(57)【要約】【課題】並列同調回路の同調周波数の変化時にアンテナインピーダンスとの整合調整が不要で良好な周波数選択度と改善した雑音指数の受信機入力回路を提供する。【解決手段】Ｒ−∞形ローパスフィルタ２と小容量結合キャパシタ素子３と並列同調回路４とからなり、ローパスフィルタ２は、直列接続インダクタ素子８及び第１キャパシタ素子９と分路接続第２キャパシタ素子１０とを有しており、第１及び第２キャパシタ素子８、９は、通常の分路接続キャパシタ素子を２分割したもので、その総合容量値を通常の分路接続キャパシタ素子の容量値に等しく選び、並列同調回路４は同調用第１可変容量キャパシタ素子１２を用い、結合キャパシタ素子３に第２可変容量キャパシタ素子を用い、並列同調回路４の同調周波数を第１可変容量キャパシタ素子１２の容量を調整して変化させる際、その容量の調整に連動して結合キャパシタ素子３の容量値を変更させる。【選択図】図１
2007104425.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信アンテナと高周波増幅器との間に接続される受信機入力回路であって、入力終端抵抗が特定抵抗値Ｒを示し、出力終端抵抗が無限大抵抗値を示す４端子型Ｒ−∞形ローパスフィルタと、前記Ｒ−∞形ローパスフィルタの一方の出力端に小容量の結合キャパシタ素子を介して接続されたＬＣ並列同調回路とからなり、前記Ｒ−∞形ローパスフィルタは、その一方の入出力端間に直列接続されたインダクタ素子及び第１キャパシタ素子と、その一方及び他方の出力端間に分路接続された第２キャパシタ素子とを有し、前記第１キャパシタ素子と前記第２キャパシタ素子との直列接続部分は、前記Ｒ−∞形ローパスフィルタの一方及び他方の出力端間に分路接続されるキャパシタ素子を２つに分割したもので、それらの総合容量値を前記分路接続されるキャパシタ素子の容量値に等しく選んでおり、前記ＬＣ並列同調回路は同調用キャパシタ素子を第１可変容量キャパシタ素子で構成するとともに、前記小容量の結合キャパシタ素子を第２可変容量キャパシタ素子で構成し、前記ＬＣ並列同調回路の同調周波数を、前記第１可変容量キャパシタ素子の容量を調整して変更する際に、その容量の調整に連動して前記第２可変容量キャパシタ素子の容量値を変更していることを特徴とする受信機入力回路。
【請求項２】
前記小容量の結合キャパシタ素子である第２可変容量キャパシタ素子は、前記第１キャパシタ素子の容量値、前記第２キャパシタ素子の容量値及び前記第１可変容量キャパシタ素子の容量可変範囲のそれぞれよりも小容量の容量可変範囲になるように選ばれていることを特徴とする請求項１に記載の受信機入力回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、受信アンテナと高周波増幅器との間に接続配置される受信機入力回路であって、アンテナインピーダンス整合回路とその出力側に接続されたＬＣ並列同調回路とを備え、手間の掛る調整を行うことなく、アンテナインピーダンスとの整合を達成し、かつ、一様な周波数選択特性と良好な雑音指数を得ることが可能な受信機入力回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に、数１００ＭＨｚの帯の高周波信号電波を受信する受信機においては、その受信機入力回路として種々の回路形式のものが使用されているが、それらの受信機入力回路の中で、比較的よく使用されるものとして、次のような受信機入力回路がある。
【０００３】
その第１の受信機入力回路は、ＬＣ並列同調回路を構成するインダクタ素子として中間タップ付きインダクタ素子を使用し、この中間タップ付きインダクタ素子の中間タップとアンテナ入力端との間に第１可変容量キャパシタ素子を接続しているもので、ＬＣ並列同調回路の同調周波数の調整を、ＬＣ並列同調回路の第２可変容量キャパシタ素子の容量を変えて調整する際に、第２可変容量キャパシタ素子の容量の調整と第１可変容量キャパシタ素子の容量を調整とを合わせて行い、それにより同調周波数の設定とアンテナインピーダンスとの整合とが達成されるようにしているものである。
