(57)【要約】【課題】  同相信号と逆相信号とのスルーレート差や遅延差を低減するとともに、製造ばらつきによる影響を低減できる相補信号生成回路を提供することができる。【解決手段】  本発明にかかる相補信号生成回路は、入力信号に基づく逆相信号Ｓ２１を反転した同相信号Ｓ２２を生成するインバータ２２と、逆相信号Ｓ２１に応じて電源電位ＶＤＤとＢＡＲ端子間を導通させるトランジスタＮ１２と、同相信号Ｓ２２に応じてＢＡＲ端子と接地電位ＧＮＤ間を導通させるトランジスタＮ１２と、同相信号Ｓ２２に応じて電源電位ＶＤＤとＴＲＵＥ端子間を導通させるトランジスタＮ１３と、逆相信号Ｓ２１に応じてＴＲＵＥ端子と接地電位ＧＮＤ間を導通させるトランジスタＮ１４と、を備えるものである。【選択図】  図１
2007258891.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号に基づく第１の信号を反転した第２の信号を生成する反転素子と、
前記第１の信号に応じて第１の電源電位と第１の出力端子間を導通させる第１のトランジスタと、
前記第２の信号に応じて前記第１の出力端子と第２の電源電位間を導通させる第２のトランジスタと、
前記第２の信号に応じて前記第１の電源電位と第２の出力端子間を導通させる第３のトランジスタと、
前記第１の信号に応じて前記第２の出力端子と前記第２の電源電位間を導通させる第４のトランジスタと、を備える
相補信号生成回路。
【請求項２】
前記第１乃至第４のトランジスタは、同じ導電型のトランジスタである、
請求項１に記載の相補信号生成回路。
【請求項３】
前記第１乃至第４のトランジスタは、Ｎチャネル型のＭＯＳトランジスタである、
請求項２に記載の相補信号生成回路。
【請求項４】
前記第１及び第３のトランジスタは、デプレッション型のトランジスタである、
請求項１乃至３のいずれか一つに記載の相補信号生成回路。
【請求項５】
前記第１のトランジスタと並列に接続され、前記第２の信号に応じて第１の電源電位と第１の出力端子間を導通させる第５のトランジスタと、
前記第３のトランジスタと並列に接続され、前記第２の信号を反転した第３の信号に応じて前記第１の電源電位と第２の出力端子間を導通させる第６のトランジスタと、をさらに備える、
請求項１乃至４のいずれか一つに記載の相補信号生成回路。
【請求項６】
前記第１及び第５のトランジスタは、第１のトランスファーゲートを構成し、
前記第３及び第６のトランジスタは、第２のトランスファーゲートを構成する、
請求項５に記載の相補信号生成回路。
【請求項７】
前記第１及び第３のトランジスタは、ほぼ同じサイズのトランジスタであり、
前記第２及び第４のトランジスタは、ほぼ同じサイズのトランジスタである、
請求項１乃至６のいずれか一つに記載の信号生成回路。
【請求項８】
前記第１の信号と前記第１の出力端子から出力される信号は、前記入力信号と逆相の逆相信号であり、
前記第２の信号と前記第２の出力端子から出力される信号は、前記入力信号と同相の同相信号である、
請求項１乃至７のいずれか一つに記載の信号生成回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、相補信号生成回路に関し、特に、同相信号と逆相信号を生成する相補信号生成回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、入力信号に対し同相の同相信号と入力信号に対し逆相の逆相信号とからなる相補信号を生成する相補信号生成回路が知られている。この相補信号は、ＬＶＤＳ（Low Voltage Differential Signals）回路やメモリ駆動回路などに利用されており、近年、これらの回路の高速化が進んでいることから、より精度のよい相補信号を生成する技術が望まれている。
【０００３】
図９は、従来の相補信号生成回路９００の構成を示す回路図である。図に示されるように、従来の相補信号生成回路９００では、インバータ９０１，９０２が直列に接続され、インバータ９０１，９０２間の中間ノードにトランスファーゲート９０３が接続されている。入力端子ＩＮからインバータ９０１へ入力信号Ｓｉｎが入力されると、インバータ９０２からＴＲＵＥ端子へ同相信号Ｓｔｒｕｅが出力され、トランスファーゲート９０３からＢＡＲ端子へ逆相信号Ｓｂａｒが出力される。
【０００４】
従来の相補信号生成回路９００では、トランスファーゲート９０３によって逆相信号Ｓｂａｒを遅延させることで、同相信号Ｓｔｒｕｅと逆相信号Ｓｂａｒの遅延差を抑止している。このため、従来の相補信号生成回路９００では、同相信号Ｓｔｒｕｅの出力段と逆相信号Ｓｂａｒの出力段とで、回路構成が異なっている。
【０００５】
図１０は、特許文献１に記載された従来の相補信号生成回路９１０の構成を示す回路図である。図に示されるように、従来の相補信号生成回路９１０では、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ９１１とＮチャネルＭＯＳトランジスタ９１２が直列に接続され、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ９１３とＰチャネルＭＯＳトランジスタ９１４が直列に接続されている。入力端子ＩＮからＭＯＳトランジスタ９１１〜９１４の各ゲートへ入力信号Ｓｉｎが入力されると、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ９１１とＮチャネルＭＯＳトランジスタ９１２間の中間ノードからＢＡＲ端子へ逆相信号Ｓｂａｒが出力され、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ９１３とＰチャネルＭＯＳトランジスタ９１４の中間ノードからＴＲＵＥ端子へ同相信号Ｓｔｒｕｅが出力される。
