(57)【要約】【課題】変換効率を低下させずに２次側の各整流素子に流れる逆回復電流を抑制する。【解決手段】本発明によるスイッチング電源装置は、フライホイールダイオード(10)のアノードと出力平滑コンデンサ(8)の基準電位側端子との間に接続された第１の巻線(9a)と、第１の巻線(9a)に磁気結合された第２の巻線(9b)とを有するチョークコイル(9)を備え、第２の巻線(9b)の一端はフライホイールダイオード(10)のアノードと第１の巻線(9a)との接続点に接続され、第２の巻線(9b)の他端は還流ダイオード(11)を介してフライホイールダイオード(10)のカソードと出力平滑コンデンサ(8)の出力電位側端子との間に接続される。チョークコイル(9)の第１及び第２の巻線(9a,9b)の抵抗を増加させずに、２次側の各ダイオード(7,10,11)に流れる逆回復電流を低減できるので、変換効率が低下せず、２次側の各ダイオード(7,10,11)に流れる逆回復電流を抑制することができる。【選択図】図１
2007104881.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源に対して直列に接続されたトランスの１次巻線及びスイッチング素子と、前記トランスの２次巻線と出力端子との間に接続された整流平滑回路とを備え、
前記スイッチング素子のオン・オフにより、前記トランスの２次巻線から前記整流平滑回路を介して前記出力端子から直流出力電力を取り出すスイッチング電源装置において、
前記整流平滑回路は、前記トランスの２次巻線と出力端子との間に接続された第１の整流ダイオードと、該第１の整流ダイオードと前記出力端子との間で且つ該出力端子間に接続された平滑コンデンサと、前記トランスの２次巻線と前記第１の整流ダイオードとの直列回路に並列に接続された第２の整流ダイオードと、該第２の整流ダイオードと前記平滑コンデンサとの間に接続されたチョークコイルとを備え、
前記チョークコイルは、前記第２の整流ダイオードと前記平滑コンデンサとの間に接続された第１の巻線と、該第１の巻線に磁気結合された第２の巻線とを備え、
該第２の巻線の一端は、前記第２の整流ダイオードの一端に接続され、前記第２の巻線の他端は、還流整流素子を介して前記第２の整流ダイオードの他端に接続されることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記還流整流素子と直列にインダクタンス素子を接続した請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記インダクタンス素子は、前記チョークコイルの漏洩インダクタンスである請求項２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
直流電源に対して直列に接続されたトランスの１次巻線及びスイッチング素子と、前記トランスの２次巻線と出力端子との間に接続された整流平滑回路とを備え、
前記スイッチング素子のオン・オフにより、前記トランスの２次巻線から前記整流平滑回路を介して前記出力端子から直流出力電力を取り出すスイッチング電源装置において、
前記整流平滑回路は、前記トランスの２次巻線と出力端子との間に接続された第１の整流ダイオードと、該第１の整流ダイオードと前記出力端子との間で且つ該出力端子間に接続された平滑コンデンサと、前記トランスの２次巻線と第１の整流ダイオードとの直列回路に並列に接続された第２の整流ダイオードと、該第２の整流ダイオードと前記平滑コンデンサとの間に接続されたチョークコイルとを備え、
前記チョークコイルは、前記第２の整流ダイオードと前記平滑コンデンサとの間に直列に接続された第１の巻線及び第２の巻線とを備え、
前記第１の巻線及び前記第２の巻線は、互いに磁気結合され、
還流整流素子を介して前記第１の巻線と第２の巻線との接続点を前記第２の整流ダイオードと前記平滑コンデンサとの間に接続したことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記第２の整流ダイオードと直列にインダクタンス素子を接続した請求項４に記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、２次側の各整流素子に流れる逆回復（リカバリ）電流による電力損失やノイズを低減するスイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から中容量の電源として広く使用されるフォワード型のスイッチング電源装置の一例を図１２に示す。このスイッチング電源装置は、商用交流電源(1a)の商用交流電圧Ｅをブリッジ整流回路(1b)で全波整流して入力平滑コンデンサ(1c)の両端から平滑化された直流電圧を出力する直流電源(1)と、直流電源(1)に対して直列に接続されたトランス(2)の１次巻線(2a)及びスイッチング素子としてのＭＯＳ-ＦＥＴ(3)と、トランス(2)の２次巻線(2b)と直流出力端子(4,5)との間に接続された整流平滑回路(6)とを備えている。ＭＯＳ-ＦＥＴ(3)のドレイン−ソース間には寄生ダイオード(3a)が接続される。整流平滑回路(6)は、トランス(2)の２次巻線(2b)と直流出力端子(4,5)との間に接続された第１の整流ダイオードとしての出力整流ダイオード(7)と、出力整流ダイオード(7)と直流出力端子(4,5)との間で且つ直流出力端子(4,5)間に接続された出力平滑コンデンサ(8)と、トランス(2)の２次巻線(2b)と出力整流ダイオード(7)との直列回路に並列に接続された第２の整流ダイオードとしてのフライホイールダイオード(10)と、フライホイールダイオード(10)と出力平滑コンデンサ(8)との間に接続されたチョークコイル(9)とを備えている。