(57)【要約】【課題】検出温度が多数ある場合でも生産効率が低下しない温度検出回路を提供する。【解決手段】第１及び第２の基準電位発生部１１、１２は、それぞれ第１及び第２の検出温度に対応する第１及び第２の基準電位Ｖ１、Ｖ７を出力する。中間電位発生部１３は、ノードＮ２〜Ｎ６から、基準電位Ｖ１と基準電位Ｖ７との間の電位差を分圧して出力する。温度依存電位発生部１４は、ノードＮ８から、温度に依存して変化するダイオードＤ１の順方向電位ＶＦを出力する。比較回路１６は、セレクタ１５を介して入力されるノードＮ１〜Ｎ７の何れかの電位と、温度依存電位発生部１４が出力する電位とを比較し、比較結果を出力する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
温度に依存して電位が変化する温度依存電位発生部と、
第１の基準レベルの電位を出力する第１基準電位発生部と、
第２の基準レベルの電位を出力する第２基準電位発生部と、
前記第１の基準レベルの電位と前記第２の基準レベルの電位との間の電位差を分圧して１つ以上の中間レベルの電位を出力する中間電位発生部と、
前記第１の基準レベルの電位、前記第２の基準レベルの電位、及び、前記中間レベルの電位を入力し、何れかの電位を選択するセレクタと、
前記温度依存電位発生部の電位と、前記セレクタによって選択された電位とを比較し、比較結果を出力する比較回路とを備えたことを特徴とする温度検出回路。
【請求項２】
前記温度依存電位発生部が、所定の電位差を有する高電位側電源線と低電位側電源線との間に直列に接続された抵抗及びダイオードを含む、請求項１に記載の温度検出回路。
【請求項３】
前記温度依存電位発生部が、前記抵抗とダイオードの接続ノードの電位を増幅する電位増幅部を更に含む、請求項２に記載の温度検出回路。
【請求項４】
前記第１基準電位発生部が、所定の電位差を有する高電位側電源線と前記低電位側電源線との間に直列に接続された第１及び第２の抵抗を含み、該第１及び第２の抵抗の抵抗比が、所定の第１の検出温度における前記温度依存電位発生部の出力電位に基づいて調整されている、請求項１〜３の何れか一に記載の温度検出回路。
【請求項５】
前記第２基準電位発生部が、所定の電位差を有する高電位側電源線と低電位側電源線との間に直列に接続された第３及び第４の抵抗を含み、該第３及び第４の抵抗の抵抗比が、前記第１の検出温度とは異なる所定の第２の検出温度における前記温度依存電位発生部の出力電位に基づいて調整されている、請求項４に記載の温度検出回路。
【請求項６】
請求項１〜５の何れか一に記載の温度検出回路を備えたことを特徴とする半導体装置。
【請求項７】
前記温度検出回路を周期的に活性化させる温度検出回路活性化部を更に備える、請求項６記載の半導体装置。
【請求項８】
前記比較回路の出力をラッチするラッチ回路を更に備える、請求項７に記載の半導体装置。
【請求項９】
前記温度検出回路活性化部は、所定の期間に複数回温度検出回路を活性化し、該複数の回路の活性化に対応して、前記ラッチ回路を複数備える、請求項７に記載の半導体装置。
【請求項１０】
前記半導体装置が、ＤＲＡＭを含む、請求項６〜９の何れか一に記載の半導体装置。
【請求項１１】
前記ＤＲＡＭのリフレッシュ周期を発生するリフレッシュ周期発生回路を備えており、該リフレッシュ周期発生回路は、前記温度検出回路が検出した温度レベルに基づいて、リフレッシュ周期を変更する、請求項１０に記載の半導体装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、温度検出回路及び半導体装置に関し、更に詳しくは、ダイオードの順方向電圧の温度係数を利用して、検出温度が所定の温度以上となったか否かを検出する温度検出回路、及び、そのような温度検出回路を備えた半導体装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
温度検出回路を備えた半導体装置がある。図７は、従来の一般的な温度検出回路の構成を示している。この温度検出回路２００は、比較回路２０１と、抵抗Ｒ２１〜Ｒ２３と、ダイオードＤ２１とを備えている。抵抗Ｒ２１及びＲ２２は、定電圧源から一定レベルの電圧が供給される高電位側電源線と低電位側電源線との間に直列に接続され、抵抗Ｒ２３とダイオードＤ２１とは、高電位側電源線と低電位側電源線との間に直列に接続されている。比較回路２０１の一方の入力端子（非反転入力端子）は、抵抗Ｒ２１とＲ２２の接続ノードＮ２１に接続され、他方の入力端子（反転入力端子）は、抵抗Ｒ２３とダイオードＤ２１の接続ノードＮ２２に接続される。
