(57)【要約】【課題】電子写真を利用した画像形成装置のスイッチング電源装置において、低コストで電流利用効率の高い電源装置、及び画像形成装置の提供、また高調波ノイズおよび雑音端子電圧を抑制し、フィルタ構造を簡素化した低コストの装置を提供すること。【解決手段】スイッチング電源装置、ゼロクロス検知手段、スイッチング制御手段、定着装置、定着電源、定着温調制御手段、温度検知手段、電流検知手段、商用交流電源電圧の波形より制御すべき電流波形テンプレートを生成する手段より成り、また、スイッチング電源装置の制御回路（エラーアンプ）に同期信号としてのゼロクロス検知信号を入力し、ゼロクロス信号に同期して制御がかかるよう構成しても良い。【選択図】        図１
2007047559.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電子写真を利用した画像形成装置において、商用交流電源から装置の駆動電力源として商用交流と絶縁された安定化直流を得る絶縁型直流安定化電源と、商用交流電源の電圧が予め定められた値よりも小さくなることを検出し商用交流電源のゼロクロス点を検出するゼロクロス検知手段を有し、
ヒータ手段と、ヒータにより加熱された定着加熱ローラまたはフィルムの温度を検知する温度検知手段を有し、温度検知手段からの信号に基づいてゼロクロス検知手段からのゼロクロス周期に応じてヒータへの通電位相角制御を行う手段を有し、該直流安定化電源のフィードバック経路に、ゼロクロス信号と、ヒータ通電位相角信号を接続したことを特徴とする画像形成装置。
【請求項２】
電子写真を利用した画像形成装置において、商用交流電源から装置の駆動電力源として商用交流と絶縁された安定化直流を得る絶縁型直流安定化電源と、商用交流電源の電圧が予め定められた値よりも小さくなることを検出し商用交流電源のゼロクロス点を検出するゼロクロス検知手段を有し、商用交流電源の電圧波形を検出する手段と、検出された商用交流電源の電圧波形より制御すべき電流波形を生成する波形テンプレート生成手段と、定着器と、定着器を加熱する手段と、加熱手段により加熱された定着加熱ローラまたはフィルムの温度を検知する温度検知手段を有し、温度検知手段からの信号に基づいてゼロクロス検知手段からのゼロクロス周期に応じてヒータへの通電位相角制御を行う手段を有し、該直流安定化電源のフィードバック経路に、波形テンプレート生成手段よりの出力と、ゼロクロス信号と、ヒータ通電位相角信号を接続したことを特徴とする画像形成装置。
【請求項３】
請求項１または２記載の画像形成装置において、装置のモータ駆動シーケンス、定着温調シーケンスより、商用交流電源の少なくとも１半波前に直流安定化電源のスイッチ手段への通電量を決定する手段を有することを特徴とする画像形成装置。
【請求項４】
請求項１または２記載の画像形成装置において、装置のモータ起動シーケンスと、定着温調シーケンスより商用交流電源の２半波分の通電電流を決定する手段を有し、モータを駆動するよりも少なくとも商用交流電源の２半波以上先に、電力蓄積を行い、ゼロクロス信号に同期して制御を行うことを特徴とする画像形成装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電子写真方式を利用した画像形成装置の、スイッチング電源及び定着器の制御方法に係る画像形成装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
便宜上、複写機・プリンタ等の画像形成装置に具備させる、トナー画像を被記録材に加熱定着させる像加熱装置（定着装置）と、装置に電力を供給する電源装置を例にして説明する。
【０００３】
画像形成装置において、電子写真プロセス・静電記録プロセス・磁気記録プロセス等の適宜の画像形成プロセス手段部で被記録材（転写材シート・エレクトロファックスシート・静電記録紙・ＯＨＰシート・印刷用紙・フォーマット紙など）に転写方式あるいは直接方式にて形成担持させた目的の画像情報の未定着画像（トナー画像）を被記録材面に永久固着画像として加熱定着させる定着装置としては熱ローラ方式の装置が広く用いられていた。近時はクイックスタートや省エネルギーの観点からベルト加熱方式の装置が実用化されている。また電磁誘導加熱方式の装置も提案されている。
【０００４】
ａ）熱ローラ方式の定着装置
定着ローラ（加熱ローラ）と加圧ローラとの圧接ローラ対を基本構成とし、該ローラ対を回転させ、該ローラ対の相互圧接部である定着ニップ部を画像定着すべき未定着トナー画像を形成担持させた被記録材を導入して挟持搬送させて、定着ローラの熱と、定着ニップ部の加圧力にて未定着トナー画像を被記録材面に熱圧定着させるものである。
【０００５】
定着ローラは、一般に、金属の中空金属ローラを基体（芯金）とし、その内空に熱源としてのハロゲンランプを挿入配設してあり、ハロゲンランプの発熱で加熱され、外周面が所定の定着温度に維持されるようにハロゲンランプへの通電が制御されて温調される。
【０００６】
