(57)【要約】【課題】回路点数の増加を抑えつつ軽負荷動作モードに切り換え、低消費電流で動作するスイッチングレギュレータを提供することを目的とするものである。【解決手段】制御回路部１０１では、軽負荷検知部１０２からの出力信号を受けて動作モードの切り換えを行う。軽負荷検知部１０２は電圧Ｖｌｘの電圧変動から軽負荷を検知し軽負荷検知信号を制御回路部１０１へ出力する。制御回路部１０１はこの軽負荷検知信号を受けて動作モードを通常動作モードから軽負荷動作モードに切り換えるものとした。【選択図】図１
2007252113.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
インダクタと、スイッチングトランジスタとを備え、通常動作モードと軽負荷動作モードとを有するスイッチングレギュレータにおいて、
前記通常動作モードと前記軽負荷動作モードとを切り換える動作モード切換手段と、
負荷が軽負荷であることを検知する軽負荷検知手段とを有し、
前記軽負荷検知手段は、前記スイッチングトランジスタがオフの状態において、前記スイッチングトランジスタと前記インダクタとの接続点における電圧変動により軽負荷を検知し、
前記動作モード切換手段は、前記軽負荷検知手段が軽負荷を検知したとき、前記動作モードを前記通常動作モードから軽負荷動作モードに切り替えることを特徴とするスイッチングレギュレータ。
【請求項２】
前記通常動作モードはＰＷＭ制御モードであり、前記軽負荷動作モードはＰＦＭ制御モードであることを特徴とする請求項１の記載のスイッチングレギュレータ。
【請求項３】
前記軽負荷検知手段は、フリップフロップ回路を備え、
前記フリップフロップ回路のクロック入力端子に前記スイッチングトランジスタと前記インダクタとの接続点が接続され、
入力端子とリセット端子に前記スイッチングトランジスタのゲート端子に、前記スイッチングトランジスタに供給される制御信号が供給されることを特徴とする請求項１または２に記載のスイッチングレギュレータ。
【請求項４】
前記軽負荷検知手段は、前記スイッチングトランジスタと前記インダクタとの接続点と、前記フリップフロップ回路の間に配設されたインバータ回路を有し、
前記インバータ回路は定電流インバータであることを特徴とする請求項１ないし３のいずれか一項に記載のスイッチングレギュレータ。
【請求項５】
前記軽負荷検知手段は、第一の端子が接地され、第二の端子が電流源に接続されたトランジスタを有し、前記トランジスタの第三の端子であるゲート端子に、前記スイッチングトランジスタと前記インダクタとの接続点の電圧が印加されることを特徴とする請求項１ないし４のいずれか一項に記載のスイッチングレギュレータ。
【請求項６】
当該スイッチングレギュレータは昇圧型スイッチングレギュレータであって、
前記軽負荷検知手段は、前記スイッチングトランジスタと前記インダクタとの接続点と電源間に接続されたスイッチング素子を有し、
前記スイッチング素子は、前記フリップフロップ回路の出力信号によりオン／オフが制御されることを特徴とする請求項１ないし５のいずれか一項に記載のスイッチングレギュレータ。
【請求項７】
前記軽負荷検知手段は、前記スイッチングトランジスタと前記インダクタとの接続点の電圧を分圧する分圧手段を有し、
前記スイッチング素子は、前記分圧手段の出力端子と、電源または接地間に接続されたこと特徴とする請求項６に記載のスイッチングレギュレータ。
【請求項８】
前記スイッチングトランジスタと軽負荷検知手段と動作モード切換手段とが一体化された半導体集積回路であることを特徴とする請求項１ないし７のいずれか一項に記載のスイッチングレギュレータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は携帯機器等に用いられるスイッチングレギュレータに関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、環境対策上からも省エネルギー化が求められており、携帯機器等、電池を使用する機器においてはその電池寿命をのばすという観点からも低消費電流化が望まれる。
【０００３】
このような携帯機器等に使用されるスイッチングレギュレータでは、軽負荷時と重負荷時とで制御方法を切り換える手法が知られている。例えば、スイッチングレギュレータの有するインダクタのインダクタ電流が小さくなるか、あるいはインダクタ電流が不連続状態となったときを軽負荷時として検知し、制御方法を切り換える方法がある。
