(57)【要約】【課題】基準電圧（オフセット電圧）の変化幅に等しい出力変化幅を得ることができる。【解決手段】励磁電圧が印加され、接続点で直列接続された１対の検出コイルと、前記接続点の測定電位と基準電位との差分電圧を増幅する差動増幅回路７７，７８と、前記差動増幅回路７７，７８の出力電圧のオフセット電圧を発生するオフセット電圧発生回路７１，７２とを備え、前記オフセット電圧が変更される。また、このオフセット電圧は、ＣＰＵ６０が生成する矩形波信号Ｖｄｕｔｙ１，Ｖｄｕｔｙ２のデューティ比を可変することによって制御される。【選択図】図２
2007278758.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
励磁電圧が印加され、接続点で直列接続された１対の検出コイルと、
前記接続点の測定電位と基準電位との差分電圧を増幅する差動増幅回路と、
前記差動増幅回路の出力電圧のオフセット電圧を発生するオフセット電圧発生回路と
を備え、
前記オフセット電圧が変更されることを特徴とするインダクタンス検出回路。
【請求項２】
前記オフセット電圧発生回路は、前記測定電位が変化する前の初期電位と前記基準電位との差の電圧を発生することを特徴とする請求項１に記載のインダクタンス検出回路。
【請求項３】
前記増幅回路は、所定の電源電圧により駆動され、
前記オフセット電圧は、分圧された前記電源電圧をデューティ比で可変した電圧であることを特徴とする請求項１または請求項２に記載のインダクタンス検出回路。
【請求項４】
請求項１ないし請求項３の何れか１項に記載のインダクタンス検出回路と、
前記１対の検出コイルに離間して挿入され、磁歪膜が被着されたシャフトと
を備えたトルクセンサユニット。
【請求項５】
励磁電圧が印加され、第１の接続点で直列接続された１対の第１の検出コイルと、
前記励磁電圧が印加され、第２の接続点で直列接続された１対の第２の検出コイルと、
１対の前記第１の検出コイルおよび１対の前記第２の検出コイルに離間して挿入され、磁歪膜が被着されたシャフトと、
前記第１の接続点の測定電位と基準電位との差分電圧を増幅する第１の増幅回路と、
前記第２の接続点の測定電位と前記基準電位との差分電圧を増幅する第２の増幅回路と、
前記第１の増幅回路の出力電圧と前記第２の増幅回路の出力電圧との差分電圧を増幅する差動増幅回路と、
前記第１の増幅回路および前記第２の増幅回路の出力電圧のオフセット電圧を変更するオフセット電圧発生回路と
を備え、
前記オフセット電圧を変更することを特徴とするトルクセンサユニット。
【請求項６】
請求項４または請求項５に記載のトルクセンサユニットを備え、
前記シャフトは、ステアリング軸であることを特徴とする電動パワーステアリング装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直列接続された１対の検出コイルのインダクタンス差を検出するインダクタンス検出回路、トルクセンサユニット、および、電動パワーステアリング装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
車両に搭載されている電動パワーステアリング装置は、運転者の操舵によってステアリング軸（シャフト）に加えられるトルクを検出するトルクセンサが設けられており、このトルクセンサからのトルク信号に応じた操舵補助力を付与するように構成されている。このトルクセンサとして、シャフトの軸方向の近接する２箇所に被着された磁歪膜と、各磁歪膜の磁気特性変化を検出する１対の検出コイルとを備え、インダクタンスの差を演算することによりトルクの方向と大きさを検出したトルクセンサが開示されている（特許文献１，特許文献２）。
【０００３】
また、特許文献３には、デューティ比を可変した矩形波を平滑した基準電圧を生成する基準電圧生成手段と、シャフトに印加されたトルクに応じて互いに逆方向にインダクタンスが変化する一対の検出コイルの接続点の電圧であるコイル電圧と前記基準電圧との差分電圧を増幅する差動増幅回路と、を備え、差分電圧が所定の基準電位となるようにデューティ比を変更する中点電圧調整回路が開示されている。
