(57)【要約】【課題】  瞬時空間電圧ベクトルインバータのスイッチング信号を、各相独立に制御することで、出力期間の変更を随時行うことができるようにし、制御遅れ時間を短縮して高ゲインでの電流制御を可能にするスイッチング制御方法およびスイッチング制御手段を備えた交流電動機の制御装置および制御方法を得る。【解決手段】  交流電動機の電流を制御する電流制御手段を備えた交流電動機の制御装置において、電圧指令ベクトルから３つの相電圧ベクトルを用いて各相のスイッチング時間を演算し、これらをキャリア変調してインバータのスイッチング信号を決定し、交流電動機を制御する。【選択図】        図３
2007060810.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電動機の電流を制御する電流制御手段を備えた交流電動機の制御装置において、電圧指令ベクトルから３つの相電圧ベクトルを用いて各相のスイッチング時間を演算し、これらをキャリア変調してインバータのスイッチング信号を決定し、交流電動機を制御することを特徴とする交流電動機の制御装置。
【請求項２】
３相のいずれか１相分のスイッチング時間を零として、各相のスイッチング時間を演算し、これらをキャリア変調してインバータのスイッチング信号を決定し、交流電動機を制御することを特徴とする請求項１記載の交流電動機の制御装置。
【請求項３】
交流電動機の電流を制御する交流電動機の制御方法において、電圧指令ベクトルから３つの相電圧ベクトルを用いて各相のスイッチング時間を演算し、これらをキャリア変調してインバータのスイッチング信号を決定し、交流電動機を制御することを特徴とする交流電動機の制御方法。
【請求項４】
３相のいずれか１相分のスイッチング時間を零として、各相のスイッチング時間を演算し、これらをキャリア変調してインバータのスイッチング信号を決定し、交流電動機を制御することを特徴とする請求項３記載の交流電動機の制御方法。
【請求項５】
交流電動機の電流を回転するｄ−ｑ座標上の成分に分けてそれぞれを制御する電流制御手段を備えた交流電動機の制御装置において、電流制御器の出力をｄ−ｑ座標上の電圧指令とし、それをα−β静止座標上の値に変換し、それらの値から三相インバータのいずれか一相分のスイッチング時間を零として各相のスイッチング時間を演算し、これらをキャリア変調してインバータのスイッチング信号を決定し、交流電動機を制御することを特徴とする交流電動機の制御装置。
【請求項６】
交流電動機の電流を回転するｄ−ｑ座標上の成分に分けてそれぞれを制御する交流電動機の制御方法において、電流制御器の出力をｄ−ｑ座標上の電圧指令とし、それをα−β静止座標上の値に変換し、それらの値から三相インバータのいずれか一相分のスイッチング時間を零として各相のスイッチング時間を演算し、これらをキャリア変調してインバータのスイッチング信号を決定し、交流電動機を制御することを特徴とする交流電動機の制御方法。
【請求項７】
交流電動機の電流を回転するｄ−ｑ座標上の成分に分けてそれぞれを制御する電流制御手段を備えた交流電動機の制御装置において、電流制御器の出力をｄ−ｑ座標上の電圧指令とし、それをα−β静止座標上の値に変換し、それらの値から出力電圧ベクトルの出力時間を決定する瞬時空間ベクトルインバータで、インバータの電圧飽和処理により短縮された電圧出力時間から再計算される電圧指令値を用いて、三相インバータのいずれか一相分のスイッチング時間を零として各相のスイッチング時間を演算し、これらをキャリア変調してインバータのスイッチング信号を決定し、交流電動機を制御することを特徴とする交流電動機の制御装置。
【請求項８】
