(57)【要約】【課題】電源電圧変動に対する高周波特性の変動を抑制し、かつトランジスタの製造バラツキによるバイアス電流の変動補償を行うことができる電力増幅器を提供する。【解決手段】高周波信号を増幅するための電力増幅用トランジスタ１０１と、電源電圧に応じた参照電流を生成するための電源電圧依存電流生成回路１０４と、参照電流を検出し第１の参照電圧Ｖ１に変換するための参照電流検出抵抗１０５と、増幅用トランジスタ１０１のバイアス電流を検出し第２の参照電圧Ｖ２に変換するためのバイアス電流検出抵抗１０６と、第１および第２の参照電圧を比較し、増幅用トランジスタ１０１の制御端子の電圧制御するための演算増幅器１０７と、を有し、電力増幅用トランジスタ１０１に流れるバイアス電流を制御して安定した高周波特性を維持する。【選択図】図４
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
制御端子に供給される高周波信号を増幅するための電力増幅用トランジスタと、
電源電圧に応じた参照電流を生成するための電源電圧依存電流生成回路と、
上記参照電流を検出し第１の参照電圧に変換するための参照電流検出抵抗と、
上記増幅用トランジスタのバイアス電流を検出し第２の参照電圧に変換するためのバイアス電流検出抵抗と、
上記第１および第２の参照電圧を比較し、比較結果に応じて上記増幅用トランジスタの制御端子の電圧を制御するための演算増幅器と、を有し、
前記演算増幅器の出力により上記電力増幅用トランジスタに流れるバイアス電流を制御する
電力増幅器。
【請求項２】
上記電力増幅用トランジスタのバイアス電流経路に少なくとも所定期間オンされる電流スイッチを有する
請求項１記載の電力増幅器。
【請求項３】
上記電力増幅用トランジスタの第１端子は電源電圧が供給される電源端子側に接続され、第２端子は基準電位側に接続され、
上記参照電流検出抵抗の一端は、上記電源電圧依存電流生成回路の参照電流の供給ラインおよび上記演算増幅器の非反転入力端子に接続され、他端が基準電位に接続され、
上記バイアス電流検出抵抗の一端は、上記演算増幅器の反転入力端子および上記電流スイッチを介して上記電力増幅用トランジスタの第２端子に接続され、他端が基準電位に接続され、
上記電力増幅用トランジスタの第２端子と基準電位との間に直流カット用キャパシタが接続されている
請求項２記載の電力増幅器。
【請求項４】
上記電力増幅用トランジスタの第１端子は電源電圧が供給される電源端子側に接続され、第２端子は基準電位側に接続され、
上記参照電流検出抵抗の一端は、上記電源電圧依存電流生成回路の参照電流の供給ラインラインおよび上記演算増幅器の反転入力端子に接続され、他端が上記電源端子に接続され、
上記バイアス電流検出抵抗の一端は、上記演算増幅器の非反転入力端子および上記電流スイッチを介して上記電力増幅用トランジスタの第１端子側に接続され、他端が上記電源端子に接続されている
請求項２記載の電力増幅器。
【請求項５】
上記参照電流検出抵抗とバイアス電流検出抵抗とが、均一性を持つ同一プロセスのチップ上に実装されている
請求項１記載の電力増幅器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信機の送信機等に搭載される電力増幅器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
高周波電力増幅器(以下、ＰＡという場合もある)は無線通信機の送信機内に実装され、アンテナへと送出される高周波信号の増幅を行う。
【０００３】
通常のアナログ回路はほとんどの場合において、電源電圧に対していわゆる「縦積み」構造を利用する。電源電圧が変動した場合にもトランジスタの特性に影響が出難い回路構造を採用することが可能である。
【０００４】
これに対してＰＡは、出力信号の振幅電圧を大きくするため増幅用のトランジスタに対して電源電圧を直接与えて動作させることが多い。
