(57)【要約】【課題】永久磁石型のロータを使用するブラシレスＤＣモータの界磁の磁極位置をセンサを用いることなく推定してモータの転流位相を好適に制御してモータを駆動するセンサレス駆動方法において、従来は、転流位相を固定しているため、高効率、低騒音、高トルク等の運転のモードで運転したいときに、所望するモードに切り替えることができなかった。【解決手段】転流位相推定手段６は、直流電源１からインバータ回路２に供給される電流を電流平均値で除した正規化電流の転流周期を所定倍して、所定区間における変位から転流位相を推定し、転流周期決定手段７は、位相目標値決定手段８により設定される所望する運転モードに最適な転流位相目標値に追従するような転流指令を送出してインバータ回路２を通電制御することで、低騒音、高効率、高トルク等の所望する運転モードでモータ３を駆動できる。【選択図】図１
2007104862.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源に複数のスイッチング素子をブリッジ接続してなるインバータ回路を介して接続された回転子と固定子巻線を有するブラシレスＤＣモータを前記インバータ回路のスイッチング素子をオンオフさせて前記インバータ回路の通電制御により前記ブラシレスＤＣモータを回転させる駆動方法において、前記直流電源から前記インバータ回路に供給される電流をその電流の平均値で除した商を正規化電流として演算し、今回の転流タイミングから転流周期に第１の所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した時刻から今回の転流タイミングから転流周期に第２の所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した時刻までの所定区間における該正規化電流の変位からブラシレスＤＣモータの巻線の誘起電圧の位相に対する前記インバータ回路の転流位相を推定する転流位相推定手段と、該転流位相が位相目標値に追従するように前記インバータ回路を通電制御する通電制御信号を発生する通電制御手段を備えたことを特徴とするブラシレスＤＣモータの駆動方法。
【請求項２】
転流位相推定手段は、インバータ回路の転流位相を一定に保持するようにブラシレスＤＣモータを運転して、直流電源からインバータ回路に供給される電流を測定・記録し、任意周期分の該電流の平均値を電流平均値として算出し、直流電源からインバータ回路に供給される電流を該電流平均値で除した商を正規化電流として演算・記録し、転流タイミングから転流周期に第１の所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した時刻における該正規化電流を第１の正規化電流とし、転流タイミングから転流周期に第２の所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した時刻における該正規化電流を第２の正規化電流とし、第２の正規化電流と第１の正規化電流の差を正規化電流変位として算出し、転流位相をパラメータとして変化させた場合の該正規化電流変位を求めることにより正規化電流変位と転流位相との相関をあらかじめ相関曲線として求めておき、該相関曲線に基づいて任意の正規化電流変位に対応する転流位相を求めるようにしたことを特徴とする請求項１記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法。
【請求項３】
転流位相推定手段は、インバータ回路の転流位相を一定に保持するようにブラシレスＤＣモータを運転して、直流電源からインバータ回路に供給される電流を測定・記録し、任意周期分の該電流の平均値を電流平均値として算出し、直流電源からインバータ回路に供給される電流を該電流平均値で除した商を正規化電流として演算・記録し、転流タイミングから転流周期に０．５以上１以下である第１の所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した時刻における該正規化電流を第１の正規化電流とし、転流タイミングから転流周期に０．５以上１以下である第２の所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した時刻における該正規化電流を第２の正規化電流とし、第２の正規化電流と第１の正規化電流の差を正規化電流変位として算出し、転流位相をパラメータとして変化させた場合の該正規化電流変位を求めることにより正規化電流変位と転流位相との相関をあらかじめ相関曲線として求めておき、該相関曲線に基づいて任意の正規化電流変位に対応する転流位相を求めるようにしたことを特徴とする請求項１記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法。
【請求項４】
転流位相推定手段は、インバータ回路の転流位相を一定に保持するようにブラシレスＤＣモータを運転して、直流電源からインバータ回路に供給される電流を測定・記録し、任意周期分の該電流の平均値を電流平均値として算出し、直流電源からインバータ回路に供給される電流を該電流平均値で除した商を正規化電流として演算・記録し、転流タイミングから転流周期の２分の１の時間が経過した時刻における該正規化電流を第１の正規化電流とし、転流タイミングから転流周期の４分の３の時間が経過した時刻における該正規化電流を第２の正規化電流とし、第２の正規化電流と第１の正規化電流の差を正規化電流変位として算出し、転流位相をパラメータとして変化させた場合の該正規化電流変位を求めることにより正規化電流変位と転流位相との相関をあらかじめ相関曲線として求めておき、該相関曲線に基づいて任意の正規化電流変位に対応する転流位相を求めるようにしたことを特徴とする請求項１記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法。
【請求項５】
転流位相推定手段は、前回の転流タイミングから今回の転流タイミングまでの期間を転流周期とし、前回の転流タイミングから今回の転流タイミングまでの期間における電流の平均値を電流平均値として算出し、直流電源からインバータ回路に供給される電流を該電流平均値で除した商を正規化電流として演算・記録し、今回の転流タイミングから該転流周期に第１の所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した時刻における該正規化電流を第１の正規化電流とし、今回の転流タイミングから該転流周期に第２の所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した時刻における該正規化電流を第２の正規化電流とし、第２の正規化電流と第１の正規化電流の差を正規化電流変位として算出し、該正規化電流変位から相関曲線に基づいて転流位相を推定することを特徴とする請求項１または請求項２記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法。
【請求項６】
転流位相推定手段は、前回の転流タイミングから今回の転流タイミングまでの期間を転流周期とし、前回の転流タイミングから今回の転流タイミングまでの期間における電流の平均値を電流平均値として算出し、直流電源からインバータ回路に供給される電流を該電流平均値で除した商を正規化電流として演算・記録し、今回の転流タイミングから該転流周期に０．５以上１以下である第１の所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した時刻における該正規化電流を第１とし、今回の転流タイミングから該転流周期に０．５以上１以下である第２の所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した時刻における該正規化電流を第２の正規化電流とし、第２の正規化電流と第１の正規化電流の差を正規化電流変位として算出し、該正規化電流変位から相関曲線に基づいて転流位相を推定することを特徴とする請求項１または請求項３記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法。
【請求項７】
転流位相推定手段は、前回の転流タイミングから今回の転流タイミングまでの期間を転流周期とし、前回の転流タイミングから今回の転流タイミングまでの期間における電流の平均値を電流平均値として算出し、直流電源からインバータ回路に供給される電流を該電流平均値で除した商を正規化電流として演算・記録し、今回の転流タイミングから該転流周期の半分の時間が経過した時刻における該正規化電流を第１の正規化電流とし、今回の転流タイミングから該転流周期の４分の３の時間が経過した時刻におけ該正規化電流を第２の正規化電流とし、第２の正規化電流と第１の正規化電流の差を正規化電流変位として算出し、該正規化電流変位から相関曲線に基づいて転流位相を推定することを特徴とする請求項１または請求項４記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法。
【請求項８】
転流位相推定手段は、前回の転流タイミングから今回の転流タイミングまでの期間を転流周期とし、前回の転流タイミングから今回の転流タイミングまでの期間における電流の平均値を電流平均値として算出し、今回の転流タイミングから該転流周期に第１の所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した時刻における直流電源からインバータ回路に供給される電流を該電流平均値で除した商を第１の正規化電流として算出し、今回の転流タイミングから該転流周期に第２の所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した時刻における直流電源からインバータ回路に供給される電流を該電流平均値で除した商を第２の正規化電流として算出し、第２の正規化電流と第１の正規化電流の差を正規化電流変位として算出し、該正規化電流変位から相関曲線に基づいて転流位相を推定することを特徴とする請求項１または請求項２記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法。
【請求項９】
転流位相推定手段は、前回の転流タイミングから今回の転流タイミングまでの期間を転流周期とし、前回の転流タイミングから今回の転流タイミングまでの期間における電流の平均値を電流平均値として算出し、今回の転流タイミングから該転流周期に０．５以上１以下である第１の所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した時刻における直流電源からインバータ回路に供給される電流を該電流平均値で除した商を第１の正規化電流として算出し、今回の転流タイミングから該転流周期に０．５以上から１以下である第２の所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した時刻における直流電源からインバータ回路に供給される電流を該電流平均値で除した商を第２の正規化電流として算出し、第２の正規化電流と第１の正規化電流の差を正規化電流変位として算出し、該正規化電流変位から相関曲線に基づいて転流位相を推定することを特徴とする請求項１または請求項３記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法。
【請求項１０】
転流位相推定手段は、前回の転流タイミングから前回の転流タイミングまでの期間を転流周期とし、今回の転流タイミングから前回の転流タイミングまでの期間における電流の平均値を電流平均値として算出し、今回の転流タイミングから該転流周期の半分の時間が経過した時刻における直流電源からインバータ回路に供給される電流を該電流平均値で除した商を第１の正規化電流として算出し、今回の転流タイミングから該転流周期の４分の３の時間が経過した時刻における直流電源からインバータ回路に供給される電流を該電流平均値で除した商を第２の正規化電流として算出し、第２の正規化電流と第１の正規化電流の差を正規化電流変位として算出し、該正規化電流変位から相関曲線に基づいて転流位相を推定することを特徴とする請求項１または請求項４記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法。
【請求項１１】
通電制御手段は、位相目標値を決定する位相目標値決定手段と、転流位相推定手段が推定した転流位相が前記位相目標値決定手段が決定した位相目標値に追従するような次回の転流周期を決定する転流周期決定手段と、前回の転流タイミングから経過する時間が前記転流周期に達したとき転流指令を送出する転流指令送出手段と、該転流指令の発生するタイミングで前記複数のスイッチング素子を順次切り替えて前記インバータ回路を通電制御する通電制御信号を発生する通電制御信号発生手段を備えるようにしたことを特徴とする請求項１記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法。
【請求項１２】
転流周期決定手段は、転流位相推定手段が推定した転流位相が位相目標値に対して遅れ位相となる場合転流周期を減少させ、該転流位相が前記位相目標値に対して進み位相となる場合転流周期を増加させるような負帰還が構成されるように次回の転流周期を決定するようにしたことを特徴とする請求項１１記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法。
【請求項１３】
転流周期決定手段は、転流位相推定手段が推定した位相と位相目標値からＰＩ演算またはＰＩＤ演算により次回の転流周期を求め、該転流位相が位相目標値に対して遅れ位相となる場合転流周期を減少させ、該転流位相が位相目標値に対して進み位相となる場合転流周期を増加させるような負帰還が構成されるように次回の転流周期を決定するようにしたことを特徴とする請求項１１記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法。
【請求項１４】
位相目標値決定手段は、ブラシレスＤＣモータを低消費電力で運転したい場合において、位相目標値が進み位相となるように設定し、ブラシレスＤＣモータを高利用率で運転したい場合において、位相目標値が零となるように設定し、ブラシレスＤＣモータを高トルクまたは低騒音で運転したい場合において、位相目標値が遅れ位相となるように設定するようにしたことを特徴とする請求項１１記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法。
【請求項１５】
転流指令送出手段は、前回の転流タイミングから経過する時間が、前記転流周期決定手段が送出する次回の転流周期の平均値または移動平均値に達したとき転流指令を送出して、次回の転流タイミングを除々に変化させるようにして、磁極間隔のバラツキ等を要因とする転流タイミングの振動による回転数の変動が起こらないようにしたことを特徴とする請求項１１記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、永久磁石界磁型のロータを使用するブラシレスＤＣモータの駆動装置および制御方法に係り、特に界磁の磁極位置センサを用いることなく界磁の磁極位置を推定してモータの相転流タイミングを好適に制御してモータを駆動するいわゆるセンサレス駆動に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、この種のセンサレス駆動方法として、固定子巻線のインダクタンスが小さいブラシレスＤＣモータを使用した場合に、運転中の直流電源からインバータ回路に供給される電流を検出して、該電流を観測して該電流の時間に対する変化率に基づいてモータ電流の相転流タイミングを決定するように構成したものが知られている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
以下、そのセンサレス駆動方法について図１２および図１３を参照しながら説明する。
【０００４】
図１２は、従来の固定子巻線のインダクタンスが小さいブラシレスＤＣモータを使用した場合のブラシレスＤＣモータとその駆動装置を示す構成図である。図に示すように、インバータ回路１０１は３相インバータブリッジの構成であり、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の上アームスイッチング素子１０２、１０３、１０４と、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の下アームスイッチング素子１０５、１０６、１０７を有し、各スイッチング素子には、それぞれ並列に還流ダイオード１０８、１０９、１１０、１１１、１１２、１１３が接続されている。ブラシレスＤＣモータ１１４は、磁極手段を備えた回転子１１５と、固定子１１６から構成され、固定子１１６には電気角で１２０度の位相差を持つように固定子巻線１１７、１１８、１１９が配置される。直流電源１２０とインバータ回路１０１との間には、図示するように直流電源の出力電流を検出するための電流検出抵抗１２１が配置されている。電流検出手段１２２は、電流検出抵抗１２１の端子電圧を、オペアンプ１２３と負帰還抵抗１２４により構成される増幅回路１２５により増幅して、直流電源１２０からインバータ回路１０１に供給される電流を電圧値として送出する。マイクロコンピュータ１２６は、Ａ／Ｄ変換機１２７と演算器１２８を内臓し、電流検出手段１２２から送出される検出電流がＡ／Ｄ変換機１２７に入力されるように接続されている。演算器１２８はＡ／Ｄ変換器１２７でデジタル化された電流値を参照してモータ電流の相転流タイミングを計算し、スイッチング素子１０２、１０３、１０４、１０５、１０６、１０７をそれぞれ電気角１２０度ごとに通電してインバータ１０１を制御するスイッチング信号Ｕ０＋、Ｖ０＋、Ｗ０＋、Ｕ０−、Ｖ０−、Ｗ０−を出力する。ドライブ回路１２９は演算器１２７から出力されるスイッチング信号を変換して、スイッチング素子１０２、１０３、１０４、１０５、１０６、１０７を駆動するスイッチング信号Ｕ＋、Ｖ＋、Ｗ＋、Ｕ−、Ｖ−、Ｗ−を出力する。
