(57)【要約】【課題】トランジスタのコレクタ電圧を制御することで出力電力の制御を行う方法において、非線形増幅となるトランジスタの電力負荷効率の低下を抑制する。【解決手段】高周波電力増幅器１は、前段側トランジスタ２、後段側トランジスタ３、及び前段側トランジスタ２と後段側トランジスタ３とを接続する段間整合回路４を備える。段間整合回路４は、伝送ラインｍ１、容量Ｃ１、及び容量Ｃ２で構成されたハイパスフィルタ回路と、２次高調波信号の通過位相を１５度以上とする伝送ラインｍ２とで構成される。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
非線形増幅を行うトランジスタを多段に接続した高周波電力増幅器であって、
ベースに信号を入力する前段側トランジスタと、
コレクタから信号を出力する後段側トランジスタと、
前記前段側トランジスタのコレクタと前記後段側トランジスタのベースとを接続する段間整合回路とを少なくとも備え、
前記段間整合回路が、
ハイパスフィルタ回路と、
２次高調波信号の通過位相を１５度以上とするインピーダンス変換素子とを含むことを特徴とする、高周波電力増幅器。
【請求項２】
前記インピーダンス変換素子が、伝送ラインであることを特徴とする、請求項１に記載の高周波電力増幅器。
【請求項３】
前記インピーダンス変換素子が、インダクタであることを特徴とする、請求項１に記載の高周波電力増幅器。
【請求項４】
前記インピーダンス変換素子が、インダクタと容量とを並列接続した回路であることを特徴とする、請求項１に記載の高周波電力増幅器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数段のトランジスタで構成される、高周波信号の電力増幅に適した高周波電力増幅器に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信で使用される高周波電力増幅器は、低歪かつ高効率に設計されることが望まれる。多くの通信システムでは、通信速度を向上させるために直交変調方式が用いられ、変調信号の周波数拡散を抑制するため、通信信号には位相変調に加えて振幅変調がなされている。このため、高周波電力増幅器には、入力信号の振幅変調を忠実に再現できる線形増幅器が用いられる。
【０００３】
一方で、ＧＳＭ（Ｇｌｏｂａｌ  Ｓｙｓｔｅｍ  ｆｏｒ  Ｍｏｂｉｌｅ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）で使用されているＧＭＳＫ（Ｇａｕｓｓｉａｎ  ｆｉｌｔｅｒｅｄ  Ｍｉｎｉｍｕｍ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）変調においては、位相変化の正負による２値の変化により変調信号を作り出すため、変調信号は振幅成分を持たない。このことから、ＧＳＭシステムに用いられる高周波電力増幅器は、電力振幅を再現する必要がなく、線形増幅器又は非線形増幅器のどちらでも使用可能である。一般的には、高効率が得られる非線形増幅器が用いられる。このように、無線通信で使用される高周波電力増幅器は、用いる変調方式によって異なる。
【０００４】
周知のように、高周波電力増幅器においては、利得圧縮量を大きくすることで高効率化が行え、さらに高調波周波数の整合を行うことにより、さらなる効率改善が可能である。しかし、この効率を効果的に改善させるための最適な条件は、高周波電力増幅器の出力電力の制御方法や、高周波電力増幅器が線形増幅器であるか非線形増幅器であるか、によって異なる。
【０００５】