【０００４】
この方法においては、インダクタ電流の変動を検知するために、スイッチングレギュレータの有する整流ダイオード等の電位の変動を監視している。
【０００５】
特開２００５−１６０２５４号公報（特許文献１）には、スイッチング素子の制御電極と入出力端子間にできる寄生容量の充放電に伴う損失を極めて小さくすることができるスイッチングレギュレータが記載されている。
【特許文献１】特開２００５−１６０２５４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、従来の切り換え方法では電位の変動を監視するために誤差増幅器やコンパレータなどのアナログ回路が必要であり、回路点数、消費電流の増大を招くという問題点がある。
【０００７】
本発明は、このような問題点を鑑みて、これらを解決すべくなされたものであり、回路点数の増加を抑えつつ軽負荷動作モードに切り換え、低消費電流で動作するスイッチングレギュレータを提供することを目的とするものである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的を達成するために、本発明のスイッチングレギュレータは以下のような構成を採用した。
【０００９】
本発明のスイッチングレギュレータは、インダクタと、スイッチングトランジスタとを備え、通常動作モードと軽負荷動作モードとを有するスイッチングレギュレータにおいて、前記通常動作モードと前記軽負荷動作モードとを切り換える動作モード切換手段と、負荷が軽負荷であることを検知する軽負荷検知手段とを有し、前記軽負荷検知手段は、前記スイッチングトランジスタがオフの状態において、前記スイッチングトランジスタと前記インダクタの接続点における電圧変動により、前記軽負荷を検知し、前記動作モード切換手段は、前記軽負荷検知手段が前記軽負荷を検知したとき、前記動作モードを前記通常動作モードから軽負荷動作モードに切り換える構成とすることができる。
【００１０】
これにより、回路点数の増加を抑えつつ軽負荷動作モードに切り換え、低消費電流で動作させることができる。
【００１１】
また、本発明のスイッチングレギュレータは、上記目的を達成するために、さらに、前記通常動作モードはＰＷＭ制御モードであり、前記軽負荷動作モードはＰＦＭ制御モードである構成とすることができる。
【００１２】
軽負荷時には制御効率が良く低消費電流であるＰＦＭ制御モードとすることにより、軽負荷時における消費電流を抑えることができる。
【００１３】
また、本発明のスイッチングレギュレータは、上記目的を達成するために、さらに、前記軽負荷検知手段は、フリップフロップ回路を備え、前記フリップフロップ回路のクロック入力端子に前記スイッチングトランジスタと前記インダクタとの接続点が接続され、入力端子とリセット端子に前記スイッチングトランジスタのゲート端子に、前記スイッチングトランジスタに供給される制御信号が供給される構成とすることができる。
【００１４】
このように、論理回路であるフリップフロップ回路を軽負荷検知手段に用いることにより、消費電流を抑えつつ軽負荷を検知することができる。
【００１５】
また、本発明のスイッチングレギュレータは、上記目的を達成するために、さらに、前記軽負荷検知手段は、前記スイッチングトランジスタと前記インダクタとの接続点と、前記フリップフロップ回路の間に配設されたインバータ回路を有し、前記インバータ回路は定電流インバータである構成とすることができる。
【００１６】
前記インバータ回路を前記定電流インバータとすることで、インバータ回路の消費電流を削減し、また前記フリップフロップ回路のクロック端子へ入力されるクロック信号を生成することができる。
【００１７】
本発明のスイッチングレギュレータは、上記目的を達成するために、さらに、前記軽負荷検知手段は、第一の端子が接地され、第二の端子が電流源に接続されたトランジスタを有し、前記トランジスタの第三の端子であるゲート端子に、前記スイッチングトランジスタと前記インダクタとの接続点の電圧が印加される構成とすることができる。
【００１８】
これにより、出力電圧が低い場合でも前記フリップフロップ回路のクロック端子へ入力されるクロック信号を生成することができる。
