(57)【要約】【課題】サージ電圧の発生を抑制可能な電圧変換装置を提供する。【解決手段】比較回路４０は、電圧センサから入力される昇圧コンバータの上下アームの中間点の電圧に基づいて昇圧コンバータの実デューティ比を導出する。比較回路４０は、コンバータ用デューティ比演算部５２からの指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍと実デューティ比との偏差を検出し、その検出した偏差を指示する信号ＤＥＴをコンバータ用デューティ比補正部５４へ出力する。コンバータ用デューティ比補正部５４は、信号ＤＥＴで指示された偏差が略零となるように指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍを偏差相当分をオフセットさせて補正する。そして、補正した指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍに基づいて上下アームをオン／オフするための信号ＰＷＭＣが生成されて昇圧コンバータ１２へ出力される。【選択図】図６
2007215381.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
負荷への入力電圧を可変する電圧変換装置であって、
電源ノードと接地ノードとの間に直列接続される第１および第２のスイッチング素子を含み、前記第１および第２のスイッチング素子のスイッチング動作により電源と前記負荷との間で電圧変換を行なう電圧変換器と、
前記第１および第２のスイッチング素子の中間点の電圧を基に実際の前記第１および第２のスイッチング素子のオン期間比として得られる実デューティ比と、前記電圧変換の電圧指令値を基に前記第１および第２のスイッチング素子のオン期間比の指令値として設定される指令デューティ比との偏差を一定に維持するように前記指令デューティ比を補正し、補正された前記指令デューティ比に従って前記スイッチング動作を制御する制御装置とを備える、電圧変換装置。
【請求項２】
前記電圧変換器と前記負荷との間に配され、前記電源ノードと前記接地ノードとの間に接続される容量素子をさらに備える、請求項１に記載の電圧変換装置。
【請求項３】
前記制御装置は、
前記電圧指令値に応じて、前記指令デューティ比を設定する指令デューティ比演算部と、
前記第１および第２のスイッチング素子の中間点の電圧に基づいて、前記実デューティ比と前記指令デューティ比演算部により設定された前記指令デューティ比との偏差を検出する比較回路と、
検出された前記偏差に応じて、前記偏差を一定に維持するように前記指令デューティ比を補正する指令デューティ比補正部と、
補正された前記指令デューティ比に基づき、前記スイッチング動作を制御する信号を生成する制御信号生成部とを含む、請求項１または請求項２に記載の電圧変換装置。
【請求項４】
前記制御装置は、前記第１および第２のスイッチング素子がともにオフとなるデッドタイムが所定期間設けられるように前記スイッチング動作を制御するデッドタイム付加部をさらに含む、請求項３に記載の電圧変換装置。
【請求項５】
前記第１および第２のスイッチング素子の中間点の電圧を検出する電圧センサをさらに備え、
前記比較回路は、検出された前記第１および第２のスイッチング素子の中間点の電圧から導出された前記実デューティ比と、前記指令デューティ比との前記偏差を検出し、
前記指令デューティ比補正部は、検出された前記偏差を略零に維持するように前記指令デューティ比を補正し、
前記制御信号生成部は、補正された前記指令デューティ比に従って前記スイッチング動作を制御する信号を生成する、請求項４に記載の電圧変換装置。
【請求項６】
前記電源と前記第１および第２のスイッチング素子の中間点との間に配されたリアクトルと、
前記リアクトルを流れるリアクトル電流を検出する電流センサとをさらに備え、
前記制御装置は、
前記電圧指令値に応じて、前記指令デューティ比を設定する指令デューティ比演算部と、
前記リアクトル電流の極性を判定する電流極性判定回路と、
前記リアクトル電流の極性が反転する前後において前記偏差が略一定に維持されるように、前記指令デューティ比を補正する指令デューティ比補正部と、
補正された前記指令デューティ比に基づき、前記スイッチング動作を制御する信号を生成する制御信号生成部とを含む、請求項１または請求項２に記載の電圧変換装置。
【請求項７】
前記制御装置は、前記第１および第２のスイッチング素子がともにオフとなるデッドタイムが所定期間設けられるように前記スイッチング動作を制御するデッドタイム付加回路をさらに含む、請求項６に記載の電圧変換装置。
【請求項８】
前記電流極性判定部は、前記リアクトル電流の極性が反転したと判定されると、判定したタイミングから所定のラッチ期間だけその判定結果を保持する、請求項７に記載の電圧変換装置。
【請求項９】
前記指令デューティ比補正部は、前記リアクトル電流の極性が正から負に反転したことに応じて、前記所定期間の略２倍に設定された所定値を加算することにより前記指令デューティ比を補正する、請求項８に記載の電圧変換装置。
【請求項１０】
前記指令デューティ比補正部は、前記リアクトル電流の極性が負から正に反転したことに応じて、前記所定期間の略２倍に設定された所定値を減算することにより前記指令デューティ比を補正する、請求項８に記載の電圧変換装置。
【請求項１１】
前記指令デューティ比補正部は、前記リアクトル電流の極性が正のとき、前記所定期間の略２倍に設定された所定値を減算することにより前記指令デューティ比を補正し、かつ、前記リアクトル電流の極性が負のとき、前記所定値を加算することにより前記指令デューティ比を補正する、請求項８に記載の電圧変換装置。
【請求項１２】
前記負荷は、
モータと、
前記モータを駆動制御する駆動回路とを含み、
前記制御装置は、
前記モータを、要求トルクの発生に第１の電流振幅のモータ駆動電流を要する第１の動作点で動作させる第１の駆動制御手段と、
前記モータを、前記要求トルクの発生に前記第１の電流振幅よりも大きい第２の電流振幅のモータ駆動電流を要する第２の動作点で動作させる第２の駆動制御手段と、
前記リアクトル電流が零点を含む所定の電流範囲に所定の設定期間を超えて停滞していると判定されたことに応じて、前記第１の駆動制御手段から前記第２の駆動制御手段に切換えて前記駆動回路を制御する切換手段とを含む、請求項７に記載の電圧変換装置。
【請求項１３】
前記制御装置は、前記リアクトル電流が零点を含む所定の電流範囲に所定の設定期間を超えて停滞していると判定されたことに応じて、前記第１および第２のスイッチング素子をスイッチング制御するキャリア周波数を低減して前記電圧変換器を制御する、請求項７に記載の電圧変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、電圧変換装置に関し、より特定的には、サージ電圧の発生を抑制可能な電圧変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
通常、電気自動車（ＥＶ：Electric Vehicle）やハイブリッド自動車（ＨＶ：Hybrid Vehicle）等の車両において、電気エネルギーによる駆動力は、高電圧の電池から供給される直流電力をインバータによって３相交流電力に変換し、これにより３相交流モータを回転させることにより得ている。また、車両の減速時には、逆に３相交流モータの回生発電により得られる回生エネルギーを電池に蓄電することにより、エネルギーを無駄なく利用して走行している。
【０００３】
このようなハイブリッド自動車または電気自動車においては、直流電源からの直流電圧を昇圧コンバータによって昇圧し、その昇圧した直流電圧がモータを駆動するインバータに供給される構成も検討されている（たとえば特許文献１〜３参照）。
【０００４】
そして、昇圧コンバータは、インバータの電源ラインとアースラインとの間に直列に接続された２つのスイッチング素子と、各スイッチング素子に電源ラインに向かう向きを順方向として並列接続された２つのダイオードと、一方端が２つのスイッチング素子の中間点に接続され、他方端が直流電源の電源ラインに接続されたリアクトルとからなる。
【０００５】
昇圧コンバータは、電源ライン側に接続されたスイッチング素子（上アーム）と、アースライン側に接続されたスイッチング素子（下アーム）とを所定のデューティ比でオン／オフすることにより電源からの直流電圧を昇圧してインバータへ供給し、インバータからの直流電圧を降圧して電源へ供給する。
【０００６】
そして、昇圧コンバータを構成する上アームおよび下アームは、電源ラインとアースラインとの間に直列に接続されているため、上アームおよび下アームを同時にオンすることを防止する必要がある。そのため、上アームおよび下アームをスイッチング制御する制御信号には、上アームおよび下アームが同時にオンされるのを防止するためのデッドタイムが設けられている。
【特許文献１】特開２００５−５１８９５号公報
【特許文献２】特開平９−４７０２７号公報
【特許文献３】特開２００４−１２０８４４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、デッドタイムを設けたことにより、昇圧コンバータにおいては、上アームおよび下アームのデューティ比において、インバータ入力電圧の最適値に基づいて演算された指令デューティ比と、実際に上アームおよび下アームがオン／オフされるときのデューティ比（以下、実デューティ比とも称する）との間に偏差が生じるという問題がある。
【０００８】
そして、この偏差はリアクトルを流れる電流の方向により異なるため、電流の方向が反転したときには実デューティ比が不連続に変動することとなり、昇圧コンバータの出力電圧にその変動量に応じたサージ電圧が発生する可能性がある。このサージ電圧は、昇圧コンバータの出力側に接続される負荷（インバータなど）を損傷するおそれがある。
【０００９】
そこで、従来のモータ駆動装置においては、負荷をサージ電圧から保護するため、昇圧コンバータとインバータとの間に接続される平滑用のコンデンサを、このサージ電圧を吸収するのに十分な大容量のもので構成する方策が採られている。しかしながら、コンデンサの大容量化は、モータ駆動装置の大型化およびコスト増を招いてしまう。
【００１０】
そこで、この発明は、かかる問題を解決するためになされたものであり、その目的は、サージ電圧の発生を抑制可能な電圧変換装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
この発明によれば、電圧変換装置は、負荷への入力電圧を可変する。電圧変換装置は、電源ノードと接地ノードとの間に直列接続される第１および第２のスイッチング素子を含み、第１および第２のスイッチング素子のスイッチング動作により電源と負荷との間で電圧変換を行なう電圧変換器と、第１および第２のスイッチング素子の中間点の電圧を基に実際の第１および第２のスイッチング素子のオン期間比として得られる実デューティ比と、電圧変換の電圧指令値を基に第１および第２のスイッチング素子のオン期間比の指令値として設定される指令デューティ比との偏差を一定に維持するように指令デューティ比を補正し、補正された指令デューティ比に従ってスイッチング動作を制御する制御装置とを備える。
【００１２】
上記の電圧変換装置によれば、電圧変換器における実デューティ比は、指令デューティ比との偏差が略一定に維持されることから、電圧変換器を流れる直流電流の極性が反転したときの急激な変動を回避することができる。これにより、電圧変換器の出力側にサージ電圧が発生するのを防止することができる。
【００１３】
好ましくは、電圧変換装置は、電圧変換器と負荷との間に配され、電源ノードと接地ノードとの間に接続される容量素子をさらに備える。
【００１４】
