(57)【要約】【課題】  ＡＤ変換器入力でのベースバンド信号のクリップを抑えることができ、かつＤＣ成分は低周波成分の本来の情報を失うことなく復調できるように改良されたＯＦＤＭ方式の受信回路を提供することを目的とする。【解決手段】  ダイレクトコンバージョンのＯＦＤＭ方式受信回路において、ＦＦＴ回路１３による高速フーリエ変換の結果からＤＣ成分を取り出し、ＤＣオフセット量を推定するＤＣオフセット量推定回路１４と、推定したＤＣオフセット量をアナログ値に変換するＤＡ変換器１９と、アナログ値になったＤＣオフセット推定量をミキサ５の出力から減算する減算器２１・２２とを備える。アナログ値になったＤＣオフセット推定量をミキサ出力から減算するので、受信回路内で回路発生するＤＣオフセットを補償する機能を有するようになる。【選択図】図１
2007088983.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信した高周波信号をダウンコンバートするミキサと、
前記ミキサの出力から所望信号を取り出すローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタで取り出されたアナログの所望信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換器と、
前記ＡＤ変換器でデジタル化した所望信号を周波数成分に変換するＦＦＴ回路を有するＯＦＤＭ方式の受信回路において、
前記ＦＦＴ回路の出力からＤＣ成分を取り出し、ＤＣオフセット量を推定するＤＣオフセット量推定手段と、
前記ＤＣオフセット量推定手段にて推定したＤＣオフセット量をアナログ値に変換するＤＡ変換器と、
前記ミキサの出力から前記ＤＡ変換器の出力を減算する減算手段とを備えたことを特徴とするＯＦＤＭ方式の受信回路。
【請求項２】
前記ＤＣオフセット量推定手段は、ＤＣ成分を積分することで、ＤＣオフセット量を推定することを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ方式の受信回路。
【請求項３】
前記ＤＡ変換器の更新時点を、前記ミキサの出力におけるＯＦＤＭ変調波形のシンボル区間の開始点からガードインターバル区間の間になるようにしていることを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ方式の受信回路。
【請求項４】
前記ＤＡ変換器の出力の更新に伴う前記ＡＤ変換器の入力の波形の変動が収まるまでの区間が、ガードインターバル区間内に収まるようにしていることを特徴とする請求項３に記載のＯＦＤＭ方式の受信回路。
【請求項５】
ＯＦＤＭデータが間欠的に送信される放送、通信方式において、データが送られていない区間に、一部を除いて電源が切られることにより消費電力を抑えられるようにした請求項１に記載のＯＦＤＭ方式の受信回路において、
電源が切られている間のＤＣオフセット推定量は保持されるように構成され、受信回路の電源が入った時刻と概ね同時刻にＤＡ変換器出力を更新することを特徴とするＯＦＤＭ方式の受信回路。
【請求項６】
請求項１から５のいずれか１項に記載のＯＦＤＭ方式の受信回路を備えていることを特徴とする通信機器。
【請求項７】
請求項１から５のいずれか１項に記載のＯＦＤＭ方式の受信回路を備えていることを特徴とする放送受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、一般にＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division multiplexing、直交周波数分割多重）方式を用いた受信回路に関するものであり、より特定的には、ＤＣオフセット補償機能を有するＯＦＤＭ方式を用いた受信回路に関する。この発明はまた、そのような受信回路を有する通信機器および放送受信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
日本やヨーロッパの地上波デジタルテレビや、一部の無線ＬＡＮなどにおけるデジタル変調方式として、ＯＦＤＭ方式が使われている。このＯＦＤＭは、等間隔に割り当てられた周波数（これを副搬送波と呼ぶ）毎に情報量を与え、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）により波形データとして伝送するので、副搬送波間の直交性が保証され、情報量の相互干渉が起きない。このため、周波数利用効率が高く、マルチパスに強いなどの優れた特徴を持っている。
【０００３】
また、上記方式のデジタルテレビ受信機や無線ＬＡＮ機器には、ダイレクトコンバージョン方式の受信回路が使われる様になってきた。このダイレクトコンバージョン方式は、数百ＭＨｚから数ＧＨｚの受信波信号から、１回の周波数変換で数ＭＨｚ以下のベースバンド信号を得る方式で、回路規模を小さくすることができ、１チップあるいは数チップのＩＣと数十個以下の小型電子部品で実現できるメリットを持っている。
