(57)【要約】【課題】簡単な構成で高出力電圧、高力率を維持しながら高調波の抑制を可能とする大容量直流電源装置を提供する。【解決手段】交流電源１と、ブリッジ整流回路８と、平滑コンデンサ９と、複数のリアクタ２、３と、リアクタ２、３の接続点と直流出力端子間に双方向スイッチ１１を介して接続されたコンデンサ１２と、ブリッジ整流回路８の交流入力端子と直流出力端子間に双方向スイッチ１３を介して接続されたコンデンサ１４と、リアクタ２、３の接続点とブリッジ整流回路８の交流入力端子間に接続された双方向スイッチ１５と、交流電源１のゼロクロスを検出するゼロクロス検出手段１６と、直流電圧検出手段１８と、ゼロクロス検出手段１６と直流電圧検出手段１８の出力に基づき双方向スイッチ１１、１３を駆動する双方向スイッチ制御手段１７を備えたことにより、出力量に応じて３つの双方向スイッチを切り替えることで、直流出力電圧、力率の低下を回避できる。【選択図】図１
2007244021.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源と、前記交流電源からの交流を全波整流する４個のダイオードで形成されたブリッジ整流回路と、前記ブリッジ整流回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、前記交流電源と前記ブリッジ整流回路の交流入力端子との間に直列に接続された複数のリアクタと、前記複数のリアクタどうしの接続点と直流出力端子との間に第１の双方向スイッチを介して接続された第１のコンデンサと、前記ブリッジ整流回路の交流入力端子と直流出力端子との間に第２の双方向スイッチを介して接続された第２のコンデンサと、前記複数のリアクタどうしの接続点と前記ブリッジ整流回路の交流入力端子との間の接続を開閉する第３の双方向スイッチと、前記交流電源の電圧のゼロ点を検出するゼロクロス検出手段と、前記平滑コンデンサの両端の電圧を検出する直流電圧検出手段と、前記ゼロクロス検出手段と前記直流電圧検出手段の出力に基づき前記第１の双方向スイッチと前記第２の双方向スイッチを駆動する双方向スイッチ制御手段を備えたことを特徴とする直流電源装置。
【請求項２】
複数のリアクタは、第１の双方向スイッチの接続点より交流電源側にあるリアクタのインダクタンスの合計値が他方にあるリアクタのインダクタンスの合計値より小さくなるようにそれぞれインダクタンスが設定された請求項１に記載の直流電源装置。
【請求項３】
第３の双方向スイッチは、第１の双方向スイッチが動作して第２の双方向スイッチがオフの時は閉とする請求項１または２に記載の直流電源装置。
【請求項４】
第３の双方向スイッチは、複数のリアクタに流れる電流がゼロになった時点で開とする請求項１または２に記載の直流電源装置。
【請求項５】
スナバ抵抗とスナバコンデンサで形成されるスナバ回路と、前記スナバ回路と第４の双方向スイッチが直列に接続された回路が、第３の双方向スイッチに並列に構成された請求項１または２に記載の直流電源装置。
【請求項６】
第３の双方向スイッチは、交流電源のゼロクロス点から所定の時間経過後に開とする請求項１または２に記載の直流電源装置。
【請求項７】
第３の双方向スイッチがトライアックで構成された請求項１または２に記載の直流電源装置。
【請求項８】
交流電源から供給される入力電流が第１の所定値を超えると第３の双方向スイッチを閉とし、前記入力電流が前記第１の所定値より小さい第２の所定値を下回ると前期第２の双方向スイッチを開とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の直流電源装置。
【請求項９】
第３の双方向スイッチを閉とする時に、同時に第１の双方向スイッチあるいは第２の双方向スイッチを開とする請求項１〜８いずれか１項に記載の直流電源装置。
【請求項１０】
複数のリアクタのうち、交流電源側のリアクタに可飽和特性を持たせたことを特徴とする請求項１〜９のいずれか１項に記載の直流電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ブリッジ整流回路を利用した整流方式を用い、装置、システム等に高力率、低ひずみで電力を供給する直流電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
