =  α0(θ0−α0) / f0
定数Ｆ = B0
として求めて、前記記憶手段に記憶することを特徴とする請求項３記載のディジタルフィルタ。
【請求項６】
前記複数の乗算器と複数の減算器は、
前記周波数計測手段によって計測された信号周波数と前記定格周波数との差を求める第１の減算器と、該第１の減算器の出力と前記定数Ｃとを乗算する第１の乗算器と、前記定数Ｄから該第１の乗算器の出力を減算することで前記パラメータＡを生成・出力する第２の減算器と、
前記第１の減算器の出力と前記定数Ｅとを乗算する第２の乗算器と、前記定数Ｆから該第２の乗算器の出力を減算することで前記パラメータＢを生成・出力する第３の減算器と、からなることを特徴とする請求項４又は５記載のディジタルフィルタ。
【請求項７】
請求項１〜請求項６の何れかに記載のディジタルフィルタを有する電子式電力量計。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電圧信号と電流信号をＡ／Ｄ変換して電力演算を行う電子式電力量計の演算技術に係わり、特に、デジタルフィルタによる位相補正に関わる。
【背景技術】
【０００２】
一般に、電圧センサ出力（電圧信号）と電流センサ出力（電流信号）との間には位相差が生じる為、この電圧信号と電流信号をＡ／Ｄ変換して電力演算を行う電子式電力量計においては、電力演算前にこの位相差を補正する必要がある。この位相差を補正する為には、Ａ／Ｄ変換前にアナログ位相シフタを設けるか、Ａ／Ｄ変換後にデジタルフィルタを設けて位相補正を行うか、またはシフトレジスタによって位相が進んでいる側の信号を遅延させる必要がある。
【０００３】
図２は、従来の電子式電力量計において、アナログ位相シフタ（アナログフィルタ）によって位相差を補正する構成の例である。ここでは電流センサ出力の位相が電圧センサ出力より進んでいる場合を例として、電圧信号の位相を進めることによって位相差を補償している。
【０００４】
すなわち、図２の構成では、電圧センサ出力（電圧信号）をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器５１と、電流センサ出力（電流信号）をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器５２と、Ａ／Ｄ変換器５１、５２の出力を乗算して電力量を出力する乗算器５３とから成る構成において、Ａ／Ｄ変換器５１の前段に、コンデンサＣと抵抗Ｒとから成るアナログ位相シフタを設けている。
【０００５】
また、図３は、図２と同様の位相シフトを、Ａ／Ｄ変換後にディジタルフィルタによって行った場合の例である。ここでは、当該ディジタルフィルタに入力する、Ａ／Ｄ変換後の（位相補正前の）電圧信号をxn、、その１サンプリング前の信号をxn-1、当該ディジタルフィルタが出力する（位相補正後の）電圧信号をyn、その１サンプリング前の信号をyn-1として
yn=A yn-1＋B (xn−xn-1)             （式１）
という位相シフトを実現するデジタルフィルタが挿入されており、定格周波数に対応する係数A、Bを適切に設定することによって、該定格周波数において正しく位相補償することができる。尚、電圧信号xn-1は、電圧信号xnの１つ前の信号である。尚、“サンプリング”とは、不図示のＡ／Ｄ変換器によるサンプリングのことである。
【０００６】
図３の構成について更に詳しく説明する。
図３において、まず、不揮発メモリ６１には、上記係数Ａ、Ｂが予め設定・記憶されている。また、図示の電圧信号、電流信号は、既に不図示のＡ／Ｄ変換器によってＡ／Ｄ変換されたディジタル信号である。
【０００７】
上記電圧信号は、遅延器６２と減算器６３に入力する。遅延器６２は、電圧信号を入力して、これを不図示のＡ／Ｄ変換器での１サンプリングタイミング分遅らせて減算器６３に出力する。従って、例えば電圧信号xnが減算器６３に入力するときには、同時に１サンプリング前の電圧信号xn-1も減算器６３に入力するので、減算器６３の出力は「xn−xn-1」となる。乗算器６４は、減算器６３の出力と上記不揮発メモリ６１に記憶されている係数Ｂとを入力して、これらの乗算結果を出力する。上記の例ではB (xn−xn-1)を出力する。
【０００８】
