(57)【要約】【課題】低消費電力でパルス信号の波形歪を補償すること。【解決手段】受動フィルタ回路より構成される本発明の波形歪補償フィルタ２５は、伝達関数Hc(s)（s=2πif, iは虚数単位）２８を有し、伝送経路の全伝達関数H0(s)と、H0(s)の周波数依存性から適宜選択される受動帯域通過フィルタの伝達関数HBPF(s)との間に、Hc(s)≒HBPF(s)/ H0(s)の関係を成立させることにより、HBPF(s)の通過周波数帯における信号伝搬特性の周波数依存性の平坦性を確保し、電力供給の不必要なパルス信号の波形歪の補償処理が可能となる。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
回路は、２つのポートと、少なくとも２つ以上の共振器と、少なくとも３つ以上の電気的経路を有し、
前記ポートは、前記回路と前記回路以外の外部回路を接続し、
前記共振器は、受動素子により構成され、各々異なる共振周波数を有し、
前記電気的経路は、異なる２個の前記共振器間、あるいは、１個の前記ポートと１個の前記共振器の間を電気的に接続し、
前記回路の通過特性は、周波数の関数と見たとき伝達関数の逆数と受動帯域通過フィルタの通過特性の積に概ね比例しており、
前記伝達関数は、２地点間の電気的信号の伝搬経路の伝搬特性である、
前記回路からなる波形歪補償フィルタ。
【請求項２】
２地点は、それぞれ物理的に異なる位置にある２つの無線通信装置の送信アンテナと受信アンテナであり、
前記送信アンテナと前記受信アンテナは、それぞれ異なる前記無線装置に接続され、
前記無線通信装置は時間的に局在した信号を用いて情報伝送を行う、
請求項１記載の波形歪補償フィルタ。
【請求項３】
２地点は、それぞれ物理的に異なる位置にある２つの無線通信装置の変調器と複調器であり、
前記変調器と前記復調器は、それぞれ異なる前記無線装置に接続され、
前記無線通信装置は時間的に局在した信号を用いて情報伝送を行う、請求項１記載の波形歪補償フィルタ。
【請求項４】
伝搬経路は、同軸線路、マイクロスリップ線路のいずれか一つ、あるいは、それらが複合された線路である、請求項１記載の波形歪補償フィルタ。
【請求項５】
共振器は分布定数線路を用いて構成される、請求項１記載の波形歪補償フィルタ。
【請求項６】
共振器は集中定数素子を用いて構成される、請求項１記載の波形歪補償フィルタ。
【請求項７】
通過特性は、前記通過特性を周波数の関数とみたときの、前記通過特性の位相の周波数による微分係数が０以下である、請求項１記載の波形歪補償フィルタ。
【請求項８】
共振器の個数は、通過特性を周波数の関数とみたとき、通過特性の周波数０から周波数無限大までの総位相変化量の絶対値のラジアン数をπで商した値に等しい、請求項１記載の波形歪補償フィルタ。
【請求項９】
受動帯域通過フィルタは、線形位相フィルタである、請求項１記載の波形歪補償フィルタ。
【請求項１０】
受動帯域通過フィルタの通過周波数帯は、回路の動作周波数に等しいか、あるいは、回路の動作周波数より広い、請求項１記載の波形歪補償フィルタ。
【請求項１１】
請求項１〜請求項１０記載の波形歪補償フィルタを有する通信装置。
【請求項１２】
２個以上の部分波形歪補償フィルタを備え、各々の前記部分波形歪補償フィルタは２地点間の電気的信号の伝搬経路中に挿入され、
前記部分波形歪補償フィルタは、受動回路からなり、
前記受動回路は、２つのポートと、少なくとも２つ以上の共振器と、少なくとも３つ以上の電気的経路を有し、
前記ポートは、前記回路と前記回路以外の外部回路を接続し、
前記共振器は、受動素子により構成され、各々異なる共振周波数を有し、
前記電気的経路は、異なる２個の前記共振器間、あるいは、１個の前記ポートと１個の前記共振器の間を電気的に接続し、
各前記部分波形歪補償フィルタの前記受動回路の通過特性の積は、周波数の関数と見たとき伝達関数の逆数と受動帯域通過フィルタの通過特性の積に概ね比例しており、
前記伝達関数は、前記２地点間の電気的信号の伝搬経路の伝搬特性である通信装置。
【請求項１３】
２地点は、それぞれ物理的に異なる位置にある２つの無線通信装置の送信アンテナと受信アンテナであり、
前記送信アンテナと前記受信アンテナは、それぞれ異なる前記無線装置に接続され、
前記無線通信装置は時間的に局在した信号を用いて情報伝送を行う、請求項１２記載の通信装置。
【請求項１４】
２地点は、それぞれ物理的に異なる位置にある２つの無線通信装置の変調器と複調器であり、
前記変調器と前記復調器は、それぞれ異なる前記無線装置に接続され、
前記無線通信装置は時間的に局在した信号を用いて情報伝送を行う、
請求項１２記載の通信装置。
【請求項１５】
伝搬経路は、同軸線路、マイクロスリップ線路のいずれか一つ、あるいは、それらが複合された線路である、請求項１２記載の通信装置。
【請求項１６】
共振器は分布定数線路を用いて構成される、請求項１２記載の通信装置。
【請求項１７】
共振器は集中定数素子を用いて構成される、請求項１２記載の通信装置。
【請求項１８】
通過特性は、前記通過特性を周波数の関数とみたときの、前記通過特性の位相の周波数による微分係数が０以下である、請求項１２記載の通信装置。
【請求項１９】
共振器の個数は、通過特性を周波数の関数とみたとき、通過特性の周波数０から周波数無限大までの総位相変化量の絶対値のラジアン数をπで商した値に等しい、請求項１２記載の通信装置。
【請求項２０】
受動帯域通過フィルタは、線形位相フィルタである、請求項１２記載の通信装置。
【請求項２１】
受動帯域通過フィルタの通過周波数帯は、回路の動作周波数に等しいか、あるいは、回路の動作周波数より広い、請求項１２記載の通信装置。
【請求項２２】
波形歪補償フィルタは、通信装置を含まない２地点間の電気的信号の伝搬経路に挿入される請求項１１記載の通信装置。
【請求項２３】
部分波形歪補償フィルタは、少なくとも１つが、通信装置を含まない２地点間の電気的信号の伝搬経路に挿入される請求項１２〜請求項２１記載の通信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、時間的に局在した信号（すなわちパルス信号）を用いた有線・無線高速伝送システムにおいて、信号の伝送経路の伝搬特性に起因する信号の波形歪を補償することによって高い通信品質を実現するために用いられる、受動フィルタの構造およびその設計法、ならびに、有線・無線高速伝送システムおける前記受動フィルタの適用方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、伝送情報の大容量化にともない、有線・無線を問わず高速な通信網の早期実現が望まれている。シャノンの定理に述べられているように、通信速度は通信システムで占有する周波数幅に比例する。そのため、通信の高速化には通信システムで占有する周波数幅の広帯域化が必要不可欠である。従って、この広帯域化は必然的に通信機器内の高周波素子の動作周波数帯の広帯域化を要求する。しかしながら、一般に高周波素子の特性は周波数依存があるため、広い周波数帯にわたって均一な特性を有する通信機器の実現は困難を極める。
【０００３】
この困難を垣間見ることができる好例として、昨今開発が進められているUltra Wide Band通信（以下UWBと略称）を挙げることができる。UWBは、480 Mbps（＝１秒当たり480×10^6ビット）を超える高速通信を低消費電力で実現できるという潜在性を有した将来の無線通信方式として注目されている。ところで、UWBでの適用が考えられている種々の信号変調方式の中には、情報をパルス状の信号に乗せて無線伝送を行う方式（以下、Pulsed UWBと略記）が提案されている。この方式では信号の振幅半値幅500 ps（＝500×10^(-12)秒）という時間的に非常に局在したパルス信号を用いる。このような短パルスが必要とされる理由は、次の考察から定性的に理解することができる。例えば、１個のパルスの有無で２値の情報（つまり１ビット）を伝送する変調方式を適用する場合、仮に１ Ｇbps（＝１秒当たり10^9ビット）の通信速度を実現するには、時間的に隣接したパルス信号間の時間間隔は、通信速度の逆数の少なくとも１ ns（＝1×10^(-9)秒）が必要となることが分かる。従って、UWBで目標としている通信速度を実現しようとすると、それよりも短い上記のような短パルスが必要となるのである。
【０００４】
ところで、ガウス状の振幅分布を持ったパルス信号のように時間的に局在した信号は、周波数的にも局在した振幅分布を有すること、ならびに、振幅分布の時間領域での半値幅と周波数領域での半値幅とが反比例の関係にあることは、時間領域と周波数領域間のフーリエ変換から得られる数学的事実である。従って、上述のように非常に短いパルス信号を用いるPulsed UWBには、3.1〜10.6 GHzという7.5 GHzもの広い周波数帯（比帯域で109 %）が割り当てられている。それゆえに、Pulsed UWBの実現には、上記帯域における通信機器内の高周波部の周波数特性の平坦性が重要であると言われている。しかし、冒頭で述べたように現在の高周波技術の範疇で、そのような極めて広い周波数帯にわたって平坦な高周波特性を有する素子を実現することは非常に困難である。それでは、なぜＰｕｌｓｅｄ UWBでは素子の広帯域性が必要になるかを以下に述べる。
