(57)【要約】【課題】直流を交流に変換する電力変換装置において、コストの高騰の要因となるような手段を追加することなく、簡便且つ低廉に平滑コンデンサを小型化する。【解決手段】電力変換装置１０は、チョッパ用スイッチング素子１６をパルス幅変調させて、入力電圧を所定電圧に変圧するチョッパ回路１８と、昇圧した電圧を平滑化する平滑コンデンサ２０と、フルブリッジに構成されたアーム３２ａ、３２ｂ、３４ａ、３４ｂを、チョッパ用スイッチング素子１６と同期して相補ＰＷＭによりスイッチングさせ、平滑コンデンサ２０の直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路２２とを有する。相補ＰＷＭによれば、チョッパ用スイッチング素子１６がオンのときに、アーム３２ａ及び３２ｂをオン、アーム３４ａ及び３４ｂをオフにして、平滑コンデンサ２０の通電を停止させ、高周波リップル電流を抑制することができる。【選択図】図６
2007221892.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
チョッパ用スイッチング素子をパルス幅変調によりスイッチングさせ、直流電源から得られる入力電圧を所定電圧に変圧するチョッパ回路と、
前記チョッパ回路で変圧した所定電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
フルブリッジに構成されたインバータ用スイッチング素子を、前記チョッパ用スイッチング素子と同期して相補パルス幅変調によりスイッチングさせ、前記平滑コンデンサの直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路と、
を有することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
請求項１記載の電力変換装置において、
前記パルス幅変調のための第１キャリア信号及び前記相補パルス幅変調のための第２キャリア信号はそれぞれ三角波であり、前記第２キャリア信号の各最下点は、前記第１キャリア信号のいずれかの最下点と同期していることを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
請求項１記載の電力変換装置において、
前記第１キャリア信号は、前記第２キャリア信号の２倍の周波数であることを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、太陽電池等の直流電源から得られる直流電圧を交流電圧に変換する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から直流電圧を交流電圧に変換する電圧変換装置が知られている。この電圧変換装置では、先ず、直流電圧を昇圧用チョッパ回路で所定電圧に昇圧した後に平滑コンデンサにチャージして直流電圧を得る。さらに、得られた高圧の直流電圧をインバータ回路で交流電圧に変換した後、リアクトル及びコンデンサからなるフィルタにより高周波成分を除去して５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの交流として負荷に供給し、又は系統連係する。
【０００３】
昇圧用チョッパ回路は、エネルギー蓄積用の直流リアクトルと昇圧用スイッチング素子で構成される。インバータ回路は、インバータスイッチング素子を４個使用したフルブリッジ構成となっている。
【０００４】
電圧変換装置における平滑コンデンサは、高周波スイッチングによる影響を吸収するために静電容量の大きいものが使用され、装置の中では特に大きい部品であり、該平滑コンデンサを小型軽量化することが望まれている。このような背景から、平滑コンデンサの静電容量を小さくし、小型軽量化することができる電力変換装置として特許文献１に示されるものが提案されている。
【０００５】
特許文献１に示される電力変換装置は、中間段のコンデンサの静電容量を数百μＦ以下に設定するとともに、昇圧コンバータの出力電流を監視する昇圧電流モニタを設け、系統電圧ＶACの絶対値が入力電圧Ｖinよりも小さい期間では昇圧コンバータの出力電流が正弦二乗波になるように昇圧電流モニタで監視しなら昇圧用スイッチング素子の高周波スイッチングを制御して昇圧する。また、インバータは極性の切り替えを行い、その他の期間では昇圧コンバータの昇圧動作を停止するとともにインバータは出力電流ＩOが正弦波となるように出力電流モニタで監視しながらインバータ用スイッチング素子の高周波スイッチングを制御している。
【０００６】
