(57)【要約】【課題】高調波電流を低減可能な電源装置を提供する。【解決手段】例えば、整流回路ＲＦＹ１の出力を２つの電流経路に分岐し、一方の電流経路にインダクタ素子Ｌ１１を、他方の電流経路にインダクタ素子Ｌ１２を設ける。Ｌ１１の電流ＩＬ１１は、トランジスタＱ１１のオン／オフによって制御され、Ｌ１２の電流ＩＬ１２は、トランジスタＱ１２のオン／オフによって制御される。また、Ｑ１１，Ｑ１２がオフの際のＬ１１，Ｌ１２からの出力電流ＩＬ１１，ＩＬ１２は、それぞれダイオードＤ１１，Ｄ１２を介して容量素子Ｃｏｕｔ１に供給される。ここで、ＰＦＣコントローラＩＣ１１は、Ｑ１１，Ｑ１２のゲートをそれぞれ異なる位相で駆動する。これによって、各トランジスタに流れるスイッチング電流を小さくでき、さらに、電流（ＩＬ１１＋ＩＬ１２）のリプル成分ΔＩ１も小さくできる。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源を入力として全波整流を行う整流部と、
前記整流部の出力から分岐した複数の電流経路と、
前記複数の電流経路にそれぞれ設けられた複数のインダクタと、
前記複数のインダクタのそれぞれの出力電流を統合して直流電圧を生成する直流電圧生成部と、
前記交流電源に流れる平均的な電流が正弦波状となるように、前記複数のインダクタに流れる電流をスイッチングによって制御するスイッチング部とを有する電源装置であって、
前記スイッチング部は、前記スイッチングによる制御を、前記複数のインダクタ毎に互いに異なる位相で行うことを特徴とする電源装置。
【請求項２】
請求項１記載の電源装置において、
前記電源装置は、電流連続モードの動作を備え、
前記スイッチング部は、前記複数のインダクタのそれぞれに流れる電流がゼロとならないように前記スイッチングによる制御を行うことを特徴とする電源装置。
【請求項３】
請求項１記載の電源装置において、
前記電源装置は、電流臨界モードの動作を備え、
前記スイッチング部は、前記複数のインダクタのそれぞれに流れる電流がゼロになった場合を検出して前記スイッチングによる制御を行うことを特徴とする電源装置。
【請求項４】
請求項２記載の電源装置において、
前記複数のインダクタは、一端が前記整流部に接続される第１インダクタおよび第２インダクタを含み、
前記第１インダクタの他端は、第１ダイオードのアノードと、第１トランジスタの一端とに接続され、
前記第２インダクタの他端は、第２ダイオードのアノードと、第２トランジスタの一端とに接続され、
前記第１ダイオードのカソードと前記第２ダイオードのカソードは、直流電圧出力端子となる容量素子の一端に共通に接続され、
前記第１トランジスタの他端と前記第２トランジスタの他端と前記容量素子の他端は、接地端子に接続され、
前記スイッチング部は、前記直流電圧出力端子の電圧を抵抗を介して検出した値と、前記整流部に流れる電流を抵抗を介して検出した値とを参照して、前記第１トランジスタの制御入力端子および前記第２トランジスタの制御入力端子を異なる位相で駆動することを特徴とする電源装置。
【請求項５】
請求項３記載の電源装置において、
前記複数のインダクタは、一端が前記整流部に接続される第１インダクタおよび第２インダクタを含み、
前記第１インダクタの他端は、第１ダイオードのアノードと、第１トランジスタの一端とに接続され、
前記第２インダクタの他端は、第２ダイオードのアノードと、第２トランジスタの一端とに接続され、
前記第１ダイオードのカソードと前記第２ダイオードのカソードは、直流電圧出力端子となる容量素子の一端に共通に接続され、
前記第１トランジスタの他端と前記第２トランジスタの他端と前記容量素子の他端は、接地端子に接続され、
