(57)【要約】【課題】  最尤復号器が２つ以上でも、「（最尤復号器の数）-１」だけの再生信号評価値算出回路を省くことができる再生信号評価装置を提供する。【解決手段】  PR(1,2,1)に基づいた最尤復号器５は、出力としてＮＲＺによる２値化データとＮＲＺＩによる２値化データの２種類を生成し、選択回路７に供給する。また、PR（1,-1）に基づいた最尤復号器６も、ＮＲＺによる２値化データとＮＲＺＩによる２値化データの２種類を生成し、選択回路７に供給する。また、復号器５と最尤復号器６は、それぞれＳＡＭを生成して再生信号評価値算出回路８に供給する。選択回路７は、一方でＮＲＺＩによる２値化データを選択して復調部に供給し、他方でＮＲＺによる２値化データを選択して再生信号評価値算出回路８に供給する。再生信号評価値算出回路８は、ＳＡＭ値に基づいて再生信号を評価する再生信号評価値を算出する。【選択図】  図１
2007042180.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
記録媒体から再生された信号を評価する再生信号評価装置において、
記録媒体から再生された再生信号を相互に異なる種類の最尤復号処理によって復号し各２値化データを検出する複数の２値化手段と、
上記２値化手段により検出された各２値化データのシーケンスアンプリチュードマージン（ＳＡＭ）値をリアルタイムに算出するＳＡＭ値算出手段と、
上記ＳＡＭ値算出手段により算出されたＳＡＭ値に基づいて上記各再生信号の評価値を算出する一つの再生信号評価値算出手段と
を備えることを特徴とする再生信号評価装置。
【請求項２】
上記複数の２値化手段により検出されたノンリターントウゼロインバーティド（ＮＲＺＩ）による２値化データ又はノンリターントウゼロ（ＮＲＺ）による２値化データを選択してＮＲＺによる２値化データを上記一つの再生信号評価値算出手段に供給する選択手段をさらに備えることを特徴とする請求項１記載の再生信号評価装置。
【請求項３】
再生信号評価値算出手段は、理想再生信号に対するＳＡＭ値の最小値と選別されたＳＡＭ値の差の二乗の平均を固定モードでとって評価値を生成する固定モード評価値生成部と、上記二乗の平均を自動モードでとって評価値を生成する自動モード評価値生成部とを備えることを特徴とする請求項１記載の再生信号の評価装置。
【請求項４】
記録媒体に記録された信号を再生し再生信号を２値化する再生装置において、
記録媒体に記録された信号を再生する再生手段と、
上記再生手段により記録媒体から再生された再生信号を相互に異なる種類の最尤復号処理によって復号し各２値化データを検出する複数の２値化手段と、
上記２値化手段により検出された各２値化データのＳＡＭ値をリアルタイムに算出するＳＡＭ値算出手段と、
上記ＳＡＭ値算出手段により算出されたＳＡＭ値に基づいて上記各再生信号の評価値を算出する一つの再生信号評価値算出手段と、
上記一つの再生信号評価値算出手段によって算出された再生信号評価値に基づいて上記再生手段を制御する制御手段と
を備えることを特徴とする再生装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、記録媒体から再生された再生信号を適切に評価することができる再生信号評価装置及び再生信号評価装置によって得られた評価結果に基づいて再生条件等を調整しながら記録媒体から再生信号を再生する再生装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
データストレージ装置において実用的な意味で高密度記録を達成するためには、データストレージ装置の製造ばらつき、経時変化および温度変化、ならびに、そのデータストレージ装置で用いられる記録媒体のばらつきなどの因子に対して、ある程度のマージンが確保されていることが必要である。再生系において、そのデータストレージ装置自体が再生信号の品質評価値をリアルタイムに検出する手段を有すれば、その評価値に基づいて再生条件を自動調整し、上述のマージンを実質的に増大させることが可能となる。
【０００３】
このような評価値の検出は、正確であると同時に高速であることが要求される。再生信号の評価値として直接意味を持つ値は、再生データのエラーレートである。しかし、エラーレートを安定して測定するためには、比較的長時間が必要とされる。そこで、従来では、再生信号品質の評価値として、再生信号のジッタが利用されることが多かった。ジッタとは、再生信号を２値化する基準となる閾値を再生信号がよぎる時刻と、再生信号が２値に弁別される時刻との差のゆらぎ分であり、通常は標準偏差で表される。ジッタを用いた再生信号の評価は、本来、再生信号の２値化手段として閾値検出を用いることが前提とされている。
【０００４】
一方、近年では、ＬＳＩ(Large Scale Integrated circuit)技術の発達などにより、高記録密度を達成するための再生信号の２値化手段として、ビタビ復号器のような最尤復号器を用いることが容易になった。最尤復号器では、データ間に相関を持たせて記録したデータ列を再生するときに、最も確からしい系列を検出することで２値化を行う。
【０００５】
しかしながら、従来では、このような最尤復号器を用いて再生信号を２値化するような場合でも、再生信号品質の評価値として、依然としてジッタが用いられることが多かった。このような組み合わせでは、評価値と実際のエラーレートの相関が低くなってしまう。そのため、ジッタに基づいて再生条件を調整しても、エラーレート最小となる条件からずれてしまうという問題点があった。
【０００６】
そこで、本件出願人は、下記特許文献１により、記録媒体から再生された再生信号の２値化に最尤復号器を用いた場合に、再生信号評価値としてＳＡＭ（Sequenced Amplitude Margin）を用い、再生信号品質の評価を高速且つ適切に行うようにした再生信号評価装置及び方法、再生装置及び方法、並びに記録装置及び方法を開示した。
【０００７】
特に、再生信号評価装置は、記録媒体から再生された信号を評価する再生信号評価装置において、記録媒体から再生された再生信号を最尤復号によって復号化し２値化データを検出する２値化データ検出手段と、２値化データ検出手段による検出結果に基づきリアルタイムにＳＡＭ値を算出するＳＡＭ値算出手段と、ＳＡＭ値算出手段により算出されたＳＡＭ値に基づき再生信号の評価を行う再生信号評価手段とを備えることを特徴とする再生信号評価装置である。
