(57)【要約】【課題】電流モニタの高速動作を可能とし、増幅率を線形とする。【解決手段】直流電源１６とトランジスタＱ１との間に抵抗Ｒａが接続される。オペアンプ３１は、抵抗Ｒａによって変換された電圧信号の信号レベルＶａと、信号レベルＶｂとの差信号を増幅し、増幅した信号をトランジスタＱ３のゲートに供給する。そして、電流モニタ部１３は、信号増幅部２１から出力された電流モニタ信号Ｓ１とスロープ補償部２２から出力された信号Ｓ２とに基づいて、スロープ補償がなされた信号Ｓ３を制御部１５に出力する。このように電流モニタ部１３は、簡易な負帰還回路によって構成されるために、高速動作が可能となり、増幅率も線形となる。また、電流モニタ部１３の増幅率はＲ１とＲ２との抵抗比で決定されるため、増幅率のバラツキも少なくなる。【選択図】図１
2007325489.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一端が直流電源の正極に接続された第１の抵抗と、
制御端と電流流入端と電流流出端とを有し、前記第１の抵抗の他端に前記電流流入端が接続された第１のトランジスタと、
一端が前記第１のトランジスタの前記電流流出端に接続され、他端が前記直流電源の負極に接続された第２の抵抗と、
電圧信号が供給され、前記第１の抵抗の他端と前記第１のトランジスタの電流流入端との接続点の電圧と前記電圧信号の電圧との差信号を増幅し、増幅した差信号を前記第１のトランジスタの前記制御端に供給する第１の増幅器と、を備え、
供給された前記電圧信号の増幅信号を、前記第１のトランジスタの前記電流流出端と前記第２の抵抗の一端との接続点から出力するように構成された、
ことを特徴とする信号増幅回路。
【請求項２】
前記第１のトランジスタは、前記制御端がゲートであり、前記電流流入端がソースであり、前記電流流出端がドレインであるｐチャンネル電界効果トランジスタによって構成されたものである、
ことを特徴とする請求項１に記載の信号増幅回路。
【請求項３】
前記第１のトランジスタは、前記制御端がベースであり、前記電流流入端がエミッタであり、前記電流流出端がコレクタであるｐｎｐバイポーラトランジスタによって構成されたものである、
ことを特徴とする請求項１に記載の信号増幅回路。
【請求項４】
直流電源から供給された電流をスイッチングするスイッチング部と、
前記スイッチング部により生成されるスイッチング電流を平滑化することにより直流電圧を生成する平滑部と、
前記直流電源から前記スイッチング部に供給される電流の電流値をモニタする電流モニタ部と、
前記電流モニタ部がモニタした電流の電流値に基づいた時比率のパルス信号を生成し、生成したパルス信号を前記スイッチング部に供給することにより、前記スイッチング部のスイッチングを制御する制御部と、を備え、
前記電流モニタ部は、
前記直流電源から前記スイッチング部に供給された電流の電流値に対応する電圧信号に変換する電圧変換部と、
前記電圧変換部が変換した電圧信号が前記第１の増幅器に供給されて、前記第１の増幅器に供給された電圧信号の増幅信号を、前記スイッチング部に供給された電流の電流値をモニタする電流モニタ信号として出力するように構成された請求項１乃至３のいずれか１項に記載の信号増幅回路と、を備えた、
ことを特徴とする電流制御型スイッチング電源。
【請求項５】
一端が直流電源の負極に接続された第３の抵抗と、
制御端と電流流入端と電流流出端とを有し、前記第３の抵抗の他端に前記電流流出端が接続された第２のトランジスタと、
一端が前記第２のトランジスタの前記電流流入端に接続され、他端が前記直流電源の正極に接続された第４の抵抗と、
電圧信号が供給され、前記第３の抵抗の他端と前記第２のトランジスタの電流流出端との接続点の電圧と前記電圧信号の電圧との差信号を増幅し、増幅した差信号を前記トランジスタの前記制御端に供給する第２の前記増幅器と、を備え、
供給された前記電圧信号の増幅信号を、前記第２のトランジスタの前記電流流入端と前記第２の抵抗の一端との接続点から出力するように構成された、
ことを特徴とする信号増幅回路。
【請求項６】
前記第２のトランジスタは、前記制御端がゲートであり、前記電流流入端がドレインであり、前記電流流出端がソースであるｎチャンネル電界効果トランジスタによって構成されたものである、
ことを特徴とする請求項５に記載の信号増幅回路。
【請求項７】
前記第２のトランジスタは、前記制御端がベースであり、前記電流流入端がコレクタであり、前記電流流出端がエミッタであるｎｐｎバイポーラトランジスタによって構成されたものである、
ことを特徴とする請求項５に記載の信号増幅回路。
【請求項８】
直流電源から供給される電圧を昇圧する誘導性負荷と、
前記誘導性負荷から供給された電流をスイッチングする前記スイッチング部と、
前記誘導性負荷から供給された電流を整流する整流部と、
前記整流部により整流された電流を平滑化することにより直流電圧を生成する平滑部と、
前記スイッチング部から前記直流電源に供給される電流の電流値をモニタする電流モニタ部と、
前記電流モニタ部がモニタした電流の電流値に基づいた時比率のパルス信号を生成し、生成したパルス信号を前記スイッチング部に供給することにより、前記スイッチング部のスイッチングを制御する前記制御部と、を備え、
前記電流モニタ部は、
前記スイッチング部から前記直流電源に供給された電流の電流値に対応する電圧信号に変換する電圧変換部と、
前記電圧変換部が変換した電圧信号が前記増幅器に供給されて、前記増幅器に供給された電圧信号の増幅信号を、前記スイッチング部に供給された電流の電流値をモニタする電流モニタ信号として出力するように構成された請求項５乃至７のいずれか１項に記載の信号増幅回路と、を備えた、
ことを特徴とする電流制御型スイッチング電源。
【請求項９】
前記電流モニタ部の電圧変換部は、前記直流電源と前記スイッチング部との間に接続された抵抗によって構成されたものである、
ことを特徴とする請求項４又は８に記載の電流制御型スイッチング電源。
【請求項１０】
前記電流モニタ部は、前記電流モニタ信号に対してスロープ補償を行うスロープ補償部を備えた、
ことを特徴とする請求項４、８又は９に記載の電流制御型スイッチング電源。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、信号増幅回路及び電流制御型スイッチング電源に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
スイッチング電源は、スイッチング素子が、インダクタやトランスといった誘導性負荷に流れる電流をオン、オフすることにより、電圧変換を行う装置である。このスイッチング素子に流れる電流に基づいて、スイッチング素子のオン、オフの時比率を制御することにより、出力電圧をほぼ一定に制御する電流制御型スイッチング電源（装置）がある（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
電流制御型スイッチング電源は、例えば、図１１に示すように、降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータによって構成され、トランジスタＱ５１と、ダイオードＤ５１と、インダクタＬ５１と、コンデンサＣ５１と、制御部５１と、電流モニタ部５２と、を備える。
【０００４】
