(57)【要約】【課題】  高出力・高品位用途のデジタルアンプに要求されるノイズレベルの実現に有効なデジタルアンプを提供する。【解決手段】  Ｄ級ドライブ回路１３０の後段に、該ドライブ回路に含まれるリップル成分の逆相波形を生成するリップル抽出回路１０を接続し、このリップル抽出回路が生成した逆相波形をローパスフィルタ１４０を構成するコイルＬ１の後段に負荷する。この構成において、主経路と副経路の電源電圧Ｖ１およびＶ２と、コイルＬ１およびＬ２のインダクタンス値Ｌ１およびＬ２を「Ｖ１／Ｌ１＝Ｖ２／Ｌ２」の条件に設定することで、主経路に含まれたリップル成分を相殺する。【選択図】  図２
2007104285.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
音声信号をスイッチング増幅してアナログ出力するデジタルアンプであって、
前記音声信号の変調を行うパルス変調回路と、
前記変調回路の出力で駆動される第１のドライブ回路と、
前記第１のドライブ回路の出力を平滑する第１のコイルおよび第１のコンデンサを含むフィルタと、
前記フィルタの出力で駆動されるスピーカと、
前記第１のドライブ回路とは別の電源電圧が供給された第２のドライブ回路と、
前記第２のドライブ回路の出力を第２のコイルおよび第２のコンデンサの直列回路を介して前記フィルタを通過する信号に付加する手段と
を具備することを特徴とするデジタルアンプ。
【請求項２】
前記第１のドライブ回路に供給される電源電圧をＶ１、前記第１のコイルの前記スピーカ側の電圧をＶ１’前記第２のドライブ回路に供給される電源電圧をＶ２、前記第２のコイルの前記スピーカ側の電圧をＶ２’前記第１のコイルのインダクタンスをＬ１、前記第２のコイルのインダクタンスをＬ２としたとき、（Ｖ１−Ｖ１’）／Ｌ１＝（Ｖ２−Ｖ２’）／Ｌ２の関係を満たすことを特徴とする請求項１記載のデジタルアンプ。
【請求項３】
前記第１のドライブ回路に供給される電源電圧をＶ１、前記第２のドライブ回路に供給される電源電圧をＶ２、前記第１のコイルのインダクタンスをＬ１、前記第２のコイルのインダクタンスをＬ２としたとき、Ｖ１＞Ｖ２およびＬ１＞Ｌ２の関係を満たすことを特徴とする請求項１記載のデジタルアンプ。
【請求項４】
前記第１のコイルのインダクタンスをＬ１、前記第２のコイルのインダクタンスをＬ２、前記第１のコンデンサの容量値をＣ１、前記第２のコンデンサの容量値をＣ２としたとき、Ｌ１・Ｃ１＜Ｌ２・Ｃ２の関係を満たすことを特徴とする請求項１記載のデジタルアンプ。
【請求項５】
前記第１のドライブ回路に供給される電源電圧と前記第２のドライブ回路に供給される電源電圧とを連動させたことを特徴とする請求項１記載のデジタルアンプ。
【請求項６】
音声信号をスイッチング増幅してアナログ出力するデジタルアンプであって、
前記音声信号の変調を行うパルス変調回路と、
前記変調回路の出力で駆動されるＤ級ドライブ回路と、
前記Ｄ級ドライブ回路の出力を平滑するフィルタと、
前記フィルタの出力で駆動されるスピーカと、
前記Ｄ級ドライブ回路の出力を用いて該Ｄ級ドライブ回路の出力に含まれるリップル成分の逆相波形を生成する手段と、
前記逆相波形を前記フィルタを通過する信号に付加する手段と
を具備することを特徴とするデジタルアンプ。
【請求項７】
音声信号をスイッチング増幅してアナログ出力するデジタルアンプであって、
前記音声信号の変調を行うパルス変調回路と、
前記変調回路の出力で駆動されるＤ級ドライブ回路と、
前記Ｄ級ドライブ回路の出力を平滑する第１のコイルおよび第１のコンデンサを含むフィルタと、
前記フィルタの出力で駆動されるスピーカと、
前記Ｄ級ドライブ回路の出力を分岐する手段と、
前記分岐した信号のレベルを調整するレベル調整手段と、
前記分岐した信号の位相を反転させる位相反転手段と、
前記位相反転後の信号を第２のコイルおよび第２のコンデンサの直列回路を介して前記第１のコイルの後段に付加する手段と
を具備することを特徴とするデジタルアンプ。
【請求項８】
音声信号をスイッチング増幅してアナログ出力するデジタルアンプであって、
前記音声信号の変調を行うパルス変調回路と、
前記変調回路の出力で駆動されるＤ級ドライブ回路と、
前記Ｄ級ドライブ回路の出力を平滑するフィルタと、
前記フィルタの出力で駆動されるスピーカと、
前記パルス変調回路の出力を用いて前記Ｄ級ドライブ回路の出力に含まれるリップル成分の逆相波形を生成する手段と、
前記逆相波形を前記フィルタを通過する信号に付加する手段と
を具備することを特徴とするデジタルアンプ。
【請求項９】
