(57)【要約】【課題】回路やモータの効率を低下することなくコギング成分によるトルク変動を抑圧することができるモータ駆動制御装置を提供する。【解決手段】交流もしくは直流電圧源から任意の周波数と電圧振幅の擬似交流電圧に変換するスイッチング手段４と、スイッチング手段４の出力により駆動するモータ１と、スイッチング手段４とモータ１とを接続して発生する電流の変化成分の位相を調整する位相調整手段３とを備え、位相調整手段３は、モータ１の回転位相に基づく固有のトルクムラを低減するように前記電流の変化成分の位相を調整する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流もしくは直流電圧源から任意の周波数と電圧振幅の擬似交流電圧に変換するスイッチング手段と、前記スイッチング手段の出力により駆動するモータと、前記スイッチング手段と前記モータとを接続して発生する電流の変化成分の位相を調整する位相調整手段とを備え、前記位相調整手段は、前記モータの回転位相に基づく固有のトルクムラを低減するように前記電流の変化成分の位相を調整することを特徴とするモータ駆動制御装置。
【請求項２】
前記スイッチング手段は、三角波キャリア信号と所望の交流電圧値とを比較することで駆動し、前記位相調整手段は、前記三角波キャリア信号の三角波の立ち上がりと立ち下がりとの傾きを変化させることで、前記スイッチング手段と前記モータとを接続していることで発生する電流の変化成分の位相を調整することを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動制御装置。
【請求項３】
前記スイッチング手段は、三角波キャリア信号と所望の交流電圧値とを比較することで駆動し、前記位相調整手段は、前記三角波キャリア信号の三角波の位相を変化させることで、前記スイッチング手段と前記モータとを接続していることで発生する電流の変化成分の位相を調整することを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動制御装置。
【請求項４】
固定子の巻き線スロット数と、回転子の永久磁石の極数との最小公倍数だけモータ回転周波数を逓倍し、逓倍した回転周波数と前記スイッチング手段のスイッチング周波数を同じにすることを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動制御装置。
【請求項５】
前記スイッチング手段のスイッチング周波数が、前記モータ固有の回転ムラの周波数よりも十分大きい場合には、位相調整手段の動作を止めることを特徴とする請求項４に記載のモータ駆動制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は永久磁石を回転子とするモータの駆動制御に関するものであり、特に、永久磁石が引き起こすトルクムラを抑制する制御に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
永久磁石を回転子とするモータは、回転子側で銅損を発生しないので、高効率なモータとなるという利点がある反面、永久磁石の極の切り替わりと、電磁石側のスロットの切り替わりによるトルクムラ、いわゆるコギング成分を有している。このコギング成分は永久磁石側の極数と電磁石のスロットとの最小公倍数の頻度で発生する。コギングはトルクムラであるので、回転ムラや回転時の騒音となる。
【０００３】
コギング成分を低減するためには、従来、回転子もしくは固定子にスキューを設けて、発生するコギングの位相を回転軸方向に分散する方法がとられている。ただし、スキューをもうけることにより、磁石と電磁石の位相が揃わないことになるので、効率が低下してしまう。
【０００４】
また、別の方法として、スロット数や永久磁石の極数を増やして、コギング成分を非常に高い周波数領域に移動させて、慣性モーメントにより減衰させる方法もあるが、永久磁石の取り付け方法や電磁石側の構成が複雑になってしまい、結果として効率が低下してしまう。
【０００５】
また、電気的な制御を行えば、コギング成分がキャンセルできることが可能である。コギング成分によりトルクが減少するところで、モータにより多くの電流を流し、逆にトルクが増加するところでは、より少ない電流を流すことにより、コギング成分のないトルクを発生することができる（例えば、非特許文献１参照）。
