(57)【要約】【課題】回路素子の責務軽減と装置の小型化・コストダウンを図る。【解決手段】初段コンデンサＣ０は充電器２によって初期充電され、スイッチＳ１のターンオン制御でコンデンサＣ０からコンデンサＣ１へのエネルギ移行を行い、エネルギ移行で充電されたコンデンサＣ１の電圧で飽和する可飽和リアクトルＳＩ２によって該コンデンサＣ１から圧縮した狭パルス電流を得、負荷４に供給する。  負荷で吸収されずにコンデンサＣ０へ反射されたキックバック電流によって、該コンデンサＣ０が初期充電極性とは逆極性に充電されたときに、該コンデンサＣ０を初期の充電極性に反転充電させてキックバックエネルギを回生するエネルギ回生回路を含む。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
一定の繰り返し周期で高電圧・狭パルス電流を得て負荷に供給するパルス電源装置であって、
充電器によって初期充電される初段コンデンサＣ０と、可飽和リアクトルＳＩ１およびコンデンサＣ１を直列接続し、この直列回路に並列接続したスイッチＳ１のターンオン制御で前記コンデンサＣ０からコンデンサＣ１へのエネルギ移行を行うエネルギ移行回路と、
前記エネルギ移行で充電された前記コンデンサＣ１の電圧で飽和する可飽和リアクトルＳＩ２によって該コンデンサＣ１から圧縮した狭パルス電流を得る磁気パルス圧縮回路とを備えたことを特徴とするパルス電源装置。
【請求項２】
前記負荷で吸収されずに前記コンデンサＣ０へ反射されたキックバック電流によって、該コンデンサＣ０が初期充電極性とは逆極性に充電されたときに、該コンデンサＣ０を初期の充電極性に反転充電させてキックバックエネルギを回生するエネルギ回生回路を備えたことを特徴とする請求項１に記載のパルス電源装置。
【請求項３】
前記エネルギ回生回路は、
前記コンデンサＣ０と並列に、ＬＣ共振用リアクトルＬ１と、該コンデンサＣ０の逆充電状態で導通する方向のダイオードＤ２を直列接続した構成、
前記コンデンサＣ０と可飽和リアクトルＳＩ１との接続点から前記スイッチＳ１に並列に可飽和リアクトルを設けた構成、
前記コンデンサＣ０と可飽和リアクトルＳＩ１との接続点から前記スイッチＳ１に並列にダイオードＤ３とリアクトルＬ２の直列回路を設けた構成、
前記コンデンサＣ０と可飽和リアクトルＳＩ１との接続点から前記スイッチＳ１に並列にスイッチＳ２とリアクトルＬ２の直列回路を設けた構成、
のいずれか１つの構成としたことを特徴とする請求項２に記載のパルス電源装置。
【請求項４】
前記スイッチＳ１をターンオン制御し、この後に該コンデンサＣ０がキックバック電流で初期充電極性とは逆極性に充電された後、該コンデンサＣ０が初期の充電極性に反転充電されたタイミングで該スイッチをターンオフ制御または前スイッチＳ１とスイッチＳ２をターンオフ制御する制御回路を備えたことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載のパルス電源装置。
【請求項５】
前記磁気パルス圧縮回路は２段以上で構成したことを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載のパルス電源装置。
【請求項６】
前記スイッチＳ１は、複数のスイッチの直列接続で高耐圧回路に構成、または複数のスイッチの並列接続で大電流容量に構成したことを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載のパルス電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力用半導体スイッチを用いたパルス発生回路と磁気パルス圧縮回路を組み合わせて狭幅で大電流パルスを高い繰り返しで発生するパルス電源装置に係り、特にエキシマレーザ装置やグロー放電を利用した薄膜形成装置等の放電負荷に対してパルス電流を供給する回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
