(57)【要約】  【課題】高回転数領域で低キャリア周波数の運転状態では、転流タイミングのずれが連続して発生し、その結果、過大なモータ電流が流れ続けてしまい、消費電力が増加してしまう、更には保護回路が働きブラシレスＤＣモータが停止してしまうことを防止する。  【解決手段】スイッチング素子１１６〜１２１のＯＮ／ＯＦＦを切り替えるキャリア周波数を発生させるキャリア出力手段１１５において、インバータ回路部を制御するＣＰＵ１０８のタイマ１３２に基づいて時間とともに継続的に周波数が変化するキャリア周波数を発生させるキャリア変動モード１３１を有しており、キャリア出力手段１１５が時間とともに継続的にキャリア周波数を変化させることにより、転流タイミングのずれが連続して発生するＰＷＭ同期モードの連続的な発生を防ぐことができるので、省エネで信頼性の高いインバータ制御装置を提供することができる。【選択図】図１
2007244106.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数個のスイッチング素子により構成されるインバータ回路部と、ブラシレスＤＣモータの誘起電圧によりロータ位置を検知する位置検出回路と、前記位置検出回路からの位置信号に基づき前記インバータ回路部のスイッチング素子の転流を制御する転流制御手段と、前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを切り替えるキャリア周波数を発生させるキャリア出力手段と、前記キャリア出力手段で出力されたキャリア周波数に基づきＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ制御手段と、前記転流制御手段の出力と前記ＰＷＭ制御手段の出力を合成し前記インバータ回路部のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを制御するドライブ信号を発生するドライブ制御手段と、前記ドライブ信号により前記スイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦしブラシレスＤＣモータを駆動するドライブ回路とを備え、前記キャリア出力手段は前記インバータ回路部を制御するＣＰＵ（ｃｅｎｔｒａｌ  ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  ｕｎｉｔ：中央処理装置）のタイマに基づいて時間とともに継続的に周波数が変化するキャリア周波数を発生させるキャリア変動モードを有するインバータ制御装置。
【請求項２】
キャリア変動モードは、複数のキャリア周波数を順次所定の時間出力するパターンを繰り返すことを特徴とする請求項１に記載のインバータ制御装置。
【請求項３】
キャリア変動モードは、出力する複数種類のキャリア周波数を不規則に変化させる乱数発生手段を備えたことを特徴とする請求項１に記載のインバータ制御装置。
【請求項４】
キャリア変動モードは、キャリア周波数が連続的にかつ周期的に変化することを特徴とする請求項１または２に記載のインバータ制御装置。
【請求項５】
キャリア変動モードは発生するキャリア周波数の上限と下限との差を０．５ｋＨｚ以上としたことを特徴とする請求項１から４のいずれか一項に記載のインバータ制御装置。
【請求項６】
極数が６極以上のモータに適用したことを特徴とする請求項１から５のいずれか一項に記載のインバータ制御装置。
【請求項７】
請求項１から６のいずれか一項に記載のインバータ制御装置を用いた電動圧縮機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：パルス幅変調）制御されるスイッチング素子によりモータを駆動するインバータ制御装置に関するもので、特にキャリア周波数の切り替えに係るものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、この種のインバータ制御装置においては、比較的低い回転領域ではキャリア周波数を大きくし、１周期中の通電ＯＦＦ時間を短くすることで電流の落ち込みを低減し、電流リップルによる振動、騒音の低減を図り、また、それ以外の高い回転数領域ではキャリア周波数を小さく設定して漏洩電流を低減するというものが提案されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
