(57)【要約】【課題】回路規模の増大を抑えつつ、帯域内の全サブキャリアのうち高い周波数領域に位置するサブキャリアにおいて顕著に現れる伝搬路推定精度の劣化を軽減することができるマルチキャリア無線受信機及び受信方法を提供する。【解決手段】受信したマルチキャリアシンボルに対して、高速フーリエ変換の処理を行うことにより時間軸上の信号を周波数軸上の信号に変換する第１のＦＦＴ手段と、送信時に使用された符号の複素共役を乗算する符号乗算手段と、周波数軸上に連続的に割り当てられているサブキャリア群以外の部分に追加のサブキャリアを補間するサブキャリア補間手段と、逆高速フーリエ変換の処理を行うことにより周波数軸上の信号を時間軸上の信号に変換するＩＦＦＴ手段と、不必要な雑音を除去する雑音除去手段と、高速フーリエ変換の処理を行うことにより時間軸上の信号を周波数軸上の信号に変換する第２のＦＦＴ手段を有する。【選択図】図１
2007104574.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
予め決められた連続する所定数のサブキャリアを含むマルチキャリアシンボルを受信し、伝播路推定を行うマルチキャリア無線受信機であって、
受信したマルチキャリアシンボルに対して、高速フーリエ変換の処理を行うことにより時間軸上の信号を周波数軸上の信号に変換する第１のＦＦＴ手段と、
前記第１のＦＦＴ手段により周波数軸上の信号に変換された信号に対して、送信時に使用された符号の複素共役を乗算する符号乗算手段と、
前記符号乗算手段により複素共役が乗算された信号に対して、周波数軸上に連続的に割り当てられているサブキャリア群以外の部分に追加のサブキャリアを補間するサブキャリア補間手段と、
前記サブキャリア補間手段によりサブキャリアが補間された信号に対して、逆高速フーリエ変換の処理を行うことにより周波数軸上の信号を時間軸上の信号に変換するＩＦＦＴ手段と、
前記ＩＦＦＴ手段により時間軸上の信号に変換された信号から、不必要な雑音を除去する雑音除去手段と、
前記雑音除去手段により雑音が除去された信号に対して、高速フーリエ変換の処理を行うことにより時間軸上の信号を周波数軸上の信号に変換する第２のＦＦＴ手段と、
を有することを特徴とするマルチキャリア無線受信機。
【請求項２】
前記サブキャリア補間手段は、
前記符号乗算手段により複素共役が乗算された信号を利用して、補間するサブキャリアの周波数応答を推定することを特徴とする請求項１に記載のマルチキャリア無線受信機。
【請求項３】
前記符号乗算手段により複素共役が乗算された信号を利用して、前記サブキャリア補間手段で補間するサブキャリア数を決定する補間サブキャリア数決定手段を有することを特徴とする請求項１に記載のマルチキャリア無線受信機。
【請求項４】
前記補間サブキャリア数決定手段は、
前記連続的に配置されたサブキャリアの帯域内の位相と振幅の変化の割合の平均を利用して、前記サブキャリア補間手段で補間するサブキャリア数を決定することを特徴とする請求項３に記載のマルチキャリア無線受信機。
【請求項５】
受信信号の品質を測定し、その受信信号の品質が所定の閾値以下である場合には、前記サブキャリア補間手段による前記サブキャリアの補間を停止させる受信品質推定手段を有することを特徴とする請求項１〜４のいずれかの項に記載のマルチキャリア無線受信機。
【請求項６】
前記第１のＦＦＴ手段により周波数軸上の信号に変換された信号から、受信信号中の希望波以外の干渉波の信号を推定する干渉波信号推定手段と、
前記第１のＦＦＴ手段により周波数軸上の信号に変換された信号から、前記干渉波信号推定手段で推定した干渉波の信号を減算する減算手段と、
を有することを特徴とする請求項１〜５のいずれかの項に記載のマルチキャリア無線受信機。
【請求項７】
予め決められた連続する所定数のサブキャリアを含むマルチキャリアシンボルを受信し、伝播路推定を行うマルチキャリア無線受信方法であって、
受信したマルチキャリアシンボルに対して、高速フーリエ変換の処理を行うことにより時間軸上の信号を周波数軸上の信号に変換し、
周波数軸上の信号に変換された信号に対して、送信時に使用された符号の複素共役を乗算し、
複素共役が乗算された信号を利用して、補間するサブキャリア数を決定し、
複素共役が乗算された信号を利用して、補間するサブキャリアの周波数応答を推定し、
複素共役が乗算された信号に対して、周波数軸上に連続的に割り当てられているサブキャリア群以外の部分に追加のサブキャリアを補間し、
サブキャリアが補間された信号に対して、逆高速フーリエ変換の処理を行うことにより周波数軸上の信号を時間軸上の信号に変換し、
時間軸上の信号に変換された信号から、不必要な雑音を除去し、
