(57)【要約】【課題】ノイズ特性、直流オフセットの劣化、および消費電力の増大を抑制しつつ、２次歪の改善を図ることが可能な直交復調器を提供する。【解決手段】本発明に係る直交復調器１００は、第１の出力端子１に接続され、第１の局部発振信号ＬＯ＋が入力される第１のトランジスタ６と、第２の出力端子３に接続され、第２の局部発振信号ＬＯ−が入力される第２のトランジスタ８と、負荷回路９と第１および第２のバイポーラトランジスタ６、８との間に接続され、入力信号が入力される第３のトランジスタ１１と、電源電位ＶＣＣに接続された第４のトランジスタ１４と、この第４のトランジスタ１４と接地電位との間に接続された第２の電圧源１５と、第１および第２のトランジスタ６、８と第３のトランジスタ１１の接続点と第４のトランジスタ１４のとの間に接続されたインダクタ１６とを備える。【選択図】図１
2007251231.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源電位と第１の出力端子との間に接続された第１の抵抗と、
前記電源電位と第２の出力端子との間に接続された第２の抵抗と、
前記第１の出力端子に接続され、第１の局部発振信号がその信号入力端子に入力される第１のトランジスタと、
前記第２の出力端子に接続され、前記第１の局部発振信号の反転信号である第２の局部発振信号がその信号入力端子に入力される第２のトランジスタと、
接地電位と前記第１および前記第２のトランジスタとの間に接続され、入力信号がその信号入力端子に入力される第３のトランジスタと、
前記接地電位に接続された第１の電圧源と、
前記第１の電圧源と前記第３のトランジスタの信号入力端子との間に接続された第３の抵抗と、
前記電源電位に接続された第４のトランジスタと、
前記第４のトランジスタの信号入力端子と前記接地電位との間に接続された第２の電圧源と、
前記第１および前記第２のトランジスタと前記第３のトランジスタの接続点と前記第４のトランジスタとの間に接続されたインダクタと、
を備えることを特徴とする直交復調器。
【請求項２】
前記第３のトランジスタはＭＯＳトランジスタであることを特徴とする請求項１に記載の直交復調器。
【請求項３】
前記接地電位に接続された第３の電圧源と、
前記第３の電圧源と前記第１の局部発振信号が入力される前記第１のトランジスタの信号入力端子との間に接続された第４の抵抗と、
前記第３の電圧源と前記第２の局部発振信号が入力される前記第２のトランジスタの信号入力端子との間に接続された第５の抵抗と、
前記第４のトランジスタの信号入力端子と前記第２の電圧源との間に接続された第６の抵抗と、をさらに備えることを特徴とする請求項１または２に記載の直交復調器。
【請求項４】
電源電位と第１の出力端子との間に接続された第１の抵抗と、
前記電源電位と第２の出力端子との間に接続された第２の抵抗と、
前記第１の出力端子に接続され、第１の局部発振信号がその信号入力端子に入力される第１のトランジスタと、
前記第２の出力端子に接続され、前記第１の局部発振信号の反転信号である第２の局部発振信号がその信号入力端子に入力される第２のトランジスタと、
前記第１の出力端子に接続され、前記第２の局部発振信号がその信号入力端子に入力される第３のトランジスタと、
前記第２の出力端子に接続され、前記第１の局部発振信号がその信号入力端子に入力される第４のトランジスタと、
接地電位と前記第１および前記第２のトランジスタとの間に接続され、第１の入力信号がその信号入力端子に入力される第５のトランジスタと、
前記接地電位と前記第３および前記第４のトランジスタとの間に接続され、前記第１の入力信号の反転信号である第２の入力信号がその信号入力端子に入力される第６のトランジスタと、
前記電源電位に接続された第７のトランジスタと、
前記第７のトランジスタの信号入力端子と前記接地電位との間に接続された電圧源と、
前記第１および前記第２のトランジスタと前記第５のトランジスタの接続点と前記第７のトランジスタとの間に接続された第１のインダクタと、