【０００３】
ダイオードＤ２１の順方向電圧は、負の温度係数を有しており、比較回路２０１の反転入力端子に接続されるノードＮ２２の電位は、温度が上昇するに従って低下する。一方、比較回路２０１の非反転入力端子に接続されるノードＮ２１の電圧は、高電位側電圧と低電位側電圧との電位差を、抵抗Ｒ２１とＲ２２とによって分圧した電圧であり、温度には依存せず、一定の値となる。例えば、検出したい温度を９０℃とする場合には、ノードＮ２１の電位が、９０℃におけるノードＮ２２の電位と等しくなるように、抵抗Ｒ２１とＲ２２との抵抗比を調整する。この場合、比較回路２０１により、温度に依存して変化するノードＮ２２の電位が、温度に依存しないノードＮ２１の電位よりも高いか低いかを検出することにより、温度が９０℃以上又は以下となったか否かを検出することができる。
【０００４】
温度検出回路により、２以上の温度を検出する技術については、特許文献１に記載された技術がある。図８は、特許文献１に記載された温度検出回路の構成を示している。この温度検出回路３００は、第１のコンパレータＣＡと、第２のコンパレータＣＢとを備えている。抵抗Ｒ３３及びダイオードＤ３１は、バンドギャップ回路３１０が出力する基準電圧ＶＲ０の電源線とグランド線との間に直列に接続されており、抵抗Ｒ３３とダイオードＤ３１の接続ノードは、抵抗Ｒ３４を介して、第１のコンパレータＣＡの反転入力端子に接続される。また、抵抗Ｒ３３とダイオードＤ３１の接続ノードは、抵抗Ｒ３７を介して、第２のコンパレータＣＢの反転入力端子に接続される。
【０００５】
第１のコンパレータＣＡの非反転入力端子には、基準電圧ＶＲ０を、抵抗Ｒ３１とＲ３２とで分圧した基準電圧ＶＲ１が入力される。また、第２のコンパレータＣＢの非反転入力端子には、基準電圧ＶＲ０を、抵抗Ｒ３５とＲ３６とで分圧した基準電圧ＶＲ２が入力される。これら基準電圧ＶＲ１、ＶＲ２は、温度に依存せずに一定の値となる。一方、第１のコンパレータＣＡの反転入力端子に入力されるダイオードＤ３１と抵抗Ｒ３３の接続ノードの電位Ｖ３１は、温度に依存して変化し、第２のコンパレータＣＢの反転入力端子に入力されるダイオードＤ３１と抵抗Ｒ３３の接続ノードの電位Ｖ３２は、温度に依存して変化する。
【０００６】
抵抗Ｒ３１とＲ３２とによる基準電圧ＶＲ１は、第１の検出温度におけるダイオードＤ３１と抵抗Ｒ３３の接続ノードの電位Ｖ３１に対応しており、第１のコンパレータＣＡは、温度が第１の検出温度以上になると、出力を反転させる。また、抵抗Ｒ３５とＲ３６とによる基準電圧ＶＲ２は、第２の検出温度におけるダイオードＤ３１と抵抗Ｒ３３の接続ノードの電位Ｖ３２に対応しており、第２のコンパレータＣＢは、温度が第２の検出温度以上になると、出力を反転させる。
【０００７】
特許文献１には、第２の検出温度を、半導体集積回路における動作保証温度である１３０℃とし、第１の検出温度を、第２の検出温度よりも少し低い１００℃とする旨の記載がある。また、半導体集積回路を制御するマイクロコンピュータは、第１のコンパレータＣＡに出力によって、温度が第１の検出温度以上になったことを検出すると、半導体集積回路の温度が動作保証温度の上限に近づいたとして、半導体集積回路の動作モードをパワーセーブモードに移行させるなどの各種処理を行う旨の記載がある。
【０００８】
【特許文献１】特開２００３−１０８２４１号公報（段落００１２〜００２２、図１）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
ところで、温度検出回路２００（図７）では、ダイオードＤ２１の順方向電圧のばらつき等により、検出したい温度で比較回路２０１の出力がちょうど変化するノードＮ２２の電位を、計算により正確に予測することは困難である。また、比較回路２０１のオフセット電圧にもばらつきがある。このため、ノードＮ２１の電位を定める抵抗Ｒ２１とＲ２２の抵抗比を、計算により求めたノードＮ２２の電位に基づいて設定すると、ばらつき等による誤差により、温度検出の精度が低下する問題がある。
【００１０】
上記問題を回避し、温度検出の精度を向上させるために、通常、抵抗Ｒ２１とＲ２２の抵抗比は、周辺温度を検出したい温度に保った状態で調整する。より詳細には、例えば抵抗Ｒ２１をプログラマブル抵抗で構成し、温度を検出したい温度に保った上で温度検出回路２００を動作させ、比較回路２０１の出力が、検出したい温度でちょうど変化するように、抵抗Ｒ２１の抵抗値をヒューズカットによって調整する。このようにすることで、ダイオードＤ２１の順方向電圧や比較回路２０１のオフセット電圧のばらつきの影響を回避して、温度検出の精度を向上できる。
