(57)【要約】【課題】構成部品における電力損失を小さくして効率を向上できる、さらに、放電灯のストライエーションやカタホリシスの問題に対して対策が容易な放電灯点灯装置および照明装置を提供する。【解決手段】ＦＥＴ３、４を交互にオン、オフ制御して高周波電圧に変換する高周波インバータ回路２と、このインバータ回路からの高周波電圧が供給される、インダクタ６、キャパシタ８及び放電灯７を備えた共振負荷回路と、プログラムデータとメモリ１８に格納されたデータに基づいて放電灯７の点灯サイクルよりも短い周期でＭＯＳ型ＦＥＴ３，４をオン、オフ駆動するパルス電圧を連続的に生成し、このパルス電圧のオン幅を点灯サイクルに対応した正弦波電圧の波形変化に応じてパルス幅変調制御するＣＰＵ１３とを備え、インバータ回路２からの高周波出力により放電灯７に略正弦波状の電流を供給する。パルス電圧の周波数を点灯周波数の特定関係に規定する。【選択図】図７
2007103097.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチ素子をオン、オフ制御して直流電源電圧を高周波電圧に変換するインバータ回路と；
インバータ回路から高周波電圧が供給され、インダクタ、キャパシタおよび所定の点灯周波数で点灯される放電灯を備えた共振負荷回路と；
放電灯の点灯サイクルよりも短い周期で前記スイッチ素子をオン、オフ駆動するパルス電圧を連続的に生成し、このパルス電圧のオン幅を前記点灯サイクルに対応した正弦波電圧の波形変化に応じてパルス幅変調し、前記インバータ回路から前記放電灯に略正弦波状の電流を供給する制御を行う制御回路と；を備え、
前記制御回路は、点灯サイクルがｆsであるときパルス電圧の周波数ｆcを１．５ｆs〜２．５ｆsの範囲としたことを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項２】
前記制御回路は、パルス電圧のパルス幅変調を三角波電圧波形と正弦波電圧波形との比較により行うものであって、三角波電圧と正弦波電圧との位相差θを（２ｎ＋１）π／４±π／８（ｎは０以上の整数）としたことを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。  
【請求項３】
前記制御回路は、パルス電圧のパルス幅変調を三角波電圧波形と正弦波電圧波形との比較により行うものであって、三角波電圧と正弦波電圧との位相差θをｎπ／２≦θ≦（ｎ＋１）π／２とし、
ｎπ／２≦θ＜（２ｎ＋１）π／４の範囲の期間のパルス電圧の平均値と、（２ｎ＋１）π／４＜θ≦（ｎ＋１）π／２の範囲の期間のパルス電圧の平均値との和が略０となるように、周期的に位相差を変更するものであることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。（ｎは整数）  
【請求項４】
照明器具本体と；
照明器具本体に配設された放電灯を店頭する請求項１〜３のいずれか１記載の放電灯点灯装置と；
を具備したことを特徴とする照明装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、放電灯を高周波点灯する放電灯点灯装置および照明装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、放電灯点灯装置の一例として、直流電源に、１対のスイッチ素子を直列に接続し、一方のスイッチ素子にインダクタ、キャパシタ及び放電灯を備えた共振負荷回路を並列に接続し、各スイッチ素子のスイッチング動作により直流電圧を高周波電圧に変換して放電灯に供給するものにおいて、スイッチ素子及びインダクタの電力損失を低減し電力変換効率の向上を図ったものが知られている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
また、スイッチ素子をオン、オフ駆動するパルス電圧のオン幅を点灯サイクルに対応した正弦波電圧の波形変化に応じてパルス幅変調することで、インバータ回路から放電灯に略正弦波状の電流を供給し、無効電力を削減して電力変換効率を向上したものを本出願人は先に出願した（特許文献２）。
【特許文献１】特開平１０−２４３６６１号公報
【特許文献２】特願２００４−８５６３８号
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、スイッチ素子及びインダクタの電力損失を低減して電力変換効率の向上を図る特許文献１のものでは、制御が複雑化する問題があった。また、インダクタの限流作用が小さくなって放電灯を安定に点灯維持できなくなる虞があった。
【０００５】
本発明は、無効電力を低減できて電力変換効率の向上を図ることができる放電灯点灯装置および照明装置を提供することを目的とする。  
【０００６】
また、本発明は、さらに、構成部品における電力損失を小さくして効率を向上できる放電灯点灯装置および照明装置を提供することを目的とする。  
【０００７】
また、本発明は、さらに、放電灯のストライエーションやカタホリシスの問題に対して対策が容易な放電灯点灯装置および照明装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