【０００４】
一方で、ダイレクトコンバージョン方式の受信回路は、その出力のＤＣオフセット（局所発振器のリーク電流などによって発生するＤＣオフセット電圧がミキサに混入し、そのまま増幅されてしまう現象のこと。これについては、後述する）が問題となる。受信回路内のアナログ回路では、回路素子間のばらつきに起因するＤＣオフセット電圧、あるいは電流が必ず生じる。一方、ＯＦＤＭにおける副搬送波のＤＣ成分にも信号成分が含まれており、上記ＤＣオフセットによってこのＤＣ成分における信号成分の復調が正しく行えないことがあった。
【０００５】
そこで、このＤＣオフセットを除去するために、ＯＦＤＭ復調回路内の高速フーリエ変換（ＦＦＴ）回路出力のＤＣ成分を一定期間積分することでＤＣオフセット量を推定し、このＤＣ成分から推定ＤＣオフセット量を減算したり、あるいは、ＦＦＴ回路の入力において、推定ＤＣオフセット量をあらかじめ減算した後にＦＦＴを行うことで、ＤＣオフセットを除去したりしている（例えば、特許文献１参照）。
【０００６】
ＦＦＴのＤＣ成分には、ＤＣ成分に割り当てられたデータとＤＣオフセットが含まれている。ＦＦＴで得られるＤＣ成分に割り当てられたデータは、他の周波数成分と同様に、長時間で見ればランダム化されており、このＤＣ成分を平均するとＤＣオフセット成分だけが得られる。つまり、上記ＤＣ成分の一定期間の積分が平均化処理を行っている。
【０００７】
図を用いて、このＯＦＤＭ受信回路をもう少し詳しく説明する。図５がＤＣオフセット補償機能を有する従来のＯＦＤＭ受信回路である。従来のＯＦＤＭ受信回路は、高周波の無線信号を受信するアンテナ１と、アンテナ１で受信された高周波の無線信号のうち、この受信回路が必要とする周波数を含む所定の周波数帯域のみを通過させるバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２と、バンドパスフィルタを通過した信号を増幅する低雑音アンプ３と、低雑音アンプ３の出力信号と局部発振信号を混合することによりベースバンドの同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑへのダウンコンバートを行う２つのミキサ５・６と、所望チャネルの中心周波数と等しい周波数で位相差が９０度の２つの信号を発振させ、これら信号を局部発振信号として２つのミキサ５・６に与える電圧制御発振器（ＶＣＯ）４と、ミキサ５・６の出力に含まれるベースバンドの信号Ｉ・Ｑを取り出すローパスフィルタ（ＬＰＦ）７・８と、ベースバンド信号Ｉ・Ｑをさらに増幅するアンプ９・１０と、アナログのベースバンド信号Ｉ・Ｑをデジタルに変換するＡＤ変換器（ＡＤＣ）１１・１２と、一定区間毎にデジタル化した時系列のベースバンド信号Ｉ・Ｑを周波数系列に変換するＦＦＴ回路１３と、ＦＦＴ出力におけるＤＣ成分を一定期間積分することでベースバンド信号Ｉ・ＱのそれぞれのＤＣオフセット量を推定するＤＣオフセット推定回路１４と、ベースバンド信号Ｉ・ＱのＤＣ成分から推定したＤＣオフセット量を除去するＤＣオフセット除去回路１５・１６と、周波数系列のベースバンド信号Ｉ・Ｑをさらに復調処理を行うための復調回路１７とを備えている。
【０００８】
なお、図５ではＤＣオフセット除去回路１５・１６はＦＦＴ回路１３の後にあるが、ＦＦＴ回路１３の前に持って来て、ＦＦＴの前に時系列のベースバンド信号のＤＣオフセット量を除去する場合もある。
【０００９】
なお、図５のＯＦＤＭ受信回路において、低雑音アンプ３、アンプ９・１０は、ＡＤＣ１１・１２の入力において、希望チャネルの信号レベルが所定の値になるようにゲインが調整できるようになっているものとする。つまり上記アンプは可変利得アンプであり、図示されていない制御回路によって自動利得制御（ＡＧＣ）されているものとする。あるいは、アンプ９・１０は、他の回路要素自身が利得を持つなどして、不要な場合もある。
【００１０】
あるいは、ＯＦＤＭ変調方式が用いられる以前からある閉ループ自動制御を利用したＤＣオフセット補償方法(例えば、特許文献２)をダイレクトコンバージョンＯＦＤＭ受信回路に適用すると、図６のようになる。なお、図６において、図５に示す装置と同一部分には同一の参照番号を付し、その説明を繰り返さない。
【００１１】
この場合、受信回路のＡＤＣ１１・１２出力からＤＣオフセット推定回路（積分回路）１８で平均化してＤＣオフセット量を推定し、ＤＡ変換器（ＤＡＣ）１９・２０で電圧あるいは電流に変換し、ＬＰＦ７・８の入力側で減算器２１・２２を用いて、ＤＣオフセット電圧あるいは電流を減算させる。
【００１２】
なお、ＬＰＦ７・８が２信号同時入力の構成を持つなら、減算器２１・２２は不要である。図６ではＤＣオフセット推定回路１８の入力はＡＤＣ１１・１２出力であるが、アンプ９・１０出力の場合もある。この場合、ＤＣオフセット量は電圧あるいは電流であるので、ＤＡＣ１９・２０は不要である。
