(57)【要約】【課題】昇圧回路の二次側での発生電圧の検出精度を高め、出力電圧の調整の精度を向上させることができる。【解決手段】昇圧トランス２０とスイッチング素子２２と充電コンデンサ２８とを備え、スイッチング素子２２を用いて昇圧トランス２０の一次巻線２０ａに電源電圧を断続的に供給することによって昇圧トランス２０の二次巻線２０ｂに二次電圧を発生させ、二次電圧により充電コンデンサ２８を充電することによって電源電圧より高い出力電圧を得る昇圧回路であって、充電コンデンサ２８の充電電圧を分圧する抵抗Ｒ１〜Ｒ３からなる分圧回路と、分圧回路を通じた充電コンデンサ２８の放電を抑制する整流ダイオード３０とを備える昇圧回路によって上記課題を解決することができる。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
昇圧トランスと、スイッチング素子と、充電コンデンサと、を備え、
前記昇圧トランスの一次巻線に接続された電源電圧を前記スイッチング素子を用いて断続的にスイッチングすることによって前記昇圧トランスの二次巻線に二次電圧を発生させ、前記二次電圧により前記充電コンデンサを充電することによって前記電源電圧より高い出力電圧を得る昇圧回路であって、
前記充電コンデンサの充電電圧を分圧する分圧回路と、前記分圧回路によって分圧された電圧と第１の基準電圧とを比較する比較回路と、を含む第１の過電圧検出回路と、
前記分圧回路を通じた前記充電コンデンサの放電を抑制する整流ダイオードと、
を備えることを特徴とする昇圧回路。
【請求項２】
請求項１に記載の昇圧回路であって、
前記二次電圧に応じた検出電圧を発生させる前記昇圧トランスの一次側に設けられた補助巻線と、前記検出電圧と第２の基準電圧とを比較する比較回路と、を含む第２の過電圧検出回路を備えることを特徴とする昇圧回路。
【請求項３】
請求項１に記載の昇圧回路であって、
前記二次電圧に応じた電圧を発生させる前記昇圧トランスの一次側に設けられた補助巻線と、
パルス信号を生成して前記スイッチング素子へ出力するパルス発生回路と、
前記電源電圧と前記補助巻線に発生した電圧とのいずれか一方を選択する切替スイッチと、
を備えることを特徴とする昇圧回路。
【請求項４】
昇圧トランスと、スイッチング素子と、充電コンデンサと、を備え、
前記昇圧トランスの一次巻線に接続された電源電圧を前記スイッチング素子を用いて断続的にスイッチングすることによって前記昇圧トランスの二次巻線に二次電圧を発生させ、前記二次電圧により前記充電コンデンサを充電することによって前記電源電圧より高い出力電圧を得る昇圧回路であって、
前記充電コンデンサの充電電圧を分圧する分圧回路と、前記分圧回路によって分圧された電圧と第１の基準電圧とを比較する比較回路と、を含む第１の過電圧検出回路と、
前記二次電圧に応じた検出電圧を発生させる前記昇圧トランスの一次側に設けられた補助巻線と、前記検出電圧と第２の基準電圧とを比較する比較回路と、を含む第２の過電圧検出回路と、
を備えることを特徴とする昇圧回路。
【請求項５】
請求項４に記載の昇圧回路であって、
パルス信号を生成して前記スイッチング素子へ出力するパルス発生回路と、
前記電源電圧と前記検出電圧とのいずれか一方を選択する切替スイッチと、
を備えることを特徴とする昇圧回路。
【請求項６】
請求項５に記載の昇圧回路であって、
前記第１の過電圧検出回路及び前記第２の過電圧検出回路の少なくとも一方の比較回路の出力信号に応じて制御され、オン状態において前記切替スイッチで選択された前記電源電圧及び前記検出電圧のいずれか一方を前記パルス発生回路へ伝達するスイッチを備えることを特徴とする昇圧回路。
【請求項７】
昇圧トランスと、スイッチング素子と、充電コンデンサと、を備え、
前記昇圧トランスの一次巻線に接続された電源電圧を前記スイッチング素子を用いて断続的にスイッチングすることによって前記昇圧トランスの二次巻線に二次電圧を発生させ、前記二次電圧により前記充電コンデンサを充電することによって前記電源電圧より高い出力電圧を得る昇圧回路であって、
