(57)【要約】【課題】回転子位置推定誤差を低減しつつ低速回転時や静止時において磁気騒音や振動の低減と電力損失を低減すること。【解決手段】駆動周波数検出部２０１が検出した駆動周波数ｆに応じて、高周波電圧発生部２０２は、駆動電圧に重畳する高周波電圧Ｖｈの周波数やＰＷＭキャリヤ周波数ｆｃを調整する。特に、駆動電圧周波数が低い場合には、高周波電圧周波数を減少させるため、回転子位置推定誤差を低減しつつ低速回転時や静止時において磁気騒音や振動の低減と電力損失を低減することができる。【選択図】図２
2007124836.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
突極性を有する同期機の駆動電圧周波数よりも高い周波数及び一定の振幅を有して静止座標系上を回転する高周波電圧を前記同期機の電機子コイルに重畳する高周波電圧重畳手段と、
前記高周波電圧によって前記電機子コイルに流れる高周波電流を検出する高周波電流検出手段と、
検出した前記高周波電流に基づいて回転子位置を推定する回転子位置推定手段と、
を備え、
前記高周波電圧重畳手段は、
前記高周波電圧の周波数を、少なくとも前記駆動電圧周波数の所定範囲において前記駆動電圧周波数に正相関を有して変化させることを特徴とする突極性を有する同期機の回転角推定方法。
【請求項２】
請求項１において、
前記高周波電圧重畳手段は、
前記回転子位置推定手段による前記回転子位置の推定誤差が所定値未満となるように前記駆動電圧周波数に連動して前記高周波電圧の周波数を設定する突極性を有する同期機の回転角推定方法。
【請求項３】
請求項１において、
前記高周波電圧重畳手段は、
前記高周波電圧をＰＷＭ変調するためのＰＷＭキャリヤ電圧の周波数を、少なくとも前記駆動電圧周波数の所定範囲において前記駆動電圧周波数に正相関を有して変化させる突極性を有する同期機の回転角推定方法。
【請求項４】
請求項３において、
前記高周波電圧重畳手段は、
前記回転子位置推定手段による前記回転子位置の推定誤差が所定値未満となるように前記駆動電圧周波数に連動して前記ＰＷＭキャリヤ電圧の周波数を設定する突極性を有する同期機の回転角推定方法。
【請求項５】
請求項１乃至４のいずれかにおいて、
前記高周波電流検出手段は、
前記高周波電圧をＰＷＭ変調するためのＰＷＭキャリヤ電圧の最大値時点及び最小値時点の両方にて前記高周波電流をサンプリングする突極性を有する同期機の回転角推定方法。
【請求項６】
請求項１乃至５のいずれかにおいて、
前記回転子位置推定手段は、
推定した前記回転子位置の今回値と前回値との差が所定値以上である場合に前記今回値を略電気角πだけオフセットする突極性を有する同期機の回転角推定方法。
【請求項７】
請求項１乃至６のいずれかにおいて、
前記回転子位置推定手段は、
前記回転子位置推定を前記高周波電圧の半周期に一回以上行い、
推定した前記回転子位置の今回値が、前記回転子位置の前回値から略電気角π以上離れている場合に前記回転子位置の今回値に略電気角πを加算して前記回転子位置の今回値とする突極性を有する同期機の回転角推定方法。
【請求項８】
請求項１乃至７のいずれかにおいて、
前記回転子位置推定手段は、
直前の複数周期の前記高周波電流から回転子位置推定を行う突極性を有する同期機の回転角推定方法。
【請求項９】
請求項１乃至８のいずれかにおいて、
前記回転子位置推定手段は、
所定の電流サンプリング期間中にサンプルホールドされた複数の前記高周波電流の値に基づいて前記回転子位置を仮推定するとともに、予め求めた前記電流サンプリング期間の経過に伴う前記回転子の実位置の進み量だけ前記仮推定値を進み補正して回転子位置を最終推定する突極性を有する同期機の回転角推定方法。
【請求項１０】
請求項１乃至９のいずれかにおいて、
前記高周波電圧重畳手段は、
前記駆動電圧周波数が所定値以下の場合に前記高周波電圧の重畳を行う突極性を有する同期機の回転角推定方法。
【請求項１１】
突極性を有する同期機の駆動電圧周波数よりも高い周波数及び一定の振幅を有して静止座標系上を回転する高周波電圧を前記同期機の電機子コイルに重畳する高周波電圧重畳手段と、
前記高周波電圧によって前記電機子コイルに流れる高周波電流を検出する高周波電流検出手段と、
検出した前記高周波電流に基づいて回転子位置を推定する回転子位置推定手段と、
を備え、
前記回転子位置推定手段は、
前記回転子位置推定を前記高周波電圧の半周期に一回以上行い、
推定した前記回転子位置の今回値が予め確認された正規の回転子位置から略電気角π以上離れている場合に前記回転子位置の今回値に略電気角πを加算して前記回転子位置の今回値とすることを特徴とする突極性を有する同期機の回転角推定方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電機子コイルに高周波電圧を重畳させて磁気突極性を有する同期機の回転子位置を検出する突極性を有する同期機の回転角推定方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
たとえばブラシレスＤＣモータでは回転子位置（磁極位置又は回転角度又はロータ位置又はロータ角度とも呼ばれている）を検出するために、電機子コイルの電流や電圧を用いて回転子位置を推定するセンサレス回転角推定方法が提案されている。
【０００３】
しかし、このセンサレス回転角推定方法において、電機子コイルの電流や電圧を用いる場合にはロータが停止している場合や低速回転している場合において、回転子位置検出精度が低下してしまう。このため、駆動電圧にその周波数（駆動周波数とも言う）より高周波の回転角推定用高周波電圧を重畳させて回転子位置推定を行うことがたとえば下記の特許文献１〜３などに提案されている。以下、この方式を高周波電圧重畳方式と称する。この高周波電圧重畳方式による回転子位置推定では、回転子位置検出を必要とする同期機において回転子位置検出器を省略できるとともに、静止状態や低速回転状態でも回転子位置検出精度を良好に確保することができる。なお、この高周波電圧重畳方式は、電機子コイルに重畳した高周波電圧により電機子コイルに流れる高周波電流が、ロータ回転による突極型同期機の電機子コイルインダクタンスの周期変化により周期変化する現象を利用している。
