(57)【要約】【課題】ＯＦＤＭ信号受信器の消費電力を少なくする。【解決手段】ＯＦＤＭ信号受信器が最初のパケットを検出した時点で、Ａ／Ｄ変換器１０７、１０８はオーバーサンプリングを行い、ＦＦＴ演算回路１０９は２５６ポイントのＤＦＴを行う。パケット受信中に、切替信号生成回路１１１はＦＦＴ演算回路１０９から出力されるノイズ（ｆｓ／２〜ｆｓのスペクトル成分の２乗の総和）を監視し、ノイズが所定のレベル未満のとき、次のパケット検出時にＡ／Ｄ変換器１０７、１０８をナイキストサンプリングモードに切り替え、ＦＦＴ演算回路１０９を１２８ポイントのＤＦＴに切り替える。【選択図】図２
2007221433.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
Ｎ（Ｎは正の整数）本のサブキャリアを使用した直交周波数分割多重（以下、ＯＦＤＭ）方式の伝送信号を受信するＯＦＤＭ信号受信方法であって、サンプリング定理で示されるサンプリング周波数ｆｓのＭ倍（Ｍは２以上の整数）のサンプリング周波数（Ｍ×ｆｓ）で前記ＯＦＤＭ信号をサンプリングする工程と、前記サンプリングした信号に対してＭ×Ｎポイントの離散フーリエ変換を行う工程と、前記離散フーリエ変換の結果を基に前記サンプリング周波数をＬ×ｆｓ（Ｌは１以上Ｍ以下の整数）に再設定する工程と、前記離散フーリエ変換の結果を基に前記離散フーリエ変換のポイント数をＬ×Ｎに再設定する工程を有することを特徴とするＯＦＤＭ信号受信方法。
【請求項２】
前記サンプリング周波数がＬ×ｆｓに再設定され、前記離散フーリエ変換のポイント数がＬ×Ｎに再設定されたモードにおいて、所定の条件が満たされたとき、前記サンプリング周波数をＭ×ｆｓに、前記離散フーリエ変換のポイント数をＭ×Ｎポイントに強制的に復帰する工程を有することを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ信号受信方法。
【請求項３】
前記所定の条件は、所定の時間が経過したときであることを特徴とする請求項２記載のＯＦＤＭ信号受信方法。
【請求項４】
Ｎ（Ｎは正の整数）本のサブキャリアを使用した直交周波数分割多重（以下、ＯＦＤＭ）方式の伝送信号を受信するＯＦＤＭ信号受信方法であって、サンプリング定理で示されるサンプリング周波数ｆｓで前記ＯＦＤＭ信号をサンプリングする工程と、前記サンプリングしたデータに対してＮポイントの離散フーリエ変換を行う工程と、前記離散フーリエ変換の出力を復号する工程と、前記復号データのエラーレートを検出する工程と、前記エラーレートの結果を基に前記サンプリング周波数をＭ×ｆｓ（Ｍは２以上の整数）に再設定する工程と、前記エラーレートの結果を基に前記離散フーリエ変換のポイント数をＭ×Ｎに再設定する工程を有することを特徴とするＯＦＤＭ信号受信方法。
【請求項５】
Ｎ（Ｎは正の整数）本のサブキャリアを使用した直交周波数分割多重（以下、ＯＦＤＭ）方式の伝送信号を受信するＯＦＤＭ信号受信方法であって、サンプリング定理で示されるサンプリング周波数ｆｓのＭ倍（Ｍは２以上の整数）のサンプリング周波数（Ｍ×ｆｓ）で前記ＯＦＤＭ信号をサンプリングする工程と、前記サンプリングした信号に対してＭ×Ｎポイントの離散フーリエ変換を行う工程と、前記離散フーリエ変換の結果を基に前記サンプリング周波数をＬ×ｆｓ（Ｌは１以上Ｍ以下の整数）に再設定する工程と、前記離散フーリエ変換の結果を基に前記離散フーリエ変換のポイント数をＬ×Ｎに再設定する工程と、前記離散フーリエ変換の出力を復号する工程と、前記サンプリング周波数がＬ×ｆｓに再設定され、前記離散フーリエ変換のポイント数がＬ×Ｎに再設定された状態において、前記復号データのエラーレートを検出する工程と、前記復号データのエラーレートの結果を基に前記サンプリング周波数をＭ×ｆｓに再設定する工程と、前記復号データのエラーレートの結果を基に前記離散フーリエ変換のポイント数をＭ×Ｎに再設定する工程を有することを特徴とするＯＦＤＭ信号受信方法。
【請求項６】
前記Ｍは２であることを特徴とする請求項１、２、４、５のいずれか１項に記載のＯＦＤＭ信号受信方法。
【請求項７】
受信したＯＦＤＭ信号と局部発振信号を乗算する乗算手段と、前記乗算手段から出力された信号に対してアンチエイリアシングを行うフィルタ手段と、前記フィルタ手段の出力をデジタル信号に変換する変換手段と、前記変換手段の出力に対して第１のポイント数の離散フーリエ変換を行う第１の演算手段と、前記変換手段の出力に対して第２のポイント数の離散フーリエ変換を行う第２の演算手段と、前記第２の演算手段の出力を基に前記変換手段のサンプリングレートを決定する決定手段と、前記決定手段の出力を基に前記第１、第２の演算手段の出力の内、何れか１つを選択してデータ復調に使用する選択手段を備え、前記データ復調に使用しない演算手段の動作を停止することを特徴とするＯＦＤＭ信号受信器。
【請求項８】
受信したＯＦＤＭ信号と局部発振信号を乗算する乗算手段と、前記乗算手段から出力された信号に対してアンチエイリアシングを行うフィルタ手段と、前記フィルタ手段の出力をデジタル信号に変換する変換手段と、前記変換手段の出力に対して第１のポイント数の離散フーリエ変換を行う第１の演算手段と、前記変換手段の出力に対して第２のポイント数の離散フーリエ変換を行う第２の演算手段と、前記第２の演算手段のスペクトル出力を記憶する記憶手段を備え、前記記憶されているスペクトル出力を基に前記変換手段のサンプリングレートを決定し、前記第１、第２の演算手段の出力の内、何れか１つを選択してデータ復調に使用するかを決定し、前記データ復調に使用しない演算手段の動作を停止することを特徴とするＯＦＤＭ信号受信器。
【請求項９】
