(57)【要約】【課題】パルス幅変調(PWM)制御高周波トランスを用いて電力形態を変換する型の電力変換器において、その動作周波数をより高周波化し、高効率、小型・軽量化する。【解決手段】高周波トランスT1(T2)の１次巻線の一端に、交互にオン時比率を５０％でオン・オフする２個の直列接続されたスイッチング素子Q3,Q1(Q4,Q2)の中点が接続され、前記２個のスイッチング素子とコンデンサC1(C2)とが直列に閉ループをなして接続され、前記高周波トランスの１次巻線の他端が共通の直流電源11に接続された２組のインバータ12,13を備える。２組のインバータの高周波トランスの２次側巻線を直列に接続し、それぞれのインバータ出力を加算又は減算するように結線し、前記インバータの２個のスイッチング素子のオン・オフ動作のタイミングを、１組目のインバータの出力位相に対し、２組目のインバータの出力位相をずらすことで、出力端にパルス幅変調波形を形成する。【選択図】図１
2007104872.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と、
オン時比率を５０％でオン・オフする２組のインバータと、
前記２組のインバータと１次側が接続され、２次側出力を加算又は減算するように結線した高周波トランスとを備え、
前記２組のインバータのうち、１組目のインバータの出力位相に対し、２組目のインバータの出力位相をずらせて加算又は減算することで、前記高周波トランスの２次側に所定のパルス幅変調波形を形成する
ことを特徴とする電力変換器。
【請求項２】
高周波トランスの１次巻線の一端に、交互にオン時比率を５０％でオン・オフする２個の直列接続されたスイッチング素子の中点が接続され、前記２個のスイッチング素子とコンデンサとが直列に閉ループをなして接続され、前記高周波トランスの１次巻線の他端が共通の直流電源に接続された前記２組のインバータを備えたことを特徴とする請求項１記載の電力変換器。
【請求項３】
ＰＷＭ信号設定部から出力されるパルス幅変調波形の立ち上がりに同期して前記１組目のインバータ出力が立ち上がり又は立ち下がり、前記パルス幅変調波形の立ち下がりに同期して前記２組目のインバータ出力が立ち下がり又は立ち上がることを特徴とする請求項１記載の電力変換器。
【請求項４】
前記インバータ出力は、正負に等しい振幅のパルス幅変調波形を出力することを特徴とする請求項１記載の電力変換器。
【請求項５】
前記電力変換器の出力端に、整流回路と平滑フィルタ回路を接続し、前記１組目のインバータの出力位相に対し、２組目のインバータの出力位相を一定量ずらすことで、直流出力電源として構成したことを特徴とする請求項１記載の電力変換器。
【請求項６】
前記直流出力電源の出力電圧を検出する電圧検出器と、該電圧検出器で検出した電圧と電圧指令値とを比較し、前記１組目のインバータの出力位相に対し、２組目のインバータの出力位相をずらす量にフィードバックする制御装置とを備えたことを特徴とする請求項５記載の電力変換器。
【請求項７】
前記電力変換器の出力端に、双方向性スイッチ回路とフィルタ回路を接続し、前記１組目のインバータの出力位相に対し、２組目のインバータの出力位相を正弦波状にずらすことで、交流出力電源として構成したことを特徴とする請求項１記載の電力変換器。
【請求項８】
前記交流出力電源の出力電圧を検出する電圧検出器、又は出力電流を検出する電流検出器と、前記検出器で検出した電圧又は電流を指令値と比較し、前記１組目のインバータの出力位相に対し、２組目のインバータの出力位相をずらす量にフィードバックする制御装置とを備えたことを特徴とする請求項７記載の電力変換器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば燃料電池や太陽電池などの直流電源から、接続された負荷あるいは配電系統などに、電力形態を例えば異なる電圧の直流電力あるいは系統電源に連系する交流電力などに変換して供給するコンバータ及びインバータなどの電力変換器に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば燃料電池や太陽電池などの直流電源の電力形態を変換して、負荷に供給する手段として、高周波トランスに、スイッチング素子を接続し、そのオン時間の時比率を制御する、いわゆるＰＷＭ（パルス幅変調）制御のコンバータが有効な手段として、広く使われている。また、高効率実現のため、スイッチング方式には、ソフトスイッチング方式の採用が多くなってきており、その一つとしてアクティブクランプ方式がある。
