(57)【要約】【課題】ＯＦＤＭ受信においてガードインターバル長を超える遅延広がりをもつ伝送路等では遅延時間がＧＩ長を超えたところから急激に干渉電力が大きくなり、ゆえに受信信号の各キャリアのＣＮが劣化し、伝送路推定の精度が劣化する【解決手段】第１及び第２のＤＦＴ手段によるＤＦＴ結果に基づき伝送路特性を推定する第１及び第２の伝送路推定手段（５Ａ、５Ｂ）と、第１の伝送路推定手段（５Ａ）による伝送路推定結果と第２の伝送路推定手段（５Ｂ）による伝送路推定の結果の位相を同位相にする同相化手段（１６）と、同相化手段の２つの出力を合成する伝送路推定合成手段（７）と、伝送路推定合成手段（７）の出力に基づき、第１のＤＦＴ手段（４Ａ）の出力のキャリア等化を行なう等化手段（８）とを備える。【選択図】図１
2007318479.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ガードインターバルを持つＯＦＤＭ信号を受信する受信装置であって、
受信した時間ドメイン信号に対しＤＦＴを行う第１及び第２のＤＦＴ手段と、
前記第１及び第２のＤＦＴ手段におけるＤＦＴ領域を制御するＤＦＴ窓制御手段と、
それぞれ前記第１及び第２のＤＦＴ手段によるＤＦＴ結果に基づき伝送路特性を推定する第１及び第２の伝送路推定手段と、
前記第１の伝送路推定手段による伝送路推定結果と前記第２の伝送路推定手段による伝送路推定の結果を同位相にする同相化手段と、
前記第１の伝送路推定手段による伝送路推定結果と、前記同相化手段の出力とを合成する伝送路推定合成手段と、
前記第１のＤＦＴ手段によるＤＦＴ結果と、前記伝送路推定合成手段による伝送路推定合成結果とによりキャリアの等化を行なう等化手段と
を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
【請求項２】
前記伝送路推定手段の各々が、
対応するＤＦＴ手段によるＤＦＴ結果からパイロット信号を抽出し、抽出したパイロット信号を既知の値で除算することにより、該パイロット信号についての伝送路の推定を行うパイロット伝送路推定手段と、
前記パイロット伝送路推定手段によるパイロット信号についての伝送路推定結果を元データとして時間方向の内挿を行う時間内挿手段と、
前記時間内挿手段の出力を元データとしてキャリア方向の内挿を行うキャリア内挿手段と
を有することを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置。
【請求項３】
ガードインターバルを持つＯＦＤＭ信号を受信する受信装置であって、
受信した時間ドメイン信号に対しＤＦＴを行う第１及び第２のＤＦＴ手段と、
前記第１及び第２のＤＦＴ手段におけるＤＦＴ領域を制御するＤＦＴ窓制御手段と、
それぞれ前記第１及び第２のＤＦＴ手段によるＤＦＴ結果に基づき、受信した信号中のパイロット信号と同じキャリアのすべてのシンボルについて伝送路特性を推定する第１及び第２の伝送路推定手段と、
前記第１の伝送路推定手段による伝送路推定結果と前記第２の伝送路推定手段による伝送路推定の結果を同位相にする同相化手段と、
前記第１の伝送路推定手段による伝送路推定結果と、前記同相化手段の出力とを合成する伝送路推定合成手段と、
前記伝送路推定合成手段による合成の結果を元データとして、キャリア方向の内挿を行ってすべてのキャリアについての伝送路推定結果を出力するキャリア内挿手段と、
前記第１のＤＦＴ手段によるＤＦＴ結果と、前記キャリア内挿手段から出力される伝送路推定結果とによりキャリアの等化を行なう等化手段と
を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
【請求項４】
前記伝送路推定手段の各々が、
対応するＤＦＴ手段によるＤＦＴ結果からパイロット信号を抽出し、抽出したパイロット信号を既知の値で除算することにより、該パイロット信号についての伝送路の推定を行うパイロット伝送路推定手段と、
前記パイロット伝送路推定手段によるパイロット信号についての伝送路推定結果を元データとして時間方向の内挿を行う時間内挿手段とを有することを特徴とする請求項３に記載のＯＦＤＭ受信装置。
【請求項５】
前記ＤＦＴ窓制御手段は、受信した時間ドメイン信号に基づき、
先行波のシンボル先頭位置を示す情報を前記第１のＤＦＴ手段に供給し、
遅延波のガードインターバル先頭位置を示す情報を前記第２のＤＦＴ手段に供給し、
前記先行波のシンボル先頭位置と、前記遅延波のガードインターバル先頭位置との時間差を示す情報を前記同相化手段に供給し、
前記第１のＤＦＴ手段は、前記先行波のシンボル先頭位置にＤＦＴを開始し、
前記第２のＤＦＴ手段は、前記遅延波のガードインターバル先頭位置にＤＦＴを開始し、
前記同相化手段は、前記先行波のシンボル先頭位置と前記遅延波のガードインターバル先頭位置との時間差に対応する量だけ移相を行う
ことを特徴とする請求項１又は３に記載のＯＦＤＭ受信装置。
【請求項６】
受信した信号に応じて合成係数を生成して出力する合成係数制御手段をさらに備え、
前記伝送路推定合成手段が、前記合成係数制御手段から供給された合成係数を用いて前記合成を行う
ことを特徴とする請求項１又は３に記載のＯＦＤＭ受信装置。
【請求項７】
前記合成係数制御手段が、前記第１及び第２のＤＦＴ手段によりＤＦＴが行われるＤＦＴ領域で、ガードインターバルによる相関を持つ区間の一部における相関の強さに応じた合成係数を生成する
ことを特徴とする請求項６に記載のＯＦＤＭ受信装置。
【請求項８】
前記第１及び第２の伝送路推定手段の少なくとも一方の伝送路推定結果に基づき、受信した信号の遅延プロファイルを生成する遅延プロファイル生成手段をさらに備え、
前記合成係数制御手段が、前記遅延プロファイル生成手段によるプロファイル生成の結果より、それぞれのＤＦＴ領域にかかるプロファイルの大きさに応じた合成係数を生成する
ことを特徴とする請求項６に記載のＯＦＤＭ受信装置。
【請求項９】
前記第１及び第２のＤＦＴ手段によるＤＦＴ結果におけるパイロットキャリアに該当するキャリアのＤＦＴ結果と既知である該当パイロットキャリア位置との距離の大きさの、任意のサンプル数わたる総和を取る等価ＣＮ値検出手段をさらに備え、
前記合成係数制御手段が、前記等価ＣＮ値検出手段により検出されたＣＮ値の大きさに応じた合成係数を生成する
ことを特徴とする請求項６に記載のＯＦＤＭ受信装置。
【請求項１０】
ガードインターバルを持つＯＦＤＭ信号を受信する受信装置であって、
受信した時間ドメイン信号に対しＤＦＴを行う第１及び第２のＤＦＴ手段と、
前記第１及び第２のＤＦＴ手段におけるＤＦＴ領域を制御するＤＦＴ窓制御手段と、
それぞれ前記第１及び第２のＤＦＴ手段によるＤＦＴ結果に基づき伝送路特性を推定する第１及び第２の伝送路推定手段と、
前記第１の伝送路推定手段による伝送路推定結果と第２の伝送路推定手段による伝送路推定結果を同位相にするため、前記第２の伝送路推定手段による伝送路推定の結果を移相する第１の移相手段と、
前記第１の伝送路推定手段による伝送路推定結果と第２の伝送路推定手段による伝送路推定結果を同位相にするため、前記第１の伝送路推定手段による伝送路推定の結果を移相する第２の移相手段と、
前記第１の伝送路推定手段による伝送路推定結果と前記第１の移相手段による移相結果とを合成する第１の伝送路推定合成手段と、
前記第２の伝送路推定手段による伝送路推定結果と前記第２の移相手段による移相結果とを合成する第２の伝送路推定合成手段と、
前記第１のＤＦＴ手段によるＤＦＴ結果と、前記第１の伝送路推定合成手段による伝送路推定合成結果よりキャリアの等化を行なう第１の等化手段と、
前記第２のＤＦＴ手段によるＤＦＴ結果と、前記第２の伝送路推定合成手段による伝送路推定合成結果よりキャリアの等化を行なう第２の等化手段と、
前記第１及び第２の等化手段による等化の結果を合成する等化合成手段と
を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
【請求項１１】
前記伝送路推定手段の各々が、
対応するＤＦＴ手段によるＤＦＴ結果からパイロット信号を抽出し、抽出したパイロット信号を既知の値で除算することにより、該パイロット信号についての伝送路の推定を行うパイロット伝送路推定手段と、
前記パイロット伝送路推定手段によるパイロット信号についての伝送路推定結果を元データとして時間方向の内挿を行う時間内挿手段と、
前記時間内挿手段の出力を元データとしてキャリア方向の内挿を行うキャリア内挿手段と
を有することを特徴とする請求項１０に記載のＯＦＤＭ受信装置。
【請求項１２】
ガードインターバルを持つＯＦＤＭ信号を受信する受信装置であって、
受信した時間ドメイン信号に対しＤＦＴを行う第１及び第２のＤＦＴ手段と、
前記第１及び第２のＤＦＴ手段におけるＤＦＴ領域を制御するＤＦＴ窓制御手段と、
それぞれ前記第１及び第２のＤＦＴ手段によるＤＦＴ結果に基づき、受信した信号中のパイロット信号と同じキャリアのすべてのシンボルについて伝送路特性を推定する第１及び第２の伝送路推定手段と、
