(57)【要約】【課題】接続される外部回路による影響が低減され、より精度の高い反比例回路を実現する。【解決手段】反比例の演算に寄与するトランジスタＱ１及びＱ２の他に電流の出力に寄与するトランジスタＱ３を設ける。これにより、トランジスタＱ１及びＱ２のコレクタ−エミッタ間電圧は外部回路の状態に関わらず一定の電圧値になる。したがって、各々のトランジスタＱ１及びＱ２に流れる電流の反比例関係に対する誤差要因を低減することが可能となる。【選択図】図１
2007323477.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
反比例回路であって、
ベース及びコレクタが第１の基準電圧源に接続された第１のバイポーラトランジスタと、
ベースが第１のバイポーラトランジスタのエミッタに接続され、コレクタが第１の基準電圧源に接続され、第１のバイポーラトランジスタと極性が同一でありかつベース−エミッタ間電圧に対するエミッタ電流の特性が略同一である第２のバイポーラトランジスタと、
エミッタが第２のバイポーラトランジスタのベースに接続され、第１及び第２のバイポーラトランジスタと極性が異なる第３のバイポーラトランジスタと、
反転入力端子が第２のバイポーラトランジスタのエミッタに接続され、非反転入力端子が第２の基準電圧源に接続され、出力端子が第３のバイポーラトランジスタのベースに接続された第１の演算増幅器と、
を備え、
第２のバイポーラトランジスタのエミッタ電流と第３のバイポーラトランジスタのコレクタ電流とが略反比例関係にあることを特徴とする反比例回路。
【請求項２】
請求項１に記載の反比例回路であって、
コレクタが第１の基準電圧源に接続され、ベースがコレクタに接続され、第１及び第２のバイポーラトランジスタと極性が同一でありかつベース−エミッタ間電圧に対するエミッタ電流の特性が略同一である第４のバイポーラトランジスタと、
コレクタが第４のバイポーラトランジスタのエミッタに接続され、ベースがコレクタに接続され、エミッタが第１の演算増幅器の非反転入力端子に接続され、第１及び第２のバイポーラトランジスタと極性が同一でありかつベース−エミッタ間電圧に対するエミッタ電流の特性が略同一である第５のバイポーラトランジスタと、
を備えることを特徴とする反比例回路。
【請求項３】
請求項２に記載の反比例回路であって、
コレクタがベース及び第１の基準電圧源に接続され、エミッタが第２のバイポーラトランジスタのコレクタに接続され、第１及び第２のバイポーラトランジスタと極性が同一でありかつベース−エミッタ間電圧に対するエミッタ電流の特性が略同一である第６のバイポーラトランジスタを備え、
第２のバイポーラトランジスタのコレクタと前記第１の基準電圧源との接続は、第６のバイポーラトランジスタを介して接続されていることを特徴とする反比例回路。
【請求項４】
請求項１から３のいずれか１項に記載された反比例回路であって、
非反転入力端子が制御電圧源に接続され、反転入力端子が第２のバイポーラトランジスタのエミッタに接続され、出力端子が反転入力端子に接続された第２の演算増幅回路と、
一方の端子が第２の演算増幅回路の反転入力端子に接続され、他方の端子が接地された抵抗と、
を備え、
第３のバイポーラトランジスタのコレクタ電流が制御電圧に対して反比例であることを特徴とする反比例回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入出力間の関係が反比例となる反比例回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
