(57)【要約】【課題】  損失を増加させることなく、聴感上の騒音を低減し、また、安定した制御性能を確保できるＰＷＭインバータ装置とその制御方法を提供する。【解決手段】正弦波電圧指令と三角波キャリア周波数との比較によりスイッチングパターンを出力するＰＷＭインバータ装置において、ＰＷＭパルスの周波数を決めるキャリア周波数を任意のキャリア周波数を中心として所定周波数範囲だけ変動させるキャリア周波数変動手段を設け、キャリア周波数変動手段はキャリア周波数を周期的もしくはランダムに変動させ、変動幅は電動機電流値もしくは周波数指令値により変更する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子と逆並列接続したダイオードからなるスイッチング手段を２個直列に接続し、接続点を出力端とした１相スイッチング手段を複数個並列に接続して多相スイッチング手段とし、前記多相スイッチング手段の両端には直流電源を、多相出力端には負荷を接続し、負荷の電圧を制御するＰＷＭインバータ装置において、
任意のキャリア周波数を中心として所定周波数範囲を変動させるキャリア周波数変動手段を備えることを特徴とするＰＷＭインバータ装置。
【請求項２】
前記キャリア周波数変動手段は、所定周波数範囲を所定周期の周期関数で変動させることを特徴とする請求項１記載のＰＷＭインバータ装置。
【請求項３】
前記キャリア周波数変動手段は、所定周波数範囲をランダム関数を用いてランダムに変動させることを特徴とする請求項１記載のＰＷＭインバータ装置。
【請求項４】
前記キャリア周波数変動手段は、周波数指令に比例してキャリア周波数を変動させることを特徴とする請求項１記載のＰＷＭインバータ装置。
【請求項５】
前記キャリア周波数変動手段は、電動機電流値に比例してキャリア周波数を変動させることを特徴とする請求項１記載のＰＷＭインバータ装置。
【請求項６】
前記キャリア周波数変動手段は、変動周波数範囲を選択できることを特徴とする請求項１記載のＰＷＭインバータ装置。
【請求項７】
スイッチング素子と逆並列接続したダイオードからなるスイッチング手段を２個直列に接続し、接続点を出力端とした１相スイッチング手段を複数個並列に接続して多相スイッチング手段とし、前記多相スイッチング手段の両端には直流電源を、多相出力端には負荷を接続し、負荷の電圧を制御するＰＷＭインバータ装置の制御方法において、
ＰＷＭパルスの周波数を決めるキャリア周波数を該当キャリア周波数を中心として特定周波数範囲だけ変動させることを特徴とするＰＷＭインバータ装置の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電動機を駆動するＰＷＭインバータ装置とその制御方法に関する。  
【背景技術】
【０００２】
従来のＰＷＭインバータ装置は、一定のＰＷＭキャリア周波数を用いることにより任意の電圧、周波数を電動機へ出力している。または、一定のキャリア周波数とせず出力周波数に合わせてキャリア周波数を変化させることで出力電圧精度を保つのが一般的である。従来のインバータ装置を図を用いて説明する。
図４は従来のインバータ装置を示すブロック図である。図４において、１はインバータ回路、４ａ〜４ｆはスイッチング素子、５ａ〜５ｆはスイッチング素子４ａ〜４ｆとそれぞれ逆並列接続したダイオード、２は電動機、３は直流電圧である。また、６はデッドタイム生成手段、７はＰＷＭ信号生成手段、８は周波数指令、９は３相電圧指令生成手段、１０は一定のキャリア周波数もしくは周波数指令に合わせたキャリア周波数選択手段、１２はキャリア信号生成手段である。周波数指令８を用いて３相電圧指令生成手段９により各相電圧指令が決定するとキャリア信号との間でコンパレータにより比較され、スイッチング素子４ａ〜４ｆを導通する信号が出力する。デッドタイム生成６は２個直列接続したスイッチが同時に導通することを避けるため決まった時間だけスイッチのオン時間を遅らせる処理を行うものである。
【０００３】
