(57)【要約】 【課題】パルス性ノイズを適切に検出する。【解決手段】、アンテナで受信したＡＭ信号をＩＦ信号へと周波数変換し、当該ＩＦ信号を互いに直交する実軸と虚軸による複素平面上において原点を基準とした複素ベクトルとして表現した場合、当該ＩＦ信号を前記複素ベクトルの実部を示すＩ信号並びに虚部を示すＱ信号へと変換し、前記Ｉ信号及び前記Ｑ信号に基づいてＡＭ復調を行うＡＭ受信機において、前記受信したＡＭ信号に重畳されるパルス性ノイズを検出すべく設けられるノイズ検出回路であって、前記Ｉ信号及び前記Ｑ信号に対応した前記複素ベクトルの位相変化量を検出する位相変化量検出部と、前記検出された位相変化量が設定閾値を超えている場合に、前記パルス性ノイズが検出された旨を示す検出信号を出力するノイズ判定部と、前記位相変化量検出部と前記ノイズ判定部との間に設けられ、前記検出された位相変化量の高周波成分を除去する補正を施した上で前記ノイズ判定部へと供給する位相変化量補正回路と、を有する。【選択図】図１
2007251908.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
アンテナで受信したＡＭ（Amplitude Modulation）信号をＩＦ(Intermediate Frequency)信号へと周波数変換し、当該ＩＦ信号を互いに直交する実軸と虚軸による複素平面上において原点を基準とした複素ベクトルとして表現した場合、当該ＩＦ信号を前記複素ベクトルの実部を示すＩ（In-phase）信号並びに虚部を示すＱ（Quadrature-phase）信号へと変換し、前記Ｉ信号及び前記Ｑ信号に基づいてＡＭ復調を行うＡＭ受信機において、前記受信したＡＭ信号に重畳されるパルス性ノイズを検出すべく設けられるノイズ検出回路であって、
前記Ｉ信号及び前記Ｑ信号に対応した前記複素ベクトルの位相についての単位時間辺りの変化量（以下、「位相変化量」という。）を検出する位相変化量検出部と、
前記検出された位相変化量と設定閾値との比較を行い、前記検出された位相変化量が前記設定閾値を超えている場合に、前記パルス性ノイズが検出されたものと判断するとともに当該判断を下した旨を示す検出信号を出力するノイズ判定部と、
前記位相変化量検出部と前記ノイズ判定部との間に設けられ、前記検出された位相変化量の高周波成分を除去する補正を施した上で前記ノイズ判定部へと供給する位相変化量補正回路と、
を有することを特徴とするノイズ検出回路。
【請求項２】
前記Δθ補正回路は、
前記検出された位相変化量を平均化処理するループフィルタと、
前記ループフィルタの出力の逆数を演算出力する逆数演算器と、
前記検出された位相変化量を遅延させる遅延回路と、
前記逆数演算器の出力と前記遅延回路の出力を乗算して前記補正を施した前記位相変化量を出力する乗算器と、
を有することを特徴とする請求項１に記載のノイズ検出回路。
【請求項３】
前記遅延回路は、
前記検出された位相変化量の高周波成分に対応した前記逆数演算器の出力波形の谷に対し、前記検出された位相変化量の高周波成分の位置を合わせるべく、前記検出された位相変化量を遅延させること、
を特徴とする請求項２に記載のノイズ検出回路。
【請求項４】
前記ループフィルタの時定数に比例した遅延時間を前記遅延回路に設定すること、を特徴とする請求項３に記載のノイズ検出回路。
【請求項５】
アンテナで受信したＡＭ（Amplitude Modulation）信号をＩＦ(Intermediate Frequency)信号へと周波数変換し、当該ＩＦ信号を互いに直交する実軸と虚軸による複素平面上において原点を基準とした複素ベクトルとして表現した場合、当該ＩＦ信号を前記複素ベクトルの実部を示すＩ（In-phase）信号並びに虚部を示すＱ（Quadrature-phase）信号へと変換し、前記Ｉ信号及び前記Ｑ信号に基づいてＡＭ復調を行うＡＭ受信機において、
前記Ｉ信号及び前記Ｑ信号に対応した前記複素ベクトルの位相についての単位時間辺りの変化量（以下、「位相変化量」という。）を検出する位相変化量検出部と、
前記検出された位相変化量と設定閾値との比較を行い、前記検出された位相変化量が前記設定閾値を超える場合に、前記受信したＡＭ信号に重畳されるパルス性ノイズが検出されたものと判断するとともに当該判断を下した旨を示す検出信号を出力するノイズ判定部と、
前記位相変化量検出部と前記ノイズ判定部との間に設けられ、前記検出された位相変化量の高周波成分を除去する補正を施した上で前記ノイズ判定部へと供給する位相変化量補正回路と、
を有することを特徴とするＡＭ受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ノイズ検出回路及びそれを用いたＡＭ受信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＡＭ（Amplitude Modulation）受信機に混入するパルス性ノイズは、主として、受信アンテナで受信するＡＭ信号に外乱パルスが重畳されることで発生する。ここで、ＡＭ受信機では一般的に包絡線検出を行うので、ＡＭ信号よりＡＭ復調されるオーディオ信号に対し外乱パルスが重畳された形でスピーカー等より出力されるので、非常に耳障りな音質となる。とりわけ、車載用のＡＭ受信機では、エンジンの点火栓から発生するイグニッションノイズや、その他の電装系の機械的動作によって発生する機械ノイズ等、パルス性ノイズの発生源が多いので、前述した音質の問題が顕著となる。従って、ＡＭ受信機においてパルス性ノイズを検出し、その検出結果に基づいて最終的に出力されるオーディオ信号の音質に影響を与えない仕組みが求められる。