トランジスタを電源電圧で動作させた場合、電源電圧の変動に対して一定した高周波出力特性を維持することは難しい。
また、回路への電源電圧が小型電池から直接供給されるような場合、電池の出力電圧が大きく変動するためＰＡの特性も大きく変動することは避けられない。
図１に示すように、電源電圧が大きくなると出力電力が増加し、電源電圧が小さくなると出力電力が低下するような特性が得られるのが一般的である。
【０００５】
図２は、電源電圧の変動に対して高周波特性が変動しないよう対策を施した電力増幅器の一例を示す図である（たとえば特許文献１参照）。
【０００６】
この電力増幅器１０は、電力増幅用トランジスタ１１、入力整合回路１２、出力負荷１３、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１４、抵抗Ｒ１，Ｒ２、高周波入力端子Ｔ１、参照電圧供給端子Ｔ２、電源端子Ｔ３、および高周波出力端子Ｔ４を有する。
ここでは、ＦＥＴ素子が電力増幅用トランジスタ１１として使用される場合を挙げている。
【０００７】
ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１４は、常に一定の電圧を出力するための機能を有する。ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１４を実装することにより、電源電圧に関わらず電力増幅用トランジスタ１１のドレイン-ソース間電圧が常に一定になるように動作する。
【０００８】
一方、大量生産によって製造されるＰＡの高周波特性は、様々な要因によってバラツキが発生する。
完全に高周波特性のバラツキを補償することはできないものの、高周波特性はＰＡのＤＣバイアス電流に大きく依存し、バイアス電流が同一であればトランジスタの諸特性がほぼ同一になり、さらに高周波特性もほぼ同一になることが期待できる。
【０００９】
しかし、半導体プロセスにおいてはトランジスタやその他素子の製造バラツキのために、ＰＡのＤＣバイアス電流の個体バラツキを抑えることについても容易ではない。
ＰＡにおいは、トランジスタのサイズが大きいために僅かなトランジスタの製造バラツキが大きな電流バラツキの原因となるからである。
カレントミラーと呼ばれる回路構成によりバイアス電流を一定化することが一般的であるが、トランジスタの閾値電圧の製造バラツキが非常に大きいような場合にはその回路が有効に機能しないときがある。カレントミラー回路ではコピーする側とコピーされる側のトランジスタ特性が同一であることが前提だからである。
【００１０】
図３は、図２の電力増幅器に対するバイアス電流の調節方法を示す図である（たとえば特許文献２参照）。
図３の電力増幅器１０Ａは、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路を設けず、抵抗Ｒ１の代わりにトリミング抵抗Ｒ３を設けている。
【００１１】
この電力増幅器（ＰＡ）１０Ａでは，トランジスタ１１のゲート端子に供給する電圧によってＰＡ１０Ａのバイアス電流が決定される。もしゲート端子電圧を固定とするならば、トランジスタ１１の閾値電圧の製造バラツキによってバイアス電流も大きく変動を受けてしまう。
バイアス電流を調節するためには、バイアス電流をモニターしながらトリミング抵抗Ｒ３を調整して電流を一定値に合わせる。
個体全てについて調整を行うことによりバイアス電流バラツキを完全に補償することが可能である。この調整は通常製品の出荷前の検査にて実施される。
【特許文献１】特開２０００−１９６３８７号公報
【特許文献２】特開２００４−２４８１６１号公報
【特許文献３】特開２０００−１０１３７３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
