(57)【要約】【課題】信号帯域が広帯域となっても高効率な電力増幅を行うことができるようなポーラ変調による無線信号送信機を提供する。【解決手段】ベースバンド信号生成器１０１に伝送データ信号Ｓ１００が入力されると、伝送データ信号Ｓ１００が周波数ごとに分離されたデジタル信号ｂ（−Ｎ）、ｂ（−Ｎ＋１）…ｂ（Ｎ）がＩＦＦＴ部１１１へ並列に入力される。一方、２Ｎ個の乗算器１１２が、補正係数保存部１１３から補正係数ａ（−Ｎ）、ａ（−Ｎ＋１）…ａ（Ｎ）を抽出し、それぞれのデジタル信号ｂ（−Ｎ）、ｂ（−Ｎ＋１）…ｂ（Ｎ）に対して個別の補正係数を乗算する。このとき、低周波成分のデジタル信号に対しては絶対値の小さい補正係数を乗算し、高周波成分のデジタル信号になるにしたがって絶対値の大きい補正係数を乗算する。【選択図】図１
2007318358.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力されるポイント数が２Ｎ（Ｎは自然数）の逆高速フーリエ変換部を有するベースバンド信号生成器と、前記ベースバンド信号生成器で生成されたベースバンド信号を振幅変調信号と位相変調信号に分離する極座標変換器と、前記振幅変調信号を増幅する振幅変調信号増幅器と、前記位相変調信号から無線周波位相変調信号を生成する位相変調器と、前記振幅変調信号をバイアスして前記無線周波位相変調信号の電力を増幅する電力増幅器とを備えた無線信号送信機であって、
前記ベースバンド信号生成器は、前記逆高速フーリエ変換部へ入力される入力信号のレベルを補正する信号補正手段を備えることを特徴とする無線信号送信機。
【請求項２】
前記信号補正手段は、ｎを−ＮからＮの整数とするとき、前記逆高速フーリエ変換手段へ入力される２Ｎ個の並列入力信号ｂ（ｎ）のそれぞれに割り当てられる２Ｎ個の補正係数ａ（ｎ）を前記並列入力信号ｂ（ｎ）の各々に乗算する乗算部を備えることを特徴とする請求項１に記載の無線信号送信機。
【請求項３】
前記補正係数ａ（ｎ）は、前記並列入力信号ｂ（ｎ）が低周波成分から高周波成分になるにしたがって絶対値が大きくなることを特徴とする請求項２に記載の無線信号送信機。
【請求項４】
前記信号補正手段は、さらに、前記補正係数ａ（ｎ）を保存する補正係数保存部と、前記補正係数ａ（ｎ）を書き換える補正係数変更部とを備えることを特徴とする請求項２または請求項３に記載の無線信号送信機。
【請求項５】
前記補正係数変更部は、前記ベースバンド信号生成器、前記極座標変換器、前記振幅変調信号増幅器、前記位相変調器、及び前記電力増幅器の少なくとも１つの温度変化を補償するように前記補正係数ａ（ｎ）の絶対値を変更することを特徴とする請求項４に記載の無線信号送信機。
【請求項６】
前記極座標変換器と前記振幅変調信号増幅器の間に信号帯域外雑音成分を除去する第一のローパスフィルタを備えることを特徴とする請求項１から請求項５のいずれかに記載の無線信号送信機。
【請求項７】
さらに、前記極座標変換器と前記位相変調器の間に位相信号の帯域外雑音成分を除去する第二のローパスフィルタを備えることを特徴とする請求項６に記載の無線信号送信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、移動体通信や無線ＬＡＮなどの無線信号伝送システムに用いられる無線信号送信機に関し、特に、振幅変調信号と位相変調信号とによってポーラ変調を行ってベクトル変調波を生成する無線信号送信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
今後、移動体（セルラー）通信や無線ＬＡＮなどにおける無線信号の伝送帯域は、数百ｋＨｚから数十ＭＨｚへと益々拡大しつつある。これにより、携帯端末の電力増幅器（ＰＡ：Power-Amplifier）の消費電力が増大するので、結果的に、携帯端末のバッテリ寿命が低下したり放熱が大きくなったりする。したがって、携帯端末に用いられる電力増幅器は、高速・広帯域信号を低歪かつ高効率で増幅できることが求められている。
