(57)【要約】【課題】回路規模を大きくすることなく音声品質を高めることが可能なＴＶ信号処理回路を提供する。【解決手段】チャージポンプ回路８には、映像信号に対応させてカラーバーストを駆動するためのバーストゲートパルス信号が入力される。チャージポンプ回路８は、バーストゲートパルス信号がＨレベルである場合にのみ、ＰＬＬフィルタ９内の容量への電荷のチャージまたはディスチャージを行う。また、チャージポンプ回路１１には、バーストゲートパルス信号の反転信号であるバーストゲートパルス反転信号が入力される。チャージポンプ回路１１は、バーストゲートパルス反転信号がＨレベルである場合にのみ、ＰＬＬフィルタ１２内の容量への電荷のチャージまたはディスチャージを行う。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
第一発振信号を出力する第一ＶＣＯ、映像信号と前記第一発振信号とが入力される第一位相比較器、および前記第一位相比較器から出力される信号に基づき前記第一ＶＣＯを制御する第一フィルタを有する映像信号処理回路と、
第二発振信号を出力する第二ＶＣＯ、前記第一発振信号に基づく信号と前記第二発振信号に基づく信号とが入力される第二位相比較器、前記第二位相比較器から出力される信号に基づき前記第二ＶＣＯを制御する第二フィルタ、およびＳＩＦ信号が入力され当該ＳＩＦ信号を前記第二発振信号に基づき周波数変換する周波数変換器を有する音声信号処理回路と
を備え、
前記第一フィルタは、前記映像信号のバースト期間以外においては前記第一ＶＣＯを制御するための制御電圧をホールドし、
前記第二フィルタは、前記バースト期間においては前記第二ＶＣＯを制御するための制御電圧をホールドする
ＴＶ信号処理回路。
【請求項２】
請求項１に記載のＴＶ信号処理回路であって、
前記映像信号処理回路および前記音声信号処理回路を含む全回路は１チップ内に構成されており、
前記映像信号はＰＡＬ型であり、
前記第一ＶＣＯは水晶発振型である
ＴＶ信号処理回路。
【請求項３】
請求項１又は請求項２に記載のＴＶ信号処理回路であって、
前記映像信号処理回路は、前記第一位相比較器・前記第一フィルタ間に介在しカラーバースト駆動信号が入力される第一チャージポンプ回路をさらに有し、
前記音声信号処理回路は、前記第二位相比較器・前記第二フィルタ間に介在し前記カラーバースト駆動信号の反転信号が入力される第二チャージポンプ回路をさらに有する
ＴＶ信号処理回路。
【請求項４】
請求項１又は請求項２に記載のＴＶ信号処理回路であって、
前記映像信号処理回路は、前記第一位相比較器・前記第一フィルタ間に介在しカラーバースト駆動信号が入力される第一チャージポンプ回路をさらに有し、
前記第二位相比較器には、前記カラーバースト駆動信号の反転信号が入力される
ＴＶ信号処理回路。
【請求項５】
請求項２に記載のＴＶ信号処理回路であって、
前記音声信号処理回路は、前記第一ＶＣＯ・前記第二位相比較器間に介在し（１／ｍ）倍の分周率を有する第一分周器、前記第二ＶＣＯ・前記第二位相比較器間に介在し（１／ｎ）倍の分周率を有する第二分周器、および前記第二分周器・前記第二ＶＣＯ間に介在し前記第二ＶＣＯから入力される前記第二発振信号の位相をＰＡＬ位相判別信号に応じて９０°×（ｎ／ｍ）ずらす移相手段をさらに有する
ＴＶ信号処理回路。
【請求項６】
請求項５に記載のＴＶ信号処理回路であって、
前記第一分周器が有する分周率（１／ｍ）＝１であり、
前記第二分周器が有する分周率（１／ｎ）＝１であり、
前記移相手段は、信号の位相を４５°ずらす移相器および信号の位相を−４５°ずらす移相器を含む
ＴＶ信号処理回路。
【請求項７】
第一発振信号を出力する第一ＶＣＯ、映像信号と前記第一発振信号とが入力される第一位相比較器、および前記第一位相比較器から出力される信号に基づき前記第一ＶＣＯを制御する第一フィルタを有する映像信号処理回路と、