【０００５】
周波数領域でガウス分布状の振幅分布を持ち、かつ、位相分布が周波数によらず一定である信号が、時間的に最も局在したパルス信号を生成することは数学的に得られる事実である。そして、振幅・位相分布がそれより変移するに従ってパルス幅は必ず広がってくる。従って、短パルスを得るためにガウス分布・位相平坦な周波数分布の信号を送信信号として用いる場合、送信から受信に至る伝送経路で信号が経由する高周波素子の特性が周波数的に平坦でない限り、振幅・位相分布が送信時から変化するため、受信信号は送信時に比べ時間的に広がって来る。そして、もしこのパルスの広がりが1 nsを超えた場合、隣接するパルスが重なり合うことになり、隣接するパルス信号の分離が不可能になった時点で、１ Ｇbpsの伝送速度は実現できないことになる。マイクロ波で用いられる狭帯域な（比帯域で数％程度）帯域通過フィルタの、通過周波数帯端部と通過周波数帯の中心周波数での信号遅延時間差がnsオーダーであることから判断しても、比帯域で100 %を超える超広帯域でns以下の信号遅延特性の平坦性を持った高周波素子の実現が、技術的にいかに困難であるか容易に理解できる。
【０００６】
この問題は、無線・有線を問わず、また、パルス信号のみならず、矩形波信号等の時間的に局在した信号を用いた高速伝送システムに等しく存在することは、上述の議論から明らかである。また、通信の高速性を更に推進するためには、高周波素子の周波数特性の平坦性以外にも、送・受信機間の信号伝送経路（例えば、無線通信では送・受信アンテナ間の電波伝搬経路）の周波数特性の平坦性も考慮しなければならないことも容易に理解される。すなわち、送信機内でパルス信号が生成され、受信機において再びパルス信号列から情報が抽出されるまでに信号が経由する全ての伝送経路の周波数特性の平坦性を確保することが、通信の高速性を推し進めるために必要不可欠な要件なのである。
【０００７】
以上まとめると、高速通信の実現のためには必然的に広帯域性が必要とされる。ところが、信号が送・受信される間に経由する高周波素子・伝送経路（以下、伝送経路と略称）全ての通過特性の平坦性を実現することは技術的に極めて困難である。従って、通過特性の平坦性からのずれにより生じる信号の広がりにより、通信の高速性が影響を受けるという課題が高速通信には必ず付随する。従って、現在の高速通信を更に推し進めるためには、この課題は必ず解決しなければならないものである。
【０００８】
この課題の解決策としては、伝送経路の特性より生じる信号の広がりを補償する何らかの素子を伝送経路間に挿入することがまず考えられる。ところで、伝送経路の通過特性は、伝送経路の信号の入出力端子間の「伝達関数」という量で統一的に表現することができる。伝送経路内に周波数変換を行う素子が挿入されていない場合、周波数領域での伝達関数は伝送経路の位相・振幅を含む通過特性として定義される。すなわち、入力信号の位相・振幅の周波数分布が既知の場合、それに伝達関数を乗じたものが、伝送経路から出力される出力信号の位相・振幅の周波数分布を与える。以上の概念を用いれば、通過特性の周波数特性が平坦で無い伝送経路を補償する素子は、伝送経路の伝達関数の逆数を伝達関数として有していれば良い。なぜならば、素子を含む伝送経路全体としての伝達関数は、素子の伝達関数と素子を含まない伝送経路の伝達関数の積で与えられ、今の場合は１となり、通過特性の完全な周波数平坦性が実現できるからである。
【０００９】
この課題の解決策として適用が考えられる従来技術の例としては、信号歪補償回路として様々な技術分野（例えば、テレビやビデオ信号受信回路）で適用されているトランスバーサルフィルタがある（例えば、特許文献１参照）。図１は前記特許文献１に記載された従来のトランスバーサルフィルタの信号処理法を示す回路ブロック図を示すものである。図１において、入力端子１に入力された信号の時間波形を、アナログ・デジタル変換器（以下ADCと略記）で時間間隔Tsでサンプリングすることによって、信号x(n)〜x(n-N+1)が生成される。信号x(n)〜x(n-N+1)は、それぞれ乗算器d0〜dNによって各々の信号の振幅（また、位相あるいは遅延時間も乗算器で調整可能）が独立に調整される。そして、調整後の各信号は累算器３によって同相合波され出力信号y(n)が出力端子２から出力される。従って従来の構成によれば、各乗算器d0〜dNに割り振る増幅率（位相調整を同時に行う場合は遅延時間を含む）を、トランスバーサルフィルタが全体として伝送経路の伝達関数の逆数を実現するように与えれば、伝送経路により歪んだ信号を補正することが可能である。
【特許文献１】特公平６−６６６３６号公報（第２頁、図１）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかしながら、前記従来の構成ではトランスバーサルフィルタ中にADC、乗算器、および累算器などの能動素子を含んでいるために、高速伝送時における波形補償に用いる場合、低消費電力性を実現できないという課題を有している。例えば、通信速度として1 Gbpsを目標としたPulsed UWBを想定した場合、パルス信号の時間間隔である１ ns間にある信号波型を自由に調整できることが必要な要件となる。従って、1 ns内の時間内にある信号を、ADCによって少なくとも10点以上の時間でサンプリングしなければならず、サンプリング周波数が10 GHz以上の高速なADCを用いなければならない。このような高速ADCを駆動するためには膨大な電力が必要とされ、低消費電力性を特徴とするUWBとしては実現性に乏しい。
【００１１】
また、前記従来例における乗算器d0〜dNは増幅器で構成される。今、上述のPulsed UWBを想定すると、乗算器d0〜dNは少なくとも10 GHz以上の周波数域での特性の平坦性が求められる。しかしながら、このような広帯域性を有した増幅器の構成は極めて困難である。例えば、ミリ波帯や準ミリ波帯の搬送波（定まった周波数を有する正弦波）を用いてパルス信号を変調して周波数帯を全体的に上げて、10 GHzの帯域を確保しつつも比帯域を下げるUWB方式（準ミリ波UWB，ミリ波UWB）がある。しかしながら、それでもなお10 GHzを超える周波数域全体にわたって平坦な特性を有した増幅器の構成は非常に困難である。
【００１２】
本発明は、前記従来の課題を解決するもので、低消費電力で広帯域性を有する波型歪補償フィルタと、同フィルタを定量的に構築可能な設計法、ならびに、有線・無線通信装置における同フィルタの効果的な適用方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
前記従来の課題を解決するために、本発明の波形歪補償フィルタは下記の回路より構成される。すなわち、回路は、２つのポートと、少なくとも２個以上の共振器と、少なくとも３本以上の電気的経路から構成される。前記ポートは、前記回路と前記回路以外の外部回路を接続する。また、前記共振器は受動素子により構成されるとともに、各々異なる共振周波数を有する。更に、前記電気的経路は、異なる２個の前記共振器間、あるいは、１個の前記ポートと１個の前記共振器の電気的信号の伝達を可能にせしめる作用を有する。なお、前記回路の通過特性は、前記通過特性を周波数の関数と見たとき、下記の伝達関数の逆数と受動帯域通過フィルタの通過特性の積に概ね比例している。すなわち、伝達関数とは２地点間の電気的信号の伝搬経路の伝搬特性である。
【００１４】
本構成によって、前記受動帯域通過フィルタの通過周波数帯において、近似的に伝送経路間の伝達関数の逆数の伝達関数を有した受動フィルタ回路として波形歪補償フィルタを構成することができる。従って、以上のように構成された波形歪補償フィルタを前記伝送経路に挿入すれば、前記受動帯域通過フィルタの通過周波数帯における伝送経路の通過特性の周波数平坦性が実現される。従って、前記受動帯域通過フィルタの通過周波数帯で帯域制限がかけられたパルス信号を用いて情報伝送を行っても、信号受信時における波形歪が生じない。ゆえに、高速信号伝送時においても高い通信品質を確保することができる。
【発明の効果】
【００１５】
本発明の波形歪補償フィルタによれば、伝送経路により発生する波形歪の補償処理を全て受動回路により行うことができる。従って、本発明の波形歪補償フィルタへの外部からの電力供給が皆無となることより、極めて低電力な波形歪補償処理が実現できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
以下本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。
【００１７】
（実施の形態１）