【特許文献１】特開２０００−１５２６５１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
ところで、一般の電力変換装置は、直流電源からの入力電圧を交流電圧に変換する際に、昇圧チョッパ回路及びインバータ回路のスイッチング素子を高周波リップルを考慮した平滑コンデンサを選定する必要がある。特に、交流１００Ｖ又は２００Ｖ系に対して系統連係する場合には、系統に影響を与えないように高リップル電流を除去する能力を有している必要があることから、平滑コンデンサが大型且つ高価となる。
【０００８】
また、上記の特許文献１に係る電力変換装置では、平滑コンデンサを小型化するために、昇圧コンバータの出力電流を監視する昇圧電流モニタを追加的に設ける必要があり、コストの高騰を招く。
【０００９】
本発明はこのような課題を考慮してなされたものであり、コストの高騰の要因となるような手段を追加することなく、簡便且つ低廉に平滑コンデンサを小型化することのできる電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明に係る電力変換装置は、チョッパ用スイッチング素子をパルス幅変調によりスイッチングさせ、直流電源から得られる入力電圧を所定電圧に変圧するチョッパ回路と、前記チョッパ回路で変圧した所定電圧を平滑化する平滑コンデンサと、フルブリッジに構成されたインバータ用スイッチング素子を、前記チョッパ用スイッチング素子と同期して相補パルス幅変調によりスイッチングさせ、前記平滑コンデンサの直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路とを有することを特徴とする。
【００１１】
これにより、チョッパ用ＰＷＭ信号とインバータ用相補ＰＷＭ信号を同期させ、インバータ回路のＵ相とＶ相とを相補ＰＷＭ駆動することで、平滑コンデンサに充電又は放電することのない状況を設け、平滑コンデンサに流れる電流を減らしてリップル電流を低減することができる。したがって、特別な部品を追加することなく静電容量及びサイズの小さい平滑コンデンサを用いることができ、電力変換装置を小型且つ低廉化することができる。
【００１２】
この場合、前記パルス幅変調のための第１キャリア信号及び前記相補パルス幅変調のための第２キャリア信号はそれぞれ三角波であり、前記第２キャリア信号の各最下点は、前記第１キャリア信号のいずれかの最下点と同期していてもよい。これにより、平滑コンデンサの停止モードの時間が増加し、平滑コンデンサに流れる電流をさらに減らしてリップル電流を抑制し、静電容量及びサイズを小さくすることができる。
【００１３】
また、前記第１キャリア信号は、前記第２キャリア信号の２倍の周波数としてもよい。
【発明の効果】
【００１４】
本発明に係る電力変換装置によれば、チョッパ用ＰＷＭ信号とインバータ用相補ＰＷＭ信号を同期させ、インバータ回路のＵ相とＶ相とを相補ＰＷＭ駆動することで、平滑コンデンサに充電又は放電することのない状況を設け、平滑コンデンサに流れる電流を減らしてリップル電流を低減することができる。したがって、特別な部品を追加することなく静電容量及びサイズの小さい平滑コンデンサを用いることができ、電力変換装置を小型、軽量且つ低廉化することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、本発明に係る電力変換装置について実施の形態を挙げ、添付の図１〜図１５を参照しながら説明する。
【００１６】
図１に示すように、本実施の形態に係る電力変換装置１０は、太陽電池１２から得られる直流電圧を昇圧変換及び交流変換して交流電圧（例えば、１００Ｖ、５０Ｈｚ）を生成し、負荷１４に供給するものである。電力変換装置１０は、チョッパ用スイッチング素子１６をパルス幅変調によりスイッチングさせ、太陽電池１２から得られる入力電圧を所定電圧に昇圧（変圧）するチョッパ回路１８と、昇圧した電圧を平滑化する平滑コンデンサ２０と、フルブリッジ（Ｈブリッジとも呼ばれる。）に構成されたインバータ用スイッチング素子を、チョッパ用スイッチング素子１６と同期して相補パルス幅変調によりスイッチングさせ、平滑コンデンサ２０の直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路２２と、該インバータ回路２２から得られる交流電圧における高周波成分を除去するフィルタ２４とを有する。
【００１７】
