(57)【要約】【課題】伝送モード及びガードインターバル比の誤判定を防止することができるＯＦＤＭ復調装置を提供する。【解決手段】ＯＦＤＭ復調装置は、デジタル直交復調回路４により生成されたベースバンド信号に基づいて伝送シンボルの伝送モード及びガードインターバル比を判定する伝送パラメータ判定回路１１と、伝送モード及びガードインターバル比に基づいてベースバンド信号をＦＦＴ演算するＦＦＴ演算回路５とを備え、伝送パラメータ判定回路１１は、ベースバンド信号の複素相関強度を所定の繰り返し期間ごとに所定の積分回数積分したシンボル期間積分を生成するスペクトル強調フィルタ１２ａ〜１２ｆと、スペクトル強調フィルタ１２ａ〜１２ｆによって生成されたシンボル期間積分の形状に基づいて伝送モード及びガードインターバル比を判定する形状判定部１３ａ〜１３ｆとを含む。【選択図】図２
2007251436.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
アンテナにより受信されてチューナにより高周波信号から周波数変換された中間周波信号を直交復調してベースバンド信号を生成するデジタル直交復調回路と、
前記ベースバンド信号に基づいて伝送シンボルの伝送モード及びガードインターバル比を判定する伝送パラメータ判定回路と、
前記伝送モード及びガードインターバル比に基づいて前記ベースバンド信号をＦＦＴ演算するＦＦＴ演算回路とを備え、
前記伝送パラメータ判定回路は、前記ベースバンド信号の複素相関強度を所定の繰り返し期間ごとに所定の積分回数積分したシンボル期間積分を生成するスペクトル強調フィルタと、
前記スペクトル強調フィルタによって生成されたシンボル期間積分の形状に基づいて前記伝送モード及びガードインターバル比を判定する形状判定部とを含むことを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
【請求項２】
前記所定の積分回数は、（１／ｇｍｉｎ）回以上であり、
ここで、
ｇｍｉｎ：ガードインターバル比の最小値、
である請求項１記載のＯＦＤＭ復調装置。
【請求項３】
前記所定の積分回数は、１６回以上である請求項１記載のＯＦＤＭ復調装置。
【請求項４】
前記形状判定部は、前記シンボル期間積分の平均値に基づくしきい値と最大値とに基づいて前記シンボル期間積分の形状を解析し、前記解析結果に基づいて前記伝送モード及びガードインターバル比を判定する請求項１記載のＯＦＤＭ復調装置。
【請求項５】
前記伝送パラメータ判定回路は、前記スペクトル強調フィルタによって生成されたシンボル期間積分の波形をサンプリング方向に沿って平滑化するフィルタをさらに含む請求項１記載のＯＦＤＭ復調装置。
【請求項６】
前記スペクトル強調フィルタは、前記シンボル期間積分のシンボル時間方向に沿った揺らぎを抑制する無限長インパルス応答フィルタを構成する請求項１記載のＯＦＤＭ復調装置。
【請求項７】
アンテナにより受信されてチューナにより高周波信号から周波数変換された中間周波数信号を直交復調してベースバンド信号を生成し、
前記ベースバンド信号の複素相関強度を所定の繰り返し期間ごとに所定の積分回数積分したシンボル期間積分を生成し、
前記生成されたシンボル期間積分の形状に基づいて伝送モード及びガードインターバル比を判定し、
前記伝送モード及びガードインターバル比に基づいて前記ベースバンド信号をＦＦＴ演算することを特徴とするＯＦＤＭ復調方法。
【請求項８】
コンピュータに、アンテナにより受信されてチューナにより高周波信号から周波数変換された中間周波数信号を直交復調してベースバンド信号を生成する手順と、
前記ベースバンド信号の複素相関強度を所定の繰り返し期間ごとに所定の積分回数積分したシンボル期間積分を生成する手順と、
前記生成されたシンボル期間積分の形状に基づいて伝送モード及びガードインターバル比を判定する手順と、
前記伝送モード及びガードインターバル比に基づいて前記ベースバンド信号をＦＦＴ演算する手順とを実行させることを特徴とするプログラム。
【請求項９】
コンピュータに、アンテナにより受信されてチューナにより高周波信号から周波数変換された中間周波数信号を直交復調してベースバンド信号を生成する手順と、
前記ベースバンド信号の複素相関強度を所定の繰り返し期間ごとに所定の積分回数積分したシンボル期間積分を生成する手順と、
前記生成されたシンボル期間積分の形状に基づいて伝送モード及びガードインターバル比を判定する手順と、
前記伝送モード及びガードインターバル比に基づいて前記ベースバンド信号をＦＦＴ演算する手順とを実行させるプログラムを記録したことを特徴とするコンピュータ読み取り可能な記録媒体。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、デジタル伝送方式にて、映像信号や音声信号を効率よく伝送できる直交周波数分割多重方式（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ、以下、略してＯＦＤＭ）の復調装置、ＯＦＤＭ復調方法、プログラム及びコンピュータ読み取り可能な記録媒体に関する。
【背景技術】
【０００２】
（ＯＦＤＭ放送）
地上デジタル放送では、建物によるゴースト妨害（フェージング、マルチパス）の克服に好適な変調方式として、マルチキャリアのＯＦＤＭ変復調方式が知られている。ＯＦＤＭ変復調方式は、１チャンネル帯域内に多数（２５６〜１０２４程度）のサブ・キャリアを設けて、映像信号や音声信号を効率よく伝送することが可能なデジタル変調・復調方式である。全キャリアを高速フーリエ逆変換（ＩＦＦＴ：  Ｉｎｖｅｒｓｅ  Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）によってＯＦＤＭ変調されたベースバンド（ＢＢ：ＢａｓｅＢａｎｄ）信号を生成する。
【０００３】
図１４は、ＯＦＤＭ変調波の伝送シンボルの一例を示す図である。ＩＦＦＴ変換の処理窓の期間が、有効シンボル期間ｔｓとなる。有効シンボル期間は、ＦｓクロックＮ周期に相当する。有効シンボル期間ｔｓを基本単位としてデジタル変調された全キャリアを加え合わせたものを、ＯＦＤＭ伝送シンボルという。
【０００４】
実際の伝送シンボルは、通常、図１４に示すように、有効シンボル期間２０１に、ガードインターバル（ＧＩ）２０２ａと呼ばれる期間ｔｇを付加して構成されている。ＧＩ期間ｔｇ（２０２ａ）の波形は、有効シンボル期間ｔｓの後部２０２ｂの信号波形を繰り返したものになっている。伝送シンボルのシンボル期間２０３は、有効シンボル期間２０１とＧＩ期間２０２ａとの和となる。たとえば、非特許文献１の放送規格によると、有効シンボル期間長は、ＭＯＤＥと呼ばれるパラメータによって次表１の様に定義されている。