図２は、本発明の実施の形態１における波形歪補償フィルタの、パルス信号を用いた無線通信システムにおける適用方法を示した模式図である。図２において、１対の無線通信装置（図２中未表示）にそれぞれ接続されたアンテナ２１とアンテナ２２は、伝搬経路２３を介して電波を送受信することにより情報の無線伝送を行なう。また、この無線通信装置は情報伝送のためにパルス信号を用いている。以下の説明のために、パルス信号の伝送を目的としてこの無線通信装置で使用される周波数帯の最低周波数をflow、最高周波数をfhighと表すことにする。
【００１８】
アンテナ２１のアンテナ端２４には本発明の波形歪補償フィルタ２５が接続されている。アンテナ端２４からアンテナ端２６間の伝送経路の全伝達関数２７をH0(s)（s = i ω = i 2πf。fは周波数でiは虚数単位を表す。）で表すものとし、また、本発明の波形歪補償フィルタ２５の伝達関数２８をHc(s)とするとき、両伝達関数が
【００１９】
【数１】
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の関係を満足するように、以下ではHBPF(s)の設定とHc(s)の設計を行う。ここで、（数１）において≒は両辺がsの関数として近似的に等しいことを意味している。また、（数１）中のHBPF(s)は受動帯域通過フィルタの伝達関数を表している。以下に、各伝達関数の決定方法について詳細を述べる。
【００２０】
[本発明の波形歪補償フィルタの設計方法]
まず、H0(s)の取得方法について説明する。H0(s)の取得方法としては、シミュレーションによる方法と実測による方法がある。シミュレーションによる方法は、アンテナ端２４からアンテナ端２６にいたる経路全ての状況を計算機上で構築し、H0(s)を電磁界シミュレターにより算出するものである。通常の電磁界シミュレーションでは、H0(s)はアンテナ端２４とアンテナ端２６を２端子とする散乱パラメータの一つとして得られる。そこで、得られた散乱パラメータの２端子間の通過特性をもってH0(s)とする。より具体的に述べると、通常、２端子間の通過特性は、S21と呼ばれる周波数fに関する複素量S21(f)として電磁界シミュレーションにより得られる。そこで、S21(s/(2πi))と周波数fから変数sに変数変換することによってH0(s)とする。なお、計算を行う周波数帯は
【００２１】
【数２】
2007281573.tif 000004
を含むように設定する。ここで、（数２）において、f0 = (flow・fhigh)^(1/2)，W = (fhigh - flow) / f0である。
【００２２】
また、実測によりH0(s)を求める方法は、非常に振幅半値幅の狭い（少なくとも、無線通信装置で用いられるパルス信号の振幅半値幅未満）パルス信号をアンテナ端２４あるいはアンテナ端２６に入力し、もう一方のアンテナのアンテナ端からの受信信号の時間波形H0(t)（tは時間）を記録する。時間波形H0(t)から伝達関数H0(s)への変換はラプラス変換により行う。すなわち、
【００２３】
【数３】
2007281573.tif 000005
により変換し、変数sに関する伝達関数H0(s)を得る。ここで、（数３）に用いられる時間波形H0(t)は、波形の開始時刻がt = 0となるように適宜時刻調整をしておく。また、（数３）の積分区間に現れるTは全時間波形の取得時間を表し、時刻t = T以後で時間波形がH0(t) ≒ 0となるようパルス信号が十分に減衰するまで時間波形H0(t)の取得を行う。
【００２４】
次に、HBPF(s)の設定方法について述べる。受動帯域通過フィルタの伝達関数２９の通過周波数帯は、少なくとも通信装置が通信に適用する周波数帯を含むように設定される。すなわち、HBPF(2πi f)の通過周波数帯の最低周波数はflowより低く、通過周波数帯の最高周波数はfhighより高く設定する。一般に、受動帯域通過フィルタの伝達関数は、通過周波数帯の最低および最高周波数近傍において、周波数に対する位相の非線形性を有する。後述の内容から明らかなように、この非線形性は波形歪補償後に存在するため、受動帯域通過フィルタの伝達関数２９の通過周波数帯を、少なくとも通信装置が通信に適用する周波数帯を含むように設定することによって、この問題を回避できる。
【００２５】
HBPF(s)として適用可能なフィルタ関数としては、最大平坦フィルタやチェビシェフフィルタなど、受動フィルタ回路として構成可能な様々な従来のフィルタ回路の伝達関数が適用可能である。しかしながら、以下に述べる本発明の波形歪補償フィルタ２５の特徴を最大限に発揮するためには、線形位相フィルタの伝達関数を用いる。ここで、線形位相フィルタとは、フィルタの通過周波数帯において、フィルタの信号通過特性（すなわち、S21(f)）の位相が近似的に周波数に比例し、また、フィルタの信号通過特性の振幅が近似的に周波数に依らず一定の値を有するものである。線形位相フィルタの具体的な通過特性の算出方法については、例えば、Jia-Sheng Hong, M. J. Lancaster著「Microstrip filters for RF/microwave applications (Wiley series in microwave and optical engineering, Kai Chang編)」，A Wiley-Interscience publication出版，ISBN 0-471-38877-7の350頁から359頁に詳細な記述があるので、それを参照することにより以下の具体的な設計を行う。
【００２６】
受動帯域通過フィルタの伝達関数２９を決定する重要なパラメータとしては、通過周波数帯以外にフィルタ段数がある。フィルタ段数は以下のような処方を通じて決定する。まず、上述の方法で取得したH0(s)を用い、設定したHBPF(s)の通過周波数帯を基に、まずは適当にフィルタ段数を仮定してHBPF(s) / H0(s)という量を求める。HBPF(s) / H0(s)の振幅が、その最大値からおおよそ-20 dBまでの値を示す周波数帯全域において、HBPF(s) / H0(s)の位相の周波数に関する微分係数が０以下となるまで、フィルタ段数を逐次増加させてゆく。この段階で、大きなフィルタ段数を用いれば必ずHBPF(s) / H0(s)の位相の周波数に関する微分係数を０以下とする条件は満足される。しかしながら、本発明の波形歪補償フィルタ２５を可能な限り簡素な回路構成で実現するためには、この条件が満足される最小のフィルタ段数を用いることが望ましい。なお、HBPF(s) / H0(s)の位相の周波数に関する微分係数が０以上であっても、それが極端に大きくない場合は後述の設計プロセスを経由することによって、本発明の波形歪補償フィルタ用の受動回路を等しく設計可能である。しかしながら、そのようにして受動回路を構成できたとしても、現実に回路素子を用いて実回路として構成する際に困難が生じる。このような状況をあえて適用しなければならない場合とは、HBPF(s) / H0(s)の位相の周波数に関する微分係数を０以下とする条件の下で設計すると、フィルタ段数が極端に増えてしまう場合である。このような場合は、この条件を緩めることによってフィルタ段数の増加を抑えることが可能である。
【００２７】
さて、本発明の波形歪補償フィルタ２５は、上述の方法により決定された伝達関数HBPF(s) / H0(s)を近似的に発現する受動回路、より正確にはそのような受動フィルタ回路として構成される。以下に、HBPF(s) / H0(s)から受動フィルタ回路を特定する処方について述べる。
【００２８】
まず、求められたHBPF(2πi f) / H0(2πi f)の振幅が、その最大値から-3 dBないし-5 dB程度を示す周波数帯（すなわち、通過特性HBPF(2πi f) / H0(2πi f)を有する帯域通過フィルタの通過周波数帯）を定め、その最低周波数f'lowと最高周波数f'highを求める。そして、得られたf'lowとf'highを用いて伝達関数HBPF(iω) / H0(iω)に対して
【００２９】
【数４】
2007281573.tif 000006
と変数変換することにより、伝達関数HBPF(iω) / H0(iω)を変数Ωに対する伝達関数HBPF(iΩ) / H0(iΩ)に変換する。ここで、（数４）において、ω0 = 2π・(f'low・f'high)^(1/2)，Δω = 2π・(f'high - f'low) /ω0である。
【００３０】
次に、上述のプロセスによってωからΩに変数変換されたHBPF(iΩ) / H0(iΩ)を目的関数として、S = iΩを変数とした１次分数関数の乗積
【００３１】
【数５】
2007281573.tif 000007
を、最適化手法を用いてフィッティングする。最適化に要する時間の長短などの諸条件を無視すれば、ここで適用可能な最適化手法としては、非線形最小自乗法などの従来の最適化アルゴリズムは全て等しく利用することができる。フィッティング計算における最適化パラメータは、複素量γ及び実数量αk、βk(k=1,2,…,N）である。なお、γとβkについては、それらが取れる値に制限は無いが、αkは
【００３２】
【数６】
2007281573.tif 000008
の制限の下で最適化を行うことが必要である。