上記の電圧変換装置によれば、従来、電圧サージの防御手段として負荷の入力側に設けられていた大容量の容量素子の低容量化が可能となるため、装置全体の小型化および低廉化を図ることができる。
【００１５】
好ましくは、制御装置は、電圧指令値に応じて、指令デューティ比を設定する指令デューティ比演算部と、第１および第２のスイッチング素子の中間点の電圧に基づいて、実デューティ比と指令デューティ比演算部により設定された指令デューティ比との偏差を検出する比較回路と、検出された偏差に応じて、偏差を一定に維持するように指令デューティ比を補正する指令デューティ比補正部と、補正された指令デューティ比に基づき、スイッチング動作を制御する信号を生成する制御信号生成部とを含む。
【００１６】
上記の電圧変換装置によれば、実デューティ比と指令デューティ比との偏差を検出してこれを一定に保つように指令デューティ比を補正することにより、電圧変換器を流れる直流電流の極性が反転したときの急激な変動を回避することができる。これにより、電圧変換器の出力側にサージ電圧が発生するのを防止することができる。
【００１７】
好ましくは、制御装置は、第１および第２のスイッチング素子がともにオフとなるデッドタイムが所定期間設けられるようにスイッチング動作を制御するデッドタイム付加部をさらに含む。
【００１８】
上記の電圧変換装置によれば、デッドタイムの影響として起こり得るサージ電圧を防止することができるため、電圧変換器の短絡防止とサージ電圧の抑制との両立が実現される。
【００１９】
好ましくは、電圧変換装置は、第１および第２のスイッチング素子の中間点の電圧を検出する電圧センサをさらに備える。比較回路は、検出された第１および第２のスイッチング素子の中間点の電圧から導出された実デューティ比と、指令デューティ比との偏差を検出する。指令デューティ比補正部は、検出された偏差を略零に維持するように指令デューティ比を補正する。制御信号生成部は、補正された指令デューティ比に従ってスイッチング動作を制御する信号を生成する。
【００２０】
上記の電圧変換装置によれば、実デューティ比は、直流電流の通流方向によらず、常に指令デューティ比に略一致するため、直流電流の通流方向の反転時に急変することがない。これにより、電圧変換器の出力側にサージ電圧が発生するのを防止することができる。
【００２１】
好ましくは、電圧変換装置は、電源と第１および第２のスイッチング素子の中間点との間に配されたリアクトルと、リアクトルを流れるリアクトル電流を検出する電流センサとをさらに備える。制御装置は、電圧指令値に応じて、指令デューティ比を設定する指令デューティ比演算部と、リアクトル電流の極性を判定する電流極性判定回路と、リアクトル電流の極性が反転する前後において偏差が略一定に維持されるように、指令デューティ比を補正する指令デューティ比補正部と、補正された指令デューティ比に基づき、スイッチング動作を制御する信号を生成する制御信号生成部とを含む。
【００２２】
上記の電圧変換装置によれば、リアクトル電流の極性に関わらず、実デューティ比は指令デューティ比との偏差が略一定に保たれるため、リアクトル電流の極性が反転したときに実デューティ比が急激に変動するのが回避される。これにより、電圧変換器の出力側にサージ電圧が発生するのを防止することができる。
【００２３】
好ましくは、制御装置は、第１および第２のスイッチング素子がともにオフとなるデッドタイムが所定期間設けられるようにスイッチング動作を制御するデッドタイム付加回路をさらに含む。
【００２４】
上記の電圧変換装置によれば、デッドタイムの影響として起こり得るサージ電圧を防止することができるため、電圧変換器の短絡防止とサージ電圧の抑制との両立が実現される。
【００２５】
好ましくは、電流極性判定部は、リアクトル電流の極性が反転したと判定されると、判定したタイミングから所定のラッチ期間だけその判定結果を保持する。
【００２６】
上記の電圧変換装置によれば、リアクトル電流が零点と交差する状態にあるとき、その極性が頻繁に切換わることに起因して電圧変換制御が不安定となるのを防止することができる。
【００２７】
好ましくは、指令デューティ比補正部は、リアクトル電流の極性が正から負に反転したことに応じて、所定期間の略２倍に設定された所定値を加算することにより指令デューティ比を補正する。
【００２８】
上記の電圧変換装置によれば、リアクトル電流の極性の反転に応じて既知の所定値を基に指令デューティ比を補正するため、リアクトル電流の極性が反転したときに実デューティ比が急激に変動するのを簡易に防止することができる。
【００２９】
好ましくは、指令デューティ比補正部は、リアクトル電流の極性が負から正に反転したことに応じて、所定期間の略２倍に設定された所定値を減算することにより指令デューティ比を補正する。
【００３０】
上記の電圧変換装置によれば、リアクトル電流の極性の反転に応じて既知の所定値を基に指令デューティ比を補正するため、リアクトル電流の極性が反転したときに実デューティ比が急激に変動するのを簡易に防止することができる。
【００３１】
好ましくは、指令デューティ比補正部は、リアクトル電流の極性が正のとき、所定期間の略２倍に設定された所定値を減算することにより指令デューティ比を補正し、かつ、リアクトル電流の極性が負のとき、所定値を加算することにより指令デューティ比を補正する。
【００３２】
上記の電圧変換装置によれば、リアクトル電流の極性に応じて既知の所定値を基に指令デューティ比を補正するため、リアクトル電流の極性が反転したときに実デューティ比が急激に変動するのを簡易に防止することができる。
【００３３】
好ましくは、負荷は、モータと、モータを駆動制御する駆動回路とを含む。制御装置は、モータを、要求トルクの発生に第１の電流振幅のモータ駆動電流を要する第１の動作点で動作させる第１の駆動制御手段と、モータを、要求トルクの発生に第１の電流振幅よりも大きい第２の電流振幅のモータ駆動電流を要する第２の動作点で動作させる第２の駆動制御手段と、リアクトル電流が零点を含む所定の電流範囲に所定の設定期間を超えて停滞していると判定されたことに応じて、第１の駆動制御手段から第２の駆動制御手段に切換えて駆動回路を制御する切換手段とを含む。
【００３４】
上記の電圧変換装置によれば、リアクトル電流が零点付近に停滞することに起因して制御安定性が損なわれるのを防止することができる。
【００３５】
好ましくは、制御装置は、リアクトル電流が零点を含む所定の電流範囲に所定の設定期間を超えて停滞していると判定されたことに応じて、第１および第２のスイッチング素子をスイッチング制御するキャリア周波数を低減して電圧変換器を制御する。
【００３６】
上記の電圧変換装置によれば、リアクトル電流が零点付近に停滞することに起因して制御安定性が損なわれるのを防止することができる。
【発明の効果】
【００３７】
この発明によれば、実デューティ比は、指令デューティ比との偏差が略一定に保たれることから、電圧変換器を流れる直流電流の極性が反転したときに急激に変動するのが回避される。これにより、電圧変換器の出力側にサージ電圧が発生するのを防止することができる。その結果、従来、電圧サージの防御手段として負荷の入力側に設けられていた大容量の容量素子の低容量化が可能となるため、装置全体の小型化および低廉化を図ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３８】
以下、この発明の実施の形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一符号は同一または相当部分を示す。
【００３９】
［実施の形態１］
図１は、この発明の実施の形態１による電圧変換装置を備えるモータ駆動装置の概略ブロック図である。
【００４０】
図１を参照して、モータ駆動装置１００は、バッテリＢと、電圧センサ１０，１３と、電流センサ２４と、コンデンサＣ１，Ｃ２と、昇圧コンバータ１２と、インバータ１４と、制御装置３０とを備える。
【００４１】
交流モータＭ１は、ハイブリッド自動車または電気自動車の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための駆動モータである。また、交流モータＭ１は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように、そして、エンジンに対して電動機として動作し、たとえばエンジン始動を行ない得るようなモータである。
【００４２】
昇圧コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。
【００４３】
リアクトルＬ１の一方端はバッテリＢの電源ラインに接続され、他方端はＩＧＢＴ素子Ｑ１とＩＧＢＴ素子Ｑ２との中間点、すなわち、ＩＧＢＴ素子Ｑ１のエミッタとＩＧＢＴ素子Ｑ２のコレクタとの間に接続される。
【００４４】
ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２は、電源ラインとアースラインとの間に直列に接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ１のコレクタは電源ラインに接続され、ＩＧＢＴ素子Ｑ２のエミッタはアースラインに接続される。また、各ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側に電流を流すダイオードＤ１，Ｄ２がそれぞれ配されている。
【００４５】
インバータ１４は、Ｕ相アーム１５と、Ｖ相アーム１６と、Ｗ相アーム１７とからなる。Ｕ相アーム１５、Ｖ相アーム１６およびＷ相アーム１７は、電源ラインとアースラインとの間に並列に設けられる。
【００４６】
Ｕ相アーム１５は、直列接続されたＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４からなる。Ｖ相アーム１６は、直列接続されたＩＧＢＴ素子Ｑ５，Ｑ６からなる。Ｗ相アーム１７は、直列接続されたＩＧＢＴ素子Ｑ７，Ｑ８からなる。また、各ＩＧＢＴ素子Ｑ３〜Ｑ８のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。
【００４７】
各相アームの中間点は、交流モータＭ１の各相コイルの各相端に接続されている。すなわち、交流モータＭ１は、３相の永久磁石モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中点に共通に接続されて構成される。Ｕ相コイルの他端がＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４の中間点に、Ｖ相コイルの他端がＩＧＢＴ素子Ｑ５，Ｑ６の中間点に、Ｗ相コイルの他端がＩＧＢＴ素子Ｑ７，Ｑ８の中間点にそれぞれ接続されている。
【００４８】
なお、昇圧コンバータ１２およびインバータ１４にそれぞれ含まれるスイッチング素子は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１〜Ｑ８に限定されず、ＭＯＳＦＥＴ等の他のパワー素子で構成しても良い。
【００４９】
バッテリＢは、充放電可能な二次電池であり、例えば、ニッケル水素またはリチウムイオンなどからなる。また、バッテリＢに代えて、二次電池以外の充放電可能な蓄電器、例えばキャパシタを用いても良い。電圧センサ１０は、バッテリＢから出力される直流電圧Ｖｂを検出し、検出した直流電圧Ｖｂを制御装置３０へ出力する。
【００５０】
システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオン／オフされる。
【００５１】
コンデンサＣ１は、バッテリＢから供給された直流電圧Ｖｂを平滑化し、その平滑化した直流電圧Ｖｂを昇圧コンバータ１２へ出力する。
【００５２】