図２の電力増幅器１０のように、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１４を使用することにより電力増幅用トランジスタ１１にかかる電圧を一定にすることができるが、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１４での消費電力損失が問題となる。
電力損失とは、ＤＣ−ＤＣコンバータ自身の電圧変換損失である。ＰＡは通信機の中でも非常に大きい電流を消費するため、たとえＤＣ−ＤＣコンバータの変換効率が高くても損失が無視できない。
また、ＤＣ−ＤＣコンバータは変換効率向上のため大きなコイルを使用することが多く、実装の際の製品サイズが大きくなるという問題も存在する。当然製造コストも増加する。
【００１３】
図３の電力増幅器１０Ａのように、トリミング抵抗Ｒ３を調整する方式の場合、調整のための検査時間増加によるコスト増加が問題となる。
また、トリミング抵抗は半導体プロセス上に製造することが難しく、別部品となるために実装した際のサイズが大きくなる。
【００１４】
また、ＰＡのバイアス電流を自動制御する方法は既に提案されている(たとえば特許文献３参照)。
しかしこの方法では、電流検出用の抵抗の絶対値にバラツキが存在した場合に設定電流もばらつくという欠点がある。
【００１５】
本発明は、電源電圧変動に対する高周波特性の変動を抑制し、かつ、トランジスタの製造バラツキによるバイアス電流の変動補償を行うことができる電力増幅器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明の観点は、制御端子に供給される高周波信号を増幅するための電力増幅用トランジスタと、電源電圧に応じた参照電流を生成するための電源電圧依存電流生成回路と、上記参照電流を検出し第１の参照電圧に変換するための参照電流検出抵抗と、上記増幅用トランジスタのバイアス電流を検出し第２の参照電圧に変換するためのバイアス電流検出抵抗と、上記第１および第２の参照電圧を比較し、比較結果に応じて上記増幅用トランジスタの制御端子の電圧を制御するための演算増幅器と、を有し、上記演算増幅器の出力により上記電力増幅用トランジスタに流れるバイアス電流を制御する。
【００１７】
好適には、上記電力増幅用トランジスタのバイアス電流経路に少なくとも所定期間オンされる電流スイッチを有する。
【００１８】
好適には、上記電力増幅用トランジスタの第１端子は電源電圧が供給される電源端子側に接続され、第２端子は基準電位側に接続され、上記参照電流検出抵抗の一端は、上記電源電圧依存電流生成回路の参照電流の供給ラインおよび上記演算増幅器の非反転入力端子に接続され、他端が基準電位に接続され、上記バイアス電流検出抵抗の一端は、上記演算増幅器の反転入力端子および上記電流スイッチを介して上記電力増幅用トランジスタの第２端子に接続され、他端が基準電位に接続され、上記電力増幅用トランジスタの第２端子と基準電位との間に直流カット用キャパシタが接続されている。
【００１９】
好適には、上記電力増幅用トランジスタの第１端子は電源電圧が供給される電源端子側に接続され、第２端子は基準電位側に接続され、上記参照電流検出抵抗の一端は、上記電源電圧依存電流生成回路の参照電流の供給ラインおよび上記演算増幅器の反転入力端子に接続され、他端が上記電源端子に接続され、上記バイアス電流検出抵抗の一端は、上記演算増幅器の非反転入力端子および上記電流スイッチを介して上記電力増幅用トランジスタの第１端子側に接続され、他端が上記電源端子に接続されている。
【００２０】
好適には、上記参照電流検出抵抗とバイアス電流検出抵抗とが、均一性を持つ同一プロセスのチップ上に実装されている。
【発明の効果】
【００２１】