更に、図１２に示すスイッチング電源装置は、整流平滑回路(6)から直流出力端子(4,5)を介して負荷(13)に供給される直流出力電圧ＶOを検出して基準電圧との誤差信号を出力する出力電圧検出回路(14)と、出力電圧検出回路(14)の誤差信号に応じて光出力を発生する発光部(15a)及び発光部(15a)の光出力を受光してその光出力に応じて電圧制御信号ＶPCを出力する受光部(15b)を有するフォトカプラ(15)と、ＭＯＳ-ＦＥＴ(3)に対して直列に接続されて１次側の主回路に流れる電流を電圧ＶOCPとして検出する電流検出用抵抗(16)と、補助電源(17)から供給される電源電圧ＶCCにより駆動され且つフォトカプラ(15)の受光部(15b)の電圧制御信号ＶPC及び電流検出用抵抗(16)の検出電圧ＶOCPに応じてＭＯＳ-ＦＥＴ(3)をオン・オフ駆動する駆動信号ＶGを出力するＰＷＭ制御回路(18)と、ＭＯＳ-ＦＥＴ(3)のドレインと１次側の接地端子との間に接続された電圧共振用コンデンサ(19)と、トランス(2)の１次巻線(2a)に対して並列に接続された抵抗(21)とダイオード(22)との直列回路及び抵抗(21)と並列に接続されたコンデンサ(23)から成るリセット回路(20)とを備えている。
【０００３】
出力電圧検出回路(14)は、出力平滑コンデンサ(8)と並列に接続された分圧抵抗(24,25)と、ベースが分圧抵抗(24,25)の分圧点に接続され且つコレクタがフォトカプラ(15)の発光部(15a)に接続されたＮＰＮトランジスタ(26)と、カソードがＮＰＮトランジスタ(26)のエミッタに接続され且つアノードが出力平滑コンデンサ(8)の基準電位側に接続されたツェナダイオード(27)と、出力平滑コンデンサ(8)の出力電位側とツェナダイオード(27)のカソードとの間に接続された抵抗(28)とを備え、分圧抵抗(24,25)により分圧された直流出力電圧ＶOの分圧電圧とツェナダイオード(27)のツェナ電圧により与えられる基準電圧との誤差信号を直流出力電圧ＶOのレベルに対応する検出信号としてＮＰＮトランジスタ(26)のコレクタから出力し、この出力信号によりフォトカプラ(15)の発光部(15a)の光出力を制御する。
【０００４】
ＰＷＭ制御回路(18)は、図１３に示すように、補助電源(17)に接続されてフォトカプラ(15)の受光部(15b)に電流を供給する電流源(29)と、反転入力端子(-)に入力されるフォトカプラ(15)の受光部(15b)の電圧制御信号ＶPCと非反転入力端子(+)に入力される電流検出用抵抗(16)の検出電圧ＶOCPとの比較出力信号ＶCPを発生するコンパレータ(30)と、補助電源(17)に接続されて一定周期のクロックパルス信号ＶCLを発生する発振回路(31)と、発振回路(31)のクロックパルス信号ＶCLがセット端子(S)に入力されたときに高い電圧(Ｈ)レベルのセット信号ＶRSを出力し且つコンパレータ(30)の比較出力信号ＶCPがリセット端子(R)に入力されたときに低い電圧(Ｌ)レベルのリセット信号ＶRSを出力するＲＳフリップフロップ(32)と、ＲＳフリップフロップ(32)の出力信号ＶRSからＭＯＳ-ＦＥＴ(3)のゲートに付与する駆動信号ＶGを発生してＭＯＳ-ＦＥＴ(3)をオン・オフ駆動する駆動回路(33)とを備え、出力電圧検出回路(14)の誤差信号に基づく電圧制御信号ＶPCと電流検出用抵抗(16)の検出電圧ＶOCPとの比較出力信号ＶCPに基づいてＭＯＳ-ＦＥＴ(3)のオン・オフ期間を制御する。
【０００５】
図１２に示す構成において、直流電源(1)を構成する入力平滑コンデンサ(1c)から出力される直流入力電圧は、ＭＯＳ-ＦＥＴ(3)のオン・オフ動作により断続されて高周波電力に変換され、トランス(2)の２次巻線(2b)に高周波のパルス電圧が発生する。この高周波のパルス電圧は、出力整流ダイオード(7)、出力平滑コンデンサ(8)、チョークコイル(9)及びフライホイールダイオード(10)から成る整流平滑回路(6)により整流及び平滑化されて直流電圧に変換され、直流出力端子(4,5)を介して負荷(13)に略一定レベルの直流出力電圧ＶOが供給される。ここで、図１２に示すスイッチング電源装置の定電圧制御動作について説明すると、出力平滑コンデンサ(8)の両端から出力される直流出力電圧ＶOは、出力電圧検出回路(14)内の分圧抵抗(24,25)により分圧され、その分圧電圧が分圧抵抗(24,25)の接続点からＮＰＮトランジスタ(26)のベースに入力され、ツェナダイオード(27)のカソードからＮＰＮトランジスタ(26)のエミッタに入力される基準電圧との誤差信号がＮＰＮトランジスタ(26)のコレクタから出力される。ＮＰＮトランジスタ(26)のコレクタから出力される誤差信号により、フォトカプラ(15)の発光部(15a)が駆動され、発光部(15a)の光出力が制御される。フォトカプラ(15)の発光部(15a)からの光出力は受光部(15b)に伝達され、発光部(15a)の光出力に応じてフォトカプラ(15)の受光部(15b)のコレクタ電圧ＶPCが制御される。フォトカプラ(15)の受光部(15b)のコレクタ電圧ＶPCは、電圧制御信号としてＰＷＭ制御回路(18)内のコンパレータ(30)の反転入力端子(-)に入力されて非反転入力端子(+)に入力される電流検出用抵抗(16)の検出電圧ＶOCPと比較され、コンパレータ(30)から出力される比較出力信号ＶCPがＲＳフリップフロップ(32)のリセット端子(R)に入力される。一方、ＲＳフリップフロップ(32)のセット端子(S)には、発振回路(31)からのクロックパルス信号ＶCLが入力され、ＲＳフリップフロップ(32)の出力端子(Q)から駆動回路(33)を介して駆動信号ＶGが出力される。したがって、出力平滑コンデンサ(8)から負荷(13)に供給される直流出力電圧ＶOの分圧電圧がツェナダイオード(27)のツェナ電圧よりも高いときは、フォトカプラ(15)の受光部(15b)のコレクタ電圧ＶPCが低くなるので、ＰＷＭ制御回路(18)からＭＯＳ-ＦＥＴ(3)のゲートに付与される駆動信号ＶGのオン期間が短くなる。また、出力平滑コンデンサ(8)から負荷(13)に供給される直流出力電圧ＶOがツェナダイオード(27)のツェナ電圧よりも低いときは、フォトカプラ(15)の受光部(15b)のコレクタ電圧ＶPCが高くなるので、ＰＷＭ制御回路(18)からＭＯＳ-ＦＥＴ(3)のゲートに付与される駆動信号ＶGのオン期間が長くなる。以上の動作により、出力平滑コンデンサ(8)から直流出力端子(4,5)を介して出力される直流出力電圧ＶOが一定値に制御され、直流出力端子(4,5)から負荷(13)に定電圧の直流出力電力が供給される。
