(57)【要約】【課題】本発明は、換気送風機、例えば、携帯基地局等の機器冷却に用いられる熱交換型冷却機に使用されるブラシレスＤＣモータの制御装置に係り、位置センサーを用いることなくセンサレス制御によりモータ電流の転流タイミングを好適に制御するとともに回転子の磁極位置を推定しながら過電流保護制御を行うブラシレスＤＣモータの制御装置を実現する。【解決手段】直流電源５からインバータ回路１に供給される電流値があらかじめ定められた電流制限値を越えないようにモータに印加される電圧を制御するブラシレスＤＣモータ２の制御装置１３としたものである。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源に複数のスイッチング素子をブリッジ接続してなるインバータ回路を介して接続された回転子と固定子巻線を有するブラシレスＤＣモータを前記インバータ回路のスイッチング素子をオン・オフさせて回転させる制御装置において、前記直流電源からインバータ回路に供給される電流値の変化率に基づいてあらかじめ記憶された前記ブラシレスＤＣモータの前記固定子巻線に誘起される誘起電圧に対する前記固定子巻線に印加する電圧との位相を推定する位相推定手段と、前記位相推定手段によって推定した位相があらかじめ定められた目標位相に追従するように転流タイミングを決定する転流タイミング決定手段と、前記インバータ回路に供給される電流があらかじめ定められた電流制限値を越えないようにモータに印加される電圧を制御する電流制限手段を有することを特徴とするブラシレスＤＣモータの制御装置。
【請求項２】
位相推定手段は、転流周期のあらかじめ定められた第１および第２のタイミングにおける電流値の比を電流変化率として算出し、電流変化率と固定子巻線に印加する電圧と位相との相関関係をあらかじめ記憶したことを特徴とする請求項１記載のブラシレスＤＣモータの制御装置。
【請求項３】
電流制限手段は、あらかじめ定められたしきい値に対してインバータ回路に流れる電流との差に応じて、モータに印加される電圧を下げる変化量を変更することを特徴とする請求項２記載のブラシレスＤＣモータの制御装置。
【請求項４】
電流制限手段は、インバータ回路に流れる電流の最大値により制御を行うことを特徴とする請求項１及至３のいずれかに記載のブラシレスＤＣモータの制御装置。
【請求項５】
電流制限手段は、インバータ回路に流れる電流の平均値により制御を行うことを特徴とする請求項１及至３のいずれかに記載のブラシレスＤＣモータの制御装置。
【請求項６】
電流制限手段は、起動時は、インバータ回路に流れる電流の最大値により制御を行い、運転時は、電流の平均値により制御を行い、起動時と運転時で制御を変えることを特徴とする請求項１及至３のいずれかに記載のブラシレスＤＣモータの制御装置。
【請求項７】
電流制限手段は、運転時はインバータ回路に流れる電流の平均値により制御を行い、あらかじめ定められたしきい値を越えた時は、電流の最大値により制御を行い、モータ負荷の変化に応じて制御を変えることを特徴とする請求項１及至３のいずれかに記載のブラシレスＤＣモータの制御装置。
【請求項８】
電流制限手段は、あらかじめ定められた第１のしきい値よりも大きな第２のしきい値を設け、インバータ回路に流れる電流が第２のしきい値を越えた場合は、電流をシャットダウンして第２のしきい値以上電流が大きくならないようにすることを特徴とする請求項１及至３のいずれかに記載のブラシレスＤＣモータの制御装置。
【請求項９】
位相推定手段は、電流のシャットダウンにより電流波形が変形した時は、波形が変形していない期間において固定子巻線に誘起される誘起電圧に対する固定子巻線に印加する電圧との位相を推定することを特徴とする請求項８記載のブラシレスＤＣモータの制御装置。
【請求項１０】
電流制限手段は、電流のシャットダウン期間があらかじめ定められた期間よりも大きくなった時は、モータを停止させることを特徴とする請求項８または請求項９記載のブラシレスＤＣモータの制御装置。
【請求項１１】
請求項１及至１０のいずれかに記載のブラシレスＤＣモータの制御装置を搭載した換気送風機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
換気送風機、例えば、携帯基地局等の機器冷却に用いられる熱交換型冷却機に使用されるブラシレスＤＣモータの制御装置に係り、位置センサーを用いることなくセンサレス制御によりモータ電流の転流タイミングを好適に制御するとともに回転子の磁極位置を推定しながら過電流保護制御を行う。
【背景技術】
【０００２】
従来、この種の換気送風機は、２４時間３５６日の連続換気と、換気量の調節のため、効率が高く、回転数が連続的に変更できるブラシレスＤＣモータが採用されている。また、換気送風機やブラシレスＤＣモータの低コスト化、小型化、高信頼性が求められている。
【０００３】
例えば、具体的に熱交換型冷却機では、発熱体収納箱内の空気を取込んだ後、熱交換素子内を通過させて熱交換させ、再び発熱体収納箱内に戻し循環させる内気風路と、外気を取込み、熱交換素子内を通過させて熱交換させた後、再び外気に排出する外気風路を有しこれら両風路は仕切板にて独立しており、それぞれの風路内には、それぞれの空気を搬送する送風機が設置されたものが知られている（例えば、特許文献１参照）。
【０００４】
通常このような構成の熱交換型冷却機は、携帯基地局等の冷却に使用され、携帯基地局本体側から、熱交換型冷却機に直流の低圧電源が供給され、ブラシレスＤＣモータを搭載した送風機等を駆動している。
【０００５】
以下、その熱交換型冷却機の動作について、図１４を参照しながら説明する。
【０００６】
図に示すように、発熱体収納箱１０１内の熱せられた空気（以下、これを内気と称する）は熱交換型冷却機１０２の内気吸込口１０３より、室内側ブラシレスＤＣモータ１０４を搭載した室内側送風機１０５によって吸込まれ、熱交換素子１０６を通過したのち、内気吐出口１０７より発熱体収納箱１０１内に戻る循環風路を循環している。一方、室外側ブラシレスＤＣモータ１０８を搭載した室外側送風機１０９によって、外気吸込口１１０より吸込まれた外気は、熱交換素子１０６を通過したのち、外気吹出口１１１より、外気に再度排出されている。内気風路と外気風路は仕切板１１２によって両風路が独立するよう略気密状態に仕切られ、また内気風路と外気風路の交点には外気と内気の顕熱を交換する熱交換素子１０６が配置されている。上記構成により、熱交換型冷却機１０２は、低温外気を取り入れ、発熱体収納箱１０１内部の暖かい空気との間で熱交換素子１０６にて熱交換をおこない、暖かくなった外気は排気し、冷たくなった空気を箱内に給気する。
【０００７】
また、室内側ブラシレスＤＣモータ１０４および室外側ブラシレスＤＣモータ１０８は、通常ホール素子等の磁極センサーを内蔵したブラシレスＤＣモータを使用し、そのブラシレスＤＣモータを駆動する制御装置１１３は、基地局を設置する場所の低温外気や粉塵の影響を受けないように、熱交換型冷却機１０２の内気風路内に設置され、外気にさらされる室外側ブラシレスＤＣモータ１０８とは、長い中継の動力リード線１１４とセンサー信号リード線１１５とで接続されていた。制御装置１１３には、発熱体収納箱１０１内等に設置された低圧の直流電源１１６より、駆動電力が供給されている。
