(57)【要約】【課題】ステッピングモータ駆動装置において、検出遅れによって、特にゼロクロス近傍において波形の歪みが発生することを防止する。【解決手段】ステッピングモータの駆動装置は、ステッピングモータの巻線への給電電流を検出する検出手段と、検出手段の出力にオフセットを加算する第１のオフセット加算手段（４０）と、第１のオフセット加算手段の出力を増幅する増幅手段（２２）と、電流制限値を表す参照信号を生成する参照信号生成手段（１４）と、参照信号生成手段の出力にオフセットを加算する第２のオフセット加算手段（４１）と、導通状態において巻線へ給電し、非導通状態において巻線への給電を停止するスイッチング手段（５）と、所定の周期毎にスイッチング手段を導通状態にし、増幅手段の出力が第２のオフセット電圧加算手段の出力を上回った時点で、スイッチング手段を非導通状態にするパルス幅変調制御手段（１５）とを備える。【選択図】図１
2007043895.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ステッピングモータが備える巻線への給電電流を検出する検出手段と、
前記検出手段の出力にオフセットを加算する第１のオフセット加算手段と、
前記第１のオフセット加算手段の出力を増幅する増幅手段と、
電流制限値を表す参照信号を生成する参照信号生成手段と、
前記参照信号生成手段の出力にオフセットを加算する第２のオフセット加算手段と、
導通状態において前記巻線へ給電し、非導通状態において前記巻線への給電を停止するスイッチング手段と、
所定の周期毎に前記スイッチング手段を導通状態にし、前記増幅手段の出力が前記第２のオフセット電圧加算手段の出力を上回った時点で、前記スイッチング手段を非導通状態にするパルス幅変調制御手段と、
を備えたことを特徴とするステッピングモータ駆動装置。
【請求項２】
前記第１のオフセット加算手段が加算するオフセットに前記増幅手段の増幅率を乗じた値を、前記第２のオフセット加算手段が加算するオフセットとすることを特徴とする請求項１記載のステッピングモータ駆動装置。
【請求項３】
ステッピングモータが備える巻線への給電電流を検出する検出手段と、
前記検出手段の出力にオフセットを加算する第１のオフセット加算手段と、
前記第１のオフセット加算手段の出力を増幅する増幅手段と、
前記増幅手段の出力からオフセットを減算するオフセット減算手段と、
電流制限値を表す参照信号を生成する参照信号生成手段と、
導通状態において前記巻線へ給電し、非導通状態において前記巻線への給電を停止するスイッチング手段と、
所定の周期毎に前記スイッチング手段を導通状態にし、前記オフセット減算手段の出力が前記参照信号によって表される電流制限値を上回った時点で、前記スイッチング手段を非導通状態にするパルス幅変調制御手段と、
を備えたことを特徴とするステッピングモータ駆動装置。
【請求項４】
前記第１のオフセット加算手段が加算するオフセットに前記増幅手段の増幅率を乗じた値を、前記オフセット減算手段が減算するオフセットとすることを特徴とする請求項３記載のステッピングモータ駆動装置。
【請求項５】
ステッピングモータが備える巻線への給電電流を検出する検出手段と、
前記検出手段の出力にオフセットを加算する第１のオフセット加算手段と、
前記第１のオフセット加算手段の出力を増幅する増幅手段と、
電流制限値を表す参照信号を生成する参照信号生成手段と、
導通状態において前記巻線へ給電し、非導通状態において前記巻線への給電を停止するスイッチング手段と、
所定の周期毎に前記スイッチング手段を導通状態にし、前記増幅手段の出力が前記参照信号によって表される電流制限値を上回った時点で、前記スイッチング手段を非導通状態にするパルス幅変調制御手段と、
を備えたことを特徴とするステッピングモータ駆動装置。
【請求項６】
ステッピングモータが備える巻線への給電電流を検出する検出手段と、
前記検出手段の出力にオフセットを加算する第１のオフセット加算手段と、
前記検出手段の出力または前記第１のオフセット加算手段の出力のいずれかを選択して出力する選択手段と、
前記選択手段の出力を増幅する増幅手段と、
電流制限値を表す参照信号を生成する参照信号生成手段と、
導通状態において前記巻線へ給電し、非導通状態において前記巻線への給電を停止するスイッチング手段と、
所定の周期毎に前記スイッチング手段を導通状態にし、前記増幅手段の出力が前記参照信号によって表される電流制限値を上回った時点で、前記スイッチング手段を非導通状態にするパルス幅変調制御手段と、
前記選択手段を制御するセレクタ駆動信号生成部とを備え、
前記セレクタ駆動信号生成部は、前記パルス幅変調制御手段が前記スイッチング手段を非導通状態としたことを判別し、その判別結果を出力し、
前記選択手段は、前記セレクタ駆動信号生成部から前記判別結果を入力し、その判別結果にしたがい前記検出手段の出力または前記第１のオフセット加算手段の出力のいずれかを選択して出力する、ことを特徴とするステッピングモータ駆動装置。
【請求項７】
前記選択手段は、前記セレクタ駆動信号生成部の判別結果にしたがい、前記スイッチング手段が非導通状態の全期間において、前記第１のオフセット加算手段の出力を選択し、前記スイッチング手段が導通状態の全期間において前記検出手段の出力を選択することを特徴とする請求項６記載のステッピングモータ駆動装置。
【請求項８】
前記選択手段は、前記セレクタ駆動信号生成部の判別結果にしたがい、前記スイッチング手段が非導通状態の一部期間において、前記第１のオフセット加算手段の出力を選択し、前記スイッチング手段が非導通状態の残期間と前記スイッチング手段が導通状態の全期間において前記検出手段の出力を選択することを特徴とする請求項６記載のステッピングモータ駆動装置。
【請求項９】
前記一部期間は、前記スイッチング手段が非導通状態から導通状態へ遷移する前の所定の時間であることを特徴とする請求項８記載のステッピングモータ駆動装置。
【請求項１０】
前記選択手段は、前記セレクタ駆動信号生成部の判別結果にしたがい、前記スイッチング手段が導通状態の一部期間と前記スイッチング手段が非導通状態の全期間において、前記第１のオフセット加算手段の出力を選択し、前記スイッチング手段が導通状態の残期間において前記検出手段の出力を選択することを特徴とする請求項６記載のステッピングモータ駆動装置。
【請求項１１】
前記一部期間は、前記スイッチング手段が非導通状態から導通状態へ遷移した後の所定の時間であることを特徴とする請求項１０記載のステッピングモータ駆動装置。
【請求項１２】
前記選択手段は、前記セレクタ駆動信号生成部の判別結果にしたがい、前記スイッチング手段が導通状態の一部期間と前記スイッチング手段が非導通状態の一部期間とにおいて、前記第１のオフセット加算手段の出力を選択し、前記スイッチング手段が導通状態の残期間と前記スイッチング手段が非導通状態の残期間において前記検出手段の出力を選択することを特徴とする請求項６記載のステッピングモータ駆動装置。
【請求項１３】
前記スイッチング手段が導通状態の一部期間は、前記スイッチング手段が非導通状態から導通状態へ遷移した後の所定の時間であって、
前記スイッチング手段が非導通状態の一部期間は、前記スイッチング手段が非導通状態から導通状態へ遷移する前の所定の時間であることを特徴とする請求項１２記載のステッピングモータ駆動装置。
【請求項１４】
前記セレクタ駆動信号生成部はさらに巻線電流の方向切替が指令されたことを判別し、その判別結果を出力し、
前記選択手段は、前記セレクタ駆動信号生成部の判別結果にしたがい、前記スイッチング手段が非導通状態の全期間と巻線電流の方向切替が指令された後の一定期間において、前記第１のオフセット加算手段の出力を選択し、前記スイッチング手段が導通状態の全期間から前記一定期間を除いた期間において前記検出手段の出力を選択することを特徴とする請求項６記載のステッピングモータ駆動装置。
【請求項１５】
前記セレクタ駆動信号生成部はさらに巻線電流の方向切替が指令されたことを判別し、その判別結果を出力し、
前記選択手段は、前記セレクタ駆動信号生成部の判別結果にしたがい、前記スイッチング手段が非導通状態の一部期間と巻線電流の方向切替が指令された後の一定期間とにおいて、前記第１のオフセット加算手段の出力を選択し、前記スイッチング手段が非導通状態の残期間と前記スイッチング手段が導通状態の全期間から、前記一定期間を除いた期間において前記検出手段の出力を選択することを特徴とする請求項６記載のステッピングモータ駆動装置。
【請求項１６】
前記一部期間は、前記スイッチング手段が非導通状態から導通状態へ遷移する前の所定の時間であることを特徴とする請求項１５記載のステッピングモータ駆動装置。
【請求項１７】
前記セレクタ駆動信号生成部はさらに巻線電流の方向切替が指令されたことを判別し、その判別結果を出力し、
前記選択手段は、前記セレクタ駆動信号生成部の判別結果にしたがい、前記スイッチング手段が導通状態の一部期間と前記スイッチング手段が非導通状態の全期間と巻線電流の方向切替が指令された後の一定期間とにおいて、前記第１のオフセット加算手段の出力を選択し、前記スイッチング手段が導通状態の残期間から前記一定期間を除いた期間において前記検出手段の出力を選択することを特徴とする請求項６記載のステッピングモータ駆動装置。
【請求項１８】
前記一部期間が、前記スイッチング手段が非導通状態から導通状態へ遷移した後の所定の時間であることを特徴とする請求項１７記載のステッピングモータ駆動装置。
【請求項１９】
前記セレクタ駆動信号生成部はさらに巻線電流の方向切替が指令されたことを判別し、その判別結果を出力し、
前記選択手段は、前記セレクタ駆動信号生成部の判別結果にしたがい、前記スイッチング手段が導通状態である一部期間と前記スイッチング手段が非導通状態である一部期間と巻線電流の方向切替が指令された後の一定期間において、前記第１のオフセット加算手段の出力を選択し、前記スイッチング手段が導通状態の残期間と前記スイッチング手段が非導通状態の残期間から前記一定期間を除いた期間において前記検出手段の出力を選択することを特徴とする請求項６記載のステッピングモータ駆動装置。
【請求項２０】
前記スイッチング手段である導通状態の一部期間が、前記スイッチング手段が非導通状態から導通状態へ遷移した後の所定の時間であって、
前記スイッチング手段が非導通状態である一部期間が、前記スイッチング手段が非導通状態から導通状態へ遷移する前の所定の時間であることを特徴とする請求項１９記載のステッピングモータ駆動装置。
【請求項２１】
ステッピングモータの駆動方法であって、
ステッピングモータが備える巻線へ供給された電流を検出するステップと、
前記検出された電流値に第１のオフセットを加算するステップと、
前記第１のオフセットが加算された検出電流を増幅するステップと、
電流制限値を表す参照信号を生成するステップと、
前記参照信号に第２のオフセットを加算するステップと、
導通状態において前記巻線へ給電し、非導通状態において前記巻線への給電を停止するスイッチング手段の導通を制御するステップとを含み、
前記制御するステップは、前記スイッチング手段を所定の周期毎に導通状態にし、前記増幅された電流値が、前記第２のオフセットが加算された参照信号の値を上回った時点で、前記スイッチング手段を非導通状態にする、
ことを特徴とするステッピングモータ駆動方法。
【請求項２２】
ステッピングモータの駆動方法であって、
ステッピングモータが備える巻線へ供給された電流を検出するステップと、
前記検出された電流値に第１のオフセットを加算するステップと、
前記第１のオフセットが加算された電流値を増幅するステップと、
前記増幅された電流値から第２のオフセットを減算するステップと、
電流制限値を表す参照信号を生成するステップと、
導通状態において前記巻線へ給電し、非導通状態において前記巻線への給電を停止するスイッチング手段の導通を制御するステップとを含み、
前記制御するステップは、前記スイッチング手段を所定の周期毎に導通状態にし、前記第２のオフセットが減算された電流値が、前記参照信号によって表される電流制限値を上回った時点で、前記スイッチング手段を非導通状態にする、
ことを特徴とするステッピングモータ駆動方法。
【請求項２３】
ステッピングモータの駆動方法であって、
ステッピングモータが備える巻線へ供給された電流を検出するステップと、
前記検出された電流値にオフセットを加算するステップと、
前記オフセットが加算された電流値を増幅するステップと、
電流制限値を表す参照信号を生成するステップと、
導通状態において前記巻線へ給電し、非導通状態において前記巻線への給電を停止するスイッチング手段の導通を制御するステップとを含み、
前記制御するステップは、前記スイッチング手段を所定の周期毎に導通状態にし、前記増幅された電流値が、前記参照信号によって表される電流制限値を上回った時点で、前記スイッチング手段を非導通状態にする、
ことを特徴とするステッピングモータ駆動方法。
【請求項２４】
ステッピングモータの駆動方法であって、
ステッピングモータが備える巻線へ供給された電流を検出するステップと、
前記検出された電流値にオフセットを加算するステップと、
前記オフセットが加算された電流値と、前記オフセットが加算されていない、検出された電流値とのいずれかを選択するステップと、
前記選択された電流値を増幅するステップと、
電流制限値を表す参照信号を生成するステップと、
導通状態において前記巻線へ給電し、非導通状態において前記巻線への給電を停止するスイッチング手段を所定の周期毎に導通状態にし、前記増幅された電流値が、前記参照信号によって表される電流制限値を上回った時点で、前記スイッチング手段を非導通状態にするステップとを含み、
前記選択するステップは、前記スイッチング手段が非導通状態にされたことを判別し、その判別結果にしたがい電流値を選択する、ことを特徴とするステッピングモータ駆動方法。
【請求項２５】
前記選択するステップは、前記判別結果にしたがい、前記スイッチング手段が非導通状態の全期間において、前記オフセットが加算された電流値を選択し、前記スイッチング手段が導通状態の全期間において、前記前記オフセットが加算されていない、検出された電流値を選択することを特徴とする請求項２４記載のステッピングモータ駆動方法。
【請求項２６】
