(57)【要約】【課題】負荷変動が非常に大きいＰＤＰ用ＳＭＰＳ等のような電源部に適用される場合、最小負荷から最大負荷まで全領域にわたり高効率を確保する。【解決手段】電源と接地間に直列に連結された第１、第２スイッチを含み、両スイッチは位相の同一レベルが相互重畳されない第１、第２スイッチング信号によってスイッチング動作するスイッチング部と、上記スイッチング部のスイッチング動作によって１次巻線に印加される電圧を２次巻線に変換し、１次巻線のインダクタ及びキャパシタにより共振が成されるトランス部と、上記トランス部からの電圧を整流して直流電圧に変換する整流部と、上記整流部を通じ出力される出力電圧を検出するフィードバック回路部と、上記検出された電圧によってＰＷＭ方式で固定周波数を有する上記第１、第２スイッチング信号のパルス幅を調節して上記第１及び第２スイッチを制御する制御部を含む。【選択図】図４
2007020391.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源と接地との間に直列に連結された２つの第１、第２スイッチを含み、前記第１、第２スイッチは位相の同一レベルが相互重畳されない第１、第２スイッチング信号によってスイッチング動作するスイッチング部と、
前記スイッチング部のスイッチング動作によって１次巻線に印加される電圧を２次巻線に変換し、１次巻線のインダクタ及びキャパシタにより共振が成されるトランス部と、
前記トランス部からの電圧を整流して直流電圧に変換する整流ダイオードを含む整流部と、
前記整流部を通じ出力される出力電圧を検出するフィードバック回路部、及び
前記フィードバック回路部により検出された電圧によってＰＷＭ方式で固定周波数を有する前記第１、第２スイッチング信号のパルス幅を調節して前記第１及び第２スイッチを制御する制御部と、
を含むことを特徴とする高効率ハーフブリッジＤＣ/ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記制御部は、
前記第１、第２スイッチのスイッチングオン/オフ状態を安定化させ、前記第１スイッチに順方向の電流が流れ始めて前記キャパシタに充電を開始する第１動作モードと、前記第１、第２スイッチをスイッチングオフ/オンさせ、前記第２スイッチに逆方向の電流が流れ始めながら漸次減少し、前記キャパシタに充電完了する第２動作モードと、前記第１、第２スイッチのスイッチングオフ/オン状態を安定化させ、前記充電完了された前記キャパシタを放電開始して、前記第２スイッチに順方向の電流が流れ始める第３動作モードと、前記第１、第２スイッチをスイッチングオン/オフさせ、前記キャパシタの放電を完了する第４動作モードで順次に制御することを特徴とする請求項１に記載の高効率ハーフブリッジＤＣ/ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記第１スイッチは、
オフ状態でボディーダイオードを通じ逆方向の電流が流れる間は零電圧状態であり、前記零電圧状態からオン状態にスイッチングされる零電圧スイッチングを遂行することを特徴とする請求項２に記載の高効率ハーフブリッジＤＣ/ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記第２スイッチは、
オフ状態でボディーダイオードを通じ逆方向の電流が流れる間は零電圧状態であり、前記零電圧状態からオン状態にスイッチングされる零電圧スイッチングを遂行することを特徴とする請求項２に記載の高効率ハーフブリッジＤＣ/ＤＣコンバータ。
【請求項５】
前記整流部は、
整流ダイオードに流れる電流を前記トランス部の共振に同期させ、前記整流部の整流ダイオードから零電流スイッチング(Ｚｅｒｏ−Ｃｕｒｒｅｎｔ  Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ：ＺＣＳ)を遂行することを特徴とする請求項２に記載の高効率ハーフブリッジＤＣ/ＤＣコンバータ。
【請求項６】
電源と接地との間に直列に連結された２つの第１、第２スイッチを含むスイッチング部と、前記スイッチング部のスイッチング動作によって１次巻線に印加される電圧を２次巻線に変換し、１次巻線のインダクタ及びキャパシタにより共振が成されるトランス部と、前記トランス部からの電圧を整流して直流電圧に 変換する整流ダイオードを含む整流部と、固定周波数を有する前記第１、第２スイッチング信号のＰＷＭパルス幅を調節して前記第１及び第２スイッチを制御する制御部を含む高効率ハーフブリッジＤＣ/ＤＣコンバータの制御方法において、
前記第１、第２スイッチのスイッチングオン/オフ状態を安定化させ、前記第１スイッチに順方向の電流が流れ始めて前記キャパシタに充電を開始する第１動作モードを遂行する段階と、 
前記第２スイッチに逆方向の電流が流れ始めて前記第１、第２スイッチをスイッチングオフ/オンさせ前記第２スイッチの零電圧スイッチングを遂行し、前記第２スイッチの逆方向の電流が漸次減少し、前記キャパシタの充電を完了する第２動作モードを遂行する段階と、
