(57)【要約】      （修正有）【課題】リアクトルからの出力を複数の出力端子に時分割で振り分けて複数の電圧出力を行う多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、リアクトルに流れる電流の平均値にうねりが生じるのを防止し、それにより電気的な低周波ノイズや低周波の振動の発生を回避する。【解決手段】出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２に基づき第１スイッチＳ１と第２スイッチＳ２とのスイッチング制御を行う制御回路２０と、スイッチング周波数を決定する発振回路３０と、発振回路３０をリセットさせるリセット手段（Ｓ４，３１）と、リアクトルＬの電流量を検出する電流検出抵抗Ｒ１と、第１スイッチがターンオンするタイミングに同期させてリアクトル電流の検出電圧Ｅ１を保持するサンプル・ホールド回路（Ｓ３，Ｃ４，Ｒ２）と、サンプル・ホールド回路に保持された検出電圧Ｅ２とリアクトル電流の検出電圧Ｅ１とを比較して発振器回路３０をリセットさせる判定回路４０とを備えている。【選択図】図１
2007151248.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電圧をリアクトルに印加させる第１スイッチと、前記リアクトルからの出力を複数の出力端子に切り替える１個又は複数の第２スイッチとを備えた多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記複数の出力端子の電圧に基づき前記第１スイッチと前記第２スイッチとのスイッチング制御を行う第１制御回路と、
前記リアクトルの電流量を検出する電流検出手段と、
該電流検出手段の検出信号に基づき、前記リアクトルの電流変動量を抑制させるように前記第１制御回路によるスイッチング制御のタイミングをずらす第２制御回路と、
を備えたことを特徴とする多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記第１スイッチのスイッチング周波数を決定する発振信号を生成して前記第１制御回路に出力する発振回路と、
前記発振回路をリセットして初期位相から発振動作を開始させるリセット手段とを備え、
前記第２制御回路は、前記リセット手段により前記発振回路をリセットして前記第１制御回路によるスイッチング制御のタイミングをずらすことを特徴とする請求項１記載の多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記第２制御回路は、
前記第１スイッチのターンオン又はターンオフに同期したタイミングで前記電流検出手段の検出信号を保持する信号保持回路と、
該信号保持回路に保持された検出信号と前記電流検出手段からの検出信号とを比較する比較手段とを有し、
該比較手段の比較結果に基づいて前記リセット手段により前記発振回路をリセットするように構成されていることを特徴とする請求項２記載の多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記第２制御回路は、
前記リアクトルの電流量の検出値が、直前に前記第１スイッチがターンオン又はターンオフしたときの前記リアクトルの電流量の検出値よりも所定量の差異が生じたときに前記リセット手段により前記発振回路をリセットするように構成されていることを特徴とする請求項２又は３に記載の多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項５】
前記第１スイッチのターンオン又はターンオフしたときの前記リアクトルの電流量が一定値以下の場合に前記第２制御回路による制御動作を停止させる手段を設けたことを特徴とする請求項１〜４の何れかに記載の多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項６】
入力電圧をリアクトルに印加させる第１スイッチと、前記リアクトルからの出力を複数の出力端子に切り替える１個又は複数の第２スイッチとを備えた多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
発振信号を生成する発振回路と、
前記複数の出力端子の各電圧と基準電圧との電位差を表わす複数の誤差信号を生成する複数の誤差増幅回路と、