【０００６】
従来の相補信号生成回路９１０では、逆相信号Ｓｂａｒの出力段をインバータ構成とし、同相信号Ｓｔｒｕｅの出力段をソースフォロワ構成とすることで、同相信号Ｓｔｒｕｅと逆相信号Ｓｂａｒの遅延差を抑止している。このため、従来の相補信号生成回路９１０では、同相信号Ｓｔｒｕｅの出力段と逆相信号Ｓｂａｒの出力段で、回路構成が異なっている。
【０００７】
図１１は、特許文献２に記載と同様の従来の信号生成回路の構成を示す回路図である。この従来の信号生成回路８００は、従来の相補信号生成回路９２０とレベルシフト回路３０によって、所望の相補信号を生成する。
【０００８】
従来の相補信号生成回路９２０は、インバータ９２１，９２２が直列に接続されている。入力端子ＩＮからインバータ９２１へ入力信号Ｓｉｎが入力されると、インバータ９２１からＢＡＲ端子へ逆相信号Ｓｂａｒ信号が出力され、インバータ９２２からＴＲＵＥ端子へ同相信号Ｓｔｒｕｅが出力される。
【０００９】
レベルシフト回路３０は、フリップフロップ１００、出力回路１１０，１２０を有している。フリップフロップ１００では、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１０１，Ｐ１０２とＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１０１が直列に接続され、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１０３，Ｐ１０４とＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１０２が直列に接続されている。ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１０１のゲートは、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１０４とＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１０２間の中間ノードに接続されている。ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１０３のゲートは、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１０２とＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１０１間の中間ノードに接続されている。
【００１０】
出力回路１１０では、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１１１とＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１１１が直列に接続されている。出力回路１２０では、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１２１とＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１２１が直列に接続されている。
【００１１】
従来の相補信号生成回路９２０からの同相信号Ｓｔｒｕｅが、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１０２とＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１０１の各ゲートに入力され、逆相信号Ｓｂａｒが、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１０４とＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１０２の各ゲートに入力される。
【００１２】
従来の相補信号生成回路９２０からの同相信号ＳｔｒｕｅがＨレベルの場合、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１０１のゲート電位が上昇し、逆相信号Ｓ１１０をＬレベルにする。そして、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１０３は、ゲート電位が低下し、同相信号Ｓ１２０をＨレベルにする。
【００１３】
従来の相補信号生成回路９２０からの逆相信号ＳｂａｒがＨレベルの場合、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１０２のゲート電位が上昇し、同相信号Ｓ１２０をＬレベルにする。そして、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１０１は、ゲート電位が低下し、逆相信号Ｓ１１０をＨレベルにする。
【００１４】
出力回路１１０は、逆相信号Ｓ１１０を反転し、同相信号Ｓｔｒｕｅ２を出力する。出力回路１２０は、同相信号Ｓ１２０を反転し、逆相信号Ｓｂａｒ２を出力する。