以下、図面を参照しながら上記従来のインバータ制御装置について説明する。
【０００４】
図１１は、特許文献１に記載された従来のインバータ制御装置の回路図、図１２は従来のキャリア周波数の制御パターンの一例を表す図である。
【０００５】
図１１において、００１は直流電源部、００２は主回路部、００３は制御回路部である。直流電源部００１は、電解コンデンサ、ダイオードブリッジ回路、などにより構成（図示せず）されており、交流電力を直流電力に変換して主回路部００２へ直流電力を供給する。
【０００６】
主回路部００２は、６個のスイッチング素子Ｕａ、Ｕｂ、Ｖａ、Ｖｂ、Ｗａ、Ｗｂと６個の環流ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６を備え、それぞれの環流ダイオードは、スイッチング素子と並列に接続されている。そして、スイッチング素子ＵａとＵｂを直列に接続してアーム部Ｕａｂを、スイッチング素子ＶａとＶｂを直列に接続しアーム部Ｖａｂを、同様にスイッチング素子ＷａとＷｂを直列に接続し、アーム部Ｗａｂを形成し、これら３つのアーム部Ｕａｂ、Ｖａｂ、Ｗａｂをそれぞれ並列に接続することで、３相のブリッジが形成される。３相の各アーム部Ｕａｂ、Ｖａｂ、Ｗａｂが有するスイッチング素子の共通節点Ｕ０、Ｖ０、Ｗ０は、それぞれに対応するモータの端子Ｕ、端子Ｖ、端子Ｗに接続される。
【０００７】
また、制御回路部００３は、誘起電圧検出部００４、ロータ位置演算部００５、転流制御回路部００６、速度制御回路部００７、ＰＷＭキャリア周波数生成回路部００８、Ｄｕｔｙ制御部００９、ＰＷＭキャリア周波数切替指令回路部０１０、及び通電波形切替指令部０１１より構成され、１２０°通電のＰＷＭ制御のインバータであり、ロータの位置を検出する時間は電気角で６０°である。
【０００８】
以下、制御回路部００３の動作について説明する。
【０００９】
まず、主回路部００２の出力端子Ｕ、Ｖ、Ｗに接続された誘起電圧検出部００４より、モータの回転駆動によって発生した各相の誘起電圧を検出する。誘起電圧検出部００４により検出した誘起電圧波形を基に、ロータ位置演算部００５により、誘起電圧のゼロクロス点によりロータの位置の演算を行う。次に、ロータ位置演算部００５で算出したロータ位置情報に基づき、転流制御回路部００６により、主回路部００２の各スイッチング素子Ｕａ、Ｕｂ、Ｖａ、Ｖｂ、Ｗａ、ＷｂのＯＮ／ＯＦＦ信号を生成し、主回路部００２に設けられたスイッチング素子を駆動する。
【００１０】
一方、ロータ位置演算部００５と並列に接続された速度制御回路部００７は、誘起電圧検出部００４の信号を受けて、モータの回転速度を算出し、モータの回転数が指令値と等しくなるようにＰＷＭ（パルス幅変調）制御により電圧値の制御を行う。
【００１１】
また、速度制御回路部００７の回転速度情報を受けて、ＰＷＭキャリア周波数切替指令回路部０１０は、ＰＷＭキャリアのデューティ制御におけるＯＮ時間時の電流増とＯＦＦ時間時の電流減による電流変動、すなわち電流リップルの振幅を小さくし、振動、騒音を抑制するために適切なキャリア周波数の選定を行う。キャリア周波数選定は、予め、回転数に対する最適なキャリア周波数の特性を実験的に求め、ＰＷＭキャリア周波数切替回路内にデータベース化して持っておくことにより、容易に抽出することができる。
【００１２】
図１２は従来のキャリア周波数の制御パターンの一例を表す図であり、横軸は回転数、縦軸はキャリア周波数を表している。
【００１３】
図１２より、比較的低回転数領域ではキャリア周波数を大きくし、それ以外の回転数領域ではキャリア周波数を小さく設定している。
【００１４】
従って、比較的低回転数領域でキャリア周波数を大きくしたので、１周期中の通電ＯＦＦ時間が短くなり電流の落ち込みも低減でき、電流リップルによる振動、騒音を低減できる。
【特許文献１】特開２００１−１８６７８７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
