(57)【要約】      （修正有）【課題】Ｂ級プッシュプルＢＴＬ増幅器において、位相差を有する入力信号に基づいて増幅動作する場合でも波形歪みの抑制が可能な増幅器を提供する。【解決手段】  入力信号ＩＮF，ＩＮRの少なくとも一方が閾値ＴＨ，ＴＬを超える大振幅となると、ＴＨ，ＴＬを限度にＩＮFから切り出した補正信号ＶfcmをＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+F)，(-F)にフィードフォワードする補正信号生成部１と、ＴＨ，ＴＬを限度にＩＮRから切り出した補正信号ＶrcmをＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+R)，(-R)にフィードフォワードする補正信号生成部２とを設け、ＯＰＡ(+F)，(-F)からＶfcmに基づいてレベル調整を施した出力電圧ＯＵＴF(+)，(-)から波形歪みの無い電圧〔ＯＵＴF(+)−ＯＵＴF(-)〕を負荷Ｆに印加して駆動し、ＯＰＡ(+R)，(-R)からＶrcmに基づいてレベル調整を施した出力電圧ＯＵＴR(+)，(-)から波形歪みの無い電圧〔ＯＵＴR(+)−ＯＵＴR(-)〕を負荷Ｒに印加して駆動する。【選択図】  図４
2007049275.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の入力信号を増幅して第１の負荷を駆動する第１の非反転増幅器及び反転増幅器で形成された第１のＢＴＬ型プッシュプル回路と、第２の入力信号を増幅して第２の負荷を駆動する第２の非反転増幅器及び反転増幅器で形成された第２のＢＴＬ型プッシュプル回路と、前記第１，第２の入力信号が共に所定の閾値の範囲内となる小振幅のときには、前記第１，第２の負荷を直列接続させて前記第１の非反転増幅器と第２の反転増幅器とにより駆動させ、前記第１，第２の入力信号の少なくとも一方が前記閾値を超える大振幅のときには、前記第１の負荷と第２の負荷との接続を遮断して前記第１，第２のＢＴＬ型プッシュプル回路により駆動させる切替え手段と、を有する増幅器であって、
前記第１，第２の入力信号の少なくとも一方が前記所定の閾値を超える大振幅のとき、前記閾値を限度に前記第１の入力信号から切り出した第１の補正信号を前記第１の非反転増幅器及び反転増幅器にフィードフォワードして前記第１の入力信号との差動増幅を行わせる第１の補正信号生成手段と、
前記第１，第２の入力信号の少なくとも一方が前記所定の閾値を超える大振幅のとき、前記閾値を限度に前記第２の入力信号から切り出した第２の補正信号を前記第２の非反転増幅器及び反転増幅器にフィードフォワードして前記第２の入力信号との差動増幅を行わせる第２の補正信号生成手段と、
を具備することを特徴とする増幅器。
【請求項２】
前記第１，第２の補正信号生成手段は、前記第１，第２の補正信号を増幅し、増幅率を調整することが可能な増幅器を有することを特徴とする請求項１に記載の増幅器。
【請求項３】
前記第１，第２の補正信号生成手段は、前記閾値を限度として前記第１，第２の入力信号を切り出すリッミタ回路を有することを特徴とする請求項１又は２に記載の増幅器。
【請求項４】
前記閾値を設定すると共に調整可能な参照電圧源を有することを特徴とする請求項１ないし３の何れか１項に記載の増幅器。
【請求項５】
前記第１，第２の入力信号と前記閾値とを比較し、比較結果に基づいて前記切替え手段の切替え制御と、第１，第２の補正信号生成手段における前記補正信号の生成制御を行うレベル判断手段を有することを特徴とする請求項１ないし４の何れか１項に記載の増幅器。
【請求項６】
レベル判断手段は、前記第１の入力信号と前記閾値とを比較する第１のウィンドウコンパレータと、前記第２の入力信号と前記閾値とを比較する第２のウィンドウコンパレータと、前記第１，第２のウィンドウコンパレータの出力を論理和演算する論理和回路とを有し、前記論理和回路の出力に基づいて前記切替え手段と第１，第２の補正信号生成手段を制御することを特徴とする請求項５に記載の増幅器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、Ｂ級プッシュプル（Class B Push Pull)回路を有する高効率の増幅器に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、低電源電圧の下で高出力が得られ効率の良い増幅器として、ＢＴＬ（Balanced Transformer Less）型Ｂ級プッシュプル回路が知られており、乾電池等のバッテリーで動作するスピーカ駆動用電力増幅器等に用いられている。
【０００３】
このＢＴＬ型Ｂ級プッシュプル回路（以下「ＢＴＬ型ＰＰ回路」と称する）は、負荷に対してブリッジのように接続された２つのＳＥＰＰ（Single Ended Push Pull）回路を有し、両者のＳＥＰＰ回路が互いに逆位相で入力信号を増幅して負荷を駆動することにより、１つのＳＥＰＰ回路で負荷を駆動する場合に得られる最大出力電力Ｐomaxに較べて、ほぼ４倍の最大出力電力（４×Ｐomax）を得ることができ、高効率となっている。
【０００４】
更に、近年、一般的なＢＴＬ型ＰＰ回路よりも消費電力の低減を図った「二次元的ブリッジパワー増幅器」と称される増幅器が提案されている（特許第３４５９１０９号公報、特許第３４５９１９２号公報）。
【０００５】
特許第３４５９１０９号公報に記載されている増幅器は、図１に示すように、４個のＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+F)，ＯＰＡ(-F)，ＯＰＡ(+R)，ＯＰＡ(-R)と、スイッチＳＷC，ＳＷF，ＳＷRと、ウィンドウコンパレータＣＭＰと、差動フィードバック系統ＤＦＮ(+F)，ＤＦＮ(-F)，ＤＦＮ(-R)，ＤＦＮ(+R)とを有し、入力信号ＩＮF，ＩＮRを増幅して２つのスピーカＦ，Ｒを駆動すると共に、同一波形の入力信号ＩＮF，ＩＮRが同位相で入力される場合に最大効率が得られるようになっている。
【０００６】
そして、入力信号ＩＮF，ＩＮRが共に閾値Ｖref(+)，Ｖref(-)の範囲内の小振幅となるときには、ウィンドウコンパレータＣＭＰの検出出力ＳＷcmdに従ってスイッチＳＷCがオン（導通）、スイッチＳＷFがオフ（遮断）となり、更にスイッチＳＷRが入力信号ＩＮRの入力を遮断するように切り替わる。これにより、図２（ａ）の等価回路にて示すように、ＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+F)とＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(-R)との間に２つのスピーカＦ，Ｒが直列接続され、反転増幅器であるＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(-F)が切り離されて増幅動作に寄与しなくなり、更に、非反転増幅器であるＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+R)がバッファアンプとして機能する。
【０００７】
図２（ａ）のように回路構成が切り替わると、非反転増幅器であるＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+F)と反転増幅器であるＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(-R)が、入力信号ＩＮF，ＩＮRに基づいて、直列接続されたスピーカＦ，Ｒを駆動するＢＴＬ型ＰＰ回路として機能することとなる。また、バッファアンプとしてのＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+R)は、スピーカＦ，Ｒに流れる電流Ｉf，Ｉrに差が生じた場合に、その差電流（Ｉf−Ｉr）をシンク等（吸引等）してグランド側へ廃棄することで、不要な電流に起因するトラブルの発生を防止する。