前記スイッチング部は、前記直流電圧出力端子の電圧を抵抗を介して検出した値と、前記第２インダクタに流れる電流を、前記第２インダクタとの間で構成したトランス回路によって検出した値とを参照して、前記第１トランジスタの制御入力端子および前記第２トランジスタの制御入力端子を異なる位相で駆動することを特徴とする電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電源装置に関し、特に、スイッチングレギュレータの力率改善回路を含む電源装置に適用して有効な技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、商用電源の高調波電流に対する規制が欧州を中心に厳しくなってきている。日本でも国際規格ＩＥＣ６１０００−３−２に基づき、経済産業省が制定した規格「ＪＩＣ  Ｃ  ６１０００−３−２」に従って規制が図られている。高調波電流に対する規制が制定された背景は、家電や電子機器の消費電力が増加する傾向にあることや、エアコン等に見られるように、モータ方式からインバータ方式への移行などが挙げられる。すなわち、モータ方式では、正弦波の電流が流れるのに対し、インバータ方式では、コンデンサインプット型整流を使うのが一般的なため高調波電流が多くなるためである。
【０００３】
高調波電流が増加することで引き起こされる問題は様々だが、高調波電流が多い機器は力率が低く、実際に消費される電力より皮相電力が大きいために入力電流が多く流れ、電力設備に余裕が必要になることが最大の問題とされている。また、商用電源は発電所から送電線や変電所・柱上トランスなどを通って各家庭に供給されているが、高調波電流が流れるとそれらのインピーダンスにより電圧降下が発生し、電源電圧波形が高調波を含んだ波形になる。商用電源に接続して使用される機器は、普通は商用周波数の正弦波での使用を前提に作られているので、高調波が重畳された電圧波形が印加されると誤動作や思わぬ事故に繋がる可能性もある。
【０００４】
この高調波電流を抑えるために商用電源に流れる電流を正弦波に近づける力率改善（ＰＦＣ：Ｐｏｗｅｒ  Ｆａｃｔｏｒ  Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）対策が必要である。従来、このＰＦＣの方式として、機器の入力ラインにインダクタンスを入れて電流を平滑するパッシブフィルタ方式と専用のＰＦＣコントローラやディスクリート素子を使って電流を制御するアクティブフィルタ方式の二通りが存在する。最近では小型・軽量で構成できる後者のアクティブフィルタ方式が主流である。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
例えば、前述したようなアクティブフィルタ方式のＰＦＣコントローラは、電流連続モードの制御方式を備えたものや電流臨界モードの制御方式を備えたものなど消費電力に応じて様々なものが存在する。このようなＰＦＣコントローラの制御方式は、原理は昇圧コンバータで、一つもしくは複数のスイッチングＭＯＳトランジスタを同相でスイッチングするものとなっている。しかしながら、このような同相のスイッチングを用いると、これに伴い高調波電流ノイズが生じてしまう。
【０００６】
図３は、本発明の前提として検討した電源装置の一例を示すものであり、（ａ）は、その構成を示す回路図、（ｂ）はその動作を示す波形図である。図３の電源装置は、例えば、アクティブフィルタ方式の力率改善回路（ＰＦＣコントローラ）を備え、電流連続モードに対応したものとなっている。その構成は、図３（ａ）に示すように、交流電源ＡＣを整流回路ＲＦＹ３で整流した先にインダクタ素子（所謂チョークコイル）Ｌ３１の一端が接続され、このＬ３１の他端をトランジスタ（ＮＭＯＳトランジスタ）Ｑ３１のスイッチングによって制御するものとなっている。このような構成では、Ｑ３１がオンの間にＬ３１にエネルギーを蓄積し、Ｑ３１がオフの間にこの蓄積したエネルギーを出力電流としてダイオードＤ３１を介して容量素子Ｃｏｕｔ３に供給する。このＱ３１のオン／オフ比（デューティ比）を調整することでＣｏｕｔ３の出力電圧Ｖｏｕｔ３を昇圧することができる。
【０００７】
