(57)【要約】【課題】ピーク検波回路が、ノイズに追従してピークを検出してしまう場合があった。【解決手段】ピーク検波回路は、電源電位と出力端子の間に接続された第１のトランジスタと、入力信号と出力信号の差に基づいて、前記第１のトランジスタを駆動する増幅器と、前記第１のトランジスタに接続された第２のトランジスタと、前記第２のトランジスタにカレントミラー接続された第３のトランジスタと、前記第３のトランジスタに流れる電流値を設定する電流源とを有する。【選択図】  図１
2007255909.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源電位と出力端子の間に配置された第１のトランジスタと、
入力信号と出力信号の差に基づいて、前記第１のトランジスタを駆動する増幅器と、
前記第１のトランジスタに接続された第２のトランジスタと、
前記第２のトランジスタにカレントミラー接続された第３のトランジスタと、
前記第３のトランジスタに流れる電流値を設定する電流源とを有するピーク検波回路。
【請求項２】
前記ピーク検波回路は、さらに前記出力端子と接地電位の間に接続されたコンデンサを有することを特徴とする請求項１に記載のピーク検波回路。
【請求項３】
前記増幅器は演算増幅器で構成され、当該演算増幅器の反転入力端子に前記出力信号が入力され、当該演算増幅器の非反転入力端子に前記入力信号が入力されることを特徴とする請求項１に記載のピーク検波回路。
【請求項４】
電源電位と出力端子の間に配置された第１のトランジスタと、
入力信号と出力信号の差に基づいて、前記第１のトランジスタを駆動する増幅器と、
前記第１のトランジスタに接続された第２のトランジスタと、
前記第２のトランジスタにカレントミラー接続された第３のトランジスタと、
前記出力端子と接地電位との間に接続されたコンデンサと、
前記出力端子と接地電位との間に接続された第１の電流源と、
前記第３のトランジスタに流れる電流値を設定する第２の電流源とを有するピーク検波回路。
【請求項５】
前記第２の電流源が流す電流値は、前記第１の電流源が流す電流値よりも大きな値であることを特徴とする請求項４に記載のピーク検波回路。
【請求項６】
前記ピーク検波回路は、さらに、
前記電源電位と出力端子の間に配置された第４のトランジスタと、
前記出力信号のレベルに基づいて前記第４のトランジスタを制御する制御回路とを有することを特徴とする請求項５に記載のピーク検波回路。
【請求項７】
前記第３のトランジスタ及び前記第２の電流源は、電源電位と接地電位の間に直列に接続されていることを特徴とする請求項４乃至６のいずれか１項に記載のピーク検波回路。
【請求項８】
前記第１の電流源および第２の電流源によって、前記トランジスタに対する充電電流を設定することを特徴とする請求項４乃至７のいずれか１項に記載のピーク検波回路。
【請求項９】
前記充電電流の電流値は、前記入力信号に含まれるノイズ成分に基づいて決定されることを特徴とする請求項４乃至８のいずれか１項に記載のピーク検波回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力された信号のピークに追従したレベルの信号を出力するピーク検波回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば音声信号などを扱う回路において、入力された信号のピークレベルに対応する信号を出力するピーク検波回路が知られている。図６は、従来のピーク検波回路を示す回路図である。
【０００３】
図６に示すように、従来のピーク検波回路はオペアンプ５１、電流源５２、コンデンサ５３、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ５４から構成されている。ピーク検波の対象となる入力信号ＩＮはオペアンプ５１の非反転入力端子に入力される。オペアンプ５１の出力はＮチャネルＭＯＳトランジスタ５４のゲートに接続されている。オペアンプの反転入力端子には、ピーク検波出力ＯＵＴが入力されている。ＮチャネルＭＯＳトランジスタ５４は、電源電位Ｖｃｃとピーク検波出力端子の間に接続されている。電流源５２、コンデンサ５３は、ピーク検波出力端子と接地電位の間に並列に接続されている。
【０００４】
