(57)【要約】【課題】時間方向に分散配置された受信ＳＰ信号からＳＰが配置されていないシンボルの伝送路特性を補間する際、補間対象とするシンボルの前後の受信ＳＰから内挿補間することにより伝送路特性の補間を行う時間内挿方式の数シンボルの遅延時間を短縮する。【解決手段】受信ＳＰから伝送路特性を補間する際、過去に受信された複数の受信ＳＰに、それぞれ異なる所定係数を乗じた後、それぞれの結果を複素加算し、一次外挿や受信ＳＰベクトルを所定係数比率で合成等の時間方向外挿処理により、パイロットキャリアが配置されていないシンボルの伝送路特性を補間する。【選択図】図１
2007081504.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
振幅及び位相が既知であるパイロットキャリアが周波数方向と、時間方向に分散配置されたＯＦＤＭ変調信号を受信するＯＦＤＭ受信装置において、過去Ｍ（Ｍは整数）シンボル期間内に受信したＮ（Ｎは整数）個の受信パイロットキャリアの２次元データ伝送路特性を用いて、現在のデータキャリアの２次元データ伝送路特性を時間方向に外挿補間することを特徴とするＯＦＤＭ受信方法。
【請求項２】
振幅及び位相が既知であるパイロットキャリアが周波数方向と、時間方向に分散配置されたＯＦＤＭ変調信号を受信するＯＦＤＭ受信装置において、過去Ｍ（Ｍは整数）シンボル期間内に受信したＮ（Ｎは整数）個の受信パイロットキャリアの２次元データ伝送路特性に対して、各々独立の所定係数を乗じ、それぞれの結果を複素加算してパイロットキャリアが配置されていないデータキャリアの２次元データ伝送路特性を時間方向に外挿補間することを特徴とするＯＦＤＭ受信方法。
【請求項３】
請求項１乃至２に記載のＯＦＤＭ受信方法において、上記時間外挿補間が、補間対象とするシンボルに時間的に近い過去の時点に受信した２個のパイロットキャリアに対して一次外挿補間することにより、パイロットキャリアが配置されていないシンボルの伝送路特性を補間することを特徴とするＯＦＤＭ受信方法。
【請求項４】
請求項１乃至２に記載のＯＦＤＭ受信方法において、上記時間外挿補間が、補間対象とするシンボルに時間的に近い過去の時点に受信した３個のパイロットキャリアに対して、それぞれパイロット間のベクトルに対して所定係数を乗じた後、それぞれの結果を複素加算してパイロットキャリアが配置されていないシンボルの伝送路特性を時間方向に外挿して補間することを特徴とするＯＦＤＭ受信方法。
【請求項５】
請求項１乃至４に記載のＯＦＤＭ受信方法において、上記時間外挿補間を行った後、周波数方向に内挿補間することを特徴とするＯＦＤＭ受信方法。
【請求項６】
振幅及び位相が既知であるパイロットキャリアが周波数方向と、時間方向に分散配置されたＯＦＤＭ変調信号を受信するＯＦＤＭ受信装置において、過去Ｍ（Ｍは整数）シンボル期間内に受信したＮ（Ｎは整数）個の受信パイロットキャリアの２次元データ伝送路特性に対して、各々独立の所定係数を乗じ、それぞれの結果を複素加算してパイロットキャリアが配置されていないデータキャリアの２次元データ伝送路特性を時間方向に外挿補間による伝送路特性補間に基づく波形等化、あるいは上記時間外挿補間による伝送路特性補間に基づくダイバーシチ合成の何れか一方を行い、当該等化後信号、あるいはダイバーシチ合成後信号を再度変調信号に変換し、放送波として再送信する放送波中継機能を有していることを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
【請求項７】