【０００４】
また、その第２の受信機入力回路は、ＬＣ並列同調回路を構成するインダクタ素子に中間タップ付きインダクタ素子を用いる代わりに、そのインダクタ素子よりも少ない巻数の付加インダクタ素子を当該インダクタ素子に誘導結合させ、この付加インダクタ素子の一端とアンテナ入力端との間に第１可変容量キャパシタ素子を接続しているもので、ＬＣ並列同調回路の同調周波数の調整を、ＬＣ並列同調回路の第２可変容量キャパシタ素子の容量を変えて調整する際に、第２可変容量キャパシタ素子の容量の調整と第１可変容量キャパシタ素子の容量を調整とを合わせて行い、それにより同調周波数の設定とアンテナインピーダンスとの整合とが達成されるようにしているものである。
【０００５】
さらに、その第３の受信機入力回路は、ＬＣ並列同調回路を構成するインダクタ素子に中間タップ付きインダクタ素子を用いる代わりに、ＬＣ並列同調回路を構成するキャパシタ素子として小容量値の第１可変容量キャパシタ素子と大容量値の第２可変容量キャパシタとの直列接続回路を用い、これら第１及び第２可変容量キャパシタ素子の接続点とアンテナ入力端とを接続しているもので、ＬＣ並列同調回路の同調周波数の調整は、主として小容量の第１可変容量キャパシタ素子の容量値の調整によって行い、アンテナインピーダンスとの整合は、主として大容量の第２可変容量キャパシタ素子の容量値の調整によって行っているもので、それらの調整を合わせて行うことにより、同調周波数の設定とアンテナインピーダンスとの整合とが達成されるようにしているものである。
【０００６】
この場合、かかる既知の第１乃至第３の受信機入力回路は、いずれも、受信選局する信号電波が変更される度に、ＬＣ並列同調回路における同調周波数の調整と、アンテナインピーダンスとの整合の調整とを合わせて行う必要があるが、同調周波数の調整とアンテナインピーダンスとの整合の調整とは、それぞれ互いに独立した状態の基において調整することができないので、これらの２つの調整における最良の状態を得るためには、これらの２つの調整を何回か繰り返して行ってそれらの最良点を得る必要がある。このため、このような２つの調整を繰り返し行ったとすれば、最終的に受信機入力回路の状態が最良になるように調整できるものであるが、多くの受信局からの信号電波を次々に受信選局するような場合は、各受信局からの信号電波を受信選局する度に、かかる２つの調整を極めて短い時間内に行う必要があり、それらの調整を行う調整者の手間が掛りすぎ、大きな負担になっている。
【０００７】
近年になり、通信需要の増大と使用周波数電波の広域化が進むに伴って、使用目的に応じてそれぞれの特定周波数帯を使用するという周波数割当が行われるようになり、それにより狭い周波数帯域内に周波数を異にする多くの信号電波が存在するという状況になってきている。このため、受信機において、特定局からの信号電波を選局する場合、これらの多くの特定局を受信選局する度に、前述した同調周波数の調整とアンテナインピーダンスとの整合の調整を行うことは、極めて非現実的な手段であるといえる。このため、最近になると、受信機入力回路においては、特に、アンテナインピーダンスとの整合の調整を行わずに、単に同調周波数の調整のみを行っているもの、あるいは、受信機入力回路に、広帯域のバンドパスフィルタを用いるだけで、ＬＣ並列同調回路を用いておらず、ＬＣ並列同調回路で行われる選局動作と周波数選択特性を、周波数変換段以降にある中間周波段等の周波数選択機能に依存させるようにしているものが多く出回っている。
【０００８】