【０００３】
従来のパルス性ノイズの検出方法としては、パルス性ノイズが受信アンテナで受信されるＡＭ信号と対比して分離容易な程に高い周波数であることを利用した方法が提案されている。例えば、受信アンテナで受信したＡＭ信号を高域通過フィルタへと通過させて高域通過信号を検出して、さらに、その高域通過信号の包絡線信号を低域通過フィルタによって検出する。そして、高域通過フィルタで検出した高域通過信号のレベルと、低域通過フィルタで検出した包絡線信号のレベルとを比較した結果、高域通過信号のレベルが包絡線信号のレベルと著しく大きい場合には、ＡＭ信号にパルス性ノイズが重畳されていたものと判断するといった仕組みである（例えば、以下に示す特許文献１を参照）。
【特許文献１】特開２００３−３１７３６８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、ＡＭ送信局の送信アンテナから送信されたＡＭ信号は、様々な経路（マルチパス）を通過してＡＭ受信機の受信アンテナにおいて受信されうる。このようなマルチパス環境下では、送信点では同一であったＡＭ信号が、様々な経路を通過して、最終的には受信点で合成される。尚、様々な経路を通過した各ＡＭ信号は、各経路長の相違等によって、受信点での合成波形中で互いに電界強度を強め合う箇所と弱め合う箇所が生じてくる。すなわち、マルチパス環境下では、送信アンテナと受信アンテナの微妙な位置関係によって、受信点での合成波形の電界強度は複雑に且つ大きく変動する。
【０００５】
このように、受信アンテナにおけるＡＭ信号の電界強度は大きく変動するが、その電界強度が想定された範囲を超えて大きくなる場合には、この受信アンテナで重畳されるパルス性ノイズとの相対的な電界強度の差がほとんどなくなってしまう。換言すると、受信アンテナで受信されたＡＭ信号は、元々のＡＭ信号の中にパルス性ノイズが埋もれてしまうような状態となる。
【０００６】
従って、受信電界強度が大きい場合には、前述したような従来のパルス性ノイズの検出方法を実施したところで、高域通過フィルタで検出された高域通過信号と、低域通過フィルタで検出された当該高域通過信号の包絡線信号との間では、両信号のレベル差がほとんどなくなってくる。このため、パルス性ノイズが重畳されていたことを判断できないことになり、ひいては、パルス性ノイズを検出できないので音質改善のためのノイズキャンセル処理等が行えないという問題があった。
【０００７】
さらに、ＡＭ受信機において、様々な信号処理の基準となる信号であり間欠的に発生する所謂バースト信号を受信する場合がある。尚、バースト信号とは、例えば、ＴＤＭＡ通信において伝送フレームを構成するバーストや、色信号処理の基準となるカラーバースト信号等が挙げられる。このように、バースト信号はＡＭ受信機において通常用いられる信号ではあるが、従来のパルス性ノイズの検出方法では、当該バースト信号をパルス性ノイズとして誤検出してしまう恐れがあった。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
前述した課題を解決する主たる本発明は、アンテナで受信したＡＭ（Amplitude Modulation）信号をＩＦ(Intermediate Frequency)信号へと周波数変換し、当該ＩＦ信号を互いに直交する実軸と虚軸による複素平面上において原点を基準とした複素ベクトルとして表現した場合、当該ＩＦ信号を前記複素ベクトルの実部を示すＩ（In-phase）信号並びに虚部を示すＱ（Quadrature-phase）信号へと変換し、前記Ｉ信号及び前記Ｑ信号に基づいてＡＭ復調を行うＡＭ受信機において、前記受信したＡＭ信号に重畳されるパルス性ノイズを検出すべく設けられるノイズ検出回路であって、  前記Ｉ信号及び前記Ｑ信号に対応した前記複素ベクトルの位相についての単位時間辺りの変化量（以下、「位相変化量」という。）を検出する位相変化量検出部と、前記検出された位相変化量と設定閾値との比較を行い、前記検出された位相変化量が前記設定閾値を超えている場合に、前記パルス性ノイズが検出されたものと判断するとともに当該判断を下した旨を示す検出信号を出力するノイズ判定部と、前記位相変化量検出部と前記ノイズ判定部との間に設けられ、前記検出された位相変化量の高周波成分を除去する補正を施した上で前記ノイズ判定部へと供給する位相変化量補正回路と、を有することとする。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、パルス性ノイズを適切に検出可能なノイズ検出回路及びそれを用いたＡＭ受信機を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
＜ＡＭ受信機のシステム構成＞
図１は、本発明の一実施形態に係るＡＭ受信機１００のシステム構成を示す図である。尚、ＡＭ受信機１００は、受信アンテナ１０１で受信したＡＭ（Amplitude Modulation）信号を周波数変換して得られたＩＦ(Intermediate Frequency)信号をＡＤ変換し、それ以降の処理をＤＳＰ（Digital Signal Processor）等によってデジタル化したものである。従って、ＤＤＣ１０６、ＡＦＣ１０７、ＡＭ検波器１１０、オーディオ処理１１１、ノイズ検出回路２００は、一つのＤＳＰとして実現される。
【００１１】