【非特許文献１】河瀬、山口ほか、圧縮トルク特性を考慮した電流制御の三次元解析、電気学会全国大会論文集、２００５年３月、第５分冊、ｐ．１３５
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、前記従来の構成では、コギング成分の周期に対応するために、高速で電流を制御すべく、高速で回路をスイッチングさせる必要がある。例えば、コギング成分が１回転に２４回の頻度で現れるとし、回転数が１００回転／毎秒であると、２４００Ｈｚ（２．４ｋＨｚ）の周波数成分を有する電流変化を起こさなくてはならない。この電流変化を電流フィードバック制御にて実現するためには、フィードバック制御系がサンプル値制御系になるので、位相余裕を十分確保するには、少なくとも、その１０倍程度の制御周期が必要である。また、モータの特性が既知であるとして、開ループ制御で行うとしても、実現する周波数成分の２倍以上の周波数で制御しないといけない。ここで説明した数値では制御周波数が４．８ｋＨｚ以上でないと実現不可能である。
【０００７】
つまり、基本的な回転数に比べて、非常に高い周波数で回路をスイッチングしなければならず、回路を高周波数でスイッチングすると、スイッチング時の損失、いわゆるスイッチング損失が増大し、回路での効率低下を引き起こしてしまう。
【０００８】
本発明は、前記従来の課題を解決するもので、回路やモータの効率を低下することなくコギング成分によるトルク変動を抑圧することができるモータ駆動制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
前記従来の課題を解決するために、本発明のモータ駆動制御装置は、交流もしくは直流電圧源から任意の周波数と電圧振幅の擬似交流電圧に変換するスイッチング手段と、前記スイッチング手段の出力により駆動するモータと、前記スイッチング手段と前記モータとを接続して発生する電流の変化成分の位相を調整する位相調整手段とを備え、前記位相調整手段は、前記モータの回転位相に基づく固有のトルクムラを低減するように前記電流の変化成分の位相を調整することを特徴とするものである。
【００１０】
これによって、スイッチングによるモータ電流の増減成分をトルクムラを低減する位相と合致させることができ、スイッチング手段のスイッチング周波数を上げることなく、回転ムラや騒音を軽減することができる。
【発明の効果】
【００１１】
本発明のモータ駆動制御装置は、回路やモータの効率を低下することなくコギング成分によるトルク変動を抑圧することができるモータ駆動制御装置を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
第１の発明は、交流もしくは直流電圧源から任意の周波数と電圧振幅の擬似交流電圧に変換するスイッチング手段と、前記スイッチング手段の出力により駆動するモータと、前記スイッチング手段と前記モータとを接続して発生する電流の変化成分の位相を調整する位相調整手段とを備え、前記位相調整手段は、前記モータの回転位相に基づく固有のトルクムラを低減するように前記電流の変化成分の位相を調整することにより、スイッチングによるモータ電流の増減成分をトルクムラを低減する位相と合致させることができ、スイッチング手段のスイッチング周波数を上げることなく、回転ムラや騒音を軽減することができる。
【００１３】
第２の発明は、特に第１の発明において、スイッチング手段は、三角波キャリア信号と所望の交流電圧値とを比較することで駆動し、前記位相調整手段は、前記三角波キャリア信号の三角波の立ち上がりと立ち下がりとの傾きを変化させることで、前記スイッチング手段と前記モータとを接続していることで発生する電流の変化成分の位相を調整することにより、スイッチングのタイミングが変調されるので、電流の変化成分の位相が調整され、スイッチングによるモータ電流の増減成分をトルクムラを低減する位相と合致させることができ、スイッチング手段のスイッチング周波数を上げることなく、回転ムラや騒音を軽減することができる。
【００１４】
