(57)【要約】【課題】入力電圧の変動に対しても、高効率且つ高いリップル除去効果を維持すると共に、簡単な構成で安定した一定の出力電圧を得られる安定化電源装置を提供する。【解決手段】入力電圧Ｖｉを制御パルスＳＰによって一次変換電圧Ｖａに変換するスイッチング電圧変換部１と、制御パルスＳＰのパルス幅を制御するパルス制御部２と、制御パルスＳＰを生成するための基準となる三角波状の発振信号Ｘを生成する発振部３と、を有するスイッチング電源回路１０と、一次変換電圧Ｖａを出力電圧Ｖｏに変換するリニア電源回路２０と、が接続された安定化電源装置であって、発振部３は、発振信号Ｘの振幅を入力電圧Ｖｉに比例して変動させると共に、周波数を一定に保ち、パルス制御部２は、入力電圧Ｖｉ及び一次変換電圧Ｖａに対して独立して、制御パルスＳＰのパルス幅を制御し、一次変換電圧Ｖａと出力電圧Ｖｏとの電位差が一定に保たれる。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電圧を制御パルスによってスイッチングし、平滑化して一次変換電圧に変換するスイッチング電圧変換部と、前記制御パルスのパルス幅を制御するパルス制御部と、前記制御パルスを生成するための基準となる三角波状の発振信号を生成する発振部と、を有するスイッチング電源回路と、
前記一次変換電圧を出力電圧に変換するリニア電源回路と、が接続された安定化電源装置であって、
前記発振部は、前記発振信号の振幅を前記入力電圧に比例して変動させると共に、前記発振信号の周波数を前記入力電圧に拘わらず一定に保ち、
前記パルス制御部は、前記入力電圧及び前記一次変換電圧に対して独立して定められたしきい値によって前記発振信号をパルス化することにより、前記制御パルスのパルス幅を制御して、
前記入力電圧の変動に拘わらず前記一次変換電圧と前記出力電圧との電位差が一定に保たれる安定化電源装置。
【請求項２】
前記リニア電源回路は、前記出力電圧を分圧した電圧と所定の基準電圧とを比較することによって、前記出力電圧の誤差を検出する誤差検出部を有し、
前記発振部は、前記発振信号の下限値をグラウンドとし、上限値を前記入力電圧に比例して変動させることによって前記振幅を変動させるものであって、
前記上限値は、前記誤差検出部と同一の分圧比によって前記入力電圧を分圧した値に設定され、
前記パルス制御部の前記しきい値は、前記出力電圧の前記誤差に応じて変動される請求項１に記載の安定化電源装置。
【請求項３】
前記発振部は、コンデンサに対して定電流を充放電することにより、三角波状の前記発振信号を生成するものであり、前記定電流は、前記入力電圧に比例して変動される請求項１又は２に記載の安定化電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング電源回路の後段にリニア電源回路を接続した安定化電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
直流安定化電源を構成する方法として、スイッチング電源回路とリニア電源回路（シリーズ電源回路）とを組み合わせる方法が知られている。スイッチング電源回路は、入力電圧範囲が広く、変換効率が良い方式である。その反面、変換後の電圧にリップルが残り易い。一方、リニア電源回路は、変換後の電圧にリップルなどのノイズが少ない方式である。しかし、入出力の電位差を主に熱として消費するため、発熱が大きく、スイッチング電源回路に比べて変換効率が劣る。
【０００３】