請求項１記載の放電灯点灯装置は、スイッチ素子をオン、オフ制御して直流電源電圧を高周波電圧に変換するインバータ回路と；インバータ回路から高周波電圧が供給され、インダクタ、キャパシタおよび所定の点灯周波数で点灯される放電灯を備えた共振負荷回路と；放電灯の点灯サイクルよりも短い周期で前記スイッチ素子をオン、オフ駆動するパルス電圧を連続的に生成し、このパルス電圧のオン幅を前記点灯サイクルに対応した正弦波電圧の波形変化に応じてパルス幅変調し、前記インバータ回路から前記放電灯に略正弦波状の電流を供給する制御を行う制御回路と；を備え、前記制御回路は、点灯サイクルがｆsであるときパルス電圧の周波数ｆcを１．５ｆs〜２．５ｆsの範囲としたことを特徴とする。
【０００９】
このように、スイッチ素子をオン、オフ駆動するパルス電圧のオン幅を点灯サイクルに対応した正弦波電圧の波形変化に応じてパルス幅変調することで、インバータ回路から放電灯に略正弦波状の電流を供給できるので、無効電力を削減して電力変換効率の向上を図ることができる。
【００１０】
また、点灯サイクルｆsとパルス電圧の周波数ｆcとの関係を１．５ｆs≦ｆc≦２．５ｆsとしたことによりスイッチング素子やインダクタでの電力損失の和を小さくして効率を向上する。
【００１１】
なお、本発明および以下の発明おいて、放電灯点灯装置は、放電灯に流れるランプ電流を検出し、この検出したランプ電流量に応じて、オン幅をパルス幅変調するのに使用する点灯サイクルに対応した正弦波電圧波形の振幅を、ランプ電流が一定になるように可変制御することにより、インダクタを小さくできるとともに放電灯を安定に点灯維持することができる。
【００１２】
また、放電灯に流れるランプ電流を検出し、この検出したランプ電流量に応じて、オン幅をパルス幅変調するのに使用する点灯サイクルに対応した正弦波電圧波形の周波数を、ランプ電流が一定になるように可変制御することにより、インダクタを小さくできるとともに放電灯を安定に点灯維持することができる。
【００１３】
さらに、放電灯の点灯周波数をｆsとしたときの周波数ｆs成分における出力電圧Ｖsと、パルス電圧の周波数をｆc（＞ｆs）としたときの周波数ｆc成分における出力電圧Ｖcとが、Ｖs＞Ｖcとなるように設定することにより、インバータ回路の正弦波電圧を可変することで放電灯に供給する出力電圧を可変することができ、出力電圧の制御幅を充分に確保できる。
【００１４】
またこの場合、放電灯が定格動作しているときの共振負荷回路のインピーダンスにおいて、放電灯の点灯周波数ｆsに対する偏角を、−２０ｄｅｇ〜４０ｄｅｇの間に設定することにより、インダクタ成分に発生する電力を小さくすることができて共振負荷回路の回路損失を低減できる。
【００１５】
さらに、放電灯が定格動作しているときの共振負荷回路に発生する負荷電圧に含まれる放電灯の点灯周波数ｆs成分の実効値ＶLrmsと、インバータ回路の出力電圧に含まれる、放電灯の点灯周波数ｆs成分の実効値Ｖirmsとが、略等しくなるように、直流電源電圧を設定することにより、インダクタ成分に発生する電力を小さくすることができて共振負荷回路の回路損失を低減できる。
【００１６】
また、パルス幅変調の変調度を０．８以上に設定することにより、回路損失を低減して略正弦波状の出力を得ることができる。
【００１７】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の放電灯点灯装置において、前記制御回路は、パルス電圧のパルス幅変調を三角波電圧波形と正弦波電圧波形との比較により行うものであって、三角波電圧と正弦波電圧との位相差θを（２ｎ＋１）π／４±π／８（ｎは０以上の整数）としたことを特徴とする。
【００１８】
位相差θを上記範囲と規定することにより、放電灯のランプ電流に含まれる直流成分を小さくしてカタホリシスの問題を解消ないしは低減する。
【００１９】
請求項３記載の発明は、請求項１記載の放電灯点灯装置において、前記制御回路は、パルス電圧のパルス幅変調を三角波電圧波形と正弦波電圧波形との比較により行うものであって、三角波電圧と正弦波電圧との位相差θをｎπ／２≦θ≦（ｎ＋１）π／２とし、ｎπ／２≦θ＜（２ｎ＋１）π／４の範囲の期間のパルス電圧の平均値と、（２ｎ＋１）π／４＜θ≦（ｎ＋１）π／２の範囲の期間のパルス電圧の平均値との和が略０となるように、周期的に位相差を変更するものであることを特徴とする。（ｎは整数）
【００２０】
なお、上記周期は１０ｍsec未満とすることが視観上のちらつきを低減できる点で好ましい。
【００２１】
本発明は、上記位相差内で周期的に位相差を変更することにより、ランプ電流に適度の直流成分を含ませることになり、放電灯のストライエーションと称される移動縞現象を解消ないしは低減する。
【００２２】
また、周期的に変更することにより、１周期内で正負の直流分を相殺し、カタホリシスの問題を解消ないしは低減する。
【００２３】
また、請求項４の発明は、請求項１〜３のいずれか１記載の放電灯点灯装置と、この放電灯点灯装置により点灯される放電灯を配設された照明器具本体とを備えた照明装置である。