【０００４】
従来の高周波電圧重畳方式について更に具体的に説明する。
【０００５】
突極型同期機では、電機子コイルのインダクタンスが回転直交座標（ｄｑ軸座標）系上のｄ軸方向にて最小となる。従って、一定振幅で所定周波数にて回転する高周波電圧を電機子コイルに印加すると、その時の静止直交座標（αβ軸座標）系上の高周波電流の軌跡は楕円形状となる。以下、この楕円を電流楕円軌跡とも言う。高周波電流の頂点は、この電流楕円軌跡上を高周波電圧（及び高周波電流）の周波数にて回転する。また、電流楕円軌跡は、駆動周波数で静止直交座標系上を回転する。電流楕円軌跡の長径軸はｄ軸方向となるので、静止直交座標系のα軸と長径軸との位相を演算することによりα軸を基準とする回転子位置θを推定することができる。
【０００６】
静止直交座標系上における高周波電圧Ｖｈの軌跡と、高周波電流Ｉｈの軌跡とを図３に示す。高周波電圧Ｖｈの軌跡は円形、高周波電流Ｉｈの軌跡は楕円形となる。図３において、回転子位置は、α軸に対するｄ軸の回転子位置θとして決定される。ただし、以下の説明では、ｄ軸とはロータ回転軸中心から見てＮ極磁石中心の方向を言うものとする。高周波電圧１周期の電流楕円軌跡における高周波電流Ｉｈの振幅の最大値Ｉｍａｘのα軸成分をＩｍａｘα、高周波電流の最大値Ｉｍａｘのβ軸成分をＩｍａｘβとすれば、ｔａｎθ＝Ｉｍａｘβ／Ｉｍａｘαの式が成立するから、検出したＩｍａｘα及びＩｍａｘβから回転子位置θを算出することができる。
【０００７】
ただし、電流楕円軌跡が図３のように対称形状をもつ場合には、高周波電圧の１周期において、電流楕円軌跡１周期分の長径軸方向に二つの高周波電流Ｉｈの最大振幅値（単に最大値とも言う）Ｉｍａｘ、Ｉｍａｘ’が存在する。Ｉｍａｘは長径軸方向の正側の最大値であり、Ｉｍａｘ’は負側の最大値である。つまり、高周波電流Ｉｈの最大値は電流楕円軌跡１周期分から二つ抽出される。
【０００８】
ただ、通常においては回転子位置として磁石のＮ極方向とα軸との間の角度を採用するため、電流楕円軌跡の長径軸方向Ｎ極向きの高周波電流Ｉｈの最大値Ｉｍａｘの値のみが、回転子位置θ演算のために利用される。この場合、電流楕円軌跡の長径軸方向Ｓ極向きの高周波電流の最大値Ｉｍａｘ’が、電流楕円軌跡の長径軸方向Ｎ極向きの高周波電流の最大値Ｉｍａｘよりも常に小さければ、長径軸方向Ｎ極向きの高周波電流の最大値Ｉｍａｘを弁別して回転子位置θの算出に確実に利用することができるはずである。
【０００９】
都合がよいことに、ＰＭ型同期機（磁石ロータ式同期機）では、高周波電流に対して磁気回路が磁気飽和傾向をもつ場合に、高周波電流による磁束（電流楕円軌跡磁束とも言う）の方向とロータの磁石磁束の方向とが一致する場合に、これらの方向が逆となる場合に比べて磁気飽和の影響により電機子コイルのインダクタンスが減少し、その分だけ電流楕円軌跡の長径が増加する。すなわち、図４に示すように、電流楕円軌跡は磁気飽和により長径軸方向Ｎ極向きに伸びたいびつな形となるので、電流楕円軌跡１周期分の高周波電流Ｉｈの各データからその最大値を選択すれば、長径軸方向Ｓ極向きの最大値Ｉｍａｘ’は長径軸方向Ｎ極向きの最大値Ｉｍａｘより小さいため、簡単に排除することができる。
【００１０】
上記した高周波電圧重畳方式による回転子位置θの推定や磁気飽和を利用した長径軸方向一方側（Ｎ極側）の弁別自体は既に周知事項となっているため、これ以上の説明は省略するものとする。
【特許文献１】特開平８−２０５５７８号公報
【特許文献２】特開２００４−１２９４３０号公報
【特許文献３】特開２００５−２３７１７２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかしながら、上記した従来の高周波電圧重畳方式では、所定のサンプリング周期ごとに高周波電流をサンプリングし、サンプリングした電流値から電流楕円軌跡の最大値を求めてそれを電流楕円軌跡の長径軸成分としていたため、このサンプリング周期が長いと電流楕円軌跡が荒くなり、高周波電流の最大値と実際に検出した電流値の最大値との差が大きくなり、その結果として回転子位置推定誤差が生じる。以下、これを電流サンプリング誤差と称する。
【００１２】
また、従来では高周波電流の１周期に一回だけ回転子位置推定を行っていたため、高周波電圧の周波数が低いと、回転子位置推定誤差が大きくなるという問題があった。以下、これを演算遅れ誤差と称する。更に説明すると、従来は電流楕円軌跡１周期に等しい電流検出期間内の所定の複数の電流サンプリング時点にてそれぞれ電流値をサンプリングし、それらの最大値から回転子位置θを推定していたが、電流楕円軌跡１周期内にて高周波電流が最大値となった時点から電流楕円軌跡１周期（すなわち電流検出期間）の終了後に回転子位置の推定演算を行う時点までの期間にロータは更に回転するため、上記電流楕円軌跡から求めた回転子位置はこのロータ進み分だけ実際の回転子位置からずれてしまい、上記した演算遅れ誤差が生じてしまう。
【００１３】
もちろん、高周波電圧の周波数を常に高く保ちかつ電流サンプリング周波数も高く保てば上記問題は軽減される。しかし、このような解決策は、磁気騒音の増大と電力損失の増大といった深刻な問題を招いてしまう。
【００１４】
本発明は上記問題点に鑑みなされたものであり、消費電力増大や磁気騒音の増大を抑止しつつ回転子位置推定精度を向上可能な突極性を有する同期機の回転角推定方法を提供することをその解決すべき課題としている。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
