(57)【要約】【課題】エネルギー効率向上の実用性を高めたモータ駆動システムを提供する。【解決手段】インバータユニット２０は、入力端と電機子コイル１７の一端との間に接続される半導体スイッチ１９−１と、電機子コイル１７の他端と出力端との間に接続される半導体スイッチ１９−２と、入力端と電機子コイル１７の他端との間に接続される半導体スイッチ１９−３と、電機子コイル１７の一端と出力端との間に接続される半導体スイッチ１９−４とを有しており、インバータ制御装置によって半導体スイッチ１９−１及び１９−２と、半導体スイッチ１９−３及び１９−４との少なくとも一方がオンとなるように、制御される。【選択図】図１０
2007325355.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源装置と、相数分のインバータユニットを直列接続して構成されて前記電源装置からの直流電流の方向を制御して矩形波交流電流を生成するインバータと、前記インバータ内のスイッチング素子の駆動を制御するスイッチング制御手段と、電機子コイルを流れる前記インバータからの矩形波交流電流に応じた駆動及び制動を行うモータとを有するモータ駆動システムであって、
前記電源装置は、
直流電圧を供給する直流電源と、
前記直流電源からの直流電圧を入力し、出力電流が直流定電流となるように前記モータの起電力に応じて出力電圧の極性及び大きさを制御する電圧制御手段とを有し、
前記インバータユニットは、
入力端と前記モータ内の１相分の電機子コイルの一端との間に接続される自己ターンオフ能力を有する第１のスイッチング素子と、
前記モータ内の１相分の電機子コイルの他端と出力端との間に接続される自己ターンオフ能力を有する第２のスイッチング素子と、
前記入力端と前記モータ内の１相分の電機子コイルの他端との間に接続される自己ターンオフ能力を有する第３のスイッチング素子と、
前記モータ内の１相分の電機子コイルの一端と出力端との間に接続される自己ターンオフ能力を有する第４のスイッチング素子とを有し、
前記スイッチング制御手段は、駆動期間中において、前記第１及び第２のスイッチング素子と、前記第３及び第４のスイッチング素子との少なくとも一方がオンとなるように、前記第１乃至第４のスイッチング素子の駆動を制御することを特徴とするモータ駆動システム。
【請求項２】
前記インバータユニットは、前記第１乃至第４のスイッチング素子のそれぞれに対して直列に接続され、前記電源装置からの直流電流の上流側をアノード、下流側をカソードとするダイオードを有することを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動システム。
【請求項３】
前記インバータユニットは、前記電機子コイルに並列に接続されるコンデンサを有することを特徴とする請求項１又は２に記載のモータ駆動システム。
【請求項４】
前記電機子コイルと前記コンデンサとの共振周波数は、前記矩形波交流電流の周波数の１０倍乃至２０倍であることを特徴とする請求項３に記載のモータ駆動システム。
【請求項５】
前記インバータユニットは、前記コンデンサに直列に接続される抵抗又はコイルを有することを特徴とする請求項３又は４に記載のモータ駆動システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータを利用して電気自動車等の駆動を行うモータ駆動システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
直流モータは、インバータ制御によって駆動される。具体的には、直流モータ内の回転子の位置が検出され、インバータがその位置情報に基づいて直流モータへの通電を制御する。
【０００３】
直流モータでは、一般に、回転子の磁石材は、円筒型永久磁石により構成される。一方、当該円筒型永久磁石の１つの極性（Ｎ極又はＳ極）に対向する固定子側のコイルは、１つ（１相）である。そして、固定子側の１つのコイルが回転子側の１つの極性に対峙する形式となっている。
【０００４】
このような直流モータの使用に際し、制動時に充電を行ってエネルギー効率の向上が図られる場合がある。例えば、特許文献１は、定電圧システムに基づく高速走行時の回生エネルギーを充電する充電回路、高速走行時であることを検出する回生作動検出兼比較回路等を備えるモータ駆動システムである。このモータ駆動システムでは、所定の条件を満たした場合にのみ電気二重層コンデンサに回生エネルギーが蓄えられ、又は、電気二重層コンデンサが放電する。また、特許文献２は、高速走行時の回生エネルギーをコンデンサに回収するモータ駆動システムである。
【特許文献１】特開平６−２７６６１６号公報
【特許文献２】特開平７−１４３６１１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、特許文献１及び２では、モータの回転が低速の場合、換言すれば、モータの起電力（負荷起電力）が小さい場合には、回生エネルギーを回収することができない。このため、エネルギー効率を向上させたモータ駆動システムの実用化が望まれている。
【０００６】
そこで、本発明は、エネルギー効率向上の実用性を高めたモータ駆動システムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明は、電源装置と、相数分のインバータユニットを直列接続して構成されて前記電源装置からの直流電流の方向を制御して矩形波交流電流を生成するインバータと、前記インバータ内のスイッチング素子の駆動を制御するスイッチング制御手段と、電機子コイルを流れる前記インバータからの矩形波交流電流に応じた駆動及び制動を行うモータとを有するモータ駆動システムであって、前記電源装置が、直流電圧を供給する直流電源と、前記直流電源からの直流電圧を入力し、出力電流が直流定電流となるように前記モータの起電力に応じて出力電圧の極性及び大きさを制御する電圧制御手段とを有し、前記インバータユニットが、入力端と前記モータ内の１相分の電機子コイルの一端との間に接続される自己ターンオフ能力を有する第１のスイッチング素子と、前記モータ内の１相分の電機子コイルの他端と出力端との間に接続される自己ターンオフ能力を有する第２のスイッチング素子と、前記入力端と前記モータ内の１相分の電機子コイルの他端との間に接続される自己ターンオフ能力を有する第３のスイッチング素子と、前記モータ内の１相分の電機子コイルの一端と出力端との間に接続される自己ターンオフ能力を有する第４のスイッチング素子とを有し、前記スイッチング制御手段が、駆動期間中において、前記第１及び第２のスイッチング素子と、前記第３及び第４のスイッチング素子との少なくとも一方がオンとなるように、前記第１乃至第４のスイッチング素子の駆動を制御することを特徴とする。