【００１３】
【特許文献１】特開２００３−１４３１０２号公報  （第３−５頁、第３図、第７図）
【００１４】
【特許文献２】特開昭５９−１８１７１９号公報  （第１−２頁、第１図）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
ダイレクトコンバージョン方式において、ＤＣオフセットの問題は、単にアナログ回路のＯＦＤＭにおけるＤＣ成分のデータが正しく取り出せないだけではない。一般的にセルフミキシングと呼ばれる現象が問題となることがある。セルフミキシングとは、以下の現象を言う。局部発振信号は元々振幅レベルの大きい信号である。そのため、この信号はＢＰＦ２や低雑音アンプ３に漏れやすい。このとき、漏洩局部発振信号は各部の入出力インピーダンスのアンマッチングなどで反射されアンテナ側まで到達し、アンテナで受信した無線信号に重畳されてＢＰＦ２、低雑音アンプ３を経てミキサ５・６で本来の局部発振信号と混合することになる。このとき、漏洩局部発振信号と本来の局部発振信号は同一周波数であるので、漏洩局部発振信号のミキサ出力はＤＣオフセットとなる。
【００１６】
アンテナの周囲の環境により反射量が変化することと、低雑音アンプ３を始めとする受信回路各部のゲインにより、場合によってはセルフミキシングによるＤＣオフセット量は希望チャネル信号のレベルよりかなり大きくなり得る。この場合、ＡＤＣ入力のＤＣレベルがＡＤＣの変換範囲を超えたり、超えなくても大きく偏ったりして、ＡＤＣ出力におけるベースバンド信号の一部あるいは大部分がクリップされる（ＡＤＣの下限値あるいは上限値に固定される）。このような場合、図５のＤＣオフセット補償機能では、ＦＦＴ出力あるいは入力でＤＣオフセット量を除けても、ＡＤＣ入力のＤＣオフセットは除去されないので、ベースバンド信号はクリップされて大きく歪んだままのため、ＦＦＴ後のＤＣ以外の周波数成分は歪みの影響を受け続ける。
【００１７】
一方、図６のＤＣオフセット補償機能では、一時的にＡＤＣ入力のＤＣレベルがＡＤＣの変換範囲を超えたとしても、時間の経過と共にＡＤＣ入力のＤＣレベルは適正な値に落ち着く。このため、ベースバンド信号のクリッピングによる歪みは解消される。しかし、図６のＤＣオフセット補償機能はＤＣオフセットだけを除くことはできない。図６のＡＤＣ１１・１２の出力は、低周波でのＬＰＦ７・８、アンプ９・１０の周波数特性が平坦だとすると、ＤＣオフセット推定回路１８の伝達関数が持つ次数と同じ次数のハイパス特性を持つ。このＤＣオフセット推定回路１８に使用される積分回路として、１次特性を持つ回路を使うのが一般的であるので、ＡＤＣ１１・１２の出力は緩やかな１次ハイパス特性を示すことになる。つまり、低周波帯域はこの特性により、ＦＦＴ１３出力の低周波成分が減衰ならびに位相回転の影響を受けることになる。これによりいくつかの低周波の副搬送波に割り当てられているデータを正しく復元できなくなる。
【００１８】
この発明は上記の問題点を解決するためになされたもので、ＡＤ変換器入力でのベースバンド信号のクリップを抑えることができ、かつＤＣ成分は低周波成分の本来の情報を失うことなく復調できるように改良されたＯＦＤＭ方式の受信回路を提供することを目的とする。
【００１９】
この発明の他の目的は、受信性能が向上するように改良された通信機器を提供することにある。
【００２０】
この発明のさらに他の目的は、受信性能が向上するように改良された放送受信機を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
受信した高周波信号をダウンコンバートするミキサと、ミキサ出力からベースバンドの所望信号を取り出すローパスフィルタと、このローパスフィルタで取り出されたアナログの所望信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換器と、このＡＤ変換器でデジタル化した所望信号を周波数成分に変換するＦＦＴ回路を有するＯＦＤＭ方式の受信回路において、ＦＦＴ回路の出力からＤＣ成分を取り出し、ＤＣオフセット量を推定するＤＣオフセット量推定手段と、このＤＣオフセット量推定手段にて推定したＤＣオフセット量をアナログ値に変換するＤＡ変換器と、ミキサ出力からこのＤＡ変換器の出力を減算する減算手段を備える。
【００２２】
この発明によれば、アナログ値になったＤＣオフセット推定量をミキサ出力から減算するので、受信回路内のアナログ回路で発生するＤＣオフセットを補償する機能を有するようになる。このＤＣオフセット補償によって、上記アナログ回路で発生するＤＣオフセット成分のみを除去し、ＡＤＣ入力のＤＣオフセットによるベースバンド信号のクリッピングを防止し、他の低周波成分には影響を与えないので、これら低周波成分の副搬送波に含まれるデータを正しく復元できる。これにより、復調時のデータの誤り率が低下するので、本受信回路を持つ通信機器、放送受信機の受信性能が向上する。