第二発振信号を出力する第二ＶＣＯ、前記第一発振信号に基づく信号と前記第二発振信号に基づく信号とが入力される第二位相比較器、前記第二位相比較器から出力される信号に基づき前記第二ＶＣＯを制御する第二フィルタ、およびＳＩＦ信号が入力され当該ＳＩＦ信号を前記第二発振信号に基づき周波数変換する周波数変換器を有する音声信号処理回路と
を備え、
前記音声信号処理回路は、前記第一ＶＣＯ・前記第二位相比較器間に介在し（１／ｍ）倍の分周率を有する第一分周器、前記第二ＶＣＯ・前記第二位相比較器間に介在し（１／ｎ）倍の分周率を有する第二分周器、および前記第二分周器・前記第二ＶＣＯ間に介在し前記第二ＶＣＯから入力される前記第二発振信号の位相をＰＡＬ位相判別信号に応じて９０°×（ｎ／ｍ）ずらす移相手段をさらに有する
ＴＶ信号処理回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＴＶ信号処理回路に関し、特に、ＰＡＬ方式の１チップ型ＴＶ信号処理ＩＣにおいて音声品質を高めるための技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の１チップ型ＴＶ信号処理ＩＣは、音声系のフィルタを内蔵しており、ＳＩＦ（Sound Intermediate Frequency）信号を低い周波数に周波数変換してＦＭ（Frequency Modulation）検波する方式が用いられている。周波数変換は、ＳＩＦ信号の周波数（ｆｓ）から変換したい周波数（ｆｃ）だけ異なる信号を掛け算し、その差分信号を取り出すことによって行われる。従来のＴＶ信号処理回路の例は、例えば特許文献１〜２に開示されている。
【０００３】
【特許文献１】特開２０００−３０７９６６号公報
【特許文献２】特開平７−２９８１５２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上記のＳＩＦ信号と掛け算する信号は、クロマ信号の検波に用いている電圧制御水晶発振器（ＶＣＸＯ）からの基準信号に基づき生成されるので、必然的にクロマ信号の影響を受けて変動してしまう。特に、ＰＡＬ信号においては、１Ｈ（１水平周期）毎にＲ信号が反転するので、ＶＣＸＯは１／２ｆｈ（水平周波数）で揺らされてしまう。これが音声信号において周波数変調されると、可聴帯域にあるので音として聞き取られることになる。従って、音声品質が低下するという問題点があった。
【０００５】
このような問題点を解決するためには、音声用にもう１個のＶＣＸＯを設けて、変動のない信号を基準信号とすることが考えられる。しかし、もう１個のＶＣＸＯを設けた場合には、素子数が増加するので、回路規模が大きくなってしまうという問題点があった。
【０００６】
本発明は以上の問題点を解決するためになされたものであり、回路規模を大きくすることなく音声品質を高めることが可能なＴＶ信号処理回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本実施の形態に係るＴＶ信号処理回路は、第一発振信号を出力する第一ＶＣＯ、映像信号と第一発振信号とが入力される第一位相比較器、および第一位相比較器から出力される信号に基づき第一ＶＣＯを制御する第一フィルタを有する映像信号処理回路と、第二発振信号を出力する第二ＶＣＯ、第一発振信号に基づく信号と第二発振信号に基づく信号とが入力される第二位相比較器、第二位相比較器から出力される信号に基づき第二ＶＣＯを制御する第二フィルタ、およびＳＩＦ信号が入力されＳＩＦ信号を第二発振信号に基づき周波数変換する周波数変換器を有する音声信号処理回路とを備え、第一フィルタは、映像信号のバースト期間以外においては第一ＶＣＯを制御するための制御電圧をホールドし、第二フィルタは、バースト期間においては第二ＶＣＯを制御するための制御電圧をホールドする。