【０００３】
そこで、携帯端末の送信信号を高効率化して変調及び増幅を行う技術としてポーラ変調が注目されている。このようなポーラ変調はＥＥＲ(Envelope-Elimination-Restoration)とも呼ばれ、入力信号を位相成分と振幅成分とに分離して振幅成分の信号波を位相変調増幅器の電源とし、位相変調信号と振幅変調信号とを変調合成してベクトル変調波を生成する技術である。
【０００４】
図１１は一般的なポーラ変調回路の基本構成図である。このようなポーラ変調回路の基本構成は、例えば特許文献１などに開示されている。図１１において、ベースバンド信号生成器１からベースバンド信号Ｉ（ｔ）、Ｑ（ｔ）が出力されると、極座標変換器２がベースバンド信号Ｉ（ｔ）、Ｑ（ｔ）を振幅成分ｒ（ｔ）の信号と位相成分φ（ｔ）の信号に分解する。そして、振幅成分ｒ（ｔ）の信号は、振幅変調信号増幅器３を通過した後、最終段の電力増幅器５の電源供給端子に入力されることで電源電圧変調を行う。一方、位相成分φ（ｔ）の信号は、位相変調器４によってキャリア（搬送波）の中心周波数ｆＣであるＲＦ位相変調信号（ｃｏｓ（２πｆＣｔ＋φ（t）））を生成した後、このＲＦ位相変調信号（ｃｏｓ（２πｆＣｔ＋φ（t）））を最終段の電力増幅器５に入力することによって、振幅成分ｒ（ｔ）の信号とＲＦ位相変調信号（ｃｏｓ（２πｆＣｔ＋φ（t）））とが乗算される。これによって、電力増幅器５は高出力な無線信号（ｒ・ｃｏｓ（２πｆＣｔ＋φ（t）））を生成して出力することができる。
【０００５】
このようなポーラ変調は、電力増幅器５を非線形の領域でスイッチング動作させることができるため、非常に高効率な電力増幅を行うことが可能となる。また、位相変調器４として電圧制御発振器（ＶＣＯ：Voltage-Controlled-Oscillator）を用いることにより、信号帯域外の余分な雑音を低減させることができる。そのため、ポーラ変調回路は、従来の直交変調方式などでは必要とした中間周波フィルタであるＳＡＷ（Surface Acoustic Wave：弾性表面波）フィルタなどが不要となる。このようなＳＡＷフィルタは、数ｍｍ角の大きさを有しているため、携帯電話機の小型化のためにはできるだけ除去したい部品の一つである。すなわち、携帯端末における送信信号を高効率に変調する増幅方法の一つとしてポーラ変調が注目されている。
【０００６】
また、ポーラ変調回路にＶＣＯを用いた位相変調器の広帯域化の方法として、ＰＬＬ（Phase Locked Loop：位相同期ループ）回路のループ帯域内とループ帯域外の信号成分を分離し、帯域外信号はループ制御回路を介さずに直接ＶＣＯに入力する技術も開示されている。これにより、信号帯域が位相変調器のループ帯域で制限されることなく広帯域な位相変調が可能となる（例えば、特許文献２参照）。
【特許文献１】特開２００５−２４４９５０号公報
【特許文献２】特開２００５−２８７０１０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、上記の特許文献１のようなポーラ変調方式は、高効率な増幅方法としては有効な方法であるが、広帯域な信号においては増幅特性が劣化してしまう。この原因は、振幅変調信号増幅器３や位相変調器４を構成する部品の周波数特性に依存されるため、振幅変調信号増幅器３の広帯域化や位相変調器４の広帯域化は困難であることに起因する。つまり、上記の特許文献１に開示されているポーラ変調方式による振幅変調の広帯域化の方法では、振幅変調信号を低周波成分と高周波成分に分離し、スイッチングレギュレータやリニアレギュレータを用いて、それぞれの成分（つまり、低周波成分と高周波成分）の帯域信号を効率的に振幅変調するというものであるので、振幅変調信号の低周波成分と高周波成分を共に高効率で増幅するには限界がある。一方、上記の特許文献２のようなポーラ変調方式は、信号帯域が位相変調器のループ帯域で制限されることなく広帯域な位相変調が可能となるが、伝送信号帯域がさらに増大した場合には、消費電力が増大して高効率化が実現できなくなる。