【００１５】
従来の相補信号生成回路９２０では、インバータ９２２によって同相信号Ｓｔｒｕｅに遅延が生じるため、このようなレベルシフト回路３０を設け、同相信号Ｓｔｒｕｅと逆相信号Ｓｂａｒの遅延差を抑止している。
【００１６】
その他、従来の相補信号生成回路として特許文献３が知られている。特許文献３では、出力信号をフィードバックして、オペアンプなどの反転回路によって相補信号のタイミングを調整している。
【特許文献１】特開平３−２５８０１５号公報
【特許文献２】特開２００２−３６８６０２号公報
【特許文献３】特開２００３−１９８３４３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１７】
上記のように、図９及び図１０の従来の相補信号生成回路９００や９１０では、同相信号と逆相信号の出力段の回路構成が異なるため、同相信号と逆相信号のスルーレート差や遅延差が大きく、また、製造ばらつきによる影響が大きいという問題があった。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
本発明にかかる相補信号生成回路は、入力信号に基づく第１の信号を反転した第２の信号を生成する反転素子と、前記第１の信号に応じて第１の電源電位と第１の出力端子間を導通させる第１のトランジスタと、前記第２の信号に応じて前記第１の出力端子と第２の電源電位間を導通させる第２のトランジスタと、前記第２の信号に応じて前記第１の電源電位と第２の出力端子間を導通させる第３のトランジスタと、前記第１の信号に応じて前記第２の出力端子と前記第２の電源電位間を導通させる第４のトランジスタと、を備えるものである。この相補信号生成回路によれば、同相信号と逆相信号の出力段の回路構成を同一にすることにより、同相信号と逆相信号の遅延差やスルーレート差を低減するとともに、製造ばらつきによる影響を低減することができる。
【発明の効果】
【００１９】
本発明によれば、同相信号と逆相信号とのスルーレート差や遅延差を低減するとともに、製造ばらつきによる影響を低減できる相補信号生成回路を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
発明の実施の形態１．
まず、本発明の実施の形態１にかかる相補信号生成回路について説明する。本実施形態にかかる相補信号生成回路は、２つのトランジスタからなる同相信号の出力段と、２つのトランジスタからなる逆相信号の出力段とが、同一の回路構成であることを特徴としている。
【００２１】
図１の回路図を用いて、本実施形態にかかる相補信号生成回路の構成について説明する。この相補信号生成回路１は、入力端子ＩＮにクロック信号などの入力信号Ｓｉｎが入力されると、ＴＲＵＥ端子から入力信号と同相の同相信号Ｓｔｒｕｅを出力し、ＢＡＲ端子から入力信号と逆相の逆相信号Ｓｂａｒを出力する。
【００２２】
図に示されるように、相補信号生成回路１は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１１，Ｎ１２，Ｎ１３，Ｎ１４とインバータ２１，２２を備えている。インバータ２１，２２は、直列に接続されている。インバータ２１は、入力端子ＩＮから入力信号Ｓｉｎが入力され、入力信号を反転して逆相信号Ｓ２１（第１の信号）を生成し、この逆相信号Ｓ２１をインバータ２２とＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１１，Ｎ１４の各ゲートに与える。インバータ２２（反転素子）は、逆相信号Ｓ２１をさらに反転して同相信号Ｓ２２（第２の信号）を生成し、この同相信号Ｓ２２をＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１２，Ｎ１３の各ゲートに与える。
【００２３】
ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１１（第１のトランジスタ）とＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１２（第２のトランジスタ）は、逆相信号Ｓ２１と同相信号Ｓ２２に基づいてＢＡＲ端子（第１の出力端子）から逆相信号Ｓｂａｒを出力する逆相信号出力部を構成する。
【００２４】
ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１１，Ｎ１２は、電源電位ＶＤＤ（第１の電源電位）と接地電位ＧＮＤ（第２の電源電位）との間で直列に接続されている。すなわち、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１１は、ドレインが電源電位ＶＤＤに接続され、ソースがＢＡＲ端子とＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１２のドレインに接続されている。ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１２は、ソースが接地電位ＧＮＤに接続されている。
【００２５】
ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１１は、逆相信号Ｓ２１に応じて、電源電位ＶＤＤとＢＡＲ端子間の電流経路をＯＮ／ＯＦＦする。ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１２は、同相信号Ｓ２２に応じて、ＢＡＲ端子と接地電位ＧＮＤ間の電流経路をＯＮ／ＯＦＦする。