【００３３】
ところで、これまで言及していなかった（数５）における乗積項数Nは、次のようにして決定される。HBPF(iΩ) / H0(iΩ)の値が定義されているΩの区間Ωlow≦Ω≦Ωhighにおいて（上述したように、この定義域は、H0(s)のデータ取得時における測定・計算された周波数帯によって決定される）、同区間全域におけるHBPF(iΩ) / H0(iΩ)の総位相変化量（単位rad）の絶対値をπで割った値として得られる。すなわち、
【００３４】
【数７】
2007281573.tif 000009
により乗積項数Nは得られる。なお、上に述べたように（数７）において積分区間はΩlow≦Ω≦Ωhighであり、∠は複素数の偏角を表す。以上のようにして、１次分数関数の乗積Hc(S)が
【００３５】
【数８】
2007281573.tif 000010
を満足するように求められる。
【００３６】
以上のようにして求められたHc(S)から受動フィルタ回路に関する回路情報を引き出すため、次に、Hc(S)から２端子回路としての散乱パラメータを抽出する。そのためには、まず、Hc(S)の振幅最大値を求め、Hc(S)をその振幅最大値で割ることにより、Hc(S)の振幅最大値が１となるように正規化しておく。次に、受動フィルタ回路の反射特性S11(S)の振幅の最小値RL（単位はdB）を選定する（通常、RLの値としては-16 dBから-20 dB程度にしておけばよい）。そして、選んだRLを用いて定数εを
【００３７】
【数９】
2007281573.tif 000011
により算出する。なお、受動フィルタ回路の通過特性S21(S)は、上で最適化合成されたHc(S)と定数εを用いて、
【００３８】
【数１０】
2007281573.tif 000012
とする。以上により受動フィルタ回路の通過特性が変数Sに関する有理多項式として表現できた。
【００３９】
また、受動フィルタ回路の反射特性S11(S)は次のようにして求める。まず、Hc(S)を、Hc(S) = P(S)/E(S)のように、変数Sに関する多項式E(S)と多項式P(S)（ただし、P(S)は必ず複素数定数となる）に分解する。ここで、この分解において、多項式E(S)の最高次（= S^N）の項の係数が１となるように、
最高次項の係数でP(S)とE(S)を割っておくことに注意する。そして、E(S)とP(S)、ならびにεから、Sに関する新たな多項式
【００４０】
【数１１】
2007281573.tif 000013
を求める。（数１１）において、| E(S) |^2は、多項式E(S)と、多項式E(S)の定数係数全ての複素共役をとった新たな多項式E'(S)との積により計算される多項式である。すなわち、| E(S) |^2 = E(S)・E'(S)である。また、多項式P(S)は複素定数のみからなるので、| P(S) |^2は通常の複素数の絶対値の2乗より計算される。
【００４１】
次に、以上のように求められた多項式G(S)において、G(S) = 0の根Sk(k=1,2,…,2N）を求める。根の求め方としては、多数存在する多項式の求根方法が全て本目的に利用可能である。上で述べた多項式G(S)の求め方より明らかなように、G(S)はSについて2N次の多項式であるため、重根を２つの解と勘定すると方程式G(S) = 0は必ず2N個の根Skを持つ。更に、（数１１)の構造により、2N個の根Skは必ず互いに複素共役な根の対として現れる。そこで、求められた全ての根Sk(k=1,2,…,2N）のうち、実数部分が負のもの、すなわちRe(Sk) < 0となる根S'k(k=1,2,…,N）を選択する。そして、フィルタ回路の反射特性S11(S)を、以上のようにして求められたS'k(k=1,2,…,N）をもって
【００４２】
【数１２】
2007281573.tif 000014
と定める。以上のようにして、受動フィルタ回路の反射特性S11(S)が得られる。
【００４３】
次のステップでは、求められたS11(S)とS21(S)を散乱パラメータとして持つ受動フィルタ回路の同定を行う。このプロセスは、既に「General coupling matrix synthesis method」と呼ばれる汎用の高周波フィルタ合成法として確立されている設計手法を応用することにより達成できる。従って、ここではその方法の詳細な説明は割愛し、文献を挙げるに留める。このフィルタ合成法に関しては、例えば、R. J. Cameron, "General coupling matrix synthesis methods for Chebyshev filtering functions," IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol.47, no.4, pp.433-442, Apr. 1999.に詳細な記述がある。そこで、これを参照することによって、求められたS11(S)とS21(S)よりgeneral coupling matrixと呼ばれるN次の正方行列Mと、受動フィルタ回路の２端子（すなわち、入出力端）に接続される負荷r1, rNを求める。ところで、この時点で得られる正方行列Mは全ての行列要素に値を有するため、上述の文献に詳しい記述があるように、適当なN次の直交行列R（直交行列とは、行列成分が全て実数で、かつ、その転置行列Rtが元の行列の逆行列となるもの）を用いてRMRtと変換することによって、できるかぎり多くの行列成分が０となるように変換しておく。この変換を行う際に注意すべきことは、行列Mの行列成分M11, MNNがこの変換によって変化しないように行列Rを選択することである。このようにして得られた正方行列Mは、必ず対角成分と対角成分に隣接する非対角成分以外は全て０を有する行列に簡約化される。
【００４４】
さて、簡約化された正方行列Mと負荷r1, rNから実際の受動フィルタ回路への変換は、受動フィルタ回路を集中定数素子で構成するか、それとも分布定数線路で構成するかにより方法が異なる。まず、集中定数素子を用いて受動フィルタ回路を構成する場合の、簡約化された正方行列Mと負荷r1, rNから各集中定数を決定する方法を述べる。まず、簡約化された正方行列Mから同定されるフィルタ回路のブロック構成を図３に示す。図３は、本発明の実施の形態１における波形歪補償フィルタの、簡約化された正方行列Mから同定されるフィルタ回路ブロック構成図である。図３に示したように、受動フィルタ回路は2個のポート（入力端３１，出力端３２）とN個の共振器から構成され、隣り合う共振器間が互いに電気的に結合したいわゆる梯子回路となる。そして、図３中のように各集中素子に記号をつけたとき各値は、簡約化された正方行列Mの行列成分と負荷r1, rNより次の式で求められる。
【００４５】
【数１３】
2007281573.tif 000015
ただし、（数１３）において、（数４）と同様に、ω0 = 2π・(f'low・f'high)^(1/2)，Δω = 2π・(f'high - f'low) /ω0の関係が成立する。また、ω0 = (L・C)^(-1/2)の関係があるため、（数１３）における未定のパラメータはLのみとなる。未定パラメータLの決定は、Lに適当に値を当てはめて、（数１３）より求められる各集中素子の値が実回路として構成する際に現実的な値となるように行う。なお、ここで与えた集中定数化のプロセスにおいて定数Lmnが負の値をとる場合があるが、その場合はそれに相当するインダクダンス成分を容量成分で置き換えることによって、実際の集中定数素子回路として構成できる。
【００４６】
次に、簡約化された正方行列Mと負荷r1, rNから、分布定数線路を用いた受動フィルタ回路に変換する方法について述べる。この場合も上述の集中定数素子と同様に、変換により得られる回路構成は、図３に示したN個の共振器から構成され、隣り合う共振器間が電気的に結合した梯子回路となる。集中定数素子の場合と同様な方法を適用して図３の回路の各回路定数を決定し、それを基に分布定数線路共振器と各共振器間の結合を決定することも可能である。しかしながら、ここではより簡単な方法について述べる。まず、上で得られた簡約化された正方行列Mの成分と負荷r1, rNから
【００４７】
【数１４】
2007281573.tif 000016
の値を求める。なお、Δωとω0の定義は（数１３）と同様である。ここで、求めたkmn，Qk，fkはそれぞれ、m番目とn番目の共振器間の結合定数，受動フィルタ回路の入力端３１，出力端３２の外部Q，k番目の共振器の共振周波数を意味する。残された仕事は、これらのパラメータを実現するように分布定数線路からなる物理的な共振器構造を設計することである。このプロセスとしては、従来の分布定数線路共振器フィルタの設計法が等しく適用可能であるので、ここでその詳細について述べず文献の紹介に留める。例えば、Jia-Sheng Hong, M. J. Lancaster著「Microstrip filters for RF/microwave applications (Wiley series in microwave and optical engineering, Kai Chang編)」，A Wiley-Interscience publication出版，ISBN 0-471-38877-7の244頁から271頁に詳細な記述があるので、それを参照することによってkmn，Qk，fkを分布定数線路共振器回路の実構造に翻訳することができる。
