(57)【要約】【課題】用いるコンデンサの容量を低減し、用いるダイオードの耐圧を低くし、リアクトルにおける損失を低減しつつ、スイッチング素子のオフ時においていわゆるゼロ電圧スイッチを得る。【解決手段】コンデンサ８１，８５はコイル８３及びダイオード８４を介して充電される。コンデンサ８１，８５は、コイル８３を経由することなく、ダイオード８２，８６を介して放電する。リアクトル３０に蓄積された磁束エネルギーに起因したスイッチング素子１０の両端電圧の増大は、コンデンサ８１，８５の放電によって阻まれる。これによりスイッチング素子１０は、いわゆるゼロ電圧スイッチとしてオフする。ダイオード２０のカソードはリアクトルを介することなくスイッチング素子１０に接続されるので、その電圧が急上昇することもない。【選択図】図１
2007082332.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一端と、前記一端との間の導通／非導通が制御される他端とを有するスイッチング素子（１０）と、
前記スイッチング素子の前記他端に接続された一端と、他端とを有する第１リアクトル（３０）と、
前記第１リアクトルの前記一端に接続されたカソードと、アノードとを有する第１ダイオード（２０）と、
前記第１リアクトルの前記他端に接続された一端と、前記第１ダイオードの前記アノードに接続された他端とを有する第１コンデンサ（４０）と、
前記スイッチング素子の前記他端に接続された一端と、他端とを有する第２コンデンサ（８１）と、
前記第２コンデンサの前記他端に接続されたカソードと、前記第１ダイオードの前記アノードに接続されたアノードとを有する第２ダイオード（８２）と、
前記スイッチング素子の前記他端に接続されたカソードと、アノードとを有する第３ダイオード（８６）と、
前記第３ダイオードの前記アノードに接続された一端と、前記第１ダイオードの前記アノードに接続された他端とを有する第３コンデンサ（８５）と、
前記第２ダイオードの前記カソードに接続されたアノードと、前記第３ダイオードの前記アノードに接続されたカソードとを有する第４ダイオード（８４）と、
前記第２ダイオードの前記カソードと、前記第３ダイオードの前記アノードとの間に介挿され、前記第４ダイオードと直列に接続される第２リアクトル（８３）と
を備えるＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記第２コンデンサ（８１）と前記第３コンデンサ（８５）の容量値は等しい、請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記スイッチング素子（１０）の前記一端と前記第１ダイオード（２０）の前記アノードとの間に接続される第４コンデンサ（５２）と、
前記スイッチング素子（１０）の前記一端と接続された第３リアクトル（５１）と
を更に備える、請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記第１リアクトル（３０）の前記一端及び前記第１ダイオード（２０）のカソードに共通に接続されたカソードと、前記第２コンデンサ（８１）の前記一端及び前記第３ダイオード（８６）の前記カソードに共通に接続されたアノードとを有する第５ダイオード（６０）
を更に備える、請求項１乃至請求項３のいずれか一つに記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】
請求項１乃至請求項４のいずれか一つに記載のＤＣ−ＤＣコンバータを制御する方法であって、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータに入力する電圧（Ｅ）の大きさに依存して、前記ＤＣ−ＤＣコンバータが出力する電流の目標値を選定し、前記電流が前記目標値に到達した時点で前記スイッチング素子をオフする、ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。
【請求項６】
請求項１乃至請求項４のいずれか一つに記載のＤＣ−ＤＣコンバータを制御する方法であって、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータに入力する電圧（Ｅ）は、交流電圧（Ｖｓ）を整流して得られ、
前記交流電圧の大きさに依存して、前記ＤＣ−ＤＣコンバータが出力する電流の目標値を選定し、前記電流が前記目標値に到達した時点で前記スイッチング素子をオフする、ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は降圧ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
図１３に基本的な降圧ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す。当該降圧ＤＣ−ＤＣコンバータは入力電圧Ｅを出力電圧Ｖへと降圧する。これらの電圧は低位電源ラインＬを基準として与えられる。
