(57)【要約】【課題】  ２値化手段として最尤復号器を用いた再生装置にあっても、自動等化の調整時間を短縮できる自動等化器を提供する。【解決手段】  ＳＡＭ値算出部７７は、最尤復号器７６により検出された２値化データのＳＡＭ値をリアルタイムに算出する。再生信号評価値算出部７８は、ＳＡＭ値算出部７７により算出されたＳＡＭ値に基づいて再生信号の評価値を算出する。制御部７９は、再生信号評価値算出部７８により算出された再生信号の評価値に基づいて等化器７５のパラメータを設定し、等化器７５のパラメータを所定範囲で可変する。【選択図】  図１
2007042181.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
可変設定自在な少なくとも２つのパラメータを有する等化器と、
上記等化器から出力される再生信号を最尤復号処理によって復号し２値化データを検出する２値化手段と、
上記２値化手段により検出された２値化データを評価するための評価値を算出する再生信号評価値算出手段と、
上記再生信号評価値算出手段により算出された上記再生信号の評価値に基づいて上記等化器の上記少なくとも２つのパラメータを設定する制御手段と
を備えることを特徴とする自動等化器。
【請求項２】
上記２値化手段により検出された２値化データのシーケンスアンプリチュードマージン（ＳＡＭ）値をリアルタイムに算出するＳＡＭ値算出手段をさらに備え、上記再生信号評価値算出手段は上記ＳＡＭ値算出手段により算出されたＳＡＭ値に基づいて上記再生信号の評価値を算出することを特徴とする請求項１記載の自動等化器。
【請求項３】
可変設定自在な少なくとも２つのパラメータを有する等化器から出力される再生信号を最尤復号処理によって復号し２値化データを検出する２値化工程と、
上記２値化工程により検出された２値化データを評価する評価値を算出する再生信号評価値算出工程と、
上記再生信号評価値算出工程により算出された上記再生信号の評価値に基づいて上記等化器の上記少なくとも２つのパラメータを設定する設定工程と
を備えることを特徴とする自動等化方法。
【請求項４】
記録媒体に記録された信号を再生し再生信号を２値化する再生装置において、
記録媒体に記録された信号を読み出す読み出し手段と、
上記読み出し手段により上記記録媒体から読み出された信号に対して、可変設定自在な少なくとも２つのパラメータを有して等化処理を施す等化器と、
上記等化器から出力される再生信号を最尤復号処理によって復号し２値化データを検出する２値化手段と、
上記２値化手段により検出された２値化データを評価するための評価値を算出する再生信号評価値算出手段と、
上記再生信号評価値算出手段により算出された上記再生信号の評価値に基づいて上記等化器の上記少なくとも２つのパラメータを設定する制御手段と
を備えることを特徴とする再生装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光ディスク、磁気ディスク、２次元コードなどのデータストレージ装置の再生系における、イコライザなどの再生調整系モジュールの自動等化器及び自動等化方法、並びに当該自動等化器を適用した再生装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に、記録再生装置や通信装置等の伝送回路では、伝送アナログ信号の歪や伝送デジタルデータのエラーの低減を図るために、その伝送特性に適したイコライザ特性を上記伝送アナログ信号や伝送デジタルデータに与える等化器が用いられている。例えば、オーディオレコーダやビデオレコーダ等の磁気記録再生装置、光ディスク記録再生装置では、再生系に、再生ヘッドによる再生信号に高域を強調する特性を与える等化器を設けることによって、記録系における磁気テープ、光ディスクの記録密度を高めることができるようにしている。
【０００３】
従来、このような等化器において、その特性を定める係数は、製品出荷時等に適正に調整され、その状態で固定されていた。さらに説明すると、再生信号を評価する評価の段階で係数の最適値を導きだし、係数をその最適値に固定で出荷していた。
【０００４】
しかし、セット及び光ディスク等の記録媒体の大量生産によって市場でのばらつきが存在する。このばらつきによって、最適値だと思われていた係数値がセットや記録媒体又は両方の組み合わせによって最適値でなくなるという虞がある。このため、再生装置においては、読み取りエラーなどの問題が生じることがある。
【０００５】
そこで、本件出願人は、下記特許文献１及び特許文献２により、自動等化器において、等化器の係数を可変させ、誤り率の変化の度合いを抽出して、この誤り率の変化の度合いに基づいて係数を最適に設定する技術を開示した。
【０００６】
【特許文献１】特許第２８０５６４５号公報
【特許文献２】特許第３１６９３７０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
ところで、上記特許文献１、特許文献において、係数を最適化するには、誤り率（エラーレート）の変化の度合いを求め、この誤り率の変化の度合いに基づいていた。誤り率の検出は、正確であると同時に高速であることが要求される。しかし、エラーレートを安定して測定するためには、比較的長時間が必要とされる。
【０００８】
一方、近年では、ＬＳＩ(Large Scale Integrated circuit)技術の発達などにより、高記録密度を達成するための再生信号の２値化手段として、ビタビ復号器のような最尤復号器を用いることが容易になった。最尤復号器では、データ間に相関を持たせて記録したデータ列を再生するときに、最も確からしい系列を検出することで２値化を行う。
【０００９】
本発明は、上記実情に鑑みてなされたものであり、２値化手段として最尤復号器を用いた再生装置にあっても、調整時間を短縮できる自動等化器及び自動等化方法、並びに再生装置の提供を目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明に係る自動等化器は、上記課題を解決するために、等化器が可変設定自在な少なくとも２つのパラメータを有し、２値化手段が等化器から出力される再生信号を最尤復号処理によって復号し２値化データを検出し、再生信号評価値算出手段が２値化手段により検出された２値化データを評価するための評価値を算出し、制御手段が再生信号評価値算出手段により算出された再生信号の評価値に基づいて等化器の少なくとも２つのパラメータを設定する。
【００１１】
本発明に係る自動等化方法は、上記課題を解決するために、２値化工程が可変設定自在な少なくとも２つのパラメータを有する等化器から出力される再生信号を最尤復号処理によって復号して２値化データを検出し、再生信号評価値算出工程が２値化工程により検出された２値化データを評価する評価値を算出し、設定工程が再生信号評価値算出工程により算出された再生信号の評価値に基づいて等化器の上記少なくとも２つのパラメータを設定する。
【００１２】
本発明に係る再生装置は、上記課題を解決するために、記録媒体に記録された信号を再生し再生信号を２値化する再生装置において、記録媒体に記録された信号を読み出す読み出し手段と、上記読み出し手段により上記記録媒体から読み出された信号に対して、可変設定自在な少なくとも２つのパラメータを有して等化処理を施す等化器と、上記等化器から出力される再生信号を最尤復号処理によって復号し２値化データを検出する２値化手段と、上記２値化手段により検出された２値化データを評価するための評価値を算出する再生信号評価値算出手段と、上記再生信号評価値算出手段により算出された上記再生信号の評価値に基づいて上記等化器の上記少なくとも２つのパラメータを設定する制御手段とを備える。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、２値化手段として最尤復号器を用いた再生装置にあっても、自動等化の調整時間を短縮できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
以下、本発明を実施するための最良の形態について図面を参照しながら説明する。
【００１５】
この実施の形態は、本発明の自動等化器を適用した光磁気ディスク再生装置である。図１は光磁気ディスク再生装置の概略構成図である。図１に示すように、光磁気ディスク再生装置７１は、光磁気ディスク７２から図示しない光学系（読み出し部）により読み出した信号をＡ／Ｄ変換器７３によりデジタル信号に変換してから自動等化器７４に供給する。この自動等化器７４からは、等化の処理が施されたデジタル信号が出力され、ＤＰＬＬ８２、同期検出部８３、復調部８４を介して誤り訂正部８５に供給される。誤り訂正部８５で誤り訂正されたデジタル信号は出力端子８６から出力される。
【００１６】
