(57)【要約】【課題】離散フーリエ変換（ＤＦＴ）計算、周波数ドメイン内でのフィルタリング、逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）計算、処理されたサンプルブロックのオーバラップ、およびオーバサンプリングを含む処理操作を使用する移動体無線システム送信機のパフォーマンスを最適化する方法を提供すること。【解決手段】所与の入力サンプリング周波数、出力サンプリング周波数の大きさの所与の程度、および所要の周波数分解能の大きさの所与の程度に対して、百分率オーバラップおよび／またはオーバサンプリング率をできるだけ細かく選択することが可能なように、ＤＦＴの長さおよびＩＤＦＴの長さが選択される。【選択図】図１
2007318808.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
離散フーリエ変換（ＤＦＴ）計算、周波数ドメイン内でのフィルタリング、逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）計算、処理されたサンプルブロックのオーバラップ、およびオーバサンプリングを含む処理操作を使用する移動体無線システム送信機のパフォーマンスを最適化する方法であって、所与の入力サンプリング周波数、出力サンプリング周波数の大きさの所与の程度、および所要の周波数分解能の大きさの所与の程度に対して、百分率オーバラップおよび／またはオーバサンプリング率の最も細かい可能な選択をできるように、ＤＦＴの長さＬＤＦＴおよびＩＤＦＴの長さＬＩＤＦＴが選択される、移動体無線システム送信機のパフォーマンスを最適化する方法。
【請求項２】
比ＬＩＤＦＴ／ＬＤＦＴが整数でない場合、簡約化したときの分数ＬＩＤＦＴ／ＬＤＦＴの分母ができるだけ小さくなるように選択され、ＤＦＴの入力においてオーバラップのないサンプルブロックの長さＬの最も細かい可能な選択を提供し、したがって百分率オーバラップの最も細かい可能な選択を提供する、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
入力サンプリング周波数が３．８４ＭＨｚに等しく、出力サンプリング周波数の所要の値が８０ＭＨｚに近く、周波数分解能の所要の値が８０ｋＨｚに近いときに、ＬＤＦＴが４８に等しくなるように選択され、ＬＩＤＦＴが１０２４に等しくなるように選択される、請求項２に記載の方法。
【請求項４】
比ＬＤＦＴ／ＬＩＤＦＴが整数である場合、オーバサンプリング率または出力サンプリング周波数の最も細かい可能な選択をできるように、長さＬＤＦＴおよびＬＩＤＦＴが選択される、請求項１に記載の方法。
【請求項５】
入力サンプリング周波数が３．８４ＭＨｚに等しく、出力サンプリング周波数の所要の値が８０ＭＨｚに近く、周波数分解能の所要の値が８０ｋＨｚに近いときに、ＬＤＦＴが４５に等しくなるように選択され、ＬＩＤＦＴが１２６０に等しくなるように選択される、請求項４に記載の方法。
【請求項６】
離散フーリエ変換（ＤＦＴ）計算、周波数ドメイン内でのフィルタリング、および逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）計算を含む処理操作を使用する移動体無線システム送信機のパフォーマンスを最適化する方法であって、前記ＤＦＴ計算を行う前に、対応するフィルタリングされた信号の所要の中心周波数と前記ＤＦＴ計算から得られる最も近い周波数サンプルとの間の代数的差に等しい周波数シフトＤＦが時間ドメイン内で適用される、移動体無線システム送信機のパフォーマンスを最適化する方法。
【請求項７】
離散フーリエ変換（ＤＦＴ）計算、周波数ドメイン内でのフィルタリング、および逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）計算を含む処理操作を使用する移動体無線システム送信機のパフォーマンスを最適化する方法であって、前記ＤＦＴ計算を行う前に、ＩＤＦＴの出力におけるサンプル間の位相ジャンプを補償するために、単位係数および補償すべき位相ジャンプとは反対の位相の複素数によって入力サンプルの複素数乗算が行われる、移動体無線システム送信機のパフォーマンスを最適化する方法。
