(57)【要約】【課題】  トランスを用いることなく、安価に商用電源電圧の検知を行う。【解決手段】  フライバック電圧をダイオード及びコンデンサを用いてピークチャージを行い、スイッチング電源の直流出力電圧と抵抗合成することにより商用電源電圧に対応した電圧を生成する【選択図】  図１
2007049833.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
１次巻線、補助巻線、２次巻線を有したトランスと、前記トランスの１次巻線の一端と商用電源より生成した直流電源の高電位側が接続され、前記トランスの１次巻線の他端と前記直流電源の低電位側との間に接続され、前記トランスの１次巻線に流れる電流を制御する巻線電流制御手段と、前記２次巻線に発生する交番電圧を平滑整流する平滑整流手段と、前記平滑整流手段の直流出力電圧を基準電圧と比較し、その差に応じた電圧を出力する誤差検出手段と、１次側部分及び２次側部分を備え前記誤差検出手段の出力を１次側に伝達する伝達手段と、前記伝達手段からの帰還信号と前記補助巻線からの帰還信号により前記巻線電流制御手段に流れる電流の導通遮断を制御する制御手段を具備する電源装置の入力電圧検知回路において、前記平滑整流手段とは別に２次側において商用電源電圧に対応した負電圧を生成する入力電圧検知手段を有し、前記平滑整流手段からの直流出力電圧と前記入力電圧検知手段からの直流出力電圧とを抵抗合成して、負荷側の制御回路にて検知可能な直流電圧を生成することを特徴とする入力電圧検知回路。
【請求項２】
１次巻線、補助巻線、２次巻線を有したトランスと、前記トランスの１次巻線の一端と商用電源より生成した直流電源の高電位側が接続され、前記トランスの１次巻線の他端と前記直流電源の低電位側との間に接続され、前記トランスの１次巻線に流れる電流を制御する巻線電流制御手段と、前記２次巻線に発生する交番電圧を平滑整流する平滑整流手段と、前記平滑整流手段の直流出力電圧を基準電圧と比較し、その差に応じた電圧を出力する誤差検出手段と、１次側部分及び２次側部分を備え前記誤差検出手段の出力を１次側に伝達する伝達手段と、前記伝達手段からの帰還信号と前記補助巻線からの帰還信号により前記巻線電流制御手段に流れる電流の導通遮断を制御する制御手段を具備する電源装置において、前記平滑整流手段とは別に２次側において商用電源電圧に対応した負電圧を生成する入力電圧検知手段を有し、前記平滑整流手段からの直流出力電圧と前記入力電圧検知手段からの直流出力電圧とを抵抗合成して、負荷側の制御回路にて検知可能な直流電圧を生成することを特徴とする入力電圧検知回路を具備した電源装置。
【請求項３】
１次巻線、補助巻線、２次巻線を有したトランスと、前記トランスの１次巻線の一端と商用電源より生成した直流電源の高電位側が接続され、前記トランスの１次巻線の他端と前記直流電源の低電位側との間に接続され、前記トランスの１次巻線に流れる電流を制御する巻線電流制御手段と、前記２次巻線に発生する交番電圧を平滑整流する平滑整流手段と、前記平滑整流手段の直流出力電圧を基準電圧と比較し、その差に応じた電圧を出力する誤差検出手段と、１次側部分及び２次側部分を備え前記誤差検出手段の出力を１次側に伝達する伝達手段と、前記伝達手段からの帰還信号と前記補助巻線からの帰還信号により前記巻線電流制御手段に流れる電流の導通遮断を制御する制御手段と前記平滑整流手段とは別に２次側において商用電源電圧に対応した負電圧を生成する入力電圧検知手段と、前記平滑整流手段からの直流出力電圧と前記入力電圧検知手段からの直流出力電圧とを抵抗合成して、負荷側の制御回路にて検知可能な直流電圧を生成することを特徴とする入力電圧検知回路を具備した電源装置において、