例えば、非特許文献１には、高利得圧縮時の効率は、２次高調波を短絡しかつ３次高調波を開放したＦ級増幅器よりも、２次高調波を開放しかつ３次高調波を短絡した逆Ｆ級増幅器の方が高い、と報告されている。また、非特許文献２には、１ｄＢ利得圧縮時の効率は、アイドル電流が多いとＦ級増幅器よりも逆Ｆ級増幅器の方が高く、アイドル電流が少ないと逆Ｆ級増幅器よりもＦ級増幅器の方が高い、と報告されている。このように、高周波電力増幅器では、通信システムに応じて、高調波の整合条件を最適に調整することで、高効率化を行うことが可能である。
【０００６】
ＧＳＭシステムにおいては、高効率な非線形動作の高周波電力増幅器が使用され、その出力電力の制御方法には２つの方法が用いられている。第１の方法は、トランジスタのベース電圧を制御することにより、電力利得を可変して出力電力を調整する方法である。第２の方法は、トランジスタのコレクタ電圧を制御することにより、電力利得を可変して出力電力を調整する方法である。
【０００７】
この第１の方法では、出力電力がベース電圧に対して対数的に変化するため、ベース電圧に対する出力電力の感度が大きくなり、出力電力のコントロールが困難となる。一方、第２の方法では、出力電力がコレクタ電圧に対して一次関数的に変化するため、出力電力のコントロールが容易である。
【０００８】
図９は、上記第２の方法を用いた高周波電力増幅器１０１の基本的な回路構成例を示す図である。
この高周波電力増幅器１０１は、電力利得を大きくするために２つのトランジスタ１０２及び１０３を多段接続する。通常、後段側トランジスタ１０３は、増幅する電力が大きいので素子サイズが大きい。このため、後段側トランジスタ１０３は、前段側トランジスタ１０２よりも寄生容量等が大きく、前段側トランジスタ１０２に比べてインピーダンスが低い。このようなことから、トランジスタを多段接続する場合は、前段側トランジスタ１０２のコレクタと後段側トランジスタ１０３のベースとのインピーダンスを整合するための段間整合回路１０４が設けられる。
【０００９】
この段間整合回路１０４の構成には、図１０に示した接地されたインダクタＬｐと直列接続された容量Ｃｓとからなるハイパスフィルタ型、又は図１１に示した接地された容量Ｃｐと直列接続されたインダクタＬｓとからなるローパスフィルタ型が用いられる。しかし、段間整合回路１０４は、インピーダンス整合に加えて、前段側トランジスタ１０２のコレクタと後段側トランジスタ１０３のベースとに、それぞれバイアスを供給する必要があり、かつ、これらのバイアスの直流成分を分離する必要がある。
【００１０】
このため、ローパスフィルタ型の構成では、高周波信号とトランジスタを駆動するための直流電源とを分離するために、バイアス供給を行う伝送ラインやインダクタ等のインピーダンス変換素子が新たに必要となる。さらに、前段側トランジスタ１０２のコレクタと後段側トランジスタ１０３のベースとを分離するために、直列接続された容量が必要となり、回路規模が大きくなる。
【００１１】
一方、ハイパスフィルタ型の構成では、インダクタＬｐを容量を介して接地することによりバイアス供給が可能であり、バイアス分離は直列接続された容量Ｃｓにより行うことが可能である。このため、インピーダンス変換素子が不要であり、小型化設計を容易に行うことができる。このことから、通常はハイパスフィルタ型の構成が好まれる。図１２は、このハイパスフィルタ型の段間整合回路１０４を用いた従来の高周波電力増幅器１０１の構成例を示す図である。図１２では、インダクタＬ１（＝Ｌｐ）が容量Ｃ１を介して接地され、容量Ｃ２（＝Ｃｓ）によって前段側トランジスタ１０２のコレクタと後段側トランジスタ１０３のベースとが直流的に分離される。
【非特許文献１】井上他、「Ｆ級及び逆Ｆ級増幅器の解析」、信学技報（ＴＥＣＨＮＩＣＡＬ  ＲＥＰＯＲＴ  ＯＦ  ＩＥＩＣＥ）、ＥＤ２０００−２３１、ＭＷ２０００−１８０、ＩＣＤ２０００−１９１（２００１−０１）
