(57)【要約】【課題】  ベース電流を減少させることなく、発振装置の負性抵抗を大きくする。【解決手段】バイポーラトランジスタと、当該バイポーラトランジスタのベースに接続された圧電振動子とを有する発振回路と、前記バイポーラトランジスタのベース電極に入力端が接続されているインバータ素子と、前記インバータ素子の入力端及び出力端間に接続された抵抗器と、を含む。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
バイポーラトランジスタと、当該バイポーラトランジスタのベースに接続された圧電振
動子とを有する発振回路と、
前記バイポーラトランジスタのベース電極に入力端が接続されているインバータ素子と
、
前記インバータ素子の入力端及び出力端間に接続された抵抗器と、を含むことを特徴と
する発振装置。
【請求項２】
前記バイポーラトランジスタは、当該バイポーラトランジスタを駆動するための第１の
電源電位を印加されており、
前記インバータ素子は、当該インバータ素子を駆動するための第２の電源電位であって
前記第１の電源電位と異なる電位である前記第２の電源電位を印加されていることを特徴
とする請求項１記載の発振装置。
【請求項３】
前記インバータ素子は、第１の抵抗器を介して、当該インバータ素子を駆動するための
電源電位及び接地電位のうちの一方の電位を印加されており、第２の抵抗器を介して、他
方の電位を印加されていることを特徴とする請求項１記載の発振装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、化学的又は医学的なセンシング（検出）等に使用することが可能な、水晶振
動子のような圧電振動子等により規定される発振周波数を有する発振信号を生成する発振
装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
図７に示されるように、従来の発振装置ＯＤ１０は、例えばコルピッツ型発振回路を構
成すべく、相互にカスコード接続されたトランジスタＴＲ１、ＴＲ２を含み、より具体的
には、トランジスタＴＲ１は、エミッタ接地されており、かつ、ベース及び接地電位ＧＮ
Ｄ間に水晶振動子Ｘ１が接続されており、他方で、トランジスタＴＲ２は、ベース接地さ
れている。また、トランジスタＴＲ１、ＴＲ２のベース電位を規定すべく、抵抗器ＲＢ１
、ＲＢ２、ＲＢ３が、電源電位Ｖｃｃ及び接地電位ＧＮＤ間に直列接続されている。
【０００３】
図７に図示の発振装置ＯＤ１０は、図８に図示された等価回路で表すことができる。こ
こで水晶振動子Ｘ１のインピーダンスをｚｘｔ、水晶振動子Ｘ１以外の回路素子の抵抗Ｒ
ｂｃｉ及び容量性リアクタンスＣｂｃｉの関係は、（１）式で与えられる。
【０００４】
【数１】
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（１）式中の抵抗Ｒｂｃｉは、（２）式で表される。
【０００５】
【数２】
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トランジスタＴＲ１、ＴＲ２のベース・エミッタ間の等価抵抗をＲπ、等価容量をＣπ
、トランジスタＴＲ１、ＴＲ２の電流増幅率をｈｆｅとし、また、ベース・エミッタ間電
圧をＶｂｅ≒０．７Ｖであるとすると、（３）式が与えられる。
【０００６】
【数３】
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ここで、τＦは、順方向ベース走行時間、ｇｍは、相互インダクタンス、Ｉｃは、コレ
クタ直流電流、Ｒ３は、エミッタ抵抗、Ｒｂは、ベースバイアス抵抗である。
【０００７】
（２）式に示される抵抗Ｒｂｃｉについて（３）式に基づき、Ｖｃｃ＝３．３Ｖ、Ｃ＝
Ｃ２＝Ｃ３（可変）、Ｒ３＝１ｋΩ、Ｒｂ＝５ｋΩ、ｈｆｅ＝２００、τＦ＝０１ｎｓｅ
ｃ、ｇｍ＝３８ｍＡ／Ｖ×Ｉｃ、Ｒπ＝ｈｆｅ／ｇｍＣπ＝τＦ×ｇｍ、Ｖｂｅ＝０．７
Ｖｄｃの条件の下にシミュレーションを行うと、図９に図示のグラフを得ることができる
。当該グラフは、コンデンサＣ（Ｃ２、Ｃ３）が１５ｐＦであるか５５ｐＦであるかを問
わず、負性抵抗の絶対値が、概ね、２．５ｋΩであることを示す。
【０００８】
当該負性抵抗の絶対値は、例えば、発振装置ＯＤ１０が上記センシングのような機械的
に発振し難い環境で使用されるときには、当該発振を電気的に容易にすべく、より大きい
ことが望まれる。理論的には、当該負性抵抗の絶対値は、水晶振動子Ｘ１０から交流的な
観点で相互に並列接続されて見える、抵抗器ＲＢ２、ＲＢ３の抵抗値を大きくすれば、よ
り大きくなる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、前記抵抗器ＲＢ２、ＲＢ３の抵抗値を大きくすると、トランジスタＴＲ
１のベース電流を充分に流すことができなくなることから、抵抗器ＲＢ２、ＲＢ３の抵抗
