(57)【要約】【課題】複合電流を構成する２つの電流の周波数が近い場合でも複合電流の実効値を低減させ、ＩＰＭの温度が高くなり、耐圧が低下するのを防ぐ。【解決手段】周波数ｆ１の電流と周波数ｆ２の電流を加え合わせた複合電流を生成するインバータ装置の制御方法において、周波数ｆ１と周波数ｆ２が近い場合、周波数が（ｆ１＋ｆ２）／２の補償電流を複合電流に加え合わせる。複合電流は、周波数（ｆ１＋ｆ２）／２で振動しながら周波数（ｆ１−ｆ２）／２で振動するから、周波数（ｆ１＋ｆ２）／２の振動を打ち消すように周波数（ｆ１＋ｆ２）／２の補償電流を加えると、複合電流の周波数（ｆ１−ｆ２）／２の振動の極性が変わったとき、打ち消すように加えた補償電流が逆に足し合わされてしまうので、周波数（ｆ１−ｆ２）／２の振動の極性が変わるごとに、周波数（ｆ１＋ｆ２）／２の補償電流の極性を反転させる。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
周波数ｆ１の電流と周波数ｆ２の電流を加え合わせた複合電流を生成するインバータ装置の制御方法において、周波数ｆ１および周波数ｆ２から決まり、周波数ｆ１および周波数ｆ２と異なる周波数を有する補償電流を前記複合電流に加え合わせることを特徴とするインバータ装置の制御方法。
【請求項２】
前記補償電流の周波数が（ｆ１＋ｆ２）／２であることを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置の制御方法。
【請求項３】
振幅が周波数（ｆ１＋ｆ２）／２で振動しながら周波数（ｆ１−ｆ２）／２で振動する前記複合電流の、周波数（ｆ１−ｆ２）／２の振動の極性が変わるたびに、前記補償電流の極性を変えることを特徴とする請求項１または２に記載のインバータ装置の制御方法。
【請求項４】
複数の周波数ｆｋ（ｋ＝１，２，３・・・）成分を含む複合電流を生成するインバータ装置の制御方法において、周波数（ｆｉ＋ｆｊ）／２（ｉ≠ｊ）を有し、前記複合電流の実効値を低減できる補償電流を１つ以上複合電流に加え合わせることを特徴とするインバータ装置の制御方法。
【請求項５】
前記補償電流の効果が最大となる振幅、電気角周波数、位相を計算により求め、求めた振幅、電気角周波数、位相の補償電流を前記複合電流に加え合わせることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載のインバータ装置の制御方法。
【請求項６】
インテリジェント・パワー・モジュールの温度を測定し、ある温度を超えた場合に前記補償電流を前記複合電流に加え合わせることを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載のインバータ装置の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電源であるバッテリと交流電流により駆動される回転電機との間に配置され、直流電流と交流電流との相互変換を行うインバータ装置の制御方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、ステータと、ステータの外側に設けられたアウターロータと、から少なくとも構成される回転電機の一例として、円筒状のステータを挟み、内外周にアウターロータおよびインナーロータが配置され、ステータに巻回された多相コイルに複合電流を流すことで、アウターロータとインナーロータを独立して回転制御可能な複軸多層構造を有する回転電機が知られている（例えば、特許文献１参照）。
【特許文献１】特開平１１−３５６１００号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
上述した構成の複軸多層構造を有する回転電機では、その駆動のために二つの周波数成分を有する複合電流を利用するが、回転電機を駆動する従来のインバータ装置において、周波数ｆ１の電流と周波数ｆ２の電流が加え合わされた複合電流が通電されているとき、ｆ１とｆ２の値が近いとうなりを生じる。うなりの電流は２／（ｆ１＋ｆ２）の短い周期と２／（ｆ１−ｆ２）の長い周期を有する。２／（ｆ１−ｆ２）の周期が長いと電流実効値の大きい時間が長く継続されるため、インバータ装置を構成するインテリジェント・パワー・モジュール（ＩＰＭ）の温度が高くなり、耐圧が低下するという問題点があった。