【０００８】
この構成によれば、電源装置は、モータの起電力に応じて出力電圧の極性及び大きさを制御することにより、インバータに対して一定の方向及び一定の大きさの直流定電流を供給しつつ、モータの駆動時には放電を行い、制動時には回生電力による充電をモータの停止時まで、換言すれば、モータの起電力がほぼゼロになるまで行うことができ、エネルギー効率を向上させることが可能となる。また、モータは、直流電流により駆動する直流モータであるため、小型化で高いトルク効率を実現することができる。更には、インバータユニットにおいて、第１乃至第４のスイッチング素子が単相ブリッジ状に接続され、対向する２つのスイッチング素子と、他の対向する２つのスイッチング素子との少なくとも一方がオンとなることによって、常時、入力端から出力端までの電流経路が形成された状態となるため、スイッチング素子に過電圧が印加されることが防止され、モータ駆動システムの実用性をより向上させることが可能となる。
【０００９】
また、本発明のモータ駆動システムは、前記インバータユニットが、前記第１乃至第４のスイッチング素子のそれぞれに対して直列に接続され、前記電源装置からの直流電流の上流側をアノード、下流側をカソードとするダイオードを有するようにしてもよい。
【００１０】
この構成によれば、モータの回生制動時に逆起電力が発生した場合、ダイオードによって、その逆起電力に対応し得る逆耐圧を定電流多相インバータに持たせることが可能となる。
【００１１】
また、本発明のモータ駆動システムは、前記インバータユニットが、前記電機子コイルに並列に接続されるコンデンサを有するようにしてもよい。
【００１２】
この構成によれば、電機子コイルにインダクタンスが存在する場合に、スイッチング素子の駆動による、電機子コイルにおける電流方向の変化を緩やかにして、スイッチング素子に過電圧が印加されることを防止することができる。
【００１３】
また、本発明のモータ駆動システムは、前記電機子コイルと前記コンデンサとの共振周波数が、前記矩形波交流電流の周波数の１０倍乃至２０倍であるようにしてもよい。
【００１４】
この構成によれば、スイッチング素子の駆動による電機子コイルにおける電流方向の変化を緩やかにしつつ、適切な時間でその変化を完了させることが可能となる。
【００１５】
また、本発明のモータ駆動システムは、前記インバータユニットが、前記コンデンサに直列に接続される抵抗又はコイルを有するようにしてもよい。
【００１６】
この構成によれば、スイッチング素子の駆動によって流れるコンデンサからの電流の立ち上がりを緩やかにして、スイッチング素子に過電圧が印加されることを防止することができる。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、モータの制動時に充電をモータの停止時まで行うことが可能であり、更にはインバータユニット内のスイッチング素子に過電圧が印加されることを防止したり、逆起電力に対応し得る逆耐圧を定電流多相インバータに持たせることが可能となり、より実用的にエネルギー効率の向上を図ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
図１は、本発明による定電流方式のモータ駆動システムを適用した電気自動車の構成を示す。図１において、電気自動車は、直流定電流電源装置１、多相定電流インバータ２、多相定電流モータ３、ディファレンシャルギヤ４、機械ブレーキ５を有する。本発明による定電流方式のモータ駆動システムは、これらのうち、直流定電流電源装置１、多相定電流インバータ２、多相定電流モータ３を中心にして構成される。なお、図１では、多相定電流モータ１は１つのみ設置されているが、各タイヤに配置して、ディファレンシャルギヤ４を省略した構成であってもよい。機械ブレーキ５は、本発明によるモータ駆動システムでは、後述するように通常の運転では不要であるが、停止後のタイヤのロック、緊急時のブレーキとしての役割を有している。
【００１９】
図２は、本発明による定電流方式の定電流多相インバータの基本構成のブロック図である。図２に示す定電流多相インバータは、直流定電流電源装置１、定電流多相インバータ２、定電流多相モータ３を有する。以下、本発明による定電流方式の定電流多相インバータの構成について詳細に説明する。
【００２０】
図３及び図４は、図２における定電流多相モータ３の構成を示す。図３は軸方向断面図、図４は軸垂直方向断面図である。図３及び図４において、回転子鉄心６は、磁気抵抗の小さい純鉄で作られ、軸受８で支えられて回転軸７によって自由に回転することができるようになっている。磁石材９は、希土類磁石の強力な磁石材を用いており、該回転子鉄心６の外周部に、Ｎ極を内周側、Ｓ極を外周側とするＮＳ対と、Ｓ極を内周側、Ｎ極を外周側とするＮＳ対とがそれぞれ４組配置され、８極で構成されている。
【００２１】
固定子鉄心１３は、リング状をなし、その内周面が回転子鉄心６と僅かな空隙１４を介して相対するように配置されて、後述するケース１６に固定されている。この固定子鉄心１３は、珪素鋼板を積層することにより形成される。また、固定子鉄心１３の内周面には、後述する電機子コイル１７を挿入するための溝１０が形成されている。この溝１０は、１磁極当りの相の数だけ形成される。本実施形態では、４相構成であるため、１磁極当り４つの溝がある。従って全体では８（極）×４（溝）＝３２の溝がある。
【００２２】
図５は、電機子コイル１７の構成を示す。図５の上段は該回転子鉄心６を特定位置に停止させ、磁極配列を特定位置に止めて直線状に展開して示したものである。点線で表示した溝１０は、上述したように１磁極あたり４個あり、磁極の回転方向の順にａ、ｂ、ｃ、ｄの符号が付けられている。電機子コイル１７は、４相のそれぞれに対応するＡ相、Ｂ相コイル、Ｃ相コイル及びＤ相コイルである。Ａ相コイルは、１つの磁極側の溝ａと隣の磁極側の溝ａとの間で巻かれており、一対の磁極に対してＡ相コイルの１つが対応している。本実施形態では４対（８極）であるため、１周に４つのＡ相コイルが同じ方向に巻かれ、これが全て直列あるいは並列に接続されて外部に１対の入出力端として取り出される。Ｂ相、Ｃ相、Ｄ相のコイルについてもＡ相コイルと同様である。
【００２３】