前記選択するステップは、前記判別結果にしたがい、前記スイッチング手段が非導通状態の一部期間において、前記オフセットが加算された電流値を選択し、前記スイッチング手段が非導通状態の残期間と前記スイッチング手段が導通状態の全期間において、前記前記オフセットが加算されていない、検出された電流値を選択することを特徴とする請求項２４記載のステッピングモータ駆動方法。
【請求項２７】
前記選択するステップは、前記判別結果にしたがい、前記スイッチング手段が導通状態の一部期間と前記スイッチング手段が非導通状態の全期間において、前記オフセットが加算された電流値を選択し、前記スイッチング手段が導通状態の残期間において、前記前記オフセットが加算されていない、前記検出された電流値を選択することを特徴とする請求項２４記載のステッピングモータ駆動方法。
【請求項２８】
前記選択するステップは、前記判別結果にしたがい、前記スイッチング手段が導通状態の一部期間と前記スイッチング手段が非導通状態の一部期間とにおいて、前記オフセットが加算された電流値を選択し、前記スイッチング手段が導通状態の残期間と前記スイッチング手段が非導通状態の残期間において、前記前記オフセットが加算されていない、前記検出された電流値を選択することを特徴とする請求項２４記載のステッピングモータ駆動方法。
【請求項２９】
前記選択するステップは、
さらに巻線電流の方向切替が指令されたことを判別し、
前記判別結果にしたがい、前記スイッチング手段が非導通状態の全期間と巻線電流の方向切替が指令された後の一定期間において、前記オフセットが加算された電流値を選択し、前記スイッチング手段が導通状態の全期間から前記一定期間を除いた期間において、前記前記オフセットが加算されていない検出された電流値を選択することを特徴とする請求項２４記載のステッピングモータ駆動方法。
【請求項３０】
前記選択するステップはさらに巻線電流の方向切替が指令されたことを判別し、さらに、前記選択するステップは、前記判別結果にしたがい、前記スイッチング手段が非導通状態の一部期間と巻線電流の方向切替が指令された後の一定期間とにおいて、前記オフセットが加算された電流値を選択し、前記スイッチング手段が非導通状態の残期間と前記スイッチング手段が導通状態の全期間から、前記一定期間を除いた期間において、前記前記オフセットが加算されていない検出された電流値を選択することを特徴とする請求項２４記載のステッピングモータ駆動方法。
【請求項３１】
前記選択するステップはさらに巻線電流の方向切替が指令されたことを判別し、さらに、前記選択するステップは、前記判別結果にしたがい、前記スイッチング手段が導通状態の一部期間と前記スイッチング手段が非導通状態の全期間と巻線電流の方向切替が指令された後の一定期間とにおいて、前記オフセットが加算された電流値を選択し、前記スイッチング手段が導通状態の残期間から前記一定期間を除いた期間において、前記前記オフセットが加算されていない検出された電流値を選択することを特徴とする請求項２４記載のステッピングモータ駆動方法。
【請求項３２】
前記選択するステップはさらに巻線電流の方向切替が指令されたことを判別し、さらに、前記選択するステップは、前記判別結果にしたがい、前記スイッチング手段が導通状態である一部期間と前記スイッチング手段が非導通状態である一部期間と巻線電流の方向切替が指令された後の一定期間において、前記オフセットが加算された電流値を選択し、前記スイッチング手段が導通状態の残期間と前記スイッチング手段が非導通状態の残期間から、前記一定期間を除いた期間において、前記前記オフセットが加算されていない検出された電流値を選択することを特徴とする請求項２４記載のステッピングモータ駆動方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ステッピングモータを低騒音かつ低振動に駆動する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、各種の位置制御等にステッピングモータが用いられている。ステッピングモータは、回転子と、複数相の巻線を備える固定子とから構成され、回転子が単位角度ずつ回転して停止するように構成されている。また回転子は、回転ステップ数の制御により、フィードバック制御無しに、目的の角度だけ回転して停止する。ステッピングモータの動作における、このような特性は位置制御用途に適する。
【０００３】
近年、ステッピングモータは、ＤＳＣ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｔｉｌｌ  Ｃａｍｅｒａ：デジタル静止画カメラ）やＤＶＣ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｖｉｄｅｏ  Ｃａｍｅｒａ：デジタルビデオカメラ）といった撮影用電子機器における光学系アクチュエータとして、絞り，焦点，ズームなどの調整に用いられる。
【０００４】
動画撮影用電子機器に用いられるステッピングモータの動作には、特に低騒音性および低振動性が求められる。それは、ステッピングモータが発する騒音は、機器の内蔵マイクにキャッチされて雑音として録音され、また振動は、ぶれ等を生じさせて録画画質を劣化させるからである。この要求に応えて、ステッピングモータの動作を低騒音化かつ低振動化する駆動技術が、例えば特許文献１に開示されている。
【０００５】
図１５は特許文献１に記載されている従来のステッピングモータ駆動装置の構成図である。ここでは、原理説明に必要な構成要素のみを記載し、かつステッピングモータは複数相の巻線を備えるが、巻線毎に設けられる構成要素は同一であるため、１相の巻線と当該巻線に設けられる構成要素のみを記載する。
【０００６】
以下、図１５を参照しながら、前記従来のステッピングモータ駆動装置について説明する。なお、巻線毎に設けられる構成要素は同一であるため、ステッピングモータを構成する他の巻線、および他の巻線に設けられる構成要素は省略し、巻線に設けられる構成要素について説明する。
【０００７】
パルス幅変調制御部１５は、コンパレータ１６，フリップフロップ１７，基準パルス生成部１８，通電論理部１９から構成される。基準パルス生成部１８が、フリップフロップ１７を、パルス幅変調周期（以下、「ＰＷＭ周期」と呼ぶ）毎にセットすることにより、通電論理部１９が、スイッチング手段５を構成するトランジスタ６と９のいずれかと、トランジスタ７と８のいずれかを、貫通の発生しない組合せとタイミングで、一定周期毎に導通させる。通電論理部１９に入力される電流方向切替信号(ＰＨＡＳＥ)によって、トランジスタ６と９、およびトランジスタ７と８のいずれを導通させるかが決まり、巻線３を流れる電流の向きが決まる。
【０００８】
トランジスタ６〜９の導通期間中、電源１から巻線３へ電力が供給され、巻線３を流れる電流が増加する。以降、フリップフロップ１７がセットされ、巻線３への電力供給によって、巻線３を流れる電流が増加する期間を、「ＰＷＭオン期間」と呼ぶ。
【０００９】
トランジスタ６〜９の導通によって電源１から巻線３へ供給される電流を給電電流測定手段２０にて検出し、検出電流値としてコンパレータ１６へ出力する。給電電流測定手段２０は、検出抵抗２１と、センスアンプ２２と、ゲイン設定抵抗２３，２４により構成される。センスアンプ２２とゲイン設定抵抗２３，２４とで増幅回路２５を構成し、増幅回路２５の増幅率、すなわちセンスアンプ２２の入力から出力へのゲインはゲイン設定抵抗２３，２４で設定される。巻線３へ供給された電流は検出抵抗２１へ流入し、検出抵抗２１端に発生した電圧がセンスアンプ２２へ入力される。センスアンプ２２は、入力電圧をゲイン倍した電圧を、検出電流値としてコンパレータ１６へ出力する。
【００１０】
以降の動作説明において、給電電流測定手段２０が検出する巻線３を流れる電流を、単に「検出電流値」と呼ぶ。参照信号生成手段１４は、ステップ上に増加し、そして減少する階段波を生成し、電流制限値を表す参照信号として、前記コンパレータ１６へ出力する。前記参照信号生成手段１４が生成する、電流制限値を表す参照信号は、巻線電流３にとっての電流目標値である。
【００１１】
前記コンパレータ１６は、入力された検出電流値と電流目標値を比較し、検出電流値が電流目標値を上回った時点でフリップフロップ１７をリセットする。フリップフロップ１７をリセットすることにより、通電論理部１９がスイッチング手段５を構成するトランジスタ７と８の両方を遮断する。フリップフロップ１７がリセットされ、トランジスタ７と８の両方が遮断している期間には、電源１から巻線３への電力供給は遮断され、回生動作により巻線３を流れる電流が減少する。
【００１２】
トランジスタ７と８の両方が遮断している期間で、トランジスタ６と９の両方とも遮断している場合には、巻線３を流れる電流は、前記フライホイールダイオード１１と１２のいずれかと、フライホイールダイオード１０と１３のいずれかとで回生する。トランジスタ７と８の両方が遮断している期間で、トランジスタ６と９の両方を導通させる場合には、巻線３を流れる電流はトランジスタ６と９にて回生する。
【００１３】
前記トランジスタ７と８の両方が遮断している期間、トランジスタ６と９のいずれか片方のみを導通させる場合には、導通していないトランジスタに接続するフライホイールダイオードが順方向バイアスであれば、フライホイールダイオード１１と１２のいずれかと、トランジスタ６と９のいずれかとで回生する。導通していないトランジスタに接続するフライホイールダイオードが逆方向バイアスであれば、フライホイールダイオード１０と１３のいずれかと、前記トランジスタ６と９のいずれかとで回生する。
【００１４】
以降、フリップフロップ１７がリセットされ、回生動作によって巻線３を流れる電流が減少する期間を「ＰＷＭオフ期間」と呼ぶ。ＰＷＭオフ期間中、巻線３を流れる電流は減少するが、再度、基準パルス生成部１８の出力信号が、フリップフロップ１７をセットすることにより、再び、ＰＷＭオン期間へ遷移し、巻線３を流れる電流は再び増加する。
【００１５】
以上の動作により、巻線３へ供給される平均電流が、電流目標値に漸近するように動作する。電流目標値がステップ状に増減することにより、巻線３へ供給される平均電流がステップ状に増減し、巻線３以外の相の巻線についても、同様に動作することにより、ステップの進行する速度に応じた回転速度で、ステッピングモータ２が回転動作する。
【００１６】
次に、参照信号生成手段１４が生成する電流目標値について説明する。図１６は従来のステッピングモータ駆動装置における参照信号と電流方向切替信号との関係を示す図である。
【００１７】
前記参照信号生成手段１４は、ステップ状に増加し、そして減少する階段波を生成し、電流目標値として、コンパレータ１６へ出力する。電流目標値がステップ状に増加もしくは減少することによって、ステッピングモータは単位角度ずつ回転する。電流目標値のステップの進行は、ステップの進行を指示するＣＬＫ（クロック信号）の入力によってなされるが、タイマによるステップ進行間隔の計時によってなされる構成とすることもできる。前記電流目標値のステップが進行する周期は、入力ＣＬＫ周期、あるいはステップ進行間隔を決定するタイマの周期によって決定され、電流目標値のステップが進行する周期によって、ステッピングモータが単位角度を回転する周期が決まり、ひいては、ステッピングモータの回転周期が決まる。前記電流目標値は、低騒音，低振動の観点からは、正弦波状の信号であることが望ましい。参照信号生成手段１４は正弦波をサンプリングした階段波を生成する。
【００１８】
図１６では６４ステップに対応してサンプリングされた階段波を電流目標値として示している。ステップの進行に伴い、各ステップにて正弦波をサンプリングした階段波の各値を順に出力することにより、正弦波をサンプリングした階段波が出力される。
【００１９】
なお、巻線３を流れる電流の電流方向は、図１６に示すように、電流方向切替信号によって指定される。すなわち、階段波の大きさが電流目標値の大きさを示し、電流方向切替信号が電流の方向を示す。さらに、階段状のレベル変化による急峻な電流変化を回避するため、ローパスフィルタ等の積分手段により平滑化した階段波を、電流目標値としてコンパレータ１６へ出力する。
【００２０】
また、必ずしも正弦波をサンプリングした階段波である必要ではなく、実装面積の観点から、近似正弦波をサンプリングした階段波、あるいは正弦波から逸脱した階段波を用いる場合もあり、階段状のレベル変化による急峻な電流変化が許容可能な場合には、平滑化していない階段波をコンパレータ１６へ出力する場合もある。
【００２１】
【特許文献１】特開２００４−２１５３８５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２２】
従来のステッピングモータ駆動装置によれば、センスアンプ２２の応答遅れによって、巻線３を流れる電流の波形歪が生じるという課題が存在する。
【００２３】
以下、図１７〜図２２を参照しながら、前記課題について説明する。
【００２４】
図１７は一般的なセンスアンプ構成図とＰＷＭオフ期間動作点を示す回路図である。センスアンプ２２は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ３０ａ，３０ｂ，３０ｃ、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ３１ａ，３１ｂ，３１ｃ、差動トランジスタ３２ａ，３２ｂ、電流源３３、位相補償容量３４で構成される。またゲイン設定抵抗２３，２４は、抵抗値を同じ「Ｒ」として、ゲインを２倍としている。
【００２５】
図１８は一般的なセンスアンプ構成図とＰＷＭオン期間動作点を示す図、図１９（ａ）〜（ｃ）は相切り替わり時の電流経路を示した図（図中の「３５」は電流経路を示している）である。図２０（ａ）〜（ｅ）は従来のステッピングモータ駆動装置における電流目標値が大きい場合の電流波形図、図２１（ａ）〜（ｅ）は従来のステッピングモータ駆動装置における電流目標値が小さい場合の電流波形図、図２２（ａ）、（ｂ）は従来のステッピングモータ駆動装置における電流波形歪を示す波形図である。
【００２６】
ＰＷＭオフ期間においては、前述した回生動作を行っているため、検出抵抗２１に電流が流れない。したがって、センスアンプ２２の非反転入力端子（＋）には接地電圧が入力される。図１７においては、Ｖin＋＝０Ｖとして示している。