【０００５】
図１３は、従来のインバータ回路とブラシレスＤＣモータの等価回路を示す。インバータ回路１０１は図１２で説明したので省略する。ブラシレスＤＣモータ１１４は、固定子巻線１１７の等価回路として、直列等価抵抗１３０と固定子巻線１３１と誘起電圧源１３２を直列に接続した回路、固定子巻線１１８の等価回路として、直列等価抵抗１３３と固定子巻線１３４と誘起電圧源１３５を直列に接続した回路、および、固定子巻線１１９の等価回路として、列等価抵抗１３６と固定巻線１３７と誘起電圧源１３８を直列に接続した回路をスター結線した図に示すような等価回路として表現できる。ここで、モータが回転することによる発電作用によって、誘起電圧源１３２は、固定子巻線１１７に正弦波の誘起電圧ｅｕを発生し、誘起電圧源１３５は、固定子巻線１１８に正弦波の誘起電圧ｅｖを発生し、誘起電圧源１３８は、固定子巻線１１９に正弦波の誘起電圧ｅｗを発生し、各相に発生する誘起電圧ｅｕ、ｅｖ、ｅｗの位相差は１２０度となる。
【０００６】
図１４は、従来の固定子巻線のインダクタンスが小さいブラシレスＤＣモータとその駆動装置の各部の波形を示すタイムチャートである。ブラシレスＤＣモータ１１４を通電角１２０度で制御した場合、図１４（イ）に図示するように、ドライブ回路１２９から、インバータ回路１０１のスイッチング素子１０２、１０３、１０４、１０５、１０６、１０７のゲート入力端子に入力される１２０度通電型の通電信号Ｕ＋、Ｖ＋、Ｗ＋、Ｕ−、Ｖ−、Ｗ−が出力され、ブラシレスＤＣモータの回転子１１５の回転にともない、Ｕ相の固定子巻線１１７、Ｖ相の固定子巻線１１８、Ｗ相の固定子巻線１１９には、図１４（ロ）に図示するような誘起電圧の相電圧ｅｕ、ｅｖ、ｅｗが発生する。ブラシレスＤＣモータ１１４の電気角をθとおくと、誘起電圧ｅｕ、ｅｖ、ｅｗは１２０度の位相差を持つ以下の式で表現される。
【０００７】
ｅｕ＝Ｅｓｉｎ（θ−３０°）・・・・（数１０１）
ｅｖ＝Ｅｓｉｎ（θ−１５０°）・・・（数１０２）
ｅｗ＝Ｅｓｉｎ（θ−２７０°）・・・（数１０３）
図１４に示す電気角が６０度から１２０度の区間では、上アームスイッチング素子１０２と下アームスイッチング素子１０６がＯＮとなり、Ｕ相の固定子巻線に誘起電圧ｅｕ、Ｖ相の固定子巻線に誘起電圧ｅｖが発生しているので、通電相すなわちＵ相とＶ相の固定子巻線にかかる巻線電圧はインバータの直流電圧Ｖｄから誘起電圧ｅｕと誘起電圧ｅｖの差（ｅｕ−ｅｖ）を減じた値となるのでＵ相―Ｖ相間の巻線電圧Ｖｕｖは以下の式のようになる。
【０００８】
Ｖｕｖ＝Ｖｄ−（ｅｕ−ｅｖ）・・・・（数１０４）
また、図１４に示す電気角が１２０度から１８０度の区間では、上アームスイッチング素子１０２と下アームスイッチング素子１０７がＯＮとなり、Ｕ相の固定子巻線に誘起電圧ｅｕ、Ｗ相の固定子巻線に誘起電圧ｅｗが発生しているので、通電相すなわちＵ相とＷ相の固定子巻線にかかる巻線電圧はインバータの直流電圧Ｖｄから誘起電圧ｅｕと誘起電圧ｅｖの差（ｅｕ−ｅｖ）を減じた値となるのでＵ相―Ｗ相間の巻線電圧Ｖｕｗは以下の式のようになる。
【０００９】
Ｖｕｗ＝Ｖｄ−（ｅｕ−ｅｗ）・・・・（数１０５）
また、図１４に示す電気角が１２０度から１８０度の区間では、上アームスイッチング素子１０３と下アームスイッチング素子１０７がＯＮとなり、Ｕ相の固定子巻線に誘起電圧ｅｖ、Ｗ相の固定子巻線に誘起電圧ｅｗが発生しているので、通電相すなわちＶ相とＷ相の固定子巻線にかかる巻線電圧はインバータの直流電圧Ｖｄから誘起電圧ｅｖと誘起電圧ｗの差（ｅｖ−ｅｗ）を減じた値となるのでＶ相―Ｗ相間の巻線電圧Ｖｖｗは以下の式のようになる。
【００１０】
Ｖｖｗ＝Ｖｄ−（ｅｖ−ｅｗ）・・・・（数１０６）
（数１０４）、（数１０５）、（数１０６）に（数１０１）、（数１０２）、（１０３）を代入して簡単にすると（数１０７）、（数１０８）、（数１０９）が得られる。
【００１１】
Ｖｕｖ＝Ｖｄ−√３Ｅｓｉｎ（θ−９０°）・・・（数１０７）
Ｖｕｗ＝Ｖｄ−√３Ｅｓｉｎ（θ−１５０°）・・・（数１０８）
Ｖｖｗ＝Ｖｄ−√３Ｅｓｉｎ（θ−２１０°）・・・（数１０９）
（数１０７）、（数１０８）、（数１０９）より、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の巻線電圧を図示すると、図１４（ハ）のようになる。
【００１２】
図１４に示す電気角が６０度から１２０度の区間において、上アームスイッチング素子１０２と下アームスイッチング素子１０６がＯＮとなり、巻線電圧Ｖｕｖが、図１３に示すブラシレスＤＣモータ等価回路のＵ相とＶ相の端子間に印加される。この時、電流検出抵抗１２１に流れる電流Ｉｄは、直列等価抵抗１３０、固定子巻線１３１、誘起電圧源１３２、直列等価抵抗１３３、固定子巻線１３４、および、誘起電圧源１３５を直列接続した回路に、（数１０７）で示したような巻線電圧Ｖｕｖを印加したときに発生する応答電流である。固定子巻線１１７、１１８、および、１１９のインダクタンスが小さいブラシレスＤＣモータを使用した場合、応答電流Ｉｄは、端子間電圧Ｖｕｖに比例するような図１４（ニ）に示すような電流波形となる。電気角１２０度から１８０度の区間、電気角１８０度から２４０度の区間においても、電流検出抵抗１２１に流れる電流Ｉｄは電気角６０度から１２０度の区間と同様な図１４（ニ）に図示するような波形が得られる。
【００１３】
図１５は、従来の固定子巻線のインダクタンスが小さいブラシレスＤＣモータ駆動装置の転流タイミングの決定方法と位相ずれの補正方法を説明する直流電源からインバータ回路に供給する電流Ｉｄ（以降、電流Ｉｄと称す）のタイムチャートである。図１５（イ）は転流に位相ずれがない場合における転流タイミングの決定方法を説明した電流Ｉｄの波形を示している。転流に位相ずれがない場合、図示するように、電流Ｉｄが極小値となる時刻は電気角３０度時刻に一致している。次に転流タイミングの設定方法について説明する。電気角６０度期間毎に、Ａ／Ｄ変換機１２７で電流Ｉｄをサンンプリングし、演算器１２８で電流Ｉｄが極小値になる時刻を計測する。前回の電気角６０度期間において電流Ｉｄが極小値になる時刻をｔ１、今回の電気角６０度期間において電流Ｉｄが極小値になる時刻をｔ２とすると、時刻ｔ１０１と時刻ｔ１０２の時間差から電気角６０度期間Ｔ１を計算し、この時間Ｔ１の１／２を電気角３０度期間Ｔ２とする。時刻ｔ１０２に電気角３０度期間Ｔ２を加えて次回の相転流タイミングを設定する。
【００１４】
図１５（ロ）は転流が進み位相の場合の転流タイミングの補正方法を説明した電流Ｉｄのタイムチャートである。転流が進み位相の場合、図示すように、電流Ｉｄは左上がりの波形となる。各電気角６０度期間毎に、Ａ／Ｄ変換機１２７で電流Ｉｄをサンプリングし、演算部１２８で電流Ｉｄが極小値になる時刻を計測する。このとき、前回の電気角６０度期間をＴ５、前回の転流時刻をｔ１０４とする。次に、今回の電気角６０度期間における電流Ｉｄが極小値となる時刻ｔ１０５を検出し、時刻ｔ１０４と時刻ｔ１０５の時間差から時間Ｔ６を計算する。前回の電気角３０度期間、すなわち時間Ｔ６の２分の１値が時間Ｔ６よりも短い場合には、転流タイミングは進み位相と判定して、図１５（イ）を使って説明した相転流タイミングの決定方法によって設定した転流タイミング時刻ｔ１０６に所定時間Ｔ７を加えて今回の転流時刻ｔ１０７とする。この補正を各電気角６０度期間毎に行い、時間Ｔ６と前回の電気角３０度期間を比較し、一致すれば転流タイミングに位相ずれがなくなったと判断して所定時間Ｔ７の加算を終了する。
【００１５】
図１５（ハ）は転流が遅れ位相の場合の転流タイミングの補正方法を説明した電流Ｉｄのタイムチャートである。転流が遅れ位相の場合、図示すように、電流Ｉｄは右上がりの波形となる。ここで、前回の電気角６０度期間をＴ８、前回の転流時刻をｔ１０８とする。次に、今回の電気角６０度期間における電流Ｉｄが極小値となる時刻ｔ１０９を検出し、時刻ｔ１０８と時刻ｔ１０９の時間差から時間Ｔ９を計算する。前回の電気角３０度期間、すなわちＴ８の２分の１値が時間Ｔ９よりも長い場合には、転流タイミングは遅れ位相と判定して、図１５（イ）を使って説明した前期相転流タイミングの決定方法によって設定した時刻ｔ１１１に所定時間Ｔ１０を減じて今回の転流時刻ｔ１１０とする。この補正を各電気角６０度期間毎に行い、時間Ｔ９と前回の電気角３０度時間を比較し、一致すれば転流タイミングに位相ずれがなくなったと判断して所定時間Ｔ１０の減算を終了する。
【００１６】
図１６は、従来の固定子巻線のインダクタンスが大きいブラシレスＤＣモータとその駆動回路の各部の波形を示すタイムチャートである。図１６（イ）に図示するインバータ回路のスイッチング素子のゲート入力端子に入力される１２０度通電型の通電信号Ｕ＋、Ｖ＋、Ｗ＋、Ｕ−、Ｖ−、Ｗ−、図１６（ロ）に図示する誘起電圧の相電圧ｅｕ、ｅｖ、ｅｗ、および、図１６（ハ）に図示する同一の時間軸で合成したＵ相、Ｖ相、Ｗ相の巻線電圧は、それぞれ、前述した図１４（イ）、（ロ）、（ハ）と同一の波形であり、その説明は省略する。図１６に示す電気角が６０度から１２０度の区間において、上アームスイッチング素子１０２と下アームスイッチング素子１０６がＯＮとなり、巻線電圧Ｖｕｖが、図１３に示すブラシレスＤＣモータ等価回路のＵ相とＶ相の端子間に印加される。この時、電流検出抵抗１２１に流れる電流Ｉｄは、直列等価抵抗１３０、固定子巻線１３１、誘起電圧源１３２、直列等価抵抗１３３、固定子巻線１３４、および、誘起電圧源１３５を直列接続した回路に、（数１０７）で示した巻線電圧Ｖｕｖを印加したときに発生する応答電流となる。固定子巻線１１７、１１８、および、１１９のインダクタンスを無視できないブラシレスＤＣモータを使用した場合、応答電流Ｉｄは、図１６（ニ）に示すような電流波形となる。図１６（ニ）において、Ａで示す第１の電流増加領域の電流上昇は急峻で、図１６（ハ）に示す巻線電圧の急峻な立ち上がりに対して発生するＲＬ直列回路の応答電圧となる。図１６（ニ）において、Ｂで示す第２の電流増加領域は、図１６（ハ）で示す巻線電圧Ｖｕｖが減少から増加に転ずるために現れるものであり、モータが同一方向の回転力を連続的に発生している場合は必ず現れる。電気角１２０度から１８０度の区間、および、電気角１８０度から２４０度の区間においても、電流検出抵抗１２１に流れる電流Ｉｄは電気角６０度から１２０度の区間と同様な図１６（ニ）に図示するような波形が得られる。ブラシレスＤＣモータの固定子巻線のインダクタンスが小さい場合、応答電流Ｉｄの波形が端子間電圧Ｖｕｖの波形に相似となるので、電流Ｉｄは電気角６０度期間に極小値が存在し、前述した固定子巻線のインダクタンスが小さいブラシレスＤＣモータを使用した場合の従来のブラシレスＤＣモータの駆動方法で説明したような転流タイミングの決定方法は有効であるが、固定子巻線のインダクタンスが大きい場合は、図１６（ニ）に図示するように、電流Ｉｄの波形が端子間電圧Ｖｕｖの波形に相似とならず、電気角６０度期間の間に電流Ｉｄの極小値が存在しないので、従来の固定子巻線のインダクタンスが小さいブラシレスＤＣモータを使用したブラシレスＤＣモータの駆動方法で固定子巻線のインダクタンスが大きいブラシレスＤＣモータを駆動することはできない。
【００１７】
次に、固定子巻線のインダクタンスが大きいブラシレスＤＣモータを使用した従来の駆動回路に採用されている従来の転流タイミングの決定方法について説明する。この方法は、運転中の直流電源からインバータ回路に供給される電流を検出して、該電流を平均化した値に所定倍率を乗じて設定した転流目標電流と該電流を比較して、該電流が該転流目標電流に達した時点で、モータ電流の相転流タイミングを判定するように構成したものが知られている（例えば、特許文献２参照）。
【００１８】
以下、固定子巻線のインダクタンスが大きいブラシレスＤＣモータを使用した従来の駆動回路の構成、転流タイミングの決定方法について図１７および図１８を参照しながら説明する。
【００１９】
図１７は、従来の固定子巻線のインダクタンスが大きいブラシレスＤＣモータ１４２を使用した駆動回路の電流Ｉｄの波形を図示するタイムチャートである。電流Ｉｄの波形は、図１７（イ）で図示すような転流タイミングが進み位相、図１７（ロ）で図示するような最適時、図１７（ハ）で図示するような転流タイミングが遅れ位相の三態に分かれる。
【００２０】
図１８は、従来の固定子巻線のインダクタンスが大きいブラシレスＤＣモータを使用した駆動回路の基本的な構成を示すブロック図で、同図において、直流電源１３９は、電流検出回路１４０を介して、インバータ回路１４１に直流電力を供給している。インバータ回路１４１は、例えば３相１２０度通電型のインバータ回路１４１で、フライホイールダイオードを内蔵した６個のトランジスタ等からなるスイッチング素子を３相ブリッジに接続し、かつ各スイッチング素子のベースにドライバ回路を設け、６個の通電指令により各スイッチング素子がオンオフ制御されて、出力端からブラシレスＤＣモータ１４２に３相１２０度通電型の交流電力を供給している。電流検出回路１４０は、直流電源１３９とインバータ回路１４１との間に挿入されたシャント抵抗を有し、該シャント抵抗に流れる電流を検出することによって、ブラシレスＤＣモータ１４２の固定子巻線に流れる電流を３相一括して検出し、かつ電圧に変換して出力するようになっている。通電制御回路１４３は、上記電流検出回路１４０から検出された電流を入力して、インバータ回路１４１のスイッチング素子を順次切り替えて通電制御する通電制御信号Ｕ＋、Ｖ＋、Ｗ＋、Ｕ−、Ｖ−、Ｗ−を発生する。
【００２１】
電流検出回路１４０の出力端は、ＬＣ平滑回路を内蔵する平均化回路１４３ａに接続され、その平均化回路１４３ａの出力端は、１．２倍の電圧利得を持つ増幅回路１４３ｂの入力端に接続され、増幅回路１４３ｂの出力端は比較回路１４３ｃの入力端の一方に接続され、電流検出回路１４０の出力は比較回路１４３ｃの入力端の他方に接続されており、電流検出回路１４３より検出した電流Ｖｉａを平均化回路１４３ａにより平均化した後、増幅回路１４３ｂにより１．２倍に増幅して転流目標指令Ｖｉｔとし、電流検出回路１４０より検出した電流Ｖｉａと転流目標指令地Ｖｉｔを比較し、Ｖｉａ＞Ｖｉｔの関係となったとき、比較回路１４３Ｃからワンショットのパルス信号で転流指令Ｖｃｐｔを出力するようになっている。
【００２２】
そして、比較回路１４３ｃの出力端を６進カウンタからなる計数回路１４３ｄを介して分配回路１４３ｅに接続して、転流指令Ｖｃｐｔがワンショットのパルス信号で出力されるたびに、計数回路１４３ｄにより１つ歩進して、計数回路１４３ｄが出力する計数信号を分配回路１４３ｅによりデコードして、図１６で説明したような１２０度通電型の通電指令Ｕ＋、Ｖ＋、Ｗ＋、Ｕ−、Ｖ−、Ｗ−がインバータ回路１４１の６個のスイッチング素子のドライバ回路に入力に出力されるように構成されている。制御電源回路１４４は、直流電源１３９に接続されて、通電制御回路１４３の各回路に電圧電源Ｖｃｃを供給するものである。
【００２３】
次に、このように構成される従来の駆動回路の動作について説明する。ブラシレスＤＣモータの回転数が一定の通常の運転状態から、何かの原因で負荷トルクが増大する場合について考える。負荷トルクが増大した直後は、イナーシャは急激には変化せず、回転数は急激には変化しないので、誘起電圧の急変、巻線電流の急変、および、発生トルクの急変も起こらない。ブラシレスＤＣモータは、常に〔（加速トルク）＋（ロストルク）＋（負荷トルク）〕と（発生トルク）が平衡して動作するが、（発生トルク）が一定値に保存されるため、負荷トルクが増大した分だけ加速トルクが減少し、ブラシレスＤＣモータはイナーシャの回転エネルギーを軸に放出しながら減速し始める。ブラシレスＤＣモータの減速にともない、巻線の誘起電圧は減少するが、巻線電圧は、Ｖｄ−（巻線の誘起電圧）に等しいので、巻線電圧は増加し、同時に巻線電流も増加して発生トルク不足を補う方向に作用する。
【００２４】
前述した通電制御回路１４３の構成により、転流タイミングは、電流検出回路１４０の電流値Ｖｉａが電流検出回路１４０の平均電流を１．２倍した転流目標指令値Ｖｉｔを超えるタイミングにより決定されるが、ブラシレスＤＣモータの減速直後において、電流検出回路１４０の平均値は急変しないので、転流の急変は起きず、転流位相は巻線の誘起電圧に対して進み位相となり、転流タイミングは進み位相となる。
【００２５】