この場合、ＡＭ受信機１００は、一般的な無線ＬＡＮ等のデジタル無線通信方式と同様に、ＡＤ変換後のＩＦ信号を互いに直交する実軸と虚軸による複素平面上において原点を基準とした複素ベクトルとして表現した場合に、当該ＩＦ信号を当該複素ベクトルの実部（同相成分）を示すＩ（In-phase）信号並びに虚部（直交成分）を示すＱ（Quadrature-phase）信号へと変換し、これらのＩ、Ｑ信号に基づいてデジタルＡＭ復調処理を行うことになる。
【００１２】
受信アンテナ１０１は、ラジオ放送局等の送信アンテナ（不図示）より送信されたＡＭ信号を受信するためのアンテナである。
【００１３】
高周波増幅器１０２は、受信アンテナ１０１において受信する信号の中から、不図示の同調回路によって予め設定された受信周波数ｆ１のＡＭ信号を選択し、それをＲＦ信号へと変換すべく高周波増幅する増幅器である。
【００１４】
周波数変換回路１０３は、局所発振器によって受信周波数ｆ１とは異なる発振周波数ｆ２の発振信号を生成した上で、高周波増幅器１０２より出力されるＲＦ信号(高周波信号)と混合させて、周波数成分（ｆ２−ｆ１）及び周波数成分（ｆ２＋ｆ１）の信号を生じさせる回路である。尚、不図示のＢＰＦ（Band Pass Filter）によって、周波数成分（ｆ２−ｆ１）又は周波数成分（ｆ２＋ｆ１）のいずれか一方を有した信号、すなわちＩＦ信号が取り出される。
【００１５】
中間周波増幅器１０４は、受信アンテナ１０１において受信されるＡＭ信号はマルチパス環境下において電界強度が変動するので、それに応じて周波数変換回路１０３によって取り出されたＩＦ信号のレベルを調整する。尚、中間周波増幅器１０４の利得は、後述のＡＧＣ回路１０９によって制御される。
【００１６】
ＡＤ変換器１０５は、中間周波増幅器１０４より出力されるアナログ量のＩＦ信号を、デジタル量のＩＦ信号へと変換するものである。
【００１７】
ＤＤＣ（Digital Down Converter）回路１０６は、デジタル量のＩＦ信号の周波数を任意の周波数に下げるものである。尚、図２は、ＤＤＣ回路１０６の一構成例を示した図である。図２に示すＤＤＣ回路１０６は、ＤＤＳ（Direct Digital Synthesizer）１０、混合回路１１、１２、ダウンサンプルフィルタ１３、ＦＩＲフィルタ１４を有する。
【００１８】
ＤＤＳ１０は、当該任意の周波数を有した正弦波信号（ｓｉｎ）及び余弦波信号（ｃｏｓ）を発振出力する。
【００１９】
混合回路１１、１２は、ＡＤ変換後のＩＦ信号に対して正弦波信号並びに余弦波信号をそれぞれ混合させることで、ＡＤ変換後のＩＦ信号が、周波数スペクトラム上で中心周波数０Ｈｚとした帯域幅となるように、周波数変換を行う回路である。この周波数変換を行った結果として、ＡＤ変換後のＩＦ信号から複素平面上におけるＩ、Ｑ信号が検出される。
【００２０】
ダウンサンプルフィルタ１２は、混合回路１１、１２から得られるＩ、Ｑ信号を間引き処理（デシメーション）することで、そのサンプリング周波数を低下させるデシメーションフィルタである。この結果、不要な高周波成分を除去するとともに符号間干渉を防止できる。
【００２１】
ＦＩＲフィルタ１４は、ダウンサンプルフィルタ１２によってサンプリング周波数を低下させた後のＩ、Ｑ信号に対して更なるデシメーション処理や補完処理等を行う。
【００２２】
ＡＦＣ（Automatic Frequency Control）回路１０７は、ＡＤ変換後のＩＦ信号がＤＤＣ回路１０６によって０Ｈｚを中心周波数とした帯域幅を持つＩ、Ｑ信号へと変換されるべく、ＤＤＣ回路１０６のＤＤＳ１０において発振出力される正弦波信号（ｓｉｎ）と余弦波信号（ｃｏｓ）の任意周波数を調整するための帰還制御を行う。
【００２３】
尚、ＡＦＣ回路１０７による周波数制御が理想的に機能した場合、ＤＤＣ回路１０６において得られた帯域幅を持つＩ、Ｑ信号は、理想的には複素平面上において原点を基準としたある一点の位置に固定化、すなわち一定の位相に固定化される。しかし、現実的には、複素平面上におけるＩ、Ｑ信号の複素ベクトル位置は、一定の角速度で残留位相回転することになる。一方、受信アンテナ１０１で重畳されたパルス性ノイズは、理想的な帯域幅を有したＩ、Ｑ信号とは異なったランダム位相を示す。
【００２４】
ここで、図３に示すように、ＡＦＣ回路１０７による周波数制御が理想的に機能した場合、元のＡＭ信号は複素平面上において一定の位相θの位置に固定化される。しかし、この状態で、位相θとは異なるランダム位相φを有したパルス性ノイズが重畳されたとき、元のＡＭ信号とパルス性ノイズの合成位相ψが位相θから急峻に変動する。そこで、本発明では、パルス性ノイズが重畳されたことに伴った複素平面上におけるＩ、Ｑ信号の複素ベクトルの位相変化を常時監視することによって、強電界環境下でのパルス性ノイズを確実に検出することを可能にした。
【００２５】
尚、弱電界環境下におけるパルス性ノイズの検出については、強電界環境下と同様に複素ベクトルの位相変化の監視による方式（位相検出方式）を採用してもよいし、従来のパルス性ノイズの検出方法のように受信電界強度Ｅの監視による方式（波高値検出方式）を採用してもよい。しかしながら、弱電界環境下では複素ベクトルの位相変化は検出しづらいので、本発明では受信電界強度Ｅの監視による方式を採用する。
【００２６】
ＤＡ変換器１０８は、ＤＤＣ回路１０６において得られたデジタル量のＩ、Ｑ信号をアナログ量へと変換する。
【００２７】