【０００４】
また、周波数ｆ１の電流の振幅をＩ１、周波数ｆ２の電流の振幅をＩ２とすると、複合電流の振幅は最大でＩ１＋Ｉ２となり、サージ電圧が高くなってＩＰＭが絶縁破壊や機能停止、劣化などの影響を受けるという問題があった。
【０００５】
本発明は、このような問題点に鑑みてなされたものであり、本発明の目的は、複合電流を構成する２つの電流の周波数が近い場合でも複合電流の実効値を低減させて、ＩＰＭの温度が高くなり、耐圧が低下するのを防ぎ、またサージ電圧が高くなってＩＰＭが絶縁破壊等を生じるのを防ぐことのできるインバータ装置の制御方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記目的を達成するため、第１の発明は、周波数ｆ１の電流と周波数ｆ２の電流を加え合わせた複合電流を生成するインバータ装置の制御方法において、周波数ｆ１および周波数ｆ２から決まり、周波数ｆ１および周波数ｆ２と異なる周波数を有する補償電流を前記複合電流に加え合わせることを特徴とする。第２の発明は、第１の発明において前記補償電流の周波数が（ｆ１＋ｆ２）／２であることを特徴とし、また、第３の発明では、第１または第２の発明において、振幅が周波数（ｆ１＋ｆ２）／２で振動しながら周波数（ｆ１−ｆ２）／２で振動する前記複合電流の、周波数（ｆ１−ｆ２）／２の振動の極性が変わるたびに、前記補償電流の極性を変えることを特徴とする。
【０００７】
また、第４の発明は、複数の周波数ｆｋ（ｋ＝１，２，３・・・）成分を含む複合電流を生成するインバータ装置の制御方法において、周波数（ｆｉ＋ｆｊ）／２（ｉ≠ｊ）を有し、前記複合電流の実効値を低減できる補償電流を１つ以上複合電流に加え合わせることを特徴とする。
【０００８】
また、第５の発明は、第１から第４の発明のいずれかにおいて、前記補償電流の効果が最大となる振幅、電気角周波数、位相を計算により求め、求めた振幅、電気角周波数、位相の補償電流を加え合わせることを特徴とし、さらに、第６の発明は、第１から第５の発明のいずれかにおいて、ＩＰＭの温度を測定し、ある温度を超えた場合に前記補償電流を加え合わせることが好ましい。
【発明の効果】
【０００９】
第1の発明によれば、周波数ｆ１の電流と周波数ｆ２の電流を加え合わせた複合電流の振幅を打ち消すように、ｆ１、ｆ２と異なる周波数を有する補償電流を加え合わせることで、長時間電流実効値が大きい状態を避けることができる。これによりＩＰＭが高温になることを妨げる。また、電流振幅も小さくなることから、サージ電圧が小さくなり、耐電圧の低い安価なＩＰＭを使用でき、もしくは直流電源電圧を高くすることができる。
【００１０】
また、複合電流は、周波数ｆ１と周波数ｆ２が近い場合、周波数（ｆ１＋ｆ２）／２で振動するから、第２の発明によれば、周波数（ｆ１＋ｆ２）／２の振動を打ち消すように周波数（ｆ１＋ｆ２）／２の補償電流を加えることで、長時間電流実効値が大きい状態を避けることができ、ＩＰＭが高温になることを妨げる。また、電流振幅も小さくなることから、サージ電圧が小さくなり、耐電圧の低い安価なＩＰＭを使用でき、もしくは直流電源電圧を高くすることができる。
【００１１】
また、複合電流は、周波数ｆ１と周波数ｆ２が近い場合、周波数（ｆ１＋ｆ２）／２で振動しながら周波数（ｆ１−ｆ２）／２で振動するから、周波数（ｆ１＋ｆ２）／２の振動を打ち消すように周波数（ｆ１＋ｆ２）／２の補償電流を加えると、複合電流の周波数（ｆ１−ｆ２）／２の振動の極性が変わったとき、打ち消すように加えた補償電流が逆に足し合わされてしまう。第３の発明によれば、周波数（ｆ１−ｆ２）／２の振動の極性が変わるごとに、周波数（ｆ１＋ｆ２）／２の補償電流の極性を反転させることで、継続的に電流実効値や電流振幅を小さくできる。
【００１２】