前記第３および前記第４のトランジスタと前記第６のトランジスタの接続点と前記第７のトランジスタとの間に接続された第２のインダクタと、
を備えることを特徴とする直交復調器。
【請求項５】
前記第５および前記第６のトランジスタはＭＯＳトランジスタであることを特徴とする請求項４に記載の直交復調器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば、ダイレクトコンバージョン受信機に用いられる直交復調器に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、例えば、ソフトウエア無線の受信機の方式として、受信信号を高周波からベースバンドに落とさずに直接変換するダイレクトコンバージョン方式がある。
【０００３】
このダイレクトコンバージョン方式を用いるダイレクトコンバージョン受信機は、バンドパスフィルタ、イメージ・リジェクト・フィルタや、ＳＡＷフィルタが不要である。このため、ダイレクトコンバージョン受信機は、低コストであり、近年注目を集めている。
【０００４】
このダイレクトコンバージョン受信機に用いられる従来の直交復調器には、例えば、電源電位と第１の出力端子との間に接続された第１の抵抗と、電源電位と第２の出力端子との間に接続され、第１のバイポーラトランジスタとカレントミラーとなる第２の抵抗と、第１の出力端子に接続され第１の局部発振信号がベースに入力される第１のバイポーラトランジスタと、第２の出力端子に接続され第１の局部発振信号の反転信号である第２の局部発振信号がベースに入力される第２のバイポーラトランジスタと、第１、第２のバイポーラと接地電位との間に接続されベースにＲＦ（無線周波数）信号（Ｖｉｎ）が入力される第３のバイポーラトランジスタと、接地電位と第３のバイポーラトランジスタとの間に接続された抵抗回路と、を備えるものがある（例えば、特許文献１参照。）。
【０００５】
この従来の直交復調器において、通常、利得を調整する対象となるのは第３のバイポーラトランジスタのエミッタに接続された抵抗回路である。利得に比例する相互インダクタンスＧｍはgmRdeg>>1（gm：第５のバイポーラトランジスタに流れる電流Ｉ/熱雑音Ｖt、Rdeg：抵抗回路の抵抗値）の時、以下の式（１）で表される。
【数１】
2007251231.tif 000003
【０００６】
また、第３のバイポーラトランジスタで発生する２次歪im２はgmRdeg>>1の時、式（２）のように表される。
【数２】
2007251231.tif 000004
【０００７】
式（２）に表されるように、第３のバイポーラトランジスタと抵抗回路とを含むトランスコンダクタンス部で利得を取るために抵抗値Rdegを小さくすると、２次歪im２が大きくなる。
【０００８】
また、差動出力時に第１、第２のバイポーラトランジスタや第１、第２の抵抗のペア性が完全であると２次歪im２は出力されてこない。
【０００９】
しかし、通常は、例えば製造プロセスで生じたオフセットが付くことにより、差動出力でも２次歪やオフセット電圧が生じることになる。この時、第１のバイポーラトランジスタおよび第１の抵抗によるオフセット量Ｘと、第２のバイポーラトランジスタおよび第２の抵抗によるオフセット量Ｙとのペア性が取れていないと、第１、第２の出力端子で出てくる２次歪ＩＭ２は、式（３）のようになる。
【数３】
2007251231.tif 000005
【００１０】
一方、利得を一定に保ち、２次歪を改善したい場合、素子のペア性には限りがある。したがって、電流を大きくすることにより、２次歪の改善を図ることがある。ここで、バイポーラトランジスタのショットノイズは式（４）で表される。式（４）に表されるように、電流Ｉが大きくなると、出力ノイズi2は増大する。なお、Δｆは周波数帯域、ｑは第１、第２のバイポーラトランジスタの電荷を表す。
【数４】
2007251231.tif 000006
【００１１】