【０００３】
スイッチング素子１０はその内部にダイオードが内蔵されている。スイッチング素子１０の出力端はリアクトル３０を介して高位電源ラインＨに接続される。リアクトル３０の両端はダイオード２０、コンデンサ４０を介して低位電源ラインＬに接続される。電流検出回路７１は高位電源ラインＨに流れる電流を検出し、電圧検出回路７２は出力電圧Ｖを検出する。
【０００４】
制御回路７０は、電流検出回路７１及び電圧検出回路７２の検出結果に基づいて、スイッチング素子１０のスイッチングを制御する。なお、制御回路７０、電流検出回路７１及び電圧検出回路７２はＤＣ−ＤＣコンバータの動作を制御するための手段であるので、必ずしもＤＣ−ＤＣコンバータの構成要素として把握される必要はない。
【０００５】
図１４はスイッチング素子１０のオン／オフに伴う、諸位置の電圧、電流の波形を示すグラフである。スイッチング素子１０のリアクトル３０側（出力側）の電圧Ｖｅは、スイッチング素子１０が時刻ｔ１１でオンすることで入力電圧Ｅに等しくなる。また時刻ｔ１２でスイッチング素子１０がオフすると同時にダイオード２０がＯＮし、ほぼ零となる。但しその後、スイッチング素子１０がオフのまま時刻ｔ１３に至るとダイオード２０もオフするため、電圧Ｖｅは出力電圧Ｖへ上昇する。そして再び時刻ｔ１４でスイッチング素子１０がオンすることで入力電圧Ｅに等しくなる。
【０００６】
スイッチング素子１０に流れる電流ｉＱは、時刻ｔ１１でスイッチング素子１０がオンすると零から上昇し、時刻ｔ１２でスイッチング素子１０がオンすると急激に零に戻る。
【０００７】
リアクトル３０に流れる電流ｉＬは、時刻ｔ１１〜ｔ１３で流れ、時刻ｔ１３〜ｔ１４では流れていない。
【０００８】
時刻ｔ１２においてスイッチング素子１０がオフした瞬間、リアクトル３０における磁束はリアクトル３０に流れる電流を維持しようとする。これは電圧Ｖｅの低下を招き、スイッチング素子１０の両端の電圧（Ｅ−Ｖｅ）が大きい状態で電流ｉＱが流れてしまう。かかる現象はスイッチング損失を大きくする。
【０００９】
この損失を軽減するため、ソフトスイッチング技術が考案されている。図１５は従来のソフトスイッチング技術を例示する回路図である。ソフトスイッチング回路９０が、スイッチング素子１０と、リアクトル３０やダイオード２０との間に設けられている。
【００１０】
ソフトスイッチング回路９０は、リアクトル９１とコンデンサ９２，９４と、ダイオード９３，９５，９６を有している。リアクトル９１はスイッチング素子１０とリアクトル３０との間に直列に設けられている。
【００１１】
ダイオード９５，９３，９６はこの順に、スイッチング素子１０の出力側Ｃと低位電源ラインＬとの間で直列に接続されている。ダイオード９５，９３，９６の順方向はいずれも低位電源ラインＬからスイッチング素子１０へ向かう方向に揃えられている。
【００１２】
コンデンサ９４はダイオード９３，９６の直列接続に対して並列に接続される。コンデンサ９２は、ダイオード９３のアノードとダイオード９６のカソードとの接続点と、ダイオード２０のカソードとの間に接続される。
【００１３】
かような構成においては、スイッチング素子１０がオンしている状態ではダイオード９３を介してコンデンサ９２，９４が充電される。スイッチング素子１０がオフすると、ダイオード９６を介してコンデンサ９２が、ダイオード９５及びリアクトル９１を介してコンデンサ９４が、それぞれ放電する。
【００１４】
よってスイッチング素子１０がオフしても、コンデンサ９２，９４によってスイッチング素子１０の出力側Ｃの電圧Ｖｅは急激に下がることが無い。よってスイッチング素子１０の両端の電圧がほぼ零のままで電流ｉＱを減少させることができる。かかるスイッチはいわゆるゼロ電圧スイッチであり、スイッチング損失を低減できる。かようなソフトスイッチング回路９０は、例えば特許文献１に紹介されている。
【００１５】
【特許文献１】特開２００２−３６９５０８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
しかしながら、ソフトスイッチング回路９０ではリアクトル９１がスイッチング素子１０とリアクトル３０の間で直接に直列接続されていたため、下記第１乃至第３の問題点があった。
【００１７】
問題点の第１は、コンデンサ９２，９４に流れる電流のピークが大きいことである。スイッチング素子１０がオフした直後には、リアクトル３０，９１には同じ値の電流ｉＬが流れている。このため、コンデンサ９４は電流ｉＬで放電する。リアクトル９１はリアクトル３０に比べインダクタンスが小さいため、リアクトル９１の電流はリアクトル３０に比べ急速に減少すると同時にコンデンサ９４の電圧も低下する。
【００１８】
この時リアクトル３０に流れる電流は、スイッチング素子１０がオフした直後の電流ｉＬの値と比べ、大きく変化していない。リアクトル９１に流れる電流が小さくなった時点で、コンデンサ９２によってリアクトル３０の電流が賄われる。