前記誤差検出手段の出力を前記巻線電流制御手段が停止するに充分な時間だけ強制的に低下させる発振手段を有する電源装置において、前記入力電圧検知手段からの出力に応じて前記発振手段の動作状態を変化させることを特徴とする電源装置。
【請求項４】
１次巻線、補助巻線、２次巻線を有したトランスと、前記トランスの１次巻線の一端と商用電源より生成した直流電源の高電位側が接続され、前記トランスの１次巻線の他端と前記直流電源の低電位側との間に接続され、前記トランスの１次巻線に流れる電流を制御する巻線電流制御手段と、前記２次巻線に発生する交番電圧を平滑整流する平滑整流手段と、前記平滑整流手段の直流出力電圧を基準電圧と比較し、その差に応じた電圧を出力する誤差検出手段と、１次側部分及び２次側部分を備え前記誤差検出手段の出力を１次側に伝達する伝達手段と、前記伝達手段からの帰還信号と前記補助巻線からの帰還信号により前記巻線電流制御手段に流れる電流の導通遮断を制御する制御手段と前記平滑整流手段とは別に２次側において商用電源電圧に対応した負電圧を生成する入力電圧検知手段と、前記平滑整流手段からの直流出力電圧と前記入力電圧検知手段からの直流出力電圧とを抵抗合成して、負荷側の制御回路にて検知可能な直流電圧を生成することを特徴とする入力電圧検知回路を具備した電源装置の制御方法において、
前記誤差検出手段の出力を前記巻線電流制御手段が停止するに充分な時間だけ強制的に低下させる発振手段を有する電源装置において、前記入力電圧検知手段からの出力に応じて前記発振手段の動作状態を変化させることを特徴とする電源装置の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、商用電源電圧を検知するための回路構成に関するものであり、特に商用電源電圧を整流平滑して得られた高圧直流電圧を、機器が必要とする数Ｖ〜数十Ｖの低電圧の直流電圧に変換するスイッチング電源において、主にフライバック電圧を利用してピークチャージを行う際の入力電圧検知方法及び回路方式に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
一般に商用電源電圧の検知回路としては特登録０３２４０５９１に具体的な回路例が記述されているように、ダイオードブリッジ、コンデンサにて平滑整流する前段の商用電源電圧を直接商用周波数用トランスの１次側に入力して、配置したトランスの２次側からダイオード及びコンデンサを用いてピークチャージすることで商用電源電圧を検知するのが一般的である。
【特許文献１】特登録０３２４０５９１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかしながら、上記の特登録０３２４０５９１に具体的に記述されている商用電源電圧検知回路では、商用電源電圧側である１次側と直流出力電圧側である２次側との絶縁のためにトランスを用いているため、入力電圧検知回路を搭載しようとする部品の実装面積により装置自体が大きくなってしまうという問題がある。また、商用電源電圧を検知するためのためにトランスを配置するため、部品点数が増加し低コスト化を図りにくいという問題があった。
【０００４】
以下回路例を用いて詳細に説明する。
【０００５】
（スイッチング電源装置部の基本動作）