【非特許文献２】「Ｆ級及び逆Ｆ級増幅器の効率比較」、電子情報通信学会エレクトロニクスソサイエティ大会（Ｃ−１０−１３）、２００４年
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
しかしながら、ハイパスフィルタ型で構成した段間整合回路１０４は、段間整合回路１０４の内部における高調波信号の反射が小さく、高調波信号の大半を通過させるという特性を有する。このため、高調波信号のインピーダンスは、段間整合回路１０４でインピーダンス整合されることなく、前段側トランジスタ１０２の高調波負荷インピーダンス特性は、後段側トランジスタ１０３の高調波負荷インピーダンス特性と等しくなる。よって、高調波信号のインピーダンスは、後段側トランジスタ１０３の低いインピーダンスとなり、基本波信号のインピーダンスは、前段側トランジスタ１０２の高いインピーダンスとなる。
【００１３】
図１３は、ハイパスフィルタ型構成の段間整合回路１０４を用いた従来の高周波電力増幅器１０１における、前段側トランジスタ１０２の出力電力−効率特性を示す図である。図１３において、破線が、ベース電圧を制御した場合の出力電力と効率との関係を示し、実線が、コレクタ電圧を制御した場合の出力電力と効率との関係を示している。この図１３に示すように、ベース電圧を制御した場合には効率は徐々に低下していくが、コレクタ電圧を制御した場合には急峻に効率が低下する領域が存在することがわかる。この原因について、図１４及び図１５を用いて説明する。
【００１４】
図１４は、ハイパスフィルタ型構成の段間整合回路１０４を用いた従来の高周波電力増幅器１０１における、入力電力−出力電力特性を示す図である。図１４の横軸は入力電力を、縦軸は出力電力を示している。複数の特性ラインＶ１〜Ｖ６は、複数のコレクタ電圧における、高周波電力増幅器の入力電力に対する出力電力の特性を示した入出力特性である。特性ラインＶ１が最もコレクタ電圧が高く、特性ラインＶ２、Ｖ３、Ｖ４、Ｖ５、Ｖ６の順にコレクタ電圧は小さくなる。コレクタ電圧を制御する方法では、高周波電力増幅器１０１に入力される送信信号の入力電力が一定であり、コレクタ電圧を調整することで破線に示したラインを沿って出力電力が調整される。このとき、入出力特性は、コレクタ電圧が小さい領域では過度の利得圧縮状態であることが確認できる。
【００１５】
図１５は、ハイパスフィルタ型構成の段間整合回路１０４を用いた従来の高周波電力増幅器１０１における、前段側トランジスタ１０２の入力電力−効率特性を示す図である。図１５の横軸は入力電力を、縦軸は前段側トランジスタ１０２の効率を示している。複数の特性ラインＶ１〜Ｖ４は、複数のコレクタ電圧における、高周波電力増幅器の入力電力に対する効率を示している。特性ラインＶ１が最もコレクタ電圧が高く、特性ラインＶ２、Ｖ３、Ｖ４の順にコレクタ電圧は小さくなる。
【００１６】
図１５において、入力電力を大きくしていくと、図１４で示した入出力特性より過度の利得圧縮状態となることで急峻に効率が低下していることが確認できる。また、このような特性を示した場合においては、入力電力を破線のラインの値に固定してコレクタ電圧を制御すると、図１３で示した効率が急峻に低下する特性となる。
【００１７】
それ故に、本発明の目的は、コレクタ電圧を制御する方式において、効率低下を抑制しつつ出力電力の調整を行うことが可能な高周波電力増幅器を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
本発明は、非線形増幅を行うトランジスタを多段に接続した高周波電力増幅器に向けられている。そして、上記目的を達成するために、本発明の高周波電力増幅器は、ベースに信号を入力する前段側トランジスタと、コレクタから信号を出力する後段側トランジスタと、前段側トランジスタのコレクタと後段側トランジスタのベースとを接続する段間整合回路とを少なくとも備え、段間整合回路を、ハイパスフィルタ回路と、２次高調波信号の通過位相を１５度以上とするインピーダンス変換素子とで構成する。
