(57)【要約】【課題】主振動（Ｃモード）での安定発振を得ながら、不要振動（Ｂモード）を確実に抑圧した発振を得る。【解決手段】圧電振動子Ｘ１とトランジスタＱ１および分割容量成分Ｃ１，Ｃ２を含むコルピッツ型発振器において、容量成分Ｃ１と容量成分Ｃ２との接続中点とトランジスタのエミッタとの間に容量成分Ｃ３とインダクタＬ１の直列接続から成る帰還回路を挿入し、容量成分Ｃ２と並列にインダクタＬ２を挿入し、容量成分Ｃ２とインダクタＬ２の並列共振周波数を当該発振器の発振周波数近傍に設定することにより、圧電振動子から見た回路側の負性抵抗となる周波数帯域を、所望する周波数のみを含む狭帯域に設定して当該発振器の不要振動を抑圧する。【選択図】図１
2007020158.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
圧電振動子と、
この圧電振動子にベースが接続された発振増幅用トランジスタと、
前記圧電振動子と前記トランジスタのベースとの接続点と接地との間に設けられた、容量成分Ｃ１及び容量成分Ｃ２を直列に接続した直列回路と、
前記容量成分Ｃ１と容量成分Ｃ２との接続点と前記トランジスタのエミッタとの間に設けられた、容量成分Ｃ３及びインダクタＬ１を直列に接続し帰還回路と、
前記容量成分Ｃ２と並列に接続されたインダクタＬ２と、を備え、
前記容量成分Ｃ２及びインダクタＬ２を並列に接続した並列回路の並列共振周波数を当該発振器の発振周波数近傍に設定したことを特徴とするコルピッツ型発振器。
【請求項２】
前記圧電振動子は、ＳＣカット水晶振動子、又はＩＴカット水晶振動子であり、発振器の発振周波数はＣモードにおける周波数であることを特徴とする請求項１に記載のコルピッツ型発振器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば水晶を圧電振動子とする圧電発振器に係り、特に主振動で安定発振し、不要振動の抑圧を図ったコルピッツ型発振器に関する。
【背景技術】
【０００２】
圧電発振器は、周波数安定度が高いことから移動体通信基地局など多くの電子機器に使用されている。圧電発振器の圧電振動子にＳＣカット水晶振動子またはＩＴカット水晶振動子を用いると、ＡＴカット水晶波動子を用いた場合に比べて応力感度特性や耐衝撃特性等に優れることから、近年では多数使用されている。
【０００３】
図７はＳＣカット振動子の共振特性を示す図で、横軸が周波数、縦軸がリアクタンスである。同図から明らかなように、主振動であるＣモード（厚みすべり振動）の他にＡモード（厚み縦振動）とＢモード（厚み捻れ振動）が存在する。特に、主振動であるＣモードに隣接するＢモードは、Ｃモードから約９％高域側に近接しており、主振動であるＣモードより強勢的な場合もある。
【０００４】
そのため、発振器では不要振動であるＢモードでの発振が問題となり、または発振器の発振周波数が主振動であるＣモードから不要振動であるＢモードへ変化する周波数ジャンプが問題となる。
【０００５】
この問題を解消しようとする発振器が種々提案されている（例えば、特許文献１、２参照）。特許文献１のものは、図８に回路構成を示すように、コルピッツ型発振器の発振用水晶振動子Ｘ１とは別に、分割容量成分Ｃ１，Ｃ２の直列回路の中点（分割点）と、トランジスタＱ１のエミッタと帰還抵抗Ｒ３の接続点との間にＡＴカット水晶振動子Ｘ２を介挿し、この水晶振動子Ｘ２の直列共振周波数を主振動（Ｃモード）による発振周波数にほぼ一致するように設定する。また、その変形例として、図９に回路構成を示すように、水晶振動子Ｘ２に代えて、インダクタＬ１と容量成分Ｃ３の直列回路から成る帰還回路を設けた構成としている。この図９の構成における負性抵抗特性を図１０に示す。
【０００６】
特許文献２のものは、図１１に回路構成を示すように、帰還回路として、帰還抵抗Ｒ４に並列に分割容量成分Ｃ３，Ｃ４を設け、分割容量成分Ｃ３，Ｃ４の接続点からインダクタＬ１と可変リアクタンスＺを設けた構成としている。この図１１の構成における負性抵抗特性を図１２に示す。
【０００７】
【特許文献１】特許第３２６８７２６号
【特許文献２】特許第３２８３４９３号
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