【００２６】
ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１３（第３のトランジスタ）とＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１４（第４のトランジスタ）は、逆相信号Ｓ２１と同相信号Ｓ２２に基づいてＴＲＵＥ端子（第２の出力端子）から同相信号Ｓｔｒｕｅを出力する同相信号出力部を構成する。
【００２７】
ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１３，Ｎ１４は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１１，Ｎ１２と同様に、電源電位ＶＤＤと接地電位ＧＮＤとの間で直列に接続されている。すなわち、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１３は、ドレインが電源電位ＶＤＤに接続され、ソースがＴＲＵＥ端子とＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１４のドレインに接続されている。ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１４は、ソースが接地電位ＧＮＤに接続されている。
【００２８】
ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１３は、同相信号Ｓ２２に応じて、電源電位ＶＤＤとＢＡＲ端子間の電流経路をＯＮ／ＯＦＦする。ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１４は、逆相信号Ｓ２１に応じて、ＴＲＵＥ端子と接地電位ＧＮＤ間の電流経路をＯＮ／ＯＦＦする。
【００２９】
相補信号生成回路１の出力段を構成する、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１１，Ｎ１２のトランジスタ対と、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１３，Ｎ１４のトランジスタ対とは、同じ回路構成である。特に、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１１とＮ１３、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１２とＮ１４は、それぞれ同じ特性のトランジスタであり、例えば、同じサイズであり、同じ製造プロセスで製造されている。本実施形態では、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１１，Ｎ１３は、デプレッション型のＭＯＳトランジスタである。デプレッション型であれば、閾値が低いため、ＯＮしたときに逆相信号Ｓｂａｒ及び同相信号Ｓｔｒｕｅをより高いレベルまで上昇させることができる。ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１２，Ｎ１４は、エンハンスメント型のＭＯＳトランジスタである。
【００３０】
次に、図２及び図３のタイミングチャートを用いて、本実施形態にかかる相補信号生成回路の動作について説明する。図２は、相補信号生成回路１の各信号のタイミングの概略を示している。
【００３１】
図２（ａ）のように入力信号Ｓｉｎが入力されると、図２（ｂ）のようにインバータ２１により逆相信号Ｓ２１が生成され、図２（ｃ）のようにインバータ２２により同相信号Ｓ２２が生成される。すなわち、逆相信号Ｓ２１は、インバータ２１によって、入力信号ＳｉｎよりもＤ１遅延した信号となる。同相信号Ｓ２２は、インバータ２２によって、逆相信号Ｓ２１よりもＤ２遅延した信号となる。
【００３２】
したがって、図２（ｆ）のように、逆相信号Ｓ２１と同相信号Ｓ２２を重ねると、各信号の立ち上がりと立ち下がりがずれてしまい、各信号のクロスポイント（交差点）がＨレベル付近／Ｌレベル付近となる。
【００３３】
そして、逆相信号Ｓ２１と同相信号Ｓ２２が、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１３，Ｎ１４に与えられると、図２（ｄ）のような同相信号Ｓｔｒｕｅが生成される。すなわち、逆相信号Ｓ２１がＬレベルへ低下するとＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１４がＯＦＦし、同相信号Ｓ２２がＨレベルへ上昇するとＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１３がＯＮするため、同相信号Ｓｔｒｕｅが上昇を開始しＨレベルまで上昇する。反対に、逆相信号Ｓ２１がＨレベルへ上昇するとＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１４がＯＮするため同相信号Ｓｔｒｕｅが低下を開始し、同相信号Ｓ２２がＬレベルへ低下するとＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１３がＯＦＦするため、同相信号ＳｔｒｕｅがＬレベルまで低下する。