前記第１、第２スイッチのスイッチングオフ/オン状態を安定化させ、前記充電完了された前記キャパシタを放電開始して、前記第２スイッチに順方向の電流が流れ始める第３動作モードを遂行する段階、及び
前記第１スイッチに逆方向の電流が流れ始めて前記第１、第２スイッチをスイッチングオン/オフさせ前記第１スイッチの零電圧スイッチングを遂行し、前記第１スイッチの逆方向の電流が漸次減少し、前記キャパシタの放電を完了する第４動作モードを遂行する段階を含み、
前記第１、第２、第３及び第４動作モードを順次循環実行することを特徴とする高効率ハーフブリッジＤＣ/ＤＣコンバータの制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＰＤＰまたはＬＣＤ等のディスプレイの電源部に適用される高効率ハーフブリッジＤＣ/ＤＣコンバータに関するものであり、特に、固定スイッチング周波数及びＰＷＭ(Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ)方式を利用し、電流共振方式を採用することで、負荷変動が非常に大きいＰＤＰ用ＳＭＰＳ等のような電源部に適用される場合、最小負荷から最大負荷まで全領域にわたって高効率を確保することが可能で、整流ダイオードのスイッチングストレスを低減することのできる高効率ハーフブリッジＤＣ/ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に、スイッチングモードパワーサプライ(Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ  Ｍｏｄｅ  Ｐｏｗｅｒ  Ｓｕｐｐｌｙ：以下、ＳＭＰＳとする)は、電力用ＭＯＳＦＥＴ等の半導体素子をスイッチとして使用し、直流電圧を一旦矩形波状の電圧に変換した後、フィルタにより変換される直流出力電圧を供給する電源装置である。
【０００３】
このようなＳＭＰＳは、半導体素子のスイッチングプロセッサを用いて電力の流れを制御することにより従来のリニア方式の電源供給装置に比べ効率が高く耐久性が強く、小型かつ軽量化に有利な安定化電源装置である。
【０００４】
従来の電源装置に含まれる非対称ハーフブリッジＤＣ/ＤＣコンバータを図１を参照して説明する。 
【０００５】
図１は従来の非対称ハーフブリッジＤＣ/ＤＣコンバータの構成図である。
図１に示された従来の非対称ハーフブリッジ(ＡｓｙｍｍｅｔｒｉｃａｌＨａｌｆ−Ｂｒｉｄｇｅ：ＡＨＢ)ＤＣ/ＤＣコンバータは、非対称固定周波数パルス幅変調コンバータであり、位相の同一レベルが相互重畳されず対称である２つの第１及び第２スイッチング信号(ＳＳＷ１、ＳＳＷ２)を提供するスイッチング制御部２１と、電源(Ｖｉｎ)と接地との間に連結された２つの第１、第２スイッチ(Ｑ１、Ｑ２)を含み、上記第１スイッチ(Ｑ１)は上記第１スイッチング信号(ＳＳＷ１)によってスイッチング動作し、上記第２スイッチ(Ｑ２)は上記第２スイッチング信号(ＳＳＷ２)によってスイッチング動作するスイッチング部２２と、上記スイッチング部２２のスイッチングによって１次巻線に印加される電圧を２次巻線に変換するトランス部２３と、上記トランス部２３からの電圧を整流して平滑する整流部２４と、上記整流部２４を通じ出力される電圧を検出して上記スイッチング制御部２１に供給して上記出力電圧を一定に維持させるフィードバック回路部２５を含む。
【０００６】
このような従来の非対称ハーフブリッジＤＣ/ＤＣコンバータでは、整流部のダイオードにストレスが発生する問題点があり、これに対して図２を参照して説明する。
【０００７】
図２は図１の非対称ハーフブリッジＤＣ/ＤＣコンバータのダイオード電流及び電圧波形図であり、図２に示された通り、上記整流部の第１ダイオード(Ｄ１)に流れる電流(ＩＤ１)は零電流ではない状態でターンオンされ、また上記整流部の第２ダイオード(Ｄ２)も零電流でない状態でターンオフされ、この際上記第１ダイオード(Ｄ１)の電圧(ＶＤ１)がハイレベルであるため、上記整流部の第１及び第２ダイオード(Ｄ１、Ｄ２)にストレスが発生し、これによって効率が落ちる問題点がある。
【０００８】
図３は従来の共振型ＤＣ/ＤＣコンバータの構成図である。
図３に示された従来の共振型ＤＣ/ＤＣコンバータは、対称固定デューティ比周波数変調コンバータであり、位相の同一レベルが相互重畳されず対称である２つの第１及び第２スイッチング信号(ＳＳＷ１、ＳＳＷ２)を提供するスイッチング制御部３１と、電源(Ｖｉｎ)と接地との間に連結された２つの第１、第２スイッチ(Ｑ１、Ｑ２)を含み、上記第１スイッチ(Ｑ１)は上記第１スイッチング信号(ＳＳＷ１)によってスイッチング動作し、上記第２スイッチ(Ｑ２)は上記第２スイッチング信号(ＳＳＷ２)によってスイッチング動作するスイッチング部３２と、上記スイッチング部３２のスイッチングによって１次巻線に印加される電圧を２次巻線に変換し、１次巻線のインダクタ(Ｌｒ、Ｌｍ)のインダクタンス及びキャパシタ(Ｃｒ)のキャパシタンスにより共振が成されるトランス部３３と、上記トランス部３３からの電圧を整流し平滑する整流部３４と、上記整流部３４を通じ出力される電圧を検出して上記制御部３１に供給して上記出力電圧を一定に維持させるフィードバック回路部３５を含む。