【０００８】
すなわち、今後は伝送信号帯域が益々増大するので、上記の特許文献１や特許文献２に開示されたポーラ変調方式では広帯域に亘って高効率化を維持するための対応ができなくなることが予想される。例えば、電源電圧変調の広帯域化が可能となったとしても、消費電力のさらなる増大を引き起こして高効率化を維持することができなくなるため、結果的にポーラ変調の効果が薄れてしまう。
【０００９】
本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、信号帯域が広帯域となっても高効率な電力増幅を行うことができるようなポーラ変調による無線信号送信機を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明の無線信号送信機は、入力されるポイント数が２Ｎ（Ｎは自然数）の逆高速フーリエ変換部を有するベースバンド信号生成器と、ベースバンド信号生成器で生成されたベースバンド信号を振幅変調信号と位相変調信号に分離する極座標変換器と、振幅変調信号を増幅する振幅変調信号増幅器と、位相変調信号から無線周波位相変調信号を生成する位相変調器と、振幅変調信号をバイアスして無線周波位相変調信号の電力を増幅する電力増幅器とを有し、ベースバンド信号生成器が、逆高速フーリエ変換部（ＩＦＦＴ：Inverse Fast Fourier Transform）へ入力される入力信号のレベルを補正する信号補正手段を備える構成を採る。
【発明の効果】
【００１１】
本発明の無線信号送信機によれば、逆高速フーリエ変換部（ＩＦＦＴ部）を有するベースバンド信号生成器のＩＦＦＴの並列入力信号に対して、周波数ごとに異なる値の補正係数を乗算することにより、ポーラ変調器を構成する位相変調器や電力増幅器の周波数応答特性劣化を補正することができる。その結果、広帯域に亘って高効率な電力増幅を行うことができるポーラ変調方式の無線信号送信機を実現することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
〈発明の概要〉
本発明の無線信号送信機は、ベースバンド信号生成器が内蔵する逆高速フーリエ変換部（ＩＦＦＴ部）に並列信号が入力されるとき、それぞれの並列信号に対して個別の補正係数を乗算している。つまり、ＩＦＦＴ部に入力される並列信号は低周波成分から高周波成分へと分離されているので、低周波成分の並列信号に対しては絶対値の小さい補正係数を乗算し、順次、高周波成分の並列信号になるにしたがって絶対値の大きい補正係数を乗算する。このときのそれぞれの補正係数は、電力増幅器における出力信号の周波数応答特性の劣化を抑制するような値とする。これによって、ポーラ変調における周波数応答特性を周波数帯域ごとに補正することができるので、結果的に、信号帯域が広帯域になっても高効率な電力増幅を行うことができ、広帯域化が可能となる。
【００１３】
以下、図面を用いて、本発明の無線信号送信機について幾つかの実施の形態を詳細に説明する。尚、各実施の形態で用いる図面において、同一の構成要素は同一の符号を付し、かつ重複する説明は可能な限り省略する。
【００１４】
〈実施の形態１〉
以下、本発明における実施の形態１の無線信号送信機について図面を用いて詳細に説明する。図１は、本発明の実施の形態１における無線信号送信機の構成を示すブロック図である。まず、図１に示す無線信号送信機の構成について説明する。この無線信号送信機は、伝送データ信号Ｓ１００を入力してベースバンド信号を生成するベースバンド信号生成器１０１、ベースバンド信号を入力してポーラ変調信号を生成する極座標変換器１０２、分離された振幅変調信号を増幅する振幅変調信号増幅器１０３、分離された位相信号を無線（ＲＦ：Radio Frequency）周波数帯の位相変調信号にする位相変調器（ＶＣＯ）１０４、振幅変調信号を電源として位相変調信号の電力増幅を行う電力増幅器（ＰＡ：Power-Amplifier）１０５、及び温度などの環境変化によって補正係数の値を変更する補正係数変更部１１４によって構成されている。