入出力間の関係が反比例となる反比例回路が提案されている（特許文献１）。例えば、特許文献１では図５に示す反比例回路が提案されている。
【０００３】
図５に示す反比例回路１０は、反比例の演算に寄与するトランジスタＱ１０及びＱ２０と、制御電圧を印加するためのオペアンプＯＰ１０及び抵抗Ｒ１０と、を備えている。なお、トランジスタＱ１０及びＱ２０は、ｐｎｐ型のバイポーラトランジスタであり、ベース−エミッタ間電圧とコレクタ電流との特性が略同一となっている。
【０００４】
次に、図５に示す従来の反比例回路１０の特性について説明する。トランジスタＱ１０のエミッタには第１の基準電圧Ｖ１が印加される。また、トランジスタＱ２０のベースには第２の基準電圧Ｖ２が印加される。
【０００５】
トランジスタＱ１０のベース−エミッタ間電圧をＶＢＥ１０とし、トランジスタＱ２０のベース−エミッタ間電圧をＶＢＥ２０とすると、第１の基準電圧Ｖ１から第２の基準電圧Ｖ２までの電位差Ｖ１−Ｖ２は、以下の式（１）で表される。
Ｖ１−Ｖ２  ＝  ＶＢＥ１０＋ＶＢＥ２０  ・・・  （１）
【０００６】
一般的に、バイポーラトランジスタのベース−エミッタ間電圧ＶＢＥとコレクタ電流Ｉｃとの関係は、ｐｎ接合特性より以下の式（２）で表される。
ＶＢＥ  ＝  (Ｋ×Ｔ／ｑ)×ｌｎ (Ｉｃ／Ｉｓ)   ・・・  （２）
ここで、Ｉｓは飽和電流、ｑは電子の電荷、Ｋはボルツマン定数、Ｔは接合温度である。
【０００７】
したがって、トランジスタＱ１０のコレクタ電流をＩｃ１０とし、トランジスタＱ２０のコレクタ電流をＩｃ２０として、式（２）を式（１）に代入すると、電位差Ｖ１−Ｖ２は、以下の式（３）で表される。
Ｖ１−Ｖ２  ＝  (Ｋ×Ｔ／ｑ)×ｌｎ(Ｉｃ１０／Ｉｓ)  
＋(Ｋ×Ｔ／ｑ)×ｌｎ(Ｉｃ２０／Ｉｓ)  ・・・  （３）
【０００８】
そして、上述した式（３）を展開することにより、以下の式（４）が得られる。
Ｉｃ２０  ＝  Ａ／Ｉｃ１０  ・・・  （４）
ここで、Ａ＝Ｉｓ２×ｅｘｐ((Ｖ１−Ｖ２)×ｑ／(Ｋ×Ｔ))である。上述した、式（４）は、トランジスタＱ１０のコレクタ電流Ｉｃ１０と、トランジスタＱ２０のコレクタ電流Ｉｃ２０と、が反比例関係にあることを示している。
【０００９】
また、オペアンプＯＰ１０の出力端子はトランジスタＱ２０のエミッタ−コレクタ間を介してオペアンプＯＰ１０の反転入力端子と接続されている。このため、オペアンプＯＰ１０の非反転入力端子に印加される制御電圧Ｖｃｔｒｌと、トランジスタＱ２０のコレクタ電流Ｉｃ２０と、は以下の式（５）に示すように比例関係にある。
Ｉｃ２０  ＝  Ｖｃｔｒｌ／Ｒ１０  ・・・ （５）
したがって、オペアンプＯＰ１０の非反転入力端子に印加される制御電圧Ｖｃｔｒｌと、トランジスタＱ１０のコレクタ電流Ｉｃ１０と、は反比例関係となる。
【００１０】
【特許文献１】特開２００４−２４６８７４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
特許文献１に記載された反比例回路では、バイポーラトランジスタのベース−エミッタ間電圧ＶＢＥとコレクタ電流Ｉｃとの関係に対するアーリー電圧ＶＡの影響が考慮されていない。バイポーラトランジスタのベース−エミッタ間電圧ＶＢＥとコレクタ電流Ｉｃとの関係に、アーリー電圧ＶＡの影響を考慮すると、前述した式（２）は、以下の式（６）で表される。