【０００９】
このようなコンバータにおいて、上記トランス部３３に含まれる１次巻線のインダクタ(Ｌｒ、Ｌｍ)のインダクタンス及びキャパシタ(Ｃｒ)のキャパシタンスが共振を起こして第２スイッチ(Ｑ２)に電圧が発生されると上記第２スイッチ(Ｑ２)がオフされ、この際、上記第２スイッチ(Ｑ２)がオンになるまで電流は第１スイッチ(Ｑ１)を通じトランス部に流れることとなる。
【００１０】
しかし、従来の可変周波数対称共振型コンバータは、負荷変動が非常に大きいＰＤＰ用ＳＭＰＳ等のような電源部に適用される場合、最小負荷では周波数が増加してスイッチングオン時間が短過ぎてしまうため、共振タンクの循環電流が励磁させるほど充分な電流が形成される前にスイッチングオフされる。これによって、トランスの1次側でのエネルギーが２次側へほとんど伝達されなくなり、結局効率を落とす問題点がある。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
本発明は上記の問題点を解決するため提案されたもので、その目的は、固定スイッチング周波数を用いてＰＷＭ方式で制御し、電流共振方式を採用することにより、負荷変動が非常に大きいＰＤＰ用ＳＭＰＳ等のような電源部に適用される場合、最小負荷から最大負荷まで全領域にわたって高効率を確保することが可能で、整流ダイオードのスイッチングストレスを低減することのできる高効率ハーフブリッジＤＣ/ＤＣコンバータを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記の本発明の目的を達成するため、本発明の高効率ハーフブリッジＤＣ/ＤＣコンバータは、電源と接地との間に直列に連結された２つの第１、第２スイッチを含み、上記第１、第２スイッチは位相の同一レベルが相互重畳されない 第１、第２スイッチング信号によってスイッチング動作するスイッチング部と、上記スイッチング部のスイッチング動作によって１次巻線に印加される電圧を２次巻線に変換し、１次巻線のインダクタ及びキャパシタにより共振が成されるトランス部と、上記トランス部からの電圧を整流して直流電圧に変換する整流ダイオードを含む整流部と、上記整流部を通じ出力される出力電圧を検出するフィードバック回路部、及び上記フィードバック回路部により検出された電圧によってＰＷＭ方式で固定周波数を有する上記第１、第２スイッチング信号のパルス幅を調節して上記第１及び第２スイッチを制御する制御部を含むことを特徴とする。
【００１３】
上記制御部は、上記第１、第２スイッチのスイッチングオン/オフ状態を安定化させ、上記第１スイッチに順方向の電流が流れ始めて上記キャパシタに充電を開始する第１動作モードと、上記第１、第２スイッチをスイッチングオフ/オンさせ、上記第２スイッチに逆方向の電流が流れ始めながら漸次減少し、上記キャパシタに充電完了する第２動作モードと、上記第１、第２スイッチのスイッチングオフ/オン状態を安定化させ、上記充電完了された上記キャパシタを放電開始して、上記第２スイッチに順方向の電流が流れ始める第３動作モードと、上記第１、第２スイッチをスイッチングオン/オフさせ、上記キャパシタの放電を完了する第４動作モードで順次に制御することを特徴とする。
【００１４】
上記第１スイッチは、オフ状態でボディーダイオードを通じ逆方向の電流が流れる間は零電圧状態であり、上記零電圧状態からオン状態にスイッチングされる零電圧スイッチングを遂行することを特徴とする。
【００１５】
上記第２スイッチは、オフ状態でボディーダイオードを通じ逆方向の電流が流れる間は零電圧状態であり、上記零電圧状態からオン状態にスイッチングされる零電圧スイッチングを遂行することを特徴とする。
【００１６】
上記整流部は、整流ダイオードに流れる電流を上記トランス部の共振に同期させ、上記整流部の整流ダイオードで零電流スイッチング(Ｚｅｒｏ−Ｃｕｒｒｅｎｔ  Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ：ＺＣＳ)を遂行することを特徴とする。
【００１７】
