(57)【要約】  【課題】交流交流直接変換装置において、電動機電流の急激な変化によるリプルを発生させず、駆動または制動時に電動機電流を減少させると共に、変換装置の運転を安全に継続可能とした電動機制御装置を提供する。  【解決手段】マトリクスコンバータ１等の交流交流直接変換装置により電動機を駆動する電動機駆動装置において、電動機電流を検出する電流検出手段１０６と、電動機電流検出値が制限レベルを超えたことを検出する比較手段１０７と、電動機の誘起電圧を演算する誘起電圧演算手段２と、比較手段１０７により電動機電流が制限レベルを超過したことを検出した際に、誘起電圧演算手段２により演算した誘起電圧を出力電圧指令値としてマトリクスコンバータ１に与える切替手段１０９、ＰＷＭ発生手段１０１を備える。【選択図】図１
2007082321.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
多相交流電圧を任意の大きさ及び周波数の多相交流電圧に直接変換する交流交流直接変換装置により電動機を駆動する電動機駆動装置であって、電動機電流が制限レベル以下である場合に、前記変換装置に第１の出力電圧指令値を与えて前記変換装置を運転するようにした電動機駆動装置において、
電動機電流を検出する電流検出手段と、
電動機電流検出値が制限レベルを超過したことを検出する比較手段と、
前記電動機の誘起電圧を演算する誘起電圧演算手段と、
前記比較手段により電動機電流検出値が制限レベルを超過したことを検出した際に、前記第１の出力電圧指令値に代えて、前記誘起電圧演算手段により演算した誘起電圧を第２の出力電圧指令値として前記変換装置に与える手段と、
を備えたことを特徴とする電動機駆動装置。
【請求項２】
請求項１に記載した電動機駆動装置において、
前記誘起電圧演算手段は、
前記第１の出力電圧指令値、電動機電流検出値及び電動機電気定数を用いて誘起電圧を演算することを特徴とする電動機駆動装置。
【請求項３】
請求項１に記載した電動機駆動装置において、
前記誘起電圧演算手段は、
前記変換装置の出力電圧検出値、電動機電流検出値及び電動機電気定数を用いて誘起電圧を演算することを特徴とする電動機駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えばマトリクスコンバータ等の交流交流直接変換装置により多相交流電圧を任意の大きさ及び周波数の多相交流電圧に変換して電動機を駆動する電動機駆動装置に関し、特に、電動機電流の振幅を制限して電動機や電力変換装置の過熱、損傷を防ぎつつ継続的な運転を可能にした電動機駆動装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
インバータやマトリクスコンバータに代表される電力変換装置により電動機を運転する場合、電動機や電力変換装置の過熱、損傷を防止するために、電動機電流の振幅を監視し、電動機電流が限界レベルを超えた際には電力変換装置を構成するすべての半導体スイッチング素子をオフして運転を停止する保護装置が備えられている。
しかし、電力変換装置が運転を突然停止すると、電動機への印加電圧に急激な変化をもたらすため、電動機やこれに接続された駆動機器を損傷する恐れがある。また、電力変換装置の継続的な運転を望む用途には不向きである。
【０００３】
このため、前記限界レベルよりも低い制限レベルを設け、電動機電流がこの制限レベルを超過した場合に、電動機電流がそれ以上増加するのを抑えながら継続的に運転する従来技術が、後述する特許文献１に開示されている。
【０００４】
図５は、特許文献１に開示された従来技術の主要部を示すブロック図である。
図５において、１０２は電源、１０３は電力変換装置、１０４は電動機である。
出力電圧指令演算手段１００は、電力変換装置１０３の出力電圧指令値を演算し、ＰＷＭ発生手段１０１は、上記出力電圧指令値に従って電力変換装置１０３の半導体スイッチング素子をオンオフさせるためのＰＷＭパターンを演算している。
一方、電流制限手段１０８には、電源電圧検出手段１０５により検出した電源電圧と電動機電流検出手段１０６により検出した電動機電流とが入力されており、電動機電流検出値から演算した電流ベクトルに対して反対方向の出力電圧ベクトルを発生させるためのＰＷＭパターンを演算し、出力する。
【０００５】
また、１０７は電動機電流の限界レベルより低い制限レベルが設定された比較手段であり、電動機電流検出値を前記制限レベルと比較するものである。
仮に、電動機電流が制限レベルより大きくなった場合には、比較手段１０７の出力によって切替手段１０９を電流制限手段１０８側に切り替えることにより、電流ベクトルに対して反対方向の出力電圧ベクトルを発生させるようなＰＷＭパターンが切替手段１０９を介して電力変換装置１０３に与えられる。