【０００８】
ブラシレスＤＣモータのセンサレス制御は、モータ駆動中の固定子巻線に誘起される誘起電圧と界磁との相関に着目して、誘起電圧に基づいてモータの転流タイミングを決定する制御方式や直流電源からインバータ回路に供給される電流値の時間に対する変化率に基づいて回転子の磁極位置を推定することによって、モータの転流タイミングを決定するセンサレス制御方式が知られている（例えば、特許文献２参照）。
【０００９】
以下、そのブラシレスＤＣモータの制御装置の動作について、図１５を参照しながら説明する。
【００１０】
図１５に示すように、インバータ回路１１７は３相インバータブリッジの構成であり、Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３はそれぞれＵ、Ｖ、Ｗ相の上アームスイッチング素子であり、同様にＱ４、Ｑ５、Ｑ６はそれぞれＵ、Ｖ、Ｗ相の下アームスイッチング素子である。各スイッチング素子には、それぞれ並列に還流ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６を接続する。ブラシレスＤＣモータ１１８は回転子１１９と固定子１２０から構成され、固定子１２０には電気角で１２０度の位相差を持つように固定子巻線Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３が配置される。直流電源１１６とスイッチング素子の間には、図示するように直流電源１１６の出力電流を検出する電流検出抵抗１２１を配置する。電流検出抵抗１２１の端子間電圧をマイクロコンピュータ１２２に内蔵されているＡ／Ｄ変換器１２３に入力する。演算器１２４はＡ／Ｄ変換器１２３でデジタル化した電流値を参照してモータ電流の相転流タイミングを計算し、インバータを制御するスイッチング信号、Ｕ＋、Ｖ＋、Ｗ＋、Ｕ−、Ｖ−、Ｗ−を出力する。ドライブ回路１２５は演算器１２４から出力されるスイッチング信号に基づいて、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６をそれぞれ１２０度毎に通電して駆動されている。
【００１１】
直流電源１１６から出力される電流の時間に対する変化率の極性を検出し、この極性が変化した時刻に基づいて回転子の磁極位置を推定し、該検出信号に基づいて極性の反転時刻を計測し、該時刻から回転子の磁極位置の推定を行い、転流タイミングを得るものである。
【００１２】
また、ブラシレスＤＣモータの過電流保護は、直流電源からインバータ回路に供給される電流を検出する電流検出抵抗を設け、電流検出抵抗の端子間電圧と基準電圧をコンパレータにより検出し、電流がしきい値よりも大きい時はスイッチング素子をオフして電流がしきい値をこえないように制御を行う制御方式が知られている（例えば、特許文献３参照）。
【００１３】
以下、そのブラシレスＤＣモータの電流制限の動作について、図１６を参照しながら説明する。
【００１４】
図１６に示すように、直流電源からインバータ回路に供給される電流を検出する電流検出抵抗の端子間電圧と電流制限値すなわち基準電圧を示す。電流検出抵抗の両端電圧と基準電圧をコンパレータで比較を行い、基準電圧を越えた時はスイッチング素子をオフし、モータ電流の増加を押さえ、モータ電流を減少させるように制御を行い、電流制限を行うものである。
【特許文献１】特開２００１−１５６４７８号公報
【特許文献２】特開平８−１２６３７９号公報
【特許文献３】特開平６−３５１２８５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
このような従来の構成では、センサレス駆動のブラシレスＤＣモータの場合は、電流値が極小、すなわち誘起電圧が最大となるところと等しいとして、磁極位置を推定して転流タイミングを決定しているため、外乱等により急激な負荷変動があった場合、誘起電圧との位相差が大きくなり、電流値が極小となる点がみいだせない状況に陥り、磁極位置を正確に把握することが困難であった。同様に、起動時や外乱等により急激な負荷変動があった場合、過大な電流が流れるため、スイッチング素子の破損や回転子の磁石を減磁させたりする恐れがあり、これを防止するためにある一定値以上の電流を流さないように制御を行うと、電流波形が変形し、磁極位置を正確に把握することが困難となるため、脱調を引き起こし、モータ停止する可能性が大きくなるという課題があり、正確に磁極位置、すなわち位相の推定と電流制限を行うことができるセンサレス駆動によるブラシレスＤＣモータの駆動装置が求められている。
【００１６】
本発明によれば、このような従来の課題を解決するもので、複雑な位相の推定回路や電流制限回路を必要とせず、安価なマイコンを使用して起動時や外乱等により負荷変動が大きい場合においても、脱調することなく、スイッチング素子の破損や回転子の磁石を減磁させたりすることがない、高効率で信頼性の高いセンサレス駆動によるブラシレスＤＣモータの駆動装置を提供することを目的としている。
【００１７】
また、磁気センサーを搭載する場合は、室外側ブラシレスＤＣモータの内蔵する磁気センサーと制御装置を長い中継リード線で接続するため、センサー信号の中継リード線がノイズの影響を受け易く、誤動作しやすくなるとともに、熱交換型冷却機内の配線作業も複雑で手間がかかり、高コストの冷却機になるという課題があり、また、磁気センサーをブラシレスＤＣモータに内蔵するため、ブラシレスＤＣモータの寸法が厚くなり、装置が小型化出来ないという課題があり、センサーを不要とし、ノイズの影響を排除し、小型で低コストの換気送風機が求められている。
【００１８】
本発明によれば、このような従来の課題を解決するもので、センサー信号のリード線を不要とし、ノイズの影響を排除できるとともに、中継線を接続する作業もなくすことができる、小型で低コストの換気送風機、例えば、具体的に熱交換型冷却機を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置は、上記目的を達成するために、直流電源に複数のスイッチング素子をブリッジ接続してなるインバータ回路を介して接続された回転子と固定子巻線を有するブラシレスＤＣモータを前記インバータ回路のスイッチング素子をオン・オフさせて回転させる制御装置において、前記直流電源からインバータ回路に供給される電流値の変化率に基づいてあらかじめ記憶された前記ブラシレスＤＣモータの前記固定子巻線に誘起される誘起電圧に対する前記固定子巻線に印加する電圧との位相を推定する位相推定手段と、前記位相推定手段によって推定した位相があらかじめ定められた目標位相に追従するように転流タイミングを決定する転流タイミング決定手段と、前記インバータ回路に供給される電流があらかじめ定められた電流制限値を越えないようにモータに印加される電圧を制御する電流制限手段を有することを特徴とするブラシレスＤＣモータの制御装置としたものである。
