(57)【要約】【課題】ブラシレスモータをオーバーラップ通電すると共に、ＰＷＭ制御することによって駆動する場合に、放射ノイズを抑制すると共に、良好にモータ消費電流の測定を可能とするブラシレスモータの駆動装置を提供する。【解決手段】変調パルスＰ０によりパルス幅変調された通電信号を複数相のステータコイルの各相ごとに切り替えると共に、励磁された一つの相の始期と終期とを他の相と重複させて通電するブラシレスモータの駆動装置であって、以下を備える。変調パルスＰ０としての第一変調パルスＰ１を生成するパルス生成手段７と、第一変調パルスＰ１を移相して変調パルスＰ０としての第二変調パルスＰ２を生成するパルス移相手段８と、重複して通電される２つの相の通電信号を互いに異なる変調パルスＰ０である第一変調パルスＰ１と第二変調パルスＰ２とで変調する変調手段１０とを備える。【選択図】図２
2007252135.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
変調パルスによりパルス幅変調された通電信号を複数相のステータコイルの各相ごとに切り替えると共に、励磁された一つの相の始期と終期とを他の相と重複させて通電するブラシレスモータの駆動装置であって、
前記変調パルスとしての第一変調パルスを生成するパルス生成手段と、
前記第一変調パルスを移相して前記変調パルスとしての第二変調パルスを生成するパルス移相手段と、
重複して通電される一方の相の前記通電信号は前記第一変調パルスに基づいて変調し、他方の相の前記通電信号は前記第二変調パルスに基づいて変調する変調手段と、を備えるブラシレスモータの駆動装置。
【請求項２】
前記パルス移相手段は、前記第一変調パルスを前記第一変調パルスの１／２周期移相する請求項１に記載のブラシレスモータの駆動装置。
【請求項３】
前記パルス移相手段は、前記第一変調パルスを前記第一変調パルスの１周期中のハイ側又はロウ側の何れかのパルス幅分移相する請求項１に記載のブラシレスモータの駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、変調パルスによりパルス幅変調された通電信号を複数相のステータコイルの各相ごとに切り替えると共に、励磁された一つの相の始期と終期とを他の相と重複させて通電するブラシレスモータの駆動装置に関する
【背景技術】
【０００２】
回転運動型の電動アクチュエータであるモータは、種々の機器に組み込まれ、数多く利用されている。車載用途においても、オイルポンプやウォーターポンプ、パワーステアリング装置、シート、ドアなどの駆動にモータが利用されている。電磁モータの一つであるブラシレスモータは、ブラシと整流子とによる機械的接触構造を持たず、駆動回路（インバータ）によって整流を行い、回転磁界を発生させる。機械的接触構造を有しないので長寿命が期待でき、駆動回路に与える信号によって比較的容易に速度制御が可能なブラシレスモータの需要は高まっている。
【０００３】
３相駆動のモータにおいて、３相それぞれの電気角が１２０度ずつ異なるように切り替えて通電する３相１２０度矩形波通電方式は、代表的な駆動方式としてよく用いられる。この方式は、制御が容易ではあるが、電流の切り替え時にトルクリップルと呼ばれるトルクの不均衡を生じる。
下記に出典を示す特許文献１には、トルクリップルを低減するために、いわゆるオーバーラップ通電を行う技術が記載されている。オーバーラップ通電とは、励磁された一つの相の始期と終期とが、他相と重複する通電方式である。例えば、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相で駆動されるモータにおいて、Ｕ相からＶ相へと通電が切り替わる際に、両相が同時に同極性に通電される。つまり、Ｕ相のプラス（マイナス）方向の通電が終了される前に、Ｖ相のプラス（マイナス）方向の通電が開始される。一時的に隣接する２相が重複して同極性に励磁されつつ、Ｕ相からＶ相への転流（切り替え）が行われる。