【０００８】
このように、入力信号ＩＮF，ＩＮRが閾値Ｖref(+)，Ｖref(-)の範囲内の小振幅となっているときには、ＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+F)，ＯＰＡ(-R)が、直列接続されたスピーカＦ，ＲをＢＴＬ駆動することから、高効率化が可能となっている。
【０００９】
入力信号ＩＮF，ＩＮRの少なくとも一方が閾値Ｖref(+)，Ｖref(-)の範囲を超える大振幅となるときには、ウィンドウコンパレータＣＭＰがそれを検出し、検出出力ＳＷcmdに従ってスイッチＳＷCがオフ（遮断）、スイッチＳＷFがオン（導通）となり、更にスイッチＳＷRが入力信号ＩＮRを入力するように切り替わる。これにより、図２（ｂ）の等価回路にて示すように、ＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+F)，ＯＰＡ(-F)が一方のＢＴＬ型ＰＰ回路となってスピーカＦを駆動し、ＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+R)，ＯＰＡ(-R)が他方のＢＴＬ型ＰＰ回路となってスピーカＲを駆動することとなり、消費電力の低減と高効率化が可能となる。
【００１０】
更に、差動フィードバック系統ＤＦＮ(+F)，ＤＦＮ(-F)，ＤＦＮ(-R)，ＤＦＮ(+R)は、各スピーカＦ，Ｒの入力端子に生じる電圧ＯＵＴF(+)，ＯＵＴF(-)との差電圧〔ＯＵＴF(+)−ＯＵＴF(-)〕，〔ＯＵＴF(-)−ＯＵＴF(+)〕と、電圧ＯＵＴR(+)，ＯＵＴR(-)との差電圧〔ＯＵＴR(+)−ＯＵＴR(-)〕，〔ＯＵＴR(-)−ＯＵＴR(+)〕を検出し、各検出結果をＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+F)，ＯＰＡ(-F)，ＯＰＡ(+R)，ＯＰＡ(-R)にフィードバックしている。
【００１１】
かかるフィードバックにより、図２（ａ）に示したＢＴＬ駆動の際に、直列接続されたスピーカＦ，Ｒの夫々の入力端子間に掛かる電圧〔ＯＵＴF(+)−ＯＵＴF(-)〕，〔ＯＵＴ(R+)−ＯＵＴR(-)〕をバイアス調整することを可能にし、また、図２（ｂ）に示したＢＴＬ駆動の際にも、スピーカＦの入力端子間に掛かる電圧〔ＯＵＴF(+)−ＯＵＴF(-)〕と、スピーカＲの入力端子間に掛かる電圧〔ＯＵＴ(R+)−ＯＵＴR(-)〕とをバイアス調整することを可能にしている。
【００１２】
以上に説明したように、特許第３４５９１０９号公報に記載されている増幅器は、入力信号ＩＮF，ＩＮRが共に閾値Ｖref(+)，Ｖref(-)の範囲内の小振幅となるときには、図２（ａ）に示したように、スピーカＦ，Ｒを直列接続させてＢＴＬ駆動することで、高効率化を実現し、入力信号ＩＮF，ＩＮRの少なくとも一方が閾値Ｖref(+)，Ｖref(-)の範囲を超える大振幅となると、図２（ｂ）に示したように、スピーカＦ，Ｒを個別にＢＴＬ駆動することで消費電力の低減と高効率化を実現している。この結果、消費電力の低減が可能となっている。
【００１３】
次に、特許第３４５９１９２号公報に記載されている増幅器は、基本的には図１及び図２に示した増幅器と同様の構成を有しており、スイッチＳＷCがオフ又はオンに切り替わる際、スピーカＦ，Ｒに掛かる電圧にいわゆる波形歪みが生じることを防止すべくなされた改良型の増幅器となっている。
【００１４】
すなわち、特許第３４５９１９２号公報に記載されている増幅器は、図３（ａ）に模式的に示すように、４個のＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+F)，ＯＰＡ(-F)，ＯＰＡ(+R)，ＯＰＡ(-R)と、スイッチＳＷC，ＳＷF，ＳＷRと、ウィンドウコンパレータＣＭＰとを有し、ウィンドウコンパレータＣＭＰによって検出される入力信号ＩＮF，ＩＮRの振幅変化に応じて、スピーカＦ，Ｒを個別に又は直列接続してＢＴＬ駆動するようになっている。
【００１５】
更に、図３（ａ）に示すように、ＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+F)とスピーカＦとの間に接続されたホールド部ＨＬＤf及び差動演算器Ｇm1と、ＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(-R)とスピーカＲとの間に接続されたホールド部ＨＬＤr及び差動演算器Ｇm２が設けられている。
【００１６】
ここで、ホールド部ＨＬＤf，ＨＬＤrは、ウィンドウコンパレータＣＭＰの検出出力ＳＷcmdに従って、スピーカＦ，Ｒに掛かる共通モード電圧ＣＭ1，ＣＭ2をサンプルホールドする。
【００１７】
そして、入力信号ＩＮF，ＩＮRが閾値Ｖref(+)，Ｖref(-)の範囲を超える大振幅となり、スイッチＳＷCがオフ（遮断）、スイッチＳＷFがオン（導通）となることでスピーカＦ，Ｒが個別にＢＴＬ駆動されるときには、ホールド部ＨＬＤfが短絡状態となり、差動演算器Ｇm1がスピーカＦに掛かる共通モード電圧ＣＭ1の差分電圧を演算してＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+F)，ＯＰＡ(-F)にフィードバックする。
【００１８】
また、スピーカＦ，Ｒが個別にＢＴＬ駆動されている状態から直列接続されてＢＴＬ駆動される状態へと切り替わる時点（入力信号ＩＮF，ＩＮRが閾値Ｖref(+)，Ｖref(-)に対して大振幅から小振幅へと変化する時点）で、ホールド部ＨＬＤfがスピーカＦに掛かる共通モード電圧ＣＭ1をホールド電圧Ｖcm1Bとしてサンプルホールドし、その後スピーカＦ，Ｒが直列接続されてＢＴＬ駆動されている間、差動演算器Ｇm1がホールド電圧Ｖcm1BとスピーカＦに掛かる共通モード電圧ＣＭ1との差分電圧を演算してＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+F)にフィードバックする。
【００１９】
一方、ホールド部ＨＬＤrと差動演算器Ｇm2も、ホールド部ＨＬＤfと差動演算器Ｇm1と同様の動作をするようになっている。
【００２０】
つまり、入力信号ＩＮF，ＩＮRが閾値Ｖref(+)，Ｖref(-)の範囲を超える大振幅となり、スイッチＳＷCがオフ（遮断）、スイッチＳＷFがオン（導通）となることでスピーカＦ，Ｒが個別にＢＴＬ駆動されるときには、ホールド部ＨＬＤrが短絡状態となり、差動演算器Ｇm2がスピーカＲに掛かる共通モード電圧ＣＭ2の差分電圧を演算してＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+R)，ＯＰＡ(-R)にフィードバックする。
【００２１】
また、スピーカＦ，Ｒが個別にＢＴＬ駆動されている状態から直列接続されてＢＴＬ駆動される状態へと切り替わる時点（入力信号ＩＮF，ＩＮRが閾値Ｖref(+)，Ｖref(-)に対して大振幅から小振幅へと変化する時点）で、ホールド部ＨＬＤrがスピーカＲに掛かる共通モード電圧ＣＭ2をホールド電圧Ｖcm2Bとしてサンプルホールドし、その後スピーカＦ，Ｒが直列接続されてＢＴＬ駆動されている間、差動演算器Ｇm2がホールド電圧Ｖcm2BとスピーカＲに掛かる共通モード電圧ＣＭ2との差分電圧を演算してＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(-R)にフィードバックする。