前記複数の誤差信号に基づきパルス幅を変調させて前記発振信号の発振周期で前記第１スイッチをオン・オフさせる第１制御パルスを生成するとともに、前記複数の誤差信号に基づき前記第１制御パルスに同期させて前記第２スイッチをオン・オフさせる第２制御パルスを出力する第１制御回路と、
前記発振回路をリセットして初期位相から発振動作を開始させるリセット手段と、
前記リアクトルの電流量を検出する電流検出手段と、
前記第１スイッチがターンオンするタイミングに同期させて前記電流検出手段の検出電圧を保持するサンプル・ホールド回路と、
該サンプル・ホールド回路に保持された検出電圧と前記電流検出手段からの検出電圧とを比較してこの比較結果に基づき前記リセット手段により前記発振回路をリセットさせる判定回路と、
を備えていることを特徴とする多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、スイッチング電源装置に関し、特に、１つの入力電圧から複数の電圧出力を行う多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
本発明者らは、以前に、図５に示すような多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータを提案している（特願２００５−１８３９３３，特願２００５−１８３８７６）。このＤＣ／ＤＣコンバータは、スイッチＳ１のオン・オフによりリアクトルＬに間歇的に入力電圧Ｖｉｎを印加して電流を流すとともに、スイッチＳ１がオフされている期間にスイッチＳ２或いはダイオードスイッチＤ１がオンにされてリアクトルＬからの電流が第１出力端子Ｔ１或いは第２出力端子Ｔ２に振り分けられて出力される。詳細には次に示す如くである。
【０００３】
すなわち、スイッチＳ１がオンのときには、スイッチＳ２とダイオードスイッチＤ１はオフにされ、入力電圧ＶｉｎがリアクトルＬに印加されてリアクトル電流を増加させる。スイッチＳ１がオフのときには、スイッチＳ２がオフにされてダイオードスイッチＤ１がオンになる状態、或いは、スイッチＳ２がオンにされてダイオードスイッチＤ１がオフとなる（Ｖｏ１＞Ｖｏ２であるため）状態の何れかとなり、それによりリアクトルＬの電流が第１出力端子Ｔ１或いは第２出力端子Ｔ２に供給される。
【０００４】
制御回路２０は、発振器からの三角波と各出力端子Ｔ１，Ｔ２の電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２を受けて、これらに基づき各出力端子Ｔ１，Ｔ２からの出力電力の変動量に応じてスイッチＳ１のオン期間が変動するようにＰＷＭ（パルス幅変調）制御を行うとともに、各出力端子Ｔ１，Ｔ２からの出力電力の比に応じた頻度でリアクトルＬの出力を各出力端子Ｔ１，Ｔ２に時分割で振り分けるようなスイッチＳ２のオン・オフ制御を行うことで、各出力端子Ｔ１，Ｔ２の出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２を一定値に維持している。
【０００５】
また、このような回路に類似の従来技術として、特許文献１に開示の多出力ＤＣ／ＤＣコンバータがある。
【特許文献１】特開２００４−９６８１６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
図５に示すような多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、スイッチＳ１がオンされて入力電圧Ｖｉｎの印加によりリアクトル電流が増加するときに、その電流変化量は一定である。一方、スイッチＳ１がオフの期間では、スイッチＳ２がオンされてリアクトルＬの電流が第２出力端子Ｔ２に流れる場合と、スイッチＳ２がオフされてリアクトルＬの電流が第１出力端子Ｔ１に流れる場合とでは、出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２の違いからリアクトルＬの電流変化量が異なってくる。
【０００７】
すなわち、スイッチＳ２がオンされて低い出力電圧Ｖｏ２で電流が出力されるときにはこの出力電圧Ｖｏ２がリアクトルＬに印加されるため、リアクトル電流の減少量は緩やかになる。一方、スイッチＳ２がオフされて高い出力電圧Ｖｏ１で電流が出力されるときにはこの出力電圧Ｖｏ１がリアクトルＬに印加されるため、リアクトル電流の減少量は急になる。
【０００８】
