(57)【要約】【課題】ＤＣ−ＤＣコンバータを介さずに、複数の電源電力を利用・配分して、全体の体積・損失を低減することができると共に、半導体素子で実現可能な最小オンパルス幅を考慮し、各素子の耐圧を不要に高くすることのない電力変換装置を提供する。【解決手段】複数の直流電源１１ａ，１１ｂに接続され、複数の電源１１ａ，１１ｂのそれぞれの出力電圧からパルスを生成・合成することでモータ１５を駆動するための駆動電圧を生成する電力変換装置であって、駆動電圧を複数の直流電源１１ａ，１１ｂの出力が所定の電力配分となるように各直流電源に各々対応させた電圧指令値を生成する手段と、所定の電力配分の配分比率に基づいて、負荷から該当する電源への還流経路を遮断する手段とを備える。【選択図】図１
2007244137.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の直流電源に接続され、前記複数の電源のそれぞれの出力電圧からパルスを生成・合成することで交流モータを駆動するための駆動電圧を生成する電力変換装置であって、
前記駆動電圧を前記複数の直流電源の出力が所定の電力配分となるように前記各直流電源に各々対応させた電圧指令値を生成する手段と、
所定の電力配分の配分比率に基づいて、負荷から該当する電源への還流経路を遮断する手段と
を備えることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記還流経路を遮断する手段は、前記配分比率が所定値以下の場合、前記還流経路に備えられたスイッチ手段をＯＦＦするスイッチ駆動信号を出力する駆動信号処理回路であることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記還流経路を遮断する手段は、前記配分比率が所定値以下の場合、該当する直流電源の配分比率を０として出力することを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記還流経路を遮断する手段は、前記配分比率に下限値を持ち、前記配分比率が下限値を下回る際に、該当する直流電源の配分比率を０として出力すると共に、０として出力する前の配分比率を、他の直流電源の配分比率に加算して出力することを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記還流経路を遮断する手段は、前記配分比率に下限値を持ち、前記配分比率が下限値を下回る際に、該当する直流電源の配分比率を０として出力すると共に、負荷から該当する直流電源への還流経路を遮断することを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項６】
負荷から該当する直流電源への還流経路を遮断すると共に、他の直流電源への還流経路をオンすることを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記配分比率の下限値にヒステリシスを設けることを特徴とする請求項１〜６のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記複数の直流電源の内の充電不可能な直流電源に対応した配分比率に基づいて、電圧の配分比率値を判定することを特徴とする請求項１〜７のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【請求項９】
第１直流電源及び第２直流電源と、前記複数の電源のそれぞれの出力電圧から生成した電圧が供給される負荷と、前記第１直流電源の正極と前記負荷の間に設けられた第１通電経路スイッチ及び第１還流経路スイッチと、前記第２直流電源の正極と前記負荷の間に設けられた第２通電経路スイッチ及び第２還流経路スイッチと、前記第１直流電源及び前記第２直流電源の負極共通母線と前記負荷の間に設けられた第３通電経路スイッチとを備え、
前記第１還流経路スイッチ及び前記第２還流経路スイッチは、通常、ＯＮであって、前記第１直流電源及び前記第２直流電源の電圧指令値に応じて、前記第１通電経路スイッチ及び前記第２通電経路スイッチを通電状態にし、
前記第１通電経路スイッチがＯＮのとき前記第２還流経路スイッチがＯＦＦ、前記第２通電経路スイッチがＯＮのとき前記第１還流経路スイッチがＯＦＦ、前記第１通電経路スイッチ又は前記第２通電経路スイッチがＯＮのとき前記第２直流電源のＯＮを禁止において、前記第１直流電源の電力配分値が所定以下のときに前記第１還流経路スイッチをＯＦＦすると共に、前記第２還流経路スイッチをＯＮするＣ−ＯＦＦ回路を備えることを特徴とする電力変換装置。
【請求項１０】
前記第１直流電源の電力配分値が所定以下のときに、前記第１直流電源のＯＮを制限する手段を更に備える請求項９に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、電力変換装置に関し、特に、電動機を駆動する駆動電力を供給するための電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、燃料電池を主電源として高効率にモータを駆動する構成を備えた「燃料電池を有する直流電源」（特許文献１参照）が知られている。
図２４は、従来の「燃料電池を有する直流電源」におけるモータ駆動システムの概略構成を示すブロック図である。図２４に示すように、従来のモータ駆動システム１は、燃料電池２ａとバッテリ２ｂとを並列接続して電源システムを構成する。ＤＣ−ＤＣコンバータ３をバッテリ２ｂ側に接続する。燃料電池２ａとバッテリ２ｂとの最大出力比は、前者が全体出力の６５〜８０％になる範囲で設定する。こうすることにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ３での損失を抑制し、高いエネルギ効率を実現することができる。つまり、バッテリ２ｂがＤＣ−ＤＣコンバータ３を介して燃料電池２ａと並列に接続されており、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電圧を制御することで、電源の出力効率を改善することを狙っている。
【０００３】
ところで、従来の「燃料電池を有する直流電源」（特許文献１参照）においては、ＤＣ−ＤＣコンバータ３を使っているため、電源と電力変換装置（インバータ４）及びモータＭを全て含めたシステム全体の体積が大きくなってしまうと共に、バッテリ２ｂを充放電するためにはＤＣ−ＤＣコンバータ３を通過することから、損失が発生してしまう。