また、第４の発明によれば、周波数ｆ１と周波数ｆ２からなる複合電流に周波数ｆ３の補償電流を加えることで、周波数ｆ２と周波数ｆ３、周波数ｆ３と周波数ｆ１の間でうなりが生じても、計算により電流実効値の低減が生じるかどうかを求め、電流実効値の低減が生じる場合には、ｆ２とｆ３の間のうなりに対しては周波数（ｆ２＋ｆ３）／２の補償電流を、ｆ３とｆ１の間のうなりに対しては周波数（ｆ３＋ｆ１）／２の補償電流を加えることで、長時間電流実効値が大きい状態を避けることができる。これによりＩＰＭが高温になることを妨げる。また、電流振幅も小さくなることから、サージ電圧が小さくなり、耐電圧の低い安価なＩＰＭを使用でき、もしくは直流電源電圧を高くすることができる。
【００１３】
また、第５の発明によれば、複合電流の振幅、周波数、位相といった情報を基に、加える補償電流の振幅、周波数、位相の最適値を計算により求められることから、長時間電流実効値が大きい状態の緩和や電流ピークの低減の効果を最大にすることができる。
【００１４】
さらに、電流実効値の低減のために補償電流を加える場合に、補償電流の振幅の最適値を計算したり、補償電流の極性を変化させる時間を計算したりすると、制御系に負担がかかることが考えられるが、第６の発明によれば、ＩＰＭ温度が上昇した場合のみ電流実効値の低減制御を行うことにより、制御系に常に負担をかけることなく、電流実効値および電流振幅を低減できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
本発明のインバータ装置の制御方法について説明する前に、本発明に係るインバータ装置によって駆動される内外に２つのロータを備えた複軸多層構造を有する回転電機についてまず説明する。図１は、インバータ装置の駆動対象となる回転電機の一例としての複軸多層モータが適用されたハイブリッド駆動ユニットの全体図である。図１において、Ｅはエンジン、Ｍは複軸多層モータ、Ｇはラビニョウ型複合遊星歯車列、Ｄは駆動出力機構、１はモータカバー、２はモータケース、３はギヤハウジング、４はフロントカバーである。
【００１６】
前記エンジンＥは、ハイブリッド駆動ユニットの主動力源であり、エンジン出力軸５とラビニョウ型複合遊星歯車列Ｇの第２リングギヤＲ２とは、回転変動吸収ダンパー６および多板クラッチ７を介して連結されている。
【００１７】
前記複軸多層モータＭは、外観的には１つのモータであるが２つのモータジェネレータ機能を有する副動力源である。この複軸多層モータＭは、前記モータケース２に固定され、コイルを巻いた固定電機子としてのステータＳと、前記ステータＳの内側に配置し、永久磁石を埋設したインナーロータＩＲと、前記ステータＳの外側に配置し、永久磁石を埋設したアウターロータＯＲと、を同軸上に三層配置することで構成されている。前記インナーロータＩＲに固定の第１モータ中空軸８は、ラビニョウ型複合遊星歯車列Ｇの第１サンギヤＳ１に連結され、前記アウターロータＯＲに固定の第２モータ軸９は、ラビニョウ型複合遊星歯車列Ｇの第２サンギヤＳ２に連結されている。
【００１８】
前記ラビニョウ型複合遊星歯車列Ｇは、二つのモータ回転数を制御することにより無段階に変速比を変える無段変速機能を有する遊星歯車機構である。このラビニョウ型複合遊星歯車列Ｇは、互いに噛み合う第１ピニオンＰ１と第２ピニオンＰ２を支持する共通キャリヤＣと、第１ピニオンＰ１に噛み合う第１サンギヤＳ１と、第２ピニオンＰ２に噛み合う第２サンギヤＳ２と、第１ピニオンＰ１に噛み合う第１リングギヤＲ１と、第２ピニオンＰ２に噛み合う第２リングギヤＲ２との５つの回転要素を有して構成されている。前記第１リングギヤＲ１とギヤハウジング３との間には多板ブレーキ１０が介装されている。前記共通キャリヤＣには、出力ギヤ１１が連結されている。
【００１９】
前記駆動出力機構Ｄは、出力ギヤ１１と、第１カウンターギヤ１２と、第２カウンターギヤ１３と、ドライブギヤ１４と、ディファレンシャル１５と、ドライブシャフト１６，１６により構成されている。そして、出力ギヤ１１からの出力回転および出力トルクは、第１カウンターギヤ１２→第２カウンターギヤ１３→ドライブギヤ１４→ディファレンシャル１５を経過し、ドライブシャフト１６，１６から図外の駆動輪へ伝達される。
【００２０】
すなわち、ハイブリッド駆動ユニットは、前記第２リングギヤＲ２とエンジン出力軸５を連結し、前記第１サンギヤＳ１と第１モータ中空軸８とを連結し、前記第２サンギヤＳ２と第２モータ軸９とを連結し、前記共通キャリヤＣに出力ギヤ１１を連結することにより構成されている。