【特許文献１】特開２００２−２５７６４８号公報（図１８，図１９）
【特許文献２】特開２００４−２３９６５２号公報（図１０，図１１）
【特許文献３】特開２００５−３３１４５３号公報（図７，図１１，図１２）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかし、特許文献１，２に記載のトルクセンサは、バラツキ等により検出回路からの出力特性の差がシフトし、操舵トルクがゼロのときにも検出回路出力の中点電位が所定の基準電位にならないいわゆる中点ずれが生じる。電動パワーステアリング装置に使用される場合、トルクセンサの出力の中点ずれは操舵補助力の左右差となり、操舵を行う運転者に違和感を与えることになる。また、直列接続された１対の検出コイルに励磁電圧を印加して、１対の検出コイルの中点電位を検出してトルク検出を行う場合にも、中点電位の補正を行う必要がある。
【０００５】
これら中点ずれの問題を解消するために、特許文献３の技術を併用することが考えられる。ところが、特許文献３の技術では、マイクロコンピュータ（ＣＰＵ）の出力電圧（５Ｖ）を用いて生成された矩形波電圧を平滑して基準電圧を生成している。このため、デューティ比を８ｂｉｔの分解能で可変した場合の基準電圧の分解幅は５Ｖ／２５６＝０．０１９５Ｖである。また、差動増幅回路の差動入力に基準電圧が印加されているので、この分解幅が増幅されることになる。このため、中点調整によるトルク変化が粗くなり、操向ハンドルのトルク左右差を十分に減少させることができなかった。
【０００６】
そこで、本発明は、オフセット電圧（基準電圧）の変化幅に等しい出力変化幅を得ることができるインダクタンス検出回路、トルクセンサユニット、および、電動パワーステアリング装置を提供することを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
前記課題を解決するため、請求項１に係るインダクタンス検出回路は、励磁電圧が印加され、接続点で直列接続された１対の検出コイルと、前記接続点の測定電位と基準電位との差分電圧を増幅する差動増幅回路と、前記差動増幅回路の出力電圧のオフセット電圧を発生するオフセット電圧発生回路とを備え、前記オフセット電圧が変更されることを特徴とする。
【０００８】
これによれば、直列接続された１対の検出コイルに励磁電圧が印加され、１対の検出コイルの接続点の測定電位と基準電位との差分電圧が差動増幅回路によって増幅される。また、この差動増幅回路の出力電圧のオフセットが変更される。このオフセット電圧は増幅度に依存しないので、オフセット電圧（前記基準電圧に相当）の変化幅が差動増幅回路の出力変化幅となる。
【０００９】
また、請求項２に係る発明は、請求項１に記載のインダクタンス検出回路において、前記オフセット電圧発生回路は、前記測定電位が変化する前の初期電位と前記基準電位との差の電圧を発生することを特徴とする。これによれば、測定電位が変化する前の差動増幅回路の出力電圧が基準電位に設定される。
【００１０】
また、請求項３に係る発明は、請求項１または請求項２に記載のインダクタンス検出回路において、前記増幅回路は、所定の電源電圧により駆動され、前記オフセット電圧は、分圧された前記電源電圧をデューティ比で可変した電圧であることを特徴とする。これによれば、分圧された電源電圧がオフセット電圧にされるので、デューティ比を可変した場合の電圧変動分解幅を小さくすることができる。
【００１１】
また、請求項４に係るトルクセンサは、請求項１ないし請求項３の何れか１項に記載のインダクタンス検出回路と、前記１対の検出コイルに離間して挿入され（遊挿され）、磁歪膜が被着されたシャフトとを備えたことを特徴とする。これによれば、磁歪膜が被着されたシャフトに加えられるトルクを１対の検出コイルのインダクタンス変化として検出することができる。このとき、磁歪膜が磁気異方性を有し、各々逆方向の異方性となるようにシャフトの軸方向２箇所に被着することにより、トルク印加によって互いに逆方向のインダクタンス変化が得られる。