ＡＧＣ（Automatic Gain Control）回路１０９は、ＤＡ変換後のアナログ量のＩ、Ｑ信号に基づいて受信電界強度Ｅを検出する。そして、ＡＧＣ回路１０９は、検出した受信電界強度Ｅに基づいて中間周波増幅器１０４の利得を制御する。
【００２８】
ＡＭ検波器１１０は、ＤＤＣ回路１０６において得られるＩ、Ｑ信号に基づいて、元のＡＭ信号（低周波信号）をＡＭ検波する。
【００２９】
オーディオ処理回路１１１は、ＡＭ検波されたＡＭ復調信号に対して音質調整や音量調整等をデジタル処理する。
【００３０】
ＤＡ変換器１１２は、オーディオ処理が施されたデジタル量のＡＭ復調信号をＤＡ変換する。
【００３１】
低周波増幅器１１３は、ＤＡ変換後のＡＭ復調信号を増幅して、スピーカー１１４へと出力する。この結果、スピーカー１１４より元の音声が再生される。
【００３２】
ノイズ検出回路２００は、ＤＤＣ回路１０６において得られたＩ、Ｑ信号の複素平面上における位相θの単位時間辺りの変化量（以下、「位相変化量Δθ」という。）を検出し、この検出した位相変化量Δθが急峻に変化した場合に、受信したＡＭ信号にパルス性ノイズが検出されたものと判断を下す。そして、このとき、ノイズ検出回路２００は、パルス性ノイズが検出されたものと判断を下した旨を示すノイズ検出信号ＤＥＴを出力する。
【００３３】
尚、ノイズ検出回路２００は、前述したような本発明に係るパルス性ノイズの検出を行うべく、Δθ演算回路２１０、スイッチ２２０、絶対値演算器２３０、ピーク検出回路２４０を有する。
【００３４】
Δθ演算回路２１０は、本発明の一実施形態に係る『位相変化量検出部』である。Δθ演算回路２１０は、ＤＤＣ回路１０６において得られたＩ、Ｑ信号の複素平面上の位相θの時間的推移に基づいて、所定の単位時間ｔ毎の位相θの変化量である位相変化量Δθを演算して出力する回路である。尚、本発明では、強電界環境下（例えば、４０ｄＢμＶ〜６０ｄＢμＶ）では位相変化量Δθを用いるが、弱電界環境下（例えば、０ｄＢμＶ〜４０ｄＢμＶ）では複素ベクトル（Ｉ、Ｑ信号）の大きさ｜Ｚ｜｜Ｚ’｜を用いる。このため、Δθ演算回路は、位相変化量Δθの演算過程の中間データとして得られる複素ベクトルの大きさ｜Ｚ｜｜Ｚ’｜（≒Ｉの２乗＋Ｑの２乗）を抽出して出力する。
【００３５】
スイッチ２２０は、プロセッサ３００からの切替信号ＳＷに基づいて、Δθ演算回路２１０から出力される位相変化量Δθ又は複素ベクトルの大きさ｜Ｚ｜｜Ｚ’｜のうちいずれか一方を選択して、絶対値演算器２３０へと供給する。
【００３６】
絶対値演算器２３０は、スイッチ２２０より供給された位相変化量Δθ又は複素ベクトルの大きさ｜Ｚ｜｜Ｚ’｜の絶対値を演算してピーク検出回路２４０へと供給する。
【００３７】
ピーク検出回路２４０は、位相変化量Δθ又は複素ベクトルの大きさ｜Ｚ｜｜Ｚ’｜の絶対値が、閾値を超えているか否かを識別するとともに、閾値を超えている場合（ピーク時）には、パルス性ノイズを検出した旨を示すノイズ検出信号ＤＥＴを出力する。
【００３８】
但し、現実的に、位相変化量Δθ又は複素ベクトルの大きさ｜Ｚ｜｜Ｚ’｜の絶対値には、パルス性ノイズ以外にも自然発生的な白色雑音が混在している。従って、ピーク検出回路２４０は、位相変化量Δθ又は複素ベクトルの大きさ｜Ｚ｜｜Ｚ’｜の一定期間内でのサンプルデータに基づいて、自然発生的な白色雑音をパルス性ノイズとして誤検出しないように調整を行う。また、詳細は後述するが、ピーク検出回路２４０は、強電界環境下又は弱電界環境下において、プロセッサ３００から供給されるパラメータＫ、Ｎ、オフセット等の可変設定をも行う。
【００３９】
プロセッサ３００は、ＡＭ受信機１００の全体の制御を統括するものであり、ＣＰＵ、ＭＰＵ又はマイクロコンピュータを採用することができる。尚、プロセッサ３００は、電界強度毎のピーク検出回路２４０用の電界強度毎のパラメータ（後述のＫ、Ｎ、オフセット）を格納するＲＯＭ３１０とアクセス可能に接続される。
【００４０】
プロセッサ３００は、例えば、ＡＧＣ回路１０９において検出される実際の受信電界強度Ｅに基づいて、予め定めておいた強電界範囲（例えば、４０ｄＢμＶ〜８０ｄＢμＶ）若しくは予め定めておいた弱電界範囲（例えば、０ｄＢμＶ〜４０ｄＢμＶ）のいずれに含まれるかの判定を行う。
【００４１】
そして、プロセッサ３００は、スイッチ２２０に対して、強電界範囲に含まれる旨を判定した場合には位相変化量Δθを選択させる一方、弱電界範囲に含まれる旨を判定した場合には複素ベクトルの大きさ｜Ｚ｜｜Ｚ’｜を選択させるための切替信号ＳＷを出力する。この結果、ノイズ検出回路２００は、強電界環境下では位相変化量Δθに基づくパルス性ノイズの検出を行い、弱電界環境下では複素ベクトルの大きさ｜Ｚ｜｜Ｚ’｜に基づくパルス性ノイズの検出を行うことになる。
【００４２】
さらに、プロセッサ３００は、ＡＧＣ回路１０９から供給された受信電界強度Ｅに基づいて、ＲＯＭ３１０から読み出したパラメータをピーク検出回路２４０へと供給する。
【００４３】
＜ノイズ検出回路＞
以下、ノイズ検出回路２１０の構成要素であるΔθ演算回路２１０、ピーク検出回路２４０に関して詳細に説明する。
【００４４】
＝＝＝Δθ演算回路の構成・動作＝＝＝
まず、図４に示す２つの複素ベクトルＺ、Ｚ’を用いて、Δθ演算回路２１０が、Ｉ、Ｑ信号によって位相変化量Δθを演算する際の仕組みについて説明する。尚、図４に示す複素ベクトルＺは、図３に示すパルス性ノイズが重畳されない場合の元ＡＭ信号の複素ベクトルを示し、位相φとする。一方、図４に示す複素ベクトルＺ’は、図３に示すパルス性ノイズが重畳された場合の合成複素ベクトルを示し、位相ψとする。