【００３４】
同様に、逆相信号Ｓ２１と同相信号Ｓ２２が、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１１，Ｎ１２に与えられると、図２（ｅ）のような逆相信号Ｓｂａｒが生成される。すなわち、逆相信号Ｓ２１がＬレベルへ低下するとＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１１がＯＦＦし、同相信号Ｓ２２がＨレベルへ上昇するとＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１２がＯＮするため、逆相信号Ｓｂａｒが低下を開始しＬレベルまで低下する。反対に、逆相信号Ｓ２１がＨレベルへ上昇するとＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１１がＯＮするため同相信号Ｓｂａｒが上昇を開始し、同相信号Ｓ２２がＬレベルへ低下するとＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１２がＯＦＦするため、逆相信号ＳｂａｒがＨレベルまで上昇する。
【００３５】
したがって、図２（ｇ）のように、同相信号Ｓｔｒｕｅと逆相信号Ｓｂａｒを重ねると、各信号の立ち上がりと立ち下がりが一致し、各信号のクロスポイントがＨレベルとＬレベルの中間となる。
【００３６】
図３は、相補信号生成回路１の各信号のタイミングをさらに詳細に示している。上記のように、入力信号Ｓｉｎから遅延して逆相信号Ｓ２１が生成され、さらに遅延して同相信号Ｓ２２が生成されている。
【００３７】
同相信号Ｓｔｒｕｅの立ち上がり（ｒｉｓｅ）波形を考えると、まず、Ｔ１において、逆相信号Ｓ２１が低下しＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１４の閾値以下になると、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１４がＯＦＦする。このとき、同相信号Ｓ２２はＬレベルのためＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１３はＯＦＦであり、同相信号ＳｔｒｕｅもＬレベルのままである。
【００３８】
次いで、Ｔ２において、同相信号Ｓ２２が上昇しＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１３の閾値以上になると、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１３がＯＮする。このとき、逆相信号Ｓ２１はＬレベルのためＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１４はＯＦＦのままであり、電源電位ＶＤＤからＴＲＵＥ端子に電流が流れ始め、同相信号Ｓｔｒｕｅが上昇を開始する。
【００３９】
すなわち、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１４がＯＦＦとなり、かつ、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１３がＯＮとなった後に、同相信号Ｓｔｒｕｅが上昇を開始しＨレベルまで上昇する。したがって、同相信号Ｓｔｒｕｅの立ち上がりにおいては、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１３，Ｎ１４が共にＯＮするタイミングが無いため、より急峻な傾きで同相信号Ｓｔｒｕｅが立ち上がる。
【００４０】
同相信号Ｓｔｒｕｅの立ち下がり（ｆａｌｌ）波形を考えると、まず、Ｔ３において、逆相信号Ｓ２１が上昇しＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１４の閾値以上になると、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１４がＯＮする。このとき、同相信号Ｓ２２はＨレベルのためＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１３はＯＮであり、電源電位ＶＤＤ及びＴＲＵＥ端子から接地電位ＧＮＤへ電流が流れ始め、同相信号Ｓｔｒｕｅが低下を開始する。
【００４１】
次いで、Ｔ４において、同相信号Ｓ２２が低下しＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１３の閾値以下になると、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１３がＯＦＦする。このとき、逆相信号Ｓ２１はＨレベルのためＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１４はＯＮのままであり、ＴＲＵＥ端子から接地電位ＧＮＤへ電流が流れ続け、同相信号ＳｔｒｕｅがＬレベルまで低下する。
【００４２】
すなわち、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１４がＯＮとなり、同相信号Ｓｔｒｕｅが低下を開始した後、さらに、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１３がＯＦＦとなって、同相信号ＳｔｒｕｅがＬレベルまで低下する。したがって、同相信号Ｓｔｒｕｅの立ち下がりにおいては、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１３，Ｎ１４が共にＯＮするタイミングが有るため、より緩やかな傾きで同相信号Ｓｔｒｕｅが立ち下がる。