振幅及び位相が既知であるパイロットキャリアが周波数方向と、時間方向に分散配置されたＯＦＤＭ変調信号を受信するＯＦＤＭ受信装置において、放送波信号を受信アンテナで受信し、受信信号を過去Ｍ（Ｍは整数）シンボル期間内に受信したＮ（Ｎは整数）個の受信パイロットキャリアの２次元データ伝送路特性に対して、各々独立の所定係数を乗じ、それぞれの結果を複素加算してパイロットキャリアが配置されていないデータキャリアの２次元データ伝送路特性を時間方向に外挿補間による伝送路特性補間に基づいて波形等化を行い、波形等化後の信号を再度、放送波として送信する放送波中継機能を有していることを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直交周波数分割多重方式（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：以下ＯＦＤＭと略す）方式で変調された地上デジタル放送を受信し、放送波中継を行う中継装置に関する技術である。
【背景技術】
【０００２】
近年、無線装置の分野ではマルチパスフェージングや移動体伝送に強い変調方式としてＯＦＤＭ方式が脚光を集め、欧州や日本を初めとする各国で多くの応用研究が進められている。
【０００３】
日本においては、２００３年１２月に、ＯＦＤＭ方式を採用したＵＨＦ帯の地上デジタル放送が開始され、この開発動向と方式については、映像情報メディア学会誌  １９９８年Ｖｏｌ．５２，Ｎｏ．１１（非特許文献１参照）に詳しく記されている。
【０００４】
さて、この地上デジタル放送を日本全国にあまねく放送するために、親局からのＵＨＦ帯の本放送を受信し、受信チャネルと異なる周波数や同一の周波数で再度地上デジタル放送を送信する放送波中継装置が用いられている。
【０００５】
前者の異なる周波数で再送信する中継機は、主にＭＦＮ（多周波数中継：Ｍｕｌｔｉ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｎｅｔｗｏｒｋ）環境で用いられている。後者の同一周波数での再送信する中継機は、主にＳＦＮ（単一周波数中継：Ｓｉｎｇｌｅ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｎｅｔｗｏｒｋ）環境で用いられ、周波数の利用効率を高めている。
【０００６】
以下に、ＭＦＮ中継機とＳＦＮ中継機の概要について説明する。
まず、従来技術によるＭＦＮ用中継機の構成を図２に示し、図２を用いてＭＦＮ中継機の特徴を説明する。
【０００７】
受信アンテナ２１で受信した信号はＡ／Ｄ２２によりサンプリングされた後、ＦＦＴ部２３にて時間軸信号から周波数軸信号に変換され、周波数軸信号ｒ（ｔ，ｋ）（ただし、ｔ：シンボル番号、ｋ：キャリア番号）を出力する。伝送路特性補間部２５では、受信信号に含まれているパイロット信号に基づいて、親局から受信アンテナまでの伝送路特性を補間する。
【０００８】
この伝送路特性の補間アルゴリズムについて図３、及び図４を用いて説明する。図３は地上デジタル放送方式に採用されているパイロット信号の説明図である。図中の黒丸で示したキャリアは振幅、位相が既知のパイロットキャリアであり、周波数（キャリア）方向、時間（シンボル）方向に分散的に配置されている。以下、このパイロットキャリアをＳＰ（Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ  Ｐｉｌｏｔ）と呼ぶ。矢印で示したシンボルの伝送路特性を補間する際、黒丸で示したＳＰが挿入されているキャリアについては、その受信ＳＰを直接伝送路特性として補間することが可能であるが、ＳＰが配置されていない灰丸で示したキャリアについては、時間的に前後に受信したＳＰから補間する必要がある。
【０００９】