図８に示す特許文献１の発振器回路では、発振用水晶振動子Ｘ１とは別に、Ｂモード抑圧用水晶振動子Ｘ２を必要とし、水晶振動子を２個必要とするため、高価になるという問題があった。
【０００９】
この点、図９に示す発振器回路（特許文献１の変形例）では、Ｂモード抑圧用水晶振動子Ｘ２が不要になる。しかし容量成分Ｃ３とインダクタＬ１との直列回路を設けた場合には、水晶振動子に比べて、共振特性が急峻でないために、水晶振動子Ｘ２の周波数選択特性と同等の特性を得るのが難しくなる。主振動の周波数が高い場合には、Ｃモードに対応する周波数とＢモードに対応する周波数との差が大きいため、共振回路の急峻さは問題とならないが、主振動の周波数が低い場合には、Ｃモードに対応する周波数とＢモードに対応する周波数との差が小さいため、周波数選択用共振回路の共振特性の急峻さが問題となる。この回路構成の場合、負性抵抗特性を図１０に示すように、主振動（Ｃモード）周波数での負性抵抗値に対して、不要振動（Ｂモード）周波数でも同等レベルの負性抵抗値を呈し、不要振動の抑圧が期待できない。
【００１０】
図１１に示す特許文献２の発振器回路では、コルピッツ発振器の基本回路に、分割容量成分Ｃ３，Ｃ４とインダクタンス（Ｌ１＋Ｚ）で構成する帰還回路を介挿することにより、Ｃモードの周波数に対してはパスとなり、Ｂモードの周波数に対しては減衰を得ようとしている。この構成による負性抵抗特性は、図１２に示すように、図１０に比べてＢモードの周波数での負性抵抗値に改善が見られる。
【００１１】
しかし、図１２の例では、Ｂモードの周波数でも負性抵抗値が「−４５Ω」となって比較的高い値になり、この負性抵抗値によって、使用する水晶振動子Ｘ１の圧電特性の違い、および発振器回路の実装構造によってはＢモードの不要振動をまねくおそれがある。
【００１２】
また、図１１において、可変リアクタンスＺは、実装に際して回路要素がもつ定数誤差の発生に対して発振周波数ずれを調整可能とするほか、そのリアクタンス分調整によって、負性抵抗値のピークをＣモードよりも低い周波数に設定することで、Ｂモードの負性抵抗値を小さくすることができる。しかし、この周波数調整法では、Ｃモードでの負性抵抗値も小さくなるし、Ｂモードでの負性抵抗値を正の値にまで高めるのが難しく、不要振動を確実に抑圧できるものでなかった。
【００１３】
本発明の目的は、不要振動（例えばＢモード）抑圧用水晶振動子を不要にし、主振動（例えばＣモード）の周波数での負性抵抗値を低下させることなく、不要振動周波数の負性抵抗値として絶対値の小さな値が得られるかまたは正の値を得ることができ、主振動での安定発振を得ながら不要振動を確実に抑圧できるコルピッツ型発振器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明は、コルピッツ型発振器において、
圧電振動子と、
この圧電振動子にベースが接続された発振増幅用トランジスタと、
前記圧電振動子と前記トランジスタのベースとの接続点と接地との間に設けられた、容量成分Ｃ１及び容量成分Ｃ２を直列に接続した直列回路と、
前記容量成分Ｃ１と容量成分Ｃ２との接続点と前記トランジスタのエミッタとの間に設けられた、容量成分Ｃ３及びインダクタＬ１を直列に接続し帰還回路と、
前記容量成分Ｃ２と並列に接続されたインダクタＬ２と、を備え、
前記容量成分Ｃ２及びインダクタＬ２を並列に接続した並列回路の並列共振周波数を当該発振器の発振周波数近傍に設定したことを特徴とする。
【００１５】
前記圧電振動子は、例えばＳＣカット水晶振動子、又はＩＴカット水晶振動子であり、発振器の発振周波数は例えばＣモードにおける周波数である。このような構成とすることにより、圧電振動子から見た回路側の負性抵抗となる周波数帯域が所望する発振周波数のみを含む狭帯域になり、当該発振器の不要振動を抑圧することができる。
【発明の効果】
【００１６】
以上のとおり、本発明によれば、コルピッツ型発振器において、容量成分Ｃ１と容量成分Ｃ２との接続中点と、トランジスタのエミッタと、の間に、容量成分Ｃ３及びインダクタＬ１の直列回路を挿入し、容量成分Ｃ２と並列にインダクタＬ２を挿入するのみで、主振動である例えばＣモードの周波数での負性抵抗値が低下することなく、不要振動である例えばＢモードの周波数に正の負性抵抗値を得ることができ、不要振動を抑圧してＣモードによる安定した発振を得ることができるという優れた効果がある。