【０００４】
また、モータに与えるエネルギーの制御が容易で、モータの速度制御が容易なために、ブラシレスモータの駆動にはＰＷＭ（パルス幅変調）制御がよく用いられる（例えば、下記特許文献２参照。）。上述した３相１２０度矩形波通電の場合はもちろん、オーバーラップ通電の場合にも、ＰＷＭ制御が用いられることが多い。ＰＷＭ制御は、パルスのデューティー比によって各相に供給するエネルギー（電流）を制御する。そのため、各相（Ｕ、Ｖ、Ｗ相）に流れる電流の波形もＰＷＭ波形に応じたパルス波形となる。オーバーラップ通電の場合には、２つの相に流れる電流の波形が同じタイミングで変化するパルス波形となる。つまり、オーバーラップ通電しない場合と比べて、瞬時地（ピーク値）としては概ね２倍の電流が流れることになる。
【０００５】
【特許文献１】特開２００３−２７４６２３号公報（第３−５段落、第１７−２８段落、第３図、第８図）
【特許文献２】特許第３３０８６８０号公報（第１６、１７段落、第８図）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
パルス波形は、複数の周波数成分（主周波数とその高調波成分）との合成波であり、特に高調波成分は放射ノイズの発生源となる。オーバーラップ通電の場合には、上述したように電流値のピーク値が概ね２倍となるので、ノイズの強さのピーク値もほぼ２倍となる。モータの駆動に起因するノイズは、エネルギーが大きいため、他の回路などに影響を与える可能性が高く、できるだけそのピーク値が小さく抑制されることが望ましい。
【０００７】
また、モータのトルクを把握することは、当該モータによって駆動される機器の制御にとって重要である。トルクは、モータの消費電流と電圧とから定められるモータ固有の関係式によって表すことが可能である。消費電流は、精度は高くないが最も簡潔には、駆動回路のグラウンド側とグラウンドとの間に直列に接続されたシャント抵抗（shunt resistor）の両端電圧を測定することによって得ることができる。オーバーラップ期間では、ＰＷＭ制御によってパルス状に生じるシャント抵抗両端の電圧波形の振幅も大きくなる。また、オーバーラップ期間と非オーバーラップ期間とで、シャント抵抗両端の電圧波形の振幅が大きく異なる。従って、モータの負荷（消費電流）を求める回路が複雑化する。
【０００８】
本願発明は、上記課題に鑑みてなされたもので、ブラシレスモータをオーバーラップ通電すると共に、ＰＷＭ制御することによって駆動する場合に、放射ノイズを抑制すると共に、良好にモータ消費電流の測定を可能とするブラシレスモータの駆動装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記目的を達成するため、本発明に係るブラシレスモータの駆動装置は、変調パルスによりパルス幅変調された通電信号を複数相のステータコイルの各相ごとに切り替えると共に、励磁された一つの相の始期と終期とを他の相と重複させて通電するものであって、下記構成を備える。
即ち、前記変調パルスとしての第一変調パルスを生成するパルス生成手段と、前記第一変調パルスを移相して前記変調パルスとしての第二変調パルスを生成するパルス移相手段と、重複して通電される一方の相の前記通電信号は前記第一変調パルスに基づいて変調し、他方の相の前記通電信号は前記第二変調パルスに基づいて変調する変調手段と、を備えて構成される点を特徴とする。
【００１０】