また、本発明の高効率ハーフブリッジＤＣ/ＤＣコンバータの制御方法は、電源と接地との間に直列に連結された２つの第１、第２スイッチを含むスイッチング部と、上記スイッチング部のスイッチング動作によって１次巻線に印加される電圧を２次巻線に変換し、１次巻線のインダクタ及びキャパシタにより共振が成されるトランス部と、上記トランス部からの電圧を整流して直流電圧に 変換する整流ダイオードを含む整流部と、固定周波数を有する上記第１、第２スイッチング信号のＰＷＭパルス幅を調節して上記第１及び第２スイッチを制御する制御部を含む高効率ハーフブリッジＤＣ/ＤＣコンバータでの制御方法において、上記第１、第２スイッチのスイッチングオン/オフ状態を安定化させ、上記第１スイッチに順方向の電流が流れ始めて上記キャパシタに充電を開始する第１動作モードを遂行する段階と、上記第２スイッチに逆方向の電流が流れ始めて上記第１、第２スイッチをスイッチングオフ/オンさせ上記第２スイッチの零電圧スイッチングを遂行し、上記第２スイッチの逆方向の電流が漸次減少し、上記キャパシタの充電を完了する第２動作モードを遂行する段階と、上記第１、第２スイッチのスイッチングオフ/オン状態を安定化させ、上記充電完了された上記キャパシタを放電開始して、上記第２スイッチに順方向の電流が流れ始める第３動作モードを遂行する段階、及び上記第１スイッチに逆方向の電流が流れ始めて上記第１、第２スイッチをスイッチングオン/オフさせ上記第１スイッチの零電圧スイッチングを遂行し、上記第１スイッチの逆方向の電流が漸次減少し、上記キャパシタの放電を完了する第４動作モードを遂行する段階を含み、上記第１、第２、第３及び第４動作モードを順次循環実行することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によると、ＰＤＰまたはＬＣＤ等のディスプレイの電源部(ＳＭＰＳ)に適用される高効率ハーフブリッジＤＣ/ＤＣコンバータにおいて、固定スイッチング周波数を用いてＰＷＭ方式で制御し、電流共振方式を採用することにより、負荷変動が非常に大きいＰＤＰ用ＳＭＰＳ等のような電源部に適用される場合、最小負荷から最大負荷まで全領域にわたって高効率を確保することが可能で、整流ダイオードのスイッチングストレスを低減することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
以下、本発明の好ましい実施形態を添付の図面を参照して詳細に説明する。本発明に参照された図面で実質的に同一の構成と機能を有している構成要素は同一符号を使用する。
本明細書において、「連結」という用語は機械的な結合又は電気的な接続を意味し、それら（例えば「接続））に置き換えることが可能である。
【００２０】
図４は本発明による高効率ハーフブリッジＤＣ/ＤＣコンバータの構成図である。
【００２１】
図４を参照すると、本発明による高効率ハーフブリッジＤＣ/ＤＣコンバータは、制御部１００、スイッチング部２００、トランス部３００、整流部４００及びフィードバック回路部５００を含む。
【００２２】
上記制御部１００は、位相の同一レベルが相互重畳されることなく可変されるパルス幅を有する２つの非対称第１及び第２スイッチング信号(ＳＳＷ１、ＳＳＷ２)を提供し、出力電圧の大きさによって上記第１及び第２スイッチング信号(ＳＳＷ１、ＳＳＷ２)のパルス幅をＰＷＭ方式で可変する。
【００２３】
ここで、位相の同一レベルが相互重畳されないということは、例えば第１スイッチング信号のハイレベルが第２スイッチングのハイレベルと重畳されず、第１スイッチング信号のローレベルが第２スイッチング信号のローレベルと重畳されないことを意味する。
【００２４】
上記スイッチング部２００は、電源(Ｖｉｎ)と接地との間に直列に連結された２つの第１、第２スイッチ(Ｑ１、Ｑ２)を含み、上記第１スイッチ(Ｑ１)は上記第１スイッチング信号(ＳＳＷ１)によってスイッチング動作し、上記第２スイッチ(Ｑ２)は上記第２スイッチング信号(ＳＳＷ２)によってスイッチング動作する。
【００２５】
上記トランス部３００は、上記スイッチング部２００のスイッチングによって１次巻線に印加される電圧を２次巻線に変換し、１次巻線のインダクタ(Ｌｒ、Ｌｍ)のインダクタンス及びキャパシタ(Ｃｒ)のキャパシタンスにより電流共振が成される。
【００２６】
上記整流部４００は、上記トランス部３００からの電圧を整流して直流電圧に変換する。
【００２７】
上記フィードバック回路部５００は、上記出力電圧を一定に維持するため、上記整流部４００を通じ出力される電圧を検出して上記制御部１００へ供給する。
【００２８】
また、上記制御部１００は、上記第１及び第２スイッチング信号(ＳＳＷ１、ＳＳＷ２)のレベル状態に応じて第１、第２、第３及び第４動作モード(ＯＭ１〜ＯＭ４)を順次に反復遂行し、上記第１動作モード(ＯＭ１)では、上記第１、第２スイッチ(Ｑ１、Ｑ２)のスイッチングオン/オフ状態を安定化させ、上記第１スイッチ(Ｑ１)に順方向の電流が流れ始めて上記キャパシタ(Ｃｒ)に充電を開始する。上記第２動作モード(ＯＭ２)では、上記第１、第２スイッチ(Ｑ１、Ｑ２)をスイッチングオフ/オンさせ、上記第２スイッチ(Ｑ２)に逆方向の電流(ＩＱ２)が流れ始め、上記キャパシタ(Ｃｒ)に充電完了する。上記第３動作モード(ＯＭ３)では、上記第１、第２スイッチ(Ｑ１、Ｑ２)のスイッチングオフ/オン状態を安定化させ、上記充電完了された上記キャパシタ(Ｃｒ)を放電開始して、上記第２スイッチ(Ｑ２)に順方向の電流が流れ始める。そして、上記第４動作モード(ＯＭ４)では、上記第１、第２スイッチ(Ｑ１、Ｑ２)をスイッチングオン/オフさせ、上記キャパシタ(Ｃｒ)の放電を完了する。
