(57)【要約】      （修正有）【課題】  イミタンス変換器をＬＣ素子各１個で実現する。非接触給電にあっては受電器にイミタンス変換器機能を持たせ装置を簡略化する。【解決手段】  高周波定電流源１より給電線に定電流を流す。給電線は移動体の経路に沿って張られ、端で閉じられている。受電器は変圧器３１，３２で，エアギャップの大きい変圧器である。二次巻線は直列に接続され，一次巻線に対し二次は逆極性にする。巻線３１２、３２１のインダクタンスＭ１，Ｍ２および共振コンデンサ７１との並列共振周波数が電源１の周波数に等しいとき，受電器はイミタンス変換器となる。負荷端子ｂ−ｂ’には給電線電流に比例した定電圧出力が得られる。負荷６は整流回路を設け、移動体上の機器に直流供給する。電圧−電流変換、電流−電圧変換を行う電力変換器を提供する。【選択図】  図９
2007249253.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一次巻線を直列に接続した第１および第２の変圧器と，入力端子対および出力端子対として，一対の第１および第２端子と他の一対の第３および第４端子を有し，前記直列に接続した一次巻線の一端に第１端子を接続し，他端に第２端子を接続し，第１および第２の変圧器の一方の二次巻線を一次巻線と同極性，他方の変圧器の二次巻線を一次巻線と逆極性になるように直列接続し，直列に接続した二次巻線の一端に第３端子を接続し，他端に第４端子を接続し，第１の変圧器の二次巻線と並列にコンデンサを接続し，第２の変圧器の二次巻線と並列リアクトルにを接続したことを特徴とするイミタンス変換器。
【請求項２】
一次巻線を直列に接続した第１および第２の変圧器と，入力端子対および出力端子対として，一対の第１および第２端子と他の一対の第３および第４端子を有し，前記直列に接続した一次巻線の一端に第１端子を接続し，他端に第２端子を接続し，第１および第２の変圧器の一方の二次巻線を一次巻線と同極性，他方の変圧器の二次巻線を一次巻線と逆極性になるように直列接続し，直列に接続した二次巻線の一端に第３端子を接続し，他端に第４端子を接続し，第１の変圧器の二次巻線と並列にコンデンサを接続したことを特徴とするイミタンス変換器。
【請求項３】
３脚を持つ変圧器の第１の脚の巻線を第１の変圧器の二次巻線とし，第２の脚の巻線を第２の変圧器の二次巻線とし，第３の脚の巻線を第１および第２の変圧器の共通の一次巻線として動作させることを特徴とする請求項１および請求項２のイミタンス変換器。
【請求項４】
入力端子対および出力端子対として，一対の第１および第２端子と他の一対の第３および第４端子を有し，第１端子と第２端子の間にコンデンサと変圧器の一次巻線を直列に接続し，第１端子に第３端子を接続し，変圧器の二次巻線の一端を第４端子に接続し，他端を前記コンデンサと一次巻線の接続点に接続し，変圧器の一次巻線のコンデンサ側と二次巻線の第４端子側が互いに同極性となるようにし，変圧器の励磁インダクタンスを所定の値にしたことを特徴とするイミタンス変換器。
【請求項５】
第１の変圧器の二次巻線と直列に第１の漏れインダクタンス補償用コンデンサを挿入し，第２の変圧器の二次巻線と直列に第２の漏れインダクタンス補償用コンデンサを挿入したことを特徴とする請求項２のイミタンス変換器。
【請求項６】
第１の変圧器の二次巻線と直列に変圧器の漏れインダクタンス補償用コンデンサを挿入したことを特徴とする請求項１または請求項２のイミタンス変換器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【００１】  本発明は，イミタンス変換器の回路構成に関する。【００２】  イミタンス変換器とは，２端子対回路であって１つの端子対から見たインピーダンスが，他の端子対に接続された回路又は素子のアドミタンスに比例するものを言う。【００３】  イミタンス変換器は出力電流が入力電圧のみに比例する特性を持ち，定電圧の交流電源と負荷の間に接続すると負荷電流は電源電圧のみで決まり，負荷の電圧には無関係である。したがって，負荷が変化してもその電圧が変化するのみで電流は一定となる。すなわち，定電圧源はイミタンス変換器によって定電流電源に変換される。【００４】  上記とは別に，定電流源と負荷の間にイミタンス変換器を接続すれば，負荷電圧は電源の電流の大きさのみによって決まる一定値となり，負荷電流の大きさには無関係である。すなわち定電流源はイミタンス変換器によって定電圧源に変換される。