【０００５】
【表１】
2007251436.tif 000003
【０００６】
さらに、ＧＩ期間（単位：μｓ）は、各有効シンボル期間長に対する比であるＧＩ期間長（ＧＩ比）と呼ばれるパラメータによって、次表２の様に定義されている。
【０００７】
【表２】
2007251436.tif 000004
【０００８】
また、伝送シンボルを幾つか集めたものを伝送フレームという。これは、情報伝送用シンボルが１００個程度集まったものに、フレーム同期用シンボルやサービス識別用シンボルを付加したものである。たとえば非特許文献１では、１フレームが２０４シンボルと定義されている。
【０００９】
また、非特許文献１によると、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、または６４ＱＡＭ変調された１伝送シンボルには、１セグメント当たり、次表３に示すキャリアが配置されている。
【００１０】
【表３】
2007251436.tif 000005
【００１１】
この表において、ＳＰは、ＳＰ（Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ  Ｐｉｌｏｔ）信号を意味する。このＳＰ信号は、周期的に挿入されるパイロット信号であり、たとえば、キャリア方向において、１２キャリアに１回、シンボル方向において、４シンボルに１回、挿入される。ＴＭＣＣは、ＴＭＣＣ（Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ  ａｎｄ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ  Ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ  Ｃｏｎｔｒｏｌ）信号を意味する。このＴＭＣＣ信号は、フレーム同期信号や伝送パラメータを伝送するための信号である。ＡＣ１は、ＡＣ１（Ａｕｘｉｌｉａｒｙ  Ｃｈａｎｎｅｌ）信号を意味する。このＡＣ１信号は、付加情報を伝送するための信号である。ＴＭＣＣとＡＣ１は、ＳＰと異なり、各キャリアにおいて、非周期的に配置されている。
【００１２】
（従来のＯＦＤＭ復調装置の基本構成）
従来のＯＦＤＭ復調装置の一構成例は、たとえば、特許文献１に示されている。図１５は、従来のＯＦＤＭ復調装置９１の構成を示すブロック図である。ＯＦＤＭ復調装置９１は、アンテナ９２と、チューナ９３と、ベースバンド信号処理部８６と、誤り訂正処理部８７とを含んでいる。ベースバンド信号処理部８６は、アナログデジタル変換器（ＡＤＣ）８８と、直交復調回路９４と、狭帯域キャリア周波数誤差補正回路７３と、伝送パラメータ判定回路８１と、ＦＦＴ演算回路９５と、広帯域キャリア周波数誤差補正回路７２と、ＴＭＣＣ復号回路７１と、波形等化回路９６とを有している。
【００１３】
放送局から放送されたデジタル放送の放送波は、ＯＦＤＭ復調装置９１のアンテナ９２により受信され、ＲＦ信号としてチューナ９３にそれぞれ供給される。チューナ９３は、アンテナ９２を通じてそれぞれ受信されたＲＦ（高周波）信号を、ＩＦ（中間周波数）信号に周波数変換する。チューナ９３は、周波数変換したＩＦ信号を、ベースバンド信号処理部８６に設けられたＡＤＣ８８に供給する。
【００１４】
チューナ９３から出力されたＩＦ信号は、ＡＤＣ８８によりデジタル化される。デジタル化されたＩＦ信号は、直交復調回路９４に供給される。
【００１５】
直交復調回路９４は、所定の周波数（キャリア周波数）のキャリア信号を用いて、デジタル化されたＩＦ信号を直交復調し、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を出力する。ベースバンドのＯＦＤＭ信号は、直交復調された結果、実軸成分（Ｉチャネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信号）とから構成される複素信号となる。直交復調回路９４から出力されるベースバンドのＯＦＤＭ信号は、狭帯域キャリア周波数誤差補正回路７３及び伝送パラメータ判定回路８１に供給される。
【００１６】
狭帯域キャリア周波数誤差補正回路７３は、直交復調回路９４から供給されたベースバンドのＯＦＤＭ信号の狭帯域キャリア周波数誤差を補正して、ＦＦＴ演算回路９５に供給する。
【００１７】
伝送パラメータ判定回路８１は、ベースバンドのＯＦＤＭ信号から伝送モード及びガードインターバル比等の伝送パラメータを抽出するシンボル同期処理を実行して、抽出した伝送パラメータをＦＦＴ演算回路９５に供給する。
【００１８】
ＦＦＴ演算回路９５は、伝送パラメータ判定回路８１から供給された伝送パラメータに基づいて、ベースバンドのＯＦＤＭ信号に対してＦＦＴ演算を行い、各サブキャリアに直交変調されている信号を抽出して出力する。ＦＦＴ演算回路９５は、１つのＯＦＤＭシンボルから有効シンボル長分の信号を抜き出し、抜き出した信号に対してＦＦＴ演算を行う。すなわち、ＦＦＴ演算回路９５は、１つのＯＦＤＭシンボルからガードインターバル長分の信号を除き、残った信号に対してＦＦＴ演算を行う。ＦＦＴ演算を行うために抜き出される信号の範囲は、その抜き出した信号点が連続していれば、１つのＯＦＤＭ伝送シンボルの任意の位置でよい。つまり、その抜き出す信号の範囲の開始位置は、ＧＩ期間中のいずれかの位置となる。ＦＦＴ演算回路９５により抽出された各サブキャリアに変調されていた信号は、実軸成分（Ｉチャネル信号）と虚軸成分（Ｑチャネル信号）とから構成される複素信号である。ＦＦＴ演算回路９５により抽出された信号は、ＴＭＣＣ復号回路７１、広帯域キャリア周波数誤差補正回路７２および波形等価回路９６に供給される。
【００１９】
広帯域キャリア周波数誤差補正回路７２は、ＦＦＴ演算回路９５によって供給されたベースバンドのＯＦＤＭ信号の広帯域キャリア周波数誤差を補正してＦＦＴ演算回路９５に供給する。
【００２０】
波形等価回路９６には、ＦＦＴ演算回路９５から出力された各サブキャリアから復調された後の信号が供給される。波形等価回路９６は、その信号に対してキャリア復調を行う。ＩＳＤＢ−Ｔ規格のＯＦＤＭ信号を復調する場合であれば、波形等価回路９６は、たとえば、ＤＱＰＳＫの差動復調、または、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、および６４ＱＡＭなどの同期復調を行う。