制御部５１は、トランジスタＱ５１にパルス信号を供給して、トランジスタＱ５１をオン、オフする。トランジスタＱ５１は、制御部５１から供給されたパルス信号に従って、直流電源５３から供給された電流をスイッチングする。
【０００５】
インダクタＬ５１とコンデンサＣ５１とは、トランジスタＱ５１のスイッチングにより断続した電流を平滑化し、生成した直流電圧を負荷Ｒ５０に印加する。尚、ダイオードＤ５１は、フライホイールダイオードである。
【０００６】
電流モニタ部５２は、この直流電源５３からトランジスタＱ５１に供給される電流をＩＶ変換して電流モニタ信号を生成し、この電流モニタ信号を制御部５１に供給する。
【０００７】
図１２に示すように、時刻ｔ０において、トランジスタＱ５１がオンすると、電流モニタ部５２がモニタしたときの電流モニタ信号Ｓｉの信号レベルは上昇し、予め設定された上限値Ｓmax1に達すると、制御部５１は、トランジスタＱ５１をオフする。
【０００８】
トランジスタＱ５１がオフすると、電流モニタ信号Ｓｉの信号レベルは低下し、予め設定された下限値Ｓminになると、制御部５１は、再び、トランジスタＱ５１をオンする。
【０００９】
このように、制御部５１は、出力電圧が所定の電圧となるように、トランジスタＱ５１をオン、オフ制御する。
【００１０】
電源変動、負荷変動等がない場合、即ち、定常状態においては、この電流制御型スイッチング電源では、トランジスタＱ５１がオンしたときの電流モニタ信号ｉ５１の信号レベルの傾きＭ１とオフしたときの傾きＭ２との比は、トランジスタＱ５１がオンしたときの時比率Ｄ１とオフしたときの時比率Ｄ２との比と等しくなる。
【００１１】
このような関係から、図１２に示すように、電流モニタ信号Ｓｉの信号レベルがΔｉだけ変動した場合、時比率Ｄ１が０．５未満であることを条件として、トランジスタＱ５１がスイッチングを繰り返すことにより、電流モニタ信号Ｓｉは、破線で示すように変化して、定常状態に収束する。
【００１２】
電流制御型スイッチング電源では、スロープ補償を行うのが一般的である。制御部５１は、図１３に示すように、上限値Ｓmax1に三角波（鋸波）信号の信号レベルを加算（減算）することによりスロープ補償を行う。この上限値Ｓmax1に三角波（鋸波）信号の信号レベルを加算（減算）した値を上限値Ｓmax2として、制御部５１は、電流モニタ信号Ｓｉが、この信号Ｓmax2の信号レベルに達したときに、トランジスタＱ５１をオフする。
【００１３】
このようなスロープ補償を行うことにより、制御部５１にノイズが重畳しても、このノイズの影響を回避することができる。このようなスロープ補償を正確に行うため、電流モニタ部５２には、高速で動作し、かつ、増幅率が線形という特性が要求される。
【００１４】
増幅率を線形にするためには、図１４（ａ）に示すようなオペアンプ６１と抵抗Ｒ６２とからなる負帰還回路を用いるのが一般的である（例えば、特許文献２参照）。
【００１５】
一方、図１４（ｂ）に示すような帰還をかけない回路構成を用いて、高速動作を可能としたものもある（例えば、特許文献３参照）。
【特許文献１】特開平１１−４１９２４号公報（第４頁、図１）
【特許文献２】特開平６−５４１１８号公報（第３頁、図１）
【特許文献３】特開平８−１０２６２４号公報（第３頁、図１）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
しかし、増幅率を線形にするためには、図１４（ａ）に示すようなオペアンプ６１と抵抗Ｒ６２とからなる負帰還回路を用いるのが一般的であるものの、電流モニタ部５２が負帰還回路によって構成された場合、電流モニタ部５２の動作速度が遅くなってしまう。
【００１７】
このため、従来の電流制御型スイッチング電源では、電流モニタ部５２を負帰還回路で構成することができず、図１４（ｂ）に示すようなトランジスタＱ６１と抵抗Ｒ６３とからなる帰還をかけない回路によって電流モニタ部５２を構成せざるを得なかった。
【００１８】
このため、従来の電流制御型スイッチング電源では、高速動作が可能ではあるものの増幅率が非線形となってしまい、かつ抵抗Ｒ６３で電流モニタ部５２の増幅率にバラツキが生じてしまい、スロープ補償の回路定数の決定が難しくなってしまう。
【００１９】
また、位相余裕等を求める場合、電流モニタ信号Ｓｉに比例したループゲインを求める必要があり、電流モニタ部５２が図１４（ｂ）に示すような帰還をかけない回路によって構成された場合、このループゲインを決定することも難しくなってしまう。
【００２０】
本発明は、このような従来の問題点に鑑みてなされたもので、高速動作を可能とする信号増幅回路及び電流制御型スイッチング電源を提供することを目的とする。
また、本発明は、増幅率を線形とすることが可能な信号増幅回路及び電流制御型スイッチング電源を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
この目的を達成するため、本発明の第１の観点に係る信号増幅回路は、
一端が直流電源の正極に接続された第１の抵抗と、
制御端と電流流入端と電流流出端とを有し、前記第１の抵抗の他端に前記電流流入端が接続された第１のトランジスタと、
一端が前記第１のトランジスタの前記電流流出端に接続され、他端が前記直流電源の負極に接続された第２の抵抗と、
電圧信号が供給され、前記第１の抵抗の他端と前記第１のトランジスタの電流流入端との接続点の電圧と前記電圧信号の電圧との差信号を増幅し、増幅した差信号を前記第１のトランジスタの前記制御端に供給する第１の増幅器と、を備え、
供給された前記電圧信号の増幅信号を、前記第１のトランジスタの前記電流流出端と前記第２の抵抗の一端との接続点から出力するように構成されたことを特徴とする。
【００２２】
前記第１のトランジスタは、前記制御端がゲートであり、前記電流流入端がソースであり、前記電流流出端がドレインであるｐチャンネル電界効果トランジスタによって構成されたものであってもよい。
【００２３】
前記第１のトランジスタは、前記制御端がベースであり、前記電流流入端がエミッタであり、前記電流流出端がコレクタであるｐｎｐバイポーラトランジスタによって構成されたものであってもよい。
【００２４】
本発明の第２の観点に係る電流制御型スイッチング電源は、
直流電源から供給された電流をスイッチングするスイッチング部と、
前記スイッチング部により生成されるスイッチング電流を平滑化することにより直流電圧を生成する平滑部と、
前記直流電源から前記スイッチング部に供給される電流の電流値をモニタする電流モニタ部と、
前記電流モニタ部がモニタした電流の電流値に基づいた時比率のパルス信号を生成し、生成したパルス信号を前記スイッチング部に供給することにより、前記スイッチング部のスイッチングを制御する制御部と、を備え、
前記電流モニタ部は、
前記直流電源から前記スイッチング部に供給された電流の電流値に対応する電圧信号に変換する電圧変換部と、
前記電圧変換部が変換した電圧信号が前記第１の増幅器に供給されて、前記第１の増幅器に供給された電圧信号の増幅信号を、前記スイッチング部に供給された電流の電流値をモニタする電流モニタ信号として出力するように構成された請求項１乃至３のいずれか１項に記載の信号増幅回路と、を備えたことを特徴とする。
【００２５】
本発明の第３の観点に係る信号増幅回路は、
一端が直流電源の負極に接続された第３の抵抗と、