昇圧コンバータ１２は、バッテリＢから供給された直流電圧Ｖｂを昇圧してコンデンサＣ２へ供給する。より具体的には、昇圧コンバータ１２は、制御装置３０から信号ＰＷＭＣを受けると、信号ＰＷＭＣによってＩＧＢＴ素子Ｑ２がオンされた期間に応じて直流電圧を昇圧してコンデンサＣ２に供給する。
【００５３】
また、昇圧コンバータ１２は、制御装置３０から信号ＰＷＭＣを受けると、コンデンサＣ２を介してインバータ１４から供給された直流電圧を降圧してバッテリＢを充電する。
【００５４】
コンデンサＣ２は、昇圧コンバータ１２からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ１４へ供給する。電圧センサ１３は、コンデンサＣ２の両端の電圧、すなわち、昇圧コンバータ１２の出力電圧ＶＨ（インバータ１４への入力電圧に相当する。以下同じ。）を検出し、その検出した出力電圧Ｖｍを制御装置３０へ出力する。
【００５５】
インバータ１４は、コンデンサＣ２から直流電圧が供給されると、制御装置３０からの信号ＰＷＭＩに基づいて直流電圧を交流電圧に変換して交流モータＭ１を駆動する。これにより、交流モータＭ１は、トルク指令値ＴＲによって指定された要求トルクを発生するように駆動される。
【００５６】
また、インバータ１４は、モータ駆動装置１００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時、交流モータＭ１が発電した交流電圧を制御装置３０からの信号ＰＷＭＩに基づいて直流電圧に変換し、変換した直流電圧をコンデンサＣ２を介して昇圧コンバータ１２へ供給する。
【００５７】
なお、ここで言う回生制動とは、ハイブリッド自動車または電気自動車を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合との回生発電を伴なう制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車速を減速（または加速を中止）させることを含む。
【００５８】
電流センサ２４は、交流モータＭ１に流れるモータ電流ＭＣＲＴを検出し、その検出したモータ電流ＭＣＲＴを制御装置３０へ出力する。
【００５９】
制御装置３０は、外部に設けられたＥＣＵ（Electric Control Unit）からトルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮを受け、電圧センサ１３から出力電圧ＶＨを受け、電圧センサ１０から直流電圧Ｖｂを受け、電流センサ２４からモータ電流ＭＣＲＴを受ける。そして、制御装置３０は、出力電圧ＶＨ、トルク指令値ＴＲ、モータ電流ＭＣＲＴに基づいて、後述する方法によりインバータ１４が交流モータＭ１を駆動するときにインバータ１４のＩＧＢＴ素子Ｑ３〜Ｑ８をスイッチング制御するための信号ＰＷＭＩを生成し、その生成した信号ＰＷＭＩをインバータ１４へ出力する。
【００６０】
また、制御装置３０は、インバータ１４が交流モータＭ１を駆動するとき、直流電圧Ｖｂ、出力電圧ＶＨ、トルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮに基づいて、後述する方法により昇圧コンバータ１２のＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２をスイッチング制御するための信号ＰＷＭＣを生成して昇圧コンバータ１２へ出力する。
【００６１】
さらに、制御装置３０は、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２をオン／オフするための信号ＳＥを生成してシステムリレーＳＲ１，ＳＲ２へ出力する。
【００６２】
ここで、図１から明らかなように、昇圧コンバータ１２を構成するＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２は、電源ラインとアースラインとの間に直列に接続されているため、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２をスイッチング制御するための信号ＰＷＭＣには、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２が同時にオンされるのを防止するためのデッドタイムが設けられる。
【００６３】
しかしながら、デッドタイムを設けたことにより、昇圧コンバータ１２においては、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２のデューティ比において、インバータ入力電圧の最適値に基づいて演算された指令デューティ比と、実際にＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２がオン／オフされるときの実デューティ比との間に偏差が生じるという問題がある。また、その偏差はリアクトルＬ１を流れる電流の方向に応じて異なる値を示すことから、以下に述べるように、電流の方向が反転したときには実デューティ比が不連続に変動することとなり、その変動量に応じたサージ電圧が発生するおそれがある。
【００６４】
図２は、リアクトル電流が正方向に流れているときのＩＧＢＴ素子Ｑ１（上アーム）およびＩＧＢＴ素子Ｑ２（下アーム）の制御信号、および制御信号に応じてＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２の中間点に駆動される電圧のタイミングチャートである。なお、正方向は、直流電流がバッテリＢ、リアクトルＬ１、ＩＧＢＴ素子Ｑ１を介してインバータ１４の電源ラインに流れる方向を表わす。すなわち、正方向とは、昇圧コンバータ１２が直流電圧を昇圧してインバータ１４に供給する放電方向に相当する。
【００６５】
図２を参照して、上アームおよび下アームは、各制御周期長Ｔにおいて所定の指令デューティ比（たとえば０．５とする）でオン／オフされる。なお、デューティ比とは、制御周期長Ｔにおける上アームのオン期間の割合を表わす。
【００６６】
このとき、下アームが時刻ｔ２までオンされ、上アームが時刻ｔ２までオフされた後、時刻ｔ２で上アームをオンし、下アームをオフすると、上アームと下アームとで同時にオンされる虞があるため、時刻ｔ２で下アームをオフし、その後一定のデッドタイムを経過した時刻ｔ３で上アームをオンするようにしている。同様に、時刻ｔ４で上アームをオフし、その後一定のデッドタイムを経過した時刻ｔ５で下アームをオンするようにしている。なお、デッドタイムは、たとえば制御周期長Ｔの１／１０の長さ（０．１Ｔ）に設定されているものとする。
【００６７】
そして、リアクトル電流が正方向に流れることから、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２がオフされるデッドタイムの期間、リアクトル電流はＩＧＢＴ素子Ｑ１に並列接続されたダイオードＤ１を介してインバータ１４の電源ラインに流れるため、実質的にＩＧＢＴ素子Ｑ１はオンされていることになる。
【００６８】
その結果、実デューティ比は、指令デューティ比（＝０．５）により規定されるオンデューティよりもデッドタイム分だけ長くなる（＝０．６）。そして、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２の中間点の電圧は、実デューティ比に応答して上アームのオン期間だけ出力電圧ＶＨに駆動される。
【００６９】
以上のように、リアクトル電流が正方向のときには、実デューティ比がデッドタイム分だけ指令デューティ比よりも増加する。一方、リアクトル電流が負方向のときには、図３に示すように、実デューティ比がデッドタイム分だけ指令デューティ比よりも減少する。
【００７０】
図３は、リアクトル電流が負方向に流れているときのＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２の制御信号、および制御信号に応じてＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２の中間点（ノードＮ１）に駆動される電圧のタイミングチャートである。なお、負方向は、直流電流がバッテリＢの負極、アースラインおよびＩＧＢＴ素子Ｑ２を介してバッテリＢに流れる方向を表わす。すなわち、負方向とは、昇圧コンバータ１２がインバータ１４から供給された直流電圧を降圧してバッテリＢに供給する充電方向に相当する。
【００７１】
図３を参照して、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２の制御信号は、図２と同じである。すなわち、時刻ｔ２でＩＧＢＴ素子Ｑ２をオフし、その後一定のデッドタイムを経過した時刻ｔ３でＩＧＢＴ素子Ｑ１をオンするようにしている。同様に、時刻ｔ４でＩＧＢＴ素子Ｑ１をオフし、その後一定のデッドタイムを経過した時刻ｔ５でＩＧＢＴ素子Ｑ２をオンするようにしている。
【００７２】
しかしながら、リアクトル電流が負方向に流れることから、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２がオフされるデッドタイムの期間、リアクトル電流はＩＧＢＴ素子Ｑ２に並列接続されたダイオードＤ２を介してリアクトルＬ１に流れるため、実質的にＩＧＢＴ素子Ｑ２はオンされていることになる。
【００７３】
その結果、実デューティ比は、指令デューティ比（＝０．５）により規定されるオンデューティよりもデッドタイム分だけ短くなる（＝０．４）。そして、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２の中間点の電圧は、実デューティ比に応答してＩＧＢＴ素子Ｑ１のオン期間だけ出力電圧ＶＨに駆動される。
【００７４】
図２および図３から明らかなように、リアクトル電流が正方向に流れるときと負方向に流れるときとでは、指令デューティ比と実デューティ比との偏差が異なっている。そのため、リアクトル電流の方向が正から負、もしくは負から正へと切換えられるタイミングにおいては、実デューティ比が急激に変動することとなる。これにより、昇圧コンバータ１２の出力電圧には、図４に示すサージ電圧が発生する。このサージ電圧は、昇圧コンバータ１２の出力側に接続される負荷（インバータなど）を損傷するおそれがある。
【００７５】
かかるサージ電圧から負荷を保護するために、従来のモータ駆動装置においては、昇圧コンバータ１２とインバータ１４との間に接続される平滑用のコンデンサＣ２を、このサージ電圧を吸収するのに十分な大容量のもので構成する方策が採られている。しかしながら、コンデンサＣ２の大容量化は、モータ駆動装置１００の大型化およびコスト増を招いてしまう。
【００７６】
そこで、本発明の実施の形態によるモータ駆動装置１００においては、昇圧コンバータ１２の電圧変換制御を、電圧指令値を基に生成された指令デューティ比に補正を施したものに従って実行することを特徴的な構成とする。以下に、昇圧コンバータ１２の電圧変換制御について詳細に説明する。
【００７７】
再び図１を参照して、モータ駆動装置１００は、比較回路４０と、電圧センサ１１とをさらに備える。
【００７８】
電圧センサ１１は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２の中間点であるノードＮ１の電圧Ｖ０を検出し、その検出した電圧Ｖ０を比較回路４０へ出力する。比較回路４０は、制御装置３０から指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍを受け、電圧センサ１１からノードＮ１の電圧Ｖ０を受ける。
【００７９】