【００２２】
このように、特許第３４５９１９２号公報に記載されている増幅器は、上述の特許第３４５９１０９号公報に記載されている増幅器と同様に、入力信号ＩＮF，ＩＮRの振幅変化に応じて、スピーカＦ，Ｒを個別に又は直列接続してＢＴＬ駆動することによって消費電力の低減と高効率化を実現し、更に、ホールド部ＨＬＤf，ＨＬＤrと差動演算器Ｇm1，Ｇm2で、共通モード電圧ＣＭ1，ＣＭ2とホールド電圧Ｖcm1B，Ｖcm2Bとの差分をＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+F)，ＯＰＡ(-F)，ＯＰＡ(+R)，ＯＰＡ(-R)に対してフィードバックすることにより、スピーカＦ，Ｒの各入力端子間に掛かる電圧〔ＯＵＴ(F+)−ＯＵＴ(F-)〕，〔ＯＵＴ(R+)−ＯＵＴ(R-〕をバイアス調整し、いわゆる波形歪みを低減するようにしている。
【００２３】
【特許文献１】特許第３４５９１０９号公報（特許掲載公報）
【特許文献２】特許第３４５９１９２号公報（特許掲載公報）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２４】
ところで、上述したように４個のＳＥＰＰ回路（Ｂ級プッシプル回路）を備えてＢＴＬ駆動を行う従来の増幅器は、同一波形の入力信号ＩＮF，ＩＮRが同位相で入力された場合に最大の効率を得ることができ、更に、負荷Ｆ，Ｒの各入力端子間に掛かる電圧〔ＯＵＴ(F+)−ＯＵＴ(F-)〕，〔ＯＵＴ(R+)−ＯＵＴ(R-〕に生じる波形歪みを低減することとしている。
【００２５】
ところが、不可避的又は必要性の有無にかかわらず、同一波形であっても互いに位相がズレている入力信号ＩＮF，ＩＮRが入力されると、その波形歪み低減効果が得られなくなり、負荷Ｆ，Ｒの各入力端子間に掛かる電圧〔ＯＵＴ(F+)−ＯＵＴ(F-)〕，〔ＯＵＴ(R+)−ＯＵＴ(R-〕に波形歪みが増加して、雑音源となるという問題があった。
【００２６】
より具体的に述べれば、波形歪みに対する改善がなされている特許第３４５９１９２号公報に記載の増幅器（図３参照）の場合、図３（ｂ）に示すように、閾値Ｖref(+)，Ｖref(-)を超える大振幅の入力信号ＩＮF，ＩＮRに位相ズレがあると、負荷Ｆに掛かる電圧ＯＵＴF(+)，ＯＵＴF(-)に大きな変化が発生するため、負荷Ｆの入力端子間に掛かる電圧〔ＯＵＴ(F+)−ＯＵＴ(F-)〕に波形歪みが増加して雑音源となる。また、図３（ｃ）に示すように、負荷Ｒに掛かる電圧ＯＵＴR(+)，ＯＵＴR(-)にも大きな変化が発生し、負荷Ｒの入力端子間に掛かる電圧〔ＯＵＴ(F+)−ＯＵＴ(F-)〕にも波形歪みが増加して雑音源となる。
【００２７】
本発明はこのような従来の問題に鑑みてなされたものであり、Ｂ級プッシプル回路によって負荷をＢＴＬ駆動する増幅器であって、位相差を有する入力信号に基づいて増幅動作する場合でも波形歪みを抑制することが可能な増幅器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２８】
請求項１に記載の発明は、第１の入力信号を増幅して第１の負荷を駆動する第１の非反転増幅器及び反転増幅器で形成された第１のＢＴＬ型プッシュプル回路と、第２の入力信号を増幅して第２の負荷を駆動する第２の非反転増幅器及び反転増幅器で形成された第２のＢＴＬ型プッシュプル回路と、前記第１，第２の入力信号が共に所定の閾値の範囲内となる小振幅のときには、前記第１，第２の負荷を直列接続させて前記第１の非反転増幅器と第２の反転増幅器とにより駆動させ、前記第１，第２の入力信号の少なくとも一方が前記閾値を超える大振幅のときには、前記第１の負荷と第２の負荷との接続を遮断して前記第１，第２のＢＴＬ型プッシュプル回路により駆動させる切替え手段と、を有する増幅器であって、前記第１，第２の入力信号の少なくとも一方が前記所定の閾値を超える大振幅のとき、前記閾値を限度に前記第１の入力信号から切り出した第１の補正信号を前記第１の非反転増幅器及び反転増幅器にフィードフォワードして前記第１の入力信号との差動増幅を行わせる第１の補正信号生成手段と、前記第１，第２の入力信号の少なくとも一方が前記所定の閾値を超える大振幅のとき、前記閾値を限度に前記第２の入力信号から切り出した第２の補正信号を前記第２の非反転増幅器及び反転増幅器にフィードフォワードして前記第２の入力信号との差動増幅を行わせる第２の補正信号生成手段と、を具備することを特徴とする。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２９】
本発明の好適な実施形態について図４を参照して説明する。図４（ａ）は、本実施形態の増幅器の構成を表したブロック図である。
【００３０】
図４（ａ）において、この増幅器は、非反転増幅器であるＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+F)，ＯＰＡ(+R)と、反転増幅器であるＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(-F)，ＯＰＡ(-R)と、第１，第２の補正信号生成部１，２と、レベル判断部３と、ＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(-F)，ＯＰＡ(+R)の出力端子間に接続された切替え部ＳＷCとを有し、ＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+F)，ＯＰＡ(-F)の出力端子間とＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+R)，ＯＰＡ(-R)の出力端子間に接続されるスピーカ等の負荷Ｆ，Ｒを、入力信号ＩＮF，ＩＮRに基づいて駆動する。
【００３１】
更に、図示していないが、ＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+F)，ＯＰＡ(-F)，ＯＰＡ(+R)，ＯＰＡ(-R)には、負荷Ｆ，Ｒを駆動する際の動作点（直流負荷線と交流負荷線との交点電圧）を設定するためのバイアス回路が設けられており、各々のバイアス回路によって無信号時（入力信号ＩＮF，ＩＮRが入力されないとき）における出力電圧ＯＵＴF(+)，ＯＵＴF(-)，ＯＵＴR(+)，ＯＵＴR(-)が電源電圧Ｖccの２分の１となるように構成されている。
【００３２】
レベル判断部３は、入力信号ＩＮF，ＩＮRの振幅が所定の閾値ＴＨ，ＴＬの範囲内にあるか否か判断し、その判断結果を示す切替制御信号ＳＷcmdによってＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(-F)，ＯＰＡ(+R)と切替え部ＳＷCと補正信号生成部１，２を制御する。
【００３３】
すなわち、次式（１）で表されるように、入力される入力信号ＩＮF，ＩＮRの動作点電圧Ｖbiasを中心として、閾値ＴＨが正極側の所定電圧、閾値ＴＬが負極側の所定電圧に決められている。そして、入力信号ＩＮF，ＩＮRが共に閾値ＴＨ，ＴＬの範囲内となる小振幅のときには、第１の判断結果を示す例えば論理“Ｌ”となる切替制御信号ＳＷcmdを出力し、また、入力信号ＩＮF，ＩＮRの少なくとも一方が閾値ＴＨ，ＴＬの範囲を超える大振幅となるときには、第２の判断結果を示す例えば論理“Ｈ”となる切替制御信号ＳＷcmdを出力する。
【００３４】
【数１】
2007049275.tif 000003
【００３５】
切替え部ＳＷCは、切替制御信号ＳＷcmdが第１の判断結果を示している期間（以下「第１期間」と称する）τ1においてオン（導通）の状態、第２の判断結果を示している期間（以下「第２期間」と称する）τ2においてオフ（遮断）の状態に切り替わる。
