(57)【要約】  【課題】  小型化と更なるノイズ低減を同時に実現することが可能なスイッチング電源装置を提供する。  【解決手段】  トランス２の一次巻線と直列にスイッチング素子４が接続され、二次巻線に整流・平滑回路８が接続され、補助巻線に波形整形回路７が接続されている。スイッチング素子４のオン・オフ制御を行う制御回路３の動作電圧がトランス２の一次巻線とスイッチング素子４との接続ノードから供給される。制御回路３は、波形整形回路７の出力電圧から整流・平滑回路８の出力電圧に比例するフィードバック電圧を得てスイッチング素子４のＰＷＭ制御のための信号を生成する出力電圧検出回路２０と、波形整形回路７の出力電圧からリンギング電圧のボトムレベルを検出するボトム検出回路２２とを含み、制御回路３に内蔵された発振器１１の出力信号又はボトム検出回路２２の出力信号のいずれかによってスイッチング素子４をオフからオンにする。  【選択図】  図１
2007174890.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一次巻線、二次巻線及び補助巻線を有するスイッチングトランスと、前記スイッチングトランスの一次巻線と直列に接続されたスイッチング素子と、前記スイッチングトランスの二次巻線に接続された整流・平滑回路と、前記スイッチングトランスの補助巻線に接続された波形整形回路と、前記スイッチング素子のオン・オフ制御を行う制御回路とを備え、
前記制御回路は、前記波形整形回路が出力するフィードバック電圧から、前記スイッチング素子のＰＷＭ制御のための信号を生成する出力電圧検出回路と、前記フィードバック電圧から前記スイッチングトランスの二次巻線に電流が流れていない期間におけるリンギング電圧のボトムレベルを検出するボトム検出回路とを含み、前記制御回路に内蔵された発振器の出力信号又は前記ボトム検出回路の出力信号のいずれかによって前記スイッチング素子をオフからオンにすることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記制御回路の動作電圧が、前記スイッチングトランスの一次巻線の一方の端子と前記スイッチング素子との接続ノード、又は、前記一次巻線の他方の端子から供給されている請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記制御回路は、出力電圧検出回路の出力信号を増幅する誤差増幅器と、その出力が与えられる過電流検出回路とを更に含んでいる請求項１又は２記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記制御回路は、前記誤差増幅器の出力信号レベルが所定値以下になれば前記スイッチング素子のオン・オフ動作を停止又は休止する間欠発振制御回路を更に含んでいる請求項３記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記制御回路は、前記ボトム検出回路の出力電圧からリンギングの状態を検出するリンギングオフ検出回路を更に含み、リンギングが無くなったことが検出されると前記スイッチング素子のオン・オフ制御を再開する請求項４記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
前記制御回路に内蔵された発振器の発振周波数が、固定周波数を中心とする所定の幅を有する周波数であることを特徴とする請求項１から５のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
【請求項７】
前記制御回路は、前記動作電圧が所定の電圧より高くなったことを検出する過電圧検出回路を更に含んでいる請求項１から６のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
【請求項８】
前記制御回路は、過熱保護回路を更に含んでいる請求項１から７のいずれか１項に記載スイッチング電源装置。
【請求項９】
前記波形整形回路がショットキーバリアダイオードを含む請求項１から８のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
【請求項１０】
前記補助巻線に接続された補助巻線電圧整流・平滑回路を更に備え、前記制御回路への電力供給が前記補助巻線電圧整流・平滑回路から行われるように構成されている請求項１から９のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
【請求項１１】
請求項１から１０のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置に使用される半導体装置であって、前記スイッチング素子及び前記制御回路が単一の基板上に集積化され、又は単一パッケージに組み込まれていることを特徴とする半導体装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング電源装置とそれに用いられる半導体装置に関するものであり、特に、スイッチング電源装置の小型化と低ノイズ化を同時に実現する新規な制御方式に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に、スイッチング電源装置は、スイッチングトランスと、その一次巻線に直列接続されたスイッチング素子と、そのオン・オフ制御を行う制御回路と、スイッチングトランスの二次巻線に接続された整流・平滑回路と、その出力電圧に応じて変化する検出電圧を制御回路にフィードバックする出力電圧検出回路とを備えている（例えば特許文献１参照）。
【０００３】