【００４８】
以上、図１におけるアンテナ端２４とアンテナ端２６間の伝送経路の全伝達関数２７の求め方と、伝送経路の全伝達関数２７の特性の周波数依存性から生じるパルス幅の増大などの波形歪を補償する本発明の波形歪補償フィルタ２５の設計法について述べた。従って本設計法を経由することにより、一般的な通信状況においても、それによる影響を補償しうる波形歪補償フィルタを具体的に設計することができる。
【００４９】
[共振器構造]
次に本発明の波形歪補償フィルタの回路構成について述べる。まず、集中定数素子を用いた場合の回路構成について述べる。集中定数素子を用いた回路は、上述の[本発明の波形歪補償フィルタの設計方法]により求めた各集中定数を、図３に示した回路になるように接続し構成する。その際、先述したように各共振器間の結合に関与するインダクタンスが負になる場合があるが、その場合は同周波数帯で同一インピーダンス（あるいはアドミタンス）値を実現するように容量値を選び、インダクタンス素子を容量素子に置き換える。
【００５０】
また、各集中定数素子を接続する回路中の線路構成について若干の注意が必要である。各集中素子を接続する線路長は可能な限り短く構成する。本発明の波形歪補償フィルタの動作周波数帯における各集中素子を接続する線路上での伝播波長に換算して、入力端３１から出力端３２までの線路長が出来れば0.5波長未満となるようにすることが望ましい。
【００５１】
なお、本発明の波形歪補償フィルタに適用可能な集中定数素子の構造についてであるが、上述の設計法から明らかなように、本発明の波形歪補償フィルタ必要な要件は各集中定数値のみであるため、その値が実現可能な素子であれば素子の具体的構造によらず等しく適用が可能であることは言うまでもない。また、本発明の波形歪補償フィルタは受動帯域通過フィルタであるので、通過周波数帯におけるフィルタの通過損失はフィルタ段数と共振器の損失で決定される。従って、本発明の波形歪補償フィルタの挿入による信号減衰を抑えるためには、低損失な集中定数素子の適用が望ましい。
【００５２】
次に、分布定数線路を用いた場合の回路構成について述べる。この場合も集中素子と同様に、上述の[本発明の波形歪補償フィルタの設計方法]で得られる、隣接する共振器間の結合定数，入力端・出力端の外部Q，各共振器の共振周波数、が実現可能な素子であれば等しく適用可能であることは言うまでもない。しかしながら、本発明の波形歪補償フィルタに好適な例として、図４に1/2波長分布定数線路共振器による本発明の波形歪補償フィルタの概略回路構成について示した。図４は、本発明の実施の形態１における、1/2波長マイクロストリップ線路共振器による本発明の波形歪補償フィルタの概略回路レイアウト図である。図４においては共振器段数Nが3の場合を示した。従って、入力端４１と出力端４２の間を総数３の共振器（１番目の共振器４３，２番目の共振器４４，3番目の共振器）が1列に電磁界結合する回路となっている。なお、本例における分布定数線路はマイクロストリップ線路４６である。マイクロストリップ線路４６は、本発明の波形歪補償フィルタの動作周波数帯において誘電損失の少ない誘電体基板の裏面に、接地面としての良導性の導体を設け、更に基板上面に良導性の導体線路を敷設することにより構成される。従って、図４はマイクロストリップ線路４６により構成された回路を直上から俯瞰した回路レイアウト図となっている。
【００５３】
３つの共振器４３〜４５は各々異なる共振周波数f1〜f3を有している。共振周波数の調整は各共振器の線路長を変えることにより行う。また、Q1，Q3は、入・出力端４１，４２と、それぞれに隣接する共振器４３，４５との線路のオーバーラップする長さ４７，距離４８を選択することによって実現される。更に、各共振器間の結合係数k12，k23もQ1，Q3と同様に、各共振器の線路のオーバーラップする長さと距離を選択することによって実現される。
【００５４】
かかかる構成によれば、パルス信号が経由する全経路の伝達関数は、波形歪補償フィルタの伝達関数２８と伝送経路の全伝達関数２７の積となる。従って、（数１）を用いればパルス信号が経由する全経路の伝達関数は
【００５５】
【数１５】
2007281573.tif 000017
となる。ここで、s = i 2πfである。上で述べたように、HBPF(s)は通信システムで適用される周波数帯において、振幅と位相の平坦性が実現されている。また、無線通信装置で適用されるパルス信号が含んでいる周波数成分はその周波数帯に制限されているので、HBPF(s)の通過特性による振幅・位相（正確には周波数による位相の微分係数）分布の変化は生じない。すなわち、前記制限された周波数帯においてHBPF(s) ≒ 定数である。従って、パルス信号波形は歪むことなく伝送される。ゆえに、パルス信号間隔が狭くなっても、波形歪によるパルス信号間の重なり合いを補正することが可能となることから、高速伝送を行うことができる。
【００５６】
また、かかる構成によれば、本発明の波形歪補償フィルタは全て受動素子で構成されており、入力信号以外の電力供給は一切必要としない。従って、極めて低消費電力な波形歪の補償処理を行うことができる。
【００５７】
（実施の形態２）
次に、本発明の波形歪補償フィルタの遠距離無線通信装置への好適な挿入位置について述べる。図５は、本発明の実施の形態２における波形歪補償フィルタの、パルス信号を用いた無線通信システムにおける適用方法を示した模式図である。図５において、図２と同じ構成要素については同じ符号を用い説明を省略する。
【００５８】
図5において、本発明の波形歪補償フィルタ２５は送信アンテナ５１のアンテナ端２４に接続されている。従って、伝搬経路２３と送信アンテナ５１と受信アンテナ５２に起因する波形歪は、送信アンテナ５１からパルス信号が放射される以前に補正される。
【００５９】
かかる構成によれば、アンテナ端２４での電力値に対して法的遵守が求められる最大値が課されている場合、その最大値に本発明の波形歪補償フィルタ２５による電力減衰量を上乗せしたパルス信号を本発明の波形歪補償フィルタ２５に入力することが可能となる。従って、アンテナ端２４での電力値は法的な最大値を実現することが可能となる。ゆえに、送信アンテナ５１と受信アンテナ５２間の距離をとることができるために、より遠距離な無線通信が可能となる。
【００６０】
（実施の形態３）
次に、本発明の波形歪補償フィルタの無線通信装置内のRF回路に負荷をかけない好適な挿入位置について述べる。図６は、本発明の実施の形態３における波形歪補償フィルタの、パルス信号を用いた無線通信システムにおける適用方法を示した模式図である。図６において、図２と図５と同じ構成要素については同じ符号を用い説明を省略する。
【００６１】
図６において、本発明の波形歪補償フィルタ２５は、受信アンテナ５２のアンテナ端２６に接続されている。従って、実施の形態２とは異なり、伝搬経路２３と、送信アンテナ５１および受信アンテナ５２に起因する波形歪は、受信アンテナ５２によって信号が受信された後に補正される。
【００６２】
本発明の波形歪補償フィルタ２５による、伝送経路の全伝達関数２７の振幅値の周波数分布の平坦化は、波形歪補償フィルタの反射特性の周波数分布調整により行われる。すなわち、伝送経路の全伝達関数２７の振幅が大きな周波数帯においては、本発明の波形歪補償フィルタ２５はその他の周波数に比較してより大きな反射係数（すなわち、S11(f)）を持つ。すなわち、その周波数帯において、信号の一部を波形歪補償フィルタ２５の入力端側に反射減衰させることによって、振幅の平坦化を図っている。よって、波形歪補償フィルタ２５の入力側に、反射信号によって動作特性が影響を受ける素子が位置する場合、本発明の波形歪補償フィルタ２５の挿入によってフィルタ設計時には存在しなかった波形歪が発生することになる。
【００６３】
しかしながら、かかる構成によれば、本発明の波形歪補償フィルタ２５の挿入により発生する反射信号は受信アンテナ５２を通じて外界に放射される。受信アンテナ５２は受動素子で反射信号による特性変化は生じえない。また、受信アンテナ５２から外界に再放射される反射信号は強度が非常に弱く、他の無線通信装置の送受信動作を妨げない。従って、かかる構成によれば、無線通信装置の回路構成に負荷を与えず、本発明の波形歪補償フィルタ２５の特徴を最大限に発揮させることができる。
【００６４】
（実施の形態４）
次に、送受の無線通信装置内のアンテナ端に増幅器が接続されており、その特性による波形歪が問題となる場合の、本発明の波形歪補償フィルタの好適な挿入位置について述べる。図７は、本発明の実施の形態４における波形歪補償フィルタの、パルス信号を用いた無線通信システムにおける適用方法を示した模式図である。図７において、図２と図５と同じ構成要素については同じ符号を用い、説明を省略する。