音声信号をスイッチング増幅してアナログ出力するデジタルアンプであって、
前記音声信号の変調を行うパルス変調回路と、
前記変調回路の出力で駆動されるＤ級ドライブ回路と、
前記Ｄ級ドライブ回路の出力を平滑する第１のコイルおよび第１のコンデンサを含むフィルタと、
前記フィルタの出力で駆動されるスピーカと、
前記変調回路の出力レベルを調整するレベル調整手段と、
前記変調回路の出力位相を反転させる位相反転手段と、
前記位相反転後の信号を第２のコイルおよび第２のコンデンサの直列回路を介して前記第１のコイルの後段に付加する手段と
を具備することを特徴とするデジタルアンプ。
【請求項１０】
入力電圧を所定の出力電圧に変換するスイッチング電源であって、
前記入力電圧のスイッチングを行うスイッチング回路と、
前記スイッチング回路の出力を平滑する第１のコイルおよび第１のコンデンサと、
前記スイッチング回路の出力を分岐する手段と、
前記分岐した信号のレベルを調整するレベル調整手段と、
前記分岐した信号の位相を反転させる位相反転手段と、
前記位相反転後の信号を第２のコイルおよび第２のコンデンサの直列回路を介して前記第１のコイルの後段に付加する手段と
を具備することを特徴とするスイッチング電源。
【請求項１１】
入力電圧を所定の出力電圧に変換するスイッチング電源であって、
所定のパルス波形に従って前記入力電圧のスイッチングを行うスイッチング回路と、
前記スイッチング回路の出力を平滑する第１のコイルおよび第１のコンデンサと、
前記パルス波形のレベルを調整するレベル調整手段と、
前記パルス波形の位相を反転させる位相反転手段と、
前記位相反転後の信号を第２のコイルおよび第２のコンデンサの直列回路を介して前記第１のコイルの後段に付加する手段と
を具備することを特徴とするスイッチング電源。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、デジタルアンプおよびスイッチング電源に関し、特に、ノイズの低減に有効なデジタルアンプおよびスイッチング電源に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、ＡＶ機器の多機能化・高集積化が進む中で、複合ＡＶ機のデジタル化が注目されている。この種の複合ＡＶ機としては、ＣＤプレーヤ、ＡＭ／ＦＭラジオチューナー、オーディオアンプ等を同一筐体内で構成したＡＶ用のコンポーネントが知られている。
【０００３】
さらに、最近では、上述したような複合ＡＶ機に組み込まれるオーディオアンプとして、アナログアンプからデジタルアンプへの切替が検討されており、デジタルアンプを用いることで、従来のアナログアンプよりも、小型、低発熱、高音質等が期待できるため、デジタルアンプが複合ＡＶ機のオーディオアンプの主流となりつつある。
【０００４】
この種のデジタルアンプでは、音声信号の増幅がスイッチング動作により行われるため、ノイズや歪み対策が重要となる。同様に、スイッチング電源においてもデジタルアンプと同じくスイッチング・パワードライバ回路が用いられるため、このスイッチング回路の出力段には、キャリアリップルノイズと呼ばれる基本波の残留成分が存在する。
【０００５】
この残留したリップルノイズが不要ノイズとなって他の回路に悪影響を及ぼすことが多いため、リップルノイズの低減が求められるが、その手法として、出力段フィルタの時定数や次数をアップさせる方法が一般的に適用される。
【０００６】
しかし、フィルタの時定数や次数を増加させると、コストやサイズに影響を与えるため、フィルタは可能な限り最小の時定数と次数で構成することが望ましい。
【０００７】
ここで、フィルタの時定数や次数を増加させる以外のノイズ低減に対するアプローチとしては、例えば、下記特許文献に記載された手法が知られている。
【特許文献１】特開２００３−２５８５６５号公報
【特許文献２】特開２００４−１２８６６２号公報  上記特許文献１には、ＣＤプレーヤの再生時にはデジタルアンプを駆動し、ラジオを受信する際には、デジタルアンプを停止させてアナログアンプを使用する構成やデジタルアンプをシールドケースに入れてシールドする手法が示されている。
【０００８】
また、特許文献２には、オーディオ入力信号と出力増幅段の出力信号とを比較し、この比較結果をもとに定電圧電源回路の出力を変調することで、出力増幅段による歪みを低減させる手法が開示されている。
【０００９】
上記各特許文献に示された手法は、いずれも有効な手法と考えられるが、高出力・高品位用途のデジタルアンプに要求されるノイズレベルを達成するには、さらなるノイズの低減が必要であった。
【００１０】