従来のスイッチング電源装置を図２に示した自励型フライバックコンバータ（ＲＣＣ:リンギングチョークコンバータ）を基本回路として説明する。絶縁トランスＴ２１は入力側の１次巻線Ｎｐと出力側の２次巻線Ｎｓおよび１次側の補助巻線Ｎｂにて構成されている。補助巻線Ｎｂは主スイッチング素子Ｑ２１の制御端子のオン／オフ制御を行うスイッチング素子Ｑ２２の駆動用巻線である。商用電源電圧はブリッジダイオードＤ２３で整流し、アルミ電界コンデンサＣ２５にて直流入力電圧Ｅに整流平滑される。直流入力電圧Ｅは１次巻線Ｎｐの一端と主スイッチング素子Ｑ２１の電流流出端子の間に印加され、入力電圧の（＋）側は１次巻線Ｎｐの一端、入力電圧の（−）側は主スイッチング素子Ｑ２１の電流流出端子に接続されている。また、補助巻き線Ｎｂは１次巻き線Ｎｐと同極に、２次巻線Ｎｓは異極に接続されている。入力電圧の（＋）側と主スイッチング素子Ｑ２１の制御端子間には起動抵抗Ｒ２０１が接続されている。また、主スイッチング素子Ｑ２１の制御端子と直流電圧Ｅの（−）側との間には抵抗Ｒ２０２が接続され、起動抵抗Ｒ２０１と直流入力電圧Ｅを分圧することにより主スイッチング素子Ｑ２１がオンするに充分な電圧を発生する。主スイッチング素子Ｑ２１の制御端子と補助巻線Ｎｂの１次巻線との同極側との間にはコンデンサＣ２１と抵抗Ｒ２０３、Ｒ２０４が接続されている。抵抗Ｒ２０４の両端には補助巻線Ｎｂ側をカソードの向きにしたダイオードＤ２１が接続されており、主スイッチング素子Ｑ２１のターンオン、ターンオフのスピードを調整している。スイッチング素子Ｑ２２は主スイッチング素子Ｑ２１のオン、オフを制御するために設けられており、電流流入端子は主スイッチング素子Ｑ２１の制御端子に、電流流出端子は直流電圧Ｅの（−）側に接続され、制御端子と電流流出端子との間にはコンデンサＣ２２が接続されている。補助巻線Ｎｂとスイッチング素子Ｑ２２の制御端子との間には抵抗Ｒ２０５が接続され、コンデンサＣ２２との間で時定数回路を構成している。オプトカプラＩＣ２１の１次側の電流流入端子と主スイッチング素子Ｑ２１の制御端子との間には抵抗Ｒ２０２が接続され、オプトカプラＩＣ２１に流れる電流を制限している。オプトカプラＩＣ２１のフォトトランジスタの電流流出端子はスイッチング素子Ｑ２２の制御端子に接続されている。絶縁トランスＴ２１の２次巻線Ｎｓの１次巻線との異極側には整流用のダイオードＤ２２のアノード側が接続され、ダイオードＤ２２のカソード側と２次巻線Ｎｓの１次巻線と同極側との間には電界コンデンサＣ２３が接続され、ダイオードＤ２２にて整流された交番電圧の平滑を行っている。出力電圧Ｖｏは抵抗Ｒ２０７、Ｒ２０８によって分圧され、分圧された電圧は差動増幅器ＩＣ２２の反転入力端子に接続され、ツェナーダイオードＺＤ２１と抵抗Ｒ２０９とで生成された基準電圧は差動増幅器ＩＣ２２の非反転入力端子に入力され、差動増幅器ＩＣ２２は反転入力端子の入力電圧を、基準電圧と比較することで出力端子の電圧変化され、抵抗Ｒ２１０を介してオプトカプラＩＣ２１の発光側のダイオードに流れる電流を制御している。差動増幅器ＩＣ２２の反転入力端子と出力端子との間に接続��れた抵抗Ｒ２１１とコンデンサＣ２４は閉ループの利得、位相を調整するためのものである。
【０００６】
主スイッチング素子Ｑ２１は起動抵抗Ｒ２０１と抵抗Ｒ２０２により制御端子に電圧が印加され導通状態となる。主スイッチング素子Ｑ２１が導通状態になると１次巻線Ｎｐに入力電圧Ｅが印加され、補助巻線Ｎｂに１次巻線と同極側を正とする電圧が誘起される。このとき２次巻線Ｎｓにも電圧が誘起されるが、整流ダイオードＤ２２のアノード側を負とする電圧であるため２次側には電圧は伝達されない。従って１次巻線Ｎｐを流れる電流は絶縁トランスＴ２１の励磁電流だけで絶縁トランスＴ２１には励磁電流の２乗に比例したエネルギーが蓄積される。この励磁電流は時間に比例して増大する。補助巻線Ｎｂに誘起された電圧によりコンデンサＣ２１、抵抗Ｒ２０３、Ｒ２０４を介して主スイッチング素子Ｑ２１の制御端子が充電され、さらに導通状態が継続される。時定数回路を構成している抵抗Ｒ２０５、コンデンサＣ２２には補助巻線Ｎｂから電荷が充電され、コンデンサＣ２２の両端の電圧がスイッチング素子Ｑ２２の閾値より高くなるとスイッチング素子Ｑ２２が導通状態となり、主スイッチング素子Ｑ２１の制御端子電圧が低下することで主スイッチング素子Ｑ２１は非導通状態となる。