(57)【要約】  【課題】電気二重層コンデンサＣ１〜Ｃ６間に生じる電圧の不均一を簡単な構成で解消できる直列電気二重層コンデンサ装置を提供する。  【解決手段】２ｎ個のコンデンサＣ１〜Ｃ６と、２ｎ個のダイオードＤ１〜Ｄ６と、トランスＴ１と、インバータ３１とを備え、トランスの二次巻線Ｎ１〜Ｎ３が、コンデンサの２個とダイオードの２個との組から成るコンデンサモジュール３０に誘起電圧を供給し、コンデンサの充電が、当該コンデンサモジュールに含まれるダイオードが導通したときに行われる直列電気二重層コンデンサ装置において、端子１，２間の直流電圧レベルを変換する電圧調整手段３２を設け、インバータが、電圧変換された直流電圧を交流電圧に変換する。電圧調整手段の作用で二次巻線の発生電圧にダイオードの順方向電圧降下を相殺する電圧が付加され、コンデンサ充電時のダイオードの影響が排除され、コンデンサ間の電圧を均一化できる。  【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
２ｎ（ｎは１以上の正の整数）個の直列接続された電気二重層コンデンサと、２ｎ個のダイオードと、一次巻線及びｎ個の二次巻線を有するトランスと、直流電圧から交流電圧を生成して前記トランスの一次巻線に供給する交流電圧発生手段とを備え、前記トランスの二次巻線の各々が、前記電気二重層コンデンサの２個と前記ダイオードの２個との組から成るコンデンサモジュールに誘起電圧を供給し、前記コンデンサモジュールに含まれる電気二重層コンデンサの充電が、当該コンデンサモジュールに含まれるダイオードが導通したときに行われる直列電気二重層コンデンサ装置であって、
前記直列電気二重層コンデンサ装置から出力された直流電圧の電圧レベルを変換する電圧調整手段を具備し、前記交流発生手段が、前記電圧調整手段により電圧レベルが変換された直流電圧を交流電圧に変換することを特徴とする直列電気二重層コンデンサ装置。
【請求項２】
請求項１に記載の直列電気二重層コンデンサ装置であって、前記直列電気二重層コンデンサ装置の出力電圧をＶ、前記ダイオードの順方向電圧降下をＶＦとするとき、前記電圧調整手段は、前記トランスの各二次巻線の発生電圧がＶＦ＋Ｖ／(２ｎ)となるように前記交流発生手段に出力する直流電圧の電圧レベルを調整することを特徴とする直列電気二重層コンデンサ装置。
【請求項３】
請求項２に記載の直列電気二重層コンデンサ装置であって、前記トランスの一次巻線と二次巻線との巻数比が２ｎ：１に設定され、前記電圧調整手段が、前記直列電気二重層コンデンサ装置の出力電圧Ｖに２ｎ×ＶＦの一定電圧を加えて前記交流発生手段に出力することを特徴とする直列電気二重層コンデンサ装置。
【請求項４】
請求項２に記載の直列電気二重層コンデンサ装置であって、前記電圧調整手段が、前記直列電気二重層コンデンサ装置の電圧出力をスイッチングして前記出力電圧Ｖの電圧レベルを変換するとともに、そのスイッチング周波数を、前記交流発生手段のスイッチング周波数より高く設定したことを特徴とする直列電気二重層コンデンサ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電気二重層コンデンサを直列接続した装置に関し、特に、各コンデンサ間に生じる電圧の不均一を、新たな方式により解消するものである。
【背景技術】
【０００２】
電気二重層コンデンサは、二次電池と違って充放電に化学反応を伴わないため、急速充放電が可能であり、長寿命である。こうした利点を生かして、近年、電気二重層コンデンサで構成された蓄電装置が、ハイブリッド自動車・電気自動車、非常用電源等に用いられている。
電気二重層コンデンサは、二次電池と異なり、充放電により電圧が大きく変化する。また、１個の電気二重層コンデンサの最大電圧は約２．５Ｖと低いため、通常、複数の電気二重層コンデンサを直列接続して蓄電装置が構成されている。そのコンデンサの数は、多いものでは１００を超えている。
【０００３】
