(57)【要約】【課題】その出力がディジタル化された信号である被測定回路の絶対遅延時間を高精度で測定する。【解決手段】被測定回路である受信機１へインパルス信号ＳＩを入力し、ディジタル化された出力応答信号ＳＲを第１メモリ１０５へ記録する。次にアップサンプリング演算部１０６により第１メモリ１０５に記録された応答信号をＮ倍（Ｎ＞１）にアップサンプリングして第２メモリ１０７へ格納する。これにより応答信号ＳＲのサンプリング周期の１／Ｎ倍のサンプリング周期の応答信号ＳＲＵが得られ、遅延時間検出部１０８は、この応答ＳＲＵの最大サンプル値をもつアドレス位置と、入力インパルス最大値が受信機１へ入力された時点に対応するアドレス位置との差から受信機１の絶対遅延時間を検出する。【選択図】図１
2007049663.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線周波数帯のアナログ信号を入力し、それを直交検波してディジタルＩ／Ｑ信号に変換し出力するように構成された被測定回路の絶対遅延時間を測定するための絶対遅延時間測定方法であって、基準信号が与えられたときに試験信号生成手段から出力されるところの瞬間的に包絡線電力値が変動する試験信号を被測定回路へ入力し、この試験信号に対する被測定回路の応答信号を、前記基準信号に基づくタイミングを先頭に、第１メモリに１サンプル値づつ順に格納し、次に前記第１メモリに格納された応答信号をその信号のサンプリング周波数のＮ倍（Ｎ＞１の整数）のサンプリング周波数でアップサンプリングし、このアップサンプリングされた応答信号の内、最大もしくは最小の電力値を有するサンプルのタイミングを検出し、この検出したタイミングと前記基準信号に基づく前記先頭タイミングとの差に基づいて被測定回路の絶対遅延時間を算出することを特徴とする絶対遅延時間測定方法。
【請求項２】
無線周波数帯のアナログ信号を入力し、それを直交検波してディジタルＩ／Ｑ信号に変換し、このディジタルＩ／Ｑ信号をＣＰＲＩ符号化手段を用いてＣＰＲＩ規格に基づくＣＰＲＩ信号とし、更にこのＣＰＲＩ信号をシリアル信号に変換して出力するように構成された被測定回路の絶対遅延時間を測定するための絶対遅延時間測定方法であって、
基準信号が与えられたときに試験信号生成手段から出力されるところの瞬間的に包絡線電力値が変動する試験信号を被測定回路へ入力し、この試験信号に対する被測定回路の応答信号を、前記基準信号に基づくタイミングを先頭に、シリアル信号のままで第１メモリに格納し、この格納された応答信号からＣＰＲＩ信号に含まれる特殊信号を検出し、この検出した特殊信号の位置を基準としてＣＰＲＩ復号化可能なシリアル信号をパラレル化したのちＣＰＲＩ復号化手段を用いてディジタルＩ／Ｑ信号に変換し、このディジタルＩ／Ｑ信号をアップサンプリング手段を用いてアンプサンプリングしたのち第２メモリへ格納し、このアップサンプリングされた応答信号のうちの最大もしくは最小の電力値を有するサンプルが格納された第１メモリのアドレスと前記ＣＰＲＩ復号化手段により復号できなかったシリアル信号のビット数とから被測定回路の絶対遅延時間を算出することを特徴とする絶対遅延時間測定方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は絶対遅延時間測定方法に関するもので、とくに受信機へ入力した信号が出力へ現れるまでの絶対遅延時間を測定するのに適した絶対遅延時間測定方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話システムで用いられるＣＤＭＡ２０００方式では、複数の周波数キャリアの各々を直接拡散方式で変調して情報を送信する。複数の周波数キャリアの利用法としては、個々のキャリアを別の情報の伝送に用いるモードと、複数キャリア（３キャリア）を１つの情報源の伝送に用いるモード（マルチキャリアモード）があり、後者は高速データ伝送等に利用される。
【０００３】
