(57)【要約】【課題】  診断機能を備え、応答性に優れたリニアソレノイドの駆動回路を提供する。【解決手段】  少なくとも過電流の発生を検出する診断部１１と、入力される第一制御信号ＣＳ１に基づいて開閉制御されると共に、診断部１の診断結果により過電流の発生が検出された時には開となるスイッチ部１２とを有する第一スイッチング手段１と、パルス幅変調された第二制御信号ＣＳ２に基づいて開閉制御される第二スイッチング手段２と、を備える。そして、第一スイッチング手段１をハイサイドスイッチとし、第二スイッチング手段２をローサイドスイッチとして、非対称ハーフブリッジ１０を構成し、第一スイッチング手段１のローサイド側と、第二スイッチング手段２のハイサイド側との間に接続されるリニアソレノイド２０を駆動する。【選択図】        図１
2007027465.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも過電流の発生を検出する診断部と、入力される第一制御信号に基づいて開閉制御されると共に、前記診断部の診断結果により過電流の発生が検出された時には開となるスイッチ部とを有する第一スイッチング手段と、
パルス幅変調された第二制御信号に基づいて開閉制御される第二スイッチング手段と、を備え、
前記第一スイッチング手段をハイサイドスイッチとし、前記第二スイッチング手段をローサイドスイッチとして、非対称ハーフブリッジを構成し、
前記第一スイッチング手段のローサイド側と、前記第二スイッチング手段のハイサイド側との間に接続されるリニアソレノイドを駆動するリニアソレノイドの駆動回路。
【請求項２】
前記非対称ブリッジのローサイド側に、前記第二スイッチング手段と並列に抵抗器が備えられる請求項１に記載のリニアソレノイドの駆動回路。
【請求項３】
前記抵抗器のハイサイド側の端子電圧が第二診断結果として出力される請求項２に記載のリニアソレノイドの駆動回路。
【請求項４】
前記抵抗器は複数の抵抗部品で構成され、これら抵抗部品により分圧された電圧値が第二診断結果として出力される請求項２に記載のリニアソレノイドの駆動回路。
【請求項５】
前記第一制御信号及び前記第二制御信号が出力され、前記第一スイッチング手段より出力される前記診断結果及び前記第二診断結果が入力される制御手段を備え、
この制御手段は、前記第一制御信号と、前記第二制御信号と、前記診断結果と、前記第二診断結果とに基づいて論理的に前記非対称ハーフブリッジ及び前記リニアソレノイドの動作状態を判定する請求項３又は４に記載のリニアソレノイドの駆動回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、リニアソレノイド及びその駆動回路の故障を検出する機能を備えたリニアソレノイドの駆動回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
ソレノイドや、その駆動回路の故障を検出する診断機能を備えたソレノイドの駆動回路として、図３に示すような構成が知られている。これは、一端が電源電圧ＶＤ側（ハイサイド）に接続された診断機能付きスイッチング回路Ｔ０と、一端がグラウンド側（ローサイド）に接続されたソレノイド２００とを、直列に接続したものである。また、スイッチング回路Ｔ０がオフ状態となった場合にソレノイド２００の誘導起電力により発生する電流を回生するために、ソレノイド２００と並列にフライホイールダイオードＦＤが接続されている。
【０００３】
図３に示したような構成のソレノイドの駆動回路は、例えば下記に示す特許文献１に記載されている。特許文献１に開示されたソレノイドの駆動回路は以下のような構成である。一端が電源電圧側に接続されたトランジスタ（ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ：P-channel Metal-Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）と、一端がグラウンド側に接続されたリニアソレノイドと、これらの他端にそれぞれ接続される抵抗素子（符号Ｒ１）とが、直列に接続されている。この抵抗素子（Ｒ１）には並列に電流検出回路が備えられている。電流検出回路は、抵抗素子（Ｒ１）の端子間電圧を測定することにより、トランジスタとリニアソレノイドとの直列回路を流れる電流を検出する。電流検出回路の測定結果は、さらに積分回路で積分されて、マイクロコンピュータのＡ／Ｄポートへ入力される。つまり、抵抗素子（Ｒ１）と、電流検出回路と、積分回路とは、診断機能を担う手段である。従って、これらはトランジスタと合わせて、図３に示す診断機能付きのスイッチング回路Ｔ０に相当するものである。また、リニアソレノイドと並列にフライホイールダイオードが備えられている点も図３に示す構成と同様である。