【００１１】
温度検出回路によって検出したい温度が１つであれば、上記抵抗比の調整は１回で済む。しかしながら、特許文献１に記載の温度検出回路３００（図８）のように、検出したい温度が２つある場合には、そのそれぞれの検出温度で、抵抗比の調整を行う必要がある。具体的には、温度検出回路３００では、第１の検出温度に保った状態で、第１の検出温度を検出するための抵抗Ｒ３１とＲ３２の抵抗比を調整し、第２の検出温度に保った状態で、第２の検出温度を検出するための抵抗Ｒ３５とＲ３６の抵抗比を調整する必要がある。
【００１２】
通常、半導体装置は、ウエハテストなどで、動作保証範囲の上限の温度などで環境テストを行い、回路が正常に動作するか否かなどが試験される。温度検出回路によって、動作保証範囲の上限の温度を検出したい場合には、ウエハテストの際に、その上限温度を検出するための抵抗の抵抗比を調整することができる。しかし、上記特許文献１のように、上限温度に加えて、それよりも少し低い温度（１００℃）を検出したい場合には、１３０℃での調整に加えて、１００℃で抵抗比の調整を行う必要がある。この場合には、もともとウエハテストでは予定されていない温度で抵抗比の調整を行う必要があることにより、半導体装置の生産効率が低下するという問題がある。
【００１３】
近年、半導体装置の機能は、多機能、多様化しており、温度検出回路で検出したい温度も増加していくことが考えられる。この場合、従来の温度検出回路では、多数の検出温度に対応して、検出したい温度のそれぞれで、その温度を検出するための抵抗の抵抗比を調整する必要がある。従って、従来の温度検出回路では、検出したい温度が増加するほど、抵抗比の調整を行う回数が増加し、半導体装置の生産効率が低下するという問題がある。
【００１４】
本発明は、上記従来技術の問題点を解消し、多数の検出温度が存在する場合でも、半導体装置の生産効率を低下させることなく、各検出温度を精度よく検出できる温度検出回路、及び、そのような温度検出回路を含む半導体装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
上記目的を達成するために、本発明の温度検出回路は、温度に依存して電位が変化する温度依存電位発生部と、第１の基準レベルの電位を出力する第１基準電位発生部と、
第２の基準レベルの電位を出力する第２基準電位発生部と、前記第１の基準レベルの電位と前記第２の基準レベルの電位との間の電位差を分圧して１つ以上の中間レベルの電位を出力する中間電位発生部と、前記第１の基準レベルの電位、前記第２の基準レベルの電位、及び、前記中間レベルの電位を入力し、何れかの電位を選択するセレクタと、前記温度依存電位発生部の電位と、前記セレクタによって選択された電位とを比較し、比較結果を出力する比較回路とを備えたことを特徴とする。
【００１６】
本発明の温度検出回路では、第１の基準レベルの電位と第２の基準レベルの電位との間の電位差を、中間電位発生部で分圧して１以上の中間レベルの電位を生成し、比較回路で、第１の基準レベル、第２の基準レベル、又は、中間レベルの電位と、温度依存電位発生部が発生する温度に依存して変化する電位とを比較して、温度を検出する。このようにすることで、第１の基準レベルの電位に対応する検出温度と、第２の基準レベルの電位に対応する検出温度との中間の検出温度を、その中間の検出温度にて比較回路に入力する電位を調整することなく、正確に検出できる。また、従来の温度検出回路では、多数の検出温度に対応して、その検出温度のそれぞれで、比較回路に入力する、検出温度に対応する電位を調整する必要があった。本発明では、中間電位発生部が生成する中間レベルの電位は、その中間レベルの電位に対応する検出温度にて調整する必要がなく、中間レベルの電位に対応する検出温度が多数ある場合でも、温度検出回路を含む半導体装置の生産効率が低下しない。
【００１７】
本発明の温度検出回路では、前記温度依存電位発生部が、所定の電位差を有する高電位側電源線と低電位側電源線との間に直列に接続された抵抗及びダイオードを含む構成を採用することができる。この場合、温度に依存して変化するダイオードの順方向電圧を利用することで、温度に依存して変化する電位を得ることができる。