巻線電流の増加にともない、電流検出回路１４０の電流Ｖｉａが増加すると、前述した通電制御回路１４３の動作により、電流検出回路１４０の電流Ｖｉａの平均値を１．２倍した転流目標指令Ｖｉｔが増加するので、Ｖｉａ＞Ｖｉｔとなるまでの時間、すなわち、転流周期が長くなり、ブラシレスＤＣモータの誘起電圧に対する転流位相の進み、すなわち、転流タイミングの進み位相が改善されていく。転流タイミングの進み位相が改善されていくにつれて、転流周期が長くなる→回転速度が減少する→巻線の誘起電圧が減少する→巻線電圧が増加する→巻線電流が増加する→発生トルクが増加する、の因果関係により、（発生トルク）が増加するが、（負荷トルク）が増加した分だけ（発生トルク）が増加すれば、（加速トルク）は零となり、ブラシレスＤＣモータの減速は止まり、〔（加速トルク）＋（ロストルク）＋（負荷トルク）〕と（発生トルク）が平衡する適正な転流タイミングとなるところで落ち着く。
【００２６】
次に、ブラシレスＤＣモータの回転数が一定の通常の運転状態から、何かの原因で負荷トルクが減少する場合について考える。負荷トルクが減少した直後は、イナーシャは急激には変化せず、回転数は急激には変化しないので、誘起電圧の急変、巻線電流の急変、および、発生トルクの急変も起こらない。ブラシレスＤＣモータは、常に〔（加速トルク）＋（ロストルク）＋（負荷トルク）〕と（発生トルク）が平衡して動作するが、（発生トルク）が一定値に保存されるため、負荷トルクが減少した分だけ加速トルクが増加し、ブラシレスＤＣモータはイナーシャの回転エネルギーを軸から吸収しながら増速し始める。
【００２７】
ブラシレスＤＣモータの増速にともない、巻線の誘起電圧は増加するが、巻線電圧は、Ｖｄ−（巻線の誘起電圧）に等しいので、巻線電圧は減少し、同時に巻線電流も減少して余った発生トルクを抑える方向に作用する。
【００２８】
前述した通電制御回路１４３の構成により、転流タイミングは、電流検出回路１４０の電流値Ｖｉａが電流検出回路１４０の平均電流を１．２倍した転流目標指令値Ｖｉｔを超えるタイミングにより決定されるが、ブラシレスＤＣモータの増速直後において、電流検出回路１４０の平均値は急変しないので、転流の急変は起きず、転流位相は巻線の誘起電圧に対して遅れ位相となり、転流タイミングは遅れ位相となる。
【００２９】
巻線電流の減少にともない、電流検出回路１４０の電流Ｖｉａが減少すると、前述した通電制御回路１４３の動作により、電流検出回路１４０の電流Ｖｉａの平均値を１．２倍した転流目標指令Ｖｉｔが減少するので、Ｖｉａ＞Ｖｉｔとなるまでの時間、すなわち、転流周期が短くなり、ブラシレスＤＣモータの誘起電圧に対する転流位相の遅れ、すなわち、転流タイミングの遅れ位相が改善されていく。転流タイミングの遅れ位相が改善されていくにつれて、転流周期が短くなる→回転速度が増加する→巻線の誘起電圧が増加する→巻線電圧が減少する→巻線電流が減少する→発生トルクが減少する、の因果関係により、（発生トルク）が減少するが、（負荷トルク）が減少した分だけ（発生トルク）が減少すれば、（加速トルク）は零となり、ブラシレスＤＣモータの減速は止まり、〔（加速トルク）＋（ロストルク）＋（負荷トルク）〕と（発生トルク）が平衡する適正な転流タイミングとなるところで落ち着く。
【００３０】
以上で述べたように、従来の固定子巻線のインダクタンスが大きいブラシレスＤＣモータの駆動方法は、転流タイミングは、電流検出回路１４０の電流値Ｖｉａが電流検出回路１４０の平均電流を１．２倍した転流目標指令値Ｖｉｔを超えるタイミングにより決定される。このような従来の駆動方法の場合、起動時以外の通常運転時において、ブラシレスＤＣモータを高効率で運転できる転流位相が零のところで通電制御される。しかし、ブラシレスＤＣモータの用途によっては、家電製品のように、ブラシレスＤＣモータの転流位相が進み位相となるように運転して、低消費電力で運転したい場合や、転流位相が零となるように運転して、高利用率で運転したい場合や、または、ブラシレスＤＣモータの転流位相が遅れ位相となるように運転して、高トルクまたは低騒音で運転したい場合があるが、従来の駆動方法では、転流位相を一定値に固定して通電制御する方法を採用しているため、ブラシレスＤＣモータを、低消費電力運転、高利用率運転、高トルク運転、低騒音運転等の所望する運転モードに切り替えて運転したいという要求が発生した場合に、ブラシレスＤＣモータを所望する運転モードで運転できる最適な転流位相に設定して、所望する運転モードに切り替えて運転する事ができないという問題点を有していた。
【特許文献１】特開平０８−１２６３７９号公報
【特許文献２】特許第３３８８０６８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３１】
このような従来の固定子巻線のインダクタンスが小さいブラシレスＤＣモータの駆動方法では、電気角６０度区間の直流電源からインバータ回路に供給される電流の変化率をみて、その電流が極小値をとるタイミングを検出した後、次回の転流タイミングを決定するという駆動方法を採用していたが、この駆動方法はブラシレスＤＣモータの固定子巻線のインダクタンスが小さい場合に有効であって、固定子巻線のインダクタンスが大きい場合には採用できないという課題があり、固定子巻線のインダクタンスが大きいようなブラシレスＤＣモータを使用した場合でも採用する事ができる駆動方法を提供することが要求されている。
【００３２】
また、従来の固定子巻線のインダクタンスが大きい従来のブラシレスＤＣモータの駆動方法では、転流タイミングは、電流検出回路が検出した電流値Ｖｉａが電流検出回路から検出される電流の平均値を１．２倍した転流目標指令値を超えるタイミングにより決定されるため、起動時以外の通常運転時において、転流位相を零に固定して通電制御していた。しかし、ブラシレスＤＣモータの用途によっては、家電製品のように、ブラシレスＤＣモータの転流位相が進み位相となるように運転して、低消費電力で運転したい場合や、転流位相が零となるように運転して、高利用率で運転したい場合や、または、ブラシレスＤＣモータの転流位相が遅れ位相となるように運転して、高トルクまたは低騒音で運転したい場合があるが、従来の駆動方法では、転流位相を一定値に固定して通電制御する方式を採用しているため、ブラシレスＤＣモータを低消費電力運転、高利用率運転、高トルク運転、低騒音運転等の所望する運転モードに切り替えて運転したい場合に、ブラシレスＤＣモータを所望する運転モードで運転するのに最適な転流位相に設定できないので、ブラシレスＤＣモータを所望する運転モードに自由に切り替えて運転できないという課題があり、ブラシレスＤＣモータを、低消費電力運転、高利用率運転、高トルク運転、低騒音運転等の所望する運転モードに切り替えて運転したい場合でも、所望する運転モードで運転できる駆動方法を提供することが要求されている。
【００３３】
本発明は、このような従来の課題を解決するものであり、固定子巻線のインダクタンスが大きいブラシレスＤＣモータを使用する場合でもブラシレスＤＣモータを駆動できる駆動方法を提供することができ、また、ブラシレスＤＣモータを低消費電力運転、高利用率運転、高トルク運転、低騒音運転等の所望する運転モードに切り替えて運転したいという要求が発生した場合でも、ブラシレスＤＣモータを所望する運転モードに切り替えることができる駆動方法を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００３４】
本発明のブラシレスＤＣモータの駆動方法は上記目的を達成するために、直流電源に複数のスイッチング素子をブリッジ接続してなるインバータ回路を介して接続された回転子と固定子巻線を有するブラシレスＤＣモータを前記インバータ回路のスイッチング素子をオンオフさせて前記インバータ回路の通電制御により前記ブラシレスＤＣモータを回転させる駆動方法において、前記直流電源から前記インバータ回路に供給される電流をその電流の平均値で除した商を正規化電流として演算し、今回の転流タイミングから転流周期に第１の所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した時刻から今回の転流タイミングから転流周期に第２の所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した時刻までの所定区間における該正規化電流の変位からブラシレスＤＣモータの巻線の誘起電圧の位相に対する前記インバータ回路の転流位相を推定する転流位相推定手段と、該転流位相が位相目標値に追従するように前記インバータ回路を通電制御する通電制御信号を発生する通電制御手段を備えたことを特徴とするブラシレスＤＣモータの駆動方法としたものである。
【００３５】
この手段により固定子巻線のインダクタンスが大きいブラシレスＤＣモータを使用する場合でもブラシレスＤＣモータを駆動することができ、また、ブラシレスＤＣモータを低消費電力運転、高利用率運転、高トルク運転、低騒音運転等の所望する運転モードに切り替えて運転したいという要求が発生した場合でも、ブラシレスＤＣモータを所望する運転モードに切り替えて運転できる駆動方法が得られる。
【００３６】
また、本発明のブラシレスＤＣモータの駆動方法は上記目的を達成するために、転流位相推定手段は、インバータ回路の転流位相を一定に保持するようにブラシレスＤＣモータを運転して、直流電源からインバータ回路に供給される電流を測定・記録し、任意周期分の該電流の平均値を電流平均値として算出し、直流電源からインバータ回路に供給される電流を該電流平均値で除した商を正規化電流として演算・記録し、転流タイミングから転流周期に第１の所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した時刻における該正規化電流を第１の正規化電流とし、転流タイミングから転流周期に第２の所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した時刻における該正規化電流を第２の正規化電流とし、第２の正規化電流と第１の正規化電流の差を正規化電流変位として算出し、転流位相をパラメータとして変化させた場合の該正規化電流変位を求めることにより正規化電流変位と転流位相との相関をあらかじめ相関曲線として求めておき、該相関曲線に基づいて任意の正規化電流変位に対応する転流位相を求めるようにしたことを特徴とする請求項１記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法としたものである。
【００３７】
この手段により固定子巻線のインダクタンスが大きいブラシレスＤＣモータを使用する場合でもブラシレスＤＣモータを駆動することができ、また、ブラシレスＤＣモータを低消費電力運転、高利用率運転、高トルク運転、低騒音運転等の所望する運転モードに切り替えて運転したいという要求が発生した場合でも、ブラシレスＤＣモータを所望する運転モードに切り替えて運転できる駆動方法が得られる。
【００３８】
また、本発明のブラシレスＤＣモータの駆動方法は上記目的を達成するために、転流位相推定手段は、インバータ回路の転流位相を一定に保持するようにブラシレスＤＣモータを運転して、直流電源からインバータ回路に供給される電流を測定・記録し、任意周期分の該電流の平均値を電流平均値として算出し、直流電源からインバータ回路に供給される電流を該電流平均値で除した商を正規化電流として演算・記録し、転流タイミングから転流周期に０．５以上１以下である第１の所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した時刻における該正規化電流を第１の正規化電流とし、転流タイミングから転流周期に０．５以上１以下である第２の所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した時刻における該正規化電流を第２の正規化電流とし、第２の正規化電流と第１の正規化電流の差を正規化電流変位として算出し、転流位相をパラメータとして変化させた場合の該正規化電流変位を求めることにより正規化電流変位と転流位相との相関をあらかじめ相関曲線として求めておき、該相関曲線に基づいて任意の正規化電流変位に対応する転流位相を求めるようにしたことを特徴とする請求項１記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法としたものである。
【００３９】
この手段により固定子巻線のインダクタンスが大きいブラシレスＤＣモータを使用する場合でもブラシレスＤＣモータを駆動することができ、また、ブラシレスＤＣモータを低消費電力運転、高利用率運転、高トルク運転、低騒音運転等の所望する運転モードに切り替えて運転したいという要求が発生した場合でも、ブラシレスＤＣモータを所望する運転モードに切り替えて運転できる駆動方法が得られる。
【００４０】
また、本発明のブラシレスＤＣモータの駆動方法は上記目的を達成するために、転流位相推定手段は、インバータ回路の転流位相を一定に保持するようにブラシレスＤＣモータを運転して、直流電源からインバータ回路に供給される電流を測定・記録し、任意周期分の該電流の平均値を電流平均値として算出し、直流電源からインバータ回路に供給される電流を該電流平均値で除した商を正規化電流として演算・記録し、転流タイミングから転流周期の２分の１の時間が経過した時刻における該正規化電流を第１の正規化電流とし、転流タイミングから転流周期の４分の３の時間が経過した時刻における該正規化電流を第２の正規化電流とし、第２の正規化電流と第１の正規化電流の差を正規化電流変位として算出し、転流位相をパラメータとして変化させた場合の該正規化電流変位を求めることにより正規化電流変位と転流位相との相関をあらかじめ相関曲線として求めておき、該相関曲線に基づいて任意の正規化電流変位に対応する転流位相を求めるようにしたことを特徴とする請求項１記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法としたものである。
【００４１】
この手段により固定子巻線のインダクタンスが大きいブラシレスＤＣモータを使用する場合でもブラシレスＤＣモータを駆動することができ、また、ブラシレスＤＣモータを低消費電力運転、高利用率運転、高トルク運転、低騒音運転等の所望する運転モードに切り替えて運転したいという要求が発生した場合でも、ブラシレスＤＣモータを所望する運転モードに切り替えて運転できる駆動方法が得られる。
【００４２】
また、本発明のブラシレスＤＣモータの駆動方法は上記目的を達成するために、転流位相推定手段は、前回の転流タイミングから今回の転流タイミングまでの期間を転流周期とし、前回の転流タイミングから今回の転流タイミングまでの期間における電流の平均値を電流平均値として算出し、直流電源からインバータ回路に供給される電流を該電流平均値で除した商を正規化電流として演算・記録し、今回の転流タイミングから該転流周期に第１の所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した時刻における該正規化電流を第１の正規化電流とし、今回の転流タイミングから該転流周期に第２の所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した時刻における該正規化電流を第２の正規化電流とし、第２の正規化電流と第１の正規化電流の差を正規化電流変位として算出し、該正規化電流変位から相関曲線に基づいて転流位相を推定することを特徴とする請求項１または請求項２記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法としたものである。
【００４３】
この手段により固定子巻線のインダクタンスが大きいブラシレスＤＣモータを使用する場合でもブラシレスＤＣモータを駆動することができ、また、ブラシレスＤＣモータを低消費電力運転、高利用率運転、高トルク運転、低騒音運転等の所望する運転モードに切り替えて運転したいという要求が発生した場合でも、ブラシレスＤＣモータを所望する運転モードに切り替えて運転できる駆動方法が得られる。
【００４４】
また、本発明のブラシレスＤＣモータの駆動方法は上記目的を達成するために、転流位相推定手段は、前回の転流タイミングから今回の転流タイミングまでの期間を転流周期とし、前回の転流タイミングから今回の転流タイミングまでの期間における電流の平均値を電流平均値として算出し、直流電源からインバータ回路に供給される電流を該電流平均値で除した商を正規化電流として演算・記録し、今回の転流タイミングから該転流周期に０．５以上１以下である第１の所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した時刻における該正規化電流を第１とし、今回の転流タイミングから該転流周期に０．５以上１以下である第２の所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した時刻における該正規化電流を第２の正規化電流とし、第２の正規化電流と第１の正規化電流の差を正規化電流変位として算出し、該正規化電流変位から相関曲線に基づいて転流位相を推定することを特徴とする請求項１または請求項３記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法としたものである。
