(57)【要約】  【課題】従来の電力システムにおけるインバータやフィルタ等の部分の高効率化を図り、電力システム全体の効率を向上させると共に、小型軽量化、低コスト化を可能にする。  【解決手段】発電手段１０と、その発電電力を所定の直流電力に変換するコンバータ２０と、前記直流電力が供給される直流電圧部３０と、その直流電力を交流電力に変換して負荷に供給するインバータ４０と、負荷５１，５２，…とを備えた電力システムにおいて、インバータ４０の出力電圧波形を、交流半波の少なくとも一期間にわたり直流電圧部３０の正負いずれかの電圧を継続する波形（方形波、台形波、階段波等）とし、この電圧を負荷５１，５２，…に直接供給する。更に、必要に応じ、整流器７０を介して直流電圧部３０に商用電源を接続する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
発電手段と、
この発電手段の発電電力を所定の直流電力に変換するコンバータと、
このコンバータから直流電力が供給される直流電圧部と、
この直流電圧部から供給される直流電力を交流電力に変換して負荷に供給するインバータと、
前記負荷と、
を備えた電力システムにおいて、
前記インバータの出力電圧波形が、交流半波の少なくとも一期間にわたり前記直流電圧部の正負いずれかの電圧を継続する波形であることを特徴とする電力システム。
【請求項２】
請求項１に記載した電力システムにおいて、
前記インバータの出力電圧波形が方形波、台形波または階段波であり、前記負荷は前記インバータの出力電圧を直接受電することを特徴とする電力システム。
【請求項３】
請求項１または２に記載した電力システムにおいて、
前記直流電圧部に、整流器を介して商用電源を接続したことを特徴とする電力システム。
【請求項４】
請求項３に記載した電力システムにおいて、
前記負荷の電力の全てを前記発電手段から供給する場合には、前記直流電圧部の電圧を前記商用電源の線間電圧のピーク値よりも高く維持し、
前記負荷の電力の一部または全部を前記商用電源から得る場合には、前記発電手段の発電量を所定値以下に制限することを特徴とする電力システム。
【請求項５】
請求項１〜４の何れか１項に記載した電力システムにおいて、
前記インバータがフルブリッジインバータであることを特徴とする電力システム。
【請求項６】
請求項１〜４の何れか１項に記載した電力システムにおいて、
前記インバータがハーフブリッジインバータであることを特徴とする電力システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、発電手段によって負荷へ電力を供給する電力システムに関し、詳しくは、比較的小規模で安価かつ高効率な電力システムに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図７は従来の電力システムを示す構成図である。
図７において、発電手段１０は、電磁発電機や太陽電池、燃料電池、電池等、あるエネルギー形態を電気エネルギーに変換する手段である。この発電手段１０には、図示しない外的なエネルギーが供給され、または蓄積されている。例えば、電磁発電機であれば内燃機関等によってトルクが、太陽電池であれば光が、燃料電池であれば水素と酸素が供給される。また、発電手段１０が電池である場合には、化学薬品が内部に蓄積されている。なお、発電手段１０の種類は以上に例示したものに何ら限定されない。
【０００３】
発電手段１０によって発電された交流または直流電力は、コンバータ２０によって所定の大きさの直流電力に変換され、直流電圧部３０に供給される。
直流電圧部３０にはインバータ４０ａが接続されている。このインバータ４０ａは、例えばＰＷＭ制御によって直流電圧パルスを生成し、このパルスをフィルタ６０により平滑することによってほぼ正弦波状の電圧波形を生成する。
上記フィルタ６０の出力側には負荷５１ａ，５２ａ，……が接続されており、これらの負荷に正弦波状の交流電圧が供給されることになる。
なお、図７において、発電手段１０の出力側、フィルタ６０の入出力側に記した「≧２」は、接続線が２以上または相構成が２相（単相）以上であることを示す。
【０００４】
