(57)【要約】【課題】極めて簡単な構成で、しかも煩雑な操作を行うことなく、高い選択度の受信音声弁別を行え、高精度の検出を行うことができ、容易に盗聴器の位置を特定できる盗聴器検出器を提供する。【解決手段】所望周波数の３倍以上の周波数を減衰させるフィルタ１３０と、電波信号を受信し検波した出力信号である音声信号の時系列サンプリングデータのうち、朱蒙周波数の２倍の近傍周期で現れるデータに交互に逆符号の係数をかけて積算し、その積算の変化をもって所望周波数の有無を判断する信号処理回路を含むマイコン１４０を有する。【選択図】図２
2007324914.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
盗聴器を発見するための盗聴器検出器であって、
音声信号を音波情報として発する音声出力部と、
上記音声出力部から発生された音波情報に応答した電波信号を受信し検波した出力信号である音声信号の時系列サンプリングデータのうち、所望周波数２倍の近傍周期で現れるデータに交互に逆符号の係数をかけて積算し、当該積算の変化をもって所望周波数成分の有無を判断する処理回路と、
を有する盗聴器検出器。
【請求項２】
上記処理回路の前段に、所望周波数の３倍以上の周波数を減衰させるフィルタを有する
請求項１記載の盗聴器検出器。
【請求項３】
サンプリングタイミング信号と上記音声出力部が発する音声信号が同一発振源より形成されている。
請求項１または２記載の盗聴器検出器。
【請求項４】
上記処理回路は、積算出力が所定の値になるように上記音声出力部の出力レベルを制御する
請求項１から３のいずれか一に記載の盗聴器検出器。
【請求項５】
上記音声出力部の出力レベルに応じた値を表示する表示部を有する
請求項１から４のいずれか一に記載の盗聴器検出器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、盗聴器の発する電波信号を検知して盗聴器を検出する盗聴器検出器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
スピーカを有し、スピーカから発せられた音波情報が、電波信号として発せられていることを検知して盗聴器を検出する盗聴器検出装置が知られている（たとえば特許文献１〜３参照）。
【０００３】
図１は、従来の盗聴器検出器の構成例を示すブロック図である（たとえば特許文献１参照）。
この盗聴器検出器１は、図１に示すように、受信アンテナ１１、受信回路１２、フィルタ１３、信号処理部１４、発信器１５、アンプ１６、スピーカ１７、および表示部１８を有する。
また、検出対象の盗聴器２は、アンテナ２１はマイクロフォン（マイク）２２を有する。
【０００４】
図１の盗聴器検出器１は、発信器１５の信号を音声としてスピーカ１７から音波情報として出力し、その音波情報が盗聴器２によって、電波として返ってきた信号を受信回路１２で音声に戻し、音声のフィルタ１３を通した信号を信号処理部１４に入力する。
信号処理部１４は、発信器１５の出力信号と比較して盗聴器２の有無を判定する。
また、信号処理部１４は、受信した音声のレベルを表示部１８に表示する。
【特許文献１】特開昭４９−２４０８９号公報
【特許文献２】特開昭５０−１０３３５９号公報
【特許文献３】特開２０００−１３５００号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところが、特許文献１〜３に開示された盗聴器検出器は、スピーカから発せられる特定周波数の音声の弁別に関する具体的な記述がなされておらず、高い選択度の受信音声弁別を行うことができず、高精度の検出が困難である。
【０００６】
また、特許文献３には、音量を調整して盗聴器に位置を検知する方法に関する技術が開示されているが、盗聴器の位置が近づいたときに、単に音量を絞っただけでは、絞りすぎたときに位置が特定しにくくなり、絞りが足らなかったときには、検出器の回路が飽和を起こし、レベルのピークが判別できなくなる。
つまり、絞りの調整が難しく、操作が難しいという不利益がある。
【０００７】
また、特許文献３には、チャープパルスを用いた方法が提案されているが、構成が複雑で、コスト高となる。
【０００８】
