(57)【要約】【課題】系統連系インバータ装置のスイッチング損失を低減させる。【解決手段】直流電力の電圧を変換するＤＣ／ＤＣ変換回路（２）と、そのＤＣ／ＤＣ変換回路の出力する直流電力をスイッチングして交流電力に変換するインバータ主回路（３）と、そのインバータ主回路のスイッチング動作を制御するインバータ制御回路（４）と、インバータ主回路の出力する交流電流から高調波成分を除去するフィルタ回路（５）とを備えて構成する。ＤＣ／ＤＣ変換回路には商用電力系統の系統電圧の瞬時値の絶対値に予め定めた一定電圧を加えた値の電圧を出力させる。【選択図】図１
2007174866.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
外部から供給される直流電力を交流電力に変換し商用電力系統（１２）と連系して負荷に供給する系統連系インバータ装置であって、
前記直流電力の電圧を変換するＤＣ／ＤＣ変換回路（２）と、
該ＤＣ／ＤＣ変換回路の出力する直流電力をスイッチングして交流電力に変換するインバータ主回路（３）と、
該インバータ主回路のスイッチング動作を制御するインバータ制御回路（４）と、
前記インバータ主回路の出力する交流電流から高調波成分を除去するフィルタ回路（５）と、を備え、
前記ＤＣ／ＤＣ変換回路は、前記商用電力系統の系統電圧の瞬時値の絶対値に予め定めた一定電圧を加えた値の電圧を出力するように構成してあることを特徴とする系統連系インバータ装置。
【請求項２】
請求項１に記載の系統連系インバータ装置において、前記インバータ制御回路は位相が前記系統電圧の位相に一致し、振幅は指定された値に一致する電流が前記フィルタ回路より前記商用電力系統に出力されるように前記インバータ主回路を制御することを特徴とする系統連系インバータ装置。
【請求項３】
請求項１又は２に記載の系統連系インバータ装置において、前記予め定めた一定電圧は、指定された大きさの電流が流れた場合の前記フィルタ回路における電圧降下の瞬時最大値と、前記インバータ回路のスイッチング素子における電圧降下の最大値との和を下回らない値としたことを特徴とする系統連系インバータ装置。
【請求項４】
請求項２に記載の系統連系インバータ装置において、前記予め定めた一定電圧は、前記系統電圧の波形をＶacp・sin(ωｔ）で表わしたときωｔの値がｎを整数としてｎπ〜（ｎ＋１／２）π の範囲では第１の正の一定電圧とし、ωｔの値が（ｎ＋１／２）π〜（ｎ＋１）πの範囲では前記第１の正の一定電圧より小さい第２の正の一定電圧としたことを特徴とする系統連系インバータ装置。
【請求項５】
請求項２に記載の系統連系インバータ装置において、前記インバータ制御回路は前記フィルタ回路より前記系統電圧の電圧と同位相の電流が商用電力系統に出力されるように前記インバータ主回路を制御し、
前記ＤＣ／ＤＣ変換回路は、前記系統電圧は振幅がその定格振幅に等しく位相は実際の系統電圧と同位相になっており、且つ前記フィルタ回路にはその系統電圧と同位相の指定された大きさの電流が流れているとした場合における該フィルタ回路の入力端瞬時電圧の絶対値に、予め定めた一定電圧を加えた値の電圧を出力するように構成してあることを特徴とする系統連系インバータ装置。
【請求項６】
請求項１乃至５の何れかに記載の系統連系インバータ装置において、前記ＤＣ／ＤＣ変換回路は、入力直流電力を高周波電力に変換する高周波インバータ主回路（７）と、
該高周波インバータ主回路の出力する高周波電力の電圧を変圧する高周波変圧器（８）と、
該高周波変圧器の出力電流を整流する整流回路（９）と、
該整流回路の出力電圧を平滑化する平滑化回路（１０）と、
前記高周波インバータ主回路のスイッチング動作を制御して前記平滑化回路の出力電圧を指定された値に制御するＤＣ／ＤＣ変換制御回路（１３）と、を備えて構成してあることを特徴とする系統連系インバータ装置。
【請求項７】
請求項６に記載の系統連系インバータ装置において、前記平滑化回路はその出力側端子間にフィルムコンデンサ（Ｃ１）を接続して構成してあることを特徴とする系統連系インバータ装置。
【請求項８】
請求項６に記載の系統連系インバータ装置において、前記高周波変圧器の一次巻線には直列に直流電流の入力を遮断するコンデンサ（Ｃ３）を接続したことを特徴とする系統連系インバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、系統連系インバータ装置に関し、特にそのインバータ回路におけるスイッチング損失を減少させる技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、地球環境保護の観点から環境への影響の少ない燃料電池、太陽電池等による発電システムの開発が盛んに進められている。このような発電システムでは発電した直流電力を系統連系インバータ装置によって商用周波数の交流電力に変換し、商用電力系統と連系して負荷に供給することが行なわれる。
【０００３】
図１２は、このような目的に使用される従来の系統連系インバータ装置の構成例である。図１２に示す系統連系インバータ装置１０１は、ＤＣ／ＤＣ変換回路１０２、インバータ主回路１０３、フィルタ回路１０４、インバータ制御回路１０５より構成されている。
【０００４】
燃料電池、太陽電池等の直流電源１１０から供給される直流電力は、ＤＣ／ＤＣ変換回路１０２によって変圧した直流電力に変換されてインバータ主回路１０３に供給される。インバータ主回路１０３は、インバータ制御回路１０５による制御の下に供給された直流電力をスイッチングしてパルス幅変調し、負荷側に接続したフィルタ回路１０４から商用電力系統１１１の系統電圧Ｖacの位相にほぼ一致した位相の電流Ｉacを出力させる。
【０００５】
系統電圧Ｖacに抗して電流Ｉacを出力させる必要から、こうした従来の系統連系インバータ装置１０１のインバータ主回路１０３には、系統電圧のピーク電圧よりも高い直流電圧ＶdcがＤＣ／ＤＣ変換回路１０２によって常時、供給されている。
【０００６】