交流電動機の電流を回転するｄ−ｑ座標上の成分に分けてそれぞれを制御する交流電動機の制御方法において、電流制御器の出力をｄ−ｑ座標上の電圧指令とし、それをα−β静止座標上の値に変換し、それらの値から出力電圧ベクトルの出力時間を決定する瞬時空間ベクトルインバータで、インバータの電圧飽和処理により短縮された電圧出力時間から再計算される電圧指令値を用いて、三相インバータのいずれか一相分のスイッチング時間を零として各相のスイッチング時間を演算し、これらをキャリア変調してインバータのスイッチング信号を決定し、交流電動機を制御することを特徴とする交流電動機の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、交流電動機を可変駆動する交流電動機の制御装置および制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
交流電動機の制御装置としてのＰＷＭ（パルス幅変調）インバータは、直流電源の直流電力をＰＷＭ波形に従ってインバータ主回路の各スイッチング素子を制御し、可変周波数・可変電圧の交流電力に変換して負荷である交流電動機に供給する。従来、インバータのＰＷＭパルス発生方法としては、指令電圧と三角キャリアとを比較してＰＷＭパルスを作り出す方法や、空間ベクトルの演算によってＰＷＭパルスを作り出す方法がある。
【０００３】
例えば、空間ベクトルの演算によってＰＷＭパルスを作り出す方法として特許文献１に記載のものがある。
【０００４】
図７は従来の瞬時空間電圧ベクトルインバータの電圧ベクトルを示す図である。図は、三相インバータが出力可能な瞬時空間電圧ベクトルを示すもので、これらの電圧ベクトルで区切られる領域を、θ１〜θ６として表す。
ここで、α、β：静止座標軸。
交流電動機の速度制御装置において、瞬時空間電圧ベクトルインバータを用いて交流電動機に電圧を印加する場合、インバータの出力可能な6つの電圧ベクトルＶ１（１００），Ｖ２（１１０），Ｖ３（０１０），Ｖ４（０１１），Ｖ５（００１），Ｖ６（１０１）および２つの零電圧ベクトルＶ０（０００），Ｖ７（１１１）を組み合わせることで、任意の電圧を印加する。
【０００５】
図８は従来の瞬時空間電圧ベクトルインバータの電圧ベクトルと出力電圧の関係を示す図である。例えば、θ１の領域にあるインバータ出力電圧指令ｖ*を出力する場合、電圧ベクトルＶ１、Ｖ２と零電圧ベクトルＶ７をサンプリング周期Ｔｓの期間で時分割出力することで、任意のインバータ出力電圧指令ｖ＊を得る。
ここで、Ｔｓ：サンプリング周期、
ｔ１：電圧ベクトルＶ１の出力期間、
ｔ２：電圧ベクトルＶ２の出力期間。
【０００６】
図９は従来の瞬時空間ベクトルインバータのスイッチング信号の決定方法を示す図である。
ここで、ｎ，ｎ＋１：サンプル点。
図に示すように、インバータのスイッチング信号Ｕ＋、Ｖ＋およびＷ＋は、電圧ベクトルＶ１の出力期間ｔ１、電圧ベクトルＶ２の出力期間ｔ２と三角波キャリアを比較し、その比較結果から電圧ベクトルＶ１、Ｖ２と零電圧ベクトルＶ７を選択することで与えられる。ここで出力される零電圧ベクトルは、全体のスイッチング周波数を抑えるため、１相分のスイッチングで達成できるものが選ばれる。図９の場合は、Ｗ相のスイッチングのみで達成できる零電圧ベクトルＶ７が選択され、このとき、Ｕ相アームの上側スイッチが常にオンの状態となる。
【０００７】
また、θ２の領域にある電圧を出力する場合は、電圧ベクトルＶ２、Ｖ３とを出力し、電圧ベクトルＶ３から１相分のスイッチングで達成できる零電圧ベクトルＶ０が零電圧ベクトルとして選択される。このとき、Ｗ相アームの下側スイッチが常にオンの状態となる。
【０００８】
このように、π／３毎にいずれかの相の上側または下側のスイッチが、常にオンとなり、等価的に二相変調の形となる。
【０００９】
図１０は、従来の瞬時空間ベクトルインバータにおいてスイッチングパターンを出力するスイッチング信号発生回路の構成を示す図である。
コンパレータ２１，２２は、アップ／ダウン・カウンタ（以下、Ｕ／Ｄカウンタと記す）２３により作られた三角波キャリアと、マイコンやＤＳＰなどのコントローラ（図示せず）から与えられる電圧ベクトルＶ１の出力期間ｔ１、電圧ベクトルＶ２の出力期間ｔ２を比較し、信号Ｃ１，Ｃ２を作る。信号Ｃ１，Ｃ２により、図９のように出力電圧ベクトルが切り替えられる。
