(57)【要約】【課題】  電力損失を節減しつつ、負荷が軽いときの出力電圧の不安定性を抑制し得るスイッチング電源装置を提供する。【解決手段】  負荷ＬＤ１が軽いために出力電圧Ｖｏ１が不安定となり、目標値２４Ｖを離れて所定値２７Ｖよりも高くなると、擬似負荷制御回路４の抵抗素子Ｒ１と抵抗素子Ｒ２との接続部の電位が、トランジスタＱ２のベース−エミッタ間の内蔵電位差よりも高くなる。その結果、擬似負荷回路５のトランジスタＱ２がオンすることにより、擬似負荷抵抗素子ＲＢ１に電流が流れる。また、出力電圧Ｖｏ１が別の所定値２１Ｖよりも低くなると、擬似負荷制御回路６の抵抗素子Ｒ３と抵抗素子Ｒ４との接続部の電位が、トランジスタＱ３のベース−エミッタ間の内蔵電位差よりも低くなる。その結果、擬似負荷回路８のトランジスタＱ４がオンすることにより、擬似負荷抵抗素子ＲＢ２に電流が流れる。【選択図】      図１
2007037250.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
パルス電流を生成し、当該パルス電流によりコンデンサを充電することにより出力電圧を生成する電圧生成回路と、
前記出力電圧が目標値に近接するよう前記パルス電流を調整するフィードバック回路と、
直列に接続された抵抗回路とスイッチング回路とを有し、前記出力電圧の正負の出力経路の間に介挿された擬似負荷回路と、
前記出力電圧が所定値を超えて前記目標値から離れると前記スイッチング回路をオンさせる擬似負荷制御回路と、を備えるスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記所定値は前記目標値よりも低く設定されており、
前記スイッチング電源装置は、
前記出力電圧が前記目標値よりも高い別の所定値を越えて高いときに前記スイッチング回路をオンさせる別の擬似負荷制御回路を更に備える請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記所定値は前記目標値よりも低く設定されており、
前記スイッチング電源装置は、
直列に接続された抵抗回路とスイッチング回路とを有し、前記正負の前記出力経路の間に介挿された別の擬似負荷回路と、
前記出力電圧が前記目標値よりも高い別の所定値を越えて高いときに前記別の擬似負荷回路のスイッチング回路をオンさせる別の擬似負荷制御回路と、を更に備える請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
パルス電流を生成し、当該パルス電流により第１コンデンサを充電することにより第１出力電圧を生成する第１電圧生成回路と、
前記第１出力電圧が目標値に近接するよう前記パルス電流を調整するフィードバック回路と、
Ｎを２以上の整数として、前記パルス電流により第２〜第Ｎコンデンサを充電することにより第２〜第Ｎ出力電圧をそれぞれ生成する第２〜第Ｎ電圧生成回路と、
各々が、直列に接続された抵抗回路とスイッチング回路とを有し、前記第１〜第Ｎ出力電圧の正負の出力経路のうちの少なくとも一対に介挿された少なくとも一つの擬似負荷回路と、
第２〜第Ｎ擬似負荷制御回路と、を備え、
２〜Ｎの範囲の整数である全てのｋについて、前記第ｋ擬似負荷制御回路は、前記第ｋ出力電圧がその目標値からその所定値を越えて離れると、前記少なくとも一つの擬似負荷回路の何れかのスイッチング回路をオンさせるスイッチング電源装置。
【請求項５】
２〜Ｎの範囲の整数である全てのｋについて、前記第ｋ擬似負荷制御回路は、前記第ｋ出力電圧がその目標値より高い所定値を越えて高くなると、前記少なくとも一つの擬似負荷回路の何れかのスイッチング回路をオンさせるものであり、
前記スイッチング電源装置は、
別の第２〜第Ｎ擬似負荷制御回路を更に備え、
２〜Ｎの範囲の整数である全てのｋについて、前記別の第ｋ擬似負荷制御回路は、前記第ｋ出力電圧がその目標値より低い別の所定値を越えて低くなると、前記少なくとも一つの擬似負荷回路の何れかのスイッチング回路をオンさせるものである、請求項４記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
前記スイッチング電源装置が備える擬似負荷制御回路は何れも、直列に接続された定電圧回路と別の抵抗回路とを有し、対応する出力電圧の正負の出力経路の間に介挿されており、前記別の抵抗回路の一端ないし内部の電位により、対応するスイッチング回路をオンオフさせる請求項１ないし５の何れかに記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、フィードバック回路を有するスイッチング電源装置に関し、特に電力損失を節減しつつ、負荷が軽いときの出力電圧の不安定性を抑制するための改良に関する。
【背景技術】
【０００２】
スイッチング電源装置は、パルス電流を生成し、当該パルス電流をインダクタ或いはトランスを介するなどして出力用コンデンサへ導くことにより当該出力用コンデンサを充電し、それにより直流の出力電圧を生成する電圧生成回路を主要部として備えた電源装置である。スイッチング電源装置では、トランジスタ等のスイッチング素子をオンオフ動作させることによって、パルス電流を生成することができるため、本来的に電力損失が少ないという利点がある。
【０００３】
また、スイッチング電源装置では、パルス電流の周波数は商用周波数よりも高い周波数に設定可能であるので、商用交流電源を入力電源とする場合に従来型の電源に必要とされたトランスに比べて、小型軽量のトランス或いはインダクタを設置すれば足りる。このため、スイッチング電源装置は、従来型の電源装置に比べて小型且つ軽量化し得るという利点をも有している。
【０００４】