ここで、指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍとは、昇圧コンバータ１２の電圧変換制御において、昇圧コンバータ１２への入力電圧である直流電圧Ｖｂと、昇圧コンバータ１２の出力電圧の目標値（以下、電圧指令値とも称する）との間の電圧変換比に基づいて設定される。指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍは、１制御周期におけるＩＧＢＴ素子Ｑ１（上アーム）のオン期間の割合を指示するものであり、例えばＩＧＢＴ素子Ｑ１のオン期間をＴｏｎ、オフ期間をＴｏｆｆとすると、指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍは、式（１）で表わされる。
ＤＲ＿ｃｏｍ＝Ｔｏｎ／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）  ・・・（１）
比較回路４０は、電圧センサ１１からのノードＮ１の電圧Ｖ０に基づき、昇圧コンバータ１２における実デューティ比ＤＲ＿ｒを演算する。実デューティ比ＤＲ＿ｒとは、昇圧コンバータ１２の出力電圧ＶＨから見たノードＮ１の電圧Ｖ０の電圧比である。実デューティ比ＤＲ＿ｒは、１制御周期における電圧Ｖ０が出力電圧ＶＨと等しくなる期間の割合として算出される。例えば電圧Ｖ０が出力電圧ＶＨとなる期間をＴＶＨ、電圧Ｖ０が接地電圧となる期間をＴＶＬとすると、実デューティ比ＤＲ＿ｒは、式（２）で表わされる。
ＤＲ＿ｒ＝ＴＶＨ／（ＴＶＨ＋ＴＶＬ）  ・・・（２）
そして、比較回路４０は、制御装置３０からの指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍと実デューティ比ＤＲ＿ｒとの大小関係を比較し、その比較結果を示す信号ＤＥＴを制御装置３０へ出力する。制御装置３０は、比較回路４０からの信号ＤＥＴに応じて、後述する方法により指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍを補正し、その補正した指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍに基づいて、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２をオン／オフするための信号ＰＷＭＣを生成して昇圧コンバータ１２へ出力する。
【００８０】
図５は、図１における制御装置３０の機能ブロック図である。
図５を参照して、制御装置３０は、インバータ制御手段３０１と、コンバータ制御手段３０２とを含む。
【００８１】
インバータ制御手段３０１は、トルク指令値ＴＲ、モータ電流ＭＣＲＴおよび電圧ＶＨに基づいて信号ＰＷＭＩを生成してインバータ１４のＩＧＢＴ素子Ｑ３〜Ｑ８へ出力する。
【００８２】
より具体的には、インバータ制御手段３０１は、トルク指令値ＴＲ、モータ電流ＭＣＲＴおよび電圧ＶＨに基づいて、交流モータＭ１の各相に印加する電圧を計算し、その計算した電圧に基づいて、実際にＩＧＢＴ素子Ｑ３〜Ｑ８をオン／オフする信号ＰＷＭＩを生成する。そして、インバータ制御手段３０１は、その生成した信号ＰＷＭＩをインバータ１４の各ＩＧＢＴ素子Ｑ３〜Ｑ８へ出力する。
【００８３】
これにより、インバータ１４の各ＩＧＢＴ素子Ｑ３〜Ｑ８はスイッチング制御され、交流モータＭ１が指令されたトルクを出力するように交流モータＭ１の各相に流す電流を制御する。このようにしてモータ駆動電流が制御され、トルク指令値ＴＲに応じたモータトルクが出力される。
【００８４】
コンバータ制御手段３０２は、トルク指令値ＴＲ、モータ回転数ＭＲＮ、電圧ＶＨ、直流電圧Ｖｂおよび信号ＤＥＴに基づいて、後述する方法により信号ＰＷＭＣを生成して昇圧コンバータ１２のＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２へ出力する。
【００８５】
図６は、図５に示すコンバータ制御手段３０２の機能ブロック図である。
図６を参照して、コンバータ制御手段３０２は、電圧指令演算部５０と、コンバータ用デューティ比演算部５２と、コンバータ用デューティ比補正部５４と、コンバータ用ＰＷＭ信号変換部５６と、デッドタイム付加部５８とを含む。
【００８６】
電圧指令演算部５０は、外部ＥＣＵからのトルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮに基づいてインバータ入力電圧の最適値（目標値）、すなわち、昇圧コンバータ１２の電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍを演算し、その演算した電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍをコンバータ用デューティ比演算部５２へ出力する。
【００８７】
コンバータ用デューティ比演算部５２は、電圧指令演算部５０からの電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍと、電圧センサ１０からの直流電圧Ｖｂとに基づいて、昇圧コンバータ１２の指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍを式（３）により演算する。
ＤＲ＿ｃｏｍ＝Ｖｂ／Ｖｄｃ＿ｃｏｍ  ・・・（３）
そして、コンバータ用デューティ比演算部５２は、演算した指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍをコンバータ用デューティ比補正部５４および比較回路４０へ出力する。
【００８８】
比較回路４０は、コンバータ用デューティ比演算部５２から指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍを受け、電圧センサ１１からＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２の中間点であるノードＮ１の電圧Ｖ０を受ける。
【００８９】
比較回路４０は、ノードＮ１の電圧Ｖ０に基づいて上記の式（２）により実デューティ比ＤＲ＿ｒを演算する。そして、比較回路４０は、演算された実デューティ比ＤＲ＿ｒと指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍとを比較し、その比較結果を示す信号ＤＥＴを生成してコンバータ用デューティ比補正部５４へ出力する。
【００９０】
以下に、比較回路４０における信号ＤＥＴの具体的な生成方法について説明する。信号ＤＥＴの生成方法としては、図７〜図９の各々に示される方法のいずれかを適用することができる。また、生成された信号ＤＥＴは、図示しないＡ／Ｄコンバータによりデジタル信号に変換された後にコンバータ用デューティ比補正部５４に入力される。
【００９１】
図７は、図６の比較回路４０における信号ＤＥＴの生成方法の一例を示す図である。
図７を参照して、時刻ｔ１から時刻ｔ６までのある制御周期（制御周期長をＴとする）において、指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍが０．５に設定されているのに対して、実デューティ比ＤＲ＿ｒが０．６となる場合を考える。
【００９２】
なお、指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍよりも実デューティ比ＤＲ＿ｒが大きくなる場合とは、図２で説明したように、リアクトルＬ１を流れるリアクトル電流ＩＬの極性が正のとき、すなわち、昇圧コンバータ１２が直流電圧Ｖｂを昇圧してコンデンサＣ２に供給するときに発生する。そして、指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍと実デューティ比ＤＲ＿ｒとの偏差ΔＤＲは、制御周期長Ｔに対して予め設定されたデッドタイムの割合（たとえば０．１Ｔとする）に相当する。
【００９３】
この場合、比較回路４０は、式（４）により指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍと実デューティ比ＤＲ＿ｒとの偏差ΔＤＲを演算し、その演算された偏差ΔＤＲ＝−０．１をコンバータ用デューティ比補正部５４へ出力する。
ΔＤＲ＝ＤＲ＿ｃｏｍ−ＤＲ＿ｒ  ・・・（４）
また、比較回路４０は、時刻ｔ６から時刻ｔ７までの別の制御周期において、指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍで０．５であるのに対して実デューティ比ＤＲ＿ｒが０．４である場合には、式（４）により演算される偏差ΔＤＲ＝０．１をコンバータ用デューティ比補正部５４へ出力する。
【００９４】
なお、指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍよりも実デューティ比ＤＲ＿ｒが小さくなる場合とは、図３で説明したように、リアクトル電流ＩＬの極性が負であるとき、すなわち、昇圧コンバータ１２がコンデンサＣ２を介してインバータ１４から供給された直流電圧を降圧してバッテリＢに供給するときに発生する。
【００９５】
すなわち、図７の例では、コンバータ用デューティ比補正部５４は、制御周期ごとに、指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍと実デューティ比ＤＲ＿ｒとの偏差ΔＤＲが入力されることとなる。
【００９６】
図８は、図６の比較回路４０における信号ＤＥＴの生成方法の他の例を示す図である。
図８の例では、比較回路４０は、指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍと実デューティ比ＤＲ＿ｒとの偏差ΔＤＲを検出すると、その検出した偏差ΔＤＲの極性に応じて、予め設定された２通りの電位のいずれかからなる信号ＤＥＴ１を生成して出力する。
【００９７】
具体的には、時刻ｔ１から時刻ｔ６までのある制御周期において、指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍが実デューティ比ＤＲ＿ｒよりも小さいとき、すなわち、式（４）により演算される指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍと実デューティ比ＤＲ＿ｒとの偏差ΔＤＲが負であるときには、比較回路４０は、所定の電位Ｖｙからなる信号ＤＥＴ１を生成して出力する。
【００９８】
一方、時刻ｔ６から時刻ｔ７までの他の制御周期において、指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍが実デューティ比ＤＲ＿ｒよりも大きいとき、すなわち、指令デューティＤＲ＿ｃｏｍと実デューティ比ＤＲ＿ｒとの偏差ΔＤＲが正であるときには、比較回路４０は、所定の電位Ｖｘ（Ｖｘ≠Ｖｙ）からなる信号ＤＥＴ１を生成して出力する。
【００９９】
したがって、図８の例では、コンバータ用デューティ比補正部５４は、制御周期ごとに、指令デューティＤＲ＿ｃｏｍと実デューティ比ＤＲ＿ｒとの偏差ΔＤＲの極性が入力されることとなる。
【０１００】
図９は、図６の比較回路４０における信号ＤＥＴの生成方法の他の例を示す図である。
図９の例では、比較回路４０は、式（４）から算出される指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍと実デューティ比ＤＲ＿ｒとの偏差ΔＤＲの偏差の極性が反転したことに応じて、所定の電位からなる信号ＤＥＴ２を生成して出力する。
【０１０１】
具体的には、図中の時刻ｔ６から時刻ｔ７までの制御周期、およびこれ以前の制御周期において、指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍと実デューティ比ＤＲ＿ｒとの偏差ΔＤＲが連続して負であるのに対し、時刻ｔ７から時刻ｔ８までの制御周期における偏差ΔＤＲが正に反転したとする。このとき、比較回路４０は、時刻ｔ８のタイミングにおいて所定の電位Ｖｘからなる信号ＤＥＴ２を生成して出力する。なお、信号ＤＥＴ２は、次に偏差ΔＤＲの極性が負から正に反転したと判定されるまで、所定の電位Ｖｘに保持される。