【００３６】
そして、第１期間τ1において切替え部ＳＷCがオン（導通）となると、図４（ｂ）に示すように、負荷Ｆ，Ｒを直列接続させ、ＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+F)，ＯＰＡ(-R)により負荷Ｆ，Ｒを駆動するＢＴＬ型ＰＰ回路を生じさせる。一方、第２期間において切替え部ＳＷCがオフ（遮断）となると、図４（ｃ）に示すように、負荷Ｆ，Ｒを電気的に切り離し、ＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+F)，ＯＰＡ(-F)により負荷Ｆを駆動するＢＴＬ型ＰＰ回路と、ＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+R)，ＯＰＡ(-R)により負荷Ｒを駆動するＢＴＬ型ＰＰ回路とを生じさせる。
【００３７】
ＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(-F)は、第１期間τ1において、ＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(-F)は負荷Ｆ，Ｒ側から見たときのインピーダンスが極めて高くなり、図４（ｂ）に示したように、実質的に取り除かれたのと等価となって、増幅動作に寄与しなくなる。一方、第２期間τ2において、ＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(-F)は、反転増幅器としての本来の機能を発揮し、図４（ｂ）に示すように、ＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+F)と共に負荷Ｆを駆動する。
【００３８】
ＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+R)は、第１期間τ1では、図４（ｂ）に示すように、バッファアンプとしての機能を発揮し、負荷Ｆ，Ｒに流れる電流Ｉf，Ｉrに差が生じた場合に、その差電流（Ｉf−Ｉr）をグランド側へ廃棄することで、不要な電流に起因するトラブルの発生を防止する。一方、第２期間τ2において、ＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+R)は、非反転増幅器としての本来の機能を発揮し、図４（ｃ）に示すように、ＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(-R)と共に負荷Ｒを駆動する。
【００３９】
第１の補正信号生成部１は、入力信号ＩＮF，ＩＮRが共に閾値ＴＨ，ＴＬの範囲内の小振幅となる第１期間τ1では、補正信号Ｖfcmのレベルを上述の動作点電圧Ｖbiasと同じレベルにして出力する（別言すれば、実質的に補正信号Ｖfcmのレベルを０にする）。
【００４０】
更に、第１の補正信号生成部１は、入力信号ＩＮF，ＩＮRの少なくとも一方が閾値ＴＨ，ＴＬを超える大振幅となる第２期間τ2において、閾値ＴＨを上限値、閾値ＴＬを下限値として、閾値ＴＨ，ＴＬの範囲内の入力信号ＩＮFを切り出し、更にその切り出した信号成分ＩＮFFを所定の倍率αでレベル調整することで、補正信号Ｖfcmを生成して出力する。
【００４１】
すなわち、第１の補正信号生成部１は、切替制御信号ＳＷcmdによって第２期間τ2が示されている間、次式（２-ａ）で表されるように入力信号ＩＮFの振幅が動作点電圧Ｖbiasと閾値ＴＨの範囲内となるときには、入力信号ＩＮFをα倍することで補正信号Ｖfcmを生成し、次式（２-ｂ）で表されるように入力信号ＩＮFの振幅が閾値ＴＨを超える大振幅となるときには、閾値ＴＨと等しいレベルに切り出した信号成分ＩＮFFをα倍することで補正信号Ｖfcmを生成し、次式（２-ｃ）で表されるように入力信号ＩＮFの振幅が動作点電圧Ｖbiasと閾値ＴＬの範囲内となるときには、入力信号ＩＮFをα倍することで補正信号Ｖfcmを生成し、次式（２-ｄ）で表されるように入力信号ＩＮFの振幅が閾値ＴＬを超える大振幅となるときには、閾値ＴＬと等しいレベルに切り出した信号成分ＩＮFFをα倍することで補正信号Ｖfcmを生成する。そして、第２期間τ2の開始から終了時点までの間、補正信号Ｖfcmを生成して出力する。
【００４２】
【数２】
2007049275.tif 000004
【００４３】
なお、倍率αは、予め可変調整しておくようになっており、一例として、０．５に調整されるようになっている。
【００４４】
このように、第１期間τ1において、第１の補正信号生成部１から実質的にレベル０となる補正信号Ｖfcmが出力されると、図４（ｂ）に示したように、負荷Ｆ，Ｒを駆動することとなったＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+F)，ＯＰＡ(-R)のうちのＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+F)が、その補正信号Ｖfcm（レベル０）と入力信号ＩＮFとの差分演算をして増幅することによって、出力電圧ＯＵＴF(+)を出力することとなる。
【００４５】
また、第２期間τ2において、第１の補正信号生成部１からα×ＩＮFFで表されるレベルの補正信号Ｖfcmが出力されると、図４（ｃ）に示したように、負荷Ｆを駆動することとなったＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+F)，ＯＰＡ(-F)が、その補正信号Ｖfcm（レベルα×ＩＮFF）と入力信号ＩＮFとの差分演算をして増幅することによって、出力電圧ＯＵＴF(+)，ＯＵＴF(-)を出力することとなる。
【００４６】
次に、第２の補正信号生成部２は、第１の補正信号生成部１と同様の処理を行うことによって、補正信号Ｖrcmを出力する。ただし、第２の補正信号生成部２では、補正信号Ｖfcmとは逆極性の補正信号Ｖrcmを生成して出力する
すなわち、第２の補正信号生成部２は、入力信号ＩＮF，ＩＮRが共に閾値ＴＨ，ＴＬの範囲内の小振幅となる第１期間τ1では、補正信号Ｖrcmのレベルを上述の動作点電圧Ｖbiasと同じレベルにして出力する（別言すれば、実質的に補正信号Ｖrcmのレベルを０にする）。
【００４７】
更に、第２の補正信号生成部２は、入力信号ＩＮF，ＩＮRの少なくとも一方が閾値ＴＨ，ＴＬを超える大振幅となる第２期間τ2において、閾値ＴＨを上限値、閾値ＴＬを下限値として、閾値ＴＨ，ＴＬの範囲内の入力信号ＩＮRを切り出し、更にその切り出した信号成分ＩＮRRを所定の倍率−αでレベル調整することで、補正信号Ｖrcmを生成して出力する。
【００４８】
すなわち、第２の補正信号生成部２は、切替制御信号ＳＷcmdによって第２期間τ2が示されている間、次式（３-ａ）で表されるように入力信号ＩＮRの振幅が動作点電圧Ｖbiasと閾値ＴＨの範囲内となるときには、入力信号ＩＮRを−α倍することで補正信号Ｖrcmを生成し、次式（３-ｂ）で表されるように入力信号ＩＮRの振幅が閾値ＴＨを超える大振幅となるときには、閾値ＴＨと等しいレベルに切り出した信号成分ＩＮRRを−α倍することで補正信号Ｖrcmを生成し、次式（３-ｃ）で表されるように入力信号ＩＮRの振幅が動作点電圧Ｖbiasと閾値ＴＬの範囲内となるときには、入力信号ＩＮRを−α倍することで補正信号Ｖrcmを生成し、次式（３-ｄ）で表されるように入力信号ＩＮRの振幅が閾値ＴＬを超える大振幅となるときには、閾値ＴＬと等しいレベルに切り出した信号成分ＩＮRRを−α倍することで補正信号Ｖrcmを生成する。そして、第２期間τ2の開始から終了時点までの間、補正信号Ｖrcmを生成して出力する。