【発明の効果】
【００２４】
請求項１ないし３記載の発明によれば、無効電力を低減できて電力変換効率の向上を図ることができるうえ、電力損失を低減して効率の向上、ストライエーション、カタホリシスの対処が容易な放電灯点灯装置を提供できる。  
【００２５】
請求項４記載の発明によれば、無効電力を低減できて電力変換効率の向上を図ることができ、電力損失を低減して効率の向上、ストライエーション、カタホリシスの問題が無いか軽減できる照明装置を提供できる。  
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
以下、本発明の実施の形態を、図面を参照して説明する。  
【００２７】
（第１の実施の形態）
【００２８】
図１に示すように、直流電源１に高周波インバータ回路２を接続している。前記高周波インバータ回路２は、スイッチ素子として、１対のＭＯＳ型ＦＥＴ３、４の直列回路を前記直流電源１に接続し、前記ＦＥＴ４のドレイン端子を直流カット用の第１のキャパシタ５、限流兼共振用のインダクタ６を直列に介して放電灯７の一方のフィラメント電極７ａの一端に接続するとともにソース端子を前記放電灯７の他方のフィラメント電極７ｂの一端に接続している。前記放電灯７の各フィラメント電極７ａ、７ｂの他端間に共振用兼予熱電流を流すための第２のキャパシタ８を接続している。
【００２９】
前記インダクタ６、放電灯７及び第２のキャパシタ８はＬＣ直列共振回路を含む共振負荷回路を構成している。前記各ＭＯＳ型ＦＥＴ３，４には、ダイオード９，１０が並列に接続されている。
【００３０】
前記各ＭＯＳ型ＦＥＴ３，４のゲートには駆動回路１１，１２が接続され、この各駆動回路１１，１２は制御回路を構成するＣＰＵ１３からの信号によって駆動制御されるようになっている。前記駆動回路１１は１対のＭＯＳ型ＦＥＴ１４，１５からなり、また、前記駆動回路１２は１対のＭＯＳ型ＦＥＴ１６，１７からなり、それぞれＣＰＵ１３からの信号を増幅して前記各ＭＯＳ型ＦＥＴ３，４のゲートに対して、オン、オフ駆動信号を供給するようになっている。
【００３１】
前記ＣＰＵ１３はタイマを内蔵し、シーケンスプログラムとメモリ１８に格納されているデータに基づいて、前記各駆動回路１１，１２に供給する信号のタイミングを制御するようになっている。すなわち、前記ＣＰＵ１３は、スタート操作が開始されると、放電灯７に対し、先ず、一定時間予熱を行い、その後始動用高電圧の印加を一定時間行い、ランプ点灯後は点灯維持制御を行うようになっている。
【００３２】
前記ＣＰＵ１３は、予熱期間においては動作周波数を高い基準周波数に設定し、この基準周波数に基づいて駆動回路１１，１２に信号を出力し、駆動回路１１，１２は基準周波数に基づいて前記各ＭＯＳ型ＦＥＴ３，４を交互にスイッチング駆動する。
【００３３】
そして、一定時間の予熱が終了すると始動電圧印加期間に入り、動作周波数を低下させて始動時の基準周波数に切替える。このとき、動作周波数をミリ秒オーダという短い時間で急速に低下させないで段階的に低下させて始動時の基準周波数に移行させる。この段階的に低下させる変化期間は、例えば、約１０msec程度に設定している。この始動期間においては、放電灯７に始動用高電圧が印加する。
【００３４】
そして、一定時間が経過し放電灯７が点灯を開始すると点灯維持制御期間に入り、動作周波数はさらに低下して点灯時の基準周波数になる。このとき、動作周波数をnsecオーダという短い時間で急速に低下させないで段階的に低下させて点灯時の基準周波数に移行させる。
【００３５】
放電灯７を点灯維持させる制御期間においては、ＣＰＵ１３は、放電灯７が高周波インバータ回路２からの高周波電圧によって高周波点灯される時の点灯サイクル（１／点灯周波数）をＴとすると、この点灯サイクルＴの１サイクルをｎ分割の一例としての１０分割し、各区間でＭＯＳ型ＦＥＴ３，４をオン、オフ駆動するパルス電圧を生成し、このパルス電圧のオン幅を点灯サイクルＴに対応した正弦波電圧の波形変化に応じて変化させる。すなわち、オン幅が、中→大→中→小→中→大…と変化するようにパルス幅変調される。そして、ＣＰＵ１３はこのパルス幅変調した信号を駆動回路１１に供給し、この駆動回路１１からＭＯＳ型ＦＥＴ３に図２に示す駆動信号を供給してオン、オフ駆動する。また、ＣＰＵ１３は駆動回路１１に供給した信号とはオン、オフが全く逆の信号を駆動回路１２に供給し、この駆動回路１２からＭＯＳＦＥＴ４に駆動信号を供給してオン、オフ駆動する。
【００３６】
点灯維持制御期間において、ＣＰＵ１３はインバータ回路２の１対のＭＯＳ型ＦＥＴ３，４をこのようなタイミングでオン、オフ駆動することで、インバータ回路２のＭＯＳ型ＦＥＴ４の両端間には図３に示すようなパルス電圧が発生し、このパルス電圧波形が第１のキャパシタ５、インダクタ６、放電灯７及び第２のキャパシタ８からなる共振負荷回路に供給される。共振負荷回路では、インダクタ６とキャパシタ８とのフィルタ効果によって高調波成分が除去され、放電灯７に印加される電圧波形は図５に示すような略正弦波の電圧波形となる。これにより、放電灯７には略正弦波状の電流が流れるようになる。
【００３７】