この種のパルス電源装置の構成を図１２および図１３に示す（例えば、特許文献１、特許文献２参照）。
【０００３】
図１２において、パルス発生回路１は、コンデンサＣ０を充電器２から可飽和リアクトル可飽和リアクトルＳＩ０を通して初期充電し、この後に半導体スイッチＳＷをターンオンさせて振動電流Ｉ0によりコンデンサＣ０の充電電圧を反転させ、可飽和リアクトルＳＩ１が飽和動作したときにコンデンサＣ０からダイオードＤ１及び可飽和リアクトルＳＩ１を通して昇圧・磁気パルス圧縮回路３にパルス電流Ｉ1を供給し、このパルス電流Ｉ1を昇圧・磁気パルス圧縮回路３によって昇圧および磁気パルス圧縮して負荷装置４のピーキングコンデンサＣｐを高圧充電し、この充電電圧で電極（レーザヘッドなど）に高圧大電流のパルス電流を発生させる。
【０００４】
負荷装置４における放電において、そのエネルギの全てが消費されることなく、一部のエネルギが昇圧・磁気パルス圧縮回路側にキックバック電流として戻る。このキックバック電流は昇圧・磁気パルス圧縮回路３を通して電流Ｉ1と同じ極性でコンデンサＣ０の充電電流として戻り、コンデンサＣ０をその初期充電極性と同じ極性で充電することでキックバックエネルギーの回生を得る。
【０００５】
なお、図１２では昇圧・磁気パルス圧縮回路３として説明するが、昇圧回路（絶縁の昇圧トランス）が省略される構成もある。ただし、この時はピーキングコンデンサＣｐの下側が接地電位となる。
【０００６】
図１３の構成は、パルス発生回路２がＬＣ反転充電回路に構成され、この回路がガス放電のために必要な高電圧（ＨＶ）の半分だけを提供する高電圧電源装置１と接続される。ＬＣ反転充電回路の第１コンデンサＣ１は直接的に直流電圧源と並列に配設されていて、その第２コンデンサＣ２が同時の充電後、第１コンデンサＣ１を反転再充電するための可飽和・電荷反転インダクタＬｖｉを介し、トリガリングされるスイッチＳ１を用いた第１コンデンサＣ１の反転再充電に寄与し、放電のために必要な完全な高電圧がコンデンサバンク（Ｃ１−Ｃ２）内に得る。予備電離ユニット５は、予備電源電圧源から負荷装置４に予備電離に必要な電圧を印加する。トリガユニット６は、負荷装置４へのパルス電流供給周期でスイッチＳ１をオン制御する。
【特許文献１】特開平１１−２６２２７８号公報
【特許文献２】特開２００５−１８５０９２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
従来のパルス電源装置では、以下の問題があった。
【０００８】
（１）図１２の構成では、図１４の（ａ）に等価回路構成で示すように、スイッチＳＷのターンオンによりコンデンサＣ０の電圧を逆極性に充電するため、スイッチＳＷがターンオンしたときの電流ピークｉpeak、電流パルス幅Ｗpが大きくなり、図１４の（ｂ）に等価回路構成で示す一般的なコンデンサからコンデンサへのエネルギ移行回路と比較して電流ピークｉpeak、電流パルス幅Ｗp共に√２倍になり、スイッチＳＷの電力損失が大きくなる。
【０００９】
また、電流パルス幅が大きくなることで後段の磁気パルス圧縮回路３の可飽和リアクトルのＶＴ積（電圧時間積）が√２倍必要になり、装置が大型、高価になる。
【００１０】
なお、可飽和リアクトルＳＩ０は、スイッチＳＷがターンオンする際のスイッチング損失を軽減する磁気アシスト機能をもつが、スイッチＳＷがターンオンした後の電流ピークｉpeak、電流パルス幅Ｗpを下げるものではない。
【００１１】