【背景技術】
【００５】  図１７は電流源−電圧源の変換を必要とする例として，従来の搬送車に対する非接触給電システムの受電装置を示している。高周波電源１により，搬送車の移動経路に沿って張られた固定の給電線３１１，３２１に高周波の定電流を供給する。給電線に沿って移動可能な搬送車上の受電器２は，磁気コア３１，３２と二次巻線３１２，３２２より成り，前述の給電線３１１，３２１を一次巻線として変圧器を形成している。受電装置が形成する変圧器は磁気コアが開いているため励磁インダクタンスが小さいので，入力電流のの大部分が励磁電流となり効率よく電流が取り出せない。これを改善するために，共振コンデンサ４を接続して励磁インダクタンスと並列共振状態とし，等価的に大きな励磁リアクタンスとし，励磁電流を減少させる。その結果，端子ａ−ａ’には給電線電流に比例した高周波定電流出力が得られる。端子ａ−ａ’に得られた高周波定電流はイミタンス変換器７によってその端子ｂ−ｂ’における高周波定電圧に変換し，整流器５によって直流定電圧とし，搬送車上の電源として使用できるようにする（例えば、特許文献１参照。）。
【特許文献１】特開平８−３０８１５０号公報（第８頁、図７）
【００６】  図１８は他の従来技術であるイミタンス変換器の１つ，ハイブリッド形イミタンス変換器（例えば、特許文献２参照。）を表している。このイミタンス変換器はコンデンサ７１，７３とリアクトル７２，７４より成る２端子対回路であって，直列共振器および並列共振器の構造を持ち，２つのコンデンサ７１，７３の静電容量Ｃは等しく，２つのリアクトル７２，７４のインダクタンスＬは等しい。ＣおよびＬの値は【００７】
【数１】
ω＝１／√（ＬＣ）  ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１）
【００８】を満たすように選ばれる。ただし，ωは交流電源１より供給される入力電圧Ｖ１の角周波数である。
【００９】  式（１）が満たされるとき，図１８の入力端子ａ−ａ’，出力端子ｂ−ｂ’の２端子対回路の入力電圧Ｖ１，入力電流Ｉ１，出力電圧Ｖ２，出力電流Ｉ２の関係は式（２）のような４端子定数の行列で表すことができる。
【０１０】
【数２】
2007249253.tif 000003
ただし，Ｚｏ＝√（Ｌ／Ｃ）：特性インピーダンス，
↑Ｖ１，↑Ｉ１等はベクトルを表す。
【０１１】  ４端子定数のＡとＤが０であることがイミタンス変換器の特徴で，次の式（３）のようにＶ１とＩ２が比例し，Ｉ１とＶ２が比例する。
【０１２】
【数３】
2007249253.tif 000004
【０１３】  したがって，入力が定電圧源で一定電圧Ｖ１であれば，出力電流Ｉ２は出力電圧Ｖ２および入力電流Ｉ１とは無関係に一定値となり，定電流出力となる。もし，入力が定電流源で一定電流Ｉ１であれば，出力電圧Ｖ２は出力電流Ｉ２および入力電圧Ｖ１とは無関係に一定値となり，定電圧出力となる。式（３）よりＶ１・Ｉ１＝Ｖ２・Ｉ２を導くことができ，入力電力と出力電力が等しく，イミタンス変換器は電力変換器でもある。
【０１４】  負荷６のインピーダンスを↑Ｚ２とすれば，端子ａ−ａ’から見たイミタンス変換器の入力インピーダンス↑Ｚ１は
【０１５】
【数４】
↑Ｚ１＝↑Ｖ１／↑Ｉ１＝Ｚｏ↑Ｉ２／（↑Ｖ２／Ｚｏ）＝Ｚｏ２／↑Ｚ２・・・（４）
【０１６】のように負荷インピーダンスＺ２の逆数すなわち負荷のアドミタンスに比例する。この特性からこの回路をインピーダンス・アドミタンス変換器，略してイミタンス変換器と称する。また式（４）より，イミタンス変換器を通じるとインピーダンスの位相の正負も逆になるので，イミタンス変換器の入力力率の大きさは負荷力率と変わらず，進み遅れが逆なることが読み取れる。さらにｂ−ｂ’が解放ならばａ−ａ’から見たインピーダンスは０となり，ａ−ａ’が解放ならばｂ−ｂ’から見たインピーダンスは０となる。線形回路はこれらの条件を満たせばイミタンス変換器である。