自動等化器７４は、Ａ／Ｄ変換器７３とＤＰＬＬ８２との間に接続された等化器（イコライザＥＱ）７５と、この等化器７５にＤＰＬＬ８２を介して接続され、等化器７５から出力される再生信号を部分応答最尤（Partial Response Maximum Likelihood：ＰＲＭＬ）復号処理によって２値化する最尤復号器７６と、最尤復号器７６により検出された２値化データのＳＡＭ値をリアルタイムに算出するＳＡＭ値算出部７７とを備える。また、自動等化器７４は、ＳＡＭ値算出部７７により算出されたＳＡＭ値に基づいて再生信号の評価値を算出する再生信号評価値算出部７８と、再生信号評価値算出部７８により算出された再生信号の評価値に基づいて等化器７５のパラメータを設定し、等化器７５のパラメータを所定範囲で可変する制御部７９とを備えてなる。制御部７９は、上記再生信号の評価値に基づいて等化器７５のパラメータを設定する設定部８０と、設定部８０で設定されたパラメータにしたがって、等化器のパラメータを所定範囲で可変する可変部８１とを備える。
【００１７】
等化器７５は、例えばＣ１，Ｃ２，Ｃ３の３つのパラメータで特性を制御される３タップのＦＩＲ形デジタルフィルタであって、Ａ／Ｄ変換器７３から供給されるデジタル信号に上記各パラメータＣ１，Ｃ２，Ｃ３に応じた等化処理を与えてＤＰＬＬ８２に送る。
【００１８】
このような等化器７５としては、例えば図２に示すような３タップのＦＩＲ形デジタルフィルタを用いることができる。このＦＩＲ形デジタルフィルタでは、Ａ／Ｄ変換器７３から供給されるデジタル信号（ＡＤＲＦＣ）９１が第１の乗算器（Ｂ）９４に与えられるとともに各遅延素子９２，９３を順次介して第２，第３の乗算器（Ａ）９５，（Ｃ）９６にそれぞれ与えられ、これら乗算器（Ｂ）９４，（Ａ）９５，（Ｃ）９６でそれぞれパラメータＣ１，Ｃ２，Ｃ３に応じた重み付けがなされた後、加算器９７にて加算され、出力端子を介し、イコライザ出力データ（ＥＱＲＦ）９８として出力する。図において、Ａ，Ｂ，Ｃはそれぞれのタップ係数を示し、ＤはクロックCLK１周期の遅延素子である。
【００１９】
また、等化器７５としては、例えば図３に示す５タップのＦＩＲ形デジタルフィルタを用いることもできる。このＦＩＲ形デジタルフィルタは、Ａ／Ｄ変換器７３から供給されるデジタル信号（ＡＤＲＦＣ）４０１が第１の乗算器（Ｂ）４０６に与えられるとともに各遅延素子４０２，４０３，４０４，４０５を順次介して第２，第３，第４，第５の乗算器（Ａ）４０７，（Ｃ）４０８，（Ａ）４０９，（Ｂ）４１０にそれぞれ与えられ、これら乗算器（Ｂ）４０６，（Ａ）４０７，（Ｃ）４０８，（Ａ）４０９，（Ｂ）４１０でそれぞれパラメータＣ１，Ｃ２，Ｃ３に応じた重み付けがなされた後、加算器４１１にて加算され、出力端子を介し、イコライザ出力データ（ＥＱＲＦ）４１２として出力する。
【００２０】
次に、部分応答最尤復号器（ＰＲＭＬ）７６について説明する。最尤復号器とは、入力波形に対して2値化データ系列を出力する復号器である。近年コーデック技術の発展や従来方式を継続することより、様々な種類のデータやメディアなどに対応するために積分系や微分系の最尤復号器があり、また同じ系統でも特性が違うものもある。このように最尤復号器は1つ以上の種類があり、様々な種類のデータやメディアなどに対応するために適切な最尤復号器を用いる必要がある。
【００２１】
例えば，PR(1,2,1)に基づいた最尤復号器は、入力信号に対して波形干渉を抑えずに狭周波数帯域でデータを記録再生する部分応答（Partial Response）検出と、複数の信号列から最も確からしいビット列を最尤（Maximum Likelihood）復号する復号技術とを組み合わせたものである。PR（1,-1）に基づいた最尤復号器も同様の復号技術の組み合わせであるが、想定波形が(1,2,1)に対して(1,-1)と異なっている。
【００２２】
PR(1,2,1)に基づいた最尤復号器は、上述したように、２値化の出力としてノンリターントウゼロ（Non Return to Zero: NRZ）による２値化データとノンリターントウゼロインバート（Non Return to Zero Invert: NRZI）の２種類を生成する。２値化データNRZIは同期検出部８３に供給するが、２値化データNRZはＳＡＭ値算出部７７に供給する。
【００２３】
この実施の形態では、最尤復号器を用いた再生系に適合する評価値を前述したように、ＳＡＭ値に基づいて得ている。ＳＡＭ値は、最尤復号器において、正しいパス・メトリックとそれに最も近い他のパス・メトリックとの差であり、例えば、Tim Perkins and Zachary A.Keirn、"A Window-Margin-Like Procedure for Evaluating PRML Channel Performance"、IEEE Trans.Magn.Vol.31、No.2、pp1109-1114に報告されている。従来では、ＳＡＭは、ストレージオシロスコープなどを用いた評価システムで、一旦取り込んだデータをコンピュータで計算するといった手法で求められていた。本発明では、ＳＡＭの計算をデータ再生装置自体で略リアルタイムに行い、得られたＳＡＭ値に基づき、再生信号評価値を得、この再生信号評価値に基づいて自動等化器７４を調整するようにしている。
【００２４】
ＳＡＭは、最尤復号器が誤った２値化データ系列を出力してしまうまで許容されるノイズマージンである。実際には、再生信号処理過程において、完全に正しい２値化データ系列を小さい遅延時間で得ることは困難である。そのため、最尤復号器が最も確からしいと判断したデータ系列の確からしさの度合い（パスメトリックＭｒ）と、誤りと判断したデータ系列の確からしさの度合い（パスメトリックＭｗ）との差（Ｍｒ−Ｍｗ）を、ＳＡＭ値とすることが実用的である。通常、再生信号品質を評価したい状況では、最尤復号器が最も確からしいと判断したデータ系列の誤り率は小さいと考えられるので、このような方法で求めたＳＡＭ値と厳密な意味でのＳＡＭ値との差は小さい。
【００２５】
次に、ＳＡＭ値の計算の詳細について説明する。以下では、変調符号にRLL（1,7）符号（最小ラン制限＝１）、最尤復号器としてPR(1,2,1)ビタビ復号器を用いるものとして説明する。
【００２６】
図４は、RLL（1,7）とPR(1,2,1)の組み合わせに対応するトレリス線図を示す。図４では、時刻ｋから時刻ｋ＋１への状態遷移が表されている。状態Ｓ００、Ｓ０１、Ｓ１０及びＳ１１は現時点より過去２ビット分のデータの組み合わせで決まる状態である。値ａkは、２値データを表し、値ｙｋは、理想再生信号を表す。
【００２７】
図５は、図４のトレリス線図に応じた、PR(1,2,1)最尤復号器の詳細な構成図である。光磁気ディスク７２などの記録媒体から再生ヘッドにより再生された再生信号が、ブランチメトリック計算回路１０５に供給される。ブランチメトリック計算回路１０５では、４種類の理想再生信号レベルに対する実際の再生信号のメトリックがチャネルビット毎に計算される。
【００２８】
実際のビタビ復号器では、メトリックとして、理想再生信号ｙkと実際の再生信号ｚkとの間のユークリッド距離×（−１）が採用されることが多い。すなわち、理想再生信号レベルｙに対するブランチメトリックＢＭ（ｙ）としては、
ＢＭ（ｙ）＝−（ｙ−ｚk）2 ・・・（１）
を計算すればよい。
【００２９】
一方、パスメトリックメモリ１３０は、後述する方法で選択されたトレリス上のパス、すなわち、データ系列のパターンに対応するブランチメトリックの累積値が記憶される。パスメトリックメモリ１３０では、パスが最終的に辿り着く状態の種類に対応して、４つの値が記憶される。図５では、パスメトリックメモリ１３０内の領域ＰＭＭ（１１）、ＰＭＭ(１０)、ＰＭＭ(０１)およびＰＭＭ(００)に、対応する４つの値がそれぞれ記憶されるように示されている。すなわち、状態Ｓ１１の値が領域ＰＭＭ（１１）に記憶される。同様に、状態Ｓ１０の値が領域ＰＭＭ（１０）に記憶され、状態Ｓ０１の値が領域ＰＭＭ（０１）に記憶され、状態Ｓ００の値が領域ＰＭＭ（００）に記憶される。
【００３０】
なお、以下では、領域ＰＭＭ（１１）、ＰＭＭ（１０）、ＰＭＭ（０１）およびＰＭＭ（００）に記憶された値そのものを、それぞれＰＭＭ（１１）、ＰＭＭ（１０）、ＰＭＭ（０１）およびＰＭＭ（００）と称する。
【００３１】
時刻ｋからｋ＋１に移るときは、以下の式（２）〜（５）に従って、パスメトリックメモリ１３０の各領域ＰＭＭ（１１）、ＰＭＭ（１０）、ＰＭＭ（０１）およびＰＭＭ（００）に記憶された値が更新される。なお、式（２）〜（５）では、時刻ｋにおいて、最終的に状態Ｓ００に辿り着くパスに対応するパスメトリックを、ＰＭ（００）kのように表記する。
【００３２】
