(57)【要約】【課題】  ノイズフィルタを付加することなく、任意の入力電圧それぞれにおいてノイズを低減することができるチャージポンプ回路を提供すること。【解決手段】  本発明の一態様に係るチャージポンプ回路は、入力されるクロック信号が第１の論理レベルの時に、第１の電流経路を介して出力容量１１に充電を行うモードと、入力されるクロック信号が第２の論理レベルの時に、第２の電流経路を介して出力容量１１に充電を行うモードとを備える。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力されるクロック信号が第１の論理レベルの時に、第１の電流経路を介して出力容量に充電を行うモードと、
前記クロック信号が第２の論理レベルの時に、第２の電流経路を介して前記出力容量に充電を行うモードとを備えるチャージポンプ回路。
【請求項２】
請求項１に記載のチャージポンプ回路において、
前記第１の電流経路と前記第２の電流経路は、前記出力容量に対して並列に配設されていることを特徴とするチャージポンプ回路。
【請求項３】
請求項１又は２に記載のチャージポンプ回路において、
前記第１の電流経路は、逆流防止素子を介して前記出力容量に充電するように構成され、前記第２の電流経路は、前記逆流防止素子と並列に形成された逆流防止素子を介して前記出力容量に充電するように構成されていることを特徴とするチャージポンプ回路。
【請求項４】
入力されるクロック信号と逆位相のクロック信号を出力する第１のドライバと、
前記クロック信号と同位相のクロック信号を出力する第２のドライバとを有し、
前記第１のドライバの出力端子に接続されたコンデンサに蓄えられた電荷の少なくとも一部が移動して出力容量を充電し、前記第２のドライバの出力端子に接続されたコンデンサに電源から電荷を供給する第１モードと、
前記第２のドライバの出力端子に接続されたコンデンサに蓄えられた電荷の少なくとも一部が移動して前記出力容量を充電し、前記第１のドライバの出力端子に接続されたコンデンサに電源から電荷を供給する第２モードとを有するチャージポンプ回路。
【請求項５】
電源、及び方形波発振回路に接続される出力容量に対するチャージポンプ回路であって、
前記方形波発振回路の出力端子に接続され、その他端子がコンデンサに直列に接続され、前記方形波発振回路と同位相のクロック信号を出力する第１のドライバと、
前記方形波発振回路の出力端子に接続され、その他端子がコンデンサに直列に接続され、前記方形波発振回路と逆位相のクロック信号を出力する第２のドライバと、
前記各コンデンサの出力端子にそれぞれ直列に接続され、他端子が前記電源と接続される第１逆流防止素子と、
前記第１逆流防止素子のカソード同士に接続された第２逆流防止素子と、
前記出力容量と、前記第２逆流防止素子のカソードとの間を接続する第３逆流防止素子と、
前記出力容量と、前記第２逆流防止素子のアノードとの間を接続する第４逆流防止素子とを備えるチャージポンプ回路。
【請求項６】
請求項５に記載のチャージポンプ回路において、
前記第１のドライバ、又は／及び前記第２のドライバを複数備えていることを特徴とするチャージポンプ回路。
【請求項７】
請求項３、５又は６に記載のチャージポンプ回路において、
前記逆流防止素子が、ダイオードからなるものであることを特徴とするチャージポンプ回路。
【請求項８】
請求項１〜７のいずれか１項に記載のチャージポンプ回路において、
前記出力容量が、電界効果トランジスタのゲート容量であることを特徴とするチャージポンプ回路。
【請求項９】
入力されるクロック信号が第１の論理レベルの時に、第１ルートにより出力容量を充電し、
前記クロック信号が第２の論理レベルの時に、第２ルートにより前記出力容量のゲート容量を充電するチャージポンプ回路の昇圧方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、チャージポンプ回路及びその昇圧方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