雑音が除去された信号に対して、高速フーリエ変換の処理を行うことにより時間軸上の信号を周波数軸上の信号に変換することを特徴とするマルチキャリア無線受信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、マルチキャリア、特に、予め決められた所定数のサブキャリアに連続的に配置されたマルチキャリア（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）シンボルを受信し、伝播路推定を行うマルチキャリア無線受信機及び受信方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、無線通信システムへの高速化を求めるユーザ数が増加しており、高速化・大容量化が実現可能な方式のひとつとしてＯＦＤＭに代表されるマルチキャリア伝送方式が注目されている。
ＯＦＤＭ方式は、数十から数千のキャリアを、理論上干渉の起こらない最小となる周波数間隔に並べ、周波数分割多重で情報信号を並列に伝送する方式である。このＯＦＤＭ方式は、使用するサブキャリアの数を多くすると、同じ伝送レートのシングルキャリア方式と比較してシンボル時間が長くなるため、マルチパス干渉の影響を受けにくいという利点がある。
【０００３】
しかし、マルチパス環境下においては、各サブキャリアはそれぞれ異なる振幅変動及び位相変動を受けるため、受信側でデータを復調する際にこれらの変動を補償する必要がある。この伝搬路補償法としては、送信側においてサブキャリアの全てまたは一部を用いて振幅及び位相が既知の信号（パイロット信号）を伝送し、受信側では受信したパイロット信号から各サブキャリアが受けた伝搬路変動を推定し、その補償を行う。
以下に従来のＯＦＤＭ方式の受信機の構成を説明する(特許文献１、２)。
【０００４】
図９は、従来のＯＦＤＭ方式の受信機の構成を示すブロック図である。アンテナ部１０００において受信された信号は、まず無線受信部１００１でアナログ信号からデジタル信号へのＡ／Ｄ（Analog / Digital）変換が可能な周波数帯域まで周波数変換される。Ａ／Ｄ変換部１００２でデジタル信号に変換されたデータは同期部１００３においてＯＦＤＭのシンボル同期が取られ、ガードインターバルＧＩ（Guard Interval）除去部１００４においてガードインターバルが除去される。
その後、フーリエ変換部１００５においてフーリエ変換が行われ、サブキャリア毎の信号に分離される。パイロット抽出部１００６では、フーリエ変換後の信号から、伝搬路推定用に挿入されたパイロット信号を抽出する（ここでは、スキャッタードパイロット方式を用いている）。抽出された受信パイロット信号は、除算部１００７においてパイロット発生部１００８で発生された既知のパイロット信号との除算が行われる。この除算部１００７における除算により周波数領域におけるパイロット信号の伝搬路変動を伝播係数の振幅値および位相値として求めることができる。
【０００５】
次に、ゼロ挿入部１００９においてパイロット信号以外のサンプルに０を挿入した後、逆フーリエ変換部１０１０において逆フーリエ変換が行われ、周波数領域における伝搬路変動が時間領域における伝搬路変動（インパルス応答）に変換される。低サンプル除去部１０１１では、このインパルス応答において、大きさがある閾値以下となるサンプルを０に置き換える処理が行われ、次いで時間窓部１０１２において所定の時間（サンプル数）を超えるサンプルが０に置き換えられる。この処理はインパルス応答に変換されたパイロット信号とパイロット信号の遅延波以外の信号を取り除くためで、大きさがある閾値以下の信号を雑音として扱い、かつ所定の時間を越える信号も雑音として扱って削除するものである。
そして、フーリエ変換部１０１３では時間窓部１０１２の出力に対してフーリエ変換が行われ、パイロット信号以外のサンプルも値を有する周波数領域の伝搬路変動が得られ、伝搬路補償部１０１４においてフーリエ変換部１０１３の出力を利用した伝搬路補償が行われる。このようにして伝搬路補償されたデータは、誤り訂正復号部１０１５において復号され、データが得られる。
【０００６】
この図９に示す例では、低サンプル除去部１０１１及び時間窓部１０１２により雑音成分や干渉成分を除去し、高精度な伝搬路推定値を得ることを目的としている。
しかし、この例に示される構成では、逆フーリエ変換部１０１０の入力帯域幅（入力サンプル数）に対してゼロ挿入部１００９の出力帯域幅（出力サンプル数）が狭い（少ない）ことにより、逆フーリエ変換部１０１０の出力は、サイドローブ成分を有するインパルス応答になる。
また、受信機に到来する信号の受信タイミングが時間サンプルタイミングと一致しない場合にもまた、逆フーリエ変換部１０１０の出力はサイドローブ成分を有するインパルス応答になる。すなわち、インパルス応答が単純に減衰せず、いくつかの周波数軸上に副次的なピークを有する応答になる。
【０００７】
このようなサイドローブ成分を有するインパルス応答が、低サンプル除去部１０１１や時間窓部１０１２に入力されると、サイドローブ成分が除去されることとなり、その結果、フーリエ変換部１０１３の出力として得られる周波数領域における伝搬路変動に歪みが生じてしまう。このような伝搬路変動の歪みは、帯域内の全サブキャリアのうち高い周波数領域に位置するサブキャリアにおいて特に顕著に現れ、それらのサブキャリアにおける伝搬路推定精度を劣化させる原因となる。
