(57)【要約】【課題】歪みを有する無負荷誘導起電力を持つ電動機のトルクリプルを低減する。【解決手段】トルク制御手段１５５は、電流検知手段１１０の出力に歪みを有する関数を作用させることにより、無負荷誘導起電力に歪みを有する電動機でも発生トルクが的確に算出でき、トルクリプルが改善される。【選択図】図１
2007195324.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
多相の巻線を有する第１の物体と、永久磁石を有し前記第１の物体と相対的に回転自在に設けた第２の物体と、前記巻線に電力を供給するインバータ回路と、前記第１の物体に対する前記永久磁石の位置を検知する位置検知手段と、前記巻線の電流を検知する電流検知手段と、トルク制御手段を有し、前記トルク制御手段は、前記電流検知手段の出力に歪みを有する関数を作用させる動力発生装置。
【請求項２】
多相の巻線を有する第１の物体と、永久磁石を有し前記第１の物体と相対的に回転自在に設けた第２の物体と、前記巻線に電力を供給するインバータ回路と、前記第１の物体に対する前記永久磁石の位置を検知する位置検知手段を有し、前記インバータ回路は、歪みを有する関数を作用させ、出力電圧の大きさおよび位相が、速度とトルクに応じた値となるように制御する動力発生装置。
【請求項３】
インバータ回路は、第１の関数と、第２の関数の合成とし、前記第１の関数はトルクに無関係な速度の関数とし、前記第２の関数はトルクとインピーダンスの関数とし、前記第１の関数と前記第２の関数の少なくとも一方は、歪みを有する関数とした請求項２記載の動力発生装置。
【請求項４】
巻線およびインバータ回路は、３相とした請求項１から３のいずれか１項に記載の動力発生装置。
【請求項５】
歪みを有する波形は、無負荷時に回転させた際に巻線に発生する誘導起電力とほぼ相似波形とした請求項１から４のいずれか１項に記載の動力発生装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般家庭用や業務用の洗濯機、衣類乾燥機、洗濯乾燥機などの衣類処理装置や電気掃除機などに使用される動力発生装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、この種の動力発生装置は、モータ電流を検知してＡ／Ｄ変化し、ｓｉｎおよびｃｏｓなど歪みの無い関数を用いて、ＩｄとＩｑを求めて制御する（例えば、特許文献１参照）。図７は、特許文献１に記載された従来の動力発生装置の制御ブロック図を示すものである。
【０００３】
図７において、起動後に定常状態に移った状態においては、３相モータ２６をインバータ５９からの電流供給で駆動し、抵抗で構成した電流検出手段７６により、各相の電流を検知し、それをＡ／Ｄ変換部７７を経て、ＵＶＷ／αβ変換部７８において、数式１の計算をおこない、
【０００４】
【数１】
2007195324.tif 000003
【０００５】
さらに電気角θの値を取り込みながら、αβ／ｄｑ変換部６８にて、ｓｉｎおよびｃｏｓという歪みの無い関数（三角関数）を用いて、数式２の計算を行いＩｄとＩｑの値を求め出すものであった。
【０００６】
【数２】
2007195324.tif 000004
【０００７】
算出されたＩｄとＩｑの値は、速度制御手段６５から出力される設定値ＩｄｒｅｆとＩｑｒｅｆとの誤差を電流ＰＩ制御部（ｄ）６９ｄと電流ＰＩ制御部（ｑ）６９ｑにて増幅してＶｄとＶｑを決定し、電気回転角θと共にｄｑ／αβ変換部７０にてＶαとＶβとした上で、αβ／ＵＶＷ変換部７１で各相の電圧指令とした後、ＰＷＭ形成部７４にて１６ｋＨｚのキャリア周波数でパルス幅変調されインバータ回路５９の各スイッチング素子７５（ａ〜ｆ）がオンオフ制御されるものである。
【０００８】
なお、Ａ／Ｄ変換部７７がＡ／Ｄ変換を行うタイミングとしては、ＰＷＭ形成部７４内の一定周波数である１６ｋＨｚの三角波（キャリア波）のカウンタ値”０”の時点とし、下アームのスイッチング素子（ＩＧＢＴ）がオンしている期間とするものであった。