【００２１】
ＴＭＣＣ復号回路７１は、ＯＦＤＭ伝送フレームにおける所定の位置に変調されている、ＴＭＣＣなどの伝送制御情報を復号する。誤り訂正処理部８７は、波形等価回路９６により波形等価されたＯＦＤＭ信号の誤りを訂正する。
【００２２】
図１６は、伝送パラメータ判定回路８１の構成を説明するためのブロック図である。伝送パラメータ判定回路８１は、複素相関演算回路８４ａを備えている。複素相関演算回路８４ａは、直交復調回路９４から供給されたベースバンドのＯＦＤＭ信号に基づいて、第１の有効シンボル長に対応する複素相関信号を生成して移動平均演算回路８５ａ・８５ｂ・８５ｃに供給する。各移動平均演算回路８５ａ・８５ｂ・８５ｃは、複素相関信号の移動平均を計算して絶対値演算回路８６ａ・８６ｂ・８６ｃに供給する。各絶対値演算回路８６ａ・８６ｂ・８６ｃは、複素相関信号の移動平均の絶対値をスペクトル強調フィルタ８２ａ・８２ｂ・８２ｃに供給する。
【００２３】
スペクトル強調フィルタ８２ａは、第１の有効シンボル長における第１のＧＩ比に対応する周波数成分を通過させ、強調してピーク検出部８３ａに供給する。スペクトル強調フィルタ８２ｂは、第１の有効シンボル長における第２のＧＩ比に対応する周波数成分を通過させ、強調してピーク検出部８３ｂに供給する。スペクトル強調フィルタ８２ｃは、第１の有効シンボル長における第３のＧＩ比に対応する周波数成分を通過させ、強調してピーク検出部８３ｃに供給する。
【００２４】
ピーク検出部８３ａは、スペクトル強調フィルタ８２ａからの出力のピーク値を検出して保持する。ピーク検出部８３ｂは、スペクトル強調フィルタ８２ｂからの出力のピーク値を検出して保持する。ピーク検出部８３ｃは、スペクトル強調フィルタ８２ｃからの出力のピーク値を検出して保持する。
【００２５】
伝送パラメータ判定回路８１は、複素相関演算回路８４ｂをさらに備えている。複素相関演算回路８４ｂは、直交復調回路９４から供給されたベースバンドのＯＦＤＭ信号に基づいて、第２の有効シンボル長に対応する複素相関信号を生成して移動平均演算回路８５ｄ・８５ｅ・８５ｆに供給する。各移動平均演算回路８５ｄ・８５ｅ・８５ｆは、複素相関信号の移動平均を計算して絶対値演算回路８６ｄ・８６ｅ・８６ｆに供給する。各絶対値演算回路８６ｄ・８６ｅ・８６ｆは、複素相関信号の移動平均の絶対値をスペクトル強調フィルタ８２ｄ・８２ｅ・８２ｆに供給する。
【００２６】
スペクトル強調フィルタ８２ｄは、第２の有効シンボル長における第１のＧＩ比に対応する周波数成分を通過させ、強調してピーク検出部８３ｄに供給する。スペクトル強調フィルタ８２ｅは、第２の有効シンボル長における第２のＧＩ比に対応する周波数成分を通過させ、強調してピーク検出部８３ｅに供給する。スペクトル強調フィルタ８２ｆは、第２の有効シンボル長における第３のＧＩ比に対応する周波数成分を通過させ、強調してピーク検出部８３ｆに供給する。
【００２７】
ピーク検出部８３ｄは、スペクトル強調フィルタ８２ｄからの出力のピーク値を検出して保持する。ピーク検出部８３ｅは、スペクトル強調フィルタ８２ｅからの出力のピーク値を検出して保持する。ピーク検出部８３ｆは、スペクトル強調フィルタ８２ｆからの出力のピーク値を検出して保持する。
【００２８】
伝送パラメータ判定回路８１は、比較判定部８７を有している。比較判定部８７は、いずれのピーク検出部が最大のピーク値を検出して保持しているかを判定し、その有効シンボル長とＧＩ比とをもって伝送パラメータ判定値として出力する。
【特許文献１】特開平１１−１２７１３１号公報（平成１１年（1999）５月１１日公開）
【非特許文献１】「地上デジタルテレビジョン放送の伝送方式ＡＲＩＢ  ＳＴＤ−Ｂ３１  １．５版」、社団法人電波産業界、２００１年５月３１日初版策定、２００３年７月２９日１．５版改定
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２９】
しかしながら、上記従来の構成では、スペクトル強調フィルタと言ってもすぐにスペクトルが強調されるわけではなく、積分するシンボル数が少ないと全てのＧＩ比に対応するスペクトル強調フィルタ８２ａ・８２ｂ・８２ｃ・８２ｄ・８２ｅ・８２ｆでピークが検出されるおそれがあるので、ＧＩ比を誤判定するおそれがある。特にマルチパス環境下においては複素相関の形状が台形状になるのでピーク形状が発生しにくくなるという問題を生じる。
【００３０】
具体的な例として図１７（ａ）（ｂ）（ｃ）を示す。これは数値演算シミュレーションにおいて、ＭＯＤＥ３、ＧＩ比＝１／８のＯＦＤＭ波を有効シンボル長１０２４μ秒としてシミュレーションする場合において遅延１２８μ秒（＝ＧＩ期間長）、先行波と遅延波の強度比＝１：１（ＤＵ比＝０ｄＢ）のマルチパス環境下において、複素相関のスペクトル強調フィルタ出力Ｂ（ｎ）を（ＭＯＤＥ３、ＧＩ＝１／４）、（ＭＯＤＥ３、ＧＩ＝１／８）、（ＭＯＤＥ３、ＧＩ＝１／１６）の各シンボル期間で区切り、繰り返して重ね合わせて表したものである。
【００３１】
これを見ると、図１７（ａ）（ｃ）に示す所望でないＭＯＤＥ、ＧＩの組み合わせにおいても、図１７（ｂ）に示す所望のＭＯＤＥ，ＧＩの組み合わせのときと同等のピーク位置の強度が現れている。従って、このまま従来技術によるピーク検出、比較判定を行った場合容易に誤判定する恐れがある。
【００３２】
本発明は、上記の問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、ＧＩ比の誤判定を防止することができるＯＦＤＭ復調装置、ＯＦＤＭ復調方法、プログラム及びコンピュータ読み取り可能な記録媒体を実現することにある。
【課題を解決するための手段】
【００３３】
本発明に係るＯＦＤＭ復調装置は、上記課題を解決するために、アンテナにより受信されてチューナにより高周波信号から周波数変換された中間周波数信号を直交復調してベースバンド信号を生成するデジタル直交復調回路と、前記ベースバンド信号に基づいて伝送シンボルの伝送モード及びガードインターバル比を判定する伝送パラメータ判定回路と、前記伝送モード及びガードインターバル比に基づいて前記ベースバンド信号をＦＦＴ演算するＦＦＴ演算回路とを備え、前記伝送パラメータ判定回路は、前記ベースバンド信号の複素相関強度を所定の繰り返し期間ごとに所定の積分回数積分したシンボル期間積分を生成するスペクトル強調フィルタと、前記スペクトル強調フィルタによって生成されたシンボル期間積分の形状に基づいて前記伝送モード及びガードインターバル比を判定する形状判定部とを含むことを特徴とする。