【０００８】
この問題に対する解決策としては、従来は以下に述べる技術が知られている。
図１０は、伝搬路推定部１１１２（図９の伝搬路推定部１０１６の変形）の構成を示すブロック図である。この伝搬路推定部１１１２は、パイロット抽出部１１０１、除算部１１０２、パイロット発生部１１０３、ゼロ挿入部１１０４、周波数窓乗算部１１０５、逆フーリエ変換部１１０６、低サンプル除去部１１０７、時間窓部１１０８、フーリエ変換部１１０９、周波数窓除算部１１１０を有する。
【０００９】
図１０に示す伝搬路推定部１１１２は、図９に示す伝搬路推定部１０１６に周波数窓乗算部１１０５及び周波数窓除算部１１１０を追加した構成となっている。その他のパイロット抽出部１１０１、除算部１１０２、パイロット発生部１１０３、ゼロ挿入部１１０４、逆フーリエ変換部１１０６、低サンプル除去部１１０７、時間窓部１１０８、フーリエ変換部１１０９の機能は、それぞれ図９の伝搬路推定部１０１６のパイロット抽出部１００６、除算部１００７、パイロット発生部１００８、ゼロ挿入部１００９、逆フーリエ変換部１０１０、低サンプル除去部１０１１、時間窓部１０１２、フーリエ変換部１０１３と同じであるので、それらの説明を省略する。
【００１０】
図１０では、周波数窓関数乗算部１１０５において窓関数を乗算（この窓関数には、サイドローブを抑圧する効果を有する種類の関数、例えばハミング関数等を用いる）することにより、逆フーリエ変換部１１０６から出力されるインパルス応答のサイドローブ成分の抑圧を可能とし、その結果、フーリエ変換部１１０９から出力される周波数領域における伝搬路変動の歪みを軽減している。
【特許文献１】特許第３０４４８９９号明細書
【特許文献２】特開２００５−１３０４８５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかしながら、図１０に示す伝搬路推定部の構成では、図９に示す構成に周波数窓乗算部１１０５及び周波数窓除算部１１１０が追加されており、回路規模が増大するという問題がある。すなわち、回路の半導体集積化に際して集積度が増大したり、電力消費の増大を招いたりするという問題がある。
【００１２】
本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、回路規模の増大を抑えつつ、帯域内の全サブキャリアのうち高い周波数領域に位置するサブキャリアにおいて顕著に現れる伝搬路推定精度の劣化を軽減することができるマルチキャリア無線受信機及び受信方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明のマルチキャリア無線受信機は、上記課題を解決するためになされたもので、予め決められた連続する所定数のサブキャリアを含むマルチキャリアシンボルを受信し、伝播路推定を行うマルチキャリア無線受信機であって、受信したマルチキャリアシンボルに対して、高速フーリエ変換の処理を行うことにより時間軸上の信号を周波数軸上の信号に変換する第１のＦＦＴ手段と、前記第１のＦＦＴ手段により周波数軸上の信号に変換された信号に対して、送信時に使用された符号の複素共役を乗算する符号乗算手段と、前記符号乗算手段により複素共役が乗算された信号に対して、周波数軸上に連続的に割り当てられているサブキャリア群以外の部分に追加のサブキャリアを補間するサブキャリア補間手段と、前記サブキャリア補間手段によりサブキャリアが補間された信号に対して、逆高速フーリエ変換の処理を行うことにより周波数軸上の信号を時間軸上の信号に変換するＩＦＦＴ手段と、前記ＩＦＦＴ手段により時間軸上の信号に変換された信号から、不必要な雑音を除去する雑音除去手段と、前記雑音除去手段により雑音が除去された信号に対して、高速フーリエ変換の処理を行うことにより時間軸上の信号を周波数軸上の信号に変換する第２のＦＦＴ手段とを有する。
【００１４】
また、本発明のマルチキャリア無線受信方法は、予め決められた連続する所定数のサブキャリアを含むマルチキャリアシンボルを受信し、伝播路推定を行うマルチキャリア無線受信方法であって、受信したマルチキャリアシンボルに対して、高速フーリエ変換の処理を行うことにより時間軸上の信号を周波数軸上の信号に変換し、周波数軸上の信号に変換された信号に対して、送信時に使用された符号の複素共役を乗算し、複素共役が乗算された信号を利用して、補間するサブキャリア数を決定し、複素共役が乗算された信号を利用して、補間するサブキャリアの周波数応答を推定し、複素共役が乗算された信号に対して、周波数軸上に連続的に割り当てられているサブキャリア群以外の部分に追加のサブキャリアを補間し、サブキャリアが補間された信号に対して、逆高速フーリエ変換の処理を行うことにより周波数軸上の信号を時間軸上の信号に変換し、時間軸上の信号に変換された信号から、不必要な雑音を除去し、雑音が除去された信号に対して、高速フーリエ変換の処理を行うことにより時間軸上の信号を周波数軸上の信号に変換する。