自動車や家電製品において、電圧や電流を制御するためにパワーＩＣ（Integrated Circuit）が広く利用されている。その内、接地された負荷を駆動するものを一般にハイサイドスイッチと呼ぶ。ハイサイドスイッチの電流制御素子としては、ＮチャネルのＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Effect Transistor）が広範に用いられている。このＮチャネルのＭＯＳＦＥＴを駆動するためには、電源電圧以上にゲートを昇圧する必要がある。このゲート昇圧には、チャージポンプ回路が広く利用されている（例えば、特許文献１）。
【０００３】
図５に、このようなチャージポンプ回路の回路図を示す（以下、「第１の従来例」という）。同図に示すようにチャージポンプ回路１００は、電源１１０と、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１１と、方形波発振回路１０８に接続されている。また、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１１のドレインは電源１１０に、ソースは負荷１１２に接続されている。
【０００４】
チャージポンプ回路１００は、方形波発振回路１０８の出力端子に接続され、方形波発振回路１０８と同位相のクロック信号を出力する第１のドライバ１１５と、同じく方形波発振回路１０８の出力端子に接続され、方形波発振回路と逆位相のクロック信号を出力する第２のドライバ１１６を備える。第１のドライバ１１５は、第１のインバータ１０７と、第３のインバータ１０６ｂとから構成され、第２のドライバ１１６は、第２のインバータ１０６ａから構成される。方形波発振回路１０８の出力端子に第１のインバータ１０７及び第２のインバータ１０６ａが接続され、第１のインバータ１０７の出力端子に第３のインバータ１０６ｂが接続されている。
【０００５】
第２のインバータ１０６ａの出力端子には、第１コンデンサ１０５ａが、第３のインバータ１０６ｂには第２コンデンサ１０５ｂがそれぞれ並列に接続されている。さらに、この第１コンデンサ１０５ａ及び第２コンデンサ１０５ｂの出力端子には、第１逆流防止素子たる第１ダイオード１０３ａ、第２ダイオード１０３ｂがそれぞれ接続されている。第１ダイオード１０３ａの他端子、及び第２ダイオード１０３ｂの他端子は、電源１１０に接続されている。
【０００６】
第１ダイオード１０３ａのカソードと、第２ダイオード１０３ｂのカソードとの間には、第２逆流防止素子たる第３ダイオード１０２ｂが接続されている。また、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１１のゲートと、第３ダイオード１０２ｂのカソードとの間には、第３逆流防止素子たる第４ダイオード１０２ａが設置されている。
【０００７】
第１の従来例に係るチャージポンプ回路１００において、方形波発振回路１０８から出力されるクロック信号が「ハイ（Ｈｉｇｈ）」の時には、第１コンデンサ１０５ａには第１ダイオード１０３ａを経由して電源１１０から電荷が供給される。一方、第２コンデンサ１０５ｂに蓄えられた電荷は、第３ダイオード１０２ｂを通ってＭＯＳＦＥＴ１１１のゲート容量に移動する。これにより、ＭＯＳＦＥＴ１１１のゲート容量が昇圧される。
【０００８】
しかしながら、この第１の従来例に係るチャージポンプ１００には、ノイズの高調波がラジオノイズとしてＡＭラジオに混入し、放送電波と干渉するという問題があった。図６は、このチャージポンプ回路１００に対して、電界効果トランジスタたるＭＯＳＦＥＴ１１１を接続した時のゲート昇圧時のタイミングチャートを示す。第２のインバータ１０６ａの出力電圧が「ハイ」（例えば、「第１の論理レベル」）の時、第１コンデンサ１０５ａの電荷が、第１ダイオード１０２ａを通ってＭＯＳＦＥＴ１１１のゲートに供給される。その結果、同図に示すように、ゲート電圧がクロック信号に同期して階段状に上昇する。ここで、ゲート電圧が階段状に変化すると、ＭＯＳＦＥＴ１１１のドレイン電流も階段状に変化することになる。その結果、クロック信号の周波数に同期したノイズがドレイン電流に現れる。このノイズの高調波がラジオノイズとしてＡＭラジオに混入し、放送電波と干渉するという問題を発生させてしまっていた。
【０００９】