チョッパ回路１８は、チョッパ用スイッチング素子１６の他に、入力部のプラスラインｐとマイナスラインｎとの間に設けられたコンデンサ２６と、該コンデンサ２６よりも下流側のプラスラインｐに直列に設けられたコイル２８及びダイオード３０とを有する。チョッパ用スイッチング素子１６は、プラスラインｐにおけるコイル２８とダイオード３０との間の部分と、マイナスラインｎとの間に設けられており、コレクタがプラスラインｐ側、エミッタがマイナスラインｎ側に接続されている。
【００１８】
インバータ回路２２は、フルブリッジを構成しており、プラスラインｐとマイナスラインｎとの間にＵ相ライン３２及びＶ相ライン３４が設けられている。Ｕ相ライン３２には、直列接続された第１Ｕ相アーム３２ａ及び第２Ｕ相アーム３２ｂが設けられている。Ｖ相ライン３４には、直列接続された第１Ｖ相アーム３４ａ及び第２Ｖ相アーム３４ｂが設けられている。第１Ｕ相アーム３２ａと第１Ｖ相アーム３４ａの各コレクタは、プラスラインｐに接続されている。第１Ｕ相アーム３２ｂと第２Ｖ相アーム３４ｂの各エミッタはマイナスラインｎに接続されている。第１Ｕ相アーム３２ａのエミッタは第２Ｕ相アーム３２ｂのコレクタに接続されているとともに、第１交流ライン４０ａとしてフィルタ２４に接続されている。第１Ｖ相アーム３４ａのエミッタは第２Ｖ相アーム３４ｂのコレクタに接続されているとともに、第２交流ライン４０ｂとしてフィルタ２４に接続されている。
【００１９】
チョッパ用スイッチング素子１６、第１Ｕ相アーム３２ａ、第２Ｕ相アーム３２ｂ、第１Ｖ相アーム３４ａ及び第２Ｖ相アーム３４ｂはそれぞれトランジスタで構成されている。また、トランジスタ以外に、ＦＥＴ（Field Effect Transistor）、ＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)又はサイリスタ等を用いることができる。各スイッチング素子には保護用ダイオード４１が設けられている。保護用ダイオード４１は、電流還流の用途にも作用する。
【００２０】
フィルタ２４は、第１交流ライン４０ａと第２交流ライン４０ｂに設けられたリアクトル４２と、該リアクトル４２の下流側で第１交流ライン４０ａと第２交流ライン４０ｂとの間に設けられたコンデンサ４４とを有する。第１交流ライン４０ａ及び第２交流ライン４０ｂは、外部の負荷１４に接続されて交流電力を供給し、又は系統連係することができる。
【００２１】
平滑コンデンサ２０は、チョッパ回路１８とインバータ回路２２との間におけるプラスラインｐとマイナスラインｎとの間に設けられている。後述するように、電力変換装置１０は高周波のリップルを少なくすることができるため、平滑コンデンサ２０は静電容量及びサイズの小さいもので足りる。
【００２２】
チョッパ用スイッチング素子１６、第１Ｕ相アーム３２ａ、第２Ｕ相アーム３２ｂ、第１Ｖ相アーム３４ａ及び第２Ｖ相アーム３４ｂの各ベースはコントローラ５０に接続されており、各ベースにＨｉｇｈ信号が供給されているときにはオンとなり、Ｌｏｗ信号が供給されているときにはオフとなる。
【００２３】
チョッパ用スイッチング素子１６がオフであるときには、太陽電池１２から供給されてチョッパ回路１８で昇圧された電圧が平滑コンデンサ２０に充電され、又は、インバータ回路２２に供給される。このように、チョッパ用スイッチング素子１６がオフである状態をＡモードと呼ぶことにする。一方、チョッパ用スイッチング素子１６がオンであるときには、太陽電池１２から供給される直流電圧はチョッパ用スイッチング素子１６を通って還流することになり、平滑コンデンサ２０やインバータ回路２２には供給されない。このように、チョッパ用スイッチング素子１６がオンである状態をＢモードと呼ぶことにする。
【００２４】
インバータ回路２２は、コントローラ５０の相補ＰＷＭによって４つの状態に分けて制御がなされる。第１には、第１Ｕ相アーム３２ａと第２Ｖ相アーム３４ｂがオンで、第２Ｕ相アーム３２ｂと第１Ｖ相アーム３４ａがオフの状態で、プラスラインｐから第１Ｕ相アーム３２ａ、第１交流ライン４０ａ、負荷１４、第２交流ライン４０ｂ、第２Ｖ相アーム３４ｂ及びマイナスラインｎの順（以下、正方向と呼ぶ。）に電流が流れる状態である。このような状態を第１サブモードと呼び、以下の図で対応する区間には「［１］」を付する（図３参照）。
【００２５】
第２には、第１Ｕ相アーム３２ａと第２Ｖ相アーム３４ｂがオフで、第２Ｕ相アーム３２ｂと第１Ｖ相アーム３４ａがオンの状態で、プラスラインｐから第１Ｖ相アーム３４ａ、第２交流ライン４０ｂ、負荷１４、第１交流ライン４０ａ、第２Ｕ相アーム３２ｂ及びマイナスラインｎの順（以下、逆方向と呼ぶ。）に電流が流れる状態である。このような状態を第２サブモードと呼び、以下の図で対応する区間には「［２］」を付する（図１２参照）。
【００２６】