また、スイッチング電源装置は、通常において、パルス電流のデューティ等を調整することにより出力電圧を目標値に収束ないし近接させるフィードバック回路を有している。このタイプのスイッチング電源装置では、電力損失を低く抑えつつ安定した出力電圧を得ることが可能となる。このため、フィードバック回路を有するスイッチング電源装置は、今や、各種の電子装置、電気装置に幅広く用いられている。
【０００５】
しかしながら、フィードバック回路を有するスイッチング電源装置は、負荷が軽いとき、すなわち負荷の抵抗値が大きく、それにより出力電流が小さいときには、本来安定であるべき出力電圧が不安定になる場合があるという問題点を有することが知られている。この問題点を解決するものとして、特許文献１は、擬似負荷を付加的に設置したスイッチング電源装置を開示している。
【０００６】
図６は、特許文献１が開示する従来装置の基本構成を示すブロック図である。この従来装置５０は、スイッチングレギュレータ５３、電流検出部５４、電流検出用抵抗素子Ｒ５１、擬似負荷抵抗素子Ｒ５２、及びスイッチ回路ＳＷを有している。スイッチングレギュレータ５３は、供給電源５１から電力の供給を受けることにより、負荷５２へ電力を出力する回路である。スイッチングレギュレータ５３は、負荷５２の変動に追随して、負荷５２へ出力する出力電圧を安定的に目標値へ近づけるフィードバック回路を内蔵している。
【０００７】
しかし、負荷５２が軽いときには、スイッチングレギュレータ５３の出力電圧が不安定となる場合がある。このため、電流検出部５４は、電流検出用抵抗素子Ｒ５１の電圧降下を通じて当該抵抗素子Ｒ５１を流れる入力電流を監視しており、当該入力電流が所定値を越えて小さくなると、出力電圧が不安定となるほどに出力電流が小さい領域に、装置の動作領域が接近しているものと判定し、スイッチ回路ＳＷをオンする。それにより、出力電圧の正負の出力経路に、擬似負荷抵抗素子Ｒ５２が直接に接続されることとなる。その結果、負荷５２に擬似負荷抵抗素子Ｒ５２の分だけ、新たな負荷が加わることになるので、その分、負荷が重くなり、出力電流がある程度以上に保持される。このようにして、従来装置５０は、負荷５２が軽いときにおいても出力電圧の安定性を維持するものとなっている。
【０００８】
しかしながら、この従来装置５０では、負荷５２が軽いときには、出力電圧の安定性がどのようであっても、スイッチ回路ＳＷは常時オン状態にあり、それにより擬似負荷抵抗素子Ｒ５２には電流が常時流れる。このため、従来装置５０では、負荷５２が軽いときの電力損失が大きいという問題点があった。また、従来装置５０は、負荷５２の状態の検出、言い換えると出力電流の検出のために、電流検出用抵抗素子Ｒ５１を流れる入力電流を検出するので、電流検出用抵抗素子Ｒ５１による電力損失が無視できないという問題点をも有していた。これらの電力損失は、スイッチング電源装置の利点を一定程度に減殺するものとなっていた。
【特許文献１】特開２０００−２６７７４４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
本発明は上記の問題点に鑑みてなされたもので、電力損失を節減しつつ、負荷が軽いときの出力電圧の不安定性を抑制し得るスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記課題を解決し上記目的を達成するために、本発明のうち第１の態様に係るものは、スイッチング電源装置であって、パルス電流を生成し、当該パルス電流によりコンデンサを充電することにより出力電圧を生成する電圧生成回路と、前記出力電圧が目標値に近接するよう前記パルス電流を調整するフィードバック回路と、直列に接続された抵抗回路とスイッチング回路とを有し前記出力電圧の正負の出力経路の間に介挿された擬似負荷回路と、前記出力電圧が所定値を超えて前記目標値から離れると前記スイッチング回路をオンさせる擬似負荷制御回路と、を備えるものである。
【００１１】
この構成によれば、出力電圧が所定値を越えるほどに目標値から離れると、スイッチング回路がオンし、それにより擬似負荷回路の抵抗回路を通じて正負の出力経路の間に電流が流れる。当該電流により出力電流が補充される。従って、負荷が軽いために出力電圧が不安定となることにより、出力電圧が所定値を越えて目標値から離れたとしても、出力電流が補充されることにより出力電圧が安定化される。それにより、所定値を越える出力電圧の変動が抑えられる。擬似負荷回路は、出力電圧が目標値の近傍にあるときには導通しないので、負荷が軽いときには擬似負荷回路が常時導通する従来装置に比して、電力損失が節減される。
【００１２】
なお、スイッチング回路とは、スイッチング機能を果たす回路であり、トランジスタそのもの、或いはトランジスタに当該トランジスタを駆動するための周辺回路を含めた回路はその例である。抵抗回路とは、単一の抵抗素子から成る回路、複数の抵抗素子が組み合わせて成る回路、又はそれらと同等の機能を果たす回路であり、最も簡素な例としては単一の抵抗素子そのものである。
【００１３】
本発明のうち第２の態様に係るものは、第１の態様に係るスイッチング電源装置であって、前記所定値が前記目標値よりも低く設定されており、前記スイッチング電源装置は、前記出力電圧が前記目標値よりも高い別の所定値を越えて高いときに前記スイッチング回路をオンさせる別の擬似負荷制御回路を更に備えるものである。
【００１４】
この構成によれば、出力電圧が所定値を越えて低いとき、及び別の所定値を越えて高いときに、スイッチング回路がオンすることにより、擬似負荷回路の抵抗回路に電流が流れる。従って、負荷が軽いために出力電圧が不安定となることにより、出力電圧が所定値を越えて下降したとき、及び別の所定値を越えて上昇したときの何れにおいても、出力電流が補充されることにより出力電圧が安定化される。それにより、双方の所定値を越える出力電圧の変動が抑えられる。擬似負荷回路は、出力電圧が目標値の近傍にあるときには導通しないので、負荷が軽いときには擬似負荷回路が常時導通する従来装置に比して、電力損失が節減される。また、双方の擬似負荷制御回路により、共通の擬似負荷回路が制御されるので、擬似負荷回路を個別に設ける形態に比して回路構成が簡略化される。
