(57)【要約】【課題】電圧源の電圧値及び負荷電流の値、それらの値の変動に関わらず一定の負電圧を出力することができる反転型チャージポンプ回路及び電源装置を提供すること。【解決手段】反転型チャージポンプ回路１００は、電圧源１０１とフライングコンデンサ１０６を並列に接続する第１のスイッチ回路１０３と、出力コンデンサ１０７とフライングコンデンサ１０６を並列に接続する第２のスイッチ回路１０４と、第１のスイッチ回路１０３と第２のスイッチ回路１０４を交互にオンオフする駆動回路１０２と、第１のスイッチ回路１０３又は第２のスイッチ回路１０４のオン時インピーダンスを調整して出力コンデンサ１０７の出力電圧を制御する制御回路１０５とを備える。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
電圧源と、
前記電圧源と直列に接続された出力コンデンサと、
フライングコンデンサと、
前記電圧源と前記フライングコンデンサを並列に接続する第１のスイッチ回路と、
前記出力コンデンサとフライングコンデンサを並列に接続する第２のスイッチ回路と、
前記第１のスイッチ回路と第２のスイッチ回路を交互にオンオフする駆動回路と、
前記第１のスイッチ回路又は前記第２のスイッチ回路のオン時インピーダンスを調整して前記出力コンデンサの出力電圧を制御する制御回路と
を備えることを特徴とする反転型チャージポンプ回路。
【請求項２】
前記第１のスイッチ回路は、前記電圧源と前記フライングコンデンサの正側端子の間に接続された第１のスイッチ素子と、前記電圧源と前記フライングコンデンサの負側端子の間に接続された第１の整流手段とを備え、
前記第２のスイッチ回路は、前記電圧源と前記フライングコンデンサの正側端子の間に接続された第２のスイッチ素子と、出力端子と前記フライングコンデンサの負側端子の間に接続された第２の整流手段とを備え、
前記制御回路は、前記第１のスイッチ素子のオン時の抵抗値又は前記第２のスイッチ素子のオン時の抵抗値を調整することを特徴とする請求項１記載の反転型チャージポンプ回路。
【請求項３】
前記駆動回路は、所定の周波数のパルス信号を生成する発振回路と、前記発振回路から出力されるパルス信号の電力を反転増幅する少なくとも一つのインバータとを備えることを特徴とする請求項１記載の反転型チャージポンプ回路。
【請求項４】
前記第１及び第２のスイッチ素子は、ＭＯＳＦＥＴであり、
前記制御回路は、前記第１のスイッチ素子又は前記第２のスイッチ素子のゲートに供給されるパルス信号の振幅を制御する振幅制御回路を備えることを特徴とする請求項２記載の反転型チャージポンプ回路。
【請求項５】
前記第２のスイッチ素子はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴであり、
前記駆動回路は、所定の周波数のパルス信号を生成する発振回路と、前記発振回路から出力されるパルス信号の電力を反転増幅して前記第２のスイッチ素子を駆動する少なくとも一つのインバータとを備え、
前記制御回路は、出力電圧と目標値との誤差を増幅する誤差増幅回路を備え、前記誤差増幅回路の出力を、前記第２のスイッチ素子のゲートに直結される前記駆動回路の前記インバータのハイレベル出力側の電源として供給することを特徴とする請求項２記載の反転型チャージポンプ回路。
【請求項６】
前記第１のスイッチ素子はＰチャンネルＭＯＳＦＥＴであり、
前記駆動回路は、所定の周波数のパルス信号を生成する発振回路と、前記発振回路から出力されるパルス信号の電力を反転増幅して前記第１のスイッチ素子を駆動する少なくとも一つのインバータとを備え、
前記制御回路は、出力電圧と目標値との誤差を増幅する誤差増幅回路を有し、前記誤差増幅回路の出力を、前記第１のスイッチ素子のゲートに直結される前記駆動回路の前記インバータのローレベル出力側の電源として供給することを特徴とする請求項２記載の反転型チャージポンプ回路。
【請求項７】
前記第１の整流手段又は前記第２の整流手段が、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ又はダイオードで構成されることを特徴とする請求項２記載の反転型チャージポンプ回路。
【請求項８】
正電圧から負電圧を発生させる反転型チャージポンプ回路を備える電源装置において、
請求項１乃至７のいずれかに記載の反転型チャージポンプ回路を備えることを特徴とする電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、負の電圧を必要とする各種電子機器内に設けられ、正電圧から負電圧を発生させる反転型チャージポンプ回路及び電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、半導体プロセス技術の進化によりリーク電流の問題が顕在化しており、その対策として基板電圧を制御することでリーク電圧を低減する技術が用いられている。基板電圧を制御する方法として負電圧を用いてトランジスタのスレッショルド電圧を制御してリーク電流を抑えている。また、ＬＣＤ（liquid crystal display）パネルや有機ＥＬ（electroluminescence）ディスプレイにおいても負電圧を用いており、高精度な負電圧が様々なデバイスで要求されている。