【発明の効果】
【００１５】
本発明では、第１のＦＦＴ手段により、受信したマルチキャリアシンボルに対して、高速フーリエ変換の処理を行うことにより時間軸上の信号を周波数軸上の信号に変換し、符号乗算手段により、第１のＦＦＴ手段により周波数軸上の信号に変換された信号に対して、送信時に使用された符号の複素共役を乗算し、サブキャリア補間手段により、符号乗算手段により複素共役が乗算された信号に対して、周波数軸上に連続的に割り当てられているサブキャリア群以外の部分に追加のサブキャリアを補間し、ＩＦＦＴ手段により、サブキャリア補間手段によりサブキャリアが補間された信号に対して、逆高速フーリエ変換の処理を行うことにより周波数軸上の信号を時間軸上の信号に変換し、雑音除去手段により、ＩＦＦＴ手段により時間軸上の信号に変換された信号から、不必要な雑音を除去し、第２のＦＦＴ手段により、雑音除去手段により雑音が除去された信号に対して、高速フーリエ変換の処理を行うことにより時間軸上の信号を周波数軸上の信号に変換して復調時の伝播路補正を行うようにした。
これにより、周波数軸上に連続的に割り当てられているサブキャリア群以外の部分に追加のサブキャリアを補間することによって、サブキャリア群の端に位置するサブキャリアに歪が生じることを防止することができるので、伝搬路推定精度を向上させることが可能となり、通信品質を高めることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
（第１の実施形態）
始めに、本発明の第１の実施形態について説明する。
図１は、本実施形態によるマルチキャリア無線受信機の構成を示すブロック図である。このマルチキャリア無線受信機は、アンテナ部１００、無線受信部１０１、Ａ／Ｄ変換部１０２、同期部１０３、ＧＩ除去部１０４、フーリエ変換部１０５、伝搬路補償部１０６、誤り訂正復号部１０７、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）部１１１、符号乗算部１１２、サブキャリア補間部１１３、ＩＦＦＴ部（Inverse Fast Fourier Transform：逆高速フーリエ変換）１１４、雑音除去部１１５、ＦＦＴ部１１６、ＣＥ（Channel Estimation）符号生成部１１７、複素共役生成部１１８を有する。
【００１７】
次に、図１のマルチキャリア無線受信機の動作を説明する。
アンテナ部１００は、マルチキャリア無線送信機から送信された電波を受信する。無線受信部１０１は、アンテナ部１００で受信された信号に対して、Ａ／Ｄ変換が可能な周波数帯域まで周波数を変換する。
Ａ／Ｄ変換部１０２は、無線受信部１０１から出力された信号を、アナログ信号からデジタル信号へと変換する。同期部１０３は、Ａ／Ｄ変換部１０２から出力された信号に基づいて、マルチキャリアのシンボル同期を取る。
ＧＩ除去部１０４は、同期部１０３から出力された信号から、ガードインターバルを除去する。フーリエ変換部１０５は、ＧＩ除去部１０４から出力された信号を、時間軸の信号から周波数軸の信号へと変換する。
伝搬路補償部１０６は、フーリエ変換部１０５から出力された信号と、ＦＦＴ部１１６から出力された信号とに基づいて、伝搬路補償を行う。誤り訂正復号部１０７は、伝搬路補償部１０６から出力された信号を復号し、データを出力する。
【００１８】
ＦＦＴ部１１１は、マルチキャリア無線受信機が受信したマルチキャリアシンボルに含まれるＣＥ符号に対して、高速フーリエ変換の処理を行うことにより時間軸上の信号を周波数軸上の信号に変換する。
符号乗算部１１２は、ＦＦＴ部１１１から出力される信号と、複素共役生成部１１８から出力される符号（送信時に使用された符号の複素共役）とを乗算する。符号乗算部１１２から出力される信号は、雑音の多い周波数応答となる。
サブキャリア補間部１１３は、符号乗算部１１２から出力される信号に対して、周波数軸上に連続的に割り当てられているサブキャリア群以外の部分に追加のサブキャリアを補間する。マルチキャリア無線受信機で使用するサブキャリア数は高速フーリエ変換で使用するポイント数より少ない。サブキャリア補間部１１３では、符号乗算部１１２から出力される雑音の多い周波数応答を用い、本来使用されていないサブキャリアの位置に、サブキャリアが存在するようにして、使用するサブキャリア数を増加させる。
【００１９】
ＩＦＦＴ部１１４は、サブキャリア補間部１１３から出力される信号に対して、逆高速フーリエ変換の処理を行うことにより周波数軸上の信号を時間軸上の信号に変換する。
雑音除去部１１５は、ＩＦＦＴ部１１４から出力される信号から不必要な雑音を除去する。例えばＩＦＦＴ部１１４から出力されるインパルス応答の信号が、マルチキャリアシンボルに対して短いことを利用した時間窓を用いることにより、不必要な雑音を除去することができる。