【００６５】
図７において、増幅器７１がアンテナ端２４に、そして増幅器７２がアンテナ端２６に接続されている。両増幅器７１，７２は、送受信信号の増幅による通信距離の拡大を主な目的として挿入されている。本発明の波形歪補償フィルタ２５は、増幅器７２の出力端側に接続されており、増幅器７１の入力端側から増幅器７２の出力端までの経路により発生する波形歪の補償を行う。
【００６６】
一般に、広い周波数帯にわたって増幅特性に周波数依存性がない増幅器の構成は極めて困難である。しかしながら、かかる構成によれば、増幅器７１から大きな高調波が生じない信号電力範囲であれば、本発明の波形歪補償フィルタ２５により増幅器７１，７２の増幅特性の補償が可能である。従って、かかる構成によれば、増幅器７１，７２周波数平坦性は必要とされず、波形歪のない無線通信装置を容易に構成することができる。
【００６７】
なお、図７においては本発明の波形歪補償フィルタ２５を増幅器７２の出力端側に挿入したが、本発明の波形歪補償フィルタ２５を、増幅器７１の出力端側に挿入することも可能である。なぜならば、本発明の波形歪補償フィルタ２５の挿入位置によって増幅器７１，７２の特性に変化が生じない限り、本発明の波形歪補償フィルタ２５を含む全伝搬経路の伝達関数は、本発明の波形歪補償フィルタ２５の挿入位置によらないからである。
【００６８】
また、図７においては本発明の波形歪補償フィルタ２５を増幅器７２の出力端側に挿入したが、本発明の波形歪補償フィルタ２５を、増幅器７２の入力端とアンテナ端２６の間に挿入することが可能である。増幅器７２が出力端側からの信号入力によってその特性に影響を受ける場合には、本発明の波形歪補償フィルタ２５を増幅器７２の入力端とアンテナ端２６の間に挿入することによってこの課題は良好に解決できる。
【００６９】
更に、これと同様な理由により、図７においては本発明の波形歪補償フィルタ２５を増幅器７２の出力端側に挿入したが、本発明の波形歪補償フィルタ２５を増幅器７１の入力端側に挿入することも可能であることは言うまでもない。
【００７０】
また、図７においては、本発明の波形歪補償フィルタが補償する信号の伝搬経路としては、増幅器７１，７２、送・受信アンテナ５１，５２、伝搬経路２３であった。しかしながら、通信品質を決定するのは、送信側の無線通信装置でパルス信号が生成されて（すなわち、情報がパルス信号に変調されて）、それが空間を伝搬し受信側の無線通信装置において復調される（すなわち、受信したパルス信号から元の情報が抽出される）までの全経路である。従って、本発明の波形歪補償フィルタが補償すべき伝送経路の全伝達関数H0(s)として、送信側の無線通信装置でパルス信号が生成されて、それが受信側の無線通信装置において受信復調されるまでの全経路としてもよいことは言うまでもない。
【００７１】
（実施の形態５）
次に、本発明の波形歪補償フィルタの分散配置について好適に作用する実施の形態について述べる。図８は、本発明の実施の形態５における波形歪補償フィルタの、パルス信号を用いた無線通信システムにおける適用方法を示した模式図である。図８において、図２と同じ構成要素については同じ符号を用い説明を省略する。
【００７２】
図２において、アンテナ端２４とアンテナ端２６にはそれぞれ本発明の波形歪補償フィルタ８１，８２が接続されている。波形歪補償フィルタ８１は伝達関数Hc1(s)を有し、また、波形歪補償フィルタ８２は伝達関数Hc2(s)を有する（ただし、実施の形態１と同様にs = i 2πf。ｆは周波数。)。また、本実施の形態で補償すべき伝送経路の全伝達関数８３をH0(s)とする。なお、図中に示したように、Hc1(s)，Hc2(s)，H0(s)は
【００７３】
【数１６】
2007281573.tif 000018
の関係が成立している。従って、実施の形態１と同様に、所望の周波数帯において全経路の平坦な通過特性が実現でき、波形歪のない無線通信装置を提供することができる。
【００７４】
かかる構成によれば、本発明の波形歪補償フィルタを送・受信無線通信装置に分散配置することが可能となる。従って、各波形歪補償フィルタのフィルタ段数を削減することが可能となる。よって、補償すべき伝達関数H0(s)の特性により、波形歪補償フィルタのフィルタ段数が極端に増加する場合、本実施の形態を適用することにより各無線通信装置に挿入する波形歪補償フィルタを小型に構成できる。
【００７５】
（実施の形態６）
図９は、本発明の実施の形態６における波形歪補償フィルタの適用可能な信号伝搬経路を示した模式図である。図９において、図２と同じ構成要素については同じ符号を用い、説明を省略する。図９において有線９１によりパルス信号が伝送されている伝送経路中に、本発明の波形歪補償フィルタ２５が挿入されている。本発明の波形歪補償フィルタ２５は、有線９１を含みパルス信号が経由する全経路の一部、あるいは全体の伝搬特性の周波数依存性に起因する波形歪の補償を行う。
【００７６】
実施の形態１の[本発明の波形歪補償フィルタの設計方法]から明らかなように、本発明の波形歪補償フィルタは、補正すべき信号伝搬経路の通過特性を周波数の関数として（すなわち、伝達関数H0(s)として）計測可能な場合は、常にそれを補償可能なフィルタとして構成可能である。従って、本発明の波形歪補償フィルタの適用可能性は、本発明の実施の形態1〜５で述べた無線伝送に限らず、有線によりパルス信号を伝送する通信装置においても適用できる。ゆえに、かかる構成によれば、本発明の波形歪補償フィルタを適用することによって有線通信においても高速かつ低消費電力な信号伝送が実現できる。
【００７７】
なお、本実施の形態においては本発明の波形歪補償フィルタ２５の挿入位置について規定はない。これについては、実施の形態１〜５に記した形態の、アンテナ端２４からアンテナ端２６に至る経路を有線９１に置き換えた状況で等しく使用可能である。すなわち、実施の形態４で述べたように、パルス信号が生成されて再び復調されるまでに経由する全伝送経路の通過特性が波形歪を生じさせ、波形歪補償フィルタの挿入位置によって通過特性に変化が生じなければ、波形歪補償フィルタは伝搬経路のいずれの場所にも挿入可能である。
【００７８】
また、実施の形態５で述べたように、波形歪補償フィルタを含む全伝送経路が近似的にHBPF(s)を実現しさえすれば、等しく波形歪補償効果を発揮する。従って、波形歪補償フィルタを伝送経路の様々な領域に分散配置することができる。
【００７９】
更に、同様な理由により、図１０の本発明の実施の形態６における波形歪補償フィルタの、有線伝送経路への挿入方法を示した模式図にあるように、有線９１の中間に本発明の波形歪補償フィルタ２５を挿入することも可能であることは言うまでもない。
【００８０】
（実施の形態１に係る実施例）
以下では、本発明の実施の形態１で述べた[本発明の波形歪補償フィルタの設計方法]に基づいて、距離をおいて対向した２つのアンテナよりなる伝送経路の通過特性の周波数依存性から発生する波形歪を補償する本発明の波形歪補償フィルタを実際に設計してゆく。
【００８１】
本実施例で用いるアンテナは、図１１に記したオーバルダイポールアンテナである。図１１は、本発明の実施の形態１に係る実施例におけるオーバルダイポールアンテナの構造を示した概略構造図である。図１１において、オーバルダイポールアンテナは、厚さ1.016 mm，比誘電率2.2，誘電正接≒0の平行平板状の誘電体基板の片面に形成された導体パターン１１１により構成される。導体パターン１１１は、前記誘電体基板に圧延接着された金属箔を、写真製版などのエッチング技術を用いてパターンニングすることにより形成される。なお、本実施例においては、金属箔は、厚さ2μm，導電率4.9×10^7 Sie/mの物性値を有している。
【００８２】
互いに直交する対称線１１２，１１３に対して鏡像対称な形状を成している導体パターン１１１は、2つの互いに合同なモノポール１１４から構成される。１つのモノポール１１４は、楕円板１１５とポート１１６から構成されている。楕円板１１５は、長径15.1 mm（正確には楕円板１１５の頂点から切り欠き１１７までの距離），短径7.8 mmの楕円形状を有する。ポート１１６が設けられている付近においては、辺の長さが1.0 mmとなるように、かつ、楕円板１１５の短径方向に平行となるように、楕円板１１５は切りかかれている。なお、二つの楕円板１１５の間隔は0.64 mmとなっている。ポート１１６は、楕円板１１５の切り欠き１１７の辺の中央部に、そして、辺に沿って設置される。また、ポート１１６の長さは0.5 mmである。なお、電気信号はポート１１６に与えられる。２つのモノポール１１４をダイポールアンテナとして動作させるため、２つのポート１１６には互いに逆相の信号が与えられる。
【００８３】