そのため、図６のタイミングチャートに示されるように、リアクトルＬに流れる電流は、各出力端子Ｔ１，Ｔ２の負荷に変動がなくても、スイッチＳ２がオンされない期間にはリアクトル電流の中心値が減少していき、スイッチＳ２がオンされる期間にはリアクトル電流の中心値が増加するように変化する。なぜならば、各出力端子Ｔ１，Ｔ２の負荷に変動がなければ、スイッチＳ２のオン・オフに拘わらずにスイッチＳ１がオン・オフするデューティ比は一定となるため、リアクトル電流の平均値はスイッチＳ１がオフとなる期間の電流減少量のみに依存するからである。従って、リアクトルＬに流れる電流は、負荷変動がない状態で、スイッチＳ２がオンされる周期でその平均値にうねりが生じる。
【０００９】
さらに、第１出力端子Ｔ１から出力される電力と第２出力端子Ｔ２から出力される電力との比が大きくひらいてくると、消費電力の大きな出力端子には多くの頻度で電流を流すタイミングが割り当てられ、消費電力の小さな出力端子には少ない頻度で電流を流すタイミングが割り当てられるので、この場合、上記リアクトル電流のうねりの周期は長くなり、また、リアクトル電流の変動量も大きくなる。
【００１０】
リアクトル電流のうねりは電気ノイズや微小振動を発生させるため、周期の長いうねりは、電源ラインに低周波ノイズを発生させたり、リアクトルで低周波振動が発生するなど種々の問題の要因となる。また、リアクトル電流の変動量が大きくなるので、その分、定格電流の大きなリアクトルを使用しなければならなくなる。
【００１１】
この発明の目的は、入力電圧をリアクトルに間歇的に印加して電流を流し、リアクトルからの出力を複数の出力端子に時分割で振り分けて複数の電圧出力を行う多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、リアクトルに流れる電流の平均値にうねりが生じるのを防止し、それにより電気的な低周波ノイズや低周波の振動の発生を回避することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明は、上記目的を達成するため、多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、リアクトルに流れる電流量を監視して、この電流の変動幅が大きくなったときにスイッチング制御のタイミングをずらして、この電流の変動量を抑制させるようにしたものである。
【００１３】
すなわち、本発明は、入力電圧をリアクトル（L）に印加させる第１スイッチ（Ｓ１）と、前記リアクトル（Ｌ）からの出力を複数の出力端子（Ｔ１，Ｔ２）に切り替える１個又は複数の第２スイッチ（Ｓ２，Ｄ１）とを備えた多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ（１０）において、前記複数の出力端子の電圧（Ｖｏ１，Ｖｏ２）に基づき前記第１スイッチと前記第２スイッチとのスイッチング制御を行う第１制御回路（２０）と、前記リアクトルの電流量を検出する電流検出手段（Ｒ１）と、該電流検出手段の検出信号に基づき前記リアクトルの電流変動量を抑制させるように前記第１制御回路によるスイッチング制御のタイミングをずらす第２制御回路（４０）とを備えた構成とした。
【００１４】
このような手段によれば、直接、リアクトル電流を監視して、その変動幅が大きくなったときに変動量を抑制するようにスイッチング制御のタイミングをずらすので、これによりリアクトル電流の平均値のうねりを防止することができる。
【００１５】
具体的には、本発明は、前記第１スイッチのスイッチング周波数を決定する発振信号を生成して前記第１制御回路に出力する発振回路（３０）と、前記発振回路をリセットして初期位相から発振動作を開始させるリセット手段（３１，Ｓ４）とを備え、前記第２制御回路は、前記リセット手段により前記発振回路をリセットして前記第１制御回路によるスイッチング制御のタイミングをずらすように構成すると良い。
【００１６】
このような制御内容とすることで、発振信号に基づいて第１スイッチおよび第２スイッチのスイッチング制御を行う制御回路は従来方式の回路をそのまま利用しつつ、それに付加する形で、リアクトル電流の変動量を抑制する構成を設けることが出来る。
【００１７】
さらに具体的には、前記第２制御回路は、前記第１スイッチのターンオン又はターンオフに同期したタイミングで前記電流検出手段の検出信号を保持する信号保持回路（Ｓ３，Ｃ４）と、該信号保持回路に保持された検出信号（Ｅ２）と前記電流検出手段からの検出信号（Ｅ１）とを比較する比較手段（ＣＯＭＰ３）とを有し、該比較手段の比較結果に基づいて前記リセット手段により前記発振回路をリセットするように構成すると良い。
【００１８】