【００１９】
また、本発明のスイッチングレギュレータは、上記目的を達成するために、さらに、当該スイッチングレギュレータは昇圧型スイッチングレギュレータであって、前記軽負荷検知手段は、前記スイッチングトランジスタと前記インダクタとの接続点と電源間に接続されたスイッチング素子を有し、前記スイッチング素子は、前記フリップフロップ回路の出力信号によりオン／オフが制御される構成とすることができる。
【００２０】
これにより、前記軽負荷検知手段が一度インダクタ電流不連続モードを検知したのち、前記スイッチングトランジスタと前記インダクタとの接続点の電圧を電源電圧に固定することができる。
【００２１】
また、本発明のスイッチングレギュレータは、上記目的を達成するために、さらに、前記軽負荷検知手段は、前記スイッチングトランジスタと前記インダクタとの接続点の電圧を分圧する分圧手段を有し、前記スイッチング素子は、前記分圧手段の出力端子と、電源または接地間に接続された構成とすることができる。
【００２２】
これにより、前記スイッチングトランジスタと前記インダクタとの接続点の電圧を適度な電圧まで降下させて前記フリップフロップ回路のクロック入力信号とすることができる。
【００２３】
また、本発明のスイッチングレギュレータは、上記目的を達成するために、さらに、前記スイッチングトランジスタと軽負荷検知手段と動作モード切換手段とが一体化された半導体集積回路である構成とすることができる。
【００２４】
前記各手段を半導体集積回路内に内蔵することで、半導体集積回路の内部で前記スイッチングトランジスタと前記インダクタとの接続点の電圧を監視することができるため、半導体集積回路の端子数の増加を防止できる。
【発明の効果】
【００２５】
本発明のスイッチングレギュレータによれば、回路点数の増加を抑えつつ軽負荷動作モードに切り換え、低消費電流で動作させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
本発明のスイッチングレギュレータは、動作モード切換部と軽負荷検知部とを有し、インダクタ電流の電流不連続モードになったとき、軽負荷検知部により負荷が軽負荷であることを検知し、軽負荷検知信号を出力する。動作モード切換部は、この軽負荷検知信号を受けて動作モードを通常動作モードから、軽負荷動作モードに切り換える制御を行う。
【実施例１】
【００２７】
以下、図１、図２を参照して本発明の実施例１について説明する。図１は本発明の実施例１のスイッチングレギュレータ１００を示す回路構成図である。図２はスイッチングレギュレータ１００の動作波形を説明する図である。
【００２８】
図１に示すスイッチングレギュレータ１００は、制御回路部１０１、軽負荷検知部１０２、スイッチングトランジスタ１０８、整流ダイオード１０９、出力コンデンサ１１０、インダクタ１１１及び分圧部１１２とで構成される降圧型スイッチングレギュレータである。
【００２９】
スイッチングレギュレータ１００では、スイッチングトランジスタ１０８がオンのとき、出力電圧Ｖｏを出力端子から出力し、それと同時に入出力電位差に相当するエネルギーをインダクタ１１１に蓄積する。そして、スイッチングトランジスタ１０８がオフのとき、インダクタ１１１に蓄積されたエネルギーを出力電圧Ｖｏとして出力端子より出力する。これにより、スイッチングレギュレータ１００は安定した直流電圧を出力する。
【００３０】
制御回路部１０１は、スイッチングレギュレータ１００において、負荷が通常であるときの通常動作モードであるＰＷＭ（Pulse Wide Modulation）制御モードと、負荷が軽負荷であるときの軽負荷動作モードであるＰＦＭ（Pulse Frequency Modulation）制御モードを有し、外部信号を受けてこの動作モードを切り換える。
【００３１】
制御回路部１０１の入力端子は、分圧部１１２の出力端子に接続され、出力電圧Ｖｏに比例した電圧が印加されている。そして、制御回路部１０１の出力端子は、インバータ回路１１３を介してスイッチングトランジスタ１０８のゲートへ接続され、制御回路部１０１から出力される制御信号１０４によりスイッチングトランジスタ１０８のオン／オフの制御を行っている。
【００３２】