【００１９】
典型的には、インピーダンス変換素子に、伝送ライン、インダクタ、又はインダクタと容量とを並列接続した回路が用いられる。
【発明の効果】
【００２０】
上記本発明によれば、トランジスタのコレクタ電圧を制御して出力電力の調整を行う非線形増幅トランジスタの電力負荷効率の低下を抑制することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
以下、図面を参照して、本発明の実施の形態を詳細に説明する。
図１は、本発明の一実施形態に係る高周波電力増幅器１の概略構成を示す図である。図１において、本実施形態の高周波電力増幅器１は、前段側トランジスタ２、後段側トランジスタ３、及び前段側トランジスタ２と後段側トランジスタ３とを接続する段間整合回路４を備える。段間整合回路４は、ハイパスフィルタ型の回路であり、伝送ラインｍ１及びｍ２と、容量Ｃ１及びＣ２とで構成される。
【００２２】
前段側トランジスタ２は、ベースに高周波信号を入力し、増幅した高周波信号をコレクタから出力する。前段側トランジスタ２のエミッタは、接地されている。前段側トランジスタ２のコレクタから出力される増幅後の高周波信号は、伝送ラインｍ２及び容量Ｃ２を介して、後段側トランジスタ３のベースに入力される。伝送ラインｍ２と容量Ｃ２との接続点には、伝送ラインｍ１を介してコレクタバイアスが供給される。コレクタバイアスが印加される伝送ラインｍ１の一方端子は、容量Ｃ１を介して接地されている。後段側トランジスタ３のベースには、ベースバイアスが供給される。後段側トランジスタ３は、ベースに入力した増幅後の高周波信号をさらに増幅した後、コレクタから出力する。後段側トランジスタ３のエミッタは、接地されている。
【００２３】
本発明は、増幅効率の低下を抑制するために、高調波インピーダンスを調整する伝送ラインｍ２を、段間整合回路４に設けたことを特徴とする。この伝送ラインｍ２は、段間整合回路４の内部における２次高調波信号の反射及び通過を制御する機能を有し、好ましくは２次高調波信号の通過位相が１５度以上となるライン長で形成される。
この伝送ラインｍ２を設けることによって生じる効果を、図２〜図４をさらに参照して説明する。
【００２４】
図２は、段間整合回路４に通過位相を２０度とする伝送ラインｍ２を設けた場合の、高周波電力増幅器１における前段側トランジスタ２の入力電力−効率特性を示す図である。図２において、横軸は、前段側トランジスタ２の入力電力を示し、縦軸は、前段側トランジスタ２の効率を示している。複数の特性ラインＶ１〜Ｖ４は、複数のコレクタ電圧における、高周波電力増幅器１の入力電力に対する効率を示している。特性ラインＶ１が最もコレクタ電圧が高く、特性ラインＶ２、Ｖ３、Ｖ４の順にコレクタ電圧は小さくなる。
このように、伝送ラインｍ２を設けた場合でも入力電力が増加した場合には効率の低下が生じるが、従来（図１５）に比べて効率の低下が緩やかに変化する。
【００２５】
図３は、段間整合回路４に通過位相を２０度とする伝送ラインｍ２を設けた場合の、高周波電力増幅器１における前段側トランジスタ２の出力電力−効率特性を示す図である。図３において、破線が、従来の伝送ラインｍ２がない段間整合回路１０４（図１２）を用いた場合の前段側トランジスタ２の出力電力と効率との関係（図１３の実線と同じ）を示し、実線が、本発明の伝送ラインｍ２がある段間整合回路４を用いた場合の前段側トランジスタ２の出力電力と効率との関係を示している。なお、入力電力は固定している。
このように、伝送ラインｍ２がある場合は、従来よりも効率は改善され、急峻に効率が低下する領域がなくなる。
【００２６】