前記第１の伝送路推定手段による伝送路推定結果と前記第２の伝送路推定手段による伝送路推定の結果を同位相にするため、前記第２の伝送路推定手段による伝送路推定の結果を移相する第１の移相手段と、
前記第１の伝送路推定手段による伝送路推定結果と前記第２の伝送路推定手段による伝送路推定の結果を同位相にするため、前記第１の伝送路推定手段による伝送路推定の結果を移相する第２の移相手段と、
前記第１の伝送路推定手段による伝送路推定結果と前記第１の移相手段による移相結果とを合成する第１の伝送路推定合成手段と、
前記第２の伝送路推定手段による伝送路推定結果と前記第２の移相手段による移相結果とを合成する第２の伝送路推定合成手段と、
前記第１の伝送路推定合成手段による合成の結果を元データとして、キャリア方向の内挿を行ってすべてのキャリアについての伝送路推定結果を出力する第１のキャリア内挿手段と、
前記第２の伝送路推定合成手段による合成の結果を元データとして、キャリア方向の内挿を行ってすべてのキャリアについての伝送路推定結果を出力する第２のキャリア内挿手段と、
前記第１のＤＦＴ手段によるＤＦＴ結果と前記第１のキャリア内挿手段から出力される伝送路推定結果よりキャリアの等化を行なう第１の等化手段と、
前記第２のＤＦＴ手段によるＤＦＴ結果と前記第２のキャリア内挿手段から出力される伝送路推定結果よりキャリアの等化を行なう第２の等化手段と、
前記第１及び第２の等化手段による等化の結果を合成する等化合成手段と
を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
【請求項１３】
前記伝送路推定手段の各々が、
対応するＤＦＴ手段によるＤＦＴ結果からパイロット信号を抽出し、抽出したパイロット信号を既知の値で除算することにより、該パイロット信号についての伝送路の推定を行うパイロット伝送路推定手段と、
前記パイロット伝送路推定手段によるパイロット信号についての伝送路推定結果を元データとして時間方向の内挿を行う時間内挿手段とを有する
ことを特徴とする請求項１２に記載のＯＦＤＭ受信装置。
【請求項１４】
前記ＤＦＴ窓制御手段は、受信した時間ドメイン信号に基づき、
先行波のシンボル先頭位置を示す情報を前記第１のＤＦＴ手段に供給し、
遅延波のガードインターバル先頭位置を示す情報を前記第２のＤＦＴ手段に供給し、
前記先行波のシンボル先頭位置と、前記遅延波のガードインターバル先頭位置との時間差を示す情報を前記第１及び第２の移相手段に供給し、
前記第１のＤＦＴ手段は、前記先行波のシンボル先頭位置にＤＦＴを開始し、
前記第２のＤＦＴ手段は、前記遅延波のガードインターバル先頭位置にＤＦＴを開始し、
前記第１及び第２の移相手段は、前記先行波のシンボル先頭位置と前記遅延波のガードインターバル先頭位置との時間差に対応する量だけ移相を行う
ことを特徴とする請求項１０又は１２に記載のＯＦＤＭ受信装置。
【請求項１５】
受信した信号に応じて合成係数を生成して出力する合成係数制御手段をさらに備え、
前記伝送路推定合成手段が、前記合成係数制御手段から供給された合成係数を用いて前記合成を行う
ことを特徴とする請求項１０又は１２に記載のＯＦＤＭ受信装置。
【請求項１６】
前記合成係数制御手段が、前記第１及び第２のＤＦＴ手段によりＤＦＴが行われるＤＦＴ領域で、ガードインターバルによる相関を持つ区間の一部における相関の強さに応じた合成係数を生成する
ことを特徴とする請求項１５に記載のＯＦＤＭ受信装置。
【請求項１７】
前記第１及び第２の伝送路推定手段の少なくとも一方の伝送路推定結果に基づき、受信した信号の遅延プロファイルを生成する遅延プロファイル生成手段をさらに備え、
前記合成係数制御手段が、前記遅延プロファイル生成手段によるプロファイル生成の結果より、それぞれのＤＦＴ領域にかかるプロファイルの大きさに応じた合成係数を生成する
ことを特徴とする請求項１５に記載のＯＦＤＭ受信装置。
【請求項１８】
前記第１及び第２のＤＦＴ手段によるＤＦＴ結果におけるパイロットキャリアに該当するキャリアのＤＦＴ結果と既知である該当パイロットキャリア位置との距離の大きさの、任意のサンプル数わたる総和を取る等価ＣＮ値検出手段をさらに備え、
前記合成係数制御手段が、前記等価ＣＮ値検出手段により検出されたＣＮ値の大きさに応じた合成係数を生成する
ことを特徴とする請求項１５に記載のＯＦＤＭ受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＯＦＤＭ受信装置に関し、特に複数のフーリエ変換（ＤＦＴ）結果を用いた伝送路推定結果を合成することで伝送路推定の精度を向上し受信性能を向上させるＯＦＤＭ復調技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
ガードインターバル長以上の遅延広がりをもつ伝送路又はガードインターバル長以上の時間差のあるＳＦＮ波環境で受信する場合、フーリエ変換結果には所望キャリア以外の妨害成分が混在し、ＣＮ比が悪くなるという問題がある。この点については例えば非特許文献１に記載されている。
【０００３】
【非特許文献１】ディジタル放送／移動通信のためのＯＦＤＭ変調技術（トリケップス社）
【０００４】
従来のＯＦＤＭ復調技術は、アンテナ素子からの信号に対してダウンコンバータを行ないＡＤ変換を行ない、例えばビットタイミングリカバリ（Ｂｉｔ  Ｔｉｍｉｎｇ  Ｒｅｃｏｖｅｒｙ）等によりＤＦＴ窓位置を制御し、ＤＦＴ結果に対してスキャッタードパイロット（ＳＰ）による伝送路推定を行ない、伝送路結果とＤＦＴ結果より等化し、誤り訂正及び多値ＱＡＭなど各キャリアのディジタル復調を行なうことでＯＦＤＭ復調を行なっている。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ＧＩ（ガードインターバル）長以上の遅延広がりをもつ伝送路又はＧＩ長以上の時間差のあるＳＦＮ（ｓｉｎｇｌｅ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｎｅｔｗｏｒｋ）波環境で受信する場合、遅延時間がＧＩ長を超えたところから急激に干渉電力が大きくなり、ゆえに受信信号の各キャリアのＣＮが劣化する為、伝送路推定以降の精度の劣化を伴う。また、伝送路推定または遅延プロファイル解析を要するＩＳＩ(シンボル間干渉)成分の除去または抑圧する手段を備えたＯＦＤＭ受信装置であっても伝送路推定の精度の影響を受ける。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
この発明は、
ガードインターバルを持つＯＦＤＭ信号を受信する受信装置であって、
受信した時間ドメイン信号に対しＤＦＴを行う第１及び第２のＤＦＴ手段と、
前記第１及び第２のＤＦＴ手段におけるＤＦＴ領域を制御するＤＦＴ窓制御手段と、
それぞれ前記第１及び第２のＤＦＴ手段によるＤＦＴ結果に基づき伝送路特性を推定する第１及び第２の伝送路推定手段と、
前記第１の伝送路推定手段による伝送路推定結果と前記第２の伝送路推定手段による伝送路推定の結果を同位相にする同相化手段と、
前記第１の伝送路推定手段による伝送路推定結果と、前記同相化手段の出力とを合成する伝送路推定合成手段と、
前記第１のＤＦＴ手段によるＤＦＴ結果と、前記伝送路推定合成手段による伝送路推定合成結果とによりキャリアの等化を行なう等化手段と
を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置を提供する。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、ダイバーシチ効果により各ＤＦＴ結果が影響を受ける干渉成分の劣化を抑えることが可能となり、ゆえに伝送路推定の精度が向上することから、等化以降のＣＮ比向上が期待でき、また伝送路推定結果より得る遅延プロファイルの解析精度向上という効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
以下、本発明をその実施の形態を示す図面に基づいて具体的に説明する。
【０００９】
実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１に係るＯＦＤＭ受信装置の構成を示す。１はアンテナチューナ部、２はＡＤ変換手段、３は時間ドメイン処理部、４Ａ、４ＢはＤＦＴ手段、５Ａ、５Ｂは伝送路推定手段、１６は同相化手段、７は伝送路推定合成手段、８は等化手段、９は誤り訂正手段、１０はＤＦＴ窓制御手段である。
【００１０】
アンテナチューナ部１はアンテナ素子１１からの信号をＩＦ信号に変換する。ＡＤ変換手段２はＩＦ信号に対し離散値化を行なう。
時間ドメイン処理部３はＡＤ変換手段２から出力される時間領域の信号を、直交復調して実数部データと虚数部データを生成し、ゲイン調整、クロック再生、キャリア再生を行なって時間ドメインデータを出力する。
【００１１】