本発明は、この補間アルゴリズムに関する方式であり、現在良く用いられている補間方式について詳しく説明する。
ＳＰは分散されて配置しているため、ＳＰが存在しないキャリアについては、前後のＳＰから補間する必要があることは前述したが、この時間方向の補間方式として、図４に示すような一次内挿や０次ホールド方式が一般的に用いられている。
【００１０】
一次内挿とは補間対象とするシンボルの前後のＳＰを直線で内挿補間する方式であり、０次ホールドは補間するＳＰを補間対象とするシンボルに最も時間的に近いシンボルのＳＰで代用する方式である。
【００１１】
以上説明した補間方式により、ＳＰを用いて伝送路特性を補間し、伝送路特性補間部２５からは補間伝送路特性ｈ（ｔ，ｋ）を出力する。
等化部２６では、伝送路特性補間部２５との遅延を補正するために設けられた遅延補正部２４の出力信号を補間伝送路特性ｈ（ｔ，ｋ）で複素除算することで、振幅、位相の等化を行う。
【００１２】
こうして等化された信号は再変調部２７にてＩＦＦＴ処理を行って再度時間軸信号に変換し、ガードインターバルを付加することによりＯＦＤＭ送信信号を生成する。ＯＦＤＭ送信信号はＤ／Ａ２８にてアナログ変換され、受信チャンネルとは異なったチャンネルで送信アンテナ２８から送出する。
【００１３】
次に、ＳＦＮ中継器の構成を図５に示し、これを用いてＳＦＮ中継機の特徴を説明する。
受信アンテナ２１で受信した信号はＡ／Ｄ２２、適応フィルタ５１、及びＤ／Ａ２８を経由し送信アンテナ２９から送出される。ここで、送信周波数と受信周波数は同一であるので、送信アンテナ２９から出力された信号の一部は、回り込み波として受信アンテナ２１に到達する。適応フィルタ５１では、フィルタ係数を適応的に制御することで、この回り込みをキャンセルする。適応フィルタを時間軸領域に適用して波形等化行う大きな理由としては、受信アンテナから送信アンテナまでの伝搬遅延時間を短縮することが挙げられる。これは、受信信号と送信信号の遅延時間が長くなると中継機全体の伝達関数が不安定になり、波形歪みや発振等が生じてしまう確率が大きくなる。この問題を解決するために、受信アンテナから送信アンテナまでの遅延時間を可能な限り短くする必要がある。
【００１４】
フィルタ係数更新方式としては、適応フィルタ５１の出力信号をＦＦＴ部２３にて周波数軸の信号に変換し、伝送路補間部２５では前述したような伝送路特性の補間を行う。誤差算出部５２では補間したＳＰ信号と、既知ＳＰ信号との残差誤差を算出し、ＩＦＦＴ部５３では周波数軸信号から再度時間軸信号に変換する。
【００１５】
フィルタ係数更新部５４では、残差誤差が最小になるように係数を逐次更新する。こうすることにより、送信アンテナから受信アンテナまでの伝送路関数の逆関数が適応フィルタにより形成され、回り込み信号をキャンセルすることができる。
【００１６】
また、ＯＦＤＭ受信機において、先に周波数方向に内挿を行い、後に時間方向に1次外挿して伝送路特性を補間することも行われていた。
【非特許文献１】映像情報メディア学会誌 １９９８年Ｖｏｌ．５２，Ｎｏ．１１
【特許文献１】特開２００２−３０００９４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１７】
上記に説明した中継機は固定回線で使用されるものの、反射波や暴風雨時のアンテナのゆれ等から受信信号の変動が生じてしまう。この受信信号の変動は伝送路特性の変動となる。また、ＭＦＮ中継機、及びＳＦＮ中継機では、受信ＳＰから伝送路伝達関数を補間し、補間した特性の逆特性を乗ずることにより補償を行う。しかし、この様な変動の多い環境では、前述したような０次ホールド方式によるＳＰの時間方向の補間を行った場合、補間した伝送路特性の誤差が大きくなり、等化特性を劣化させてしまう。また、一次内挿方式を用いた補間方式では、前後のＳＰから補間させるため、地上デジタル放送方式で用いられている４シンボルのＳＰ間隔では少なくとも３シンボルの遅延が生じてしまう。地上デジタル放送方式のパラメータでは１シンボルが約１ｍｓであるため、約３ｍｓの遅延が生じてしまうことになる。