制御端と電流流入端と電流流出端とを有し、前記第３の抵抗の他端に前記電流流出端が接続された第２のトランジスタと、
一端が前記第２のトランジスタの前記電流流入端に接続され、他端が前記直流電源の正極に接続された第４の抵抗と、
電圧信号が供給され、前記第３の抵抗の他端と前記第２のトランジスタの電流流出端との接続点の電圧と前記電圧信号の電圧との差信号を増幅し、増幅した差信号を前記トランジスタの前記制御端に供給する第２の前記増幅器と、を備え、
供給された前記電圧信号の増幅信号を、前記第２のトランジスタの前記電流流入端と前記第２の抵抗の一端との接続点から出力するように構成されたことを特徴とする。
【００２６】
前記第２のトランジスタは、前記制御端がゲートであり、前記電流流入端がドレインであり、前記電流流出端がソースであるｎチャンネル電界効果トランジスタによって構成されたものであってもよい。
【００２７】
前記第２のトランジスタは、前記制御端がベースであり、前記電流流入端がコレクタであり、前記電流流出端がエミッタであるｎｐｎバイポーラトランジスタによって構成されたものであってもよい。
【００２８】
本発明の第４の観点に係る信号増幅回路は、
直流電源から供給される電圧を昇圧する誘導性負荷と、
前記誘導性負荷から供給された電流をスイッチングする前記スイッチング部と、
前記誘導性負荷から供給された電流を整流する整流部と、
前記整流部により整流された電流を平滑化することにより直流電圧を生成する平滑部と、
前記スイッチング部から前記直流電源に供給される電流の電流値をモニタする電流モニタ部と、
前記電流モニタ部がモニタした電流の電流値に基づいた時比率のパルス信号を生成し、生成したパルス信号を前記スイッチング部に供給することにより、前記スイッチング部のスイッチングを制御する前記制御部と、を備え、
前記電流モニタ部は、
前記スイッチング部から前記直流電源に供給された電流の電流値に対応する電圧信号に変換する電圧変換部と、
前記電圧変換部が変換した電圧信号が前記増幅器に供給されて、前記増幅器に供給された電圧信号の増幅信号を、前記スイッチング部に供給された電流の電流値をモニタする電流モニタ信号として出力するように構成された請求項５乃至７のいずれか１項に記載の信号増幅回路と、を備えたことを特徴とする。
【００２９】
前記電流モニタ部の電圧変換部は、前記直流電源と前記スイッチング部との間に接続された抵抗によって構成されたものであってもよい。
【００３０】
前記電流モニタ部は、前記電流モニタ信号に対してスロープ補償を行うスロープ補償部を備えたものであってもよい。
【発明の効果】
【００３１】
本発明によれば、高速動作が可能となる。また、増幅率を線形とすることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３２】
以下、本発明の実施形態に係る電流制御型スイッチング電源を図面を参照して説明する。尚、本実施形態では、この電流制御型スイッチング電源をＤＣ−ＤＣコンバータとして説明する。
第１の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの構成を図１に示す。
第１の実施形態に係る降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチング部１１と、平滑部１２と、電流モニタ部１３と、分圧部１４と、制御部１５と、を備える。
【００３３】
スイッチング部１１は、直流電源１６から供給された電流をスイッチングするものであり、トランジスタＱ１，Ｑ２を備える。トランジスタＱ１，Ｑ２は、それぞれ、ｐチャンネル、ｎチャンネルの電界効果トランジスタからなるものであり、制御部１５から供給されたパルス信号に従って交互にオン、オフする。
【００３４】
トランジスタＱ１のソースは、直流電源１６の正極に接続されている。トランジスタＱ２のドレインは、トランジスタＱ１のドレインに接続され、ソースは、直流電源１６の負極に接続される。
【００３５】
平滑部１２は、スイッチング部１１のスイッチングによって供給されるスイッチング電流を平滑化することにより直流電圧を生成する回路であり、インダクタＬ１とコンデンサＣ１とからなる。
【００３６】
インダクタＬ１は、スイッチング電流によるエネルギーを蓄積、放出する誘導性負荷であり、インダクタＬ１の一端は、トランジスタＱ１，Ｑ２のドレインに接続される。
【００３７】
インダクタＬ１は、トランジスタＱ１，Ｑ２がそれぞれオン、オフする期間に、直流電源１６から、トランジスタＱ１を介してスイッチング電流が供給される。インダクタＬ１は、供給されたスイッチング電流をコンデンサＣ１に供給してコンデンサＣ１を充電するとともに、エネルギーを蓄積する。
【００３８】
インダクタＬ１は、トランジスタＱ１，Ｑ２がそれぞれオフ、オンする期間で、蓄積したエネルギーを負荷Ｒ０に放出するとともにコンデンサＣ１に供給する。
【００３９】
コンデンサＣ１は、その両端に負荷Ｒ０が接続されて、この負荷Ｒ０に供給する電圧を平滑化するためのコンデンサである。コンデンサＣ１の一端は、インダクタＬ１の他端に接続され、コンデンサＣ１の他端は、直流電源１６の負極に接続される。
【００４０】
コンデンサＣ１は、インダクタＬ１から供給されたスイッチング電流により充放電し、充放電することにより、生成した直流電圧を負荷Ｒ０に印加する。
【００４１】
電流モニタ部１３は、直流電源１６からスイッチング部１１に供給される電流の電流値をモニタするためのものであり、抵抗Ｒａと、信号増幅部２１と、スロープ補償部２２と、からなる。
【００４２】
抵抗Ｒａは、トランジスタＱ１に流れるスイッチング電流を電圧信号にＩＶ変換するための抵抗であり、その一端は直流電源１６の正極に接続され、他端は、スイッチング部１１のトランジスタＱ１のソースに接続されている。
【００４３】
信号増幅部２１は、抵抗Ｒａによって変換された電圧信号を増幅するものであり、抵抗Ｒ１，Ｒ２と、トランジスタＱ３と、オペアンプ３１と、からなる。
【００４４】
抵抗Ｒ１，Ｒ２は、オペアンプ３１の増幅率を決定するための抵抗である。トランジスタＱ３は、ゲート端子と、ソース端子と、ドレイン端子と、を有するｐチャンネル電界効果トランジスタである。尚、ゲート端子、ソース端子、ドレイン端子は、それぞれ、制御端、電流流入端、電流流出端に相当する。
【００４５】
抵抗Ｒ１の一端は、直流電源１６の正極に接続され、トランジスタＱ３のソース端子は、抵抗Ｒ１の他端に接続される。また、抵抗Ｒ２の一端は、トランジスタＱ３のドレイン端子に接続され、抵抗Ｒ２の他端は、直流電源１６の負極に接続される。
【００４６】
オペアンプ３１は、抵抗Ｒａによって変換された電圧信号を増幅するためのものである。オペアンプ３１は、抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗比に従って決定される信号レベルＶｂと抵抗Ｒａによって変換された電圧信号の信号レベルＶａとの差信号を増幅する。そして、電流モニタ部１３は、トランジスタＱ３のドレイン端子から、電流モニタ信号Ｓ１を出力する。
【００４７】
このように、電流モニタ部１３の抵抗Ｒａが直流電源１６の正極とスイッチング部１１のトランジスタＱ１との間に接続されているため、電流モニタ部１３が変換する信号レベルＶａは、直流電源１６の電源電圧近傍の信号レベルとなる。尚、抵抗Ｒａの抵抗値も、電圧信号の信号レベルＶａがオペアンプ３１の入力範囲となるように設定される。