【請求項８】
補償すべき位相ジャンプが周期的であり、かつ関数Ｌ／ＬＤＦＴによって予測可能であるときに、
ＮＵＭＴをＬサンプルのスライスまたはブロックの相対クロノロジカルナンバー、
ｎｕｍｃを当該搬送波の中心周波数、すなわちＬＩＤＦＴを法とする比Ｆｃ／Ｆｓ（Ｆｃは所要の搬送周波数）に対応するＩＤＦＴチャネル番号として、
前記複素数が
ｄｅｃｐ＝ｅｘｐ（２＊ｊ＊ｐｉ＊ｎｕｍｃ／ＬＤＦＴ＊Ｌ＊（ＮＵＭＴ−１））
という形で表される、請求項７に記載の方法。
【請求項９】
離散フーリエ変換（ＤＦＴ）計算、周波数ドメイン内でのフィルタリング、逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）計算、および処理されたサンプルシリーズまたはブロックのオーバラップを含む処理操作を使用する移動体無線システム送信機のパフォーマンスを最適化する方法であって、前記オーバラップは、長さＬＤＦＴのＤＦＴに適用されるＬＤＦＴサンプルのブロックを得るためにＬの入射信号サンプルブロックにＬＤＦＴ−Ｌゼロを追加して得られ、前記ブロックのＬＤＦＴサンプルは、ＬＤＦＴ−Ｌゼロがブロック中央にできるだけ近く置かれ、かつＬの信号サンプルがＬＤＦＴ−Ｌゼロのどちらの側にも置かれるようにローテートする、移動体無線システム送信機のパフォーマンスを最適化する方法。
【請求項１０】
前記ブロックはＬＤＦＴ−Ｌゼロがブロック中央に、Ｌが奇数の場合には１つのサンプル内にできるだけ近づけて置かれるようにローテートされる、請求項９に記載の方法。
【請求項１１】
請求項１に記載の方法を実施するための手段を有する移動体無線システム送信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般に、移動体無線システムにおいて使用される送信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
このような送信機では、通常、ベースバンドにおける処理機能が中間（ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ）周波数と無線周波数の間で区別される。ベースバンド処理機能および中間周波数処理機能はデジタルドメインにおいて実行することは有利である。これらの機能は、基本的にフィルタ機能を有し、（特に基地局において使用される）マルチキャリア送信機の場合には特に周波数ドメインにおいて実施されると有利である。
【０００３】
したがって、時間ドメインから周波数ドメインへの変換は離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を使って搬送波ごとに実施される。また、搬送波ごとのフィルタリングは、フィルタ係数を掛ける簡単な操作によって実施される。さらに、周波数ドメインから時間ドメインへの逆変換は逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）によって搬送波すべてに対して実施される。
【０００４】
一般に、このように処理されるサンプルブロックが、「オーバラップ追加（ｏｖｅｒｌａｐ−ａｄｄ）」および「オーバラップ保存（ｏｖｅｒｌａｐ−ｓａｖｅ）」と呼ばれる２つの変形を持つオーバラップ技法に従って、オーバラップするためのある種の規定もある。
【０００５】
また一般に、出力サンプリング周波数と入力サンプリング周波数が異なるための規定がある。特に、周波数がより高ければ、用語「オーバサンプリング」または「補間法」が使用される。
【０００６】
このようなアーキテクチャの例は、たとえば、文書ＷＯ９９／６５１７２の文献の中に見つけることができる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
