(57)【要約】【課題】モデム形自動平衡ブリッジを備えるインピーダンス測定器において、オープンオフセットをキャンセルする。【解決手段】モデム形自動平衡ブリッジを備えるインピーダンス測定器において、被測定物のインピーダンスを求める方法であって、前記自動平衡ブリッジ内のモデムに供給される基準信号に対する位相がそれぞれ異なる２以上の測定信号を被測定物に印加し、各前記測定信号が前記被測定物に印加される時の前記被測定物の各インピーダンスをそれぞれ測定し、各前記測定におけるインピーダンス測定値および前記位相とを用いて前記被測定物のインピーダンスを求める。【選択図】図１
2007033286.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
モデム形自動平衡ブリッジを備えるインピーダンス測定器を用いて、被測定物のインピーダンスを測定する方法であって、
前記モデム形自動平衡ブリッジ内の同一局部信号に対する位相がそれぞれ異なる２以上の測定信号を前記被測定物に印加する第一のステップと、
各前記測定信号が前記被測定物に印加される時の前記被測定物の各インピーダンスを測定する第二のステップと、
各前記測定におけるインピーダンス測定値と前記位相とを用いて、前記被測定物のインピーダンスを求める第三のステップと、
を含むことを特徴とする方法。
【請求項２】
前記被測定物に印加される前記測定信号が、前記局部信号に対する位相が互いに逆相である２つの信号であることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
各前記測定信号の前記局部信号に対する位相をそれぞれ測定するステップをさらに含むことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の方法。
【請求項４】
モデム形自動平衡ブリッジを備えるインピーダンス測定器であって、
前記モデム形自動平衡ブリッジ内の同一局部信号に対する位相が互いに異なる２以上の測定信号を生成する信号源と、
各前記測定信号が前記被測定物に印加される時の前記被測定物のインピーダンス測定値と前記位相とを用いて、前記被測定物のインピーダンスを求める演算装置と、
を備えることを特徴とするインピーダンス測定器。
【請求項５】
前記被測定物に印加される前記測定信号が、前記局部信号に対する位相が互いに逆相である２つの信号であることを特徴とする請求項４に記載のインピーダンス測定器。
【請求項６】
前記測定信号の前記局部信号に対する位相を測定する装置をさらに備えることを特徴とする請求項４または請求項５に記載のインピーダンス測定器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、自動平衡ブリッジを用いたインピーダンス測定技術に係り、特にモデム形自動平衡ブリッジを用いたインピーダンス測定技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
最近のインピーダンス測定装置に採用されているインピーダンス測定法の１つに自動平衡ブリッジ法がある。自動平衡ブリッジ法による測定回路は、被測定物に測定信号を印加するための信号源と、ＤＵＴを流れる電流を電圧に変換する電流電圧変換器と、ＤＵＴに印加される測定信号の電圧および電流電圧変換器の出力電圧を測定するベクトル比検出器とを備える。電流電圧変換器は、測定信号の周波数に応じて適当なものが用いられる。一般的な測定器では、広い周波数範囲に対応するためにモデム形の電流電圧変換器が採用されている。なお、モデム（ＭＯＤＥＭ）とは、変復調方式あるいは変復調装置を意味する。モデム形の電流電圧変換器は、零位検出器と、直交位相検波器と、積分器と、ベクトル変調器とからなる。このモデム形電流電圧変換器を用いた自動平衡ブリッジ回路を、モデム形自動平衡ブリッジ回路、もしくは、単にモデム形自動平衡ブリッジと称する。