第３の発明は、特に第１の発明において、スイッチング手段は、三角波キャリア信号と所望の交流電圧値とを比較することで駆動し、位相調整手段は、前記三角波キャリア信号の三角波の位相を変化させることで、前記スイッチング手段と前記モータとを接続していることで発生する電流の変化成分の位相を調整することにより、スイッチングのタイミングが変調されるので、電流の変化成分の位相が調整され、スイッチングによるモータ電流の増減成分をトルクムラを低減する位相と合致させることができ、スイッチング手段のスイッチング周波数を上げることなく、回転ムラや騒音を低減することができる。
【００１５】
第４の発明は、特に第１の発明において、固定子の巻き線スロット数と、回転子の永久磁石の極数との最小公倍数だけモータ回転周波数を逓倍し、逓倍した回転周波数と前記スイッチング手段のスイッチング周波数を同じにすることにより、逓倍した回転周波数とトルクムラの周波数が合致するので、スイッチングによるモータ電流の増減成分をトルクムラを低減する位相と合致させることができ、スイッチング手段のスイッチング周波数を上げることなく、回転ムラや騒音を軽減することができる。
【００１６】
第５の発明は、特に第４の発明において、スイッチング手段のスイッチング周波数が、モータ固有の回転ムラの周波数よりも十分大きい場合には、位相調整手段の動作を止めることにより、低速回転時の回転ムラの周波数が下がって、回転ムラの影響が大きくなった場合に、振幅によるトルクムラ制御を動作させることができ、回転ムラや騒音を軽減することができる。
【００１７】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【００１８】
（実施の形態１）
図１において、直流電源５にスイッチング手段である三相ブリッジ回路４を接続し、三相ブリッジ回路４の出力にモータ１を接続する。モータ１の駆動制御は、モータ１への電流を電流検出器６、７で検出し、回転検出器２でモータ１の回転状況を検出し、モータ１への印加電圧の発生精度を向上させるために、直流電源５の電圧を検出し、それらの結果に基づいて、制御回路３にて三相ブリッジ回路４へ制御信号を与えることで、モータ１の駆動を実現する。
【００１９】
以上のように構成されたモータ駆動制御装置の制御回路３の動作、作用を説明する。
【００２０】
図２は、制御回路３における動作の流れを示すブロック線図である。図２において、外部から速度指令ω＊が入力され、回転位相検出器２により得られた検出位相を微分して得られた速度ωと比較回路２０２で比較される。比較結果は速度誤差としてＰＩ補償手段２０３に送られる。ＰＩ補償手段２０３では、速度が安定するような補償演算を行い、演算結果を電流分配手段２０４に送る。電流分配手段２０４では、モータ１の電流をｄ軸成分、ｑ軸成分に変換した場合の電流指令値を設定する。その分配度合いはＰＩ補償手段２０３の出力結果によって設定するものとする。電流分配手段２０４で得られたｄ軸電流指令およびｑ軸電流指令は、比較手段２０５、２０６に送られ、実際のモータから検出されたｄ軸電流、ｑ軸電流と比較され、その差をＰＩ補償手段２０７、２０８へと送る。ＰＩ補償手段２０７、２０８の出力は、３相／２相変換手段２０９に送られ、モータ１の各相に印加すべき電圧情報に変換される。各相への電圧情報は比較回路２１１に送られ、キャリア発生回路２２０の出力であるキャリア信号を位相変調手段２２１を介して位相変調されたキャリア信号と比較され、三相ブリッジ回路４の各相へのＯＮ／ＯＦＦ信号に変換され、三相ブリッジ回路４の各相へと送られる。三相ブリッジ回路４にて作成された擬似交流電圧は、モータ１に印加されて回転駆動を実現する。モータ１と三相ブリッジ回路４との間に電流センサ６、７を設けて、モータ１への相電流を計測する。なお、モータ１は三相モータであり、電流センサを設けていない相の電流は、モータ１への流入電流の総和がゼロになることから導くことができる。モータ１の相電流情報を２相／３相変換手段に入力し、ｄ軸電流、およびｑ軸電流に変換し、比較手段２０５、２０６にて、それぞれの電流指令値とを比較することにより、電流制御系を構成する。モータ１の回転位置θは、回転位置検出器２により検出され、その情報を微分手段２２３にて微分することにより回転速度情報ωに変換でき、速度指令ω＊と比較することにより、速度制御系を構成し、所望の速度となる制御が実現される。さらにまた、回転位置情報θは、３相／２相変換手段２０９、２相３相変換手段２１０に入力することにより、それぞれの変換を行うとともに、逓倍手段２２２に送られ、コギング成分の周波数での位相情報に変換されて、位相変調手段２２１に送られる。位相変調手段２２１では、キャリア信号の位相を、逓倍手段２２２の出力結果により変調する。