軽負荷検知部１０２は論理回路であって、定電流インバータ回路１０６ａ、インバータ回路１０６ｂ及びＤ（Delayed）フリップフロップ回路（以下、Ｄ−ＦＦ）１０７により構成されている。また、分圧部１１２は抵抗素子が直列に接続されて構成されている。
【００３３】
スイッチングトランジスタ１０８のソースには電源電圧Ｖｉが印加され、スイッチングトランジスタ１０８のドレインは、整流ダイオード１０９のカソードに接続されている。整流ダイオード１０９のアノードは接地されている。そしてスイッチングトランジスタ１０８のゲートには、制御信号１０４が印加されている。
【００３４】
スイッチングトランジスタ１０８と整流ダイオード１０９との接続点にはインダクタ１１１の一端が接続されている。そして、インダクタ１１１の他端は、スイッチングレギュレータ１００の出力端子に接続されている。出力端子と接地間には出力コンデンサ１１０が接続されている。ここで、スイッチングトランジスタ１０８とインダクタ１１１との接続点の電圧をＶｌｘとし、出力端子に向かって流れるインダクタ電流をＩｌｘとした。
【００３５】
また、スイッチングトランジスタ１０８とインダクタ１１１との接続点は、定電流インバータ回路１０６ａの入力端子と接続されている。よって、電圧Ｖｌｘは、軽負荷検知部１０２の入力端子に印加される入力信号となる。定電流インバータ回路１０６ａの出力端子は、インバータ回路１０６ｂを介してＤ−ＦＦ１０７のクロック入力端子に接続されており、Ｄ−ＦＦ１０７の入力端子には、インバータ回路１０６ｂにより反転された定電流インバータ回路１０６ａの出力信号１０５が供給される。
【００３６】
Ｄ−ＦＦ１０７の入力端子とリセット端子にはスイッチングトランジスタ１０８に供給される制御信号１０４と同一の制御信号が供給されている。そして、Ｄ−ＦＦ１０７の出力端子は制御回路部１０１に接続され、Ｄ−ＦＦ１０７からの出力信号を軽負荷検知部１０２の出力信号１０３として制御回路部１０１へ供給している。尚、本実施例のＤ−ＦＦ１０７はリセット端子にＬレベルの信号が印加されたときリセットされるものである。
【００３７】
制御回路部１０１では、軽負荷検知部１０２からの出力信号１０３を受けて動作モードの切り換えを行う。本実施例において、制御回路部１０１は、軽負荷検知部１０２からハイレベル（以下、Ｈレベル）の信号を受けたとき、これを軽負荷検知信号として動作モードを通常動作モードから軽負荷動作モードに切り換えるものとした。
【００３８】
次に、図２を参照してスイッチングレギュレータ１００の動作について説明する。図２における期間Ｔ１は、インダクタ電流Ｉｌｘが０にならないインダクタ電流連続モード時の動作波形であり、期間Ｔ２はインダクタ電流Ｉｌｘが０になるインダクタ電流不連続モード時の動作波形である。
【００３９】
スイッチングレギュレータ１００において、スイッチングトランジスタ１０８がオンのとき、電圧Ｖｌｘはインダクタ電流の連続モード時、不連続モード時に関わらず常にＨレベルとなる。また、スイッチングトランジスタ１０８がオンのときは、Ｄ−ＦＦ１０７のリセット端子にＬレベルの信号が印加され、Ｄ−ＦＦ１０７はリセットされた状態となる。よって、このときＤ−ＦＦ１０７の出力信号、すなわち軽負荷検知部１０２の出力信号１０３はＬレベルに維持され、制御回路部１０１は動作モードの切り換えを行わない。
【００４０】
よって、ここではスイッチングトランジスタ１０８がオフの状態におけるスイッチングレギュレータ１００の動作を説明する。
【００４１】
まず、インダクタ電流連続モード時（図２の期間Ｔ１）について以下に説明する。インダクタ電流連続モードにおいては、インダクタ電流Ｉｌｘは常に出力方向に向かって流れている。制御信号１０４がＨレベルのとき、すなわちスイッチングトランジスタ１０８がオフのとき、整流ダイオード１０９は接地側から順方向に常に電流を流し続けるため、整流ダイオード１０９のカソード電圧、すなわち電圧Ｖｌｘは常にローレベル（以下、Ｌレベル）となる。尚このとき、厳密には整流ダイオード１０９のカソード電圧は、整流ダイオード１０９の順方向電圧分だけ電圧降下している。
【００４２】
このため、制御信号１０４はＨレベルのとき、定電流インバータ回路１０６ａの入力端子には常にＬレベルの電圧が印加されるため、Ｄ−ＦＦ１０７にはクロック信号が印加されない。よって、Ｄ−ＦＦ１０７の出力信号、すなわち軽負荷検知部１０２の出力信号１０３はＬレベルを維持し、出力信号１０３がＨレベルになることはない。