【００２０】
この手段により、インバータ回路に流れる電流を検出して位相の推定とあらかじめ定められた電流制限値以上の電流を越えないようにモータに印加される電圧を制御することができ、確実な位相推定と電流制限を両立させることが可能となり、複雑な位相推定回路や電流制限回路を必要とせずセンサレス駆動ができ、小型、低コストのブラシレスＤＣモータの制御装置が得られる。
【００２１】
また、他の手段は、位置検出手段を転流周期のあらかじめ定められた第１および第２のタイミングにおける電流値の比を電流変化率として算出し、電流変化率と固定子巻線に印加する電圧との位相との相関曲線をあらかじめ記憶したものである。
【００２２】
これにより、相関曲線をあらかじめ記憶することにより、複雑な演算を必要とせずに位相の検出ができるとともに、あらかじめ定められた電流制限値以上の電流を越えないようにモータに印加される電圧を制御することができ、位相を検出する回路や電流を制限する外付け回路を必要とせず、また、安価なマイコンを使用することが可能となり、低価格のブラシレスＤＣモータの制御装置が得られる。
【００２３】
また、他の手段は、あらかじめ定められたしきい値に対してインバータ回路に流れる電流との差に応じて、モータに印加される電圧を下げる変化量を変えるようにしたものである。
【００２４】
これにより、しきい値を越えた電流の大きさにより、モータに印加される電圧を下げる変化量を変えることができ、急激な負荷変動等によりモータに過大な電流が継続して流れる期間を短くすることができ、スイッチング素子の破損や回転子の磁石の減磁をしにくくすることが可能となり、モータや回路破壊を防止できる信頼性の高いブラシレスＤＣモータの制御装置が得られる。
【００２５】
また、他の手段は、インバータ回路に流れる電流の最大値により制御を行うようにしたものである。
【００２６】
これにより、通電位相を変えることなく電流を抑えることができ、モータ効率の低下を防止できる信頼性の高い信頼性の高いブラシレスＤＣモータの制御装置が得られる。
【００２７】
また、他の手段は、インバータ回路に流れる電流の平均値により制御を行うようにしたものである。
【００２８】
これにより、通電位相を変えることなく電流を抑えることができ、モータ効率の低下を防止できる信頼性の高いブラシレスＤＣモータの制御装置が得られる。
【００２９】
また、他の手段は、起動時は、インバータ回路に流れる電流の最大値により制御を行い、運転時は、電流の平均値により制御を行い、起動時と運転時で制御を変えるようにしたものである。
【００３０】
これにより、スイッチング素子の破損や回転子の磁石が減磁するおそれがある起動時には、電流の最大値で電流を抑え、運転時は、電流の平均値で電流を抑えるようにすることができ、起動時において過大な電流が継続して発生することを防止するとともに、十分な起動トルクが得られる信頼性の高いブラシレスＤＣモータの制御装置が得られる。
【００３１】
また、他の手段は、運転時はインバータ回路に流れる電流の平均値により制御を行い、あらかじめ定められたしきい値を越えた時は、電流の最大値により制御を行い、モータ負荷の変化に応じて制御を変えるようにしたものである。
【００３２】
これにより、急激な負荷変動等により、電流が増加してしきい値を越えた時は、電流の最大値で電流を抑えることができ、モータに過大な電流が継続して流れる期間を短くすることができる信頼性の高いブラシレスＤＣモータの制御装置が得られる。
【００３３】
また、他の手段は、あらかじめ定められた第１のしきい値よりも大きな第２のしきい値を設け、インバータ回路に流れる電流が第２のしきい値を越えた場合は、電流をシャットダウンして第２のしきい値以上電流が大きくならないようにするようにしたものである。
【００３４】
これにより、負荷変動等により、電流が大幅に増加して、第２のしきい値を越えた時は、スイッチング素子をオフして電流をシャットダウンし、第２のしきい値以上の電流が流れないようにすることができ、確実にモータに過大な電流が流れることを防止することができる信頼性の高いブラシレスＤＣモータの制御装置が得られる。
【００３５】
また、他の手段は、電流のシャットダウンにより電流波形が変形した時は、波形が変形していない期間において固定子巻線に誘起される誘起電圧に対する固定子巻線に印加する電圧との位相を推定するものとしたものである。
【００３６】
これにより、転流周期内における位相推定において、負荷変動等により、電流が大幅に増加して、第２のしきい値を越えスイッチング素子をオフして電流をシャットダウンすることにより電流波形が変形した時は、波形が変形していない位置で電流値をサンプリングし位相の推定を行うことが可能となり、電流制限が働いている時も位相推定の精度を確保することができる信頼性の高いブラシレスＤＣモータの制御装置が得られる。
【００３７】
また、他の手段は、電流のシャットダウン期間があらかじめ定められた期間よりも大きくなった時は、モータを停止するようにしたものである。
【００３８】
これにより、負荷変動等により、電流が大幅に増加して、スイッチング素子をオフして電流をシャットダウンしている期間があらかじめ定められた期間より長くなった時は、モータを停止させることが可能となり、未然にスイッチング素子の破損や回転子の磁石の減磁を防止することができる信頼性の高いブラシレスＤＣモータの制御装置が得られる。
【００３９】
また、他の手段は、ブラシレスＤＣモータの制御装置を換気送風機、例えば、熱交換型冷却機に搭載したものである。
【００４０】
これにより、内気風路側に設置された制御手段との接続に使用するセンサー信号の中継リード線が不要になり、中継線を接続する作業もなくなるので、小型で低コストになり、また、センサー信号線へのノイズによる誤動作の影響がないため、信頼性の高い換気送風機、例えば、熱交換型冷却機が得られる。
【発明の効果】
【００４１】
本発明によれば、複雑な位相の推定回路や電流制限回路を必要とせず、安価なマイコンを使用してセンサレス駆動が可能となるため、小型、低コストのブラシレスＤＣモータの制御装置を提供できる。
【００４２】
また、センサー信号のリード線が不要になるためノイズの影響を排除できるとともに、起動時や外乱等により負荷変動が大きい場合においても、脱調することなく、過大な電流が流れないように一定値以上の電流を流さないように電流制限を働かせることが可能となり、スイッチング素子の破損や回転子の磁石を減磁させたりすることがない信頼性の高いブラシレスＤＣモータの制御装置を提供できる。
【００４３】
また、磁気センサーが不要になり、中継線を接続する作業もなくなるので、小型で低コストの換気送風機、例えば、具体的に熱交換型冷却機を提供できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４４】