【００４３】
逆相信号Ｓｂａｒについても同様である。すなわち、Ｔ１において、逆相信号Ｓ２１によりＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１１がＯＦＦとなり、Ｔ２において、同相信号Ｓ２２によりＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１２がＯＮとなった後に、逆相信号Ｓｂａｒが低下を開始しＬレベルまで低下する。したがって、逆相信号Ｓｂａｒの立ち下がりにおいては、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１１，Ｎ１２が共にＯＮするタイミングが無いため、より急峻な傾きで逆相信号Ｓｂａｒが立ち下がる。
【００４４】
また、Ｔ３において、逆相信号Ｓ２１によりＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１１がＯＮとなり、逆相信号Ｓｂａｒが上昇を開始した後、Ｔ４において、同相信号Ｓ２２によりＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１２がＯＦＦとなって、逆相信号ＳｂａｒがＨレベルまで上昇する。したがって、逆相信号Ｓｂａｒの立ち上がりにおいては、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１１，Ｎ１２が共にＯＮするタイミングが有るため、より緩やかな傾きで逆相信号Ｓｂａｒが立ちあがる。
【００４５】
したがって、同相信号Ｓｔｒｕｅと逆相信号Ｓｂａｒの立ち上がり・立ち下がりのタイミングとスルーレートを一致させることができ、さらに、入力信号に対する立ち上がり波形の遅延Ｄ３と、立ち下がり波形の遅延Ｄ４を一致させることができる。
【００４６】
以上のように本実施形態では、２つのインバータと４つのトランジスタにより相補信号を生成する。例えば、特許文献３の従来回路では、複雑な回路構成になり、さらにオペアンプを使用するため定常電流が発生してしまう。これに対し、本実施形態では、簡易な回路構成で相補信号を生成でき、定常電流も発生することが無い。
【００４７】
また、同相信号Ｓｔｒｕｅと逆相信号Ｓｂａｒの出力段の回路構成が同一のため、同相信号Ｓｔｒｕｅと逆相信号Ｓｂａｒのスルーレート差と遅延差を低減することができ、さらに、製造ばらつきの影響も低減することができる。出力段をアクティブにするタイミングが同一のため、同一の回路構成により、同相信号Ｓｔｒｕｅの立ち上がりと逆相信号Ｓｂａｒの立ち下がりを一致させ、同相信号Ｓｔｒｕｅの立ち下がりと逆相信号Ｓｂａｒの立ち上がりを一致させることができ、同相信号Ｓｔｒｕｅと逆相信号Ｓｂａｒのクロスポイントを一定にすることができる。
【００４８】
さらに、逆相信号Ｓ２１で駆動される出力段（Ｎ１１，Ｎ１４）が動作して、同相信号Ｓ２２で駆動される出力段（Ｎ１２，Ｎ１３）により相補信号は遅延するが、同相信号Ｓ２２で駆動される出力段は、逆相信号Ｓ２１で駆動される出力段の影響を受けない。このため、入力信号に対する立ち上がり波形の遅延と、立ち下がり波形の遅延をほぼ同じにすることができ、入力信号と同じデューティ比を補償することができる。
【００４９】
発明の実施の形態２．
次に、本発明の実施の形態２にかかる補正信号生成回路について説明する。本実施形態は、実施の形態１のＮチャネルＭＯＳトランジスタを他の素子に置き換えた例である。
【００５０】
図４は、本実施形態にかかる相補信号生成回路の構成を示す回路図である。この相補信号生成回路１は、図１の構成と比べて、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１１，Ｎ１３をトランスファーゲートＧ１１，Ｇ１３に置き換え、さらに、インバータ２３を追加している。尚、図４において、図１と同一の符号を付されたものは同様の要素である。
【００５１】
インバータ２３は、インバータ２１，２２と直列に接続されている。インバータ２３は、インバータ２２からの同相信号Ｓ２２を反転して逆相信号Ｓ２３（第３の信号）を生成する。
【００５２】
トランスファーゲートＧ１１（第１のトランスファーゲート）は、並列に接続されたＮチャネルＭＯＳトランジスタ（第１のトランジスタ）とＰチャネルＭＯＳトランジスタ（第５のトランジスタ）から構成され、トランスファーゲートＧ１３（第２のトランスファーゲート）は、並列に接続されたＮチャネルＭＯＳトランジスタ（第３のトランジスタ）とＰチャネルＭＯＳトランジスタ（第６のトランジスタ）から構成され、それぞれいずれかのトランジスタがＯＮすることで導通状態となる。
【００５３】