【００４５】
この手段により固定子巻線のインダクタンスが大きいブラシレスＤＣモータを使用する場合でもブラシレスＤＣモータを駆動することができ、また、ブラシレスＤＣモータを低消費電力運転、高利用率運転、高トルク運転、低騒音運転等の所望する運転モードに切り替えて運転したいという要求が発生した場合でも、ブラシレスＤＣモータを所望する運転モードに切り替えて運転できる駆動方法が得られる。
【００４６】
また、本発明のブラシレスＤＣモータの駆動方法は上記目的を達成するために、転流位相推定手段は、前回の転流タイミングから今回の転流タイミングまでの期間を転流周期とし、前回の転流タイミングから今回の転流タイミングまでの期間における電流の平均値を電流平均値として算出し、直流電源からインバータ回路に供給される電流を該電流平均値で除した商を正規化電流として演算・記録し、今回の転流タイミングから該転流周期の半分の時間が経過した時刻における該正規化電流を第１の正規化電流とし、今回の転流タイミングから該転流周期の４分の３の時間が経過した時刻におけ該正規化電流を第２の正規化電流とし、第２の正規化電流と第１の正規化電流の差を正規化電流変位として算出し、該正規化電流変位から相関曲線に基づいて転流位相を推定することを特徴とする請求項１または請求項４記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法としたものである。
【００４７】
この手段により固定子巻線のインダクタンスが大きいブラシレスＤＣモータを使用する場合でもブラシレスＤＣモータを駆動することができ、また、ブラシレスＤＣモータを低消費電力運転、高利用率運転、高トルク運転、低騒音運転等の所望する運転モードに切り替えて運転したいという要求が発生した場合でも、ブラシレスＤＣモータを所望する運転モードに切り替えて運転できる駆動方法が得られる。
【００４８】
また、本発明のブラシレスＤＣモータの駆動方法は上記目的を達成するために、転流位相推定手段は、前回の転流タイミングから今回の転流タイミングまでの期間を転流周期とし、前回の転流タイミングから今回の転流タイミングまでの期間における電流の平均値を電流平均値として算出し、今回の転流タイミングから該転流周期に第１の所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した時刻における直流電源からインバータ回路に供給される電流を該電流平均値で除した商を第１の正規化電流として算出し、今回の転流タイミングから該転流周期に第２の所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した時刻における直流電源からインバータ回路に供給される電流を該電流平均値で除した商を第２の正規化電流として算出し、第２の正規化電流と第１の正規化電流の差を正規化電流変位として算出し、該正規化電流変位から相関曲線に基づいて転流位相を推定することを特徴とする請求項１または請求項２記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法としたものである。
【００４９】
この手段により固定子巻線のインダクタンスが大きいブラシレスＤＣモータを使用する場合でもブラシレスＤＣモータを駆動することができ、また、ブラシレスＤＣモータを低消費電力運転、高利用率運転、高トルク運転、低騒音運転等の所望する運転モードに切り替えて運転したいという要求が発生した場合でも、ブラシレスＤＣモータを所望する運転モードに切り替えて運転できる駆動方法が得られる。
【００５０】
また、本発明のブラシレスＤＣモータの駆動方法は上記目的を達成するために、転流位相推定手段は、前回の転流タイミングから今回の転流タイミングまでの期間を転流周期とし、前回の転流タイミングから今回の転流タイミングまでの期間における電流の平均値を電流平均値として算出し、今回の転流タイミングから該転流周期に０．５以上１以下である第１の所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した時刻における直流電源からインバータ回路に供給される電流を該電流平均値で除した商を第１の正規化電流として算出し、今回の転流タイミングから該転流周期に０．５以上から１以下である第２の所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した時刻における直流電源からインバータ回路に供給される電流を該電流平均値で除した商を第２の正規化電流として算出し、第２の正規化電流と第１の正規化電流の差を正規化電流変位として算出し、該正規化電流変位から相関曲線に基づいて転流位相を推定することを特徴とする請求項１または請求項３記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法としたものである。
【００５１】
この手段により固定子巻線のインダクタンスが大きいブラシレスＤＣモータを使用する場合でもブラシレスＤＣモータを駆動することができ、また、ブラシレスＤＣモータを低消費電力運転、高利用率運転、高トルク運転、低騒音運転等の所望する運転モードに切り替えて運転したいという要求が発生した場合でも、ブラシレスＤＣモータを所望する運転モードに切り替えて運転できる駆動方法が得られる。
【００５２】
また、本発明のブラシレスＤＣモータの駆動方法は上記目的を達成するために、転流位相推定手段は、前回の転流タイミングから前回の転流タイミングまでの期間を転流周期とし、今回の転流タイミングから前回の転流タイミングまでの期間における電流の平均値を電流平均値として算出し、今回の転流タイミングから該転流周期の半分の時間が経過した時刻における直流電源からインバータ回路に供給される電流を該電流平均値で除した商を第１の正規化電流として算出し、今回の転流タイミングから該転流周期の４分の３の時間が経過した時刻における直流電源からインバータ回路に供給される電流を該電流平均値で除した商を第２の正規化電流として算出し、第２の正規化電流と第１の正規化電流の差を正規化電流変位として算出し、該正規化電流変位から相関曲線に基づいて転流位相を推定することを特徴とする請求項１または請求項４記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法としたものである。
【００５３】
この手段により固定子巻線のインダクタンスが大きいブラシレスＤＣモータを使用する場合でもブラシレスＤＣモータを駆動することができ、また、ブラシレスＤＣモータを低消費電力運転、高利用率運転、高トルク運転、低騒音運転等の所望する運転モードに切り替えて運転したいという要求が発生した場合でも、ブラシレスＤＣモータを所望する運転モードに切り替えて運転できる駆動方法が得られる。
【００５４】
また、本発明のブラシレスＤＣモータの駆動方法は上記目的を達成するために、通電制御手段は、位相目標値を決定する位相目標値決定手段と、転流位相推定手段が推定した転流位相が前記位相目標値決定手段が決定した位相目標値に追従するような次回の転流周期を決定する転流周期決定手段と、前回の転流タイミングから経過する時間が前記転流周期に達したとき転流指令を送出する転流指令送出手段と、該転流指令の発生するタイミングで前記複数のスイッチング素子を順次切り替えて前記インバータ回路を通電制御する通電制御信号を発生する通電制御信号発生手段を備えるようにしたことを特徴とする請求項１記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法としたものである。
【００５５】
この手段により固定子巻線のインダクタンスが大きいブラシレスＤＣモータを使用する場合でもブラシレスＤＣモータを駆動することができ、また、ブラシレスＤＣモータを低消費電力運転、高利用率運転、高トルク運転、低騒音運転等の所望する運転モードに切り替えて運転したいという要求が発生した場合でも、ブラシレスＤＣモータを所望する運転モードに切り替えて運転できる駆動方法が得られる。
【００５６】
また、本発明のブラシレスＤＣモータの駆動方法は上記目的を達成するために、転流周期決定手段は、転流位相推定手段が推定した転流位相が位相目標値に対して遅れ位相となる場合転流周期を減少させ、該転流位相が前記位相目標値に対して進み位相となる場合転流周期を増加させるような負帰還が構成されるように次回の転流周期を決定するようにしたことを特徴とする請求項１１記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法としたものである。
【００５７】
この手段により固定子巻線のインダクタンスが大きいブラシレスＤＣモータを使用する場合でもブラシレスＤＣモータを駆動することができ、また、ブラシレスＤＣモータを低消費電力運転、高利用率運転、高トルク運転、低騒音運転等の所望する運転モードに切り替えて運転したいという要求が発生した場合でも、ブラシレスＤＣモータを所望する運転モードに切り替えて運転できる駆動方法が得られる。
【００５８】
また、本発明のブラシレスＤＣモータの駆動方法は上記目的を達成するために、転流周期決定手段は、転流位相推定手段が推定した位相と位相目標値からＰＩ演算またはＰＩＤ演算により次回の転流周期を求め、該転流位相が位相目標値に対して遅れ位相となる場合転流周期を減少させ、該転流位相が位相目標値に対して進み位相となる場合転流周期を増加させるような負帰還が構成されるように次回の転流周期を決定するようにしたことを特徴とする請求項１１記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法としたものである。
【００５９】
この手段により固定子巻線のインダクタンスが大きいブラシレスＤＣモータを使用する場合でもブラシレスＤＣモータを駆動することができ、また、ブラシレスＤＣモータを低消費電力運転、高利用率運転、高トルク運転、低騒音運転等の所望する運転モードに切り替えて運転したいという要求が発生した場合でも、ブラシレスＤＣモータを所望する運転モードに切り替えて運転できる駆動方法が得られる。
【００６０】
また、本発明のブラシレスＤＣモータの駆動方法は上記目的を達成するために、位相目標値決定手段は、ブラシレスＤＣモータを低消費電力で運転したい場合において、位相目標値が進み位相となるように設定し、ブラシレスＤＣモータを高利用率で運転したい場合において、位相目標値が零となるように設定し、ブラシレスＤＣモータを高トルクまたは低騒音で運転したい場合において、位相目標値が遅れ位相となるように設定するようにしたことを特徴とする請求項１１記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法としたものである。
【００６１】
この手段により固定子巻線のインダクタンスが大きいブラシレスＤＣモータを使用する場合でもブラシレスＤＣモータを駆動することができ、また、ブラシレスＤＣモータを低消費電力運転、高利用率運転、高トルク運転、低騒音運転等の所望する運転モードに切り替えて運転したいという要求が発生した場合でも、ブラシレスＤＣモータを所望する運転モードに切り替えて運転できる駆動方法が得られる。
【００６２】
また、本発明のブラシレスＤＣモータの駆動方法は上記目的を達成するために、転流指令送出手段は、前回の転流タイミングから経過する時間が、前記転流周期決定手段が送出する次回の転流周期の平均値または移動平均値に達したとき転流指令を送出して、次回の転流タイミングを除々に変化させるようにして、磁極間隔のバラツキ等を要因とする転流タイミングの振動による回転数の変動が起こらないようにしたことを特徴とする請求項１１記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法としたものである。
【００６３】
この手段により固定子巻線のインダクタンスが大きいブラシレスＤＣモータを使用する場合でもブラシレスＤＣモータを駆動することができ、また、ブラシレスＤＣモータを低消費電力運転、高利用率運転、高トルク運転、低騒音運転等の所望する運転モードに切り替えて運転したいという要求が発生した場合でも、ブラシレスＤＣモータを所望する運転モードに切り替えて運転できる駆動方法が得られる。
【発明の効果】
【００６４】
本発明によれば固定子巻線のインダクタンスが大きいブラシレスＤＣモータを使用する場合でも、ブラシレスＤＣモータを駆動することができるという効果のあるブラシレスＤＣモータの駆動方法を提供できる。
【００６５】
また、ブラシレスＤＣモータを低消費電力運転、高利用率運転、高トルク運転、低騒音運転等の所望する運転モードに切り替えて運転したいという要求が発生した場合でも、ブラシレスＤＣモータを所望する運転モードに切り替えて運転できるブラシレスＤＣモータの駆動方法を提供できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００６６】
本発明の請求項１記載の発明は、直流電源に複数のスイッチング素子をブリッジ接続してなるインバータ回路を介して接続された回転子と固定子巻線を有するブラシレスＤＣモータを前記インバータ回路のスイッチング素子をオンオフさせて前記インバータ回路の通電制御により前記ブラシレスＤＣモータを回転させる駆動方法において、前記直流電源から前記インバータ回路に供給される電流をその電流の平均値で除した商を正規化電流として演算し、今回の転流タイミングから転流周期に第１の所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した時刻から今回の転流タイミングから転流周期に第２の所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した時刻までの所定区間における該正規化電流の変位からブラシレスＤＣモータの巻線の誘起電圧の位相に対する前記インバータ回路の転流位相を推定する転流位相推定手段と、該転流位相が位相目標値に追従するように前記インバータ回路を通電制御する通電制御信号を発生する通電制御手段を備えた構成としており、従来のブラシレスＤＣモータの駆動方法のように転流位相が零に固定されているのではなく、転流位相推定手段により推定した転流位相が目標位相に追従するようにインバータ回路を通電制御する構成とすることにより、低騒音、高効率、高トルク等の所望する運転モードでブラシレスＤＣモータを運転したい場合に、その運転モードでブラシレスＤＣモータを運転するのに最適な位相目標値に追従するようにブラシレスＤＣモータを運転できるという作用を有する。
【００６７】
本発明の請求項２記載の発明は、転流位相推定手段は、インバータ回路の転流位相を一定に保持するようにブラシレスＤＣモータを運転して、直流電源からインバータ回路に供給される電流を測定・記録し、任意周期分の該電流の平均値を電流平均値として算出し、直流電源からインバータ回路に供給される電流を該電流平均値で除した商を正規化電流として演算・記録し、転流タイミングから転流周期に第１の所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した時刻における該正規化電流を第１の正規化電流とし、転流タイミングから転流周期に第２の所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した時刻における該正規化電流を第２の正規化電流とし、第２の正規化電流と第１の正規化電流の差を正規化電流変位として算出し、転流位相をパラメータとして変化させた場合の該正規化電流変位を求めることにより正規化電流変位と転流位相との相関をあらかじめ相関曲線として求めておき、該相関曲線に基づいて任意の正規化電流変位に対応する転流位相を求めるようにしたものであり、転流タイミングから転流周期に所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した２箇所の正規化電流の差から求めた正規化電流変位は、ブラシレスＤＣモータの回転数によって変化する転流周期Ｔに依存しないという作用を有する。また、電流Ｉｄを１周期分の平均電流Ｉａで除すことにより、回転数によって変化する振幅の影響がキャンセルされるので、正規化電流ΔＩｄ／ＩａはブラシレスＤＣモータの回転数に依存しにくい性質を持つので、その差として算出される正規化電流変位ΔＩｄ／Ｉａも、電流Ｉｄの振幅に依存しにくい作用を有する。すなわち、正規化電流変位ΔＩｄ／Ｉａは、ブラシレスＤＣモータの回転数が変わることによって変化する転流周期Ｔに依存せず、ブラシレスＤＣモータの回転数が変わることによって変化する電流Ｉｄの振幅に依存しにくい性質を持つので、転流位相は正規化電流変位のみによって決定される傾向が強くなり、あらかじめ正規化電流変位と転流位相の相関を求めておけば、正規化電流変位がわかれば、いかなる回転数においても、転流位相を確実に推定することができるという作用を有する。
【００６８】