【発明の効果】
【０００８】
本実施の形態に係るＴＶ信号処理回路は、第一発振信号を出力する第一ＶＣＯ、映像信号と第一発振信号とが入力される第一位相比較器、および第一位相比較器から出力される信号に基づき第一ＶＣＯを制御する第一フィルタを有する映像信号処理回路と、第二発振信号を出力する第二ＶＣＯ、第一発振信号に基づく信号と第二発振信号に基づく信号とが入力される第二位相比較器、第二位相比較器から出力される信号に基づき第二ＶＣＯを制御する第二フィルタ、およびＳＩＦ信号が入力されＳＩＦ信号を第二発振信号に基づき周波数変換する周波数変換器を有する音声信号処理回路とを備え、第一フィルタは、映像信号のバースト期間以外においては第一ＶＣＯを制御するための制御電圧をホールドし、第二フィルタは、バースト期間においては第二ＶＣＯを制御するための制御電圧をホールドする。従って、バースト期間において第一発振信号が変動しても、第二発振信号は変動しないので、音声信号処理回路において処理される音声信号は変動しない。これにより、回路規模を大きくすることなく音声品質を高めることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
＜実施の形態１＞
図１は、実施の形態１に係る１チップ型のＴＶ信号処理ＩＣ１００の構成を示すブロック図である。ＴＶ信号処理ＩＣ１００は、ＶＣＸＯ６（第一ＶＣＯ）、位相比較器７（第一位相比較器）、チャージポンプ回路８（第一チャージポンプ回路）、およびＰＬＬフィルタ９（第一フィルタ）からなる映像信号処理回路と、周波数変換器１、ＦＭ（Frequency Modulation）検波回路２、ＶＣＯ３（第二ＶＣＯ）、分周器５（第一分周器）、分周器４（第二分周器）、位相比較器１０（第二位相比較器）、チャージポンプ回路１１（第二チャージポンプ回路）、およびＰＬＬフィルタ１２（第二フィルタ）からなる音声信号処理回路とを、１チップ内に構成させたものである。
【００１０】
映像信号処理回路において、ＶＣＸＯ６は、水晶６１を用いて、第一発振信号を生成し出力する水晶発振型ＶＣＯである。位相比較器７には、映像信号と第一発振信号とが入力される。位相比較器７は、映像信号と第一発振信号との位相を比較しその比較結果に応じてチャージ（充電）信号またはディスチャージ（放電）信号をチャージポンプ回路８へ入力させる。また、チャージポンプ回路８には、映像信号に対応させてカラーバーストを駆動するためのバーストゲートパルス信号（カラーバースト駆動信号）が入力される。チャージポンプ回路８は、バーストゲートパルス信号がＨレベル（駆動状態）である場合にのみ、チャージ信号またはディスチャージ信号に応答してＰＬＬフィルタ９内の容量への電荷のチャージまたはディスチャージを行う。ＰＬＬフィルタ９は、前記容量および抵抗素子を内蔵しており、これらにより生じる電圧をＶＣＸＯ６へ制御電圧として入力させる。すなわち、ＶＣＸＯ６と位相比較器７とチャージポンプ回路８とＰＬＬフィルタ９とは、映像系ＰＬＬループを構成しており、Ｈレベルのバーストゲートパルス信号が入力された場合にのみ、位相ロック動作を行う。これにより、第一発振信号はカラーバーストの位相にロックされる。
【００１１】