本発明の請求項１記載の発明は、直流電源に複数のスイッチング素子をブリッジ接続してなるインバータ回路を介して接続された回転子と固定子巻線を有するブラシレスＤＣモータを前記インバータ回路のスイッチング素子をオン・オフさせて回転させる制御装置において、前記直流電源からインバータ回路に供給される電流値の変化率に基づいてあらかじめ記憶された前記ブラシレスＤＣモータの前記固定子巻線に誘起される誘起電圧に対する前記固定子巻線に印加する電圧との位相を推定する位相推定手段と、前記位相推定手段によって推定した位相があらかじめ定められた目標位相に追従するように転流タイミングを決定する転流タイミング決定手段と、前記インバータ回路に供給される電流があらかじめ定められた電流制限値を越えないようにモータに印加される電圧を制御する電流制限手段を有するものであり、インバータ回路に流れる電流を検出して位相の推定とあらかじめ定められた電流制限値以上の電流を越えないようにモータに印加される電圧を制御することができ、確実な位相推定と電流制限を両立させることが可能となり、複雑な位相推定回路や電流制限回路を必要とせずセンサレス駆動ができ、小型、低コストのブラシレスＤＣモータの制御装置が実現できる。
【００４５】
本発明の請求項２記載の発明は、請求項１に記載の発明において、相関曲線をあらかじめ記憶するようにしたものであり、複雑な演算を必要とせずに位相の検出ができるとともに、あらかじめ定められた電流制限値以上の電流を越えないようにモータに印加される電圧を制御することができ、位相を検出する回路や電流を制限する外付け回路を必要とせず、また、安価なマイコンを使用することが可能となり、低価格のブラシレスＤＣモータの制御装置ができる。
【００４６】
本発明の請求項３記載の発明は、請求項２に記載の発明において、あらかじめ定められたしきい値に対してインバータ回路に流れる電流との差に応じて、モータに印加される電圧を下げる変化量を変更するようにしたものであり、しきい値を越えた電流の大きさにより、モータに印加される電圧を下げる変化量を変えることができ、急激な負荷変動等によりモータに過大な電流が継続して流れる期間を短くすることができ、スイッチング素子の破損や回転子の磁石の減磁をしにくくすることが可能となり、モータや回路破壊を防止でき、信頼性の高いブラシレスＤＣモータの制御装置が実現できる。
【００４７】
本発明の請求項４記載の発明は、請求項１及至３のいずれかに記載の発明において、インバータ回路に流れる電流の最大値により制御を行うようにしたものであり、通電位相を変えることなく電流を抑えることができ、モータ効率の低下を防止でき、信頼性の高い信頼性の高いブラシレスＤＣモータの制御装置が実現できる。
【００４８】
本発明の請求項５記載の発明は、請求項１及至３のいずれかに記載の発明において、インバータ回路に流れる電流の平均値により制御を行うようにしたものであり、通電位相を変えることなく電流を抑えることができ、モータ効率の低下を防止でき、信頼性の高いブラシレスＤＣモータの制御装置が実現できる。
【００４９】
本発明の請求項６記載の発明は、請求項１及至３のいずれかに記載の発明において、起動時は、インバータ回路に流れる電流の最大値により制御を行い、運転時は、電流の平均値により制御を行い、起動時と運転時で制御を変えるようにしたものであり、スイッチング素子の破損や回転子の磁石が減磁するおそれがある起動時には、電流の最大値で電流を抑え、運転時は、電流の平均値で電流を抑えるようにすることができ、起動時において過大な電流が継続して発生することを防止するとともに、十分な起動トルクを得ることができ、信頼性の高いブラシレスＤＣモータの制御装置が実現できる。
【００５０】
本発明の請求項７記載の発明は、請求項１及至３のいずれかに記載の発明において、運転時はインバータ回路に流れる電流の平均値により制御を行い、あらかじめ定められたしきい値を越えた時は、電流の最大値により制御を行い、モータ負荷の変化に応じて制御を変えるようにしたものであり、急激な負荷変動等により、電流が増加してしきい値を越えた時は、電流の最大値で電流を抑えることができ、モータに過大な電流が継続して流れる期間を短くすることができ、信頼性の高いブラシレスＤＣモータの制御装置が実現できる。
【００５１】
本発明の請求項８記載の発明は、請求項１及至３のいずれかに記載の発明において、あらかじめ定められた第１のしきい値よりも大きな第２のしきい値を設け、インバータ回路に流れる電流が第２のしきい値を越えた場合は、電流をシャットダウンして第２のしきい値以上電流が大きくならないようにしたものであり、負荷変動等により、電流が大幅に増加して、第２のしきい値を越えた時は、スイッチング素子をオフして電流をシャットダウンし、第２のしきい値以上の電流が流れないようにすることができ、確実にモータに過大な電流が流れることを防止することができ、信頼性の高いブラシレスＤＣモータの制御装置が実現できる。
【００５２】
本発明の請求項９記載の発明は、請求項８記載の発明において、電流のシャットダウンにより電流波形が変形した時は、波形が変形していない期間において固定子巻線に誘起される誘起電圧に対する固定子巻線に印加する電圧との位相を推定するようにしたものであり、転流周期内における位相推定において、負荷変動等により、電流が大幅に増加して、第２のしきい値を越えスイッチング素子をオフして電流をシャットダウンし、シャットダウンしている期間があらかじめ定められた期間より長くなった時は、電流が変形していない位置と電流が変形している位置で電流値をサンプリングし位相の推定を行うことが可能となり、電流制限が働いている時も位相推定の精度を確保することができ、信頼性の高いブラシレスＤＣモータの制御装置が実現できる。
【００５３】
本発明の請求項１０記載の発明は、請求項８または請求項９に記載の発明において、電流のシャットダウン期間があらかじめ定められた期間よりも大きくなった時は、モータを停止させるようにしたものであり、負荷変動等により、電流が大幅に増加して、スイッチング素子をオフして電流をシャットダウンしている期間があらかじめ定められた期間より長くなった時は、モータを停止させることが可能となり、未然にスイッチング素子の破損や回転子の磁石の減磁を防止することができ、信頼性の高いブラシレスＤＣモータの制御装置が実現できる。
【００５４】
本発明の請求項１１記載の発明は、請求項１乃至１０に記載の発明において、ブラシレスＤＣモータの制御装置を換気送風機、例えば、具体的に熱交換型冷却機に搭載したものであり、内気風路側に設置された制御手段との接続に使用するセンサー信号の中継リード線が不要になり、中継線を接続する作業もなくなるので、小型で低コストになり、また、センサー信号線へのノイズによる誤動作の影響がないため、信頼性の高い換気送風機、例えば、熱交換型冷却機が実現できる。
【００５５】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
【００５６】
（実施の形態１）