【００１５】
本発明のうち第３の態様に係るものは、第１の態様に係るスイッチング電源装置であって、前記所定値が前記目標値よりも低く設定されており、前記スイッチング電源装置は、直列に接続された抵抗回路とスイッチング回路とを有し前記正負の前記出力経路の間に介挿された別の擬似負荷回路と、前記出力電圧が前記目標値よりも高い別の所定値を越えて高いときに前記別の擬似負荷回路のスイッチング回路をオンさせる別の擬似負荷制御回路と、を更に備えるものである。
【００１６】
この構成によれば、出力電圧が所定値を越えて低いときに擬似負荷回路のスイッチング回路がオンすることにより、擬似負荷回路の抵抗回路に電流が流れる。また、出力電圧が別の所定値を越えて高いときに、別の擬似負荷回路のスイッチング回路がオンすることにより、別の擬似負荷回路の抵抗回路に電流が流れる。従って、負荷が軽いために出力電圧が不安定となることにより、出力電圧が所定値を越えて下降したとき、及び別の所定値を越えて上昇したときの何れにおいても、出力電流が補充されることにより出力電圧が安定化される。それにより、双方の所定値を越える出力電圧の変動が抑えられる。双方の擬似負荷回路は何れも、出力電圧が目標値近傍にあるときには導通しないので、負荷が軽いときには擬似負荷回路が常時導通する従来装置に比して、電力損失が節減される。また、双方の擬似負荷制御回路に対応して、擬似負荷回路が別個に設けられるので、出力電圧の上昇と下降とを抑えるのに適した出力電流の補充量を別個に定めることができる。
【００１７】
本発明のうち第４の態様に係るものは、スイッチング電源装置であって、パルス電流を生成し、当該パルス電流により第１コンデンサを充電することにより第１出力電圧を生成する第１電圧生成回路と、前記第１出力電圧が目標値に近接するよう前記パルス電流を調整するフィードバック回路と、Ｎを２以上の整数として、前記パルス電流により第２〜第Ｎコンデンサを充電することにより第２〜第Ｎ出力電圧をそれぞれ生成する第２〜第Ｎ電圧生成回路と、各々が、直列に接続された抵抗回路とスイッチング回路とを有し前記第１〜第Ｎ出力電圧の正負の出力経路のうちの少なくとも一対に介挿された少なくとも一つの擬似負荷回路と、第２〜第Ｎ擬似負荷制御回路と、を備えている。そして、２〜Ｎの範囲の整数である全てのｋについて、前記第ｋ擬似負荷制御回路は、前記第ｋ出力電圧がその目標値からその所定値を越えて離れると、前記少なくとも一つの擬似負荷回路の何れかのスイッチング回路をオンさせるものである。
【００１８】
この構成によれば、第２〜第Ｎ電圧生成回路が備わるので、複数の出力電圧を取り出すことのできる有用なスイッチング電源装置が得られる。更に、何れかの出力電圧が、その所定値を越えるほどにその目標値から離れると、何れかの擬似負荷回路のスイッチング回路がオンし、それにより当該擬似負荷回路の抵抗回路を通じて何れかの正負の出力経路の間に電流が流れる。当該電流により装置全体の出力電流が補充される。従って、負荷が軽いために何れかの出力電圧が不安定となることにより、当該出力電圧が所定値を越えて目標値から離れたとしても、装置全体の出力電流が補充されることにより何れの出力電圧も安定化される。それにより、各出力電圧の所定値を越える変動が抑えられる。擬似負荷回路は、何れの出力電圧もそれぞれの目標値の近傍にあるときには導通しないので、負荷が軽いときには擬似負荷回路が常時導通する従来装置に比して、電力損失が節減される。なお、スイッチング回路及び抵抗回路の意義は、上記の通りである。
【００１９】
本発明のうち第５の態様に係るものは、第４の態様に係るスイッチング電源装置であって、２〜Ｎの範囲の整数である全てのｋについて、前記第ｋ擬似負荷制御回路は、前記第ｋ出力電圧がその目標値より高い所定値を越えて高くなると、前記少なくとも一つの擬似負荷回路の何れかのスイッチング回路をオンさせるものである。そして、前記スイッチング電源装置は、別の第２〜第Ｎ擬似負荷制御回路を更に備えており、２〜Ｎの範囲の整数である全てのｋについて、前記別の第ｋ擬似負荷制御回路は、前記第ｋ出力電圧がその目標値より低い別の所定値を越えて低くなると、前記少なくとも一つの擬似負荷回路の何れかのスイッチング回路をオンさせるものである。
【００２０】
この構成によれば、何れかの出力電圧が、その所定値を越えて高いとき、及び別の所定値を越えて低いときに、何れかの擬似負荷回路のスイッチング回路がオンし、それにより当該擬似負荷回路の抵抗回路を通じて何れかの正負の出力経路の間に電流が流れる。従って、負荷が軽いために何れかの出力電圧が不安定となることにより、当該出力電圧が所定値を越えて上昇したとき、及び別の所定値を越えて下降したときの何れにおいても、装置全体の出力電流が補充されることにより何れの出力電圧も安定化される。それにより、各出力電圧の所定値及び別の所定値を越える変動が抑えられる。擬似負荷回路は、何れの出力電圧もそれぞれの目標値の近傍にあるときには導通しないので、負荷が軽いときには擬似負荷回路が常時導通する従来装置に比して、電力損失が節減される。
【００２１】
本発明のうち第６の態様に係るものは、第１ないし第５の何れかの態様に係るスイッチング電源装置であって、前記スイッチング電源装置が備える擬似負荷制御回路は何れも、直列に接続された定電圧回路と別の抵抗回路とを有し、対応する出力電圧の正負の出力経路の間に介挿されており、前記別の抵抗回路の一端ないし内部の電位により、対応するスイッチング回路をオンオフさせるものである。
【００２２】