【００４９】
【数３】
2007049275.tif 000005
【００５０】
このように、第１期間τ1において、第２の補正信号生成部２から実質的にレベル０となる補正信号Ｖrcmが出力されると、図４（ｂ）に示したように、負荷Ｆ，Ｒを駆動することとなったＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+F)，ＯＰＡ(-R)のうちのＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(-R)が、その補正信号Ｖrcm（レベル０）と入力信号ＩＮRとの差分演算をして増幅することによって、出力電圧ＯＵＴR(-)を出力することとなる。
【００５１】
また、第２期間τ2において、第２の補正信号生成部２から−α×ＩＮRRで表されるレベルの補正信号Ｖrcmが出力されると、図４（ｃ）に示したように、負荷Ｒを駆動することとなったＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+R)，ＯＰＡ(-R)が、その補正信号Ｖrcm（レベル−α×ＩＮRR）と入力信号ＩＮRとの差分演算をして増幅することによって、出力電圧ＯＵＴR(+)，ＯＵＴR(-)を出力することとなる。
【００５２】
次に、本実施形態の増幅器の動作について、図５乃至図８を参照して説明する。図５と図６は、同一波形で小振幅の入力信号ＩＮF，ＩＮRが同位相で入力された場合と、位相ズレをもって入力された場合の動作について説明するための波形図、図７と図８は、同一波形で大振幅の入力信号ＩＮF，ＩＮRが同位相で入力された場合と、位相ズレをもって入力された場合の動作について説明するための波形図である。
【００５３】
まず、図５(a)(g)に示すように、同位相の入力信号ＩＮF，ＩＮRが閾値ＴＨ，ＴＬの範囲内の小振幅のときには、図５(f)(l)に示すように第１期間τ1だけを示す例えば論理“Ｌ”となる切替制御信号ＳＷcmdがレベル判断部部３から出力される。これにより、図４(b)に示したように、ＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+F)，ＯＰＡ(-R)によって負荷Ｆ，ＲをＢＴＬ駆動するようになり、更に図５(e)(k)に示すように、補正信号生成部１，２で生成される補正信号Ｖfcm，Ｖrcmのレベルが実質的に０となる。この結果、ＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+F)からは、入力信号ＩＮFと同位相の出力電圧ＯＵＴF(+)が出力され、ＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(-R)からは、入力信号ＩＮRと逆位相の出力電圧ＯＵＴR(-)が出力され、負荷Ｆ，Ｒの接続点の電圧ＯＵＴF(-)，ＯＵＴR(+)すなわち共通モード電圧は、図５(c)(i)に示すように、一定電圧（Ｖcc／２）に維持される。そして、図５(d)(j)に示すように、負荷Ｆの入力端子間に波形歪みの無い電圧〔ＯＵＴF(+)−ＯＵＴF(-)〕が掛かり、負荷Ｒの入力端子間にも波形歪みの無い電圧〔ＯＵＴR(+)−ＯＵＴR(-)〕が掛かることとなって、いわゆる波形歪みを生じない出力電圧で負荷Ｆ，Ｒを駆動する。
【００５４】
このように、同位相の入力信号ＩＮF，ＩＮRが閾値ＴＨ，ＴＬの範囲内の小振幅となって継続しているときには、入力信号ＩＮF，ＩＮRの振幅変化に従って負荷Ｆ，Ｒを駆動することができる。
【００５５】
次に、図６(a)(g)に示すように、入力信号ＩＮF，ＩＮRが閾値ＴＨ，ＴＬの範囲内の小振幅であって互いに位相がずれているときには、図６(f)(l)に示すように第１期間τ1だけを示す例えば論理“Ｌ”となる切替制御信号ＳＷcmdがレベル判断部部３から出力される。これにより、図４(b)に示したように、ＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+F)，ＯＰＡ(-R)によって負荷Ｆ，ＲをＢＴＬ駆動するようになり、更に図６(e)(k)に示すように、補正信号生成部１，２で生成される補正信号Ｖfcm，Ｖrcmのレベルが実質的に０となる。この結果、ＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+F)からは、入力信号ＩＮFと同位相の出力電圧ＯＵＴF(+)が出力され、ＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(-R)からは、入力信号ＩＮRと逆位相の出力電圧ＯＵＴR(-)が出力され、負荷Ｆ，Ｒの接続点の電圧ＯＵＴF(-)，ＯＵＴR(+)すなわち共通モード電圧は、図６(c)(i)に示すように、一定電圧（Ｖcc／２）に維持される。そして、図６(d)(j)に示すように、負荷Ｆの入力端子間に波形歪みの無い電圧〔ＯＵＴF(+)−ＯＵＴF(-)〕が掛かり、負荷Ｒの入力端子間にも波形歪みの無い電圧〔ＯＵＴR(+)−ＯＵＴR(-)〕が掛かることとなって、負荷Ｆ，Ｒを駆動する。
【００５６】
このように、入力信号ＩＮF，ＩＮRが閾値ＴＨ，ＴＬの範囲内の小振幅となっているときには、互いに位相ズレを有していても、入力信号ＩＮF，ＩＮRの振幅変化に従って、いわゆる波形歪みを生じない出力電圧で負荷Ｆ，Ｒを駆動することができる。
【００５７】
次に、図７(a)(g)に示すように、入力信号ＩＮF，ＩＮRが閾値ＴＨ，ＴＬの範囲を超える大振幅であって同位相で入力する場合には、図７(f)(l)に示すように、切替制御信号ＳＷcmdは、入力信号ＩＮF，ＩＮRが閾値ＴＨ，ＴＬの範囲内となっているときには第１期間τ1を示す例えば論理“Ｌ”、閾値ＴＨ，ＴＬの範囲を超えるときには第２期間τ2を示す例えば論理“Ｈ”となって変化する。
【００５８】
そして、第１期間τ1のときには、図４(b)に示したように、ＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+F)，ＯＰＡ(-R)が負荷Ｆ，ＲをＢＴＬ駆動し、第２期間τ2のときには、図４(c)に示したように、ＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+F)，ＯＰＡ(-F)が負荷ＦをＢＴＬ駆動し、且つＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+R)，ＯＰＡ(-R)が負荷ＲをＢＴＬ駆動するようになる。
【００５９】
更に、第１期間τ1のときには、図４(b)に示した補正信号生成部１，２で生成される補正信号Ｖfcm，Ｖrcmが共に、図７(a)(h)に示すように実質的に０となるため、ＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+F)，ＯＰＡ(-R)の出力電圧ＯＵＴF(+)，ＯＵＴR(-)が共に、図７(a)(h)に示すように入力信号ＩＮF，ＩＮRの振幅の変化に従って変化する。
【００６０】
一方、第２期間τ2のときには、図４(c)に示した補正信号生成部１，２で生成される補正信号Ｖfcm，Ｖrcmが、図７(e)(h)に示すように矩形波状に変化することとなり、その結果、図７(b)(c)(h)(i)に示すように、ＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+F)，ＯＰＡ(-F)からは、補正信号Ｖfcmと入力信号ＩＮFとの差分電圧を増幅した出力電圧ＯＵＴF(+)，ＯＵＴF(-)が出力され、ＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+R)，ＯＰＡ(-R)からは、補正信号Ｖrcmと入力信号ＩＮRとの差分電圧を増幅した出力電圧ＯＵＴR(+)，ＯＵＴR(-)が出力されることとなる。