このとき絶縁トランスＴ２１の各巻線には起動時と逆極性の電圧が発生し、２次巻線には整流ダイオードＤ２２のアノード側を正とする電圧が発生するため、絶縁トランスＴ２１に蓄積されたエネルギーが整流、平滑され、２次側に伝達される。絶縁トランスＴ２１に蓄えられているエネルギーが２次側にすべて伝達されると主スイッチング素子Ｑ２１は再び導通状態となる。これはスイッチング素子Ｑ２１の電流流入、電流流出端子間の電圧の巻線比分の電圧が補助巻線Ｎｂに発生しているが、主スイッチング素子Ｑ２１が非導通状態になった直後は制御端子が負にバイアスされているが、２次側にエネルギーの伝達が終わると負のバイアスが徐徐に低下するため、ＣカップリングしているコンデンサＣ２１から再び主スイッチング素子Ｑ２１の制御端子が正方向にバイアスされるためである。フォトカプラＩＣ２１からの電流は出力電圧Ｖｏが高いときに電流を多く流すので、それによってコンデンサＣ２２に電流が供給され、充電時間が短くなる。これは主スイッチング素子Ｑ２１の導通時間が短くなることを示しており、これによって絶縁トランスＴ２１に蓄積されるエネルギーが減少することで出力電圧Ｖｏが下がり、定電圧動作を行っている。出力電圧が低い場合は逆の動作になる。
【０００７】
図３はＲＣＣ方式における各部の波形を示している。Ｖｇｓは主スイッチング素子Ｑ２１の制御端子電圧を、Ｖｄｓは主スイッチング素子Ｑ２１の電流流入端子、電流流出端子間電圧を、Ｉｄは主スイッチング素子Ｑ２１に流れる電流を、ＶＮｓは2次巻線Ｎｓに発生する電圧を、Ｉｓは２次側の整流ダイオードＤ２２に流れる電流を、ＶＮｂは補助巻線Ｎｂに発生する電圧を示している。まず、主スイッチング素子Ｑ２１のオン期間について説明する。起動抵抗により制御端子に電圧が印加され、Ｖｇｓの電位が上昇することによって主スイッチング素子Ｑ２１は導通状態となり、Ｉｄは時間とともに正の傾きで直線的に増加し、絶縁トランスＴ２１にエネルギーが蓄積される。このときＶｄｓは主スイッチング素子Ｑ２１が導通状態であるため、電位はほぼ零になっており、２次側の整流ダイオードにはＶＮｓが印加され、逆バイアスされているため、Ｉｓは流れない。このとき補助巻線Ｎｂの電圧を示したのがＶＮｂである。コンデンサが充電され、トランジスタが導通状態になると主スイッチング素子Ｑ２１の制御端子電圧Ｖｇｓは零になり、主スイッチング素子Ｑ２１は非導通状態となるため、Ｉｄは零になり、Ｖｄｓは直流入力電圧Ｅと２次側の出力電圧の巻線比倍の電圧、およびサージ電圧を重畳したものとなる。このとき２次側の整流ダイオードは導通状態となり、絶縁トランスＴ２１に蓄積されたエネルギーが２次側に伝達される。Ｉｓは負の傾きで直線的に減少する。このとき補助巻線には負電圧が発生するが、その後の負電圧の低下により再度主スイッチング素子が導通状態となることで継続して発振動作を行うことになる。
【０００８】
以上の動作により機器動作時であり負荷が大きい場合には、負荷変動に対して一定電圧を出力するよう制御を行う。その際にはマイクロコントローラＩＣ２３が備えるモード選択端子はスイッチング素子Ｑ２３の制御端子をＬＯＷとする。これによりスイッチング素子Ｑ２３は導通状態にはならず、強制的に主スイッチング素子Ｑ２１は発振を停止してしまうことはない。一方、機器休止時となり負荷が小さくなると、上記モード選択端子はスイッチング素子Ｑ２３の制御端子にＨＩ／ＬＯＷを繰り返すパルス状の信号を加える。（以下パルスモードと呼ぶことにする。）スイッチング素子Ｑ２３の制御端子がＨＩの期間、オプトカプラＩＣ２１の２次側の発光ダイオードには差動増幅器ＩＣ２２の出力とは関係なく抵抗Ｒ２１２で制限される電流が流れる。