【００１０】
しかし、インバータ出力電圧指令ｖ＊の存在する領域や回転方向により、出力すべき電圧ベクトルが異なるため、領域信号θおよび正転／逆転信号（Ｆ／Ｂ）をコントローラから与える必要がある。これらの信号をスイッチングパターンＲＯＭ２４に入力し、記録された電圧ベクトルを出力する構成となっている。
信号Ｃ１，Ｃ２は、電圧ベクトルＶ１の出力期間ｔ１、電圧ベクトルＶ２の出力期間ｔ２を与えたあと、ソフトウェアと独立した外部回路により決定される。
しかし、スイッチングパターンの決定には領域信号θおよび正転／逆転信号（Ｆ／Ｂ）も必要であるため、一般には１サンプリング時間（Ｔｓ）あるいは１／２サンプリング時間（Ｔｓ／２）後に、電圧ベクトルＶ１の出力期間ｔ１、電圧ベクトルＶ２の出力期間ｔ２および領域信号θ、正転／逆転信号（Ｆ／Ｂ）を同時に与え、領域信号θ、正転／逆転信号（Ｆ／Ｂ）、電圧ベクトルＶ１の出力期間ｔ１、電圧ベクトルＶ２の出力期間ｔ２の切り替えと、三角波キャリアを同期させる。
【００１１】
従来のスイッチング制御技術では、インバータの出力電圧ベクトルを指定するため、インバータ出力電圧指令ｖ* の存在する領域を与える必要がある。また、インバータの出力電圧を適切に切り替えるため、キャリア変調を行っている。このとき、領域を指定するタイミングと、キャリア変調のキャリアが同期している必要がある。
例えばベクトル制御の場合、電流を直交する２軸成分に分けてＰＩ制御し、そのＰＩ補償器の出力をインバータの電圧指令とするが、電圧出力中に電流制御演算が終了し、スイッチング信号や出力期間を変更する必要が生じた場合においても、領域指定とキャリアを同期させるため、次のサンプリング点あるいはＴｓ／２だけ遅れた時点においてしか、これらを変更することができなかった。
【００１２】
図１１は従来の瞬時空間ベクトルインバータのスイッチング制御を行った場合の、誘導電動機ベクトル制御システムのｄ−ｑ軸電流の応答を示す図である。ここでは、１．５ｋＷの誘導電動機に定格負荷を与えた状態で、３５０ｒ／ｍｉｎから１５００ｒ／ｍｉｎへの速度ステップ指令を与え、そのときのｄ−ｑ軸電流の指令値と実電流の波形を示したものである。電流制御系の制御帯域は、ｗｃ＝１８０００ｒａｄ／ｓとしている。また、図９の三角波キャリアの周期Ｔｓは１００μｓとしている。
従来の瞬時空間電圧ベクトルインバータのスイッチング制御方法では、電流制御演算の結果、スイッチング信号を変更する必要が生じても、三角波キャリアが最大となる１／２サンプリング後において変更するため、制御遅れ時間が５０μｓと大きくなる。そのため、高ゲインでの電流制御を行った場合には、図１１に示すようにオーバーシュートが生じ、電流が振動的な応答となる。
【００１３】
【特許文献１】特開平２−２０６３９８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
上述のように、サンプリング点における電流の検出から、実際にスイッチング信号を変更するまでの時間が、電流制御遅れ時間となるが、従来のスイッチング制御技術では１サンプリング周期（Ｔｓ）またはその１／２（Ｔｓ／２）の制御遅れを持つことになる。そのため、高ゲインで電流制御を行った場合には、制御遅れに起因した電流の振動やオーバーシュートが発生するといった問題点があった。
【００１５】
この発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、瞬時空間電圧ベクトルインバータのスイッチング信号を、各相独立に制御することで、出力期間の変更を随時行うことができるようにし、制御遅れ時間を短縮して高ゲインでの電流制御を可能にするスイッチング制御方法およびスイッチング制御手段を得ることを目的とするものである。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