【００１２】
請求項５に係るトルクセンサは、励磁電圧が印加され、第１の接続点で直列接続された１対の第１の検出コイルと、前記励磁電圧が印加され、第２の接続点で直列接続された１対の第２の検出コイルと、１対の前記第１の検出コイルおよび１対の前記第２の検出コイルに離間して挿入され、磁歪膜が被着されたシャフトと、前記第１の接続点の測定電位と基準電位との差分電圧を増幅する第１の増幅回路と、前記第２の接続点の測定電位と前記基準電位との差分電圧を増幅する第２の増幅回路と、前記第１の増幅回路の出力電圧と前記第２の増幅回路の出力電圧との差分電圧を増幅する差動増幅回路と、前記第１の増幅回路および前記第２の増幅回路の出力電圧のオフセット電圧を変更するオフセット電圧発生回路とを備え、前記オフセット電圧を変更することを特徴とする。
【００１３】
請求項６に係る電動パワーステアリング装置は、請求項４または請求項５に記載のトルクセンサを備え、前記シャフトはステアリング軸であることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、基準電圧の変化幅に等しい出力変化幅を得ることができるインダクタンス検出回路、トルクセンサユニット、および、電動パワーステアリング装置を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
（第１実施形態）
本発明の一実施形態であるインダクタンス検出回路が使用される磁歪式トルクセンサユニットについて説明する。
図１において、磁歪式トルクセンサユニット１５０は、シャフト（ステアリング軸）２０の近接する軸方向２箇所の全周に被着されている磁歪膜３０ａ，３０ｂと、直列接続されている検出コイル４０ａ，４０ｂと、逆方向に直列接続されている検出コイル４０ｃ，４０ｄと、検出コイル４０ａ，４０ｂ，４０ｃ，４０ｄに励磁電圧を印加するブリッジ回路１０と、検出コイル４０ａ，４０ｂの接続点ＶＳ１および検出コイル４０ｃ，４０ｄの接続点ＶＳ２の差分電圧を演算するインダクタンス検出回路１００と、インダクタンス検出回路１００が生成する励磁信号Ｉを反転するインバータ５５とを備えている。
【００１６】
ブリッジ回路１０は、４個のスイッチング素子１０ａ，１０ｂ，１０ｃ，１０ｄを備えており、スイッチング素子１０ａ，１０ｃはｎチャネルＭＯＳＦＥＴであり、スイッチング素子１０ｂ，１０ｄはｐチャネルＭＯＳＦＥＴである。スイッチング素子１０ａおよびスイッチング素子１０ｃのドレインが検出コイル電源Ｖｃｃに接続され、スイッチング素子１０ｂおよびスイッチング素子１０ｄのソースが接地されている。また、スイッチング素子１０ａのソースとスイッチング素子１０ｂのドレインと端子Ｓ１とが接続され、スイッチング素子１０ｃのソースとスイッチング素子１０ｄのドレインと端子Ｓ２とが接続されている。また、スイッチング素子１０ａのゲートとスイッチング素子１０ｂとゲート端子Ｇ１とが接続され、スイッチング素子１０ｃのゲートとスイッチング素子１０ｄのゲートとゲート端子Ｇ２とが接続されている。
【００１７】
これにより、ブリッジ回路１０は、端子Ｇ１を接地電位にすることにより端子Ｓ１が接地電位になり、ゲート端子Ｇ１を検出コイル電源Ｖｃｃの電源電位にすることにより端子Ｓ１が電源電位になるようになっている。同様に、ブリッジ回路１０は、ゲート端子Ｇ２を接地電位にすることにより端子Ｓ２が接地電位になり、ゲート端子Ｇ２を電源電位にすることにより端子Ｓ２が電源電位になるようになっている。
【００１８】
磁歪膜３０ａ，３０ｂは、例えば、Ｆｅ−Ｎｉ系やＦｅ−Ｃｒ系の磁気異方性を有する膜であり、シャフト２０の近接する軸方向２箇所に各々逆方向の異方性となるように被着されている。このため、シャフト２０にトルクが一方向に加えられると、磁歪膜３０ａ，３０ｂには、透磁率差が現れ、トルクが逆方向に加えられると逆方向の透磁率差が現れる。
【００１９】