【００４５】
ここで、複素ベクトルＺと Ｚ’は、それぞれ、オイラーの式によって、つぎの式（１）、（２）のように表現できる。
【００４６】
Ｚ  ＝  Ｉ＋ｊＱ 
＝  |Ｚ|・(ｃｏｓ（φ）＋ｊｓｉｎ（φ）) 
＝  |Ｚ|・ｅｘｐ（ｊφ）            ・・・  式（１）
Ｚ’＝  Ｉ’＋ｊＱ’
＝  |Ｚ’|・（ｃｏｓ（ψ）＋ｊｓｉｎ（ψ））
＝  |Ｚ’|・ｅｘｐ（ｊψ）          ・・・  式（２）
従って、２つの複素ベクトルＺとＺ’の位相差（ψ−φ）、すなわち位相変化量Δθは、つぎの式（３）で表現される。
【００４７】
ｅｘｐ（ｊΔθ）  ＝ ｅｘｐ（ｊ（ψ−φ））
＝  ｃｏｓ（ψ−φ）＋ｊｓｉｎ（ψ−φ）
＝  ｃｏｓ（ψ）・ｃｏｓ（φ）＋ｓｉｎ（ψ）・ｓｉｎ（φ）＋ｊ（ｓｉｎ（ψ）・ｃｏｓ（φ）−ｃｏｓ（ψ）・ｓｉｎ（φ））
＝   （Ｉ＊Ｉ’＋Ｑ＊Ｑ’）／｜Ｚ｜｜Ｚ’｜  ＋  ｊ（（Ｑ’＊Ｉ−Ｉ’＊Ｑ）／｜Ｚ｜｜Ｚ’｜  ）  ・・・  式（３）
一方、ｅｘｐ（ｊΔθ）は、オイラーの式によって、つぎの式（４）で表現される。
【００４８】
ｅｘｐ（ｊΔθ）  ＝  ｃｏｓ（Δθ）＋ｊｓｉｎ（Δθ）  ・・・  式（４）
そこで、式（３）と式（４）の互いの実部と虚部を照らし併せてみると、つぎの式（５）、式（６）が成立する。
【００４９】
ｃｏｓ（Δθ）  ＝  （Ｉ・Ｉ’＋Ｑ・Ｑ’）／｜Ｚ｜｜Ｚ’｜  ・・・  式（５）
ｓｉｎ（Δθ）  ＝  （Ｑ’・Ｉ−Ｉ’・Ｑ）／｜Ｚ｜｜Ｚ’｜  ・・・  式（６）
また、式（５）、式（６）は、つぎの式（５）’、式（６）’のように変形することができる。
【００５０】
Ｉ・Ｉ’＋Ｑ・Ｑ’  ＝  ｜Ｚ｜｜Ｚ’｜・ｃｏｓ（Δθ）  ・・・  式（５）’
Ｑ’・Ｉ−Ｉ’・Ｑ  ＝  ｜Ｚ｜｜Ｚ’｜・ｓｉｎ（Δθ）  ・・・  式（６）’
そして、式（６）’÷  式（５）’を実行すると、つぎの式（７）が成立する。
【００５１】
（Ｑ’・Ｉ−Ｉ’・Ｑ  ）／（Ｉ・Ｉ’＋Ｑ・Ｑ’）  ＝  ｔａｎ（Δθ）  ・・・  式（７）
ここで、位相変化量Δθは微小な値と見なせるので、つぎの式（８）が成立する。
【００５２】
ｔａｎ（Δθ）  ≒  Δθ  ・・・  式（８）
すなわち、Δθ演算回路２１０は、式（５）’と式（６）’の各左辺を演算するとともに、式（７）を演算することで、式（８）のように簡易に位相変化量Δθを求めることが可能となる。尚、このようにして求めた位相変化量Δθは、ピーク検出回路２４０において、強電界環境下での閾値との比較対象として選択される。
【００５３】
図５は、前述したアルゴリズムを実現するΔθ演算回路の一構成例を示す図である。
【００５４】
Δθ演算回路２１０は、遅延器２１１ａ、２１１ｂ、乗算器２１２ａ〜２１２ｄ、減算器２１３、加算器２１４、割り算器２１５を有する。
【００５５】
遅延器２１１ａ、２１１ｂは、複素平面上での２つの複素ベクトルＺ、Ｚ’を作り出すべく、ＤＤＣ回路１０６から供給されたＩ、Ｑ信号を単位時間ｔ分遅延させるものである。
【００５６】
乗算器２１２ｂ、乗算器２１２ｃ及び減算器２１３は、式（６）’の左辺を演算するものであり、その演算結果は、割り算器２１５での分子Ａとなる。
【００５７】
乗算器２１２ａ、乗算器２１２ｄ及び加算器２１４は、式（７）’の左辺を演算するものであり、その演算結果は、割り算器２１５での分母Ｂとなる。
【００５８】
割り算器２１５は、前述した分子Ａを前述した分母Ｂで割り算するものであり、この割り算の結果、式（７）、式（８）のとおり、位相変化量Δθが求まることになる。
【００５９】
尚、２つの複素ベクトルＺとＺ’それぞれの振幅｜Ｚ｜と｜Ｚ’｜は、単位時間ｔで連続するレベルであるので、概略同じようなレベルとみなすことができる。また、位相変化量Δθは微小な値とみなせる。従って、つぎの式（９）が成立する。
【００６０】
Ｉの２乗＋Ｑの２乗  ≒  ｜Ｚ｜・｜Ｚ’｜
≒  ｜Ｚ｜・｜Ｚ’｜・ｃｏｓ（Δθ）  ・・・  式（９）
従って、式（５）’と式（９）を照らし合わせてみれば、前述した分子Ａは、つぎの式（１０）が成立し、受信複素ベクトルの大きさ｜Ｚ｜・｜Ｚ’｜とみなすことができる。
【００６１】
分子Ａ  ≒  ｜Ｚ｜・｜Ｚ’｜・ｃｏｓ（Δθ）
≒  ｜Ｚ｜・｜Ｚ’｜  ・・・  式（１０）
すなわち、Δθ演算回路２１０は、新たな回路を別途設けることなく、位相変化量Δθを求める過程の中間データである分子Ａを取り出して、その分子Ａを受信複素ベクトルの大きさ｜Ｚ｜・｜Ｚ’｜として、ピーク検出回路２４０における弱電界環境下での閾値との比較対象とすることができる。
【００６２】
＝＝＝ピーク検出回路の構成・動作＝＝＝
図６は、ピーク検出回路２４０の一構成例を示す図である。図６に示すピーク検出回路２４０は、単純に位相変化量Δθ若しくは複素ベクトルの大きさ｜Ｚ｜・｜Ｚ’｜を一定の閾値と比較するのではなく、パルス性ノイズ以外の白色雑音をパルス性ノイズとして誤検出しないための仕組みを追加した回路である。尚、白色雑音とは、スペクトル密度が全周波数で一定であるような雑音のことをいうが、本発明では、さらに、その振幅分布が正規分布に従うガウス型白色雑音を前提とする。
【００６３】
ピーク検出回路２４０は、閾値設定部２５０と、ノイズ判定部２６０によって主に構成される。尚、以下では、ピーク検出回路２４０は、位相変化量Δθを基にしたパルス性ノイズの検出を行うことを前提に説明する。
【００６４】
