(57)【要約】【課題】大容量のコンデンサを用いることなく小型低コスト化するとともに、応答性および感度温度特性の良好な角速度センサを得る。【解決手段】圧電振動子１とこの圧電振動子１を含む発振回路で圧電振動子１を駆動するとともに、コリオリ力に起因する圧電振動子の振動によって生じる起電圧信号を差動増幅回路３で検出し、上記発振周期に同期してコリオリ力の変化に応じて振幅が変化する起電圧信号の節と腹以外のタイミングで検波タイミング生成回路６がタイミング信号を発生し、サンプルホールド同期検波回路７は差動増幅回路３の出力信号を同期検波する。直流増幅回路８はサンプルホールド同期検波回路７の出力を積分したり平滑化したりすることなく直接増幅する。【選択図】図２
2007292660.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
圧電振動子と、該圧電振動子を当該圧電振動子を含む発振回路で駆動するとともにコリオリ力に起因する前記圧電振動子の振動によって生じる起電圧信号を検出する回路とを備えて、印加される角速度に応じた電圧信号である角速度検出信号を出力する角速度センサにおいて、
前記発振回路の発振周期に同期し、且つ前記コリオリ力の変化に応じて振幅が変化する前記起電圧信号の節と腹以外のタイミングでタイミング信号を発生するタイミング信号発生回路と、
前記起電圧信号を、前記タイミング信号でサンプルホールドするサンプルホールド回路と、
前記サンプルホールド回路でホールドされた電圧信号を直流増幅する直流増幅回路と、
を備えた角速度センサ。
【請求項２】
前記起電圧信号を差動増幅する差動増幅回路を備え、前記サンプルホールド回路は、前記差動増幅回路の出力信号をスイッチングするスイッチ回路と、該スイッチ回路の導通時に入力電圧をホールドするホールドコンデンサとで構成し、前記直流増幅回路は、前記ホールドコンデンサの電圧を、入力電流が１ｐＡ〜数ｐＡとなる高入力インピーダンスの直流増幅回路である請求項１に記載の角速度センサ。
【請求項３】
前記圧電振動子は、駆動による脚部の左右開閉方向の基本振動が、検出すべき角速度に起因するコリオリ力によって前記基本振動の方向に対して直交する方向で互いに逆方向への前記脚部の振動に変換されるように、電極が形成され且つ分極された音叉型の圧電振動子である請求項１または２に記載の角速度センサ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、たとえばカメラの手ぶれ補正等に利用される角速度センサに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
ディジタルスチルカメラやディジタルビデオカメラにおいては、手ぶれ補正のためにカメラの手ぶれを検出する角速度センサが利用されている。
このような角速度センサは、圧電振動子を駆動するとともに、コリオリ力に起因する圧電振動子の振動によって生じる起電圧を検出して、角速度に応じた電圧信号を出力するものである。
上記圧電振動子の起電圧は差動増幅され、圧電振動子を駆動する駆動信号に同期して同期検波されて直流電圧信号に変換された後、直流増幅される。
【０００３】
特許文献１には、上記同期検波の後、平滑回路によって直流電圧信号に変換した後に直流増幅する構成が示されている。この平滑回路および直流増幅回路部分の構成を図１に示す。
図１の（Ａ）はその回路図、（Ｂ）は（Ａ）の各部の波形図である。
【０００４】
図１においてスイッチＳ１，Ｓ２はサンプリングスイッチ回路であり、差動増幅回路の出力ＤＩＦＦとその反転出力ＤＩＦＦＢを交互にスイッチングする。抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１は平滑回路を構成していて、スイッチＳ１，Ｓ２でサンプリングされた（検波された）電圧信号を平滑化する。オペアンプＯＰ１と抵抗Ｒ２，Ｒ３は直流増幅回路を構成していて、この直流増幅回路で上記平滑化された電圧を直流増幅する。