しかしながら、アンテナインピーダンスとの整合の調整を行わずに、同調周波数の調整のみを行う受信機入力回路は、アンテナインピーダンスとの整合をその整合近似点に固定しているもので、周波数選択度についてはほぼ満足すべき特性を得ることができるものの、雑音指数はかなり劣化したものになっている。また、広帯域のバンドパスフィルタを用いるだけで、ＬＣ並列同調回路を用いない受信機入力回路は、多くの周波数信号が同時に周波数変換段に加えられることから、イメージ選択度や混変調特性が悪化するようになり、しかも、雑音指数の改善を期待することができない。
【０００９】
ところで、雑音指数に対する良否の判定は、以下に述べるような根拠に基づいて行っている。すなわち、受信機入力回路における雑音指数は、一般的に、「電子情報通信ハンドブック」第２３９８頁、電子情報通信学会編、オーム社発行、１９８８によれば、
Ｆ＝１＋（ＲS ／Ｒ0 ）＋（ＲN ／ＲS ）｛（１＋（ＲS ／Ｒ0 ）｝・・（１）
で表される。
【００１０】
この場合、Ｒ0 は入力回路の終端抵抗で、ＬＣ並列同調回路を用いた場合、その共振インピーダンスと高周波増幅器の入力インピーダンスとの並列値、ＲS は高周波増幅器の入力点より入力側を見たインピーダンスであって、終端抵抗Ｒ0 以外のインピーダンス、ＲN は初段高周波増幅器を含み、後段高周波増幅器の全雑音を初段高周波増幅器の入力端子に換算した等価雑音抵抗である。
【００１１】
通常、アンテナインピーダンスと入力回路とがインピーダンス整合状態にある場合、ＲS ＝Ｒ0 であって、このときの雑音指数Ｆ（ｍａｔｃｈ）は、下記式
Ｆ（ｍａｔｃｈ）＝２＋（４ＲN ／Ｒ0 ）・・・・・・（２）
のように示されるもので、雑音指数Ｆ（ｍａｔｃｈ）は、等価雑音抵抗ＲN と終端抵抗Ｒ0 との間で、ＲN ≪Ｒ0 になればなるほど小さくすることができ、最終的な漸近値である２に近づく。
【００１２】
一方、アンテナインピーダンスと入力回路とがインピーダンス非整合状態にある場合、例えば、インピーダンスＲS と終端抵抗Ｒ0 との間で、ＲS ＝Ｒ0 （１±１０％）の誤差があったとすれば、
Ｆ≒（２±５％）＋（４±１０％）（ＲN ／Ｒ0 ）・・・・・（３）
となる。
【００１３】
また、ＬＣ並列同調回路を用いずに、バンドパスフィルタだけを用いた場合は、終端抵抗Ｒ0 とアンテナインピーダンスＲA との間で、Ｒ0 ＝ＲA であり、ＲA ＝５０としたとき、等価雑音抵抗ＲN は、ＲN ＞５０になると見てよいので、雑音指数Ｆは大体６以上になると考えられる。
【００１４】
以上のことから、高周波入力回路に、ＬＣ並列同調回路を用いると同時にアンテナインピーダンスとの整合の調整を行った場合、雑音指数Ｆ（ｍａｔｃｈ）は、前式（２）によって表される。また、ＬＣ並列同調回路は用いているが、アンテナインピーダンスとの整合を近似的に行っている場合は、雑音指数Ｆは、大体前式（３）によって表される。何れの場合であっても、等価雑音抵抗Ｒｎに比べて、入力回路の終端インピーダンスＲｏを大きくすればするほど、雑音指数Ｆを低下させることができ、漸近値２に近づけることができる。
【００１５】
これに対して、高周波入力回路に、ＬＣ並列同調回路を用いずにバンドパスフィルタだけを用いた場合は、前述のように、雑音指数Ｆは、大体６以上になってしまう。
【特許文献１】使用する特許文献なし
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
本発明は、このような技術的背景に鑑みてなされてもので、その目的は、ＬＣ並列同調回路の同調周波数を変化したときにアンテナインピーダンスとの整合調整が不要で、良好な周波数選択度と改善された雑音指数とを有する受信機入力回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