【特許文献１】特開２００３−１６９９９３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、前記従来の構成は、いわゆる「ベクトル制御」などと呼ばれるように、永久磁石の磁界分布、電圧や電流の波形などすべてを正弦波であると仮定してベクトルで考えるものであり、ｓｉｎやｃｏｓという歪みの無い関数（三角関数）をそのまま使用するものである。
【００１０】
このため、無負荷時の誘導起電力の波形に歪みが多く含まれるような特性である場合には、例えば表面磁石形（ＳＰＭ）であっても、実際に発生するトルクの値は、Ｉｑに対して一定ではないものとなり、その結果トルクリプルなどが発生して、騒音や振動が大きくなるという課題を有していた。
【００１１】
本発明は上記課題を解決するもので、磁界の分布、電圧や電流波形が正弦波であるという理解を改めて、「ベクトル」に代わる歪みを有する波形の「瞬時値」を考えて制御するものであり、特に巻線の電流を検知する電流検知手段と、トルク制御手段を有し、前記トルク制御手段は、前記電流検知手段の出力に歪みを有する関数を作用させることにより、無負荷の誘導起電力の波形の歪みが大きく、Ｉｑに対するトルクが一定でない場合においても、トルクリプルを抑え、騒音や振動の発生が少ない動力発生装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
前記課題を解決するために、本発明の動力発生装置は、多相の巻線を有する第１の物体と、永久磁石を有し前記第１の物体と相対的に回転自在に設けた第２の物体と、前記巻線に電力を供給するインバータ回路と、前記第１の物体に対する前記永久磁石の位置を検知する位置検知手段と、前記巻線の電流を検知する電流検知手段と、トルク制御手段を有し、前記トルク制御手段は、前記電流検知手段の出力に歪みを有する関数を作用させるものである。
【００１３】
これによって、ベクトル制御において解決が困難な、無負荷の誘導起電力の波形の歪みが大きく、Ｉｑに対するトルクが一定でない場合においても、トルクリプルを抑え、騒音や振動の発生が少ない動力発生装置を提供することができる。
【発明の効果】
【００１４】
本発明の動力発生装置は、低コストの装置を実現することができるものとなる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
第１の発明は、多相の巻線を有する第１の物体と、永久磁石を有し前記第１の物体と相対的に回転自在に設けた第２の物体と、前記巻線に電力を供給するインバータ回路と、前記第１の物体に対する前記永久磁石の位置を検知する位置検知手段と、前記巻線の電流を検知する電流検知手段と、トルク制御手段を有し、前記トルク制御手段は、前記電流検知手段の出力に歪みを有する関数を作用させることにより、無負荷の誘導起電力の波形の歪みが大きく、Ｉｑに対するトルクが一定でない場合においても、トルクリプルを抑えることができる。
【００１６】
第２の発明は、多相の巻線を有する第１の物体と、永久磁石を有し前記第１の物体と相対的に回転自在に設けた第２の物体と、前記巻線に電力を供給するインバータ回路と、前記第１の物体に対する前記永久磁石の位置を検知する位置検知手段を有し、前記インバータ回路は、歪みを有する関数を作用させ、出力電圧の大きさおよび位相が、速度とトルクに応じた値となるように制御することにより、電流制御ループを持たない簡単な構成でありながら、無負荷の誘導起電力の波形の歪みが大きく、Ｉｑに対するトルクが一定でない場合においても、トルクリプルを抑えることができる。
【００１７】
第３の発明は、特に、第２の発明のインバータ回路を、第１の関数と、第２の関数の合成とし、前記第１の関数はトルクに無関係な速度の関数とし、前記第２の関数はトルクとインピーダンスの関数とし、前記第１の関数と前記第２の関数の少なくとも一方は、歪みを有する関数としたことにより、電流制御ループがなしで、精度良くトルクリプルの少ない制御が行うことができることから、騒音や振動の低減効果を十分に上げることができる。
【００１８】
第４の発明は、特に、第１〜第３のいずれか１つの発明の巻線およびインバータ回路を、３相としたことにより、比較的部品点数が少なく、簡単な構成で、効率が高く、トルクリプルの少ない構成を実現することができる。