【００４８】
このため、オペアンプ３１に印加される電圧信号の入力範囲が狭くなり、必要最小限の回路でオペアンプ３１（差動増幅器）が構成されることになる。
【００４９】
このオペアンプ３１の構成例を図２に示す。オペアンプ３１は、トランジスタＱ１１〜Ｑ１５からなる。トランジスタＱ１１，１２は、ｐチャンネル電界効果トランジスタであり、トランジスタＱ１１、Ｑ１２のソース端子は、互いに接続され、ゲート端子も互いに接続され、トランジスタＱ１１のドレインに接続されてカレントミラー回路が構成される。
【００５０】
トランジスタＱ１３〜Ｑ１５は、ｎ型電界効果トランジスタである。トランジスタＱ１３のドレインは、トランジスタＱ１１のドレインに接続され、トランジスタＱ１４のドレインは、トランジスタＱ１２のドレインに接続される。トランジスタＱ１５のドレインは、トランジスタＱ１３，Ｑ１４のソースに接続され、トランジスタＱ１５のソースは、接地される。また、トランジスタＱ１５のゲートには、バイアス信号ＮＢＩＡＳが供給される。
【００５１】
トランジスタＱ１３，Ｑ１４のゲート端子は、それぞれ、オペアンプ３１の＋端子、−端子に相当する。そして、それぞれ、抵抗ＲａによってＩＶ変換された電圧信号が信号ＩＮＰとなり、信号増幅部２１の抵抗Ｒ１とトランジスタＱ３のソース端子との接続点の信号が信号ＩＮＭとなり、オペアンプ３１は、出力信号ＯＵＴをトランジスタＱ３のゲートに供給する。尚、トランジスタＱ１３，Ｑ１４のトランジスタサイズ比を変えることにより、オフセットを設定することが可能となる。
【００５２】
このように、必要最小限の回路でオペアンプ３１が構成されれば、電流モニタ部１３の回路構成も簡易となり、電流モニタ部１３の高速動作も可能になる。
【００５３】
また、オペアンプ３１の出力信号は、トランジスタＱ３のゲート端子に供給されるように構成されるため、電流モニタ部１３は、高速で動作する。
【００５４】
また、抵抗Ｒ１＝０としたときに、電流モニタ部１３の信号増幅部２１は、図１４（ｂ）と同様の構成となる。このため、電流モニタ部１３は、さらに、高速で動作することが可能となる。
【００５５】
また、電流モニタ部１３は、負帰還回路によって構成される。これにより、電流モニタ部１３の増幅率は線形となり、電流モニタ部１３は、トランジスタＱ１に供給される電流の電流値に比例した信号レベルの電流モニタ信号Ｓ１を出力することになる。
【００５６】
また、オペアンプ３１の増幅率は、抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗比で決定される。ここで、抵抗Ｒａによって変換された電圧信号の信号レベルＶａと信号レベルＶｂとがほぼ等しいとして、信号増幅部２１が出力する電流モニタ信号Ｓ１の信号レベルＶs1は、次の数１によって表される。
【数１】
2007325489.tif 000003
このため、抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値が均一にばらついたとしても、ばらつきの影響は低減される。
【００５７】
スロープ補償部２２は、電流モニタ信号Ｓ１に対するスロープ補償を行うためのものであり、抵抗Ｒ３と、オペアンプ３２と、トランジスタＱ４と、からなる。
【００５８】
抵抗Ｒ３の一端は、直流電源１６の正極に接続される。トランジスタＱ４は、ｐチャンネル電界効果トランジスタであり、オペアンプ３２が出力した信号を増幅するものである。トランジスタＱ４のソース端子は、抵抗Ｒ３の他端に接続され、ドレイン端子は、トランジスタＱ３のドレイン端子に接続される。
【００５９】
オペアンプ３２は、トランジスタＱ４のソース電圧と三角波生成部３６が生成した三角波信号Ｓ４との差信号を増幅するものである。オペアンプ３２の−端子は、抵抗Ｒ３とトランジスタＱ４のソースとの接続点に接続され、＋端子は、制御部１５の三角波生成部３６に接続される。そして、オペアンプ３２は、増幅した信号をトランジスタＱ４のゲートに出力し、スロープ補償部２２は、トランジスタＱ４のドレインから信号Ｓ２を出力する。
【００６０】
信号Ｓ２の信号レベルをＶs2とすると、信号レベルＶs2は次の数２によって表される。
【数２】
2007325489.tif 000004
このように、スロープ補償部２２の増幅率は、抵抗Ｒ３，Ｒ２の抵抗比で決定され、一定となる。
【００６１】
電流モニタ部１３が出力する電流モニタ信号Ｓ３の信号レベルをＶs3とすると、信号レベルＶs3は、次の数３によって表される。
【数３】
2007325489.tif 000005
尚、電流モニタ部１３において、オペアンプ３１，３２の−端子の電圧を負側にオフセットすることもできる。このような構成により、オペアンプ３１，３２の−端子の電圧が＋側にオフセットされても、オペアンプ３１，３２の非動作を回避することができる。
【００６２】
電流モニタ部１３は、スロープ補償がなされた信号レベルＶs3の電流モニタ信号Ｓ３を制御部１５に供給する。
【００６３】
分圧部１４は、出力電圧Ｖoutを分圧するための回路であり、抵抗Ｒ４，Ｒ５からなる。抵抗Ｒ４の一端は、コンデンサＣ１の一端に接続され、抵抗Ｒ５の一端は、抵抗Ｒ４の他端に接続され、抵抗Ｒ５の他端は、接地される。
【００６４】
制御部１５は、スイッチング部１１に供給するパルス信号Ｓ５を生成するとともに、電流モニタ部１３から供給された電流モニタ信号Ｓ３の信号レベルに基づいてパルス信号Ｓ５の時比率を設定するものである。
【００６５】
制御部１５は、フリップフロップ３３と、インバータ３４と、クロック信号生成部３５と、三角波生成部３６と、誤差増幅器３７と、コンパレータ３８と、を備える。
【００６６】
フリップフロップ３３は、パルス信号Ｓ６を生成するためのＳＲフリップフロップであり、セット（Ｓ）端子にＨレベルの信号が供給されてセットされ、Ｑ端子から出力する信号Ｓ６の信号レベルをＨ（ハイ）レベルに立ち上げる。また、フリップフロップ３３は、リセット（Ｒ）端子にリセット信号が供給されてリセットされ、信号Ｓ６の信号レベルをＬレベルに立ち下げる。
【００６７】
インバータ３４は、フリップフロップ３３が出力した信号Ｓ６の信号レベルを反転して、パルス信号Ｓ５を生成するものであり、生成したパルス信号Ｓ５をスイッチング部１１に供給する。
【００６８】
クロック信号生成部３５は、スイッチングの周期を設定するためのクロック信号ＣＬＫを生成するものである。クロック信号生成部３５は、生成したクロック信号ＣＬＫを三角波生成部３６とフリップフロップ３３のセット（Ｓ）端子とに供給する。
【００６９】
三角波生成部３６は、クロック信号生成部３５から供給されたクロック信号ＣＬＫに同期した三角波信号Ｓ４を生成するものである。三角波生成部３６は、前述したように、生成した三角波信号Ｓ４をスロープ補償部２２のオペアンプ３２の＋端子に供給する。
【００７０】
誤差増幅器３７は、出力電圧Ｖoutの分圧電圧Ｖout1と基準電圧Ｖrefとの差信号を増幅するものである。誤差増幅器３７の−端子は、分圧部１４の抵抗Ｒ４，Ｒ５の接続点に接続され、＋端子には、基準電圧Ｖrefが供給される。
【００７１】
コンパレータ３８は、電流モニタ信号Ｓ１が、図１３に示すスロープ補償を行うときの上限値Ｓmax2に達したときに、フリップフロップ３３をリセットするためのものである。コンパレータ３８の−端子には、誤差増幅器３７の出力信号が供給される。