図４は、伝送ラインｍ２の通過位相と効率低下率との関係を示した図である。図４において、横軸は、伝送ラインｍ２の２次高調波信号の通過位相を示し、縦軸は、前段側トランジスタ２のコレクタに与えられる最大電圧時の効率と［最大電圧／２］時の効率との比を示している。
このように、２次高調波信号の通過位相が大きくなるほど効率の低下は抑制され、１５度以上においてほぼ一定になる。
【００２７】
段間整合回路４の他の構成例としては、図５〜図７に示す構成が考えられる。
図５は、段間整合回路４の伝送ラインｍ１をインダクタＬ１に代えた構成である。図６は、段間整合回路４の伝送ラインｍ１及びｍ２をインダクタＬ１及びＬ２に、それぞれ代えた構成である。図７は、段間整合回路４の伝送ラインｍ１をインダクタＬ１に、伝送ラインｍ２をインダクタＬ３と容量Ｃ３との並列回路に、それぞれ代えた構成である。これらのどの構成を用いても、図１の構成と同等の効果を得ることができる。
【００２８】
また、図８に示すように、前段側トランジスタ２のベースに入力回路１０を、後段側トランジスタ３のコレクタに出力回路２０を、それぞれ設けてもよい。なお、入力回路１０は、１段以上のトランジスタで構成された高周波電力増幅器であってもよい。
【００２９】
なお、各図に示した高周波電力増幅器１は一例であり、本発明の回路構成を限定するものではない。上述したように、２次高調波信号の通過位相を１５度以上とするインピーダンス変換素子を、段間整合回路４のいずれかの場所に設けることで、同様の効果を得ることができる。
【産業上の利用可能性】
【００３０】
本発明の高周波電力増幅器は、高周波信号の電力増幅等に利用可能であり、特にトランジスタのコレクタ電圧を制御して出力電力の調整を行う非線形増幅トランジスタの電力負荷効率の低下を抑制したい場合等に有用である。
【図面の簡単な説明】
【００３１】
【図１】本発明の一実施形態に係る高周波電力増幅器１の概略構成を示す図
【図２】高周波電力増幅器１における前段側トランジスタ２の入力電力−効率特性の一例を示す図
【図３】高周波電力増幅器１における前段側トランジスタ２の出力電力−効率特性の一例を示す図
【図４】伝送ラインｍ２の通過位相と効率低下率との関係を示した図
【図５】本発明の一実施形態に係る他の高周波電力増幅器１の概略構成を示す図
【図６】本発明の一実施形態に係る他の高周波電力増幅器１の概略構成を示す図
【図７】本発明の一実施形態に係る他の高周波電力増幅器１の概略構成を示す図
【図８】本発明の一実施形態に係る他の高周波電力増幅器１の概略構成を示す図
【図９】高周波電力増幅器１０１の基本的な回路構成例を示す図
【図１０】ハイパスフィルタ型の段間整合回路１０４の構成例を示す図
【図１１】ローパスフィルタ型の段間整合回路１０４の構成例を示す図
【図１２】ハイパスフィルタ型の段間整合回路１０４を用いた従来の高周波電力増幅器１０１の構成例を示す図
【図１３】従来の高周波電力増幅器１０１における前段側トランジスタ１０２の出力電力−効率特性の一例を示す図
【図１４】従来の高周波電力増幅器１０１における前段側トランジスタ１０２の入力電力−出力電力特性の一例を示す図
【図１５】従来の高周波電力増幅器１０１における前段側トランジスタ１０２の入力電力−効率特性の一例を示す図
【符号の説明】
【００３２】
１、１０１  高周波電力増幅器
２、３、１０２、１０３  トランジスタ
４、１０４  段間整合回路
１０  入力回路
２０  出力回路
Ｃ１〜Ｃ３、Ｃｐ、Ｃｓ  容量
Ｌ１〜Ｌ３、Ｌｐ、Ｌｓ  インダクタ
ｍ１、ｍ２  伝送ライン
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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