一方、デジタルアンプのオーディオ信号に重畳したスイッチング成分を除去する手法が下記特許文献に記載されている。
【特許文献３】特開２００２−３６８５５４号公報  この特許文献に記載された手法は、非反転のＰＷＭ波形と反転させたＰＷＭ波形とを合成することで、基本波成分を除去する手法が示されている。
【００１１】
しかし、この手法では、非反転のＰＷＭ波形と反転させたＰＷＭ波形の位相がずれると音声信号に歪みが生じるとともに、無効電力が発生し易く、また、非反転と反転の２つのドライブ回路を用意する必要がある。
【００１２】
また、スイッチング電源のスイッチング成分に起因するリップル成分を除去する手法が下記特許文献に記載されている。
【特許文献４】米国特許第５９２９６９２号公報  この特許文献に記載された手法は、主経路のリップル成分を抽出して主経路とは逆相の波形を作り、これを主経路に載せてリップル電圧を相殺する手法が示されている。
【００１３】
しかし、この手法も前述の特許文献３と同様に、非反転と反転の２つのドライブ回路が必要であり、また、反転側ドライブ回路の出力からリップル成分を抽出するために、インダクタンス値の大きなコイルが必要になる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
そこで、本発明は、簡易な構成でリップル成分の低減に有効なデジタルアンプおよびスイッチング電源を提供する。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
上記目的を達成するため、請求項１記載の発明は、音声信号をスイッチング増幅してアナログ出力するデジタルアンプであって、前記音声信号の変調を行うパルス変調回路と、前記変調回路の出力で駆動される第１のドライブ回路と、前記第１のドライブ回路の出力を平滑する第１のコイルおよび第１のコンデンサを含むフィルタと、前記フィルタの出力で駆動されるスピーカと、前記第１のドライブ回路とは別の電源電圧が供給された第２のドライブ回路と、前記第２のドライブ回路の出力を第２のコイルおよび第２のコンデンサの直列回路を介して前記フィルタを通過する信号に付加する手段とを具備することを特徴とする。
【００１６】
このように、前記第１のドライブ回路とは別の電源電圧が供給された第２のドライブ回路を設けることで、前述の特許文献４に記載されたような大電力駆動のドライブ回路を２つ設ける構成を取らなくともリップル相殺効果を得ることができる。
【００１７】
ここで、第１のドライブ回路の出力からフィルタを介してスピーカに接続されたラインを主経路とし、第２のドライブ回路から第２のコイルおよび第２のコンデンサを介してフィルタに接続されるラインを副経路とすると、この副経路により第１のトライ部回路の出力に含まれたリップル成分の逆相波形が生成され、この逆相波形が主経路に付加されることで出力リップルの低減が図られる。
【００１８】
また、請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記第１のドライブ回路に供給される電源電圧をＶ１、前記第１のコイルの前記スピーカ側の電圧をＶ１’前記第２のドライブ回路に供給される電源電圧をＶ２、前記第２のコイルの前記スピーカ側の電圧をＶ２’前記第１のコイルのインダクタンスをＬ１、前記第２のコイルのインダクタンスをＬ２としたとき、（Ｖ１−Ｖ１’）／Ｌ１＝（Ｖ２−Ｖ２’）／Ｌ２の関係を満たすことを特徴とする。
【００１９】
このように、主経路の電源電圧およびコイルのインダクタンス値と、副経路の電源電圧およびコイルのインダクタンス値とを「（Ｖ１−Ｖ１’）／Ｌ１＝（Ｖ２−Ｖ２’）／Ｌ２」の条件で設定することで、両コイルに流れる電流の傾きを合わせることができるため、リップル成分を効果的にキャンセルすることができる。
【００２０】
ここで、Ｖ１’およびＶ２’の値は、音声信号に伴って変化するが、Ｖ１−Ｖ１’とＶ２−Ｖ２’の比率は、およそ一定になるため、回路定数となるＶ１、Ｖ２、Ｌ１、Ｌ２を定める場合には、「Ｖ１／Ｌ１＝Ｖ２／Ｌ２」の条件で決めても良く、また、中間電圧である「（１／２）・Ｖ１／Ｌ１＝（１／２）・Ｖ２／Ｌ２」の条件としても良い。
【００２１】
また、請求項３記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記第１のドライブ回路に供給される電源電圧をＶ１、前記第２のドライブ回路に供給される電源電圧をＶ２、前記第１のコイルのインダクタンスをＬ１、前記第２のコイルのインダクタンスをＬ２としたとき、Ｖ１＞Ｖ２およびＬ１＞Ｌ２の関係を満たすことを特徴とする。
【００２２】
