(57)【要約】【課題】極性判別に遅れがある場合でも、入力相電圧のゼロクロス付近の入力電流のステップ状変化を抑制可能にする。【解決手段】双方向スイッチ回路の直流出力端子間にコンデンサを直列に接続し、その直列接続点を双方向スイッチ回路に接続してコンデンサの電圧を個別に制御するＮ相の整流回路において、コンデンサＣ１，Ｃ２の直流電圧指令値に各端子間電圧を追従させるように入力電流指令値を生成する電圧調節器１３ａ，１３ｂ、乗算器１５Ｒ〜１５Ｔａ等と、入力電圧の極性を判別し、ゼロクロス付近では正負両極性の極性判別信号Ｒ＋〜Ｔ−を所定期間オンにして出力するオーバーラップ機能付極性判別器３０と、入力電流が指令値に追従するようにスイッチング素子の駆動信号を生成する比較器１７Ｒ〜１７Ｔａ、アンドゲート１８Ｒ〜１８Ｔａ等を備え、極性判別信号Ｒ＋〜Ｔ−をスイッチング素子の駆動信号の作成に用いる。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
Ｎ（Ｎは２以上の自然数）相の交流電圧をＮ個の双方向スイッチ回路により直流電圧に変換する整流回路であって、各双方向スイッチ回路の交流入力側を交流電源の各相にそれぞれ接続し、各双方向スイッチ回路の正極の直流出力端子、負極の直流出力端子をそれぞれ一括接続してこれら正負の直流出力端子間に二つのコンデンサを直列に接続すると共に、前記二つのコンデンサ同士の接続点を各双方向スイッチ回路に接続してこれらの双方向スイッチ回路内のスイッチング素子のオンオフにより前記二つのコンデンサの端子間電圧を個別に制御可能とした整流回路において、
前記各コンデンサの直流電圧指令値に各コンデンサの端子間電圧をそれぞれ追従させるような各相の入力電流指令値を生成する手段と、
各相の入力電圧の極性を判別して極性判別信号を出力し、かつ、当該入力電圧のゼロクロス付近では正負両極性の極性判別信号を所定期間オンにして出力する極性判別手段と、
各相の入力電流が各相の入力電流指令値にそれぞれ追従するように前記スイッチング素子の駆動信号を生成する手段と、
を備え、
前記極性判別手段から出力される極性判別信号を前記スイッチング素子に対する駆動信号の作成に用いることを特徴とする整流回路の制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載した整流回路の制御装置において、
前記極性判別手段は、入力電圧のゼロクロス付近において、予め設定された一定期間にわたり、正負両極性の極性判別信号をオンにして出力することを特徴とする整流回路の制御装置。
【請求項３】
請求項１に記載した整流回路の制御装置において、
前記極性判別手段は、入力電圧のゼロクロス付近において、入力電流の検出値により決定される所定期間にわたり、正負両極性の極性判別信号をオンにして出力することを特徴とする整流回路の制御装置。
【請求項４】
請求項１〜３の何れか１項に記載した整流回路の制御装置において、
前記双方向スイッチ回路は、
通流方向を一致させた二つのダイオードの直列回路と、通流方向を一致させた二つのスイッチング素子の直列回路とを並列接続し、前記二つのダイオード同士の接続点をそれぞれリアクトルを介して交流電源の一相に接続し、前記二つのダイオードの直列回路のカソード側をそれぞれダイオードを介して正極の直流出力端子に接続し、前記二つのダイオードの直列回路のアノード側をそれぞれダイオードを介して負極の直流出力端子に接続し、かつ、前記二つのスイッチング素子同士の接続点を前記二つのコンデンサ同士の接続点に接続したことを特徴とする整流回路の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、Ｎ（Ｎは２以上の自然数）相の交流電圧を直流電圧に変換する整流回路の制御装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
Ｎ相の交流電圧を半導体スイッチング素子からなる交流／直流変換器により直流電圧に変換して負荷に供給するシステムは従来から良く知られている。
