(57)【要約】【課題】複数の電源回路を備えた電源装置において、電源高調波電流の発生量が少ない電源装置を実現する。【解決手段】電源装置１００は、単一の電源に接続され、該電源から供給された電流を平滑コンデンサＣ１０１ａ・ｂに蓄積する２つの電源回路１００ａ・ｂと、上記平滑コンデンサＣ１０１ａ・ｂに流入する流入電流の和が上記電源の電圧の大きさに比例して変動するよう電源回路１００ａ・ｂを制御する、流入電流量制御回路１１３ａおよびスイッチング素子１１４ｂを含む制御手段と、を備えている。【選択図】図１
2007195371.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
単一の電源に接続され、該電源から供給された電流を平滑コンデンサに蓄積するＮ個の電源回路と（Ｎは２以上の自然数）、
上記平滑コンデンサに流入する流入電流の和が上記電源の電圧の大きさに比例して変動するよう、上記複数の電源回路を制御する制御手段とを備えたことを特徴とする電源装置。
【請求項２】
上記制御手段は、ｎ−１番目の電源回路の平滑コンデンサに流入する流入電流量を検出し（ｎは２以上Ｎ以下の自然数）、該流入電流量に応じて、ｎ番目の電源回路の平滑コンデンサに流入する流入電流量を制御する流入電流量制御手段を含んでいることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【請求項３】
上記流入電流量制御手段は、ｎ−１番目の電源回路の平滑コンデンサに直列に接続された抵抗の両端電圧を検出することを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
【請求項４】
上記流入電流量制御手段は、ｎ番目の電源回路の平滑コンデンサに直列に接続されたスイッチング素子を含み、上記流入電流量が予め定められた閾値以下のとき、該スイッチング素子を導通状態に切り替え、上記流入電流量が予め定められた閾値以上のとき、該スイッチング素子を遮断状態に切り替えることを特徴とする請求項２又は３に記載の電源装置。
【請求項５】
上記スイッチング素子に直列に接続されたリアクトルを更に備えていることを特徴とする請求項４に記載の電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源装置に関し、特に、電源高調波電流の発生を抑制したＡＣ−ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
商用電源を整流・平滑化して得られた直流を、たとえば百ｋＨｚ程度の高周波でスイッチングすることにより高周波パルスに変換し、得られた高周波パルスを再び整流・平滑化して出力するスイッチング方式の電源装置（スイッチング電源）が、複写機、プリンタ、ファックス等の電源回路において広く用いられている。高周波パルスは、小型の変圧器により所望の電圧に変圧することができるので、スイッチング方式を採用することにより、小型かつ高効率な電源装置を実現することができる。
【０００３】
このような電源装置の代表的な構成として、パルス幅変調（ＰＷＭ）方式のスイッチング電源が知られている。パルス幅変調方式のスイッチング電源は、変圧器の２次側出力電圧を検出する電圧検出回路と、その検出結果に応じて主スイッチング素子のスイッチングパルス幅を制御する制御回路とを備えており、所望の２次側出力電圧を得ることができる。
【０００４】
また、スイッチング電源の他の代表的な構成として、リンギングチョークコンバータ（ＲＣＣ）方式の電源装置がある。リンギングチョークコンバータ方式のスイッチング電源においては、主スイッチング素子のｏｎ期間中に変圧器内に蓄積された励磁エネルギが、主スイッチング素子のｏｆｆ期間中に２次側回路へ出力され、その出力終了後に変圧器の制御巻線に発生するリンギングパルスが直流カットコンデンサを介して該主スイッチング素子の制御端子に帰還されることにより、主スイッチング素子のｏｎ／ｏｆｆ制御が実現される。
【０００５】
図６にスイッチング方式の電源装置の典型的な従来例を示す。図６は、フライバック方式のスイッチング電源である電源装置６００の電気的構成を示す回路ブロック図である。
【０００６】
図６に示したように、電源装置６００は、概略的に、１次側整流・平滑化回路６００ａ、スイッチング回路６００ｂ、および、２次側整流・平滑化回路６００ｃを備えている。
【０００７】
１次側整流・平滑化回路６００ａは、図６に示したように、ダイオードブリッジ６０２と平滑コンデンサＣ６０１とから構成される。ダイオードブリッジ６０２の入力端子は、入力端子６０１を介して商用電源に接続されている。入力端子６０１から入力された交流電流は、ダイオードブリッジ６０２と平滑コンデンサＣ６０１とにより整流・平滑化され、得られた直流電圧は、ハイレベルの側主電源ライン６０３とローレベルの側主電源ライン６０４との間に出力される。
【０００８】