【００１９】
即ち、コンデンサ９２、９４に流れる電流は、当初はコンデンサ９４の電流が多く、コンデンサ９４の電流が減少した時点でコンデンサ９２の電流が流れる。そのため、コンデンサ９４，９２ともに、リアクトル３０に流れる電流ｉＬのピーク値に近い電流が流れる。コンデンサに流れるリプル電流が多くなると、耐リプル電流の大きいコンデンサを選択する必要がある。
【００２０】
一般に耐リプル電流を大きくする為には、コンデンサの容量を大きくする必要がある。それゆえ、回路的には最適な容量が存在したとしても、リプル電流に耐えられる以上の容量のコンデンサを選ぶ必要がある。
【００２１】
コンデンサの容量が大きい場合の利点としては、スイッチング素子１０がオフした場合の、出力側Ｃの電圧低下が緩やかになって、スイッチング素子１０でのスイッチング損失が減少することが挙げられる。逆に欠点としては、コンデンサ充放電時にダイオード９３，９５，９６に発生する損失やリアクトル９１に発生する損失が増加することや、出力電力が小さく、スイッチング素子１０のオン時間が短い場合にはオン時にコンデンサの充電が完了せずにスイッチング損失の削減ができなくなること、を挙げることができる。
【００２２】
しかし出力電力が大きくなると、これに応じて電流ｉＬのピーク値も増加する為、それに耐えられる容量でコンデンサを選択すると、容量が大きい場合の欠点が顕著になる。
【００２３】
問題点の第２は、リアクトル９１，３０の接続点Ａの電圧が高くなることである。スイッチング素子１０がオンすることにより、リアクトル９１，ダイオード９３を介してコンデンサ９２，９４が充電される。この際、リアクトル９１とコンデンサ９２，９４との直列共振により、接続点Ａの電圧においてオーバーシュートが発生する。しかもその際にはスイッチング素子１０の出力側Ｃの電圧Ｖｅが入力電圧Ｅと等しくなっているため、接続点Ａの電圧は出力電圧Ｖから電圧２Ｅ程度にまで上昇する。
【００２４】
接続点Ａの電圧のピーク値が大きくなると、ダイオード２０としては耐圧の大きいものを選定する必要がある。しかしこれはコストを上昇させ、またダイオード２０の順方向電圧の上昇による損失の増加をも招来する。
【００２５】
問題点の第３は、リアクトル９１には大きな電流が流れることである。コンデンサ９２，９４の充電が完了した時点では、リアクトル９１にはリアクトル３０と同じ電流が流れる。出力電流が大きいとき、リアクトル３０に流れる電流も大きくなる。よって、リアクトル９１にもこの大きな出力電流が流れることになり、そのコスト、大きさの観点から不利となる。
【００２６】
更に第４の問題点として、コンデンサ９２，９４の容量が相違する場合の損失を低減しにくいことが挙げられる。製品のばらつきがあるため、容量値を等しくすべく製造されたコンデンサであっても、誤差がある。
【００２７】
この発明は上記問題点に鑑みてなされたものであり、用いるコンデンサの容量を低減し、用いるダイオードの耐圧を低くし、リアクトルにおける損失を低減しつつ、スイッチング素子のオフ時においていわゆるゼロ電圧スイッチを得ることを目的とする。
【００２８】
更には、用いるコンデンサの容量のばらつきに起因する損失を低減することも目的とする。
【００２９】
更には、スイッチング素子のオフ時においていわゆるゼロ電流スイッチを得ることをも目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００３０】
この発明にかかるＤＣ−ＤＣコンバータの第１の態様は、スイッチング素子（１０）と、第１及び第２リアクトル（３０，８３）、第１乃至第４ダイオード（２０，８２，８６，８４）、第１乃至第３コンデンサ（４０，８１，８５）とを備える。
【００３１】
そして前記スイッチング素子（１０）は、一端と、前記一端との間の導通／非導通が制御される他端とを有する。第１リアクトル（３０）は、前記スイッチング素子の前記他端に接続された一端と、他端とを有する。前記第１ダイオード（２０）は、前記第１リアクトルの前記一端に接続されたカソードと、アノードとを有する。前記第１コンデンサ（４０）は、前記第１リアクトルの前記他端に接続された一端と、前記第１ダイオードの前記アノードに接続された他端とを有する。前記第２コンデンサ（８１）は、前記スイッチング素子の前記他端に接続された一端と、他端とを有する。前記第２ダイオードは、前記第２コンデンサの前記他端に接続されたカソードと、前記第１ダイオードの前記アノードに接続されたアノードとを有する。前記第３ダイオード（８６）は、前記スイッチング素子の前記他端に接続されたカソードと、アノードとを有する。前記第３コンデンサ（８５）は、前記第３ダイオードの前記アノードに接続された一端と、前記第１ダイオードの前記アノードに接続された他端とを有する。前記第４ダイオード（８４）は、前記第２ダイオードの前記カソードに接続されたアノードと、前記第３ダイオードの前記アノードに接続されたカソードとを有する。第２リアクトル（８３）は、前記第２ダイオードの前記カソードと、前記第３ダイオードの前記アノードとの間に介挿され、前記第４ダイオードと直列に接続される。