図４の基本構成を持つＰＷＭインバータ装置では、駆動する電動機からキャリア周波数に基づく電磁騒音が発生する。これは電動機固定子巻線にキャリア周波数の２倍にあたる周波数の電流リップルが発生し、これが電動機の振動成分となり騒音を発生する音源となる。例えば、キャリア周波数ｆｃが２ｋＨｚの時、線間電圧のＰＷＭ周波数は４ｋＨｚが主成分となり、周波数スペクトルは図５のよう４ｋＨｚと逓倍した周波数が主成分となる。この４ｋＨｚ周波数は人間の可聴周波数帯域で特に敏感である周波数帯域で、「キーン」などの高音質を発する場合には不快に感じてしまうことがある。これは出力周波数に合わせてキャリア周波数を変化させる方法においても、定常状態の時にはキャリア周波数は変化しないので同様のことが言える。そこで、キャリア周波数をこの不快に聞こえる周波数帯域から外れるところに設定する方法が考えられるが、キャリア周波数を高くするとスイッチング素子の損失や発熱を伴い、さらには高周波によるＥＭＩノイズが増加するなどの影響がある。逆にキャリア周波数が低くした場合には、出力電圧精度は減少するので応答遅れ、出力周波数とキャリア周波数のビート現象などの問題が発生する。応答性の十分確保される低いキャリア周波数と低騒音となる高いキャリア周波数とを負荷状態により使い分ける方法もあるが、キャリア周波数の切り替えに伴う応答性、磁気音の音色の変化や切り替え時のショックなどが発生するという問題が生じる。
【０００４】
一方で、特許文献１の例のようにキャリア周波数を常に変化させるものがある。これは図６で示されるＰＷＭインバータの構成を示すブロック図において、搬送波（キャリア）変化幅制御回路１１３は搬送波の中心周波数の指令回路１１２からの搬送波の中心周波数に応じて搬送波周波数の変化幅を図７のように設定し、搬送波制御回路１１４はこの変化幅だけ搬送波周波数を時間的に変化させる。搬送波の中心周波数の指令回路１１２からの中心周波数の信号と搬送波制御回路１１４からのパターン信号は加算器１１１で加算され中心周波数を中心に周期的に変化するＰＷＭ周波数指令信号となり、搬送波発生回路１０４において中心周波数の前後に設定された変化幅だけ時間的に変化する搬送波を作り出す。すると常に騒音の原因となる周波数を分散させるので電動機から発生する騒音を聴き易くする効果があるというものである。
【特許文献１】特開平８−５１７９２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
従来のＰＷＭインバータ装置の制御方法では、固定のキャリア周波数、または出力周波数に合わせてキャリア周波数も変化させる方法でも定常状態ではキャリア周波数一定でＰＷＭ処理行っていたので、電磁騒音の対策を行うには、人間の可聴周波数帯域から外れるところにキャリア周波数を設定する方法しかできないという問題があった。また、２つの決まったキャリア周波数を用いてＰＷＭ処理するような場合にはそれぞれのキャリア周波数の切り替え前後で応答性が異なってしまうという問題があった。
【０００６】
一方、キャリア周波数を中心周波数からある変化幅だけ時間的に変化させる方法では、電動機の運転周波数が搬送波周波数の変化幅切り替え点にきた場合には、切り替えの前後で騒音の音色が変化するという問題があり、また、キャリア周波数の中心周波数が変化しなければキャリア周波数の変化幅も変わらず電動機運転状態によっては十分な騒音低減効果がない場合もある。
本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、電動機運転状態によらず聴感上の騒音を低減し、低損失、安定で、かつ応答性の損なわないＰＷＭインバータ装置とその制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記問題を解決するため、本発明は、次のようにしたのである。
請求項１に記載の発明は、スイッチング素子と逆並列接続したダイオードからなるスイッチング手段を２個直列に接続し、接続点を出力端とした１相スイッチング手段を複数個並列に接続して多相スイッチング手段とし、前記多相スイッチング手段の両端には直流電源を、多相出力端には負荷を接続し、負荷の電圧を制御するＰＷＭインバータ装置において、任意のキャリア周波数を中心として所定周波数範囲を変動させるキャリア周波数変動手段を備えることを特徴とするものである。