上記課題を解決する第１〜第２発明の突極性を有する同期機の回転角推定方法は、突極型同期機の電機子コイルにその駆動電圧の周波数よりも高い周波数及び一定の振幅を有して回転する高周波電圧を重畳する高周波電圧重畳手段と、前記高周波電圧によって前記電機子コイルに流れる高周波電流を検出する高周波電流検出手段と、前記高周波電流に基づいて回転子位置を推定する回転子位置推定手段とを備える突極性を有する同期機の回転角推定方法に適用される。この突極性を有する同期機の回転角推定方法の回転子位置推定方式は公知である。
【００１６】
第１発明では、高周波電圧重畳手段は、高周波電圧の周波数を駆動電圧の周波数の所定範囲において駆動電圧の周波数に正相関を有して変化させる。すなわち、本発明の高周波電圧重畳方式による回転子位置推定では、既述したように高周波電流の１周期（電流楕円軌跡１周期分）に実質的に１回の位置推定を行っていた。つまり、高周波電流の１周期により構成される電流検出期間内にて所定のサンプリング周期で所定個数の電流値をサンプリングホールドし、この電流検出期間の終了後、各電流値からその最大値を選択して高周波電流の最大値Ｉｍａｘとし、それから既述した方法にて回転子位置θを推定する。このため、電流検出期間内にてそれぞれサンプリングホールドした複数の電流値のうち、その最大値が生じた時点から電流検出期間終了後に回転子位置θの推定演算を行う時点までの間にロータが更に回転し、回転子位置θが進んでこれが回転子位置推定誤差となる。
【００１７】
この演算遅れ誤差は高周波電流の１周期に要する時間が長いほど大きくなり、駆動電圧周波数が大きいほど大きくなる。そこで、本発明では、駆動電圧周波数が大きいほど高周波電圧周波数を増大させる。これにより、駆動電圧周波数が増大してもそれによる演算遅れ誤差の増大を抑止することができる。つまり、本発明によれば、駆動電圧の１周期が短くなってもそれに応じて高周波電圧周波数を短縮するため、ロータの単位角度変化当たりの位置推定頻度が低下するのが抑制され、その結果として回転子位置推定誤差を低減することができる。好適には、駆動電圧周波数に正相関を有して高周波電圧周波数を増減すればよい。
【００１８】
更に、本発明によれば、駆動電圧周波数が低い場合には、高周波電圧周波数を減少させるため、低速回転時や静止時において磁気騒音や振動の低減と電力損失を低減することができる。電力損失低減について更に説明すると、電機子コイルのインダクタンスは周波数に比例するため、低速回転時に高周波電圧周波数を低減することにより、高周波電圧の振幅を低減しても必要な大きさの高周波電流の最大値を発生させることができ、回転子位置推定精度を低下させることなく、高周波重畳電力を削減することができる。
【００１９】
好適な態様において、高周波電圧重畳手段は、回転子位置推定誤差が所定値未満となるように駆動電圧周波数に基づいて高周波電圧の周波数を設定する。なお、ここで言う回転子位置推定誤差は、既述した演算遅れ誤差及び電流サンプリング誤差の両方を含むものとする。このようにすれば、回転子位置推定誤差を所定の許容レベル未満に抑止しつつ高周波電圧周波数を他の要素たとえば磁気騒音や電力損失が低減可能な値に高周波電圧周波数を設定することができる。
【００２０】
好適な態様において、高周波電圧重畳手段は、ＰＷＭ変調するためのＰＷＭキャリヤ電圧の周波数を、少なくとも駆動電圧周波数の所定範囲において駆動電圧周波数に正相関を有して変化させる。なお、この態様では、ＰＷＭキャリヤ電圧の周波数に同期して電流サンプリング周波数が連動するものとする。
【００２１】
すなわち、この態様によれば、駆動電圧周波数が増大するとそれにつれてＰＷＭキャリヤ電圧の周波数（ＰＷＭキャリヤ周波数とも呼ぶ）を増大させているため、駆動電圧周波数の増大につれてなされる本発明の高周波電圧の１周期の長さを短縮し、更にこのＰＷＭキャリヤ周波数に連動する電流サンプリング周波数を増大させるので、一つの電流楕円軌跡上の電流サンプリング点がロータ回転数の増大により減少するのを抑止することができ、その結果として既述の電流サンプリング誤差が駆動電圧周波数の増大により増加するのを抑止することができる。また、駆動電圧周波数が低い場合には、電流サンプリング誤差を許容範囲に保持しつつＰＷＭキャリヤ周波数を低減できるので、ＰＷＭ変調によるインバータのスイッチング損失を低下し、磁気騒音も低減することができる。
【００２２】
好適な態様において、高周波電圧重畳手段は、回転子位置推定手段による回転子位置推定誤差が所定値未満となるように駆動電圧周波数に基づいてＰＷＭキャリヤ電圧の周波数を設定する。なお、この態様では、ＰＷＭキャリヤ電圧の周波数に同期して電流サンプリング周波数が連動するものとする。このようにすれば、所定の許容レベル未満に回転子位置推定誤差を抑止しつつ高周波電圧周波数を他の要素たとえば磁気騒音や電力損失が低減可能な値に高周波電圧周波数を設定することができる。
【００２３】
なお、電流サンプリング誤差は、高周波電圧周波数の増大ともに増大し、かつ、ＰＷＭキャリヤ周波数の増大により減少する。これに対して、演算遅れ誤差は、高周波電圧周波数の増大により減少し、駆動電圧周波数の増大により低下する。したがって、演算遅れ誤差と電流サンプリング誤差との合計である合計回転子位置推定誤差は、所定の駆動電圧周波数において、ＰＷＭキャリヤ周波数が一定であれば所定の高周波電圧周波数の所定の好適範囲内において最小レベルとなり、この好適範囲はＰＷＭキャリヤ周波数の増加とともに高域側に延長される。
【００２４】
好適な態様において、高周波電流検出手段は、ＰＷＭ変調するためのＰＷＭキャリヤ電圧の最大値時点及び最小値時点の両方にて高周波電流を検出する。すなわち、この態様によれば、確実にサンプリングタイミングを確定しつつ、ＰＷＭキャリヤ電圧の最大値時点または最小値時点のみにて電流サンプリングを行っていた従来方式に比べて電流サンプリング周期を半減することができる。言い換えると、ＰＷＭキャリヤ周波数を倍増することなく、電流サンプリング時点を確実に設定しつつ２倍の電流サンプリングデータを取得することができ、電流サンプリング誤差を低減することができる。
【００２５】