そこで、ノイズを低減する手段として、入力電源ラインにリアクトルやコンデンサからなるフィルタを挿入することにより、ノイズの放出を抑制する技術が提案されている。しかし、ノイズを有効に遮断するためには大きなインダクタンスや静電容量が必要となるため、フィルタを構成する電子部品のサイズが大きくなり、実装上の問題が生じていた。
【００１０】
これを回避する技術として、入力電圧（バッテリ電圧）を検出し、入力電圧に応じて発振回路の周波数の出力を決定し、駆動能力が過大になるのを防止することにより、ノイズを低減する技術が提案されている（特許文献２）。これにより、入力電圧の変動に伴って駆動能力が過大になることによるノイズを効果的に低減することができる。
【特許文献１】第２８１５８３８号  （図２）
【特許文献２】特開２００４−２２２３４９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
上記特許文献２に開示されたチャージポンプ回路は、チャージポンプ自体が消費する電流の大きさに対して、駆動能力を調整することによりノイズを低減するものであった。任意の入力電圧それぞれにおいて、従来よりノイズを抑制できる技術が望まれるところである。
なお、上記においては、チャージポンプ回路をＭＯＳＦＥＴに接続した際の問題点について述べたが、電界効果トランジスタのゲート容量を含む出力容量全般に接続するチャージポンプ回路について同様の課題が生じ得る。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明に係る第１の態様のチャージポンプ回路は、入力されるクロック信号が第１の論理レベルの時に、第１の電流経路を介して出力容量に充電を行うモードと、前記クロック信号が第２の論理レベルの時に、第２の電流経路を介して前記出力容量に充電を行うモードとを備えるものである。
【００１３】
本発明に係る第１の態様のチャージポンプ回路によれば、入力されるクロック信号が第１の論理レベルの時、及び第２の論理レベルの時それぞれにおいて、出力容量に充電を行うモードを備えているので、出力容量が階段状に上昇することを抑制でき、出力容量が生み出す電流によるノイズを低下することができる。その結果、ラジオノイズ等のノイズを低減することができる。また、二つのモードを備える方法により実現しているので、フィルターを付加せずにノイズの抑制を実現可能である。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、ノイズフィルタを付加することなく、任意の入力電圧それぞれにおいてノイズを低減することができるチャージポンプ回路を提供することができるという優れた効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、本発明を適用した実施形態の一例について説明する。なお、本発明の趣旨に合致する限り、他の実施形態も本発明の範疇に属し得ることは言うまでもない。
【００１６】
図１は、本実施形態に係るチャージポンプ回路の回路図である。同図に示すようにチャージポンプ回路５０は、電源１０と、電界効果トランジスタたるＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１と、このチャージポンプ回路５０にクロック信号を入力するための方形波発振回路８に接続されている。ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１のドレインは電源１０に、ソースは負荷１２に接続されている。本実施形態においては、電界効果トランジスタのゲート容量が出力容量として機能している。
【００１７】
チャージポンプ回路５０は、方形波発振回路８の出力端子に接続され、方形波発振回路８と同位相のクロック信号を出力する第１のドライバ１５と、同じく方形波発振回路８の出力端子に接続され、方形波発振回路と逆位相のクロック信号を出力する第２のドライバ１６を備える。第１のドライバ１５は、第１のインバータ７と、第３のインバータ６ｂとから構成され、第２のドライバ１６は、第２のインバータ６ａから構成される。方形波発振回路８の出力端子に第１のインバータ７及び第２のインバータ６ａが接続され、第１のインバータ７の出力端子に第３のインバータ６ｂが接続されている。