ＤＦＴ手段４Ａ及び４Ｂは時間ドメインデータに対し伝送モードによって決められる有効シンボルの長さに対応する所定数（Ｎ）個のサンプル点のＤＦＴを行なう。このとき、ＤＦＴ窓位置制御手段１０より供給されるＤＦＴ窓信号で特定される位置でＤＦＴを行なう。
【００１２】
送信信号として例えばＩＳＤＢ−Ｔ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  Ｓｅｒｖｉｃｅｓ  Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ−Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ）で使用するＯＦＤＭ信号は、マルチパスの影響を軽減する為に送信側で図２に示すように、有効シンボルＶＳ相互間にガードインターバル（以下、ＧＩ）信号を挿入する。ｉ番目（ｉは任意のシンボル番号）の有効シンボルＶＳの後端部（有効シンボルの最後の、例えば１／４の部分、１／８の部分、１／１６の部分など）と同じ内容のＧＩを（ｉ−１）番目の有効シンボルＶＳとｉ番目の有効シンボルＶＳの間に挿入する。
【００１３】
図３は伝送路がＧＩ長以上の遅延広がりをもつ場合の受信信号を先行波成分と遅延波成分に分離して示す。
【００１４】
ＤＦＴ窓位置制御手段１０は例えば時間ドメインデータの有効シンボルＶＳの後端部とＧＩ信号の相関性を利用し、図３に示される受信信号のうちの先行波ＡＷのシンボル先頭位置ＡＳＨと、遅延波ＤＷのＧＩ先頭位置ＤＧＨの二つの位置情報ＡＸ、ＤＸをそれぞれＤＦＴ手段４Ａ及び４Ｂに供給し、また各ＤＦＴ先頭位置の時間差τに対応するサンプル数ｎを表すずれサンプル数情報ＺＸを同相化手段１６を構成する移相手段６に供給する。
【００１５】
伝送路推定手段５Ａ及び５Ｂはそれぞれ第１及び第２のＤＦＴ手段４Ａ、４ＢにおけるＤＦＴ結果と既知であるＳＰキャリア情報よりキャリア単位の伝送路推定を行なう。
【００１６】
伝送路推定手段５Ａ及び５Ｂの各々は、図４に示すように、パイロット伝送路推定手段５１と、時間内挿手段５２と、キャリア内挿手段５３とで構成されている。
【００１７】
パイロット伝送路推定手段５１は、ＤＦＴ手段４Ａ又は４Ｂの出力からパイロット信号、例えばＳＰ信号を抽出し、抽出されたＳＰ信号を、その既知の値（送信時のＳＰ信号の値）で除算して各シンボルの各ＳＰ信号に対する伝送路の特性値を算出する。
ＳＰキャリアは既知のＰＲＢＳ信号（Ｐｓｅｕｄｏ  Ｒａｎｄｏｍ  Ｂｉｎａｒｙ  Ｓｅｑｕｅｎｃｅ、即ち疑似ランダムパターンの２値符号）を変調例えばＢＰＳＫ変調したものであるので受信側でも既知信号となる。そこで、パイロット伝送路推定手段５１では受信されたＳＰキャリア情報（ＳＰキャリア位置）と基準と既知のキャリア情報（リファレンスとなる位置）との関係より伝送路推定を行なう。
【００１８】
第ｉシンボルの第ｍキャリア（ｍは任意のキャリア番号）の伝送路推定演算は下記の式（１）で表される。
【００１９】
【数１】
2007318479.tif 000003
【００２０】
ここでＨｉｍは、ＳＰ信号についての伝送路推定結果、ＣＡＲｉｍは該当する第ｉシンボル第ｍキャリアにおける既知のキャリア位置、ｒｉｍは第ｉシンボル第ｍキャリアにおけるＤＦＴ結果を表す。
【００２１】
時間内挿手段５２は、パイロット伝送路推定手段５１で算出された各パイロット信号に対する伝送路特性値を元データとする時間方向の内挿を行ってＳＰ信号と同じキャリアのすべてのシンボルについて伝送路推定値（時間内挿データ）を生成し、生成した時間内挿データをパイロット伝送路推定手段５１からの元データとともに出力する。
時間内挿手段５２は例えば第ｍキャリアにおいて第（ｉ−３）シンボルと第ｉシンボルがＳＰキャリアであった場合、第（ｉ−３）シンボルと第ｉシンボルの伝送路推定結果を元データとする内挿により第（ｉ−２）シンボルと第（ｉ−１）シンボルの伝送路推定値を求める。
このような動作により、時間内挿手段５２からは、ＳＰ信号と同じキャリアのすべてのシンボルについて伝送路推定結果が出力される。
【００２２】
キャリア内挿手段５３は、時間内挿手段の出力を元データとするキャリア方向、即ち周波数方向の内挿を行ってすべてのキャリアについての伝送路推定結果Ｈｉｍ（キャリア内挿データ）を生成し、生成された内挿データを時間内挿手段５２からの元データとともに出力する。このようにして、すべてのキャリアについての伝送路特性値の推定値（伝送路推定結果）が伝送路推定手段５Ａから出力される。
【００２３】
伝送路推定手段５Ｂは、ＤＦＴ手段４Ｂの出力に対して、伝送路推定手段５Ａと同様の処理を行い、伝送路推定結果を出力する。
【００２４】
移相手段６は伝送路推定手段５Ｂの伝送路推定結果に対し、第１のＤＦＴ手段４ＡによるＤＦＴ領域と第２のＤＦＴ手段４ＢによるＤＦＴ領域の差に対応する位相差を補償するための移相を行う。移相手段６を含む同相化手段１６は、伝送路推定手段５Ｂの伝送路推定結果を伝送路推定手段５Ａの伝送路推定結果と同位相にし、移相手段６による移相結果（移相された伝送路推定結果）を出力するとともに、伝送路推定手段５Ａの伝送路推定結果をそのまま出力する。
なお、移相手段を伝送路推定手段５Ａの出力側に設けても良く、この場合、同相化手段１６は、移相手段による移相結果（移相された伝送路推定結果）を出力するとともに、伝送路推定手段５Ｂの出力をそのまま出力する。
【００２５】
伝送路推定合成手段７は、同相化手段１６の２つの出力、即ち移相手段６による移相の結果と伝送路推定手段５Ａの伝送路推定結果とを等利得で合成する。
等化手段８は伝送路推定合成手段７による合成の結果とＤＦＴ手段４ＡによるＤＦＴの結果より等化を行なう。この等化のための演算は、式（２）で表される。
【００２６】
【数２】
2007318479.tif 000004
【００２７】
ここで、Ｙｉｍは第ｉシンボル第ｍキャリアにおける等化結果、ｒｉｍは、ＤＦＴ手段４Ａから出力される第ｉシンボル第ｍキャリアのＤＦＴ結果、Ｈ’ｉｍは第ｉシンボル第ｍキャリアの伝送路推定合成手段７から出力される合成伝送路推定結果を表す。
【００２８】
誤り訂正手段９は等化手段８による等化の結果に対してデインタリーバ、誤り訂正などを行ないトランスポートストリーム（以下、ＴＳ）データを出力する。
【００２９】
次に移相手段６における、移相量について説明する。ベースバンド時間ドメイン信号ｒ（ｔ）を第１のタイミングでフーリエ変換した結果をΦ｛ｒ（ｔ）｝で表す（ここでｔは任意の時刻を表す）と、同じベースバンド時間ドメイン信号を、上記第１のタイミングよりも時間τだけ遅いタイミングでフーリエ変換した結果はΦ｛ｒ（ｔ−τ）｝で表され、両者の間には、下記の式（３）で表される関係がある。
【００３０】
【数３】
2007318479.tif 000005
【００３１】
このように、第２のタイミングでフーリエ変換した結果は、第１のタイミングでフーリエ変換した結果を位相回転させたものと等しく、位相回転成分は下記の式（４）で表される。
【００３２】
【数４】
2007318479.tif 000006
【００３３】
式（４）で、τはＤＦＴ窓位置の時間差、ｆ０はＯＦＤＭの搬送波間隔、ｍはキャリア番号、ＴはＯＦＤＭ有効シンボル長、ＮはＤＦＴサンプル数、ｎはＤＦＴ窓位置のサンプルずれ量である。
【００３４】
式（４）より同じベースバンド信号のＤＦＴの窓位置による位相回転量は窓位置のサンプルずれ量ｎとＤＦＴサンプル数Ｎとキャリア番号ｍにより一意に決まることが分る。これはそれぞれのＤＦＴ結果より推定する各キャリアの伝送路推定結果に関しても同様の関係が保たれる。
【００３５】
そこで、移相手段６は、ＤＦＴ窓制御手段１０からのＤＦＴ窓位置のサンプルずれ量ｎを表すデータＺＸに基づいて位相回転量（ｍ・ｎ／Ｎ）を求めて、伝送路推定手段５Ｂの出力を、この回転量だけ（式（４）で回転量を打ち消すため、式（４）で表されるのは逆の向きに）回転させる（移相する）ことで、同相化を行う。
【００３６】
先にも延べたように、伝送路がＧＩ長以上の遅延広がりをもつ場合の受信信号を先行波成分と遅延波成分に分離して示すと、図３の様になる。以下、図３を参照して、受信信号に対するＤＦＴ窓位置と干渉成分の関係につきさらに説明する。
先行波ＡＷのＯＦＤＭシンボル（有効シンボル）の先頭ＡＳＨを、ＤＦＴ手段４Ａのｉ番目のシンボルに対するＤＦＴ窓位置（取込み開始位置）とし、遅延波ＤＷのＧＩの先頭ＤＧＨを、ＤＦＴ手段４Ｂによるｉ番目のシンボルに対するＤＦＴ窓位置（取込み開始位置）とした場合、図のようにそれぞれ遅延波ＤＷの（ｉ−１）番目のシンボルの後端部が先行波ＡＷのｉ番目のシンボルに対するＩＳＩ成分となり、また先行波ＡＷの（ｉ＋１）番目のシンボルのＧＩ（及び有効シンボルの前端部）が遅延波ＤＷのｉ番目のシンボルに対するＩＳＩ成分となる。
またこの場合それぞれ共通でないＤＦＴ窓領域において引き起こされる干渉成分はそれぞれのＤＦＴ結果で無相関である。
【００３７】