【００６１】
こうして、夫々の出力電圧ＯＵＴF(+)，ＯＵＴF(-)，ＯＵＴR(+)，ＯＵＴR(-)が補正信号Ｖfcm，Ｖrcmによってレベル補正されることとなると、図７(d)に示すように、第２期間τ2において負荷Ｆの入力端子間に掛かる電圧〔ＯＵＴF(+)−ＯＵＴF(-)〕には波形歪みが発生せず、且つ図７(j)に示すように、第２期間τ2において負荷Ｒの入力端子間に掛かる電圧〔ＯＵＴR(+)−ＯＵＴR(-)〕にも波形歪みが発生しなくなり、更に、第１期間τ1と第２期間τ2との切り替わり時点においても、各々の電圧〔ＯＵＴF(+)−ＯＵＴF(-)〕，〔ＯＵＴR(+)−ＯＵＴR(-)〕には波形歪みが発生しない。
【００６２】
このように、入力信号ＩＮF，ＩＮRが閾値ＴＨ，ＴＬの範囲を超える大振幅であって同位相で入力するときには、補正信号生成部１，２で生成される補正信号Ｖfcm，ＶrcmがＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+F)，ＯＰＡ(-F)，ＯＰＡ(+R)，ＯＰＡ(-R)にフィードフォワードされることで、負荷Ｆ，Ｒの各入力端子間に掛かる電圧〔ＯＵＴF(+)−ＯＵＴF(-)〕，〔ＯＵＴR(+)−ＯＵＴR(-)〕に波形歪みを生じさせないようにすることが可能となっている。
【００６３】
次に、図８(a)(g)に示すように、入力信号ＩＮF，ＩＮRが閾値ＴＨ，ＴＬの範囲を超える大振幅であって互いに位相ズレを有している場合には、図８(f)(l)に示すように、切替制御信号ＳＷcmdは、入力信号ＩＮF，ＩＮRが共に閾値ＴＨ，ＴＬの範囲内となっているときには第１期間τ1を示す例えば論理“Ｌ”となり、入力信号ＩＮF，ＩＮRの少なくとも一方が閾値ＴＨ，ＴＬを超える大振幅となるときには第２期間τ2を示す例えば論理“Ｈ”となる。
【００６４】
そして、第１期間τ1のときには、図４(b)に示したように、ＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+F)，ＯＰＡ(-R)が負荷Ｆ，ＲをＢＴＬ駆動し、第２期間τ2のときには、図４(c)に示したように、ＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+F)，ＯＰＡ(-F)が負荷ＦをＢＴＬ駆動し、且つＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+R)，ＯＰＡ(-R)が負荷ＲをＢＴＬ駆動するようになる。
【００６５】
更に、第１期間τ1では、図４(b)に示した補正信号生成部１，２の補正信号Ｖfcm，Ｖrcmが実質的に０となるため、ＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+F)，ＯＰＡ(-R)からは、図８(b)(h)に示すように、入力信号ＩＮF，ＩＮRに従って変化する出力電圧ＯＵＴF(+)，ＯＵＴR(-)が出力され、第２期間τ2では、図４(c)に示した補正信号生成部１，２から出力される補正信号Ｖfcm，Ｖrcmによってレベル調整された出力電圧ＯＵＴF(+)，ＯＵＴF(-)，ＯＵＴR(+)，ＯＵＴR(-)が、図８(b)(c)に示すように、ＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+F)，ＯＰＡ(-F)，ＯＰＡ(+R)，ＯＰＡ(-R)から出力される。
【００６６】
ここで、図(a)(e)(f)に示すように、入力信号ＩＮF，ＩＮRに位相ズレが生じているために、同位相のときと較べて第２期間τ2が時間的に長くなると、補正信号生成部１が、その長くなった第２期間τ2内において、入力信号ＩＮFのみを切り出して補正信号Ｖfcmを生成し、更に、図(g)(k)(l)に示すように、補正信号生成部２が、その長くなった第２期間τ2内において、入力信号ＩＮRのみを切り出して補正信号Ｖrcmを生成する。したがって、補正信号Ｖfcmには入力信号ＩＮRの信号成分が含まれず、補正信号Ｖrcmには入力信号ＩＮFの信号成分が含まれなくなる。
【００６７】
そして、第２期間τ2では、図４(c)に示したように、ＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+F)，ＯＰＡ(-F)が、入力信号ＩＮRの信号成分を含まない補正信号Ｖfcmと入力信号ＩＮFとの差分電圧を増幅することで、図８(b)(c)に示すようにレベル調整を施した出力電圧ＯＵＴF(+)，ＯＵＴF(-)を出力し、更に、ＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+R)，ＯＰＡ(-R)が、入力信号ＩＮFの信号成分を含まない補正信号Ｖrcmと入力信号ＩＮRとの差分電圧を増幅することで、図８(h)(i)に示すようにレベル調整を施した出力電圧ＯＵＴR(+)，ＯＵＴR(-)を出力する。
【００６８】
このように、位相ズレを有する入力信号ＩＮF，ＩＮRによって第２期間τ2が長くなった場合でも、その第２期間τ2の全時間幅において、補正信号Ｖfcm，ＶrcmがＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+F)，ＯＰＡ(-F)，ＯＰＡ(+R)，ＯＰＡ(-R)にフィードフォワードされ、更に補正信号Ｖfcmには入力信号ＩＮRの信号成分が含まれず、補正信号Ｖrcmには入力信号ＩＮFの信号成分が含まれないため、負荷Ｆ，Ｒの夫々の入力端子間に掛かる電圧〔ＯＵＴF(+)−ＯＵＴF(-)〕，〔ＯＵＴR(+)−ＯＵＴR(-)〕に波形歪みが生じない。
【００６９】
以上説明したように、本実施形態の増幅器によれば、位相ズレを有し閾値ＴＨ，ＴＬの範囲を超える大振幅の入力信号ＩＮF，ＩＮRが入力された場合に、第２期間τ2において、図４(c)に示したＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+F)，ＯＰＡ(-F)に入力される入力信号ＩＮFから切り出した補正信号Ｖfcmに基づいてＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+F)，ＯＰＡ(-F)をフィードフォワードすることで、その出力電圧ＯＵＴF(+)，ＯＵＴF(-)のレベル調整を行い、更に、ＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+R)，ＯＰＡ(-R)に入力される入力信号ＩＮRから切り出した補正信号Ｖrcmに基づいてＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+R)，ＯＰＡ(-R)をフィードフォワードすることで、その出力電圧ＯＵＴR(+)，ＯＵＴR(-)のレベル調整を行うので、負荷Ｆ，Ｒの夫々の入力端子間に掛かる電圧〔ＯＵＴF(+)−ＯＵＴF(-)〕，〔ＯＵＴR(+)−ＯＵＴR(-)〕に波形歪みを生じさせないようにすることができる。
【００７０】
更に、閾値ＴＨ，ＴＬを基準として入力信号ＩＮF，ＩＮRの振幅の大小を判断し、小振幅のとき（第１期間τ1）には、ＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+F)，ＯＰＡ(-R)が、直列接続された負荷Ｆ，ＲをＢＴＬ駆動することで高効率化を実現し、大振幅のとき（第２期間τ2）には、ＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+F)，ＯＰＡ(-F)が負荷ＦをＢＴＬ駆動すると共に、ＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+R)，ＯＰＡ(-R)が負荷ＲをＢＴＬ駆動することで消費電力の低減と高効率化を実現することができる。