しかしながら、特許文献１に示す上記従来の構成では、図１２に示すような制御パターンでキャリア周波数を切り替えた場合、特に高い回転数領域で低いキャリア周波数でモータを運転する場合に、ある特定の運転条件下において転流タイミングのずれが連続して発生し（この現象をＰＷＭ同期モードと呼ぶ）、その結果、過大なモータ電流が流れ続けてしまい消費電力が増加してしまう、更には保護回路が働きブラシレスＤＣモータが停止してしまうことがあるといった課題を有していた。
【００１６】
今回、このＰＷＭ同期モードの発生メカニズムの解明に成功したので、以下詳述する。
【００１７】
図１３は位置検出のタイムチャート図、図１４はＰＷＭ同期モードの原理図であり、図１５はＰＷＭ同期モード時の端子電圧波形図である。図１６はＰＷＭ同期モードとなる回転数とキャリア周波数の相関図である。また、表１はキャリア周波数とＰＷＭ同期モード回転数の相関表である。
【００１８】
図１３において、ＶＵ、ＶＶ、ＶＷはブラシレスＤＣモータのステータの端子電圧であり、ＣＶＵ、ＣＶＶ、ＣＶＷは、端子電圧ＶＵ、ＶＶ、ＶＷの１／２である仮想中性点の電圧を基準電圧とし、端子電圧ＶＵ、ＶＶ、ＶＷと前記基準電圧とをコンパレータにより比較した信号である。なお、図１３はＰＷＭ制御を省略して表現している。
【００１９】
従来のインバータ制御装置では、電流を流すステータの相を切り替えるための転流のタイミングを以下のように決定している。
【００２０】
まずＶＵ、ＶＶ、ＶＷの未通電区間における誘起電圧と基準電圧を比較し、これらが交差する点（以後、ゼロクロス点と呼ぶ）を検出し、この点からブラシレスＤＣモータのロータの位置を検出する。そして、このゼロクロス点から電気角で３０°遅延したタイミングで転流する。つまりロータの位置検出は電気角６０°にあたる無通電時間Ｔの間に行われ、転流までの遅延時間はちょうどＴ／２に相当する。
【００２１】
次に、図１４に基づいてＰＷＭ同期モードが発生する原理を説明する。
【００２２】
図１４は、図１３において位置検出区間の電気角１周期分を拡大したもので縦軸は電圧、横軸は時間である。モータの極数は６極と仮定する。端子電圧はＰＷＭ制御されており、運転回転数が５５．６ｒ／ｓ、キャリア周波数は３ｋＨｚ、デューティが４８％の時を想定する。従ってロータの位置を検出する電気角６０°にあたる無通電時間Ｔは１０００μｓｅｃ、キャリア周期Ｃが３３３．３μｓｅｃであり、時間Ｔとキャリア周期Ｃの３倍とが一致している。デューティが４８％なのでＯＮ時間は１６０μｓｅｃ、ＯＦＦ時間は１７３．３μｓｅｃとなる。
【００２３】
図１４のＶＵ相の初めの電気角６０°の位置検出区間において、本来検出されるべき正しいゼロクロス点はＡ点であるが、Ａ点ではスイッチング素子がＯＦＦ状態であり、端子電圧が０Ｖであるのでゼロクロス点を検出することができない。その結果、ゼロクロス点は次にスイッチング素子がＯＮした瞬間（Ｂ点）で検出されてしまう。この場合転流タイミングは時間Ｒだけ遅れることになる。そして次の無通電区間においても全く同様のことが繰り返されることで、転流タイミングの遅れが継続して連続的に発生する。
【００２４】
そして、端子電圧波形が図１５のようになり、最適な転流タイミングから遅れてしまうことから、モータ電流が増大することとなる。以上が、ＰＷＭ同期モードが発生するメカニズムである。
【００２５】
ここでｎを電気角６０度中のキャリア周期の数とすると、ＰＷＭ同期モードは、位置検出区間、すなわち電気角６０°分に相当する時間Ｔとキャリア周期のｎ倍（ｎは整数）が粗一致した場合に発生する。またこの現象は、デューティが小さいほど発生する確率が高くなる。
【００２６】
そして、圧縮機など１回転中に負荷が変動する場合、負荷変動の影響により回転速度も変動するために、この回転速度変動により、運転回転数（平均速度）がＰＷＭ同期モードとなる回転数から多少離れていても、一端ＰＷＭ同期モードとなる回転速度にかかると連続してＰＷＭ同期モードに陥ってしまう。この現象は、位置検知できないＰＷＭ信号のＯＦＦ区間が長いとき、すなわちデューティが小さいときほど発生しやすい。
【００２７】
キャリア周波数とＰＷＭ同期モード回転数の相関は図１６および表１で表され、キャリア周波数３ｋＨｚから５ｋＨｚの間では、ｎ＝３のとき、５５．６ｒ／ｓから９２．６ｒ／ｓ、ｎ＝４のときは４１．７ｒ／ｓから６９．４ｒ／ｓの回転数でＰＷＭ同期モードが発生する可能性があることが分かる。
【００２８】