【００７２】
コンパレータ３８は、電流モニタ信号Ｓ１の信号レベルが、スロープ補償を行うときの上限値Ｓmax2に達したとき、フリップフロップ３３をリセットするためのリセット信号を、フリップフロップ３３のリセット（Ｒ）端子に供給する。
【００７３】
次に本実施形態に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明する。
図３に示すように、時刻ｔ１１において、フリップフロップ３３のセット端子にクロック信号生成部３５のＨレベルのクロック信号ＣＬＫが供給されると、フリップフロップ３３はセットされて、フリップフロップ３３は、信号Ｓ６をＨレベルに立ち上げる。
【００７４】
信号Ｓ６がＨレベルになると、インバータ３４により反転した信号Ｓ５の信号レベルは、Ｌレベルになる。信号Ｓ５の信号レベルがＬレベルになると、トランジスタＱ１，Ｑ２は、それぞれ、オン、オフする。
【００７５】
トランジスタＱ１，Ｑ２がそれぞれオン、オフすると、電流ｉｑ１が直流電源１６からトランジスタＱ１を介してインダクタＬ１へと流れる。
【００７６】
インダクタＬ１は、供給されたスイッチング電流をコンデンサＣ１に供給してコンデンサＣ１を充電し、コンデンサＣ１の端子電圧Ｖｃは上昇する。
【００７７】
トランジスタＱ１に供給される電流ｉｑ１は徐々に上昇し、抵抗Ｒａは電流ｉｑ１を電圧変換する。抵抗Ｒａが変換した電圧信号の信号レベルＶａは、電流ｉｑ１の上昇に伴って低下する。
【００７８】
電圧信号の信号レベルＶａは、直流電源１６の電源電圧近傍の信号レベルとなり、電流モニタ部１３は、電流ｉｑ１の変化に追従して電流ｉｑ１を信号レベルＶａに、高速で電圧変換する。
【００７９】
電流モニタ部１３のオペアンプ３１は、抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗比によって決定される増幅率で、この信号レベルＶａと信号レベルＶｂとの差信号を増幅する。
【００８０】
オペアンプ３１は、増幅した信号をトランジスタＱ３のゲートに供給する。オペアンプ３１がトランジスタＱ３のゲートに増幅した信号を供給するため、電流モニタ部１３は、高速で電流ｉｑ１をモニタし、この電流モニタ信号Ｓ１を出力する。そして、電流モニタ部１３は、負帰還回路によって構成されているため、信号レベルＶａに比例した正確な電流モニタ信号Ｓ１を制御部１５に出力することになる。
【００８１】
また、制御部１５の三角波生成部３６は、クロック信号生成部３５から供給されたクロック信号ＣＬＫに基づいて三角波信号Ｓ４を生成し、生成した三角波信号Ｓ４をスロープ補償部２２に出力する。
【００８２】
オペアンプ３２は、トランジスタＱ４のソース電圧と三角波生成部３６が生成した三角波信号Ｓ４との差信号を増幅し、増幅した信号をトランジスタＱ４のゲートに出力する。スロープ補償部２２は、トランジスタＱ４のドレインから信号Ｓ２を出力する。
【００８３】
電流モニタ部１３は、信号増幅部２１が出力した電流モニタ信号Ｓ１とスロープ補償部２２が出力した信号Ｓ２とに基づいて、数３に示すスロープ補償がなされた電圧Ｖs3の電流モニタ信号Ｓ３を制御部１５に出力する。
【００８４】
制御部１５の誤差増幅器３７は、出力電圧Ｖoutの分圧電圧Ｖout1と基準電圧Ｖrefとの差信号を増幅し、増幅した信号をコンパレータ３８に供給する。
【００８５】
コンパレータ３８は、電流モニタ部１３から供給された電流モニタ信号Ｓ３の信号レベルと誤差増幅器３７からの出力信号の信号レベルとを比較し、その差が０になったときに、電流モニタ信号Ｓ３の信号レベルが、スロープ補償を行うときの上限値Ｓmax2に達したものとして、フリップフロップ３３のリセット端子にリセット信号を供給する。
【００８６】
コンパレータ３８からリセット端子にリセット信号が供給されると、フリップフロップ３３は、リセットされ、信号Ｓ６の信号レベルをＬレベルに立ち下げる。
【００８７】
インバータ３４は、この信号Ｓ６の信号レベルを反転して、スイッチング部１１に供給する信号Ｓ５の信号レベルをＨレベルに立ち上げる。
【００８８】
信号Ｓ５の信号レベルがＨレベルになると、トランジスタＱ１，Ｑ２は、それぞれ、オフ、オンする。
【００８９】
トランジスタＱ１，Ｑ２がそれぞれオフ、オンすると、スイッチング電流ｉｑ１は流れなくなる一方、直流電源１６の負極から、トランジスタＱ２を介して、インダクタＬ１へと、スイッチング電流ｉｑ２が流れる。
【００９０】
時刻ｔ１３になって、再び、クロック信号生成部３５のクロック信号ＣＬＫが供給されると、トランジスタＱ１，Ｑ２が、それぞれ、オン、オフする。
【００９１】
このようにトランジスタＱ１，Ｑ２が交互にオン、オフすることにより、コンデンサＣ１に供給された電流Ｉｃは図３に示すように、Ｉcmin〜Ｉcmaxの範囲内で上下し、コンデンサＣ１は、この電流Ｉｃを負荷Ｒ０に供給する。
【００９２】
以上説明したように、本実施形態によれば、電流モニタ部１３が負帰還回路によって構成されるため、電流モニタ部１３の増幅率を線形にすることができる。
【００９３】
また、オペアンプ３１が出力する信号がトランジスタＱ３のゲートに供給されるように電流モニタ部１３が構成されるため、電流モニタの高速動作が可能となる。
【００９４】
また、電流モニタ部１３の増幅率が抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗比によって決定されるため、増幅率のばらつきの影響を低減することができる。
【００９５】
このため、スロープ補償の回路定数を決定しやすくなり、位相余裕等を求める際のループゲインを容易に求めることもできる。
【００９６】
そして、電流モニタ部１３の抵抗Ｒａは、直流電源１６の電源電圧の近傍で電流を電圧信号に変換するようにしたため、オペアンプ３１の回路を簡易なものとすることができる。
【００９７】
従って、高速動作が可能となり、電流の検出に遅れが生じなくなる。また、電流モニタ信号Ｓ１は線形となり、バラツキも少なくなるので、スロープ補償の値を決定しやすくなり、また、ループゲインも決定しやすくなる。
【００９８】
また、電流モニタ部１３は、スロープ補償部２２を備え、電流モニタ信号Ｓ１に対する
スロープ補償を行うため、電流モニタ部１３は、より高速に動作する。
【００９９】
尚、本発明を実施するにあたっては、種々の形態が考えられ、上記実施の形態に限られ
るものではない。
例えば、上記実施形態では、電流モニタ部１３の抵抗Ｒａの代わりに、例えば、カレン
トトランス等を用いてもよい。
【０１００】
上記実施形態では、信号増幅部２１のトランジスタＱ３に、ｐチャンネル電界効果トラ
ンジスタを用いた。しかし、このｐチャンネル電界効果トランジスタの代わりに、図４に
示すようなｐｎｐバイポーラトランジスタからなるトランジスタＱ２１を用いてもよい。
【０１０１】
トランジスタＱ１３のエミッタ端子は、電流流入端であり、抵抗Ｒ１の他端に接続される。コレクタ端子は、電流流出端であり、抵抗Ｒ２の一端に接続される。ベース端子は、制御端であり、オペアンプ３１の出力端に接続される。
【０１０２】
次に、第２の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの構成を図５に示す。