特に、最大４層のトナー画像層を十分に加熱溶融させて混色させる能力を要求される、フルカラーの画像形成を行う画像形成装置の定着装置としては、定着ローラの芯金を高い熱容量を有するものにし、またその芯金外周にトナー画像を包み込んで均一に溶融するためのゴム弾性層を具備させ、そのゴム弾性層を介してトナー画像の加熱を行っている。また、加圧ローラ内にも熱源を具備させて加圧ローラも加熱・温調する構成にしたものもある。
【０００７】
しかし、熱ローラ方式の定着装置は画像形成装置の電源をオンにして同時に定着装置の熱源であるハロゲンランプに通電を開始しても、定着ローラの熱容量が大きく、定着ローラ等が冷え切っている状態時から所定の定着可能温度に立ち上がるまでにはかなりの待ち時間（ウエイトタイム）を要し、クイックスタート性に欠ける。また画像形成装置のスタンバイ状態時（非画像出力時）も何時でも画像形成動作が実行できるようにハロゲンランプに通電して定着ローラを所定の温調状態に維持させておく必要があり、電力消費量が大きい等の問題があった。
【０００８】
このようなハロゲンランプを用いた定着装置においてのヒータ制御は、ローラの熱容量が大きいためにＯＦＦ／ＯＮを行っても直ぐに温度に反映される事は無く、一定の温度リップルを許容して温度によりＯＦＦ／ＯＮする制御で必要充分であった。また、ハロゲンランプの定格電圧範囲内で使用する必要があることからあまり頻繁なＯＦＦ／ＯＮ制御を行うと、ハロゲンランプに印加される平均電圧がランプの定格電圧を下回ることとなり、ランプ内部での化学反応であるハロゲンサイクルが成立しなくなるため、極端な寿命低下を引き起こすなどの問題点があった。
【０００９】
またＯＦＦ／ＯＮ制御における突入電流により商用電源電圧が配線設備の回路インピーダンスにより低下してしまい、フリッカといった問題を発生することから、特にヒータＯＮ時の制御には工夫してＯＮする必要があった。
【００１０】
特許文献１には複数の発熱体を有する定着装置において、複数の発熱体のうち、１つの発熱体への通電を開始しようとするときに他の発熱体が既に通電状態にある場合、前記他の発熱体を停止動作、通電動作の順で通電制御するとともに、両発熱体が同時に通電状態とならないように、前記一つの発熱体を通電動作、動作停止の順で通電動作し、その後、前記発熱体が通電状態となるように通電制御することが提案されている。
【００１１】
また、発熱体の電力制御にインバータ電源を用いてヒータＯＮ／ＯＦＦ時にインバータの出力電圧を漸次上昇させるスローアップ制御等、ソフトスタートを行うことで突入電流を防止する方式などが考案されている。また、最近ではランプ自体の改善が行われ、広い定格電圧範囲に対応するランプや、突入電流を抑えたランプなどが考案、実用化されている。またヒータ出力に応じて、電源電圧に対する通電位相角制御を行ったりする方式も考案、実用化されている。また、従来のハロゲンヒータの欠点であった熱容量の問題を克服した装置として、ローラを薄肉化して熱容量を軽減した定着装置や、片方のローラを廃してポリイミド等のフィルムとし、ニップ幅を広く取る事で圧力を軽減し、熱容量を低下せしめた定着装置が提案、実用化されている。
【００１２】
ｂ）フィルム加熱方式の定着装置
フィルム加熱方式の定着装置は、例えば特許文献２・特許文献３・特許文献４・特許文献５等に提案されている。
【００１３】
即ち、加熱体としての一般にセラミックヒータと、加圧部材としての加圧ローラとの間に耐熱性フィルム（定着フィルム）を挟ませてニップ部を形成させ、該ニップ部のフィルムと加圧ローラとの間に画像定着すべき未定着トナー画像を形成担持させた被記録材を導入してフィルムと一緒に挟持搬送させることでニップ部においてセラミックヒータの熱をフィルムを介して被記録材に与え、またニップ部の加圧力にて未定着トナー画像を被記録材面に熱圧定着させるものである。
【００１４】
このフィルム加熱方式の定着装置は、セラミックヒータ及びフィルムとして低熱容量の部材を用いてオンデマンドタイプの装置を構成することができ、画像形成装置の画像形成実行時のみ熱源としてのセラミックヒータに通電して所定の定着温度に発熱させた状態にすればよく、画像形成装置の電源オンから画像形成実行可能状態までの待ち時間が短く（クイックスタート性）、スタンバイ時の消費電力も大幅に小さい（省電力）等の利点がある。
【００１５】
また、発熱体としてセラミックヒータを用いた定着装置では特許文献６のように、入力商用電源のゼロクロスタイミングを検出するゼロクロス検出手段を有し、ゼロクロスタイミングからヒータ通電を行う時間を計算あるいは予め定められたテーブルによって算出し、通電位相角制御を行う方式が提案されている。また、商用交流電源のうち、１波を制御単位として通電、通電停止の比率により温調制御を行う手法でヒータへの供給電力を制御する制御方法が実用化されている。
【００１６】
ｃ）電磁誘導加熱方式の定着装置
特許文献７には、磁束により定着ローラに電流を誘導させてジュール熱によって発熱させる誘導加熱定着装置が開示されている。これは、誘導電流の発生を利用することで直接定着ローラを発熱させることができて、ハロゲンランプを熱源として用いた熱ローラ方式の定着装置よりも高効率の定着プロセスを達成している。
【００１７】
しかしながら、磁場発生手段としての励磁コイルにより発生した交番磁束のエネルギーが定着ローラ全体の昇温に使われるため放熱損失が大きく、投入エネルギーに対する定着エネルギーの密度が低く効率が悪いという問題点があった。