ここで、磁歪膜３０ａ，３０ｂの被着方法および異方性の付与方法について説明する。まず、シャフト２０に、ロックウェル硬さがＨＲＣ４０〜６５となる熱処理を施した後、シャフト２０の軸方向２箇所の外周面に、上下に離間して磁歪膜３０ａ，３０ｂをメッキや蒸着によって被着する。次に、シャフト２０を捩ることにより、磁歪膜３０ａに対し反時計廻りのトルクＴ（例えば、１０ｋｇｆ・ｍ（９８Ｎ・ｍ）程度）を加え、この状態でコイルを用いて磁歪膜３０ａを高い周波数で振動させることにより、磁歪膜３０ａを約３００℃で数秒加熱して冷却した後に反時計廻りのトルクＴを取り除くと、磁歪膜３０ａには異方性が付与される。次に、逆方向へとシャフト２０を捩ることにより、磁歪膜３０ｂに対し時計廻りのトルクＴ（例えば、１０ｋｇｆ・ｍ（９８Ｎ・ｍ）程度）を加え、この状態でコイルを用いて磁歪膜３０ｂを磁歪膜３０ａと同様に高い周波数で振動させることにより、磁歪膜３０ｂを約３００℃で加熱する。この結果、磁歪膜３０ｂには磁歪膜３０ａとは逆方向の異方性が付与される。
【００２０】
検出コイル４０ａ，４０ｂの直列回路あるいは検出コイル４０ｃ，４０ｄの直列回路は、磁歪膜３０ａ，３０ｂの透磁率差をインダクタンス差として検出するものである。直列回路の両端に励磁電圧を印加すると、磁歪膜３０ａ，３０ｂの透磁率差の変動が接続点ＶＳ１，ＶＳ２の電位変動となって検出される。すなわち、検出コイル４０ａ，４０ｂ，４０ｃ，４０ｄの各接続点の電位と、トルク変化前の電位である中点電位との差によってトルク変化が検出される。このとき、検出コイル４０ｃ，４０ｄは逆方向に接続されているので、接続点ＶＳ１の電位と接続点ＶＳ２の電位とは逆方向に変動する。すなわち、何れか一方の接続点の電位のみを検出する場合よりも２倍の感度が得られる。
【００２１】
インダクタンス検出回路１００は、接続点ＶＳ１と接続点ＶＳ２との差分電圧を増幅するものであり、各接続点ＶＳ１，ＶＳ２の電位をデューティ可変された電圧（後記するオフセット電圧）を用いて補正することができる。これにより、前記中点電位が所定の基準電位に補正される。また、インダクタンス検出回路１００は、矩形波信号を生成し、励磁信号Ｉとしてブリッジ回路１０のゲート端子Ｇ２に供給する。インバータ５５は、励磁信号Ｉの反転信号を生成し、この信号をゲート端子Ｇ１に供給する。
【００２２】
次に、図２を参照してインダクタンス検出回路１００を詳細に説明する。
インダクタンス検出回路１００は、オフセット電圧発生回路７１，７２と、オフセット電圧発生回路７１，７２の出力電圧ＶＲＥＦ１，ＶＲＥＦ２の差動電圧を増幅する差動増幅回路７７，７８と、差動増幅回路７７，７８の出力電圧Ｖ０１，Ｖ０２の差動電圧を増幅する差動増幅回路７９と、ＣＰＵ６０と、を備える。
【００２３】
オフセット電圧発生回路７１は、ＣＰＵ６０が生成した矩形波信号Ｖｄｕｔｙ１を平滑した直流電圧をバッファアンプＯＰ１１を介して出力し、オフセット電圧ＶＲＥＦ１を生成するものであるが、特に、矩形波信号Ｖｄｕｔｙ１と基準電位Ｖｃとの電位差が抵抗器Ｒ１１，Ｒ１１１で分圧されている点を特徴とする。すなわち、矩形波信号Ｖｄｕｔｙ１が最大電圧Ｖｃｃであるとき、
（Ｖｃｃ−Ｖｃ）・Ｒ１１／（Ｒ１１＋Ｒ１１１）＋Ｖｃ
に分圧され、矩形波信号が最低電圧０Ｖであるとき、
Ｖｃ・Ｒ１１／（Ｒ１１＋Ｒ１１１）
に分圧される。これの分圧された電圧波形でデューティ比が変化し、コンデンサＣ１１によって平滑された直流電圧が出力され、オフセット電圧ＶＲＥＦ１となる。
【００２４】
例えば、ＣＰＵ６０が５Ｖで駆動され、最高電圧が５Ｖである場合は、図３（ａ）のような最高電圧５Ｖ、最低電圧０Ｖの矩形波信号Ｖｄｕｔｙ１がＣＰＵ６０から出力される。なお、縦軸はＣＰＵ出力電圧［Ｖ］であり、横軸は時間［ｓ］である。また、Ｒ１１／（Ｒ１１＋Ｒ１１１）＝２／５  の場合の分圧電圧波形は、図３（ｂ）のように、中点電位２．５Ｖを中心とする最高電圧４Ｖ、最低電圧１Ｖの矩形波電圧波形となり、最高電圧と最低電圧との差Ｖ１は３Ｖである。また、図３（ｃ）の実線は、オフセット電圧発生回路７１，７２（図２参照）に入力される矩形波信号Ｖｄｕｔｙ１，Ｖｄｕｔｙ２のデューティを可変した場合の出力ＶＲＥＦ１，ＶＲＥＦ２の電圧変化を示している。また、図３（ｃ）の破線は特許文献２に記載の基準電圧生成手段の出力電圧変化である。本実施形態のオフセット電圧発生回路７１，７２の方が分解幅が小さいことが解る。
