(57)【要約】【課題】  電流を制御するためにスイッチングレギュレータによりリップルが重畳して、駆動されるモータから振動が発生し、またマイクロステップの分割数が少ないので相切替時の電磁音が発生し、モータの完成品検査においては異音との判別が困難となり、またその他の試験機においてはその振動が試験機に伝達されて試験データに雑音信号として障害を与える課題があった。【解決手段】  回転を指令するパルス信号と回転方向を指令する信号から電気角信号を発生させ、該電気角信号から位相差信号生成回路により互いに所定角度の位相差を有する複数相の位相データ信号（正弦波信号）を発生させ、各相の位相データ（正弦波信号）をそれぞれの相のＤ／Ａコンバータを介してアナログ信号に変換し、該アナログ信号の正弦波電圧を、差動増幅器と、電流センサと、リニアアンプと、により構成されたクローズドループ制御回路によりモータコイルに正弦波電流駆動方式にした。【選択図】        図１
2007325402.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数相の巻線を備えるステッピングモータの駆動回路で、
回転角度と方向を指令する外部信号により生成された相切り替え信号と、電流制御信号と、により電力制御回路を制御して前記複数相の各相電流を制御してモータを回転させる構成の多相ステッピングモータの駆動回路において、
回転を指令するパルス信号と、回転方向を指令する信号と、を電気角生成回路に入力して対応する電気角信号を生成せしめ、該電気角信号を位相差信号生成回路に入力してそれぞれ所定の位相差を有する複数の位相データ（正弦波データ）に変換し、前記所定の位相差を有する複数の位相データ（正弦波データ）を各位相データの出力ごとに設けたＤ／Ａコンバータによりアナログデータに変換し、該各相ごとのＤ／Ａコンバータの出力をプリアンプに入力して各相の電流目標値を出力するリファレンス信号生成部を設け、前記各相の電流目標値を電流制御部の各相の差動増幅器の＋側入力に入力し、該各相の差動増幅器の出力をデカップリングコンデンサに入力し、該各相のデカップリングコンデンサの出力をパワーリニアアンプに入力し、該各相のパワーリニアアンプの出力を電流センサと保護抵抗を介してモータコイルに入力すると共に前記電流センサの出力をフイードバックアンプを介して前記差動増幅器のー側入力に入力してなること、を特徴とする多相ステッピングモータの駆動回路。
【請求項２】
複数相の相数を２とし、電気角信号を位相差信号生成回路に入力して相互に９０度の位相差を有する２組の位相データ（正弦波データ）を生成するように構成されていること、を特徴とする請求項１に記載の多相ステッピングモータの駆動回路。
【請求項３】
複数相の相数を３とし、電気角信号を位相差信号生成回路に入力して相互に１２０度の位相差を有する３組の位相データ（正弦波データ）を生成するように構成されていること、を特徴とする請求項１に記載の多相ステッピングモータの駆動回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数相の巻線を備える多相ステッピングモータの駆動回路に係り、特に駆動時にモータから発生する振動、騒音を従来技術のものより大幅に減少することができることを特徴とするものである。
【背景技術】
【０００２】
ステッピングモータは、各種装置の可動部の移動用に多く利用され、位置センサを使用せずにオープンループで移動量の制御と確認が容易にできる等の特性を生かした利用分野に広く使用されている。ところが、従来から使用されている駆動回路は相切替え時に発生する電磁音が避けられず、また供給電圧をチョッピングして電流制御をするので電流にリップルが重畳することにより振動、騒音が発生するという問題がある。
【０００３】
図６は従来から使用されたステッピングモータの駆動回路の構成を示すブロック図で、回路構成は、標準的な２相バイポーラーステッピングモータの駆動回路となっており、Ａ相、Ｂ相各々にＨブリッジ回路１８が構成されている。
相切替え信号はマイコンより出力されるＡ相：Ａ、Ａバー、Ｂ相：Ｂ、Ｂバー信号である。
マイコンから出力される駆動信号（ＤＡ０−３、ＤＢ０−３）のＡ相、Ｂ相それぞれ４ビットの位相データをＤ／Ａ１１で変換して、マイクロステップ位相信号を生成する。
