(57)【要約】【課題】ダイバーシティ受信を行うＯＦＤＭ受信装置において、低消費電力、低コスト化を図ることを課題とする。【解決手段】送信装置より送信されたＯＦＤＭ信号は、２本のアンテナ１１Ａ，１１Ｂで受信される。アンテナ切替部１２は、いずれか一方のアンテナが受信した信号を選択的にチューナ１３に出力する。チューナ１３から出力された信号は、Ａ／Ｄ変換器１４、直交検波回路１５、ＦＦＴ演算回路１６を経て、等化回路１７に出力される。ずれ検出回路２１は、等化回路１７から出力されたＩ成分およびＱ成分の信号のコンスタレーション上での位置ずれを算出する。そして、判定回路２２は、位置ずれが所定の閾値を上回っている場合（信号の位置ずれが大きい場合）には、アンテナ切替部１２に対してアンテナを他方のアンテナに切り替えるよう制御信号を送出する。【選択図】図１
2007043650.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＯＦＤＭ方式の信号を受信する２本のアンテナと、
前記２本のアンテナを択一的に切り替えて、選択されたアンテナが受信した信号をチューナへ出力する切替手段と、
チューナから出力された信号をＦＦＴ演算する手段と、
ＦＦＴ演算後の信号の等化処理を行う手段と、
等化処理後の信号についてコンスタレーション上の位置ずれを算出する算出手段と、
前記位置ずれが所定の閾値を上回る場合には、前記切替手段に制御信号を与えて、選択されているアンテナを他方のアンテナに切り替えるよう制御し、前記位置ずれが前記所定の閾値を下回る場合には、選択されているアンテナを継続して用いるよう制御する手段と、
を備えることを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
【請求項２】
請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置において、
前記算出手段は、
信号のコンスタレーション上の位置ずれを全キャリアで平均して算出する手段、
を含むことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
【請求項３】
請求項１または請求項２に記載のＯＦＤＭ受信装置において、
前記算出手段は、
信号のコンスタレーション上の位置ずれを複数シンボルで平均して算出する手段、
を含むことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
【請求項４】
請求項３に記載のＯＦＤＭ受信装置において、
前記複数シンボルの個数は、
１０シンボル未満である、
ことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
【請求項５】
請求項３に記載のＯＦＤＭ受信装置において、
前記位置ずれを複数シンボルで平均して算出する前記手段では、
前記切替手段が前記２本のアンテナを択一的に切替えた後の所定の期間避けて、前記複数シンボルの平均が算出される、
ことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
【請求項６】
請求項５に記載のＯＦＤＭ受信装置において、
前記所定の期間は、
少なくとも１０シンボル以上である、
ことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
【請求項７】
請求項２に記載のＯＦＤＭ受信装置において、
前記算出手段が含む、前記位置ずれを全キャリアで平均して算出する前記手段は、
各シンボル毎に、前記位置ずれを全キャリアで平均して算出し、
前記アンテナの切替もしくは継続使用を制御する前記手段は、
各シンボル毎に、前記位置ずれと前記所定の閾値とを比較し、所定のシンボル数連続して前記位置ずれが前記所定の閾値を上回る場合には、前記切替手段に制御信号を与えて、選択されている前記アンテナを他方の前記アンテナに切り替えるよう制御し、前記所定のシンボル数未満で連続して前記位置ずれが前記所定の閾値を上回る場合には、選択されているアンテナを継続して用いるよう制御する、
ことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
【請求項８】
請求項７に記載のＯＦＤＭ受信装置において、
前記所定のシンボル数は、
２ないし４のいずれかのシンボル数である、
ことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
【請求項９】
ＯＦＤＭ方式の信号を受信する２本のアンテナと、
前記２本のアンテナを択一的に切り替えて、選択されたアンテナが受信した信号をチューナへ出力する切替手段と、
チューナから出力された信号の信号品質を測定する手段と、
前記信号品質が所定の閾値を下回る場合には、前記切替手段に制御信号を与えて、選択されているアンテナを他方のアンテナに切り替えるよう制御し、前記信号品質が前記所定の閾値を上回る場合には、選択されているアンテナを継続して用いるよう制御する手段と、
を備えることを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
【請求項１０】
ＯＦＤＭ方式の信号を受信する２本のアンテナと、
前記２本のアンテナを択一的に切り替えて、選択されたアンテナが受信した信号をチューナへ出力する切替手段と、
チューナから出力された信号をＦＦＴ演算する手段と、
ＦＦＴ演算後の信号の等化処理を行う手段と、
等化処理後の信号をデマッピング処理する手段と、
デマッピング処理後の信号のビット誤り率を算出する手段と、
前記ビット誤り率が所定の閾値を上回る場合には、前記切替手段に制御信号を与えて、選択されているアンテナを他方のアンテナに切り替えるよう制御し、前記ビット誤り率が前記所定の閾値を下回る場合には、選択されているアンテナを継続して用いるよう制御する手段と、
を備えることを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
【請求項１１】
ＯＦＤＭ方式の信号を受信する２本のアンテナと、
前記２本のアンテナを択一的に切り替えて、選択されたアンテナが受信した信号をチューナへ出力する切替手段と、
チューナから出力された信号のＣ／Ｎ比を算出する手段と、
前記Ｃ／Ｎ比が所定の閾値を下回る場合には、前記切替手段に制御信号を与えて、選択されているアンテナを他方のアンテナに切り替えるよう制御し、前記Ｃ／Ｎ比が前記所定の閾値を上回る場合には、選択されているアンテナを継続して用いるよう制御する手段と、
を備えることを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
【請求項１２】
請求項１、請求項２、請求項３、請求項９、請求項１０および請求項１１のいずれかに記載のＯＦＤＭ受信装置において、