高力率で高調波を抑制した低ひずみを実現する従来の直流電源装置として、全波整流回路にコンデンサを付加した装置が考案されている（例えば、特許文献１参照）。図９は、特許文献１に記載された従来の直流電源装置を示すものである。図９に示すように、交流電源１と、ダイオード４〜７より構成されたブリッジ整流回路８と、平滑コンデンサ９と、リアクタ２と、双方向スイッチ１１と、コンデンサ１２と、ゼロクロス検出手段１６と、双方向スイッチ駆動信号生成手段２４と、双方向スイッチ駆動手段２５から構成されている。図１０は前記従来の直流電源装置の各部動作波形である。同図を用いてその動作を説明する。
【０００３】
交流電圧の正の半周期において、そのゼロクロス点から△ｄだけ遅らせて双方向スイッチ１１がオンされると、交流電源１−リアクタ２−ダイオード４−平滑コンデンサ９−双方向スイッチ１１−コンデンサ１２−交流電源１の経路で直列共振電流が流れ、コンデンサ１２の電荷が平滑コンデンサ９へ放電される。双方向スイッチ１１のオンから△ｔ後に双方向スイッチ１１をオフすると、リアクタ２に流れる電流はダイオード４、７を通って通常の全波整流動作として継続される。次に交流電圧の負の半周期において、そのゼロクロス点から△ｄだけ遅らせて双方向スイッチ１１がオンされると、交流電源１−コンデンサ１２−双方向スイッチ１１−ダイオード５−リアクタ２−交流電源１の経路でコンデンサ１２に充電電流が流れる。さらに△ｔ後に双方向スイッチ１１をオフすると、リアクタ２に流れる電流はダイオード６、５を通って通常の全波整流動作として継続される。
【０００４】
以上の構成、動作において、リアクタ２のインダクタンス、コンデンサ１２の静電容量を適当に選定し、前記△ｄ、△ｔを負荷に応じて適当に設定することにより高調波を抑制しながら高力率を実現するともに、リアクタ２とコンデンサ１２の昇圧作用により直流出力電圧を制御することができるというものである。
【特許文献１】特開２００２−２２３５７１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、前記のような従来の直流電源装置では、比較的小容量の直流電源装置では良好な特性を有するが、電源を大容量化しようとすると直流出力電圧および力率が低下してしまうという課題を有していた。特にＩＥＣ高調波規制をクリアする大容量電源を実現するためにはリアクタ２のインダクタンスを大きくする必要があり、その結果リアクタ２による電圧降下が大きくなって直流出力電圧が低下するとともに、入力電流と電源電圧の位相のずれが増大することにより力率が低下するという課題を有していた。
【０００６】
本発明の直流電源装置は、前記のような従来の課題を解決するものであり、大出力時も直流出力電圧および力率の低下を抑制できる直流電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記課題を解決するために本発明の直流電源装置は、複数のリアクタと単相全波整流回路を構成するブリッジ整流回路を備え、複数のリアクタどうしの接続点と直流出力端子との間に第１の双方向スイッチを介して接続された第１のコンデンサと、ブリッジ整流回路
の交流入力端子と直流出力端子との間に第２の双方向スイッチを介して接続された第２のコンデンサと、複数のリアクタの中間接続点とブリッジ整流回路の交流入力端子との間に接続された第３の双方向スイッチを備えたものである。
【０００８】
これによって、大出力時に第３の双方向スイッチを閉とすることによりリアクタのインダクタンスを低減した場合に相当する回路動作となり、さらに第１のコンデンサの静電容量を第２のコンデンサの静電容量より大きく設定し、直流電源装置の出力量によって第１の双方向スイッチあるいは第２の双方向スイッチどちらか一方のみを制御するように設定することによって、リアクタによる電圧降下、電流位相のずれが抑制されるため、小〜大出力時において出力電圧および力率の低下を抑制できることとなる。
【発明の効果】
【０００９】