トランスファーゲートＧ１１は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１１と同様に逆相信号Ｓ２１に応じてＮチャネルＭＯＳトランジスタがＯＮ／ＯＦＦするとともに、同相信号Ｓ２２に応じてＰチャネルＭＯＳトランジスタがＯＮ／ＯＦＦする。トランスファーゲートＧ１１は、電源電位ＶＤＤとＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１２との間に接続され、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ側のゲートにインバータ２１から逆相信号Ｓ２１が供給され、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ側のゲートにインバータ２２から同相信号Ｓ２２が供給される。
【００５４】
トランスファーゲートＧ１３は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１３と同様に同相信号Ｓ２２に応じてＮチャネルＭＯＳトランジスタがＯＮ／ＯＦＦするとともに、逆相信号Ｓ２３に応じてＰチャネルＭＯＳトランジスタがＯＮ／ＯＦＦする。トランスファーゲートＧ１３は、電源電位ＶＤＤとＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１４との間に接続され、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ側のゲートにインバータ２２から同相信号Ｓ２２が供給され、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ側のゲートにインバータ２３から逆相信号Ｓ２３が供給される。
【００５５】
トランスファーゲートＧ１１，Ｇ１３は、デプレッション型のＭＯＳトランジスタと同様に動作し、ＯＮしたときに逆相信号Ｓｂａｒ及び同相信号Ｓｔｒｕｅをより高いレベルまで上昇させる。
【００５６】
本実施形態の相補信号生成回路の動作は、図２及び図３と同様である。すなわち、同相信号Ｓｔｒｕｅでは、同相信号Ｓ２２よりも遅延した逆相信号Ｓ２３により、トランスファーゲートＧ１３がさらに駆動される。
【００５７】
同相信号Ｓｔｒｕｅの立ち上がり波形では、逆相信号Ｓ２１が低下し、同相信号Ｓ２２が上昇すると、トランスファーゲートＧ１３のＮチャネルＭＯＳトランジスタがＯＮして、同相信号Ｓｔｒｕｅが上昇を開始し、さらに、逆相信号Ｓ２３が低下すると、トランスファーゲートＧ１３のＰチャネルＭＯＳトランジスタがＯＮして、同相信号Ｓｔｒｕｅをより高いレベルまで上昇させる。
【００５８】
同相信号Ｓｔｒｕｅの立ち下がり波形では、逆相信号Ｓ２１が上昇して同相信号Ｓｔｒｕｅが低下を開始し、同相信号Ｓ２２が低下すると、トランスファーゲートＧ１３のＮチャネルＭＯＳトランジスタがＯＦＦして、同相信号Ｓｔｒｕｅが低下を続け、さらに、逆相信号Ｓ２３が上昇すると、トランスファーゲートＧ１３のＰチャネルＭＯＳトランジスタがＯＦＦして、同相信号ＳｔｒｕｅをＬレベルまで低下させる。
【００５９】
また、逆相信号Ｓｂａｒについても同様である。逆相信号Ｓｂａｒの立ち下がり波形では、逆相信号Ｓ２１によりトランスファーゲートＧ１１のＮチャネルＭＯＳトランジスタがＯＦＦとなった後、同相信号Ｓ２２により、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１２がＯＮ、トランスファーゲートＧ１１のＰチャネルＭＯＳトランジスタがＯＮして、逆相信号Ｓｂａｒが低下を開始しＬレベルまで低下する。
【００６０】
逆相信号Ｓｂａｒの立ち上がり波形では、逆相信号Ｓ２１によりトランスファーゲートＧ１１のＮチャネルＭＯＳトランジスタがＯＮとなり、逆相信号Ｓｂａｒが上昇を開始した後、同相信号Ｓ２２により、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１２がＯＦＦ、トランスファーゲートＧ１１のＰチャネルＭＯＳトランジスタがＯＮとなって、逆相信号Ｓｂａｒがより高いレベルまで上昇する。
【００６１】
図５及び図６は、本実施形態にかかる相補信号生成回路の各波形のシミュレーション結果である。図５は、同相信号Ｓｔｒｕｅ，Ｓ２２の立ち上がり〜立ち下がりまで、逆相信号Ｓｂａｒ，Ｓ２１の立ち下がり〜立ちあがりまでの波形を示している。
【００６２】
図中の５０１，５０２は、逆相信号Ｓ２１と同相信号Ｓ２２のクロスポイントを示している。クロスポイント５０１は約０．１Ｖであり、Ｌレベルの０．０Ｖに近い値となっている。クロスポイント５０２は約０．９Ｖであり、Ｈレベルの１．０Ｖに近い値となっている。図中の５０３は、同相信号Ｓｔｒｕｅと逆相信号Ｓｂａｒのクロスポイントを示している。クロスポイント５０３は、波形の立ち上がりと立ち下がりでほぼ一致して、約０．６５Ｖであり、ＨレベルとＬレベルの中間に近い値となっている。
【００６３】
図６は、同相信号Ｓｔｒｕｅ，Ｓ２２の立ち上がりの波形と、逆相信号Ｓｂａｒ，Ｓ２１の立ち下がりの半周期遅れの波形を示している。逆相信号Ｓ２１より遅延して同相信号Ｓ２２が立ち上がっており、同相信号Ｓ２２よりも遅延して、同相信号Ｓｔｒｕｅと逆相信号Ｓｂａｒが立ち上がっている。同相信号Ｓｔｒｕｅと逆相信号Ｓｂａｒは、ほぼ同じスルーレートであり、遅延差もほとんど無い。
【００６４】
以上のように、本実施形態では、実施の形態１のデプレッション型ＭＯＳトランジスタに代わり、トランスファーゲートを設けた。これにより、実施の形態１と同様に動作するとともに、さらに、相補信号の駆動能力を向上することができる。
【００６５】
発明の実施の形態３．