このように、放電灯７が点灯した後の点灯維持制御においては、放電灯７の点灯サイクルＴを１０分割し、この分割した各区間でＭＯＳ型ＦＥＴ３，４をオン、オフ駆動するパルス電圧を生成し、このパルス電圧のオン幅を点灯サイクルＴに対応した正弦波電圧の波形変化に応じて中→大→中→小→中→大…と変化するようにパルス幅変調させることにより、インバータ回路２から放電灯７に略正弦波状の電流を供給できるので、無効電力を低減できる。これにより、電力変換効率の向上を図ることができる。
【００３８】
また、放電灯７に対して動作周波数を高い基準周波数に設定して一定時間予熱を行った後、動作周波数を始動時の基準周波数に低下させて始動電圧の印加を行うが、このときに動作周波数を段階的に低下させて始動時の基準周波数に移行させるようにしているので、この移行時における回路ストレスを小さくでき、始動時に回路素子が破壊される虞はない。また、始動時から放電灯７が点灯したときも基準周波数の低下があるがこのときにも段階的に低下させて点灯維持時の基準周波数に移行させているので、回路ストレスを小さくできる。
【００３９】
（第２の実施の形態）
【００４０】
なお、前述した実施の形態と同一の部分には同一の符号を付し、詳細な説明は省略する。  
【００４１】
この実施の形態は、図５に示すように、ＣＰＵに代えてハード回路を使用してインバータ回路２の各ＭＯＳ型ＦＥＴ３，４をオン、オフ制御するものである。すなわち、周波数ｆLの正弦波電圧を発生する正弦波電圧源２１と、この正弦波電圧源２１から発生する正弦波電圧周波数ｆLの整数倍例えば２倍の周波数の三角波信号を発生する三角波信号源２２と、前記正弦波電圧源２１からの正弦波電圧と三角波信号源２２からの三角波信号を比較し、正弦波電圧が三角波信号電圧よりも高いときハイレベル信号を出力し、三角波信号電圧以下のときローレベル信号を出力するコンパレータ２３を設け、前記コンパレータ２３の出力信号を駆動回路１１に供給するとともに反転回路２４を介して駆動回路１２に供給している。前記正弦波電圧源２１から発生する正弦波電圧の周波数ｆLは放電灯７の点灯サイクル、すなわち、点灯周波数に対応している。
【００４２】
このような構成においては、正弦波電圧源２１から図６(a)のイに示すような正弦波電圧が発生すし、三角波信号源２２から図６(a)のロに示すような三角波電圧が発生すると、コンパレータ２３からは、例えば、点灯サイクルの１サイクルを２分割し、この分割した各区間でパルス幅変調した図６の(b)に示すようなパルス電圧が出力され、駆動回路１１に供給されるとともに反転回路２４を介して駆動回路１２に供給される。
【００４３】
各区間におけるパルス電圧は、区間内の正弦波電圧の平均値に応じてハイレベルとローレベルの期間が変化し、平均値が小さいほどローレベルを出力する期間が長くなり、平均値が大きいほどハイレベルを出力する期間が長くなる。このように正弦波電圧の区間内の平均値に応じてパルス幅変調される。
【００４４】
駆動回路１１は図６の(b)と同じ波形の駆動信号によってＭＯＳ型ＦＥＴ３をオン、オフ駆動し、駆動回路１２は図６の(b)の波形を反転した波形の駆動信号によってＭＯＳ型ＦＥＴ４をオン、オフ駆動する。
【００４５】
これにより、点灯維持制御期間においては、インバータ回路２のＭＯＳ型ＦＥＴ４の両端間には前述した第１の実施の形態と同様に図３に示すような（分割数は異なる）パルス電圧が発生し、このパルス電圧の高調波成分はインダクタ６とキャパシタ８とのフィルタ効果によって除去される。こうして、放電灯７には図４に示すような略正弦波の電圧波形が印加される。これにより、放電灯７には略正弦波状の電流が流れるようになる。従って、この実施の形態においても、無効電力を低減して電力変換効率の向上を図ることができるという効果が得られる。
【００４６】
（第３の実施形態）
【００４７】
ここで、放電灯７の点灯周波数（1/T）をｆs、ＭＯＳ型ＦＥＴ３，４をオン、オフ駆動するパルス電圧の周波数をｆcとしたときの、ｆsおよびｆcの関係と、構成部品中相対的に電力損失の大きいＭＯＳ型ＦＥＴ３，４、インダクタ６の電力損失との関係に着目し、実験にて確認した。その結果を図７に示す。
【００４８】
図７は、横軸に周波数を対数で表し、縦軸に電力損失を表したもので、点灯周波数ｆsを２０ＫＨｚとして固定し、パルス電圧の周波数ｆcを変化させた場合のＭＯＳ型ＦＥＴ３，４の損失（スイッチング損失）、インダクタ６の損失（巻線Ｌrの損失）および損失の和の変化状態を示したものである。
【００４９】
図７に示すように、損失の和が最小値を示したのはパルス電圧の周波数ｆcが４０ＫＨｚであり、３０ＫＨｚ〜５０ＫＨｚの間（１．５ｆs〜２．５ｆs）であれば相対的に損失を少なくできることが判明した。このような傾向は、点灯周波数ｆsを異なる周波数に固定して実験しても同様であった。
【００５０】
したがって、パルス電圧の周波数ｆcは、構成部品の電力損失を小さく点からは１．５ｆs〜２．５ｆsの範囲に設定するのが有効である。
【００５１】