このような電力システムは、小規模な独立型電力系統や小容量発電機を用いたシステムにおいてしばしば用いられており、例えば次の特許文献１にも記載されている。
【０００５】
【特許文献１】特開２００３−１０２２００号公報（［００２９］、図１等）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
図７に示したような小規模な電力システムにおいては、発電手段１０におけるエネルギー供給に限度があったり、あるいは商用電源から受電する場合との比較においてその経済性が問題になることを考慮すると、システム全体としての効率が高いことが極めて重要である。
このような観点から、発電手段１０の種類が異なる場合にも常に共通して使用される要素、すなわちインバータ４０ａ以降の要素の高効率化が、波及効果が大きいために強く望まれている。
【０００７】
以上のような背景から、本発明の解決課題は、従来の電力システムにおけるインバータ以降の要素、つまりインバータ及び平滑用フィルタに相当する部分の高効率化を図ると共に、これらに付随する様々な手段を講じることで効率の向上、及び装置全体の小型軽量化や低コスト化を可能にした電力システムを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、発電手段と、この発電手段の発電電力を所定の直流電力に変換するコンバータと、このコンバータから直流電力が供給される直流電圧部と、この直流電圧部から供給される直流電力を交流電力に変換して負荷に供給するインバータと、前記負荷と、を備えた電力システムにおいて、
前記インバータの出力電圧波形が、交流半波の少なくとも一期間にわたり前記直流電圧部の正負いずれかの電圧を継続する波形であることを特徴とする。
【０００９】
請求項２に記載した発明は、請求項１において、
前記インバータの出力電圧波形が方形波、台形波または階段波であり、前記負荷は前記インバータの出力電圧を直接受電するものである。
【００１０】
請求項３に記載した発明は、請求項１または２において、
前記直流電圧部に、整流器を介して商用電源を接続したものである。
【００１１】
請求項４に記載した発明は、請求項３において、
前記負荷の電力の全てを前記発電手段から供給する場合には、前記直流電圧部の電圧を前記商用電源の線間電圧のピーク値よりも高く維持し、
前記負荷の電力の一部または全部を前記商用電源から得る場合には、前記発電手段の発電量を所定値以下に制限するものである。
【００１２】
請求項５に記載した発明は、請求項１〜４の何れか１項において、
前記インバータがフルブリッジインバータであることを特徴とする。
【００１３】
請求項６に記載した発明は、請求項１〜４の何れか１項において、
前記インバータがハーフブリッジインバータであることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、インバータの出力電圧波形を方形波等にすることによりそのスイッチング回数ひいてはスイッチング損失を低減させ、インバータの高効率化を可能にすると共に、スイッチング素子の利用率を向上させて定格の低いスイッチング素子を使用することができる。
また、インバータの出力電圧を平滑するためのフィルタが基本的に不要になり、負荷側の平滑用コンデンサの容量低減も可能である。
これらにより、システム全体の高効率化、小型軽量化、低コスト化を図り、システム設計の自由度も高めることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、図１は請求項１，２に係る本発明の第１実施形態を示す構成図であり、図７における各構成要素と同一機能を有するものについては同一の符号を付してある。
【００１６】
図１において、インバータ４０はＰＷＭ制御を行わず、波形が方形波、台形波、または、振幅が階段状に変化するいわゆる階段波（以下、便宜的にこれらを「方形波等」という）の電圧を出力するタイプのものである。また、負荷５１，５２，……は、インバータ４０から出力される方形波等の電圧を直接受電するため、図７における平滑用のフィルタ６０は不要になっている。なお、インバータ４０のスイッチングに伴うサージを抑制するため、必要に応じてごく小容量で安価なフィルタを挿入してもよい。
【００１７】