加算器６５は、この乗算器６４の出力と乗算器６６の出力とを入力して、これらの加算結果を出力する。加算器６５の出力が、上記位相補正後の電圧信号ynである。ここで、乗算器６６には、上記不揮発メモリ６１に記憶されている係数Ａと遅延器６７の出力とが入力しており、これらの乗算結果が出力される。遅延器６７には、加算器６５の出力が入力しており、これを不図示のＡ／Ｄ変換器での１サンプリングタイミング分遅らせて出力する。よって、遅延器６７の出力は１サンプリング前の位相補正後の電圧信号yn-1となる。従って、乗算器６６の出力はA yn-1となる。
【０００９】
以上述べたことから、加算器６５の出力ynは、A yn-1＋B (xn−xn-1)となる。
乗算器６８は、電流信号と加算器６５の出力ynとを入力して、これらを乗算して電力量を出力する。
【００１０】
一方、シフトレジスタによる方法では、周波数に関係なく設定した一定時間が遅延される。
また、特許文献１に記載の従来技術が知られている。
【００１１】
特許文献１には、電流信号と電圧信号との位相調整を、シフトレジスタと位相調整装置を用いて行う技術が開示されている。
【特許文献１】特開平５−３３３０６７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
上述したアナログフィルタでは、定格周波数で適切な位相シフトがされるように回路定数が決定された後は、この定格周波数においてのみ正しい位相と振幅が得られる。
また、デジタルフィルタであっても、調整時に、定格周波数の入力信号に対して適切な位相補正がされるように、そのパラメータ（上記係数Ａ、Ｂ）を予め設定して記憶し、設定後は固定値としていた。
【００１３】
しかし、この様に、電圧センサ出力、電流センサ出力の位相差調整が、周波数に依存する場合、計測時の周波数が定格周波数からずれた場合には、電圧信号の位相の修正が正しく行われず、そのため周波数のずれが計測誤差の一因となる。尚、この“周波数”とは、電圧センサ、電流センサによる測定対象の信号の周波数である。この周波数が定格周波数を維持すれば、問題はない。
【００１４】
例えば（式１）を実現するデジタルフィルタを用いた場合、信号振幅を変えずにサンプリングあたりの位相変化（サンプリング間位相変化）がθである信号の位相をα進めるためには
A = ( cot(θ/2)−tanα) / ( cot(θ/2) + tanα)  （式２）
B = [( 1−2A cosθ+A2) / 2(1-cosθ) ]1/2      （式３）
なるパラメータ設定が必要であるが、θは周波数に比例するため、補正すべき位相αが周波数に依存する場合は勿論のこと、依存しない場合であっても、設定すべきパラメータはそのときの周波数に応じて上記（式２）、（式３）を用いて設定し直さなければ、正しい位相補正はされないが、従来はこれらを固定値としていたために周波数変動によって電力計測結果に誤差が生じていた。
【００１５】
周波数計測器を設け、計測時に上記（式２）、（式３）に従って各パラメータを計算し直せば、正しい位相補正ができる。しかし、組み込み型のデジタル信号処理装置においてこのような複雑な計算を直接行う構成とすることは、コスト上、困難である。すなわち、上記（式２）、（式３）のような三角関数や平方根演算等を行うには、組み込み用演算器としては高性能な（従って高コストの）演算器が必要になってしまうので、組み込み型のデジタル信号処理装置としては非常に高価となってしまい現実的ではない。
【００１６】
尚、シフトレジスタによる場合、時間差が一定の場合、即ち、位相差が周波数に比例する場合は、正しい遅延がなされるが、位相差が周波数に依存しない場合には不正確となる。
【００１７】
ここで、上記「位相差が周波数に比例する場合」、「位相差が周波数に依存しない場合」について説明しておく。
まず、ディジタルフィルタ又はアナログフィルタ若しくはシフトレジスタを用いて補正したい位相差とは、電圧センサと電流センサの入出力位相差の違いによって生じる位相差のことである。補正すべき位相差の周波数依存性がどうであるかは、電流センサ及び電圧センサの特性に依存する。
【００１８】
センサ出力として周波数に依らない位相差が生じる場合とは、例えば、電流センサとして磁気ヒステリシスを有する集磁コアが使われており、磁気ヒステリシスが、位相差を生じさせる主な原因となっている場合等である。この様な場合、位相差の周波数依存性は小さくなる。