第３には、第１Ｕ相アーム３２ａと第１Ｖ相アーム３４ａがオンで、第２Ｕ相アーム３２ｂと第２Ｖ相アーム３４ｂがオフの状態で、プラスラインｐが第１Ｕ相アーム３２ａと第１Ｖ相アーム３４ａを介して第１交流ライン４０ａ及び第２交流ライン４０ｂに接続されている状態である。このような状態を第３サブモードと呼び、以下の図で対応する区間には「［３］」を付する（図３参照）。
【００２７】
第４には、第１Ｕ相アーム３２ａと第１Ｖ相アーム３４ａがオフで、第２Ｕ相アーム３２ｂと第２Ｖ相アーム３４ｂがオンの状態で、マイナスラインｎが第２Ｕ相アーム３２ｂと第２Ｖ相アーム３４ｂを介して第１交流ライン４０ａ及び第２交流ライン４０ｂに接続されている状態である。このような状態を第４サブモードと呼び、以下の図で対応する区間には「［４］」を付する（図３参照）。
【００２８】
図２に示すように、コントローラ５０は、発振器５２と、該発振器５２の信号に基づいて第１三角波（第１キャリア信号）５４（図３参照）を生成する第１三角波生成部５６と、発振器５２の信号に基づいて第２三角波（第２キャリア信号）５８（図３参照）を生成する第２三角波生成部６０と、第１三角波５４に対する比較基準値となるチョッパ指令値６２を生成するチョッパ指令値生成部６４と、第１三角波５４とチョッパ指令値６２との比較結果に基づいてチョッパ用スイッチング素子１６を駆動する第１コンパレータ６６とを有する。
【００２９】
第１三角波生成部５６と第２三角波生成部６０は１つの発振器５２に基づく処理をするとともに相互接続されており、生成される第１三角波５４は第２三角波５８の２倍の周波数に設定され、且つ同期が保たれている。具体的には、図３に示すように、第１三角波５４の１つおきの最下点１００の時刻は、第２三角波５８の最下点１０２の時刻と一致し、第１三角波５４のその他の１つおきの最下点１０４の時刻は、第２三角波５８の最上点１０６の時刻と一致する。以下、このような関係を谷同期と呼ぶことにする。第１三角波５４の周波数は第１三角波生成部５６の作用下に変更可能である。第１三角波５４の周波数は、第２三角波５８の周波数の整数倍に設定変更可能（又は、第２三角波５８の周波数は、第１三角波５４の周波数の整数分の１に設定変更可能）であり、例えば、１倍、３倍又は４倍等に変更可能である。また、第１三角波５４と第２三角波５８との同期位置は変更可能である。チョッパ指令値６２の大きさはチョッパ指令値生成部６４の作用下に変更可能である。
【００３０】
図２に戻り、コントローラ５０は、第２三角波５８に対してプラス側の比較基準値となるプラス指令値６８を生成するアーム指令値生成部７０と、プラス指令値６８の極性を反転させてマイナス指令値７２を生成する反転部７４と、第２三角波５８とプラス指令値６８との比較結果に基づいて第１Ｕ相アーム３２ａを駆動する第２コンパレータ７６と、第２三角波５８とマイナス指令値７２との比較結果に基づいて第１Ｖ相アーム３４ａを駆動する第３コンパレータ７８とを有する。
【００３１】
さらに、コントローラ５０は、第２コンパレータ７６の出力信号を論理反転させて第２Ｕ相アーム３２ｂを駆動する反転部８０と、第３コンパレータ７８の出力信号を論理反転させて第２Ｖ相アーム３４ｂを駆動する反転部８２とを有する。
【００３２】
次に、このように構成される電力変換装置１０の動作について、図３〜図１５を参照しながら説明する。
【００３３】
図３は、谷同期でプラス指令値６８及びマイナス指令値７２の絶対値が第２三角波５８の最大値より僅かに小さい場合における電力変換装置１０の各信号のタイムチャートである。
【００３４】
図３に示すように、チョッパ用スイッチング素子１６は、第１三角波５４がチョッパ指令値６２を上回っているときにオフ（つまりＡモード）になり、下回っているときにオン（つまりＢモード）になる。第１Ｕ相アーム３２ａは、第２三角波５８がプラス指令値６８を下回っているときにオンになり、上回っているときにオフになる。第１Ｖ相アーム３４ａは、第２三角波５８がマイナス指令値７２を下回っているときにオンになり、上回っているときにオフになる。なお、図示を省略するが、第２Ｕ相アーム３２ｂは第１Ｕ相アーム３２ａと逆論理で動作し、第２Ｖ相アーム３４ｂは第１Ｖ相アーム３４ａと逆論理で動作する。
【００３５】
このように、インバータ回路２２は、各相のアームａ、ｂが相補出力のパルス（アームｂの動作パルスは、アームａの動作パルスの逆論理であって、Ｕ相とＶ相がノンオーバラップの関係にあるパルス）により駆動されていることから相補パルス幅変調による相補ＰＷＭ駆動である。
【００３６】
図３中、Ａモードには「Ａ」、Ｂモードには「Ｂ」を付す（他図も同様である）。
【００３７】