【００１５】
また、ベースバンド信号生成器１０１は、伝送データ信号Ｓ１００を逆フーリエ変換する逆高速フーリエ変換部（ＩＦＦＴ部）１１１、ＩＦＦＴ部１１１に入力される並列信号のそれぞれに個別の補正係数を乗算する複数の乗算部１１２、及び並列信号のそれぞれに乗算する複数の補正係数を保存する補正係数保存部１１３によって構成されている。
【００１６】
次に、図１に示す無線信号送信機の動作について説明する。ベースバンド信号生成器１０１が伝送データ信号Ｓ１００を入力してベースバンド信号の出力信号Ｉ（ｔ）及びＱ（ｔ）を出力すると、極座標変換器１０２は、この出力信号Ｉ（ｔ）及びＱ（ｔ）から振幅信号成分ｒ（ｔ）と位相信号成分φ（ｔ）のポーラ変調信号を生成する。そして、振幅信号成分ｒ（ｔ）の信号は、振幅変調信号増幅器１０３によって増幅された後に、電力増幅器（ＰＡ：Power-Amplifier）１０５の電源入力端子に入力される。なお、電源入力端子とは、ＦＥＴまたはトランジスタにおけるドレイン端子またはエミッタ端子を指す。
【００１７】
一方、位相信号成分φ（ｔ）の信号は位相変調器（ＶＣＯ）１０４に入力され、キャリア（搬送波）の中心周波数ｆＣである無線信号周波数帯（ＲＦ帯）の位相変調信号（ｃｏｓ（２πｆＣｔ＋φ（t）））を生成した後、この位相変調信号は電力増幅器１０５に入力される。そして、この無線信号周波数帯の位相変調信号（ｃｏｓ（２πｆＣｔ＋φ（t）））は、最終段の電力増幅器１０５に入力されることにより、振幅信号成分ｒ（ｔ）と位相変調信号（ｃｏｓ（２πｆＣｔ＋φ（t）））とが乗算される。これによって、電力増幅器１０５は、所望の高出力な無線信号（ｒ・ｃｏｓ（２πｆＣｔ＋φ（t）））を生成して出力することができる。
【００１８】
以上は、一般的なポーラ変調方式の構成及び動作の概要であるが、本発明のベースバンド信号生成器１０１は、さらに、逆高速フーリエ変換部（ＩＦＦＴ部）１１１を有し、このＩＦＦＴ部１１１の手前においてポーラ変調信号（つまり、振幅信号成分ｒ（ｔ）の信号と位相信号成分φ（ｔ）の信号）の高周波数での応答特性劣化を補正するために信号処理を行う信号補正手段を設ける。この信号補正手段は、ＩＦＦＴ部１１１に入力される低周波成分から高周波成分までの並列信号のそれぞれに乗算する複数の補正係数を保存する補正係数保存部１１３と、温度などの環境変化によって補正係数の値を変更する補正係数変更部１１４と、ＩＦＦＴ部１１１に入力される並列信号のそれぞれに個別の補正係数を乗算する複数の乗算部１１２とによって構成されている。なお、図１では信号補正手段としては表示されていない。
【００１９】
次に、信号補正手段によるベースバンド信号の補正方法とその原理について述べる。ＩＦＦＴ部１１１のポイント数を２Ｎ（但し、Ｎは自然数）とし、ＩＦＦＴ部１１１の入力信号である伝送データ信号Ｓ１００のデジタル信号（以下、入力デジタル信号という）をｂ（−Ｎ）〜ｂ（Ｎ）とすると、ＩＦＦＴ部１１１の出力デジタル信号ｇ（ｍ）（但し、ｍは−Ｎ、−Ｎ＋１…＋Ｎ）は次の式（１）のように定義される。
【数１】
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【００２０】
図３は、図１に示す無線信号送信機のＩＦＦＴ部１１１に入力される入力デジタル信号ｂ（ｎ）と周波数帯域（ｆ）との関係を示す特性図であり、図４は、図１に示す無線信号送信機のＩＦＦＴ部１１１から出力される出力デジタル信号ｇ（ｍ）と時間（ｔ）との関係を示す特性図である。つまり、図３の入力デジタル信号ｂ（ｎ）のｎは周波数（ｆ）、図４の出力デジタル信号ｇ（ｍ）のｍは時間を表していることになる。言い換えれば、入力デジタル信号ｂ（ｎ）はベースバンド信号生成器１０１に入力される伝送データ信号Ｓ１００の周波数ごとの信号成分を意味している。
【００２１】