【００３４】
上記特徴によれば、スペクトル強調フィルタによって生成されたシンボル期間積分は、ベースバンド信号の複素相関強度を所定の繰り返し期間ごとに所定の積分回数積分しているので、繰り返し期間がシンボル期間長と異なる場合は、シンボル期間積分の波形の形状が必ずフラットになる。そして、繰り返し期間がシンボル期間長と等しくなった場合は、シンボル期間積分の波形の形状が山形になる。このため、シンボル期間長と等しくなった繰り返し期間を確実に検出することができ、伝送モード及びガードインターバル比の誤判定を防止することができる。
【００３５】
本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、前記所定の積分回数は、（１／ｇｍｉｎ）回以上であり、ここで、ｇｍｉｎ：ガードインターバル比の最小値、であることが好ましい。
【００３６】
この構成によれば、受信したＯＦＤＭ変調波の伝送モード及びガードインターバル比を、簡単な構成により誤判定することなく確実に判定することができる。
【００３７】
本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、前記所定の積分回数は、１６回以上であることが好ましい。
【００３８】
この構成によれば、「地上デジタルテレビジョン放送運用規定  ＡＲＩＢ  ＴＲ−Ｂ１４」に基づいたＯＦＤＭ変調波の伝送モード及びガードインターバル比を確実に判定することができる。
【００３９】
本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、前記形状判定部は、前記シンボル期間積分の平均値に基づくしきい値と最大値とに基づいて前記シンボル期間積分の形状を解析し、前記解析結果に基づいて前記伝送モード及びガードインターバル比を判定することが好ましい。
【００４０】
この構成によれば、簡単な構成によって、シンボル期間積分の形状を解析することができる。
【００４１】
本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、前記伝送パラメータ判定回路は、前記スペクトル強調フィルタによって生成されたシンボル期間積分の波形をサンプリング方向に沿って平滑化するフィルタをさらに含むことが好ましい。
【００４２】
この構成によれば、シンボル期間積分の波形が平滑化されるので、伝送モード及びガードインターバル比の誤判定をより少なくすることができる。
【００４３】
本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、前記スペクトル強調フィルタは、前記シンボル期間積分のシンボル時間方向に沿った揺らぎを抑制する無限長インパルス応答フィルタを構成することが好ましい。
【００４４】
この構成によれば、シンボル期間積分のシンボル時間方向に沿った揺らぎが抑制されるので、伝送モード及びガードインターバル比の判定精度をさらに向上させることができる。
【００４５】
本発明に係るＯＦＤＭ復調方法は、上記課題を解決するために、アンテナにより受信されてチューナにより高周波信号から周波数変換された中間周波数信号を直交復調してベースバンド信号を生成し、前記ベースバンド信号の複素相関強度を所定の繰り返し期間ごとに所定の積分回数積分したシンボル期間積分を生成し、前記生成されたシンボル期間積分の形状に基づいて伝送モード及びガードインターバル比を判定し、前記伝送モード及びガードインターバル比に基づいて前記ベースバンド信号をＦＦＴ演算することを特徴とする。
【００４６】
上記特徴によれば、生成されたシンボル期間積分は、ベースバンド信号の複素相関強度を所定の繰り返し期間ごとに所定の積分回数積分しているので、繰り返し期間がシンボル期間長と異なる場合は、シンボル期間積分の波形の形状が必ずフラットになる。そして、繰り返し期間がシンボル期間長と等しくなった場合は、シンボル期間積分の波形の形状が山形になる。このため、シンボル期間長と等しくなった繰り返し期間を確実に検出することができ、伝送モード及びガードインターバル比の誤判定を防止することができる。
【００４７】
本発明に係るプログラムは、上記課題を解決するために、コンピュータに、アンテナにより受信されてチューナにより高周波信号から周波数変換された中間周波数信号を直交復調してベースバンド信号を生成する手順と、前記ベースバンド信号の複素相関強度を所定の繰り返し期間ごとに所定の積分回数積分したシンボル期間積分を生成する手順と、前記生成されたシンボル期間積分の形状に基づいて伝送モード及びガードインターバル比を判定する手順と、前記伝送モード及びガードインターバル比に基づいて前記ベースバンド信号をＦＦＴ演算する手順とを実行させることを特徴とする。
【００４８】
本発明に係るコンピュータ読み取り可能な記録媒体は、上記課題を解決するために、コンピュータに、アンテナにより受信されてチューナにより高周波信号から周波数変換された中間周波数信号を直交復調してベースバンド信号を生成する手順と、前記ベースバンド信号の複素相関強度を所定の繰り返し期間ごとに所定の積分回数積分したシンボル期間積分を生成する手順と、前記生成されたシンボル期間積分の形状に基づいて伝送モード及びガードインターバル比を判定する手順と、前記伝送モード及びガードインターバル比に基づいて前記ベースバンド信号をＦＦＴ演算する手順とを実行させるプログラムを記録したことを特徴とする。
【発明の効果】
【００４９】
本発明に係るＯＦＤＭ復調装置は、以上のように、ベースバンド信号の複素相関強度を所定の繰り返し期間ごとに所定の積分回数積分したシンボル期間積分を生成するスペクトル強調フィルタと、スペクトル強調フィルタによって生成されたシンボル期間積分の形状に基づいて伝送モード及びガードインターバル比を判定する形状判定部とを備えているので、伝送モード及びガードインターバル比の誤判定を防止することができるという効果を奏する。
【００５０】
本発明に係るＯＦＤＭ復調方法は、以上のように、ベースバンド信号の複素相関強度を所定の繰り返し期間ごとに所定の積分回数積分したシンボル期間積分を生成し、生成されたシンボル期間積分の形状に基づいて伝送モード及びガードインターバル比を判定するので、伝送モード及びガードインターバル比の誤判定を防止することができるという効果を奏する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００５１】