また、請求項３記載の発明は、転流位相推定手段は、インバータ回路の転流位相を一定に保持するようにブラシレスＤＣモータを運転して、直流電源からインバータ回路に供給される電流を測定・記録し、任意周期分の該電流の平均値を電流平均値として算出し、直流電源からインバータ回路に供給される電流を該電流平均値で除した商を正規化電流として演算・記録し、転流タイミングから転流周期に０．５以上１以下である第１の所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した時刻における該正規化電流を第１の正規化電流とし、転流タイミングから転流周期に０．５以上１以下である第２の所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した時刻における該正規化電流を第２の正規化電流とし、第２の正規化電流と第１の正規化電流の差を正規化電流変位として算出し、転流位相をパラメータとして変化させた場合の該正規化電流変位を求めることにより正規化電流変位と転流位相との相関をあらかじめ相関曲線として求めておき、該相関曲線に基づいて任意の正規化電流変位に対応する転流位相を求めるようにしたものであり、転流周期の後半部分の２箇所の正規化電流の差から正規化電流変位を求めれば、正規化電流偏差と転流位相の相関が最も安定するので、正規化電流偏差から確実に転流位相を求める事ができるという作用を有する。また、直流電源からインバータ回路に供給される電流をその電流の平均値で除した商を正規化電流として算出し、転流タイミングから転流周期に所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した２箇所の正規化電流の差から求めた正規化電流変位は転流位相との相関がほぼ線形であり、転流タイミングから転流周期に所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した２箇所の正規化電流の差から求めた正規化電流変位は、ブラシレスＤＣモータの回転数によって変化する転流周期Ｔに依存しないという作用を有する。また、電流Ｉｄを１周期分の平均電流Ｉａで除すことにより、回転数によって変化する振幅の影響がキャンセルされるので、正規化電流ΔＩｄ／ＩａはブラシレスＤＣモータの回転数に依存しにくい性質を持つので、その差として算出される正規化電流変位ΔＩｄ／Ｉａも、電流Ｉｄの振幅に依存しにくい作用を有する。すなわち、正規化電流変位ΔＩｄ／Ｉａは、ブラシレスＤＣモータの回転数が変わることによって変化する転流周期Ｔに依存せず、ブラシレスＤＣモータの回転数が変わることによって変化する電流Ｉｄの振幅に依存しにくい性質を持つので、転流位相は正規化電流変位のみによって決定される傾向が強くなり、あらかじめ正規化電流変位と転流位相の相関を求めておけば、正規化電流変位がわかれば、いかなる回転数においても、転流位相を確実に推定することができるという作用を有する。
【００６９】
また、請求項４記載の発明は、転流位相推定手段は、インバータ回路の転流位相を一定に保持するようにブラシレスＤＣモータを運転して、直流電源からインバータ回路に供給される電流を測定・記録し、任意周期分の該電流の平均値を電流平均値として算出し、直流電源からインバータ回路に供給される電流を該電流平均値で除した商を正規化電流として演算・記録し、転流タイミングから転流周期の２分の１の時間が経過した時刻における該正規化電流を第１の正規化電流とし、転流タイミングから転流周期の４分の３の時間が経過した時刻における該正規化電流を第２の正規化電流とし、第２の正規化電流と第１の正規化電流の差を正規化電流変位として算出し、転流位相をパラメータとして変化させた場合の該正規化電流変位を求めることにより正規化電流変位と転流位相との相関をあらかじめ相関曲線として求めておき、該相関曲線に基づいて任意の正規化電流変位に対応する転流位相を求めるようにしたものであり、転流周期の後半部分の２箇所の正規化電流の差から正規化電流変位を求めれば、正規化電流偏差と転流位相の相関が最も安定するので、正規化電流偏差から確実に転流位相を求める事ができるという作用を有する。また、直流電源からインバータ回路に供給される電流をその電流の平均値で除した商を正規化電流として算出し、転流タイミングから転流周期に所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した２箇所の正規化電流の差から求めた正規化電流変位は転流位相との相関がほぼ線形であり、転流タイミングから転流周期に所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した２箇所の正規化電流の差から求めた正規化電流変位は、ブラシレスＤＣモータの回転数によって変化する転流周期Ｔに依存しないという作用を有する。また、電流Ｉｄを１周期分の平均電流Ｉａで除すことにより、回転数によって変化する振幅の影響がキャンセルされるので、正規化電流ΔＩｄ／ＩａはブラシレスＤＣモータの回転数に依存しにくい性質を持つので、その差として算出される正規化電流変位ΔＩｄ／Ｉａも、電流Ｉｄの振幅に依存しにくい作用を有する。すなわち、正規化電流変位ΔＩｄ／Ｉａは、ブラシレスＤＣモータの回転数が変わることによって変化する転流周期Ｔに依存せず、ブラシレスＤＣモータの回転数が変わることによって変化する電流Ｉｄの振幅に依存しにくい性質を持つので、転流位相は正規化電流変位のみによって決定される傾向が強くなり、あらかじめ正規化電流変位と転流位相の相関を求めておけば、正規化電流変位がわかれば、いかなる回転数においても、転流位相を確実に推定することができるという作用を有する。
【００７０】
また、請求項５記載の発明は、転流位相推定手段は、前回の転流タイミングから今回の転流タイミングまでの期間を転流周期とし、前回の転流タイミングから今回の転流タイミングまでの期間における電流の平均値を電流平均値として算出し、直流電源からインバータ回路に供給される電流を該電流平均値で除した商を正規化電流として演算・記録し、今回の転流タイミングから該転流周期に第１の所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した時刻における該正規化電流を第１の正規化電流とし、今回の転流タイミングから該転流周期に第２の所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した時刻における該正規化電流を第２の正規化電流とし、第２の正規化電流と第１の正規化電流の差を正規化電流変位として算出し、該正規化電流変位から相関曲線に基づいて転流位相を推定するようにしたものであり、転流タイミングから転流周期に所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した２箇所の時刻における直流電源からインバータ回路に供給される電流をその電流の平均値で除した商を正規化電流として算出し、該正規化電流の差から求めた正規化電流変位は転流位相との相関がほぼ線形であり、転流タイミングから転流周期に所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した２箇所の正規化電流の差から求めた正規化電流変位は、ブラシレスＤＣモータの回転数によって変化する転流周期Ｔに依存しないという作用を有する。また、電流Ｉｄを１周期分の平均電流Ｉａで除すことにより、回転数によって変化する振幅の影響がキャンセルされるので、正規化電流ΔＩｄ／ＩａはブラシレスＤＣモータの回転数に依存しにくい性質を持つので、その差として算出される正規化電流変位ΔＩｄ／Ｉａも、電流Ｉｄの振幅に依存しにくい作用を有する。すなわち、正規化電流変位ΔＩｄ／Ｉａは、ブラシレスＤＣモータの回転数が変わることによって変化する転流周期Ｔに依存せず、ブラシレスＤＣモータの回転数が変わることによって変化する電流Ｉｄの振幅に依存しにくい性質を持つので、転流位相は正規化電流変位のみによって決定される傾向が強くなり、あらかじめ正規化電流変位と転流位相の相関を求めておけば、正規化電流変位がわかれば、いかなる回転数においても、転流位相を確実に推定することができるという作用を有する。
【００７１】
また、請求項６記載の発明は、転流位相推定手段は、前回の転流タイミングから今回の転流タイミングまでの期間を転流周期とし、前回の転流タイミングから今回の転流タイミングまでの期間における電流の平均値を電流平均値として算出し、直流電源からインバータ回路に供給される電流を該電流平均値で除した商を正規化電流として演算・記録し、今回の転流タイミングから該転流周期に０．５以上１以下である第１の所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した時刻における該正規化電流を第１とし、今回の転流タイミングから該転流周期に０．５以上１以下である第２の所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した時刻における該正規化電流を第２の正規化電流とし、第２の正規化電流と第１の正規化電流の差を正規化電流変位として算出し、該正規化電流変位から相関曲線に基づいて転流位相を推定するようにしたものであり、転流周期の後半部分の２箇所の正規化電流の差から正規化電流変位を求めれば、正規化電流偏差と転流位相の相関が最も安定するので、正規化電流偏差から確実に転流位相を求める事ができるという作用を有する。また、転流タイミングから転流周期に所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した２箇所の時刻における直流電源からインバータ回路に供給される電流をその電流の平均値で除した商を正規化電流として算出し、該正規化電流の差から求めた正規化電流変位は転流位相との相関がほぼ線形であり、転流タイミングから転流周期に所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した２箇所の正規化電流の差から求めた正規化電流変位は、ブラシレスＤＣモータの回転数によって変化する転流周期Ｔに依存しないという作用を有する。また、電流Ｉｄを１周期分の平均電流Ｉａで除すことにより、回転数によって変化する振幅の影響がキャンセルされるので、正規化電流ΔＩｄ／ＩａはブラシレスＤＣモータの回転数に依存しにくい性質を持つので、その差として算出される正規化電流変位ΔＩｄ／Ｉａも、電流Ｉｄの振幅に依存しにくい作用を有する。すなわち、正規化電流変位ΔＩｄ／Ｉａは、ブラシレスＤＣモータの回転数が変わることによって変化する転流周期Ｔに依存せず、ブラシレスＤＣモータの回転数が変わることによって変化する電流Ｉｄの振幅に依存しにくい性質を持つので、転流位相は正規化電流変位のみによって決定される傾向が強くなり、あらかじめ正規化電流変位と転流位相の相関を求めておけば、正規化電流変位がわかれば、いかなる回転数においても、転流位相を確実に推定することができるという作用を有する。
【００７２】
また、請求項７記載の発明は、転流位相推定手段は、前回の転流タイミングから今回の転流タイミングまでの期間を転流周期とし、前回の転流タイミングから今回の転流タイミングまでの期間における電流の平均値を電流平均値として算出し、直流電源からインバータ回路に供給される電流を該電流平均値で除した商を正規化電流として演算・記録し、今回の転流タイミングから該転流周期の半分の時間が経過した時刻における該正規化電流を第１の正規化電流とし、今回の転流タイミングから該転流周期の４分の３の時間が経過した時刻におけ該正規化電流を第２の正規化電流とし、第２の正規化電流と第１の正規化電流の差を正規化電流変位として算出し、該正規化電流変位から相関曲線に基づいて転流位相を推定するようにしたものであり、転流周期の後半部分の２箇所の正規化電流の差から正規化電流変位を求めれば、正規化電流偏差と転流位相の相関が最も安定するので、正規化電流偏差から確実に転流位相を求める事ができるという作用を有する。また、転流タイミングから転流周期に所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した２箇所の時刻における直流電源からインバータ回路に供給される電流をその電流の平均値で除した商を正規化電流として算出し、該正規化電流の差から求めた正規化電流変位は転流位相との相関がほぼ線形であり、転流タイミングから転流周期に所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した２箇所の正規化電流の差から求めた正規化電流変位は、ブラシレスＤＣモータの回転数によって変化する転流周期Ｔに依存しないという作用を有する。また、電流Ｉｄを１周期分の平均電流Ｉａで除すことにより、回転数によって変化する振幅の影響がキャンセルされるので、正規化電流ΔＩｄ／ＩａはブラシレスＤＣモータの回転数に依存しにくい性質を持つので、その差として算出される正規化電流変位ΔＩｄ／Ｉａも、電流Ｉｄの振幅に依存しにくい作用を有する。すなわち、正規化電流変位ΔＩｄ／Ｉａは、ブラシレスＤＣモータの回転数が変わることによって変化する転流周期Ｔに依存せず、ブラシレスＤＣモータの回転数が変わることによって変化する電流Ｉｄの振幅に依存しにくい性質を持つので、転流位相は正規化電流変位のみによって決定される傾向が強くなり、あらかじめ正規化電流変位と転流位相の相関を求めておけば、正規化電流変位がわかれば、いかなる回転数においても、転流位相を確実に推定することができるという作用を有する。
【００７３】
また、請求項８記載の発明は、前回の転流タイミングから今回の転流タイミングまでの期間を転流周期とし、前回の転流タイミングから今回の転流タイミングまでの期間における電流の平均値を電流平均値として算出し、今回の転流タイミングから該転流周期に第１の所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した時刻における直流電源からインバータ回路に供給される電流を該電流平均値で除した商を第１の正規化電流として算出し、今回の転流タイミングから該転流周期に第２の所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した時刻における直流電源からインバータ回路に供給される電流を該電流平均値で除した商を第２の正規化電流として算出し、第２の正規化電流と第１の正規化電流の差を正規化電流変位として算出し、該正規化電流変位から相関曲線に基づいて転流位相を推定するようにしたものであり、転流周期の後半部分の２箇所の正規化電流の差から正規化電流変位を求めれば、正規化電流偏差と転流位相の相関が最も安定するので、正規化電流偏差から確実に転流位相を求める事ができるという作用を有する。また、転流タイミングから転流周期に所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した２箇所の時刻における直流電源からインバータ回路に供給される電流をその電流の平均値で除した商を正規化電流として算出し、該正規化電流の差から求めた正規化電流変位は転流位相との相関がほぼ線形であり、転流タイミングから転流周期に所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した２箇所の正規化電流の差から求めた正規化電流変位は、ブラシレスＤＣモータの回転数によって変化する転流周期Ｔに依存しないという作用を有する。また、電流Ｉｄを１周期分の平均電流Ｉａで除すことにより、回転数によって変化する振幅の影響がキャンセルされるので、正規化電流ΔＩｄ／ＩａはブラシレスＤＣモータの回転数に依存しにくい性質を持つので、その差として算出される正規化電流変位ΔＩｄ／Ｉａも、電流Ｉｄの振幅に依存しにくい作用を有する。すなわち、正規化電流変位ΔＩｄ／Ｉａは、ブラシレスＤＣモータの回転数が変わることによって変化する転流周期Ｔに依存せず、ブラシレスＤＣモータの回転数が変わることによって変化する電流Ｉｄの振幅に依存しにくい性質を持つので、転流位相は正規化電流変位のみによって決定される傾向が強くなり、あらかじめ正規化電流変位と転流位相の相関を求めておけば、正規化電流変位がわかれば、いかなる回転数においても、転流位相を確実に推定することができるという作用を有する。また、今回の転流タイミングから所定の時間が経過した２箇所の時刻におけるマイクロコンピュータのＲＡＭ上に記憶しておいた電流を、電流平均値で除した商を正規化電流として演算し、２箇所の時刻における正規化電流の差から正規化電流変位を算出しているので、所定のサンプリング間隔を隔ててマイクロコンピュータのＲＡＭ上に記録してあった電流を電流平均値で除した商を全て演算して、この商を全て正規化電流として、制御手段のマイクロコンピュータのＲＡＭ上に記録するという処理が不要となり、当該処理に要する処理時間を短縮する事ができ、転流位相推定手段が転流位相を推定するのに要する処理時間を短縮することができ、処理速度の遅い安価なマイクロコンピュータを用いてセンサレスＤＣブラシレスモータ制御装置を実現できるという作用を有する。
【００７４】