このような変換方式の特質に着目して、スイッチング電源回路の後段にリニア電源回路を直列接続した直流安定化電源が構成される。即ち、大きな入力電圧を高効率のスイッチング電源回路で所定の出力電圧よりも少し高い電圧に変換する。そして、リニア電源回路で所定の出力電圧に電圧変換する。リニア電源回路の入力電圧は、リニア電源回路が安定動作するために必要とされる程度の電圧であると最も効率がよい。つまり、リニア電源回路の発熱を抑制し、高効率で入力電圧を出力電圧に変換できる。また、スイッチング電源回路で発生するリップルなどのノイズ成分を抑制して、低ノイズの安定した出力電圧を出力できる。
【０００４】
図６は、このような直流安定化電源装置の従来の構成例を模式的に示すブロック図である。直流安定化電源装置は、スイッチング電源回路１０Ｂと、リニア電源回路２０Ｂとを有している。スイッチング電源回路１０Ｂは、スイッチング電圧変換部１Ｂと、パルス制御部２Ｂと、発振部３Ｂと、第一誤差検出部６とを有している。リニア電源回路２０Ｂは、リニア電圧変換部４Ｂと、第二誤差検出部５Ｂとを有している。上述したように、リニア電源回路２０Ｂの入力電圧Ｖ２と出力電圧Ｖ３の電圧差が大きいと効率が悪くなり、小さすぎると電圧変換が不安定となる。従って、リニア電源回路２０Ｂの入力電圧Ｖ２は適正な値に制御される。図６に示した従来の構成例では、第一誤差検出部６を設けて、スイッチング電源回路１０Ｂへの入力電圧Ｖ１が変動しても、出力電圧Ｖ２が変動しないようにしている。
【０００５】
下記に出典を示す特許文献１には、図６に示したものと同様の基本的な構成を有する直流安定化電源が開示されている。一般に、低損失且つリップル除去効果を維持して、この電源装置の出力電圧を変更するためには、第一誤差検出部６及び第二誤差検出部５Ｂ双方の定数の再調整が必要となる。尚、第一誤差検出部６は、特許文献１第４図符号２、３に相当する。第二誤差検出部５Ｂは、同第１及び４図符号５、６に相当する。
そこで、特許文献１の発明では、第一誤差検出部６の検出結果に、第二誤差検出部５Ｂの検出結果を加味して、第二誤差検出部５Ｂの定数の調整のみで電源装置の出力電圧を変更可能としている。尚、第一誤差検出部６は、特許文献１第１図符号２、８、９に相当する。
【０００６】
【特許文献１】特開２００４−２０１４６６号公報（第２〜２１段落、第１図、第４図）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
特許文献１に開示された電源装置は、低損失且つリップル除去効果を維持して、この電源装置の出力電圧を変更することが可能である。従って、スイッチング電源回路の後段にリニア電源回路を接続した電源装置として優れたものである。しかし、スイッチング電源経路と、リニア電源回路との双方に誤差検出部を要している。つまり、スイッチング電源回路の出力電圧（リニア電源回路の入力電圧）を監視するための誤差検出回路を要する構成となっている。
近年、安定化電源装置は、車両や電気製品に組み込まれて使用されることも増加しており、省エネルギー化（高効率化）と共に、益々の小型化も望まれている。従って、上述した従来の構成よりもさらに小型化が可能な構成を提案することが必要とされている。
【０００８】
本願発明は、上記課題に鑑みてなされたものである。即ち、簡単な構成で、高効率且つ高いリップル除去効果を有する安定化電源装置を提供することを目的とする。特に、入力電圧の変動に対しても、高効率且つ高いリップル除去効果を維持すると共に、簡単な構成で安定した一定の出力電圧を得られる安定化電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記目的を達成するため、本発明に係る安定化電源装置は、以下のように構成される。