第２の実施形態に係る昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチング部１１と、電流モニタ部１３と、分圧部１４と、制御部１５と、誘導性負荷１７と、整流部１８と、平滑部１９と、を備える。
【０１０３】
スイッチング部１１は、誘導性負荷１７から供給された電流をスイッチングするものであり、トランジスタＱ５を備える。トランジスタＱ５はｎチャンネルの電界効果トランジスタからなるものであり、制御部１５から供給されたパルス信号に従ってオン、オフする。
【０１０４】
トランジスタＱ５のドレインは、誘導性負荷１７を介して直流電源１６の正極に接続され、トランジスタＱ５のソースは、電流モニタ部に含まれる抵抗Ｒａを介して直流電源１６の負極に接続される。
【０１０５】
誘導性負荷１７は直流電源１６の電圧を昇圧するものであり、インダクタＬ２からなる。インダクタＬ２は、一端を直流電源１６に接続され、直流電源１６からのエネルギーを蓄積、放出する。
【０１０６】
インダクタＬ２は、トランジスタＱ５がオンする期間に、供給された電源電流のエネルギーを蓄積し、トランジスタＱ５がオフする期間に、蓄積したエネルギーを電流として整流部１８に供給する。
【０１０７】
整流部１８は、ダイオードＤ１からなり、インダクタＬ２からの電流を整流する。ダイオードＤ１は、アノードがインダクタＬ２の他端に接続され、トランジスタＱ５がオフされる期間に、インダクタＬ２からの電流をコンデンサＣ２に供給する。
【０１０８】
平滑部１９は、ダイオードＤ１から供給された電流を平滑化することにより直流電圧を生成する回路であり、コンデンサＣ２からなる。
【０１０９】
コンデンサＣ２は、その両端に負荷Ｒ０が接続されて、この負荷Ｒ０に供給する電圧を平滑化するためのコンデンサである。コンデンサＣ２の一端は、ダイオードＤ１のカソードに接続され、コンデンサＣ２の他端は、直流電源１６の負極に接続される。
【０１１０】
コンデンサＣ２は、ダイオードＤ１から供給された電流により充放電し、その電圧を負荷Ｒ０に印加する。
【０１１１】
電流モニタ部１３は、インダクタＬ２からスイッチング部１１に供給される電流の電流値をモニタするためのものであり、抵抗Ｒａと、信号増幅部２１と、スロープ補償部２２と、からなる。
【０１１２】
抵抗Ｒａは、トランジスタＱ５に流れるスイッチング電流を電圧信号にＩＶ変換するための抵抗であり、その一端は直流電源１６の負極に接続され、他端は、スイッチング部１１のトランジスタＱ５のソースに接続されている。
【０１１３】
信号増幅部２１は、抵抗Ｒａによって変換された電圧信号を増幅するものであり、抵抗Ｒ６，Ｒ７と、トランジスタＱ６と、オペアンプ４１と、からなる。
【０１１４】
抵抗Ｒ６，Ｒ７は、信号増幅部２１の増幅率を決定するための抵抗である。トランジスタＱ６は、ゲート端子と、ソース端子と、ドレイン端子と、を有するｎチャンネル電界効果トランジスタである。尚、ゲート端子、ソース端子、ドレイン端子は、それぞれ、制御
端、電流流出端、電流流入端に相当する。
【０１１５】
抵抗Ｒ６の一端は、直流電源１６の負極に接続され、トランジスタＱ６のソース端子は、抵抗Ｒ６の他端に接続される。また、抵抗Ｒ７の一端は、トランジスタＱ６のドレイン端子に接続され、抵抗Ｒ７の他端は、直流電源１６の正極に接続される。
【０１１６】
オペアンプ４１は、抵抗Ｒａによって変換された電圧信号を増幅するためのものである。オペアンプ４１は、抵抗Ｒ６，Ｒ７の抵抗比に従って決定される信号レベルＶｂと抵抗Ｒａによって変換された電圧信号の信号レベルＶａとの差信号を増幅する。そして、電流モニタ部１３は、トランジスタＱ６のドレイン端子から、電流モニタ信号Ｓ７を出力する。
【０１１７】
このように、電流モニタ部１３の抵抗Ｒａが直流電源１６の負極とスイッチング部１１のトランジスタＱ５との間に接続されているため、電流モニタ部１３が変換する信号レベルＶａは、直流電源１６の接地電位近傍の信号レベルとなる。尚、抵抗Ｒａの抵抗値も、電圧信号の信号レベルＶａがオペアンプ４１の入力範囲となるように設定される。
【０１１８】
このため、オペアンプ４１に印加される電圧信号の入力範囲が狭くなり、必要最小限の
回路でオペアンプ４１（差動増幅器）が構成されることになる。
【０１１９】
このオペアンプ４１の構成例を図６に示す。オペアンプ４１は、トランジスタＱ１６〜Ｑ２０からなる。トランジスタＱ１９，２０は、ｎチャンネル電界効果トランジスタであり、トランジスタＱ１９、Ｑ２０のソース端子は、互いに接続され、ゲート端子も互いに接続され、トランジスタＱ２０のドレインに接続されてカレントミラー回路が構成される。
【０１２０】
トランジスタＱ１６〜Ｑ１８は、ｐ型電界効果トランジスタである。トランジスタＱ１７のドレインは、トランジスタＱ１９のドレインに接続され、トランジスタＱ１８のドレインは、トランジスタＱ２０のドレインに接続される。トランジスタＱ１６のドレインは、トランジスタＱ１７，Ｑ１８のソースに接続され、トランジスタＱ１６のソースは、電源に接続される。また、トランジスタＱ１６のゲートには、バイアス信号ＰＢＩＡＳが供給される。
【０１２１】
トランジスタＱ１７，Ｑ１８のゲート端子は、それぞれ、オペアンプ４１の＋端子、−端子に相当する。そして、それぞれ、抵抗ＲａによってＩＶ変換された電圧信号が信号ＩＮＰとなり、信号増幅部２１の抵抗Ｒ６とトランジスタＱ６のソース端子との接続点の信号が信号ＩＮＭとなり、オペアンプ４１は、出力信号ＯＵＴをトランジスタＱ６のゲートに供給する。尚、トランジスタＱ１７，Ｑ１８のトランジスタサイズ比を変えることにより、オフセットを設定することが可能となる。
【０１２２】
このように、必要最小限の回路でオペアンプ４１が構成されれば、電流モニタ部１３の回路構成も簡易となり、電流モニタ部１３の高速動作も可能になる。
【０１２３】
また、オペアンプ４１の出力信号は、トランジスタＱ６のゲート端子に供給されるように構成されるため、電流モニタ部１３は、高速で動作する。
【０１２４】
また、抵抗Ｒ６＝０としたときに、電流モニタ部１３の信号増幅部２１は、図１４（ｃ）と同様の構成となる。このため、電流モニタ部１３は、さらに、高速で動作することが可能となる。
【０１２５】
また、電流モニタ部１３は、負帰還回路によって構成される。これにより、電流モニタ部１３の増幅率は線形となり、電流モニタ部１３は、トランジスタＱ５に供給される電流の電流値に比例した信号レベルの電流モニタ信号Ｓ７を出力することになる。
【０１２６】
また、信号増幅部２１の増幅率は、抵抗Ｒ６，Ｒ７の抵抗比で決定される。ここで、抵抗Ｒａによって変換された電圧信号の信号レベルＶａと信号レベルＶｂとがほぼ等しいとして、信号増幅部２１が出力する電流モニタ信号Ｓ７の信号レベルＶｓ７は、数４によって表される。
【数４】
2007325489.tif 000006
このため、抵抗Ｒ６，Ｒ７の抵抗値が均一にばらついたとしても、ばらつきの影響は低減される。
【０１２７】
スロープ補償部２２は、電流モニタ信号Ｓ７に対するスロープ補償を行うためのものであり、抵抗Ｒ８と、オペアンプ４２と、トランジスタＱ７と、からなる。
【０１２８】
抵抗Ｒ８の一端は、直流電源１６の負極に接続される。トランジスタＱ７は、ｎチャンネル電界効果トランジスタである。トランジスタＱ７のソース端子は、抵抗Ｒ８の他端に接続され、ドレイン端子は、トランジスタＱ６のドレイン端子に接続される。