本発明は、かかる事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、極めて簡単な構成で、しかも煩雑な操作を行うことなく、高い選択度の受信音声弁別を行え、高精度の検出を行うことができ、容易に盗聴器の位置を特定できる盗聴器検出器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記目的を達成するために、本発明の観点は、盗聴器を発見するための盗聴器検出器であって、音声信号を音波情報として発する音声出力部と、上記音声出力部から発生された音波情報に応答した電波信号を受信し検波した出力信号である音声信号の時系列サンプリングデータのうち、所望周波数２倍の近傍周期で現れるデータに交互に逆符号の係数をかけて積算し、当該積算の変化をもって所望周波数成分の有無を判断する処理回路と、を有する。
【００１０】
好適には、上記処理回路の前段に、所望周波数の３倍以上の周波数を減衰させるフィルタを有する。
【００１１】
好適には、上記サンプリングタイミング信号と上記音声出力部が発する音声信号が同一発振源より形成されている。
【００１２】
好適には、上記処理回路は、積算出力が所定の値になるように上記音声出力部の出力レベルを制御する。
【００１３】
好適には、上記音声出力部の出力レベルに応じた値を表示する表示部を有する。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、簡単な信号処理で、高い選択度の受信音声弁別を行うことができるようになり、高精度の検出が可能になる。
発信源に高価な部品を使用しなくとも、環境や部品バラツキに関係なく安定した検出を行うことができる。
また、煩雑な操作を行うことなく、容易に盗聴器の位置を特定することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、本発明の実施形態を図面に関連付けて説明する。
【００１６】
図２は、本発明に係る盗聴器検出器の一実施形態を示すブロック図である。
【００１７】
本盗聴器検出器１００は、図２に示すように、受信アンテナ１１０、受信回路１２０、たとえばバンドパスフィルタ（以下、単にフィルタという場合もある）１３０、マイクロコンピュータ（以下、マイコン）１４０、同調周波数制御部１５０、音声出力部１６０、および表示部１７０を有する。
音声出力部１６０は、音量調整部１６１、アンプ１６２、およびスピーカ１６３を有する。
また、検出対象の盗聴器２００は、アンテナ２１０はマイクロフォン（マイク）２２０を有する。
【００１８】
本実施形態に係る盗聴器検出器１００は、音声出力部１６０のスピーカ１６３から発生された音波情報に応答した電波信号を受信し検波した出力信号である音声信号の時系列サンプリングデータのうち、所望周波数２倍の近傍周期で現れるデータに交互に逆符号の係数をかけて積算し、この積算の変化をもって所望周波数成分の有無を判断することにより盗盗聴器２００を検出する。
【００１９】
受信回路１２０は、受信アンテナ１１０により受信した信号を入力し、すなわち、音声出力部１６０のスピーカ１６３から発生された音波情報に応答した電波信号を受信し検波した信号をフィルタ１３０に出力する。
【００２０】
フィルタ１３０は、受信回路１２０による音声信号を受けて、音声信号から所望の周波数により高い周波数（たとえば３倍以上の周波数）を減衰させてマイコン１４０に供給する。
本実施形態のフィルタ１３０は、上述したように、バンドパスフィルタにより構成され、所望周波数の３倍以上の周波数を減衰させる機能を有する。
バンドパスフィルタ１３０は、その遮断周波数がたとえば８８０Ｈｚに設定されている。
【００２１】
マイコン１４０は、所定のサンプリング周波数、具体的には、所望の周波数（本実施形態では８８０Ｈｚ）の複数倍（たとえば２倍または４倍）の周波数の周期でサンプリングしてフィルタ１３０による音声信号をアナログ信号からデジタル信号に変換するアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換器１４１と、音声信号の時系列サンプリングデータのうち、所望する周波数（本実施形態においては８８０Ｈｚ）の２倍の近傍周期で現れるデータに交互に逆符号の係数をかけて積算し、この積算の変化をもって所望周波数成分（８８０Ｈｚ）の有無を判断する信号処理回路１４２と、を有する。
【００２２】
マイコン１４０は、後で詳述するように、サンプリングタイミング信号と音声出力部が発する音声信号を同一発振源より形成する。
そして、マイコン１４０は、積算出力が所定の値になるように音声出力部１６０の音量調整部１６１を調整して、スピーカ１６３の出力レベルを制御する