【０００８】
【特許文献１】特開２００２−２４５７２２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
ところで、近年コーデック技術の発展や従来方式を継続することより、同一装置で様々な種類のデータやメディアに対応するために、最尤復号器を増やす必要がでてきた。このため、複数の最尤復号器に合わせて再生信号評価値算出回路も同数増えることになる。従来は１つの最尤復号器に対して１つの再生信号評価値算出回路を用いていたためであった。
【００１０】
同一装置で複数の最尤復号器が必要となり、よって複数の再生信号評価値算出回路も複数用いるとなると、ゲート規模が大きくなり小型化が困難、また消費電力も増加してしまうという問題が生じることになる。
【００１１】
本発明は、上記実情に鑑みてなされたものであり、最尤復号器が２つ以上でも、再生信号評価値算出回路は一つ、つまり、２つ以上の最尤復号器に対して１つの再生信号評価値算出回路だけで対応でき、「（最尤復号器の数）-１」だけの再生信号評価値算出回路を省くことができ、よってゲート規模を抑え、小型化を可能とし、また消費電力の増加を防ぐ再生信号評価装置及び再生装置の提供を目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明に係る再生信号評価装置は、上記課題を解決するために、複数の２値化手段が、記録媒体から再生された再生信号を相互に異なる種類の最尤復号処理によって復号し各２値化データを検出し、ＳＡＭ値算出手段が２値化手段により検出された各２値化データのＳＡＭ値をリアルタイムに算出し、一つの再生信号評価値算出手段がＳＡＭ値算出手段により算出されたＳＡＭ値に基づいて各再生信号の評価値を算出する。
【００１３】
本発明に係る再生装置は、上記課題を解決するために、記録媒体に記録された信号を再生し再生信号を２値化する再生装置であり、再生手段が記録媒体に記録された信号を再生し、複数の２値化手段が再生手段により記録媒体から再生された再生信号を相互に異なる種類の最尤復号処理によって復号し各２値化データを検出し、ＳＡＭ値算出手段が２値化手段により検出された各２値化データのＳＡＭ値をリアルタイムに算出し、一つの再生信号評価値算出手段がＳＡＭ値算出手段により算出されたＳＡＭ値に基づいて上記各再生信号の評価値を算出し、制御手段が一つの再生信号評価値算出手段によって算出された再生信号評価値に基づいて再生手段を制御する。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、最尤復号器が２つ以上でも、再生信号評価値算出回路は一つ、つまり、２つ以上の最尤復号器に対して１つの再生信号評価値算出回路だけで対応でき、「（最尤復号器の数）-１」だけの再生信号評価値算出回路を省くことができる。このため、ゲート規模を抑え、小型化を可能とし、また消費電力の増加を防ぐことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、本発明を実施するための最良の形態について図面を参照しながら説明する。
【００１６】
この実施の形態は、相互に種類の異なる２つの最尤復号器を用いた再生装置に適用されて、再生信号を評価する再生信号評価装置である。最尤復号器とは、入力波形に対して２値化データ系列を出力する復号器である。近年コーデック技術の発展や従来方式を継続することより、様々な種類のデータやメディアなどに対応するために積分系や微分系の最尤復号器があり、また同じ系統でも特性が違うものもある。このように最尤復号器は1つ以上の種類があり、様々な種類のデータやメディアなどに対応するために１つ以上の最尤復号器を用いる必要がある。
【００１７】
図１は部分応答最尤復号器（Partial Response Maximum Likelihood：PRML）として、PR(1,2,1)に基づいた積分系最尤復号器（ビタビ復号器を含む）５と、PR（1,-1）に基づいた微分系最尤復号器６という相互に異なる２種類の復号器を用いて再生信号を２値化する再生信号処理部の、各再生信号を評価する再生信号評価装置１の構成を示す図である。ＳＡＭ値までは各最尤復号器５、６で算出し、統計処理を同一の回路（再生信号評価値算出回路８）で行うというものである。これにより、「（最尤復号器の数）-１」の数の再生信号評価値算出回路、この例では１つの再生信号評価値算出回路を省くことができる。また１つ以上の最尤復号器を用いているため、出力がノンリターントウゼロ（Non Return to Zero:ＮＲＺ）による２値化データとノンリターントウゼロインバート（Non Return to Zero Invert: ＮＲＺＩ）による２値化データの２種類存在する場合がある。再生信号評価装置１よりも後段の処理として２値化データはＮＲＺＩであることが望ましいが、再生信号評価値算出回路８ではＮＲＺＩであることが望ましい。よって各２値化データは選択回路７によって選別され、ＮＲＺＩによる２値化データは再生信号評価装置１からの最終２値化出力となり、ＮＲＺによる２値化データは再生信号評価値算出回路８の入力となる。
【００１８】
PR(1,2,1)に基づいた最尤復号器５と、PR（1,-1）に基づいた最尤復号器６には、入力端子２を介して入力され、切り替えスイッチ３によって選択的に切り替えられた信号が供給される。各最尤復号器５及び６は、切り替え片３ａが被選択端子３ｂ又は３ｃに選択的に切り替えられることによって、入力された信号に対して、相互に異なった種類の復号処理を施す。
【００１９】
PR(1,2,1)に基づいた最尤復号器５は、入力信号に対して波形干渉を抑えずに狭周波数帯域でデータを記録再生する部分応答（Partial Response）検出と、複数の信号列から最も確からしいビット列を最尤（Maximum Likelihood）復号する復号技術とを組み合わせたものである。PR（1,-1）に基づいた最尤復号器６も同様の復号技術の組み合わせであるが、想定波形が(1,2,1)に対して(1,-1)と異なっている。
【００２０】
PR(1,2,1)に基づいた最尤復号器５は、上述したように、出力としてＮＲＺによる２値化データとＮＲＺＩによる２値化データの２種類を生成し、選択回路７に供給する。また、PR（1,-1）に基づいた最尤復号器６も、同様にＮＲＺによる２値化データとＮＲＺＩによる２値化データの２種類を生成し、選択回路７に供給する。
