(57)【要約】      （修正有）【課題】プッシュプル形コンバータに用いられるクランプ形スナバ回路のクランプ先が直流出力電圧であるため、ＭＯＳＦＥＴの耐圧が高周波トランスの巻数比に関係なく直流出力電圧に制約されてしまうことを改良する。【解決手段】一次巻線に中間端子を持つ高周波トランスと、第１のスイッチ素子に対し逆方向に直列接続された第１のダイオードとの直列回路からなる第１のアーム対と、第２のスイッチ素子に対し逆方向に直列接続された第２のダイオードとの直列回路からなる第２のアーム対と、前記高周波トランス二次巻線の交流を直流に変換する整流回路とを備え、第１及び第２のアーム対の各直列接続中間点端子を前記高周波トランスの一次巻線に、第１及び第２のアーム対の各他端を前記整流回路の直流側端子の一端に、前記整流回路の交流側端子を前記高周波トランスの二次巻線に、前記整流回路の直流側端子の他端を直流出力端子の他端に、各々接続する。【選択図】図１
2007209059.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源電圧をスイッチ素子のスイッチングにより昇圧して出力するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
一次巻線に中間端子を持つトランスと、
第１のスイッチ素子とこのスイッチ素子に対し逆方向に直列接続された第１のダイオードとの直列回路からなる第１のアーム対と、
第２のスイッチ素子とこのスイッチ素子に対し逆方向に直列接続された第２のダイオードとの直列回路からなる第２のアーム対と、
前記トランス二次巻線の交流を直流に変換する整流回路とを備え、
前記直流電源の一端を前記トランスの一次巻線中間端子に、前記直流電源の他端を第１及び第２アーム対のスイッチ素子側の一端及び直流出力端子の一端に、第１及び第２のアーム対の各直列接続中間点端子を前記トランスの一次巻線に、第１及び第２のアーム対の各他端を前記整流回路の直流側端子の一端に、前記整流回路の交流側端子を前記トランスの二次巻線に、前記整流回路の直流側端子の他端を直流出力端子の他端に、各々接続したことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記直流出力端子の一端と他端の間に平滑用フィルタを接続したことを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記直流電源の一端とトランス一次巻線中間端子との間にリアクトルを接続したことを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
直流電源電圧をスイッチ素子のスイッチングにより昇圧して出力するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
一次巻線に中間端子を持つトランスと、
第１のスイッチ素子とこのスイッチ素子に対し逆方向に直列接続された第１のダイオードとの直列回路からなる第１のアーム対と、
第２のスイッチ素子とこのスイッチ素子に対し逆方向に直列接続された第２のダイオードとの直列回路からなる第２のアーム対と、
前記トランス二次巻線の交流を直流に変換する整流回路とを備え、
前記直流電源の一端を前記トランスの一次巻線中間端子及び直流出力端子の一端に、前記直流電源の他端を第１及び第２アーム対のスイッチ素子側の一端に、第１及び第２のアーム対の各直列接続中間点端子を前記トランスの一次巻線に、第１及び第２のアーム対の各他端を前記整流回路の直流側端子の一端に、前記整流回路の交流側端子を前記トランスの二次巻線に、前記整流回路の直流側端子の他端を直流出力端子の他端に、各々接続したことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】
前記直流出力端子の一端と他端の間に平滑用フィルタを接続したことを特徴とする請求項４に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項６】
前記直流電源の一端とトランス一次巻線中間端子との間にリアクトルを接続したことを特徴とする請求項４に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電源を昇圧して出力するＤＣ−ＤＣコンバータに関するもので、詳しくはＤＣ−ＤＣコンバータの高効率化のための技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