【００１８】
そこで、定着に作用するエネルギーを高密度で得るために発熱体である定着ローラに励磁コイルを接近させたり、励磁コイルの交番磁束分布を定着ニップ部近傍に集中させたりして、高効率の定着装置が考案された。誘導加熱方式においては励磁コイルに高周波電流を流し、被加熱体となる加熱ローラに高周波電磁界を与えて渦電流を発生させる必要があるため、高周波インバータ装置を誘導加熱定着の電源として用いている。本方式における電力の制御は、高周波インバータの回路方式により多少異なる。例えば最もシンプルな１石式電圧共振インバータ回路では、最大出力を１００％出力として、１０％刻みで４０％程度までの出力制御を行い、それ以下の電力が必要になる場合には必要に応じて（温度に応じて）ＯＦＦ／ＯＮを行っていた。この１石式電圧共振インバータ回路の問題点であった小出力領域の制御性を高めた２石式電圧部分共振インバータの提案がされており、出力１００％から１０％まで連続可変とした方式が提案されている。
【００１９】
これらの定着方式のうち、熱ローラ定着装置と誘導加熱方式の定着装置は、定着電源部にインバータ技術を用いて商用交流電源から見た力率をほぼ１とすることを可能としており、コンデンサインプット方式のスイッチング電源との組み合わせでも装置の消費電流が電源コードやコンセント等電力設備の定格を超えないように構成された画像形成装置が実用化されている。さらに大型のプリンタや複写機では、スイッチング電源の入力部に力率改善回路を設けることで、商用交流電源から画像形成装置に流れる電流の力率を向上させ、電流の利用効率を高めることで高いスループットを確保している。また、スイッチング電源装置だけでなく、定着装置まで含んだ力率を改善するために、力率改善回路を装置のＡＣ入力部に設ける例も提案されている。
【特許文献１】特許第３２７９４６５号公報
【特許文献２】特開昭６３−３１３１８２号公報
【特許文献３】特開平２−１５７８７８号公報
【特許文献４】特開平４−４４０７５号公報
【特許文献５】特開平４−２０４９８０号公報
【特許文献６】特許第３３９７６０７号公報
【特許文献７】実開昭５１−１０９７３９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２０】
しかしながら、従来の方式では定着装置の温度制御によって、入力商用交流電源から画像形成装置に流れる電流が変動し、さらに画像形成装置の動作に伴うスイッチング電源の出力負荷変動による電流変動も加算されるために、入力商用交流より画像形成装置に流入する電流は不連続な成分を持つひずみ波となり、高次の高調波成分を持ってしまうという問題点があった。そのために電源端子に現れる雑音端子電圧も増大してしまう問題点があり、これら高調波の低減と雑音端子電圧の低減のために大きなフィルタを設ける必要があるなどの問題点があった。
【００２１】
これらヒータの高調波ノイズ対策のために定着回路と商用交流電源との間にＰＦＣ回路を設けるなどが提案され、実施されている。しかしながらこのような方法では本体装置電力と定着電力を加算しただけの電力をカバーする大電力のスイッチングが必要になり、装置の大型化、コストＵＰを招く。また、スイッチングに伴う損失により、効率が悪化する、端子ノイズが悪化する等の問題点があった。
【００２２】
そこで本発明は、画像形成装置の電流変動の不連続な成分をなくし、雑音端子電圧を低く抑えるとともに高調波ノイズを少なく出来、大電力を扱う定着装置への通電経路には特に対策部品を入れないため効率も良い電源制御手段及び定着器温度制御手段を提案する。また、スイッチング電源の出力リップル電圧を抑えることの可能な電源制御手段を提案する。
【課題を解決するための手段】
【００２３】
上記目的を達成するため、本出願に係る第一の発明は、定着制御に従来用いていた、商用交流電源の電圧が０Ｖ近傍となったことを検知する、ゼロクロス検知手段からのゼロクロス周期と、定着制御信号により電源装置の入力電力を制御することにより、装置に流れる電流を正弦波に近づけて電源の利用効率を高めるとともに、高調波及び雑音端子電圧といったノイズの発生を抑える事が可能となるものである。
【００２４】
本出願に係る第二の発明は、商用交流の電源電圧波形より、スイッチング電源が習うべき波形テンプレートを作成し、テンプレートに従って画像形成装置に流入する電流が力率＝１となるように制御することにより、装置に流れる電流を正弦波に近づけて電源の利用効率を高めるとともに、定着装置及び駆動回路のインダクタンス分により発生する、制御時の電圧リップル分をも吸収することにより、電源の利用効率をさらに高め、高調波雑音及び雑音端子電圧といったノイズの発生を抑える事が可能となるものである。
【００２５】
本出願に係る第三の発明は、画像形成装置の定着制御動作に応じてスイッチングＤＣ電源部に先行でフィードバック（フィードフォアード）制御を適用することにより、モータや高圧出力等スイッチング電源装置の負荷変動が生じた場合にでも、スイッチング電源の出力電圧リップルを極小とする事が可能となり、スイッチング電源の出力フィルタ回路を簡素化することが可能となるものである。
【００２６】