前記二次電圧に応じた電圧を発生させる前記昇圧トランスの一次側に設けられた補助巻線と、
パルス信号を生成して前記スイッチング素子へ出力するパルス発生回路と、
前記電源電圧と前記補助巻線に発生した電圧とのいずれか一方を選択する切替スイッチと、
を備えることを特徴とする昇圧回路。
【請求項８】
請求項７に記載の昇圧回路であって、
前記充電コンデンサの充電電圧を分圧する分圧回路と、前記分圧回路によって分圧された電圧と第１の基準電圧とを比較する比較回路と、を含む電圧検出回路を備え、
前記電圧検出回路において前記分圧回路によって分圧された電圧が前記第１の基準電圧より小さいと判定された場合には前記切替スイッチを前記電源電圧側に切り替え、前記電圧検出回路において前記分圧回路によって分圧された電圧が前記第１の基準電圧以上と判定された場合には前記切替スイッチを前記補助巻線に発生した電圧側に切り替えることを特徴とする昇圧回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流の入力電圧を昇圧して出力する昇圧回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
デジタルカメラ等に付属するフラッシュ撮影用の光源を発光させるために数Ｖ程度の直流の入力電圧から数百Ｖ程度の高電圧を発生させる昇圧回路が用いられている。
【０００３】
図３に、従来の昇圧回路１００の構成を示す。昇圧回路１００は、昇圧トランス１０、スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）１２、制御回路１４、整流ダイオード１６及び充電コンデンサ１８を含んで構成される。
【０００４】
昇圧トランス１０の一次巻線１０ａの一端は電源に接続され、他端はＭＯＳＦＥＴ１２のドレイン−ソース間を介して接地される。ＭＯＳＦＥＴ１２のベースには、制御回路１４からの出力端子が接続される。昇圧トランス１０の二次巻線１０ｂの一端は整流ダイオード１６のアノードに接続され、他端は接地される。整流ダイオード１６のカソードは、出力端子に接続されると共に充電コンデンサ１８の一端に接続される。充電コンデンサ１８の他端は接地される。昇圧トランス１０の一次側には、電圧検出用の補助巻線１０ｃが設けられている。補助巻線１０ｃの両端は制御回路１４に接続されている。なお、制御回路１４には、抵抗Ｒｐを介して電源から電力が供給される。
【０００５】
昇圧回路１００では、制御回路１４の出力端子から周期的なパルス信号が出力され、ＭＯＳＦＥＴ１２がスイッチングされる。これにより、昇圧トランス１０の一次巻線１０ａに断続的に電圧が印加され、昇圧トランス１０の二次巻線１０ｂに電源電圧よりも高い電圧が発生する。二次巻線１０ｂに発生した電圧は整流ダイオード１６によって整流され、出力端側が正の電位となるように充電コンデンサ１８が充電される。このようにして、フラッシュ撮影用の光源を発光させるための高電圧が発生させられる。
【０００６】
また、昇圧回路１００では、昇圧トランス１０の一次側に電圧検出用の補助巻線１０ｃが設けられており、この補助巻線１０ｃによって二次巻線１０ｂに発生させられた電圧を検出し、制御回路１４でのパルス信号の発生の制御に利用している。例えば、補助巻線１０ｃに発生する電圧によって二次巻線１０ｂに発生している電圧が所定の閾値よりも高いと判断される場合、制御回路１４からのパルス信号の出力を停止させて充電コンデンサ１８の充電電圧を低下させる処理等を行う。
【０００７】
【非特許文献１】Aimtron社、『ＤＳＣのためのフォトフラッシュ・キャパシタ・チャージャーに関する製品情報 型番ＡＴ１４５０ (Preliminary Product Information Photoflash Capacitor Charger for DSC)』、インターネット<URL: http://www.aimtron.com.tw>