受信したＯＦＤＭ信号と局部発振信号を乗算する乗算手段と、前記乗算手段から出力された信号に対してアンチエイリアシングを行うフィルタ手段と、前記フィルタ手段の出力をデジタル信号に変換する変換手段と、前記変換手段の出力に対して第１のポイント数の離散フーリエ変換を行う第１の演算手段と、前記変換手段の出力に対して第２のポイント数の離散フーリエ変換を行う第２の演算手段と、前記第２の演算手段の出力を復号する復号手段と、前記復号手段からの復号データのエラーレートを測定する測定手段と、前記測定手段の出力を基に前記変換手段のサンプリングレートを決定する決定手段と、前記測定手段の出力を基に前記第１、第２の演算手段の出力の内、何れか１つを選択してデータ復調に使用する選択手段を備え、前記データ復調に使用しない演算手段の動作を停止することを特徴とするＯＦＤＭ信号受信器。
【請求項１０】
受信したＯＦＤＭ信号と局部発振信号を乗算する乗算手段と、前記乗算手段から出力された信号に対してアンチエイリアシングを行うフィルタ手段と、前記フィルタ手段の出力をデジタル信号に変換する変換手段と、前記変換手段の出力に対して第１のポイント数の離散フーリエ変換を行う第１の演算手段と、前記変換手段の出力に対して第２のポイント数の離散フーリエ変換を行う第２の演算手段と、前記第２の演算手段の出力を復号する復号手段と、前記復号手段からの復号データのエラーレートを測定する測定手段と、前記第２の演算手段の出力と前記測定手段の出力を基に前記変換手段のサンプリングレートを決定する決定手段と、前記第２の演算手段の出力と前記測定手段の出力を基に前記第１、第２の演算手段の出力の内、何れか１つを選択してデータ復調に使用する選択手段を備え、前記データ復調に使用しない演算手段の動作を停止することを特徴とするＯＦＤＭ信号受信器。
【請求項１１】
受信したＯＦＤＭ信号と局部発振信号を乗算する乗算手段と、前記乗算手段から出力された信号に対してアンチエイリアシングを行うフィルタ手段と、前記フィルタ手段の出力をデジタル信号に変換する変換手段と、前記変換手段の出力に対して第１のポイント数の離散フーリエ変換を行う第１の演算手段と、前記変換手段の出力に対して第２のポイント数の離散フーリエ変換を行う第２の演算手段と、前記第１の演算手段の出力と前記第２の演算手段の出力を選択する選択手段と、前記選択手段の出力を復号する復号手段と、前記復号手段で復号したデータのエラーレートを出力するエラーレート生成手段と、前記エラーレート生成手段の出力を記憶する記憶手段を備え、前記記憶手段の出力を基に前記第１、第２の演算手段の出力の内、何れか１つを選択してデータ復調に使用するかを決定し、前記データ復調に使用しない演算手段の動作を停止することを特徴とするＯＦＤＭ信号受信器。
【請求項１２】
前記第２のポイント数は、前記第１のポイント数より多いことを特徴とする請求項７乃至１１のいずれか１項に記載のＯＦＤＭ信号受信器。
【請求項１３】
前記第２の演算手段は、複数個の第１の演算手段から構成され、出力選択信号により第１のポイント出力と第２ポイント出力を切り替えることができる演算手段であることを特徴とする請求項７乃至１１のいずれか１項に記載のＯＦＤＭ信号受信器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、変調されたデジタル情報信号を、複数の搬送波を用いて伝送するＯＦＤＭ方式における信号受信方法および信号受信器に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）方式は、直交する複数の搬送波を用いてデジタル情報を伝送する周波数分割多重のデジタル変調方式である。この方式はマルチパスに強く、また周波数の利用効率が高く、地上波のデジタルＴＶ放送やIEEE802.11a/gの無線ＬＡＮに応用されている。上記複数の搬送波は送信側において逆フーリエ変換を行なうＩＦＦＴ回路を用いて生成され、受信側においてはフーリエ変換を行なうＦＦＴ回路により搬送波が分離される。
【０００３】
図１５（ａ）は、従来のＯＦＤＭ伝送における変調装置の構成を示す（例えば、特許文献１を参照）。送信データは符号化回路２０で符号化され、符号化された信号はＩＦＦＴ回路２１のリアル（Ｒ）入力端子とイマジナリ（Ｉ）入力端子に入力される。ＩＦＦＴ回路２１の出力信号はＤ／Ａ変換回路２２、２３によりアナログ信号に変換され、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）回路２４、２５により折り返し信号が除去された後、ＬＰＦ回路２４の出力と局部発振器２８の出力とを乗算器２６により乗算し、時系列信号Ｉを出力する。また、局部発振器２８の出力を９０度位相シフト回路２９により位相を回転させた出力とＬＰＦ回路２５の出力とを乗算器２７により乗算し、Ｉ信号に対し位相が９０度回転した時系列信号Ｑを出力する。直交変調によって生成されるＯＦＤＭ波は、図１５（ｂ）に示すように、中心周波数ω０によって変調され送信される。
【０００４】
図１５（ｃ）は、従来のＯＦＤＭ伝送における復調装置の構成を示す。ＯＦＤＭ伝送により送信されたＯＦＤＭ波は復調器に入力された後、乗算器７により局部発振器９の出力と乗算され、時系列信号Ｉを出力する。同様に、局部発振器９の出力を９０度位相シフト回路１０により位相を回転させた出力とＯＦＤＭ波とを乗算器８により乗算し、Ｉ信号に対して位相が９０度回転した時系列信号Ｑを出力する。なお、局部発振器９の発振周波数は、変調時と同じ中心周波数ω０である。直交復調によって得られた両信号に含まれる折り返し信号を、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）回路１１、１２により除去した後、Ａ／Ｄ変換回路１３、１４によりデジタル信号に変換する。デジタル信号Ｑ、Ｉを、ＦＦＴ演算回路１５の実数部と虚数部に入力し、フーリエ変換することにより得られたリアル部分とイマジナリ部分を復号化回路１６に入力し、ＰＳＫ、ＱＡＭ等の復号化を行なった後に、復号データを出力する。
【０００５】