図１３は、従来のスイッチング電源装置の構成例を示す回路図である。このスイッチング電源装置は、一次巻線１０１ａ、二次巻線１０１ｂ及び補助巻線１０１ｃを有するスイッチングトランス１０１を備えている。一次巻線１０１ａにはスイッチング素子１０２が直列接続され、一次巻線１０１ａ及びスイッチング素子１０２に直流電圧Ｖｉｎが印加される。スイッチング素子１０２が制御回路１０３によってオン・オフ制御（ＰＷＭ制御）されることにより、スイッチングトランス１０１の一次巻線１０１ａから二次巻線１０１ｂへ電力が伝達される。
【０００４】
スイッチングトランス１０１の二次巻線１０１ｂに発生した電圧は、ダイオード１０４ａ及びコンデンサ１０４ｂからなる整流平滑回路１０４によって整流・平滑されて出力直流電圧となり、負荷１０５に供給される。この出力直流電圧は、出力直流電圧検出回路１０６によって検出され、検出電圧が制御回路１０３にフィードバックされる。フィードバックされた検出電圧は、制御回路１０３のＯＮ期間制御回路１０３ａに与えられ、その出力はパルス制御回路１０３ｂに与えられる。パルス制御回路１０３ｂの出力はドライブ回路１０３ｃに与えられ、その出力がスイッチング素子１０２の制御信号（ゲート信号）となる。
【０００５】
また、スイッチングトランス１０１の補助巻線１０１ｃに発生した電圧は、ダイオード１０７ａ及びコンデンサ１０７ｂからなる出力平滑回路１０７によって整流・平滑されて制御回路１０３に動作電圧Ｖｃｃとして供給される。なお、スイッチングトランス１０１のオン・オフ制御が始まる前の起動時は抵抗１０８を介して直流電圧Ｖｉｎから動作電圧Ｖｃｃが供給される。
【０００６】
補助巻線１０１ｃに発生した電圧は更に、ダイオード１０９ａ、抵抗１０９ｂ、コンデンサ１０９ｃ及び抵抗１０９ｄを含むリンギング発生回路１０９に入力され、その出力が制御回路１０３のコンパレータ回路１０３ｄに入力されている。コンパレータ回路１０３ｄのコンパレータＣＭＰは入力された電圧を基準電圧Ｖｒｅｆと比較し、その出力がボトムカウンタ回路１０３ｅ及び遅延回路１０３ｆを経てドライブ回路１０３ｃに与えられている。リンギング発生回路１０９、コンパレータ回路１０３ｄ、ボトムカウンタ回路１０３ｅ及び遅延回路１０３ｆは、スイッチング素子がオフの期間にトランスに発生するリンギングの回数から遅延信号を生成し、ドライブ回路１０３ｃによってこの遅延信号に応じてスイッチング素子のオン時期を遅らせるようにしている。このため、負荷が重負荷から軽負荷になるに従って多くなるリンギングの発生回数により、スイッチング素子がオンするタイミングをより長期間遅らせてスイッチング素子の発振周期を長くすることで、負荷が軽くなるほどスイッチング周波数を下げることができ、スイッチング損失を低減する効果が得られる。
【０００７】
なお、スイッチングトランスの一次側と二次側とを電気的に分離する必要がある場合は、出力直流電圧検出回路１０６にフォトカプラを用いて、制御回路１０３へフィードバック信号を伝達することが行われる。
【特許文献１】特許第３４８０４６２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
上記のような従来のスイッチング電源装置では、出力電圧を検出して制御回路へフィードバックするために二次側に接続される出力電圧検出回路が必要であり、スイッチング電源装置の小型化を阻害する要因となる。特に、フォトカプラを用いて一次側と二次側とを電気的に分離する場合に、小型化が難しい。
【０００９】
また、リンギング発生回路１０９、コンパレータ回路１０３ｄ、ボトムカウンタ回路１０３ｅ及び遅延回路１０３ｆの働きにより、上述のような軽負荷の時のスイッチング損失を抑制する効果は得られるが、スイッチングノイズの低減という観点での対策は採られていない。
【００１０】
また、従来のスイッチング電源装置では、出力の負荷状態が変化すると、スイッチング素子の動作周波数が大きく変化することになり、これに対応させるためにスイッチングトランス１０１のサイズが大きくなってスイッチング電源装置の小型化を阻害する要因となる。
【００１１】
本発明は、上記のような従来の課題を解決し、小型化とノイズ低減を同時に実現することが可能なスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記課題を解決するために、本発明のスイッチング電源装置は、一次巻線、二次巻線及び補助巻線を有するスイッチングトランスと、前記スイッチングトランスの一次巻線と直列に接続されたスイッチング素子と、前記スイッチングトランスの二次巻線に接続された整流・平滑回路と、前記スイッチングトランスの補助巻線に接続された波形整形回路と、前記スイッチング素子のオン・オフ制御を行う制御回路とを備え、前記制御回路は、前記波形整形回路が出力するフィードバック電圧から、前記スイッチング素子のＰＷＭ制御のための信号を生成する出力電圧検出回路と、前記フィードバック電圧から前記スイッチングトランスの二次巻線に電流が流れていない期間におけるリンギング電圧のボトムレベルを検出するボトム検出回路とを含み、前記制御回路に内蔵された発振器の出力信号又は前記ボトム検出回路の出力信号のいずれかによって前記スイッチング素子をオフからオンにすることを特徴とする。
【００１３】
本発明のスイッチング電源装置によれば、補助巻線に接続された波形整形回路が出力するフィードバック電圧から、二次側の整流・平滑回路の出力電圧に比例する検出電圧を得るので、従来のようにスイッチングトランスの二次巻線側に出力電圧検出回路を接続する構成に比べて回路が簡素になり、電源の小型化が実現できる。特に、二次側と一次側とを電気的に分離するためのフォトカップラが不要になる。更に、ボトム検出回路の働きにより、波形整形回路の出力信号からリンギング電圧のボトムを検出してスイッチング素子をオンさせることができるので、スイッチング素子のターンオン時の電力ロスを抑えることができ（ボトムオン効果）、スイッチング電源装置の高効率化を実現することができる。また、このボトム検出回路の出力信号によってスイッチング素子をオンにする信号は、スイッチング素子のオン・オフのたびに少しずつ周期が変化するので、スイッチング素子の動作周波数は発振器の周波数を基準として所定の幅を有することになって電力波形のピークが分散されることによりその値が低くなる（ジッター効果）。これにより、電源の小型化と低ノイズ化を同時に実現することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