方形波等の受電が可能な負荷５１，５２，……の典型例は、インバータ４０側の受電部にダイオード整流器を有し、その後段に平滑用コンデンサが接続されたものであり、整流平滑された直流電圧を必要とする負荷である。負荷がこのような構成である場合、インバータ４０から方形波等の電圧を受電すると、ダイオード整流器によって所定の整流動作が行れ、その出力として所定の大きさの直流電圧を得ることができる。
【００１８】
しかも、方形波等の電圧を受電する場合には正弦波電圧の受電時に比べて、平滑用コンデンサの静電容量が一定の場合には整流器の出力直流電圧のリプル率を下げることができるという利点がある。このことは、逆に平滑用コンデンサの静電容量を低減させてもリプル率を許容範囲内に抑えられることを意味する。平滑用コンデンサの体格と価格は、その静電容量に対して正の相関を持っているため、静電容量の低減により装置の小型化や低コスト化を図ることができる。
また、条件によっては、平滑用コンデンサとして通常用いられる電解コンデンサではなくフィルムコンデンサを用いることも可能である。フィルムコンデンサの寿命は電解コンデンサの寿命より極めて長いため、フィルムコンデンサを用いればメンテナンス性も向上する。
【００１９】
上述したように、方形波で配電する場合の一般的な利点については、例えば「方形波配電システムの可能性の検討」（電気学会論文誌Ｄ，116巻5号，pp.556-562，1996年)に記載されている。
【００２０】
図１のごとく発電手段１０を有する小規模電力システムに方形波配電を適用する利点をまとめると、以下の通りである。
第一に、インバータがＰＷＭ制御を行わずに方形波出力する場合、その出力周波数は商用電源と同等の５０〔Ｈｚ〕程度にすることができる。これにより、インバータのスイッチング回数がＰＷＭ制御を行う場合に対してほぼ１／１００以下に減少するため、スイッチング損失を大幅に低減することができ、これによってインバータの高効率化を図ることができる。
【００２１】
第二に、インバータが方形波を出力する場合には、ＰＷＭ制御によって出力電圧基本波を正弦波とする場合に対して出力電圧実効値を大きくすることができる。これは、インバータのスイッチング素子の利用率を高くできることを意味しており、同一容量であればＰＷＭ制御を行う場合よりもスイッチング素子の定格を下げられるので、経済的である。
【００２２】
第三に、ＰＷＭ制御による出力電圧を平滑して正弦波電圧とするための平滑用のフィルタ（図７におけるフィルタ６０）が不要になる。一般に、この種のフィルタは重量、体格が大きく、高価であり、また低効率であるという問題があるため、これを解消できることは極めて効果的である。
【００２３】
第四に、前述したごとく負荷における平滑用コンデンサの容量を低減することができる。
以上のうち、第四の利点以外は上記文献「方形波配電システムの可能性の検討」に指摘されておらず、本実施形態に特有のものであると言える。
【００２４】
なお、前述した「方形波等」の定義から明らかなように、インバータ４０が出力する電圧波形としては、方形波や台形波、更には階段波を用いることができる。
方形波を用いれば、理論的には負荷により整流した際の直流電圧リプルが最小になるものの、電圧波形が多くの高調波を含むため、配線ケーブルが長い場合にはサージ電圧が発生しやすくなり、またケーブルから電磁波が放出されやすくなる。
【００２５】
このため、例えば電圧波形のレベルが変化する際の変化率を制限して台形波としたり、あるいは中間的な電圧も発生するようにした階段波を用いることで、電圧波形の高調波を低減させるようにしてもよい。なお、これらの波形を用いる場合には、負荷により整流した場合の直流電圧リプルが方形波の場合よりも大きくなるため、実際にはサージ等の障害とリプル率とのトレードオフを考慮して電圧波形を決めることになる。
いずれにしても、交流半波の少なくとも一期間にわたり直流電圧部の正負いずれかの電圧を継続するような方形波、台形波、階段波等の波形の電圧をインバータ４０から出力させれば、出力電圧値が一定の期間はインバータ４０のスイッチングが不要になるため、スイッチング損失の低減を図ることができる。
【００２６】
次に、図２は請求項３に係る本発明の第２実施形態を示す構成図である。