この構成によれば、対応する出力電圧の変動が、定電圧回路を介して別の抵抗回路へ伝えられる。従って、当該別の抵抗回路の一端ないし内部の電位を、スイッチング回路をオンオフさせるのに適した高さに調整し得ると同時に、対応する出力電圧の変動に敏感に追随するものとすることができる。すなわち、対応する出力電圧の変動を感度よく捉えて、スイッチング回路をオンオフ動作させることが可能となる。また、擬似負荷制御回路を流れる電流は微小で足りるので、本構成による装置は、入力電流により抵抗器に生じる電圧降下を検出する従来装置に比べて、電力損失を更に節減することができる。
【００２３】
なお、スイッチング回路がバイポーラトランジスタである場合においては、スイッチング回路は直接にはベース電流によってオンオフ制御される。しかしこの場合においても、スイッチング回路は、間接的にはベース−エミッタ電圧の高さによって制御されるものである。本構成において「別の抵抗回路の一端ないし内部の電位によりスイッチング回路をオンオフさせる」とは、かかる間接的なオンオフ制御をも包含する。当該記載は更に、当該別の抵抗回路の一端ないし内部の電位が、後述する図１にトランジスタＱ３、抵抗素子Ｒ５及びＲ６を含む回路として例示するような信号伝達回路を通じて、図１にトランジスタＱ４として例示されるスイッチング素子を、間接的にオンオフ制御する形態をも包含する。
【発明の効果】
【００２４】
以上のように本発明によれば、電力損失を節減しつつ、負荷が軽いときの出力電圧の不安定性を抑制することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２５】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１によるスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。この装置１０１は、整流回路１、電圧生成回路２，フィードバック回路３、擬似負荷制御回路４，６、及び擬似負荷回路５，８を備えている。整流回路１は、商用交流電源ＡＣから交流入力端子Ｔ１，Ｔ２を通じて交流の電力の供給を受け、ブリッジ回路Ｄ１により交流を直流へ変換し、平滑コンデンサＣ１を充電する回路である。これにより平滑コンデンサＣ１には、直流電圧が保持される。
【００２６】
電圧生成回路２は、トランスＴＲ、トランジスタＱ１、ダイオードＤ２及び出力コンデンサＣ２を有している。トランスＴＲの一次巻線とトランジスタＱ１とは、直列接続されて、平滑コンデンサＣ１が接続される直流入力端子Ｔ３，Ｔ４に接続されている。トランジスタＱ１は、後述するスイッチング制御部ＳＣにより反復的にオンオフ制御されることによりパルス電流を生成する。それにより、トランスＴＲの一次巻線にはパルス電流が流れる。その結果、トランスＴＲの二次巻線には、当該二次巻線、ダイオードＤ２及び出力コンデンサＣ２を環流することにより出力コンデンサＣ２を充電する充電電流が励起される。スイッチング制御部ＳＣは、パルス電流のデューティを調整することにより、充電電流を調整する。
【００２７】
図１の例では、トランジスタＱ１はＭＯＳ型ＦＥＴであるが、トランジスタＱ１としてバイポーラトランジスタを含めたトランジスタ一般を用いることが可能であり、スイッチング素子一般に置き換えることも可能である。但し、トランジスタＱ１としてＭＯＳ型ＦＥＴを用いる場合には駆動負荷が軽くなるので、スイッチング制御部ＳＣの設計を容易化することができ、且つスイッチング制御部ＳＣの消費電力を低く抑えることができるという利点が得られる。
【００２８】
フィードバック回路３は、スイッチング制御部ＳＣ及び分割抵抗素子Ｒ７，Ｒ８を有している。分割抵抗素子Ｒ７，Ｒ８は、出力コンデンサＣ２と出力端子Ｔ５、Ｔ７とを接続する正負の出力経路Ｗ１，Ｗ３の間に介挿されている。それにより分割抵抗素子Ｒ７，Ｒ８は、出力コンデンサＣ２の充電電圧、すなわち出力電圧Ｖｏ１を、分圧してスイッチング制御部ＳＣへ伝える。スイッチング制御部ＳＣは、出力端子Ｔ５，Ｔ７に接続される負荷ＬＤ１の重さに変動があっても出力電圧Ｖｏ１が目標値に収束するように、トランジスタＱ１のオンオフ動作のデューティを調整する。出力電圧Ｖｏ１の目標値は、一例として２４Ｖであるものとする。
【００２９】
上記の通り、フィードバック回路３は、負荷ＬＤ１の変動によらずに出力電圧Ｖｏ１を目標値に収束させるべく機能するものであるが、その本来的な動作原理から、出力電流Ｉｏ１が微小となるほどに負荷ＬＤ１が軽いときには、出力電圧Ｖｏ１が不安定となる場合がある。このため、後述するように、装置１０１は、負荷ＬＤ１が軽いときに出力電圧Ｖｏ１を安定化させるための回路を別途備えている。
【００３０】
なお、フィードバック回路３には、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ；パルス幅変調）等の周知の制御アルゴリズムを採用可能である。また、フィードバック回路３は、トランスＴＲの一次側と二次側とを電気的に絶縁するために、フォトカプラ、電磁結合素子等の電気的絶縁を保持しつつ信号を伝達する機構を内蔵している。このようなフィードバック回路３の構造は周知であるので、その詳細な説明を略する。
【００３１】
擬似負荷回路５は、出力経路Ｗ１，Ｗ３に接続される擬似負荷抵抗素子ＲＢ１とトランジスタＱ２との直列接続回路を有している。従って、トランジスタＱ２がオンすると、出力経路Ｗ１，Ｗ３には、擬似負荷抵抗素子ＲＢ１が直接に接続される。同様に、擬似負荷回路８は、出力経路Ｗ１，Ｗ３に接続される擬似負荷抵抗素子ＲＢ２とトランジスタＱ４との直列接続回路を有している。従って、トランジスタＱ４がオンすると、出力経路Ｗ１，Ｗ３には、擬似負荷抵抗素子ＲＢ２が直接に接続される。
【００３２】
擬似負荷制御回路４は、出力経路Ｗ１，Ｗ３に接続されるツェナーダイオードＺＤ１と分割抵抗素子Ｒ１，Ｒ２との直列接続回路を有している。抵抗素子Ｒ１と抵抗素子Ｒ２との接続部は、トランジスタＱ２のベース電極に接続されている。ツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧は、一例として２６Ｖに設定されるものとする。