ＣＤＭＡ方式の受信機では、複数キャリアの無線周波信号を１つのアンテナで受信して増幅したのち、中間周波数帯の信号に変換してＡ／Ｄ変換器によりディジタル化し、直交検波器で検波してＩ、Ｑ信号とする。これらのＩ、Ｑ信号はベースバンド処理系へと送られる。この受信機の構成で、Ａ／Ｄ変換器のダイナミックレンジ及びサンプリング周波数の制約から、複数キャリアの信号は中間周波帯へ変換されるときにキャリアごとに分離され、キャリアごとに設けられた復調回路で個々にＡ／Ｄ変換され、直交検波される。
【０００４】
上述の受信機を前述のマルチモードで動作させる場合、各キャリア対応の復調回路から出力されるＩ、Ｑ信号は、再びひとまとまりの信号としてベースバンド処理系へ入力することになる。この場合、各復調回路を信号が通過するのに要する時間、即ち各復調回路の絶対遅延時間が異なり、その相対誤差が大きくなるとベースバンド処理系での処理が不可能になる。この誤差の許容範囲としては、ＣＰＲＩ（Common Public Radio Interface）
とよばれる世界規格準拠の規定値「±１０２ｎｓｅｃ＠ｃｄｍａ２０００」が与えられている。またＣＰＲＩ規格では、ＧＰＳ利用の場合の絶対遅延時間の規格「±Ｔｃ／３２」を与えている（Ｔｃ：チップ周期）。
【０００５】
上記のように規定された回路の遅延時間を実現するためには種々の補正方法が用いられるが、その前提として絶対遅延時間そのものを測定により知る必要がある。回路又は信号伝送路の絶対遅延時間の測定方法としては、インパルス信号を測定対象の回路又は信号伝送路へ入力し、その応答のピーク値を検出し、インパルス入力時刻と出力側ピーク検出時刻の時間差を求めるものが一般的であり、例えば音場を対象とした特許文献１、２等に示されている技術がある。
【特許文献１】特開平６−３４７３１９号公報
【特許文献２】特開平８−２０２３９２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
前述したＣＤＭＡ２０００方式の受信機の場合、検波回路出力はディジタル化された信号である。したがってこの回路の絶対遅延時間測定をインパルス応答から検出しようとすると、その応答ピーク点に対応する時刻の計測精度は、ディジタル信号生成時のサンプリング周期により制約される。しかしこのサンプリング周期は通常、扱っている信号の周波数帯域から決められるものであるので、こうして決められたサンプリング周期では所要の精度で時間計測が行えない場合があり、何らかの解決策が求められていた。
【０００７】
本発明は、所要の精度でインパルス応答のピーク出現時刻を検出でき、従って所要の精度で回路又は伝送路の絶対遅延時間を計測できるようにした絶対遅延時間測定方法の提供を目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明は、無線周波数帯のアナログ信号を入力し、それを直交検波してディジタルＩ／Ｑ信号に変換し出力するように構成された被測定回路の絶対遅延時間を測定するための絶対遅延時間測定方法であって、基準信号が与えられたときに試験信号生成手段から出力されるところの瞬間的に包絡線電力値が変動する試験信号を被測定回路へ入力し、この試験信号に対する被測定回路の応答信号を、前記基準信号に基づくタイミングを先頭に、第１メモリに１サンプル値づつ順に格納し、次に前記第１メモリに格納された応答信号をその信号のサンプリング周波数のＮ倍（Ｎ＞１の整数）のサンプリング周波数でアップサンプリングし、このアップサンプリングされた応答信号の内、最大もしくは最小の電力値を有するサンプルのタイミングを検出し、この検出したタイミングと前記基準信号に基づく前記先頭タイミングとの差に基づいて被測定回路の絶対遅延時間を算出することを特徴とする絶対遅延時間測定方法を開示する。
【０００９】
更に本発明は、無線周波数帯のアナログ信号を入力し、それを直交検波してディジタルＩ／Ｑ信号に変換し、このディジタルＩ／Ｑ信号をＣＰＲＩ符号化手段を用いてＣＰＲＩ規格に基づくＣＰＲＩ信号とし、更にこのＣＰＲＩ信号をシリアル信号に変換して出力するように構成された被測定回路の絶対遅延時間を測定するための絶対遅延時間測定方法であって、
