(57)【要約】【課題】リアクトルおよびコンデンサから成るフィルタ回路を交流電源側に備えて系統電源の電圧を任意の３相交流電圧に変換する電力変換装置において、入力電圧に含まれる高調波成分に起因して発生するフィルタ回路での電気的共振を抑制する。【解決手段】コンデンサ５〜７の電圧を入力し系統電源１の位相に基づいて２つの相を選択し、選択した２相の各々の選択比率Ｖｄｕｔｙを演算する系統比率演算回路３１を備えてＰＷＭ制御によりスイッチング素子８〜１６を駆動し、コンデンサ５〜７に含まれる高調波電圧成分により電気的共振を検出し、２つの選択した相の内、電気的共振の大きな相の該共振を抑制するように選択比率Ｖｄｕｔｙを補正する。【選択図】図１
2007318926.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のスイッチング素子で構成され３相交流電源からの３相交流電圧を任意の周波数及び振幅を持つ３相交流電圧に変換する電力変換部と、リアクトルおよびコンデンサを含み上記電力変換部の上記３相交流電源側に接続されたフィルタ回路とを備え、所定の周期毎に上記３相交流電源の位相に基づいて該３相交流電源の共通選択される１相を決定すると共に、他の２相の電圧比から該２相の各選択比率を演算する系統比率演算手段を有して、該選択された相およびその選択比率に応じて上記電力変換部がＰＷＭ制御される電力変換装置において、
上記フィルタ回路における高調波電圧成分から電気的共振を検出する手段と、上記系統比率演算手段にて上記選択比率を演算する２相の該各選択比率を、検出された上記電気的共振を抑制するように補正する比率演算補正手段とを備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
上記比率演算補正手段は、上記選択比率を演算する２相の内、検出された上記電気的共振の振幅（絶対値）が大きい方の相の該選択比率を、当該相における該電気的共振を抑制するように補正することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
上記比率演算補正手段は、上記３相交流電源から入力される各相の電力極性及び上記電気的共振の振幅に基づいて上記選択比率を補正することを特徴とする請求項１または２記載の電力変換装置。
【請求項４】
上記３相交流電源から入力される電力及び電圧から直流等価電流を検出し、上記比率演算補正手段は、上記直流等価電流及び上記電気的共振の振幅に基づいて上記選択比率を補正することを特徴とする請求項１または２記載の電力変換装置。
【請求項５】
上記選択比率の補正は、上記補正対象相に対して上記コンデンサの電圧を調整する電流指令を演算し、該電流指令に応じた上記選択比率の補正値を演算して行うことを特徴とする請求項３または４記載の電力変換装置。
【請求項６】
上記電気的共振を検出する手段は、上記フィルタ回路におけるコンデンサの電圧における高調波電圧成分を検出することを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項７】
上記電気的共振を検出する手段は、上記フィルタ回路におけるリアクトルを流れる電流を検出し該電流を積分して演算した電圧の高調波電圧成分を検出することを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、電力変換装置に関し、特に、スイッチング素子を用いて交流電源電圧を任意の交流電圧に変換する３相対３相電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来の３相対３相電力変換装置には、出力電圧および出力電流を制御すると共に、入力電流の位相に基づいて波形制御を行うものがある。この電力変換装置では、複数のスイッチで構成される主回路により系統電源から任意の交流出力を得るために、系統電源の周波数よりも充分に高い所定の周波数による周期毎に、系統電源のｒ、ｓ、ｔ相から位相に基づいて２つの相を選択して各々の選択比率を演算してＰＷＭ制御を行う。これにより入力力率の良好な３相対３相電力変換が行える（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