【００１８】
本発明の温度検出回路では、前記温度依存電位発生部が、前記抵抗とダイオードの接続ノードの電位を増幅する電位増幅部を更に含む構成を採用できる。この場合、電位増幅部によって、抵抗とダイオードとの接続ノードの電位を増幅することにより、温度変化に対する温度依存電位発生部の出力電位の変化量を増幅することができる。
【００１９】
本発明の温度検出回路では、前記第１基準電位発生部が、所定の電位差を有する高電位側電源線と前記低電位側電源線との間に直列に接続された第１及び第２の抵抗を含み、該第１及び第２の抵抗の抵抗比が、所定の第１の検出温度における前記温度依存電位発生部の出力電位に基づいて調整されている構成を採用できる。また、前記第２基準電位発生部が、所定の電位差を有する高電位側電源線と低電位側電源線との間に直列に接続された第３及び第４の抵抗を含み、該第３及び第４の抵抗の抵抗比が、前記第１の検出温度とは異なる所定の第２の検出温度における前記温度依存電位発生部の出力電位に基づいて調整されている構成を採用できる。この場合、第１及び第２の検出温度にて、第１及び第２の抵抗の抵抗比、並びに、第３及び第４の抵抗の抵抗比をそれぞれ調整することにより、比較回路によって、第１及び第２の検出温度を正確に検出できる。第１及び第２の検出温度としては、ウエハテストで用いられる高温温度試験時の温度と常温又は低温温度試験時の温度とを用いることができる。
【００２０】
本発明の半導体装置は、上記本発明の温度検出回路を備えたことを特徴とする。
【００２１】
本発明の半導体装置は、前記温度検出回路を周期的に活性化させる温度検出回路活性化部を更に備える構成を採用できる。この場合、例えば、温度検出回路を非活性化状態とした際に第１及び第２の基準電位発生部、温度依存電位発生部、及び、比較回路の電源を切断することで、半導体装置の動作電流を削減できる。
【００２２】
本発明の半導体装置は、前記比較回路の出力をラッチするラッチ回路を更に備える構成を採用できる。この場合、温度検出回路が活性化状態にあるときの比較回路の比較結果を保存することで、ラッチ回路から、比較回路の比較結果を取り出すことができる。
【００２３】
本発明の半導体装置では、前記温度検出回路活性化部は、所定の期間に複数回温度検出回路を活性化し、該複数の回路の活性化に対応して、前記ラッチ回路を複数備える構成を採用できる。この場合、複数の検出温度における比較回路の比較結果を参照することで、半導体装置がどの温度範囲にあるかを検出できる。
【００２４】
本発明の半導体装置は、ＤＲＡＭを含む構成を採用できる。その場合、本発明の半導体装置は、前記ＤＲＡＭのリフレッシュ周期を発生するリフレッシュ周期発生回路を備えており、該リフレッシュ周期発生回路は、前記温度検出回路が検出した温度レベルに基づいて、リフレッシュ周期を変更する構成を採用できる。この場合、温度検出回路の検出温度に基づいて、リフレッシュ周期を制御することにより、リフレッシュ周期が不要に短くなることを回避して、半導体装置の動作電流を削減できる。
【発明の効果】
【００２５】
本発明の温度検出回路では、第１の基準レベルの電位と第２の基準レベルの電位との間の電位差を、中間電位発生部で分圧して１以上の中間レベルの電位を生成する。比較回路で、このように生成した中間レベルの電位と、温度依存電位発生回路が発生する電位とを比較することで、その中間の検出温度にて比較回路に入力する電位を調整しなくても、第１の基準レベルの電位に対応する検出温度と第２の基準レベルの電位に対応する検出温度との中間の検出温度を正確に検出できる。また、中間の検出温度での電位調整が不要であるため、中間の検出温度が多数ある場合でも、温度検出回路を含む半導体装置の生産効率が低下しない。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
以下、図面を参照し、本発明の実施の形態を詳細に説明する。図１は、本発明の第１実施形態の温度検出回路の構成を回路図で示している。温度検出回路１０は、第１の基準電位発生部１１、第２の基準電位発生部１２、中間電位発生部１３、温度依存電位発生部１４、セレクタ１５、及び、比較回路１６を備える。第１の基準電位発生部１１は、高電位側電源線と低電位側電源線との間に直列に接続された抵抗Ｒ１及びＲ２を有し、その接続ノードＮ１から、第１の基準電位Ｖ１を出力する。第２の基準電位発生部１２は、高電位側電源線と低電位側電源線との間に直列に接続された抵抗Ｒ９及びＲ１０を有し、その接続ノードＮ７から、第２の基準電位Ｖ７を出力する。