Ａ相とＢ相の位相信号は９０度の位相差を有する。
位相信号の振幅調整をアナログマルチプレクサ１２で行う。ここで出力された信号が電流目標値となる。
電流検出抵抗１３でモータ電流を検出し、この値を電流フィードバック値とし、電流目標値と電流フィードバック値の差を（エラー信号）を差動増幅器１４で生成し、（エラー信号）と発振回路で生成した三角波発生回路１５とをコンパレータ１６で比較することでＰＷＭ信号を生成し、ＰＷＭ信号はＨブリッジのハイサイドの相切替え信号とを回路１７でＡＮＤをとってパワー素子１８に印加することによりモータが回転する。
【特許文献１】特開平９−１１７１９８号
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
図６に示す従来の駆動回路においては、電流を制御するためにスイッチングレギュレータにより電流をチョッピングしているので駆動電流にチョッピングのリップルが重畳して、駆動されるモータから振動が発生し、またマイクロステップの分割数が少ないので相切替時の電磁音が発生し、モータの完成品検査においては異音との判別が困難となり、またその他の試験機においてはその振動が試験機に伝達されて試験データに雑音信号として障害を与えるという問題がある。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明においては、駆動回路の電流制御のためスイッチングレギュレータにより電流をチョッピングしている駆動方法を止め、回転を指令するパルス信号と回転方向を指令する信号から電気角信号を発生させ、該電気角信号から位相差信号生成回路により互いに所定角度の位相差を有する複数相の位相データ信号（正弦波信号）を発生させ、各相の位相データ（正弦波信号）をそれぞれの相のＤ／Ａコンバータを介してアナログ信号に変換し、該アナログ信号の正弦波電圧を、差動増幅器と、電流センサと、リニアアンプと、により構成されたクローズドループ制御回路によりモータコイルに正弦波電流を流す駆動方式に変更した。
【発明の効果】
【０００６】
本発明になる駆動回路は、従来から実施されているスイッチングレギュレータにより電流をチョッピングしている駆動方法を止め、外部指令信号から互いに所定角度の位相差を有する複数相の位相データ（正弦波信号）を発生させ、該複数相の位相データ（正弦波信号）をそれぞれＤ／Ａコンバータを介してアナログ信号に変換し、該アナログ信号の正弦波電圧を差動増幅器と、電流センサと、リニアアンプと、により構成されたクローズドループ制御回路によりモータコイルに正弦波電流を流す駆動方式に変更したので通電電流にリップルが重畳することが無くなった。
図７（a）は図６に示す従来の駆動回路において、電流を制御するためにスイッチングレギュレータにより電圧をチョッピングしているので駆動電流にチョッピングのリップルが重畳している波形を示し、図７（ｂ）は本発明になるリニア駆動の場合の電流波形を示し、リップルが重畳していない平坦な波形である。
【０００７】
また、図８（ａ）はマイクロステップの分割数が４の場合の電流波形に示し、図８（ｂ）はマイクロステップの分割数が６４の場合電流波形を示し、分割数を多くしたので相切替時の電磁音が減少しモータから発生する振動、騒音を極めて小さくすることができた。
図９は本発明になる多相ステッピングモータの駆動回路の第１実施例の２相ステッピングモータの駆動回路と、図２に示す従来技術による２相ステッピングモータの駆動回路と、により同じステッピングモータを駆動した場合の振動のデータを比較した図で、本発明になる第１実施例の２相ステッピングモータの駆動回路の振動が従来の回路の場合よりはるかに小さくなっているのが分かる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
以下図面によって説明する。
【実施例１】
【０００９】
図１は、本発明の第１実施例になる２相ステッピングモータの駆動回路のブロック図を示し、リファレンス生成部と、電流制御部とにより構成され、リファレンス生成部にはマイコンＣＰＵの電気角生成回路１−１１と、位相差生成回路１−１２と、９ビットＤ／Ａコンバータ２−１１、２−１２と、プリアンプ３−１１、３−１２が設けられ、電流制御部には、差動増幅器４−１１、４−１２と、デカップリングコンデンサ５−１１、５−１２と、リニアアンプ６−１１、６−１２と、電流センサ７−１１、７−１２と、保護抵抗８−１１、８−１２と、モータコイル９−１１、９−１２と、フイードバツクアンプ１０−１１、９−１２とが設けられている。