また、直流オフセットＤＣoffsetは、式（５）で表される。式（５）で表されるように、電流Ｉ１、電流Ｉ２の絶対値が大きくなることにより、直流オフセットＤＣoffsetが劣化することが分かる。なお、Ｉ１は第１のバイポーラトランジスタに流れる電流、Ｉ２は第２のバイポーラトランジスタに流れる電流を表す。また、Rout1は第１の抵抗の抵抗値、Rout2は第２の抵抗の抵抗値を表す。
【数５】
2007251231.tif 000007
【００１２】
以上のように、上記従来の直交復調器では、ノイズ特性の劣化、直流オフセットの劣化、および消費電力の増大を抑制しつつ、２次歪の改善を図ることが困難であるという問題があった。
【特許文献１】特許第３４７６３１８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
本発明は、上記課題を解決するものであり、ノイズ特性の劣化、直流オフセットの劣化、および消費電力の増大を抑制しつつ、２次歪の改善を図ることが可能な直交復調器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明の一態様に係る直交復調器は、電源電位と第１の出力端子との間に接続された第１の抵抗と、前記電源電位と第２の出力端子との間に接続された第２の抵抗と、前記第１の出力端子に接続され、第１の局部発振信号がその信号入力端子に入力される第１のトランジスタと、前記第２の出力端子に接続され、前記第１の局部発振信号の反転信号である第２の局部発振信号がその信号入力端子に入力される第２のトランジスタと、接地電位と前記第１および前記第２のトランジスタとの間に接続され、入力信号がその信号入力端子に入力される第３のトランジスタと、前記接地電位に接続された第１の電圧源と、前記第１の電圧源と前記第３のトランジスタの信号入力端子との間に接続された第３の抵抗と、前記電源電位に接続された第４のトランジスタと、前記第４のトランジスタの信号入力端子と前記接地電位との間に接続された第２の電圧源と、前記第１および前記第２のトランジスタと前記第３のトランジスタの接続点と前記第４のトランジスタとの間に接続されたインダクタと、を備えることを特徴とする。
【００１５】
また、本発明の他の態様に係る直交復調器は、電源電位と第１の出力端子との間に接続された第１の抵抗と、前記電源電位と第２の出力端子との間に接続された第２の抵抗と、前記第１の出力端子に接続され、第１の局部発振信号がその信号入力端子に入力される第１のトランジスタと、前記第２の出力端子に接続され、前記第１の局部発振信号の反転信号である第２の局部発振信号がその信号入力端子に入力される第２のトランジスタと、前記第１の出力端子に接続され、前記第２の局部発振信号がその信号入力端子に入力される第３のトランジスタと、前記第２の出力端子に接続され、前記第１の局部発振信号がその信号入力端子に入力される第４のトランジスタと、接地電位と前記第１および前記第２のトランジスタとの間に接続され、第１の入力信号がその信号入力端子に入力される第５のトランジスタと、前記接地電位と前記第３および前記第４のトランジスタとの間に接続され、前記第１の入力信号の反転信号である第２の入力信号がその信号入力端子に入力される第６のトランジスタと、前記電源電位に接続された第７のトランジスタと、前記第７のトランジスタの信号入力端子と前記接地電位との間に接続された電圧源と、前記第１および前記第２のトランジスタと前記第５のトランジスタの接続点と前記第７のトランジスタとの間に接続された第１のインダクタと、前記第３および前記第４のトランジスタと前記第６のトランジスタの接続点と前記第７のトランジスタとの間に接続された第２のインダクタと、を備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１６】
本発明の一態様に係る直交復調器によれば、ノイズ特性の劣化、直流オフセットの劣化、および消費電力の増大を抑制しつつ、２次歪の改善を図ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