【００１８】
第２のインバータ６ａの出力端子には、第１コンデンサ５ａが、第３のインバータ６ｂには第２コンデンサ５ｂがそれぞれ接続されている。さらに、この第１コンデンサ５ａ及び第２コンデンサ５ｂの出力端子には、第１逆流防止素子たる第１ダイオード３ａ、第２ダイオード３ｂがそれぞれ接続されている。第１ダイオード３ａの他端子、及び第２ダイオード３ｂの他端子は、それぞれ電源１０に接続されている。
【００１９】
第１ダイオード３ａのカソードと、第２ダイオード３ｂのカソードとの間には、第２逆流防止素子たる第３ダイオード２ｂが接続されている。また、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１のゲートと、第３ダイオード２ｂのカソードとの間には第３逆流防止素子たる第４ダイオード２ａが設置されている。さらに、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１のゲートと、第３ダイオード２ｂのアノードとの間には、これらを接続する第４逆流防止素子たる第５ダイオード１が設置されている。
【００２０】
本実施形態のチャージポンプ回路５０において、方形波発振回路８から出力されるクロック信号が出力が「ロー」（「第１の論理レベル」とする）の時には、第１のモードとして以下のように電荷が移動、及び供給される。すなわち、第１コンデンサ５ａに蓄えられた電荷は、第４ダイオード２ａを通ってＭＯＳＦＥＴ１１のゲート容量に移動して（第１の電流経路）、ゲート容量に充電を行う。一方、第２コンデンサ５ｂには、第２ダイオード３ｂを経由して電源１０から電荷が供給される。
【００２１】
方形波発振回路８の出力が第２の論理レベルとなる「ハイ」の時には、第２のモードとして以下のように電荷が移動、及び供給される。すなわち、先とは逆に、第１コンデンサ５ａには第１ダイオード３ａを経由して電源１０から電荷が供給される。一方、第２コンデンサ５ｂに蓄えられた電荷は、第５ダイオード１、及び第３ダイオード２ｂを通って（第２の電流経路）ＭＯＳＦＥＴ１１のゲート容量と、第１コンデンサ５ａに移動する。これにより、ＭＯＳＦＥＴ１１のゲート容量が充電される。
【００２２】
次に、本実施形態に係るチャージポンプ回路５０の動作を、図２のタイミングチャートを参照しつつ説明する。第２のインバータ６ａの出力電圧と、第３のインバータ６ｂの出力電圧は、同図に示すように逆位相となる。このため、第５ダイオード１、及び第４ダイオード２ａの電流供給タイミングは、図２に示すように逆位相となる。ＭＯＳＦＥＴ１１のゲート電流は、図２に示すように、第５ダイオード１、及び第４ダイオード２ａを流れる電流の和となる。このため、ＭＯＳＦＥＴ１１に流れるゲート電流を、断続的でなく連続的にすることができる。そして、ＭＯＳＦＥＴ１１のゲート電圧を連続的に昇圧することができる。
【００２３】
なお、第２コンデンサ５ｂに蓄えられた電荷は、第５ダイオード１、及び第４のダイオード２ｂを通ってＭＯＳＦＥＴ１１のゲート容量に流れる他、第１コンデンサ５ａに分散するため、ＭＯＳＦＥＴ１１のゲートに供給された電荷分だけ第１コンデンサ５ａの電荷量は減る。その結果として、第４ダイオード２ａからの電荷供給量は、第５ダイオード１が無い場合に比べて減ることになる。
【００２４】
第１の従来例に係るチャージポンプ回路１００においては、本実施形態に係るチャージポンプ回路５０と同様に、第２のインバータ１０６ａの出力電圧と、第３のインバータ１０６ｂの出力電圧は逆位相となる。ここで、第１の従来例においては、図６に示すように、第２のインバータ１０６ａの出力電圧が「ハイ」の時のみ、第１コンデンサ１０５ａに蓄えられた電荷が第１ダイオード１０２ａを通ってＭＯＳＦＥＴ１１１のゲートに電流が流れる。すなわち、第３のインバータ１０６ｂの出力電圧が「ハイ」の時には、ＭＯＳＦＥＴ１１１にゲート電流が流れない。その結果、ＭＯＳＦＥＴ１１１のゲート電圧が段階状に上昇していくことになる（図６参照）。すると、ＭＯＳＦＥＴ１１１のドレイン電流も階段状に変化することになる。その結果、クロック信号の周波数に同期したノイズがドレイン電流に流れ、ノイズを発生させてしまっていた。