このような構成により、例えば、第１スイッチがオフされてリアクトル電流が減少していき、直前に第１スイッチがターンオンしたときのリアクトル電流よりも若干小さな電流値になった場合に、発振回路が第１スイッチをターンオンさせる位相にリセットされ、それにより、第１スイッチがターンオンするタイミングが早まって、リアクトル電流が大きく減少してしまうのを防ぐことが出来る。
【００１９】
或いは、第１スイッチがオンされてリアクトル電流が増加していき、直前に第１スイッチがターンオフしたときのリアクトル電流よりも若干大きな電流値になった場合に、発振回路が第１スイッチをオフする位相にリセットされ、それにより、第１スイッチがターンオフするタイミングが早まって、リアクトル電流が大きく増加してしまうのを防ぐことが出来る。
【００２０】
ここで、前記第２制御回路は、前記リアクトルの電流量の検出値が、直前に前記第１スイッチがターンオン又はターンオフしたときの前記リアクトルの電流量の検出値よりも所定量の差異が生じたときに前記リセット手段により前記発振回路をリセットするように構成すると良い。
【００２１】
発振回路をリセットするタイミングを、リアクトル電流が第１スイッチの前回のターンオン時又はターンオフ時のリアクトル電流と同一の値となったときとしてしまうと、負荷変動によりリアクトル電流の平均値が増減する際にスムースな応答が困難になる。なので、上記のように前回のターンオン時又はターンオフ時の電流量を少し超えたところでリセットをかけるようにすることで、負荷の変動に対して安定的な動作を期待できる。
【００２２】
さらに望ましくは、前記第１スイッチのターンオン又はターンオフしたときの前記リアクトルの電流量が一定値以下の場合に前記第２制御回路による制御動作を停止させる手段（ＣＯＭＰ５，５１）を設けると良い。
【００２３】
リアクトル電流が小さいときには、リアクトル電流のうねりは余り問題とならない。また、リアクトル電流の変動量を抑制する本発明の制御は、スイッチング周波数を高く変動させるものであるが、必要がなければスイッチング周波数は変動させたくない。従って、上記のような手段により、リアクトル電流が一定値以下の小さな範囲では、余り必要性のない第２制御回路による制御動作を停止してスイッチング周波数を一定に維持し、安定した動作を得ることが出来る。
【００２４】
なお、この項目において、実施形態との対応関係を表わす符号を括弧書きで記したが、本発明はこれに制限されるものではない。
【発明の効果】
【００２５】
本発明に従うと、第１スイッチのオン・オフにより入力電圧をリアクトルに印加して電流を流し、リアクトルからの出力を第２スイッチにより複数の出力端子に時分割で振り分けて複数の電圧出力を行う多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、リアクトルからの出力を第２スイッチにより振り分けることで生じるリアクトル電流のうねりを減少させ、それにより電気的な低周波ノイズや低周波の振動の発生を回避することが出来るという効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明の第１の実施の形態の多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータを示す構成図である。
この実施の形態の多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、第１スイッチＳ１をオンすることでリアクトルＬに入力電圧Ｖｉｎを印加して電流を流し、第１スイッチＳ１のオフ時にリアクトルＬから出力側に電流を流して電圧出力を行う昇降圧型コンバータにおいて、第２スイッチＳ２とダイオードスイッチＤ１との切り換えにより２つの出力端子Ｔ１，Ｔ２に２種類の出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２を出力するものである。
【００２７】
この多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、電気エネルギーを蓄積するリアクトルＬと、入力電圧Ｖｉｎの基準電位側とリアクトルＬとの接続をオン・オフしてリアクトルＬに間歇的に入力電圧Ｖｉｎを印加する第１スイッチＳ１と、リアクトルＬと第１出力端子Ｔ１との間に接続されたダイオードスイッチＤ１と、リアクトルＬと第２出力端子Ｔ２との間に接続された第２スイッチＳ２と、各出力端子Ｔ１，Ｔ２とグランド間にそれぞれ接続された平滑コンデンサＣ１，Ｃ２と、リアクトルＬの電流を検出する電流検出手段としての検出抵抗Ｒ１と、各出力端子Ｔ１，Ｔ２の電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２を検出してこれらが所定電圧に維持されるようにスイッチＳ１，Ｓ２のスイッチング制御を行う制御回路２０と、制御回路２０に一定周期の三角波の発振信号を供給するとともにリセット機能を有した発振回路３０と、リアクトルＬの電流値に基づいて発振回路３０をリセットする判定回路４０とを備えている。