再び、図３及び図４に戻って説明する。遮光板１１及びフォトセンサ１２は、回転子鉄心６と磁石材９からなる回転子の角度位置検知を行うものである。遮光板１１は、回転子を構成する磁石材９の極性に合わせて外縁部がカットされている。フォトセンサ１２は、遮光板１１のカット部分では光が貫通してオン信号を検出することができるようになっており、これが後述する角度位置信号となる。なお、上述した角度位置は、フォトセンサ１２の代わりに磁石材９の極性に合わせて磁化した磁極板、あるいは、該回転子の磁極そのものとの組み合わせによる磁気的機構によっても検知可能であることは周知である。
【００２４】
図６（ａ）は、図２における定電流多相インバータ２の４相構成の構成を示す図である。図６（ａ）において、端子１８−１（Ｘ）により、後述する直流定電流電源装置１からの直流定電流が流入し、端子１８−２（Ｙ）より流出する。半導体スイッチ１９は、自己ターンオフ能力を有するスイッチング素子である。電機子コイル１７は、図３における定電流多相モータ３の電機子コイル１７に対応し、Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄの４相で構成される。
【００２５】
インバータユニットとしてのインバータユニット２０乃至２３は、Ａ相乃至Ｄ相に対応するものである。Ａ相のインバータユニット２０は、４つの半導体スイッチ１９（Ｔａ、Ｔａ、Ｔａ´、Ｔａ´）からなり、１相分の電機子コイル１７が接続されている。半導体スイッチ１９−１（Ｔａ）は、入力端とＡ相電機子コイル１７の一端との間に接続され、半導体スイッチ１９−２（Ｔａ）は、Ａ相電機子コイル１７の他端と出力端との間に接続される。一方、半導体スイッチ１９−３（Ｔａ´）は、入力端とＡ相電機子コイル１７の他端との間に接続され、半導体スイッチ１９−４（Ｔａ´）は、Ａ相電機子コイル１７の一端と出力端との間に接続される。
【００２６】
Ｂ相のインバータユニット２１、Ｃ相のインバータユニット２２及びＤ相のインバータユニット２３も同様の構成である。定電流多相インバータ２は、インバータユニットを相数分だけ直列接続して構成される。本実施形態では４相構成のため、定電流多相インバータ２は、４つのインバータユニット２０乃至２３を直列接続して構成される。
【００２７】
インバータユニット２０乃至２３の動作を、Ａ相のインバータユニット２０を例に説明する。Ａ相の単相ブリッジを構成する４つの半導体スイッチ１９（Ｔａ、Ｔａ、Ｔａ´、Ｔａ´）は、２つの半導体スイッチ１９−１及び１９−２（Ｔａ）のオンと２つの半導体スイッチ１９−３及び１９−４（Ｔａ´）のオンとを交互に行う。電機子コイル１７のＡ相電機子コイル１７は、半導体スイッチ１９−１及び１９−２（Ｔａ）がオンの場合には、図６（ａ）におけるａ→ａ´の方向に電流が流れ、２つの半導体スイッチ１９−３及び１９−４（Ｔａ´）がオンの場合には、ａ´→ａの方向に逆向きに電流が流れる。このため、端子Ｘから流入する直流定電流は、振幅が等しい矩形波交流電流となって、Ａ相電機子コイル１７を流れる。
【００２８】
この場合、インバータユニット２０の出口側の合流点（図６（ａ）のＸ´）における電流は、端子Ｘから流入する電流と全く同じ直流定電流であり、この直流定電流が後段のインバータユニット２１の入力電流となる。インバータユニット２１においても、インバータユニット２０と同様の動作が行われ、更に後段のインバータユニット２２及び２３においても、インバータユニット２０と同様の動作が行われる。
【００２９】
図６（ｂ）におけるインバータ制御装置２４は、上述した４相分のインバータユニット２０乃至２３を制御するためのものである。図６（ｂ）において、角度位置信号２５（Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ、Ｓｄ）は、上述した多相定電モータ３の回転子鉄心６の角度位置に対応してフォトセンサ１２から送られる。インバータ制御装置２４は、この角度位置信号２５に応じて、インバータユニット２０乃至２３内の各半導体スイッチ１９を駆動させるためのドライブ信号２６を出力する。制動指令信号２７（Ｓｏ）は、定電流多相モータ３の制動時に発生するものであり、インバータ制御装置２４は、この制動指令信号２７がハイレベルの場合（制動指令ありの場合）、ドライブ信号２６の位相を電気角１８０°反転させる。
【００３０】
図７は、角度位置信号２５、ドライブ信号２６、制動指令信号２７の対応関係を示す図である。角度位置検出信号Ｓａ乃至Ｓｄは、ハイレベル（Ｈ）とローレベル（０）とを回転子が電気角１８０°に対応する角度（幾何学角４５°）回転する時間ずつ交互に繰り返すものである。また、角度位置検出信号Ｓａ乃至Ｓｄにおけるハイレベルとローレベルとの切換タイミングは、回転子が電気角４５°に対応する角度（幾何学角１２．２５°）回転する時間ずつずれている。
【００３１】
制動指令信号がない（ローレベル）の場合、インバータユニット２０内の２つの半導体スイッチ１９−１及び１９−２（Ｔａ）を駆動させるためのドライブ信号２６は、角度位置検出信号Ｓａがハイレベルの時に同様にハイレベルとなり、角度位置検出信号Ｓａがローレベルの時に同様にローレベルとなる。また、インバータユニット２０内の２つの半導体スイッチ１９−３及び１９−４（Ｔａ´）を駆動させるためのドライブ信号２６は、角度位置検出信号Ｓａがハイレベルの時に反対にローレベルとなり、角度位置検出信号Ｓａがローレベルの時に反対にハイレベルとなる。他のインバータユニット２１乃至２３内の半導体スイッチ１９（Ｔｂ、Ｔｂ´Ｔｃ、Ｔｃ´、Ｔｄ、Ｔｄ´）を駆動させるためのドライブ信号も同様である。
【００３２】
一方、制動指令信号がある（ハイレベル）の場合、インバータユニット２０内の２つの半導体スイッチ１９−１及び１９−２（Ｔａ）を駆動させるためのドライブ信号２６は、角度位置検出信号Ｓａがハイレベルの時に反対にローレベルとなり、角度位置検出信号Ｓａがローレベルの時に反対にハイレベルとなる。また、インバータユニット２０内の２つの半導体スイッチ１９−３及び１９−４（Ｔａ´）を駆動させるためのドライブ信号２６は、角度位置検出信号Ｓａがハイレベルの時に同様にハイレベルとなり、角度位置検出信号Ｓａがローレベルの時に同様にローレベルとなる。他のインバータユニット２１乃至２３内の半導体スイッチ１９（Ｔｂ、Ｔｂ´Ｔｃ、Ｔｃ´、Ｔｄ、Ｔｄ´）を駆動させるためのドライブ信号も同様である。
【００３３】
より具体的には、インバータ制御装置２４は、インバータユニット２０内の２つの半導体スイッチ１９−１及び１９−２（Ｔａ）と２つの半導体スイッチ１９−３及び１９−４（Ｔａ´）について、駆動期間中に半導体スイッチ１９−１及び１９−２（Ｔａ）と半導体スイッチ１９−３及び１９−４（Ｔａ´）の少なくともいずれかがオンとなるように制御を行う。
【００３４】