また、音声信号処理回路において、ＶＣＯ３は、第二発振信号を生成し出力する。分周器４は、（１／ｎ）倍の分周率を有し、ＶＣＯ３から出力された第二発振信号を、（１／ｎ）倍の周波数に分周して位相比較器１０に入力させる。分周器５は、（１／ｍ）倍の分周率を有し、ＶＣＸＯ６から出力された第一発振信号を、（１／ｍ）倍の周波数に分周して位相比較器１０に入力させる。位相比較器１０は、（１／ｍ）倍に分周された第一発振信号と（１／ｎ）倍に分周された第二発振信号との位相を比較しその比較結果に応じてチャージ信号またはディスチャージ信号をチャージポンプ回路１１へ入力させる。また、チャージポンプ回路１１には、バーストゲートパルス信号の反転信号であるバーストゲートパルス反転信号が入力される。チャージポンプ回路１１は、バーストゲートパルス反転信号がＨレベルである場合（すなわちバーストゲートパルス信号がＬレベルである場合）にのみ、チャージ信号またはディスチャージ信号に応答してＰＬＬフィルタ１２内の容量への電荷のチャージまたはディスチャージを行う。ＰＬＬフィルタ１２は、前記容量および抵抗素子を内蔵しており、これらにより生じる電圧をＶＣＯ３へ制御電圧として入力させる。すなわち、ＶＣＯ３と分周器４と位相比較器１０とチャージポンプ回路１１とＰＬＬフィルタ１２とは、音声系ＰＬＬループを構成しており、Ｈレベルのバーストゲートパルス反転信号が入力された場合にのみ、位相ロック動作を行う。
【００１２】
周波数変換器１には、ＳＩＦ（Sound Intermediate Frequency）信号とＶＣＯ３から出力された第二発振信号とが入力される。ＳＩＦ信号の周波数ｆｓは第二発振信号の周波数より小さいものとし、第二発振信号の周波数を（ｆｓ＋ｆｃ）とすると、周波数変換器１は、ＳＩＦ信号と第二発振信号との掛け算を行うことにより、これらの信号の周波数の差分ｆｃを周波数とする差分信号を生成しＦＭ検波回路２へ入力させる。ＦＭ検波回路２は、入力された差分信号に基づき、周波数ｆｃを有する音声信号を生成し出力する。すなわち、分周器４，５がそれぞれ有する分周率ｎ，ｍの値を調整し第二発振信号の周波数（ｆｓ＋ｆｃ）を所望の値に設定することにより、ＦＭ検波回路２から出力される音声信号の周波数ｆｃを所望の値に設定することが可能となる。
【００１３】
図２は、ＴＶ信号処理回路１００の動作を示すタイミングチャートである。また、図３は、ＴＶ信号処理回路１００においてチャージポンプ回路１１にバーストゲートパルス反転信号が入力されない構成とした比較用ＴＶ信号処理回路の動作を示すタイミングチャートである。
【００１４】
図２（ａ）および図３（ａ）に示されるように、ＰＡＬ信号では、カラーバーストの位相が１Ｈ（１水平周期）毎に９０°反転する（左上向き矢印が１３５°の位相を、右上向き矢印が２２５°の位相を、それぞれ表している）。図２（ｂ）および図３（ｂ）に示されるように、バーストゲートパルス信号は、カラーバーストが動作するタイミングに同期しており、ＰＡＬ信号にカラーバーストが現れる期間にはＨレベルとなりＰＡＬ信号にカラーバーストが現れない期間にはＬレベルとなる。図２（ｃ）および図３（ｃ）に示されるように、ＰＬＬフィルタ９から出力される電圧（制御電圧）はバーストゲートパルス信号に同期するタイミングで変動する。従って、図２（ｄ）および図３（ｄ）に示されるように、ＶＣＸＯ６から出力される電圧（第一発振信号）も、バーストゲートパルス信号に同期するタイミングで変動する。なお、変動するこれらの電圧の位相は、カラーバーストと同様に、９０°毎に反転する。
【００１５】
図２（ｃ）および図３（ｃ）に示されるように、ＰＡＬ信号にカラーバーストが現れない期間には、ＶＣＸＯ６はＰＬＬフィルタ９によりホールドされるので、ＶＣＸＯ６から出力される第一発振信号は安定している。従って、ＰＡＬ信号にカラーバーストが現れＶＣＸＯ６が不安定となるバースト期間においてのみＶＣＯ３をＰＬＬフィルタ１２でホールドすることにより、ＶＣＯ３から出力される第二発振信号の変動を抑えることが可能となる。
【００１６】