基準信号が与えられたときに試験信号生成手段から出力されるところの瞬間的に包絡線電力値が変動する試験信号を被測定回路へ入力し、この試験信号に対する被測定回路の応答信号を、前記基準信号に基づくタイミングを先頭に、シリアル信号のままで第１メモリに格納し、この格納された応答信号からＣＰＲＩ信号に含まれる特殊信号を検出し、この検出した特殊信号の位置を基準としてＣＰＲＩ復号化可能なシリアル信号をパラレル化したのちＣＰＲＩ復号化手段を用いてディジタルＩ／Ｑ信号に変換し、このディジタルＩ／Ｑ信号をアップサンプリング手段を用いてアンプサンプリングしたのち第２メモリへ格納し、このアップサンプリングされた応答信号のうちの最大もしくは最小の電力値を有するサンプルが格納された第１メモリのアドレスと前記ＣＰＲＩ復号化手段により復号できなかったシリアル信号のビット数とから被測定回路の絶対遅延時間を算出することを特徴とする絶対遅延時間測定方法を開示する。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によると、入力試験信号とその出力応答信号の瞬間的に電力値が変化する時間の時間差を絶対遅延時間として計測する方法であって、出力応答信号を被測定回路のサンプリング周波数のＮ倍の周波数でアップサンプリングして上記時間差を求めるので、Ｎ倍の精度で絶対遅延時間を計測できる効果を持つ。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
本発明は、インパルス信号印加時の受信機出力をアップサンプリングすることでインパルスピーク位置検出の精度を向上させるもので、以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
【実施例１】
【００１２】
図１は、本発明の絶対遅延時間測定方法を具備した測定装置の構成例を示すブロック図で、基準信号生成手段１０１、インパルス信号生成手段１０２、信号受信手段１０３、タイミング調整部１０４、第１メモリ１０５、アップサンプリング演算部１０６、第２メモリ１０７、遅延時間検出部１０８から成っている。
【００１３】
図２は、図１の測定装置の動作を示すフローチャート、図３は、遅延時間測定動作の説明図で、これらを用いて、ＣＤＭＡ２０００方式の受信機を例として動作を説明する。まず基準信号生成手段１０１が測定開始のトリガとなる基準信号ＳＯを出力してインパルス信号生成手段１０２及びタイミング調整部１０４へ入力する（ステップ２０１）。タイミング調整部１０４は基準信号ＳＯを受けるとその時点から調整時間だけ遅れたタイミングで第１メモリ１０５のアドレスを０に初期化する（ステップ２０２）。一方、インパルス信号生成手段１０２は、基準信号ＳＯを受けるとインパルス信号ＳＩを出力し、これを測定対象である受信機１へ入力する（ステップ２０３）。ここで受信機１がＣＤＭＡ２０００方式の受信機である場合には、インパルス信号ＳＩはベースバンドのインパルス信号で変調された無線周波信号であり、受信機１の出力はこの無線周波信号を中間周波帯へ変換したのちＡ／Ｄ変換し、直交検波したＩ、Ｑ信号をＣＰＲＩ規格に従ってフレーム化したものである。受信機１は、その信号経路上にＡＧＣの他、ＳＡＷフィルタのような大きな群遅延を有する素子を備えることが多い。信号受信手段１０３はＣＰＲＩインタフェースを備え、このフレーム化されたＩ、Ｑ信号を、ベースバンド応答信号ＳＲとして検出し、これを第１メモリ１０５へ格納する（ステップ２０４）。
【００１４】
ステップ２０３で受信機１へ入力されるインパルス信号ＳＩとステップ２０４で検出されるベースバンド応答信号ＳＲの時間関係を図示したものが図３である。但しインパルス信号ＳＩはここでは無線キャリアを変調するベースバンド信号波形で示しており、この信号ＳＩもベースバンド応答信号ＳＲも模式的な波形表示を行っている。また、インパルス信号ＳＩは理想的にはパルス幅０の信号であるが、実際には０でないパルス幅と有限の周波数帯域幅をもっていて、ピークを中心とする有限時間で定義された時間波形を有する。そしてそのピーク値が受信機１へ印加される時刻をｔ０としており、ベースバンド応答信号ＳＲのピーク値が現れる時刻をｔｍとしている。このとき、時間差Ｔ＝ｔｍ−ｔ０は受信機１の絶対遅延時間となるから、Ｔ＝ｔｍ−ｔ０を検出することで受信機１の絶対遅延時間を測定できる。