本発明のスイッチング電源装置の好ましい実施形態では、前記制御回路の動作電圧が、前記スイッチングトランスの一次巻線の一方の端子と前記スイッチング素子との接続ノード、又は、前記一次巻線の他方の端子から供給されている。これにより、制御回路の動作電圧を別途供給する必要が無くなり、スイッチング電源の小型化を図ることができる。
【００１５】
本発明のスイッチング電源装置の好ましい実施形態では、前記制御回路は、出力電圧検出回路の出力信号を増幅する誤差増幅器と、その出力が与えられる過電流検出回路とを更に含んでいる。これにより、スイッチング素子に流れる電流ピーク値を変化させるＰＷＭ制御を高精度に実施することができる。
【００１６】
本発明のスイッチング電源装置の別の好ましい実施形態では、前記制御回路は、前記誤差増幅器の出力信号レベルが所定値以下になれば前記スイッチング素子のオン・オフ動作を停止又は休止する間欠発振制御回路を更に含んでいる。制御回路によるスイッチング素子のオン・オフ制御において、ＰＷＭ制御に加えて間欠発振制御を実行することにより、待機時消費電力を大幅に削減することができる。
【００１７】
本発明のスイッチング電源装置の更に別の好ましい実施形態では、前記制御回路は、前記ボトム検出回路の出力電圧からリンギングの状態を検出するリンギングオフ検出回路を更に含み、リンギングが無くなったこと、又はリンギングの振幅が所定レベル以下になったことが検出されると前記スイッチング素子のオン・オフ制御を再開する。この構成によれば、間欠発振制御状態での出力電圧検出を可能とし、負荷状態の急変に対応することができる。
【００１８】
本発明のスイッチング電源装置の更に別の好ましい実施形態では、前記制御回路に内蔵された発振器の発振周波数が、固定周波数を中心とする所定の幅を有する周波数である。これにより、更なる低ノイズ化を図ることが可能となる。
【００１９】
本発明のスイッチング電源装置の更に別の好ましい実施形態では、前記制御回路は、前記動作電圧が所定の電圧より高くなったことを検出する過電圧検出回路を更に含んでいる。この構成によれば、制御回路に内蔵されたレギュレータによって一定電圧となるように制御されている動作電圧が外部からの電力供給によって強制的に高くなったときにそれを検出し、制御回路によるスイッチング素子のスイッチング動作を停止し、又は休止させることができる。その結果、スイッチング電源装置の安全性を高めることができる。
【００２０】
本発明のスイッチング電源装置の更に別の好ましい実施形態では、前記制御回路は、過熱保護回路を更に含んでいる。これにより、スイッチング素子が異常に発熱したときに、スイッチング電源装置を保護することができる。
【００２１】
本発明のスイッチング電源装置の更に別の好ましい実施形態では、前記波形整形回路がショットキーバリアダイオードを含む。逆回復時間の短いショットキーバリアダイオードを使用することにより、波形整形回路の出力信号がマイナス側に大きく変動することを防ぎ、スイッチング電源装置の安全性を高めることができる。
【００２２】
本発明のスイッチング電源装置の更に別の好ましい実施形態では、前記補助巻線に接続された補助巻線電圧整流・平滑回路を更に備え、前記制御回路への電力供給が前記補助巻線電圧整流・平滑回路から行われるように構成されている。これにより、更なる低消費電力化を図ることができる。
【００２３】
また、本発明の半導体装置は、上記のようなスイッチング電源装置に使用される半導体装置であって、前記スイッチング素子及び前記制御回路が単一の基板上に集積化され、又は単一パッケージに組み込まれていることを特徴とする。このような半導体装置を使用することにより、スイッチング電源装置の小型化を実現することができる。
【００２４】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
（実施の形態１）
図１は本発明の第１の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。このスイッチング電源装置は、スイッチングトランス２と、その一次巻線２−１の一方の端子に直列接続されたスイッチング素子４と、そのオン・オフ制御を行う制御回路３と、スイッチングトランス２の二次巻線２−２に接続された整流・平滑回路８と、スイッチングトランス２の補助巻線２−３に接続された波形整形回路７等を備えている。制御回路３とスイッチング素子４は個別の半導体装置から構成されていてもよいし、単一の半導体装置で構成されていてもよい。
【００２５】
図２は本発明の第１の実施形態に係るスイッチング電源装置に使用される半導体装置の回路図である。この半導体装置５は、制御回路３とスイッチング素子４とを単一パッケージに組み込んだものであり、４本の端子ＶＣＣ、ＧＮＤ、ＤＲＡＩＮ及びＦＢを有する。ＶＣＣ端子は、制御回路３に内蔵されたレギュレータ９の出力に接続されており、レギュレータ９とＧＮＤ端子との間に外付けコンデンサを接続するための端子である。ＧＮＤ端子はグランド（接地）レベルへの接続端子であり、図１のＮＴＲＬ端子に接続される。ＤＲＡＩＮ端子はスイッチングトランス２の一次巻線２−１とスイッチング素子４との接続ノード、つまり、スイッチング素子４のドレインに接続される端子である。ＦＢ端子は波形整形回路７の出力電圧をフィードバック信号として制御回路３に与えるための端子である。