（計算力、コスト、グループ遅延、合成信号品質などの点での）パフォーマンスは、処理操作を定義するパラメータ、すなわち入力および出力サンプリング周波数、ＤＦＴおよびＩＤＦＴの長さ（どちらもいくつかのサンプルとして表される）、百分率オーバラップ（ｐｅｒｃｅｎｔａｇｅ  ｏｖｅｒｌａｐ）など、についての選択に依存する。したがって、所与のシステムに対してパフォーマンスを最適化するように上記パラメータを選択する方法を持つことが望ましい。本発明の具体的な目的の１つは、その要件に応えることである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
したがって本発明は、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）計算、周波数ドメイン内でのフィルタリング、逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）計算、処理されたサンプルブロックのオーバラップ、およびオーバサンプリングを含む処理操作を使用する移動体無線システム送信機のパフォーマンスを最適化する方法であって、所与の入力サンプリング周波数、出力サンプリング周波数の大きさの所与の程度（ｏｒｄｅｒ）、および所要の周波数分解能の大きさの所与の程度に対して、ＤＦＴの長さＬＤＦＴおよびＩＤＦＴの長さＬＩＤＦＴが、百分率オーバラップおよび／またはオーバサンプリング率の最も細かい（ｆｉｎｅｓｔ）可能な選択をできるよう選択される方法を提供する。
【０００９】
したがって、本発明は特に、計算能力を最適化し、したがってコスト、フィルタ機能によるグループ遅延（出力信号と入力信号間の時間遅延）、および合成される信号の品質を最適化する。
【００１０】
第１の実施形態では、比ＬＩＤＦＴ／ＬＤＦＴが整数でない場合、簡約化したときの分数ＬＩＤＦＴ／ＬＤＦＴの分母ができるだけ小さくなるように選択され、ＤＦＴの入力においてオーバラップのないサンプルブロックの長さＬの最も細かく可能な選択を提供すること、したがって百分率オーバラップの最も細かく可能な選択を提供することが可能になる。
【００１１】
第１の実施形態では、入力サンプリング周波数が３．８４ＭＨｚに等しく、出力サンプリング周波数の所要の値が８０ＭＨｚに近く、周波数分解能の所要の値が８０ｋＨｚに近いときに、ＬＤＦＴが４８に等しくなるように、かつＬＩＤＦＴが１０２４に等しくなるように選択されることが有利である。
【００１２】
第２の実施形態において、比ＬＤＦＴ／ＬＩＤＦＴが整数の場合、オーバサンプリング率または出力サンプリング周波数の可能な限り細かい（ｆｉｎｅｓｔ）選択を提供するように長さＬＤＦＴおよびＬＩＤＦＴが選択される。
【００１３】
第２の実施形態では、入力サンプリング周波数が３．８４ＭＨｚに等しく、出力サンプリング周波数の所要の値が８０ＭＨｚに近く、周波数分解能の所要の値が８０ｋＨｚに近いときに、ＬＤＦＴが４５（５＊９）に等しくなるように選択され、ＬＩＤＦＴが１２６０（５＊９＊７＊４）に等しくなるように選択され、ＤＦＴおよびＩＤＦＴの高速レーダービノグラド（Ｒａｄｅｒ−Ｖｉｎｏｇｒａｄ）実施を可能にすることが有利である。
【００１４】
さらに本発明は、特にひとたび上記パラメータの値が選択されると、搬送波ごとに所要の中心周波数がＤＦＴから最も近い周波数サンプルに必ずしも対応しないという問題も解決する。換言すれば、このようにして得られる搬送波のチャネリングは、当該システムに必要なチャネリングと必ずしも一致しない。
【００１５】
本発明のまた別の目的は、この問題を解決することである。
【００１６】
また、本発明は、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）計算、周波数ドメイン内でのフィルタリング、および逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）計算を含む処理操作を使用する移動体無線システム送信機のパフォーマンスを最適化する方法であって、前記ＤＦＴ計算を行う前に、対応するフィルタリングされた信号の所要の中心周波数と前記ＤＦＴ計算から得られる最も近い周波数サンプルとの間の代数的差に等しい時間ドメイン内で、周波数シフトＤＦが適用される方法を提供する。