ところで、このようにインバータ主回路１０３に高い直流電圧Ｖdcが常時、供給されていると、正弦波で変化する系統電圧Ｖacの電圧が低いタイミングにおいてインバータ主回路１０３の入力直流電圧Ｖdcと系統電圧Ｖacの瞬時値との電圧差が大きくなる。この電圧差が大きい状態でのインバータ主回路１０３のスイッチング動作は、大きなスイッチング損失を発生させる。
【０００７】
このように従来の制御方法には、系統電圧Ｖacの瞬時値が低いタイミングにおいて高いスイッチング損失を発生させているという問題がある。また、低い電流を出力させる際にもフィルタ回路１０４には系統電圧Ｖacのピーク値より高い電圧のパルス電流が入力される。このため、フィルタ回路Ｎ１０４のリアクトル１０６に大きな高周波損失を発生させているという問題がある。
【０００８】
系統連系インバータ装置におけるこうした問題に関連する従来技術としては、例えば特許文献１、２に開示されている技術がある。しかし、これらの開示技術は系統電圧のピーク電圧の変化に合わせてインバータ主回路への供給電圧を変化させるものであるため、その効果には限界がある。
【特許文献１】特願２００３−２７４０６１
【特許文献２】特開平１０−１４１１２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
本発明はこのような従来技術の問題点を解決するためになされたもので、その課題は、系統連系インバータ装置におけるインバータ主回路のスイッチング損失を低減させることにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
前記目的を達成するための請求項１に記載の発明は、外部から供給される直流電力を交流電力に変換し商用電力系統（１２）と連系して負荷に供給する系統連系インバータ装置であって、前記直流電力の電圧を変換するＤＣ／ＤＣ変換回路（２）と、該ＤＣ／ＤＣ変換回路の出力する直流電力をスイッチングして交流電力に変換するインバータ主回路（３）と、該インバータ主回路のスイッチング動作を制御するインバータ制御回路（４）と、前記インバータ主回路の出力する交流電流から高調波成分を除去するフィルタ回路（５）と、を備え、前記ＤＣ／ＤＣ変換回路は、前記商用電力系統の系統電圧の瞬時値の絶対値に予め定めた一定電圧を加えた値の電圧を出力するように構成してあることを特徴とする系統連系インバータ装置である。
【００１１】
このような構成によれば、インバータ主回路には系統電圧の瞬時値の絶対値に予め定めた一定電圧を加えた値の電圧が印加される。従って、予め定める一定電圧を調整することでインバータ主回路内のスイッチング素子がスイッチング動作する際におけるそのスイッチ電圧を出力電流波形を歪ませることなく低い値にすることができる。その結果としてインバータ主回路のスイッチング損失が低減される効果を奏する。
【００１２】
また、請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の系統連系インバータ装置において、前記インバータ制御回路は位相が前記系統電圧の位相に一致し、振幅は指定された値に一致する電流が前記フィルタ回路より前記商用電力系統に出力されるように前記インバータ主回路を制御することを特徴とする系統連系インバータ装置である。
【００１３】
このような構成によれば、系統連系インバータ装置からは力率１．０で電力が出力されるため商用電力系統に効率良く電力を出力することができる。また、請求項１に記載の発明と同様の効果も得られる。
【００１４】
また、請求項３に記載の発明は、請求項１又は２に記載の系統連系インバータ装置において、前記予め定めた一定電圧は、指定された大きさの電流が流れた場合の前記フィルタ回路における電圧降下の瞬時最大値と、前記インバータ回路のスイッチング素子における電圧降下の最大値との和を下回らない値としたことを特徴とする系統連系インバータ装置系統連系インバータ装置である。
【００１５】
このような構成とすれば、インバータ主回路には出力電流波形が歪まない範囲での低い電圧を供給することが可能となる。従って、インバータ主回路のスイッチング損失を少なくすることができる。
【００１６】
また、請求項４に記載の発明は、請求項２に記載の系統連系インバータ装置において、前記予め定めた一定電圧は、前記系統電圧の波形をＶacp・sin(ωｔ）で表わしたときωｔの値がｎを整数としてｎπ〜（ｎ＋１／２）π の範囲では第１の正の一定電圧とし、ωｔの値が（ｎ＋１／２）π〜（ｎ＋１）πの範囲では前記第１の正の一定電圧より小さい第２の正の一定電圧としたことを特徴とする系統連系インバータ装置である。
【００１７】
このような構成とすれば、請求項３に記載の発明と比べ、ωｔの値が（ｎ＋１／２）π〜（ｎ＋１）πの範囲におけるスイッチング損失を更に低減させることができる。
【００１８】
また、請求項５に記載の発明は、請求項２に記載の系統連系インバータ装置において、前記インバータ制御回路は前記フィルタ回路より前記系統電圧の電圧と同位相の電流が商用電力系統に出力されるように前記インバータ主回路を制御し、前記ＤＣ／ＤＣ変換回路は、前記系統電圧は振幅がその定格振幅に等しく位相は実際の系統電圧と同位相になっており、且つ前記フィルタ回路にはその系統電圧と同位相の指定された大きさの電流が流れているとした場合における該フィルタ回路の入力端瞬時電圧の絶対値に、予め定めた一定電圧を加えた値の電圧を出力するように構成してあることを特徴とする系統連系インバータ装置である。
【００１９】
このような構成とすれば、インバータ主回路には出力電流波形を歪ませることのない低い電圧を供給することが可能となる。従って、インバータ主回路内のスイッチング素子がスイッチング動作する際におけるそのスイッチ電圧が更に低い値となるためスイッチング損失を一層低減させることができる。
【００２０】