好適な態様において、回転子位置推定手段は、推定した前記回転子位置の今回値と前回値との差が所定値以上である場合に、今回値を略電気角πだけオフセットする。このようにすれば、ノイズの重畳やロータ角速度の急変などにより、高周波電流の最大値に基づく回転子位置θがＮ極位置ではなくＳ極位置すなわちｄ軸−方向とα軸とがなす角度となる場合でも、それを補正することができる。
【００２６】
第１発明の好適な態様又は第２発明において、回転子位置推定手段は、回転子位置推定を高周波電圧の半周期に一回以上行い、推定した回転子位置の今回値が予め確認された正規の回転子位置から略電気角π以上離れている場合に回転子位置の今回値に電気角πを加算して回転子位置の今回値とする。このようにすれば、高周波電圧の半周期に１回の回転子位置推定演算を実質的に行うことができるので、高周波電圧周波数を増大することなく、既述の演算遅れ誤差を低減することができる。
【００２７】
更に説明すると、図３からわかるように、電流楕円軌跡１周期分からその長径軸上に二つの高周波電流の最大値Ｉｍａｘ、Ｉｍａｘ’を抽出することができ、最大値Ｉｍａｘから回転子位置θが、最大値Ｉｍａｘ’か回転子位置θ＋πを得ることができる。ここで、回転子位置θ１がロータのＮ極位置を示す正規のロータ回転子位置θであることが判明しているとすると、回転子位置θ＋πが得られた場合、この回転子位置θ＋πにπを加算すれば回転子位置θを得ることができる。
【００２８】
つまり、高周波電圧の各半周期ごとに実質的に一回（それ以上でも良い）、高周波電流の最大値Ｉｍａｘを検出し、この最大値Ｉｍａｘから推定した回転子位置θが過去の位置推定情報から正規のロータ回転子位置θであると判断される場合には、次の半周期に得た高周波電流の最大値Ｉｍａｘから推定した回転子位置θ＋πにπを加算（又は減算）する回転子位置補正を行う。これにより、電流楕円軌跡の長径軸方向Ｎ極向きとα軸との間の正規の回転子位置θを従来の２倍の頻度にて得ることができる。
【００２９】
その結果、この態様又は第２発明によれば、高周波電圧周波数を増大することなく、回転子位置推定精度を向上することができる。なお、高周波電圧の１周期に生じる二つの高周波電流の最大値のうち、どちらが正規の回転子位置θに対応するかは、たとえば既述した公知の磁気飽和による電流値比較により判定することができる。たとえば、実質的に高周波電圧の半周期毎に交互に得られる奇数番目の高周波電流の最大値と偶数番目の高周波電流の最大値のうち、大きい方を正規の回転子位置θに対応する高周波電流の最大値とすることができる。
【００３０】
好適な態様において、回転子位置推定手段は、直前の複数の電流楕円軌跡から回転子位置推定を行う。すなわち、この態様では、複数の電流楕円軌跡のデータを用いて回転子位置推定を行うので、回転子位置推定誤差を低減することができる。たとえば電流楕円軌跡１周期にて実質的に一つの高周波電流の最大値を求める場合において、もしロータ角速度が一定又は速度変化が小さければ、各電流楕円軌跡から得た回転子位置の値を平均化することにより、回転子位置推定誤差を低減することができる。ただし、ロータは電流楕円軌跡１周期ごとに所定角度進むため、古い電流楕円軌跡データから得た回転子位置はこの分だけ遅れている。これは各電流楕円軌跡間における回転子位置の進み量を演算して補正することにより低減することができる。
【００３１】
なお、上記では電流楕円軌跡１周期ごとに一つの高周波電流の最大値を求めたが、既述したように半周期ごとにπを加算する場合には半周期ごとに実質的に新しい高周波電流の最大値が得られるため、直前煮えた複数の半周期の電流楕円軌跡から得た回転子位置を平均化してもよい。
【００３２】
ただし、ロータ角速度が急変する場合には各電流楕円軌跡間においてロータの進み角が急変するため、回転子位置推定誤差の低減が十分にできない可能性が生じる。そこで、ロータ角速度変化が所定値未満の場合にのみ、この態様の平均化処理を行うようにしてもよい。
【００３３】
好適な態様において、前記回転子位置推定手段は、所定の電流検出期間中にサンプルホールドされた複数の前記高周波電流の値に基づいて前記回転子位置の位置を仮推定するとともに、予め求めた前記電流サンプリング期間の経過に伴う前記回転子の実位置の進み量だけ前記仮推定値を進み補正して回転子位置を最終推定する。すなわち、この態様では、既述した演算遅れ誤差を補正するために、電流楕円軌跡に基づいて仮推定した回転子位置に、回転子位置推定中でのロータ進み量に相当する補正値を加算して回転子位置を最終推定するので、演算遅れ誤差を低減することができる。
【００３４】
電流楕円軌跡１周期ごとに実質的に一回の回転子位置推定を行う場合における補正値の演算例を以下に説明する。今回の電流楕円軌跡のための各電流値をサンプリングする電流検出期間内にて各電流値がサンプリングされた時点が記憶される。電流検出期間が終了した段階にて、ホールドしている各電流値のうちどの電流値が最大かを判別した時、この最大の電流値をサンプリングした時点も読み出し、この時点から現在時点までの経過時間を演算する。駆動電圧の１周期に相当する時間と上記経過時間との比率に電気角πを掛ければ演算遅れ誤差を解消することができる。なお、上記説明は電流楕円軌跡１周期ごとに実質的に一回の回転子位置推定を行う場合を説明したが、既述した電流楕円軌跡半周期ごとに実質的に一回の回転子位置推定を行う場合でも同様に行うことができることは明らかである。
【００３５】
好適な態様において、高周波電圧重畳手段は、駆動電圧周波数が所定値以下の場合に高周波電圧の重畳を行う。このようにすれば、駆動電圧周波数が高い場合には、高周波電圧重畳を停止するため、磁気騒音の低減や電力損失の低減を実現することができる。なお、ロータ角速度が高い場合には、駆動電圧周波数が高いため、駆動電圧自体の電流変化たとえばそのｄ軸電流の変化を利用してロータ角度すなわち回転子位置θを許容精度で推定することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３６】