また、請求項９記載の発明は、転流位相推定手段は、前回の転流タイミングから今回の転流タイミングまでの期間を転流周期とし、前回の転流タイミングから今回の転流タイミングまでの期間における電流の平均値を電流平均値として算出し、今回の転流タイミングから該転流周期に０．５以上１以下である第１の所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した時刻における直流電源からインバータ回路に供給される電流を該電流平均値で除した商を第１の正規化電流として算出し、今回の転流タイミングから該転流周期に０．５以上から１以下である第２の所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した時刻における直流電源からインバータ回路に供給される電流を該電流平均値で除した商を第２の正規化電流として算出し、第２の正規化電流と第１の正規化電流の差を正規化電流変位として算出し、該正規化電流変位から相関曲線に基づいて転流位相を推定するようにしたものであり、直流電源からインバータ回路に供給される電流をその電流の平均値で除した商を正規化電流として算出し、転流タイミングから転流周期に所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した２箇所の正規化電流の差から求めた正規化電流変位は転流位相との相関がほぼ線形であり、転流タイミングから転流周期に所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した２箇所の正規化電流の差から求めた正規化電流変位は、ブラシレスＤＣモータの回転数によって変化する転流周期Ｔに依存しないという作用を有する。また、電流Ｉｄを１周期分の平均電流Ｉａで除すことにより、回転数によって変化する振幅の影響がキャンセルされるので、正規化電流ΔＩｄ／ＩａはブラシレスＤＣモータの回転数に依存しにくい性質を持つので、その差として算出される正規化電流変位ΔＩｄ／Ｉａも、電流Ｉｄの振幅に依存しにくい作用を有する。すなわち、正規化電流変位ΔＩｄ／Ｉａは、ブラシレスＤＣモータの回転数が変わることによって変化する転流周期Ｔに依存せず、ブラシレスＤＣモータの回転数が変わることによって変化する電流Ｉｄの振幅に依存しにくい性質を持つので、転流位相は正規化電流変位のみによって決定される傾向が強くなり、あらかじめ正規化電流変位と転流位相の相関を求めておけば、正規化電流変位がわかれば、いかなる回転数においても、転流位相を確実に推定することができるという作用を有する。また、今回の転流タイミングから所定の時間が経過した２箇所の時刻におけるマイクロコンピュータのＲＡＭ上に記憶しておいた電流を、電流平均値で除した商を正規化電流として演算し、２箇所の時刻における正規化電流の差から正規化電流変位を算出しているので、所定のサンプリング間隔を隔ててマイクロコンピュータのＲＡＭ上に記録してあった電流を電流平均値で除した商を全て演算して、この商を全て正規化電流として、制御手段のマイクロコンピュータのＲＡＭ上に記録するという処理が不要となり、当該処理に要する処理時間を短縮する事ができ、転流位相推定手段が転流位相を推定するのに要する処理時間を短縮することができ、処理速度の遅い安価なマイクロコンピュータを用いてセンサレスＤＣブラシレスモータ制御装置を実現できるという作用を有する。
【００７５】
また、請求項１０記載の発明は、転流位相推定手段は、前回の転流タイミングから前回の転流タイミングまでの期間を転流周期とし、今回の転流タイミングから前回の転流タイミングまでの期間における電流の平均値を電流平均値として算出し、今回の転流タイミングから該転流周期の半分の時間が経過した時刻における直流電源からインバータ回路に供給される電流を該電流平均値で除した商を第１の正規化電流として算出し、今回の転流タイミングから該転流周期の４分の３の時間が経過した時刻における直流電源からインバータ回路に供給される電流を該電流平均値で除した商を第２の正規化電流として算出し、第２の正規化電流と第１の正規化電流の差を正規化電流変位として算出し、該正規化電流変位から相関曲線に基づいて転流位相を推定するようにしたものであり、転流周期の後半部分の２箇所の正規化電流の差から正規化電流変位を求めれば、正規化電流偏差と転流位相の相関が最も安定するので、正規化電流偏差から確実に転流位相を求める事ができるという作用を有する。また、直流電源からインバータ回路に供給される電流をその電流の平均値で除した商を正規化電流として算出し、転流タイミングから転流周期に所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した２箇所の正規化電流の差から求めた正規化電流変位は転流位相との相関がほぼ線形であり、転流タイミングから転流周期に所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した２箇所の正規化電流の差から求めた正規化電流変位は、ブラシレスＤＣモータの回転数によって変化する転流周期Ｔに依存しないという作用を有する。また、電流Ｉｄを１周期分の平均電流Ｉａで除すことにより、回転数によって変化する振幅の影響がキャンセルされるので、正規化電流ΔＩｄ／ＩａはブラシレスＤＣモータの回転数に依存しにくい性質を持つので、その差として算出される正規化電流変位ΔＩｄ／Ｉａも、電流Ｉｄの振幅に依存しにくい作用を有する。すなわち、正規化電流変位ΔＩｄ／Ｉａは、ブラシレスＤＣモータの回転数が変わることによって変化する転流周期Ｔに依存せず、ブラシレスＤＣモータの回転数が変わることによって変化する電流Ｉｄの振幅に依存しにくい性質を持つので、転流位相は正規化電流変位のみによって決定される傾向が強くなり、あらかじめ正規化電流変位と転流位相の相関を求めておけば、正規化電流変位がわかれば、いかなる回転数においても、転流位相を確実に推定することができるという作用を有する。また、今回の転流タイミングから所定の時間が経過した２箇所の時刻におけるマイクロコンピュータのＲＡＭ上に記憶しておいた電流を、電流平均値で除した商を正規化電流として演算し、２箇所の時刻における正規化電流の差から正規化電流変位を算出しているので、所定のサンプリング間隔を隔ててマイクロコンピュータのＲＡＭ上に記録してあった電流を電流平均値で除した商を全て演算して、この商を全て正規化電流として、制御手段のマイクロコンピュータのＲＡＭ上に記録するという処理が不要となり、当該処理に要する処理時間を短縮する事ができ、転流位相推定手段が転流位相を推定するのに要する処理時間を短縮することができ、処理速度の遅い安価なマイクロコンピュータを用いてセンサレスＤＣブラシレスモータ制御装置を実現できるという作用を有する。
【００７６】
また、請求項１１記載の発明は、通電制御手段は、位相目標値を決定する位相目標値決定手段と、転流位相推定手段が推定した転流位相が前記位相目標値決定手段が決定した位相目標値に追従するような次回の転流周期を決定する転流周期決定手段と、前回の転流タイミングから経過する時間が前記転流周期に達したとき転流指令を送出する転流指令送出手段と、該転流指令の発生するタイミングで前記複数のスイッチング素子を順次切り替えて前記インバータ回路を通電制御する通電制御信号を発生する通電制御信号発生手段を備えるようにしたものであり、転流位相が所望する位相目標値に追従するようにブラシレスＤＣモータを通電制御する構成としており、従来のブラシレスＤＣモータの駆動方法のように転流位相が零に固定されていないので、低騒音、高効率、高トルク等の運転モードでブラシレスＤＣモータを運転したい場合に、その運転モードでブラシレスＤＣモータを運転するのに最適な位相目標値に追従するようにブラシレスＤＣモータを運転できるという作用を有する。
【００７７】
また、請求項１２記載の発明は、転流周期決定手段は、転流位相推定手段が推定した転流位相が位相目標値に対して遅れ位相となる場合転流周期を減少させ、該転流位相が前記位相目標値に対して進み位相となる場合転流周期を増加させるような負帰還が構成されるように次回の転流周期を決定する構成としているので、従来のブラシレスＤＣモータの駆動方法のように転流位相が零に固定されていないので、低騒音、高効率、高トルク等の運転モードでブラシレスＤＣモータを運転したい場合に、その運転モードでブラシレスＤＣモータを運転するのに最適な位相目標値に追従するようにブラシレスＤＣモータを運転できるという作用を有する。
【００７８】
また、請求項１３記載の発明は、転流周期決定手段は、転流位相推定手段が推定した位相と位相目標値からＰＩ演算またはＰＩＤ演算により次回の転流周期を求め、該転流位相が位相目標値に対して遅れ位相となる場合転流周期を減少させ、該転流位相が位相目標値に対して進み位相となる場合転流周期を増加させるような負帰還が構成されるように次回の転流周期を決定するようにしたものであり、転流タイミンングの位相が所望する位相目標値に追従するようにブラシレスＤＣモータを制御する構成としているので、従来のブラシレスＤＣモータの駆動方法のように転流位相が零に固定されていないので、低消費電力運転、高利用率運転、高トルク運転、低騒音運転等の運転モードでブラシレスＤＣモータを運転したい場合に、その運転モードでブラシレスＤＣモータを運転するのに最適な位相目標値に追従するようにブラシレスＤＣモータを運転できるという作用を有する。
【００７９】
また、請求項１４記載の発明は、位相目標値決定手段は、ブラシレスＤＣモータを低消費電力で運転したい場合において、位相目標値が進み位相となるように設定し、ブラシレスＤＣモータを高利用率で運転したい場合において、位相目標値が零となるように設定し、ブラシレスＤＣモータを高トルクまたは低騒音で運転したい場合において、位相目標値が遅れ位相となるように設定するようにしたものであり、転流タイミンングの位相が低消費電力運転、高利用率運転、高トルク運転、低騒音運転等の運転モードでブラシレスＤＣモータを運転したい場合に、その運転モードでブラシレスＤＣモータを運転するのに最適な位相目標値に追従するようにブラシレスＤＣモータを運転できるという作用を有する。
【００８０】
また、請求項１５記載の発明は、転流指令送出手段は、前回の転流タイミングから経過する時間が、前記転流周期決定手段が送出する次回の転流周期の平均値または移動平均値に達したとき転流指令を送出して、次回の転流タイミングを除々に変化させるようにして、磁極間隔のバラツキ等を要因とする転流タイミングの振動による回転数の変動が起こらないようにしたものであり、磁極間隔のバラツキ等を要因とする転流タイミングの振動により、転流位相が振動して、位相目標値に対する転流位相偏差が大きく開くことにより、転流周期決定手段が送出する転流周期が大きく設定された場合でも、転流周期の平均値または移動平均値は除所に変動して、転流タイミングの急激な変動を抑えることになるので、次回の転流周期の絶対値が適正な値以上に設定された場合でも、転流周期がハンチングして、転流周期が振動して回転数の振動が発生するのを防止することができるという作用を有する。
【００８１】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
【００８２】
（実施の形態１）
以下、本発明の実施の形態１について図１〜図９を参照しながら説明する。
【００８３】
図１は本発明の実施の形態１の基本的な構成を示すブロック図である。図１において、直流電源１は、電流検出回路２を介してインバータ回路３に直流電力を供給している。インバータ回路３は、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の上アームスイッチング素子３ａ、３ｂ、３ｃと、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の下アームスイッチング素子３ｄ、３ｅ、３ｆを３相ブリッジ接続し、各スイッチング素子には、それぞれ並列に還流ダイオード３ｇ、３ｈ、３ｉ、３ｊ、３ｋ、３ｌを接続し、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子の接続点に、ブラシレスＤＣモータ４を接続し、インバータ回路３から３相１２０度通電型の交流電力を供給するように接続されている。電流検出回路２は直流電源１からインバータ回路３に供給される電流（以降、電流Ｉｄと称す）を３相一括して検出し、検出された電流に比例する電圧に変換して制御手段５に送出する。制御手段５は、Ａ／Ｄ変換機を内臓するマイクロコンピュータを使って構成されており、転流位相推定手段６と通電制御手段７を有し、電流検出回路２より送出された電流Ｉｄを該マイクロコンピュータのＡ／Ｄ変換機によりデジタル化して転流位相推定手段６に送出する。転流位相推定手段６は、転流タイミングから転流周期に所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した時刻２箇所における電流Ｉｄを１周期分の電流Idの平均値で除した商を正規化電流として求め、２箇所の時刻における正規化電流の差から正規化電流偏差を算出し、該正規化電流偏差からブラシレスＤＣモータ４の巻線の誘起電圧の位相に対するインバータ回路３の転流タイミングの位相（以降、転流位相と称す）を推定して通電制御手段７に送出する。通電制御手段７は、位相目標値決定手段８と、転流周囲決定手段９と、転流指令送出手段１０と、通電制御信号発生手段１１を有しており、転流位相推定手段６が推定した該転流位相が、位相目標値決定手段８が決定する位相目標値に追従するようにインバータ回路３を通電制御する通電制御信号Ｕ０＋、Ｖ０＋、Ｗ０＋、Ｕ０−、Ｖ０−、Ｗ０−を発生する。位相目標値決定手段８は、ブラシレスＤＣモータ４を所望する運転モードで運転したい場合に最適な転流位相目標値を決定し、転流周期決定手段９は、転流位相推定手段６が推定した転流位相が、位相目標値決定手段８が決定した位相目標値に追従するような転流周期を決定して送出する。転流指令送出手段１０は、前回において、インバータ回路３のスイッチング素子３ａ〜３ｆを通電切り替えする時刻（以降、転流タイミングと称す）から経過する時間が該転流周期に達したタイミングで転流指令を送出する。通電制御信号発生手段１１は、該転流指令が送出されるタイミングで、インバータ回路３のスイッチング素子３ａ〜３ｆを順次切り替えて、インバータ回路３を１２０度通電で制御する通電制御信号Ｕ０＋、Ｖ０＋、Ｗ０＋、Ｕ０−、Ｖ０−、Ｗ０−を発生する。ドライバ回路１２は、該通電制御信号信号Ｕ０＋、Ｖ０＋、Ｗ０＋、Ｕ０−、Ｖ０−、Ｗ０−をインバータ回路３のスイッチング素子３ａ〜３ｆを駆動できる駆動信号Ｕ＋、Ｖ＋、Ｗ＋、Ｕ−、Ｖ−、Ｗ−に変換してインバータ回路３に送出する。
【００８４】
次に、転流位相推定手段６の処理内容について、図２、図４、図６および図７を使って説明する。
【００８５】
図２は電流Ｉｄの記録方法を説明するための転流転流位相をパラメータとする電流Ｉｄの時間的変化を図示したタイムチャートである。このタイムチャートでは、異なるパラメータの電気角６０度区間を一周期とする電流波形２周期分の電流波形を重ねて表示してある。このタームチャートでは、インバータ回路３からブラシレスＤＣモータ４を３相１２０度通電方式の交流電力を供給し、ブラシレスＤＣモータ４の軸に２ｋｇｆ・ｃｍの負荷トルクをかけ、１５００ｒｐｍの回転数が得られるように運転し、かつ、転流位相が−３０度、−２５度、−２０度、−１５度、−１０度、−５度、０度、＋５度、＋１０度、＋１５度、＋２０度、＋２５度、＋３０度のいずれかの一定の転流位相で運転した場合において、電流Ｉｄの時間的変化を計測サンプル間隔Δτｓ毎に計測・記録し、異なるパラメータについても同様に計測・記録した電流Ｉｄを重ねて表示している。
【００８６】
図３は正規化電流の算出方法を説明するための転流位相をパラメータとする正規化電流の時間的変化を図示したタイムチャートである。このタームチャートでは、インバータ回路３からブラシレスＤＣモータ４を３相１２０度通電方式の交流電力を供給し、ブラシレスＤＣモータ４の軸に２ｋｇの負荷トルクをかけ、１０００ｒｐｍの回転数が得られるように運転し、かつ、転流位相が−３０度、−２５度、−２０度、−１５度、−１０度、−５度、０度、＋５度、＋１０度、＋１５度、＋２０度、＋２５度、＋３０度のいずれかの一定の転流位相で運転した場合において、電流Ｉｄの時間的変化を計測サンプル間隔ΔＩｓ毎に記録し、前回の転流タイミングｔ１から、今回の転流タイミングｔ２までの時間を転流周期Ｔとして求め、時刻ｔ１からｔ２までの１周期分において、所定のサンプリング間隔Δτｓを隔てて計測される電流Ｉｄの総和を、サンプリング回数T／Δτsで除した商を電流平均値Ｉａとして求め、サンプリング間隔ΔＩｓを隔てた各時間毎に記録された電流Idを電流Ｉｄの平均電流Ｉａで除して正規化電流（Ｉｄ／Ｉａ）を演算・記録し、異なるパラメータについても同様に演算・記録した正規化電流（Ｉｄ／Ｉａ）を重ねて表示している。
【００８７】
図４は、正規化電流変位の算出方法を説明するタイムチャートである。このタイムチャートでは、図３で説明した、転流位相が例えば＋１０度のときの正規化電流（Ｉｄ(ｔ)／Ｉａ）の波形を図示している。今回の転流タイミングｔ２から転流周期Ｔの４分の３の時間が経過した時刻ｔ３における正規化電流（Ｉｄ（ｔ３）／Ｉａ）と、今回の転流タイミングｔ２から転流周期Ｔの２分の１の時間が経過した時刻ｔ４における正規化電流（Ｉｄ（ｔ４）／Ｉａ）の差を正規化電流変位（ΔＩｄ／Ｉａ）として算出する。ここで、正規化電流変位（ΔＩｄ／Ｉａ）は、（数１）に示す式で表現できる。
【００８８】
（ΔＩｄ／Ｉａ）＝〔Ｉｄ（ｔ３）−Ｉｄ（ｔ４）〕／Ｉａ・・・（数１）