【００２５】
図１の回路構成において、第５ダイオード１が有る場合と無い場合のノイズ量を比較した例について説明する。ここで、ＭＯＳＦＥＴ１１のゲート容量をＣｇ、ドレイン電流をＩｄ、ゲート−ソース間の電圧をＶｇｓ、トランスコンダクタンスをｇｍと定義する。また、説明を簡単にするために、ＭＯＳＦＥＴ１１のゲート電流をクロック信号に同期したインパルス列で近似する。
【００２６】
１つのインパルス状のゲート電流が、ΔＱの電荷をＭＯＳＦＥＴ１１のゲートに供給した場合、ＭＯＳＦＥＴ１１のゲート−ソース間電圧は、下記数１だけ上昇することになる。また、ＭＯＳＦＥＴ１１のドレイン電流Ｉｄは、下記数２だけ上昇することになる。
【数１】
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【数２】
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一般に、Ｃｇ、ｇｍはＶｇｓに依存して変化するが、ここでは簡単化のために一定とみなす。
【００２７】
図３（ａ）に、第５ダイオード１が無い場合のＭＯＳＦＥＴのゲート電流、ゲート電圧、ドレイン電流の波形を、図３（ｂ）に、第５ダイオード１が有る場合のＭＯＳＦＥＴのゲート電流、ゲート電圧、ドレイン電流の波形を示す。
まず、第５ダイオード１が無い場合のＩｄについて考える。単位ステップ関数を下記数３と定義し、ＭＯＳＦＥＴ１１のインパルス状のゲート電流による電荷供給量をΔＱａと定義すると、下記数４のように記述することができる。
【数３】
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【数４】
2007124729.tif 000006
ここでＴは方形波発振回路８の出力クロック信号の周期であり、Ａ＝ｇｍ／Ｃｇである。ここで、Ｉｄ（ｔ）のラプラス変換をＩＤａ（ｓ）と定義すると、下記数５のようになる。
【数５】
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一般にＡΔＱａは、ターンオンする過程（Ｖｇｓが飽和電圧に到達する過程）で最大となるため、ノイズはＭＯＳＦＥＴ１１のターンオン過程で最大となる。
【００２８】
続いて、第５ダイオード１がある場合のＩｄについて考える。ＭＯＳＦＥＴ１１のインパルス状のゲート電流による電荷供給量のうち第５ダイオード１からのものをΔＱｂ１、ダイオード２ａからのものをΔＱｂ２と定義すると、Ｉｄ（ｔ）は、下記数６のように記述することができる。
【数６】
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ここで、Ｉｄ（ｔ）のラプラス変換をＩＤｂ（ｓ）と定義すると、下記数７のようになる。
【数７】
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そして、ＩＤｂ（ｓ）／ＩＤａ（ｓ）は下記数８のように表すことができる。
【数８】
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ここで、ΔＱａ≒ΔＱｂ１＋ΔＱｂ２が成立つので、上記数８は、下記数９のように表すことができる。
【数９】
2007124729.tif 000011
さらに、数９をｓ＝ｊωで置き換えると、下記数１０のようになる。
【数１０】
2007124729.tif 000012
その結果、ＩＤｂ（ｊω）／ＩＤａ（ｊω）の絶対値は、下記数１１のように表すことができる。
【数１１】
2007124729.tif 000013
【００２９】
上記数１１から、ＩＤｂ（ｊω）／ＩＤａ（ｊω）の絶対値は常に１以下となることがわかる。これより、ＭＯＳＦＥＴ１１のドレイン電流の振幅は、全ての周波数において第５ダイオード１が有る方が小さくなることが明らかである。最小となるのは、ω＝２π／Ｔ，６π／Ｔ，１０π／Ｔ，１４π／Ｔ・・・のときである。つまり、方形波発振回路８の出力クロック信号の周波数、及びその奇数倍の周波数で、ＩＤｂ（ｊω）／ＩＤａ（ｊω）の絶対値は最小となる。従って、第５ダイオード１を設けることによりノイズを低減することができる。特に、ＭＯＳＦＥＴ１１のターンオンとオフを繰り返すＰＷＭ駆動ではノイズの定時間当たりの平均値が大きくなるので、本実施形態が有効である。