図２（ｅ）に示されるように、本実施の形態に係るＴＶ信号処理回路１００ではチャージポンプ回路１１にバーストゲートパルス反転信号を入力させているので、ＰＡＬ信号にカラーバーストが現れる期間には、ＰＬＬフィルタ１２内の容量への電荷のチャージおよびディスチャージは行われない。従って、図２（ｆ）〜（ｈ）に示されるように、カラーバーストに同期して第一発振信号が変動しても、その変動は、ＰＬＬフィルタ１２、ＶＣＯ３、周波数変換器１、およびＦＭ検波回路２には伝わらないので、それぞれの出力信号が変動しない。よって、ＦＭ検波回路２から出力される音声信号がカラーバーストに同期して変動することを防ぐことにより音声品質を高めることができる。
【００１７】
一方、図３（ｅ）〜（ｇ）に示されるように、チャージポンプ回路１１にバーストゲートパルス反転信号が入力されない構成においては、カラーバーストに同期した第一発振信号の変動が、位相比較器１０、チャージポンプ回路１１、ＰＬＬフィルタ１２、ＶＣＯ３、周波数変換器１、およびＦＭ検波回路２に伝わるので、それぞれの出力信号が変動する。従って、ＦＭ検波回路２から出力される音声信号がカラーバーストに同期して変動するので、音声品質が低下する。なお、第一発振信号の周波数をｆｘとすると、第二発振周波数（ｆｓ＋ｆｃ）＝（ｎ／ｍ）×ｆｘであるので、周波数変換器１に入力されるＳＩＦ信号の周波数ｆｓが一定である場合には、音声信号の周波数変動Δｆｃ＝（ｎ／ｍ）ｆｘとなる。
【００１８】
このように、本実施の形態に係るＴＶ信号処理回路１００では、チャージポンプ回路１１にバーストゲートパルス反転信号を入力させることにより、ＦＭ検波回路２から出力される音声信号の変動を防いでいる。従って、回路規模を大きくすることなく音声品質を高めることができるという効果を奏する。
【００１９】
＜実施の形態２＞
実施の形態１においては、チャージポンプ回路１１にバーストゲートパルス反転信号を入力させることにより、ＦＭ検波回路２から出力される音声信号の変動を防いでいる。しかし、バーストゲートパルス反転信号は、チャージポンプ回路１１に限らず、他の回路に入力されてもよい。
【００２０】
図４は、実施の形態１に係る１チップ型のＴＶ信号処理ＩＣ１００ａの構成を示すブロック図である。図４は、図１において、位相比較器１０に代えて、バーストゲートパルス反転信号が入力される位相比較器１０’を設け、チャージポンプ回路１１に代えて、バーストゲートパルス反転信号が入力されないチャージポンプ回路１１’を設けたものである。
【００２１】
図４において、位相比較器１０’は、ＰＡＬ信号にカラーバーストが現れる期間には、チャージ信号およびディスチャージ信号をチャージポンプ回路１１’へ入力させない。従って、実施の形態１と同様に、カラーバーストに同期して第一発振信号が変動しても、ＰＬＬフィルタ１２、ＶＣＯ３、周波数変換器１、およびＦＭ検波回路２には伝わらず、それぞれの出力信号が変動しない。
【００２２】
このように、本実施の形態に係るＴＶ信号処理回路１００ａでは、位相比較器１０’にバーストゲートパルス反転信号を入力させることにより、ＦＭ検波回路２から出力される音声信号の変動を防いでいる。従って、実施の形態１と同様に、回路規模を大きくすることなく音声品質を高めることができるという効果を奏する。
【００２３】
＜実施の形態３＞
実施の形態１で図２〜３を用いて説明したように、カラーバーストの位相は１Ｈ毎に９０°反転するので、ＶＣＸＯ６から出力される第一発振信号も１Ｈ毎に９０°反転する。従って、位相比較器１０を含む音声系ＰＬＬループの動作により、ＶＣＯ３から出力される第二発振信号の位相も第一発振信号に追従して１Ｈ毎に反転する。よって、音声信号に１／２ｆｈ成分が現れるので、音声品質が低下する場合がある。
【００２４】
図５は、実施の形態３に係る１チップ型のＴＶ信号処理ＩＣ１００ｂの構成を示すブロック図である。図５は、図１において、ＶＣＯ３・分周器４間に、９０°移相器１３およびスイッチ１４を介在させたものである。９０°移相器１３は、入力された信号の位相を９０°×（ｎ／ｍ）ずらして出力するためのものである。