ＤＦＴ窓位置のサンプルずれ量をｎとした場合の、ＤＦＴ４Ｂ結果の伝送路推定手段５Ｂによる推定結果ＣＥ５Ｂを、ＤＦＴ４ＡによるＤＦＴ結果の伝送路推定手段５Ａによる推定結果ＣＥ５Ａと同位相にするための演算は下記の式（５）で表される。
【００３８】
【数５】
2007318479.tif 000007
【００３９】
ここでＣＥ６は移相手段６の出力を表し、ＣＥ５Ｂは第２の伝送路推定手段５Ｂの出力を表す。
【００４０】
移相手段６により同位相にした伝送路推定結果（位相手段６の出力及び伝送路推定手段５Ａの出力）を等利得で合成することで、それぞれ伝送路推定結果に含まれる干渉成分のダイバーシチ効果が期待できることが分る。等利得合成は式（６）で表される。
【００４１】
【数６】
2007318479.tif 000008
【００４２】
ここでＣＥ７は伝送路推定合成手段７の出力を表し、ＣＥ５Ａは第１の伝送路推定手段５Ａの出力を表し、ＣＥ６は移相手段６の出力を表す。
【００４３】
これらにより劣化要因となる干渉成分の抑圧ができ、このため伝送路推定結果の精度が向上し、等化以降のＣＮ比が向上することが期待できる。
【００４４】
実施の形態２．
実施の形態１では、伝送路推定手段５Ａ、５Ｂの各々が、パイロット伝送路推定手段５１と、時間内挿手段５２と、キャリア内挿手段５３とを備えているが、伝送路推定手段５Ａ、５Ｂとして、パイロット伝送路推定手段５１と、時間内挿手段５２とを備え、キャリア内挿手段５３を備えないものを用い、時間内挿手段５２から出力される伝送路推定結果を同位相にした上で合成し、合成の結果得られる伝送路推定結果よりキャリア方向の内挿を行って、すべてのキャリアについての伝送路推定結果を得るようにしても良い。
【００４５】
図５は、そのようなＯＦＤＭ受信装置の一部、即ち、図１のＤＦＴ手段４Ａ、４Ｂから等化手段８までの部分の代わりに用いられる部分を示す。
【００４６】
図示のＯＦＤＭ受信装置においては、伝送路推定手段１５Ａ、１５Ｂが、図６に示すように、パイロット伝送路推定手段５１と、時間内挿手段５２とを備えているものの、図４のキャリア内挿手段５３を備えていない。また、伝送路推定合成手段７の出力側にキャリア内挿手段１３が設けられている。
【００４７】
この実施の形態の伝送路推定手段１５Ａは、第１のＤＦＴ手段４ＡにおけるＤＦＴ結果と、既知であるＳＰキャリア情報よりＳＰ信号と同じキャリアのすべてのシンボルについて伝送路推定を行ない、伝送路推定手段１５Ｂは、第２のＤＦＴ手段４ＢにおけるＤＦＴ結果と、既知であるＳＰキャリア情報よりＳＰ信号と同じキャリアのすべてのシンボルについて伝送路推定を行なう。
【００４８】
パイロット伝送路推定手段５１は、図４のパイロット伝送路推定手段５１と同様に、ＤＦＴ手段４Ａ又は４Ｂの出力からＳＰ信号を抽出し、抽出されたＳＰ信号を、その既知の値（送信時のＳＰ信号の値）で除算して各シンボルの各ＳＰ信号に対する伝送路の特性値を算出する。
【００４９】
時間内挿手段５２は、図４のパイロット伝送路推定手段５１と同様に、パイロット伝送路推定手段５１で算出された各パイロット信号に対する伝送路特性値を元データとする時間方向の内挿を行って、ＳＰ信号と同じキャリアのすべてのシンボルについて伝送路推定値（時間内挿データ）を生成し、生成した時間内挿データをパイロット伝送路推定手段５１からの元データとともに出力する。
【００５０】
同相化手段１６を構成する移相手段６は、第１の伝送路推定手段１５Ａによる伝送路推定結果と第２の伝送路推定手段１５Ｂによる伝送路推定結果を同位相にするため、第２の伝送路推定手段１５Ｂによる伝送路推定結果を移相する。
【００５１】
伝送路推定合成手段７は、第１の伝送路推定手段１５Ａから出力される伝送路推定結果及び移相手段６から出力される移相結果を合成する。
【００５２】
キャリア内挿手段１３は、伝送路推定合成手段７による合成の結果を元データとするキャリア方向、即ち周波数方向の内挿を行ってすべてのキャリアについての伝送路推定結果（キャリア内挿データ）を生成し、生成されたキャリア内挿データを伝送路推定合成手段７からの元データとともに出力する。このようにして、すべてのキャリアについての伝送路特性値の推定値（伝送路推定結果）がキャリア内挿手段１３から出力される。
【００５３】
等化手段８は、第１のＤＦＴ手段４ＡによるＤＦＴ結果と、キャリア内挿手段１３から出力される伝送路推定結果よりキャリアの等化を行なう。
【００５４】
実施の形態３．
実施の形態１では伝送路推定の合成は等利得の合成を行っているが、本実施の形態では合成係数制御手段を備え、伝送路推定合成手段の合成比を制御する。
【００５５】
実施の形態１と違いのある構成及び動作について図７に基づいて説明を行なう。図７は本実施の形態に係るＯＦＤＭ受信装置の一部、即ち、図１のうち、ＤＦＴ手段４Ａ、４Ｂから等化手段８までの部分の代わりに用いられる部分を示す。
４Ａ及び４ＢはＤＦＴ手段、５Ａ及び５Ｂは伝送路推定手段、８は等化手段、１６は移相手段を含む同相化手段、７は伝送路推定合成手段、１０はＤＦＴ窓制御手段、２０は合成係数制御手段である。図１と同一の符号は同様の部材を示す。
【００５６】
本実施の形態では、図１に示される実施の形態１とは異なり、合成係数制御手段２０を備え、合成係数制御手段２０が時間ドメインデータに基づいて合成係数を生成し、伝送路推定合成手段７が、合成係数を用いた重み付け加算により合成を行うようにしている。
この合成係数は、第１及び第２のＤＦＴ手段４Ａ及び４ＢにおいてＤＦＴが行われる領域（ＤＦＴ領域）のうちのＧＩによる相関を持つ区間内の一部、即ち時間ドメインデータの先行波及び遅延波のＧＩ相関のある区間内の一部における相関の強さ（それぞれの相関の強さの合計に対する各相関の強さの比）に応じたものである。
合成係数は例えば総和が１となるように定められるものであり、例えば上記先行波及び遅延波についての相関の強さに応じて「１」を按分することにより得られる。
【００５７】
具体的には、時間ドメインデータの先行波及び遅延波のＧＩ相関のある部分に対して相関の強さの比Ｄ／Ｕ（ｄｅｓｉｒｅｄ／ｕｎｄｅｓｉｒｅｄ）を求める。即ち、先行波を所望波、遅延波を非所望波（妨害波）としてＤＦＴ窓位置を設定したときの相関の強さの比Ｃａと、遅延波を所望波、先行波を非所望波（妨害波）としてＤＦＴ窓位置を設定したときの相関の強さの比Ｃｂを求める。そして、これらを用いて、
ｋａ＝｛Ｃａ／（Ｃａ＋Ｃｂ）｝
ｋｂ＝｛Ｃｂ／（Ｃａ＋Ｃｂ）｝
で与えられるｋａ、ｋｂを合成係数とする。
【００５８】
図８はＧＩ長を超える遅延波のあるＯＦＤＭ受信信号の時間ドメインデータと、上記時間ドメインデータをＯＦＤＭシンボル長（有効シンボル長）遅延させたものとの相関関係を示す図である。図に示されるようにＯＦＤＭシンボル時間遅延させた時間ドメインデータと元の時間ドメインデータとの相関演算を行なうことで、図に示される、それぞれの先行波ＧＩ相関区間（ＣＰＡ）及び遅延波ＧＩ相関区間（ＣＰＤ）における相関を求めることができる。
【００５９】
そこでそれぞれのＧＩ相関区間内（ＣＰＡ，ＣＰＤ）の任意の区間で相関演算結果の大きさ又は実数部及び虚数部の振幅絶対値和の平均又は総和を取ることでそれぞれの到来波の持つ相関の強さが分かり、それぞれの到来波の信号レベルの大きさとして考えることが可能である。従ってそれぞれの得た伝送路推定結果を、到来波の信号レベルに応じて重み付け合成することで合成結果はより尤もらしいものになる。
【００６０】
例として先行波の相関強度がＣａ、遅延波の相関強度がＣｂとなった場合の伝送路推定合成のための演算は式（７）で表される。
【００６１】
【数７】
2007318479.tif 000009
【００６２】
ここでＣＥ７は伝送路推定合成手段７の出力を表し、ＣＥ５Ａは第１の伝送路推定手段５Ａの出力を表し、ＣＥ６は移相手段６の出力を表す。
【００６３】
即ち、ｋａ＝｛Ｃａ／（Ｃａ＋Ｃｂ）}を先行波に対する重み付け、即ち伝送路推定手段５Ａの出力に対する重み付け係数とし、ｋｂ＝｛Ｃｂ／（Ｃａ＋Ｃｂ）}を遅延波に対する重み付け、即ち移相手段６の出力に対する重み付け係数として合成手段７に与え、合成手段７でこれらの重み付け係数を用いて合成を行う。
このようにして、実施の形態３より、先行波と遅延波の受信信号レベルに応じて重み付けを行なうことで、伝送路推定の合成結果の精度が向上し、等化以降のＣＮ比が向上する。
【００６４】
このように実施の形態３によれば、時間ドメインデータの相関の強さに基づいて生成された合成係数を用いて重み付け合成を行うことにより、より尤もらしい合成結果を得ることが可能となり、伝送路推定の精度が向上することから、等化以降のＣＮ比向上が期待でき、また伝送路推定結果より得る遅延プロファイルの解析精度向上という効果がある。
【００６５】
実施の形態４．