【０１０２】
そして、比較回路４０は、時刻ｔ８から時刻ｔ９までのある制御周期と、これに続く時刻ｔ９から時刻ｔ１０までの他の制御周期とにおいて、各々で検出された偏差ΔＤＲの極性が正から負へ反転したと判定されたときには、時刻ｔ１０のタイミングにおいて所定の電位Ｖｙ（Ｖｙ≠Ｖｘ）からなる信号ＤＥＴ２を生成して出力する。
【０１０３】
すなわち、図９の例では、コンバータ用デューティ比補正部５４は、指令デューティＤＲ＿ｃｏｍと実デューティ比ＤＲ＿ｒとの偏差ΔＤＲの極性が反転するごとに、その極性の反転方向（正から負、または負から正）が入力されることとなる。
【０１０４】
再び図６を参照して、コンバータ用デューティ比補正部５４は、以上に述べた３通りの方法のいずれかにより生成された信号ＤＥＴ（またはＤＥＴ１／ＤＥＴ２）を受けると、その信号ＤＥＴ（またはＤＥＴ１／ＤＥＴ２）に指示された内容に基づいて、コンバータ用デューティ比演算部５２から入力された指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍを補正する。
【０１０５】
詳細には、図７で述べた方法に従って指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍと実デューティ比ＤＲ＿ｒとの偏差ΔＤＲを指示する信号ＤＥＴを受けた場合には、コンバータ用デューティ比補正部５４は、信号ＤＥＴで示される偏差ΔＤＲの極性を反転した分だけ指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍをオフセットさせる。
【０１０６】
すなわち、図７において指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍが０．５であり、かつ偏差ΔＤＲが−０．１であるときには、指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍは＋０．１だけオフセットされて０．６に補正される。これに対し、指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍが０．５であり、かつ偏差ΔＤＲが＋０．１であるときには、指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍは−０．１だけオフセットされて０．４に補正される。
【０１０７】
そして、補正された指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍは、補正指令デューティ比ＤＲ＿０としてコンバータ用ＰＷＭ信号変換部５６へ出力される。
【０１０８】
一方、図８および図９で述べた方法に従って偏差ΔＤＲの極性または極性の反転を指示する信号ＤＥＴ１またはＤＥＴ２を受けた場合には、コンバータ用デューティ比補正部５４は、予めデッドタイムに基づいて設定された所定の偏差ΔＤＲ＿ｓｔｄだけ指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍをオフセットさせる。
【０１０９】
具体的には、図１０を参照して、指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍと実デューティ比ＤＲ＿ｒとの偏差ΔＤＲの極性を示す信号ＤＥＴ１を受けた場合、コンバータ用デューティ比補正部５４は、信号ＤＥＴ１が所定の電位Ｖｘであれば、偏差ΔＤＲが正であると判定する。そして、コンバータ用デューティ比補正部５４は、所定の偏差ΔＤＲ＿ｓｔｄだけ正方向に指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍをオフセットさせる。補正後の指令デューティ比（＝ＤＲ＿ｃｏｍ＋ΔＤＲ＿ｓｔｄ）は補正指令デューティ比ＤＲ＿０としてコンバータ用ＰＷＭ信号変換部５６へ出力される。
【０１１０】
一方、コンバータ用デューティ比補正部５４は、信号ＤＥＴ１が所定の電位Ｖｙであれば、偏差ΔＤＲが負であると判定し、所定の偏差ΔＤＲ＿ｓｔｄだけ負方向に指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍをオフセットさせる。この場合、補正指令デューティ比ＤＲ＿０は、（ＤＲ＿ｃｏｍ−ΔＤＲ＿ｓｔｄ）となる。
【０１１１】
また、指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍと実デューティ比ＤＲ＿ｒとの偏差ΔＤＲの極性の反転を示す信号ＤＥＴ２を受けた場合、コンバータ用デューティ比補正部５４は、信号ＤＥＴ２の電位が所定の電位Ｖｘであれば、偏差ΔＤＲが負から正に反転したと判定する。そして、コンバータ用デューティ比補正部５４は、所定の偏差ΔＤＲ＿ｓｔｄだけ正方向に指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍをオフセットさせる。
【０１１２】
一方、コンバータ用デューティ比補正部５４は、信号ＤＥＴ２の電位が所定の電位Ｖｙであれば、偏差ΔＤＲが正から負に反転したと判定し、所定の偏差ΔＤＲ＿ｓｔｄだけ負方向に指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍをオフセットさせる。正方向または負方向にオフセットされた指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍは、補正指令デューティ比ＤＲ＿０としてコンバータ用ＰＷＭ信号変換部５６へ出力される。
【０１１３】
コンバータ用ＰＷＭ信号変換部５６は、コンバータ用デューティ比補正部５４からの補正指令デューティ比ＤＲ＿０に基づいて、昇圧コンバータ１２のＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２をオン／オフするための信号ＰＷＭＣを生成してデッドタイム付加部５８へ出力する。
【０１１４】
デッドタイム付加部５８は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２をオン／オフするための信号を受けると、この信号に予め設定されているデッドタイムを付加する。デッドタイムが付加された信号ＰＷＭＣは、昇圧コンバータ１２へ出力される。
【０１１５】
これにより、例えば指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍが０．５に対して、補正指令デューティ比ＤＲ＿０を０．４とした場合であれば、補正指令デューティ比ＤＲ＿０に従う電圧変換制御によって得られる実デューティ比ＤＲ＿ｒは、補正指令デューティ比ＤＲ＿０から０．１だけ増加して０．５となる。これは、本来の指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍに等しいことから、両者間の偏差ΔＤＲが略零に抑制されていることが分かる。
【０１１６】
一方、指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍが０．５に対して、補正指令デューティ比ＤＲ＿０を０．６とした場合には、補正指令デューティ比ＤＲ＿０に従う電圧変換制御により得られる実デューティ比ＤＲ＿ｒは、補正指令デューティ比ＤＲ＿０から０．１だけ減少して０．５となる。この場合も、実デューティ比ＤＲ＿ｒが本来の指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍに等しく、偏差ΔＤＲが略零に抑制されている。
【０１１７】
そして、次回の制御周期では、本来の指令デューティＤＲ＿ｃｏｍと、補正指令デューティ比ＤＲ＿０により調整された実デューティ比ＤＲ＿ｒとの偏差ΔＤＲが改めて検出される。その検出された偏差ΔＤＲに基づいて生成された信号ＤＥＴ（またはＤＥＴ１／ＤＥＴ２）に応じて指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍが補正され、補正指令デューティ比ＤＲ＿に従って電圧変換制御が引き続き実行される。
【０１１８】
このように、制御周期ごとに指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍと実デューティ比ＤＲ＿ｒとの偏差に応じて指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍを補正することにより、実デューティ比ＤＲ＿ｒは、デッドタイムの影響が抑えられ、指令デューティ比ＤＲとの偏差が略零に維持される。したがって、従来の電圧変換制御において、リアクトル電流ＩＬの極性が反転したとき、すなわち、昇圧コンバータ１２における放電方向と充電方向とが切換えられたときに現われる実デューティ比ＤＲ＿ｒの不連続的な変化を抑制することができる。結果として、かかるタイミングにサージ電圧が発生するのを防止することができる。
【０１１９】
また、サージ電圧吸収のためにコンデンサＣ２を大容量化することが不要となるため、コンデンサＣ２を小型なもので構成することができ、装置の小型化および低廉化を図ることができる。
【０１２０】
図１１は、コンバータ制御手段３０２における電圧変換制御動作を説明するためのフローチャートである。
【０１２１】
図１１を参照して、電圧変換のための一連の動作が開始されると、コンバータ用デューティ比演算部５２は、電圧指令演算部５０からの電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍに基づいて指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍを演算する（ステップＳ０１）。
【０１２２】
比較回路４０は、コンバータ用デューティ比演算部５２から指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍを受け、電圧センサ１１からノードＮ１の電圧Ｖ０を受けると、電圧Ｖ０に基づいて実デューティ比ＤＲ＿ｒを演算する（ステップＳ０２）。そして、比較回路４０は、指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍと実デューティ比ＤＲ＿ｒとの偏差ΔＤＲに基づいて信号ＤＥＴ（またはＤＥＴ１／ＤＥＴ２）を生成してコンバータ用デューティ比補正部５４へ出力する（ステップＳ０３）。
【０１２３】
コンバータ用デューティ比補正部５４は、比較回路４０からの信号ＤＥＴ（またはＤＥＴ１／ＤＥＴ２）に基づいて指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍを補正し、補正指令デューティ比ＤＲ＿０を生成する（ステップＳ０４）。
【０１２４】
コンバータ用ＰＷＭ信号変換部５６は、補正指令デューティ比ＤＲ＿０に従って信号ＰＷＭＣを生成する。デッドタイム付加部５８は生成した信号ＰＷＭＣに所定のデッドタイムを付加して昇圧コンバータ１２のＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２へ出力する。これにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２は、デッドタイムの影響が除去され、指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍに略一致したデューティ比でスイッチング制御される（ステップＳ０５）。したがって、リアクトル電流ＩＬの極性が反転したときにもサージ電圧が発生することがないため、小型かつ低廉な装置構成で回路素子を保護することができる。
【０１２５】
［変更例］