【特許文献１】特開昭５９−１５９６７５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
小型・軽量化の要求実現のために、コンバータの動作周波数を上げていくことが考えられるが、この時にＰＷＭ制御による現実的に実現可能なオン時比率が、物理的な制約を受ける。すなわち、ＰＷＭ制御のコンバータでは、オン時比率が高くなると、スイッチング素子の能力により、オン時比率の最大値と最小値が決まり、制御対象である出力電圧波形に制約を与えてしまう。
また、アクティブクランプ方式を応用したソフトスイッチング制御の動作を確実なものにするためには、オン時比率の最大値、最小値をその最適値範囲内に制限する必要が出てくる。
【０００４】
本発明はこのような課題を解決するもので、直流電源を入力としてパルス幅変調（ＰＷＭ）制御を基本として高周波トランスを用いて電力形態を変換する電力変換器において、その動作周波数をより高周波化し、高効率、小型・軽量化を目的とするものである。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明の電力変換器は、直流電源と、オン時比率を５０％でオン・オフする２組のインバータと、前記２組のインバータと１次側が接続され、２次側出力を加算又は減算するように結線した高周波トランスとを備え、前記２組のインバータのうち、１組目のインバータの出力位相に対し、２組目のインバータの出力位相をずらせて加算又は減算することで、前記高周波トランスの２次側に所定のパルス幅変調波形を形成することを特徴とするものである。
【発明の効果】
【０００６】
インバータの２個のスイッチング素子は、オン時比率５０％で交互にオン・オフ動作し、２組のインバータの出力位相をずらせたものを加減算結線することで、高周波トランスにより昇圧されたＰＷＭ波形が得られる。スイッチング素子自体は、オン時比率５０％で交互にオン・オフ動作するので、高い変調率による素子に印加される電圧の上昇等の問題が一切生じることなく、出力端に高い変調率を含む任意のＰＷＭ波形を形成できる。従って、スイッチング素子の能力により、制御対象であるＰＷＭ出力電圧波形に制約を与えてしまう問題から解放され、入手が容易なスイッチング素子を用いて高周波で高精度のＰＷＭ波形を形成できる。これにより、機器の小型軽量化、高効率化を達成できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００７】
以下、本発明の実施形態について、添付図面を参照して説明する。なお、各図中、同一の作用または機能を有する部材または要素には、同一の符号を付して重複した説明を省略する。
【０００８】
図１は、本発明の第１実施形態の電力変換器を示す。直流電源１１は、燃料電池や太陽電池などの直流出力の電源であり、例えば５０Ｖ以下の比較的低い電圧の直流出力が得られる。第１のインバータ１２は、高周波トランスＴ１と、高周波トランスＴ１の１次巻線の片側を直流電源１１の＋側に接続し、その反対側を交互にオン・オフする２個の直列接続されたスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３の中点に接続している。そして、２個のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３とコンデンサＣ１とが直列に閉ループをなして接続されている。まったく同じ構成の第２のインバータ１３は、高周波トランスＴ２と、高周波トランスＴ２の１次巻線の片側を共通の直流電源１１の＋側に接続し、その反対側を交互にオン・オフする２個の直列接続されたスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４の中点に接続し、２個のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４とコンデンサＣ２とが直列に閉ループをなして接続されている。
【０００９】
それぞれの高周波トランスＴ１，Ｔ２の２次側巻線は直列に接続され、それぞれの出力を加算又は減算するように結線して一体化構成とする。この時、それぞれの高周波トランスＴ１，Ｔ２の２次巻線は用途に応じて、前述のごとく接続した組を複数組設けて独立して使用したり、センタータップ方式の接続をして用いてもよい。直列接続された高周波トランスＴ１，Ｔ２の２次巻線の出力端１５は、所定のプログラムどおりにＰＷＭ変調された矩形高周波交流電力を出力する。