【０００３】
従来、負電圧発生回路としては、スイッチングレギュレータとチャージポンプの主に２つの構成がある。その中でもコンデンサのみで構成が可能なチャージポンプ回路は広く用いられており、一般的な反転型チャージポンプとしては、図９に示すような回路構成のものが用いられている。
【０００４】
図９は、従来の反転型チャージポンプを示す回路構成図である。
【０００５】
図９において、反転型チャージポンプ１０は、電力が供給される正の電圧源１１、スイッチ１２、スイッチ１３、ダイオード１４、ダイオード１５、フライングコンデンサ１６、出力コンデンサ１７、発振回路１８、及びインバータ回路１９を備えて構成される。正の電圧源１１から供給された直流電圧は、スイッチ１２がオンしスイッチ１３がオフすることでスイッチ１２とダイオード１４を通してフライングコンデンサ１６に電圧が充電される。次に、スイッチ１２がオフしスイッチ１３がオンすることでフライングコンデンサ１６に充電された電圧が反転されスイッチ１３とダイオード１５を通して出力コンデンサ１７に充電され負の電圧が発生する。
【０００６】
また、特許文献１には、反転型チャージポンプを用いた負電圧発生装置が開示されている。特許文献１記載の反転型チャージポンプは、スイッチ素子にインバータ構成されたＰＮＰ型のバイポーラトランジスタとＮＰＮ型のバイポーラトランジスタを用いている。
【特許文献１】特開平１１−１８４１６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、このような従来の反転型チャージポンプ回路にあっては、電圧源の電圧が変動した場合に電圧源の電圧値に応じた負の電圧を発生するため、バッテリ等の電圧が変動する電圧源に対して一定の負の電圧を発生することが不可能であるという問題があった。また、出力電圧における負荷電流値が変動した場合においてもスイッチのオン抵抗とダイオードの順方向電圧により出力電圧の値が変動するため、負荷電流により出力電圧が変化するという問題があった。すなわち、携帯機器などバッテリ駆動を前提とする電子機器では、バッテリ使用状態による電圧源の変動や機器機能の立上げ動作などに起因する負荷電流の変動が発生する。従来の反転型チャージポンプ回路では、これら変動要因は考慮されておらず出力電圧の変動を招く。例えば、有機ＥＬディスプレイの電源装置として用いた場合には、出力電圧の変動は輝度ムラなどの発生要因となる。
【０００８】
本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、電圧源の電圧値及び負荷電流の値、それらの値の変動に関わらず一定の負電圧を出力することができる反転型チャージポンプ回路及び電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の反転型チャージポンプ回路は、電圧源と、前記電圧源と直列に接続された出力コンデンサと、フライングコンデンサと、前記電圧源と前記フライングコンデンサを並列に接続する第１のスイッチ回路と、前記出力コンデンサとフライングコンデンサを並列に接続する第２のスイッチ回路と、前記第１のスイッチ回路と第２のスイッチ回路を交互にオンオフする駆動回路と、前記第１のスイッチ回路又は前記第２のスイッチ回路のオン時インピーダンスを調整して前記出力コンデンサの出力電圧を制御する制御回路とを備える構成を採る。
【００１０】
より好ましくは、前記第１のスイッチ回路は、前記電圧源と前記フライングコンデンサの正側端子の間に接続された第１のスイッチ素子と、前記電圧源と前記フライングコンデンサの負側端子の間に接続された第１の整流手段とを備え、前記第２のスイッチ回路は、前記電圧源と前記フライングコンデンサの正側端子の間に接続された第２のスイッチ素子と、出力端子と前記フライングコンデンサの負側端子の間に接続された第２の整流手段とを備え、前記制御回路は、前記第１のスイッチ素子のオン時の抵抗値又は前記第２のスイッチ素子のオン時の抵抗値を調整する。
【００１１】
また、前記駆動回路は、所定の周波数のパルス信号を生成する発振回路と、前記発振回路から出力されるパルス信号の電力を反転増幅する少なくとも一つのインバータとを備える構成であってもよい。
【００１２】