図３に示す場合には、第３サブモード及び第４サブモードがＢモードの期間内に収まっており、Ａモードでは常に第１サブモードであり（以下、Ａ１モードとも記す。）、Ｂモードでは第１サブモード、第３サブモード及び第４サブモードになり得る（以下、対応してＢ１モード、Ｂ３モード及びＢ４モードとも記す。）。
【００３８】
図４に示すように（図４中、太線は電流の流れを示す。他図も同様である。）、Ａ１モードであるときには、昇圧チョッパ回路１８で昇圧された直流電圧は、平滑コンデンサ２０に充電され、又はインバータ回路２２を介して交流変換されて負荷１４に供給される。つまり、平滑コンデンサ２０の充電量が低いときには、昇圧チョッパ回路１８で昇圧された直流電圧は平滑コンデンサ２０を充電するとともにインバータ回路２２に供給する。平滑コンデンサ２０の充電量が高いときには、該平滑コンデンサ２０は放電して電流をインバータ回路２２に供給する。結局、平滑コンデンサ２０は、充電量の高低に拘わらず、充電又は放電をすることから電流は０にはならない。
【００３９】
図５に示すように、Ｂ１モードであるときには、太陽電池１２から供給される電力は全てチョッパ用スイッチング素子１６を介してマイナスラインｎに流れ込み、平滑コンデンサ２０には流れ込まない。また、平滑コンデンサ２０に充電されている電荷はインバータ回路２２を介して、第１交流ライン４０ａ、負荷１４及び第２交流ライン４０ｂへと流れる。したがって、平滑コンデンサ２０の放電をすることになり、電流は０にはならない。
【００４０】
図６に示すように、Ｂ３モードであるときには、太陽電池１２から供給される電力は全てチョッパ用スイッチング素子１６を介してマイナスラインｎに流れ込み、平滑コンデンサ２０には流れ込まない。また、第１交流ライン４０ａ及び第２交流ライン４０ｂは第１Ｕ相アーム３２ａ及び第１Ｖ相アーム３４ａを介してプラスラインｐと接続される。一方、第２Ｕ相アーム３２ｂ及び第２Ｖ相アーム３４ｂはオフであることから、平滑コンデンサ２０のマイナス側及びマイナスラインｎは、第１交流ライン４０ａ及び第２交流ライン４０ｂに対して遮断される。したがって、平滑コンデンサ２０は、いずれの箇所に対しても充電又は放電をすることがなく、電流が０となる。
【００４１】
図７に示すように、Ｂ４モードであるときには、太陽電池１２から供給される電力は全てチョッパ用スイッチング素子１６を介してマイナスラインｎに流れ込み、平滑コンデンサ２０には流れ込まない。また、第１交流ライン４０ａ及び第２交流ライン４０ｂは第２Ｕ相アーム３２ｂ及び第２Ｖ相アーム３４ｂを介してマイナスラインｎと接続される。一方、第１Ｕ相アーム３２ａ及び第１Ｖ相アーム３４ａはオフであることから、平滑コンデンサ２０のプラス側及びプラスラインｐは、第１交流ライン４０ａ及び第２交流ライン４０ｂに対して遮断される。したがって、平滑コンデンサ２０は、いずれの箇所に対しても充電又は放電をすることがなく、電流が０となる。図６及び図７に示すＢ３モード及びＢ４モードである状態を停止モードと呼ぶことにする。なお、、図６及び図７の太線で示すように、フィルタ２４内に存在するリアクトル４２のインダクタンスにより停止モード中においても第１Ｕ相アーム３２ａ及び第２Ｖ相アーム３２ｂがオン（又は第２Ｕ相アーム３２ｂ及び第２Ｖ相アーム３４ｂがオン）となることによって、負荷１４に電流が流れる。例えば、図６において、負荷１４に関して正方向の電流が流れる場合には、プラスラインｐから第１Ｕ相アーム３２ａ、第１交流ライン４０ａ、負荷１４、第２交流ライン４０ｂ、及び第１Ｖ相アーム３４ａの保護用ダイオード４１の順に電流が流れる。図６において、負荷１４に関して逆方向の電流が流れる場合には、Ｖ相アーム３４ａと、第１Ｕ相アーム３２ａの保護用ダイオード４１を通って電流が流れる。このように、停止モードにおいても、保護用ダイオード４１の還流作用によって負荷１４に電流を流すことができる。
【００４２】
図３に示す場合、負荷１４に対して昇圧チョッパ回路１８及び平滑コンデンサ２０から直接的に正方向の電流が流れるのは、Ａ１モード及びＢ１モードのときであり、Ｂ３モード及びＢ４モードのときにはリアクトル４２のインダクタンスによる還流電流しか流れない。図３から明らかなように、Ｂ３モード及びＢ４モードは短時間であり、平均すると負荷１４に対しては正方向で大きい電圧が印加されることになる。また、この場合、逆方向には電流は流れない。
【００４３】
図８は、谷同期でプラス指令値６８及びマイナス指令値７２の絶対値が第２三角波５８の最大値に対して略１／２に設定された場合における電力変換装置１０の各信号のタイムチャートである。図８に示す場合には、第３サブモード及び第４サブモードがＢモードの期間よりやや長く、ＡモードではＡ１モード、Ａ３モード又は第４サブモード（以下、Ａ４モードとも記す。）となり、ＢモードではＢ３モード又はＢ４モードとなる。