【００１８】
ＭＦＮ中継機では、この遅延時間は中継機の本線ルートに付加されることになり、低遅延化要求の高いシステムでは無視することはできない。また、ＳＦＮ中継機では、補間伝送路特性を適応フィルタの係数更新に使用するため、伝送路特性の高速変動が生じている場合には、この遅延時間は系の安定性を低下させる要因となる。すなわち、係数更新のために形成されているフィードバックループに遅延要素が含まれると、そのシステムは安定性を失い、最悪の場合には発振してしまうという欠点が挙げられる。
【００１９】
更に、前後数シンボルのデータを記憶させておく必要があるため、必要となるメモリ容量も大きくなり、ハードウェア規模も増大してしまうという欠点も挙げられる。
また、時間方向に分散配置された受信ＳＰ信号からＳＰが配置されていないシンボルの伝送路特性を補間する際、補間対象とするシンボルの時間方向に前後の受信ＳＰから内挿補間し、その後にシンボルの時間方向に1次外挿することにより伝送路特性の補間を行っていた。しかし、この時間内挿を先行する方式では、数シンボルの遅延時間が生じてしまうという問題点が生じていた。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
本発明では上記課題を解決するための第一の方法として、振幅及び位相が既知であるパイロットキャリアが時間方向に分散配置されたＯＦＤＭ変調信号を受信するＯＦＤＭ受信装置において、過去Ｍ（Ｍは整数）シンボル期間内に受信したＮ（Ｎは整数）個の受信パイロットキャリアに対して、各々独立の所定係数を乗じた後、それぞれの結果を合成してパイロットキャリアが配置されていないシンボルの伝送路特性を時間方向に外挿して補間する。
【００２１】
第二の方法として、上記の時間外挿方式が、補間対象とするシンボルに時間的に最も近い過去の時点に受信した２個のパイロットキャリアに対して一次外挿することにより、パイロットキャリアが配置されていないシンボルの伝送路特性を補間する。
【００２２】
第三の方法として、上記の時間外挿方式が、補間対象とするシンボルに時間的に最も近い過去の時点に受信した３個のパイロットキャリアに対して、それぞれパイロット間のベクトルに対して所定係数を乗じた後、それぞれの結果を合成してパイロットキャリアが配置されていないシンボルの伝送路特性を時間方向に外挿して補間する。
【００２３】
更に、上記に示した第一から第三の外挿方式を用いた伝送路補間方式を備えたＯＦＤＭ受信機及びＯＦＤＭ中継機を用いる。
【発明の効果】
【００２４】
本発明は伝送路特性を補間する際、過去に受信された複数の受信ＳＰに、それぞれ異なる所定係数を乗じた後、それぞれの結果を合成し、時間方向に外挿処理することにより、遅延時間の短縮を図ることが可能となる。
【００２５】
放送波を受信して中継する放送波中継装置においても、中継遅延時間の短縮が可能となり、更には、変動速度の速い受信信号にも追従させることが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
本発明による第一の実施例について図1を用いて詳細に説明する。また、図1に示した構成は、図２に示す従来技術によるＭＦＮ中継機において伝送路特性補間部２５を時間外挿伝送路特性補間部１１に置き換えた構成であり、それ以外については同様の機能を有している。
【００２７】