例えば、図５は特許文献１に開示されている一般的な整流回路及びその制御装置の構成を示している。図５に示す整流回路において、１は単相交流電源、２，５は電圧検出器、３は電流検出器、６は負荷、Ｌはリアクトル、Ｓ１〜Ｓ４はブリッジ接続されたＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチング素子、Ｃは平滑用のコンデンサである。
【０００３】
一方、１００Ａは制御装置であり、その構成及び動作は以下の通りである。
まず、電圧検出器５により検出したコンデンサＣの端子間電圧を直流電圧指令値１２にフィードバックし、両電圧の偏差が入力される電圧調節器１３の出力と、電圧検出器２により検出した整流回路の入力電圧とを乗算器１５により乗算する。この乗算結果である入力電流指令値に対し、電流検出器３により検出した整流回路の入力電流をフィードバックし、両電流の偏差が入力される電流調節器１６の出力を比較器１７によりキャリア信号２０と比較する。そして、比較器１７から出力されるＰＷＭ信号に基づき、ゲート駆動回路１９により駆動信号を生成して整流回路のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を駆動する。
【０００４】
ここで、例えばコンデンサＣの電圧が低下すると、電圧調節器１３の出力は増加、つまり入力電流指令値が増加する。この入力電流指令値に追従するように整流回路の入力電流が増加し、同時に入力電力が増加する。従って、コンデンサＣの電圧も増加するので、フィードバック作用が働くことになる。また、入力電流指令値は入力電圧と同相であるため、入力電流は高力率に制御される。
なお、図５では単相の整流回路とその制御装置を示してあるが、更に多相の整流回路に対しては相数分の電流制御系を備えた制御装置を構成すれば良い。
【０００５】
次に、図６は特許文献２に開示されている整流回路及びその制御装置を示している。
図６の整流回路において、１ａは三相交流電源、２ＲＳ，２ＳＴ，５Ｃ１，５Ｃ２は電圧検出器、３Ｒ，３Ｓ，３Ｔは電流検出器、４Ｒ，４Ｓ，４Ｔは電流を双方向に制御可能な双方向スイッチ回路、６は負荷、Ｒ，Ｓ，Ｔは交流入力端子、Ｐ，Ｎは正極、負極の直流出力端子、ＬＲ，ＬＳ，ＬＴはリアクトル、Ｃ１，Ｃ２はコンデンサである。
【０００６】
双方向スイッチ回路４Ｒ，４Ｓ，４Ｔは、何れも２個のスイッチング素子の直列回路と２個のダイオードの直列回路とを並列接続して構成されており、ＳＲ１，ＳＲ２，ＳＳ１，ＳＳ２，ＳＴ１，ＳＴ２はＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子、ＤＲ１〜ＤＲ４，ＤＳ１〜ＤＳ４，ＤＴ１〜ＤＴ４はダイオードである。
ダイオードＤＲ１，ＤＲ２同士の接続点はリアクトルＬＲの一端に接続され、スイッチング素子ＳＲ１，ＳＲ２同士の接続点はコンデンサＣ１，Ｃ２同士の接続点ＮＰに接続される。また、スイッチング素子ＳＲ１，ＳＲ２の直列回路の両端はダイオードＤＲ３，ＤＲ４を介してコンデンサＣ１，Ｃ２の直列回路の両端に接続されている。
【０００７】
同様にして、ダイオードＤＳ１，ＤＳ２同士の接続点はリアクトルＬＳの一端に接続され、スイッチング素子ＳＳ１，ＳＳ２同士の接続点はコンデンサＣ１，Ｃ２同士の接続点ＮＰに接続されていると共に、スイッチング素子ＳＳ１，ＳＳ２の直列回路の両端はダイオードＤＳ３，ＤＳ４を介してコンデンサＣ１，Ｃ２の直列回路の両端に接続されている。
更に、ダイオードＤＴ１，ＤＴ２同士の接続点はリアクトルＬＴの一端に接続され、スイッチング素子ＳＴ１，ＳＴ２同士の接続点はコンデンサＣ１，Ｃ２同士の接続点ＮＰに接続されていると共に、スイッチング素子ＳＴ１，ＳＴ２の直列回路の両端はダイオードＤＴ３，ＤＴ４を介してコンデンサＣ１，Ｃ２の直列回路の両端に接続されている。
【０００８】
次いで、制御装置１００Ｂの動作を構成と共に説明する。