【００２６】
図１において、ＩＮＰＵＴ端子とＮＴＲＬ端子との間に、つまり、直列接続されたスイッチングトランス２の一次巻線２−１とスイッチング素子４との両端に、直流電圧（例えば、交流電源電圧を整流し、平滑した電圧）が供給される。スイッチングトランス２の一次巻線２−１とスイッチング素子４との接続ノードの電圧（以下、ドレイン電圧という）ＶＤは、制御回路３に内蔵されたレギュレータ９によって安定化され、レギュレータ９の出力電圧は、制御回路３の動作電圧となる。レギュレータ９の出力端子（図２におけるＶＣＣ端子）とＮＴＲＬ端子（図２におけるＧＮＤ端子）との間には外付けのコンデンサ６が接続されている。
【００２７】
ＩＮＰＵＴ端子とＮＴＲＬ端子との間に直流電圧が印加された直後は、スイッチングトランス２の一次巻線２−１のインダクタンス及びコンデンサ６の静電容量に従って、動作電圧ＶＣＣが徐々に上昇する。動作電圧ＶＣＣが所定の値に達すると、制御回路３内の起動・停止回路１０の出力、つまり３入力ＡＮＤ回路１５の一入力がＬレベルからＨレベルに反転する。その結果、３入力ＡＮＤ回路１５の他の入力である発振器１１のＭＡＸＤＵＴＹ出力信号とフリップフロップ回路１４の出力信号とに応じて、スイッチング素子４のゲート信号ＧＡＴＥが３入力ＡＮＤ回路１５から出力され、スイッチング素子４のオン・オフ制御が開始される。なお、スイッチング素子４のオン状態からオフ状態への移行（ターンオフ）は、誤差増幅器２１の出力信号Ｅを基準として過電流検出回路１７によりスイッチング素子４に流れる電流を検出させ、スイッチング素子４に流れるピーク電流値を制御するように行われる。このようにして、本発明では電流モードのＰＷＭ制御が行われる。
【００２８】
スイッチング素子４のオン・オフが開始すると、スイッチングトランス２の一次巻線２−１から二次巻線２−２及び補助巻線２−３へ電力が伝達される。スイッチングトランス２の二次巻線２−２に発生した電圧は整流・平滑回路８のダイオード８−１で整流され、コンデンサ８−２で平滑されて出力電圧ＶＯＵＴとなり、ＯＵＴ端子とＲＥＴＵＲＮ端子との間の電圧として出力される。
【００２９】
スイッチングトランス２の一次巻線２−１には、抵抗１−１とコンデンサ１−２とを並列接続したものにダイオード１−３が接続されたスパイク電圧吸収回路１が接続されている。このスパイク電圧吸収回路１は、スイッチング素子４がオンからオフになったときに一次巻線２−１の両端に発生するスパイク電圧を吸収する働きを有する。
【００３０】
スイッチングトランス２の補助巻線２−３に接続された波形整形回路７は、分圧用の抵抗７−１及び７−２と、分圧された電圧をクランプするショットキーバリアダイオード７−３と、コンデンサ７−４を含む。クランプダイオードとして逆回復時間の短いショットキーバリアダイオードを使用することにより、波形整形回路の出力信号がマイナス側に大きく変動することを防ぎ、スイッチング電源装置の安全性を高めることができる。波形整形回路７の出力電圧信号ＶＦＢは制御回路３にフィードバックされて、制御回路３に含まれるボトム検出回路２２と出力電圧検出回路２０に与えられる。
【００３１】
ボトム検出回路２２の出力電圧信号ＡはＳＡＷＴＯＯＴＨ信号調整回路２３に与えられ、出力電圧検出回路２０の出力信号はＡＮＤ回路１３及び誤差増幅器２１に与えられる。ＡＮＤ回路１３は、ＯＲ回路１２の出力信号と出力電圧検出回路２０の出力信号との論理積信号を生成し、これがフリップフロップ回路１４のセット入力となる。また、ドレイン電圧ＶＤが過電流検出回路１７に入力され、過電流検出回路１７は、ドレイン電圧ＶＤと誤差増幅器２１の出力信号Ｅとに基づいて過電流検出出力をＡＮＤ回路１８に一入力として与える。ＡＮＤ回路１８の他の入力にはオン時ブランキングパルス回路１６の出力が与えられ、ＡＮＤ回路１８の出力はＯＲ回路１９の一入力となる。ＯＲ回路１９の他の入力（反転入力）は発振器１１のＭＡＸＤＵＴＹ出力信号に接続され、ＯＲ回路１９の出力はフリップフロップ回路１４のリセット入力となる。フリップフロップ回路１４の出力は３入力ＡＮＤ回路１５の一入力となり、３入力ＡＮＤ回路１５の出力がスイッチング素子４のゲート信号となる。
【００３２】
次に、図３、図４及び図５に示す波形図を参照しながら、本発明の第１の実施形態に係るスイッチング電源装置の動作を説明する。図３は、図１のスイッチング電源装置の各部の電圧又は電流の波形を示す図である。図４は、図１のスイッチング電源装置における波形整形回路の出力電圧信号ＶＦＢとボトム検出回路の出力電圧信号Ａとの関係を示す波形図である。なお、正確には、ダイオード８−１に流れる電流の導通時間は、スイッチング素子４のオン・オフ動作毎に一定ではなくわずかに異なる。図４に示す状態Ａ，状態Ｂ，状態Ｃは、このわずかに異なるダイオード８−１の導通時間により、発生するリンギングのピークのずれを視覚的に認識しやすくしたものである。そして、図５は、図１のスイッチング電源装置における出力電圧ＶＯＵＴとスイッチング素子４を流れるドレイン電流ＩＤとの関係を示す波形図である。
【００３３】
図４に拡大して示すように、波形整形回路の出力電圧信号ＶＦＢは、整流・平滑回路８のダイオード８−１が導通している期間は、初めに細かいリンギングが生じるが、その後はほぼ一定の傾きを持って減少する。その後、ダイオード８−１が導通していない期間には、整流・平滑回路の回路定数から定まる一定時間ｔ１の間に電圧が０Ｖまで減少し、その後はこれも回路定数で定まるほぼ一定の周期のリンギングが発生する。このリンギングは、徐々に減衰していく。
【００３４】
また、ボトム検出回路２２にも波形整形回路の出力電圧信号ＶＦＢが入力され、このＶＦＢが所定のボトム電位（図４の場合は０Ｖ）よりも低くなった場合を検出することでリンギングのボトムを検出し、ボトム検出信号Ａを発生させる。