スイッチング回路６００ｂは、図６に示したように、上記平滑コンデンサＣ６０１と、該平滑コンデンサＣ６０１に対して直列に接続された、変圧器Ｔ６０１の１次巻線ｎ６０１および主スイッチング素子６０５とから構成される。主スイッチング素子６０５は、電界効果トランジスタにより構成されたトランジスタスイッチであり、後述の制御回路６０６により周期的にｏｎ／ｏｆｆ制御される。なお、主スイッチング素子６０５は、図６に示した回路ブロック図においては、電界効果トランジスタにより構成されるものとしたが、バイポーラートランジスタにより構成することも可能である。
【０００９】
図６に示したように、スイッチング回路６００ｂと２次側整流・平滑化回路６００ｃとは、変圧器Ｔ６０１を介して磁気的に結合されており、１次側巻線ｎ６０１に入力された高周波パルスは、電磁相互誘導作用により、２次側巻線ｎ６０２に伝送される。すなわち、主スイッチング素子６０５が導通状態になると、上記１次巻線ｎ６０１に励磁エネルギが蓄積され、逆に、主スイッチング素子６０５が遮断状態になると、この励磁エネルギにより２次側巻線ｎ６０２に電圧が誘起される。
【００１０】
２次側整流・平滑化回路６００ｃは、図６に示したように、上記２次側巻線ｎ６０２と、該２次側巻線ｎ６０２に対して直列に接続された、ダイオード６０７および平滑コンデンサＣ６０２とから構成されている。２次側巻線ｎ６０２に誘起された電圧は、ダイオード６０７により整流され、平滑コンデンサＣ６０２により平滑化された後、出力端子６０８に接続された負荷へと出力される。
【００１１】
上記主スイッチング素子６０５のｏｎ／ｏｆｆ制御を実現するために、電源装置６００は、比較回路６０９と制御回路６０６とを更に備えている。比較回路６０９には、分圧抵抗６１０・６１１により分圧された出力電圧と、図示しない基準電圧とが入力されており、該出力電圧の分圧値と該基準電圧の比較結果が、比較回路６０９から制御回路６０６にフィードバックされる。制御回路６０６は、比較回路６０９から取得した出力電圧情報に基づいて、主スイッチング素子６０５に駆動信号を供給し、電源装置６００の出力電圧が一定値になるよう主スイッチング素子６０５のスイッチングを制御する。
【００１２】
電源装置６００は、２つの負荷に対して直流電圧を出力するべく、２つの電源回路を備えている。すなわち、図６に示したように、スイッチング回路６００ｂと２次側整流・平滑化回路６００ｃとからなる上述の電源回路に加え、スイッチング回路６００ｄと２次側整流・平滑化回路６００ｅとからなる、もう一つの電源回路が、主電源ライン６０３・６０４に接続されている。スイッチング回路６００ｄと２次側整流・平滑化回路６００ｅとは、それぞれ、上述したスイッチング回路６００ｂと２次側整流・平滑化回路６００ｃと同様に構成されているので、その説明は省略する。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
しかしながら、入力された交流電流を平滑コンデンサに蓄積する、所謂コンデンサ・インプット型の上記従来の電源装置においては、該平滑コンデンサが交流電源に対する非線形負荷となることから、電源高調波電流の発生が避けられないという問題があった。
【００１４】
上記問題について、図６に示した電源装置６００に即して説明すれば以下の通りである。
【００１５】
上記電源装置６００において、入力端子６０１に入力された交流電流は、ダイオードブリッジ６０２を介して、平滑コンデンサC６０１に流入し、該平滑コンデンサC６０１に蓄積される。つまり、電源装置６００は、コンデンサ・インプット型の電源回路を構成する。ここで、平滑コンデンサC６０１は、入力端子６０１に接続される交流電源に対する非線形負荷となる。すなわち、１次側整流・平滑化回路６００ｂに流入する電流（すなわち、平滑コンデンサC６０１に流入する流入電流）は、交流電源の電圧に比例しない。このため、当該電源装置６００には、電源高調波電流が発生する。
【００１６】
図７は、図６に示した電源装置６００において、平滑コンデンサＣ６０１に流入する流入電流量の変化（グラフ７０１）と、適当にスケールした電源電圧の変化（グラフ７００）とを、同一の時間軸上に表したグラフである。図７に示したグラフからも、平滑コンデンサC６０１に流入する流入電流量は、電源電圧の大きさに比例していないことが分かる。
【００１７】
従来の電源装置においては、この電源高調波電流の発生を、リアクトルにより低減する方法が採用されていた。図６に示した電源装置６００は、平滑コンデンサＣ６０１に対して直列に接続された、リアクトル６１２を備えている。このリアクトル６１２により、平滑コンデンサＣ６０１に流入する流入電流量の急峻な変化が平滑化され、電源高調波電流の発生が抑制される。
【００１８】
しかしながら、大きな出力電圧を得るために平滑コンデンサC６０１を大容量化すると、必要なリアクトル６１２のサイズも増大してしまうという問題を生じる。換言すれば、搭載可能なリアクトル６１２のサイズに上限がある場合、出力電圧を大きくすると、電源高調波の改善率が悪化するという問題を生じる。
【００１９】