【０００３】
【特許文献１】特開２００３−２７９６０７号公報（第２〜３頁、図７）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
さて、モデム形電流電圧変換器内の直交位相検波器および積分器において、ＤＣオフセットが生じる。このＤＣオフセットは、後続のベクトル変調器でＡＣに変換され、被測定物のインピーダンス測定値に誤差を生じさせる。この誤差は、インピーダンス測定装置に被測定物を接続していない時に、一定のインピーダンス値として見えることから、オープンオフセットと称される。本発明は、被測定物のインピーダンス測定において、オープンオフセットが測定値に及ぼす影響を排除あるいは低減することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明は、上記の課題を解決するために、モデム形自動平衡ブリッジの検波部で用いられる局部信号に対して異なる２以上の測定信号を用意し、それぞれの測定信号を印加した時の被測定物のインピーダンス値から、オープンオフセットの影響が除去された被測定物のインピーダンス値を導出する。本第一の発明は、モデム形自動平衡ブリッジを備えるインピーダンス測定器を用いて、被測定物のインピーダンスを測定する方法であって、前記モデム形自動平衡ブリッジ内の同一局部信号に対する位相がそれぞれ異なる２以上の測定信号を前記被測定物に印加する第一のステップと、各前記測定信号が前記被測定物に印加される時の前記被測定物の各インピーダンスを測定する第二のステップと、各前記測定におけるインピーダンス測定値と前記位相とを用いて、前記被測定物のインピーダンスを求める第三のステップとを含むことを特徴とするものである。
【０００６】
本第二の発明は、本第一の発明において、前記被測定物に印加される前記測定信号が、前記局部信号に対する位相が互いに逆相である２つの信号であることを特徴とするものである。
【０００７】
本第三の発明は、本第一の発明または本第二の発明において、各前記測定信号の前記局部信号に対する位相をそれぞれ測定するステップをさらに含むことを特徴とするものである。
【０００８】
本第四の発明は、モデム形自動平衡ブリッジを備えるインピーダンス測定器であって、前記モデム形自動平衡ブリッジ内の同一局部信号に対する位相が互いに異なる２以上の測定信号を生成する信号源と、各前記測定信号が前記被測定物に印加される時の前記被測定物のインピーダンス測定値と前記位相とを用いて、前記被測定物のインピーダンスを求める演算装置とを備えることを特徴とするものである。
【０００９】
本第五の発明は、本第四の発明において、前記被測定物に印加される前記測定信号が、前記局部信号に対する位相が互いに逆相である２つの信号であることを特徴とするものである。
【００１０】
本第六の発明は、本第四の発明または本第五の発明において、本前記測定信号の前記局部信号に対する位相を測定する装置をさらに備えることを特徴とするものである。
【００１１】
本第七の発明は、本第四の発明または本第六の発明において、前記被測定物のインピーダンスを測定するためのベクトル電圧計を備えることを特徴とするものである。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、モデム形自動平衡ブリッジを備えるインピーダンス測定器を用いて被測定物のインピーダンスを測定する時、オープンオフセットが測定値に及ぼす影響を排除あるいは低減し、従来に比べて真の値に近いインピーダンス値を求めることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