請求項２に記載の発明は、請求項１記載のＰＷＭインバータ装置において、前記キャリア周波数変動手段は、所定周波数範囲を所定周期の周期関数で変動させることを特徴とするものである。
請求項３に記載の発明は、請求項１記載のＰＷＭインバータ装置において、前記キャリア周波数変動手段は、所定周波数範囲をランダム関数を用いてランダムに変動させることを特徴とするものである。
請求項４に記載の発明は、請求項１記載のＰＷＭインバータ装置において、前記キャリア周波数変動手段は、周波数指令に比例してキャリア周波数を変動させることを特徴とするものである。
請求項５に記載の発明は、請求項１記載のＰＷＭインバータ装置において、前記キャリア周波数変動手段は、電動機電流値に比例してキャリア周波数を変動させることを特徴とするものである。
請求項６に記載の発明は、請求項１記載のＰＷＭインバータ装置において、前記キャリア周波数変動手段は、変動周波数範囲を選択できることを特徴とするものである。
請求項７に記載の発明は、スイッチング素子と逆並列接続したダイオードからなるスイッチング手段を２個直列に接続し、接続点を出力端とした１相スイッチング手段を複数個並列に接続して多相スイッチング手段とし、前記多相スイッチング手段の両端には直流電源を、多相出力端には負荷を接続し、負荷の電圧を制御するＰＷＭインバータ装置の制御方法において、ＰＷＭパルスの周波数を決めるキャリア周波数を該当キャリア周波数を中心として特定周波数範囲だけ変動させることを特徴とするものである。
【発明の効果】
【０００８】
請求項１に記載の発明によると、キャリア周波数を該当キャリア周波数を中心として特定周波数範囲だけ変動させるのでキャリア周波数に起因する特定の周波数成分を分散化することができ、低騒音のＰＷＭインバータ装置を提供できる。
請求項２に記載の発明によると、前記キャリア周波数変動手段は、特定周波数範囲だけ周期的に変動させるのでスイッチング素子の平均導通回数が一定であり損失も増加することなくキャリア周波数に起因する特定の周波数成分を分散化することができ、低騒音のＰＷＭインバータ装置を提供できる。
請求項３に記載の発明によると、前記キャリア周波数変動手段は、特定周波数範囲だけランダムに変動させるのでスイッチング素子の平均導通回数が一定であり損失も増加することなくキャリア周波数に起因する特定の周波数成分を分散化することができ、低騒音のＰＷＭインバータ装置を提供できる。
請求項４に記載の発明によると、前記キャリア周波数変動手段は、周波数指令にしたがって変動させる周波数範囲を調整するので騒音低減に必要のない周波数の分散を抑えることができ、低騒音のＰＷＭインバータ装置を提供できる。
請求項５に記載の発明によると、前記キャリア周波数を変動させる手段では、電動機電流値にしたがって変動させる周波数範囲を調整するので、キャリア周波数に起因する特定の周波数成分をさらに分散化することができ、低騒音のＰＷＭインバータ装置を提供できる。
請求項６に記載の発明によると、前記キャリア周波数を変動させる手段では、低騒音化よりも制御性能を重視している場合、もしくは特定周波数の騒音増加を防ぐ方法として変動させる周波数範囲を狭くするので騒音増加の伴わない安定した動作のＰＷＭインバータ装置を提供できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
以下、本発明の方法の具体的実施例について、図に基づいて説明する。
【実施例１】
【００１０】
図１は、本発明の方法を実施するＰＷＭインバータ装置の制御方法を示す構成図である。図において１はインバータ回路、４ａ〜４ｆはスイッチング素子、５ａ〜５ｆはスイッチング素子４ａ〜４ｆとそれぞれ逆並列接続したダイオード、２は電動機、３は直流電圧である。また、６はデッドタイム生成手段、７はＰＷＭ信号生成手段、９は３相電圧指令生成手段で、３相電圧指令生成手段９により各相電圧指令が決定するとキャリア信号との間でコンパレータにより比較され、スイッチング素子４ａ〜４ｆを導通する信号が出力する。デッドタイム生成６は２個直列接続したスイッチが同時に導通することを避けるため決まった時間だけスイッチのオン時間を遅らせる処理を行うものである。また、１０は一定のキャリア周波数もしくは周波数指令に合わせたキャリア周波数選択手段、１１はキャリア周波数変動幅選択手段、１２はキャリア信号生成手段である。１３は電流検出処理手段で１４の電流検出器のデータから電動機に流れる電流値を算出するものである。