【００１５】
この測定をディジタル化された信号で行うためには、まずインパルス信号ＳＩが受信機１へ入力された時刻ｔ０のベースバンド応答信号ＳＲの値が第１メモリ１０５のどのアドレスに格納されているかを知る必要がある。タイミング調整部１０４によるタイミング調整はこのためのもので、例えば、第１メモリ１０５におけるクロックとは非同期に発生する基準信号ＳＯのクロックタイミングとのずれや、信号受信手段１０３の処理時間を前述の調整時間とし、この時間を経過した時点に第１メモリ１０５のアドレスを０に初期化する。これによって基準信号が入力されてからインパルス信号ＳＩがピーク値になるまでの間のサンプル数をＬとすると、メモリアドレスＭ−Ｌに格納されている応答値ＳＲ（Ｍ−Ｌ）は、受信機１へピーク値が入力されてからＭＴｓ時間後に出力された応答値であることがわかる。但しＴｓはベースバンド応答信号のサンプリング周期である。従って、信号受信手段１０３が、上記の遅延時間Ｔよりも長い時間に渡って、応答サンプル値を検出して第１メモリ１０５へ格納すると、第１メモリ１０５のデータを検索して最大応答値を格納しているアドレスを調べれば、遅延時間Ｔを検出できる。
【００１６】
しかしこの測定法では、その時間精度は、前述したように信号のサンプリング周期Ｔｓにより制約され、所定の精度で絶対遅延時間を測定できない場合がある。そこで図１の実施例では、アップサンプリング演算部１０６によって第１メモリ１０５に格納されたベースバンド応答信号ＳＲをアップサンプリングし、アップサンプリングされたベースバンド応答信号ＳＲＵを第２メモリ１０７へ格納する（ステップ２０５）。このアップサンプリング時のサンプリング周波数の倍率をＮとすると、Ｎ倍のアップサンプリング処理は、第１メモリ１０５にサンプリング周期Ｔｓで格納されたベースバンド応答信号ＳＲから、Ｔｓ／Ｎ間隔の時点ごとの応答値を内挿して求めることである。アップサンプリング演算部１０６は例えば、入力サンプル毎にＮ−１個のゼロ信号を挿入するゼロ挿入手段と、アップサンプルにより生じる不要イメージ成分を抑圧する特性を有するＦＩＲフィルタの直列接続により構成される。
【００１７】
遅延時間検出部１０８は、アップサンプリングされた上記のベースバンド応答信号ＳＲＵを検索し、最大電力値を与えるサンプリング値対応のアドレスＭＵを検出し、（ＭＵ／Ｎ−Ｌ）＊Ｔｓを受信機１の絶対遅延時間として算出する（ステップ２０６）。但し、ステップ２０５におけるベースバンド応答信号ＳＲＵの第２メモリへの格納アドレスは、そのアドレス０に第１メモリのアドレス０に格納されたベースバンド応答信号ＳＲのサンプリングが格納されるように適応づけられているものとする。こうして求められる絶対遅延時間は、サンプリング周期が１／Ｎになった信号からの検出であるから精度がＮ倍となる。従って目的に応じて適当なアップサンプリングの倍率Ｎを用いれば、所要精度での絶対遅延時間測定が可能となる。
【００１８】
図４は、他の実施形態に係るインパルス信号ＳＩ’とべ一スバンド応答信号ＳＲ’の時間波形である。本実施形態では、インパルス信号ＳＩ’は一定振幅部分と、それ以下の振幅を有する負のピーク状部分とからなり、負のピーク状部分における瞬時電力の最小値は例えば０である。このような信号を逆インパルス信号と呼ぶことにする。インパルス信号ＳＩ’は無線周波数帯で変調されたアナログ信号となって、インパルス信号生成手段１０２（例えば市販の信号発生器）から出力される。無線周波数帯では、連続波があるタイミングで急激に振幅が減少し、すぐに元の振幅に戻るような波形となる。インパルス信号生成手段１０２の内部サンプリング周期は、測定しようとする遅延時間の精度と同等かそれ以下が望ましく、例えば１０ｎｓである。
【００１９】
このような逆インパルス信号を用いた場合、構成において、遅延時間検出部１０８が、瞬時電力つまりＩ相及びＱ相の自乗和の最小値を探索する点で先の実施形態と異なり、その他は同一でよい。また逆インパルス信号を用いることによって、受信機のＡＧＣ（自動電力制御）の挙動を考慮しなくて済むようになる。またピークの頂点の位置がぶれにくく、実際の無線信号における遅延時間により近い値が得られる。