また、請求項６に記載の発明は、請求項１乃至５の何れかに記載の系統連系インバータ装置において、前記ＤＣ／ＤＣ変換回路は入力直流電力を高周波電力に変換する高周波インバータ主回路（７）と、該高周波インバータ主回路の出力する高周波電力の電圧を変圧する高周波変圧器（８）と、該高周波変圧器の出力電流を整流する整流回路（９）と、該整流回路の出力電圧を平滑化する平滑化回路（１０）と、前記高周波インバータ主回路のスイッチング動作を制御して前記平滑化回路の出力電圧を指定された値に制御するＤＣ／ＤＣ変換制御回路（１３）と、を備えて構成してあることを特徴とする系統連系インバータ装置である。
【００２１】
このような構成とすれば高周波変圧器の一次、二次の巻線比を変えることで、昇圧することも降圧することも可能となる。また、高周波変圧器の一次側回路と二次側回路の接地を別々にとることが可能となる。
【００２２】
また、請求項７に記載の発明は、請求項６に記載の系統連系インバータ装置において、前記平滑化回路はその出力側端子間にフィルムコンデンサ（Ｃ１）を接続して構成してあることを特徴とする系統連系インバータ装置である。
【００２３】
ＤＣ／ＤＣ変換回路の出力電圧が系統電圧に合わせて制御されるので、平滑化回路の平滑の役割は少なくてよく平滑化回路のコンデンサの容量を小さくできる。このコンデンサにフィルムコンデンサを使用すれば、電解コンデンサを使用する場合に比べて信頼性が向上し周波数特性も改善される。
【００２４】
また、請求項８に記載の発明は、請求項６に記載の系統連系インバータ装置において、前記高周波変圧器の一次巻線には直列に直流電流の入力を遮断するコンデンサ（Ｃ３）を接続したことを特徴とする系統連系インバータ装置である。
【００２５】
こうようなコンデンサを取り付ければ、高周波変圧器の直流偏磁を防止することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
以下、本発明に係る系統連系インバータ装置の一実施形態について図面を参照して説明する。図１はその系統連系インバータ装置１の構成をブロック図を交えて示したものである。
【００２７】
系統連系インバータ装置１は、燃料電池、太陽電池等の直流電源１１から供給される直流電力を交流電力に変換し、商用電力系統１２と連系してその商用電力系統１２に接続した負荷に電力を供給するものである。本実施形態の系統連系インバータ装置１は、ＤＣ／ＤＣ変換回路２、インバータ主回路３、インバータ制御回路４、フィルタ回路５を備えて構成されている。
【００２８】
ＤＣ／ＤＣ変換回路２は、高周波インバータ主回路７、高周波変圧器８、整流回路９、平滑化回路１０、ＤＣ／ＤＣ変換制御回路１３により構成されている。高周波インバータ主回路７は、フルブリッジに構成された４個のスイッチング素子からなるスイッチング回路である。ＤＣ／ＤＣ変換制御回路１３の制御の下、直流電源１１から供給される直流電力をスイッチングして高周波の交流電力に変換する。
【００２９】
高周波変圧器８は、高周波インバータ主回路７の出力する高周波交流電力の電圧を変圧して整流回路９に供給する。直流電源１１の電圧と商用電力系統１２の系統電圧との関係で、高周波変圧器８には昇圧変圧器が使用される場合と降圧変圧器が使用される場合とがある。
【００３０】
整流回路９はダイオードブリッジで構成された整流回路で、高周波変圧器８の出力した高周波電流を整流して直流電力に戻す。平滑化回路１０は、出力された直流電力の電流、電圧を平滑化する。平滑化回路１０はリアクトルＬ１とコンデンサＣ１により構成され、コンデンサＣ１は出力側に接続されている。コンデンサＣ１の両端がＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力端子であり、その間の電圧ＶdcがＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力電圧Ｖdcである。
【００３１】
ＤＣ／ＤＣ変換制御回路１３には、その出力電圧Ｖdcと、商用電力系統１２の系統電圧Ｖacが入力されている。ＤＣ／ＤＣ変換制御回路１３は、系統電圧Ｖacを基に後述するロジックと回路構成により出力電圧Ｖdcの目標値Ｖdcsを決定し、出力電圧Ｖdcがその目標値Ｖdcsに一致するように高周波インバータ主回路７を制御する。
【００３２】
ＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力する直流電力はインバータ主回路３に供給される。インバータ主回路３は４個のスイッチング素子からなるスイッチング回路で、インバータ制御回路４の制御の下、ＤＣ／ＤＣ変換回路２から供給される直流電力をスイッチングしてＰＷＭ変調された交流電力に変換する。ＰＷＭ変調された交流電力の基本周波数は商用電力系統１２の周波数に等しくなるように制御される。
【００３３】
ＰＷＭ変調された交流電流はフィルタ回路５に供給される。フィルタ回路５はリアクトルＬ２とコンデンサＣ２とからなるローパスフィルタで、インバータ主回路３が出力する電流に含まれる高調波電流を減衰、除去して商用電力系統１２に供給する。
【００３４】
インバータ制御回路４には、インバータ主回路３の出力電流Ｉinv 、商用電力系統１２へ出力する出力電流Ｉacの振幅目標値Ｉacps、出力電流Ｉacと商用電力系統１２の系統電圧Ｖacの位相差目標値θｓが入力されている。位相差目標値θｓは多くの場合ゼロとされ、系統電圧Ｖacの位相に一致した出力電流Ｉacが商用電力系統１２に出力される。インバータ主回路３の出力電流Ｉinv は、フィルタ回路５の入力側に取り付けた変流器１５により検出される。
【００３５】
インバータ制御回路４は、インバータ主回路３のスイッチング動作を調整することにより出力電流Ｉinvの波形を制御する。目標とする波形は、系統電圧Ｖacの周波数と同一周波数で正弦波状に変化し、振幅は振幅目標値Ｉacpsに等しく、系統電圧Ｖacとの位相差は位相差目標値θｓに一致する波形である。
【００３６】