【００３３】
出力電圧Ｖｏ１が目標値２４Ｖの付近に安定しているときには、ツェナーダイオードＺＤ１はオフするので、ＮＰＮバイポーラトランジスタであるトランジスタＱ２のベース−エミッタ電圧は０Ｖとなる。このとき、トランジスタＱ２はオフするので、擬似負荷抵抗素子ＲＢ１には電流は流れない。
【００３４】
一方、出力電流Ｉｏ１が微小となるほどに負荷ＬＤ１が軽くなることにより、出力電圧Ｖｏ１が不安定となり、２６Ｖを越えて高くなると、ツェナーダイオードＺＤ１がオンする。出力電圧Ｖｏ１が更に高くなり、それによって分割抵抗素子Ｒ１，Ｒ２による分割電位、すなわち抵抗素子Ｒ１と抵抗素子Ｒ２との接続部の電位が、トランジスタＱ２のベース−エミッタ間の内蔵電位差（シリコントランジスタであれば約０．７Ｖ）を越えて高くなると、トランジスタＱ２がオンする。このときトランジスタＱ２を飽和状態とするのに十分なベース電流を供給可能なように、分割抵抗素子Ｒ１，Ｒ２の抵抗値が設定されている。
【００３５】
トランジスタＱ２がオンする結果、擬似負荷抵抗素子ＲＢ１に出力電流Ｉｏ１が分流する。すなわち、出力経路Ｗ１，Ｗ３に負荷ＬＤ１以外に擬似負荷抵抗素子ＲＢ１が新たな負荷として加わる。それにより、出力電圧Ｖｏ１が不安定となるほどに不足した出力電流Ｉｏ１が補充される。その結果、出力電圧Ｖｏ１の不安定性が解消されるので、出力電圧Ｖｏ１のそれ以上の上昇が抑制される。
【００３６】
擬似負荷制御回路６は、擬似負荷制御回路４と同様に、出力経路Ｗ１，Ｗ３に接続されるツェナーダイオードＺＤ２と分割抵抗素子Ｒ３，Ｒ４との直列接続回路を有している。また、擬似負荷制御回路６は、擬似負荷制御回路４とは異なり、信号伝達回路７を更に有している。抵抗素子Ｒ３と抵抗素子Ｒ４との接続部は、信号伝達回路７を介してトランジスタＱ４のベース電極に接続されている。ツェナーダイオードＺＤ２のツェナー電圧は、一例として２０Ｖに設定されるものとする。
【００３７】
信号伝達回路７は、トランジスタＱ３及び出力経路Ｗ１，Ｗ３に接続される分割抵抗素子Ｒ５，Ｒ６を有している。ＮＰＮバイポーラトランジスタであるトランジスタＱ３のベース電極は抵抗素子Ｒ３と抵抗素子Ｒ４との接続部に接続され、コレクタ電極は抵抗素子Ｒ５と抵抗素子Ｒ６の接続部に接続されている。また、抵抗素子Ｒ５と抵抗素子Ｒ６の接続部は、ＮＰＮバイポーラトランジスタであるトランジスタＱ４のベース電極に接続されている。
【００３８】
トランジスタＱ３がオンするときには、トランジスタＱ３が十分に飽和状態となり得るように抵抗素子Ｒ５の値が設定される。一方、トランジスタＱ３がオフしているときには、抵抗素子Ｒ５と抵抗素子Ｒ６との接続部の電位がトランジスタＱ４のベース−エミッタ間の内蔵電位差を越えて高くなり、且つトランジスタＱ４を飽和状態とするのに十分なベース電流を供給可能となるように、分割抵抗素子Ｒ５，Ｒ６の抵抗値が設定されている。その結果、トランジスタＱ３がオンするとトランジスタＱ４がオフし、トランジスタＱ３がオフするとトランジスタＱ４がオンする。すなわち、信号伝達回路７は、二値信号を反転して伝達するインバータとして機能する。
【００３９】
出力電圧Ｖｏ１が目標値２４Ｖの付近に安定しているときには、ツェナーダイオードＺＤ２はオンしている。このとき、分割抵抗素子Ｒ３，Ｒ４による分割電位、すなわち抵抗素子Ｒ３と抵抗素子Ｒ４との接続部の電位が、トランジスタＱ３のベース−エミッタ間の内蔵電位差を越えて高くなり、且つトランジスタＱ３を飽和させるに十分なベース電流を供給し得るように、分割抵抗素子Ｒ３，Ｒ４の抵抗値が設定されている。従って、出力電圧Ｖｏ１が目標値２４Ｖの付近に安定しているときには、トランジスタＱ３はオン状態にある。このとき、トランジスタＱ４のベース−エミッタ電圧が略０Ｖになるので、トランジスタＱ４はオフ状態にある。
【００４０】
一方、出力電流Ｉｏ１が微小となるほどに負荷ＬＤ１が軽くなることにより、出力電圧Ｖｏ１が不安定となり、２０Ｖ付近にまで降下し、それによって抵抗素子Ｒ３と抵抗素子Ｒ４との接続部の電位が、トランジスタＱ３のベース−エミッタ間の内蔵電位差を越えて低くなると、トランジスタＱ３がオフする。その結果、トランジスタＱ４がオンするので、擬似負荷抵抗素子ＲＢ２に出力電流Ｉｏ１が分流する。すなわち、出力経路Ｗ１，Ｗ３に負荷ＬＤ１以外に擬似負荷抵抗素子ＲＢ２が新たな負荷として加わる。それにより、出力電圧Ｖｏ１が不安定となるほどに不足した出力電流Ｉｏ１が補充される。その結果、出力電圧Ｖｏ１の不安定性が解消されるので、出力電圧Ｖｏ１のそれ以上の下降が抑制される。
【００４１】
図２は、装置１０１の動作を説明するグラフである。図２（ａ）の二つの曲線１１，１２は、擬似負荷回路５，８がない場合に変動する出力電圧Ｖｏ１の上限値と下限値とを示している。また、図２（ｂ）の曲線１３は、擬似負荷回路５，８がない場合の出力電圧Ｖｏ１の変動の様子を例示している。一方、図２（ｃ）は、擬似負荷回路５，８が設けられた装置１０１において、出力電流Ｉｏ１が十分に低いときに出力電圧Ｖｏ１が時間と共に変動する様子を例示している。なお、図２では、後の説明の都合上、出力電流Ｉｏ１は、Ｉｏと記している。
【００４２】
図２（ａ）及び図２（ｂ）が示すように、擬似負荷回路５，８がない場合であっても、出力電流Ｉｏ１がある程度以上に大きいときには、出力電圧Ｖｏ１は、目標値Ｖｓ付近に安定する。一方、出力電流Ｉｏ１がある程度以下にまで小さくなると、出力電圧Ｖｏ１に変動が現れ、出力電流Ｉｏ１が小さくなるほど、変動が大きくなる。
【００４３】