この発明に係る交流電動機の制御装置は、電圧指令ベクトルから３つの相電圧ベクトルを用いて各相のスイッチング時間を演算し、これらをキャリア変調してインバータのスイッチング信号を決定し、交流電動機を制御するものである。
【発明の効果】
【００１７】
この発明に係る交流電動機の制御装置におけるスイッチングパターン生成方法およびスイッチングパターン生成手段においては、各相のスイッチング信号を独立した信号とし、各相スイッチのオン時間ｔｕ，ｔｖおよびｔｗをそれぞれ求め、各相スイッチを独立に制御することにより、電流制御演算が終了した時点において、各相スイッチのオン時間を変更することが可能となり、電流制御遅れ時間を短縮して、高ゲインで電流制御を行った場合の電流の振動やオーバーシュートを防ぐことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１に係るスイッチングパターン生成方法およびスイッチングパターン生成手段における電圧ベクトルを示す図である。
従来の瞬時空間電圧ベクトルインバータでは、図７に示す6つの電圧ベクトルを全て用いてスイッチング信号を決定するのに対し、この発明の実施の形態１に係るスイッチング制御方法およびスイッチング制御手段では、図１に示す３つのベクトル Ｖｕ（= Ｖ１）、Ｖｖ（＝Ｖ３）、Ｖｗ（＝Ｖ５）のみを用いてスイッチング信号を決定する。また、従来は２つの零電圧ベクトルＶ０，Ｖ７を用いていたが、零電圧ベクトルには、すべてＶ０を用いる。
【００１９】
また、図２はこの発明の実施の形態１に係るスイッチングパターン生成方法およびスイッチングパターン生成手段において、電圧ベクトルとインバータ出力電圧との関係を示す図である。
例えば、図２のような電圧指令が与えられた場合には、ベクトルＶｕ、Ｖｖを合成することでインバータ出力電圧指令ｖ＊を実現し、ベクトルＶｗは出力されない。この出力されない電圧ベクトルは、電圧指令の存在する領域により決定し、出力しない相の下側スイッチが常にオンの状態となる。
【００２０】
図１、図２に示す３つの電圧ベクトルの出力期間を、それぞれｔｕ，ｔｖ，ｔｗとしてインバータ出力電圧指令ｖ＊をα−β静止座標系で表すと、（１）式となる。
【００２１】
【数１】
2007060810.tif 000003
【００２２】
ただし、ＶＤＣはインバータのＤＣリンク電圧である。また、Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗは、出力しない電圧ベクトルを表すための関数であり、出力する２つの相の値を０、出力しない相の値を１として与える。ここで、Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗは、（２）式から（４）式の条件文により決定される。
【００２３】
【数２】
2007060810.tif 000004
【００２４】
【数３】
2007060810.tif 000005
【００２５】
【数４】
2007060810.tif 000006
【００２６】
（１）式を各相スイッチのオン時間ｔｕ，ｔｖ，ｔｗについて解くことで、各相スイッチのオン時間が（５）式のように求められる。
【００２７】
【数５】
2007060810.tif 000007
【００２８】
ここで、各相スイッチのオン時間ｔｕ，ｔｖ，ｔｗのいずれかがサンプリング周期Ｔｓより大きくなる場合は、インバータの電圧出力範囲を超えているため、各相スイッチのオン時間ｔｕ，ｔｖ，ｔｗをそれぞれ縮小する必要がある。
この発明の実施の形態１に係るスイッチングパターン生成方法およびスイッチングパターン生成手段では、各相スイッチのオン時間ｔｕ，ｔｖ，ｔｗのうち最大のものをｔｍａｘとし、これがサンプリング周期Ｔｓと一致するよう（６）式、（７）式のように計算する。