上記特徴構成によれば、パルス生成手段によって生成された第一変調パルスが移相されて、第一変調パルスとは位相のずれた第二変調パルスが生成される。そして、オーバーラップ通電される２つの相は、互いに異なる変調パルスで変調される。従って、オーバーラップ通電される２つの相に流れる電流の波形は、同じタイミングで変化するパルス波形とはならない。また、これらのパルス波形に重なる部分が生じていても、重なった部分は、グラウンドレベルからの変位ではなく、何れか一方の波高値から両者が合算された波高値までの変位となる。変位幅が小さくなるので、パルス波形の立ち上がりや立下りに発生する放射ノイズ（特に高調波ノイズ）のエネルギー（ピーク値）が減少する。
【００１１】
変調パルスが、互いに位相の異なる２つの変調パルス（第一及び第二変調パルス）に分離されるため、パルス信号の立ち上がり及び立ち下がりのポイントは、２倍に増加する。つまり、放射ノイズが発生する周期は半分となり、放射ノイズの量は増加する。しかし、放射ノイズによる他の回路への影響は、その量よりも、大きさ、つまり瞬時のエネルギーに大きく依存する。放射ノイズの量と大きさとを積分したエネルギー量は、ほぼ等価であるが、瞬時のエネルギーである放射ノイズのピーク値は約半分に減少する。従って、放射ノイズが他の回路へ与える影響は大きく抑制される。
【００１２】
また、変調パルスのデューティー比や、移相幅によっては、第一変調パルスと第二変調パルスとの有効期間が全く重複しないようにすることができる。この場合には、高調波ノイズのピーク値を抑制できるだけでなく、例えばシャント抵抗を用いた電流検出の回路などの構成も簡略化できる。
このように、本特徴構成によって、放射ノイズを抑制すると共に、良好にモータ消費電流の測定を可能とするブラシレスモータの駆動装置を提供することができる。
【００１３】
さらに、本発明に係るブラシレスモータの駆動装置は、前記パルス移相手段が、前記第一変調パルスを前記第一変調パルスの１／２周期移相することを特徴とすることができる。
【００１４】
この特徴構成によれば、第一変調パルスが、第一変調パルスの１／２周期移相されて、第二変調パルスが生成される。第一変調パルスのデューティー比が５０％以下の場合には、第一変調パルスと第二変調パルスとは、有効期間に全く重複部分を有さない。
従って、上述したように、放射ノイズを抑制することができ、さらに例えばシャント抵抗を用いた電流検出の回路などの構成も簡略化できる。
第一変調パルスのデューティー比が５０％を超える場合には、上述したように、オーバーラップ通電される２つの相に流れるパルス状の電流波形に重なる部分が生じる。しかし、少なくとも同じタイミングで変化するパルス波形とはならない。また、重なった部分は、上述したように、変位幅が小さくなるので、パルス波形の立ち上がりや立下りに発生する放射ノイズ（特に高調波ノイズ）が抑制される。
【００１５】
また、本発明に係るブラシレスモータの駆動装置は、前記パルス移相手段が、前記第一変調パルスを前記第一変調パルスの１周期中のハイ側又はロウ側の何れかのパルス幅分移相することを特徴とすることができる。
【００１６】
この特徴構成によれば、第一変調パルスが、第一変調パルスのパルス幅分移相されて、第二変調パルスが生成される。
第一変調パルスの変化点と第二変調パルスの変化点とは、少なくとも周期中の１ケ所で共通する。この共通の変化点において一方が立ち上がりの場合には、他方は立下りであるから、この変化点において発生する放射ノイズは互いに位相が１８０度反転したものとなる。従って、両変調パルスの変化点において発生する放射ノイズのエネルギーが相殺されて、放射ノイズが抑制される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明に係るブラシレスモータの駆動装置の構成を模式的に示す回路ブロック図である。図２は、図１に示した制御手段２の構成例を模式的に示すブロック図である。図３は、図１のインバータ１の駆動信号とステータコイルの端子電圧との関係を示す波形図である。