図５に従来のプッシュプル形ＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成を示す。図５の回路構成では、直流入力端子Ｐｉが高周波高周波トランス２の一次巻線中間端子Ｍに接続され、高周波高周波トランス２の一次巻線の両端ａ１、ｂ１は各々ＭＯＳＦＥＴ３、４を介して直流入力端子Ｎｉに接続されている。また、ＭＯＳＦＥＴ３、４には各々クランプ形スナバ回路１０のスナバダイオード１０ａ、１０ｂが、スナバダイオード１０ａと１０ｂのカソード側にはスナバコンデンサ１０ｃが、さらにスナバコンデンサ１０ｃはスナバ抵抗１０ｄを介し高周波トランス二次側整流回路７の直流出力に接続されている。高周波トランス２の二次巻線の両端ａ２、ｂ２には、整流回路７の交流端子部が接続され、整流回路７の直流端子部が装置の直流出力端子Ｐｏ、Ｎｏとなっている。
【０００３】
このような回路構成において、ＭＯＳＦＥＴ３、４を各々交互にオン−オフすることで、高周波トランス２が励磁され、高周波トランス２の二次巻線電圧が整流回路７で整流され、直流出力端子Ｐｏ、Ｎｏ間に直流電圧が出力される。ＭＯＳＦＥＴ３又は４がオンの期間に配線インダクタンスや高周波トランスの漏れインンダクタンスに蓄積されたエネルギーはスナバダイオード１０ａ又は１０ｂを介してスナバコンデンサ１０ｃに吸収され、その後抵抗１０ｄを介して直流出力端子側へ放出される。このプッシュプル形コンバータについては、特許文献１に開示されている。
【特許文献１】特開平８−８８９６９号公報（図２）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
図５に示した従来例のプッシュプル形コンバータにおいては、その動作のなかで配線インダクタンスや高周波トランス２の漏れインダクタンスに蓄えられるエネルギーはクランプ形スナバ回路１０で一旦回収され、クランプ先である直流出力電圧に少ない損失で放出されている。しかし、この回路での課題は、クランプ形スナバ回路のクランプ先が直流出力電圧であるため、ＭＯＳＦＥＴ３、４の耐圧が高周波トランス２の巻数比に関係なく直流出力電圧に制約されてしまう点である。そのため、直流入力電圧に対して直流出力電圧の比が大きい装置を例に試算すると次のようになる。例えば直流入力電圧１０Ｖ、直流出力電圧２００Ｖ、出力１ｋＷの装置を実現するためには、ＭＯＳＦＥＴ３、４には、最低１００Ａ、２００Ｖ以上の条件で動作可能な素子が必要となる。これは、装置出力１ｋＷに対し２０倍以上の能力を持ったＭＯＳＦＥＴが必要ということであり、装置の高価格・大形化が問題となる。
さらに、特許文献１においては、ＭＯＳＦＥＴの耐圧が高くなる場合の対策として、図９に示す回路が開示されている。この回路構成の場合、高周波トランス２に補助巻線２Ｘを設け、ダイオード１１ａ、１１ｂ、１１ｅ、コンデンサ１１ｃ、リアクトル１１ｆ、抵抗１１ｄなどで構成されたクランプ回路１１の電圧と補助巻線２Ｘを整流回路７１で整流した電圧の和が直流出力電圧となるように動作するため、使用するＭＯＳＦＥＴ３、４の耐圧を下げることができるが、高周波トランス２に補助巻線２Ｘを設けるため高周波トランスが大型となると共に、クランプ回路１１や補助巻線電圧を整流する整流回路７１が必要なため、装置構成が複雑となり、装置の高価格化・大形化が問題となっている。また、配線インダクタンスや高周波トランスの漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギーは抵抗１１ｄで消費されるため、損失が大きく変換効率が低下するという課題もある。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
前記課題を解決するため、請求項１に記載の発明においては、直流電圧をスイッチ素子のスイッチングにより昇圧して出力するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、一次巻線に中間端子を持つ高周波トランスと、第１のスイッチ素子とこのスイッチ素子に対し逆方向に直列接続された第１のダイオードとの直列回路からなる第１のアーム対と、第２のスイッチ素子とこのスイッチ素子に対し逆方向に直列接続された第２のダイオードとの直列回路からなる第２のアーム対と、前記高周波トランス二次巻線の交流を直流に変換する整流回路とを備え、前記直流電源の一端を前記高周波トランスの一次巻線中間端子に、前記直流電源の他端を第１及び第２アーム対のスイッチ素子側の一端及び直流出力端子の一端に、第１及び第２のアーム対の各直列接続中間点端子を前記高周波トランスの一次巻線に、第１及び第２のアーム対の各他端を前記整流回路の直流側端子の一端に、前記整流回路の交流側端子を前記高周波トランスの二次巻線に、前記整流回路の直流側端子の他端を直流出力端子の他端に、各々接続する。
【０００６】
請求項２に記載の発明においては、請求項１に記載の発明の直流出力端子の一端と他端との間に平滑用フィルタを接続する。
【０００７】
請求項３に記載の発明においては、請求項１に記載の発明の直流電源の一端と高周波トランス一次巻線中間端子との間にリアクトルを接続する。