次に、オーバルダイポールアンテナを図１２に示したように対抗させる。図１２は、本発明の実施の形態１に係る実施例におけるオーバルダイポールアンテナの対向状況を示した模式図である。図１２において、２つの同一な構造を有する図１１に示したオーバルダイポールアンテナ１２１が、自由空間１２３中に6 mの距離を離して設置される。なお、２つのオーバルダイポールアンテナ１２１は、各々の導体パターン１１１が互いに対抗するように配置される。更に、各々の基板法線１２２が平行逆向きで、各々のオーバルダイポールアンテナ１２１の楕円板１１５（図１２には未表示）の長径方向が平行となるように、互いの向きが調整されている。
【００８４】
それでは、本実施の形態１に記した波形歪補償フィルタの設計方法に則り、図１２に示した対向アンテナより構成される伝搬経路を、Zeland社製電磁界シミュレターIE3D version 11.20により計算することによって、ポート１２４とポート１２５間の伝達関数を求める。
【００８５】
図１３は、本発明の実施の形態１に係る実施例における、図１２における両オーバルダイポールアンテナ１２１のポート１２４とポート１２５間の伝達関数の周波数依存性を示したグラフである。なお、(a)は伝達関数H0(f)の振幅の周波数分布をデシベル表示したグラフである。また、(b)は伝達関数H0(f)の位相の周波数分布を角度（単位は「°」）で表示したグラフである。
【００８６】
本実施例では、補正すべき周波数帯を3 GHz〜10 GHzとする。すなわち、flow = 3 GHz，fhigh = 10 GHzである。そのため、（数２）より計算される周波数帯を包含するような周波数帯（0〜25 GHz）で、図１３の計算は行われている。図１３において、3 GHz〜10 GHzに帯域制限されたパルス信号が波形歪のないパルス信号としてポート１２４からポート１２５へ伝送されるためには、図１３に点線で示したように同周波数帯において、伝達関数H0(f)の振幅が周波数によらず一定であり、かつ、伝達関数H0(f)の位相が周波数に比例しなければならない。そこで、以下では、この周波数帯で波形歪補償フィルタ挿入後の伝達関数が上述の性質を持つように波形歪補償フィルタの設計を行ってゆく。
【００８７】
まず、帯域制限をかける受動帯域通過フィルタを求める。なお、本実施例では最大平坦フィルタを用いるものとする。受動帯域通過フィルタのフィルタ段数の設定は、実施の形態１で述べたように、受動帯域通過フィルタの伝達関数と、上で算出した伝達関数1/H0(f)の積の位相の周波数による微分値が、前記積の伝達関数の通過帯域で負となるように設定すれば、実際の受動フィルタ回路構成時に良好なフィルタ特性が確保し易い。しかしながら、本実施例においては、簡易な受動フィルタ回路を目標とし、フィルタ段数の削減を目指すため、受動帯域通過フィルタの伝達関数と1/H0(f)の積の位相の周波数による微分値が、前記積の伝達関数の通過帯域で若干正の値を示す程度に、フィルタ段数を留めた。その結果、フィルタ段数は８段と決定した。
【００８８】
以上のようにして決定した、通過周波数帯が3 GHz〜10 GHz（すなわち、通過周波数帯は上で設定した制限帯域flow≦f≦fhighに等しい）の８段最大平坦フィルタの伝達関数HBPF(f)を図１４に示した。図１４は、実施の形態１に係る実施例における受動帯域通過フィルタ（８段最大平坦フィルタ）の伝達関数の周波数依存性を示したグラフである。なお、(a)は伝達関数HBPF(f)の振幅の周波数分布をデシベル表示したグラフである。また、(b)は伝達関数HBPF(f)の位相の周波数分布を角度（単位は「°」）で表示したグラフである。両グラフで、制限帯域は点線で囲まれた領域である。
【００８９】
（数１５）に示したように、波形歪補償フィルタ挿入後の全伝送経路の伝達関数は、近似的に図１４に示したHBPF(f)に比例する。図１４(a)から分かるように制限帯域内では振幅の平坦性が確保されている。しかしながら、図１４(b)をみると、若干、制限帯域内で位相に非線形性が観測される。もし、この非線形性が問題となるような狭パルス信号を用いた無線通信を行う場合は、例えば、線形位相フィルタなどの通過周波数帯で位相線形性のよい帯域通過フィルタをこの時点で適用すればよい。
【００９０】
次に、受動帯域通過フィルタの伝達関数HBPF(f)と1/H0(f)の積で得られる、近似的に波形歪補償フィルタの伝達関数に等しい伝達関数の周波数特性を図１５に示す。図１５は、実施の形態１に係る実施例における受動帯域通過フィルタ（８段最大平坦フィルタ）の伝達関数HBPF(f)と、図１２の対向アンテナのポート１２４とポート１２５間の伝達関数の逆数1/H0(f)の積で表される伝達関数の周波数依存性を示したグラフである。なお、(a)は伝達関数HBPF(f) /H0(f)の振幅の周波数分布をデシベル表示したグラフである。また、(b)は伝達関数HBPF(f) /H0(f)の位相の周波数分布を角度（単位は「°」）で表示したグラフである。なお、受動帯域通過フィルタの通過周波数帯は点線で囲まれた領域である。
【００９１】
図１５(a)をみれば、伝達関数HBPF(f) /H0(f)は、通過帯域3 GHz〜15 GHzを有する帯域通過フィルタと見ることができる。そして、図１５(b)をみれば、上で述べたように通過帯域3 GHz〜15 GHzにおいて、伝達関数HBPF(f) /H0(f)の位相の周波数による微分値が正の領域（12 GHz付近）が存在することが分かる。
【００９２】
フィルタ設計の次のステップは、伝達関数HBPF(f) /H0(f)を（数４）を用いて周波数変換することである。ただし、本実施例では、図１５で見たように、f'low = 3 GHz，f'high = 15 GHzである。図１６に、変数fからΩに変数変換した後の伝達関数HBPF(Ω) /H0(Ω)を示す。図１６は、実施の形態１に係る実施例における（数４）を用いてfからΩに周波数変換した伝達関数HBPF(Ω) /H0(Ω)の周波数依存性を示したグラフである。なお、(a)は伝達関数HBPF(Ω) /H0(Ω)の振幅の周波数分布をデシベル表示したグラフである。また、(b)は伝達関数HBPF(Ω) /H0(Ω)の位相の周波数分布を角度（単位は「°」）で表示したグラフである。図１６(a)より分かるように、この変数変換によって、f'low=3 GHz  ⇒  Ω=-1，f'high=15 GHz  ⇒  Ω=1となる。
【００９３】
次に行うことは、変数Ωでの全周波数域における伝達関数HBPF(Ω) /H0(Ω)の全位相変化量の絶対値をπ（角度単位が度の場合は180度）で割った値から、伝達関数HBPF(Ω) /H0(Ω)を実現する受動フィルタ回路のフィルタ段数Nを決定することである。図１６(b)から、おおよその伝達関数HBPF(Ω) /H0(Ω)の全位相変化量の絶対値を見積もると、約6π（180度×６）である。従って、フィルタ段数Nは６と決定される。そして、（数５）でN = 6とした１次分数関数の乗積をフィッティング関数として、目標関数である伝達関数HBPF(Ω) /H0(Ω)に最適化フィッティングする。本実施例では、最適化アルゴリズムとしてLevenberg-Marquardt法を適用した。
【００９４】
フィッティングされた最終的な伝達関数Hc(Ω)は
【００９５】
【数１７】
2007281573.tif 000019
となった。
【００９６】
次に、（数１７）の最適化フィッティングされた伝達関数Hc(Ω)から受動フィルタ回路の同定のために散乱パラメータを求める。そのために、最初に行うことは、反射特性S11(Ω)の振幅の最小値RL（単位はdB）を選定することである。本実施例においては、RLの値として-20 dBとした。そして、（数１７）を基に、（数９），（数１０），（数１１），（数１２）よりS11(S)とS21(S)（ただし、S = iΩ）を算出する。本実施例に関して算出した結果は
【００９７】
【数１８】
2007281573.tif 000020
となった。
【００９８】
ここで、以上のようにして合成された散乱パラメータS21(S)を有する本実施例における波形歪補償フィルタを、図１２に示した対向オーバルダイポールアンテナのいずれかのポート（ポート１２４，１２５）に接続した際の全伝達関数S21(f)・H0(f)を図１７に示した。図１７は、本発明の実施の形態１に係る実施例における図１２に示した対向オーバルダイポールアンテナの伝達関数H0(f)，８段最大平坦フィルタの伝達関数HBPF(f)（ただし、周波数によらない定数を乗じている），図１２に示した対向オーバルダイポールアンテナのどちらかのポートに接続した際の全伝達関数S21(f)・H0(f)の周波数依存性を示したグラフである。(a)は各伝達関数の振幅の周波数分布をデシベル表示したグラフである。また、(b)は各伝達関数の位相の周波数分布を角度（単位は「°」）で表示したグラフである。
【００９９】
図１７(a)より分かるように、全伝達関数S21(f)・H0(f)の振幅は3 GHz〜10 GHzにおいてほぼ平坦な特性を示している。また、図１７(b)より、全伝達関数S21(f)・H0(f)の位相変化は、同周波数帯において図１２に示した対向オーバルダイポールアンテナの伝達関数H0(f)よりも遥かに線形成を増していることがわかる。両グラフにおいて、全伝達関数S21(f)・H0(f)はほぼ８段最大平坦フィルタの伝達関数HBPF(f)に比例していることから、本実施例において実施の形態１で述べた本発明の波形歪補償フィルタの効果である（数１５）が実現されていることが分かる。