ところで、アナログ回路（特にＬＰＦ）の設計を容易にするため、オーバーサンプリングの手法が用いられる。図１（ａ）に示すようなスペクトル分布を持つアナログ信号をサンプリングするとき、サンプリング周波数ｆｓでサンプリングした場合、（ｂ）に示すように、ｆｓごとにスペクトルが繰り返される。このため、元の信号にｆｓ／２以上の周波数成分が存在する場合にはスペクトルがｆｓ／２で折り返されることになり、元の信号のスペクトルが再現できなくなってしまう。このためサンプリング（Ａ／Ｄ変換）を行う前に元のアナログ信号中に含まれるｆｓ／２以上の周波数成分が十分小さくなるようにフィルタリングする必要がある。このようなフィルタリングを行うフィルタをアンチエイリアシングフィルタと呼ぶ。図１（ｂ）のように、必要となる信号帯域中の最大周波数とｆｓ／２が接近している場合には、アンチエイリアシングフィルタの振幅特性は図１（ｂ）の点線で示すように急峻なものが必要である。
【０００６】
図１（ｃ）は、サンプリング周波数を２ｆｓとしたときのスペクトル分布である。この場合は２ｆｓごとにスペクトルが繰り返されることになる。元の信号を再現するためには、Ａ／Ｄ変換器への入力信号にｆｓ以上の周波数成分が含まれなければよい。このため、サンプリング前のフィルタリングでは、ｆｓ以上の信号成分が十分減衰するようにすればよく、そのときのアンチエイリアシングフィルタは、図１（ｃ）に示すように点線のような振幅特性をもてばよいことになる。
【０００７】
図１（ｃ）に示すフィルタ特性は、図１（ｂ）に示すフィルタ特性に比べて減衰特性が緩やかなものでよく、フィルタの設計が容易となり、さらにフィルタ構成もより単純になる。すなわち、オーバーサンプリングを行うことにより、必要となるフィルタ特性を緩和することができる。
【０００８】
【特許文献１】特開平９−２９４１１５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
上記したオーバーサンプリングの手法は、アンチエイリアシング用フィルタの遮断特性が急峻でなくてもよいので、フィルタ回路の設計が容易になり、また回路構成も簡単になるが、高速なＡ／Ｄ変換を行う必要があるため、消費電力が大きくなり、Ａ／Ｄ変換後のデジタル信号処理の負荷が重くなるという欠点がある。
【００１０】
Ａ／Ｄ変換後のデジタル信号処理に関して、ＯＦＤＭ信号受信装置ではエイリアシングを防止するためにＡ／Ｄ変換後に行うＤＦＴ（Discrete
Fourier Transform，離散フーリエ変換）演算（通常、ＦＦＴ演算回路）においてもオーバーサンプリングを行った分だけ多いポイント数でＤＦＴ演算を行う必要がある。
【００１１】
しかし、これに対応するためには、ＤＦＴ演算回路を並列化するか、または処理速度を上げる必要があるが、何れの対策を採った場合でも電力消費が大きくなり、特にＯＦＤＭ信号受信器が携帯型の機器に搭載される場合には問題となる。
【００１２】
本発明は上記した問題点に鑑みてなされたもので、
本発明の目的は、消費電力を減らしたＯＦＤＭ信号受信方法およびＯＦＤＭ信号受信器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明は、Ｎ（Ｎは正の整数）本のサブキャリアを使用した直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式の伝送信号を受信するＯＦＤＭ信号受信方法であって、必要となるアナログ信号帯域を得るのに最低限必要となるサンプリング周波数（サンプリング定理で示される周波数、以下ｆｓとする）のＭ倍（Ｍは２以上の整数）のサンプリング周波数（Ｍ×ｆｓ）で前記ＯＦＤＭ信号をサンプリングするステップと、前記サンプリングした信号に対してＭ×Ｎポイントの離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を行うステップと、前記離散フーリエ変換の結果を基に前記サンプリング周波数をＬ×ｆｓ（Ｌは１以上Ｍ以下の整数）に再設定するステップと、前記離散フーリエ変換の結果を基に前記離散フーリエ変換のポイント数をＬ×Ｎに再設定するステップとを有することを最も主要な特徴とする。
【発明の効果】
【００１４】
本発明（請求項１〜３）のＯＦＤＭ信号受信方法は、予めサンプリングの対象となるアナログ信号に含まれるスペクトル分布を測定してからサンプリング周波数とＤＦＴ演算に使用するデータのポイント数を決定するため、オーバーサンプリングが不要である場合にはサンプリング周波数を低くできるので、消費電力を少なくすることができる。さらに、ＤＦＴ演算も少ないポイント数で実行できるので、消費電力を少なくすることができる。
【００１５】
本発明（請求項４）のＯＦＤＭ信号受信方法は、予め低いサンプリング周波数とＤＦＴ演算ポイント数でＯＦＤＭ信号の受信を行った状態で復調データのエラーレートを測定し、エラーレートが十分低い場合はそのままの状態で受信し、エラーレートが高い場合はサンプリング周波数とＤＦＴ演算ポイント数を上げることによりＯＦＤＭ信号を受信するため、必要最低限のサンプリングレートとＤＦＴ演算ポイント数でＯＦＤＭ信号を受信でき、消費電力を低く抑えることができる。
【００１６】
本発明（請求項５）のＯＦＤＭ信号受信方法は、設定したサンプリングレートとＤＦＴ演算ポイント数に問題がある場合でも、復号データのエラーレートを測定してサンプリングレートとＤＦＴ演算ポイント数の再設定を行うため、再度、正しい設定を行うことができる。
【００１７】
本発明（請求項６）のＯＦＤＭ信号受信方法は、Ｍ＝２とすることによりアルゴリズムを簡単にすることができ、インプリメントが容易である。
【００１８】