【０００８】
請求項４に記載の発明においては、直流電圧をスイッチ素子のスイッチングにより昇圧して出力するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、一次巻線に中間端子を持つ高周波トランスと、第１のスイッチ素子とこのスイッチ素子に対し逆方向に直列接続された第１のダイオードとの直列回路からなる第１のアーム対と、第２のスイッチ素子とこのスイッチ素子に対し逆方向に直列接続された第２のダイオードとの直列回路からなる第２のアーム対と、前記高周波トランス二次巻線の交流を直流に変換する整流回路とを備え、前記直流電源の一端を前記高周波トランスの一次巻線中間端子及び直流出力端子の一端に、前記直流電源の他端を第１及び第２アーム対のスイッチ素子側の一端に、第１及び第２のアーム対の各直列接続中間点端子を前記高周波トランスの一次巻線に、第１及び第２のアーム対の各他端を前記整流回路の直流側端子の一端に、前記整流回路の交流側端子を前記高周波トランスの二次巻線に、前記整流回路の直流側端子の他端を直流出力端子の他端に、各々接続する。
【０００９】
請求項５に記載の発明においては、請求項４に記載の発明おいて、直流出力端子の一端と他端の間に平滑用フィルタを接続する。
【００１０】
請求項６に記載の発明においては、請求項４に記載の発明において、直流電源の一端と高周波トランス一次巻線中間端子との間にリアクトルを接続する。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、配線インダクタンスが大きい場合や高周波トランスに漏れインダクタンスがある場合でも、そこに蓄えれたエネルギーを損失とせずに、出力側に回生することができ、さらに入力電圧に対する出力電圧の比が大きい装置においても出力電圧に影響されず、使用する半導体スイッチング素子の耐圧を低く抑えることができるので、装置の高効率化と低価格・小形化を達成できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
本発明の要点は、スイッチング素子をオンさせて高周波トランスを励磁する時に高周波トランスの漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギーを、オフさせる時に高周波トランス二次側の整流回路を通して直流出力に放出させることにより、損失なく直流出力（負荷）に回生できるようにした点である。
【実施例１】
【００１３】
本発明の第一の実施例を示す回路構成を図１に示す。図１では、直流入力端子Ｐｉが高周波トランス２の一次巻線中間端子Ｍに接続され、高周波トランス２の一次巻線の両端（ａ１、ｂ１）は、各々ＭＯＳＦＥＴ３、ＭＯＳＦＥＴ４を介して直流入力端子Ｎｉに接続されている。このＭＯＳＦＥＴ３、ＭＯＳＦＥＴ４と高周波トランス２の接続点には、ダイオード５、ダイオード６のアノード側が各々接続され、カソード側は共通接続され、高周波トランス２の二次側に接続されたダイオード７ａ、７ｂ、７ｃ、７ｄからなる整流回路７の直流負側端子に接続されている。高周波トランス２の二次巻線端子（ａ２、ｂ２）は、整流回路７の交流端子に接続され、整流回路７の直流正側端子は装置の直流出力端子Ｐｏとなり、装置の直流入力端子Ｎｉは共通で装置の直流出力端子Ｎｏとなっている。
【００１４】
このような回路構成において、図６に示すように、ＭＯＳＦＥＴ３、ＭＯＳＦＥＴ４を交互にオン・オフを繰り返すことで、高周波高周波トランス２を励磁して、直流出力端子Ｐｏ、Ｎｏ間に直流を出力する。
【００１５】
詳細な動作は次のようになる。ＭＯＳＦＥＴ３がオフ、ＭＯＳＦＥＴ４がオンの時は、高周波トランス２の一次巻線Ｍ−ｂ１間は直流入力電圧Ｖｉで励磁され、一次巻線ａ１の電位は２×Ｖｉとなる。ここで、高周波トランス２の巻数比（ａ１−ｂ１：ａ２−ｂ２）が１：９の場合には、高周波トランス２の二次巻線ａ２−ｂ２間の電圧は１８×Ｖｉとなるが、直流出力端子Ｐｏ、Ｎｏ間の電圧Ｖｏはａ１の電位が加算され、２０×Ｖｉとなる。この電圧により、直流出力端子Ｐｏ、Ｎｏ間に接続される負荷に電力が供給される。次に、ＭＯＳＦＥＴ４がオンからオフし、ＭＯＳＦＥＴ３がオンすると、高周波トランス２の漏れインダクタンスに蓄えられていたエネルギーは、直流入力端子Ｐｉ→高周波トランス２端子Ｍ→高周波トランス２端子ｂ１→ダイオード６→整流回路７→直流出力端子Ｐｏの経路で直流出力側に放出され、負荷に供給される。従って、損失とならないため、装置全体の高効率化が可能となる。
【００１６】
さらに、この時ＭＯＳＦＥＴ４に印加される電圧は、ＭＯＳＦＥＴ３がオンであるため、高周波トランス２のセンタータップ動作により、２×Ｖｉとなり、出力電圧や高周波トランス２の巻数比に関係なく低い電圧に抑えることが可能となる。
【００１７】