【０００６】
図１２に示すスイッチング電源装置では、ＭＯＳ-ＦＥＴ(3)のオン時に、図１４(Ａ)に示すようにＭＯＳ-ＦＥＴ(3)のドレイン−ソース間の電圧ＶDSは０Ｖであり、１次側の主回路には入力平滑コンデンサ(1c)、トランス(2)の１次巻線(2a)、ＭＯＳ-ＦＥＴ(3)、電流検出用抵抗(16)及び入力平滑コンデンサ(1c)の経路で図１４(Ｂ)に示す電流ＩDが流れ、トランス(2)の１次巻線(2a)に入力平滑コンデンサ(1c)の電圧の大部分が印加される。このとき、図１４(Ｄ)に示すようにトランス(2)の２次巻線(2b)から出力整流ダイオード(7)に順方向に電圧ＶD1が印加されてオン状態となるため、２次側の主回路ではトランス(2)の２次巻線(2b)、出力整流ダイオード(7)、出力平滑コンデンサ(8)、チョークコイル(9)及びトランス(2)の２次巻線(2b)の経路で図１４(Ｅ)に示す電流ＩD1が流れ、出力平滑コンデンサ(8)が充電されると共に、チョークコイル(9)にエネルギが蓄積され、チョークコイル(9)に流れる電流ＩL0が図１４(Ｃ)に示すように直線的に増加する。
【０００７】
次に、ＭＯＳ-ＦＥＴ(3)がオフすると、図１４(Ｂ)に示すように１次側の主回路に流れる電流ＩDがゼロになると共に、電圧共振用コンデンサ(19)との共振作用により、図１４(Ａ)に示すようにＭＯＳ-ＦＥＴ(3)のドレイン−ソース間に正弦波状の電圧ＶDSが発生する。これにより、トランス(2)の２次巻線(2b)に逆バイアスの電圧が発生し、チョークコイル(9)に逆起電力が発生する。このとき、図１４(Ｄ)に示すように出力整流ダイオード(7)に逆方向に電圧ＶD1が印加されて出力整流ダイオード(7)がオフ状態になると共に、図１４(Ｆ)に示すようにフライホイールダイオード(10)に順方向に電圧ＶD2が印加されてフライホイールダイオード(10)がオン状態になるため、２次側の主回路にチョークコイル(9)、フライホイールダイオード(10)、出力平滑コンデンサ(8)及びチョークコイル(9)の経路で図１４(Ｇ)に示す電流ＩD2が流れてチョークコイル(9)に蓄積されたエネルギが放出され、チョークコイル(9)に流れる電流ＩL0が図１４(Ｃ)に示すように直線的に減少する。
【０００８】
その後、再びＭＯＳ-ＦＥＴ(3)がオンすると、図１４(Ｄ)に示すように出力整流ダイオード(7)に順方向に電圧ＶD1が印加されてオン状態となり、図１４(Ｆ)に示すようにフライホイールダイオード(10)に逆方向に電圧ＶD2が印加される。ここで、トランス(2)の１次巻線(2a)の巻数をＮP、２次巻線(2b)の巻数をＮS、入力平滑コンデンサ(1c)の電圧をＶIN、出力整流ダイオード(7)の順方向の電圧降下をＶD1とすると、フライホイールダイオード(10)に逆方向に印加される電圧ＶD2は、ＶD2＝ＶIN×(ＮS/ＮP)−ＶD1となる。
【０００９】
一般的な整流用ダイオードでは、順方向に電流が流れている状態から急激に逆方向の電圧を印加すると、大きな逆回復（リカバリ）電流が流れる特性を有する。即ち、図１２に示すスイッチング電源装置では、ＭＯＳ-ＦＥＴ(3)がオフのとき、フライホイールダイオード(10)に順方向に電流ＩD2が流れる状態からＭＯＳ-ＦＥＴ(3)をオンすると、トランス(2)の２次巻線(2b)から出力整流ダイオード(7)を介してフライホイールダイオード(10)に逆方向に電圧ＶD2が印加されるため、フライホイールダイオード(10)に大きな逆回復電流が流れる。この逆回復電流は、ＭＯＳ-ＦＥＴ(3)及び出力整流ダイオード(7)並びにフライホイールダイオード(10)での電力損失や発生ノイズの増大を引き起こす原因となる。
【００１０】
前記の問題を解決するために、フライホイールダイオードにインダクタンス素子を挿入することにより、逆回復電流を減少させる方法が従来から良く知られている。また、例えば下記の特許文献１には、２次側のチョークコイルに磁気結合させた付加的な巻線を新たに設け、この付加的巻線をフライホイールダイオードに直列に接続されたスイッチング電源の整流平滑回路が開示されている。このスイッチング電源の整流平滑回路では、フライホイールダイオードの逆回復時間の影響により発生するスパイク電流がトランスの２次巻線、整流ダイオード、フライホイールダイオード、チョークコイルの付加的巻線、チョークコイルの主巻線及びトランスの２次巻線のループで流れ、チョークコイルの巻線抵抗によるインピーダンスの増加によってスパイク電流が制限されるので、フライホイールダイオードに流れる逆回復電流を低減することができる。
【００１１】
【特許文献１】特開平４−１７５６５号公報（第４頁、第１図）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
しかしながら、フライホイールダイオードにインダクタンス素子を挿入する方法では、フライホイールダイオードに順方向電流が流れているときにもインダクタンス素子での電圧降下が発生し、フライホイールダイオードの順方向電圧降下にインダクタンス素子の電圧降下分を付加した過大な逆方向電圧が整流ダイオードに印加されるため、大きなインダクタンスを有するインダクタンス素子を挿入することができず、フライホイールダイオードに流れる逆回復電流を十分に抑制できない欠点があった。また、上記の特許文献１では、チョークコイルの巻線抵抗により逆回復電流を制限するため、必要十分に逆回復電流を抑制するためには巻線抵抗を高くする必要があるが、巻線抵抗を高くすると流れる電流によってチョークコイルが発熱して電力損失が増加し、変換効率が低下する欠点があった。したがって、従来の方法では、変換効率を低下させずにフライホイールダイオードに流れる逆回復電流を抑制することはできなかった。