【００１９】
第５の発明は、特に、第１〜第４のいずれか１つの発明の歪みを有する波形は、無負荷時に回転させた際に巻線に発生する誘導起電力とほぼ相似波形としたことにより、永久磁石および巻線の設計に応じて発生する無負荷誘導起電力波形の歪みに応じた、トルクリプルの少ない制御特性が得られるものとなる。
【００２０】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【００２１】
（実施の形態１）
図１は、本発明の第１の実施の形態における動力発生装置のブロック図を示すものである。図１において、１００Ｖ５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの交流電源９０から、リアクタ９１と整流器９２が接続され、整流器９２の出力端子に接続された電解式のコンデンサ９３に直流電圧ＶＤＣが得られ、これがインバータ回路９４に供給される。
【００２２】
ただし、このような構成での直流電圧への変換以外にも、倍電圧整流回路や、昇圧回路を用いて、より高い直流電源を構成するなどの構成もあり、そのような構成を用いてもかまわない。
【００２３】
インバータ回路９４は、ＩＧＢＴとダイオードを並列に接続して構成した６個のスイッチング素子１００、１０１、１０２、１０３、１０４、１０５、およびこの内の３個の低電位側スイッチング素子１０３、１０４、１０５のエミッタ端子にそれぞれ接続した１０６、１０７、１０８がコンデンサ９３のマイナス端子との間に接続されており、Ａ／Ｄ変換器１０９と共に電流検知手段１１０が構成された状況となっている。Ａ／Ｄ変換器１０９の出力として得られた各相の電流値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗはトルク検知手段１１１に入る構成となっている。
【００２４】
インバータ回路９４の出力には、３相の電動機１１５が接続されており、電動機１１５は、インバータ回路９４の３本の出力端子Ｕ、Ｖ、Ｗに一端が接続されて電力の供給を受ける３相の巻線１１６、１１７、１１８を有する第１の物体１１９と、永久磁石１２１、１２２を有し第１の物体１１９に対して相対的に回転自在に設けた第２の物体を有しているものとなっている。
【００２５】
本実施の形態においては、位置検知手段１３０は、相互に電気角１２０度隔てた３個のホール素子１３１、１３２、１３３を第１の物体１１９に取り付けて設け、第１の物体１１９に対する永久磁石１２１、１２２の位置を検知し、整形回路１３４にて３個のホール素子１３１、１３２、１３３からのアナログ信号を整形した３個の論理信号をさらに補間し、分解能として電気角６０度よりも高い信号θを出力するものとなっている。
【００２６】
本実施の形態においては、Ａ／Ｄ変換器１０９から電流値を検知したデジタル値が出力され、トルク検知手段１１１は、各相の電流の検知出力とθ信号を受けていて、以下の計算によって、現トルクＴを求め、同時にＩｄも計算するものとなっている。
Ｔ＝Ｋｔ（Ｉｕ・ｆ（θ）＋Ｉｖ・ｆ（θ＋４π／３）＋Ｉｗ・ｆ（θ＋２π／３））
Ｉｄ＝−Ｉｕ・ｃｏｓ（θ）−Ｉｖ・ｃｏｓ（θ＋４π／３）−Ｉｗ・ｃｏｓ（θ＋２π／３）
なお、上記関数ｆ（θ）は、後述する歪みを有する周期関数であり、歪みを設けることにより、無負荷誘導起電力波形が歪んでいる場合であっても、より実際のトルクに近い現トルク値Ｔが得られるものとなる。
【００２７】
また、発生するトルクを各相に分配すると、
Ｔｕ＝Ｋｔ・Ｉｕ・ｆ（θ）
Ｔｖ＝Ｋｔ・Ｉｖ・ｆ（θ＋４π／３）
Ｔｗ＝Ｋｔ・Ｉｗ・ｆ（θ＋２π／３）となる。
【００２８】
トルク検知手段１１１の出力Ｔは、ＰＩアンプ１４０から出力される、トルク設定値Ｔｒに対するそれぞれの差を、ＰＩアンプ１４１に通すことにより、電圧指令Ｖｑを得るものとなっている。
【００２９】
また、Ｉｄについては、設定値０に対する誤差を、ＰＩアンプ１４２に通すことにより、電圧指令Ｖｄを得るものとなっている。
【００３０】
