(57)【要約】【課題】Ｉ，Ｑ成分への直交変換と周波数変換とを含んだデジタル信号処理部において、回路規模の小さいデジタル周波数変換装置及びデジタル周波数変換システムを提供する。【解決手段】デジタルＩＦ信号Ｓ２をヒルベルト変換回路１０３に入力し、Ｉ成分Ｓ３ＩとＱ成分Ｓ３Ｑに分離する。ヒルベルト変換回路１０３は、遅延回路とＦＩＲフィルタで構成されており、ＦＩＲフィルタによって位相を９０度シフトさせＱ成分を得るとともに、Ｉ成分側は、入力信号にＦＩＲフィルタの遅延段数と同数の遅延を行う。Ｉ信号Ｓ３Ｉ，Ｑ信号Ｓ３Ｑ共に、デシメーション演算を行う。ダウンコンバート処理がなされたＩ信号Ｓ４ＩおよびＱ信号Ｓ４Ｑが出力される。Ｉ信号Ｓ４ＩおよびＱ信号Ｓ４Ｑは、送信手段として、シリアライザによってシリアル信号に変換されたのち、光ファイバを経路としてアップコンバート側に送信される。【選択図】図１
2007258985.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力されたアナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、
前記デジタル信号をヒルベルト変換し、直交するＩ、Ｑ成分信号に分離して出力するヒ
ルベルト変換回路と、
前記Ｉ、Ｑ成分信号をデシメーションによりサンプリング周波数を低減させて出力するデ
シメータと、
前記デシメータの出力であるＩ，Ｑ成分信号を送信する送信手段と
を備えたことを特徴とするデジタル周波数変換装置。
【請求項２】
直交するＩ，Ｑ成分信号を受信する受信手段と、
前記Ｉ，Ｑ成分信号を入力とし、インタポレーションによりサンプリング周波数を増加さ
せて出力するインタポレータと、
前記インタポレータの出力であるＩ、Ｑ成分信号をヒルベルト変換し、加算してデジタル
信号を出力するヒルベルト変換回路と、
前記デジタル信号をアナログ信号に変換して出力するＤ／Ａ変換器と
を備えたことを特徴とするデジタル周波数変換装置。
【請求項３】
請求項１記載のデジタル周波数変換装置と、請求項２記載のデジタル周波数変換装置間
を光ファイバで接続したことを特徴とするデジタル周波数変換システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線信号などのデジタル信号を送受信する際に、周波数変換を伴う周波数変
換装置または周波数変換システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
現在、光ファイバの広帯域かつ低損失な特徴を活かして、無線信号を光ファイバで伝送
する技術であるＲＯＦ（Ｒａｄｉｏ  Ｏｎ  Ｆｉｂｅｒｓｙｓｔｅｍ）が注目を集めてい
る。ＲＯＦは、電波干渉の影響を受けずに一本の光ファイバで大容量の無線信号を好きな
場所へ伝送することが可能なため、ＩＴＳ（Ｉｎｔｅｌｌｉｇｅｎｔ  Ｔｒａｎｓｐｏｒ
ｔ  Ｓｙｓｔｅｍｓ）など移動体通信への応用が期待されており、また地下街、ビルの屋
内への電波再送信など、いわゆるラストワンマイルを実現するデータ通信サービスとして
も注目されている。
【０００３】
ＲＯＦなどの変調を伴う伝送経路において、情報の圧縮、ノイズの低減、処理の効率化
などのために、ダウンコンバートまたはアップコンバートの周波数変換、Ｉ，Ｑ成分への
分離および結合が、従来から行われている。従来の処理を行う信号処理部のブロック図を
、図５に示す。
【０００４】
ダウンコンバート側の入力であるアナログＩＦ信号Ｓ１１を、まずＡ／Ｄコンバータ５
０１により、デジタルＩＦ信号Ｓ１２に変換する。デジタルＩＦ信号Ｓ１２をＮＣＯ（Ｎ