本発明に係る直交復調器は、例えば、ダイレクトコンバージョン受信機に用いられ、低域周波数と高域周波数の信号経路を分けることで２次歪、直流オフセット、および出力ノイズを低減するものである。
【００１８】
以下、本発明に係る実施例について図面を参照しながら説明する。
【実施例１】
【００１９】
図１は、本発明の実施例１に係る直交復調器の要部構成を示す回路図である。
【００２０】
図１に示すように、直交復調器１００は、電源電位ＶＣＣと第１の出力端子１との間に接続された第１の抵抗２と、電源電位ＶＣＣと第２の出力端子３との間に接続された第２の抵抗４と、を備える。
【００２１】
また、直交復調器１００は、局部発振部として、第１の出力端子１にコレクタが接続され、第１の局部発振信号ＬＯ＋が第１の局部発振端子５を介して信号入力端子であるベースに入力されるＮＰＮ型の第１のバイポーラトランジスタ６と、第２の出力端子３にエミッタが接続され、第１の局部発振信号ＬＯ＋の反転信号である第２の局部発振信号ＬＯ−が第２の局部発振端子７を介して信号入力端子であるベースに入力されるＮＰＮ型の第２のバイポーラトランジスタ８と、を備える。
【００２２】
また、直交復調器１００は、トランスコンダクタンス部として、接地電位に接続された負荷回路９と、この負荷回路９と第１および第２のバイポーラトランジスタ６、８のコレクタとの間に接続され、入力信号が無線周波数端子１０を介して信号入力端子であるベースに入力されるＮＰＮ型の第３のバイポーラトランジスタ１１と、接地電位に接続された第１の電圧源１２と、この第１の電圧源１２と第３のバイポーラトランジスタ１１のベースとの間に接続された第３の抵抗１３と、を備える。
【００２３】
また、直交復調器１００は、電源電位ＶＣＣにコレクタが接続されたＮＰＮ型の第４のバイポーラトランジスタ１４と、この第４のバイポーラトランジスタ１４のベースと接地電位との間に接続された第２の電圧源１５と、第１および第２のバイポーラトランジスタ６、８のエミッタと第３のバイポーラトランジスタ１１のコレクタの接続点と第４のバイポーラトランジスタ１４のエミッタとの間に接続されたインダクタ１６と、を備える。
【００２４】
なお、図１に示すように、第１のバイポーラトランジスタ６、第２のバイポーラトランジスタ８、第４のバイポーラトランジスタ１４、および、第３のバイポーラトランジスタには、それぞれ、直流電流Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３、および、これらの直流電流の和である直流電流Ｉが電源電位ＶＣＣ側から接地電位側に流れている。
【００２５】
ここで、以上のような構成を有する直交復調器１００の動作について説明する。
【００２６】
無線周波数端子１０から入力された所望波(高周波帯域信号)、２次歪を含む入力信号が第３のバイポーラトランジスタ１１のベースに入力される。また、第１および第２の局部発振端子５、７から入力される第１および第２の局部発振信号ＬＯ＋、ＬＯ−が、第１および第２のバイポーラトランジスタ６、８のベースに入力される。
【００２７】
そして、第３のバイポーラトランジスタ１１により入力信号が交流電流Ｉａｃに変換され、第１、第２、および第４のバイポーラトランジスタ６、８、１４へとそれぞれ交流電流Ｉａｃ１、Ｉａｃ２、Ｉａｃ３が流れることになる。
【００２８】
この時、交流電流Ｉａｃがそれぞれの第１、第２、第４のバイポーラトランジスタ６、８、１４に分配される割合は、第３のバイポーラトランジスタ１１から見た第１のバイポーラトランジスタ６の入力インピーダンスＺ１、第３のバイポーラトランジスタ１１から見た第２のバイポーラトランジスタ８の入力インピーダンスＺ２、および、第３のバイポーラトランジスタ１１から見た第４のバイポーラトランジスタ１４の入力インピーダンスＺ３とインダクタ１６のインダクタンス値Lの合成された入力インピーダンスより決まる。
【００２９】
以下の式（６）に、それぞれの入力インピーダンスを示す。なお、ｆは入力信号の周波数を示す。
【数６】