【００１１】
図１、４において、キャリア周波数選択手段は出力周波数と整数倍に同期した同期式によるものと、キャリア周波数は出力周波数が同期していない非同期式によるものがある。図１の従来方式は、同期式では例えば図２のように周波数指令ｆｒｅｆに比例するもの、非同期式では例えば図３のようにキャリア周波数を固定するものがある。周波数指令ｆｒｅｆに比例するキャリア周波数を比例キャリア周波数ｆｃｌｉｎ、周波数指令ｆｒｅｆに対して固定したキャリア周波数を固定キャリア周波数ｆｃｆｉｘとすると、比例キャリア周波数ｆｃｌｉｎ、固定キャリア周波数ｆｃｆｉｘは式（１）（２）のようになる。
ｆｃｌｉｎ＝ｋｆｒｅｆ＋Ｆｃｍｉｎ                                  （１）
ｆｃｆｉｘ  ＝  Ｆｃ                                            （２）
ここでｋは１以上の自然数、Ｆｃｍｉｎは出力電圧精度を保つための最低キャリア周波数、Ｆｃは固定のキャリア周波数である。それぞれのキャリア周波数が式（１）（２）のようになっているため、式（１）の同期式では出力周波数が変化しなければ、固定のキャリア周波数となり、また、式（２）の非同期式ではキャリア周波数は常に固定であるためインバータから出力される電圧の周波数成分は、キャリア周波数に起因する突出したスペクトルが発生する。
【００１２】
そこで本発明は図１のようにキャリア周波数変動手段１１を設けて、該当キャリア周波数を中心としてある変動幅でもってキャリア周波数を変化させることにより、キャリア周波数に起因する特定の周波数スペクトルを分散させるものである。キャリア周波数同期式の場合は、周波数指令８からキャリア周波数選択手段１０により式（１）を用いて中心キャリア周波数が決定する。本発明では、キャリア周波数をある周波数幅で変動させるためにキャリア周波数変動手段１１において式（３）を実行する。
ｆ２ｃｌｉｎ  ＝  ｆｃｌｉｎ  ＋  ｇｆｒｅｎ                            （３）
ここで、ｆｃｌｉｎは式（１）の比例キャリア周波数、ｆｒｅｎはキャリア周波数変動範囲、ｇはキャリア周波数変動ゲインで−１〜＋１の範囲の実数であり、ｆ２ｃｌｉｎは実際にインバータを動作させるキャリア周波数で、式（１）のようにインバータの出力周波数に比例しながら、かつ、変動幅ｆｒｅｎで変動する。キャリア周波数非同期式の場合も同様にキャリア信号生成手段において式（４）を実行する。
ｆ２ｃｆｉｘ  ＝  ｆｃｆｉｘ  ＋  ｇｆｒｅｎ                          （４）
ここで、ｆｃｆｉｘは式（１）の固定キャリア周波数であり、ｆ２ｃｆｉｘは実際にインバータを動作させるキャリア周波数で、インバータの出力周波数に対しては固定だが、変動幅ｆｒｅｎで変動する。
式（３）（４）のｆｒｅｎおよびｇの変化は、キャリア周波数同期式によるキャリア周波数の更新タイミングと同様に現在のキャリア周波数に同期し、その更新の最小時間はキャリア半周期とする。すなわち、三角波キャリアであればｆｒｅｎおよびｇの更新タイミングは三角波の山谷とする。本発明は式（３）（４）においてキャリア周波数変動ゲインを−１〜＋１の範囲で平均値がゼロになるように時間変動させるとキャリア周波数の平均値はそれぞれ式（１）（２）のキャリア周波数と変わらないことになるのでスイッチング素子による損失も増加することなく、キャリア周波数に伴う特定の周波数スペクトルを分散させることができる。
【００１３】
キャリア周波数変動ゲインｇは、周期的に変動させると平均値がゼロとなる。例えば正弦波を用いた場合は次式のようになる。
ｇ  ＝  ｓｉｎ（２πｆ１ｔ）                                  （５）