本発明の直流電源装置は、出力電圧制御を行ないながら、大出力時にも直流出力電圧および力率の低下を抑制することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
第１の発明は、交流電源と、前記交流電源からの交流を全波整流する４個のダイオードで形成されたブリッジ整流回路と、前記ブリッジ整流回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、前記交流電源と前記ブリッジ整流回路の交流入力端子との間に直列に接続された複数のリアクタと、前記複数のリアクタどうしの接続点と直流出力端子との間に第１の双方向スイッチを介して接続された第１のコンデンサと、前記ブリッジ整流回路の交流入力端子と直流出力端子との間に第２の双方向スイッチを介して接続された第２のコンデンサと、前記複数のリアクタどうしの接続点と前記ブリッジ整流回路の交流入力端子との間の接続を開閉する第３の双方向スイッチと、前記交流電源の電圧のゼロ点を検出するゼロクロス検出手段と、前記平滑コンデンサの両端の電圧を検出する直流電圧検出手段と、前記ゼロクロス検出手段と前記直流電圧検出手段の出力に基づき前記第１の双方向スイッチと前記第２の双方向スイッチを駆動する双方向スイッチ制御手段を備えたことにより、前記第１の双方向スイッチ、前記第２の双方向スイッチ、前記第３の双方向スイッチを切り替えることで、小〜大出力時において直流出力電圧および力率低下を抑制することができる。
【００１１】
第２の発明は、特に、第１の発明の複数のリアクタを、第１の双方向スイッチの接続点より交流電源側にあるリアクタのインダクタンスの合計値が他方にあるリアクタのインダクタンスの合計値より小さくなるようにそれぞれインダクタンスを設定するように構成した直流電源装置であり、他方にあるリアクタのインダクタンス値を大きく設定することにより、第１の双方向スイッチの接続点より交流電源側にあるリアクタのインダクタンスを小型化することができる。
【００１２】
第３の発明は、特に、第１の発明あるいは第２の発明の第３の双方向スイッチを、第１の双方向スイッチが動作して第２の双方向スイッチがオフの時は閉とするように構成した直流電源装置であり、力率の低下を抑制することができる。
【００１３】
第４の発明は、特に、第１の発明あるいは第２の発明の第３の双方向スイッチを、第１の双方向スイッチの接続点よりブリッジ整流回路側にあるリアクタに流れる電流がゼロになった時点で開とするように構成した直流電源装置であり、複数のリアクタに流れる電流が急変することによる電圧サージの発生を回避することができる。
【００１４】
第５の発明は、特に、第１の発明あるいは第２の発明の第３の双方向スイッチに並列にスナバ抵抗とスナバコンデンサが直列に接続されたスナバ回路に直列に第４の双方向スイッチが接続された直流電源装置であり、第１の双方向スイッチの接続点よりブリッジ整流回路側にあるリアクタから発生する電圧サージを回避することができる。
【００１５】
第６の発明は、特に、第１の発明あるいは第２の発明の第３の双方向スイッチを、交流電源の電圧のゼロクロス点から第３の双方向スイッチに電流がゼロになるまでの所定の時間経過後にオフするように構成した直流電源装置であり、複数のリアクタの電流急変によるサージ電圧発生を回避できることができる。
【００１６】
第７の発明は、特に、第１の発明あるいは第２の発明の第３の双方向スイッチを、トライアックで構成した直流電源装置であり、複数のリアクタのサージ電圧発生を回避できるため、第３の双方向スイッチの制御性を向上することができる。
【００１７】
第８の発明は、特に、第１の発明あるいは第２の発明の第３の双方向スイッチを、交流電源から供給される入力電流が第１の所定値を超えると閉とし、前記入力電流が前記第１の所定値より小さい第２の所定値を下回ると開とするように構成した直流電源装置であり、負荷の大小を前記入力電流で判定し、負荷の大きい時は第３の双方向スイッチをオンすることにより直流出力電圧と力率の低下を回避することができる。
【００１８】
第９の発明は、特に、第１の発明あるいは第２の発明の第３の双方向スイッチを、開とする時に、同時に第１の双方向スイッチあるいは第２の双方向スイッチを開とするように構成した直流電源装置であり、直流出力電圧の急上昇を回避することができる。
