(57)【要約】【課題】高効率化と低歪化とを両立させ、かつ、小型化を図ることができる高周波増幅装置を提供する。【解決手段】最終段増幅器１５が出力する相互変調歪を、第１及び第２の制御回路１６及び１７を介して、段間整合回路１４へ帰還させる。この第１及び第２の制御回路１６及び１７は、初段増幅器１３から最終段増幅器１５に入力されて増幅される相互変調歪と最終段増幅器１５で新たに発生する相互変調歪との合成振幅量が小さくなるように、最終段増幅器１５から段間整合回路１４へ帰還させる相互変調歪の振幅及び位相を制御する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
高周波増幅器が複数接続されて構成された高周波増幅装置であって、
前段装置との整合処理を行う入力整合回路と、
前記入力整合回路の出力を増幅する初段増幅器と、
前記初段増幅器との整合処理を行う段間整合回路と、
前記段間整合回路の出力を増幅する最終段増幅器と、
前記最終段増幅器と後段装置との整合処理を行い、かつ、前記最終段増幅器が出力する出力相互変調歪を、所定の振幅及び位相で前記段間整合回路に帰還させる制御回路とを備え、
前記制御回路は、前記初段増幅器で発生した相互変調歪と合成することで、前記最終段増幅器で新たに発生する相互変調歪と略逆位相の相互変調歪が生成されるように、前記出力相互変調歪の振幅及び位相を制御することを特徴とする、高周波増幅装置。
【請求項２】
前記制御回路は、
前記最終段増幅器と後段装置との整合処理を行う出力整合回路と、
所望の量を減衰させて、前記出力整合回路から出力される相互変調歪の振幅を制御する振幅制御回路と、
所望の周波数だけを通過させて、前記出力整合回路から出力される相互変調歪の位相を回転させる位相制御回路とを備える、請求項１に記載の高周波増幅装置。
【請求項３】
前記制御回路は、
前記最終段増幅器と後段装置との整合処理の一部を行い、かつ所望の周波数だけを通過させて、前記最終段増幅器から出力される相互変調歪の位相を回転させる位相制御／整合回路と、
前記最終段増幅器と後段装置との整合処理の残りを行う出力整合回路と、
所望の量を減衰させて、前記位相制御／整合回路から出力される相互変調歪の振幅を制御する振幅制御回路とを備える、請求項１に記載の高周波増幅装置。
【請求項４】
前記振幅制御回路は、帰還経路に挿入される直列抵抗であり、
前記位相制御回路は、帰還経路に挿入される容量−インダクタ−容量回路であることを特徴とする、請求項２に記載の高周波増幅装置。
【請求項５】
前記位相制御回路は、帰還経路に挿入される容量−容量回路であり、
前記振幅制御回路は、前記容量の間に接続される並列抵抗であることを特徴とする、請求項２に記載の高周波増幅装置。
【請求項６】
前記位相制御／整合回路は、前記最終段増幅器が出力する出力相互変調歪に並列接続されるバイアスライン及び並列容量と、直列挿入されるＤＣカット容量とで構成され、
前記振幅制御回路は、前記ＤＣカット容量の出力と前記段間整合回路との間に挿入される直列抵抗であることを特徴とする、請求項３に記載の高周波増幅装置。
【請求項７】
前記位相制御／整合回路は、前記最終段増幅器が出力する出力相互変調歪に並列接続されるバイアスライン及び並列容量とで構成され、
前記振幅制御回路は、前記並列容量の出力と前記段間整合回路の並列回路部品とが接続される経路に挿入される並列抵抗であることを特徴とする、請求項３に記載の高周波増幅装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信分野等に適用される、高周波増幅器が複数接続されて構成された高周波増幅装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