電圧検出器２ＲＳ，２ＳＴにより検出した入力線間電圧ＶＲＳ，ＶＳＴを相電圧変換器１０により相電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴに変換し、これらの入力相電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴの極性と同期した極性判別信号Ｒ＋，Ｒ−，Ｓ＋，Ｓ−，Ｔ＋，Ｔ−を極性判別器１１により作成する。また、電圧検出器５Ｃ１により検出したコンデンサＣ１の電圧ＶＣ１を直流電圧指令値１２にフィードバックし、電圧調節器１３ｂを介して乗算器１５Ｒａ，１５Ｓａ，１５Ｔａにより入力相電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴとそれぞれ乗算する。同様にして、電圧検出器５Ｃ２により検出したコンデンサＣ２の電圧ＶＣ２を直流電圧指令値１２にフィードバックし、電圧調節器１３ａを介して乗算器１５Ｒ，１５Ｓ，１５Ｔにより入力相電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴとそれぞれ乗算する。
【０００９】
これらの乗算結果である各相入力電流指令値に対し、電流検出器３Ｒ，３Ｓ，３Ｔにより検出した各相入力電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴをフィードバックし、電流調節器１６Ｒａ，１６Ｓａ，１６Ｔａを介して比較器１７Ｒａ，１７Ｓａ，１７Ｔａによりキャリア信号２０と比較してスイッチング素子ＳＲ２，ＳＳ２，ＳＴ２に対するＰＷＭ信号を得ると共に、電流調節器１６Ｒ，１６Ｓ，１６Ｔを介して比較器１７Ｒ，１７Ｓ，１７Ｔによりキャリア信号２０と比較してスイッチング素子ＳＲ１，ＳＳ１，ＳＴ１に対するＰＷＭ信号を得る。
更に、前記極性判別信号Ｒ＋，Ｒ−，Ｓ＋，Ｓ−，Ｔ＋，Ｔ−と前記ＰＷＭ信号との論理積をアンドゲート１８Ｒ〜１８Ｔａにより求め、ゲート駆動回路１９Ｒ〜１９Ｔａを介して各スイッチング素子ＳＲ１，ＳＲ２，ＳＳ１，ＳＳ２，ＳＴ１，ＳＴ２の駆動信号を作成する。
【００１０】
上記構成において、例えば、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１が低下するとスイッチング素子ＳＳ２のパルス幅が広くなり、電圧ＶＣ１が上昇するとスイッチング素子ＳＳ２のパルス幅が狭くなるように制御装置１００Ｂが動作する。これにより、Ｒ→ＬＲ→ＤＲ１→ＤＲ３→Ｃ１→ＳＳ２→ＤＳ２→ＬＳ→Ｓ→Ｒの経路で流れるコンデンサＣ１の充電電流が変化し、電圧ＶＣ１が一定に維持される。
一方、コンデンサＣ２の電圧ＶＣ２が低下するとスイッチング素子ＳＲ１のパルス幅が広くなり、電圧ＶＣ２が上昇するとスイッチング素子ＳＲ１のパルス幅が狭くなるように制御装置１００Ｂが動作する。これにより、Ｒ→ＬＲ→ＤＲ１→ＳＲ１→Ｃ２→ＤＳ４→ＤＳ２→ＬＳ→Ｓ→Ｒの経路で流れるコンデンサＣ２の充電電流が変化し、電圧ＶＣ２が一定に維持される。
【００１１】
従って、特許文献２の制御装置によれば、コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧ＶＣ１，ＶＣ２をそれぞれ独立して制御することができる。また、入力電流のフィードバック制御によって入力電流は入力電圧と同期した正弦波状の波形に制御され、出力電圧（コンデンサ電圧）もフィードバック制御によって一定の直流電圧に制御することができる。このため、入力電流を高力率に制御しながら交流電圧を一定の直流電圧に変換することを可能にしている。
【００１２】
【特許文献１】特開昭６１−２７７３７６号公報（第１頁右下欄第１７行〜第２頁左上欄第１０行、第３図等）
【特許文献２】特開２００２−１４２４５８号公報（［００２７］〜［００３０］、図４，図５等）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
図６に示した従来技術では、コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧を個別に制御するために、各スイッチング素子ＳＲ１，ＳＲ２，ＳＳ１，ＳＳ２，ＳＴ１，ＳＴ２に対して入力相電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴの極性判別信号を用いている。