ＶＢＥ  ＝  (Ｋ×Ｔ／ｑ)×ｌｎ(Ｉｃ／(Ｉｓ×(１＋ＶＣＥ／ＶＡ)))
・・・  （６）
ここで、ＶＣＥはバイポーラトランジスタのコレクタ−エミッタ間電圧である。
【００１２】
式（６）のようにアーリー電圧ＶＡを考慮すると、上述した式（４）は、以下の式（７）で表される。
Ｉｃ２０  ＝  (Ａ／Ｉｃ１０)×(１＋ＶＣＥ１０／ＶＡ)×(１＋ＶＣＥ２０／ＶＡ) 
・・・  （７）
ここで、ＶＣＥ１０はトランジスタＱ１０のコレクタ−エミッタ間電圧であり、ＶＣＥ２０はトランジスタＱ２０のコレクタ−エミッタ間電圧である。
【００１３】
上述した式（７）からも明らかなように、トランジスタＱ１０及びＱ２０のコレクタ−エミッタ間電圧が一定であれば、前述した反比例関係に対して何ら影響を与えない。しかしながら、トランジスタＱ１０のコレクタ−エミッタ間電圧は、（コレクタ電圧が不定であり）接続される外部回路の状態等により変化する可能性がある。
【００１４】
このような外部回路による影響は、前述した反比例関係に対する誤差要因となるため好ましく無い。本発明の目的は、接続される外部回路による影響が低減され、より精度の高い反比例回路を実現することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明は、反比例回路であって、ベース及びコレクタが第１の基準電圧源に接続された第１のバイポーラトランジスタと、ベースが第１のバイポーラトランジスタのエミッタに接続され、コレクタが第１の基準電圧源に接続され、第１のバイポーラトランジスタと極性が同一でありかつベース−エミッタ間電圧に対するエミッタ電流の特性が略同一である第２のバイポーラトランジスタと、エミッタが第２のバイポーラトランジスタのベースに接続され、第１及び第２のバイポーラトランジスタと極性が異なる第３のバイポーラトランジスタと、反転入力端子が第２のバイポーラトランジスタのエミッタに接続され、非反転入力端子が第２の基準電圧源に接続され、出力端子が第３のバイポーラトランジスタのベースに接続された第１の演算増幅器と、を備え、第２のバイポーラトランジスタのエミッタ電流と第３のバイポーラトランジスタのコレクタ電流とが略反比例関係にあることを特徴とする。
【００１６】
また、本発明は、コレクタが第１の基準電圧源に接続され、ベースがコレクタに接続され、第１及び第２のバイポーラトランジスタと極性が同一でありかつベース−エミッタ間電圧に対するエミッタ電流の特性が略同一である第４のバイポーラトランジスタと、コレクタが第４のバイポーラトランジスタのエミッタに接続され、ベースがコレクタに接続され、エミッタが第１の演算増幅器の非反転入力端子に接続され、第１及び第２のバイポーラトランジスタと極性が同一でありかつベース−エミッタ間電圧に対するエミッタ電流の特性が略同一である第５のバイポーラトランジスタと、を備えることが望ましい。
【００１７】
また、本発明は、コレクタがベース及び第１の基準電圧源に接続され、エミッタが第２のバイポーラトランジスタのコレクタに接続され、第１及び第２のバイポーラトランジスタと極性が同一でありかつベース−エミッタ間電圧に対するエミッタ電流の特性が略同一である第６のバイポーラトランジスタを備え、第２のバイポーラトランジスタのコレクタと前記第１の基準電圧源との接続は、第６のバイポーラトランジスタを介して接続されていることが望ましい。
【００１８】