ｕｍｅｒｉｃａｌｌｙ  Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ  Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）５０３を用いて
ｓｉｎ波、ｃｏｓ波とミキシングしてダウンコンバートしたＩ，Ｑ成分Ｓ１３Ｉ，Ｓ１３
Ｑを出力する。出力したＩ，Ｑ成分には、ダウンコンバート時に発生したイメージ信号が
含まれているので、各々の出力をＬＰＦ（Ｌｏｗ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ）５０４、５
０５に通し、高域除去を行う。ダウンコンバート後のＩ，Ｑ成分Ｓ１５Ｉ，Ｓ１５Ｑを、
アップコンバート側に送信する。アップコンバート側では、Ｓ１５Ｉ，Ｓ１５Ｑをインタ
ポレータ５０８，５０９に入力し、Ｉ，Ｑ各々で発生したイメージ信号をＬＰＦ５１０、
５１１で除去し、アップコンバートする。ＮＣＯ５１２によりＩ，Ｑ加算を行い、デジタ
ルＩＦ信号Ｓ１２に相当するデジタルＩＦ信号Ｓ１８を得る。デジタルＩＦ信号Ｓ１８を
Ｄ／ＡコンバータによりアナログＩＦ信号Ｓ１９として出力する。
【０００５】
一方、小型化及び低消費電力化に対する要求は、通信端末だけでなく、通信システムを
構成する機器に対しても厳しくなっている。その為に機器において、個々の回路について
の効率化や見直しが行われている。こうした要求を解決するために、Ｉ，Ｑ成分を入力と
したフィルタ演算を行う場合に、ヒルベルト変換を利用したフィルタを用いて演算量を削
減した無線機が提案されている。（例えば特許文献１参照）。
【特許文献１】特開２００４−７２５３２公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ＲＯＦ装置においても同様に、個々の回路について回路規模を小さくすると共に、複数
の機能を１つのＰＬＤ（プログラマブルロジックデバイス）にまとめるといったニーズが
生じている。しかしながら、周波数変換を含む前記信号処理部に注目した場合、前記信号
処理部はＮＣＯに加えて、Ｉ，Ｑ成分各々にＬＰＦが必要であり、その回路規模は小さく
ない。
【０００７】
本発明は、上記問題点を解決するためになされたもので、回路規模の小さいデジタル周
波数変換装置及びデジタル周波数変換システムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的を達成するために、本発明のデジタル周波数変換装置は、入力されたアナログ
信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記デジタル信号をヒルベルト変換し、
直交するＩ、Ｑ成分信号に分離して出力するヒルベルト変換回路と、前記Ｉ、Ｑ成分信号
をデシメーションによりサンプリング周波数を低減させて出力するデシメータと、前記デ
シメータの出力であるＩ，Ｑ成分信号を送信する送信手段とを備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、Ｉ，Ｑ成分への直交変換と周波数変換とを含んだデジタル信号処理部
において、ヒルベルト変換を用いることにより、従来存在したイメージ信号除去のための
フィルタを削減し、回路規模の小さいデジタル周波数変換装置及びデジタル周波数変換シ
ステムを提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
図４は、ＲＯＦの基本的な利用例を表す図である。携帯電話やデジタル放送といった通
信サービスを提供する通信事業者網４５１側に存在する基地局４０１と、契約者網４５２
側に存在するアンテナ４０２の間では、高周波数帯の無線信号であるＲＦ信号が送受信さ