実施の形態３では、伝送路推定手段５Ａ、５Ｂの各々が、パイロット伝送路推定手段５１と、時間内挿手段５２と、キャリア内挿手段５３とを備えているが、実施の形態２について述べたのと同様に、伝送路推定手段５Ａ、５Ｂとして、パイロット伝送路推定手段５１と、時間内挿手段５２とを備え、キャリア内挿手段５３を備えないものを用い、時間内挿手段５２から出力される伝送路推定結果を同位相にした上で合成し、合成の結果得られる伝送路推定結果よりキャリア方向の内挿を行って、すべてのキャリアについての伝送路推定結果を得るようにしても良い。
【００６６】
図９は、そのようなＯＦＤＭ受信装置の一部、即ち、図７に示される部分の代わりに用いられる部分を示す。
【００６７】
図示のＯＦＤＭ受信装置においては、伝送路推定手段１５Ａ、１５Ｂが、実施の形態２と同様、図６に示すようにパイロット伝送路推定手段５１と、時間内挿手段５２とを備え、図４のキャリア内挿手段５３を備えていない。また、伝送路推定合成手段７の出力側にキャリア内挿手段１３が設けられている。
【００６８】
同相化手段１６を構成する移相手段６は、第１の伝送路推定手段１５Ａによる伝送路推定結果と第２の伝送路推定手段１５Ｂによる伝送路推定結果を同位相にするため、第２の伝送路推定手段１５Ｂによる伝送路推定結果を移相する。
【００６９】
伝送路推定合成手段７は、第１の伝送路推定手段１５Ａから出力される伝送路推定結果及び移相手段６から出力される移相結果を合成する。
【００７０】
キャリア内挿手段１３は、伝送路推定合成手段７による合成の結果を元データとするキャリア方向、即ち周波数方向の内挿を行ってすべてのキャリアについての伝送路推定結果（キャリア内挿データ）を生成し、生成されたキャリア内挿データを伝送路推定合成手段７からの元データとともに出力する。このようにして、すべてのキャリアについての伝送路特性値の推定値（伝送路推定結果）がキャリア内挿手段１３から出力される。
【００７１】
等化手段８は、第１のＤＦＴ手段４ＡによるＤＦＴ結果と、キャリア内挿手段１３から出力される伝送路推定結果よりキャリアの等化を行なう。
【００７２】
合成係数制御手段２０が時間ドメインデータに基づいて、実施の形態３と同様にして合成係数を生成し、伝送路推定合成手段７Ａ及び７Ｂが、合成係数を用いた重み付け加算により合成を行うようにしている。
【００７３】
実施の形態５．
実施の形態３では伝送路推定合成係数を時間ドメインの相関強度より求めているが、本実施の形態では伝送路推定結果より遅延プロファイルを求める遅延プロファイル手段を備え、遅延プロファイル結果より伝送路推定合成手段の伝送路推定結果の合成比を制御する。
【００７４】
実施の形態３と違いのある構成及び動作について図１０に基づいて説明を行なう。図１０は本実施の形態に係るＯＦＤＭ受信装置の一部、即ち、図７に示される部分の代わりに用いられる部分を示す。
４Ａ及び４ＢはＤＦＴ手段、５Ａ及び５Ｂは伝送路推定手段、８は等化手段、１６は移相手段６を含む同相化手段、７は伝送路推定合成手段、１０はＤＦＴ窓制御手段、２０は合成係数制御手段、２１は遅延プロファイル生成手段である。図７と同一の符号は同様の部材を示す。
【００７５】
本実施の形態では、図７に示される実施の形態３とは異なり、遅延プロファイル生成手段２１が、伝送路推定結果のパイロットキャリアより遅延プロファイルを求め、合成係数制御手段２０が、遅延プロファイルに基づいて合成係数を定める。
遅延プロファイルは、時間軸上での到来波分布を表すものであり、パイロット伝送路推定手段のＳＰキャリア（時間内挿したものも含む）の伝達関数を抽出し、ＩＦＦＴすることで求めることも可能である。遅延プロファイルより各到来波の到来時間差及び各到来波の大きさが推定可能となる。この先行波と遅延波の大きさに応じた（それぞれの大きさの合計に対する各大きさの比）重み付け係数を生成し、伝送路推定合成手段における合成を行うことで、合成結果がより尤らしいものとなる。
【００７６】
例として遅延プロファイル結果より得た先行波の大きさＰａ、遅延波の大きさをＰｂとした場合の伝送路推定合成の合成係数は、
ｋａ＝｛Ｐａ／（Ｐａ＋Ｐｂ）｝
ｋｂ＝｛Ｐｂ／（Ｐａ＋Ｐｂ）｝
で与えられ、合成演算は式（８）で表される。
【００７７】
【数８】
2007318479.tif 000010
【００７８】
ここでＣＥ７は伝送路推定合成手段７の出力を表し、ＣＥ５Ａは第１の伝送路推定手段５Ａの出力を表し、ＣＥ６は移相手段６の出力を表す。
【００７９】
このように実施の形態５より、それぞれのＤＦＴ結果の持つ到来波の信号レベルの大きさに応じて重み付けを行なうことで、伝送路推定の合成結果の精度が一層向上し、等化以降のＣＮ比が向上する。
【００８０】
遅延プロファイル生成手段２１の入力は伝送路推定手段５Ａによる推定の結果に限らず、伝送路推定手段５Ｂによる推定の結果であっても良く、また伝送路推定手段５Ａ及び５Ｂの両方の遅延プロファイルを求めても構わない。
【００８１】
このように、実施の形態５によれば、伝送路推定結果から求めた遅延プロファイルに基づき先行波と遅延波の信号のレベルを推定し、合成係数としてより適切なものを得ることが可能となり、等化後のＣＮ比向上が期待でき、また伝送路推定結果より得る遅延プロファイルの解析精度向上という効果がある。
【００８２】
実施の形態６．
実施の形態５では、伝送路推定手段５Ａ、５Ｂの各々が、パイロット伝送路推定手段５１と、時間内挿手段５２と、キャリア内挿手段５３とを備えているが、実施の形態２、４について述べたのと同様に、伝送路推定手段５Ａ、５Ｂとして、パイロット伝送路推定手段５１と、時間内挿手段５２とを備え、キャリア内挿手段５３を備えないものを用い、時間内挿手段５２から出力される伝送路推定結果を同位相にした上で合成し、合成の結果得られる伝送路推定結果よりキャリア方向の内挿を行って、すべてのキャリアについての伝送路推定結果を得るようにしても良い。
【００８３】
図１１は、そのようなＯＦＤＭ受信装置の一部、即ち、図１０に示される部分の代わりに用いられる部分を示す。
【００８４】
図示のＯＦＤＭ受信装置における、伝送路推定手段１５Ａ、１５Ｂ、移相手段６を含む同相化手段１６、伝送路推定合成手段７、キャリア内挿手段１３、及び等化手段８の動作は、実施の形態４について述べたのと同じである。但し、伝送路推定合成手段７が合成の際に用いる合成係数が異なる。即ち、実施の形態５で述べたのと同様に、遅延プロファイル生成手段２１が、遅延プロファイルを生成し、合成係数制御手段２０が、遅延プロファイルに基づいて合成係数を生成し、伝送路推定合成手段７が、合成係数を用いて合成を行う。
【００８５】
実施の形態７．
実施の形態５では伝送路推定合成係数を、先行波の遅延プロファイルと遅延波の遅延プロファイルの大きさより求めているが、本実施の形態ではそれぞれの伝送路推定手段による伝送路推定結果に基づき等価ＣＮ値を検出する手段を備え、伝送路推定合成手段の伝送路推定結果の合成比を制御する。
【００８６】
実施の形態５と違いのある構成及び動作について図１２に基づいて説明を行なう。図１２は本実施の形態に係るＯＦＤＭ受信装置の一部、即ち、図７に示される部分の代わりに用いられる部分を示す。
４Ａ及び４ＢはＤＦＴ手段、５Ａ及び５Ｂは伝送路推定手段、８は等化手段、１６は移相手段６を含む同相化手段、７は伝送路推定合成手段、１０はＤＦＴ窓制御手段、２０は合成係数制御手段、２２Ａ及び２２Ｂは等価ＣＮ値検出手段である。
【００８７】
本実施の形態では、図１０に示される次に実施の形態５とは異なり、等価ＣＮ値検出手段２２Ａ及び２２Ｂが伝送路推定手段５Ａ及び５Ｂの出力に基づき等価ＣＮ値を求め、合成係数制御手段２０が、等価ＣＮ値に基づいて合成係数を定める。
ＢＰＳＫの場合、受信側でキャリア位置が既知となるパイロットキャリアを利用し、既知のパイロットキャリアの推定マッピング位置と、それぞれのＤＦＴした結果より得られるパイロットキャリアの推定マッピング位置との距離を求め、この距離を受信側の等価ＣＮ比値として扱うことが可能である。
なお、任意のサンプル数の総和でそれぞれの等価ＣＮ比値を求めても構わない。
【００８８】
例として第１のＤＦＴ手段４ＡによるＤＦＴの結果より得られる等価ＣＮ比値ＣＮ４Ａは式（９）の通りとなる。
【００８９】
【数９】
2007318479.tif 000011
【００９０】
式（９）で、ＣＮ４Ａは第１のＤＦＴ手段４ＡによるＤＦＴの結果より得られる等価ＣＮ比値、Ｒｅ［ｒｓｐ］は第１のＤＦＴ手段４ＡでＤＦＴした結果より得られるパイロットキャリアの実数部、Ｒｅ［Ｃｓｐ］は該当するパイロットキャリアの既知の実数部、Ｉｍ［ｒｓｐ］は第１のＤＦＴ手段４ＡでＤＦＴした結果より得られるパイロットキャリアの虚数部、Ｉｍ［Ｃｓｐ］は該当するパイロットキャリアの既知の虚数部であり、サンプル数は任意である。ここで表す等価ＣＮ比値は、値が大きいほど雑音成分が大きいことを表す。また平方根を取ったものの総和を求めるとしても構わない。
【００９１】
第１のＤＦＴ手段４Ａの出力と第２のＤＦＴ手段４Ｂの出力とは、同じ受信信号のＤＦＴ窓位置に違いのあるＤＦＴ結果より得られたデータであることから、それぞれの熱雑音成分は同等であると考えられ、上記等価ＣＮ比値はそれぞれのパイロットキャリアに干渉する成分の大きさに比例していると考えられる。従って、伝送路推定合成の合成係数として等価ＣＮ比値（それぞれの等価ＣＮ比値の合計に対する各等価ＣＮ比値の比）に応じた合成係数を生成し、この合成係数を用いて合成を行うことでより尤もらしい合成結果を得ることができる。