また、本発明は、非反転入力端子が制御電圧源に接続され、反転入力端子が第２のバイポーラトランジスタのエミッタに接続され、出力端子が反転入力端子に接続された第２の演算増幅回路と、一方の端子が第２の演算増幅回路の反転入力端子に接続され、他方の端子が接地された抵抗と、を備え、第３のバイポーラトランジスタのコレクタ電流が制御電圧に対して反比例であることが望ましい。
【発明の効果】
【００１９】
本発明によれば、接続される外部回路による影響が低減され、より精度の高い反比例回路を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
以下、本発明の第１〜第４の実施形態に係る反比例回路について、図面を用いて詳細に説明する。
【００２１】
「第１の実施形態」
図１は、本発明の第１の実施形態に係る反比例回路の構成を表す回路図である。図１に示す反比例回路１は、演算に寄与するトランジスタＱ１及びＱ２と、外部出力に寄与するトランジスタＱ３と、オペアンプＯＰ１と、を備えている。後述にて詳細に説明するが、本実施形態に係る反比例回路１では、演算に寄与するトランジスタＱ１及びＱ２に印加されるコレクタ−エミッタ間電圧ＶＣＥは、接続される外部回路に関わらず一定であり、より精度の高い反比例関係を実現することができる。
【００２２】
トランジスタＱ１は、ベース及びコレクタが第１の基準電圧源Ｖ１に接続されている。このトランジスタＱ１は、ｎｐｎ型のバイポーラトランジスタである。トランジスタＱ２は、ベースがトランジスタＱ１のエミッタに接続され、コレクタが第１の基準電圧源Ｖ１に接続されている。このトランジスタＱ２は、トランジスタＱ１と極性が同一のｎｐｎ型のバイポーラトランジスタであり、かつ、ベース−エミッタ間電圧に対するエミッタ電流の特性がトランジスタＱ１と略同一である。また、トランジスタＱ２のエミッタは、外部の電流制御回路（図示せず）に接続されている。後述するように、この２つのトランジスタＱ１及びＱ２のエミッタ電流は、反比例関係にある。
【００２３】
トランジスタＱ３は、エミッタがトランジスタＱ２のベースに接続されている。また、このトランジスタＱ３は、トランジスタＱ１及びＱ２とは極性が異なるｐｎｐ型のバイポーラトランジスタである。後述するように、このトランジスタＱ３のコレクタから電流（コレクタ電流Ｉｃ３）が外部回路（図示せず）に出力される。
【００２４】
オペアンプＯＰ１は、反転入力端子がトランジスタＱ２のエミッタに接続され、非反転入力端子が第２の基準電圧源Ｖ２に接続され、出力端子がトランジスタＱ３のベースに接続されている。このオペアンプＯＰ１を介して、トランジスタＱ２のエミッタには、第２の基準電圧Ｖ２が印加される。
【００２５】
次に、図１に示す反比例回路１の特性について説明する。トランジスタＱ１のコレクタには、第１の基準電圧Ｖ１が印加される。また、トランジスタＱ２のエミッタには、オペアンプＯＰ１を介して、第２の基準電圧Ｖ２が印加される。
【００２６】
トランジスタＱ１のベース−エミッタ間電圧をＶＢＥ１とすると、第１の基準電圧Ｖ１から第２の基準電圧Ｖ２までの電位差Ｖ１−Ｖ２は、以下の式（８）で表される。
Ｖ１−Ｖ２  ＝  ＶＢＥ１＋ＶＢＥ２  ・・・  （８）
【００２７】
また、トランジスタＱ１のベース−エミッタ間電圧ＶＢＥ１とコレクタ電流Ｉｃ１との関係は、アーリー電圧ＶＡの影響を考慮すると、以下の式（９）で表される。
ＶＢＥ１  ＝  (Ｋ×Ｔ／ｑ)×ｌｎ(Ｉｃ１／(Ｉｓ×(１＋ＶＣＥ１／ＶＡ)))
・・・  （９）