このように、主経路の電源電圧およびコイルのインダクタンス値と、副経路の電源電圧およびコイルのインダクタンス値とを「Ｖ１＞Ｖ２およびＬ１＞Ｌ２」の条件で設定することで、低電圧、小型の構成で好適なリップル相殺効果を得ることができる。
【００２３】
また、請求項４記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記第１のコイルのインダクタンスをＬ１、前記第２のコイルのインダクタンスをＬ２、前記第１のコンデンサの容量値をＣ１、前記第２のコンデンサの容量値をＣ２としたとき、Ｌ１・Ｃ１＜Ｌ２・Ｃ２の関係を満たすことを特徴とする。
【００２４】
このように、主経路に設けられたコイルのインダクタンス値およびコンデンサの容量値と、副経路に設けられたコイルのインダクタンス値およびコンデンサの容量値とを「Ｌ１・Ｃ１＜Ｌ２・Ｃ２」の条件で設定することで、より好適なリップル相殺効果を得ることができる。この条件においては、Ｃ２≧Ｃ２’／４、Ｌ１・Ｃ１＝Ｌ２・Ｃ２’の条件を満たすことが望ましい。
【００２５】
また、副経路に設けられたコンデンサの容量値Ｃ２は、主経路に設けられたコイルのインダクタンス値Ｌ１およびコンデンサの容量値Ｃ１と同じ共振周波数となる容量値の４分の１以上の容量値に設定することが望ましい。
【００２６】
また、請求項５記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記第１のドライブ回路に供給される電源電圧と前記第２のドライブ回路に供給される電源電圧とを連動させたことを特徴とする。
【００２７】
このように、各ドライブ回路の電源電圧を連動させることで、何らかの要因によって電源電圧が変動してもリップル相殺効果を維持することができる。
【００２８】
また、請求項６記載の発明は、音声信号をスイッチング増幅してアナログ出力するデジタルアンプであって、前記音声信号の変調を行うパルス変調回路と、前記変調回路の出力で駆動されるＤ級ドライブ回路と、前記Ｄ級ドライブ回路の出力を平滑するフィルタと、前記フィルタの出力で駆動されるスピーカと、前記Ｄ級ドライブ回路の出力を用いて該Ｄ級ドライブ回路の出力に含まれるリップル成分の逆相波形を生成する手段と、前記逆相波形を前記フィルタを通過する信号に付加する手段とを具備することを特徴とする。
【００２９】
このように、Ｄ級ドライブ回路の出力を用いて逆相波形を生成することで、前述の特許文献４に記載されたような大電力駆動のドライブ回路を２つ設ける構成を取らなくともリップル相殺効果を得ることができる。
【００３０】
また、請求項７記載の発明は、音声信号をスイッチング増幅してアナログ出力するデジタルアンプであって、前記音声信号の変調を行うパルス変調回路と、前記変調回路の出力で駆動されるＤ級ドライブ回路と、前記Ｄ級ドライブ回路の出力を平滑する第１のコイルおよび第１のコンデンサを含むフィルタと、前記フィルタの出力で駆動されるスピーカと、前記Ｄ級ドライブ回路の出力を分岐する手段と、前記分岐した信号のレベルを調整するレベル調整手段と、前記分岐した信号の位相を反転させる位相反転手段と、前記位相反転後の信号を第２のコイルおよび第２のコンデンサの直列回路を介して前記第１のコイルの後段に付加する手段とを具備することを特徴とする。
【００３１】
このように、Ｄ級ドライブ回路から分岐した信号のレベルを調整することで、前述の特許文献４に記載されたような大電力駆動のドライブ回路を２つ設ける構成を取らず、かつ、低電圧駆動で逆相リップル波形を生成することができる。尚、レベル調整手段としては、アッテネータや増幅器等の手段を用いることが可能である。
【００３２】
また、請求項８記載の発明は、音声信号をスイッチング増幅してアナログ出力するデジタルアンプであって、前記音声信号の変調を行うパルス変調回路と、前記変調回路の出力で駆動されるＤ級ドライブ回路と、前記Ｄ級ドライブ回路の出力を平滑するフィルタと、前記フィルタの出力で駆動されるスピーカと、前記パルス変調回路の出力を用いて前記Ｄ級ドライブ回路の出力に含まれるリップル成分の逆相波形を生成する手段と、前記逆相波形を前記フィルタを通過する信号に付加する手段とを具備することを特徴とする。
【００３３】
このように、パルス変調回路の出力を用いて逆相成分を生成することにより、前述の特許文献４に記載されたような大電力駆動のドライブ回路を２つ設ける構成を取らなくともリップル相殺効果を得ることができる。
【００３４】