まず、受信アンテナ２１より受信した信号はＡ／Ｄ２２によりサンプリングされ、時間軸受信サンプル値系列を得る。時間軸信号上にシンボル干渉が発生しないような時間窓を設け、時間窓内の信号はＦＦＴ部２３により周波数軸信号ｒ（ｔ，ｋ）（ただし、ｔ：シンボル番号、ｋ：キャリア番号）に変換される。周波数軸信号ｒ（ｔ，ｋ）は時間外挿伝送路特性補間部１１に入力され、補間伝送路特性ｈ（ｔ，ｋ）を算出する。
【００２８】
本発明は、この時間外挿伝送路特性補間部１１に係わり、時間外挿伝送路特性補間部１１の機能について以下に詳細に説明する。
図６は時間外挿伝送路特性補間部１１の構成を示している。ＦＦＴ部２３からの周波数軸信号ｒ（ｔ，ｋ）は遅延部６１及びＳＰ抽出部６５に入力される。遅延部６１では周波数軸信号ｒ（ｔ，ｋ）を１シンボル遅延させた信号ｒ（ｔ−１，ｋ）を出力する。遅延部６１の出力信号ｒ（ｔ−１，ｋ）は遅延部６２に入力すると共にＳＰ抽出部６５に入力する。遅延部６２の動作は遅延部６１と同様の動作であり、２シンボル遅延させた信号ｒ（ｔ−２，ｋ）を出力する。同様に、遅延部６３、遅延部６４からは３シンボル遅延信号ｒ（ｔ−３，ｋ）とＮシンボル遅延信号ｒ（ｔ−Ｎ，ｋ）を出力する。
【００２９】
ＳＰ抽出部６５では後段の時間外挿部６６において、受信したＳＰキャリアから伝送路特性を補間するため、遅延部６１〜６４の出力信号である現時点あるいは過去の時点に受信した周波数軸信号からＳＰキャリアを抽出して出力する。具体的には、ＳＰキャリアの時間方向の挿入間隔を、例えば４シンボルとすると、遅延部６１〜６４からの信号ｒ（ｔ，ｋ），ｒ（ｔ−１，ｋ），ｒ（ｔ−２，ｋ），ｒ（ｔ−３，ｋ）・・・・ｒ（ｔ−Ｎ，ｋ）から抽出するＳＰ信号は、
ｒ（ｔ’，ｋ）、ｒ（ｔ’−４，ｋ）、ｒ（ｔ’−８，ｋ）、ｒ（ｔ’−１２，ｋ）、・・・・ｒ（ｔ’−４×ｉ，ｋ）                      式（１）
となる。ここで、ｔ’は補間対象とするｔシンボル時点でｋ番目のキャリアにおいて、過去Ｎシンボルの中でＳＰが存在している最もｔに近いシンボル時点を示している。また抽出するＳＰは過去に受信された信号であるので、ｔ’≦０の条件となる。
【００３０】
例えば、キャリア番号が６（ｋ＝６）、シンボル番号が０（ｔ＝０）の場合の例について図７を用いて説明する。図中の矢印で示したキャリアｒ（０，６）では、最も近い過去にＳＰを受信したシンボルはｔ＝−２の時点であるので、式（１）におけるｔ’はｔ’＝−２となる。４シンボル毎にＳＰが配置されている例で示しているため、ＳＰ抽出部６５で抽出するＳＰは、ｒ（−２，６）、ｒ（−６，６）、ｒ（−１０，６）、ｒ（−１４，６）・・・・となる。
【００３１】
同様に、キャリア番号が６（ｋ＝１２）、シンボル番号が０（ｔ＝０）の場合に抽出するＳＰ信号は、ｒ（０，１２）、ｒ（−４，１２）、ｒ（−８，１２）、ｒ（−１２，１２）・・・・となる。
【００３２】
ＳＰ抽出部６５では式（１）により抽出したＳＰ信号を時間外挿部６６に入力する。時間外挿部６６では、抽出したＳＰ信号に基づいてｔシンボル時点の伝送路特性の補間を行う。そのため、抽出したそれぞれのＳＰ信号に対して所定の係数を乗じ、それらの複素加算結果を補間ＳＰ信号とする。補間ＳＰ信号をｒ’（ｔ，ｋ）とし、乗じる所定係数をαとした場合、
ｒ’（ｔ，ｋ）＝Σαｉ×ｒ（ｔ’−４×ｉ，ｋ）          式（２）
となる。
【００３３】
これについて図８を用いて更に詳細に説明する。