【００３５】
図３に示すように、波形整形回路の出力電圧信号ＶＦＢが入力された出力電圧検出回路２０の出力信号Ｄは、ダイオード８−１が導通している期間での初めの細かなリンギング後のＶＦＢ電圧を、ダイオード８−１の導通時間で補正することによって定まるダイオード８−１の導通期間の最後のＶＦＢのレベル（図４におけるＤ_ａ、Ｄ_ｂ又はＤ_ｃに相当）に比例する電圧となる。この図４中のＤ_ａ、Ｄ_ｂ、Ｄ_ｃは、例えば、出力電圧検出回路２０の内部において、ダイオード８−１が導通する期間での初めの細かいリンギング後のＶＦＢ電圧をピークホールド回路等でホールドし、その電圧を定電流源を用いてダイオード８−１の導通時間放電させることで得られる。また、この出力信号Ｄは、スイッチング素子４がオンからオフになるたびリセットされる。例えば、図３に示す例の場合は０Ｖとなる。
【００３６】
図３に示すように、ＯＵＴ端子とＲＥＴＵＲＮ端子にかかる負荷の大きさによって出力電圧ＶＯＵＴが変化したと仮定すると、出力電圧検出回路２０の出力信号Ｄも出力電圧ＶＯＵＴの変化に追随して増減する。この出力電圧検出回路２０の出力信号Ｄは誤差増幅器２１に入力され、誤差増幅器２１から出力された信号Ｅが過電流検出回路１７に与えられる。なお、この実施例の場合、誤差増幅器２１は、入力信号Ｄの電圧と所定電圧（図３の信号Ｄにおける最も下の点線で示す電位）との差の電位を増幅し、所定の電位（図３の信号Ｅにおける最も上側の点線）から差し引いたものを出力信号Ｅとして出力している。過電流検出回路１７は、スイッチング素子４がオンのときのドレイン電圧ＶＤを信号Ｅと比較することによって、スイッチング素子４のオン・オフ制御、つまり、電流モード型のＰＷＭ制御を行う。このように、スイッチング素子４のＰＷＭ制御によってドレイン電流ＩＤを調整することにより、出力電圧ＶＯＵＴが所定の範囲内の電圧値となるように制御される。
【００３７】
スイッチング素子４のオフからオンへの切り換えは、制御回路３に内蔵された発振器１１から出力されるＣＬＯＣＫ信号ＢとＳＡＷＴＯＯＴＨ信号調整回路２３の出力Ｃとの論理和信号、すなわちＯＲ回路１２の出力に従って行われる。ＣＬＯＣＫ信号Ｂは、ＳＡＷＴＯＯＴＨ信号が減少から増加に変化したときに生成されるクロック信号であり、固定周波数である。ＳＡＷＴＯＯＴＨ信号調整回路２３の出力Ｃは、発振器１１から出力されるＳＡＷＴＯＯＴＨ信号とボトム検出回路２２の出力信号Ａとから生成さ
れる。上記したように、ボトム検出回路２２は、ＦＢ端子にフィードバックされた整流・平滑回路８のダイオード８−１の非導通期間に発生するＶＦＢ電圧のリンギング波形が入力され、所定の直流電圧と比較して出力信号Ａを生成し、ＳＡＷＴＯＯＴＨ信号調整回路２３に与える。
【００３８】
このため、スイッチング素子４のオフからオンへの切り換えは、ＣＬＯＣＫ信号Ｂが出力されたタイミングか、もしくは、その前の一定期間（図３中にｔ０として示した期間）にＳＡＷＴＯＯＴＨ信号調整回路２３の出力信号Ｃが生じたタイミング、すなわちＶＢＦ電圧のボトムが検出されたタイミングかの、いずれかのタイミングで行われる。なお、実際の動作では、出力信号Ｃによってスイッチング素子４をオンとすることが支配的となる。
【００３９】
ここで、出力信号Ｃは、整流・平滑回路８のダイオード８−１の非導通期間に発生するＶＦＢ電圧のリンギング波形に対応して発生したボトム検出回路の出力信号Ａの一部であるが、図４に示すように、この出力信号Ａは整流・平滑回路８のダイオード８−１の導通期間が終了して所定時間ｔ１経過後から一定の周波数で発生するものである。上記したように、整流・平滑回路８のダイオード８−１の導通期間は完全に同じではなく、スイッチング素子４のオン・オフの動作毎に僅かに変化する値となるので、出力信号Ｃのスタートのタイミングも僅かに変化することとなる。このため、実際にはこの出力信号Ｃが支配的となるスイッチング素子４のオン・オフ制御の周期は、発振器１１の固定周波数であるＣＬＯＣＫ信号Ｂにｔ０の時間幅を加えた範囲で変化する周期となる。このことは、図４に示すダイオード８−１の非導通期間での３つの状態Ａ，Ｂ，Ｃで少しずつ位相のずれたリンギングパルスが重ね合わせられる状況をイメージすれば容易に理解できる。このようにして本実施形態では、スイッチング素子４をオンするタイミングを所定範囲内で分散させることができ、常に同じ周期でオンさせた場合と比較して波形のピークが低くなるというジッター効果を、ジッター回路を特別に設けることなく得ることができる。
【００４０】
以上のことから、本発明の第１の実施形態のスイッチング電源装置の出力電圧ＶＯＵＴとドレイン電流ＩＤとの関係は図５に示すようになる。なお、図５のＩＤ波形の点線は、図３のＩＤ波形中のスイッチング素子４オン期間における点線、すなわち電流モードのピーク電流（値）を表す。すなわちこの点線は、誤差増幅回路２１の出力信号Ｅに比例し、負荷状態変化、すなわち出力電圧ＶＯＵＴの変化により変化する。
【００４１】
図５中、左側に示す出力回路の負荷として最も重い定常の負荷がかかっている場合には、出力電圧はその影響で定格範囲内であるが基準電圧Ｖ１よりやや小さい電圧となり、このときのドレイン電流ＩＤは、ＰＷＭ制御となっているので三角形のパルス波形となるが、そのピーク値は、最も高い状態にある。次に、仮に負荷が徐々に小さくなる場合を考えると、図５の中央部分に示すように、ドレイン電流ＩＤのピーク値もまた徐々に低減していくこととなる。さらに、負荷が非常に小さい場合やもしくは無負荷の場合は、図５中右側に示すように、ドレイン電流ＩＤのピーク値も最も低い状態となる。このように出力回路の負荷が変動した場合であっても、いずれにおいてもボトムオンの効果とジッター効果との双方を得ることができる。
【００４２】
以上、説明してきたように、本発明の第１の実施形態のスイッチング電源装置を使用した場合、以下のような効果が得られる。