本発明の一実施形態について図１ないし図１３に基づいて説明すると以下の通りである。図１は、本発明の実施形態を示すものであり、ＯＦＤＭ復調装置１の要部構成を示すブロック図である。ＯＦＤＭ復調装置１は、アンテナ２と、チューナ３と、ベースバンド信号処理部１６と、誤り訂正処理部１７とを含んでいる。ベースバンド信号処理部１６は、アナログデジタル変換器（ＡＤＣ）１８と、デジタル直交復調回路４と、狭帯域キャリア周波数誤差補正回路２３と、伝送パラメータ判定回路１１と、ＦＦＴ演算回路５と、広帯域キャリア周波数誤差補正回路２２と、ＴＭＣＣ復号回路２１と、波形等化回路６とを有している。
【００５２】
放送局から放送されたデジタル放送の放送波は、ＯＦＤＭ復調装置１のアンテナ２により受信され、ＲＦ信号としてチューナ３にそれぞれ供給される。チューナ３は、アンテナ２を通じてそれぞれ受信されたＲＦ（高周波）信号を、ＩＦ（中間周波数）信号に周波数変換する。チューナ３は、周波数変換したＩＦ信号を、ベースバンド信号処理部１６に設けられたＡＤＣ１８に供給する。
【００５３】
チューナ３から出力されたＩＦ信号は、ＡＤＣ１８によりデジタル化される。デジタル化されたＩＦ信号は、デジタル直交復調回路４に供給される。
【００５４】
デジタル直交復調回路４は、所定の周波数（キャリア周波数）のキャリア信号を用いて、デジタル化されたＩＦ信号を直交復調し、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を出力する。ベースバンドのＯＦＤＭ信号は、直交復調された結果、実軸成分（Ｉチャネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信号）とから構成される複素信号となる。デジタル直交復調回路４から出力されるベースバンドのＯＦＤＭ信号は、狭帯域キャリア周波数誤差補正回路２３及び伝送パラメータ判定回路１１に供給される。
【００５５】
図２は、伝送パラメータ判定回路１１の構成を説明するためのブロック図である。伝送パラメータ判定回路１１は、ベースバンドのＯＦＤＭ信号から伝送パラメータ及びガードインターバル比等の伝送パラメータを抽出するシンボル同期処理を実行する。
【００５６】
伝送パラメータ判定回路１１は、複素相関演算回路１４ａを備えている。複素相関演算回路１４ａは、直交復調回路４から供給されたベースバンドのＯＦＤＭ信号に基づいて、モード２の有効シンボル長に対応する複素相関信号を生成して移動平均演算回路１５ａ・１５ｂ・１５ｃに供給する。各移動平均演算回路１５ａ・１５ｂ・１５ｃは、複素相関信号の移動平均を計算して絶対値演算回路１６ａ・１６ｂ・１６ｃに供給する。各絶対値演算回路１６ａ・１６ｂ・１６ｃは、複素相関信号の移動平均の絶対値をスペクトル強調フィルタ１２ａ・１２ｂ・１２ｃに供給する。
【００５７】
スペクトル強調フィルタ１２ａ・１２ｂ・１２ｃは、各絶対値演算回路１６ａ・１６ｂ・１６ｃからそれぞれ供給された複素相関信号の移動平均の絶対値を、所定の繰り返し期間ごとに所定の積分回数積分したシンボル期間積分を生成して、形状判定部１３ａ・１３ｂ・１３ｃにそれぞれ供給する。
【００５８】
形状判定部１３ａ・１３ｂ・１３ｃは、スペクトル強調フィルタ１２ａ・１２ｂ・１２ｃからそれぞれ供給されたシンボル期間積分の形状を判定する。
【００５９】
伝送パラメータ判定回路１１は、複素相関演算回路１４ｂを備えている。複素相関演算回路１４ｂは、直交復調回路４から供給されたベースバンドのＯＦＤＭ信号に基づいて、モード３の有効シンボル長に対応する複素相関信号を生成して移動平均演算回路１５ｄ・１５ｅ・１５ｆに供給する。各移動平均演算回路１５ｄ・１５ｅ・１５ｆは、複素相関信号の移動平均を計算して絶対値演算回路１６ｄ・１６ｅ・１６ｆに供給する。各絶対値演算回路１６ｄ・１６ｅ・１６ｆは、複素相関信号の移動平均の絶対値をスペクトル強調フィルタ１２ｄ・１２ｅ・１２ｆに供給する。
【００６０】
スペクトル強調フィルタ１２ｄ・１２ｅ・１２ｆは、各絶対値演算回路１６ｄ・１６ｅ・１６ｆからそれぞれ供給された複素相関信号の移動平均の絶対値を、所定の繰り返し期間ごとに所定の積分回数積分したシンボル期間積分を生成して、形状判定部１３ｄ・１３ｅ・１３ｆにそれぞれ供給する。
【００６１】
形状判定部１３ｄ・１３ｅ・１３ｆは、スペクトル強調フィルタ１２ｄ・１２ｅ・１２ｆからそれぞれ供給されたシンボル期間積分の形状を判定する。
【００６２】
図３は、スペクトル強調フィルタ１２ａの構成を説明するためのブロック図である。スペクトル強調フィルタ１２ｂ・１２ｃ・１２ｄ・１２ｅ・１２ｆもスペクトル強調フィルタ１２ａと同様に構成されている。
【００６３】
スペクトル強調フィルタ１２ａは、加算器１８ａと遅延メモリ１９ａとを有している。加算器１８ａは、遅延メモリ１９ａからの出力に、絶対値演算回路１６ａからの複素相関信号の移動平均の絶対値を加算する。遅延メモリ１９ａは、加算器１８ａによる加算結果を遅延させて加算器１８ａにフィードバックする。シンボルカウンタ２０ａは、スペクトル強調フィルタ１２ａの積分回数をカウントする。
【００６４】
形状判定部１３ａは、スペクトル強調フィルタ１２ａによるシンボル期間積分の平均値に基づくしきい値と最大値とに基づいてシンボル期間積分の形状を解析する。
【００６５】
伝送パラメータ判定回路１１には、比較判定部１７が設けられている。比較判定部１７は、形状判定部１３ａ・１３ｂ・１３ｃ・１３ｄ・１３ｅ・１３ｆのそれぞれの形状判定結果に基づいて、ＯＦＤＭ伝送シンボルのモード及びガードインターバル比（ＧＩ比）を判定する。
【００６６】
狭帯域キャリア周波数誤差補正回路２３は、デジタル直交復調回路４から供給されたベースバンドのＯＦＤＭ信号の狭帯域キャリア周波数誤差を補正してＦＦＴ演算回路５に供給する。
【００６７】
ＦＦＴ演算回路５は、伝送パラメータ判定回路１１から供給された伝送パラメータに基づいて、ベースバンドのＯＦＤＭ信号に対してＦＦＴ演算を行い、各サブキャリアに直交変調されている信号を抽出して出力する。ＦＦＴ演算回路５は、１つのＯＦＤＭシンボルから有効シンボル長分の信号を抜き出し、抜き出した信号に対してＦＦＴ演算を行う。すなわち、ＦＦＴ演算回路５は、１つのＯＦＤＭシンボルからガードインターバル長分の信号を除き、残った信号に対してＦＦＴ演算を行う。ＦＦＴ演算を行うために抜き出される信号の範囲は、その抜き出した信号点が連続していれば、１つのＯＦＤＭ伝送シンボルの任意の位置でよい。つまり、その抜き出す信号の範囲の開始位置は、ＧＩ期間中のいずれかの位置となる。ＦＦＴ演算回路５により抽出された各サブキャリアに変調されていた信号は、実軸成分（Ｉチャネル信号）と虚軸成分（Ｑチャネル信号）とから構成される複素信号である。ＦＦＴ演算回路５により抽出された信号は、ＴＭＣＣ復号回路２１、広帯域キャリア周波数誤差補正回路２２および波形等価回路６に供給される。