【００４３】
よって、インダクタ電流連続モードにおいては、制御回路部１０１は常に通常動作モードであるＰＷＭ制御モードで動作し、軽負荷動作モードへの切り換えは行わない。
【００４４】
次に、インダクタ電流不連続モード時（図２の期間Ｔ２）について以下に説明する。インダクタ電流不連続モードにおいて、制御信号１０４がＨレベルのとき、すなわちスイッチングトランジスタ１０８がオフのとき、インダクタ電流Ｉｌｘは、インダクタ１１１の逆起電力によって出力方向と逆方向へ流れようとする。しかし、ここでインダクタ電流Ｉｌｘは整流ダイオード１０９の作用により接地方向へ流れることができず、電圧Ｖｌｘはフローティング状態となる。
【００４５】
そして、電圧Ｖｌｘは、インダクタ１１１と、スイッチングトランジスタ１０８のドレイン容量によりＬＣ発振を始める。このＬＣ発振における初期状態は、振幅およびオフセット電圧が出力電圧Ｖｏと同電圧の正弦波である。したがって、このときの出力電圧Ｖｏが電源電圧Ｖｉの１／２以上であった場合には、電圧ＶｌｘはＨレベルとＬレベルの間を往復する。尚ここでは便宜上ＬＣ発振としたが、厳密には配線などの寄生抵抗によりＬＣＲ発振となる。
【００４６】
ここで、定電流インバータ回路１０６ａの入力端子には、電圧Ｖｌｘが印加されている。電圧Ｖｌｘは定電流インバータ回路１０６ａによって増幅され、且つ二値化されて、出力信号１０５として出力される。この出力信号１０５は、インバータ回路１０６ｂにより反転されて、Ｄ−ＦＦ１０７のクロック入力信号となる。
【００４７】
例えば図２に示す時点Ａにおいて、電圧ＶｌｘがＨレベルの状態である。電圧ＶｌｘがＨレベルの状態となると、このＨレベルの信号が定電流インバータ回路１０６ａに印加され、出力信号１０５はＬレベルとなる。ここで、出力信号１０５はインバータ回路１０６ｂにより反転されてＤ−ＦＦ１０７のクロック入力端子に印加される。すなわち、クロック入力端子にはＨレベルの信号が印加される。すると、フリップフロップ回路１０７の出力信号、すなわち軽負荷検知部１０２の出力信号１０３がＨレベルとなり、このＨレベルの信号が軽負荷検知信号として制御回路部１０１に入力される。
【００４８】
制御回路部１０１では、この軽負荷検知信号を受けて、動作モードを通常動作モードのＰＷＭ動作モードから軽負荷動作モードであるＰＦＭ制御モードへ切り換える。そして、制御回路部１０１は、次にスイッチングトランジスタ１０８がオンになるタイミングから、スイッチングレギュレータ１００をＰＦＭ制御モードで動作させる。
【００４９】
このように、スイッチングレギュレータ１００では、スイッチングトランジスタ１０８がオフの状態において、スイッチングトランジスタ１０８とインダクタ１１１との接続点の電圧である電圧Ｖｌｘの電圧変動により軽負荷を検知し、自動的に軽負荷動作モードであるＰＦＭ制御モードとする。この軽負荷動作モードを用いることにより、軽負荷時におけるスイッチングレギュレータ１００の動作効率を向上させることができる。また、軽負荷検知部１０２は論理回路で構成されているため、軽負荷検知部１０２の駆動電流を小さくでき、かつ回路点数の増加を防止できる。さらに、従来のアナログ回路と比較して応答速度が早く、電圧Ｖｌｘの変動に対して高速な応答を実現することができる。
【００５０】
また、本実施例では、制御回路部１０１、軽負荷検知部１０２、スイッチングトランジスタ１０８及びインバータ回路１１３を、同一基板上に配置された半導体集積回路１２０とした。このように上記の各部が一体化された半導体集積回路１２０とすることで、スイッチングレギュレータ１００における入出力端子の数を減らすことができ、回路素子間の配線抵抗を小さくすることができる。よって、消費電流を少なくすることができる。また、インバータ回路を定電流インバータ回路とすることで、インバータ回路において消費する電流をなくし、低消費電流とすることができる。
【００５１】
また、本実施例では、さらなる低消費電流化を実現するため、通常動作モードであるＰＷＭ制御モードから軽負荷動作モードであるＰＦＭ制御モードに切り換わったとき、ＰＷＭ制御モードにおいてのみ使用していて回路素子の動作を停止することが好ましい。ここで言うＰＷＭ制御モードにおいてのみ使用していて回路素子とは、例えばスロープ回路や発振回路などである。
【００５２】