【０１７】  定電圧源を接続したとき式（３），式（４）にしたがって入力端子ａ−ａ’から見た等価回路を図３左に，出力端子ｂ−ｂ’から見た等価回路を同図右に示す。ただし，図１８のイミタンス変換器は変圧器を含めていないので，ｎ＝１とする。
【０１８】  式（３）の特性を利用して，図１８のイミタンス変換器を図１７の受電器２と整流器５の間に挿入すれば，定電流源である受電器出力は定電圧源に変換される。整流器出力は直流定電圧源となるので，搬送車の上で使用できる直流電源を提供でき，搬送車上の電気機器等の負荷６はその電流には影響されずに一定の電源電圧で動作することができる。イミタンス変換器を使用すれば，半導体スイッチングによる電流−電圧変換器のように定電圧出力を得るための複雑な制御回路は不要となる。このイミタンス変換器は本発明者により例えば特許文献２に開示されている（図１８）。
【特許文献２】特開平１０−０９１２５４号公報（第５頁、図２）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０１９】  イミタンス変換器を使用すれば，定電流源より容易に定電圧源が得られ，また定電圧源より容易に定電流源が得られるが，従来のイミタンス変換器はＬＣ素子が多数必要であって，電源周波数に共振させるときリアクトルやコンデンサの値の調節が複雑であるという欠点があった。また，非接触給電においては，受電装置で効率よく受電し定電圧出力を得るために，受電装置の並列共振回路とイミタンス変換器の両方を備える必要があった。
【課題を解決するための手段】
【０２０】  上記課題を解決するために成された本発明に係るイミタンス変換器は，変圧器とともに動作する構成とし，共振用のＬ，Ｃ素子を最少の１個ずつとしたもので，電圧−電流の相互変換を可能にし，高周波定電圧源を絶縁しながら高周波定電流源に変換すること，または高周波定電流源を絶縁しながら高周波定電圧源に変換することを可能にする。非接触給電装置においては，受電装置にイミタンス変換器の機能を持たせることを可能にし，装置を簡略化するものである。
【発明の効果】
【０２１】  本発明の１個のリアクトルと１個のコンデンサと変圧器で構成したイミタンス変換器は，高周波電圧源を絶縁すると同時に電流源に変換することで，負荷側の電圧に影響されずに電流を流すことを可能にする。リアクトルとコンデンサの個数が最少であるから，電源周波数と共振させる際の調整が容易となる。交流定電流源から負荷に直流電圧を供給する必要がある場合，たとえば非接触給電装置で搬送車上に電圧源を必要とする場合に，高周波定電流が供給されている給電線より，発明のイミタンス変換器を構成する受電器により高周波電圧に変換しながら受電し，これを整流することで直流の電圧源を得ることができ，他に電流−電圧変換回路を付加する必要がない。また，この電源より負荷電流を取り出して使用すると，イミタンス変換器の電流−電圧変換作用により，給電線には負荷電流に比例した電圧降下を与える。負荷開路すなわち無負荷では給電線に与える電圧降下が０となり，定電流源を開路する危険がない。さらに，給電線には力率１の電圧降下を与え，給電線に余分のリアクタンス電圧降下を発生させることがない。
【発明を実施するための最良の形態】
【実施例１ａ】
【０２２】  図１に発明のイミタンス変換器の実施例を示す。図１の第１と第２の端子である端子対ａ−ａ’は，入力端子であって高周波電源１に接続される。第３と第４の端子である他の端子対ｂ−ｂ’は，出力端子であって負荷６が接続される。第１の変圧器である変圧器３１には一次巻線３１１と二次巻線３１２があり，二次巻線３１２の両端には共振用コンデンサ７１が並列に接続される。第２の変圧器である変圧器３２には一次巻線３２１と二次巻線３２２があり，二次巻線３２２の両端には共振用リアクトル７２が並列に接続される。２つの一次巻線３１１と３２１は直列に接続し，その両端を前述の端子ａ−ａ’とする。共振用コンデンサ７１と共振用リアクトル７２を直列に接続し，その両端を端子ｂ−ｂ’とする。端子ａ−ａ’と端子ｂ−ｂ’に対して，一方の変圧器の一次巻線と二次巻線の極性を同極性，他方の変圧器の一次巻線と二次巻線の極性を逆極性とする。この明細書では，変圧器３１を同極性，変圧器３２を逆極性としておく。