本出願に係る第四の発明は、画像形成装置のモータや高圧といった各部の動作に応じて先行フィードバック（フィードフォアード）制御を適用することにより、スイッチング電源の出力電圧リップルを極小とする事が可能となり、スイッチング電源の出力フィルタ回路を簡素化することが可能となるものである。
【００２７】
本出願に係る第五の発明は、定着制御に従来用いていた、商用交流電源の電圧が０Ｖ近傍となったことを検知する、ゼロクロス検知手段からのゼロクロス周期と、定着制御信号により電源装置の入力電力を制御することにより、商用交流電源の設備に直流分を流さないことが可能となるとともに、高調波及び雑音端子電圧といったノイズの発生を抑える事が可能となるものである。
【００２８】
なお、さらに詳細に説明すれば、本発明は下記の構成によって前記課題を解決できた。
【００２９】
（１）電子写真を利用した画像形成装置において、商用交流電源から装置の駆動電力源として商用交流と絶縁された安定化直流を得る絶縁型直流安定化電源と、商用交流電源の電圧が予め定められた値よりも小さくなることを検出し商用交流電源のゼロクロス点を検出するゼロクロス検知手段を有し、
ヒータ手段と、ヒータにより加熱された定着加熱ローラまたはフィルムの温度を検知する温度検知手段を有し、温度検知手段からの信号に基づいてゼロクロス検知手段からのゼロクロス周期に応じてヒータへの通電位相角制御を行う手段を有し、該直流安定化電源のフィードバック経路に、ゼロクロス信号と、ヒータ通電位相角信号を接続したことを特徴とする画像形成装置。
【００３０】
（２）電子写真を利用した画像形成装置において、商用交流電源から装置の駆動電力源として商用交流と絶縁された安定化直流を得る絶縁型直流安定化電源と、商用交流電源の電圧が予め定められた値よりも小さくなることを検出し商用交流電源のゼロクロス点を検出するゼロクロス検知手段を有し、商用交流電源の電圧波形を検出する手段と、検出された商用交流電源の電圧波形より制御すべき電流波形を生成する波形テンプレート生成手段と、定着器と、定着器を加熱する手段と、加熱手段により加熱された定着加熱ローラまたはフィルムの温度を検知する温度検知手段を有し、温度検知手段からの信号に基づいてゼロクロス検知手段からのゼロクロス周期に応じてヒータへの通電位相角制御を行う手段を有し、該直流安定化電源のフィードバック経路に、波形テンプレート生成手段よりの出力と、ゼロクロス信号と、ヒータ通電位相角信号を接続したことを特徴とする画像形成装置。
【発明の効果】
【００３１】
本発明によれば、電源の利用効率を高めるとともに、的確な制御により従来必要であったマージンを実際の装置電力として利用することが可能となるため、毎分あたりの出力枚数（スループット）の高い電子写真装置を、安価に提供することが可能となる。電源高調波や雑音といったノイズの発生が少なく、フィルタ回路を簡素化可能であるため安価に高性能の画像形成装置を提供することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３２】
以下本発明を実施するための最良の形態を、実施例により詳しく説明する。
【実施例１】
【００３３】
・スイッチング電源装置
便宜上、定着装置にはヒータを用い、電源回路の方式にはフライバック方式を用いた場合について説明を行う。図１に、実施例１を最も良く説明する図を示す。以下に回路の動作について説明を行う。図１において、１００は商用交流電源、１０１は電源スイッチ、１０２はダイオードブリッジ、１０３はインダクタ、１０４はコンデンサ、１０５はトランス、１０６はスイッチング素子、１０７は逆導通ダイオード、１０８はコンデンサ、１０９は電流検出を行うカレントトランス、１１０は整流ダイオード、１１１はコンデンサ、１１２は出力電圧検知部、１１３、１１４は抵抗、１１５はレギュレータＩＣ、１１６は抵抗、１１７はフォトカプラの発光ダイオード、１１８はフォトカプラのフォトトランジスタ、１１９はＯＮ幅制御回路、１２０はゼロクロス検知回路、１２１は本体の動作を制御するＣＰＵである。
【００３４】
図２に示す２００は定着電源部である。２０１はトライアック、２０２はフォトトライアック、２０３はリレーである。
【００３５】
商用交流電源入力を受け、電源スイッチ１０１を介して整流回路１０２にＡＣ電源が印加されると、両波整流ダイオード１０２により、脈流化ＤＣ電圧を生成する。
【００３６】
この脈流化ＤＣ電圧によりスイッチング制御回路に起動電流が流れると、スイッチング制御回路はスイッチング素子１０６をターンオンし、１０５のトランスに電流を供給する。スイッチング素子１０６のＯＮ時間及びＯＦＦ時間は負荷状態による出力電圧変動からフィードバックを受けてスイッチング制御回路により決定している。
【００３７】
トランス１０５には、スイッチング素子１０６のＯＮ，ＯＦＦに伴って交流パルス電圧が印加される。
【００３８】
スイッチング素子１０６のターンＯＮ時にはトランス１０５に脈流化ＤＣ電圧が印加される電圧と、トランス１０５の一次インダクタンスと、巻線抵抗からなるインピーダンスにより定まる電流が流れ始める。
【００３９】