ＦＦＴ部１１６は、雑音除去部１１５から出力される信号に対して、高速フーリエ変換の処理を行うことにより時間軸上の信号を周波数軸上の信号に変換して復調時の伝播路補正を行う。このＦＦＴ部１１６から出力される信号は、雑音の少ない周波数応答となる。
ＣＥ符号生成部１１７は、マルチキャリア無線送信機とマルチキャリア無線受信機との間で既知のＣＥ符号を生成する。複素共役生成部１１８は、ＣＥ符号生成部１１７で生成されたＣＥ符号に対して、複素共役が取られた信号を算出する。
ここでフーリエ変換部１０５とＦＦＴ部１１１は異なるブロックとして示しているが、機能は同じであるため、実装上は同一の回路で兼用できる。
【００２０】
図２（ａ）〜（ｄ）は、帯域の端に相当する部分を拡大したチャネルの周波数応答の一例を示す図である。これらの図で、横軸は周波数を示しており、縦軸は振幅を示している。
点線で示す曲線ｇ１が本来の周波数応答であり、実線の矢印Ｓｐ−５、Ｓｐ−４、Ｓｐ−３、Ｓｐ−２、Ｓｐ−１、Ｓｐが推定されたサブキャリア毎の周波数応答である。なお、ここでは、説明を簡素化するために振幅の情報のみを用いて周波数応答を示しているが、実際は振幅と位相の情報を用いて周波数応答は推定される。
図２（ａ）は、符号乗算部１１２（図１）から出力される信号の一例を示している。また、図２（ｂ）は、サブキャリアの補間を行わない場合のＦＦＴ部１１６（図１）から出力される信号の一例を示している。また、図２（ｃ）は、サブキャリアの補間を行った場合のサブキャリア補間部１１３（図１）から出力される信号の一例を示している。また、図２（ｄ）は、サブキャリア補間を行った場合のＦＦＴ部１１６（図１）から出力される信号の一例を示している。
【００２１】
サブキャリア補間部１１３（図１）においてサブキャリアの補間を行なわない場合（図２（ｂ））には、サブキャリアの補間を行った場合（図２（ｄ））に比べて、帯域の端側のサブキャリア（ここでは、のサブキャリアＳｐ−１、Ｓｐ）の歪が大きくなる。すなわち、サブキャリアＳｐ−１、Ｓｐの振幅と、曲線ｇ１の振幅との差が大きくなり、マルチキャリア無線送信装置とマルチキャリア無線受信機との間の伝搬路推定精度が劣化する。
そこで、本実施形態では、サブキャリア補間部１１３（図１）により、サブキャリア群（Ｓｐ−５、Ｓｐ−４、Ｓｐ−３、Ｓｐ−２、Ｓｐ−１、Ｓｐ）に対してサブキャリアを推定し、図２（ｃ）に示すようにサブキャリア群以外の部分に点線の矢印Ｓｐ＋１、Ｓｐ＋２で示すサブキャリアを追加することにより補間を行う。このように補間を行うことにより、追加したサブキャリアＳｐ＋１、Ｓｐ＋２は歪を受けるものの、サブキャリアＳｐ−１、Ｓｐにおける歪が減少し、正確な周波数応答を求めることが可能となる。
【００２２】
なお、ここでは、図２（ａ）に示すサブキャリアＳｐ−１、Ｓｐから線形補間を利用することにより、サブキャリアＳｐ−１、Ｓｐを求めたが、サブキャリアを補間する方法として線形補間以外の方法を用いることもできる。
なお、本実施形態では、サブキャリア群Ｓｐ−５、Ｓｐ−４、Ｓｐ−３、Ｓｐ−２、Ｓｐ−１、Ｓｐが存在する帯域の外側の帯域（サブキャリア群以外の部分）に対して、補間するサブキャリアＳｐ＋１、Ｓｐ＋２を追加する場合について説明しているが、補間するサブキャリア数は２本に限定されるものではない。
【００２３】
（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。
第１の実施形態では、補間するサブキャリア数の詳細には触れなかったが、補間の精度が高ければ、補間後のサブキャリア数が、ＦＦＴポイント数と一致するまで補間すれば、最も特性はよくなる。本実施形態では、補間するサブキャリア数を推定してから、第１の実施形態と同様な処理を行い、周波数応答の推定精度を改善する。
【００２４】
図３は、本実施形態によるマルチキャリア無線受信機の構成を部分的に示すブロック図である。本実施形態によるマルチキャリア無線受信機は、補間サブキャリア数決定部５１０を有する点において、第１の実施形態によるマルチキャリア無線受信機（図１）と相違する。なお、本実施形態によるマルチキャリア無線受信機が、第１の実施形態によるマルチキャリア無線受信機（図１）と同じ構成を採る部分については、同一の符号を付してその説明を省略する。
補間サブキャリア数決定部５１０は、符号乗算部１１２により複素共役が乗算された信号を利用して、サブキャリア補間部１１３で補間するサブキャリア数を決定する。補間するサブキャリア数を決定する具体的な処理については、図４を参照して後述する。
サブキャリア補間部１１３は、補間サブキャリア数決定部５１０で決定されたサブキャリア数だけ、符号乗算部１１２から出力される信号に対してサブキャリアを追加して補間を行う。
【００２５】