【００２８】
リアクトルＬの電流を検出する検出抵抗Ｒ１は、特に制限されるものではないが、グランド電位点とリアクトルＬとの間に接続され、リアクトルＬに流れる電流を負電圧に変換して判定回路４０に出力する。この電圧のことをリアクトル電流の検出電圧Ｅ１と記す。この検出電圧Ｅ１は、リアクトルＬに流れる電流量が大きければ低い電圧となり、電流量が少なければ高い電圧となる。
【００２９】
発振回路３０は、電源ラインとグランド間に直列に接続された定電流源Ｉ１およびコンデンサＣ５と、コンデンサＣ５の電圧と基準電圧Ｖ１とを比較するコンパレータＣＯＭＰ４と、コンデンサＣ５の両端子をショートさせるスイッチＳ４と、コンパレータＣＯＭＰ４からのスイッチオン信号と判定回路４０からのスイッチオン信号とをスイッチＳ４に送るＯＲ回路３１とを備えている。
【００３０】
この発振回路３０は、次のようなサイクルで発振動作を行う。すなわち、スイッチＳ４がオフの状態で定電流源Ｉ１によりコンデンサＣ５の充電が行われ、コンデンサＣ５の電圧がグランド電位から基準電圧Ｖ１まで時間に比例して上昇する。次いで、コンデンサＣ５の電圧が基準電圧Ｖ１になったらコンパレータＣＯＭＰ４からスイッチオン信号がスイッチＳ４に出力されてコンデンサＣ５の電位がグランド電位に戻される。グランド電位に戻されたら再びスイッチＳ４がオフされて充電が開始されると云ったサイクルである。そして、コンデンサＣ５の電圧が三角波の発振信号として制御回路２０に出力される。
また、この発振回路３０は、判定回路４０からリセット信号が入力されたら、これによりスイッチＳ４がオンされて、発振信号がグランド電位となる初期位相にリセットされる。
【００３１】
判定回路４０は、リアクトル電流の検出電圧Ｅ１を指定のタイミングで取り込むスイッチＳ３およびそれを保持するコンデンサＣ４とからなるサンプル・ホールド回路と、リアルタイムの検出電圧Ｅ１と保持した検出電圧Ｅ２とを比較するコンパレータＣＯＭＰ３と、コンパレータＣＯＭＰ３の出力電圧Ｅ３或いは制御回路２０の出力信号Ｓｉｇ３のパルス信号をスイッチＳ３に送るＯＲ回路４１とを備えている。制御回路２０の出力信号Ｓｉｇ３には、スイッチＳ１がターンオンしたタイミングで論理"１"となるパルス幅の小さなパルス信号が含まれる。
【００３２】
また、上記のサンプル・ホールド回路には、例えばコンデンサＣ４から僅かな電流をグランドにリークさせる抵抗Ｒ２が設けられ、保持した検出電圧Ｅ２が時間の経過に伴って僅かに増加していくように、すなわち、保持した検出電圧Ｅ２は時間の経過に伴って徐々に小さなリアクトル電流を表わす値に変化するようになっている。
【００３３】
この判定回路４０は、保持した検出電圧Ｅ２よりリアルタイムの検出電圧Ｅ１が高くなったときに、コンパレータＣＯＭＰ３からリセット信号（Ｅ３）を出力する。このリセット信号はパルス幅の短い論理"１"の信号である。また、このリセット信号が出力された場合には、このリセット信号によりスイッチＳ３が一時的にオンされてリアルタイムの検出電圧Ｅ１が新たにサンプル・ホールド回路に保持される。また、制御回路からの出力信号Ｓｉｇ３によってもスイッチＳ３が一時的にオンされてリアルタイムの検出電圧Ｅ１が新たにサンプル・ホールド回路に保持される。
【００３４】
制御回路２０は、図５に示した従来の回路とほぼ同様のものであり、図示は省略するが、第１出力端子Ｔ１の出力電圧Ｖｏ１と第１基準電圧とを比較してその差異に応じた電圧を出力する第１誤差増幅回路と、第２出力端子Ｔ２の出力電圧Ｖｏ２と第２基準電圧とを比較してその差異に応じた電圧を出力する第２誤差増幅回路と、第１誤差増幅回路の出力と発振回路３０からの三角波とを比較してＰＷＭ信号を生成する第１コンパレータと、第２誤差増幅回路の出力と発振回路３０からの三角波とを比較してＰＷＭ信号を生成する第２コンパレータと、第１コンパレータと第２コンパレータの出力を受けて論理動作を行い第１スイッチＳ１と第２スイッチＳ２をオン・オフ動作させる駆動電圧を出力するロジック＆ドライバ回路とを備えている。