（１） 補助巻線２−３に接続された波形整形回路７の出力電圧ＶＦＢを制御回路３のＦＢ端子に入力することで、出力電圧検出回路２０によって出力電圧の変動を検出する動作と、ボトム検出回路２２によるスイッチング素子４のオフからオンへの切り換え動作とを、ドレイン電圧ＶＤが比較的低い状態で同時に実施することができる。
（２） これにより、スイッチング電源装置の二次側に出力電圧を検出するための回路構成を設ける必要が無くなるため、部品点数を削減してスイッチング電源の小型化を図ることができる共に、確実に低い電圧でスイッチング素子４をオンできるというボトムオンの効果と、ジッタ回路を設けることなくジッター効果とを得ることができるので、低ノイズ化を実現することができる。
（３） 更に、スイッチング素子４の動作周波数は所定の幅の中でのみ変動するため、上記したジッター効果を得ることができるとともに、出力の負荷状態に関係なく一定の幅を有する周波数となるので、広範囲の動作私有は数に対応するようなスイッチングトランスの設計を行う必要が無くなる。このため、スイッチングトランスの小型化を実現することが可能となり、スイッチング電源装置全体の小型化を実現できる。このことは、特にスイッチングトランスの大きさが大きくなりやすい高出力スイッチング電源装置において効果的である。
（４） 更に、上記の各種効果は低出力スイッチング電源装置に適用した場合にも発揮できるため、出力に関して限定的とはならず、様々な用途に使用することができる。
（５） そして、更に、低出力スイッチング電源装置に適用した場合には、ノイズ対策がより一層容易になるので、スイッチング電源装置の設計が容易になる。
【００４３】
なお、本実施形態ではスイッチング素子４の動作周波数となる発振器１１のＣＬＯＣＫ信号Ｂが固定周波数を有する場合について説明したが、本発明はこれに限られるものではなく、ＣＬＯＣＫ信号Ｂが所定の固定周波数を中心に所定幅を有して変動する周波数となるような設計としてもよい。このようにすることにより、更に高いジッター効果を得ることができ、更なる低ノイズ化を図ることが可能となる。
（実施の形態２）
図６は、本発明の第２の実施形態に係るスイッチング電源装置に使用される半導体装置の回路図である。本実施形態の半導体装置は、図２に示した第１の実施形態の半導体装置に、過電圧検出回路２４と過熱保護回路２５を追加したものであり、他の構成及び基本的な動作は図２に示した半導体装置と同じである。したがって、図１に示した第１の実施形態のスイッチング電源装置の効果は本実施形態のスイッチング電源装置でも同じように得ることができることはいうまでもない。
【００４４】
本実施形態のスイッチング電源装置は、半導体装置５の制御回路３に過電圧検出回路２４と過熱保護回路２５とが追加されていることにより、更に以下のような作用効果を奏する。
【００４５】
まず、過電圧検出回路２４は、制御回路３に内蔵されたレギュレータ９によって一定電圧となるように制御されている動作電圧ＶＣＣが外部からの電力供給（例えば電流印加）によって強制的に高くなったときにそれを検出し、制御回路３によるスイッチング素子４のスイッチング動作を停止し、又は休止させる。これにより、スイッチング電源装置としての安全性を高めることができる。
【００４６】
また、過熱保護回路２５は、スイッチング素子４がスイッチング動作中に異常に発熱した場合にそれを検出し、スイッチング素子４のスイッチング動作を停止し、又は休止させる。これにより、スイッチング素子４の破壊を防止し、スイッチング電源装置としての安全性を高めることができる。
（実施の形態３）
図７は、本発明の第３の実施形態に係るスイッチング電源装置に使用される半導体装置の回路図である。本実施形態の半導体装置は、図２に示した第１の実施形態の半導体装置に、第２のスイッチング素子２６と抵抗２７を追加したものであり、他の構成及び基本的な動作は図２に示した半導体装置と同じである。したがって、図１に示した第１の実施形態のスイッチング電源装置の効果は本実施形態のスイッチング電源装置でも得られる。
【００４７】
本実施形態のスイッチング電源装置は、第２のスイッチング素子２６と抵抗２７とが追加されていることにより、更に以下のような作用効果を奏する。
【００４８】
図２の実施形態の半導体装置では、スイッチング素子４がオンのときのドレイン電圧ＶＤを検出することによって過電流検出回路１７がスイッチング素子４に流れる電流を検出していた。これに対し本実施形態の半導体装置では、スイッチング素子４に流れる電流に対して一定の比率を有する電流が第２のスイッチング素子２６及び抵抗２７に流れるように構成し、過電流検出回路１７は抵抗２７の両端の電圧を検出することによってドレイン電流を検出するようにしている。この構成によれば、例えばスイッチングノイズを更に低減させたい場合にスイッチング素子４のドレイン・ソース間にコンデンサを追加するノイズ低減対策を施す場合において、図２の実施形態の半導体装置と比べてコンデンサ容量の設定自由度が高くなる。その結果、ノイズ低減対策の範囲が広がり、電源設計におけるノイズ対策の自由度も高くなる。
（実施の形態４）
図８は、本発明の第４の実施形態に係るスイッチング電源装置に使用される半導体装置の回路図である。本実施形態の半導体装置は、図２に示した第１の実施形態の半導体装置に、間欠発振制御回路２８、ＡＮＤ回路２９及びリンギングオフ検出回路３０を追加したものであり、他の構成及び基本的な動作は図２に示した半導体装置と同じである。したがって、図１に示した第１の実施形態のスイッチング電源装置の効果は本実施形態のスイッチング電源装置でも得られる。
【００４９】
本実施形態のスイッチング電源装置は、間欠発振制御回路２８、ＡＮＤ回路２９及びリンギングオフ検出回路３０が追加されていることにより、更に以下のような作用効果を奏する。