【００１９】
第１０の発明は、特に、第１〜第９の発明の第１の双方向スイッチの接続点より交流電源側にあるリアクタを、可飽和特性を持たした直流電源装置であり、第１の双方向スイッチの接続点より交流電源側にあるリアクタの小型化が可能である。
【００２０】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【００２１】
（実施の形態１）
図１において、ブリッジ整流回路８は４個のダイオード４〜７を単相全波整流回路を形成するように接続された構成となっている。リアクタ２に加えてリアクタ３がリアクタ２と直列に、かつコンデンサ１２とコンデンサ１４が接続されている交流ラインに挿入されている。そしてリアクタ２、３の接続点と直流出力端子との間に第１の双方向スイッチ１１と第１のコンデンサ１２介して接続され、リアクタ２、３の接続点とリアクタ３と第２の双方向スイッチ１３の接続点間が第３の双方向スイッチ１５を介して接続されている。リアクタ２、３のインダクタンスおよび第１のコンデンサ１２と第２のコンデンサの静電容量は第１の双方向スイッチ１１と第２の双方向スイッチ１３を以下の動作説明のごとく出力に応じて適切にオン、オフさせた時に、入力電流の高調波がＩＥＣ高調波規制をクリアするような値にあらかじめ設定されている。また、リアクタ２のインダクタンスはリアクタ３のインダクタンスより小さい値に設定され、さらに第１のコンデンサ１１は第２のコンデンサ１４より大きく設定されている。
【００２２】
以上の構成において図１の回路動作を説明する。まず、出力が比較的小さい領域においては、第３の双方向スイッチ１５はオフとし、第１の双方向スイッチ１１はオフとし、第２の双方向スイッチは従来の直流電源装置と同様の動作を行なう。この時は図２に示した通り、第２の双方向スイッチ１３のオン時間は比較的短く、第２のコンデンサ１４の電圧Ｖｃも変動分が少なく直流バイアスされた状態となる。出力が大きくなるにつれて高調波の抑制と直流出力電圧の維持のために、図２の△ｄを減少し、かつ△ｔを増加してゆく。さらに出力が大きくなると△ｄ＝０とし、電圧のゼロクロスから第２の双方向スイッチ１３をオンさせることとなる。また、出力の増加に伴ない第２のコンデンサ１４の電圧Ｖｃの変動幅が大きくなり、やがてゼロと直流出力電圧Ｖｏとの間で変動することとなる。
【００２３】
図２（ａ），（ｂ）は第３の双方向スイッチ１５を依然としてオフに保った状態で比較的大出力を出した時の各部動作波形例で、電源電圧を２３０Ｖ、５０Ｈｚ、リアクタ８のインダクタンスを５ｍＨ、リアクタ９のインダクタンスを１３ｍＨ、平滑コンデンサ７の静電容量を３３００μＦ、第２のコンデンサ１４の静電容量を１００μＦとし、入力電力が３．５ｋＷの時のものである。この動作点では直流出力電圧が約２７０Ｖ、力率が９６％と良好な特性を有している。また、入力電流の高調波も図２（ｃ）に示す通り、ＩＥＣ高調波規制値１９を下回っている。
【００２４】
この状態でさらに負荷を増大して、入力電力が５．０ｋＷになった時の入力電流ＩＬ８と直流出力電圧Ｖｏを図３（ａ）に示す。この動作点では直流出力電圧が約２００Ｖと大幅に低下しており、例えばこの電源装置をＤＣモータ駆動電源として用いる場合に所望のモータ最高回転数が得られない等、電源装置の用途によって支障が生じることが考えられる。また、入力電流ＩＬ８は電源電圧Ｖｉと大きく位相がずれており、その結果力率は約７９％と大幅に低下してしまう。従って従来の回路構成では実用上はもっと小さい出力範囲に抑制されてしまい、出力の拡大ができないという課題を招く。
【００２５】
ここで電圧のゼロクロス点で第３の双方向スイッチ１５をオンにすると、リアクタ３にはほとんど電流が流れず、リアクタ３がバイパスされるような動作となり、見かけ上リアクタのインダクタンスが減少した状態となる。この動作の詳細を図１および図３（ｂ）、（ｃ）を用いて説明する。まず交流電源１の正の半周期において第２の双方向スイッチ１３がオンされると、交流電源１−リアクタ２−第３の双方向スイッチ１５−第２の双方向スイッチ１３−第２のコンデンサ１４−ダイオード７−交流電源１の経路で第２のコンデンサ１４に充電電流が流れる。次に第２の双方向スイッチ１３がオフされると、交流電源１−リアクタ２−第３の双方向スイッチ１５−ダイオード４−平滑コンデンサ９−ダイオード７−交流電源１の電流経路が形成され、交流電源１から流れる電流の大半がこの経路を通ることとなる。これにより交流電源１から流れる電流の大半は第３の双方向スイッチ１５を経由し、リアクタ３を経由して流れる電流はごく僅かな値となる（図３（ｃ）参照）。
