(57)【要約】【課題】二出力電源回路に制御回路を出力系統ごとに２つ備えた場合には回路構成が複雑になり、また制御回路を有しない電力変換回路を使用した場合には出力系統の電圧が安定化されないという問題があった。【解決手段】前段の電力変換回路Ｎ１２の出力電圧ＶＯ１が後段の電力変換回路Ｎ１４の入力電圧ＶＩ２となるように縦続接続され、前段の電力変換回路Ｎ１２の出力電圧ＶＯ１を第１の出力系統とし、後段の電力変換回路Ｎ１４の出力電圧ＶＯ２を第２の出力系統とする二出力電源回路Ｎであって前段の電力変換回路Ｎ１２に制御回路Ｎ１３を設け、制御回路Ｎ１３は後段の出力電圧ＶＯ２を検出し、予め定めた出力電圧の所望値との差分を補正するように電力変換し、後段の電力変換回路Ｎ１４は前段の出力電圧ＶＯ１に比例する電圧ＶＯ２を出力するように電力変換する。【選択図】図１
2007325414.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力供給源が前段の電力変換回路に接続され、前記前段の電力変換回路の出力電圧が後段の電力変換回路の入力電圧となるように縦続接続された２つの電力変換回路を具備し、前記前段の電力変換回路の出力電圧を第１の出力系統とし、前記後段の電力変換回路の出力電圧を第２の出力系統とする二出力電源回路であって、
前記前段の電力変換回路に制御回路を設け、前記制御回路は前記後段の電力変換回路の出力電圧を検出し、予め定めた出力電圧の所望値との差分を補正するように電力変換し、前記後段の電力変換回路は前記前段の電力変換回路の出力電圧に比例する電圧を出力するように電力変換することを特徴とする二出力電源回路。
【請求項２】
前記後段の電力変換回路の出力電圧が前記制御回路の入力端子にフィードバックされることを特徴とする請求項１記載の二出力電源回路。
【請求項３】
前記後段の電力変換回路の出力電圧が予め定めた所望値になるとき、前記前段の電力変換回路の出力電圧が予め定めた所望値になるように、前記後段の電力変換回路におけるスイッチング動作のデューティを設定することを特徴とする請求項１又は２記載の二出力電源回路。
【請求項４】
前記デューティは前記後段の電力変換回路の出力電圧の所望値／前記前段の電力変換回路の出力電圧の所望値に設定されることを特徴とする請求項３記載の二出力電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電子機器等において使用される電圧を２系統出力する二出力電源回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、同じ極性又は異なる極性の電圧を２系統出力する電源回路は、非特許文献１の第２１５頁、図Ａに記載されているようによく知られている。
【非特許文献１】トランジスタ技術２００２年２月号、ＱＣ出版株式会社、平成１４年２月１日発行
【０００３】
図３は従来の二出力電源回路（その１）のブロック図で、非特許文献１の図Ａ（ａ）に相当する。
二出力電源回路は、直流安定化電源Ｎ１，Ｎ４を縦続接続し、直流安定化電源Ｎ１の出力電圧Ｖｏ１を第１の出力系統とし、直流安定化電源Ｎ４の出力電圧Ｖｏ２を第２の出力系統とする構成である。
直流安定化電源Ｎ１は電力変換回路Ｎ２及び制御回路Ｎ３で構成され、直流安定化電源Ｎ４は電力変換回路５及び制御回路Ｎ６で構成され、それぞれ制御回路Ｎ３，Ｎ６により出力電圧を安定化させている。
なお、Ｒ１，Ｒ２は２系統の出力がそれぞれ印加される負荷回路を示している。
【０００４】
図４は従来の二出力電源回路（その２）のブロック図で、非特許文献１の図Ａ（ｂ）及び（ｃ）に相当する。