【００５０】
図９は、本発明の第４の実施形態に係るスイッチング電源装置の各点の動作波形を示す図である。なお、それぞれの波形の表示方法などは、第１の実施形態で示した図３と同じである。
【００５１】
いま、出力電圧ＶＯＵＴが図９に示したように変化したと仮定する。このとき、出力端子に接続された負荷が軽負荷又は無負荷の状態になると、すなわち、誤差増幅器２１の出力信号Ｅのレベルが図９に示すＥ０レベル以下になると、間欠発振制御回路２８はスイッチング素子４のスイッチング動作を停止又は休止するような信号をＡＮＤ回路２９に出力する。スイッチング素子４のスイッチング動作が停止又は休止している状態において、リンギングオフ検出回路３０は出力端子の負荷状態をモニターする働きを有する。そして、ボトム検出回路２２からの出力信号Ａが出力されなくなると、リンギングオフ検出回路３０は出力電圧検出回路２０の出力信号Ｄを強制的にオフにする。これにより、スイッチング素子４のスイッチング動作が再開され、出力電圧ＶＯＵＴが検出されるような間欠発振制御が行われる。
【００５２】
図１０は、本発明の第４の実施形態に係るスイッチング電源装置の出力電圧ＶＯＵＴとドレイン電流ＩＤとの関係を示す図である。上記のような動作によれば、図１０のように、出力電圧ＶＯＵＴとドレイン電流ＩＤとが変化する。第１の実施形態でのそれぞれの波形を示した図５と比較するとわかりやすいが、負荷が最も重い状態である定常負荷状態（図中ＰＷＭ１として示す）の状態や、負荷が徐々に軽減されている状態である、負荷変動状態（ＰＷＭ２）では、ドレイン電流ＩＤは、図５に示したものと同じとなる。
【００５３】
さらに、負荷が軽くなっていって、軽負荷の状態（間欠動作１と示す）では、ドレイン電流ＩＤは間欠パルス状態となり、無負荷となるとＩＤのパルスは、最も少なくなる。なお、このとき図中点線で示すドレイン電流ＩＤのピーク値は、図５の場合と同じく負荷がより大きい場合と比べて最も低い状態となる。
【００５４】
このようにして本実施形態では、定常負荷状態や負荷が比較的重い負荷変動状態では前述のボトムオンの効果とジッター効果の両方を得ることができ、軽負荷状態や無負荷状態ではボトムオンの効果を得ることができる。このため、本実施形態のスイッチング電源装置を使用した場合は、特に、軽負荷・無負荷状態でのスイッチング電源装置の高効率化を実現することができる。
【００５５】
なお、スイッチング素子４のスイッチング動作が停止又は休止している状態における出力電圧の検出を行う場合に、スイッチング損失を極力低減させるために、スイッチング素子４のオンデューティーが最小となるように再開時の出力信号Ｄの低減レベルを設定すると、更に軽負荷・無負荷状態でのスイッチング電源装置の高効率化を実現することができる。
（実施の形態５）
図１１は本発明の第５の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。また、図１２は本発明の第５の実施形態に係るスイッチング電源装置に使用される半導体装置の回路図である。本実施形態の半導体装置は、図２に示した実施形態の半導体装置に、供給変換回路３１、第２レギュレータ３２、レベルシフト回路３３、ゲートドライブ回路３４、抵抗３５を追加したものである。また、本実施形態のスイッチング電源装置は、図１に示した実施形態のスイッチング電源装置において、図１２に示した半導体装置５を使用し、更に補助巻線電圧整流・平滑回路３６を追加したものである。
【００５６】
本実施形態の半導体装置は、スイッチング素子４が、ゲートのしきい値電圧が高い素子などの高出力に対応した素子である場合、すなわち、高出力スイッチング電源装置として使用する場合に適している。この半導体装置は、制御回路３の内部の主要な回路の動作電圧とスイッチング素子４のゲートをオン・オフ制御するための駆動電圧とを分離することが可能な構成を有する。
【００５７】
図１１において、ＩＮＰＵＴ端子とＮＴＲＬ端子との間に、つまり、直列接続されたスイッチングトランス２の一次巻線２−１とスイッチング素子４との両端に、直流電圧（例えば、交流電源電圧を整流し、平滑した電圧）が供給される。ＩＮＰＵＴ−ＮＴＲＬ間に電圧が入力されると、ＩＮＰＵＴおよびスイッチングトランス２の一次巻線２−１の他方の端子に接続されたＶＩＮ端子から供給変換回路３１とレギュレータ９を介してコンデンサ６に充電電流が供給され、コンデンサ６の両端電圧は徐々に上昇する。このコンデンサ６の両端電圧ＶＣＣの上昇と共に、第２レギュレータ３２を介して、制御回路３内部の主要な各回路の動作電圧も徐々に上昇する。
【００５８】
制御回路３は、コンデンサ６の両端の電圧を電源電圧として動作し、制御回路３に内蔵された起動・停止回路１０で規定された起動電圧と停止電圧の範囲内で、スイッチング素子４のオン・オフ制御を行う。制御回路３の内部の主要な回路の動作電圧は、第２レギュレータ３２により一定となるように制御される。制御回路３によりスイッチング素子４がオン・オフ制御を開始すると、スイッチングトランス２による一次巻線２−１から二次巻線２−２及び補助巻線２−３へ電力が伝達される。スイッチングトランス２の二次巻線２−２に発生した電圧は整流・平滑回路８のダイオード８−１で整流され、コンデンサ８−２で平滑されて出力電圧ＶＯＵＴとなり、ＯＵＴ端子とＲＥＴＵＲＮ端子との間の電圧として出力される。出力電圧ＶＯＵＴは、制御回路３に内蔵された出力電圧検出回路２０が、スイッチングトランス２の補助巻線２−３に接続された波形整形回路７の出力電圧信号
ＶＦＢから検出する。
【００５９】