本発明によれば、半導体集積回路の小型素子のみを利用して、電源電圧変動に対する高周波特性の変動を抑制し、かつ、トランジスタの製造バラツキによるバイアス電流の変動補償を行うことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
以下、本発明の実施形態を図面に関連付けて説明する。
【００２３】
図４は、本発明のバイアス制御方式を採用した第１の実施形態に係る電力増幅器を示す図である。
【００２４】
本電力増幅器１００は、図４に示すように、電力増幅用トランジスタ１０１、入力整合回路１０２、出力負荷１０３、電源電圧依存電流生成回路１０４、参照電流検出抵抗１０５、バイアス電流検出抵抗１０６、演算増幅器(以下、オペアンプという)１０７、電流スイッチ１０８、抵抗Ｒ１０１，ＤＣカットキャパシタＣ１０１、高周波入力端子Ｔ１０１、電源端子Ｔ１０２、イネーブル信号入力端子Ｔ１０３、および高周波出力端子Ｔ１０４を有する。
ここでは、ＦＥＴ素子が電力増幅用トランジスタ１０１として使用される場合を挙げている。そして、トランジスタ１０１のドレインが第１端子、ソースが第２端子、ゲートが制御端子に相当する。
また、電流スイッチ１０８は、ｎチャネルＭＯＳトランジスタにより形成されている。電源端子Ｔ１０２に電源電圧ＶＤＤが供給される。
また以下では、高周波信号をＲＦ信号として説明する。
【００２５】
電力増幅用トランジスタ１０１のゲート（制御端子）は、入力整合回路１０２を介して高周波入力端子Ｔ１０１に接続され、抵抗Ｒ１０１を介してオペアンプ１０７の出力端子に接続されている。
トランジスタ１０１のソースは電流スイッチ１０８のソースに接続され、キャパシタＣ１０１を介して基準電位(接地電位)ＶＳＳに接続されている。トランジスタ１０１のドレインは高周波出力端子Ｔ１０４に接続され、出力負荷１０３を介して電源端子Ｔ１０２に接続されている。
【００２６】
電源電圧依存電流生成回路１０４は、電源端子Ｔ１０２に接続されており、電源電圧ＶＤＤに応じた参照電流Ｉｏを生成する。
換言すれば、電源電圧依存電流生成回路１０４は、電源電圧ＶＤＤによって変化するＰＡのバイアス用参照電流Ｉｏを生成する。
電源電圧依存電流生成回路１０４は、電源電圧ＶＤＤが大きいほど出力参照電流Ｉｏは小さく、電源電圧がＶＤＤ小さいほど出力参照電流Ｉｏは大きくなるような特性を持っている。
【００２７】
図５は、本実施形態に係る電源電圧依存電流生成回路の構成例を示す回路図である。
【００２８】
図５の電源電圧依存電流生成回路１０４は、カレントミラーＣＭＲを形成するｐチャネルＭＯＳトランジスタ１０４１，１０４２、ｎチャネルＭＯＳトランジスタ１０４４、オペアンプ１０４３、抵抗Ｒ１０４１，Ｒ１０４２、基準電圧供給端子Ｔ１０４１、および参照電流出力端子Ｔ１０４２を有する。
【００２９】
抵抗Ｒ１０４１とＲ１０４２が電源端子Ｔ１０２と基準電位ＶＳＳとの間に直列に接続されている。
ＭＯＳトランジスタ１０４１，１０４２のソースが電源端子Ｔ１０２に接続され、ＭＯＳトランジスタ１０４１のドレインが自身のゲート、ＭＯＳトランジスタ１０４２のゲートに接続されている。
オペアンプ１０４３は、非反転入力端子（＋）が基準電圧供給端子Ｔ１０４１に接続され、反転入力端子（−）が抵抗Ｒ１０４１とＲ１０４２の接続点ＮＤ１に接続され、出力端子がＭＯＳトランジスタ１０４４のゲートに接続されている。
【００３０】
図５の回路においては、オペアンプ１０４３によりノードＮＤ１の電位が所定レベルに保持されるようＭＯＳトランジスタ１０４４のゲート電位が調節され、Ｉ１は次の式で表される。
【００３１】
【数１】
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【００３２】
図５中のＭＯＳトランジスタ１０４１，１０４２が理想的なカレントミラーとして動作する場合、出力電流ＩｏはＩ１と等しい値となる。
【００３３】
出力電流Ｉｏは、基準電圧Ｖｒｅｆ、二つの抵抗Ｒ１０４１およびＲ１０４２の値によって決まる。