【００２３】
なお、上記ＤＣオフセット推定回路は、ＤＣ成分を積分することで、ＤＣオフセット量を推定することを特徴とする。ＤＣ成分自身に含まれるデータは、長時間で見れば、ランダムであるので、このＤＣ成分の積分結果は、オフセット成分だけとなるので、正確なＤＣオフセット量を見積もれる。
【００２４】
さらに、上記ＤＡ変換器の更新時点は、ミキサ出力におけるＯＦＤＭ変調波形のシンボル区間の開始点からガードインターバル区間の間であることを特徴とする。ここで、ガードインターバルとは、シンボル長を理論的な値より長くするためのもので、もともと遅延波による影響を防ぐために用いられているものである。これは、シンボルの最後の部分をコピーして、シンボルの前に付加することで生成される。直接波と遅延波の合成の際、シンボルの最初の部分に一つ前のシンボルの信号が混入する。しかし、復調時には付加されていたガードインターバルを取り除くため、復調に必要な有効シンボルには遅延波による影響がなく妨害を防ぐことができるのである。ＤＡ変換器の更新時点を、このようなガードインターバル区間の間にすることにより、ＤＡ変換器出力の更新による影響が、復調時の、ガードインターバルの取り除きと共に、除去される。
【００２５】
そして、このＤＡ変換器出力の更新に伴うＡＤ変換器入力の波形の変動が収まるまでの区間が、ガードインターバル区間内であることを特徴とする。これらにより、ＤＡ変換器出力の更新による影響がガードインターバル内に収まるので、ＯＦＤＭ復調への影響を無くすことができる。
【００２６】
この発明の他の局面に従う受信回路は、上述のＯＦＤＭ方式の受信回路であって、ＯＦＤＭデータが間欠的に送信される放送、通信方式において、データが送られていない区間に、一部を除いて電源が切られることにより消費電力を抑えられるようにされたＯＦＤＭ方式の受信回路において、電源が切られている間のＤＣオフセット推定量は保持されるように構成され、受信回路の電源が入った時刻と概ね同時刻にＤＡ変換器出力を更新することを特徴とする。
【００２７】
受信回路内のアナログ回路内にあるキャパシタや寄生容量などの影響で、電源を入れてからしばらくたたないと各素子に加わるバイアス電圧、電流が正常値に落ち着かない。その間は、アナログ回路は安定しない。そこで、この安定化するまでの時間を考慮して、ＤＡ変換器出力の更新時刻をこの電源投入時刻とほぼ同時にしておけば、ＤＡ変換器自身の立ち上がりによる出力の変動およびＤＡ変換器の入力での変動が上記安定化時間に含まれるので、上記ガードインターバル区間を考慮することなしで、ＯＦＤＭ復調への影響を無くすことができる。
【００２８】
上述のような受信回路は、通信機器あるいは放送受信機に好ましく用いることができる。これにより、優れたＤＣオフセット補償機能を有した受信回路を有するので、復調時のデータの誤り率が低下するので通信機器、放送受信機としての受信性能が向上する。
【発明の効果】
【００２９】
本発明にかかるＯＦＤＭ方式の受信回路における、受信回路のアナログ回路で発生するＤＣオフセット補償機能は、ＡＤ変換器入力でのベースバンド信号のクリップを抑え、かつ、ＤＣ成分は低周波成分の本来のデータを失うことなく復調できる。これにより、復調時のデータの誤り率が低下するので通信機器、放送受信機としての受信性能が向上する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３０】
以下に、本発明の実施の形態によるＯＦＤＭ受信回路を、図面を参照して詳しく説明する。図１は、本発明の実施の形態に係るＯＦＤＭ受信回路の構成を示すブロック図である。
【００３１】
本実施の形態に係るダイレクトコンバージョン型ＯＦＤＭ受信回路の構成は、図１に示すように、高周波無線電波を受信するアンテナ１と、アンテナ１で受信された高周波の無線信号のうち、この受信回路が必要とする周波数を含む所定の周波数帯域のみを通過させるＢＰＦ２と、ＢＰＦ２を通過した信号を増幅する低雑音アンプ３と、低雑音アンプ３の出力信号と局部発振信号を混合することによりベースバンドの同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑへのダウンコンバートを行う２つのミキサ５・６と、所望チャネルの中心周波数と等しい周波数で位相差が９０度の２つの信号を発振させ、これら信号を局部発振信号として２つのミキサ５・６に与えるＶＣＯ４と、ミキサ５・６出力に含まれるベースバンドの信号Ｉ・Ｑを取り出すＬＰＦ７・８と、ベースバンド信号Ｉ・Ｑをさらに増幅するアンプ９・１０と、アナログのベースバンド信号Ｉ・Ｑをデジタルに変換するＡＤＣ１１・１２と、一定区間毎にデジタル化した時系列のベースバンド信号Ｉ・Ｑを周波数系列に変換するＦＦＴ回路１３と、ＦＦＴ出力におけるＤＣ成分を一定期間積分することでベースバンド信号Ｉ・ＱそれぞれのＤＣオフセット量を推定するＤＣオフセット推定回路１４と、周波数系列のベースバンド信号Ｉf・Ｑfをさらに復調処理を行うための復調回路１７とを備えている。