次に、本発明の実施の形態３にかかる信号生成回路について説明する。本実施形態にかかる信号生成回路は、実施の形態２の相補信号生成回路にレベルシフト回路を接続した例である。
【００６６】
図７は、本実施形態にかかる信号生成回路の構成を示す回路図である。この信号生成回路では、図４の相補信号生成回路１に、図１１のレベルシフト回路３０を接続している。相補信号生成回路１の同相信号ＳｔｒｕｅがＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１０２及びＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１０１の各ゲートに供給される。相補信号生成回路１の逆相信号ＳｂａｒがＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１０４及びＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１０２の各ゲートに供給される。各回路構成は、図４及び図１１と同様である。
【００６７】
図１１の従来の相補信号生成回路９２０では、同相信号Ｓｔｒｕｅと逆相信号Ｓｂａｒに遅延差が生じるため、後段のレベルシフト回路３０によってこの遅延差を低減させていた。本実施形態では、上記のように相補信号生成回路１において、同相信号Ｓｔｒｕｅと逆相信号Ｓｂａｒに遅延差が抑止されているため、後段のレベルシフト回路３０で遅延差を調整する必要が無い。したがって、レベルシフト回路３０が、無駄に動作することが無く、効率よく信号を出力することができる。
【００６８】
図８は、図１１の従来の信号生成回路８００と図７の本実施形態の信号生成回路２００のシミュレーション結果を示している。この結果は、相補信号生成回路とレベルシフト回路とにより出力される同相信号Ｓｔｒｕｅ２，逆相信号Ｓｂａｒ２について評価した結果である。
【００６９】
入力信号Ｓｉｎに対して同相信号Ｓｔｒｕｅ２，逆相信号Ｓｂａｒ２の遅延は、信号生成回路２００が、３１９ｐｓであり、従来の信号生成回路８００よりも少ない値となっている。これは、相補信号生成回路１で同相信号Ｓｔｒｕｅと逆相信号Ｓｂａｒの遅延差が少なく、レベルシフト回路３０の動作が軽減されているためである。
【００７０】
同相信号Ｓｔｒｕｅ２，逆相信号Ｓｂａｒ２の立ち上がり及び立ち下がりの遅延差は、信号生成回路２００が、２７ｐｓであり、従来の信号生成回路８００よりも少ない値となっている。これは、レベルシフト回路３０のフリップフロップ１００において、逆側の信号をフィードバックさせてフリップフロップ１００の出力信号を発生させているため、遅延差が生じていると考えられる。
【００７１】
同相信号Ｓｔｒｕｅ２と逆相信号Ｓｂａｒ２との遅延差は、ほぼ同じ結果となっている。同相信号Ｓｔｒｕｅ２，逆相信号Ｓｂａｒ２のデューティ比は、信号生成回路２００が、４９．４〜５１．３％であり、従来の信号生成回路８００よりも範囲が狭く、ばらつきが少なくなっている。
【００７２】
このように、相補信号生成回路の後段にレベルシフト回路を設けた構成としても、従来回路よりも、信号の遅延差やデューティ比の差を低減することができる。
【００７３】
その他の発明の実施の形態．
尚、上記の例では、インバータ２１により逆相信号Ｓ２１を生成し、インバータ２２により同相信号Ｓ２２を生成したが、インバータ２１を設けなくてもよいし、インバータ２１を他の論理ゲートとしてもよい。その場合、Ｓ２１が同相信号、Ｓ２２が逆相信号となり、逆相信号Ｓｂａｒを出力するＢＡＲ端子と同相信号Ｓｔｒｕｅを出力するＴＲＵＥ端子が逆になるが、動作は上記と同様である。
【００７４】
また、上記の例では、トランジスタＮ１１〜Ｎ１４をＮチャネル型としたが、Ｐチャネル型で構成してもよい。トランジスタＮ１１〜Ｎ１４をＭＯＳトランジスタ以外のトランジスタとしてもよい。
【００７５】
このほか、本発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の変形、実施が可能である。
【図面の簡単な説明】
【００７６】
【図１】本発明にかかる相補信号生成回路の構成を示す回路図である。
【図２】本発明にかかる相補信号生成回路の動作を示すタイミングチャートである。
【図３】本発明にかかる相補信号生成回路の動作を示すタイミングチャートである。
【図４】本発明にかかる相補信号生成回路の構成を示す回路図である。
【図５】本発明にかかる相補信号生成回路のシミュレーション結果の波形図である。
【図６】本発明にかかる相補信号生成回路のシミュレーション結果の波形図である。
【図７】本発明にかかる信号生成回路の構成を示す回路図である。
【図８】本発明にかかる信号生成回路のシミュレーション結果である。
【図９】従来の補正信号生成回路の構成を示す回路図である。
【図１０】従来の補正信号生成回路の構成を示す回路図である。
【図１１】従来の補正信号生成回路の構成を示す回路図である。
【符号の説明】
【００７７】
１  相補信号生成回路
Ｎ１１，Ｎ１２，Ｎ１３，Ｎ１４  ＮチャネルＭＯＳトランジスタ
Ｇ１１，Ｇ１３  トランスファーゲート
２１，２２，２３  インバータ
３０  レベルシフト回路
１００  フリップフロップ
１１０，１２０  出力回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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