【００１０】
上記それぞれのインバータ１２，１３は同一の固定周波数、及びオン時比率を５０％で固定して動作する。すなわち、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３は同一のオン時比率５０％で交互にオン・オフし、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４は同一のオン時比率５０％で交互にオン・オフする。そして、１組目のインバータ１２のオン・オフ波形に対し、２組目のインバータ１３のオン・オフ波形の出力位相を調整したものをそれぞれ高周波トランスで巻数比に従って昇圧し、２次巻線出力を結線により加減算することで、出力端１５にパルス幅変調（ＰＷＭ）波形を形成する。従って、出力端１５には、ＰＷＭ波形が得られるが、個々のスイッチング素子は、同一のオン時比率５０％でオン・オフするのであって、個々のスイッチング素子がＰＷＭ波形を形成するのではない。
【００１１】
このため、駆動制御回路１６には、サイクルタイムの基準となるクロック源２１と、所要のＰＷＭ信号をプログラムに従って出力するＰＷＭ信号設定部２５と、所要のＰＷＭ信号に基づいて１組目のインバータと２組目のインバータの出力位相のシフト量（ずらす量）を調整する波形タイミング調整部２２と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３を上記調整された信号に基づいてオン・オフ駆動するドライバ２３と、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４を変調率に応じて位相シフトされた上記調整された信号に基づいてオン・オフ駆動するドライバ２４と、を備えている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３およびＱ２，Ｑ４は、交互にオン時比率を５０％でオン・オフする。
【００１２】
次に、上記電力変換器の動作について説明する。高周波の矩形波を出力するインバータ1２，１３は全く同じ構成であり、動作説明はインバータ１２のみで行う。上記インバータの回路構成により、高周波トランスＴ１とスイッチング素子Ｑ１は、直流電源１１を電源としたフォワードコンバータの回路を構成し、そのオン時に、高周波トランスＴ１に電力を供給する。更に、高周波トランスＴ１の図示していない１次巻線の励磁インダクタンスＬｔ１と、スイッチング素子Ｑ３の内蔵ダイオードＤｑ３は、コンデンサＣ１を負荷とした昇圧回路(ブーストコンバータ)も構成しており、スイッチング素子Ｑ１がオン時に、高周波トランスＴ１の励磁インダクタンスに蓄えられたエネルギーは、スイッチング素子Ｑ１のオフ時に、直流電源１１の電圧Ｅと加算されて、コンデンサＣ１を充電する（このため、コンデンサＣ１の電圧は２Ｅとなる）。また、コンデンサＣ１、スイッチング素子Ｑ３、高周波トランスＴ１、及び直流電源１１は、コンデンサＣ１を電源とし、直流電源１１を負荷とした降圧回路(バックコンバータ)の回路をも構成しているために、スイッチング素子Ｑ３がオンの時に、コンデンサＣ１から高周波トランスＴ１に電力を供給するフォワードコンバータの動作もする。
【００１３】
スイッチング素子Ｑ１及びＱ３はそれぞれ、ドライバ２３から送られてくる信号により、デッドタイムと称する若干のオフ期間を持ちながら、交互にオン・オフを繰り返す。デッドタイム期間を持つことで、その間にＱ１もしくはＱ３の寄生容量の電荷を放電し、ソフトスイッチングを実現している。
この時の繰り返し周波数は固定とし、スイッチング素子Ｑ１とＱ３のオン時比率はそれぞれ５０％に固定されている。このことにより、コンデンサＣ１の電圧は、常に直流電源１１の電圧Ｅの２倍の値２Ｅに保たれる。従って、スイッチング素子Ｑ３がオンの時に、コンデンサＣ１から高周波トランスＴ１の１次巻線を介して直流電源１１にスイッチング素子Ｑ１がオンしたときと等しい大きさで逆向きの電流が流れる。これにより、プッシュプル型と同様のインバータが構成される。
【００１４】
さらに、２個のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３とコンデンサＣ１とが直列に閉ループをなして接続され、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３はそれぞれ内蔵ダイオードを有しているので、オートクランプ回路が構成され、安定した動作が可能となる。