【００１７】
さらに本発明は、あるＩＤＦＴの最後のサンプルと次のＩＤＦＴの最初のサンプル間の出力において出現する、ＬＩＤＦＴの約数でない長さＬの使用に起因する位相ジャンプの問題も解決する。
【００１８】
本発明はさらに、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）計算、周波数ドメイン内でのフィルタリング、および逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）計算を含む処理操作を使用する移動体無線システム送信機のパフォーマンスを最適化する方法であって、前記ＤＦＴ計算を行う前に、ＩＤＦＴの出力におけるサンプル間の位相ジャンプを補償するために、単位係数および補償すべき位相ジャンプとは反対の位相の複素数によって入力サンプルの複素数乗算が行われる方法を提供する。
【００１９】
他の特徴によれば、補償すべき位相ジャンプが周期的であり、かつ関数Ｌ／ＬＤＦＴによって予測可能であるときに、
ＮＵＭＴをＬサンプルのスライスまたはブロックの相対クロノロジカルナンバー、
ｎｕｍｃを当該搬送波の中心周波数、すなわちＬＩＤＦＴを法とする比Ｆｃ／Ｆｓ（Ｆｃは所要の搬送周波数）に対応するＩＤＦＴチャネル番号として
前記複素数が、
ｄｅｃｐ＝ｅｘｐ（２＊ｊ＊ｐｉ＊ｎｕｍｃ／ＬＤＦＴ＊Ｌ＊（ＮＵＭＴ−１））
という形で表される。
【００２０】
さらに本発明は次の追加の問題も解決する。
【００２１】
使用されるオーバラップ技法がオーバラップ追加技法になっている状況、すなわち、長さＬＤＦＴのＤＦＴが適用されるＬＤＦＴサンプルブロックを形成するために、ＬＤＦＴ−Ｌゼロが入射信号のＬの連続はしているがオーバラップしていないサンプルブロックに追加される状況を考察する。
【００２２】
従来技術において、また先に挙げた文書に記載されているように、ＬＤＦＴ−Ｌゼロは、ＬＤＦＴサンプルブロックの最後に置かれる。
【００２３】
ＤＦＴは、限られた持続時間のサンプルブロック上にて作用し、ＤＦＴから得られるスペクトルも限られるので、オーバラップ現象は、時間ドメイン内で発生し、合成された信号の品質を劣化させる。また、ゼロを埋め込むとグループ伝搬時間（出力信号と入力信号間の時間遅延）に影響を及ぼすが、このグループ伝搬時間は、ある種のセルラシステムでは、（符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）のケースにおけるたとえばユニバーサル移動電話システム（ＵＭＴＳ）などの第三世代システムのように）電力制御およびセル半径に関してパフォーマンスに影響するので最小にしなければならない。
【００２４】
本発明の他の目的は、このような劣化を制限することである。
【００２５】
したがって本発明はさらに、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）計算、周波数ドメイン内でのフィルタリング、逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）計算、および処理されたサンプルシリーズまたはブロックのオーバラップを含む処理操作を使用する移動体無線システム送信機のパフォーマンスを最適化する方法であって、前記オーバラップは、長さＬＤＦＴのＤＦＴに適用されるＬＤＦＴサンプルのブロックを得るためにＬの入射信号サンプルブロックにＬＤＦＴ−Ｌゼロを追加して得られ、前記ブロックのＬＤＦＴサンプルがＬＤＦＴ−Ｌゼロはブロック中央にできるだけ近く置かれて、Ｌの信号サンプルはＬＤＦＴ−Ｌゼロのどちらの側にも置かれるようにローテートする、移動体無線システム送信機のパフォーマンスを最適化する方法を提供する。