【実施例】
【００７１】
次に、より具体的な実施例について図９のブロック図を参照して説明する。
図９において、この増幅器は、図４(a)に示した増幅器と同様に、ＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+F)，ＯＰＡ(-F)，ＯＰＡ(+R)，ＯＰＡ(-R)と、アナログスイッチで形成された切替え部ＳＷCと、制御部５を有して構成されている。
【００７２】
ここで、制御部５は、図４(a)に示した増幅器と対比して説明すると、ウィンドウコンパレータ３ａ，３ｂと論理和回路（ＯＲゲート）３ｃによって形成されたレベル判定部３と、リミッタ回路１ｘと非反転増幅器１ｙによって形成された第１の補正信号生成部１と、リミッタ回路２ｘと反転増幅器２ｙによって形成された第２の補正信号生成部２と、所定電圧の閾値ＴＨ，ＴＬを発生する参照電圧源４とを有して構成されている。
【００７３】
参照電圧源４は、外部からの操作によって閾値ＴＨ，ＴＬを調整することが可能な定圧回路で形成されており、閾値ＴＨ，ＴＬを適宜調整することで、本実施例の増幅器の消費電力を調整することが可能である。
【００７４】
ウィンドウコンパレータ３ａは、参照電圧源４からの閾値ＴＨ，ＴＬと入力信号ＩＮFとを比較し、入力信号ＩＮFが閾値ＴＨ，ＴＬの範囲内の小振幅となると論理“Ｌ”、入力信号ＩＮFが閾値ＴＨ，ＴＬの範囲を超える大振幅となると論理“Ｈ”となる検出信号Ｓａを出力する。
【００７５】
ウィンドウコンパレータ３ｂは、参照電圧源４からの閾値ＴＨ，ＴＬと入力信号ＩＮRとを比較し、入力信号ＩＮＲが閾値ＴＨ，ＴＬの範囲内の小振幅となると論理“Ｌ”、入力信号ＩＮRが閾値ＴＨ，ＴＬの範囲を超える大振幅となると論理“Ｈ”となる検出信号Ｓｂを出力する。
【００７６】
論理和回路３ｃは、検出信号Ｓａ，Ｓｂを論理和演算することで、入力信号ＩＮF，ＩＮRが共に閾値ＴＨ，ＴＬの範囲内となる小振幅となったときには論理“Ｌ”となって第１期間τ1を示す切替制御信号ＳＷcmdを出力し、入力信号ＩＮF，ＩＮRの少なくとも一方が閾値ＴＨ，ＴＬの範囲を超える大振幅となるときには論理“Ｈ”となって第２期間τ2を示す切替制御信号ＳＷcmdを出力する。
【００７７】
そして、切替制御信号ＳＷcmdが論理“Ｌ”となると、図４(b)の場合と同様に、アナログスイッチＳＷCがオンとなって、負荷であるスピーカＦ，Ｒを直列接続させると共に、ＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(-F)がハイインピーダンスの状態となって実質的に取り除かれ、更にＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+R)がバッファアンプとして機能し、ＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+F)，ＯＰＡ(-R)が、直列接続されたスピーカＩＮF，ＩＮRをＢＴＬ駆動する。
【００７８】
また、切替制御信号ＳＷcmdが論理“Ｈ”となると、図４(c)の場合と同様に、アナログスイッチＳＷCがオフとなってスピーカＦ，Ｒを電気的に分離し、更にＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+F)，ＯＰＡ(-F)がスピーカＦをＢＴＬ駆動し、ＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+R)，ＯＰＡ(-R)がスピーカＲをＢＴＬ駆動する。
【００７９】
リミッタ回路１ｘは、論理和回路３ｃからの切替制御信号ＳＷcmdが論理“Ｈ”となると、それによって指定される第２期間τ2において、入力信号ＩＮFに対して閾値ＴＨ，ＴＬによるリミッタをかけることで、入力信号ＩＮFから切り出した信号成分ＩＮFFを出力する。また、リミッタ回路１ｘは、論理和回路３ｃからの切替制御信号ＳＷcmdが第１期間τ1を示す論理“Ｌ”となると、入力信号ＩＮFの動作点電圧Ｖbiasと等しいレベル（実質的に０）の電圧を信号成分ＩＮFFとして出力する。
【００８０】
非反転増幅器１ｙは、外部操作によって増幅率αを可変調整することが可能な可変増幅器で形成されており、調整された増幅率αで信号成分ＩＮFFを非反転増幅することにより、補正信号Ｖfcmを生成して出力する。ここで、増幅率αを調整すると、実施形態で説明したように、スピーカＦ，Ｒの夫々の入力端子間に掛かる電圧〔ＯＵＴF(+)−ＯＵＴF(-)〕，〔ＯＵＴR(+)−ＯＵＴR(-)〕に波形歪みが生じないように調整することが可能である。例えば、共通モード電圧を電源電圧の２分の１に決めて最大効率が得られるようにスピーカＦ，ＲをＢＴＬ駆動する場合には、増幅率αを０．５とすることが望ましい。
【００８１】
そして、非反転増幅器１ｙの出力端子と、ＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+F)の反転入力端子と、ＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(-F)の非反転入力端子とが接続されており、ＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+F)，ＯＰＡ(-F)に対して補正信号Ｖfcmがフィードフォワードによって供給されるようになっている。
【００８２】
リミッタ回路２ｘは、論理和回路３ｃからの切替制御信号ＳＷcmdが第２期間τ2を示す論理“Ｈ”となると、入力信号ＩＮRに対して閾値ＴＨ，ＴＬによるリミッタをかけることで、入力信号ＩＮRから切り出した信号成分ＩＮRRを出力する。また、リミッタ回路２ｘは、切替制御信号ＳＷcmdが第１期間τ1を示す論理“Ｌ”となると、入力信号ＩＮRの動作点電圧Ｖbiasと等しいレベル（実質的に０）の電圧を信号成分ＩＮRRとして出力する。
【００８３】
反転増幅器２ｙは、外部操作によって増幅率−αを可変調整することが可能な可変増幅器で形成されており、調整された増幅率−αで信号成分ＩＮRRを反転増幅することにより、補正信号Ｖrcmを生成して出力する。ここで、増幅率−αを調整すると、前述したように、スピーカＦ，Ｒの夫々の入力端子間に掛かる電圧〔ＯＵＴF(+)−ＯＵＴF(-)〕，〔ＯＵＴR(+)−ＯＵＴR(-)〕に波形歪みが生じないように調整することが可能であり、共通モード電圧を電源電圧の２分の１に決めて最大効率が得られるようにスピーカＦ，ＲをＢＴＬ駆動する場合には、増幅率−αを−０．５とすることが望ましい。すなわち、非反転増幅器１ｙの増幅率αと反転増幅器２ｙの増幅率−αとの両者の絶対値を共に０．５とすることが望ましい。
【００８４】
そして、非反転増幅器２ｙの出力端子と、ＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+R)の反転入力端子と、ＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(-R)の非反転入力端子とが接続されており、ＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+R)，ＯＰＡ(-R)に対して補正信号Ｖrcmがフィードフォワードによって供給されるようになっている。
【００８５】
