(57)【要約】【課題】逓倍回路方式の発振器において、発振周波数の低調波、高調波の減衰量を高め、しかも所期の伝送特性を安定して得る。【解決手段】発振回路１３は、基本波周波数ｆの歪み波形の発振出力を得る。発振回路１３の出力側に接続した第１の同調回路１１は、基本波周波数ｆのｎ逓倍の高周波信号に同調し、この高周波信号の低調波と高調波を減衰させた出力を得る。第１の同調回路の出力側には、基本波周波数ｆのｎ逓倍の高周波信号に同調する第２の同調回路１２を増幅器１０を介して接続する。また例えば両同調回路１１、１２の間、例えば増幅器１０の入力端と第１の同調回路との間には、直流カット用のカップリングコンデンサ１４を接続する。【選択図】図１
2007104436.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
基本波周波数を逓倍回路で逓倍した発振出力を得る発振器であって、
水晶振動子がもつ共振周波数を基本波周波数として発振し、該基本波周波数ｆの歪み波形の発振出力を得る発振回路と、
前記基本波周波数ｆのｎ（整数）逓倍の共振周波数をもち、前記発振回路の出力からｎ逓倍の高周波信号に同調し、この高周波信号の高調波及び低調波を減衰させた出力を得る第１の同調回路と、
この第１の同調回路を経た前記高周波信号を増幅する増幅器と、
前記基本波周波数ｆのｎ逓倍の共振周波数をもち、前記増幅器で増幅されたｎ逓倍の高周波信号に同調し、この高周波信号の高調波及び低調波を減衰させた出力を得る第２の同調回路と、
前記増幅器の入力端と第１の同調回路との間、又は前記増幅器の出力端と第２の同調回路との間に介挿した直流カット用カップリングコンデンサとを備えたことを特徴とする発振器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、発振回路の出力から基本波周波数のｎ逓倍の高周波発振を得る発振器に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に、携帯電話等の移動体通信機器では、高周波受信信号から中間周波信号を得るための局部発振周波数を、水晶振動子をもつ発振回路から得ている。現在のところ、量産されている水晶発振器の上限周波数は２００ＭＨｚ程度であり、移動体通信機器の局部発振回路に必要とする高い周波数（例えば、６００ＭＨｚ  オーダー）を得るためには、水晶発振回路の発振周波数信号からオーバートーン発振方式、または周波数逓倍方式で高周波発振出力を得ている。さらに、発振周波数を可変とするＶＣＸＯ（電圧制御水晶発振器）においては、周波数逓倍方式が一般的になりつつある。
【０００３】
周波数逓倍方式の発振器は、一般には水晶発振回路に得る基本波周波数信号をＣ級増幅し、その歪み波形に含まれるｎ逓倍の高調波成分をＬＣ同調回路の共振周波数として取り出すようにしている。
【０００４】
この種の発振器の回路構成例を図６に示す。コルピッツ型発振回路１は、トランジスタＱ１を増幅素子とし、水晶振動子Ｘ１がもつ共振周波数を発振周波数とした発振動作を得、周波数制御信号ＶＣＯＮＴによって発振周波数を可変にする。周波数逓倍回路２は、Ｃ級増幅動作するトランジスタＱ２によって発振回路１の基本周波数発振出力をＣ級増幅し、この歪み波形に含まれる高調波成分のうち、負荷回路となるインダクタＬ１とコンデンサＣ１を並列に接続したＬＣ並列の同調回路２０の共振周波数により決まるｎ逓倍（３逓倍、５逓倍、…）の高周波信号のみを増幅出力する。
【０００５】
周波数逓倍回路２の出力端には、直流カット用カップリングコンデンサ４を介してＬＣ並列の同調回路３が接続され、この同調回路３は、前記同調回路２０の共振周波数により決まるｎ逓倍（３逓倍、５逓倍、…）の高周波信号と同じ共振周波数に設定することで高周波信号の低調波および高調波の減衰量を高める。同様に、ＬＣ並列の同調回路５は、同調回路３とは直流カット用カップリングコンデンサ６で結合され、同調回路３を経た高周波信号に同調してその低調波および高調波の減衰量を高める。これら同調回路３，５は、高周波信号の低調波、高調波の減衰量を高めることで、高周波信号の選択特性（Ｑ）を高める。
【０００６】
高周波増幅回路７は、同調回路５を経た高周波信号に対して高入力インピーダンスを有して増幅し、低出力インピーダンスの発振器出力ＯＵＴＰＵＴを得る。