【００１３】
そこで、本発明では、変換効率を低下させずに２次側の各ダイオードに流れる逆回復電流を抑制できるスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明によるスイッチング電源装置は、直流電源(1)に対して直列に接続されたトランス(2)の１次巻線(2a)及びスイッチング素子(3)と、トランス(2)の２次巻線(2b)と出力端子(4,5)との間に接続された整流平滑回路(6)とを備え、スイッチング素子(3)のオン・オフによりトランス(2)の２次巻線(2b)から整流平滑回路(6)を介して出力端子(4,5)から直流出力電力を取り出す。整流平滑回路(6)は、トランス(2)の２次巻線(2b)と出力端子(4,5)との間に接続された第１の整流ダイオード(7)と、第１の整流ダイオード(7)と出力端子(4,5)との間で且つ出力端子(4,5)間に接続された平滑コンデンサ(8)と、トランス(2)の２次巻線(2b)と第１の整流ダイオード(7)との直列回路に並列に接続された第２の整流ダイオード(10)と、第２の整流ダイオード(10)と平滑コンデンサ(8)との間に接続されたチョークコイル(9)とを備える。チョークコイル(9)は、第２の整流ダイオード(10)と平滑コンデンサ(8)との間に接続された第１の巻線(9a)と、第１の巻線(9a)に磁気結合された第２の巻線(9b)とを備え、第２の巻線(9b)の一端は第２の整流ダイオード(10)の一端に接続され、第２の巻線(9b)の他端は還流整流素子(11)を介して第２の整流ダイオード(10)の他端に接続される。
【００１５】
スイッチング素子(3)がオンになると、直流電源(1)からトランス(2)の１次巻線(2a)及びスイッチング素子(3)を通じて電流ＩDが流れ、トランス(2)にエネルギが蓄積される。これと同時に、第１の整流ダイオード(7)が順方向にバイアスされるため、トランス(2)の２次巻線(2b)から第１の整流ダイオード(7)、平滑コンデンサ(8)並びに負荷(13)及びチョークコイル(9)の第１の巻線(9a)を通じて２次巻線(2b)に電流ＩD1が流れて、平滑コンデンサ(8)が充電されると同時に、チョークコイル(9)にエネルギが蓄積される。次に、スイッチング素子(3)がオンからオフに切り換えられると、第１の整流ダイオード(7)はオフ状態となり、チョークコイル(9)に蓄積されたエネルギが放出されて、チョークコイル(9)の第２の巻線(2b)から還流整流素子(11)、平滑コンデンサ(8)並びに負荷(13)及びチョークコイル(9)の第１の巻線(9a)を通じてチョークコイル(9)の第２の巻線(9b)に電流ＩD2が流れる。その後、スイッチング素子(3)がオフからオンに切り換えられると、第１の整流ダイオード(7)が順方向にバイアスされてオン状態となるため、還流整流素子(11)に順方向電流ＩD2が流れる状態から逆方向の電圧が印加される。このとき、還流整流素子(11)及びチョークコイル(9)の第２の巻線(9b)に逆回復（リカバリ）電流が流れるが、その際に第２の巻線(9b)のインダクタンスにより順方向電流ＩD2が徐々に減少し、順方向電流ＩD2が流れなくなったときに逆方向に電圧が印加されるため、還流整流素子(11)に流れる逆回復電流が抑制される。また、還流整流素子(11)に逆回復電流が流れてチョークコイル(9)の第２の巻線(9b)に過大な電圧が発生すると、チョークコイル(9)の第１の巻線(9a)から第２の整流ダイオード(10)に順方向電流ＩD3が流れて平滑コンデンサ(8)が充電され、第１の巻線(9a)に発生する電圧が直流出力電圧ＶOにクランプされるため、第１の整流ダイオード(7)に過大な逆方向電圧が印加されない。第２の整流ダイオード(10)に流れる順方向電流ＩD3は、還流整流素子(11)に流れる順方向電流ＩD2の増加と共に減少し、やがて流れなくなるため、このときに第２の整流ダイオード(10)に逆方向電圧が印加される場合、第２の整流ダイオード(10)に極めて小さな逆回復電流が流れる。したがって、チョークコイル(9)の第１及び第２の巻線(9a,9b)の抵抗を増加させることなく、２次側の各ダイオード(7,10,11)に流れる逆回復電流を低減できるので、変換効率を低下させずに２次側の各ダイオード(7,10,11)に流れる逆回復電流を抑制して電力損失やノイズの発生を低減できる。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、変換効率を低下させることなく２次側の各ダイオードに流れる逆回復（リカバリ）電流を抑制できるので、２次側の各ダイオードの逆回復時間中に流れる短絡電流による電力損失やノイズの発生を低減して、高効率で低ノイズのスイッチング電源装置を実現することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下、本発明によるスイッチング電源装置の３つの実施の形態を図１〜図５に基づいて説明する。但し、これらの図面では、図１２に示す箇所と実質的に同一の部分には同一の符号を付し、その説明を省略する。
【００１８】
本発明の第１の実施の形態によるスイッチング電源装置は、図１に示すように、フライホイールダイオード(10)のアノードと出力平滑コンデンサ(8)の基準電位側端子（下端）との間に接続された第１の巻線(9a)と、第１の巻線(9a)に磁気結合された第２の巻線(9b)とを有するチョークコイル(9)を備えている。第２の巻線(9b)の一端（左端）は、フライホイールダイオード(10)のアノードと第１の巻線(9a)との接続点に接続され、第２の巻線(9b)の他端（右端）は、還流整流素子としての還流ダイオード(11)を介してフライホイールダイオード(10)のカソードと出力平滑コンデンサ(8)の出力電位側端子（上端）との接続点に接続される。その他の構成は、図１２に示す従来のスイッチング電源装置と略同様である。