【００２７】
ここで、センスアンプ２２は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ３０ｃから流れる定電流と、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ３１ｃのオン抵抗とで決まる電圧（最低電圧）以下の電圧を出力することはできない。仮に、Ｒａｉｌ−ｔｏ−Ｒａｉｌと呼ばれる形式のアンプを用いたとしても、センスアンプ２２の最低電圧が０Ｖであれば、０Ｖを出力することはできない。
【００２８】
図１７においては、最低電圧を２０ｍＶとして、Ｖout＝０．０２Ｖとして示している。このとき、センスアンプ２２の反転入力端子（−）には、その構成から半分の１０ｍＶが入力されることとなる。図１７にはＶin−＝０．０１Ｖとして示している。図１７に示す状態では、センスアンプ２２の仮想接地の関係が崩れ、差動トランジスタ３２ａ，３２ｂが平衡状態にないため、位相補償容量３４には電源１の電圧にほぼ等しい電圧が印加される。図１７にはＶｃ＝ＶＣＣとして示している。
【００２９】
以降、前記のような仮想接地の関係が崩れた状態を、「センスアンプのループが外れている」と呼ぶ。位相補償容量３４の容量値をＣcompとしたとき、位相補償容量３４には、［Ｃcomp×（ＶＣＣ−２０ｍＶ）］の電荷が蓄積されている。
【００３０】
ＰＷＭオン期間におけるセンスアンプの動作点を図１８に示す。ＰＷＭオン期間においては検出抵抗２１に電流が流れるため、センスアンプ２２の非反転入力端子には、検出抵抗２１を流れる電流と、検出抵抗２１の抵抗値とで決まる電圧が入力される。図１８においては、Ｖin＋＝０．２Ｖとして示している。センスアンプ２２の反転入力端子には０．２Ｖが入力され、センスアンプ２２は０．４Ｖを出力する。
【００３１】
図１８においては、Ｖin−＝０．２Ｖ，Ｖout＝０．４Ｖとして示している。このとき
、センスアンプ２２の仮想接地の関係は維持され、差動トランジスタ３２ａ，３２ｂが平衡状態にある。このため、位相補償容量３４には、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ３０ｃから流れる定電流と、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ３１ｃのオン抵抗とで決まる電圧が０．４Ｖとなるような、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ３１ｃのゲート電圧Ｖｇｓ１が印加される。図１８ではＶｃ＝Ｖｇｓ１として示している。
【００３２】
以降、前記のような仮想接地の関係が維持された状態を、「センスアンプのループが維持されている」と呼ぶ。位相補償容量３４には、［Ｃcomp×（Ｖgs１−０．４Ｖ）］の電荷が蓄積されている。
【００３３】
当然ながら、いくら検出抵抗２１端から電圧が入力されても、センスアンプのループが外れた状態では、センスアンプ２２は応答せずに正しく検出電流値を判定できない。ＰＷＭオフ期間からＰＷＭオン期間への遷移後に、正しく検出電流値を判定するには、図１７に示す動作点から、図１８に示す動作点への遷移が必要であり、特に位相補償容量３４の電荷が課題となる。
【００３４】
前述した通り、位相補償容量３４において、図１７に示す動作点では［Ｃcomp×（ＶＣＣ−２０ｍＶ）］の電荷、図１８に示す動作点では［Ｃcomp×（Ｖgs１−０．４Ｖ）］の電荷が蓄積されている。ＶＣＣ＝５．０２Ｖ，Ｖgs１＝１．０Ｖとするとき、両動作点での電荷の差分すなわち［Ｃcomp×４．４Ｖ］の電荷を放電しなければ、正しく検出電流値を判定できない。この放電に要する時間は、ＰＷＭオフ期間からＰＷＭオン期間への遷移後に、センスアンプ２２が正しく検出電流値を判定可能となるまでの時間であり、すなわち、「検出遅れ」となる。
【００３５】
前記放電は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ３１ｂを流れる電流と、差動トランジスタ３２ｂを流れる電流との差分で行われるものである。差動トランジスタ３２ｂが完全に遮断するほど（ＰＷＭオン期間への遷移後にセンスアンプ２２の非反転端子へ入力される電圧が大きいほど、差動トランジスタ３２ｂがより完全に遮断する）、放電に要する時間は短くなり、検出遅れが短くなる。
【００３６】
逆に、ＰＷＭオン期間への遷移後にセンスアンプ２２の非反転端子へ入力される電圧が小さいほど、すなわち、検出抵抗２１を流れる電流が小電流であるほど、差動トランジスタ３２ｂの遮断の程度が低く、放電に要する時間が長くなり、検出遅れが長くなる。したがって、検出遅れは、図１６に示す駆動ステップ＝０，３１〜３３，６３のように、電流目標値が小さい駆動ステップほど、より顕著に現れることになる。電流目標値が小さい駆動ステップを、電流の正負が反転する点の近傍という意味で、以降、「ゼロクロス」と呼ぶ。図１６ではゼロクロスをＡ点で示す。
【００３７】
以上、ＰＷＭオフ期間において、センスアンプのループが外れた状態を説明したが、ＰＷＭオン期間においても、センスアンプのループが外れる場合がある。
【００３８】
以下、ＰＷＭオン期間において、センスアンプのループが外れる場合について、図１６，図１９を参照して説明する。
【００３９】
ＰＷＭオン期間においては、図１９（ａ）に示すように、巻線３への給電が行われ、給電電流測定手段２０へ電流が流入する。図１９（ａ）では、トランジスタ８と９が導通し、トランジスタ６と７が遮断している。一方、ＰＷＭオフ期間においては、図１９（ｂ）に示すように、回生動作が行われて給電電流測定手段２０へは電流が流れない。図１９（ｂ）では、トランジスタ９が導通し、トランジスタ６と７と８が遮断している。図１９（ｂ）に示すＰＷＭオフ期間中に、巻線３を流れる電流は減衰するが、図１６において、駆動ステップ＝３２，あるいは０で示した駆動ステップでは、電流自体が少ないため、ＰＷＭオフ期間に、巻線３両端に印加される電圧が小さく、結果、巻線３を流れる電流が減衰しにくくなっている。
【００４０】
ここで駆動ステップが進む時間が短い場合、すなわち、ステッピングモータとしての回転速度が速い場合には、次の駆動ステップへの遷移時に、巻線３の電流が０まで減衰しきらない。巻線３の電流が残った状態で、駆動ステップ＝３２から３３へ遷移、または０から１へ遷移した場合、電流方向切替信号が切り替わり、巻線３の電流を反転させるため、図１９（ｃ）に示すように、一つ前の駆動ステップ時と異なるトランジスタが導通する。図１９（ｃ）では、トランジスタ８と９が遮断し、トランジスタ６と７が導通している。このとき、巻線３の電流は接地から電源へと流れることになる。給電電流測定手段２０にも接地から電流が逆流し、ひいては検出抵抗２１にも接地から電流が逆流する。
【００４１】
このため、検出抵抗２１端には、負電位が発生してセンスアンプ２２にも負電位が入力される。負電位が入力された場合、センスアンプ２２は、前述した接地電圧が入力された場合と同じ理由によりセンスアンプのループが外れ、検出遅れが生じる。したがって、図１６にて、Ａにて示した箇所のように、電流方向切替信号ＰＨＡＳＥが切り替わった直後、すなわち巻線３の電流が反転する直前は、ＰＷＭオン期間への遷移後であっても、センスアンプのループが外れ、検出遅れが生じる。
【００４２】
次に、検出遅れが生じた場合の電流波形について、図２０，図２１を参照して説明する。図２０，図２１において、Ａで示した部分が検出遅れ部分である。図２０においては、検出遅れ中に、検出電流値が電流目標値を上回っていない。この場合には、検出遅れがあっても検出動作に悪影響はない。
【００４３】
ＰＷＭオフ期間中の減衰量が大きい場合には、ＰＷＭオン期間への遷移後に、電流目標値に到達するのに時間を要するため、検出遅れ中に電流目標値に到達せず、図２０に示すように悪影響がない可能性が高い。電流目標値が高ければ高いほど、ＰＷＭオフ期間中の回生動作における減衰量が大きいため、電流目標値が高い駆動ステップでは、悪影響がない、もしくは影響が小さい可能性が高い。
【００４４】
図２１においては、前記検出遅れ中に検出電流値が電流目標値を上回っている。この場合には、検出遅れ中は検出がなされないため、既に電流目標値を上回っているにも関わらず、ＰＷＭオン期間を継続し、その結果、電流目標値から逸脱している。ＰＷＭオフ期間中の減衰量が小さい場合には、ＰＷＭオン期間への遷移後に、電流目標値に到達するのに、時間を要さないため、検出遅れ中に電流目標値に到達し、図２１に示すように悪影響がある可能性が高い。
【００４５】
電流目標値が低ければ低いほど、ＰＷＭオフ期間中の回生動作における減衰量が小さいため、電流目標値が低い駆動ステップでは悪影響がある可能性が高い。このことは、特にゼロクロス近傍で目標電流から逸脱し、波形の歪が顕著に生じることを意味する。すなわち、図２２のＡ部分に示すように、ゼロクロス近傍において電流が電流目標値から多い側へ逸脱し、電流波形が歪むこととなる。
【００４６】
以上のように、従来のステッピングモータ駆動装置によれば、センスアンプの検出遅れによって、特にゼロクロス近傍で顕著に波形の歪が発生するという課題がある。この波形の歪によって、特に撮影用電子機器への適用において、振動と騒音の低減効果が十分とはならず、ステッピングモータ動作の更なる低振動化および低騒音化への要求が依然として存在する。
【００４７】
本発明は、前記従来の課題に鑑みてなされたものであり、ステッピングモータ動作における低振動化および低騒音化を可能にするステッピングモータ駆動装置および駆動方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００４８】
本発明の第１の態様におけるステッピングモータ駆動装置は、ステッピングモータが備える巻線への給電電流を検出する検出手段と、検出手段の出力にオフセットを加算する第１のオフセット加算手段と、第１のオフセット加算手段の出力を増幅する増幅手段と、電流制限値を表す参照信号を生成する参照信号生成手段と、参照信号生成手段の出力にオフセットを加算する第２のオフセット加算手段と、導通状態において巻線へ給電し、非導通状態において前記巻線への給電を停止するスイッチング手段と、所定の周期毎にスイッチング手段を導通状態にした後、増幅手段の出力が前記第２のオフセット電圧加算手段の出力を上回った時点で、スイッチング手段を非導通状態にするパルス幅変調制御手段とを備える。
【００４９】
本発明の第２の態様におけるステッピングモータ駆動装置は、ステッピングモータが備える巻線への給電電流を検出する検出手段と、検出手段の出力にオフセットを加算する第１のオフセット加算手段と、第１のオフセット加算手段の出力を増幅する増幅手段と、増幅手段の出力からオフセットを減算するオフセット減算手段と、電流制限値を表す参照信号を生成する参照信号生成手段と、導通状態において巻線へ給電し、非導通状態において前記巻線への給電を停止するスイッチング手段と、所定の周期毎にスイッチング手段を導通状態にした後、オフセット減算手段の出力が前記参照信号によって表される電流制限値を上回った時点で、スイッチング手段を非導通状態にするパルス幅変調制御手段とを備える。
【００５０】
本発明の第３の態様におけるステッピングモータ駆動装置は、ステッピングモータが備える巻線への給電電流を検出する検出手段と、検出手段の出力にオフセットを加算する第１のオフセット加算手段と、第１のオフセット加算手段の出力を増幅する増幅手段と、電流制限値を表す参照信号を生成する参照信号生成手段と、導通状態において前記巻線へ給電し、非導通状態において巻線への給電を停止するスイッチング手段と、所定の周期毎にスイッチング手段を導通状態にした後、前記増幅手段の出力が前記参照信号によって表される電流制限値を上回った時点で、スイッチング手段を非導通状態にするパルス幅変調制御手段とを備える。
【００５１】
本発明の第４の態様におけるステッピングモータ駆動装置は、ステッピングモータが備える巻線への給電電流を検出する検出手段と、検出手段の出力にオフセットを加算する第１のオフセット加算手段と、検出手段の出力または前記第１のオフセット加算手段の出力のいずれかを選択して出力する選択手段と、選択手段の出力を増幅する増幅手段と、電流制限値を表す参照信号を生成する参照信号生成手段と、導通状態において巻線へ給電し、非導通状態において巻線への給電を停止するスイッチング手段と、所定の周期毎にスイッチング手段を導通状態にした後、増幅手段の出力が前記参照信号によって表される電流制限値を上回った時点で、スイッチング手段を非導通状態にするパルス幅変調制御手段と、選択手段を制御するセレクタ駆動信号生成部とを備える。
【００５２】
セレクタ駆動信号生成部は、パルス幅変調制御手段がスイッチング手段を非導通状態としたことを判別し、その判別結果を出力する。選択手段は、セレクタ駆動信号生成部から判別結果を入力し、その判別結果にしたがい検出手段の出力または前記第１のオフセット加算手段の出力のいずれかを選択して出力する。
【００５３】
第４の態様におけるステッピングモータ駆動装置において、選択手段は、セレクタ駆動信号生成部の判別結果にしたがい、スイッチング手段が非導通状態の全期間において、第１のオフセット加算手段の出力を選択し、スイッチング手段が導通状態の全期間において検出手段の出力を選択するようにしてもよい。
【００５４】
または、選択手段は、スイッチング手段が非導通状態の一部期間において、第１のオフセット加算手段の出力を選択し、スイッチング手段が非導通状態の残期間とスイッチング手段が導通状態の全期間において、検出手段の出力を選択するようにしてもよい。
【００５５】
または、選択手段は、スイッチング手段が導通状態の一部期間とスイッチング手段が非導通状態の全期間において、第１のオフセット加算手段の出力を選択し、スイッチング手段が導通状態の残期間において検出手段の出力を選択するようにしてもよい。
【００５６】
または、選択手段は、スイッチング手段が導通状態の一部期間とスイッチング手段が非導通状態の一部期間とにおいて、第１のオフセット加算手段の出力を選択し、スイッチング手段が導通状態の残期間とスイッチング手段が非導通状態の残期間において検出手段の出力を選択するようにしてもよい。