【０２３】  図１の回路は図２の等価回路に書き換えることができる。記号Ｍ１は変圧器３１の二次巻線３１２から見た励磁インダクタンス，Ｍ２は変圧器３２の二次巻線３２２から見た励磁インダクタンス，Ｃは共振用コンデンサ７１のキャパシタンス，Ｌは共振用リアクトル７２のインダクタンスを表す。電圧Ｖｃ′はコンデンサ電圧Ｖｃの一次換算値，電圧ＶＬ′はリアクトル電圧ＶＬの一次換算値である。
【０２４】  ２つの変圧器３１，３１が理想変圧器で，それぞれの励磁インダクタンスＭ１，Ｍ２が非常に大きいものとし，ＬのインダクタンスがＬｒ，ＣのキャパシタンスがＣｒに等しいとすれば，端子対ａ−ａ’を入力，他の端子対ｂ−ｂ’を出力とする２端子対回路の入力電圧Ｖ１，入力電流Ｉ１，出力電圧Ｖ２，出力電流Ｉ２の関係は，４端子定数で表現すると式（５）となる。
【０２５】
【数５】
2007249253.tif 000005
だだし，
2007249253.tif 000006
ω：電源１の角周波数
ｎ：変圧器の巻線比
【０２６】  今，図１のＣ素子７１，Ｌ素子７２の共振角周波数ωｒが式（６）のように電源１の角周波数ωと等しいとする。
【０２７】
【数６】
ω＝ωｒ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（６）
【０２８】  このとき，図１の入力端子ａ−ａ’，出力端子ｂ−ｂ’の２端子対回路の電圧，電流の関係は，式（５），（６）より式（７）の４端子定数の行列で表すことができる。
【０２９】
【数７】
2007249253.tif 000007
ただし，Ｚｏ＝２ωｒＬ＝２√（Ｌｒ／Ｃｒ）：特性インピーダンス
ｎ：変圧器の巻線比
【０３０】
【数８】
2007249253.tif 000008
【０３１】  式（７）は式（２）と同様に，４端子定数のＡとＤが０であり，イミタンス変換器の特徴を備えている。したがって式（８）が示すように，Ｖ１はＩ２のみに比例し，Ｉ１はＶ２のみに比例する変換特性を持つ。もし，入力Ｖ１が高周波定電圧源で供給される一定電圧であれば，出力はＶ２には無関係にＩ２一定すなわち高周波定電流出力となり，高周波定電圧源１は負荷６に対して高周波定電流源に変換されたことになる。もし，入力Ｉ１が高周波定電流源で供給される一定電流であれば，出力はＩ２には無関係にＶ２一定すなわち高周波定電圧出力となり，高周波定電流源１は負荷６に対して高周波定電圧源に変換されたことになる。定電圧源を接続したとき電源および負荷から見た等価回路は図３となる。すなわち電源１から見れば端子ａ−ａ’に負荷のアドミタンス１／Ｚ２に比例したインピーダンスの負荷があるように見え，負荷から見れば端子ｂ−ｂ’に電源電圧Ｖ１に比例した定電流源が接続されているように見える。
【０３２】  電圧−電流の変換比はｎＺｏとなり，Ｌｒ／Ｃｒの比率および変圧器の巻線比ｎで自由に設定できる。
【０３３】  図１の実施例において入力端子対と出力端子対を交換し，端子対ｂ−ｂ′を入力端子，他の端子対ａ−ａ′を出力端子とした場合は次のようになる。交流理論によれば２端子対回路の入力端子対と出力端子対を交換したとき，新しい４端子定数は定数ＡとＤを交換して求められる。式（７）のように，図１のイミタンス変換器７は，その４端子定数Ａ＝Ｄ＝０であるからＡとＤを交換しても行列は変わらず，入力端子対と出力端子対を交換した場合の４端子行列，変換特性は，図１の場合と同じ式（７），式（８）で表される。したがって両者は同じ変換特性を持つ。
【実施例１ｂ】
【０３４】  図１の実施例およびその等価回路図２において，２つの変圧器３１，３２それぞれの励磁インダクタンスＭ１，Ｍ２が有限の値とすれば，端子対ａ−ａ’を入力，他の端子対ｂ−ｂ’を出力とする２端子対回路の入力電圧Ｖ１，入力電流Ｉ１，出力電圧Ｖ２，出力電流Ｉ２の関係は，４端子定数で表現すると式（９）となる。
【０３５】
【数９】
2007249253.tif 000009
だだし，
2007249253.tif 000010
ｎ：変圧器の巻線比
（Ｍ２／／Ｌ）：Ｍ２とＬの並列インダクタンス
2007249253.tif 000011