スイッチング制御回路からの信号に従ってスイッチング素子１０６がターンオフすると、トランスの一次巻き線は電流を流し続けようとするためトランス１０５の両端にコンデンサ１０４とトランス１０５の一次インダクタンスより成る共振回路の周波数と、尖鋭度Ｑにより定まる周波数及びピーク電圧を持つ、フライバック電圧と呼ばれる高電圧が発生する。この電圧は整流後の脈流化ＤＣ電圧を中心に正弦波振動し、そのままオフ状態を保っておくと脈流化ＤＣ電圧に収束する。フライバック電圧の振幅が大きく、スイッチ素子１０６のドレイン（以下Ｄと表記）端子（またはコレクタ端子  以下Ｃと表記）の電圧がソース（以下Ｓと表記）端子（またはエミッタ（以下Ｅと表記）端子）電圧より低くなる期間は逆導通ダイオード１０７がターンオンし、電流は逆導通ダイオード１０７を通じてコイルに流入する。この期間中はスイッチ素子１０６のＤ−Ｓ端子間（またはＣ−Ｅ端子間）の電圧は０Ｖにクランプされることになる。トランス１０５の２次側は、スイッチ素子１０６のオフ期間にトランス１０５のエネルギーを、整流ダイオード１１０を介してコンデンサ１１１に移すよう構成されており、スイッチング素子１０６のターンＯＮ期間中はトランス１０５にエネルギーを蓄え、スイッチング素子１０６のターンオフ期間中はトランス１０５からコンデンサ１１１にエネルギーを移すといった動作を繰り返している。
【００４０】
逆導通ダイオード１０７がＯＮしている期間中にスイッチ素子１０６をＯＮすれば、スイッチ素子１０６は電圧を背負うことなくターンオン可能なことが一般に知られており、ＺＶＳ（Ｚｅｒｏ  Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）と呼ばれている。この様な駆動方法によりスイッチ素子１０６のスイッチングに伴う損失は最小とすることができ、効率が良くノイズの少ないスイッチングを行うことが可能となる。フライバック電圧を計測し、スイッチング素子１０６の両端電圧が最小となるタイミングでスイッチング素子１０６をＯＮする擬似共振と呼ばれる方式もあり、実用化されている。
【００４１】
・ゼロクロス検知回路
ゼロクロス検知回路の１例を示す。図３−ａは、半波整流によるゼロクロス検知回路である。３０１は商用交流電源、３０２は装置のスイッチング電源の整流回路であるダイオードブリッジ、３０３はトランス、３０４はスイッチ素子及び逆導通ダイオード、３０５、３０６はゼロクロス検出抵抗、３０９はトランジスタ、３１０はフォトカプラのＬＥＤを示す。装置の電源スイッチがＯＮになると、スイッチング制御回路が起動抵抗より流入する電流により作動し、スイッチ素子３０４がＯＮする。この結果、トランス３０３に電流が流れ、補助巻線に起電力が発生し、スイッチング制御回路に電源電圧を供給するとともにフォトカプラのＬＥＤ３１０に電流を供給し、ＬＥＤ３１０は発光するため、フォトトランジスタがＯＮし、ゼロクロス信号はＬｏになる。商用交流電圧のＬ側がＮ側よりも高電圧の時には、ゼロクロス検出抵抗３０５、３０６により分圧された電圧がトランジスタのベース−エミッタ間とベース抵抗に印加される。Ｌ側の電圧がトランジスタがＯＮする電圧以上になるとＬＥＤに流れていた電流はトランジスタ３０９を流れ、ＬＥＤはＯＦＦとなる。
【００４２】
結果、フォトトランジスタはＯＦＦとなり、ゼロクロス端子の出力電圧はＨｉｇｈとなる。商用交流電源の周期に従って、一連の動作が繰り返され、その結果商用交流電源の電圧波形に従ってゼロクロス位置をエッジとしたパルスを得ることになる。
【００４３】
図３−ｂに、全波整流によるゼロクロス検知回路の一例を示す。図３−ｂにおいて、３０１は商用交流電源、３２０は検出抵抗、３２３、３２４はフォトダイオード、３２５はフォトトランジスタである。本実施例では商用交流電源の電圧がＬＥＤのＯＮ電圧以下となると発光が停止するため、商用交流電源の電圧がゼロクロスになる付近での短いパルスを得ることになる。
【００４４】
・ＰＷＭ制御
スイッチング電源装置の制御回路の一例としてＰＷＭによるＯＮ時間、ＯＦＦ時間の制御について説明する。図４に、ＰＷＭ制御部であるオン、オフ時間タイマ回路の図を示す。図において、４０１は基準電源、４０２はＯＮ幅決定用定電流回路、４０３はＯＦＦ幅決定用定電流回路、４１５−１はＯＮ時間制御用コンパレータ、４１６−１はＯＦＦ幅制御用コンパレータ、４０４はＯＮタイマコンデンサ、４０５はＯＦＦタイマコンデンサ、４０８はＯＮタイマ放電トランジスタ、４０９はＯＦＦタイマ放電トランジスタである。
【００４５】
ＯＮ幅決定用定電流回路４０２によりＯＮタイマコンデンサ４０４へ定電流で充電を開始すると、ＯＮタイマコンデンサ４０２の両端電圧が時間に伴って直線的に上昇する。このＯＮタイマコンデンサ４０２の両端電圧を監視し、ＯＮ幅制御用コンパレータ４１５−１により予め定められた基準値との比較を行う。ＯＮタイマコンデンサ４０２の電圧が基準値を超えるとコンパレータが動作し、ステアリングフリップフロップ４１８が動作し、ＯＮタイマ放電トランジスタ４０８がＯＮし、ＯＮタイマコンデンサ４０２を放電する。一方でステアリングＦ／Ｆ４１８により、ＯＦＦタイマコンデンサ４０５の放電を行っているトランジスタ４０９をＯＦＦにし、ＯＦＦタイマコンデンサ４０５への充電を開始する。ＯＦＦタイマコンデンサ４０５の充電電流は、ＯＮタイマコンデンサ４０４の充電と同様に定電流源回路４０３より充電しており、ＯＦＦタイマコンデンサ４０５の電圧が予め定められた基準値を超えるとＯＦＦタイマコンデンサ４０５の両端電圧を監視しているＯＦＦ時間制御用コンパレータ４１６−１が動作し、ＯＦＦタイマコンデンサ４０５を放電するトランジスタ４０９がＯＮとなり、ＯＦＦタイマコンデンサ４０５の放電を開始する。