ＰＦＣコントローラＩＣ３１は、出力電圧Ｖｏｕｔ３を抵抗Ｒｆ３１とＲｆ３２で分圧した値と、整流回路ＲＦＹ３に流れる電流を検出抵抗Ｒｓ３で検出した値と、内部で生成した三角波とを比較することによってＱ３１のオン／オフを制御する。すなわち、図３（ｂ）に示すように、整流回路ＲＦＹ３で全波整流された電圧Ｖｄの各変動周期内において、Ｑ３１のデューティ比を制御しながらＱ３１のスイッチングを繰り返すことで、ＲＦＹ３に流れる電流ＩＬ３１（すなわち交流電源ＡＣに流れる電流）を正弦波に近づけながら出力電圧Ｖｏｕｔ３の大きさを調整する。なお、この電流ＩＬ３１は、インダクタ素子Ｌ３１により、電圧Ｖｄの変動周期の時間となるマクロな観点では正弦波となるが、各変動周期内の微小時間となるミクロな観点ではリプル成分ΔＩ３を伴った三角波となる。一方、このようなＰＦＣ制御を行わない場合は、電圧Ｖｄのピーク近辺の時間のみでパルス的な大きな電流（すなわち高調波電流）が流れることになるため、前述したような力率の低下に伴う電力設備の確保やノイズの発生などが問題となる。
【０００８】
図４は、本発明の前提として検討した電源装置の他の一例を示すものであり、（ａ）は、その構成を示す回路図、（ｂ）はその動作を示す波形図である。図４の電源装置は、例えば、アクティブフィルタ方式の力率改善回路（ＰＦＣコントローラ）を備え、図３と異なり電流臨界モードに対応したものとなっている。その構成は、図４（ａ）に示すように、交流電源ＡＣを整流回路ＲＦＹ４で整流した先にインダクタ素子Ｌ４１の一端が接続され、Ｌ４１の他端をトランジスタ（ＮＭＯＳトランジスタ）Ｑ４１のスイッチングによって制御するものとなっている。このような構成では、図３と同様の動作で容量素子Ｃｏｕｔ４にエネルギーを供給し、Ｑ４１のデューティ比を調整することでＣｏｕｔ４の出力電圧Ｖｏｕｔ４を昇圧することができる。
【０００９】
ＰＦＣコントローラＩＣ４１は、出力電圧Ｖｏｕｔ４を抵抗Ｒｆ４１とＲｆ４２で分圧した値と、整流回路ＲＦＹ４に流れる電流ＩＬ４１をＬ４１との間で構成したトランス回路Ｔｒ４１で検出した値とでＱ４１のオン／オフを制御する。図４（ｂ）は、図３（ｂ）と同様に、整流回路ＲＦＹ４で全波整流した電圧の変動周期内において、その一部の波形を示している。電流臨界モードである図４（ｂ）では、電流連続モードである図３（ｂ）と異なり、トランス回路Ｔｒ４１によって検出した電流ＩＬ４１がゼロになった際にＱ４１のスイッチングを行う。これによって、電流ＩＬ４１は、図３（ｂ）と同様に、マクロな観点ではその平均電流が正弦波に近づくことになるが、ミクロな観点ではリプル成分ΔＩ４を伴った三角波となる。
【００１０】
このように、ＰＦＣコントローラを用いたアクティブフィルタ方式では、電流を正弦波に近づけることでマクロな観点では高調波電流の発生を抑制できる。しかしながら、ミクロな観点では、依然としてトランジスタのスイッチングに伴い高調波電流ノイズが発生してしまう。数ＫＷ近い消費電力になるとノイズの発生はより顕著になり、ノイズ規制をクリアするためには、多くのノウハウが必要であったり、ノイズを吸収するための入力フィルタを大型化したりする必要が出てくる。また、スイッチングパワーＭＯＳも定格の大きな高価なＭＯＳトランジスタが必要になってくる。
【００１１】
そこで、本発明の目的は、このような問題等を鑑み、高調波電流を低減可能な電源装置を提供することにある。また、特に、大電力が必要な場合に高調波電流を低減可能なスイッチング制御集積回路を用いたアクティブフィルタを備えた電源装置を提供することにある。本発明の前記の目的と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、次のとおりである。
【００１３】
本発明による電源装置は、交流電源を全波整流した先から分岐した複数の電流経路と、この各電流経路に個々に設けられた複数のインダクタと、複数のインダクタのそれぞれの出力電流を共通の容量素子に供給して直流電圧を生成する直流電圧生成部と、この複数のインダクタに流れる電流を制御するスイッチング部とを有するものとなっている。スイッチング部は、交流電源に流れる平均的な電流が正弦波状となるように、複数のインダクタに流れる電流をスイッチングによって制御する。この際に、スイッチング部は、複数のインダクタ毎に互いに異なる位相を用いてスイッチングによる制御を行う。