【００３２】
当該ＯＦＤＭ受信回路は、さらに、上記推定されたＩ、ＱそれぞれのＤＣオフセット量をアナログの電圧あるいは電流に変換するＤＡＣ１９・２０と、ミキサ５・６出力からＤＣオフセット電圧あるいは電流を除去する減算器２１・２２とを備えている。
【００３３】
まず、放送局や無線通信局あるいは中継局や無線端末からその局に割り当てられたチャネルによって定まっている周波数（数百ＭＨｚから数ＧＨｚ程度）の搬送波に乗って出力されたＯＦＤＭ変調され高周波無線電波は、アンテナ１の特性によって決まる周波数範囲の他の電波と共にアンテナ１で微弱高周波電気信号に変換される。ＢＰＦ２は受信したいチャネルを含むある程度広い通過帯域を持っている。アンテナ１で受信した微弱高周波信号からＢＰＦ２で取り出された希望チャネルを含む微弱高周波信号が所定のレベルになるよう低雑音アンプ３において増幅される。このとき、低雑音アンプ３は可変利得アンプの場合がある。
【００３４】
ＶＣＯ４は、所望チャネルの中心周波数と等しい周波数で位相差が９０度の２つの信号を発振させ、これら信号を局部発振信号として２つのミキサ５・６に与える。ミキサ５・６は、低雑音アンプ３の出力の高周波信号に対して局部発振信号を混合することによりベースバンドの信号へのダウンコンバートを行う。ＯＦＤＭ変調では、ＯＦＤＭ変調前にＱＰＳＫ（quadrature phase shift keying：４相位相偏移変調）やＱＡＭ(quadrature amplitude modulation：直交振幅変調)などの直交変調を行っている。このため、ＯＦＤＭ復調するためには、Ｉ成分とＱ成分が必要になる。そのため、２つのミキサ５・６と、９０度位相差のある２つの局部発振信号が必要となる。
【００３５】
ＬＰＦ７・８は、ベースバンド内の希望チャネル以外の周波数帯域にある妨害波を除去する。よって、ＬＰＦ７・８が希望チャネルの信号を取り出しているので、これらＬＰＦ７・８をチャネル選択フィルタとも呼ぶ。さらにアンプ９・１０でこれらベースバンド信号を増幅し、ＡＤＣ１１・１２の入力に最適なレベルまで引き上げる。このため、アンプ９・１０も可変利得アンプの場合がある。この場合、図示されていないＡＧＣ制御回路が受信回路内の電力や電圧、電流をモニターして、低雑音アンプ３、アンプ９・１０の利得制御を行う。あるいは、ＬＰＦ７・８の出力における希望チャネル信号がＡＤＣ１１・１２の入力として最適なレベルに常になるような受信環境が保証されていれば、アンプ９・１０は省略できる。
【００３６】
ＡＤＣ１１・１２によってデジタル化された時系列のベースバンド信号Ｉ・Ｑは、ある一定区間ごとにＦＦＴ回路１３で周波数系列のベースバンド信号Ｉｆ・Ｑｆに変換される。これらベースバンド信号Ｉｆ・Ｑｆは、復調回路１７でさらなる復調処理（逆インターリーブやＱＰＳＫ／ＱＡＭ復調、冗長符号の復号化など）を行い、影像や音声などの情報を持ったデータ系列に変換され、出力される。
【００３７】
なお、ＬＰＦ７・８だけでは希望チャネルの隣接チャネル信号を取り除けない場合がある。そこで、ＡＤＣ１１・１２とＦＦＴ回路１３の間に、デジタルチャネル選択フィルタを設置する場合がある。
【００３８】
ＤＣオフセットは、ミキサ５・６からＡＤＣ１１・１２までの各部で発生する。これらアナログ回路内の素子ばらつきに起因するＤＣオフセットと、さらにミキサ５・６では、ＶＣＯ４出力がＢＰＦ２や低雑音アンプ３に漏れることで生じるセルフミキシングによるＤＣオフセットが生じる。そこで、ＤＣオフセット推定回路１４では、一定区間（シンボル周期）毎に得られるベースバンド信号Ｉｆ・ＱｆのそれぞれのＤＣ成分を積分することで、ＤＣオフセット量を推定する。積分出力としてのＤＣオフセット推定量はシンボル周期ごとに更新される。
【００３９】
ＯＦＤＭ変調では、ＤＣ成分にもデータが与えられている場合といない場合がある。ＤＣ成分にデータが与えられていない場合は、ＤＣオフセット推定回路１４での積分はまさしくＤＣオフセット量の積分となる。通常、ＯＦＤＭ変調では特定の周波数成分のデータが常に一定とならないように、ＯＦＤＭ変調されるデータは、復調時に復元できるような一定の規則に従って、あらかじめランダマイズ化される。このため、ＯＦＤＭ変調でＤＣ成分にデータが与えられている場合、このデータもランダムなので、ＤＣオフセット推定回路１４での長時間の積分を経て、データの影響は消え、積分出力はＤＣオフセット量の積分結果となる。
【００４０】