【表１】
2007244106.tif 000003
【００２９】
また、圧縮機などの場合、このような運転条件において回転速度変動は±４ｒ／ｓ程度はあるため、その変動幅も含めてＰＷＭ同期モードとなる可能性がある。
【００３０】
ＰＷＭ同期モードが発生して転流タイミングが遅れると、モータの発生トルクが落ち、かつブレーキトルクが働く。そのために、モータを駆動するために必要なトルクを補うために、余分な電流が流れることとなる。この余分な電流は転流タイミングの遅れる時間Ｒが大きいほど大きくなる。
【００３１】
そしてこの状態においてモータが連続運転されると、転流タイミングが時間Ｒだけ遅れた状態が連続して発生し続けることになり、異常なモータ電流が流れ続けることになる。
【００３２】
その結果、過剰な電力を消費してしまう。また実際のインバータ装置においては異常電流が流れた場合には一般的に保護回路が動作し、モータが停止してしまうことがある。
【００３３】
本発明は、上記従来の課題を解決するもので、省エネで信頼性の高いインバータ制御装置を提供するものである。
【課題を解決するための手段】
【００３４】
上記従来の課題を解決するために、本発明のインバータ制御装置はスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦをキャリア周波数を発生させるキャリア出力手段において、インバータ回路部を制御するＣＰＵのタイマに基づいて時間とともに継続的に周波数が変化するキャリア周波数を発生させるキャリア変動モードを有しており、ＰＷＭ同期モードの連続的な発生を防ぐことができる。
【発明の効果】
【００３５】
本発明のインバータ制御装置は、同期モードの発生を防ぐことで、省エネで信頼性の高いインバータ制御装置を提供するものである。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３６】
請求項１に記載の内容は、複数個のスイッチング素子により構成されるインバータ回路部と、ブラシレスＤＣモータの誘起電圧によりロータ位置を検知する位置検出回路と、前記位置検出回路からの位置信号に基づき前記インバータ回路部のスイッチング素子の転流を制御する転流制御手段と、前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを切り替えるキャリア周波数を発生させるキャリア出力手段と、前記キャリア出力手段で出力されたキャリア周波数に基づきＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ制御手段と、前記転流制御手段の出力と前記ＰＷＭ制御手段の出力を合成し前記インバータ回路部のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを制御するドライブ信号を発生するドライブ制御手段と前記ドライブ信号により前記スイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦしブラシレスＤＣモータを駆動するドライブ回路とを備え、前記キャリア出力手段は、インバータ回路部を制御するＣＰＵのタイマに基づいて時間とともに継続的に周波数が変化するキャリア周波数を発生させるキャリア変動モードを有しており、ＰＷＭ同期モードの予測、判定を行うことなく、ＰＷＭ同期モードの連続的な発生を防ぐことができるので省エネで、信頼性の高いインバータ制御装置を提供することができる。
【００３７】
請求項２に記載の内容は、請求項１に記載の発明において、複数のキャリア周波数を所定の時間出力するパターンを繰り返すことにより、請求項１に記載の発明の効果に加え、インバータ回路部を制御するＣＰＵの記憶装置に適したキャリア周波数のパターンを予め実験的に求め複数のキャリア周波数の出力パターンをデータベース化することにより、ＣＰＵの制御仕様を簡略化することでソフトウェア設計を容易にすることができる。
【００３８】
請求項３に記載の内容は、請求項１に記載の発明において、複数のキャリア周波数を不規則に変化させる乱数発生手段を備えたことにより、請求項１に記載の発明の効果に加え、回転脈動のように周期的に回転数が変化する場合においてもＰＷＭ同期モードに陥いることを防止できる。
【００３９】