高周波増幅装置には、線形性を保つために低歪であること、及び消費電力を低減するために高効率であることが求められる。特に、デジタル方式の携帯電話端末に用いられる高周波増幅装置は、端末の小型軽量化に直結するため、低歪化及び高効率化が強く要望される。しかし、この増幅器の低歪化と高効率化とはトレードオフの関係にある。このため、携帯電話端末の変調方式に応じた歪特性の規格を満足しつつ、効率が最大限になるように設計されるのが一般的である。
【０００３】
従来、このトレードオフ関係を解決するための方法として、歪補償回路技術がある。
例えば、従来の歪補償回路技術としては、高周波増幅器が複数接続された高周波増幅装置の入力側に、プリディストーション回路を付加する方法が存在する（図示せず。特許文献１を参照）。また、高周波増幅器が複数接続された高周波増幅装置において、初段増幅器で発生した相互変調歪と最終段増幅器で発生する相互変調歪とが打ち消し合う構成にすることによって、出力の歪を抑圧する方法が存在する（特許文献２を参照）。
【０００４】
図８は、特許文献２に記載された従来の高周波増幅装置の構成例を示す図である。この従来の高周波増幅装置は、入力整合回路１２０と、初段増幅器１３０と、段間整合回路１４０と、最終段増幅器１５０と、出力整合回路１６０とを備える。そして、この従来の高周波増幅装置では、最終段増幅器１５０で発生する相互変調歪と、初段増幅器１３０で発生しかつ最終段増幅器１５０で増幅される相互変調歪とが、逆位相となるように、初段増幅器１３０のサイズとバイアス条件、及び段間整合回路１４０の回路定数等を調整し、出力の歪みを抑圧する。これにより、従来の高周波増幅装置は、入力端子２１０と出力端子２２０との間における増幅特性の線形性を改善している。
【特許文献１】特開２００１―１４４５５０号公報
【特許文献２】特開２００３―３０９４３５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、上記特許文献１に記載されているプリディストーション回路は、当業者には周知であるが回路規模が桁違いに大きい。このため、プリディストーション回路を用いた高周波増幅装置は、小型化が要求される携帯電話端末等には実用的ではない。
【０００６】
また、上記特許文献２に記載されている従来の高周波増幅装置でも、相互変調歪の位相調整のため、段間整合回路１４０の規模が大きくなり、小型化に適さない。さらに、このような段間整合回路１４０だけで調整する構成では、どれだけ回路規模を大きくしても、最終段増幅器１５０で発生する相互変調歪と、初段増幅器１３０で発生しかつ最終段増幅器１５０で増幅される相互変調歪とが、完全に逆位相になるように調整することは、技術的に困難である。
【０００７】
それ故に、本発明の目的は、高効率化と低歪化とを両立させ、かつ、小型化を図ることができる高周波増幅装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明は、高周波増幅器が複数接続されて構成された高周波増幅装置に向けられている。そして、上記目的を達成するために、本発明の高周波増幅装置は、前段装置との整合処理を行う入力整合回路と、入力整合回路の出力を増幅する初段増幅器と、初段増幅器との整合処理を行う段間整合回路と、段間整合回路の出力を増幅する最終段増幅器と、最終段増幅器と後段装置との整合処理を行い、かつ、最終段増幅器が出力する出力相互変調歪を、所定の振幅及び位相で段間整合回路に帰還させる制御回路とを備え、制御回路は、初段増幅器で発生した相互変調歪と合成することで、最終段増幅器で新たに発生する相互変調歪と略逆位相の相互変調歪が生成されるように、出力相互変調歪の振幅及び位相を制御することを特徴とする。
【０００９】
好ましい制御回路は、最終段増幅器と後段装置との整合処理を行う出力整合回路と、所望の量を減衰させて、出力整合回路から出力される相互変調歪の振幅を制御する振幅制御回路と、所望の周波数だけを通過させて、出力整合回路から出力される相互変調歪の位相を回転させる位相制御回路とで構成される。
【００１０】