オペアンプでは入力信号とピーク検波出力の比較が行われる。入力信号の電圧がピーク検波出力の電圧よりも大きい場合には、オペアンプは、その差を増幅しほぼＨレベルの信号を出力する。そのため、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ５４がオン状態となり、コンデンサ５３が充電される。コンデンサが充電されるので、ピーク検波出力の電圧は上昇する。この際、電流源５２によって、コンデンサ５３の電荷が一部放電されるが、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ５４による電流が充分に大きいため、ピーク検波出力の電圧は上昇する。
【０００５】
入力信号の電圧がピーク検波出力の電圧よりも小さい場合には、オペアンプは、その差を増幅し、ほぼＬレベルの信号を出力する。そのため、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ５４がオフ状態となる。コンデンサ５３に蓄積された電荷は、電流源５２によって放電される。上記したように、電流源５２は、ＮチャネルＭＯＳがオン状態となった場合の充電電流に比べて極めて低い電流を流すように設定されている。そのため、ピーク検波出力の電圧が下降するのは極めてゆっくりとしたものとなる。そのため、ピーク検波回路は、図７に示すように入力信号が上昇、下降を繰り返すような波形であっても、そのピークに追従したピーク検波出力を出力できる。
【０００６】
また、ピーク検波回路として特許文献１に記載の技術も知られている。特許文献1に記載の技術では、カレントミラー回路を形成し、カレントミラー回路に用いられている全てのトランジスタに流れる電流を利用してコンデンサを充電することで急速充電を行うことが開示されている。
【特許文献１】特開平１１−８８０８５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、従来のピーク検波回路では、図７に示すように入力信号にノイズが重畳された場合、ノイズ成分にも追従してコンデンサを充電してしまう場合があった。この場合、入力信号の本来のピーク値よりも大きくずれた値をピーク検波回路が出力してしまい、正確なピーク値を検出できない場合があった。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の１態様によるピーク検出回路は、電源電位と出力端子の間に接続された第１のトランジスタと、入力信号と出力信号の差に基づいて、前記第１のトランジスタを駆動する増幅器と、前記第１のトランジスタに接続された第２のトランジスタと、前記第２のトランジスタにカレントミラー接続された第３のトランジスタと、前記第３のトランジスタに流れる電流値を設定する電流源とを有する。
【０００９】
また、本発明の１態様によるピーク検出回路は、電源電位と出力端子の間に接続された第１のトランジスタと、入力信号と出力信号の差に基づいて、前記第１のトランジスタを駆動する増幅器と、前記第１のトランジスタに接続された第２のトランジスタと、前記第２のトランジスタにカレントミラー接続された第３のトランジスタと、前記出力端子と接地電位との間に接続されたコンデンサと、前記出力端子と接地電位との間に接続された第１の電流源と、前記第３のトランジスタに流れる電流値を設定する第２の電流源とを有する。
【発明の効果】
【００１０】
ノイズなどの急峻な変化に追従せず、安定してピーク検波を行うことが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
実施の形態１
【００１２】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。図１は、本発明の実施の形態１に関するピーク検波回路を示す回路図である。図１に示すように本実施の形態のピーク検波回路１０は、オペアンプ（演算増幅器）１、第１の電流源２、コンデンサ３、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ（第１のトランジスタ）４、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ（第２、第３のトランジスタ）５、６、第２の電流源７を有している。
【００１３】