これに対し、「電力変換装置、及びこれを搭載した燃料電池車両」（特許文献２参照）が知られている。
【０００４】
図２５は、従来の「電力変換装置、及びこれを搭載した燃料電池車両」におけるモータ駆動システムの概略構成を示すブロック図である。図２５に示すように、従来のモータ駆動システム５は、２個の電源６ａ，６ｂ、電力変換器７、電力制御部８、トルク制御部９を有しており、電力変換器７から、モータＭに必要な電圧を供給する。
この「電力変換装置、及びこれを搭載した燃料電池車両」は、燃料電池の出力電圧から交流電圧波形をパルス状電圧で生成する電力変換装置を提供する。本装置は、低電位側同士または高電位側同士が接続されて共通電位が形成されている、前記燃料電池及び蓄電手段で構成された３つの電位の電圧を出力する直流電圧源と、前記３つの電位の電圧の1つに接続し、電圧を前記電力変換装置の出力部に印加するスイッチング手段を各々備え、前記スイッチング手段は各々前記３つの電位に接続してオン・オフのパルス幅を制御することにより前記パルス状電圧を生成する、ことを特徴とする。
【０００５】
従って、スイッチのオン・オフのコントロールのみで、燃料電池からの電力と蓄電手段からの電力を制御可能であり、さらに、従来例とは異なり、サイズ・コストが大きく、かつ損失が大きいＤＣ-ＤＣコンバータが不要であるという利点がある。
【特許文献１】特開２００２−１１８９８１号公報
【特許文献２】特開２００６−０２５５２０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、従来の「電力変換装置、及びこれを搭載した燃料電池車両」（特許文献２参照）においては、半導体素子の最小オンパルス幅による影響を受けることが避けられなかった。
この発明の目的は、ＤＣ−ＤＣコンバータを介さずに、複数の電源電力を利用・配分して、全体の体積・損失を低減することができると共に、半導体素子で実現可能な最小オンパルス幅を考慮し、各素子の耐圧を不要に高くすることのない電力変換装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記目的を達成するため、この発明に係る電力変換装置は、複数の直流電源に接続され、前記複数の電源のそれぞれの出力電圧からパルスを生成・合成することで交流モータを駆動するための駆動電圧を生成する電力変換装置であって、前記駆動電圧を前記複数の直流電源の出力が所定の電力配分となるように前記各直流電源に各々対応させた電圧指令値を生成する手段と、所定の電力配分の配分比率に基づいて、負荷から該当する電源への還流経路を遮断する手段とを備えることを特徴としている。
【発明の効果】
【０００８】
この発明によれば、複数の直流電源に接続され、複数の電源のそれぞれの出力電圧からパルスを生成・合成することで交流モータを駆動するための駆動電圧を生成する電力変換装置は、電圧指令値を生成する手段により、駆動電圧を複数の直流電源の出力が所定の電力配分となるように各直流電源に各々対応させた電圧指令値を生成し、還流経路を遮断する手段により、所定の電力配分の配分比率に基づいて負荷から該当する電源への還流経路を遮断する。
このため、ＤＣ−ＤＣコンバータを介さずに、複数の電源電力を利用・配分して、全体の体積・損失を低減することができると共に、半導体素子で実現可能な最小オンパルス幅を考慮し、各素子の耐圧を不要に高くすることがない。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
以下、この発明を実施するための最良の形態について図面を参照して説明する。
（第１実施の形態）
図１は、この発明の第１実施の形態に係る電力変換制御システムの構成を示すブロック図である。図１に示すように、電力変換制御システム１０は、複数（この例では２個）の直流電源１１ａ，１１ｂ、電力変換器（電力変換装置）１２、トルク制御装置１３、及び電力制御装置１４を有しており、電力変換器１２から、モータ（多相交流モータ）１５に必要な電圧を供給する。ここで、モータ１５は、三相交流モータである。
図２は、図１の電力変換器の構成を示す回路図である。図２に示すように、電力変換器１２は、モータ１５の各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）毎に、複数組のスイッチ手段を有している。
【００１０】
直流電源１１ａと直流電源１１ｂは、何れも負極側が、共通負極母線１６に接続されており、共通負極母線１６とモータ１５の各相端子間は、一般的なインバータの下アームと同様に、半導体スイッチ１７ａ，１８ａ，１９ａとダイオード１７ｂ，１８ｂ，１９ｂのそれぞれの組を介して接続されている。直流電源１１ａの正極母線２０とモータ１５の各相端子間は、双方向の導通を制御することができる２個の半導体スイッチ２１ａ／２１ｂ，２２ａ／２２ｂ，２３ａ／２３ｂの組を介して接続されている。直流電源１１ｂの正極母線２４とモータ１５の各相端子間も同様に、双方向の導通を制御することができる２個の半導体スイッチ２５ａ／２５ｂ、２６ａ／２６ｂ、２７ａ／２７ｂの組を介して接続されている。
【００１１】
直流電源１１ａの正極母線２０と共通負極母線１６の間には平滑コンデンサ２８が、直流電源１１ｂの正極母線２４と共通負極母線１６の間には平滑コンデンサ２９が、それぞれ接続されている。
また、この電力変換制御システム１０では、特に、直流電源１１ａに燃料電池を用いている。よって、充電は不可能であることから、ダイオード３０を配置している。
なお、この発明にあっては、上述した、一方の電源が燃料電池であるものに限定されないが、コンデンサから電流が負荷方向にしか流れない燃料電池の場合には、コンデンサを保護することができるので、特に好適である。充電可能でダイオードを配置しない電源を用いた場合であっても、コンデンサへ不要な電荷が蓄積されるとコンデンサ容量を増やさなければならいので、やはり、本件発明を適用することが好ましい。
【００１２】
この電力変換器１２は、共通負極母線１６、直流電源１１ａの正極母線２０、及び直流電源１１ｂの正極母線２４の３つの電位をもとに、モータ１５に印加する電圧を生成する直流（ＤＣ）・交流（ＡＣ）電力変換器である。モータ１５の各相に設けられた半導体スイッチが、モータ１５の各相に出力する電圧を生成するスイッチ手段であり、これらの電位の中から択一的に接続し、その接続する時間の割合を変化させることで、モータ１５に必要な電圧を供給する。
【００１３】