しかし、実際の装置では、図７に示すように入力線間電圧ＶＲＳ，ＶＳＴに含まれるノイズを除去するためにノイズ除去フィルタ１０ａを使用する場合があり、このノイズ除去フィルタ１０ａによる位相ずれや、主に計器用変圧器からなる電圧検出器２ＲＳ，２ＳＴの検出遅れに起因して、入力相電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴの極性判別情報が実際の極性と異なることがある。
【００１４】
例えば、図８のように、Ｒ相の入力相電圧ＶＲ（実際値）に対し、入力相電圧ＶＲ（検出値）の位相が遅れており、更に入力相電圧ＶＲ（実際値）が正から負に変化するゼロクロス付近の挙動について説明する。
この場合、入力相電圧ＶＲ（実際値）が負になっても極性判別信号Ｒ−がオフからオンになるタイミングが遅れているので、図８における期間Δｔの間も極性判別信号Ｒ−はオフのままである。このため、スイッチング素子ＳＲ２に対するＰＷＭ信号との論理積による同素子ＳＲ２の駆動信号もオフのままであり、Ｒ相に電流が流れ込まないことになる。従って、電流指令値に対して電流実際値がずれて電流調節器が飽和した状態となり、その後、極性判別信号Ｒ−がオンになった時点でＲ相にステップ状の電流が流れることになる。
【００１５】
すなわち、図６の従来技術では、極性判別の遅れにより、入力相電圧のゼロクロス付近において入力電流がステップ状に変化することになり、電流制御性能が悪いという問題があった。また、極性判別の遅れをなくすためには回路の微調整を必要としたり、図７に示したノイズ除去フィルタ１０ａや電圧検出器２ＲＳ，２ＳＴとして高精度のものが要求される等、コスト高を招く原因となっていた。
そこで本発明の解決課題は、入力相電圧の極性判別に遅れがある場合でも、入力相電圧のゼロクロス付近における入力電流のステップ状変化を抑制可能とした整流回路の制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、Ｎ（Ｎは２以上の自然数）相の交流電圧をＮ個の双方向スイッチ回路により直流電圧に変換する整流回路であって、各双方向スイッチ回路の交流入力側を交流電源の各相にそれぞれ接続し、各双方向スイッチ回路の正極の直流出力端子、負極の直流出力端子をそれぞれ一括接続してこれら正負の直流出力端子間に二つのコンデンサを直列に接続すると共に、前記二つのコンデンサ同士の接続点を各双方向スイッチ回路に接続してこれらの双方向スイッチ回路内のスイッチング素子のオンオフにより前記二つのコンデンサの端子間電圧を個別に制御可能とした整流回路において、
前記各コンデンサの直流電圧指令値に各コンデンサの端子間電圧をそれぞれ追従させるような各相の入力電流指令値を生成する手段と、
各相の入力電圧の極性を判別して極性判別信号を出力し、かつ、当該入力電圧のゼロクロス付近では正負両極性の極性判別信号を所定期間オンにして出力する極性判別手段と、
各相の入力電流が各相の入力電流指令値にそれぞれ追従するように前記スイッチング素子の駆動信号を生成する手段と、
を備え、
前記極性判別手段から出力される極性判別信号を前記スイッチング素子に対する駆動信号の作成に用いるものである。
【００１７】
請求項２に記載した発明は、請求項１に記載した整流回路の制御装置において、
前記極性判別手段は、入力電圧のゼロクロス付近において、予め設定された一定期間にわたり、正負両極性の極性判別信号をオンにして出力するものである。
【００１８】
請求項３に記載した発明は、請求項１に記載した整流回路の制御装置において、
前記極性判別手段は、入力電圧のゼロクロス付近において、入力電流の検出値により決定される所定期間にわたり、正負両極性の極性判別信号をオンにして出力するものである。
【００１９】
請求項４に記載した発明は、請求項１〜３の何れか１項に記載した整流回路の制御装置において、
前記双方向スイッチ回路は、