ピーク検波の対象となる入力信号ＩＮはオペアンプ１の非反転入力端子に入力される。オペアンプ１の出力はＮチャネルＭＯＳトランジスタ４のゲートに接続されている。オペアンプの反転入力端子には、ピーク検波回路の出力信号であるピーク検波出力ＯＵＴが入力されている。ＮチャネルＭＯＳトランジスタ４とＰチャネルＭＯＳトランジスタ５は、電源電位Ｖｃｃとピーク検波出力端子の間に直列に接続されている。第１の電流源２、コンデンサ３は、ピーク検波出力端子と接地電位の間に並列に接続されている。ＰチャネルＭＯＳトランジスタ６と第２の電流源７は、電源電位Ｖｃｃと接地電位ＧＮＤの間に直列に接続されている。ＰチャネルＭＯＳトランジスタ５、６のゲートは、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ６のドレインに共通接続されている。したがって、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ５、６は、カレントミラー回路を構成している。
【００１４】
このように構成されたピーク検波回路１０の動作について以下に説明する。オペアンプの非反転入力端子には、例えば音声信号などの入力信号ＩＮが入力されている。反転入力端子には、ピーク検波回路の出力電圧であるピーク検波出力ＯＵＴが入力されている。オペアンプ１は、反転入力端子と非反転入力端子の電圧差を、そのゲイン（利得）に基づいて増幅する。本実施の形態では、オペアンプ１のゲインは非常に高く設定されているため、実質的に入力信号の電圧とピーク検波出力の電圧を比較する比較器として動作する。したがって、以下の説明では、オペアンプ１は、入力信号ＩＮの電圧がピーク検波出力ＯＵＴの電圧よりも高い場合は電源電圧Ｖｃｃに近いＨレベル、入力信号ＩＮの電圧がピーク検波出力ＯＵＴよりも低い場合には接地電位に近いＬレベルの信号を出力するものとして説明する。
【００１５】
図２は、本実施の形態のピーク検波回路１０の入力信号ＩＮとピーク検波出力ＯＵＴの関係を示す図である。入力信号ＩＮの電圧がピーク検波出力ＯＵＴの電圧よりも大きい場合、オペアンプ１は、Ｈレベルの信号を出力する。これによってＮチャネルＭＯＳトランジスタ４がオン状態となる。コンデンサ３の電極には電源電位ＶｃｃからＰチャネルＭＯＳトランジスタ５、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ４を介して電流が流れ、電荷が蓄積される。この充電によってピーク検波出力の電圧が上昇する（図２の実線参照）。
【００１６】
この時、コンデンサ３を充電する電流の電流値は、第１の電流源が流す電流値と第２の電流源７が流す電流値との差によって決定される。仮に第１の電流源が流す電流値をＩ１、第２の電流源が流す電流値をＩ２とする。ＰチャネルＭＯＳトランジスタ５とＰチャネルＭＯＳ６は、カレントミラーを構成しているため、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ５、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ４に流れる電流値は、Ｉ２となる。
【００１７】
その一方で、コンデンサの電極は、常に第１の電流源２で放電されているため、コンデンサの充電電流はＩ２−Ｉ１となる。つまりＩ２＞Ｉ１となるように第２の電流源の流す電流値を設定してやれば、入力信号ＩＮの電圧がピーク検波出力ＯＵＴの電圧よりも大きな場合は、確実にコンデンサ２を充電することが可能である。例えばＩ２＝２１Ｉ１としてやればコンデンサ３を充電するための電流は、２１Ｉ１−Ｉ１＝２０Ｉ１となる。
【００１８】
つまり、電源電圧ＶｃｃからＰチャネルＭＯＳトランジスタ６、第２の電流源７を介して接地電位へと流れる電流の電流値を決定してやることによって、本実施の形態では充電電流の電流値を第１の電流源２および第２の電流源７によって決定される電流値とすることが可能である。
【００１９】
入力信号ＩＮの電圧が、ピーク検波出力ＯＵＴの電圧よりも低くなった場合は、オペアンプがＬレベルの信号を出力する。そのためＮチャネルＭＯＳトランジスタ４が、オフ状態となる。ＮチャネルＭＯＳトランジスタ４がオフ状態となることにより、コンデンサ３には電源電位Ｖｃｃからの電流は供給されず、第１の電流源２による放電状態となる。上記したように、例えば第１の電流源２は、第２の電流源７と比較して１／２１などと、非常に小さく設定されているため、この放電は、図２に示すように極めて緩やかに進行する。
【００２０】