本発明（請求項７、１２）のＯＦＤＭ信号受信装置は、予めサンプリングの対象となるアナログ信号に含まれるスペクトル分布を測定してからサンプリング周波数とＤＦＴ演算に使用するデータのポイント数を決定できるため、オーバーサンプリングが不要である場合にはサンプリング周波数を低く抑えることができ、消費電力が少なくなる。さらに、ＤＦＴ演算も少ないポイント数で実行することができるため消費電力を低く抑えることができる。また、ＯＦＤＭ信号受信装置が複数（２個より多い）のＤＦＴ演算回路を備えているので、回路規模は大きくなるが、より詳細に適切な設定を行うことができる。
【００１９】
本発明（請求項８、１１）のＯＦＤＭ信号受信装置は、切替回路の動作をＣＰＵで実行可能となるため、回路規模を削減できる。
【００２０】
本発明（請求項９、１２）のＯＦＤＭ信号受信装置は、予め低いサンプリング周波数とＤＦＴ演算ポイント数でＯＦＤＭ信号の受信を行った状態で復調データのエラーレートを測定し、エラーレートが十分低い場合はそのままの状態で受信することができ、また、エラーレートが高い場合はサンプリング周波数とＤＦＴ演算ポイント数を上げることによりＯＦＤＭ信号を受信できるので、必要最低限のサンプリングレートとＤＦＴ演算ポイント数でＯＦＤＭ信号を受信することができ、消費電力が少なくなる。また、ＯＦＤＭ信号受信装置が複数（２個より多い）のＤＦＴ演算回路を備えているので、回路規模は大きくなるが、より詳細に適切な設定を行うことができる。
【００２１】
本発明（請求項１０、１２）のＯＦＤＭ信号受信装置は、設定したサンプリングレートとＤＦＴ演算ポイント数に問題がある場合でも、復号データのエラーレートを測定してサンプリングレートとＤＦＴ演算ポイント数の再設定を行うため、再度、正しい設定を行うことができる。また、ＯＦＤＭ信号受信装置が複数（２個より多い）のＤＦＴ演算回路を備えているので、回路規模は大きくなるが、より詳細に適切な設定を行うことができる。
【００２２】
本発明（請求項１３）のＯＦＤＭ信号受信装置は、複数のポイント出力が１つのＭポイントのＤＦＴ演算回路から得られるので、独立に複数のＤＦＴ演算回路を用意する必要がなく、回路規模を小さくできる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
以下、発明の実施の形態について図面により詳細に説明する。本実施例のＯＦＤＭ信号受信器では、１２８本のサブキャリアを用いてデータ伝送を行うものとするが、本発明は上記したサブキャリア数に限定されず、任意のサブキャリア数でもよい。また、ＯＦＤＭデータ伝送に必要となる信号を標本化するために、最低ｆｓのサンプリング周波数で標本化する必要があるものとする（ｆｓはサンプリング定理で必要となるサンプリング周波数である）。
【００２４】
実施例１：
図２は、本発明の実施例１に係るＯＦＤＭ信号受信器の構成を示す。図２において、１０１、１０２は乗算器、１０３は局部発振器、１０４は９０度位相シフト回路、１０５、１０６はローパスフィルタ（ＬＰＦ）、１０７、１０８はアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換器、１０９はＦＦＴ演算回路、１１０は復号化回路、１１１は切替信号生成回路、１１２は分周器である。
【００２５】
乗算器１０１はＯＦＤＭ信号入力と局部発振器１０３の出力信号を乗算して出力し、乗算器１０２はＯＦＤＭ信号入力と９０度位相シフト回路１０４の出力を乗算して出力する。局部発振器１０３は正弦波を出力し、その発振周波数はＯＦＤＭ送信器における変調周波数と同じ周波数ω０である。９０度位相シフト回路１０４は、局部発振器１０３から入力される正弦波の位相が９０度シフトした正弦波を出力する。
【００２６】
ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０５、１０６は、アンチエイリアシングのためのフィルタであり、その振幅特性は図１（ｃ）に示すフィルタ特性（点線）を持つものとする。
【００２７】
本実施例では復号に必要となる信号の標本化に最低限必要となるサンプリング周波数をｆｓとしている（必要となる信号帯域中の最大周波数はｆｓ／２）。従って、目的の信号に隣接したｆｓ／２〜ｆｓの帯域に他の機器などからの信号（ノイズ）が存在する場合には、本ローパスフィルタで十分減衰させることができない。そのような場合に、サンプリング周波数ｆｓで標本化を行うとエイリアシングが発生する。そこで、そのような状況では、エイリアシングを防止するために、２倍以上のオーバーサンプリングが必要となる。
【００２８】
ここで、エイリアシング（折り返し歪）について説明すると、サンプリング定理を満足しない条件で信号を評価する場合には、高周波成分が低周波領域へ折り返されることにより歪が生じる。サンプリング定理は、サンプリングを行う信号中に存在する最大周波数がｆｍａｘである時、サンプリング周波数ｆｓを２ｆｍａｘ以上でデータを収集すればすべての信号の情報が収集できる、というものである。
【００２９】
具体的な例を図３で説明する。図３（ａ）のように、サンプリングを行う前の信号のスペクトルが分布しており、この信号をサンプリング周波数ｆｓでサンプリングした場合には、サンプリング定理を満たしていないためエイリアシングと呼ばれる偽の周波数成分が現れることになる。具体的には図３（ｂ）に示すように、元の信号のスペクトル成分がｆｓ／２を中心に折り返されてｆｓ／２よりも低い周波数領域に現れる。このためサンプリングに実際に観測される信号のスペクトルは元の信号スペクトルと折り返されたスペクトル成分が重なりあって観測されてしまう。
【００３０】
これに対し、サンプリング周波数を２ｆｓとして、図３（ａ）の信号をサンプリングした場合、サンプリング後のスペクトル分布は図３（ｃ）のように、ｆｓを中心に折り返されるため元の信号成分にｆｓより高い周波数成分が含まれていない場合には、低周波領域に偽の周波数成分が現れることはない。
【００３１】
以下、ｆｓより高いサンプリング周波数でサンプリングを行うことをオーバーサンプリング、ｆｓでサンプリングを行うことをナイキストサンプリングと呼ぶ。