以下、本発明の突極性を有する同期機の回転角推定方法の好適態様を図面を参照して説明する。ただし、本発明は下記の実施態様に限定解釈されるべきものではなく、本発明の技術思想を他の技術の組み合わせにより実施しても良いことは言うまでもない。
【００３７】
（実施形態１）
実施形態１の突極性を有する同期機の回転角推定方法を備えたモータ制御装置を図１に示すブロック回路図を参照して説明する。
【００３８】
（回路構成）
図１において、１は電流指令部、２，３は減算器、４，５はPIアンプ、６はｄｑ／３相座標変換部、７〜９は加算器、１０はＰＷＭ電圧発生回路、１１は三相インバータ、１２，１３は相電流を検出する電流センサ、Ｍは突極性を有する同期機、１４，１５はローパスフィルタ、１６は３相／ｄｑ座標変換部、１７，１８はバンドパスフィルタ、１９は３相／２相座標変換部、２０はこの実施例の要部をなす回転子位置推定部である。電流指令部１、減算器２，３、PIアンプ４，５、ｄｑ／３相座標変換部６、ＰＷＭ電圧発生回路１０、三相インバータ１１、電流センサ１２，１３、３相／ｄｑ座標変換部１６からなる電流制御部は、従来構成と同じであり、従来と同様のモータ制御動作を行う。
【００３９】
バンドパスフィルタ１７，１８、３相／２相座標変換部１９、回転子位置推定部２０は、本発明の特徴をなす高周波電圧重畳方式の回転子位置推定系を構成している。この回転子位置推定系は突極性を有する同期機１３の回転子の位置を検出する機能を果たす。簡潔に言えば、この回転子位置推定系は、突極性を有する同期機Ｍの電機子コイルに重畳すべき三相の高周波電圧指令Ｖｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈを加算器７〜９により駆動電圧指令としての三相電圧指令Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’に加算し、それにより生じた高周波電流ｉｕｈ、ｉｖｈから回転子位置θを推定する。
【００４０】
また、この実施形態では、三相電圧指令Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’に重畳した高周波電圧指令Ｖｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈにより電流センサ１２，１３の検出電流ｉｕ、ｉｖが高周波電流ｉｕｈ、ｉｖｈを含むため、これが電流制御系に流れるのを防ぐため、３相／ｄｑ座標変換部１６の手前にローパスフィルタ１４，１５を設けている。なお、このローパスフィルタ１４，１５は、３相／ｄｑ座標変換部１６の出力側に設けても良く、場合によっては省略してもよい。
【００４１】
（基本制御説明）
まず、トルク指令に基づくモータ駆動制御を説明する。ただし、この制御自体は従来と同じであるため、説明は簡単に行う。電流センサ１２，１３で検出されたU相電流ｉｕと、V相電流ｉｖからローパスフィルタ１４，１５によりその低周波成分が抽出されて３相／ｄｑ座標変換部１６に送られる。３相／ｄｑ座標変換部１６は入力信号を静止三相座標系からｄｑ軸回転直交座標系に変換し、電流ｉｑ、ｉｄを出力する。
【００４２】
電流指令部１は、外部から入力されるトルク指令及び回転子位置推定部２０から入力される回転子位置θに基づいて電流指令値id’、iq’を形成する。検出したｄ軸電流ｉｄとｑ軸電流ｉｑは減算器２，３に送られ、減算器２，３は、ｄ軸電流指令値id’からｄ軸電流ｉｄを、q軸電流指令値iq’からｑ軸電流ｉｑを減算する。
【００４３】
減算器２，３から出力される電流偏差Δｉｄ、ΔｉｑはPIアンプ４，５によりこれら電流偏差Δｉｄ、Δｉｑを０とする電圧指令Vd、VqにPI変換され、電圧指令Vd、Vqはｄｑ／３相座標変換部６にて三相電圧指令Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’に座標変換された後、加算器７〜９により後述する高周波電圧指令Ｖｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈと加算されて、最終電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとされる。最終電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、ＰＷＭ電圧発生回路１０にてＰＷＭ電圧に変換されて三相インバータ１１を駆動し、これにより、三相インバータ１１から三相同期機Ｍに三相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗが通電される。
【００４４】
（回転子位置推定の基本動作説明）
バンドパスフィルタ１７，１８は、相電流ｉｕ、ｉｖから、高周波電圧指令Ｖｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈの周波数を含む狭帯域の電流成分すなわち高周波電流ｉｕｈ、ｉｖｈを抽出し、３相／２相座標変換部１９に送る。３相／２相座標変換部１９は、入力された高周波電流ｉｕｈ、ｉｖｈを２相静止直交座標系上の電流ｉα、ｉβに変換し、この電流ｉα、ｉβを回転子位置推定部２０に送る。回転子位置推定部２０は、入力された電流ｉα、ｉβから回転子位置θを推定するとともに、２相静止直交座標系上の高周波電圧指令Ｖα、Ｖβを形成し、これを２相／３相座標変換して三相の高周波電圧指令Ｖｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈとした後、加算器７〜９に送る。なお、回転子位置推定部２０は、直接三相の高周波電圧指令Ｖｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈを形成してもよい。
【００４５】
（回転子位置推定部２０の説明）
次に、回転子位置推定部２０の構成及びその動作を図２を参照して更に詳しく説明する。
【００４６】