具体的な態様として、前記第１及び第２のスイッチ素子は、ＭＯＳＦＥＴであり、前記制御回路は、前記第１のスイッチ素子又は前記第２のスイッチ素子のゲートに供給されるパルス信号の振幅を制御する振幅制御回路を備える。
【００１３】
具体的な態様として、前記第１の整流手段又は前記第２の整流手段が、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ又はダイオードで構成される。
【００１４】
本発明の電源装置は、正電圧から負電圧を発生させる反転型チャージポンプ回路を備える電源装置において、上記のいずれかに記載の反転型チャージポンプ回路を備える構成を採る。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によれば、フライングコンデンサの充電ループ又は放電ループのインピーダンスを調整することにより、電圧源の変動及び負荷電流の変動に対して出力電圧を制御することが可能になる。これにより、電圧源の電圧値及び、負荷電流の値に関わらず一定の負電圧を出力することができ、負電圧を発生する高精度な負電圧発生回路、反転型チャージポンプ回路及び電源装置を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
【００１７】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係る反転型チャージポンプ回路の構成を示す回路図である。本実施の形態は、負の一定電圧を発生する負電圧発生回路に適用した例である。
【００１８】
図１において、反転型チャージポンプ回路１００は、電圧源１０１と、電圧源１０１と直列に接続された出力コンデンサ１０７と、フライングコンデンサ１０６と、電圧源１０１とフライングコンデンサ１０６を並列に接続する第１のスイッチ回路１０３と、出力コンデンサ１０７とフライングコンデンサ１０６を並列に接続する第２のスイッチ回路１０４と、第１のスイッチ回路１０３と第２のスイッチ回路１０４を交互にオンオフする駆動回路１０２と、第１のスイッチ回路１０３又は第２のスイッチ回路１０４のオン時インピーダンスを調整して出力コンデンサ１０７の出力電圧を制御する制御回路１０５とを備えて構成される。本実施の形態では、制御回路１０５は、第２のスイッチ回路１０４のオン時インピーダンスを調整する。
【００１９】
駆動回路１０２は、所定の周波数のパルス信号を生成する発振回路１２１及び発振出力を反転するインバータ１２２から構成される。
【００２０】
第１のスイッチ回路１０３は、電圧源１０１とフライングコンデンサ１０６の正側端子の間に接続された第１のスイッチ１１１と、電圧源１０１とフライングコンデンサ１０６の負側端子の間に接続された第１の整流手段１１３とから構成される。また、第２のスイッチ回路１０４は、電圧源１０１とフライングコンデンサ１０６の正側端子の間に接続された第２のスイッチ１１２と、出力コンデンサ１０７とフライングコンデンサ１０６の負側端子の間に接続された第２の整流手段１１４とから構成される。第１及び第２のスイッチ１１１，１１２及び第１及び第２の整流素子１１３，１１４は、例えばＭＯＳトランジスタ等により構成される。第１のスイッチ１１１及び第１の整流素子１１３は、駆動回路１０２出力によりオンオフし、第２のスイッチ１１２及び第２の整流素子１１４は、駆動回路１０２出力を反転したインバータ１２２によりオンオフする。
【００２１】
制御回路１０５は、出力電圧と目標値との誤差を増幅する誤差増幅器１３１、帰還抵抗１３２、帰還抵抗１３３、及び基準電圧発生回路１３４を備えて構成される。
【００２２】
制御回路１０５は、第１のスイッチ１１１のオン時の抵抗値又は第２のスイッチ１１２のオン時の抵抗値を調整する。
【００２３】
以下、上述のように構成された反転型チャージポンプ回路１００の動作について説明する。まず、基本動作について述べる。
【００２４】
電圧源１０１から供給された直流電圧は、第１のスイッチ１１１がオンし、第２のスイッチ１１２がオフすることで、第１のスイッチ１１１と第１の整流素子１１３を通してフライングコンデンサ１０６に電圧が充電される。次に、第１のスイッチ１１１がオフし、第２のスイッチ１１２がオンすることでフライングコンデンサ１０６に充電された電圧が反転され、第２のスイッチ１１２と第２の整流素子１１４を通して出力コンデンサ１０７に充電され負の電圧が発生する。
【００２５】
上記基本動作時、制御回路１０５から第２のスイッチ回路１０４の第２のスイッチ１１２に対して制御信号が出力され、第２のスイッチ１１２は、制御回路１０５の出力を受けてオン時インピーダンスが調整される。本実施の形態では、制御回路１０５は、第２のスイッチ１１２のオン時の抵抗値を調整する。第２のスイッチ１１２のオン時インピーダンスを調整することにより、出力電圧を制御することができ、出力電圧を一定に保持することができる。これはフィードバック制御機構であり、このフィードバック制御機構により反転型チャージポンプを実現している。これにより、電圧源１０１の変動及び負荷電流の変動に対して出力電圧を一定に保持する制御となる。