【００１４】
すなわち、例えば複数のインダクタに接続される複数のスイッチングトランジスタが、ＰＦＣコントローラによってインターリーブで駆動されるような動作となる。このような構成を用いると、整流部の出力が複数の電流経路に分岐されるため、各電流経路の電流値が小さくなり、これに伴い各スイッチングトランジスタのスイッチング電流を小さくできる。さらに、スイッチングの位相をずらしているため、複数のインダクタに流れる電流の統合値（すなわち、整流部および交流電源に流れる電流）のリプル成分を小さくできる。このようなことから、ノイズとなる高調波電流の低減が実現可能となる。
【００１５】
なお、このような電源装置は、電流連続モードを備えた構成にも電流臨界モードを備えた構成にも適用可能である。後者の場合、従来技術では本質的にピーク電流が大きくなってしまうため大電力用途には不向きであったが、本発明を用いることで、ピーク電流などが低減でき、大電力用途にも用いることが可能となる。
【発明の効果】
【００１６】
本願において開示される発明のうち、代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、高調波電流を低減可能な電源装置を実現できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、実施の形態を説明するための全図において、同一の部材には原則として同一の符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。
【００１８】
（実施の形態１）
図１は、本発明による実施の形態１の電源装置において、その構成および動作の一例を示すものであり、（ａ）は、構成例を示す回路図、（ｂ）は動作例を示す波形図である。図１の電源装置は、例えば、アクティブフィルタ方式の力率改善のための半導体集積回路（ＰＦＣコントローラ）を備え、電流連続モードに対応したものとなっている。その構成は、図１（ａ）に示すように、交流電源ＡＣを全波整流する整流回路ＲＦＹ１の出力が２つの電流経路に分岐され、それぞれの電流経路にインダクタ素子が備わったものとなっている。すなわち、ＲＦＹ１の出力にインダクタ素子（所謂チョークコイル）Ｌ１１の一端とインダクタ素子Ｌ１２の一端がそれぞれ並列に接続されている。インダクタ素子Ｌ１１の他端は、ダイオードＤ１１のアノードに接続されると共に、トランジスタ（ＮＭＯＳトランジスタ）Ｑ１１のドレインに接続される。インダクタ素子Ｌ１２の他端は、ダイオードＤ１２のアノードに接続されると共に、トランジスタ（ＮＭＯＳトランジスタ）Ｑ１２のドレインに接続される。Ｑ１１，Ｑ１２のソースは、接地端子（接地電圧）ＧＮＤに接続され、Ｑ１１，Ｑ１２のゲートは、それぞれＰＦＣコントローラＩＣ１１に接続される。
【００１９】
ダイオードＤ１１，Ｄ１２のカソードは、出力電圧端子（出力電圧）Ｖｏｕｔ１に共通に接続される。Ｖｏｕｔ１とＧＮＤの間には、容量素子Ｃｏｕｔ１が接続される。また、Ｖｏｕｔ１とＧＮＤの間には、抵抗Ｒｆ１１とＲｆ１２が直列に接続され、その分圧ノードがＰＦＣコントローラＩＣ１１に接続される。ＲＦＣコントローラＩＣ１１は、この分圧ノードの電圧値と、整流回路ＲＦＹ１の接地電圧側に接続された電流検出抵抗Ｒｓ１での検出値を受けて、それらを内部で生成した三角波と比較し、Ｑ１１，Ｑ１２のゲート電圧を個別に制御する。
【００２０】
このような構成では、図３と同様に、Ｑ１１がオンの間にＬ１１にエネルギーを蓄積し、Ｑ１１がオフの間にこの蓄積したエネルギーを出力電流としてダイオードＤ１１を介して容量素子Ｃｏｕｔ１に供給する。さらに、Ｑ１２がオンの間にＬ１２にエネルギーを蓄積し、Ｑ１２がオフの間にこの蓄積したエネルギーを出力電流としてダイオードＤ１２を介して同じく容量素子Ｃｏｕｔ１に供給する。このように容量素子Ｃｏｕｔ１に対して出力電流を供給することで、出力電圧Ｖｏｕｔ１として直流電圧が生成される。また、このＱ１１，Ｑ１２のそれぞれのデューティ比を調整することで出力電圧Ｖｏｕｔ１を昇圧することができる。