【００１９】
図１に示す構成において、ＭＯＳ-ＦＥＴ(3)がオンになると、直流電源(1)からトランス(2)の１次巻線(2a)及びＭＯＳ-ＦＥＴ(3)を通じて電流ＩDが流れ、１次巻線(2a)の自己インダクタンスによる励磁エネルギがトランス(2)に蓄積される。これと同時に、トランス(2)の２次巻線(2b)の上端を正電位とし、下端を負電位とする電圧が発生し、出力整流ダイオード(7)が順方向にバイアスされるため、トランス(2)の２次巻線(2b)から出力整流ダイオード(7)、出力平滑コンデンサ(8)及び負荷(13)、チョークコイル(9)の第１の巻線(9a)を通じて電流ＩD1が流れ、出力平滑コンデンサ(8)が充電されると共に、チョークコイル(9)にエネルギが蓄積される。次に、ＭＯＳ-ＦＥＴ(3)がオンからオフに切り換えられると、出力整流ダイオード(7)は逆方向にバイアスされてオフ状態となり、チョークコイル(9)に蓄積されたエネルギが放出されて、チョークコイル(9)の第２の巻線(9b)から還流ダイオード(11)、出力平滑コンデンサ(8)及び負荷(13)、チョークコイル(9)の第１の巻線(9a)を通じてチョークコイル(9)の第２の巻線(9b)に電流ＩD2が流れ、出力平滑コンデンサ(8)が充電される。その後、ＭＯＳ-ＦＥＴ(3)がオフからオンに切り換えられると、出力整流ダイオード(7)が順方向にバイアスされてオン状態となるため、還流ダイオード(11)に順方向に電流ＩD2が流れる状態から逆方向に電圧が印加される。このとき、還流ダイオード(11)及びチョークコイル(9)の第２の巻線(9b)に逆回復（リカバリ）電流が流れるが、その際にチョークコイル(9)の第２の巻線(9b)のインダクタンスにより、還流ダイオード(11)に流れる順方向電流ＩD2が徐々に減少し、この順方向電流ＩD2が流れなくなったときに逆方向の電圧が印加されるため、還流ダイオード(11)に流れる逆回復電流が抑制される。また、還流ダイオード(11)に逆回復電流が流れてチョークコイル(9)の第２の巻線(9b)に過大な電圧が発生すると、チョークコイル(9)の第１の巻線(9a)からフライホイールダイオード(10)に順方向電流ＩD3が流れて出力平滑コンデンサ(8)が充電され、チョークコイル(9)の第１の巻線(9a)に発生する電圧が出力平滑コンデンサ(8)の充電電圧、即ち直流出力電圧ＶOにクランプされるため、出力整流ダイオード(7)に逆方向に過大な電圧が印加されない。但し、チョークコイル(9)の第１の巻線(9a)に発生する電圧は直流出力電圧ＶOでクランプされるため、逆回復電流の抑制効果は少ない。
【００２０】
また、チョークコイル(9)の第１の巻線(9a)と第２の巻線(9b)は完全には磁気結合できず、僅かであるが漏洩磁束が生ずるため、チョークコイル(9)の第２の巻線(9b)から流れる電流の立ち上がりに遅れが生じる。このとき、チョークコイル(9)の各巻線(9a,9b)に高電圧が発生し、出力整流ダイオード(7)に印加される。これに対し、第１の実施の形態では、チョークコイル(9)の第２の巻線(9b)及び還流ダイオード(11)の直列回路に対して並列に接続されたフライホイールダイオード(10)により、ＭＯＳ-ＦＥＴ(3)がオフしたとき、チョークコイル(9)の第２の巻線(9b)から還流ダイオード(11)を介して流れる電流ＩD2の立ち上がりが遅れている間は、チョークコイル(9)の第１の巻線(9a)からフライホイールダイオード(10)を介して出力平滑コンデンサ(8)が充電され、チョークコイル(9)の第１の巻線(9a)に発生する電圧が出力平滑コンデンサ(8)の電圧、即ち直流出力電圧ＶOでクランプされるので、高電圧が発生することは無い。フライホイールダイオード(10)に流れる順方向電流ＩD3は、還流ダイオード(11)に流れる順方向電流ＩD2の増加と共に減少し、還流ダイオード(11)に流れる順方向電流ＩD2が十分に立ち上がると流れなくなるため、次にＭＯＳ-ＦＥＴ(3)がオフからオンに切り換わるときは、フライホイールダイオード(10)に順方向電流ＩD3が流れていない状態から逆方向に電圧ＶD3が印加されるので、極めて小さな逆回復電流が流れる。したがって、第１の実施の形態では、チョークコイル(9)の各巻線(9a,9b)の抵抗を増加させずに２次側の各ダイオード(7,10,11)に流れる逆回復電流を低減できるので、変換効率が低下せず、逆回復電流による電力損失やノイズの発生を低減することが可能となる。
【００２１】
図１に示す第１の実施の形態は変更が可能である。例えば、本発明の第２の実施の形態によるスイッチング電源装置は、図２に示すように、インダクタンス素子としての補助コイル(12)を図１に示す還流ダイオード(11)のアノードと直列に接続したものである。なお、補助コイル(12)を接続する代わりに、チョークコイル(9)の各巻線(9a,9b)間を疎結合にする、即ちチョークコイル(9)の各巻線(9a,9b)間の結合係数を０.７〜０.８程度とすることにより発生する漏洩インダクタンスを利用することも可能である。その他の構成は、図１に示す第１の実施の形態によるスイッチング電源装置と同様である。
【００２２】