前記切替手段は、所定シンボル数以上の間隔をおいてアンテナの切替制御を行うことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＯＦＤＭ信号のダイバーシティ受信技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
日本の地上波デジタルテレビ放送では、伝送方式としてＯＦＤＭ（直交周波数分割多重；Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式が採用されている。ＯＦＤＭ方式は、送信信号を複数の搬送波に分割して送信するマルチキャリア伝送方式の１つであり、マルチパス伝送路の周波数選択性フェ−ジングに強い、各サブチャネルのスペクトルが密に配置でき、周波数利用効率が高い、などの利点がある。
【０００３】
また、今後、携帯機器向けの地上波デジタルテレビ放送（１セグメント放送）が開始される予定である。デジタルテレビ受信可能な携帯電話機や、カード型デジタルテレビ受信機などを設計する場合には、常に小型化と低消費電力化を考慮しなければならない。また、携帯機器は移動しながら放送信号を受信する場合が多い。携帯機器による放送信号の受信においては、以下の２つの問題がある。
【０００４】
（１）携帯機器に取り付けられるアンテナは簡易なものである。しかも、携帯機器のアンテナを用いている場合、その受信位置は一般に低い。このため、受信感度の変化に対する許容度が小さく、受信位置が少し変動するだけで、受信ができなくなる場合もある。（２）携帯機器は移動しながら使用されるため、レイリーフェーディング受信環境になりやすい。
【０００５】
このような携帯機器を用いた信号受信に特有な問題に対して、ダイバーシティ受信を行うという対策が挙げられる。複数のアンテナを用いてＯＦＤＭ信号を受信し、各ブランチの信号をフロントエンド合成あるいはサブキャリアレベルで合成するという方法である。
【０００６】
なお、ダイバーシティ受信器に関する先行技術として、特許文献１が存在する。
【０００７】
【特許文献１】特開２０００−１７４７２６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
ダイバーシティ受信を行う従来の技術は、複数系統の信号を合成するための回路規模が大きくなり、受信ＬＳＩチップの面積とコストを増大させるという問題がある。この問題は、小型化の進む携帯機器においては、特に改善すべき課題である。
【０００９】
また、ダイバーシティ受信を行う従来の技術は、いずれもチューナが複数必要である。複数のアンテナで受信した信号を、それぞれのアンテナに対応して設けられたチューナで処理する必要があるからである。フロントエンド合成型のダイバーシティ受信機は、サブキャリアレベル合成型のダイバーシティ受信機に比べて復調器の回路規模は小さいが、チューナを２つ必要とする点は変わらない。そして、一般には、受信機が消費する電力のうち、チューナが消費する電力の割合が８０％を超えるため、これら従来のダイバーシティ受信方法は、復調する信号の品質を向上させるなどの目的には適しているものの、消費電力を増大させるという問題がある。特に、低消費電力の要請が強い携帯機器においては、改善すべき課題である。
【００１０】
そこで、本発明は前記問題点に鑑み、受信機の低消費電力化と低コスト化を図りながら、受信環境の悪い移動体機器や携帯機器においても、品質の高い信号を復調する技術を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記課題を解決するため、請求項１記載の発明は、ＯＦＤＭ方式の信号を受信する２本のアンテナと、前記２本のアンテナを択一的に切り替えて、選択されたアンテナが受信した信号をチューナへ出力する切替手段と、チューナから出力された信号をＦＦＴ演算する手段と、ＦＦＴ演算後の信号の等化処理を行う手段と、等化処理後の信号についてコンスタレーション上の位置ずれを算出する算出手段と、前記位置ずれが所定の閾値を上回る場合には、前記切替手段に制御信号を与えて、選択されているアンテナを他方のアンテナに切り替えるよう制御し、前記位置ずれが前記所定の閾値を下回る場合には、選択されているアンテナを継続して用いるよう制御する手段とを備えることを特徴とする。
【００１２】
請求項２記載の発明は、請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置において、前記算出手段は、信号のコンスタレーション上の位置ずれを全キャリアで平均して算出する手段、を含むことを特徴とする。
【００１３】
請求項３記載の発明は、請求項１または請求項２に記載のＯＦＤＭ受信装置において、前記算出手段は、信号のコンスタレーション上の位置ずれを複数シンボルで平均して算出する手段、を含むことを特徴とする。
【００１４】
請求項４記載の発明は、請求項３に記載のＯＦＤＭ受信装置において、前記複数シンボルの個数は、１０シンボル未満である、ことを特徴とする。
【００１５】
請求項５記載の発明は、請求項３に記載のＯＦＤＭ受信装置において、前記位置ずれを複数シンボルで平均して算出する前記手段では、前記切替手段が前記２本のアンテナを択一的に切替えた後の所定の期間避けて、前記複数シンボルの平均が算出される、ことを特徴とする。
【００１６】
請求項６記載の発明は、請求項５に記載のＯＦＤＭ受信装置において、前記所定の期間は、少なくとも１０シンボル以上であることを特徴とする。
【００１７】
請求項７記載の発明は、請求項２に記載のＯＦＤＭ受信装置において、前記算出手段が含む、前記位置ずれを全キャリアで平均して算出する前記手段は、各シンボル毎に、前記位置ずれを全キャリアで平均して算出し、前記アンテナの切替もしくは継続使用を制御する前記手段は、各シンボル毎に、前記位置ずれと前記所定の閾値とを比較し、所定のシンボル数連続して前記位置ずれが前記所定の閾値を上回る場合には、前記切替手段に制御信号を与えて、選択されている前記アンテナを他方の前記アンテナに切り替えるよう制御し、前記所定のシンボル数未満で連続して前記位置ずれが前記所定の閾値を上回る場合には、選択されているアンテナを継続して用いるよう制御する、ことを特徴とする。
【００１８】
請求項８記載の発明は、請求項７に記載のＯＦＤＭ受信装置において、前記所定のシンボル数は、２ないし４のいずれかのシンボル数である。
【００１９】
請求項９記載の発明は、ＯＦＤＭ方式の信号を受信する２本のアンテナと、前記２本のアンテナを択一的に切り替えて、選択されたアンテナが受信した信号をチューナへ出力する切替手段と、チューナから出力された信号の信号品質を測定する手段と、前記信号品質が所定の閾値を下回る場合には、前記切替手段に制御信号を与えて、選択されているアンテナを他方のアンテナに切り替えるよう制御し、前記信号品質が前記所定の閾値を上回る場合には、選択されているアンテナを継続して用いるよう制御する手段と、を備えることを特徴とする。
【００２０】