ＤＣオフセット推定回路１４の出力であるＩ・Ｑ成分それぞれのＤＣオフセット量の積分結果は、ＤＡＣ１９・２０でアナログ化されて、減算器２１・２２でミキサ５・６出力のＤＣ成分からＤＣオフセット推定量が減ぜられる。このＤＣオフセット推定量は、ＡＤＣ１１・１２出力におけるＤＣオフセット量のＬＰＦ７・８入力換算のオフセット量を表す。減ぜられたＤＣ成分は、ミキサ５・６出力の他の周波数成分と共に再びＬＰＦ７・８の入力となり、その結果、ＤＣオフセット推定回路１４の入力としてのＤＣオフセット量は、小さくなっていく。その結果、積分結果は一定値に近づく。このようにして、ＤＡＣ１９・２０出力は、実際のＤＣオフセット量になっていく。
【００４１】
なお、ＬＰＦ７・８の入力がそれぞれ２入力構成可能ならば、減算器２１・２２は省略可能で、ＤＡＣ１９・２０出力を直接ＬＰＦ７・８の入力とすればよい。もちろん、ＤＣオフセット量入力の極性は反転させる必要がある。
【００４２】
このようにして、減算器２１・２２からＦＦＴ回路１３までの回路とＤＣオフセット推定回路１４、ＤＡＣ１９・２０の帰還回路による閉ループ回路によるＤＣオフセット補償回路が出来上がる。この補償回路では、閉ループ回路の入力ならびに、帰還回路を除く閉ループ回路内部のＤＣオフセットを補償できる。よって、ミキサ５・６、ＬＰＦ７・８、アンプ９・１０、ＡＤＣ１１・１２で発生するＤＣオフセットをキャンセルできる。これにより、ＡＤＣ１１・１２入力のＤＣレベルがＡＤＣの変換範囲を超えたり、超えなくても大きく偏ったりして、ＡＤＣ出力におけるベースバンド信号の一部あるいは大部分がクリップされることを防ぐことができる。一方、帰還回路の中でＤＣオフセットが発生する可能性のあるＤＡＣ１９・２０については、出力ＤＣオフセットの発生が少ないことが望まれる。
【００４３】
このＤＣオフセット補償機能は、あくまでもＦＦＴ１３によるＤＣ成分のみを負帰還しているので、周波数帯域として影響を受けるのは、ＦＦＴ１３のＤＣ成分だけである。つまり、特許文献２の従来のＤＣオフセット補償回路の様に、ＤＣと他の低周波のＦＦＴ周波数成分のデータに影響を与えることはない。またこのＤＣ成分もオフセット成分がキャンセルされている状態なので、ＤＣ成分にあるデータも失う事は無い。
【００４４】
ＤＡＣ１９・２０出力の更新周期は、ＯＦＤＭ変調におけるガードインターバル区間を含むシンボル周期長か、その整数倍とするのが妥当である。また、そのサンプリング時点も、減算器２１・２２の入力において、希望チャネルのガードインターバルの開始直後が望ましい。これにより、減算器２１・２２出力におけるＤＣ成分の変化は、ＬＰＦ７・８などのステップ応答によりある程度の時間を経てアンプ９・１０出力で、ＤＣ成分は一定値に落ち着く。このＤＣ成分が変化し、一定値に落ち着くまでの時間がガードインターバル区間内に収まっていれば、ＦＦＴ計算において、このＤＣ変動によるＤＣを含む各周波数成分に対する影響は除ける。つまり、減算器２１・２２入力からＡＤＣ１１・１２入力までのアナログ部のステップ応答のセトリング時間、ＡＤＣ１１・１２入力からＤＣオフセット推定回路出力までのデジタル部の計算時間を把握しておく必要がある。特に、ＬＰＦ７・８の通過帯域幅が可変だったり、アンプ９・１０の利得が可変だったりするなら、アナログ部のセトリング時間は、それらの状態で変わる場合がある。そこで、この受信回路は、ＬＰＦやアンプの状態を把握し、ＤＡＣ１９・２０の更新時点を変更できる機能を付ければよい。具体的には、アンプ９・１０が可変利得アンプであれば、ＡＧＣ回路が出力するアンプ９・１０の利得制御信号に対するアンプのセトリング時間の関係を予め求めておけば、ＡＧＣ回路の利得制御信号を元にＤＡＣ１９・２０のサンプリング時点を設定できる。
【００４５】
これを図２〜図４を用いて説明する。各図の横軸は時間を、縦軸は各波形の振幅を示す。今、図１のＩ信号に着目し、説明をわかりやすくするため、以下の仮定を設ける。まず、ＬＰＦ７入力からアンプ９出力までのＬＰＦ７通過帯域内周波数における利得を１、群遅延を０秒とする。また、ミキサ５出力には希望チャネ信号の周波数成分しかなく、ＬＰＦ７はこの信号をそのまま通過させるとする。
【００４６】
図２は、ミキサ５出力のＯＦＤＭ変調波形である。そして、上記仮定により、ＤＡＣ１９の出力が０のときのアンプ９出力でもある。図２の波形において、時刻ｔ１がＯＦＤＭ変調信号におけるあるシンボルの開始時点であり、時刻ｔ３までがこのシンボルのシンボル区間である。時刻ｔ１から時刻ｔ２までがガードインターバル区間であり、このシンボルの最後部の区間の信号が時間長Ｔｇ（ｔ２−ｔ１）だけこのガードインターバル区間にコピーされている。つまり、実際に有効なシンボル区間はｔ２からｔ３までである。よって、この区間を有効シンボル区間とも呼ぶ。なお、ＯＦＤＭ変調の特性により、時刻ｔ２における波形は連続している。一方、時刻ｔ１とｔ３では、他のシンボルとの境界であるので、波形は不連続となっている。
【００４７】