前記目的を達成するために、本発明による受信機入力回路は、受信アンテナと高周波増幅器との間に接続されるものであって、入力終端抵抗が特定抵抗値Ｒを示し、出力終端抵抗が無限大抵抗値を示す４端子型Ｒ−∞形ローパスフィルタと、前記Ｒ−∞形ローパスフィルタの一方の出力端に小容量の結合キャパシタ素子を介して接続されたＬＣ並列同調回路とからなり、前記Ｒ−∞形ローパスフィルタは、その一方の入出力端間に直列接続されたインダクタ素子及び第１キャパシタ素子と、その一方及び他方の出力端間に分路接続された第２キャパシタ素子とを有し、前記第１キャパシタ素子と前記第２キャパシタ素子との直列接続部分は、前記Ｒ−∞形ローパスフィルタの一方及び他方の出力端間に分路接続されるキャパシタ素子を２つに分割したもので、それらの総合容量値を前記分路接続されるキャパシタ素子の容量値に等しく選んでおり、前記ＬＣ並列同調回路は同調用キャパシタ素子を第１可変容量キャパシタ素子で構成するとともに、前記小容量の結合キャパシタ素子を第２可変容量キャパシタ素子で構成し、前記ＬＣ並列同調回路の同調周波数を、前記第１可変容量キャパシタ素子の容量を調整して変更する際に、その容量の調整に連動して前記第２可変容量キャパシタ素子の容量値を変更している手段を具備する。
【００１８】
また、前記手段において、前記小容量の結合キャパシタ素子である第２可変容量キャパシタ素子は、前記第１キャパシタ素子の容量値、前記第２キャパシタ素子の容量値及び前記第１可変容量キャパシタ素子の容量可変範囲のそれぞれよりも小容量の容量可変範囲になるように選ばれているものである。
【００１９】
この場合、前記手段においては、４端子型Ｒ−∞形ローパスフィルタを用いているもので、この４端子型Ｒ−∞形ローパスフィルタは、入力終端抵抗が特定抵抗値Ｒを示し、出力終端抵抗が無限大抵抗値を示すものである。そして、この４端子型Ｒ−∞形ローパスフィルタは、入力終端抵抗の値が任意の抵抗値Ｒであり、出力終端抵抗の値が無限大抵抗値Ｒ∞、すなわち出力オープン状態で使用できるものであるが、出力終端抵抗が無限大抵抗値Ｒ∞であっても、実際の場合には、例えば、入力終端抵抗Ｒを５０Ωに選んだとき、無限大抵抗値Ｒ∞として、５０Ω≪Ｒ∞を満たすものであればよいもので、例えば、無限大抵抗値Ｒ∞が数ｋΩ程度の抵抗値かそれ以上の抵抗値のものであれば、４端子型Ｒ−∞形ローパスフィルタを動作させる上で殆どその抵抗値は問題にならない。このことは、無限大抵抗値Ｒ∞の出力終端抵抗が５０Ω≪Ｒ∞であれば、多少その抵抗値Ｒ∞の範囲が変化しても、４端子型Ｒ−∞形ローパスフィルタの伝送特性に殆ど影響を及ぼすことがない。
【００２０】
このような点から、４端子型Ｒ−∞形ローパスフィルタの出力側に接続されるＬＣ並列同調回路の共振インピーダンスが同調周波数の変化に対応して適宜変化したとしても、使用同調周波数の可変範囲内において、この共振インピーダンスが５０Ωに比べて遙かに高いものであれば、４端子型Ｒ−∞形ローパスフィルタの出力によって並列同調回路を駆動することができるもので、本発明による受信機入力回路においては、この４端子型Ｒ−∞形ローパスフィルタをアンテナインピーダンスとの整合の調整が不要なインピーダンス整合回路として使用している。
【００２１】
また、本発明による受信機入力回路においては、４端子型Ｒ−∞形ローパスフィルタの出力を小容量の結合キャパシタ素子である第２可変容量キャパシタ素子を通してＬＣ並列同調回路を駆動している。この場合、受信機入力回路の雑音指数を良好にする場合は、４端子型Ｒ−∞形ローパスフィルタの出力からＬＣ並列同調回路側を見た共振インピーダンスを高くすることが好ましく、その際には４端子型Ｒ−∞形ローパスフィルタの出力を小容量の結合キャパシタ素子または高抵抗の結合抵抗素子を通してＬＣ並列同調回路を駆動すれば、共振インピーダンスを高くすることが可能になる。しかしながら、高抵抗の結合抵抗素子を用いた場合は、雑音指数に加えて周波数選択特性を良好にすることができるものの、高抵抗の結合抵抗素子による信号損失がかなり大きくなり、必ずしも得策ではないので、本発明においては、小容量の結合キャパシタを用いているものである。
【発明の効果】
【００２２】