【０００７】
周波数逓倍方式の発振器は、図６にも示すように、発振周波数の低調波、高調波の高い減衰を実現するために複数段の同調回路を設け、各同調回路間を直流カット用カップリングコンデンサで縦続接続している。この回路構成で、低調波、高調波の減衰量に所期のものを得るには、各同調回路の共振点（共振周波数）を正確に合わせた回路構成および動作が必須となる。この例を以下に示す。
【０００８】
図６における３段の同調回路による高周波信号の伝送特性を図６、図７に示す。これら図において、横軸の周波数は発振回路の発振周波数を基本波周波数に対する逓倍周波数の比として示し、縦軸は伝送量（ピーク周波数に対する減衰量）を示す。図７は、カップリングコンデンサ４，６の容量が大きい、例えば１ｐＦ以上の場合の特性である。図８は、カップリングコンデンサ４，６の容量が小さい、例えば０.５ｐＦ以下の場合である。
【０００９】
これら特性からも明らかなように、各同調回路間を接続するカップリングコンデンサの容量を大きくすると（図７）、該容量のバラツキに対して同調回路間の結合度への影響は少ないものの、互いの共振周波数にずれが発生し易く、低調波、高調波の減衰量を高めた回路構成の実現が難しくなる。
【００１０】
一方、カップリングコンデンサの容量を小さくすると（図８）、同調回路はその外部インピーダンス要素の影響を受けにくくなり、共振周波数ずれを小さくし、低調波、高調波の減衰特性に良好なものが得られやすくなる。しかし、カップリングコンデンサの小容量化は、その容量形成にバラツキが起き易くなるため、同調回路間の結合が不安定になり、発振動作の再現性で劣り、量産が難しくなる。また、カップリングコンデンサの小容量化は同調回路間の結合インピーダンスを高くし、高周波信号の伝達ロスが増加し、十分な出力レベルが確保できなくなる場合がある。
【００１１】
逓倍回路方式の発振器としては、特許文献１及び２に記載されているように、逓倍用の第１のトランジスタにより逓倍された（ｍ逓倍）信号を、当該逓倍された周波数（ｍ×ｆ）に同調する第１の同調回路に同調させ、次いで前記逓倍された信号を更に第２のトランジスタで逓倍し、第２のトランジスタの出力を、両トランジスタで逓倍された信号の周波数（ｎ×ｍ×ｆ）に同調する第２の同調回路に加える技術が知られている。しかしこの技術は、同一の共振周波数をもつ複数段の同調回路を設ける場合については示唆されておらず、上記の課題を解決できるものではない。
【００１２】
【特許文献１】特開平１０−２８４９４２：段落００１８及び図１
【特許文献２】特開２０００−３４９５５８：図７
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
本発明の目的は、逓倍回路方式の発振器において、発振周波数の低調波、高調波の減衰量を高め、しかも製品間の特性のばらつきを抑えることができる発振器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明は、基本波周波数を逓倍回路で逓倍した発振出力を得る発振器であって、
水晶振動子がもつ共振周波数を基本波周波数として発振し、該基本波周波数ｆの歪み波形の発振出力を得る発振回路と、
前記基本波周波数ｆのｎ（整数）逓倍の共振周波数をもち、前記発振回路の出力からｎ逓倍の高周波信号に同調し、この高周波信号の高調波及び低調波を減衰させた出力を得る第１の同調回路と、
この第１の同調回路を経た前記高周波信号を増幅する増幅器と、
前記基本波周波数ｆのｎ逓倍の共振周波数をもち、前記増幅器で増幅されたｎ逓倍の高周波信号に同調し、この高周波信号の高調波及び低調波を減衰させた出力を得る第２の同調回路と、
前記増幅器の入力端と第１の同調回路との間、又は前記増幅器の出力端と第２の同調回路との間に介挿した直流カット用カップリングコンデンサとを備えたことを特徴とする。