【００９２】
例としてＤＦＴ手段４ＡにおけるＤＦＴ結果より得た等価ＣＮ比値をＣＮａ、ＤＦＴ手段４ＢにおけるＤＦＴ結果より得た等価ＣＮ比値をＣＮｂとなった場合の伝送路推定合成で用いられる合成係数は、
ｋａ＝｛１／ＣＮａ／（１／ＣＮａ＋１／ＣＮｂ）｝
＝｛ＣＮｂ／（ＣＮａ＋ＣＮｂ）｝
ｋｂ＝｛１／ＣＮｂ／（１／ＣＮａ＋１／ＣＮｂ）｝
＝｛ＣＮａ／（ＣＮａ＋ＣＮｂ）｝
で与えられ、合成の演算は式（１０）で表される。
【００９３】
【数１０】
2007318479.tif 000012
【００９４】
式（１０）で、ＣＥ７は伝送路推定合成手段７の出力を表し、ＣＥ５Ａは第１の伝送路推定手段５Ａの出力を表し、ＣＥ６は移相手段６の出力を表す。
【００９５】
このように実施の形態７より、それぞれのＤＦＴ結果の持つ等価ＣＮ比値に応じて重み付けを行なうことで、伝送路推定合成手段７の出力におけるＣＮ比値が最大となる合成比での伝送路推定合成を行うことができ、これにより合成結果の精度が向上し、等化以降のＣＮ比の向上が期待でき、また伝送路推定結果より得る遅延プロファイルの解析精度向上という効果がある。
【００９６】
上記の例では、等価ＣＮ比値を、伝送路推定手段５Ａ、５Ｂ内のパイロット伝送路推定手段５１の出力に基づいて求めているが、伝送路推定手段５Ａ、５Ｂ内の時間内挿手段５２による時間内挿によって得られたＳＰと同じキャリアについての伝送路推定結果をも等価ＣＮ比値を求める際に利用しても構わない。
【００９７】
実施の形態８．
実施の形態７では、伝送路推定手段５Ａ、５Ｂの各々が、パイロット伝送路推定手段５１と、時間内挿手段５２と、キャリア内挿手段５３とを備えているが、実施の形態２、４、６について述べたのと同様に、伝送路推定手段５Ａ、５Ｂとして、パイロット伝送路推定手段５１と、時間内挿手段５２とを備え、キャリア内挿手段５３を備えないものを用い、時間内挿手段５２から出力される伝送路推定結果を同位相にした上で合成し、合成の結果得られる伝送路推定結果よりキャリア方向の内挿を行って、すべてのキャリアについての伝送路推定結果を得るようにしても良い。
【００９８】
図１３は、そのようなＯＦＤＭ受信装置の一部、即ち、図１２に示される部分の代わりに用いられる部分を示す。
【００９９】
図示のＯＦＤＭ受信装置における、伝送路推定手段１５Ａ、１５Ｂ、移相手段６を含む同相化手段１６、伝送路推定合成手段７、キャリア内挿手段１３、及び等化手段８の動作は、実施の形態４、６について述べたのと同じである。但し、伝送路推定合成手段７が合成の際に用いる合成係数が異なる。即ち、実施の形態７で述べたのと同様に、等化ＣＮ値検出手段２２Ａ，２２Ｂが等化ＣＮ値を検出し、合成係数制御手段２０が、等価ＣＮ値に基づいて合成係数を生成し、伝送路推定合成手段７が、合成係数を用いて合成を行う。
【０１００】
実施の形態９．
実施の形態１では、一方のＤＦＴ結果と、他方のＤＦＴ結果を移相したものとを合成し、合成結果により一方のＤＦＴ結果の等化を行っていたが、本実施の形態では二つの移相手段、二つの伝送路推定合成手段、及び二つの等化手段を備え、該二つの等化手段を合成する等化合成手段を備える。
【０１０１】
実施の形態１と違いのある構成及び動作について図１４に基づいて説明を行なう。図１４は本実施の形態に係るＯＦＤＭ受信装置の一部、即ち、図１のうち、ＤＦＴ手段４Ａ、４Ｂから等化手段８までの部分の代わりに用いられる部分を示す。
４Ａ及び４Ｂは第１及び第２のＤＦＴ手段、５Ａ及び５Ｂは第１及び第２の伝送路推定手段、第１及び第２の６Ａ及び６Ｂは移相手段、７Ａ及び７Ｂは第１及び第２の伝送路推定合成手段、８Ａ及び８Ｂは第１及び第２の等化手段、１０はＤＦＴ窓制御手段、１８は等化合成手段である。図１と同一の符号は同様の部材を示す。
【０１０２】
第１の移相手段６Ａは、第１の伝送路推定手段５Ａによる伝送路推定結果と第２の伝送路推定手段５Ｂによる伝送路推定結果の位相を同位相にするため、第２の伝送路推定手段５Ｂによる伝送路推定の結果を移相する。第２の移相手段６Ｂは、第１の伝送路推定手段５Ａによる伝送路推定結果と第２の伝送路推定手段５Ｂによる伝送路推定結果の位相を同位相にするため、第１の伝送路推定手段５Ａによる伝送路推定の結果を移相する。
【０１０３】
第１の伝送路推定合成手段７Ａは、第１の伝送路推定手段５Ａによる伝送路推定結果と第１の移相手段６Ａによる移相結果とを合成する。第２の伝送路推定合成手段７Ｂは、第２の伝送路推定手段５Ｂによる伝送路推定結果と第２の移相手段６Ｂによる移相結果とを合成する。第１の等化手段８Ａは、第１のＤＦＴ手段４ＡによるＤＦＴ結果と、第１の伝送路推定合成手段７Ａによる伝送路推定合成結果よりキャリアの等化を行なう。第２の等化手段８Ｂは、第２のＤＦＴ手段４ＢによるＤＦＴ結果と、第２の伝送路推定合成手段７Ｂによる伝送路推定合成結果と、よりキャリアの等化を行なう。等化合成手段１８は、第１及び第２の等化手段８Ａ、８Ｂによる等化の結果を合成する。
【０１０４】
このように、実施の形態９では、それぞれの伝送路推定結果に他方の伝送路推定結果を移相し合成することで二つの伝送路推定結果、等化結果を得て、等化手段８Ａ及び８Ｂの結果に対して等化合成手段１８で等利得合成を行なう。
【０１０５】
それぞれのＤＦＴ結果においてそれぞれの干渉成分の影響は無相関であり、それぞれの等化結果に対してもその干渉成分の影響は無相関性は保たれている。また等化手段８Ａ、８Ｂによってそれぞれの等化結果は同位相になる。
【０１０６】
従ってそれぞれの等化結果に対して等利得合成することにより、ダイバーシチ効果でそれぞれ無相関の干渉成分の影響を軽減した等化合成結果が生成されることから、よりＣＮ比の向上が期待でき受信性能が向上する。
【０１０７】
実施の形態１０．
実施の形態９では、伝送路推定手段５Ａ、５Ｂが、パイロット伝送路推定手段５１と、時間内挿手段５２と、キャリア内挿手段５３とを備えているが、実施の形態２、４、６、８について述べたのと同様に、伝送路推定手段５Ａ、５Ｂとして、パイロット伝送路推定手段５１と、時間内挿手段５２とを備え、キャリア内挿手段５３を備えないものを用い、時間内挿手段５２から出力される伝送路推定結果を同位相にした上で合成し、合成の結果得られる伝送路推定結果よりキャリア方向の内挿を行って、すべてのキャリアについての伝送路推定結果を得るようにしても良い。
【０１０８】
図１５は、そのようなＯＦＤＭ受信装置の一部、即ち、図１４に示される部分の代わりに用いられる部分を示す。
【０１０９】
図示のＯＦＤＭ受信装置における、伝送路推定手段１５Ａ、１５Ｂは、実施の形態２、４、６、８について述べたのと同じであり、第１及び第２の移相手段６Ａ、６Ｂ、第１及び第２の伝送路推定合成手段７Ａ、７Ｂ、第１及び第２のキャリア内挿手段１３Ａ、１３Ｂ及び第１及び第２の等化手段８Ａ、８Ｂは、実施の形態９について述べたのと同様である。即ち、伝送路推定手段１５Ａ、１５Ｂは、例えば図６に示すように構成され、それぞれ第１及び第２のＤＦＴ手段４Ａ、４ＢにおけるＤＦＴ結果と既知であるＳＰキャリア情報よりＳＰ信号と同じキャリアのすべてのシンボルについて伝送路推定を行なう。
【０１１０】
第１の移相手段６Ａは、第１の伝送路推定手段１５Ａによる伝送路推定結果と第２の伝送路推定手段１５Ｂによる伝送路推定結果の位相を同位相にするため、第２の伝送路推定手段１５Ｂによる伝送路推定の結果を移相する。第２の移相手段６Ｂは、第１の伝送路推定手段１５Ａによる伝送路推定結果と第２の伝送路推定手段１５Ｂによる伝送路推定結果の位相を同位相にするため、第１の伝送路推定手段１５Ａによる伝送路推定の結果を移相する。第１の伝送路推定合成手段７Ａは、第１の伝送路推定手段１５Ａによる伝送路推定結果と第１の移相手段６Ａによる移相結果とを合成する。第２の伝送路推定合成手段７Ｂは、第２の伝送路推定手段１５Ｂによる伝送路推定結果と第２の移相手段６Ｂによる移相結果とを合成する。
【０１１１】
第１のキャリア内挿手段１３Ａは、第１の伝送路推定合成手段７Ａによる合成の結果を元データとするキャリア方向の内挿を行ってすべてのキャリアについての伝送路推定結果（キャリア内挿データ）を生成し、生成されたキャリア内挿データを伝送路推定合成手段７Ａからの元データとともに出力する。
第２のキャリア内挿手段１３Ｂは、第２の伝送路推定合成手段７Ｂによる合成の結果を元データとするキャリア方向の内挿を行ってすべてのキャリアについての伝送路推定結果（キャリア内挿データ）を生成し、生成されたキャリア内挿データを伝送路推定合成手段７Ｂからの元データとともに出力する。
【０１１２】