また従来の交流−交流電力変換装置で、入力電圧に含まれる高調波成分の影響を抑制するものでは、入力側の瞬時有効電力が一定になるように入力電流を制御するものがある。この電力変換装置では、３相交流電源からの入力電圧を検出する電圧検出手段と、入力側の瞬時有効電力が一定になるように制御を行う瞬時有効電力一定化手段とを備え、この瞬時有効電力一定化手段により求められた入力電流の高調波成分を入力電流基本波指令に重畳して電力変換装置の入力電流指令を生成する。これにより交流系統に存在する高調波電圧の影響を受けずに、電力変換装置の出力電圧に含まれる歪みを抑制する（例えば、特許文献２参照）。
【０００４】
【特許文献１】特開昭６１−１７７１６６号公報
【特許文献２】特開２００４−２４８４３０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
上記特許文献１記載の電力変換装置では、通常、リアクトルおよびコンデンサから成るフィルタ回路を交流電源側に備えて、入力電圧に含まれる高調波成分を抑制し、またＰＷＭ制御に伴う交流電源側への高調波電流を低減していた。しかしながら、入力電圧に含まれる高調波成分に起因して発生するフィルタ回路での共振により電力変換装置の出力電圧に歪みが発生するという問題があった。
【０００６】
また、特許文献２記載の電力変換装置では、フィルタ回路などのエネルギバッファを必要とせずに入力電圧に含まれる高調波成分の影響を抑制するものであるが、入力電流の高調波成分を算出して電流指令に重畳するため、高調波の抑制に伴う演算量が多くなり高速の制御装置が必要であった。また抑制対象となる高調波は、周波数が交流系統の整数次のみであり、整数次以外の任意の周波数の高調波については考慮されていないという問題があった。
【０００７】
この発明は上記のような問題点を解決するためになされたもので、入力電圧に含まれる高調波成分の影響を、特定の周波数に限らず広範囲に効果的に抑制でき、複雑な演算を要することなく簡便な装置構成で歪みのない出力電圧が高精度に得られる電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
この発明による電力変換装置は、複数のスイッチング素子で構成され３相交流電源からの３相交流電圧を任意の周波数及び振幅を持つ３相交流電圧に変換する主回路と、リアクトルおよびコンデンサを含み上記主回路の上記３相交流電源側に接続されたフィルタ回路とを備え、所定の周期毎に上記３相交流電源の位相に基づいて該３相交流電源の共通選択される１相を決定すると共に、他の２相の電圧比から該２相の各選択比率を演算する系統比率演算手段を有して、該選択された相およびその選択比率に応じて上記主回路がＰＷＭ制御される。そして、上記フィルタ回路における高調波電圧成分から電気的共振を検出する手段と、上記系統比率演算手段にて上記選択比率を演算する２相の該各選択比率を、検出された上記電気的共振を抑制するように補正する比率演算補正手段とを備えたものである。
【発明の効果】
【０００９】
このような電力変換装置では、入力電圧に含まれる高調波成分の影響を入力側に接続されるフィルタ回路で抑制すると共に、フィルタ回路での共振を抑制して共振により発生する不要な電流や電圧を抑制できる。このため、複雑な演算を要することなく簡便な装置構成で歪みのない出力電圧が高精度に得られる。また共振により発生する不要な電磁騒音を抑制することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１による電力変換装置を図について説明する。
図１は、この発明の実施の形態１による電力変換装置の構成を示す図であり、図１（ａ）は主回路構成を、図１（ｂ）は制御回路構成を示すものである。図１（ａ）に示すように、電力変換装置の主回路は、複数のスイッチング素子８〜１６と、リアクトル２〜４およびコンデンサ５〜７から成るフィルタ回路とを備えて、３相交流電源としての系統電源１からの３相交流電圧を任意の周波数及び振幅を持つ３相交流電圧に変換する。２０〜２２はコンデンサ５〜７の電圧Ｖｒｓ、Ｖｓｔ、Ｖｔｒを検出する電圧検出器である。