【０３６】  今，図１のＣ素子７１，Ｌ素子７２および変圧器の励磁インダクタンスＭ１，Ｍ２の並列共振角周波数ωｒが式（１０）のように電源１の角周波数ωと等しいとする。
【０３７】
【数１０】
ω＝ωｒ  ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１０）
【０３８】  このとき，図１の入力端子ａ−ａ’，出力端子ｂ−ｂ’の２端子対回路の電圧，電流の関係は，式（９），（１０）より式（１１）の４端子定数の行列で表すことができる。
【０３９】
【数１１】
2007249253.tif 000012
ただし，Ｚｏ＝２ωｒ（Ｍ２／／Ｌ）：特性インピーダンス
ｎ：変圧器の巻線比
【０４０】  式（１１）は式（３），式（７）と同様に，４端子定数のＡとＤが０であり，イミタンス変換器の特徴を備えている。式（８）のようにＶ１はＩ２のみに比例し，Ｉ１とＶ２には無関係，Ｉ１はＶ２のみに比例しＶ１とＩ２には無関係である変換特性を持つ。したがって，入力Ｖ１が高周波定電圧源で供給される一定電圧であれば，出力はＩ２一定すなわち高周波定電流出力となり，高周波定電圧源１は負荷６に対して高周波定電流源に変換される。もし，入力Ｉ１が高周波定電流源で供給される一定電流であれば，出力はＶ２一定すなわち高周波定電圧出力となり，高周波定電流源１は負荷６に対して高周波定電圧源に変換される。電圧−電流の変換比はｎＺｏとなり，変圧器の巻線比ｎで調節できる。
【０４１】  変圧器の励磁インダクタンスを考慮した式（９）と発明の実施の形態１ａの理想変圧器の場合の式（５）と比較すると，図２のＭ２とＬの並列インダクタンスが式（５）のＬｒに等しく，図２の共振角周波数ωｒにおけるＣとＭ１の並列リアクタンスが式（５）のＣｒのリアクタンスに等しくなるようにすれば，共振角周波数において全く同じ特性を持つイミタンス変換器が構成できる。すなはち，図２の回路構成は図１と同じで，ＣはＣｒより変圧器の励磁インダクタンスを考慮した分だけを大きいキャパシタンスとし，Ｌは変圧器の励磁インダクタンスが並列なることを考慮してその分だけＬｒより大きなインダクタンスとすれば，発明の実施の形態１ａと同じ特性のイミタンス変換器が得られる。
【実施例２ａ】
【０４２】  図２の等価回路で見られるように，発明の実施の形態１ｂでは第２の変圧器の励磁インダクタンスＭ２とＬの並列インダクタンスが共振のインダクタンスＬｒとして動作する。したがってＭ２が共振に必要なインダクタンスＬｒに等しければ，外部に共振リアクトルＬを接続する必要がなくなる。すのわち，イミタンス変換器の構成は図４となる。条件は式（１２）となる。
【０４３】
【数１２】
2007249253.tif 000013
【０４４】  理想変圧器の場合の式（５）の共振角周波数ωｒと，この場合の式（１２）のωｒが等しいとすれば，式（１２）よりコンデンサＣのキャパシタンスは式（１３）となる。
【０４５】
【数１３】
2007249253.tif 000014
【０４６】第１の変圧器の励磁インダクタンスＭ１が大きい方がキャパシタンスの増加は少ない。
【実施例２ｂ】
【０４７】  第１の変圧器と第２の変圧器が同じ構造であれば励磁インダクタンスは等しくなり，ともに共振に必要なインダクタンスＬｒに等しければＭ１＝Ｍ２＝Ｌｒである。この場合，式（１３）より式（１４）が導かれる。，
【０４８】
【数１４】
Ｃ＝２Ｃｒ  ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１４）
【０４９】この場合，コンデンサＣのキャパシタンスを理想変圧器の場合の共振コンデンサのキャパシタンスＣｒの２倍にすれば，同じ特性のイミタンス変換器が構成できる。
【実施例３ａ】
【０５０】  発明のイミタンス変換器は一次巻線を直列に接続した２つの変圧器を使用するが，三脚のコアを使用して，２つの変圧器の一次巻線を共通にすることができる。図５に変圧器の見取り図および端子の接続を示す。端子および巻線の極性は図１と一致させてあり，巻線の極性は一次・二次間の極性を示している。第１の変圧器３１の二次巻線３１２は第１脚に巻かれ，第２の変圧器３２の二次巻線３２２は第２脚に巻かれ，第１と第２の変圧器の一次巻線３１１と３２１は共通の一次巻線３０１になっており第３脚に巻かれている。共通の一次巻線は第１と第２の変圧器に同じ起磁力（アンペア・ターン）を生じ，一次巻線の起電力は第１と第２の変圧器の磁束の合計によって生じるので，２つの変圧器の一次巻線を直列接続した場合と同等である。なお，三脚変圧器の脚第１〜第３は任意に決めてよい。