【００３２】
アナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換器１０７、１０８は、分周器１１２から出力されるサンプリングクロックに同期して、ローパスフィルタ１０５、１０６から出力されるアナログ信号をデジタル信号に変換し出力する。ＦＦＴ演算回路１０９は、Ａ／Ｄ変換回路１０７の出力を実数部の入力、Ａ／Ｄ変換回路１０８の出力を虚数部の入力とした、２５６ポイントのＦＦＴ演算を行う。また、データ数切替入力をもち、データ数切替入力に入力される制御信号により、１２８ポイントのＦＦＴ演算を行うＦＦＴ演算回路としても使用することができる。１２８ポイントのＦＦＴ演算回路として使用する場合には不要となるブロックの動作を停止させることにより、消費電流を低く抑えることが可能となる。ＦＦＴ演算回路１０９の詳細な構成については後述（図４）する。
【００３３】
復号化回路１１０は、ＦＦＴ演算回路１０９の出力からＱＰＳＫなどの復号、エラー訂正などを行った後、復号データを出力する。切替信号生成回路１１１は、ＦＦＴ演算回路１０９の出力から、オーバーサンプリング＋２５６ポイントＦＦＴ演算を行うか、ナイキストサンプリング＋１２８ポイントＦＦＴ演算を行うかを決定し、そのための制御信号をＦＦＴ演算回路１０９と分周器１１２に出力する。切替信号生成回路１１１の詳細な構成については後述（図６）する。
【００３４】
分周器１１２は、局部発振器１０３の出力を分周して出力し、Ａ／Ｄ変換器１０７、１０８へ出力する。出力するクロックの周波数は切替信号生成回路１１１の出力信号がオーバーサンプリングを示すときには２ｆｓ、ナイキストサンプリングを示すときにはｆｓとなるように分周比を決定する。
【００３５】
図４は、本実施例のＦＦＴ演算回路１０９の構成を示す。図４のデータ入力は図２のＡ／Ｄ変換回路１０７、１０８の出力に対応していて、ここではそれぞれの出力を実部、虚部とみなしてまとめて１本の線で表示している。また、データ数切替信号によりＦＦＴ演算のデータ数を２５６ポイントか１２８ポイントの何れかを選択することができる。
【００３６】
図４において、２０１はシリアル／パラレル変換回路、２０２は選択回路、２０３、２０４は１２８ポイントのＦＦＴ演算回路、２０５は回転演算回路、２０６は２ポイントのＦＦＴ演算回路、２０７、２０８は並べ替え回路、２０９はパラレル／シリアル変換回路、２１０は選択回路である。
【００３７】
シリアル／パラレル変換回路２０１は、入力されるシリアルデータ入力を２列のパラレルデータに変換する。シリアル／パラレル変換回路２０１は、データ数切替信号により動作状態／スリープ状態に切り替えることができ、スリープ状態ではその動作を完全に停止（例えば、クロック周波数を落とす、クロックを停止する、電源を供給しないなどにより動作を停止させる。以下同様である）するため、消費電流を低く抑えることができる。
【００３８】
選択回路２０２は、データ数切替信号によりデータ数が２５６ポイントが選択されたときにはＳ／Ｐ変換回路２０１の出力信号を選択し、１２８ポイントが選択されたときにはＡ／Ｄ変換回路の出力信号を選択して出力する。
【００３９】
１２８ポイントのＦＦＴ演算を行うパイプライン型ＦＦＴ演算回路２０３、２０４の動作周波数は、ナイキストサンプリング時のＡ／Ｄ変換回路のサンプリング周波数ｆｓである（オーバーサンプリング時には入力データがＳ／Ｐ変換回路２０１によりシリアルパラレル変換されるためＦＦＴ変換回路２０３，２０４への入力信号はやはりｆｓのレートとなる）。さらにＦＦＴ演算回路２０４はデータ数切替信号により１２８ポイントのＦＦＴが選択されたときには動作を完全に停止することが可能であり、消費電流を低く抑えることができる。
【００４０】
本実施例では、２５６ポイントのＦＦＴ演算を２つの１２８ポイントのＦＦＴ演算と２ポイントのＦＦＴ演算に分解して実行する構成としているが、その際に必要となる回転演算子を乗算する必要がある。回転演算回路２０５はその演算を行う回路である。
【００４１】
以下の式で、Ｘ（ｋ）はｘ（ｎ）の２５６ポイントＤＦＴ（離散フーリエ変換）を示す。中括弧内が１２８ポイントであり、そこに回転演算子が乗算されて最後に２ポイントのＤＦＴが行われる。回転演算回路２０５ではこの回転演算を行う。
【００４２】
【数１】
2007221433.tif 000003
回転演算回路２０５はデータ数切替信号により１２８ポイントのＦＦＴが選択されたときには動作を完全に停止することが可能となっており、消費電流を低く抑えることができる。
【００４３】
２ポイントＦＦＴ演算回路２０６は、上記した式で２ポイントのＦＦＴ演算を行う回路である。２ポイントＦＦＴ演算回路２０６はデータ数切替信号により１２８ポイントのＦＦＴが選択されたときには動作を完全に停止することが可能となっており、消費電流を低く抑えることができる。
【００４４】
ＦＦＴ演算結果はビット反転順に出力されるが、並べ替え回路２０７、２０８は、これを通常の順番に並べ替える回路である。並べ替え回路２０７はデータ数切替信号により１２８ポイントのＦＦＴが選択されたときには動作を完全に停止することが可能となっており、消費電流を低く抑えることができる。逆に並べ替え回路２０８はデータ数切替信号により２５６ポイントのＦＦＴが選択されたときには動作を完全に停止することが可能となっており、消費電流を低く抑えることができる。
【００４５】
パラレル／シリアル変換回路２０９は、２列のパラレルデータをシリアルデータに変換する回路である（以下、Ｐ／Ｓ変換回路）。Ｐ／Ｓ変換回路２０９はデータ数切替信号により、１２８ポイントのＦＦＴが選択されたときには動作を完全に停止することが可能となっており、消費電流を低く抑えることができる。
【００４６】