図１に示すように、ブラシレスモータ２０は、永久磁石型のロータ２２と、このロータ２２に回転力を与えるための磁界を発生させる複数相のステータコイルを有するステータ２１とを備える。本例では、ロータ２２は、Ｎ極とＳ極とがそれぞれ２極ずつ、ロータ２２の回転角度（機械角）で９０度ずつ異ならされて配置された４極構造である。ステータ２１は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相のステータコイル２１Ｕ、２１Ｖ、２１Ｗを備える。ステータコイル２１Ｕ〜２１Ｗの一端は、電気的な中性点となる一点で共通に接続され、Ｙ（スター）結線されている。他端は、後述するインバータ１に接続される。
【００１８】
図１に示すように、直流電源Ｂから供給される電源電圧は、制御手段２によって制御されるインバータ１を介して、ステータコイル２１Ｕ〜２１Ｗに供給される。デカップリングコンデンサＣは、インバータ１の電源電圧安定用のコンデンサである。シャント抵抗Ｒ３は、３相のステータコイル２１Ｕ〜２１Ｗに流れる電流の合計値としての電源電流を検出するもので、後述する電流検出手段１２を構成する。
【００１９】
インバータ１は、電源−グラウンド間、即ち、直流電源Ｂのプラス側とマイナス側との間に、２つのスイッチング素子を直列に接続し、これを３回線並列したブリッジ回路として構成されている。本例では、スイッチング素子にパワーＭＯＳＦＥＴ（以下、適宜単にＦＥＴと略称する。）が用いられている。電源側にはハイサイドスイッチとしてｐチャネル型ＦＥＴ１ａ、１ｂ、１ｃが、グラウンド側にはロウサイドスイッチとしてｎチャネル型ＦＥＴ１ｄ、１ｅ、１ｆが用いられている。各ＦＥＴ１ａ〜１ｆには、フライホイール（Fly Wheel）ダイオードＦＤ（以下、適宜単にダイオードと略称する。）が内蔵されている（フリーホイール（Free Wheel）ダイオードとも称す。）。もちろん、パワートランジスタなど、他の素子を用いて構成してもよいし、昇圧回路などを備えて全てｎチャネル型を用いて構成してもよい。
【００２０】
上述したステータコイル２１Ｕ、２１Ｖ、２１Ｗの他端は、直列接続されるｐチャネル型ＦＥＴ１ａ〜１ｃと、ｎチャネル型ＦＥＴ１ｄ〜１ｆの接続点に接続される。即ち、ＦＥＴ１ａと１ｄとの接続点にステータコイル２１Ｕが、ＦＥＴ１ｂと１ｅとの接続点にステータコイル２１Ｖが、ＦＥＴ１ｃと１ｆとの接続点にステータコイル２１Ｗが、接続される。
【００２１】
コンパレータ３Ｕ、３Ｖ、３Ｗは、位置検出手段３を構成するもので、ステータコイル２１Ｕ〜２１Ｗの端子電圧ＶＵ、ＶＶ、ＶＷと基準電圧Ｚとを比較判定する。基準電圧Ｚは、電源電圧とグラウンドとの間を同じ抵抗値を有する抵抗器Ｒ１とＲ２とで分圧することにより与えられる。基準電圧Ｚは、電源電圧の１／２の電圧値を有して、上述した３相のステータコイル２１Ｕ〜２１Ｗの中性点に相当する仮想中性点となる。
コンパレータ３Ｕ〜３Ｗは、ステータコイル２１Ｕ〜２１Ｗの端子電圧ＶＵ〜ＶＷが、電気的な中性点に相当する仮想中性点に対して高電位であるか低電位であるかを判定する。コンパレータ３Ｕ〜３Ｗの出力である位置検出信号ＳＵ、ＳＶ、ＳＷは、２値化（デジタル化）された信号となって制御手段２へ入力される。
【００２２】
図２に示すように、制御手段２は、位置判定手段４と通電信号形成手段５とを有している。