ここで、ＶＣＥ１は、トランジスタＱ１のコレクタ−エミッタ間電圧である。
【００２８】
同様に、トランジスタＱ２のベース−エミッタ間電圧ＶＢＥ２とコレクタ電流Ｉｃ２との関係は、アーリー電圧ＶＡの影響を考慮すると、以下の式（１０）で表される。
ＶＢＥ２  ＝  (Ｋ×Ｔ／ｑ)×ｌｎ(Ｉｃ２／(Ｉｓ×(１＋ＶＣＥ２／ＶＡ)))
・・・  （１０）
ここで、ＶＣＥ２は、トランジスタＱ２のコレクタ−エミッタ間電圧である。
【００２９】
上述した式（９）と式（１０）を式（８）に代入すると、以下の式（１１）が得られる。
Ｖ１−Ｖ２  ＝  (Ｋ×Ｔ／ｑ)×ｌｎ(Ｉｃ１／(Ｉｓ×(１＋ＶＣＥ１／ＶＡ)))
＋(Ｋ×Ｔ／ｑ)×ｌｎ(Ｉｃ２／(Ｉｓ×(１＋ＶＣＥ２／ＶＡ)))
・・・  （１１）
【００３０】
上述した式（１１）を展開することにより、以下の式（１２）が得られる。
Ｉｃ１  ＝  (Ａ／Ｉｃ２)×(１＋ＶＣＥ１／ＶＡ)×(１＋ＶＣＥ２／ＶＡ)
・・・  （１２）
ここで、Ａ＝Ｉｓ２×ｅｘｐ((Ｖ１−Ｖ２)×ｑ／(Ｋ×Ｔ))である。上述した式（１２）は、トランジスタＱ１のコレクタ電流Ｉｃ１と、トランジスタＱ２のコレクタ電流Ｉｃ２と、が反比例関係にあることを示している。
【００３１】
また、一般的にバイポーラトランジスタでは、コレクタ電流Ｉｃと、エミッタ電流Ｉｅと、は略等しい電流値となる。このため、トランジスタＱ１のエミッタ電流をＩｅ１とし、トランジスタＱ２のエミッタ電流をＩｅ２とすると、上述した式（１２）は、以下の式（１３）で表すことができる。
Ｉｅ１  ＝  (Ａ／Ｉｅ２)×(１＋ＶＣＥ１／ＶＡ)×(１＋ＶＣＥ２／ＶＡ)
・・・  （１３）
【００３２】
前述したように、バイポーラトランジスタでは、コレクタ電流Ｉｃと、エミッタ電流Ｉｅと、は略等しい電流値となる。このため、トランジスタＱ１のエミッタ電流Ｉｅ１（すなわち、トランジスタＱ３のエミッタ電流Ｉｅ３）と、トランジスタＱ３のコレクタ電流Ｉｃ３と、は略等しい電流値となる。したがって、式（１３）は、以下の式（１４）のように表される。
Ｉｃ３  ＝  (Ａ／Ｉｅ２)×(１＋ＶＣＥ１／ＶＡ)×(１＋ＶＣＥ２／ＶＡ)
・・・  （１４）
すなわち、上述した式（１４）は、トランジスタＱ３のコレクタ電流Ｉｃ３と、トランジスタＱ２のエミッタ電流Ｉｅ２と、が反比例関係にあることを示している。
【００３３】
ここで、トランジスタＱ１は、コレクタ電圧がＶ１で一定であり、エミッタ電圧がＶ１−ＶＢＥ１で一定である。したがって、トランジスタＱ１のコレクタ−エミッタ間電圧ＶＣＥ１は、一定である。また、トランジスタＱ２は、コレクタ電圧がＶ１で一定であり、エミッタ電圧がＶ１−（ＶＢＥ１＋ＶＢＥ２）で一定である。すなわち、トランジスタＱ２のコレクタ−エミッタ間電圧ＶＣＥ２についても同様に一定である。したがって、上述した式（１４）に示された(１＋ＶＣＥ１／ＶＡ)×(１＋ＶＣＥ２／ＶＡ)の項は定数Ｃとすることができ、以下の式（１５）のように表される。
Ｉｃ３  ＝  Ａ×Ｃ／Ｉｅ２  ・・・  （１５）
【００３４】
このように、本実施形態に係る反比例回路は、上述した外部回路の状態に関わらず、演算に係るトランジスタのコレクタ−エミッタ間電圧ＶＣＥが一定であるため、より精度の高い反比例関係を実現することができる。なお、本実施形態に係る反比例回路では、トランジスタＱ１及びＱ２にｎｐｎ型のバイポーラトランジスタを用い、トランジスタＱ３にｐｎｐ型のバイポーラトランジスタを用いたが、トランジスタＱ１及びＱ２にｐｎｐ型のバイポーラトランジスタを用い、トランジスタＱ３にｎｐｎ型のバイポーラトランジスタを用いてもよいことは言うまでもない（この場合、電圧及び電流の向きが逆方向になる）。