請求項４に記載の内容は、請求項１または２に記載の発明において、キャリア周波数が連続的にかつ周期的に変化することにより、請求項１または２に記載の発明の効果に加え、キャリア周波数の変化による聴感的な違和感が少なくなり、不快な騒音として認識されることを防ぐことができる。
【００４０】
請求項５に記載の内容は、請求項１から４のいずれか一項に記載の発明において、予め最適なキャリア周波数の変化を実験的に求め本実施の形態ではキャリア周波数の上限と下限との差を０．５ｋＨｚ以上としたことにより、請求項１から４のいずれか一項に記載の発明の効果に加え、ＰＷＭ同期モードから確実に復帰することができる。
【００４１】
請求項６に記載の内容は、請求項１から５のいずれか一項に記載の発明において、ブラシレスＤＣモータの極数を６極以上としたもので、極数が多いことでよりＰＷＭ同期モードが発生しやすいものにおいても、より省エネで信頼性の高いインバータ制御装置を提供することができる。
【００４２】
請求項７に記載の内容は、請求項１から６のいずれか一項に記載のインバータ制御装置で電動圧縮機を駆動するものでＰＷＭ同期モードによる異常電流を防ぐことができる省エネで信頼性の高い電動圧縮機を提供することができる。
【００４３】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によってこの発明が限定されるものではない。
【００４４】
（実施の形態１）
図１は本発明の実施の形態１におけるインバータ制御装置のブロック図、図２は同実施の形態における回転数と出力キャリア周波数の特性図、図３は同実施の形態における回転速度変動とキャリア周波数の出力パターン図、図４は図３におけるＰＷＭ同期モード回避の原理図である。
【００４５】
図１において、インバータ制御装置１００は、商用電源１０１と電動圧縮機１０２に接続されており、商用交流電力を直流電力に変換する整流部１０３と、電動圧縮機１０２のブラシレスＤＣモータ１０４を駆動するインバータ回路部１０５を備えている。さらにインバータ回路部１０５を駆動するドライブ回路１０６と、インバータ回路部１０５の出力からブラシレスＤＣモータ１０４のロータ位置を検出する位置検出回路１０７とインバータ回路部を制御するＣＰＵ１０８を備えている。ＣＰＵ１０８は、回転速度検出手段１１０、転流制御手段１１１、デューティ設定手段１１２、ＰＷＭ制御手段１１３、ドライブ制御手段１１４、キャリア出力手段１１５を備えている。また、キャリア周波数の出力時間とキャリア周波数の出力パターンがＣＰＵ１０８内のメモリ１０８ａに格納されている。
【００４６】
ブラシレスＤＣモータ１０４は６極の突極集中巻ＩＰＭ（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ  Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ  Ｍａｇｎｅｔ）モータであり、３相巻線のステータ１０４ａとロータ１０４ｂを備えている。
【００４７】
インバータ回路部１０５は、６つの三相ブリッジ接続されたＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｒａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）と言われるスイッチング素子１１６、１１７、１１８、１１９、１２０、１２１と、環流ダイオード１２２、１２３、１２４、１２５、１２６、１２７より構成されている。
【００４８】
位置検出回路１０７は、コンパレータ（図示せず）などから構成されておりブラシレスＤＣモータ１０４の誘起電圧に基づく端子電圧信号と基準電圧とをコンパレータにより比較してロータの位置信号を得る。
【００４９】
転流制御手段１１１は、位置検出回路１０７の位置信号より転流のタイミングを計算し、スイッチング素子１１６、１１７、１１８，１１９、１２０、１２１の転流信号を生成する。
【００５０】
回転速度検出手段１１０は、位置検出回路１０７からの位置信号を一定期間カウントしたり、パルス間隔を測定することによりブラシレスＤＣモータ１０４の回転速度を算出する。
【００５１】
デューティ設定手段１１２は、回転速度検出手段１１０から得られた回転数と、指令回転数との偏差からデューティの加減演算を行いデューティ値をＰＷＭ制御手段１１３へ出力する。