また、複数のスイッチング素子８〜１６により電力変換部としての交流変換部を構成すると共に、交流変換部８〜１６が発生するＰＷＭ制御に伴う高調波電流をリアクトル２〜４およびコンデンサ５〜７から成るフィルタ回路によりフィルタリングして、系統電源１への高調波電流を低減する。
【００１１】
また、制御回路は、図１（ｂ）に示すように、コンデンサ５〜７の電圧Ｖｒｓ、Ｖｓｔ、Ｖｔｒを入力し系統電源１の位相に基づいてｒ、ｓ、ｔ相から２つの相を選択する系統位相検出回路３０と、選択した２つの相の各々の選択比率を演算する系統比率演算回路３１と、交流出力の指令に従いＰＷＭ制御によりスイッチング素子８〜１６のオンオフ信号を作成してゲート信号として出力するＰＷＭ制御回路３２と、コンデンサ５〜７に含まれる高調波電圧成分を検出して三相正弦波に基づく仮想中性点電位から見た相高調波電圧値に変換する高調波検出回路３３と、２つの選択した相に対応する相高調波電圧値に基づき、系統比率演算回路３１での比率に補正信号を与える比率演算補正手段としての補正信号発生回路３４とを備える。
【００１２】
この発明の系統比率演算手段を構成する系統位相検出回路３０および系統比率演算回路３１を用いた制御について説明する。交流変換部のスイッチング素子８〜１６のオンオフにより系統電源１から任意の交流出力を得るために、系統電源１の周波数よりも充分に高い（例えば１００倍など）所定の周波数による周期毎に、系統位相検出回路３０により系統電源のｒ、ｓ、ｔ相から２つの相を選択して、系統比率演算回路３１により選択した２つの相の各々の選択比率を演算する。入力力率である系統電源１の力率をほぼ１とするための選択比率について以下に述べる。
系統電源１の例えば６０度期間毎に振幅絶対値が最も大きくなる相を固定的に選択する。そして残りの２相の選択比率については、各々の相電圧の比率をもとに選択する。従って系統電源１の位相に基づいて随時選択比率は変化する。
例えば系統電源１の各相電圧が図２に示す場合、ｒ、ｓ、ｔ相の電圧ｅｒ、ｅｓ、ｅｔのうちｅｔの振幅絶対値が最も大きいためｔ相をこの期間で固定的に選択し、残りのｒ相、ｓ相の２相についてはｅｒとｅｓの電圧比に分ける。従って時刻Ａにおいてはｅｒとｅｓが等しいため、当該時点においてはｒ相とｓ相との選択比率が同一となるようにする。
【００１３】
図３は系統位相検出回路３０により２つの相を選択した場合の等価回路図を示しており、図３（ａ）はｒ相を選択した場合、図３（ｂ）はｓ相を選択した場合である。なおｔ相は共通に選択される。そして、所定のＰＷＭ幅をｒ相とｓ相との選択比率で分けて、線間電圧であるＶｔｒとＶｓｔとをその分けられた時間だけそれぞれ利用する。
【００１４】
一方、高調波検出回路３３では、コンデンサ５〜７の電圧Ｖｒｓ、Ｖｓｔ、Ｖｔｒを入力してコンデンサ５〜７の電圧に含まれる高調波電圧成分Ｖｒｓｈ、Ｖｓｔｈ、Ｖｔｒｈを検出する。そして、以下の式（１）に従い、高調波電圧成分Ｖｒｓｈ、Ｖｓｔｈ、Ｖｔｒｈを３相正弦波に基づく仮想中性点電位から見た相高調波電圧値Ｖｒｈ、Ｖｓｈ、Ｖｔｈに変換する。
Ｖｒｈ＝−(Ｖｔｒｈ−Ｖｒｓｈ)／３
Ｖｓｈ＝−(２Ｖｒｓｈ＋Ｖｔｒｈ)／３
Ｖｔｈ＝(２Ｖｔｒｈ＋Ｖｒｓｈ)／３      ・・・（１）
【００１５】
なお、高調波電圧成分Ｖｒｓｈ、Ｖｓｔｈ、Ｖｔｒｈはリアクトル２〜４およびコンデンサ５〜７を含むフィルタ回路の共振周波数に概一致するものであり、例えば系統電源１に含まれる高調波電圧により発生する。即ち、高調波検出回路３３では、フィルタ回路における高調波電圧成分からフィルタ回路での電気的共振を検出するものである。
共振によるゲイン特性の概略図を図４に示す。フィルタ回路の共振周波数はｆｒであり、このときのゲインはＧｒである。なお共振周波数ｆｒの近傍においてもゲインが０以上となる。例えば周波数ｆｒ１では、ｆｒでのゲインＧｒよりは低いもののゲインＧｒ１となり、系統電源１における高調波電圧成分の周波数がｆｒ１にある場合にはゲインＧｒ１だけ増幅される。従って共振周波数ｆｒ及びその近傍を含む周波数成分を、この場合の電気的共振とする。
【００１６】