通流方向を一致させた二つのダイオードの直列回路と、通流方向を一致させた二つのスイッチング素子の直列回路とを並列接続し、前記二つのダイオード同士の接続点をそれぞれリアクトルを介して交流電源の一相に接続し、前記二つのダイオードの直列回路のカソード側をそれぞれダイオードを介して正極の直流出力端子に接続し、前記二つのダイオードの直列回路のアノード側をそれぞれダイオードを介して負極の直流出力端子に接続し、かつ、前記二つのスイッチング素子同士の接続点を前記二つのコンデンサ同士の接続点に接続したものである。
【発明の効果】
【００２０】
本発明によれば、交流入力相電圧の極性判別情報が実際の極性と異なっている場合でも、入力相電圧のゼロクロス付近における入力電流のステップ状変化を抑制して電流制御性能の劣化を最小限にすることができる。また、極性判別の遅れをなくすための回路の微調整や、電圧検出器、ノイズ除去フィルタ等の高精度化を不要としてコストの上昇を防ぐことが可能である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明の実施形態を示す構成図である。なお、図１における整流回路の構成及び動作は図６と同一であるため、説明を省略する。
以下、図１の制御装置１００について、図６に示した制御装置１００Ｂと異なる部分を中心としてその構成及び動作を説明する。
【００２２】
図１の制御装置１００が図６の制御装置１００Ｂと異なる点は、図６における極性判別器１１に代えてオーバーラップ機能付き極性判別器３０を備えている点であり、その他の構成及び動作は図６の制御装置１００Ｂと同一である。
上述したオーバーラップ機能付き極性判別器３０は、入力相電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴの単なる極性判別機能ではなく、図２に示すように、入力相電圧（検出値）ＶＲ，ＶＳ，ＶＴの各ゼロクロス付近では、正極及び負極の極性判別信号Ｒ＋とＲ−、Ｓ＋とＳ−、Ｔ＋とＴ−を、それぞれ一定期間ｔｏｖｌｐだけオーバーラップさせて何れもオン（図２における「High」レベルをオン、「Low」レベルをオフとする）させる機能を備えている。
【００２３】
図２に示したような極性判別信号Ｒ＋，Ｒ−，Ｓ＋，Ｓ−，Ｔ＋，Ｔ−は、例えば図３に示す構成のオーバーラップ機能付き極性判別器３０ａによって得ることができる。
図３において、正極信号オン電圧設定値Ｖｔｐ（＜０）及び負極信号オン電圧設定値Ｖｔｎ（＞０）は予め設定された値であり、その絶対値は、例えば図２に示すように等しく設定されている。これらの設定値Ｖｔｐ，Ｖｔｎと入力相電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴとを図３に示す符号で比較器３１Ｒ＋〜３３Ｔ−に加えることにより、図２に示すオーバーラップ期間ｔｏｖｌｐを持つ極性判別信号Ｒ＋，Ｒ−，Ｓ＋，Ｓ−，Ｔ＋，Ｔ−を得ることができる。
【００２４】
例えば、Ｒ相の入力相電圧ＶＲを比較器３１Ｒ＋にて正極信号オン電圧設定値Ｖｔｐと比較し、かつ、入力相電圧ＶＲを比較器３１Ｒ−にて負極信号オン電圧設定値Ｖｔｎと比較することにより、ＶＲがＶｔｐより大きい期間は極性判別信号Ｒ＋を「High」レベルにすると共に、ＶＲがＶｔｎより小さい期間は極性判別信号Ｒ−を「High」レベルにすることができ、その結果、図２に破線で囲んだａ部のように、極性判別信号Ｒ＋，Ｒ−をオーバーラップ期間ｔｏｖｌｐにわたって「High」レベルとすることができる。なお、Ｓ相、Ｔ相についても同様に、極性判別信号Ｓ＋，Ｓ−及びＴ＋，Ｔ−をオーバーラップ期間ｔｏｖｌｐにわたって「High」レベルとするものである。
【００２５】
このため、図８に示した如く、例えばＲ相の双方向スイッチ回路４Ｒにおいて、入力相電圧ＶＲ（検出値）の位相が入力相電圧ＶＲ（実際値）より遅れていたとしても、入力相電圧ＶＲ（検出値）が負になる時点以前から極性判別信号Ｒ−をオンさせてスイッチング素子ＳＲ２をオンさせることが可能になり、入力相電圧ＶＲのゼロクロス付近におけるＲ相入力電流の通流を支障なく行わせて入力電流のステップ状変化を抑制することができる。
従って、入力電流を指令値通りに制御可能として電流制御性能を向上させると共に、極性判別の遅れをなくすための回路の微調整や、電圧検出器２ＲＳ，２ＳＴまたはその出力側に接続されるノイズ除去フィルタ（図示せず）等の高精度化を不要としてコストの上昇を防ぐことができる。