ＰＭＭ（００）k+1＝ｍａｘ｛ＰＭＭ（００）k＋ＢＭ（−２），ＰＭ（１０）k＋ＢＭ（−１）｝ ・・・（２）
ＰＭＭ（０１）k+1＝ＰＭＭ（００）k＋ＢＭ（−１） ・・・（３）
ＰＭＭ（１０）k+1＝ＰＭＭ（１１）k＋ＢＭ（＋１） ・・・（４）
ＰＭＭ（１１）k+1＝ｍａｘ｛ＰＭＭ（０１）k＋ＢＭ（＋１），ＰＭ（１１）k＋ＢＭ（＋２）｝ ・・・（５）
なお、式（２）および（５）において、ｍａｘ｛Ｘ，Ｙ｝は、ＸとＹとを比較し、値が大きい方が選択されることを示す。
【００３３】
図５の構成では、加算器１１０Ａ〜１１０Ｃおよび１２０Ａ〜１２０Ｃ、比較器１１２および１２２、ならびに、選択器１１３および１２３により、ブランチメトリック計算回路１０５で求められたブランチメトリックＢＭ（＋２）、ＢＭ（＋１）、ＢＭ（−１）およびＢＭ（−２）と、パスメトリックメモリ１３０の各領域に記憶された値ＰＭＭ（１１）、ＰＭＭ（１０）、ＰＭＭ（０１）およびＰＭＭ（００）とを用いて上述の式（２）〜（５）の演算が行われ、パスメトリックメモリ１３０の記憶内容が更新される。
【００３４】
例えば、式（５）は、選択器１１３は、加算器１１０Ａおよび１１０Ｂの出力が比較器１１２で比較され、その比較結果に基づき加算器１１０Ａおよび１１０Ｂの出力が選択器１１３で選択されることで求められる。式（２）も同様にして、加算器１２０Ａおよび１２０Ｂの出力を比較器１２２で比較し、比較結果に基づき加算器１２０Ａおよび１２０Ｂの出力を選択器１２３で選択することで求められる。
【００３５】
ＰＭＭ（００）およびＰＭＭ（１１）が更新される際に、それぞれ２つの候補値のうち、パスメトリックが大きくなる方が比較器１１２および１２２で選択される。この選択が繰り返されることにより、４つの状態それぞれに達するいずれのパスも、ある程度の時間を遡ったところでは、同じパスが共有されることになる。この共有された部分は、ビタビ復号器１００によって最も確からしいと推定されたパスである。比較器１１２および１２２による選択結果に基づき、残されたパスがパスメモリ１４０に記憶され、そのパスに対応した２値化データがパスメモリ１４０から出力される。
【００３６】
なお、上述した式（２）〜（５）に従ってパスメトリックメモリ１３０の記憶内容を更新し続けると、パスメトリックの値は、全体的に増加していく傾向を示す。このため、パスメトリックメモリ１３０のオーバーフローを防止するための仕組みが必要とされる。この仕組みに関して、幾つかの方法が提案されているが、この発明の本質的な部分とは直接関係しないので、ここでの説明を省略する。
【００３７】
図５において、加算器１１０Ａおよび１１０Ｂの出力は、上述したように比較器１１２に供給されると共に、差分器１１１に供給される。差分器１１１では、加算器１１０Ａおよび１１０Ｂの出力の差分、すなわち、比較器１１２で比較される値の差分が求められる。差分器１１１で求められた差分値は、パスメトリック差（１１）として出力される。同様にして、加算器１２０Ａおよび１２０Ｂの出力は、比較器１２２に供給されると共に差分器１２１に供給され、加算器１２０Ａおよび１２０Ｂの出力の差分、すなわち、比較器１２２で比較される値の差分がパスメトリック差（００）として出力される。これら、パスメトリック差（１１）および（００）は、ＳＡＭの計算のために用いられる。
【００３８】
ＳＡＭ計算部の具体的な構成に先立って、先ず、ＳＡＭ計算のアルゴリズムについて説明する。ここでいうＳＡＭとは、上述したように、ビタビ復号器が最も確からしいと判断したデータ系列のパスメトリックと、誤りだと判断したデータ系列のパスメトリックの差である。ビタビ復号器が出力したデータ系列２ビットが０→０であった場合、対応するトレリス上の状態は、状態Ｓ００→Ｓ００、或いは状態Ｓ１０→Ｓ００のように遷移している筈である。例えば状態Ｓ００を通過するパスが選択された場合には、それが状態Ｓ００から遷移したのか、状態Ｓ１０から遷移したのかが判断されたことを意味する。このとき、その根拠とされたパスメトリックの差は、パスメトリック差（００）である。同様に、データ系列２ビットが１→１であった場合、パス選択の根拠とされるパスメトリックの差は、パスメトリック差（１１）である。
【００３９】
一方、例えばデータ系列２ビットが０→１であった場合は、状態が状態Ｓ００→Ｓ０１に遷移したことに対応しており、状態Ｓ０１を通過するパスは、選択の余地無く状態Ｓ００→Ｓ０１→Ｓ１１である。同様に、データ系列２ビットが１→０であった場合は、パスは選択の余地無く状態Ｓ１１→Ｓ１０→Ｓ００を通過している。以上をまとめると、ＳＡＭ値としては、データ系列に応じて図６に示されるように出力すればよい。
【００４０】
図７は、ＳＡＭ計算部７７の一例の構成を示す。ビタビ復号器から出力されたパスメトリック差（１１）およびパスメトリック差（００）が、シフトレジスタ２１０および２１１を介して選択回路２１２の２つの選択入力端にそれぞれ入力される。シフトレジスタ２１０および２１１は、パスメトリック差（００）および（１１）が計算されるタイミングと、２値化データが出力されるタイミングとの差を補償するためのものである。
【００４１】
また、ビタビ復号器のパスメモリ１４０から出力された２値化データは、Ｄ−フリップフロップ回路２１３によって１クロック遅延された値と共に選択回路２１２に入力される。選択回路２１２では、上述した図６に従い、２値化データで示されるデータ系列に基づきパラメトリック差（１１）および（００）が選択されＳＡＭ値として出力されると共に、ＳＡＭ値の有効／無効を示すＳＡＭ有効信号が出力される。ＳＡＭ有効信号は、例えばＳＡＭ値が有効のときに”Ｈ（ハイレベル）”状態とされ、ＳＡＭ値が無効のときに”Ｌ（ローレベル）”状態とされる信号である。
【００４２】
図８はＳＡＭ値算出部７７から出力されたＳＡＭ値から再生評価値を求める評価値計算回路７９の一例の構成を示す。定数発生回路３１１は、理想再生信号に対するＳＡＭ値の最小値を発生させる。例えば、図４のトレリス線図に従ったビタビ復号器については、理想再生信号に対するＳＡＭ値の最小値が６となる。減算器３１０の一方および他方の入力端に、ＳＡＭ値算出部７７の選択回路２１２から出力されたＳＡＭ値と、定数発生回路３１１で発生された、理想再生信号に対するＳＡＭ値の最小値とがそれぞれ入力される。
【００４３】
減算器３１０から出力された、定数発生回路３１１の出力値からＳＡＭ値が差し引かれた差分値は、二乗回路３１２によって二乗され、平均化回路３１５に供給される。平均化回路３１５は、ＡＮＤ回路３１４から供給されたイネーブル信号が”Ｈ”状態で、二乗回路３１２の出力値を平均化する。二乗回路３１２の出力値の平均値は、再生信号評価値として平均化回路３１５から出力される。
【００４４】
なお、平均化回路３１５は、一定時間内あるいは一定サンプル数の二乗回路３１２の出力値を平均化することで平均値を算出してもよいし、二乗回路３１２の出力値の移動平均を計算するようにしてもよい。
【００４５】
一方、ＳＡＭ値と定数発生回路３１１の出力値は、比較器３１３によって比較される。比較器３１３の出力は、ＡＮＤ回路３１４の一方の入力端に入力される。ＡＮＤ回路３１４の他方の入力端には、ＳＡＭ計算部２００の選択回路２１２から出力されたＳＡＭ有効信号が供給される。比較器３１３による比較の結果、（ＳＡＭ値）＜＝（定数発生回路３１１の出力値）であれば、比較器３１３の出力が例えば”Ｈ”状態とされる。
【００４６】
したがって、ＳＡＭ有効信号がＳＡＭ値が有効であることを示す値（”Ｈ”）であり、且つ、（ＳＡＭ値）＜＝（定数発生回路３１１の出力値）であれば、ＡＮＤ回路３１４から出力されるイネーブル信号が”Ｈ”状態とされ、平均化回路３１５によって、二乗回路３１２の出力値が平均化される。
【００４７】
なお、ＳＡＭ値が定数発生回路３１１の出力値よりも大きい場合は、イネーブル信号が”Ｌ”状態となり、二乗回路３１２の出力値は無視される。そのため、このときには正しく二乗計算をする必要は無い。
【００４８】
このように、図１に示した光磁気ディスク再生装置は、最尤復号器７６から得られた２値化データNRZのＳＡＭ値をＳＡＭ値算出部７７が算出し、そのＳＡＭ値を基に再生信号評価値算出部７８が再生信号評価値を算出し、この再生信号評価値に基づいて制御部７９が等化器７５のパラメータを設定し、等化器７５のパラメータを所定範囲で可変する。
【００４９】
次に、自動等化器７４の自動等化処理の詳細について説明する。図９は自動等化器７４が行う自動等化の遷移図である。すべてで４つのモード（状態）があり、それぞれアイドル（IDLE）モード、サーチ（SEARCH）モード、ウォブル（WOBBLE）モード、ホールド（HOLD）モードである。IDLEモードは、自動等化は動作しないで固定値をそのまま出力する従来モードである。SEARCHモードは、自動等化の初期値を検索するモードであり、ある閾値を下回ればWOBBLEモードになる。WOBBLEモードは、SEARCHモードで得た初期値からWobblingを行い、途中で所定の閾値を越えたらSEARCHモードに戻る。最後にHOLDモードは、WOBBLEモードで一定期間係数に変化が無ければその値をHOLDする。ここでも途中である閾値を超えたらSEARCHモードに戻る。リセットがかかればどのモードでもIDLEモードに戻る。