そのような制御を行なうインバータ制御回路４の構成例を図２にブロック図で示す。系統電圧Ｖacは、ゼロクロス検出回路２１に入力されて電圧がゼロとなるタイミング（以下、ゼロクロスのタイミングという。）が検出される。検出されたゼロクロスのタイミング信号はＰＬＬ発振回路２２に入力される。ＰＬＬ発振回路２２には、外部から与えられる位相差目標値θｓも入力される。ＰＬＬ発振回路２２は入力されたゼロクロスのタイミングに基づき、系統電圧Ｖacよりも位相差目標値θｓだけ位相が進んだ単位振幅の正弦波sin（ωｔ＋θｓ）を発振により生成する。
【００３７】
単位正弦波sin（ωｔ＋θｓ）は、外部から与えられる出力電流振幅目標値Ｉacpsと掛算回路２３で掛算され、出力電流目標値Ｉinvs（＝Ｉacps・sin（ωｔ＋θｓ））が生成される。この出力電流目標値Ｉinvsは、減算回路２４においてインバータ主回路３の出力電流Ｉinvと比較され、偏差ΔＩが算出される。偏差ΔＩはＰＩ演算回路２５で比例積分演算され、演算結果として略正弦波の電圧が出力される。
【００３８】
略正弦波の出力電圧は、第１、第２のＰＷＭ比較回路２６、２７において三角波生成回路２８が出力する高い周波数の三角波電圧と比較される。第１のＰＷＭ比較回路２６では、正方向に振れる三角波と比較される。その出力からは略正弦波電圧の正電圧部分の波形をＰＷＭ変調した信号が出力される。第２のＰＷＭ比較回路２７では、負方向に振れる三角波と比較される。その出力からは略正弦波電圧の負電圧部分の波形をＰＷＭ変調した信号が出力される。第１のＰＷＭ比較回路２６の出力信号は電圧レベル変換されてインバータ主回路３内のスイッチング素子Ｑ５、Ｑ８を駆動する。第２のＰＷＭ比較回路２７の出力信号は電圧レベル変換されてインバータ主回路３内のスイッチング素子Ｑ６、Ｑ７を駆動する。
【００３９】
インバータ主回路３は、インバータ制御回路４が出力するこのような駆動信号に従ってその入力電圧である直流電圧Ｖdcをスイッチングする。その結果としてインバータ主回路３からはＰＷＭ変調された略正弦波の出力電圧Ｖinvが出力され、フィルタ回路５に入力される。フィルタ回路５に略正弦波電圧Ｖinvが印加されることにより、フィルタ回路５には略正弦波電流Ｉinv（インバータ主回路３の出力電流でもある。）が流れる。
【００４０】
図２のブロック図で分かるようにインバータ主回路３の出力電流Ｉinvは、正弦波である出力電流目標値Ｉinvs（＝Ｉacps・sin（ωｔ＋θｓ））に一致するようにフィードバック制御されている。従って、出力電流Ｉinvは正弦波になるべきである。しかし、インバータ主回路３の出力電圧ＶinvがＰＷＭ変調された電圧であるため、きれいな正弦波形とはならず高調波成分を含んだ略正弦波形となる。しかしフィードバック制御されているため出力電流Ｉinvは、基本角周波数は系統電圧Ｖacの角周波数ω（＝２πｆ、ｆは系統電圧Ｖacの周波数）に一致し、振幅は出力電流振幅目標値Ｉacpsにほぼ一致し、系統電圧Ｖacに対する位相差は位相差目標値θｓにほぼ一致した波形となる。
【００４１】
次に、本実施形態の系統連系インバータ装置１に特有の動作について説明する。「背景技術」で述べたように従来の系統連系インバータ装置では、インバータ主回路３に供給される入力直流電圧Ｖdcの値は系統電圧Ｖacの振幅より高い一定電圧に制御される。これに対して本実施形態の系統連系インバータ装置１では、系統電圧Ｖacの１周期内の変動に合わせて入力直流電圧Ｖdcの値をダイナミックに変化させ、それによりインバータ主回路３内のスイッチング損失の低減を図る。
【００４２】
前述したようにフィルタ回路５に流れる出力電流Ｉinvは高調波成分を含むが、その高調波成分はフィルタ回路５にて減衰、除去される。そして、その基本波（周波数が系統電圧Ｖacの周波数ｆに等しい正弦波。）成分の電流のみが系統連系インバータ装置１の出力電流Ｉacとして商用電力系統１２に供給される。通常、フィルタ回路５のコンデンサＣ２に流れる基本波電流成分は小さくなるように設計されるので、その値を無視することにする。すると、インバータ主回路３の出力電流Ｉinvに含まれる基本波電流と、系統連系インバータ装置１の出力電流Ｉacとは一致した電流となる。
【００４３】
フィルタ回路５に周波数ｆの基本波電流Ｉacのみが流れた場合におけるフィルタ回路５の入力端電圧をＶdacとする（高調波を含むインバータ主回路３の出力電圧はＶinvである。）。リアクトルＬ２の抵抗分は小さいとして無視し、そのインダクタンスをＬとする。すると、基本波電流Ｉacのみが流れたとした場合のフィルタ回路５の入力電圧Ｖdacは次のように計算される。
Ｖdac＝Ｖac＋ｊωＬ・Ｉac                                           （１）式
右辺のｊωＬ・Ｉac（ｊは複素数）はリアクトルＬ２における電圧降下分であり、基本波電流Ｉacに対して位相がπ／２だけ進んでいる。
【００４４】
基本波電流Ｉacの位相が系統電圧Ｖacの位相に一致するように制御された場合について（１）式をベクトル図にすると図３のようになる。基本波電流Ｉacに対するフィルタ回路５の入力電圧Ｖdacは、系統電圧Ｖacより位相がθだけ進んだ電圧となる。位相差θは図３より次式で計算される。
θ＝arctan（ωＬ・Ｉacp／Ｖacp）                                    （２）式
ここに、Ｉacpは基本波電流（系統連系インバータ装置１の出力電流）Ｉacの振幅、Ｖacpは系統電圧Ｖacの振幅である。
【００４５】
系統電圧Ｖacの瞬時値をＶacp・sin（ωｔ）と表わす。基本波電流Ｉacの位相を系統電圧Ｖacの位相に一致させた場合についてＶac、Ｉac、リアクトルＬ２における電圧降下ｊωＬ・Ｉac、Ｖdacの波形を描くと図４の（１）に示すようになる。
【００４６】
フィルタ回路５に基本波電流Ｉacを流した場合、（１）式で計算されるフィルタ回路５の入力端電圧Ｖdacは図４の（１）の曲線Ｖdacように変化する。このことは裏返すと、フィルタ回路５の入力端に図中の曲線Ｖdacのように変化する電圧を印加すると、フィルタ回路５には図中に示す基本波電流Ｉacが流れ、その電流が系統連系インバータ装置１の出力電流Ｉacとなって商用電力系統１２に流出することを意味する。即ち、商用電力系統１２に出力電流Ｉacを供給するにはフィルタ回路５の入力端に図中の曲線Ｖdacのように変化する電圧を印加してやればよい。