【００２１】
また、PR(1,2,1)に基づいた復号器５とPR（1,-1）に基づいた最尤復号器６は、それぞれＳＡＭ(Sequenced Amplitude Margin)を生成して再生信号評価値算出回路８に供給する。
【００２２】
選択回路７は、一方でＮＲＺＩによる２値化データを選択して後述する復調部に供給し、他方でＮＲＺによる２値化データを選択して再生信号評価値算出回路８に供給する。
【００２３】
再生信号評価値算出回路８は、ＳＡＭ値に基づいて再生信号を評価する再生信号評価値を算出する。再生信号評価値の算出方法については後述する。
【００２４】
ここで、このＳＡＭ値について説明する。この実施の形態では、最尤復号器を用いた再生系に適合する評価値を前述したように、ＳＡＭ値に基づいて得ている。ＳＡＭ値は、最尤復号器において、正しいパス・メトリックとそれに最も近い他のパス・メトリックとの差であり、例えば、Tim Perkins and Zachary A.Keirn、"A Window-Margin-Like Procedure for Evaluating PRML Channel Performance"、IEEE Trans.Magn.Vol.31、No.2、pp1109-1114に報告されている。従来では、ＳＡＭは、ストレージオシロスコープなどを用いた評価システムで、一旦取り込んだデータをコンピュータで計算するといった手法で求められていた。本発明では、ＳＡＭの計算をデータ再生装置自体で略リアルタイムに行い、得られたＳＡＭ値に基づき、再生信号評価値を得るようにしている。
【００２５】
ＳＡＭは、最尤復号器が誤った２値化データ系列を出力してしまうまで許容されるノイズマージンである。実際には、再生信号処理過程において、完全に正しい２値化データ系列を小さい遅延時間で得ることは困難である。そのため、最尤復号器が最も確からしいと判断したデータ系列の確からしさの度合い（パスメトリックＭｒ）と、誤りと判断したデータ系列の確からしさの度合い（パスメトリックＭｗ）との差（Ｍｒ−Ｍｗ）を、ＳＡＭ値とすることが実用的である。通常、再生信号品質を評価したい状況では、最尤復号器が最も確からしいと判断したデータ系列の誤り率は小さいと考えられるので、このような方法で求めたＳＡＭ値と厳密な意味でのＳＡＭ値との差は小さい。
【００２６】
次に、ＳＡＭ値の計算の詳細について説明する。以下では、変調符号にRLL（1,7）符号（最小ラン制限＝１）、最尤復号器としてPR(1,2,1)ビタビ復号器５を用いるものとして説明する。
【００２７】
図２は、RLL（1,7）とPR(1,2,1)の組み合わせに対応するトレリス線図を示す。図２では、時刻ｋから時刻ｋ＋１への状態遷移が表されている。状態Ｓ００、Ｓ０１、Ｓ１０及びＳ１１は現時点より過去２ビット分のデータの組み合わせで決まる状態である。値ａkは、２値データを表し、値ｙｋは、理想再生信号を表す。
【００２８】
図３は、図２のトレリス線図に応じた、PR(1,2,1)最尤復号器５の内部の概略構成である。上記パスメトリック差（１１）、パスメトリック差（００）及び２値化データを出力するビタビ復号部１２と、上記パスメトリック差（１１）、パスメトリック差（００）及び２値化データを入力としてＳＡＭを計算し、ＳＡＭ値及びＳＡＭ有効信号を出力端子１４及び１５から出力するＳＡＭ計算部１３を有する。なお、２値化データは、出力端子１６から後述の復調部に供給される。
【００２９】
図４は、ビタビ復号部１２の詳細な構成図である。例えば光磁気ディスクなどの記録媒体から再生ヘッドにより再生された再生信号が、ブランチメトリック計算回路１０５に供給される。ブランチメトリック計算回路１０５では、４種類の理想再生信号レベルに対する実際の再生信号のメトリックがチャネルビット毎に計算される。
【００３０】
実際のビタビ復号器では、メトリックとして、理想再生信号ｙkと実際の再生信号ｚkとの間のユークリッド距離×（−１）が採用されることが多い。すなわち、理想再生信号レベルｙに対するブランチメトリックＢＭ（ｙ）としては、
ＢＭ（ｙ）＝−（ｙ−ｚk）2 ・・・（１）
を計算すればよい。
【００３１】
一方、パスメトリックメモリ１３０は、後述する方法で選択されたトレリス上のパス、すなわち、データ系列のパターンに対応するブランチメトリックの累積値が記憶される。パスメトリックメモリ１３０では、パスが最終的に辿り着く状態の種類に対応して、４つの値が記憶される。図４では、パスメトリックメモリ１３０内の領域ＰＭＭ（１１）、ＰＭＭ(１０)、ＰＭＭ(０１)およびＰＭＭ(００)に、対応する４つの値がそれぞれ記憶されるように示されている。すなわち、状態Ｓ１１の値が領域ＰＭＭ（１１）に記憶される。同様に、状態Ｓ１０の値が領域ＰＭＭ（１０）に記憶され、状態Ｓ０１の値が領域ＰＭＭ（０１）に記憶され、状態Ｓ００の値が領域ＰＭＭ（００）に記憶される。
【００３２】
なお、以下では、領域ＰＭＭ（１１）、ＰＭＭ（１０）、ＰＭＭ（０１）およびＰＭＭ（００）に記憶された値そのものを、それぞれＰＭＭ（１１）、ＰＭＭ（１０）、ＰＭＭ（０１）およびＰＭＭ（００）と称する。
【００３３】
時刻ｋからｋ＋１に移るときは、以下の式（２）〜（５）に従って、パスメトリックメモリ１３０の各領域ＰＭＭ（１１）、ＰＭＭ（１０）、ＰＭＭ（０１）およびＰＭＭ（００）に記憶された値が更新される。なお、式（２）〜（５）では、時刻ｋにおいて、最終的に状態Ｓ００に辿り着くパスに対応するパスメトリックを、ＰＭ（００）kのように表記する。
【００３４】
ＰＭＭ（００）k+1＝ｍａｘ｛ＰＭＭ（００）k＋ＢＭ（−２），ＰＭ（１０）k＋ＢＭ（−１）｝ ・・・（２）
ＰＭＭ（０１）k+1＝ＰＭＭ（００）k＋ＢＭ（−１） ・・・（３）
ＰＭＭ（１０）k+1＝ＰＭＭ（１１）k＋ＢＭ（＋１） ・・・（４）
ＰＭＭ（１１）k+1＝ｍａｘ｛ＰＭＭ（０１）k＋ＢＭ（＋１），ＰＭ（１１）k＋ＢＭ（＋２）｝ ・・・（５）
なお、式（２）および（５）において、ｍａｘ｛Ｘ，Ｙ｝は、ＸとＹとを比較し、値が大きい方が選択されることを示す。
【００３５】