2007251231.tif 000008
【００３０】
(６)式より、それぞれの入力インピーダンスは、電流Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３とインダクタンス値Ｌによって決まる。
【００３１】
よって、第１、第２のバイポーラトランジスタ６、８に流れる信号（交流電流Ｉａｃ１、Ｉａｃ２）は、それぞれ電流Ｉ１、Ｉ２によって決まる。
【００３２】
また、第４のバイポーラトランジスタ１４に流れる信号（交流電流Ｉａｃ３）はインダクタンス値Ｌ、周波数ｆ、および電流I３によって決まる。
【００３３】
したがって、第４のバイポーラトランジスタ１４に流れる信号（交流電流Ｉａｃ３）は、低域周波数の信号ならば電流I３のみに依存する。一方、第４のバイポーラトランジスタ１４に流れる信号（交流電流Ｉａｃ３）は、高域周波数であれば、Vt/I３<<２πfLの時、インダクタンス値Ｌに依存する。
【００３４】
すなわち、第４のバイポーラトランジスタ１４に流れる信号（交流電流Ｉａｃ３）が２次歪が出てくる低域周波数の信号である場合、この信号は各直流電流Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３に依存した割合で各バイポーラトランジスタ６、８、１４に流れる。一方、入力信号が所望波(高周波帯域信号)である場合、電流に変換された信号（交流電流Ｉａｃ）は、インダクタンス値Ｌまたは周波数ｆが十分大きいとき、高い割合で第１、第２のバイポーラトランジスタ６、８に流れる。
【００３５】
この場合の第１、第２のバイポーラトランジスタ６、８に流れる電流と第４のバイポーラトランジスタ１４に流れる電流との割合をＡ：Ｂとすると、第１、第２のバイポーラトランジスタ６、８に流れる２次歪im2Q1,Q2および第３のバイポーラトランジスタ１４に流れる２次歪im2Q３は、式（７）でそれぞれ表される。
【数７】
2007251231.tif 000009
【００３６】
式（７）で表されるように、第４のバイポーラトランジスタ１４に流れる信号が所望波(高周波帯域信号)である場合は、第１、第２のバイポーラトランジスタ６、８に流れる２次歪の絶対量は従来例と比較して低減される。
【００３７】
さらに、既述のように、所望波(高周波帯域信号)はインダクタンス値Ｌまたは周波数ｆが十分大きい時、そのまま第１、第２のバイポーラトランジスタ６、８に流れることになる。したがって、直交復調器１００は、所望波が入力された場合は、従来例とほぼ同じ利得を有する。
【００３８】
さらに、直交復調器１００は、式（７）より２次歪im２の絶対量が減るので、第１のバイポーラトランジスタ６および第１の抵抗２によるオフセット量Ｘと第２のバイポーラトランジスタ８および第２の抵抗４によるオフセット量Ｙのペア性が従来例と同等であれば、式（１）、式（３）より出力される２次歪ＩＭ２が低減されると考えられる。
【００３９】
さらに、第１、第２のバイポーラトランジスタ６、８に流れる電流が減るので、式(４)からノイズの低減にも役立ち、式（５）からは電流値の絶対量が少なくなるので直流オフセットが低減されることとなる。
【００４０】
ここで、図２に、所望波と２次歪に関する入力信号電力と出力信号電流との関係を示す。
【００４１】
図２に示すように、線形性の大きさを表す量である２次入力インタセプトポイント（ＩＩＰ２：2nd Input Intercept Points）が、本実施例の方が従来よりも大きく、良好な特性が得られた。
【００４２】
以上のように、本実施例に係る直交復調器によれば、ノイズ特性の劣化、直流オフセットの劣化、および消費電力の増大を抑制しつつ、２次歪の改善を図ることができる。
【００４３】
なお、本実施例において、直交復調器に使用されるトランジスタにバイポーラトランジスタを選択した場合について説明したが、ＭＯＳトランジスタを代わりに選択してもよい。
【実施例２】
【００４４】
本実施例では、直交復調器において、特に、直流電流Ｉ１、Ｉ２、および、Ｉ３の比を調整するための構成について述べる。