【００２６】
交流電源１の負の半周期において第２の双方向スイッチ１３がオンされると、交流電源１−ダイオード６−平滑コンデンサ９−第２のコンデンサ１４−第２の双方向スイッチ１３−第３の双方向スイッチ１５−リアクタ２−交流電源１の経路で第２のコンデンサ１４の電荷が平滑コンデンサ９に放電される。次に第２の双方向スイッチ１３がオフされると交流電源１−ダイオード６−平滑コンデンサ９−ダイオード５−第３の双方向スイッチ１５−リアクタ２−交流電源１の電流経路が形成され、交流電源１から流れる電流の大半がこの経路を通ることとなる。これにより交流電源１から流れる電流の大半は第３の双方向スイッチ１５を経由し、リアクタ３を経由して流れる電流はごく僅かな値となる（図３（ｃ）参照）。
【００２７】
以上の動作により、リアクタ２の電流波形は図３に示すＩＬ８、リアクタ３の電流はＩＬ９のようになり、第３の双方向スイッチ１５の電流はリアクタ２の電流波形とほぼ同一になる。ここでリアクタ３の電流は前述の通り、第３の双方向スイッチ１５の導通時にはごく僅かな値となる。このことは第３の双方向スイッチ１５をオンにすることによりリアクタ３がバイパスされ、そのインダクタンス成分の作用がほとんど無くなったことを意味し、その結果図３（ｂ）の波形に示すように出力電圧Ｖｏは約２７０Ｖと高い値を維持している。また、電源電圧Ｖｉと入力電流ＩＬ８の位相のずれもないため、力率も約９５％と高い値を実現している。
【００２８】
次に、出力がさらに大きい領域においては、第３の双方向スイッチ１５はオンのままで
、第２の双方向スイッチ１３をオフとし、第１の双方向スイッチ１１を従来の直流電源装置と同様の動作を行なう。第２のコンデンサ１４の静電容量が１００μＦに対し第１のコンデンサ１２の静電容量を４００μＦと大きく設定する。この時の動作の詳細は、第２の双方向スイッチの動作時と同等であるが、各モードで流れる第１のコンデンサの充放電電流は第２のコンデンサの時よりも大きくなるので、出力がより大きい領域でも出力電圧Ｖｏと力率を保つことができる。第２の双方向スイッチが動作時は、パルスを限界まで広げても高力率を維持しつつ６．０ｋＷを保つのが限界であったのに対して、第１の双方向スイッチが動作時は、図４に示すように入力電力が９．０ｋＷで出力電圧Ｖｏは約２７０Ｖと高い値を維持し、力率も約９５％と高い値を実現している。
【００２９】
また、第１の双方向スイッチ１１を動作しているときは、高出力電圧、高力率を維持しつつ入力電力を９．０ｋＷまで出力できるが、パルス幅を限界まで狭めても６．０ｋＷより低い電力を出力できない。つまり、中出力電力の領域では第３の双方向スイッチ１５はオン、第１の双方向スイッチ１１はオフ、第２の双方向スイッチを制御するモードに切り替えることが必要となる。
【００３０】
（実施の形態２）
実施の形態２では、実施の形態１のリアクタ２のインダクタンス値はリアクタ３のインダクタンス値より小さくなるようにインダクタンス値を設定する。本実施の形態１の回路構成では第３の双方向スイッチ１５がオフされる小〜中出力時には、リアクタ２、３はそのインダクタンスを加えた１個のリアクタと等価である。一方、第３の双方向スイッチ１５がオンされる大出力時は、前記の通りリアクタ３に流れる電流はごくわずかとなるため、リアクタ２に流れる電流に比べてリアクタ３に流れる電流は低く抑えられる。従がって、本実施例では前記の通りリアクタ２のインダクタンスを５ｍＨ、リアクタ３のインダクタンスをリアクタ２より大きい１３ｍＨとし、両リアクタのインダクタンス合計値１８ｍＨを確保している。このようにより電流の大きいリアクタ２のインダクタンスを低く、比較的電流の小さいリアクタ３のインダクタンスを大きく設定することにより、リアクタ２を小型化することが可能となる。