請求項１０記載の発明は、ＯＦＤＭ方式の信号を受信する２本のアンテナと、前記２本のアンテナを択一的に切り替えて、選択されたアンテナが受信した信号をチューナへ出力する切替手段と、チューナから出力された信号をＦＦＴ演算する手段と、ＦＦＴ演算後の信号の等化処理を行う手段と、等化処理後の信号をデマッピング処理する手段と、デマッピング処理後の信号のビット誤り率を算出する手段と、前記ビット誤り率が所定の閾値を上回る場合には、前記切替手段に制御信号を与えて、選択されているアンテナを他方のアンテナに切り替えるよう制御し、前記ビット誤り率が前記所定の閾値を下回る場合には、選択されているアンテナを継続して用いるよう制御する手段と、を備えることを特徴とする。
【００２１】
請求項１１記載の発明は、ＯＦＤＭ方式の信号を受信する２本のアンテナと、前記２本のアンテナを択一的に切り替えて、選択されたアンテナが受信した信号をチューナへ出力する切替手段と、チューナから出力された信号のＣ／Ｎ比を算出する手段と、前記Ｃ／Ｎ比が所定の閾値を下回る場合には、前記切替手段に制御信号を与えて、選択されているアンテナを他方のアンテナに切り替えるよう制御し、前記Ｃ／Ｎ比が前記所定の閾値を上回る場合には、選択されているアンテナを継続して用いるよう制御する手段と、を備えることを特徴とする。
【００２２】
請求項１２記載の発明は、請求項１、請求項２、請求項３、請求項９、請求項１０および請求項１１のいずれかに記載のＯＦＤＭ受信装置において、前記切替手段は、所定シンボル数以上の間隔をおいてアンテナの切替制御を行うことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２３】
本発明は、２本のアンテナを備えるＯＦＤＭ受信装置であって、信号品質を測定する手段を備え、信号品質が良いアンテナを択一的に選択する。そして、選択されたアンテナから出力された信号のみをチューナで受信して処理する。チューナから出力された信号は復調処理が行われる。
【００２４】
これにより、本発明は、２本のアンテナを利用して、品質の良い信号を選択的に受信可能であり、さらに、受信装置はチューナを１つ備えるだけであるので、低消費電力、低コスト化を図ることが可能である。
【００２５】
また、信号品質を測定する手段として、信号のコンスタレーション上での信号の位置ずれを算出する。これにより、受信信号が外乱を受けている場合には、信号の良否を測定可能であり、信号品質の良いアンテナを選択可能である。
【００２６】
また、信号品質を測定する手段として、信号のビット誤り率を算出する。これにより、受信信号の良否を正確に反映して、アンテナを選択可能である。
【００２７】
また、本発明は、受信信号のＣ／Ｎ比を算出する手段を備え、Ｃ／Ｎ比の良いアンテナを択一的に選択する。そして、選択されたアンテナから出力された信号のみをチューナで受信して処理する。
【００２８】
これにより、２本のアンテナのうち、受信状態の良いアンテナを選択的に利用可能である。また、受信装置はチューナを１つ備えるだけであるので、低消費電力、低コスト化を図ることが可能である。
【００２９】
また、本発明は、位置ずれを複数シンボルで平均して算出する手段は、信号のコンスタレーション上の位置ずれを、１０シンボル未満で平均して算出する。これにより、当該手段の回路構成を削減することができる。また、伝送途中に外乱が生じ信号に歪が生じた場合等に実施されるアンテナ切替処理の即応性が向上させることができる。つまり、信号に歪みを生じると即座にアンテナ切替処理を実施することができる。
【００３０】
また、シンボル平均値は１０シンボル未満で平均して算出されており、当該１０シンボル未満は、たとえばドップラーシフト周波数の低い場合においてコンスタレーション上の位置ずれが大きくなる期間と同程度である。
【００３１】
したがって、シンボル平均値の算出中に当該信号の歪が生じている期間が含まれている場合に算出されたシンボル平均値と、シンボル平均値の算出中に当該信号の歪が生じている期間が含まれていない場合に算出されたシンボル平均値とを比較したとき、両シンボル平均値の差を大きくすることができる。これにより、上記所定の閾値の設定が容易となるので、受信信号のＣ／Ｎ比の改善を図ることが可能となる。なお、上記閾値の設定が容易なこと、および当該受信信号のＣ／Ｎ比が改善することは、実験により確認された。
【００３２】
また、本発明は、アンテナを択一的に切り替えた後、所定の期間から成る静止期間、信号のコンスタレーション上の位置ずれを算出しない。これにより、アンテナ切替処理に起因してコンスタレーション上の位置ずれが大きくなったとしても、当該位置ずれが大きくなった期間とシンボル平均値の算出期間との重複を少なくすることができる。これにより、アンテナ切替処理により上記位置ずれが大きくなったとしても、シンボル平均値の算出における当該位置ずれが大きくなった影響を抑制することができる。
【００３３】
また、アンテナ切替処理によるコンスタレーション上の位置ずれが大きくなる期間は、１０シンボル未満である。よって、本発明において所定の期間（静止期間）を少なくとも１０シンボル以上とすることにより、シンボル平均値の算出の際における、アンテナ切替処理による影響を完全に排除することができる。
【００３４】
また、本発明は、各シンボル毎に、位置ずれと所定の閾値とを比較し、所定のシンボル数連続して位置ずれが所定の閾値を上回る場合には、アンテナを切り替え、所定のシンボル数未満で連続して位置ずれが所定の閾値を上回る場合には、選択されているアンテナを継続して用いる。
【００３５】
これにより、伝送途中に外乱が生じ信号に歪が生じることによりコンスタレーション上の位置ずれが大きくなっている期間と、アンテナ切替処理に起因してコンスタレーション上の位置ずれが大きくなっている期間とを、重複させることが可能となる。よって、信号に歪が生じアンテナ切替処理を行ったとしても、正常な信号を受信できる期間を、上記両期間を重複させない場合よりも長くすることができる。
【００３６】
また、所定のシンボル数は２ないし４のいずれかのシンボル数である。ここで、伝送途中に外乱が生じ信号に歪を正確に検出するという観点から、２ないし４のいずれかのシンボル数の期間に渡りコンスタレーションの位置ずれが大きくなった場合にアンテナ切替処理を実施することが望ましい。よって、前記事項を考慮しつつ、正常な信号を受信できる期間を最大限長くすることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３７】
以下、図面を参照しつつ本発明の実施の形態について説明する。地上波デジタル放送の送信方式として、１チャンネルの帯域内に数百〜数千の多数の搬送波（サブキャリア）を多重伝送するＯＦＤＭ方式が日本や欧米などで採用されている。このＯＦＤＭ方式は、送信データを複数のサブキャリアに分割して送信するマルチキャリア変調方式であるため、周波数利用効率が非常に高く、移動受信時に生じる周波数選択性フェーディング妨害に強い。また、６ＭＨｚの帯域幅で伝送する総ビットレートが同じという条件下では、各キャリアのシンボル期間が通常のシングルキャリア変調方式のそれに比べてキャリアの本数分（数百〜数千分）長く、また、各有効シンボル間にガードインターバルという保護期間を設けることによりマルチパス（ゴースト）の影響を小さくできるため、画質劣化を抑制できるという利点がある。