また、補助巻線２−３にはダイオード３６−１及びコンデンサ３６−２を含む補助巻線電圧整流・平滑回路３６が接続されており、補助巻線２−３に発生した電圧がダイオード３６−１によって整流され、コンデンサ３６−２によって平滑されて直流電圧となる。その直流電圧は、制御回路３のＶＣ端子から供給変換回路３１へ供給される。供給変換回路３１は、制御回路３によるスイッチング素子４のスイッチング動作開始前はＶＩＮ端子から制御回路３へ電力供給を行い、スイッチング動作開始後はＶＣ端子から制御回路３へ電力供給を行うように切替制御を実行する。オン状態のスイッチング素子４に流れる電流の検出は、スイッチング素子４に直列に接続された抵抗３５の両端の電圧を検出することにより行われる。
【００６０】
このようにすることで、スイッチング素子４が高出力に対応した素子である場合でも、図１に示した実施形態のスイッチング電源装置と同様の効果を得ることができ、低出力から高出力までカバーしたスイッチング電源装置に対応することができる。
【００６１】
また、更に、本実施形態の半導体装置５では、スイッチング素子４のスイッチング動作開始後の制御回路３の動作電圧が、ＩＮＰＵＴ端子の電圧よりも低い電圧である補助巻線２−３に接続された補助巻線電圧整流・平滑回路３６の出力電圧から供給されるので、スイッチング電源装置の電源効率が高くなる。上記した第１から第４の各実施形態の半導体装置においても、ＶＩＮ端子、ＶＣ端子及び供給変換回路３１を付加してレギュレータ９の前に接続する構成とすれば、本実施形態の半導体装置と同様の回路構成となり、同様の効果を得ることができる。
【００６２】
尚、前述のように、図２、図６、図７及び図８に示した各実施形態の半導体装置５を１つの半導体パッケージ（内部の半導体チップの数は不問）に含めることにより、スイッチング電源装置の小型化を実現することができる。
【産業上の利用可能性】
【００６３】
本発明は、スイッチング電源装置、あるいはスイッチング電源を内蔵した各種電子機器に利用可能であり、特に、小型化と低ノイズ化を同時に実現する必要がある小型電気機器に有用である。
【図面の簡単な説明】
【００６４】
【図１】本発明の第１の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図
【図２】本発明の第１の実施形態に係るスイッチング電源装置に使用される半導体装置の回路図
【図３】図１のスイッチング電源装置の各部の電圧又は電流の波形を示す図
【図４】図１のスイッチング電源装置における波形整形回路の出力電圧信号ＶＦＢとボトム検出回路の出力電圧信号Ａとの関係を示す波形図
【図５】図１のスイッチング電源装置における出力電圧ＶＯＵＴとドレイン電流ＩＤとの関係を示す波形図
【図６】本発明の第２の実施形態に係るスイッチング電源装置に使用される半導体装置の回路図
【図７】本発明の第３の実施形態に係るスイッチング電源装置に使用される半導体装置の回路図
【図８】本発明の第４の実施形態に係るスイッチング電源装置に使用される半導体装置の回路図
【図９】本発明の第４の実施形態に係るスイッチング電源装置の各点の動作波形を示す図
【図１０】本発明の第４の実施形態に係るスイッチング電源装置の出力電圧ＶＯＵＴとドレイン電流ＩＤとの関係を示す図
【図１１】本発明の第５の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図
【図１２】本発明の第５の実施形態に係るスイッチング電源装置に使用される半導体装置の回路図
【図１３】従来のスイッチング電源装置の構成例を示す回路図
【符号の説明】
【００６５】
１  スパイク電圧吸収回路
１−１  抵抗
１−２  コンデンサ
１−３  ダイオード
２      スイッチングトランス
２−１  一次巻線
２−２  二次巻線
２−３  補助巻線
３      制御回路
４      スイッチング素子
５      半導体装置
６      コンデンサ
７      波形整形回路
７−１  抵抗
７−２  抵抗
７−３  ショットキーバリアダイオード
７−４  コンデンサ
８      整流・平滑回路
９      レギュレータ
１０    起動・停止回路
１１    発振器
１２    ＯＲ回路
１３    ＡＮＤ回路
１４    フリップフロップ回路
１５    ３入力ＡＮＤ回路
１６    オン時ブランキングパルス回路
１７    過電流検出回路
１８    ＡＮＤ回路
１９    ＯＲ回路
２０    出力電圧検出回路
２１    誤差増幅器
２２    ボトム検出回路
２３    ＳＡＷＴＯＯＴＨ信号調整回路
２４    過電圧検出回路
２５    過熱保護回路
２６    第２のスイッチング素子
２７    抵抗
２８    間欠発振制御回路
２９    ＡＮＤ回路
３０    リンギングオフ検出回路
３１    供給変換回路
３２    第２レギュレータ
３３    レベルシフト回路
３４    ゲートドライブ回路
３５    抵抗
３６    補助巻線電圧整流・平滑回路
３６−１  ダイオード
３６−２  コンデンサ
１０１  スイッチングトランス
１０１ａ  一次巻線
１０１ｂ  二次巻線
１０１ｃ  補助巻線
１０２  スイッチング素子
１０３  制御回路
１０３ａ  ＯＮ期間制御回路
１０３ｂ  パルス制御回路
１０３ｃ  ドライブ回路
１０３ｄ  コンパレータ回路
１０３ｅ  ボトムカウンタ回路
１０３ｆ  遅延回路
１０４  整流平滑回路
１０４ａ  ダイオード
１０４ｂ  コンデンサ
１０５  負荷
１０６  出力直流電圧検出回路
１０７  出力平滑回路
１０７ａ  ダイオード
１０７ｂ  コンデンサ
１０８  抵抗
１０９  リンギング発生回路
１０９ａ  ダイオード
１０９ｂ  抵抗
１０９ｃ  コンデンサ
１０９ｄ  抵抗
【図１】
2007174890.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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