この電流は機器動作時に比べて充分に大きく、オプトカプラＩＣ２１の１次側のフォトトランジスタに伝えられると、瞬時にコンデンサＣ２２の電圧を上昇させることでスイッチング素子Ｑ２２の導通状態にさせ、主スイッチング素子Ｑ２１を非導通状態にする。この状態を自励式スイッチング電源の発振周波数の例えば２〜２０倍位継続すると、絶縁トランスＴ２１のエネルギーが完全に放出され、本自励式スイッチング電源の１次側は起動前と同じ状態になる。この状態におけるスイッチング電源の２次側の負荷は小さいため、出力電圧はほぼそのままの状態で維持できる。スイッチング素子Ｑ２３の制御端子がＨＩからＬＯＷに戻ると、オプトカプラＩＣ２１の２次側の発光ダイオードの電流もほぼ以前の状態に回復する。抵抗Ｒ２０５によるオプトカプラＩＣ２１のフォトトランジスタの電流による電圧降下を、スイッチング素子Ｑ２２の閾値電圧よりも大きく設定した場合、スイッチング素子Ｑ３２は導通状態を継続し、起動抵抗Ｒ２０１からの電流はスイッチング素子Ｑ２２にすべて流れ込む。したがって主スイッチング素子Ｑ２１はオンすることができないため、本自励式スイッチング電源は発振停止状態を継続する。時間の経過に伴い、コンデンサＣ２３にたまった電荷が負荷により消費されていくと、２次側の出力電圧も下がる。それに伴い差動増幅回路の出力電圧も上昇し、オプトカプラＩＣ２１のフォトトランジスタ側に流れる電流が減少するため、抵抗Ｒ２０５による電圧降下がスイッチング素子Ｑ２２の閾値電圧よりも小さくなると、起動抵抗Ｒ２０１よりコンデンサＣ２１に充電が行われ、主スイッチング素子Ｑ２１がオンするため、本自励式スイッチング電源は再び発振を開始する。以上のようにスイッチング素子Ｑ２３の制御端子に対してＨＩ／ＬＯＷの信号を繰り返し入力することにより、本自励式スイッチング電源の単位時間あたりの発振回数を減少させることができるため、負荷が軽いときの損失を低減することができ、より高効率化を図ることができる。
【０００９】
（入力電圧検知回路の動作）
しかしながら、スイッチング電源に入力される平滑整流された直流入力電圧Ｅの変動により、Ｒ２０１からの起動時間に時間差が生じるため、軽負荷時の効率に違いが生じる。そのためより効率を向上させるためには商用電源電圧の情報が必要となる。そのためにトランスＴ２２の１次側の入力端子にダイオードブリッジＤ２３、平滑コンデンサＣ２５より前段の商用電源電圧を印加し、２次側の出力をダイオードＤ３４、コンデンサＣ２６によりピークチャージを行うことで商用電源電圧に比例した直流出力電圧を生成し、マイクロコントローラＩＣ２３に入力する。抵抗Ｒ２１４はピークチャージ電圧の放電用抵抗である。この回路によりマイクロコントローラＩＣ２３は商用電源電圧の情報を得ることができ、商用電源電圧に応じて任意に発振状態を変化させることができる。この場合の発振状態の変化のさせ方としては商用電源電圧が高い場合には発振周波数を上昇させるか、あるいはトランジスタＱ２３の導通時間を長くすることで、商用電源電圧が低い時に比べて発振回数を減少させることでスイッチング損失を低下させ、効率の向上を図ることができる。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記目的を達成するため、本出願に係る第１の発明はフライバック電圧をダイオード及びコンデンサを用いてピークチャージを行い、スイッチング電源の直流出力電圧と抵抗合成することにより商用電源電圧に対応した電圧を生成する回路を提供することにある。
【００１１】
また、本出願に係る第２の発明は第１の発明を利用して生成した商用電源電圧に関する情報を利用して、電源効率の向上を図る方法を提供する。
【発明の効果】
【００１２】