図１に示すように、トルク制御装置１３は、外部より与えられるトルク指令値Ｔｅ＊とモータ回転速度ωから、モータ１５のｄ軸電流の指令値ｉｄ＊とｑ軸電流の指令値ｉｑ＊を演算する。トルク制御装置１３では、予め作成されたＴｅ＊，ωを軸としたマップを参照し、ｉｄ＊，ｉｑ＊を出力する。
図１に示すように、電力制御装置１４は、電流制御部３１、電力制御・変調率演算部３２、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）パルス生成部３３、駆動信号処理回路部３４、及び３相／ｄｑ変換部３５を有している。電流制御部３１は、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊、ｑ軸電流指令値ｉｑ＊と、ｄ軸電流値ｉｄ、ｑ軸電流値ｉｑから、これらを一致させるための電流制御を行う。この制御によって、３相交流の各相の電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊を出力する。
【００１４】
図３は、図１の電流制御部の構成を説明するブロック図である。図３に示すように、電流制御部３１は、制御部３６及びｄｑ／３相変換部３７を有している。制御部３６は、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊、ｑ軸電流指令値ｉｑ＊に、ｄ軸電流値ｉｄ、ｑ軸電流値ｉｑが追従するように、それぞれＰ（比例）Ｉ（積分）制御によるフィードバック制御を行って、ｄ軸電圧指令値ｖｄ＊、ｑ軸電圧指令値ｖｑ＊を出力する。ｄ軸電流値ｉｄ及びｑ軸電流値ｉｑは、３相／ｄｑ変換部３５によりＵ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖから求められる。
【００１５】
ｄｑ／３相変換部３７は、ｄ・ｑ軸電圧を３相電圧指令に変換する変換手段であり、ｄ軸電圧指令値ｖｄ＊、ｑ軸電圧指令値ｖｑ＊を入力とし、Ｕ相電圧指令値ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値ｖｖ＊、Ｗ相電圧指令値ｖｗ＊を出力する。
図１に示すように、電力制御・変調率演算部３２は、直流電源１１ａと直流電源１１ｂから供給される電力の分配目標値ｒｔｏ＿ｐａ，ｒｔｏ＿ｐｂを用いて、電力制御を行う。電力の分配目標値は、直流電源１１ａと直流電源１１ｂの電力の比率を意味しており、電力の分配目標値ｒｔｏ＿ｐａ，ｒｔｏ＿ｐｂは、次の関係を有する。
ｒｔｏ＿ｐａ＋ｒｔｏ＿ｐｂ＝１
【００１６】
このため、一方の電力分配目標値が得られれば、上記関係から、もう一方の電力分配目標値を求めることができる。つまり、電力制御・変調率演算部３２への入力は、直流電源１１ａの電力の分配目標値ｒｔｏ＿ｐａのみ（図１参照）で良く、電力制御・変調率演算部３２により、上記式に基づいて、直流電源１１ｂの電力の分配目標値ｒｔｏ＿ｐｂが演算される。
【００１７】
図４は、電力制御・変調率演算部の構成を詳細に説明するブロック図である。図４に示すように、電力制御・変調率演算部３２は、乗算器３８、減算器３９、変調率演算手段４０、及び変調率補正手段４１を有している。乗算器３８は、Ｕ相電圧指令値ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値ｖｖ＊、Ｗ相電圧指令値ｖｗ＊に、それぞれ直流電源１１ａの電力の分配目標値ｒｔｏ＿ｐａを乗じて、直流電源１１ａ側の電圧指令値ｖｕ＿ａ，ｖｖ＿ａ，ｖｗ＿ａを演算する。以下、直流電源１１ａから生成する電圧の指令を電源ａ分電圧指令、直流電源１１ｂから生成する電圧の指令を電源ｂ分電圧指令と称する。
【００１８】
ｖｕ＿ａ＝ｖｕ＊・ｒｔｏ＿ｐａ
ｖｖ＿ａ＝ｖｖ＊・ｒｔｏ＿ｐａ
ｖｗ＿ａ＝ｖｗ＊・ｒｔｏ＿ｐａ
一方、直流電源１１ｂ側の電圧指令値は、モータ電流制御の制御電圧から得られた電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊から、直流電源１１ａ側の電圧指令値ｖｕ＿ａ＊，ｖｖ＿ａ＊，ｖｗ＿ａ＊を、減算器３９で演算し求める。
【００１９】
ｖｕ＿ｂ＊＝ｖｕ＊−ｖｕ＿ａ＊
ｖｖ＿ｂ＊＝ｖｖ＊−ｖｖ＿ａ＊
ｖｗ＿ｂ＊＝ｖｗ＊−ｖｗ＿ａ＊
以下、変調率演算とＰＷＭパルス生成の説明は、Ｕ相についてのみ行うが、Ｖ相、Ｗ相についても全く同様の操作を行う。
【００２０】
変調率演算手段４０は、直流電源１１ａの電圧Ｖｄｃ＿ａ、直流電源１１ｂの電圧Ｖｄｃ＿ｂから、規格化した電圧指令である瞬時変調率指令値ｍｕ＿ａ＊，ｍｕ＿ｂ＊，ｍｖ＿ａ＊，ｍｖ＿ｂ＊，ｍｗ＿ａ＊，ｍｗ＿ｂ＊を生成する。即ち、変調率演算手段４０は、乗算器４２，４３を有しており、ここでは、Ｕ相の電源ａ分電圧指令ｖｕ＿ａ＊、電源ｂ分電圧指令ｖｕ＿ｂ＊を、それぞれの直流電圧の半分の値で正規化することで、電源ａ分瞬時変調率指令値ｍｕ＿ａ＊、電源ｂ分瞬時変調率指令値ｍｕ＿ｂ＊を求める。
【００２１】
ｍｕ＿ａ＊＝ｖｕ＿ａ＊／（Ｖｄｃ＿ａ／２）
ｍｕ＿ｂ＊＝ｖｕ＿ｂ＊／（Ｖｄｃ＿ｂ／２）
変調率補正手段４１は、変調率オフセット演算器４４、加算器４５，４６を有しており、得られた変調率を出力するために、ＰＷＭ周期の時間幅を配分し、最終的な変調率指令値の演算を行う。
【００２２】
先ず、変調率オフセット演算器４４で、直流電源１１ａの電源電圧Ｖｄｃ＿ａ、直流電源１１ｂの電源電圧Ｖａｃ＿ｂ、及び直流電源１１ａの電力の分配目標値ｒｔｏ＿ｐａから、次の変調率オフセットｍａ＿ｏｆｆｓｅｔ０，ｍｂ＿ｏｆｆｓｅｔ０を演算する。ここで、直流電源１１ｂの電力の分配目標値ｒｔｏ＿ｐｂは、前述の式をもとに演算する。
ｒｔｏ＿ｐｂ＝１−ｒｔｏ＿ｐａ
【００２３】
【数１】
2007244137.tif 000003
【数２】
2007244137.tif 000004
【００２４】
次に、得られた変調率オフセットｍａ＿ｏｆｆｓｅｔ０，ｍｂ＿ｏｆｆｓｅｔ０は、加算器４５と加算器４６で、それぞれ電源ａ分瞬時変調率指令値ｍｕ＿ａ＊、電源ｂ分瞬時変調率指令値ｍｕ＿ｂ＊と加算する。
最終的な変調率指令値ｍｕ＿ａ＿ｃ＊，ｍｕ＿ｂ＿ｃ＊を、以下の式で求める。
ｍｕ＿ａ＿ｃ＊＝ｍｕ＿ａ＊＋ｍａ＿ｏｆｆｓｅｔ＊−１
ｍｕ＿ｂ＿ｃ＊＝ｍｕ＿ｂ＊＋ｍｂ＿ｏｆｆｓｅｔ＊−１
【００２５】
図５は、図１のＰＷＭパルス生成部で用いる三角波の波形説明図である。図５に示すように、直流電源１１a用のキャリアＣａは、直流電源１１ａの電圧Ｖｄｃ＿ａから電圧パルスを出力するために、各スイッチ手段を駆動するＰＷＭパルスを生成するための三角波キャリアである。同様に、直流電源１１ｂ用のキャリアＣｂとして三角波キャリアを設ける。これら二つの三角波キャリアＣａ，Ｃｂは、上限＋１、下限―１の値をとり、１８０度の位相差を持つ。