【００４７】
但し、図４の（１）の曲線Ｖdacは、商用電力系統１２に系統電圧Ｖacと同相の出力電流Ｉacを出力させる場合の電圧波形であって、同相でない電流を出力させる場合の電圧Ｖdacは図４の（１）の曲線Ｖdacとは振幅、位相共に少し異なった値となる。そのような場合の電圧Ｖdacも（１）式で計算される。
【００４８】
電圧Ｖdacは、インバータ主回路３の出力電圧として生成する必要がある。インバータ主回路３の出力に正電圧を出力させる場合には、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ８はＯＮ、Ｑ６、Ｑ７はＯＦＦさせる。負電圧を出力させる場合には、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ８はＯＦＦ、Ｑ６、Ｑ７はＯＮさせる。従って、インバータ主回路３には、何時も正の直流電圧を供給しておけばよい。
【００４９】
前記（１）式を満足させる図４の（１）に示す電圧Ｖdacをインバータ主回路３から出力させるためにインバータ主回路３に印加しておかなければならない電圧の最小値は、スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８における電圧降下をゼロと仮定すると図４の（２）に示すような電圧となる。図４の（２）の曲線は、図４の（１）に示す電圧Ｖdacの瞬時値の絶対値｜Ｖdac｜を表わす曲線である。
【００５０】
インバータ主回路３に図４の（２）に示すように変化する電圧｜Ｖdac｜を印加し、電圧Ｖdacが正の期間、例えば角周波数（−θ）〜（π−θ）の期間にはスイッチング素子Ｑ５、Ｑ８はＯＮ、Ｑ６、Ｑ７はＯＦＦさせる。電圧Ｖdacが負の期間、例えば角周波数（π−θ）〜（２π−θ）の期間にはスイッチング素子Ｑ５、Ｑ８はＯＦＦ、Ｑ６、Ｑ７はＯＮさせる。そのように動作させればインバータ主回路３からは図４の（１）の曲線Ｖdacのように変化する電圧Ｖdacが出力される。そのような電圧Ｖdacがフィルタ回路５に入力されると、フィルタ回路５には図４の（１）の曲線Ｉacのように変化する正弦波電流Ｉacが流れる。そして、その電流が商用電力系統１２に出力電流Ｉacとして供給される。
【００５１】
上記は、コンデンサＣ２に流れる周波数ｆ成分の電流、リアクトルＬ２の直流抵抗、スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８の導通抵抗を何れもゼロと仮定した理想状態の場合の説明である。実際の回路では、それらの電流、直流抵抗、導通抵抗の影響を考慮する必要がある。従って、インバータ主回路３に与える直流電圧Ｖdcの値は、図４の（２）に示す波形の電圧｜Ｖdac｜にそうした電圧降下を考慮して予め定めた正の一定電圧ΔＶを加えた値（｜Ｖdac｜＋ΔＶ）、又はそれを僅かに上回る値とする。一定電圧ΔＶの値は、例えば指定された大きさの出力電流Ｉacが流れた場合におけるフィルタ回路５における電圧降下の瞬時最大値と、インバータ主回路３のスイッチング素子における電圧降下の最大値との和を下回らない値とする。
【００５２】
そのようにしておいてインバータ制御回路４にはインバータ主回路３の出力電流目標値Ｉinvsを次のように決めて与える。Ｉacps、θｓ＝０の値を目標値として与える。
Ｉinvs＝Ｉac＝Ｉacps・sin（ωｔ＋θｓ）                             （３）式
Ｉacpsは振幅目標値、θｓは系統電圧Ｖacとの位相差目標値で多くの場合、ゼロとされる。また、この場合のＩacは商用電力系統１２に出力する目標電流である。Ｉacpsとθｓの値を目標値として与えると、インバータ制御回路４は図２に示した制御ロジックによりインバータ主回路３の出力電流Ｉinvを目標電流Ｉinvs＝Ｉacに一致させるようなフィードバック制御を行なう。
【００５３】
ところで、インバータ主回路３に与える直流電圧Ｖdc＝（｜Ｖdac｜＋ΔＶ）における予め定めた一定電圧ΔＶが前述したフィルタ回路５とインバータ主回路３における実際の電圧降下の瞬時値より大きいと、出力電流Ｉinvは目標電流Ｉinvs＝Ｉacより大きくなろうとする。するとインバータ制御回路４は電流フィードバックによりそれを察知し、インバータ主回路３に入力直流電圧ＶdcをＰＷＭ変調するスイッチング動作を開始させて出力電流Ｉinvが目標電流Ｉinvs＝Ｉacから外れることを抑えようとする。インバータ主回路３がＰＷＭ変調のためのスイッチング動作を開始すると、インバータ主回路３の出力電圧Ｖinvは高調波を含む略正弦波電圧となる。そのため、インバータ主回路３の出力電流でありフィルタ回路５の入力電流でもある電流Ｉinvは、高調波を含む略正弦波電流となる。
【００５４】
このようにインバータ制御回路４はフィードバック制御により出力電流Ｉinvを正弦波目標電流Ｉinvs＝Ｉacに一致させようとするが、インバータ主回路３の動作がＰＷＭ変調のためのスイッチング動作であるため出力電流Ｉinvには高調波成分が含まれる。出力電流Ｉinv中の高調波成分はフィルタ回路５にて除去され、商用電力系統１２には出力電流Ｉinvの基本波成分であり目標電流でもある正弦波電流Ｉacが出力される。
【００５５】
ここで、フィルタ回路５で除去される高調波電流成分は、リアクトルＬ２の両端に電圧を発生させる。従って、インバータ主回路３に与える前記の直流電圧Ｖdc＝（｜Ｖdac｜＋ΔＶ）における一定電圧ΔＶの値には、高調波電流成分によりリアクトルＬ２の両端に発生する電圧をも考慮する必要がある。
【００５６】