閾値設定部２５０は、本発明の一実施形態に係る『閾値設定部』の一実施形態である。尚、増幅器２５８以外の構成は、本発明の一実施形態に係る『帰還制御部』の一実施形態であり、増幅器２５８は、本発明に係る『閾値調整部』の一実施形態である。
【００６５】
閾値設定部２５０は、まず、図７に示すように、一定のサンプリング期間内で得られる位相変化量Δθの絶対値｜Δθ｜の総サンプル数Ｎのうち、ノイズ閾値Ｎ・１σ（本発明に係る『設定閾値』）の基準値とする標準偏差１σを超えるサンプル数Ｍをカウントしつつ、総サンプル数Ｎ中に占めるサンプル数Ｍの第１の割合Ｐ（以下、「デューティＰ」と称する。）を求める。
【００６６】
かかる動作を実現すべく、減算器２５１は、絶対値｜Δθ｜から標準偏差１σを減算する。また、デューティ算出部２５３は、総サンプル数Ｎのうち、その減算結果が正となる場合のサンプル数Ｍをカウントしつつ、最終的なサンプル数Ｍを総サンプル数Ｎで割り算することでデューティＰを求める。
【００６７】
つぎに、閾値設定部２５０は、今回のサンプリング期間で得られたデューティＰと参照値Ｐｒとの比較を行う。ところで、白色雑音の振幅分布は、図８に示すような正規分布Ｎ（０，１σ）に従うことを前提とする。かかる正規分布Ｎ（０，１σ）において、信頼度Ｃ（通常、９５％〜１００％）で白色雑音とみなすことができる信頼区間は、標準偏差１σを用いて[−１σ〜１σ]と表現できる。換言すると、信頼区間[−１σ〜１σ]以外の区間は、信頼度Ｃを補償する上で、白色雑音とみなすことができない区間である。前述した参照値Ｐｒは、この白色雑音とみなすことができない区間を積分した割合（本発明に係る『第２の割合』）を示しており、閾値設定部２５０は、デューティＰと参照値Ｐｒの偏差をもとに、ノイズ閾値Ｎ・１σの調整を行うことになる。
【００６８】
すなわち、閾値設定部２５０は、デューティＰが参照値Ｐｒよりも大きい場合には白色雑音がパルス性ノイズとして誤検出される恐れが高くなる傾向とみなして、ノイズ閾値Ｎ・１σを大きくすべく調整を行う。一方、デューティＰが参照値Ｐｒよりも小さい場合には白色雑音がパルス性ノイズとして誤検出される恐れが低くなる傾向とみなして、ノイズ閾値Ｎ・１σを小さくすべく調整を行う。
【００６９】
かかる動作を実現すべく、減算器２５４は、デューティ算出部２５３において算出されたデューティＰと、レジスタ２５２に格納された基準値Ｐｒとの偏差（＝Ｐ−Ｐｒ）を求める。増幅器２５５は、減算器２５４において求めた偏差をゲインＫ倍することで、つぎのサンプリング期間で用いられる標準偏差１σを得ることになる。尚、この新たな標準偏差１σが負の数又は０になることを防止するために、加算器２５７は、レジスタ２５６に格納されたオフセットを補正後の標準偏差１σに加算する。そして、加算器２５７においてオフセットが加算された補正後の標準偏差１σが、減算器２５１のつぎの補正期間における減算へと利用される。
【００７０】
また、増幅器２６１は、加算器２５７でオフセットが加算された標準偏差１σをゲインＮ倍にしてノイズ閾値Ｎ・１σを得る。前述したように、白色雑音をパルス性ノイズとして誤検出しないように、標準偏差１σの大きさが調整される。この結果、ノイズ閾値Ｎ・１σは、位相変化量Δθに含まれる白色雑音成分よりも大きく設定される。
【００７１】
ノイズ判定部２６０は、本発明に係る『ノイズ判定部』の一実施形態である。ノイズ判定部２６０は、そして、ノイズ判定部２６０は、減算器２６２において位相変化量Δθの絶対値｜Δθ｜とノイズ閾値Ｎ・１σとの減算を行い、比較器２６３においてその減算結果が正となる場合（｜Δθ｜＞Ｎ・１σ）には、白色雑音ではないパルス性ノイズが検出された旨を示すノイズ検出信号ＤＥＴを出力する。
【００７２】
ところで、前述したとおり、受信電界強度Ｅに応じて、増幅器２５５のゲインＫ、レジスタ２５６に格納されるオフセット（本発明に係る『帰還ゲイン』）や、増幅器２５８のゲインＮ（本発明に係る『設定ゲイン』）は、プロセッサ３００によって設定変更が可能である。このため、ＲＯＭ３１０は、図９に示すような受信電界強度Ｅ毎の各パラメータ情報を予め格納してある。そして、プロセッサ３００は、ＲＯＭ３１０に格納されたパラメータを受信電界強度Ｅに応じて選択し、ピーク検出回路２６０へと供給する。尚、本実施形態以外にも、レジスタ２５２に格納される基準値Ｐｒについては、受信電界強度Ｅに応じて設定を変更するようにしてもよい。
【００７３】
＜シミュレーション結果＞
ノイズ検出回路２００において全体の主要信号のシミュレーション波形を図１０に示す。尚、図１０（ａ）は、１０ｍｓｅｃ間隔でパルス性ノイズを印加（図中の矢印の位置）した場合に、ＤＤＣ回路１０６において得られるＩ、Ｑ信号のレベルの波形の時間的推移を示した図である。また、図１０（ｂ）は、Δθ演算回路２１０において求められるＩ、Ｑ信号の位相θの波形の時間的推移を示した図である。図１０（ｂ）に示すとおり、Ｉ、Ｑ信号の位相θの時間的な推移を観察すると、残留位相回転に基づく一定の角速度による位相の変化に加えて、図１０（ａ）においてパルス性ノイズが印加された場所で、Ｉ、Ｑ信号に関する急峻な位相θの変化が起こることが分かる。
【００７４】
つぎに、ピーク検出回路１０の主要信号のシミュレーション波形を図１１に示す。尚、図１１は、図１０（ｂ）に示した急峻な位相θの変化が起こる一点鎖線内の状態に対応した図である。位相変化量Δθの絶対値｜Δθ｜が急峻な変化を示す箇所（図中に示す一点鎖線内）は、ノイズ閾値Ｎ・１σを確実に超えており、パルス性ノイズに起因した変化である旨を容易に検出することができる。一方、白色雑音に起因して、位相変化量Δθの絶対値｜Δθ｜は、一点鎖線以外の箇所でも微小な変動が起こっている。しかし、その微小な変動を超えた大きめのノイズ閾値Ｎ・１σが設定されており、白色雑音に起因したパルス性ノイズの誤検出の恐れがないことが分かる。