【００２７】
中間電位発生部１３は、第１及び第２の基準電位発生部１１、１２の出力（ノードＮ１、Ｎ７）の間に直列に接続された複数の抵抗、図１の例では６つの抵抗Ｒ３〜Ｒ８を有する。中間電位発生部１３は、抵抗Ｒ３〜Ｒ８の間の接続ノード（Ｎ２〜Ｎ６）から、第１の基準電位Ｖ１と第２の基準電位Ｖ７との間の電位差を、分圧して出力する。例えば、抵抗Ｒ４とＲ５の接続ノードＮ３は、電位差｜Ｖ１−Ｖ７｜を（Ｒ３＋Ｒ４）：（Ｒ３＋Ｒ４＋Ｒ５＋Ｒ６＋Ｒ７＋Ｒ８）に分圧し、
V1+｛(R3+R4)/(R3+R4+R5+R6+R7+R8)×|V1-V7|｝  （Ｖ１＜Ｖ７の場合）
又は、
V7+｛(R5+R6+R7+R8)/(R3+R4+R5+R6+R7+R8)×|V1-V7|｝  （Ｖ７＜Ｖ１の場合）
を出力する。
【００２８】
セレクタ１５は、ノードＮ１〜Ｎ７の電位を入力し、図示しない制御部からの指令に基づいて、そのうちの何れかを選択して出力する。言い換えれば、第１の基準電位発生部１１が出力する第１の基準電位Ｖ１、第２の基準電位発生部１２が出力する第２の基準電位Ｖ７、又は、中間電位発生部１３が出力する複数の中間レベルの電位のうちの何れかを、選択的に出力する。温度依存電位発生部１４は、高電位側電源線と低電位側電源線との間に直列に接続された抵抗Ｒ１１とダイオードＤ１とを有し、抵抗Ｒ１１とダイオードＤ１との接続ノードＮ８から、温度に依存して変化するダイオードＤ１の順方向電位ＶＦを出力する。
【００２９】
比較回路１６は、セレクタ１５がノードＮ９から出力する、ノードＮ１〜Ｎ７の何れかの電位（ＶＮ９）と、温度依存電位発生部１４が出力するノードＮ８の電位ＶＮ８とを比較し、比較結果を出力する。比較回路１６は、例えば、温度に依存して変化するノードＮ８の電位ＶＮ８が、ノードＮ９の電位ＶＮ９以上となると、出力をＬレベルからＨレベルに反転する。或いは、ノードＮ８の電位ＶＮ８が、ノードＮ９の電位ＶＮ９を超えると、出力をＨレベルからＬレベルに反転する。
【００３０】
第１の基準電位発生部１１における抵抗Ｒ１とＲ２の抵抗比は、第１の検出温度における温度依存電位発生部１４の出力電位に基づいて調整されている。具体的には、抵抗Ｒ１をプログラマブル抵抗で構成し、温度検出回路１０の温度を第１の検出温度に保った状態で、比較回路１６に、セレクタ１５を介してノードＮ１の電位を入力する。その後、比較回路１６による比較結果をモニタして、温度依存電位発生部１４の出力ノードＮ８の電位とノードＮ１の電位とが同じになるように、抵抗Ｒ１の値を調整する。
【００３１】
第２の基準電位発生部１２における抵抗Ｒ９とＲ１０の抵抗比は、第２の検出温度における温度依存電位発生部１４の出力電位に基づいて調整されている。具体的には、抵抗Ｒ９をプログラマブル抵抗で構成し、温度検出回路１０の温度を第２の検出温度に保った状態で、比較回路１６に、セレクタ１５を介してノードＮ７の電位を入力する。その後、比較回路１６による比較結果をモニタして、温度依存電位発生部１４の出力ノードＮ８の電位とノードＮ７の電位とが同じになるように、抵抗Ｒ９の値を調整する。このとき、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ９、Ｒ１０の抵抗値を、抵抗Ｒ３〜Ｒ８の抵抗値に比して、十分に低く設定することにより、抵抗Ｒ１の調整後に、抵抗Ｒ９の抵抗値を調整しても、ノードＮ１の電位は、ほとんど変化しない。
【００３２】
以下、具体例を挙げて説明する。第１及び第２の検出温度としては、半導体装置のウエハテストで用いられる−１０℃及び９０℃を用いる。抵抗Ｒ１〜Ｒ１０については、例えば第１の基準電位発生部１１の抵抗Ｒ１＋Ｒ２の抵抗値、及び、第２の基準電位発生部１２の抵抗Ｒ９＋Ｒ１０の抵抗値を、それぞれ２ＫΩ程度とする。また、中間電位発生部１３の抵抗Ｒ３〜Ｒ８については、それぞれ２０ＫΩ程度とする。仮に、−１０℃におけるノードＮ１の電位が０．６Ｖであるとし、ＶＤＤ＝１．８として、Ｒ１＝１．２ＫΩ、Ｒ２＝０．６ＫΩとする。この場合、９０℃におけるノードＮ７の電位が０．５Ｖであるとすると、ノードＮ１とＮ７との間の電位差は０．１Ｖ、ノードＮ１〜Ｎ７までの抵抗値は１２０ＫΩ（２０ＫΩ×６）で、ノードＮ１は、１．２ＫΩと０．６ＫΩの並列抵抗で０．４ＫΩになり、（０．４ＫΩ／１２０ＫΩ）×０．１Ｖ＝０．００００３Ｖ（０．３％）であり、ノードＮ７の電位調整のよるノードＮ１の電位変動は、ほぼ無視できる。設計上、影響が大きいときには、Ｒ３〜Ｒ８を、更に高抵抗とすればよい。