（２）図１３の構成では、一般的なコンデンサからコンデンサへのエネルギ移行回路と比較して、スイッチＳ１の責務は電流ピークが１／√２となるが、電流パルス幅が√２倍となり、スイッチＳ１の損失はあまり変わらない。しかも、コンデンサＣ１，Ｃ２の総静電容量は４倍のものを必要として大型になること、およびスイッチＳ１により電圧が逆極性にされる側のコンデンサＣ１の電流責務が大きいため（一般的なコンデンサからコンデンサへのエネルギ移行回路の場合、「充電→放電」に対して「充電→極性反転→放電」となるため）、装置が大型、高価になる。
【００１２】
また、図１２または図１３において、絶縁トランスを使用せずに負荷に負極性の電圧を印加する場合、スイッチＳＷまたはＳ１の制御電源あるいはパルス発生回路１と磁気パルス圧縮回路３をフローティング（絶縁）にする必要があり、その回路構成が複雑になる。逆に、絶縁トランスを介挿させた回路構成とすると、装置の大型化、コストアップになる。
【００１３】
本発明の目的は、上記の課題を解決したパルス電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
前記の課題を解決するための本発明は、以下の構成を特徴とする。
【００１５】
（１）一定の繰り返し周期で高電圧・狭パルス電流を得て負荷に供給するパルス電源装置であって、
充電器によって初期充電される初段コンデンサＣ０と、可飽和リアクトルＳＩ１およびコンデンサＣ１を直列接続し、この直列回路に並列接続したスイッチＳ１のターンオン制御で前記コンデンサＣ０からコンデンサＣ１へのエネルギ移行を行うエネルギ移行回路と、
前記エネルギ移行で充電された前記コンデンサＣ１の電圧で飽和する可飽和リアクトルＳＩ２によって該コンデンサＣ１から圧縮した狭パルス電流を得る磁気パルス圧縮回路とを備えたことを特徴とする。
【００１６】
（２）前記負荷で吸収されずに前記コンデンサＣ０へ反射されたキックバック電流によって、該コンデンサＣ０が初期充電極性とは逆極性に充電されたときに、該コンデンサＣ０を初期の充電極性に反転充電させてキックバックエネルギを回生するエネルギ回生回路を備えたことを特徴とする。
【００１７】
（３）前記エネルギ回生回路は、
前記コンデンサＣ０と並列に、ＬＣ共振用リアクトルＬ１と、該コンデンサＣ０の逆充電状態で導通する方向のダイオードＤ２を直列接続した構成、
前記コンデンサＣ０と可飽和リアクトルＳＩ１との接続点から前記スイッチＳ１に並列に可飽和リアクトルを設けた構成、
前記コンデンサＣ０と可飽和リアクトルＳＩ１との接続点から前記スイッチＳ１に並列にダイオードＤ３とリアクトルＬ２の直列回路を設けた構成、
前記コンデンサＣ０と可飽和リアクトルＳＩ１との接続点から前記スイッチＳ１に並列にスイッチＳ２とリアクトルＬ２の直列回路を設けた構成、
のいずれか１つの構成としたことを特徴とする。
【００１８】
（４）前記スイッチＳ１をターンオン制御し、この後に該コンデンサＣ０がキックバック電流で初期充電極性とは逆極性に充電された後、該コンデンサＣ０が初期の充電極性に反転充電されたタイミングで該スイッチをターンオフ制御または前スイッチＳ１とスイッチＳ２をターンオフ制御する制御回路を備えたことを特徴とする。
【００１９】
（５）前記磁気パルス圧縮回路は２段以上で構成したことを特徴とする。
【００２０】
（６）前記スイッチＳ１は、複数のスイッチの直列接続で高耐圧回路に構成、または複数のスイッチの並列接続で大電流容量に構成したことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２１】
以上のとおり、本発明によれば、コンデンサーコンデンサのエネルギ移行回路で構成されるため、コンデンサの電圧責務軽減、スイッチＳ１の電流責務軽減、電流パルス幅が短くなリ、後段の磁気パルス圧縮回路の可飽和リアクトルのＶＴ積を小さくできる。