θ信号を受ける３相回転分配器１４３によって、各相電圧の設定値（＝コンペアレジスタ値）が決められ、ＰＷＭ回路１４４によって、１５．６２５ｋＨｚのキャリア周波数でパルス幅変調され、かつ上下のスイッチング素子の切換期間に上下のスイッチング素子が共にオフ指令となるデッドタイムを設けながら、インバータ回路９４に出力されるものとなっている。
【００３１】
電流検知手段１１０のＡ／Ｄ変換器１０９は、３相の巻線１１６、１１７、１１８の電流を検知するため、低電位側のスイッチング素子１０３、１０４、１０５がオン状態となり、巻線１１６、１１７、１１８の電流が、それぞれ抵抗１０６、１０７、１０８に流れるタイミングとなるように、ＰＷＭ回路１４４のキャリア信号の位相とも同期をとって行うものとしており、θ信号の変化があった直後に上記のスイッチングタイミングとなった状態で、電流検知動作が行われるものとなっている。
【００３２】
ただし、このような３個の抵抗器１０６、１０７、１０８を用いずに、３つの低電圧側のスイッチング素子１０３、１０４、１０５のエミッタ端子を共通に接続してしまい、その共通エミッタから１本の抵抗器を接続した構成としてもよく、スイッチング素子のオンオフタイミングに合わせて、適切に前記抵抗器の電圧検知を行うことにより、３相の巻線１１６、１１７、１１８の各電流、あるいは３相の内の２相分の電流が検知して残りの１相もキルヒホッフ計算により求め出すなどの構成とすることもできる。
【００３３】
なお、ＰＩアンプ１４０は、速度設定手段１５０からの設定値ωｒと、速度検知手段１５１の出力である実際の回転速度ωとの誤差を比例成分（Ｐ成分）と時間積分成分（Ｉ成分）との和として出力するものとなっており、速度検知手段１５１は、位置検知手段１３０の出力信号θを微分するなどして、現在の回転速度ωを得る構成となっているものである。
【００３４】
本実施の形態において、トルク制御手段１５５は、トルク検知手段１１１、ＰＩアンプ１４１、３相回転分配器１４３により構成されているものとなる。
【００３５】
図２は、本実施の形態における、歪みを有する関数ｆ（θ）の波形図を示している。本実施の形態における巻線１１６、１１７、１１８は、集中巻と呼ばれる構成で設けていることから、無負荷誘導起電力波形にはかなりの歪みが含まれており、図２に示すｆ（θ）とほぼ相似のものとなっている。
【００３６】
ｆ（θ）の波形の高調波成分に関しては、対称性から偶数次はゼロとなり、また集中巻とした巻線１１６、１１７、１１８のコイル幅が、永久磁石１２１、１２２の幅に対して、ほぼ２／３となる構成となっていることなどから、３の倍数に相当する次数についても、ほぼゼロに近いものとなり、主として５次、７次、１１次…というような次数の成分が影響した波形となっている。
【００３７】
また、ｆ（θ）の最大値と最小値の絶対値については、本実施の形態においては、いずれも７７としているが、この値は使用するマイクロコンピュータのメモリの仕様に合わせて、任意に設定したものであり、永久磁石１２１、１２２の特性や巻線１１６、１１７、１１８のターン数などによって変化する係数Ｋｔを乗じて、トルクＴの計算を行う際、Ｋｔ値の調整により、カバーすることができるものとなる。
【００３８】
一般に、永久磁石を表面に使用したモータの場合、無負荷誘導起電力と電流のそれぞれの瞬時値を掛け合わせ、それを全巻線に関して合計した電気パワーＰ［Ｗ］が機械パワーに変換されるものとなり、その時の機械速度をωＭ［ｒａｄ／ｓ］とすると、トルクはＰ／ωＭ［Ｎｍ］となるので、無負荷誘導起電力と同等の歪みを有する関数ｆ（θ）を用いているものとなっている。
【００３９】
以上のようにトルク検知手段１１１が、現トルクＴを歪みを有する関数ｆ（θ）を使用して計算することにより、歪みの無い関数（ｓｉｎ（θ））を使用する場合よりも、θの変化に対しての発生するトルクの検知誤差を、ぐっと小さく抑えることができるものとなり、トルク制御を行う場合の線形性なども良くなり、特性が向上するものとなる。
【００４０】
次に、３相回転分配器１４３に関して説明を加える。本実施の形態の３相回転分配器１４３は、受けたθ信号に対し、歪みを有する前記の関数ｆ（θ）を計算し、それをＵ、Ｖ、Ｗの３相分に分けて出力するものとなっており、
Ｖｕ＝Ｖｑ・Ｋｅ・ｆ（θ＋δ）
Ｖｖ＝Ｖｑ・Ｋｅ・ｆ（θ＋４π／３＋δ）
Ｖｗ＝Ｖｑ・Ｋｅ・ｆ（θ＋２π／３＋δ）