【００２１】
ここで、ＰＦＣコントローラＩＣ１１によるＱ１１，Ｑ１２のオン／オフは、例えば図１（ｂ）のように制御される。図１（ｂ）は、図３（ｂ）と同様に、整流回路ＲＦＹ１で全波整流した電圧の変動周期内において、その一部の波形を示している。図１（ｂ）に示すように、本実施の形態１の電源装置では、Ｑ１１，Ｑ１２のスイッチングの位相を互いにずらした所謂インターリーブ動作を行うことが主要な特徴となっている。図１（ｂ）では、電流経路を２経路に分割したため、各経路での電流ＩＬ１１（およびＩＬ１２）の大きさが、図３（ｂ）の電流ＩＬ３１の大きさの半分程度となっている。さらに、Ｑ１１，Ｑ１２のスイッチングの位相をずらしたため、加算電流（ＩＬ１１＋ＩＬ１２）（すなわち整流回路ＲＦＹ１および交流電源ＡＣに流れる電流）は、そのリプル成分ΔＩ１が、図３（ｂ）の電流ＩＬ３１のリプル成分ΔＩ３に比べて小さくなっている。なお、電流（ＩＬ１１＋ＩＬ１２）の平均値は、図３（ｂ）の電流ＩＬ３１の平均値にほぼ等しくなる。
【００２２】
このように、複数のトランジスタを互いに位相をずらしてスイッチング制御することで、１つのトランジスタに流れる電流を分散でき、更に交流電源等に誘発するリプル成分を小さくできるため、スイッチングによる高調波電流ノイズが低減できる。また、例えば２つの電流経路を用いた場合、各ＭＯＳトランジスタの定格電流が半分で済むため、仕様によってはトータルコストとしてのメリットもある。これらの効果は、特に大電力の場合に有益であるが、これに限らず省電力から大電力まで及ぶので、様々な製品分野への適用が可能である。なお、ここでは２個のＭＯＳトランジスタを用いたが、勿論、その数やトランジスタの種類もこれに限らず、複数の電流経路と複数のトランジスタを備え、それぞれを異なる位相でスイッチングする構成であればよい。
【００２３】
（実施の形態２）
図２は、本発明による実施の形態２の電源装置において、その構成および動作の一例を示すものであり、（ａ）は、構成例を示す回路図、（ｂ）は動作例を示す波形図である。図２の電源装置は、例えば、アクティブフィルタ方式の力率改善のための半導体集積回路（ＰＦＣコントローラ）を備え、電流臨界モードに対応したものとなっている。その構成は、図２（ａ）に示すように、実施の形態１と同様、交流電源ＡＣを全波整流する整流回路ＲＦＹ２の出力が２つの電流経路に分岐され、それぞれの電流経路にインダクタ素子が備わっている。すなわち、ＲＦＹ２の出力にインダクタ素子（所謂チョークコイル）Ｌ２１の一端とインダクタ素子Ｌ２２の一端がそれぞれ並列に接続されている。
【００２４】
インダクタ素子Ｌ２１の他端は、ダイオードＤ２１のアノードに接続されると共に、トランジスタ（ＮＭＯＳトランジスタ）Ｑ２１のドレインに接続される。インダクタ素子Ｌ２２の他端は、ダイオードＤ２２のアノードに接続されると共に、トランジスタ（ＮＭＯＳトランジスタ）Ｑ２２のドレインに接続される。Ｑ２１，Ｑ２２のソースは、接地端子（接地電圧）ＧＮＤに接続され、Ｑ２１，Ｑ２２のゲートは、それぞれＰＦＣコントローラＩＣ２１に接続される。また、インダクタ素子Ｌ２２は、トランス回路Ｔｒ２２を構成し、このトランス回路Ｔｒ２２によってＬ２２の電流ＩＬ２２を検出した値がＰＦＣコントローラＩＣ２１に入力される。
【００２５】
ダイオードＤ２１，Ｄ２２のカソードは、出力電圧端子（出力電圧）Ｖｏｕｔ２に共通に接続される。Ｖｏｕｔ２とＧＮＤの間には、容量素子Ｃｏｕｔ２が接続される。また、Ｖｏｕｔ２とＧＮＤの間には、抵抗Ｒｆ２１とＲｆ２２が直列に接続され、その分圧ノードがＰＦＣコントローラＩＣ２１に接続される。ＰＦＣコントローラＩＣ２１は、この分圧ノードの電圧値とトランス回路Ｔｒ２２での検出値を受けて、Ｑ２１，Ｑ２２のゲート電圧を個別に制御する。
【００２６】