図２に示す構成において、時刻ｔ1にてＭＯＳ-ＦＥＴ(3)がオフすると、図３(Ｂ)に示すように、直流電源(1)からトランス(2)の１次巻線(2a)、ＭＯＳ-ＦＥＴ(3)及び電流検出用抵抗(16)を通じて流れる電流ＩDがゼロになると共に、電圧共振用コンデンサ(19)との共振作用により、図３(Ａ)に示すようにＭＯＳ-ＦＥＴ(3)のドレイン−ソース間に正弦波状の電圧ＶDSが発生する。これにより、トランス(2)の１次巻線(2a)から２次巻線(2b)への電力の伝達がなくなり、図３(Ｄ)に示すように出力整流ダイオード(7)に逆方向に電圧ＶD1が印加されて出力整流ダイオード(7)がオフ状態となるため、図３(Ｅ)に示すように出力整流ダイオード(7)に流れる順方向電流ＩD1がゼロとなる。これと共に、図３(Ｈ)に示すようにフライホイールダイオード(10)に順方向に電圧ＶD3が印加されてオン状態となり、チョークコイル(9)から蓄積されたエネルギが放出されるため、チョークコイル(9)の第１の巻線(9a)、フライホイールダイオード(10)、出力平滑コンデンサ(8)及びチョークコイル(9)の第１の巻線(9a)の経路で図３(Ｉ)に示す電流ＩD3が流れ、出力平滑コンデンサ(8)が充電される。このとき、チョークコイル(9)の第１の巻線(9a)に発生する電圧が出力平滑コンデンサ(8)の電圧、即ち直流出力電圧ＶOでクランプされるため、チョークコイル(9)の第１の巻線(9a)に発生する電圧ＶN1は、フライホイールダイオード(10)の順方向電圧降下をＶD3とすると、ＶN1＝ＶO＋ＶD3となる。同時に、図３(Ｆ)に示すように還流ダイオード(11)にも順方向に電圧ＶD2が印加されてオン状態となるため、チョークコイル(9)の第２の巻線(9b)、補助コイル(12)、還流ダイオード(11)、出力平滑コンデンサ(8)、チョークコイル(9)の第１の巻線(9a)及びチョークコイル(9)の第２の巻線(9b)の経路で図３(Ｇ)に示す電流ＩD2が流れ、出力平滑コンデンサ(8)が充電される。ここで、チョークコイル(9)の第１及び第２の巻線(9a,9b)の巻数をそれぞれＮ1,Ｎ2とすると、チョークコイル(9)の第２の巻線(9b)に発生する電圧ＶN2は、ＶN2＝(Ｎ2/Ｎ1)×ＶN1＝(Ｎ2/Ｎ1)×(ＶO＋ＶD3)となる。これにより、チョークコイル(9)の第２の巻線(9b)から還流ダイオード(11)に流れる電流ＩD2は、補助コイル(12)のインダクタンスをＬrとすると、図３(Ｇ)の期間ｔ1〜ｔ2に示すように、ＶN2/Ｌr＝(Ｎ2/Ｎ1)×(ＶO＋ＶD3)×(１/Ｌr)の式で表される傾きで時間の経過と共に直線的に増加する。
【００２３】
チョークコイル(9)の第２の巻線(9b)から還流ダイオード(11)に流れる電流ＩD2の増加に伴って、フライホイールダイオード(10)に流れる電流ＩD3が図３(Ｉ)の期間ｔ1〜ｔ2に示すように直線的に減少し、時刻ｔ2にてゼロになる。これと共に、チョークコイル(9)の第１の巻線(9a)には、還流ダイオード(11)に流れる電流ＩD2とフライホイールダイオード(10)に流れる電流ＩD3との和電流が流れるので、チョークコイル(9)の第１の巻線(9a)に流れる電流ＩL0が図３(Ｃ)の期間ｔ1〜ｔ2に示すように直線的に減少し、時刻ｔ2にて還流ダイオード(11)に流れる電流ＩD2に等しくなる。このとき、チョークコイル(9)の第１及び第２の巻線(9a,9b)に発生する電圧の総和が出力平滑コンデンサ(8)の電圧、即ち直流出力電圧ＶOでクランプされるので、図３(Ｈ)に示すように、ＶD3＝{Ｎ2/(Ｎ1＋Ｎ2)}×(ＶO＋ＶD2)＋ＶD2の式で表される電圧ＶD3がフライホイールダイオード(10)に逆方向に印加される。このため、次の時刻ｔ3にてＭＯＳ-ＦＥＴ(3)がオンしても、図３(Ｈ)に示すように、フライホイールダイオード(10)は電圧ＶD3が逆方向に印加された状態であるから、逆回復電流は殆ど流れない。
【００２４】
次に、時刻ｔ3にてＭＯＳ-ＦＥＴ(3)がオンしたとき、直流電源(1)の入力平滑コンデンサ(1a)の電圧をＶIN、トランス(2)の１次巻線(2a)及び２次巻線(2b)の巻数をそれぞれＮP,ＮSとすると、トランス(2)の２次巻線(2b)に(ＮS/ＮP)×ＶINの式で表される電圧ＶTSが発生して出力整流ダイオード(7)がオン状態となり、図３(Ｅ)に示すように出力整流ダイオード(7)に流れる電流ＩD1が直線的に増加して行く。このため、チョークコイル(9)の第１の巻線(9a)には、トランス(2)の２次巻線(2b)の電圧ＶTSと直流出力電圧ＶOとの差電圧、即ちＶTS−ＶOの式で表される電圧ＶN1が印加される。一方、チョークコイル(9)の第２の巻線(9b)には、第１の巻線(9a)に印加された電圧ＶN1の巻数比倍、即ち(Ｎ2/Ｎ1)×ＶN1の式で表される電圧ＶN2が発生する。また、補助コイル(12)は、チョークコイル(9)の第１の巻線(9a)の電圧ＶN1とチョークコイル(9)の第２の巻線(9b)の電圧ＶN2と直流出力電圧ＶOとの和電圧、即ちＶO＋ＶN1＋ＶN2＝ＶTS＋(Ｎ2/Ｎ1)×(ＶTS−ＶO)の式で表される電圧ＶLrでクランプされる。これにより、補助コイル(12)の励磁エネルギが放出され、還流ダイオード(11)に流れる電流ＩD2は、図３(Ｇ)の期間ｔ3〜ｔ4に示すように、{ＶTS＋(Ｎ2/Ｎ1)×(ＶTS−ＶO)}×(１/Ｌr)の式で表される傾きで直線的に減少し、時刻ｔ4にてゼロになる。これと共に、チョークコイル(9)の第１の巻線(9a)には出力整流ダイオード(7)に流れる電流ＩD1と還流ダイオード(11)に流れる電流ＩD2との和電流が流れるので、チョークコイル(9)の第１の巻線(9a)に流れる電流ＩL0が図３(Ｃ)の期間ｔ3〜ｔ4に示すように直線的に増加し、時刻ｔ4にて出力整流ダイオード(7)に流れる電流ＩD1に等しくなる。時刻ｔ4にて還流ダイオード(11)に順方向の電流ＩD2が流れなくなると、図３(Ｆ)に示すように還流ダイオード(11)に逆方向に電圧ＶD2が印加される。
【００２５】
第２の実施の形態では、ＭＯＳ-ＦＥＴ(3)をオフからオンに切り換えた後、補助コイル(12)の励磁エネルギの放出が完了して還流ダイオード(11)に順方向電流ＩD2が流れなくなったときに、還流ダイオード(11)に逆方向に電圧ＶD2が印加されるので、還流ダイオード(11)に流れる逆回復電流を極めて減少することができる。
【００２６】