装置１０１には擬似負荷回路５，８が備わるので、出力電圧Ｖｏ１は、目標値Ｖｓよりも高い所定値Ｖｍａｘと目標値Ｖｓよりも低い所定値Ｖｍｉｎを越えて変動することはなく、これらの所定値ＶｍａｘとＶｍｉｎの間に引き留められる。所定値Ｖｍａｘは、トランジスタＱ２がオンするときの出力電圧Ｖｏ１であるので、ツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧２６Ｖよりも幾分高い、例えば２７Ｖである。所定値Ｖｍｉｎは、トランジスタＱ４がオンするときの出力電圧Ｖｏ１であるので、ツェナーダイオードＺＤ２のツェナー電圧２０Ｖよりも幾分高い、例えば２１Ｖである。この場合、出力電圧Ｖｏ１の変動は、目標値２４Ｖを中心とした２１Ｖ〜２７Ｖの範囲内に抑えられる。
【００４４】
図２（ａ）及び図２（ｂ）に示すように、負荷ＬＤ１が軽くなるのに伴って、出力電圧Ｖｏ１が不安定性により所定値Ｖｍａｘ及び所定値Ｖｍｉｎに達する出力電流Ｉｏ１を、限界電流Ｉｍｉｎと定義する。図２（ｃ）は、出力電流Ｉｏ１が限界電流Ｉｍｉｎないしそれ以下にあるときの擬似負荷回路５，８の効果をより詳細に示している。曲線１４が示すように、出力電圧Ｖｏ１が不安定性により目標値Ｖｓから上昇し、所定値Ｖｍａｘを越えて高くなると、擬似負荷回路５のトランジスタＱ２がオンするために、出力電圧Ｖｏ１は安定化され、その結果下降に転じる。出力電圧Ｖｏ１が所定値Ｖｍａｘを下回ると、トランジスタＱ２はオフするので、やがて再び上昇に転じる。以下同様の動作が繰り返される。
【００４５】
一方、曲線１５が示すように、出力電圧Ｖｏ１が不安定性により目標値Ｖｓから下降し、所定値Ｖｍｉｎを越えて低くなると、擬似負荷回路８のトランジスタＱ４がオンするために、出力電圧Ｖｏ１は安定化され、その結果上昇に転じる。出力電圧Ｖｏ１が所定値Ｖｍｉｎを上回ると、トランジスタＱ４はオフするので、やがて再び下降に転じる。以下同様の動作が繰り返される。
【００４６】
このようにして、装置１０１は、負荷ＬＤ１が軽いときであっても、出力電圧Ｖｏ１を例えば２１Ｖ〜２７Ｖの範囲に維持する。しかも、負荷ＬＤ１が軽いときであっても、出力電圧Ｖｏ１が目標値２４Ｖの付近にあるときには、擬似負荷回路５及び８の何れも導通しないので、負荷５２（図６）が軽いときには擬似負荷抵抗素子Ｒ５２が常時導通する従来装置５０に比して、電力損失が節減される。
【００４７】
また、擬似負荷制御回路４，６及び信号伝達回路７を流れる電流は、それぞれ、トランジスタＱ２，Ｑ３，Ｑ４のベース電流を供給し得る程度で足りるので、これらの回路による電力損失は十分に低いものとなる。従って、装置１０１は、入力電流により電流検出用抵抗素子Ｒ５１（図６）に生じる電圧降下を検出する従来装置５０に比べて、電力損失を更に節減することができる。
【００４８】
不安定性による出力電圧Ｖｏ１の上昇を制止するのに必要な擬似負荷抵抗素子ＲＢ１の抵抗値と、下降を制止するのに必要な擬似負荷抵抗素子ＲＢ２の抵抗値とは、必ずしも一致しない。装置１０１では、出力電圧Ｖｏ１の上昇を抑制するための擬似負荷抵抗素子ＲＢ１と下降を抑制するための擬似負荷抵抗素子ＲＢ２とが別個に設けられるので、それらの抵抗値を適切な大きさに個別に設定することが可能である。
【００４９】
装置１０１では、擬似負荷制御回路４及び６が、ツェナーダイオードＺＤ１又はＺＤ２と分割抵抗素子Ｒ１，Ｒ２又はＲ３，Ｒ４との直列回路を有している。従って、ツェナーダイオードＺＤ１及びＺＤ２のツェナー電圧と、分割抵抗素子Ｒ１，Ｒ２及びＲ３，Ｒ４の抵抗値を選択することにより、分割抵抗素子Ｒ１，Ｒ２及びＲ３，Ｒ４による分割電位を、トランジスタＱ２及びＱ４をオンさせるのに適した高さに容易に調整し得ると同時に、出力電圧Ｖｏ１の変動に伴って分割電位を大きく変動させることが可能となる。
【００５０】
（実施の形態１の変形形態）
装置１０１の擬似負荷制御回路４について、分割抵抗素子Ｒ１，Ｒ２の代わりに、１個の抵抗素子を用い、当該抵抗素子とツェナーダイオードＺＤ１との接続部をトランジスタＱ２のベース電極に接続する形態を採ることも可能である。更に、ツェナーダイオードＺＤ１の代わりに、電流が流れることにより一定の電圧降下を発生する定電圧回路一般を用いることも可能である。例えば、ダイオードの順電圧によって一定の電圧降下を生じるように、複数個のダイオードを直列に接続した回路にツェナーダイオードＺＤ１を置き換えても良い。また、擬似負荷回路５，８及び信号伝達回路７において、トランジスタＱ２，Ｑ３，Ｑ４は、何れもＮＰＮ型のバイポーラトランジスタであるが、ＦＥＴなど他のトランジスタを用いることも、スイッチング素子一般に置き換えることも可能である。
【００５１】
また、装置１０１では、擬似負荷制御回路４と擬似負荷制御回路６との双方が設けられているが、一方のみを設けた形態を採ることも可能である。フィードバック回路３の特性によっては、不安定性による出力電圧Ｖｏ１の変動が、上昇又は下降の一方にのみ現れる場合がある。このようなスイッチング電源装置では、出力電圧Ｖｏ１の変動を抑える上で、擬似負荷制御回路４と擬似負荷制御回路６とのうちの一方のみを設ければ足りる。
【００５２】
（実施の形態２）
図３は、本発明の実施の形態２によるスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。この装置１０２は、単一の擬似負荷回路８Ａを、擬似負荷制御回路４Ａと擬似負荷制御回路６Ａとが共同で制御する点において、実施の形態１による装置１０１とは異なっている。擬似負荷回路８Ａは、擬似負荷回路８（図１）に加えて、トランジスタＱ４のベース−エミッタ間を接続する抵抗素子Ｒ１０を有している。擬似負荷制御回路４Ａは、擬似負荷制御回路４（図１）に加えて、ダイオードＤ５を有している。ダイオードＤ５のアノード電極は、抵抗素子Ｒ１と抵抗素子Ｒ２との接続部に接続され、カソード電極はトランジスタＱ４のベース電極に接続されている。
【００５３】