【００２１】
図３は本発明における、１キャリア周期期間における、モータへの電流の振幅の変化を示す波形図である。図３は１キャリア周期の波形を示している。上の３つの波形は、モー
タへの印加電圧の波形であり、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相への端子電圧である。ここで、波形から明らかなように、印加される平均電圧はＵ相＞Ｖ相＞Ｗ相の順になっている。したがって、モータへの電流も、Ｕ相ではモータへ流れ込み、Ｗ相ではモータから流れ出す方向になり、Ｖ相ではその中間になる。電流波形は、前記の端子電圧を相電圧に換算して、その変化をモータのインダクタンスにより積分された波形になる。モータのトルクが大きくなるのは、モータへの電流の振幅が大きいときであるので、図３では、Ｖ相の端子電圧がゼロになってから、Ｕ相への端子電圧がゼロになるまでの期間である。同様に、電流振幅が小さくなるのは、Ｕ相の端子電圧がプラスになってから、Ｖ相への端子電圧がプラスになるまでの期間である。したがって、電流振幅が大きくなるタイミングがモータのトルク不足期間に合致するように、Ｕ相やＶ相の端子電圧がプラスになる位相を変化させればよい。また、より低周波成分のトルクムラについては、一般的な制御であるキャリア周期における平均印加電圧による電流増減によって実現することができる。
【００２２】
図４は、位相変調により変形されたキャリア信号の波形例である。図４では、キャリア周期の２周期分のキャリア波形を示している。１周期目の波形は変調がゼロの時の波形であり、対称な三角波波形になっている。２周期目の波形では、進ませる方向に位相変調を行ったもので、三角波形の立ち上がり時に急峻になり、立下り時には緩慢になる波形に変形されている。
【００２３】
図５は、位相変調により変形されたキャリア信号の別の波形例である。図５もキャリア周期の２周期分のキャリア波形を示しており、１周期目の波形は変調がゼロの時の波形であり、対称な三角波波形になっている。２周期目の波形では、進ませる方向に位相変調を行ったもので、三角波形がそのまま手前に移動した形になっている。この場合でも、図４と同じように三相ブリッジ回路４のＯＮ／ＯＦＦの時間比率を変えることなく、タイミングを手前に持ってくることができる。なお、回転数が低い場合には、ＯＮ／ＯＦＦの時間比率の調整による平均的な電圧の調整によりトルクムラを抑圧できるので、この動作を行わないことも可能である。
【産業上の利用可能性】
【００２４】
以上のように、本発明に係るモータ駆動制御装置では、回路もしくはモータの効率を低下させることなく、回転ムラや騒音を軽減することができ、精度が必要な工作機械などの産業用装置や、騒音を敬遠する家庭用洗濯機をはじめとする電化機器などの用途に適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】本発明の実施の形態１における全体構成図
【図２】同実施の形態における制御回路の動作を示すブロック線図
【図３】同実施の形態における動作原理を示す波形図
【図４】同実施の形態におけるキャリア信号の位相変調例を示す波形図
【図５】同実施の形態における別のキャリア信号の位相変調例を示す波形図
【符号の説明】
【００２６】
１  モータ
２  回転検出器
３  制御回路
４  三相ブリッジ回路
５  直流電源
６、７  電流検出器
２０２  比較回路
２０３  ＰＩ補償手段
２０４  電流分配手段
２０５、２０６  比較手段
２０７、２０８  ＰＩ補償手段
２０９  ３相／２相変換手段
２１０  ２相／３相変換手段
２１１  比較回路
２２０  キャリア発生回路
２２１  位相変調手段
２２２  逓倍手段
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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