次いで、補正信号発生回路３４では、選択したｒ相とｓ相との２相に対応する相高調波電圧値Ｖｒｈ、Ｖｓｈに基づき、系統比率演算回路３１での選択比率に補正信号Ｖｄｕｔｙｈを与える。
系統比率演算回路３１では、上述したように選択された２つの相の各々の選択比率Ｖｄｕｔｙを演算するものであるが、その際、補正信号発生回路３４からの補正信号Ｖｄｕｔｙｈにより選択比率を補正して演算する。
ＰＷＭ制御回路３２では、交流出力の指令に従って演算された所定のＰＷＭ幅をｒ相とｓ相との選択比率で分けて、ＰＷＭ制御によりスイッチング素子８〜１６のオンオフ信号を作成してゲート信号として出力する。
【００１７】
選択比率の補正について以下に詳述する。図５は、例えばｒ相を選択しているときの電力変換装置の等価回路を示す。
図中、５０は仮想中性点電位からみたコンデンサであり、図１で示すコンデンサ５〜７のΔ結線をＹ結線に等価変換したときのコンデンサに相当する。ここでコンデンサ５０の電圧Ｖｒｎが電気的共振により跳ね上がるときは、交流変換部によりコンデンサ５０を放電させればコンデンサ５０の電圧Ｖｒｎが低減でき、電気的共振を誘起するエネルギーを低減できて電気的共振が抑制できる。このため、例えば、系統電源１からの入力電力が正の場合、即ち交流変換部の出力電力が正の場合は、ｒ相選択の時比率（選択比率）を長くすることにより、コンデンサ５０の放電を促して電気的共振を抑制する。
【００１８】
図１で示す電力変換装置における相電圧に基づく等価回路を図６に示す。図６において４０は相系統電圧、４１はリアクトル、４２はコンデンサ、４３は交流変換部が発生する電流を等価的に電流源ｉｍとして示す。
図７は補正信号発生回路３４が補正信号Ｖｄｕｔｙｈを出力して高調波を抑制するための制御ブロックを示す。図において、６０は制御器、６１は交流変換部、６２は加算器、６３はコンデンサ、６４は減算器、６５はリアクトル、６６はフィルタ、６７は減算器、６８はこの制御ブロックの制御対象である。コンデンサ６３は図６で示すコンデンサ４２に相当し、リアクトル６５は図６内のリアクトル４１に相当する。加算器６２、コンデンサ６３、減算器６４、リアクトル６５により図６の等価回路が表現される。
【００１９】
図６、図７に示すように、制御器６０が電流指令ｉ＊を出力し、この電流指令ｉ＊に従って交流変換部６１は出力電流ｉｍ（４３）を出力する。リアクトル６５（４１）に流れる電流ｉｓと交流変換部６１の出力電流ｉｍ（４３）との和が加算器６２で演算され、コンデンサ６３（４２）を充電してコンデンサ６３（４２）の電圧Ｖｃが発生する。コンデンサ６３（４２）の電圧Ｖｃと系統電源４０の相系統電圧Ｖｓとが減算器６４で減算され、リアクトル６５（４１）の両端電圧が出力される。リアクトル６５（４１）に流れる電流ｉｓは図６の矢印の向きを正とするため、リアクトル６５（４１）の極性は負となり、ｉｓが得られる。
またフィルタ６６はコンデンサ６３（４２）の電圧Ｖｃにおける、共振による高調波成分を含む帯域を抽出する。減算器６７にて指令値「０」から減算され、制御器６０に入力され、電流指令ｉ＊を出力する。
【００２０】
このようにコンデンサ６３（４２）の電圧Ｖｃを検出し、電気的共振による高調波成分を含む帯域を抽出し、これがゼロとなるように制御器６０により交流変換部６１の電流指令ｉ＊を与え、コンデンサ６３（４２）に電流ｉｍを印加する。コンデンサ６３（４２）の電圧Ｖｃが上昇すると、電流ｉｍによりコンデンサ６３（４２）を放電させ、逆にコンデンサ６３（４２）の電圧Ｖｃが下降すると、電流ｉｍによりコンデンサ６３を充電する。これにより、コンデンサ６３（４２）の電圧Ｖｃにおける電気的共振による高調波成分を抑制する。ここで制御器６０と減算器６７が図１で示す補正信号発生回路３４に相当し、フィルタ６６が図１で示す高調波検出回路３４に相当する。また、制御器６０が出力する電流指令ｉ＊が、補正信号発生回路３４の出力である補正信号Ｖｄｕｔｙｈに相当し、電流指令ｉ＊に応じた補正値を演算して選択比率Ｖｄｕｔｙが補正演算される。
【００２１】
コンデンサ５〜７（４２、６３）の電気的共振による高調波成分を抑制する制御のフローチャートを図８に示す。