【００２６】
図６は、図２のＵ相についての回路図である。図６に示す、Ｕ相の各スイッチ手段を駆動する信号Ａ〜Ｅを、次のようにする。
Ａ：直流電源１１aから出力端子の方向へ導通するスイッチ手段を駆動する信号
Ｂ：出力端子から負極の方向へ導通するスイッチ手段を駆動する信号
Ｃ：出力端子から直流電源１１aの方向へ導通するスイッチ手段を駆動する信号
Ｄ：直流電源１１ｂから出力端子の方向へ導通するスイッチ手段を駆動する信号
Ｅ：出力端子から直流電源１１ｂの方向へ導通するスイッチ手段を駆動する信号
【００２７】
先ず、直流電源１１ａから電圧パルスを出力する際のパルス生成方法について述べる。直流電源１１ａからＰＷＭパルスを出力する際に、駆動信号Ａをオン（ＯＮ）状態にする必要がある。直流電源１１ａの正極と直流電源１１ｂの正極の間に電位差があり、直流電源１１ａの電源電圧Ｖｄｃ＿ａが直流電源１１ｂの電源電圧Ｖｄｃ＿ｂより大きい（Ｖｄｃ＿ａ＞Ｖｄｃ＿ｂ）とき、駆動信号Ａと駆動信号Ｅが共にオン状態になると、両正極間を短絡する電流が流れることになる。
例えば、同時に駆動信号Ａをオン状態からオフ（ＯＦＦ）状態へ、駆動信号Ｅをオフ状態からオン状態へ切り換えた場合、駆動信号Ａが完全にオフ状態になる迄に時間を要するため、駆動信号Ｅのオン状態時と重なり、共にオン状態になる時間が生じて、短絡電流が流れ、この経路に設置された半導体スイッチの発熱量が増加する。
【００２８】
このような発熱の増加を予防するために、駆動信号Ａと駆動信号Ｅが共にオフ状態になる時間を経過した後に、駆動信号Ａと駆動信号Ｅをオフ状態からオン状態へ切り換えるようにする。このように駆動信号に短絡防止時間（デッドタイム）を付加したパルス生成を行う。
この駆動信号Ａと駆動信号Ｅにデッドタイムを付加するのと同様に、駆動信号Ｅと駆動信号Ｃにデッドタイムを付加し、更に、正極と負極の短絡防止のためには、駆動信号Ａと駆動信号Ｂ、駆動信号Ｅと駆動信号Ｂにデッドタイムを付加する。
【００２９】
図７は、三角波比較による駆動信号Ａと駆動信号Ｅのパルス生成を示す波形説明図である。図７に示すように、駆動信号Ａと駆動信号Ｅにデッドタイムを付加した駆動信号生成を行うため、変調率指令値ｍｕ＿ａ＿ｃ＊からデッドタイム分オフセットした変調率指令値ｍｕ＿ａ＿ｃ＿ｕｐ＊，ｍｕ＿ａ＿ｃ＿ｄｏｗｎ＊を、次のように求める。
ｍｕ＿ａ＿ｃ＿ｕｐ＊＝ｍｕ＿ａ＿ｃ＊＋Ｈｄ
ｍｕ＿ａ＿ｃ＿ｄｏｗｎ＊＝ｍｕ＿ａ＿ｃ＊−Ｈｄ
ここで、Ｈｄは、三角波の振幅（底辺から頂点まで）Ｈｔｒと周期Ｔｔｒ、及びデッドタイムＴｄから、次のように求める。
Ｈｄ＝２Ｔｄ×Ｈｔｒ／Ｔｔｒ
【００３０】
キャリアと、各変調率指令値ｍｕ＿ａ＿ｃ＊，ｍｕ＿ａ＿ｃ＿ｕｐ＊，ｍｕ＿ａ＿ｃ＿ｄｏｗｎ＊の比較を行って、駆動信号Ａと駆動信号Ｅのスイッチの状態を、次のルールに従って求める。
ｍｕ＿ａ＿ｃ＿ｄｏｗｎ＊≧電源１１ａ用キャリアならば、駆動信号Ａ＝ＯＮ
ｍｕ＿ａ＿ｃ＊≦電源１１ａ用キャリアならば、駆動信号Ａ＝ＯＦＦ
ｍｕ＿ａ＿ｃ＊≧電源１１ａ用キャリアならば、駆動信号Ｅ＝ＯＦＦ
ｍｕ＿ａ＿ｃ＿ｕｐ＊        ≦電源１１ａ用キャリアならば、駆動信号Ｅ＝ＯＮ
このように、駆動信号を生成することで、駆動信号Ａと駆動信号Ｅの間には、デッドタイムＴｄを設けることができ、正極間の短絡を防止することができる。
【００３１】
図８は、三角波比較による駆動信号Ｄと駆動信号Ｃのパルス生成を示す波形説明図である。図８に示すように、直流電源１１ｂから電圧パルスを出力する際のパルス生成方法は、直流電源１１ａの場合と同様であり、駆動信号Ｄと駆動信号Ｃにデッドタイムを付加した駆動信号生成を行うため、変調率指令値ｍｕ＿ｂ＿ｃ＊からデッドタイム分オフセットした変調率指令値ｍｕ＿ｂ＿ｃ＿ｕｐ＊，ｍｕ＿ｂ＿ｃ＿ｄｏｗｎ＊を求め、直流電源１１ｂ用キャリアとの比較を行う。
ｍｕ＿ｂ＿ｃ＿ｕｐ＊＝ｍｕ＿ｂ＿ｃ＊＋Ｈｄ
ｍｕ＿ｂ＿ｃ＿ｄｏｗｎ＊＝ｍｕ＿ｂ＿ｃ＊−Ｈｄ
【００３２】
駆動信号Ｄと駆動信号Ｃのスイッチの状態を、次のルールに従って求める。
ｍｕ＿ｂ＿ｃ＿ｄｏｗｎ＊≧電源１１ｂ用キャリアならば、駆動信号Ｄ＝ＯＮ
ｍｕ＿ｂ＿ｃ＊≦電源１１ｂ用キャリアならば、駆動信号Ｄ＝ＯＦＦ
ｍｕ＿ｂ＿ｃ＊≧電源１１ｂ用キャリアならば、駆動信号Ｃ＝ＯＦＦ
ｍｕ＿ｂ＿ｃ＿ｕｐ＊        ≦電源１１ｂ用キャリアならば、駆動信号Ｃ＝ＯＮ
このようにして、駆動信号Ｄと駆動信号Ｃの間にもデッドタイムＴｄを設けることができ、正極間の短絡を防止することができる。
駆動信号Ｂは、生成された駆動信号Ｅと駆動信号ＣのＡＮＤ処理から生成する。
Ｂ＝Ｅ・Ｃ
【００３３】
図９は、デッドタイムＴｄが付加されたパルス生成の例を示す波形説明図である。図９に示すように、駆動信号Ｅは、駆動信号Ａとの間にデッドタイムＴｄを付加した信号であり、駆動信号Ｃは駆動信号Ｄとの間にデッドタイムＴｄを付加した信号である。このため、駆動信号Ｂを、駆動信号Ｅと駆動信号ＣのＡＮＤから生成することで、駆動信号Ｂと駆動信号Ａ、駆動信号Ｂと駆動信号ＥにもデッドタイムＴｄを生成することができる。
これら各スイッチ手段の駆動信号Ａ〜駆動信号Ｅは、駆動信号処理回路部３４に入力する。
【００３４】
図１０は、図１の駆動信号処理回路部の構成を説明する回路図である。ここでは、Ｕ相についての信号処理について説明するが、Ｕ相以外の他の相についても、同様な信号処理が行われる。
図１０に示すように、駆動信号処理回路部３４は、ＮＯＴ回路４７ａ，４７ｂ，４７ｃ、ＡＮＤ回路４８ａ，４８ｂ，４８ｃ，４８ｄ，４８ｅ，４８ｆ、ＮＯＲ回路４９、及びＯＲ回路５０ａ，５０ｂ，５０ｃを有している。
【００３５】
この駆動信号処理回路部３４は、各スイッチ手段の駆動信号Ａ〜Ｅと運転・停止判定信号ｐｗｍ＿ｅｎａｂｌｅを入力とし、各スイッチ手段の駆動信号を出力とする論理回路である。運転・停止判定信号ｐｗｍ＿ｅｎａｂｌｅとの論理演算を行う前に、駆動信号ＢとＮＯＴ回路４７ａを通して論理反転した信号と、駆動信号Ａと駆動信号Ｄは、それぞれＡＮＤ回路４８ａとＡＮＤ回路４８ｂにより論理積が演算され、信号Ａ０，Ｄ０を出力する。これによって、駆動信号Ａと駆動信号Ｂが同時にオン、駆動信号Ｄと駆動信号Ｂが同時にオンする信号出力を防止することができ、極間の短絡を防ぐことができる。
【００３６】
また、Ｃ＿ＯＦＦ信号をＮＯＴ回路４７ｂに通し、論理反転した信号を得る。この論理反転信号と駆動信号Ｃの論理積をＡＮＤ回路４８ｃにより演算し、新たに駆動信号Ｃとして出力する。Ｃ＿ＯＦＦ信号がＬ（ロー）のときは、入力された駆動信号Ｃと同じ状態の信号がＡＮＤ回路４８ｃから出力される。Ｃ＿ＯＦＦ信号がＨ（ハイ）のときには、いかなる信号が駆動信号Ｃに入力されようとも、ＡＮＤ回路４８ｃの出力はＬとなる。Ｃ＿ＯＦＦ信号の生成の詳細は後に述べる。