位置判定手段４は、コンパレータ３Ｕ〜３Ｗと共に位置検出手段３を構成するものである。入力された位置検出信号ＳＵ〜ＳＷに基づいて、ロータ２２の回転位置を検出する。
通電信号形成手段５は、位置判定手段４の検出結果（位置検出手段３の検出結果）に基づいて、ステータコイル２１Ｕ〜２１Ｗへの通電を切り替える通電信号ＰＵ、ＮＵ、ＰＶ、ＮＶ、ＰＷ、ＮＷをインバータ１へ出力する。
【００２３】
図３には、ｐチャネル型ＦＥＴの通電信号ＰＵ、ＰＶ、ＰＷの元信号と、ｎチャネル型ＦＥＴの通電信号ＮＵ、ＮＶ、ＮＷとが、ステータコイル２１Ｕ〜２１Ｗの端子電圧ＶＵ〜ＶＷと共に示されている。
後述するように、インバータ１はパルス幅変調（ＰＷＭ）制御される。ＰＷＭ制御には、ハイサイドスイッチだけをＰＷＭ制御する上側ＰＷＭ方式と、ロウサイドスイッチと共にＰＷＭ制御する上下交互ＰＷＭ方式とがある。本例では、上側ＰＷＭ方式を用いる例を挙げて説明する。通電信号の元信号ＰＵ０、ＰＶ０、ＰＷ０は、通電信号ＰＵ、ＰＶ、ＰＷがＰＷＭ変調される前の信号である。
【００２４】
３相Ｙ結線のステータコイル２１Ｕ〜２１Ｗを有するブラシレスモータ２０を１２０度２相励磁方式で駆動する場合、原則として常に１相が余ることになる。各コイルに流れる電流の方向は正負両方向あるので、通電状態は３相×２方向で６状態ある。電気角の１周期（３６０度）の間に、６状態があるので、１状態（図３の符号Ｔ０）は電気角で６０度である。各相は、正負両方向に１２０度ずつ通電されるので、電気角の１周期中に２状態（６０度＋６０度＝１２０度）、非通電状態が存在する。
非通電状態である間、他相の通電によってロータ２２は回転を続けるので、電磁誘導により非通電状態の相には誘導起電力が生じる。誘導起電力により、非通電状態の６０度の間に、ステータコイル２１Ｕ〜２１Ｗの端子電圧ＶＵ〜ＶＷは、電気的中性点を挟んで電流の正負の方向が反転する。ステータコイル２１Ｕ〜２１Ｗの端子電圧ＶＵ〜ＶＷは、１状態の半分の３０度近辺で電気的な中性点を通過することとなる。誘導起電力を利用したセンサレス型のブラシレスモータ２０では、この中性点を通過するタイミングによって、ロータの回転位置を検出する。
【００２５】
本例では、図３に示すように、ステータコイル２１Ｕ〜２１Ｗの端子電圧ＶＵ〜ＶＷが、端子電圧ＶＵ〜ＶＷが基準電圧Ｚを通過する通過点（クロスポイント）が、コンパレータ３Ｕ〜３Ｗによって検出される。
クロスポイントが検出されると、所定の待機期間Ｔ１をおいて、６種類の通電信号ＰＵ〜ＰＷ（元信号ＰＵ０〜ＰＷ０）、ＮＵ〜ＮＷの内、何れか該当する通電信号をアクティブにする。待機期間Ｔ１は、ブラシレスモータ２０の進み角が０度の場合、上述したように電気角として３０度である。通電信号ＰＵ〜ＰＷ（元信号ＰＵ０〜ＰＷ０）は、それぞれｐチャネル型のＦＥＴ１ａ〜１ｃを駆動するもので、ロウアクティブ（Low active）の信号である。通電信号ＮＵ、ＮＶ、ＮＷは、それぞれｎチャネル型のＦＥＴ１ｄ〜１ｆを駆動するもので、ハイアクティブ（High active）である。
【００２６】
ところで、励磁されていた相への通電が切り替えられても、その相に発生していた磁束にはその状態を維持しようとする性質がある。このため、磁束による逆起電力によって、この相にはしばらくフライホイール電流が流し続けられる。このフライホイール電流は、フライホイールダイオードＦＤによって還流される。
このため、端子電圧ＶＵ〜ＶＷには、逆起電力、即ちフライホイール電流に起因するノイズＦが重畳されている。このノイズＦも、コンパレータ３Ｕ〜３Ｗによって２値化される。しかし、このノイズＦは、通電信号の切り替え時に発生することが明らかである。従って、例えば待機時間Ｔ１よりも終点が遅いマスク期間などを設けて、ノイズＦによる端子電圧ＶＵ〜ＶＷの変化を検出しないようにすれば問題ない。