まず、高調波検出回路３３にて、コンデンサ５〜７の電圧Ｖｒｓ、Ｖｓｔ、Ｖｔｒを入力して高調波電圧成分を検出し、仮想中性点電位から見た相高調波電圧値（Ｖｒｈ、Ｖｓｈ、Ｖｔｈ）を演算する（ステップ２００）。次に、系統位相検出回路３０にて、系統の２相を選択し選択信号Ｖｓｅｌを出力する。ここでは図３に示したようにｒ相とｓ相を選択したものとする（ステップ２０１）。
【００２２】
次に、補正信号発生回路３４では、選択した系統の２相、ここではｒ相とｓ相に応じて、ステップ２００にて演算した相高調波電圧値（Ｖｒｈ、Ｖｓｈ）を選択する（ステップ２０２）。続いて、系統入力電力の極性を検出し、交流変換部の出力に接続される負荷が力行か回生かを判別し（ステップ２０３）、系統比率演算回路３１に与える選択比率の補正信号Ｖｄｕｔｙｈを演算する（ステップ２０４）。
次に、補正信号発生回路３４からの補正信号Ｖｄｕｔｙｈと系統位相検出回路３０からの選択信号Ｖｓｅｌが系統比率演算回路３１に入力され、系統比率演算回路３１において、ｒ相とｓ相との選択比率Ｖｄｕｔｙを演算する際、補正信号Ｖｄｕｔｙｈが反映される（ステップ２０５）。
そして、系統比率演算回路３１からの選択比率Ｖｄｕｔｙに基づいたＰＷＭ制御により電力変換部を制御することで、コンデンサ５〜７の電気的共振による高調波電圧成分を抑制する。
【００２３】
上記ステップ２０４における補正信号Ｖｄｕｔｙｈの演算内容を表に示すと図９のようになる。相高調波電圧値（Ｖｒｈ、Ｖｓｈ）の極性と絶対値の比較、系統入力電力の極性により合計１６通りのケースに分かれる。
ケース１の場合について説明する。この場合、Ｖｒｈの極性とＶｓｈの極性が共に正であり、系統入力電力の極性も正であることから力行負荷である。また、Ｖｒｈの絶対値の方がＶｓｈよりも大きい。このため、図５で示したようなｒ相に対する仮想中性点電位から見たコンデンサ５０の放電を促すために、ｒ相の選択比率（選択duty）を上昇させるとよい。一方ｓ相についても同様にｓ相の選択比率を上昇させるとよいが、元来ｒ相の選択比率とｓ相の選択比率の和が「１」となるように制御されるため、ｒ相とｓ相の選択比率を同時に上昇させることは不可である。従って優先的にＶｒｈとＶｓｈの絶対値の大きい方、ここではＶｒｈを高調波抑制対象として、ｒ相の選択比率を増加させる。
なお、相高調波電圧値（Ｖｒｈ、Ｖｓｈ、Ｖｔｈ）は各相の電気的共振の振幅を示すものであり、即ち、選択された２相について電気的共振の振幅（絶対値）が大きい方の相の選択比率を、その相における電気的共振を抑制するように補正する。
【００２４】
ケース２では系統入力電力の極性が負であるためｒ相の選択比率を減少させることにより負荷からコンデンサへの充電を抑制してｒ相の高調波電圧成分を抑制する。
ケース３、ケース４ではＶｓｈの絶対値の方が大きいため、ｓ相を選択しケース１、ケース２と同様の動作を行う。
ケース５〜ケース８ではＶｒｈとＶｓｈの極性が共に負であるため、ケース１〜ケース４の場合の選択比率の増加、減少を逆の動作とさせることにより高調波電圧成分を抑制する。
ケース９ではＶｒｈの極性が正でＶｓｈの極性が負であり、かつＶｒｈの絶対値の方が大きいため、ｒ相の高調波電圧成分を抑制対象とする。また、系統入力電力の極性は正であるから、コンデンサの放電を促すべくｒ相の選択比率を増加させる。
ケース１０では系統入力電力の極性が負であるためｒ相の選択比率を減少させることにより負荷からコンデンサへの充電を抑制してｒ相の高調波電圧成分を抑制する。
ケース１１、ケース１２ではＶｓｈの絶対値の方が大きいため、ｓ相を選択しケース９、ケース１０と同様の動作を行う。
ケース１３〜ケース１６ではケース９〜ケース１２に対してＶｒｈとＶｓｈの極性が各々入れ替わるため、ケース９〜ケース１２の場合の選択比率の増加、減少を逆の動作とさせることにより高調波電圧成分を抑制する。
【００２５】
以上のように、系統位相検出回路３０によりｒ相とｓ相を選択した場合について述べたが、他の相を選択した場合も同様である。
なお各ケース１〜１６の選択比率の増加分に対応する補正信号Ｖｄｕｔｙｈは、上述したように図７で示した電流指令ｉ＊に相当し、図９のケース選択動作に従い、交流変換部６１にて電流ｉｍが出力される。ここで電流ｉｍは交流変換部６１に接続される負荷量によりその大きさが決まる。