選択回路２１０は、データ数切替信号により２５６ポイントが選択されたときにはＰ／Ｓ変換回路２０９の出力信号を選択し、１２８ポイントが選択されたときには並べ替え回路２０８の出力信号を選択して出力する。
【００４７】
次に、本実施例の全体的な動作について説明する。ＯＦＤＭ信号入力から復号データ出力までのパスについては、前述した従来のＯＦＤＭ信号受信器とほぼ同じである。相違する点は、ＦＦＴ演算回路１０９の出力からオーバーサンプリングが必要かどうかを判断して、Ａ／Ｄ変換回路１０７、１０８のサンプリング周波数とＦＦＴ演算回路１０９の演算ポイント数を決定する点である。このため、オーバーサンプリングが不要なときにはナイキストサンプリングを行うことにより、Ａ／Ｄ変換回路１０７、１０８とＦＦＴ演算回路１０９の消費電力を減らすことができる。
【００４８】
従来のＯＦＤＭ信号受信器でオーバーサンプリングを行う主な理由としては、周波数領域におけるｆｓ／２〜ｆｓ間に信号成分があるときにサンプリング周波数ｆｓでサンプリングを行った場合にエイリアシングが発生してしまうことにある。したがってｆｓ／２〜ｆｓに存在する信号成分が十分小さい場合にはオーバーサンプリングを行う必要はないことになる。そこで、本実施例では、最初のパケットを検出したとき（無線ＬＡＮなどでは最初のパケット部分など）オーバーサンプリングを行い、さらにＦＦＴ演算回路１０９では２５６ポイントのＤＦＴを行って、その結果得られる入力信号のｆｓまでのスペクトル分布のｆｓ／２〜ｆｓの間に含まれる信号成分が十分小さいレベル（所定の閾値未満）かどうかを切替信号生成回路１１１で調べ、十分小さいレベル（図５（ａ）の状態）であればナイキストサンプリング（１２８ポイントＦＦＴ演算）を選択する。ｆｓ／２〜ｆｓの間に含まれる信号成分が大きく（所定の閾値以上）、復号に問題が生じる可能性がある場合（図５（ｂ）の状態）には、オーバーサンプリング（２５６ポイントＦＦＴ演算）を選択する。つまり、図５（ｂ）の状態で、ナイキストサンプリングすると、ｆｓ／２〜ｆｓ間のノイズ成分がｆｓ／２を中心に折り返されて元の信号に重なり、元の信号を再現できなくなる。そこで、図５（ｂ）の状態ではオーバーサンプリングする。オーバーサンプリングでは、ｆｓを中心にｆｓ〜２ｆｓ間が折り返され、ｆｓ／２〜ｆｓ間のノイズ成分が折り返されないので、元の信号は折り返し歪みの影響を受けない。
【００４９】
上記した構成を採ることにより、オーバーサンプリングが不要である場合にはＡ／Ｄ変換回路１０７、１０８のサンプリング周波数を低くすることができるので、消費電力を少なくできる。さらに、ＦＦＴ演算回路１０９の一部のみを使用することで受信が可能となるため、さらに消費電力を少なくできる。
【００５０】
図６は、切替信号生成回路１１１の構成を示す。図６において、３０１、３０２は乗算器、３０３、３０４は加算器、３０５は同期リセット、クロックイネーブル付のＤフリップフロップ（ＤＦＦ）である。ＤＦＦ３０５はＤ入力、ｒｅｓ入力、ｅｎ入力、ｃｋ入力、Ｑ出力を持ち、ｃｋ入力の立ち上がりにｒｅｓ入力が有効となった場合にＱ出力をゼロクリアし、ｒｅｓ入力が有効でない場合でｅｎ入力が有効となったときにはＤ入力をＱ出力に出力し、その他の場合にはＱ出力を保持する。
【００５１】
３０６は切換ノイズレベル保持用レジスタ、３０７はＤＦＦ３０５と切換ノイズレベル保持用レジスタ３０６の出力を比較する比較回路、３０８は同期セット、クロックイネーブル付のＤＦＦである。ＤＦＦ３０５の同期リセットが同期セットにかわりセット入力が有効なときにクロック入力に同期して出力がハイレベルとなる。３０９はカウンター、３１０はリセット期間保持用レジスタ、３１１は比較回路、３１２、３１３はアンド回路である。
【００５２】
図７は、受信信号のフォーマットと切替信号生成回路の動作タイミングチャートを示す。（ａ）は受信信号のパケット構成を示し、（ｂ）は１パケットの構成を示し、（ｃ）は１個のＯＦＤＭシンボル（情報の構成単位であり、１回の変調で送信する１ビットまたは複数ビットのデータ）の構成を示す。
【００５３】
データ伝送は、図７（ａ）に示すようにパケット単位で行われる。各パケットは図７（ｂ）に示すようにＳｙｍ０からＳｙｍＮまでのシンボルにより構成されている。パケット検出信号は、図７（ｂ）に示すように、パケットを検出した時にハイレベルとなる信号であり、切換え判定イネーブル１信号は、図７（ｂ）に示すように、ＳｙｍＭが伝送されるタイミングでハイレベルとなる信号である。
【００５４】
図７（ｂ）に示す各シンボルをオーバーサンプリングモードでサンプリングし、２５６ポイントのＦＦＴ演算を行った場合、図７（ｃ）に示すようにｆ０〜ｆ２５５のデータが出力される。ここでｆ０〜ｆ２５５はシンボル中に含まれている周波数スペクトルに相当し、周波数の低いほうからｆ０，ｆ１，…，ｆ２５５である。本実施例では１２８本のサブキャリアを用いてデータの伝送を行うため、ｆ０〜ｆ１２７には伝送されるデータ情報とノイズ成分が含まれているが、ｆ１２８〜ｆ２５５にはノイズ成分のみが含まれていることになる。切換え判定イネーブル２信号は、図７（ｃ）に示すように、ｆ１２８〜ｆ２５５が出力されるタイミングでハイレベルとなる信号である。
【００５５】
ＦＦＴ演算回路１０９からシリアルに出力される実部データと虚部データはそれぞれ乗算回路３０１、３０２で２乗され、乗算回路３０１、３０２の出力は加算回路３０３により加算される。加算回路３０３から出力されるデータは加算回路３０４とＤＦＦ３０５で構成される回路により、積算される。
【００５６】
ここで、ＦＦＴ演算回路１０９のｊ番目の実部データをＲｊ，虚部データをＩｊとすると、ＤＦＦ３０５から出力されるデータは
【００５７】
【数２】
2007221433.tif 000004
である。積算はＤＦＦ３０５のｒｅｓ入力のタイミングでリセットされ、ｅｎ入力が有効になっている期間積算される。ＤＦＦ３０５のｒｅｓ入力には、パケット検出時に有効になるパケット検出信号（図７（ｂ））が入力し、パケット先頭で積算値をクリアしておく。