【０００５】
図１の（Ｂ）において「検波信号」は上記平滑回路の入力信号、「フィルタ出力」は上記平滑回路の出力信号である。
【０００６】
また、特許文献２には、側面に一対の圧電素子を持つ振動体の通過電流の差を検出する差動回路において、振動体の変位速度が０になる時点で差動出力をサンプルホールドして角速度を検出する角速度センサが示されている。
【０００７】
また、特許文献３には、循環駆動型振動ジャイロの検出側の信号処理でサンプルホールド回路を用い、１周期内の駆動時の質量速度が極大／極小の点でサンプルホールドし、その出力に含まれるリップルを低域通過フィルタで除去する構成が示されている。
【特許文献１】特開平５−４５１６７号公報
【特許文献２】米国特許第５５５１２９２号公報
【特許文献３】特開昭６２−１５０１１６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
特許文献１のように平滑回路を設けて同期検波した信号を平滑化する場合、一般に振動ジャイロによる角速度センサで検出する角速度の周波数帯は１００Ｈｚ以下であるため、平滑回路を構成するコンデンサには１００００ｐＦ以上のチップコンデンサを使用して５００Ｈｚ程度の遮断周波数に設定することになる。しかし角速度センサを小型化する場合、上記チップコンデンサを配置するスペースはなく、半導体集積回路に内蔵することもできない。
【０００９】
特許文献２に示されている角速度センサでは、振動体の変位速度が０となる時点で差動出力をサンプルホールドして角速度を検出するので、最大変位時にサンプリングすることになる。しかし特に音叉型または角柱型の圧電振動子を駆動するとともに、角速度に起因するコリオリ力によって生じる起電圧を検出した場合、最大変位の点でサンプリングすると応答性が悪化し、感度温度特性の変化が大きくなることが明らかとなった。
【００１０】
さらに、特許文献３に示されている角速度センサでは、１周期内の駆動時の質量速度が極大／極小の点でサンプリングする、すなわち最小変位時と最大変位時にサンプリングすることになるので、特許文献２の場合と同様に応答性が悪く、感度温度特性の変化が大きいという問題があった。また低域通過フィルタを用いるので、特許文献１の場合と同様にチップコンデンサ等の外付け部品およびその実装工程が必要となり、生産性・経済性が高められないという問題があった。
【００１１】
そこで、この発明の目的は、大容量のコンデンサを用いることなく小型低コスト化するとともに、応答性および感度温度特性の良好な角速度センサを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
（１）この発明の角速度センサは、圧電振動子と、該圧電振動子を当該圧電振動子を含む発振回路で駆動するとともにコリオリ力に起因する前記圧電振動子の振動によって生じる起電圧信号を検出する回路とを備えて、印加される角速度に応じた電圧信号である角速度検出信号を出力する角速度センサにおいて、
前記発振回路の発振周期に同期し、且つ前記コリオリ力の変化に応じて振幅が変化する前記起電圧信号の節と腹以外のタイミングでタイミング信号を発生するタイミング信号発生回路と、前記起電圧信号を、前記タイミング信号でサンプルホールドするサンプルホールド回路と、前記サンプルホールド回路でホールドされた電圧信号を直流増幅する直流増幅回路と、を備えたことを特徴としている。
【００１３】