【００３５】
ロジック＆ドライバ回路は、例えば、第１コンパレータからのＰＷＭ信号と第２コンパレータのＰＷＭ信号のうち、パルス幅が大きい方のＰＷＭ信号に基づく駆動電圧をスイッチング制御信号Ｓｉｇ１として第１スイッチＳ１に出力する。スイッチング制御信号Ｓｉｇ１が、ハイレベルのときに第１スイッチＳ１がオン状態となる。また、両ＰＷＭ信号のパルス幅の大小に応じて第１出力端子Ｔ１の側へ電流を流すか、第２出力端子Ｔ２の側へ電流を流すかを判定し、第２出力端子Ｔ２の側で電流を流すと判定した場合に、上記スイッチング制御信号Ｓｉｇ１がローレベルとなる期間にハイレベルとなる駆動電圧を生成してスイッチＳ２に出力する。これがスイッチング制御信号Ｓｉｇ２であり、ハイレベルのときに第２スイッチＳ２がオン状態となる。
【００３６】
また、この実施の形態の制御回路２０は、上記構成に加えて、判定回路４０に出力される制御信号Ｓｉｇ３に、第１スイッチＳ１をターンオンさせるタイミングで幅の短い論理"１"のパルス信号が出力されるようにする構成が付加されている。
【００３７】
次に、上記構成の多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の動作について説明する。
図２は、多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の動作を説明するタイミングチャート、図３は、第２スイッチＳ２がオンされるサイクルとオンされないサイクルのリアクトル電流の詳細な波形図を示す。
例えば、第１出力端子Ｔ１と第２出力端子Ｔ２との出力電力の合計が小さくて、リアクトルＬに流れる電流がゼロとなる期間が生じる不連続モードの場合、発振回路３０は外部からリセットされることなく、一定周期の発振信号を制御回路２０に出力する。
【００３８】
発振回路３０から一定周期の発振信号が供給される場合、制御回路２０では、第１スイッチＳ１に対して、上記発振信号の周期でパルス信号を出力してスイッチング制御を行うとともに、第１出力端子Ｔ１と第２出力端子Ｔ２との出力電力の変動量に応じて上記パルス信号のパルス幅が変動されるようにＰＷＭ制御を行う。さらに、第２スイッチＳ２に対しては、第１出力端子Ｔ１の出力電力と第２出力端子Ｔ２の出力電力の比に応じてリアクトルＬの出力をダイオードスイッチＤ１側かスイッチＳ２側の何れかに時分割で振り分けるようなスイッチング制御が行われる。そして、これらの制御により第１出力端子Ｔ１の出力電圧Ｖｏ１と第２出力端子Ｔ２の出力電圧Ｖｏ２とが一定値に維持される。
【００３９】
第１出力端子Ｔ１と第２出力端子Ｔ２との出力電力の合計が大きくなって、常にリアクトルＬに電流が流れる連続モードとなった場合、図２および図３に示すように、判定回路４０ではスイッチＳ１がターンオンされるタイミングでリアクトル電流の検出電圧Ｅ１がサンプル・ホールド回路に取り込まれて保持される。検出電圧Ｅ１は、図２に示すように、リアクトル電流が少なくなると高く、リアクトル電流が多くなると低くなる負電圧であり、保持された検出電圧Ｅ２は、リアクトル電流の直前のボトム値を表わす。但し、抵抗Ｒ２を介したリーク電流により検出電圧Ｅ２は時間の経過に伴って僅かに上昇していく。すなわち、時間の経過に伴って検出電圧Ｅ２により表わされるリアクトル電流値は、直前のボトム値よりも小さな値になっていく。
そして、スイッチＳ１のオンによりリアクトルＬに入力電圧Ｖｉｎが印加されてリアクトル電流は一定の勾配で増加していく。
【００４０】
制御回路２０のスイッチング制御により第１スイッチＳ１がオフされ、さらに、第２スイッチＳ２はオフのままでダイオードスイッチＤ１がオンにされると、図３に示すように、リアクトルＬから第１出力端子Ｔ１に電流が出力されて、それに伴いリアクトル電流は時間に比例して小さくなる。ここで、リアクトル電流が直前のボトム値を所定量下回ると、リアルタイムの検出電圧Ｅ１と保持した検出電圧Ｅ２との比較によりそれが検出されて、判定回路４０からリセットパルス（出力電圧Ｅ３）が発振回路３０に出力される。リセット時にリアクトル電流が直前のボトム値を所定量下回るのは、サンプル・ホールド回路の抵抗Ｒ２により保持した検出電圧Ｅ２が僅かに上昇しているからである。
【００４１】
リセットパルスが出力されると、リアクトル電流の検出電圧Ｅ１がサンプル・ホールド回路に新たに取り込まれて保持される。また同時に、発振回路３０は出力がゼロ電圧となる位相にリセットされて、この位相から再び発振動作を開始する。そして、この発振回路３０のリセットにより制御回路２０から出力されるスイッチング制御信号Ｓｉｇ１はハイレベルになって第１スイッチＳ１がオンにされる。これにより、第１出力端子Ｔ１側のダイオードスイッチＤ１はオフ状態となってリアクトル電流は増加に転じる。