また、インバータ主回路３に与える直流電圧Ｖdc＝（｜Ｖdac｜＋ΔＶ）は、ＤＣ／ＤＣ変換回路２にて発生させる。ＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力電圧Ｖdcは、ＤＣ／ＤＣ変換制御回路１３によるフィードバック制御により制御される。制御には遅れや進みがつきものである。従って、直流電圧Ｖdcの生成するＤＣ／ＤＣ変換回路２に与える出力電圧目標値Ｖdcsとしては、制御の遅れや進みも考慮した値を与える必要がある。
【００５７】
こうしたことからＤＣ／ＤＣ変換回路２には、ΔＶの値を決める際に考慮した電圧降下の他に、上述の高調波電流成分によるリアクトルＬ２での電圧降下、制御の遅れ／進み、その他の制御誤差等を考慮に入れて次式で表わされるような電圧を出力電圧目標値Ｖdcsとして与える必要がある。
【００５８】
出力電圧目標値Ｖdcs＝（｜Ｖdac｜＋ΔＶ１）、  但し、ΔＶ１＞ΔＶ     （４）式
このような（４）式で計算される電圧Ｖdcsが出力されるようにＤＣ／ＤＣ変換回路２を動作させ、インバータ制御回路４には（３）式の電流を目標値として動作させれば、商用電力系統１２へ目標とする正弦波電流Ｉinvs＝Ｉacを出力させることができる。その場合、インバータ主回路３の出力電圧Ｖinv中の基本波成分は系統電圧Ｖacに等しくなる。
【００５９】
ところで（４）式中の電圧｜Ｖdac｜は、例えば図４の（２）に示すように変化する電圧である。その値は、時間的に変化し系統電圧Ｖacの電圧変動によって振幅は変化する。また、系統電圧Ｖacに対して位相差を持ち、その位相差も電圧変動によって僅かではあるが変化する。従って、（４）式で計算される出力電圧目標値Ｖdcsを厳密に計算して生成させることは簡単ではない。
【００６０】
そこで、実際の回路では｜Ｖdac｜の値は近似計算により求める。その代わりΔＶ１の値は、その近似計算による誤差をも考慮に入れて決める。そのように求め、決定した２つの値を加算して、（４）式により厳密に計算した値を下回らない出力電圧目目標値Ｖdcsを決める。そして、ＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力電圧Ｖdcがその値に一致するようにＤＣ／ＤＣ変換制御回路１３により高周波インバータ主回路７を制御する。
【００６１】
以下、そのような近似計算を採用してＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力電圧Ｖdcを制御し、商用電力系統１２へ目標とする正弦波電流Ｉinvs＝Ｉacを出力させる実際的な制御方法を実施形態に分けて説明する。
【００６２】
（第１の実施形態）
ＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力電圧目標値Ｖdcsを計算する（４）式中の電圧Ｖdacは（１）式により計算される。目標とする正弦波出力電流ＩacによるリアクトルＬ２の電圧降下が大きくては効率が悪いため、その電圧降下ｊωＬ・Ｉacは系統電圧Ｖacに比べて小さくなるように設計される。ωＬ・Ｉacp（Ｉacpは出力電流Ｉacの振幅）の値は、通常、系統電圧Ｖacの振幅Ｖacpの３％程度とされる。従って、（１）式を次のように近似する。
Ｖdac≒Ｖac                                                         （５）式
すると、（４）式は次のようになる。
出力電圧目標値Ｖdcs≒（｜Ｖac｜＋ΔＶ１）                           （６）式
【００６３】
（６）式で計算したＶdcsの値が（４）式で計算したＶdcsを下回ることのないように、近似による誤差を考慮してＶdcsを次のように決める。
【００６４】
出力電圧目標値Ｖdcs＝｜Ｖac｜＋ΔＶ２＞｜Ｖdac｜＋ΔＶ１            （７）式
ΔＶ２の値は計算で決めることもできるし、実験的に決めることもできる。ΔＶ２の値を大きくし過ぎるとスイッチング損失の低減効果が小さくなるので、できる限り小さい値に決める。
【００６５】
図５は、（７）式を使用した制御を実現するためのＤＣ／ＤＣ変換制御回路１３の構成例である。系統電圧Ｖacを整流回路３０で整流して電圧｜Ｖac｜を生成する。次に加算器３１で電圧｜Ｖac｜に、予め決めた一定電圧ΔＶ２を加えて（７）式の出力電圧目標値Ｖdcsを算出する。その後、そして出力電圧Ｖdcが目標値Ｖdcsに一致するようにフィードバック制御を行なう。
【００６６】
フィードバック制御は、最初に減算器３２にて目標値Ｖdcsと出力電圧Ｖdcとの偏差ΔＶを算出する。偏差ΔＶはＰＩ演算回路３３に入力して比例積分の演算を行なう。こうして求めた演算結果により高周波インバータ主回路７内のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を駆動するＰＷＭ変調されたゲート駆動信号をＰＷＭゲート駆動信号生成回路３４にて生成する。そして、その出力するゲート駆動信号にて高周波インバータ主回路７内のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を制御する。こうした制御によりＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力電圧Ｖdcは、（７）式で計算される出力電圧目標値Ｖdcsに一致するようになる。
【００６７】
一方、インバータ制御回路４には、インバータ主回路３の出力電流Ｉinvを目標とする正弦波電流Ｉinvs＝Ｉacに一致させるようなフィードバック制御を行なわせる。その制御は、目標電流Ｉinvsを、
Ｉinvs＝Ｉac＝Ｉacps・sin（ωｔ＋θｓ）                             （８）式
のように決め、振幅目標値Ｉacps、位相差目標値θｓを図２に示したインバータ制御回路４に入力してやればよい。位相差目標値θｓは任意の値でよいが、ゼロとされる場合が多い。
【００６８】