以上のように、本発明による受信機入力回路によれば、簡単な回路構成によって形成される４端子型Ｒ−∞形ローパスフィルタと、ＬＣ並列同調回路と、４端子型Ｒ−∞形ローパスフィルタとＬＣ並列同調回路とを結合する第２可変容量キャパシタ素子からなる小容量の結合キャパシタ素子とを用い、ＬＣ並列同調回路の同調周波数を、第１可変容量キャパシタ素子の容量を変化させて調整する際に、その第１可変容量キャパシタ素子の容量の変化に対応して第２可変容量キャパシタ素子の容量値を追従変化させ、同調周波数を調整する際に、その調整と同時にアンテナインピーダンスとの整合の調整を行わずに済むようにしたので、アンテナインピーダンスとの整合の調整に多くの手間を掛けずに、しかも、周波数選択度を高め、雑音指数の改善を図ることができるという効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
【００２４】
図１は、本発明による受信機入力回路の実施の形態を示すもので、その回路構成を示す回路図である。
【００２５】
図１に示されるように、この実施の形態による受信機入力回路は、一対の入力端子１ａ、１ｂと、４端子型Ｒ−∞形ローパスフィルタ２と、小容量の結合キャパシタ素子３と、ＬＣ並列同調回路４と、一対の出力端子５ａ、５ｂとからなっている。この場合、４端子型Ｒ−∞形ローパスフィルタ２は、一対の入力端６ａ、６ｂと、一対の出力端７ａ、７ｂと、入力端６ａと出力端７ａとの間に直列接続されたインダクタ素子８及び第１キャパシタ素子９と、出力端７ａと出力端７ｂとの間に分路接続された第２キャパシタ素子１０とからなっている。小容量の結合キャパシタ素子３は、第２可変容量キャパシタ素子３であって、４端子型Ｒ−∞形ローパスフィルタ２の出力端７ａと出力端７ａとＬＣ並列同調回路４の一端との間に接続され、ＬＣ並列同調回路４の同調周波数の変化に対応してその小キャパシタンス値を適宜追従変化させるものである。
【００２６】
また、ＬＣ並列同調回路４は、一対の出力端子５ａ、５ｂ間に接続され、並列接続された同調用インダクタ素子１１と同調用第１可変容量キャパシタ素子１２とからなっている。この他に、一対の入力端子１ａ、１ｂは、受信アンテナ（図１に図示なし）と４端子型Ｒ−∞形ローパスフィルタ２の一対の入力端６ａ、６ｂにそれぞれ接続され、一対の出力端子５ａ、５ｂは、受信機の高周波増幅器（図１に図示なし）の入力端に接続される。なお、小容量の結合キャパシタ素子３における小容量の意味は、その周辺に配置されている各キャパシタ素子、具体的に第１キャパシタ素子９のキャパシタンス値、第２キャパシタ素子１０のキャパシタンス値及び第１可変容量キャパシタ素子１２のキャパシタンス可変範囲のそれぞれよりも小さい可変範囲のキャパシタンス値になるように選ばれている、
また、図１に図示されているインダクタ素子８及び同調用インダクタ素子１１と、小容量の結合キャパシタ素子３、第１キャパシタ素子９、第２キャパシタ素子１０及び同調用第１可変容量キャパシタ素子１２は、説明の便宜上、以下に述べるようなインダクタンス値及びキャパシタンス値を有するものとする。まず、４端子型Ｒ−∞形ローパスフィルタ２においては、インダクタ素子８はそのインダクタンス値がＬl であり、第１キャパシタ素子９はそのキャパシタンス値がＣ1 であり、第２キャパシタ素子１０はそのキャパシタンス値がＣ2 である。また、小容量の結合キャパシタ素子３においては、その第１可変容量キャパシタ素子３のキャパシタンス値が可変値Ｃ0 であり、さらに、ＬＣ並列同調回路４においては、同調用インダクタ素子１１はそのインダクタンス値がＬ2 であり、同調用第２可変容量キャパシタ素子１２はそのキャパシタンス値が可変値Ｃ3 である。
【００２７】