【０００４】
特許文献１に記載のように、電流検出回路や積分回路を備えると回路の規模が大きくなる。そこで、下記に示す特許文献２には、回路を小型化し、低コスト化を図るために診断機能付きのスイッチング回路であるインテリジェント・パワー・スイッチ（ＩＰＳ：Intelligent Power Switch）が提案されている。このＩＰＳは、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（符号４１）と、チャージポンプと、電流検出部とを備えている。
【０００５】
特許文献１に記載の駆動回路では、スイッチング素子として、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴが使用されていた。しかし、ソレノイド等のアクチュエータを駆動する電力用のＰチャネルＭＯＳＦＥＴは、品種が少なく、そのために価格も高い。これは、単体のスイッチング素子でも集積回路に内蔵する場合も概ね同様である。また、オン抵抗やスイッチング速度などの電気的な特性は、Ｎチャネル型の方が優れている。このため、特許文献２に記載の構成のようにスイッチング手段としては、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴが使用されることが多い。
【０００６】
電力用ＭＯＳＦＥＴのほとんどは、ゲート−ソース間に電圧を与えることで、ドレイン電流が流れるエンハンスメント（enhancement）型である。つまり、ｎチャネルであれば、ゲートの電位をソースよりも高くすればよく、ｐチャネルであればゲートの電位をソースよりも低くすればよい。従って、ソース接地型の回路を構成してゲート−ソース間に適切な電圧を印加すれば、電力用ＭＯＳＦＥＴは、良好なスイッチとして機能する。ハイサイドにＰチャネルＭＯＳＦＥＴを用いる場合、ゲート電圧を電源電圧等のハイサイド側の電圧と同等にすればオフし、ゲート電圧をグラウンド等のローサイド側の電圧と同等にすればオンするスイッチを容易に構成できる。しかし、ハイサイドにＮチャネルＭＯＳＦＥＴを用いる場合、ゲート電圧を電源電圧と同等にしても、ソース電圧が高いために、ソースとの間にトランジスタをオンさせるために必要な電位差は生じない。従って、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴのゲート電圧を昇圧する昇圧回路が必要となる。このため、特許文献２に記載のＩＰＳには、昇圧回路としてチャージポンプを有している。
【０００７】
【特許文献１】特開２０００−１１４０３９号公報（第１５〜１８段落、第１図）
【特許文献２】特開２００３−１７９４７２号公報（第１０〜１７段落、第１図）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
上述したように、図３に示した構成はソレノイドの駆動回路として良く知られ、用いられているものである。しかし、図３に示した構成では、スイッチング回路Ｔ０をオフにした後、回生電流がフライホイールダイオードを介してソレノイドに流れる。このため、ソレノイドを流れる電流の切れが悪くなる。これは、ソレノイドの応答性に影響を与える。単純なオン・オフを切り替える用途であればよいが、リニアソレノイドを精密に制御したいような用途では課題となる。この対策として、フライホイールダイオードに代えてツェナーダイオードを用いるなどの方法がある。しかし、この場合はツェナーダイオードの発熱が課題となる。
【０００９】
また、診断機能付きのスイッチング回路を小規模且つ低コストで構成するために、ＩＰＳを用いる場合には、下記の課題がある。上述したように、ＩＰＳに内蔵されるＮチャネル型ＦＥＴをハイサイドスイッチとして使用する場合には、ゲート−ソース電圧を確保するために、昇圧回路を内蔵する必要がある。この昇圧回路は、ＩＰＳのような集積回路では、コンデンサを用いたチャージポンプで構成される。チャージポンプにおいてコンデンサを充電する時間を要するために、ＩＰＳのスイッチング速度は、概ね１〜５ｋＨｚ程度に留まる。従って、自動車エンジンの防振装置のように機械的振動を検出してその振動を抑制するような用途でリニアソレノイドを１５ｋＨｚ程度以上の周波数でスイッチング制御するような場合には、応答性に課題がある。
【００１０】
本願発明は、上記課題に鑑みてなされたもので、診断機能を備え、高い応答性が確保可能なリニアソレノイドの駆動回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記目的を達成するため、本発明に係るリニアソレノイドの駆動回路は下記の特徴を備える。