【００３８】
｛第１の実施の形態｝
図１は、本発明の第１の実施の形態に係るＯＦＤＭ受信装置の機能ブロック図である。本実施の形態のＯＦＤＭ受信装置は、携帯電話機、携帯型デジタルテレビなどの携帯機器に用いられる受信装置であって、複数の階層からなるＯＦＤＭ信号のうち、１セグメントのみからなる階層を受信する１セグメント方式の受信装置である。そして、本実施の形態のＯＦＤＭ受信装置は、図１に示すように、指向性を持った２本のアンテナ１１Ａ，１１Ｂを備え、ダイバーシティ受信を行う受信装置である。
【００３９】
ＯＦＤＭ送信装置（図示せず）から送信されたＲＦ（Radio Frequency）信号は伝送路を通って２本の受信アンテナ１１Ａ，１１Ｂで受信される。受信ＲＦ信号は、アンテナ切替部１２を介してチューナ１３に出力され、チューナ１３でＩＦ（Intermediate Frequency）信号に周波数変換される。そのＩＦ信号は、ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）、ミキサー、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）等を介してＡ／Ｄ変換器１４に出力される。Ａ／Ｄ変換器１４に入力された信号は所定のサンプリング周波数でデジタル信号に変換される。
【００４０】
Ａ／Ｄ変換器１４から出力された信号は、直交検波回路１５が備える乗算器１５１，１５２に出力される。乗算器１５１は、信号に対してＣＯＳ波を乗算し、乗算器１５２は、信号に対してＳＩＮ波を乗算する。そして、乗算器１５１，１５２からは、それぞれ同相成分（Ｉ）、直交成分（Ｑ）の信号が出力される。さらに、Ｉ成分およびＱ成分の信号は、ＬＰＦ１５３，１５４によって高周波成分が除去され、ＦＦＴ演算回路１６に対して出力される。
【００４１】
ＦＦＴ演算回路１６は、入力する時間領域の信号（Ｉ成分およびＱ成分の信号）を周波数領域の信号（Ｉ成分およびＱ成分の信号）にフーリエ変換する。周波数領域に変換された信号は、受信信号の等化処理を実行する等化回路１７に出力される。等化回路１７は、振幅と位相が既知のパイロット信号を用いて受信信号の推定伝送路応答を算出し、推定伝送路応答をシンボル方向およびキャリア方向に補間処理する。そして、補間された推定伝送路応答を用いて受信信号の等化処理を実行するのである。そして、等化処理後の受信信号は、デマッピング回路１８に出力される。デマッピング回路１８では、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭなどのコンスタレーション上の複素信号が整数信号にデマッピングされる。デマッピング処理後の信号は、ＦＥＣ回路１９に出力され、ＦＥＣ回路１９において、ビタビ復号やリードソロモン復号化が行われ、誤り訂正が行われる。ＦＥＣ回路１９から出力された信号は、図示せぬソース復号器でＭＰＥＧ（Moving Picture Experts Group）−２方式などの復号化を施され、復号信号として利用されるのである。
【００４２】
次に、本発明の特徴部分について説明する。上述の如く、本実施の形態のＯＦＤＭ受信装置は、２本のアンテナ１１Ａ，１１Ｂと、アンテナ切替部１２を備えている。アンテナ切替部１２は、アンテナ切替制御部２０から制御信号を受けて、２本のアンテナ１１Ａ，１１Ｂを択一的に切り替える機能を備えている。つまり、アンテナ切替部１２は、２本のアンテナ１１Ａ，１１Ｂが受信した信号のうち、選択された一方のアンテナが受信した信号をチューナ１３に出力する。
【００４３】
アンテナ切替制御部２０は、ずれ検出回路２１および判定回路２２を備えており、等化回路１７から出力されたＩ成分およびＱ成分の信号を利用して、アンテナの切替判定を行う機能を備えている。
【００４４】
ずれ検出回路２１は、等化回路１７から出力されたＩ成分およびＱ成分の信号を入力し、コンスタレーション上の位置ずれを検出する回路である。
【００４５】
コンスタレーションは、同相成分（Ｉ成分の信号）を横軸，直交成分（Ｑ成分の信号）を縦軸として信号の配置を表現したものである。本実施の形態において、ＯＦＤＭ信号は、ＱＰＳＫ変調された信号であり、図２ないし図５は、ＱＰＳＫ変調された信号のコンスタレーションを示す図である。図２は、送信機から送信された元の信号のコンスタレーションである。このように、元の信号は、（Ｉ，Ｑ）＝（１，１）、（１，−１）、（−１，１）、（−１，−１）の４点のいずれかの信号である。ＯＦＤＭ信号が送信機から送信され、受信機において受信されるまでの過程で外乱が加わると、受信信号のコンスタレーションは、上記の４点からずれることになる。たとえば、図３は、５％の周波数ずれが発生した場合のコンスタレーションであり、図４は、８０Ｈｚのドップラー周波数環境で受信した場合のコンスタレーションであり、図５は、白色ガウスノイズ（ＡＷＧＮ）が加わったＣ／Ｎ＝１５ｄＢ環境下のコンスタレーションである。
【００４６】
このように、外乱が加わった受信信号は、コンスタレーション上において元の信号の４点位置からずれた位置にプロットされている。そして、ずれ検出回路２１は、等化回路１７から出力されたＩ成分およびＱ成分の信号のコンスタレーション上の位置ずれを数１式に示す演算方法により算出する。
【００４７】
【数１】
2007043650.tif 000003
【００４８】
数１式中、Ｎは、１シンボル内のキャリア数であり、Ｉiはｉ番目のサブキャリアのＩ成分（同相成分）、Ｑiはｉ番目のサブキャリアのＱ成分（直交成分）を示している。つまり、１シンボル内の全キャリアの信号について、（Ｉ，Ｑ）＝（１，１）、（１，−１）、（−１，１）、（−１，−１）の４点からの距離の自乗値を加算し、その平均値を算出しているのである。たとえば、外乱がない場合、全てのサブキャリアについて｜Ｉi｜＝｜Ｑi｜＝１であり、Ｒ＝０と演算される。つまり、信号のずれはなく、信号に歪がないと判断される。一方、外乱がある場合には、Ｒは０以外の実数となり、信号の位置ずれが検出される。そして、Ｉi成分あるいはＱi成分が１から離れるほど、平均ずれＲが大きくなり、受信状況が悪化していると判断できる。
【００４９】
ずれ検出回路２１は、数１式で示された演算により信号位置ずれのキャリア平均値Ｒを算出すると、この値を判定回路２２に出力する。判定回路２２は、数十ｍｓあるいは数百ｍｓの期間に亘ってＲの値を積算し、さらに、その平均値を求める。つまり、ずれ検出回路２１においては、１シンボル内の全サブキャリアについて、コンスタレーション上の信号位置ずれの平均値が求められ、さらに、判定回路２２においては、複数のシンボルについて、信号位置ずれの平均値が求められるのである。数２式は、判定回路２２において算出される信号位置ずれのシンボル平均値Ｒaveの演算式である。
【００５０】
【数２】
