(57)【要約】【課題】ヘテロダイン方式においてＩＦ信号を低い周波数に抑えつつ、さらにロスの削減を行うことを可能とした周波数変換器を提供する。【解決手段】ＢＰＦ１１０は、受信信号に対しＲＦ信号周波数帯域以外の帯域を抑圧して実ＲＦ信号を出力する。局部発振器１２０は、所定の周波数を有する複素ローカル信号を出力する。半複素ミキサ１１４は、実ＲＦ信号及び複素ローカル信号の実数部を乗算して周波数変換し、実ＲＦ信号及び複素ローカル信号の虚数部を乗算して周波数変換することにより実ＲＦ信号の周波数より所定の周波数値分低い値の周波数の複素信号を出力する。複素係数ＳＡＷフィルタ１１６は、複素信号の実数部に対し偶対称インパルス応答によりたたみ込み積分を行い、複素信号の虚数部に対し奇対称インパルス応答によりたたみ込み積分を行うことにより正の周波数あるいは負の周波数のいずれか一方を抑圧して複素信号に対する実信号を出力する。【選択図】図１
2007174084.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信するＲＦ信号を中間周波数へ周波数変換する周波数変換器であって、
受信信号に対しＲＦ信号周波数帯域以外の帯域を抑圧して実ＲＦ信号を出力する実係数フィルタと、
所定の周波数を有する複素ローカル信号を出力する局部発振器と、
前記実係数フィルタから出力される前記実ＲＦ信号及び前記局部発振器から出力される前記複素ローカル信号の実数部を乗算して周波数変換し、前記実ＲＦ信号及び前記局部発振器から出力される前記複素ローカル信号の虚数部を乗算して周波数変換することにより前記実ＲＦ信号の周波数より前記所定の周波数分離れた周波数の複素信号を出力する複素ミキサと、
前記複素ミキサから出力される前記複素信号の実数部に対し偶関数に基づいて生成されるインパルス応答によりたたみ込み積分を行い、前記複素ミキサから出力される前記複素信号の虚数部に対し奇関数に基づいて生成されるインパルス応答によりたたみ込み積分を行うことにより正の周波数あるいは負の周波数のいずれか一方を抑圧して前記複素信号に対する実信号を出力する複素係数トランスバーサルフィルタと、
を備えたことを特徴とする周波数変換器。
【請求項２】
前記複素係数トランスバーサルフィルタは、ＳＡＷフィルタによって構成されることを特徴とする請求項１に記載の周波数変換器。
【請求項３】
前記実係数フィルタと、前記複素ミキサとに接続されるポリフェーズフィルタを備え、
前記ポリフェーズフィルタは、
前記実係数フィルタから出力される前記実ＲＦ信号から正の周波数あるいは負の周波数のいずれか一方を抑圧して複素ＲＦ信号を生成して出力し、
前記複素ミキサは、
前記ポリフェーズフィルタから出力される複素ＲＦ信号の実数部及び前記局部発振器から出力される前記複素ローカル信号の実数部を乗算して周波数変換し、前記ポリフェーズフィルタから出力される複素ＲＦ信号の虚数部及び前記局部発振器から出力される前記複素ローカル信号の虚数部を乗算して周波数変換することにより前記複素ＲＦ信号の周波数より前記所定の周波数値分離れた周波数の複素信号を出力する
ことを特徴とする請求項１または２に記載の周波数変換器。
【請求項４】
前記局部発振器は、
所定の周波数を有する実ローカル信号を出力し、
前記複素ミキサは、
前記ポリフェーズフィルタから出力される複素ＲＦ信号の実数部及び前記局部発振器から出力される前記実ローカル信号を乗算して周波数変換し、前記ポリフェーズフィルタから出力される複素ＲＦ信号の虚数部及び前記局部発振器から出力される前記実ローカル信号を乗算して周波数変換することにより前記複素ＲＦ信号の周波数より前記所定の周波数値分離れた周波数の複素信号を出力する
ことを特徴とする請求項３に記載の周波数変換器。
【請求項５】
入力される中間周波数の信号をＲＦ信号周波数へ周波数変換する周波数変換器であって、
入力される中間周波数の実信号に対し偶関数に基づいて生成されるインパルス応答によりたたみ込み積分を行い、前記実信号に対し奇関数に基づいて生成されるインパルス応答によりたたみ込み積分を行い、正の周波数あるいは負の周波数のいずれか一方を抑圧した複素信号を出力する複素係数トランスバーサルフィルタと、
所定の周波数を有する複素ローカル信号を出力する局部発振器と、
前記複素係数トランスバーサルフィルタから出力される前記複素信号の実数部及び前記局部発振器から出力される前記複素ローカル信号の実数部を乗算して周波数変換し、前記複素信号の虚数部及び前記局部発振器から出力される前記複素ローカル信号の虚数部を乗算して周波数変換することにより前記入力される信号の周波数より前記所定の周波数分離れた周波数の実信号を出力する複素ミキサと、
前記複素ミキサから出力される実信号に対しＲＦ信号周波数帯以外の周波数帯域を抑圧して実ＲＦ信号を出力する実係数フィルタと、
を備えたことを特徴とする周波数変換器。
【請求項６】
前記複素係数トランスバーサルフィルタは、ＳＡＷフィルタによって構成されることを特徴とする請求項５に記載の周波数変換器。
【請求項７】
前記複素ミキサと、前記実係数フィルタとに接続されるポリフェーズフィルタを備え、
前記複素ミキサは、
前記複素係数トランスバーサルフィルタから出力される複素信号の実数部及び前記局部発振器から出力される前記複素ローカル信号の実数部を乗算して周波数変換し、前記複素係数トランスバーサルフィルタから出力される複素信号の虚数部及び前記局部発振器から出力される前記複素ローカル信号の虚数部を乗算して周波数変換することにより前記複素信号の周波数より前記所定の周波数値分離れた周波数の複素信号を出力し、
前記ポリフェーズフィルタは、
正の周波数あるいは負の周波数のいずれか一方を抑圧して前記複素ミキサから出力される前記複素信号に対応する実信号を出力する
ことを特徴とする請求項５または６に記載の周波数変換器。
【請求項８】
前記局部発振器は、
所定の周波数を有する実ローカル信号を出力し、
前記複素ミキサは、
前記複素係数トランスバーサルフィルタから出力される複素信号の実数部及び前記局部発振器から出力される前記実ローカル信号を乗算して周波数変換し、前記複素係数トランスバーサルフィルタから出力される複素信号の虚数部及び前記局部発振器から出力される前記実ローカル信号の虚数部を乗算して周波数変換することにより前記複素信号の周波数より前記所定の周波数値分離れた周波数の複素信号を出力する
ことを特徴とする請求項７に記載の周波数変換器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば、無線送受信機等に用いられる周波数変換器に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば、携帯電話機のように、受信機および送信機の両方の機能を具備する無線通信機において、受信機、すなわちダウンコンバータの機能として、通話内容およびデータ通信内容によってＲＦ（Radio Frequency）信号を受信し、受信したＲＦ信号を復調部に入力するための周波数に変換する機能がある。また、ダウンコンバータにおいて、目的の信号を選択するフロントエンドの方式として、ＲＦ信号をベースバンド信号に直接周波数変換するのではなく、一度中間周波数（ＩＦ：Intermediate Frequency）信号に変換するヘテロダイン方式が存在する。このヘテロダイン方式は、広帯域のフロントエンドが実現しやすいことから、近年、ソフトウェア無線機のフロントエンドのアーキテクチャーとして再注目されている。しかし、ヘテロダイン方式を広帯域に適用する場合には、広帯域化による部品等のコストの増大という問題以外に以下に示すような幾つかの技術的な問題点がある。
【０００３】