値を大きくすることには限界があり、上記した従来の発振装置ＯＤ１０では、負性抵抗の
値を、上記した値以上に大きくすることが困難であるという問題があった。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明に係る発振装置は、上記した課題を解決すべく、バイポーラトランジスタと、当
該バイポーラトランジスタのベースに接続された圧電振動子とを有する発振回路と、前記
バイポーラトランジスタのベース電極に入力端が接続されているインバータ素子と、前記
インバータ素子の入力端及び出力端間に接続された抵抗器と、を含む。
【００１１】
上記した本発明に係る発振装置によれば、前記圧電振動子が接続された、前記バイポー
ラトランジスタのベースの電位を、前記インバータ素子及び抵抗器が協動して当該インバ
ータ素子の入力端の電位を規定することにより特定することから、従来のような、電源電
位及び接地電位間に設けられた２つの抵抗器による抵抗分圧により特定することに比して
、バイポーラトランジスタのベース電流を減少させることなく、発振装置の負性抵抗を大
きくすることが可能となる。
【００１２】
上記した本発明に係る発振装置では、前記バイポーラトランジスタは、当該バイポーラ
トランジスタを駆動するための第１の電源電位を印加されており、前記インバータ素子は
、当該インバータ素子を駆動するための第２の電源電位であって前記第１の電源電位と異
なる電位である前記第２の電源電位を印加されている。
【００１３】
上記した本発明に係る発振装置では、前記インバータ素子は、第１の抵抗器を介して、
当該インバータ素子を駆動するための電源電位及び接地電位のうちの一方の電位を印加さ
れており、第２の抵抗器を介して、他方の電位を印加されている。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
本発明に係る発振装置の実施例について図面を参照して説明する。
【００１５】
《実施例》
図１に示されるように、実施例の発振装置ＯＤは、トランジスタＴＲ１と、水晶振動子
Ｘ１と、インバータ素子ＩＮ１と、抵抗器Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３と、コンデンサＣ１、Ｃ２、
Ｃｘ、Ｃｐ１、Ｃｐ２、Ｃｐ３とを含む。
【００１６】
トランジスタＴＲ１は、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタであり、水晶振動子Ｘ１と協
動してコルピッツ型発振回路を構成すべく、エミッタ及び接地電位ＧＮＤ間には、抵抗器
Ｒ３及びコンデンサＣ２が並列接続されており、ベース及びエミッタ間には、コンデンサ
Ｃ１が接続されており、ベースには、インバータ素子ＩＮ１の入力端が接続されており、
ベース及び接地電位ＧＮＤ間には、水晶振動子Ｘ１及びコンデンサ（可変容量コンデンサ
）Ｃｘが直列接続されており、コレクタ及び電源電位Ｖｃｃ間には、抵抗器Ｒ２が接続さ
れている。
【００１７】
インバータ素子ＩＮ１は、例えば、ＣＭＯＳインバータ素子からなり、入力端及び出力
端間に抵抗器Ｒ１が接続されており、当該抵抗器Ｒ１により、その入力端を、インバータ
素子ＩＮ１に印加されている電源電位Ｖｃｃ（例えば、＋５Ｖ）及び接地電位ＧＮＤの中
間電位（例えば、＋２．５Ｖ）に安定的に維持する。
【００１８】
電源電位Ｖｃｃ及び接地電位ＧＮＤ間には、バイパスコンデンサＣｐ１、Ｃｐ２が設け
られており、また、出力端子ＯＵＴ１には、カップリングコンデンサＣｐ３が接続されて
いる。
【００１９】
図１に図示の発振装置ＯＤは、図２に図示の等価回路ＯＤ（ｅ）で表すことができる。
当該等価回路ＯＤ（ｅ）で、キルヒホッフの法則の下、電流及び電圧の関係より、（４）
式、（５）式、（６）式が得られる。
【００２０】
【数４】
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【００２１】
【数５】
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【００２２】
【数６】
2007318204.tif 000008
（４）式〜（６）式より、発振の臨界条件を示すインピーダンス条件は、（７）式で与
えられ、また、アドミタンス条件は、（８）式で与えられる。
【００２３】
【数７】
2007318204.tif 000009
【００２４】
【数８】
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（８）式における、ｚ１、ｙ２、ｙ３を、（９）式のように置き換えると、発振装置Ｏ
Ｄにおける水晶振動子Ｘ１以外の回路素子の抵抗Ｒｉｃｉ、容量性リアクタンスＣｉｃｉ
は、（１０）式により与えられる。
【００２５】
【数９】
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【００２６】