ここで、ＬＣ並列同調回路４の同調周波数を変化させる場合、その同調用第２可変容量キャパシタ素子１２のキャパシタンス値Ｃ3 を変化させて行っているが、このキャパシタンス値Ｃ3 の変化に対応して第２可変容量キャパシタ素子１２の小容量Ｃ0 を追従変化させる理由を説明すると、次の通りである。すなわち、ＬＣ並列同調回路４の共振インピーダンスは、よく知られているように、ω0 Ｌ2 Ｑ（ここで、ω0 は共振角周波数、Ｑは同調用インダクタ素子１１の良さを示す指数）で表される。また、同調用インダクタ素子１１において、その内部抵抗の抵抗値をｒとすると、（ω0 Ｌ2 ／ｒ）と表され、同調用第２可変容量キャパシタ素子１２のキャパシタンス値Ｃ3 を用いれば、ω0 Ｌ2 ＝（１／ω0 Ｃ3 ）が成り立つから、ω0 Ｌ2 Ｑ＝（Ｌ2 ／Ｃ3 ｒ）になり、抵抗値ｒが使用周波数範囲内で大きな変化がないとすれば、共振インピーダンスω0 Ｌ2 Ｑは、同調用第２可変容量キャパシタ素子１２のキャパシタンス値Ｃ3 に反比例することになる。
【００２８】
一方、小容量の結合キャパシタ素子３は、そのキャパシタンス値Ｃ0 のインピーダンスの絶対値を求めると、（１／ω0 Ｃ0 ）になるが、（１／ω0 ）＝（√Ｌ2 Ｃ3 ）であるから、（１／ω0 Ｃ0 ）＝｛（√Ｌ2 Ｃ3 ）／Ｃ0 ｝になる。したがって、小容量の結合キャパシタ素子３のキャパシタンス値Ｃ0 は、同調用第２可変容量キャパシタ素子１２のキャパシタンス値Ｃ3 の平方根に比例する。このような関係にある場合に、変化する使用周波数範囲の全域にわたって、（１／ω0 Ｃ0 ）≪ω0 Ｌ2 Ｑが成り立てば、４端子型Ｒ−∞形ローパスフィルタ２からの出力信号が小容量の結合キャパシタ素子３で信号損失を殆ど受けない状態でＬＣ並列同調回路４に供給されることになる。しかるに、通常、使用周波数範囲（ωｍａｘ／ωｍｉｎ）は、数倍程度になる場合が多いので、小容量の結合キャパシタ素子３のインピーダンスの絶対値（１／ω0 Ｃ0 ）とＬＣ並列同調回路４の共振インピーダンスω0 Ｌ2 Ｑとの間で、（１／ω0 Ｃ0 ）≪ω0 Ｌ2 Ｑの条件を成り立たせることは可成り困難になる。
【００２９】
そこで、本発明による受信機入力回路においては、（１／ω0 Ｃ0 ）≪ω0 Ｌ2 Ｑ条件の成立を容易にする手段として以下のような手段を採用している。すなわち、｛（√Ｌ2 Ｃ3 ）／Ｃ0 ｝がＣ3 の値に反比例するようにするには、｛（√Ｌ2 Ｃ3 ）｝／｛Ｃ0 Ｃ3 （√Ｃ3 ）｝＝（√Ｌ2 Ｃ3 ）｛Ｃ0 （√Ｃ3 3 ）｝であるから、同調周波数の変更時に同調用第２可変容量キャパシタ素子１２のキャパシタンス値Ｃ3 が２倍になるように変更したとき、小容量の結合キャパシタ素子３のキャパシタンス値Ｃ0 を（√２3 ）≒３倍になるように選べばよいことになる。
【００３０】
また、通常構成の４端子型Ｒ−∞形ローパスフィルタを用い、その出力を小容量の結合キャパシタ３を通してＬＣ並列同調回路４に供給する場合には、ＬＣ並列同調回路４の同調周波数をその使用周波数範囲内で順次低くして行ったとき、ＬＣ並列同調回路４の共振インピーダンスが低くなると同時に、小容量の結合キャパシタ３のインピーダンスもかなり低くなるので、小容量の結合キャパシタ３を通常構成の４端子型Ｒ−∞形ローパスフィルタの出力に接続すると、通常構成の４端子型Ｒ−∞形ローパスフィルタの終端抵抗は、もはやオープン状態といえない場合も生じることになる。そこで、本発明による受信機入力回路においては、ＬＣ並列同調回路４の同調周波数を変化させたときに、４端子型Ｒ−∞形ローパスフィルタ２の負荷抵抗が常時数ｋΩ以上（Ｒ＝５０Ωとしたとき、５０Ω≪数ｋΩ）を維持するように、４端子型Ｒ−∞形ローパスフィルタ２の信号利得を若干犠牲にし、その出力側でインピーダンス変換操作を行うことによって、４端子型Ｒ−∞形ローパスフィルタ２の負荷の軽減を図るようにしている。
【００３１】