本実施の形態では、入力信号とピーク検波出力の電圧の差に基づいて、上記したような充放電を繰り返すことにより、入力信号の電圧のピークを確実に検出することが可能となる。また、充電電流の電流値をノイズ成分を考慮して所定値に設定することにより、入力信号に、ノイズなどの急峻な波形が重畳した場合でも、その信号に追従して過充電などを行うことなく、安定したピーク検波を行うことが可能となる。この充電電流は、電源電位と接地電位の間に接続されたＰチャネルＭＯＳトランジスタ６に対する電流源７の設定によって決定することが出来る。この電源電位と接地電位の間に接続されたＰチャネルＭＯＳトランジスタ６、第２の電流源７を通過するパスの電流値を決定することにより、本発明では、コンデンサに対する充電電流を減少させ、ノイズなどの急峻な変化に追従しないピーク検波回路とすることが可能となる。
【００２１】
なお、第１、第２の電流源としては、種々の電流源を用いることが可能である。図３に、この第１、第２の電流源の好ましい例を示す。図３に示す例では、第１、第２の電流源はバンドギャップ定電圧回路３１、ＮＰＮトランジスタ３２、３３、３４、抵抗３５、３６、３７から構成されている。図３に示した電流源では、バンドギャップ定電圧回路３１が、電源ノイズなどの影響を受けない定電圧を出力する。この定電圧と接地電位の間に抵抗を接続し、基準電流を生成する。そして、第１、第２の低電流源は、この基準電流をもとにしたカレントミラー回路で生成される。このカレントミラーを構成するトランジスタ、抵抗の比を、第１、第２の電流源の流す電流値の比にあわせて形成することで、プロセスのばらつきや製造誤差に影響されず第１、第２の電流源の電流比を一定とすることが可能である。図３では、このようなトランジスタ、抵抗の比の一例を素子の横に付してある。
【００２２】
実施の形態２
図４は、本発明の実施の形態２のピーク検波回路を示す回路図である。図４において、図１と共通する構成要素については、同一の符号を付し、その説明を省略する。本実施の形態では、図１に示したピーク検波回路に対し、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ（第４のトランジスタ）８及び制御回路９が追加されている。
【００２３】
ＰチャネルＭＯＳトランジスタ８は、電源電位Ｖｃｃにソースが接続され、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ５とＮチャネルＭＯＳトランジスタ４の間のノードにドレインが接続される。ＰチャネルＭＯＳトランジスタ８のゲートには制御回路９の出力が与えられる。制御回路９は、ピーク検波出力ＯＵＴに接続され、ピーク検波出力ＯＵＴの電圧に基づいてＬレベル、またはＨレベルの信号を出力する回路である。本実施の形態では、制御回路９は、ピーク検波出力の電圧があらかじめ定められた所定値Ｖａ以下の場合はＬレベルを出力し、Ｖａを超えるとＨレベルを出力する回路である。
【００２４】
図５は、本実施の形態のピーク検波回路２０の入力信号とピーク検波出力の関係を示す図である。本実施の形態のピーク検波回路の動作について図４を参照して説明する。入力信号ＩＮの電圧がピーク検波出力ＯＵＴの電圧よりも大きく、かつピーク検波出力ＯＵＴの電圧が所定値Ｖａ以下であれば、オペアンプ１はＨレベル、制御回路９はＬレベルを出力する。そのため、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ４及びＰチャネルＭＯＳトランジスタ８は、オン状態となる。ＰチャネルＭＯＳトランジスタ８によって、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ５がショートされるため、この時の充電電流の値は、第２の電流源７の設定する電流値に比べ極めて大きな値となる。そのため、入力信号ＩＮの電圧がピーク検波出力ＯＵＴの電圧よりも大きく、かつピーク検波出力の電圧が所定値よりも低い間は極めて急速な充電が行われる（図５参照）。
【００２５】
この充電によりコンデンサ３が急速に充電され、ピーク検波出力の電圧が所定値Ｖａを超えると、制御回路９はＨレベルの信号を出力する。入力信号の電圧がピーク検波出力の電圧よりも大きく、ピーク検波出力の電圧が所定値Ｖａを超えている間は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタがオン状態、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ８がオフ状態となる。この場合、コンデンサ３は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ５、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ４を介する電流で充電される。この場合の充電は、実施の形態１における充電と同様であるためその説明を省略する。また、入力信号の電圧がピーク検波出力の電圧よりも低くなった場合に、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ４がオフ状態となり、第１の電流源２による緩やかな放電動作が行われる点も実施の形態１と同様である。