図８は、インバータ制御装置２４の詳細な構成を示す図である。インバータ制御装置２４は、遅延回路５１及び５２と反転回路５３及び５４とにより構成される。遅延回路５１は、角度位置検出信号Ｓａ及び制動指令信号Ｓｏを入力し、これらに基づいて、遅延処理を行い、反転回路５３へ所定の信号を出力する。同様に、遅延回路５２は、角度位置検出信号Ｓａ及び制動指令信号Ｓｏを入力し、これらに基づいて、遅延処理を行い、反転回路５４へ所定の信号を出力する。
【００３５】
反転回路５３は、遅延回路５１からの信号と制動指令信号Ｓｏを入力し、制動指令信号Ｓｏに基づいて、遅延回路５１からの信号の反転処理を行い、半導体スイッチ１９−１及び１９−２（Ｔａ）を駆動させるためのドライブ信号Ｔａを出力する。同様に、反転回路５４は、遅延回路５２からの信号と制動指令信号Ｓｏを入力し、制動指令信号Ｓｏに基づいて、遅延回路５２からの信号の反転処理を行い、半導体スイッチ１９−３及び１９−４（Ｔａ´）を駆動させるためのドライブ信号Ｔａ´を出力する。
【００３６】
以下、インバータ制御装置２４の動作を説明する。まず、制動指令信号Ｓｏがローレベル（制動指令なし）の場合について説明する。制動指令なしの場合、遅延回路５１は、入力した角度位置検出信号Ｓａの立ち上がり（ローレベルからハイレベルに切り替わる）では、当該入力した角度位置検出信号Ｓａと同時に立ち上がる信号を出力する。また、遅延回路５１は、入力した角度位置検出信号Ｓａの立ち下がり（ハイレベルからローレベルに切り替わる）では、当該入力した角度位置検出信号Ｓａよりも所定時間だけ立ち下がりを遅らせた信号を出力する。そして、制動指令なしの場合、反転回路５３は、遅延回路５１からの信号をそのまま半導体スイッチ１９−１及び１９−２（Ｔａ）を駆動させるためのドライブ信号Ｔａとして出力する。
【００３７】
一方、制動指令なしの場合、遅延回路５２は、入力した角度位置検出信号Ｓａの立ち上がりでは、当該入力した角度位置検出信号Ｓａよりも所定時間だけ立ち上がりを遅らせた信号を出力する。また、遅延回路５２は、入力した角度位置検出信号Ｓａの立ち下がりでは、当該入力した角度位置検出信号Ｓａと同時に立ち下がる信号を出力する。そして、制動指令なしの場合、反転回路５３は、遅延回路５１からの信号を反転させて、半導体スイッチ１９−３及び１９−４（Ｔａ´）を駆動させるためのドライブ信号Ｔａ´として出力する。
【００３８】
このような動作によって、制動指令なしの場合には、図９（ａ）に示す制動指令信号Ｓｏに対して、図９（ｂ）に示す、半導体スイッチ１９−１及び１９−２（Ｔａ）を駆動させるためのドライブ信号Ｔａや、図９（ｃ）に示す、半導体スイッチ１９−３及び１９−４（Ｔａ´）を駆動させるためのドライブ信号Ｔａ´が生成される。これらドライブ信号Ｔａ及びＴａ´は、ドライブ信号Ｔａのみがハイレベルの場合と、ドライブ信号Ｔａ及びＴａ´の双方がハイレベルの場合とが存在し、ドライブ信号Ｔａ及びＴａ´の双方がローレベルの場合は存在しない。すなわち、半導体スイッチ１９−１及び１９−２（Ｔａ）と、半導体スイッチ１９−３及び１９−４（Ｔａ´）の少なくとも一方はオンであり、双方がオフとなる期間は存在しない。
【００３９】
次に、制動指令信号Ｓｏがハイレベル（制動指令あり）の場合について説明する。制動指令ありの場合、遅延回路５１は、入力した角度位置検出信号Ｓａの立ち上がりでは、当該入力した角度位置検出信号Ｓａよりも所定時間だけ立ち上がりを遅らせた信号を出力する。また、遅延回路５１は、入力した角度位置検出信号Ｓａの立ち上がりでは、当該入力した角度位置検出信号Ｓａと同時に立ち上がる信号を出力する。そして、制動指令ありの場合、反転回路５３は、遅延回路５１からの信号を反転させて、半導体スイッチ１９−１及び１９−２（Ｔａ）を駆動させるためのドライブ信号Ｔａとして出力する。
【００４０】
一方、制動指令ありの場合、遅延回路５２は、入力した角度位置検出信号Ｓａの立ち上がりでは、当該入力した角度位置検出信号Ｓａと同時に立ち上がる信号を出力する。また、遅延回路５２は、入力した角度位置検出信号Ｓａの立ち下がりでは、当該入力した角度位置検出信号Ｓａよりも所定時間だけ立ち下がりを遅らせた信号を出力する。そして、制動指令ありの場合、反転回路５３は、遅延回路５１からの信号をそのまま半導体スイッチ１９−３及び１９−４（Ｔａ´）を駆動させるためのドライブ信号Ｔａ´として出力する。
【００４１】
このような動作によって、制動指令ありの場合には、図９（ａ）に示す制動指令信号Ｓｏに対して、図９（ｃ）に示す、半導体スイッチ１９−１及び１９−２（Ｔａ）を駆動させるためのドライブ信号Ｔａや、図９（ｄ）に示す、半導体スイッチ１９−３及び１９−４（Ｔａ´）を駆動させるためのドライブ信号Ｔａ´が生成される。これらドライブ信号Ｔａ及びＴａ´は、ドライブ信号Ｔａ´のみがハイレベルの場合と、ドライブ信号Ｔａ及びＴａ´の双方がハイレベルの場合とが存在し、ドライブ信号Ｔａ及びＴａ´の双方がローレベルの場合は存在しない。すなわち、半導体スイッチ１９−１及び１９−２（Ｔａ）と、半導体スイッチ１９−３及び１９−４（Ｔａ´）の少なくとも一方はオンであり、双方がオフとなる期間は存在しない。
【００４２】
図１０は、インバータ制御装置２４が、半導体スイッチ１９−１及び１９−２（Ｔａ）と半導体スイッチ１９−３及び１９−４（Ｔａ´）の少なくともいずれかがオンとなるように制御を行う場合における、これら半導体スイッチ１９の切り替え動作を示す図である。なお、図１０においては、制動指令ありの場合であり、且つ、角度位置検出信号Ｓａの立ち下がりの場合について説明する。
【００４３】
まず、インバータ制御装置２４は、ドライブ信号Ｔａをハイレベル、ドライブ信号Ｔａ´をローレベルとする。これにより、図１０（ａ）に示すように、半導体スイッチ１９−１及び１９−２（Ｔａ）がオン、半導体スイッチ１９−３及び１９−４（Ｔａ´）がオフとなり、直流定電流電源装置１からの電流Ｉは、半導体スイッチ１９−１（Ｔａ）、Ａ相電機子コイル１７（ａ→ａ´の方向）、半導体スイッチ１９−２（Ｔａ）を流れる。
【００４４】
次に、角度位置検出信号Ｓａが立ち下がりになると、インバータ制御装置２４は、ドライブ信号Ｔａ及びドライブ信号Ｔａ´の双方をハイレベルにする。これにより、図１０（ｂ）に示すように、半導体スイッチ１９−１及び１９−２（Ｔａ）と、半導体スイッチ１９−３及び１９−４（Ｔａ´）の双方がオンとなり、直流定電流電源装置１からの電流Ｉは、半分が半導体スイッチ１９−１（Ｔａ）及び半導体スイッチ１９−４（Ｔａ´）を流れるとともに、残りの半分が半導体スイッチ１９−３（Ｔａ´）及び半導体スイッチ１９−２（Ｔａ）を流れる。
【００４５】