【００５０】
まず、ウォブル（WOBBLE）モードについて詳しく説明する。WOBBLEモードは、「よろめく、ふらつく、ぐらぐらする」という意味が示すように、周辺探索において「あっちをみたりこっちをみたり」というモードである。Gradient法を基本概念とし、ＦＩＲフィルタの2つの係数Ｃ１，Ｃ２を変化させたことによる評価関数値の増減に応じて、新係数を決定する。
【００５１】
評価関数値Ｅについて、ΔＣ１による変化分をΔＥ１、ΔＣ２による変化分をΔＥ２とすると、新係数C1',C2'は適当な帰還ゲインKにより、以下のようにあらわされる。
Ｃ１'＝Ｃ１＋KΔＥ１
Ｃ２'＝Ｃ２＋KΔＥ２
したがって、ΔＥ１,ΔＥ２を得るためにＣ１',Ｃ２'は常に適当な振動をさせることが必要である。このGradient法の長所として、１）帰還値算出の処理が容易、２）目標値を直接扱うので、システムをBlack Box化して考えられる、３）良い初期値を与えれば収束が早い。また、短所として、１）疑似ピークがある場合、最適値へ収束するとは限らない、２）入力振動範囲がシステムとして許容される必要がある、３）初期値が悪いと収束までの時間がかかる。
【００５２】
そこで本発明では2係数直交Wobblingを採用した。2係数直交Wobblingは4Trace CycleでＣ１、Ｃ２に対する評価値の傾斜（以下Gradient）算出に必要なＳＡＭ値を摂取可能となっている。
【００５３】
図１０に示す様に、トレース順にしたがってP1→P2→P3→P4と係数を変化させ、そのときのＳＡＭ Counter値をＳＡＭ1、ＳＡＭ2、ＳＡＭ3、ＳＡＭ4と摂取しておけば、Gradient(Ｃ１)とGradient(Ｃ２)は以下のように求めることができる。
Gradient(Ｃ１)≡ΔＳＡＭ/ΔＣ１=(ＳＡＭ2+ＳＡＭ3)-(ＳＡＭ1+ＳＡＭ4)/2
Gradient(Ｃ２)≡ΔＳＡＭ/ΔＣ２=(ＳＡＭ3+ＳＡＭ4)-(ＳＡＭ1+ＳＡＭ2)/2
また、図１１に示すようにトレースの回転を、順方向と逆方向とで交互に行うことにより、時間変動にも対応することができる。そして、上記のGradientを用いて、C1new及びC2newを以下のように算出し、4Trace毎に新係数として使用する。
Ｃ１new＝Ｃ１old＋K x Gradient(Ｃ１)
Ｃ２new＝Ｃ２old＋K x Gradient(Ｃ２)
帰還ゲインKを変えることにより、傾斜の影響度を変えることが可能である。ここで新係数は、小数点も含めたＣ１,Ｃ２平面内のP1〜P4にて囲まれる1スクエア内に必ず内含されるのである。またWobblingにとっての仮想センターP0との差は最大±0.5（Ｃ１、Ｃ２共に）となる。
【００５４】
次に、SEARCHモードについて詳しく説明する。SEARCHモードはGradient法の初期値に関する問題点「初期値が悪いと収束に時間がかかる」を対策するために必要なモードである。図１２はＣ１、Ｃ２平面上にＳＡＭ値を等高線図（線分け）によって示してあり、白い領域はＳＡＭ値＝０の領域である。よって図１２のP1〜P4はすべてＳＡＭ値＝０であり、従ってGradientもすべて０となり、新係数は旧係数そのものとなる。短所で述べたような「収束に時間がかかる」などという生易しい状況ではなく、P1は微動だにしなくなる。そこでＣ１、Ｃ２平面内で初期値候補を数ポイント用意しておき、最も良い初期値を選び上記のような事態発生を避けている。
【００５５】
SEARCH動作としては、１）サーチポイント（SEARCH POINT）を一巡サーチして、最良ＳＡＭ値がある閾値以下であったらそのときの係数を初期値としてWOBBLEモードに入る、２）SEARCH POINTを一巡Searchして、最良ＳＡＭ値がある閾値以上なら再度Searchする。以上のようなSEARCHモード処理を行うことにより、WOBBLEモードの精度を向上している。
【００５６】
HOLDモードは、上述したように、WOBBLEモードで一定期間係数に変化が無ければその値をHOLDするモードである。途中である閾値を超えたらSEARCHモードに戻る。リセットがかかればどのモードでもIDLEモードに戻る。
【００５７】
次に、図１３を用いて自動等化器７４における自動等化動作の処理手順について説明する。まず、ステップＳ１でIDLEモードにて自動等化ONとし自動等化を開始する。
【００５８】
ステップＳ２では、SEARCH）モードに移行し、光磁気ディスク上のすべてのサーチポイントにおいてＳＡＭ値を算出する。図１４にはサーチポイントを例えば７点としたときのサーチ動作について示す。サーチ領域４２２は、サーチ禁止（無効）領域４２０、４２１を除いた領域である。無効領域４２０は、自動等化のリミッター処理部分である。リミッター処理とは、計算上だと係数が「0f→10」と変わることがあるが、実際の係数としては、kmaの場合は右端（kmbは下端）からいきなり左端（kmbは上端）に値が移るので、全く違う動作をしてしまうのを防ぐためのものである。無効領域４２１は、デジタルイコライザの仕様にもとづいたサーチ禁止領域である。ウォブル中に無効エリア４２０、４２１に入ろうとしたとき、最も近い有効エリア４２２の値が適用される。センター４２３は、kma＝5'h00，kmb＝5'h00である。サーチ領域４２２内に（１）乃至（７）のサーチポイントが設定されており、これらのすべてのサーチポイントにてＳＡＭ値が算出される。
【００５９】
ステップＳ３では、ステップＳ２で算出したサーチポイントのＳＡＭ値が所定の閾値以下であるか否かをチェックする。詳細には、上述したように、最良ＳＡＭ値が所定の閾値以下であったら、そのときの係数を初期値とする。このようにして最も良い初期値を選ぶ。
【００６０】
ステップＳ４では、ステップＳ３にて最も良い初期値が選ばれたのを受け、ウォブルモードに移行し、上記最小ＳＡＭ値係数からウォブリングを開始してＳＡＭ値を算出する。図１５はウォブル動作の具体例を示すためのＳＡＭ値の等高線の例を示す図である。図５の（ａ）がサーチモードで決まったスタート地点とすると、ＳＡＭ値が一番小さいところまで辿り着く動作例を示している。ＳＡＭ値の計算は反時計周りと時計周りを繰り返す。等高線は斜線が密になるほどにＳＡＭ値が４から１に向かって小さくなっているのを示している。ＳＡＭ値が小さいほど評価値がよい。図１５の（ａ）は反時計周りでＰ１→Ｐ２→Ｐ３→Ｐ４でＳＡＭ値を求めている。Ｐ２のときＳＡＭ値は３であり、他のＰ１、Ｐ３、Ｐ４はいずれも４である。そこで、Ｐ２寄りに傾き図１５の（ｂ）になる。図１５の（ｂ）では、時計周りにＰ１→Ｐ２→Ｐ３→Ｐ４でＳＡＭ値を求めている。Ｐ１、Ｐ４はＳＡＭ値が２であり、Ｐ２、Ｐ３のＳＡＭ値３より小さい。そこで、Ｐ１・Ｐ４よりに傾く。すると、図１５の（ｃ）ではＰ２がＳＡＭ値１となり、Ｐ１、Ｐ３、Ｐ４の２よりも良い。そこで、Ｐ２よりに傾く。すると、図１５の（ｄ）ではＰ１、Ｐ２、Ｐ４がＳＡＭ値１となり、Ｐ３が２となる。そして、Ｐ１よりに傾き図１５の（ｅ）となる。図１５の（ｅ）では、Ｐ３のみがＳＡＭ値１となり、Ｐ１，Ｐ２，Ｐ４はＳＡＭ値２となる。この状態では、図１５の（ｄ）よりも後退したことになるので、Ｐ３に傾く。すると、図１５の（ｆ）となり、図１５の（ｄ）と同様にＰ１，Ｐ２，Ｐ４がＳＡＭ値１となり、Ｐ３がＳＡＭ値２となる。図１５の（ｄ）と図１５の（ｆ）を繰り返すことになる。
【００６１】
ステップＳ５では、ＳＡＭ値が所定の閾値を越えたか否かを判定する。ここで、ＳＡＭ値が所定の閾値を越えたと判定するとステップＳ２に戻り、再度サーチモードに遷移してすべてのサーチポイントにおいてＳＡＭ値を算出する。このようにウォブルモードは、サーチモードで得た初期値からウォブリングを行い、途中で所定の閾値を越えたらサーチモードに戻る。
【００６２】
ステップＳ５において、ＳＡＭ値が所定の閾値以下であると判定しているのであれば、ステップＳ６に進み、ＳＡＭ値より傾斜を算出し、傾斜による新しい係数を基点として再度ウォブリングを行う。Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４に対応するＳＡＭカウント（ＳＡＭ Counter）値をＳＡＭ１、ＳＡＭ２、ＳＡＭ３、ＳＡＭ４として摂取しておき、上述したように、Ｃ１，Ｃ２に対する評価値の傾斜（Gradient）を算出する。そして、算出した評価値の傾斜を用いて、上述したように、新しい係数Ｃ１new、Ｃ２newを算出し、４トレース毎に新係数とする。この新係数を基点として再度ウォブリングを行う。