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、昇圧回路１００では、二次巻線１０ｂでの発生電圧を二次巻線１０ｂよりも巻数の少ない一次側の補助巻線１０ｃで検出するので、二次巻線１０ｂでの発生電圧の変動が検出し難くなる問題がある。例えば、二次巻線１０ｂの巻数が１００、補助巻線１０ｃの巻数が１０である場合、二次巻線１０ｂでの発生電圧の変動が１０Ｖであったとしても補助巻線１０ｃでの発生電圧の変動は１／１０の１Ｖになってしまう。
【０００９】
一方、補助巻線１０ｃの巻数を大きくすると、昇圧トランス１０のサイズが大きくなり昇圧回路１００を小型化することが困難となり、さらに製造コストが増大する問題がある。
【００１０】
また、電源から抵抗Ｒｐを介して制御回路１４に直接電力を供給する構成であるので、出力が必要ない場合においても制御回路１４において電力が消費されてしまう問題がある。特に、携帯電話等の携帯電気機器に昇圧回路１００を搭載した場合、バッテリーの消耗を早めてしまう問題を引き起こす。
【００１１】
そこで、本発明は、上記課題の少なくとも１つを解決することができる昇圧回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明の第１の態様は、昇圧トランスと、スイッチング素子と、充電コンデンサと、を備え、前記昇圧トランスの一次巻線に接続された電源電圧を前記スイッチング素子を用いて断続的にスイッチングすることによって前記昇圧トランスの二次巻線に二次電圧を発生させ、前記二次電圧により前記充電コンデンサを充電することによって前記電源電圧より高い出力電圧を得る昇圧回路であって、前記充電コンデンサの充電電圧を分圧する分圧回路と、前記分圧回路によって分圧された電圧と第１の基準電圧とを比較する比較回路と、を含む第１の過電圧検出回路と、前記分圧回路を通じた前記充電コンデンサの放電を抑制する整流ダイオードと、を備えることを特徴とする。
【００１３】
また、本発明の第２の態様は、昇圧トランスと、スイッチング素子と、充電コンデンサと、を備え、前記昇圧トランスの一次巻線に接続された電源電圧を前記スイッチング素子を用いて断続的にスイッチングすることによって前記昇圧トランスの二次巻線に二次電圧を発生させ、前記二次電圧により前記充電コンデンサを充電することによって前記電源電圧より高い出力電圧を得る昇圧回路であって、前記充電コンデンサの充電電圧を分圧する分圧回路と、前記分圧回路によって分圧された電圧と第１の基準電圧とを比較する比較回路と、を含む第１の過電圧検出回路と、前記二次電圧に応じた検出電圧を発生させる前記昇圧トランスの一次側に設けられた補助巻線と、前記検出電圧と第２の基準電圧とを比較する比較回路と、を含む第２の過電圧検出回路と、を備えることを特徴とする。
【００１４】
また、本発明の第３の態様は、昇圧トランスと、スイッチング素子と、充電コンデンサと、を備え、前記昇圧トランスの一次巻線に接続された電源電圧を前記スイッチング素子を用いて断続的にスイッチングすることによって前記昇圧トランスの二次巻線に二次電圧を発生させ、前記二次電圧により前記充電コンデンサを充電することによって前記電源電圧より高い出力電圧を得る昇圧回路であって、前記二次電圧に応じた電圧を発生させる前記昇圧トランスの一次側に設けられた補助巻線と、パルス信号を生成して前記スイッチング素子へ出力するパルス発生回路と、前記電源電圧と前記補助巻線に発生した電圧とのいずれか一方を選択する切替スイッチと、を備えることを特徴とする。
【００１５】
なお、上記本発明の構成はそれぞれ互いに組み合わせることができる。例えば、第１の態様と第２の態様、第２の態様と第３の態様、第１の態様と第３の態様、第１〜第３の態様を組み合わせることによって相乗効果を得ることができる。
【００１６】