【００６８】
広帯域キャリア周波数誤差補正回路２２は、ＦＦＴ演算回路５によって供給されたベースバンドのＯＦＤＭ信号の広帯域キャリア周波数誤差を補正してＦＦＴ演算回路５に供給する。
【００６９】
波形等価回路６には、ＦＦＴ演算回路５から出力された各サブキャリアから復調された後の信号が供給される。波形等価回路６は、その信号に対してキャリア復調を行う。ＩＳＤＢ−Ｔ規格のＯＦＤＭ信号を復調する場合であれば、波形等価回路６は、たとえば、ＤＱＰＳＫの差動復調、または、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、および６４ＱＡＭなどの同期復調を行う。
【００７０】
ＴＭＣＣ復号回路２１は、ＯＦＤＭ伝送フレームにおける所定の位置に変調されている、ＴＭＣＣなどの伝送制御情報を復号する。誤り訂正処理部１７は、波形等価回路６により波形等価されたＯＦＤＭ信号の誤りを訂正する。
【００７１】
図４は、スペクトル強調フィルタによる複素相関強度のシンボル期間積分における繰り返し期間とシンボル期間長との間の関係を説明するための図である。スペクトル強調フィルタに設けられた加算器は、各モード及びＧＩ比に対応した繰り返し期間ごとに、複素相関強度を所定の積分回数だけ繰り返し加算し、所定の積分回数が経過した後に、加算結果を形状解析部に供給する。
【００７２】
繰り返し期間２５がシンボル期間長２４よりも時間２８だけ短いと、複素相関強度２１ａの次の複素相関強度２１ｂは、複素相関強度２１ａに時間２８だけ後方にずれて加算される。そして、複素相関強度２１ｂの次の複素相関強度２１ｃは、さらに時間２８だけ後方にずれて加算される。このように繰り返して複素相関強度を加算してシンボル期間積分を生成すると、シンボル期間積分の形状にはピークが見られなくなってくる。
【００７３】
繰り返し期間２６がシンボル期間長２４と等しい場合には、複素相関強度２２ａの次の複素相関強度２２ｂは、複素相関強度２２ａにずれることなく加算される。そして、複素相関強度２２ｂの次の複素相関強度２２ｃも、ずれることなく加算される。このように繰り返して複素相関強度を加算してシンボル期間積分を生成すると、シンボル期間積分の形状にはピークが現れる。
【００７４】
繰り返し期間２７がシンボル期間長２４よりも時間２８だけ長いと、複素相関強度２３ａの次の複素相関強度２３ｂは、複素相関強度２３ａに時間２８だけ前方にずれて加算される。そして、複素相関強度２３ｂの次の複素相関強度２３ｃは、さらに時間２８だけ前方にずれて加算される。このように繰り返して複素相関強度を加算してシンボル期間積分を生成すると、シンボル期間積分の形状にはピークが見られなくなってくる。
【００７５】
スペクトル強調フィルタ１２ａは、例えば、モード３、ＧＩ比１／４に対応するシンボル期間長と等しい繰り返し期間ごとに、複素相関強度を加算する。スペクトル強調フィルタ１２ｂは、モード２、ＧＩ比１／８に対応するシンボル期間長と等しい繰り返し期間ごとに、複素相関強度を加算する。スペクトル強調フィルタ１２ｃは、モード２、ＧＩ比１／１６に対応するシンボル期間長と等しい繰り返し期間ごとに、複素相関強度を加算する。
【００７６】
スペクトル強調フィルタ１２ｄは、例えば、モード３、ＧＩ比１／４に対応するシンボル期間長と等しい繰り返し期間ごとに、複素相関強度を加算する。スペクトル強調フィルタ１２ｅは、モード３、ＧＩ比１／８に対応するシンボル期間長と等しい繰り返し期間ごとに、複素相関強度を加算する。スペクトル強調フィルタ１２ｆは、モード３、ＧＩ比１／１６に対応するシンボル期間長と等しい繰り返し期間ごとに、複素相関強度を加算する。
【００７７】
従って、伝送パラメータがモード２、ＧＩ比１／４であるときは、スペクトル強調フィルタ１２ａのみにピークが現れ、他のスペクトル強調フィルタ１２ｂ・１２ｃ・１２ｄ・１２ｅ・１２ｆにはピークが見られない。
【００７８】
同様に、伝送パラメータがモード２、ＧＩ比１／８であるときは、スペクトル強調フィルタ１２ｂのみにピークが現れ、伝送パラメータがモード２、ＧＩ比１／１６であるときは、スペクトル強調フィルタ１２ｃのみにピークが現れる。そして、伝送パラメータがモード３、ＧＩ比１／４であるときは、スペクトル強調フィルタ１２ｄのみにピークが現れ、伝送パラメータがモード３、ＧＩ比１／８であるときは、スペクトル強調フィルタ１２ｅのみにピークが現れ、伝送パラメータがモード３、ＧＩ比１／１６であるときは、スペクトル強調フィルタ１２ｆのみにピークが現れる。
【００７９】
各スペクトル強調フィルタ１２ａ・１２ｂ・１２ｃ・１２ｄ・１２ｅ・１２ｆの所定の積分回数は、（１／ｇｍｉｎ）回以上である。
【００８０】
ここで、
ｇｍｉｎ：ＧＩ比の最小値、
である。
【００８１】
非特許文献１の「地上デジタルテレビジョン放送の伝送方式ＡＲＩＢ  ＳＴＤ−Ｂ３１  １．５版」では、ＧＩ比は１／４、１／８、１／１６及び１／３２で定義されているが、例えば、「地上デジタルテレビジョン放送運用規定  ＡＲＩＢ  ＴＲ−Ｂ１４」では、ＧＩ比は１／４、１／８及び１／１６で定義されているので、伝送シンボルのＧＩ比が１／４、１／８及び１／１６のいずれかである例を説明する。
【００８２】
図５は、スペクトル強調フィルタによる複素相関の合成波のピーク位置シフトΔを説明するためのグラフである。複素相関強度２９は、先行波の素波の複素相関を示しており、複素相関強度３０は、先行波よりも遅延時間τだけ遅延した遅延波の素波の複素相関を示している。合成波の複素相関を示している複素相関強度３１は、複素相関強度２９及び複素相関強度３０の合成強度よりもピーク位置シフトΔだけシフトする。
【００８３】
ＧＩ比が１／４、１／８及び１／１６のいずれかである場合は、シンボル期間長Ｎｓｙｍと繰り返し期間Ｌとの組み合わせに基づくピーク位置シフトΔは、下記の（表４）に示す様になる。
【００８４】
【表４】
2007251436.tif 000006
【００８５】
ここで、
Ｎ    ：有効シンボルのサンプリング点数、
５１２点（ｍｏｄｅ２）、１０２４点（ｍｏｄｅ３）、
Ｎｓｙｍ：シンボル期間長、Ｎｓｙｍ＝Ｎ＋Ｎｇ、
Ｎｇ  ：ＧＩ期間のサンプリング点数、Ｎｇ＝Ｎ×ｇ、