即ち、少なくとも過電流の発生を検出する診断部と、入力される第一制御信号に基づいて開閉制御されると共に、前記診断部の診断結果により過電流の発生が検出された時には開となるスイッチ部とを有する第一スイッチング手段と、パルス幅変調された第二制御信号に基づいて開閉制御される第二スイッチング手段と、を備える。
そして、前記第一スイッチング手段をハイサイドスイッチとし、前記第二スイッチング手段をローサイドスイッチとして、非対称ハーフブリッジを構成し、前記第一スイッチング手段のローサイド側と、前記第二スイッチング手段のハイサイド側との間に接続されるリニアソレノイドを駆動する、ものである。
【００１２】
この構成によれば、第一制御信号によってハイサイド側の第一スイッチング手段のスイッチ部を閉とし、第二制御信号によってローサイド側の第二スイッチング手段を開閉制御することにより、リニアソレノイドを制御することができる。
リニアソレノイドの両端が短絡するなどの故障が発生した場合、第一スイッチング手段に過電流が流れるので、診断部はこの過電流を検出することができる。診断部が過電流を検出すると、スイッチ部が開となるので、短絡箇所への過電流が抑制される。
リニアソレノイドは、第一スイッチング手段のスイッチ部を閉とし、第二制御信号によってローサイド側の第二スイッチング手段を開閉制御することにより駆動される。従って、リニアソレノイドの応答性は、ローサイド側の第二スイッチング手段のスイッチング性能に依存することになる。
【００１３】
ローサイドスイッチとして備えられる第二スイッチング手段は、品種が多く、低価格で、オン抵抗やスイッチング速度などの電気的特性に優れた電力用のＮチャネルＭＯＳＦＥＴを利用することができる。ＮチャネルＭＯＳＦＥＴをローサイドスイッチとして利用する場合は、もちろん昇圧や降圧などの電圧操作は不要である。従って、チャージポンプなどの電圧変換手段も不要である。つまり、第二スイッチング手段を高速スイッチングさせることに対する阻害要因がほぼ除かれるため、リニアソレノイドを良好な応答性を有して駆動することができる。さらに、第二スイッチング手段はパルス幅変調された第二制御信号でスイッチング制御されるので、リニアソレノイドに流れる電流を精密に制御することができる。
【００１４】
また、第一スイッチング手段と第二スイッチング手段とで非対称ハーフブリッジを構成している。非対称ハーフブリッジであるから、第一及び第二スイッチング手段が備えられていない辺には、それぞれ逆方向接続されたダイオードが備えられる。つまり、第一スイッチング手段は、第二スイッチング手段のローサイド側から第一スイッチング手段へ向かう方向を順方向とするフライホイールダイオードと直列に接続されている。第二スイッチング手段は、第二スイッチング手段から電源電圧側へ向かう方向を順方向とするフライホイールダイオードと直列に接続されている。従って、リニアソレノイドで発生する誘導電流は、これらフライホイールダイオードを介して電源及び第二スイッチング手段のローサイド側へ回生する。従って、リニアソレノイドの応答性に影響を与えない。
その結果、本発明によって、診断機能を備え、高い応答性が確保可能なリニアソレノイドの駆動回路を提供することができる。
【００１５】
さらに、前記非対称ブリッジのローサイド側に、前記第二スイッチング手段と並列に抵抗器が備えられると好適である。
【００１６】
上述したように本発明に係るリニアソレノイドの駆動回路は、第二スイッチング手段が、パルス幅変調された第二制御信号によって、高速にスイッチングされる。換言すれば、第一スイッチング手段がオン状態において、第二スイッチング手段がオン・オフすることにより、リニアソレノイドへの電流供給を精密に制御する。第一スイッチング手段は、診断機能として少なくとも過電流を検出する機能を有しているが、無負荷であること、即ち、オープン検出機能を有する場合もある。第一スイッチング手段がオン状態で、第二スイッチング手段がオフ状態である場合、第一スイッチング手段から見ると無負荷と等価となり、オープン検出をしてしまう。第二スイッチング手段と並列に抵抗器を備えると、第二スイッチング手段がオフ状態となっても、この抵抗器を介して接続が維持される。従って、第一スイッチング手段によって、オープン検出されることはない。その結果、良好な診断機能を有するリニアソレノイドの駆動回路が得られる。
【００１７】
ここで、前記抵抗器のハイサイド側の端子電圧が第二診断結果として出力されると良い。
【００１８】
第一スイッチング手段がオン状態において、第二スイッチング手段がオフ状態である場合、抵抗器のハイサイド側の端子電圧は、第一スイッチング手段のオン抵抗と、リニアソレノイドのインピーダンスと、抵抗器の抵抗値とによる分圧値となる。第一スイッチング手段のオン抵抗は通常非常に小さいので、リニアソレノイドのインピーダンスとの分圧値となる。つまり、第二スイッチング手段のローサイド側から一定の電圧を有した値となる。