【００３１】
（実施の形態３）
実施の形態３では、実施の形態１の第１の双方向スイッチ１１が動作して第２の双方向スイッチ１３がオフの時は第３の双方向スイッチは閉とする。第１の双方向スイッチ１１が動作している時に第３の双方向スイッチ１５をオフすると、第１の双方向スイッチ１１の接続点はリアクタ２とリアクタ３の間になり、図５（ｂ）の波形に示すようにブリッジ整流回路８の交流入力端子に流れる電流が小さくなるので、第１のコンデンサ１２の充放電電流は図５（ｂ）に示すように歪な形に大きくなる。そのため、リアクタ２に流れる電流は図５（ａ）に示すようになり、力率も８２％と大幅に低下してしまう。そのため、第１の双方向スイッチ１１が動作している時は第３の双方向スイッチ１５はオンという制限を加えることで、力率が低くなるモードを防ぐことができる。
【００３２】
（実施の形態４）
実施の形態４では、実施の形態１の第３の双方向スイッチ１５はリアクタ３に流れる電流がゼロになった時点で開とする。直流電源装置に求められる出力が低くなってきた場合には、第３の双方向スイッチ１５の電流がゼロとなった時点で第３の双方向スイッチ１５がオフされる。この動作によりリアクタ２、３に流れる電流が急変することによる電圧サージの発生を回避することができる。
【００３３】
（実施の形態５）
図６は、本発明の第５の形態における直流電源装置の実施の形態１の第３の双方向スイッチ１５の構成図を示すものである。図６において、スナバ抵抗２１とスナバコンデンサ
２２が直列に接続されたスナバ回路２３に直列に第４の双方向スイッチ２０が接続されており、これらは第３の双方向スイッチ１５に並列に接続されている。直流電源装置に求められる出力が低くなってきた場合には、第３の双方向スイッチ１５がオフすると同時に第４の双方向スイッチ２０をオンする。第１の形態のリアクタ３と第３の双方向スイッチ１５に流れるループ電流がスナバ回路２３によって減衰され、ループ電流がゼロになった時点で第４の双方向スイッチ２０をオフする。この動作により電圧のゼロクロス点でなく任意の位相で第３の双方向スイッチ１５をオフしてもリアクタ３から発生する電圧サージを回避することができる。
【００３４】
（実施の形態６）
実施の形態６では実施の形態１の第３の双方向スイッチ１５を交流電源１の電圧のゼロクロス点から第３の双方向スイッチ１５の電流がゼロになるまでの所定の時間経過後にオフするようにしている。第３の双方向スイッチ１５に流れる電流は図３（ｂ）のＩＬ８とほぼ同一となり、交流半周期の後半にゼロとなる。その電流ゼロ期間に適切なタイミングを設定し、電圧のゼロクロス点からその設定したタイミングまでの所定時間経過後に第３の双方向スイッチ１５をオフするようにしている。電圧のゼロクロス点は第１の双方向スイッチ１１あるいは第２の双方向スイッチ１３の制御に必要なため既にその検出手段が設けられており、前記制御とすることで特に部品を追加することなく、簡単な制御で第３の双方向スイッチ１５の電流がゼロとなる区間でのオフが可能となり、リアクタ２、３の電流急変によるサージ電圧発生を回避できることとなる。
【００３５】
（実施の形態７）
実施の形態７では、実施の形態１における第３の双方向スイッチ１５がトライアックで構成されている。以上の構成により、第３の双方向スイッチ１５を任意のタイミングでオフしても、実際にはその電流がゼロになった時点でオフとなり、リアクタ２、３のサージ電圧発生を回避できるため、第３の双方向スイッチ１５の制御性が向上する。
【００３６】
（実施の形態８）
実施の形態８では、実施の形態１における第３の双方向スイッチ１５が交流電源１から供給される入力電流が第１の所定値を超えると第３の双方向スイッチ１５を閉とし、入力電流が第１の所定値より小さい第２の所定値を下回ると第３の双方向スイッチ１５を開とするように構成されている。図７に示すように比較的負荷が軽く第３の双方向スイッチ１５がオフの運転状態から、負荷が大きくなって入力電流ＩＬ８が増加し、第１の所定値を超えると第３の双方向スイッチ１５をオンする。そして再び負荷が軽くなり入力電流ＩＬ１０が第２の所定値を下回ると第３の双方向スイッチ１５をオフする。ここで第１の所定値は第２の所定値より大きい値に設定されている。また、第３の双方向スイッチ１５をオンする場合に、それと同時に第１の双方向スイッチ１１あるいは第２の双方向スイッチ１３をオフする。