すなわち、図３からわかるように、ＩＦＦＴ部１１１の入力デジタル信号ｂ（ｎ）は周波数（ｆ）によって信号レベルが変化している。また、図４からわかるように、ＩＦＦＴ部１１１の出力デジタル信号ｇ（ｍ）は、入力デジタル信号ｂ（ｎ）とほぼ比例して時間軸上で信号レベルが変化している。
【００２２】
また、図５は、図１に示す無線信号送信機の極座標変換器１０２から電力増幅器（ＰＡ）１０５までの入力信号振幅の周波数応答特性を示す図である。さらに、図６は、図１に示す無線信号送信機における電力増幅器（ＰＡ）１０５の出力信号振幅の周波数応答特性を示す図である。図５に示すように、電力増幅器（ＰＡ）１０５の入力信号振幅の周波数特性が平坦な場合でも、電力増幅器（ＰＡ）１０５の出力信号振幅は、図６に示すように、周波数が低いところと高いところとで低下している。その理由は、振幅変調信号増幅器１０３や位相変調器（ＶＣＯ）１０４を構成する部品の周波数特性が劣化しているからである。
【００２３】
そこで、図６に示す電力増幅器（ＰＡ）１０５における出力信号振幅の周波数応答特性をあらかじめ測定しておき、信号帯域幅２Ｎ／Ｔ０を２Ｎ個に分割したときの周波数応答特性の各振幅値を、ｆ（−Ｎ）、ｆ（−Ｎ+１）…ｆ（＋Ｎ）とする。このとき、ＩＦＦＴ部１１１の出力デジタル信号ｇ（ｍ）に対して、電力増幅器（ＰＡ）１０５の出力デジタル信号ｇ１（ｍ）は次の式（２）のようになる。
【数２】
2007318358.tif 000004
【００２４】
図７は、図１に示す無線信号送信機における電力増幅器（ＰＡ）１０５の補正前の出力デジタル信号ｇ１（ｍ）の周波数特性ｂ１（ｎ）を示している。すなわち、補正前の電力増幅器（ＰＡ）１０５の周波数特性ｂ１（ｎ）＝ｆ（ｎ）・ｂ（ｎ）を実線で示している。なお、点線は入力デジタル信号ｂ（ｎ）の周波数特性を示している。この特性図からわかるように、補正前の周波数特性ｂ１（ｎ）は、入力デジタル信号ｂ（ｎ）の周波数特性に比べて高周波成分の振幅が低下している。
【００２５】
次に、具体的な補正方法について述べる。あらかじめ測定した電力増幅器（ＰＡ）１０５の出力信号振幅ｆ（ｎ）から、補正係数ａ（−Ｎ）〜ａ（Ｎ）をａ（ｎ）＝１／ｆ（ｎ）（但し、ｎ＝−Ｎ〜＋Ｎとする）と定める。次に、乗算部１１２において、２Ｎ個の補正係数ａ（−Ｎ）〜ａ（Ｎ）を、それぞれＩＦＦＴ部１１１の２Ｎ個の入力信号ｂ（−Ｎ）〜ｂ（Ｎ）に対して個別に乗算する。このときの電力増幅器の出力デジタル信号ｇ１（ｍ）は、次の式（３）のようになる。
【数３】
2007318358.tif 000005
【００２６】
すなわち、ＩＦＦＴ部１１１の出力デジタル信号ｇ（ｍ）と電力増幅器（ＰＡ）１０５の出力デジタル信号ｇ１（ｍ）との関係は、ｇ１（ｍ）＝ｇ（ｍ）となり、入力デジタル信号ｂ（ｎ）の周波数特性と電力増幅器（ＰＡ）１０５の周波数特性ｂ１（ｎ）との関係は、ｂ１（ｎ）＝ｂ（ｎ）となり、周波数特性劣化が補償できることがわかる。図８は、図１に示す無線信号送信機における電力増幅器（ＰＡ）１０５の補正後の出力デジタル信号ｇ１（ｍ）の周波数特性ｂ１（ｎ）を示している。
【００２７】
以上説明したように、ポーラ変調の振幅増幅や位相変調器１０４における高周波特性の劣化が生じる場合は、乗算部１１２において入力デジタル信号ｂ（ｎ）に補正係数ａ（ｎ）を乗算することによって高周波特性の劣化を改善することができる。なお、補正係数ａ（ｎ）は補正係数保存部１１３に保存されていて、補正係数変更部１１４によって任意に変更することができる。例えば、環境温度に変化が生じた場合は、補正係数変更部１１４が温度補償するように補正係数ａ（ｎ）を最適な値に補正する。
【００２８】
なお、最適な補正係数ａ（ｎ）が振幅変調信号増幅器１０３及び位相変調器１０４のデバイスごとにばらつきがある場合には、製造工程において補正係数ａ（ｎ）の個別調整が必要となる。また、環境温度などにより最適補正係数の値が異なるときには、温度に応じた補正係数の調整機能が必要となる場合も考えられる。しかし、これらの場合においても、補正係数変更部１１４が存在すると調整回路設計や調整工程が極めて容易となる。
【００２９】