【００３２】
この発明にかかるＤＣ−ＤＣコンバータの第２の態様は、その第１の態様であって、前記第２コンデンサ（８１）と前記第３コンデンサ（８５）の容量値は等しい。
【００３３】
この発明にかかるＤＣ−ＤＣコンバータの第３の態様は、その第１の態様であって、前記スイッチング素子（１０）の前記一端と前記第１ダイオード（２０）の前記アノードとの間に接続される第４コンデンサ（５２）と、前記スイッチング素子（１０）の前記一端と接続された第３リアクトル（５１）とを更に備える。
【００３４】
この発明にかかるＤＣ−ＤＣコンバータの第４の態様は、その第１の態様乃至第３の態様であって、前記第１リアクトル（３０）の前記一端及び前記第１ダイオード（２０）のカソードに共通に接続されたカソードと、前記第２コンデンサ（８１）の前記一端及び前記第３ダイオード（８６）の前記カソードに共通に接続されたアノードとを有する第５ダイオード（６０）を更に備える。
【００３５】
この発明にかかるＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法は、この発明にかかるＤＣ−ＤＣコンバータを制御する方法である。そして前記ＤＣ−ＤＣコンバータに入力する電圧（Ｅ）の大きさに依存して、前記ＤＣ−ＤＣコンバータが出力する電流の目標値を選定し、前記電流が前記目標値に到達した時点で前記スイッチング素子をオフする。あるいは前記ＤＣ−ＤＣコンバータに入力する電圧（Ｅ）は、交流電圧（Ｖｓ）を整流して得られ、前記交流電圧の大きさに依存して、前記ＤＣ−ＤＣコンバータが出力する電流の目標値を選定し、前記電流が前記目標値に到達した時点で前記スイッチング素子をオフする。
【発明の効果】
【００３６】
この発明にかかるＤＣ−ＤＣコンバータの第１の態様によれば、第２コンデンサ及び第３コンデンサの容量を低減し、第１ダイオード２０の耐圧を低くし、第２リアクトル８３における損失を低減しつつ、スイッチング素子１０のオフ時においていわゆるゼロ電圧スイッチが得られる。
【００３７】
この発明にかかるＤＣ−ＤＣコンバータの第２の態様によれば、コンデンサ放電時のピーク電流を削減することができる。
【００３８】
この発明にかかるＤＣ−ＤＣコンバータの第３の態様によれば、第２コンデンサ及び第３コンデンサの容量差に基づくエネルギー損失を補填する。
【００３９】
この発明にかかるＤＣ−ＤＣコンバータの第４の態様によれば、第１ダイオードがオフする際のリンギングを防止することができる。
【００４０】
この発明にかかるＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法によれば、力率が改善される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４１】
第１の実施の形態．
図１は本発明の第１の実施の形態にかかるＤＣ−ＤＣコンバータの構成を例示する回路図である。大まかには、図１５に示された従来のＤＣ−ＤＣコンバータのソフトスイッチング回路９０をソフトスイッチング回路８０に置換した構成を備えている。そしてソフトスイッチング回路８０はソフトスイッチング回路９０のリアクトル９１を短絡除去し、ダイオード９３と直列にリアクトルを追加した構成を呈している。
【００４２】
より正確には以下の通りである。ＤＣ−ＤＣコンバータはスイッチング素子１０と、リアクトル３０，８３、ダイオード２０，８２，８６，８４、コンデンサ４０，８１，８５とを備える。
【００４３】
そしてスイッチング素子１０は、一端と、一端との間の導通／非導通が制御される他端とを有する。例えばＤＣ−ＤＣコンバータは、制御回路７０、電流検出回路７１及び電圧検出回路７２を更に備え、制御回路７０は、電流検出回路７１及び電圧検出回路７２の検出結果に基づいて、スイッチング素子１０のスイッチングを制御する。
【００４４】
リアクトル３０は、スイッチング素子１０の他端に接続された一端と、他端とを有する。リアクトル３０の他端には高位電源ラインＨが接続されており、これに流れる電流が出力電流として外部へ供給される。出力電流は電流検出回路７１によって検出される。
【００４５】
ダイオード２０は、リアクトル３０の一端に接続されたカソードと、アノードとを有する。コンデンサ４０は、リアクトル３０の他端に接続された一端と、ダイオード２０のアノードに接続された他端とを有する。コンデンサ４０の他端及びダイオード２０のアノードは、低位電源ラインＬに接続される。高位電源ラインＨと低位電源ラインＬの間の電圧が出力電圧Ｖとして外部へ供給される。出力電圧Ｖは電圧検出回路７２によって検出される。
【００４６】