【０１２９】
オペアンプ４２は、トランジスタＱ７のソース電圧と三角波生成部３６が生成した三角波信号Ｓ４との差信号を増幅するものである。オペアンプ４２の−端子は、抵抗Ｒ８とトランジスタＱ７のソースとの接続点に接続され、＋端子は、制御部１５の三角波生成部３６に接続される。そして、オペアンプ４２は、増幅した信号をトランジスタＱ７のゲートに出力し、スロープ補償部２２は、トランジスタＱ７のドレインから信号Ｓ８を出力する。
【０１３０】
信号Ｓ８の信号レベルをＶｓ８とすると、信号レベルＶｓ８は数２によって表される。
【数５】
2007325489.tif 000007
このように、スロープ補償部２２の増幅率は、抵抗Ｒ８，Ｒ７の抵抗比で決定され、一定となる。
【０１３１】
電流モニタ部１３が出力する電流モニタ信号Ｓ９の信号レベルをＶｓ９とすると、信号レベルＶｓ９は、数６によって表される。
【数６】
2007325489.tif 000008
尚、電流モニタ部１３において、オペアンプ４１，４２の−端子の電圧を負側にオフセットすることもできる。このような構成により、オペアンプ４１，４２の−端子の電圧が＋側にオフセットされても、オペアンプ４１，４２の非動作を回避することができる。
【０１３２】
電流モニタ部１３は、スロープ補償がなされた信号レベルＶｓ９の電流モニタ信号Ｓ９を制御部１５に供給する。
【０１３３】
分圧部１４は、出力電圧Ｖｏｕｔを分圧するための回路であり、抵抗Ｒ４，Ｒ５からなる。抵抗Ｒ４の一端は、コンデンサＣ２の一端に接続され、抵抗Ｒ５の一端は、抵抗Ｒ４の他端に接続され、抵抗Ｒ５の他端は、接地される。
【０１３４】
制御部１５は、スイッチング部１１に供給するパルス信号Ｓ１０を生成するとともに、電流モニタ部１３から供給された電流モニタ信号Ｓ９の信号レベルに基づいてパルス信号Ｓ１０の時比率を設定するものである。
【０１３５】
制御部１５は、フリップフロップ３３と、インバータ３４と、クロック信号生成部３５と、三角波生成部３６と、誤差増幅器３７と、コンパレータ３８と、を備える。
【０１３６】
フリップフロップ３３は、パルス信号Ｓ１１を生成するためのＳＲフリップフロップであり、セット（Ｓ）端子にＨレベルの信号が供給されてセットされ、Ｑ端子から出力する信号Ｓ１１の信号レベルをＨ（ハイ）レベルに立ち上げる。また、フリップフロップ３３は、リセット（Ｒ）端子にリセット信号が供給されてリセットされ、信号Ｓ１１の信号レベルをＬレベルに立ち下げる。
【０１３７】
インバータ３４は、フリップフロップ３３が出力した信号Ｓ１１の信号レベルを反転して、パルス信号Ｓ１０を生成するものであり、生成したパルス信号Ｓ１０をトランジスタＱ５に供給する。
【０１３８】
クロック信号生成部３５は、スイッチングの周期を設定するためのクロック信号ＣＬＫを生成するものである。クロック信号生成部３５は、生成したクロック信号ＣＬＫを三角波生成部３６とフリップフロップ３３のリセット（Ｒ）端子とに供給する。
【０１３９】
三角波生成部３６は、クロック信号生成部３５から供給されたクロック信号ＣＬＫに同期した三角波信号Ｓ４を生成するものである。三角波生成部３６は、前述したように、生成した三角波信号Ｓ４をスロープ補償部２２のオペアンプ４２の＋端子に供給する。
【０１４０】
誤差増幅器３７は、出力電圧Ｖoutの分圧電圧Ｖout1と基準電圧Ｖrefとの差信号を増幅するものである。誤差増幅器３７の−端子は、分圧部１４の抵抗Ｒ４，Ｒ５の接続点に接続され、＋端子には、基準電圧Ｖrefが供給される。
【０１４１】
コンパレータ３８は、電流モニタ信号Ｓ９が、誤差増幅器３７の出力電圧を下回ったときに、フリップフロップ３３をセットするためのものである。コンパレータ３８の＋端子には、誤差増幅器３７の出力信号が供給される。
【０１４２】
コンパレータ３８は、電流モニタ信号Ｓ９の信号レベルが、誤差増幅器３７の出力電圧を下回ったとき、フリップフロップ３３をセットするためのセット信号を、フリップフロップ３３のセット（Ｓ）端子に供給する。
【０１４３】
本実施形態に係る昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明する。
図７に示すように、時刻ｔ１１において、フリップフロップ３３のリセット端子にクロック信号生成部３５のＨレベルのクロック信号ＣＬＫが供給されると、フリップフロップ３３はリセットされて、フリップフロップ３３は、信号Ｓ１１をＬレベルに立ち下げる。
【０１４４】
信号Ｓ１１がＬレベルになると、インバータ３４により反転した信号Ｓ１０の信号レベルは、Ｈレベルになる。信号Ｓ１０の信号レベルがＨレベルになると、トランジスタＱ５はオンする。
【０１４５】
トランジスタＱ５がオンすると、インダクタＬ２は、直流電源１６の電流からエネルギーを蓄積するとともに、トランジスタＱ５へ電流ｉｑ５を供給する。
【０１４６】
トランジスタＱ５に供給される電流ｉｑ５は徐々に上昇し、抵抗Ｒａは電流ｉｑ５を電圧変換する。抵抗Ｒａが変換した電圧信号の信号レベルＶａは、電流ｉｑ５の増加に伴って上昇する。
【０１４７】
電圧信号の信号レベルＶａは、直流電源１６の負極電位近傍の信号レベルとなり、電流モニタ部１３は、電流ｉｑ５の変化に追従して電流ｉｑ５を信号レベルＶａに、高速で電圧変換する。
【０１４８】
電流モニタ部１３のオペアンプ４１は、この信号レベルＶａと信号レベルＶｂとの差信号を増幅する。
【０１４９】
オペアンプ４１は、増幅した信号をトランジスタＱ６のゲートに供給する。オペアンプ４１がトランジスタＱ６のゲートに増幅した信号を供給するため、電流モニタ部１３は、高速で電流ｉｑ５をモニタし、この電流モニタ信号Ｓ７を出力する。そして、電流モニタ部１３は、負帰還回路によって構成されているため、信号レベルＶａに比例した正確な電流モニタ信号Ｓ７を制御部１５に出力することになる。
【０１５０】
また、制御部１５の三角波生成部３６は、クロック信号生成部３５から供給されたクロック信号ＣＬＫに基づいて三角波信号Ｓ４を生成し、生成した三角波信号Ｓ４をスロープ補償部２２に出力する。
【０１５１】
オペアンプ４２は、トランジスタＱ７のソース電圧と三角波生成部３６が生成した三角波信号Ｓ４との差信号を増幅し、増幅した信号をトランジスタＱ７のゲートに出力する。スロープ補償部２２は、トランジスタＱ７のドレインから信号Ｓ８を出力する。
【０１５２】
電流モニタ部１３は、信号増幅部２１が出力した電流モニタ信号Ｓ７とスロープ補償部２２が出力した信号Ｓ８とに基づいて、数６に示すスロープ補償がなされた電圧Ｖｓ９の電流モニタ信号Ｓ９を制御部１５に出力する。
【０１５３】
制御部１５の誤差増幅器３７は、出力電圧Ｖoutの分圧電圧Ｖout1と基準電圧Ｖrefとの差信号を増幅し、増幅した信号をコンパレータ３８に供給する。
【０１５４】
コンパレータ３８は、電流モニタ部１３から供給された電流モニタ信号Ｓ９の信号レベルと誤差増幅器３７からの出力信号の信号レベルとを比較し、その差が０になったときに、電流モニタ信号Ｓ９の信号レベルが、スロープ補償を行うときの下限値Ｓminに達したものとして、フリップフロップ３３のセット端子にセット信号を供給する。
【０１５５】
コンパレータ３８からセット端子にセット信号が供給されると、フリップフロップ３３は、信号Ｓ１１の信号レベルをＨレベルに立ち上げる。