れている。契約者網４５２側には、さらに地下フロアや屋内など、電波の届かない範囲で
ある契約者網（電波未到達エリア）４５３が存在し、単にアンテナ４０２と同等の受信設
備を設けるだけでは通信端末４１３は通信サービスを授受できない。通信サービスを提供
するために、ＲＯＦインターフェース（Ｉ／Ｆ）４０２ａ、４０３ａにより、アップコン
バートまたはダウンコンバート、アナログデジタル相互変換、シリアルパラレル相互変換
などを介して光ファイバ内を中継可能な信号に変換し、光ファイバを用いて中継を行う。
【００１１】
図１は、本発明の一実施例に係るデジタル周波数変換装置のブロック図であり、図４の
ＲＯＦインターフェース４０２ａ、４０３ａ内の一部に相当する。図１で示す信号処理部
の入力は、ＲＦ信号が機器の入力部でダウンコンバートされた、アナログＩＦ信号Ｓ１で
ある。アナログＩＦ信号Ｓ１はＡ／Ｄコンバータ１０１により、デジタル化されたのち、
帯域外信号を含む場合にはそれを除去するためのＢＰＦ（Ｂａｎｄ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔ
ｅｒ）１０２に入力し、所望の帯域幅の信号Ｓ２とする。アナログＩＦ信号Ｓ１が帯域外
信号を含まない場合においては、ＢＰＦ１０２は不要である。デジタルＩＦ信号Ｓ２をヒ
ルベルト変換回路１０３に入力し、Ｉ成分Ｓ３ＩとＱ成分Ｓ３Ｑに分離する。ヒルベルト
変換回路１０３は、遅延回路とＦＩＲフィルタで構成されており、ＦＩＲフィルタによっ
て位相を９０度シフトさせＱ成分を得るとともに、Ｉ成分側は、入力信号にＦＩＲフィル
タの遅延段数と同数の遅延を行う。Ｉ信号Ｓ３Ｉ，Ｑ信号Ｓ３Ｑ共に、Ｓ２のサンプリン
グ周波数ｆｓ×ｎの１／ｎの周波数（ｎは２以上の整数）でリサンプリングしてサンプル
を間引く、デシメーション演算を行う。以上のブロックにより、ダウンコンバート処理が
なされてサンプリング周波数がｆｓとなったＩ信号Ｓ４ＩおよびＱ信号Ｓ４Ｑが出力され
る。Ｉ信号Ｓ４ＩおよびＱ信号Ｓ４Ｑは、送信手段として、シリアライザによってシリア
ル信号に変換されたのち、光ファイバを経路としてアップコンバート側に送信される。
【００１２】
アップコンバータ側では、受信手段として、デシリアライザによってパラレル信号に変
換されたＩ信号Ｓ４ＩおよびＱ信号Ｓ４Ｑを受信する。Ｓ４Ｉ、Ｓ４Ｑはインタポレータ
１１４により、０挿入を行って、再びサンプリング周波数をｆｓ×ｎとする。得られたＩ
信号Ｓ５ＩおよびＱ信号Ｓ５Ｑを、ヒルベルト変換回路１１３に入力し、Ｉ信号Ｓ５Ｉを
９０度シフトさせると共に、Ｑ信号Ｓ５Ｑは、Ｉ信号の処理と同等の遅延を行う。処理後
のＩ，Ｑ成分信号を加算し振幅調整を行い、さらにインタポレータ１１４によって発生し
たイメージ信号を除去するためにＢＰＦ１１２を通して不要なイメージを除去することに
より、デジタルＩＦ信号Ｓ６を得る。アップコンバート処理により得られたデジタルＩＦ
信号Ｓ６をＤ／Ａコンバータ１１１に入力し、アナログＩＦ信号Ｓ７に変換して、最終的
に入力であるＳ１信号が復調される。
【００１３】
次にこれらの信号を順に追っていくこととする。ダウンコンバート側で、サンプリング
周波数fs×n(nは２以上の整数)の元信号を、１／n倍であるfsにデシメーションし、アッ
プコンバート側でm(mは２以上の整数)倍し、m=nとしてサンプリング周波数fs×nに戻す場
合について考える。
【００１４】
まず、ダウンコンバート側では、所望の信号
COS(fs×n+fH)+COS(fs×n-fL)・・・（１）
を得る為にＢＰＦでフィルタリングを行う。ただし、Ａ／Ｄ変換の前で充分に所望の信号
以外が除去出来ている場合は、この限りではない。
【００１５】
そして得られた信号をＩＱ分離する。Ｉ成分信号は（１）式と同様であり、（１）式の