コンデンサ８１は、スイッチング素子１０の他端に接続された一端と、他端とを有する。ダイオード８２は、コンデンサ８１の他端に接続されたカソードと、ダイオード２０のアノードに接続されたアノードとを有する。ダイオード８６は、スイッチング素子１０の他端に接続されたカソードと、アノードとを有する。コンデンサ８５は、ダイオード８６のアノードに接続された一端と、ダイオード２０のアノードに接続された他端とを有する。ダイオード８４は、ダイオード８２のカソードに接続されたアノードと、ダイオード８６のアノードに接続されたカソードとを有する。リアクトル８３は、ダイオード８２のカソードと、ダイオード８６のアノードとの間に介挿され、ダイオード８４と直列に接続される。
【００４７】
ダイオード８２，８４，８６と、コンデンサ８１，８５と、リアクトル８３とは、ソフトスイッチング回路８０を構成する。
【００４８】
本実施の形態においても低位電源ラインＬを基準としてスイッチング素子１０の一端に入力電圧Ｅが与えられる。そして制御回路７０の制御によってスイッチング素子１０が導通／非導通し、出力電圧Ｖとして所望の電圧を得ることができる。
【００４９】
スイッチング素子１０は、例えばトランジスタと、ダイオード１１とを有している。当該トランジスタは、スイッチング素子１０の一端が他端よりも電位が高い場合に電流を流す。ダイオード１１はスイッチング素子１０の一端が他端よりも電位が等しいか低い場合に電流を流す。
【００５０】
図２は各部の電圧や電流を示すグラフである。具体的には、スイッチング素子１０の他端の電圧Ｖｅと、スイッチング素子１０の一端から他端へ流れる電流ｉ10と、ダイオード８４をそのアノード側からカソード側へと流れる電流ｉ84と、コンデンサ８１をその他端から一端へと流れる電流ｉ81と、ダイオード８６をそのアノード側からカソード側へと流れる電流ｉ86と、ダイオード２０をそのアノード側からカソード側へと流れる電流ｉ20と、リアクトル３０をその一端から他端へと流れる電流ｉ30とを示している。
【００５１】
図２では、出力電圧Ｖを得る必要性から、時刻ｔ１にスイッチング素子１０がオンした場合が例示されている。スイッチング素子１０がオンすることにより、電圧Ｖｅは入力電圧Ｅと等しくなり、ダイオード８４，リアクトル８３の直列接続を介して、コンデンサ８１，８５が充電される。
【００５２】
図３はコンデンサ８１，８５が充電される際の、ＤＣ−ＤＣコンバータの等価回路を示す回路図である。但し制御回路７０、電流検出回路７１及び電圧検出回路７２は図示を省略し、スイッチング素子１０は単なるスイッチとして示している（図４乃至図７の透過回路図についても同様）。
【００５３】
電圧Ｖｅが低位電源ラインの電圧（０）よりも高いので、ダイオード２０は非導通であり、図示していない。同様にしてダイオード８２，８６も後述する場合を除いて非導通であり、図示していない。
【００５４】
コンデンサ８１，８５の充電電流は時刻ｔ１〜ｔ２に流れる電流ｉ84として現れる。より詳細には、一旦はコンデンサ８１，８５の充電電圧の和が入力電圧Ｅに等しくなる。コンデンサ８１，８５の容量のばらつきに起因する損失については第２の実施の形態で考察するが、ここではコンデンサ８１，８５の容量は等しいと仮定する。この仮定の下では、コンデンサ８１の他端の電圧と、コンデンサ８５の一端の電圧とは、一旦は電圧Ｅ／２に等しくなる。
【００５５】
その後、コンデンサ８１，８５を充電する際にリアクトル８３に貯蔵された磁束エネルギーに起因して、電流ｉ84が流れる。そしてダイオード８４が、リアクトル８３に流れる電流の逆流を阻止する。このようにして電流ｉ84が流れるため、リアクトル８３のコンデンサ８１側の端の電圧は低下し、リアクトル８３のダイオード８４側の端の電圧は上昇する。
【００５６】
しかしコンデンサ８１の一端及びコンデンサ８５の他端はそれぞれ電圧Ｅ，０に固定されているため、コンデンサ８１の他端及びコンデンサ８５の一端の電圧はそれぞれ低下、上昇し、時刻ｔ２において電圧０，Ｅに達する。つまりコンデンサ８１，８５はいずれも電圧Ｅで充電されることになる。リアクトル８３に蓄えられたエネルギーは時刻ｔ２においてすべて放出され、電流ｉ84はゼロとなる。
【００５７】
時刻ｔ１〜ｔ２において、電流ｉ81は電流ｉ84とは逆向きに流れるので、図２のグラフでは電流ｉ81は負となって現れている。
【００５８】
また時刻ｔ１〜ｔ２において、電流ｉ10は充電電流となる電流ｉ84と、リアクトル３０に流れる電流ｉ30との和である。そしてリアクトル３０のリアクタンスのため、電流ｉ30は時刻ｔ１から漸増する。よって電流ｉ10の波形は、電流ｉ84の波形を電流ｉ30の漸増する波形に加えた形状を呈している。
【００５９】
電流ｉ84は小さい方が望ましい。この観点からは、リアクトル８３を大きくし、あるいは／及びコンデンサ８１，８５の容量を小さくすることになる。
【００６０】
他方、充電時間（ｔ２−ｔ１）は短い方が望ましい。これはＤＣ−ＤＣコンバータの負荷が小さく、スイッチング素子１０のオンする期間が短くなる場合に、特に望ましい。この観点からは、リアクトル８３を小さくし、あるいは／及びコンデンサ８１，８５の容量を小さくすることになる。