【００２５】
図５に示されるように、スイッチ１４には、ＰＡＬ信号の位相を判別するためのＰＡＬ位相判別信号が入力される。このＰＡＬ位相判別信号は、既存技術に係る信号であり、一般的なＰＡＬ型ＴＶ信号処理ＩＣに用いられている。スイッチ１４は、ＰＡＬ信号の位相が１３５°である場合にはＶＣＯ３から出力される第二発振信号をそのまま分周器４に入力させ、ＰＡＬ信号の位相が２２５°である場合にはＶＣＯ３から出力される第二発振信号を９０°移相器１３で位相を９０°×（ｎ／ｍ）ずらしてから分周器４に入力させる。分周器４の入力信号における位相の９０°×（ｎ／ｍ）のずれは、分周器５の入力信号（すなわち第一発振信号）における位相の９０°のずれに相当する。従って、第二発振信号を、第一発振信号の位相が１３５°である場合を基準として安定化させることが可能となる。
【００２６】
図６〜７は、ＴＶ信号処理回路１００ｂの動作を示すタイミングチャートである。図６においてはｍ＝ｎ＝１の場合が、図７においてはｍ＝１，ｎ＝２の場合が、それぞれ示されている。
【００２７】
図６（ａ）〜（ｄ）および図７（ａ）〜（ｄ）に示されるように、スイッチ１４は、ＰＡＬ位相判別信号がＬレベルの場合にはＰＡＬ信号の位相が１３５°であると判別してＶＣＯ３からの第二発振信号をそのまま出力し、ＰＡＬ位相判別信号がＨレベルの場合にはＰＡＬ信号の位相が２２５°であると判別してＶＣＯ３からの第二発振信号を９０°移相器１３で位相を９０°×（ｎ／ｍ）ずらしてから出力する。すなわち、９０°移相器１３およびスイッチ１４は、本発明に係る移相手段を構成している。
【００２８】
図６（ｅ）に示されるように、ｍ＝ｎ＝１である場合には、分周器４から出力される信号はスイッチ１４から出力される信号と同様であるが、図７（ｅ）に示されるように、ｍ＝１，ｎ＝２である場合には、分周器４から出力される信号はスイッチ１４から出力される信号の立ち下がりで極性が反転する。
【００２９】
図６（ｆ）および図７（ｆ）に示されるように、ＶＣＸＯ６から出力される第一発信信号の位相は、１Ｈ毎に９０°反転する（ＶＣＸＯ６を含む映像系ＰＬＬループの追従スピードは極めて速いとする）。
【００３０】
図６（ｇ）および図７（ｇ）に示されるように、位相比較器１０は、分周器４，５をそれぞれ介して入力される２個の信号に基づき、チャージ信号またはディスチャージ信号を生成し出力する。すなわち、位相比較器１０は、入力される２個の信号がいずれもＨレベルであるかいずれもＬレベルである場合にはＨレベルのチャージ信号を出力し、上記以外の場合（入力される２個の信号がＨレベルとＬレベルとの組み合わせである場合）にはＬレベルのディスチャージ信号を出力する。図６（ｇ）および図７（ｇ）には、チャージ信号とディスチャージ信号とのバランスが釣り合ってＶＣＯ３の制御電圧が安定する様子が示されている。
【００３１】
このように、本実施の形態に係るＴＶ信号処理ＩＣ１００ｂでは、ＶＣＯ３・位相比較器１０間に介在するスイッチ１４が、第一発振信号の１Ｈ毎の反転に合わせて、第二発振信号を９０°×（ｎ／ｍ）移相させた信号を位相比較器１０における比較対象として選択する。従って、音声系ＰＬＬループにおいて第二発振信号を第一発振信号に追従させる動作が不要となる。よって、実施の形態１の効果に加えて、音声信号に現れる１／２ｆｈ成分をさらに低減し音声品質をより高めることができるという効果を奏する。
【００３２】
なお、上述においては、図５を用いて、実施の形態１と同様に、チャージポンプ回路１１にバーストゲートパルス反転信号を入力させる場合について説明した。しかし、図８に示されるＴＶ信号処理ＩＣ１００ｃのように、チャージポンプ回路１１にバーストゲートパルス反転信号が入力されない構成においても、図５と同様にＶＣＯ３・分周器４間に９０°移相器１３およびスイッチ１４を介在させることにより、第二発振信号を第一発振信号に追従させる動作を不要とすることができる。