図１に示すように、インバータ回路１は３相インバータブリッジの構成であり、Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３はそれぞれＵ、Ｖ、Ｗ相の上アームスイッチング素子であり、同様にＱ４、Ｑ５、Ｑ６はそれぞれＵ、Ｖ、Ｗ相の下アームスイッチング素子である。各スイッチング素子には、それぞれ並列に還流ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６を接続する。ブラシレスＤＣモータ２は回転子３と固定子４から構成され、固定子４には電気角で１２０度の位相差を持つように固定子巻線Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３が配置される。直流電源５とスイッチング素子の間には、図示するように直流電源５の出力電流を検出する電流検出抵抗６を配置する。電流検出抵抗６の端子間電圧をマイクロコンピュータ７に内蔵されているＡ／Ｄ変換器８に入力する。位相推定手段９はＡ／Ｄ変換器８でデジタル化した電流値から電流の時間に対する電流変化率を演算し、あらかじめ記憶しておいたインバータ回路１に供給される電流値の電流変化率と固定子巻線に誘起される誘起電圧に対する固定子巻線に印加する電圧との位相関係から、位相を推定する。転流タイミング決定手段１０は、位相推定手段９から得られた位相と目標位相を比較し、位相差に基づいてモータ電流の相転流タイミングを計算し、インバータを制御するスイッチング信号、Ｕ＋、Ｖ＋、Ｗ＋、Ｕ−、Ｖ−、Ｗ−を出力する。電流制限手段１１はＡ／Ｄ変換器８でデジタル化した電流値とあらかじめ定められた電流制限値と比較を行い、電流制限値を越えた時はスイッチング素子をオフするようにスイッチング信号、Ｕ＋、Ｖ＋、Ｗ＋、Ｕ−、Ｖ−、Ｗ−を制御し、モータ電流の増加を押さえ、モータ電流を減少させるようにして電流制限を行う。
【００５７】
ドライブ回路１２は電流制限手段１１から出力されるスイッチング信号に基づいて、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６をそれぞれ１２０度毎に通電して駆動されている。
【００５８】
位相推定手段９、転流タイミング決定手段１０、電流制限手段１１、ドライブ回路１２は、上記内容がプログラミングされ、マイクロコンピュータ７に内蔵されている。
【００５９】
制御装置１３は、インバータ回路１、電流検出抵抗６、マイクロコンピュータ７からなる。
【００６０】
次に位相推定の方法について説明する。図２（ａ）は１２０度通電における電流検出抵抗が検出する電流波形を示している。図において、転流周期の任意の２点、すなわちＩ１、Ｉ２における電流値をＡ／Ｄ変換し、Ｉ１の電流値に対してＩ２の電流値の比を電流変化率Ｉｈｉとして、式１により求める。
【００６１】
Ｉｈｉ＝Ｉ２の電流値／Ｉ１の電流値・・・（式１）
トルクを一定にして、固定子巻線に誘起される誘起電圧に対する固定子巻線に印加する電圧との位相を例えば−３０度から３０度まで変化させた時の電流変化率を式１により求めると、図３のような電流変化率と固定子巻線に印加する電圧との位相関係が得られる。
【００６２】
この位相関係から、演算処理の負担を軽減するために、図４に示すような電流変化率と固定子巻線に印加する電圧との位相関係に簡略化し、これをあらかじめ記憶しておく。したがって、式１で得られた電流変化率から図４を用いて現在の位相を得ることができる。
【００６３】
図２（ｂ）は、目標とする位相に対して転流タイミングが早い時の電流波形を示している。この場合において、式１により得られた電流変化率Ｉｈｉを１．２２３とすると、図４から−５度の位相であると推定でき、目標位相を０度とすると、目標位相に対する位相差は−５度であり、目標位相に対して進み位相であると判別できる。その位相差に応じて、次回の転流タイミングを遅らすことによって、電流波形を破線に近づけ、目標位相での運転を可能にする。
【００６４】
一方、図２（ｃ）は、目標とする位相に対して転流タイミングが遅い時の電流波形を示している。破線は目標としている位相の場合の電流波形を示している。この場合において、式１により得られた電流変化率Ｉｈｉを１．２５５とすると、図４から５度の位相であるいと推定でき、目標位相を０度とすると、目標位相に対する位相差は５度であり、目標位相に対して遅れ位相であると判別でき、その位相差に応じて、次回の転流タイミングを早めることによって、電流波形を破線の波形に近づけ、目標位相での運転を可能にする。
【００６５】
次に電流制限の方法について説明する。図５は１２０度通電における電流検出抵抗が検出する電流波形を示している。図において、転流周期の任意の４点、すなわちＩｓ１、Ｉｓ２、Ｉｓ３、Ｉｓ４における電流値をＡ／Ｄ変換し、各々電流制限値Ｉａと比較を行い電流制限値Ｉａよりも大きくなった時、転流タイミング毎にデューティを細く、すなわち通電切替え毎にモータ印加電圧Ｖｍを下げていくことにより電流の増加を防止し、電流制限値Ｉａを越えないように制御を行う。電流制限を行わない時の電流波形を点線で示すと、モータ印加電圧を下げることによって電流の増加を防止できていることがより顕著にわかる。
【００６６】
これによって、インバータ回路に流れる電流を検出して位相を推定することが可能となり、モータと制御装置が離れていて、モータリード線が長くなっても、リード線による電圧降下の影響を受けない信頼性の高いセンサレス駆動が可能になる。また、本実施例のように、発熱体が携帯基地局のような場合には、直流電源は２４Ｖや４８Ｖのような低圧の直流電源の場合が多く、その場合は、電流が多い状態で駆動されるので、電流検出の信頼性が高くなり、位相推定の精度もさらに高くなる。
【００６７】
また、あらかじめ定められた電流制限値以上の電流を越えないようにモータに印加される電圧を制御することができ、確実な位相推定と電流制限を両立させることが可能となるセンサレス駆動のブラシレスＤＣモータの制御装置が製造できる。
【００６８】
なお、本発明の実施例では、あらかじめ記憶する位相を−３０度から３０度の範囲としたが、モータに合わせて設定すればよく、その作用効果に差異を生じない。
【００６９】
また、転流周期の任意の４点において電流制限値との比較を行うとしたが、サンプル数を増やせば電流制限の精度を高めることができるようになり、モータやスイッチング素子の特性、マイコンの処理能力を考慮してサンプル数の設定をすればよく、その作用効果に差異を生じない。
【００７０】
（実施の形態２）
実施の形態１と同一部分は同一番号を付し、詳細な説明は省略する。図６は、１２０度通電における電流検出抵抗が検出する電流波形を示している。図において、転流周期のあらかじめ定められた第１および第２のタイミングの領域における任意の２点、すなわちＩ１、Ｉ２における電流値をＡ／Ｄ変換し、Ｉ１の電流値に対してＩ２の電流値の比を電流変化率Ｉｈｉとして、式１により求める。
【００７１】
トルクを一定にして、固定子巻線に誘起される誘起電圧に対する固定子巻線に印加する電圧との位相を変化させた時の電流変化率を式１により求め、電流変化率と固定子巻線に印加する電圧との位相関係に簡略化し、これをあらかじめ記憶しておき、得られた位相に基づいて、転流タイミングを早めたり、遅らせたりすることにより、目標位相での運転を可能にする。
【００７２】