二出力電源回路は直流安定化電源Ｎ１と直流非安定化電源（電力変換回路）Ｎ７を縦続接続し、直流安定化電源Ｎ１の出力電圧Ｖｏ１を第１の出力系統とし、直流非安定化電源Ｎ７の出力電圧Ｖｏ２を第２の出力系統とする構成である。
直流安定化電源Ｎ１は図３の場合と全く同じであるが、直流非安定化電源Ｎ７は電力変換回路Ｎ７のみで構成され、制御回路を有していない。
従って、図３の二出力電源回路は２系統のそれぞれに制御回路を具備しており、２系統の出力電圧を安定させているが、図４の二出力電源回路は直流非安定化電源Ｎ７が制御回路を具備していないので、第２の出力系統の出力電圧Ｖｏ２は安定化しない。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
図３の二出力電源回路では、制御回路を出力系統ごとに２つ備えければならないので、回路構成が複雑になり、部品点数も増えるため、大型化やコストアップという問題があった。
また、図４の二出力電源回路では、制御回路を具備していない出力系統の電圧が安定化されないため、出力電圧の精度が悪いという問題があった。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記した課題を解決するため、本発明は、電力供給源が前段の電力変換回路に接続され、前段の電力変換回路の出力電圧が後段の電力変換回路の入力電圧となるように縦続接続された２つの電力変換回路を具備し、前段の電力変換回路の出力電圧を第１の出力系統とし、後段の電力変換回路の出力電圧を第２の出力系統とする二出力電源回路であって、前段の電力変換回路に制御回路を設け、制御回路は後段の電力変換回路の出力電圧を検出し、予め定めた出力電圧の所望値との差分を補正するように電力変換し、後段の電力変換回路は前段の電力変換回路の出力電圧に比例する電圧を出力するように電力変換するものである。
【発明の効果】
【０００７】
本発明は１つの制御回路で構成しているので、簡単な回路構成になり、部品点数も少なくなるため、小型化やコスト低減に大きく寄与することができる。
また、２系統の出力を共に安定化するため出力電圧の良好な精度も期待することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
本発明は、電力供給源が前段の電力変換回路に接続され、前段の電力変換回路の出力電圧が後段の電力変換回路の入力電圧となるように縦続接続された２つの電力変換回路を具備し、前段の電力変換回路の出力電圧を第１の出力系統とし、前記後段の電力変換回路の出力電圧を第２の出力系統とする二出力電源回路であって、前段の電力変換回路に制御回路を設け、制御回路は後段の電力変換回路の出力電圧を検出し、予め定めた出力電圧の所望値との差分を補正するように電力変換し、後段の電力変換回路には制御回路を設けず、後段の電力変換回路は常に前段の電力変換回路の出力電圧に比例する電圧を出力するように電力変換することによって、簡単な回路構成と２つの出力系統の出力電圧の安定化を実現したものである。
【実施例１】
【０００９】
図１は本発明の実施例１を示すブロック図である。
二出力電源回路Ｎは、直流安定化電源Ｎ１１を構成する前段の電力変換回路Ｎ１２、制御回路Ｎ１３及び後段の電力変換回路Ｎ１４で構成されている。
前段の電力変換回路Ｎ１２と後段の電力変換回路Ｎ１４は縦続接続され、電力変換回路Ｎ１２の出力電圧ＶＯ１を第１の出力系統とし、電力変換回路Ｎ１４の出力電圧ＶＯ２を第２の出力系統としている。
制御回路Ｎ１３は電力変換回路Ｎ１２に接続して設けられ、入力端子Ｔ１に電力変換回路Ｎ１４の出力電圧ＶＯ２を入力し、出力端子Ｔ２から出力を電力変換回路Ｎ１２にフィードバックする。
【００１０】