また、正弦波電圧と三角波電圧との位相差と、放電灯７に供給されるランプ電流中に含まれる直流成分（ＤＣ）との関係に着目し、実験した結果を図８に示す。図８は、横軸に位相差θを表し、縦軸にランプ電流中に含まれる直流成分（ＤＣ）を表したものである。直流成分（ＤＣ）は、ＦＥＴ４の両端に印加される電圧（図３）を１としたときの相対値で示している。また、実際には位相差に応じて直流成分（ＤＣ）は正負に生じるが絶対値表示してある。すなわち、図８において、π/４以下は正であるが、π/４から３π/４までは負であり、３π/４以上はまた正となる周期的変動を呈するものである。
【００５２】
また、図８において、曲線ｆc、ｆｓはそれぞれランプ電流中のパルス電圧の周波数成分、点灯周波数成分を同じく相対値として表したものである。
【００５３】
図８から明らかなように、直流成分（ＤＣ）を少なくして放電灯７のカタホリシスの問題を少なくするには位相差θを（２ｎ＋１）π／４±π／８（ｎは０以上の整数）の範囲とするのが有効である。
【００５４】
一方、ストライエーションの問題対策を優先する場合には、ランプ電流に直流成分（ＤＣ）を含ませることが有効であるから、位相差θを（２ｎ＋１）π／４（ｎは整数）以外とすべきである。
【００５５】
さらに、位相差θをｎπ／２≦θ≦（ｎ＋１）π／２とし、ｎπ／２≦θ＜（２ｎ＋１）π／４の範囲の期間のパルス電圧の平均値と、（２ｎ＋１）π／４＜θ≦（ｎ＋１）π／２（ｎは整数）の範囲の期間のパルス電圧の平均値との和が略０となるように、周期的に位相差を変更すると、ランプ電流に適度の直流成分を含ませることになり、放電灯のストライエーションと称される移動縞現象を解消ないしは低減でき、かつ、周期的に変更することにより、１周期内で正負の直流分を相殺して、カタホリシスの問題を解消ないしは低減できる。
【００５６】
（第３の実施の形態）
【００５７】
この実施の形態は、例えば、前述した第２の実施の形態、すなわち、図５において、放電灯７の点灯周波数をｆs、コンパレータ２３から出力されるパルス電圧の周波数をｆc（＞ｆs）としたとき、定格負荷を使用した共振負荷回路の出力電圧周波数特性において、周波数ｆs成分における出力電圧Ｖsと周波数ｆc成分における出力電圧Ｖcとが、Ｖs＞Ｖcとなるように設定したものについて述べる。
【００５８】
このような設定を行うことで、正弦波電圧源２１からの正弦波電圧を変化させることで負荷である放電灯７に供給される出力電圧を可変させることができ、出力電圧の制御幅を充分に確保できる。
【００５９】
例えば、図９に示すように、三角波信号源２２からの三角波信号Ｓ1の振幅を１、正弦波電圧源２１からの正弦波信号Ｓ2の振幅を０．８とし、放電灯７の点灯周波数ｆsを５０ｋＨｚ、コンパレータ２３から出力されるパルス電圧の周波数ｆcを１ＭＨｚとした場合、コンパレータ２３は正弦波信号Ｓ2の電圧が三角波信号Ｓ1の電圧よりも大きいときには出力を「１」、正弦波信号Ｓ2の電圧が三角波信号Ｓ1の電圧以下のときには出力を「０」とするので、コンパレータ２３から出力されるパルス幅変調されたパルス電圧波形は図１０に示すようになる。
【００６０】
ところで、三角波信号Ｓ1の振幅を「１」としたときの、正弦波信号Ｓ2の振幅に対して、コンパレータ２３から出力されるパルス電圧波形に含まれる周波数ｆs成分と周波数ｆc成分の実効値を示すと図１１に示すようになる。図１１においてグラフｇ1は周波数ｆs成分の実効値を示し、グラフｇ2は周波数ｆc成分の実効値を示し、グラフｇ3は周波数ｆs成分の実効値と周波数ｆc成分の実効値を加算した値を示している。
【００６１】
図１１のグラフからは、例えば、正弦波信号Ｓ2の振幅が０．６のときには、周波数ｆs成分の実効値は略０．４、周波数ｆc成分の実効値は略０．７になり、正弦波信号Ｓ2の振幅が０．８のときには、周波数ｆs成分の実効値も周波数ｆc成分の実効値も略０．６になり、正弦波信号Ｓ2の振幅が１．０のときには、周波数ｆs成分の実効値は略０．７、周波数ｆc成分の実効値は略０．４に逆転することが分かる。また、正弦波信号Ｓ2の振幅が０．４以上においては、周波数ｆs成分の実効値と周波数ｆc成分の実効値との和が略１．１３で一定になることも分かる。
【００６２】
コンパレータ２３からのパルス電圧を駆動回路１１に供給してインバータ回路２のＭＯＳ型ＦＥＴ３をスイッチング駆動し、また、このパルス電圧を反転回路２４で反転し駆動回路１２に供給してインバータ回路２のＭＯＳ型ＦＥＴ４をスイッチング駆動すると、インバータ回路２から、図１２に示すパルス幅変調された出力電圧が発生し、第１のキャパシタ５、インダクタ６、放電灯７及び第２のキャパシタ８からなる共振負荷回路に供給される。このとき、負荷である放電灯７には、共振負荷回路の周波数特性に従った出力が供給される。
【００６３】
すなわち、インバータ回路２から出力されるパルス幅変調された出力電圧に含まれる各周波数成分に対して、その各周波数成分について共振負荷回路のゲインに従った出力が得られるので、これらを合成した出力が最終出力となって放電灯７に供給される。  
【００６４】