【００５７】
また、セレクタ駆動信号生成部はさらに巻線電流の方向切替が指令されたことを判別し、その判別結果を出力してもよい。この場合、選択手段は、判別結果にしたがい、スイッチング手段が非導通状態の全期間と巻線電流の方向切替が指令された後の一定期間において、第１のオフセット加算手段の出力を選択し、スイッチング手段が導通状態の全期間から、巻線電流の方向切替が指令された後の一定期間を除いた期間において検出手段の出力を選択してもよい。
【００５８】
または、選択手段は、スイッチング手段が非導通状態の一部期間と巻線電流の方向切替が指令された後の一定期間とにおいて、第１のオフセット加算手段の出力を選択し、前記スイッチング手段が非導通状態の残期間と前記スイッチング手段が導通状態の全期間から、前記巻線電流の方向切替が指令された後の一定期間を除いた期間において前記検出手段の出力を選択するようにしてもよい。
【００５９】
または、選択手段は、スイッチング手段が導通状態の一部期間とスイッチング手段が非導通状態の全期間と巻線電流の方向切替が指令された後の一定期間とにおいて、第１のオフセット加算手段の出力を選択し、スイッチング手段が導通状態の残期間から、巻線電流の方向切替が指令された後の一定期間を除いた期間において検出手段の出力を選択してもよい。
【００６０】
または、選択手段は、スイッチング手段が導通状態である一部期間とスイッチング手段が非導通状態である一部期間と巻線電流の方向切替が指令された後の一定期間において、第１のオフセット加算手段の出力を選択し、スイッチング手段が導通状態の残期間とスイッチング手段が非導通状態の残期間から、巻線電流の方向切替が指令された後の一定期間を除いた期間において検出手段の出力を選択するようにしてもよい。
【００６１】
本発明の第５の態様におけるステッピングモータ駆動方法は、ステッピングモータが備える巻線へ供給された電流を検出するステップと、検出された電流値に第１のオフセットを加算するステップと、第１のオフセットが加算された電流値を増幅するステップと、電流制限値を表す参照信号を生成するステップと、参照信号に第２のオフセットを加算するステップと、導通状態において巻線へ給電し、非導通状態において巻線への給電を停止するスイッチング手段の導通を制御するステップとを含む。制御するステップは、スイッチング手段を所定の周期毎に導通状態にし、増幅された電流値が、第２のオフセットが加算された参照信号の値を上回った時点で、スイッチング手段を非導通状態にする。
【００６２】
本発明の第６の態様におけるステッピングモータ駆動方法は、ステッピングモータが備える巻線へ供給された電流を検出するステップと、検出された電流値に第１のオフセットを加算するステップと、第１のオフセットが加算された電流値を増幅するステップと、増幅された電流値から第２のオフセットを減算するステップと、電流制限値を表す参照信号を生成するステップと、導通状態において巻線へ給電し、非導通状態において巻線への給電を停止するスイッチング手段の導通を制御するステップとを含む。制御するステップは、前記スイッチング手段を所定の周期毎に導通状態にし、前記第２のオフセットが減算された電流値が、参照信号によって表される電流制限値を上回った時点でスイッチング手段を非導通状態にする。
【００６３】
本発明の第７の態様におけるステッピングモータ駆動方法は、ステッピングモータが備える巻線へ供給された電流を検出するステップと、検出された電流値にオフセットを加算するステップと、オフセットが加算された電流値を増幅するステップと、電流制限値を表す参照信号を生成するステップと、導通状態において巻線へ給電し、非導通状態において巻線への給電を停止するスイッチング手段の導通を制御するステップとを含む。制御するステップは、スイッチング手段を所定の周期毎に導通状態にし、増幅された電流値が、参照信号によって表される電流制限値を上回った時点で、スイッチング手段を非導通状態にする。
【００６４】
本発明の第８の態様におけるステッピングモータ駆動方法は、ステッピングモータが備える巻線へ供給された電流を検出するステップと、検出された電流値にオフセットを加算するステップと、検出された電流値と、オフセットが加算された電流値のいずれかを選択するステップと、選択された電流値を増幅するステップと、電流制限値を表す参照信号を生成するステップと、導通状態において巻線へ給電し、非導通状態において巻線への給電を停止するスイッチング手段を所定の周期毎に導通状態にし、増幅された電流値が、前記参照信号によって表される電流制限値を上回った時点で、スイッチング手段を非導通状態にするステップとを含む。選択するステップは、スイッチング手段が非導通状態にされたことを判別し、その判別結果にしたがい電流値を選択する。
【発明の効果】
【００６５】
本発明に係るステッピングモータ駆動装置及び駆動方法によると、検出手段の入力へオフセットを付加することにより検出遅れを排除でき、特にゼロクロス近傍での波形歪の発生を防止することができる。また、検出手段の入力へ付加したオフセットをキャンセルすべく、第２のオフセットを付加することにより、付加したオフセットによる検出電流ずれの発生を防止することができる。また、検出遅れによる波形歪の発生防止と、オフセット付加時の検出電流ずれの発生防止とにより、ステッピングモータ駆動装置における低騒音化および低振動化が可能になる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００６６】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。なお、以下の各図の説明において、既に説明した部材に対応する部材には同一符号を付して詳しい説明は省略する。
【００６７】
（第１の実施形態）
本発明の第１の実施形態に係るステッピングモータ駆動装置について、図１と図１６および図２〜図７を参照しながら説明する。
【００６８】
図１は第１の実施形態に係るステッピングモータ駆動装置の構成例を示すブロック図である。なお、ステッピングモータは複数相の巻線を有し、巻線毎に設けられる構成要素は各相で同一である。このため、１つの相の巻線に設けられる構成要素についてのみ説明する。
【００６９】
図１６は従来のステッピングモータ駆動装置における参照信号と電流方向切替信号PHASEとの関係を示す図である。参照信号と電流方向切替信号PHASEについては本実施形態においても既述した従来例と変わらない。
【００７０】
図１において、ステッピングモータ駆動装置は電源１から電力を受けてステッピングモータ２を駆動する。制御対象であるステッピングモータ２は巻線３と回転子４を含む。
【００７１】
ステッピングモータ駆動装置は、巻線３への給電を制御するスイッチング手段５と、電流制限値を表す参照信号を生成する参照信号生成手段１４と、パルス幅変調制御部１５と、給電電流測定手段２０とを含む。
【００７２】
スイッチング手段５は、巻線３への給電経路となるトランジスタ６〜９と、フライホイールダイオード１０〜１３を含む。パルス幅変調制御部１５は、コンパレータ１６と、フリップフロップ１７と、基準パルス生成部１８と、通電論理部１９とを含む。
【００７３】
第１の実施形態に係るステッピングモータ駆動装置は、巻線３へ供給される平均電流が、参照信号生成手段１４が生成する電流制限値に漸近するように、パルス幅変調制御（以降、ＰＷＭ制御と呼ぶ）、より詳しくは電流チョッパ方式でＰＷＭ制御する。以降の動作説明においても、給電電流測定手段２０が検出する巻線３を流れる電流を、単に「検出電流値」と呼び、また、参照信号生成手段１４が生成する電流制限値を表す参照信号を、単に「電流目標値」と呼ぶ。
【００７４】
まず、参照信号生成手段１４が生成する電流目標値について説明する。参照信号生成手段１４の動作は、前記従来のステッピングモータ駆動装置と変わらず、ステップ状に増加し、そして減少する階段波を生成し、電流目標値として出力する。電流目標値がステップ状に増加もしくは減少することによって、ステッピングモータは単位角度ずつ回転する。電流目標値のステップの進行は、ステップの進行を指示するＣＬＫの入力によってなされるが、タイマによるステップ進行間隔の計時によってなされる構成としても、同様の効果を得ることができる。
【００７５】
前記電流目標値のステップが進行する周期は、入力ＣＬＫ周期、あるいはステップ進行間隔を決定するタイマの周期によって決定され、電流目標値のステップが進行する周期によって、ステッピングモータが単位角度を回転する周期が決まり、ひいては、ステッピングモータの回転周期が決まる。電流目標値は、低騒音，低振動の観点からは、正弦波状の信号であることが望ましい。参照信号生成手段１４は正弦波をサンプリングした階段波を生成する。
【００７６】
図１６には、６４ステップに対応してサンプリングされた階段波を電流目標値として示している。ステップの進行に伴い、各ステップにて、正弦波をサンプリングした階段波の各値を順に出力することにより、正弦波をサンプリングした階段波が出力される。
【００７７】
なお、巻線３を流れる電流の電流方向は、図１６に示すように、電流方向切替信号PHASEによって指定される。すなわち、前記階段波の大きさが電流目標値の大きさを示し、電流方向切替信号PHASEが電流の方向を示す。さらに、階段状のレベル変化による急峻な電流変化を回避するため、ローパスフィルタ等の積分手段により平滑化した階段波を、前記電流目標値として出力する。
【００７８】
また、必ずしも正弦波をサンプリングした階段波である必要ではなく、実装面積の観点から、近似正弦波をサンプリングした階段波、あるいは正弦波から逸脱した階段波を用いることも可能であり、階段状のレベル変化による急峻な電流変化が許容可能な場合には、平滑化していない階段波を出力することも可能である。
【００７９】
前記パルス幅変調制御部１５は、コンパレータ１６，フリップフロップ１７，基準パルス生成部１８，通電論理部１９から構成され、巻線３の電流をＰＷＭ制御する。
【００８０】
以下、ＰＷＭ制御に係る動作について、図２を参照して詳細に説明する。図２には、ステッピングモータ駆動装置の電流波形に加えて、ＰＷＭ制御動作に係る主要信号の時間変化を示す。
【００８１】
前記基準パルス生成部１８は、巻線３への給電開始を指示する一定周期の信号を、フリップフロップ１７のセット端子へ出力し、一定周期毎にフリップフロップ１７をセットする。フリップフロップ１７がセットされることにより、フリップフロップ１７の出力信号を受けた通電論理部１９が、トランジスタ６〜９にトランジスタを導通または遮断するゲート信号を供給して、スイッチング手段５を構成するトランジスタ６と９のいずれかと、トランジスタ７と８のいずれかを、電源から接地への貫通が発生しない組合せとタイミングで導通させることにより、巻線３への給電を開始し、巻線３を流れる電流が増加し始める。
【００８２】
前記通電論理部１９に入力される電流方向切替信号ＰＨＡＳＥによって、トランジスタ６と９、およびトランジスタ７と８のいずれを導通させるかが決まり、巻線３を流れる電流の向きが決まる。フリップフロップ１７がセットされ、巻線３への電力供給によって巻線３を流れる電流が増加する期間を「ＰＷＭオン期間」と呼ぶ。基準パルス生成部１８が生成する一定周期の信号毎に、巻線３への給電が開始され、ＰＷＭオン期間への遷移が行われるため、基準パルス生成部１８が生成する一定周期がＰＷＭ周期として作用する。
【００８３】
前記トランジスタ６と７には、それらのトランジスタを導通させるためのゲート信号が供給され、トランジスタ８と９には、それらのトランジスタを遮断するためのゲート信号が供給されている。この場合についてのＰＷＭオン期間での電流経路を、図３（ａ）中の電流経路４２に示す。図３（ａ）においては、電源１からトランジスタ６と巻線３とトランジスタ７と給電電流測定手段２０を経由して接地へ電流が流れ、これにより、電源１から巻線３への給電がなされる。
【００８４】
なお、本実施形態では、給電電流測定手段２０を、接地とスイッチング手段５の間に配置することにより、給電電流測定手段２０を経由して接地へ流れる電流を検出しているが、給電電流測定手段２０を電源１とスイッチング手段５の間に配置することにより、電源１から給電電流測定手段２０を経由して流れる電流を検出することも可能であり、その場合であっても、本実施形態と同様の効果を得ることができる。
【００８５】
ただし、この場合には、検出電流値と電流目標値は接地基準ではなく、電源１の基準の信号となり、検出電流値と電流目標値の大小関係は接地基準時と逆の大小関係となる。
【００８６】
図３（ａ）において、巻線３を流れる電流は電流経路４２を流れ、給電電流測定手段２０にて検出される。給電電流測定手段２０は巻線３を流れる検出電流値を出力する。ＰＷＭオン期間への遷移直後には、検出電流値にオーバーシュートが存在する場合がある。
【００８７】
前記オーバーシュートは、主にスイッチング手段５が有する寄生容量の放電電流、例えば、トランジスタ７のドレイン−ゲート間の寄生容量の電荷を放電する電流が、給電電流測定手段２０へ流入することにより発生する。したがって、給電電流測定手段２０とコンパレータ１６がオーバーシュートに追従すれば、巻線３の電流が実際には電流目標値を上回っていなくとも、オーバーシュートによって、検出電流値が電流目標値を上回ったと誤検出される場合がある。
【００８８】
その場合には、オーバーシュートが発生している可能性のある一定時間中（以降、「マスク時間」と呼ぶ）は、給電電流測定手段２０とコンパレータ１６による電流検出をマスクする。本実施形態においては、フリップフロップ１７にセット優先のフリップフロップを用い、かつ基準パルス生成部１８が出力する信号のパルス幅を、マスク時間に相当するパルス幅とすることにより電流検出のマスクが行える。すなわち、基準パルス生成部１８が、マスク時間に相当するパルス幅を出力している間は、コンパレータ１６がオーバーシュートによって誤検出しても、フリップフロップ１７がセット優先であるため、リセットされることがない。またマスク時間中に、給電電流測定手段２０の出力、またはコンパレータ１６の出力を固定しても、同様の効果を得ることができる。
【００８９】