【数１０】
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（１０）式に示される抵抗Ｒｉｃｉ、容量性リアクタンスＣｉｃｉは、（１１）式で与
えられる。
【００２７】
【数１１】
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ここで、（１１）式に示されるコンダクタンス及びサセプタンスは、（１２）式で表さ
れる。
【００２８】
【数１２】
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図３は、図１に図示された実施例の発振装置のシミュレーションの結果を示す。図３に
図示のグラフでは、Ｒ３＝１ｋΩ、２ｋΩ、３ｋΩのとき、負性抵抗は、それぞれ、約１
２ｋΩ、約２５ｋΩ、３８ｋΩであり、従来の発振装置ＯＤ１０における負性抵抗の２．
５ｋΩより大きくなっている。ここで、当該シミュレーションは、Ｖｃｃ＝３．３Ｖ、Ｃ
２＝Ｃ３＝１５ｐＦ、インバータ素子ＩＮ１について、ｇｍ＝１μＡ／Ｖであり、また、
トランジスタＴＲ１について、Ｖｂｅ＝０．７Ｖ、ｈｆｅ＝２００、τＦ＝０．１ｎｓｅ
ｃ、ｇｍ２＝３８ｍＡ／Ｖ×Ｉｃ、Ｒπ＝ｈｆｅ／ｇｍ２、Ｃπ＝τＦ×ｇｍ２という条
件の下に行われている。
【００２９】
上記したように、実施例の発振装置ＯＤでは、水晶振動子Ｘ１が接続された、トランジ
スタＴＲ１のベースに、インバータ素子ＩＮ１及び抵抗器Ｒ１が協動して規定する、イン
バータ素子ＩＮ１の入力端の電位が印加されることから、従来の発振装置ＯＤ１０のよう
な、前記ベースに、電源電圧Ｖｃｃ及び接地電位ＧＮＤ間に直列接続された複数の抵抗器
による抵抗分圧により電位が印加されることと異なり、トランジスタＴＲ１のベース電流
を減少させることなく、負性抵抗を大きくすることができる。
【００３０】
《変形例１》
実施例の発振装置ＯＤのような、トランジスタＴＲ１及びインバータ素子ＩＮ１を同一
な電源電位Ｖｃｃ（例えば、＋５Ｖ）で駆動することに代えて、図４に示されるように、
トランジスタＴＲ１を電源電位Ｖｃｃ１（例えば、＋５Ｖ）で駆動し、他方で、インバー
タ素子ＩＮ１を他の電源電位Ｖｃｃ２（例えば、＋３Ｖ）で駆動することにより、トラン
ジスタＴＲ１のベースに、電源電位Ｖｃｃ２及び接地電位ＧＮＤ間の中間電位、例えば、
＋１．５Ｖを印加し、これにより、変形例１の発振装置ＯＤ１の負性抵抗の値を、実施例
の発振装置ＯＤの負性抵抗のそれと異ならせることができる。
【００３１】
《変形例２》
実施例の発振装置ＯＤのような、インバータ素子ＩＮ１に、直接、電源電位Ｖｃｃ及び
接地電位ＧＮＤを印加することに代えて、図５に示されるように、インバータ素子ＩＮ１
に、抵抗器Ｒ４を介して、電源電位Ｖｃｃ（例えば、＋５Ｖ）を印加し、また、抵抗器Ｒ
５を介して、接地電位ＧＮＤを印加する。これにより、インバータ素子ＩＮ１に抵抗器Ｒ
４が接続されている箇所である点Ｐ１の電位を、例えば、＋２Ｖに規定し、また、インバ
ータ素子ＩＮ１に抵抗器Ｒ５が接続されている箇所である点Ｐ２の電位を、例えば、０．
５Ｖに規定する。その結果として、トランジスタＴＲ１のベースを、点Ｐ１の電位と点Ｐ
２の電位との中間電位である＋１．２５Ｖに設定し、それにより、変形例２の発振装置Ｏ
Ｄ２の負性抵抗の値を、実施例の発振装置ＯＤの負性抵抗の値と異ならせることが可能と
なる。
【００３２】
《変形例３》
実施例の発振装置ＯＤにおける、コルピッツ型発振回路に代えて、図６に図示のような
、ピアーズＣＢ型発振回路を用い、当該ピアーズ型発振回路のベースに、インバータ素子
ＩＮ１及び抵抗器Ｒ１により規定される、インバータ素子ＩＮ１の入力端の電位を印加す
ることによっても、上記したと同様に、ベース電流を減少させることなく、変形例３の発
振装置ＯＤ３の負性抵抗を大きくすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００３３】
【図１】実施例の発振装置の構成を示す図。
【図２】実施例の発振装置の等価回路を示す図。
【図３】実施例の発振装置のシミュレーション結果を示すグラフ。
【図４】変形例１の発振装置の構成を示す図。
【図５】変形例２の発振装置の構成を示す図。
【図６】変形例３の発振装置の構成を示す図。
【図７】従来の発振装置の構成を示す図。
【図８】従来の発振装置の等価回路を示す図。
【図９】従来の発振装置のシミュレーションの結果を示す図。
【符号の説明】
【００３４】
ＯＤ…発振装置、ＴＲ１…トランジスタ、ＩＮ１…インバータ素子、Ｘ１…水晶振動子
、Ｒ５…抵抗器。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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