この放電灯７に供給される最終出力が略正弦波状の出力とするためには、共振負荷回路の周波数特性を利用して、周波数ｆc成分を含む高調波成分を減衰させる必要がある。  また、図１１に示すグラフから、周波数ｆs成分の実効値を大きくすると、周波数ｆc成分の実効値が小さくなることが分かる。例えば、正弦波信号Ｓ2の振幅が０．６のときには、周波数ｆs成分の実効値は略０．４、周波数ｆc成分の実効値は略０．７となるが、この場合において、図１３に示す共振負荷回路の等価回路に対して電源ＡＣから各周波数の電力を供給すると、抵抗Ｒに両端間に発生する出力電圧として図１４に実線のグラフで示す特性が得られた。
【００６５】
図１３の等価回路において、Ｌrはインダクタ成分を示し、Ｃfはキャパシタ成分を示し、Ｒは放電灯７の定格動作時の等価負荷抵抗を示している。  
【００６６】
また、共振負荷回路の共振周波数（１／２π√Ｌr・Ｃf）は、周波数ｆsよりも大きく、かつ、周波数ｆcよりも低く設定されている。  
【００６７】
図１４における実線のグラフｇ11はＡＣの実効値が略０．４の場合を示しており、実線のグラフｇ12はＡＣの実効値が略０．７の場合を示している。これは、正弦波信号Ｓ2の振幅を０．６としたときに相当する。
【００６８】
図１１から、正弦波信号Ｓ2の振幅が０．６のときには、周波数ｆs成分の実効値が略０．４で、周波数ｆc成分の実効値が略０．７であり、その実効値の和は略一定である。また、正弦波信号Ｓ2の振幅を０．８、１．０と変化させると周波数ｆs成分の実効値が大きくなり、周波数ｆc成分の実効値が小さくなるが、その実効値の和は略一定で変化しない。
【００６９】
このことは、コンパレータ２３からのパルス電圧でインバータ回路２を駆動したときにインバータ回路２から出力されるパルス幅変調された出力電圧においても同じようになることを示している。すなわち、正弦波信号Ｓ2の振幅を０．６〜１．０と変化させた場合に、インバータ回路２からの出力電圧において周波数ｆs成分の実効値及び周波数ｆc成分の実効値はそれぞれ変化するが、その実効値の和は略一定になる。
【００７０】
また、図１４において、ＡＣの実効値が略０．４のときの周波数ｆsにおける出力電圧ＶsとＡＣの実効値が略０．７のときの周波数ｆcにおける出力電圧Ｖc1との関係を調べた結果、両者が略等しくなるようなＬr、Ｃrの設定となっている場合、正弦波の振幅を０．４〜１．０と変化させても出力電圧の実効値はほとんど変化しない。
【００７１】
換言すれば、周波数ｆsにおける出力電圧と周波数ｆcにおける出力電圧が略等しくなる関係においては、正弦波信号Ｓ2の振幅を、例えば０．２〜１．０と変化させても放電灯７に供給される最終出力は、図１５にグラフｇ3で示すようにほとんど変化しないということが分かった。
【００７２】
そこで、本発明者は、周波数ｆsにおける出力電圧Ｖsと周波数ｆcにおける出力電圧Ｖcを異ならせることを考え、図１４の特性から、インダクタ成分Ｌrやキャパシタ成分Ｃfを変化させるか、周波数ｆcを変化させれば、Ｖs＞Ｖcに設定できるので、これについて実験を行った。
【００７３】
周波数ｆc付近で出力電圧が大きく低下するようにインダクタ成分Ｌrやキャパシタ成分Ｃfを設定して抵抗Ｒに両端間に現われる出力電圧特性を測定したところ、ＡＣの実効値が略０．４のときには図１４に点線のグラフｇ21で示す特性が得られ、ＡＣの実効値が略０．７のときには図１４に点線のグラフｇ22で示す特性が得られた。そして、この特性から、ＡＣの実効値が略０．４のときの周波数ｆsにおける出力電圧ＶsとＡＣの実効値が略０．７のときの周波数ｆcにおける出力電圧Ｖc2との関係が、Ｖs＞Ｖc2となった。
【００７４】
このような条件の下で、正弦波信号Ｓ2の振幅を０．２〜１．０と変化したところ放電灯７に供給される最終出力は図１５にグラフｇ4で示すように変化することが分かった。すなわち、放電灯７の点灯周波数をｆs、コンパレータ２３から出力されるパルス電圧の周波数をｆc（＞ｆs）としたとき、放電灯７の定格動作時の等価負荷抵抗を使用した共振負荷回路の出力電圧の周波数特性において、周波数ｆs成分における出力電圧Ｖsと周波数ｆc成分における出力電圧Ｖcとが、Ｖs＞Ｖcとなるように設定すれば、正弦波電圧源２１からの正弦波電圧の振幅を変化させることで放電灯７に供給される出力電圧を可変させることができ、出力電圧の制御幅を充分に確保できることになる。  
【００７５】
これにより、正弦波電圧源２１からの正弦波電圧の振幅を変化させて放電灯７を調光制御することが可能になる。また、点灯したい放電灯７の定格に合うように出力を制御することも簡単にできる。
【００７６】
なお、図１４の実線のグラフｇ12において、周波数ｆcを大きくすれば周波数ｆcにおける出力電圧Ｖc1が低下することが分かる。従って、正弦波電圧源２１からの正弦波電圧の振幅を変化させることで放電灯７に供給される出力電圧を可変させるには、インダクタ成分Ｌrやキャパシタ成分Ｃfを変化させずに周波数ｆcを大きくしてもよい。
【００７７】
なお、この実施の形態は、第２の実施の形態に適用したものについて述べたが、これに限定するものではなく、例えば第１の実施の形態あるいは他の実施の形態にも適用できるものである。あるいは、各実施形態間で組み合わせが可能である。
【００７８】
（第４の実施の形態）
【００７９】