なお直流カット用カップリングコンデンサを増幅器の入力側及び出力側の両方に設ける実益はないが、この場合も本発明の技術的範囲に属する。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によれば、発振周波数の低調波と高調波の減衰量を高めるための２つの同調回路を増幅器の入力段と出力段に分離配置し、その間に直流カット用カップリングコンデンサを介挿した構成としたため、２つの同調回路の共振点が外部インピーダンス要素による影響を受けにくくなり、しかも直流カット用カップリングコンデンサの容量を微少な値としなくても高い同調性が得られ、良好な減衰特性を確保できる。従って信号伝達ロスの増大を避けることができ、またや部品のばらつきによる特性の再現性の劣化を抑えることができ、製品間の特性のばらつきを抑えることができるので量産化に適している。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
図１は、本発明の実施形態を示す等価回路モデルである。同図において、１０はＣ級増幅器、１１は増幅器１０の入力端と基準電位であるアース間に設けた第１の同調回路、１２は増幅器１０の出力端と基準電位間に設けた第２の同調回路、１３は水晶振動子と増幅素子などで構成されて基本波周波数の発振出力を得る発振回路である。
【００１７】
第１の同調回路１１は、インダクタＬ１１と抵抗Ｒ１１の直列回路にコンデンサＣ１１を並列接続したＬＣ並列共振回路にされる。第２の同調回路１２は、インダクタＬ１２と抵抗Ｒ１２の直列回路にコンデンサＣ１２を並列接続したＬＣ並列共振回路にされる。直流カット用カップリングコンデンサ１４は、第２の同調回路１２と増幅器１０との間を直流カットして高周波信号を伝達する。
【００１８】
なお、第１の同調回路の抵抗Ｒ１１及び第２の同調回路１２のＲ１２は、ＬＣ共振特性のＱを決めるダンパーであり、インダクタがもつ抵抗成分で代替される場合もある。また、ｒ１０は増幅器１０の等価出力抵抗（高抵抗値）、ｒ１３は発振回路１３の等価内部抵抗（高抵抗値）である。なお、カップリングコンデンサ１４は、同調回路１１と増幅器１０との間に設ける構成でもよい。
【００１９】
以上の回路モデルにおける基本動作を説明する。発振回路１３は、歪み波形になる基本波周波数ｆの発振出力を増幅器１０および第１の同調回路１１に印加する。図２は、発振回路１３の周波数スペクトラムであり、発振出力は、基本波周波数ｆ、以外に２ｆ、３ｆ、４ｆ…の高調波を含んでいる。第１の同調回路１１は、そのＬＣ並列共振周波数を基本波周波数ｆの逓倍周波数ｎ×ｆ、例えば４×ｎにしておくことで、増幅器１０の入力信号を基本波周波数ｆの逓倍周波数信号４ｆに同調し、それ以外の周波数の信号レベルを減衰させた信号を両端電圧として発生する。
【００２０】
増幅器１０は同調回路１１からの高周波信号を増幅する。即ち、信号レベルの高い逓倍周波数信号４ｆ及び減衰されている高周波信号ｆ、２ｆ、３ｆ、５ｆ…を増幅し、カップリングコンデンサ１４を介して第２の同調回路１２に印加する。
【００２１】
ところで第１の同調回路１１からの高周波信号には、減衰されてはいるが、基本波周波数ｆが含まれており、このため増幅器１０は、基本波周波数ｆの高周波信号を歪ませる作用も行い、これにより発生した２ｆ、３ｆ、４ｆ…の高調波も第２の同調回路１２に送られることになる。こうして既述した高い信号レベルの逓倍周波数信号４ｆと、増幅器１０で発生した低い信号レベルの逓倍周波数信号４ｆとを含む高周波信号が第２の同調回路１２に入力される。
【００２２】
第２の同調回路１２は、そのＬＣ並列共振周波数を第１の同調回路１１と同じ共振周波数、つまり逓倍周波数信号ｎ×ｆ、例えば４ｆに同調させておくことで、逓倍周波数信号４ｆ以外の高周波信号の信号レベルを低減させ、逓倍周波数信号４ｆの高周波信号を取り出す。  
このように、本実施形態による発振器は、低調波、高調波の減衰量を高めるための同調回路１１，１２を増幅器１０の入力段と出力段に分離配置した構成とする。この構成により、両同調回路１１と１２間を結合する直流カット用カップリングコンデンサ１４の容量Ｃ１４を大きくしても次の理由により両同調回路１１，１２のそれぞれの共振点（共振周波数）のずれを抑え、かつ共振点を揃えることができる。一般に２つの同調回路を容量により結合させた場合、その容量が小さくなればなるほど狭帯域な特性となるが、増幅器は、その入出力の結合度が小さい（高いアイソレーションをもつ）ため、等価的に非常に微小な容量とみなせる。