【００３５】
「第２の実施形態」
図２は、本発明の第２の実施形態に係る反比例回路２の構成を表す回路図である。第１の実施形態に係る反比例回路１は、式（１５）からも明らかなように、温度依存性を有している（Ｉｃ３∝１／Ｔ）。このような温度依存性は、前述したような反比例関係に対する誤差要因となるため好ましくない。本実施形態に係る反比例回路は、このような温度依存性の影響を低減する。以下、これについて詳細に説明する。
【００３６】
図２に示す反比例回路２は、新たに、トランジスタＱ４及びＱ５を備えている。トランジスタＱ４は、コレクタが基準電圧源Ｖ１に接続され、ベースがコレクタに接続されている。このトランジスタＱ４は、トランジスタＱ１及びＱ２と極性が同じｎｐｎ型のバイポーラトランジスタであり、ベース−エミッタ間電圧に対するエミッタ電流の特性が略同一である。
【００３７】
また、トランジスタＱ５は、コレクタがトランジスタＱ４のエミッタに接続され、ベースがコレクタに接続され、エミッタがオペアンプＯＰ１の非反転入力端子に接続されている。このトランジスタＱ５は、トランジスタＱ１及びＱ２と極性が同じｎｐｎ型のバイポーラトランジスタであり、ベース−エミッタ間電圧に対するエミッタ電流の特性が略同一である。
【００３８】
次に、図２に示す反比例回路２の特性について説明する。トランジスタＱ４のベース−エミッタ間電圧をＶＢＥ４とし、トランジスタＱ５のベース−エミッタ間電圧をＶＢＥ５とすると、第１の基準電圧Ｖ１から第２の基準電圧Ｖ２までの電位差Ｖ１−Ｖ２は、以下の式（１６）で表される。
Ｖ１−Ｖ２  ＝  ＶＢＥ４＋ＶＢＥ５  ・・・  （１６）
【００３９】
この式（１６）を上述した式（８）に代入すると、以下の式（１７）が得られる。
ＶＢＥ１＋ＶＢＥ２  ＝  ＶＢＥ４＋ＶＢＥ５  ・・・  （１７）
【００４０】
また、トランジスタＱ４のベース−エミッタ間電圧ＶＢＥ４とコレクタ電流Ｉｃ４との関係は、アーリー電圧ＶＡの影響を考慮すると、以下の式（１８）で表される。
ＶＢＥ４  ＝  (Ｋ×Ｔ／ｑ)×ｌｎ(Ｉｃ４／(Ｉｓ×(１＋ＶＣＥ４／ＶＡ)))
・・・  （１８）
ここで、ＶＣＥ４は、トランジスタＱ４のコレクタ−エミッタ間電圧である。
【００４１】
同様に、トランジスタＱ５のベース−エミッタ間電圧ＶＢＥ５とコレクタ電流Ｉｃ５との関係は、アーリー電圧ＶＡの影響を考慮すると、以下の式（１９）で表される。
ＶＢＥ５  ＝  (Ｋ×Ｔ／ｑ)×ｌｎ(Ｉｃ５／(Ｉｓ×(１＋ＶＣＥ５／ＶＡ)))
・・・  （１９）
ここで、ＶＣＥ５は、トランジスタＱ５のコレクタ−エミッタ間電圧である。
【００４２】
上述した式（１７）に、式（９）及び（１０）と式（１８）及び（１９）とを代入すると、以下の式（２０）が得られる。
Ｉｃ１×Ｉｃ２／(Ｉｓ２×(１＋ＶＣＥ１／ＶＡ)×(１＋ＶＣＥ２／ＶＡ))
＝  Ｉｃ４×Ｉｃ５／(Ｉｓ２×(１＋ＶＣＥ４／ＶＡ)×(１＋ＶＣＥ５／ＶＡ))
・・・  （２０）
上記の式（２０）は、トランジスタＱ１のコレクタ電流Ｉｃ１と、トランジスタＱ２のコレクタ電流Ｉｃ２と、が温度依存性（Ｋ×Ｔ／ｑ）を有していないということを示している。
【００４３】
また、上記の式（２０）を展開することにより以下の式（２１）が得られる。