更に、所定時間経過後に、インバータ制御装置２４は、ドライブ信号Ｔａをローレベル、ドライブ信号Ｔａ´をハイレベルとする。これにより、図１０（ｃ）に示すように、半導体スイッチ１９−１及び１９−２（Ｔａ）がオフ、半導体スイッチ１９−３及び１９−４（Ｔａ´）がオンとなり、直流定電流電源装置１からの電流Ｉは、半導体スイッチ１９−３（Ｔａ´）、Ａ相電機子コイル１７（ａ´→ａの方向）、半導体スイッチ１９−４（Ｔａ´）を流れる。
【００４６】
例えば、半導体スイッチ１９−１及び１９−２（Ｔａ）がオン、半導体スイッチ１９−３及び１９−４（Ｔａ´）がオフの状態から半導体スイッチ１９−１及び１９−２（Ｔａ）がオフ、半導体スイッチ１９−３及び１９−４（Ｔａ´）がオンの状態に遷移する場合に、図１１に示すように、半導体スイッチ１９−１及び１９−２（Ｔａ）と、半導体スイッチ１９−３及び１９−４（Ｔａ´）の双方がオフの状態が存在すると、半導体スイッチ１９−１及び１９−２（Ｔａ）に過電圧が印加され、破損する可能性がある。
【００４７】
しかし、図１０に示すように、半導体スイッチ１９−１及び１９−２（Ｔａ）がオン、半導体スイッチ１９−３及び１９−４（Ｔａ´）がオフの状態から半導体スイッチ１９−１及び１９−２（Ｔａ）と、半導体スイッチ１９−３及び１９−４（Ｔａ´）の双方がオンの状態に遷移し、所定時間経過後に、半導体スイッチ１９−１及び１９−２（Ｔａ）がオフ、半導体スイッチ１９−３及び１９−４（Ｔａ´）がオンの状態に遷移するようにすることで、半導体スイッチ１９−１及び１９−２（Ｔａ）に過電圧が印加されることを防止し、実用性が向上する。但し、半導体スイッチ１９−１及び１９−２（Ｔａ）と、半導体スイッチ１９−３及び１９−４（Ｔａ´）の双方がオンとなる期間は、定電流多相モータ３の駆動効率及び制動効率を維持すべく、可能な限り短時間であることが望ましい。
【００４８】
図１２は、ダイオードを付加したインバータユニット２０の構成を示す図である。図１２に示すＡ相のインバータユニット２０は、図６に示すＡ相のインバータユニット２０に４つのダイオード６０を付加した構成となっている。なお、Ｂ相のインバータユニット２１、Ｃ相のインバータユニット２２及びＤ相のインバータユニット２３も同様の構成とすることができる。
【００４９】
ダイオード６０−１は、入力端子Ｘの側がアノード、半導体スイッチ１９−１の側がカソードとなるように、半導体スイッチ１９−１に直列に接続される。ダイオード６０−２は、半導体スイッチ１９−２の側がアノード、出力端子Ｘ´の側がカソードとなるように、半導体スイッチ１９−２に直列に接続される。また、ダイオード６０−３は、入力端子Ｘの側がアノード、半導体スイッチ１９−３の側がカソードとなるように、半導体スイッチ１９−３に直列に接続され、ダイオード６０−４は、半導体スイッチ１９−４の側がアノード、出力端子Ｘ´の側がカソードとなるように、半導体スイッチ１９−４に直列に接続される。
【００５０】
一方、図１３は、従来のインバータユニットの構成を示す図である。図１３に示すインバータユニット７０では、ダイオード６０−１は、入力端子Ｘの側がカソードとなるように、半導体スイッチ１９−１に並列に接続される。ダイオード６０−２は、出力端子Ｘ´の側がアノードとなるように、半導体スイッチ１９−２に並列に接続される。また、ダイオード６０−３は、入力端子Ｘの側がカソードとなるように、半導体スイッチ１９−３に並列に接続され、ダイオード６０−４は、出力端子Ｘ´の側がアノードとなるように、半導体スイッチ１９−４に並列に接続される。
【００５１】
図１３に示すインバータユニット７０では、定電流多相モータ３の回生制動時に逆起電力が発生した場合、半導体スイッチ１９−１及びダイオード６０−１と、電機子コイル１７と、半導体スイッチ１９−３及びダイオード６０−３によって短絡回路が構成されて短絡電流が流れ、同様に、半導体スイッチ１９−２及びダイオード６０−２と、電機子コイル１７と、半導体スイッチ１９−４及びダイオード６０−４によって短絡回路が構成されて短絡電流が流れてしまう。このため、半導体スイッチ１９とダイオード６０が並列に接続されて一体化された周知のＩＧＢＴ、パワートランジスタ、ターンオフサイリスタ等を用いることができない。
【００５２】
これに対し、図１２に示すインバータユニット２０では、半導体スイッチ１９とダイオード６０が直列に接続されるようにすることで、定電流多相モータ３の回生制動時に逆起電力が発生した場合、ダイオード６０−１乃至６０−４によって、その逆起電力に対応し得る逆耐圧をインバータユニット２０に持たせることができる。
【００５３】
図１４は、電機子コイル１７にインダクタンスが存在する場合のインバータユニット２０の転流現象を示す図である。まず、半導体スイッチ１９−１及び１９−２がオン、半導体スイッチ１９−３及び１９−４がオフの状態で、図１４の実線で示す電流経路となる。次に、半導体スイッチ１９−１及び１９−２と、半導体スイッチ１９−３及び１９−４の少なくともいずれかがオンとなる状態を維持しつつ、半導体スイッチ１９−１及び１９−２がオフ、半導体スイッチ１９−３及び１９−４がオンとなるように切り替え動作が行われることにより、図１４の点線で示す電流経路となる。
【００５４】
しかし、電機子コイル１７にインダクタンスが存在する場合には、当該電機子コイル１７を流れる電流の方向が瞬時に切り替わると、当該電機子コイル１７において電流変化による過電圧が生じる。過電圧は、電機子コイル１７のインダクタンスをＬ、電機子コイル１７を流れる電流をｉＬ、時間をｔとすると、ｉＬをｔで微分してＬを乗算した、Ｌ（ｄｉＬ／ｄｔ）で表される。この過電圧が半導体スイッチ１９に印加されると、当該半導体スイッチ１９が破損する可能性がある。このため、電機子コイル１７における電流変化を緩やかにする対策を講じることが望ましい。
【００５５】
図１５は、コンデンサを付加したインバータユニット２０の構成を示す図である。図１５に示すＡ相のインバータユニット２０は、図６に示すＡ相のインバータユニット２０に接続されている電機子コイル１７に、コンデンサ７０を並列に接続した構成となっている。なお、Ｂ相のインバータユニット２１、Ｃ相のインバータユニット２２及びＤ相のインバータユニット２３も同様の構成とすることができる。
【００５６】