【００３７】
以上の動作により、負荷の大小を入力電流ＩＬ８で判定し、負荷の大きい時には第３の双方向スイッチ１５をオンすることにより直流出力電圧と力率の低下が回避できる。また、第１の所定値は第２の所定値より大きく設定しているため、第３の双方向スイッチ１５のオンとオフを繰り返すハンチング現象を回避することができる。
【００３８】
（実施の形態９）
実施の形態９では、実施の形態１における第３の双方向スイッチを閉とする時に、同時に第１の双方向スイッチ１１あるいは第２の双方向スイッチ１３を開とする構成されている。第１の双方向スイッチ１１あるいは第２の双方向スイッチ１３のオンデューティを維持したままで第３の双方向スイッチ１５をオンすると、その瞬間に直流出力電圧が数１０Ｖ急上昇し、負荷の挙動に悪影響を与える場合が考えられるが、ここでは第３の双方向ス
イッチ１５をオンすると同時に第１の双方向スイッチ１１あるいは第２の双方向スイッチ１３をオフしているため、それぞれの昇圧、降圧作用が相殺され、直流出力電圧の急上昇を回避することができる。
【００３９】
（実施の形態１０）
実施の形態１０では、リアクタ２に可飽和特性を持たせ、図８に示すようにリアクタ２に流れる電流が所定値ＩＬｏより小さい時には５ｍＨを確保し、電流が所定値ＩＬｏより大きくなるとインダクタンスが減少するような特性としている。この特性を持たせることにより、小〜中電力領域では電源高調波を抑制するのに十分なインダクタンスを確保できるとともに、大電力領域ではインダクタンスが減少するため、リアクタ２での電圧降下、電流位相のずれが抑制され、大出力化にとって有利になる。また、リアクタ２に蓄積する最大エネルギーを小さくできるためリアクタ２の小型化が可能となる。
【産業上の利用可能性】
【００４０】
以上のように、本発明にかかる直流電源装置は、大出力時の高力率と出力電圧維持の両立が可能となるので、大出力のインバータエアコン等の用途にも適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００４１】
【図１】本発明の実施の形態１における直流電源装置の構成図
【図２】本発明の実施の形態１における直流電源装置の比較的大出力時の各部動作波形図および高調波成分とＩＥＣ高調波規制値の比較を示す説明図
【図３】（ａ）従来の直流電源装置の大出力時の入力電流と出力電圧を示す波形図（ｂ）、（ｃ）本発明の実施の形態１における直流電源装置の大出力時の各部動作波形図
【図４】本発明の実施の形態１における第１の双方向スイッチを制御している時の直流電源装置の大出力時の各部動作波形図
【図５】（ａ）、（ｂ）本発明の実施の形態４における直流電源装置の大出力時の各部動作波形図
【図６】本発明の実施の形態４における第３の双方向スイッチの構成図
【図７】本発明の実施の形態８における第３の双方向スイッチの動作説明図
【図８】本発明の実施の形態１０におけるリアクタ２の電流とインダクタンスの特性図
【図９】従来の直流電源装置の一例に係る構成図
【図１０】従来の直流電源装置の一例に係る各部動作波形および高調波成分と高調波規制国内ガイドラインとの比較を示す説明図
【符号の説明】
【００４２】
１  交流電源
２  第１のリアクタ
３  第２のリアクタ
４〜７  ダイオード
８  ブリッジ整流回路
９  平滑コンデンサ
１０  負荷
１１  第１の双方向スイッチ
１２  第１のコンデンサ
１３  第２の双方向スイッチ
１４  第２のコンデンサ
１５  第３の双方向スイッチ
１６  ゼロクロス検出手段
１７  双方向スイッチ制御手段
１８  直流電圧検出手段
１９  ＩＥＣ高調波規制値
２０  第４の双方向スイッチ
２１  スナバ抵抗
２２  スナバコンデンサ
２３  スナバ回路
２４  双方向スイッチ駆動信号生成手段
２５  双方向スイッチ駆動手段
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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