【００３０】
本実施形態によれば、第５ダイオード１を追加することにより、図２に示すようにゲート電圧を連続的に上昇させることができる。その結果、ドレイン電流を連続的に上昇させることができ、ノイズを低減することができる。そして、ノイズの高調波がラジオノイズとしてＡＭラジオに混入し、放送電波と干渉するという問題等を抑制することができる。また、第５ダイオード１の実装面積は非常に小さいため、第５ダイオード１を簡便かつ安価に追加でき、回路の複雑化を招くこともない。
【００３１】
なお、上記実施形態においては、チャージポンプの段数が２段である例について説明したが、これに限定されるものではなく、例えば３段とすることができる。図４に、チャージポンプ回路５１の段数を３段にした場合の回路図を示す。上記実施形態のチャージポンプ回路に、第１逆流防止たる第６ダイオード３ｃ、第３逆流防止素子たる第７ダイオード２ｃ、第３コンデンサ５ｃ、第２のドライバとして機能する第４のインバータ６ｃを追加した構成となる。すなわち、このチャージポンプ回路５１は、方形波発振回路８の出力端子に第４のインバータ６ｃが新たに接続され、この第４のインバータ６ｃの出力端子に第３コンデンサ５ｃが接続される。そして、この第３コンデンサ５ｃの出力端子には、第６ダイオード３ｃが接続され、第６ダイオード３ｃの他端子には、電源１０が接続されている。また、第６ダイオード３ｃと第２ダイオード３ｂのカソードとの間には、第７ダイオード２ｃが接続されている。動作は、上記実施形態と同様であり、上記と同様の効果を得ることができる。
【００３２】
また、上記実施形態においては、出力容量として電界効果トランジスタのゲート容量の例を挙げたが、これに限定されるものではなく、例えばＭＩＳＦＥＴ等の電界効果トランジスタのゲート容量を含む出力容量全般についても同様に適用できる。また、逆流防止素子として、ダイオードを用いる例を説明したが、これに代えてトランジスタ等を用いてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００３３】
【図１】本実施形態に係るチャージポンプ回路の構成を示す回路図。
【図２】本実施形態に係るチャージポンプ回路の動作を示すタイミングチャート。
【図３】（ａ）は第４逆流防止素子（第５ダイオード）が無い場合のゲート電圧等の波形を示す図であり、（ｂ）は第４逆流防止素子（第５ダイオード）が有る場合のゲート電圧等の波形を示す図。
【図４】チャージポンプ回路の段数を３段にした場合の回路図。
【図５】第１の従来例に係るチャージポンプ回路の構成を示す回路図。
【図６】第１の従来例に係るチャージポンプ回路の動作を示すタイミングチャート。
【符号の説明】
【００３４】
１      第５ダイオード
２ａ    第１ダイオード
２ｂ    第２ダイオード
２ｃ    第６ダイオード
３ａ    第３ダイオード
３ｂ    第４ダイオード
３ｃ    第７ダイオード
５ａ    第１コンデンサ
５ｂ    第２コンデンサ
５ｃ    第３コンデンサ
６ａ    第２のインバータ
６ｂ    第３のインバータ
６ｃ    第４のインバータ
７      第１のインバータ
８      方形波発振回路
１０    電源
１１    ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ
１２    負荷
１５    第１のドライバ
１６    第２のドライバ
５０、５１    チャージポンプ回路
【図１】
2007124729.tif 000014
【図２】
2007124729.tif 000015
【図３】
2007124729.tif 000016
【図４】
2007124729.tif 000017
【図５】
2007124729.tif 000018
【図６】
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