【００３３】
ノードＮ８の電位ＶＮ８は、ダイオードＤ１の順方向電圧に従って、温度Ｔに対して、下記式で示すように変化する。
ＶＮ８＝−Ａ×Ｔ＋Ｂ    （ただし、Ａは比例定数、Ｂは定数、Ｔは絶対温度）
一方、上記調整により調整した後のノードＮ１の電位、すなわち第１の基準電位発生部１１の出力電位Ｖ１は、−１０℃におけるノードＮ８の電位に対応しているので、
Ｖ１＝−Ａ×（２７３−１０）＋Ｂ  （１）
となる。また、調整後のノードＮ７の電位、すなわち第２の基準電位発生部１２の出力電位Ｖ７は、
Ｖ７＝−Ａ×（２７３＋９０）＋Ｂ  （２）
となる。
【００３４】
セレクタ１５が、ノードＮ５を選択した場合には、比較回路１６には、
ＶＮ５＝Ｖ７＋（Ｖ１−Ｖ７）×（２／６）  （３）
が入力される。上記式（１）、（２）を用いて、Ｖ１−Ｖ７＝Ａ×１００であることも考慮して、式（３）を変形すると、
ＶＮ５＝Ｖ７＋（Ｖ１−Ｖ７）×（２／６）
＝Ｖ７＋Ａ×１００×（２／６）
＝｛−Ａ×（２７３＋９０）＋Ｂ｝＋Ａ×１００×（２／６）
＝−Ａ×［２７３＋９０−｛１００×（２／６）｝］＋Ｂ
＝−Ａ×（２７３＋５６．６６）＋Ｂ  （４）
となる。
【００３５】
上記式（４）は、５６．６６℃における温度依存電位発生部１４の出力電位に対応している。従って、セレクタ１５がノードＮ５を選択しているときの比較回路１６の比較結果は、５６．６６℃の検出結果を示すことになる。このように、中間電位発生部１３の各ノードが、どの検出温度に対応するかは、第１及び第２の検出温度の温度差と、抵抗Ｒ３〜Ｒ８の抵抗比とに基づいて計算で求まる。従って、検出したい温度に対応して、中間電位発生部１３の抵抗Ｒ３〜Ｒ８の抵抗値を適切に設定し、セレクタ１５により、検出したい温度に対応する電位のノードを選択することで、比較回路１６によって、第１の検出温度（−１０℃）と、第２の検出温度（９０℃）との間の任意の温度を、検出することができる。
【００３６】
本実施形態では、第１及び第２の基準電位発生部１１、１２が出力する電位Ｖ１、Ｖ７を第１及び第２の検出温度でそれぞれ検出し、その中間の検出温度に対応する電位を、第１の検出温度に対応する電位Ｖ１と第２の検出温度に対応する電位Ｖ７との間の電位差を分圧することにより得る。このようにすることで、実際に、中間の検出温度で比較回路１６の出力を見ながら出力電位を調整しなくても、比較回路１６に入力する中間の検出温度に対応する基準の電位を、その検出温度における温度依存電位発生部１３の出力電位とほぼ同じにすることができ、その中間の検出温度を精度よく検出できる。また、本実施形態では、複数の検出温度に対して、同じ比較回路１６を用いているため、比較回路１６にオフセットがある場合でも、第１及び第２の検出温度における調整でそのオフセット込みで調整が行われることで、問題は生じない。
【００３７】
従来の温度検出回路では、温度検出の精度を高めるためには、検出したい温度のそれぞれで、抵抗比の調整を行う必要があり、多数の温度を検出したい場合には、それに伴って半導体装置の生産効率が低下する問題があった。本実施形態では、検出したい温度を増やしたいときには、中間電位発生部１３の出力ノードと、それに対応するセレクタ１５の入力数とを増やすだけでよく、多数の検出温度を検出する場合でも、半導体装置の生産効率が低下しない。また、第１及び第２の検出温度として、通常のウエハテストにおける常温試験、又は、低温温度試験の際の温度と、高温試験の際の温度とを用いることで、温度検出のために、特別の温度で抵抗比を調整する必要がない。
【００３８】
図２は、本発明の第２実施形態の温度検出回路の構成を回路図で示している。本発明の第２実施形態の温度検出回路１０ａは、ラッチ回路１７と電源制御用トランジスタ１８とを更に備える点で、第１実施形態の温度検出回路１０と相違する。電源制御用トランジスタ１８は、第１の基準電位発生部１１の抵抗Ｒ２と低電位側電源線との間、第２の基準電位発生部１２の抵抗Ｒ１０と低電位側電源線との間、温度依存電位発生部１４のダイオードＤ１と低電位側電源線との間、及び、比較回路１６内の内部回路と低電位側電源線との間に、それぞれ直列に接続される。
【００３９】