【００３４】
図６は、本実施形態に係る電源電圧依存電流生成回路の別の構成例を示す回路図である。
【００３５】
図６の電源電圧依存電流生成回路１０４Ａは、抵抗Ｒ１０５１を有し、その抵抗Ｒ１０５１は電源端子Ｔ１０２と参照電流出力端子Ｔ１０４２の間に接続されており、出力電流Ｉｏは次の式で表される。
【００３６】
【数２】
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【００３７】
上式におけるＲ１０５は、図４における参照電流検出抵抗１０５の値を表している。
【００３８】
通常Ｒ１０５１の抵抗値は、参照電流検出抵抗１０５よりずっと大きな値が選択されるため、出力電流ＩｏはほぼＲ１０５１と電源電圧Ｖｃｃによって決まる。
【００３９】
参照電流検出抵抗１０５は、一端が電源電圧依存電流生成回路１０４の参照電流Ｉｏの供給ラインおよびオペアンプ１０７の非反転入力端子（＋）に接続され、他端が基準電位ＶＳＳに接続されている。
この参照電流検出抵抗１０５は、参照電流Ｉｏを検出し第１の参照電圧Ｖ１に変換し、オペアンプ１０７に供給する機能を有する。
【００４０】
バイアス電流検出抵抗１０６は、一端が電流スイッチ１０８のドレインおよびオペアンプ１０７の反転入力端子（―）に接続され、他端が基準電位ＶＳＳに接続されている。
このバイアス電流検出抵抗１０６は、増幅用トランジスタ１０１のバイアス電流ＩＢを検出し第２の参照電圧Ｖ２に変換し、オペアンプ１０７に供給する機能を有する。
【００４１】
オペアンプ１０７は、二つの第１の参照電圧Ｖ１と第２の参照電圧Ｖ２を比較し、増幅用トランジスタ１０１のゲートの電圧制御するための信号Ｓ１０７を生成する。
オペアンプ１０７は、第１の参照電圧Ｖ１と第２の参照電圧Ｖ２が等しくなるように、信号Ｓ１０７を生成してトランジスタ１０１のゲートに供給する。
【００４２】
電流スイッチ１０８は、スイッチを形成するＭＯＳトランジスタのゲートがイネーブル信号入力端子Ｔ１０３に接続されている。
電流スイッチ１０８は、図示しない制御系によりバイアス電流制御時にのみアクティブのハイレベルに設定されるイネーブル信号ＥＮがゲートに供給されてその期間だけオンするように制御される。
【００４３】
以下に、上記構成を有する電力増幅器のバイアス制御動作について説明する。
【００４４】
電力増幅器（ＰＡ）として動作している場合には、高周波入力端子Ｔ１０１に高周波信号ＲＦが入力され、電力増幅用トランジスタ１０１で増幅された後、トランジスタ１０１のドレインに接続された高周波出力端子Ｔ１０４から高周波信号ＲＦが出力される。
そして、電力増幅器（ＰＡ）として動作している場合にも、以下に説明するバイアス制御が行われている。
【００４５】
バイアス制御時には、以下の動作が行われる。
電源電圧依存電流生成回路１０４においては、電源電圧ＶＤＤが信号として入力され、電源電圧ＶＤＤによって変化するＰＡのＤＣのバイアス用参照電流Ｉｏが生成される。
この場合、ある基準に対して電源電圧ＶＤＤが大きいほど出力電流は小さく、電源電圧が小さいほど出力電流は大きくなるように参照電流の生成が行われる。
【００４６】
電源電圧依存電流生成回路１０４において生成された参照電流Ｉｏは、参照電流検出抵抗１０５へと流れ、第１の参照電圧信号Ｖ１に変換される。
【００４７】
一方、電力増幅用トランジスタ１０１に流れているバイアス電流ＩＢは電流スイッチ１０８を介してバイアス電流検出抵抗１０６に流れ、ここで第２の参照電圧信号Ｖ２に変換される。
なお、電力増幅用トランジスタ１０１のソース端子は直流的にグランド端子から離れているが、ＤＣカットキャパシタＣ１０１によって交流的には良好に接地されている。
【００４８】
電圧比較用のオペアンプ１０７により二つの参照電圧Ｖ１とＶ２とが比較され、比較結果に応じて信号Ｓ１０７が出力され、二つの参照電圧Ｖ１とＶ２が等しくなるような方向に電力増幅用トランジスタ１０１のゲート電位を変化させる。