これによって電動機電流が減少し、その振幅を前記限界レベル以下に抑制することができるため、電力変換装置１０３の運転を継続させながら電動機１０４に過電流が流れるのを防止することができる。
【０００６】
一方、上述した特許文献１の従来技術に対し、演算負荷を低減して出力電流リプルを低減するため、電力変換装置によりゼロ電圧を出力させるようにした発明が、先願に係る特願２００５−２３８５９３号に開示されている（なお、この先願は本願の出願時に未だ出願公開されていない）。
【０００７】
図６は、この先願発明の主要部を示すブロック図であり、図５と同一の機能を有するものには同一の符号を付してある。
図５との相違点は、電流制限手段１０８に代えてゼロ電圧発生手段１１０が設けられている点であり、ゼロ電圧発生手段１１０は、電源電圧に基づいて出力相電圧がすべて等しくなるＰＷＭパターンを選択し、出力するように構成されている。
【０００８】
上記構成において、電動機電流が制限レベルより大きくなると、切替手段１０９を介してゼロ電圧発生手段１１０からのＰＷＭパターンが電力変換装置１０３に与えられる。電力変換装置１０３では、例えばすべての出力相に電源１０２の最大相電圧を出力する。
すべての出力相の電圧が等しければ線間電圧はゼロになるため、電動機電流は減少し、その振幅が限界レベル以上になることはないものである。
【０００９】
【特許文献１】特開２００４−１８０３９０号公報（［００１５］〜［００１８］、図１等）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
図５に示した特許文献１の従来技術では、電動機電流ベクトルと逆方向の電圧ベクトルを出力させるため、電流の低減効果は高いが、電力変換装置１０３の出力電圧を急激に変化させるので出力電流に現れるリプルが大きくなる。
電力変換装置１０３としてマトリクスコンバータ等の交流交流直接変換装置を用いる場合、電源１０２と電動機１０４とは双方向性の半導体スイッチにより直接接続されているため、出力電流にリプルが存在すると入力電流も歪むことになる。出力電流のリプルは電動機１０４のトルク脈動や騒音を引き起こすので好ましくなく、また、入力電流のリプルは、電源１０２に接続されている他の機器への誤動作等を引き起こすため、同様に好ましくない。
【００１１】
一方、図６に示した先願発明によると、制動時のように電動機１０４から電力変換装置１０３側にエネルギーが回生される動作条件では、電動機電流が減少せずに増加する恐れがある。
以下、回生動作中に電力変換装置１０３がゼロ電圧を出力すると電動機電流が増加する理由について説明する。
【００１２】
図７は、図６における電力変換装置１０３がマトリクスコンバータであり、電動機１０４が同期電動機である場合のマトリクスコンバータの出力一相分の回路図を示している。
マトリクスコンバータの出力電圧をｖｏ、電動機が発生している誘起電圧をｅｍ、電動機の一次巻線抵抗をＲ１、一次同期インダクタンスをＬσ、一次角周波数をωとすると、駆動時の電動機電流は数式１によって表される。
【００１３】
【数１】
2007082321.tif 000003
【００１４】
一方、回生制動動作中の電動機電流は数式２により表される。
【００１５】
【数２】
2007082321.tif 000004
【００１６】
数式１と数式２とを比較すると、出力電圧ｖｏ及び誘起電圧ｅｍの符号が逆になっていることが分かる。図６の構成においてマトリクスコンバータ（電力変換装置１０３）の出力電圧を急にゼロにするということは、数式１に示す駆動時ではｖｏ＝０とすることであり、これによってｉｏは減少する。しかし、数式２に示す回生制動時において、ｖｏ＝０とすると、右辺における（ｅｍ−ｖｏ）がｖｏ＝０とする前に比べて大きくなるため、逆に電動機電流ｉｏが増加してしまう。これを図７の回路図で説明すると、ｖｏ＝０とすることによりマトリクスコンバータ内で誘起電圧ｅｍを短絡させることになるため、電流ｉｏが増加してしまうのである。
【００１７】
なお、エネルギーバッファを有する電圧形インバータの電流制限方式として、特開平３−７４１７５号（特許第２７４５６９１号）公報に記載されたものが知られており、電流ベクトルの大きさが制限値を超えた際に前記電流ベクトルの反対方向のベクトルに位置が最も近い電圧ベクトルを選択して電圧形インバータに出力させることが開示されている。
しかるに、マトリクスコンバータ等の直接変換装置では、インバータとＰＷＭパルスの発生方法が異なるため、この従来技術を直接変換装置にそのまま適用することは困難である。