従来例における入力電圧検知回路では、電気的に絶縁が必要であるために商用電源電圧検知用にトランスを用いていたが、以上説明したように本発明によれば商用電源電圧検知用のトランスを用いることなく、スイッチング電源に使用しているトランスの出力を用いて入力電圧検知回路を構成することができる。また、上記入力電圧検知回路からの情報を用いて安価な構成にてスイッチング電源装置の効率向上を図ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
図１は本件の実施の形態に係る自励式のスイッチング電源の構成を示す回路図である。従来例と同じ機能である箇所には同負号を付与し、動作説明は省略することにする。本実施例における従来例との違いは商用電源電圧の検知の仕方にある。
【００１４】
以下入力電圧検知回路の動作について説明する。
【００１５】
トランスＴ２１の２次巻線Ｎｓに発生する電圧ＶＮｓは図３にも記載したが、スイッチング素子Ｑ２１のオン時に直流入力電圧Ｅに対してＶＮｓ＝−Ｅ×Ｎｓ／Ｎｐの電圧が発生し、スイッチング素子Ｑ２１のオフ時にＶｏなる電圧が発生する。そのため、ダイオードＤ１１のカソード端子をトランスＴ２１の２次巻線の巻き始めに接続し、アノード端子はコンデンサＣ１１の陰極側に接続し、コンデンサの陽極端子は直流出力電圧の基準電圧側に接続する。これによりコンデンサＣ１１には−Ｅ×Ｎｓ／Ｎｐにピークチャージされた電圧Ｖ１が発生する。このＶ１とスイッチング電源の直流出力電圧であるＶｏとを抵抗Ｒ１０１，Ｒ１０２にて合成することにより、Ｖ２＝（Ｖ１×Ｒ１０２＋Ｖ２×Ｒ１０１）／（Ｒ１０１＋Ｒ１０２）の電圧が合成される。この合成によりマイクロコンローラＩＣ２３のＰ２には入力可能な電圧レベルに変換された商用電源電圧の情報が入力されることになる。また、Ｒ１０１とＲ１０２を適当に選択することにより任意にマイクロコントローラＩＣ２３への入力電圧を調整することが可能となる。
【００１６】
本実施例ではマイクロコンピュータを例にしたが、モード選択が可能であり、電圧レベルを検知することでパルスモードの発振状態を変化させられるものであれば、マイクロコントローラに限定したものではないことを明記しておく。また、自励式スイッチング電源の構成を示す回路例としてはＭＯＳＦＥＴを主スイッチング素子として用いたが、例えば主スイッチング素子Ｑ２１をバイポーラトランジスタから構成する場合などの如く、適宜構成に変更を加えることが可能である。また、実施例では基準電源をツェナーダイオードで作成したが、本発明は基準電圧の作成方法を本手段に限定したものではない。
【００１７】
また、スイッチング電源をより効率よく動作させる上で商用電源電圧の情報は非常に有意義であるが、商用電源電圧の情報はスイッチング電源装置に限ったものではない。例えば、特登録０３２４０５９１では電磁調理器のマグネトロンの駆動制御用に入力電圧の情報を活用しており、本発明の適用可能な範囲はスイッチング電源を使用した製品広範にわたることを言及しておく。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明の実施例に係る入力電圧検知回路及び自励式スイッチング電源の構成を示す回路図である。
【図２】本発明の従来の実施例に係る入力電圧検知回路及び自励式スイッチング電源の構成を示す回路図である。
【図３】本発明の従来及び実施例に係る自励式スイッチング電源の動作時の各部波形である。
【符号の説明】
【００１９】
Ｄ１１  ピークチャージ回路を構成するダイオード
Ｃ１１  ピークチャージ回路を構成するコンデンサ
Ｒ１０１、Ｒ１０２  電圧合成するための抵抗
【図１】
2007049833.tif 000003
【図２】
2007049833.tif 000004
【図３】
2007049833.tif 000005