また、ＰＦＭ制御モードにおいて使用する誤差アンプ及び比較器は、ＰＷＭ制御モードにおいて使用するものと同一であることが好ましい。同一の回路素子を用いることにより、回路点数の増加を防止できる。また、各回路素子のオフセット電圧差による出力電圧変動を防止でき、精度の良いスイッチングレギュレータを提供することが可能となる。
【実施例２】
【００５３】
以下、図３、図４を参照して本発明の実施例２について説明する。図３は本発明の実施例２のスイッチングレギュレータ２００を示す回路構成図である。図４はスイッチングレギュレータ２００の動作波形を説明する図である。
【００５４】
実施例２のスイッチングレギュレータ２００は、実施例１のスイッチングレギュレータ１００の軽負荷検知部１０２内に、電圧Ｖｌｘを反転増幅させる回路を設けたものである。図３に示す実施例２のスイッチングレギュレータ２００において、図１に示したスイッチングレギュレータ１００と同一の構成または機能を有するものについては説明を省略し、図１と同一の符号を付与した。また、本実施例においては、軽負荷検知部１０２ａの構成のみが実施例１と異なる部分であるから、以下には実施例１と異なる部分のみ説明する。
【００５５】
実施例２のスイッチングレギュレータ２００が有する軽負荷検知部１０２ａは、定電流インバータ回路１０６ａ、Ｄ−ＦＦ１０７と、電流源２１２にドレインが接続されたＮＭＯＳトランジスタ２１３から構成されている。
【００５６】
トランジスタ２１３のソースは接地され、トランジスタのゲートにスイッチングトランジスタ１０８とインダクタ１１１との接続点の電圧である電圧Ｖｌｘが印加されている。この電圧Ｖｌｘは電流源２１２とＮＭＯＳトランジスタ２１３により反転増幅された出力信号２１４として定電流インバータ回路１０６ａの入力端子に印加される。
【００５７】
電流源２１２は、２つのＰＭＯＳトランジスタ２１２a、２１２ｂが構成するカレントミラー回路である。ＰＭＯＳトランジスタ２１２ａとＰＭＯＳトランジスタ２１２ｂのゲートは共通接続され、それぞれのソースは電流源に接続されている。
【００５８】
そして、ＰＭＯＳトランジスタ２１２ａのドレインは接地され、ＰＭＯＳトランジスタ２１２ｂのドレインがＮＭＯＳトランジスタ２１３のドレインに接続されており、ＰＭＯＳトランジスタ２１２ｂとＮＭＯＳトランジスタ２１３の接続点、すなわち電流源２１２とＮＭＯＳトランジスタ２１３との接続点が定電流インバータ回路１０６ａの入力端子と接続されている。
【００５９】
ここで、定電流インバータ回路１０６ａに印加される出力信号２１４は、ＮＭＯＳトランジスタ２１３において、ゲートに印加された電圧ＶｌｘがＮＭＯＳトランジスタ２１３のスレッショルドレベルを超えたときにＬレベルとなる。
【００６０】
次に、図４を参照してスイッチングレギュレータ２００の動作について説明する。図４における期間Ｔ１は、インダクタ電流Ｉｌｘが０にならないインダクタ電流連続モード時の動作波形であり、期間Ｔ２はインダクタ電流Ｉｌｘが０になるインダクタ電流不連続モード時の動作波形である。
【００６１】
スイッチングレギュレータ２００の動作は、インダクタ電流不連続モード時の出力電圧Ｖｏが低い状態においてのみ、実施例１で説明したスイッチングレギュレータ１００の動作と異なる。よって、以下にスイッチングレギュレータ１００と異なる動作を説明する。
【００６２】
インダクタ電流不連続モードにおいてスイッチングレギュレータ２００の出力電圧Ｖｏが低いとき、電圧ＶｌｘのＬＣ発振における振幅は小さくなる。この場合、定電流インバータ回路１０６ａでは電圧Ｖｌｘの変動を検知できない。そこで、軽負荷検知部１０２ａは、電流源２１２とＮＭＯＳトランジスタ２１３よりこの電圧Ｖｌｘを反転増幅することにより、電圧Ｖｌｘの電圧変動による軽負荷の検知を行う。
【００６３】
電圧ＶｌｘがＬＣ発振により変動し、ＮＭＯＳトランジスタ２１３のスレッショルドレベルを超えると、出力信号２１４はＬレベルとなる。このＬレベルの信号は、定電流インバータ回路１０６ａによりさらに反転増幅され、かつ二値化されてＨレベルの出力信号１０５となり、Ｄ−ＦＦ１０７のクロック信号となる。
【００６４】
クロック信号が入力されると、Ｄ−ＦＦ１０７の出力信号、すなわち軽負荷検知部１０２ａの出力信号１０３はＨレベルとなり、このＨレベルの信号が制御回路部１０１へ入力される。制御回路部１０１は、このＨレベルの信号を軽負荷検知信号とし、この信号を受けて動作モードを通常動作モードから軽負荷動作モードに切り換える。