図６は、位相差目標値θｓをゼロとした場合の系統電圧Ｖacの絶対値｜Ｖac｜、（８）式に従い制御された出力電流Ｉac、（１）式によるＶdacの絶対値｜Ｖdac｜、（７）式の出力電圧目標値Ｖdcsにより制御されたＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力電圧（インバータ主回路３の入力直流電圧）Ｖdcの波形を表わしたものである。
【００６９】
図６で明らかなようにインバータ主回路３の入力直流電圧Ｖdcと系統電圧Ｖacの絶対値｜Ｖac｜との差電圧は、インバータ主回路３に系統電圧Ｖacのピーク電圧より高い一定電圧を印加する従来技術の場合と比べて大幅に小さくなる。この差電圧が小さいことは、インバータ主回路３内のスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８がＯＮ／ＯＦＦする際にスイッチング素子に印加されている電圧を低いことを意味する。スイッチングする際の印加電圧が小さければスイッチングする際に発生する電力損失も少なくなる。このようなことから、本実施形態の系統連系インバータ装置１は、スイッチング損失を大幅に減少させる効果を奏する。
【００７０】
（第２の実施形態）
本実施形態は、系統連系インバータ装置１から商用電力系統１２へ出力する出力電流Ｉacの位相を系統電圧Ｖacの位相と一致させる場合に限った実施形態である。位相を一致させるために図２に示したインバータ制御回路４には、位相差目標値θｓとしてゼロを、出力電流Ｉacの振幅Ｉacpsとして目標振幅値を与えて出力電流Ｉacの制御を行なわせる。
【００７１】
第１の実施形態で説明した制御方法において位相差目標値θｓをゼロとした場合の系統電圧Ｖacの絶対値｜Ｖac｜、出力電流Ｉac、（１）式によるＶdacの絶対値｜Ｖdac｜、（７）式により制御されたインバータ主回路３の入力直流電圧Ｖdcの波形は図６に示したものであった。この図６の波形を見ると、Ｖdacの絶対値｜Ｖdac｜の位相は系統電圧Ｖacの絶対値｜Ｖac｜の位相よりθだけ進んでいる。直流電圧Ｖdcの波形は｜Ｖac｜に一定値ΔＶ２を加えたものを基準としているため｜Ｖac｜と同位相である。従って、絶対値｜Ｖdac｜の位相は直流電圧Ｖdcに対しても位相がθだけ進んでいる。このため、直流電圧Ｖdcと絶対値｜Ｖdac｜との差電圧は、｜Ｖac｜の１周期波形の前半（例えば、角周波数が０〜π／２の範囲）では小さく、後半（例えば、角周波数がπ／２〜πの範囲）では大きくなっている。
【００７２】
第１の実施形態では（７）式の等号式を使用して直流電圧Ｖdcを（｜Ｖac｜＋ΔＶ２）となるように制御したが、本来は（７）式の不等号の式が示すように直流電圧Ｖdcは（｜Ｖdac｜＋ΔＶ１）より大きければよい 。従って、第１の実施形態の制御方法を変形し、（７）式の不等号の式が常に成立していることを条件に、絶対値｜Ｖac｜の１周期波形の後半においてはΔＶ２の値を１周期波形の前半より小さい値にして直流電圧Ｖdcの値を制御してもよい。
【００７３】
本実施形態ではそのような制御を行なうために、ΔＶ２の値を｜Ｖac｜の１周期波形の前半ではΔＶ２１、後半ではΔＶ２２として、ΔＶ２１＞ΔＶ２２となるように決める。そして、｜Ｖac｜の１周期波形の前半では出力電圧目標値Ｖdcsを（｜Ｖac｜＋ΔＶ２１）、後半では（｜Ｖac｜＋ΔＶ２２）として制御を行なう。そのように制御すれば、ΔＶ２の値をΔＶ２１の一定値にする場合よりも１周期波形の後半部分でのスイッチング損失を減少させることができる。そのように制御した場合におけるインバータ主回路３の入力直流電圧Ｖdcの波形を図７の曲線Ｖdcに示す。
【００７４】
その図７の曲線Ｖdcに示す波形の直流電圧Ｖdcを出力させるためのＤＣ／ＤＣ変換制御回路１３の構成例を図８に示す。このＤＣ／ＤＣ変換制御回路１３ａでは、最初に系統電圧Ｖacを整流回路４１に入力してその絶対値｜Ｖac｜を取り出し、加算器３１に入力する。それと並行して絶対値｜Ｖac｜の１周期波形の前半と後半を識別する信号を生成するために、絶対値｜Ｖac｜を微分回路４２に入力してその微分値を取り出す。次にその微分値を比較回路４３にてゼロＶと比較する。すると比較回路４３の出力からは、絶対値｜Ｖac｜の１周期波形の前半部分では正の電圧、後半部分ではゼロＶとなる矩形波が出力される。
【００７５】
比較回路４３の出力にてアナログスイッチ４４を開閉し、出力が正の電圧の場合にはΔＶ２１の電圧を加算器３１に入力する。一方、比較回路４３の出力をインバータ回路４６で反転した信号でアナログスイッチ４５を開閉し、出力がゼロＶの場合にΔＶ２２の電圧を加算器３１に入力する。このようにΔＶ２１とΔＶ２２の切り換えを行なうことにより加算器３１からは、絶対値｜Ｖac｜の１周期波形の前半部分では（｜Ｖac｜＋ΔＶ２１）の電圧が、後半部分では（｜Ｖac｜＋ΔＶ２２）の電圧が出力される。
【００７６】
その後は、（｜Ｖac｜＋ΔＶ２１）及び（｜Ｖac｜＋ΔＶ２２）を目標電圧として、第１の実施形態の場合と同様の回路構成によるフィードバック制御によりＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力電圧Ｖdcをその目標電圧に一致させる。このようにすることで、ＤＣ／ＤＣ変換回路２には図７の曲線Ｖdcに示す波形の直流電圧Ｖdcを出力させることができる。そして、そのように制御すれば絶対値｜Ｖac｜の１周期波形の後半部分における直流電圧Ｖdcと系統電圧Ｖacの絶対値｜Ｖac｜との差が小さくなるため、ΔＶ２の値を全周期に渡り一定値ΔＶ２１に維持する場合に比べてスイッチング損失を減少させることができる。
【００７７】
（第３の実施形態）
第１、第２の実施形態では系統電圧Ｖacと（１）式で計算される電圧Ｖdacの位相差θ （図３参照）を考慮しないで（５）式のように電圧Ｖdacは系統電圧Ｖacに等しいと近似した。そして、そのような近似により発生する誤差分は（６）式におけるΔＶ１の値を決める際に考慮し、近似による誤差が出力電流Ｉacに影響を与えないようにした。
【００７８】