ｇ    ：ＧＩ比、ｇ＝１／４、１／８、１／１６、
Ｌ    ：繰り返し期間、
Δ    ：繰り返し回数毎のピーク位置シフト、
Δ＝Ｎｓｙｍ−Ｌ、
繰り返し毎にΔずつピーク位置がシフトする。
【００８６】
である。
【００８７】
シンボル期間長Ｎｓｙｍと繰り返し期間Ｌとが等しくなく、ピーク位置シフトΔ＝０でない場合のピーク位置シフトΔの絶対値の最大は、（表４）に示す様に、
Δｍａｘ＝（３／１６）×Ｎ、
であり。
【００８８】
ピーク位置シフトΔの絶対値の最小は、
Δｍｉｎ＝（１／１６）×Ｎ、
である。
【００８９】
図５に示すように、遅延時間τとＤＵ比とに応じて複素相関強度の波形の形状は変化するが、ピーク位置シフトΔの値は、この形状に依存せず一定である。従って、積分回数＝（Ｎ／Δｍｉｎ）＝１６回とし、１６回繰り返して積分を行なえば、合成波の複素相関強度は繰り返し期間を端から端まで移動するので、積分するとフラットになり、ピークは現れない。
【００９０】
図６（ａ）は繰り返し期間＝１２８０μｓにおける４シンボル分の複素相関出力の素波を示すグラフであり、図６（ｂ）は繰り返し期間＝１１５２μｓにおける４シンボル分の複素相関出力の素波を示すグラフであり、図６（ｃ）は繰り返し期間＝１０８８μｓにおける４シンボル分の複素相関出力の素波を示すグラフである。
【００９１】
図７（ａ）は繰り返し期間＝１２８０μｓにおける６シンボル分の複素相関出力の素波を示すグラフであり、図７（ｂ）は繰り返し期間＝１１５２μｓにおける６シンボル分の複素相関出力の素波を示すグラフであり、図７（ｃ）は繰り返し期間＝１０８８μｓにおける６シンボル分の複素相関出力の素波を示すグラフである。
【００９２】
同様に、図８（ａ）（ｂ）（ｃ）は８シンボル分のグラフであり、図９（ａ）（ｂ）（ｃ）は１０シンボル分のグラフであり、図１０（ａ）（ｂ）（ｃ）は１６シンボル分のグラフである。図１１（ａ）（ｂ）（ｃ）は２０シンボル分のグラフであり、図１２（ａ）（ｂ）（ｃ）は４０シンボル分のグラフである。これらは、コンピュータ上でＯＦＤＭ波を発生させてマルチパス環境を擬似的に生成した時のシミュレーション結果である。
【００９３】
積分回数が１０回までは、繰り返し期間＝１２８０μｓ及び繰り返し期間＝１０８８μｓのいずれかの複素相関強度においてピークが消滅していないが、積分回数が１６回になると、図１０（ａ）及び図１０（ｃ）に示すように、複素相関強度のピークが消滅してフラットになる。
【００９４】
上記した積分回数＝１６回は、「地上デジタルテレビジョン放送運用規定  ＡＲＩＢ  ＴＲ−Ｂ１４」に限定しないで、更に、一般化することができる。ＯＦＤＭ波のＧＩ比の最小値をｇｍｉｎとすると、
Δｍｉｎ＝ｇｍｉｎ×Ｎ、
となる。
【００９５】
これより、
（Ｎ／Δｍｉｎ）＝（１／ｇｍｉｎ）、
となるので、前述したように、各スペクトル強調フィルタ１２ａ・１２ｂ・１２ｃ・１２ｄ・１２ｅ・１２ｆの所定の積分回数を、（１／ｇｍｉｎ）回以上とすれば、誤判定しなくなる。
【００９６】
図１４は、伝送パラメータ判定回路の変形例の構成を説明するためのブロック図である。図１４に示す伝送パラメータ判定回路１１ａは、図２に示す伝送パラメータ判定回路１１を改良したものであり、制御回路３２を有している。制御回路３２から出力される伝送モード及びガードインターバル比のパラメータの組み合わせによって、複素相関演算回路１４、移動平均演算回路１５及びスペクトル強調フィルタ１２の設定を変更し試行する。伝送モード及びガードインターバル比の特定の組み合わせの時に、形状判定部１３が形状ＯＫと判定することにより、制御回路３２の試行を停止させ、このときの伝送モード及びガードインターバル比の組み合わせを伝送パラメータとしてＦＦＴ演算回路５にて使用する。この伝送パラメータ判定回路１１ａの特徴として図２の伝送パラメータ判定回路１１に比べて回路を削減することができることが挙げられる。
【００９７】
本実施の形態では、地上デジタル放送を受信するためのＯＦＤＭ復調装置の例を説明したが、本発明はこれに限定されない。ＯＦＤＭ方式に従って信号を受信する装置であればよく、例えば、無線ＬＡＮのための復調装置、ＢＳデジタル放送、ＣＳデジタル放送を受信するための復調装置、ケーブルテレビの復調装置に対しても本発明を適用することができる。
【００９８】
また、スペクトル強調フィルタによって生成されたシンボル期間積分の波形をサンプリング方向に沿って平滑化するフィルタを伝送パラメータ判定回路１１に設けてもよい。
【００９９】
また、スペクトル強調フィルタを、シンボル期間積分のシンボル時間方向に沿った揺らぎを抑制する無限長インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタによって構成してもよい。
【０１００】
本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能である。すなわち、請求項に示した範囲で適宜変更した技術的手段を組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。
【０１０１】
なお、上記実施形態のＯＦＤＭ復調装置の各部や各処理ステップは、ＣＰＵなどの演算手段が、ＲＯＭ（Read Only Memory）やＲＡＭなどの記憶手段に記憶されたプログラムを実行し、インターフェース回路などの通信手段を制御することにより実現することができる。したがって、これらの手段を有するコンピュータが、上記プログラムを記録した記録媒体を読み取り、当該プログラムを実行するだけで、本実施形態のＯＦＤＭ復調装置の各種機能および各種処理を実現することができる。また、上記プログラムをリムーバブルな記録媒体に記録することにより、任意のコンピュータ上で上記の各種機能および各種処理を実現することができる。
【０１０２】
この記録媒体としては、マイクロコンピュータで処理を行うために図示しないメモリ、例えばＲＯＭのようなものがプログラムメディアであっても良いし、また、図示していないが外部記憶装置としてプログラム読取り装置が設けられ、そこに記録媒体を挿入することにより読取り可能なプログラムメディアであっても良い。
【０１０３】
また、何れの場合でも、格納されているプログラムは、マイクロプロセッサがアクセスして実行される構成であることが好ましい。さらに、プログラムを読み出し、読み出されたプログラムは、マイクロコンピュータのプログラム記憶エリアにダウンロードされて、そのプログラムが実行される方式であることが好ましい。なお、このダウンロード用のプログラムは予め本体装置に格納されているものとする。