【実施例３ｂ】
【０５１】  発明の実施の形態３ａの三脚のコアを使用した変圧器において，図６に示すように第２脚の磁路にエアギャップ３２３を設け，第２の変圧器３２の励磁インダクタンスＭ２の大きさを調節することができる。Ｍ２がＬｒと等しくなるようにエアギャップを調節すれば，発明の実施の形態２ａとなって外部のリアクトル７２を接続する必要がない。
【実施例３ｃ】
【０５２】  発明の実施の形態３ｂの三脚のコアを使用した変圧器において，図６に示すように第２脚の磁路にエアギャップ３２３を設ける際に，図７のようにエアギャップを３２３１と３２３２の２カ所にし，同じギャップ長とすればコアの製作が容易になる。図７はコアの形状のみ示し，巻線の図示は省略してある。さらに第１の変圧器３１と第２の変圧器３２の一次巻線を共通にしながらコアを分離し，その間にエアギャップ３０４を設けてもよい。
【実施例３ｄ】
【０５３】  コンデンサ７１を接続する側の第１の変圧器３１にもエアギャップを設けてもよい。エアギャップを設けることによってＭ１が減少すると，式（１３）のようにＣのキャパシタンスを増加すれば同じ特性が得られる。図８のようにエアギャップ３０３，３１３，３２３を設け，同じギャップ長とすればコアの製作が容易となる。図８はコアの形状のみ示し，巻線の図示は省略してある。この場合は発明の実施の形態２ｂのように，第１の変圧器の励磁インダクタンスＭ１と第２の変圧器の励磁インダクタンスＭ２が等しくなる。２つの励磁インダクタンスが共振に必要なインダクタンスＬｒに等しくなっておれば，コンデンサ７１のキャパシタンスは式（１４）のように理想変圧器の場合の２倍にすればよい。
【実施例３ｅ】
【０５４】  非接触給電装置の受電器にイミタンス変換器の機能を持たせた実施の形態を，図９に示す。高周波定電流源１により給電線３１１，３２１には定電流が流れている。給電線は搬送車の移動経路に沿って張られており，経路の端で閉じられている。受電器２は変圧器３１，３２で構成され，コアは共通の三脚鉄心となっており，エアギャップの大きい変圧器になっている。給電線３１１，３２１の受電器２に囲まれる部分は一次巻線として動作し，二次巻線３１２，３２２は直列に接続され，一次巻線電流に対するそれぞれの二次巻線の誘起電圧は逆極性の直列になっており，等価回路は図４である。巻線３１２が示す励磁インダクタンスＭ１，巻線３２２が示す励磁インダクタンスＭ２および共振コンデンサ７１のキャパシタンスＣが持つ並列共振周波数は式（１２）であって，この共振周波数が電源１の周波数に等しいとき，受電器はイミタンス変換器となる。図は巻線３２２の示す励磁インダクタンスがイミタンス変換器の構成に必要な共振リアクトルのインダクタンスに等しく，外部のリアクトルを使用していない図である。負荷端子ｂ−ｂ’に高周波の定電圧出力が得られ，負荷が直流電圧源を必要とするときは整流器を用いる。
【実施例３ｆ】
【０５５】  図１０は図９の三脚変圧器２を変圧器３１と変圧器３２で表した等価回路である。一次巻線３１１から見た変圧器３１のリアクタンスは，コンデンサ７１があるので容量性であるから，一次巻線３１１の電圧降下Ｖｃ′は給電線電流に対して９０°遅れである。一次巻線３２１から見た変圧器３２のリアクタンスは励磁リアクタンスで誘導性であるから，一次巻線３２１の電圧降下ＶＬ′は給電線電流に対して９０°進みとなりる。したがって，２つの巻線は給電線の電源側と出口側の間に同じ極性，同じ大きさのリアクタンス電圧降下を与える。三脚変圧器２と同じ構造の第２の三脚変圧器２２を置き，給電線３１１に対して容量性の変圧器３１と誘導性の変圧器３４を直列にすれば，給電線の容量性リアクタンス電圧降下と誘導性のリアクタンス電圧降下を打ち消すことができる。同様に，給電線３２１に対して変圧器３２と変圧器３３がリアクタンス電圧降下を打ち消す。変圧器の二次巻線３１２，３２２，３３２，３４２は全部同じ極性の電圧が直列に接続されているので，出力端子ｂ−ｂ’に対する接続の順序は任意に決められる。