このように、電気二重層コンデンサを直列接続する場合は、蓄電装置の利用効率を高めるため、各コンデンサ間の電圧がバランスした状態で蓄電装置全体の電圧を変化させることが必要である。例えば、あるコンデンサの電圧が他のものより高い状態で蓄電装置の急速充電を行うと、そのコンデンサが最大許容電圧に達するまでの充電しかできず（そのコンデンサが過充電されると特性劣化が始まる）、蓄電装置の最大充電エネルギが制限されてしまう。また、電気二重層コンデンサは、逆充電することができないので、放電時には、いずれかの電気二重層コンデンサの電圧が０Ｖになると、蓄電装置は放電を停止してしまう。
【０００４】
蓄電装置の利用効率の向上を図るため、下記特許文献１には、直列接続した電気二重層コンデンサの各々と並列に、スイッチ手段及びインダクティブ素子の直列回路を接続し、ある電気二重層コンデンサの電圧が他よりも高い場合に、その電気二重層コンデンサの電荷を他の電気二重層コンデンサに移送して、各電気二重層コンデンサの電圧を均一化する制御方式が提案されている。この制御は、蓄電装置の用途に応じて、充電開始時、満充電時、中間電位時、充電中、放電中等の時期を選んで行われ、また、蓄電装置を使いながらコンデンサの電圧配分を修正していくことも可能である。
ただ、この制御方式では、個々の電気二重層コンデンサに対応してスイッチ手段及びインダクティブ素子を設ける必要があり、回路の大型化やコストの上昇が避けられない。
【０００５】
これに対して、直列接続した電気二重層コンデンサの全体に作用する回路により各電気二重層コンデンサの電圧を均一化する方式も提案されている。この方式には、フライバックコンバータ方式とフルブリッジインバータ方式とがある。
フライバックコンバータ方式は、下記特許文献２や非特許文献１に記載されている。図５は、特許文献２に記載された回路図であり、この方式では、この回路の端子１と端子１８、及び、端子２と端子１９をそれぞれ接続し、電気二重層コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３が直列接続された直列電気二重層コンデンサ装置自体を直流電源として、フライバックコンバータ３３を動作させることも可能である。そうすれば、トランスＴ１の二次巻線Ｎ１、Ｎ２、Ｎ３の側に生じる電流を、ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３を介して各コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３に供給し、コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３の充電電圧を均一化することができる。
【０００６】
フライバックコンバータ３３のスイッチＳＷ１は、周期的にオン・オフされ、オン時には、平滑用コンデンサ１１で平滑にされた直列電気二重層コンデンサ装置の電圧が、トランスＴ１の一次巻線Ｎ０に印加される。このとき、トランスＴ１の二次巻線Ｎ１、Ｎ２、Ｎ３の側では、ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３の非整流方向の電圧が発生するために電流は流れず、一次巻線Ｎ０の側だけに電流が流れ、この電流から生じたエネルギが磁束の形でトランスＴ１に蓄えられる。
次に、スイッチＳＷ１がオフされると、トランスＴ１は、磁束の形で蓄えたエネルギを放出するように逆起電力を発生し、この電圧で二次巻線Ｎ１、Ｎ２、Ｎ３の側にダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３の整流方向の電圧が印加され、コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３に充電電流が供給される。このとき、接続するコンデンサの電圧が低いと、そのコンデンサへの出力電流は大きく、また、コンデンサの電圧が高いと出力電流は小さくなる。その結果、コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３は均等に充電される。