【００１９】
一方、位相差が周波数に比例する場合(換言すれば、補正すべき時間差が一定の場合)とは、ディジタル信号としての電圧信号と電流信号との間に、一定の時間差がある場合を意味する。この様な事が起こる可能性としては、例えば、電圧センサと電流センサとで１つのＡ／Ｄ変換器を共有していて、サンプリングされた時刻が、電圧信号と電流信号とで異なる場合等がある。あるいは、例えば、センサ自体で一定時間の遅れを生じる場合もある。センサの応答の遅れ等によって生じた時間差は、シフトレジスタを用いて、時間的に進んでいる方の信号を遅らせることによって補正できる。
【００２０】
本発明の課題は、電圧信号と電流信号との位相補正を必要とする電子式電力量計に係わり、「位相差が周波数に比例する場合」又は「位相差が周波数に依存しない場合」に、周波数変動があった場合でも正しい電力計測がされるように、この周波数変動に応じたパラメータをその都度算出でき且つ安価な構成で実現でき、このパラメータを用いて位相補正が行えるディジタルフィルタ、電子式電力量計等を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
本発明の第１のディジタルフィルタは、電圧センサの出力および電流センサの出力をアナログ・デジタル変換して得る電圧信号と電流信号を入力して、ディジタル信号処理して電力量を求める電子式電力量計が有するディジタルフィルタにおいて、入力する前記電圧信号又は電流信号をxn、その１サンプリング前の信号をxn-1、位相補正後の電圧信号又は電流信号をyn、その１サンプリング前の信号をyn-1として、  yn=A yn-1＋B (xn−xn-1) なる演算を行う演算手段と、該パラメータＡ、Ｂを算出するパラメータ算出手段とを有し、該パラメータ算出手段は、前記電圧センサ又は電流センサによる測定対象信号の周波数を計測する周波数計測手段と、補正すべき位相が前記周波数に依らない場合、定格周波数f0、該定格周波数f0におけるサンプリング間位相変化θ0と補正位相α0、該定格周波数f0に対応する前記パラメータＡ、ＢであるパラメータA0、B0と、前記周波数計測手段によって計測された信号周波数と前記定格周波数f0との周波数差Δfとを用いて、前記周波数計測手段によって計測された信号周波数に対応する前記パラメータＡ，Ｂを、
A = A0−α0θ0(Δf/f0)
B = B0−(1/2) α0θ0(Δf/f0)
によって算出する算出手段とを有する。
【００２２】
本発明の第２のディジタルフィルタは、電圧センサの出力および電流センサの出力をアナログ・デジタル変換して得る電圧信号と電流信号を入力して、ディジタル信号処理して電力量を求める電子式電力量計が有するディジタルフィルタにおいて、位相補正前の電圧信号又は電流信号をxn、その１サンプリング前の信号をxn-1、位相補正後の電圧信号又は電流信号をyn、その１サンプリング前の信号をyn-1として、  yn=A yn-1＋B (xn−xn-1) なる演算を行う演算手段と、該パラメータＡ、Ｂを算出するパラメータ算出手段とを有し、該パラメータ算出手段は、前記電圧センサ又は電流センサによる測定対象信号の周波数を計測する周波数計測手段と、補正すべき位相が前記周波数に比例する場合、定格周波数f0、該定格周波数f0におけるサンプリング間位相変化θ0と補正位相α0、該定格周波数f0に対応する前記パラメータＡ、ＢであるパラメータA0、B0と、前記周波数計測手段によって計測された信号周波数と前記定格周波数f0との周波数差Δfとを用いて、前記周波数計測手段によって計測された信号周波数に対応する前記パラメータＡ，Ｂを、
A = A0−2α0θ0(Δf/f0)
B = B0−α0 (θ0−α0)(Δf/f0)
によって算出する算出手段とを有する。
【００２３】
上記第１、第２のディジタルフィルタでは、前記電圧信号と前記電流信号との間に生じる位相差を補正する為の回路に必要なパラメータＡ，Ｂを、従来のように固定値として記憶しておくのではなく、その都度算出するが、その算出式は、上記の通り、減算、乗算、除算から成る近似式を用いるので、高性能な（従って高コストの）演算器は必要なく、例えば安価なマイコン等で実現できる。尚、上記第１のディジタルフィルタは、補正すべき位相が周波数に依らない場合に対応する構成であり、上記第２のディジタルフィルタは、補正すべき位相が周波数に比例する場合に対応する構成である。