【００２０】
またインパルス信号ＳＩないしＳＩ’としては、図３、４に示したような３角形状の時間波形のものに限らない。望ましくは、被測定回路である受信機の有するルートナイキストフィルタのインパルス応答に相当する波形であるが、帯域制限は必ずしも必須ではなく、試験信号の生成を簡素化したい場合、瞬間的に電力値が変動する信号であれば、ステップ関数等を含め任意のものを用いてよい。瞬間的に電力が変動する信号とは、目安として例えば、その信号の周波数スペクトルのピークが、受信機の有するナイキスト帯域幅の半分に相当する周波数と同等かそれ以上の周波数に位置するような信号である。
【実施例２】
【００２１】
次に、本発明の第２の実施例を説明する。近年、ＣＰＲＩ規格を用いた無線部のリモート化が進んでいて、基地局と無線部の物理的接続方法としてＳｅｒＤｅｓ（Serializer/Deserializer）を使用したものが推奨されている。そこでＳｅｒＤｅｓを用いた場合の図１（第１の実施例）の構成をより詳しく書くと図５となる。
【００２２】
図５は、図１の受信機１と信号受信手段１０３の部分の、ＳｅｒＤｅｓを用いた詳細構成を示しており、他の部分は図１と同じである。図５受信機１内のアナログ処理部１１は無線周波信号を中間周波信号へ変換し、Ａ／Ｄ変換器１２は中間周波信号をディジタル化する。ディジタル処理部１３は、ディジタル化された中間周波信号を直交検波してディジタルＩ，Ｑ信号を生成し、これをさらに、デシメーションフィルタリングしてサンプル数を減らしている。ＣＰＲＩ  Ｆｏｒｍａｔｌｅｒ１４は、ディジタルＩ，Ｑ信号をＣＰＲＩ規格に従ってフレーム化する。
【００２３】
受信機１内のここまでの動作は図１の説明に関連して前述したものであり、こうして生成される信号のフォーマットが図６に示されている。すなわち１６個づつの情報が１つのブロックを形成し、１６個のブロック（２５６情報）で１フレームを形成している。各ブロックの先頭の情報は特殊信号又は特殊信号とは異なるコントロール信号であり、特殊信号はフレームの先頭ブロックのみに、他のブロックにはコントロール信号がセットされている。各ブロックの先頭を除いた１５個の情報の各々が送信データを送るためのスロットになっている。また１つの情報は１６ビットから成り、１データのＩ，Ｑ成分８ビットづつに対応している。上記特殊信号としては、”ＩＥＥＥ  Ｓｔｄ  ８０２．３−２００２”においてＫ２８．５信号、Ｋ２８．０信号、Ｋ２８．１信号等が定められている。
【００２４】
受信機１内でＣＰＲＩフォーマットに変換された信号はＳｅｒＤｅｓ１５によって８ｂ／１０ｂ符号化され、シリアル信号として出力される。すなわち図６の各情報のＩ，Ｑ成分それぞれ８ビットが１０ビットに変換され、１情報が２０ビットのシリアル信号として出力される。
【００２５】
遅延時間測定のための信号受信手段１０３では、受信機１に接続される実システムの基地局と同様に、シリアル信号受信のインタフェースとしてＳｅｒＤｅｓ１０３１を用いてパラレル信号に変換し、ＣＰＲＩ  Ｄｅｃｏｒｄｅｒ１０３２によりＣＰＲＩフレームを複号してインパルス信号ＳＩ入力に対するベースバンド応答信号ＳＲを検出し、第１メモリ１０５へ格納する。これ以後の遅延時間検出動作は図１で説明したとおりである。
【００２６】
以上の図５のＳｅｒＤｅｓインタフェースを用いた構成の場合、タイミング調整部１０４に於ける調整時間の大部分は信号受信手段１０３の処理時間であり、これはＳｅｒＤｅｓ１０３１とＣＰＲＩ  Ｄｅｃｏｒｄｅｒ１０３２の処理時間の和で決まる。ところがＳｅｒＤｅｓは製造ばらつきによってその処理時間がかなりばらついており、また同一ＳｅｒＤｅｓであっても、電源を（オフ状態から）オンするごとに、その処理時間が変わるという性質がある。これらの処理時間のばらつきは、例えばテキサスインスツルメント社の”ＴＬＫ１５０１”（０．６〜１．５Ｇｂｐｓのデータ速度）の場合、送信時（図５のＳｅｒＤｅｓ１５の場合）の処理時間が３４〜３８クロック（＠１．２２８８ＧＨｚ）、受信時（図５のＳｅｒＤｅｓ１０３１の場合）の処理時間が７６〜１０７クロック（＠１．２２８８Ｇｈｚ）の範囲でばらつく。この場合ＳｅｒＤｅｓ１０３１の処理時間は３２クロック≒２６ｎｓのばらつきとなり、このばらつきをそのままにして調整時間を設定すると、測定した受信機の絶対遅延時間が同じ量だけの誤差を持ちうることになる。