【００２５】
再び、図２に戻り、オフセット電圧発生回路７１の具体的回路構成は、一端が基準電位Ｖｃ、例えば、２．５Ｖに維持された抵抗器Ｒ１１１の他端と、一端にＣＰＵ６０の矩形波信号Ｖｄｕｔｙ１が入力された抵抗器Ｒ１１の他端と、コンデンサＣ１１の一端とがバッファアンプＯＰ１１の非反転入力（＋）に接続され、反転入力（−）と出力ＶＲＥＦ１とが接続された回路構成である。
【００２６】
差動増幅回路７７は、オペアンプＯＰ１２と抵抗器Ｒ１２，Ｒ１３，Ｒ１４，Ｒ１５，Ｒ１６とコンデンサＣ１２とを備え、接続点ＶＳ１の電位ＶＶＳ１と基準電位Ｖｃの差動電圧を増幅し、オフセット電圧発生回路７１の出力であるオフセット電圧ＶＲＥＦ１を加算するものである。すなわち、オフセット電圧発生回路７１は、
Ｖｏ１＝Ｒ１４／Ｒ１３・（ＶＶＳ１−Ｖｃ）＋ＶＲＥＦ１
の電圧を出力する。ここで、Ｒ１２＝Ｒ１３、Ｒ１６＝Ｒ１４を条件としている。
【００２７】
また、具体的回路構成は、接続点ＶＳ１に抵抗器Ｒ１２の一端が接続され，抵抗器Ｒ１２の他端と抵抗器Ｒ１６の一端とがオペアンプＯＰ１２の非反転入力（＋）に入力されている。また、抵抗器Ｒ１６の他端にはオフセット電圧ＶＲＥＦ１が入力されている。さらに、オペアンプＯＰ１２の反転入力（−）には、一端が基準電位Ｖｃに維持された抵抗器Ｒ１３の他端と抵抗器Ｒ１４の一端とが接続され、オペアンプＯＰ１２の出力Ｖ０１には抵抗器Ｒ１４の他端と抵抗器Ｒ１５の一端が接続されている。また、抵抗器Ｒ１５の他端には、一端が接地されたコンデンサＣ１２の他端と出力端子ＶＴ１とが接続されている。
【００２８】
同様に、オフセット電圧発生回路７２は、バッファアンプＯＰ２１と抵抗器Ｒ２１，Ｒ２１１とコンデンサＣ２１とを備え、ＣＰＵ６０の矩形波信号Ｖｄｕｔｙ２からオフセット電圧ＶＲＥＦ２を生成するものである。また、差動増幅回路７８は、オペアンプＯＰ２２と、抵抗器Ｒ２２，Ｒ２３，Ｒ２４，Ｒ２５，Ｒ２６と、コンデンサＣ２２とを備え、接続点ＶＳ２の電位と基準電位Ｖｃとの差分電圧を増幅し、オフセット電圧ＶＲＥＦ２を加算し、出力Ｖ０２している。また、出力端子ＶＴ２に平均化された電圧が出力される。
【００２９】
差動増幅回路７９は、差動増幅回路７７の出力Ｖ０１と差動増幅回路７８の出力Ｖ０２の差分電圧を増幅し、基準電位Ｖｃのオフセット電圧を加算するものである。具体的には、一端が差動増幅回路７７の出力Ｖ０１に接続された抵抗器Ｒ３１と抵抗器Ｒ３２の一端がオペアンプＯＰ３１の反転入力（−）に接続され、抵抗器３２の他端がオペアンプＯＰ３１の出力端子ＶＴ３に接続されている。また、一端が差動増幅回路７８の出力Ｖ０２に接続された抵抗器Ｒ３３の他端と、一端が基準電位Ｖｃに維持された抵抗器Ｒ３４の他端とがオペアンプＯＰ３１の非反転入力（＋）に接続されている。
【００３０】
さらに、ＣＰＵ６０は、出力端子ＶＴ１，ＶＴ２からの帰還信号を入力し、矩形波信号Ｖｄｕｔｙ１，Ｖｄｕｔｙ２のデューティ比を可変している。また、ＣＰＵ６０は、ブリッジ回路１０のゲート端子Ｇ１に入力するための励磁信号と、ゲート端子Ｇ２に入力するためのその反転信号とを生成している。
【００３１】
図４（ａ）は、シャフト２０に、検出コイル４０ａ，４０ｂ，４０ｃ，４０ｄが巻回された状態を示した図である。円環状の検出コイル４０ａ，４０ｃが、被着された磁歪膜３０ｂの軸方向２箇所にシャフト２０と離間して挿入されている。また、円環状の検出コイル４０ｂ，４０ｄが、磁歪膜３０ａの軸方向２箇所にシャフト２０と離間して挿入されている。なお、各検出コイル４０ａ，４０ｂ，４０ｃ，４０ｄの巻回方向は同一であり、発生する磁界Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３，Ｈ４を打ち消していない。また、検出コイル４０ａ，４０ｄと検出コイル４０ｂ，４０ｃとの間には矩形波電圧が印加され、検出コイル４０ａと検出コイル４０ｂとの接続点ＶＳ１が引き出され、検出コイル４０ｃと検出コイル４０ｄとの接続点ＶＳ２が引き出されている。