図１６は、コンデンサ７０の電流ｉｃ及び電機子コイル１７の電流ｉＬの時間遷移を示す図である。なお、付加起電力は０である。当初、半導体スイッチ１９−１及び１９−２がオン状態、半導体スイッチ１９−３及び１９−４がオフ状態であり、流入電流Ｉが半導体スイッチ１９−１、電機子コイル１７、半導体スイッチ１９−２の経路で流れている。その後、時刻ｔ＝０で半導体スイッチ１９−１及び１９−２がオフ、半導体スイッチ１９−３及び１９−４がオンに切り替わったとする。この場合、流入電流Ｉが半導体スイッチ１９−３、半導体スイッチ１９−４を流れるが、コンデンサ７０における電流ｉｃは、図１６（ａ）に示すように、この流入電流Ｉと電機子コイル１７からの電流Ｉとが重畳された２Ｉとなり、その後０まで減少する。一方、電機子コイル１７における電流ｉＬは、図１６（ｂ）に示すように、Ｉとなり、その後、コンデンサ７０における電流ｉｃが０となったと同時に−Ｉとなる。
【００５７】
コンデンサ７０における電流ｉｃが２Ｉから０まで減少する時間、及び、電機子コイル１７における電流ｉＬがＩから−Ｉまで減少する時間（立ち下がり時間）は、電機子コイル１７のインダクタンスをＬ、コンデンサ７０のキャパシタンスをＣとした場合における共振周波数ｆｏ＝１／（２π√（ＬＣ））の逆数の１／２で定められる。従って、コンデンサ７０のキャパシタンスＣが大きくなるほど、共振周波数ｆｏが小さくなって立ち下がり時間が長くなる、換言すれば、電機子コイル１７における電流変化が緩やかになって、半導体スイッチ１９に印加される過電圧が小さくなる。但し、共振周波数ｆｏが矩形波交流電流の周波数（基本周波数）ｆよりも小さくなると、当該矩形波交流電流の形状を維持することができなくなるため、共振周波数ｆｏが基本周波数ｆの１０倍乃至２０倍程度となるように、コンデンサ７０のキャパシタンスＣが設定されることが望ましい。
【００５８】
また、図１７（ａ）に示すように、コンデンサ７０に対して直列に抵抗７１を接続したり、図１７（ｂ）に示すように、コンデンサ７０に対して直列にコイル７２を接続することにより、コンデンサ７０のキャパシタンスＣを大きくする場合と同様に、共振周波数ｆｏを小さくして立ち下がり時間を長くする、換言すれば、電機子コイル１７における電流変化を緩やかにして、半導体スイッチ１９に印加される過電圧を小さくすることが可能となる。
【００５９】
なお、図１６においては、時刻ｔ＝０で、半導体スイッチ１９−１及び１９−２がオンからオフに切り替わり、同時に半導体スイッチ１９−３及び１９−４がオフからオンに切り替わるものとして説明したが、時刻ｔ＝０で、半導体スイッチ１９−３及び１９−４がオフからオンに切り替わり、所定時間経過後に半導体スイッチ１９−１及び１９−２がオンからオフに切り替わるような制御がなされる場合には、より確実に半導体スイッチ１９に印加される過電圧を小さくすることが可能である。
【００６０】
図１８は、従来の定電圧インバータの具体的な構成を示し、図１９は、上述したダイオード６０及びコンデンサ７０を付加した定電流多相インバータ２の具体的な構成を示す。
【００６１】
図１８に示す従来の定電圧インバータは、３相構成を有し、Ｒ相、Ｓ相、Ｔ層の各電機子コイルに対して、互いに１２０度の位相差が生じるように電圧及び電流を供給するものであり、スイッチング素子１９−１、１９−２及び１９−３が並列に接続され、スイッチング素子１９−４、１９−５及び１９−６が並列に接続されている。また、スイッチング素子１９−１乃至１９−６には、それぞれダイオード６０−１乃至６０−６が逆並列に接続されている。
【００６２】
一方、図１９に示す定電流多相インバータ２は、４相構成を有し、Ａ相のインバータユニット２０、Ｂ相のインバータユニット２１、Ｃ相のインバータユニット２２、Ｄ相のインバータユニット２３を直列に接続して構成され、それぞれ１相分の電機子コイル１７に互いに９０度の位相差が生じるように電圧及び電流を供給するものである。インバータユニット２０乃至２３は、それぞれ、４つの半導体スイッチ１９−１乃至１９−４と、当該半導体スイッチ１９−１乃至１９−４に直列に接続されるダイオード６０−１乃至６０−４と、電機子コイル１７に並列に接続されるコンデンサ７０からなる。
【００６３】
従来の定電圧インバータと定電流多相インバータ２とが、上述したように異なる構成を有していることにより、以下のような作用の違いが存在する。すなわち、電機子コイルのインダクタンスの磁気エネルギーの処理に関しては、従来の定電圧インバータは、半導体スイッチ１９に逆並列に接続されたダイオード６０を通じて電源側に回収するのに対し、定電流多相インバータ２は、電機子コイル１７に並列に接続されたコンデンサ７０に蓄える。また、モータの回生制動時における電機子コイルに生じる負の起電力への対応に関しては、従来の定電圧インバータは、回生に無関係であり、別途設けられたＡＣ／ＤＣ変換機と昇圧チョッパによって電源側に回生されるのに対して、定電流多相インバータ２は、モータが停止するまで回生を行うことが可能であり、回生効率を向上させることができる。
【００６４】
図２０は、制動指令信号なしの状態での回転子の回転角と電機子コイル１７の電流方向、回転力の発生について説明するための図である。図２０において、回転子表面の磁石材９と遮光板１１とは、一体となって右回りに回転するものとする。フォトセンサ１２は、Ａ相、Ｂ相、Ｃ相、Ｄ相それぞれの検知用として、それぞれＰａ、Ｐｂ、Ｐｃ、Ｐｄがあり、遮光板１１の切り込みの部分では、光信号が貫通して角度位置信号Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ、Ｓｄが生じる。図１０におけるａ、ａ´は、図６（ａ）におけるａ、ａ´と対応しており、２つの半導体スイッチ１９（Ｔａ）がオンの場合に電機子コイル１７において電流がａ→ａ´方向に流れ、２つの半導体スイッチ１９（Ｔａ´）がオンの場合に電機子コイル１７において電流がａ´→ａ方向に流れる。Ｂ、Ｃ、Ｄ相についても同様である。
【００６５】
図２０における回転子の角度位置は、図７における制動指令なしの場合の基準角度位置に対応しており、全ての溝１０内の電機子コイル１７を流れる電流が最大密度の磁束と鎖交して効果的な回転力を生じる。更に、回転子が図２０の位置から溝１０の１つ分のピッチ（電気角４５°、幾何学角１２．２５°）だけ回転すると、電機子コイル１７のＡ相のコイルに鎖交する磁束の極性が反転するが、これと同時にフォトセンサ１９（Ｐａ）が遮光され、角度位置信号Ｓａがオフとなり、図６（ａ）におけるＡ相インバータユニット２０の２つの半導体スイッチ１９（Ｔａ´）がオンに切り換わる。これにより、Ａ相電機子コイル１７の電流が反転して、全ての溝１０内の電機子コイル１７を流れる電流は効果的な回転力の発生を継続する。以後も同様であり、回転子が電気角４５°に対応する角度（幾何学角１２．２５°）だけ回転する毎に、電機子コイル１７の各相のコイル電流が順次反転し、８回の反転で一巡する。そして、回転子のどの角度位置においても、溝１０内の全ての電機子コイル１７の電流が回転力の発生に効果的に寄与することになる。