（２）前記起電圧信号は差動増幅回路で増幅するようにし、前記サンプルホールド回路は、差動増幅回路の出力信号をスイッチングするスイッチ回路と、そのスイッチ回路の遮断時に入力電圧をホールドするホールドコンデンサとで構成し、前記直流増幅回路は、ホールドコンデンサの電圧を直流増幅する、入力電流１ｐＡ〜数ｐＡの（入力インピーダンス１ＭΩ以上のＣ−ＭＯＳ構成あるいはＦＥＴ入力の）直流増幅回路とする。
【００１４】
（３）前記圧電振動子は、駆動による脚部の左右開閉方向の基本振動が、検出すべき角速度に起因するコリオリ力によって前記基本振動の方向に対して直交する方向で互いに逆方向への前記脚部の振動に変換されるように、電極が形成され且つ分極された音叉型の圧電振動子とする。
【発明の効果】
【００１５】
（１）圧電振動子を駆動するとともにコリオリ力によって生じる起電圧を発振回路の発振周期に同期して、且つ角速度の変化に応じて振幅が変化する起電圧信号の節と腹以外のタイミングでサンプルホールドすることにより、応答性と感度温度特性に優れた角速度センサが得られる。
【００１６】
（２）前記起電圧信号を差動増幅回路で差動増幅し、その出力信号を前記タイミングでスイッチングするとともにホールドコンデンサにホールドしてそのホールドコンデンサの電圧を入力電流が１ｐＡ〜数ｐＡの高入力インピーダンスの直流増幅回路で増幅することによって、従来の積分回路やローパスフィルタを用いることなく、小容量のホールドコンデンサの電圧を直接増幅して角速度センサの出力電圧信号として出力することができる。
【００１７】
（３）前記圧電振動子が音叉型の圧電振動子であれば、最大変位の点でサンプリングすることによって大きく悪化しようとする応答性および感度温度特性が良好に保てる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
この発明の実施形態に係る角速度センサについて各図を参照して説明する。
図２は角速度センサ２１の構成を示すブロック図である。図２において、振動子１には左電極１Ｌと右電極１Ｒと共通電極１Ｃとを設けていて、左電極１Ｌと右電極１Ｒには抵抗を介して電圧＋Ｖを与える。左電極１Ｌ，右電極１Ｒからそれぞれコリオリ力を含むＬ信号とＲ信号とを取り出し、加算回路２と差動増幅回路３とに与える。加算回路２はＬ信号とＲ信号とを加算してＬ＋Ｒ信号を出力する。このように、加算回路２でＬ信号とＲ信号とを加算することにより、コリオリ力を相殺して安定な帰還信号を得る。
【００１９】
上述の帰還信号を振幅制御回路４に与えることにより振幅一定の駆動電圧となり、この駆動電圧を移相回路５を介して振動子１の共通電極１Ｃに与える。移相回路５は加算回路２の出力の位相を調整するものであり、振動子１が所望周波数で安定に発振するように、共通電極１Ｃに与える駆動電圧の位相を調整する。これらの振動子１、加算回路２、振幅制御回路４、および移相回路５は発振回路を構成している。また、加算回路２と振幅制御回路４と移相回路５とで振動子１を駆動する駆動回路を構成している。
【００２０】
加算回路２の出力信号は、検波タイミング生成回路６に与え、検波タイミング生成回路６は矩形波状の検波タイミング信号をサンプルホールド同期検波回路７に与える。
【００２１】
サンプルホールド同期検波回路７は、差動増幅回路３から出力される信号を検波タイミング生成回路６から出力されるタイミングでサンプリングすることによって同期検波を行う。このサンプルホールド同期検波回路７の出力電圧は、圧電振動子１に加わる角速度にほぼ比例した直流電圧である。直流増幅回路８は、これを直流増幅して角速度検出信号Ｖｏとして出力する。また基準電圧発生回路９はこの角速度センサ２１内部および外部へ基準電圧Ｖｒｅｆを出力する。
【００２２】