本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、その目的は、複数の電源回路を備えた電源装置において、電源高調波電流の発生量が少ない電源装置を実現することである。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
本発明に係る電源装置は、上記の課題を解決するために、単一の電源に接続され、該電源から供給された電流を平滑コンデンサに蓄積するＮ個の電源回路と（Ｎは２以上の自然数）、上記平滑コンデンサに流入する流入電流の和が上記電源の電圧の大きさに比例して変動するよう、上記複数の電源回路を制御する制御手段とを備えたことを特徴としている。
【００２１】
上記構成によれば、当該電源装置は、電源に対する負荷となる平滑コンデンサを少なくとも２個以上含んでいる。このため、電源に対する負荷となる平滑コンデンサが単一の場合ではなしえなかった、電源に対する負荷に流入する流入電流量を電源の電圧の大きさに比例して変動させることが可能になる。
【００２２】
しかも、上記構成によれば、上記複数の電源回路は、上記制御手段の作用により、上記N個の電源回路に含まれる平滑コンデンサに流入する流入電流の和が、上記電源の電圧の大きさに比例して変動するよう制御される。すなわち、上記平滑コンデンサを含む上記N個の電源回路は、全体として、上記電源に対する線形的な負荷となる。
【００２３】
従って、上記構成によれば、当該電源装置における高調波電流の発生を低減するという効果を奏する。
【００２４】
本発明に係る電源装置においては、上記制御手段は、ｎ−１番目の電源回路の平滑コンデンサに流入する流入電流量を検出し（ｎは２以上Ｎ以下の自然数）、該流入電流量に応じて、ｎ番目の電源回路の平滑コンデンサに流入する流入電流量を制御する流入電流量制御手段を含んでいることが好ましい。
【００２５】
上記構成によれば、１番目の電源回路の平滑コンデンサに流入する流入電流量を検出し、２番目の電源回路の平滑コンデンサに流入する流入電流量を制御する流入電流量制御手段と、２番目の電源回路の平滑コンデンサに流入する流入電流量を検出し、３番目の電源回路の平滑コンデンサに流入する流入電流量を制御する流入電流量制御手段と、・・・、N−１番目の電源回路の平滑コンデンサに流入する流入電流量を検出し、N番目の電源回路の平滑コンデンサに流入する流入電流量を制御する流入電流量制御手段との計N−１個の流入電流量制御手段により、上記制御手段を構成することができる。すなわち、上記構成によれば、２以上任意個数の電源回路を制御し、これらの電源回路に含まれる平滑コンデンサに流入する流入電流の和を、上記電源の電圧の大きさに比例して変動させる制御手段を、容易に構成することが可能になるという更なる効果を奏する。
【００２６】
本発明に係る電源装置においては、上記流入電流量制御手段は、ｎ−１番目の電源回路の平滑コンデンサに直列に接続された抵抗の両端電圧を検出することが好ましい。
【００２７】
上記構成によれば、ｎ−１番目の電源回路の平滑コンデンサに流入する流入電流量は、上記両端電圧から容易に検出することができる。しかも、該流入電流の検出ために必要な要素は単なる抵抗であるから、電源高調波電流の発生が少ない電源装置を、簡単な構成で、低コストに実現することが可能になるという更なる効果を奏する。
【００２８】
本発明に係る電源装置においては、上記流入電流量制御手段は、ｎ番目の電源回路の平滑コンデンサに直列に接続されたスイッチング素子を含み、上記流入電流量が予め定められた閾値以下のとき、該スイッチング素子を導通状態に切り替え、上記流入電流量が予め定められた閾値以上のとき、該スイッチング素子を遮断状態に切り替えることが好ましい。
【００２９】
上記構成によれば、ｎ−１番目の電源回路の平滑コンデンサに流入する流入電流量が閾値以下になると、ｎ番目の平滑コンデンサに直列に接続された上記スイッチング素子が導通状態となり、上記電源からｎ番目の電源回路の平滑コンデンサへの電流の流入が可能になる。
【００３０】
従って、１番目の電源回路の平滑コンデンサに流入する流入電流量が閾値以下になると、２番目の電源回路の平滑コンデンサへの電流の流入が始まり、２番目の電源回路の平滑コンデンサに流入する流入電流量が閾値以下になると、３番目の電源回路の平滑コンデンサへの電流の流入が始まり、・・・、N−１番目の電源回路の平滑コンデンサに流入する流入電流量が閾値以下になると、N番目の電源回路の平滑コンデンサへの電流の流入が始まる。
【００３１】
また、上記構成によれば、ｎ−１番目の電源回路の平滑コンデンサに流入する流入電流量が閾値以上になると、ｎ番目の平滑コンデンサに直列に接続された上記スイッチング素子が遮断状態となり、上記電源からｎ番目の電源回路の平滑コンデンサへの電流の流入が不可能になる。
【００３２】
従って、N−１番目の電源回路の平滑コンデンサに流入する流入電流量が閾値以上になると、N番目の電源回路の平滑コンデンサへの電流の流入が停止し、N−２番目の電源回路の平滑コンデンサに流入する流入電流量が閾値以上になると、N−１番目の電源回路の平滑コンデンサへの電流の流入が停止し、・・・、１番目の電源回路の平滑コンデンサに流入する流入電流量が閾値以上になると、２番目の電源回路の平滑コンデンサへの電流の流入が停止する。