【００４４】
図９に示すように、Ａ３モードであるときには、昇圧チョッパ回路１８で昇圧された直流電圧は、平滑コンデンサ２０に充電される。また、第１交流ライン４０ａ及び第２交流ライン４０ｂは第１Ｕ相アーム３２ａ及び第１Ｖ相アーム３４ａを介してプラスラインｐと接続される。一方、第２Ｕ相アーム３２ｂ及び第２Ｖ相アーム３４ｂはオフであることから、平滑コンデンサ２０のマイナス側及びマイナスラインｎは、第１交流ライン４０ａ及び第２交流ライン４０ｂに対して遮断される。したがって、平滑コンデンサ２０は、インバータ回路２２に対して放電することはなく、昇圧チョッパ回路１８で昇圧された電圧から充電される。
【００４５】
図１０に示すように、Ａ４モードであるときには、昇圧チョッパ回路１８で昇圧された直流電圧は、平滑コンデンサ２０に充電される。また、第１交流ライン４０ａ及び第２交流ライン４０ｂは第２Ｕ相アーム３２ｂ及び第２Ｖ相アーム３４ｂを介してマイナスラインｎと接続される。一方、第１Ｕ相アーム３２ａ及び第１Ｖ相アーム３４ａはオフであることから、平滑コンデンサ２０のプラス側及びプラスラインｐは、第１交流ライン４０ａ及び第２交流ライン４０ｂに対して遮断される。したがって、平滑コンデンサ２０は、インバータ回路２２に対して放電することはなく、昇圧チョッパ回路１８で昇圧された電圧から充電される。
【００４６】
なお、Ａ３モード及びＡ４モードの場合、前記の停止モード（図６及び図７参照）の場合と同様に、保護用ダイオード４１の還流作用によって負荷１４に電流を流すことができる。
【００４７】
図８に示す場合、負荷１４に対して昇圧チョッパ回路１８及び平滑コンデンサ２０から直接的に正方向の電流が流れるのは、Ａ１モードのときであり、Ａ３モード、Ａ４モード、Ｂ３モード及びＢ４モードのときにはリアクトル４２のインダクタンスによる還流電流しか流れない。図８から明らかなように、Ａ１モードの区間と、Ａ３モード、Ａ４モード、Ｂ３モード及びＢ４モードの合計区間とは同程度の時間であり、平均すると負荷１４に対しては中程度で正方向の電圧が印加されることになる。また、この場合、逆方向には電流は流れない。
【００４８】
図１１は、谷同期でプラス指令値６８及びマイナス指令値７２の絶対値が非常に小さく設定された場合における電力変換装置１０の各信号のタイムチャートである。図１１に示す場合には、第３サブモード及び第４サブモードがＢモードの期間より相当に長く、ＡモードではＡ１モード、Ａ３モード又はＡ４モードとなり、ＢモードではＢ３モード又はＢ４モードとなる。この場合、負荷１４に対して昇圧チョッパ回路１８及び平滑コンデンサ２０から直接的に正方向の電流が流れるのは、Ａ１モードのときであり、Ａ３モード、Ａ４モード、Ｂ３モード及びＢ４モードのときにはリアクトル４２のインダクタンスによる還流電流しか流れない。図１１から明らかなように、Ａ１モードの区間は短時間であり、平均すると負荷１４に対しては正方向で小さい電圧が印加されることになる。また、この場合、逆方向には電流は流れない。
【００４９】
このように、プラス指令値６８及びマイナス指令値７２の値を変更することにより負荷１４に対する正方向の印加電圧の大きさを調整することができる。
【００５０】
また、図１２に示すように、マイナス指令値７２の方がプラス指令値６８よりも大きくなるように設定すると、第２サブモードの区間が設けられ、負荷１４に対して逆方向の電圧を印加することができる。詳細な図示を省略するが、マイナス指令値７２がプラス指令値６８よりも大きい状態で、プラス指令値６８及びマイナス指令値７２の値を変更することにより負荷１４に対する逆方向の印加電圧の大きさを調整することができる。
【００５１】
したがって、負荷１４に対しては、プラス指令値６８及びマイナス指令値７２の値を微小時間毎に適切に変更することにより、負荷１４に対して正方向及び逆方向に任意の電圧を印加することができ、例えば、５０Ｈｚの交流を生成することができる。
【００５２】
また、電力変換装置１０では、インバータ回路２２を相補ＰＷＭで駆動することによって、停止モードが設けられ、平滑コンデンサ２０を停止させる時間を確保することができる。これにより、平滑コンデンサ２０に流れる電流を減少させることができ、リップル電流を抑制することができる。結果として、平滑コンデンサ２０の静電容量及びサイズを小さく設定することができ、電力変換装置１０を小型、軽量且つ低廉化することができる。また、複雑な手順や、追加的な特別な部品は不要であって、基本的には、インバータ回路２２を相補ＰＷＭを用いて駆動するという簡便な手順だけで平滑コンデンサ２０の小型化を図ることができる。