擬似負荷制御回路６Ａは、信号伝達回路７に代えて信号伝達回路７Ａを有する点において、擬似負荷制御回路６（図１）とは異なっている。信号伝達回路７Ａは、信号伝達回路７に加えて、ダイオードＤ６を有している。ダイオードＤ６のアノード電極は、抵抗素子Ｒ５と抵抗素子Ｒ６との接続部に接続され、カソード電極はトランジスタＱ４のベース電極に接続されている。
【００５４】
出力電圧Ｖｏ１が不安定性のために目標値２４Ｖから上昇し、２６Ｖを越えて高くなると、ツェナーダイオードＺＤ１がオンする。出力電圧Ｖｏ１が更に高くなり、それによって分割抵抗素子Ｒ１，Ｒ２による分割電位、すなわち抵抗素子Ｒ１と抵抗素子Ｒ２との接続部の電位が、トランジスタＱ２のベース−エミッタ間の内蔵電位差（シリコントランジスタであれば約０．７Ｖ）とダイオードＤ５の順電圧（シリコンダイオードであれば約０．７Ｖ）との和（双方がシリコンである例では１．４Ｖ）を越えて高くなると、トランジスタＱ４がオンする。その結果、擬似負荷抵抗素子ＲＢ２に出力電流Ｉｏ１が分流し、それにより出力電圧Ｖｏ１のそれ以上の上昇が抑制される。
【００５５】
一方、出力電圧Ｖｏ１が不安定性のために目標値２４Ｖから下降し、２０Ｖ付近にまで達すると、図１の擬似負荷制御回路６と同様の動作により、トランジスタＱ３がオフする。このとき、抵抗素子Ｒ５と抵抗素子Ｒ６との接続部の電位が、トランジスタＱ４の内蔵電位差とダイオードＤ６の順電圧との和を越えるように、分割抵抗素子Ｒ５，Ｒ６の抵抗値が設定されている。このため、トランジスタＱ３がオフすることにより、トランジスタＱ４がオンする。その結果、擬似負荷抵抗素子ＲＢ２に出力電流Ｉｏ１が分流し、それにより出力電圧Ｖｏ１のそれ以上の下降が抑制される。
【００５６】
出力電圧Ｖｏ１が目標値２４Ｖの付近に安定しているときには、擬似負荷制御回路４ＡのツェナーダイオードＺＤ１はオフしているので、分割抵抗素子Ｒ１，Ｒ２による分割電位は０Ｖとなる。また、擬似負荷制御回路６ＡのツェナーダイオードＺＤ２はオン状態にあるので、トランジスタＱ３がオンする。その結果、分割抵抗素子Ｒ５，Ｒ６による分割電位は約０Ｖとなる。従って、ダイオードＤ５及びＤ６の何れもがオフ状態となり、トランジスタＱ４のベース−エミッタ電圧は、抵抗素子Ｒ１０によって０Ｖに保持される。従って、出力電圧Ｖｏ１が目標値２４Ｖの付近に安定しているときには、トランジスタＱ４はオフ状態にあり、擬似負荷回路８は導通しない。
【００５７】
このようにして、装置１０２は、装置１０１と同様に、負荷ＬＤ１が軽いときであっても、出力電圧Ｖｏ１を目標値２４Ｖを中心とする所定の範囲内に維持する。従来装置５０に比して電力損失が節減されるという利点も、装置１０１と同様に得られる。また、単一の擬似負荷回路８Ａが、擬似負荷制御回路４Ａ及び６Ａの双方によって制御されるので、二つの擬似負荷回路５及び８を備える装置１０１に比べて、回路構成を簡素化することができる。
【００５８】
（実施の形態３）
図４は、本発明の実施の形態３によるスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。この装置１０３は、Ｖｏ１及びＶｏ２の二種類の出力電圧を出力するように構成されている点において、装置１０１とは異なっている。すなわち、装置１０３は、出力電圧Ｖｏ２（本発明の第１出力電圧の具体例に該当する）を生成する第１電圧生成回路２Ｂと、出力電圧Ｖｏ１（本発明の第２出力電圧の具体例に該当する）を生成する第２電圧生成回路２１とを有している。
【００５９】
第１電圧生成回路２Ｂは、トランスＴＲ、トランジスタＱ１、ダイオードＤ３及び出力コンデンサＣ３を有している。それにより第１電圧生成回路２Ｂは、装置１０１の電圧生成回路２と同様に、トランジスタＱ１によって生成されるパルス電流により出力コンデンサＣ３を充電することにより出力電圧Ｖｏ２を生成する。第２電圧生成回路２１は、トランスＴＲの三次巻線、ダイオードＤ２及び出力コンデンサＣ２を有している。それにより第２電圧生成回路２１は、上記のパルス電流により出力コンデンサＣ２を充電することにより出力電圧Ｖｏ１を生成する。出力電圧Ｖｏ１は、装置１０１と同様に一例として２４Ｖであるものとする。一方、出力電圧Ｖｏ２は、一例として５Ｖであるとする。
【００６０】
フィードバック回路３の分割抵抗素子Ｒ７，Ｒ８は、出力電圧Ｖｏ２の正負の伝達経路Ｗ２，Ｗ３に接続されている。すなわち、フィードバック回路３は、出力電圧Ｖｏ２を目標値５Ｖに収束させるようにトランジスタＱ１のスイッチング動作を制御する。擬似負荷回路８Ｂは、出力電圧Ｖｏ１の出力経路Ｗ１，Ｗ３の代わりに、出力電圧Ｖｏ２の出力経路Ｗ２，Ｗ３に接続されている点において、装置１０１の擬似負荷回路８とは異なっている。
【００６１】
装置１０３は、例えばプリンタ装置に用いられる電源である。この場合、出力端子Ｔ５及びＴ７を通じて出力電圧がＶｏ１である電力の供給を受ける負荷ＬＤ１は、モータ、ヒータ等の電力系統に属する負荷であり、出力端子Ｔ６及びＴ７を通じて出力電圧がＶｏ２である電力の供給を受ける負荷ＬＤ２は、マイクロコンピュータ回路等の信号処理系統に属する負荷である。
【００６２】
装置１０１と同様に、装置１０３の動作も、図２に示されている。ここで、図２の出力電流Ｉｏは、出力電流Ｉｏ１と出力電流Ｉｏ２との総和、すなわち総出力電流である。図２（ａ）及び図２（ｂ）が示すように、擬似負荷回路５，８Ｂがない場合であっても、総出力電流Ｉｏがある程度以上に大きいときには、出力電圧Ｖｏ１は、目標値Ｖｓ付近に安定する。一方、総出力電流Ｉｏがある程度以下にまで小さくなると、出力電圧Ｖｏ１に変動が現れ、総出力電流Ｉｏが小さくなるほど、変動が大きくなる。
【００６３】
装置１０３には擬似負荷回路５，８Ｂが備わるので、図２（ｃ）の曲線１４が示すように、出力電圧Ｖｏ１が不安定性により目標値Ｖｓから上昇し、所定値Ｖｍａｘを越えて高くなったとしても、擬似負荷回路５のトランジスタＱ２がオンするために、出力経路Ｗ１，Ｗ３に負荷ＬＤ１以外に擬似負荷抵抗素子ＲＢ１が新たな負荷として加わる。それにより、不足した総出力電流Ｉｏが補充されるので、出力電圧Ｖｏ１は安定化され、その結果下降に転じる。出力電圧Ｖｏ１が所定値Ｖｍａｘを下回ると、トランジスタＱ２はオフするので、やがて再び上昇に転じる。以下同様の動作が繰り返される。