【００１８】
そこで、本発明の解決課題は、マトリクスコンバータ等の交流交流直接変換装置により電動機を駆動する際に、電動機電流の急激な変化によるリプルを発生させず、駆動、制動（回生制動）いずれの場合にも電動機電流を減少させることができると共に、直接変換装置の運転を安全に継続可能とした電動機駆動装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、
多相交流電圧を任意の大きさ及び周波数の多相交流電圧に直接変換する交流交流直接変換装置により電動機を駆動する電動機駆動装置であって、電動機電流が制限レベル以下である場合に、前記変換装置に第１の出力電圧指令値を与えて前記変換装置を運転するようにした電動機駆動装置において、
電動機電流を検出する電流検出手段と、
電動機電流検出値が制限レベルを超過したことを検出する比較手段と、
前記電動機の誘起電圧を演算する誘起電圧演算手段と、
前記比較手段により電動機電流検出値が制限レベルを超過したことを検出した際に、前記第１の出力電圧指令値に代えて、前記誘起電圧演算手段により演算した誘起電圧を第２の出力電圧指令値として前記変換装置に与える手段と、
を備えたものである。
【００２０】
請求項２に記載した発明は、請求項１において、
前記誘起電圧演算手段は、
前記第１の出力電圧指令値、電動機電流検出値及び電動機電気定数を用いて誘起電圧を演算するものである。
【００２１】
請求項３に記載した発明は、請求項１において、
前記誘起電圧演算手段は、
前記変換装置の出力電圧検出値、電動機電流検出値及び電動機電気定数を用いて誘起電圧を演算するものである。
【発明の効果】
【００２２】
本発明においては、電動機電流の振幅を制限するために、電動機の誘起電圧を演算し、この誘起電圧を、通常時の第１の出力電圧指令値に代わる第２の出力電圧指令値として電力変換装置に与えることにより、電力変換装置の出力電圧を前記誘起電圧と等しくする。
これにより、駆動時、制動時といった電動機の運転状態に関わらず、電動機電流を制限レベル以下に抑制することができ、電力変換装置の出力電圧の急激な変化も発生させずにその運転を安全に継続させることが可能である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、図１は請求項１，２に係る本発明の第１実施形態を示すブロック図であり、図５，図６と同一機能の構成要素には同一の番号を付して説明を省略し、以下では異なる部分を中心に説明する。
【００２４】
図１において、１は交流交流直接変換装置としてのマトリクスコンバータであり、電源１０２と電動機１０４とを直接接続する複数の双方向スイッチから構成されている。例えば、電源１０２が三相交流電源、電動機１０４が三相同期電動機である場合には、各三相の入出力端子間に合計９個の双方向スイッチが接続されており、これらの双方向スイッチは、例えば逆耐圧性能を有するＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子を２個逆並列に接続して構成されている。
【００２５】
２は電動機１０４が発生している誘起電圧を演算する誘起電圧演算手段であり、電動機電流検出手段１０６からの電動機電流検出値と、電源電圧検出手段１０５からの電源電圧検出値と、出力電圧指令演算手段１００からの第１の出力電圧指令値（電動機電流が制限レベル以下である通常時の出力電圧指令値）とが入力されている。そして、誘起電圧演算手段２により演算された誘起電圧は、マトリクスコンバータ１に対する第２の出力電圧指令値（電動機電流が制限レベルを超えて電流制限が必要である時の出力電圧指令値）として切替手段１０９の一方の切替端子に入力されており、他方の切替端子には前記出力電圧指令演算手段１００からの第１の出力電圧指令値が入力されている。
【００２６】
切替手段１０９は、図５，図６と同様に、比較手段１０７の出力によって切替端子を切り替えるものである。比較手段１０７により電動機電流の振幅が制限レベルを超えたことを検出した場合には、切替手段１０９を誘起電圧演算手段２側に接続し、この手段２により演算された誘起電圧が切替手段１０９を介してＰＷＭ発生手段１０１に出力電圧指令値として与えられる。
【００２７】
以下、本実施形態による電動機電流の制限原理について説明する。
前述した数式１、数式２から、ｖｏ＝ｅｍとすれば、駆動、制動に関わらず電動機の一次巻線により発生する電圧降下がゼロになるため、電動機電流を減少させることができる。つまり、マトリクスコンバータ１の出力電圧を電動機１０４の誘起電圧と等しくするように制御すればよい。
【００２８】