【００１７】
また、Ｂモード抑圧用水晶振動子が不要になり、しかも少ない回路要素の追加で済み、安価な発振器を実現できる効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
図１は、本発明の実施形態を示すコルピッツ型発振器の回路図である。
【００１９】
発振増幅用素子としてのトランジスタＱ１は、エミッタホロワ回路として構成され、そのベースに水晶振動子Ｘ１の一端を接続する。該水晶振動子Ｘ１の他端を可変容量成分ＣＶを介して接地する。トランジスタＱ１のベースと接地との間に分割容量成分Ｃ１，Ｃ２の直列回路を接続する。容量成分Ｃ１は一端をトランジスタＱ１のベースに接続し、この容量成分Ｃ１と直列接続した容量成分Ｃ２の他端を接地する。トランジスタＱ１のエミッタと接地との間に帰還抵抗Ｒ３を接続し、コレクタは電源Ｖｃに直接接続する。分割容量成分Ｃ１とＣ２の中間点とトランジスタＱ１のエミッタとの間に、容量成分Ｃ３とインダクタＬ１の直列回路を挿入し、分割容量成分Ｃ２と並列にインダクタＬ２を挿入する。そして、電源ＶｃとトランジスタＱ１のベースとの間にブリーダ抵抗Ｒ１を接続し、ベースとアースとの間にブリーダ抵抗Ｒ２を接続する。なお、出力端ＶＯはトランジスタＱ１のエミッタから得る。
【００２０】
以上の構成になるコルピッツ型発振器は、ＳＣカット水晶振動子を使用して水晶発振器を製作する際に、不要モードへの周波数ジャンプを生じさせないためのものである。即ち、発振器の帰還回路を、Ｃモードの周波数ではパスとなり、Ｂモードの周波数では減衰するような回路として構成するもので、図９と異なる回路構成としては容量成分Ｃ２に並列にインダクタＬ２を設けた点にある。
【００２１】
図１のコルピッツ型発振器における、分割容量成分Ｃ１，Ｃ２、容量成分Ｃ３、インダクタＬ１、インダクタＬ２の回路を種々変えて回路のシミュレーションを行ったところ、Ｃ１＝４３ｐＦ，Ｃ２＝４７０ｐＦ，Ｃ３＝４７００ｐＦ，Ｌ２＝２.２μＨ，Ｌ１＝１０μＨにて、図２に示す狭帯域の負性抵抗特性が得られた。図２の負性抵抗特性から、主振動であるＣモード（５ＭＨｚ）における周波数では十分に大きな負性抵抗が得られ、Ｂモード（約５.４５ＭＨｚ）では負性抵抗が正の値となっている。このことから、Ｂモードでの水晶振動子等価定数がどのような数値になっても発振条件を満たさないで、Ｃモードでのみ発振させる発振器の実現が期待できる。このとき、容量成分Ｃ２とインダクタＬ２によって決定される並列共振周波数がＣモードの周波数にそれぞれほぼ一致することで、図２の負性抵抗特性が得られると考えられる。
【００２２】
そこで、上記発振回路の負性抵抗特性を確認するため、上記の回路定数（Ｃ１＝４３ｐＦ，Ｃ２＝４７０ｐＦ，Ｃ３＝４７００ｐＦ，Ｌ２＝２.２μＨ，Ｌ１＝１０μＨ）をもつ回路要素を用いて発振器を試作し、この発振器の負性抵抗特性を測定した結果を図３に示す。図３の負性抵抗特性から、主振動であるＣモード（５ＭＨｚ）における周波数では十分に大きな負性抵抗が得られ、Ｂモード（約５.４５ＭＨｚ）では負性抵抗が正の値となっている。このことから、実機においてもＣモードのみを発振させ、Ｂモードを完全に抑圧できることが確認された。
【００２３】
本発明は、容量成分Ｃ２とインダクタＬ２から成る並列回路の並列共振周波数を当該発振器の発振周波数（主振動の周波数）近傍に設定することが条件の一つであり、このように設定することにより、主振動である例えばＣモードでは発振し、不要振動である例えばＢモードでは発振しない回路を構成することができる。しかし前記並列回路の並列共振周波数と当該発振器の発振周波数との周波数差がどの程度近くなると本発明の条件を満足するのかという点について、周波数差を数値で表すことはできない。何故なら、水晶振動子のＣモードの等価抵抗及びＢモードの等価抵抗と、発振回路のＣモードの負性抵抗及びＢモードの負性抵抗と、によって発振の有無が決まってくるからである。
【００２４】