【００６１】
よって電流ｉ84を小さくし、充電時間（ｔ２−ｔ１）を短くするという二つの観点からはコンデンサ８１，８５の容量を小さくすることが望ましい。
【００６２】
これはＤＣ−ＤＣコンバータの負荷が小さく、スイッチング素子１０のオンする期間が短くなる場合に、特に望ましい。
【００６３】
コンデンサ８１，８５は直列に接続されており、いずれにも電流ｉ84が流れるので充電された電圧比はコンデンサ８１，８５の容量の逆数に比例するようにも見える。しかしながらリアクトル８３に蓄積されたエネルギーによる充電も行われるため、実際にはコンデンサ８１，８５の容量比よりも、充電された電圧比は１に近づく。
【００６４】
図４はコンデンサ８１，８５が充電された後、スイッチング素子１０がオフする迄の、ＤＣ−ＤＣコンバータの等価回路を示す回路図である。コンデンサ８１の他端及びコンデンサ８５の一端の電圧はそれぞれ時刻ｔ２において電圧０，Ｅに達するため、ダイオード８２，８６は導通する。
【００６５】
しかしコンデンサ８１，８５はいずれも電圧Ｅで充電されており、また電圧Ｖｅも入力電圧Ｅと等しい。よってそしてスイッチング素子１０がオンしているので電流ｉ10が供給され、ダイオード８２，８６には電流が流れない（従って電流ｉ81，ｉ86はいずれも０）。またダイオード２０，８４には逆方向に電圧Ｅが印加されており、非導通となっている。以上のことから、図４ではソフトスイッチング回路８０及びダイオード２０の図示を省略している。
【００６６】
よって時刻ｔ３にスイッチング素子１０がオフする迄の間、電流ｉ10は電流ｉ30に等しい。よって電流ｉ10の波形も、電流ｉ30の波形と同様に、漸増する。
【００６７】
図５はスイッチング素子１０がオフし、電圧Ｖｅが低下する間のＤＣ−ＤＣコンバータの等価回路を示す回路図である。時刻ｔ３においてスイッチング素子１０がオフするため、電流ｉ10はゼロとなる。
【００６８】
その一方で、スイッチング素子１０がオンしている間にリアクトル３０に蓄積された磁束エネルギーは、スイッチング素子１０がオフした際、これに流れる電流ｉ30を維持しようとする。この電流ｉ30を賄う電流がなければ、リアクトル３０の一端側の電圧Ｖｅが急激に低下してしまう。
【００６９】
しかしながら上述のように、時刻ｔ２以降はダイオード８２，８６が導通しているため、コンデンサ８１，８５の放電電流ｉ81，ｉ86が流れる。よって電圧Ｖｅの低下を緩慢にすることができる。
【００７０】
これにより、時刻ｔ２に電流ｉ１０がゼロへと急激に変動しても、電圧Ｖｅの低下が緩慢であるので、スイッチング素子１０の両端電圧はほぼゼロであり、いわゆるゼロ電圧スイッチを得ることができる。
【００７１】
この際、従来の技術とは異なり、放電電流となる電流ｉ81，ｉ86の経路にはリアクトル８３は介在しない。よって電流ｉ81，ｉ86はほぼ同時にリアクトル３０に供給され、両者の和で電流ｉ30が賄われる。従って、電流ｉ81，ｉ86のピーク電流は電流ｉ30のほぼ半分で済む。これはコンデンサ８１，８５の容量を小さくすることができる。
【００７２】
時刻ｔ３にスイッチング素子１０がオフした後、コンデンサ８１，８５に充電された電荷が放電されるので、緩慢ではあるが電圧Ｖｅが低下し、やがて時刻ｔ４でゼロになる。
【００７３】
図６は電圧Ｖｅがゼロになってから電流ｉ30がゼロになるまでのＤＣ−ＤＣコンバータの等価回路を示す回路図である。コンデンサ８１，８５の充電電圧はゼロとなるので、ダイオード８２，８６には電流が流れない。よって図６ではこれらの図示を省略している。
【００７４】
一方、ダイオード２０が導通し、リアクトル３０の磁束のエネルギーにより、電流ｉ20，ｉ30には等しい電流が流れる。そしてこのエネルギーが放出されることにより電流ｉ30は漸減する。
【００７５】
時刻ｔ５において電流ｉ30が十分小さくなっている事がのぞましい。最大出力時はスイッチング素子１０がオンしている時間が長くなる。この場合でも電流ｉ30が最大値より十分小さい値の場合は、オンスイッチング時の損失を削減できる。また通常出力時はスイッチング素子１０がオンしている時間が短くなるので、時刻ｔ５において電流ｉ30がゼロになると、いわゆるゼロ電流スイッチングを実現することができる。
【００７６】
図７は時刻ｔ５以降、スイッチング素子１０が再びオンする時刻ｔ６までのＤＣ−ＤＣコンバータの等価回路を示す回路図である。電流ｉ20，ｉ81，ｉ86は流れないので、コンデンサ８１，８５、ダイオード２０，８２，８４，８６、リアクトル８３の図示を省略している。
【００７７】
電流ｉ30がゼロであるので、電圧Ｖｅは出力電圧Ｖに等しくなる。そして時刻ｔ６に至るとスイッチング素子１０がオンし、等価回路は図３で示される回路で表される。
【００７８】
図１５に示されたＤＣ−ＤＣコンバータとは異なり、ダイオード２０のカソードはリアクトルを介することなくスイッチング素子１０に接続されている。従って時刻ｔ６においてスイッチング素子１０がオンしても、ダイオード２０のカソード電圧は入力電圧Ｅを超えることはない。よってダイオード２０の耐圧を低くすることができる。