図２はリファレンス生成部の構成のブロック図で、モータの回転を指令するパルス信号Ｐと回転方向指令信号Ｄをマイコンの電気角生成回路１−１１に入力して、対応する電気角を生成せしめ、該出力電気角を位相差生成回路１−１２に入力し、該位相差生成回路１−１２からＡ相位相データ（正弦波データ）と、これに対して９０度の位相差を有するＢ相位相データ（正弦波データ）を生成し、各相の位相データ信号をそれぞれ９ビットＤ／Ａコンバータ２−１１、２−１２、に入力してアナログ信号に変換する。
【００１０】
Ｄ／Ａコンバータ２−１１、２−１２、はそれぞれ９ビットの分解能を有し、ここで出力されるアナログ信号はＤ／Ａコンバータ２−１１、２−１２、で出力でききる最大振幅の正弦波信号である。Ｄ／Ａコンバータ２−１１、２−１２、の分解能を最大限に使うことでマイクロステップの分割数を大きくすることができる。
【００１１】
前記Ｄ／Ａコンバータ２−１１、２−１２、から出力された正弦波信号をそれぞれの相のプリアンプ３−１１、３−１２、に入力し、該プリアンプのゲインを前記マイコンにより制御して任意の振幅に形成し、Ａ相電流目標値、Ｂ相電流目標値、を生成する。
【００１２】
次に、リファレンス生成部の出力であるＡ相電流目標値、Ｂ相電流目標値、を電流制御部に入力する。
図５に電流制御部の構成を示すブロック図を示す。
電流制御部は各相ごとに設けられ図５はその１相分を示し実際には相数と同じ数の電流制御部を備える。
電流制御部は、前記プリアンプで生成した電流目標値と、電流センサ７の出力をフイードバックアンプ１０で増幅した電圧との差を検出して電流指令値を算出する差動増幅器４と、電流指令値から基準電位（アナロググランド）の直流オフセット分を除去するためのデカップリングコンデンサ５と、電流指令値の正弦波分の電圧を増幅するパワーリニアアンプ６と、電流を検出する電流センサ７と、保護抵抗８と、モータコイル９と、電流センサの出力電圧を増幅するためのフイードバックアンプ１０より構成されている。
【００１３】
電流制御部においては前記リファレンス部のプリアンプの出力の相電流目標値を差動増幅器４の＋側入力に入力し、該差動増幅器４の出力をデカップリングコンデンサ５に入力し、該デカップリングコンデンサ５の出力をパワーリニアアンプ６に入力し、該パワーリニアアンプ６の出力を電流センサ７と保護抵抗８を介してモータコイル９に入力すると共に、前記電流センサ７の出力を、フイードバックアンプ１０を介して前記差動増幅器４のー側入力に入力するようになっている。
【００１４】
電流制御部の動作を説明する。
電流センサ７は被検出電流が流れる１次側と出力電圧が発生する２次側が絶縁され、２次側出力電圧を内蔵する増幅器で増幅して出力するように構成され、電流センサの出力は２．５Ｖを中心とする電圧振幅である。
まずこの出力電圧をフイードバックアンプ１０により差動増幅器における制御に適切な大きさに増幅する。差動増幅器４と、フイードバックアンプ１０と電流センサ７の基準電位（アナロググランド）を２．５Ｖに設定するとオフセット電圧に調節が不要となる。
前記リファレンス部のプリアンプの出力である正弦波の相電流目標値を差動増幅器４の＋側入力に入力し、該差動増幅器４の−側入力にモータコイル電流を検出した電流センサ７の出力をフイードバックアンプ１０で増幅し帰還信号として入力すると、差動増幅器４において相電流目標値から帰還信号電流を減じた電流が電流指令値としてデカップリングコンデンサ５に送られ、デカップリングコンデンサ５で電流指令値の直流分を除去してパワーリニアアンプ６に送られ、正弦波信号のクローズドループ制御回路を構成する。
【００１５】
正弦波電圧である相電流目標値をクローズドループ制御によりパワーリニアアンプ６により増幅してモータコイルに印加すると正弦波電流が流れ、２相モータコイルの各相の電気角配置は９０度の位相差で配置され、各相の電流の位相差が９０度であるから発生する磁界は円形となり、磁界にリップルが無いから回転時に振動を発生しないことと、Ｄ／Ａコンバータの分解能が高くマイクロステップの分割数が多いので相電流の切替え時の電磁音が極めて小さく静粛な運転ができる。