また、マイコン１４０は、音声出力部の出力レベルに応じた値を表示部１７０に表示する。ここで、出力レベルに応じた値には、出力レベルの制御値あるいはスピーカ１６３の出力レベルを含む。
【００２３】
本実施形態においては、ハードウェアのフィルタ１３０と、マイコン１４０による信号処理（デジタルフィルタの処理）を合わせて用いることにより、簡単なハードウェアと信号処理で高い選択度（Ｑ）で特定周波数を弁別し、高精度の周波数弁別を行い、この弁別された特定周波数レベルをもとに、発信音のレベルを制御することにより、安定した盗聴器２００の位置の検出を行うことのできる盗聴器検出器を実現している。
【００２４】
以下に、本実施形態に係るマイコンによる信号処理（デジタルフィルタの処理）とハードウェアのフィルタ１３０について具体的に説明し、簡単なハードウェアと信号処理で高い選択度（Ｑ）を持った盗聴器検出器１００を実現できることを証明する。
【００２５】
まず、マイコン１４０の信号処理について説明する。
【００２６】
ここでは、盗聴器検出器１００において、時計マイコンで実現可能なデジタルフィルタについて説明する。
【００２７】
本実施形態においては、周期Ｔ／２でデータをサンプリングし、そのデータに交互に逆の符号を付けて積算する信号処理を数学的に表現する。
サンプリングするという処理は、数学的には、δ関数を掛けるということになる。
【００２８】
周期Ｔのδ関数列Ｃ（ｔ）について、まず、図３に示すような、大きさＥ、幅τのパルス列Ｅ（ｔ）を考える。
【００２９】
パルス列Ｅ（ｔ）をフーリエ級数で表すと、次のようになる。
【００３０】
【数１】
2007324914.tif 000003
【００３１】
よって、パルス列Ｅ（ｔ）のフーリエ級数は、次のように表すことができる。
【００３２】
【数２】
2007324914.tif 000004
【００３３】
パルスがδ関数になる時、δ関数の定義により以下の条件を満足する。
【００３４】
【数３】
2007324914.tif 000005
【００３５】
したがって、δ関数列Ｃ（ｔ）のフーリエ級数は、次のように表すことができる。
【００３６】
【数４】
2007324914.tif 000006
【００３７】
図４は、本実施形態に係る信号処理を説明するための図であって、関数Ｄ（ｔ）を示す図である。
図４の関数Ｄ（ｔ）は、δ関数列Ｃ（ｔ）とＣ（ｔ）をＴ／２ずらしたものに符号を付けたものを足し合わせればよいことから、関数Ｄ（ｔ）は次のように表すことができる。
【００３８】
【数５】
2007324914.tif 000007
【００３９】
この式（５）において、ｎが偶数の時、前項と後項は打ち消し合うことから、関数Ｄ（ｔ）が次のように表すことができる。
【００４０】
【数６】
2007324914.tif 000008
【００４１】
よって、音声信号ｆ（ｔ）に関数Ｄ（ｔ）を掛けて積算するという処理は、次のようなことを意味する。
【００４２】
【数７】
2007324914.tif 000009
【００４３】
式（７）において、Ｆ C（ω）は、次のような、音声信号ｆ（ｔ）のフーリエコサイン変換である。
【００４４】
【数８】
2007324914.tif 000010
【００４５】
式（８）からわかるように、音声信号ｆ（ｔ）に関数Ｄ（ｔ）を掛けて積算するという処理を行うと周波数ωに加えて、３ω、５ω、７ω・・・の奇数倍の周波数成分が同レベルで現れてくる。
したがって、受信回路１２０の音声出力（マイコン１４０の入力段）に３ω以上の周波数成分をカットするフィルタ１３０を入れないと高調波を拾ってしまう。
逆に、フィルタ１３０を入れれば、通常フーリエ変換と同じ効果が得られる。また、これ以上の密度の濃いサンプリングは意味がないといえる。
【００４６】
マイコン１４０の信号処理としては、検出しようとする音声周波数をｆとすると、図５に示すように、Ａ／Ｄ変換器１４１で２倍の周波数２ｆの周期でデータをサンプリングし、そのデータに対して信号処理回路１４２で正、負の符号を交互に付けて足し算していけばよい。
【００４７】
ここまでは、位相の問題には触れなかったが、実際には入力信号とサンプリングタイミングの周期の位相差についても考慮する必要がある。
位相によって検出レベルは変化する。位相差π／２のとき検出レベルは、ゼロになる。よって、位相のπ／２ずれた同様の信号処理が必要となる。
【００４８】