【００３７】
駆動信号Ｃと駆動信号Ｅが共にオフでありＬの信号であるとき、ＮＯＲ回路４９の出力はＨとなる。これと、元の駆動信号ＥをＯＲ回路５０ａに通すと、ＯＲ回路５０ａから出力される信号ＥoはＨとなる。即ち、駆動信号Ｅと駆動信号Ｃが共にオフの信号であるとき、また、Ｃ＿ＯＦＦ信号がＨであるときは、駆動信号Ｅをオンすることになる。
運転・停止判定信号ｐｗｍ＿ｅｎａｂｌｅは、電力変換器１２の運転時にＨ、停止時にＬとする。この信号は、例えば、電気自動車であれば、運転者がキーを通常のエンジン車両のイグニッション位置に投入した際に、そのキーの回路から、運転（Ｈ）の信号を得る。それ以外の位置、若しくはキーを抜いた場合には、停止（Ｌ）の信号を出力する。
【００３８】
この運転・停止判定信号ｐｗｍ＿ｅｎａｂｌｅと、信号Ａo、Ｄo、及び入力した駆動信号Ｂに基づく信号Ｂoのそれぞれとの論理積を、ＡＮＤ回路４８ｄ，４８ｅ，４８ｆで演算し、駆動信号Ａ，Ｄ，Ｂを出力する。この論理演算によって、運転・停止判定信号ｐｗｍ＿ｅｎａｂｌｅがＬのときには、駆動信号Ａ，Ｄ，ＢはＬになって、各信号により駆動されるスイッチ手段はオフとなり、電源から負荷への電力供給を停止することができる。
また、信号Ｃo，Ｅoと、運転・停止判定信号ｐｗｍ＿ｅｎａｂｌｅをＮＯＴ回路４７ｃで反転した信号との論理和を、ＯＲ回路５０ｂ，５０ｃで演算し、駆動信号Ｃと駆動信号Ｅを出力する。この論理演算によって、運転・停止判定信号ｐｗｍ＿ｅｎａｂｌｅがＬ、即ち、電力変換器１２の停止信号を受けて、駆動信号Ｃと駆動信号Ｅは共にＨになり、駆動信号Ｃと駆動信号Ｅをオンする。
【００３９】
このようにして生成されたＰＷＭパルスをもとに、電力変換器１２の各スイッチ手段をＯＮ・ＯＦＦ駆動し、出力電圧パルスを生成する。周期毎に、直流電源１１ａの電圧Ｖｄｃ＿ａから生成された電圧パルスと、直流電源１１ｂの電圧Ｖｄｃ＿ｂから生成された電圧パルスとの平均を取ると、元の３相電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊を実現する電圧パルスが生成されていることになる。
【００４０】
図１１は、図１０のＣ＿ＯＦＦ信号の生成を説明するブロック図である。図１１に示すように、Ｃ＿ＯＦＦ信号は、Ｃ＿ＯＦＦ判定器５１により生成される。Ｃ＿ＯＦＦ判定器５１は、分配目標値ｒｔｏ＿ｐａを入力とし、Ｃ＿ＯＦＦ信号を出力する。
図１２は、図１１のＣ＿ＯＦＦ判定器の動作を示すフローチャートである。図１２に示すように、Ｃ＿ＯＦＦ判定器５１は、先ず、分配目標値ｒｔｏ＿ｐａと予め設定されたｒ＿ｔｈの大小判定（ｒｔｏ＿ｐａ＜ｒ＿ｔｈ？）を行う（ステップＳ１０１）。判定の結果、ｒｔｏ＿ｐａがｒ＿ｔｈより大きい（ｙｅｓ）場合、Ｃ＿ＯＦＦ信号をＨにし（ステップＳ１０２）、ｒｔｏ＿ｐａがｒ＿ｔｈより大きくない（ｎｏ）場合、Ｃ＿ＯＦＦ信号をＬにし（ステップＳ１０３）て、処理を終了する。
【００４１】
ｒ＿ｔｈの値は、例えば０．０５のように設定し、実際に構成した電力変換装置１２のオン・オフ波形から実験的にその値を決め、若しくは、回路シミュレーション等により、模擬実験を行って値を決める。
このようにして駆動する電力変換器１２は、直流電源１１ａと直流電源１１ｂの電力配分を操作することが可能であり、従来の「燃料電池を有する直流電源」（特許文献１参照）に示されているような直流電圧を調整するＤＣ−ＤＣコンバータを用いずに、電源電力を配分制御することができる。このため、電力変換制御システム全体を小形化・高効率化することができる。
これに加えて、Ｃ＿ＯＦＦ判定器５１とＣ＿ＯＦＦ判定信号を用いることにより、次に示す効果を得ることができる。
【００４２】
図１３は、電圧波形の計測点を示す、図２のＵ相についての図６と同様の回路図である。図１３に示すように、半導体スイッチ１７ａとダイオード１７ｂの出力端子間で、Ｕ相における出力電圧Ｖｕの波形を計測する。
図１４は、計測した電圧波形の一例を示す波形説明図である。図１４に示すように、分配目標値ｒｔｏ＿ｐａが小さくなると、変調率指令値ｍｕ＿ａ＿ｃ＊の値も小さくなり、その結果、駆動信号Ａのパルス幅は短くなる。パルス幅が短くなると、スイッチ手段のオン時の遅れ等により、パルス幅に相当するオン時間を実現できなくなってくる。図中、点線で囲んだ区間では、出力電圧Ｖｕに、駆動信号Ａのオンにより電圧Ｅ１のパルスが出力されるべきであるが、パルス幅が小さくなると、パルス電圧が実現できなくなる。
【００４３】
一方で、出力端子から直流電源１１ａの正極への経路は、駆動信号Ｃのオンによって開通している。オン区間が実現できなくなるため、駆動信号Ａを通してコンデンサ２８（図１３参照）から放電される電荷は少なくなり、この電荷量と駆動信号Ｃを通してコンデンサ２８を充電する電荷量を比較すると、充電する電荷量の方が大きくなる。従って、コンデンサ２８から直流電源１１ａへの経路上のダイオード３０によって、コンデンサ２８の電圧は上昇していく。
【００４４】
Ｃ＿ＯＦＦ判定信号を生成することで、分配目標値ｒｔｏ＿ｐａが小さくなり、駆動信号Ａのパルス幅が小さくなりオン時間を実現できなくなる場合には、駆動信号Ｃのスイッチ手段をオフし、コンデンサ２８への充電を防止する。これにより、コンデンサ２８の電圧上昇を抑えることができるため、コンデンサ２８や各スイッチ手段を選定する際に、耐電圧の高いものを使用せずに済み、電力変換器１２のコストを低減することができる。
図１５は、第１実施の形態の構成適用後のスイッチ手段の動きを示す波形説明図である。図１５に示すように、駆動信号ＡがＯＮしている期間中は、駆動信号Ａ〜Ｅ（直流電源１１ａ→直流電源１１ｂ）へ流れる経路ができてしまうが、そもそも直流電源１１ａのＯＮにより電流は流れないので問題はない。また、当然に電源１１ａ＜電源１１ｂの関係であれば、電流は流れない。
【００４５】
（第２実施の形態）
次に、この発明の第２実施の形態に係る電力変換制御システムについて説明する。ここでは、第１実施の形態との差異のみを説明する。この電力変換制御システムは、Ｃ＿ＯＦＦ判定器５１に代えて、Ｃ＿ＯＦＦ判定器５２を有している。その他の構成及び作用は、第１実施の形態の電力変換制御システム１０と同様である。
図１６は、第２実施の形態に係るＣ＿ＯＦＦ判定器によるＣ＿ＯＦＦ信号の生成を説明するブロック図である。図１６に示すように、Ｃ＿ＯＦＦ判定器５２は、電力の分配の指令値である分配目標値ｒｔｏ＿ｐａ０を入力とし、Ｃ＿ＯＦＦ信号と電力制御への分配目標値ｒｔｏ＿ｐａを出力する。