2007043650.tif 000004
【００５１】
数２式において、Ｒkは、ｋ番目のシンボルにおける信号位置ずれのキャリア平均値を示しており、Ｍは平均を算出する対象のシンボル数を示している。たとえば、５０シンボル毎にＲaveを算出するようにする。
【００５２】
判定回路２２は、信号位置ずれのシンボル平均値Ｒaveを算出すると、所定の閾値とＲaveとの比較処理を行う。そして、Ｒaveが所定の閾値を上回る場合（つまり、信号位置ずれが大きく、信号品質が悪い場合）には、アンテナ切替部１２に対して受信アンテナを切り替える制御信号を送出する。一方、Ｒaveが所定の閾値を下回る場合（つまり、信号位置ずれが小さく、信号品質が良い場合）には、アンテナ切替部１２に対して現在アクティブとなっているアンテナを継続して用いるよう制御信号を送出する。
【００５３】
判定回路２２から送出された制御信号は、Ｄ／Ａ変換器２３においてアナログ変換され、アナログの制御信号としてアンテナ切替部１２に送られる。そして、アンテナ切替部１２は、入力した制御信号に基づいてアンテナの切替制御を行うのである。これにより、信号ずれのシンボル平均値Ｒaveが所定の閾値を上回る場合には、アンテナ１１Ａ，１１Ｂのうち、現在アクティブとなっていないアンテナへの切替が行われ、シンボル平均値Ｒaveが所定の閾値を下回る場合には、アンテナ１１Ａ，１１Ｂのうち、現在アクティブとなっているアンテナがそのまま選択される。
【００５４】
このように、本実施の形態によれば、受信信号のコンスタレーション上の位置ずれに基づいて、信号の歪みが判定され、歪み度合いが小さいアンテナが選択される。そして、アンテナ切替部１２は、選択されたアンテナが受信した信号のみをチューナ１３に出力するので、ダイバーシティ受信した２つの信号のうち、信号品質の良い信号を選択して復調することが可能である。そして、本実施の形態のＯＦＤＭ受信装置は、チューナが１つで良いので、低消費電力かつ低コスト化を図ることが可能である。
【００５５】
なお、判定回路２２は、所定のシンボル数（たとえば５０シンボル）の間隔をおいて、アンテナの切替制御を行うことが望ましい。これは、短い期間内（例えば数シンボル）において、頻繁にアンテナの切替が発生し、伝送路状態が大きく変動することを防止するためである。
【００５６】
｛第２の実施の形態｝
次に本発明の第２の実施の形態について説明する。第２の実施の形態においては、受信信号のビット誤り率（ＢＥＲ）に基づいてアンテナの切り替え制御を行う。図６は、第２の実施の形態に係るＯＦＤＭ受信装置のブロック図である。図において、第１の実施の形態と同様の構成については、同じ符号を用いている。以下、第１の実施の形態と異なる点を説明する。
【００５７】
図６に示すように、このＯＦＤＭ受信装置は、ＦＥＣ回路１９からビット誤り率信号を入力する判定回路３１を備えている。具体的には、ＦＥＣ回路１９は、ビタビ復号により信号の誤りを訂正するが、ビタビ復号回路は、誤り訂正処理を行うとともに、発生したビット誤りの出現数をカウントしている。このカウント値に基づいてＦＥＣ回路１９は、ビット誤り率を算出可能である。そして、ＦＥＣ回路１９が、このビット誤り率信号を判定回路３１に出力すると、判定回路３１において、ビット誤り率と所定の閾値との間で比較処理が行われる。そして、判定回路３１は、ビット誤り率が所定の閾値を上回っている場合（つまり、ビット誤りが多く、信号品質が悪い場合）には、アンテナ切替部１２に対して、アンテナを切り替えるよう制御信号を送出する。また、判定回路３１は、ビット誤り率が所定の閾値を下回っている場合（つまり、ビット誤りが少なく、信号品質が良い場合）には、アンテナ制御部１２に対して、現在アクティブとなっているアンテナを継続して用いるよう制御信号を送出するのである。
【００５８】
判定回路３１から送出された制御信号は、Ｄ／Ａ変換器２３においてアナログ変換され、アナログの制御信号としてアンテナ切替部１２に送られる。そして、アンテナ切替部１２は、入力した制御信号に基づいてアンテナの切替制御を行うのである。これにより、信号のビット誤り率が所定の閾値を上回る場合には、アンテナ１１Ａ，１１Ｂのうち、現在アクティブとなっていないアンテナへの切替が行われ、ビット誤り率が所定の閾値を下回る場合には、アンテナ１１Ａ，１１Ｂのうち、現在アクティブとなっているアンテナがそのまま選択される。
【００５９】
このように、本実施の形態によれば、受信信号のビット誤り率に基づいて、信号品質の良いアンテナが選択されるよう切替制御が行われる。そして、アンテナ切替部１２は、選択されたアンテナが受信した信号のみをチューナ１３に出力するので、ダイバーシティ受信した２つの信号のうち、信号品質の良い信号を選択して復調することが可能である。そして、本実施の形態のＯＦＤＭ受信装置は、チューナが１つで良いので、低消費電力かつ低コスト化を図ることが可能である。
【００６０】
｛第３の実施の形態｝
次に本発明の第３の実施の形態について説明する。第３の実施の形態においては、受信信号のＣ／Ｎ比（Carrier to Noise ratio）に基づいてアンテナを切り替え制御する。図７は、第３の実施の形態に係るＯＦＤＭ受信装置のブロック図である。図において、第１の実施の形態と同様の構成については、同じ符号を用いている。以下、第１の実施の形態と異なる点を説明する。
【００６１】
図７に示すように、このＯＦＤＭ受信装置は、Ｃ／Ｎ演算部４１を備えており、Ｃ／Ｎ演算部４１は、ＦＦＴ回路１６の演算結果に基づいて、受信信号のＣ／Ｎ比を算出する。Ｃ／Ｎ比は、ノイズに対する信号の比であり、その値が高いほど信号パワーが強いことを示している。なお、Ｃ／Ｎ演算部４１は、ＦＦＴ演算前の信号を用いてＣ／Ｎ比を算出するようにしても良い。そして、Ｃ／Ｎ演算部４１は、算出した受信信号のＣ／Ｎ比信号を判定回路４２に出力すると、判定回路４２において、Ｃ／Ｎ比と所定の閾値との間で比較処理が行われる。そして、判定回路４２は、Ｃ／Ｎ比が所定の閾値を下回っている場合（つまり、雑音が多く、信号パワーが弱い場合）には、アンテナ切替部１２に対して、アンテナを切り替えるよう制御信号を送出する。また、判定回路４２は、Ｃ／Ｎ比が所定の閾値を上回っている場合（つまり、雑音が少なく、信号パワーが強い場合）には、アンテナ制御部１２に対して、現在アクティブとなっているアンテナを継続して用いるよう制御信号を送出するのである。
【００６２】
判定回路４２から送出された制御信号は、Ｄ／Ａ変換器２３においてアナログ変換され、アナログの制御信号としてアンテナ切替部１２に送られる。そして、アンテナ切替部１２は、入力した制御信号に基づいてアンテナの切替制御を行うのである。これにより、信号のＣ／Ｎ比が所定の閾値を下回る場合には、アンテナ１１Ａ，１１Ｂのうち、現在アクティブとなっていないアンテナへの切替が行われ、Ｃ／Ｎ比が所定の閾値を上回る場合には、アンテナ１１Ａ，１１Ｂのうち、現在アクティブとなっているアンテナがそのまま選択される。
【００６３】