図１４は、ＲＦ信号をＲＦ信号周波数より低い周波数のＩＦ信号にダウンコンバージョンするヘテロダイン方式の周波数変換器であるダウンコンバータ１０の構成を示した図である。ヘテロダイン方式のダウンコンバータでは、アンテナを経由して受信したＲＦ信号が入力され、最初のＢＰＦ（Band Path Filter）１００１によりフロントエンドを飽和させるＲＦ信号周波数帯以外の帯域を抑圧してＲＦ信号の周波数帯が出力される。出力された信号は、ＬＮＡ（Low Noise Amplifier：低雑音増幅器）１００２にて増幅される。そして、増幅された信号に対して、二段目のＢＰＦ１００３により目的となるＲＦ信号の周波数帯以外を抑圧してＲＦ信号の周波数帯が出力される。次に、ミキサ１００４によりＢＰＦ１００３から出力される信号と、局所発振器（Ｌｏｃａｌ）１００６から出力されるローカル信号とが乗算されることにより周波数変換されＩＦ信号へ変換される。そして、ＢＰＦ１００５によりＩＦ信号の周波数帯が出力される。このＩＦ信号は、ソフトウェア無線機等ではデジタル処理によりベースバンド信号へ変換され、従来の無線受信機等ではアナログ処理により更に周波数変換されてベースバンド信号へ変換される。
【０００４】
ところで、ヘテロダイン方式のダウンコンバータ１０では、局所発振器１００６のローカル信号の周波数を中心として、高周波側と低周波側の対称な位置の帯域は、同じ周波数帯にダウンコンバートされることになる。例えば、図１５（ａ）に示されるように、ローカル信号の周波数（Ｌｏ）を中心として、信号ＳＢ１と信号ＳＢ２は対象の位置の周波数帯に存在する。このとき、ミキサ１００４により周波数変換されると、対象の位置に存在する信号ＳＢ１のイメージ周波数信号ＳＢ１−Ｉと信号ＳＢ２は、同じ周波数帯にダウンコンバートされることになる。信号ＳＢ２が出力する必要のある目的信号である場合には、イメージ周波数信号ＳＢ１−Ｉは当該目的信号に対して障害を及ぼすことになる。
【０００５】
このイメージ周波数信号の障害を取り除くために、従来では、図１５（ｂ）に示すようにＩＦ信号の周波数を高くして、周波数変換前のＲＦ信号にて、信号ＳＢ２の周波数とイメージ周波数信号ＳＢ１の周波数との差を大きくする。そして、ＢＰＦ１００３の特性をイメージ周波数信号ＳＢ１が存在する周波数帯を抑圧できるような特性としてイメージ周波数信号ＳＢ１を抑圧する手段が取られていた。これにより、図１５（ｃ）に示すように、ミキサ１００４により周波数変換される際にＩＦ信号ＳＢ２に対してイメージ周波数信号ＳＢ１−Ｉの影響を抑えるようにしていた。
【０００６】
また、図１６に示すようなＩＦ信号をＩＦ信号周波数より高い周波数のＲＦ信号にアップコンバージョンするヘテロダイン方式の周波数変換器であるアップコンバータ１１においても、ダウンコンバータ１０と同様に、アップコンバート後に生じるＩＦ信号のイメージ周波数信号を抑圧するため、入力されるＩＦ信号の周波数を高くしておき、ＩＦ信号のイメージ周波数信号を抑圧する特性を有するＢＰＦ１１０５を備えることでＲＦ信号に対するイメージ周波数信号を抑圧する手段が取られていた。
【０００７】
しかしながら、上記のダウンコンバータ１０及びアップコンバータ１１に適用された手段では、ＩＦ信号の周波数をイメージ周波数信号による障害の除去のために不必要に高くする必要があり、ＩＦ段以降の構成における消費電力が増加するといった問題があった。また、逆に、ＩＦ信号の周波数を可能な限り低くしたとしても、ＢＰＦ１００３やＢＰＦ１１０５に対する要求が厳しくなり、急峻な特性のバンドパスフィルタ、あるいは２つ以上のバンドパスフィルタを用いてイメージ周波数信号を抑圧できるような特性を実現しなければならないという問題があった。また、さらに、近年の広帯域化に伴うＲＦ信号のマルチバンド化の際には、バンドパスフィルタを複数備える必要があるが、上記のような急峻な特性のバンドパスフィルタを複数備えることはサイズやコストの面を考慮した場合に、製品化において不利になるという問題があった。
【０００８】
この問題を解決する技術として、非特許文献１に示す技術が提案されている。非特許文献１に示す技術では、図１７に示すような半複素ミキサ（イメージ抑圧ミキサ）１２０３とポリフェーズフィルタ１２０４を用いたダウンコンバータ１２が提案されている。ダウンコンバータ１２では、図１８（ａ）に示すようなＲＦ信号が入力された場合、図１８（ｂ）に示すように最初のＢＰＦ１２０１にてＲＦ信号の周波数帯以外が抑圧され、抑圧後の信号がＬＮＡ１２０２によって増幅される。そして、半複素ミキサ１２０３にて、増幅された信号と複素ローカル信号が乗算される際に、目的信号ＳＣ２に重なるイメージ周波数信号ＳＣ１−Ｉが抑圧されつつ周波数変換されることになる。周波数変換された信号がポリフェーズフィルタ１２０４に入力されると、図１８（ｄ）に示すようにポリフェーズフィルタ１２０４が、負の周波数帯域を抑圧し、図１８（ｅ）に示す実ＩＦ信号がポリフェーズフィルタ１２０４から出力される。ポリフェーズフィルタ１２０４から出力される信号は、ＢＰＦ１２０５により、ＩＦ信号の周波数帯域以外の周波数帯域が抑圧されることから、信号ＳＣ３が抑圧され、目的信号ＳＣ２と抑圧されたイメージ周波数信号ＳＣ１−Ｉが重なった信号が出力されることになる。
【０００９】
これにより、イメージ周波数信号ＳＣ１−Ｉは、ＢＰＦ１２０１の抑圧度に、半複素ミキサ１２０３の抑圧度が加算された状態にて抑圧され、目的信号ＳＣ２に対してイメージ周波数信号の影響を抑えることを可能としている。従って、従来のようにイメージ周波数信号の抑圧のためだけにＩＦ信号の周波数を不必要に高くせずに、低い周波数に抑えることができ、また、イメージ周波数信号の帯域を抑圧する特性を有する図１４のＢＰＦ１００３のようなバンドパスフィルタも不要にしていた。
【非特許文献１】Hiroshi Tsurumi, Hiroshi Yoshida, Shoji Otaka, Hiroshi Tanimoto, Yasuo Suzuki, “Broadband and Flexible Receiver Architecture for Software Defined Radio Terminal Using Direct Conversion and Low-IF Principle”, IEICE TRANS. COMMUN, Vol,E83-B, No.6, June 2000, pp1246-1253.
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
ところで、上記のポリフェーズフィルタ１２０４としては、一般的にパッシブ型が用いられる。パッシブ型のポリフェーズフィルタは、ＲＣによって構成されるためにロスが大きく、正の周波数帯域については抑圧を行わずに出力するため、ＩＦ信号の周波数帯を出力するためには、ＩＦ段のＢＰＦ１２０５が必須の構成となる。そのため、実ＩＦ信号の出力において、ポリフェーズフィルタ１２０４によるロスに加えてＩＦ段のＢＰＦ１２０５のロスが加わってしまうという問題があった。
【００１１】
本願発明は、上記問題を解決すべくなされたもので、ヘテロダイン方式においてＩＦ信号の周波数を低い周波数に抑えつつ、さらにロスの削減を行うことを可能とした周波数変換器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記問題を解決するために、本発明は、受信するＲＦ信号を中間周波数へ周波数変換する周波数変換器であって、受信信号に対しＲＦ信号周波数帯域以外の帯域を抑圧して実ＲＦ信号を出力する実係数フィルタと、所定の周波数を有する複素ローカル信号を出力する局部発振器と、前記実係数フィルタから出力される前記実ＲＦ信号及び前記局部発振器から出力される前記複素ローカル信号の実数部を乗算して周波数変換し、前記実ＲＦ信号及び前記局部発振器から出力される前記複素ローカル信号の虚数部を乗算して周波数変換することにより前記実ＲＦ信号の周波数より前記所定の周波数分離れた周波数の複素信号を出力する複素ミキサと、前記複素ミキサから出力される前記複素信号の実数部に対し偶関数に基づいて生成されるインパルス応答によりたたみ込み積分を行い、前記複素ミキサから出力される前記複素信号の虚数部に対し奇関数に基づいて生成されるインパルス応答によりたたみ込み積分を行うことにより正の周波数あるいは負の周波数のいずれか一方を抑圧して前記複素信号に対する実信号を出力する複素係数トランスバーサルフィルタと、を備えたことを特徴とする周波数変換器である。この構成により、複素ミキサにてイメージ周波数信号を抑圧しつつ低い周波数へ周波数変換でき、複素信号を実信号へ変換する際には、正の周波数あるいは負の周波数のいずれか一方を抑圧しつつ変換を行うことができる。