【００１５】
制御回路１６は、目的の変調率のＰＷＭ波形を供給すべくプログラムされたＰＷＭ信号設定部２５を備え、１組目のインバータに対し２組目のインバータの出力波形位相を波形タイミング調整部２２で調整することで、出力端１５にパルス幅変調波形を形成する。
【００１６】
図２は、各部のタイムチャートを示す。最上段の「ＰＷＭ信号」は、ＰＷＭ信号設定部２５のプログラムに従った指令変調率のＰＷＭ信号波形である。このＰＷＭ信号波形の立ち上がりと同期して、ドライバ２３はオン時比率５０％（周波数固定）でスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３を交互にオン・オフする２つのパルス信号「Ｑ１ゲート信号」、「Ｑ３ゲート信号」を作成する。Ｑ１，Ｑ３ゲート信号の１組分は、周期の始まりを、ＰＷＭ信号の立ち上がり（下がり）時に同期させ、他の１組分は、ＰＷＭ信号の立ち下がり（上がり）時に、その周期の始まりを同期させるように制御する。波形タイミング調整部２２及びドライバ２３は、上記の信号を、予め定められたデッドタイムなどのタイミングの微調整を行って、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３をオン・オフするための、ゲート信号を送出する。
【００１７】
図２に示す波形は、図１に示すトランス極性の接続におけるものであり、上から順に、ＰＷＭ信号（指令信号）、Ｑ１ゲート信号、Ｑ３ゲート信号、Ｑ２ゲート信号、Ｑ４ゲート信号、高周波トランスＴ１の巻線電圧ＶＴ１、高周波トランスＴ２の巻線電圧ＶＴ２、負荷が接続される出力電圧Ｖｏｕｔ、スイッチング素子の電流ＩＱ１，ＩＱ２，ＩＱ３，ＩＱ４、及び、直流電源の入力電流Ｉｉｎを示す。ＰＷＭ信号は、この場合ＰＷＭ信号波形の最大オン時比率が５０％を超えないものとして、ＰＷＭ信号波形の周波数（サイクルタイム）と、インバータ１２，１３の出力信号波形の周波数（サイクルタイム）は同じとする。
【００１８】
ＰＷＭ信号は立ち下がりＢのタイミングで、変調率（変調幅）が決定されるものとする。ＰＷＭ信号の立ち上がりＡでＱ３ゲート信号を立ち下げ、デッドタイム後にＱ１ゲート信号を立ち上げる。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３は１サイクル内でデッドタイムを持ちながら５０％のオン時比率で交互にオン・オフする。ＰＷＭ信号の立ち下がりＢでＱ２ゲート信号を立ち下げ、デッドタイム後にＱ４ゲート信号を立ち上げる。スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４は同様にデッドタイムを持ちながら５０％のオン時比率で交互にオン・オフする。
【００１９】
高周波トランスＴ１，Ｔ２の巻線電圧ＶＴ１，ＶＴ２は、Ｑ１ゲート信号、Ｑ２ゲート信号に対応してスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオンすると、直流電源の電圧Ｅにより電流が流れ、正の電圧が発生し、Ｑ３ゲート信号、Ｑ４ゲート信号に対応してスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４がオンすると、コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧２Ｅから直流電源（電圧Ｅ）に向けて電流が流れ、負の電圧が発生する。ここで、正の巻線電圧と負の巻線電圧の大きさが等しく、プッシュプル型の昇圧回路となっている。
【００２０】
高周波トランスＴ１，Ｔ２の巻線電圧ＶＴ１，ＶＴ２と、出力電圧Ｖｏｕｔの関係は、２次巻線の極性の組み合わせにより加算になったり減算になったりする。加算とは、インバータ１２と１３がともにＱ１（Ｑ２）のオン又はオフしている期間に出力に電圧が出る状態をいい、減算とは、インバータ１２のＱ１がオンで、インバータ１３のＱ２がオフ、あるいはその逆で、該当するスイッチング素子が、オンとオフの組み合わせの時に、出力電圧が出る状態を言う。この加算・減算の選択は、巻線の極性の選択と、スイッチング素子のゲート信号の極性の選択によって決定できる。従って、出力電圧Ｖｏｕｔを、指令信号であるＰＷＭ信号に同期させることが可能であり、組み合わせをかえて加算の場合と減算の場合の出力を同じにすることが出来る。