【００２４】
また、上記近似式を利用することで、複数の乗算器、減算器等から成る簡単な構成で、上記パラメータＡ，Ｂをその都度求めることができる。
本発明の第３のディジタルフィルタは、電圧センサの出力および電流センサの出力をアナログ・デジタル変換して得る電圧信号と電流信号を入力して、ディジタル信号処理して電力量を求める電子式電力量計が有するディジタルフィルタにおいて、位相補正前の電圧信号又は電流信号をxn、その１サンプリング前の信号をxn-1、位相補正後の電圧信号又は電流信号をyn、その１サンプリング前の信号をyn-1として、  yn=A yn-1＋B (xn−xn-1) なる演算を行う演算手段と、該パラメータＡ、Ｂを算出するパラメータ算出手段とを有し、該パラメータ算出手段は、前記電圧センサ又は電流センサによる測定対象信号の周波数を計測する周波数計測手段と、予め、定格周波数及び所定の複数の定数を記憶する記憶手段と、複数の乗算器と複数の減算器とから成り、前記周波数計測手段によって計測された信号周波数と、前記記憶手段に記憶されている定格周波数及び所定の複数の定数を用いて、前記パラメータＡ、Ｂを出力するパラメータ算出回路とを有する。
【００２５】
更に、上記第３のディジタルフィルタでは、上記複数の定数の設定を変えるだけで、補正すべき位相が周波数に依らない場合、補正すべき位相が周波数に比例する場合のどちらにも対応可能となる。
【００２６】
すなわち、補正すべき位相が周波数に依らない場合、定格周波数f0、該定格周波数f0におけるサンプリング間位相変化θ0と補正位相α0、該該定格周波数f0に対応する前記パラメータＡ、ＢであるパラメータA0、B0とを用いて、前記複数の定数である定数Ｃ、定数Ｄ、定数Ｅ、定数Ｆは、予め、
定数Ｃ =  α0θ0 / f0 
定数Ｄ =  A0 
定数Ｅ =  α0θ0 / 2f0 
定数Ｆ = B0
として求めて、前記記憶手段に記憶される。
【００２７】
一方、補正すべき位相が周波数に比例する場合、
定格周波数f0、該定格周波数f0におけるサンプリング間位相変化θ0と補正位相α0、該該定格周波数f0に対応する前記パラメータＡ、ＢであるパラメータA0、B0とを用いて、前記複数の定数である定数Ｃ、定数Ｄ、定数Ｅ、定数Ｆは、予め、
定数Ｃ =  2α0θ0 / f0 
定数Ｄ =  A0 
定数Ｅ =  α0(θ0−α0) / f0
定数Ｆ = B0
として求めて、前記記憶手段に記憶される。
【００２８】
本発明は、上記ディジタルフィルタの形態に限らず、このディジタルフィルタを有する電子式電力量計として構成することもできる。
【発明の効果】
【００２９】
本発明のディジタルフィルタ、電子式電力量計によれば、電圧信号と電流信号との位相補正を必要とする電子式電力量計に係わり、「位相差が周波数に比例する場合」又は「位相差が周波数に依存しない場合」に、周波数変動があった場合でも正しい電力計測がされるように、この周波数変動に応じたパラメータをその都度算出でき且つ安価な構成で実現でき、このパラメータを用いて位相補正が行える。よって、周波数変動による測定誤差の発生を防ぐことができる。更に、上記周波数変動に応じたパラメータを算出する構成は、周波数測定器と、予め複数の定数が設定・記憶されるメモリと、複数の乗算器、減算器という極めて簡単な構成で実現できる。更に、このメモリに記憶する複数の定数を設定変更するだけで、上記「位相差が周波数に比例する場合」と「位相差が周波数に依存しない場合」の両方に対応できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３０】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。
尚、以下に説明する一実施形態では、電圧センサの出力（電圧信号）の位相を補正する場合を例にするが、当然、同様の構成によって電流センサの出力（電流信号）の位相を補正することもできる。
【００３１】
まず、実施例１について説明する。
実施例１では、（式１）によるデジタルフィルタを用いる場合において、補正すべき位相が周波数に依らない場合におけるパラメータ（係数）A、Bの決定方法を提案する。