回転子位置推定部２０は、駆動電圧周波数ｆを検出する駆動周波数検出部２０１、高周波電圧指令Ｖｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈを発生する高周波電圧発生部２０２、三角波であるＰＷＭキャリヤ電圧Ｖｃを発生するキャリヤ電圧発生部２０３、バンドパスフィルタ１７，１８から出力される高周波電流ｉｕｈ、ｉｖｈを所定の電流検出期間、所定サンプリング周期にてサンプルホールドする電流サンプルホールド部２０４、直前の電流検出期間の間だけサンプルホールドされた所定個数の電流値データからその最大振幅値を検出する最大振幅演算部２０５、最大振幅演算部２０５で検出された最大振幅値に基づいて回転子位置θを推定する回転子位置演算部２０６、最大振幅演算部２０５で検出された最大振幅値がＮ極側か否かを判定する磁極判定部２０７、回転子位置θ及び磁極判定結果に基づいて回転子位置θを補正する回転子位置補正部２０８を有している。
【００４７】
（動作説明）
（回転子位置推定動作の説明）
まず、電流サンプルホールド部２０４、最大振幅演算部２０５、回転子位置演算部２０６、磁極判定部２０７及び回転子位置補正部２０８からなる回転子位置推定部による回転子位置θの推定動作を以下に説明する。
【００４８】
まず、電流サンプルホールド部２０４により高周波電流Ｉｈ（＝ｉα＋ｊｉβ）を所定のサンプリングタイミングにてサンプルホールドする。サンプリングタイミングは、ＰＷＭ電圧発生回路１０に出力されるＰＷＭキャリヤ電圧である三角波電圧の最大点と最小点とが採用される。サンプルホールドされた高周波電流Ｉｈの各データのうち直前の高周波電圧Ｖｈの半周期分の各データは、高周波電圧Ｖｈの半周期ごとに最大振幅演算部２０５に出力される。最大振幅演算部２０５は、入力された電流楕円軌跡半周期分の各データから最大のものを最大値Ｉｍａｘとして選択する。なお、各データは時刻情報を含むベクトルデータである。抽出された最大値Ｉｍａｘは回転子位置演算部２０６に入力され、回転子位置演算部２０６は最大値Ｉｍａｘをα軸成分Ｉｍａｘαとβ軸成分Ｉｍａｘβとに分割し、これらα軸成分Ｉｍａｘαとβ軸成分Ｉｍａｘβから回転子位置θを既述の式により推定する。
【００４９】
（磁極判定動作の説明）
次に、磁極判定部２０７は、今回の電流楕円軌跡半周期分の各データから抽出された最大値Ｉｍａｘが電流楕円軌跡の長径軸方向Ｎ極向きかどうかを判定する磁極判定を行う。この磁極判定には種々の方法があるが、この実施形態では、起動時又は所定タイミングにて後述する磁極判定動作を行って磁極を判定し、この判定結果を電流楕円軌跡半周期ごとに言い換えれば高周波電圧半周期ごとに反転して記憶するものとする。磁極判定部２０７が起動時又は所定タイミングにて行う磁極判定動作を以下に説明する。この動作では、直前の電流楕円軌跡半周から得た最大値Ｉｍａｘと、それより更に半周期前の電流楕円軌跡半周期から得た最大値Ｉｍａｘとを比較し、大きい方をＮ極側すなわちｄ軸位置方向とする。この磁極判定結果は回転子位置補正部２０８に出力される。
【００５０】
回転子位置補正部２０８は、回転子位置補正部２０８から入力された回転子位置θと磁極判定部２０７から入力された磁極判定結果に基づいて回転子位置θが正規のｄ軸方向（Ｎ極）の回転子位置θである場合には無補正にて、回転子位置θが反対のｄ軸方向（Ｓ極）の回転子位置θである場合には回転子位置θにπを加えて最終的な回転子位置θとし、出力する。
【００５１】
磁極判定は、その他、種々の方式が考えられる。たとえば、起動時やモータ運転中に一定インタバルで電流楕円軌跡１周期分の電流データを取得し、それから最大値Ｉｍａｘを抽出し、それにより正規の回転子位置θを求める。なお、この場合、正規のｄ軸方向において磁気飽和が生じる大きさの高周波電流Ｉｈを通電するものとする。これにより正確な磁極方向に対する回転子位置θを得ることができる。その後は、電流楕円軌跡の奇数番目の半周期に得た最大値Ｉｍａｘから演算した回転子位置θに対してはπを加算し、電流楕円軌跡の偶数番目の半周期に得た最大値から演算した回転子位置θに対してはπを加算しない。これにより電流楕円軌跡の半周期ごとに回転子位置推定を行うにもかかわらず正確に位置推定を行うことができる。上記回転子位置推定動作は、従来の電流楕円軌跡一周期分の電流データではなく、電流楕円軌跡半周期分の電流データを用いて行う点を除けば従来と同じであるため、これ以上の説明は省略する。なお、この回転子位置推定動作を行う回路はハードウエア回路により構成されてもよく、ソフトウエア演算で行っても良い。
【００５２】
（高周波電圧発生動作の説明）
次に、駆動周波数検出部２０１、高周波電圧発生部２０２及びキャリヤ電圧発生部２０３にて行われる高周波電圧Ｖｈ及びＰＷＭキャリヤ電圧の発生制御について以下に説明する。
【００５３】
駆動周波数検出部２０１は、駆動電圧からその周波数すなわち駆動周波数ｆを検出する。駆動周波数ｆは、種々の信号から検出できる。たとえばローパスフィルタ１４又は１５から出力される相電流の低域成分ｉｕｌ又はｉｖｌのゼロクロスにより抽出できる。その他、回転子位置推定部２０が出力する回転子位置θのからも抽出することができる。高周波電圧発生部２０２は、駆動周波数検出部２０１により検出された駆動周波数ｆに正相関もつ周波数ｆｈをもつ三相の高周波電圧指令Ｖｈを発生する。この高周波電圧指令Ｖｈは、Ｕ相高周波電圧指令Ｖｕｈ、Ｖ相高周波電圧指令Ｖｖｈ、Ｗ相高周波電圧指令Ｖｗｈからなる。高周波電圧指令Ｖｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈの振幅は特別の指令が無い限り一定とされる。したがって、高周波電流Ｉｈの周波数はｆｈとなる。キャリヤ電圧発生部２０３も、駆動周波数検出部２０１により検出された駆動周波数ｆに正相関もつ周波数ｆｃをもつ三角波電圧をＰＷＭ電圧発生回路１０のキャリヤ電圧として発生する。ここで、駆動周波数ｆと高周波電圧Ｖｈの周波数ｆｈとキャリヤ電圧の周波数ｆｃとは、回転子位置推定部２０から出力される回転子位置θの誤差が所定の許容レベル以下更に好適には最小値となるように設定される。
