(57)【要約】【課題】  同期電動機制御装置におけるα軸電流とβ軸電流とを推定磁極位置θから電機角度４５度の位置にｄ−ｑ変換を行ったｄ軸電流idmとｑ軸電流iqmを簡単な演算で求めるようにする。【解決手段】  ｄ-ｑ変換器から出力されたｄ軸電流idとｑ軸電流iqとを用いてｄ軸電流idmとｑ軸電流iqmを求める演算回路として、加算器２１ｑと減算器２１ｄとゲイン２２とで構成し、具体的には、ｄ−ｑ変換機１０はα軸電流I_alphaとβ軸電流とを推定磁極位相theta_estを用いてｄ−ｑ変換してｄ軸電流idとｑ軸電流iqを出力し、加算器２１ｑはｄ−ｑ変換機１０から出力されたidとiqを加算し、減算器２１ｄはidからiqを減算し、加算器２１ｑと減算器２１ｄの出力にそれぞれゲイン２２を掛けてidmとiqmを得る。【選択図】      図１
2007049782.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
インバータ回路からの交流電力により電気的突極性を有する永久磁石形同期電動機を可変速制御する制御装置であって、同期電動機に供給される少なくとも２相分のステータ電流をα-β座標変換するα-β変換器と、前記α-β変換器から出力されたα軸電流とβ軸電流をｄ-ｑ変換するｄ-ｑ変換器と、前記ｄ-ｑ変換器から出力されたｄ軸電流idとｑ軸電流iqのそれぞれの電流指令値との偏差をゼロにするように電流制御を実施する電流制御器と、前記電流制御器から出力されたｄ軸電圧指令に高周波電圧を重畳する高周波発生器と、前記高周波発生器により高周波電圧を重畳されたｄ軸電圧指令とｑ軸電圧指令とを２−３相変換する座標変換器と、座標変換器からの出力指令に基づいて同期電動機の制御を行うPWMインバータ回路とを備えた同期電動機制御装置において、
前記ｄ-ｑ変換器から出力された前記ｄ軸電流idと前記ｑ軸電流iqとを用いて、前記α軸電流と前記β軸電流とを推定磁極位置θから電機角度４５度の位置にｄ−ｑ変換を行った結果のｄ軸電流idmとｑ軸電流iqmを求める演算回路と、
前記高周波発生器により重畳された周波数と同じ周波数成分を前記演算回路の出力電流であるｄ軸電流idmとｑ軸電流iqmから抽出する高周波抽出器と、
前記高周波抽出器により抽出された電流と前記高周波電圧に基づいて推定磁極軸から電気角４５度進んだ点と遅れた点の二点でそれぞれ高周波インピーダンスを測定し、二点間でのインピーダンス偏差を推定する高周波インピーダンス推定器と、
前記二つの高周波インピーダンス間の偏差がゼロとなるような磁極位置を推定する磁極位置推定器と、
を備えることを特徴とする同期電動機の制御装置。
【請求項２】
前記演算回路は、次式
idm＝（id−iq）／２1/2、  iqm＝（id＋iq）／２1/2
を演算することにより、前記ｄ軸電流idと前記ｑ軸電流iqから前記ｄ軸電流idmと前記ｑ軸電流iqmを求めることを特徴とする請求項１記載の同期電動機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電気的突極性を持つ電動機の制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
同期電動機を駆動するためには、回転子の磁極位置をセンサー又はセンサレスにより検出して適切な電流制御を行なう必要があるが、コスト、信頼性の観点からセンサーを必要としないセンサレス方式による磁極位置検出が有利であるため、センサレス方式に関して数多くの研究がなされている。
特にゼロ速状態においても磁極推定可能な方法として、駆動周波数とは異なる高周波数の電流又は電圧を重畳し、回転子構造の突極性に基づいて回転子の磁極位置を推定する方法がある（例えば特開２０００−１０２３００号公報）。このような従来の同期電動機の制御方式の一例を図２に示す。
【０００３】
図２において、同期電動機の電機子電流Iu、Iwがα-β変換器９に入力されα軸電流i_alphaとβ軸電流i_betaが出力される。ｄ-ｑ変換器１０は、i_alphaとi_betaを推定磁極位置theta_estを用いてｄ-ｑ変換し、ｄ軸電流idとｑ軸電流iqを出力する。ローパスフィルタLPF１１は高周波発生器１により重畳された高周波電圧と同じ周波数成分を除去した電流id_lpfとiq_lpfを出力する。減算器１３はiq_lpfとiq指令iq_refとの偏差iq_errを出力する。減算器１４はid_lpfとid指令id_refとの偏差id_errを出力する。電流制御器４は入力されたid_errとiq_errがゼロとなるような電圧指令Vd_refとVq_refを生成して出力することにより電流制御を実行する。高周波発生器１は駆動周波数とは異なる高周波電圧をVinjを発生する。加算器１５は電圧指令Vd_refと高周波電圧Vinjとを加算しVd_ref2を出力する。座標変換器５は推定磁極位置theta_estを用いて、高周波電圧を重畳された電圧指令Vd_ref2とVq_refを２−３相座標変換しPWMインバータ回路２へ指令する。PWMインバータ回路２は座標変換器５の指令に基づいて同期電動機３の制御を行なう。