【実施例３ｇ】
【０５６】  図１１は図１０の非接触給電装置おいて巻線の接続順序を変え，変圧器３１，３３，３２，３４の順に直列接続したものである。二次巻線３１２と３３２は共にコンデンサを接続する巻線であり，巻線が直列であるからコンデンサ７１および７１２も直列にすることができ，直列合成容量の１個のコンデンサ７１３で置き換えることができる。給電線３１１，３２１に対しては，容量リアクタンスの変圧器と誘導リアクタンスの変圧器が直列になることで，リアクタンス電圧降下を打ち消すことができる。さらに，変圧器３１と３３で１つの三巻線変圧器とし，変圧器３２と３４でもう１つの三巻線変圧器とすることができる。
【実施例４】
【０５７】  発明の実施の形態２ａの場合，変圧器の巻線比が１であれば第１の変圧器の１次電圧，２次電圧が共にＶｃであり，絶縁の必要がなければ第１の変圧器は省略することができる。接続図は図１２となる。変圧器３２は単巻変圧器の接続となる。この場合，変圧器３２の励磁インダクタンスＭ２がコンデンサ７１と共振する周波数で使用する。Ｍ２が所定の値Ｌｒより大きければ変圧器の一次巻線と並列に，または二次巻線と並列に，またはａ’−ｂ’間にリアクトルを接続し，Ｍ２が所定の値Ｌｒより小さければリアクトルの代わりにコンデンサを接続して，所定のインダクタンスＬｒになるように調節することができる。
【実施例５】
【０５８】  発明の実施の形態２ａの場合，使用する変圧器の励磁インダクタンスを考慮したが，漏れインダクタンスは無視している。しかし，変圧器の構造によってはその漏れインダクタンスが大きくて無視できない場合がある。漏れインダクタンスを考慮したとき図１３の回路構成でイミタンス変換器を構成できる。図１３の等価回路は図１４に示す。第１の変圧器３１には漏れインダクタンスＬＳ１があり，第２の変圧器３２には漏れインダクタンスＬＳ２がある。補償用コンデンサ７５１のキャパシタンスＣＳ１は，共振角周波数ωｒにおける容量性リアクタンス１／ωｒＣＳ１が漏れインダクタンスの誘導性リアクタンスωｒＬＳ１に等しくなるように選ぶことにより，漏れインダクタンスの影響を打ち消す。同様に補償用コンデンサ７５２のキャパシタンスＣＳ２は，共振角周波数ωｒにおける容量性リアクタンス１／ωｒＣＳ２が漏れインダクタンスの誘導性リアクタンスωｒＬＳ２に等しくなるように選ぶことにより，漏れインダクタンスの影響を打ち消す。すなわち，【０５９】
【数１５】
2007249253.tif 000015
【０６０】とすれば，漏れインダクタンスは補償でき，イミタンス変換器となるための条件である式（９）〜（１４）はそのまま成立する。共振角周波数ωｒにおける電圧−電流変換特性は，変圧器が漏れインダクタンスを持っていないときと同じになる。【０６１】  もし，発明の実施の形態２ｂの場合と同様に，第１の変圧器と第２の変圧器が同じ特性を持ち，励磁インダクタンスＭ１＝Ｍ２＝Ｌｒ，漏れインダクタンスＬＳ１＝ＬＳ２＝ＬＳならば，式（１５）で表した２つの補償コンデンサ７５１，７５２も等しいキャパシタンスＣｓとなる。【０６２】
【数１６】
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【実施例６ａ】
【０６３】  図１３の接続で，コンデンサ７１と７５１の直列合成リアクタンスの大きさを変えずに，コンデンサ７１のリアクタンスを増加しコンデンサ７５１のリアクタンスを減少する。コンデンサ７１とコンデンサ７５１・第１の変圧器３１の二次巻線の並列回路が示す容量性リアクタンスは次第に増加し，その分だけ第２の補償コンデンサ７５２のリアクタンスを減少することができる。コンデンサ７１とコンデンサ７５１のキャパシタンスを所定の値にすれば，コンデンサ７５２は不要となり，この場合の接続図は図１５となる。
【実施例６ｂ】