【００４６】
図１７は、図１６のＣ＿ＯＦＦ判定器の動作を示すフローチャートである。図１７に示すように、Ｃ＿ＯＦＦ判定器５２は、先ず、分配目標値ｒｔｏ＿ｐａと、予め設定されたｒ＿ｔｈの大小判定（ｒｔｏ＿ｐａ＜ｒ＿ｔｈ？）を行う（ステップＳ２０１）。判定の結果、分配目標値ｒｔｏ＿ｐａがｒ＿ｔｈより大きい（ｙｅｓ）場合、Ｃ＿ＯＦＦ信号をＨにすると同時に、分配目標値ｒｔｏ＿ｐａ＝０とし（ステップＳ２０２）、分配目標値ｒｔｏ＿ｐａがｒ＿ｔｈより大きくない（ｎｏ）場合、Ｃ＿ＯＦＦ信号はＬとなり、分配目標値ｒｔｏ＿ｐａについては、ｒｔｏ＿ｐａ＝ｒｔｏ＿ｐａ０として入力値をそのまま出力し（ステップＳ２０３）、処理を終了する。
【００４７】
電力制御・変調率演算部３２における分配目標値ｒｔｏ＿ｐａは、このＣ＿ＯＦＦ判定器５２の出力ｒｔｏ＿ｐａを用いる。
つまり、直流電源１１ａの分配目標値ｒｔｏ＿ｐａを０にすると、直流電源１１ｂの分配目標値ｒｔｏ＿ｐｂの計算段階で、他の電源の比率に加算して出力される。
【００４８】
このように、Ｃ＿ＯＦＦ判定信号を生成することで、電力の分配の指令値である分配目標値ｒｔｏ＿ｐａ０が小さくなり、駆動信号Ａのパルス幅が小さくなってオン時間を実現できなくなる場合には、駆動信号Ｃにより駆動されるスイッチ手段をオフし、コンデンサ２８への充電を防止することができる。それと同時に、直流電源１１ａの電力分配目標値を０にすることで、直流電源１１ｂからの電力分配目標値は１になり、直流電源１１ｂから所望のモータ電圧指令値が出力されることになる。これによって、モータ１５の出力電圧の指令値に対して、誤差の小さい電圧パルスを出力することができ、高い精度でモータトルクを制御することができる。
【００４９】
なお、第１実施の形態においては、それまで出力されてきた直流電源１１ａからの電圧パルスは、分配目標値の低下と、更に、Ｃ＿ＯＦＦ回路５１によって、出力電圧パルスが生成されてなくなる。このため、出力電圧誤差が生じるが、モータ１５は電流フィードバック制御で駆動されているため、出力電圧の誤差は、フィードバックによって、徐々に小さくなっていく。
【００５０】
（第３実施の形態）
次に、この発明の第３実施の形態に係る電力変換制御システムについて説明する。ここでは、第２実施の形態との差異のみを説明する。この電力変換制御システムは、駆動信号処理回路部３４に代えて、駆動信号処理回路部５３を有している。その他の構成及び作用は、第２実施の形態の電力変換制御システムと同様である。
図１８は、第３実施の形態に係る駆動信号処理回路部の構成を説明する回路図である。図１８に示すように、駆動信号処理回路部５３は、Ｃ＿ＯＦＦ判定信号を用いない回路構成を有しており、第２実施の形態の駆動信号処理回路部３４からＮＯＴ回路４７ｂ及びＡＮＤ回路４８ｃが除かれている。
【００５１】
図１９は、第３実施の形態に係るＣ＿ＯＦＦ判定器によるＣ＿ＯＦＦ信号の生成を説明するブロック図である。図１９に示すように、Ｃ＿ＯＦＦ判定器５４は、電力の分配の指令値である分配目標値ｒｔｏ＿ｐａ０を入力とし、電力制御への分配目標値ｒｔｏ＿ｐａを出力する。
図２０は、図１９のＣ＿ＯＦＦ判定器の動作を示すフローチャートである。図２０に示すように、Ｃ＿ＯＦＦ判定器５４は、先ず、電力の分配の指令値である分配目標値ｒｔｏ＿ｐａ０と、予め設定されたｒ＿ｔｈの大小判定（ｒｔｏ＿ｐａ＜ｒ＿ｔｈ？）を行う（ステップＳ３０１）。判定の結果、分配目標値ｒｔｏ＿ｐａ０がｒ＿ｔｈより小さい（ｙｅｓ）場合、分配目標値ｒｔｏ＿ｐａ０＝０とし（ステップＳ３０２）、分配目標値ｒｔｏ＿ｐａ０がｒ＿ｔｈより小さくない（ｎｏ）場合、分配目標値ｒｔｏ＿ｐａ０＝ｒｔｏ＿ｐａとし、入力値をそのまま出力し（ステップＳ３０３）て、処理を終了する。
【００５２】
電力制御・変調率演算部３２における分配目標値ｒｔｏ＿ｐａは、このＣ＿ＯＦＦ判定器５４から出力された分配目標値ｒｔｏ＿ｐａを用いる。
上記構成を有することにより、駆動信号処理回路部５３の構成を簡略化することができ、より低コストでコンデンサ２８の電圧上昇を抑えることができる。
なお、駆動信号Ｃにより駆動されるスイッチ手段はＯＮするが、分配目標値ｒｔｏ＿ｐａ＝０のもとでは、駆動信号Ｃにより駆動されるスイッチ手段がオンするときには駆動信号Ｂにより駆動されるスイッチ手段もオンしており、コンデンサ２８への充電は殆ど生じない。しかし、駆動信号Ｂ及び駆動信号Ｃにより駆動されるスイッチ手段の動作にバラツキが生じると、コンデンサ２８への充電も起こり得るため、この実施例では、スイッチ手段の動作バラツキが小さいというのが前提になる。
【００５３】
（第４実施の形態）
次に、この発明の第４実施の形態に係る電力変換制御システムについて説明する。ここでは、第２実施の形態との差異のみを説明する。この電力変換制御システムは、第２実施の形態におけるＣ＿ＯＦＦ判定器５２に代えて、Ｃ＿ＯＦＦ判定器５２とは構成及び動作が異なるＣ＿ＯＦＦ判定器５５を有している。その他の構成及び作用は、第２実施の形態の電力変換制御システムと同様である。
【００５４】
図２１は、第４実施の形態に係るＣ＿ＯＦＦ判定器によるＣ＿ＯＦＦ信号の生成を説明するブロック図である。図２１に示すように、Ｃ＿ＯＦＦ判定器５５は、電力の分配の指令値である分配目標値ｒｔｏ＿ｐａ０を入力とし、Ｃ＿ＯＦＦ信号と電力制御への分配目標値ｒｔｏ＿ｐａを出力すると共に、出力したＣ＿ＯＦＦ信号をフィードバックし次のステップでＣ＿ＯＦＦ判定器５５内の処理に用いる。
図２２は、図２１のＣ＿ＯＦＦ判定器の動作を示すフローチャートである。図２３は、図２１のＣ＿ＯＦＦ判定器の動作による分配目標値である。
【００５５】
図２２に示すように、Ｃ＿ＯＦＦ判定器５５は、先ず、Ｃ＿ＯＦＦ信号の状態判定（Ｃ＿ＯＦＦ＝Ｌ？）を行う（ステップＳ４０１）。判定の結果、Ｃ＿ＯＦＦ＝Ｌである（ｙｅｓ）場合、電力の分配の指令値である分配目標値ｒｔｏ＿ｐａ０と、予め設定されたｒ＿ｔｈ１の大小判定（ｒｔｏ＿ｐａ０＜ｒ＿ｔｈ１？）を行う（ステップＳ４０２）。
判定の結果、分配目標値ｒｔｏ＿ｐａ０がｒ＿ｔｈ１より小さい（ｙｅｓ）場合、Ｃ＿ＯＦＦ信号をＨにすると同時に、分配目標値ｒｔｏ＿ｐａ＝０とし（ステップＳ４０３）、一方、分配目標値ｒｔｏ＿ｐａ０がｒ＿ｔｈ１より小さくない（ｎｏ）場合、Ｃ＿ＯＦＦ信号をＬにすると同時に、分配目標値ｒｔｏ＿ｐａ＝ｒｔｏ＿ｐａ０として入力値をそのまま出力し（ステップＳ４０４）、処理を終了する。
【００５６】