図４及び図５は、本実施形態による補間サブキャリア数決定部５１０によるサブキャリアの補間方法を説明するための図である。図４は、帯域の端を補間するサブキャリア補間方法として、実存するサブキャリアから一次近似である線形補間を利用して、帯域外のサブキャリアのチャネル情報を推定する方法を示している。この図では、帯域の端に実存する２つのサブキャリアＳｐ−１、Ｓｐを利用して、帯域外の２つのサブキャリアＳｐ＋１、Ｓｐ＋２を補間する場合を示している。サブキャリアＳｐの伝播路推定値を（ｘ，ｙ）＝（ｘｐ，ｙｐ）とした場合、一次近似の結果、ｘｐ＋１＝２ｘｐ−ｘｐ−１、ｙｐ＋１＝２ｙｐ−ｙｐ−１、ｘｐ＋２＝２ｘｐ＋１−ｘｐ、ｙｐ＋２＝２ｙｐ＋１−ｙｐの関係を満たす。
従ってこの例では補間サブキャリア数決定部５１０で、いくつ先のサブキャリアまで推定可能かを判断することになる。
【００２６】
図５は、白丸○で示す点（Ｓｎ−１、Ｓｎ、Ｓｎ＋１、Ｓｎ＋２、Ｓｎ＋３、Ｓｎ＋４、Ｓｎ＋５）が実際の推定結果、黒丸●で示す点（Ｓｐ−１、Ｓｐ、Ｓｐ＋１、Ｓｐ＋２、Ｓｐ＋３、Ｓｐ＋４、Ｓｐ＋５）が補間により求めた推定結果を示している。サブキャリアＳｎ−１、Ｓｎ、Ｓｎ＋１、Ｓｎ＋２、Ｓｎ＋３、Ｓｎ＋４、Ｓｎ＋５は、全て帯域内の実存するサブキャリアである。
補間サブキャリア数決定部５１０では、サブキャリアＳｎ−１、Ｓｎを用い、サブキャリア補間部１１３と同じアルゴリズムによりＳｐ−１、Ｓｐ、Ｓｐ＋１、Ｓｐ＋２、Ｓｐ＋３、Ｓｐ＋４、Ｓｐ＋５の推定を行う。
そして、補間サブキャリア数決定部５１０は、実際の推定結果であるＳｎ−１、Ｓｎ、Ｓｎ＋１、Ｓｎ＋２、Ｓｎ＋３、Ｓｎ＋４、Ｓｎ＋５と、補間により求めた推定結果であるＳｐ−１、Ｓｐ、Ｓｐ＋１、Ｓｐ＋２、Ｓｐ＋３、Ｓｐ＋４、Ｓｐ＋５のそれぞれを結んだベクトルの大きさと、許容誤差ベクトルの大きさである所定の閾値よりも大きいか否かについて判定する。
【００２７】
所定の閾値よりも小さい場合には、補間サブキャリア数決定部５１０は、推定結果は有効であると判定し、更に外側に位置する（ｘ軸方向の正の方向に位置する）サブキャリアについて、許容誤差ベクトルの大きさである所定の閾値よりも大きいか否かについて判定する。図５では、Ｓｎ−１とＳｐ−１を結ぶベクトルの大きさ、ＳｎとＳｐを結ぶベクトルの大きさ、ＳｎとＳｐを結ぶベクトルの大きさ、Ｓｎ＋１とＳｐ＋１を結ぶベクトルの大きさ、Ｓｎ＋２とＳｐ＋２を結ぶベクトルの大きさ、Ｓｎ＋３とＳｐ＋３を結ぶベクトルの大きさは、許容誤差ベクトルの大きさ以下である場合について説明する。また、Ｓｎ＋４とＳｐ＋４を結ぶベクトルの大きさ、Ｓｎ＋５とＳｐ＋５を結ぶベクトルの大きさは、許容誤差ベクトルの大きさよりも大きい場合について説明する。
【００２８】
補間サブキャリア数決定部５１０は、実際の推定結果である白丸○と、補間により求めた推定結果である黒丸●とを結んだベクトルの大きさが、ＳｎとＳｐを結ぶベクトルの大きさよりも大きく、許容誤差ベクトルの大きさよりも小さいという条件を満たすベクトルの数を、補間するサブキャリア数として決定する。図５では、この条件を満たすのは、Ｓｎ＋１とＳｐ＋１を結ぶベクトル、Ｓｎ＋２とＳｐ＋２を結ぶベクトル、Ｓｎ＋３とＳｐ＋３を結ぶベクトルの３つであるため、補間サブキャリア数決定部５１０は、補間するサブキャリア数を３つと決定する。
なお、本実施形態では、補間サブキャリア数を決定する際、特定の実存するサブキャリアＳｎのみに注目する場合について説明しているが、これに限定されるものではない。例えば、複数の実存するサブキャリアについて同様の処理を行い、それらの処理で得られた平均を補間サブキャリア数として決定することもできる。このようにすれば、雑音による影響を受けることが少なく、適切に補間するサブキャリア数を決定できる。つまり、連続的に配置されたサブキャリアの帯域内の位相と振幅の変化の割合の平均を利用して、サブキャリア補間部１１３で補間するサブキャリア数を決定することもできる。
【００２９】
（第３の実施形態）
次に、本発明の第３の実施形態について説明する。
第１及び第２の実施形態では、周波数応答を推定する際に、必ずいくつかのサブキャリアを補間する例を示したが、本実施形態では、受信信号の品質が所定の閾値以下である場合には、補間する効果は非常に少ないため、サブキャリアの補間処理を制限する。
ここでは、受信品質が所定の閾値以下である場合として、受信ＳＮＲ（Signal power to Noise power Ratio）が所定の閾値よりも低いとき、即ち伝播路のノイズが信号に比べて相対的に多い場合について説明する。
【００３０】
図６は、本実施形態によるマルチキャリア無線受信機の構成を部分的に示すブロック図である。本実施形態によるマルチキャリア無線受信機は、ＳＮＲ推定部５２０を有する点において、第２の実施形態によるマルチキャリア無線受信機（図３）と相違する。なお、本実施形態によるマルチキャリア無線受信機が、第２の実施形態によるマルチキャリア無線受信機（図３）と同じ構成を採る部分については、同一の符号を付してその説明を省略する。
【００３１】