【００５２】
キャリア出力手段１１５ではスイッチング素子１１６、１１７、１１８、１１９、１２０、１２１をスイッチングするキャリア周波数を設定する。
【００５３】
ＰＷＭ制御手段１１３では、キャリア出力手段１１５で設定されたキャリア周波数と、デューティ設定手段１１２で設定されたデューティ値から、ＰＷＭ信号を出力する。
【００５４】
ドライブ制御手段１１４では、転流信号とＰＷＭ信号を合成し、スイッチング素子１１６、１１７、１１８、１１９、１２０、１２１をＯＮ／ＯＦＦするドライブ信号を生成し、ドライブ回路１０６へ出力する。ドライブ回路１０６では、ドライブ信号に基づき、スイッチング素子１１６、１１７、１１８、１１９、１２０、１２１のＯＮ／ＯＦＦスイッチングを行い、ブラシレスＤＣモータ１０４を駆動する。
【００５５】
また図１、図２より、キャリア出力手段１１５は通常モード１３０と、キャリア変動モード１３１を有しており、回転速度検出手段１１０により、４０ｒ／ｓ以上を検知した場合に通常モード１３０からキャリア変動モード１３１へ切り替わる。
【００５６】
また、キャリア変動モード１３１は、ＣＰＵ１０８のタイマ１３２に基づいて計測されるカウンタ（図示せず）、複数のキャリア周波数の設定値を格納しているメモリ１０８ａを有しており、カウンタによりキャリア周波数の切り替え時間を計測し、所定の時間が経過するとキャリア周波数を切り替える。そして複数のキャリア周波数を順次所定の時間出力するパターンを連続的かつ周期的に繰り返す。
【００５７】
図３は、キャリア周波数の出力パターンの一例であるが、横軸に電気角、縦軸に端子電圧波形、回転速度、キャリア周波数を示している。
【００５８】
さらに詳しくはキャリア出力パターンは、出力時間とキャリア周波数が（ｔ１，ｆ１）、（ｔ２，ｆ２）、（ｔ３，ｆ３）、（ｔ４，ｆ４）、（ｔ５，ｆ５）、（ｔ６，ｆ６）の６種の組み合わせで構成されており、それぞれ図３に示すように、出力時間、キャリア周波数とも不連続で不規則な配列となっており、これを連続的かつ周期的に繰り返し出力するものである。
【００５９】
本実施の形態においては、図２に示すように、４０ｒ／ｓ以上で通常モードからキャリア変動モードへ切り替わり、キャリア変動モードにおいては、通常モードのキャリア周波数に対して、０．１ｋＨｚ単位で０．６ｋＨｚの幅で変動させている。
【００６０】
またキャリア出力手段はダブルバッファ方式であり、図４に示すようにキャリア周波数の出力指令が変更されたとしても、実際のキャリア周波数の出力は、次のＰＷＭ信号がＯＮするタイミングで更新され、変更後のキャリア周波数が出力される仕様である。
【００６１】
次に図３および図４を用いてＰＷＭ同期モードを回避する原理を説明する。
【００６２】
図３より、圧縮機など負荷脈動がある場合、１回転中の回転速度が変化し、その時々において、ＰＷＭ同期モードとなるキャリア周波数も変化する。
【００６３】
図４は、図３の詳細図であるが、横軸に時間、縦軸にキャリア周波数出力指令と実出力、および各相の端子電圧波形を示しており、回転数５５．６ｒ／ｓ一定時、デューティが４８％における、ＰＷＭ同期モードを抜け出す様子を示している。一旦、転流のタイミングがＶＵのＢ−Ａの時間分遅れたとしても、キャリア周波数が随時変化するため、ゼロクロス点の認識はＢ−Ａ間の時間が変化していき、電気角１８０度後には正確なゼロクロス点の認識ができている。
【００６４】
このように、ＰＷＭ同期モードが起こる運転回転数において、不連続で不規則なキャリア周波数を周期的に繰り返すことにより、正確なゼロクロス点を認識できるチャンスが増え、連続して転流タイミングが遅れるといったＰＷＭ同期モードを抜け出すことができる。
【００６５】
またＰＷＭ同期モードは、運転回転数とキャリア周波数に起因するが、キャリア周波数を継続的に変化させることにより、運転回転数に依存することなく、すなわちＰＷＭ同期モードの予測、判定をすることなく連続的にＰＷＭ同期モードに陥ることを防止できる。
【００６６】
また、キャリア周波数の出力をパターン化し周期的に繰り返すことにより、ＣＰＵの制御仕様を簡略化することができ、ＣＰＵの負担を軽減できる。
【００６７】