【００２２】
また、トランスを使用することなく、負荷に負極性の電圧を供給できる。
【００２３】
また、負荷、充電器の一端がアースに接続され、スイッチＳ１の一端（ソース）がアースに接続され、スイッチＳ１のオン・オフ制御回路の電源がアース電位となり、これらの間の絶縁を不要にして回路構成が簡単になる。
【００２４】
また、負荷に吸収されずに反射されたエネルギを初段コンデンサＣ０に蓄積し、次充電時に再利用するエネルギ回生もできる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２５】
（実施形態１）
図１は、本実施形態を示す主回路構成図である。初段コンデンサＣ０と可飽和リアクトルＳＩ１およびコンデンサＣ１を直列接続し、この直列回路に並列にスイッチＳ１と逆並列ダイオードＤ１の直列回路を接続してエネルギ移行回路を構成する。充電器２の出力端はエネルギ移行回路の入力段（スイッチＳ１の両端）に接続される。コンデンサＣ１は可飽和リアクトルＳＩ２とによって１段の磁気パルス圧縮回路を構成し、負荷４に高圧・狭パルス電流を供給する。可飽和リアクトルＳＩ０は、負荷４に並列に設け、負荷４に印加される高電圧の極性に対して高インダクタンスとなる方向にリセットされる。
【００２６】
以上の主回路構成になるパルス電源装置の動作を説明する。まず、充電器２は、負荷４に供給するパルス電流の繰返し周期で高電圧出力を発生し、コンデンサＣ０を初期充電する。この充電器２の出力によるコンデンサＣ０の充電電流は、充電器→Ｃ０→ＳＩ１→ＳＩ２→ＳＩ０のループで流す。このとき、全ての可飽和リアクトル（ＳＩ０〜ＳＩ２）は、充電電流に対して低インダクタンスとなる方向に飽和（リセット）させておく。このリセットは、可飽和リアクトルに設けた制御巻線に外部電源から直流リセット電流を供給する方法、またはコンデンサＣ０の充電電流自体を利用する方法でもよい。
【００２７】
次に、スイッチＳ１をターンオン制御し、Ｃ０→Ｓ１→Ｃ１→ＳＩ１のループで電流を流し、コンデンサＣ０からコンデンサＣ１へ電荷を移す（エネルギを移行する）。このとき、スイッチＳ１のターンオン直後は、可飽和リアクトルＳＩ１が非飽和（高インダクタンス）であるため、これが飽和するまで移行電流が流れ出さず、スイッチＳ１をゼロ電流ターンオンさせてそのスイッチング損失を低減する。また、可飽和リアクトルＳＩ２は、コンデンサＣ１の負極性の電圧に対して高インダクタンスであるため、負荷４に電圧が印加されることはない。
【００２８】
次に、コンデンサＣ０からコンデンサＣ１へのエネルギ移行が完了するタイミングで、該コンデンサＣ１の電圧によって可飽和リアクトルＳＩ２を飽和させ、コンデンサＣ１から圧縮した狭パルス電流を負荷４側に印加し、Ｃ１→負荷→ＳＩ２のループで負荷４に狭パルス電流を供給する。このとき、可飽和リアクトルＳＩ０は高インダクタンスであるため、コンデンサＣ１からの電流のほぼ全てが負荷４に流れる。また、負荷４に吸収されなかったエネルギはコンデンサＣ１の正極性の電圧としてコンデンサＣ１に現れる。このコンデンサＣ１の正極性の電圧はＣ１→ＳＩ１→Ｃ０→Ｓ１のループでキックバック電流として流れ、コンデンサＣ０の逆充電電荷として戻る。
【００２９】
したがって、本実施形態によれば、電圧極性反転を伴わないコンデンサからコンデンサへのエネルギ移行回路になり、従来の構成に比べて電流ピークｉpeak、電流パルス幅Ｗpが共に小さくなり、スイッチＳ１の電流および電力責務が軽減され、さらにコンデンサＣ０、Ｃ１の電圧責務軽減および必要とする容量が小さくなる。また、電流パルス幅Ｗpが狭くなることから、後段の磁気パルス圧縮回路の可飽和リアクトルＳＩ２に必要なＶＴ積を小さくしてその小型化を図ることができる。
【００３０】