【００６４】
一方、曲線１５が示すように、出力電圧Ｖｏ１が不安定性により目標値Ｖｓから下降し、所定値Ｖｍｉｎを越えて低くなったとしても、擬似負荷回路８ＢのトランジスタＱ４がオンするために、出力経路Ｗ２，Ｗ３に負荷ＬＤ２以外に擬似負荷抵抗素子ＲＢ２が新たな負荷として加わる。それにより、不足した総出力電流Ｉｏが補充されるので、出力電圧Ｖｏ１は安定化され、その結果上昇に転じる。出力電圧Ｖｏ１が所定値Ｖｍｉｎを上回ると、トランジスタＱ４はオフするので、やがて再び下降に転じる。以下同様の動作が繰り返される。
【００６５】
このようにして、装置１０３は、負荷ＬＤ１及び負荷ＬＤ２が軽いときであっても、出力電圧Ｖｏ１を例えば２１Ｖ〜２７Ｖの範囲に維持する。従来装置５０に比して電力損失が節減されるという利点も、装置１０１と同様に得られる。
【００６６】
（実施の形態３の変形形態）
装置１０３では、擬似負荷回路５が出力電圧Ｖｏ１の出力経路Ｗ１，Ｗ３の間に介挿され、擬似負荷回路８Ｂが出力電圧Ｖｏ２の出力経路Ｗ２，Ｗ３の間に介挿された。これに対して、擬似負荷回路５及び８Ｂを、それぞれ出力経路Ｗ１，Ｗ３の間と、出力経路Ｗ２，Ｗ３の間との、何れに介挿してもよい。また、擬似負荷回路５と８Ｂとを別個に設けることなく、例えば単一の擬似負荷回路８Ｂを、出力経路Ｗ１，Ｗ３の間と、出力経路Ｗ２，Ｗ３の間との、何れかに介挿してもよい。このとき、擬似負荷制御回路４と６とで、共通に擬似負荷回路８Ｂを制御する形態を採用してもよい。或いは、擬似負荷制御回路４と６とのうち、一方のみを設けても良い。
【００６７】
第２電圧生成回路２１に加えて、同様の電圧生成回路を更に設けることも可能である。このようにして、一般にＮ（Ｎ≧２）個の出力電圧を取り出すことのできるスイッチング電源装置が実現する。擬似負荷制御回路は、フィードバック回路３が接続される第１電圧生成回路２Ｂ以外のＮ−１個の電圧生成回路の各々に設けられる。擬似負荷回路は、擬似負荷制御回路と同数またはそれ未満の個数で、Ｎ個の電圧生成回路のうちの何れかの正負の出力経路の間に介挿される。
【００６８】
（実施の形態４）
図５は、本発明の実施の形態４によるスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。この装置１０４は、トランスＴＲがインダクタＬ１，Ｌ２、及び環流用のダイオードＤ４に置き換えられている点において、装置１０３とは異なっている。すなわち、電圧生成回路の内部構成が異なっている。
【００６９】
スイッチング制御部ＳＣの制御によりトランジスタＱ１が生成するパルス電流によって、インダクタＬ１、ダイオードＤ２、出力コンデンサＣ２、ダイオードＤ４を環流する出力コンデンサＣ２の充電電流と、インダクタＬ１及びＬ２、ダイオードＤ３、出力コンデンサＣ３、ダイオードＤ４を環流する出力コンデンサＣ３の充電電流とが励起される。スイッチング制御部ＳＣは、装置１０３と同様に、パルス電流のデューティを調整することにより、充電電流を調整する。
【００７０】
このように、装置１０４は、出力電圧Ｖｏ１及びＶｏ２を生成する基本的動作において、装置１０３と変わりがない。但し、装置１０４は、トランスＴＲが用いられないために、直流入力端子Ｔ３，Ｔ４が接続される入力側の回路と、出力端子Ｔ５，Ｔ６，Ｔ７が接続される出力側の回路とが、電気的に絶縁されていない点で、装置１０３とは異なっている。入力側と出力側との電気的絶縁が無用である場合には、装置１０４のようにトランスＴＲを設けることなく、インダクタと環流用のダイオードとを設けることにより、より簡便にスイッチング電源装置を構成することができる。この場合には、スイッチング制御部ＳＣに、フォトカプラ等の電気的絶縁を保持しつつ信号を伝達する機構を設ける必要もない。
【００７１】
（実施の形態４の変形形態）
装置１０４は、装置１０３に対応する二電源方式のスイッチング電源装置として構成されているが、装置１０１に対応する一電源方式のスイッチング電源装置についても、同様の構成を採ることが可能である。この場合には、装置１０４が有するインダクタＬ２、ダイオードＤ３及び出力コンデンサＣ３は無用となる。
【図面の簡単な説明】
【００７２】
【図１】本発明の実施の形態１によるスイッチング電源装置の回路図である。
【図２】図１の装置の動作を説明するグラフである。
【図３】本発明の実施の形態２によるスイッチング電源装置の回路図である。
【図４】本発明の実施の形態３によるスイッチング電源装置の回路図である。
【図５】本発明の実施の形態４によるスイッチング電源装置の回路図である。
【図６】従来技術によるスイッチング電源装置の回路図である。
【符号の説明】
【００７３】
１  整流回路  
２，２Ｂ，２１  電圧生成回路
３  フィードバック回路
４、４Ａ、６、６Ａ  擬似負荷制御回路
５，８，８Ａ，８Ｂ  擬似負荷回路
Ｉｏ１，Ｉｏ２  出力電流
Ｉｏ  総出力電流
ＬＤ１，ＬＤ２  負荷
Ｑ２，Ｑ４  トランジスタ（スイッチング回路）
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，ＲＢ１，ＲＢ２  抵抗素子（抵抗回路）
Ｖｏ１，Ｖｏ２  出力電圧
Ｖｓ  目標値
Ｖｍａｘ，Ｖｍｉｎ  所定値
ＺＤ１，ＺＤ２  ツェナーダイオード（定電圧回路）
１０１〜１０４  スイッチング電源装置
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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