このインピーダンス変換操作は、以下に述べるような手法を利用している。すなわち、４端子型Ｒ−∞形ローパスフィルタ２の出力側に接続される分路接続キャパシタ素子を、そのキャパシタンス値を変えずに、直列接続された第１キャパシタ素子９と第２キャパシタ素子１０に変更したものである。例えば、通常構成の４端子型Ｒ−∞形ローパスフィルタで用いている分路接続キャパシタ素子のキャパシタンス値をＣS としたとき、それぞれその２倍のキャパシタンス値２ＣS を持った第１キャパシタ素子９と第２キャパシタ素子１０とを直列接続し、その中の第２キャパシタ素子１０の両端間に発生した信号電圧を取り出すようにしている。このとき、第２キャパシタ素子１０の両端間の信号電圧は、２分割されて元の信号電圧の２分の１になっているが、第２キャパシタ素子１０の両端間には通常構成の４端子型Ｒ−∞形ローパスフィルタに接続可能な負荷抵抗の４分の１程度の低い抵抗値を持った負荷抵抗を接続することができる。
【００３２】
なお、分路接続キャパシタ素子を直列接続された第１キャパシタ素子９と第２キャパシタ素子１０に分割する際のそれらのキャパシタンス値の比は、前述のような１対１の分割比のものに限らず、他の分割比のものであってもよい。例えば、分路接続キャパシタ素子のキャパシタンス値の１０／７．５倍、すなわち１．３３３倍のキャパシタンス値を持つ第１キャパシタ素子９と、分路接続キャパシタ素子のキャパシタンス値の３０／７．５倍、すなわち４倍のキャパシタンス値を持つ第２キャパシタ素子１０を直列接続し、第２キャパシタ素子１０の両端に生じる信号電圧を取り出すようにすると、その信号電圧は元の信号電圧の４分の１になるものの、通常構成の４端子型Ｒ−∞形ローパスフィルタに接続可能な負荷抵抗の１６分の１程度の低い抵抗値を持った負荷抵抗を接続できることになり、４端子型Ｒ−∞形ローパスフィルタ２の利用範囲を大幅に拡大させることが可能になる。
【００３３】
ここで、この実施の形態に係わる受信機入力回路を構成する各素子のリアクタンス値の一例を挙げると、次のとおりになる。すなわち、４端子型Ｒ−∞形ローパスフィルタ２の入力側終端抵抗Ｒｓを、Ｒｓ＝５０Ωとし、４端子型Ｒ−∞形ローパスフィルタ２のカットオフ角周波数ωｃを、ωｃ＝２π・６００（ＭＨｚ）≒３．７７×１０9 （ｒａｄ）としたとき、４端子型Ｒ−∞形ローパスフィルタ２のインダクタ素子８のインダクタンス値Ｌ1 は１／（√２）×（５０／３．７７×１０9 ）≒９．３８（ｎＨ）に、分路接続キャパシタ素子のキャパシタンス値は｛（√２）／（５０×３．７７×１０9 ）｝≒７．５（ｐＦ）となるが、４端子型Ｒ−∞形ローパスフィルタ２の出力インピーダンスを低下させるため、この分路接続キャパシタ素子を直列接続された第１キャパシタ素子９と第２キャパシタ素子１０に２分割して、第１キャパシタ素子９のキャパシタンス値Ｃ1 を、Ｃ1 ＝１０（ｐＦ）に、第２キャパシタ素子１０のキャパシタンス値Ｃ2 を、Ｃ2 ＝３０（ｐＦ）とする。また、小容量の結合キャパシタ素子３である第２可変容量キャパシタ素子３は、そのキャパシタンス値Ｃ0 を、Ｃ0 ＝０．５〜４．５（ｐＦ）の間を可変できるものであり、ＬＣ並列同調回路４の同調用インダクタ素子８のインダクタンス値Ｌ1 を、Ｌ1 ＝２０（ｎＨ）に、その抵抗値ｒを、ｒ＝０．５（Ω）にし、同調用キャパシタ素子１２である第１可変容量キャパシタ素子３は、そのキャパシタンス値Ｃ3 を、Ｃ3 ＝５〜２０（ｐＦ）の間で可変できるもので、しかも、キャパシタンス値Ｃ0 とキャパシタンス値Ｃ3 とは連動して可変されるものである。
【００３４】
次に、この実施の形態に係わる受信機入力回路における雑音指数Ｆは、次の通りでである。
【００３５】
前述のように、ＬＣ並列同調回路４の共振インピーダンスは、（Ｌ2 ／Ｃ3 ｒ）と表すことができ、その際に小容量の結合キャパシタ３のキャパシタンス値Ｃ0 は小さいのでそのキャパシタンス値Ｃ0 の影響を無視すると、４端子型Ｒ−∞形ローパスフィルタ２の入力抵抗Ｒ0 は、Ｒ0 ＝８ｋΩ〜２ｋΩとなる。この場合、等価雑音抵抗ＲN は、受信機の構成によって大きく異なるが、一例としてＲN ＝１００Ωであるとすれば、入力抵抗Ｒ0 が最小値の２ｋΩのときは、Ｆ＝２＋４（１００／２０００）＝２．２となり、また、入力抵抗Ｒ0 が最大値の８ｋΩのときは、Ｆ＝２．０５になる。