従って低調波、高調波の減衰特性を向上させることができ、またカップリングコンデンサ１４は容量Ｃ１４を比較的大きくすることができることから、その薄膜形成にバラツキを起きにくくして回路の再現性を高めることができるので、量産に適しており、さらに、高周波信号は増幅器１０による増幅ができ、同調回路１１、１２間の結合に十分な出力レベルを確保できる。
【００２３】
図３は図１の等価回路モデルの伝送特性を示す。なお、カップリングコンデンサ１４の容量Ｃ１４は１ｐＦとし、同調回路１１，１２の共振周波数を基本波周波数の４逓倍とした場合である。図３では、２段しか同調回路がないにもかかわらず、従来の図７（３段同調回路）の回路における伝送特性（図７）に比べて減衰量が５ｄＢ〜１０ｄＢも大きく改善されていることが分かる。よって、周波数逓倍方式の発振器に本実施形態の構成を採用すると、０.５ｐＦのような微小容量を使わなくて済み、良好な減衰特性を安定して得ることが可能となる。さらに、回路構成上は２段の同調回路で済む。
【００２４】
図４は、本実施形態を基に試作した発振器回路であり、基本波周波数１５５ＭＨｚを４逓倍するＶＣＸＯに構成した場合である。同図中、発振回路１３は、水晶振動子Ｘ１に増幅器であるトランジスタＱ１を接続してなるコルピッツ発振回路である。Ｃ２１、Ｃ２２は分圧容量用のコンデンサ、Ｃ２３、Ｃ２４はコンデンサ、Ｌ２１はインダクタ、Ｄ１、Ｄ２はダイオードである。そして発振回路１３の出力端、この例ではトランジスタＱ１のコレクタ出力端に、インダクタ及びコンデンサを並列に接続してなる第１の同調回路１１を接続し、さらにカップリングコンデンサ１４を介して増幅器１０となるトランジスタＱ３の入力端を接続する。増幅器１０のコレクタ出力端と直流電圧印加端子Ｅとの間にインダクタ及びコンデンサを並列に接続してなる第２の同調回路１２を接続し、さらに増幅器１０のコレクタ出力端をローパスフィルタ回路１５を通して高周波増幅回路１６の入力に接続する。なおＣ２５、Ｃ２６、Ｃ２７はコンデンサ、Ｌ２２はインダクタである。
【００２５】
図５に図４に示す発振器出力の周波数スペクトルを示す。基本波周波数は１５５ＭＨｚで、これを４逓倍した６２２ＭＨｚの高周波発振出力を得る場合である。
【００２６】
図示のスペクトルから明らかなように、従来では目的とする基本波の４逓倍である６２２ＭＨｚの信号レベルに対して、低調波、高調波の減衰量が−４０ｄＢ程度しか得られなかったが、この例によれば−５０ｄＢの減衰量が得られた。なお、６２２ＭＨｚ以降にある−５０ｄＢを超えるスペクトラムは増幅回路１６にて発生する方形波出力の影響であり、問題とはならない。本質的に、１５５ＭＨｚの７倍波まで（４倍波は除く）が減衰できればよい。
【００２７】
また上述の実施の形態では、コルピッツ発振回路のトランジスタからの歪み波形が第１の同調回路に入力されているが、前記トランジスタの後段に、従来例の図６にＱ１として示したような逓倍用トランジスタなどの逓倍用回路を設け、こ逓倍用回路の後段に、第１の同調回路、増幅器及び第２の同調回路を設ける構成であってもよい。この場合には、コルピッツ発振回路及び逓倍用回路により発振回路が構成される、つまりこの逓倍用回路が本発明でいう発振回路の一部に相当することになる。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】本発明の実施形態を示す等価回路モデル。
【図２】発振回路における増幅器の出力の周波数スペクトラム
【図３】図１の等価回路モデルの伝送特性。
【図４】実施形態を基に試作した回路構成。
【図５】図４の発振器出力の周波数スペクラム。
【図６】従来の発振器の回路構成例。
【図７】従来の高周波信号の伝送特性（カップリングコンデンサの容量大）。
【図８】従来の高周波信号の伝送特性（カップリングコンデンサの容量小）。
【符号の説明】
【００２９】
１０  増幅器
１１  第１の同調回路
、１２  第２の同調回路
１３  発振回路
１４  直流カット用カップリングコンデンサ
１５  ローパスフィルタ回路
１６  高周波増幅回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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