ヒルベルト変換(SIN→-COS、COS→SINと変換される)を行うことで（２）式のＱ成分信号
を得る。
【００１６】
sin(fs×n+fH)+sin(fs×n-fL)・・・（２）
Ｉ，Ｑ成分信号にデシメーションを行ってサンプリング周波数をfsに落とし、ダウンコ
ンバートする。また式変形により、得られたベースバンド信号Ｉdc，Ｑdcはそれぞれ以下
の（３）、（４）式のように表せる。
【００１７】
Idc(fs,fH,fL)
=COS(fH)+COS(-fL)
=COS(fH)+COS( fL)・・・（３）
Qdc(fs,fH,fL)
=sin(fH)+sin(-fL)
=sin(fH)-sin( fL)・・（４）
次にアップコンバート側では、（３）、（４）式をそれぞれインタポレーションし、Iuc
、Qucを得る。
【００１８】
Iuc(fs,fH,fL)
=COS(     fH)+COS(    +fL)
+COS(fs×1+fH)+COS(fs×1+fL)+COS(fs×1-fH)+COS(fs×1-fL)
+COS(fs×2+fH)+COS(fs×2+fL)+COS(fs×2-fH)+COS(fs×2-fL)
・・・・
+COS(fs×m+fH)+COS(fs×m+fL)+COS(fs×m-fH)+COS(fs×m-fL)
【００１９】
また
Quc(fs,fH,fL)
=sin(     fH)-sin(    +fL)
+sin(fs×1+fH)-sin(fs×1+fL)-sin(fs×1-fH)+sin(fs×1-fL)
+sin(fs×2+fH)-sin(fs×2+fL)-sin(fs×2-fH)+sin(fs×2-fL)
・・・・
+sin(fs×m+fH)-sin(fs×m+fL)-sin(fs×m-fH)+sin(fs×m-fL)
上式のようにIuc、Qucはイメージ信号を含むため、バンドパスフィルタで所望の周波数成
分だけ抽出し、結果としてＩ成分信号は、（５）式のように求められる。
【００２０】
COS(fs×m+fH)+COS(fs×m+fL)+COS(fs×m-fH)+COS(fs×m-fL)・・・（５）
同様にＱ成分信号は（６）式のように求められる。
【００２１】
sin(fs×m+fH)-sin(fs×m+fL)-sin(fs×m-fH)+sin(fs×m-fL)・・・（６）
Ｉ，Ｑ合成を行うために（５）式をヒルベルト変換する。
【００２２】
sin(fs×m+fH)+sin(fs×m+fL)+sin(fs×m-fH)+sin(fs×m-fL)・・・（７）
（６）式と（７）式を加算して
sin(fs×m+fH)+sin(fs×m+fL)+sin(fs×m-fH)+sin(fs×m-fL)
+sin(fs×m+fH)-sin(fs×m+fL)-sin(fs×m-fH)+sin(fs×m-fL)
=2{sin(fs×m+fH)+sin(fs×m-fL)}
これを１／２して
=sin(fs×m+fH)+sin(fs×m-fL)・・・（８）
として、アップコンバートが完了する。
【００２３】
入力信号のＱ成分信号（２）式と（８）式の出力信号を比較すると、m=ｎとした場合に
は、周波数及び変調波の位相状態が変化していないことが確認できる。
【００２４】
また本実施例における周波数領域でのスペクトル表現を、図２に示す。図２の各信号の
スペクトルは、図１における各信号Ｓ１〜Ｓ７と対応づけられる。また信号のＩ，Ｑ成分
信号は便宜上、重ねて表示している。
【００２５】
このときパラメータは、以下のように設定されているのものとする。
サンプリング周波数：ｆｓ＝８０ＭＨｚ
デシメーションの新しいサンプリング周波数：ｆｓ／ｎ＝８０／４＝２０ＭＨｚ