【００６３】
次に、ステップＳ７では、ある一定時間同じ係数が続いたか否かをチェックする。ある一定時間同じ係数が続いたと判断すれば、ステップＳ８に進む。ある一定時間同じ係数が続いていないと判断すれば、ステップＳ４に戻り、ウォブルモードを繰り返す。
【００６４】
ステップＳ８では、ホールドモードに遷移し、上記係数をホールドする。つまり、ホールドモードは、ウォブルモードで一定期間係数に変化が無ければその値をホールドする。
【００６５】
ステップＳ９では、ＳＡＭ値が所定の閾値を越えたか否かをチェックしており、ＳＡＭ値が所定の閾値を超えたのであればステップＳ２に戻り、サーチモードに遷移する。所定の閾値以下であればステップＳ８にて係数をホールドし続ける。
【００６６】
自動等化がoffされれば、ステップＳ１０にてアイドルモードに遷移し、自動等化を終了する。
【００６７】
上記図２に示した３タップのＦＩＲ形デジタルフィルタを例にすると、自動等化器７４において、等化器７５の特性を定める各パラメータは、パラメータＣ３が常に所定値に固定されており、パラメータＣ１，Ｃ２が可変自在となっている。そして、これら可変自在のパラメータＣ１，Ｃ２は、可変部８１からの出力に応じて可変されるようになっている。
【００６８】
可変部８１は、後述のように設定部８０にて設定されたパラメータＣ１，Ｃ２を所定の短期間ごとに所定の範囲で可変して、等化器７５のパラメータＣ１，Ｃ２として与えるようになっている。
【００６９】
乗算器（Ａ）９５は、Ｃ１／１６という重み付けをする（Ａ＝Ｃ１／１６）。乗算器（Ｂ）９４は、Ｃ２／１６という重み付けをする（Ｂ＝Ｃ２／１６）。乗算器（Ｃ）は、１−（Ａ＋Ｂ）＝１−（Ｃ１＋Ｃ２）／１６という重み付けをする（Ｃ＝１−（Ａ＋Ｂ）＝１−（Ｃ１＋Ｃ２）／１６）。ただし、−１６＜Ｃ１＋Ｃ２＜＋１６である。また、Ｃ１［４：０］，Ｃ２［４：０］であり、とりうる値は−１６乃至１５である。
【００７０】
また、上記図３に示した５タップのＦＩＲ形デジタルフィルタを例にすると、パラメータＣ３が常に所定値に固定されており、パラメータＣ１，Ｃ２が可変自在となっている。そして、これら可変自在のパラメータＣ１，Ｃ２は、可変部８１からの出力に応じて可変されるようになっている。
【００７１】
乗算器（Ａ）４０７は、Ｃ１／１６という重み付けをする（Ａ＝Ｃ１／１６）。乗算器（Ｂ）４０６は、Ｃ２／１６という重み付けをする（Ｂ＝Ｃ２／１６）。乗算器（Ｃ）は、１−２×（Ａ＋Ｂ）＝１−（Ｃ１＋Ｃ２）／８という重み付けをする（Ｃ＝１−２×（Ａ＋Ｂ）＝１−（Ｃ１＋Ｃ２）／８）。ただし、−１６＜Ｃ１＋Ｃ２＜＋１６である。また、Ｃ１［４：０］，Ｃ２［４：０］であり、とりうる値は−１６乃至１５である。ここで、Ｃ１［４：０］，Ｃ２［４：０］であり、とりうる値は−１６乃至１５である。
【００７２】
次に、図１６を参照して、従来の方式である評価の段階で決定した最適値（固定値）の結果と、本発明のＳＡＭ値を用いた自動等化の結果を比較した実験結果を説明する。図中、固定値イコライザ優位領域と示しているのが、最適値をオペレータが選んで固定値とした場合である。また、自動等化イコライザ優位領域は、全く人為的に初期値を与えず、自動にてパラメータを最適値に収束させた場合である。実験結果より自動等化を用いた方法が、人為的に設定した最適の固定値と同性能であることがわかる。
【００７３】
もちろん、本発明は、開発時の評価の段階での調整や実際の製品としての使用時の調整にも使用できる。すなわち、本発明の自動等化器及び自動等化方法は開発からユーザ使用時までの間のすべてのフェーズにおいて使用可能である。
【００７４】
以上に説明したように、この光磁気ディスク再生装置では、本発明の自動等化器を用いて自動的にパラメータＣ１，Ｃ２を調整することができるので、２値化手段として最尤復号器を用いた再生装置にあっても、生産や市場のばらつきに対応し、常に高い信頼性で再生が可能となる。また、最適値を自動で計算するので、調整時間を短縮できる。また、コストの短縮につながる。
【００７５】
ところで、近年、コーデック技術の発展や従来方式を継続することにより、同一装置で様々な種類のデータやメディアに対応するために、最尤復号器を増やすことが考えられるようになった。
【００７６】
そこで、図１に示した光磁気ディスク再生装置にあって、ＰＲＭＬ７６に代えて、複数の最尤復号器を用いる場合について以下に説明する。
【００７７】
図１７は、上記ＰＲＭＬ７６の代わりに用いる、２値化復号＆評価値算出部の構成を示す図である。PR(1,2,1)に基づいた積分系最尤復号器（ビタビ復号器を含む）５と、PR（1,-1）に基づいた微分系最尤復号器６という相互に異なる２種類の復号器を用いて再生信号を２値化する再生信号処理部の、各再生信号を評価するブロックである。ＳＡＭ値までは各最尤復号器５、６で算出し、統計処理を同一の回路（再生信号評価値算出回路８）で行うというものである。これにより、「（最尤復号器の数）-１」の数の再生信号評価値算出回路、この例では１つの再生信号評価値算出回路を省くことができる。また１つ以上の最尤復号器を用いているため、2値化の出力がNRZによる２値化データとNRZIによる２値化データの２種類存在する場合がある。後段の処理として2値化データはNRZIであることが望ましいが、再生信号評価値算出回路８ではNRZであることが望ましい。よって2値化データは選択回路７によって種類で選別され、NRZIは最終２値化出力となり、NRZは再生信号評価値算出回路８の入力となる。
【００７８】
PR(1,2,1)に基づいた最尤復号器５と、PR（1,-1）に基づいた最尤復号器６には、入力端子２を介して入力され、切り替えスイッチ３によって選択的に切り替えられた信号が供給される。各最尤復号器５及び６は、切り替え片３ａが被選択端子３ｂ又は３ｃに選択的に切り替えられることによって、入力された信号に対して、相互に異なった種類の復号処理を施す。
【００７９】
PR(1,2,1)に基づいた最尤復号器５は、入力信号に対して波形干渉を抑えずに狭周波数帯域でデータを記録再生する部分応答（Partial Response）検出と、複数の信号列から最も確からしいビット列を最尤（Maximum Likelihood）復号する復号技術とを組み合わせたものである。PR（1,-1）に基づいた最尤復号器６も同様の復号技術の組み合わせであるが、想定波形が(1,2,1)に対して(1,-1)と異なっている。
【００８０】
PR(1,2,1)に基づいた最尤復号器５は、上述したように、２値化の出力としてNon Return to Zero: NRZとNon Return to Zero Invert: NRZIの２種類を生成し、選択回路７に供給する。また、PR（1,-1）に基づいた最尤復号器６も、NRZとNRZIの２種類を生成し、選択回路７に供給する。
【００８１】
また、PR(1,2,1)に基づいた復号器５とPR（1,-1）に基づいた最尤復号器６は、それぞれＳＡＭを生成して再生信号評価値算出回路８に供給する。
【００８２】
選択回路７は、NRZIを選択して後述する復調部に供給し、NRZを選択して再生信号評価値算出回路８に供給する。
【００８３】
再生信号評価値算出回路８は、ＳＡＭ値に基づいて再生信号を評価する再生信号評価値を算出する。ＳＡＭ値についての説明は省略する。
【００８４】
図１８は、図４のトレリス線図に応じた、PR(1,2,1)最尤復号器５の内部の概略構成である。上記パスメトリック差（１１）、パスメトリック差（００）及び２値化データを出力するビタビ復号部１２と、上記パスメトリック差（１１）、パスメトリック差（００）及び２値化データを入力としてＳＡＭを計算し、ＳＡＭ値及びＳＡＭ有効信号を出力端子１４及び１５から出力するＳＡＭ計算部１３を有する。なお、２値化データは、出力端子１６から後述の復調部に供給される。
【００８５】
図１９は再生信号評価値算出回路８の概略構成図である。再生信号評価値算出回路８には、PR(1,2,1)に基づいた最尤復号器５から出力された第１のＳＡＭ値（入力端子２０から）及び第１のＳＡＭ有効信号（入力端子２２から）と、PR(1,-1)に基づいた最尤復号器６からの第２のＳＡＭ値（入力端子２１から）及び第２のＳＡＭ有効信号（入力端子２３から）とが入力される。
【００８６】
これら第１のＳＡＭ値及び第１のＳＡＭ有効信号と、第２のＳＡＭ値及び第２のＳＡＭ有効信号は、上記二つの最尤復号器５又は６のうちの選択されたいずれか一つの最尤復号器の使用に応じ、切り替えスイッチ２６及び２９により、各接続端子２４〜２８を介して切り替えられる。
【００８７】