即ち、入力電圧を制御パルスによってスイッチングし、平滑化して一次変換電圧に変換するスイッチング電圧変換部と、前記制御パルスのパルス幅を制御するパルス制御部と、前記制御パルスを生成するための基準となる三角波状の発振信号を生成する発振部と、を有するスイッチング電源回路と、前記一次変換電圧を出力電圧に変換するリニア電源回路と、が接続された安定化電源装置であって、以下の特徴構成を備える。
前記発振部は、前記発振信号の振幅を前記入力電圧に比例して変動させると共に、前記発振信号の周波数を前記入力電圧に拘わらず一定に保ち、前記パルス制御部は、前記入力電圧及び前記一次変換電圧に対して独立して定められたしきい値によって前記発振信号をパルス化することにより、前記制御パルスのパルス幅を制御して、前記入力電圧の変動に拘わらず前記一次変換電圧と前記出力電圧との電位差が一定に保たれることを特徴とする。
【００１０】
この特徴構成によれば、本発明に係る安定化電源装置は、変動する入力電圧に比例して発振信号の振幅を変動させる。そして、振幅が変動された発振信号から、一次変換電圧とは無関係に制御パルスを生成する。その結果、入力電圧が大きくなると、三角波状の発振信号の振幅が大きくなり、相対的にパルス化のしきい値は発振信号に対して低くなる。そのため、制御パルスのデューティー比は、入力電圧の変動に伴って変動する。つまり、入力電圧が大きくなると、制御パルスによってカットされる比率も大きくなる。従って、入力電圧が変動しても、一次変換電圧は、ほぼ一定の値に電圧変換される。その結果、リニア電源回路の入力である一次変換電圧と、出力電圧との電位差もほぼ一定の値に保たれる。
本特徴構成においては、一次変換電圧の電圧値や誤差を検出することなく、一次変換電圧と出力電圧との電位差をほぼ一定に保つことができる。従って、入力電圧の変動に対しても、高効率且つ高いリップル除去効果を維持すると共に、簡単な構成で安定した一定の出力電圧を得られる安定化電源装置を提供することが可能となる。
【００１１】
本発明に係る安定化電源装置は、上記特徴に加え、さらに下記特徴を備えることができる。
即ち、前記リニア電源回路は、前記出力電圧を分圧した電圧と所定の基準電圧とを比較することによって、前記出力電圧の誤差を検出する誤差検出部を有し、前記発振部は、前記発振信号の下限値をグラウンドとし、上限値を前記入力電圧に比例して変動させることによって前記振幅を変動させるものであって、
前記上限値は、前記誤差検出部と同一の分圧比によって前記入力電圧を分圧した値に設定され、前記パルス制御部の前記しきい値は、前記出力電圧の前記誤差に応じて変動される点を特徴とする。
【００１２】
安定化電源装置の出力電圧、つまり、リニア電源回路の出力電圧は、負荷の消費電力によって変動する場合がある。リニア電源回路は、出力電圧の分圧値と、電圧変換の目標となる所定の基準電圧とを比較することによってこの変動（誤差）を検出する誤差検出部を有して、この変動を補正する。
一方、スイッチング電源回路では、発振部において、上限値を入力電圧に比例して変動させることによって、発振信号の振幅を変動させる。この上限値は入力電圧を分圧することによって定められる。発振部で生成した発振信号は、パルス制御部で制御パルスにパルス化され、制御パルスによって入力電圧は一次変換電圧に変換される。
本特徴構成においては、パルス制御部のしきい値は、リニア電源回路で検出した誤差を加味して、変動（修正）される。つまり、一次変換電圧は、出力電圧の変動に追従して修正される。本特徴構成のように、誤差検出部の分圧比と、上限電圧を規定する分圧比とを同一にすると、追従性がよい。その結果、リニア電源回路の前後の電位差を一定に保つことができ、リニア電源回路における効率の低下を抑制することができる。
【００１３】