【００２６】
以上のように、本実施の形態によれば、反転型チャージポンプ回路１００は、第１のスイッチ回路１０３又は第２のスイッチ回路１０４のオン時インピーダンス、より詳細には、第２のスイッチ１１２のオン抵抗を調整する制御回路１０５を備えて構成したので、第２のスイッチ１１２のオン抵抗を調整することにより、出力電圧を制御することができ、電圧源１０１の変動及び負荷電流の変動に対して出力電圧を一定に保持することができる。
【００２７】
（実施の形態２）
実施の形態１では、制御回路１０５による第２のスイッチ回路１０４のオン時のインピーダンス調整の例について説明した。本実施の形態では、制御回路１０５による第１のスイッチ回路１０３のオン時のインピーダンス調整の例について説明する。
【００２８】
図２は、本発明の実施の形態２に係る反転型チャージポンプ回路の構成を示す回路図である。本実施の形態の説明に当たり、図１と同一構成部分には同一符号を付して重複箇所の説明を省略する。
【００２９】
図２において、反転型チャージポンプ回路２００は、制御回路１０５の出力が第１のスイッチ回路１０３の第１のスイッチ１１１に入力される。
【００３０】
制御回路１０５は、出力コンデンサ１０７の出力電圧を制御するために第１のスイッチ回路１０３のオン時インピーダンスを調整する。
【００３１】
反転型チャージポンプ回路２００の動作は、実施の形態１の反転型チャージポンプ回路２００と同様である。
【００３２】
本実施の形態によれば、第１のスイッチ回路１０３のオン時インピーダンス、より詳細には、第１のスイッチ１１１のオン抵抗を調整することにより、実施の形態１と同様に、出力電圧を制御することができ、出力電圧を一定に保持することができる。これにより、電圧源１０１の変動及び負荷電流の変動に対して出力電圧を一定に保持することができる。
【００３３】
（実施の形態３）
図３は、本発明に係る実施の形態３の反転型チャージポンプ回路の構成を示す回路図である。本実施の形態は、実施の形態１に係る反転型チャージポンプ回路の具体的構成例である。図１と同一構成部分には同一符号を付している。
【００３４】
図３において、反転型チャージポンプ回路３００は、電圧源１０１と、電圧源１０１と直列に接続された出力コンデンサ１０７と、フライングコンデンサ１０６と、電圧源１０１とフライングコンデンサ１０６を並列に接続する第１のスイッチ回路３０１と、出力コンデンサ１０７とフライングコンデンサ１０６を並列に接続する第２のスイッチ回路３０２と、第１のスイッチ回路３０１と第２のスイッチ回路３０２を交互にオンオフする駆動回路を構成する発振回路１２１、インバータ１２２及びレベルシフト回路３０３，３０４と、第２のスイッチ回路３０２のオン時インピーダンスを調整して出力コンデンサ１０７の出力電圧を制御する制御回路３０５とを備えて構成される。
【００３５】
第１のスイッチ回路３０１は、電圧源１０１とフライングコンデンサ１０６の正側端子の間に接続された第１のスイッチであるＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ３１１と、電圧源１０１とフライングコンデンサ１０６の負側端子の間に接続された第１の整流手段であるＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ３１３とから構成される。また、第２のスイッチ回路３０２は、電圧源１０１とフライングコンデンサ１０６の正側端子の間に接続された第２のスイッチであるＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ３１２と、出力端子とフライングコンデンサ１０６の負側端子の間に接続された第２の整流手段であるＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ３１４とから構成される。
【００３６】
制御回路３０５は、出力電圧と目標値との誤差を増幅する誤差増幅器１３１、帰還抵抗１３２、帰還抵抗１３３、基準電圧発生回路１３４、及びインバータ３２１を備えて構成される。制御回路３０５は、誤差増幅器１３１の出力を、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ３１２のゲートに直結される発振回路１２１のインバータ３２１の高電位側電源ＶＤＤとして供給する。
【００３７】