Ｉｃ１  ＝  (Ｉｃ４×Ｉｃ５)×(１＋ＶＣＥ１／ＶＡ)×(１＋ＶＣＥ２／ＶＡ)／
(Ｉｃ２×(１＋ＶＣＥ４／ＶＡ)×(１＋ＶＣＥ５／ＶＡ))・・・（２１）
【００４４】
トランジスタＱ４及びＱ５のコレクタ−エミッタ間電圧ＶＣＥは、各々のベース−エミッタ間電圧ＶＢＥと同じであり一定である。したがって、 (１＋ＶＣＥ１／ＶＡ)×(１＋ＶＣＥ２／ＶＡ)／((１＋ＶＣＥ４／ＶＡ)×(１＋ＶＣＥ５／ＶＡ))の項を定数Ｃと置くことができる。このような定数Ｃにより表すと式（２１）は、以下の式（２２）で表すことができる。
Ｉｃ１  ＝  Ｉｃ４×Ｉｃ５×Ｃ／Ｉｃ２  ・・・  （２２）
【００４５】
また、前述したように、トランジスタのエミッタ電流とコレクタ電流は略等しい電流値になる。このため、上述の式（２２）は、以下の式（２３）と表すことができる。
Ｉｃ３  ＝  Ｉｃ４×Ｉｃ５×Ｃ／Ｉｅ２  ・・・  （２３）
上記の式（２３）は、トランジスタＱ３のコレクタ電流Ｉｃ３とトランジスタＱ２のエミッタ電流Ｉｅ２とが反比例関係にあり、かつ、温度依存性を有さないことを示している。したがって、本実施形態に係る反比例回路は、各々のトランジスタに流れる電流の温度依存性の影響を低減させ、より精度の高い反比例関係を実現することができる。なお、前述した第２の基準電圧Ｖ２は、定電流で代用してもよい。
【００４６】
「第３の実施形態」
図３は、本発明の第３の実施形態に係る反比例回路３の構成を表す回路図である。上述した第２の実施形態に係る反比例回路２では、トランジスタＱ２のコレクタ−エミッタ間電圧ＶＣＥ２と、トランジスタＱ１，Ｑ４，Ｑ５のコレクタ−エミッタ間電圧ＶＣＥ１，ＶＣＥ４，ＶＣＥ５と、が異なる電圧である。
【００４７】
すなわち、トランジスタＱ１，Ｑ４，Ｑ５のコレクタ−エミッタ間電圧ＶＣＥ１，ＶＣＥ４，ＶＣＥ５が各々のベース−エミッタ間電圧ＶＢＥ１，ＶＢＥ４，ＶＢＥ５と同じであるのに対して、トランジスタＱ２のコレクタ−エミッタ間電圧ＶＣＥ２は、（ＶＢＥ２がＶＢＥ１に略等しいとすると）ベース−エミッタ間電圧ＶＢＥ１の２倍である。
【００４８】
このため、（例えば製造ロット毎等で）各々のトランジスタのベース−エミッタ間電圧に“ばらつき”があると、前述した定数Ｃの値も変動する。このような変動は、個別調整等を要するため好ましくない。本実施形態に係る反比例回路は、このようなコレクタ−エミッタ間電圧による影響を低減する。以下、これについて詳細に説明する。
【００４９】
図３に示す反比例回路３は、新たに、トランジスタＱ６を備えている。トランジスタＱ６は、コレクタがベースに接続されている。したがって、トランジスタＱ６は、ベース−エミッタ間電圧ＶＢＥ６と、コレクタ−エミッタ間電圧ＶＣＥ６と、が同じ電圧である。また、トランジスタＱ６は、トランジスタＱ１及びＱ２と極性が同じｎｐｎ型のバイポーラトランジスタであり、ベース−エミッタ間電圧に対するエミッタ電流の特性が略同一である。
【００５０】
また、トランジスタＱ２は、トランジスタＱ６を介して第１の基準電圧源Ｖ１に接続されている。このため、トランジスタＱ２のコレクタ−エミッタ間電圧ＶＣＥ２は、トランジスタＱ１のコレクタ−エミッタ間電圧ＶＣＥ１と同じ電圧となる。したがって、各トランジスタのコレクタ−エミッタ間電圧の関係は、以下の式（２３）で表すことができる。
ＶＣＥ１  ≒  ＶＣＥ２  ≒  ＶＣＥ４  ≒  ＶＣＥ５  ・・・  （２３）
【００５１】