電源制御用トランジスタ１８は、Ｎチャネルトランジスタで構成され、図示しない制御回路からゲートに入力される活性化信号に基づいて、オン／オフが制御される。制御回路は、周期的に活性化信号を活性化（Ｈ）して、各電源制御用トランジスタ１８をオンにする。活性化信号が非活性化（Ｌ）の状態では、電源制御用トランジスタ１８はオフになり、第１及び第２の基準電位発生部１１、１２、温度依存電位発生部１４、及び、比較回路１６の各電源が切断されることにより、動作電流が削減される。ラッチ回路１７は、活性化状態における比較回路１６の比較結果をラッチし、これを保持する。
【００４０】
制御部は、例えば、ＤＲＡＭのリフレッシュ周期が６４ｍｓで８１９２回（８ｋ回）であった場合には、その８１９２回のうちの１回だけ温度検出回路１０ａを非活性化状態から活性化状態とし、ラッチ回路１７に比較結果を格納した後に、温度検出回路１０ａを非活性化状態とする。この場合、温度検出は６４ｍｓにつき１回しか行われないが、６４ｍｓ程度であれば、温度検出回路１０ａの温度はほとんど変化せず、温度検知には支障がない。また、温度検出回路１０ａが活性化状態にある時間、つまり温度検出を行う時間は、６４ｍｓ／８１９２≒７．８μｓ程度となるが、この程度の時間があれば、中間電位発生部１３の抵抗Ｒ３〜Ｒ８の抵抗値が高くても、回路が安定状態となるためには十分であり、温度検出を正常に行うことができる。
【００４１】
本実施形態では、周期的に活性化される活性化信号により、必要なときに温度検出回路１０ａを活性化し、活性化した際の比較回路１６の比較結果をラッチ回路１７に格納する。温度検出回路１０ａによる温度検出結果を使用する他の回路は、ラッチ回路１７から比較結果を取り出すことにより、温度検出結果を知ることができる。また、非活性化状態では、電源制御用トランジスタ１８をオフとすることで不要な動作電流を削減することができ、消費電力を削減することができる。
【００４２】
図３は、本発明の第３実施形態の温度検出回路の構成を回路図で示している。本実施形態の温度検出回路１０ｂは、３つのラッチ回路１７−１、１７−２、１７−３を備える点で、第２実施形態の温度検出回路１０ａと相違する。本実施形態では、異なる３つの検出温度に対応する比較回路１６の比較結果を、３つのラッチ回路１７−１、１７−２、１７−３にそれぞれ保存する。例えば、第１のラッチ回路１７−１は、セレクタ１５が、ノードＮ２を選択したときの比較回路１６の比較結果をラッチする。また、第２のラッチ回路１７−２は、セレクタ１５が、ノードＮ４を選択したときの比較回路１６の比較結果をラッチし、第３のラッチ回路１７−３は、セレクタ１５が、ノードＮ６を選択したときの比較回路１６の比較結果をラッチする。
【００４３】
図示しない制御回路は、例えば、ＤＲＡＭのリフレッシュ周期が６４ｍｓで８１９２回（８ｋ回）であった場合には、その８１９２回のうちの３回だけ温度検出回路１０ｂを活性化する。その３回のうちの１回目では、制御回路は、セレクタ１５にノードＮ２を選択させ、比較回路１６の比較結果を、第１のラッチ回路１７−１にラッチさせる。３回のうちの２回目では、セレクタ１５にノードＮ４を選択させ、比較回路１６の比較結果を、第２のラッチ回路１７−２にラッチさせ、３回目では、セレクタ１５にノードＮ６を選択させ、比較回路１６の比較結果を、第３のラッチ回路１７−３にラッチさせる。
【００４４】
例えば、ノードＮ２が検出温度４０℃、ノードＮ４が検出温度６０℃、ノードＮ６が検出温度８０℃に対応している場合を考える。この場合、第１のラッチ回路１７−１は、温度が検出温度４０℃以上（又は以下）であるか否かを示す比較結果を保持し、第２のラッチ回路１７−２は、温度が検出温度６０℃以上であるか否かを示す比較結果を保持し、第３のラッチ回路１７−３は、温度が検出温度８０℃以上であるか否かを示す比較結果を保持する。これら３つのラッチ回路１７−１、１７−２、１７−３が保持する比較結果を参照することにより、温度が、４０℃よりも低い、４０℃〜６０℃の範囲、６０℃〜８０℃の範囲、８０℃以上の何れであるかを判断できる。
【００４５】
本実施形態では、複数の検出温度に対応する比較回路１６の比較結果を、複数のラッチ回路１７で保持する。このようにすることにより、温度検出回路１０ｂの温度検出結果を利用する外部回路は、現在どの温度範囲にあるのかを知ることができる。また、検出温度の追加に際しては、ラッチ回路などの一部の回路を追加するだけでよく、検出温度を増加させたときでも、回路量や消費電力が増大しない。
【００４６】