まず、予め、定格周波数f0におけるサンプリング間位相変化θ0と補正すべき位相（補正位相）α0を用いて、（式４）、（式５）によって定格周波数におけるパラメータである係数A0、B0を求めて、不揮発メモリに記憶する。
【００３２】
A0 = ( cot(θ0/2)−tanα0) / ( cot(θ0/2) + tanα0)   （式４）
B0 = [( 1−2A0cosθ0+A02) / 2(1−cosθ0) ]1/2     （式５）
電力計測時、それと並行して周波数測定を行い、その測定値fと定格周波数f0との差Δf=f−f0を算出する。このときサンプリング間位相変化θはθ=θ0+Δθ=θ0(1+Δf/f0)と表され、このθを用いてこの周波数において用いるべきパラメータA, Bの値は以下のように表される。
【００３３】
A = ( cot(θ/2)−tanα0) / ( cot(θ/2) + tanα0)      （式４’）
B = [( 1−2A cosθ+A2) / 2(1−cosθ) ]1/2          （式５’）
上記（式４’）、（式５’）を用いて係数A,Bを求める構成とすることは、既に述べた通り、組み込みシステムでは困難であるが、サンプリング周波数が信号周波数と比べて十分高く、補正位相が小さい場合、定格周波数f0に応じて設定、記憶した係数A0、B0を用いて式４’、式５’は以下の（式４’’）、（式５’’）に近似できる。
【００３４】
A = A0−α0θ0(Δf/f0)       （式４’’）
B = B0−(1/2) α0θ0(Δf/f0)  （式５’’）
上記（式４’’）、（式５’’）を用いれば、三角関数や平方根演算を行う必要はないので、高性能な演算器は必要なく、安価なマイコン又はDSP（加減乗除が行えればよい低性能なマイコン）を用いて、係数Ａ，Ｂを演算可能となる。この安価なマイコンの構成は、特に図示しないが、一般的な構成であり、当然、その内蔵メモリに上記（式４’’）、（式５’’）及びこれら式に用いる各種数値（A0、B0、α0、θ0、f0を記憶しており、更に測定値fと定格周波数f0との差Δf=f−f0を算出する式を記憶しており、上記周波数測定値を入力し、これら記憶してある式、数値を用いて、演算実行することになる。後述する実施例２の場合も同様であり、（式４’’）、（式５’’）の代わりに（式４’’’’）、（式５’’’’）を用いる点が異なる。
【００３５】
上記（式４’’）、（式５’’）について以下に説明する。
まず、「サンプリング周波数が信号周波数と比べて十分高い」とは、“θ≪１”を意味しており、「補正位相が小さい」とは、“α0≪１”を意味している。この場合、まず、A0は、
A0  〜（１−α0θ0／２)／（１＋α0θ0／２) 〜 （１−α0θ0／２)２ 〜 １−α0θ0
と近似できる。尚、記号「〜」は、近似式であることを表す。
【００３６】
同様にして、Ａも、
A = ( cot(θ/2)−tanα0) / ( cot(θ/2) + tanα0)  〜 １−α0θ
と近似できる。
【００３７】
ここで、θは、信号周波数に比例するので、
θ＝θ0（１＋Δf/f0）
となる。従って、上記（式４’’）が成立する。
【００３８】
また、係数Ｂに関しては、Ｂが１に近いことを利用すると
Ｂ−B0 〜 （Ｂ２−B0２）／２
となるが、
１−Ｂ２＝１−Ａ−（１−Ａ）２／２（１−cosθ）
となることに注意してＡ 〜 １−α0θ、cosθ 〜 １−θ２／２を代入すると、
１−Ｂ２〜α0θ−α0２
と近似できる。
【００３９】
同様にして、
１−Ｂ０２〜α0θ０−α0２
と近似できる。
【００４０】
従って、  Ｂ−B0 は、
Ｂ−B0 〜 −α（θ−θ０）＝−(1/2) α0θ0Δf/f0 
となり、上記（式５’’）が成立する。
【００４１】
ここで、更に、上記近時式（式４’’）、（式５’’）によれば、パラメータA、Bは調整時に決定、記憶した定数および周波数変化Δfを用いた乗算と減算のみで表すことが可能となる。これによって、安価な組み込みシステムであっても測定時に係数Ａ、Ｂを決定し直すことが可能となる。図１に、この様な回路構成の一例を示す。
【００４２】
図１は、本例のディジタルフィルタを適用した電子式電力量計１の構成図である。