【００４６】
このような一連の動作を繰り返すことによりＯＮ時間、ＯＦＦ時間の制御を行う構成となっている。このようにオン時間中にメインスイッチ素子以外の素子がオン動作を行わなくする為にオン時間中はオフ時間制御部を停止し、オフ時間中はオン時間制御部を停止する、ステアリングフリップフロップ４１８により順次時間幅を制御されたオン時間、オフ時間を繰り返し出力していく。オフ時間制御用コンパレータ４１６−１の比較基準電圧は固定とし、ＯＮ時間決定用コンパレータ４１５−１の基準電圧を先程の制御回路出力により得るよう構成する事で、ＯＦＦ時間固定のＯＮ時間制御を行うようにしている。
【００４７】
・定着制御
本実施例では、一例として温度制御をデジタルＰＩＤ制御により行う場合に関して記述する。定着器において、定着温度の検出はサーミスタにより行っている。サーミスタは定着ニップよりも上流側に相当する部位に、定着スリーブ内側に圧接して配置されており、定着スリーブ内面温度を測定するように構成している。サーミスタの温度に伴う抵抗値の変化を検出回路により電圧に変換し、制御回路に伝達する。制御回路にて検出電圧をＡ／Ｄ変換し、予め定められた電圧−温度変換テーブルにより温度に変換、予め定められた目標温度との差として検出する。この検出結果に基づいて計算を行い、次に出力すべき電力を算出する。計算の手法は一般的にＰＩＤ制御と呼ばれる手法に基づいている。
【００４８】
すなわち、目標温度と現在の温度の温度差に比例する、比例項により決定されるパラメータと、これまでの誤差の積分値に比例する積分項により決定されるパラメータと、今回の変化量に比例する微分パラメータと、サンプリング間隔により出力量を決定するものである。ＰＩＤ演算に拠らず、ＰＩ制御としても良い。また、サーミスタのＡ／Ｄ値への取り込みはノイズ等の誤差の影響を避けるため、ＲＣフィルタ回路を通してＡ／Ｄコンバータに接続し、さらにＡ／Ｄサンプリング回数は演算に用いるサンプリング周期より高速に行い、平均値を取っても良い。平均値を取る具体的な例を以下に述べる。ＰＩＤの演算サンプリング時間を２０ｍｓとし、Ａ／Ｄコンバータは１ｍｓ周期でサンプリングを行う。Ａ／Ｄコンバータの１０回のサンプリングデータのうち、最大値と最小値を除いた８つのデータを平均し、平均した値をＰＩＤ演算用の演算データとする事で、本体各部の動作や電源に重畳されたスパイク電圧等の影響を効果的に排除することが可能となる。
【００４９】
演算結果は、次の制御タイミングでの定着出力電力として計算され、先述したゼロクロス検知回路からのゼロクロス周期に基づいて、通電位相角を計算またはテーブルにより算出し、ゼロクロスパルスのタイミングを時間の基準としてトライアックのＯＮ信号を出力する。たとえば周波数５０Ｈｚ、通電位相角９０°の時には、ゼロクロス信号から５ｍｓの後にトライアックのＯＮ信号を出力する。通電位相角と電力の関係をＴａｂｌｅ１に示す。
【００５０】
・電源制御
電源の最大出力電力（図１スイッチ素子１０６の最大ＯＮ時間）を制御する１例を以下に示す。また、制御を行っている際の波形を図９に示す。
【００５１】
先述したＰＷＭ制御の中で、目標値は例として２段階切り替えられるようになっている。ゼロクロス信号により、図１のスイッチ素子１０６の最大ＯＮ時間を第一の状態＝１００％出力とするようにし、ヒータ駆動信号により、スイッチ素子１０６の最大ＯＮ時間を第二の状態＝ここでは一例として１０％出力とするように構成している。定着器の通電位相角信号と、ゼロクロス信号が繰り返す事により、あらかじめ定められたデューティ比１００％：１０％を繰り返して出力している。
【００５２】
単純にデューティ比を制御するだけでは、出力電圧が大きく変動してしまうため、電源の導通位相角とスイッチング素子のＯＮ幅を、導通位相角が大きい時にはＯＮ時間を短く、導通位相角が小さいときにはＯＮ時間を大きく、反比例するよう構成しても良い。また、導通位相角に合わせた電力テーブルを用意して、スイッチ素子１０６を制御しても良い。
【００５３】
本実施例では、説明を簡単にするために、最も簡単な、Ｃレスインバータと呼ばれる電源の一次フィルタに電界コンデンサを持たない構成で説明を行った。しかしながらＣレスインバータは、出力リップル電圧が大きくなるために高精度な直流安定化電源を構成できないという問題点がある。このような問題点を解決するために、トランスの２次巻き線を逆方向とし、整流ダイオードを追加した、図５のようなフォアードコンバータを構成し、２次側で位相角制御を行うと良い。このような構成では、多出力時の出力間の干渉を防ぐことができ、安定した直流電源を得ることが可能となる。
【００５４】
また、図６のようにコンデンサインプット型電源の入力側に力率改善回路を設け、力率改善回路のスイッチング動作を、ゼロクロス信号及び定着通電位相角信号により変化させても同様である。
【実施例２】
【００５５】