【００２６】
他の特徴によれば、前記ブロックは、ＬＤＦＴ−Ｌゼロがブロック中央に、Ｌが奇数の場合には１つのサンプル内にできるだけ近づけて置かれるようにローテートされる。
【００２７】
本発明はさらに、前記方法のいずれかによってパフォーマンスを最適化する手段を有する移動体無線システム送信機を提供する。
【００２８】
本発明の他の目的および特徴は、本発明を適用することができる移動体無線システム送信機において提供されるプロセッサ手段の一例を示すための添付図面に関して記載の本発明の実施形態についての以下の説明を読めば明らかになろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２９】
例を用いて考察される送信機は、マルチキャリア送信機（図示の例では４搬送波送信機）であり、処理手段は、図に示す通り以下を含んでいる。
【００３０】
搬送波それぞれについては、
サンプルブロックの個々の百分率オーバラップをＤＦＴに適用できるようにするための手段１、
離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を計算するための手段２、および
周波数ドメインフィルタ手段３と、
すべての搬送波については、
様々な搬送波に対するフィルタ手段の出力において得られるサンプルブロックからＩＤＦＴに適用されるサンプルブロックを得かつ長さＬＩＤＦＴのブロックを得るためにゼロを埋め込むための手段４、
逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）計算手段５、および
手段１と同じ百分率オーバラップによりＩＤＦＴの出力においてサンプルブロックを組み合わせるための手段６。
【００３１】
ＤＦＴおよびＩＤＦＴは、通常、クーリータッキー（Ｃｏｏｌｅｙ−Ｔｕｃｋｅｙ）、レーダービノグラドなど高速フーリエ変換（ＦＦＴ）アルゴリズムなどの高速計算アルゴリズムによって実施される。一般に、使用されるそのタイプのアルゴリズムは、ＤＦＴの長さＬＤＦＴおよびＩＤＦＴの長さＬＩＤＦＴを定義する。たとえば、ＬＤＦＴは、クーリータッキーアルゴリズムでは２、４、または８の正確な累乗か、あるいはレーダービノグラドアルゴリズムでは、リスト（２、３、４、５、６、７、８、９、１６）から選択される相互に素である係数の積でなければならない。
【００３２】
フィルタリングは、ＤＦＴから得られる周波数サンプルにフィルタのインパルス応答のフーリエ変換を表すフィルタ係数を掛ける簡単な操作によって実施される。図に、フィルタテンプレートの概略を示すが、一般に所与の周波数バンドの分離が意図される。
【００３３】
オーバラップ技法の説明は、たとえば、先に挙げた文献あるいはＲｏｎａｌｄ  Ｅ．Ｃｒｏｃｈｉｅｒｅ  ａｎｄ  Ｒ．Ｒａｂｉｎｅｒ、Ｐｒｅｎｔｉｃｅ−Ｈａｌｌ，Ｉｎｃ．、Ｅｎｇｌｅｄｗｏｏｄ  Ｃｌｉｆｆｓ、Ｎｅｗ  Ｊｅｒｓｅｙ  ０７３６２による「Ｍｕｌｔｉｒａｔｅ  Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ」において見つけることができる。
【００３４】
百分率オーバラップは、比ＬＤＦＴ−Ｌ／ＬＤＦＴとして定義できる。ただし、ＬはＤＦＴの前のオーバラップのないサンプルブロックの長さであり、１＜Ｌ＜ＬＤＦＴである。
【００３５】
たとえば、図に示すように、オーバラップがオーバラップ追加タイプの場合、ＬＤＦＴ−Ｌゼロを入射信号のＬのサンプルブロックに追加するための手段１および手段５が、ＩＤＦＴからＬＩＤＦＴのサンプルブロックを加えることでオーバラップが可能になる。
【００３６】
選択される百分率オーバラップは、所要のフィルタテンプレートを考慮すれば合成された信号のスペクトルの許容できる欠陥およびひずみの関数である。
【００３７】
オーバサンプリング率（ＯＶＳＦ）は、Ｆｓ／Ｆｅ率として定義される。
【００３８】
したがって、考察するアーキテクチャにおいて、パラメータＦｅ、Ｆｓ、ΔＦ、ＬＤＦＴおよびＬＩＤＦＴは次の方程式によって関連付けられる。