これによって、相関曲線をあらかじめ記憶することにより、得られた電流変化率から現在の位相を容易に得ることができ、複雑な演算を必要とせずに位相の検出ができるとともにあらかじめ定められた電流制限値以上の電流を越えないようにモータに印加される電圧を制御することができ、位相を検出する回路や電流を制限する外付け回路を必要とせず、小型、低コストのブラシレスＤＣモータの制御装置が製造できる。
【００７３】
（実施の形態３）
実施の形態１または２と同一部分は同一番号を付し、詳細な説明は省略する。図７は、１２０度通電における電流検出抵抗が検出する電流波形を示している。転流周期の任意の４点、すなわちＩｓ１、Ｉｓ２、Ｉｓ３、Ｉｓ４における電流値をＡ／Ｄ変換し、各々電流制限値Ｉａと比較を行い電流差Ｉｄを求める。電流値をＡ／Ｄ変換する位置をｎとして、式２より求めることができる。
【００７４】
Ｉｄ＝Ｉｓｎの電流値−Ｉａの電流制限値・・・（式２）
この時、電流制限値を越えないようにモータに印加される電圧を下げる補正電圧Ｖｄは、ゲインをαとすると、式３により求められる。
【００７５】
Ｖｄ＝Ｉｄ×α・・・（式３）
したがって、電流制限値を越えないようにモータに印加すべき電圧は、モータに印加されている電圧Ｖｍから補正電圧Ｖｄを減らした電圧とすればよい。
【００７６】
例えば、電流制限値が２Ａ、モータ印加電圧Ｖｍが２４Ｖ、αが０．２の時、各Ａ／Ｄされた電流値がそれぞれＩｓ２＝２．１Ａ、Ｉｓ３＝２．５Ａ、Ｉｓ４＝２．８Ａとすると、Ｖｄ２＝０．４２Ｖ、Ｖｄ３＝０．５Ｖ、Ｖｄ４＝０．５６Ｖとなる。Ｉｓ３の位置において電流が電流制限値を越えないようにするには、転流タイミング後、通電切替えを行うと同時にモータに印加される電圧を２４Ｖから２３．５Ｖに下げる。以下同様にして転流タイミング毎にモータに印加される電圧を制御することにより電流制限値を越えないようにすることができる。
【００７７】
これによって、電流制限値を越えた電流の大きさに基づきいて、モータに印加される電圧を下げる変化量を変えることができ、急激な負荷変動等によりモータに過大な電流が継続して流れる期間を短くすることができ、スイッチング素子の破損や回転子の磁石の減磁をしにくくすることが可能となり、モータや回路破壊を防止でき、信頼性の高いブラシレスＤＣモータの制御装置が得られる。
【００７８】
なお、本実施例においては、ゲインαを０．２としたが、この数値はモータの特性に合わせて決定すれば良く、その作用効果に差異は生じない。
【００７９】
（実施の形態４）
実施の形態１乃至３のいずれかと同一部分は同一番号を付し、詳細な説明は省略する。図８は、１２０度通電における電流検出抵抗が検出する電流波形を示している。転流周期の任意の４点、すなわちＩｓ１、Ｉｓ２、Ｉｓ３、Ｉｓ４における電流値をＡ／Ｄ変換し、各々電流制限値Ｉａと比較を行い電流差Ｉｄを同様にして式２より求め、その中から一番大きい電流差Ｉｄから電流制限値を越えないようにモータに印加される電圧を下げる補正電圧Ｖｄを式３により求める。この補正電圧をもって転流タイミング後、通電切替えを行うと同時にモータに印加される電圧を下げる。以下同様にして転流タイミング毎にモータに印加される電圧を制御することにより電流制限値を越えないようにする。
【００８０】
したがって、電流制限値を越えないようにモータに印加すべき電圧は、モータに印加されている電圧Ｖｍから補正電圧Ｖｄを減らした電圧とすればよい。
【００８１】
例えば、電流制限値が２Ａ、モータ印加電圧Ｖｍが２４Ｖ、αが０．２、の時、各Ａ／Ｄされた電流値がそれぞれＩｓ１＝２．１Ａ、Ｉｓ２＝２．３Ａ、Ｉｓ３＝２．５Ａ、Ｉｓ４＝３．０ＡとするとＩｓ４の電流値が一番大きいため、電流差Ｉｄも一番大きくなり、Ｉｄ＝１．０Ａとなり、補正電圧Ｖｄは０．２Ｖとなる。
【００８２】
したがって、転流タイミング後、通電切替えを行うと同時にモータに印加される電圧を２４Ｖから２３．８Ｖに下げる。以下同様にして転流タイミング毎にモータに印加される電圧を制御することにより電流制限値を越えないようにすることができる。
【００８３】
これによって、インバータ回路に流れる電流の最大値が電流制限値を越えないように限制御を行うことが可能となり、通電位相を変えることなく電流を抑えることができ、モータ効率の低下を防止でき、信頼性の高い信頼性の高いブラシレスＤＣモータの制御装置が得られる。
【００８４】
なお、本実施例においては、ゲインαを０．２としたが、この数値はモータの特性に合わせて決定すれば良く、その作用効果に差異は生じない。
【００８５】
（実施の形態５）
実施の形態１乃至４のいずれかと同一部分は同一番号を付し、詳細な説明は省略する。図９は、１２０度通電における電流検出抵抗が検出する電流波形を示している。転流周期の任意の４点、すなわちＩｓ１、Ｉｓ２、Ｉｓ３、Ｉｓ４における電流値をＡ／Ｄ変換し、平均電流値Ｉｓａｖｇを式４から求める。
【００８６】
Ｉｓａｖｇ＝（Ｉｓ１＋Ｉｓ２＋Ｉｓ３＋Ｉｓ４）／４・・・（式４）
平均電流値Ｉｓａｖｇと電流制限値Ｉａとの電流差Ｉｄを式５により求める。
【００８７】
Ｉｄ＝Ｉｓａｇの電流値−Ｉａの電流制限値・・・（式５）
同様にして、電流制限値を越えないようにモータに印加される電圧を下げる補正電圧Ｖｄを式３により求める。この補正電圧をもって転流タイミング後、通電切替えを行うと同時にモータに印加される電圧を下げる。以下同様にして転流タイミング毎にモータに印加される電圧を制御することにより電流制限値を越えないようにする。
【００８８】
電流制限値を越えないようにモータに印加すべき電圧は、モータに印加されている電圧Ｖｍから補正電圧Ｖｄを減らした電圧とすればよい。
【００８９】
例えば、電流制限値が１．８Ａ、モータ印加電圧Ｖｍが２４Ｖ、αが０．２の時、各Ａ／Ｄされた電流値がそれぞれＩｓ１＝２．１Ａ、Ｉｓ２＝２．３Ａ、Ｉｓ３＝２．５Ａ、Ｉｓ４＝３．０Ａとすると、その平均電流Ｉｓａｖｇは２．５Ａとなり、電流差Ｉｄは０．７Ａとなり、補正電圧Ｖｄは０．１４Ｖとなる。
【００９０】
したがって、転流タイミング後、通電切替えを行うと同時にモータに印加される電圧を２４Ｖから２３．８６Ｖに下げる。以下同様にして転流タイミング毎にモータに印加される電圧を制御することにより電流制限値を越えないようにすることができる。
【００９１】
これによって、インバータ回路に流れる電流の平均値が電流制限値を越えないように制御を行うことが可能となり、通電位相を変えることなく電流を抑えることができ、モータ効率の低下を防止でき、信頼性の高いブラシレスＤＣモータの制御装置が得られる。
【００９２】
なお、本実施例においては、ゲインαを０．２としたが、この数値はモータの特性に合わせて決定すれば良く、その作用効果に差異は生じない。
【００９３】
（実施の形態６）
実施の形態１乃至５のいずれかと同一部分は同一番号を付し、詳細な説明は省略する。起動時は、インバータ回路に流れる電流の最大値により制御を行い、運転時は、電流の平均値により制御を行い、起動時と運転時で制御を変えるようにしたものである。
【００９４】