また、請求項９記載の発明は、音声信号をスイッチング増幅してアナログ出力するデジタルアンプであって、前記音声信号の変調を行うパルス変調回路と、前記変調回路の出力で駆動されるＤ級ドライブ回路と、前記Ｄ級ドライブ回路の出力を平滑する第１のコイルおよび第１のコンデンサを含むフィルタと、前記フィルタの出力で駆動されるスピーカと、前記変調回路の出力レベルを調整するレベル調整手段と、前記変調回路の出力位相を反転させる位相反転手段と、前記位相反転後の信号を第２のコイルおよび第２のコンデンサの直列回路を介して前記第１のコイルの後段に付加する手段とを具備することを特徴とする。
【００３５】
このように、変調回路の出力レベルを調整することで、前述の特許文献４に記載されたような大電力駆動のドライブ回路を２つ設ける構成を取らず、かつ、低電圧駆動で逆相リップル波形を生成することができる。尚、レベル調整手段としては、アッテネータや増幅器等の手段を用いることが可能である。
【００３６】
また、請求項１０記載の発明は、入力電圧を所定の出力電圧に変換するスイッチング電源であって、前記入力電圧のスイッチングを行うスイッチング回路と、前記スイッチング回路の出力を平滑する第１のコイルおよび第１のコンデンサと、前記スイッチング回路の出力を分岐する手段と、前記分岐した信号のレベルを調整するレベル調整手段と、前記分岐した信号の位相を反転させる位相反転手段と、前記位相反転後の信号を第２のコイルおよび第２のコンデンサの直列回路を介して前記第１のコイルの後段に付加する手段とを具備することを特徴とする。
【００３７】
このように、スイッチング回路から分岐した信号のレベルを調整することで、前述の特許文献４に記載されたような大電力駆動のスイッチング回路を２つ設ける構成を取らなくとも逆相リップル波形を生成することができる。
【００３８】
また、請求項１１記載の発明は、入力電圧を所定の出力電圧に変換するスイッチング電源であって、所定のパルス波形に従って前記入力電圧のスイッチングを行うスイッチング回路と、前記スイッチング回路の出力を平滑する第１のコイルおよび第１のコンデンサと、前記パルス波形のレベルを調整するレベル調整手段と、前記パルス波形の位相を反転させる位相反転手段と、前記位相反転後の信号を第２のコイルおよび第２のコンデンサの直列回路を介して前記第１のコイルの後段に付加する手段とを具備することを特徴とする。
【００３９】
このように、スイッチング回路の駆動波形となるパルス波形のレベルを調整することで、前述の特許文献４に記載されたような大電力駆動のスイッチング回路を２つ設ける構成を取らなくとも逆相リップル波形を生成することができる。
【００４０】
尚、以上説明した構成において、パルス変調回路としては、ＰＷＭ変換回路やΔΣ変換回路等を含めてもよく、また、音声信号に対して所定の演算処理を行う機能を含めても良い。デジタルアンプ回路で用いられる変調方式としては、パルス幅変調方式であるＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）、パルス密度変調方式であるＰＤＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｄｅｎｓｉｔｙ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）があり、デジタルアンプ回路に入力されるデータ形式としては、音楽ＣＤで用いられるＰＣＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｃｏｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）がある。
【００４１】
ここで、パルス変調回路に入力される音声信号は、アナログ信号であってもデジタル信号であっても良く、アナログ信号が入力される場合は、当該アナログ信号が直接パルス変調回路に入力されて、パルス信号に変換されるか、または、一旦、Ａ／Ｄコンバータを介してデジタル信号に変換された後にパルス変調回路に入力される構成のいずれを用いても良い。
【００４２】
一方、デジタル信号が入力される場合は、当該デジタル信号が直接パルス変調回路に入力されて、パルス信号に変換されるか、または、一旦、Ｄ／Ａコンバータを介して、アナログ信号に変換された後にパルス変調回路に入力される構成のいずれを用いても良い。
【００４３】
尚、パルス変調回路の実施形態としては、アナログ信号入力の場合は、アナログ入力ＰＷＭ変調回路またはアナログ入力ΔΣ回路を使用し、デジタル信号入力の場合は、デジタル入力ＰＷＭ変調回路またはデジタル入力ΔΣ回路を使用すれば良い。
【００４４】
また、本発明に係るデジタルアンプは、スイッチングアンプ、デジタルアンプ、Ｄ級アンプのいずれも含むものとする。