【００２９】
上記第１スイッチ(Ｑ１)は、オフ状態でボディーダイオードを通じ逆方向の電流が流れる間には零電圧状態であり、上記零電圧状態からオン状態にスイッチングされる。また、上記第２スイッチ(Ｑ２)は、オフ状態でボディーダイオードを通じ逆方向の電流が流れる間には零電圧状態であり、上記零電圧状態からオン状態にスイッチングされる。このように、上記第１及び第２スイッチ(Ｑ１、Ｑ２)は零電圧スイッチング(Ｚｅｒｏ−Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ：ＺＶＳ)を遂行する。
【００３０】
また、上記整流部４００は、整流ダイオードに流れる電流を上記トランス部の共振に同期させ、上記整流部の整流ダイオードから零電流スイッチング(Ｚｅｒｏ−Ｃｕｒｒｅｎｔ  Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ：ＺＣＳ)を遂行し、このような零電流スイッチングは上記整流部４００のダイオードスイッチングストレスを減らすことができる。
【００３１】
図５は本発明の高効率ハーフブリッジＤＣ/ＤＣコンバータの固定周波数動作時主要信号波形図であり、図５は固定周波数動作時の最大負荷(Ｍａｘ  ｌｏａｄ)の時の主要信号波形図である。
【００３２】
図５において、Ｐ１は上記第１及び第２スイッチ(Ｑ１、Ｑ２)がスイッチング状態が変化される区間である。
【００３３】
図６は、図４の高効率ハーフブリッジＤＣ/ＤＣコンバータのダイオード電流の波形図であり、図６において、ＶＤ１は上記整流部の第１ダイオード(Ｄ１)にかかる電圧で、ＩＤ１は上記整流部の第１ダイオード(Ｄ１)に流れる電流で、ＩＤ２は上記整流部の第２ダイオード(Ｄ２)に流れる電流である。
【００３４】
図７ａ及び図７ｂは、図３の従来の共振型ＤＣ/ＤＣコンバータ及び本発明のコンバータの最小負荷状態での主要信号波形図であり、図７ａは従来のコンバータによる可変周波数動作時の最小負荷(Ｍｉｎ  ｌｏａｄ)の時の主要信号波形図で、図７ｂは本発明のコンバータによる固定周波数動作時の最小負荷(Ｍｉｎ  ｌｏａｄ)の時の主要信号波形図である。
【００３５】
図７ｂにおいて、Ｐ２、Ｐ３は本発明のコンバータから最小負荷時２次側へ伝達される１次側と同一なエネルギーを示しており、図７ａにおいて、ＰＯ１、ＰＯ２は従来のコンバータから最小負荷時２次側へ伝達されるエネルギーが１次側エネルギーに比べ殆どないことを示している。
【００３６】
図５及び図７ｂにおいて、上記第１スイッチング信号(ＳＳＷ１)と第２スイッチング信号(ＳＳＷ２)は、各々固定周波数を有し、相互に異なるパルス幅を有する逆位相関係を有しながら、位相の同一レベルが相互重畳されないスイッチング信号である。ＶＤＳ１は上記第１スイッチング信号(ＳＳＷ１)の状態によってオン/オフスイッチングされる第１スイッチ(Ｑ１)のソース及びドレイン端間電圧である。上記ＶＤＳ２は上記第２スイッチング信号(ＳＳＷ２)の状態によってオン/オフスイッチングされる第２スイッチ(Ｑ２)のソース及びドレイン端間電圧である。ＩＱ１は上記第１スイッチ(Ｑ１)を通じ流れる電流で、ＩＱ２は上記第２スイッチ(Ｑ２)を通じ流れる電流である。また、ＩＤ１ないしＩＤ４は上記整流部４００のブリッジダイオード(Ｄ１〜Ｄ４)各々を通じ流れる電流である。
【００３７】
図８(ａ)〜図８(ｄ)は図４のスイッチングによる動作モード別回路図である。
図８(ａ)は本発明のコンバータが第１動作モード時の電流の流れで、図８(ｂ)は本発明のコンバータが第２動作モード時の電流の流れで、図８(ｃ)は本発明のコンバータが第３動作モード時の電流の流れである。そして図８(ｄ)は本発明のコンバータが第４動作モード時の電流の流れである。
【００３８】
図９(ａ)及び図９(ｂ)は、図３の従来の共振型ＤＣ/ＤＣコンバータ及び本発明のＤＣ/ＤＣコンバータの効率特性グラフである。
【００３９】
図９(ａ)は従来のコンバータの効率特性グラフで、図９(ｂ)は本発明によるコンバータの効率特性グラフである。
【００４０】
図１０は本発明の高効率ハーフブリッジＤＣ/ＤＣコンバータの制御方法を示したフローチャートである。
【００４１】
図１０において、Ｓ９１０は上記第１、第２スイッチのスイッチングオン/オフ状態を安定化させ、上記第１スイッチに順方向の電流が流れ始めて上記キャパシタに充電を開始する第１動作モードを制御する段階である。
【００４２】
Ｓ９２０は上記第２スイッチに逆方向の電流が流れ始めて上記第１、第２スイッチをスイッチングオフ/オンさせ上記第２スイッチの零電圧スイッチングを遂行し、上記第２スイッチの逆方向の電流が漸次減少し、上記キャパシタの充電を完了する第２動作モードを遂行する段階である。
【００４３】
Ｓ９３０は、上記第１、第２スイッチのスイッチングオフ/オン状態を安定化させ、上記充電完了された上記キャパシタを放電開始して、上記第２スイッチに順方向の電流が流れ始める第３動作モードを遂行する段階である。