ここで、図２を参照しつつ誘起電圧演算手段２の構成及び作用を説明する。なお、電動機１０４は同期電動機であるものとする。
図１の出力電圧指令演算手段１００からマトリクスコンバータ１に対して与えられる三相の出力電圧指令値をｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊とすると、図２の座標変換手段２１は、数式３により上記出力電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊を直交する交流二軸成分ｖα＊，ｖβ＊に変換する。
【００２９】
【数３】
2007082321.tif 000005
【００３０】
座標変換手段２１は、同様に三相の電動機電流検出値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを数式４により直交する交流二軸成分ｉα，ｉβに変換する。
【００３１】
【数４】
2007082321.tif 000006
【００３２】
更に座標変換手段２１は、上記ｖα＊，ｖβ＊，ｉα，ｉβを、一次角周波数ωで回転する座標（ｄ−ｑ座標）上に変換して数式５、数式６を得る。
但し、θ＝∫ωｄｔであり、θは速度センサによる速度検出値や速度指令値、速度推定値から求めればよい。
【００３３】
【数５】
2007082321.tif 000007
【００３４】
【数６】
2007082321.tif 000008
【００３５】
駆動／制動判別手段２２は、数式５、数式６から瞬時有効電力ｐを数式７により演算する。
【００３６】
【数７】
2007082321.tif 000009
【００３７】
そして、駆動／制動判別手段２２は、ｐ≧０の場合に駆動、ｐ＜０の場合に制動（回生制動）と判断し、それぞれ駆動判別信号、制動判別信号を出力する。同期電動機では、固定子と回転子の位置は等しいため、誘起電圧のｄ軸成分であるｅｄはゼロとなる。一方、誘起電圧のｑ軸成分ｅｑは、電動機の電圧方程式から数式８のように演算される。
ここで、数式８における電動機パラメータ（電動機電気定数）Ｒ１，Ｌσには測定値を用いても良く、推定値を用いても良い。
【００３８】
【数８】
2007082321.tif 000010
【００３９】
数式８に相当する演算ブロック２３により得られた誘起電圧のｄ軸成分ｅｄ（＝０）及びｑ軸成分ｅｑを指令値として、座標変換手段２４は上記指令値を再び三相交流電圧成分ｅｕ＊，ｅｖ＊，ｅｗ＊に変換する。
インバータと異なり、マトリクスコンバータでは、電源電圧を直接ＰＷＭ制御して電圧を得るため、所望の誘起電圧を出力させるためには電源電圧の振幅情報が必要となる。そこで、マトリクスコンバータ電圧指令演算手段２５では、数式９のように、ｅｕ＊，ｅｖ＊，ｅｗ＊を電源電圧の大きさ｜Ｖｉ｜により除算して補正した出力電圧指令値λｕ＊，λｖ＊，λｗ＊を演算すると共に、これらを第２の出力電圧指令値として切替手段１０９側に出力する。
但し、｜Ｖｉ｜＝√（ｖｉα２＋ｖｉβ２）であり、ｖｉα，ｖｉβは電源電圧の交流二軸成分である。
【００４０】
【数９】
2007082321.tif 000011
【００４１】
以降、マトリクスコンバータ１の半導体スイッチング素子のオンオフ期間を演算する方法は様々であり、本発明の主要な部分ではないため説明を省略する。
【００４２】
図１における切替手段１０９は、電動機電流が制限レベルを超過した場合に、比較手段１０７の出力により、数式９に基づく第２の出力電圧指令値を選択してＰＷＭ発生手段１０１に出力する。そして電動機電流が減少し、制限レベルを下回った場合には再び出力電圧指令演算手段１００からの第１の出力電圧指令値（通常の出力電圧指令値）を選択してＰＷＭ発生手段１０１に与えることにより、通常運転を行う。
【００４３】
このように本実施形態では、電動機電流が制限レベルを超過した時にＰＷＭパターンを直接切り替えるのではなく、出力電圧指令値を電動機の誘起電圧に等しい値に切り替えて電流制限を行うため、パルスパターンが急激に変化することによる出力電流のリプル増加を防ぎ、ひいては入力電流リプルも低減することができる。
【００４４】
なお、上記第１実施形態において説明した誘起電圧の演算方法、つまり図２の構成はあくまで一例であり、座標変換を行わずに交流成分のまま演算してもよいし、誘起電圧オブザーバを用いて誘起電圧を電動機モデルから推定してもよい。また、本実施形態が対象とする電動機１０４は同期電動機に限定されるものではなく、電動機の電圧方程式に基づいて数式８を変更すれば誘導電動機にも適用可能である。
【００４５】