この構成の場合、振幅制御回路を帰還経路に挿入される直列抵抗とし、位相制御回路を帰還経路に挿入される容量−インダクタ−容量回路とするか、又は位相制御回路を帰還経路に挿入される容量−容量回路とし、振幅制御回路を容量の間に接続される並列抵抗とすればよい。
【００１１】
また、他の好ましい制御回路は、最終段増幅器と後段装置との整合処理の一部を行い、かつ所望の周波数だけを通過させて、最終段増幅器から出力される相互変調歪の位相を回転させる位相制御／整合回路と、最終段増幅器と後段装置との整合処理の残りを行う出力整合回路と、所望の量を減衰させて、位相制御／整合回路から出力される相互変調歪の振幅を制御する振幅制御回路とで構成される。
【００１２】
この構成の場合、位相制御／整合回路を、最終段増幅器が出力する出力相互変調歪に並列接続されるバイアスライン及び並列容量と直列挿入されるＤＣカット容量とで構成し、振幅制御回路を、ＤＣカット容量の出力と段間整合回路との間に挿入される直列抵抗とするか、又は位相制御／整合回路を、最終段増幅器が出力する出力相互変調歪に並列接続されるバイアスライン及び並列容量とで構成し、振幅制御回路を、並列容量の出力と段間整合回路の並列回路部品とが接続される経路に挿入される並列抵抗とすればよい。
【発明の効果】
【００１３】
上記本発明によれば、高効率化と低歪化とを両立させることが可能となる。さらに、歪補償を行う段間整合回路の構成を単純化することができ、部品点数を削減して小型化を図ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。
図１は、本発明の一実施形態に係る高周波増幅装置の構成例を示すブロック図である。図１において、本発明の高周波増幅装置は、入力整合回路１２と、初段増幅器１３と、段間整合回路１４と、最終段増幅器１５と、第１の制御回路１６と、第２の制御回路１７とを備える。
【００１５】
入力整合回路１２は、本発明の高周波増幅装置と入力端子２１に接続される前段装置（図示せず）との間の利得整合や歪整合等（以下、整合処理という）を行う。初段増幅器１３は、入力整合回路１２を介して入力端子２１から入力される高周波信号を、所定の利得で増幅する。段間整合回路１４は、初段増幅器１３と最終段増幅器１５との間の整合処理を行う。最終段増幅器１５は、段間整合回路１４を介して初段増幅器１３から入力される高周波信号を、所定の利得でさらに増幅する。
【００１６】
第１の制御回路１６及び第２の制御回路１７は、最終段増幅器１５と出力端子２２に接続される後段装置（図示せず）との間の整合処理を行う出力整合機能と、段間整合回路１４へ３次相互変調歪（帰還信号）を帰還させる振幅制御帰還機能及び位相制御帰還機能とを、実現する。これら３つの機能を実現するための様々な回路構成例については、後で詳述する。
【００１７】
上記構成による本発明の高周波増幅装置は、第１の制御回路１６及び第２の制御回路１７の処理によって、適切に振幅及び位相が制御された３次相互変調歪を最終段増幅器１５の出力側から入力側へ帰還させることで、出力側に生じる３次相互変調歪を抑制することに特徴がある。以下、その原理を説明する。図２は、最終段増幅器１５の入力側及び出力側における３次相互変調歪の状態を位相平面で示したベクトル図である。
【００１８】
図２の（ａ）は、初段増幅器１３で発生し、最終段増幅器１５に入力され増幅された３次相互変調歪Ａと、最終段増幅器１５で新たに発生する３次相互変調歪Ｂと、この３次相互変調歪Ａと３次相互変調歪Ｂとが合成された３次相互変調歪Ｃとの、従来の基本的な歪のベクトル関係を示している。この例では、３次相互変調歪Ａの位相を［−９０°］と、３次相互変調歪Ｂの位相を［θ−９０°］と仮定し、３次相互変調歪Ａと３次相互変調歪Ｂとの位相差を［θ°］とした場合を示している。
【００１９】