先の本発明の実施の形態１で述べた電圧変換制御は、実際には、制御装置３０を含むように構成されたＣＰＵにおいて、図１１に示すフローチャートの各ステップ（但し比較回路４０によるステップＳ０３は除く）を備えるプログラムをＲＯＭから読出し、その読出したプログラムを実行することにより行なわれる。
【０１２６】
なお、図１１に示すフローチャートのうちのステップＳ０３およびＳ０４については、図１２に示すように、制御装置３０に外付けした比較回路４０および補正回路６０により実行する構成とすることもできる。
【０１２７】
図１２は、図６のコンバータ制御手段３０２の変更例を説明するための機能ブロック図である。
【０１２８】
図１２を参照して、コンバータ制御手段３０２Ｃは、電圧指令演算部５０と、コンバータ用デューティ比演算部５２と、コンバータ用ＰＷＭ信号変換部５６とを含む。コンバータ制御手段３０２Ｃは、図６のコンバータ制御手段３０２におけるコンバータ用デューティ比補正部５４を、制御装置３０の外部に設けられた補正回路６０に変更したものである。
【０１２９】
補正回路６０は、図６のコンバータ用デューティ比補正部５４と同等の機能を具備する。すなわち、補正回路６０は、比較回路４０から指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍおよび信号ＤＥＴ（またはＤＥＴ１／ＤＥＴ２）を受けると、信号ＤＥＴに指示された偏差ΔＤＲまたは偏差ΔＤＲの極性に基づいて補正指令デューティ比ＤＲ＿０を生成してコンバータ用ＰＷＭ信号変換部５６へ出力する。
【０１３０】
このように補正回路６０をハードウェアで構成することのメリットとしては、比較回路４０と一体化して制御装置３０に外付けすることにより、デッドタイムの異なる様々な昇圧コンバータ１２に対応可能となり、汎用性が高められる点が挙げられる。
【０１３１】
以上のように、この発明の実施の形態１によれば、指令デューティ比と実デューティ比との偏差が常に略零に保たれるため、リアクトル電流の極性が反転したときに、デッドタイムの影響を受けて実デューティ比が不連続となるのを抑制することができる。その結果、かかるタイミングにサージ電圧が発生するのを防止することができる。
【０１３２】
さらに、サージ電圧吸収のためにコンデンサＣ２を大容量化することが不要となるため、コンデンサＣ２を小型なもので構成することができ、装置の小型化および低廉化を図ることができる。
【０１３３】
［実施の形態２］
図１３は、この発明の実施の形態２による電圧変換装置を備えるモータ駆動装置の概略ブロック図である。
【０１３４】
図１３を参照して、モータ駆動装置１００Ａは、バッテリＢと、電圧センサ１０，１３と、電流センサ２４，２６と、コンデンサＣ１，Ｃ２と、昇圧コンバータ１２と、インバータ１４と、制御装置３０Ａと、判定回路７０とを備える。
【０１３５】
図１０のモータ駆動装置１００Ａは、図１のモータ駆動装置１００に対して、電圧センサ１１、比較回路４０および制御装置３０を、電流センサ２６、判定回路７０および制御装置３０Ａにそれぞれ変更したものである。よって、図１と共通する部分についての詳細な説明は省略する。
【０１３６】
電流センサ２６は、リアクトルＬ１を流れるリアクトル電流ＩＬを検出し、その検出したリアクトル電流ＩＬを判定回路７０へ出力する。
【０１３７】
判定回路７０は、リアクトル電流ＩＬの極性を判定し、その判定した極性を指示する信号ＩＰＤを生成して制御装置３０Ａへ出力する。詳細には、リアクトル電流ＩＬが正方向に流れるとき、判定回路７０は、リアクトル電流ＩＬの極性が正であると判定する。一方、リアクトル電流ＩＬが負方向に流れるとき、判定回路７０は、リアクトル電流ＩＬの極性が負であると判定する。
【０１３８】
なお、正方向とは、上述したように、昇圧コンバータ１２が直流電圧Ｖｂを昇圧してコンデンサＣ２に供給する方向を表わす。正方向において、リアクトル電流ＩＬは、バッテリＢ〜リアクトルＬ１〜ＩＧＢＴ素子Ｑ１〜インバータ１４の電源ラインを電流経路として流れる。また、負方向とは、昇圧コンバータ１２がコンデンサＣ２を介してインバータ１４から供給された直流電圧を降圧してバッテリＢに供給する方向を表わす。負方向において、リアクトル電流ＩＬは、バッテリＢの負極〜アースライン〜ＩＧＢＴ素子Ｑ２〜リアクトルＬ１〜電源ライン〜バッテリＢを電流経路として流れる。
【０１３９】
制御装置３０Ａは、外部ＥＣＵからトルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮを受け、電圧センサ１３から出力電圧ＶＨを受け、電圧センサ１０から直流電圧Ｖｂを受け、電流センサ２４からモータ電流ＭＣＲＴを受け、判定回路７０から信号ＩＰＤを受ける。そして、制御装置３０Ａは、出力電圧ＶＨ、トルク指令値ＴＲ、モータ電流ＭＣＲＴに基づいて、インバータ１４が交流モータＭ１を駆動するときにインバータ１４のＩＧＢＴ素子Ｑ３〜Ｑ８をスイッチング制御するための信号ＰＷＭＩを生成し、その生成した信号ＰＷＭＩをインバータ１４へ出力する。
【０１４０】
また、制御装置３０Ａは、インバータ１４が交流モータＭ１を駆動するとき、直流電圧Ｖｂ、出力電圧ＶＨ、トルク指令値ＴＲ、モータ回転数ＭＲＮおよび信号ＩＰＤに基づいて、後述する方法により昇圧コンバータ１２のＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２をスイッチング制御するための信号ＰＷＭＣを生成して昇圧コンバータ１２へ出力する。
【０１４１】
さらに、制御装置３０Ａは、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２をオン／オフするための信号ＳＥを生成してシステムリレーＳＲ１，ＳＲ２へ出力する。
【０１４２】
図１４は、図１３における制御装置３０Ａの機能ブロック図である。
図１４を参照して、制御装置３０Ａは、インバータ制御手段３０１Ａと、コンバータ制御手段３０２Ａとを含む。
【０１４３】
インバータ制御手段３０１Ａは、モータ制御用相電圧演算部８０Ａと、インバータ用ＰＷＭ信号変換部８２Ａとを含む。
【０１４４】
モータ制御用相電圧演算部８０Ａは、電圧センサ１３から昇圧コンバータ１２の出力電圧ＶＨを受け、電流センサ２４からモータ電流ＭＣＲＴを受け、外部ＥＣＵからトルク指令値ＴＲを受ける。そして、モータ制御用相電圧演算部８０Ａは、これらの入力信号に基づいて、交流モータＭ１の各相のコイルに印加する電圧を計算し、その計算した結果をインバータ用ＰＷＭ信号変換部８２Ａへ出力する。
【０１４５】
インバータ用ＰＷＭ信号変換部８２Ａは、モータ制御用相電圧演算部８０Ａから受けた計算結果に基づいて、インバータ１４の各ＩＧＢＴ素子Ｑ３〜Ｑ８をオン／オフする信号ＰＷＭＩを生成し、その生成した信号ＰＷＭＩをインバータ１４のＩＧＢＴ素子Ｑ３〜Ｑ８へ出力する。
【０１４６】
コンバータ制御手段３０２Ａは、電圧指令演算部５０と、コンバータ用デューティ比演算部５２と、コンバータ用デューティ比補正部５４Ａと、コンバータ用ＰＷＭ信号変換部５６と、デッドタイム付加部５８とを含む。コンバータ制御手段３０２Ａは、図３のコンバータ制御手段３０２におけるコンバータ用デューティ比補正部５４を、コンバータ用デューティ比補正部５４Ａに変更したものである。
【０１４７】
コンバータ用デューティ比補正部５４Ａは、コンバータ用デューティ比演算部５２から指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍを受け、判定回路７０からリアクトル電流ＩＬの極性を示す信号ＩＰＤを受ける。そして、コンバータ用デューティ比補正部５４Ａは、リアクトル電流ＩＬの極性に基づいて指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍを補正し、その補正した指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍを補正指令デューティ比ＤＲ＿０としてコンバータ用ＰＷＭ信号変換部５６へ出力する。
【０１４８】
このように本実施の形態によるコンバータ制御手段３０２Ａは、リアクトル電流ＩＬの極性に基づいて指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍを補正することを特徴的な構成とする。以下に、コンバータ制御手段３０２Ａによる電圧変換制御について詳細に説明する。
【０１４９】
最初に、判定回路７０で実行されるリアクトル電流ＩＬの極性の判定方法について説明する。
【０１５０】
図１５は、リアクトル電流ＩＬ、およびこれに基づく判定回路７０の出力信号ＩＰＤを説明するためのタイミングチャートである。
【０１５１】
図１５を参照して、リアクトル電流ＩＬは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２のオン／オフに応答して増加と減少とを繰り返しながら、次第に減少する。時刻ｔ１１までの期間において、リアクトル電流ＩＬは、スイッチングの１サイクルにおいて常に正である状態を示す。  
【０１５２】
そして、時刻ｔ１１から所定の期間、リアクトル電流ＩＬが零点と交差する状態、すなわち、スイッチングの１サイクルにおいてリアクトル電流ＩＬの最大値が正で、最小値が負である状態を示す。その後、リアクトル電流ＩＬはスイッチングの１サイクルにおいて常に負である状態を示す。
【０１５３】
このような状態に基づいたリアクトル電流ＩＬの極性は、図中の中段に示すように、時刻ｔ１１までは正となり、時刻ｔ１１から所定の期間においてリアクトル電流ＩＬが零点と交差するのに応じて正と負とを頻繁に繰り返す波形を示す。そして、所定の期間後においては負となる。
【０１５４】
判定回路７０は、リアクトル電流ＩＬの極性を基に信号ＩＰＤを生成して出力する。詳細には、リアクトル電流ＩＬが正の状態であることに応じてＬ（論理ロー）レベルの信号ＩＰＤを出力する。そして、時刻ｔ１１において極性が正から負に切換わったことに応じてリアクトル電流ＩＬが負の状態であると判定し、Ｈ（論理ハイ）レベルの信号ＩＰＤを出力する。
【０１５５】
そして、信号ＩＰＤは、時刻ｔ１１においてリアクトル電流ＩＬの極性が正から負に反転したことに応じてＬレベルからＨレベルに立ち上がると、所定のラッチ期間ｄｔ＿ｒａｔだけその論理レベルが保持される。そして、所定のラッチ期間ｄｔ＿ｒａｔが経過した時刻ｔ１２において、リアクトル電流ＩＬが負の状態であることに応じて信号ＩＰＤは引き続きＨレベルを示す。
【０１５６】
このように信号ＩＰＤの出力に所定のラッチ期間ｄｔ＿ｒａｔを設けたのは、リアクトル電流ＩＬが零点と交差する所定の期間はその極性が頻繁に切換わるため、これに応じて信号ＩＰＤの論理レベルが頻繁に切換えられることにより信号ＩＰＤを基に実行される電圧変換制御が不安定となるのを防止するためである。したがって、所定のラッチ期間ｄｔ＿ｒａｔは、リアクトル電流ＩＬが零点と交差する所定の期間を含むように設定される。
【０１５７】
次に、コンバータ用デューティ比補正部５４Ａは、判定回路７０から信号ＩＰＤを受けると、信号ＩＰＤの論理レベルに基づいて指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍを補正する。
【０１５８】
詳細には、コンバータ用デューティ比補正部５４Ａは、信号ＩＰＤの論理レベルが“Ｌ”から“Ｈ”に立ち上がったことに応じて、指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍを補正する。例えば図１５のように、時刻ｔ１２において信号ＩＰＤがＬレベルからＨレベルに立ち上がると、コンバータ用デューティ比補正部５４Ａは、指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍに予め設定された所定の偏差を加算する。