【０００７】
一方、フルブリッジインバータ方式は、下記非特許文献２に記載されており、この方式の回路図を図４に示している。この回路では、電気二重層コンデンサＣ１〜Ｃ６とダイオードＤ１〜Ｄ６とが、Ｃ１、Ｃ２、Ｄ１、Ｄ２の組合せ、Ｃ３、Ｃ４、Ｄ３、Ｄ４の組合せ、及び、Ｃ５、Ｃ６、Ｄ５、Ｄ６の組合せにより、各々、コンデンサモジュール３０を形成し、各コンデンサモジュールの二つのコンデンサの接続点３、５、７と、二つのダイオードの接続点４、６、８との間にトランスＴ１の二次巻線Ｎ１、Ｎ２、Ｎ３が接続している。
また、トランスＴ１の一次巻線Ｎ０には、方形波電圧発生装置であるフルブリッジインバータ３１が接続している。このフルブリッジインバータ３１は、４つの半導体スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４及び帰還ダイオードＤ１１〜Ｄ１４を備え、Ｓ１、Ｓ２の接続点とＳ３、Ｓ４の接続点との間に一次巻線Ｎ０が接続している。
フルブリッジインバータ３１は、スイッチ素子Ｓ１及びＳ４の組と、Ｓ２及びＳ３の組とを交互にオン／オフする動作を繰り返すことにより、極性が反転する方形波電圧を発生する。この方形波電圧は、トランスＴ１の一次巻線Ｎ０に印加され、そのため、二次巻線Ｎ１、Ｎ２、Ｎ３に同様の方形波電圧が誘起される。
二次巻線Ｎ１、Ｎ２、Ｎ３に発生した方形波電圧は、一方の極性のとき、各コンデンサモジュールに含まれる二つのコンデンサの内、その極性で導通するダイオードに接続した一方のコンデンサに対して印加され、他方の極性のとき、その極性で導通するダイオードに接続した他方のコンデンサに対して印加される。
但し、そのコンデンサの電圧レベルが二次巻線電圧より高く、そのコンデンサに接続するダイオードが導通しない状態では、充電は行われない。即ち、トランスの二次巻線電圧より電圧が低いコンデンサのみが選択的に充電され、その結果、各コンデンサ間の電圧がバランスされる。
【０００８】
このように、フライバックコンバータ方式及びフルブリッジインバータ方式では、電気二重層コンデンサの直列数が増加しても、トランスの二次巻線とダイオードの数とを増やすだけで対応できる。また、制御を要する素子は、フルブリッジインバータあるいはフライバックコンバータを構成する数個のスイッチング素子のみであり、制御が簡単で、信頼性も高く、安価に構成できる。
フライバックコンバータ方式とフルブリッジインバータ方式とを比べると、トランスの利用原理が異なっている。フライバックコンバータの場合は、負荷に対して電流源として動作し、フルブリッジインバータの場合は、電圧源として動作する。また、フライバックコンバータでは、スイッチング周期の前半でトランスに一度エネルギを蓄え、後半でこれを放出する形式を取るため、トランス鉄心の容量を大きくする必要がある。これに対し、フルブリッジインバータでは、トランスを高周波トランスとして用いているため、鉄心を小形に構成することができ、また、トランスの二次巻線の個数がコンデンサ数の半分、即ち、フライバックコンバータの場合の半分で足りる。
【特許文献１】特開平７−３２２４９１号公報
【特許文献２】特許３２３８８４１号公報
【非特許文献１】P. Barrade,“Series Connection of Supercapacitors: Comparative Study of Solutions for the Active equalization of the Voltages”Electrimacs 2002, 7th International Conference on Modeling and Simulation of Electric Machines, Converters and Systems, 18-21 August, Ecole de Technologie Superieure (ETS), Montreal, Canada.