なお図１で示す電力変換装置の構成では、系統入力電力の極性を検出する回路の図示を省略しているが、例えば系統入力電流を検出し該検出値とコンデンサ５〜７の電圧Ｖｒｓ、Ｖｓｔ、Ｖｔｒとにより入力電力の極性を検出してもよい。またＰＷＭ制御回路３２にて用いる交流出力の指令、即ち、交流変換部の出力における負荷電流や負荷電圧の指令値もしくは検出値から入力電力の極性を検出してもよい。
【００２６】
このように系統電源１に含まれる高調波電圧によりフィルタ回路に発生する電気的共振を抑制することができるため、電気的共振により発生する不要な電流や電圧を抑制することができ歪みのない出力電圧が得られる。また共振により発生する不要な電磁騒音も抑制することができる。
また、系統電源１の２相の選択比率を適宜補正することにより電気的共振を抑制するため、電力変換装置の交流出力指令は変化せず、高調波抑制による歪みの低減効果を得ながらかつ出力電圧には何ら影響を及ぼすことが無く、指令値通りの出力電圧を得ることができる。
またコンデンサ５〜７の電圧Ｖｒｓ、Ｖｓｔ、Ｖｔｒにおける高調波電圧成分を検出して電気的共振を検出するため、高調波電圧成分を抽出するために特別な演算を必要とせず簡便な装置で実現することができる。また抑制対象とする高調波の周波数は任意の次数となり、交流系統の整数次以外の次数（インターハーモニクスなど）の高調波成分についても抑制することができる。
【００２７】
また、選択された２相について電気的共振の振幅（絶対値）が大きい方の相の選択比率を、その相における電気的共振を抑制するように補正するため、その時点で大きい電気的共振を常に抑制することができ、容易で確実に電気的共振を抑制できる。
また、系統電源の各相の電力極性および電気的共振の振幅に基づいて選択比率を補正するため、確実に電気的共振を抑制できる。さらに、補正対象相に対してコンデンサの電圧を調整する電流指令を演算し、この電流指令に応じた選択比率の補正値を演算するため、電気的共振の抑制制御が信頼性よく高精度に実現できる。
【００２８】
また電力変換装置を接続する系統インピーダンスにより、フィルタ回路を構成するリアクトル２〜４に更にインダクタンス成分が重畳され共振周波数が変化しても、制御ブロックは、図７で示すようにフィードバックループ構成であるため自動的に高調波電圧（電気的共振）を抑制することができる。
【００２９】
実施の形態２．
上記実施の形態１では、入力電力の極性に応じて選択比率の補正の処置を選択するものであった。図７における制御器６０は例えば一定ゲインＫ倍といった比例器により構成され、制御器６０の出力であって選択比率の補正信号Ｖｄｕｔｙｈに相当する電流指令ｉ＊は入力電力の大きさに依存しない。これに対し、交流変換部６１が出力する電流ｉｍの大きさは系統入力電力の大きさにより変化するため、常に所望の電流ｉｍとならず、高調波抑制効果は入力電力に依存することになる。
図１０は、この発明の実施の形態２による電力変換装置の構成を示す図であり、図１０（ａ）は主回路構成を、図１０（ｂ）は制御回路構成を示すものである。図１０（ａ）に示す主回路構成は、上記実施の形態１の図１（ａ）で示したものと同様である。図１０（ｂ）に示す制御回路構成については、３０〜３３は上記実施の形態１と同様のもの、７５は入力電力に応じて変化する直流等価電流としての直流電流ｉｄｃを演算する直流電流演算回路、７６は選択した２相に対応する相高調波電圧値および直流電流ｉｄｃに基づき、系統比率演算回路３１での比率に補正信号Ｖｄｕｔｙｈを与える比率演算補正手段としての補正信号発生回路である。
【００３０】
ここで直流電流ｉｄｃとは、例えば図３（ａ）に示す回路では、系統電源１のｒ相とｔ相との間に接続されるスイッチング素子８〜１０、１４〜１６からなる交流変換部の入力側（コンデンサ接続側）を流れる電流である。ｒ相を選択した図３（ａ）の状態とｓ相を選択した図３（ｂ）の状態とは所定の選択比率により互いに切替るが、切替速度は交流変換部に接続される負荷の変動よりも充分早いものとして良く、図３（ａ）、図３（ｂ）のいずれの状態も直流電流ｉｄｃは概同等と見なせる。