【００２９】
【数６】
2007060810.tif 000008
【００３０】
【数７】
2007060810.tif 000009
【００３１】
図３はこの発明の実施の形態１に係るスイッチングパターン生成方法およびスイッチングパターン生成手段におけるスイッチング信号の決定方法を示す図である。
ここで、ｎ，ｎ＋１：サンプル点
（５）式で求めた各相スイッチのオン時間ｔｕ，ｔｖ，ｔｗは、図３のように三角波キャリアと比較され、各相のスイッチング信号を決定する。図９に示す従来のスイッチング制御方法とは、瞬時空間電圧ベクトルを出力する順序が異なる。また、零電圧ベクトルもＶ０となっているが、1サンプリング期間内で出力される電圧ベクトルの合成ベクトル（インバータ出力電圧指令）ｖ＊としては等価なものとなっている。この方法は、零電圧ベクトルＶ７を出力しないため、上側スイッチが常にオンの状態になることがなく、従来の二相変調とは異なる。
【００３２】
図４はこの発明の実施の形態１に係るスイッチングパターン生成方法およびスイッチングパターン生成手段において、スイッチングパターンを出力するスイッチング信号発生回路の構成を示す図である。
コンパレータ１は、Ｕ／Ｄカウンタ２３により作られた三角波キャリアと、マイコンやＤＳＰなどのコントローラ（図示せず）から与えられるＵ相スイッチのオン時間ｔｕを比較し、スイッチング信号Ｕ＋を作る。また、コンパレータ２は、Ｕ／Ｄカウンタ２２により作られた三角波キャリアと、コントローラ（図示せず）から与えられるＶ相スイッチのオン時間ｔｖを比較し、スイッチング信号Ｖ＋を作る。また、コンパレータ３は、Ｕ／Ｄカウンタ２２により作られた三角波キャリアと、コントローラ（図示せず）から与えられるＷ相スイッチのオン時間ｔｗを比較し、スイッチング信号Ｗ＋を作る。
【００３３】
この発明の実施の形態１に係るスイッチングパターン生成方法およびスイッチングパターン生成手段においては、Ｕ／Ｄカウンタ２３により作られた三角波キャリアと、コントローラ（図示せず）から与えられる各相スイッチのオン時間ｔｕ，ｔｖ，ｔｗを比較することで、スイッチング信号Ｕ＋，Ｖ＋，Ｗ＋を決定している。
コントローラ（図示せず）から各相スイッチのオン時間ｔｕ，ｔｖ，ｔｗを与えたあとは、ソフトウェアと独立して動作する回路がスイッチング信号を決定するため、ソフトウェアと同期させる必要がなく、任意の時刻に各相スイッチのオン時間ｔｕ，ｔｖ，ｔｗを与えることが可能となる。
【００３４】
出力電圧がインバータ出力電圧範囲を超える場合、（６）式、（７）式によりｔｕ，ｔｖ，ｔｗを制限する方法のほかに、（５）式の電圧指令ｖα＊，ｖβ＊を制限する方法もある。従来の瞬時空間ベクトルインバータにおいて、図８のように電圧ベクトルＶ１，Ｖ２を合成してインバータ出力電圧指令ｖ＊を得るとき、それぞれの電圧ベクトル出力時間ｔ１，ｔ２は、電圧ベクトルＶ１，Ｖ２のα−β軸成分ｖ１α，ｖ１β，ｖ２α，ｖ２βから（８）式のように求められる。
【００３５】
【数８】
2007060810.tif 000010
【００３６】
ここで、ｔ１＋ｔ２＞Ｔｓとなる場合はインバータの電圧出力範囲を超えるため、（９）式のようにｔ１，ｔ２を均等に縮小する。
【００３７】
【数９】
2007060810.tif 000011
【００３８】
縮小された出力時間ｔ〜１，ｔ〜２を用いて、電圧指令ｖα＊，ｖβ＊を（１０）式のように、インバータ出力電圧範囲内に制限する。この制限された電圧指令ｖ〜α＊，ｖ〜β＊を（５）式に代入することで、サンプリング周期Ｔｓを超えない各相のオン時間ｔ〜ｕ，ｔ〜ｖ，ｔ〜ｗを求めることが可能である。
【００３９】
【数１０】
2007060810.tif 000012
【００４０】