【００１３】
また、本発明は、入力される中間周波数の信号をＲＦ信号周波数へ周波数変換する周波数変換器であって、入力される中間周波数の実信号に対し偶関数に基づいて生成されるインパルス応答によりたたみ込み積分を行い、前記実信号に対し奇関数に基づいて生成されるインパルス応答によりたたみ込み積分を行い、正の周波数あるいは負の周波数のいずれか一方を抑圧した複素信号を出力する複素係数トランスバーサルフィルタと、所定の周波数を有する複素ローカル信号を出力する局部発振器と、前記複素係数トランスバーサルフィルタから出力される前記複素信号の実数部及び前記局部発振器から出力される前記複素ローカル信号の実数部を乗算して周波数変換し、前記複素信号の虚数部及び前記局部発振器から出力される前記複素ローカル信号の虚数部を乗算して周波数変換することにより前記入力される信号の周波数より前記所定の周波数分離れた周波数の実信号を出力する複素ミキサと、前記複素ミキサから出力される実信号に対しＲＦ信号周波数帯以外の周波数帯域を抑圧して実ＲＦ信号を出力する実係数フィルタと、を備えたことを特徴とする周波数変換器である。この構成により、入力される実信号を、正の周波数あるいは負の周波数のいずれか一方を抑圧しつつ、複素信号に変換でき、変換した複素信号に対してイメージ周波数信号を抑圧しつつＲＦ信号周波数へ周波数変換することが可能となる。
【発明の効果】
【００１４】
この発明によれば、周波数変換器は、受信信号に対しＲＦ信号周波数帯域以外の帯域を抑圧して実ＲＦ信号を出力する実係数フィルタと、所定の周波数を有する複素ローカル信号を出力する局部発振器と、前記実係数フィルタから出力される前記実ＲＦ信号及び前記局部発振器から出力される前記複素ローカル信号の実数部を乗算して周波数変換し、前記実ＲＦ信号及び前記局部発振器から出力される前記複素ローカル信号の虚数部を乗算して周波数変換することにより前記実ＲＦ信号の周波数より前記所定の周波数値分離れた周波数の複素信号を出力する複素ミキサと、前記複素ミキサから出力される前記複素信号の実数部に対し偶関数に基づいて生成されるインパルス応答によりたたみ込み積分を行い、前記複素ミキサから出力される前記複素信号の虚数部に対し奇関数に基づいて生成されるインパルス応答によりたたみ込み積分を行うことにより正の周波数あるいは負の周波数のいずれか一方を抑圧して前記複素信号に対する実信号を出力する複素係数トランスバーサルフィルタとを備える構成とした。これにより、ヘテロダイン方式の周波数変換器においてＩＦ信号の周波数を低い周波数に抑えることができ、ＩＦ段以降の構成による消費電力を抑えることが可能となる。また、本発明の周波数変換器と上述した従来のポリフェーズフィルタを用いたダウンコンバータの周波数変換器とを比較すると、本発明の周波数変換器では、ポリフェーズフィルタによるロス分の削減を行うことが可能となる。
【００１５】
また、本発明によれば、周波数変換器に係る複素係数トランスバーサルフィルタは、ＳＡＷフィルタによって構成されるようにした。ＳＡＷフィルタはパッシブ型のフィルタであるため電力を消費しないという効果があり、また、正の周波数あるいは負の周波数を抑圧し、かつ目的信号が存在する周波数側において目的信号が存在する帯域外を抑圧するフィルタ効果を得ることが可能となる。
【００１６】
また、本発明によれば、周波数変換器は、実係数フィルタと、複素ミキサとに接続されるポリフェーズフィルタを備え、ポリフェーズフィルタは、実係数フィルタから出力される実ＲＦ信号から正の周波数あるいは負の周波数のいずれか一方を抑圧して複素ＲＦ信号を生成して出力し、複素ミキサは、ポリフェーズフィルタから出力される複素ＲＦ信号の実数部及び局部発振器から出力される複素ローカル信号の実数部を乗算して周波数変換し、ポリフェーズフィルタから出力される複素ＲＦ信号の虚数部及び局部発振器から出力される複素ローカル信号の虚数部を乗算して周波数変換することにより複素ＲＦ信号の周波数より所定の周波数値分離れた周波数の複素信号を出力する構成とした。これにより、ポリフェーズフィルタが正の周波数あるいは負の周波数成分を抑圧して、複素ＲＦ信号を生成することができるため、複素ミキサによる抑圧度にポリフェーズフィルタによる抑圧度が加算された抑圧度でイメージ周波数信号を抑圧することが可能となる。
【００１７】
また、本発明によれば、周波数変換器に係る局部発振器は、所定の周波数を有する実ローカル信号を出力し、複素ミキサは、ポリフェーズフィルタから出力される複素ＲＦ信号の実数部及び局部発振器から出力される実ローカル信号を乗算して周波数変換し、ポリフェーズフィルタから出力される複素ＲＦ信号の虚数部及び局部発振器から出力される実ローカル信号を乗算して周波数変換することにより複素ＲＦ信号の周波数より所定の周波数値分離れた周波数の複素信号を出力する構成とした。これにより、複素ミキサへ入力するローカル信号を実ローカル信号としていることから、複素ローカル信号を用いる場合よりも消費電力を半減させることができる。また、実ローカル信号を用いることで、実数と虚数のインバランスを気にせず、ミキサやフィルタの製造誤差などによるばらつきを抑えてイメージ周波数信号を抑圧する充分な抑圧度を得ることが可能となる。
【００１８】
また、本発明によれば、周波数変換器は、入力される中間周波数の実信号に対し偶関数に基づいて生成されるインパルス応答によりたたみ込み積分を行い、前記実信号に対し奇関数に基づいて生成されるインパルス応答によりたたみ込み積分を行い、正の周波数あるいは負の周波数のいずれか一方を抑圧した複素信号を出力する複素係数トランスバーサルフィルタと、所定の周波数を有する複素ローカル信号を出力する局部発振器と、前記複素係数トランスバーサルフィルタから出力される前記複素信号の実数部及び前記局部発振器から出力される前記複素ローカル信号の実数部を乗算して周波数変換し、前記複素信号の虚数部及び前記局部発振器から出力される前記複素ローカル信号の虚数部を乗算して周波数変換することにより前記入力される信号の周波数より前記所定の周波数分離れた周波数の実信号を出力する複素ミキサと、前記複素ミキサから出力される実信号に対しＲＦ信号周波数帯以外の周波数帯域を抑圧して実ＲＦ信号を出力する実係数フィルタとを備える構成とした。これにより、ヘテロダイン方式の周波数変換器においてＩＦ信号の周波数を低い周波数に抑えることができ、ＩＦ段の構成による消費電力を抑えることが可能となる。また、本発明の周波数変換器と上述した従来のポリフェーズフィルタを用いたダウンコンバータを構成する周波数変換器をＩＦ信号をＩＦ信号周波数より高い周波数のＲＦ信号を変換するものとして構成した周波数変換器とを比較すると、本発明の周波数変換器では、ポリフェーズフィルタによるロス分の削減を行うことが可能となる。
【００１９】
また、本発明によれば、周波数変換器に係る複素係数トランスバーサルフィルタは、ＳＡＷフィルタによって構成されるようにした。ＳＡＷフィルタはパッシブ型のフィルタであるため電力を消費しないという効果があり、また、正の周波数あるいは負の周波数を抑圧し、かつ目的信号が存在する周波数側において目的信号が存在する帯域外を抑圧するフィルタ効果を得ることが可能となる。
【００２０】
また、本発明によれば、周波数変換器は、複素ミキサと、実係数フィルタとに接続されるポリフェーズフィルタを備え、複素ミキサは、複素係数トランスバーサルフィルタから出力される複素信号の実数部及び局部発振器から出力される複素ローカル信号の実数部を乗算して周波数変換し、複素係数トランスバーサルフィルタから出力される複素信号の虚数部及び局部発振器から出力される複素ローカル信号の虚数部を乗算して周波数変換することにより複素信号の周波数より所定の周波数値分離れた周波数の複素信号を出力し、ポリフェーズフィルタは、正の周波数あるいは負の周波数のいずれか一方を抑圧して複素ミキサから出力される前記複素信号に対応する実信号を出力する構成とした。これにより、ポリフェーズフィルタが正の周波数あるいは負の周波数成分を抑圧して、実ＩＦ信号を生成することができるため、複素ミキサによる抑圧度にポリフェーズフィルタによる抑圧度が加算された抑圧度でイメージ周波数信号を抑圧することが可能となる。