電力変換回路Ｎ１２は、例えばＭＯＳＦＥＴのスイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ１、インダクタＬ１及びコンデンサＣ１から成り、一般的な降圧形チョッパ方式のスイッチング電源を構成している。
電力変換回路Ｎ１４は、例えばＭＯＳＦＥＴのスイッチング素子Ｑ２、ダイオードＤ２、インダクタＬ２、コンデンサＣ２及び定デューティ駆動信号器Ｏ１から成り、一般的な降圧形チョッパ方式のスイッチング電源の定デューティ駆動信号付き電力変換回路を構成している。
【００１１】
電力供給源である入力電源Ｅのプラス端子は電力変換回路Ｎ１２のスイッチング素子Ｑ１のソースに接続され、スイッチング素子Ｑ１のドレインはダイオードＤ１のカソード及びインダクタＬ１の一端に接続される。またインダクタＬ１の他端はコンデンサＣ１の一端及び負荷回路Ｒ１の一端に接続される。
更に、負荷回路Ｒ１の他端はコンデンサＣ１の他端、ダイオードＤ１のアノード及び電源Ｅのマイナス端子に接続される。
【００１２】
インダクタＬ１とコンデンサＣ１の接続点は定デューティ駆動信号付き電力変換回路Ｎ１４のスイッチング素子Ｑ２のソースに接続され、スイッチング素子Ｑ２のドレインはダイオードＤ２のカソード及びインダクタＬ２の一端に接続される。また、インダクタＬ２の他端はコンデンサＣ１の一端及び負荷回路Ｒ２の一端に接続される。
更に、負荷回路Ｒ２の他端はコンデンサＣ２の他端ダイオードＤ２のアノード及び電源Ｅのマイナス端子に接続される。
スイッチング素子Ｑ２のゲートは定デューティ駆動信号器Ｏ１の一端に接続され、定デューティ駆動信号器Ｏ１の他端はダイオードＤ２のアノードに接続されている。
インダクタＬ２とコンデンサＣ２の接続点は制御回路Ｎ１３の入力Ｔ１に接続され、制御回路Ｎ１３の出力端子Ｔ２はスイッチング素子Ｑ１のゲートに接続されている。
【００１３】
図２は制御回路のブロック図である。
制御回路Ｎ１３は誤差増幅回路Ｎ１５、パルス幅変調回路Ｎ１６及び駆動回路Ｎ１７で構成されているが、この構成自体はよく知られている。
制御回路Ｎ１３の入力端子Ｔ１から入力された信号は誤差増幅回路Ｎ１５に入力され、誤差増幅回路Ｎ１５の出力はパルス幅変調回路Ｎ１６に入力される。そして、パルス幅変調回路Ｎ１６の出力は駆動回路Ｎ１７に入力され、駆動回路Ｎ１７の出力は出力端子Ｔ１２から出力される。
【００１４】
図１及び図２を参照して動作を説明する。
前段の電力変換回路Ｎ１２は電源Ｅから供給される直流電圧ＶＩ１を直流電圧ＶＯ１に変換する。即ち、電源Ｅから電力変換回路１２に直流電圧ＶＩ１を供給すると、スイッチング素子Ｑ１は制御回路Ｎ１３の出力端子Ｔ２から出力される矩形波状の駆動信号によってスイッチング動作（導通、非導通の繰り返し操作）を行っているため、直流電圧は振幅ＶＩ１の矩形波状の電圧となる。そして、インダクタＬ１、コンデンサＣ１によって構成される平滑回路が矩形波状電圧を平滑することによって出力電圧ＶＯ１に変換し、負荷回路Ｒ１に電力を供給する。
【００１５】
ここで、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作の繰り返し周期をＴ１、導通期間をＴｏｎ１、非導通期間をＴｏｆｆ１、そして導通期間Ｔｏｎ１と非導通期間Ｔｏｆｆ１の比率をデューティＤａとすると、出力電圧ＶＯ１は次式によって表される。
Ｄａ＝Ｔｏｎ１／（Ｔｏｎ１＋Ｔｏｆｆ１）＝Ｔｏｎ１／Ｔ１  （１）
ＶＯ１＝ＶＩ１×Ｄａ＝ＶＩ１×Ｔｏｎ１／Ｔ１  （２）
式（２）はスイッチング素子Ｑ１の導通期間Ｔｏｎ１を変化させることにより、出力電圧ＶＯ１を可変に制御できることを示している。
【００１６】