以下、本発明を添付の図面に示す好適実施形態に基づいて説明する。本発明の第一の実施形態は、自動平衡ブリッジ法によるインピーダンス測定装置１０である。ここで、図１を参照する。図１は、インピーダンス測定装置１０の構成を示すブロック図である。インピーダンス測定装置１０は、被測定物１００のインピーダンスを測定するために、信号源２００と、電流電圧変換器３００とベクトル電圧計４００と、演算制御装置４１０を備える。
【００１４】
被測定物１００は、２端子を有する素子または回路である。被測定物１００は、端子を少なくとも２つ有していれば良いので、３以上の端子を有する素子または回路などであっても良い。その場合、３以上の端子のうち２つが測定に用いられる。被測定物１００は、図において「ＤＵＴ」と表示する。被測定物１００とケーブル５１０とケーブル５２０とが接続される点を、Ｈｉｇｈ端子と称する。また、被測定物１００とケーブル５３０とケーブル５４０とが接続される点を、Ｌｏｗ端子と称する。
【００１５】
信号源２００は、基準信号である信号Ｖｒを生成する装置であって、電流電圧変換器３００に接続される。また、信号源２００は、移相器２１０およびケーブル５１０を介して被測定物１００に接続される。さらに、信号源２００は、移相器２１０およびケーブル５１０およびケーブル５２０およびバッファ５５０を介してベクトル電圧計４００に接続される。信号Ｖｒは、単一正弦波信号とする。
【００１６】
移相器２１０は、信号Ｖｒに所望量の遅延を付加して、その結果を出力する装置である。移相器２１０の出力信号Ｖｓは、電流電圧変換器３００に印加される。信号Ｖｓは、一般に、測定信号と称される。
【００１７】
モデム形電流電圧変換器である電流電圧変換器３００は、被測定物１００に流れる電流を変換して電圧信号をバッファ５６０へ出力するものである。電流電圧変換器３００は、零位検出器３１０と、交流増幅器３２０と、狭帯域増幅器６００と、バッファ３３０と、レンジ抵抗器３４０とを備える。ケーブル５３０、零位検出器３１０、交流増幅器３２０、狭帯域増幅器６００、バッファ３３０、レンジ抵抗器３４０、および、ケーブル５４０は、負帰還ループを形成している。
【００１８】
零位検出器３１０は、抵抗器３１１と演算増幅器３１２とを備え、零位検出器３１０の入力端子に流れ込む電流を電圧に変換する装置である。交流増幅器３２０は、零位検出器３１０の出力信号をＡ倍に増幅して、狭帯域増幅器６００へ出力する。
【００１９】
ここで、図１に加えて図２を参照する。図２は、狭帯域増幅器６００の内部構成を示すブロック図である。狭帯域増幅器６００は、直交位相検波器６１０と、積分器６２０および積分器６３０と、ベクトル変調器６４０と、移相器６５０とを備え、交流増幅器３２０の出力信号を増幅してバッファ３３０へ出力する。狭帯域増幅器６００は、交流増幅器３２０の出力信号を直交位相検波器６１０により同相成分と直交成分とに分離する。この時に得られる同相成分と直交成分は、直流である。さらに、同相成分を積分器６２０で増幅し、直交成分を積分器６３０で増幅し、増幅された同相成分および直交成分をベクトル変調器６４０で変調し、ベクトル変調電圧信号をバッファ３３０へ供給する。図を見ても明らかなように、この狭帯域増幅器６００は、復調部と変調部を備えている。これが、電流電圧変換器３００がモデム形ＩＶコンバータと呼ばれる理由である。
【００２０】
直交位相検波器６１０は、混合器６１１および混合器６１２を備える。混合器６１１には、復調のための局部信号として信号Ｖｒが供給される。移相器６５０は、入力される信号Ｖｒの位相を９０°ずらして出力する装置である。ここで、信号Ｖｒを局部信号Ｖｒ０とし、移相器６５０の出力信号を局部信号Ｖｒ９０とする。信号Ｖｒ９０は、復調のための局部信号として混合器６１２に供給される。信号Ｖｒ０と信号Ｖｒ９０は、同一の周波数を有し、互いに直交している。従って、混合器６１１と混合器６１２は、交流増幅器３２０の出力信号を同相成分と直交成分とに直交分解することができる。
【００２１】