ここで、本実施の形態においては通常モード時のキャリア周波数が３ｋＨｚに設定されており、このキャリア周波数でＰＷＭ同期モードが発生する運転回転数は５５．６ｒ／ｓ（ｎ＝３）、４１．７ｒ／ｓ（ｎ＝４）、３３．３ｒ／ｓ（ｎ＝５）、２７．８ｒ／ｓ（ｎ＝６）、・・・となる。ここでｎは、電気角６０度中のキャリア周期が粗一致するときの数である。
【００６８】
これら、ＰＷＭ同期モードが発生する運転回転数において、運転回転数が低くなるほど時間Ｔ（電気角６０度相当）は長くなるがキャリア周期が一定であるため、電気角６０度中のキャリア周期が粗一致するときのｎ値は大きくなり、転流周期の時間に対しＰＷＭ信号１周期中のＯＦＦ区間の時間の割合が小さくなるため、ＰＷＭ同期モードとなっても転流の遅れが小さくなる。従って、転流の遅れによる電流増大の影響も小さくなってくる。
【００６９】
そして、ｎが５以上であればＰＷＭ同期モードの影響はほとんどない。また、実用上キャリア周波数の下限は３ｋＨｚ程度である。従って本実施の形態では、キャリア変動モードを４０ｒ／ｓ以上にて動作するように設定している。
【００７０】
また、逆にモータの極数が多いほど、位置検出区間の時間が短くなり、すなわち電気角６０°分に相当する時間Ｔ内のキャリア周期が少なくなりＰＷＭ同期モードが発生しやすくなるため、極数が多いモータほどキャリア変動モードが有効である。
【００７１】
また、実験結果より、キャリア周波数の上限と下限の差は０．５ｋＨｚ以上とすることで、確実にＰＷＭ同期モードから復帰できる。
【００７２】
以上のように本実施の形態によればＰＷＭ同期モードの発生を防ぐことができるので、消費電力が増加してしまったり、保護回路が働きブラシレスＤＣモータが停止してしまうといったことがなく、省エネで信頼性の高いインバータ制御装置を提供することができる。
【００７３】
また、本実施の形態ではキャリア周波数の切り替えタイミングは、各々異なる時間で切り替えたが、一定の周期で切り替えてもよいし、転流時や位置検出のタイミングで切り替えてもよい。
【００７４】
（実施の形態２）
図５は本発明の実施の形態２におけるキャリア出力手段内の回路図である。図６は同実施の形態における回転速度変動とキャリア周波数の出力パターン図、図７は図６におけるＰＷＭ同期モード回避の原理図である。
【００７５】
なお、実施の形態１と同一構成については同一符号を付して詳細な説明を省略する。
【００７６】
図５より、キャリア出力手段２００は通常モード２０１と、キャリア変動モード２０２を有しており、回転速度検出手段１１０により、４０ｒ／ｓ以上を検知した場合に通常モード２０１からキャリア変動モード２０２へ切り替わる。通常モード時では、キャリア３ｋＨｚにて運転しているとする。キャリア変動モード２０２は、乱数発生手段２０３を有しており、キャリア周波数をランダムに切り替える。
【００７７】
また、キャリア変動モード２０２は、タイマ２０５に基づいて計測されるカウンタ（図示せず）、複数のキャリア周波数の設定値を格納しているメモリ２１０ａを有しており、カウンタによりキャリア周波数の切り替え時間を計測し、所定の時間が経過するとキャリア周波数を切り替えている。今回の場合、転流から位置検知までの時間を計測し、転流周期のタイミングで切り替えている。
【００７８】
そしてキャリア周波数を３ｋＨｚから３．６ｋＨｚまでの範囲でランダムに切り替えていっている。
【００７９】
図６より、実施の形態１で不連続で不規則なキャリア周波数を周期的に繰り返した場合、特定の周期の回転脈動に対して、ＰＷＭ同期モードとなる可能性があることが推察できる。従って、本実施の形態においては脈動負荷が予測できない場合などに有効である。
【００８０】
図７に示すように、キャリア周波数をランダムに切り替えることにより、不定期な回転脈動に対しても連続して同期することなく、実施の形態１と同様に正確なゼロクロス点を認識できるチャンスが増え、連続して転流タイミングが遅れるといったＰＷＭ同期モードを抜け出すことができる。
【００８１】
よって、１回転中において周期的な負荷脈動がある場合や、１回転に同期せずとも周期的に回転速度が変化する場合においても連続してＰＷＭ同期モードに陥いることを防止できる。
【００８２】
（実施の形態３）