また、絶縁トランスを不要にして負荷に負極性の電圧を供給でき、しかもスイッチＳ１の制御電源あるいは磁気パルス圧縮回路のフローティング（絶縁）を不要にした回路構成にできる。すなわち、スイッチＳ１の一端（ソース）がアースに接続され、スイッチＳ１駆動用の信号回路の電源がアース電位となり、装置間の絶縁が不要となる。
【００３１】
なお、本実施形態は、磁気パルス圧縮回路を１段とする場合を示すが、磁気パルス圧縮効果を高めるために２段以上の磁気パルス圧縮回路とすることができる。図２は、コンデンサＣ１〜Ｃ３と可飽和リアクトルＳＩ２〜ＳＩ４による３段の磁気パルス圧縮回路とする場合を示し、磁気パルス圧縮効果を高めながら同様の作用効果を得ることができる。
【００３２】
また、本実施形態はスイッチＳ１を１個の半導体スイッチで構成する場合を示すが、より高電圧が要求される場合、またはスイッチの耐電圧が不足する場合はスイッチＳ１を直列に接続した構成とすることができる。図３は、スイッチＳ１ａ〜Ｓ１ｃを３直列にした構成を示す。さらに、より大電流を制御する場合、またはスイッチの制御電流容量が不足する場合は各スイッチＳ１ａ〜Ｓ１ｃを複数スイッチを並列接続した構成とすることができる。
【００３３】
（実施形態２）
実施形態１では、負荷４で吸収されずに、コンデンサＣ０へ反射されたキックバック電流は、該コンデンサＣ０を初期充電極性とは逆極性に充電することになり、このキックバックされたエネルギの再利用または消費させる処理機能がない。この場合、充電器２による充電エネルギが余分に必要となるし、反射エネルギが再び負荷４へ放出されることで、負荷４の性能劣化、放電電極の劣化などを起こすおそれがある。
【００３４】
本実施形態では、コンデンサＣ０へ反射されたキックバック電流を次回のパルス発生のための該コンデンサＣ０の充電電力として再利用（回生）可能とするものである。
【００３５】
図４は、本実施形態を示す主回路構成図と制御回路図である。同図の主回路が図１と異なる部分は、初段コンデンサＣ０に並列に、キックバック電流回生回路７を設けた点にある。このキックバック電流回生回路７は、ＬＣ共振用リアクトルＬ１とサージ吸収用抵抗Ｒ１の並列回路に、逆流阻止用ダイオードＤ２を直列接続した構成とし、ダイオードＤ２の接続極性はコンデンサＣ０の逆充電状態で導通する方向とする。
【００３６】
以上の主回路構成において、負荷４に吸収されなかったエネルギがコンデンサＣ１の正極性の電圧としてコンデンサＣ１に残り、この電圧がコンデンサＣ０へエネルギ移行し、コンデンサＣ０の充電電圧が負極性（図の右側が＋）になる。このとき、Ｃ０→Ｄ１→Ｌ１のループでコンデンサＣ０に半周期のＬＣ振動電流が流れ、コンデンサＣ０の電圧が反転し（コンデンサＣ０の電圧は正極性：図の左側が＋）、キックバックされたエネルギがコンデンサＣ０に回生される。この回生期間では、可飽和リアクトルＳＩ１は非飽和（高インダクタンス）であるため回生回路７にしか電流は流れない。また、スイッチＳ１はオフしているため、コンデンサＣ０にはキックバックエネルギが蓄積されたままとなり、充電器２からの次回の充電時にこのエネルギが再利用されることとなり電源装置としての電力変換効率が改善される。
【００３７】
上記の回生動作を可能にするためのスイッチＳ１の制御回路は、ロジック回路８と電流検出器（ＣＴ）９と電流エッジ検出回路１０とタイマ付きロジック回路１１で構成される。ロジック回路８は、スイッチＳ１のターンオン信号が印加されたときにそれをターンオンさせ、ターンオフ信号が与えられたタイミングでスイッチＳ１をターンオフさせる。電流検出器９はスイッチＳ１の部分でコンデンサＣ０の電流を検出し、この検出電流の立上がりタイミングを電流エッジ検出回路１０で検出し、この電流エッジ検出から一定の時間遅れを持たせてロジック回路１１がターンオフ信号を発生する。