【００４４】
Ｓ９４０は、上記第１スイッチに逆方向の電流が流れ始めて、上記第１、第２スイッチをスイッチングオン/オフさせ上記第１スイッチの零電圧スイッチングを遂行し、上記第１スイッチの逆方向の電流が漸次減少し、上記キャパシタの放電を完了する第４動作モードを遂行する段階である。
【００４５】
以下、本発明の作用及び効果を添付の図面に基づき詳細に説明する。
【００４６】
図４ないし図１０を参照して本発明を説明する。
図４において、本発明の制御部１００は、位相の同一レベルが相互重畳されず、ＰＷＭ方式により制御されるパルス幅を有する２つの非対称第１及び第２スイッチング信号(ＳＳＷ１、ＳＳＷ２)を提供し、また、出力電圧の大きさによって上記第１及び第２スイッチング信号(ＳＳＷ１、ＳＳＷ２)のパルス幅をＰＷＭ方式で可変する。上記スイッチング部２００の第１スイッチ(Ｑ１)は上記第１スイッチング信号(ＳＳＷ１)によってスイッチング動作し、上記スイッチング部２００の第２スイッチ(Ｑ２)は上記第２スイッチング信号(ＳＳＷ２)によってスイッチング動作する。
【００４７】
以後、上記トランス部３００は、上記スイッチング部２００のスイッチング動作によって上記スイッチング動作と同期され共振を遂行し、上記スイッチング部２００から１次巻線に印加される電圧を巻線比率によって２次巻線に変換する。本発明の整流部４００は、上記トランス部３００からの電圧を整流して直流電圧に変換する。そして、本発明のフィードバック回路部５００は上記整流部４００を通じ出力される電圧を検出して上記制御部１００へ供給して上記出力電圧を一定に維持させる。
【００４８】
この際、上記制御部１００は、上記フィードバック回路部５００により検出された電圧を基に上記第１及び第２スイッチング信号(ＳＳＷ１、ＳＳＷ２)のパルス幅をＰＷＭ方式で可変して上記整流部４００を通じ出力される出力電圧が一定な電圧になるよう制御する。
【００４９】
このような本発明の高効率ハーフブリッジＤＣ/ＤＣコンバータにおいて、スイッチング制御部１００は、上述した通り位相の同一レベルが相互重畳されない２つの第１、第２スイッチング信号(ＳＳＷ１、ＳＳＷ２)をスイッチング部２００に提供し、また電源(Ｖｉｎ)を上記スイッチング部２００に提供する。また、上記制御部１００は、上記第１、第２スイッチング信号(ＳＳＷ１、ＳＳＷ２)のレベル状態によって相互に異なる４つの第１動作モードないし第４動作モード(ＯＭ１〜ＯＭ４)を遂行する。上記第１ないし第４動作モード各々に対して図４ないし図１０を参照して説明する。
【００５０】
図４ないし図１０を参照すると、先ず上記第１動作モード(ＯＭ１)では、上記第１及び第２スイッチング信号(ＳＳＷ１、ＳＳＷ２)が各々ハイレベル及びローレベルに安定化状態となり、上記第１、第２スイッチ(Ｑ１、Ｑ２)がスイッチングオン/オフ状態に安定化される。
【００５１】
即ち、図４及び図５に示した通り、上記第１及び第２スイッチング信号(ＳＳＷ１、ＳＳＷ２)が各々ハイレベル及びローレベルに安定化されると、上記第１スイッチ(Ｑ１)はオン状態に安定化され、上記第２スイッチ(Ｑ２)はオフ状態に安定化されるため、上記スイッチ(Ｑ１)を通じ順方向の電流が流れ始め、上記キャパシタ(Ｃｒ)の充電が開始され、上記第２スイッチ(Ｑ２)を通じ流れる電流(ＩＱ２)はない。
【００５２】
これで、上記第１スイッチ(Ｑ１)のドレイン−ソース間電圧(ＶＤＳ１)はローレベルで、上記第２スイッチ(Ｑ２)のドレイン−ソース間電圧(ＶＤＳ２)はハイレベルである。
【００５３】
図４及び図８(ａ)を参考に上記第１動作モードでの上記トランスの１次電流ループについて説明する。
【００５４】
図４を参照すると、上記第１スイッチ(Ｑ１)はオン状態に安定化され、上記第２スイッチ(Ｑ２)はオフ状態に安定化されると、上記トランス部３００の１次側での電流は、図８(ａ)に示した通り、上記第１スイッチ(Ｑ１)、キャパシタ(Ｃｒ)、コイル(Ｌｒ、Ｌｍ)を通じて流れるようになる。
【００５５】
これによって、上記トランス部３００の２次側での電流は、上記整流部４００の第１及び第４ダイオード(Ｄ１、Ｄ４)を通じて流れる(図１０のＳ９１０)。
【００５６】
次に、上記第２動作モード(ＯＭ２)では、上記第１及び第２スイッチング信号(ＳＳＷ１、ＳＳＷ２)が各々ローレベル及びハイレベルに遷移されると共に上記第１、第２スイッチ(Ｑ１、Ｑ２)はオフ/オンされる。
【００５７】
即ち、図４及び図５に示した通り、上記第１及び第２スイッチング信号(ＳＳＷ１、ＳＳＷ２)が各々ローレベル及びハイレベルに遷移されると、上記第２スイッチ(Ｑ２)のボディーダイオードを通じ逆方向の電流が流れ始めると共に零電圧状態である第２スイッチ(Ｑ２)がターンオンされ零電圧スイッチング(ＺＶＳ)が成され、上記キャパシタ(Ｃｒ)の充電が完了される。そして、上記第１スイッチ(Ｑ１)はオフ状態になる。
【００５８】