前記コンパレータ１６へは、前記検出電流値を示す信号と前記電流目標値を示す信号とが入力される。図１に示す本実施形態において、検出電流値を示す信号は給電電流測定手段２０の出力であり、電流目標値を示す信号は参照信号生成手段１４から出力される電流目標値と、第２のオフセット加算手段４１によるオフセットとの加算結果である。第２のオフセット加算手段４１の詳細な動作と効用については後述する。
【００９０】
前記コンパレータ１６は、入力された前記検出電流値を示す信号と前記電流目標値を示す信号とを比較し、前記検出電流値を示す信号が前記電流目標値を示す信号を上回った時点で、フリップフロップ１７をリセットし、回生動作を開始する。フリップフロップ１７がリセットされ、回生動作によって、巻線３を流れる電流が減少する期間を「ＰＷＭオフ期間」と呼ぶ。
【００９１】
本実施形態では、フリップフロップ１７のセットおよびリセットとＰＷＭオン期間およびＰＷＭオフ期間の関係を、フリップフロップ１７のセットによってＰＷＭオン期間へ遷移し、フリップフロップ１７のリセットによってＰＷＭオフ期間へ遷移となるように構成しているが、その関係を入れ替えて構成することは可能であり、その場合であっても、本実施形態と同様の効果を得ることができる。
【００９２】
前記フリップフロップ１７をリセットすることにより、通電論理部１９はトランジスタを遮断するゲート信号をトランジスタ７と８へ供給する。トランジスタ７と８の両方が遮断されることにより、ＰＷＭオフ期間へ遷移し、巻線３への給電が遮断され、巻線３を流れる電流は回生動作により減少を開始する。ＰＷＭオフ期間への遷移直前にトランジスタ６と７が導通していた場合について、ＰＷＭオフ期間での電流経路を図３（ｂ）中の電流経路４２に示す。
【００９３】
図３（ｂ）において、巻線３を流れる電流は、フライホイールダイオード１１とトランジスタ６とを経由して回生して減少する。また、ＰＷＭオフ期間中に、巻線３を流れる電流の減少量を軽減して、巻線３を流れる電流のリップルを軽減する目的でトランジスタ６と９の両方を導通させることも可能である。フライホイールダイオード１１による電力消費が、トランジスタ９のオン抵抗による電力消費へと置き換わり、減少することによって、ＰＷＭオフ期間中の巻線３を流れる電流の減少量が軽減される。この場合の電流経路を、図３（ｃ）中の電流経路４２に示す。
【００９４】
図３（ｃ）において、巻線３を流れる電流は、トランジスタ６と９とを経由して回生して減少する。また、ＰＷＭオフ期間中に、前記巻線３を流れる電流を速やかに減少させる目的でトランジスタ６と９の両方を遮断することも可能である。この場合の電流経路を、図３（ｄ）中の電流経路４２に示す。
【００９５】
図３（ｄ）においては、巻線３を流れる電流はフライホイールダイオード１０と１１とを経由して回生して減少する。なお、本実施形態では、フライホイールダイオード１０〜１３を設けているが、トランジスタ６〜９のバックゲートとドレインで構成されるボディダイオードで代用することも可能である。また、ＰＷＭオフ期間中の巻線３を流れる電流の減少量を軽減する目的においては、フライホイールダイオード１０〜１３としてショットキバリアダイオードを用いることも可能である。
【００９６】
前記フリップフロップ１７のリセットによるＰＷＭオフ期間への遷移後、基準パルス生成部１８が、一定周期毎にフリップフロップ１７をセットすることによって前記動作が繰り返される。このＰＷＭオン期間中の電流の増加とＰＷＭオフ期間中の電流の減少を繰り返すことによって、巻線３へ供給される平均電流が、電流目標値に漸近する。電流目標値がステップ上に増減することにより、巻線３へ供給される平均電流がステップ上に増減し、巻線３以外の他相の巻線についても、同様に動作することにより、ステップの進行する速度に応じた回転速度でステッピングモータ２が回転動作する。
【００９７】
次に、前記給電電流測定手段２０の構成と動作について説明する。給電電流測定手段２０は、トランジスタ６から９の導通によって電源１から巻線３へ供給される電流を検出し、検出電流値として出力する。
【００９８】
本実施形態における給電電流測定手段２０は、検出手段である検出抵抗２１と、増幅手段である増幅回路２５と、第１のオフセット加算手段４０とから構成される。また、増幅回路２５は、センスアンプ２２と、ゲイン設定抵抗２３，２４とから構成され、増幅回路２５の増幅率、すなわち、センスアンプ２２の入力から出力へのゲインはゲイン設定抵抗２３，２４で設定される。
【００９９】
図１において、検出手段として検出抵抗２１を用いて構成したが、図４に示すように、ゲート印加電圧４５を与えたときのＭＯＳトランジスタ４４のオン抵抗を用いて、図１における検出抵抗２１と同様の作用を得ることも可能である。巻線３へ供給された電流は、検出抵抗２１を通じて接地へ流入し、検出抵抗２１両端には、該検出抵抗２１の抵抗値と流入する電流で決まる電圧が発生する。検出抵抗２１両端に発生した電圧は、第１のオフセット加算手段４０によって、オフセットを加算された後、増幅回路２５を構成するセンスアンプ２２の非反転入力端子（＋）へと入力される。センスアンプ２２、すなわち増幅手段２５は、入力電圧をゲイン倍に増幅した電圧を検出電流値として、コンパレータ１６へ出力する。
【０１００】
図５（ａ）〜（ｄ）にて第１のオフセット加算手段４０によるオフセット加算の具体例を説明する。
【０１０１】
図５（ａ）において、第１のオフセット加算手段４０は、抵抗４７と電流源４８とにより構成される。抵抗４７の抵抗値と電流源４８の電流値により定まる電圧が、加算するオフセットとなる。なお、抵抗４７の代わりにダイオードを用いることも可能である。
【０１０２】
図５（ｂ）において、第１のオフセット加算手段４０は、電流源４８とゲート印加電圧４９とＭＯＳトランジスタ５０とで構成される。ゲート印加電圧４９で定まるＭＯＳトランジスタ５０のオン抵抗と、電流源４８の電流値とで定まる電圧が、加算するオフセットとなる。ＭＯＳトランジスタ５０は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタでも、またＮチャネルＭＯＳトランジスタであっても実現可能である。
【０１０３】
図５（ｃ）において、第１のオフセット加算手段４０は、ＭＯＳトランジスタ５１と電流源５２によるソースフォロアで構成され、ゲート−ソース間電圧が加算するオフセットとなる。ＭＯＳトランジスタ５１によるソースフォロアの代わりに、バイポーラトランジスタによるエミッタフォロアを用いることも可能である。
【０１０４】
図５（ｄ）において、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ３０ａ〜３０ｃと、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ３１ａ〜３１ｃと、差動トランジスタ３２ａ、３２ｂと、電流源３３とがセンスアンプ２２を構成する。第１のオフセット加算手段４０は、センスアンプ２２を構成する差動トランジスタ３２ａと３２ｂとにより構成される。差動トランジスタ３２ａと３２ｂのサイズ、もしくは個数の差によって生じるオフセットが、加算するオフセットとなる。該オフセットは、サイズもしくは個数の差によって生成するのではなく、差動トランジスタ３２ａと差動トランジスタ３２ｂの一方の電流を加減して、差動トランジスタ３２ａと差動トランジスタ３２ｂに流す電流を不平衡とすることによって生成することも可能である。
【０１０５】
図５では、第１のオフセット加算手段４０について示しているが、第２のオフセット加算手段についても同様である。ただし、図５（ｄ）に相当する具体例では、第２のオフセット加算手段に対しては、センスアンプ２２がコンパレータ１６と置き換えられる。
【０１０６】
図６は第１のオフセット加算手段４０によってオフセットが加算された場合のＰＷＭオフ期間動作点を示し、図７はＰＷＭオン期間動作点を示す。図６と図７を参照して、第１のオフセット加算手段によってオフセットが加算された場合のセンスアンプの動作を説明する。
【０１０７】
図６と図７において、ゲイン設定抵抗２３，２４は同じ抵抗値Ｒであり、すなわちゲインを２倍としている。ＰＷＭオフ期間においては、回生動作を行っているため、検出抵抗２１に電流が流れない。このとき、検出抵抗２１端の電圧は接地電圧となる。
【０１０８】
図６において、第１のオフセット加算手段４０によるオフセットを２０ｍＶとしている。したがって、センスアンプ２２の非反転入力端子には、検出抵抗２１端の電圧と第１のオフセット加算手段４０によるオフセットとを加算した２０ｍＶが入力されることになり、図６においてはＶin＋＝０.０２Ｖとして示している。センスアンプ２２の反転入力端子には０．０２Ｖが入力され、センスアンプ２２は０．０４Ｖを出力する。図６においてはＶout＝０.０４Ｖとして示している。
【０１０９】
ここで、センスアンプ２２は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ３０ｃから流れる定電流と、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ３１ｃのオン抵抗とで決まる最低電圧以下の電圧を出力することはできない。仮に、Ｒａｉｌ−ｔｏ−Ｒａｉｌと呼ばれる形式のアンプを用いたとしても、センスアンプ２２の最低電位が０Ｖであれば、０Ｖを出力することはできない。
【０１１０】
図１７に示す既述した従来のステッピングモータ駆動装置においては、ＰＷＭオフ期間中、センスアンプ２２出力が、最低電圧とした２０ｍＶである。このときセンスアンプ２２の仮想接地の関係が崩れ、差動トランジスタ３２ａ，３２ｂが平衡状態にないため、位相補償容量３４には電源１の電圧にほぼ等しい電圧が印加された。
【０１１１】
一方、本実施形態の図６においては、第１のオフセット加算手段４０によるオフセットのために、センスアンプ２２の出力は、最低電圧とした２０ｍＶを上回る４０ｍＶであり、センスアンプ２２の仮想接地の関係は維持される。このとき、差動トランジスタ３２ａ，３２ｂが平衡状態にあるため、位相補償容量３４には、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ３０ｃから流れる定電流と、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ３１ｃのオン抵抗とで決まる電圧が０.０４Ｖとなるような、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ３１ｃのゲート電圧Ｖgs２が印加される。図６においてはＶｃ＝Ｖgs２として示している。以降、仮想接地の関係が維持された状態を「センスアンプのループが維持されている」と呼び、仮想接地の関係が崩れた状態を「センスアンプのループが外れている」と呼ぶ。図６において、位相補償容量３４には、[Ｃcomp×（Ｖgs２−０．０４Ｖ）]の電荷が蓄積されている。
【０１１２】
次いで、ＰＷＭオン期間動作点を図７に示す。ＰＷＭオン期間においては、検出抵抗２１に電流が流れるため、検出抵抗２１両端の電圧は、検出抵抗２１を流れる電流と検出抵抗２１の抵抗値とで決まる電圧となる。検出抵抗２１両端の電圧が０．２Ｖであり、第１のオフセット加算手段４０によるオフセットが２０ｍＶであるとき、センスアンプ２２の非反転入力端子（＋）には、検出抵抗２１端の電圧と第１のオフセット加算手段４０によるオフセットとを加算した０．２２Ｖが入力されることになり、図７においてはＶin＋＝０.２２Ｖとして示している。
【０１１３】
前記センスアンプ２２の反転入力端子（−）には、０．２２Ｖが入力され、センスアンプ２２は０．４４Ｖを出力する。図７においてはＶin−＝０.２２Ｖ，Ｖout＝０．４４Ｖとして示している。このときにも、センスアンプ２２の仮想接地の関係は維持され、差動トランジスタ３２ａ，３２ｂが平衡状態にあるため、位相補償容量３４には、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ３０ｃから流れる定電流と、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ３１ｃのオン抵抗とで決まる電圧が０．４４Ｖとなるような、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ３１ｃのゲート電圧Ｖgs３が印加される。図７においてはＶｃ＝Ｖgs３として示している。位相補償容量３４には、[Ｃcomp×（Ｖgs３−０．４４Ｖ）]の電荷が蓄積されている。
【０１１４】
図６に示す本実施形態では、ＰＷＭオフ期間においても、センスアンプのループが維持されているため、ＰＷＭオフ期間からＰＷＭオン期間への遷移において、センスアンプのループが外れた状態から維持された状態への遷移が発生しない。本実施形態のように、ＰＷＭオフ期間においても、センスアンプのループを維持するためには、増幅回路２５の増幅率をα、第１のオフセット加算手段４０によるオフセットをＯＦＦＳＥＴ、センスアンプ２２が出力可能な最低電圧をＶminとしたとき、ＯＦＦＳＥＴは、下式（１）の条件を最低限満たす必要がある。
【０１１５】
ＯＦＦＳＥＴ≧Ｖmin／α          （１）
より具体的には、式（１）における各値のばらつきと、センスアンプ２２自体が有するオフセットを見込んだマージンを加える必要がある。
【０１１６】
前述したように、図６に示す動作点では[Ｃcomp×（Ｖgs２−０．０４Ｖ）]の電荷、図７に示す動作点では[Ｃcomp×（Ｖgs３−０．４４Ｖ）]の電荷が蓄積されている。ＭＯＳトランジスタにおける入力ゲート電圧と電流の二乗特性から、前記Ｖgs２と前記Ｖgs３とに大きな差はないため、簡単のために、Ｖgs２＝Ｖgs３とする。
【０１１７】
このとき、ＰＷＭオフ期間からＰＷＭオン期間への遷移時に放電しなければならない位相補償容量３４の電荷は、[Ｃcomp×０．４Ｖ]となり、図１７と図１８とに示した従来例における放電すべき電荷の[Ｃcomp×４．４Ｖ]と比べて、約１０分の１と小さい。しかも、さらに電流が少なく、検出抵抗２１端の電圧が小さい場合には、放電すべき電荷もさらに小さくなる。
【０１１８】