【００３８】
図５は、制御回路のタイムチャートを示す。ターンオン信号によりスイッチＳ１がオンし（ｔ１）、初期充電されていたコンデンサＣ０にエネルギ移行の電流が流れ始め、コンデンサＣ０の電圧も低下し始める。このときの電流が一定レベルに達したことを電流エッジ検出回路１０により検出し（ｔ２）、さらに一定レベル以下に達したことを検出する（ｔ３）。エネルギ移行と磁気パルス圧縮がなされて負荷４にパルス電流が供給された後、負荷４からのキックバック電流がコンデンサＣ０に流れ始め、この電流が一定レベルに達したことを電流エッジ検出回路１０で検出され（ｔ４）、さらに一定レベル以下に達したことが検出される（ｔ５）。上記のキックバック電流が零になるまで（ｔ６）、コンデンサＣ０の電圧が逆極性に充電され続け、この後に回生回路７により回生が始まり、ダイオードＤ２に回生電流が流れ始め（ｔ７）、コンデンサＣ０の電圧が初期充電電圧極性に反転し、回生電流も零になる（ｔ８）。この回生動作において、スイッチＳ１は時刻ｔ６〜ｔ８の間にターンオフさせればよい。そこで、ロジック回路１１は、２回目の立下りエッジ検出タイミング（ｔ５）から一定時間遅れてターンオフ信号を発生し、ロジック回路８がスイッチＳ１をターンオフさせる。
【００３９】
以上のように、本実施形態では、負荷で吸収されなかったエネルギがコンデンサＣ０に蓄積されたときに、回生動作によって、次回のパルス発生時に再利用する。これにより、装置の電力変換効率を高めると共に、負荷に不要なパルス電圧が供給されなくなり、負荷の性能劣化、放電電極の劣化などの問題が解決される。
【００４０】
（実施形態３）
本実施形態は、実施形態２とは異なるキックバック電流の回生方式とするものであり、図６に主回路構成と制御回路構成を示し、図７に制御回路のタイムチャートを示す。
【００４１】
図６における主回路構成は、図１における可飽和リアクトルＳＩ０をコンデンサＣ０と可飽和リアクトルＳＩ１との接続点からスイッチＳ１に並列に設けること、または別の可飽和リアクトルを設けることで、キックバック電流の回生を得る方式である。この構成において、充電器２からコンデンサＣ０への充電電流は、充電器→Ｃ０→ＳＩ０のループで流す。そして、コンデンサＣ０の負極性の電圧（負荷より反射されたエネルギ）をＣ０→ＳＩ０→Ｄ１のループで振動電流を流し、コンデンサＣ０の電圧を反転させる（コンデンサＣ０の電圧は正極性になる：図の左側が＋）。
【００４２】
このとき、可飽和リアクトルＳＩ１は非飽和（高インダクタンス）であるため回生回路にしか電流は流れない。また、スイッチＳ１はオフしているため、コンデンサＣ０のエネルギは該コンデンサＣ０に蓄積されたままとなり、充電器からの次回の充電時にこのエネルギが再利用されることとなり効率が改善される。
【００４３】
図６における制御回路は、ロジック回路８と電流検出器（ＣＴ）９と電流エッジ検出回路１０で構成され、スイッチＳ１のオン／オフ制御は、図７に示すタイムチャートになる。ターンオン信号によりスイッチＳ１がオンする（ｔ１）、これにより、初期充電されていたコンデンサＣ０からコンデンサＣ１へのエネルギ移行の電流が流れ、さらにエネルギ移行と磁気パルス圧縮がなされて負荷４にパルス電流が供給される。この後、負荷４からのキックバック電流がコンデンサＣ１からコンデンサＣ０に流れ始め、コンデンサＣ０の電圧が逆極性に充電され、やがてはキックバック電流が零になる（ｔ６）。この後、可飽和リアクトルＳＩ０と通して回生電流が流れ始め（ｔ７）、この電流が一定レベルに達したときに電流エッジ検出回路１０がターンオフ信号を発生する（ｔ９）。その後、コンデンサＣ０の電圧が初期充電電圧極性に反転し、回生電流も零になる（ｔ８）。
【００４４】
（実施形態４）