図５は、正規化電流のタイムチャートである。図５（イ）では、ブラシレスＤＣモータ４を転流位相θが＋１５度、回転数が５００ｒｐｍで運転した場合において、電流Ｉｄを、平均電流Ｉａで除した商を正規化電流（Ｉｄ／Ｉａ）として求め、正規化電流（Ｉｄ／Ｉａ）の時間的変化を図示している。図において、図４で説明したように、転流タイミングｔ１２から１周期Ｔの４分の３に相当する時間が経過した時刻ｔ１３における正規化電流Ｉｄ１（ｔ１３）／Ｉａと、転流タイミングから１周期Ｔの半分に相当する時間が経過した時刻ｔ１４における正規化電流Ｉｄ１（ｔ１４）／Ｉａを求め、その差を、正規化電流変位ΔＩｄ１／Ｉａとして算出している。
【００８９】
図５（ロ）では、ブラシレスＤＣモータ４を転流位相θが＋１５度、回転数が１０００ｒｐｍで運転した場合において、電流Ｉｄを、平均電流Ｉａで除した商を正規化電流（Ｉｄ／Ｉａ）として求め、正規化電流（Ｉｄ／Ｉａ）の時間的変化を図示している。図において、図５（ロ）で図示する正規化電流は、図５（イ）で図示する電流波形を時間軸方向に５０％圧縮し、正規化電流軸方向に等倍した電流波形となる。図５（ロ）における正規化電流波形は、図５（イ）における正規化電流波形とほぼ相似な図形となるので、図５（ロ）における転流タイミングｔ２２から１周期Ｔの４分の３に相当する時間が経過した時刻ｔ２３における正規化電流Ｉｄ２（ｔ２３）／Ｉａは、図５（イ）における転流タイミングｔ１２から１周期Ｔの４分の３に相当する時間が経過した時刻ｔ１３における正規化電流Ｉｄ１（ｔ１３）／Ｉａと等しくなり、同様に、図５（ロ）における転流タイミングｔ２２から１周期Ｔの半分に相当する時間が経過した時刻ｔ２４における正規化電流Ｉｄ２（ｔ２４）／Ｉａは、図５（イ）における転流タイミングｔ１２から１周期Ｔの半分に相当する時間が経過した時刻ｔ１４における正規化電流Ｉｄ１（ｔ１４）／Ｉａと等しくなる。その結果、正規化電流Ｉｄ２（ｔ２３）と、正規化電流Ｉｄ２（ｔ２４）の差は、正規化電流Ｉｄ１（ｔ１３）と、正規化電流Ｉｄ２（ｔ１４）の差に等しくなり、図５（ロ）における正規化電流変位ΔＩｄ２／Ｉａは、図５（イ）における正規化電流変位ΔＩｄ２／Ｉａに等しくなる。これは、図４を使って説明した正規化電流変位の算出方法によって求めた正規化電流変位ΔＩｄ／ＩａはブラシレスＤＣモータ４の回転数によって変化する転流周期Ｔに依存しない事を示している。また、電流Ｉｄは、時間と電気角の角速度との関数となるので、ブラシレスＤＣモータ４の回転数が変化すると、電流Ｉｄの波形と振幅は変化するが、電流Ｉｄを１周期分の平均電流Ｉａで除すことにより、回転数によって変化する振幅の影響がキャンセルされるので、正規化電流Ｉｄ／ＩａはブラシレスＤＣモータ４の回転数に依存しにくい性質を持つことになり、所定区間２箇所の正規化電流の差として算出される正規化電流変位ΔＩｄ／Ｉａも、電流Ｉｄの振幅に依存しにくい性質を持つ。以上で説明したように、正規化電流変位ΔＩｄ／Ｉａは、ブラシレスＤＣモータ４の回転数が変わることによって変化する転流周期Ｔに依存しない。また、正規化電流変位ΔＩｄ／Ｉａは、ブラシレスＤＣモータ４の回転数が変わることによって変化する電流Ｉｄの振幅に依存しにくい性質を持つので、転流位相は正規化電流変位のみによって決定される傾向が強くなり、正規化電流変位と転流位相の相関を求めておけば、正規化電流変位がわかれば、いかなる回転数においても、転流位相を確実に推定することができる。
【００９０】
図６は、正規化電流変位と転流位相の相関を示す相関曲線である。この相関曲線は、図３に示す転流位相θをパラメータとする一つのパラメータの正規化電流（Ｉｄ／Ｉａ）について、図４を使って説明した正規化電流変位の算出方法に従って正規化電流変位（ΔＩｄ／Ｉａ）を求め、該正規化電流変位（ΔＩｄ／Ｉａ）を複数のパラメータ、すなわち、複数の転流位相について求めておき、正規化電流変位（ΔＩｄ／Ｉａ）と転流位相θとの相関を相関曲線に図示したものである。図を見て明らかなように、転流位相θが−３０度から＋２５度の範囲で、正規化電流変位（ΔＩｄ／Ｉａ）と転流位相θの相関は、ほぼ線形な特性を持っていることがわかる。図６の相関曲線は、図５を使って説明したように、正規化電流変位ΔＩｄ／Ｉａは、ブラシレスＤＣモータ４の回転数が変わることによって変化する転流周期Ｔ、および、ブラシレスＤＣモータ４の回転数や運転状態によって変化する電流Ｉｄの振幅に依存せず、転流位相θのみによって決定されるので、正規化電流変位ΔＩｄ／Ｉａと転流位相θの相関曲線は、ブラシレスＤＣモータ４の回転数が変わることによって変化する転流周期Ｔ、および、ブラシレスＤＣモータ４の回転数や運転状態によって変化する電流Ｉｄの振幅に依存しない。従って、ブラシレスＤＣモータ４の回転数や運転状態がいかなる場合でも、正規化電流変位がわかれば、正規化電流変位ΔＩｄ／Ｉａと転流位相θの相関曲線に基づいて、転流位相θを推定することができる。転流位相推定手段６は、正規化電流変位(ΔＩｄ／Ｉａ)がわかればこれに対応する転流位相θを推定できるように、あらかじめ、相関曲線を持っている。
【００９１】
図７は、転流位相推定手段６の処理手順を説明するフロ−チャートである。転流位相推定手段６は、図７におけるフローチャートのステップ１３にて、所定のサンプリング間隔ΔＩｓを隔てて計測した電流Ｉｄを制御手段５のマイクロコンピュータのＲＡＭ上に記録する。ステップ１４にて、図４における、前回の転流タイミングｔ１から今回の転流タイミングｔ２までの時間を転流周期Ｔとして求め、ステップ１５にて、所定のサンプリング間隔ΔＩｓを隔てて計測された電流Ｉｄの総和を、サンプリング回数、すなわち、Ｔ／ΔＩｓで除した商を、電流Ｉｄの平均値として算出し、前回の転流タイミングｔ１から、今回の転流タイミングｔ２までの転流周期１周期分の電流平均値Ｉａを求める。ステップ１６にて、ステップ１３にて、所定のサンプリング間隔ΔＩｓを隔てて制御手段５のマイクロコンピュータのＲＡＭ上に記録してあった電流Ｉｄを電流平均値Ｉａで除した商を正規化電流Ｉｄ（ｔ）／Ｉａとして演算し、制御手段５のマイクロコンピュータのＲＡＭ上に、所定のサンプリング間隔ΔＩｓを隔てて演算した正規化電流Ｉｄ（ｔ）／Ｉａを記録する。ステップ１７にて、今回の転流タイミングｔ２から、今回の転流タイミングｔ２から経過する時間が転流周期Ｔの４分の３すなわち、図４に示す時刻ｔ３に達したことを判定し、該時間が時刻ｔ３に達するまでは待ちの状態にあるが、該時間が時刻ｔ３に達すると、ステップ１８により、今回の転流タイミングｔ２から３Ｔ／４に相当する時間が経過する時刻ｔ３における正規化電流  Ｉｄ（ｔ３）／Ｉａと、今回の転流タイミングｔ４からＴ／２に相当する時間が経過する時刻ｔ４における正規化電流  Ｉｄ（ｔ４）／Ｉａの差を正規化電流変位（ΔＩｄ／Ｉａ）として演算する。ここで、正規化電流変位（ΔＩｄ／Ｉａ）は（数２）に示す式より演算される。
【００９２】
（ΔＩｄ／Ｉａ）＝〔Ｉｄ（３）／Ｉａ〕−〔Ｉｄ（４）／Ｉａ〕・・・（数２）
ステップ１９により、あらかじめ求めておいた図６に図示する相関曲線に基づいて、ステップ１８で演算した正規化電流変位（ΔＩｄ／Ｉａ）に対応する今回の転流位相θｎを推定する。
【００９３】
図８は、通電制御手段７の処理手順を説明するフローチャートである。位相目標値決定手段８は、図８に示すステップ２０で、ブラシレスＤＣモータ４を運転したい運転モードを「低消費電力運転」、「高利用率運転」、「高トルク運転」、または、「低騒音運転」の中から選択し、ブラシレスＤＣモータ４を低消費電力で運転したい場合は、ステップ２１により、ブラシレスＤＣモータ４を「低消費電力運転」できるように、位相目標値を、−１５度の進み位相に設定し、ブラシレスＤＣモータ４を高利用率で運転したい場合は、ステップ２２により、「高効率運転」で運転できるように、位相目標値を零度に設定し、ブラシレスＤＣモータ４を高トルクまたは低騒音で運転したい場合は、ステップ２３により、「高トルク運転」または「低騒音運転」できるように、位相目標値を、＋１５度の進み位相に設定する。
【００９４】
次に、転流周期決定手段９は、ステップ２４により、転流位相推定手段６が推定した今回の転流位相θｎと、位相目標値決定手段８が決定した位相目標値との差から今回の位相偏差ｅｎを演算する。位相偏差ｅｎは（数３）により表現される。
【００９５】
ｅｎ＝θｎ−（位相目標値）・・・（数３）
次に、前回の転流タイミングまでに累積された位相偏差積分値Ｅｉに今回の転流位相ｅｎを加えて今回の位相偏差積分値Ｅｉとし、位相偏差積分値Ｅｉを（数４）で示す演算式により更新しておく。
【００９６】
Ｅｉ＝Ｅｉ＋ｅｎ・・・（数４）
次に、位相偏差ｅｎに正比例する比例項と位相偏差を積分した位相偏差積分値Ｅｉに比例する積分項を加算したＰＩ演算式（数５）により次回の転流周期Ｔｎを演算し、該転流位相が該位相目標値に対して遅れ位相となる場合、転流周期を減少させ、該位相が該位相目標値に対して進み位相となる場合、転流周期を増加させるような負帰還が構成されるような次回の転流周期Ｔｎを決定する。ここで、Ｇｐは比例ゲイン、Ｇｉは積分ゲインとする。
【００９７】
Ｔｎ＝Ｇｐ×ｅｎ＋Ｇｉ×Ｅｉ・・・（数５）
次に、転流指令送出手段１０は、ステップ２５により、転流タイミングがタイムアップしたことを判定し、転流タイミングがタイムアップするまでは待ちの状態にあるが、タイムアップすると、ステップ２６により、転流周期決定手段９が決定した今回の転流周期Ｔｎ−１を次回の転流周期Ｔｎの値に更新し、前回の転流周期Ｔｎ−２を今回の転流周期Ｔｎ−１の値に更新し、前々回の転流周期Ｔｎ−３を前回の転流周期Ｔｎ−２の値に更新する。次に、転流指令送出手段１０は、ステップ２７により、転流周期決定手段９が決定した次回、今回、前回、前々回の転流周期Ｔｎ、Ｔｎ−１、Ｔｎ−２、Ｔｎ−３を平均して移動平均値Ｔａを演算し、ステップ２８により、今回の転流タイミングから該移動平均値Ｔａに相当する時間が経過したことを判定し、該時間が経過するまでは待ちの状態にあるが、該時間が経過したとき、ステップ２９により、ワンショットの転流指令を送出する。
【００９８】
次に、通電制御信号発生手段１１は、ステップ３０により、転流指令送出手段１０より該転流指令が送出されるタイミングで、インバータ回路３を１２０度通電で制御する通電制御信号Ｕ０＋、Ｖ０＋、Ｗ０＋、Ｕ０−、Ｖ０−、Ｗ０−を送出する。
【００９９】
図９は、通電制御信号の発生タイミングを説明するタイムチャートである。図９（イ）は転流指令のタイムチャートで、通電制御信号発生手段１１は、転流指令送出手段１０が転流指令を送出する、図示する（１）、（２）、（３）のタイミングで、スイッチング素子３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄ、３ｅ、３ｆを順次切り替える図９（ロ）に図示するような、１２０度通電型の通電制御信号Ｕ０＋、Ｖ０＋、Ｗ０＋、Ｕ０−、Ｖ０−、Ｗ０−を送出する。ドライバ回路１２は、該通電制御信号を変換して、スイッチング素子３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄ、３ｅ、３ｆを駆動できる、図９（ハ）に図示するような、駆動信号Ｕ＋、Ｖ＋、Ｗ＋、Ｕ−、Ｖ−、Ｗ−をインバータ回路３に送出し、インバータ回路３を通電制御する。
【０１００】
このように構成される実施の形態１の動作について説明する。ブラシレスＤＣモータ４の負荷トルクが何かの原因で増大する場合について考える。負荷トルクが増大した直後は、イナーシャは急激には変化しないので、回転数は急激には変化せず、誘起電圧の急変、巻線電流の急変、および、発生トルクの急変も起こらない。ブラシレスＤＣモータ４は、常に〔（加速トルク）＋（ロストルク）＋（負荷トルク）〕と（発生トルク）が平衡して動作するが、（発生トルク）が一定値に保存されるため、負荷トルクが増大した分だけ加速トルクが減少し、ブラシレスＤＣモータ４はイナーシャの回転エネルギーを軸に放出しながら減速し始める。ブラシレスＤＣモータ４の減速にともない、巻線の誘起電圧は減少するが、巻線電圧は、Ｖｄ−（巻線の誘起電圧）に等しいので、巻線電圧は増加し、同時に巻線電流も増加して発生トルク不足を補う方向に作用する。
【０１０１】
ブラシレスＤＣモータ４の減速直後において、転流周期決定手段９の処理により、転流位相推定手段６が推定した位相と、位相目標値決定手段８が決定した位相目標値の偏差からＰＩ演算により転流周期が算出されるが、転流指令送出手段１０の処理により該転流周期の移動平均値は急変しないので、前回の転流タイミングから該転流周期の移動平均値に相当する時間が経過して転流指令が送出されるタイミング、すなわち、次回の転流タイミングの急変は起きず、転流位相は位相目標値に対して進み位相となる。
【０１０２】
転流位相が位相目標値に対して進み位相となるのにともない、転流位相推定手段６の処理により、転流位相推定手段６が算出する正規化電流変位は減少するので、その正規化電流変位に対応する転流位相は減少する。転流周期決定手段９の処理により、減少した転流位相と位相目標値の偏差は負となり、該偏差をＰＩ演算した次回の転流周期は長くなる。転流指令送出手段１０の処理により、転流タイミングの間隔は除々に増加し、転流タイミングの進み位相は徐々に改善される。転流タイミングの進み位相の改善にともない、転流位相と位相目標値との偏差は零に近づくが、転流位相と位相目標値の偏差が少しでもある限り、転流周期決定手段９の処理により、転流位相と位相目標値の偏差は負となり、該偏差からＰＩ演算した次回の転流周期は今回の転流周期よりも長くなるので、転流タイミングの進み位相はいっそう改善され、転流位相と位相目標値との偏差が零となるところまでこの動作は続き、転流位相と位相目標値との偏差が零となるところで落ち着く。
【０１０３】
ここで、転流位相と位相目標値との偏差が零となるところで、負荷トルクが増加する直前と比べて、転流周期は長くなるが、転流周期が長くなる→回転数が減少する→巻線の誘起電圧が減少する→巻線電圧が増加する→巻線電流が増加する→発生トルクが増加する、の因果関係により、（発生トルク）が増加するが、（負荷トルク）が増加した分だけ（発生トルク）が増加して（加速トルク）が零、すなわち、ブラシレスＤＣモータ４の減速が止まる状態で、〔（加速トルク）＋（ロストルク）＋（負荷トルク）〕と（発生トルク）が平衡して落ち着くことになる。
【０１０４】
次に、ブラシレスＤＣモータ４の負荷トルクが何かの原因で減少する場合について考える。負荷トルクが減少した直後は、イナーシャは急激には変化しないので、回転数は急激には変化せず、誘起電圧の急変、巻線電流の急変、および、発生トルクの急変も起こらない。ブラシレスＤＣモータ４は、常に〔（加速トルク）＋（ロストルク）＋（負荷トルク）〕と（発生トルク）が平衡して動作するが、（発生トルク）が一定値に保存されるため、負荷トルクが減少した分だけ加速トルクが増加し、ブラシレスＤＣモータ４はイナーシャの回転エネルギーを軸から吸収しながら増速し始める。ブラシレスＤＣモータ４の増速にともない、巻線の誘起電圧は増加するが、巻線電圧は、Ｖｄ−（巻線の誘起電圧）に等しいので、巻線電圧は減少し、同時に巻線電流も減少して余剰トルクを抑える方向に作用する。
【０１０５】
ブラシレスＤＣモータ４の減速直後において、転流周期決定手段９の処理により、転流位相推定手段６が推定した位相と、位相目標値決定手段８が決定した位相目標値の偏差からＰＩ演算により転流周期が算出されるが、転流指令送出手段１０の処理により該転流周期の移動平均値は急変しないので、前回の転流タイミングから該転流周期の移動平均値に相当する時間が経過して転流指令が送出されるタイミング、すなわち、次回の転流タイミングの急変は起きず、転流位相は位相目標値に対して遅れ位相となる。
【０１０６】
転流位相が位相目標値に対して遅れ位相となるのにともない、転流位相推定手段６の処理により、転流位相推定手段６が算出する電流の正規化電流変位は増加するので、その正規化電流変位に対応する転流位相は増加する。転流周期決定手段９の処理により、増加した転流位相と位相目標値の偏差は正となり、該偏差をＰＩ演算した次回の転流周期は短くなる。転流指令送出手段１０の処理により、転流タイミングの間隔は除々に減少し、転流タイミングの遅れ位相は徐々に改善される。転流タイミングの遅れ位相の改善にともない、転流位相と位相目標値との偏差は零に近づくが、転流位相と位相目標値の偏差が少しでもある限り、転流周期決定手段９の処理により、転流位相と位相目標値の偏差は正となり、該偏差からＰＩ演算した次回の転流周期は今回の転流周期よりも短くなるので、転流タイミングの進み位相はいっそう改善され、転流位相と位相目標値との偏差が零となるところまでこの動作は続き、転流位相と位相目標値との偏差が零となるところで落ち着く。
【０１０７】
ここで、転流位相と位相目標値との偏差が零となるところで、負荷トルクが減少する直前と比べて、転流周期は短くなるが、転流周期が短くなる→回転数が増加する→巻線の誘起電圧が増加する→巻線電圧が減少する→巻線電流が減少する→発生トルクが減少する、の因果関係により、（発生トルク）が減少するが、（負荷トルク）が減少した分だけ（発生トルク）が増加して（加速トルク）が零、すなわち、ブラシレスＤＣモータ４の減速が止まる状態で、〔（加速トルク）＋（ロストルク）＋（負荷トルク）〕と（発生トルク）が平衡して落ち着くことになる。