ＳＮＲ推定部５２０には、マルチキャリア無線送信機から送信された信号についての当該マルチキャリア無線受信機における受信電力が入力される。マルチキャリア無線受信機においては、ＳＮＲは受信電力にほぼ比例するので、マルチキャリア無線受信機に固有のノイズと受信電力とが分かれば、ＳＮＲを推定することができる。
受信品質推定部５２０は、ＳＮＲ（受信信号の品質）を測定し、そのＳＮＲが所定の閾値以下である場合には、サブキャリア補間部１１３によるサブキャリアの補間を停止させる。また、サブキャリア補間部１１３による補間処理を行わず、入力された信号をそのまま、ＩＦＦＴ部１１４へ出力する。これにより、ＳＮＲが所定の閾値より小さい場合には、サブキャリア補間部１１３及び補間サブキャリア本数決定部５１０での処理を行う必要がなくなるので、マルチキャリア無線受信機が消費する電力を減少させることができる。
【００３２】
（第４の実施形態）
次に、本発明の第４の実施形態について説明する。
第１〜第３の実施形態では、干渉波の影響については触れていなかった。干渉波の電力が大きい場合、補間する位置のサブキャリアの位相と振幅を精度良く推測することが難しい。本実施形態では、干渉波の影響を考慮して、伝搬路推定精度を向上させる場合について説明する。
【００３３】
図７は、本実施形態によるマルチキャリア無線受信機の構成を部分的に示すブロック図である。本実施形態によるマルチキャリア無線受信機は、減算部５３０、干渉波レプリカ生成部５３１を有する点において、第３の実施形態によるマルチキャリア無線受信機（図６）と相違する。なお、本実施形態によるマルチキャリア無線受信機が、第３の実施形態によるマルチキャリア無線受信機（図６）と同じ構成を採る部分については、同一の符号を付してその説明を省略する。
【００３４】
干渉波レプリカ生成部５３１は、ＦＦＴ部１１１により周波数軸上の信号に変換された信号から、受信信号中の希望波以外の干渉波の信号を推定する。つまり、ＦＦＴ部１１１から出力された干渉波を含むＣＥ符号に基づいて、干渉波のレプリカを生成する。
減算部５３０は、ＦＦＴ部１１１により周波数軸上の信号に変換された信号から、干渉波レプリカ生成部５３１で推定した干渉波の信号を減算する。つまり、ＦＦＴ部１１１から出力された信号から、干渉波レプリカ生成部５３１から出力されたレプリカを減算する。このような処理を行うことにより、サブキャリア補間部１１３において正確にサブキャリア補間を行うことが可能となる。
【００３５】
図８は、本発明の第４の実施形態による干渉波レプリカ生成部５３１（図７）の構成を示すブロック図である。この干渉波レプリカ生成部５３１は、符号乗算部５３０１、ＩＦＦＴ部５３０２、雑音除去部５３０３、ＦＦＴ部５３０４、符号乗算部５３０５、複素共役生成部５３０６、干渉波ＣＥ符号生成部５３０７を有する。
符号乗算部５３０１は、ＦＦＴ部１１１（図７）から出力される信号と、複素共役生成部５３０６から出力される信号とを乗算する。ＩＦＦＴ部５３０２は、符号乗算部５３０１から出力される信号に対して逆高速フーリエ変換の処理を行う。
雑音除去部５３０３は、ＩＦＦＴ部５３０２から出力される信号から雑音を除去する。ＦＦＴ部５３０４は、雑音除去部５３０３から出力される信号に対して、高速フーリエ変換の処理を行う。
【００３６】
符号乗算部５３０５は、ＦＦＴ部５３０４から出力される信号と、干渉波ＣＥ符号生成部５３０７から出力される信号とを乗算して、減算部５３０（図７）へ出力する。複素共役生成部５３０６は、干渉波ＣＥ符号生成部５３０７で生成されたＣＥ符号に対して、複素共役が取られた信号を算出する。
干渉波ＣＥ符号生成部５３０７は、マルチキャリア無線送信機とマルチキャリア無線受信機との間で既知の干渉波ＣＥ符号を生成し、符号乗算部５３０５と複素共役生成部５３０６とに出力する。
なお、本実施形態では、干渉波が１波の場合について説明しているが、干渉波が数波ある場合には、マルチキャリア無線受信機に干渉波レプリカ生成部５３１を複数設けることもできる。また、本実施形態では、希望波のＣＥ符号と干渉波のＣＥ符号とが同時にマルチキャリア無線受信機に到来するものとして説明している。レプリカは第１の実施形態の希望波と同様に干渉基地局からの伝搬路を算出することで求められる。
【００３７】
マルチキャリア無線受信機で受信された希望波と干渉波のＣＥ符号が符号乗算部５３０１に入力され、干渉波のＣＥ符号を生成するための複素共役信号に乗算される。この出力が干渉波送信源からの周波数応答である。この信号をＩＦＦＴ部５３０２において、時間波形に変換することで、伝搬路の遅延プロファイルが求められる。この信号から雑音と考えられる成分を雑音除去部５３０３で除去し、再度、ＦＦＴすることで、先に求めた周波数応答より精度のよい周波数応答を求めることができる。この周波数応答に、符号乗算部５３０５において、干渉送信源のＣＥ符号を生成するための符号を乗じることで、干渉送信源からのレプリカ信号を生成することでできる。