【００３２】
図４（ｂ）は検出コイル電圧の波形であり、この印加電圧波形はパルス幅ｔ１、デューティ１／２の矩形波交流電圧である。励磁信号Ｉのハイレベル信号がブリッジ回路１０のゲート端子Ｇ２に入力され、この反転信号であるローレベル信号がゲート端子Ｇ１に入力されると、端子Ｓ２が電源電位になり、端子Ｓ１が接地電位になる。一方、励磁信号Ｉのローレベル信号がゲート端子Ｇ２に入力され、この反転信号であるハイレベル信号がゲート端子Ｇ１に入力されると、端子Ｓ１が電源電位になり、端子Ｓ２が接地電位になる。これにより、検出コイル４０ａ，４０ｂの直列回路、および、検出コイル４０ｃ，４０ｄの直列回路には、正および負の電圧に交互に反転する矩形波交流電圧が印加される。
【００３３】
図４（ｃ）は、検出コイル電流の波形である、検出コイル４０ａ，４０ｂ，４０ｃ，４０ｄに正の電圧が印加されると、インダクタンスの逆数を比例係数として時間的に単調増加する電流が流れる。また、検出コイル４０ａ，４０ｂ，４０ｃ，４０ｄに負の電圧が印加されると時間的に単調減少する電流が流れる。このとき、増加電流の最大値はパルス幅ｔ１により制限され、検出コイル４０ａ，４０ｂ，４０ｃ，４０ｄに飽和電流は流れない。また、負の時間も矩形波交流電圧が検出コイル４０ａ，４０ｂ，４０ｃ，４０ｄに印加されており（図示せず）、時刻ゼロの時に負の電流値から立ち上がっている。なお、インダクタンスを規定する透磁率は非線形特性を有するので、電流は直線的には変化しない。また、正負対称の交流電流を流すことにより、正または負のパルス電流の場合のみよりも磁束密度の絶対値が約半分となる。
【００３４】
以上説明したように、本実施形態の磁歪式トルクセンサユニット１５０によれば、検出コイル４０ａ，４０ｂおよび検出コイル４０ｃ，４０ｄの接続点ＶＳ１，ＶＳ２の電位ＶＶＳ１，ＶＶＳ２と、基準電位Ｖｃとの電位差が増幅され、デューティ比によって変化する直流のオフセット電圧ＶＲＥＦ１，ＶＲＥＦ２が加算される。このとき、トルクがゼロのときの電位ＶＶＳ１，ＶＶＳ２である中点電位が基準電位Ｖｃにならないときでも、デューティ比を可変して、オフセット電圧ＶＲＥＦ１，ＶＲＥＦ２を（基準電位Ｖｃ−中点電位）に設定することにより、差動増幅回路７７，７８の出力電圧が基準電位Ｖｃに補正される。このとき、オフセット電圧ＶＲＥＦ１，ＶＲＥＦ２は、差動増幅回路７７，７８の増幅率Ｒ１４／Ｒ１３、Ｒ２４／Ｒ２３に依存しないので、デューティ比の分解能が低い場合でも電圧変動（分解能）を小さくすることができる。
【００３５】
また、オフセット電圧ＶＲＥＦ１，ＶＲＥＦ２は、ＣＰＵ６０の矩形波信号Ｖｄｕｔｙ１，Ｖｄｕｔｙ２が中点電位を基準として分圧され、分圧された波形が平滑されて生成されるので、分解幅が小さくなる。したがって、ＣＰＵ６０の分解能を上げずに出力分解能を向上することができる。したがって、接続点ＶＳ１，ＶＳ２の電位と基準電位Ｖｃとの差を高精度に調整することができる。
【００３６】
（電動パワーステアリング装置）
次に、前記実施形態の磁歪式トルクセンサユニット１５０が使用される電動パワーステアリング装置について、図５を参照して説明する。
電動パワーステアリング装置２００は、操向ハンドル２１０を回転させると操向ハンドル２１０に直結するステアリング軸（シャフト２０）がラックピニオン機構２７０を構成するピニオン２６０を回転し、これによってラック軸２５０を移動させて転舵輪２２０の方向を変える。このとき、磁歪式トルクセンサユニット１５０が、検出コイル４０を用いてトルクを検出し、出力したトルク信号Ｔに応じて、制御装置２３０が電動機２４０を駆動制御する。電動機２４０は、動力伝達機構２８０を介してピニオン２６０を回転させ、操向ハンドル２１０の操舵トルクを軽減させるように動作する。なお、運転者の操舵トルクをＴＨとし、ピニオン２６０に伝達されるトルクをＴＰとし、電動機２４０による補助トルクの大きさに関連した定数をＫＡとすると、ＴＨ＝ＴＰ／（１＋ＫＡ）の関係が成立する。