ここで、図４は、第３実施形態の温度検出回路１０ｂを備えた半導体装置の構成を機能ブロック図で示している。この半導体装置１００は、温度検出回路１０ｂ、ＤＲＡＭ２０、リフレッシュ周期発生部３０、及び、制御部４０を備える。制御部４０は、半導体装置１００の各部を制御する。リフレッシュ周期発生部３０は、ＤＲＡＭ２０のリフレッシュ周期を決定する。その際、リフレッシュ周期発生部３０は、制御部４０からの指令に基づいて、温度検出回路１０ｂが検出した温度に依存して、リフレッシュ周期を変化させる。
【００４７】
図５は、温度とリフレッシュ周期との関係を示している。同図では、縦軸をリフレッシュ周期とし、対数メモリで示している。一般に、ＤＲＡＭ２０では、温度が低いほどリフレッシュ周期を長く設定することができ、グラフ（ａ）に示すように、温度が１０℃下がると、必要なリフレッシュ周期は２倍になる。制御部４０は、例えば、温度検出回路１０ｂによって、半導体装置１００の温度が、Ｔ１より低い、Ｔ１〜Ｔ２の範囲、Ｔ２〜Ｔ３の範囲、Ｔ３以上の何れであるかを検出する。制御部４０は、検出温度の範囲に応じて、リフレッシュ周期発生部３０が決定するリフレッシュ周期を、例えばグラフ（ｂ）に示すように階段状に制御する。
【００４８】
一般に、ＤＲＡＭを含む半導体装置では、リフレッシュ周期を、半導体装置の温度に応じて細かく変更することで、リフレッシュ周期が無駄に短くなることを避けることができ、消費電力を削減できる。しかしながら、従来の温度検出回路では、検出温度の増加は半導体装置の生産効率の悪化につながるため、あまり多数の温度を検出できず、リフレッシュ周期を細かく制御することはできなかった。第３実施形態で説明した温度検出回路１０ｂでは、生産効率の低下を伴うことなく、また、回路量や消費電力の増大を伴うことなく、多数の温度を検出できる。このような温度検出回路１０ｂを用い、温度検出回路１０ｂが検出した温度に応じてリフレッシュ周期を細かく制御することにより、半導体装置１００の消費電力を削減できる。
【００４９】
なお、上記実施形態では、ダイオードＤ１と抵抗Ｒ１１との接続ノードＮ８をそのまま比較回路１６に入力する例について説明したが、一般に、ダイオードの順方向電圧の温度依存性は約２ｍＶ／℃と小さいため、ノードＮ８の電位を増幅して、比較回路１６に入力してもよい。図６は、増幅回路を有する温度依存電位発生部の構成を示している。この温度依存電位発生部１４ａは、トランジスタＰ２０、Ｐ２１、Ｎ２０、Ｎ２１、Ｎ２２によって構成された差動アンプ１９を有する。トランジスタＰ２０、Ｐ２１、Ｎ２０、Ｎ２１は、カレントミラーを構成し、ミラー比は１：１である。
【００５０】
ノードＮ８の電位Ｖａは、差動アンプ１９を構成するトランジスタＮ２０のゲートに接続され、トランジスタＮ２１のゲートに接続されたノードＮ１０の電位は、ノードＮ８の電位Ｖａに等しくなる。従って、この温度依存電位発生部１４ａの出力Ｖｏｕｔは、
Ｖｏｕｔ＝｛（Ｒ１２＋Ｒ１３）／Ｒ１３｝×Ｖａ
となり、比較回路１６に入力される電位は、ノードＮ８の電位Ｖａの（Ｒ１２＋Ｒ１３）／Ｒ１３倍に増幅される。このような回路構成とすることにより、温度依存電位発生部１４ａの出力電位の温度依存性を高めることができる。
【００５１】
以上、本発明をその好適な実施形態に基づいて説明したが、本発明の温度検出回路及び半導体装置は、上記実施形態例にのみ限定されるものではなく、上記実施形態の構成から種々の修正及び変更を施したものも、本発明の範囲に含まれる。
【図面の簡単な説明】
【００５２】
【図１】本発明の第１実施形態の温度検出回路の構成を示す回路図。
【図２】本発明の第２実施形態の温度検出回路の構成を示す回路図。
【図３】本発明の第３実施形態の温度検出回路の構成を示す回路図。
【図４】本発明の温度検出回路を含む半導体装置の構成を示すブロック図。
【図５】温度とリフレッシュ周期との関係を示すグラフ。
【図６】温度依存電位発生部の変形例を示す回路図。
【図７】従来の一般的な温度検出回路の構成を示す回路図。
【図８】特許文献１に記載された温度検出回路の構成を示す回路図。
【符号の説明】
【００５３】
１１、１２：基準電位発生部
１３：中間電位発生部
１４：温度依存電位発生部
１５：セレクタ
１６：比較回路
１７：ラッチ回路
１８：電源制御用トランジスタ
１９：差動アンプ
２０：ＤＲＡＭ
３０：リフレッシュ周期発生部
４０：制御部
１００：半導体装置
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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