減算器１２は推定磁極位置theta_estから４５度(π/４ラジアン)減算した値を出力する。
ｄ-ｑ変換器７はα軸電流i_alphaとβ軸電流i_betaを減算器１２から出力された位相を用いてｄ-ｑ変換した値idmとiqmを出力する。バンドパスフィルタBPF１９はidmとiqmから高周波発生器１により重畳された高周波電圧と同じ周波数成分を抽出し、idm_bpfとiqm_bpfを出力する。BPF１９の出力idm_bpfとiqm_bpfと高周波電圧Vinjが高周波インピーダンス推定器６に入力され、高周波インピーダンス推定器６は推定磁極軸から電気角で４５度進んだ点と遅れた点の２点で高周波インピーダンスZdmとZqmを推定する。
磁極位置推定器８は、例えば図３で示すように、減算器１６と乗算器１７と積分器１８から構成され、高周波インピーダンスZdmとZqmが等しくなるような磁極位置theta_estを推定する。
減算器１６は高周波インピーダンスZqmからZdmを減算した値を出力する。
乗算器１７は減算器１６の出力にゲイン(Kp+Ki/s)を乗算したものを出力する。ここでKpは比例ゲイン、Kiは積分ゲインである。
積分器１８は乗算器１７の出力を積分し推定磁極theta_estとして出力する。
このように、従来の装置は磁極推定を行い、同期電動機の制御を行なうのである。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、上記の従来の装置構成により制御装置を構成すると、磁極推定のために必要な演算量はかなりの量となり、例えば、安価なＣＰＵを使用して装置を構成した場合などはＣＰＵ演算能力を超える演算量となることもある。そのため、産業上の必要性から安価なＣＰＵを使用せざるを得ない状況においては、磁極推定のための演算量を少しでも低減することが求められている。
本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、磁極推定に必要となる演算量を軽減することができる装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
上記問題を解決するため、本発明は、次のように構成したのである。
請求項１記載の発明は、同期電動機の制御装置に係り、インバータ回路からの交流電力により電気的突極性を有する永久磁石形同期電動機を可変速制御する制御装置であって、同期電動機に供給される少なくとも２相分のステータ電流をα-β座標変換するα-β変換器と、前記α-β変換器から出力されたα軸電流とβ軸電流をｄ-ｑ変換するｄ-ｑ変換器と、前記ｄ-ｑ変換器から出力されたｄ軸電流idとｑ軸電流iqのそれぞれの電流指令値との偏差をゼロにするように電流制御を実施する電流制御器と、前記電流制御器から出力されたｄ軸電圧指令に高周波電圧を重畳する高周波発生器と、前記高周波発生器により高周波電圧を重畳されたｄ軸電圧指令とｑ軸電圧指令とを２−３相変換する座標変換器と、座標変換器からの出力指令に基づいて同期電動機の制御を行うPWMインバータ回路とを備えた同期電動機制御装置において、前記ｄ-ｑ変換器から出力された前記ｄ軸電流idと前記ｑ軸電流iqとを用いて、前記α軸電流と前記β軸電流とを推定磁極位置θから電機角度４５度の位置にｄ−ｑ変換を行った結果のｄ軸電流idmとｑ軸電流iqmを求める演算回路と、前記高周波発生器により重畳された周波数と同じ周波数成分を前記演算回路の出力電流であるｄ軸電流idmとｑ軸電流iqmから抽出する高周波抽出器と、前記高周波抽出器により抽出された電流と前記高周波電圧に基づいて推定磁極軸から電気角４５度進んだ点と遅れた点の二点でそれぞれ高周波インピーダンスを測定し、二点間でのインピーダンス偏差を推定する高周波インピーダンス推定器と、前記二つの高周波インピーダンス間の偏差がゼロとなるような磁極位置を推定する磁極位置推定器と、を備えることを特徴としている。
請求項２記載の発明は、請求項１記載の同期電動機の制御装置において、前記演算回路が、次式
idm＝（id−iq）／２1/2、  iqm＝（id＋iq）／２1/2
を演算することにより、前記ｄ軸電流idと前記ｑ軸電流iqから前記ｄ軸電流idmと前記ｑ軸電流iqmを求めることを特徴としている。
【発明の効果】
【０００６】
上記の構成にすることにより、従来の演算では、cos関数計算１回、sin関数計算１回、乗算４回、加減算２回かかったのに対し、加減算２回と除算２回といった少ない演算量で等価な結果を得られるので、磁極推定に必要な演算量を低減することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００７】