図３の実線波形が、ミキサ９出力を０としたときにおけるＤＡＣ１９がオフセット推定量を出力しているときの減算器２１の出力波形である。つまり、ＤＡＣ１９から出力されるオフセット推定量の極性を反転させた波形である。ＤＡＣ１９は、当初ＤＣオフセット推定量として、０を出力しており、時刻ｔ４にＤＡＣ１９出力を新たなＤＣオフセット推定量に更新していることを示している。破線の波形はこのミキサ９出力が０のときにおける減算器２１出力の実線波形をＬＰＦ７とアンプ９に通したときのアンプ９出力の波形である。実線波形は、極性の反転はあるがステップ関数波形であるので、破線波形はＬＰＦ７とアンプ９のステップ応答波形である。ステップ関数入力の時刻ｔ４から波形が一定値に落ち着く時刻ｔ５までの時間がセトリング時間となる。
【００４８】
図４の実線波形は、図２のミキサ５出力波形と、図３と同じＤＡＣ１９出力が入力されたときの減算器２１出力の波形である。そして、破線波形はこの実線波形がＬＰＦ７に入力されたときのアンプ９の出力波形である。時刻ｔ４からｔ５までの破線波形が実線波形からずれている、つまり、波形が歪んでいるのは、図３の破線で示したＬＰＦ７とアンプ９のステップ応答によるものである。
【００４９】
ここで、ＬＰＦ７とアンプ９のセトリング時間（ｔ５−ｔ４）は、ＬＰＦ７、アンプ９の回路構成によって定まる。また、使用環境温度などによってセトリング時間は変動する。しかし、この変動を考慮したセトリング時間Ｔｓｔ（＞ｔ５−ｔ４）は、回路シミュレーションやこれら回路を予め実際に作って測定することで、求めることができる。ＡＤＣ１１におけるデータ変換時間なども同様に知ることができる。このデータ変換時間を含めたＡＤＣ１１入力からＦＦＴ回路１３入力までの遅延時間をΔｔとして、ＦＦＴ回路１３入力信号における有効シンボル区間の開始時刻ｔ２’＝ｔ２＋Δｔは、この信号の自己相関を計算することで求められる。この検出方法は既知なので説明を省略する。ＦＦＴ回路１３がＦＦＴ計算を行う区間長は有効シンボル区間長Ｔｓｅ（ｔ３−ｔ２）であるが、実際にＦＦＴ計算を行う区間は、マルチパスによる前後のシンボルからの干渉が無い、あるいは影響が小さい区間であって、その計算開始点は時刻ｔ２’より前になる。
【００５０】
このようにして、アンプ９出力におけるシンボル開始時間ｔ１＝ｔ２’−Δｔ−Ｔｇも知ることができる。そこで、ＤＡＣ１９の更新時刻ｔ４を、シンボル開始時間ｔ１からｔ２−Ｔｓｔの間になるように設定（図２では既にそのようになっている）、あるいはＴｓｔに応じて制御する。これにより、ＦＦＴ回路１３が実際にＦＦＴ計算を行う区間をアンプ９出力におけるｔ５以降で行えば、ＤＡＣ１９の出力の変化により変動したアンプ９出力が落ち着く時刻ｔ５がガードインターバル区間内にあるので、ＦＦＴ計算における、ＤＣオフセット補償による波形の歪みの影響を受けなくて済む。
【００５１】
なお、マルチパスの影響を除くため、ＦＦＴ計算区間の開始点がｔ２’より前になっても問題ないように、できれば、更新時刻ｔ４はシンボル開始時刻ｔ１に近い方が良い。もちろん、前のシンボルへの影響を与えないために、更新時刻ｔ４は、シンボル開始時刻ｔ１より早くなってはいけない。
【００５２】
なお、上記説明では、ＤＡＣ１９出力におけるセトリング時間を無視しているが、実際はＬＰＦ７、アンプ９のセトリング時間と同様に、考慮する必要がある。
【００５３】
以上の様に、アナログ回路各部のセトリング時間内の、ＤＣオフセット補償機能による波形歪がガードインターバル区間内に収まるように、ＤＡＣ１９・２０の更新時刻を制御することで、ＤＣオフセット補償に伴うベースバンド信号の波形歪みをＦＦＴ計算に影響を与えなくて済む。
【００５４】
ヨーロッパのデジタル放送規格のひとつに、携帯機器向けのＤＶＢ−Ｈ（Digital Video Broadcasting for Handheld Terminals）がある。これは、携帯機器の消費電力を抑えるために、一定間隔毎にＯＦＤＭデータを送る区間と送らない区間が存在するタイムスライシング機能を有する。なお、実際にはデータを送らない区間には、受信回路が所望とするデータとは別のデータを送ることで、効率的な電波利用を行っている。つまり、このＤＶＢ−Ｈ放送向け受信回路では、データが送られていない区間の電源を切ることで、受信回路自身の消費電力を抑える。
【００５５】
このとき、ＤＣオフセット推定回路１４の電源が切れても出力としてのＤＣオフセット推定量を保持していれば、電源が入ったときに、直ぐにＤＣオフセットを補償できる。元々タイムスライシングの状態を監視するための制御回路が必要になるが、この制御回路は当然電源を切ることはできない。そこで、この制御回路の電源とＤＣオフセット推定回路１３内の積分演算結果を保持するレジスタの電源を共通化しておけば、上記出力値を保持できる。
【００５６】