【０１０８】
（実施の形態２）
以下、本発明の実施の形態２について図１０〜図１１を参照しながら説明する。実施の形態２は、転流位相推定手段６が転流位相を推定するのに要する処理時間を実施の形態１より短縮するために、正規化電流変位を算出する手順を合理化した部分のみが異なるだけで、実施の形態１と異なる部分についてのみ説明し、実施の形態１と同様な部分についての説明は省略する。
【０１０９】
図１０は、正規化電流変位の算出方法を説明するための電流Ｉｄのタイムチャートである。図において、前回の転流タイミングｔ５から、今回の転流タイミングｔ６までの時間を転流周期Ｔとして求め、次に、時刻ｔ５からｔ６までの１周期分において、所定のサンプリング間隔ΔＩｓを隔てて計測される電流Ｉｄの総和を、サンプリング回数、すなわち、Ｔ／ΔＩｓで除した商を、電流Ｉｄの平均値、すなわち、電流平均値Ｉａとして求める。次に、今回の転流タイミングｔ６から該転流周期の４分の３の時間が経過する時刻ｔ７に達すると、今回の転流タイミングｔ６から転流周期Ｔの４分の３の時間が経過した時刻ｔ７における電流Ｉｄ（ｔ７）を平均電流Ｉａで除した商を、時刻ｔ７における正規化電流Ｉｄ（ｔ７）／Ｉａとして算出し、今回の転流タイミングｔ５から転流周期Ｔの２分の１の時間が経過した時刻ｔ８における電流Ｉｄ（ｔ８）を平均電流Ｉａで除した商を、時刻ｔ８における正規化電流Ｉｄ（ｔ８）／Ｉａとして算出し、時刻ｔ７における正規化電流と時刻ｔ８における正規化電流の差を正規化電流変位（ΔＩｄ／Ｉａ）として算出する。
【０１１０】
ここで、正規化電流変位（ΔＩｄ／Ｉａ）は、（数６）に示す式で表現できる。
【０１１１】
（ΔＩｄ／Ｉａ）＝〔Ｉｄ（ｔ７）−Ｉｄ（ｔ８）〕／Ｉａ・・・（数６）
図１１は、転流位相推定手段６の処理手順を説明するフロ−チャートである。転流位相推定手段６は、図１１におけるフローチャートのステップ３１にて、電流Ｉｄを計測・記録する。ステップ３２にて、図１０における、前回の転流タイミングｔ５から今回の転流タイミングｔ６までの時間を転流周期Ｔとして求め、ステップ３３にて、所定のサンプリング間隔ΔＩｓを隔てて計測される、前回の転流タイミングｔ５から今回の転流タイミングｔ６までの電流Ｉｄ一周期分の総和を、サンプリング回数、すなわち、Ｔ／ΔＩｓで除した商を、電流Ｉｄの平均値Ｉａとして算出し、前回の転流タイミングｔ５から、今回の転流タイミングｔ６までの転流周期１周期分の電流平均値Ｉａを求める。ステップ３４にて、今回の転流タイミングｔ６から経過する時間が転流周期Ｔの４分の３すなわち、図４に示す時刻ｔ７に達したことを判定し、該時間が時刻ｔ７に達するまでは待ちの状態にあるが、該時間が時刻ｔ７に達すると、ステップ３５により、ステップ３１で記録しておいた電流Ｉｄから、今回の転流タイミングｔ６から転流周期の４分の３の時間が経過した時刻、すなわち、図４に示す時刻ｔ７における電流Ｉｄ（ｔ７）を電流平均値Ｉａで除した商を正規化電流Ｉｄ（ｔ７）／Ｉａとして演算し、今回の転流タイミングｔ６から転流周期の半分の時間が経過した時刻、すなわち、図４に示すｔ８における電流ｉｄ（ｔ８）を平均電流Ｉａで除した商を正規化電流Ｉｄ（ｔ８）／Ｉａとして演算し、ステップ３６により、正規化電流Ｉｄ（ｔ７）／Ｉａと正規化電流Ｉｄ（ｔ８）／Ｉａの差を正規化電流変位ΔＩｄ／Ｉａとして算出し、ステップ３７により、あらかじめ求めておいた実施の形態１と同様な図６に図示する相関曲線に基づいて、正規化電流変位ΔＩｄ／Ｉａに対応する今回の転流位相θｎを求める。実施の形態２では、ステップ３５により、今回の転流タイミングｔ６から所定の時刻ｔ７、または、所定の時刻ｔ８が経過した時刻におけるマイクロコンピュータのＲＡＭ上に記憶しておいた電流Ｉｄを、電流平均値Ｉａで除して、その商を正規化電流Ｉｄ（ｔ７）／ＩａおよびＩｄ（ｔ８）／Ｉａとして演算して、この差から正規化電流変位ΔＩｄ／Ｉａを算出している。このような実施の形態２の正規化電流の演算方法では、実施の形態１におけるステップ１６にて、所定のサンプリング間隔ΔＩｓを隔てて制御手段５のマイクロコンピュータのＲＡＭ上に記録してあった電流Ｉｄを電流平均値Ｉａで除した商を全て演算して、この商を全て正規化電流Ｉｄ（ｔ）／Ｉａとして、制御手段５のマイクロコンピュータのＲＡＭ上に記録するという処理が不要となり、当該処理に要する処理時間を短縮する事ができ、転流位相推定手段６が転流位相を推定するのに要する処理時間を実施の形態１より短縮することができ、処理速度の遅い安価なマイクロコンピュータを用いても、本発明を実現できるという効果を有する。
【０１１２】
以上で述べたように、本発明の実施の形態１および実施の形態２は、直流電源１からインバータ回路３に供給する電流を電流平均値で除した商を正規化電流として算出し、転流タイミングから転流周期の所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過する２箇所の正規化電流変位から転流位相を推定して、推定した転流位相が目標位相に追従するようにインバータ回路３を通電制御するブラシレスＤＣモータ４の駆動方法を採用していているので、固定子巻線のインダクタンスが大きいブラシレスＤＣモータ４を使用する場合でも容易に駆動することができるという効果がある。
【０１１３】
また、本発明の実施の形態１および本発明の実施の形態２は、従来のブラシレスＤＣモータ４の駆動方法のように転流位相が零に固定されずに、転流位相が位相目標値に追従するように転流タイミングを決定してブラシレスＤＣモータ４を制御する構成としているので、低消費電力、高利用率、高トルク、低騒音等の運転モードでブラシレスＤＣモータ４を運転したい場合に、位相目標値を所望する運転モードでブラシレスＤＣモータ４を運転するのに最適な位相目標値に設定すれば、所望する運転モードでブラシレスＤＣモータ４を運転するのに最適な位相目標値に追従するようにブラシレスＤＣモータ４を運転する事ができ、低消費電力、高利用率、高トルク、低騒音等の運転モードでブラシレスＤＣモータ４を運転したい場合に、所望する運転モードでブラシレスＤＣモータ４を運転する事ができる。
【０１１４】
なお、実施の形態１では、転流位相推定手段６は、前回の転流タイミングから今回の転流タイミングまでの期間を転流周期とし、前回の転流タイミングから今回の転流タイミングまでの期間における電流の平均値を電流平均値として算出し、直流電源１からインバータ回路３に供給される電流を該電流平均値で除した商を正規化電流として演算・記録し、今回の転流タイミングから該転流周期の半分の時間が経過した時刻における該正規化電流を第１の正規化電流とし、今回の転流タイミングから該転流周期の４分の３の時間が経過した時刻におけ該正規化電流を第２の正規化電流とし、前記第２の正規化電流と前記第１の正規化電流の差を正規化電流変位として算出しているが、第１の正規化電流を、今回の転流タイミングから該転流周期に第１の所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した時刻における該正規化電流にかえ、第２の正規化電流を、今回の転流タイミングから該転流周期に第２の所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した時刻における該正規化電流にかえて、第２の正規化電流と第１の正規化電流の差を正規化電流変位として算出してもよく、その作用効果に差異を生じない。
【０１１５】
なお、実施の形態１では、転流位相推定手段６は、前回の転流タイミングから今回の転流タイミングまでの期間を転流周期とし、前回の転流タイミングから今回の転流タイミングまでの期間における電流の平均値を電流平均値として算出し、直流電源１からインバータ回路３に供給される電流を該電流平均値で除した商を正規化電流として演算・記録し、今回の転流タイミングから該転流周期の半分の時間が経過した時刻における該正規化電流を第１の正規化電流とし、今回の転流タイミングから該転流周期の４分の３の時間が経過した時刻におけ該正規化電流を第２の正規化電流とし、第２の正規化電流と第１の正規化電流の差を正規化電流変位として算出しているが、第１の正規化電流を、転流タイミングから転流周期に０．５以上１以下である第１の所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した時刻における正規化電流にかえ、第２の正規化電流を、転流タイミングから転流周期に０．５以上１以下である第２の所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した時刻における正規化電流第の正規化電流にかえて、第２の正規化電流と第１の正規化電流の差を正規化電流変位として算出してもよく、その作用効果に差異を生じない。
【０１１６】
なお、実施の形態２では、転流位相推定手段６は、前々回の転流タイミングから前回の転流タイミングまでの期間を転流周期とし、前々回の転流タイミングから前回の転流タイミングまでの期間における電流の平均値を電流平均値として算出し、転流タイミングから該転流周期の半分の時間が経過した時刻における第１の電流を電流平均値で除した商を第１の正規化電流として算出し、転流タイミングから該転流周期の４分の３の時間が経過した時刻における第２の電流を電流平均値で除した商を第２の正規化電流として算出し、前記第２の正規化電流と前記第１の正規化電流の差を正規化電流変位として算出しているが、第１の正規化電流を、転流タイミングから該転流周期に第１の所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した時刻における第１の電流を該電流平均値で除した商として算出した第１の正規化電流にかえ、第２の正規化電流を、転流タイミングから該転流周期に第２の所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した時刻における第２の電流を該電流平均値で除した商として算出した第２の正規化電流にかえて、第２の正規化電流と第１の正規化電流の差を正規化電流変位として算出してもよく、その作用効果に差異を生じない。
【０１１７】
なお、実施の形態２では、転流位相推定手段６は、前々回の転流タイミングから前回の転流タイミングまでの期間を転流周期とし、前々回の転流タイミングから前回の転流タイミングまでの期間における電流の平均値を電流平均値として算出し、転流タイミングから該転流周期の半分の時間が経過した時刻における第１の電流を電流平均値で除した商を第１の正規化電流として算出し、転流タイミングから該転流周期の４分の３の時間が経過した時刻における第２の電流を電流平均値で除した商を第２の正規化電流として算出し、前記第２の正規化電流と前記第１の正規化電流の差を正規化電流変位として算出しているが、第１の正規化電流を、転流タイミングから該転流周期に０．５以上１以下である第１の所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した時刻における第１の電流を電流平均値で除した商として算出した第１の正規化電流にかえ、第２の正規化電流を、転流タイミングから該転流周期に０．５以上から１以下である第２の所定倍率を乗じた積に相当する時間が経過した時刻における第２の電流を電流平均値で除した商として算出した正規化電流にかえて、第２の正規化電流と第１の正規化電流の差を正規化電流変位として算出してもよく、その作用効果に差異を生じない。
【０１１８】
なお、実施の形態１または実施の形態２では、転流周期決定手段９に、転流位相推定手段６が推定した位相と位相目標値からＰＩ演算により次回の転流周期を求め、転流位相推定手段６が推定した位相が位相目標値に対して遅れ位相となる場合転流周期を減少させ、該位相が位相目標値に対して進み位相となる場合転流周期を増加させるような負帰還が構成されるように次回の転流周期を決定するようにしているが、他の演算方法により次回の転流周期を求め、前記転流位相推定手段６が推定した位相が位相目標値に対して遅れ位相となる場合転流周期を減少させ、該位相が位相目標値に対して進み位相となる場合転流周期を増加させるような負帰還が構成されるように次回の転流周期を算出するようにしてもよく、その作用効果に差異を生じない。
【０１１９】
なお、実施の形態１または実施の形態２では、転流周期決定手段９に、転流位相推定手段６が推定した今回の転流位相θｎと転流位相推定手段６が推定した位相と位相目標値の差より位相偏差ｅｎを求め、位相偏差ｅｎに正比例する比例項と位相偏差を積分した位相偏差積分値Ｅｉに比例する積分項を加算したＰＩ演算式（数５）により次回の転流周期Ｔｎを演算し、該転流位相が該位相目標値に対して遅れ位相となる場合、転流周期を減少させ、該位相が該位相目標値に対して進み位相となる場合、転流周期を増加させるような負帰還が構成されるような次回の転流周期Ｔｎを決定しているが、位相偏差ｅｎに正比例する比例項と位相偏差を積分した位相偏差積分値Ｅｉに比例する積分項と今回の位相偏差ｅｎと前回の位相偏差ｅｎ−１の時間的変化率（ｅｎ−ｅｎ−１）／τに比例する微分項を加算したＰＩＤ演算式（数７）により次回の転流周期Ｔｎを演算し、該転流位相が該位相目標値に対して遅れ位相となる場合、転流周期を減少させ、該位相が該位相目標値に対して進み位相となる場合、転流周期を増加させるような負帰還が構成されるような次回の転流周期Ｔｎを決定してもよく、その作用効果に差異を生じない。
【０１２０】
Ｔｎ＝Ｇｐ×ｅｎ＋Ｇｉ×Ｅｉ＋Ｇｖ×（ｅｎ−ｅｎ−１）／τ・・・（数７）
ここで、Ｇｐは比例ゲイン、Ｇｉは積分ゲイン、Ｇｖは部分ゲイン、τは転流周期、ｅｎ−１は前回の位相偏差、とする。
【０１２１】
なお、実施の形態１または実施の形態２では、転流指令送出手段１０は、前々回、前回、今回、次回の転流周期４個分の平均値を移動平均値として演算して転流周期の平均値を求めているが、転流タイミング毎に転流周期決定手段９から送出される転流周期任意個分の平均値を移動平均値として演算して転流周期の平均値を求めても良く、その作用効果に差異を生じない。
【０１２２】
なお、なお、実施の形態１または実施の形態２では、転流指令送出手段１０は、前々回、前回、今回、次回の転流周期を平均して得られる移動平均値を演算して転流周期の平均値を求めているが、転流周期決定手段９から送出される転流周期を電圧に変換した後、抵抗とコンデンサによって構成される平滑回路を使って平均値を求めてもよく、その作用効果に差異を生じない。
【産業上の利用可能性】
【０１２３】
本発明は、運転中の直流電源からインバータ回路に供給される電流を検出する簡易な電流検出回路を設けるだけで、ブラシレスＤＣモータを低騒音、高効率、または、高トルクのいずれかの運転モードで運転したい要望がある民生機器、産業機器の用途にも適用できる。
【図面の簡単な説明】
【０１２４】
【図１】本発明の実施の形態１の基本的な構成を示すブロック図
【図２】同、電流Ｉｄの記録方法を説明するための転流転流位相をパラメータとする電流Ｉｄの時間的変化を図示したタイムチャート
【図３】同、正規化電流の算出方法を説明するための転流位相をパラメータとする正規化電流の時間的変化を図示したタイムチャート
【図４】同、正規化電流変位の算出方法を説明するタイムチャート
【図５】同、正規化電流のタイムチャート
【図６】同、正規化電流変位と転流位相の相関を示す相関曲線図
【図７】同、転流位相推定手段の処理手順を説明するフロ−チャート
【図８】同、通電制御手段の処理手順を説明するフローチャート
【図９】同、通電制御信号の発生タイミングを説明するタイムチャート
【図１０】同、正規化電流変位の算出方法を説明するための電流Ｉｄのタイムチャート
【図１１】同、転流位相推定手段の処理手順を説明するフロ−チャート
【図１２】従来の固定子巻線のインダクタンスが小さいブラシレスＤＣモータを使用した場合のブラシレスＤＣモータとその駆動装置を示す構成図
【図１３】同、インバータ回路とブラシレスＤＣモータの等価回路図
【図１４】同、固定子巻線のインダクタンスが小さいブラシレスＤＣモータとその駆動装置の各部の波形を示すタイムチャート
【図１５】同、固定子巻線のインダクタンスが小さいブラシレスＤＣモータ駆動装置の転流タイミングの決定方法と位相ずれの補正方法を説明する直流電源からインバータ回路に供給する電流Ｉｄのタイムチャート
【図１６】同、インダクタンスが大きいブラシレスＤＣモータとその駆動回路の各部の波形を示すタイムチャート
【図１７】同、固定子巻線のインダクタンスが大きいブラシレスＤＣモータを使用した駆動回路の電流Ｉｄの波形を図示するタイムチャート
【図１８】同、固定子巻線のインダクタンスが大きいブラシレスＤＣモータを使用した駆動回路の基本的な構成を示すブロック図
【符号の説明】
【０１２５】
１    直流電源
２    電流検出回路
３    インバータ回路
４    ブラシレスＤＣモータ
５    制御手段
６    転流位相推定手段
７    通電制御手段
８    位相目標値決定手段
９    転流周期決定手段
１０  転流指令送出手段
１１  通電制御信号発生手段
１２  ドライバ回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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