また、第２の態様を含む場合、前記第１の過電圧検出回路及び前記第２の過電圧検出回路の少なくとも一方の比較回路の出力信号に応じて制御され、オン状態において前記切替スイッチで選択された前記電源電圧及び前記検出電圧のいずれか一方を前記パルス発生回路へ伝達するスイッチを備えることが好適である。
【００１７】
また、第３の態様を含む場合、前記充電コンデンサの充電電圧を分圧する分圧回路と、前記分圧回路によって分圧された電圧と第１の基準電圧とを比較する比較回路と、を含む電圧検出回路を備え、前記電圧検出回路において前記分圧回路によって分圧された電圧が前記第１の基準電圧より小さいと判定された場合には前記切替スイッチを前記電源電圧側に切り替え、前記電圧検出回路において前記分圧回路によって分圧された電圧が前記第１の基準電圧以上と判定された場合には前記切替スイッチを前記補助巻線に発生した電圧側に切り替えることが好適である。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によれば、昇圧回路の二次側での発生電圧の検出精度を高め、出力電圧の調整の精度を向上させることができる。また、電源の電力消費を抑えることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
本発明の実施の形態における昇圧回路２００は、図１に示すように、昇圧トランス２０、スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）２２、制御回路２４、整流ダイオード２６，３０、充電コンデンサ２８、電源供給用の抵抗Ｒｐ、電圧検出用の抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３を含んで構成される。
【００２０】
昇圧トランス２０の一次巻線２０ａの一端は電源に接続され、他端はＭＯＳＦＥＴ２２のドレイン−ソース間を介して接地される。ＭＯＳＦＥＴ２２のベースには、制御回路２４の出力端子Ｔ４が接続される。本実施の形態では、ＭＯＳＦＥＴ２２としてＮ型のＭＯＳＦＥＴを用いているがＰ型のＭＯＳＦＥＴを用いてもよい。昇圧トランス２０の二次巻線２０ｂの一端は整流ダイオード２６のアノードに接続され、他端は接地される。整流ダイオード２６のカソードは、もう１つの整流ダイオード３０のアノードに接続されると共に抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３の直列回路の一端に接続される。抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３の直列回路の他端は接地される。また、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３との接続点は、制御回路２４の端子Ｔ３に接続される。整流ダイオード３０のカソードは、出力端子に接続されると共に充電コンデンサ２８の一端に接続される。充電コンデンサ２８の他端は接地される。昇圧トランス２０の一次側には、電圧検出用の補助巻線２０ｃが設けられている。補助巻線２０ｃの両端は制御回路２４の端子Ｔ２，Ｔ５に接続される。制御回路２４の端子Ｔ５は接地されている。また、制御回路２４の端子Ｔ１には、抵抗Ｒｐを介して電源から電力が供給される。
【００２１】
制御回路２４は、図２に示すように、切替スイッチ４０、比較器４２，４３，４４、スイッチ４６及びパルス発生部４８を含んで構成される。
【００２２】
切替スイッチ４０の入力端子ａ１（端子Ｔ１）は、抵抗Ｒｐを介して電源に接続される。切替スイッチ４０の入力端子ｂ１（端子Ｔ２）は、補助巻線２０ｃの一端に接続される。切替スイッチ４０の出力端子ｃ１は、比較器４４の入力端子の一方及びスイッチ４６の入力端子に接続される。比較器４４の入力端子の他方には接地電位に対して基準電圧ＶＲＥＦ１が印加される。比較器４２，４３の入力端子の一方は抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３との接続点（端子Ｔ３）に接続される。比較器４２の入力端子の他方には接地電位に対して基準電圧ＶＲＥＦ２が印加され、比較器４３の入力端子の他端には接地電位に対して基準電圧ＶＲＥＦ３が印加される。比較器４２，４４の出力は、スイッチ４６のオン・オフ制御に用いられる。比較器４３の出力は切替スイッチ４０の切替制御に用いられる。スイッチ４６の出力端子はパルス発生部４８に接続される。