図４の構成では、加算器１１０Ａ〜１１０Ｃおよび１２０Ａ〜１２０Ｃ、比較器１１２および１２２、ならびに、選択器１１３および１２３により、ブランチメトリック計算回路１０５で求められたブランチメトリックＢＭ（＋２）、ＢＭ（＋１）、ＢＭ（−１）およびＢＭ（−２）と、パスメトリックメモリ１３０の各領域に記憶された値ＰＭＭ（１１）、ＰＭＭ（１０）、ＰＭＭ（０１）およびＰＭＭ（００）とを用いて上述の式（２）〜（５）の演算が行われ、パスメトリックメモリ１３０の記憶内容が更新される。
【００３６】
例えば、式（５）は、選択器１１３は、加算器１１０Ａおよび１１０Ｂの出力が比較器１１２で比較され、その比較結果に基づき加算器１１０Ａおよび１１０Ｂの出力が選択器１１３で選択されることで求められる。式（２）も同様にして、加算器１２０Ａおよび１２０Ｂの出力を比較器１２２で比較し、比較結果に基づき加算器１２０Ａおよび１２０Ｂの出力を選択器１２３で選択することで求められる。
【００３７】
ＰＭＭ（００）およびＰＭＭ（１１）が更新される際に、それぞれ２つの候補値のうち、パスメトリックが大きくなる方が比較器１１２および１２２で選択される。この選択が繰り返されることにより、４つの状態それぞれに達するいずれのパスも、ある程度の時間を遡ったところでは、同じパスが共有されることになる。この共有された部分は、ビタビ復号器１００によって最も確からしいと推定されたパスである。比較器１１２および１２２による選択結果に基づき、残されたパスがパスメモリ１４０に記憶され、そのパスに対応した２値化データがパスメモリ１４０から出力される。
【００３８】
なお、上述した式（２）〜（５）に従ってパスメトリックメモリ１３０の記憶内容を更新し続けると、パスメトリックの値は、全体的に増加していく傾向を示す。このため、パスメトリックメモリ１３０のオーバーフローを防止するための仕組みが必要とされる。この仕組みに関して、幾つかの方法が提案されているが、この発明の本質的な部分とは直接関係しないので、ここでの説明を省略する。
【００３９】
図４において、加算器１１０Ａおよび１１０Ｂの出力は、上述したように比較器１１２に供給されると共に、差分器１１１に供給される。差分器１１１では、加算器１１０Ａおよび１１０Ｂの出力の差分、すなわち、比較器１１２で比較される値の差分が求められる。差分器１１１で求められた差分値は、パスメトリック差（１１）として出力される。同様にして、加算器１２０Ａおよび１２０Ｂの出力は、比較器１２２に供給されると共に差分器１２１に供給され、加算器１２０Ａおよび１２０Ｂの出力の差分、すなわち、比較器１２２で比較される値の差分がパスメトリック差（００）として出力される。これら、パスメトリック差（１１）および（００）は、ＳＡＭの計算のために用いられる。
【００４０】
ＳＡＭ計算部の具体的な構成に先立って、先ず、ＳＡＭ計算のアルゴリズムについて説明する。ここでいうＳＡＭとは、上述したように、ビタビ復号器が最も確からしいと判断したデータ系列のパスメトリックと、誤りだと判断したデータ系列のパスメトリックの差である。ビタビ復号器１２が出力したデータ系列２ビットが０→０であった場合、対応するトレリス上の状態は、状態Ｓ００→Ｓ００、或いは状態Ｓ１０→Ｓ００のように遷移している筈である。例えば状態Ｓ００を通過するパスが選択された場合には、それが状態Ｓ００から遷移したのか、状態Ｓ１０から遷移したのかが判断されたことを意味する。このとき、その根拠とされたパスメトリックの差は、パスメトリック差（００）である。同様に、データ系列２ビットが１→１であった場合、パス選択の根拠とされるパスメトリックの差は、パスメトリック差（１１）である。
【００４１】
一方、例えばデータ系列２ビットが０→１であった場合は、状態が状態Ｓ００→Ｓ０１に遷移したことに対応しており、状態Ｓ０１を通過するパスは、選択の余地無く状態Ｓ００→Ｓ０１→Ｓ１１である。同様に、データ系列２ビットが１→０であった場合は、パスは選択の余地無く状態Ｓ１１→Ｓ１０→Ｓ００を通過している。以上をまとめると、ＳＡＭ値としては、データ系列に応じて図５に示されるように出力すればよい。
【００４２】
図６は、ＳＡＭ計算部１３の一例の構成を示す。ビタビ復号器１２から出力されたパスメトリック差（１１）およびパスメトリック差（００）が、シフトレジスタ２１０および２１１を介して選択回路２１２の２つの選択入力端にそれぞれ入力される。シフトレジスタ２１０および２１１は、パスメトリック差（００）および（１１）が計算されるタイミングと、２値化データが出力されるタイミングとの差を補償するためのものである。
【００４３】
また、ビタビ復号器１２のパスメモリ１４０から出力された２値化データは、Ｄ−フリップフロップ回路２１３によって１クロック遅延された値と共に選択回路２１２に入力される。選択回路２１２では、上述した図５に従い、２値化データで示されるデータ系列に基づきパラメトリック差（１１）および（００）が選択されＳＡＭ値として出力されると共に、ＳＡＭ値の有効／無効を示すＳＡＭ有効信号が出力される。ＳＡＭ有効信号は、例えばＳＡＭ値が有効のときに”Ｈ（ハイレベル）”状態とされ、ＳＡＭ値が無効のときに”Ｌ（ローレベル）”状態とされる信号である。
【００４４】
図１における再生信号評価値算出装置８は、選別されたＳＡＭ値を定数（ＳＡＭ値の最小値）から引き、二乗した値をイネーブル信号が有効のときにのみ計算する統計処理回路である。様々なメディアを評価する必要があるので、素性が判らないばらついたゲイン（Gain）用と安定したゲイン（Gain）用の2つのモードがある。それらは自動（Auto Gain Control: ＡＧＣ）モードと固定（Fixed Gain Control: ＦＧＣ）モードである。この２つのモードにより、いままで以上に様々なデータやメディアなどの対応が可能となった。また、積算周期も選択可能であり、例えば 256, 512 1024 有効サンプルの３通りの長さに切り替えられる。
【００４５】
図７は再生信号評価値算出回路８の概略構成図である。再生信号評価値算出回路８には、PR(1,2,1)に基づいた最尤復号器５から出力された第１のＳＡＭ値（入力端子２０から）及び第１のＳＡＭ有効信号（入力端子２２から）と、PR(1,-1)に基づいた最尤復号器６からの第２のＳＡＭ値（入力端子２１から）及び第２のＳＡＭ有効信号（入力端子２３から）とが入力される。
【００４６】
これら第１のＳＡＭ値及び第１のＳＡＭ有効信号と、第２のＳＡＭ値及び第２のＳＡＭ有効信号は、上記二つの最尤復号器５又は６のうちの選択されたいずれか一つの最尤復号器の使用に応じ、切り替えスイッチ２６及び２９により、各接続端子２４〜２８を介して切り替えられる。