第１の等化手段８Ａは、第１のＤＦＴ手段４ＡによるＤＦＴ結果と、第１のキャリア内挿手段１３Ａからの伝送路推定結果よりキャリアの等化を行なう。第２の等化手段８Ｂは、第２のＤＦＴ手段４ＢによるＤＦＴ結果と、第２のキャリア内挿手段１３Ｂからの伝送路推定結果よりよりキャリアの等化を行なう。等化合成手段１８は、第１及び第２の等化手段８Ａ、８Ｂによる等化の結果を合成する。
【０１１３】
実施の形態１１．
実施の形態９では伝送路推定の合成は等利得の合成を行っているが、本実施の形態では合成係数制御手段を備え、伝送路推定合成手段及び等化合成手段の合成比を制御する。
【０１１４】
実施の形態９と違いのある構成及び動作について図１６に基づいて説明を行なう。図１６は本実施の形態に係るＯＦＤＭ受信装置の一部、即ち、図１４に示される部分の代わりに用いられる部分を示す。
４Ａ及び４Ｂは第１及び第２のＤＦＴ手段、５Ａ及び５Ｂは第１及び第２の伝送路推定手段、６Ａ及び６Ｂは第１及び第２の移相手段、７Ａ及び７Ｂは第１及び第２の伝送路推定合成手段、８Ａ及び８Ｂは第１及び第２の等化手段、１０はＤＦＴ窓制御手段、１８は等化合成手段、２０は合成係数制御手段である。図１４と同一の符号は同様の部材を示す。
【０１１５】
本実施の形態では、実施の形態９とは異なり、実施の形態３と同様に、合成係数制御手段２０を備え、合成係数制御手段２０が時間ドメインデータに基づいて合成係数を生成し、伝送路推定合成手段７Ａ及び７Ｂが、合成係数を用いた重み付け加算により合成を行うようにしている。
合成係数制御手段２０での合成係数の決定方法については実施の形態３と同様である。
実施の形態３と同様にして求めた合成係数ｋａ、ｋｂを第１の伝送路推定合成手段７Ａにおける合成に用いるのみならず、第２の伝送路推定合成手段７Ｂにおける合成にも用いる。第１及び第２の伝送路推定合成手段７Ａ、７Ｂにおける合成演算はそれぞれ以下の式（１１）及び（１２）で表される。
【０１１６】
【数１１】
2007318479.tif 000013
【０１１７】
【数１２】
2007318479.tif 000014
【０１１８】
式（１１）で、ＣＥ７Ａは伝送路推定合成手段７Ａの出力を表し、ＣＥ５Ａは第１の伝送路推定手段５Ａの出力を表し、ＣＥ６Ａは第１の移相手段６Ａの出力を表す。
式（１２）で、ＣＥ７Ｂは伝送路推定合成手段７Ｂの出力を表し、ＣＥ５Ｂは第２の伝送路推定手段５Ａの出力を表し、ＣＥ６Ｂは第２の移相手段６Ｂの出力を表す。
このように、同じ合成係数
ｋａ＝｛Ｃａ／（Ｃａ＋Ｃｂ）｝
ｋｂ＝｛Ｃｂ／（Ｃａ＋Ｃｂ）｝
が第１及び第２の伝送路推定合成手段７Ａ及び７Ｂで用いられている。
【０１１９】
また、等化合成手段１８では、等化手段８Ａ、８Ｂの出力を、上記の合成係数を用いて重み付け加算することにより合成する。合成のための演算は以下の式（１３）で表される。
【０１２０】
【数１３】
2007318479.tif 000015
【０１２１】
ここでＣＥ１８は等化合成手段１８の出力を表し、ＣＥ８Ａは第１の等化手段８Ａの出力を表し、ＣＥ８Ｂは第２の等化手段８Ｂの出力を表す。
【０１２２】
このようにして、実施の形態９より、先行波と遅延波の受信信号レベルに応じて重み付けを行なうことで、伝送路推定の合成結果の精度が向上し、等化以降のＣＮ比が向上する。
【０１２３】
実施の形態１２．
実施の形態１１では、伝送路推定手段５Ａ、５Ｂが、パイロット伝送路推定手段５１と、時間内挿手段５２と、キャリア内挿手段５３とを備えているが、実施の形態２、４、６、８、１０について述べたのと同様に、伝送路推定手段５Ａ、５Ｂとして、パイロット伝送路推定手段５１と、時間内挿手段５２とを備え、キャリア内挿手段５３を備えないものを用い、時間内挿手段５２から出力される伝送路推定結果を同位相にした上で合成し、合成の結果得られる伝送路推定結果よりキャリア方向の内挿を行って、すべてのキャリアについての伝送路推定結果を得るようにしても良い。
【０１２４】
図１７は、そのようなＯＦＤＭ受信装置の一部、即ち、図１６に示される部分の代わりに用いられる部分を示す。
【０１２５】
図示のＯＦＤＭ受信装置における、第１及び第２の伝送路推定手段１５Ａ、１５Ｂ、第１及び第２の移相手段６Ａ、６Ｂ、第１及び第２の伝送路推定合成手段７Ａ、７Ｂ、第１及び第２のキャリア内挿手段１３Ａ、１３Ｂ及び第１及び第２の等化手段８Ａ、８Ｂは、実施の形態１１について述べたのと同様であり、合成係数制御手段２０は、実施の形態１１，４について述べたのと同様であるが、実施の形態１１と同様に、生成された合成係数が、第１及び第２の伝送路推定合成手段７Ａ、７Ｂにおける伝送路推定合成、並びに等化合成手段１８における等化合成に用いられる。
【０１２６】
実施の形態１３．
実施の形態１１では伝送路推定合成係数を時間ドメインの相関強度より求めているが、本実施の形態では伝送路推定結果より遅延プロファイルを求める遅延プロファイル手段を備え、遅延プロファイル結果より第１及び第２の伝送路推定合成手段及び等化合成手段の合成比を制御する。
【０１２７】
実施の形態１１と違いのある構成及び動作について図１８に基づいて説明を行なう。図１８は本実施の形態に係るＯＦＤＭ受信装置の一部、即ち、図１６に示される部分の代わりに用いられる部分を示す。
４Ａ及び４Ｂは第１及び第２のＤＦＴ手段、５Ａ及び５Ｂは第１及び第２の伝送路推定手段、６Ａ及び６Ｂは第１及び第２の移相手段、７Ａ及び７Ｂは第１及び第２の伝送路推定合成手段、８Ａ及び８Ｂは第１及び第２の等化手段、１０はＤＦＴ窓制御手段、１８は等化合成手段、２０は合成係数制御手段、２１は遅延プロファイル生成手段である。図１６と同一の符号は同様の部材を示す。
【０１２８】
本実施の形態では、実施の形態１１とは異なり、実施の形態５と同様に、遅延プロファイル生成手段２１が、伝送路推定結果のパイロットキャリアより遅延プロファイルを求め、合成係数制御手段２０が、遅延プロファイルに基づいて合成係数を定める。
【０１２９】
遅延プロファイル生成手段２１及び合成係数制御手段２０の動作は、実施の形態５と同様である。実施の形態５と同様にして求めた合成係数ｋａ、ｋｂを第１の伝送路推定合成手段７Ａにおける合成に用いるのみならず、第２の伝送路推定合成手段７Ｂにおける合成にも用いる。第１の伝送路推定合成手段７Ａ、７Ｂにおける合成演算はそれぞれ以下の式（１４）及び（１５）で表される。
【０１３０】
【数１４】
2007318479.tif 000016
【０１３１】
【数１５】
2007318479.tif 000017
【０１３２】
式（１４）で、ＣＥ７Ａは伝送路推定合成手段７Ａの出力を表し、ＣＥ５Ａは第１の伝送路推定手段５Ａの出力を表し、ＣＥ６Ａは第１の移相手段６Ａの出力を表す。
式（１５）で、ＣＥ７Ｂは伝送路推定合成手段７Ｂの出力を表し、ＣＥ５Ｂは第２の伝送路推定手段５Ａの出力を表し、ＣＥ６Ｂは第２の移相手段６Ｂの出力を表す。
このように、同じ合成係数
ｋａ＝｛Ｐａ／（Ｐａ＋Ｐｂ）｝
ｋｂ＝｛Ｐｂ／（Ｐａ＋Ｐｂ）｝
が第１及び第２の伝送路推定合成手段７Ａ及び７Ｂで用いられている。
【０１３３】
また、等化合成手段１８では、等化手段８Ａ、８Ｂの出力を、上記の合成係数を用いて重み付け加算することにより合成する。合成のための演算は以下の式（１６）で表される。
【０１３４】
【数１６】
2007318479.tif 000018
【０１３５】
式（１６）で。ＣＥ１８は等化合成手段１８の出力を表し、ＣＥ８Ａは第１の等化手段８Ａの出力を表し、ＣＥ８Ｂは第２の等化手段８Ｂの出力を表す。
【０１３６】
このようにして、実施の形態１１より、それぞれのＤＦＴ結果の持つ到来波の信号レベルの大きさに応じて重み付けを行なうことで、伝送路推定の合成結果の精度が一層向上し、等化以降のＣＮ比が向上する。
【０１３７】
実施の形態１４．
実施の形態１３では、伝送路推定手段５Ａ、５Ｂが、パイロット伝送路推定手段５１と、時間内挿手段５２と、キャリア内挿手段５３とを備えているが、実施の形態２、４、６、８、１０、１２について述べたのと同様に、伝送路推定手段５Ａ、５Ｂとして、パイロット伝送路推定手段５１と、時間内挿手段５２とを備え、キャリア内挿手段５３を備えないものを用い、時間内挿手段５２から出力される伝送路推定結果を同位相にした上で合成し、合成の結果得られる伝送路推定結果よりキャリア方向の内挿を行って、すべてのキャリアについての伝送路推定結果を得るようにしても良い。
【０１３８】
図１９は、そのようなＯＦＤＭ受信装置の一部、即ち、図１８に示される部分の代わりに用いられる部分を示す。
【０１３９】
図示のＯＦＤＭ受信装置における、第１及び第２の伝送路推定手段１５Ａ、１５Ｂ、第１及び第２の移相手段６Ａ、６Ｂ、第１及び第２の伝送路推定合成手段７Ａ、７Ｂ、第１及び第２のキャリア内挿手段１３Ａ、１３Ｂ及び第１及び第２の等化手段８Ａ、８Ｂは、実施の形態１３について述べたのと同様であり、合成係数制御手段２０は、実施の形態１３，６について述べたのと同様である。但し、実施の形態１３と同様に、生成された合成係数が、第１及び第２の伝送路推定合成手段７Ａ、７Ｂにおける伝送路推定合成、並びに等化合成手段１８における等化合成に用いられる。
【０１４０】