【００３３】
従って、上記構成によれば、上記流入電流量制御手段からなる制御手段は、任意個数の電源回路を、これらの電源回路の平滑コンデンサに流入する流入電流の和が、上記電源の電圧の大きさに比例して変動するよう制御することができる。
【００３４】
しかも、上記構成によれば、各平滑コンデンサに流入する流入電流量を制御するために必要な要素は単なるスイッチング素子であるから、電源高調波電流の発生が少ない電源装置を、簡単な構成で、低コストに実現することが可能になるという更なる効果を奏する。
【００３５】
なお、上記スイッチング素子は、例えば、バイポーラートランジスタ、あるいは、電界効果トランジスタからなるトランジスタスイッチとして実現できる。
【００３６】
また、上記スイッチング素子をｏｎ／ｏｆｆ制御する流入電流量制御手段は、例えば、定電圧源から供給される閾値電圧と、上記流入電流の上記平滑コンデンサへの流入路上に設けられた抵抗の両端電圧とを比較し、比較結果に応じて上記スイッチング素子に駆動信号を供給する比較回路として実現することができる。
【００３７】
本発明に係る電源装置は、上記スイッチング素子に直列に接続されたリアクトルを更に備えていることが好ましい。
【００３８】
上記平滑コンデンサに流入する流入電流量は、スイッチング素子の作用により不連続に変化する。そして、この流入電流量の不連続な変化も電源高調波電流の発生要因となる。
【００３９】
しかしながら、上記構成によれば、スイッチング素子に直列に接続されたリアクトルにより、不連続な流入電流量の変化は平滑化される。従って、上記平滑コンデンサに流入する流入電流の位相角は互いに重なり合う。このため、平滑コンデンサに流入する流入電流の和は、上記電源の電圧の大きさに、より比例して変動するようになる。
【００４０】
従って、上記構成によれば、当該電源装置における電源高調波電流の発生を、更に抑制することが可能になるという効果を奏する。
【発明の効果】
【００４１】
本発明に係る電源装置は、以上のように、少なくとも、単一の電源に接続され、該電源から供給された電流を平滑コンデンサに蓄積するＮ個の電源回路と（Ｎは２以上の自然数）、上記平滑コンデンサに流入する流入電流の和が上記電源の電圧の大きさに比例して変動するよう、上記複数の電源回路を制御する制御手段とを備えている。
【００４２】
従って、上記N個の電源回路に含まれる平滑コンデンサに流入する流入電流の和は、上記電源の電圧の大きさに比例して変動する。このため、当該電源装置における高調波電流の発生を低減することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４３】
本発明の一実施形態について、図面を参照しながら説明すれば、以下の通りである。
【００４４】
図１は、本実施形態に係る電源装置１の概略構成を示した回路ブロック図である。
【００４５】
図１に示したように、電源装置１００は、概略的に、２つの電源回路を備えている。すなわち、電源装置１００は、電源回路１００ａと電源回路１００ｂとを備えている。電源回路１００ａと電源回路１００ｂとは、それぞれコンデンサ・インプット型の電源回路であり、入力端子１０１に接続された電源から入力される交流電流を、各電源回路が備えている平滑コンデンサＣ１０１ａ・ｂに蓄積する。
【００４６】
図１を参照しながら、電源回路１００ａについて説明する。
【００４７】
電源回路１００ａは、概略的に、１次側整流・平滑化回路１１０ａ、スイッチング回路１２０ａ、および、２次側整流・平滑化回路１３０ａを備えており、スイッチング回路１１０ａと２次側整流・平滑化回路１２０ａとは、変圧器１４０ａを介して磁気的に結合されている。
【００４８】
１次側整流・平滑化回路１１０ａは、図１に示したように、ダイオードブリッジ１０２ａと平滑コンデンサＣ１０１ａとから構成されている。ダイオードブリッジ１０２ａの入力端子は、入力端子１０１を介して商用電源等の図示しない交流電源に接続される。ダイオードブリッジ１０２ａは、入力端子１０１から入力された交流を両波整流し、得られた脈流を平滑コンデンサＣ１０１ａに入力する。平滑コンデンサＣ１０１ａは、該脈流を蓄積し、直流電圧を出力する。ダイオードブリッジ１０２ａの整流作用と、平滑コンデンサＣ１０１ａの平滑化作用により得られた直流は、ハイレベル側主電源ライン１０３ａとローレベル側主電源ライン１０４ａとから出力される。
【００４９】
スイッチング回路１１０ａは、図１に示したように、上記平滑コンデンサＣ１０１ａと、該平滑コンデンサＣ１０１ａに対して直列に接続された、変圧器１４０ａの１次巻線ｎ１４１ａおよび主スイッチング素子１０５ａとにより構成される。主スイッチング素子１０５ａは、後述の制御回路１０６ａにより導通状態と遮断状態とを周期的に切り替えられる。主スイッチング素子１０５ａの導通と遮断とが周期的に切り替えられることにより、変圧器１４０ａの１次巻線ｎ１４１ａに周期的なパルスが入力される。
【００５０】