例えば、検出抵抗２１両端の電圧が０．１Ｖである場合には、前記従来例における放電すべき電荷は、[Ｃcomp×４．２Ｖ]であり、本実施形態においては、[Ｃcomp×０．２Ｖ]となり、前記従来例と比して、約２０分の１と、さらに小さい。前述したように、この放電に要する時間は、ＰＷＭオフ期間からＰＷＭオン期間への遷移後に、センスアンプ２２が正しく検出電流値を判定可能となるまでの時間となり、すなわち検出遅れとなる。本実施形態においては、放電すべき電荷が少なく、その結果、検出遅れが生じない。したがって、検出遅れを排除でき、特にゼロクロス近傍での波形歪を防止することができる。
【０１１９】
前記従来のステッピングモータ駆動装置の説明にて既述したとおり、巻線３の電流が残った状態で電流方向切替信号PHASEが切り替わり、巻線３の電流を反転する際には、巻線３の電流は接地から電源へと流れる。このとき、センスアンプ２２にも接地から電流が逆流し、ひいては前記検出抵抗２１にも接地から電流が逆流する。このため、検出抵抗２１端には負電位が発生する。前記（１）の式で示した条件は、検出抵抗２１端の電圧が接地電圧の場合に対するものであり、負電位に対しても検出遅れを排除するためには、下式（数２）の条件を満たす必要がある。
【０１２０】
ＯＦＦＳＥＴ≧（Ｖmin／α）＋Ｖneg      （２）
なお、増幅回路２５の増幅率をα、第１のオフセット加算手段４０によるオフセットをＯＦＦＳＥＴ、センスアンプ２２が出力可能な最低電圧をＶmin、検出抵抗２１端に発生し得る最大の負電位をＶnegとする。
【０１２１】
第１のオフセット加算手段４０が、式（２）を満たすオフセットを加算することにより、電流方向切替信号PHASEが切り替わり、巻線３の電流を反転する際にも、検出遅れを排除して波形歪を防止することができる。
【０１２２】
次に、パルス幅変調制御部１５に接続する第２のオフセット加算手段４１について説明する。前記第１のオフセット加算手段４０が加算するオフセットのため、給電電流測定手段２０から出力される前記検出電流値は、実際には検出抵抗２１を流れる電流量に相当する値からずれることになる。
【０１２３】
図２（ｅ）において、実線がオフセット加算後の検出電流値であり、破線がオフセット加算前の検出電流値である。図２（ｅ）のＡ部に、電流が流れていないＰＷＭオフ期間であっても、給電電流測定部の出力が、オフセットのため接地電圧にならない状況を示す。
【０１２４】
本実施形態では、第１のオフセット加算手段４０が加算するオフセットによって、巻線３を流れる電流が電流目標値からずれることを防止するため、第２のオフセット加算手段４１によるオフセットを電流目標値に加算する。図２（ｅ）に示すように、給電電流測定手段２０からの出力、すなわち増幅回路２５からの出力は、第１のオフセット加算手段４０が加算するオフセットと増幅回路２５の増幅率を乗じた値だけ、破線に示した、実際に検出抵抗２１を流れる電流量に相当する値からずれている。
【０１２５】
前記第２のオフセット加算手段４１によって設けた電流目標値のオフセットを、第１のオフセット加算手段４０が加算するオフセットと増幅回路２５の増幅率を乗じた値と等しくすることにより、コンパレータ１６へ実際に入力される電流目標値と電流検出値の両方が同値だけずれることになり、コンパレータ１６へ入力される差電圧は、両オフセットがない場合と等しくなる。このため、コンパレータ１６による電流目標値と電流検出値の大小判定は、両オフセットを設けない場合と変わらず、付加したオフセットによる検出電流のずれを防止できる。
【０１２６】
以上説明したとおり、第１の実施形態に係るステッピングモータ駆動装置によれば、センスアンプ２２の入力へオフセットを付加することにより、検出遅れを排除でき、特にゼロクロス近傍での波形歪を防止することができる。また、センスアンプ２２の入力に付加したオフセットをキャンセルすべく、第２のオフセットを付加することにより、付加したオフセットによる検出電流ずれを防止することができる。このことより、本実施形態において、ステッピングモータ駆動装置の低騒音化および低振動化が実現する。
【０１２７】
（第２の実施形態）
本発明の第２の実施形態に係るステッピングモータ駆動装置は、第１の実施形態における第２のオフセット加算手段に代わりに、オフセット減算手段を設ける点が、第１の実施形態に係るステッピングモータ駆動装置と異なる。以下、図８と図９を参照しながら、主に第１の実施形態との違いを説明し、第１の実施形態と同一の動作については、詳しい説明を省略する。
【０１２８】
図８は第２の実施形態に係るステッピングモータ駆動装置の構成例を示すブロック図、図９は第２の実施形態に係るオフセット減算手段の一例を示す図である。なお、ステッピングモータは複数相の巻線を有し、巻線毎に設けられる構成要素は各相で同一である。このため、１つの相の巻線３に設けられる構成要素についてのみ説明する。
【０１２９】
図８に示す本実施形態に係るステッピングモータ駆動装置は、オフセット減算手段５５を有する。
【０１３０】
図８に示す本実施形態において、電流目標値を示す信号は参照信号生成手段１４から出力される電流目標値であり、検出電流値を示す信号は給電電流測定手段２０の出力から、オフセット減算手段５５によるオフセットを減算した結果である。オフセット減算手段５５の詳細な動作と効用については後述する。コンパレータ１６は、入力された検出電流値を示す信号と電流目標値を示す信号とを比較し、検出電流値を示す信号が電流目標値を示す信号を上回った時点で、フリップフロップ１７をリセットして、ＰＷＭオフ期間へ遷移する。
【０１３１】
図９（ａ）〜（ｄ）にオフセット減算手段５５によるオフセット減算の具体例を示す。
【０１３２】
図９（ａ）において、オフセット減算手段５５は抵抗４７と電流源４８で構成される。
抵抗４７の抵抗値と電流源４８の電流値とで定まる電圧が減算するオフセットとなる。なお、抵抗４７の代わりにダイオードを用いることも可能である。
【０１３３】
図９（ｂ）において、オフセット減算手段５５は、電流源４８とゲート印加電圧４９とＭＯＳトランジスタ５０とで構成される。ゲート印加電圧４９で定まるＭＯＳトランジスタ５０のオン抵抗と、電流源４８の電流値とで定まる電圧が減算するオフセットとなる。ＭＯＳトランジスタ５０は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタでも、ＮチャネルＭＯＳトランジスタであっても実現可能である。
【０１３４】
図９（ｃ）において、オフセット減算手段５５は、ＭＯＳトランジスタ５１と電流源５２によるソースフォロアで構成され、ゲート−ソース間電圧が減算するオフセットとなる。ＭＯＳトランジスタ５１によるソースフォロアの代わりに、バイポーラトランジスタによるエミッタフォロアを用いることも可能である。
【０１３５】
図９（ｄ）において、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ５６ａ〜５６ｃと、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ５７ａ〜５７ｃと、差動トランジスタ５８ａ、５８ｂと、電流源５９とがコンパレータ１６を構成する。オフセット減算手段５５は、コンパレータ１６を構成する差動トランジスタ５８ａと５８ｂで構成される。差動トランジスタ５８ａと５８ｂのサイズ、あるいは個数の差によって生じるオフセットが、減算するオフセットとなる。オフセットを、サイズもしくは個数の差によって生成するのではなく、差動トランジスタ５８ａと５８ｂの片方の電流を加減して、差動トランジスタ５８ａと５８ｂに流す電流を不平衡とすることによって生成することも可能である。
【０１３６】
次に、本実施の形態の給電電流測定手段２０の構成と動作について説明する。給電電流測定手段２０は、トランジスタ６からトランジスタ９の導通によって電源１から巻線３へ供給される電流を検出して検出電流値として出力する。本実施形態における給電電流測定手段２０は、検出手段である検出抵抗２１と、増幅手段である増幅回路２５と、第１のオフセット加算手段４０とから構成される。
【０１３７】
また、増幅回路２５は、センスアンプ２２とゲイン設定抵抗２３，２４とから構成され、増幅回路２５の増幅率、すなわちセンスアンプ２２の入力から出力へのゲインはゲイン設定抵抗２３，２４で設定される。
【０１３８】
図８においては、検出手段として検出抵抗２１を用いた構成としたが、図４に示すように、ゲート印加電圧４５を与えたときのＭＯＳトランジスタ４４のオン抵抗を用いて、図８における検出抵抗２１と同様の作用を得ることも可能である。巻線３へ供給された電流は、検出抵抗２１を通じて接地へ流入し、検出抵抗２１端には、検出抵抗２１の抵抗値と流入する電流で決まる電圧が発生する。検出抵抗２１端に発生した電圧は、第１のオフセット加算手段４０によって、オフセットを加算された後、増幅回路２５を構成するセンスアンプ２２の非反転入力端子へと入力される。センスアンプ２２、すなわち増幅回路２５は、入力電圧をゲイン倍に増幅した電圧をオフセット減算手段５５へ出力する。
【０１３９】
図８に示す本実施形態においても、前記第１の実施形態と同じく、ＰＷＭオフ期間中も第１のオフセット加算手段４０によってセンスアンプのループが維持されているため、ＰＷＭオフ期間からＰＷＭオン期間への遷移において、センスアンプのループが外れた状態から維持された状態への遷移が発生しない。
【０１４０】
第１の実施形態で既述したとおり、第１のオフセット加算手段４０によるオフセットを、前述の式（１）と式（２）とを満たすオフセットとすることにより、電流方向切替信号PHASEが切り替わり、巻線３の電流を反転する際にも検出遅れを排除でき、特にゼロクロス近傍での波形歪を防止することができる。
【０１４１】
次に、オフセット減算手段５５について説明する。本実施形態においては、前記第１の実施形態における第２のオフセット加算手段が存在せず、代わりにオフセット減算手段５５を設けている。本実施形態においても、第１の実施形態と同じく、第１のオフセット加算手段４０が加算するオフセットのため、給電電流測定手段２０からの出力値は、実際に検出抵抗２１を流れる電流量に相当する値からずれることになる。給電電流測定手段２０からの出力は、オフセット減算手段５５へ入力され、巻線３を流れる電流が電流目標値からずれることを防止するため、オフセット減算手段５５によるオフセットを減算した値を検出電流値としてコンパレータ１６へ出力する。
【０１４２】
第１の実施形態にて説明したように、給電電流測定手段２０からの出力、すなわち増幅回路２５からの出力は、第１のオフセット加算手段４０が加算するオフセットに増幅回路２５の増幅率を乗じた値だけ、図２における破線に示した実際に検出抵抗２１を流れる電流量に相当する値からずれている。
【０１４３】
前記オフセット減算手段５５によるオフセットを、第１のオフセット加算手段４０が加算するオフセットに増幅回路２５の増幅率を乗じた値と等しくすることにより、第１のオフセット加算手段４０が加算するオフセットは、オフセット減算手段５５が減算するオフセットで±０に打ち消される。このため、コンパレータ１６による電流目標値と電流検出値の大小判定は、両オフセットを設けない場合と変わらず、付加したオフセットによる検出電流ずれを防止することができる。
【０１４４】
以上説明したとおり、第２の実施形態に係るステッピングモータ駆動装置によると、センスアンプ２２の入力へオフセットを付加することにより検出遅れを排除でき、特にゼロクロス近傍での波形歪を防止することができる。また、センスアンプ２２の入力へ付加したオフセットをキャンセルするためオフセットを減算することにより、付加したオフセットによる検出電流ずれを防止することができる。このことより、本実施形態において、ステッピングモータ駆動装置の低騒音化および低振動化が実現する。
【０１４５】
（第３の実施形態）
本発明の第３の実施形態に係るステッピングモータ駆動装置は、第１の実施形態における第２のオフセット加算手段を設けない点が、第１の実施形態に係るステッピングモータ駆動装置と異なる。
【０１４６】
以下、図１０を参照しながら、主に第１の実施形態との違いを説明し、第１の実施形態と同一の動作については、詳しい説明は省略する。
【０１４７】
図１０は、本発明の第３の実施形態に係るステッピングモータ駆動装置の構成例を示すブロック図である。なお、ステッピングモータは複数相の巻線を有し、巻線毎に設けられる構成要素は各相で同一である。このため、１つの相の巻線に設けられる構成要素についてのみ説明する。
【０１４８】
コンパレータ１６へは、検出電流値を示す信号と電流目標値を示す信号が入力される。図１０に示す本実施形態において、電流目標値を示す信号は、参照信号生成手段１４から出力される電流目標値であり、検出電流値を示す信号は給電電流測定手段２０の出力である。コンパレータ１６は、入力された検出電流値を示す信号と、電流目標値を示す信号とを比較し、検出電流値を示す信号が、電流目標値を示す信号を上回った時点で、フリップフロップ１７をリセットし、ＰＷＭオフ期間へ遷移する。
【０１４９】
次に、給電電流測定手段２０の構成と動作について説明する。
【０１５０】
給電電流測定手段２０は、トランジスタ６からトランジスタ９の導通によって、電源１から巻線３へ供給される電流を検出し、検出電流値として出力する。本実施形態における給電電流測定手段２０は、検出手段である検出抵抗２１と、増幅手段である増幅回路２５と、第１のオフセット加算手段４０とから構成される。
【０１５１】
また、増幅回路２５は、センスアンプ２２と、ゲイン設定抵抗２３，２４とから構成され、増幅回路２５の増幅率、すなわちセンスアンプ２２の入力から出力へのゲインは、ゲイン設定抵抗２３，２４で設定される。
【０１５２】
図１０においては、検出手段として検出抵抗２１を用いた構成としたが、図４に示すように、ゲート印加電圧４５を与えたときのＭＯＳトランジスタ４４のオン抵抗を用いて、図１０における検出抵抗２１と同様の作用を得ることも可能である。巻線３へ供給された電流は検出抵抗２１を通じて接地へ流入し、検出抵抗２１端には検出抵抗２１の抵抗値と流入する電流で決まる電圧が発生する。検出抵抗２１端に発生した電圧は、第１のオフセット加算手段４０によって、オフセットを加算された後、増幅回路２５を構成するセンスアンプ２２の非反転入力端子へと入力される。センスアンプ２２、すなわち増幅回路２５は、入力電圧をゲイン倍に増幅した電圧を、検出電流値としてコンパレータ１６へ出力する。
【０１５３】