【００２７】
一方、ＣＰＲＩ規格では受信機を含む信号路の遅延偏差は±１／１６ｃｈｉｐ≒±１６ｎｓ（１ｃｈｉｐ＝１／３．８４ＭＨｚ）以内とされているから、受信機だけで２６ｎｓの遅延時間誤差があると３２−２６＝６ｎｓしか他の部分のマージンが残らない。これでは実際上ＣＰＲＩ準拠の装置を製作できなくなる。
【００２８】
本発明の第２の実施例は上記のようなＳｅｒＤｅｓを用いて基地局と接続するようにした受信機の絶対遅延時間を正確に測定できるようにした、絶対遅延時間測定方法を開示したもので、図７はこの測定方法を具備した測定装置の構成例を示すブロック図である。この装置と図５の構成の主な相違点は、図５では受信機１から出力されるシリアル信号を信号受信手段１０３でパラレル化し、ＣＰＲＩ  Ｄｅｃｏｒｄｅｒで復号化したベースバンド信号を第１メモリ１０５へ格納しているのに対し、図７では受信機１からのシリアル信号をそのままデータ取得手段７１により第１メモリ７１１へ格納し、シリアル信号のパラレル化及びＣＰＲＩ復号化を第１メモリからよみ出したシリアル信号に対して行っている点である。なお、このパラレル化の処理をＳｅｒＤｅｓを用いずにパソコン７２のプログラム処理で行っている点も図５の構成とは異っている。
【００２９】
データ取得手段７１としては例えば高速オシロなどを用いる。この手段により第１メモリ７１１に格納されるシリアル信号は、前述のように１０ビット長の特殊信号、コントロール信号、あるいはデータのＩ成分またはＱ成分に対応している。この様子は図８に示されている。但しこの図８では特殊信号はＫ２８．５信号としている。そこでまずパソコン７２の特殊信号検索プログラム７２１は、特定のパターンをもつ特殊信号を検索し、シリアル／パラレル変換プログラム７２２は検出された特殊信号を基準位置としてシリアル信号を１０ビットづつ読み出し、これをパラレル信号とする。８ｂ／１０ｂ復号プログラム７２３は、１０ビットパラレル信号を８ビットパラレル信号に変換するが、この処理は８ｂ／１０ｂ変換のテーブルを利用する。以上の特殊信号検索から８ｂ／１０ｂ復号までのプログラム処理は、図５の信号受信手段１０３内のＳｅｒＤｅｓ１０３１の処理機能に対応したもので、受信機１出力のＣＰＲＩフォーマット信号が得られる。
【００３０】
パソコン７２内の続く処理は、第１メモリの設置位置と格納情報の内容を別として、図５の場合と同様である。即ちＣＰＲＩ  Ｄｅｃｏｒｄｅｒプログラム７２４は図５のＣＰＲＩ  Ｄｅｃｏｒｄｅｒ１０３２に対応し、アップサンプルプログラム７２５及びフィルタリングプログラム７２６は図５のアップサンプリング演算部１０６に対応し、第２メモリ７２７は図５の第２メモリ１０７に対応し、さらに遅延時間検出プログラム７２８は図５の遅延時間検出部１０８に対応している。
【００３１】
以下、この図７に示した第２の実施例に於ける遅延時間検出動作を説明する。図９はこの動作のフローチャートである。まず基準信号生成手段１０１が測定開始のトリガとなる基準信号ＳＯを出力してインパルス生成手段１０２及びデータ取得手段７１へ入力する（ステップ９０１）。データ取得手段７１では、この基準信号ＳＯ入力のタイミングで第１メモリ７１１のアドレスを０に初期化し、受信機１出力情報の格納を開始し（ステップ９０２）、インパルス生成手段１０２はインパルス信号ＳＩを出力し、受信機１へ入力する（ステップ９０３）。ここで第１メモリ７１１はシリアル信号を格納するものであるので、実際のメモリとしては例えば１アトレス１バイトとなっていても、シリアルデータの何ビット目かを認識するためのソフトウェア処理機能をもっているものとする。また、インパルス信号ＳＩは図１の場合と同様とする。こうして受信機１へ入力された図３あるいは図４のようなインパルス信号ＳＩに対する受信機１のシリアル応答信号が第１メモリに格納される（ステップ９０４）。