【０１０４】
また、上記プログラムメディアとしては、本体と分離可能に構成される記録媒体であり、磁気テープやカセットテープ等のテープ系、フレキシブルディスクやハードディスク等の磁気ディスクやＣＤ／ＭＯ／ＭＤ／ＤＶＤ等のディスクのディスク系、ＩＣカード（メモリカードを含む）等のカード系、あるいはマスクＲＯＭ、ＥＰＲＯＭ（Erasable Programmable Read Only Memory）、ＥＥＰＲＯＭ（Electrically Erasable Programmable Read Only Memory）、フラッシュＲＯＭ等による半導体メモリを含めた固定的にプログラムを担持する記録媒体等がある。
【０１０５】
また、インターネットを含む通信ネットワークを接続可能なシステム構成であれば、通信ネットワークからプログラムをダウンロードするように流動的にプログラムを担持する記録媒体であることが好ましい。
【０１０６】
さらに、このように通信ネットワークからプログラムをダウンロードする場合には、そのダウンロード用のプログラムは予め本体装置に格納しておくか、あるいは別な記録媒体からインストールされるものであることが好ましい。
【産業上の利用可能性】
【０１０７】
本発明は、デジタル伝送方式にて、映像信号や音声信号を効率よく伝送できるＯＦＤＭ復調装置、ＯＦＤＭ復調方法、プログラム及びコンピュータ読み取り可能な記録媒体に適用することができる。また、ＯＦＤＭ方式に従って信号を受信する装置、例えば、無線ＬＡＮのための復調装置、ＢＳデジタル放送、ＣＳデジタル放送を受信するための復調装置、ケーブルテレビの復調装置に対しても本発明を適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【０１０８】
【図１】本発明の実施形態を示すものであり、ＯＦＤＭ復調装置の要部構成を示すブロック図である。
【図２】上記ＯＦＤＭ復調装置に設けられた伝送パラメータ判定回路の構成を説明するためのブロック図である。
【図３】上記伝送パラメータ判定回路に設けられたスペクトル強調フィルタの構成を説明するためのブロック図である。
【図４】上記スペクトル強調フィルタによる複素相関強度のシンボル期間積分における繰り返し期間とシンボル期間長との間の関係を説明するための図である。
【図５】上記スペクトル強調フィルタによる複素相関の合成波のピーク位置シフトを説明するためのグラフである。
【図６】（ａ）は繰り返し期間＝１２８０μｓにおける４シンボル分の複素相関出力の素波を示すグラフであり、（ｂ）は繰り返し期間＝１１５２μｓにおける４シンボル分の複素相関出力の素波を示すグラフであり、（ｃ）は繰り返し期間＝１０８８μｓにおける４シンボル分の複素相関出力の素波を示すグラフである。
【図７】（ａ）は繰り返し期間＝１２８０μｓにおける６シンボル分の複素相関出力の素波を示すグラフであり、（ｂ）は繰り返し期間＝１１５２μｓにおける６シンボル分の複素相関出力の素波を示すグラフであり、（ｃ）は繰り返し期間＝１０８８μｓにおける６シンボル分の複素相関出力の素波を示すグラフである。
【図８】（ａ）は繰り返し期間＝１２８０μｓにおける８シンボル分の複素相関出力の素波を示すグラフであり、（ｂ）は繰り返し期間＝１１５２μｓにおける８シンボル分の複素相関出力の素波を示すグラフであり、（ｃ）は繰り返し期間＝１０８８μｓにおける８シンボル分の複素相関出力の素波を示すグラフである。
【図９】（ａ）は繰り返し期間＝１２８０μｓにおける１０シンボル分の複素相関出力の素波を示すグラフであり、（ｂ）は繰り返し期間＝１１５２μｓにおける１０シンボル分の複素相関出力の素波を示すグラフであり、（ｃ）は繰り返し期間＝１０８８μｓにおける１０シンボル分の複素相関出力の素波を示すグラフである。
【図１０】（ａ）は繰り返し期間＝１２８０μｓにおける１６シンボル分の複素相関出力の素波を示すグラフであり、（ｂ）は繰り返し期間＝１１５２μｓにおける１６シンボル分の複素相関出力の素波を示すグラフであり、（ｃ）は繰り返し期間＝１０８８μｓにおける１６シンボル分の複素相関出力の素波を示すグラフである。
【図１１】（ａ）は繰り返し期間＝１２８０μｓにおける２０シンボル分の複素相関出力の素波を示すグラフであり、（ｂ）は繰り返し期間＝１１５２μｓにおける２０シンボル分の複素相関出力の素波を示すグラフであり、（ｃ）は繰り返し期間＝１０８８μｓにおける２０シンボル分の複素相関出力の素波を示すグラフである。
【図１２】（ａ）は繰り返し期間＝１２８０μｓにおける４０シンボル分の複素相関出力の素波を示すグラフであり、（ｂ）は繰り返し期間＝１１５２μｓにおける４０シンボル分の複素相関出力の素波を示すグラフであり、（ｃ）は繰り返し期間＝１０８８μｓにおける４０シンボル分の複素相関出力の素波を示すグラフである。
【図１３】上記ＯＦＤＭ復調装置に設けられた伝送パラメータ判定回路の変形例の構成を説明するためのブロック図である。
【図１４】ＯＦＤＭ変調波の伝送シンボルの一例を示す図である。
【図１５】従来のＯＦＤＭ復調装置の構成を示すブロック図である。
【図１６】従来のＯＦＤＭ復調装置に設けられた伝送パラメータ判定回路の構成を説明するためのブロック図である。
【図１７】（ａ）は繰り返し期間＝１２８０μｓにおける４０シンボル分の複素相関出力の素波を示すグラフであり、（ｂ）は繰り返し期間＝１１５２μｓにおける４０シンボル分の複素相関出力の素波を示すグラフであり、（ｃ）は繰り返し期間＝１０８８μｓにおける４０シンボル分の複素相関出力の素波を示すグラフである。
【符号の説明】
【０１０９】
１    ＯＦＤＭ復調回路
４    デジタル直交復調回路
５    ＦＦＴ演算回路
１１  伝送パラメータ判定回路
１２  スペクトル強調フィルタ
１３  形状判定部
【図１】
2007251436.tif 000007
【図２】
2007251436.tif 000008
【図３】
2007251436.tif 000009
【図４】
2007251436.tif 000010
【図５】
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【図６】
2007251436.tif 000012
【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
2007251436.tif 000022
【図１７】
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