【００４５】
図３は、本発明の一態様である実施例２に係る直交復調器２００の要部の構成を示す回路図である。なお、図中、実施例１と同じ符号は、実施例１と同様の構成を示している。
【００４６】
図３に示すように、直交復調器２００は、接地電位に接続された第３の電圧源１７と、この第３の電圧源１７と第１の局部発振信号Ｌｏ＋が入力される第１のバイポーラトランジスタ６のベースとの間に接続された第４の抵抗１８と、第３の電圧源１７と第２の局部発振信号ＬＯ−が入力される第２のバイポーラトランジスタ８のベースとの間に接続された第５の抵抗１９と、第４のバイポーラトランジスタ１４のベースと第２の電圧源１５との間に接続された第６の抵抗２０と、をさらに備える。
【００４７】
第２の電圧源１５の出力電圧と第３の電圧源１７の出力電圧とは同じ値ＶＢＢに設定されている。さらに、第１のバイポーラトランジスタ６のサイズと第２のバイポーラトランジスタ８のサイズは、第４のバイポーラトランジスタ１４のＮ倍のサイズに設定されている。さらに、第４の抵抗１８の抵抗値と第５の抵抗１９の抵抗値とは、第６の抵抗２０の抵抗値ＲｂのＮ分の１に設定されている。
【００４８】
このように、第１、第２のバイポーラトランジスタ６、８および第４のバイポーラトランジスタ１４のサイズを設定し、第４、第５の抵抗１８、１９および第６の抵抗２０の抵抗値を設定することにより、直流電流Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３の電流値の比を、Ｎ：Ｎ：１に調整することができる。
【００４９】
すなわち、Ｎの値を適切に設定することにより、所望の直流電流Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３を得ることができ、既述の式（６）に基づいて所望の入力インダクタンスを得ることができる。
【００５０】
これにより、２次歪特性をより適切に改善することができる。
【００５１】
なお、第３の電圧源１７と第２の電圧源１５とは共通になっていてもよい。
【００５２】
以上のように、本実施例に係る直交復調器によれば、適切に直流電流Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３を調整することができるので、ノイズ特性の劣化、直流オフセットの劣化、および消費電力の増大を抑制しつつ、より適切に２次歪の改善を図ることができる。
【実施例３】
【００５３】
実施例１、２では、例えば、入力信号が入力されるトランジスタがバイポーラトランジスタである構成について述べたが、本実施例では、入力信号が入力されるトランジスタにＭＯＳトランジスタを用いた構成について述べる。
【００５４】
図４は、本発明の一態様である実施例３に係る直交復調器３００の要部の構成を示す回路図である。なお、図中、実施例１と同じ符号は、実施例１と同様の構成を示している。
【００５５】
図４に示すように、直交復調器３００は、入力信号が入力される第３のトランジスタとして、負荷回路９にソースが接続され第１および第２のバイポーラトランジスタ６、８のエミッタにドレインが接続され、入力信号が無線周波数端子１０を介して信号入力端子であるゲートに入力されるｎ型ＭＯＳトランジスタ３１１を備える。
【００５６】
ここで、ＭＯＳトランジスタは、２乗特性を持ち、２次歪の影響が大きい。したがって、本実施例のように直交復調器３００に適用することにより、ｎ型ＭＯＳトランジスタ３１１による２次歪を低減し、所望の出力を得ることができる。
【００５７】
なお、直交復調器３００は、実施例２のように、接地電位に接続された第３の電圧源１７と、この第３の電圧源１７と第１の局部発振信号Ｌｏ＋が入力される第１のバイポーラトランジスタ６のベースとの間に接続された第４の抵抗１８と、第３の電圧源１７と第２の局部発振信号ＬＯ−が入力される第２のバイポーラトランジスタ８のベースとの間に接続された第５の抵抗１９と、第４のバイポーラトランジスタ１４のベースと第２の電圧源１５との間に接続された第６の抵抗２０と、をさらに備えてもよい。