さらに、本発明に係る安定化電源装置は、前記発振部が、コンデンサに対して定電流を充放電することにより、三角波状の前記発振信号を生成するものであり、前記定電流が、前記入力電圧に比例して変動される点を特徴とすることができる。
【００１４】
入力電圧が大きくなると、それに比例して三角波状の発振信号の振幅が大きくなる。発振信号をコンデンサに対する充放電で生成する場合、充放電電流が入力電圧に拘わらず一定であると、充放電に要する時間が変動する。例えば、入力電圧が高くなると、発振信号の振幅が大きくなるため、コンデンサを充電して得られる電圧も高くなる。同じ電流でより高い電圧までコンデンサを充電するには、充電時間を多く要する。充電時間（及び放電時間）が長くなると、発振信号の周波数が遅くなる。入力電圧が低くなる場合は逆に作用し、周波数が速くなる。
そこで、本特徴構成のように、入力電圧に比例して充放電のための定電流が変動されるようにすると、入力電圧が高い場合には定電流も大きくなり、入力電圧が低い場合には定電流も小さくなる。従って、入力電圧に拘わらず、コンデンサはほぼ同じ時間で、入力電圧に対応する電圧まで充電される。その結果、発振信号の周波数を前記入力電圧に拘わらず一定に保つことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明に係る安定化電源装置の構成例を模式的に示すブロック図である。図に示すように、安定化電源装置は、スイッチング電源回路１０の後段にリニア電源回路２０を接続して構成される。安定化電源装置に入力される入力電圧Ｖｉは、スイッチング電源回路１０で一次変換電圧Ｖａに電圧変換され、続いて、リニア電源回路２０で一次変換電圧Ｖａが出力電圧Ｖｏに電圧変換される。
スイッチング電源回路１０は、スイッチング電圧変換部１と、パルス制御部２と、発振部３とを有している。リニア電源回路２０は、リニア電圧変換部４と、誤差検出部５とを有している。
【００１６】
スイッチング電圧変換部１は、入力電圧Ｖｉを制御パルスＳＰによってスイッチングし、平滑化して一次変換電圧Ｖａに変換する。パルス制御部２は、制御パルスＳＰのパルス幅（デューティー比）を制御する。発振部３は、制御パルスＳＰを生成するための基準となる三角波状の発振信号Ｘを生成する。
【００１７】
図２は、図１のパルス制御部２によるパルス幅制御の原理を説明する波形図である。発振部３は、発振信号Ｘの振幅を入力電圧Ｖｉに比例して変動させる。このとき、発振信号Ｘの周波数は、入力電圧Ｖｉの変動に拘わらず、一定に保たれる（周期Ｔが一定。）。パルス制御部２は、入力電圧Ｖｉ及び一次変換電圧Ｖａに対して独立して定められるしきい値Ｅ３によって発振信号Ｘをパルス化することにより、制御パルスＳＰのパルス幅を制御する。
【００１８】
図２には、振幅の異なる２つの発振信号Ｘが示されている。これらは、下限値Ｅ５と上限値Ｅ４との間で示されるピーク−ピーク（peek-to-peek：以下、ＰＰと称す。）が、グラウンド（ＧＮＤ）基準で、Ｅ４ａとＥ４ｂである。Ｅ４ｂは、Ｅ４ａの２倍の値であり、図中右側の波形は左側の波形に対して２倍の振幅（又はＰＰ）を有する。周期は、共にＴであるので、周波数は同一である。これらは、共通のしきい値Ｅ３によって、パルス化され、それぞれ、Ｔａ１：Ｔａ２、Ｔｂ１：Ｔｂ２のデューティー比を有する制御パルスＳＰとなる。詳細は後述するが、概ね、制御パルスＳＰの周期Ｔの中のＨ（High）状態の割合（Ｈ／Ｔ）を入力電圧Ｖｉに乗じた値が一次変換電圧Ｖａとなる。
【００１９】
図２から明らかなように、より大きな入力電圧Ｖｉが入力され、発振信号ＸのＰＰがＧＮＤ−Ｅ４ｂとなる場合には、制御パルスＳＰのＨ状態の割合が小さくなる。発振信号Ｘの振幅を入力電圧Ｖｉの変動に比例して変動させると、入力電圧Ｖｉの変動に拘わらず、一定の一次変換電圧Ｖａが得られる。その結果、入力電圧Ｖｉが大きくなっても、一次変換電圧Ｖａと出力電圧Ｖｏとの電位差が一定に保たれ、リニア電源回路２０での損失が増大することを抑制することができる。