次に、後段の電力変換回路Ｎ１４は電力変換回路Ｎ１２の出力電圧ＶＯ１を入力電圧ＶＩ２として出力電圧ＶＯ２に変換する。ただし、スイッチング素子Ｑ２に対し出力電圧ＶＯ２を安定化するための制御はしておらず、代わりに定デューティ駆動信号器Ｏ１によって一定のデューティＤｂでスイッチング動作を行っている。
入力電圧ＶＩ２を電力変換回路１４に入力するとスイッチング素子Ｑ２は定デューティ駆動信号器Ｏ１の矩形波状の駆動信号によってスイッチング動作を行っているため、入力電圧ＶＩ２は振幅ＶＩ２の矩形波状の電圧となる。そして、インダクタＬ２、コンデンサＣ２によって構成される平滑回路が矩形波状電圧を平滑することによって出力電圧ＶＯ２に変換し、負荷回路Ｒ２に電力を供給する。
【００１７】
ここで、スイッチング素子Ｑ２のスイッチング動作の繰り返し周期をＴ２、導通期間をＴｏｎ２、非導通期間をＴｏｆｆ２、そして導通期間Ｔｏｎ２と非導通期間Ｔｏｆｆ２の比率をデューティＤｂとすると、出力電圧ＶＯ２は次式によって表される。
Ｄｂ＝Ｔｏｎ２／（Ｔｏｎ２＋Ｔｏｆｆ２）＝Ｔｏｎ２／Ｔ２  （３）
ＶＯ２＝ＶＩ２×Ｄｂ＝ＶＩ２×Ｔｏｎ２／Ｔ２  （４）
式（４）はスイッチング素子Ｑ２の導通期間Ｔｏｎ２を固定とすることにより、出力電圧ＶＯ２は入力電圧ＶＩ２に比例した電圧になることを示している。
【００１８】
そして出力電圧ＶＯ２を制御回路Ｎ１３にフィードバックし、出力電圧ＶＯ２をＶＯ２の予め定めた所望値との差分に応じスイッチング素子Ｑ１の導通期間Ｔｏｎ１を可変にすることによってスイッチング素子Ｑ１を制御する。即ち、出力電圧ＶＯ２を制御回路Ｎ１３の入力端子Ｔ１に入力すると、入力端子Ｔ１に入力が接続されている図２の誤差増幅回路Ｎ１５が出力電圧ＶＯ２とＶＯ２の所望値との差分を検出・増幅し出力する。その出力を入力信号としてパルス幅変調回路１６は出力電圧ＶＯ２とＶＯ２の所望値との差分に応じたスイッチング素子Ｑ１の導通期間Ｔｏｎ１の矩形波状電圧を生成する。駆動回路１７はパルス幅変調回路１６の出力であるデューティＤａの矩形波状電圧をスイッチング素子Ｑ１がスイッチング動作できる電力に変換し、制御回路Ｎ１３の出力端子Ｔ２を通してスイッチング素子Ｑ１を駆動する。
【００１９】
ここでＶＯ２＝ＶＩ２であるため、式（４）に式（２）を代入すると、
ＶＯ２＝ＶＩ１×Ｔｏｎ１＝Ｔ１×Ｔｏｎ２／Ｔ２  （５）
となり、スイッチング素子Ｑ１の導通期間Ｔｏｎ１を変化させることによって出力電圧ＶＯ２を変化させることができる。即ち、出力電圧ＶＯ２をＶＯ２の所望値との差分を補正するように導通期間Ｔｏｎ１を制御することによって出力電圧ＶＯ２を安定化することができる。
なお、このとき出力電圧ＶＯ１と出力電圧ＶＯ２は比例関係にあるため、導通期間Ｔｏｎ１を制御することによって出力電圧ＶＯ２を安定化できると言うことは、同時に出力ＶＯ１も安定化できることを示している。
【００２０】
以上の動作の結果、まず、第１の出力系統である負荷回路Ｒ１が重くなった場合、即ち、出力電流ＩＯ１が増大した場合を考える。
出力電流ＩＯ１が増大してもスイッチング素子Ｑ１（導通期間Ｔｏｎ１）は直接的に制御していないため出力電圧ＶＯ１が低下しようとする。しかし、このとき電力変換回路Ｎ１４によって比例関係にある出力電圧ＶＯ２も低下しようとするため、これを検出した制御回路Ｎ１３が出力電圧ＶＯ２の所望値との差分を補正しよう（出力電圧ＶＯ２を上昇させよう）と導通期間Ｔｏｎ１を制御する。その結果出力電圧ＶＯ２は上昇する。同時に出力電圧ＶＯ１も上昇し、ＶＯ１の所望値になる。なお、第１の出力系統である負荷回路Ｒ１が軽くなった場合、即ち、出力電流ＩＯ１が減少した場合は全く逆の動作を行う。
【００２１】
次に、第２の出力系統である負荷回路Ｒ２が重くなった場合、即ち、出力電流ＩＯ２が増大した場合を考える。