次に、図３は請求項１，３に係る本発明の第２実施形態を示すブロック図である。この実施形態が第１実施形態と異なるのは、誘起電圧の演算にマトリクスコンバータ１の出力電圧検出値を用いる点である。
すなわち、図１に対して出力電圧検出手段３が追加されており、その電圧検出値が誘起電圧演算手段２Ａに入力されて誘起電圧の演算に用いられている。
【００４６】
第１実施形態において、誘起電圧に演算誤差が存在すると、電流制限時の出力電圧指令が真の誘起電圧に等しくならず、数式１や数式２におけるｖｏ＝ｅｍが成り立たなくなって電動機電流の制限効果が低下する。なお、誘起電圧の演算誤差は、電動機パラメータの誤差や演算遅れに起因する誤差など様々であるが、半導体スイッチング素子の転流誤差（マトリクスコンバータにおいて、電源短絡及び負荷端開放を同時に防止するためスイッチングパターンに休止期間を設けることにより発生する電圧誤差）や半導体スイッチング素子のオン電圧降下による出力電圧誤差が大きな割合を占めている。
【００４７】
この点に着目し、第２実施形態では、マトリクスコンバータ１から電動機１０４に実際に印加されている出力電圧を検出し、その電圧検出値を用いて誘起電圧を演算することにより演算誤差を低減し、数式１や数式２におけるｖｏ＝ｅｍが常に成立するようにして電流制限効果を高めるようにした。
【００４８】
図４は、図３における誘起電圧演算手段２Ａのブロック図である。
すなわち図４において、座標変換手段２１Ａには図３の出力電圧検出手段３による電圧検出値が入力されており、第１実施形態と同様に座標変換によって回転座標上での二軸成分ｖｄ，ｖｑを求める。つまり、数式３におけるｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊の代わりに電圧検出値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗを用いて二軸成分ｖα，ｖβを求め、数式５におけるｖα＊，ｖβ＊の代わりにｖα，ｖβを用いて二軸成分ｖｄ，ｖｑを求める。
その後、数式８のｖｑ＊の代わりにｖｑを用いて演算ブロック２３により誘起電圧のｑ軸成分ｅｑを演算し、このｅｑ及びｅｄを指令値ｅｑ＊，ｅｄ＊（＝０）として座標変換手段２４により再び三相交流電圧成分ｅｕ＊，ｅｖ＊，ｅｗ＊に変換する。以降は、図２と同様であるため説明を省略する。
【００４９】
この実施形態によれば、マトリクスコンバータ１の実際の出力電圧を用いて演算した誘起電圧を電流制限時の出力電圧指令値として出力させるので、誘起電圧の演算誤差が減少し、数式１や数式２におけるｖｏ＝ｅｍを常に成立させることができる。その結果、電動機電流が確実に制限され、電力変換装置を継続して運転することが可能となる。
【００５０】
なお、上記各実施形態において、切替手段１０９は、誘起電圧演算手段２または２ＡとＰＷＭ発生手段１０１との間に設けられているが、演算した誘起電圧に基づくＰＷＭパターンを予め作成してこれを記憶手段に記憶しておくと共に、ＰＷＭ発生手段１０１とマトリクスコンバータ１との間に切替手段を設け、ＰＷＭ発生手段１０１からの通常運転時のＰＷＭパターンと前記記憶手段に記憶された電流制限時のＰＷＭパターンとを切替手段により切り替えてマトリクスコンバータ１に与えても良い。
【図面の簡単な説明】
【００５１】
【図１】本発明の第１実施形態を示すブロック図である。
【図２】図１における誘起電圧演算手段の構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の第２実施形態を示すブロック図である。
【図４】図３における誘起電圧演算手段の構成を示すブロック図である。
【図５】従来技術の主要部を示すブロック図である。
【図６】先願発明の主要部を示すブロック図である。
【図７】先願発明においてマトリクスコンバータにより同期電動機を駆動する場合の出力一相分の回路図である。
【符号の説明】
【００５２】
１：マトリクスコンバータ
２，２Ａ：誘起電圧演算手段
３：出力電圧検出手段
２１，２１Ａ，２４：座標変換手段
２２：駆動／制動判別手段
２３：演算ブロック（誘起電圧演算式）
２５：マトリクスコンバータ電圧指令演算手段
１００：出力電圧指令演算手段
１０１：ＰＷＭ発生手段
１０２：電源
１０４：電動機
１０５：電源電圧検出手段
１０６：電動機電流検出手段
１０７：比較手段
１０９：切替手段
【図１】
2007082321.tif 000012
【図２】
2007082321.tif 000013
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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