第一スイッチング手段がオン状態において、第二スイッチング手段がオン状態の場合、第二スイッチング手段のオン抵抗も非常に小さいので、第二スイッチング手段のハイサイド側の電圧値は、ほぼ第二スイッチング手段のローサイド側の電圧となる。これと並列接続されている抵抗器のハイサイド側の端子電圧も、ほぼ第二スイッチング手段のローサイド側の電圧となる。
第一スイッチング手段がオン状態、第二スイッチング手段がオフ状態において、リニアソレノイドなどに断線が生じると、抵抗器のハイサイド側の端子電圧は、ほぼ第二スイッチング手段のローサイド側の電圧となる。つまり、抵抗器は、第二スイッチング手段のローサイド側にプルダウンされていることと等価となる。
このように、抵抗器のハイサイド側の端子電圧は、リニアソレノイドや駆動回路のオープン検出の診断結果を示すものとして良好に機能する。さらに、完全な切断等ではなく、切断に至る過程にあって、インピーダンスが次第に増化しているような場合、この端子電圧の値によって、より詳細な推定診断を行うことも可能となる。従って、この端子電圧を第二診断結果として出力すると、良好な診断機能を有するリニアソレノイドの駆動回路が得られる。
【００１９】
また、前記抵抗器は複数の抵抗部品で構成され、これら抵抗部品により分圧された電圧値が第二診断結果として出力されるとよい。
【００２０】
一般に、リニアソレノイドなどアクチュエータは、電源電圧１２Ｖ以上程度の電子回路としては高い電圧で駆動される。一方、マイクロコンピュータなどの制御系の回路は、電源電圧５Ｖ以下の低電圧で駆動される。第二診断結果を示す端子電圧は、電源電圧１２Ｖ以上のいわゆるパワー系の回路の一部の電圧である。従って、電圧値として５Ｖ以上の値を取り得る可能性もある。この場合、第二診断結果をそのまま、制御系の回路に接続することはできない。従って、抵抗器を複数の抵抗部品によって構成し、抵抗器の端子電圧を抵抗部品によって分圧した値を第二診断結果とすると、良好に制御系回路へ伝達することができる。
【００２１】
また、前記第一制御信号及び前記第二制御信号が出力され、前記第一スイッチング手段より出力される前記診断結果及び前記第二診断結果が入力される制御手段を備え、以下のように前記非対称ハーフブリッジ回路及び前記リニアソレノイドの動作状態を判定するとよい。
即ち、この制御手段が、前記第一制御信号と、前記第二制御信号と、前記診断結果と、前記第二診断結果とに基づいて前記非対称ハーフブリッジ回路及び前記リニアソレノイドの動作状態を判定するとよい。
【００２２】
一般に、第一スイッチング手段が有する診断結果出力は、配線規模を少なくするために、１つの信号線である。例えば、第一スイッチング手段が、集積回路で構成される場合、集積回路の外囲器の端子数を増やさないためにも診断結果出力の信号数は少なく、多くの場合１つである。そして、例えば、第一スイッチング手段が、非対称ハーフブリッジ回路及びリニアソレノイドの過電流、短絡、断線（オープン）を診断する場合、これらの状態を１つの信号線で報知する必要がある。短絡が生じた場合には、過電流が流れるため過電流と短絡とは同じ論理値で報知しても問題はない。従って、少なくとも、過電流と断線（オープン）と正常状態とを区別可能に報知する必要がある。
診断結果は、多くの場合、制御手段に入力され、制御手段において種々の判定に用いられる。制御手段は、第一スイッチング手段を制御する第一制御信号を出力するので、第一制御信号と診断結果との組合せによって状態を表すようにするとよい。
例えば、過電流、断線の問題がなく正常動作をしている場合には、診断結果として第一制御信号と同じ論理値を出力する。過電流を検出した場合には、第一制御信号の論理値に拘らず、ロー（Ｌ）レベルの論理値を出力する。オープンを検出した場合には、第一制御信号の論理値に拘らず、ハイ（Ｈ）レベルの論理値を出力する。第二スイッチング手段に並列に接続された抵抗器が非対称ハーフブリッジ回路及びリニアソレノイドの断線を診断する場合も同様である。
このように、制御手段が、前記第一制御信号及び第二制御信号と、第一スイッチング手段より出力される診断結果と第二診断結果とに基づいて論理的に非対称ハーフブリッジ回路及びリニアソレノイドの動作状態を判定することができる。その結果、良好な診断機能を有するリニアソレノイドの駆動回路が得られる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
以下、本発明の実施形態を自動車のエンジンの防振装置におけるリニアソレノイドの駆動回路を例に、図面に基づいて説明する。図１は、本発明に係るリニアソレノイドの駆動回路の構成を模式的に示すブロック図である。