【００２１】
また、本発明によれば、周波数変換器に係る局部発振器は、所定の周波数を有する実ローカル信号を出力し、複素ミキサは、複素係数トランスバーサルフィルタから出力される複素信号の実数部及び前記局部発振器から出力される実ローカル信号を乗算して周波数変換し、複素係数トランスバーサルフィルタから出力される複素信号の虚数部及び局部発振器から出力される実ローカル信号の虚数部を乗算して周波数変換することにより複素信号の周波数より前記所定の周波数値分離れた周波数の複素信号を出力する構成とした。これにより、複素ミキサへ入力するローカル信号を実ローカル信号としていることから、複素ローカル信号を用いる場合よりも消費電力を半減させることができる。また、実ローカル信号を用いることで、実数と虚数のインバランスを気にせず、ミキサやフィルタの製造誤差などによるばらつきを抑えてイメージ周波数信号を抑圧する充分な抑圧度を得ることが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
以下、本発明である周波数変換器の実施形態に係るＲＦ信号をＲＦ信号周波数より低いＩＦ信号に周波数変換する周波数変換器として構成したダウンコンバータ及びＩＦ信号をＩＦ信号周波数より高い周波数のＲＦ信号に周波数変換する周波数変換器として構成したアップコンバータを図面を参照して説明する。
【００２３】
（本実施形態によるダウンコンバータ）
図１は、本実施形態によるダウンコンバータ１を示す概略ブロック図である。ダウンコンバータ１は、ＢＰＦ（Band Path Filter）１１０と、ＬＮＡ（Low Noise Amplifier：低雑音増幅器）１１２と、局所発振器１２０と、半複素ミキサ１１４と、複素係数ＳＡＷ(Surface Acoustic Wave)フィルタ１１６とを具備しており、受信したＲＦ信号を中間周波数の信号、すなわちＩＦ信号周波数へ周波数変換する。ＢＰＦ１１０は、フロントエンドを飽和させるＲＦ信号周波数帯以外の帯域を抑圧した信号を出力する。例えば、ＲＦ信号周波数帯幅を１００ＭＨｚとすると、当該１００ＭＨｚの帯域の信号を通過させて、それ以外の帯域を抑圧することになる。ＬＮＡ１１２は、ＢＰＦ１１０から出力される信号を増幅して出力する。局所発振器（Ｌｏｃａｌ）１２０は、所定の周波数であって、ｃｏｓの位相を有する実数軸ローカル信号と、−ｓｉｎの位相を有する虚数軸ローカル信号からなる複素ローカル信号を出力する。ここで、所定の周波数とは、ＲＦ信号周波数からＩＦ信号周波数を減算した周波数値となる。半複素ミキサ１１４は、局所発振器１２０に接続され、乗算器であるミキサＩ１２１と、ミキサＱ１２２とを備えており、イメージ周波数信号を抑圧しつつ、ＲＦ信号の周波数から所定の周波数離れた中間周波数の複素信号、すなわち複素ＩＦ信号を出力する。
【００２４】
半複素ミキサ１１４において、ミキサＩ１２１は、ＬＮＡ１１２から出力される実ＲＦ信号と局所発振器１２０から出力される実数軸ローカル信号とを乗算することにより、実ＲＦ信号をＲＦ信号周波数から所定の周波数離れたＩＦ信号周波数へ変換し、複素ＩＦ信号の実数軸成分として出力する。ミキサＱ１２２は、ＬＮＡ１１２から出力される実ＲＦ信号と局所発振器１２０から出力される虚数軸ローカル信号を乗算し、実ＲＦ信号をＲＦ信号周波数から所定の周波数離れたＩＦ信号周波数へ変換し、複素ＩＦ信号の虚数軸成分として出力する。
【００２５】
複素係数ＳＡＷフィルタ１１６は、ＳＡＷで構成された複素係数トランスバーサルフィルタのフィルタ機能を有するものであり、半複素ミキサ１１４から出力される複素信号の負の周波数成分を抑圧し、抑圧後の複素信号を減算することにより実ＩＦ信号を出力する。
【００２６】
ここで、複素係数ＳＡＷフィルタ１１６のフィルタ機能を一般化した複素係数トランスバーサルフィルタ、及びＳＡＷを用いて複素係数トランスバーサルフィルタを構成した複素係数ＳＡＷフィルタ１１６の原理について説明する。
【００２７】
（複素係数トランスバーサルフィルタ）
複素係数トランスバーサルフィルタは、２つのバンドパスフィルタから構成され、一方のバンドパスフィルタでは、入力される複素信号の実数軸信号に対して偶対称インパルス応答とのたたみ込み積分を行い、他方のバンドパスフィルタは、入力される複素信号の虚数軸信号に対して奇対称インパルス応答とのたたみ込み積分を行う。この構成により正の周波数、あるいは負の周波数のいずれか一方を抑圧し、かつ目的信号が存在する周波数側において目的信号が存在する帯域外を抑圧するフィルタ効果を得ることが可能となる。
【００２８】
ここで、インパルス応答のうち複素係数トランスバーサルフィルタの実数部のインパルス応答は図３で示されるような信号であり、包絡線の中心に対して偶対称となっており、上記の偶対称インパルスに相当する。また、複素係数トランスバーサルフィルタの虚数部のインパルス応答は、図４に示されるような信号であり、包絡線の中心に対して奇対称となっており、上記の奇対称インパルスに対応する。また、偶対象インパルス応答と奇対称インパルス応答が９０°の位相差を有していることから、実数軸信号と虚数軸信号に同相成分の信号が入力される場合、実数部と虚数部で９０°の位相差を有する信号が出力されることになる。
【００２９】
複素係数トランスバーサルフィルタは、例えば、周波数シフト法によって設計される。すなわち、予め定められた通過帯域幅Ｂｗ／２、阻止帯域減衰量ＡＴＴの実係数ＬＰＦ(Low Path Filter)を設計し、この実係数ＬＰＦの係数にｅｊωｔを乗じて、中心周波数ω、通過帯域幅Ｂｗ、阻止帯域減衰量ＡＴＴのフィルタを得ることができる。具体的には、中心周波数ω＝１９０ＭＨｚ、阻止帯域減衰量ＡＴＴ＝３５ｄＢとし、さらに、サンプリング周波数を１００ＭＨｚとするような複素係数トランスバーサルフィルタを設計することができる。これにより、１９０ＭＨｚの正の周波数を中心とした一定の周波数帯域以外の他の周波数帯の信号を３５ｄＢ抑圧するような複素係数トランスバーサルフィルタを得ることができる。
【００３０】
（複素係数ＳＡＷフィルタの原理）
次に、複素係数トランスバーサルフィルタを、複素係数ＳＡＷフィルタ１１６によって実現する手段について説明する。一般的に複素係数トランスバーサルフィルタを実現する手段としては、ＳＡＷフィルタの他に、スイッチドキャパシタ回路、電荷領域素子等の手段によっても実現できるが、高い周波数のトランスバーサルフィルタの実現にはＳＡＷフィルタが適している。そこで、以下にトランスバーサル型ＳＡＷフィルタの基本原理について説明する。
【００３１】
図５は、複素係数ＳＡＷフィルタ１１６の構造を示した図である。複素係数ＳＡＷフィルタ１１６は、圧電基板２００５と、圧電基板２００５の上に設けられた交差幅が場所ごとに異なるすだれ状電極（以下、ＩＤＴ：Ｉｎｔｅｒ−ｄｉｇｉｔａｌ  Ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ：インターデジタルトランスデューサ）２００１〜２００４によって構成される。なお、各すだれ状の部分は電極指とも呼ばれる。
【００３２】
ここで、当該複素係数ＳＡＷフィルタ１１６の原理について説明する。インパルス電気信号が印加された場合に弾性表面波として出力されるＳＡＷ信号のインパルス応答は、各電極指での重み関数（交差幅）Ｗｉ、各電極指からの距離ｘｉ、弾性表面波の位相速度ｖによって算出され、インパルス応答の周波数伝達関数Ｈ（ω）は、次式（１）によって示される。式（１）は、重み関数Ｗｉの線形結合であり、上記の複素係数トランスバーサルフィルタの基本原理と同じ原理を有する。
【００３３】
【数１】
2007174084.tif 000003