【非特許文献２】岸高嗣、清水敏久「電気二重層コンデンサ用電圧バランサ回路の研究」電気学会半導体電力変換研究会資料SPC-04-37,2004
【非特許文献３】高橋裕司、清水敏久「同期スイッチを用いた電気二重層キャパシタ用電圧バランサ回路」平成１７年電気学会全国大会講演論文集4-041
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかし、フルブリッジインバータ方式では、次のような問題点がある。
トランス二次巻線に接続するダイオードが、各コンデンサ間の電圧を均一化することを妨げている。
トランス二次巻線に接続するダイオードの順方向電圧降下ＶＦが０Ｖであれば問題ないが、実際には０．５Ｖ〜１Ｖの電圧降下が存在するため、トランスの二次巻線電圧とコンデンサの電圧との差分がＶＦ以下になると、そのコンデンサへの充電が出来なくなる。従って、フルブリッジインバータのスイッチングを繰り返しても、各コンデンサ間の電圧を十分均一にすることができない。このＶＦの影響は、各コンデンサの電圧が低下したときに顕著になる。
【００１０】
この点を図２の（ａ）〜（ｄ）を用いて説明する。
図２（ａ）は、図４の回路において、直列電気二重層コンデンサ装置の両端電圧をＶとしたときのフルブリッジインバータ３１で発生される方形波電圧の波形を示している。図２（ｂ）は、トランスＴ１の一次巻線Ｎ０と各二次巻線Ｎ１、Ｎ２、Ｎ３との巻数比を２ｎ：１としたときの各二次巻線Ｎ１、Ｎ２、Ｎ３に現れる方形波電圧を示している。
ダイオードＤ１〜Ｄ６の順方向電圧降下をＶＦ とするとき、ダイオード導通時にコンデンサに加わる電圧は、Ｃ１，Ｃ３，Ｃ５では図２（ｄ）の実線、Ｃ２，Ｃ４，Ｃ６では図２（ｃ）の実線ようになる。そのため、コンデンサＣ１〜Ｃ６の中で電圧がＶ／（２ｎ）−ＶＦより低いものがあれば、それに対応したダイオードが導通し、そのコンデンサは充電される。逆にコンデンサの電圧がＶ／（２ｎ）−ＶＦより高ければ、ダイオードは導通せず、電流が流れないためコンデンサは充電されない。
いま、コンデンサＣ１の電圧がＶ／（２ｎ）−ＶＦより低いとすると、図２（ｄ）のように、二次巻線Ｎ１の方形波電圧が図２（ｂ）の波形の−Ｖ／（２ｎ)となるサイクル後半でＣ１は充電される。しかし、この充電によりコンデンサＣ１の電圧がＶ／（２ｎ）−ＶＦより高くなると、それ以上充電はされなくなる。そのため、各コンデンサの電圧は均一にならない。
また、トランスの巻数比ａを変えてＶＦを補償しようとしても、直列電気二重層コンデンサ装置の電圧Ｖが充放電で大きく変化し、補償電圧もＶに比例して変化するため、二次巻線で常に一定の電圧ＶＦを補償することはできない。
【００１１】
この解決策として、前記非特許文献３では、ＭＯＳＦＥＴとそのゲート駆動回路とで構成される同期整流器をダイオードの代わりに用いる方法が提案されているが、この方法では、同期整流器がコンデンサの数だけ必要となるため、特許文献１の構成と同様に、回路の大型化やコストの上昇が避けられず、回路の簡素化を図るフルブリッジインバータ方式の優位性が損なわれる。
【００１２】
本発明は、こうした従来の問題点を解決するものであり、電気二重層コンデンサ間に生じる電圧の不均一を、簡単な構成で解消することができる直列電気二重層コンデンサ装置を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明では、２ｎ（ｎは１以上の正の整数）個の直列接続された電気二重層コンデンサと、２ｎ個のダイオードと、一次巻線及びｎ個の二次巻線を有するトランスと、直流電圧から交流電圧を生成してトランスの一次巻線に供給する交流電圧発生手段とを備え、トランスの二次巻線の各々が、電気二重層コンデンサの２個とダイオードの２個との組から成るコンデンサモジュールに誘起電圧を供給し、コンデンサモジュールに含まれる電気二重層コンデンサの充電が、当該コンデンサモジュールに含まれるダイオードが導通したときに行われる直列電気二重層コンデンサ装置において、直列電気二重層コンデンサ装置から出力された直流電圧の電圧レベルを変換する電圧調整手段を設け、交流発生手段が、電圧調整手段により電圧レベルの変換された直流電圧を交流電圧に変換するように構成している。