本発明に係るリニアソレノイドの駆動回路は、他の回路と共にＥＣＵ（Electronic Control Unit）１００に備えられている。ＥＣＵ１００には、制御手段としてのＭＰＵ（マイクロプロセッサ：Micro Processing Unit）４が備えられており、リニアソレノイド２０を駆動する制御信号ＣＳ１及びＣＳ２を出力する。詳細は後述するが、本実施形態では、第二制御信号ＣＳ２がパルス幅変調（ＰＷＭ：pulse width modulation）された制御信号であり、この信号によりリニアソレノイド２０が精密に制御される。
【００２４】
駆動回路は、少なくとも過電流の発生を検出する診断機能を有するＩＰＤ（インテリジェント・パワー・デバイス：Intelligent Power Device）１と、パワーＭＯＳＦＥＴ２とを備えて構成されている。ＩＰＤ１は、本発明の第一スイッチング手段に相当する。パワーＭＯＳＦＥＴ２は、本発明の第二スイッチング手段に相当し、Ｎチャネル型である。
【００２５】
図に示すように、ＩＰＤ１とパワーＭＯＳＦＥＴ２とで非対称ハーフブリッジ１０を構成している。非対称ハーフブリッジであるから、ＩＰＤ１とパワーＭＯＳＦＥＴ２とが備えられていない辺には、それぞれ逆方向接続されたダイオードが備えられる。つまり、ＩＰＤ１は、グラウンド側からＩＰＤ１へ向かう方向を順方向とするフライホイールダイオード３ａと直列に接続されている。パワーＭＯＳＦＥＴ２は、パワーＭＯＳＦＥＴ２から電源電圧ＶＤＤ側へ向かう方向を順方向とするフライホイールダイオード３ｂと直列に接続されている。
リニアソレノイド２０は誘導性負荷であり、誘導性負荷は電流の供給が途絶えた後にも誘導起電力により電流を流そうとする性質がある。この誘導電流の回生が容易であるという点もブリッジ回路の利点である。つまり、リニアソレノイド２０で発生する誘導電流は、フライホイールダイオード３を介して電源及びグラウンドへ回生する。
また、非対称ハーフブリッジ１０の近傍には、電源安定化用の電解コンデンサＣ１が配置される。この電解コンデンサは、数百μ〜千μＦ（マイクロ・ファラッド）程度の大容量のものが使用される。大容量化することにより、電源インピーダンスを低く保ち、ブリッジ回路に与えられるＰＷＭ制御の信号波形のデューティー比に正確に応答できるようにしている。
【００２６】
ＥＣＵ１００への電源供給は、電圧ＶＢを出力するバッテリ３０からヒューズ４０を介して、及びイグニッションスイッチ（ＩＧＳＷ：ignition switch）５０を介して行われる。ヒューズ４０を介して供給される電圧ＶＢは、ＥＣＵ１００内のＮチャネルＭＯＳＦＥＴ５（電源用開閉手段）によってスイッチングされて、リニアソレノイドの駆動回路へ伝達される。
【００２７】
ＦＥＴ５がスイッチングによりオン状態に遷移する瞬間は、電気的には過度状態である。電源安定用の電解コンデンサＣ１のインピーダンスは、静電容量の逆数となる。電解コンデンサＣ１の静電容量は非常に大きいので、過度状態における電源−グラウンド間のインピーダンスは非常に小さくなる。このため、電源−グラウンド間には大きな過度電流、いわゆる突入電流が流れる。この突入電流を抑制するために、プリチャージ手段６が備えられている。
【００２８】
プリチャージ手段６は、抵抗器６ａとダイオード６ｂとにより構成されている。ＩＧＳＷ５０がオンされた瞬間にも、突入電流が流れる。抵抗器６aはこの過渡電流に対するインピーダンスとなり、突入電流を小さくするための突入電流防止用抵抗器である。ダイオード６ｂは、電解コンデンサＣ１が充電されるまで、バッテリＢから電荷を供給する。通常、ダイオードには順方向電圧の電圧降下が発生するため、電解コンデンサＣ１は理論的にはバッテリ電圧ＶＢよりも０．６〜０．７Ｖ低い電圧まで充電される。電解コンデンサＣ１が定常値まで充電される時間は、理論的には無限大である。そこで、充電時間は、抵抗器６ａの抵抗値と、ダイオード６ｂのインピーダンスと、電解コンデンサＣ１とから算出できる時定数τに基づいて考えればよい。例えば、充電開始後τ秒後には、電解コンデンサＣ１が満充電された場合の端子電圧の定常値の６３．２％に達する。そして、充電開始後５τ秒後には、定常値の９９．３％に達する。これらは、過渡現象の理論計算より導かれる数値であるから、時定数τに基づいて充電時間を設定すればよい。
【００２９】
レギュレータ７は、通常１２Ｖ程度のバッテリ電圧ＶＢをＭＰＵ４などの電子回路の動作電圧である５Ｖや３．３Ｖの電圧ＶＣＣに降圧する半導体集積回路である。ＩＧＳＷ５０がオンされると、上述したように電解コンデンサＣ１が充電（プリチャージ）されると共に、レギュレータ７によってＭＰＵ４の電源電圧ＶＣＣが生成される。ＭＰＵ４は、電源電圧ＶＣＣを与えられるとプログラムに従って動作を開始する。尚、電源電圧ＶＣＣで動作するリセット回路（不図示）を有し、電源電圧ＶＣＣがリセット回路及びＭＰＵ４に与えられた後、一定時間リセットを掛けるように構成してもよい。電源電圧ＶＣＣが与えられ、又はリセットが解除されると、ＭＰＵ４は自己の初期設定（イニシャライズ：initialize）を行う。初期設定を終えると、電源制御信号ＣＳ０をＨ（ハイ）レベルで出力する。電源制御信号ＣＳ０によって、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ５がオンされると、バッテリ３０から、ヒューズ４０と、ＦＥＴ５とを介して、電圧ＶＢが非対称ハーフブリッジ１０及び電解コンデンサＣ１に供給される。