【００３４】
当該周波数伝達関数Ｈ（ω）を有する複素係数トランスバーサルフィルタは、Ｗｉとｘｉを設計することで振幅特性と位相特性を独立に制御することができる。すなわち、トランスバーサル型ＳＡＷフィルタのＷｉとｘｉを設計することで所望の特性の複素係数トランスバーサルフィルタを実現することができる。
【００３５】
実数軸の成分が入力される入力端Ｉに接続されたＩＤＴ２００１は、実数部のインパルス応答、すなわち偶対称インパルス応答に対応した重み付けを行うため、包絡線の中心に対して偶対称となるように各電極指が設けられる。虚数軸の成分が入力される入力端Ｑに接続されたＩＤＴ２００２は、虚数部のインパルス応答、すなわち奇対称インパルス応答に対応した重み付けを行うため、包絡線の中心に対して奇対称となるように各電極指が設けられる。
【００３６】
ＩＤＴ２００３は、出力端子に接続され、実数部のたたみ込み積分を行うＩＤＴ２００１の伝搬路上に設けられている。また、ＩＤＴ２００４も出力端子に接続され、虚数部のたたみ込み積分を行うＩＤＴ２００２の伝搬路上に設けられている。この構成により、入力側のＩＤＴ２００１及びＩＤＴ２００２から励振される弾性表面波は互いに９０°の位相差をもって伝搬され、出力側のＩＤＴ２００３及び２００４で受信される。ＩＤＴ２００３及び２００４は互いに逆相になるように接続されているため、この構成によって実数成分から虚数成分が減算されることになり出力端から実ＲＦ信号が出力されることになる。
【００３７】
なお、インパルス応答に対応する重み付けがされたＩＤＴ２００１及びＩＤＴ２００２を出力端に接続し、入力端にＩＤＴ２００３及びＩＤＴ２００４を設けるようにしても同様に実ＲＦ信号を出力することが可能である。
【００３８】
次に、複素係数ＳＡＷフィルタ１１６の動作について説明する。最初に、入力端に複素ＲＦ信号が入力されると、ＩＤＴ２００１とＩＤＴ２００２において、圧電性により機械的歪みを生じ、弾性表面波（SAW:Surface Acoustic Wave）が励振され、圧電基板２００５の左右方向に伝搬することになる。このとき、実数部と虚数部におけるインパルス応答と複素ＲＦ信号とのたたみ込み積分が行われつつ、ＳＡＷ信号が伝搬される。ＩＤＴ２００１とＩＤＴ２００２とから伝搬されるＳＡＷ信号は、それぞれの弾性表面波の伝搬方向に設けられたＩＤＴ２００３とＩＤＴ２００４によって受信され、再び電気信号に変換される。このとき、ＩＤＴ２００３は、ＲＦ信号の実数成分を出力し、ＩＤＴ２００４は、極性が逆になったＲＦ信号の虚数成分を出力する。そして、出力端からは実数成分から虚数成分が減算された実ＲＦ信号が出力されることになる。この構成により、複素係数ＳＡＷフィルタ１１６は、複素ＩＦ信号の周波数帯域以外の周波数帯域を抑制しつつ、実ＩＦ信号を出力することが可能となる。
【００３９】
図６は、複素係数ＳＡＷフィルタ１１６の他の構造であり、図５では出力端側に２つのＩＤＴ２００３とＩＤＴ２００４が設けられていたのに対して、出力側に接続された１つのＩＤＴ２０１３によって、弾性表面波を受信する構成となっている。このとき、図５の入力側の虚数部に対応するＩＤＴ２００２と極性を逆にしたＩＤＴ２０１２を設けることで、減算処理を実現することが可能である。なお、極性を逆にするのは虚数部に限られず、実数部の極性を逆にするようにしてもよい。この構成により、出力端側のＩＤＴが１つでよくなる。
【００４０】
次に、図２を参照しつつ、ダウンコンバータ１の動作について説明する。
アンテナによって受信される実ＲＦ信号Ｓ１１がＲＦ端子から入力される。実信号Ｓ１１は、図２（ａ）に示すような３つの信号ＳＡ１、ＳＡ２、ＳＡ３を含んでいる。ここで、出力する必要のある目的信号は信号ＳＡ２であり、信号ＳＡ２に対するイメージ周波数信号を発生させる原因となる信号は、局所発振器１２０のローカル信号の所定の周波数であるＬｏを中心として対象の位置に存在する信号ＳＡ１となる。例えば、信号ＳＡ２の中心周波数に８００ＭＨｚが適用される場合に、中間周波数を１９０ＭＨｚとするときは、ローカル信号の所定の周波数は６１０ＭＨｚが適用され、その際、イメージ周波数信号を発生させる原因となる信号ＳＡ１の周波数は４２０ＭＨｚとなる。
【００４１】
実ＲＦ信号がＢＰＦ１１０に入力されると、ＢＰＦ１１０は、フロントエンドを飽和させるＲＦ信号周波数帯以外の帯域の信号、例えば、図２（ｂ）では信号ＳＡ１を抑圧しつつ信号Ｓ１２を出力する。
【００４２】
信号Ｓ１２は、ＬＮＡ１１２により増幅され信号Ｓ１３として半複素ミキサ１１４に入力される。半複素ミキサ１１４に入力される信号Ｓ１３は、分岐される一方の信号はミキサＩ１２１により、局所発振器１２０から出力される所定の周波数（Ｌｏ）を有する複素ローカル信号の実数部ローカル信号と乗算される。また、分岐された他方の信号は、ミキサＱ１２２により、局所発振器１２０から出力される所定の周波数を有する複素ローカル信号の虚数部ローカル信号と乗算される。これにより、信号ＳＡ１に対するイメージ周波数信号ＳＡ１−Ｉが抑圧されつつ半複素ミキサ１１４から互いに９０°の位相差を有する信号Ｓ１４ＩとＳ１４Ｑとが出力され、信号Ｓ１４Ｉを実数軸成分とし、信号Ｓ１４Ｑを虚数軸成分とした複素ＩＦ信号Ｓ１４が得られる。
【００４３】
得られた複素ＩＦ信号Ｓ１４は、図２（ｃ）のように示される。図２（ｃ）において、信号ＳＡ１−Ｉは、半複素ミキサ１１２により周波数変換される際に生じる信号ＳＡ１に対応するイメージ周波数信号である。上記の周波数の値によって示すと、信号ＳＡ１は、−１９０ＭＨｚに位置しており、信号ＳＡ１−Ｉ及び信号ＳＡ２は、＋１９０ＭＨｚに位置していることになる。
【００４４】
ここで、信号ＳＡ１と信号ＳＡ１−Ｉの信号の強度差は、半複素ミキサ１１４の抑圧度による差であり、目的信号である信号ＳＡ２と比べると、ＢＰＦ１１０による抑圧度に、半複素ミキサ１１４の抑圧度が加算された抑圧度に応じた差となる。例えば、ＢＰＦ１１０が３０ｄＢ程度の抑圧度を有し、半複素ミキサ１１４が３０ｄＢ程度の抑圧度を有する場合、信号ＳＡ２と信号ＳＡ１−Ｉの強度差は６０ｄＢ程度の差となり、イメージ周波数信号による影響を大幅に抑圧することができる。
【００４５】
次に、複素係数ＳＡＷフィルタ１１６が、中心周波数が１９０ＭＨｚで設計されているとすると、複素係数ＳＡＷフィルタ１１６は、図２（ｄ）の破線のようなフィルタ特性を有することになる。そして、複素ＩＦ信号Ｓ１４は、複素係数ＳＡＷフィルタ１１６に入力されると、正の周波数に存在する信号ＳＡ２と信号ＳＡ１−Ｉと信号ＳＡ３は、偶対称インパルス応答とのたたみ込み積分が行われる。一方、負の周波数に存在する信号ＳＡ１は、奇対称インパルス応答とのたたみ込み積分が行われる。偶対称インパルス応答とのたたみ込み積分が行われた実数部の信号と奇対称インパルス応答とのたたみ込み積分が行われた虚数部の信号との減算が行われ、実ＩＦ信号Ｓ１５が出力される。具体的には、実ＩＦ信号Ｓ１５として、図２（ｅ）で示されるような１９０ＭＨｚを中心周波数する目的信号帯域幅以外の周波数帯の信号が複素係数ＳＡＷフィルタ１１６により抑圧された信号ＳＡ２とイメージ周波数信号ＳＡ１−Ｉとが得られることになる。
【００４６】
上記の構成により、ダウンコンバータ１は、図１４に示した従来のヘテロダイン方式のダウンコンバータ１０に比べて、イメージ周波数信号の抑圧のためにＩＦ信号の周波数を不必要に高くせずに、低い周波数に抑えることができる。これにより、ＩＦ端子以降の構成による消費電力を抑えることが可能となる。また、半複素ミキサ１１４の抑圧度の分だけＲＦ信号の入力段のバンドパスフィルタの仕様が緩和されることから、ＩＦ信号の周波数を低くした場合に、急峻な特性が必要となる図１４のＢＰＦ１００３のようなバンドパスフィルタも不要にすることが可能となる。
【００４７】