尚、三角波状の発振信号Ｘは、図２に示すような二等辺三角形型の波形に限らず、のこぎり波などであっても、同様の効果が得られる。
【００２０】
以下、図３〜５を利用して、上記説明した本発明の原理を具体的に実施する実施形態の一例について説明する。
図３は、図１の安定化電源装置の概略回路構成を示す回路図である。スイッチング電圧変換部１は、スイッチング素子としてのｎチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ（Ｆ１）と、スイッチング後の波形を平滑化する平滑回路とを備えている。平滑回路は、インダクタＬ１、コンデンサＣ１、ダイオードＤ１などから構成される。
【００２１】
パルス制御部２は、比較器Ａ１を備えている。比較器Ａ１は、発振回路３Ａ（発振部３）から入力される三角波状の発振信号Ｘを、しきい値Ｅ３でパルス化する。詳細は後述するが、しきい値Ｅ３は、定電圧回路によって定められる電圧Ｅ２に、リニア電源回路２０で検出される誤差を加味して定められる。発振回路３Ａについては、後述する。
【００２２】
リニア電圧変換部４は、パワートランジスタなどを用いた半導体素子や、安定化用のコンデンサなどを有して構成される。誤差検出部５は、出力電圧Ｖｏを分圧抵抗器Ｒ１とＲ２とで分圧し、この分圧値を所定の基準電圧Ｅ１と比較することにより、誤差を検出する。例えば、負荷９による電力消費が大きい場合、リニア電源回路２０からの電力供給が追いつかず、出力電圧Ｖｏが電圧降下する場合がある。出力電圧Ｖｏが電圧降下すると、抵抗器Ｒ１とＲ２とによる分圧値も降下する。誤差検出回路Ａ２は、分圧値と基準電圧Ｅ１との差を検出し、リニア電圧変換部４に検出結果を伝達する。リニア電源変換部４は、検出結果に応じて出力電圧Ｖｏを制御する。
【００２３】
一次変換電圧Ｖａと出力電圧Ｖｏとの電位差を入力電圧Ｖｉの変動に拘わらず一定とするために、一次変換電圧Ｖａが一定値となるように制御することを図２に基づいて説明した。しかし、上述したように、負荷９の電力消費によって出力電圧Ｖｏが変動する場合があり、一次変換電圧Ｖａが一定のままでは出力電圧Ｖｏとの電圧差が変動することがある。そこで、誤差検出部４の検出結果をパルス制御部２にも伝達し、出力電圧Ｖｏの変動を一次変換電圧Ｖａに反映するようにしている。つまり、パルス制御部２のしきい値Ｅ３が、出力電圧Ｖｏの誤差に応じて変動されるようにしている。しきい値Ｅ３は、定電圧回路によって定められる電圧Ｅ２に、出力電圧Ｖｏの分圧値を加算して定められる。出力電圧Ｖｏの分圧値には、リニア電源回路２０で検出される誤差が含まれるので、パルス制御部２のしきい値Ｅ３は、出力電圧Ｖｏの誤差に応じて変動される。
【００２４】
図４は、図３の発振回路３Ａの概略回路構成を示す回路図である。図中、符号３１は上下限値設定部、符号３２は三角波生成部、符号３３は充放電電流設定部である。
【００２５】
上下限値設定部３１は、発振信号ＸのＰＰを定める上限値Ｅ４と下限値Ｅ５とを設定する。上限値Ｅ４は、入力電圧Ｖｉとグラウンド（ＧＮＤ）との間を、抵抗器Ｒ３とＲ４とによって、分圧することによって定められる。分圧された電圧は、発振信号Ｘの上限値Ｅ４となる（図２参照）。発振信号Ｘの下限値Ｅ５はＧＮＤである（図２参照）。比較器Ａ３は、上昇する発振信号Ｘが上限値Ｅ４に達したか否かを判定する。比較器Ａ４は、下降する発振信号Ｘが下限値Ｅ５に達したか否かを判定する。比較器Ａ３及びＡ４の出力は、ＲＳフリップフロップＦＦに入力される。ＲＳフリップフロップＦＦは、後述するコンデンサＣｘを充放電するための制御信号を出力する。