【００３０】
ここで、上述した時定数τに基づき計算された所定の充電時間がＭＰＵ４の初期設定時間よりも短ければ、初期設定を終了した時点で電解コンデンサＣ１の充電が完了していると考えてよい。また、例えば２τの時間を経過していれば、定常状態の約８７％には達しているため、充分に充電できていると考えてもよい。少なくとも、プリチャージにより電解コンデンサＣ１の未充電の静電容量は減少しており、電解コンデンサＣ１のインピーダンスは充電開始前よりも確実に大きくなっている。従って、ＭＰＵ４が初期設定完了後、直ちに電源制御信号ＣＳ０を出力してＦＥＴ５をオンさせても、突入電流を確実に減少させることができている。もちろん、ＭＰＵ４に電源が投入された後、例えば５τに相当する所定時間経過後に、電源制御信号ＣＳ０を出力してＦＥＴ５をオンさせてもよい。
【００３１】
ＦＥＴ５がオンされると、電解コンデンサＣ１は、ほぼ電圧ＶＢに近い電源電圧ＶＤＤまで充電される。ヒューズ４０の抵抗値と、ＦＥＴ５のドレイン−ソース間のオン抵抗とは非常に小さいため、大きな電圧降下は発生しない。ＦＥＴ５がオンされる時、電解コンデンサＣ１は、プリチャージ手段６を介してすでに電圧ＶＢよりも０．６〜０．７Ｖ低い程度の電圧値まで充電されている。従って、電解コンデンサＣ１は、新たに大きな突入電流を伴うことなく、ほぼ電圧ＶＤＤまで充電される。
【００３２】
ＭＰＵ４には、リニアソレノイド２０によって機械的に制御される対象物、例えば自動車のエンジンなどに備えられたセンサ６０からの検出信号が入力されている。センサ６０は、例えば振動センサであり、機械的な振動の大きさや方向、周波数などの情報をＭＰＵ４に提供する。
ＭＰＵ４は、与えられた機械的な振動情報をプログラムに基づいて情報処理し、この機械的な振動を吸収するようにリニアソレノイド２０を駆動するための制御信号を出力する。
【００３３】
リニアソレノイドの駆動回路は、ＩＰＤ（第一スイッチング手段）１をハイサイドスイッチとし、Ｎチャネル・パワーＭＯＳＦＥＴ（第二スイッチング手段）２をローサイドスイッチとする、非対称ハーフブリッジで構成されている。ＭＰＵ４は、ＩＰＤ１をスイッチング制御する第一制御信号ＣＳ１と、ＦＥＴ２を制御する第二制御信号ＣＳ２とを出力する。上述したように、ＭＰＵ４は、例えば５Ｖ程度の電源電圧ＶＣＣで動作しており、出力する第一制御信号ＣＳ１、第二制御信号ＣＳ２も、電圧ＶＣＣの範囲内の出力である。リニアソレノイド２０には、電圧ＶＤＤを用いて動作電流を与える必要があるので、非対称ハーフブリッジ１０の動作電圧は、電圧ＶＤＤである。従って、ＦＥＴ２をオン・オフ制御するためには、第二制御信号ＣＳ２の信号レベルを上げておく必要がある。このため、プリドライバ８が備えられている。ＭＰＵ４が出力する電圧ＶＣＣの信号レベルの第二制御信号ＣＳ２ａがプリドライバ８に入力され、電圧ＶＤＤの信号レベルの第二制御信号ＣＳ２ｂが出力されて、ＦＥＴ２のゲートに入力される。
【００３４】
尚、同様のことはＩＰＤ１に関しても言えることであり、ＩＰＤ１の構成によっては第一制御信号ＣＳ１もプリドライバによってレベル変換が必要である。本実施形態においては、ＩＰＤ１が、電圧ＶＣＣの信号レベルの制御信号ＣＳ１によって直接制御が可能な構成を採っているため、プリドライバを備えていない。
【００３５】
ここで、図２に基づいてＩＰＤ１の構成について説明する。ＩＰＤ１は、ＭＰＵなどの論理回路から直接駆動可能なハイサイドスイッチであって、少なくとも過電流の発生を検出する診断機能を有した半導体集積回路である。ＩＰＳ（インテリジェント・パワー・スイッチ（Intelligent Power Switch）も同義である。図２に示すように、ＩＰＤ１は、自己診断を行う診断部１１と、入力される第一制御信号ＣＳ１に基づいて開閉制御されると共に、診断部１１の診断結果により過電流の発生が検出された時には開となるスイッチ部（パワーＭＯＳＦＥＴ）１２と、診断部１１の診断結果を出力する診断結果出力部１３とを有している。
【００３６】