実施の形態１５．
実施の形態１３では伝送路推定合成係数を、先行波の遅延プロファイルと遅延波の遅延プロファイルの大きさより求めているが、本実施の形態ではそれぞれの伝送路推定手段による伝送路推定結果に基づき等価ＣＮ値を検出する手段を備え、伝送路推定合成手段における合成比及び等化合成手段における合成比を制御する。
【０１４１】
実施の形態１３と違いのある構成及び動作について図２０に基づいて説明を行なう。図２０は本実施の形態に係るＯＦＤＭ受信装置の一部、即ち、図１８に示される部分の代わりに用いられる部分を示す。
４Ａ及び４Ｂは第１及び第２のＤＦＴ手段、５Ａ及び５Ｂは第１及び第２の伝送路推定手段、６Ａ及び６Ｂは第１及び第２の移相手段、７Ａ及び７Ｂは第１及び第２の伝送路推定合成手段、８Ａ及び８Ｂは第１及び第２の等化手段、１０はＤＦＴ窓制御手段、１８は等化合成手段、２０は合成係数制御手段、２２Ａ及び２２Ｂは等価ＣＮ値検出手段である。図１８と同一の符号は同様の部材を示す。
【０１４２】
本実施の形態では、実施の形態１３と異なり、実施の形態５と同様に、等価ＣＮ値検出手段２２Ａ及び２２Ｂが伝送路推定手段５Ａ及び５Ｂの出力に基づき等価ＣＮ値を求め、合成係数制御手段２０が、等価ＣＮ値に基づいて合成係数を定める。
【０１４３】
等価ＣＮ値検出手段２２Ａ及び２２Ｂ並びに合成係数制御手段２０の動作は、実施の形態７と同様である。実施の形態７と同様にして求めた合成係数ｋａ、ｋｂを第１の伝送路推定合成手段７Ａにおける合成に用いるのみならず、第２の伝送路推定合成手段７Ｂにおける合成にも用いる。第１の伝送路推定合成手段７Ａ、７Ｂにおける合成演算はそれぞれ以下の式（１７）及び（１８）で表される。
【０１４４】
【数１７】
2007318479.tif 000019
【０１４５】
【数１８】
2007318479.tif 000020
【０１４６】
式（１７）で、ＣＥ７Ａは伝送路推定合成手段７Ａの出力を表し、ＣＥ５Ａは第１の伝送路推定手段５Ａの出力を表し、ＣＥ６Ａは第１の移相手段６Ａの出力を表す。
式（１８）で、ＣＥ７Ｂは伝送路推定合成手段７Ｂの出力を表し、ＣＥ５Ｂは第２の伝送路推定手段５Ａの出力を表し、ＣＥ６Ｂは第２の移相手段６Ｂの出力を表す。
このように、同じ合成係数
ｋａ＝｛１／ＣＮａ／（１／ＣＮａ＋１／ＣＮｂ）｝
＝｛ＣＮｂ／（ＣＮａ＋ＣＮｂ）｝
ｋｂ＝｛１／ＣＮｂ／（１／ＣＮａ＋１／ＣＮｂ）｝
＝｛ＣＮａ／（ＣＮａ＋ＣＮｂ）｝
が第１及び第２の伝送路推定合成手段７Ａ及び７Ｂで用いられている。
【０１４７】
また、等化合成手段１８では、等化手段８Ａ、８Ｂの出力を、上記の合成係数を用いて重み付け加算することにより合成する。合成のための演算は以下の式（１９）で表される。
【０１４８】
【数１９】
2007318479.tif 000021
【０１４９】
式（１９）で、ＣＥ１８は等化合成手段１８の出力を表し、ＣＥ８Ａは第１の等化手段８Ａの出力を表し、ＣＥ８Ｂは第２の等化手段８Ｂの出力を表す。
【０１５０】
このようにして、実施の形態１５より、それぞれのＤＦＴ結果の持つＣＮ比値に応じて重み付けを行なうことで、等化合成手段１８の出力におけるＣＮ比値が最大となる合成比での伝送路推定合成及び等化合成を行うことができ、これにより合成結果の精度が向上し、等化以降のＣＮ比が向上する。
【０１５１】
実施の形態１６．
実施の形態１５では、伝送路推定手段５Ａ、５Ｂが、パイロット伝送路推定手段５１と、時間内挿手段５２と、キャリア内挿手段５３とを備えているが、実施の形態２、４、６、８、１０、１２、１４について述べたのと同様に、伝送路推定手段５Ａ、５Ｂとして、パイロット伝送路推定手段５１と、時間内挿手段５２とを備え、キャリア内挿手段５３を備えないものを用い、時間内挿手段５２から出力される伝送路推定結果を同位相にした上で合成し、合成の結果得られる伝送路推定結果よりキャリア方向の内挿を行って、すべてのキャリアについての伝送路推定結果を得るようにしても良い。
【０１５２】
図２１は、そのようなＯＦＤＭ受信装置の一部、即ち、図２０に示される部分の代わりに用いられる部分を示す。
【０１５３】
図示のＯＦＤＭ受信装置における、第１及び第２の伝送路推定手段１５Ａ、１５Ｂ、第１及び第２の移相手段６Ａ、６Ｂ、第１及び第２の伝送路推定合成手段７Ａ、７Ｂ、第１及び第２のキャリア内挿手段１３Ａ、１３Ｂ及び第１及び第２の等化手段８Ａ、８Ｂは、実施の形態１３について述べたのと同様であり、合成係数制御手段２０は、実施の形態１３，６について述べたのと同様である。
但し、実施の形態１５と同様に、生成された合成係数が、第１及び第２の伝送路推定合成手段７Ａ、７Ｂにおける伝送路推定合成、並びに等化合成手段１８における等化合成に用いられる。
【０１５４】
実施の形態１〜１６において、ＤＦＴ窓制御手段の供給する窓位置を、時間ドメインデータのシンボル後端部とガードインターバルの相関性から求めているが、本発明はこれには限定されない。また先行波シンボル先頭位置、遅延波ＧＩ先頭位置を第１及び第２のＤＦＴ手段におけるＤＦＴの窓位置としているが、本発明はこれに限定されない。
【０１５５】
なお、上記の実施の形態２〜８でも、実施の形態１と同様、同相化手段を構成する移相手段を、第２の伝送路推定手段５Ｂ又は１５Ｂの出力側に移相手段を設けているが、第１の伝送路推定手段５Ａ又は１５Ａの出力側に移相手段を設けてもよい。
【図面の簡単な説明】
【０１５６】
【図１】この発明の実施の形態１を示すブロック図である。
【図２】ＯＦＤＭ信号の構成を示す図である。
【図３】ＧＩ長以上の遅延広がりをもつ伝送路でのＤＦＴ窓位置と干渉成分の関係を示す図である。
【図４】図１の伝送路推定手段の構成を示すブロック図である。
【図５】この発明の実施の形態２を示すブロック図である。
【図６】図５の伝送路推定手段の構成を示すブロック図である。
【図７】この発明の実施の形態３を示すブロック図である。
【図８】ＧＩ長を超える遅延波のあるＯＦＤＭ受信信号の時間ドメインデータと、上記時間ドメインデータをＯＦＤＭシンボル長遅延させたものとの相関関係を示す図である。
【図９】この発明の実施の形態４を示すブロック図である。
【図１０】この発明の実施の形態５を示すブロック図である。
【図１１】この発明の実施の形態６を示すブロック図である。
【図１２】この発明の実施の形態７を示すブロック図である。
【図１３】この発明の実施の形態８を示すブロック図である。
【図１４】この発明の実施の形態９を示すブロック図である。
【図１５】この発明の実施の形態１０を示すブロック図である。
【図１６】この発明の実施の形態１１を示すブロック図である。
【図１７】この発明の実施の形態１２を示すブロック図である。
【図１８】この発明の実施の形態１３を示すブロック図である。
【図１９】この発明の実施の形態１４を示すブロック図である。
【図２０】この発明の実施の形態１５を示すブロック図である。
【図２１】この発明の実施の形態１６を示すブロック図である。
【符号の説明】
【０１５７】
１  チューナ部、  ２  ＡＤ変換手段、  ３  時間ドメイン処理部、  ４Ａ，４Ｂ  ＤＦＴ手段、  ５Ａ，５Ｂ  伝送路推定手段、  ８，８Ａ，８Ｂ  等化手段、  ９  誤り訂正手段、  ６，６Ａ，６Ｂ  移相手段、  ７，７Ａ，７Ｂ  伝送路推定合成手段、  １３  キャリア内挿手段、  １５Ａ，１５Ｂ  伝送路推定手段、  １６  同相化手段、  １８  等化合成手段、  ２０  合成係数制御手段、  ２１  遅延プロファイル生成手段、  ２２Ａ，２２Ｂ  等価ＣＮ値検出手段、  ５１  パイロット伝送路推定手段、  ５２  時間内挿手段、  ５３  キャリア内挿手段。
【図１】
2007318479.tif 000022
【図２】
2007318479.tif 000023
【図３】
2007318479.tif 000024
【図４】
2007318479.tif 000025
【図５】
2007318479.tif 000026
【図６】
2007318479.tif 000027
【図７】
2007318479.tif 000028
【図８】
2007318479.tif 000029
【図９】
2007318479.tif 000030
【図１０】
2007318479.tif 000031
【図１１】
2007318479.tif 000032
【図１２】
2007318479.tif 000033
【図１３】
2007318479.tif 000034
【図１４】
2007318479.tif 000035
【図１５】
2007318479.tif 000036
【図１６】
2007318479.tif 000037
【図１７】
2007318479.tif 000038
【図１８】
2007318479.tif 000039
【図１９】
2007318479.tif 000040
【図２０】
2007318479.tif 000041
【図２１】
2007318479.tif 000042