以上のような信号補正処理は、全て、ベースバンド信号生成部１０１のデジタル処理回路内（つまり、補正係数保存部１１３と補正係数変更部１１４と乗算部１１２からなる信号補正手段）で行われる。なお、振幅変調信号増幅器１０３や位相変調器１０４は、通常、低周波側に比べて高周波側の信号レベルが低下するため、ｎの絶対値が大きくなるに従って（つまり、周波数が高くなるに従って）、補正係数ａ（ｎ）の絶対値が大きくなるように設定することにより、周波数特性の劣化を適正に補正することができる。これによって、振幅変調信号増幅器１０３や位相変調器１０４を広帯域化することができるので、結果的に、無線信号送信機の広帯域化を実現することが可能となる。
【００３０】
また、近年はデジタル処理の高速化が進み、例えば、ＯＦＤＭ（Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing：直交周波数多重）のような広帯域信号の生成や復調に逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）が利用されるようになったため、上記のような広帯域化の補正を行うために新たにＩＦＦＴ部をわざわざ追加する必要はない。このことは、本発明における無線信号送信機の大きな利点の一つである。すなわち、従来の方法では、広帯域化のために新たな回路構成を追加したり、回路構成の追加に伴って生じる消費電力の増大を引き起こしたが、本発明の無線信号送信機では、ベースバンド信号生成器１０１のデジタル処理の一部を追加変更するだけで広帯域化が可能となり新たな回路は不要となる。
【００３１】
なお、上記では、振幅変調信号増幅器１０３や位相変調器１０４の高周波数での特性劣化として信号振幅の高周波応答の低下のみを仮定していたが、実際は高周波になると群遅延変動（つまり、位相変動）による信号劣化も引き起こす。そこで、本実施の形態の無線信号送信機では、補正係数ａ（ｎ）を複素数とすることによって、位相変動の補償または抑制も併せて可能となるので、高周波帯域での位相も含めたさらなる性能改善を行うことができる。
【００３２】
次に、位相変動による特性劣化も考慮した補正係数ａ（ｎ）の設定方法の一例について述べる。図９は、図１に示す無線信号送信機の極座標変換器１０２から電力増幅器（ＰＡ）１０５までの入力信号位相の周波数応答特性を示す図である。さらに、図１０は、図１に示す無線信号送信機における電力増幅器（ＰＡ）１０５の出力信号位相の周波数応答特性を示す図である。つまり、図１０は、図９のように入力信号位相の周波数特性が平坦なときの、極座標変換器１０２から電力増幅器（ＰＡ）１０５に至る入力信号位相の周波数特性を示している。
【００３３】
つまり、電力増幅器（ＰＡ）１０５における位相変動値を予め測定しておき、信号帯域幅２Ｎ／Ｔ０を２Ｎ個に分割したときの位相周波数応答特性の変動値を、θ（−Ｎ）、θ（−Ｎ+）…θ（＋Ｎ）とする。なお、ＩＦＦＴ部１１１の出力デジタル信号ｇ（ｍ）の振幅の周波数特性は図４のような特性とする。
【００３４】
このとき、補正前の電力増幅器１０５の出力デジタル信号の周波数成分ｂ２（ｎ）は、
ｂ２（ｎ）＝ｂ（ｎ）・ｆ（ｎ）・exp（ｉθ（ｎ））となる。
ここで補正係数ａ（ｎ）をａ（ｎ）＝１／（ｆ（ｎ）・exp（ｉθ（ｎ）））とすると、補正後の出力信号の周波数成分ｂ２（ｎ）は次の式（４）のようになる。
ｂ２（ｎ）＝（ｂ（ｎ）ａ（ｎ））ｆ（ｎ）・exp（ｉθ（ｎ））＝ｂ（ｎ）…（４）
【００３５】
したがって、位相変動も含めて周波数特性劣化を補償することができることがわかる。
【００３６】
〈実施の形態２〉
図２は、本発明の実施の形態２における無線信号送信機の構成の一部を示すブロック図である。なお、図２の実施の形態２ではベースバンド信号生成器１０１及び補正係数変更部１１４は省略されているが、それらの内部構成は図１に示す実施の形態１の無線信号送信機と同じである。つまり、図２では、Ｉ（ｔ）信号及びＱ（ｔ）信号が生成された後に極座標変換器１０２が振幅変調信号ｒ（ｔ）及び位相変調信号φ（ｔ）を生成する段階以降の構成のみが示されている。