主スイッチング素子１０５ａは、電界効果トランジスタ、あるいは、バイポーラートランジスタを用いたトランジスタスイッチにより構成することができる。図１は、主スイッチング素子１０５ａを電界効果トランジスタにより構成した場合を示している。スイッチング素子１０５ａが電界効果トランジスタである場合、制御回路１０６ａから該電界効果トランジスタのゲートに入力される駆動信号により、スイッチング素子１０５ａの導通状態と遮断状態とを切り替えることができる。
【００５１】
図１に示したように、スイッチング回路１２０ａと２次側整流・平滑化回路１３０ａとは、変圧器１４０ａを介して結合されており、変圧器１４０ａの１次側巻線ｎ１４１ａに入力された周期的なパルスは、電磁相互誘導作用により、変圧器１４０ａの２次側巻線ｎ１４２ａに伝送される。すなわち、主スイッチング素子１０５ａが導通状態になると、上記１次巻線ｎ１４１ａに励磁エネルギが蓄積され、主スイッチング素子１０５ａが遮断状態になると、この励磁エネルギにより２次側巻線ｎ１４２ａに電圧が誘起される。
【００５２】
２次側整流・平滑化回路１３０ａは、図１に示したように、上記２次側巻線ｎ１４２ａと、該２次側巻線ｎ１４２ａに対して直列に接続された、ダイオード１０７ａおよび平滑コンデンサＣ１０２ａとから構成される。２次側巻線ｎ１４２ａに誘起された電圧は、ダイオード１０７ａにより整流され、平滑コンデンサＣ１０２ａにより平滑化された後、出力端子１０９ａに接続される図示しない負荷へと出力される。
【００５３】
上記スイッチング素子１０５ａの導通と遮断とを切り替えるｏｎ／ｏｆｆ制御を実現するために、電源装置１００は、比較回路１０９ａと制御回路１０６ａとを更に備えている。比較回路１０９ａは、分圧抵抗１１１ａとともに２次側整流・平滑化回路１３０ａの平滑コンデンサＣ１０２ａに対して並列に接続されている。制御回路１０６ａは、入力端子を比較回路１０９ａに接続され、出力端子をスイッチング素子１０５ａに接続されている。比較回路１０９ａは、分圧抵抗１１１により分圧された出力電圧と図示しない定電圧源から入力された基準電圧とを比較し、比較結果を出力電圧情報として、制御回路１０６ａに出力する。制御回路１０６ａは、比較回路１０９ａからフィードバックされた出力電圧情報に基づいて、出力端子１０８ａから出力される出力電圧が一定値になるよう、主スイッチング素子１０５ａに駆動信号を供給する。
【００５４】
電源装置１００は、上述したように、入力端子１０１に対して並列に接続された２つの電源回路１００ａ・ｂを備えている。もう一つの電源回路１００ｂは、上記電源回路１００ａと同様に構成されているので、その説明は省略する。
【００５５】
電源装置１００は、その特徴的な構成として、抵抗１１２ａ、流入電流量制御回路１１３ａ、および、スイッチング素子１１４ｂを更に備えている。抵抗１１２ａは、電源回路１００ａの整流・平滑化回路１１０ａにおいて、平滑コンデンサＣ１０１ａに対して直列に接続されており、該抵抗１1２ａを流れる電流は、平滑コンデンサＣ１０１ａに流入する流入電流と一致する。また、スイッチング素子１１４ｂは、電源回路１００ｂの整流・平滑化回路１１０ｂにおいて、平滑コンデンサＣ１０１ｂに対して直列に接続されており、該スイッチを遮断状態に制御することにより、平滑コンデンサＣ１０１ｂに流入する流入電流を遮断することができる。
【００５６】
流入電流量制御回路１１３ａは、電源からダイオードブリッジ１０２ａを介して電源回路１００ａに流入する電流量、すなわち、平滑コンデンサＣ１０１ａに流入する流入電流量を検出し、検出された流入電流量に応じて、電源回路１００ｂの平滑コンデンサＣ１０１ｂに流入する流入電流量を制御するための構成である。当該制御は、平滑コンデンサＣ１０１ａに流入する流入電流量と、平滑コンデンサＣ１０１ｂに流入する流入電流量の和が、入力端子１０１に印加される電源電圧の大きさに比例するよう実行される。すなわち、平滑コンデンサＣ１０１ｂに流入する流入電流の位相角は、流入電流量制御回路１１３ａにより、平滑コンデンサＣ１０１ａ・ｂに流入する流入電流の和が電源電圧の大きさに比例するよう、制御される。
【００５７】
平滑コンデンサＣ１０１ａに流入する流入電流量は、平滑コンデンサＣ１０１ａに対して直列に接続された抵抗１１２ａの両端電圧として検出される。すなわち、流入電流量制御回路１１３ａは、抵抗１１２ａの両端電圧を検出し、該電圧値に応じて平滑コンデンサＣ１０１ｂに流入する流入電流量を制御する。
【００５８】
平滑コンデンサＣ１０１ｂに流入する流入電流量の制御は、流入電流量制御回路１１３が、平滑コンデンサＣ１０１ｂに対して直列に接続されたスイッチング素子１１４ｂの導通と遮断とを切り替えることにより実現される。
【００５９】
具体的には、流入電流量制御回路１１３ａは、抵抗１１２ａの両端電圧が予め定められた閾値以下であるとき（すなわち、平滑コンデンサＣ１０１ａに流入する流入電流量が予め定められた閾値以下のとき）、スイッチング素子１１４ｂを導通状態に切り替え、逆に、抵抗１１２ａの両端電圧が予め定められた閾値以上であるとき（すなわち、平滑コンデンサＣ１０１ａに流入する流入電流量が予め定められた閾値以上のとき）、スイッチング素子１１４ｂを遮断状態に切り替える。