【００７９】
更に、リアクトル８３に流れる電流ｉ84は、コンデンサ８１，８５の充電時以外にはゼロとなる。よってリアクトル８３における損失を低減することができる。
【００８０】
第２の実施の形態．
図８は本発明の第２の実施の形態にかかるＤＣ−ＤＣコンバータの構成を例示する回路図である。但しスイッチング素子１０は簡略化して図示した。第１の実施の形態で示されたＤＣ−ＤＣコンバータに対して、スイッチング素子１０の入力側にローパスフィルタ５０を設けた構成を有している。
【００８１】
より具体的には、ローパスフィルタ５０はリアクトル５１とコンデンサ５２とを有している。コンデンサ５２はスイッチング素子１０の一端と低位電源ラインＬとの間に接続される。リアクトル５１は入力電圧Ｅを受ける一端と、スイッチング素子１０の一端に接続される他端とを有している。
【００８２】
リアクトル５１のインダクタンスを大きく、例えば数十μＨに選定することにより、これに流れる電流はほぼ一定となる。このような状況でスイッチング素子１０のオン時間をＴon、オフ時間をＴoffとする。負荷に与えられる出力電力をＰｏとすると、一周期に負荷に与えられるエネルギーはＥｏ＝Ｐｏ（Ｔon＋Ｔoff）となる。この電力を、オン時間Ｔonにおいてリアクトル５１を経由して入力されるエネルギーＥｉ＝Ｐｏ・Ｔonと、コンデンサ５２に蓄えられるエネルギーＥｃとで賄わなければならない。
【００８３】
電圧Ｖｅの最大値及び最小値をそれぞれＶmax，Ｖminとおき、コンデンサ５２の容量値をＣとおけば、Ｅｃ＝（Ｖmax2−Ｖmin2）Ｃ／２で表される。よって、電圧Ｖｅの最小値Ｖminが、コンデンサ８１，８５のうち、充電電圧が低い方の電圧よりも更に小さくなれば、コンデンサ８１，８５の容量値のばらつきに起因した損失を補填することができる。
【００８４】
上記は一周期の電力という大局的な観点での説明であるが、これを経時的な観点から説明する。上述の図９は各部の電圧や電流を示すグラフである。具体的には電圧Ｖｅと、電流ｉ10，ｉ81，ｉ86，ｉ30とを示している。時刻ｔ１〜ｔ６は図２におけるそれらと同じタイミングである。
【００８５】
コンデンサ５２の存在により、時刻ｔ１にスイッチング素子１０がオンした後、電圧Ｖｅは低下し始める。これにより、電流ｉ81，ｉ86に示されるように、時刻ｔ２迄に充電されたコンデンサ８１，８５は、時刻ｔ３にスイッチング素子１０がオフする前に徐々に放電し始めることになる。この放電による電荷も電流ｉ30に寄与する。
【００８６】
そしてコンデンサ８１，８５同士の容量値のばらつきに起因して時刻ｔ２における充電電圧に差があっても、時刻ｔ１〜ｔ３の間でのコンデンサ５２の充電電圧の低下量の方が大きければ、コンデンサ８１，８５の容量値のばらつきに起因した損失は時刻ｔ３〜ｔ４においては発生しない。
【００８７】
コンデンサ５２はリアクトル５１と共にローパスフィルタ５０を構成するので、スイッチング素子のスイッチングの瞬間のスパイクノイズを有効に減衰させることができる。そして上記のコンデンサ５２の機能に鑑みれば、コンデンサ８１，８５のうち時刻ｔ２における充電電圧の低い方よりも、時刻ｔ３における電圧Ｖｅが低くなるようにコンデンサ５２の容量値を選定することが望ましい。例えばスイッチング周波数が２５ｋＨｚの場合、上述のようにリアクトル５１は数十μＨのインダクタンスが選定され、コンデンサ５２は数μＦの容量値が選定される。
【００８８】
第３の実施の形態．
図１０は本発明の第３の実施の形態にかかるＤＣ−ＤＣコンバータの構成を例示する回路図である。第１の実施の形態で示されたＤＣ−ＤＣコンバータに対して、ソフトスイッチング回路８０の出力側とダイオード２０のカソードとの間にダイオード６０を追加した構成を有している。但しスイッチング素子１０は簡略化して示した。
【００８９】
具体的には、ダイオード６０のカソードは、リアクトル３０の一端及びダイオード２０のカソードに共通に接続される。ダイオード６０のアノードは、コンデンサ８１の一端及びダイオード８６のカソードに共通に接続される。
【００９０】
図２に示されるように、時刻ｔ５において電流ｉ２０がゼロとなると、電圧Ｖｅはゼロから出力電圧Ｖへと急峻に立ち上がり、ダイオード２０はオフする。この際、スイッチング素子１０の容量成分とリアクトル３０との共振によって、出力電圧Ｖにリンギングが発生する可能性がある。そこでダイオード６０を、電圧Ｖｅよりも出力電圧Ｖが大きくなれば非導通となる方向で設けた。
【００９１】
かかるカソード６０は第２の実施の形態で示されたローパスフィルタ５０の有無とは無関係に採用することができる。
【００９２】
第４の実施の形態．
背景技術や第１乃至第３の実施の形態において示されたＤＣ−ＤＣコンバータは、その入力段にダイオードブリッジと平滑コンデンサとを追加して設けることにより、ＡＣ−ＡＣコンバータとして機能させることができる。この場合には入力電圧Ｅとして、交流を整流した直流電圧が採用される。