【００２３】
パルス発生部４８は、スイッチ４６を介して電力が供給されることによって所望のパルス幅、パルス周期を有するパルス信号を生成して、ＭＯＳＦＥＴ２２のゲートへ出力する。例えば、比較器４２，４４の出力を受けて、その出力値に応じたパルス幅及びデューティ比を有するパルス信号を生成して出力する。これによって、昇圧トランス２０の二次巻線２０ｂに発生している電圧に応じてＭＯＳＦＥＴ２２がオン・オフ制御される。
【００２４】
制御回路２４の出力端子から周期的なパルス信号が出力されることによって、ＭＯＳＦＥＴ２２がスイッチングされる。これにより、昇圧トランス２０の一次巻線２０ａに断続的に電圧が印加され、昇圧トランス２０の二次巻線２０ｂに電源電圧よりも高い電圧が発生する。二次巻線２０ｂに発生した電圧は整流ダイオード２６，３０によって整流され、出力端側が正の電位となるように充電コンデンサ２８が充電される。このようにして、フラッシュ撮影用の光源を発光させるための高電圧が発生させられる。
【００２５】
ここで、昇圧回路２００では、整流ダイオード２６に加えて、抵抗Ｒ１〜Ｒ３の直列回路からなる分圧回路と充電コンデンサ２８との間に整流ダイオード３０が設けられている。この整流ダイオード３０を設けることによって、抵抗Ｒ１〜Ｒ３からなる分圧回路を介して充電コンデンサ２８が放電されることを防ぐことができ、昇圧回路２００の効率を高めることができる。
【００２６】
また、昇圧回路２００では、昇圧トランス２０の二次巻線２０ｂに発生した電圧を抵抗Ｒ１〜Ｒ３の直列回路により分圧して制御回路２４の端子Ｔ３にフィードバックしている。制御回路２４の切替スイッチ４０は、昇圧開始を示す制御信号（図示しない）を外部から受けると入力端子ａ１側に接続される。また、制御回路２４の比較器４２は、端子Ｔ３から入力される電圧が基準電圧ＶＲＥＦ２よりも低い場合にはスイッチ４６をオンにする制御信号を出力し、端子Ｔ３から入力される電圧が基準電圧ＶＲＥＦ２以上である場合にはスイッチ４６をオフにする制御信号を出力する。さらに、制御回路２４の比較器４４は、切替スイッチ４０の出力端子ｃ１から出力される電圧が基準電圧ＶＲＥＦ１よりも低い場合にはスイッチ４６をオンにする制御信号を出力し、出力端子ｃ１から出力される電圧が基準電圧ＶＲＥＦ１以上である場合にはスイッチ４６をオフにする制御信号を出力する。
【００２７】
ここで、基準電圧ＶＲＥＦ２は、出力電圧として所望される充電コンデンサ２８の充電電圧を抵抗Ｒ１〜Ｒ３の直列回路により分圧したときに抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３との接続点から出力される電圧に設定することが好適である。また、基準電圧ＶＲＥＦ１は、出力電圧として所望される充電コンデンサ２８の充電電圧となったときに補助巻線２０ｃから出力される電圧（検出電圧）に設定することが好適である。このように、基準電圧ＶＲＥＦ１，ＶＲＥＦ２を設定することによって、充電コンデンサ２８の充電電圧が所望の電圧を超えた場合にスイッチ４６がオフされてパルス発生部４８からのパルス信号の出力が停止される。
【００２８】
すなわち、昇圧開始直後は、充電コンデンサ２８の充電電圧は所望の出力電圧よりも低いので比較器４２，４４からの出力は共にスイッチ４６をオン状態に保つものとなり、昇圧回路２００での昇圧が継続される。昇圧が続けられることによって充電コンデンサ２８の充電電圧が高くなり、充電コンデンサ２８の充電電圧が所望の出力電圧以上となると比較器４２，４４からの出力はスイッチ４６をオフ状態とするものとなり、昇圧回路２００での昇圧が停止される。
【００２９】