この電圧調整手段の作用で、二次巻線の発生電圧に、前以ってダイオードの順方向電圧降下を相殺する電圧が付加され、その結果、コンデンサ充電時のダイオードの影響が排除される。
【００１４】
また、本発明の直列電気二重層コンデンサ装置では、直列電気二重層コンデンサ装置の出力電圧をＶ、ダイオードの順方向電圧降下をＶＦとするとき、電圧調整手段は、トランスの各二次巻線の発生電圧がＶＦ＋Ｖ／(２ｎ)となるように交流発生手段に出力する直流電圧の電圧レベルを調整する。
この電圧調整手段の電圧調整により、トランスの二次巻線の発生電圧は、コンデンサの平均電圧Ｖ／(２ｎ)とダイオードの順方向電圧降下ＶＦとを加算したものとなる。
【００１５】
また、本発明の直列電気二重層コンデンサ装置では、トランスの一次巻線と二次巻線との巻数比が２ｎ：１に設定され、電圧調整手段は、直列電気二重層コンデンサ装置の出力電圧Ｖに２ｎ×ＶＦの一定電圧を加えて交流発生手段に出力する。
この装置では、充放電のために直列電気二重層コンデンサ装置の出力電圧Ｖが変動しても、電圧調整手段は、この出力電圧Ｖに、電池等の一定電圧（２ｎ×ＶＦ）を加えて交流発生手段に出力すればよい。
【００１６】
また、本発明の直列電気二重層コンデンサ装置では、電圧調整手段が、直列電気二重層コンデンサ装置の電圧出力をスイッチングして出力電圧Ｖの電圧レベルを変換するとともに、そのスイッチング周波数を、交流発生手段のスイッチング周波数より高く設定している。
このスイッチング周波数の設定により、交流発生手段の入力電圧が変動したり、電圧調整手段のスイッチングと干渉したりすることが防止できる。
【発明の効果】
【００１７】
本発明の直列電気二重層コンデンサ装置は、回路の簡素化を図るフルブリッジインバータ方式の優位性を損なわずに、直列接続された各コンデンサ間の電圧を均一化できる。フルブリッジインバータ方式の回路に追加する部品の数は少なく、制御を要する素子の数も少ない。そのため、小型で安価な、且つ、信頼性が高い装置を実現できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
図１は、本発明の実施形態における直列電気二重層コンデンサ装置の回路図を示している。
この装置は、直列接続された電気二重層コンデンサＣ１〜Ｃ６と、コンデンサＣ１〜Ｃ６に１対１で対応するダイオードＤ１〜Ｄ６と、高周波トランスＴ１と、二つのコンデンサ及び二つのダイオードから成るコンデンサモジュール３０の各々に対応するトランスＴ１の二次巻線Ｎ１、Ｎ２、Ｎ３と、トランスＴ１の一次巻線Ｎ０と、４つの半導体スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４及び帰還ダイオードＤ１１〜Ｄ１４から成り、方形波電圧を発生して一次巻線Ｎ０に供給するフルブリッジインバータ３１と、Ｃ１〜Ｃ６間の電圧を昇圧してフルブリッジインバータ３１に出力する電圧調整回路３２とを備えている。この回路は、図４と比べて、電圧調整回路３２が付加されている点だけが相違している。
電圧調整回路３２は、リアクトルＬ０、ダイオードＤ０、半導体スイッチ素子Ｓ０、及び、平滑コンデンサＣ０から成る昇圧チョッパである。
【００１９】