インバータ１２２は、発振回路１２１のパルス信号の電力を反転増幅してＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ３１３を駆動し、インバータ３２１は、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ３１２を駆動するために発振回路１２１のパルス信号の電力を反転増幅してＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ３１２を駆動する。
【００３８】
発振回路１２１の発振出力は、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ３１１（第１のスイッチ）のゲートと、制御回路３０５のインバータ３２１を介してＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ３１２（第２のスイッチ）のゲートとに印加されるとともに、インバータ１２２及びレベルシフト回路３０３を介してＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ３１３（第１の整流手段）のゲートと、レベルシフト回路３０４を介してＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ３１４（第２の整流手段）のゲートとにそれぞれ印加される。
【００３９】
上記レベルシフト回路３０３，３０４及び制御回路３０５出力インバータ３２１は、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ３１３，３１４及びＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ３１２をオンオフ動作させるためのレベル調整を行う。
【００４０】
以下、上述のように構成された反転型チャージポンプ回路３００の動作について説明する。基本動作は、図１の反転型チャージポンプ回路１００と同様であるため説明を省略する。
【００４１】
図４は、反転型チャージポンプ回路３００の反転動作時の各部動作波形図であり、駆動信号Ｖ１、駆動信号Ｖ２、駆動信号Ｖ３、駆動信号Ｖ４、フライングコンデンサ正電圧ＶＰ、フライングコンデンサ負電圧ＶＭの出力を示す。
【００４２】
図４に示すように、駆動信号Ｖ１がローレベルで出力され、駆動信号Ｖ２がハイレベルで出力された時に、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ３１１及びＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ３１３がオン状態となり、フライングコンデンサ１０６にＶＢレベルの電圧が充電される。次に駆動信号Ｖ３、駆動信号Ｖ４がハイレベルで出力された時に、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ３１２及びＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ３１４がオン状態となり、フライングコンデンサ１０６に充電されたＶＢ電圧が反転され出力コンデンサ１０７に負電圧が充電される。
【００４３】
この出力コンデンサ１０７への充電のサイクル時に、駆動信号Ｖ４の電圧レベルを制御回路３０５の誤差増幅器１３１出力により可変することによりＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ３１２のオン抵抗値を調整する。
【００４４】
以上のように、本実施の形態によれば、第１及び第２のスイッチ素子、及び第１及び第２の整流手段にＭＯＳトランジスタを適用した具体的回路構成において、第２のスイッチであるＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ３１２のゲート電圧を制御することにより、オン抵抗を調整することができる。これにより、出力電圧を制御することができ、電圧源１０１の変動及び負荷電流の変動に対して出力電圧を一定に保持することができる。
【００４５】
また、電力の損失量を調整することで出力電圧Ｖｏの電圧レベルを一定に保持することができ、高精度な負電圧発生回路が実現できる。
【００４６】
（実施の形態４）
図５は、本発明に係る実施の形態４の反転型チャージポンプ回路の構成を示す回路図である。本実施の形態は、実施の形態２に係る反転型チャージポンプ回路の具体的構成例である。図２及び図３と同一構成部分には同一符号を付して重複箇所の説明を省略する。
【００４７】