上記構成において、転流周期の任意の４点、すなわちＩｓ１、Ｉｓ２、Ｉｓ３、Ｉｓ４における電流値をＡ／Ｄ変換し、起動時は、各々電流制限値Ｉａと比較を行い電流差Ｉｄを同様にして式２より求め、その中から一番大きい電流差Ｉｄから電流制限値を越えないようにモータに印加される電圧を下げる補正電圧Ｖｄを式３により求める。一方、運転時は、同様にして平均電流値Ｉｓａｖｇを式４、電流差Ｉｄを式５から求め、電流制限値を越えないようにモータに印加される電圧を下げる補正電圧Ｖｄを式３により求める。
【００９５】
起動時と運転時では、この補正電圧に差ができ、この補正電圧をもって転流タイミング後、通電切替えを行うと同時にモータに印加される電圧を下げる。以下同様にして転流タイミング毎にモータに印加される電圧を制御することにより電流制限値を越えないようにする。したがって、起動時と運転時で電流制限の制御方法を変えることが可能となる。
【００９６】
これによって、スイッチング素子の破損や回転子の磁石が減磁するおそれがある起動時には、電流の最大値で電流を抑え、運転時は、電流の平均値で電流を抑えるようにすることができ、起動時において過大な電流が継続して発生することを防止するとともに、十分な起動トルクを得ることができ、信頼性の高いブラシレスＤＣモータの制御装置が得られる。
【００９７】
（実施の形態７）
実施の形態１乃至６のいずれかと同一部分は同一番号を付し、詳細な説明は省略する。運転時はインバータ回路に流れる電流の平均値により制御を行い、あらかじめ定められたしきい値を越えた時は、電流の最大値により制御を行い、モータ負荷の変化に応じて制御を変えるようにしたものである。
【００９８】
上記構成において、転流周期の任意の４点、すなわちＩｓ１、Ｉｓ２、Ｉｓ３、Ｉｓ４における電流値をＡ／Ｄ変換し、同様にして平均電流値Ｉｓａｖｇを式４、電流差Ｉｄを式５から求め、電流制限値を越えないようにモータに印加される電圧を下げる補正電圧Ｖｄを式３により求める。この補正電圧をもって転流タイミング後、通電切替えを行うと同時にモータに印加される電圧を下げる。以下同様にして転流タイミング毎にモータに印加される電圧を制御することにより電流制限値を越えないようにする。
【００９９】
この時、モータ負荷に変動があり、負荷が重くなりモータ電流が増加して電流差Ｉｄがあらかじめ定められたしきい値Ｉｄｍａｘを越えた場合は、各々電流制限値Ｉａと比較を行い電流差Ｉｄを同様にして式２より求め、その中から一番大きい電流差Ｉｄから電流制限値を越えないようにモータに印加される電圧を下げる補正電圧Ｖｄを式３により求め、この補正電圧をもって転流タイミング後、通電切替えを行うと同時にモータに印加される電圧を下げる。以下同様にして転流タイミング毎にモータに印加される電圧を制御することにより電流制限値を越えないようにすることができる。
【０１００】
これによって、急激な負荷変動等により、電流が増加してしきい値を越えた時は、電流の最大値で電流を抑えることができ、モータに過大な電流が継続して流れる期間を短くすることができ、信頼性の高いブラシレスＤＣモータの制御装置が得られる。
【０１０１】
（実施の形態８）
実施の形態１乃至７のいずれかと同一部分は同一番号を付し、詳細な説明は省略する。図１０は、１２０度通電における電流検出抵抗が検出する電流波形を示している。図において、第１の電流制限値Ｉａよりも大きな第２の電流制限値Ｉｂを設けている。
【０１０２】
点線で示すようにＩｓ３以降において電流制限値Ｉｂを越えて電流が流れている状態において説明を行う。
【０１０３】
転流周期の任意の４点、すなわちＩｓ１、Ｉｓ２、Ｉｓ３、Ｉｓ４における電流値をＡ／Ｄ変換する。Ａ／Ｄ変換した電流値が電流制限値Ｉｂを越えていると判断したとき、これ以降、ＰＷＭ周期毎にＡ／Ｄ変換を行いモータに印加される電圧を下げるように制御を働かせる。具体的には、Ｉｓ３の電流値をＡ／Ｄ変換した時、電流制限値Ｉｂを越えているときは、電流制限値Ｉｂとの電流差Ｉｄｂを式６により求める。
【０１０４】
Ｉｄｂ＝ＰＷＭ周期毎にＡ／Ｄ変換した電流値−Ｉｂの電流制限値・・・（式６）
この時、電流制限値を越えないようにモータに印加される電圧を下げる補正電圧Ｖｄｂは、ゲインをβとすると、式７により求められる。
【０１０５】
Ｖｄｂ＝Ｉｄｂ×β・・・（式７）
したがって、電流制限値Ｉｂを越えないようにモータに印加すべき電圧は、モータに印加されている電圧Ｖｍから補正電圧Ｖｄｂを減らした電圧とすればよい。
【０１０６】
この補正電圧Ｖｂｄを次のＰＷＭ周期に反映し、モータに印加される電圧を下げる。
【０１０７】
転流タイミングにより通電を切替える時は、式４、式５から電流差Ｉｄを求め、モータに印加される電圧を下げる補正電圧Ｖｂを式３により求め、この補正電圧Ｖｂを反映させてモータの印加電圧を下げるように制御を働かせる。
【０１０８】
例えば、電流制限値Ｉｂが３Ａ、ゲインβが２、Ｉｓ４が３．８Ａの時、電流制限値Ｉｂとの電流差Ｉｄｂは、０．８Ａとなり、補正電圧は１．６Ｖとなる。Ｉｓ４の電流値をＡ／Ｄ変換した際にモータに印加されている電圧を２２Ｖとすると、電流制限Ｉｂを越えないように２０．４Ｖの電圧を印加すればよい。
【０１０９】
以下、同様にしてＰＷＭ周期毎にモータに印加される電圧を制御することにより電流制限値Ｉｂを越えないようにすることができる。
【０１１０】
これによって、負荷変動等により、電流が大幅に増加して、第２のしきい値を越えた時は、スイッチング素子をオフして電流をシャットダウンし、第２のしきい値以上の電流が流れないようにすることができ、確実にモータに過大な電流が流れることを防止することができ、信頼性の高いブラシレスＤＣモータの制御装置が得られる。
【０１１１】
なお、本実施例においては、ゲインβを２としたが、この数値はモータの特性に合わせて決定すれば良く、その作用効果に差異は生じない。
【０１１２】
（実施の形態９）
実施の形態１乃至８のいずれかと同一部分は同一番号を付し、詳細な説明は省略する。図１１は、１２０度通電における電流検出抵抗が検出する電流波形を示している。
【０１１３】
図において、点線で示すようにＩ２以降において電流制限値Ｉｂを越えて電流が流れている状態において説明を行う。
【０１１４】
前回の転流タイミングをｔ０、今回の転流タイミングをｔ１とし、ｔ０からｔ１までの転流周期をＴ１とする。転流周期Ｔ１を４分割した時刻をＴ１ａとすると、転流タイミングｔ０から転流周期の４分の１の時間が経過した時刻ｔ１１における第１の電流値Ｉ１と転流タイミングｔ０から転流周期の４分の３の時間が経過した時刻ｔ１３における第２の電流値Ｉ２をＡ／Ｄ変換し、Ｉ１の電流値に対してＩ２の電流値の比を電流変化率Ｉｈｉとして、式１により求める。この電流変化率によって、図４に示す各位相における電流変化率との関係から位相を求めることができる。
【０１１５】
図に示すように、第２の電流値Ｉ２の電流値を取得するタイミングすなわちｔ１３の時点において電流制限値Ｉｂを越えて電流が流れている場合、次回のｔ１３を転流タイミングから転流周期の４分の３の時間が経過した時刻よりも転流周期の３２分の１早くした時点で電流変化率Ｉｈｉを求め、この電流変化率から位相を求めることができる。
【０１１６】