また、本発明の第３の実施の形態によるスイッチング電源装置は、図４に示すように、出力平滑コンデンサ(8)の基準電位側（下端）とフライホイールダイオード(10)のアノード側との間にチョークコイル(9)の第１の巻線(9a)及び第２の巻線(9b)を直列に接続し、チョークコイル(9)の第１の巻線(9a)及び第２の巻線(9b)の接続点とフライホイールダイオード(10)のカソード及び出力平滑コンデンサ(8)の出力電位側（上端）の接続点との間に還流ダイオード(11)を接続し、フライホイールダイオード(10)のアノードと直列に補助コイル(12)を接続したものである。なお、第２の実施の形態と同様に、補助コイル(12)の代わりにチョークコイル(9)の各巻線(9a,9b)間を疎結合にして得られる漏洩インダクタンスを利用することも可能である。その他の構成は、図１に示す第１の実施の形態によるスイッチング電源装置と略同様である。
【００２７】
図４に示す構成において、時刻ｔ1以前でＭＯＳ-ＦＥＴ(3)がオンのときは、トランス(2)の２次巻線(2b)に発生した電圧により、出力整流ダイオード(7)がオン状態となり、トランス(2)の２次巻線(2b)、出力整流ダイオード(7)、出力平滑コンデンサ(8)、チョークコイル(9)の第１の巻線(9a)、同第２の巻線(9b)及びトランス(2)の２次巻線(2b)の経路で図５(Ｅ)及び(Ｃ)に示す電流ＩD1,ＩL0が流れ、出力平滑コンデンサ(8)が充電されると共にチョークコイル(9)にエネルギが蓄積される。
【００２８】
次に、時刻ｔ1にてＭＯＳ-ＦＥＴ(3)がオフすると、図５(Ｂ)に示すように、直流電源(1)からトランス(2)の１次巻線(2a)、ＭＯＳ-ＦＥＴ(3)及び電流検出用抵抗(16)を通じて流れる電流ＩDがゼロになると共に、電圧共振用コンデンサ(19)との共振作用により、図５(Ａ)に示すようにＭＯＳ-ＦＥＴ(3)のドレイン−ソース間に正弦波状の電圧ＶDSが発生する。これにより、トランス(2)の１次巻線(2a)から２次巻線(2b)への電力の伝達がなくなり、図５(Ｄ)に示すように出力整流ダイオード(7)に逆方向に電圧ＶD1が印加されて出力整流ダイオード(7)がオフ状態となるため、図５(Ｅ)に示すように出力整流ダイオード(7)に流れる電流ＩD1がゼロとなる。このとき、チョークコイル(9)に蓄積されたエネルギが放出され、図５(Ｈ)に示すように還流ダイオード(11)に順方向に電圧ＶD3が印加されてオン状態となるため、チョークコイル(9)の第１の巻線(9a)から還流ダイオード(11)に図５(Ｉ)に示す電流ＩD3が流れ、出力平滑コンデンサ(8)が充電される。このときにチョークコイル(9)の第１の巻線(9a)に発生する電圧は、出力平滑コンデンサ(8)の電圧、即ち直流出力電圧ＶOにクランプされる。一方、チョークコイル(9)の第２の巻線(9b)には、第１の巻線(9a)に発生した電圧の巻数比倍の電圧が発生し、図５(Ｆ)に示すようにフライホイールダイオード(10)に順方向に電圧ＶD2が印加されてオン状態となるため、図５(Ｇ)の期間ｔ1〜ｔ2に示すように、チョークコイル(9)の第２の巻線(9b)から補助コイル(12)を介してフライホイールダイオード(10)に流れる電流ＩD2が補助コイル(12)の印加電圧とインダクタンスとの割合で決まる傾きで徐々に増加し、時刻ｔ2にて一定となる。これに伴って、図５(Ｉ)の期間ｔ1〜ｔ2に示すように、チョークコイル(9)の第１の巻線(9a)から還流ダイオード(11)に流れる電流ＩD3が徐々に減少し、時刻ｔ2にてゼロとなる。このとき、出力平滑コンデンサ(8)を介してチョークコイル(9)の第１の巻線(9a)に流れる電流ＩL0は、フライホイールダイオード(10)に流れる電流ＩD2と還流ダイオード(11)に流れる電流ＩD3との和電流となるから、図５(Ｃ)の期間ｔ1〜ｔ2に示すように徐々に減少して時刻ｔ2にてフライホイールダイオード(10)に流れる電流ＩD2に略等しくなる。
【００２９】
その後、時刻ｔ3にて再びＭＯＳ-ＦＥＴ(3)がオンすると、トランス(2)の２次巻線(2b)に発生した電圧によって出力整流ダイオード(7)がオン状態となり、トランス(2)の２次巻線(2b)、出力整流ダイオード(7)、出力平滑コンデンサ(8)、チョークコイル(9)の第１の巻線(9a)、同第２の巻線(9b)及びトランス(2)の２次巻線(2b)の経路で電流が流れ、出力整流ダイオード(7)に流れる電流ＩD1が図５(Ｅ)の期間ｔ3〜ｔ4に示すように直線的に増加する。これにより、出力平滑コンデンサ(8)が充電されると共に、チョークコイル(9)にエネルギが蓄積される。これに伴って、補助コイル(12)から励磁エネルギが放出されるため、フライホイールダイオード(10)に流れる順方向電流ＩD2は、図５(Ｇ)の期間ｔ3〜ｔ4に示すように、補助コイル(12)の印加電圧とインダクタンスとの割合で決まる傾きで直線的に減少し、時刻ｔ4にてゼロになる。時刻ｔ4にてフライホイールダイオード(10)に順方向電流ＩD2が流れなくなると、図５(Ｆ)に示すようにフライホイールダイオード(10)に逆方向に電圧ＶD2が印加される。このため、フライホイールダイオード(10)に流れる逆回復電流が極めて小さくなる。一方、還流ダイオード(11)には、図５(Ｉ)に示すように時刻ｔ2以降は順方向電流ＩD3が流れていないため、図５(Ｈ)に示すように時刻ｔ3にて逆方向に電圧ＶD3が印加されても大きな逆回復電流が流れない。
【００３０】
第３の実施の形態では、ＭＯＳ-ＦＥＴ(3)をオフからオンに切り換えた後、補助コイル(12)の励磁エネルギの放出が終了するまでフライホイールダイオード(10)に順方向電流ＩD2が流れ続け、励磁エネルギの放出が終了して順方向電流ＩD2が流れなくなったときに逆方向に電圧が印加されるので、フライホイールダイオード(10)に流れる逆回復電流を極めて小さくすることができる。
【００３１】