図８は受信ＳＰと補間ＳＰを複素平面上に示した図である。黒丸はＳＰ抽出部にて抽出した過去のＳＰキャリアを示し、白丸は補間対象としているｔシンボル時点においてＳＰが受信されると仮定した場合の理想ＳＰ受信点を示している。星印は式（２）により補間したＳＰ信号を示している。また、実線は過去の伝送路特性を示し、点線は未来の伝送路特性を示している。黒丸で示したＳＰ信号に対して、それぞれ所定係数αｉを乗じ、複素加算することにより、星印で示した信号を補間ＳＰとして算出する。この際、雑音成分や高速変動による影響のために、白丸で示した理想的なＳＰ信号に対して補間誤差成分が発生してしまう場合があるが、それらの影響が少ない場合には、この補間誤差成分は極めて小さなレベルとすることができる。
【００３４】
次に、所定係数αの具体的な設計例について説明する。
まず、第一の具体例として、一次外挿方式について図９を用いて説明する。
これは、ＳＰ抽出部で抽出するＳＰの数を最大２として、これらのＳＰ信号を直線で結び、その延長線上に補間ＳＰ信号を配置する方式である。従って、４シンボル毎に分散配置された地上デジタル放送方式を例にとった場合、星印で示した補間ＳＰ信号ｒ’（ｔ、ｋ）は、式（３）の演算を行うことにより実現できる。
【００３５】
ｒ’（ｔ，ｋ）
＝ｒ（ｔ’，ｋ）＋ｃ／４×｛ｒ（ｔ’，ｋ）−ｒ（ｔ’−４，ｋ）｝
式（３）
ここで、ｃはｃ＝ｔ−ｔ’の関係があり、ｒ（ｔ，ｋ）とｒ（ｔ’，ｋ）とがｃシンボル離れていることを示す。４シンボル分散ＳＰでは、ｃは０から３の係数をとる。
【００３６】
第二の具体例を図１０に示す。抽出するＳＰの数を最大３とし、それらのＳＰ信号から補間ＳＰを算出する方式である。第一の具体例の方式では、伝送路特性の変動速度が遅い場合には補間誤差は小さくなるが、変動速度が速くなるにつれて誤差量は大きくなる。従って、第二の具体例では、時間的に更に前の受信ＳＰを用いることにより変動速度が速い環境においても高精度な補間を行うことを目的としている。この第二の方式の一般式は式（４）で示されるように３つのＳＰ信号に係数ａ0〜ａ2を乗じた後、合成する。
【００３７】
ｒ’（ｔ，ｋ）
＝ａ0×ｒ（ｔ’，ｋ）＋ａ1×ｒ（ｔ’−４，ｋ）＋ａ2×ｒ（ｔ’−８，ｋ）
式（４）
係数ａ0〜ａ2の選定には種々の値が考えられるが、４シンボル毎にＳＰキャリアが配置された地上デジタル放送方式に適した値として、式（５）、式（６）などが考えられる。
ａ0＝１、ａ1＝０、ａ2＝０  （ｃ＝０の場合）
ａ0＝１１／８、ａ1＝−４／８、ａ2＝１／８  （ｃ＝１の場合）
ａ0＝１４／８、ａ1＝−８／８、ａ2＝２／８  （ｃ＝２の場合）
ａ0＝１７／８、ａ1＝−１２／８、ａ2＝３／８  （ｃ＝３の場合）
式（５）
ａ0＝１、ａ1＝０、ａ2＝０  （ｃ＝０の場合）
ａ0＝１２／８、ａ1＝−６／８、ａ2＝２／８  （ｃ＝１の場合）
ａ0＝１６／８、ａ1＝−１２／８、ａ2＝４／８  （ｃ＝２の場合）
ａ0＝２０／８、ａ1＝−１８／８、ａ2＝６／８  （ｃ＝３の場合）
式（６）
このように、抽出したＳＰ信号ｒ（ｔ’，ｋ）、ｒ（ｔ’，ｋ−４）、ｒ（ｔ’−８，ｋ）に対して、式（４）〜（６）で示した係数を乗じることにより、図中の星印で示した値を補間ＳＰｒ’（ｔ，ｋ）として算出する。
【００３８】
時間外挿部１３では、以上説明した補間方式によりＳＰが配置されていないキャリアに対しても高精度で、尚且つ遅延の無い補間を行うことができる。地上デジタル放送方式のパラメータでは、この補間により１２キャリア毎に配置されたＳＰを等価的に３キャリア毎とすることができる。
【００３９】
周波数内挿部１４では時間外挿により補間したＳＰキャリアの間のキャリアを補間するような補間フィルタを設けることでＳＰの配置されていないデータキャリアの伝送路特性ｈ（ｔ，ｋ）を補間する。この補間フィルタとしては、一般的には高次のＦＩＲフィルタが用いられるが、一次内挿などの簡易な方法であっても実現は可能である。