【００３３】
＜実施の形態４＞
実施の形態３においては、スイッチ１４は、１個の９０°移相器１３を用いて、第一発振信号を９０°×（ｎ／ｍ）移相させた信号または第一発振信号そのもの（すなわち第一発振信号を０°移相させた信号）を選択している。しかし、ｍ＝ｎ＝１である場合には、１個の９０°移相器１３に代えて、１個の４５°移相器および１個の−４５°移相器を用いることが可能となる。
【００３４】
図９は、実施の形態４に係る１チップ型のＴＶ信号処理ＩＣ１００ｄの構成を示すブロック図である。図９は、図５において、９０°移相器１３に代えて４５°移相器１５および−４５°移相器１６を、ＶＣＯ３・スイッチ１４間に介在させたものである。
【００３５】
図９に示されるように、スイッチ１４には、ＰＡＬ信号の位相を判別するためのＰＡＬ位相判別信号が入力される。スイッチ１４は、ＰＡＬ信号の位相が１３５°である場合にはＶＣＯ３から出力される第二発振信号を４５°移相器１５で４５°位相をずらしてから分周器４に入力させ、ＰＡＬ信号の位相が２２５°である場合にはＶＣＯ３から出力される第二発振信号を−４５°移相器１６で−４５°位相をずらしてから分周器４に入力させる。従って、第二発振信号を、第一発振信号の位相が１８０°である場合を基準として安定化させることが可能となる。
【００３６】
一般に、９０°移相器１３はローパスフィルタで構成されるので、抵抗値や容量値等の素子値のバラツキによってその移相角はばらついてしまう。一方、４５°移相器１５および−４５°移相器１６は、通常、ローパスフィルタとハイパスフィルタとで構成されるので、素子値がある方向にばらついたとしても、ローパスフィルタによる移相角とハイパスフィルタによる移相角とは同一方向に動くので、トータルの位相差である９０°は、９０°移相器１３のみを用いた場合に比較して安定している。
【００３７】
このように、本実施の形態に係るＴＶ信号処理ＩＣ１００ｄでは、実施の形態３における９０°移相器１３に代えて、４５°移相器１５および−４５°移相器１６を用いているので、実施の形態３の効果に加えて、素子値のバラツキに起因する移相角のバラツキを低減できるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００３８】
【図１】実施の形態１に係るＴＶ信号処理回路の構成を示すブロック図である。
【図２】実施の形態１に係るＴＶ信号処理回路の動作を示すタイミングチャートである。
【図３】ＴＶ信号処理回路の動作を示すタイミングチャートである。
【図４】実施の形態２に係るＴＶ信号処理回路の構成を示すブロック図である。
【図５】実施の形態３に係るＴＶ信号処理回路の構成を示すブロック図である。
【図６】実施の形態３に係るＴＶ信号処理回路の動作を示すタイミングチャートである。
【図７】実施の形態３に係るＴＶ信号処理回路の動作を示すタイミングチャートである。
【図８】実施の形態３に係るＴＶ信号処理回路の構成を示すブロック図である。
【図９】実施の形態４に係るＴＶ信号処理回路の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００３９】
１  周波数変換器、２  ＦＭ検波回路、３  ＶＣＯ、４，５  分周器、６  ＶＸＣＯ、７，１０  位相比較器、８，１１  チャージポンプ回路、９，１２  ＰＬＬフィルタ、１３  ９０°移相器、１４  スイッチ、１５  ４５°移相器、１６  −４５°移相器。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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