【００４７】
切り替えスイッチ２６により接続端子２４又は２５が切り替え選択されて、第１のＳＡＭ値又は第２のＳＡＭ値は、ＦＧＣモード評価値生成部３０及びＡＧＣモード評価値生成部３１に供給される。また、切り替えスイッチ２９により接続端子２７又は２８が切り替え選択されて、第１のＳＡＭ有効値又は第２のＳＡＭ有効値もＦＧＣモード評価値生成部３０及びＡＧＣモード評価値生成部３１に供給される。このＦＧＣ評価値生成部３０及びＡＧＣ評価値生成部３１における評価値の生成の詳細については後述する。
【００４８】
ＦＧＣモード評価値生成部３０で生成された評価値と、ＡＧＣモード評価値生成部で生成された評価値は、切り替えスイッチ３２により選択的に切り替えられて出力される。
【００４９】
切り替えスイッチ２６、２７及び３２は、切り替え制御部３３によって切り替えが制御される。切り替え制御部３３には、切り替えスイッチ３２で選択された再生信号評価値が帰還されている。
【００５０】
図８及び図９には、ＦＧＣモード評価値生成部３０及びＡＧＣ評価値算出生成部３１の詳細な構成を示す。先ず、図８において、定数発生回路３１１は、理想再生信号に対するＳＡＭ値の最小値を発生させる。例えば、図２のトレリス線図に従ったビタビ復号器については、理想再生信号に対するＳＡＭ値の最小値が６となる。減算器３１０の一方および他方の入力端には、入力端子３０８を介してＳＡＭ計算部２００の選択回路２１２から出力されたＳＡＭ値と、定数発生回路３１１で発生された、理想再生信号に対するＳＡＭ値の最小値とがそれぞれ入力される。
【００５１】
減算器３１０から出力された、定数発生回路３１１の出力値からＳＡＭ値が差し引かれた差分値は、二乗回路３１２によって二乗され、ＦＧＣ平均化回路３１５に供給される。ＦＧＣ平均化回路３１５は、ＡＮＤ回路３１４から供給されたイネーブル信号が”Ｈ”状態で、二乗回路３１２の出力値を平均化する。二乗回路３１２の出力値の平均値は、再生信号評価値としてＦＧＣ平均化回路３１５から出力される。
【００５２】
なお、ＦＧＣ平均化回路３１５は、一定時間内あるいは一定サンプル数の二乗回路３１２の出力値を平均化することで平均値を算出する。
【００５３】
一方、入力端子３０８から供給されたＳＡＭ値と定数発生回路３１１の出力値は、比較器３１３によって比較される。比較器３１３の出力は、ＡＮＤ回路３１４の一方の入力端に入力される。ＡＮＤ回路３１４の他方の入力端には、ＳＡＭ計算部２００の選択回路２１２から出力されて入力端子３０９を介して供給されたＳＡＭ有効信号が供給される。比較器３１３による比較の結果、（ＳＡＭ値）＜＝（定数発生回路３１１の出力値）であれば、比較器３１３の出力が例えば”Ｈ”状態とされる。
【００５４】
したがって、ＳＡＭ有効信号がＳＡＭ値が有効であることを示す値（”Ｈ”）であり、且つ、（ＳＡＭ値）＜＝（定数発生回路３１１の出力値）であれば、ＡＮＤ回路３１４から出力されるイネーブル信号が”Ｈ”状態とされ、ＦＧＣ平均化回路３１５によって、二乗回路３１２の出力値が平均化される。
【００５５】
なお、ＳＡＭ値が定数発生回路３１１の出力値よりも大きい場合は、イネーブル信号が”Ｌ”状態となり、二乗回路３１２の出力値は無視される。そのため、このときには正しく二乗計算をする必要は無い。
【００５６】
このＦＧＣモード評価値生成部３０におけるＦＧＣモードについて説明する。ＦＧＣモードは、積算周期で積算レジスタ値を割ることにより、通常の平均と同じ値を出力するモードである。図１０はＦＧＣモードの例として、積算結果のBit幅が24Bit、再生信号評価値のBit幅が16Bitとした場合のブロック図である。積算周期が２５６の場合、下位８ビットを取る。これは２５６で割ったと同等である。積算周期が512の場合、下位9BitをとりＭＳＢに”０”を付加する。これは出力値のBit幅を16Bitにそろえるためである。そして積算周期が1024の場合、下位10Bitをとり、ＭＳＢと２ＳＢに”0”を付加する。これは積算周期が512の場合と同様に出力値のBit幅を16Bitにそろえるためである。このようにＦＧＣモードは、固定（スタティック（Static））に再生信号評価値を見たいときに用いる。
【００５７】
次に、図９を参照してＡＧＣ評価値算出部３１について説明する。図８のＦＧＣ評価値算出部３０と異なるのは、ＦＧＣ平均化回路３１５に代えてＡＧＣ平均化回路３１７を用いている点である。
【００５８】
ＡＧＣモードは、計算精度を向上させるようプライオリティシフト（Priority Shift）させたものを出力値とするモードである。積算レジスタに入る値は理想再生信号に対するＳＡＭ値の最小値と選別されたＳＡＭ値の差の二乗なので必ず正の値になり、ＭＳＢは２‘ｓＣより必ず”0”である。よって2SBから下位Bitへ順に”1”を探し、見つけた箇所から再生信号評価値のBit幅を出力とする。出力値はMSB側にシフトしているので、下位Bitの値の影響は非常に小さい。よって実際の値とシフト幅が分かるように出力の下位Bitにシフト幅の値を入れている。
【００５９】
図１１はＡＧＣモードの例として、積算結果のBit幅が24Bit、再生信号評価値のBit幅が16Bit、シフト幅が3Bitで表現できる値の場合の具体例である。このようにＡＧＣモードは、ダイナミックに再生信号評価値を見たいときに用いる。
【００６０】
図７に示した再生信号評価値算出回路８は、ＦＧＣモード評価値生成部３０と、ＡＧＣモード評価値生成部３１という、２種類の２乗平均化方法を用いており、かつそれらをユーザに選択させることにより、切り替えることが可能である。ＦＧＣモードで評価値の差があまり確認できないときには、ＡＧＣモードに切り替えて評価値の細かい差まで確認することができる。もちろん、図７に示した構成では、切り替え制御部３３に再生信号評価値を戻しており、所定の閾値との比較により、評価値の切り替えを自動的に行うようにしてもよい。
【００６１】
次に、上記再生信号評価装置１を光磁気ディスク再生装置に適用した具体例について説明する。この光磁気ディスク再生装置は、高密度の小型光磁気ディスクＨｉ−ＭＤ１及びＨｉ−ＭＤ３を再生する再生装置である。
【００６２】