このように、本実施の形態によれば、受信信号のＣ／Ｎ比に基づいて、強い信号パワーを得られるアンテナを選択するように切替制御が行われる。そして、アンテナ切替部１２は、選択されたアンテナが受信した信号のみをチューナ１３に出力するので、ダイバーシティ受信した２つの信号のうち、Ｃ／Ｎ比の良い信号を選択して復調することが可能である。そして、本実施の形態のＯＦＤＭ受信装置は、チューナが１つで良いので、低消費電力かつ低コスト化を図ることが可能である。
【００６４】
なお、判定回路４２は、所定のシンボル数（たとえば５０シンボル）の間隔をおいて、アンテナの切替制御を行うことが望ましい。これは、短い期間内（例えば数シンボル）において、頻繁にアンテナの切替が発生し、伝送路状態が大きく変動することを防止するためである。
【００６５】
｛第４の実施の形態｝
ドップラーシフト周波数の低い場合（これは、ＯＦＤＭ受信装置を持ち歩いて使用する場合に相当する）には、長い期間に渡って連続して、コンスタレーション上の位置ずれ（数１式のＲ2）が大きくなることはほとんど無い。つまり、ドップラーシフト周波数が低い場合には、多くの場合、数シンボルの期間に渡ってコンスタレーション上の位置ずれ（数１のＲ2）が比較的大きくなった後、数１０シンボルの期間に渡ってコンスタレーション上の位置ずれ（数１式のＲ2）が比較的小さくなる。
【００６６】
したがって、たとえばドップラーシフト周波数の低い場合に、第１の実施の形態で説明した数２式において、数十シンボルから数百シンボルまでの間の期間に渡ってシンボル平均値Ｒaveを測定したのでは、上記所定の閾値を最適な値に設定することが困難であるという問題が生じ得る。
【００６７】
これは、シンボル平均値Ｒaveの算出中に、コンスタレーション上の位置ずれが比較的大きくなっている期間を含んでいるにもかかわらず、その期間が数シンボル程度と小さいので、数十シンボルから数百シンボルに渡ってシンボル平均値Ｒaveを測定した場合には、当該シンボル平均値Ｒaveが小さくなるからである。したがって、数十シンボルから数百シンボルに渡ってシンボル平均値Ｒaveを測定した場合には、数シンボルに渡って信号に歪が生じている期間を含んで算出されたシンボル平均値Ｒaveと、当該信号に歪が生じている期間を含まず算出されたシンボル平均値Ｒaveとの間における、差は極めて小さくなる。
【００６８】
当該状況において、たとえば、所定の閾値を比較的大きな値に設定した場合には、数シンボルの期間に渡ってコンスタレーション上の位置ずれが比較的大きくなったとしても（つまり、数シンボル期間に渡り信号に歪が生じたとしても）、当該信号の歪みを検出できなくなる。
【００６９】
一方、所定の閾値を比較的小さな値に設定した場合には、コンスタレーション上の位置ずれが比較的小さくなる数十シンボルの期間においても（つまり、数十シンボルに渡り信号の歪が、正常な信号受信の観点から許容できる程度に小さくても）、アンテナの切替が実施されてしまう（つまり、頻繁にアンテナの切替処理が実施されてしまう）。
【００７０】
上記のような所定の閾値の設定の困難さは、結果的に受信信号のＣ／Ｎ比の悪化に結びつく。本実施の形態では、当該問題を解決するためのＯＦＤＭ受信装置を提供する。
【００７１】
つまり、本実施の形態に係わるＯＦＤＭ受信装置が有する判定回路２２は、信号のコンスタレーション上の位置ずれを、１０シンボル未満で平均して算出する。つまり、数２式において「Ｍ」は十未満であり、判定回路２２は、１０シンボル未満毎にシンボル平値均Ｒaveを算出する。
【００７２】
本実施の形態に係わるＯＦＤＭ受信装置は、以下のように動作する。
【００７３】
ずれ検出回路２１は、数１式で示された演算により信号位置ずれのキャリア平均値Ｒを算出すると、この値を判定回路２２に出力する。判定回路２２は、所定の期間に亘ってＲの値を積算し、さらに、その平均値を求める。
【００７４】
より具体的には、ずれ検出回路２１においては、１シンボル内の全サブキャリアについて、コンスタレーション上の信号位置ずれの平均値が求められ（数１式）、さらに、判定回路２２においては、１０シンボル未満（＝Ｍ）について、信号位置ずれの平均値が求められるのである（数２式）。
【００７５】
判定回路２２は、１０シンボル未満についての信号位置ずれのシンボル平均値Ｒaveを算出すると、所定の閾値と当該算出したＲaveとの比較処理を行う。そして、当該算出したＲaveが所定の閾値を上回る場合には、アンテナ切替部１２に対して受信アンテナを切り替える制御信号を送出する。一方、当該算出したＲaveが所定の閾値を下回る場合には、アンテナ切替部１２に対して現在アクティブとなっているアンテナを継続して用いるよう制御信号を送出する。
【００７６】
判定回路２２から送出された制御信号は、Ｄ／Ａ変換器２３においてアナログ変換され、アナログの制御信号としてアンテナ切替部１２に送られる。そして、アンテナ切替部１２は、入力した制御信号に基づいてアンテナの切替制御を行うのである。
【００７７】
これにより、信号ずれのシンボル平均値Ｒave（１０シンボル未満で平均したシンボル平均値）が所定の閾値を上回る場合には、アンテナ１１Ａ，１１Ｂのうち、現在アクティブとなっていないアンテナへの切替が行われ、シンボル平均値Ｒave（１０シンボル未満で平均したシンボル平均値）が所定の閾値を下回る場合には、アンテナ１１Ａ，１１Ｂのうち、現在アクティブとなっているアンテナがそのまま選択される。
【００７８】
このように、本実施の形態によれば、受信信号のコンスタレーション上の位置ずれを１０シンボル未満で平均して算出している（つまり、数２式において「Ｍ」は十未満である）。
【００７９】
したがって、数シンボルの期間に渡ってコンスタレーション上の位置ずれが比較的大きくなる受信信号の歪み（当該現象は、上述の通りたとえばドップラーシフト周波数の低い場合において多く発生する）を検出できる上記所定の閾値を、容易に設定することができる。
【００８０】
つまり、本実施の形態では、たとえばドップラーシフト周波数の低い場合において多く発生する受信信号の歪みの期間（つまり、数シンボル程度）と同程度の期間に渡って、シンボル平均値Ｒaveの算出を実施している。
【００８１】
したがって、シンボル平均値Ｒaveの算出中に当該信号の歪が生じている期間が含まれている場合に算出されたシンボル平均値Ｒaveと、シンボル平均値Ｒaveの算出中に当該信号の歪が生じている期間が含まれていない場合に算出されたシンボル平均値Ｒaveとを比較したとき、両シンボル平均値Ｒaveの差を大きくすることができる。これにより、上記所定の閾値の設定が容易となる。
【００８２】
このように、本実施の形態に係わるＯＦＤＭ受信装置では、上記所定の閾値の設定が容易となるので、受信信号のＣ／Ｎ比の改善を図ることが可能となる。
【００８３】
発明者らは、数２式の「Ｍ」の値を変化させて受信信号のＣ／Ｎ比を測定した。結果、１０シンボル未満としてシンボル平均値Ｒaveの算出を行ったときに、受信信号のＣ／Ｎ比をより顕著に改善することができた。また、数２式の「Ｍ」の値を数十シンボルから数百シンボルとする場合よれも、本実施の形態のように当該「Ｍ」の値を１０シンボル未満と設定した場合の方が、所定の閾値をより容易に設定することができた。