【００３６】
これに対して、受信機入力回路をバンドパスフィルタだけで構成し、アンテナで受信した入力信号をこのバンドパスフィルタを通して高周波増幅器に供給した場合、入力抵抗Ｒ0 として、Ｒ0 ＝５０Ωにすればよいから、Ｆ＝２＋｛４（１００／５０）｝＝１０となり、雑音指数Ｆとしてはかなり大きな値になる。このように、この実施の形態に係わる受信機入力回路を使用すれば、雑音指数Ｆを大幅に改善することができる。
【００３７】
次に、図２は、図１に図示された受信機入力回路を用いたときの周波数対利得特性の一例を示す特性図である。
【００３８】
図２において、横軸はＭＨｚで表した周波数であり、縦軸はｄＢで表した信号利得であり、図示の特性曲線ＡはＬＣ並列同調回路４の同調周波数を２３０ＭＨｚに設定したときの特性曲線であり、図示の特性曲線ＢはＬＣ並列同調回路４の同調周波数を３３０ＭＨｚに設定したときの特性曲線であり、図示の特性曲線ＣはＬＣ並列同調回路４の同調周波数を４８０ＭＨｚに設定したときの特性曲線である。
【００３９】
図２に図示された各特性曲線Ａ乃至Ｃにおいて、特性曲線Ａは、ＬＣ並列同調回路４の同調用インダクタ素子１１のインダクタンス値Ｌ2 を１０（ｎＨ）に、同調用第１可変容量キャパシタ１２のキャパシタンス値Ｃ3 を２０（ｐＦ）になるように選び、小容量の結合キャパシタ３のキャパシタンス値Ｃ0 を４．５（ｐＦ）になるように選んだときに得られたものであり、特性曲線Ｂは、ＬＣ並列同調回路４の同調用インダクタ素子１１のインダクタンス値Ｌ2 を１０（ｎＨ）に、同調用第１可変容量キャパシタ１２のキャパシタンス値Ｃ3 を１０（ｐＦ）になるように選び、小容量の結合キャパシタ３のキャパシタンス値Ｃ0 を１．５（ｐＦ）になるように選んだときに得られたものであり、また、特性曲線Ｃは、ＬＣ並列同調回路４の同調用インダクタ素子１１のインダクタンス値Ｌ2 を１０（ｎＨ）に、同調用第１可変容量キャパシタ１２のキャパシタンス値Ｃ3 を５（ｐＦ）になるように選び、小容量の結合キャパシタ３のキャパシタンス値Ｃ0 を０．５（ｐＦ）になるように選んだときに得られたものである。この場合、特性曲線Ａ乃至Ｃのそれぞれは、信号利得の最大値が同じ６ｄＢであって、それらの周波数選択特性もほぼ一様になっている。
【００４０】
また、各特性曲線Ａ乃至Ｃが得られたとき、ＬＣ並列同調回路４のＱは３１．５〜６３．０の範囲にあり、４端子型Ｒ−∞形ローパスフィルタ２の入力抵抗Ｒ0 は２ＫΩ〜５００Ωの範囲内になる。そして、等価雑音抵抗ＲN は、上述の例と同様に、ＲN ＝１００Ωであるとすれば、入力抵抗Ｒ0 ＝５００のときの雑音指数Ｆは  Ｆ＝２＋４（１００／５００）＝２．８となる。
【００４１】
このように、この実施の形態に係わる受信機入力回路を使用すれば、ＬＣ並列同調回路４の同調周波数を使用周波数範囲内で変化させたとしても、周波数選択度特性及び信号利得の最大値が均一になり、併せて雑音指数を改善することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４２】
【図１】本発明による受信機入力回路の構成の一例を示す回路図である。
【図２】図１に図示された受信機入力回路の周波数選択度特性を示す特性図である。
【符号の説明】
【００４３】
１ａ、１ｂ  一対の入力端子
２  ４端子型Ｒ−∞形ローパスフィルタ
３  小容量の結合キャパシタ素子（第２可変容量キャパシタ素子）
４  ＬＣ並列同調回路
５ａ、５ｂ  一対の出力端子
６ａ、６ｂ  ４端子型Ｒ−∞形ローパスフィルタの一対の入力端
７ａ、７ｂ  ４端子型Ｒ−∞形ローパスフィルタの一対の出力端
８  インダクタ素子
９  第１キャパシタ素子
１０  第２キャパシタ素子
１１  同調用インダクタ素子
１２  同調用第２可変容量キャパシタ素子
【図１】
2007104425.tif 000003
【図２】
2007104425.tif 000004