【００２１】
本発明は、上述した内外に２つのロータを備えた複軸多層構造を有する回転電機を駆動するためのインバータ装置の制御方法に関するものである。回転電機を駆動するインバータ装置において、周波数ｆ１の電流と周波数ｆ２の電流が加え合わされた複合電流が通電されているときに、周波数ｆ１とｆ２の値が近いとうなりを生じて、電流実効値の大きい時間が長く継続するが、本発明は、複合電流を構成する２つの電流の周波数が近い場合でも、複合電流の振幅を打ち消すように、ｆ１、ｆ２と異なる周波数を有する補償電流を加え合わせることで、複合電流の実効値を低減させることを特徴とするものである。このように構成することで、本発明は、ＩＰＭの温度が高くなり、耐圧が低下するのを防ぎ、またサージ電圧が高くなってＩＰＭが絶縁破壊等を生じるのを防ぐことができる。
【００２２】
以下、本発明のインバータ装置の制御方法について詳細に説明する。図２は、複軸多層構造を有するモータの制御システム図である。ここでは、インナーロータを６相の電流で駆動し、アウターロータを３相の電流で駆動する例について説明する。電流センサ３２によって検出されたモータ３３の相電流値は、相電流分離手段２７により周波数ｆ１のインナー分と周波数ｆ２のアウター分とに分離され、インナー６相電流値は、６φ→ｄｑ軸変換手段２５において、ｄｑ軸電流値に変換され、アウター３相電流値は、３φ→ｄｑ軸変換手段２６において、ｄｑ軸電流値に変換される。
【００２３】
インナーＰＩ制御手段２１は、インナーｄｑ軸電流目標値が与えられると、６φ→ｄｑ軸変換手段２５からの実際のｄｑ軸電流値をインナーｄｑ軸電流目標値に近づけるように電流ＰＩ制御を行い、インナーｄｑ軸電圧指令値を演算する。アウターＰＩ制御手段２２は、アウターｄｑ軸電流目標値が与えられると、実際のｄｑ軸電流値をアウターｄｑ軸電流目標値に近づけるように電流ＰＩ制御を行い、アウターｄｑ軸電圧指令値を演算する。また、補償電流演算手段１９は、相電流分離手段２７からインナー６相電流値とアウター３相電流値を入力して、複合電流の実効値を低減するための補償電流を生成するか否かを判断し、補償電流を生成すると判断した場合は補償ｄｑ軸電圧指令値を演算する。
【００２４】
インナーＰＩ制御手段２１で演算されたインナーｄｑ軸電圧指令値は、ｄｑ軸→６φ変換手段２３でインナー６相電圧指令値に変換され、アウターＰＩ制御手段で演算されたアウターｄｑ軸電圧指令値は、ｄｑ軸→３φ変換手段２４でアウター３相電圧指令値に変換され、補償電流演算手段１９で演算された補償ｄｑ軸電圧指令値は、ｄｑ軸→相電圧変換手段２０で補償相電圧指令値に変換される。
【００２５】
加算手段２８は、インナー６相電圧指令値とアウター３相電圧指令値と補償相電圧指令値とを加算し、デューティ生成手段２９は、各相のデューティを生成する。ゲート信号生成手段３０は、デューティ生成手段２９で生成されたパルスから、インバータ装置３１のＰ側とＮ側を制御するためのＰＷＭ信号を生成し、インバータ装置３１を駆動する。インバータ装置３１からは、モータ３３に、周波数ｆ１の電流と周波数ｆ２の電流が加え合わされた電流に、周波数ｆ１および周波数ｆ２から決まり、周波数ｆ１および周波数ｆ２と異なる周波数を有する補償電流が加え合わされた複合電流が通電される。
【００２６】
次に、複合電流の実効値が低減できることについて、数式を用いて説明する。
振幅Ｉ１、角速度ω１の電流と、振幅Ｉ２、角速度ω２の電流を加え合わせてできる複合電流は、次の式（１）ように表される。
【数１】
2007020331.tif 000003
図３は、うなりを生じた場合の複合電流の一例を示しており、Ｉ１＝Ｉ２＝１００〔Ａ〕、ω１＝２２、ω２＝２０の場合の複合電流を示している。横軸は周期〔ｓ〕、縦軸は電流振幅〔Ａ〕である。
【００２７】
式（１）と図３により、複合電流は、角速度（ω１＋ω２）／２でｓｉｎの振動をしながら角速度（ω１−ω２）／２でｃｏｓの振動をしていることがわかる。ここで、電流振幅低減のため、角速度（ω１＋ω２）／２、振幅Ｉ３の電流３を補償電流として式（１）に加減する。すなわち、式（１）の右辺第1項のｃｏｓの値が正のときは電流３を減じ、負のときは電流３を加える。