【００６５】
このように、実施例２においては、出力電圧Ｖｏが低い場合でも負荷が軽負荷であることを検知することができる。また、本実施例では実施例１で説明したその他の形態や構成を適用することができる。また、実施例１で説明したその他の効果を奏することができる。
【実施例３】
【００６６】
以下、図５、図６を参照して本発明の実施例３について説明する。図５は本発明の実施例３のスイッチングレギュレータ３００を示す回路構成図である。図６はスイッチングレギュレータ３００の動作波形を説明する図である。
【００６７】
図５に示すスイッチングレギュレータ３００は、制御回路部３０１、軽負荷検知部３０２、インダクタ３０９、整流ダイオード３１０、スイッチングトランジスタ３１１、出力コンデンサ３１２及び分圧部３１３とで構成される昇圧型スイッチングレギュレータである。
【００６８】
スイッチングレギュレータ３００では、スイッチングトランジスタ３１１がオンのとき、出力電圧Ｖｏを出力端子から出力し、それと同時に入出力電位差に相当するエネルギーをインダクタ３０９に蓄積する。そして、スイッチングトランジスタ３１１がオフのとき、インダクタ３０９に蓄積されたエネルギーを出力電圧Ｖｏとして出力端子より出力する。これにより、スイッチングレギュレータ３００は安定した直流電圧を出力する。
【００６９】
制御回路部３０１及び分圧部３１３は、実施例１の制御回路部１０１及び分圧部１１２と同様の機能及び構成であるから説明を省略する。
【００７０】
制御回路部３０１の入力端子は、分圧部３１３の出力端子に接続され、出力電圧Ｖｏに比例した電圧が印加されている。制御回路部３０１の出力端子はスイッチングトランジスタ３１１のゲートへ接続され、制御回路部３０１から出力される制御信号３０４によりスイッチングトランジスタ３１１のオン／オフの制御を行っている。
【００７１】
軽負荷検知部３０２は論理回路であって、抵抗が直列接続された分圧部３０５、定電流インバータ回路３０６、Ｄ−ＦＦ３０８及びスイッチング素子３１４により構成されている。
【００７２】
スイッチングトランジスタ３１１のソースは接地され、スイッチングトランジスタ３１１のドレインは、整流ダイオード３１０のアノードに接続されている。そしてスイッチングトランジスタ３１１のゲートには、制御回路部３０１からの制御信号３０４が印加されている。整流ダイオード３１０のカソードはスイッチングレギュレータ３００の出力端子に接続され、出力端子と接地間には出力コンデンサ３１２が接続されている。
【００７３】
スイッチングトランジスタ３１１と整流ダイオード３１０との接続点にはインダクタ３０９の一端が接続されている。そして、インダクタ３０９の他端には、電源電圧Ｖｉが印加されている。ここで、スイッチングトランジスタ３１１とインダクタ３０９との接続点の電圧をＶｌｘとし、出力端子に向かって流れるインダクタ電流をＩｌｘとした。
【００７４】
また、スイッチングトランジスタ３１１とインダクタ３０９との接続点は、一端が接地された分圧部３０５の他端に接続されており、分圧部３０５の出力端子が定電流インバータ回路３０６の入力端子と接続されている。よって、電圧Ｖｌｘは軽負荷検知部３０２の入力端子に印加される入力信号となる。
【００７５】
軽負荷検知部３０２の入力信号である電圧Ｖｌｘは、分圧部３０５により分圧されて、電圧Ｖｌｘに比例した電圧Ｖｌｘｉｎとなる。この電圧Ｖｌｘｉｎが定電流インバータ回路３０６の入力端子に印加される入力信号となる。
【００７６】
定電流インバータ回路３０６の出力端子からは、電圧Ｖｌｘｉｎが反転増幅され、且つ二値化された出力信号３０７が出力され、この出力信号３０７がＤ−ＦＦ３０８のクロック入力端子に印加されてクロック信号となる。そして、Ｄ−ＦＦ３０８の入力端子とリセット端子には、制御信号３０４をインバータ回路３１６により反転させた信号が供給されている。Ｄ−ＦＦ３０８の出力端子は制御回路部３０１に接続されており、Ｄ−ＦＦ３０８からの出力信号を軽負荷検知部３０２の出力信号３０３として制御回路部３０１へ供給している。尚、本実施例のＤ−ＦＦ３０８はリセット端子にＬレベルの信号が印加されたときリセットされるものである。
【００７７】