以上を繰り返して、やがて二つの参照電圧Ｖ１とＶ２が等しくなり、以降はその状態が維持される。
【００４９】
本実施形態において、二つの電流検出抵抗１０５，１０６は、同一プロセスの半導体上に製造されており、なおかつ可能な限り等しい抵抗比が保たれるように配置されていることが重要である。
それにより、参照電流とＰＡバイアス電流が良好にある比率を以って維持される。ただし、検出抵抗の絶対値は厳密にコントロールされる必要は無い。
【００５０】
図７は、本実施形態に係る電力増幅器の電源電圧変動に対するバイアス電流制御の効果を示す図である。
図７において、横軸が電源電圧ＶＤＤを、縦軸がＰＡバイアス電流ＩＢをそれぞれ示している。
【００５１】
図７からわかるように、本電力増幅器によれば、低電源電圧の時にはバイアス電流ＩＢが増加することにより出力電力の低下を抑制することができる。
また、高電源電圧の時にはバイアス電流が低下することによって出力電力の必要以上の増加を抑制することができる。
【００５２】
また、本電力増幅器によれば、上記作用とともに、電力増幅用トランジスタ１０１の製造時の閾値バラツキによるＰＡバイアス電流ＩＢの変動を吸収・補償することができる。
【００５３】
図８は、本実施形態に係る電力増幅器の電力増幅用トランジスタの閾値電圧のバラツキに対するバイアス電流制御の効果を示す図である。
図８において、横軸が閾値電圧ＶＴＨを、縦軸がＰＡバイアス電流ＩＢをそれぞれ示している。また、ＶＴＨ１は目標閾値を、ＶＴＨ２は製造時バラツキの最小値を、ＶＴＨ３は製造時バラツキの最大値をそれぞれ示している。
【００５４】
図８から、本電力増幅器によれば、ＰＡバイアス電流ＩＢは広い範囲にわたって閾値電圧ＶＴＨに関わらず一定に維持できる様子が判る。
【００５５】
また、本実施形態においては、電力増幅器（ＰＡ）の非動作時は電流スイッチ１０８がイネーブル信号によりオフにされ、バイアス電流ＩＢのＤＣ経路がたたれるために完全にバイアス電流が遮断される。
ＰＡ用の電力増幅用トランジスタはサイズが大きいため非動作時の漏洩電流が問題となる場合があるが、本構成においてはその問題は無い。
【００５６】
図９は、本実施形態に係る電力増幅器における電源電圧変動に対する補償の効果を示す図である。
図９において、横軸が電源電圧ＶＤＤを、縦軸が出力電力をそれぞれ示している。また、図９において、Ａで示す曲線が本実施形態の電力増幅器の特性を、Ｂで示す曲線が電源電圧変動に対する補償が無い図２の電力増幅器の特性を示している。
【００５７】
図９からわかるように、図２の電力増幅器のような電源電圧変動に対する補償が無い場合と比較して、本実施形態に係る電力増幅器は、その出力電力の変動を良好に抑制できている。
【００５８】
図１０は、本発明のバイアス制御方式を採用した第２の実施形態に係る電力増幅器を示す図である。
【００５９】
本第２の実施形態の電力増幅器１００Ａが第１の実施形態の電力増幅器１００と異なる点は、電源電圧依存電流生成回路１０４Ａの出力電流の極性が異なり、二つの参照電流検出抵抗１０５とバイアス電流検出抵抗１０６の他端が電源端子Ｔ１０２に接続され、参照電流検出抵抗１０５の一端がオペアンプ１０７Ａの反転入力端子（−）に接続され、バイアス電流検出抵抗１０６の一端がオペアンプ１０７Ａの非反転入力端子（＋）に接続されている点にある。
【００６０】
また、電流スイッチ１０８Ａは、ｐチャネルＭＯＳトランジスタにより形成され、そのソースがバイアス電流検出抵抗１０６の一端に接続され、ドレインが出力負荷を介して電力増幅トランジスタ１０１のドレインに接続されている。そして、電流スイッチ１０８Ａを形成するＭＯＳトランジスタのゲートには、端子Ｔ１０３を介してローレベルでアクティブのイネーブル信号ＥＮＸが供給される。
この構成ではＤＣカット容量は必要ない。
【００６１】