模式的な例を挙げると、水晶振動子のＣモードの等価抵抗及びＢモードの等価抵抗が夫々１２０Ω及び１００Ωである場合、発振回路のＣモードの負性抵抗及びＢモードの負性抵抗が夫々−２００Ω及び−７０Ωであれば、Ｃモードが発振条件を満足しかつＢモードが発振条件を満足しないので、本発明の効果が得られる。しかし同じ水晶振動子を用いた場合であっても、発振回路のＣモードの負性抵抗及びＢモードの負性抵抗が夫々−１００Ω及び−３０Ωであれば、Ｃモード及びＢモードのいずれもが発振条件を満足しないので
本発明の効果が得られなくなる。
【００２５】
即ち、本発明の特徴は、図１に示すような回路構成を採用することにより、容量成分Ｃ２とインダクタＬ２から成る並列回路の並列共振周波数を調整することで、例えばＣモードが発振条件を満足しかつ例えばＢモードが発振条件を満足しない回路構成を得ることができるということである。そして、並列共振周波数を調整するとは、当該発振器の発振周波数近傍に設定するということであり、発振器の発振周波数近傍に設定するとは、前記並列回路の並列共振周波数と当該発振器の発振周波数とを近づけた結果、Ｃモードが発振条件を満足しかつＢモードが発振条件を満足しないような負性抵抗が得られることを意味する。
【００２６】
図４は、図１の回路を基にした具体的な発振器回路を示し、トランジスタＱ１のエミッタ出力を、高周波増幅回路ＡＭＰ（Ｈ）を介して取り出す構成になる。この回路構成は、図５に示す従来のオーバトーン用発振器回路とはインダクタＬ１の有無で異なるが、図４ではＣモードでの安定発振を得ながらＢモードでの不要振動を抑圧できることを実験で確認した。
【００２７】
このときの負性抵抗特性を図６に示し、特性Ｆ（Ａ）が図４に示す本発明回路の負性特性、特性Ｆ（Ｂ）が従来のオーバトーン用発振回路の負性特性を示す。これらの負性抵抗特性Ｆ（Ａ）、Ｆ（Ｂ）から明らかなように、オーバトーン用発振回路では、広い帯域の周波数領域（７ＭＨｚ〜１０ＭＨｚ程度）で負性抵抗が大きくなってその領域での不要発振が起きやすくなるのに対して、本発明では狭帯域の周波数領域（中心周波数５ＭＨｚ）Ｆ（Ａ）で負性抵抗が大きくなってその領域のみでの発振が可能となる。このように回路図からすると本発明の回路とオーバトーン用発振回路とでは、インダクタＬ１の有無だけが異なるが、インダクタＬ１を設けかつ容量成分Ｃ２とインダクタＬ２から成る並列回路の並列共振周波数を当該発振器の発振周波数近傍に設定することでオーバトーン用発振回路の動作とは全く異なった動作になることが理解される。
【００２８】
なお、以上までは、ＳＣカット水晶振動子を用いた水晶発振器における周波数ジャンプ現象、即ちＢモード発振の抑圧について説明したが、ＩＴカット水晶振動子など、他の圧電振動子を用いた発振器の不要振動抑圧に適用して同等の効果を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】本発明の実施形態を示す回路図。
【図２】本実施形態の発振器のシミュレーションによる負性抵抗特性図。
【図３】本実施形態の試作機のシミュレーション結果を示す負性抵抗特性図。
【図４】本発明の実施形態を基にした具体的な発振器回路図。
【図５】従来のオーバトーン用発振器回路図。
【図６】オーバトーン用発振器と実施形態の発振器の負性抵抗特性図。
【図７】ＳＣカット振動子の共振特性図。
【図８】従来の発振器回路図。
【図９】従来の他の発振器回路図。
【図１０】図９の負性抵抗特性図。
【図１１】従来の他の発振器回路図。
【図１２】図１１の負性抵抗特性図。
【符号の説明】
【００３０】
Ｑ１  発振増幅用トランジスタ
Ｘ１  発振用水晶振動子
Ｒ１，Ｒ２  ブリーダ抵抗
Ｒ３  帰還抵抗
ＣＶ  可変容量
Ｃ１，Ｃ２  分割容量
Ｃ３  容量
Ｌ１  インダクタ
Ｌ２  インダクタ
【図１】
2007020158.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2007020158.tif 000009
【図８】
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【図９】
2007020158.tif 000011
【図１０】
2007020158.tif 000012
【図１１】
2007020158.tif 000013
【図１２】
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