【００５８】
積算区間は３つの信号の論理積により生成している。第１の信号は、切換え判定イネーブル１信号であり、パケット内のあるシンボル（図７（ｂ）ではＭ＋１番目のシンボルＳｙｍＭ）のデータがＦＦＴ演算回路から出力されるタイミングで有効になる信号である。第２の信号は、切換え判定イネーブル２信号であり、ＦＦＴ出力信号の高い周波数成分（図７（ｃ）ではｆ１２８〜ｆ２５５）が出力されるタイミングで有効になる信号ある。第３の信号は、ＤＦＦ３０８から出力される切換信号である。
【００５９】
これらの論理積をとることによりＤＦＦ３０５では切換信号がハイレベル（オーバーサンプリングかつ２５６ポイントのＦＦＴを行うモード）で、Ｍ＋１番目のシンボルＳｙｍＭの高周波成分が積算されることになり、スペクトル成分ｆ１２８〜ｆ２５５の絶対値の２乗が積算されることになる。
【００６０】
比較器３０７ではＤＦＦ３０５の出力を、あらかじめ切換ノイズレベル保持用レジスタ３０６に設定した値と比較する。ここではＤＦＦ３０５の値が小さい（設定値未満）場合はローレベル、大きい（設定値以上）場合はハイレベルが出力される。比較回路３０７が出力する値は次のパケット検出のタイミングでＤＦＦ３０８に取り込まれ、切換信号として出力される。
【００６１】
上記した構成により、ｆ１２８〜ｆ２５５のノイズ成分（２乗平均）が小さい場合には、切換信号はローレベルとなりナイキストサンプリングで１２８ポイントＦＦＴモードとなり、大きい場合にはオーバーサンプリングと２５６ＦＦＴモードとなる。本実施例ではスペクトルの２乗平均を用いて切換え信号を生成する構成としたが、スペクトルの最大値や絶対値の積算値など別の評価関数で切換え信号を生成する構成としてもよい。
【００６２】
ここで、一度ナイキストサンプリング、１２８ポイントＦＦＴのモードとなった場合には、高周波側のノイズ量を測定することができない。このため時間の経過により高周波側にノイズ量が多くなった場合であっても、それを検出することができずオーバーサンプリングモードに復帰することができない。
【００６３】
そこで、図６の構成では、ナイキストサンプリング、１２８ポイントＦＦＴのモードとなってから、所定の時間が経過した後、強制的にオーバーサンプリングモードに復帰する構成としている。
【００６４】
すなわち、ナイキストサンプリングモードでは、パケット検出信号の入力によりカウンター３０９がインクリメントされ、比較回路３１１により、予めリセット期間保持用レジスタ３１０に設定されたリセット期間と比較が行われる。リセット期間保持用レジスタ３１０に保持されている値よりもカウンター３０９の出力値が大きくなった時に、ＤＦＦ３０８のｓｅｔ入力が有効となり、切換え信号が強制的にオーバーサンプリングモードとなる。ここでは所定の時間経過（一定時間毎）により復帰期間を決めたが、例えば、予め定めた回数だけパケット検出を行った後、復帰するなど他の方法でもよい。
【００６５】
実施例２：
図８は、本発明の実施例２に係るＯＦＤＭ信号受信器の構成を示す。実施例１との相違は、切替信号生成器の代わりにスペクトル記録用レジスタ１１３を設けている。スペクトル記録用レジスタ１１３は、ＦＦＴ演算回路１０９が出力するスペクトル情報を図示しない制御部（ＣＰＵ）が参照できるように追加されたもので、これにより、切替信号生成回路１１１で行っていた処理を制御部で実行することができる。実施例２は、切替信号生成タイミングが短くない場合（ＣＰＵの処理能力で処理可能なタイミングであるようなアプリケーション）に、実施例１と同じ効果が得られ、さらに回路を削減することができる。
【００６６】
図９は、スペクトル記録用レジスタの構成を示す。図９においえ、４０１はアンド回路、４０２は１２８個のレジスタがシリアルに連結されたシフトレジスタ、４０３はシフトレジスタを構成する各レジスタの出力の内の一つをアドレス入力に従い選択して出力するセレクタである。この構成によりＦＦＴ出力信号の高周波側スペクトル成分を保持することが可能となる。
【００６７】
図１０は、図示しない制御部で行う処理フローチャートを示す。ステップ５０１では、オーバーサンプリングモードに設定され、ステップ５０２では、オーバーサンプリングモード状態でスペクトル記録用レジスタ１１３にスペクトル情報を取得する。ステップ５０３では、実施例１と同様にして制御部（ＣＰＵ）がスペクトル情報を基にモードを決定する。上記した処理を一定時間間隔あるいはデータ伝送の最初のパケット検出時に実行することにより切替信号を生成する。
【００６８】
実施例３：
図１１は、本発明の実施例３に係るＯＦＤＭ信号受信器の構成を示す。実施例１との相違は、切替信号の生成をＦＦＴ演算回路１０９の出力ではなく、エラー検出回路１１４の出力から生成する点である。エラー検出回路１１４からはエラー検出（訂正）単位の１ブロック中に含まれるエラー数が検出される（エラー検出回路については従来の無線通信などで使用されているため説明を省略する）。
【００６９】
したがって、実施例３では、一度、ナイキストサンプリング＋１２８ポイントＦＦＴ演算でのデータ復調を行い、そのときにエラー検出回路１１４から出力されるエラー数を基に、切替信号生成回路１１１から出力する信号を決定する。
【００７０】
切替信号の生成は、検出されたエラー数が予め決めておいたエラー数より少ないときには切替信号を、ナイキストサンプリング＋１２８ポイントＦＦＴ演算モードとし、逆に、検出されたエラー数が予め決めておいたエラー数より多いときには切替信号を、オーバーサンプリング＋２５６ポイントＦＦＴ演算モードとなるように切り替える。
【００７１】
図１２は、実施例３の切替信号生成回路１１１の構成を示す。切替信号生成回路１１１は、エラーの閾値を保持するエラー閾値保持レジスタ６０１と、エラー検出回路からのエラー数とエラー閾値保持レジスタ６０１の閾値とを比較する比較器６０２からなる。なお、エラー検出回路１１４の出力を、図示しない制御部が参照可能なレジスタに記憶し、切替信号生成回路１１１の動作を制御部で実行するようにしてもよい。