以上のように生成された干渉送信源から送信されたＣＥ符号のレプリカ信号を、受信データから減算することで、干渉波が存在する場合であっても、第１〜第３の実施形態と同様に、サブキャリアが歪むことを防止することができ、伝搬路推定精度を向上させることができる。
【００３８】
なお、以上説明した実施形態において、図１、図３、図６、図７、図８のＦＦＴ部１１１、符号乗算部１１２、サブキャリア補間部１１３、ＩＦＦＴ部１１４、雑音除去部１１５、ＦＦＴ部１１６、ＣＥ符号生成部１１７、複素共役生成部１１８、補間サブキャリア数決定部５１０、ＳＮＲ推定部５２０、減算部５３０、干渉波レプリカ生成部５３１、符号乗算部５３０１、ＩＦＦＴ部５３０２、雑音除去部５３０３、ＦＦＴ部５３０４、符号乗算部５３０５、複素共役生成部５３０６、干渉波ＣＥ符号生成部５３０７の機能又はこれらの一部の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することによりマルチキャリア無線受信機の制御を行ってもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。
【００３９】
また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時刻の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時刻プログラムを保持しているものも含むものとする。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良く、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであっても良い。
【００４０】
以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計及び一般のマルチキャリア方式への拡張等も含まれる。
【図面の簡単な説明】
【００４１】
【図１】本発明の第１の実施形態によるマルチキャリア無線受信機の構成を示すブロック図である。
【図２】帯域の端に相当する部分を拡大したチャネルの周波数応答の一例を示す図である。
【図３】本発明の第２の実施形態によるマルチキャリア無線受信機の構成を部分的に示すブロック図である。
【図４】本実施形態による補間サブキャリア数決定部５１０の処理を説明するための図である。
【図５】本実施形態による補間サブキャリア数決定部５１０の処理を説明するための図である。
【図６】本発明の第３の実施形態によるマルチキャリア無線受信機の構成を部分的に示すブロック図である。
【図７】本発明の第４の実施形態によるマルチキャリア無線受信機の構成を部分的に示すブロック図である。
【図８】本発明の第４の実施形態による干渉波レプリカ生成部の構成を示すブロック図である。
【図９】従来のＯＦＤＭ方式の受信機の構成を示すブロック図である。
【図１０】従来のＯＦＤＭ方式の受信機における伝搬路推定部の別の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００４２】
１００・・・アンテナ部、１０１・・・無線受信部、１０２・・・Ａ／Ｄ変換部、１０３・・・同期部、１０４・・・ＧＩ除去部、１０５・・・フーリエ変換部、１０６・・・伝搬路補償部、１０７・・・誤り訂正復号部、１１１・・・ＦＦＴ部、１１２・・・符号乗算部、１１３・・・サブキャリア補間部、１１４・・・ＩＦＦＴ部、１１５・・・雑音除去部、１１６・・・ＦＦＴ部、１１７・・・ＣＥ符号生成部、１１８・・・複素共役生成部、５１０・・・補間サブキャリア数決定部、５２０・・・ＳＮＲ推定部、５３０・・・減算部、５３１・・・干渉波レプリカ生成部、１０００・・・アンテナ部、１００１・・・無線受信部、１００２・・・Ａ／Ｄ変換部、１００３・・・同期部、１００４・・・ＧＩ除去部、１００５・・・フーリエ変換部、１００６・・・パイロット抽出部、１００７・・・除算部、１００８・・・パイロット発生部、１００９・・・ゼロ挿入部、１０１０・・・逆フーリエ変換部、１０１１・・・低サンプル除去部、１０１２・・・時間窓部、１０１３・・・フーリエ変換部、１０１４・・・伝搬路補償部、１０１５・・・誤り訂正復号部、１１００・・・フーリエ変換部、１１０１・・・パイロット抽出部、１１０２・・・除算部、１１０３・・・パイロット発生部、１１０４・・・ゼロ挿入部、１１０５・・・周波数窓乗算部、１１０６・・・逆フーリエ変換部、１１０７・・・低サンプル除去部、１１０８・・・時間窓部、１１０９・・・フーリエ変換部、１１１０・・・周波数窓除算部、１１１１・・・伝搬路補償部、５３０１・・・符号乗算部、５３０２・・・ＩＦＦＴ部、５３０３・・・雑音除去部、５３０４・・・ＦＦＴ部、５３０５・・・符号乗算部、５３０６・・・複素共役生成部、５３０７・・・干渉波ＣＥ符号生成部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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