切り替えスイッチ２６により接続端子２４又は２５が切り替え選択されて、第１のＳＡＭ値又は第２のＳＡＭ値は、ＦＧＣモード評価値生成部３０及びＡＧＣモード評価値生成部３１に供給される。また、切り替えスイッチ２９により接続端子２７又は２８が切り替え選択されて、第１のＳＡＭ有効値又は第２のＳＡＭ有効値もＦＧＣモード評価値生成部３０及びＡＧＣモード評価値生成部３１に供給される。このＦＧＣ評価値生成部３０及びＡＧＣ評価値生成部３１における評価値の生成の詳細については後述する。
【００８８】
ＦＧＣモード評価値生成部３０で生成された評価値と、ＡＧＣモード評価値生成部で生成された評価値は、切り替えスイッチ３２により選択的に切り替えられて出力される。
【００８９】
切り替えスイッチ２６、２７及び３２は、切り替え制御部３３によって切り替えが制御される。切り替え制御部３３には、切り替えスイッチ３２で選択された再生信号評価値が帰還されている。
【００９０】
図２０及び図２１には、ＦＧＣモード評価値生成部３０及びＡＧＣ評価値算出生成部３１の詳細な構成を示す。先ず、図２０において、定数発生回路３１１は、理想再生信号に対するＳＡＭ値の最小値を発生させる。例えば、図４のトレリス線図に従ったビタビ復号器については、理想再生信号に対するＳＡＭ値の最小値が６となる。減算器３１０の一方および他方の入力端には、入力端子３０８を介してＳＡＭ計算部２００の選択回路２１２から出力されたＳＡＭ値と、定数発生回路３１１で発生された、理想再生信号に対するＳＡＭ値の最小値とがそれぞれ入力される。
【００９１】
減算器３１０から出力された、定数発生回路３１１の出力値からＳＡＭ値が差し引かれた差分値は、二乗回路３１２によって二乗され、ＦＧＣ平均化回路３１５に供給される。ＦＧＣ平均化回路３１５は、ＡＮＤ回路３１４から供給されたイネーブル信号が”Ｈ”状態で、二乗回路３１２の出力値を平均化する。二乗回路３１２の出力値の平均値は、再生信号評価値としてＦＧＣ平均化回路３１５から出力される。
【００９２】
なお、ＦＧＣ平均化回路３１５は、一定時間内あるいは一定サンプル数の二乗回路３１２の出力値を平均化することで平均値を算出する。
【００９３】
一方、入力端子３０８から供給されたＳＡＭ値と定数発生回路３１１の出力値は、比較器３１３によって比較される。比較器３１３の出力は、ＡＮＤ回路３１４の一方の入力端に入力される。ＡＮＤ回路３１４の他方の入力端には、ＳＡＭ計算部２００の選択回路２１２から出力されて入力端子３０９を介して供給されたＳＡＭ有効信号が供給される。比較器３１３による比較の結果、（ＳＡＭ値）＜＝（定数発生回路３１１の出力値）であれば、比較器３１３の出力が例えば”Ｈ”状態とされる。
【００９４】
したがって、ＳＡＭ有効信号がＳＡＭ値が有効であることを示す値（”Ｈ”）であり、且つ、（ＳＡＭ値）＜＝（定数発生回路３１１の出力値）であれば、ＡＮＤ回路３１４から出力されるイネーブル信号が”Ｈ”状態とされ、ＦＧＣ平均化回路３１５によって、二乗回路３１２の出力値が平均化される。
【００９５】
なお、ＳＡＭ値が定数発生回路３１１の出力値よりも大きい場合は、イネーブル信号が”Ｌ”状態となり、二乗回路３１２の出力値は無視される。そのため、このときには正しく二乗計算をする必要は無い。
【００９６】
このＦＧＣモード評価値生成部３０におけるＦＧＣモードについて説明する。ＦＧＣモードは、積算周期で積算レジスタ値を割ることにより、通常の平均と同じ値を出力するモードである。図２２はＦＧＣモードの例として、積算結果のBit幅が24Bit、再生信号評価値のBit幅が16Bitとした場合のブロック図である。積算周期が２５６の場合、下位８ビットを取る。これは２５６で割ったと同等である。積算周期が512の場合、下位9BitをとりＭＳＢに”0”を付加する。これは出力値のBit幅を16Bitにそろえるためである。そして積算周期が1024の場合、下位10Bitをとり、ＭＳＢと２ＳＢに”0”を付加する。これは積算周期が512の場合と同様に出力値のBit幅を16Bitにそろえるためである。このようにＦＧＣモードは、固定（スタティック（Static））に再生信号評価値を見たいときに用いる。
【００９７】
次に、図２１を参照してＡＧＣ評価値算出部３１について説明する。図２０のＦＧＣ評価値算出部３０と異なるのは、ＦＧＣ平均化回路３１５に代えてＡＧＣ平均化回路３１７を用いている点である。
【００９８】
ＡＧＣモードは、計算精度を向上させるようプライオリティシフト（Priority Shift）させたものを出力値とするモードである。積算レジスタに入る値は理想再生信号に対するＳＡＭ値の最小値と選別されたＳＡＭ値の差の二乗なので必ず正の値になり、ＭＳＢは２‘ｓＣより必ず”0”である。よって2SBから下位Bitへ順に”1”を探し、見つけた箇所から再生信号評価値のBit幅を出力とする。出力値はMSB側にシフトしているので、下位Bitの値の影響は非常に小さい。よって実際の値とシフト幅が分かるように出力の下位Bitにシフト幅の値を入れている。
【００９９】
図２３はＡＧＣモードの例として、積算結果のBit幅が24Bit、再生信号評価値のBit幅が16Bit、シフト幅が3Bitで表現できる値の場合の具体例である。このようにＡＧＣモードは、ダイナミックに再生信号評価値を見たいときに用いる。
【０１００】
このように、図１９に示した再生信号評価値算出回路８は、ＦＧＣモード評価値生成部３０と、ＡＧＣモード評価値生成部３１という、２種類の２乗平均化方法を用いており、かつそれらをユーザに選択させることにより、切り替えることが可能である。ＦＧＣモードで評価値の差があまり確認できないときには、ＡＧＣモードに切り替えて評価値の細かい差まで確認することができる。もちろん、図１９に示した構成では、切り替え制御部３３に再生信号評価値を戻しており、所定の閾値との比較により、評価値の切り替えを自動的に行うようにしてもよい。
【０１０１】
次に、上記図１７の２値化復号＆評価値算出部１を光磁気ディスク再生装置に適用した具体例について説明する。この光磁気ディスク再生装置は、高密度の小型光磁気ディスクＨｉ−ＭＤ１及びＨｉ−ＭＤ３を再生する再生装置である。
【０１０２】
現在、直径を略６４ｍｍとなし、例えば楽音信号で７４分以上の記録を可能となす記憶容量を備えている、小径の光ディスクが広く知られるようになった。この小径の光ディスクは、ミニディスクＭＤ（登録商標）と呼ばれ、ピットによりデータが記録されている再生専用型と、光磁気記録（ＭＯ）方式によりデータが記録されており再生も可能な記録再生型の２種類がある。以下の説明は、記録再生型の小径光ディスク（以下、光磁気ディスクという）に関する。上記光磁気ディスクは記録容量を上げるため、トラックピッチや、記録レーザ光の記録波長或いは対物レンズのＮＡ等が改善されてきている。
【０１０３】
図２４に示すように、トラックピッチ１．６μｍでグルーブ記録、また変調方式がＥＦＭである、初期の光磁気ディスクを第１世代ＭＤと記す。この第１世代ＭＤの物理フォーマットは、以下のように定められている。トラックピッチは、１．６μｍ、ビット長は、０．５９μｍ／ｂｉｔとなる。また、レーザ波長λは、λ＝７８０ｎｍであり、光学ヘッドの開口率は、ＮＡ＝０．４５としている。記録方式としては、グルーブ（ディスク盤面上の溝）をトラックとして記録再生に用いるグルーブ記録方式を採用している。また、アドレス方式は、ディスク盤面上にシングルスパイラルのグルーブを形成し、このグルーブの両側に対してアドレス情報としてのウォブル（Wobble）を形成したウォブルドグルーブを利用する方式を採っている。なお、本明細書では、ウォブリングにより記録される絶対アドレスをＡＤＩＰ（Address in Pregroove）ともいう。この第１世代ＭＤは、記録データの変調方式として、ＥＦＭ（８−１４変換）変調方式が採用されている。また、誤り訂正方式としては、ＡＣＩＲＣ(Advanced Cross Interleave Reed-Solomon Code)を用いている。また、データインターリーブには、畳み込み型を採用している。これにより、データの冗長度は、４６．３％となっている。また、第１世代ＭＤにおけるデータの検出方式は、ビットバイビット方式であって、ディスク駆動方式としては、ＣＬＶ(Constant Linear Verocity)が採用されている。ＣＬＶの線速度は、１．２ｍ／ｓである。記録再生時の標準のデータレートは１３３ｋＢ／ｓ、記録容量は１６４ＭＢ（ＭＤ−ＤＡＴＡでは、１４０ＭＢ）である。また、データの最小書換単位（クラスタ）は、３２個のメインセクタと４個のリンクセクタによる３６セクタで構成されている。
【０１０４】