【発明の効果】
【００４５】
以上説明したように、本発明によれば、スイッチング回路の出力に重畳したリップル成分を効果的に抽出することができるため、簡易な構成でデジタルアンプおよびスイッチング電源のノイズレベルを低減させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４６】
以下、本発明の実施形態を添付図面を参照して詳細に説明する。尚、本発明は、以下説明する実施形態に限らず適宜変更可能である。
【００４７】
図１は、本発明に係るデジタルアンプが組み込まれたオーディオコンポーネントの内部構成を示すブロック図である。同図に示すように、このオーディオコンポーネントは、ＡＭ／ＦＭラジオ受信部５１０と、オーディオテープ再生部５２０と、ＣＤ／ＤＶＤプレーヤ５３０と、デジタルアンプ回路を内蔵したデジタルアンプモジュール１００とで構成される。
【００４８】
そして、音声信号をアナログ形式で出力するＡＭ／ＦＭラジオ受信部５１０とオーディオテープ再生部５２０とがスイッチＳＷ１に接続され、このスイッチＳＷ１で選択された信号がＡ／Ｄコンバータ５４０に入力される。
【００４９】
ＡＭ／ＦＭラジオ受信部５１０またはオーディオテープ再生部５２０から出力されたアナログ形式の音声信号は、このＡ／Ｄコンバータ５４０でデジタル信号に変換されて、デジタルアンプモジュール１００内のパルス変調器１２０に入力される。
【００５０】
一方、音声信号をデジタル形式で出力するＣＤ／ＤＶＤプレーヤ５３０と外部からのデジタル信号を入力するためのポートＰ３とがスイッチＳＷ２に接続され、このスイッチＳＷ２で選択された信号がデジタルアンプモジュール１００内のパルス変調器１２０に入力される。
【００５１】
デジタルアンプモジュール１００は、ＤＣＤＣコンバータ１００と、パルス変調器１２０と、Ｄ級ドライバ１３０と、ローパスフィルタ１４０と、リップル抽出回路とを内蔵し、ＡＭ／ＦＭラジオ受信部５１０、オーディオテープ再生部、ＣＤ／ＤＶＤプレーヤ５３０または外部ポートＰ３から入力された音声信号を増幅し、ポートＰ２を介して、オーディオコンポーネント５００の外部に設けられたスピーカ６２０をアナログ出力で差動駆動する。
【００５２】
ここで、パルス変調器１２０とＤ級ドライバ１３０とは、ＤＣＤＣコンバータ１１０で生成された電力で駆動され、このＤＣＤＣコンバータは、オーディオコンポーネント５００の外部に設けられたバッテリ６１０からの電力供給を利用して、パルス変調器１２０とＤ級ドライバ１３０に電圧Ｖ１を供給するとともに、ノイズ抽出回路１０に電圧Ｖ２を供給する。尚、このバッテリ６１０は、ポートＰ１に接続され、ＡＭ／ＦＭラジオ受信部５１０、オーディオテープ再生部、ＣＤ／ＤＶＤプレーヤ５３０に対しても電力供給を行う。
【００５３】
ＤＣＤＣコンバータ１１０およびパルス変調器１２０には、それぞれ図示しないスイッチング用の波形生成回路が設けられ、これらの波形生成回路は、ＤＣＤＣコンバータのスイッチング周波数とＤ級ドライバ１３０のスイッチング周波数のそれぞれに従って駆動波形を生成する。
【００５４】
リップル抽出回路１０は、電源電圧Ｖ２を利用してＤ級ドライバ１３０の出力から該出力に含まれたリップル成分の逆相波形を生成し、この生成した逆相波形を主経路となるローパスフィルタ１４０の出力に付加することで、主経路に重畳したリップル成分をキャンセルする。即ち、このリップル抽出回路は、主経路に含まれたリップル成分の逆相波形を生成するための副経路を構成する。
【００５５】
図２は、図１に示すデジタルアンプモジュールの内部構成例を示す回路ブロック図である。同図に示すように、このデジタルアンプモジュール１００に組み込まれるＤ級ドライバ１３０は、ハイサイドのスイッチング素子ＦＥＴ１と、ローサイドのスイッチング素子ＦＥＴ２と、該各スイッチング素子をＰＷＭ信号で駆動するドライバアンプＡｍｐ１およびＡｍｐ２とで構成される。
【００５６】
Ｄ級ドライバ１３０から出力されたパルス信号は、コイルＬ１とコンデンサＣ１とで構成されたローパスフィルタ１４０を通過することでアナログ音声信号が抽出され、リップル抽出回路１０を通過することで、主経路に含まれたリップル成分の逆相波形が生成され、この逆相波形がローパスフィルタ１４０の出力に付加されて、アナログ音声信号に含まれたリップル成分が除去される。
【００５７】
副経路を構成するリップル抽出回路１０は、Ｄ級ドライバ１３０の出力を減衰させるアッテネータ１２と、このアッテネータの出力位相を反転させる反転器１４と、この反転器の出力を電源電圧Ｖ２でドライブするサブドライブ回路１６と、このサブドライブ回路の出力から主経路に含まれたリップル成分の逆相波形を生成して主経路に付加するコイルＬ２およびコンデンサＣ２とで構成される。