【００５４】
この実施例における周波数ｆ、ｆｈ、ｆｃの間の関係を図５に示す。高周波電圧発生部２０２やキャリヤ電圧発生部２０３にこの関係を保持しておいて、入力される周波数ｆに応じて周波数ｆｈ、ｆｃを読み出せばよい。なお、各図における外乱周波数とは高周波電圧Ｖｈの周波数ｆｈを言う。
【００５５】
これら周波数ｆ、ｆｈ、ｆｃと回転子位置推定誤差との関係を以下に説明する。既述したように、回転子位置推定誤差は、電流サンプリング誤差と演算遅れ誤差との合計となる。演算遅れ誤差は、電流検出期間（サンプリングホールド期間）にサンプルホールドした複数の電流値のうちその最大値が生じた時点から電流検出期間終了後に回転子位置θの推定演算を行った時点までの間に進んだ回転子位置θの進み量である。
【００５６】
回転子位置推定誤差のうちの演算遅れ誤差と駆動周波数ｆと外乱周波数ｆｈとの関係を図６に示し、回転子位置推定誤差と駆動周波数ｆと外乱周波数ｆｈとの関係を外乱周波数ｆｈを横軸、回転子位置推定誤差を縦軸として図７に示す。駆動周波数ｆが増加すると演算遅れ誤差は増加し、外乱周波数ｆｈが増加すると回転子位置推定誤差は減少する。なお、図６、図７における回転子位置推定誤差は演算遅れ誤差である。
【００５７】
（実験データの開示）
次に、位置誤差のうちの電流サンプリング誤差について図８〜図１０を参照して説明する。図８は、外乱周波数ｆｈの１周期すなわち電流楕円軌跡の１周期において８回の電流値のサンプリングを行う場合を示す。なお、この実施例では、電流値のサンプリングはＰＷＭキャリヤ電圧Ｖｃの最大値点と最小値点とで行われるものとする。従って、図８では、ＰＷＭキャリヤ電圧Ｖｃは外乱周波数ｆｈの４倍に設定されている。図８では、高周波電流Ｉｈとしての各電流サンプリング値のうちの最大値は電流楕円軌跡上のｘ点にてサンプリングされた電流値となるため、本来の電流楕円軌跡の長径軸方向の最大値Ｉｍａｘより小さくなり、これが電流サンプリング誤差となる。電流サンプリング誤差とＰＷＭキャリヤ周波数ｆｃと駆動周波数ｆとの関係を図９に示し、外乱周波数ｆｈと回転子位置推定誤差と駆動周波数ｆとの関係を図１０に示す。ただし、図９、図１０で言う回転子位置推定誤差は電流サンプリング誤差である。
【００５８】
ロータ回転数１０００ｒｐｍにおける演算遅れ誤差と電流サンプリング誤差との合計である回転子位置推定誤差と外乱周波数ｆｈとＰＷＭキャリヤ周波数ｆｃとの関係を図１１に示す。注目すべきことは、駆動周波数ｆすなわちロータ回転数が一定の場合、外乱周波数ｆｈと位置誤差との間には所定の好適範囲が存在することである。すなわち、回転子位置推定誤差を所定の許容しきい値レベル未満とする場合、外乱周波数ｆｈを図１１の外乱周波数ｆｈ−回転子位置推定誤差特性から得られる範囲に設定する必要があることである。図１１から更にわかることは、ＰＷＭキャリヤ周波数ｆｃが増大すると位置誤差は低下することである。したがって、高周波電圧発生部２０２は、駆動周波数ｆに対して所定周波数範囲にて正相関もつべきである。また、図１１の回転子位置推定誤差の最小点が外乱周波数ｆｈの増加とともに増大することから、外乱周波数ｆｈの増加につれてＰＷＭキャリヤ周波数ｆｃを増加することにより回転子位置推定誤差を低減できることも理解される。ただし、駆動周波数ｆの変化に対して、回転子位置推定誤差が許容レベルとなる範囲にて外乱周波数ｆｈ及びＰＷＭキャリヤ周波数ｆｃを調節できる。重要な点は、回転子位置推定誤差が許容範囲であれば、外乱周波数ｆｈやＰＷＭキャリヤ周波数ｆｃをなるべく低減して磁気騒音や電力損失の低減を図ることである。
【００５９】
予め記憶するｆ、ｆｈ、ｆｃの関係を示すマップに駆動周波数ｆを代入して外乱周波数すなわち高周波電圧Ｖｈの周波数ｆｈやＰＷＭキャリヤ周波数ｆｃを抽出する動作はフローチャートや回路構成を図示するまでもなく、周知のハードウエア回路やソフトウエア処理により実現できる。また、周波数ｆｈにて三相の高周波電圧Ｖｈを形成したり、周波数ｆｃにてＰＷＭキャリヤ電圧Ｖｃを軽視したりする回路は従来通りなので、これ以上の説明は省略する。
【００６０】
（効果）
上記した実施形態によれば、駆動周波数ｆに応じて回転子位置推定誤差が許容レベル以下となるように外乱周波数ｆｈやＰＷＭキャリヤ周波数ｆｃを選択しているので、回転子位置推定誤差を低減できる。また、電流楕円軌跡の半周期に一回の回転子位置推定動作を行うため、外乱周波数ｆｈを増大することなく従来より回転子位置推定誤差を格段に低減することができる。更に、ＰＷＭキャリヤ電圧Ｖｃの最大値点と最小値点との両方にて電流サンプリングホールドを行うので、ＰＷＭキャリヤ周波数ｆｃを増大することなく回転子位置推定誤差を低減することができる。
【００６１】
（変形態様）
上記実施形態では、図８に示すように電流サンプリング周期をＰＷＭキャリヤ周期の２倍としたが、電流サンプリング周期とＰＷＭキャリヤ周期とを等しくしてもよい。この場合には、ＰＷＭキャリヤ電圧Ｖｃの最大点又は最小点のどちらかにて電流サンプリングを行えばよい。
【００６２】
（変形態様）
上記実施形態では、高周波電圧Ｖｈの周期を電流サンプリング周期すなわちＰＷＭキャリヤ電圧の周期の偶数倍としたが、両者をずらすことも可能である。このようにすると、各電流楕円軌跡上の最大の電流サンプリング値が存在する位置が毎回ずれるため、何回かに一回は最大の電流サンプリング値として電流楕円軌跡の長径軸方向の値をサンプリングすることができる。
【００６３】
（変形態様）
角度補正部２０８から出力される回転子位置θの誤検出を判定し、誤検出と判定した場合にはそれを補正する誤検出補正動作を図１２に示すフローチャートを参照して説明する。なお、この誤検出補正動作は、回転子位置θの検出を電流楕円軌跡の半周期ごとに行う上記実施形態では、既述した奇数番目の半周期にて回転子位置θにπを加え、偶数番目の半周期では回転子位置θにπを加えない磁極反転補正の後に行われる。もちろん、この変形態様の誤検出補正動作は、電流楕円軌跡一周期分の電流データから実質的に一回の回転子位置θの推定演算を行う場合にも用いることができる。