【００２７】
図４は、図３に示した上側ＰＷＭ方式によりＰＷＭ変調した駆動信号ＰＵ、ＮＵとステータコイル２１Ｕの端子電圧ＶＵとの関係を示す波形図である。
図４に示すように、通電状態にあるＵ相のステータコイル２１Ｕの端子電圧ＶＵは、ＰＷＭ制御のパルスに同期して、パルス状の波形を示す。図示は省略するが、通電時にステータコイル２１Ｕに流れる電流の波形も概ね同様である。
【００２８】
図５は、オーバーラップ通電を説明する波形図である。図５に示すように、クロスポイントを検出すると、待機時間Ｔ１を経過することなく通電信号をアクティブにする。これにより、切り替え前にアクティブとなっている他相の通電信号の終期と、切り替えられた相の始期とがオーバーラップする。
【００２９】
図６は、オーバーラップ通電を行った場合のステータコイル２１Ｕと２１Ｖとの電流と、モータ電流との関係を示す波形図である。ＰＷＭ変調され、オーバーラップしてアクティブとなった通電信号ＰＵ、ＰＶにより、ステータコイル２１Ｕ、２１Ｖには、例えば図４に示したような電流波形ＩＵ、ＩＶが現れる。ブラシレスモータ２０全体に流れる電流、即ちシャント抵抗Ｒ３を流れる電流は、電流波形（検出信号ＩＭ）のように、重複した部分が突出して大きなものとなる。つまり、オーバーラップ通電しない場合と比べて、瞬時地（ピーク値）としては概ね２倍の電流が流れることになる。
【００３０】
そこで、本発明では、重複して通電される一方の相の通電信号の変調パルスと、他方の相の変調パルスとの位相を異なるものとした。
図７は、ステータコイル２１Ｕの通電信号ＰＵを第一変調パルスＰ１で変調し、ステータコイル２１Ｖの通電信号ＰＶを第二変調パルスＰ２で変調し、両通電信号をオーバーラップさせた場合の例である。第一変調パルスＰ１の周期Ｔ２と、第二変調パルスＰ２の周期Ｔ３とは、同一であり、デューティー比ＴＡ：ＴＢも同一である。従って、第二変調パルスＰ２は、第一変調パルスＰ１が、所定の位相Ｔ４だけ移相されたものである。
ここで、所定の位相Ｔ４を、例えば、第一変調パルスＰ１の１／２周期とすることができる。図７のように、第一変調パルスＰ１のデューティー比が５０％以下の場合には、第一変調パルスＰ１と第二変調パルスＰ２とは、有効期間ＴＡに全く重複部分を有さない。
【００３１】
ここで、再び図２を参照し、図７に示した波形を実現するための制御手段２の構成について説明する。
上述したように、制御手段２は、ロータ２２の回転位置を検出する位置判定手段４と、通電信号ＰＵ、ＮＵ、ＰＶ、ＮＶ、ＰＷ、ＮＷをインバータ１へ出力する通電信号形成手段５とを有している。
通電信号形成手段５は、通電信号生成手段６と、パルス生成手段７と、パルス移相手段８と、パルス選択手段９と、変調手段１０とを備えている。
【００３２】
通電信号ＰＵなどの元となる信号は、通電信号生成手段６で生成される。そして、変調手段１０において、インバータ１を駆動する最終形態の通電信号に形成されて出力される。本例では、上側ＰＷＭ方式を採用しているので、ハイサイドスイッチとしてのｐチャネルＦＥＴ１ａ〜１ｃを駆動する通電信号ＰＵ、ＰＶ、ＰＷの３つのみが変調される。つまり、合成部１０Ｕ、１０Ｖ、１０Ｗにおいて、通電信号の元信号ＰＵ０、ＰＶ０、ＰＷ０が変調信号Ｐ０と合成される。
【００３３】
パルス生成手段７は、変調パルスＰ０としての第一変調パルスＰ１を生成する。パルス移相手段８は、第一変調パルスＰ１を移相して変調パルスＰ０としての第二変調パルスＰ２を生成する。例えば、パルス移相手段８は、上述したように、第一変調パルスＰ１を第一変調パルスＰ１の１／２周期移相する。