図２に示すように、直流電圧部３０に整流器７０を介して商用電源を接続し、その交流電圧を整流器７０により整流して直流電圧部３０に供給することも可能である。これにより、発電手段１０の発電量を減らす必要がある場合、例えば、発電手段１０が太陽電池であって十分な日照量が得られない場合、あるいは、発電手段１０が発電機であってこれを駆動する外力のトルクを他の機械負荷の駆動に用いたい場合等には、負荷５１，５２，……が要求する不足分の電力を商用電源から整流器７０、直流電圧部３０、インバータ４０を介して供給することが可能となる。
【００２７】
なお、図２に示した電力システムは、具体的には、例えば図３に示す回路構成によって実現することができる。
図３において、発電手段としては三相の交流電力を発生する機器、例えば三相交流発電機１１が用いられ、コンバータには三相ＰＷＭ整流器２１が用いられる。また、インバータには単相フルブリッジインバータ４１が使用されている。ここで、２１１，４１１は環流ダイオードが逆並列に接続されたＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子である。
商用電源としては三相交流電源が用いられており、その電源電圧は三相のダイオード整流器７１により整流されて直流電圧部３０に供給されている。なお、３１は直流電圧部３０に設けられた電圧平滑用コンデンサである。
【００２８】
図４は、直流電圧部３０の電圧によって負荷へのパワーフローを制御可能であることを模式的に示したものであり、請求項４に係る発明を説明するための図である。以下では、図３に示した構成を前提として上記パワーフローを考察することとし、図３における三相交流発電機を発電手段１１、三相ＰＷＭ整流器をコンバータ２１として説明する。
【００２９】
図３において、商用電源はダイオード整流器７１を介して直流電圧部３０に接続されている。従って、直流電圧部３０の電圧が商用電源の線間電圧ピーク値よりも高ければ商用電源から電流が流入しないため、負荷電力の全てが発電手段１１から供給されることになる（図４（ａ）の状態）。
【００３０】
一方、直流電圧部３０の電圧が商用電源の線間電圧ピーク値よりも低ければ、商用電源からも電流が流入し、負荷電力が発電手段１１と商用電源との双方によって分担供給されることになる（図４（ｂ）の状態）。
更に、発電手段１１による発電量がゼロになると、必然的に負荷電力の全ては商用電源から供給されるようになる（図４（ｃ）の状態）。このとき、直流電圧部３０の電圧は商用電源の線間電圧ピーク値にほぼ等しい。
【００３１】
なお、直流電圧部３０の電圧がわずかでも商用電源の線間電圧ピーク値を上回っていれば、図４（ａ）のように商用電源からの流入電流をゼロにして図１と等価な電力システムを高い利用率で稼働できることから、直流電圧指令値としては商用電源の線間電圧ピーク値よりもわずかに高い値とすることが一般的である。
直流電圧部３０の電圧を前記ピーク値よりも大幅に高くすることも勿論可能であるが、その場合には直流電圧部３０の電圧が印加される部品、例えばコンバータ２１やインバータ４１のスイッチング素子や平滑用コンデンサ３１の耐圧を上げなくてはならず、コスト上昇や発生損失の増大を招くため得策ではない。
【００３２】
さて、図４のパワーフローは、図５に示すような制御系により実現することができる。
同図において、平滑用コンデンサ３１（直流電圧部３０）の電圧検出値はローパスフィルタ８５を介して加算器８１に入力され、直流電圧指令値との偏差が求められる。８２は上記偏差がゼロになるように調節動作する調節器であり、その出力は発電量指令値としてコンバータ２１（ここでは、図３における発電手段１１も含む概念である）に加えられている。そして、コンバータ２１から出力される直流電流と直流負荷電流との偏差が加算器８４により検出され、この偏差に相当する電流が平滑用コンデンサ３１に流れることになる。
【００３３】
図５の制御系は、直流電圧部３０の電圧をフィードバック制御するものであり、操作量は発電手段１１の発電量である。すなわち、発電量の操作によってコンバータ２１から直流電圧部３０に流入する電流が変化し、この流入電流がインバータ４１側に流出する電流つまり直流負荷電流と完全に一致したとき、平滑用コンデンサ３１の充放電電流がゼロとなり、その直流電圧が指令値に維持される。