本発明の実施の態様は、前記の３つの実施の形態に限定されず、更に種々の変更が可能である。例えば、第１の実施の形態では、チョークコイル(9)の第１の巻線(9a)を出力平滑コンデンサ(8)の基準電位側（下端）とフライホイールダイオード(10)のアノードとの間に接続し、同第２の巻線(9b)をフライホイールダイオード(10)のアノードと還流ダイオード(11)のアノードとの間に接続したが、図６に示すように、チョークコイル(9)の第１の巻線(9a)をフライホイールダイオード(10)のカソードと出力平滑コンデンサ(8)の出力電位側（上端）との間に接続し、同第２の巻線(9b)をフライホイールダイオード(10)のカソードと還流ダイオード(11)のカソードとの間に接続してもよい。また、図７に示すように、チョークコイル(9)の第１の巻線(9a)の接続位置のみをフライホイールダイオード(10)のカソードと出力平滑コンデンサ(8)の出力電位側（上端）との間に変更してもよい。更に、図８に示すように、チョークコイル(9)の第２の巻線(9b)の接続位置のみを還流ダイオード(11)のカソードとフライホイールダイオード(10)のカソードとの間に変更してもよい。また、第２の実施の形態では、還流ダイオード(11)のアノードと直列に補助コイル(12)を接続したが、図９に示すように、還流ダイオード(11)のカソードと直列に補助コイル(12)を接続してもよい。前記と同様に、特に図示はしないが、図６〜図８に示す各変更実施の形態でも、還流ダイオード(11)のアノード又はカソードと直列に補助コイル(12)を接続することが可能である。また、第３の実施の形態では、出力平滑コンデンサ(8)の基準電位側（下端）とフライホイールダイオード(10)のアノード側との間にチョークコイル(9)の第１の巻線(9a)及び第２の巻線(9b)を直列に接続し、チョークコイル(9)の第１の巻線(9a)及び第２の巻線(9b)の接続点とフライホイールダイオード(10)のカソード及び出力平滑コンデンサ(8)の出力電位側（上端）の接続点との間に還流ダイオード(11)を接続し、フライホイールダイオード(10)のアノードと直列に補助コイル(12)を接続したが、図１０に示すように、出力平滑コンデンサ(8)の出力電位側（上端）とフライホイールダイオード(10)のカソード側との間にチョークコイル(9)の第１の巻線(9a)及び第２の巻線(9b)を直列に接続し、チョークコイル(9)の第１の巻線(9a)及び第２の巻線(9b)の接続点とフライホイールダイオード(10)のアノード及び出力平滑コンデンサ(8)の基準電位側（下端）の接続点との間に還流ダイオード(11)を接続し、フライホイールダイオード(10)のカソードと直列に補助コイル(12)を接続してもよい。また、第３の実施の形態では、フライホイールダイオード(10)のアノードと直列に補助コイル(12)を接続したが、図１１に示すように、フライホイールダイオード(10)のカソードと直列に補助コイル(12)を接続してもよい。図１１と同様に、特に図示はしないが、図１０に示す変更実施の形態でも、フライホイールダイオード(10)のアノードと直列に補助コイル(12)を接続することが可能である。
【産業上の利用可能性】
【００３２】
本発明は、スイッチング素子のスイッチング周波数が高く且つ高速度のスイッチングを行うスイッチング電源装置に良好に適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００３３】
【図１】本発明によるスイッチング電源装置の第１の実施の形態を示す電気回路図
【図２】本発明によるスイッチング電源装置の第２の実施の形態を示す電気回路図
【図３】図２の回路動作時での各部の電圧及び電流を示す波形図
【図４】本発明によるスイッチング電源装置の第３の実施の形態を示す電気回路図
【図５】図４の回路動作時での各部の電圧及び電流を示す波形図
【図６】図１に示す２次側回路の第１の変更実施の形態を示す電気回路図
【図７】図１に示す２次側回路の第２の変更実施の形態を示す電気回路図
【図８】図１に示す２次側回路の第３の変更実施の形態を示す電気回路図
【図９】図２に示す２次側回路の変更実施の形態を示す電気回路図
【図１０】図４に示す２次側回路の第１の変更実施の形態を示す電気回路図
【図１１】図４に示す２次側回路の第２の変更実施の形態を示す電気回路図
【図１２】従来のスイッチング電源装置を示す電気回路図
【図１３】図１２のＰＷＭ制御回路の詳細を示す電気回路図
【図１４】図１２の回路動作時での各部の電圧及び電流を示す波形図
【符号の説明】
【００３４】
(1)・・直流電源、  (1a)・・商用交流電源、  (1b)・・ブリッジ整流回路、  (1c)・・入力平滑コンデンサ、  (2)・・トランス、  (2a)・・１次巻線、  (2b)・・２次巻線、  (3)・・ＭＯＳ-ＦＥＴ（スイッチング素子）、  (3a)・・寄生ダイオード、  (4,5)・・直流出力端子、  (6)・・整流平滑回路、  (7)・・出力整流ダイオード（第１の整流ダイオード）、  (8)・・出力平滑コンデンサ、  (9)・・チョークコイル、  (9a)・・第１の巻線、  (9b)・・第２の巻線、  (10)・・フライホイールダイオード（第２の整流ダイオード）、  (11)・・還流ダイオード（還流整流素子）、  (12)・・補助コイル（インダクタンス素子）、  (13)・・負荷、  (14)・・出力電圧検出回路、  (15)・・フォトカプラ、  (15a)・・発光部、  (15b)・・受光部、  (16)・・電流検出用抵抗、  (17)・・補助電源、  (18)・・ＰＷＭ制御回路、  (19)・・電圧共振用コンデンサ、  (20)・・リセット回路、  (21)・・抵抗、  (22)・・ダイオード、  (23)・・コンデンサ、  (24,25)・・分圧抵抗、  (26)・・ＮＰＮトランジスタ、  (27)・・ツェナダイオード、  (28)・・抵抗、  (29)・・電流源、  (30)・・コンパレータ、  (31)・・発振回路、  (32)・・ＲＳフリップフロップ、  (33)・・駆動回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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