直流電流ｉｄｃの検出は、以下のように演算する。まず、ｒ相とｓ相との選択比率に応じた直流電圧ｖｄｃが次式より得られる。
ｖｄｃ＝（Ｖｔｒ・Ｖｒ＋Ｖｓｔ・Ｖｓ）／（Ｖｒ＋Ｖｓ）
入力電力ｐｏｗが既知であると、直流電流ｉｄｃは次式で演算できる。
ｉｄｃ＝ｐｏｗ／ｖｄｃ
なお、Ｖｒ、Ｖｓは系統電源１のｒ相とｓ相の相電圧、Ｖｔｒ、Ｖｓｔはコンデンサ７、６の電圧として検出される線間電圧である。
【００３１】
図１１は補正信号発生回路７６が補正信号Ｖｄｕｔｙｈを出力して高調波を抑制するための制御ブロックを示す。図において、６０は制御器、７１は交流変換部、６２は加算器、６３はコンデンサ、６４は減算器、６５はリアクトル、６６はフィルタ、６７は減算器、６８は制御対象、７０は除算器である。
除算器７０は直流電流演算回路７５に相当し、直流電圧ｖｄｃおよび入力電力ｐｏｗから直流電流ｉｄｃを出力する。上記実施の形態１の図６、図７を用いて説明したように、制御器６０の出力である電流指令ｉ＊が、高調波電圧成分を低減するための指令となる。交流変換部７１は電流指令ｉ＊に従った電流ｉｍを出力するように、交流変換部７１の選択比率が決められる。この場合の選択比率とは、ｒ相を選択する図３（ａ）の状態あるいはｓ相を選択する図３（ｂ）の状態の選択比率に相当する。
【００３２】
ここで、仮想中性点電位からみたｒ相のコンデンサの電圧Ｖｒｎが正極性でありｒ相の高調波電圧（電気的共振）を抑制する場合を考えると、電流指令ｉ＊は電圧Ｖｒｎを低減する方向となる。このｒ相を選択する期間を時間Δｔだけ増加させると、ｒ相の選択期間とｓ相の選択期間との和をＴとしたとき、（Δｔ／Ｔ）・ｉｄｃで求められる電流ｉｍが、電流指令ｉ＊に従ってｒ相に重畳して流れる。これによりｒ相のコンデンサの電圧Ｖｒｎが低減して電気的共振が抑制される。
【００３３】
この実施の形態２においても、上記実施の形態１と同様に、系統電源１の２相の選択比率を適宜補正することによりフィルタ回路に発生する電気的共振を抑制するため、交流系統の整数次以外の次数の高調波成分も抑制でき、このような高調波抑制制御を特別な演算を必要とせず簡便な装置で実現でき、上記実施の形態１と同様の効果を得ることができる。
さらに、制御器６０が出力する電流指令ｉ＊に従って、交流変換部７１の出力電流ｉｍを、直流電流ｉｄｃに基づいて所望の値に制御できるため、入力電力の大きさに関わらず高調波抑制に係る所望の効果を得ることができる。
【００３４】
実施の形態３．
図１２は、この発明の実施の形態３による電力変換装置の構成を示す図であり、図１２（ａ）は主回路構成を、図１２（ｂ）は制御回路構成を示すものである。図１２（ａ）に示す主回路構成は、上記実施の形態１の図１（ａ）で示した構成に、フィルタ回路内のリアクトル２〜４を流れる電流を検出する電流検出器８０〜８２を設けたものである。また、図１２（ｂ）に示す制御回路構成については、３０〜３２、３４は上記実施の形態１と同様のもの、８３は電流検出器８０〜８２で検出した電流値ｉｒ、ｉｓ、ｉｔに基づいて、コンデンサ５〜７に含まれる高調波電圧成分を検出して三相正弦波に基づく仮想中性点電位から見た相高調波電圧値Ｖｒｈ，Ｖｓｈ、Ｖｔｈに変換する高調波検出回路である。
【００３５】
図１３は補正信号発生回路３４が補正信号Ｖｄｕｔｙｈを出力して高調波を抑制するための制御ブロックを示す。図において、６０〜６５、６７、６８は上記実施の形態１の図７で示した同様のもの、６６ａはリアクトル６５を流れる電流ｉｓにおける高調波成分を抽出するフィルタ、８４はフィルタ６６ａの後段に設けられた積分器である。
このようにリアクトル６５を流れる電流ｉｓを検出してフィルタ６６ａにて高調波成分を抽出し、積分器８４を介して高調波電圧を演算する。これがゼロとなるように制御器６０により交流変換部６１の電流指令ｉ＊を与え、コンデンサ６３に電流ｉｍを印加する。この場合、フィルタ６６ａおよび積分器８４が高調波検出回路８３に相当し、高調波検出回路８３は仮想中性点電位から見た相高調波電圧値Ｖｒｈ、Ｖｓｈ、Ｖｔｈを出力する。なお、積分器８４のゲインを構成するＣｆは、コンデンサ５〜７の仮想中性点から見た静電容量である。