以下、まず、本発明の原理について説明する。
α軸電流をとβ軸電流とを推定磁極位相θを用いてｄ−ｑ変換を行うと、ｄ軸電流idとｑ軸電流iqは（１）式で示される
【数１】
2007049782.tif 000003
ここで、図４はα-β座標のα軸電流とβ軸電流をｄ-ｑ変換したｄ軸電流idとｑ軸電流iqとの関係を説明する図である。α-β座標から推定磁極位相θの遅れた座標をｄ-ｑ座標電流とすると、α-β座標で図のような電流ベクトルｉはｄ-ｑ座標では、ｄ軸電流idとｑ軸電流iqとで表される。
一方、α軸電流とβ軸電流とを推定磁極位置θから電機角度４５度（π/４ラジアン）の位置にｄ−ｑ変換を行うと、その結果のｄ軸電流idmとｑ軸電流iqmは（２）式で示される
【数２】
2007049782.tif 000004
（２）式を展開すると、（３）式となる。
【数３】
2007049782.tif 000005
従って（１）式と（３）式から、idmとiqmはidとiqを用いて（４）式で計算することができる。
【数４】
2007049782.tif 000006
このように、（２）式で計算していたものと等価な機能を（４）式で実現できることがわかる。
演算量については、（２）式では、cos関数計算１回、sin関数計算１回、乗算４回、加減算２回かかるのに対し、（４）式では加減算２回と除算２回とより少ない演算量で等価な結果を得ることができる。
さらに、id,iqは実効値、idm,iqmは波高値で取り扱うようにすれば、（４）式は、
idm＝id−iq 、  iqm＝id＋iq
となり、加減算２回で演算可能となる。
以上のようにして演算量を低減することができることとなる。
【０００８】
上記原理に基づいてなされた本発明の実施の形態について図１を参照して説明する。
図１は、本発明の同期電動機の制御装置のブロック線図である。図１において図２中の構成要素と同一の構成要素には同一の符号を付け、重複説明は省略するものとする。
本発明は、図２で示される従来の同期電動機の制御装置に対して、α軸電流i_alphaとβ軸電流i_betaとを推定磁極位相から電気角度４５度の位置にｄ−ｑ変換を行うｄ−ｑ変換器７を除去し、代わりに等価な機能を持つ演算回路２０を従来のｄ−ｑ変換を行うｄ−ｑ変換器１０の出力側に設けて成るものである。そして、演算回路２０は具体的には、加算器２１ｑと減算器２１ｄとゲイン２２とで構成し、加算器２１ｑと減算器２１ｄの２入力にそれぞれ、ｄ-ｑ変換器１０の出力であるｄ軸電流idとｑ軸電流iqとを用いている。
【０００９】
このように、ｄ−ｑ変換機１０は従来の同期電動機と同じくα軸電流i_alphaとβ軸電流I_betaとを推定磁極位相theta_estを用いてｄ−ｑ変換し、ｄ軸電流idとｑ軸電流iqを出力する。
加算器２１ｑはｄ−ｑ変換機１０から出力されたidとiqを加算し、減算器２１ｄはｄ−ｑ変換機１０から出力されたidからiqを減算する。
加算器２１ｑと減算器２１ｄの出力にそれぞれゲイン２２（今の場合は、１／√２）が掛けられidmとiqmが出力される。
このようにして、従来のものと等価な機能をより少ない演算数で求めることができ、磁極推定のための演算量を軽減することができる。
【産業上の利用可能性】
【００１０】
本発明を適用することによって磁極推定のための演算量の軽減が可能となり、安価なＣＰＵを使用したセンサレスでのインバータ制御装置という用途にも適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明に係る示す同期電動機の制御装置のブロック図である。
【図２】従来装置に係る同期電動機の制御装置のブロック図である。
【図３】図１および図２に共通の磁極推定器８の内部構成を示すブロック図である。
【図４】α-β座標とｄ-ｑ座標との関係を表わす図である。
【符号の説明】
【００１２】
１  高周波発生器、
２  PWMインバータ回路、
３  同期電動機、
４  電流制御器、
５  座標変換器、
６  高周波インピーダンス推定器、
７  ｄ-ｑ変換器、
８  磁極位置推定器、
９  α-β変換器、
１０  ｄ-ｑ変換器、
１１  ローパスフィルタ（LPF）、
１２  減算器、
１３  減算器、
１４  減算器、
１５  加算器、
１６  減算器、
１７  乗算器、
１８  積分器、
１９  バンドパスフィルタ（BPF）、
２０  演算回路、
２１ｄ  減算器、
２１ｑ  加算器、
２２  ゲイン
【図１】
2007049782.tif 000007
【図２】
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【図３】
2007049782.tif 000009
【図４】
2007049782.tif 000010