上記検波タイミング生成回路６としては幾つかの形式をとることができる。その一つは、コンデンサと抵抗を用いたＣＲ移相回路で入力信号の位相をシフトさせるとともに、コンパレータによる波形整形回路によって矩形波信号を出力する回路で構成する。また、正弦波である入力信号と所定しきい値とをコンパレータで比較することによって波形整形を行い、上記コンパレータのしきい値を変化させることによって位相をシフトさせる。
【００２３】
なお、図２に示した例では加算回路２の出力を基に検波タイミングのタイミング信号を生成するようにしたが、移相回路５の出力である駆動電圧を基にしてタイミング信号を生成するようにしてもよい。
【００２４】
図３は図２に示したサンプルホールド同期検波回路７の構成およびその波形を示す図である。
スイッチ回路Ｓは図２に示した検波タイミング生成回路６から出力されるタイミング信号によってオン／オフされる。ホールドコンデンサＣは１００ｐＦ程度の小容量のコンデンサであり、このホールドコンデンサＣとスイッチ回路Ｓとによってサンプルホールド回路を構成している。
【００２５】
また、オペアンプＯＰ２と抵抗Ｒ１２，Ｒ１３とで直流増幅回路を構成している。この直流増幅回路はオペアンプＯＰ２の出力端子と反転入力端子（−）との間に抵抗Ｒ１２を接続し、反転入力端子（−）と接地（基準電圧）との間に抵抗Ｒ１３を接続した非反転型帰還回路である。
【００２６】
ここでオペアンプＯＰ２のオープンループ利得をＡ、オペアンプＯＰ２自体の入力インピーダンスをＺｉ、帰還抵抗Ｒ１２の抵抗値をＺｆ、入力側の抵抗Ｒ１３のインピーダンスをＺ１とすると、その入力インピーダンスＺｉｆは、
Ｚｉｆ＝ＡＺｉ／（１＋Ｚｆ／Ｚ１）
で表される。このオペアンプＯＰ２はＣ−ＭＯＳ構成の回路であるので、オペアンプ自体の入力インピーダンスＺｉは大きな値である。またＡも大きな値であるので、この非反転増幅回路の入力インピーダンスＺｉｆは極めて大きな値になる。
【００２７】
したがってホールドコンデンサＣの容量が１００ｐＦで、その充電電圧が直流増幅回路の入力ダイナミックレンジ内である時、非反転増幅回路への入力電流は１ｐＡ〜数ｐＡ程度と極めて低く抑えられる。したがってホールドコンデンサＣのキャパシタンスが１００ｐＦ程度と小さくても、且つ圧電振動子を含む発振回路の発振周波数が３０ｋＨｚと比較的低周波であっても、そのサンプリング周期でのホールドコンデンサＣの充電電圧の低下は低く抑えられる。
【００２８】
サンプルホールド同期検波回路７の入力信号ＤＩＦＦを、検波タイミング生成回路６からのタイミング信号でサンプルホールドすることによって、オペアンプＯＰ２の出力信号である検波出力信号は、図３の（Ｂ）に示すようにリップルの少ない殆ど直流と見なせる電圧信号として出力できる。
【００２９】
差動増幅回路３の出力信号ＤＩＦＦはコリオリ力の大きさによって、その振幅が変化する正弦波形である。検波する目的はこの信号ＤＩＦＦの振幅を検出することである。しかし、図３から明らかなように、サンプルホールド同期検波回路７に入力される差動増幅回路３からの出力信号ＤＩＦＦのサンプリングタイミングによって検波出力の直流電圧は変化する。そのため、信号ＤＩＦＦのサンプリングタイミング（位相角）を一定にする必要がある。次に、そのサンプリングタイミングの定め方について説明する。
【００３０】
図４は角速度に起因するコリオリ力によって生じる起電圧と発振波形の位相関係を示す図である。図４において、波形Ａは発振波形であり、加算回路２から検波タイミング生成回路６へ与えられる信号（コリオリ力による影響を受けないＬ＋Ｒ信号）の波形である。また、グレーで着色した部分は１０秒間にわたって計測した、差動増幅回路３の出力信号（この信号はコリオリ力を検出する信号であるので以下「検出波形」という。）の変動幅を示している。Ｓａは時計回り（＋３００ｄｅｇ／ｓ）の一定角速度を与えたときの波形、Ｓｂは反時計回り（−３００ｄｅｇ／ｓ）の一定角速度を与えたときの波形、Ｓｃは静止時の波形である。