従って、前述したように直流電圧指令値を商用電源の線間電圧ピーク値よりも高く設定しておけば、図５の制御系により直流電圧部３０の直流電圧がやがて直流電圧指令値に一致し、その時点では商用電源から電流が流入しないことになる。
【００３４】
ここで、発電量リミッタ８３による制限値を用いて発電量指令値を制限すると、コンバータ２１から直流電圧部３０に流入する電流が減少する。このとき、負荷電力が変わらなければ、平滑用コンデンサ３１が放電してその直流電圧が低下する。そして、この直流電圧が商用電源電圧の線間ピーク値以下になると、前述した図４（ｂ）のパワーフローによって商用電源から電流が流入する。
商用電源から供給される電力が「負荷電力−発電手段１１による供給電力」に等しくなると、平滑コンデンサ３１の充放電電流がゼロとなり、直流電圧がほぼ一定に維持されることとなる。
【００３５】
すなわち、発電量リミッタ８３を用いて発電手段１１の発電量を所定値に制限すれば、負荷にとって不足する電力が商用電源から供給されるようになるので、リミッタ８３による制限値を調整することで、発電手段１１と商用電源との分担率を変えて負荷に一定の電力を供給することも可能である。
このとき、インバータ４１が出力する方形波電圧のピーク値は、図３の回路であれば直流電圧の変動に応じて変化する。従って、システム設計においては、直流電圧がほぼ商用電源の線間電圧ピーク値から、図５の制御系に示す直流電圧指令値まで変化することを考慮に入れて設計すればよいことになる。
【００３６】
なお、請求項５に記載するように、負荷に電力を供給するインバータとしては、図３に示したフルブリッジインバータ４１を用いることができる。この場合、負荷へ供給される方形波電圧の振幅（ゼロ−ピーク値）は、直流電圧部３０の電圧となる。前述したように、直流電圧部３０の電圧は商用電源の線間電圧ピーク値よりわずかに高い値に制御されるため、負荷に印加される方形波電圧も商用電源の線間ピーク値とほぼ同等になる。このため、負荷における耐圧は、商用電源を接続した場合とほぼ同等にすればよい。
【００３７】
図６は、請求項６に記載するように、インバータとしてハーフブリッジインバータ４２を用いた例であり、４２１は半導体スイッチング素子、４２２はコンデンサである。
ハーフブリッジインバータ４２を方形波電圧出力で用いる場合、出力電圧の振幅（ゼロ−ピーク値）は、直流電圧部の電圧の１／２となる。従って、負荷における耐圧は商用電源電圧の１／２に対応させればよい。このような構成は、例えば実効値２００〔Ｖ〕の商用電源を用いて同１００〔Ｖ〕受電用の負荷に電力を供給する場合に有効である。
【００３８】
以上に述べた各実施形態において、発電手段、負荷、及び商用電源につき電圧値や相数に関する制約はなく、コンバータ、インバータにもその構成や相数の制約がないことは言うまでもない。
【図面の簡単な説明】
【００３９】
【図１】本発明の第１実施形態を示す構成図である。
【図２】本発明の第２実施形態を示す構成図である。
【図３】図２の実施形態の具体的構成図である。
【図４】本発明の実施形態におけるパワーフローの模式図である。
【図５】本発明の実施形態における制御系の概略的な構成図である。
【図６】本発明の実施形態におけるインバータの構成図である。
【図７】従来技術を示す構成図である。
【符号の説明】
【００４０】
１０：発電手段
１１：三相交流発電機（発電手段）
２０：コンバータ
２１：三相ＰＷＭ整流器（コンバータ）
３０：直流電圧部
３１：電圧平滑用コンデンサ
４０：インバータ
４１：単相フルブリッジインバータ
４２：ハーフブリッジインバータ
５１，５２，５１１，５２１：負荷
７０：整流器
７１：ダイオード整流器
８１，８４：加算器
８２：調節器
８３：発電量リミッタ
８５：ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
２１１，４１１，４２１：半導体スイッチング素子
４２２：コンデンサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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