次に、かかる構成を有する本実施例の増幅器の動作について、図４、図５ないし図８を参照して説明する。
図５、図６に示したように、入力信号ＩＮF，ＩＮRが共に閾値ＴＨ，ＴＬの範囲内となる小振幅のときには、位相ズレの有無にかかわらず、論理和回路３ｃから、第１期間τ1を示す論理“Ｌ”となる切替え制御信号ＳＷcmdが出力される。これにより、アナログスイッチＳＷCがオン（導通）となり、図４(b)に示したのと同様に、ＢＴＬ型ＰＰ回路となったＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+F)，(-R)が、直列接続されたスピーカＦ，Ｒを駆動する。更に、増幅器１ｙ，２ｙから出力される補正信号Ｖfcm，Ｖrcmが実質的にレベル０となるため、ＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+F)，(-R)は、入力信号ＩＮF，ＩＮRの振幅の変化に従って増幅動作を行い、いわゆる波形歪みの無い電圧〔ＯＵＴF(+)−ＯＵＴF(-)〕，〔ＯＵＴR(+)−ＯＵＴR(-)〕スピーカＦ，Ｒに印加して駆動する。
【００８６】
次に、図６、図７に示したように、入力信号ＩＮF，ＩＮRの何れか一方が閾値ＴＨ，ＴＬの範囲を超える大振幅となる場合には、位相ズレの有無にかかわらず、論理和回路３ｃから、第２期間τ2を示す論理“Ｈ”となる切替え制御信号ＳＷcmdが出力される。つまり、切替え制御信号ＳＷcmdは、入力信号ＩＮF，ＩＮRの振幅が共に未だ閾値ＴＨ，ＴＬの範囲内となっているときには、第１期間τ1を示す論理“Ｌ”となり、入力信号ＩＮF，ＩＮRの何れか一方が閾値ＴＨ，ＴＬの範囲を超える大振幅となると、位相ズレの有無にかかわらず、第２期間τ2を示す論理“Ｈ”となる。
【００８７】
これにより、第１期間τ1では、アナログスイッチＳＷCがオン（導通）となって、図４(b)に示したのと同様に、ＢＴＬ型ＰＰ回路となったＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+F)，(-R)が、直列接続されたスピーカＦ，Ｒを駆動し、第２期間τ2では、アナログスイッチＳＷCがオフ（遮断）となって、図４(c)に示したのと同様に、ＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+F)，(-F)が第１のＢＴＬ型ＰＰ回路となって負荷Ｆを駆動し、ＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+R)，(-R)が第２のＢＴＬ型ＰＰ回路となって負荷Ｒを駆動する。
【００８８】
ここで、第２の期間τ2では、リミッタ回路１ｘによって第１の入力信号ＩＮFから切り出された信号成分ＩＮFFを増幅器１ｙが所定増幅率αで増幅することによって、補正信号Ｖfcmを出力し、同じくリミッタ回路２ｘによって第２の入力信号ＩＮRから切り出された信号成分ＩＮRRを増幅器２ｙが所定増幅率−αで反転増幅することによって、補正信号Ｖrcmを出力する。この結果、第２期間τ2では、第１のＢＴＬ型ＰＰ回路となったＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+F)，(-F)が、フィードフォーワードされる補正信号Ｖfcmと入力信号ＩＮFとを差分演算して増幅することによって、レベル調整を施した波形歪みの生じない電圧〔ＯＵＴF(+)−ＯＵＴF(-)〕をスピーカＦに印加して駆動する。更に、第２のＢＴＬ型ＰＰ回路となったＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+R)，(-R)も同様に、フィードフォーワードされる補正信号Ｖrcmと入力信号ＩＮRとを差分演算して増幅することにより、レベル調整を施した波形歪みの生じない電圧〔ＯＵＴR(+)−ＯＵＴR(-)〕をスピーカＲに印加して駆動する。
【００８９】
更に、第１期間τ1から第２期間τ2へと切り替わる時点と、第２期間τ2から第１期間τ1へと切り替わる時点においても、夫々のＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+F)，(-F)，ＯＰＡ(+R)，(-R)が、補正信号Ｖfcm，Ｖrcmと入力信号ＩＮF，ＩＮRとの差分演算を行って上述のレベル調整を施すことで、繋がりの良い（波形歪みの無い）電圧〔ＯＵＴF(+)−ＯＵＴF(-)〕，〔ＯＵＴR(+)−ＯＵＴR(-)〕をスピーカＦ，Ｒに印加して駆動する。
【００９０】
このように、本実施例の増幅器においても、位相ズレを有し閾値ＴＨ，ＴＬの範囲を超える大振幅の入力信号ＩＮF，ＩＮRが入力された場合に、補正信号Ｖfcm，ＶrcmをＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+F)，ＯＰＡ(-F)，ＯＰＡ(+F)，ＯＰＡ(-F)にフィードフォワードすることで、その出力電圧ＯＵＴF(+)，ＯＵＴF(-)，ＯＵＴR(+)，ＯＵＴR(-)をレベル調整させるので、負荷Ｆ，Ｒの夫々の入力端子間に掛かる電圧〔ＯＵＴF(+)−ＯＵＴF(-)〕，〔ＯＵＴR(+)−ＯＵＴR(-)〕に波形歪みを生じさせないようにすることができる。
【００９１】
更に、閾値ＴＨ，ＴＬを基準として入力信号ＩＮF，ＩＮRの振幅の大小を判断し、小振幅のとき（第１期間τ1）には、ＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+F)，ＯＰＡ(-R)が、直列接続された負荷Ｆ，ＲをＢＴＬ駆動することで高効率化を実現し、大振幅のとき（第２期間τ2）には、ＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+F)，ＯＰＡ(-F)が負荷ＦをＢＴＬ駆動すると共に、ＳＥＰＰ回路ＯＰＡ(+R)，ＯＰＡ(-R)が負荷ＲをＢＴＬ駆動することで消費電力の低減と高効率化を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００９２】
【図１】従来のＢＴＬ型ＰＰ回路を備えた増幅器の構成を表したブロック図である。
【図２】図１に示した従来の増幅器の動作を説明するためのブロック図である。
【図３】従来の他のＢＴＬ型ＰＰ回路を備えた増幅器の構成と動作を説明するための図である。
【図４】好適な実施形態に係る増幅器の構成及び動作を説明するためのブロック図である。
【図５】図４に示した増幅器に小振幅の入力信号が同位相で入力された場合の動作を説明するための波形図である。
【図６】図４に示した増幅器に小振幅の入力信号が位相ズレを有して入力された場合の動作を説明するための波形図である。
【図７】図４に示した増幅器に大振幅の入力信号が同位相で入力された場合の動作を説明するための波形図である。
【図８】図４に示した増幅器に大振幅の入力信号が位相ズレを有して入力された場合の動作を説明するための波形図である。
【図９】実施例に係る増幅器の構成を表したブロック図である。
【符号の説明】
【００９３】
ＯＰＡ(+F)…ＳＥＰＰ回路（非反転増幅器）
ＯＰＡ(-F)…ＳＥＰＰ回路（反転増幅器）
ＯＰＡ(-R)…ＳＥＰＰ回路（反転増幅器）
ＯＰＡ(+R)…ＳＥＰＰ回路（非反転増幅器）
ＳＷC…切替え部
Ｆ，Ｒ…負荷
１…第１の補正信号生成部
２…第２の補正信号生成部
１ｘ，２ｘ…リミッタ回路
１ｙ，２ｙ…増幅器
３…レベル判断部
３ａ，３ｂ…ウィンドウコンパレータ
３ｃ…論理和回路
４…参照電圧電源
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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