Ｆｅ＝ＬＤＦＴ＊ΔＦ
Ｆｓ＝ＬＩＤＦＴ＊ΔＦ、および
Ｆｓ＝Ｆｅ＊（ＬＩＤＦＴ／ＬＤＦＴ）
【００３９】
先に示したように、パフォーマンスを最適化するようにパラメータ値を選択する方法を持つことが望ましい。本発明の１つの具体的な目的は、この要件を満足することである。
【００４０】
基本的に、本発明によれば、所与の入力サンプリング周波数、出力サンプリング周波数の大きさの所与の程度、所要の周波数分解能の大きさの所与の程度に対して、ＤＦＴの長さおよびＩＤＦＴの長さは、百分率オーバラップおよび／またはオーバサンプリング率の最も細かい可能な選択を与えるように選ばれる。
【００４１】
たとえば、ユニバーサル移動電話システム（ＵＭＴＳ）に対しての適用において、入力サンプリング周波数Ｆｅが３．８４ＭＨｚに等しく、出力サンプリング周波数Ｆｓの所要の値が８０ＭＨｚの程度のものであり、周波数分解能ΔＦの所要の値が８０ｋＨｚの程度のものであって、チャネルフィルタのスペクトルテンプレートの正確な表示（ｒｅｐｒｅｓｅｎｔａｔｉｏｎ）を得る。
【００４２】
したがって、第１の実施形態では、例として考察されるＵＭＴＳに対する適用において、またΔＦ＝８０ｋＨｚのときは、ＩＤＦＴが、たとえばクーリータッキーアルゴリズムによって実施される場合、またＤＦＴが、たとえばレーダービノグラド計算アルゴリズムによって実施される場合、以下を選択することができる。
ＬＤＦＴ＝４８、および
ＬＩＤＦＴ＝１０２４。
【００４３】
したがって、
ＬＩＤＦＴ／ＬＤＦＴ＝１０２４／４８
すなわち、約分すると
ＬＩＤＦＴ／ＬＤＦＴ＝６４／３となる。
【００４４】
また、利用可能な値Ｌは、出力サンプルの完璧な位相整合（ｐｈａｓｉｎｇ）（すなわち、オーバラップ保存の場合は結合、またはオーバラップ追加の場合は追加的オーバラップ）を可能としなければならない。このため、ＬＩＤＦＴ／ＬＤＦＴが分数の場合、１からＬＤＦＴまでの値から唯一利用可能なＬの値は、以下の基準を満たす値である。
（ＬＩＤＦＴ／ＬＤＦＴ）＊Ｌ  整数
【００４５】
特にＵＭＴＳに対する適用の例の場合のように、利用可能なオーバラップの広範囲の選択を得ることが可能なことを望む場合、ＬＩＤＦＴ／ＬＤＦＴは、簡約化したときに、非常に小さな分母を持つ分数でなければならない。というのは、オーバラップ調整単位（ｑｕａｎｔｕｍ）を規定するのは分母だからである。
【００４６】
たとえば、例として考察されるＵＭＴＳに対する適用において、所要の計算力がＬに反比例すること（完全なブロック処理サイクルはＬ＊Ｆｅ秒ごとに実行されること）が分かるので、Ｌは３６、またはＬ＝４８未満の他のあらゆる３の倍数に等しくなるように選択できる。
【００４７】
したがって、より一般には、この第１の実施形態では、比ＬＩＤＦＴ／ＬＤＦＴが整数でない場合、簡約化したときの分数ＬＩＤＦＴ／ＬＤＦＴの分母ができるだけ小さくなるように選択され、ＤＦＴに先立って、オーバラップのない、サンプルのシーケンスまたはブロックの長さＬの最も細かい可能な選択、したがって百分率オーバラップの最も細かい可能な選択を提供する。
【００４８】
第２の実施形態では、ＤＦＴおよびＬＤＦＴが例として考察されるＵＭＴＳに対する適用において、たとえばレーダービノグラドアルゴリズムによって実施される場合、以下のように選択することができる。
ＬＤＦＴ＝４５＝５＊９（すなわち、ＬＤＦＴはおよそ４８）、および
ＬＩＤＦＴ＝（５＊９）＊（７＊４）（すなわち、８０ＭＨｚここでは１０７．５２ＭＨｚを過度に超えてはならないので、ＯＶＳＦが２８に近い場合、ＬＩＤＦＴ＝ＬＤＦＴ＊ＯＶＳＦ）
【００４９】
したがって、この第２の実施形態では、比ＬＤＦＴ／ＬＩＤＦＴが整数である場合、オーバサンプリング率をできるだけ細かく選択して、したがって出力サンプリング周波数を所要の値にできるだけ近づけるように長さＬＤＦＴおよびＬＩＤＦＴを選択することは有益である。
【００５０】