【００３７】
磁歪式トルクセンサユニット１５０は中点ずれを補正するオフセット電圧の分解幅が増幅されないので、電動パワーステアリング装置２００は中点調整によるトルク変化が細かくなりハンドルトルクの左右差を低減させることができる。このため、運転者の操舵フィーリングが向上する。また、ＥＣＵ（Electrical Control Unit）と組み合わせた場合の中点調整が簡易になり、設計自由度が大きくなる。
【００３８】
（比較例１）
次に、インダクタンス検出回路の比較例１について説明する。
図６において、インダクタンス検出回路１１０は、基準電圧生成回路７３，７４と、差動増幅回路７５，７６と、差動増幅回路７５，７６の出力の差動電圧を増幅する差動増幅回路７９と、ＣＰＵ６０とを備える。
【００３９】
基準電圧生成回路７３は、ＣＰＵ６０が生成した矩形波信号Ｖｄｕｔｙ１を平滑した直流電圧をバッファアンプＯＰ１１を介して出力し、基準電圧ＶＲＥＦ１を生成するものである。すなわち、矩形波信号Ｖｄｕｔｙ１を分圧しない点で実施形態と相違する。差動増幅回路７７は、オペアンプＯＰ１２と抵抗器Ｒ１２，Ｒ１３，Ｒ１４，Ｒ１５，Ｒ１６とコンデンサＣ１２とを備え、接続点ＶＳ１の電位ＶＶＳ１と基準電圧ＶＲＥＦ１の差動電圧を増幅し、出力電圧Ｖ１を生成するものである。すなわち、
Ｖ１＝Ｒ１４／Ｒ１３（ＶＶＳ１−ＶＲＥＦ１）
の電圧が出力され、増幅率はＲ１４／Ｒ１３によって規定される。また、電位ＶＶＳ１だけでなく基準電圧ＶＲＥＦ１も増幅される。なお、Ｒ１２＝Ｒ１３、Ｒ１６＝Ｒ１４を条件としている。
【００４０】
同様に、基準電圧生成回路７４は、ＣＰＵ６０の矩形波信号Ｖｄｕｔｙ２から基準電圧ＶＲＥＦ２を生成するものであり、差動増幅回路７８は、接続点ＶＳ２と基準電圧ＶＲＥＦ２との差分電圧を増幅した出力電圧Ｖ２を生成するものである。また、差動増幅回路７９は、前記実施形態と同様である。また、ＣＰＵ６０は、ブリッジ回路１０のゲート端子Ｇ１に入力する為の励磁信号を生成している。
【００４１】
本比較例の場合は、基準電圧ＶＲＥＦ１，ＶＲＥＦ２がＲ１４／Ｒ１３の増幅率で増幅されて出力されるので、矩形波信号Ｖｄｕｔｙ１，Ｖｄｕｔｙ２のデューティ比の分解能で定まる変化幅が増幅される。このため、中点調整によるトルク変化が粗くなりハンドルトルクの左右差を十分に減少させることができない。
【００４２】
（比較例２）
次に、インダクタンス検出回路の比較例２について説明する。
図７に示されるインダクタンス検出回路１２０は、比較例１のインダクタンス検出回路１１０に対して、差動増幅回路７５，７６の抵抗器Ｒ１６，Ｒ２６が無い点で相違する。
これにより、オペアンプＯＰ１２の出力電圧Ｖ１は、
Ｖ１＝（ＶＳ１−ＶＲＥＦ１）・Ｒ１４／Ｒ１３＋ＶＳ１
＝（１＋Ｒ１４／Ｒ１３）・ＶＳ１−Ｒ１４／Ｒ１３・ＶＲＥＦ１
となり、インダクタンス検出回路１１０と同様に、オフセット電圧ＶＲＥＦ１が増幅される。また、ＶＳ１に対する増幅率（１＋Ｒ１４／Ｒ１３）となり、インダクタンス検出回路１１０の増幅率Ｒ１４／Ｒ１３と相違する。
【００４３】
（変形例）
本発明は前記した実施形態に限定されるものではなく、例えば以下のような変形が可能である。
（１）前記実施形態は、スイッチング素子１０ａ，１０ｂ，１０ｃ，１０ｄにＭＯＳＦＥＴを用いたが、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ等の他のスイッチング素子を用いることもできる。
（２）前記実施形態は、差動増幅回路７７，７８の抵抗器Ｒ１６，Ｒ２６の一端にオフセット電圧ＶＲＥＦ１，ＶＲＥＦ２を印加して、オフセットを加算したが、差動増幅後にオフセット電圧ＶＲＥＦ１，ＶＲＥＦ２を加算してもよい。