【００４２】
制御回路２０により第１スイッチＳ１がオフされ、さらに、第２スイッチＳ２がオンされると、リアクトルＬの出力は低い出力電圧Ｖｏ２の側に接続されるのでリアクトル電流は緩やかに減少していく。そして、リアクトル電流が直前のボトム値を所定量下回る前に発振回路３０の一周期が経過すると、発振回路３０の出力が初期位相になって第１スイッチＳ１がオンにされる。また、このとき制御回路２０から判定回路にパルス信号（Ｓｉｇ３）が出力されて、このタイミングのリアクトル電流の検出電圧Ｅ１がサンプル・ホールド回路に新たに取り込まれて保持される。そして、リアクトル電流が増加に転じる。
【００４３】
上述のように、リアクトルＬからの出力先を振り分けるスイッチＳ２がオンとなるサイクルとオフとなるサイクルとでは、リアクトル電流の減少量が異なり、その分、発振回路３０のリセットの有無や、発振回路３０がリセットされるまでの期間が異なってくる。しかしながら、第１出力端子Ｔ１や第２出力端子Ｔ２の負荷の変動がないとすると、リアクトルＬの平均電流は一定に保たれる筈なので、図２や図３のリアクトル電流の波形に示すように、リアクトル電流のボトム値はほぼ一定となる。また、その結果、リアクトル電流の変動幅も小さくなる。
【００４４】
第１出力端子Ｔ１や第２出力端子Ｔ２の出力電力が次第に大きく推移していく過程では、第１スイッチＳ１のオン期間が長くオフ期間が短くされるため、第１スイッチＳ１がオフされてリアクトル電流が小さくなる過程で、リアクトル電流が直前のボトム値に達する前に発振回路３０の一周期が経過され、第１スイッチＳ１が再びオンされる。それにより、出力電力の増加に対応してリアクトル電流のボトム値やトップ値が大きくなっていく。
【００４５】
また、第１出力端子Ｔ１や第２出力端子Ｔ２の出力電力が次第に小さく推移していく過程では、第１スイッチＳ１のオン期間が短くオフ期間が長くされるため、第１スイッチＳ１がオフされてリアクトル電流が小さくなる過程で、リアクトル電流が直前のボトム値より小さくなって発振回路３０がリセットされる。このときサンプル・ホールド回路に保持されている検出電圧Ｅ２は、抵抗Ｒ２の作用で保持したときよりも少し高い電圧に変化しているため、リセット時のリアクトル電流のボトム値は、直前のボトム値よりも小さい値となる。従って、このような発振回路３０のリセットが繰り返されることで、リアクトル電流のボトム値やトップ値が次第に小さくなって、出力電力の推移に対応する。
【００４６】
以上のように、この実施の形態の多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０によれば、負荷変動の少ないときにリアクトル電流のボトム値がほぼ一定とされる。従来の多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータでは、図６に示すように、リアクトル電流の中心値がスイッチＳ２がオンされる周期で上下に変動するうねりが生じていたが、この実施の形態では、このようなリアクトル電流のうねりが減少され、それにより電気的な低周波ノイズやリアクトルの低周波振動と云った問題を回避することが出来る。また、従来の回路と比較してリアクトル電流の変動幅も小さくされるので、定格電流の小さなリアクトルを用いて従来と同様の出力定格を得ることも可能である。
【００４７】
図４には、本発明の第２の実施の形態の多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａの構成図を示す。
この多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａは、図１の多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の構成に加えて、リアクトル電流のボトム値が一定以下の範囲にある場合に判定回路４０による発振回路３０のリセット制御を停止させる制限回路を設けたものである。
【００４８】
この制限回路は、例えば、判定回路４０のサンプル・ホールド回路に保持された検出電圧Ｅ２と基準電圧Ｖ２とを比較するコンパレータＣＯＭＰ５と、このコンパレータＣＯＭＰ５の出力が論理"１"のときだけ判定回路４０からのリセット信号を発振回路３０に送り、コンパレータＣＯＭＰ５の出力が論理"０"のときには判定回路４０のリセット信号を遮断するＡＮＤ回路５１等から構成することが出来る。