【００３２】
パソコン７２内の特殊信号検索プログラム７２１は、第１メモリ７１１に格納されたシリアル信号を順次チェックして特殊信号を検出し、その検出位置、即ち第１メモリのアトレス０から見て何ビット目かをシリアル／パラレル変換プログラム７２２及び遅延時間検出プログラム７２８へ知らせる（ステップ９０５）。シリアル／パラレル変換プログラム７２２はこの特殊信号の検出位置を参照して、第１メモリのデータを１ブロック分（１ブロックは１６個の信号の各部が２０ビットで構成されている。図８参照）づつに区切り、さらにその中の１０ビットづつをパラレル化する。（ステップ９０６）。８ｂ／１０ｂ復号プログラム７２３は、このパラレル化された１０ビットごとのデータをテーブルを利用して８ビットデータに変換し、ＣＰＲＩフォーマットの信号を生成する（ステップ９０７）。
【００３３】
このＣＰＲＩフォーマットの信号はＣＰＲＩ  ｄｅｃｏｒｄｅｒ７２４によってベースバンド信号に変換され（ステップ９０８）、アップサンプリング処理され、第２メモリ７２７へ格納される（ステップ９０９）。但し、当面の説明を簡単にするために、アップサンプリング７２５及びフィルタリングプログラム７２６によるアップサンプリング処理は行われず、ＣＰＲＩ復号されたベースバンド信号が直接第２メモリへ格納されるものとする。
【００３４】
図１０は第２メモリに格納されるデータをＣＰＲＩフォーマットされた形で示している。ＣＰＲＩ信号は特殊信号又はコントロール信号を先頭にもつブロック単位で復号されるが、基準信号ＳＯに同期してアトレス０から第１メモリ７１１に格納されるシリアル信号は特殊信号又はコントロール信号とは限らないから、一般には第１メモリ７１１のアトレス０からｘビット分はＣＰＲＩ復号されない。ここでｘは
【００３５】
〔数１〕
ｘ＜１ブロック相当のシリアルデータ長
＝２０ビット×１６＝３２０ビット
【００３６】
ＣＰＲＩ復号化されるのはシリアル信号のｘ＋１ビット目以降であり、これが第２メモリ７２７へベースバンド信号となって格納される。遅延時間検出プログラム７２８は、この第２メモリ７２７に格納されたベースバンド信号、即ち入力インパルス信号ＳＩに対する受信機１の応答信号をしらべてそれが最大（又は最小）値となる位置を検出する。そしてその位置と上記のＣＰＲＩ復号されなかったシリアル信号のビット長ｘとから、受信機１の絶対遅延時間を以下のようにして検出する（ステップ９１０）。
【００３７】
まず第２メモリ７２７に格納されるベースバンド信号は、受信機１のＡ／Ｄ変換器１２でディジタル化され、ディジタル処理部１３で直交変換されたＩ，Ｑ信号に対応する出力信号であって、かつ図９で説明したように復号不能なｘビットを除いたシリアル信号から復号したものである。そこでまずこの復号されたＩ，Ｑ信号を直交復調して各サンプリング点の振巾を求め、その振巾が最大（又は最小）となるサンプリング点の位置Ｐ（何番面のサンプル値か）を求める。この最大（又は最小）となる振巾は図３（又は図４）のようなインパルス入力に対する応答信号のピーク位置であり、この時間位置ｔmは、基準信号ＳＯ出力時刻を０とすると図１０に示したように
【００３８】
〔数２〕
ｔm＝Ｐ・Ｔs＋ｔ1
である。
【００３９】
但しＴｓはサンプリング周期であってディジタル処理部１４でデシメーション処理によって低減されたサンプリングレートの周期である。またｔ1はＣＰＲＩ復号が開始された時刻である。時刻ｔ1は復調できなかったシリアル信号ｘビット分の時間長であるからシリアル信号の周期をＴssとすると
【００４０】
〔数３〕
ｔ1  ＝ｘ・Ｔss
【００４１】
この〔数３〕を〔数２〕へ代入することによってピーク時間位置ｔmが求められる。ところで第１の実施例の場合と同様に基準信号ＳＯの出力時刻からインパルス信号ＳＩがピークになるまでの時間をｔRとすると、時間ｔmからｔRを差し引いた値が受信機１の絶対遅延時間Ｔとして求められる。
【００４２】
〔数４〕
Ｔ＝ｔm−ｔR＝Ｐ・Ｔs＋ｘ・Ｔss−ｔR
【００４３】