【００６０】
スイッチング素子１１４ｂが遮断状態にあるとき、電源から供給された電流は、ダイオードブリッジ１０２ａを介して、平滑コンデンサＣ１０１ａへのみ流入する。平滑コンデンサＣ１０１ａの充電が進行すると、該平滑コンデンサＣ１０１ａへ流入する流入電流量は減少し、やがて上記閾値を下回る。流入電流量制御回路１１３ａは、平滑コンデンサＣ１０１ａへ流入する流入電流量が上記閾値を下回った時点で、スイッチング素子１１４ｂを導通状態に制御する。これにより、電源から供給された電流は、ダイオードブリッジ１０２ｂを介して、平滑コンデンサＣ１０１ｂへも流入することが可能になる。
【００６１】
逆に、平滑コンデンサＣ１０１ａが放電されると、該平滑コンデンサＣ１０１ａへ流入する流入電流量は再び増加し、やがて上記閾値を上回る。流入電流量制御回路１１３ａは、平滑コンデンサＣ１０１ａへ流入する流入電流量が上記閾値を上回った時点で、スイッチング素子１１４ｂを遮断状態に制御する。これにより、電源から供給された電流は、再び平滑コンデンサＣ１０１ａへのみ流入するようになる。
【００６２】
従って、抵抗１１２ａ、流入電流量制御回路１１３ａ、および、スイッチング素子１１４ｂの上記作用によれば、電源回路１００ａと電源回路１００ｂとは、入力端子１０１に接続される交流電源に対する負荷として、線形負荷に近づく。すなわち、平滑コンデンサＣ１０１ａと平滑コンデンサＣ１０１ｂとに流入する流入電流の和が、入力端子１０１に印加される電源電圧の大きさに比例するよう、平滑コンデンサＣ１０１ｂに流入する流入電流の位相角が制御される。このため、電源装置１００における電源高調波電流の発生は抑制される。
【００６３】
この電源高調波電流の発生を更に低減するために、スイッチング素子１１４ｂに対して直列にリアクトル１１５を挿入すると良い。平滑コンデンサＣ１０１ｂに流入する流入電流量は、スイッチング素子１１４ｂのｏｎ／ｏｆｆ切り替え時に不連続に変化するが、この流入電流量の不連続な変化も、電源高調波電流の発生要因となる。そこで、例えば図１に示したように、リアクトル１１５をスイッチング素子１１４ｂに対して直列に接続することにより、平滑コンデンサＣ１０１ｂに流入する流入電流の不連続は変化が平滑化さる。これにより、平滑コンデンサＣ１０１ａに流入する流入電流の位相角と、平滑コンデンサＣ１０１ｂに流入する流入電流の位相角とは、互いに重なり合う。従って、平滑コンデンサＣ１０１ａ・ｂに流入する流入電流の和は、入力端子１０１に印加される電源電圧の大きさに、さらに良く比例するようになる。
【００６４】
なお、図１に示した回路図において、上記スイッチング素子１１４ｂは、電界効果トランジスタにより構成されるトランジスタスイッチであるものとしているが、本発明はこれに限定されるものではない。すなわち、上記スイッチング素子１１４ｂは、与えられた駆動信号に応じて導通状態と遮断状態とを切り替えられるものであれば十分であり、例えば、バイポーラートランジスタによるトランジスタスイッチとして構成することも可能である。
【００６５】
また、上記流入電流量制御回路１１３ａは、例えば図示しない定電圧源から供給される電圧を閾値電圧とし、該閾値電圧と抵抗１１２ａの両端電圧とを比較し、比較結果に応じてスイッチング素子１１４ｂに駆動信号を供給する比較回路として実現することができる。このとき、上記定電圧回路を適宜設計することにより、抵抗１１２ａの両端電圧と比較される閾値は、任意に設定することができる。ただし、本発明は、流入電流量制御回路１１３ａの上記実現方法に限定されるものではない。すなわち、流入電流量制御回路１１３ａは、抵抗１１２ａの両端電圧として検出し、検出した電圧値と予め定められた閾値を比較し、比較結果に応じてスイッチング素子１１４ｂに駆動信号を供給できるものであれば十分であり、その実現方法は問わない。
【００６６】
また、上記電源装置１００は、フライバック方式のスイッチング電源回路を複数備えているが、本発明はこれに限定されるものではない。すなわち、各電源回路の１次側整流・平滑化回路１１０ａ・ｂより後段の回路構成が異なる他の電源回路を複数備えた電源装置に対しても、本発明を適用することが可能である。また、その場合でも、電源高調波電流の発生を抑制するという上記効果を奏する。
【００６７】
また、図１に示した電源装置１００は、２つの電源回路を備えているが本発明はこれに限定されるものではない。すなわち、本発明は、３つ以上の電源回路を備えている電源装置に対しても同様に適用することができる。以下、本実施形態に係る電源装置の一変形例として、３つの電源回路を備えている電源装置について、図２を参照しながら説明する。
【００６８】
図２は、３つの電源回路を備えている電源装置２００の概略構成を示した回路ブロック図である。
【００６９】