さらに、先に示したようにもう１つの問題は、特に、上記パラメータの値が選択されたときに、ＤＦＴから得られる最も近い周波数サンプルが搬送波ごとに所要の中心周波数に必ずしも対応しないことである。換言すれば、このようにして得られるチャネリングは、当該システムに必要なチャネリングと必ずしも一致しない。
【００５１】
本発明の他の目的は、この問題を解決することである。
【００５２】
基本的には、本発明によれば、ＤＦＴ計算を行う前に、対応するフィルタリングされた信号の所要の中央の周波数と前記ＤＦＴ計算から得られる最も近い周波数サンプルの間の代数的差に等しい時間ドメイン内で、周波数シフトＤＦが適用される。
【００５３】
そのような周波数シフトは、図中で番号７によって適用される。したがって、望まれる周波数は、当該搬送波ごとのタイミング率Ｆｅにて複素数乗算のコストで合成できる。ＤＦを生成するための、図中で番号８の手段は、Ｆｅ、ＬＤＦＴ、ＤＦｍｉｎ（すなわち最小シフトＤＦ）間の調和関係が単純であれば、短いテーブルに限ることができる。前記中心周波数が２００ｋＨｚの増加量で調整できるＵＭＴＳに対する適用の例では、スペクトルのセンタリングが与えられれば、１００ｋＨｚのステップで調整に備える必要がある。というのは、ＤＦｍｉｎ＝１００ｋＨｚ−８０ｋＨｚ＝２０ｋＨｚだからである。この場合、手段８は、数値制御オシレータ（ＮＣＯ）となる代わりに、三角法の対称特性を有利に使用して、サイズＦｅ／２０ｋＨｚの小さな三角法のテーブル、すなわち１９２の値に限ることができ、１９２／８＝２４実数値（コサイン（ｋ＊２＊ｐｉ／２４））まで縮小できる。
【００５４】
また本発明は、あるＩＤＦＴの最後のサンプルと次のＩＤＦＴの最初のサンプル間の出力における、ＬＩＤＦＴの約数でない長さＬの使用に起因する位相ジャンプの問題も解決する。
【００５５】
基本的に、本発明によれば、前記ＤＦＴ計算を行う前に、ならびにＩＤＦＴの出力におけるサンプル間の位相ジャンプを補償する場合に、単位的係数および補償すべき位相ジャンプとは反対の位相の複素数による、入力サンプルの複素数乗算が行われる。
【００５６】
補償すべき位相ジャンプが周期的であって関数Ｌ／ＬＤＦＴによって予測可能であるときに、
ＮＵＭＴをＬサンプルのスライスまたはブロックの相対クロノロジカルナンバー、
ｎｕｍｃを当該搬送波の中心周波数、すなわちＬＩＤＦＴを法とする比Ｆｃ／Ｆｓ（Ｆｃは所要の搬送周波数）に対応するＩＤＦＴチャネル番号として、
前記複素数が、
ｄｅｃｐ＝ｅｘｐ（２＊ｊ＊ｐｉ＊ｎｕｍｃ／ＬＤＦＴ＊Ｌ＊（ＮＵＭＴ−１））
という形で表される。
【００５７】
これらの手段は手段７および８に統合できるので、この訂正を実施する場合に操作的なコストはかからない。なおその上に、表形式の「ｄｅｃｐ」の実施において、分母の小さな分数ＬＤＦＴ／Ｌ（Ｌ＜ＬＤＦＴ）が常に選択されるので、表は小さいままである。
【００５８】
さらに、本発明は以下の追加された問題も解決する。
【００５９】
使用されるオーバラップ技法がオーバラップ追加技法、すなわち長さＬＤＦＴのＤＦＴが適用されるＬＤＦＴサンプルブロックを形成するために、ＬＤＦＴ−Ｌゼロが入射信号の長さＬの連続はしているがオーバラップしないサンプルブロックに追加される状況を考察する。
【００６０】
従来技術において、また先に挙げた文書に記載されているように、ＬＤＦＴ−Ｌゼロは、ＬＤＦＴサンプルブロックの最後に置かれる。
【００６１】
ＤＦＴは、限られた持続時間のサンプルブロック上にて作用し、ＤＦＴから得られるスペクトルも限られるので、オーバラップ現象が時間ドメイン内で発生し、合成された信号の品質を劣化させる。
【００６２】
本発明の他の目的は、このような劣化を制限することである。
【００６３】
基本的に、本発明によれば、ＬＤＦＴサンプルブロックの右端および左端にあるサンプルに対して対称的な劣化を得て、したがって合成信号の品質を改善するために、ブロックのＬＤＦＴサンプルはローテートをうけ、その結果ＬＤＦＴ−Ｌゼロは、ブロック中央に置かれ、Ｌ信号サンプルはＬＤＦＴ−Ｌゼロのどちらの側にも置かれる。
【００６４】