【００６６】
一方、図２１は、制動指令信号ありの状態での回転子の角度位置信号と電機子コイル１７の電流方向を示したものであり、図２０と比較すると、同じ磁界方向に対して電流方向は全て反対であり、効果的な制動力を生じる。
【００６７】
上述した制動制御が行われる場合の電気エネルギーの授受について説明する。図２２は、図６（ａ）における定電流多相インバータ２の端子（Ｘ）と端子（Ｙ）との間の起電力を説明するための図である。図６（ａ）の定電流多相インバータ２は４相構成であるが、ここでは説明を単純にするために、図２２（ａ）に示すＡ相のインバータユニット２０における電気エネルギーの授受を説明する。定電流多相モータ３内の回転子の回転により、磁石材９からの磁束が電機子コイル１７を横切ることで、当該電機子コイル１７に起電力が生じる。定電流多相モータ３の空隙１４における磁束密度分布は矩形波状であるため、電機子コイル１７に生じる起電力ｅｄは、図２２（ｂ）のように矩形波交流電圧となる。
【００６８】
図２２（ｃ）は、電機子コイル１７に生じる起電力ｅｄの波形の「正」のタイミングで図２２（ａ）のＡ相のインバータユニット２０における半導体スイッチＳ１、Ｓ４がオン、起電力ｅｄの波形の「負」のタイミングで半導体スイッチＳ２、Ｓ３がオンとなる場合のＸ点−Ｘ´点間の起電力波形である。このＸ点−Ｘ´点間の電圧は平均値ｅｄの正の値を有する。直流定電流電源装置１からＸ点に直流定電流Ｉが流れ込めば、Ａ相電機子コイル１７には、電源側からｅｄｘＩの電力が供給され、回転子には、この値に対応した回転エネルギーが生じる。なお、電機子コイル１７の抵抗による電力損、回転子の機械的損失は無視するものとする。
【００６９】
図２２（ｄ）は、電機子コイル１７に生じる起電力ｅｄの波形に対する図２２（ａ）のＡ相のインバータユニット２０における半導体スイッチＴａ乃至Ｔｄの切換動作が図２２（ｃ）の場合より電気角１８０°だけ遅れる場合のＸ点−Ｘ´点間の起電力波形である。このＸ点−Ｘ´点間の電圧は、平均値が−ｅｄの負の値をもつ。従って、電源側からＸ点に直流定電流Ｉが流れ込めば、Ａ相電機子コイル１７には電源側から−ｅｄｘＩの電力が供給される。これは、Ａ相電機子コイル１７から電源側にｅｄｘＩの電力を送り返すことを意味し、回転子には制動力が加わり、制動で回収したエネルギーは直流定電流電源装置１に回収される。
【００７０】
Ｂ相のインバータユニット２１、Ｃ相のインバータユニット２２及びＤ相のインバータユニット２３についても基本的には同じであり、全て重畳されて作用する。
【００７１】
このように、本発明によるモータ駆動システムは、定電流多相インバータ２に一定方向の一定電流（直流定電流）を流すことにより、定電流多相モータ３内の回転子の回転力は、定電流多相インバータ２の位相制御のみによって駆動時及び制動時の制御がなされ、更には負荷起電力が正と負の領域で変化することにより、電力の供給、回生が速度に関わりなく自動的に行われる。
【００７２】
図２３（ａ）は、直流定電流電源装置１の回路構成を示す図である。直流定電流電源装置１は、単に出力電流が一定に制御された電源装置とは異なり、負荷側の起電力の正負、大小に関係なく一定方向の一定電流（直流定電流）を出力するように制御され、且つ、負荷側である定電流多相モータ３から回生される電力を受け入れる機能を有することに特徴がある。
【００７３】
直流定電流電源装置１は、非対称制御のＰＷＭ（パルス幅制御）ブリッジ（以下、「非対称ＰＷＭブリッジ」と称する）を中心に構成されている。この非対称ＰＷＭブリッジにおける半導体スイッチ３１は、ＩＧＢＴ、サイリスタ、パワートランジスタ等が任意に選択可能である。また、非対称ＰＷＭブリッジにおける所謂交流端子にあたる部分には、直流電源２９が接続され、非対称ＰＷＭブリッジの所謂直流端子にあたる部分には、定電流多相インバータ２の端子Ｘ及び端子Ｙ（図６（ａ）参照）が接続される。
【００７４】
図２３（ａ）の直流定電流電源装置１において、非対称ＰＷＭブリッジを構成する半導体スイッチ３１（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４）は、所定の搬送周波数信号に応じてオンオフ動作し、オン期間が制御可能である。２つの半導体スイッチ３１（Ｓ１、Ｓ４）の対と、２つの半導体スイッチ３１（Ｓ２、Ｓ３）の対は、通常のブリッジにおけるように対称的に動作するのではなく、負荷起電力の正あるいは負に対応してそれぞれが一体で非対称に動作するようにしてある。具体的には、半導体スイッチ３１（Ｓ１、Ｓ４）の対が動作すると端子Ｘ、Ｙの両端に正の平均値の電圧が出力され、その値は、半導体スイッチ３１（Ｓ１、Ｓ４）のオン期間の長さで制御される。また、半導体スイッチ３１（Ｓ２、Ｓ３）の対が動作すると、端子Ｘ、Ｙの両端に負の平均値の電圧が出力され、その値は、半導体スイッチ３１（Ｓ２、Ｓ３）のオン期間の長さで制御される。
【００７５】
半導体スイッチ３１（Ｓ５）は、非対称ＰＷＭブリッジの出力側に並列に接続され、リアクトル３０、後段の定電流多相インバータ２を通じた循環回路を構成する、この半導体スイッチ３１（Ｓ５）は、半導体スイッチ３１（Ｓ１、Ｓ４）の対のオフ期間、及び、半導体スイッチ３１（Ｓ２、Ｓ３）の対のオフ期間にオンとなるように動作する。これにより、半導体スイッチ３１（Ｓ１、Ｓ４）の対のオフ期間、及び、半導体スイッチ３１（Ｓ２、Ｓ３）の対のオフ期間においても、定電流多相インバータ２に対して直流定電流を断続させることなく供給する。
【００７６】
図２３（ｂ）は、直流定電流制御装置１内に構成される定電流電源制御装置３５であり、上述した半導体スイッチ３１（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ５）を制御するためのものである。この定電流電源制御装置３５は、出力電流、負荷起電力等の制御情報を受けて、直流定電流電源装置１の出力電流が電流設定指令信号３４によって指令された定電流値になるように、半導体スイッチ３１（Ｓ１乃至Ｓ５）を駆動させるためのドライブ信号３２を出力する。
【００７７】