【００２１】
上述した電力変換器によれば、４個のスイッチング素子はすべてオン時比率を５０％で動作させるので、素子の特性に影響されることなく、出力端に０％〜１００％の広範囲のＰＷＭ波形を形成できる。そして、例えば１００ｋＨｚ程度のクロック周波数を採用することで、高周波トランスを小型化しつつ、５０Ｖ以下の比較的低い直流電圧から２００−４００Ｖ程度の出力電圧波形を形成でき、交流電源系統に連系可能な交流電力に効率良く変換することができる。これにより、機器の小型軽量化、高効率化を達成できる。
【００２２】
図３は、本発明の第２実施形態の電力変換器を示す。本実施形態は２組のインバータを減算接続した電力変換器の例であり、図１の例と比較して、片側のインバータのトランスの１次側巻線の極性が逆になっている。図４は、図３の電力変換器の動作を示すタイムチャートである。
【００２３】
図４に示す波形は、上から順に、ＰＷＭ信号、Ｑ１ゲート信号、Ｑ３ゲート信号、Ｑ２ゲート信号、Ｑ４ゲート信号、高周波トランスＴ１の巻線電圧ＶＴ１、高周波トランスＴ２の巻線電圧ＶＴ２、出力電圧Ｖｏｕｔ、スイッチング素子の電流ＩＱ１、ＩＱ２、ＩＱ３、ＩＱ４、及び、直流電源の入力電流Ｉｉｎをそれぞれ示す。図２と異なるのは、高周波トランスの２組の出力を減算接続の状態とすべく、Ｑ２とＱ４のゲート信号の極性を入れ替え、片方の高周波トランスの１次巻線の極性を入れ替えてある。
【００２４】
この場合においても、ＰＷＭ信号の立ち上がりＡでＱ３ゲート信号を立ち下げ、デッドタイム後にＱ１ゲート信号を立ち上げる。ＰＷＭ信号の立ち下がりＢでＱ４ゲート信号を立ち下げ、デッドタイム後にＱ２ゲート信号を立ち上げる。
【００２５】
この接続方式においても、出力電圧Ｖｏｕｔは、図示するように、指令信号であるＰＷＭ信号に同期した高周波トランスで昇圧されたＰＷＭ波形が得られる。そして、４個のスイッチング素子をすべてオン時比率を５０％で動作させるので、素子の特性による制約を受けることなく、出力端に高い変調率を実現でき任意のＰＷＭ波形を形成できるという点も勿論同じである。
【００２６】
直流電源の入力電流Ｉｉｎは、この実施形態の場合、電流はすべて正であり、負の電流が存在せず、高周波リップル電流分が低減している。負の電流は直流電源を負極から正極に向けて流れる直流電流を意味し、特に化学反応の発電原理による燃料電池等においては、その劣化を著しく促進する場合がある。このため、２組のインバータ出力の加減算接続方式において、高周波リップル電流分の低減が重要となる場合に上記接続が有効である。
【００２７】
なお、最大オン時比率が５０％を超えるＰＷＭ信号を利用する場合は、図５に示すごとく、ＰＷＭ信号２サイクルで、矩形波を出力するインバータ１１及び１２が１サイクルとなるようにＱ１〜Ｑ４ゲート信号を切り替えれば良く、これは、２組のインバータ出力の加算・減算の方式にかかわりなく適用される。この場合には、１サイクル目のＰＷＭ信号の立ち上がりＡでＱ３ゲート信号を立ち下げ、デッドタイム後にＱ１ゲート信号を立ち上げる。１サイクル目のＰＷＭ信号の立ち下がりＢでＱ２ゲート信号を立ち下げ、デッドタイム後にＱ４ゲート信号を立ち上げる。そして２サイクル目のＰＷＭ信号の立ち上がりＣでＱ１ゲート信号を立ち下げ、デッドタイム後にＱ３ゲート信号を立ち上げる。２サイクル目のＰＷＭ信号の立ち下がりＤでＱ４ゲート信号を立ち下げ、デッドタイム後にＱ２ゲート信号を立ち上げる。このように制御することにより、前述したＰＷＭ波形のオン時比率が５０％の場合と同様に出力端にパルス幅変調波形を形成することができる。
【００２８】
図６は、本発明の第３実施形態の電力変換器を示す。本実施形態は第１の実施形態と比してスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４、コンデンサＣ１、Ｃ２の接続方法が異なるものである。第１のインバータ１２は、高周波トランスＴ１と、高周波トランスＴ１の１次巻線の片側を直流電源１１の−側に接続し、その反対側を交互にオン・オフする２個の直列接続されたスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３の中点に接続している。まったく同じ構成の第２のインバータ１３は、高周波トランスＴ２と、高周波トランスＴ２の１次巻線の片側を共通の直流電源１１の−側に接続し、その反対側を交互にオン・オフする２個の直列接続されたスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４の中点に接続している。