【０６４】  非接触給電のへの実施例を図１６に示す。図９と同様に，給電線３１１，３１２から，給電線の長さ方向に移動可能な受電装置２に，電気的に非接触で電力を供給するようになっている。高周波電源１は定電流源で，給電線に一定電流を供給する。給電線の受電装置に囲まれる部分３１１，３１２は，イミタンス変換器を構成する変圧器の一次巻線として動作する。第１と第２の変圧器３１，３２は移動可能とするためコアが開いた構造となり，励磁インダクタンスＭが小さく，漏れインダクタンスＬｓが大きい。
【０６５】  励磁インダクタンスＭを共振インダクタンスＬｒとして動作させ，コンデンサ７１と７５１のキャパシタンスを発明の実施の形態６ｂと同様の所定の値にすれば漏れインダクタンスを補償して，図１５と同等のイミタンス変換器となる。式（３）で示したように，出力端子ｂ−ｂ’の電圧は給電線３１１，３１２の電流に比例する。すなわち，端子ｂ−ｂ’には高周波定電圧出力が得られる。整流すれば直流の電圧源が得られ，搬送車上の電源として使用することができる。この漏れインダクタンス補償法は，発明の実施例３ｆ，３ｇに対しても有効である。
【図面の簡単な説明】
【０６６】
【図１】  本発明の第１の実施例である，高周波定電圧源と２つの変圧器と共振リアクトル・共振コンデンサで構成した高周波定電流源の回路。
【図２】  図１中の変圧器を等価回路で表現した等価回路。
【図３】  図１の電源から負荷側を見た等価回路と負荷から電源側を見た等価回路。
【図４】  本発明の第２の実施例である，図１の変圧器の励磁インダクタンスを共振インダクタンスとした高周波定電流源の回路。
【図５】  本発明の第３の実施例である，図１の変圧器として三脚変圧器を用いた高周波定電流源の回路。
【図６】  本発明の第３の他の実施例である，図５の三脚変圧器の１つの磁気回路にギャップを設けた高周波定電流源の回路。
【図７】  本発明の第３のもう１つの実施例である，図５の三脚変圧器の１つの磁気回路の２カ所にギャップを設けた図。
【図８】  本発明の第３のさらに別の実施例である，図５の三脚変圧器のすべての脚にギャップを設けた図。
【図９】  本発明の第３のさらに別の実施例である，図８の三脚変圧器による非接触給電の受電装置の構成図。
【図１０】  本発明の第３のさらに別の実施例である，図９の非接触給電の三脚変圧器を２個用いた受電装置の二次側コイルの接続図。
【図１１】  本発明の第３のさらに別の実施例である，図１０の非接触給電の三脚変圧器を２個用い，共振コンデンサを１個とした受電装置の二次側コイルの接続図。
【図１２】  本発明の第４の実施例である，高周波定電圧源とコンデンサと単巻変圧器を用いた高周波定電流源の回路。
【図１３】  本発明の第５の実施例である，図４の高周波定電流源の回路においてそれぞれの変圧器の漏れインダクタンスを補償する直列コンデンサを用いた高周波定電流源の回路。
【図１４】  図１３における漏れインダクタンスの補償を説明した等価回路。
【図１５】  本発明の第６の実施例である，図１３の高周波定電流源の回路において２つの変圧器の漏れインダクタンスを補償する直列コンデンサ１個を使用した高周波定電流源の回路。
【図１６】  本発明の第６のもう１つの実施例である，高周波電流源を高周波電圧源に変換する機能を持つ非接触給電の受電装置。
【図１７】  従来の１個の共振回路と１個のイミタンス変換器を持つ非接触給電受電装置。
【図１８】  従来のイミタンス変換器の例，ハイブリッド形イミタンス変換器。
【符号の説明】
【０６７】１‥‥高周波電源
２，２２‥‥受電器
３１，３２，３３，３４‥‥変圧器
３０１‥‥変圧器の一次巻線
３１１，３２１‥‥変圧器の一次巻線，給電線
３０３，３１３，３２３，３２３１，３２３２‥‥変圧器のエアギャップ
３１２，３２２，３３２，３４２‥‥変圧器の二次巻線
４‥‥非接触給電受電器の共振コンデンサ
５‥‥整流器
６‥‥負荷
７‥‥イミタンス変換器
７１，７３，７１２，７１３‥‥イミタンス変換器の共振コンデンサ
７２，７４‥‥イミタンス変換器の共振リアクトル
７５１，７５２‥‥変圧器の漏れインダクタンスを補償するコンデンサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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