実際の受信回路電源投入時刻は、データを送っている区間の少し前でなければならない。これは、受信回路内のアナログ回路内にあるキャパシタや寄生容量などの影響で、電源を入れてからしばらくたたないと各素子に加わるバイアス電圧、電流が正常値に落ち着かないため、その間は、アナログ回路は安定しないので、この安定化するまでの時間を考慮する必要があるからである。そこで、ＤＡＣ１９・２０の更新時刻をこの電源投入時刻とほぼ同時にしておけば、ＤＡＣ１９・２０自身の立ち上がりによる出力の変動およびＡＤＣ１１・１２入力での変動が上記安定化時間に含まれるので、上記ガードインターバル区間を考慮することなしで、ＯＦＤＭ復調への影響を無くすことができる。
【００５７】
上記ＤＣオフセット補償機能をＯＦＤＭ方式の無線通信機器、放送受信機の受信回路に適用することで、この受信回路は、セルフミキシングなどによる内部のＡＤＣ入力のクリップを防止できるほか、ＦＦＴ計算においてＤＣオフセット補償による波形の歪みの影響を除いた上に、ＤＣ、低周波成分の副搬送波データへの影響を受けないので、復調時のデータの誤り率が低下するので無線通信機器、放送受信機としての受信性能が向上する。
【００５８】
上記ＤＣオフセット補償機能を有する受信回路をＬＳＩ化するとき、１チップ化する場合と、２チップ化する場合がある。１チップ化の場合、上記機器内の基板に占める受信回路の占有面積を小さくできる。一方、２チップ化する場合、占有面積は増加するが、デジタル回路で生じる雑音がアナログ回路に与える影響は１チップ化した場合より小さくできるので、受信性能を向上しやすい。また、アナログＩＣでは、プロセスの最小サイズはなかなか小さくできないのに対し、デジタルＩＣのプロセスの最小サイズは今でも小さくなっている。そのため、１チップ化と比較して、２チップ化した方が、デジタルＩＣのチップサイズの方を小さくできるので、回路全体のサイズも小さくできる場合がある。
【００５９】
そこで、図１の受信回路において、２チップ化の場合、アナログＩＣには、低雑音アンプ３、ＶＣＯ４、ミキサ５・６、減算器２１・２２、ＬＰＦ７・８、アンプ９・１０を、デジタルＩＣには、ＡＤＣ１１・１２、ＦＦＴ回路１３、ＤＣオフセット推定回路１４、復調回路１７、ＤＡＣ１９・２０とすべきである。一般に、多値のデジタル信号を伝送するのはその信号のビット数に応じた多数の信号線が必要になるが、上記切り分けを行った場合、アナログＩＣとデジタルＩＣとの接続信号はベースバンド信号とＤＣオフセット推定量のアナログ信号のみとなるので、各ＩＣのパッド数を少なくできる。
【００６０】
なお、ＢＰＦ２は通常ＶＨＦ帯以上の成分を扱うので、アクティブ素子によるフィルタを実現し辛く、従って、アナログＩＣ内に収めることが難しく、セラミックフィルタやＳＡＷフィルタとして単体で実現される場合が多い。
【００６１】
以上、ここまで無線の通信機器や放送受信機について述べてきたが、ＯＦＤＭ方式は無線にだけに用いられているわけではない。ＡＤＳＬ（Asymmetric Digital Subscriber Line）や電力線通信などの有線通信にもＯＦＤＭ方式が用いられている。また、ケーブルテレビ（ＣＡＴＶ）でも地上デジタルＴＶのＯＦＤＭ信号がそのまま有線で伝送される場合もある。したがって、これら有線の通信、放送に用いられるモデムやセットトップボックスなどの通信機器、放送機器内の受信回路においても本発明は使用可能である。
【００６２】
本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。
【産業上の利用可能性】
【００６３】
この発明による受信回路は、ＯＦＤＭ方式の受信回路およびこの受信回路を含む通信機器、放送受信機に適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００６４】
【図１】本発明の実施の形態に係る無線受信回路の構成を示すブロック図である。
【図２】図１のミキサ５出力のＯＦＤＭ変調波形の一例を示す図である。
【図３】図１において、ミキサ５出力を０とし、ＤＡＣ１９出力を入力したときの減算器２１の出力波形の一例（実線）と、この出力波形をＬＰＦ７が入力したときのアンプ９出力波形（破線）を示す図である。
【図４】図３の減算器２１出力に図２のミキサ５出力を入力したときの減算器２１の出力波形（実線）と、このときのアンプ９出力波形（破線）を示す図である。
【図５】従来技術の受信回路の構成を示すブロック図である。
【図６】別の従来技術の受信回路の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００６５】
１  アンテナ
２  バンドバスフィルタ
３  低雑音アンプ
４  電圧制御発振器（ＶＣＯ）
５、６  ミキサ
７、８  ローパスフィルタ
９、１０  アンプ
１１、１２  ＡＤ変換器
１３  ＦＦＴ回路
１４、１８  ＤＣオフセット推定回路
１５、１６  ＤＣオフセット除去回路
１７  復調回路
１９、２０  ＤＡ変換器
２１、２２  減算器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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