【実施例２】
【００１６】
図３は、本発明の第２実施例になる３相ステッピングモータの駆動回路のブロック図を示しリファレンス生成部と、電流制御部とにより構成され、リファレンス生成部にはマイコンＣＰＵの電気角生成回路１−１と、位相差生成回路１−２と、９ビットＤ／Ａコンバータ２−１、２−２、２−３と、プリアンプ３−１、３−２、３−３が設けられ、電流制御部には、差動増幅器４−１、４−２、４−３と、デカップリングコンデンサ５−１、５−２、５−３と、リニアアンプ６−１、６−２、６−３と、電流センサ７−１、７−２、７−３、と、保護抵抗８−１、８−２、８−３と、モータコイル９−１、９−２、９−３、と、フイードバックアンプ１０−１、１０−２、１０−３、とが設けられている。
【００１７】
図４はリファレンス生成部の構成のブロック図で、モータの回転を指令するパルス信号Ｐと回転方向指令信号Ｄをマイコンの電気角生成回路１−１に入力して、対応する電気角を生成させ、該出力電気角を位相差生成回路１−２に入力し、該位相差生成回路１−２からＵ相位相データ信号（正弦波信号）を、Ｕ相位相データ信号（正弦波信号）から１２０度の位相差を有するＶ相位データ相信号（正弦波信号）を、Ｕ相位相データ信号（正弦波信号）から２４０度の位相差を有するＷ相位相データ信号（正弦波信号）をそれぞれ生成する。各相の位相データ信号をそれぞれ９ビットＤ／Ａコンバータ２−１、２−２、２−３に入力してアナログ信号に変換する。
【００１８】
Ｄ／Ａコンバータ２−１、２−２、２−３はそれぞれ９ビットの分解能を有し、ここで出力されるアナログ信号はＤ／Ａコンバータ２−１、２−２、２−３で出力でききる最大振幅の正弦波信号である。Ｄ／Ａコンバータ２−１、２−２、２−３の分解能を最大限に使うことでマイクロステップの分割数を大きくすることができる。
【００１９】
前記Ｄ／Ａコンバータ２−１、２−２、２−３から出力されたアナログ正弦波信号をそれぞれの相のプリアンプ３−１、３−２、３−３に入力し、マイコン１−１の出力により前記プリアンプ３−１、３−２、３−３のゲインをそれぞれ制御して任意の振幅に形成しＵ電流目標値、Ｖ相電流目標値、Ｗ相電流目標値、を生成する。
【００２０】
次にリファレンス生成部の出力を電流制御部に入力する。図５に電流制御部の構成を示すブロック図を示す。
電流制御部は各相ごとに設けられ図５はその１相分を示すが、実際には相数と同じ数の電流制御部を備える
電流制御部は、前記リファレンス部に設けられたプリアンプで生成した電流目標値と、電流センサ７の出力をフイードバックアンプ１０で増幅した電圧との差を検出して電流指令値を算出する差動増幅器４と、電流指令値から基準電位（アナロググランド）の直流オフセット分を除去するためのデカップリングコンデンサ５と、電流指令値の正弦波分の電圧を増幅するパワーリニアアンプ６と、電流を検出する電流センサ７と、保護抵抗８と、モータコイル９と、電流センサの出力電圧を増幅するためのフイードバックアンプ１０より構成されている。
【００２１】
電流制御部においては前記リファレンス部のプリアンプの出力の相電流目標値を差動増幅器４の＋側入力に入力し、該差動増幅器４の出力をデカップリングコンデンサ５に入力し、該デカップリングコンデンサ５の出力をパワーリニアアンプ６に入力し、該パワーリニアアンプ６の出力を電流センサ７と保護抵抗８を介してモータコイル９に入力すると共に、前記電流センサ７の出力を、フイードバックアンプ１０を介して前記差動増幅器４のー側入力に入力するようになっている。
【００２２】
電流制御部の動作を説明する。
電流センサ７は被検出電流が流れる１次側と電圧が出力する２次側が絶縁され、２次側出力電圧を内臓した増幅器で増幅して出力するように構成され、電流センサの出力は２．５Ｖを中心とする電圧振幅である。
電流センサの出力電圧をフイードバックアンプ１０により制御に適切な大きさに増幅する。
差動増幅器４と、フイードバックアンプ１０と電流センサ７の基準電位（アナロググランド）を２．５Ｖに設定するとオフセット電圧に調節が不要となる。