（３）前記実施形態のブリッジ回路１０は、スイッチング素子１０ａ，１０ｃにｎチャネルＭＯＳＦＥＴを用い、スイッチング素子１０ｂ，１０ｄにｐチャネルＭＯＳＦＥＴを用いたが、スイッチング素子１０ａ，１０ｃにｐチャネルＭＯＳＦＥＴを用い、スイッチング素子１０ｂ，１０ｄにｎチャネルＭＯＳＦＥＴを用いることもできる。この場合には、スイッチング素子１０ａ，１０ｃのソースが検出コイル電源に接続され、ソースが端子Ｓ１，Ｓ２に接続される。これにより、スイッチング素子１０ａ，１０ｂあるいはスイッチング素子１０ｃ，１０ｄは、ゲート端子Ｇ１，Ｇ２を電源電位にすると端子Ｓ１，Ｓ２が接地電位になり、ゲート端子Ｇ１，Ｇ２を接地電位にすると端子Ｓ１，Ｓ２が電源電位になるインバータ回路を構成する。
（４）前記各実施形態では、検出コイル４０ｃ，４０ｄを検出コイル４０ａ、４０ｂの逆方向に接続して接続点ＶＳ１と接続点ＶＳ２との差動出力を得たが、同方向に接続するとトルク印加により同方向に電位変動し、差動出力はゼロ点近傍になる。言い換えれば、異常が発生するとゼロ点でなくなるので、これを検出して異常検出手段とすることができる。
（５）本発明の電動パワーステアリング装置には、操向ハンドル２１０と転舵輪２２０とが機械的に切り離されたステアバイワイヤ（Steer＿By＿Wire）が含まれる。
【図面の簡単な説明】
【００４４】
【図１】本発明の一実施形態である磁歪式トルクセンサユニットの回路構成図である。
【図２】インダクタンス検出回路の回路図である。
【図３】デューティ比を可変した場合のオフセット電圧の変化を示す図と、ＣＰＵ出力電圧波形を示す図と、ＣＰＵ出力が分圧された分圧波形を示す図である。
【図４】検出コイルがシャフトに巻回された状態および接続を示す図と、検出コイルの電圧波形および電流波形を示す図である。
【図５】電動パワーステアリング装置の構成図である。
【図６】インダクタンス検出回路の比較例である。
【図７】インダクタンス検出回路の他の比較例である。
【符号の説明】
【００４５】
１０  ブリッジ回路
１０ａ，１０ｂ，１０ｃ，１０ｄ  スイッチング素子
２０  シャフト（ステアリング軸）
３０ａ，３０ｂ  磁歪膜
４０，４０ａ，４０ｂ，４０ｃ，４０ｄ  検出コイル
５５  インバータ
６０  ＣＰＵ
７１，７２  オフセット電圧発生回路
７３，７４  基準電圧生成回路
７５，７６，７７，７８，７９  差動増幅回路
１００，１１０，１２０  インダクタンス検出回路
１５０  磁歪式トルクセンサユニット（トルクセンサユニット）
２００  電動パワーステアリング装置
２１０  操向ハンドル
２２０  転舵輪
２３０  制御装置
２４０  電動機
２５０  ラック軸
２６０  ピニオン
２７０  ラックピニオン機構
２８０  動力伝達機構
【図１】
2007278758.tif 000003
【図２】
2007278758.tif 000004
【図３】
2007278758.tif 000005
【図４】
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【図５】
2007278758.tif 000007
【図６】
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【図７】
2007278758.tif 000009
【手続補正書】
【提出日】平成18年10月12日(2006.10.12)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２３
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００２３】
オフセット電圧発生回路７１は、ＣＰＵ６０が生成した矩形波信号Ｖｄｕｔｙ１を平滑した直流電圧をバッファアンプＯＰ１１を介して出力し、オフセット電圧ＶＲＥＦ１を生成するものであるが、特に、矩形波信号Ｖｄｕｔｙ１と基準電位Ｖｃとの電位差が抵抗器Ｒ１１，Ｒ１１１で分圧されている点を特徴とする。すなわち、矩形波信号Ｖｄｕｔｙ１が最大電圧Ｖｃｃであるとき、
（Ｖｃｃ−Ｖｃ）・Ｒ１１１／（Ｒ１１＋Ｒ１１１）＋Ｖｃ
に分圧され、矩形波信号が最低電圧０Ｖであるとき、
Ｖｃ・Ｒ１１／（Ｒ１１＋Ｒ１１１）
に分圧される。これの分圧された電圧波形でデューティ比が変化し、コンデンサＣ１１によって平滑された直流電圧が出力され、オフセット電圧ＶＲＥＦ１となる。