図１０に示す第３の実施形態においても、第１の実施形態と同じく、ＰＷＭオフ期間中も第１のオフセット加算手段４０によって、センスアンプのループが維持されているため、ＰＷＭオフ期間からＰＷＭオン期間への遷移において、センスアンプのループが外れた状態から維持された状態への遷移が発生しない。
【０１５４】
第１の実施形態で既述したとおり、第１のオフセット加算手段４０によるオフセットを、前述の式（１）と式（２）を満たすオフセットとすることにより、電流方向切替信号PHASEが切り替わり、巻線３の電流を反転する際にも検出遅れを排除でき、特にゼロクロス近傍での波形歪を防止することができる。
【０１５５】
本実施形態においても、第１の実施形態と同じく、第１のオフセット加算手段４０が加算するオフセットのため、給電電流測定手段２０からの出力値は、実際に前記検出抵抗２１を流れる電流量に相当する値からずれることになる。第１のオフセット加算手段４０が加算するオフセットをｏｆｆｓｅｔとし、検出抵抗２１の抵抗値をＲｃｓとするとき、検出電流のずれは[ｏｆｆｓｅｔ／Ｒｃｓ]であり、実際に検出抵抗２１を流れる電流量が、電流目標値より小さくなる方向にずれが生じる。
【０１５６】
本実施形態においては、第１の実施形態における第２のオフセット加算手段が存在せず、また第２の実施形態におけるオフセット減算手段も存在しないため、巻線３を流れる電流の電流目標値からのずれをキャンセルすることができない。検出電流のずれが小さく、該ずれが許容可能な場合には、構成要素削減の観点から本実施形態が有用である。
【０１５７】
また、実際に検出抵抗２１を流れる電流量において、電流目標値より小さくなる方向にずれが生じるということは、電流目標値が０Ａを示すときに、巻線３を流れる電流がばらつき等に依存せず、確実に０Ａとなることである。第１のオフセット加算手段４０が加算するオフセットを、巻線３を流れる電流が確実に０Ａとなることを保証するオフセットとして用いることが可能であり、電流目標値が０Ａを示すときに、巻線３を流れる電流が確実に０Ａとなることを保証する場合にも本実施形態が有用である。
【０１５８】
以上説明したとおり、第３の実施形態に係るステッピングモータ駆動装置によれば、センスアンプ２２の入力へオフセットを付加することにより、検出遅れを排除でき、特にゼロクロス近傍での波形歪を防止することができる。なお、センスアンプ２２の入力へ付加したオフセットによる検出電流ずれが生じるが、反面、付加したオフセットによって、巻線３を流れる電流が確実に０Ａとなることを保証することができる。このことより、本実施形態において、ステッピングモータ駆動装置の低騒音化および低振動化が実現する。
【０１５９】
（第４の実施形態）
本発明の第４の実施形態に係るステッピングモータ駆動装置は、第２のオフセット加算手段が存在せず、検出手段の出力または第１のオフセット加算手段の出力のいずれかを選択し、後段へ出力する選択手段（セレクタ）と、パルス幅変調制御手段がスイッチング手段を非導通状態としたことを判別し、その判別結果にしたがい選択手段を制御するセレクタ駆動信号生成部とを設ける点が、第１の実施形態に係るステッピングモータ駆動装置と異なる。
【０１６０】
以下、図１１，図１２を参照しながら、主に第１の実施形態との違いを説明し、第１の実施形態と同一の動作については、詳しい説明を省略する。
【０１６１】
図１１は本発明の第４の実施形態に係るステッピングモータ駆動装置の構成例を示すブロック図である。ステッピングモータ駆動装置はセレクタ６５と、セレクタ駆動信号生成部６６とを含む。なお、ステッピングモータは複数相の巻線を有し、巻線毎に設けられる構成要素は各相で同一である。このため、１つの相の巻線に設けられる構成要素についてのみ説明する。
【０１６２】
また、図１２（ａ）〜（ｃ）は第４の実施形態に係るステッピングモータ駆動装置の波形図である。
【０１６３】
図１１に示す第４の実施形態において、コンパレータ１６へは、検出電流値を示す信号と電流目標値を示す信号が入力される。電流目標値を示す信号は参照信号生成手段１４から出力される電流目標値である。検出電流値を示す信号は検出抵抗２１の出力または第１のオフセット加算手段４０の出力のいずれかを選択し、後段へ出力するセレクタ６５の出力である。セレクタ６５の詳細な動作と効用については後述する。コンパレータ１６は、入力された検出電流値を示す信号と電流目標値を示す信号とを比較し、検出電流値を示す信号が電流目標値を示す信号を上回った時点で、フリップフロップ１７をリセットし、ＰＷＭオフ期間へ遷移する。
【０１６４】
次に、給電電流測定手段２０の構成と動作について説明する。給電電流測定手段２０は、トランジスタ６からトランジスタ９の導通によって、電源１から巻線３へ供給される電流を検出し、検出電流値として出力する。本実施形態における給電電流測定手段２０は、検出手段である検出抵抗２１と、増幅手段である増幅回路２５と、第１のオフセット加算手段４０と、セレクタ６５とから構成される。
【０１６５】
また、増幅回路２５は、センスアンプ２２と、ゲイン設定抵抗２３と２４とから構成され、増幅回路２５の増幅率、すなわち、センスアンプ２２の入力から出力へのゲインは、ゲイン設定抵抗２３，２４で設定される。
【０１６６】
図１１において、検出手段として検出抵抗２１を用いた構成としたが、図４に示すように、ゲート印加電圧４５を与えたときのＭＯＳトランジスタ４４のオン抵抗を用いて、図１１における検出抵抗２１と同様の作用を得ることも可能である。
【０１６７】
前記巻線３へ供給された電流は、検出抵抗２１を通じて接地へ流入し、検出抵抗２１端には、検出抵抗２１の抵抗値と流入する電流で決まる電圧が発生する。検出抵抗２１端に発生した電圧は、第１のオフセット加算手段４０によってオフセットを加算された後、セレクタ６５の一方の端子へ入力される。また、セレクタ６５の他方の端子へは、検出抵抗２１端に発生した電圧が入力される。
【０１６８】
前記セレクタ６５は、セレクタ駆動信号生成部６６からの指令に応じて、増幅回路２５を構成するセンスアンプ２２の非反転入力端子へ、オフセットが加算された信号またはオフセットが加算されていない信号のいずれかを出力する。センスアンプ２２、すなわち増幅回路２５は、入力電圧をゲイン倍に増幅した電圧を検出電流値として、コンパレータ１６へ出力する。ＰＷＭオフ期間からＰＷＭオン期間への遷移において、セレクタ６５が、センスアンプ２２へ第１のオフセット加算手段４０の出力を導通させている限りは、第１の実施形態と同じく第１のオフセット加算手段４０によって、センスアンプ２２のループが維持されているため、センスアンプ２２のループが外れた状態から維持された状態への遷移が発生しない。すなわち、検出遅れを排除し、波形歪を防止することができる。
【０１６９】
前記セレクタ駆動信号生成部６６が前記セレクタ６５の選択動作を制御するタイミングについて、図１２（ａ）〜図１２（ｃ）を参照して説明する。
【０１７０】
図１２（ａ）に、セレクタ６５が、ＰＷＭオフ期間において第１のオフセット加算手段４０の出力を導通させ、残期間において検出抵抗２１の出力を導通させた場合の波形を示す。
【０１７１】
図１２（ａ）において、セレクタ６５が第１のオフセット加算手段４０の出力を選択し、導通させる場合におけるセレクタ駆動信号生成部６６の出力を「Ａ」とする。また、セレクタ６５が検出抵抗２１の出力を選択し、導通させる場合におけるセレクタ駆動信号生成部６６の出力を「Ｂ」とする。ＰＷＭオフ期間中、セレクタ駆動信号生成部６６出力が「Ａ」を出力し、第１のオフセット加算手段４０の出力を導通させるため、第１の実施形態において説明したとおり、センスアンプ２２のループが維持される。ＰＷＭオン期間中、セレクタ駆動信号生成部６６出力が「Ｂ」を出力し、検出抵抗２１の出力を導通させる。ＰＷＭオン期間中、検出抵抗２１には電流が流れるため、センスアンプ２２のループが維持され、センスアンプ２２のループが外れた状態から維持された状態への遷移が発生しない。すなわち検出遅れを排除し、波形歪を防止することができる。
【０１７２】
また、ＰＷＭオン期間中には、第１のオフセット加算手段４０を介さず、検出抵抗２１の出力がセンスアンプ２２へ入力されるため、第１のオフセット加算手段４０による検出電流ずれも発生しない。ただし、電流方向切替信号PHASEが切り替わり、巻線３の電流を反転する際、検出抵抗２１に負電位が発生すれば検出遅れが発生するが、負電位が消失すれば本検出遅れも消失する。
【０１７３】
図１２（ｂ）に、セレクタ６５がＰＷＭオフ期間からＰＷＭオン期間へ遷移する前の所定の時間において、第１のオフセット加算手段４０の出力を導通させ、残期間において検出抵抗２１の出力を導通させた場合の波形を示す。
【０１７４】
図１２（ｂ）においても、セレクタ６５が第１のオフセット加算手段４０の出力を選択し、導通させる場合におけるセレクタ駆動信号生成部６６の出力を「Ａ」とする。また、セレクタ６５が検出抵抗２１の出力を選択し、導通させる場合におけるセレクタ駆動信号生成部６６の出力を「Ｂ」とする。ＰＷＭオフ期間からＰＷＭオン期間へ遷移する前の所定の時間、セレクタ駆動信号生成部６６の出力が「Ａ」を出力し、第１のオフセット加算手段４０の出力を導通させるため、第１の実施形態において説明したとおり、センスアンプ２２のループが維持される。
【０１７５】
続くＰＷＭオン期間中、セレクタ駆動信号生成部６６の出力が「Ｂ」を出力し、検出抵抗２１の出力を導通させる。ＰＷＭオン期間中、検出抵抗２１には電流が流れるため、センスアンプ２２のループが維持され、センスアンプ２２のループが外れた状態から維持された状態への遷移が発生しない。すなわち、検出遅れを排除し、波形歪を防止することができる。
【０１７６】
ただし、ＰＷＭオフ期間かつセレクタ駆動信号生成部６６の出力が「Ｂ」を出力している期間には、センスアンプ２２のループが外れているため、ＰＷＭオフ期間からＰＷＭオン期間へ遷移する前の所定の時間は、センスアンプ２２のループが外れた状態から維持された状態への遷移に要する時間以上確保する必要がある。さもなければ、センスアンプ２２のループが外れた状態のまま、ＰＷＭオフ期間からＰＷＭオン期間への遷移を迎えることになり、検出遅れが生じる。
【０１７７】
なお、ＰＷＭオン期間中には、第１のオフセット加算手段４０を介さず、検出抵抗２１の出力が、センスアンプ２２へ入力されるため、第１のオフセット加算手段４０による検出電流ずれも発生しない。ただし、電流方向切替信号PHASEが切り替わり、巻線３の電流を反転する際、検出抵抗２１に負電位が発生すれば検出遅れが発生するが、負電位が消失すれば本検出遅れも消失する。
【０１７８】
図１２（ｃ）に、セレクタ６５が、ＰＷＭオフ期間と、該ＰＷＭオフ期間からＰＷＭオン期間へ遷移した後の所定の時間とにおいて、第１のオフセット加算手段４０の出力を導通させ、残期間において検出抵抗２１の出力を導通させた場合の波形を示す。
【０１７９】
図１２（ｃ）においても、セレクタ６５が、第１のオフセット加算手段４０の出力を選択し、導通させる場合におけるセレクタ駆動信号生成部６６出力を「Ａ」とする。また、セレクタ６５が検出抵抗２１の出力を選択し、導通させる場合におけるセレクタ駆動信号生成部６６の出力を「Ｂ」とする。ＰＷＭオフ期間と、該ＰＷＭオフ期間からＰＷＭオン期間へ遷移した後の所定の時間とにおいて、セレクタ駆動信号生成部６６の出力が「Ａ」を出力し、第１のオフセット加算手段４０の出力を導通させるため、第１の実施形態において説明したとおり、センスアンプ２２のループが維持される。ＰＷＭオフ期間からＰＷＭオン期間へ遷移した後の前記所定の時間経過後、セレクタ駆動信号生成部６６出力が「Ｂ」を出力し、検出抵抗２１の出力を導通させる。ＰＷＭオン期間中、検出抵抗２１には電流が流れるため、センスアンプ２２のループが維持され、センスアンプ２２のループが外れた状態から維持された状態への遷移が発生しない。すなわち、検出遅れを排除し、波形歪を防止することができる。
【０１８０】
なお、ＰＷＭオン期間中には、第１のオフセット加算手段４０を介さず、検出抵抗２１の出力がセンスアンプへ入力されるため、第１のオフセット加算手段４０による検出電流ずれも発生しないが、ＰＷＭオン期間かつセレクタ駆動信号生成部６６の出力が「Ａ」を出力している期間には、第１のオフセット加算手段４０による検出電流ずれが発生する。その反面、電流方向切替信号PHASEが切り替わり、巻線３の電流を反転する際、検出抵抗２１に発生した負電位が消失するまでの時間以上、セレクタ駆動信号生成部６６の出力が「Ａ」を出力することにより、検出抵抗２１に発生する負電位に対しても、センスアンプ２２のループが維持されるため、検出遅れを排除し、波形歪を防止することができる。
【０１８１】
また、図１２（ｃ）の例では、PWMオフ期間の全期間においてセレクタ６５により第１のオフセット加算手段４０の出力が選択されたが、PWMオフ期間の一部の期間において第１のオフセット加算手段４０の出力が選択されてもよい。すなわち、PWMオフ期間からPWMオン期間へ遷移する前の所定期間において第１のオフセット加算手段４０の出力が選択され、PWMオフ期間の残りの期間においては検出抵抗２１の出力が選択されてもよい。
【０１８２】
以上説明したとおり、第４の実施形態に係るステッピングモータ駆動装置によると、ＰＷＭオフ期間からＰＷＭオン期間への遷移において、センスアンプ２２の入力へオフセットを付加することで、ＰＷＭオフ期間からＰＷＭオン期間への遷移する際の検出遅れを排除でき、特にゼロクロス近傍での波形歪を防止できる。また、ＰＷＭオン期間の電流検出時にはセンスアンプ２２の入力へオフセットを付加しないことにより、オフセットによる検出電流ずれを防止できる。このことより、本実施形態において、ステッピングモータ駆動装置の低騒音化および低振動化が実現する。
【０１８３】
（第５の実施形態）
本発明の第５の実施形態に係るステッピングモータ駆動装置は、前記第４の実施形態においてセレクタ駆動信号生成部が、パルス幅変調制御手段にてスイッチング手段を非導通状態としたことに加えて、巻線電流の方向切替が指令されたことを判別する点が、第４の実施形態に係るステッピングモータ駆動装置と異なる。以下、図１３，図１４を参照しながら、主に第４の実施形態との違いを説明し、第４の実施形態と同一の動作については、詳しい説明を省略する。
【０１８４】