第１の実施形態とは、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４、コンデンサＣ１，Ｃ２の配置が異なるが、第１の実施形態と同様の方法にて制御を行うことができる。
【００２９】
図７は、本発明の第４実施形態の電力変換器を示す。本実施形態は第３の実施形態のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４、コンデンサＣ１，Ｃ２の接続方式にて第２の実施形態と同様に２組のインバータを減算接続した電力変換器の例であり、第３の実施形態と比して、片側のインバータのトランスの１次側巻線の極性が逆になっている。第２の実施形態とは、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４、コンデンサＣ１，Ｃ２の配置が異なるが、第２の実施形態と同様の方法にて制御を行うことができる。
【００３０】
また、第３の実施形態または第４の実施形態において、コンデンサＣ１の−側とコンデンサＣ２の−側を接続した構成でもよい。このようにすることで、部品特性のばらつき等により生じるコンデンサＣ１またはＣ２の両端電圧を安定化することができる。
加えて、コンデンサＣ１とＣ２を１つのコンデンサとすることで、部品実装面積及びコストを削減することができる。
【００３１】
図８は、電力変換器の最終出力として、直流出力を行う場合のシステム構成例を示す。トランスの一次側の動作については、前述した動作と同様であるので、ここでは説明を省略する。ＰＷＭ波形を出力するコンバータ１４の出力端に、ＰＷＭ信号電圧Ｖｏｕｔをダイオードブリッジによりプラス電圧に全波整流する整流部３１と、整流された電圧をチョークコイルＬ１とコンデンサＣ３により平滑する平滑部３２と、負荷３３とを接続している。負荷３３が接続された出力端には、出力電圧（Ｖｄｃ）検出値を制御部３４に送る電圧検出器３５が接続されている。また、各種入力手段からの指令やメモリ等に記憶された指令値から、出力電圧指令値を制御部に送る操作部３６が配置されている。制御部３４は、電圧検出値と出力電圧指令値が一致するようにＰＷＭ信号を生成し、ドライブ部３７にスイッチング素子Ｑ１〜４のゲート信号を送る。ドライブ部３７は、制御部３４から送られてきた信号をスイッチング素子Ｑ１〜４のゲートに出力する。
【００３２】
そして、トランス出力電圧Ｖｏｕｔを整流部３１で整流し、平滑部３２で平滑すると、図９に示すように、出力電圧Ｖｄｃの直流電圧が得られる。従って、１サイクルのＰＷＭ変調率に対応した平滑出力である出力電圧Ｖｄｃが得られる。トランス出力電圧Ｖｏｕｔは、ＰＷＭ信号波形に対応したものであり、１組目のインバータの出力位相に対し、２組目のインバータの出力位相をずらす量（シフト量）に対応して変調率が決まってくる。このため、２組目のインバータの出力位相のシフト量を各サイクル毎に一定とすることで、直流出力電圧Ｖｄｃが得られる。トランス出力電圧Ｖｏｕｔは、ＰＷＭ信号に同期したパルス幅変調信号波形（矩形波状波形）となるが、このＰＷＭ波形を変調率０％〜１００％の広範囲に変化させることができるので、平滑後の出力電圧Ｖｄｃの電圧レベルも広範囲に変化させることが可能である。従って、電圧検出器３５で検出した電圧と電圧指令値とを比較し、前記１組目のインバータの出力位相に対し、２組目のインバータの出力位相をずらす量にフィードバックする制御装置３４を備えることで、直流電源１１の出力直流電圧が変動しても、負荷３３に供給する直流電圧Ｖｄｃを常に一定に保つような制御が可能となる。
【００３３】
図１０は、電力変換器の最終出力として、商用電源系統に連系した交流出力を行う場合の回路構成例を示す。Ｓ１〜Ｓ４は、双方向スイッチ素子で構成される整流部４１である。整流部４１は、ドライブ部３７からのキャリア周波数に同期した駆動信号により、キャリア周波数のＰＷＭ波形交流電圧のＶｏｕｔをプラス電圧もしくはマイナス電圧に整流する。すなわち、ＰＷＭ電圧波形出力Ｖｏｕｔは、＋側と−側に同一の大きさの電圧が交互に出力されるので（図１１参照）、＋側の電圧に対してはスイッチ素子Ｓ１，Ｓ３をオンとし、−側の電圧に対してはスイッチ素子Ｓ２，Ｓ４をオンすることで、プラス電圧に整流することができる。また、前記組合せを逆にすることによりマイナス電圧に整流することが出来る。