この実施の形態は、放電灯７の点灯周波数をｆs、コンパレータ２３から出力されるパルス電圧の周波数をｆc（＞ｆs）としたとき、放電灯７の定格動作時の等価負荷抵抗を使用した共振負荷回路の出力電圧の周波数特性において、周波数ｆs成分における出力電圧Ｖsと周波数ｆc成分における出力電圧Ｖcとが、Ｖs＞Ｖcとなるように設定した第５の実の形態において、さらに、定格負荷を使用した共振負荷回路のインピーダンスの、放電灯７の点灯周波数ｆsに対する偏角を、−２０ｄｅｇ〜４０ｄｅｇの間に設定することを条件としたものである。
【００８０】
すなわち、インバータ回路２に供給する直流電圧ＶDCに対して所望の電力を放電灯７に供給するためのインダクタ成分Ｌrとキャパシタ成分Ｃfとの組み合わせは無限に存在する。このため、無効電力を減らして回路損失を低減するのを単純にインダクタ成分Ｌrとキャパシタ成分Ｃfとの組み合わせによって規定することは困難である。
【００８１】
一方、図１３の等価回路において、電源ＡＣから見た共振負荷回路のインピーダンスＺは、Ｒe(Z)＋ｊ・Ｉm(Z)＝ｊωＬr＋１／（（１／Ｒ）＋ｊωＣf、となる。これをベクトルで示すと、図１６に示すようになる。このときの、インピーダンスＺと実数部のＲe(Z)との為す角度が偏角となる。すなわち、偏角＝ｔａｎ−１（Ｉm(Z)／Ｒe(Z)）となる。
【００８２】
図１６のベクトルから偏角を小さくすれば虚数部を減らすことができる。これは無効電力を減らすことになる。従って、共振負荷回路において、無効電力を減らして回路損失を低減するには共振負荷回路のインピーダンスＺの偏角で規定することが可能である。
【００８３】
例えば、直流電圧ＶDC＝３５０Ｖ、点灯周波数ｆs＝２０ｋＨｚ、パルス電圧の周波数ｆc＝２００ｋＨｚとし、放電灯７の定格動作時の等価抵抗を３００Ω、放電灯７の定格電流を０．３７Ａとしたときにおいて、偏角を−４０ｄｅｇ、−２０ｄｅｇ、０ｄｅｇ、２０ｄｅｇ、４０ｄｅｇ、６０ｄｅｇと変化させ、そのときのインダクタ成分Ｌrに発生する電力ＶＡをプロットしたところ図１７に示す結果が得られた。
【００８４】
この図１７の結果から、偏角を−２０ｄｅｇ〜４０ｄｅｇの範囲で設定すればインダクタ成分Ｌrに発生する電力ＶＡを小さくでき、無効電力を減らすことができる。特に、０ｄｅｇ〜２０ｄｅｇにおいてはインダクタ成分Ｌrに発生する電力ＶＡを充分小さくでき、無効電力を大幅に減らすことができる。
【００８５】
これに対し、偏角が−２０ｄｅｇを下回るとインダクタ成分Ｌrに発生する電力ＶＡが急激に増加する。また、偏角が４０ｄｅｇを上回ると同じくインダクタ成分Ｌrに発生する電力ＶＡが急激に増加する。従って、偏角が−２０ｄｅｇを下回る範囲や偏角が４０ｄｅｇを上回る範囲は無効電力が多くなって回路損失が大きくなり好ましくない。
【００８６】
このように、偏角を−２０ｄｅｇ〜４０ｄｅｇの範囲に設定することで、インダクタ成分Ｌrに発生する電力ＶＡを小さくでき、共振負荷回路における回路損失を低減できる。そして、インダクタ成分Ｌrに発生する電力ＶＡを小さくできるので、使用するインダクタ６も小型化できる。
【００８７】
（第５の実施の形態）
【００８８】
この実施の形態は、放電灯７の点灯周波数をｆs、コンパレータ２３から出力されるパルス電圧の周波数をｆc（＞ｆs）としたとき、放電灯７の定格動作時の等価負荷抵抗を使用した共振負荷回路の出力電圧の周波数特性において、周波数ｆs成分における出力電圧Ｖsと周波数ｆc成分における出力電圧Ｖcとが、Ｖs＞Ｖcとなるように設定し、さらに、定格負荷を使用した共振負荷回路のインピーダンスの、放電灯７の点灯周波数ｆsに対する偏角を、−１０ｄｅｇ〜４０ｄｅｇの間に設定した第６の実施の形態において、さらに、定格負荷を使用した共振負荷回路に発生する負荷電圧に含まれる放電灯７の点灯周波数ｆs成分の実効値ＶLrmsと、インバータ回路２の出力電圧に含まれる放電灯７の点灯周波数ｆs成分の実効値Ｖirmsとが、略等しくなるように、インバータ回路２に印加する直流電源１からの直流電源電圧ＶDCを設定することを条件としたものである。
【００８９】
図５に示す回路構成の放電灯点灯装置において、例えば、放電灯７の点灯周波数ｆs＝２０ｋＨｚ、パルス電圧の周波数ｆc＝２００ｋＨｚ、三角波信号源２２からの三角波信号に対する正弦波電圧源２１から発生する正弦波電圧の変調度を０．９、放電灯７の定格電流を０．３７Ａ、ランプ電圧を１１３Ｖとし、直流電源１からの直流電源電圧ＶDCについて、第１のキャパシタ５、インダクタ６、放電灯７及び第２のキャパシタ８からなる共振負荷回路のインピーダンス偏角を０ｄｅｇに設定し、直流電源電圧ＶDCをパラメータとして、各直流電源電圧ＶDCに対するインダクタ成分Ｌrに発生する電力ＶＡを求めたところ、図１８に示す結果が得られた。
【００９０】
この図１８のグラフは、直流電源電圧ＶDCを高くするほどインダクタ成分Ｌrに発生する電力ＶＡが低下することを示しており、直流電源電圧ＶDCを高くするほど使用するインダクタ６を小形化できることを示している。
【００９１】
インバータ回路２から共振負荷回路に供給される出力電圧はパルス幅変調波形であり、この波形には正弦波電圧の周波数成分とパルス電圧の周波数成分が含まれている。そして、振幅１の三角波信号を振幅０．９の正弦波電圧で変調しているので、インバータ回路２からの出力電圧の変調度も０．９である。すなわち、インバータ回路２からの出力電圧は図１９に示すような電圧波形となる。