となる。
【００４１】
なお、ここでも係数Ｋｅは、図２に示した歪みを有する関数ｆ（θ）の振幅と、入力されたＶｑの信号値に対して、各相の電圧との対応が正しくとれるように調整された値を用いる。
【００４２】
このように歪んだ波形の関数ｆ（θ）が用いられる結果、歪みのない関数（ｓｉｎ（θ））を用いる場合とは異なり、Ｖｑ値としては一定の値であっても、第２の物体１２３の回転によるθの変化に伴い、歪んだ波形が各相の電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとして発生するものとなる。
【００４３】
なお、本実施の形態においてＶｄについては、電圧の位相をδだけ進相させる作用をさせており、３相回転分配器１４３において、
ｔａｎδ＝Ｖｄ／Ｖｑとなるようにδを決めるものとしている。
【００４４】
図２において、例としてθ＝π／４（＝４５度）、δ＝０におけるＵ、Ｖ、Ｗ各相のｆ関数の出力値を求める状況を示しており、それぞれ
Ｕ相…ｆ（θ＋δ）＝＋６０
Ｖ相…ｆ（θ＋４π／３＋δ）＝−７６
Ｗ相…ｆ（θ＋２π／３＋δ）＝＋１０となる。
【００４５】
ちなみに、ここで使用した記号δは、電圧位相として記したものであり、一般の論文などで使用される負荷角とは、若干異なった意味合いのものとなっている。
【００４６】
このように、本実施の形態においては、３相回転分配器１４４に歪みを有する関数を用いていることから、よりスムーズに巻線１１６、１１７、１１８への電力供給ができるものとなる。
【００４７】
なお、本実施の形態においては、トルク制御手段１５５の構成要素であるトルク検知手段１１１と３相回転分配器１４４の両方に、歪みを有する関数ｆ（θ）が作用する構成として、トルク検知特性と３相電圧波形の形成の両方に関して、特性の改善を実現できるものとしたが、歪みを有する関数ｆ（θ）が両者に作用させることに限定されるものではなく、例えばトルクの検知だけなどに用いても、その分の性能向上の効果は得られるものとなる。
【００４８】
また、本実施の形態においては、トルク検知手段１１１におけるＩｄの検知を歪みのない関数（−ｃｏｓ（θ））で行っているが、これについても必要とあらば歪みを有する関数としてもよい。
【００４９】
（実施の形態２）
図３は、本発明の第２の実施の形態における動力発生装置のブロック図を示すものである。本実施の形態においては、インバータ回路１６０が電流検知のための抵抗器を持たない簡単な構成とした他、電流指令手段１６１、Ｉｄ設定手段１６２、電圧指令手段１６３を設けた上、前実施の形態の構成要素の一部を取り去ったものとなっており、図３においても前実施の形態と同番号を付した構成要素に関しては、前実施の形態と同等のものを用いているものとなっている。
【００５０】
ただし、インバータ回路１６０については、低電位側のスイッチング素子１０３、１０４、１０５のエミッタ端子を共通とした上で１本の電流検知用の抵抗を設け、過電流が発生した場合の保護などに使用してももちろんかまわない。
【００５１】
本実施の形態において、ＰＩアンプ１４０からは、速度ωの誤差増幅の出力として、必要なトルクの指令Ｔｒが出力され、これが電流指令手段１６１に入力される。同時に、電流指令手段１６１には、Ｉｄ設定手段１６２からＩｄｒ、また速度検知手段１５１からωが入力される。
【００５２】
これらの入力信号を受けた電流指令手段１６１は、無負荷誘導起電力の歪みを加味しつつ、また直軸電流Ｉｄについても実現できるように、各巻線１１６、１１７、１１８の電流の指令値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを出力する。
【００５３】
なお、本実施の形態においては、Ｔｒが一定値を継続する場合における各巻線１０３、１０４、１０５の電流の内、永久磁石１２１、１２２が発する磁束と直交成分となる電流による発生トルクの波形が正弦波の自乗のカーブとなるように、３相への電流分配を行う。
【００５４】
図４は、トルク設定値Ｔｒとして、１．５Ｎｍが与えられた場合のＵＶＷ各相の巻線１０３、１０４、１０５によるトルクＴｕ、Ｔｖ、Ｔｗを示したもので、各相とも最大値が１Ｎｍ、最小値が０Ｎｍ、中心値が０．５Ｎｍとなるサイン自乗の波形としている。