例えば、入力電圧１０Ｖ、出力電圧２００Ｖ、出力１ｋＷの装置を想定した場合、ＭＯＳＦＥＴ３、４には１００Ａ、２０Ｖ以上に耐える素子の適用が可能となり、図５の従来例に比べ、大幅な装置の低価格・小形化が可能となる。
ＭＯＳＦＥＴ３のオン・オフの動作は、回路の対称性からＭＯＳＦＥＴ４の場合と同様の動作となる。
【実施例２】
【００１８】
第２の実施例の構成図を図２に示す。図１との相違点は、直流出力端子と整流回路７の間にリアクトル８ａとコンデンサ８ｂから成るＬＣフィルタが挿入されている点である。図１の回路では、ＭＯＳＦＥＴ３、４の交互のオン・オフ動作で、図６に示すようにＭＯＳＦＥＴ３、４両方がオフの期間が存在すると、高周波高周波トランス２が励磁されない期間が出来るため、出力電圧Ｖｏは大きなリップル電圧をもった直流電圧となってしまう。そのため、図１の回路では、ＭＯＳＦＥＴ３、４を図６のように交互に５０％づつオンさせて動作させる必要があり、出力電圧の調整が要求される用途には不向きである。じかし、図２の回路では、リアクトル８ａとコンデンサ８ｂからなるＬＣフィルタ８の効果により、ＭＯＳＦＥＴ３、４両方のオフによるリップル電圧成分を平滑化できるため、図７に示すようにＭＯＳＦＥＴ３、４に同時にオフの期間が発生するオン幅比率制御が可能となり、出力電圧の調整が可能となる。
【実施例３】
【００１９】
第３の実施例を図３に示す。図２との相違点は、リアクトル８ａが削除され、直流入力端子Ｐｉと高周波トランス２の一次巻線中間端子Ｍとの間にリアクトル９が挿入されている点である。図２の回路動作はＭＯＳＦＥＴ３、４両方をオフすることで出力電圧を下げる方向に調整が可能で、いわゆる降圧動作である。これに対して、図３の回路動作では、ＭＯＳＦＥＴ３、４両方を同時にオンすることでリアクトル９にエネルギーを蓄積し、一方をオフさせることにより高周波トランス二次側へエネルギーを放出する動作となり、出力電圧を上げる方向の調整が可能となり、いわゆる昇圧動作を行うことができる。この時のＭＯＳＦＥＴ３、４の動作を図８に示す。ＭＯＳＦＥＴ３、４を同時に両方オンすることで、高周波トランス２を短絡状態にし、直流入力のエネルギーをリアクトル９に蓄え、ＭＯＳＦＥＴ３、４の一方をオフすることで、そのエネルギーを出力側に放出する昇圧動作となる。
【実施例４】
【００２０】
第４の実施例を図４に示す。図１との相違点は、直流出力端子Ｎｏが直流入力端子Ｐｉと共通接続されている点である。そのため、例えば高周波トランス２の巻数比が１：１の場合、図１の回路では、入力電圧Ｖｉに対し出力電圧Ｖｏは４倍となっていたが、図４の構成では３倍になる点である。基本的な動作については、図１と同じであるため、省略する。
【実施例５】
【００２１】
第５の実施例は、図４において、図２と同様に直流出力端子ＰｏとＮｏとの間に平滑用フィルタを挿入したものである。フィルタを挿入した時の動作は第２の実施例での説明と同様であるので、省略する。
【実施例６】
【００２２】
第６の実施例は、図４において、図３と同様に直流入力端子Ｐｉと高周波トランス一次巻線中間端子Ｍとの間にリアクトルを挿入したものである。リアクトルを挿入した時の動作は第３の実施例と同様であるので、省略する。
【産業上の利用可能性】
【００２３】
本発明は、直流電圧を絶縁しないで電圧変換するＤＣ−ＤＣコンバータとして、入力電圧と出力電圧の比率が大きい電源装置、例えば、電池駆動型電源、蛍光灯点灯用インバータ、直流高圧電源などへの適用が可能である。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】本発明の第１実施例の回路構成例
【図２】本発明の第２実施例の回路構成例
【図３】本発明の第３実施例の回路構成例
【図４】本発明の第４実施例の回路構成例
【図５】従来の回路構成例（１）
【図６】図１の動作説明図
【図７】図２の動作説明図
【図８】図３の動作説明図
【図９】従来の回路構成例（２）
【符号の説明】
【００２５】
１・・・電解コンデンサ          ２・・・高周波トランス          
３、４・・・ＭＯＳＦＥＴ        
５、６、７ａ、７ｂ、７ｃ、７ｄ、１０ａ、１０ｂ、１１ｅ・・・ダイオード
７、７１・・・整流回路          １０ｃ、１１ｃ・・・スナバコンデンサ          
８・・・フィルタ        ８ａ、９、１１ｆ・・・リアクトル        
８ｂ・・・コンデンサ
１０・・・クランプ形スナバ回路          
１０ｄ、１１ｄ・・・抵抗
１１・・・クランプ回路
【図１】
2007209059.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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