【００２８】
したがって、角速度（ω１−ω２）／２である振動の１周期をＴとすると、０≦ｔ≦（１／４）Ｔと（３／４）Ｔ≦ｔ≦Ｔでは、ｃｏｓの値が正であるから式（１）から電流３を減じる。その結果、式（２）が得られる。
【数２】
2007020331.tif 000004
【００２９】
（１／４）Ｔ≦ｔ≦（３／４）Ｔでは、ｃｏｓの値が負であるから式（１）に電流３を加える。その結果、式（３）が得られる。
【数３】
2007020331.tif 000005
【００３０】
次に、電流３を加えるか否かの判断基準について説明する。図４は、電流３を加えるか否かを判断するフローチャートである。まず、電流３を加えた場合の電流実効値Ｉａと、電流３を加えない場合の電流実効値Ｉｂを計算する。次に、電流実効値Ｉａと電流実効値Ｉｂを比較し、電流実効値Ｉｂの方が電流実効値Ｉａよりも大きい場合は、電流３の加減の切り替え時間と、各給電線に流す電流３の位相を計算した後、電流３を加減する。電流実効値Ｉａが電流実効値Ｉｂ以上であるときは、何も加えない。
【００３１】
一例として（１／４）Ｔ≦ｔ≦（３／４）Ｔの区間で、電流３を加えた場合の電流実効値の２乗を計算する。
【数４】
2007020331.tif 000006
【００３２】
電流３を加えないときの電流実効値は、以下のように表される。
【数５】
2007020331.tif 000007
【００３３】
したがって、電流３を加えたことによる電流実効値の減少量は、式（５）から式（４）を引き、平方根を求めることにより計算される。減少量の２乗は以下のように計算される。
【数６】
2007020331.tif 000008
式（６）で求められる値が正ならば、電流３を加えることで電流実効値が減少することになる。
【００３４】
次に、実効値低減量を最大とする電流３の振幅の求め方について説明する。式（６）に、電流１の振幅Ｉ１、角周波数ω１、電流２の振幅Ｉ２、角周波数ω２を代入し、値が正ならば、式（６）を電流３の振幅Ｉ３について微分する。極大値をとるときの振幅Ｉ３を求めることにより、実効値低減量を最大とする振幅Ｉ３が得られる。
【００３５】
特にω１≒ω２の場合については、式（６）を近似すると式（７）のようになる。
【数７】
2007020331.tif 000009
【００３６】
式（７）の右辺を０として振幅Ｉ３について微分すると、
【数８】
2007020331.tif 000010
となる。
【００３７】
したがって、極値をとるときの振幅Ｉ３を求めると、
【数９】
2007020331.tif 000011
となる。
【００３８】
次に、複合電流に複数の電流を加え合わせる場合について考える。電流１と電流２で構成される複合電流に電流３を加えると、次の式（１０）のようになり、電流２と電流３、電流３と電流１の間でもうなりを生じる。
【数１０】
2007020331.tif 000012
【００３９】
そこで、式（１１）に示すように、電流振幅がＩ４、角周波数がω２とω３（ω３＝（ω１＋ω２）／２）の平均である電流４と、電流振幅がＩ５、角周波数がω３とω１の平均である電流５を補償電流として加えることにより、長時間電流実効値が大きい状態を避け、電流ピークを低減することが可能になる場合がある。
【数１１】
2007020331.tif 000013
【００４０】
式（１０）の右辺第３項と第４項、第５項と第６項の振幅をそれぞれ比較すると、第３項、第５項の方が大きい。したがって、第３項、第５項を小さくするように制御する。具体的には、第３項、第５項のｃｏｓの値が正のときは電流４、電流５を減じ、負のときは加えるようにする。電流３のみを加減したときと電流４、電流５を加減したときに対して電流実効値を計算し、比較する。電流４、電流５を加減した方が、電流実効値が低減するようなら、電流４、電流５を加減する。これにより、電流３のみを加えたときよりも更に制御の効果を高めることができる。
【００４１】
次に、実施例として回転電機の多相コイルに表１に示す６相電流と３相電流からなる複合電流を通電したときの電流３の位相について説明する。表１は、給電線Ｕ１を流れる電流位相を０°とした場合の各給電線に流れる電流の位相差を示している。