図２４は、負荷起電力が正で大小、負で大小の４条件における半導体スイッチ１９（Ｓ１乃至Ｓ５）の動作とその動作時の出力電圧を示す図である。負荷起電力が正で大の場合には、半導体スイッチ３１（Ｓ１、Ｓ４）の対が選択され、オン期間が長くなる。このため、端子Ｘ、Ｙの両端に正の大きな平均値の電圧が出力される。また、負荷起電力が正で小の場合には、半導体スイッチ３１（Ｓ１、Ｓ４）の対が選択され、オン期間が短くなる。このため、端子Ｘ、Ｙの両端に正の小さな平均値の電圧が出力される。一方、負荷起電力が負で絶対値が大の場合には、半導体スイッチ３１（Ｓ２、Ｓ３）の対が選択され、オン期間が長くなる。このため、端子Ｘ、Ｙの両端に負の絶対値の大きな平均値の電圧が出力される。また、負荷起電力が負で小の場合には、半導体スイッチ３１（Ｓ１、Ｓ４）の対が選択され、オン期間が短くなる。このため、端子Ｘ、Ｙの両端に負の絶対値の小さな平均値の電圧が出力される。
【００７８】
図２５は、定電流多相モータ３の起動加速、定速回転、回生制動及び停止の一連の動作に対応する直流定電流電源装置１の動作について示したものである。図２５（ａ）に示すように、定電流多相モータ３の動作が行われる場合、図２５（ｂ）に示すように、直流定電流電源装置１は、定電流多相モータ３の駆動時と制動時には、定速回転時よりも大きな定電流を定電流多相インバータ２に供給する必要がある。
【００７９】
定電流多相インバータ２の端子Ｘから見た負荷起電力は、駆動状態では正、制動状態では負であり、その大きさは定電流多相モータ３の回転子の回転速度にほぼ比例する。直流定電流電源装置１は、図２５（ｃ）の点線に示すように、正負の負荷起電力に負荷回路の抵抗分による電圧降下（抵抗ドロップ）分を加算した電圧を出力することで、定電流多相インバータ２に直流定電流を供給することができる。これにより、定電流多相モータ３の制動時には、停止まで回生制動が可能となり、機械ブレーキを使用する必要がない。
【００８０】
負荷側の定電流多相モータ３が制動状態では負荷起電力は負である。この場合、直流定電流電源装置１は半導体スイッチ３１（Ｓ２、Ｓ３）の対が動作して出力電圧は負になり、負荷側から回生電流が直流電源２９の正端子から流れ込む。この現象はあたかもバッテリーの充電と同様の態様となっている。直流電源２９は充電機能を有しており、回生電力を充電する。一方、直流電源２９が燃料電池等であり充電機能を有しない場合には、エネルギー回収のために、直流電源２９に並列にウルトラキャパシタを接続しておく必要がある。更には、直流電源２９がリチウムイオン電池のように充電機能を有していても、回生電力が数十秒単位の急峻な変動となる際には適切に充電を行うことができない場合にも、直流電源２９に並列にウルトラキャパシタを接続することが望ましい。
【産業上の利用可能性】
【００８１】
以上、説明したように、本発明のモータ駆動システムでは、より実用的にエネルギー効率の向上を図ることができ、モータ駆動システムとして有用である。
【図面の簡単な説明】
【００８２】
【図１】電気自動車の構成を示す図である。
【図２】モータ駆動システムの構成を示す図である。
【図３】多相定電流モータの軸方向断面図である。
【図４】多相定電流モータの軸垂直方向断面図である。
【図５】電機子コイルの構成（直線状に展開）を示す図である。
【図６】電機子コイルの構成（円弧状に表示）を示す図である。
【図７】多相定電流インバータの動作を示すタイムチャートである。
【図８】インバータ制御装置の詳細な構成を示す図である。
【図９】角度位置信号に対するドライブ信号の一例を示す図である。
【図１０】半導体スイッチの切り替え動作を示す図である。
【図１１】全ての半導体スイッチがオフの場合の状態を示す図である。
【図１２】ダイオードを付加したインバータユニットの構成を示す図である。
【図１３】従来のインバータユニットの構成を示す図である。
【図１４】インバータユニットの転流現象を示す図である。
【図１５】コンデンサを付加したインバータユニットの構成を示す図である。
【図１６】コンデンサの電流及び電機子コイルの電流の時間遷移を示す図である。
【図１７】コンデンサに抵抗又はコイルを直列接続したインバータユニットの構成を示す図である。
【図１８】従来の定電圧インバータの具体的な構成を示す図である。
【図１９】ダイオード及びコンデンサを付加した定電流多相インバータの具体的な構成を示す図である。
【図２０】駆動状態における回転子の位置と電機子コイル電流を示す図である。
【図２１】制動状態における回転子の位置と電機子コイル電流を示す図である。
【図２２】多相定電流インバータに生じる負荷起電力を示す図である。
【図２３】直流定電流電源装置の構成を示す図である。
【図２４】直流定電流電源装置内の半導体スイッチの動作とその動作時の出力電圧を示す図である。
【図２５】自動車の駆動状態と直流定電流電源装置の動作を示す図である。
【符号の説明】
【００８３】
１  直流定電流電源装置
２  多相定電流インバータ
３  多相定電流モータ
４  ディファレンシャルギヤ
５  機械ブレーキ
６  回転子鉄心
７  回転軸
８  軸受
９  磁石材
１０  溝
１１  遮光板
１２  フォトセンサ
１３  固定子鉄心
１４  空隙
１５  止め金具
１６  ケース
１７  電機子コイル
１８−１、１８−２  端子
１９、３１、４１  半導体スイッチ
２０  Ａ相単相ブリッジユニット
２１  Ｂ相単相ブリッジユニット
２２  Ｃ相単相ブリッジユニット
２３  Ｄ相単相ブリッジユニット
２４  インバータ制御装置
２５  角度位置信号
２６、３２  ドライブ信号
２７  制動指令信号
２９  直流電源
３０  リアクトル
３４  電流設定指令信号
３５  定電流電源制御装置
５１、５２  遅延回路
５３、５４  反転回路
６０  ダイオード
７０  コンデンサ
７１  抵抗
７２  コイル
【図１】
2007325355.tif 000003
【図２】
2007325355.tif 000004
【図３】
2007325355.tif 000005
【図４】
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【図５】
2007325355.tif 000007
【図６】
2007325355.tif 000008
【図７】
2007325355.tif 000009
【図８】
2007325355.tif 000010
【図９】
2007325355.tif 000011
【図１０】
2007325355.tif 000012
【図１１】
2007325355.tif 000013
【図１２】
2007325355.tif 000014
【図１３】
2007325355.tif 000015
【図１４】
2007325355.tif 000016
【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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