図２に示したように、電源装置２００は、電源回路２００ａ、電源回路２００ｂ、および、電源回路２００ｃを備えている。電源装置２００に含まれる各電源回路２００ａ〜２００ｃは、何れも図１に示した電源回路１００ａ・ｂと同様に構成されているので、その説明は繰り返さず、以下では、電源回路２００ｂ・ｃの平滑コンデンサＣ２０１ｂ・ｃに流入する流入電流の位相角を、平滑コンデンサＣ２０１ａ〜ｃへ流入する流入電流量の和が電源電圧に比例するよう制御する手段について説明する。
【００７０】
電源装置２００は、抵抗２１２ａ・ｂ、流入電流量制御回路２１３ａ・ｂ、および、スイッチング素子２１４ｂ・ｃを備えている。抵抗２１２ａは、電源回路２００ａの整流・平滑化回路２１０ａにおいて、平滑コンデンサＣ２０１ａに対して直列に接続され、抵抗２１２ｂは、電源回路２００ｂの整流・平滑化回路２１０ｂにおいて、平滑コンデンサＣ２０１ｂに対して直列に接続されている。また、スイッチング素子２１４ｂは、電源回路２００ｂの整流・平滑化回路２１０ｂにおいて、平滑コンデンサＣ２０１ｂに対して直列に接続され、スイッチング素子２１４ｃは、電源回路２００ｃの整流・平滑化回路２１０ｃにおいて、平滑コンデンサＣ２０１ｃに対して直列に接続されている。
【００７１】
流入電流量制御回路２１３ａは、抵抗２１２ａの両端電圧を検出し、その電圧値が予め定められた閾値以下であるとき（すなわち、平滑コンデンサＣ２０１ａに流入する流入電流量が予め定められた閾値以下のとき）、スイッチング素子２１４ｂを導通状態に切り替え、逆に、抵抗２１２ａの両端電圧が予め定められた閾値以上であるとき（すなわち、平滑コンデンサＣ２０１ａに流入する流入電流量が予め定められた閾値以上のとき）、スイッチング素子２１４ｂを遮断状態に切り替える。流入電流量制御回路２１３ｂも同様に、抵抗２１２ｂの両端電圧を検出し、その電圧値が予め定められた閾値以下であるとき（すなわち、平滑コンデンサＣ２０１ｂに流入する流入電流量が予め定められた閾値以下のとき）、スイッチング素子２１４ｃを導通状態に切り替え、逆に、抵抗２１２ｂの両端電圧が予め定められた閾値以上であるとき（すなわち、平滑コンデンサＣ２０１ｂに流入する流入電流量が予め定められた閾値以上のとき）、スイッチング素子２１４ｃを遮断状態に切り替える。
【００７２】
スイッチング素子２１４ｂ・ｃが遮断状態にあるとき、電源から供給された電流は、ダイオードブリッジ２０２ａを介して、平滑コンデンサＣ２０１ａへのみ流入する。平滑コンデンサＣ２０１ａの充電が進行すると、該平滑コンデンサＣ２０１ａへ流入する流入電流量は減少し、やがて閾値を下回る。流入電流量制御回路２１３ａは、平滑コンデンサＣ２０１ａへ流入する流入電流量が閾値を下回った時点で、スイッチング素子２１４ｂを導通状態に制御する。これにより、電源から供給された電流は、ダイオードブリッジ２０２ｂを介して、平滑コンデンサＣ２０１ｂへも流入することが可能になる。これにより、平滑コンデンサＣ２０１ｂへの充電が開始される。
【００７３】
平滑コンデンサＣ２０１ｂの充電が進行すると、該平滑コンデンサＣ２０１ｂへ流入する流入電流量も減少し、やがて閾値を下回る。流入電流量制御回路２１３ｂは、平滑コンデンサＣ２０１ｂへ流入する流入電流量が閾値を下回った時点で、スイッチング素子２１４ｃを導通状態に制御する。これにより、電源から供給された電流は、さらに平滑コンデンサＣ２０１ｃへも流入することが可能になる。
【００７４】
逆に、平滑コンデンサＣ２０１ｂが放電されると、該平滑コンデンサＣ２０１ｂへ流入する流入電流量は再び増加し、やがて閾値を上回る。流入電流量制御回路２１３ｂは、平滑コンデンサＣ２０１ｂへ流入する流入電流量が閾値を上回った時点で、スイッチング素子２１４を遮断状態に制御する。これにより、平滑コンデンサＣ２０１ｃには電源から電流が供給されなくなる。さらに、平滑コンデンサＣ２０１ａの放電が進行すると、該平滑コンデンサＣ２０１ａへ流入する流入電流量は再び増加し、やがて閾値を上回る。流入電流量制御回路２１３ａは、平滑コンデンサＣ２０１ａへ流入する流入電流量が閾値を上回った時点で、スイッチング素子２１４ｂを遮断状態に制御する。これにより、平滑コンデンサＣ２０１ｂにも電源から電流が供給されなくなる。
【００７５】
上述のスイッチング制御を繰り返すことにより、平滑コンデンサＣ２０１ａ〜ｃに流入する流入電流の和は、入力端子２０１に印加される電源電圧の大きさに比例するようになる。図３は、各平滑コンデンサＣ２０１ａ〜ｃに流入する流入電流の大きさと、適当にスケールした電源電圧の大きさを示すグラフである。図３において、グラフ３０１は、平滑コンデンサＣ２０１ａに流入する流入電流量を、グラフ３０２は、平滑コンデンサＣ２０１ｂに流入する流入電流量を、グラフ３０３は、平滑コンデンサＣ２０１ｃに流入する流入電流量を、それぞれ示している。図３に示したグラフから、平滑コンデンサＣ２０１ａ〜ｃに流入する流入電流の和が、入力端子２０１に印加される電源電圧の大きさに概ね比例していることが見て取れる。
【００７６】