また、図１７に示したダウンコンバータ１２と比較すると、ダウンコンバータ１２では、ポリフェーズフィルタ１２０４により負の周波数部分を抑圧した後に実ＩＦ信号とし、当該実ＩＦ信号においてＢＰＦ１２０５により目的信号以外の周波数帯を抑圧している。一方、本実施形態のダウンコンバータ１では１つの複素係数ＳＡＷフィルタ１１６により複素ＩＦ信号から目的信号以外の周波数帯を抑圧しつつ実ＩＦ信号を出力している。そのため、本実施形態のダウンコンバータ１では、ポリフェーズフィルタ１２０４分のロスを削減できるとともに小型化することが可能となる。
【００４８】
（本実施形態によるアップコンバータ）
次に、本実施形態によるアップコンバータ２について図７を参照して説明する。アップコンバータ２は、複素係数ＳＡＷフィルタ２１０と、局所発振器２２４と、半複素ミキサ２１２と、ＢＰＦ２１４と、ＰＡ(Power Amplifier)２１６と、ＬＰＦ(Low Path Filter)２１８とを具備しており、ＩＦ信号をＲＦ信号へ周波数変換する。
【００４９】
アップコンバータ２において、複素係数ＳＡＷフィルタ２１０は、上述した複素係数トランスバーサルフィルタの一実施形態であり、入力される実ＩＦ信号に対して負の周波数成分を抑圧しつつ、互いに９０°の位相差を有する複素ＩＦ信号を出力する。局所発振器２２４は、所定の周波数であって、ｃｏｓの位相を有する実数軸ローカル信号と、−ｓｉｎの位相を有する虚数軸ローカル信号からなる複素ローカル信号を出力する。ここで、所定の周波数とは、ＲＦ信号周波数からＩＦ信号周波数を減算した周波数値となる。半複素ミキサ２１２は、局所発振器２２４に接続され、乗算器であるミキサＩ２２１と、ミキサＱ２２２と、加算器２２３とを備えており、複素係数ＳＡＷフィルタ２１０から出力される複素信号と複素ローカル信号とを乗算し、イメージ周波数信号を抑圧しつつ実ＲＦ信号へ周波数変換する。
【００５０】
ミキサＩ２２１は、入力される複素信号の実数軸信号に対して局所発振器２２４から出力される実数軸ローカル信号を乗算することによりＩＦ信号周波数から所定の周波数離れたＲＦ信号周波数へ周波数変換する。ミキサＱ２２２は、入力される複素信号の虚数軸信号に対して局所発振器２２４から出力される虚数軸ローカル信号を乗算することによりＩＦ信号周波数から所定の周波数離れたＲＦ信号周波数へ周波数変換する。加算器２２３は、ミキサＩ２２１から出力される信号からミキサＱ２２２から出力される信号を加算し、加算により得られる実ＲＦ信号を出力する。ＢＰＦ２１４は、ＲＦ信号周波数帯以外の帯域を抑圧する。ＰＡ２１６は、ＢＰＦ２１４から出力される実ＲＦ信号を増幅する。ＬＰＦ２１８は、実ＲＦ信号のうち高周波成分を抑圧する。
【００５１】
ここで、複素係数ＳＡＷフィルタ２１０としては、図８に示される構造のものが適用される。図８に示す複素係数ＳＡＷフィルタ２１０は、圧電基板２１０５と、圧電基板２１０５の上に設けられた交差幅が場所ごとに異なるすだれ状電極２１０１〜２１０４によって構成されている。ＩＤＴ２１０１及びＩＤＴ２１０２は、入力端に接続されており、インパルス電気信号が印加されると、圧電性により機械的歪みを生じ、弾性表面波が励振され、圧電基板２１０５の左右方向に伝搬することになる。ＩＤＴ２１０３は、実数軸の成分を出力する出力端Ｉに接続され、ＩＤＴ２１０１からの弾性表面波を受信できる位置に設けられる。また、ＩＤＴ２１０４は虚数軸の成分を出力する出力端Ｑに接続され、ＩＤＴ２１０２からの弾性表面波を受信できる位置に設けられている。実数軸の成分を出力する出力端Ｉに接続されたＩＤＴ２１０３は、実数部のインパルス応答、すなわち偶対称インパルス応答に対応した重み付けを行うため、包絡線の中心に対して偶対称となるように各電極指が設けられる。虚数軸の成分を出力する出力端Ｉに接続されたＩＤＴ２１０４は、虚数部のインパルス応答、すなわち奇対称インパルス応答に対応した重み付けを行うため、包絡線の中心に対して奇対称となるように各電極指が設けられる。この構成によって、負の周波数信号を抑圧しつつ、実ＩＦ信号を実数部と虚数部で９０°の位相差を有する複素ＩＦ信号へ変換することが可能となる。
【００５２】
次に、複素係数ＳＡＷフィルタ２１０の動作について説明する。最初に、入力端に実ＩＦ信号が入力されると、ＩＤＴ２１０１とＩＤＴ２１０２において弾性表面波が励振され、ＳＡＷ信号が伝搬される。ＩＤＴ２１０１とＩＤＴ２１０２とから伝搬されるＳＡＷ信号は、それぞれの弾性表面波の伝搬方向に設けられたＩＤＴ２１０３とＩＤＴ２１０４によって受信され、それぞれに対応したインパルス応答に基づくたたみ込み積分が行われつつ再び電気信号に変換される。このとき、ＩＤＴ２１０３では、複素ＩＦ信号の実数成分が出力端Ｉから出力され、ＩＤＴ２１０４では、複素ＩＦ信号の虚数成分が出力端Ｑから出力される。この構成により、偶対称及び奇対称のインパルス応答と実ＩＦ信号とに対してたたみ込み積分を行うことで、実ＩＦ信号の負の周波数帯域を抑制しつつ、互いに９０°の位相差を有する複素ＩＦ信号を出力することが可能となる。
【００５３】
なお、複素係数ＳＡＷフィルタ２１０は、図９に示すような構成によっても実現することが可能である。図９に示す構成は、図８では入力端側に２つのＩＤＴ２１０１と２１０２が設けられていたのに対して、出力側に接続されたＩＤＴ２１１２及びＩＤＴ２１１３の両方の伝搬路に跨るように、入力側にＩＤＴ２１１１が設けられている点で構成が異なる。この構成により、入力端側のＩＤＴを１つにすることができる。
【００５４】
次に、図７を参照しつつアップコンバータ２の動作について説明する。
最初にＩＦ端子から実ＩＦ信号Ｓ２１が複素係数ＳＡＷフィルタ２１０に入力される。複素係数ＳＡＷフィルタ２１０が中心周波数が１９０ＭＨｚで設計されているとすると、複素係数ＳＡＷフィルタ２１０は、実ＩＦ信号において中心周波数が１９０ＭＨｚの周波数帯域以外の帯域を抑圧しつつ、互いに９０°位相が異なる信号Ｓ２２Ｉ、信号Ｓ２２Ｑとして出力する。信号Ｓ２２Ｉが複素ＩＦ信号の実数軸成分となり、信号Ｓ２２Ｑが複素ＩＦ信号の虚数成分となる。
【００５５】
半複素ミキサ２１２は、複素係数ＳＡＷフィルタ２１０から出力される複素ＩＦ信号のうち実数軸成分の信号Ｓ２２Ｉについては、ミキサＩ２２１により、局所発振器２２４から出力される所定の周波数（Ｌｏ）を有する複素ローカル信号の実数部ローカル信号と乗算される。また、複素ＩＦ信号のうち虚数軸成分の信号Ｓ２２Ｑについては、ミキサＱ２２２により、局所発振器２２４から出力される所定の周波数を有する複素ローカル信号の虚数部ローカル信号と乗算される。これにより、周波数変換によりＲＦ信号周波数帯に生じるイメージ周波数信号が抑圧されつつ、それぞれのミキサＩ２２１とミキサＱ２２２とから信号Ｓ２３Ｉと信号Ｓ２３Ｑとが出力される。加算器２２３は、信号Ｓ２３Ｉから信号Ｓ２３Ｑを加算し、実ＲＦ信号Ｓ２４を出力する。
【００５６】
ＢＰＦ２１４は、入力される実ＲＦ信号に対して、ＲＦ信号周波数帯域以外の帯域を抑圧した実ＲＦ信号Ｓ２５を出力する。実ＲＦ信号Ｓ２５はＰＡ２１６により増幅され、ＬＰＦ２１８により高調波成分が除去されてＲＦ端子からアンテナにより送信される。
【００５７】
上記の構成により、アップコンバータ２は、図１６に示すヘテロダイン方式のアップコンバータ１１に比べて、イメージ周波数信号の抑圧のために、入力されるＩＦ信号の周波数を不必要に高くせずに、低い周波数に抑えることができる。これにより、ＩＦ段の構成における消費電力を抑えることが可能となる。また、半複素ミキサ２１２の抑圧度の分だけＲＦ信号の出力段のバンドパスフィルタの仕様が緩和されることから、ＩＦ信号の周波数を低くした場合に、急峻な特性が必要となる図１６のＢＰＦ１１０５のようなバンドパスフィルタも不要にすることが可能となる。
【００５８】
また、図１７に示したダウンコンバータ１２に対応するような構成のアップコンバータと比較した場合、本実施形態のアップコンバータ２では複素係数ＳＡＷフィルタ２１０により実ＩＦ信号から目的信号以外の周波数帯を抑圧しているが、ダウンコンバータ１２に対応するような構成のアップコンバータでは、ポリフェーズフィルタに入力する前にＩＦ信号周波数帯以外の周波数帯を抑圧するようなバンドパスフィルタが必要となる。そのため、本実施形態のアップコンバータ１１では、ポリフェーズフィルタ分のロスを削減できるとともに小型化することができる。