図５はこの発明の実施の形態１に係るスイッチングパターン生成方法およびスイッチングパターン生成手段を、誘導電動機のベクトル制御システムに適用した場合についてのｄ−ｑ軸電流の応答を示す図である。ここでは、１．５ｋＷの誘導電動機に定格負荷を与えた状態で、３５０ｒ／ｍｉｎから１５００ｒ／ｍｉｎへの速度ステップ指令を与え、そのときのｄ−ｑ軸電流の指令値と実電流の波形を示したものである。電流制御系の制御帯域は、ｗｃ＝１８０００ｒａｄ／ｓとしている。また、図３の三角波キャリアの周期Ｔｓは１００μｓとしている。
この発明の実施の形態１に係るスイッチングパターン生成方法およびスイッチングパターン生成手段においては、電流制御系の演算がサンプリング点から１１μｓ後に終了し、その時点でスイッチング信号を変更しているため、制御遅れ時間が短くなる。したがって、図５に示すように、高ゲインでの電流制御を行っても、オーバーシュートも無く、安定した制御特性が得られる。
【００４１】
上記のように、この発明の実施の形態１に係るスイッチングパターン生成方法およびスイッチングパターン生成手段においては、制御遅れ時間を短縮することにより、高ゲインでの電流制御を行っても、電流の振動が抑えられ、安定した電流制御特性が得られる。
【００４２】
三相インバータの各相スイッチのオン時間を計算することで、各相スイッチを独立に制御することができるので、電圧出力期間中においてもオン期間の変更が可能となり、電流制御演算が終了した時点でスイッチング信号を変えられるため、制御遅れ時間を短縮することができる。したがって、高ゲインでの電流制御を行った場合、制御遅れに起因するオーバーシュートや振動の発生を抑えることが可能となる。高ゲインでの安定した電流制御が可能となるため、交流電動機の速度制御装置において、トルク応答、速度応答を改善することが可能となる。
【００４３】
図６はこの発明の実施の形態１に係るスイッチングパターン生成方法およびスイッチングパターン生成手段を使用したサーボアンプ制御のブロックを示す図である。
図において、速度制御部１０は、速度指令値ωｍ＊、および速度演算部１１から出力される速度検出値ωｍを基にｑ軸電流指令値ｉｑ＊を演算し、ｑ軸電流制御部１２に出力する。ｑ軸電流制御部１２は、ｑ軸電流指令値ｉｑ＊およびαβ／ｄｑ座標変換部１４から出力されるｑ軸電流検出値ｉｑを基にｑ軸電圧指令値ｖｑ＊を演算し、ｄｑ／αβ座標変換部１５に出力する。
また、ｄ軸電流制御部１３はｄ軸電流指令値ｉｄ＊およびαβ／ｄｑ座標変換部１４から出力されるｄ軸電流検出値ｉｄを基にｄ軸電圧指令値ｖｄ＊を演算し、ｄｑ／αβ座標変換部１５に出力する。
ｄｑ／αβ座標変換部１５は、ｄ軸電圧指令値ｖｄ＊、ｑ軸電圧指令値ｖｑ＊およびモータ１６に接続されている検出器１７から出力される位置検出値θｍを基にｖα＊，ｖβ＊を演算し、スイッチングパターン生成部１８に出力する。
【００４４】
スイッチングパターン生成部１８において、上述の式（２）〜式（５）に基づいて各相スイッチのオン時間ｔｕ，ｔｖ，ｔｗを演算する。続いて、図４のＵ／Ｄカウンタ２３により作られた三角波キャリアと各相スイッチのオン時間ｔｕ，ｔｖ，ｔｗとを比較することで、スイッチング信号Ｕ＋，Ｖ＋，Ｗ＋を決定し、インバータ部１９を構成するスイッチング素子をオン／オフ制御するＰＷＭ指令としてインバータ部１９に出力する。
【００４５】
インバータ部１９は、ＰＷＭ指令を基に、直流電圧を可変周波数、可変電圧の交流電力に電力変換し、モータ１６を可変速駆動する。
【００４６】
ｕｖｗ／αβ座標変換部２０は、インバータ部１９から出力されるｉｕ，ｉｖ，ｉｗをαβ座標変換して、ｉα，ｉβを求め、さらにαβ／ｄｑ座標変換部１４でｄｑ座標変換して、ｉｄ，ｉｑを求める。
また、速度演算部１１は検出器１７から出力される位置検出値θｍを基に速度検出値ωｍを演算する。
【産業上の利用可能性】
【００４７】
この発明の交流電動機の制御装置および制御方法は、高ゲインでの安定した電流制御が可能となるため、サーボモータ（特に、リニアモータ、ＤＤモータ）の高速・高精度化に適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００４８】