これに対して本実施形態では（５）式の近似を行なわず、（１）、（４）式に従って直流電圧Ｖdcの制御を行なう。但し、一定値ΔＶ１は、前述した高調波電流成分によるフィルタ回路５における電圧降下、ＤＣ／ＤＣ変換回路２における制御の遅れや進み、その他の制御誤差等も考慮に入れて決めるのとする。また、出力電流Ｉacの位相は、第２の実施形態の場合と同様に系統電圧Ｖacの位相に合わせるものとする。
【００７９】
このような制御は波形図で説明すると、出力電圧Ｖdcを図９に示す曲線｜Ｖdac｜を一定電圧ΔＶ１だけ上方に平行移動させた曲線Ｖdcのように変化させることを意味する。このように変化させればインバータ主回路３のスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８がスイッチングする際のスイッチング素子の印加電圧を第１、第２実施形態の場合よりも小さくすることができ、スイッチング損失を一層低減させることができる。そのような制御を行なわせるためのＤＣ／ＤＣ変換制御回路１３の構成例を図１０に示す。
【００８０】
本実施形態のＤＣ／ＤＣ変換制御回路１３ｂでは、（１）式に基づく｜Ｖdac｜を算出するためにベクトル演算器５１を使用して電圧Ｖdacの振幅Ｖdacpと系統電圧Ｖacに対する位相θを最初に演算する。ベクトル演算器５１には出力電流Ｉacの振幅目標値Ｉacpと、系統電圧Ｖacの振幅定格値Ｖacpを入力する。振幅定格値Ｖacpとしては、変動を考慮して予想される振幅最大値を使用してもよい。ベクトル演算器５１は（１）式の関係から電圧Ｖdacの振幅Ｖｄacpと系統電圧Ｖacに対する位相θを算出する。位相θは前記（２）式で計算でき、振幅Ｖdacpは次式で計算できる。
Ｖdacp＝（Ｖacp2＋（ωＬ・Ｉacp）2）1/2                             （９）式
【００８１】
一方、実際の系統電圧Ｖacを検出してゼロクロス検出回路５２に入力し、電圧がゼロとなるゼロクロスのタイミングを検出する。検出したゼロクロスのタイミング信号はＰＬＬ発振回路５３に入力する。ＰＬＬ発振回路５３にはベクトル演算器５１にて算出した位相θも入力する。ＰＬＬ発振回路５３は入力されたゼロクロスのタイミングに基づき系統電圧Ｖacよりも位相θだけ進んだ単位振幅の正弦波sin（ωｔ＋θ）を発振により生成する。
【００８２】
次に単位正弦波sin（ωｔ＋θ）とベクトル演算器５１にて算出した振幅Ｖdacpとを掛算回路２３で掛算し、電圧Ｖdac（＝Ｖdacp・sin（ωｔ＋θ））を生成する。この電圧Ｖdacを整流回路５５で整流して｜Ｖdac｜を生成する。次に加算器５６で誤差を見込んだ一定電圧ΔＶ１を加算して（４）式に従ったＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力電圧目標値Ｖdcsを生成する。後は、そのＶdcsを目標電圧として第１、第２の実施形態の場合と同様の回路構成によるフィードバック制御を行なわせ、ＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力電圧Ｖdcをその目標値Ｖdcsに一致させる。このように制御することで、ＤＣ／ＤＣ変換回路２には図９の曲線Ｖdcに示す直流電圧Ｖdcを出力させることができる。そして、このように制御させれば前述したようにインバータ主回路３のスイッチング損失を低減させることができる。
【００８３】
（他の実施形態）
以上の実施形態で使用したＤＣ／ＤＣ変換回路２は次のように変形して実施してもよい。
（１）前記の各実施形態におけるＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力電圧Ｖdcは、ＤＣ／ＤＣ変換制御回路１３によるフィードバック制御により制御されている。このため平滑化回路１０内のコンデンサＣ１の充電電圧は絶えず変化しており、コンデンサＣ１による電圧平滑化の必要性は従来回路より低い。そのためコンデンサＣ１の容量は小さくしてよい。このことからコンデンサＣ１には電解コンデンサに比べて周波数特性が良く、信頼性の高いフィルムコンデンサを使用するとよい。
（２）高周波変圧器８の一次巻線には図１１に示すように、直列に周波数特性の良いコンデンサＣ３を接続すると良い。このようなコンデンサＣ３は高周波インバータ主回路７から流出する微小な直流電流を遮断する。従って、高周波変圧器８の直流偏磁を防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【００８４】
【図１】系統連系インバータ装置の構成例である。
【図２】インバータ制御回路４の構成例である。
【図３】系統電圧Ｖdac、出力電流Ｉac、リアクトル電圧降下ｊωＬ・Ｉacの関係を示すベクトル図である。
【図４】系統連系インバータ装置１の各部の波形図である。
【図５】第１の実施形態に係るＤＣ／ＤＣ変換制御回路１３の構成図である。
【図６】ＤＣ／ＤＣ変換制御回路１３の制御法の説明図である。
【図７】第２の実施形態に係るＤＣ／ＤＣ変換制御回路１３ａの制御法の説明図である。
【図８】ＤＣ／ＤＣ変換制御回路１３ａの構成図である。
【図９】第３の実施形態に係るＤＣ／ＤＣ変換制御回路１３ｂの制御法の説明図である。
【図１０】ＤＣ／ＤＣ変換制御回路１３ｂの構成図である。
【図１１】高周波変圧器８の偏磁を防止する回路例である。
【図１２】従来技術に係る図１相当図である。
【符号の説明】
【００８５】
図面中、１は系統連系インバータ装置、２はＤＣ／ＤＣ変換回路、３はインバータ主回路、４はインバータ制御回路、５はフィルタ回路、７は高周波インバータ主回路、８は高周波変圧器、９は整流回路、１０は平滑化回路、１１は直流電源、１２は商用電力系統、１３はＤＣ／ＤＣ変換制御回路、Ｃ１、Ｃ３はコンデンサ、Ｌ２はリアクトルを示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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