【００７５】
＜バースト信号の誤検出を防止するための仕組み＞
＝＝＝バースト信号の誤検出＝＝＝
ところで、前述した本発明に係る位相変化に基づくパルス性ノイズの検出方式（以下、位相検出方式という。）のままでは、図１２に示すように、ＡＭ信号を受信していない無信号状態から通常の信号処理に用いられる間欠的なバースト信号を受信した場合、急激な位相変化を伴うことになるので、当該バースト信号をパルス性ノイズとして誤検出する可能性がある。尚、バースト信号とは、例えば、ＴＤＭＡ通信において伝送フレームを構成するバーストや、色信号処理の基準となるカラーバースト信号等が挙げられる。
【００７６】
即ち、理想的なＡＭ受信機１００では、無信号状態からバースト信号を受信したとしても、急激な位相変化は起こりえないが、ＡＭ受信機のフロントエンド部の周波数変換器１０３が有するＢＰＦに対し、当該ＢＰＦの群遅延特性が非線形となる周波数を有したバースト信号が通過すると、図１３に示すように、急激な位相変化が発生し、ノイズ閾値Ｎ・１σを確実に超えてパルス性ノイズとして誤検出するのである。そこで、前述した本発明の一実施形態に係るノイズ検出回路１００に対し、更にバースト信号の誤検出を回避するために位相変化量Δθを補正する仕組みを設け、パルス性ノイズをより確実に検出することとする。
【００７７】
＝＝＝バースト信号の誤検出を防止するノイズ検出回路＝＝＝
図１４は、バースト信号の誤検出を防止可能なノイズ検出回路４００の構成を示す図である。尚、本実施形態に係るＡＭ受信機は、図１に示した本発明の一実施形態に係るＡＭ受信機１００において、図１に示したノイズ検出回路１００を、図１４に示すノイズ検出回路４００へと置き換えたものである。即ち、ノイズ検出回路４００は、図１に示したＤＤＣ１０６、ＡＦＣ１０７、ＡＭ検波器１１０、オーディオ処理１１１等と併せて、一つのＤＳＰとして実現される。
【００７８】
ノイズ検出回路４００は、Δθ演算回路２１０、スイッチ２２０、絶対値演算器２３０、Δθ補正回路４１０、ピーク検出回路２４０を有する。尚、Δθ演算回路２１０、スイッチ２２０、絶対値演算器２３０、ピーク検出回路２４０は、図１に示した本発明の一実施形態に係るノイズ検出回路２００が有するものと同様であるので、同一の符号を付し、説明を省略する。
【００７９】
Δθ補正回路４１０は、絶対値演算器２３０とピーク検出回路２４０との間に設けられ、絶対値演算器２３０より出力された位相変化量Δθの絶対値を低域通過フィルタによってバースト信号に起因した高周波成分を除去する補正を施した上で、ピーク検出回路２４０へと供給する回路である。この結果、ピーク検出回路２４０は、Δθ補正回路４１０によって補正された後の位相変化量Δθの絶対値に基づいて、バースト信号に相当する高周波成分のみレベルを低減させる一方で、パルス性ノイズのレベルはそのまま維持することで、バースト信号の誤検出を回避してパルス性ノイズの検出を確実に行うことが可能となる。
【００８０】
＝＝＝バースト信号の誤検出を防止するΔθ補正回路＝＝＝
図１５は、バースト信号の誤検出を防止するΔθ補正回路４１０の構成を示す図である。
【００８１】
Δθ補正回路４１０は、ループフィルタ４１１、逆数演算器４１２、遅延回路４１３、乗算器４１４を有する。
【００８２】
ループフィルタ４１１は、図１６に示すような構成を示す低域通過フィルタの一種であり、絶対値演算器２３０より出力された位相変化量Δθの絶対値を平均化処理するものである。即ち、減算器４１１２は、遅延素子４１１３により遅延出力された一単位時間前の減算器４１１２の出力を乗算器４１１４によりゲインＫ倍した値から、入力された位相変化量Δθの絶対値を乗算器４１１２によりゲインＫ倍した値を減算する。加算器４１１５は、減算器４１１２の出力と遅延素子４１１３の出力を加算することで、フィルタ入力に加算平均化処理を施したフィルタ出力Ａを生成する。
【００８３】
例えば、ループフィルタ４１１に対して、時刻ｔ０において｜Δθ（ｔ０）｜、時刻ｔ１において｜Δθ（ｔ１）｜、時刻ｔ２において｜Δθ（ｔ２）｜、時刻ｔ３において｜Δθ（ｔ３）｜が順次フィルタ入力された場合、時刻ｔ０〜ｔ２までのフィルタ出力Ａ（ｔ）の推移は、つぎの式（１１ａ）〜（１１ｄ）で表すことができる。
【００８４】
Ａ（ｔ０）＝Ｋ・｜Δθ（ｔ０）｜  ・・・  式（１１ａ）
Ａ（ｔ１）＝（Ｋ＾（２）＋Ｋ）・｜Δθ（ｔ０）｜＋Ｋ・｜Δθ（ｔ１）  ・・・  式（１１ｂ）
Ａ（ｔ２）＝（Ｋ＾（３）＋Ｋ＾（２））・｜Δθ（ｔ０）｜＋（Ｋ＾（２）＋Ｋ）・｜Δθ（ｔ１）｜＋Ｋ・｜Δθ（ｔ２）｜  ・・・  式（１１ｃ）
Ａ（ｔ３）＝（Ｋ＾（４）＋Ｋ＾（３））・｜Δθ（ｔ０）｜＋（Ｋ＾（３）＋Ｋ＾（２））・｜Δθ（ｔ１）｜＋（Ｋ＾（２）＋Ｋ）・｜Δθ（ｔ２）｜＋Ｋ・｜Δθ（ｔ３）｜  ・・・  式（１１ｄ）
ループフィルタ４１１のフィルタ出力Ａは、例えば、図１７（ａ）、図１８（ａ）に示されるように、バースト信号によって位相変化量Δθの急峻な変化に対し、レベルが低減された滑らかな波形を示すことになる。尚、ループフィルタ４１１は、加重平均処理する以外にも、移動平均処理を採用してもよい。
【００８５】