これに伴い、本実施形態においては、図６に示すように、Ａ／Ｄ変換器１４１で４倍の周波数４ｆの周期でデータをサンプリングし、そのデータのうち奇数側データに対して奇数側信号処理部１４２Ａで正、負の符号を交互に付けて足し算し、偶数側データに対して偶数側信号処理部１４２Ｂで正、負の符号を交互に付けて足し算していき、奇数側信号処理部１４２Ａの積算結果Ａと偶数側信号処理部１４２Ｂの積算結果Ｂの値の最大値ＭＡＸ（Ａ，Ｂ）、または、（Ａ2 ＋Ｂ2 ）1/2 の変化で判定する必要がある。
このデジタルフィルタのＱはサンプリングデータを増やせば大きくなり、ｎが無限大でＱも無限大となる。
【００４９】
図７は、この８８０Ｈｚデジタルフィルタのフィルタ特性のシミュレーション結果を示す図である。
図７において、横軸が周波数を、縦軸が出力レベルをそれぞれ示している。
【００５０】
図７に示す８８０Ｈｚ付近の波形と同じ波形が２６４０（８８０×３）Ｈｚ、４４００（８８０×５）Ｈｚ・・・にも現れる。
【００５１】
次に、図８に示すように、処理回路としてのマイコン１４０におけるデジタルフィルタの前段に配置する、８８０Ｈｚ以上の周波数をカットするアクティブバンドパスフィルタについて説明する。
【００５２】
図９は、アクティブバンドパスフィルタの具体的な構成例を示す回路図である。
【００５３】
図９のフィルタ１３０は、演算増幅器（オペアンプ）１３１、抵抗素子１３２〜１３４、およびキャパシタ１３５，１３６を有する。
【００５４】
オペアンプ１３１の非反転入力端子（＋）はキャパシタＣ１３５の第１電極、および抵抗素子１３４の一端に接続され、抵抗素子１３４の他端はオペアンプ１３１の出力端子に接続されている。オペアンプ１３１の反転入力端子（−）は基準信号のＶｒｅｆの入力ラインに接続されている。
キャパシタＣ１３５の第２電極は、抵抗素子１３２、１３３の一端、キャパシタＣ１３６の第１電極に接続されている、抵抗素子１３２の他端は信号入力端子ＴＩＮに接続され、抵抗素子１３３の他端は接地され、キャパシタＣ１３６の第２電極はオペアンプ１３１の出力端子に接続されている。
【００５５】
このような構成を有するアクティブバンドパスフィルタ１３０の条件は、たとえば、遮断周波数ｆ０が８８０Ｈｚ、Ｑが５、ゲインが２０倍、抵抗素子１３２の抵抗値Ｒ１が９６２オーム、抵抗素子１３３の抵抗値Ｒ２が６４１オーム、抵抗素子１３４の抵抗値Ｒ３が３８４８０オーム、キャパシタＣ１３５，１３６の容量Ｃ１、Ｃ２が４７０００ｐＦに設定される。
【００５６】
図１０は、デジタルフィルタとバンドパスフィルタの総合特性のシミュレーション結果を示す図である。
【００５７】
図１０において、横軸が周波数を、縦軸がゲインをそれぞれ示している。
この場合、２６４０（８８０×３）Ｈｚ、４４００（８８０×５）Ｈｚ、・・・の成分は極めて小さく、ハードウェアのバンドパスフィルタ１３０とマイコン１４０のデジタルフィルタを組み合わせることによって、マイコン１４０にさほど負担をかけることなくＱの高いフィルタを構成できることがわかる。
【００５８】
次に、上記信号処理のＡ／Ｄサンプリングタイミング信号とスピーカ１６３から発せられる音声信号を同一発振源より形成することについて説明する。
【００５９】
図１１は、Ａ／Ｄサンプリングタイミング信号とスピーカ１６３から発せられる音声信号を同一発振源より形成した場合の構成例を示す図である。
【００６０】
この回路においては、マイコン１４０の発振源１４３からクロック信号をそれぞれ分周器１４４，１４５で分周して、スピーカ１６３から発せられる音声信号と、Ａ／Ｄサンプリングタイミング信号を形成している。
【００６１】
この構成により、仮に発振源のクロック周波数がバラツキや温度でずれたとしても、信号処理において、サンプリングタイミング信号の周波数が受信音声信号周波数の比率に変化はなく、信号処理の能力は全く劣化しない。
【００６２】
そのため、発振源１４３も高精度である必要はなく、発振源に使用する発振子も水晶振動子などの高価なものは必要なく、極めて安価なＣＲ発振回路が使用できる。
【００６３】
次に、スピーカの出力レベルの制御について説明する。
【００６４】
背景技術のように、音声発振レベルを絞りながら盗聴器２００を探した場合、図１２に示すような位置関係に盗聴器２００と、盗聴検出器１００があったとすると、盗聴器検出器１００の角度を変化させていったとき、図１３に示すように、出力レベルは角度θ＝０のときにピークを示す。
図１３において、絞りの程度が最適であったときの音声出力レベルの変化がＡであったとすると、絞りが足らなかった場合は、回路等で信号の飽和が起こり、Ｂで示すように、レベル変化がなくなってしまう場合がある。また、絞りが足らなかった場合は、Ｃで示すように、ピークがはっきりしなくなり、判別しにくくなる。