ここでｆ１はｇの変動周期である。式（５）でｔの最小時間は前述したようにキャリア半周期以上でありｇを正弦波として連続性と持たせるためにはｆ１の周期はｔの時間の６倍以上が望まれる。また、ｆ１の周期を大きくしすぎるとキャリア周波数の時間的変化が緩慢になるため、その変動周期である周波数ｆ１の波が音の変化としてはっきり聞き取れてしまうのでｆ１の周波数範囲の上限設定にも注意が必要である。例として図５のキャリア周波数２ｋＨｚでｆｒｅｎ  ＝  ２５０Ｈｚ、ｆ１  ＝  ５０Ｈｚとした時の線間電圧ＦＦＴ波形を図８に記す。また、ｇを−１〜＋１の範囲でランダムに変動させても平均値はゼロとなり、式（６）のように表せる。
ｇ  ＝  Ｆ（ｔ）                                              （６）
ここでＦ（ｔ）は、−１〜＋１の範囲の実数を出力するランダム関数であるが、あらかじめテーブルとしてもっていても良い。例として図５のキャリア周波数２ｋＨｚでｆｒｅｎ  ＝  ２５０Ｈｚ、式（６）を用いた時の線間電圧ＦＦＴ波形を図９に記す。
【００１４】
図１において、周波数指令８によるキャリア周波数変動手段１１の動作について述べる。式（３）（４）にあるキャリア周波数変動範囲ｆｒｅｎは出力周波数によりその範囲を変化させる方がよい。なぜなら、低出力周波数では図５のようにキャリア周波数の逓倍による突出したスペクトルのみが発生するが、出力周波数が上がっていくにしたがって図１２のようにキャリア周波数の逓倍を中心とした出力周波数の逓倍スペクトルの発生によりキャリア周波数成分のスペクトルが分散されるからである。また、高出力周波数になると電動機やこれに接続している負荷からの機械音の増大により相対的に電動機からの磁気音は小さくなる。以上のことから、出力周波数が上がっていくにしたがってキャリア周波数変動範囲はその範囲を狭くすることが制御の安定性、騒音への効果といった観点から考えて望ましい。周波数指令にしたがってキャリア周波数変動範囲ｆｒｅｎを調整するには式（７）のような方法が挙げられる。
ｆ２ｒｅｎ  ＝  （ｆｒｅｆｍａｘ  −  ｆｒｅｎ）ｆｒｅｆ／ｆｒｅｆｍａｘ  ＋  ｆｒｅｎ  （７）
ここでｆｒｅｆｍａｘは最大出力周波数である。式（７）は出力周波数最大時にキャリア周波数変動範囲ｆｒｅｎを最大出力周波数で制限する処理であり、これは前述した出力周波数が上がっていくにしたがってキャリア周波数成分のスペクトルが出力周波数の逓倍で分散され、さらにその出力周波数によるスペクトルの分散効果を狙ったものである。式（７）を用い最大出力周波数を６０Ｈｚとした場合のキャリア周波数同期式のキャリア周波数と周波数指令との関係を図１０に記す。また、キャリア周波数非同期式の場合も同様に式（７）を適用することが出来る。この式（７）を用いる時はキャリア周波数変動範囲を周波数指令が上がっていくにしたがって狭くするという目的のため最大出力周波数よりも大きい、ｆｒｅｎ  ＞ｆｒｅｆｍａｘの場合に適用する。
【００１５】
図１において、電流検出処理手段１３によるキャリア周波数変動手段１１の動作について述べる。電動機から発生する磁気音はその電動機に流れる電流リップルが大きいほど騒音は大きくなる。すなわち、電動機に流れる電流値が大きいほどその電流リップルによる騒音も大きくなるためキャリア周波数変動範囲を広げてキャリア周波数に起因する特定の周波数成分をさらに分散化することで聴感上騒音レベルを下げることを目的とする。この手段は、電流検出処理手段からの電流値に比例するようにキャリア周波数変動範囲を調整する式（８）により達成される。
ｆ３ｒｅｎ  ＝  （ｆｒｅｎｍａｘ  −  ｆｒｅｎ）ｉ／Ｉｍａｘ  ＋  ｆｒｅｎ        （８）
ここでｉは電流値、Ｉｍａｘは電流最大値、ｆｒｅｎｍａｘはキャリア周波数変動幅最大値である。式（８）により電流値増加に伴いキャリア周波数変動範囲は広がり、電流最大値をもってキャリア周波数変動範囲は最大値ｆｒｅｎｍａｘとなる。
【００１６】
図１において、キャリア周波数変動手段１１の任意制限動作について述べる。キャリア周波数変動範囲ｆｒｅｎによってキャリア周波数に起因する特定の周波数スペクトルは分散されるがこのキャリア周波数変動域に電動機やこれにつながる負荷の固有振動周波数が含まれると逆に共振して騒音が増大する可能性がある。そこでキャリア周波数同期式において図１１のように特定キャリア周波数または特定周波数指令領域においてキャリア周波数変動幅を狭くするような処理を行う。そうすることで特定周波数領域において、スペクトルの分散効果を抑え余計に騒音が増大するのを防ぐことが出来る。これはキャリア周波数非同期式においても出力周波数によりスペクトルの分散が変化するので、この方法を用いることにより同様の効果を発揮する。