【図１】この発明の実施の形態１に係るスイッチングパターン生成方法およびスイッチングパターン生成手段における電圧ベクトルを示す図である。
【図２】この発明の実施の形態１に係るスイッチングパターン生成方法およびスイッチングパターン生成手段において、電圧ベクトルとインバータ出力電圧との関係を示す図である。
【図３】この発明の実施の形態１に係るスイッチングパターン生成方法およびスイッチングパターン生成手段におけるスイッチング信号の決定方法を示す図である。
【図４】この発明の実施の形態１に係るスイッチングパターン生成方法およびスイッチングパターン生成手段において、スイッチングパターンを出力するスイッチング信号発生回路の構成を示す図である。
【図５】この発明の実施の形態１に係るスイッチングパターン生成方法およびスイッチングパターン生成手段を、誘導電動機のベクトル制御システムに適用した場合についてのｄ−ｑ軸電流の応答を示す図である。
【図６】この発明の実施の形態１に係るスイッチングパターン生成方法およびスイッチングパターン生成手段を使用したサーボアンプ制御のブロックを示す図である。
【図７】従来の瞬時空間電圧ベクトルインバータの電圧ベクトルを示す図である。
【図８】従来の瞬時空間電圧ベクトルインバータの電圧ベクトルと出力電圧の関係を示す図である。
【図９】従来の瞬時空間ベクトルインバータのスイッチング信号の決定方法を示す図である。
【図１０】従来の瞬時空間ベクトルインバータにおいてスイッチングパターンを出力するスイッチング信号発生回路の構成を示す図である。
【図１１】従来の瞬時空間ベクトルインバータのスイッチング制御を行った場合の、誘導電動機ベクトル制御システムのｄ−ｑ軸電流の応答を示す図である。
【符号の説明】
【００４９】
１〜３  コンパレータ、  １０  速度制御部、  １１  速度演算部１１、  １２  ｑ軸電流制御部、  １３  ｄ軸電流制御部、  １４  αβ／ｄｑ座標変換部、  １５  ｄｑ／αβ静止座標変換部、  １６  モータ、  １７  検出器、  １８  スイッチングパターン生成部、  １９  インバータ部、  ２０  ｕｖｗ／αβ座標変換部、  ２１，２２  コンパレータ、  ２３  Ｕ／Ｄカウンタ、  ２４  スイッチングパターンＲＯＭ、  ｖ＊  インバータ出力電圧指令、  ｖα＊，ｖβ＊  インバータ出力電圧指令ｖ＊の静止座標軸成分、  Ｖ１（１００），Ｖ２（１１０），Ｖ３（０１０），Ｖ４（０１１），Ｖ５（００１），Ｖ６（１０１）  インバータの出力可能な電圧ベクトル、  Ｖ０（０００），Ｖ７（１１１）  零電圧ベクトル、  θ１〜θ６  電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６で区切られる領域、  Ｔｓ  サンプリング周期、  ｔ１，ｔ２  電圧ベクトルＶ１、Ｖ２の出力期間、  Ｃ１，Ｃ２  コンパレータ２１，２２の出力信号、  Ｕ＋，Ｖ＋，Ｗ＋  インバータのスイッチング信号、  ｔｕ，ｔｖ，ｔｗ  各相スイッチのオン時間。
【図１】
2007060810.tif 000013
【図２】
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【図３】
2007060810.tif 000015
【図４】
2007060810.tif 000016
【図５】
2007060810.tif 000017
【図６】
2007060810.tif 000018
【図７】
2007060810.tif 000019
【図８】
2007060810.tif 000020
【図９】
2007060810.tif 000021
【図１０】
2007060810.tif 000022
【図１１】
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