【００５９】
（他の実施形態によるダウンコンバータ及びアップコンバータ）
次に、本発明の他の実施形態によるダウンコンバータ３及びアップコンバータ４、並びにダウンコンバータ５及びアップコンバータ６についてそれぞれ図１０、１１及び図１２、１３を参照しつつ説明する。
【００６０】
（全複素ミキサを用いたダウンコンバータ及びアップコンバータ）
図１０に示すダウンコンバータ３は、ＢＰＦ３１０、ＬＮＡ３１２、ポリフェーズフィルタ３１４、局所発振器３２７、全複素ミキサ３１６、複素係数ＳＡＷフィルタ３１８を備えている。ＢＰＦ３１０は、図１のＢＰＦ１１０に対応し、ＬＮＡ３１２は、図１のＬＮＡ１１２に対応する構成である。ポリフェーズフィルタ３１４は、入力される実ＲＦ信号に対して負の周波数を抑圧しつつ複素ＲＦ信号として出力する。局所発振器３２７は、所定の周波数であって、ｃｏｓの位相を有する実数軸ローカル信号と、ｓｉｎの位相を有する虚数軸ローカル信号からなる複素ローカル信号を出力する。ここで、所定の周波数とは、ＲＦ信号周波数からＩＦ信号周波数を減算した周波数値となる。
【００６１】
全複素ミキサ３１６は、局所発振器３２７に接続され、ミキサＩＩ３２１と、ミキサＩＱ３２２と、ミキサＱＩ３２４と、ミキサＱＱ３２５と、減算器３２３と、加算器３２６とから構成され、例えば、次の参考文献のFigure3.28およびFigure3.31に開示されているものが適用される（参考文献： "CMOS  WIRELESS  TRANSCEIVER  DESIGN"，Jan  Crols， Michiel  Steyaert，Kluwer，International  Series  in  Engineering  and  Computer  Science,1997）。全複素ミキサ３１６において、ミキサＩＩ３２１とミキサＱＩ３２４には、局所発振器３２７から出力される複素ローカル信号の実数軸のローカル信号が入力され、ミキサＩＱ３２２とミキサＱＱ３２５には、局所発振器３２７から出力される複素ローカル信号の虚数軸のローカル信号が入力される。
【００６２】
ポリフェーズフィルタ３１４から出力される複素ＲＦ信号の実数軸成分の信号Ｓ３４Ｉは、ミキサＩＩ３２１にて、複素ローカル信号の実数軸のローカル信号と乗算され、ミキサＩＱ３２２にて、複素ローカル信号の虚数軸のローカル信号と乗算されることによりイメージ周波数信号が抑圧されつつＩＦ信号周波数へ周波数変換される。
【００６３】
ポリフェーズフィルタ３１４から出力される複素ＲＦ信号の虚数軸成分の信号Ｓ３４Ｑは、ミキサＱＱ３２５にて、複素ローカル信号の虚数軸のローカル信号と乗算され、ミキサＱＩ３２４にて、複素ローカル信号の実数軸のローカル信号と乗算されることによりイメージ周波数信号が抑圧されつつＩＦ信号周波数へ周波数変換される。そして、減算器３２３により、ミキサＩＩ３２１の出力信号からミキサＱＱ３２５の出力信号が減算され、複素ＩＦ信号の実数軸成分の信号Ｓ３５Ｉが出力される。また、加算器３２６により、ミキサＱＩ３２４の出力信号とミキサＩＱ３２２の出力信号とが加算され、複素ＩＦ信号の虚数軸成分の信号Ｓ３５Ｑが出力される。
【００６４】
すなわち、全複素ミキサ３１６は、周波数変換される複素ＲＦ信号の実数軸成分と虚数軸成分の両方に対して、複素ローカル信号の実数軸成分と虚数軸成分を乗算することにより、半複素ミキサに対して高い抑圧度で周波数変換によって発生するイメージ周波数信号を抑圧することを可能としている。
【００６５】
複素係数ＳＡＷフィルタ３１８は、図２や図３のような構造のＳＡＷフィルタが適用され、全複素ミキサ３１６から出力される複素ＩＦ信号の実数軸成分の信号Ｓ３５Ｉに対しては、偶対称インパルス応答とのたたみ込み積分が行う。一方、複素ＩＦ信号の虚数軸成分の信号Ｓ３５Ｑに対しては、奇対称インパルス応答とのたたみ込み積分を行う。そして、偶対称インパルス応答とのたたみ込み積分が行われた実数部の信号と奇対称インパルス応答とのたたみ込み積分が行われた虚数部の信号との減算を行い実ＩＦ信号Ｓ３６を出力する。
【００６６】
上記の構成により、ダウンコンバータ３は、ポリフェーズフィルタ３１４を備えることにより、負の周波数成分を抑圧して、複素ＲＦ信号を生成することができるため、ポリフェーズフィルタ３１４による抑圧度に全複素ミキサ３１６による抑圧度が加算された抑圧度でイメージ周波数信号を抑圧することが可能となる。また、全複素ミキサ３１６を用いることから半複素ミキサ１１４を用いているダウンコンバータ１よりも高い抑圧度を得ることができる。また、全複素ミキサ３１６により、高い抑圧度を得られることから、トランジスタのばらつきによるイメージ抑圧比の劣化を許容することができる。そのため、全複素ミキサ３１６のトランジスタを小さくでき、一つ一つのトランジスタの消費電力を削減することができるため、トランジスタの使用個数は半複素ミキサに比べて増加するが、全体としての消費電力を下げることができ、同時にトランジスタの遷移周波数（ｆＴ）の低下も防ぐことが可能となる。
【００６７】
次に、図１１は、図１０のダウンコンバータ３の構成に対応するアップコンバータ４の構成を示した図である。アップコンバータ４は、複素係数ＳＡＷフィルタ４１０と、全複素ミキサ４１２と、ポリフェーズフィルタ４１４と、ＢＰＦ４１６と、ＰＡ４１８と、ＬＰＦ４２０とを備えている。ＢＰＦ４１６は、図７のＢＰＦ２１４に対応し、ＰＡ４１８は、図７のＰＡ２１６に対応し、ＬＰＦ４２０は、図７のＬＰＦ２１８に対応する構成である。複素係数ＳＡＷフィルタ４１０には、図８や図９のような構造のＳＡＷフィルタが適用される。
【００６８】
アップコンバータ４では、まず、複素係数ＳＡＷフィルタ４１０が、入力される実ＩＦ信号を、負の周波数成分を抑圧しつつ、実数部と虚数部で９０°の位相差を有する複素ＩＦ信号を生成して出力する。全複素ミキサ４１２は、局所発振器４３７から出力される所定の周波数を有する複素ローカル信号と入力される複素ＩＦ信号の実数軸と虚数軸の全ての組み合わせに対して乗算を行ってＲＦ信号周波数へ周波数変換し、複素ＲＦ信号を出力する。ポリフェーズフィルタ４１４は、全複素ミキサ４１２から出力される複素ＲＦ信号を負の周波数成分を抑圧しつつ実ＲＦ信号へ変換する。ＢＰＦ４１６は、入力される実ＲＦ信号に対して、ＲＦ信号周波数帯域以外の帯域を抑圧し、抑圧後の実ＲＦ信号がＰＡ４１８により増幅され、ＬＰＦ４２０により高調波成分が除去されてＲＦ端子からアンテナにより送信される。
【００６９】
上記の構成により、アップコンバータ４は、全複素ミキサ４１２を用いることから半複素ミキサ２１２を用いているアップコンバータ２よりも高い抑圧度を得ることができる。さらに、ポリフェーズフィルタ４１４を備えることにより、負の周波数成分を抑圧して、実ＲＦ信号を生成することができるため、全複素ミキサ４１２による抑圧度にポリフェーズフィルタ４１４による抑圧度が加算された抑圧度でイメージ周波数信号を抑圧することが可能となる。また、全複素ミキサ４１２により、高い抑圧度を得られることから、トランジスタのばらつきによるイメージ抑圧比の劣化を許容することができる。そのため、全複素ミキサ４１２のトランジスタを小さくでき、一つ一つのトランジスタの消費電力を削減することができるため、トランジスタの使用個数は半複素ミキサに比べて増加するが、全体としての消費電力を下げることができ、同時にトランジスタの遷移周波数（ｆＴ）の低下も防ぐことが可能となる。
【００７０】
（実ローカル信号入力の半複素ミキサを用いたダウンコンバータ及びアップコンバータ）
次に、図１２及び図１３を参照しつつダウンコンバータ５とアップコンバータ６について説明する。
【００７１】