【００１７】
図１３は、図１のＰＷＭインバータ装置の制御方法で、キャリア信号を生成する方法を示すフローチャートである。図１３において、ステップＳＴ１は、電流検出器からのデータを用いて電流値を求める。ステップＳＴ３では周波数指令値から中心キャリア周波数を求め、ステップＳＴ４では周波数指令値から式（７）を用いてキャリア周波数変動範囲ｆ２ｒｅｎを求める。ステップＳＴ５ではステップ１で求めた電流値と式（８）からキャリア周波数変動範囲ｆ３ｒｅｎを求め、ステップＳＴ６においてステップＳＴ４で求めたキャリア周波数変動範囲ｆ２ｒｅｎと大小比較を行い、大きい方をキャリア周波数変動範囲とし、次にステップＳＴ７でこれに特定の周波数におけるキャリア周波数変動範囲の制限処理を加える。ここで、キャリア周波数変動範囲ｆ２ｒｅｎとｆ３ｒｅｎの比較による周波数変動範囲の決定はどちらかを優先させる方法でも良い。ステップＳＴ８ではキャリア周波数変動ゲインを求め、ステップＳＴ９でキャリア周波数同期式もしくはキャリア周波数非同期式により式（３）または（４）を実行する。ここまでのステップＳＴ４〜９がキャリア周波数変動手段である。最後にステップＳＴ１０において変更したキャリア周波数によってキャリア信号を生成する。
【００１８】
このように、ＰＷＭパルスの周波数を決めるキャリア周波数を該当キャリア周波数を中心として特定周波数範囲だけ変動させる手段を備えることによりキャリア周波数に起因する特定の周波数成分を分散化することで聴感上の騒音を低減することができ、電動機運転状態によりキャリア周波数変動幅を調整することで安定した制御と騒音低減効果を高めることが出来る。また、キャリア周波数の変動を特定キャリア周波数を中心として行うため、電流リップルとスイッチングによる損失の増加を伴うことなく騒音を低減することが出来る。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明の方法を適用するＰＷＭインバータ装置の制御方法を示す構成図
【図２】従来の方法を適用したキャリア周波数同期式のキャリア周波数と周波数指令との関係を示す図
【図３】従来の方法を適用したキャリア周波数非同期式のキャリア周波数と周波数指令との関係を示す図
【図４】従来の方法を適用したＰＷＭインバータ装置の制御方法を示す構成図
【図５】従来の方法を適用したキャリア周波数２ｋＨｚの線間電圧ＦＦＴ図
【図６】従来の方法の適用したＰＷＭインバータの構成を示すブロック図
【図７】従来の方法の適用した搬送波周波数の変化幅パターン図
【図８】本発明のキャリア周波数変動ゲインを周期的にした場合のキャリア周波数２ｋＨｚの線間電圧ＦＦＴ図
【図９】本発明のキャリア周波数変動ゲインをランダムにした場合のキャリア周波数２ｋＨｚの線間電圧ＦＦＴ図
【図１０】本発明のキャリア周波数変動幅を適用するキャリア周波数同期式のキャリア周波数と周波数指令との関係を示す図
【図１１】本発明のキャリア周波数変動幅の任意制限を適用するキャリア周波数同期式のキャリア周波数と周波数指令との関係を示す図
【図１２】従来の方法を適用したキャリア周波数２ｋＨｚ、高出力周波数時の線間電圧ＦＦＴ図
【図１３】本発明の方法を適用するＰＷＭインバータ装置の制御方法を示すフローチャート
【符号の説明】
【００２０】
１  インバータ回路
２  電動機
３  直流電源
４ａ〜４ｆ  スイッチング素子
５ａ〜５ｆ  ダイオード
６  デッドタイム生成手段
７  ＰＷＭ信号生成手段
８  周波数指令
９  ３相電圧指令生成手段
１０  キャリア周波数選択手段
１１  キャリア周波数変動手段
１２  キャリア信号生成手段
１３  電流検出処理手段
１４ａ、ｂ  電流検出器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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