【００４９】
発振回路３０のリセットによりリアクトル電流の変動量を抑制する本発明に係る制御は、リアクトル電流のうねりを低減できるという効果が得られる一方、第１スイッチＳ１のスイッチング周波数の変動を生じてしまう。そこで、この第２の実施の形態の多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａでは、上記制限回路により、リアクトル電流が一定値以下の小さな範囲では、余り必要のない発振回路３０のリセット制御を停止し、スイッチング周波数が一定値に維持されるようにしている。
【００５０】
制限回路の基準電圧Ｖ２は、リアクトル電流のうねりがあまり問題とならないような小さな電流を示す電圧に設定したり、リアクトル電流が連続モードと不連続モードの境界になるときの電圧に設定すると良い。
【００５１】
なお、本発明は、上記実施の形態に限られるものではなく、様々な変更が可能である。例えば、上記の実施の形態では、リアクトル電流のボトム値を保持・比較してボトム値をほぼ一定に保つようにされているが、スイッチング制御信号Ｓｉｇ１がローレベルとなるタイミングでリアクトル電流の検出電圧を保持させることで、リアクトル電流のトップ値を保持・比較してトップ値がほぼ一定に保たれるように構成することも出来る。
【００５２】
また、上記の実施の形態では、昇降圧型コンバータを多出力にした例を示しているが、降圧型や昇圧型のコンバータ、トランスを介した絶縁型のコンバータであっても、同様に本発明を適用することが出来る。また、出力端子数も２つに限られず、リアクトルの出力を各出力端子に切り換えるスイッチを増やすことで３つ以上の出力にも対応することが出来る。また、上記の実施の形態では、リアクトルの電流を第１出力端子Ｔ１に流すスイッチとしてダイオードスイッチＤ１を用いているが、制御信号によりオン・オフさせるトランジスタ等のスイッチ素子を用いても良い。
【００５３】
その他、判定回路や発振回路の回路構成など、実施の形態で具体的に示した細部構成は発明の趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更可能である。
【図面の簡単な説明】
【００５４】
【図１】本発明の第１の実施の形態の多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータを示す構成図である。
【図２】図１の多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明するタイミングチャートである。
【図３】リアクトル電流の変化を詳細に示したタイミングチャートである。
【図４】本発明の第２の実施の形態の多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータを示す構成図である。
【図５】従来の多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータの一例を示す構成図である。
【図６】図５の従来の多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明するタイミングチャートである。
【符号の説明】
【００５５】
１０，１０Ａ      多出力型ＤＣ／ＤＣコンバータ
Ｓ１      第１スイッチ
Ｓ２      第２スイッチ
Ｄ１      ダイオードスイッチ
Ｌ        リアクトル
Ｒ１      検出抵抗
Ｖｉｎ    入力電圧
Ｖｏ１，Ｖｏ２  出力電圧
Ｔ１      第１出力端子
Ｔ２      第２出力端子
２０      制御回路
３０      発振回路
Ｉ１      定電流源
Ｃ５      コンデンサ
Ｓ４      スイッチ
ＣＯＭＰ４  コンパレータ
Ｖ１      基準電圧
４０      判定回路
Ｓ３      スイッチ
Ｃ４      コンデンサ
Ｒ２      抵抗
ＣＯＭＰ３  コンパレータ
Ｅ１      リアクトル電流の検出電圧
Ｅ２      保持された検出電圧
ＣＯＭＰ５  コンパレータ
Ｖ２      基準電圧
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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