本発明第２の実施例について説明する。図７に、本発明第２の実施例を最もよくあらわす図を示す。
【００５６】
ここでは重複する説明は省き、本実施例の部分のみを説明する。
【００５７】
図７において、７２１は波形テンプレート発生回路である。電源電圧波形の瞬時値より、画像形成装置が流すべき電流波形を生成する。７２２は定着駆動信号であり、実施例１にて説明したように、ゼロクロス信号から計測した商用交流電源の周波数と定着温調制御により求められる導通位相角より、ゼロクロス信号から計時して定着電力制御素子（トライアック）に与えるゲート信号である。
【００５８】
定着電力はヒータ抵抗とヒータ温度により決まるため、予め決められた値としてテーブルを用意しても良い。しかしながら、定着ヒータの抵抗ばらつきが存在するため、より精度を求めて厳密に制御を行うには電流検知手段により実測する方法が最も良い。そのような目的で、本実施例では電流検知トランス（カレントトランス）７２３を設けている。
【００５９】
ここでは一例として、定着器にはセラミックヒータを用い、フィルム駆動型のオンデマンドヒータを用い、定着動作中に定着電流を検知する例を挙げる。しかしながらこれはあくまで一例であり、常時検知を行っても良いことは言うまでもない。
【００６０】
定着装置としてオンデマンドヒータ駆動時の動作の一例を示す。本体起動時のチェック動作が終了してＣＰＵが定着シーケンスを開始する。定着器の起動時は、フィルム内に塗布したグリスを軟化させるために、スリーブ回転開始前の０．数秒間、低出力で定着ヒータに通電を行う。所定の時間が経過した後、１００％出力で通電を開始し、ヒータ温度が予め定められた温度となった後、ＰＩＤ制御に切り替わる。定着部への電流を検知するカレントトランスに電流が流れると、巻線比に対応した電流がカレントトランスの２次側に流れ、検知抵抗により電圧として現れる。この電圧はフィルタ回路により波形整形され、電流検知回路に接続される。最初のスリーブ回転前及び１００％出力時の通電位相角に対する電流検知回路からの定着器の電流量を検知し、商用交流電源電圧から得たテンプレート波形と定着器の必要電流量からスイッチング制御回路の最大供給電流量を決定する。
【００６１】
図１０に、このテンプレート作成部より得られる電流波形の一例を示す。図１０において、１００１は商用交流の整流後より得られる全波整流電圧波形である。１００２は、ゼロクロスパルス、１００３は、ヒータの駆動パルス信号である。１００４は定着器に流れる電流をモニタする、カレントトランス７２４より得られるヒータ電流波形である。波形テンプレート作成回路は、１００１の全波整流後の電圧波形に所定の値を演算して得られる、電圧波形に相似の総合電流波形から１００４の電流波形を減算して１００５のような、スイッチング電源部が流すべき波形テンプレートを生成する。スイッチング素子７０６に流れる電流は、パルス毎の電流量を検出抵抗もしくは電流検出トランス７０９にて検出し、フィルタ回路により波形整形して得られた値と、上記波形テンプレート生成部から得られるテンプレート値１００５をコンパレータにより比較して、スイッチング素子に流れる電流量を１パルス毎に制御するよう構成している。
【００６２】
この結果、スイッチング電源部に流れる電流波形は９０２に習う形となり、装置電流は９０３のように、商用交流電圧に相似の波形となる。実施例１と同様、このまま波形のみで電圧フィードバックを行うと、スイッチング電源の出力電圧が大きなリップル電圧を有してしまうため、定着器の位相角制御信号に従ってスイッチング制御回路のゲインＧを、スイッチング電源の導通位相角に反比例させても良い。また、定着制御の導通位相角制御テーブル毎にゲインＧを設定しても同様の目的が達成できる。
【実施例３】
【００６３】
本発明第３の実施例について説明する。ここでは実施例１及び実施例２と重複する説明は省き、本実施例のみの部分を説明する。本実施例１及び２に示した電源制御は、波形を正弦波にするために１半波の期間のフィードバックを行うことができないため、原理的にスイッチング電源の出力リップル電圧が大きくなる要素を持っている。このためにスイッチング電源の出力コンデンサを大きく取る等、スイッチング電源の出力リップル電圧を小さくするための対策が必要になる。実施例１には、スイッチング電源の出力に導通位相角制御を適用することによりリップル電圧を小さくする例を挙げている。
【００６４】
画像形成装置の動作シーケンスすなわち搬送や画像形成にかかわる搬送モータ起動、スキャナモータ起動、ドラムモータ起動や高圧の印加、定着モータ起動、定着電力投入といった動作は全てＣＰＵにより制御されているため、モータ動作や高圧動作といった負荷変動が発生する少なくとも１半波前に、モータ動作時の負荷変動見積もりに応じたスイッチング出力を上昇しておくことにより、あらかじめ見込まれる負荷変動に対しての電源電圧の低下を補うことが可能となり、出力リップル電圧を小さく保つことが可能となる。
【実施例４】
【００６５】
本発明第４の実施例について説明する。図８に、本発明実施例４を最もよくあらわす図を示す。
【００６６】
ここでは重複する説明は省き、本実施例のみの部分を説明する。
【００６７】