【００４０】
また、サンプリング定理より、等価ＳＰキャリア間隔が密であるほど長い遅延時間のマルチパスまで等化することが可能である。原理的には、式（７）に示す遅延時間までのマルチパスが等化できるようになる。
【００４１】
等化可能マルチパス遅延時間［サンプル］
＝有効シンボル長［サンプル］／等価ＳＰキャリア間隔      
式（７）
従って、上記で説明したように、時間方向の外挿を行い、等価的なＳＰキャリア間隔を密にした上で、周波数方向の内挿補間を行うことにより、長い遅延時間のマルチパスまで等化可能となる。
【００４２】
以上説明した時間外挿伝送路特性補間部１１により補間伝送路特性ｈ（ｔ，ｋ）が算出される。
図１に示す遅延補正部２４、等化部２６、再変調部２７、Ｄ／Ａ２８、送信アンテナ２９の機能は図２で示した機能と同様であるため、ここでは説明を割愛する。
【００４３】
次に、本発明の第二の実施例について図１０を用いて説明する。
第二の実施例は本発明による時間外挿による伝送路特性の補間方式をＳＦＮ中継機に適用したもので、補間方式としては第一の実施例で説明したことと同様である。
【００４４】
図１０に示した構成は、図５に示す従来技術によるＳＦＮ中継機において伝送路特性補間部２５を時間外挿伝送路特性補間部１１に置き換えた構成であり、それ以外については同様の機能を有している。前述したように、ＳＦＮ中継機では適応フィルタ５１の出力からＦＦＴ部２３、伝送路特性補間部１１、誤差算出部５２、ＩＦＦＴ部５３及びフィルタ係数更新部５４を経由して、再度適応フィルタ５１に入力するフィードバックループを形成している。適応フィルタ５１の入力信号の変動速度が速い場合には、フィードバックループの遅延時間がループの安定性を失わせ、発振などの信号劣化が生じてしまう。そこで、本発明による時間外挿による伝送路特性の補間方式を用いることにより、遅延時間を短縮させることが可能となり、変動速度の速い信号にも追従することが可能となる。
【００４５】
また、本発明の適用範囲は第一、第二の実施例以外にも、複数のアンテナを備えたダイバーシチ中継機やアダプティブアレーアンテナによる指向性制御中継機、あるいは単なる受信機においても適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００４６】
【図１】本発明による第一の実施例による構成を示すブロック図
【図２】ＭＦＮ中継機の構成を示すブロック図
【図３】ＳＰの配置を示す模式図
【図４】伝送路特性の補間方式を示すブロック図
【図５】ＳＦＮ中継機の構成を示すブロック図
【図６】本発明の時間外挿伝送路特性補間部１１の構成を示すブロック図
【図７】本発明のＳＰ抽出部６５の動作説明図を示す模式図
【図８】本発明のｉ点の受信ＳＰからの補間方式を示す模式図
【図９】本発明の一次外挿による補間方式を示す模式図
【図１０】本発明の３点の受信ＳＰからの補間方式を示す模式図
【図１１】本発明による第二の実施例による構成を示すブロック図
【符号の説明】
【００４７】
１１：時間外挿伝送路特性補間部、２１：受信アンテナ、２２：Ａ／Ｄ、
２３：ＦＦＴ部、２４：遅延補正部、２５：伝送路特性補間部、２６：等化部、２７：再変調部、２８：Ｄ／Ａ、２９：送信アンテナ、５１：適応フィルタ部、５２：誤差算出部、５３：ＩＦＦＴ部、５４：フィルタ係数更新部、
６１：メモリ部、６２：ＳＰ抽出部、６３：時間外挿部、６４：周波数内挿部
【図１】
2007081504.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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