このような構成では、図４と同様に、Ｑ２１がオンの間にＬ２１にエネルギーを蓄積し、Ｑ２１がオフの間にこの蓄積したエネルギーを出力電流としてダイオードＤ２１を介して容量素子Ｃｏｕｔ２に供給する。さらに、Ｑ２２がオンの間にＬ２２にエネルギーを蓄積し、Ｑ２２がオフの間にこの蓄積したエネルギーを出力電流としてダイオードＤ２２を介して同じく容量素子Ｃｏｕｔ２に供給する。これによって、Ｃｏｕｔ２の出力電圧Ｖｏｕｔ２として、直流電圧が生成される。また、このＱ２１，Ｑ２２のそれぞれのデューティ比を調整することで出力電圧Ｖｏｕｔ２を昇圧することができる。
【００２７】
ここで、ＰＦＣコントローラＩＣ２１によるＱ２１，Ｑ２２のオン／オフは、例えば図２（ｂ）のように制御される。図２（ｂ）は、図４（ｂ）と同様に、整流回路ＲＦＹ２で全波整流した電圧の変動周期内において、その一部の波形を示している。図２（ｂ）に示すように、本実施の形態２の電源装置でも、実施の形態１と同様に、Ｑ２１，Ｑ２２のオン（およびオフ）の位相を互いにずらした所謂インターリーブ動作を行うことが主要な特徴となっている。但し、ここでは電流臨界モードを用いているため、例えばトランス回路Ｔｒ２２によって電流ＩＬ２２のゼロを検出した際にＱ２２をスイッチングし、続けて一定時間経過後にＱ２１をスイッチングする動作となっている。
【００２８】
図２（ｂ）では、電流経路を２経路に分割したため、各経路での電流ＩＬ２１（およびＩＬ２２）の大きさが、図４（ｂ）の電流ＩＬ４１の大きさの半分程度となっている。さらに、Ｑ２１，Ｑ２２のスイッチングの位相をずらしたため、加算電流（ＩＬ２１＋ＩＬ２２）（すなわち整流回路ＲＦＹ２および交流電源ＡＣに流れる電流）は、そのリプル成分ΔＩ２が、図４（ｂ）の電流ＩＬ４１のリプル成分ΔＩ４に比べて小さくなっている。なお、電流（ＩＬ２１＋ＩＬ２２）の平均値は、図４（ｂ）の電流ＩＬ４１の平均値にほぼ等しくなる。
【００２９】
このように、複数のトランジスタを互いに位相をずらしてスイッチング制御することで、実施の形態１の場合と同様に、高調波電流ノイズの低減や、コスト低減などが実現可能となる。また、元々電流臨界モードは、その原理上ピーク電流が大きいため、大電力分野（２００Ｗ以上）には向かなかったが、インターリーブ制御を適用することで大電力分野にも適用可能となり、電流臨界モードの利点であるゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）による高効率化も同時に実現できる。
【００３０】
以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。
【産業上の利用可能性】
【００３１】
本発明の電源装置は、特に、大電力用途のスイッチレギュレータまたはそのスイッチレギュレータに含まれる制御ＩＣに適用して有益な技術であり、これに限らず汎用的なスイッチレギュレータに対して広く適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】本発明による実施の形態１の電源装置において、その構成および動作の一例を示すものであり、（ａ）は、構成例を示す回路図、（ｂ）は動作例を示す波形図である。
【図２】本発明による実施の形態２の電源装置において、その構成および動作の一例を示すものであり、（ａ）は、構成例を示す回路図、（ｂ）は動作例を示す波形図である。
【図３】本発明の前提として検討した電源装置の一例を示すものであり、（ａ）は、その構成を示す回路図、（ｂ）はその動作を示す波形図である。
【図４】本発明の前提として検討した電源装置の他の一例を示すものであり、（ａ）は、その構成を示す回路図、（ｂ）はその動作を示す波形図である。
【符号の説明】
【００３３】
ＡＣ  交流電源
Ｃｏｕｔ  容量素子
Ｄ  ダイオード
ＩＣ  ＰＦＣコントローラ
Ｌ  インダクタ素子
Ｑ  トランジスタ
ＲＦＹ  整流回路
Ｒｆ，Ｒｓ  抵抗
Ｔｒ  トランス回路
【図１】
2007195282.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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