【００５３】
ところで、従来のＰＷＭ駆動においては、フィルタ２４に対して電力供給していない期間においては、平滑コンデンサ２０に対する充電がなされており、結果として平滑コンデンサ２０は常時、充電又は放電による通電がなされていて、リップル電流が大きい。
【００５４】
これに対して、電力変換装置１０においては、相補ＰＷＭを用いることにより、フィルタ２４に対して電力供給していない期間に適度な停止モードが設定され、平滑コンデンサ２０を充電又は放電がなされない状態とすることができる。これによりリップル電流が抑制され、静電容量を小さく設定することができる。また、停止モードは、相補ＰＷＭを用いることによって簡便に設定され、従来のＰＷＭ駆動に基づく装置に対して駆動信号を変更するだけで実現が可能であって、コストの高騰を招くような特別な部品は不要である。
【００５５】
次に、第１三角波５４の周波数を第２三角波５８の周波数の２倍に設定し（つまり、上記の例の場合）、電力変換装置１０において発生する高周波のリップル電流の大きさをシミュレーションにより検証したところ、３．６３［Ａｒｍｓ］であった。これに対して、第１三角波５４の周波数を第２三角波５８の周波数と等しく設定した場合、及び３倍に設定した場合には、発生する高周波のリップル電流は、シミュレーションによると１０．６［Ａｒｍｓ］及び７．９［Ａｒｍｓ］であった。
【００５６】
平滑コンデンサ２０の選定にあたっては、特に高周波のリップルの大きさを重視して静電容量を決定することから、シミュレーションによれば、第１三角波５４の周波数は第２三角波５８の周波数の２倍に設定することが好ましいことが分かる。なお、シミュレーションでは、第２三角波５８の各最下点１０２は、第１三角波５４のいずれかの最下点１００と同期している状態（つまり谷同期）で、第１三角波５４の周波数におけるリップル電流の大きさで比較を行った。
【００５７】
次に、上記の谷同期によるインバータ回路２２の制御との対比のため、山同期によるインバータ回路２２の制御について説明する。山同期とは、図１３に示すように、第１三角波５４の１つおきの最上点１１０の時刻が、第２三角波５８の最下点１０２の時刻と一致し、第１三角波５４のその他の１つおきの最上点１１４の時刻が、第２三角波５８の最上点１０６の時刻と一致する状態である。
【００５８】
図１３は、山同期でプラス指令値６８及びマイナス指令値７２の絶対値が第２三角波５８の最大値より僅かに小さい場合における電力変換装置１０の各信号のタイムチャートである。この場合には、Ａ１モード、Ａ３モード、Ａ４モード及びＢ１モードが存在する。このうち、Ａ１モード及びＢ１モードが負荷１４に対して昇圧チョッパ回路１８及び平滑コンデンサ２０から直接的に正方向の電圧を印加する区間であって、これらの区間の時間は長いため、平均すると負荷１４に対しては正方向で大きい電圧が印加されることになる。この場合、停止モード（Ｂ３モード又はＢ４モード）は存在せず、平滑コンデンサ２０は常に通電又は放電をしている。
【００５９】
図１４は、山同期でプラス指令値６８及びマイナス指令値７２の絶対値が第２三角波５８の最大値に対して略１／２に設定された場合における電力変換装置１０の各信号のタイムチャートである。この場合には、Ａ１モード、Ａ３モード、Ａ４モード及びＢ１モードが存在する。このうち、負荷１４に対して昇圧チョッパ回路１８及び平滑コンデンサ２０から直接的に正方向の電流が流れるのは、Ａ１モード及びＢ１モードのときであり、Ａ３モード及びＡ４モードのときにはリアクトル４２のインダクタンスによる還流電流しか流れない。図１４から明らかなように、Ａ１モード及びＢ１モードの合計区間と、Ａ３モード及びＡ４モードの合計区間とは同程度の時間であり、平均すると負荷１４に対しては中程度で正方向の電圧が印加されることになる。この場合、停止モード（Ｂ３モード又はＢ４モード）は存在せず、平滑コンデンサ２０は常に通電又は放電をしている。
【００６０】
図１５は、山同期でプラス指令値６８及びマイナス指令値７２の絶対値が非常に小さく設定された場合における電力変換装置１０の各信号のタイムチャートである。この場合には、Ａ３モード、Ａ４モード、Ｂ１モード、Ｂ３モード及びＢ４モードが存在する。この場合、負荷１４に対して昇圧チョッパ回路１８及び平滑コンデンサ２０から直接的に正方向の電流が流れるのは、Ｂ１モードのときであり、Ａ３モード、Ａ４モード、Ｂ３モード及びＢ４モードのときにはリアクトル４２のインダクタンスによる還流電流しか流れない。図１５から明らかなように、Ｂ１モードは短時間であり、平均すると負荷１４に対しては正方向で小さい電圧が印加されることになる。この場合、停止モード（Ｂ３モード又はＢ４モード）の区間が存在するため、該区間では平滑コンデンサ２０は停止している。なお、図示を省略するが、谷同期の場合と同様に山同期の場合にも、マイナス指令値７２をプラス指令値６８よりも大きく設定することにより、負荷１４に対して逆方向の電圧を印加することができ、プラス指令値６８及びマイナス指令値７２の値を調整することにより交流電圧を発生させることができる。