【０１５６】
インバータ３４は、この信号Ｓ１１の信号レベルを反転して、スイッチング部１１に供給する信号Ｓ１０の信号レベルをＬレベルに立ち下げる。
【０１５７】
信号Ｓ１０の信号レベルがＬレベルになると、トランジスタＱ５はオフし、電流ｉｑ５は流れなくなる。
【０１５８】
トランジスタＱ５がオフになると、インダクタＬ２は、蓄積されたエネルギーをダイオードＤ１に放出する。ダイオードＤ１は、蓄積されたエネルギーによって昇圧された電圧をコンデンサＣ２に供給して、コンデンサＣ２を充電する。
【０１５９】
時刻ｔ１３になって、再び、クロック信号生成部３５のクロック信号ＣＬＫが供給されると、トランジスタＱ５がオンになる。
【０１６０】
トランジスタＱ５がオンになると、インダクタＬ２は、再び、直流電源１６の電流からエネルギーを蓄積するとともに、トランジスタＱ５へ電流ｉｑ５を供給する。
【０１６１】
ダイオードＤ１の電流Ｉｄが流れなくなったことにより、コンデンサＣ２に供給される電流も流れなくなり、コンデンサＣ２の端子電圧は減少する。
【０１６２】
このように、コンデンサＣ２に供給された電流は、トランジスタＱ５がオン、オフを繰り返すことによって上下し、コンデンサＣ２は、この電流を負荷Ｒ０に供給する。
【０１６３】
以上説明したように、本実施形態によれば、電流モニタ部１３が負帰還回路によって構成されるため、電流モニタ部１３の増幅率を線形にすることができる。
【０１６４】
また、オペアンプ４１が出力する信号がトランジスタＱ６のゲートに供給されるように電流モニタ部１３が構成されるため、電流モニタの高速動作が可能となる。
【０１６５】
また、電流モニタ部１３の増幅率が抵抗Ｒ６，Ｒ７の抵抗比によって決定されるため、増幅率のばらつきの影響を低減することができる。
【０１６６】
このため、スロープ補償の回路定数を決定しやすくなり、位相余裕等を求める際のループゲインを容易に求めることもできる。
【０１６７】
そして、電流モニタ部１３の抵抗Ｒａは、直流電源１６の電源電圧の近傍で電流を電圧信号に変換するようにしたため、オペアンプ４１の回路を簡易なものとすることができる。
【０１６８】
従って、高速動作が可能となり、電流の検出に遅れが生じなくなる。また、電流モニタ信号Ｓ７は線形となり、バラツキも少なくなるので、スロープ補償の値を決定しやすくなり、また、ループゲインも決定しやすくなる。
【０１６９】
また、電流モニタ部１３は、スロープ補償部２２を備え、電流モニタ信号Ｓ７に対するスロープ補償を行うことができる。
【０１７０】
本実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、図８のような構成を取っても良い。図８のＤＣ−ＤＣコンバータは、信号増幅部２１において、トランジスタＱ６のドレインに、トランジスタＱ８、Ｑ９からなるカレントミラーが接続され、トランジスタＱ９のソースは抵抗Ｒ７を介して接地される。
【０１７１】
トランジスタＱ８，Ｑ９はｐチャンネル電界効果トランジスタであり、トランジスタＱ８，Ｑ９のゲートは互いに接続されるとともにトランジスタＱ８のドレインに接続され、トランジスタＱ８，Ｑ９のソースは電源に接続される。
トランジスタＱ９のドレイン端子から、電流モニタ信号Ｓ９を出力する。
【０１７２】
電流モニタ信号Ｓ９の信号レベルは数６で表される。抵抗Ｒ７を接地し、トランジスタＱ８，Ｑ９によるカレントミラーを介してトランジスタＱ６に接続することで、電流モニタ信号Ｓ９は接地電位基準となる。
【０１７３】
尚、本発明を実施するにあたっては、種々の形態が考えられ、上記実施の形態に限られるものではない。
例えば、上記実施形態では、電流モニタ部１３の抵抗Ｒａの代わりに、例えば、カレントトランス等を用いてもよい。
【０１７４】
上記実施形態では、信号増幅部２１のトランジスタＱ６に、ｎチャンネル電界効果トランジスタを用いた。しかし、このｎチャンネル電界効果トランジスタの代わりに、図９に示すようなｎｐｎバイポーラトランジスタからなるトランジスタＱ２２を用いてもよい。
【０１７５】
トランジスタＱ２２のエミッタ端子は抵抗Ｒ６の他端に接続され、コレクタ端子は抵抗Ｒ７の一端に接続される。ベース端子はオペアンプ４１の出力端に接続される。
【０１７６】
本発明に係る電流制御型スイッチング電源は、図１や図５に示すような回路に限られるものではない。例えば、電流制御型スイッチング電源は、図１０に示すようなフライバック方式で構成されてもよく、昇圧型、降圧型、プッシュプル方式、フルブリッジ方式、フォワード方式、フライバック式のいずれのコンバータによって構成されてもよい。
【０１７７】
また、電流制御型スイッチング電源は、電源を交流電源として入力段に整流回路と平滑部とを備えれば、必ずしもＤＣ−ＤＣコンバータに限られるものではない。
【図面の簡単な説明】
【０１７８】
【図１】第１の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示す電流モニタ部のオペアンプの構成例を示す回路図である。
【図３】第１の実施形態における各部の動作を示すタイミングチャートである。
【図４】第１の実施形態における信号増幅部のトランジスタにバイポーラトランジスタを用いた場合の構成を示す図である。
【図５】本発明の第２の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示すブロック図である。
【図６】図５に示す電流モニタ部のオペアンプの構成例を示す回路図である。
【図７】第２の実施形態における各部の動作を示すタイミングチャートである。
【図８】本発明の第２の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの他の構成を示すブロック図である。
【図９】第２の実施形態における信号増幅部のトランジスタにバイポーラトランジスタを用いた場合の構成を示す図である。
【図１０】本発明に係るフライバック方式のＤＣ−ＤＣコンバータの構成例を示すブロック図である。
【図１１】従来の電流制御型スイッチング電源の構成例を示す図である。
【図１２】従来の電流制御型スイッチング電源の一般的な動作を示す波形図である。
【図１３】従来の電流制御型スイッチング電源のスロープ補償の内容を示す波形図である。
【図１４】従来の増幅回路の構成を示す図であり、（ａ）は負帰還回路を有する回路構成を示し、（ｂ）及び（ｃ）は、負帰還回路を有さない回路構成を示す。
【符号の説明】
【０１７９】
１１  スイッチング部
１３  電流モニタ部
１５  制御部
１６  直流電源
２１  信号増幅部
２２  スロープ補償部
３１，４１  オペアンプ
Ｑ３，Ｑ６  トランジスタ
Ｒａ，Ｒ１，Ｒ２  抵抗
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図６】
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【図７】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図５】
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【図８】
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