パルス選択手段９は、オーバーラップ通電される２つの相が互いに異なる変調パルスで変調されるように、第一変調パルスＰ１と第二変調パルスＰ２とを選択して合成部１０Ｕ〜１０Ｗに出力する。この選択は、例えば下記に示すように通電相の切り替えごとに、周回される。
【００３４】
（１） Ｕ相：Ｐ１    Ｖ相：Ｐ２
（２）               Ｖ相：Ｐ２    Ｗ相：Ｐ１
（３） Ｕ相：Ｐ２                  Ｗ相：Ｐ１
（４） Ｕ相：Ｐ２    Ｖ相：Ｐ１
（５）               Ｖ相：Ｐ１    Ｗ相：Ｐ２
（６） Ｕ相：Ｐ１                  Ｗ相：Ｐ２
【００３５】
このようにして、変調手段１０は、重複して通電される一方の相の通電信号を第一変調パルスＰ１に基づいて変調し、他方の相の通電信号を第二変調パルスＰ２に基づいて変調する。つまり、オーバーラップ通電される２つの相を互いに異なる変調パルスＰ０で変調する。
【００３６】
ところで、図４や図６に示したように、ＰＷＭ制御されて励磁されるステータコイル２１Ｕ〜２１Ｗの端子電圧ＶＵ〜ＶＷや、消費電流の検出信号ＩＭも、パルス状の波形となる。従って、端子電圧ＶＵ〜ＶＷや、消費電流の検出信号ＩＭの値は、変調パルスＰ０に同期したタイミングで読み取られる必要がある。
図８は、オーバーラップしていない場合の、読み取りタイミング、つまりストローブポイントＳＰを模式的に示した波形図である。変調信号Ｐ０によって変調された通電信号ＰＵ〜ＰＷの作用によって、端子電圧ＶＵ〜ＶＷや、消費電流の検出信号ＩＭも、パルス状の波形となるが、変化点には波形の乱れがある。つまり、スイッチングにより急峻な変化が発生するため、オーバーシュートやアンダーシュートが発生する。また、変化のタイミングは変調パルスＰ０に同期するが、回路（素子や配線）の伝播遅延により、位相は変調パルスＰ０よりも遅れる（図８のＴ５）。そこで、変調パルスＰ０の有効期間の終端を基準として所定期間Ｔ６後にストローブポイントＳＰが設けられる。
【００３７】
本発明においては、変調パルスＰ０が複数種類存在するため、図８に示したように単純なストローブポイントＳＰでは不足する。図９に示すように、２相の通電がオーバーラップする期間では、２種類の変調パルスを基準としたストローブポイントＳＰを設ける必要がある。図９に示した例では、第一変調パルスＰ１の有効期間の終端から所定期間Ｔ７、第二変調パルスの有効期間の終端から所定期間Ｔ８後にストローブポイントＳＰを設定している。
【００３８】
尚、移相の幅Ｔ４に関しては、図１０に示すように設定することも可能である。つまり、パルス移相手段８が、第一変調パルスＰ１を第一変調パルスＰ１の１周期中のハイ側（ＴＢ）又はロウ側（ＴＡ）の何れかのパルス幅分移相するようにしてもよい。
この移相方法を用いれば、第一変調パルスＰ１の変化点と第二変調パルスＰ２の変化点とは、少なくとも周期Ｔ２の中の１ケ所で共通する。この共通の変化点において一方が立ち上がりの場合には、他方は立下りであるから、この変化点において発生する放射ノイズは互いに位相が１８０度反転したものとなる。従って、両変調パルスの変化点において発生する放射ノイズのエネルギーは相殺される。
【００３９】
上述したストローブポイントＳＰとの関係では、オーバーラップ期間のストローブポイントＳＰが均等になる点で、１／２周期移相する方法が優れている。回路構成なども簡潔にできる可能性が高い。
しかし、変調パルスＰ０のデューティー比が５０％を超える場合には、１／２周期移相する方法に比べて、この第一変調パルスＰ１のパルス幅分移相する方法が有利な点がある。これについて、図１１を参照して以下に説明する。
【００４０】