図５において、反転型チャージポンプ回路４００は、電圧源１０１と、電圧源１０１と直列に接続された出力コンデンサ１０７と、フライングコンデンサ１０６と、電圧源１０１とフライングコンデンサ１０６を並列に接続する第１のスイッチ回路３０１と、出力コンデンサ１０７とフライングコンデンサ１０６を並列に接続する第２のスイッチ回路３０２と、第１のスイッチ回路３０１と第２のスイッチ回路３０２を交互にオンオフする駆動回路を構成する発振回路１２１、インバータ１２２及びレベルシフト回路３０３，３０４と、第１のスイッチ回路３０１のオン時インピーダンスを調整して出力コンデンサ１０７の出力電圧を制御する制御回路４０５とを備えて構成される。
【００４８】
制御回路４０５は、出力電圧と目標値との誤差を増幅する誤差増幅器１３１、帰還抵抗１３２、帰還抵抗１３３、基準電圧発生回路１３４、及びインバータ４２１を備えて構成される。制御回路４０５は、誤差増幅器１３１の出力を、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ３１１のゲートに直結される発振回路１２１のインバータ４２１の低電位側電源ＶＳＳとして供給する。
【００４９】
インバータ４２２は、発振回路１２１のパルス信号の電力を反転増幅してＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ３１２を駆動し、さらにインバータ４２１に出力する。インバータ４２１は、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ３１１を駆動するためにインバータ４２１をさらに反転増幅する。
【００５０】
以下、上述のように構成された反転型チャージポンプ回路４００の動作について説明する。動作は、図３の反転型チャージポンプ回路３００と同様である。
【００５１】
図６は、反転型チャージポンプ回路３００の反転動作時の各部動作波形図であり、駆動信号Ｖ１、駆動信号Ｖ２、駆動信号Ｖ３、駆動信号Ｖ４、フライングコンデンサ正電圧ＶＰ、フライングコンデンサ負電圧ＶＭの出力を示す。
【００５２】
図６に示すように、駆動信号Ｖ１がローレベルで出力され、駆動信号Ｖ２がハイレベルで出力された時に、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ３１１及びＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ３１３がオン状態となり、フライングコンデンサ１０６にＶＢレベルの電圧が充電される。次に駆動信号Ｖ３、駆動信号Ｖ４がハイレベルで出力された時に、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ３１２及びＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ３１４がオン状態となり、フライングコンデンサ１０６に充電されたＶＢ電圧が反転され出力コンデンサ１０７に負電圧が充電される。
【００５３】
ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ３１１の駆動信号Ｖ１のローレベルの電圧レベルを誤差増幅器１３１により可変することによりＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ３１１のオン抵抗値を調整する。
【００５４】
以上のように、本実施の形態によれば、第１及び第２のスイッチ素子、及び第１及び第２の整流手段にＭＯＳトランジスタを適用した具体的回路構成において、第１のスイッチであるＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ３１１のゲート電圧を制御することにより、オン抵抗を調整することができる。したがって、実施の形態３と同様に、出力電圧を制御することができ、電圧源１０１の変動及び負荷電流の変動に対して出力電圧を一定に保持することができる。また、電力の損失量を調整することで出力電圧Ｖｏの電圧レベルを一定に保持することができ、高精度な負電圧発生回路が実現できる。
【００５５】
（実施の形態５）
図７は、本発明に係る実施の形態５の反転型チャージポンプ回路の構成を示す回路図である。図３と同一構成部分には同一符号を付して重複箇所の説明を省略する。
【００５６】
図７において、反転型チャージポンプ回路５００は、電圧源１０１とフライングコンデンサ１０６を並列に接続する第１のスイッチ回路５０１と、出力コンデンサ１０７とフライングコンデンサ１０６を並列に接続する第２のスイッチ回路５０２とを備え、スイッチ回路５０１の第１の整流手段が、ダイオード５１１により構成され、スイッチ回路５０２の第２の整流手段が、ダイオード５１２により構成される。また、第１及び第２の整流手段がダイオード５１１，５１２で構成されることから、レベルシフト回路３０３，３０４は不要である。実施の形態３と同様に、第２のスイッチであるＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ３１２のオン抵抗を調整することにより、出力電圧を制御することができ、電圧源１０１の変動及び負荷電流の変動に対して出力電圧を一定に保持することができる。