出力電流ＩＯ２が増大すると出力電圧ＶＯ２が低下しようとするが、これを検出した制御回路Ｎ１３が出力電圧ＶＯ２の所望値との差分を補正しよう（出力電圧ＶＯ２を上昇させよう）と導通期間Ｔｏｎ１を制御する。この動作によって出力電圧ＶＯ２は低下せず、同時に電力変換回路Ｎ１４によって比例関係にある出力電圧ＶＯ１も低下せずに安定状態を維持する。なお、第２の出力系統である負荷回路Ｒ２が軽くなった場合、即ち、出力電流ＩＯ２が減少した場合は全く逆の動作を行う。
いずれにしてもここで重要なのは、出力電圧ＶＯ２がＶＯ２の所望値になったときに、出力電圧ＶＯ１もＶＯ１の所望値になるようにスイッチング素子Ｑ２のデューティＤｂを設定しておくことである。即ち、デューティＤｂ＝ＶＯ２（の所望値）／ＶＯ１（の所望値）とすることである。
【００２２】
以上のように、実施例１によれば、前段の電力変換回路と後段の電力変換回路に対して、１つの回路で二出力変換回路を構成しているので、簡単な回路構成になり、その分部品点数も少なくなるため、小型化やコスト低減に大きく寄与することができる。
また、２系統の出力を共に安定化するため、出力電圧の良好な精度も期待することができる。
【００２３】
なお、上記した実施例１では、前段及び後段の電力変換回路の回路方式として降圧形のチョッパ方式スイッチング電源を示したが、昇圧形チョッパ方式や昇降圧形チョッパ方式でも同様の効果が得られる。また、入力と出力が絶縁されていない非絶縁型を示したが、絶縁型でも適用可能である。これは、チョッパ方式に限定するものではなくフォワード型やフライバック型といった様々な回路方式にも適用できることを示している。
更に、制御回路についてパルス幅変調方式を示したが、周波数変調方式にも適用できることは勿論である。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】本発明の実施例１のブロック図である。
【図２】制御回路のブロック図である。
【図３】従来の二出力電源回路（その１）のブロック図である。
【図４】従来の二出力電源回路（その２）のブロック図である。
【符号の説明】
【００２５】
Ｎ                            二出力電源回路
Ｎ１１                        直流安定化電源
Ｎ１２                        電力変換回路
Ｎ１３                        制御回路
Ｎ１４                        定デューティ駆動信号付き電力変換回路
Ｎ１５                        誤差増幅回路
Ｎ１６                        パルス幅変調回路
Ｎ１７                        駆動回路
Ｅ                            入力電源
Ｑ１，Ｑ２                    スイッチング素子
Ｄ１，Ｄ２                    ダイオード
Ｌ１，Ｌ２                    インダクタ
Ｃ１，Ｃ２                    コンデンサ
Ｏ１                          定デューティ駆動信号器
Ｒ１，Ｒ２                    負荷回路
Ｔ１                          入力端子
Ｔ２                          出力端子
【図１】
2007325414.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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