【００２６】
このような構成とすることにより、本実施の形態のピーク検波回路２０は、充電にかかる時間を短縮し、ピーク検波するまでの時間を短縮することが可能である。実施の形態１のピーク検波回路１０では、コンデンサの充電は、常に第２の電流源７の設定に基づいて決まる電流で行われる。そのため、ピーク検波出力の電圧が入力信号のピーク値に達するまでに時間がかかってしまう場合があった。それに対し、本実施の形態によれば、例えばノイズが重畳してもピーク検波出力の電圧が想定されるピーク値を超えないレベルを所定値Ｖａと設定し、Ｖａに達するまではＰチャネルトランジスタ８、Ｎチャネルトランジスタ４を介した電流で急速に充電し、Ｖａを超えた場合に第１の電流源２と第２の電流源７の設定から定められる電流値によって充電することでノイズなどの急峻な立ち上がりに追従せず、かつ急速に充電を行うことが出来る。そのため、ピーク検波回路のピーク検波出力が、正確なピーク値を出力するようになるまでの時間を短縮することが可能となる。
【００２７】
以上、詳細に説明したように、本発明ではピーク検波出力となるコンデンサの電極を充電する電流を流すトランジスタに対し、カレントミラーを形成し、カレントミラーに流れる電流を設定値によって制御することで、コンデンサに対する充電電流を制御している。このように、充電電流を制御することでノイズなどの急峻な立ち上がりに追従してコンデンサを過充電することなく、正確なピーク検波を行うことが可能となる。また、実施の形態２に示したようにピーク検波出力の電圧が所定値になるまでは、大きな充電電流が流せるようなスイッチング素子を有することにより、ピーク値を出力するまでの時間を短縮することも可能である。
【００２８】
以上、本発明の実施の形態に基づいて詳細に説明したが本発明は、本発明の主旨に基づいて種々の変形が可能である。例えば図８に示すように図１におけるＮチャネルＭＯＳトランジスタ４をＰチャネルＭＯＳトランジスタ８４とし、入力信号ＩＮをオペアンプ８１の反転入力端子に入力し、ピーク検波出力ＯＵＴをオペアンプ８１の非反転入力端子に入力することで、上記に説明した実施形態と同様の動作を行うことも可能である。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】図１は、本発明の第１の実施の形態のピーク検波回路を示す回路図である。
【図２】図２は、実施の形態１のピーク検波回の入力信号ＩＮとピーク検波出力ＯＵＴの関係を示す図である。
【図３】図３は、電流源の回路構成例を示す図である。
【図４】図４は、本発明の第２の実施の形態のピーク検波回路を示す回路図である。
【図５】図５は、実施の形態２のピーク検波回の入力信号ＩＮとピーク検波出力ＯＵＴの関係を示す図である。
【図６】図６は、従来のピーク検波回路を示す回路図である。
【図７】図７は、従来のピーク検波回の入力信号ＩＮとピーク検波出力ＯＵＴの関係を示す図である。
【図８】図８は、本発明の実施の形態の変形例を示す図である。
【符号の説明】
【００３０】
１、８１    オペアンプ（演算増幅器）
２、７    電流源
３    コンデンサ
４    ＮチャネルＭＯＳトランジスタ
５、６、８、８４    ＰチャネルＭＯＳトランジスタ
９    制御回路
３１    バンドギャップ定電圧回路
３２、３３、３４    ＮＰＮトランジスタ
３５、３６、３７    抵抗
【図１】
2007255909.tif 000003
【図２】
2007255909.tif 000004
【図３】
2007255909.tif 000005
【図４】
2007255909.tif 000006
【図５】
2007255909.tif 000007
【図６】
2007255909.tif 000008
【図７】
2007255909.tif 000009
【図８】
2007255909.tif 000010