Ａ／Ｄコンバータ１０１の入力変調波：中心周波数ｆｃ＝２０．５ＭＨｚ、変調帯域幅Ｂ
Ｗ＝１５ＭＨｚ
ＢＰＦ１０２、１０３：低域の遮断帯域のエッジ（ｆ０）＝７．５ＭＨｚ  、通過帯域の
下端（ｆ１）＝１２．５ＭＨｚ、通過帯域の上端（ｆ２）＝２７．５ＭＨｚ、高域の遮断
帯域（ｆ３）＝３７．５ＭＨｚ
ダウンコンバート側において、まずｆｃ＝２０．５ＭＨｚを中心に、ＢＷ１５ＭＨｚの
なかに、上下２波の変調波をＡ／Ｄコンバータにて８０Ｍｓｐｓでサンプリングを行うこ
とにより得られたのが、デジタルＩＦ信号Ｓ２である。元信号にＢＷ１５ＭＨｚ外の信号
がある場合にはＢＰＦを設けてＳ２ａを得る。デジタルＩＦ信号Ｓ２またはＳ２ａのいず
れかを入力とし、ヒルベルト変換を用いて、直交する２成分信号Ｉ，Ｑに分離し出力した
ものが、Ｓ３Ｉ，Ｓ３Ｑである。変換後の２成分信号Ｓ３Ｉ，Ｓ３Ｑは、重なり合う位置
に現れる。Ｓ３Ｉ，Ｓ３Ｑをそれぞれ２０ＭＨｚでデシメーションしたものが、Ｓ４Ｉ，
Ｓ４Ｑである。
【００２６】
次にアップコンバート側において、Ｓ４Ｉ，Ｓ４Ｑを８０ＭＨｚでインタポレーション
を行う。得られたＳ５Ｉ，Ｓ５Ｑでは、元信号の帯域外にインタポレーションにより発生
したイメージ信号が現れる。ＢＰＦによりイメージ信号を除去し、Ｉ，Ｑ成分を加算する
ことによって得られたデジタルＩＦ信号Ｓ６の周波数特性は、デジタルＩＦ信号Ｓ２と同
様であることが確認される。
【００２７】
本発明と従来例との比較のため、図５に示される従来の信号処理部における周波数領域
でのスペクトル表現を図３に示す。従来例においては、Ｓ１３Ｉ、Ｓ１３Ｑに示されるよ
うに、ダウンコンバート時にイメージ信号が発生しており、これを除去する必要が生じる
。また、Ｓ１６Ｉ，Ｓ１６Ｑに示されるように、Ｉ，Ｑ成分信号それぞれにおいてアップ
コンバート時に発生したイメージを除去する必要が生じている。これらの処理は本発明で
は不要である。
【００２８】
本発明では周波数変換及びＩＱ分離に関する処理を簡素化することにより、回路規模の
縮小を行う。同時に、従来の回路にくらべて消費電力を下げることができる。また、ＰＬ
Ｄで実現する場合、回路自体が小さく実装に必要な配線が短くなるので、動作速度におい
ても優位性を持つ。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】本発明の一実施例に係るデジタル周波数変換装置のブロック図。
【図２】本実施例における周波数領域でのスペクトル図。
【図３】従来の信号処理部における周波数領域でのスペクトル図。
【図４】ＲＯＦの基本的な利用例を示す図。
【図５】従来処理を行う信号処理部のブロック図。
【符号の説明】
【００３０】
１０１・・・Ａ／Ｄコンバータ、１１１・・・Ｄ／Ａコンバータ、１０２、１１２・・・
ＢＰＦ，１０３、１１３・・・ヒルベルト変換回路、１０４・・・デシメータ、１１４・
・・インタポレータ、４０１・・・基地局、４０２・・・アンテナ、４０３・・・再送受
信アンテナ、４０２ａ、４０３ａ・・・ＲＯＦ  Ｉ／Ｆ、通信端末・・・４１３〜４１６
、通信事業者網・・・４５１、契約者網・・・４５２、契約者網（電波未到達エリア）・
・・４５３、５０１・・・Ａ／Ｄコンバータ、５０２・・・ＢＰＦ、５０３、５１２・・
・ＮＣＯ，５０４，５０５、５１０，５１１・・・ＬＰＦ，５０６，５０７・・・デシメ
ータ、５０８、５０９・・・インタポレータ、５１３・・・Ｄ／Ａコンバータ
【図１】
2007258985.tif 000003
【図２】
2007258985.tif 000004
【図３】
2007258985.tif 000005
【図４】
2007258985.tif 000006
【図５】
2007258985.tif 000007