図１２に示すダウンコンバータ５は、ＢＰＦ５１０、ＬＮＡ５１２、ポリフェーズフィルタ５１４、局所発振器５２３、半複素ミキサ５１６、複素係数ＳＡＷフィルタ５１８を備えている。ＢＰＦ５１０は、図１のＢＰＦ１１０に対応し、ＬＮＡ５１２は、図１のＬＮＡ１１２に対応する構成である。ポリフェーズフィルタ５１４は、入力される実ＲＦ信号に対して負の周波数を抑圧しつつ複素ＲＦ信号として出力する。局所発振器５２３は、所定の周波数を有する実ローカル信号を入力する。ここで、所定の周波数とは、ＲＦ信号の周波数からＩＦ信号の周波数を減算した周波数値である。半複素ミキサ５１６は、局所発振器５２３に接続され、ミキサＩ５２１と、ミキサＱ５２２を備えており、イメージ周波数信号を抑圧しつつ入力される複素ＲＦ信号を複素ＩＦ信号へ周波数変換する。
【００７２】
半複素ミキサ５１６において、ミキサＩ５２１は、ポリフェーズフィルタ５１４から出力される複素ＲＦ信号の実数軸成分である信号Ｓ５４Ｉと局所発振器５２３から出力される実ローカル信号とを乗算することによりＲＦ信号周波数から所定の周波数離れたＩＦ信号周波数へ変換した信号Ｓ５５Ｉを出力する。ミキサＱ５２２は、ポリフェーズフィルタ５１４から出力される複素ＲＦ信号の虚数軸成分の信号である信号Ｓ５４Ｑと局所発振器５２３から出力される実ローカル信号とを乗算することによりＲＦ信号周波数から所定の周波数離れたＩＦ信号周波数へ変換した信号Ｓ５５Ｑを出力する。
【００７３】
複素係数ＳＡＷフィルタ５１８は、図２や図３のような構造のＳＡＷフィルタが適用され、半複素ミキサ５１６から出力される複素ＩＦ信号の実数軸成分の信号Ｓ５５Ｉに対しては、偶対称インパルス応答とのたたみ込み積分が行う。一方、複素ＩＦ信号の虚数軸成分の信号Ｓ５５Ｑに対しては、奇対称インパルス応答とのたたみ込み積分を行う。そして、偶対称インパルス応答とのたたみ込み積分が行われた実数部の信号と奇対称インパルス応答とのたたみ込み積分が行われた虚数部の信号との減算を行い実ＩＦ信号Ｓ５６を出力する。
【００７４】
上記の構成により、ダウンコンバータ５は、ＲＦ信号段にて、ポリフェーズフィルタ５１４を備えることにより、負の周波数成分を抑圧して、複素ＲＦ信号を生成することができるため、ポリフェーズフィルタ５１４による抑圧度に半複素ミキサ５１６による抑圧度が加算された抑圧度でイメージ周波数信号を抑圧することが可能となる。さらに、半複素ミキサ５１６へ入力するローカル信号を実ローカル信号としていることから、ダウンコンバータ１のように複素ローカル信号を用いる場合よりも消費電力を半減させることができる。また、実ローカル信号を用いることで、実数と虚数のインバランスを気にせず、ミキサやフィルタの製造誤差などによるばらつきを抑えてイメージ周波数信号を抑圧する充分な抑圧度を得ることが可能となる。
【００７５】
次に、図１３は、図１２のダウンコンバータ５の構成に対応するアップコンバータ６の構成を示した図である。アップコンバータ６は、複素係数ＳＡＷフィルタ６１０と、半複素ミキサ６１２と、ポリフェーズフィルタ６１４と、ＢＰＦ６１６と、ＰＡ６１８と、ＬＰＦ６２０とを備えている。ＢＰＦ６１６は、図７のＢＰＦ２１４に対応し、ＰＡ６１８は、図７のＰＡ２１６に対応し、ＬＰＦ６２０は、図７のＬＰＦ２１８に対応する構成である。複素係数ＳＡＷフィルタ６１０には、図８や図９のような構造のＳＡＷフィルタが適用される。
【００７６】
アップコンバータ６では、まず、複素係数ＳＡＷフィルタ６１０が、入力される実ＩＦ信号を、負の周波数成分を抑圧しつつ、実数部と虚数部で９０°の位相差を有する複素ＩＦ信号を生成して出力する。半複素ミキサ６１２は、入力される複素ＩＦ信号の実数軸成分の信号と虚数軸成分の信号のそれぞれに対して、局所発振器６３３から出力される所定の周波数を有する実ローカル信号を乗算して、ＲＦ信号周波数へ周波数変換し、複素ＲＦ信号を出力する。ポリフェーズフィルタ６１４は、半複素ミキサ６１２から出力される複素ＲＦ信号を負の周波数成分を抑圧しつつ実ＲＦ信号へ変換する。ＢＰＦ６１６は、入力される実ＲＦ信号に対して、ＲＦ信号周波数帯域以外の帯域を抑圧し、抑圧後の実ＲＦ信号がＰＡ６１８により増幅され、ＬＰＦ６２０により高調波成分が除去されてＲＦ端子からアンテナにより送信される。
【００７７】
上記の構成により、アップコンバータ６は、ＲＦ信号段にて、ポリフェーズフィルタ６１４を備えることにより、負の周波数成分を抑圧して、実ＲＦ信号を生成することができるため、半複素ミキサ６１２による抑圧度にポリフェーズフィルタ６１４による抑圧度が加算された抑圧度でイメージ周波数信号を抑圧することが可能となる。さらに、半複素ミキサ６１２へ入力するローカル信号を実ローカル信号としていることから、アップコンバータ２のように複素ローカル信号を用いる場合よりも消費電力を半減させることができる。また、実ローカル信号を用いることで、実数と虚数のインバランスを気にせず、ミキサやフィルタの製造誤差などによるばらつきを抑えてイメージ周波数信号を抑圧する充分な抑圧度を得ることが可能となる。
【００７８】
なお、上述した複素係数トランスバーサルフィルタに用いられる偶対称インパルス応答あるいは奇対称インパルス応答は、複素係数トランスバーサルフィルタにフラットな群遅延特性が要求される場合には、厳密に偶対称あるいは奇対称である必要があるが、群遅延特性が厳密にフラットであることを要求されない場合には、偶関数あるいは奇関数に基づいて生成される際に対称性が若干失われ、ほぼ偶対称あるいはほぼ奇対称であるようなインパルス応答であってもよい。
【００７９】
また、複素係数トランスバーサルフィルタ及びその一実施形態の複素係数ＳＡＷフィルタは、上述した設計により、正の周波数を抑圧し、負の周波数の目的信号の周波数帯域以外を抑圧するようにしてもよい。
【００８０】
また、ポリフェーズフィルタも、設計により、負の周波数ではなく、正の周波数を抑圧するように構成してもよい。
【図面の簡単な説明】
【００８１】
【図１】本発明の実施形態によるダウンコンバータの内部構成を示したブロック図である。
【図２】同実施形態のダウンコンバータによる周波数変換の過程を説明するための図である。
【図３】同実施形態のダウンコンバータに用いられる複素係数トランスバーサルフィルタの実数部のインパルス応答を示した図である。
【図４】同実施形態のダウンコンバータに用いられる複素係数トランスバーサルフィルタの虚数部のインパルス応答を示した図である。
【図５】同実施形態のダウンコンバータに用いられる複素係数ＳＡＷフィルタ（その１）の構造を示した図である。
【図６】同実施形態のダウンコンバータに用いられる複素係数ＳＡＷフィルタ（その２）の構造を示した図である。
【図７】本発明の実施形態によるアップコンバータの内部構成を示したブロック図である。
【図８】同実施形態のアップコンバータに用いられる複素係数ＳＡＷフィルタ（その１）の構造を示した図である。
【図９】同実施形態のアップコンバータに用いられる複素係数ＳＡＷフィルタ（その２）の構造を示した図である。
【図１０】本発明の他の実施形態によるダウンコンバータ（その１）の内部構成を示したブロック図である。
【図１１】本発明の他の実施形態によるアップコンバータ（その１）の内部構成を示したブロック図である。
【図１２】本発明の他の実施形態によるダウンコンバータ（その２）の内部構成を示したブロック図である。
【図１３】本発明の他の実施形態によるアップコンバータ（その２）の内部構成を示したブロック図である。
【図１４】従来技術によるヘテロダイン方式のダウンコンバータの内部構成を示した図である。
【図１５】従来技術によるヘテロダイン方式のダウンコンバータの周波数変換の過程を説明するための図である。
【図１６】従来技術によるアップコンバータの内部構成を示した図である。
【図１７】従来技術によるポリフェーズフィルタを用いたダウンコンバータの内部構成を示した図である。
【図１８】従来技術によるポリフェーズフィルタの周波数変換の過程を説明するための図である。
【符号の説明】
【００８２】
１    ダウンコンバータ
１１０  ＢＰＦ
１１２  ＬＮＡ
１１４  半複素ミキサ
１２０  局所発振器
１１６  複素係数ＳＡＷフィルタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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