【００５８】
以上のように、本実施例に係る直交復調器によれば、入力信号が入力されるトランジスタにＭＯＳトランジスタを用いた場合でも、ノイズ特性の劣化、直流オフセットの劣化、および消費電力の増大を抑制しつつ、より適切に２次歪の改善を図ることができる。
【実施例４】
【００５９】
実施例１ないし３では、例えば、入力信号の入力が１つである構成について述べたが、本実施例では、入力信号が差動入力である構成について述べる。
【００６０】
図５は、本発明の一態様である実施例４に係る直交復調器４００の要部の構成を示す回路図である。なお、図中、実施例１と同じ符号は、実施例１と同様の構成を示している。
【００６１】
図５に示すように、直交復調器４００は、電源電位ＶＣＣと第１の出力端子１との間に接続された第１の抵抗２と、電源電位ＶＣＣと第２の出力端子３との間に接続された第２の抵抗４と、を備える。
【００６２】
また、直交復調器４００は、局部発振部として、第１の出力端子１にコレクタが接続され、第１の局部発振信号ＬＯ＋が第１の局部発振端子５ａを介して信号入力端子であるベースに入力されるＮＰＮ型の第１のバイポーラトランジスタ６ａと、第２の出力端子３にコレクタが接続され、第１の局部発振信号ＬＯ＋の反転信号である第２の局部発振信号ＬＯ−が第２の局部発振端子７を介して信号入力端子であるベースに入力されるＮＰＮ型の第２のバイポーラトランジスタ８ａと、第１の出力端子１にコレクタが接続され、第２の局部発振信号ＬＯ−が第２の局部発振端子７を介して信号入力端子であるベースに入力されるＮＰＮ型の第３のバイポーラトランジスタ８ｂと、第２の出力端子３にコレクタが接続され、第１の局部発振信号ＬＯ＋が第１の局部発振端子５ｂを介して信号入力端子であるベースに入力されるＮＰＮ型の第４のバイポーラトランジスタ６ｂと、を備える。
【００６３】
また、直交復調器４００は、トランスコンダクタンス部として、接地電位に電流源２１を介して接続された負荷回路２２ａ、２２ｂと、負荷回路２２ａにエミッタが接続され第１および第２のバイポーラトランジスタ６ａ、８ａのエミッタにコレクタが接続され、第１の入力信号Ｖｉｎ＋が第１の無線周波数端子１０ａを介して信号入力端子であるベースに入力されるＮＰＮ型の第５のバイポーラトランジスタ４１１ａと、負荷回路２２ｂにエミッタが接続され第３および第４のトランジスタ８ｂ、６ｂのエミッタにコレクタが接続され、第１の入力信号Ｖｉｎ＋の反転信号である第２の入力信号Ｖｉｎ−が第２の無線周波数端子１０ｂを介して信号入力端子であるベースに入力されるＮＰＮ型の第６のバイポーラトランジスタ４１１ｂと、を備える。
【００６４】
また、直交復調器４００は、電源電位ＶＣＣにコレクタが接続されたＮＰＮ型の第７のバイポーラトランジスタ４１４と、この第７のバイポーラトランジスタ４１４の信号入力端子であるベースと接地電位との間に接続された電圧源４１５と、第１および第２のバイポーラトランジスタ６ａ、８ａのエミッタと第５のバイポーラトランジスタ４１１ａコレクタの接続点Ｃ１と第７のバイポーラトランジスタ４１４のエミッタとの間に接続された第１のインダクタ４１６ａと、第３および第４のバイポーラトランジスタ８ｂ、６ｂのエミッタと第６のバイポーラトランジスタ４１１ｂのコレクタの接続点Ｃ２と第７のバイポーラトランジスタのエミッタとの間に接続された第２のインダクタ４１６ｂと、を備える。
【００６５】
ここで、以上のような構成を有する直交復調器４００の動作は、入力信号が差動入力であるが既述の実施例１の直交復調器１００と同様であり、ノイズ特性の劣化、直流オフセットの劣化、および消費電力の増大を抑制しつつ、出力される２次歪ＩＭ２が低減される。
【００６６】
以上のように、本実施例に係る直交復調器によれば、ノイズ特性の劣化、直流オフセットの劣化、および消費電力の増大を抑制しつつ、２次歪の改善を図ることができる。
【００６７】
なお、本実施例において、直交復調器に使用されるトランジスタにバイポーラトランジスタを選択した場合について説明したが、ＭＯＳトランジスタを代わりに選択してもよい。