図８において、８０１は画像形成装置の本体電源スイッチ、８０２はダイオードブリッジ、８０３はインダクタ、８０４はダイオード、８０５は電解コンデンサ、８０６はトランス、８０７はスイッチ素子、８０８は逆導通ダイオード、８０９、８１０は抵抗及びコンデンサであり、スイッチ素子８０７の両端に接続してスナバ回路を形成している。８１１は電流検出手段であり、カレントトランスや抵抗が用いられる。８１２は第２のスイッチ素子、８１３は第２のスイッチ素子両端に設けられた逆導通ダイオード、８１５、８１６は２次側整流ダイオード、８１７はチョークコイル、８１８は２次側電解コンデンサ、７１９は電圧検出回路であり、８２０、８２１は抵抗、８２３は３端子シャントレギュレータである。
【００６８】
８２４はフォトカプラＰＣ１のＬＥＤであり、８２２は抵抗である。８２０，８２１の抵抗で分圧された抵抗８２１の両端の電圧が３端子シリーズレギュレータ８１９内部にて設定される基準電圧となり、この電圧が目標値となるように８１９は抵抗８２１を介して電流を引き込む。この結果ＬＥＤ８２４に電流が流れ、ＬＥＤ８２４が発光する。
【００６９】
従って、ＤＣ出力電圧が基準値を超えるとＬＥＤ８２４が発光する事となる。ＬＥＤ８２４が発光するとフォトカプラＰＣ１のフォトトランジスタ側８２５が導通し、スイッチング制御回路はこの信号を受けて出力電圧を落とすようスイッチ素子８０７のスイッチングパルスを制御する。このような一連の動作により、スイッチング電源は出力電圧が一定に保たれるよう構成されている。一方でコンデンサ８０５はスイッチ素子８０７及びトランス８０６に、安定したＤＣ電源電圧を供給するために設けられており、本来この部分に流れる電流は、負荷変動によるコンデンサ端子間の電圧ドロップを補うものであるため、入力商用電源８００の電圧波形とは異なるものとなる。しかしながら、装置の負荷電力の増大に伴って、単純なコンデンサインプット型では大きなひずみ波を流してしまい、力率が悪化する。本実施例では入力商用電源電圧に沿った電流供給とするべく、力率改善回路（ＰＦＣ回路）としてアクティブフィルタを設けた例を説明する。
【００７０】
図８のフィルタコンデンサ８１４と、インダクタ８０３と、スイッチ素子８１２、逆導通ダイオード８１３、逆阻止ダイオード８０４、脈流化ＤＣ電圧波形を検出する電圧検出手段８２９と、電解コンデンサの電圧を検出する手段８２７、スイッチング制御回路８２４によりＰＦＣ回路が構成されている。モータ駆動などに伴ってＤＣ負荷が増大すると、先述した動作によりメインスイッチ制御回路が動作し、トランスに大きな電流を流す事となり、電解コンデンサ８０５の端子電圧が低下する。これを検知して、ＰＦＣスイッチ制御回路は、電解コンデンサ８０５の電圧を予め定められた電圧値となり、かつ、入力商用電源波形と相似の電流波形となるように第２のスイッチ素子を制御する。ＰＦＣ回路の発振を避けるためにＰＦＣ回路のフィードバックの応答時間を４０ｍｓ〜３００ｍｓ程度と長く取るのが良い。先述したゼロクロス検知回路の検知パルスのタイミングでのみフィードバックをかけるよう構成することで、ゼロクロス周期で第２のスイッチ素子８１２のスイッチング出力を変更する事が可能となる。また、定着駆動パルスにより第２のスイッチ素子８１２のスイッチング出力を、ゼロクロスパルスを受けてからの値から定着部電流を引いた出力に対応する値とすることで、装置全体の電流を入力電圧に比例した波形に保つことが可能となる。
【００７１】
この結果、負荷変動に伴う入力商用電源からの電流変動を、ＤＣ出力電圧のリップルに影響を与えることなく、入力交流電圧１周期毎に変動させることが可能となる。この結果、より高調波や端子雑音の少ない装置を構成する事が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００７２】
【図１】本実施例１を最もよくあらわす図
【図２】定着駆動回路をあらわす図
【図３】ゼロクロス検出回路の一例をあわらす図
【図４】ＯＮ時間、ＯＦＦ時間制御回路をあらわす図
【図５】本発明の第１の他の構成例をあらわす図
【図６】本発明の第１の他の構成例をあらわす図
【図７】本発明の第３の実施例を最もよくあらわす図
【図８】本発明の第４の実施例を最もよくあらわす図
【図９】本発明の第１の波形説明図
【図１０】本発明の第２の波形説明図
【符号の説明】
【００７３】
１０１  電源スイッチ
１０２  ダイオードブリッジ
１０３  インダクタ
１０４  コンデンサ
１０５  トランス
１０６  スイッチング素子
１０７  逆導通ダイオード
１０８  共振コンデンサ
１０９  電流検出トランス
１１０  整流ダイオード
１１１  コンデンサ
【図１】
2007047559.tif 000003
【図２】
2007047559.tif 000004
【図３】
2007047559.tif 000005
【図４】
2007047559.tif 000006
【図５】
2007047559.tif 000007
【図６】
2007047559.tif 000008
【図７】
2007047559.tif 000009
【図８】
2007047559.tif 000010
【図９】
2007047559.tif 000011
【図１０】
2007047559.tif 000012