【００７２】
実施例１、２では、ＦＦＴ演算回路１０９が出力するスペクトル情報を基に切替信号の生成を行っているため、誤った切替信号を設定する可能性がある。これに対して、本実施例では実際に復調されたデータのエラーレートを基に切替信号を生成するので、誤った判定を防止できる。
【００７３】
実施例４：
図１３は、本発明の実施例４に係るＯＦＤＭ信号受信器の構成を示す。実施例４では、切替信号生成回路１１１の信号生成を、ＦＦＴ演算回路１０９の出力（入力信号のスペクトル情報）とエラー検出回路１１４の出力（エラーレート）から決定している。
【００７４】
図１４は、実施例４の切替信号生成回路の構成を示す。図６（実施例１）に示す切替信号生成回路との相違は、ＤＦＦ３０８のｓｅｔ入力に、エラー検出回路１１４の出力を入力した点である。それ以外は同じ構成である。
【００７５】
上記構成により、ＦＦＴ回路１０９の出力である、ｆｓ／２〜ｆｓのスペクトル成分の２乗の総和が切換えノイズレベル保持レジスタ３０６の値より小さかった場合に、切換え信号生成回路１１１の出力は次のパケットからローレベルとなり、ナイキストサンプリングモードに設定される。この状態はエラー検出回路１１４でエラーが検出されるまで保持され、エラーが検出された場合に、切換え信号レベルがハイレベルとなり、オーバーサンプリングモードに設定される。
【００７６】
実施例４の全体の動作を説明する。切換え信号生成回路１１１の出力は、
（１）現在のサンプリングモードがオーバーサンプリングモードである場合に、
（１−ａ）ＦＦＴ回路１０９の出力である、ｆｓ／２〜ｆｓのスペクトル成分の２乗の総和が切換えノイズレベル保持レジスタ３０６の値より小さかった場合には、切り換え信号がローレベルとなり、次のパケットからナイキストサンプリングモードに設定する。
（１−ｂ）ＦＦＴ回路１０９の出力である、ｆｓ／２〜ｆｓのスペクトル成分の２乗の総和が切換えノイズレベル保持レジスタ３０６の値より大きかった場合には、切り換え信号がハイレベルを保持し、オーバーサンプリングモードを保持する。
（２）現在のサンプリングモードがナイキストサンプリングモードである場合に、
（２−ａ）エラー検出回路１１４の出力がエラーを検出したとき、切り換え信号がハイレベルとなり、次のパケットからオーバーサンプリングモードに設定する。
（２−ｂ）エラー検出回路１１４の出力がエラーを検出しないとき、切り換え信号がローレベルを保持し、ナイキストサンプリングモードが保持される。
【００７７】
このように、本実施例では、実際にエラーが検出されてからオーバーサンプリングモードにするため、無駄のない信号処理を実行できる。
【００７８】
なお、上記した実施例では、２個の１２８ポイントＦＦＴ演算回路例で説明したが、本発明はこれに限定されず、２のべき乗ポイント数のＦＦＴ演算回路を複数個組み合わせて構成されたＦＦＴ演算回路でもよい。その場合にはサンプリングレートとＤＦＴポイント数の設定に対してより詳細に選択できるため、より適切にポイント数の設定を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【００７９】
【図１】オーバーサンプリングを説明するための図である。
【図２】本発明の実施例１に係るＯＦＤＭ信号受信器の構成を示す。
【図３】エイリアシング（折り返し歪）を説明するための図である。
【図４】本実施例のＦＦＴ演算回路の構成を示す。
【図５】本発明のモード切替を説明するための周波数スペクトル例を示す。
【図６】切替信号生成回路の構成を示す。
【図７】受信信号のフォーマットと切替信号生成回路の動作タイミングチャートを示す。
【図８】本発明の実施例２に係るＯＦＤＭ信号受信器の構成を示す。
【図９】スペクトル記録用レジスタの構成を示す。
【図１０】実施例２の制御部で行う処理フローチャートを示す。
【図１１】本発明の実施例３に係るＯＦＤＭ信号受信器の構成を示す。
【図１２】実施例３の切替信号生成回路の構成を示す。
【図１３】本発明の実施例４に係るＯＦＤＭ信号受信器の構成を示す。
【図１４】実施例４の切替信号生成回路の構成を示す。
【図１５】従来のＯＦＤＭ受信器を示す。
【符号の説明】
【００８０】
１０１、１０２  乗算器
１０３  局部発振器
１０４  ９０度位相シフト回路
１０５、１０６  ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
１０７、１０８  アナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換器
１０９  ＦＦＴ演算回路
１１０  復号化回路
１１１  切替信号生成回路
１１２  分周器
【図１】
2007221433.tif 000005
【図２】
2007221433.tif 000006
【図３】
2007221433.tif 000007
【図４】
2007221433.tif 000008
【図５】
2007221433.tif 000009
【図６】
2007221433.tif 000010
【図７】
2007221433.tif 000011
【図８】
2007221433.tif 000012
【図９】
2007221433.tif 000013
【図１０】
2007221433.tif 000014
【図１１】
2007221433.tif 000015
【図１２】
2007221433.tif 000016
【図１３】
2007221433.tif 000017
【図１４】
2007221433.tif 000018
【図１５】
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