【０１００】
最後に、General coupling matrix synthesis methodを用いて、（数１８）として求められた散乱パラメータから、簡約化された６次の正方行列M（すなわち、coupling matrix）と負荷r1, rNを算出する。本実施例において（数１８）より求められた簡約化された正方行列Mと負荷r1, r6を（数１９）に示した。
【０１０１】
【数１９】
2007281573.tif 000021
本実施例においては、（数１８）として求められた散乱パラメータを、集中定数素子を用いた受動フィルタ回路に翻訳する。従って、（数１９）の簡約化された正方行列Mと負荷r1, r6から（数１３）を用いて、各集中定数素子の各定数R1, R6、Ljk、Cjk（Cjkを6次の正方行列としてみた時、実際には対角成分のみ値を持つ）を計算した結果を（数２０）に示す。なお、未定の定数Lとしては1 nH（[nH]=[10^(-9)ヘンリー]）を選択した。
【０１０２】
【数２０】
2007281573.tif 000022
なお、受動フィルタ回路は図３においてN = 6とした回路構成となる。また、（数２０）において、[Ω]=[オーム]、[pF]=[10^(-12)ファラッド]である。
以上、実施の形態１に係る実施例として、図１２に示した対向したオーバルダイポールアンテナ対の信号通過特性により発生する波形歪を補償する本発明の波形歪補償フィルタを、集中定数素子から成る受動フィルタ回路として構成できた。
【産業上の利用可能性】
【０１０３】
本発明にかかる波形歪補償フィルタは、信号伝送経路の伝送特性の周波数依存性を大幅に減少させることが可能であるため、パルス状信号などの時間的に局在した信号の高速伝送を可能にせしめる特徴を有し、光ファイバ用の受動的な波形歪補償素子等として有用である。また、コンピュータのマザーボードやビデオ機器等の電子回路に存在する高速デジタル通信線の波形歪補償による高速化等の用途にも応用できる。また、同様な理由により、集積回路チップ内の信号伝送路の波形歪補償に適用することもできる。また、電力線や電話線などの低速有線網を用いた高速デジタル伝送の高速化にも適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【０１０４】
【図１】特許文献１に記載された従来のトランスバーサルフィルタの信号処理法を示す回路ブロック図
【図２】本発明の実施の形態１における波形歪補償フィルタの、パルス信号を用いた無線通信システムにおける適用方法を示した模式図
【図３】本発明の実施の形態１における波形歪補償フィルタの、簡約化された正方行列Mから同定されるフィルタ回路ブロック構成図
【図４】本発明の実施の形態１における、1/2波長マイクロストリップ線路共振器による本発明の波形歪補償フィルタの概略回路レイアウト図
【図５】本発明の実施の形態２における波形歪補償フィルタの、パルス信号を用いた無線通信システムにおける適用方法を示した模式図
【図６】本発明の実施の形態３における波形歪補償フィルタの、パルス信号を用いた無線通信システムにおける適用方法を示した模式図
【図７】本発明の実施の形態４における波形歪補償フィルタの、パルス信号を用いた無線通信システムにおける適用方法を示した模式図
【図８】本発明の実施の形態５における波形歪補償フィルタの、パルス信号を用いた無線通信システムにおける適用方法を示した模式図
【図９】本発明の実施の形態６における波形歪補償フィルタの適用可能な信号伝搬経路を示した模式図
【図１０】本発明の実施の形態６における波形歪補償フィルタの、有線伝送経路への挿入方法を示した模式図
【図１１】本発明の実施の形態１に係る実施例におけるオーバルダイポールアンテナの構造を示した概略構造図
【図１２】本発明の実施の形態１に係る実施例におけるオーバルダイポールアンテナの対向状況を示した模式図
【図１３】(a)  本発明の実施の形態１に係る実施例における、図１２における両オーバルダイポールアンテナ１２１のポート１２４とポート１２５間の伝達関数H0(f)の、振幅の周波数分布をデシベル表示したグラフ  (b)  本発明の実施の形態１に係る実施例における、図１２における両オーバルダイポールアンテナ１２１のポート１２４とポート１２５間の伝達関数H0(f)の、位相の周波数分布を角度（単位は「°」）で表示したグラフ
【図１４】(a)  本発明の実施の形態１に係る実施例における受動帯域通過フィルタ（８段最大平坦フィルタ）の伝達関数HBPF(f)の振幅の周波数分布をデシベル表示したグラフ  (b)  本発明の実施の形態１に係る実施例における受動帯域通過フィルタ（８段最大平坦フィルタ）の伝達関数HBPF(f)の位相の周波数分布を角度（単位は「°」）で表示したグラフ
【図１５】(a)  本発明の実施の形態１に係る実施例における受動帯域通過フィルタ（８段最大平坦フィルタ）の伝達関数HBPF(f)と、図１２の対向アンテナのポート１２４とポート１２５間の伝達関数の逆数1/H0(f)の積で表される伝達関数HBPF(f) /H0(f)の振幅の周波数分布をデシベル表示したグラフ  (b)  本発明の実施の形態１に係る実施例における受動帯域通過フィルタ（８段最大平坦フィルタ）の伝達関数HBPF(f)と、図１２の対向アンテナのポート１２４とポート１２５間の伝達関数の逆数1/H0(f)の積で表される伝達関数HBPF(f) /H0(f)の位相の周波数分布を角度（単位は「°」）で表示したグラフ
【図１６】(a)  本発明の実施の形態１に係る実施例における（数４）を用いてfからΩに周波数変換した伝達関数HBPF(Ω) /H0(Ω)の振幅の周波数分布をデシベル表示したグラフ  (ｂ)  本発明の実施の形態１に係る実施例における（数４）を用いてfからΩに周波数変換した伝達関数HBPF(Ω) /H0(Ω)の位相の周波数分布を角度（単位は「°」）で表示したグラフ
【図１７】(a)  本発明の実施の形態１に係る実施例における図１２に示した対向オーバルダイポールアンテナの伝達関数H0(f)，８段最大平坦フィルタの伝達関数HBPF(f)（ただし、周波数によらない定数を乗じている），図１２に示した対向オーバルダイポールアンテナのどちらかのポートに接続した際の全伝達関数S21(f)・H0(f)の各伝達関数の振幅の周波数分布をデシベル表示したグラフ  (ｂ)  本発明の実施の形態１に係る実施例における図１２に示した対向オーバルダイポールアンテナの伝達関数H0(f)，８段最大平坦フィルタの伝達関数HBPF(f)（ただし、周波数によらない定数を乗じている），図１２に示した対向オーバルダイポールアンテナのどちらかのポートに接続した際の全伝達関数S21(f)・H0(f)の各伝達関数の位相の周波数分布を角度（単位は「°」）で表示したグラフ
【符号の説明】
【０１０５】
１  入力端子
２  出力端子
３  累算器
d0〜dN  乗算器
x(n)〜x(n-N+1)  信号
y(n)  出力信号
Ts  時間間隔
２１，２２  アンテナ
２３  伝搬経路
２４，２６  アンテナ端
２５  本発明の波形歪補償フィルタ
２７  伝送経路の全伝達関数
２８  波形歪補償フィルタの伝達関数
２９  受動帯域通過フィルタの伝達関数
３１  入力端
３２  出力端
４１  入力端
４２  出力端
４３  １番目の共振器
４４  ２番目の共振器
４５  ３番目の共振器
４６  マイクロストリップ線路
４７  長さ
４８  距離
５１  送信アンテナ
５２  受信アンテナ
７１，７２  増幅器
８１，８２  波形歪補償フィルタ
８３  伝送経路の全伝達関数
９１  有線
１１１  導体パターン
１１２，１１３  対称線
１１４  モノポール
１１５  楕円板
１１６  ポート
１１７  切り欠き
１２１  オーバルダイポールアンテナ
１２２  基板法線
１２３  自由空間
１２４，１２５  ポート
【図１】
2007281573.tif 000023
【図２】
2007281573.tif 000024
【図３】
2007281573.tif 000025
【図４】
2007281573.tif 000026
【図５】
2007281573.tif 000027
【図６】
2007281573.tif 000028
【図７】
2007281573.tif 000029
【図８】
2007281573.tif 000030
【図９】
2007281573.tif 000031
【図１０】
2007281573.tif 000032
【図１１】
2007281573.tif 000033
【図１２】
2007281573.tif 000034
【図１３】
2007281573.tif 000035
【図１４】
2007281573.tif 000036
【図１５】
2007281573.tif 000037
【図１６】
2007281573.tif 000038
【図１７】
2007281573.tif 000039