逆数演算器４１２は、ループフィルタ４１１のフィルタ出力Ａの逆数１／Ａを演算する。この結果、図１７（ａ）、図１８（ａ）に示すようなバースト信号に相当するフィルタ出力Ａの波形の山の部分が、図１７（ｂ）に示すような逆数１／Ａの波形の谷の部分に変わる。
【００８６】
遅延回路４１３は、図１７（ｂ）に示すように、位相変化量Δθの絶対値の高周波成分に対応した逆数演算器４１２の出力波形１／Ａの谷に対し、位相変化量Δθの絶対値の高周波成分の位置を合わせるべく、位相変化量Δθの絶対値を遅延させた遅延出力Ｂを生成する。
【００８７】
乗算器４１４は、逆数１／Ａと遅延出力Ｂを乗算して、補正を施した後の位相変化量Δθの絶対値を生成する。なお、位相変化量Δθの絶対値の急激な変化が起きている箇所は、遅延回路４１３によって逆数１／Ａの谷に位置する。このため、補正後の位相変化量Δθの絶対値は、図１８（ｂ）に示すように、バースト信号に起因した急激な変化以外の箇所についてはそのレベルが維持されつつも、バースト信号に起因した急激な変化の箇所についてはそのレベルが低減される。そして、補正後の位相変化量Δθの絶対値は、バースト信号に起因した急激な変化の箇所ではバーストノイズ閾値Ｎ・１σよりも低く抑えられるので、バースト信号の誤検出を回避したパルス性ノイズの検出をすることができる。
【００８８】
ところで、ループフィルタ４１１は、前述したように高周波成分を除去する低域通過フィルタの一種であるので、ループフィルタ４１１の特性を表す時定数が設定されている。この時定数が大きくなるほど、フィルタ出力Ａは過去のフィルタ入力の影響を受けることになり、遅延回路４１３の遅延素子数を多くとる必要が生じる。即ち、ループフィルタ４１１の時定数に比例した量の遅延時間を遅延回路４１３の遅延時間として設定することが必要となる。
【００８９】
以上、本発明の実施形態について説明したが、前述した実施形態は、本発明の理解を容易にするためのものであり、本発明を限定して解釈するためのものではない。本発明は、その趣旨を逸脱することなく、変更／改良され得るととともに、本発明にはその等価物も含まれる。
【図面の簡単な説明】
【００９０】
【図１】本発明の一実施形態に係るＡＭ受信機のシステム構成を示す図である
【図２】本発明の一実施形態に係るＤＤＣ回路の構成を示した図である。
【図３】本発明の一実施形態に係るパルス性ノイズが重畳された場合に位相変化が起こることを説明するための図である。
【図４】本発明の一実施形態に係るΔθ演算回路の動作を説明するための図である。
【図５】本発明の一実施形態に係るΔθ演算回路の構成を示す図である。
【図６】本発明の一実施形態に係るピーク検出回路の構成を示す図である。
【図７】本発明の一実施形態に係るピーク検出回路において用いられるデューティＰを説明するための図である。
【図８】本発明の一実施形態に係る白色雑音の正規分布Ｎ（０，１σ）を示す図である。
【図９】本発明の一実施形態に係るＲＯＭに格納されるピーク検出回路用の電界強度毎のパラメータを示す図である。
【図１０】（ａ）は、パルス性ノイズを印加した場合のＩ、Ｑ信号のレベルの波形の時間的推移を示した図である。（ｂ）は、（ａ）に対応したＩ、Ｑ信号の位相θの波形の時間的推移を示した図である。
【図１１】本発明の一実施形態に係るピーク検出回路の主要信号のシミュレーション波形を示した図である。
【図１２】本発明の一実施形態に係るバースト信号を説明するための図である。
【図１３】本発明の一実施形態に係るバースト信号の誤検出を説明するための図である。
【図１４】本発明の一実施形態に係るノイズ検出回路の構成を示す図である。
【図１５】本発明の一実施形態に係るΔθ補正回路の構成を示す図である。
【図１６】本発明の一実施形態に係るループフィルタの構成を示す図である。
【図１７】（ａ）は本発明の一実施形態に係るΔθ補正回路のループフィルタの出力波形を示す図であり、（ｂ）は本発明の一実施形態に係るΔθ補正回路の乗算器入力波形を示す図である。
【図１８】（ａ）は本発明の一実施形態に係るΔθ補正回路のループフィルタの出力波形を示す図であり、（ｂ）は本発明の一実施形態に係るΔθ補正回路の出力波形を示す図である。
【符号の説明】
【００９１】
１０  ＤＤＳ
１１、１２  混合回路
１３  ダウンサンプルフィルタ
１４  ＦＩＲフィルタ
１００  ＡＭ受信機
１０１  受信アンテナ
１０２  高周波増幅器
１０３  周波数変換回路
１０４  中間周波増幅器
１０５  ＡＤ変換器
１０６  ＤＤＣ回路
１０７  ＡＦＣ回路
１０８  ＤＡ変換器
１０９  ＡＧＣ回路
１１０  ＡＭ検波器
１１１  オーディオ処理回路
１１２  ＤＡ変換器
１１３  低周波増幅器
１１４  スピーカー
２００、４００  ノイズ検出回路
２１０  Δθ演算回路
２１１ａ、２１１ｂ  遅延器
２１２ａ〜２１２ｄ、４１４、４１１１、４１１４  乗算器
２１３、２５１、２５４、２６２  減算器
２１４、２５７、４３７    加算器
２１５  割り算器
２２０  スイッチ
２３０  絶対値演算器
２４０  ピーク検出回路
２５０  閾値設定部
２５２  レジスタ
２５３  デューティ算出部
２５５  増幅器
２５６  レジスタ
２６０  ノイズ判定部
２６３  比較器
３００  プロセッサ
３１０  ＲＯＭ
４１０  Δθ補正回路
４１１  ループフィルタ
４１２  逆数演算器
４１３  遅延回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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