現在、直径を略６４ｍｍとなし、例えば楽音信号で７４分以上の記録を可能となす記憶容量を備えている、小径の光ディスクが広く知られるようになった。この小径の光ディスクは、ミニディスクＭＤ（登録商標）と呼ばれ、ピットによりデータが記録されている再生専用型と、光磁気記録（ＭＯ）方式によりデータが記録されており再生も可能な記録再生型の２種類がある。以下の説明は、記録再生型の小径光ディスク（以下、光磁気ディスクという）に関する。上記光磁気ディスクは記録容量を上げるため、トラックピッチや、記録レーザ光の記録波長或いは対物レンズのＮＡ等が改善されてきている。
【００６３】
図１２に示すように、トラックピッチ１．６μｍでグルーブ記録、また変調方式がＥＦＭである、初期の光磁気ディスクを第１世代ＭＤと記す。この第１世代ＭＤの物理フォーマットは、以下のように定められている。トラックピッチは、１．６μｍ、ビット長は、０．５９μｍ／ｂｉｔとなる。また、レーザ波長λは、λ＝７８０ｎｍであり、光学ヘッドの開口率は、ＮＡ＝０．４５としている。記録方式としては、グルーブ（ディスク盤面上の溝）をトラックとして記録再生に用いるグルーブ記録方式を採用している。また、アドレス方式は、ディスク盤面上にシングルスパイラルのグルーブを形成し、このグルーブの両側に対してアドレス情報としてのウォブル（Wobble）を形成したウォブルドグルーブを利用する方式を採っている。なお、本明細書では、ウォブリングにより記録される絶対アドレスをＡＤＩＰ（Address in Pregroove）ともいう。この第１世代ＭＤは、記録データの変調方式として、ＥＦＭ（８−１４変換）変調方式が採用されている。また、誤り訂正方式としては、ＡＣＩＲＣ(Advanced Cross Interleave Reed-Solomon Code)を用いている。また、データインターリーブには、畳み込み型を採用している。これにより、データの冗長度は、４６．３％となっている。また、第１世代ＭＤにおけるデータの検出方式は、ビットバイビット方式であって、ディスク駆動方式としては、ＣＬＶ(Constant Linear Verocity)が採用されている。ＣＬＶの線速度は、１．２ｍ／ｓである。記録再生時の標準のデータレートは１３３ｋＢ／ｓ、記録容量は１６４ＭＢ（ＭＤ−ＤＡＴＡでは、１４０ＭＢ）である。また、データの最小書換単位（クラスタ）は、３２個のメインセクタと４個のリンクセクタによる３６セクタで構成されている。
【００６４】
さらに、近年では、第１世代ＭＤよりもさらに記録容量を上げた高密度ＭＤ（Ｈｉ−ＭＤ１）が開発された。従来の媒体（ディスクやカートリッジ）はそのままに、変調方式や、論理構造などを変更してユーザエリア等を倍密度にし、記録容量を例えば３００ＭＢに増加したＭＤである。記録媒体の物理的仕様は、同一であり、トラックピッチは、１．６μｍ、レーザ波長λは、λ＝７８０ｎｍであり、光学ヘッドの開口率は、ＮＡ＝０．４５である。記録方式としては、グルーブ記録方式を採用している。また、アドレス方式は、ＡＤＩＰを利用する。このように、ディスクドライブ装置における光学系の構成やＡＤＩＰアドレス読出方式、サーボ処理は、第１世代ＭＤと同様である。この高密度ＭＤ１は、記録データの変調方式として、高密度記録に適合したＲＬＬ（１−７）ＰＰ変調方式（ＲＬＬ；Run Length Limited、ＰＰ：Parity preserve/Prohibit rmtr(repeated minimum transition runlength)）を採用している。また、再生データから２値化データを検出する検出方式としては、PR(1,2,1)MLを採用している。また、誤り訂正方式としては、より訂正能力の高いＢＩＳ（Burst Indicator Subcode）付きのＲＳ−ＬＤＣ（Reed Solomon−Long Distance Code）方式を用いている。
【００６５】
さらに、高密度ＭＤとしては、高密度ＭＤ１より記録容量を増加した高密度ＭＤ３（Ｈｉ−ＭＤ３）が、外形、光学系は互換性を保ちながらも、トラックピッチを１．２５μｍに狭め、かつ例えば前記グルーブから磁壁移動検出（Domain Wall Displacement Detection：ＤＷＤＤ）によって記録マークを検出する方式で開発された。この高密度ＭＤ３は、記録データの変調方式として、高密度記録に適合したＲＬＬ（１−７）ＰＰ変調方式（ＲＬＬ；Run Length Limited、ＰＰ：Parity preserve/Prohibit rmtr(repeated minimum transition runlength)）を採用している。また、誤り訂正方式としては、より訂正能力の高いＢＩＳ（Burst Indicator Subcode）付きのＲＳ−ＬＤＣ（Reed Solomon−Long Distance Code）方式を用いている。データインターリーブは、ブロック完結型とする。これによりデータの冗長度は、２０．５０％になる。またデータの検出方式は、PR（1,-1）MLによるビタビ復号方式を用いる。また、データの最小書換単位であるクラスタは、１６セクタ、６４ｋＢで構成されている。ディスク駆動方式にはＺＣＡＶ方式を用い、その線速度は２．０ｍ／ｓとする。記録再生時の標準データレートは、９．８ＭＢ／ｓである。したがって、高密度ＭＤ３では、ＤＷＤＤ方式及びこの駆動方式を採用することにより、総記録容量を１ＧＢにできた。
【００６６】
図１３は高密度の小型光磁気ディスクＨｉ−ＭＤ１及びＨｉ−ＭＤ３を再生する光磁気ディスク再生装置４０である。この光磁気ディスク再生装置４０は、本件出願人によるＷＯ03/088228に開示されているディスク判別技術によりディスク種別を判別する。このディスク判別技術は、回転駆動されている例えば高密度ＭＤ−１又は高密度ＭＤ−３に、対物レンズもしくは光学ブロック（光学ピックアップ）を一定速度で内周側から外周側に移動させながらレーザ光をフォーカスオンした状態で得られる、ウォブルグルーブの反射光から光のトラッキングエラー信号と全光量信号を検出し、位相を比較することによって各ディスクの種別を判定する。トラッキングエラー検出手段により検出されたトラッキングエラー信号の２値化信号と全光量信号検出手段により検出された全光量信号の２値化信号との位相を比較することによって光ディスクの種類を判定する構成である。
【００６７】
この光磁気ディスク再生装置４０は、装填されたディスク４１（高密度ＭＤ１又は高密度ＭＤ３）をスピンドルモータ４２によってＣＬＶ方式又はＺＣＡＶ方式にて回転駆動する。再生時には、このディスク４１に対して、光学ヘッド４３からレーザ光が照射される。