図１１（ａ）は、デューティー比が５０％を超える変調パルスＰ１を１／２周期移相して変調パルスＰ２を生成した場合の波形図である。この場合、第一変調パルスＰ１及び第二変調パルスＰ２の有効期間ＴＡの始期と終期との両方に重複部分ＴＣ及びＴＤが生じる。このため、端子電圧ＶＵ〜ＶＷや、消費電流の検出信号ＩＭに対するストローブポイントＳＰを１周期Ｔ２の間に４つ設ける必要が生じる。
図１１（ｂ）は、デューティー比が５０％を超える変調パルスＰ１を有効期間ＴＡのパルス幅分移相して変調パルスＰ２を生成した場合の波形図である。この場合、第一変調パルスＰ１の有効期間ＴＡの始期と、第二変調パルスＰ２の有効期間ＴＡの終期とにのみ、重複部分ＴＥが生じる。このため、端子電圧ＶＵ〜ＶＷや、消費電流の検出信号ＩＭに対するストローブポイントＳＰは１周期Ｔ２の間に３つ設けるのみでよい。
【００４１】
このように、移相の方法には、一長一短があるため、ブラシレスモータの使用形態などに応じて適宜採用することが望ましい。もちろん、一つの装置において、両方の方法に対応し、変調パルスＰ０のデューティー比などに応じて、選択可能にしてもよい。
何れにせよ本発明の基本的な思想である、オーバーラップ通電される２つの相の通電信号を互いに異なる変調パルスで変調することにより、本発明に至った目的が達成される。つまり、本発明によって、ブラシレスモータをオーバーラップ通電すると共に、ＰＷＭ制御することによって駆動する場合に、放射ノイズを抑制すると共に、良好にモータ消費電流の測定を可能とするブラシレスモータの駆動装置を提供することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００４２】
【図１】本発明に係るブラシレスモータの駆動装置の構成を模式的に示す回路ブロック図
【図２】図１の制御手段の構成を模式的に示すブロック図
【図３】図１のインバータの駆動信号とステータコイルの端子電圧との関係を示す波形図
【図４】ＰＷＭ変調された駆動信号とステータコイルの端子電圧との関係を示す波形図
【図５】オーバーラップ通電を説明する波形図
【図６】オーバーラップ通電を行った場合のステータコイルの電流とモータ電流との関係を示す波形図
【図７】図２の制御手段によるＰＷＭ制御を説明する波形図
【図８】ＰＷＭ制御の変調パルスとステータコイル端子電圧検出、モータ電流検出の検出ポイントとの関係を示す波形図
【図９】図７に示すＰＷＭ制御を行った場合の変調パルスとステータコイル端子電圧検出、モータ電流検出の検出ポイントとの関係を示す波形図
【図１０】図２の制御手段によるＰＷＭ制御の他の例を説明する波形図
【図１１】図１０に示すＰＷＭ制御の効果を説明する波形図
【符号の説明】
【００４３】
７：パルス生成手段
８：パルス移相手段
１０：変調手段
２０：ブラシレスモータ
２１Ｕ、２１Ｖ、２１Ｗ：ステータコイル
ＩＭ：モータ電流
ＰＵ０、ＰＶ０、ＰＷ０：生成時の通電信号
ＰＵ、ＰＶ、ＰＷ：ｐチャネルＦＥＴの通電信号
ＮＵ、ＮＶ、ＮＷ：ｐチャネルＦＥＴの通電信号
Ｐ０：変調パルス
Ｐ１：第一変調パルス
Ｐ２：第二変調パルス
【図１】
2007252135.tif 000003
【図２】
2007252135.tif 000004
【図３】
2007252135.tif 000005
【図４】
2007252135.tif 000006
【図５】
2007252135.tif 000007
【図６】
2007252135.tif 000008
【図７】
2007252135.tif 000009
【図８】
2007252135.tif 000010
【図９】
2007252135.tif 000011
【図１０】
2007252135.tif 000012
【図１１】
2007252135.tif 000013