これを繰り返すことにより電流制限Ｉｂの制御が働いていない期間、すなわち電流波形が電流制限の影響を受けて変形していない期間において位相の検出を行うことが可能となる。
【０１１７】
これによって、電流のシャットダウンにより電流波形が変形した時は、波形が変形していない期間において固定子巻線に誘起される誘起電圧に対する固定子巻線に印加する電圧との位相を推定できるようになり、電流制限が働いている時も位相推定の精度を確保することができ、信頼性の高いブラシレスＤＣモータの制御装置が得られる。
【０１１８】
（実施の形態１０）
実施の形態１乃至９のいずれかと同一部分は同一番号を付し、詳細な説明は省略する。図１２は、１２０度通電における電流検出抵抗が検出する電流波形を示している。
【０１１９】
図において、点線で示すようにＩ２以前において電流制限値Ｉｂを越えて電流が流れている状態において説明を行う。
【０１２０】
前回の転流タイミングをｔ０、今回の転流タイミングをｔ１とし、ｔ０からｔ１までの転流周期をＴ１とする。転流周期Ｔ１を４分割した時刻をＴ１ａとすると、転流タイミングｔ０から転流周期の４分の１の時間が経過した時刻ｔ１１における第１の電流値Ｉ１と転流タイミングｔ０から転流周期の４分の３の時間が経過した時刻ｔ１３における第２の電流値Ｉ２をＡ／Ｄ変換し、Ｉ１の電流値に対してＩ２の電流値の比を電流変化率Ｉｈｉとして、式１により求める。この電流変化率によって、図４に示す各位相における電流変化率との関係から位相を求めることができる。
【０１２１】
図に示すように、第２の電流値Ｉ２の電流値を取得するタイミングすなわちｔ１３の時点において電流制限値Ｉｂを越えて電流が流れている場合、次回のｔ１３を転流タイミングから転流周期の４分の３の時間が経過した時刻よりも転流周期の３２分の１早くした時点で電流変化率Ｉｈｉを求め、この電流変化率から位相を求めることができる。
【０１２２】
これを繰り返しても電流制限Ｉｂの制御が働いている期間が次第に長くなり、あらかじめ定められた所定時間ｔｍａｘを越えてより早くしなければならなくなった時は、過大な電流が流れていることになるので、モータを安全に停止させるものとする。
【０１２３】
これによって、電流のシャットダウン期間があらかじめ定められた期間よりも大きくなった時は、モータを停止させるようにすることが可能となり、負荷変動等により、電流が大幅に増加して、スイッチング素子をオフして電流をシャットダウンしている期間があらかじめ定められた期間より長くなった時は、モータを停止させることができる。これにより、未然にスイッチング素子の破損や回転子の磁石の減磁を防止することができ、信頼性の高いブラシレスＤＣモータの制御装置が得られる。
【０１２４】
（実施の形態１１）
実施の形態１乃至１０のいずれかと同一部分は同一番号を付し、詳細な説明は省略する。図１３に示すように、ブラシレスＤＣモータの制御装置を熱交換型冷却機に搭載したものである。
【０１２５】
図において、２は室外側のブラシレスＤＣモータで、室外側送風機１４を回転させることにより、携帯電話の交換基地局等の発熱体収納箱１５が設置された周囲の外気を、熱交換型冷却機１６の下部の外気吸込口１７より吸い込み、熱交換素子１８を通過させた後、熱交換型冷却機１６の上部の外気吐出口１９より吐き出している。２０は室内側のブラシレスＤＣモータで、室内側送風機２１を回転させることにより、発熱体収納箱内部の熱せられた内気を、熱交換型冷却機１６の上部の内気吸込口２２より吸い込み、熱交換素子１８を通過させた後、熱交換型冷却機１６の下部の内気吐出口２３より吐き出している。室外側送風機１４の回転による外気の動きを黒塗りの矢印で、室内側送風機２１の回転による室内空気の動きを白抜きの矢印で示している。熱交換素子１８内を冷えた外気と熱せられた室内空気が通過するときに熱交換され、外気は熱せられて大気中に排出され、室内空気は冷やされて室内側に還流されるので、発熱体収納箱１５内の冷却が可能になる。熱交換素子１８内では外気風路と内気風路は遮断されており、熱交換型冷却機１６の内気風路内に外気風路の空気が流入することは無い。２４は熱交換型冷却機１６の内気風路内に設置された制御ボックスであり、内部に室外側のブラシレスＤＣモータ２を駆動するための制御装置１３が設置されている。制御装置１３には、発熱体収納箱１５内に設置された低圧の直流電源５より、低圧の直流電力が供給され、制御装置１３から駆動用リード線２５を通して室外側のブラシレスＤＣモータ２を駆動している。又、制御ボックス２４内には、室内側のブラシレスＤＣモータ２０を駆動する室内側インバータ回路（図示せず）も備え、室内側送風機２１を運転している。
【０１２６】
これによって、内気風路側に設置された制御装置との接続に使用するセンサー信号の中継リード線が不要になるので、センサー信号線へのノイズによる誤動作の影響がない、信頼性の高いブラシレスＤＣモータの制御装置とすることができるとともに、リード線が不要になり、中継線を接続する作業もなくなるので、低価格の熱交換型冷却機が得られる。
【図面の簡単な説明】
【０１２７】
【図１】本発明の実施の形態１のブラシレスＤＣモータの制御装置のブロック図
【図２】同位相推定手段による位相推定方法の説明図（（ａ）は１２０度通電における電流検出抵抗が検出する電流波形を示す図、（ｂ）は目標とする位相に対して転流タイミングが早い時の電流波形を示す図、（ｃ）は目標とする位相に対して転流タイミングが遅い時の電流波形を示す図）
【図３】同位相と電流変化率を示す相関特性図
【図４】同位相と電流変化率を簡略化した相関図
【図５】同電流制限手段による電流制限方法の説明図
【図６】本発明の実施の形態２の位相推定手段による位相推定方法の説明図
【図７】本発明の実施の形態３の電流制限手段による電流制限方法の説明図
【図８】本発明の実施の形態４の電流制限手段による電流制限方法の説明図
【図９】本発明の実施の形態５の電流制限手段による電流制限方法の説明図
【図１０】本発明の実施の形態８の電流制限手段による電流制限方法の説明図
【図１１】本発明の実施の形態９の位相推定手段による位相推定方法の説明図
【図１２】本発明の実施の形態１０電流制限手段による電流制限方法の説明図
【図１３】本発明の実施の形態１２のブラシレスＤＣモータの制御装置を搭載した熱交換型冷却機の構造を示す概略断面図
【図１４】従来の熱交換型冷却機の構造を示す概略断面図
【図１５】従来のブラシレスＤＣモータの制御装置の図
【図１６】従来の電流制限方法の説明図
【符号の説明】
【０１２８】
１    インバータ回路
２    ブラシレスＤＣモータ
３    回転子
４    固定子
５    直流電源
６    電流検出抵抗
７    マイクロコンピュータ
８    Ａ／Ｄ変換器
９    位相推定手段
１０  転流タイミング決定手段
１１  電流制限手段
１２  ドライブ回路
１３  制御装置
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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