【００６８】
光学ヘッド４３は、再生時には、磁気カー効果により反射光からデータを検出するための比較的低レベルのレーザ出力を行う。このため、光学ヘッド４３は、レーザ出力手段としてのレーザダイオード、偏光ビームスプリッタや対物レンズ等からなる光学系及び反射光を検出するためのディテクタが搭載されている。光学ヘッド４３に備えられる対物レンズとしては、例えば２軸機構によってディスク半径方向及びディスクに接離する方向に変位可能に保持されている。この光学ヘッド４３には、内蔵の光ディスク判別装置に受光信号Ａ、受光信号Ｂを供給するフォトディテクタＰＤが備えられている。対物レンズ、或いは光学ヘッド４３全体は、光ディスク判別時には、進行方向を決める必要があるのである一定の速度で、内周から外周へ移動させられる。偏芯による移動量に打ち勝つ速度で前記受光信号Ａ、Ｂを検出することができる。
【００６９】
図示しないが光学ヘッド４３全体をディスク半径方向に移動させるためのスレッドモータ及びスレッド機構が備えられている。このスレッドモータ及びスレッド機構は、内蔵の光ディスク判別装置が光ディスクを判別する時に、光学ヘッド４３を内周から外周に移動する。
【００７０】
この光磁気ディスク再生装置４０では、光学ヘッド４３による再生ヘッド系、スピンドルモータ４２によるディスク回転駆動系のほかに、再生処理系、サーボ系等が設けられる。
【００７１】
再生処理系としては、高密度ＭＤ−１及び高密度ＭＤ−３の再生時にRLL(1-7)ＰＰ変調に対応するPR(1,2,1)ML復号器及びPR(1,-1)復号器と、これらの復号器によって復号（この場合の復号は２値化）されたデータを復調するRLL(1-7)復調部と、誤り訂正処理としてRS-LDCデコードを行う回路部とが設けられる。
【００７２】
光学ヘッド４３のディスク４１に対するレーザ照射によりその反射光として検出された情報（フォトディテクタによりレーザ反射光を検出して得られる光電流）は、ＲＦアンプ４４に供給される。ＲＦアンプ４４では、入力された検出情報に対して電流−電圧変換、増幅、マトリクス演算等を行い、再生情報としての再生ＲＦ信号、トラッキングエラー信号ＴＥ、フォーカスエラー信号ＦＥ、グルーブ情報（ディスク４１にトラックのウォブリングにより記録されているＡＤＩＰ情報）等を抽出する。
【００７３】
高密度ＭＤ−１又は高密度ＭＤ−３の再生時には、ＲＦアンプ４４で得られた再生ＲＦ信号は、Ａ／Ｄ変換回路４５、イコライザ４６、デジタルＰＬＬ回路４７、切り替えスイッチ３、PR(1,2,1)に基づいた最尤復号器５又はPR（1,-1）に基づいた最尤復号器６、選択回路７、RLL(1-7)ＰＰ復調部４８及びRS-LDCデコーダ４９で信号処理され、出力端子５０から出力される。PR(1,2,1)に基づいた最尤復号器５又はPR（1,-1）に基づいた最尤復号器６における２値化データは、図１に構成を示した、再生信号評価装置１において、評価される。図１３においては、ＤＰＬＬ４７とRLL(1-7)ＰＰ復調部４８との間に、１つの再生信号評価値算出回路８を用いた再生信号評価装置１が挿入された構成となっている。再生信号評価値算出回路８が算出した再生信号評価値はコントローラ５５に供給される。再生信号の評価方法については、前述したとおりであり、ここでは説明を省略する。
【００７４】
選択回路７にあって、Ｈｉ−ＭＤ１又はＨｉ−ＭＤ３の使用に応じて選択された上記復号器５又は６からの再生データＮＲＺは、PR(1,2,1)ML又はPR(1,-1)及びビタビ復号を用いたデータ検出によりRLL(1-7)符号列として得られたものである。このRLL(1-7)符号列に対してRLL(1-7)ＰＰ復調部４８は、RLL(1-7)復調処理を施す。さらに、RS-LDCデコーダ４９にて誤り訂正及びデインタリーブ処理される。このとき、RS-LDCデコーダ４９は、いずれかの高密度ディスク４１からの再生データ（圧縮データ）を、読み出そうとしたブロック単位のデータに読み出し不能のエラーが有るか否かを検出する。RS-LDCデコーダ４９によるエラー検出結果は、コントローラ５５に供給される。
【００７５】
コントローラ５５は、高密度ＭＤ−１又は高密度ＭＤ−３を再生中に再生装置が読み出そうとした上記ブロック単位のデータに読み出し不能のエラーを検出したときには、ブロック単位のデータの再生時間よりも短い所定の時間だけ、例えばパーソナルコンピュータ中のオーディオデコーダを通してミュート状態にする。
【００７６】
ＲＦアンプ４４から出力されるトラッキングエラー信号ＴＥ、フォーカスエラー信号ＦＥは、サーボ回路５３に供給され、グルーブ情報は、ＡＤＩＰデコータ５１に供給される。
【００７７】
ＡＤＩＰデコータ５１は、グルーブ情報に対してバンドパスフィルタにより帯域制限してウォブル成分を抽出した後、ＦＭ復調、バイフェーズ復調を行ってＡＤＩＰアドレスを抽出する。抽出された、ディスク上の絶対アドレス情報であるＡＤＩＰアドレスは、アドレスデコーダ５２に供給される。アドレスデコーダ５２は、Ｈｉ−ＭＤ１アドレスデコーダ部５２ａ及びＨｉ−ＭＤ３アドレスデコーダ部５２ｂを内蔵している。Ｈｉ−ＭＤ１の場合であれば、Ｈｉ−ＭＤ１アドレスデコーダ部５２ａを介し、Ｈｉ−ＭＤ３の場合であれば、Ｈｉ−ＭＤ３アドレスデコーダ部５２ｂを介してコントローラ５５に供給される。
【００７８】
コントローラ５５では、各ＡＤＩＰアドレスに基づいて、所定の制御処理を実行する。またグルーブ情報は、スピンドルサーボ制御のためにサーボ回路５３に戻される。
【００７９】
サーボ回路５３は、例えばグルーブ情報に対して再生クロック（デコード時のＰＬＬ系クロック）との位相誤差を積分して得られる誤差信号に基づき、ＣＬＶサーボ制御及び前述したＺＣＡＶサーボ制御のためのスピンドルエラー信号を生成する。
【００８０】
サーボ回路５３は、スピンドルエラー信号や、上述のようにＲＦアンプ４４から供給されたトラッキングエラー信号、フォーカスエラー信号、或いはコントローラ５５からのトラックジャンプ指令、アクセス指令等に基づいて各種サーボ制御信号（トラッキング制御信号、フォーカス制御信号、スレッド制御信号、スピンドル制御信号等）を生成し、モータドライバ５４に対して出力する。すなわち、上記サーボエラー信号や指令に対して位相補償処理、ゲイン処理、目標値設定処理等の必要処理を行って各種サーボ制御信号を生成する。
【００８１】