また、ステップＳ４０１での判定の結果、Ｃ＿ＯＦＦ＝Ｌでない（ｎｏ）場合、電力の分配の指令値である分配目標値ｒｔｏ＿ｐａ０と、予め設定されたｒ＿ｔｈ２の大小判定（ｒｔｏ＿ｐａ０＞ｒ＿ｔｈ２？）を行う（ステップＳ４０５）。判定の結果、分配目標値ｒｔｏ＿ｐａ０がｒ＿ｔｈ２より大きい（ｙｅｓ）場合、Ｃ＿ＯＦＦ信号をＬにすると同時に、分配目標値ｒｔｏ＿ｐａ＝ｒｔｏ＿ｐａ０として入力値をそのまま出力し（ステップＳ４０６）、一方、分配目標値ｒｔｏ＿ｐａ０がｒ＿ｔｈ２より大きくない（ｎｏ）場合、Ｃ＿ＯＦＦ信号をＨにすると同時に、分配目標値ｒｔｏ＿ｐａ＝０とし（ステップＳ４０７）、処理を終了する。
【００５７】
ここで、ｒ＿ｔｈ１とｒ＿ｔｈ２を、ｒ＿ｔｈ１＜ｒ＿ｔｈ２の関係に設定することにより、上述したＣ＿ＯＦＦ判定器５５の動作（図２２参照）は、図２３に示すように、判定にヒステリシスを設けることができる。
電力制御・変調率演算部３２における分配目標値ｒｔｏ＿ｐａは、このＣ＿ＯＦＦ判定器５５から出力された分配目標値ｒｔｏ＿ｐａを用いる。
【００５８】
上記構成を有することにより、Ｃ＿ＯＦＦ判定信号を生成することで、コンデンサ２８への充電を防止することができると同時に、直流電源１１ａの電力分配目標値を０にすることで、モータ１５の出力電圧の指令値に対し、誤差の小さい電圧パルスを出力することができ、高い精度でモータトルクを制御することができる。また、Ｃ＿ＯＦＦ判定信号と電力分配目標値の判定にヒステリシスを設けることで、微小なノイズ等によって分配目標値ｒｔｏ＿ｐａ０が乱されるような場合にも、不要なＣ＿ＯＦＦ切り替えを発生させずに済み、電力配分制御性を高めることができる。
【００５９】
上述したように、この発明に係る電力変換装置は、複数の直流電源に接続され、前記複数の電源のそれぞれの出力電圧からパルスを生成・合成することで交流モータを駆動するための駆動電圧を生成する電力変換装置であって、前記駆動電圧を前記複数の直流電源の出力が所定の電力配分となるように前記各直流電源に各々対応させた電圧指令値を生成する手段と、所定の電力配分の配分比率に基づいて、負荷から該当する電源への還流経路を遮断する手段とを備えることを特徴とする。
【００６０】
従って、複数の直流電源の電力配分を操作することが可能であり、従来の電力変換装置のように、直流電圧を調整するＤＣ−ＤＣコンバータを用いずに、電源電力を配分制御することができる。このため、装置全体を小形化・高効率化することができるようになる。また、電源から電力を配分する比率に応じて、電源への経路を遮断することで、電源への充電を防止し、電圧が不要に上昇することを未然に防止することが可能になる。これによって、不要な充電が生じ、耐圧の高い素子を選定する必要がなく、小型・低コストの電力変換装置を提供することが可能になる。
【００６１】
また、前記還流経路を遮断する手段は、前記配分比率が所定値以下の場合、前記還流経路に備えられたスイッチ手段をＯＦＦするスイッチ駆動信号を出力する駆動信号処理回路であることを特徴とする。
従って、電源から電力を配分する比率に応じて、配分する比率を制限することで、電源への充電を防止し、電圧が上昇することを未然に防止することが可能になる。これによって、不要な充電が生じ、耐圧の高い素子を選定する必要がなく、小型・低コストの電力変換器を提供することが可能になる。
【００６２】
また、前記還流経路を遮断する手段は、前記配分比率が所定値以下の場合、該当する直流電源の配分比率を０として出力することを特徴とする。
従って、電源から電力を配分する比率に応じて、配分する比率を０にすることで、電源への充電を防止することが可能になる。
また、前記還流経路を遮断する手段は、前記配分比率に下限値を持ち、前記配分比率が下限値を下回る際に、該当する直流電源の配分比率を０として出力すると共に、０として出力する前の配分比率を、他の直流電源の配分比率に加算して出力することを特徴とする。
【００６３】
従って、電源から電力を配分する比率に応じて、配分する比率を０にするとともに、他の電源からの配分比率に加算して出力する事で、電源への充電を防止できる。また、交流モータの出力電圧の指令値に対して、誤差の小さい電圧パルスを出力でき、高い精度でモータトルクを制御することができる。
また、前記還流経路を遮断する手段は、前記配分比率に下限値を持ち、前記配分比率が下限値を下回る際に、該当する直流電源の配分比率を０として出力すると共に、負荷から該当する直流電源への還流経路を遮断することを特徴とする。
従って、スイッチのオン・オフの個体ばらつきがあるような場合にも、配分比率を制限するだけでなく、電源への電流経路を遮断することで、確実に電源への充電を防止することができる。
【００６４】
また、負荷から該当する直流電源への還流経路を遮断すると共に、他の直流電源への還流経路をオンすることを特徴とする。
従って、電源への電流経路を遮断するとともに、他の電源への電流経路をオンすることで、還流電流の電流経路を確保することができる。これによって、端子に発生する電圧を抑え、耐圧の低い回路素子を使用できるようにすることで、電力変換装置のコストを低減することが可能になる。
【００６５】
また、前記配分比率の下限値にヒステリシスを設けることを特徴とする。
従って、Ｃ＿ＯＦＦ判定信号を生成することで、コンデンサへの充電を防止できると同時に、一方の直流電源（電源１１ａ）の電力分配目標値を０にすることで、交流モータの出力電圧の指令値に対して、誤差の小さい電圧パルスを出力でき、高い精度でモータトルクを制御することができる。また、Ｃ＿ＯＦＦ判定信号と電力分配目標値の判定に、ヒステリシスを設けることで、微小なノイズ等によって、分配目標値ｒｔｏ＿ｐａ０が乱されるような場合にも、不要なＣ＿ＯＦＦ切り替えを発生させずに済み、電力配分制御性を高めることができる。
【００６６】
また、前記複数の直流電源の内の充電不可能な直流電源に対応した配分比率に基づいて、電圧の配分比率値を判定することを特徴とする。
従って、充電不可能な電源の配分比率に基づいて、電圧の配分比率の操作を行うことで、不要な充電電流を未然に防止することができ、電力変換装置と電源システムを保護することが可能になる。これにより、保護機器の削減等の効果が得られる。
【００６７】