【００２６】
抵抗器Ｒ３とＲ４との分圧比は、図３で示した誤差検出部５の抵抗器Ｒ１とＲ２とによる分圧比と同一である。分圧比を同一とすることで、リニア電源回路２０で生じる誤差をスイッチング電源回路１０のパルス制御部２に加味し、出力電圧Ｖｏの変動を一次変換電圧Ｖａに追従させることができる。
上述したように、リニア電源回路２０の出力は、負荷９の消費電力によって、変動する場合がある。しかし、リニア電源回路２０で生じる誤差をパルス制御部２に加味することにより、リニア電源回路２０の前後の電位差を一定に保つことができる。その結果、リニア電源回路２０で生じる損失が増大することを抑制することができる。
【００２７】
図５は、図３の発振回路３Ａにより三角波状の発振信号Ｘを生成する原理を説明する波形図である。図に示すように、下降する発振信号Ｘが下限値Ｅ５に達すると、比較器Ａ４の出力がＨからＬ（low）となる。この出力は、ＲＳフリップフロップＦＦのセット端子（＿Ｓ）に入力され、出力端子（Ｑ）がＨとなる。この出力信号は、充放電スイッチＦ２（本例ではＦＥＴ。）に入力され、コンデンサＣｘの充電が開始される。出力端子（Ｑ）がＨの間、コンデンサＣｘへの充電が継続される。
【００２８】
コンデンサＣｘへの充電が開始されると、コンデンサＣｘの両端電圧が上昇する。つまり、発振信号Ｘが上昇する。比較器Ａ４の出力はＬからＨとなり、発振信号Ｘが上限値Ｅ４に達すると、比較器Ａ３の出力がＨからＬとなる。この出力は、ＲＳフリップフロップＦＦのリセット端子（＿Ｒ）に入力され、出力端子（Ｑ）は、Ｌとなる。これにより、コンデンサＣｘからの放電が開始される。出力端子（Ｑ）がＬの間、コンデンサＣｘからの放電が継続される。以降、このように充放電を繰り返し、三角波状の発振信号Ｘが生成される。
【００２９】
コンデンサＣｘの充放電電流は、充放電電流設定部３３（図４参照）によって定められる。具体的には、抵抗器Ｒｉを流れる電流値によって定められる。抵抗器Ｒｉの両端電圧は、ＧＮＤと、定電圧回路（エミッタフォロワ）として機能するトランジスタＴｒ８のエミッタ電圧によって定められる。従って、コンデンサＣｘの充放電電流は、定電圧回路の出力と抵抗器Ｒｉとから定まる定電流回路によって定められる。
【００３０】
上記定電圧回路の電圧値は、入力電圧Ｖｉを抵抗器Ｒ５とＲ６とで分圧した値により定められる。この分圧値は、トランジスタＴｒ７を用いた定電圧回路（エミッタフォロワ）を介して、トランジスタＴｒ８を用いた定電圧回路に伝達される。抵抗器Ｒ５とＲ６とによる分圧値は、入力電圧Ｖｉの変動に伴って、つまり入力電圧Ｖｉに比例して変動する。従って、抵抗器Ｒｉを有する定電流回路で規定される電流値も、入力電圧Ｖｉに比例して変動する。
【００３１】
三角波生成部３２では、このようにして定められた定電流をコンデンサＣｘに対して充放電することにより、三角波状の発振信号Ｘを生成する。上記定電流回路に直列に接続された抵抗器Ｒ１１、トランジスタＴｒ１には、定電流回路で生成した定電流が流れる。トランジスタＴｒ１とＴｒ２とはベース入力を共通としている。従って、抵抗器Ｒ１２とトランジスタＴｒ２との直列回路は、抵抗器Ｒ１１とトランジスタＴｒ１との直列回路に対して、ミラー構成される。つまり、カレントミラー回路を構成している。従って、抵抗器Ｒ１２、トランジスタＴｒ２と直列に接続されたコンデンサＣｘには、上記定電流回路で規定された定電流（充電電流Ｉ１）が供給される。つまり、コンデンサＣｘは、定電流である充電電流Ｉ１で充電される。
【００３２】