前記リファレンス部のプリアンプの出力である正弦波の相電流目標値を差動増幅器４の＋側入力に入力し、該差動増幅器４の−側入力にモータコイル電流を検出した電流センサ７の出力をフイードバックアンプ１０で増幅し帰還信号として入力すると、差動増幅器４において相電流目標値から帰還信号電流を減じた電流が電流指令値としてデカップリングコンデンサ５に送られ、デカップリングコンデンサ５で電流指令値の直流分を除去してパワーリニアアンプ６に送られ、正弦波信号のクローズドループ制御を構成する。
【００２３】
正弦波電圧である相電流目標値をクローズドループ制御によりパワーリニアアンプ６により増幅してモータコイルに印加すると正弦波電流が流れ、電流にリップルが重畳しないので振動を発生しないことと、Ｄ／Ａコンバータの分解能が高くマイクロステップの分割数が多いので極めて静粛な運転ができる。
【産業上の利用可能性】
【００２４】
本発明になる多相ステッピングモータの駆動回路は２相又は３相モータの駆動に適し、動作時にモータ自体から発生する振動と騒音が極め小さいので、ステッピングモータ自体の検査のほか、各種の試験機の駆動源として利用できる。
ただしパワーリニアアンプは効率が低いので、本発明の方式は一般的な装置の駆動回路には適さない場合もある。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】本発明になる２相ステッピングモータ駆動回路の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明になる２相ステッピングモータ駆動回路のレファレンス生成部の構成を示すブロック図である。
【図３】本発明になる３相ステッピングモータ駆動回路の構成を示すブロック図である。
【図４】本発明になる３相ステッピングモータ駆動回路のレファレンス生成部の構成を示すブロック図である。
【図５】本発明になる多相ステッピングモータ駆動回路の電流制御部の構成を示すブロック図である。
【図６】従来から実施されている２相ステッピングモータ駆動回路の構成を示すブロック図である。
【図７】スイッチング駆動方式とリニア駆動方式の電流リップルの比較説明図
【図８】マイクロステップの分割数による電流波形の比較図
【図９】本発明になる駆動回路と、従来技術の駆動回路と、により同じモータを駆動した場合の振動比較図
【符号の説明】
【００２６】
１      マイコン
１−１、１−１１  ＣＰＵ
１−２、１−１２  位相差信号生成回路
２−１、２−１１  Ｄ／Ａコンバータ
２−２、２−１２  Ｄ／Ａコンバータ
２−３  Ｄ／Ａコンバータ
３−１、３−１１  プリアンプ
３−２、３−１２  プリアンプ
３−３  プリアンプ
４−１、４−１１  差動増幅器
４−２、４−１２  差動増幅器
４−３  差動増幅器
５−１、５−１１  デカップリングコンデンサ
５−２、５−１２  デカップリングコンデンサ
５−３  デカップリングコンデンサ
６−１、６−１１  パワーリニアアンプ
６−２、６−１２  パワーリニアアンプ
６−３  パワーリニアアンプ
７−１、７−１１  電流センサ
７−２、７−１２  電流センサ
７−３  電流センサ
８−１、８−１１  保護抵抗
８−２，８−１２  保護抵抗
８−３  保護抵抗
９−１  モータコイル
９−２  モータコイル
９−３  モータコイル
１０−１、１０−１１  フィードバックアンプ
１０−２、１０−１２  フィードバックアンプ
１０−３  フィードバックアンプ
１１  Ｄ／Ａコンバータ
１２  アナログマルチプレクサ
１３  電流検出抵抗
１４  差動増幅器  
１５  三角波電圧発生回路
１６  ＰＷＭ変調回路
【図１】
2007325402.tif 000003
【図２】
2007325402.tif 000004
【図３】
2007325402.tif 000005
【図４】
2007325402.tif 000006
【図５】
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【図６】
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【図７】
2007325402.tif 000009
【図８】
2007325402.tif 000010
【図９】
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