同図において、乗算器６８以外の構成が、本例のディジタルフィルタの構成である。
また、本例のディジタルフィルタにおいて、特に図示のパラメータ算出部１０が特徴部分となる。尚、上記低性能なマイコンを、パラメータ算出部と呼んでもよい。
【００４３】
パラメータ算出部１０は、図示の通り、電圧センサ又は電流センサによる測定対象信号の周波数を計測する周波数測定器１１、予め複数の定数が記憶される不揮発メモリ１２、及び複数の乗算器、減算器のみからなる簡単な構成で、その都度、上記計測する周波数に応じたパラメータＡ，Ｂを算出できる。
【００４４】
図１に示すディジタルフィルタにおいて、上記図３の構成と同じ構成には同一符号を付してある。すなわち、遅延器６２、減算器６３、乗算器６４、加算器６５、乗算器６６、及び遅延器６７は、図３に示す従来構成と同じである。そして、図１に示す構成では、上記構成に加えて更に、周波数測定器１１、不揮発メモリ１２、減算器１３、乗算器１４、減算器１５、乗算器１６、及び減算器１７から成るパラメータ算出回路１０が設けられている。尚、不揮発メモリ１２自体は従来でも存在したが、格納しているデータが異なる。
そして、図１の構成では、乗算器６４の一方の入力には、係数Ｂではなく、減算器１７の出力が入力している。また、乗算器６６の一方の入力には、係数Ａではなく、減算器１５の出力が入力している。また、不揮発メモリ１２には、係数Ａ，Ｂではなく、定数Ｃ，Ｄ，Ｅ，Ｆを記憶しており、更に定格周波数f0を記憶している。
【００４５】
すなわち、補正すべき位相が周波数に依らない場合、調整時に、定格周波数f0におけるサンプリング間位相変化θ0と補正位相α0を求め、これらに基づいて定数Ｃ，Ｄ，Ｅ，Ｆを、それぞれ以下の算出式により求めて、不揮発メモリ１２に記憶しておく。
【００４６】
(定数Ｃ)= α0θ0 / f0 
(定数Ｄ)= A0= ( cot(θ0/2)−tanα0) / ( cot(θ0/2) + tanα0) 
(定数Ｅ)= α0θ0 / 2f0 
(定数Ｆ)=B0 = [( 1−2A0cosθ0+A02) / 2(1−cosθ0) ]1/2
まず、減算器１５の出力について説明する。減算器１５の出力に係る構成は、不揮発メモリ１２に記憶されている定格周波数f0、定数Ｃ、定数Ｄと、減算器１３及び乗算器１４である。まず、減算器１３には、周波数測定器１１出力と定格周波数が入力しており、この２つの周波数の差（周波数変化Δf）が出力される。乗算器１４には、この周波数変化Δfと定数Ｃ（α0θ0 / f0 ）とが入力しており、これらの乗算結果（α0θ0 / f0×Δf）が出力される。そして、減算器１５は、乗算器１４の出力と定数Ｄ（A0）とを入力し、両者の差を出力する。すなわちA0−（α0θ0 / f0×Δf）が出力される。これは、上記（式４’’）である。
【００４７】
次に、減算器１７の出力について説明する。減算器１７の出力に係る構成は、不揮発メモリ１２に記憶されている定数Ｅ、定数Ｆと、減算器１３及び乗算器１６である。乗算器１６は、減算器１３の出力（上記の通り、Δf）と定数Ｅ（α0θ0 / 2f0）とを入力して、これらの乗算結果（（α0θ0 / 2f0）×Δf）を出力する。減算器１７は、この乗算器１６の出力（α0θ0(Δf/2f0) ）と定数Ｆ （B0）とを入力し、両者の差を出力する。すなわち
B0−α0θ0(Δf/2f0)
を出力する。これは、上記（式５’’）である。
【００４８】
以上述べたように、図１に示す構成、すなわち従来の構成に対して上記周波数測定器１１と複数の減算器、乗算器を追加するだけの構成で、計測時の信号周波数が定格周波数からずれた場合でも、適切な位相補正がされるように、計測時の信号周波数に対応する係数Ａ，Ｂを求めることができる。
【００４９】
次に、以下、実施例２について説明する。
実施例２として、上記（式１）によるデジタルフィルタを用いる場合において、補正すべき位相が周波数に比例する場合、即ち一定の時間差を補正する場合についてのパラメータA、Bの決定方法を提案する。
【００５０】
実施例２においても、実施例１の場合と同様に、予め、定格周波数f0におけるサンプリング間位相変化θ0と補正位相α0を用いて、（式４）、（式５）によって定格周波数におけるパラメータである係数A0、B0を求めて、不揮発メモリ１２に記憶しておく。