【００５５】
これによって、３相の合計トルクとしては常に１．５Ｎｍの一定値が得られるものとなり、トルクリプルがなく、騒音や振動の面で非常に有利なものとすることができる。
【００５６】
例えばθ＝π／４（＝４５度）の時点においては、それぞれ
Ｔｕ＝０．５０Ｎｍ、Ｔｖ＝０．９３Ｎｍ、Ｔｗ＝０．０７Ｎｍにトルクが分配される。
【００５７】
次に、図２に示した歪みを有する関数ｆを用いて、トルク電流値を決めるものとなり、
Ｉｔｕ＝Ｔｕ／（Ｋｔ・ｆ（θ））＝０．５０Ｎｍ／（Ｋｔ・（＋６０））
Ｉｔｖ＝Ｔｖ／（Ｋｔ・ｆ（θ＋４π／３））＝０．９３Ｎｍ／（Ｋｔ・（−７６））
Ｉｔｗ＝Ｔｗ／（Ｋｔ・ｆ（θ＋２π／３））＝０．０７Ｎｍ／（Ｋｔ・（＋１０））
となる。
【００５８】
Ｉｄｒが存在する場合には上式の電流Ｉｔｕ、Ｉｔｖ、Ｉｔｗに対して、さらにＩｄも各相に分配して加えあわせるものとなる。
【００５９】
図５は、Ｉｄｒ分を各相に分配するための関数のグラフを示している。すなわちθ＝０の状態が、Ｕ相の巻線１１６に正の電流（インバータ回路１６０から出ていく向きの電流）を流した時に、負のＩｄとなるように位置をとると、Ｕ相においては、θ＝πで＋２／３となる正弦波の関数ｆｄｕとなり、Ｖ相、Ｗ相に関しても、Ｕ相からそれぞれ２π／３、４π／３だけθの正方向に波形をずらせたものとなるので、図５に示したような波形となり、ｆ（θ）関数に対して＋９０度した位相にピークなどは移動したものとなる。
【００６０】
θ＝π／４の時には、Ｕ、Ｖ、Ｗの各相へのＩｄ分の分配は、それぞれ
ｆｄｕ＝−０．４７、ｆｄｖ＝−０．１７、ｆｄｗ＝＋０．６４となり、
各相のＩｄｒに対応した各相への電流分配としては、Ｕ相においては、
Ｉｄｕ＝Ｉｄｒ×ｆｄｕであり、前述のトルク電流との合計値をＩｕ＝Ｉｔｕ＋Ｉｄｕで算出し、他の相も同等に計算されるものとすればよい。
【００６１】
図６は、永久磁石を表面に用いた電動機の鉄損などを無視した一般的な等価回路を示したものであり、３相の内のＵ相のみに関してであるが、印加される入力電圧１７０、巻線１１６の抵抗１７１、電機子反作用なども含むインダクタンス１７２、巻線１１６に発生する誘導起電力１７３を示している。
【００６２】
電圧指令手段１６３は、基本的に図６に示す等価回路を用いて、電流指令手段１６１から受けた各相の電流設定値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに対して、電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを出力するものである。
【００６３】
本実施の形態においては、第１の関数として、永久磁石１２１、１２２の回転によって巻線１１６、１１７、１１８に発生する瞬時の誘導起電力の値Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗと、第２の関数として、ＲとＬによるインピーダンス（同期インピーダンスとも呼ばれる）を用い、これに電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを作用させ、すなわちＲ・Ｉ＋Ｌ・ｄＩ／ｄｔを算出することにより同期インピーダンス降下電圧分を、Ｕ、Ｖ、Ｗの各相に関してそれぞれ求め、
Ｖｕ＝Ｅｕ＋（Ｒ・Ｉ＋Ｌ・ｄＩ／ｄｔ）というような加算式によって、第１の関数と第２の関数を合成した値によりＶｕ、Ｖｖ、Ｖｗが求め出される構成としている。
【００６４】
よって第１の関数としては、速度ωには比例するが、トルクや電流には無関係な関数であり、第２の関数は、電流とインピーダンスの積であるが、電流はトルクの関数であるため、結局トルクとインピーダンスの関数となっている。
【００６５】
ここで、第１の関数としては、ｆ（θ）で示した歪みを有する波形が用いられるものとなり、第２の関数については、トルクから電流を計算する際の計算部分において、やはり歪みを有する関数ｆ（θ）が作用するものとなっているため、結果として第１の関数と第２の関数のどちらもが、歪みを有する波形となっている。
【００６６】