【００５８】
ここで、電源電圧Ｖ２は、Ｄ級ドライブ回路１３０の電源電圧Ｖ１より低い電圧値に設定され、コイルＬ２は、主経路側に設けられたコイルＬ１より小さなインダクタンス値に設定される。
【００５９】
図３は、図２に示したデジタルアンプ回路のリップル除去原理を示すタイミングチャートである。同図（ａ）および（ｂ）に示すように、Ｄ級ドライバ１３０の出力信号Ａとサブドライブ回路１６の出力信号Ｂとは反転関係にあり、同図（ｃ）および（ｄ）に示すように、Ｄ級ドライバ１３０の出力信号ＡによってコイルＬ１に流れる電流ＩＬ１と、サブドライブ回路１６の出力信号ＢによってコイルＬ２に流れる電流ＩＬ２とは、、電流の傾きが相互に反転した状態となる。
【００６０】
ここで、同図（ｆ）に示すように、コイルＬ２に流れる電流ＩＬ２は、コンデンサＣ２デカップリング効果によって、変化分のみが取り出された信号になるとともに、電源電圧Ｖ１およびＶ２とコイルＬ１およびＬ２のインダクタンス値Ｌ１およびＬ２を下式の条件に設定することで、ＩＬ１とＩＬ２の波高値が同一となる。尚、図中「Ｉ０」はコイルＬ１に流れる電流の定常分である。
【００６１】
Ｖ１／Ｌ１＝Ｖ２／Ｌ２
従って、コイルＬ１に流れる電流ＩＬ１に、コイルＬ２に流れる電流ＩＬ２を付加することで、コイルＬ１に流れる電流ＩＬ１のリップル成分がキャンセルされる。
【００６２】
尚、上式は、コイルＬ１のスピーカ側の電圧をＶ１’コイルＬ２のスピーカ側の電圧をＶ２’としたとき、（Ｖ１−Ｖ１’）／Ｌ１＝（Ｖ２−Ｖ２’）／Ｌ２の関係で構成しても良い。
【００６３】
さらに、電源電圧Ｖ１およびＶ２とコイルＬ１およびＬ２のインダクタンス値Ｌ１およびＬ２を下式の条件に設定することで、リップル抽出回路１０を低電圧駆動で低インダクタンス素子を用いた構成とすることができる。
【００６４】
Ｖ１＞Ｖ２
Ｌ１＞Ｌ２
以上説明した条件に従って構成することで、リップル成分を相殺する機構が簡易な構成で得られることになる。
【００６５】
以下、「Ｖ１／Ｌ１＝Ｖ２／Ｌ２」の条件を満たすことで、リップル成分が相殺される原理を補足する。まず、コイルＬ１に流れる電流ＩＬ１は、下式で表すことができる。
【００６６】
ＩＬ１＝（Ｖ１−Ｖｏｕｔ１）・ｔｏｎ／Ｌ１
ここで、Ｖｏｕｔ１：スピーカラインの出力電圧、ｔｏｎ：Ｄ級ドライブ回路１３０のオン時間である。
【００６７】
また、コイルＬ２に流れる電流ＩＬ２は、下式で表すことができる。
【００６８】
ＩＬ２＝（Ｖ２−Ｖｏｕｔ２）・（Ｔーｔｏｎ）／Ｌ２
ここで、Ｖｏｕｔ２：サブドライブ回路１６の出力電圧、Ｔ：スイッチング周期であり、Ｖｏｕｔ２はコイルＬ２およびコンデンサＣ２で平滑された電圧になる。
【００６９】
ここで、ノイズの発生源となるリップル電圧Ｖｒｉｐｐｌｅは、一般に下式で表すことができる。
【００７０】
Ｖｒｉｐｐｌｅ＝１／Ｃ・∫ＩＬ・dt
従って、コイルのリップル電流ＩＬをゼロにすれば、リップル電圧をゼロにすることと等価になるため、「ＩＬ１＝ＩＬ２」となる条件、即ち、「Ｖ１／Ｌ１＝Ｖ２／Ｌ２」となる条件に設定することでリップル成分を相殺することができ、この条件を維持した状態で、Ｖ２とＬ２を小さくすれば低電圧化と小型化が可能となる。
【００７１】
図４は、リップル抽出回路に設けられたコンデンサＣ２の値とリップル除去効果との関係を示す特性図である。同図（ａ）は、コンデンサＣ２の値とリップル除去後のリップル電圧Ｖｒｉｐｐｌｅとの関係を示す図であり、同図（ｂ）は、コンデンサＣ２の値とリップル除去後のリップル電流Ｉｒｉｐｐｌｅとの関係を示す図である。
【００７２】
同各図に示すように、コンデンサＣ２の容量値によって、キャンセル後のリップル電圧及びリップル電流が変化するため、コンデンサＣ２の容量値をコイルＣ１およびコンデンサＣと同じ共振周波数となる容量値の４分の１以上の容量に設定することで、好適なリップル相殺効果を得ることができる。望ましくは、下記の条件を満たす構成とする。
【００７３】
Ｌ１・Ｃ１＜Ｌ２・Ｃ２
Ｃ２≧Ｃ２’／４
Ｌ１・Ｃ１＝Ｌ２・Ｃ２’
このように構成することで、より適したリップル除去効果が得られる。
【００７４】
図５は、図２の構成をＢＴＬに適用した場合の例を示す回路ブロック図である。同図に示すように、２つのＤ級ドライブ回路１３０−１および１３０−２を用いてスピーカ６２０を差動駆動するＢＴＬ構成に本発明を適用する場合には、各Ｄ級ドライブ回路の出力にそれぞれリップル抽出回路１０−１および１０−２を設ければ良い。その他の構成および条件は図２と同様である。