【００６５】
そこで、本実施形態においては、信号処理の積算出力、上記信号処理の説明における（Ａ2 ＋Ｂ2 ）1/2の値が所定の値となるように、音声の出力レベルを制御すれば、信号の飽和は起こらず、常に、自動的に最良の測定状態を保つことができる。
測定者の判断にために表示部１７０に表示するのは、音声レベルでなく音声の制御信号レベル、または、音声の出力レベルとなる。
【００６６】
以上説明したように、本実施の形態によれば、受信アンテナ１１０により受信した信号を入力し、すなわち、音声出力部１６０のスピーカ１６３から発生された音波情報に応答した電波信号を受信し検波した信号をフィルタ１３０に出力する受信回路１２０、受信回路１２０による音声信号を受けて、音声信号から所望の周波数により高い周波数（たとえば３倍以上の周波数）を減衰させるフィルタ１３０、所望の周波数（本実施形態では８８０Ｈｚ）の複数倍（たとえば２倍または４倍）の周波数の周期でサンプリングしてフィルタ１３０による音声信号をアナログ信号からデジタル信号に変換するアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換器１４１と、音声信号の時系列サンプリングデータのうち、所望する周波数（本実施形態においては８８０Ｈｚ）の２倍の近傍周期で現れるデータに交互に逆符号の係数をかけて積算し、この積算の変化をもって所望周波数成分（８８０Ｈｚ）の有無を判断する信号処理回路１４２と、を含むマイコン１４０を有することから、極めて簡単な構成で、しかも煩雑な操作を行うことなく、高い選択度の受信音声弁別を行え、高精度の検出を行うことができ、容易に盗聴器の位置を特定できる。
【００６７】
換言すれば、簡単な信号処理で、高い選択度の受信音声弁別を行うことができるようになり、高精度の検出が可能になる。
発信源に高価な部品を使用しなくとも、環境や部品バラツキに関係なく安定した検出を行うことができる。
また、煩雑な操作を行うことなく、容易に盗聴器の位置を特定することができる。
【図面の簡単な説明】
【００６８】
【図１】従来の盗聴器検出器の構成例を示すブロック図である。
【図２】本発明に係る盗聴器検出器の一実施形態を示すブロック図である。
【図３】本実施形態に係る信号処理を説明するための図であって、大きさＥ、幅τのパルス列Ｅ（ｔ）を示す図である。
【図４】本実施形態に係る信号処理を説明するための図であって、関数Ｄ（ｔ）を示す図である。
【図５】本実施形態に係るマイコンの基本的な信号処理を説明するための図である。
【図６】本実施形態に係るマイコンの好適な信号処理を説明するための図である。
【図７】本実施形態に係る８８０Ｈｚデジタルフィルタのフィルタ特性のシミュレーション結果を示す図である。
【図８】８８０Ｈｚ以上の周波数をカットするアクティブバンドパスフィルタについて説明するための図である。
【図９】アクティブバンドパスフィルタの具体的な構成例を示す回路図である。
【図１０】デジタルフィルタとバンドパスフィルタの総合特性のシミュレーション結果を示す図である。
【図１１】Ａ／Ｄサンプリングタイミング信号とスピーカ１６３から発せられる音声信号を同一発振源より形成した場合の構成例を示す図である。
【図１２】スピーカの出力レベルの制御について説明するための図であって、盗聴器と盗聴器検出器との位置関係を示す図である。
【図１３】スピーカの出力レベルの制御について説明するための図であって、音声出力レベルを示す図である。
【符号の説明】
【００６９】
１００・・・盗聴器検出器、１１０・・・受信アンテナ、１２０・・・受信回路、１３０・・・フィルタ（バンドパスフィルタ）、１４０・・・マイクロコンピュータ（マイコン）、１４１・・・アナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換器、１４２・・・信号処理部、１４３・・・発振源、１６０・・・音声出力部、１６１・・・音量調整部、１６２・・・アンプ、１６３・・・スピーカ、１７０・・・表示部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
2007324914.tif 000021
【図１２】
2007324914.tif 000022
【図１３】
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