【０１５９】
このときの所定の偏差は、リアクトル電流ＩＬの極性が正のときに生じる指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍと実デューティ比ＤＲ＿ｒとの偏差ΔＤＲと、リアクトル電流ＩＬの極性が負のときに生じる指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍと実デューティ比ＤＲ＿ｒとの偏差ΔＤＲとの絶対値の和に設定される。
【０１６０】
したがって、図２で示したように、指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍが０．５であり、かつ、デッドタイムが０．１である場合、リアクトル電流ＩＬが正のときには実デューティ比ＤＲ＿ｒは０．６となり、リアクトル電流ＩＬが負のときには実デューティ比ＤＲ＿ｒが０．４となるため、各々の偏差の絶対値の和は０．２となる。リアクトル電流ＩＬの極性が正から負へ反転したことに応じて、指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍにこの偏差の絶対値の和である０．２が加算されることにより、リアクトル電流ＩＬが負のときの補正指令デューティ比ＤＲ＿０は、０．５＋０．２＝０．７に設定される。これにより、リアクトル電流ＩＬが負のときの実デューティ比ＤＲ＿ｒは、補正指令デューティ比ＤＲ＿０に対して偏差ΔＤＲだけ減少した値０．６（＝０．７−０．１）が得られる。すなわち、リアクトル電流ＩＬの極性反転の前後で、実デューティ比ＤＲ＿ｒは一定（＝０．６）に保たれることとなる。その結果、リアクトル電流ＩＬの極性反転時に実デューティ比ＤＲ＿ｒが不連続とならないため、サージ電圧の発生を防止することができる。
【０１６１】
なお、本発明の実施の形態では、実デューティ比ＤＲ＿ｒは、指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍに対して常に一定の偏差（例えば＋０．１）を有することとなるが、この偏差は、モータ駆動制御において一般的に実行されるＰＩ制御においてＰＩゲインの調整により吸収することができるため、特段の不具合を生じないと判断できる。
【０１６２】
また、本発明の実施の形態では、リアクトル電流ＩＬの極性が正から負へ反転したことに応じて指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍに各極性での偏差の絶対値の和を加算する構成としたが、本構成以外に、リアクトル電流ＩＬの極性が負から正へ反転したことに応じて指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍに当該偏差の絶対値の和を減算する構成としても同様の効果を得ることができる。この場合、実デューティ比ＤＲ＿ｒは、指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍに対して常に一定の偏差（例えば−０．１）を有することとなる。
【０１６３】
さらに、リアクトル電流ＩＬの極性が正のときには指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍに偏差分を減算し、かつ、リアクトル電流ＩＬが負のときには指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍに偏差分を加算する構成としても良い。これによれば、実デューティ比ＤＲ＿ｒは、常に指令デューティＤＲ＿ｃｏｍと略一致することになる。
【０１６４】
図１６は、コンバータ制御手段３０２Ａにおける電圧変換制御動作を説明するためのフローチャートである。
【０１６５】
図１６を参照して、電圧変換のための一連の動作が開始されると、コンバータ用デューティ比演算部５２は、電圧指令演算部５０からの電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍに基づいて指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍを演算する（ステップＳ１１）。
【０１６６】
判定回路７０は、電流センサ２６からリアクトル電流ＩＬを受けると、その極性を判定し、判定の結果を示す信号ＩＰＤを生成する（ステップＳ１２）。判定回路７０は、生成した信号ＩＰＤをコンバータ用デューティ比補正部５４Ａへ出力する。
【０１６７】
コンバータ用デューティ比補正部５４Ａは、判定回路７０からの信号ＩＰＤがＬレベルからＨレベルに立ち上がったことに応じて、指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍに上述した所定の偏差を加算することにより補正指令デューティ比ＤＲ＿０を生成する（ステップＳ１３）。
【０１６８】
コンバータ用ＰＷＭ信号変換部５６は、補正指令デューティ比ＤＲ＿０に従って信号ＰＷＭＣを生成する。デッドタイム付加部５８は、生成された信号ＰＷＭＣに所定のデッドタイムを付加して昇圧コンバータ１２のＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２へ出力する。これにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２は、デッドタイムの影響が除去され、略一定値に保たれたデューティ比でスイッチング制御される（ステップＳ１４）。したがって、リアクトル電流ＩＬの極性が反転したときにサージ電圧が発生することがないため、コンデンサＣ２を小型化することができる。その結果、小型かつ低廉な装置構成で回路素子を保護することができる。
【０１６９】
ここで、リアクトルＬ１を流れるリアクトル電流ＩＬにおいては、図１５に示したように所定の期間零点と交差する状態を介在して極性が反転する波形以外に、図１７の上段に示すように、長期間にわたって零点付近に停滞する波形を示す場合がある。このような電流波形が判定回路７０に入力されると、所定のラッチ期間ｄｔ＿ｒａｔの経過時点においてもリアクトル電流ＩＬが未だ零点と交差しているため、その極性の切換わりに応じて生成される信号ＩＰＤの論理レベルが頻繁に切換えられることとなる。そのため、信号ＩＰＤを基に実行される電圧変換制御が不安定となる可能性がより一層高くなる。
【０１７０】
そこで、本発明の実施の形態によるモータ駆動装置１００Ａは、リアクトル電流ＩＬが零点付近に停滞したことに応じて、交流モータＭ１の出力トルクを一定に保ちながらエネルギー損失を意図的に増加させる構成とする。これによれば、エネルギー損失分だけリアクトル電流ＩＬが上昇するため、リアクトル電流ＩＬを零点付近での停滞から脱出させることができる。
【０１７１】
図１８は、この発明の実施の形態２による交流モータＭ１の制御を説明するための図である。
【０１７２】
図１８を参照して、交流モータＭ１のトルクとモータを流れる電流の電流位相θとの関係は、曲線ｋ１，ｋ２によって表わされる。なお、曲線ｋ１，ｋ２は、互いにモータ電流の振幅が異なっており、曲線ｋ１（振幅Ｉ１とする）よりも曲線ｋ２が相対的に振幅が大きい（振幅Ｉ２（Ｉ２＞Ｉ１）とする）。
【０１７３】
そして、曲線ｋ１，ｋ２のそれぞれにおいて、トルクは、ある電流位相θｏｐｔに対して最大になるように変化する。すなわち、電流位相θｏｐｔで交流モータＭ１に電流を流すことにより、最大トルクが得られる。以下において、最大トルクが得られるように電流位相θを変化させる制御モードを最大トルク制御モードとも称する。また、電流位相θ＝θｏｐｔとなるときの交流モータＭ１の動作点Ａを最適動作点とも称する。
【０１７４】
一方、曲線ｋ１，ｋ２の各々において、電流位相θを、最適動作点Ａを与えるθｏｐｔからずらしていくと、トルクは次第に減少する。すなわち、電流位相θがθｏｐｔからずらすことによって、モータ効率が低下する。
【０１７５】
本発明の実施の形態によるモータ駆動装置は、上述した最大トルク制御モードに加えて、さらに、出力トルクに一定に保ちながら、エネルギー損失が増加するように交流モータＭ１を制御する制御モードを備えることを特徴とする。以下において、トルクを一定として、エネルギー損失を増加させた制御モードを損失増加制御モードとも称する。
【０１７６】
詳細には、損失増加制御モードは、図１８に示すように、電流振幅を、最適動作点Ａのときの電流振幅Ｉ１よりも大きい電流振幅Ｉ２とし、かつ、電流位相を、最適動作点Ａの電流位相θｏｐｔからずらした電流位相θｉとした動作点Ｂで交流モータＭ１を駆動する。図１５から明らかなように、この動作点Ｂにおいて、交流モータＭ１は、最適動作点Ａの出力トルクと同等のトルクを出力する。以下において、この動作点Ｂをモータ損失増加点とも称する。なお、モータ損失増加点Ｂにおける電流位相θｉは、電流位相θｏｐｔに対して高位相および低位相のいずれであってもよい。
【０１７７】
そして、制御装置３０Ａのインバータ制御手段３０１Ａは、リアクトル電流ＩＬが零点付近に停滞していると判定されると、制御モードを、最大トルク制御モードから損失増加制御モードに切換える。これにより、交流モータＭ１においては、モータ電流の電流振幅が振幅Ｉ１から振幅Ｉ２に増加することとなる。そして、損失増加点Ｂで交流モータＭ１を駆動したときには、モータ電流の電流振幅が増加したことによって３相コイルに発生する銅損が増加する。
【０１７８】
これに伴ない、バッテリＢでは、銅損に相当する電力が放電され、その電力に応じてバッテリＢを流れる直流電流が増加する。このとき、直流電流の増加に伴なってリアクトル電流ＩＬも増加することから、図１７の下段に示すように、リアクトル電流ＩＬを零点付近での停滞から脱出させることができる。
【０１７９】
図１９は、コンバータ制御手段３０２Ａにおける電圧変換制御動作を説明するためのフローチャートである。
【０１８０】
図１９を参照して、電圧変換のための一連の動作が開始されると、コンバータ用デューティ比演算部５２は、電圧指令演算部５０からの電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍに基づいて指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍを演算する（ステップＳ１１）。
【０１８１】
判定回路７０は、電流センサ２６からリアクトル電流ＩＬを受けると、リアクトル電流ＩＬが零点付近に設定された所定の電流範囲ΔＩＬ＿ｓｔｄに含まれるか否かを判定する（ステップＳ１１１）。ステップＳ１１１においてリアクトル電流ＩＬが所定の電流範囲ΔＩＬ＿ｓｔｄに含まれると判定されると、判定回路７０はさらに、予め設定された所定期間Ｔ＿ｓｔｄが経過したか否かを判定する（ステップＳ１１２）。
【０１８２】
そして、ステップＳ１１２において所定期間Ｔ＿ｓｔｄが経過したと判定されると、判定回路７０は、リアクトル電流ＩＬが零点付近に停滞していると判定し、その判定結果を示す信号ＩＣＤをインバータ制御手段３０１Ａのモータ制御用相電圧演算部８０Ａへ出力する。
【０１８３】
モータ制御用相電圧演算部８０Ａは、信号ＩＣＤを受けると、交流モータＭ１の制御モードを最大トルク制御モードから損失増加制御モードに切換える。モータ制御用相電圧演算部８０Ａにおける制御モードの切換えは、実際には、図１５の最適動作点Ａを基に設定された電流指令を、電流振幅を最適動作点Ａのときの電流振幅Ｉ１よりも大きい電流振幅Ｉ２とし、かつ、電流位相を最適動作点Ａの電流位相θｏｐｔからずらした電流位相θｉとした損失増加点Ｂを基に設定された電流指令に変更することにより行なわれる（ステップＳ１１３）。
【０１８４】
かかる交流モータＭ１の制御モードの切換えを行なうことにより、リアクトル電流ＩＬが増加して零点付近での停滞から脱出する。判定回路７０は、リアクトル電流ＩＬの極性を判定し、判定の結果を示す信号ＩＰＤを生成する（ステップＳ１２）。判定回路７０は、生成した信号ＩＰＤをコンバータ用デューティ比補正部５４Ａへ出力する。