積分器６２０は、抵抗器６２１と演算増幅器６２２とコンデンサ６２３とを具備する積分器であって、混合器６１１の出力信号を積分する。積分器６３０は、抵抗器６３１と演算増幅器６３２とコンデンサ６３３とを具備する積分器であって、混合器６１２の出力信号を積分する。この積分器６２０および６３０は、ローパスフィルタと同一の構成および作用を有するが、ここでの積分器６２０および６３０の主たる目的は、直流成分を無限大まで増幅することにある。
【００２２】
ベクトル変調器６４０は、混合器６４１および混合器６４２と、加算器６４５とを備える。混合器６４１には、変調のための局部信号として信号Ｖｒ０が供給される。同様に、混合器６４２には、変調のための局部信号として信号Ｖｒ９０が供給される。信号Ｖｒ０と信号Ｖｒ９０は、同一の周波数を有し、互いに直交している。混合器６４１は、信号Ｖｒ０を積分器６２０の出力信号で変調し出力する。混合器６４２は、信号Ｖｒ９０を積分器６３０の出力信号で変調し出力する。混合器６４１から出力される電圧信号と混合器６４２から出力される電圧信号は、加算器６４５により加算され、バッファ３３０へ出力される。
【００２３】
電圧源６６０は、混合器６１１および積分器６２０のそれぞれで生じるＤＣオフセットの総和であるＤＣオフセットＶｎ０を表している。また、電圧源６７０は、混合器６１２および積分器６３０のそれぞれで生じるＤＣオフセットの総和であるＤＣオフセットＶｎ９０を表している。ＤＣオフセットＶｎ０およびＶｎ９０は、周囲温度などの変化により変動する場合がある。
【００２４】
ベクトル電圧計４００は、バッファ５５０の出力信号Ｖｄｕｔおよびバッファ５６０の出力信号Ｖｒｒをそれぞれ測定する。演算制御装置４１０は、ＣＰＵまたはＤＳＰなどのプロセッサからなり、測定された信号Ｖｄｕｔと信号Ｖｒｒとのベクトル比を計算し、さらに、計算したベクトル比とレンジ抵抗器３４０の抵抗値とから被測定物１００のインピーダンス測定値を算出する。また、演算制御装置４１０は、図示しないが、信号源２００や移相器２１０などの各構成要素とも電気的に接続されており、インピーダンス測定装置１０を全体的に制御する。
【００２５】
ここで、ＤＣオフセットＶｎ０およびＶｎ９０により生じる測定誤差について検討する。まず、Ｖｒ＝Ｖｒ０＝ｓｉｎ（ωｔ）とする。すると、Ｖｒ９０＝ｃｏｓ（ωｔ）、Ｖｓ＝ｓｉｎ（ωｔ＋θ）となる。なお、θは、回路遅延などの初期位相差を表している。
【００２６】
そして、ＤＣオフセットＶｎ０およびＶｎ９０の入力換算信号Ｖｎａｃは、以下のように表される。入力換算信号Ｖｎａｃは、ＤＣオフセットＶｎ０およびＶｎ９０が狭帯域増幅器６００の入力端で発生したものと仮定された信号である。
【００２７】
【数１】
2007033286.tif 000003
【００２８】
ここで、抵抗器３１１の抵抗値をＲｆ、レンジ抵抗器３４０の抵抗値をＲｒ、狭帯域増幅器６００の伝達関数をＨ（ｓ）とすると、信号Ｖｎａｃに起因してバッファ５６０の出力に生じる応答Ｖｒｒｎは、以下のように表される。
【００２９】
【数２】
2007033286.tif 000004
【００３０】
ここで、Ｈ（ｓ）＞＞１、Ｒｆ＝Ｒｒとすると、Ｖｒｒｎ≒Ｖｎａｃ／Ａとなる。さらに、ここで、Ｖｎａｃ／Ａ＝Ｖｎｏｆｓ・ｓｉｎ（ωｔ＋θｏｆｓ）、とおく。被測定物１００のインピーダンスをＹｄとすると、被測定物１００のインピーダンス測定値Ｙｍｅａｓは、以下のように表される。
【００３１】
【数３】
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【００３２】