【００７５】
図６は、Ｄ級ドライブ回路の電源電圧の変動を考慮した場合の構成例を示す回路ブロック図である。Ｄ級ドライブ回路１３０の電源電圧Ｖ１が何らかの動作要因によって変動すると、前述した「Ｖ１／Ｌ１＝Ｖ２／Ｌ２」の条件から外れてしまうため、同図に示すように、Ｄ級ドライブ回路１３０の電源電圧Ｖ１の変動を検出する電圧変動検出回路１８を設け、この検出した変動分を抵抗Ｒを介してサブドライブ回路１６の電源電圧Ｖ２と連動させることでリップル除去効果を維持させることができる。
【００７６】
図７は、図１に示したパルス変調器１２０の出力を利用して、リップル成分の逆相波形を生成する場合の第１の構成例を示す回路ブロック図である。同図に示すように、パルス変調器１２０が出力する小振幅のＰＷＭ信号をアッテネータを介さずにノイズ抽出回路１０に入力することでも、リップル相殺効果を得ることができる。その他は図２と同様である。
【００７７】
図８は、図１に示したパルス変調器１２０の出力を利用して、リップル成分の逆相波形を生成する場合の第２の構成例を示す回路ブロック図である。同図に示すように、パルス変調器１２０から反転ＰＷＭ信号が得られる場合には、この反転ＰＷＭ信号をアッテネータおよび反転器を介さずにノイズ抽出回路１０に入力することでも、リップル相殺効果を得ることができる。その他は図２と同様である。
【００７８】
図９は、本発明をスイッチング電源に適用した場合の第１の構成例を示す回路ブロック図である。同図に示すように、入力電圧Ｖ１を所定の電圧に変換して負荷６２２に供給するスイッチング電源に本発明を適用する場合には、ＰＷＭ回路２０に従ってスイッチング動作を行うスイッチング素子Ｓ１およびＳ２の後段にリップル抽出回路１０を接続し、抽出した逆相リップル成分をコンデンサＣ１の前段で付加すればよい。その他の構成および条件は図２と同様である。
【００７９】
図１０は、本発明をスイッチング電源に適用した場合の第２の構成例を示す回路ブロック図である。同図に示すように、ＰＷＭ回路２０の出力をリップル抽出回路１０内の反転器１４に入力することでもリップル相殺効果を得ることができる。その他の構成は図９と同様である。
【産業上の利用可能性】
【００８０】
本発明によれば、簡易な構成でデジタルアンプやスイッチング電源の出力信号からリップル成分を除去することができるため、高品位のデジタルアンプやスイッチング電源への適用が期待される。
【図面の簡単な説明】
【００８１】
【図１】本発明に係るデジタルアンプが組み込まれたオーディオコンポーネントの内部構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示すデジタルアンプモジュールの内部構成例を示す回路ブロック図である。
【図３】図２に示したデジタルアンプ回路のリップル除去原理を示すタイミングチャートである。
【図４】リップル抽出回路に設けられたコンデンサＣ２の値とリップル除去効果との関係を示す特性図である。
【図５】図２の構成をＢＴＬに適用した場合の例を示す回路ブロック図である。
【図６】Ｄ級ドライブ回路の電源電圧の変動を考慮した場合の構成例を示す回路ブロック図である。
【図７】図１に示したパルス変調器１２０の出力を利用して、リップル成分の逆相波形を生成する場合の第１の構成例を示す回路ブロック図である。
【図８】図１に示したパルス変調器１２０の出力を利用して、リップル成分の逆相波形を生成する場合の第２の構成例を示す回路ブロック図である。
【図９】本発明をスイッチング電源に適用した場合の第１の構成例を示す回路ブロック図である。
【図１０】本発明をスイッチング電源に適用した場合の第２の構成例を示す回路ブロック図である。
【符号の説明】
【００８２】
１０…リップル抽出回路、１２…アッテネータ、１４…反転器、１６…サブドライブ回路、１８…電圧変動検出回路、２０…ＰＷＭ回路、１００…デジタルアンプモジュール、１０２…デジタルアンプ回路、１１０…ＤＣＤＣコンバータ、１２０…パルス変調器、１３０…Ｄ級ドライバ、１４０…ローバスフィルタ、１６０…ＰＷＭ回路、５００…オーディオコンポーネント、５１０…ＡＭ／ＦＭラジオ受信部、５２０…オーディオテープ再生部、５３０…ＣＤ／ＤＶＤプレーヤ、５４０…Ａ／Ｄコンバータ、６１０…バッテリ、６２０…スピーカ、６２２…負荷
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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