例えばｔＲ＝１０ｎｓ、復号できないシリアル信号のビット数ｘ＝１５０ビット、シリアル信号のビット周期Ｔss＝１／１．２２８８ＧＨｚ、ピーク位置がＰ＝１００サンプル目にみつかったとする。このとき、シリアル信号の２０ビットが１サンプルに相当するから、サンプリング周期Ｔs＝２０Ｔssとすると〔数４〕から
【００４４】
〔数５〕
Ｔ＝（１００×２０＋１５０）／１．２２８８ＧＨｚ−１０ｎｓ≒１．７４μｓ
である。
【００４５】
このようにして遅延時間Ｔの検出が行えるが、ここまでの説明ではステップ９０９におけるアップサンプリングはないものとした。このため第２メモリに於けるピーク位置の誤差はサンプリング周期Ｔs以下となり、遅延時間Ｔの検出誤差もＴs以下となる。ステップ９０９におけるアップサンプリング処理はこの精度向上を目的としたもので、この動作は第１の実施例の場合と同様であって、Ｎ倍にアップサンプリングすることで検出誤差はＴｓ／Ｎ以下とすることができる。
【００４６】
以上に説明した第２の実施例によると、第１の実施例のように受信機１のシリアル出力をＣＰＲＩ復号してから第１メモリへ格納するのではなく、シリアル出力を直接第１メモリへ格納し、この格納情報からピーク位置を検出している。従って第１の実施例が信号受信手段１０３（図５）の処理時間分を検出遅延時間から差し引くという補正処理（タイミング調整部）を必要としているのに対して、第２の実施例ではこのような補正処理を全く必要としない。従って、信号受信手段１０３がもつ処理時間のばらつきや変化のために生じる遅延時間の検出誤差は殆どなくすことができ、受信機を含む実システムの遅延時間の誤差配分に対するマージンを十分にとることができるようになる。
【００４７】
以上の説明ではＣＤＭＡ２０００対応の受信機を例として本発明を説明したが、被測定回路の出力信号が当該回路で扱う信号の周波数帯域巾等に対応したサンプリング周波数でディジタル化されたものであれば、本発明が適用できることは明らかである。
【図面の簡単な説明】
【００４８】
【図１】本発明の絶対遅延時間測定方法を具備した測定装置の第１の実施例を示すブロック図である。
【図２】図１の装置の動作を示すフローチャートである。
【図３】インパルス波形を用いた遅延時間測定の説明図である。
【図４】逆インパルス波形を用いた遅延時間測定の説明図である。
【図５】ＳｅｒＤｅｓを用いた受信機の遅延時間検出系の構成例である。
【図６】ＣＰＲＩ符号化されたＩ，Ｑデータ説明図である。
【図７】本発明の絶対遅延時間測定方法を具備した測定装置の第２の実施例を示すブロック図である。
【図８】シリアル信号の説明図である。
【図９】第２の実施例に於いて第２メモリに格納される信号の説明図である。
【図１０】ＣＰＲＩフォーマット例を示す図である。
【符号の説明】
【００４９】
１    受信機
１０１    基準信号生成手段
１０２    インパルス信号生成手段
１０３    信号受信手段
１０４    タイミング調整部
１０５    第１メモリ
１０６    アップサンプリング演算部
１０７    第２メモリ
１０８    遅延時間検出部
７１１    第１メモリ
７２    パソコン
７２１    特殊信号検索プログラム
７２２    シリアル／パラレル変換プログラム
７２３    ８ｂ／１０ｂ復号プログラム
７２４    ＣＰＲＩ  Ｄｅｃｏｒｄｅｒプログラム
７２５    アップサンプルプログラム
７２６    フィルタリングプログラム
７２７    第２メモリ
７２８    遅延時間検出プログラム
【図１】
2007049663.tif 000003
【図２】
2007049663.tif 000004
【図３】
2007049663.tif 000005
【図４】
2007049663.tif 000006
【図５】
2007049663.tif 000007
【図６】
2007049663.tif 000008
【図７】
2007049663.tif 000009
【図８】
2007049663.tif 000010
【図９】
2007049663.tif 000011
【図１０】
2007049663.tif 000012