【００３６】
この実施の形態３においても、上記実施の形態１と同様に、系統電源１の２相の選択比率を適宜補正することによりフィルタ回路に発生する電気的共振を抑制するため、交流系統の整数次以外の次数の高調波成分も抑制でき、このような高調波抑制制御を特別な演算を必要とせず簡便な装置で実現でき、上記実施の形態１と同様の効果を得ることができる。
また、系統電源１の電流を検出して高調波電圧成分（電気的共振）を検出してこれを抑制するため、上記実施の形態１と同様に容易で確実に電気的共振を検出して抑制できる。また、電気的共振の検出のための電流検出器８０〜８２は、電力変換装置の入力電流過電流保護回路と共通に利用できる。
【００３７】
なお、この実施の形態では、電気的共振の検出に電圧検出器２０〜２２を用いないため、線間電圧Ｖｒｓ、Ｖｓｔ、Ｖｔｒを検出する電圧検出器２０〜２２をコンデンサ５〜７に設ける代わりに、系統電源１とリアクトル２〜４との間に設けても良く、同様の効果が得られる。
【００３８】
また実施の形態２で示した直流電流演算回路７５をこの実施の形態３に適用しても良く、交流変換部の出力電流ｉｍを、直流電流ｉｄｃに基づいて所望の値に制御できるため、入力電力の大きさに関わらず高調波抑制に係る所望の効果を得ることができる。
【００３９】
また、図１４に示すような別例による３相対３相電力変換装置についても上記実施の形態１〜３と同様に、系統電源１における高調波電圧を抑制することができる。図において９０〜９５は双方向の電流が任意にオンオフできるスイッチング素子、９６〜１０１は単方向の電流が任意にオンオフできるスイッチング素子である。このような電力変換装置においても、系統電源１の２相の選択比率を適宜補正することにより、実施の形態１〜３と同様にフィルタ回路に発生する電気的共振を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４０】
【図１】この発明の実施の形態１による電力変換装置の構成図である。
【図２】この発明の実施の形態１による系統位相検出回路および系統比率演算回路の動作を説明するための系統電圧の波形図である。
【図３】この発明の実施の形態１による電力変換装置の制御を説明する等価回路図である。
【図４】この発明の実施の形態１による電気的共振を説明する図である。
【図５】この発明の実施の形態１による電力変換装置のｒ相選択時の等価回路図である。
【図６】この発明の実施の形態１による電力変換装置の相電圧に基づく等価回路図である。
【図７】この発明の実施の形態１による電力変換装置の制御ブロック図である。
【図８】この発明の実施の形態１による電力変換装置の制御を説明するフローチャートである。
【図９】この発明の実施の形態１による電力変換装置の動作選択を示す図である。
【図１０】この発明の実施の形態２による電力変換装置の構成図である。
【図１１】この発明の実施の形態２による電力変換装置の制御ブロック図である。
【図１２】この発明の実施の形態３による電力変換装置の構成図である。
【図１３】この発明の実施の形態３による電力変換装置の制御ブロック図である。
【図１４】この発明の実施の形態３の別例による電力変換装置の構成図である。
【符号の説明】
【００４１】
１  交流電源としての系統電源、２〜４，４１  リアクトル、
５〜７，４２，６３  コンデンサ、８〜１６，９０〜１０１  スイッチング素子、
２０〜２２  電圧検出器、３０  系統位相検出回路、３１  系統比率演算回路、
３２  ＰＷＭ制御回路、３３，８３  高調波検出回路、
３４，７６  比率演算補正手段としての補正信号発生回路、４０  相系統電圧、
４３  電流源、６１，７１  電力変換部としての交流変換部、７５  直流電流演算回路、
８０〜８２  電流検出器、８４  積分器、ｉｄｃ  直流電流、
Ｖｒｈ，Ｖｓｈ，Ｖｔｈ  相高調波電圧値、Ｖｄｕｔｙ  選択比率、
Ｖｄｕｔｙｈ  比率補正信号。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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