また、第１直流電源及び第２直流電源と、前記複数の電源のそれぞれの出力電圧から生成した電圧が供給される負荷と、前記第１直流電源の正極と前記負荷の間に設けられた第１通電経路スイッチ及び第１還流経路スイッチと、前記第２直流電源の正極と前記負荷の間に設けられた第２通電経路スイッチ及び第２還流経路スイッチと、前記第１直流電源及び前記第２直流電源の負極共通母線と前記負荷の間に設けられた第３通電経路スイッチとを備え、前記第１還流経路スイッチ及び前記第２還流経路スイッチは、通常、ＯＮであって、前記第１直流電源及び前記第２直流電源の電圧指令値に応じて、前記第１通電経路スイッチ及び前記第２通電経路スイッチを通電状態にし、前記第１通電経路スイッチがＯＮのとき前記第２還流経路スイッチがＯＦＦ、前記第２通電経路スイッチがＯＮのとき前記第１還流経路スイッチがＯＦＦ、前記第１通電経路スイッチ又は前記第２通電経路スイッチがＯＮのとき前記第２直流電源のＯＮを禁止において、前記第１直流電源の電力配分値が所定以下のときに前記第１還流経路スイッチをＯＦＦすると共に、前記第２還流経路スイッチをＯＮするＣ−ＯＦＦ回路を備えることを特徴とする。
また、前記第１直流電源の電力配分値が所定以下のときに、前記第１直流電源のＯＮを制限する手段を更に備えることを特徴とする。
【００６８】
このように、この発明によれば、複数の直流電源に接続され、複数の電源のそれぞれの出力電圧からパルスを生成・合成することで交流モータを駆動するための駆動電圧を生成する電力変換装置は、電圧指令値を生成する手段により、駆動電圧を複数の直流電源の出力が所定の電力配分となるように各直流電源に各々対応させた電圧指令値を生成し、還流経路を遮断する手段により、所定の電力配分の配分比率に基づいて負荷から該当する電源への還流経路を遮断する。
【００６９】
特に、フライホイールダイオード（還流ダイオード）に相当するスイッチを制御する、若しくは実質的にフライホイールダイオード（還流ダイオード）への電流を制限して、上述した課題を解決している。
このため、ＤＣ−ＤＣコンバータを介さずに、複数の電源電力を利用・配分して、全体の体積・損失を低減することができると共に、半導体素子で実現可能な最小オンパルス幅を考慮し、各素子の耐圧を不要に高くすることがない。
【図面の簡単な説明】
【００７０】
【図１】この発明の第１実施の形態に係る電力変換制御システムの回路構成を示すブロック図である。
【図２】図１の電力変換器の構成を示す回路図である。
【図３】図１の電流制御部の構成を説明するブロック図である。
【図４】電力制御・変調率演算部の構成を詳細に説明するブロック図である。
【図５】図１のＰＷＭパルス生成部で用いる三角波の波形説明図である。
【図６】図２のＵ相についての回路図である。
【図７】三角波比較による駆動信号Ａと駆動信号Ｅのパルス生成を示す波形説明図である。
【図８】三角波比較による駆動信号Ｄと駆動信号Ｃのパルス生成を示す波形説明図である。
【図９】デッドタイムＴｄが付加されたパルス生成の例を示す波形説明図である。
【図１０】図１の駆動信号処理回路部の構成を説明する回路図である。
【図１１】図１０のＣ＿ＯＦＦ信号の生成を説明するブロック図である。
【図１２】図１１のＣ＿ＯＦＦ判定器の動作を示すフローチャートである。
【図１３】電圧波形の計測点を示す、図２のＵ相についての図６と同様の回路図である。
【図１４】計測した電圧波形の一例を示す波形説明図である。
【図１５】第１実施の形態の構成適用後のスイッチ手段の動きを示す波形説明図である。
【図１６】第２実施の形態に係るＣ＿ＯＦＦ判定器によるＣ＿ＯＦＦ信号の生成を説明するブロック図である。
【図１７】図１６のＣ＿ＯＦＦ判定器の動作を示すフローチャートである。
【図１８】第３実施の形態に係る駆動信号処理回路部の構成を説明する回路図である。
【図１９】第３実施の形態に係るＣ＿ＯＦＦ判定器によるＣ＿ＯＦＦ信号の生成を説明するブロック図である。
【図２０】図１９のＣ＿ＯＦＦ判定器の動作を示すフローチャートである。
【図２１】第４実施の形態に係るＣ＿ＯＦＦ判定器によるＣ＿ＯＦＦ信号の生成を説明するブロック図である。
【図２２】図２１のＣ＿ＯＦＦ判定器の動作を示すフローチャートである。
【図２３】図２１のＣ＿ＯＦＦ判定器の動作による分配目標値である。
【図２４】従来の「燃料電池を有する直流電源」におけるモータ駆動システムの概略構成を示すブロック図である。
【図２５】従来の「電力変換装置、及びこれを搭載した燃料電池車両」におけるモータ駆動システムの概略構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００７１】
１０  電力変換制御システム
１１ａ，１１ｂ  直流電源
１２  電力変換器
１３  トルク制御装置
１４  電力制御装置
１５  モータ
１６  共通負極母線
１７ａ，１８ａ，１９ａ，２１ａ，２１ｂ，２２ａ，２２ｂ，２３ａ，２３ｂ，２５ａ，２５ｂ，２６ａ，２６ｂ，２７ａ，２７ｂ  半導体スイッチ
１７ｂ，１８ｂ，１９ｂ，３０  ダイオード
２０，２４  正極母線
２８，２９  平滑コンデンサ
３１  電流制御部
３２  電力制御・変調率演算部
３３  ＰＷＭパルス生成部
３４，５３  駆動信号処理回路部
３５  ３相／ｄｑ変換部
３６  制御部
３７  ｄｑ／３相変換部
３８，４２，４３  乗算器
３９  減算器
４０  変調率演算手段
４１  変調率補正手段
４４  変調率オフセット演算器
４５，４６  加算器
４７ａ，４７ｂ，４７ｃ  ＮＯＴ回路
４８ａ，４８ｂ，４８ｃ，４８ｄ，４８ｅ，４８ｆ  ＡＮＤ回路
４９  ＮＯＲ回路
５０ａ，５０ｂ，５０ｃ  ＯＲ回路
５１，５２，５４，５５  Ｃ＿ＯＦＦ判定器
【図１】
2007244137.tif 000005
【図２】
2007244137.tif 000006
【図３】
2007244137.tif 000007
【図４】
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【図５】
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【図６】
2007244137.tif 000010
【図７】
2007244137.tif 000011
【図８】
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【図９】
2007244137.tif 000013
【図１０】
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【図１１】
2007244137.tif 000015
【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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