第１の制御回路１６及び第２の制御回路１７は、３次相互変調歪Ｄを生成して最終段増幅器１５の入力側へ帰還させる。この３次相互変調歪Ｄは、３次相互変調歪Ａと合成されることで生成される３次相互変調歪Ｅが３次相互変調歪Ｂと逆位相［θ−２７０°］となるように（図２の（ｂ）を参照）、第１の制御回路１６及び第２の制御回路１７において振幅及び位相が制御される。すなわち、３次相互変調歪Ｄの位相は、３次相互変調歪Ｃを［θ／２＋９０°］回転させた位相、すなわち［θ°］となる。
この結果、最終段増幅器１５からは、３次相互変調歪Ｂと３次相互変調歪Ｅとが合成されて生じる３次相互変調歪Ｆが出力される（図２の（ｃ）を参照）。この３次相互変調歪Ｆの振幅量（スカラ量）は、３次相互変調歪Ｃの振幅量に比べて十分小さい。
【００２０】
なお、この例では、３次相互変調歪Ａ及び３次相互変調歪Ｂの振幅量を同一として説明したが、振幅量が異なっても上述と同じ原理の位相計算で制御可能である。一般的には、初段増幅器１３で発生する３次相互変調歪Ａは、最終段増幅器１５で新たに発生する３次相互変調歪Ｂよりも、振幅は大きくなる。この場合は、３次相互変調歪Ｃに対する３次相互変調歪Ｄの位相回転量を少なくし、３次相互変調歪Ｄと３次相互変調歪Ａとを合成した３次相互変調歪Ｅの振幅量を、３次相互変調歪Ｂの振幅量と等しくするように制御する。これにより、最終段増幅器１５から出力される３次相互変調歪Ｆを抑制することが可能となる。
【００２１】
また、本発明では、第２の制御回路１７を受動素子で構成するので、３次相互変調歪Ｂに対して３次相互変調歪Ｅを完全に逆位相に制御するためには、帰還させる３次相互変調歪Ｄの振幅量が足りない場合がある。しかし、３次相互変調歪Ｅが３次相互変調歪Ａよりも３次相互変調歪Ｂに対して逆位相に近づく分だけ、３次相互変調歪Ｆの歪みを抑制する効果がある。
【００２２】
次に、第１の制御回路１６及び第２の制御回路１７の詳細な回路構成を、図３Ａ〜図６Ｂを用いて説明する。
図３Ａは、第１の回路例の構成を示す図である。図３Ｂは、第１の回路例のさらに具体的な構成例を示す図である。図４Ａは、第２の回路例の構成を示す図である。図４Ｂは、第２の回路例のさらに具体的な構成例を示す図である。図５Ａは、第３の回路例の構成を示す図である。図５Ｂは、第３の回路例のさらに具体的な構成例を示す図である。図６Ａは、第４の回路例の構成を示す図である。図６Ｂは、第４の回路例のさらに具体的な構成例を示す図である。
【００２３】
（第１の回路例）
この回路は、第１の制御回路１６に出力整合機能を持たせ、第２の制御回路１７に振幅制御帰還機能及び位相制御帰還機能を持たせた例である。第１の制御回路１６は、従来と同等の出力整合回路１６１で構成される。第２の制御回路１７は、所望の量を減衰させて帰還信号の振幅を制御する振幅制御回路１７１と、所望の周波数だけを通過させて帰還信号の位相を回転させる位相制御回路１７２とが、直列接続されて構成される。典型的には、振幅制御回路１７１には直列抵抗が用いられ、位相制御回路１７２には容量−インダクタ−容量回路が用いられる。
【００２４】
（第２の回路例）
この回路も、第１の制御回路１６に出力整合機能を持たせ、第２の制御回路１７に振幅制御帰還機能及び位相制御帰還機能を持たせた例である。第１の制御回路１６は、従来と同等の出力整合回路１６１で構成される。第２の制御回路１７は、所望の周波数だけを通過させて帰還信号の位相を回転させる位相制御回路１７３と、所望の量を減衰させて帰還信号の振幅を制御する振幅制御回路１７４とが、並列接続されて構成される。典型的には、位相制御回路１７３には容量−容量回路が用いられ、振幅制御回路１７４には並列抵抗が用いられる。
【００２５】
この第１及び第２の回路例では、歪補償を行うために従来のような能動素子等の大掛かりな回路や、受動素子による複雑な回路を必要としない。
【００２６】
（第３の回路例）
この回路は、第１の制御回路１６に位相制御帰還機能及び出力整合機能を持たせ、第２の制御回路１７に振幅制御帰還機能を持たせた例である。第１の制御回路１６は、所望の周波数だけを通過させて帰還信号の位相を回転させると共に、初期整合を行う位相制御／出力整合回路１６２と、最終整合を行う出力整合回路１６３とで構成される。第２の制御回路１７は、所望の量を減衰させて帰還信号の振幅を制御する振幅制御回路１７５で構成される。典型的には、位相制御／出力整合回路１６２にはバイアスラインＢＬ、並列容量Ｃ及びＤＣカット容量ＣＣが用いられ、振幅制御回路１７５には直列抵抗が用いられる。