【００３４】
フィルタ部４２は、高周波ノイズを除去するフィルタであり、ＰＷＭ波形の高周波成分がすべて除去され、その出力側には１サイクル毎の平滑出力が得られる。ＰＷＭ波形出力電圧Ｖｏｕｔは、オン時比率を５０％でオン・オフする２組のインバータの出力を加算又は減算するように結線したコンバータ出力端に出力される。１組目のインバータの出力位相に対し、２組目のインバータの出力位相をずらす量（シフト量）に対応して変調率が決まってくる。このため、各サイクル毎の変調率が正弦波の時間関数となるように各サイクル毎のシフト量を決めることで、平滑回路４２を通過後の平滑出力が得られ、各サイクル毎の平滑出力が連続して正弦波出力電圧Ｖｓｙｓが得られる。すなわち、１組目のインバータの出力位相に対し、２組目のインバータの出力位相を各サイクルにおいて正弦波状にずらすことで、交流出力電源として構成することができる。
【００３５】
交流出力電圧Ｖｓｙｓまたは交流出力電流Ｉｏｕｔを検出する電圧検出器３５または電流検出器３８を備え、検出器で検出した電圧又は電流を指令値と比較し、前記１組目のインバータの出力位相に対し、２組目のインバータの出力位相をずらす量にフィードバックする制御装置３４を備えることで、交流出力電圧Ｖｓｙｓまたは交流出力電流Ｉｏｕｔを指令値に一致するように制御することも可能である。これにより、５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの商用電源系統に連系可能な正弦波出力電源が得られる。
【００３６】
電圧検出器３５は、系統電圧（Ｖｓｙｓ）を検出し、その検出値を制御部３４に送る。電流検出器３８は、出力電流（Ｉｏｕｔ）を検出し、その検出値を制御部３４に送る。操作部３６は、各種入力手段からの指令やメモリ等に記憶された指令値から、出力電流指令値もくしは出力電力指令値を制御部３４に送る。制御部３４は、電圧検出値、電流検出値と出力電流指令値、もしくは出力電力指令値から演算し、ＰＷＭ信号を生成して、ドライブ部３７にスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４，Ｓ１〜Ｓ４のゲート信号を送る。ドライブ部３７は、制御部３４から送られてきた信号をスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４，Ｓ１〜Ｓ４のゲートに出力する。
【００３７】
この回路は系統連系インバータであり、低い直流電圧を高周波トランスにより昇圧し、交流に変換して系統に連系する。高周波インバータ部１４は、図１に示す２組のインバータ１２，１３と同一動作する。前記１組目のインバータの出力位相に対し、２組目のインバータの出力位相を正弦波状にずらすことで、交流出力電源として構成している。すなわち、スイッチング素子Ｑ１とＱ２、Ｑ３とＱ４の重なり期間をキャリア周波数の１サイクル毎に変化させ、出力電流Ｉｏｕｔが正弦波となるように制御する。また、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のゲート信号オン・オフのタイミングを変化させ、出力力率１の場合、系統電圧周期に同期して、出力電流をプラスもしくはマイナスに制御する。
【００３８】
図１１に各部の電圧波形・信号波形を示す。スイッチング素子Ｑ１とＱ２、Ｑ３とＱ４のＨｉが重なる期間でトランスの出力に電圧Ｖｏｕｔが発生する。系統電圧の周期が０度もしくは１８０度付近では、Ｖｏｕｔの電圧出力期間が最も短くなるように、９０度もしくは２７０度付近では、Ｖｏｕｔの電圧出力期間が最も長くなるようスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の重なり期間をＰＷＭ制御し、正弦波出力電流波形にする。
【００３９】