このように、比較器４２を用いることによって、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３との接続点の電圧が基準電圧ＶＲＥＦ２以上となった場合にはパルス発生部４８への電力の供給を停止させ、過電圧の発生を防ぐことができる。さらに、抵抗Ｒ１〜Ｒ３の直列回路が切断されるなどの故障が発生した場合においても、従来と同様に、昇圧トランス２０の一次側に設けられた電圧検出用の補助巻線２０ｃによって二次巻線２０ｂに発生させられた電圧を検出し、補助巻線２０ｃに発生している電圧が基準電圧ＶＲＥＦ１以上となった場合にはパルス発生部４８への電力の供給を停止させ、過電圧の発生を防ぐことができる。このように、本実施の形態では、２重の保護回路を設けることによって、回路の安定した動作を保証すると共に、充電コンデンサ２８等への負担を軽減し、回路の破壊を防ぎ、回路の寿命を延ばすことができる。
【００３０】
また、抵抗Ｒ１〜Ｒ３の直列回路を含む保護回路に不具合がない場合には、抵抗Ｒ１〜Ｒ３によって二次側の電圧を直接分圧して検出することができるので二次側電圧を高い精度で検出することができる。これによって、二次側の出力電圧を従来よりも高い精度で制御することが可能となり、従来よりも過電圧の幅も狭くでき、充電コンデンサ２８に必要とされる容量の余裕も小さくすることができる。したがって、昇圧回路２００を小型化でき、製造コストも抑えることができる。
【００３１】
一方、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３との接続点の電圧が基準電圧ＶＲＥＦ３以上になると、比較器４３から切替スイッチ４０を入力端子ｂ１側に切り替える制御信号が出力される。これによって、制御回路２４の切替スイッチ４０は入力端子ｂ１側に接続される。
【００３２】
このようにして、昇圧回路２００の起動時には抵抗Ｒｐを介して電源から直接電力が供給され、充電コンデンサ２８の充電電圧が所望の電圧以上（すなわち、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３との接続点の電圧が基準電圧ＶＲＥＦ３以上となる電圧以上）となると補助巻線２０ｃから電力が供給されることになる。一旦、切替スイッチ４０が入力端子ｂ１側に接続されると、次に昇圧開始を示す制御信号が外部から入力されるまで切替スイッチ４０は入力端子ｂ１側に接続された状態を維持する。これによって、昇圧回路２００では、昇圧が停止されると制御回路２４への電力の供給自体も停止されることになり、回路の消費電力を抑えることができる。
【００３３】
なお、本実施の形態では、整流ダイオード３０による放電防止、切替スイッチ４０による電力供給の切り替え、比較器４２，４４による過電圧保護、を総て実現できる構成としたが、これに限定されるものではなく、いずれか１つ以上を実現する構成とすることも可能である。
【図面の簡単な説明】
【００３４】
【図１】本発明の実施の形態における昇圧回路の構成を示す回路図である。
【図２】本発明の実施の形態における昇圧回路の制御回路の構成を示す図である。
【図３】従来の昇圧回路の構成を示す回路図である。
【符号の説明】
【００３５】
１０  昇圧トランス、１０ａ  一次巻線、１０ｂ  二次巻線、１０ｃ  補助巻線、１２  スイッチング素子、１４  制御回路、１６  整流ダイオード、１８  充電コンデンサ、２０  昇圧トランス、２０ａ  一次巻線、２０ｂ  二次巻線、２０ｃ  補助巻線、２２  スイッチング素子、２４  制御回路、２６，３０  整流ダイオード、２８  充電コンデンサ、４０  切替スイッチ、４２，４３，４４  比較器、４６  スイッチ、４８  パルス発生部、１００，２００  昇圧回路。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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