【００２７】
ＤＣカット容量ＣＣを通過した信号は、出力整合回路１６３と振幅制御回路１７５とに分岐入力される。バイアスラインＢＬは、理想的には最終段増幅器１５から見た電源供給側の基本波周波数インピーダンスをオープンにするため、電気長としてλ／４が必要とされる。しかし、実際にはそれだけの電気長を確保するのは難しいため、バイアスラインＢＬと並列容量Ｃとによるインピーダンス変換によって、基本波周波数インピーダンスがオープンに近づくように設計される。
【００２８】
上述した図２の例のように、帰還信号に必要な位相回転量はθ/２+９０°であるが、大抵の増幅器において増幅した３次相互変調歪Ａとその増幅器自身が発生した３次相互変調歪Ｅとの位相差は９０°〜１８０°である。このため、帰還信号は１３５°〜１８０°の範囲で位相回転が制御できればよい。位相制御／出力整合回路１６２では、バイアスラインＢＬの電気長（λ/４〜λ/１２）及び並列容量Ｃの調整によって、この２素子を通過後の位相を１３５°〜１８０°の範囲で制御することができる。例えば、８３０ＭＨｚを基本波周波数とした場合、バイアスラインＢＬを電気長λ／１２かつ並列容量Ｃを１０ｐＦで設計した場合は、約１６０°の位相回転となる。なお、ＤＣカット容量ＣＣは、電源が段間整合回路１４や出力端子２２とショートしないように設置されている。
【００２９】
この第３の回路例では、歪補償を行うために出力整合回路の一部を位相制御回路として兼用させるために、従来のような能動素子等の大掛かりな回路や、受動素子による複雑な回路を全く必要としない。
【００３０】
（第４の回路例）
この回路も、第１の制御回路１６に位相制御帰還機能及び出力整合機能を持たせ、第２の制御回路１７に振幅制御帰還機能を持たせた例である。第１の制御回路１６は、所望の周波数だけを通過させて帰還信号の位相を回転させると共に、初期整合を行う位相制御／出力整合回路１６４と、最終整合を行う出力整合回路１６５とで構成される。第２の制御回路１７は、所望の量を減衰させて帰還信号の振幅を制御する振幅制御回路１７６で構成される。典型的には、位相制御／出力整合回路１６４にはバイアスラインＢＬ及び並列容量Ｃが用いられ、振幅制御回路１７６には並列抵抗が用いられる。
【００３１】
この回路では、バイアスラインＢＬと並列容量Ｃとで所望の位相を回転させた信号を、並列容量ＣのＧＮＤ側から段間整合回路１４内の並列回路部品（図示せず）のＧＮＤ側を通して帰還させる構成をとる。さらに、並列容量ＣのＧＮＤ側と並列回路部品のＧＮＤ側との接続点とＧＮＤとの間に挿入される並列抵抗１７６の抵抗値を操作することで、帰還量を制御する。なお、並列インダクタ、ラインパターン、及びＶＩＡホール等の、所望の周波数がＧＮＤとの間でアイソレーションを持つ受動部品であれば、アイソレーション量を操作して帰還量を制御することができるので、並列抵抗１７６に代えて用いることが可能である。
【００３２】
図７は、図５Ａ及び図６Ａで示す回路で構成した高周波増幅装置において、３次相互変調波歪を帰還させることで高周波増幅装置から出力される歪特性が改善されることを示す図である。図７では、ＷＣＤＭＡ変調を入力した際に高周波増幅装置から出力される信号に求められる３次相互変調波歪として、５ＭＨｚ離れの歪である隣接チャンネル漏洩電力比（ＡＣＬＲ）の出力パワー依存特性を示している。図７に示すように、３次相互変調波歪を帰還させることで、出力パワーの広い範囲で歪特性が改善できていることが分かる（黒丸印プロットの曲線（ＦＢ回路有り））。
【００３３】