【００５７】
（実施の形態６）
図８は、本発明に係る実施の形態６の反転型チャージポンプ回路の構成を示す回路図である。図５及び図７と同一構成部分には同一符号を付して重複箇所の説明を省略する。
【００５８】
図８において、反転型チャージポンプ回路６００は、電圧源１０１とフライングコンデンサ１０６を並列に接続する第１のスイッチ回路５０１と、出力コンデンサ１０７とフライングコンデンサ１０６を並列に接続する第２のスイッチ回路５０２とを備え、スイッチ回路５０１の第１の整流手段が、ダイオード５１１により構成され、スイッチ回路５０２の第２の整流手段が、ダイオード５１２により構成される。
【００５９】
実施の形態４と同様に、第１のスイッチであるＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ３１１のオン抵抗を調整することにより、出力電圧を制御することができ、電圧源１０１の変動及び負荷電流の変動に対して出力電圧を一定に保持することができる。
【００６０】
以上の説明は本発明の好適な実施の形態の例証であり、本発明の範囲はこれに限定されることはない。例えば、上記各実施の形態では、スイッチ素子にＭＯＳトランジスタを使用した例について説明したが、スイッチング動作を行う素子であればどのようなスイッチ素子であってもよい。また、これらスイッチ素子の極性及び、第１のスイッチ回路と第２のスイッチ回路を交互にオンオフするために、一つ以上のインバータが適宜使用される。
【００６１】
また、上記各実施の形態は、反転型チャージポンプ回路に適用した例であるが、フライングコンデンサの充電ループ又は放電ループのインピーダンスを調整するものであれば、どのような回路構成であってもよい。また、負の一定電圧を発生するものであればよく、上述した反転型チャージポンプ回路を備える負電圧発生器、及び電源回路であってもよい。
【００６２】
また、上記各実施の形態では反転型チャージポンプ回路及び電源装置という名称を用いたが、これは説明の便宜上であり、チャージポンプ回路、負電圧発生回路、電源回路等であってもよいことは勿論である。
【００６３】
さらに、上記反転型チャージポンプ回路を構成する各回路部、例えばスイッチ素子，整流素子等の種類、数及び接続方法などは前述した実施の形態に限られない。
【産業上の利用可能性】
【００６４】
本発明に係る反転型チャージポンプ回路及び電源装置は、携帯機器等の電子機器用電源回路、特に、ＬＣＤパネルや有機ＥＬディスプレイなどの負電圧を利用する電源装置として有用である。また、携帯機器以外の電子機器におけるチャージポンプ回路及び電源装置にも広く適用され得るものである。
【図面の簡単な説明】
【００６５】
【図１】本発明の実施の形態１に係る反転型チャージポンプ回路の回路構成図
【図２】本発明の実施の形態２に係る反転型チャージポンプ回路の回路構成図
【図３】本発明の実施の形態３に係る反転型チャージポンプ回路の回路構成図
【図４】上記実施の形態３に係る反転型チャージポンプ回路の動作波形図
【図５】本発明の実施の形態４に係る反転型チャージポンプ回路の回路構成図
【図６】上記実施の形態４に係る反転型チャージポンプ回路の動作波形図
【図７】本発明の実施の形態５に係る反転型チャージポンプ回路の回路構成図
【図８】本発明の実施の形態６に係る反転型チャージポンプ回路の回路構成図
【図９】従来の反転型チャージポンプ回路を示す回路構成図
【符号の説明】
【００６６】
１００，２００，３００，４００，５００，６００  反転型チャージポンプ回路
１０１  電圧源
１０２  駆動回路
１０３，３０１，５０１  第１のスイッチ回路
１０４，３０２，５０２  第２のスイッチ回路
１０５，３０５，４０５  制御回路
１０６  フライングコンデンサ
１０７  出力コンデンサ
１１１  第１のスイッチ
１１２  第２のスイッチ
１１３  第１の整流素子
１１４  第２の整流素子
１２１  発振回路
１２２，３２１，４２１，４２２  インバータ
１３１  誤差増幅器
１３２，１３３  帰還抵抗
１３４  基準電圧発生回路
３０３，３０４  レベルシフト回路
３１１  ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ
３１２〜３１４  ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ
５１１，５１２  ダイオード
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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