本実施形態は、実施形態２、３とは異なるキックバック電流の回生方式とするものであり、図８に主回路構成と制御回路構成を示し、図９に制御回路のタイムチャートを示す。
【００４５】
図８における主回路構成は、図６における可飽和リアクトルＳＩ０に代えて、ダイオードＤ３とリアクトルＬ２の直列回路とし、それぞれに並列にサージ電圧吸収用抵抗Ｒ２、Ｒ３を設けた回路構成とする。この構成によるキックバック電流は図４と同様に、ダイオードＤ３が導通して、リアクトルＬ２とコンデンサＣ０の振動電流として流れるが、スイッチＳ１に並列のダイオードＤ１を通して流れる。
【００４６】
制御回路は、ダイオードＤ１の電流を電流検出器９で検出し、この電流エッジを電流エッジ検出回路１０で検出することでスイッチＳ１のターンオフ制御を行う。
【００４７】
（実施形態５）
本実施形態は、実施形態２〜４とは異なるキックバック電流の回生方式とするものであり、図１０に主回路構成と制御回路構成を示し、図１１に制御回路のタイムチャートを示す。
【００４８】
図１０における主回路構成は、図８におけるダイオードＤ３に代えて、スイッチＳ２を設け、それに並列に逆電圧保護用ダイオードＤ４を設けた回路構成とする。この構成による回生動作は、コンデンサＣ０の初期充電時にスイッチＳ２をオンし、エネルギ移行時にはスイッチＳ１をオンさせる前にスイッチＳ２をオフさせておく。このエネルギ移行時にはリアクトルＬ２によってダイオードＤ４に流れる電流を阻止する。キックバック電流の回生は、コンデンサＣ０の負極性の電圧（負荷よリ反射されたエネルギ）をＣ０→Ｌ２→Ｓ２→Ｄ１のループでコンデンサＣ０電圧を反転させる。
【００４９】
制御回路は、スイッチＳ１のターンオン電流を正電流エッジ検出回路１０Ａで検出し、ダイオードＤ１の回生電流を負電流エッジ検出回路１０Ｂで検出し、正電流検出にはタイマ回路１１による遅延でスイッチＳ２をオフさせ、負電流検出でスイッチＳ１をオフさせる。
【００５０】
なお、以上までの実施形態２〜５において、主回路構成を図２または図３に示す構成のものに適用して同等の作用効果を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００５１】
【図１】本発明の実施形態１を示す主回路構成図。
【図２】３段構成の磁気パルス圧縮回路の構成図。
【図３】直列接続のスイッチ構成図。
【図４】本発明の実施形態２を示す主回路構成と制御回路図。
【図５】制御回路のタイムチャート（実施形態２）。
【図６】本発明の実施形態３を示す主回路構成と制御回路図。
【図７】制御回路のタイムチャート（実施形態３）。
【図８】本発明の実施形態４を示す主回路構成と制御回路図。
【図９】制御回路のタイムチャート（実施形態４）。
【図１０】本発明の実施形態５を示す主回路構成と制御回路図。
【図１１】制御回路のタイムチャート（実施形態５）。
【図１２】従来のパルス電源装置の構成図。
【図１３】従来のパルス電源装置の構成図。
【図１４】エネルギ移行回路の説明図。
【符号の説明】
【００５２】
１  パルス発生回路
２  充電器
３  磁気パルス圧縮回路
４  負荷
７  キックバック電流回生回路
８  ロジック回路
９  電圧検出器
１０，１０Ａ，１０Ｂ  電流エッジ検出回路
１１  タイマ回路
Ｓ１，Ｓ２  スイッチ
ＳＩ０，ＳＩ１，ＳＩ２  可飽和リアクトル
Ｃ０  初段コンデンサ
Ｃ１  コンデンサ
Ｌ１，Ｌ２  リアクトル
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４  ダイオード
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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