診断部１１は、過電流検出部１１ａと、過熱検出部１１ｂと、オープン検出部１１ｃとから構成されている。過電流検出部１１ａは、スイッチ部１２を流れる電流を検出することにより、非対称ハーフブリッジ１０を流れる電流を監視する。例えば、リニアソレノイド２０の両端の端子が短絡する異常やリニアソレノイド２０のハイサイド側が他の電位の部材（例えば電源のグラウンド）と短絡するような故障が生じた場合の過電流を検出する。過熱検出部１１ｂは、過電流や長時間使用によるＩＰＤ１の過熱を検出する。過電流や過熱が検出された場合には、入力Ｉ／Ｆ部１７を介して入力された第一制御信号ＣＳ１が、保護部１８によって制御される。その結果、スイッチ部１２のオン時間が削減され、スイッチ部１２を介して供給される電流が削減される。ここで、オン時間の削減とは、例えば、オン時間中にさらに細かくオン・オフ制御するスイッチング制御も含むものである。このように、過電流及び過熱が検出された場合には、何れの場合にも、ＩＰＤ１は、出力する電流を削減又は停止するように制御する。
【００３７】
オープン検出部１１ｃは、主にスイッチ部１２がオフ状態の時に、ＩＰＤ１の出力端子の電圧を検出することによって、ＩＰＤ１に接続される負荷のオープンを検出する。正常時には、電源電圧ＶＤＤから、オープン検出部１１ｃ、ＩＰＤ１の出力端子、非対称ハーフブリッジ１０やリニアソレノイド２０を介してグラウンドへと続く回路が形成される。非対称ハーフブリッジ１０やリニアソレノイド２０のインピーダンスは低いので、オープン検出部１１ｃのインピーダンスは、非対称ハーフブリッジ１０やリニアソレノイド２０のインピーダンスよりも充分高い値に設定可能である。この場合、等価回路としては、電電圧ＶＤＤ−オープン検出部１１ｃ−出力端子−グラウンド、となる。従って、ＩＰＤ１の出力端子はＬレベルとなる。しかし、非対称ハーフブリッジ１０やリニアソレノイド２０に断線や劣化があると、インピーダンスが非常に大きくなる。この場合、等価回路は、電圧ＶＤＤ−オープン検出部１１ｃ−出力端子−高インピーダンス−（グラウンド）、となる。その結果、ＩＰＤ１の出力端子の電圧は、Ｈレベルとなるか、少なくともＬレベルとは言えない値の電圧となる。従って、オープン検出部１１ｃにより、ＩＰＤ１の出力端子の電圧を検出することで、非対称ハーフブリッジ１０やリニアソレノイド２０に生じている断線や劣化を検出する。
【００３８】
診断部１１で検出された診断結果は、診断結果出力部１３に入力され、診断結果出力部１３は診断結果ＤＳ１をＩＰＤ１から出力する。診断結果ＤＳ１は、ＭＰＵ４にそのまま入力可能なように、電圧ＶＣＣの範囲の信号レベルとして出力される。本例のＩＰＤ１は、診断結果ＤＳ１を出力する出力端子を１つだけ有している。診断結果出力部１３には、入力Ｉ／Ｆ部１７を介して第一制御信号ＣＳ１の論理値も入力される。診断結果ＤＳ１は、診断部１１による診断結果と第一制御信号ＣＳ１とに基づいて、下記のような信号レベルで出力される。
【００３９】
診断部１１が、過電流、過熱、オープンの何れも検出していない場合、診断結果ＤＳ１は、第一制御信号ＣＳ１と同じ論理レベルで出力される。つまり、第一制御信号ＣＳ１がＨレベルのときはＨレベル、ＬレベルのときはＬレベルの出力となる。
【００４０】
診断部１１が、過電流、過熱の何れかを検出している場合、診断結果ＤＳ１は第一制御信号ＣＳ１の論理レベルに拘らず、論理レベルＬで出力される。即ち、スイッチ部１２をオン状態にすべき、第一制御信号ＣＳ１のＨレベルの時に、制限が掛かってスイッチ部１２をオン状態にすることができないことを示している。
【００４１】
診断部１１が、オープンを検出している場合、診断結果ＤＳ１は第一制御信号ＣＳ１の論理レベルに拘らず、論理レベルＨで出力される。即ち、スイッチ部１２をオフ状態にすることでＬレベルとなるはずのＩＰＤ１の出力端子が、第一制御信号ＣＳ１がＬレベルの時にＨレベルであることを示している
【００４２】
ＭＰＵ４は、第一制御信号ＣＳ１の論理レベルを把握しているので、第一制御信号と、ＩＰＤ１より出力される診断結果ＤＳ１とに基づいて論理的に非対称ハーフブリッジ回路１０及びリニアソレノイド２０の動作状態を判定する。
上述したようなＩＰＤ１の内部での信号情報処理は、ＭＰＵ４と同様にＣＭＯＳやＴＴＬレベルの信号レベルである電圧ＶＣＣの範囲内で行われ、診断結果ＤＳ１も同様の信号レベルで出力される。このため、ＩＰＤ１は、入力される電圧ＶＤＤを降圧するレギュレータ１６を備えて、電源電圧ＶＣＣに相当する電圧ＶＳを生成している。
【００４３】
本例のＩＰＤ１は、ＭＰＵ４からの第一制御信号ＣＳ１をそのまま入力しているため、電圧ＶＤＤをスイッチングするスイッチ部１２を駆動するためのドライバ１４を有している。ドライバ１４は、電圧ＶＤＤの電圧レベルまで第一制御信号ＣＳ１を昇圧するだけでは、不十分である。つまり、スイッチ部１２は電気的特性上有利なＮチャネル・パワーＭＯＳＦＥＴを用いて構成される。前述のように、ハイサイドスイッチとして使用するＮチャネルＭＯＳＦＥＴに対して充分なゲート−ソース間電圧を得るためには、電圧ＶＤＤよりも高い電圧が必要である。このため、ＩＰＤ１は昇圧手段として、チャージポンプ１５を有している。