このため、電流指令値におけるトルクとの関係が、より現実に近い値となり、その上で、電圧指令値にも速度起電力成分として無負荷誘導起電力波形が作用するなど、極めて現実に近い形での制御がかかることから、電流ループなしという簡単で低コストの構成でありながらも、速度制御が安定してかかる上に、発生するトルクリプルも小さいものとなり、よってトルクリプルに起因する騒音や振動も改善が図られたものとすることができる。
【００６７】
なお、インバータ１６０から巻線１１６、１１７、１１８に供給される電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗについては歪みを有する波形になるが、大きさと位相に関しても、結果的に速度とトルクによって変化することになる。
【００６８】
ただし、第１の関数と第２の関数がともに歪みを有するものとすることがどうしても必要というものではなく、例えば第１の関数と第２の関数の内、よりトルクリプルに関する成分の大きいものを歪みを有する関数を作用させるものとしてもよい。
【００６９】
また、実施の形態１および実施の形態２においては、特に３相としてインバータ回路９４、１６０、また電動機１１５の巻線１１６、１１７、１１８が構成されていることから、第１の物体１１９の構成が簡単なものとなり、また６つのスイッチング素子１００、１０１、１０２、１０３、１０４、１０５で構成したインバータ回路９４、１６０が比較的部品点数が少なく、簡単なものとすることができ、低コストのものとすることができるという特徴がある。
【００７０】
しかしながら、特に３相でインバータ回路および巻線を構成することが必須となるものでもなく、例えば５相などであってもよい。
【００７１】
また、３相のインバータ回路９４、１３０においては、周知のように３次高調波、６次高調波、…などのような３ｎ次の高調波成分については、出力電圧として出力しても同相となって、線間電圧として作用しなくなることから、インバータ回路９４、１３０の出力電圧をなるべく高くとれるように用いること、また２相変調を行うことなどについては、本発明のものに対しても行っても用いることができる。
【００７２】
電流に関しては、３ｎ次に相当する高調波成分は、供給することができないものとなるが、本実施の形態においては、ｆ（θ）関数が３ｎ次高調波を含まないように設定していることから、矛盾が生ずることもほとんどなく、問題ない制御ができるというものである。
【産業上の利用可能性】
【００７３】
以上のように、本発明にかかる動力発生装置は、多相の巻線を有する第１の物体と、永久磁石を有し前記第１の物体と相対的に回転自在に設けた第２の物体と、前記巻線に電力を供給するインバータ回路と、前記第１の物体に対する前記永久磁石の位置を検知する位置検知手段と、前記巻線の電流を検知する電流検知手段と、トルク制御手段を有し、前記トルク制御手段は、前記電流検知手段の出力に歪みを有する関数を作用させることにより、ベクトル制御では対応が困難であった無負荷の誘導起電力の波形の歪みが大きく、Ｉｑに対するトルクが一定でない場合においても、トルクリプルを抑えることができる。
【図面の簡単な説明】
【００７４】
【図１】本発明の実施の形態１における動力発生装置のブロック回路図
【図２】同、動力発生装置の歪みを有する関数ｆ（θ）のグラフ
【図３】本発明の実施の形態２における動力発生装置のブロック回路図
【図４】同、動力発生装置の各相および全トルクの波形図
【図５】同、動力発生装置のＩｄｒの分配関数のグラフ
【図６】同、動力発生装置の等価回路図
【図７】従来の技術における動力発生装置の制御ブロック図
【符号の説明】
【００７５】
９４  インバータ回路
１１０  電流検知手段
１１６  巻線
１１７  巻線
１１８  巻線
１１９  第１の物体
１２１  永久磁石
１２２  永久磁石
１２３  第２の物体
１３０  位置検知手段
１５５  トルク制御手段
１６０  インバータ回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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