【００３１】
このようにコリオリ力の変化に応じて検出信号の振幅が変化する際、検出信号には節Ｐｎと腹Ｐｓが生じる。この節および腹は、前記発振回路の発振ループの位相と圧電振動子の離調周波数（検出信号の周波数と発振回路の発振周波数との差）によって決まる。
【００３２】
この発振周期の中で検出信号をどの位相角でサンプリングするかによって角速度センサの特性（ＳＮ比、応答性、感度温度特性の変化量と傾斜）が変わる。たとえば、同じ離調周波数の圧電振動子に対して、コリオリの腹でサンプリングを行うと、角速度センサの感度は高くなるが応答性は悪化する。反対に、コリオリの節でサンプリングすると感度は低くなる。したがって発振周期一周期中のコリオリの腹と節を除くタイミングでサンプリングすると、上記角速度センサの特性を全て満足することができる。
【００３３】
図５，図６は上記サンプリングタイミングを変えた場合の感度温度特性と応答性を示すものである。ここで、サンプリングタイミングはＬ＋Ｒ信号の立ち上がりのゼロクロス時点からの位相角である。同じ離調周波数の圧電振動子であっても、サンプリングタイミングによって種々の特性が得られる。図５に示すように、サンプリングタイミングが４５°である時、−１０°〜＋７５°の範囲で感度変化率は＋５〜−１７％変動するが、サンプリングタイミングを６０°とすると、上記温度範囲で感度変化率は＋２〜−１５％に収まり、さらにサンプリングタイミングを９４°にすれば、上記温度範囲で感度変化率は＋１〜−５％の範囲に収まる。この例では、位相角９４°のタイミングでサンプリングすることによって、感度温度特性の変化量と傾斜は最も良好となる。
【００３４】
図４において検出信号の腹Ｐｓの位相角は４５°付近であり、節Ｐｎの位相角はそこから９０°離れた１３５°付近に存在する。腹Ｐｎ点からの位相のずれをθで表すと、角速度検出のＳＮ比は、腹Ｐｓでサンプリングしたときの感度にｃｏｓθを乗じた割合で低下する。したがって、サンプリングタイミングが検出信号の節Ｐｎとなるタイミングに近いほどＳＮ比は低下するが、検出信号の節Ｐｎとなるタイミングでサンプリングを行わない限り実用上問題のないＳＮ比を確保できる。
【００３５】
図６に示すように、上記検出信号の腹Ｐｓ点の位相角である４５°のタイミングでサンプリングすると、変位周波数が１０〜５０Ｈｚの範囲で位相角は−３〜−３２°変化する。このサンプリングタイミングを６０°までずらすと、上記変位周波数の範囲で位相遅れは−１〜−２０°にまで小さくなる。したがってその分、応答性が高まる。このようにサンプリングタイミングが検出信号の腹Ｐｓ点の位相角４５°からずれるほど改善されることが分かる。
【００３６】
なお、上記実施形態においては音叉型圧電振動を用いた例を示したが、圧電振動子は音叉型に限られるものではなく、角柱状の音片型圧電振動子や、いわゆるユニモルフ型の圧電振動子であってもよい。
【図面の簡単な説明】
【００３７】
【図１】特許文献１に示されている角速度センサの部分構成を示す図である。
【図２】この発明の実施形態に係る角速度センサの構成を示すブロック図である。
【図３】同角速度センサ内のサンプルホールド同期検波回路の構成およびその各部の波形図である。
【図４】コリオリ力の検出信号と発振信号の波形を示す図である。
【図５】サンプリングタイミングによる感度温度特性を示す図である。
【図６】サンプリングタイミングによる応答性を示す図である。
【符号の説明】
【００３８】
１−圧電振動子
２１−角速度センサ
【図１】
2007292660.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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