【００３７】
実施の形態２の無線信号送信機に新たに追加された構成は、極座標変換器１０２の出力である振幅変調信号ｒ（ｔ）及び位相変調信号φ（ｔ）の広帯域成分を除去するために、第１のローパスフィルタ１１５及び第２のローパスフィルタ１１６が付加されたところである。つまり、実施の形態１で述べた周波数補正によって、振幅変調信号ｒ（ｔ）及び位相変調信号φ（ｔ）の信号帯域外の高周波数成分が必要以上に増加していることが予想される。そこで、振幅変調信号増幅器１０３と位相変調器１０４のそれぞれの前段に第１のローパスフィルタ１１５と第２のローパスフィルタ１１６を挿入することにより、不要な信号帯域外の成分をさらに抑制することができる。
【００３８】
なお、ローパスフィルタとしては、振幅変調信号または位相信号のどちらか一方に挿入するだけでもよいし、振幅変調信号と位相信号にそれぞれ第１のローパスフィルタ１１５と第２のローパスフィルタ１１６を挿入してもよい。また、ローパスフィルタの帯域内変動が無視できない場合は、前述の補正係数ａ（ｎ）を第１のローパスフィルタ１１５と第２のローパスフィルタ１１６のフィルタ特性も含めて最適化する必要がある。すなわち、補正係数ａ（ｎ）の最適化は、第１のローパスフィルタ１１５と第２のローパスフィルタ１１６を挿入した後に行う必要がある。
【産業上の利用可能性】
【００３９】
今後、無線伝送システムの上り信号の伝送容量が増えるにつれ、移動体端末の電力増幅器の効率が低下してバッテリの消費量が増加する。したがって、高効率な変調方式としてポーラ変調が注目されているが、信号の広帯域化に対応しにくいことが課題となっている。そこで、本発明の無線信号送信機では、広帯域信号でも低雑音・高効率な増幅が可能となるので次世代の移動体端末に有効に利用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４０】
【図１】本発明の実施の形態１における無線信号送信機の構成を示すブロック図
【図２】本発明の実施の形態２における無線信号送信機の構成の一部を示すブロック図
【図３】図１に示す無線信号送信機のＩＦＦＴ部に入力される入力デジタル信号と周波数帯域との関係を示す特性図
【図４】図１に示す無線信号送信機のＩＦＦＴ部から出力される出力デジタル信号と時間との関係を示す特性図
【図５】図１に示す無線信号送信機の極座標変換器から電力増幅器（ＰＡ）までの入力信号振幅の周波数応答特性を示す図
【図６】図１に示す無線信号送信機における電力増幅器（ＰＡ）の出力信号振幅の周波数応答特性を示す図
【図７】図１に示す無線信号送信機における電力増幅器（ＰＡ）の補正前の出力デジタル信号の周波数特性を示す図
【図８】図１に示す無線信号送信機における電力増幅器（ＰＡ）の補正後の出力デジタル信号の周波数特性を示す図
【図９】図１に示す無線信号送信機の極座標変換器から電力増幅器（ＰＡ）までの入力信号位相の周波数応答特性を示す図
【図１０】図１に示す無線信号送信機における電力増幅器（ＰＡ）の出力信号位相の周波数応答特性を示す図
【図１１】一般的なポーラ変調回路の基本構成図
【符号の説明】
【００４１】
１０１  ベースバンド信号生成器
１０２  極座標変換器
１０３  振幅変調信号増幅器
１０４  位相変調器（ＶＣＯ）
１０５  電力増幅器（ＰＡ）
１１１  逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）部
１１２  乗算部
１１３  補正係数保存部
１１４  補正係数変更部
１１５  第１のローパスフィルタ
１１６  第２のローパスフィルタ
Ｉ（ｔ）  Ｉ信号
Ｑ（ｔ）  Ｑ信号
ｒ（ｔ）  振幅変調信号
φ（ｔ）  位相変調信号
Ｓ１００  伝送データ信号
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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