図１３は本発明の第５の実施形態に係るステッピングモータ駆動装置の構成例を示すブロック図である。なお、ステッピングモータは複数相の巻線を有し、巻線毎に設けられる構成要素は各相で同一である。このため、１つの相の巻線に設けられる構成要素についてのみ説明する。図１４は第５の実施形態に係るステッピングモータ駆動装置の波形図である。
【０１８５】
図１３に示すように、第５の実施形態に係るステッピングモータ駆動装置においては、セレクタ駆動信号生成部６６に電流方向切替信号PHASEが入力され、第４の実施形態における制御に加えて、電流方向切替信号PHASEに基づいたセレクタ６５の制御を行う。
【０１８６】
セレクタ駆動信号生成部６６が、セレクタ６５の選択動作を制御するタイミングについて、図１４（ａ）〜図１４（ｃ）を参照して説明する。
【０１８７】
図１４（ａ）に、セレクタ６５が、ＰＷＭオフ期間と巻線電流の方向切替が指令された後の一定期間において、第１のオフセット加算手段４０の出力を導通させ、残期間において検出抵抗２１の出力を導通させた場合の波形を示す。
【０１８８】
図１４（ａ）において、セレクタ６５が、第１のオフセット加算手段４０の出力を選択し、導通させる場合におけるセレクタ駆動信号生成部６６出力を「Ａ」とする。また、セレクタ６５が、検出抵抗２１の出力を選択し、導通させる場合におけるセレクタ駆動信号生成部６６出力を「Ｂ」とする。ＰＷＭオフ期間と巻線電流の方向切替が指令された後の一定期間中、セレクタ駆動信号生成部６６の出力が「Ａ」を出力し、第１のオフセット加算手段４０の出力を導通させるため、第１の実施形態において説明したとおり、センスアンプ２２のループが維持される。
【０１８９】
続くＰＷＭオン期間中、セレクタ駆動信号生成部６６の出力が「Ｂ」を出力し、検出抵抗２１の出力を導通させる。ＰＷＭオン期間中、検出抵抗２１には、電流が流れるため、センスアンプ２２のループが維持され、センスアンプ２２のループが外れた状態から維持された状態への遷移が発生しない。すなわち、検出遅れを排除し、波形歪を防止することができる。
【０１９０】
また、ＰＷＭオン期間中には、第１のオフセット加算手段４０を介さず、検出抵抗２１の出力がセンスアンプ２２へ入力されるため、第１のオフセット加算手段４０による検出電流ずれも発生しない。本実施形態においては、電流方向切替信号PHASEが切り替わった後の一定時間も、セレクタ駆動信号生成部６６が「Ａ」を出力し、第１のオフセット加算手段４０の出力を導通させるため、電流方向切替信号PHASEが切り替わり、巻線３の電流を反転した場合であっても、検出遅れを排除し、波形歪を防止することができる。
【０１９１】
図１４（ｂ）に、セレクタ６５が、ＰＷＭオフ期間からＰＷＭオン期間へ遷移する前の所定期間と巻線電流の方向切替が指令された後の一定期間において、第１のオフセット加算手段４０の出力を導通させ、残期間において検出抵抗２１の出力を導通させた場合の波形を示す。
【０１９２】
図１４（ｂ）においても、セレクタ６５が、第１のオフセット加算手段４０の出力を選択し、導通させる場合におけるセレクタ駆動信号生成部６６の出力を「Ａ」とする。また、セレクタ６５が、検出抵抗２１の出力を選択し、導通させる場合の、セレクタ駆動信号生成部６６の出力を「Ｂ」とする。ＰＷＭオフ期間からＰＷＭオン期間へ遷移する前の所定の時間と巻線電流の方向切替が指令された後の一定期間、セレクタ駆動信号生成部６６の出力が「Ａ」を出力し、第１のオフセット加算手段４０の出力を導通させるため、第１の実施形態において説明したとおり、センスアンプ２２のループが維持される。
【０１９３】
続くＰＷＭオン期間中、セレクタ駆動信号生成部６６の出力が「Ｂ」を出力し、検出抵抗２１の出力を導通させる。ＰＷＭオン期間中、検出抵抗２１には電流が流れるため、センスアンプ２２のループが維持され、センスアンプ２２のループが外れた状態から維持された状態への遷移が発生しない。すなわち、検出遅れを排除し、波形歪を防止することができる。
【０１９４】
ただし、ＰＷＭオフ期間かつセレクタ駆動信号生成部６６の出力が「Ｂ」を出力している期間には、センスアンプ２２のループが外れているため、ＰＷＭオフ期間からＰＷＭオン期間へ遷移する前の所定の時間は、センスアンプ２２のループが外れた状態から維持された状態への遷移に要する時間以上確保する必要がある。さもなければセンスアンプ２２のループが外れた状態のまま、ＰＷＭオフ期間からＰＷＭオン期間への遷移を迎えることになり、検出遅れが生じる。
【０１９５】
なお、ＰＷＭオン期間中には、第１のオフセット加算手段４０を介さず、検出抵抗２１の出力がセンスアンプ２２へ入力されるため、第１のオフセット加算手段４０による検出電流ずれも発生しない。
【０１９６】
また、本実施形態においては、電流方向切替信号PHASEが切り替わった後の一定時間も、セレクタ駆動信号生成部６６が「Ａ」を出力し、第１のオフセット加算手段４０の出力を導通させるため、電流方向切替信号PHASEが切り替わり、巻線３の電流を反転した場合であっても、検出遅れを排除し、波形歪を防止することができる。
【０１９７】
図１４（ｃ）に、セレクタ６５が、ＰＷＭオフ期間と、該ＰＷＭオフ期間からＰＷＭオン期間へ遷移した後の所定期間と、巻線電流の方向切替が指令された後の一定期間とにおいて、第１のオフセット加算手段４０の出力を導通させ、残期間において検出抵抗２１の出力を導通させた場合の波形を示す。
【０１９８】
図１４（ｃ）においても、セレクタ６５が、第１のオフセット加算手段４０の出力を選択し、導通させる場合におけるセレクタ駆動信号生成部６６出力を「Ａ」とする。また、セレクタ６５が、検出抵抗２１の出力を選択し、導通させる場合におけるセレクタ駆動信号生成部６６出力を「Ｂ」とする。
【０１９９】
ＰＷＭオフ期間と、該ＰＷＭオフ期間からＰＷＭオン期間へ遷移した後の所定の時間と、巻線電流の方向切替が指令された後の一定期間、セレクタ駆動信号生成部６６の出力が「Ａ」を出力し、第１のオフセット加算手段４０の出力を導通させるため、第１の実施形態において説明したとおり、センスアンプ２２のループが維持される。ＰＷＭオフ期間からＰＷＭオン期間へ遷移した後の所定の時間経過後、セレクタ駆動信号生成部６６出力が「Ｂ」を出力し、検出抵抗２１の出力を導通させる。ＰＷＭオン期間中、検出抵抗２１には電流が流れるため、センスアンプ２２のループが維持され、センスアンプ２２のループが外れた状態から維持された状態への遷移が発生しない。すなわち、検出遅れを排除し、波形歪を防止することができる。
【０２００】
なお、ＰＷＭオン期間中には、第１のオフセット加算手段４０を介さず、検出抵抗２１の出力が、センスアンプ２２へ入力されるため、第１のオフセット加算手段４０による検出電流ずれも発生しないが、ＰＷＭオン期間かつセレクタ駆動信号生成部６６の出力が「Ａ」を出力している期間には、第１のオフセット加算手段４０による検出電流ずれが発生する。
【０２０１】
また、本実施形態においては、電流方向切替信号PHASEが切り替わった後の一定時間も、セレクタ駆動信号生成部６６が「Ａ」を出力し、第１のオフセット加算手段４０の出力を導通させるため、電流方向切替信号PHASEが切り替わり、巻線３の電流を反転した場合であっても検出遅れを排除し、波形歪を防止することができる。
【０２０２】
また、図１４（ｃ）の例では、PWMオフ期間の全期間においてセレクタ６５により第１のオフセット加算手段４０の出力が選択されたが、PWMオフ期間の一部の期間において第１のオフセット加算手段４０の出力が選択されてもよい。すなわち、PWMオフ期間からPWMオン期間へ遷移する前の所定期間において第１のオフセット加算手段４０の出力が選択され、PWMオフ期間の残りの期間においては検出抵抗２１の出力が選択されてもよい。
【０２０３】
以上説明したとおり、本発明に係るステッピングモータ駆動装置によると、ＰＷＭオフ期間からＰＷＭオン期間への遷移において、センスアンプ２２の入力へオフセットを付加することにより、ＰＷＭオフ期間からＰＷＭオン期間への遷移する際の検出遅れを排除でき、特にゼロクロス近傍での波形歪を防止することができる。加えて、電流方向切替信号PHASEが切り替わった後の一定時間も、センスアンプ２２の入力へオフセットを付加する。これにより、電流方向切替信号PHASEが切り替わり、巻線３の電流を反転した場合の検出遅れを排除でき、特にゼロクロス近傍での波形歪を防止することができる。
【０２０４】
また、ＰＷＭオン期間の電流検出時にはセンスアンプ２２の入力へオフセットを付加しないことにより、オフセットによる検出電流ずれを防止することができる。このことにより、本実施形態において、ステッピングモータ駆動装置の低騒音化および低振動化が実現する。
【０２０５】
本発明は、特定の実施形態について説明されてきたが、当業者にとっては他の多くの変形例、修正、他の利用が明らかである。それゆえ、本発明は、ここでの特定の開示に限定されず、添付の請求の範囲によってのみ限定され得る。
【産業上の利用可能性】
【０２０６】
以上説明したように、本発明は、ステッピングモータ駆動装置に適用され、特に検出遅れによる波形歪と検出電流ずれとの発生を防止することにより、振動と騒音を低減するための装置として有用である。
【図面の簡単な説明】
【０２０７】
【図１】本発明の第１の実施形態に係るステッピングモータ駆動装置の構成例を示すブロック図
【図２】本発明の第１の実施形態に係るステッピングモータ駆動装置の電流波形図（（ａ）基準パルス生成部の出力、（ｂ）コンパレータ出力、（ｃ）フリップフロップ出力、（ｄ）参照信号生成手段の出力（電流目標値）（Ｊ）と巻線電流（Ｋ）、（ｅ）オフセット加算後の参照信号生成手段の出力（電流目標値）（Ｘ）、参照信号生成手段の出力（電流目標値）（X’）、給電電流測定手段の出力（検出電流値）（Y））
【図３】本発明の第１の実施形態に係るステッピングモータ駆動装置の電流経路図
【図４】本発明の第１の実施形態に係る検出手段の一例を示す図
【図５】本発明の第１の実施形態に係る第１のオフセット加算手段の一例を示す図
【図６】本発明の第１の実施形態に係るセンスアンプ構成図とＰＷＭオフ期間動作点を示す図
【図７】本発明の第１の実施形態に係るセンスアンプ構成図とＰＷＭオン期間動作点を示す図
【図８】本発明の第２の実施形態に係るステッピングモータ駆動装置の構成例を示すブロック図
【図９】本発明の第２の実施形態に係るオフセット減算手段の一例を示す図
【図１０】本発明の第３の実施形態に係るステッピングモータ駆動装置の構成例を示すブロック図
【図１１】本発明の第４の実施形態に係るステッピングモータ駆動装置の構成例を示すブロック図
【図１２】本発明の第４の実施形態に係るステッピングモータ駆動装置の波形図（（ｉ）基準パルス生成部の出力、（ii）コンパレータ出力、（iii）フリップフロップ出力（PWM制御手段の出力）、（iv）電流方向切替信号PHASE、（ｖ）セレクタ駆動信号生成部の出力、（vi）参照信号生成手段の出力（電流目標値）（X）と給電電流測定手段の出力（検出電流値）（Ｙ））
【図１３】本発明の第５の実施形態に係るステッピングモータ駆動装置の構成例を示すブロック図
【図１４】本発明の第５の実施形態に係るステッピングモータ駆動装置の波形図（（ｉ）基準パルス生成部の出力、（ii）コンパレータ出力、（iii）フリップフロップ出力（PWM制御手段の出力）、（iv）電流方向切替信号PHASE、（ｖ）セレクタ駆動信号生成部の出力、（vi）参照信号生成手段の出力（電流目標値）（X）と給電電流測定手段の出力（検出電流値）（Ｙ））
【図１５】従来のステッピングモータ駆動装置の構成図
【図１６】従来のステッピングモータ駆動装置における参照信号と電流方向切替信号を示す図
【図１７】一般的なセンスアンプ構成図とＰＷＭオフ期間動作点を示す図
【図１８】一般的なセンスアンプ構成図とＰＷＭオン期間動作点を示す図
【図１９】相切り替わり時電流経路図
【図２０】従来のステッピングモータ駆動装置における電流目標値が大きい場合の電流波形図（（ａ）基準パルス生成部の出力、（ｂ）コンパレータ出力、（ｃ）フリップフロップ出力、（ｄ）参照信号生成手段の出力（電流目標値）（Ｊ）と巻線電流（Ｋ）、（ｅ）参照信号生成手段の出力（電流目標値）（Ｘ）、給電電流測定手段の出力（検出電流値）（Y））
【図２１】従来のステッピングモータ駆動装置における電流目標値が小さい場合の電流波形図（（ａ）基準パルス生成部の出力、（ｂ）コンパレータ出力、（ｃ）フリップフロップ出力、（ｄ）参照信号生成手段の出力（電流目標値）（Ｊ）と巻線電流（Ｋ）、（ｅ）参照信号生成手段の出力（電流目標値）（Ｘ）、給電電流測定手段の出力（検出電流値）（Y））
【図２２】従来のステッピングモータ駆動装置における電流波形歪を示す図（（ａ）理想電流波形、（ｂ）歪みを伴う電流波形）
【符号の説明】
【０２０８】
１  電源
２  ステッピングモータ
３  巻線
４  回転子
５  スイッチング手段
６〜９  トランジスタ
１０〜１３  フライホイールダイオード
１４  参照信号生成手段
１５  パルス幅変調制御手段
１６  コンパレータ
１７  フリップフロップ
１８  基準パルス生成部
１９  通電論理部
２０  給電電流測定手段
２１  検出抵抗
２２  センスアンプ
２３  ゲイン設定抵抗
２４  ゲイン設定抵抗
２５  増幅回路
３０ａ〜３０ｃ  ＰチャネルＭＯＳトランジスタ
３１ａ〜３１ｃ  ＮチャネルＭＯＳトランジスタ
３２ａ，３２ｂ  差動トランジスタ
３３  電流源
３４  位相補償容量
３５  電流経路
４０  第１のオフセット加算手段
４１  第２のオフセット加算手段
４２  電流経路
４４  ＭＯＳトランジスタ
４５  ゲート印加電圧
４７  抵抗
４８  電流源
４９  ゲート印加電圧
５０  ＭＯＳトランジスタ
５１  ＭＯＳトランジスタ
５２  電流源
５５  オフセット減算手段
５６ａ〜５６ｃ  ＰチャネルＭＯＳトランジスタ
５７ａ〜５７ｃ  ＮチャネルＭＯＳトランジスタ
５８ａ，５８ｂ  差動トランジスタ
５９  電流源
６５  セレクタ
６６  セレクタ駆動信号生成部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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