【００５１】
周波数変化Δfにおいて、補正すべき位相αはα=α0(1+Δf/f0)となり、このときこのαを用いてパラメータA、Bは
A = ( cot(θ/2)−tanα) / ( cot(θ/2) + tanα)      （式４’’’）
B = [( 1−2A cosθ+A2) / 2(1−cosθ) ]1/2        （式５’’’）
と表されるが、実施例１と同様の近似を行って
A = A0−2α0θ0(Δf/f0)              （式４’’’’）
B = B0−α0 (θ0−α0)(Δf/f0)       （式５’’’’）
と表される。
【００５２】
上記近似式（式４’’’’）、（式５’’’’）について、以下、説明する。
実施例２の場合、補正すべき位相が周波数に比例する為、サンプリング間位相変化θ=θ0(1+Δf/f0)だけでなく、上記の通り補正位相α=α0(1+Δf/f0)としなければならない点が、実施例１との唯一の違いとなる。この場合、パラメータＡは、
Ａ 〜 １−αθ＝１−α0θ0（１＋Δf/f0)２ 〜 １−α0θ0（１＋２Δf/f0)
＝A0−2α0θ0(Δf/f0)  
となる。すなわち、上記（式４’’’’）が成立する。
【００５３】
また、
１−Ｂ２ 〜αθ−α２
＝（α0θ0−α0２）(１＋Δf/f0)２ 〜 （α0θ0−α0２）(１＋２Δf/f0) 〜 （１−Ｂ０２）(１＋２Δf/f0)
となり、これと
Ｂ−B0  〜（Ｂ２−B0２）／２
とから、上記（式５’’’’）が得られる。
【００５４】
上記（式４’’’’）、（式５’’’’）を用いれば、三角関数や平方根演算を行う必要はないので、高性能な演算器は必要なく、安価なマイコン又はDSPを用いて、係数Ａ，Ｂを演算可能となる。
【００５５】
そして、実施例２においても、図１の回路構成を用いることができる。実施例１との違いは、不揮発メモリ１２に記憶される定数Ｃ〜Ｆの値が異なる点である。すなわち、実施例２（補正すべき位相が周波数に比例する場合）においては、予め調整時等に、定数Ｃ〜Ｆの値を以下の算出式により求めて不揮発メモリ１２に記憶しておく。
【００５６】
(定数Ｃ)= 2α0θ0 / f0 
(定数Ｄ)= A0= ( cot(θ0/2)−tanα0) / ( cot(θ0/2) + tanα0) 
(定数Ｅ)= α0(θ0−α0) / f0
(定数Ｆ)=B0 = [( 1−2A0cosθ0+A02) / 2(1−cosθ0) ]1/2
従って、この場合、まず、乗算器１４の入力は、Δｆと2α0θ0 / f0となるので、これらの乗算結果（2α0θ0(Δf/f0)）が、減算器１５に対して出力される。減算器１５の他方の入力は定数Ｄ（A0）であるので、減算器１５の出力はA0−2α0θ0(Δf/f0)  となる。
【００５７】
また、乗算器１６の入力は、Δｆとα0(θ0−α0) / f0となるので、これらの乗算結果（α0 (θ0−α0)(Δf/f0)）が、減算器１７に対して出力される。減算器１７の他方の入力は定数Ｆ（B0）であるので、減算器１７の出力はB0−α0 (θ0−α0)(Δf/f0)となる。
【００５８】
図１の構成のディジタルフィルタを用いれば、不揮発メモリ１２に記憶される定数Ｃ〜Ｆの値を変えるだけで、補正すべき位相が周波数に依らない場合と補正すべき位相が周波数に比例する場合の両方に対応することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５９】
【図１】本例のディジタルフィルタを適用した電子式電力量計の構成図である。
【図２】従来のアナログフィルタを用いる電子式電力量計の構成図である。
【図３】従来のディジタルフィルタを用いる電子式電力量計の構成図である。
【符号の説明】
【００６０】
１  電子式電力量計
１０  パラメータ算出部
１１  周波数測定器
１２  不揮発メモリ
１３  減算器
１４  乗算器
１５  減算器
１６  乗算器
１７  減算器
６２  遅延器
６３  減算器
６４  乗算器
６５  加算器
６６  乗算器
６７  遅延器
【図１】
2007309897.tif 000003
【図２】
2007309897.tif 000004
【図３】
2007309897.tif 000005