この第３の回路例及び第４の回路例では、歪補償を行うために出力整合回路の一部を位相制御回路として兼用させるために、従来のような能動素子等の大掛かりな回路や、受動素子による複雑な回路を全く必要としない。特に、第４の回路例では、並列容量Ｃを通して信号を帰還させるためＤＣカット容量も削除できる。
【００３４】
以上のように、本発明の一実施形態に係る高周波増幅装置によれば、最終段増幅器に入力されて増幅される歪ベクトルと最終段増幅器で新たに発生する歪ベクトルとの合成ベクトルの振幅量が、小さくなるように帰還制御を行う。これにより、高効率化と低歪化とを両立させることが可能となる。さらに、歪補償を行う段間整合回路の構成を単純化することができ、部品点数を削減して小型化を図ることができる。
【００３５】
なお、上記実施形態では、増幅器が２段接続された高周波増幅装置を例に挙げて説明したが、装置の最終段を段間整合回路１４、最終段増幅器１５、第１の制御回路１６、及び第２の制御回路１７の構成にするのであれば、初段増幅器１３と段間整合回路１４との間に増幅器が何段挿入されていても構わない。
また、上記実施形態では、３次相互変調歪を低減させる場合について説明したが、他のｎ次相互変調歪についても同様の方法で低減させることが可能である。
【産業上の利用可能性】
【００３６】
本発明の高周波増幅装置は、無線通信分野で利用される装置等に利用可能であり、特に送信部の高効率化及び低歪化を両立させ、かつ、小型化を図りたい場合等に有用である。
【図面の簡単な説明】
【００３７】
【図１】本発明の一実施形態に係る高周波増幅装置の構成例を示すブロック図
【図２】最終段増幅器１５の入力側及び出力側における３次相互変調歪の状態を位相平面で示したベクトル図
【図３Ａ】第１の回路例の構成を示す図
【図３Ｂ】第１の回路例のさらに具体的な構成例を示す図
【図４Ａ】第２の回路例の構成を示す図
【図４Ｂ】第２の回路例のさらに具体的な構成例を示す図
【図５Ａ】第３の回路例の構成を示す図
【図５Ｂ】第３の回路例のさらに具体的な構成例を示す図
【図６Ａ】第４の回路例の構成を示す図
【図６Ｂ】第４の回路例のさらに具体的な構成例を示す図
【図７】３次相互変調波歪を帰還させることで高周波増幅装置から出力される歪特性が改善されることを示す図
【図８】従来の高周波増幅装置の構成例を示すブロック図
【符号の説明】
【００３８】
１２、１２０  入力整合回路
１３、１３０  初段増幅器
１４、１４０  段間整合回路
１５、１５０  最終段増幅器
１６、１７  制御回路
１６０、１６１、１６３、１６５  出力整合回路
１６２、１６４  位相制御／出力整合回路
１７１、１７４〜１７６  振幅制御回路
１７２、１７３  位相制御回路
【図１】
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【図２】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
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【図４Ａ】
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【図４Ｂ】
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【図５Ａ】
2007060635.tif 000009
【図５Ｂ】
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【図６Ａ】
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【図６Ｂ】
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【図７】
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【図８】
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