系統電圧Ｖｓｙｓがプラス周期の場合、スイッチング素子Ｓ１〜４のゲート信号は、スイッチング素子Ｑ１のゲート信号に同期し、スイッチング素子Ｓ１，３がＨｉの場合スイッチング素子Ｓ２，４がＬｏｗとなり、スイッチング素子Ｓ１，３がＬｏｗの場合スイッチング素子Ｓ２，４がＨｉとなり、トランス電圧Ｖｏｕｔはプラス電圧に整流できる。また、系統電圧Ｖｓｙｓがマイナス周期の場合は、スイッチング素子Ｑ１がＨｉの期間にスイッチング素子Ｓ１，３をＬｏｗ、スイッチング素子Ｓ２，４をＨｉ、スイッチング素子Ｑ１がＬｏｗの期間にスイッチング素子Ｓ１，３をＨｉ，スイッチング素子Ｓ２，４をＬｏｗとスイッチング素子Ｓ１〜４のタイミングを変えることで、トランス出力電圧Ｖｏｕｔはマイナス電圧に整流できる。なお、スイッチング素子Ｓ１〜４のゲート信号は、スイッチング素子Ｑ１〜４のいずれかに同期して切り替える。もしくは、トランスの出力電圧Ｖｏｕｔに電圧が発生している時にスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を切り替えることによるサージ電圧の発生やスイッチング損失の増加を避けるために、Ｑ１とＱ２またはＱ３とＱ４のハイレベルとローレベルが異なる期間（Ｖｏｕｔに電圧が発生しない期間）にスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のゲート信号を切り替えることが好ましい。
【００４０】
また、図１２に示す通り、ＰＷＭ信号の立ち上がり、立ち下がりに対応したスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４動作を固定とし、ＰＷＭ信号のＨｉとＬｏｗのレベルを系統電圧Ｖｓｙｓのプラス周期とマイナス周期とで反転させることで、トランス出力電圧Ｖｏｕｔのプラス電圧とマイナス電圧の出力タイミングを変えることができ、系統電圧Ｖｓｙｓの周期により、スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４のプラス電圧(マイナス電圧)を得るための切替えが不要となり、常に同じ論理で切り替えることができ、制御ロジックを簡素化することができる。
【００４１】
上述した実施例においては、２組のインバータの一端を直流電源の負側に接続した構成により説明を行ったが、接続を正側に接続しスイッチング素子の極性を反転しても、同様の制御方法にて本発明を実施することが可能である。また、本実施例では、トランスの１次側コンバータとして、アクティブクランプ方式を応用したフォワードコンバータを使用した例について説明をしたが、５０％のオン時比率でプラス・マイナスに出力が可能なコンバータであればよく、例えば、フルブリッジ方式、ハーフブリッジ方式、センタータップ方式の何れのコンバータ方式を用いて同様の制御を行うことも可能である。
【００４２】
これまで本発明の一実施形態について説明したが、本発明は上述の実施形態に限定されず、その技術的思想の範囲内において種々異なる形態にて実施されてよいことは勿論である。
【図面の簡単な説明】
【００４３】
【図１】本発明の第１実施形態の電力変換器を示す回路図である。
【図２】上記電力変換器の各部の動作を示すタイムチャートである。
【図３】本発明の第２実施形態の電力変換器を示す回路図である。
【図４】上記電力変換器の各部の動作を示すタイムチャートである。
【図５】最大オン時比率が５０％を超えるＰＷＭ信号を利用する場合の上記電力変換器の各部の動作を示すタイムチャートである。
【図６】本発明の第３実施形態の電力変換器を示す回路図である。
【図７】本発明の第４実施形態の電力変換器を示す回路図である。
【図８】電力変換器の最終出力として、直流出力を行う場合のシステム構成例を示す図である。
【図９】上記システムの各部の動作を示すタイムチャートである。
【図１０】電力変換器の最終出力として、商用電源系統に連系した交流出力を行う場合のシステム構成例を示す図である。
【図１１】上記システムにおけるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４、Ｓ１〜Ｓ４の動作を示すタイムチャートである。
【図１２】図１１の変形例を示すタイムチャートである。
【符号の説明】
【００４４】
１１    直流電源
１２，１３    インバータ
１４    高周波インバータ部
１５    出力端
１６    駆動制御回路
２１    クロック源
２２    波形タイミング調整部
２３，２４    ドライバ
２５    ＰＷＭ信号設定部
３１    整流部
３２    平滑部
３４    制御部
３５    電圧検出器
３６    操作部
３７    ドライブ部
３８    電流検出器
４１    整流部
４２    フィルタ部（平滑回路）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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