次に、この装置の動作について説明する。
この装置は、端子１、２を通じて他の機器に接続され、蓄電装置としての機能を果たす。他の機器への充放電に伴い、端子１、２間の端子電圧Ｖは１００％〜２５％程度まで大きく変化する。また、各コンデンサＣ１〜Ｃ６の静電容量値のバラつき等により、コンデンサ間に充電電圧の不均一が生じる。
電圧調整回路３２は、コンデンサＣ１〜Ｃ６の電圧配分の修正時に、直列電気二重層コンデンサ装置自体の出力を半導体スイッチ素子Ｓ０で周期的にオン・オフし、所定電圧に変換してフルブリッジインバータ３１に出力する。
【００２０】
このとき、電圧調整回路３２は、端子電圧Ｖを、次式（数１）で示すように、電圧Ｖ１に変換する。
Ｖ１＝ａ×｛ＶＦ＋Ｖ／（２ｎ）｝              （数１）
ただし、  
ａ：トランスＴ１の巻数比（一次巻線の巻数／二次巻線の巻数）
ＶＦ：ダイオードＤ１〜Ｄ６の順方向電圧降下
２ｎ：直列電気二重層コンデンサ装置のコンデンサ直列接続数
である。ダイオードＤ１〜Ｄ６の順方向電圧降下ＶＦは、既知であり、印加電圧に関わらず、ほぼ一定である。ただ、端子電圧Ｖは、充放電に伴って変動するため、一般的には、端子電圧Ｖを検出し、（数１）を満たすように、電圧調整回路３２の出力電圧Ｖ１を制御する必要がある。
【００２１】
電圧調整回路３２から電圧Ｖ１の直流電圧が入力したフルブリッジインバータ３１は、振幅がＶ１の方形波電圧を発生する。この方形波電圧が一次巻線Ｎ０に入力したトランスＴ１は、二次巻線Ｎ１、Ｎ２、Ｎ３の各々に、（数２）で示す振幅Ｖ２の方形波電圧を発生する。
Ｖ２＝Ｖ１／ａ
＝ＶＦ＋Ｖ／（２ｎ）                      （数２）
このように、二次巻線の発生電圧に、予めダイオードＤ１〜Ｄ６の順方向電圧降下ＶＦに相当する電圧を付加すると、コンデンサＣ１〜Ｃ６の中で、その電圧が２ｎ個のコンデンサの平均電圧Ｖ／（２ｎ）より低いものがあれば、それに対応したダイオードが導通し、そのコンデンサは充電される。逆に、コンデンサの電圧がＶ／（２ｎ）より高ければ、ダイオードは導通せず、電流が流れないためコンデンサは充電されない。
その結果、各コンデンサＣ１〜Ｃ６の充電電圧は、ダイオードＤ１〜Ｄ６の影響を受けること無く、均一化する。
【００２２】
ここで、ａ＝２ｎ、即ち、直列接続数が２ｎ個の各コンデンサに電源の１／（２ｎ）の電圧を加えるため、トランスＴ１の巻数比ａを２ｎ：１に設定すると、電圧調整回路３２は、端子電圧Ｖの変化にかかわらず、出力電圧Ｖ１を、
Ｖ１＝２ｎ×ＶＦ＋Ｖ                          （数３）
となるように制御すれば良いことになる。この場合、図３（ａ) に示すように、電圧調整回路３２は、電圧２ｎ×ＶＦの電池ＢＡＴを用いて構成することができる。
【００２３】
図２の（ｅ）〜（ｈ）は、このときの各部の電圧波形を示している。図２（ｅ）では、図１の回路において、直列電気二重層コンデンサ装置の両端電圧をＶとし、ａ＝２ｎとしたときのフルブリッジインバータ３１で発生される方形波電圧の波形を実線で示し、電圧調整回路３２で昇圧しない場合（従来例）の波形を点線で示している。この方形波の周波数は、フルブリッジインバータ３１のスイッチング周波数ｆｉｎｖである。
図２（ｆ）では、トランスＴ１の各二次巻線Ｎ１、Ｎ２、・・、Ｎｎに現れる方形波電圧を実線で示し、従来例の波形を点線で示している。
図２（ｇ）では、コンデンサＣ２、Ｃ４、・・、Ｃ２ｎに加わる電圧を実線で示し、二次巻線電圧を点線で示している。
図２（ｈ）では、コンデンサＣ１、Ｃ３、・・、Ｃ２ｎ−１に加わる電圧を実線で示し、二次巻線電圧を点線で示している。
【００２４】