電源高調波電流の発生を更に低減するために、スイッチング素子２１４ｂ・ｃに対して直列にリアクトル２１５を挿入すると良い。これにより、スイッチング素子２１４ｂ・ｃのｏｎ／ｏｆｆ切り替えに伴って生じる、平滑コンデンサＣ２０１ｂ・ｃに流入する流入電流量の急峻な変化が平滑化され、電源高調波電流の発生が更に抑制される。
【００７７】
図４は、スイッチング素子２１４ｂ・ｃにリアクトル２１５を挿入した場合の、各平滑コンデンサＣ２０１ａ〜ｃに流入する流入電流の大きさと、適当にスケールした電源電圧の大きさを示すグラフである。図４において、グラフ４０１は、平滑コンデンサＣ２０１ａに流入する流入電流量を、グラフ４０２は、平滑コンデンサＣ２０１ｂに流入する流入電流量を、グラフ４０３は、平滑コンデンサＣ２０１ｃに流入する流入電流量を、それぞれ示している。図５は、各平滑コンデンサＣ２０１ａ〜ｃに流入する流入電流量の和（グラフ５０１）と、適当にスケールした電源電圧の大きさ（グラフ５００）とを示すグラフである。図４に示したように、平滑コンデンサＣ２０１ａ〜ｃに流入する流入電流の位相角は、互いに重なり合う。従って、図５に示すように、平滑コンデンサＣ２０１ａ〜ｃに流入する流入電流の和は、入力端子２０１に印加される電源電圧の大きさに、さらに良く比例するようになる。
【００７８】
本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能である。すなわち、請求項に示した範囲で適宜変更した技術的手段を組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。
【産業上の利用可能性】
【００７９】
本発明の電源装置は、電子機器の電源装置として広く利用することが可能であり、特に、電源高調波の発生により誤動作を起こす可能性のある電子制御機器の電源装置として好適に利用することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００８０】
【図１】本発明の実施形態を示すものであり、２つの電源回路を備えた電源装置の概略構成を示す回路ブロック図である。
【図２】本発明の実施形態を示すものであり、３つの電源回路を備えた電源装置の概略構成を示す回路ブロック図である。
【図３】本発明の実施形態を説明するものであり、図２に示した電源装置における、平滑コンデンサに流入する流入電流量と、電源電圧の大きさとの関係を示すグラフである。
【図４】本発明の実施形態を説明するものであり、図２に示した電源装置における、平滑コンデンサに流入する流入電流量と、電源電圧の大きさとの関係を示すグラフである。
【図５】本発明の実施形態を説明するものであり、図２に示した電源装置における、平滑コンデンサに流入する流入電流の和と、電源電圧の大きさとの関係を示すグラフである。
【図６】従来技術を説明するものであり、スイッチング電源の概略構成を示す回路図である。
【図７】従来技術を説明するものであり、図６に示したスイッチング電源における、平滑コンデンサに流入する流入電流量と、電源電圧の大きさとの関係を示すグラフである。
【符号の説明】
【００８１】
１００                      電源装置
１００ａ、１００ｂ          電源回路
１１０ａ、１１０ｂ          １次側整流・平滑化回路
１０２ａ、１０２ｂ          ダイオードブリッジ
Ｃ１０１ａ、Ｃ１０１ｂ      平滑コンデンサ
１２０ａ、１２０ｂ          スイッチング回路
１０５ａ、１０５ｂ          主スイッチング素子
１４０ａ、１４０ｂ          変圧器
１３０ａ、１３０ｂ          ２次側整流・平滑化回路
１０７ａ、１０７ｂ          ダイオード
Ｃ１０２ａ、Ｃ１０２ｂ      平滑コンデンサ
１０９ａ、１０９ｂ          比較回路
１０９ａ、１０９ｂ          制御回路
１１２ａ                    抵抗（流入電流量制御手段、制御手段）
１１３ａ                    流入電流量制御回路（流入電流量制御手段、制御手段）
１１４ｂ                    スイッチング素子（流入電流量制御手段、制御手段）
１１５                      リアクトル
２００                      電源装置
２００ａ〜ｃ                電源回路
２０２ａ〜ｃ                ダイオードブリッジ
Ｃ２０１ａ〜ｃ              平滑コンデンサ
２１２ａ〜ｂ                抵抗（流入電流量制御手段、制御手段）
２１３ａ〜ｂ                流入電流量制御回路（流入電流量制御手段、制御手段）
２１４ｂ〜ｃ                スイッチング素子（流入電流量制御手段、制御手段）
２１５                      リアクトル
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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