【００６４】
まず、演算した回転子位置θの今回値θ（ｎ）と前回演算して記憶している回転子位置θの前回値θ（ｎ−１）との角度差Δθを求める（Ｓ１００）。次に、角度差Δθが所定のしきい値θｔｈ以上かどうかを調べ（Ｓ１０２）、大きければ間違って反磁極方向の回転子位置θを演算したと見なして、回転子位置θの今回値θ（ｎ）に電気角πを加算又は減算して回転子位置θの今回値θ（ｎ）とする（Ｓ１０４）。しきい値θｔｈとしてはたとえば電気角πが採用される。
【００６５】
すなわち、この変形態様は、高周波電圧Ｖｈの１周期に駆動電圧の位相角がしきい値θｔｈ以上進むことはあり得ないと判定し、このような異常な進みは、各電流サンプリング値のうちの最大値に基づいて演算した回転子位置θが反磁極方向の値であるとして、言い換えれば磁極方向判定の失敗と見なして、回転子位置θの今回値θ（ｎ）を電気角πだけ回転するものである。このようにすれば、誤った磁極判定を防止することができる。
【００６６】
（変形態様）
変形態様として、既述の演算遅れ誤差の大きさを演算してそれに等しい位置誤差補正量を、角度推定部２０６から出力された回転子位置θ又は角度補正部２０８から出力された補正済みの回転子位置θに加算して、演算遅れ誤差を補正することができる。
【００６７】
更に説明すると、直前の電流楕円軌跡の半周期（１周期でもよい）のうちの各電流データのうち、最大値Ｉｍａｘと判定された電流データがサンプリングされた時点ｔｓを保持しておく。次に、この最大値Ｉｍａｘを用いて回転子位置θを演算した時点ｔｙにて、時点ｔｓから時点ｔｙまでの経過時間ΔＴを算出する。次に、高周波電圧Ｖｈの半周期（１周期でもよい）に対するこの経過時間ΔＴの比率ｒを求める。次に、回転子位置θの今回値θ（ｎ）と前回値θ（ｎー１）との角度差Δθにこの比率ｒを掛けて演算遅れ誤差とする。このようにすれば、演算遅れ誤差を低減することができる。この演算遅れ誤差低減動作のフローチャートを図１３に示す。
【００６８】
（変形態様）
上記実施形態では、電流楕円軌跡半周期分の各電流データから回転子位置推定、すなわち最大値Ｉｍａｘの抽出とそれを用いた回転子位置θの演算をおこなった。しかし、直前の１周期、更には３／２周期、２周期あるいはそれ以上の周期にわたって電流データをサンプリングホールドし、得た多数の電流データから最大値Ｉｍａｘを抽出して回転子位置θを演算してもよい。
【００６９】
また、直前の複数の電流楕円軌跡半周期ごとに個別に得た複数の回転子位置θから今回の回転子位置θを所定の演算式にて演算してもよい。たとえば、これら各電流楕円軌跡半周期ごとに得た各回転子位置θは、ロータ角速度だけずれているはずであるが、各回転子位置θは相互に関連をもつ値となる。たとえば、定速運転では各回転子位置θ間の角度差（電流楕円軌跡半周期の間のロータ角進み量）は一定となり、増速状態では角度差は次第に増加し、減速状態では角度差は次第に減少する。したがって、直前に得た複数の回転子位置θの間の角度差の傾向を利用して回転子位置θの今回値を補正することもできる。
【００７０】
（変形態様）
上記実施形態では、駆動周波数の大きさにかかわらず高周波電圧Ｖｈの重畳を行った。この場合、既述したようにモータの高回転域では位置誤差低減のために外乱周波数ｆｈまたはＰＷＭキャリヤ周波数ｆｃの増大が必要となる。しかし、このような外乱周波数ｆｈやＰＷＭキャリヤ周波数ｆｃの増加は磁気騒音の増大や電力損失の増大を招く。そこで、モータ角速度が所定しきい値以上となれば、高周波電圧Ｖｈの重畳を停止してもよい。なお、この場合は駆動電圧周波数が高いため、駆動電圧自体の電流変化たとえばそのｄ軸電流の変化を利用してロータ回転子位置θを許容精度で推定することができる。
【図面の簡単な説明】
【００７１】
【図１】実施形態１のモータ制御装置を示すブロック図である。
【図２】図１に示す回転子位置推定部を示すブロック図である。
【図３】静止直交座標系上の高周波電圧及び高周波電流のベクトル軌跡を示す図である。
【図４】磁気飽和状態における静止直交座標系上の高周波電圧及び高周波電流のベクトル軌跡を示す図である。
【図５】周波数ｆ、ｆｈ、ｆｃの間の関係を示す図である。
【図６】回転子位置推定誤差（演算遅れ誤差）と駆動周波数ｆと外乱周波数ｆｈとの関係を示す図である。
【図７】回転子位置推定誤差（演算遅れ誤差）と駆動周波数ｆと外乱周波数ｆｈとの関係を示す図である。
【図８】電流楕円軌跡上の電流サンプリング時点を示す図である。
【図９】電流サンプリング誤差とＰＷＭキャリヤ周波数ｆｃと駆動周波数ｆとの関係を示す図である。
【図１０】外乱周波数ｆｈと回転子位置推定誤差と駆動周波数ｆとの関係を示す図である。
【図１１】ロータ回転数１０００ｒｐｍにおける回転子位置推定誤差と外乱周波数ｆｈとＰＷＭキャリヤ周波数ｆｃとの関係を示す図である。
【図１２】回転子位置θの誤検出補正動作を示すフローチャートである。
【図１３】演算遅れ誤差低減動作を示すフローチャートである。
【符号の説明】
【００７２】
１は電流指令部、２，３は減算器、４，５はPIアンプ、６はｄｑ／３相座標変換部、７〜９は加算器、１０はＰＷＭ電圧発生回路、１１は三相インバータ、１２，１３は相電流を検出する電流センサ、Ｍは突極性を有する同期機、１４，１５はローパスフィルタ、１６は３相／ｄｑ座標変換部、１７，１８はバンドパスフィルタ、２０１は駆動周波数検出部、２０２は高周波電圧発生部、２０３はキャリヤ電圧発生部、２０４は電流サンプルホールド部、２０５は最大振幅演算部、２０６は回転子位置演算部、２０７は磁極判定部、２０８は回転子位置補正部である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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