【実施例５】
【００６８】
実施例４では、例えば、入力信号が入力されるトランジスタがバイポーラトランジスタである構成について述べたが、本実施例では、入力信号が入力されるトランジスタにＭＯＳトランジスタを用いた構成について述べる。
【００６９】
図６は、本発明の一態様である実施例５に係る直交復調器５００の要部の構成を示す回路図である。なお、図中、実施例４と同じ符号は、実施例４と同様の構成を示している。
【００７０】
直交復調器５００は、第１の入力信号Ｖｉｎ＋が入力される第５のトランジスタとして、負荷回路２２ａにソースが接続され第１および第２のバイポーラトランジスタ６ａ、８ａのエミッタにドレインが接続され、第１の入力信号Ｖｉｎ＋が第１の無線周波数端子１０ａを介して信号入力端子であるゲートに入力されるｎ型ＭＯＳトランジスタ５１１ａと、第２の入力信号Ｖｉｎ−が入力される第６のトランジスタとして、負荷回路２２ｂにソースが接続され第３および第４のバイポーラトランジスタ８ｂ、６ｂのエミッタにドレインが接続され、第２の入力信号Ｖｉｎ−が第２の無線周波数端子１０ｂを介して信号入力端子であるゲートに入力されるｎ型ＭＯＳトランジスタ５１１ｂと、を備える。
【００７１】
ここで、既述のように、ＭＯＳトランジスタは、２乗特性を持ち、２次歪の影響が大きい。したがって、本実施例のように直交復調器５００に適用することにより、ｎ型ＭＯＳトランジスタ５１１ａ、５１１ｂによる２次歪を低減し、所望の出力を得ることができる。
【００７２】
以上のように、本実施例に係る直交復調器によれば、入力信号が差動入力されるトランジスタにＭＯＳトランジスタを用いた場合でも、ノイズ特性の劣化、直流オフセットの劣化、および消費電力の増大を抑制しつつ、より適切に２次歪の改善を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００７３】
【図１】本発明の一態様である実施例１に係る直交復調器の要部の構成を示す回路図である。
【図２】所望波(高周波帯域信号)と２次歪に関する入力信号電力と出力信号電流との関係を示すグラフである。
【図３】本発明の一態様である実施例２に係る直交復調器の要部の構成を示す回路図である。
【図４】本発明の一態様である実施例３に係る直交復調器の要部の構成を示す回路図である。
【図５】本発明の一態様である実施例４に係る直交復調器の要部の構成を示す回路図である。
【図６】本発明の一態様である実施例５に係る直交復調器の要部の構成を示す回路図である。
【符号の説明】
【００７４】
１  第１の出力端子
２  第１の抵抗
３  第２の出力端子
４  第２の抵抗
５、５ａ、５ｂ  第１の局部発振端子
６、６ａ  第１のバイポーラトランジスタ
６ｂ  第４のバイポーラトランジスタ
７  第２の局部発振端子
８、８ａ  第２のバイポーラトランジスタ
８ｂ  第３のバイポーラトランジスタ
９  負荷回路
１０  無線周波数端子
１０ａ  第１の無線周波数端子
１０ｂ  第２の無線周波数端子
１１  第３のバイポーラトランジスタ
１２  第１の電圧源
１３  第３の抵抗
１４  第４のバイポーラトランジスタ
１５  第２の電圧源
１６  インダクタ
１７  第３の電圧源
１８  第４の抵抗
１９  第５の抵抗
２０  第６の抵抗
２１  電流源
２２ａ、２２ｂ  負荷回路
３１１  ｎ型ＭＯＳトランジスタ
４１１ａ  第５のバイポーラトランジスタ
４１１ｂ  第６のバイポーラトランジスタ
４１４  第７のバイポーラトランジスタ
４１５  電圧源
４１６ａ  第１のインダクタ
４１６ｂ  第２のインダクタ
５１１ａ  
５１１ｂ  
１００、２００、３００、４００、５００  直交復調器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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