また、抵抗器Ｒ１３とトランジスタＴｒ３との直列回路、及び、抵抗器Ｒ１４とトランジスタＴｒ４との直列回路が、共に抵抗器Ｒ１１とトランジスタＴｒ１との直列回路に対して、ミラー構成される。トランジスタＴｒ３、及びトランジスタＴｒ４を含む直列回路のそれぞれが、カレントミラー回路を構成し、さらにこれら２つの直列回路が並列接続される。従って、この並列回路に直列接続されるトランジスタＴｒ６と抵抗器Ｒ１６とからなる直列回路には、上記充電電流Ｉ１の２倍の電流Ｉ２が流れる。また、トランジスタＴｒ５は、トランジスタＴｒ６とベースが共通であり、これらもカレントミラー回路を構成している。従って、トランジスタＴｒ５と抵抗器Ｒ１５との直列回路には、充電電流Ｉ１の２倍の電流Ｉ２（放電電流）が流れる。
【００３３】
トランジスタＴｒ６と抵抗器Ｒ１６との直列回路には、充放電スイッチＦ２が並列接続されている。ＦＥＴで構成された充放電スイッチＦ２は、ＲＳフリップフロップの出力（Ｑ）がＨの場合にはオンし、Ｌの場合にはオフする。充放電スイッチＦ２がオンの場合、トランジスタＴｒ３、Ｔｒ４の並列回路を流れる電流は、トランジスタＴｒ６を流れず、充放電スイッチＦ２を通ってグラウンドへと流れる。従って、カレントミラーを構成するトランジスタＴｒ５にも電流は流れず、コンデンサＣｘは充電電流Ｉ１で充電される。
【００３４】
充放電スイッチＦ２がオフの場合、トランジスタＴｒ３、Ｔｒ４の並列回路を流れる電流は、トランジスタＴｒ６を流れる。従って、カレントミラーを構成するトランジスタＴｒ５には、放電電流Ｉ２が流れる。トランジスタＴｒ５は放電電流Ｉ２を流すために、コンデンサＣｘを放電させる。コンデンサＣｘに対しては、充電電流Ｉ１が供給され続けている。従って、コンデンサＣｘは、Ｉ２−Ｉ１＝Ｉ１で、放電されることになる。このように、コンデンサＣｘは、同じ電流値で充放電されるので、図５に示すような三角波が生成される。このようにして、コンデンサＣｘは、充放電スイッチＦ２がオンの場合には充電、オフの場合には放電される。
【００３５】
発振回路３Ａにおいては、入力電圧Ｖｉに比例して変動する定電流（充電電流Ｉ）によってコンデンサＣｘが充放電される。従って、発振信号Ｘの周波数は、入力電圧Ｖｉの変動に拘わらず、一定に保たれる。
尚、Ｉ２＝Ｉ１×２としなければ、のこぎり波など他の形状の三角波を生成することもできる。
【００３６】
以上、説明したように本発明によって、入力電圧の変動に対しても、高効率且つ高いリップル除去効果を維持すると共に、簡単な構成で安定した一定の出力電圧を得られる安定化電源装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３７】
【図１】本発明に係る安定化電源装置の構成例を模式的に示すブロック図
【図２】図１のパルス制御部によるパルス幅制御の原理を説明する波形図
【図３】図１の安定化電源装置の概略回路構成を示す回路図
【図４】図３の発振回路の概略回路構成を示す回路図
【図５】図３の発振回路により三角波状の発振信号を生成する原理を説明する波形図
【図６】直流安定化電源装置の従来の構成例を模式的に示すブロック図
【符号の説明】
【００３８】
１  ：スイッチング電圧変換部
２  ：パルス制御部
３  ：発振部
４  ：リニア電圧変換部
５  ：誤差検出部
１０：スイッチング電源回路
２０：リニア電源回路
ＳＰ：制御パルス
Ｖｉ：入力電圧
Ｖａ：一次変換電圧
Ｖｏ：出力電圧
Ｘ  ：発振信号
Ｅ１：基準電圧
Ｅ３：しきい値
Ｅ４：上限値
Ｅ５：下限値
Ｃｘ：コンデンサ
Ｉ１：定電流
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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