上述した式（２３）を式（２１）に代入することにより、以下の式（２４）が得られる。
Ｉｃ１  ＝  Ｉｃ４×Ｉｃ５／Ｉｃ２  ・・・  （２４）
【００５２】
また、前述したように、トランジスタのエミッタ電流とコレクタ電流は略等しい電流値になる。このため、上述の式（２４）は、以下の式（２５）と表すことができる。
Ｉｃ３  ＝  Ｉｃ４×Ｉｃ５／Ｉｅ２  ・・・  （２５）
上記の式（２５）は、トランジスタＱ３のコレクタ電流Ｉｃ３とトランジスタＱ２のエミッタ電流Ｉｅ２とが反比例関係にあり、かつ、各々のトランジスタのコレクタ−エミッタ間電圧に依存しないことを示している。したがって、本実施形態に係る反比例回路は、各々のトランジスタのコレクタ−エミッタ間電圧の影響を低減させ、より精度の高い反比例関係を実現することができる。
【００５３】
「第４の実施形態」
図４は、本発明の第４の実施形態に係る反比例回路４の構成を表す回路図である。上述した第１〜第３の実施形態に係る反比例回路では、電流間の反比例関係に関するものであるが、電圧と電流間を反比例関係にしても良い。以下、これについて説明する。
【００５４】
図４に示す反比例回路４は、新たに、オペアンプＯＰ２と抵抗Ｒ１を備えている。オペアンプＯＰ２は、非反転入力端子が制御電圧源Ｖｃｔｒｌに接続され、反転入力端子がトランジスタＱ２のエミッタに接続され、出力端子が反転入力端子に接続されている。また、抵抗Ｒ１は、一方の端子がオペアンプＯＰ２の反転入力端子に接続され、他方の端子が接地されている。
【００５５】
次に、図４に示す反比例回路４の動作について説明する。前述したトランジスタＱ２のエミッタ電流Ｉｅ２は、抵抗Ｒ１に流れる。また、オペアンプＯＰ２が負帰還となっているため、オペアンプＯＰ２の反転入力端子と非反転入力端子との電圧が等しくなり、以下の式（２６）が成り立つ。
Ｖｃｔｒｌ  ＝  Ｉｅ２×Ｒ１  ・・・  （２６）
上記の式（２６）は、オペアンプＯＰ２の非反転入力端子に印加される制御電圧Ｖｃｔｒｌと、抵抗Ｒ１に流れる電流Ｉｅ２と、が比例関係にあることを示している。
【００５６】
また、上述した式（２６）を式（２５）に代入することにより、以下の式（２７）が得られる。
Ｉｃ３  ＝  Ｉｃ４×Ｉｃ５×Ｒ１／Ｖｃｔｒｌ  ・・・  （２７）
上記の式（２７）は、オペアンプＯＰ２の非反転入力端子に印加される制御電圧Ｖｃｔｒｌと、トランジスタＱ３から出力される電流Ｉｃ３と、が反比例関係にあることを示している。したがって、本実施形態に係る反比例回路４は、電圧制御型の反比例回路を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５７】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る反比例回路の構成を表す回路図である。
【図２】本発明の第２の実施形態に係る反比例回路の構成を表す回路図である。
【図３】本発明の第３の実施形態に係る反比例回路の構成を表す回路図である。
【図４】本発明の第４の実施形態に係る反比例回路の構成を表す回路図である。
【図５】従来の反比例回路の構成を表す回路図である。
【符号の説明】
【００５８】
Ｑ１〜Ｑ６  トランジスタ、ＯＰ１，ＯＰ２  オペアンプ、Ｒ１  抵抗。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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