なお、図３では、正極信号オン電圧設定値Ｖｔｐ及び負極信号オン電圧設定値Ｖｔｎとして、全相共通の値を用いているが、相ごとに個別の設定値を用いても良い。
【００２６】
次に、図４は他のオーバーラップ機能付き極性判別器３０ｂを示す構成図である。
この極性判別器３０ｂでは、入力相電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴと共に入力電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴがそれぞれ入力される電流ステップ状態検出手段３５Ｒ，３５Ｓ，３５Ｔを備え、これらの検出手段３５Ｒ，３５Ｓ，３５Ｔから出力される正極信号オン電圧設定値Ｖｔｐ（＜０）及び負極信号オン電圧設定値Ｖｔｎ（＞０）が、入力相電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴと共に図示の符号で比較器３１Ｒ＋〜３３Ｔ−に入力されている。
【００２７】
電流ステップ状態検出手段３５Ｒ，３５Ｓ，３５Ｔは、入力電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴがステップ状に変化するのを検出して自動的にＶｔｐ，Ｖｔｎを設定し、出力する機能を備えている。
例えば、検出手段３５Ｒは、Ｒ相の入力相電圧ＶＲのゼロクロス付近でＲ相入力電流ＩＲの時間変化率を求め、この時間変化率から入力電流ＩＲのステップ状変化を検出した場合に、そのときの電圧ＶＲの正負の値をそれぞれＶｔｐ，Ｖｔｎとして設定し、出力する。
そして、図３と同様に電圧ＶＲをコンパレータ３１Ｒ＋にてＶｔｐと比較し、ＶＲがＶｔｐより大きい場合に極性判別信号Ｒ＋をオン（「High」レベル）とする。一方、電圧ＶＲをコンパレータ３１Ｒ−にてＶｔｎと比較し、ＶＲがＶｔｎより小さい場合に極性判別信号Ｒ−をオン（「High」レベル）とする。
【００２８】
この例でも、例えば入力相電圧ＶＲのゼロクロス付近において、正負の極性判別信号Ｒ＋，Ｒ−を所定期間オーバーラップさせてオンすることができ、極性判別に遅れがあってもＲ相入力電流の通流経路を確保することができる。これにより、入力電流のその後のステップ状変化を抑制することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】本発明の実施形態を示す構成図である。
【図２】本発明の実施形態における主要部の動作説明図である。
【図３】図１におけるオーバーラップ機能付き極性判別器の一例を示す構成図である。
【図４】図１におけるオーバーラップ機能付き極性判別器の他の例を示す構成図である。
【図５】特許文献１に記載された従来技術の構成図である。
【図６】特許文献２に記載された従来技術の構成図である。
【図７】図６に示した従来技術の実際の構成を示す主要部説明図である。
【図８】図６に示した従来技術の課題の説明図である。
【符号の説明】
【００３０】
１ａ：三相交流電源
２ＲＳ，２ＳＴ，５Ｃ１，５Ｃ２：電圧検出器
３Ｒ，３Ｓ，３Ｔ：電流検出器
４Ｒ，４Ｓ，４Ｔ：双方向スイッチ回路
６：負荷
１０：相電圧変換器
１２：直流電圧指令値
１３ａ，１３ｂ：電圧調節器
１５Ｒ〜１５Ｔａ：乗算器
１６Ｒ〜１６Ｔａ：電流調節器
１７Ｒ〜１７Ｔａ，３１Ｒ〜３３Ｔ：比較器
１８Ｒ〜１８Ｔａ：アンドゲート
１９Ｒ〜１９Ｔａ：ゲート駆動回路
２０：キャリア信号
３０，３０ａ，３０ｂ：オーバーラップ機能付き極性判別器
３５Ｒ〜３５Ｔ：電流ステップ状態検出手段
１００：制御装置
Ｒ，Ｓ，Ｔ：交流入力端子
Ｐ，Ｎ：直流出力端子
ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ：リアクトル
Ｃ１，Ｃ２：コンデンサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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