さらに、近年では、第１世代ＭＤよりもさらに記録容量を上げた高密度ＭＤ（Ｈｉ−ＭＤ１）が開発された。従来の媒体（ディスクやカートリッジ）はそのままに、変調方式や、論理構造などを変更してユーザエリア等を倍密度にし、記録容量を例えば３００ＭＢに増加したＭＤである。記録媒体の物理的仕様は、同一であり、トラックピッチは、１．６μｍ、レーザ波長λは、λ＝７８０ｎｍであり、光学ヘッドの開口率は、ＮＡ＝０．４５である。記録方式としては、グルーブ記録方式を採用している。また、アドレス方式は、ＡＤＩＰを利用する。このように、ディスクドライブ装置における光学系の構成やＡＤＩＰアドレス読出方式、サーボ処理は、第１世代ＭＤと同様である。この高密度ＭＤ１は、記録データの変調方式として、高密度記録に適合したRLL(1-7)PP変調方式（RLL；Run Length Limited、PP：Parity preserve/Prohibit rmtr(repeated minimum transition runlength)）を採用している。また、再生データから２値化データを検出する検出方式としては、PR(1,2,1)MLを採用している。また、誤り訂正方式としては、より訂正能力の高いBIS（Burst Indicator Subcode）付きのRS-LDC（Reed Solomon−Long Distance Code）方式を用いている。
【０１０５】
さらに、高密度ＭＤとしては、高密度ＭＤ１より記録容量を増加した高密度ＭＤ３（Ｈｉ−ＭＤ３）が、外形、光学系は互換性を保ちながらも、トラックピッチを１．２５μｍに狭め、かつ例えば前記グルーブから磁壁移動検出（Domain Wall Displacement Detection：ＤＷＤＤ）によって記録マークを検出する方式で開発された。この高密度ＭＤ３は、記録データの変調方式として、高密度記録に適合したRLL(1-7)PP変調方式（RLL；Run Length Limited、PP：Parity preserve/Prohibit rmtr(repeated minimum transition runlength)）を採用している。また、誤り訂正方式としては、より訂正能力の高いBIS（Burst Indicator Subcode）付きのRS-LDC（Reed Solomon−Long Distance Code）方式を用いている。データインターリーブは、ブロック完結型とする。これによりデータの冗長度は、２０．５０％になる。またデータの検出方式は、PR（1,-1）MLによるビタビ復号方式を用いる。また、データの最小書換単位であるクラスタは、１６セクタ、６４ｋＢで構成されている。ディスク駆動方式にはＺＣＡＶ方式を用い、その線速度は２．０ｍ／ｓとする。記録再生時の標準データレートは、９．８ＭＢ／ｓである。したがって、高密度ＭＤ３では、ＤＷＤＤ方式及びこの駆動方式を採用することにより、総記録容量を１ＧＢにできた。
【０１０６】
図２５は高密度の小型光磁気ディスクＨｉ−ＭＤ１及びＨｉ−ＭＤ３を再生する光磁気ディスク再生装置４０である。この光磁気ディスク再生装置４０は、本件出願人によるＷＯ03/088228に開示されているディスク判別技術によりディスク種別を判別する。このディスク判別技術は、回転駆動されている例えば高密度ＭＤ−１又は高密度ＭＤ−３に、対物レンズもしくは光学ブロック（光学ピックアップ）を一定速度で内周側から外周側に移動させながらレーザ光をフォーカスオンした状態で得られる、ウォブルグルーブの反射光から光のトラッキングエラー信号と全光量信号を検出し、位相を比較することによって各ディスクの種別を判定する。トラッキングエラー検出手段により検出されたトラッキングエラー信号の２値化信号と全光量信号検出手段により検出された全光量信号の２値化信号との位相を比較することによって光ディスクの種類を判定する構成である。
【０１０７】
この光磁気ディスク再生装置４０は、装填されたディスク４１（高密度ＭＤ１又は高密度ＭＤ３）をスピンドルモータ４２によってＣＬＶ方式又はＺＣＡＶ方式にて回転駆動する。再生時には、このディスク４１に対して、光学ヘッド４３からレーザ光が照射される。
【０１０８】
光学ヘッド４３は、再生時には、磁気カー効果により反射光からデータを検出するための比較的低レベルのレーザ出力を行う。このため、光学ヘッド４３は、レーザ出力手段としてのレーザダイオード、偏光ビームスプリッタや対物レンズ等からなる光学系及び反射光を検出するためのディテクタが搭載されている。光学ヘッド４３に備えられる対物レンズとしては、例えば２軸機構によってディスク半径方向及びディスクに接離する方向に変位可能に保持されている。この光学ヘッド４３には、内蔵の光ディスク判別装置に受光信号Ａ、受光信号Ｂを供給するフォトディテクタＰＤが備えられている。対物レンズ、或いは光学ヘッド４３全体は、光ディスク判別時には、進行方向を決める必要があるのである一定の速度で、内周から外周へ移動させられる。偏芯による移動量に打ち勝つ速度で前記受光信号Ａ、Ｂを検出することができる。
【０１０９】
図示しないが光学ヘッド４３全体をディスク半径方向に移動させるためのスレッドモータ及びスレッド機構が備えられている。このスレッドモータ及びスレッド機構は、内蔵の光ディスク判別装置が光ディスクを判別する時に、光学ヘッド４３を内周から外周に移動する。
【０１１０】
この光磁気ディスク再生装置４０では、光学ヘッド４３による再生ヘッド系、スピンドルモータ４２によるディスク回転駆動系のほかに、再生処理系、サーボ系等が設けられる。
【０１１１】
再生処理系としては、高密度ＭＤ−１及び高密度ＭＤ−３の再生時にRLL(1-7)PP変調に対応するPR(1,2,1)ML復号器及びＰＲ（１，−１）復号器と、これらの復号器によって復号（この場合の復号は２値化）されたデータを復調するRLL(1-7)復調部と、誤り訂正処理としてRS-LDCデコードを行う回路部とが設けられる。
【０１１２】
光学ヘッド４３のディスク４１に対するレーザ照射によりその反射光として検出された情報（フォトディテクタによりレーザ反射光を検出して得られる光電流）は、ＲＦアンプ４４に供給される。ＲＦアンプ４４では、入力された検出情報に対して電流−電圧変換、増幅、マトリクス演算等を行い、再生情報としての再生ＲＦ信号、トラッキングエラー信号ＴＥ、フォーカスエラー信号ＦＥ、グルーブ情報（ディスク４１にトラックのウォブリングにより記録されているＡＤＩＰ情報）等を抽出する。
【０１１３】
高密度ＭＤ−１又は高密度ＭＤ−３の再生時には、ＲＦアンプ４４で得られた再生ＲＦ信号は、Ａ／Ｄ変換回路４５、イコライザ４６、デジタルＰＬＬ回路４７、切り替えスイッチ３、PR(1,2,1)に基づいた最尤復号器５又はPR（1,-1）に基づいた最尤復号器６、選択回路７、RLL(1-7)PP復調部４８及びRS-LDCデコーダ４９で信号処理され、出力端子５０から出力される。PR(1,2,1)に基づいた最尤復号器５又はPR（1,-1）に基づいた最尤復号器６における２値化データは、図１７に構成を示した、２値化復号＆評価値算出部１において、評価される。図２５においては、ＤＰＬＬ４７とRLL(1-7)PP復調部４８との間に、１つの再生信号評価値算出回路８を用いた再生信号評価装置１が挿入された構成となっている。再生信号評価値算出回路８が算出した再生信号評価値はコントローラ５５に供給される。再生信号の評価方法については、前述したとおりであり、ここでは説明を省略する。
【０１１４】
選択回路７にあって、Ｈｉ−ＭＤ１又はＨｉ−ＭＤ３の使用に応じて選択された上記復号器５又は６からの再生データＮＲＺは、PR(1,2,1)ML又はPR(1,-1)及びビタビ復号を用いたデータ検出によりRLL(1-7)符号列として得られたものである。このRLL(1-7)符号列に対してRLL(1-7)PP復調部４８は、RLL(1-7)復調処理を施す。さらに、RS-LDCデコーダ４９にて誤り訂正及びデインタリーブ処理される。このとき、RS-LDCデコーダ４９は、いずれかの高密度ディスク４１からの再生データ（圧縮データ）を、読み出そうとしたブロック単位のデータに読み出し不能のエラーが有るか否かを検出する。RS-LDCデコーダ４９によるエラー検出結果は、コントローラ５５に供給される。
【０１１５】
コントローラ５５は、高密度ＭＤ−１又は高密度ＭＤ−３を再生中に再生装置が読み出そうとした上記ブロック単位のデータに読み出し不能のエラーを検出したときには、ブロック単位のデータの再生時間よりも短い所定の時間だけ、例えばパーソナルコンピュータ中のオーディオデコーダを通してミュート状態にする。
【０１１６】
ＲＦアンプ４４から出力されるトラッキングエラー信号ＴＥ、フォーカスエラー信号ＦＥは、サーボ回路５３に供給され、グルーブ情報は、ＡＤＩＰデコータ５１に供給される。
【０１１７】