【０１８５】
なお、ステップＳ１１１，Ｓ１１２によりリアクトル電流ＩＬが零点付近に停滞していないと判定された場合は、交流モータＭ１の制御モードは、通常の最大トルク制御モードに保たれる。そして、ステップＳ１２により、判定回路７０によりリアクトル電流ＩＬの極性に基づいて信号ＩＰＤが生成される。
【０１８６】
コンバータ用デューティ比補正部５４Ａは、判定回路７０からの信号ＩＰＤがＬレベルからＨレベルに立ち上がったことに応じて、指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍに上述した所定の偏差を加算することにより補正指令デューティ比ＤＲ＿０を生成する（ステップＳ１３）。
【０１８７】
コンバータ用ＰＷＭ信号変換部５６は、補正指令デューティ比ＤＲ＿０に従って信号ＰＷＭＣを生成して昇圧コンバータ１２のＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２へ出力する。これにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２は、デッドタイムの影響が除去され、略一定値に保たれたデューティ比でスイッチング制御される（ステップＳ１４）。
【０１８８】
［変更例］
本変更例は、リアクトル電流ＩＬを零点付近での停滞から脱出させるための別の方法について説明する。
【０１８９】
図２０は、この発明の実施の形態２の変更例におけるコンバータ制御手段３０２Ｂの機能ブロック図である。
【０１９０】
図２０を参照して、コンバータ制御手段３０２Ｂは、電圧指令演算部５０と、コンバータ用デューティ比演算部５２と、コンバータ用デューティ比補正部５４Ｂと、コンバータ用ＰＷＭ信号変換部５６Ｂと、デッドタイム付加部５８とを含む。
【０１９１】
コンバータ制御手段３０２Ｂは、図６のコンバータ制御手段３０２のコンバータ用デューティ比補正部５４およびコンバータ用ＰＷＭ信号変換部５６を、コンバータ用デューティ比補正部５４Ｂおよびコンバータ用ＰＷＭ信号変換部５６Ｂに変更したものである。
【０１９２】
判定回路７０は、電流センサ２６からリアクトル電流ＩＬを受けると、図１５で述べた方法に従ってリアクトル電流ＩＬの極性を判定し、その判定結果を示す信号ＩＰＤを生成する。そして、判定回路７０は、生成した信号ＩＰＤをコンバータ用デューティ比補正部５４Ｂへ出力する。
【０１９３】
コンバータ用デューティ比補正部５４Ｂは、図１４のコンバータ用デューティ比補正部５４Ａと同様の構成からなる。すなわち、コンバータ用デューティ比補正部５４Ｂは、判定回路７０からの信号ＩＰＤがＬレベルからＨレベルに立ち上がったことに応じて、指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍに所定の偏差を加算することにより補正指令デューティ比ＤＲ＿０を生成する。
【０１９４】
判定回路７０はさらに、リアクトル電流ＩＬが零点付近に停滞しているか否かを判定する。詳細には、図２１の上段に示すように、リアクトル電流ＩＬが所定の電流範囲ΔＩＬ＿ｓｔｄに含まれており、かつその期間が所定期間Ｔ＿ｓｔｄを超えたと判定されると、リアクトル電流ＩＬが零点付近に停滞していると判定し、その判定結果を示す信号ＩＣＤをコンバータ用ＰＷＭ信号変換部５６Ｂへ出力する。
【０１９５】
コンバータ用ＰＷＭ信号変換部５６Ｂは、判定回路７０から信号ＩＰＤが入力されたことに応じて、キャリア周波数を相対的に低いキャリア周波数に設定する。なお、相対的に低いキャリア周波数は、キャリア周波数の低下に伴なう騒音の発生を抑制可能な周波数に設定される。
【０１９６】
このようにキャリア周波数を低下させることにより、リアクトル電流ＩＬの波形は、図２１の下段に示すように、スイッチングの１サイクル長が長くなるため、時刻ｔ１３以前と比較して零点を交差する頻度が低減される。したがって、リアクトル電流ＩＬの極性が頻繁に切換わるのが抑えられ、その極性の切換わりに応じて生成される信号ＩＰＤの論理レベルを安定化させることができる。結果として、信号ＩＰＤを基に実行される電圧変換制御を安定的に行なうことが可能となる。
【０１９７】
図２２は、コンバータ制御手段３０２Ｂにおける電圧変換制御動作を説明するためのフローチャートである。
【０１９８】
図２２を参照して、電圧変換のための一連の動作が開始されると、コンバータ用デューティ比演算部５２は、電圧指令演算部５０からの電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍに基づいて指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍを演算する（ステップＳ１１）。
【０１９９】
判定回路７０は、電流センサ２６からリアクトル電流ＩＬを受けると、リアクトル電流ＩＬが零点付近に設定された所定の電流範囲ΔＩＬ＿ｓｔｄに含まれるか否かを判定する（ステップＳ１１１）。ステップＳ１１１においてリアクトル電流ＩＬが所定の電流範囲ΔＩＬ＿ｓｔｄに含まれると判定されると、判定回路７０はさらに、予め設定された所定期間Ｔ＿ｓｔｄが経過したか否かを判定する（ステップＳ１１２）。
【０２００】
そして、ステップＳ１１２において所定期間Ｔ＿ｓｔｄが経過したと判定されると、判定回路７０は、リアクトル電流ＩＬが零点付近に停滞していると判定し、その判定結果を示す信号ＩＣＤをコンバータ用ＰＷＭ信号変換部５６Ｂへ出力する。
【０２０１】
コンバータ用ＰＷＭ信号変換部５６Ｂは、信号ＩＣＤを受けると、キャリア周波数を相対的に低い周波数に設定する（ステップＳ１１４）。そして、コンバータ用ＰＷＭ信号変換部５６Ｂは、その設定されたキャリア周波数とコンバータ用デューティ比補正部５４Ｂからの補正指令デューティ比ＤＲ＿０とを用いて信号ＰＷＭＣを生成し、その生成した信号ＰＷＭＣを昇圧コンバータ１２のＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２へ出力する。
【０２０２】
キャリア周波数の低下によりリアクトル電流ＩＬの極性の切換わる頻度が低減されると、判定回路７０は、リアクトル電流ＩＬの極性を判定して判定の結果を示す信号ＩＰＤを生成する（ステップＳ１２）。判定回路７０は、生成した信号ＩＰＤをコンバータ用デューティ比補正部５４Ｂへ出力する。
【０２０３】
なお、ステップＳ１１１，Ｓ１１２によりリアクトル電流ＩＬが零点付近に停滞していないと判定された場合は、キャリア周波数は通常の周波数に保持される。そして、ステップＳ１２により、判定回路７０によりリアクトル電流ＩＬの極性に基づいて信号ＩＰＤが生成される。
【０２０４】
コンバータ用デューティ比補正部５４Ｂは、判定回路７０からの信号ＩＰＤがＬレベルからＨレベルに立ち上がったことに応じて、指令デューティ比ＤＲ＿ｃｏｍに上述した所定の偏差を加算することにより補正指令デューティ比ＤＲ＿０を生成する（ステップＳ１３）。
【０２０５】
コンバータ用ＰＷＭ信号変換部５６は、補正指令デューティ比ＤＲ＿０に従って信号ＰＷＭＣを生成して昇圧コンバータ１２のＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２へ出力する。これにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２は、デッドタイムの影響が除去され、略一定値に保たれたデューティ比でスイッチング制御される（ステップＳ１４）。
【０２０６】
以上のように、この発明の実施の形態２によれば、リアクトル電流の極性が反転する前後において、指令デューティ比と実デューティ比との偏差が略一定に保たれるため、デッドタイムの影響を受けて実デューティ比が不連続となるのを抑制することができる。その結果、かかるタイミングにサージ電圧が発生するのを防止することができる。
【０２０７】
さらに、サージ電圧吸収のためにコンデンサＣ２を大容量化することが不要となるため、コンデンサＣ２を小型なもので構成することができ、装置の小型化および低廉化を図ることができる。
【０２０８】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【産業上の利用可能性】
【０２０９】
この発明は、電圧変換装置およびこれを備えるモータ駆動装置に適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【０２１０】
【図１】この発明の実施の形態１による電圧変換装置を備えるモータ駆動装置の概略ブロック図である。
【図２】リアクトル電流が正方向に流れているときの上アームおよび下アームの制御信号、および制御信号に応じて上下アームの中間点に駆動される電圧のタイミングチャートである。
【図３】リアクトル電流が負方向に流れているときの上アームおよび下アームの制御信号、および制御信号に応じて上下アームの中間点に駆動される電圧のタイミングチャートである。
【図４】昇圧コンバータの出力電圧波形のタイミングチャートである。
【図５】図１における制御装置の機能ブロック図である。
【図６】図５に示すコンバータ制御手段の機能ブロック図である。
【図７】図６の比較回路における信号ＤＥＴの生成方法の一例を示す図である。
【図８】図６の比較回路における信号ＤＥＴの生成方法の他の例を示す図である。
【図９】図６の比較回路における信号ＤＥＴの生成方法の他の例を示す図である。
【図１０】信号ＤＥＴに基づいた指令デューティ比の補正方法を説明するための図である。
【図１１】コンバータ制御手段における電圧変換制御動作を説明するためのフローチャートである。
【図１２】図６のコンバータ制御手段の変更例を説明するための機能ブロック図である。
【図１３】この発明の実施の形態２による電圧変換装置を備えるモータ駆動装置の概略ブロック図である。
【図１４】図１３における制御装置の機能ブロック図である。
【図１５】リアクトル電流ＩＬ、およびこれに基づく判定回路の出力信号ＩＰＤを説明するためのタイミングチャートである。
【図１６】コンバータ制御手段における電圧変換制御動作を説明するためのフローチャートである。
【図１７】リアクトル電流ＩＬの出力波形を説明するためのタイミングチャートである。
【図１８】この発明の実施の形態２による交流モータの制御を説明するための図である。
【図１９】コンバータ制御手段における電圧変換制御動作を説明するためのフローチャートである。
【図２０】この発明の実施の形態２の変更例におけるコンバータ制御手段の機能ブロック図である。
【図２１】リアクトル電流ＩＬの出力波形を説明するためのタイミングチャートである。
【図２２】コンバータ制御手段における電圧変換制御動作を説明するためのフローチャートである。
【符号の説明】
【０２１１】
１０，１１，１３  電圧センサ、１２  昇圧コンバータ、１４  インバータ、１５  Ｕ相アーム、１６  Ｖ相アーム、１７  Ｗ相アーム、２４，２６  電流センサ、３０，３０Ａ  制御装置、４０  比較回路、５０  電流指令変換部、５２  コンバータ用デューティ比演算部、５４，５４Ａ，５４Ｂ  コンバータ用デューティ比補正部、５６，５６Ｂ  コンバータ用ＰＷＭ信号変換部、５８  デッドタイム付加部、６０  補正回路、７０  判定回路、３０１，３０１Ａ  インバータ制御手段、３０２，３０２Ａ〜３０２Ｃ  コンバータ制御手段、Ｑ１〜Ｑ８  ＩＧＢＴ素子、Ｄ１〜Ｄ８  ダイオード、Ｃ１，Ｃ２  コンデンサ、Ｂ  バッテリ、Ｌ１  リアクトル、Ｍ１  交流モータ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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