【００６１】
次に、山同期であって、第１三角波５４の周波数が第２三角波５８の２倍に設定されている場合について、電力変換装置１０において発生する高周波のリップル電流の大きさをシミュレーションにより検証したところ、２０．３［Ａｒｍｓ］であった。前記のとおり、谷同期における同条件下のシミュレーション値は３．６３［Ａｒｍｓ］であることから、山同期よりも谷同期の方が高周波のリップル電流は小さくなることが確認できる。
【００６２】
これは、山同期の場合、停止モードが得られるのが、プラス指令値６８及びマイナス指令値７２の絶対値が非常に小さく設定される場合（図１５参照）に限られ、その区間も短く、谷同期のように停止モードを適度に長時間得られないことによると考えられる。つまり、山同期の場合、谷同期のように停止モード時における平滑コンデンサ２０の停止時間を十分に確保できていないのである。ただし、山同期であっても、停止モードはある程度設けられているため、従来の単純なＰＷＭ駆動による場合と比較すると、高周波リップル電流は抑制されると考えられ、平滑コンデンサ２０を小型化することができる。
【００６３】
電力変換装置１０に適用される直流電源は、太陽電池１２に限らず、例えば燃料電池等でもよい。
【００６４】
本発明に係る電力変換装置は、上述の実施の形態に限らず、本発明の要旨を逸脱することなく、種々の構成を採り得ることはもちろんである。
【図面の簡単な説明】
【００６５】
【図１】本実施の形態に係る電力変換装置のブロック構成図である。
【図２】コントローラのブロック構成図である。
【図３】谷同期で、プラス指令値がマイナス指令値より大きく、且つプラス指令値及びマイナス指令値の絶対値が第２三角波の最大値よりやや小さい場合の各信号のタイムチャートである。
【図４】Ａ１モードにおける電流の流れを示す図である。
【図５】Ｂ１モードにおける電流の流れを示す図である。
【図６】Ｂ３モードにおける電流の流れを示す図である。
【図７】Ｂ４モードにおける電流の流れを示す図である。
【図８】谷同期で、プラス指令値がマイナス指令値より大きく、且つプラス指令値及びマイナス指令値の絶対値が第２三角波の略１／２の場合の各信号のタイムチャートである。
【図９】Ａ３モードにおける電流の流れを示す図である。
【図１０】Ａ４モードにおける電流の流れを示す図である。
【図１１】谷同期で、プラス指令値がマイナス指令値より大きく、且つプラス指令値及びマイナス指令値の絶対値が非常に小さい場合の各信号のタイムチャートである。
【図１２】谷同期で、マイナス指令値がプラス指令値より大きい場合の各信号のタイムチャートである。
【図１３】山同期で、プラス指令値がマイナス指令値より大きく、且つプラス指令値及びマイナス指令値の絶対値が第２三角波の最大値よりやや小さい場合の各信号のタイムチャートである。
【図１４】山同期で、プラス指令値がマイナス指令値より大きく、且つプラス指令値及びマイナス指令値の絶対値が第２三角波の略１／２の場合の各信号のタイムチャートである。
【図１５】山同期で、プラス指令値がマイナス指令値より大きく、且つプラス指令値及びマイナス指令値の絶対値が非常に小さい場合の各信号のタイムチャートである。
【符号の説明】
【００６６】
１０…電力変換装置                    １２…太陽電池
１４…負荷                            １６…チョッパ用スイッチング素子
１８…チョッパ回路                    ２０…平滑コンデンサ
２２…インバータ回路                  ２４…フィルタ
３２ａ、３２ｂ、３４ａ、３４ｂ…アーム
４０ａ、４０ｂ…交流ライン            ５０…コントローラ
５４…第１三角波                      ５８…第２三角波
１００、１０２、１０４…最下点        １０６、１１０、１１４…最上点
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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