【００８４】
また、上述の通り、本実施の形態では、１０シンボル未満のシンボル数に渡ってシンボル平均値Ｒaveの算出している。したがって、数十シンボルもしくは数百シンボルに渡ってシンボル平均値Ｒaveを算出し、アンテナの切替制御を行う場合よりも、本実施の形態の方が、受信信号に歪が発生したときのアンテナ切替処理の即応性を向上させることもでき、さらに判定回路２２の回路規模の削減も図ることができる。
【００８５】
｛第５の実施の形態｝
上記各実施の形態に係わるＯＦＤＭ受信装置においてアンテナの切替処理を行った場合、数シンボル（シンボル方向補間フィルタにおける処理可能長さ程度であり、１０シンボル未満）に渡って、当該アンテナ切替処理に起因してコンスタレーション上の位置ずれが大きくなる。
【００８６】
したがって、本来的に（つまり、伝送途中の外乱等に起因して）受信信号に歪が生じていないもしくは歪が小さいのにも係わらず、アンテナ切替処理直後から算出されたシンボル平均値Ｒaveと所定の閾値とを比較した場合には、アンテナの切替処理が実施される場合がある。つまり、アンテナ切替処理に起因して、アンテナの切替処理が再度行われることがある。
【００８７】
切替処理により新たに選択されたアンテナにおいて受信される受信信号の方が、切替前のアンテナにおいて受信される受信信号よりも歪が大きい場合があるので、このような事態（つまり、本来的に受信信号に歪が生じていないもしくは歪が小さいのにも係わらず、アンテナの切替が実施される事態）は、好ましくない。
【００８８】
本実施の形態では、当該問題を解決するためのＯＦＤＭ受信装置を提供する。本実施の形態に係わるＯＦＤＭ受信装置は、前記切替手段が前記２本のアンテナを択一的に切替えた後の所定の期間避けて、複数シンボルの平均（数２式）が算出される。
【００８９】
つまり、本実施の形態に係わるＯＦＤＭ受信装置が有するずれ検出回路２１もしくは判定回路２２は、アンテナ切替部１２が２本のアンテナ１１Ａ，１１Ｂを択一的に切り替えた後に、所定の期間から成る静止期間、信号のコンスタレーション上の位置ずれを算出しない。
【００９０】
さらに、上記静止期間経過後、ずれ検出回路２１では、１シンボル内の全サブキャリアについてコンスタレーション上の信号位置ずれの平均値（数１式）が求められ、さらに、判定回路２２においては、複数のシンボルについて信号位置ずれの平均値（数２式）が求められる。
【００９１】
本実施の形態に係わるＯＦＤＭ受信装置の動作を、第１の実施の形態に係るＯＦＤＭ受信装置の動作と比較しつつ説明する。
【００９２】
図８は、第１の実施の形態に係るＯＦＤＭ受信装置のアンテナ切替動作の一例を示す図である。
【００９３】
アンテナ１１Ａが選択されている状態において、第１の実施の形態で説明した手順に従い、ずれ検出回路２１からの算出結果を基に、判定回路２２はシンボル平均値Ｒaveを算出する。判定回路２２が当該シンボル平均値Ｒaveと所定の閾値との比較処理を行った結果、シンボル平均値Ｒaveが所定の閾値を上回った場合には、アンテナの切替処理が実施されアンテナ１１Ｂが選択される。そして、当該アンテナの切替処理直後、第１の実施の形態で説明した手順に従い、ずれ検出回路２１からの算出結果を基に、判定回路２２はシンボル平均値Ｒaveを再び算出する。
【００９４】
図９は、本実施の形態に係わるＯＦＤＭ受信装置のアンテナ切替動作の一例を示す図である。
【００９５】
アンテナ１１Ａが選択されている状態において、第１の実施の形態で説明した手順に従い、ずれ検出回路２１からの算出結果を基に、判定回路２２はシンボル平均値Ｒaveを算出する。判定回路２２が当該シンボル平均値Ｒaveと所定の閾値との比較処理を行った結果、シンボル平均値Ｒaveが所定の閾値を上回った場合には、アンテナの切替処理が実施されアンテナ１１Ｂが選択される。
【００９６】
そして、当該アンテナの切替処理後、所定の期間、ずれ検出回路２１および判定回路２２は、コンスタレーション上の位置ずれを算出しない。当該コンスタレーション上の位置ずれを算出しない所定の期間が、静止期間である。
【００９７】
当該静止期間経過後、第１の実施の形態で説明した手順に従い、ずれ検出回路２１からの算出結果を基に、判定回路２２はシンボル平均値Ｒaveを再び算出する。
【００９８】
このように、本実施の形態では、上記静止期間が設定されている。つまり、本実施の形態では、アンテナの切替処理の直後に、所定の期間、コンスタレーション上の位置ずれを算出しない。
【００９９】
したがって、アンテナ切替処理に起因してコンスタレーション上の位置ずれが大きくなったとしても、当該位置ずれが大きくなった期間とシンボル平均値Ｒaveの算出期間との重複を少なくすることができる。これにより、アンテナ切替処理により上記位置ずれが大きくなったとしても、シンボル平均値Ｒaveの算出における当該位置ずれが大きくなった影響を抑制することができる。
【０１００】
なお、上述したように、アンテナの切替処理に起因した上記位置ずれは、数シンボル期間（より具体的には、１０シンボル未満の期間）に渡って発生する。したがって、上記静止期間を、少なくとも１０シンボル以上に設定することにより、より確実に、シンボル平均値Ｒaveの算出の際における、アンテナ切替処理による影響を完全に排除することができる。
【０１０１】
また、第４の実施の形態で説明したように、本実施の形態に係わる判定回路２２は、上記静止期間後、１０シンボル未満についての信号位置ずれのシンボル平均値Ｒaveを算出し、所定の閾値と当該算出したシンボル平均値Ｒaveとの比較処理を行っても良い。
【０１０２】
｛第６の実施の形態｝
第１の実施の形態に係るＯＦＤＭ受信装置のアンテナ切替動作の一例を示す図１０に示す。
【０１０３】
図１０において、アンテナ１１Ａが選択されている状態で、伝送途中の外乱等に起因して受信信号に大きな歪が生じたとする（以下、当該要因による歪みを本来の歪みと称する）。図１０において示されている「×」は、数１式により算出されたコンスタレーション上の位置ずれが所定の閾値を上回るシンボルを示す。本来の歪が数シンボルに渡り生じ、その後歪みが無くなったとする（もしくは、正常な信号受信の観点から問題にならないほど小さくなったとする）。
【０１０４】
上記状況において、数２式に基づいて所定の期間に渡りシンボル平均値Ｒaveの算出を行い、当該算出したシンボル平均値Ｒaveと所定の閾値とを比較した結果、アンテナの切替処理が実施され、アンテナ１１Ｂが選択されたとする。ここで、上述したように、当該アンテナの切替処理に起因して受信信号のコンスタレーション上の位置ずれが発生する（これを、便宜上切替処理に起因した歪みと称する）。
【０１０５】