上式の右項において、Ｙｄ以外の部分は、ＤＣオフセットＶｎ０およびＶｎ９０に起因するオフセットエラーを表している。このオフセットエラーは、オープンオフセットとも称され、被測定物の代わりにオープンを接続した時に顕著に観測される。従来技術では、ＤＣオフセットＶｎ０およびＶｎ９０を小さくするために、演算増幅器６２２および演算増幅器６３２などにオフセット調整用トリマを設けたり、直交位相検波器６１０をソフトウェア処理で実現するようにしている。この場合、部品点数の増加に伴い故障率の上昇や、コストおよび占有面積の増加が問題となる。また、従来技術では、増幅率Ａを大きくすることで、誤差要因の測定値に対する影響度を低減している。この場合、外来ノイズに起因する直交位相検波器の飽和が問題となる。本発明は、ＤＣオフセットＶｎ０およびＶｎ９０が測定値に及ぼす影響を低減するために、狭帯域増幅器６００内で使用される局部信号Ｖｒ０（＝Ｖｒ）に対する相対位相がそれぞれ異なる２以上の測定信号Ｖｓを被測定物１００に印加し、２以上の測定信号Ｖｓのそれぞれが被測定物１００に印加される時の被測定物１００のインピーダンスを個別に測定し、得られた複数の測定値と相対位相値とから被測定物１００のインピーダンスＹｄを演算により求める。以下に、本発明により、オープンオフセットをキャンセルし、被測定物１００の真のインピーダンス値を求める原理ついて説明する。
【００３３】
被測定物１００に、基準信号Ｖｒに対する位相が異なる２つの信号Ｖｓ０およびＶｓ１を印加するものとする。信号Ｖｓ０に対する信号Ｖｓ１の位相をα１とすると、Ｖｓ０＝ｓｉｎ（ωｔ＋θ）、Ｖｓ１＝ｓｉｎ（ωｔ＋θ＋α１）、として表される。さらに、Ｖｓ０、Ｖｓ１、および、Ｖｒｒｎをベクトル形式で表すと次のようになる。なお、α１は、移相器２１０により与えられる移相量である。また、αｉを、測定信号間の位相差あるいは相対位相とも称する。
【００３４】
【数４】
2007033286.tif 000006
【００３５】
そして、Ｖｓ＝Ｖｓ０である時の被測定物１００のインピーダンス測定値Ｙｍｅａｓ０、および、Ｖｓ＝Ｖｓ１である時の被測定物１００のインピーダンス測定値Ｙｍｅａｓ１は、以下のように表される。
【００３６】
【数５】
2007033286.tif 000007
【００３７】
さらに、上式で表されるＹｍｅａｓ０およびＹｍｅａｓ１を下式に代入することにより、インピーダンス値Ｙｘが求まる。ここで、インピーダンス値Ｙｘは、被測定物１００の真のインピーダンス値Ｙｄに等しい。
【００３８】
【数６】
2007033286.tif 000008
【００３９】
最も簡単な実施形態の例としては、α１がπの時である。この場合、まず、局部信号Ｖｒ０に対する相対位相が０°の測定信号Ｖｓ０を被測定物１００に印加し、その時のＶｄｕｔおよびＶｒｒをベクトル電圧計４００で測定する。そして、演算制御装置４１０は、測定されたＶｄｕｔおよびＶｒｒから被測定物１００のインピーダンス測定値Ｙｍｅａｓ０を算出する。次に、局部信号Ｖｒ０に対する相対位相が１８０°の測定信号Ｖｓ１を被測定物１００に印加し、その時のＶｄｕｔおよびＶｒｒをベクトル電圧計４００で測定する。そして、演算制御装置４１０は、測定されたＶｄｕｔおよびＶｒｒから被測定物１００のインピーダンス測定値Ｙｍｅａｓ１を算出する。最後に、演算制御装置４１０は、測定値Ｙｍｅａｓ０および測定値Ｙｍｅａｓ１、ならびに、０°および１８０°（π）を参照して、被測定物１００のインピーダンス値Ｙｄを、（Ｙｍｅａｓ０＋Ｙｍｅａｓ１）／２、により算出する。α１をπとする場合、移相器２１０を倍率が正負逆転可能な増幅器に代えることもできる。もちろん、α１がπの場合の他に、（１）式と任意の位相値α１とから、Ｙｄを求めることもできる。
【００４０】
さらに、被測定物１００に印加する信号を、基準信号Ｖｒに対する位相が互いに異なる３以上の信号とすることもできる。例えば、被測定物１００に印加する信号が、以下のｎ種類の信号（Ｖｓ０、Ｖｓ１、・・・、Ｖｓｎ）であるとすると、Ｙｄは（２）式により求まる。ただし、ｎ＝２Ｎ＋１、であってＮは自然数。また、θは、基準信号Ｖｒに対する信号Ｖｓ０の相対位相である。さらに、αｉは、基準信号Ｖｓ０に対する信号Ｖｓｎの相対位相である。
【００４１】
【数７】