図１０の電力増幅器１００Ａの動作原理としては図４の構成を有する第１の実施形態の電力増幅器１００と同様であり、本第２の実施形態の電力増幅器１００Ａによれば、上述した第１の実施形態の電力増幅器１００の効果と同様の効果を得ることができる。
【００６２】
以上説明したように、本実施形態によれば、高周波信号を増幅するための電力増幅用トランジスタ１０１と、電源電圧に応じた参照電流を生成するための電源電圧依存電流生成回路１０４と、参照電流を検出し第１の参照電圧に変換するための参照電流検出抵抗１０５と、増幅用トランジスタ１０１のバイアス電流を検出し第２の参照電圧に変換するためのバイアス電流検出抵抗１０６と、二つの第１および第２の参照電圧を比較し、増幅用トランジスタ１０１の制御端子の電圧制御するための演算増幅器１０７と、を有することから、以下の効果を得ることができる。
ＤＣ−ＤＣコンバータの場合に必要なコイルのようなサイズが大きい部品が必要なく、半導体プロセス上に集積可能であり、半導体集積回路の小型素子のみを利用して、電源電圧変動に対する高周波特性の変動を抑制し、かつトランジスタの製造バラツキによるバイアス電流の変動補償を同時に行うことができる。
また、設定電流精度はバイアス電流検出抵抗の絶対値精度に依らない。
【００６３】
なお、以上では、電力増幅用トランジスタとしてＦＥＴ素子が使用される場合を示したが、バイポーラトランジスタの場合にも適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００６４】
【図１】電源電圧と電力増幅器の出力電力の一般的な関係を示す図である。
【図２】図２の電力増幅器に対するバイアス電流の調節方法を示す図である。
【図３】電源電圧の変動に対して高周波特性が変動しないよう対策を施した電力増幅器の一例を示す図である。
【図４】本発明のバイアス制御方式を採用した第１の実施形態に係る電力増幅器を示す図である。
【図５】本実施形態に係る電源電圧依存電流生成回路の構成例を示す回路図である。
【図６】本実施形態に係る電源電圧依存電流生成回路の別の構成例を示す回路図である。
【図７】本実施形態に係る電力増幅器の電源電圧変動に対するバイアス電流制御の効果を示す図である。
【図８】本実施形態に係る電力増幅器の電力増幅用トランジスタの閾値電圧のバラツキに対するバイアス電流制御の効果を示す図である。
【図９】本実施形態に係る電力増幅器における電源電圧変動に対する補償の効果を示す図である。
【図１０】本発明のバイアス制御方式を採用した第２の実施形態に係る電力増幅器を示す図である。
【符号の説明】
【００６５】
１００，１００Ａ・・・電力増幅器、１０１・・・電力増幅用トランジスタ、１０２・・・入力整合回路、１０３、出力負荷、１０４，１０４Ａ・・・電源電圧依存電流生成回路、１０５・・・参照電流検出抵抗、１０６・・・バイアス電流検出抵抗、１０７，１０７Ａ・・・演算増幅器（オペアンプ）、１０８，１０８Ａ・・・電流スイッチ。
【図１】
2007318723.tif 000005
【図２】
2007318723.tif 000006
【図３】
2007318723.tif 000007
【図４】
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【図５】
2007318723.tif 000009
【図６】
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【図７】
2007318723.tif 000011
【図８】
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【図９】
2007318723.tif 000013
【図１０】
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