【００４４】
チャージポンプ１５は、コンデンサの充放電を用いた昇圧回路である。コンデンサを充電する時間を要するため、ＩＰＤ１の有するスイッチ部１２は、概ね１〜５ｋＨｚ程度のスイッチング特性に留まる。従って、防振装置のように物体の振動を検出してその振動を打ち消すようにリニアソレノイドを１５ｋＨｚ程度以上の周波数でスイッチング制御するような場合には、応答性に課題がある。
【００４５】
そこで、本実施形態では、ＩＰＤ１をハイサイドスイッチとし、ＮチャネルＭＰＳＦＥＴ２をローサイドスイッチとして、非対称ハーフブリッジ１０を構成し、ＥＦＴ２をパルス幅変調された第二制御信号ＣＳ２に基づいて開閉制御されるようにしている。
また、非対称ハーフブリッジ１０においてそれぞれのスイッチ手段と対称な辺には、逆方向接続されたダイオード３（３ａ、３ｂ）がフライホイールダイオードとして備えられている。
【００４６】
ここで、ハイサイドスイッチとしてのＩＰＤ１に対する第一制御信号ＣＳ１をＨレベルに固定し、ローサイドスイッチとしてのＦＥＴ２に対する第二制御信号ＣＳ２をパルス幅変調すると、リニアソレノイド２０への電流供給を精密に制御することができる。第二制御信号ＣＳ２がＬ状態の場合、ＦＥＴ２はオフされるが、このとき、ＩＰＤ１がオープン検出してしまう場合がある。もちろん、ＭＰＵ４は、第二制御信号ＣＳ２をＬ状態として出力していることを把握しているため、ＩＰＤ１のオープン検出を無視するようにしてもよい。本実施形態においては、ＭＰＵ４による排他処理も省略できるように、非対称ブリッジ１０のローサイド側に、ＦＥＴ２と並列に抵抗器Ｒが備えられる構成としている。
第二制御信号ＣＳ２がＬ状態の場合、ＦＥＴ２はオフされるが、抵抗器Ｒを介してグラウンドとの接続が維持される。抵抗器Ｒの定数は、電源電圧ＶＤＤ、ＩＰＤ１のオープン検出回路１１ｃの抵抗定数及びオープン検出電圧などの電気的特性、などより適宜定める。つまり、抵抗器Ｒのインピーダンスが高すぎて、ＩＰＤ１がオープン検出することがないような値を設定すればよい。
【００４７】
また、ＭＰＵ４がＡ／Ｄコンバータ（analogue to digital converter）を備えているような場合には、抵抗器Ｒのハイサイド側の端子電圧を第二診断結果ＤＳ２として、ＭＰＵ４に入力してもよい。もちろん、ＭＵＰ４とは別に、Ａ／Ｄコンバータや比較器が備えられ、その結果がＭＰＵ４に出力されるものであってもよい。
【００４８】
本実施形態においては、抵抗器Ｒは複数の抵抗器(抵抗部品)Ｒ１とＲ２とで構成されている。そして、これら抵抗器Ｒ１とＲ２とにより分圧された電圧値が第二診断結果ＤＳ２としてＭＰＵ４へ出力される。これは、電源電圧ＶＤＤで動作する非対称ハーフブリッジ１０と、電源電圧ＶＳＳで動作するＭＰＵ４との間の電圧変換機能と捉えてもよい。
【００４９】
ＭＰＵ４は、第一制御信号ＣＳ１及び第二制御信号ＣＳ２が出力され、ＩＰＤ１より出力される診断結果ＤＳ１及び第二診断結果ＤＳ２が入力される制御手段である。従って、ＭＰＵ４は、第一制御信号ＣＳ１及び第二制御信号ＣＳ２と、診断結果ＤＳ１とに基づいて論理的に非対称ハーフブリッジ１０及びリニアソレノイド２０の動作状態を判定することができる。また、第二診断結果ＤＳ２に基づいて非対称ハーフブリッジ１０及びリニアソレノイド２０の動作状態を判定することができる。
【００５０】
以上、説明したように本発明によって、診断機能を備え、高い応答性が確保可能なリニアソレノイドの駆動回路を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５１】
【図１】本発明に係るリニアソレノイドの駆動回路の構成を模式的に示すブロック図
【図２】図１のＩＰＤの構成を模式的に示すブロック図
【図３】診断機能付きのスイッチング回路を備えたリニアソレノイドの一般的な駆動回路を模式的に示すブロック図
【符号の説明】
【００５２】
１      ＩＰＤ（第一スイッチング手段）
２      パワーＭＯＳＦＥＴ（第二スイッチング手段）
３      フライホイールダイオード
４      ＭＰＵ（制御手段）
１０    非対称ハーフブリッジ
１１    診断部
１１ａ  過電流検出部
１２    スイッチ部
２０   リニアソレノイド
ＣＳ１  第一制御信号
ＣＳ２  第二制御信号
ＤＳ１  診断信号（診断結果）
ＤＳ２  診断信号（第二診断結果）
Ｒ      抵抗器
Ｒ１    抵抗器（抵抗部品）
Ｒ２    抵抗器（抵抗部品）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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