図には、そのようなサンプルローテーションが手段１によって実現されるように示されている。
【００６５】
たとえば、ＬＤＦＴが４８に等しく、Ｌが３６に等しい、例として考察されるＵＭＴＳに対する適用において、ＤＦＴの入力に適用されるブロックは、次の順で以下を有する。
３６の信号サンプルブロックのサンプル１９から３６
ゼロからなる１２サンプル
３６の信号サンプルブロックのサンプル１から１８
【００６６】
したがって、この例は、グループ遅延が２４の入力サンプル、すなわち５１２の出力サンプルまたは６．２５マイクロ秒分縮小して、グループ遅延をさらに改善する。
【図面の簡単な説明】
【００６７】
【図１】本発明を適用することができる移動体無線システム送信機の中で実現されるプロセッサ手段の一例を示す図である。
【符号の説明】
【００６８】
１  百分率オーバラップをＤＦＴに適用できるようにするための手段
２  離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を計算するための手段
３  周波数ドメインフィルタ手段
４  サンプルブロックを得るための手段
５  逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）計算手段
６  サンプルブロックを組み合わせるための手段
【図１】
2007318808.tif 000003
【手続補正書】
【提出日】平成19年8月29日(2007.8.29)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
離散フーリエ変換（ＤＦＴ）計算、周波数ドメイン内でのフィルタリング、および逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）計算を含む処理操作を使用する移動体無線システム送信機のパフォーマンスを最適化する方法であって、前記ＤＦＴ計算を行う前に、ＩＤＦＴの出力におけるサンプル間の位相ジャンプを補償するために、単位係数および補償すべき位相ジャンプとは反対の位相の複素数によって入力サンプルの複素数乗算が行われる、移動体無線システム送信機のパフォーマンスを最適化する方法。
【請求項２】
補償すべき位相ジャンプが周期的であり、かつ関数Ｌ／ＬＤＦＴによって予測可能であるときに、
ＮＵＭＴをＬサンプルのスライスまたはブロックの相対クロノロジカルナンバー、
ｎｕｍｃを当該搬送波の中心周波数、すなわちＬＩＤＦＴを法とする比Ｆｃ／Ｆｓ（Ｆｃは所要の搬送周波数）に対応するＩＤＦＴチャネル番号として、
前記複素数が
ｄｅｃｐ＝ｅｘｐ（２＊ｊ＊ｐｉ＊ｎｕｍｃ／ＬＤＦＴ＊Ｌ＊（ＮＵＭＴ−１））
という形で表される、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
離散フーリエ変換（ＤＦＴ）計算、周波数ドメイン内でのフィルタリング、逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）計算、および処理されたサンプルシリーズまたはブロックのオーバラップを含む処理操作を使用する移動体無線システム送信機のパフォーマンスを最適化する方法であって、前記オーバラップは、長さＬＤＦＴのＤＦＴに適用されるＬＤＦＴサンプルのブロックを得るためにＬの入射信号サンプルブロックにＬＤＦＴ−Ｌゼロを追加して得られ、前記ブロックのＬＤＦＴサンプルは、ＬＤＦＴ−Ｌゼロがブロック中央にできるだけ近く置かれ、かつＬの信号サンプルがＬＤＦＴ−Ｌゼロのどちらの側にも置かれるようにローテートする、移動体無線システム送信機のパフォーマンスを最適化する方法。
【請求項４】
前記ブロックはＬＤＦＴ−Ｌゼロがブロック中央に、Ｌが奇数の場合には１つのサンプル内にできるだけ近づけて置かれるようにローテートされる、請求項３に記載の方法。
【外国語明細書】
2007318808.tif 000004
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