コンデンサＣ１〜Ｃ２ｎの中に、その電圧がこれらの平均電圧Ｖ／（２ｎ)より低いコンデンサＣｉがあれば、Ｃｉに接続されたダイオードＤｉが導通し、ＣｉにＶ／（２ｎ)の電圧が印加され、Ｃｉは充電される。Ｃｉが充電されるのは、フルブリッジインバータ３１の半周期の期間である。一方、充電電源の元は、Ｃ１〜Ｃ２ｎのコンデンサであるため、充電されないコンデンサの電圧は減少する。従って、フルブリッジインバータ３１をある一定時間動作させれば、Ｃ１〜Ｃ２ｎの電圧は次第に均一になる。
【００２５】
また、（数１）において、ａを２ｎよりかなり小さく選べば、電圧調整回路３２は、図３（ｂ）のように降圧チョッパで構成することができる。
また、電圧調整回路３２の出力Ｖ１は脈動電圧となるため、図１のように平滑コンデンサＣ０を入れることが好ましい。また、電圧調整回路３２のスイッチング周波数をｆｃｈとすると、フルブリッジインバータ３１の入力電圧Ｖ１ は、電圧調整回路３２の出力サイクルによって変動することは好ましくなく、また、電圧調整回路３２のスイッチングとインバータ３１のスイッチングとが干渉することも好ましくない。このため、電圧調整回路３２のスイッチング周波数ｆｃｈは、方形波電圧発生装置であるフルブリッジインバータ３１のスイッチング周波数ｆｉｎｖより高く設定すべきである。
【００２６】
このように、この直列電気二重層コンデンサ装置は、直流チョッパや電池等から成る電圧調整回路を付加するだけで、コンデンサ間の電圧を均一化することができる。電圧調整回路に直流チョッパを用いる場合でも、１個のスイッチング素子を制御すれば足りるので、コンデンサ毎に同期整流器を配置するものに比べて、小型、且つ、安価に構成することができ、また、信頼性の高い電圧バランス回路を実現できる。
なお、直列接続するコンデンサの数ｎは、２以上であればいくらでも良く、ｎ＝１００を超えても良い。
【産業上の利用可能性】
【００２７】
本発明の直列電気二重層コンデンサ装置は、電気二重層コンデンサを使う蓄電装置のコンデンサ間の電圧を簡単な構成で均一化できる利点を備えており、ハイブリッド自動車、電気自動車、燃料電池車、電力蓄電装置、非常用電源等に広く用いることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】本発明の実施形態における直列電気二重層コンデンサ装置を示す回路図
【図２】本発明の実施形態における直列電気二重層コンデンサ装置、及び、従来の装置の動作波形を示す図
【図３】本発明の実施形態における直列電気二重層コンデンサ装置の他の電圧調整回路を示す図
【図４】従来のフルブリッジインバータ方式の直列電気二重層コンデンサ装置を示す回路図
【図５】従来のフライバックコンバータ方式の直列電気二重層コンデンサ装置を示す回路図
【符号の説明】
【００２９】
Ｃ１〜Ｃ６  電気二重層コンデンサ
Ｃ０, Ｃ１１  平滑コンデンサ
Ｌ０  リアクトル
Ｄ０〜Ｄ６  ダイオード
Ｄ１１〜Ｄ１４  帰還ダイオード
Ｔ１  トランス
Ｎ０  一次巻線
Ｎ１〜Ｎ３  二次巻線
Ｓ０〜Ｓ４  スイッチング素子
ＳＷ１  スイッチ手段
ＢＡＴ  電池
１〜１３, ２１〜２８  端子
３０  コンデンサモジュール
３１  方形波電圧発生装置（フルブリッジインバータ）
３２  可変電圧直流電源
３３  フライバックコンバータ
【図１】
2007043770.tif 000003
【図２】
2007043770.tif 000004
【図３】
2007043770.tif 000005
【図４】
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【図５】
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