【００９３】
図１１はこの様なＡＣ−ＤＣコンバータを、第１の実施の形態で示されたＤＣ−ＤＣコンバータを例にとって示す回路図である。三相交流電源Ｓは電圧Ｖｓ，電流ＩｓをダイオードブリッジＤに供給し、ダイオードブリッジＤは入力電圧Ｅを出力する。
【００９４】
制御回路７０は、電流検出回路７１及び電圧検出回路７２の検出結果のみならず、入力電圧Ｅ又は電圧Ｖｓを検出する電圧検出回路７３の検出結果にも基づいて、スイッチング素子１０のスイッチングを制御する。電圧検出回路７３はＤＣ−ＤＣコンバータにおいて設けられても良いし、その外部に設けられても良い。図１１ではＤＣ−ＤＣコンバータにおいて設けられる場合が例示され、また電圧Ｖｓではなく入力電圧Ｅが検出される場合が例示されている。
【００９５】
制御回路７０は、電圧検出回路７３が検出した電圧に依存して目標電流値を選定し、電流検出回路７１の検出した電流が当該目標電流値に達した時点でスイッチング素子１０をオフさせる。これにより、リアクトル３０には目標電流に応じた電流が流れる。例えば電圧検出回路７３が検出した電圧が高いほど目標電流値を高める。
【００９６】
なお、出力される電流は負荷に応じて変動するが、一般に出力電圧Ｖを支えるコンデンサ４０は、その容量値が大きく選定されるので、その変動は緩やかである。従ってスイッチング素子１０をオフさせるタイミングが遅れることはない。
【００９７】
このような制御により、力率改善用のリアクトルを別途に設けることなく、力率を改善することができ、例えば９３パーセント程度に到達できる。図１２に、ある相の電圧Ｖｓ，電流Ｉｓの波形をグラフで示す。電流Ｉｓが連続して通電する期間は電圧Ｖｓの周期Ｔの１／３となる場合が例示されている。
【００９８】
変形．
上記いずれのＤＣ−ＤＣコンバータについてもコンデンサ４０を共通にしつつ複数設け、相互に並列に接続してもよい。ＤＣ−ＤＣコンバータにおいてＰＷＭ制御が可能であるので、マルチフェーズ方式のコンバータとして利用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００９９】
【図１】本発明の第１の実施の形態にかかるＤＣ−ＤＣコンバータの構成を例示する回路図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態にかかるＤＣ−ＤＣコンバータの各部の電圧や電流を示すグラフである。
【図３】本発明の第１の実施の形態にかかるＤＣ−ＤＣコンバータの等価回路を示す回路図である。
【図４】本発明の第１の実施の形態にかかるＤＣ−ＤＣコンバータの等価回路を示す回路図である。
【図５】本発明の第１の実施の形態にかかるＤＣ−ＤＣコンバータの等価回路を示す回路図である。
【図６】本発明の第１の実施の形態にかかるＤＣ−ＤＣコンバータの等価回路を示す回路図である。
【図７】本発明の第１の実施の形態にかかるＤＣ−ＤＣコンバータの等価回路を示す回路図である。
【図８】本発明の第２の実施の形態にかかるＤＣ−ＤＣコンバータの構成を例示する回路図である。
【図９】本発明の第２の実施の形態にかかるＤＣ−ＤＣコンバータの各部の電圧や電流を示すグラフである。
【図１０】本発明の第３の実施の形態にかかるＤＣ−ＤＣコンバータの構成を例示する回路図である。
【図１１】本発明の第４の実施の形態を示す回路図である。
【図１２】本発明の第４の実施の形態における電圧、電流の波形を示すグラフである。
【図１３】基本的な降圧ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。
【図１４】背景技術にかかるＤＣ−ＤＣコンバータにおける電圧、電流の波形を示すグラフである。
【図１５】従来のソフトスイッチング技術を例示する回路図である。
【符号の説明】
【０１００】
１０  スイッチング素子
２０，６０，８２，８４，８６  ダイオード
３０，８３  リアクトル
４０，５２，８１，８５  コンデンサ
【図１】
2007082332.tif 000003
【図２】
2007082332.tif 000004
【図３】
2007082332.tif 000005
【図４】
2007082332.tif 000006
【図５】
2007082332.tif 000007
【図６】
2007082332.tif 000008
【図７】
2007082332.tif 000009
【図８】
2007082332.tif 000010
【図９】
2007082332.tif 000011
【図１０】
2007082332.tif 000012
【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
2007082332.tif 000016
【図１５】
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