モータドライバ５４では、サーボ回路５３から供給されたサーボ制御信号に基づいて所定のサーボドライブ信号を生成する。ここでのサーボドライブ信号としては、２軸機構を駆動する２軸ドライブ信号（フォーカス方向、トラッキング方向の２種）、スレッド機構を駆動するスレッドモータ駆動信号、スピンドルモータ４２を駆動するスピンドルモータ駆動信号となる。このようなサーボドライブ信号により、ディスク４１に対するフォーカス制御、トラッキング制御、及びスピンドルモータ２１に対するＣＬＶ制御又はＺＣＡＶ制御が行われる。
【００８２】
コントローラ５５は、再生信号評価値算出回路８で算出された再生信号評価値に基づいて、例えば光学ヘッド４３による再生レーザパワーが最適になるように、サーボ回路５３に対して制御信号を送る。
【００８３】
図１４は、Ｈｉ−ＭＤ１に関する再生信号評価値とビットエラーレート（ＢＥＲ）との関係を示す特性図である。また、図１５は、Ｈｉ−ＭＤ３に関する再生信号評価値とビットエラーレートとの関係を示す特性図である。いずれも，横軸は再生信号評価値であり、縦軸はＢＥＲを示す。Ｈｉ−ＭＤ１の場合、再生信号評価値は６００乃至１２５０まででＢＥＲは1.E-02乃至1.E-01であるのに対し、Ｈｉ−ＭＤ３の場合は再生信号評価値が１７０乃至４００まででＢＥＲは1.E-04乃至1.E-01である。Ｈｉ−ＭＤ１、Ｈｉ−ＭＤ３の両方ともＳＡＭ値とエラーレートが強い相関があることが判る。また、再生信号評価値が小さい方がＢＥＲがよくなっており、かつ略リニアに変化するのが判る。
【００８４】
図１６は、Ｈｉ−ＭＤ１とＨｉ−ＭＤ３のばらつきを示す、再生信号評価値（横軸）と発生頻度（縦軸）との特性図である。縦軸の発生頻度は、再生信号評価値（値そのもの）の発生回数である。再生信号評価値算出回路８で平均をとる際の積算周期を変えたときのばらつきを示している。積算周期は256,512,1024の場合を示している。Ｈｉ−ＭＤ１の場合、積算周期が256，512，1024と長くなるにしたがって、特性がよくなっているのが判る。また、再生信号評価値の平均が562で2.7E-3である。Ｈｉ−ＭＤ３の場合も同様に、積算周期が256，512，1024と長くなるにしたがって、特性がよくなっているのが判る。再生信号評価値の平均が243.44で2.0E-3である。
【００８５】
言い換えると、積算周期が長いと（1024）、中心の再生信号評価値の発生頻度が多くなり、裾野の再生信号評価値の発生頻度は少なくなり、再生信号評価値のばらつきが小となる。また、逆に積算周期が短いと(256）、中心の再生信号評価値の発生頻度は積算周期が長いときに比べて少なく、また裾野の再生信号評価値の発生頻度は積算周期が長いときに比べて多くなり、再生信号の評価値のばらつきが大となる。つまり、Ｈｉ−ＭＤ１、Ｈｉ−ＭＤ３の両方とも、積算周期を長くすれば、ばらつきが少なくなる。逆に、積算周期が短いと、ばらつきが増える。ただし、積算周期が短い方が集計時間は短くなる。時間又はばらつきのどちらを優先するかで選択可能である。
【００８６】
次に、図１７は相互に異なる複数ｍ種類の最尤復号器を用いた再生装置における再生信号評価装置６１の構成図である。
【００８７】
例えば、積分系のPR(1,2,1)最尤復号器６４、微分系のPR(1,-1)最尤復号器６５、・・・そして微分系のPR4[PR(1,0,-1)]最尤復号器６６というｍ通りの中で最も能力を発揮するように条件によって設計した場合を示す。上述したのと同様に、ＳＡＭ値までは各最尤復号器６４、６５・・・６６で算出し、統計処理を同一の回路（再生信号評価値算出回路６８）で行うというものである。これにより、「（最尤復号器の数）-１」の数の再生信号評価値算出回路を省くことができる。また１つ以上の最尤復号器を用いているため、2値化の出力がＮＲＺと、ＮＲＺＩの２種類存在する場合がある。後段の処理として２値化データはＮＲＺＩであることが望ましいが、再生信号評価値算出回路６８ではＮＲＺであることが望ましい。よって２値化データは選択回路６７によって選別され、ＮＲＺＩによる２値化データは最終２値化出力となり、ＮＲＺによる２値化データは再生信号評価値算出回路６８の入力となる。
【００８８】
なお、上記実施の形態の再生信号評価装置は、光磁気ディスク再生装置にのみ適用が限定されるものではなく、例えばハードディスクドライブや、他のメディアから読み出した再生信号を２値化する装置にも適用可能であるのはもちろんである。
【図面の簡単な説明】
【００８９】
【図１】再生信号評価装置の構成図である。
【図２】RLL(1,7)とPR(1,2,1)の組み合わせに対応するトレリス線図である。
【図３】PR(1,2,1)最尤復号器５の内部の概略構成図である。
【図４】ビタビ復号部の詳細な構成図である。
【図５】ＳＡＭ値の出力例を示す図である。
【図６】ＳＡＭ計算部の一例の構成図である。
【図７】再生信号評価値算出回路の概略構成図である。
【図８】ＦＧＣモード評価値生成部の構成図である。
【図９】ＡＧＣモード評価値生成部の構成図である。
【図１０】ＦＧＣモードを説明するための図である。
【図１１】ＡＧＣモードを説明するための図である。
【図１２】第１世代ＭＤと２種類の高密度ＭＤの仕様を説明するための図である。
【図１３】光磁気ディスク再生装置の構成図である。
【図１４】Ｈｉ−ＭＤ１に関する再生信号評価値とビットエラーレート（ＢＥＲ）との関係を示す特性図である。
【図１５】Ｈｉ−ＭＤ３に関する再生信号評価値とビットエラーレート（ＢＥＲ）との関係を示す特性図である。
【図１６】Ｈｉ−ＭＤ１とＨｉ−ＭＤ３のばらつきを示す、再生信号評価値と発生頻度との特性図である。
【図１７】相互に異なる複数ｍ種類の最尤復号器を用いた再生装置における再生信号評価装置の構成図である。
【符号の説明】
【００９０】
１  再生信号評価装置、５  PR(1,2,1)に基づいた積分系最尤復号器、６  PR（1,-1）に基づいた最尤復号器６、７  選択回路、８  再生信号評価値算出回路、１２  ビタビ復号部、１３  ＳＡＭ計算部、３０  ＦＧＣモード評価値生成部、３１  ＡＧＣモード評価値生成部、４０  光磁気ディスク再生装置
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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