図８は本発明の実施の形態３におけるキャリア出力手段内の回路図である。図９は同実施の形態における回転速度変動とキャリア周波数の出力パターン図、図１０は図９におけるＰＷＭ同期モード回避の原理図である。
【００８３】
なお、実施の形態１と同一構成については同一符号を付して詳細な説明を省略する。
【００８４】
図８より、キャリア出力手段３００は通常モード３０１と、キャリア変動モード３０２を有しており、回転速度検出手段１１０により、４０ｒ／ｓ以上を検知した場合に通常モード３０１からキャリア変動モード３０２へ切り替わる。通常モード時では、キャリア３ｋＨｚにて運転しているとする。
【００８５】
また、キャリア変動モード３０２は、正弦波発生手段３０３を備えており３ｋＨｚから３．６ｋＨｚまで０．１ｋＨｚ単位でキャリア周波数を滑らかに変化させている。キャリア周波数および出力時間はメモリ３１０ａに格納されている。また、タイマ３０５により計測される。
【００８６】
図９、図１０に示すように、キャリア出力パターンは略正弦波状に変化させ、これを連続的かつ周期的に繰り返し出力するものである。キャリア周波数を連続的に変化させることにより、実施の形態１と同様に、正確なゼロクロス点を認識できるチャンスが増え、連続して転流タイミングが遅れるといったＰＷＭ同期モードを抜け出すことができる。
【００８７】
また、キャリア周波数の変化が連続して滑らかに変化にすることから聴感的な違和感が少なくなり、不快な騒音として認識されることを防ぐことができる。
【００８８】
なお、本実施の形態においては、キャリア周波数を正弦波状に変化させたが、連続的に滑らかに変化させるものであれば構わない。
【００８９】
また、以上のように実施の形態１から実施の形態３に示すような運転を行なうインバータ制御装置で電動圧縮機を駆動することにより、負荷脈動に起因する回転速度の変動により引き起こされるＰＷＭ同期モードの発生を回避できるので、電流の増大を防止でき、保護停止することなく省エネで信頼性の高い電動圧縮機を提供することができる。
【産業上の利用可能性】
【００９０】
以上のように、本発明にかかるインバータ制御装置および電動圧縮機は、ＰＷＭ同期モードの発生を回避できるので、消費電力が増加してしまったり、保護回路が働きブラシレスＤＣモータが停止してしまうといったことがなく、自動販売機用、エアコン用など冷却システムの電動圧縮機や、電気自動車などのインバータ駆動装置としても有用である。
【図面の簡単な説明】
【００９１】
【図１】本発明の実施の形態１におけるインバータ制御装置のブロック図
【図２】同実施の形態における回転数と出力キャリア周波数の特性図
【図３】同実施の形態における回転速度変動とキャリア周波数の出力パターン図
【図４】図３におけるＰＷＭ同期モード回避の原理図
【図５】本発明の実施の形態２におけるキャリア出力手段内の回路図
【図６】同実施の形態における回転速度変動とキャリア周波数の出力パターン図
【図７】図６におけるＰＷＭ同期モード回避の原理図
【図８】本発明の実施の形態３におけるキャリア出力手段内の回路図
【図９】同実施の形態における回転速度変動とキャリア周波数の出力パターン図
【図１０】図９におけるＰＷＭ同期モード回避の原理図
【図１１】従来のインバータ制御装置の回路図
【図１２】従来のキャリア周波数の制御パターン図
【図１３】従来の位置検出のタイムチャート
【図１４】従来のＰＷＭ同期モードの原理図
【図１５】従来のＰＷＭ同期モード時の端子電圧波形図
【図１６】従来のＰＷＭ同期モードとなる回転数とキャリア周波数の相関図
【符号の説明】
【００９２】
１００  インバータ制御装置
１０２  電動圧縮機
１０４  ブラシレスＤＣモータ
１０５  インバータ回路部
１０６  ドライブ回路
１０７  位置検出回路
１０８  ＣＰＵ
１１１  転流制御手段
１１３  ＰＷＭ制御手段
１１４  ドライブ制御手段
１１５，２００，３００  キャリア出力手段
１１６，１１７，１１８，１１９，１２０，１２１  スイッチング素子
１３１，２０２，３０２  キャリア変動モード
１３２，２０５，３０５  タイマ
２０３  乱数発生手段
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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