【００４２】
【表１】
2007020331.tif 000014
【００４３】
式（１）は、６相電流と３相電流に位相差がない場合を示している。しかし、給電線Ｕ１以外は位相差があることから、位相差も含めて考える。給電線Ｕ１を基準とし、６相電流の位相差をα、３相電流の位相差をβとすると、式（１）は式（１２）のようになる。
【数１２】
2007020331.tif 000015
【００４４】
電流３を加えるか減じるかは式（１２）の第１項にあるｃｏｓの値が正であるか負であるかにより判断される。例えば、給電線Ｖ１の場合、式（１２）の第１項のｃｏｓの括弧内は、
【数１３】
2007020331.tif 000016
である。給電線Ｕ１のように位相差が０の場合、９０°から２７０°までは電流３を加え、０°から９０°と２７０°から３６０°の間は電流３を減じる。給電線Ｖ１の場合は、式（１３）のように給電線Ｕ１の場合より３０°進んでいるから、６０°から２４０°までは電流３を加え、０°から６０°と２４０°から３６０°までの間は電流３を減じる。他の給電線に流す電流３の加減も同様に行う。
【００４５】
次に、複合電流を構成する６相電流、３相電流と電流３の位相差について考える。式（１２）の第１項のｓｉｎの括弧内は、例えば、給電線Ｖ１の場合
【数１４】
2007020331.tif 000017
となる。したがって、給電線Ｕ１に加える電流３より９０°位相の遅れた電流３を加える。
【００４６】
なお、補償電流である電流３を加えるに当たり相電流の和が０とならない場合には、各相の中性点を接続することができない。したがって、図５に示すように、中性点が接続された通常のインバータ回路ではなく、図６に示すように、補償電流を流すため中性点を分離したインバータ回路を用いる必要がある。
【００４７】
また、インバータ装置を構成するインテリジェント・パワー・モジュール（ＩＰＭ）の温度を測定し、ある温度を超えた場合に補償電流を加減するようにすることも可能である。電流実効値の低減のために補償電流を加える場合、加える電流振幅の最適値を計算したり、位相を１８０°変化させる時間を計算したりすると、制御系に負担がかかることが考えられる。したがって、ＩＰＭの温度が上昇した場合のみ電流実効値の低減制御を行うことにより、制御系に常に負担をかけることなく、電流実効値を低減できる。ここで、インテリジェント・パワー・モジュールとは、スイッチング素子の小型化や低損失化と、複数の素子を１パッケージに収めるモジュール化と、ベース（ゲート）ドライブ回路や保護機能を含めたインテリジェント化と、を図ったスイッチング回路をいう。
【図面の簡単な説明】
【００４８】
【図１】インバータ装置の駆動対象となる回転電機の一例を示す図である。
【図２】複軸多層構造を有するモータの制御システム図である。
【図３】うなりを生じた場合の複合電流の一例を示す図である。
【図４】補償電流を加えるか否かを判断するフローチャートである。
【図５】中性点が接続された通常のインバータ回路を示す図である。
【図６】補償電流を流すため中性点が接続されていないインバータ回路を示す図である。
【符号の説明】
【００４９】
１９  補償電流演算手段
２０  ｄｑ軸→相電圧変換手段
２１  インナーＰＩ制御手段
２２  アウターＰＩ制御手段
２３  ｄｑ軸→６φ変換手段
２４  ｄｑ軸→３φ変換手段
２５  ６φ→ｄｑ軸変換手段
２６  ３φ→ｄｑ軸変換手段
２７  相電流分離手段
２８  加算手段
２９  デューティ生成手段
３０  ゲート信号生成手段
３１  インバータ装置
３２  電流センサ
３３  モータ
【図１】
2007020331.tif 000018
【図２】
2007020331.tif 000019
【図３】
2007020331.tif 000020
【図４】
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【図５】
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【図６】
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