ＡＤＩＰデコータ５１は、グルーブ情報に対してバンドパスフィルタにより帯域制限してウォブル成分を抽出した後、ＦＭ復調、バイフェーズ復調を行ってＡＤＩＰアドレスを抽出する。抽出された、ディスク上の絶対アドレス情報であるＡＤＩＰアドレスは、アドレスデコーダ５２に供給される。アドレスデコーダ５２は、Ｈｉ−ＭＤ１アドレスデコーダ部５２ａ及びＨｉ−ＭＤ３アドレスデコーダ部５２ｂを内蔵している。Ｈｉ−ＭＤ１の場合であれば、Ｈｉ−ＭＤ１アドレスデコーダ部５２ａを介し、Ｈｉ−ＭＤ３の場合であれば、Ｈｉ−ＭＤ３アドレスデコーダ部５２ｂを介してコントローラ５５に供給される。
【０１１８】
コントローラ５５では、各ＡＤＩＰアドレスに基づいて、所定の制御処理を実行する。またグルーブ情報は、スピンドルサーボ制御のためにサーボ回路５３に戻される。
【０１１９】
サーボ回路５３は、例えばグルーブ情報に対して再生クロック（デコード時のＰＬＬ系クロック）との位相誤差を積分して得られる誤差信号に基づき、ＣＬＶサーボ制御及び前述したＺＣＡＶサーボ制御のためのスピンドルエラー信号を生成する。
【０１２０】
サーボ回路５３は、スピンドルエラー信号や、上述のようにＲＦアンプ４４から供給されたトラッキングエラー信号、フォーカスエラー信号、或いはコントローラ５５からのトラックジャンプ指令、アクセス指令等に基づいて各種サーボ制御信号（トラッキング制御信号、フォーカス制御信号、スレッド制御信号、スピンドル制御信号等）を生成し、モータドライバ５４に対して出力する。すなわち、上記サーボエラー信号や指令に対して位相補償処理、ゲイン処理、目標値設定処理等の必要処理を行って各種サーボ制御信号を生成する。
【０１２１】
モータドライバ５４では、サーボ回路５３から供給されたサーボ制御信号に基づいて所定のサーボドライブ信号を生成する。ここでのサーボドライブ信号としては、２軸機構を駆動する２軸ドライブ信号（フォーカス方向、トラッキング方向の２種）、スレッド機構を駆動するスレッドモータ駆動信号、スピンドルモータ４２を駆動するスピンドルモータ駆動信号となる。このようなサーボドライブ信号により、ディスク４１に対するフォーカス制御、トラッキング制御、及びスピンドルモータ２１に対するＣＬＶ制御又はＺＣＡＶ制御が行われる。
【０１２２】
コントローラ５５は、再生信号評価値算出回路８で算出された再生信号評価値に基づいて、例えば光学ヘッド４３による再生レーザパワーが最適になるように、サーボ回路５３に対して制御信号を送る。
【０１２３】
図２６は、Ｈｉ−ＭＤ１に関する再生信号評価値とビットエラーレート（ＢＥＲ）との関係を示す特性図である。また、図２７は、Ｈｉ−ＭＤ３に関する再生信号評価値とビットエラーレートとの関係を示す特性図である。いずれも，横軸は再生信号評価値であり、縦軸はＢＥＲを示す。Ｈｉ−ＭＤ１の場合、再生信号評価値は６００乃至１２５０まででＢＥＲは1.E-02乃至1.E-01であるのに対し、Ｈｉ−ＭＤ３の場合は再生信号評価値が１７０乃至４００まででＢＥＲは1.E-04乃至1.E-01である。再生信号評価値が小さい方がＢＥＲがよくなっており、かつ略リニアに変化するのが判る。
【０１２４】
図２８は、Ｈｉ−ＭＤ１とＨｉ−ＭＤ３のばらつきを示す、再生信号評価値（横軸）と発生頻度（縦軸）との特性図である。縦軸の発生頻度は、再生信号評価値（値そのもの）の発生回数である。再生信号評価値算出回路で平均をとる際の積算周期を変えたときのばらつきを示している。積算周期は256,512,1024の場合を示している。Ｈｉ−ＭＤ１の場合、積算周期が256，512，1024と長くなるにしたがって、特性がよくなっているのが判る。また、再生信号評価値の平均が562で2.7E-3である。Ｈｉ−ＭＤ３の場合も同様に、積算周期が256，512，1024と長くなるにしたがって、特性がよくなっているのが判る。再生信号評価値の平均が243.44で2.0E-3である。
【０１２５】
言い換えると、積算周期が長いと（1024）、中心の再生信号評価値の発生頻度が多くなり、裾野の再生信号評価値の発生頻度は少なくなり、再生信号評価値のばらつきが小となる。また、逆に積算周期が短いと(256）、中心の再生信号評価値の発生頻度は積算周期が長いときに比べて少なく、また裾野の再生信号評価値の発生頻度は積算周期が長いときに比べて多くなり、再生信号の評価値のばらつきが大となる。つまり、Ｈｉ−ＭＤ１、Ｈｉ−ＭＤ３の両方とも、積算周期を長くすれば、ばらつきが少なくなる。逆に、積算周期が短いと、ばらつきが増える。ただし、積算周期が短い方が集計時間は短くなる。時間又はばらつきのどちらを優先するかで選択可能である。
【０１２６】
次に、図２９は相互に異なる複数ｍ種類の最尤復号器を用いた再生装置における２値化復号＆評価値算出部６１の構成図である。
【０１２７】
例えば、積分系のPR(1,2,1)最尤復号器６４、微分系のPR(1,-1)最尤復号器６５、・・・そして微分系のPR4[PR(1,0,-1)]最尤復号器６６というｍ通りの中で最も能力を発揮するように条件によって設計した場合を示す。上述したのと同様に、ＳＡＭ値までは各最尤復号器６４、６５・・・６６で算出し、統計処理を同一の回路（再生信号評価値算出回路６８）で行うというものである。これにより、「（最尤復号器の数）-１」の数の再生信号評価値算出回路を省くことができる。また１つ以上の最尤復号器を用いているため、2値化の出力がNon Return to Zero: NRZとNon Return to Zero Invert: NRZIの2種類存在する場合がある。後段の処理として2値化データはNRZIであることが望ましいが、再生信号評価値算出回路６８ではNRZであることが望ましい。よって2値化データは選択回路６７によって種類で選別され、NRZIは最終2値化出力となり、NRZは再生信号評価値算出回路６８の入力となる。
【０１２８】
なお、上記２値化復号＆評価値算出部は、光磁気ディスク再生装置にのみ適用が限定されるものではなく、例えばハードディスクドライブや、他のメディアから読み出した再生信号を２値化する装置にも適用可能であるのはもちろんである。
【０１２９】
また、最尤復号器の再生信号を評価する評価値としては、ＳＡＭ値にのみ限定されるものではなく、例えばジッターでもよい。望ましくは、エラーレートとの相関が高い評価値がよい。
【図面の簡単な説明】
【０１３０】
【図１】本発明の自動等化器を適用した光磁気ディスク再生装置の構成図である。
【図２】３タップのＦＩＲ型デジタルフィルタの回路図である。
【図３】５タップのＦＩＲ型デジタルフィルタの回路図である。
【図４】RLL(1,7)とPR(1,2,1)の組み合わせに対応するトレリス線図である。
【図５】ビタビ復号部の詳細な構成図である。
【図６】ＳＡＭ値の出力例を示す図である。
【図７】ＳＡＭ計算部の一例の構成図である。
【図８】再生信号評価値算出回路の概略構成図である。
【図９】自動等化器が行う自動等化の遷移図である。
【図１０】トレース順にしたがってP1→P2→P3→P4と係数を変化させることを示す図である。
【図１１】トレースの回転を、順方向と逆方向とで交互に行うこと示す図である。
【図１２】Ｃ１、Ｃ２平面上にＳＡＭ値を等高線図（線分け）によって示した図である。
【図１３】自動等化器における自動等化動作の処理手順を示す図である。
【図１４】サーチポイントを例えば７点としたときのサーチ動作を説明するための図である。
【図１５】ウォブルの動作を説明するための図である。
【図１６】固定／自動等化イコライザのエラーレートの比較図である。
【図１７】２値化復号＆評価値算出部の構成図である。
【図１８】最尤復号部の構成図である。
【図１９】再生信号評価値算出回路の構成図である。
【図２０】ＦＧＣモード評価値生成部の構成図である。
【図２１】ＡＧＣモード評価値生成部の構成図である。
【図２２】ＦＧＣモードを説明するための図である。
【図２３】ＡＧＣモードを説明するための図である。
【図２４】第１世代ＭＤと２種類の高密度ＭＤの仕様を説明するための図である。
【図２５】光磁気ディスク再生装置の構成図である。
【図２６】Ｈｉ−ＭＤ１に関する再生信号評価値とビットエラーレート（ＢＥＲ）との関係を示す特性図である。
【図２７】Ｈｉ−ＭＤ３に関する再生信号評価値とビットエラーレート（ＢＥＲ）との関係を示す特性図である。
【図２８】Ｈｉ−ＭＤ１とＨｉ−ＭＤ３のばらつきを示す、再生信号評価値と発生頻度との特性図である。
【図２９】相互に異なる複数ｍ種類の最尤復号器を用いた再生装置における再生信号評価装置６１の構成図である。
【符号の説明】
【０１３１】
７１  光磁気ディスク再生装置、７４  自動等化器、７５  等化器（イコライザ）、７６  最尤復号器、７７  ＳＡＭ値算出部、７８  評価値算出部、７９  制御部、８０  設定部、８１  可変部、８２  ＤＰＬＬ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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