【００９２】
ここに含まれる変調信号成分は、Ｖirms＝ＶDC／（２√２）・α、として表わすことができる。ここで、Ｖirmsは、インバータ回路２の出力電圧に含まれる放電灯７の点灯周波数ｆs成分の実効値であり、αは変調度である。  
【００９３】
この実効値Ｖirmsを、定格負荷を使用した共振負荷回路に発生する負荷電圧に含まれる放電灯７の点灯周波数ｆs成分の実効値ＶLrmsと略等しくなるように設定することで、直流電源電圧ＶDCを高く設定することが可能になる。すなわち、実効値ＶLrmsはランプ電圧に相当するので、上記した例ではＶLrms＝１１３Ｖとなる。α＝０．９となっているので、直流電源電圧ＶDCは上記式から、３５５Ｖとなる。この電圧値は設定できる直流電源電圧ＶDCの略上限値になっている。なお、直流電源電圧ＶDCを３５５Ｖよりも高くすると、必要なインダクタ成分Ｌrやキャパシタ成分Ｃfの設定が不可能になる。
【００９４】
このように、直流電源電圧ＶDCを高く設定することができ、これにより、インダクタ成分Ｌrに発生する電力ＶＡを小さくでき、共振負荷回路における回路損失を低減できる。また、インダクタ成分Ｌrに発生する電力ＶＡを小さくできるので、使用するインダクタ６も小型化できる。
【００９５】
（第６の実施の形態）
【００９６】
この実施の形態は前述した各実施の形態の放電灯点灯装置を備えた照明器具について述べる。  
【００９７】
図２０は照明器具１００を示し、この照明器具１００は、照明器具本体１０１のソケット１０２に放電灯１０３を取付け、内部に前述した各実施の形態のいずれかの放電灯点灯装置を放電灯点灯装置１０４として組み込み、この放電灯点灯装置１０４によって放電灯１０３を点灯するようになっている。
【００９８】
このようにして、前述した各実施の形態の放電灯点灯装置を備えた照明器具が実現できる。すなわち電力変換効率の向上を図ることができる照明器具が実現できる。また、フィードバック制御する放電灯点灯装置を使用した場合は、さらに、インダクタ６を小さくしても放電灯を安定に点灯維持することができる照明器具が実現できる。
【００９９】
また、周波数ｆs成分における出力電圧Ｖsと周波数ｆc成分における出力電圧Ｖcとが、Ｖs＞Ｖcとなるように設定した放電灯点灯装置を使用した場合は、出力電圧の制御幅を充分に確保できる照明器具が実現できる。さらに、共振負荷回路のインピーダンスの、放電灯の点灯周波数ｆsに対する偏角を−１０ｄｅｇ〜４０ｄｅｇの間に設定することで、さらに、共振負荷回路に発生する負荷電圧に含まれる放電灯の点灯周波数ｆs成分の実効値ＶLrmsとインバータ回路２の出力電圧に含まれる放電灯の点灯周波数ｆs成分の実効値Ｖirmsとが略等しくなるように直流電源電圧を設定することで、回路損失を低減でき、インダクタを小型化できる照明器具が実現できる。
【図面の簡単な説明】
【０１００】
【図１】本発明の、第１の実施の形態を示す一部ブロックを含む回路構成図。
【図２】同実施の形態におけるＭＯＳＦＥＴをオン、オフ駆動する駆動信号波形を示す図。
【図３】同実施の形態におけるインバータ回路のＭＯＳＦＥＴの両端間に発生する電圧波形を示す図。
【図４】同実施の形態における放電灯への印加電圧波形を示す図。
【図５】本発明の、第２の実施の形態を示す回路構成図。
【図６】正弦波電圧、三角波電圧パルス電圧を示す図
【図７】同周波数と電力損失との関係を示す図
【図８】位相差と直流成分との関係を示す図
【図９】三角波信号と正弦波信号との振幅を示す波形図
【図１０】コンパレータから出力されるパルス幅変調されたパルス電圧波形を示す図
【図１１】コンパレータから出力されるパルス電圧波形に含まれる周波数ｆs成分と周波数ｆc成分の実効値及びその和の実効値を示すグラフ
【図１２】インバータ回路の出力電圧波形を示す図
【図１３】共振負荷回路の等価回路を示す回路図
【図１４】等価回路に対して電源から各周波数の電力を、実効値を変えて供給した場合の抵抗Ｒに両端間に発生する出力電圧特性を示す図
【図１５】Ｖs＝Ｖc及びＶs＞Ｖcとして正弦波信号の振幅を変化させたときの放電灯に供給される最終出力を示すグラフ
【図１６】共振負荷回路の偏角を説明するための図
【図１７】偏角とインダクタ成分Ｌrに発生する電力ＶＡとの関係を示すグラフ
【図１８】共振負荷回路のインピーダンス偏角を０ｄｅｇに設定した場合の直流電源電圧ＶDCに対するインダクタ成分Ｌrに発生する電力ＶＡを示すグラフ
【図１９】インバータ回路の出力電圧波形を示す図
【図２０】照明装置の斜視図
【符号の説明】
【０１０１】
１…直流電源、２…高周波インバータ回路、３，４…ＭＯＳ型ＦＥＴ、６…インダクタ、７…放電灯、８…第２のキャパシタ、１３…ＣＰＵ、１８…メモリ、２１…正弦波電圧源、２２…三角波信号源、２３…コンパレータ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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