これによって、上記スイッチ(Ｑ１)を通じて流れる電流(ＩＱ１)は無く、上記第２スイッチ(Ｑ２)のボディーダイオードを通じて流れる電流(ＩＱ２)は漸次減少する。そして上記第１スイッチ(Ｑ１)のドレイン−ソース間電圧(ＶＤＳ１)はハイレベルで、上記第２スイッチ(Ｑ２)のドレイン−ソース間電圧(ＶＤＳ２)はローレベルである。
【００５９】
図４及び図８(ｂ)を参考に上記第２動作モードでの上記トランスの１次電流ループについて説明する。
【００６０】
図４を参照すると、上記第１及び第２スイッチング信号(ＳＳＷ１、ＳＳＷ２)が各々ローレベル及びハイレベルに遷移されると共に上記第１、第２スイッチ(Ｑ１、Ｑ２)はオフ/オンされる。これによって、既存電流ループが無くなり、上記第２スイッチ(Ｑ２)のターンオンによって、上記第２スイッチ(Ｑ２)を通じて流れていた電流は、図８(ｂ)に示した通り、上記第２スイッチ(Ｑ２)、トランス３００の１次側コイル(Ｌｒ、Ｌｍ)及びキャパシタ(Ｃｒ)を通じて流れるようになる。
【００６１】
これによって、上記トランス部３００の１次側での電流は、上記整流部４００の第１及び第４ダイオード(Ｄ１、Ｄ４)を通じて流れる(図１０のＳ９２０)。
【００６２】
一方、上記第１スイッチ(Ｑ１)はオフ状態になり、上記第２スイッチ(Ｑ２)はオン状態に安定化されると、上記第２動作モード(ＯＭ２)で下記第３動作モードに進行されながら上記トランスの電流共振により上記整流部の整流ダイオード(Ｄ１〜Ｄ４)で零電流スイッチング(ＺＣＳ)が成される。
【００６３】
次に、上記第３動作モード(ＯＭ３)は、上記第１及び第２スイッチング信号(ＳＳＷ１、ＳＳＷ２)が各々ローレベル及びハイレベルに安定化されながら上記第１、第２スイッチ(Ｑ１、Ｑ２)はオフ/オン状態に安定化される。
【００６４】
即ち、図４及び図５に示した通り、上記第１及び第２スイッチング信号(ＳＳＷ１、ＳＳＷ２)が各々ローレベル及びハイレベルに安定化されると、上記第１スイッチ(Ｑ１)はオフ状態に安定化され、上記第２スイッチ(Ｑ２)はオン状態に安定化されるため、上記キャパシタ(Ｃｒ)の放電が開始され、上記スイッチ(Ｑ１)を通じ流れる電流(ＩＱ１)は無く、上記第２スイッチ(Ｑ２)を通じ流れる電流(ＩＱ２)は増加してから減少する。
【００６５】
これによって、上記第１スイッチ(Ｑ１)のドレイン−ソース間電圧(ＶＤＳ１)はハイレベルで、上記第２スイッチ(Ｑ２)のドレイン−ソース間電圧(ＶＤＳ２)はローレベルである。
【００６６】
図４及び図８(ｃ)を参考に上記第３動作モードでの上記トランスの１次電流ループについて説明する。
【００６７】
図４を参照すると、上述した通り上記第１及び第２スイッチング信号(ＳＳＷ１、ＳＳＷ２)が各々ローレベル及びハイレベルに安定化されながら上記第１、第２スイッチ(Ｑ１、Ｑ２)はオフ/オン状態に安定化される。この際、上記トランス部３００の１次側での電流は、図８(ｃ)に示した通り、上記第２スイッチ(Ｑ２)、トランス３００の１次側コイル(Ｌ１)、コイル(Ｌｒ、Ｌｍ)を通じて流れるようになり、上記トランス部３００の１次側での電流は、上記整流部４００の第２,第３ダイオード(Ｄ２、Ｄ３)を通じて流れる(図１０のＳ９３０)。
【００６８】
前記の第３動作モードでは、図６に示した通り、零電流状態から、上記整流部４００の第１、第４ダイオード(Ｄ１、Ｄ４)はオフされ、上記整流部４００の第２,第３ダイオード(Ｄ２、Ｄ３)がオンされ、零電流スイッチング(ＺＣＳ)が成される。このような零電流スイッチングは上記整流部４００のダイオードのスイッチングストレスを減らすことができる。
【００６９】
そして、上記第４動作モード(ＯＭ４)では、上記第１及び第２スイッチング信号(ＳＳＷ１、ＳＳＷ２)が各々ハイレベル及びローレベルに遷移されながら上記第１、第２スイッチ(Ｑ１、Ｑ２)はオン/オフ状態になる。
【００７０】
即ち、図４び図５に示した通り、上記第１及び第２スイッチング信号(ＳＳＷ１、ＳＳＷ２)が各々ハイレベル及びローレベルに遷移されると、上記第１スイッチ(Ｑ１)のボディーダイオードを通じ逆方向の電流が流れ始めながら零電圧状態である第１スイッチ(Ｑ１)がターンオンされ零電圧スイッチング(ＺＶＳ)が成され、上記キャパシタ(Ｃｒ)の放電が完了される。そして、上記第２スイッチ(Ｑ２)はオフ状態となる。
【００７１】
これによって、上記第１スイッチ(Ｑ１)のボディーダイオードを通じ流れる電流(ＩＱ１)は漸次減少し、上記第２スイッチ(Ｑ２)を通じ流れる電流(ＩＱ２)はない。また、上記第１スイッチ(Ｑ１)のドレイン−ソース間電圧(ＶＤＳ１)はローレベルで、上記第２スイッチ(Ｑ２)のドレイン−ソース間電圧(ＶＤＳ２)はハイレベルである。
【００７２】
図４及び図８(ｄ)を参考に上記第４動作モードでの上記トランスの１次電流ループについて説明する。
【００７３】