しかしながら、図１０を用いて説明した動作を行った場合には、以下に示す問題が生じる。つまり、本来の歪みが生じてから切替処理が実施され、切替処理に起因した歪みが発生し、当該切替処理に起因した歪みが無視できるまでの間において、本来の歪みが発生した期間と切替処理に起因した歪みが発生した期間との合計分（図１０に示す場合では、１６シンボル数）の期間、ＯＦＤＭ受信装置は信号を正常に受信できなくなる。
【０１０６】
本実施の形態に係わるＯＦＤＭ受信装置では、以下の説明から分かるように、アンテナ切替処理が実施された場合において、信号を正常に受信できなくなる期間をより短くすることができる。
【０１０７】
本実施の形態に係わるＯＦＤＭ受信装置は、所定のシンボル数に渡って連続して、上記ずれ検出回路２１で算出された各シンボル毎の位置ずれ（数１式）が所定の閾値より上回った場合に、アンテナ切替処理を行う。
【０１０８】
以下、本実施の形態に係わるＯＦＤＭ受信装置の動作の説明を、図１１を用いてより具体的に説明する。ここで、図１１は、本実施の形態に係わるＯＦＤＭ受信装置のアンテナ切替動作の一例を示す図である。
【０１０９】
ずれ検出回路２１は、各シンボル毎に、信号のコンスタレーションの位置ずれを全キャリアで平均して算出する（数１式）。そして、ずれ検出回路２１は、当該算出結果を判定回路２２に向けて出力する。判定回路２２は、各シンボル毎に、ずれ検出回路２１において算出された位置ずれ（数１式）と所定の閾値とを比較する。
【０１１０】
図１１に示されているように、アンテナ１１Ａが選択されている状態において、本来の歪が発生したとする。判定回路２２における上記比較処理の結果、所定のシンボル数（図１１では、２シンボル数）連続して、上記算出された位置ずれが所定の閾値を上回ったなら、判定回路２２は、アンテナ切替部１２に対して受信アンテナを切り替える制御信号を送出する。
【０１１１】
判定回路２２から送出された制御信号は、Ｄ／Ａ変換器２３においてアナログ変換され、アナログの制御信号としてアンテナ切替部１２に送られる。そして、アンテナ切替部１２は、入力した制御信号に基づいてアンテナの切替制御を行うのである。これにより、アンテナ１１Ａからアンテナ１１Ｂへとアクティブ状態のアンテナが切り替わる。
【０１１２】
これに対して、図１１とは異なり、判定回路２２における各シンボル毎に行われる上記比較処理の結果、所定のシンボル数未満で連続して、上記算出された位置ずれが所定の閾値を上回る場合には、判定回路２２は、アンテナ切替部１２に対して現在アクティブとなっているアンテナを継続して用いるよう制御信号を送出する。よって、アンテナ１１Ａ，１１Ｂのうち、現在アクティブとなっているアンテナ（アンテナ１１Ａ）がそのまま選択される。
【０１１３】
たとえば、所定のシンボル数が「３」であり、各シンボル毎に行われる上記比較処理の結果、上記算出された位置ずれが所定の閾値を上回ったのが、連続して２シンボルであった仮定する（図１２参照）。当該場合には、判定回路２２は、アンテナ切替部１２に対して現在アクティブとなっているアンテナを継続して用いるよう制御信号を送出する。よって、アンテナ１１Ａ，１１Ｂのうち、現在アクティブとなっているアンテナ（アンテナ１１Ａ）がそのまま選択される。
【０１１４】
このように、本実施の形態によれば、所定のシンボル数連続して、上記算出された位置ずれが所定の閾値を上回った場合に、アンテナ切替処理を実施している。したがって、本来の歪みが発生している期間と切替処理に起因した歪み期間とを、重複させることができる（図１１参照）。
【０１１５】
よって、本来の歪みが生じてからアンテナ切替処理が実施され、アンテナ切替処理に起因した歪みが無くなるまでの間において、ＯＦＤＭ受信装置が信号を正常に受信できなくなる期間（図１１の場合では、１０シンボル数期間）を、図１０の場合よりも減少させることができる。
【０１１６】
なお、上述から明らかなように、本来の歪みが発生している期間と切替処理に起因した歪み期間とを重複させるためには、本来の歪が発生している最中に、アンテナ切替処理を行う必要がある。
【０１１７】
一般的に、本来の歪が発生する期間が、観測の結果２シンボル数以上２０シンボル数未満（ドップラーシフト周波数の低い場合（これは、ＯＦＤＭ受信装置を持ち歩いて使用する場合に相当する）には、１０シンボル数未満）であることから、上記所定のシンボル数は、２シンボル数以上２０シンボル（ドップラーシフト周波数の低い場合なら、１０シンボル）数未満内のいずれかのシンボル数であることが望ましい。
【０１１８】
なお、上記重ね合わせ期間を最大限とする観点（つまり、ＯＦＤＭ受信装置が信号を正常に受信できなくなる期間を最小限とする観点）、および発明者らによる測定結果から、上記所定のシンボル数は、２〜４シンボル数（２ないし４のいずれかのシンボル数）であることが望まれる。
【０１１９】
また、切替処理に起因した歪み起因したアンテナ切替処理が実施されないようにするために、本実施の形態に係わるＯＦＤＭ受信装置において、第５の実施の形態で説明した静止期間を設定しても良い。
【図面の簡単な説明】
【０１２０】
【図１】第１の実施の形態に係るＯＦＤＭ受信装置のブロック図である。
【図２】元の信号のコンスタレーションを示す図である。
【図３】５％周波数ずれがある場合のコンスタレーションを示す図である。
【図４】Doppler周波数８０Ｈｚ環境下のコンスタレーションを示す図である。
【図５】Ｃ／Ｎ＝１５ｄＢ環境下のコンスタレーションを示す図である。
【図６】第２の実施の形態に係るＯＦＤＭ受信装置のブロック図である。
【図７】第３の実施の形態に係るＯＦＤＭ受信装置のブロック図である。
【図８】アンテナ切替直後からシンボル平均値の測定を開始する様子を示す図である。
【図９】アンテナ切替後、静止期間経過後からシンボル平均値の測定を開始する様子を示す図である。
【図１０】アンテナ切替処理前後において、本来の歪みと切替処理に起因した歪みとが重複していない様子を示す図である。
【図１１】アンテナ切替処理前後において、本来の歪みと切替処理に起因した歪みとが重複している様子を示す図である。
【図１２】所定のシンボル数未満で連続して、算出された位置ずれが所定の閾値を上回る場合を示す図である。
【符号の説明】
【０１２１】
１１Ａ，１１Ｂ    アンテナ
１２    アンテナ切替部
１３    チューナ
２０    アンテナ切替制御部
２１    ずれ検出回路
２２    判定回路
【図１】
2007043650.tif 000005
【図２】
2007043650.tif 000006
【図３】
2007043650.tif 000007
【図４】
2007043650.tif 000008
【図５】
2007043650.tif 000009
【図６】
2007043650.tif 000010
【図７】
2007043650.tif 000011
【図８】
2007043650.tif 000012
【図９】
2007043650.tif 000013
【図１０】
2007043650.tif 000014
【図１１】
2007043650.tif 000015
【図１２】
2007043650.tif 000016