2007033286.tif 000009
【００４２】
【数８】
2007033286.tif 000010
【００４３】
上記は、被測定物１００に印加する信号が偶数種類の場合についての例であるが、本発明は、もちろん、被測定物１００に印加する信号が奇数種類の場合についても適用可能である。
【００４４】
ところで、測定信号の位相が変わると、自動平衡ブリッジが不安定になり、自動平衡ブリッジが整定するまで測定を開始できず待ち時間が生じる。各測定信号間の位相差を小さくするほど、測定信号を切り換える毎に生じる自動平衡ブリッジの整定時間が低減される。また、式（１）および式（２）における位相差αｉが、測定信号Ｖｓの一周期（２π）内で偏在する場合、例えば、信号間の位相差が２０°である２〜３つの測定信号が被測定物に印加される場合、移相器２１０の位相制御誤差に起因する測定誤差が大きくなる。そこで、測定信号間の位相差を測定信号Ｖｓの一周期（２π）内で均等に配分することで誤差を小さくし、かつ、信号を多くすることで位相差が小さくなり、整定時間が低減される。例えば、信号間の位相差１０°である３６の測定信号を被測定物に印加すると良い。
【００４５】
さて、本実施形態は、モデム内で使用されるいずれか１つの局部信号を基準とし、その基準信号に対する位相が異なる２以上の測定信号を被測定物に印加することが保たれれば、信号源に関する幾つかの変形が可能である。例えば、図１において、信号Ｖｒと信号Ｖｓを入れ替えることができる。すなわち、信号源２００の出力を直接ケーブル５１０に接続し、移相器２１０の出力を狭帯域増幅器６００に接続するようにしても良い。この場合、信号源２００の出力信号が測定信号Ｖｓとなり、移相器２１０の出力信号が基準信号Ｖｒとなる。また、図１および図２において、被測定物１００に供給される信号、混合器６１１に供給される信号、混合器６１２に供給される信号、混合器６４１に供給される信号、および、混合器６４２に供給される信号を、別個の信号源から生成させても良い。ただし、この場合、それらの信号源は、位相制御のために同期されている必要がある。
【００４６】
さらに、本実施形態において、狭帯域増幅器６００内の信号Ｖｒ０を測定信号Ｖｓの位相基準として説明してきたが、狭帯域増幅器６００内の信号Ｖｒ９０を測定信号Ｖｓの位相基準にすることもできる。
【００４７】
またさらに、本実施形態において、信号Ｖｓｉ間の相対位相αｉを知るために、ベクトル電圧計４００でＶｄｕｔを測定するようにしても良い。もしくは、図１に示すような相対位相測定器７００を備えるようにしても良い。これらは、移相器２１０の位相制御精度が低い場合などに有効である。
【図面の簡単な説明】
【００４８】
【図１】インピーダンス測定装置１０の構成を示すブロック図である。
【図２】狭帯域増幅器６００の内部構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００４９】
１０  インピーダンス測定装置
１００  被測定物
２００  信号源
２１０，６５０  移相器
３００  電流電圧変換器
３１０  零位検出器
３１１  抵抗器
３１２  演算増幅器
３２０  交流増幅器
３３０，５５０，５６０  バッファ
３４０  レンジ抵抗器
４００  ベクトル電圧計
４１０  演算制御装置
５１０，５２０，５３０，５４０  ケーブル
６００  狭帯域増幅器
６１０  直交位相検波器
６１１，６１２，６４１，６４２  混合器
６２０，６３０  積分器
６２１，６３１  抵抗器
６２２，６３２  演算増幅器
６２３，６３３  コンデンサ
６４０  ベクトル変調器
６４５  加算器
６６０，６７０  電圧源
７００  相対位相測定器
【図１】
2007033286.tif 000011
【図２】
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