図４を参照すると、上記第１及び第２スイッチング信号(ＳＳＷ１、ＳＳＷ２)が各々ハイレベル及びローレベルに遷移されながら、上記第１、第２スイッチ(Ｑ１、Ｑ２)はオン/オフ状態になりつつ遂行される。これによって既存電流ループが無くなり、上記第１スイッチ(Ｑ１)がターンオンされると共に上記第１スイッチ(Ｑ１)を通じて流れていた電流は、図８(ｄ)に示した通り、上記第１スイッチ(Ｑ１)、キャパシタ(Ｃｒ)、コイル(Ｌｒ、Ｌｍ)を通じて流れるようになる。
【００７４】
これによって上記トランス部３００の１次側での電流は、上記整流部４００の第２及び第３ダイオード(Ｄ２、Ｄ３)を通じて流れる(図１０のＳ９４０)。
【００７５】
他の一方で、上記第２スイッチ(Ｑ２)のオフ状態と、上記第１スイッチ(Ｑ１)のオン状態が安定化されると、上記第４動作モード(ＯＭ４)から再び上記第１動作モードに進行されながら上記整流部の整流ダイオードから上記トランスの電流共振により零電流スイッチング(ＺＣＳ)が成される。
【００７６】
前述の通り、図７ａ及び図７ｂを対比してみると、本発明の高効率ハーフブリッジＤＣ/ＤＣコンバータは従来のコンバータに比べ高い効率を有するが、これについて整理すると下記の表１の通りである。
【００７７】
【表１】
2007020391.tif 000003
【００７８】
図７ａに示されたＰＯ１、ＰＯ２を参照すると、従来の可変周波数タイプコンバータでは、最小負荷時スイッチング周波数が高くなりスイッチング時間が短過ぎてしまい、これによって上記可変周波数タイプのトランスの１次循環電流が、２次に充分伝達されないため無効電力が高くなり、結局従来の可変周波数タイプのコンバータは、最小負荷で効率が図７ｂと比較すると本発明のコンバータに比べ相対的に低い。
【００７９】
これに対して、図７ｂのＰ２、Ｐ３を参照すると、本発明の固定周波数タイプのコンバータでは、負荷状態に関係無くスイッチング時間が一定であるため、最小負荷時にも充分なスイッチング時間が確保され、これによって上記トランスの１次循環電流が２次側に充分伝達され有効電力が上昇し、このような動作によると、本発明のコンバータは最小負荷で効率が高い。
【００８０】
上記の通り動作する本発明のコンバータは高い効率で動作し、特に最小負荷条件でも、従来の共振型コンバータより高い効率を示す。これに対して図９を参照に説明する。
【００８１】
図９(ａ)を参照すると、従来の方式の場合、負荷８０Ｗ以下では効率が９０％に行かず、３８０Ｗ〜５００Ｗ領域でのみ９６％以上の効率で動作する。これに対して、図９(ｂ)を参照すると、本発明のコンバータでは、５０Ｗ〜５００Ｗ以上の領域で９６％以上の高い効率で動作することが分かる。これによると、負荷変動が大きいＰＤＰ用サステイン電圧部に適合な方式であることが分かる。
【００８２】
以上説明した本発明は前述の実施例及び添付の図面により限定されるものではなく特許請求範囲により限定され、本発明の装置は本発明の技術的思想を外れない範囲内で様々な置換、変形及び変更が可能であることが本発明が属する技術分野において通常の知識を有している者において自明である。
【図面の簡単な説明】
【００８３】
【図１】従来の非対称ハーフブリッジＤＣ/ＤＣコンバータの構成図である。
【図２】図１の非対称ハーフブリッジＤＣ/ＤＣコンバータのダイオード電流及び電圧の波形図である。
【図３】従来の共振型ＤＣ/ＤＣコンバータの構成図である。
【図４】本発明による高効率ハーフブリッジＤＣ/ＤＣコンバータの構成図である。
【図５】本発明の高効率ハーフブリッジＤＣ/ＤＣコンバータの固定周波数動作時の主要信号の波形図である。
【図６】図４の高効率ハーフブリッジＤＣ/ＤＣコンバータのダイオード電流の波形図である。
【図７ａ】図３の従来の共振型ＤＣ/ＤＣコンバータの最小負荷状態での主要信号の波形図である。
【図７ｂ】本発明のコンバータの最小負荷状態での主要信号の波形図である。
【図８】図４のスイッチングによる動作モード別回路図である。
【図９】図３の従来の共振型ＤＣ/ＤＣコンバータ(ａ)及び本発明のＤＣ/ＤＣコンバータ(ｂ)の効率特性グラフである。
【図１０】本発明の高効率ハーフブリッジＤＣ/ＤＣコンバータの制御方法を示すフローチャートである。
【符号の説明】
【００８４】
１００  制御部
２００  スイッチング部
３００  トランス部
４００  整流部
５００  フィードバック回路部
Ｖｉｎ  電源
Ｑ１、Ｑ２  第１、第２スイッチ
ＳＳＷ１、ＳＳＷ２  第１及び第２スイッチング信号
ＯＭ１〜ＯＭ４  第１、第２、第３及び第４動作モード
【図１】
2007020391.tif 000004
【図２】
2007020391.tif 000005
【図３】
2007020391.tif 000006
【図４】
2007020391.tif 000007
【図５】
2007020391.tif 000008
【図６】
2007020391.tif 000009
【図７ａ】
2007020391.tif 000010
【図７ｂ】
2007020391.tif 000011
【図８】
2007020391.tif 000012
【図９】
2007020391.tif 000013
【図１０】
2007020391.tif 000014