制御回路部３０１では、出力信号３０３を受けて動作モードの切り換えを行う。本実施例において、制御回路部３０１は、軽負荷検知部３０２からＨレベルの信号を受けたとき、この信号を軽負荷検知信号と判断し、動作モードを通常動作モードから軽負荷動作モードに切り換えるものとした。
【００７８】
次に、図６を参照してスイッチングレギュレータ３００の動作について説明する。図６における期間Ｔ１は、インダクタ電流Ｉｌｘが０にならないインダクタ電流連続モード時の動作波形であり、期間Ｔ２はインダクタ電流Ｉｌｘが０になるインダクタ電流不連続モード時の動作波形である。
【００７９】
スイッチングレギュレータ３００において、スイッチングトランジスタ３１１がオンのとき、電圧Ｖｌｘはインダクタ電流の連続モード時、不連続モード時に関わらず常にＬレベルとなる。また、スイッチングトランジスタ３１１がオンのときは、Ｄ−ＦＦ３０８のリセット端子にＬレベルの信号が印加され、Ｄ−ＦＦ３０８はリセットされた状態となる。
よって、このときＤ−ＦＦ３０８の出力信号、すなわち軽負荷検知部３０２の出力信号３０３はＬレベルに維持され、制御回路部３０１は動作モードの切り換えを行わない。
【００８０】
よって、ここではスイッチングトランジスタ３１１がオフの状態におけるイッチングレギュレータ３００の動作を説明する。
【００８１】
まず、インダクタ電流連続モード時（図６の期間Ｔ１）について以下に説明する。インダクタ電流連続モードにおいては、インダクタ電流Ｉｌｘは常に出力端子方向に向かって流れている。制御信号３０４がＬレベルのとき、すなわちスイッチングトランジスタ３１１がオフのときには、整流ダイオード３１０は電源電圧側から順方向に常に電流を流し続けるため、整流ダイオード３１０のアノード電圧、すなわち電圧Ｖｌｘは常に出力電圧Ｖｏとなる。尚このとき、厳密には整流ダイオード３１０のアノード電圧は、整流ダイオード３１０の順方向電圧分だけ上昇している。
【００８２】
このため制御信号３０４がＬレベルのとき、定電流インバータ回路３０６の入力端子には常にＨレベルの電圧が印加され、Ｌレベルの出力信号３０７を出力する。このＬレベルの出力信号がＤ−ＦＦ３０８のクロック信号となるため、Ｄ−ＦＦ３０８の出力信号、すなわち軽負荷検知部３０２の出力信号３０３はＬレベルを維持し、出力信号３０３がＨレベルになることはない。
【００８３】
よって、インダクタ電流連続モードにおいては、制御回路部３０１は軽負荷検知信号を受けることがないので、常に通常動作モードであるＰＷＭ制御モードで動作し、軽負荷動作モードへの切り換えは行わない。
【００８４】
次に、インダクタ電流不連続モード時（図６の期間Ｔ２）について以下に説明する。インダクタ電流不連続モードにおいて、制御信号３０４がＬレベルのとき、すなわちスイッチングトランジスタ３１１がオフのとき、インダクタ電流Ｉｌｘは、インダクタ３０９の逆起電力によって出力方向と逆方向へ流れようとする。しかし、インダクタ電流Ｉｌｘは整流ダイオード３１０の作用により電源方向へ流れることができず、電圧Ｖｌｘはフローティング状態となる。
【００８５】
そして、電圧Ｖｌｘは、インダクタ３０９と、スイッチングトランジスタ３１１のドレイン容量によりＬＣ発振を始める。ここで、このＬＣ発振における初期状態は、振幅は（Ｖｏ−Ｖｉ）となり、およびオフセット電圧が電源電圧Ｖｉの正弦波となる。したがって、このときの電源電圧Ｖｉが出力電圧Ｖｏの１／２以上であった場合には、電圧ＶｌｘはＨレベルとＬレベルの間を往復する。尚ここでは便宜上ＬＣ発振としたが、厳密には配線などの寄生抵抗によりＬＣＲ発振となる。
【００８６】
この電圧Ｖｌｘは、分圧部３０５により適切な電圧Ｖｌｘｉｎに分圧されて定電流インバータ回路３０６の入力端子に印加される。このように、分圧部３０５を介することにより、論理回路である定電流インバータ回路３０６に直接高電圧が印加されることを防止できる。そのため、軽負荷検知部３０２を構成する論理回路が半導体集積回路などであった場合には、高電圧印加による半導体集積回路の故障などを回避できる。また、ここでいう適切な電圧Ｖｌｘｉｎとは、例えば電圧ＶｌｘにおけるＨレベルの電圧が、軽負荷検知部３０２の有する論理回路の電源電圧と同程度となる電圧が好ましい。
【００８７】
電圧Ｖｌｘｉｎは、定電流インバータ回路３０６によって増幅され、且つ二値化されて、出力信号３０７として出力される。この出力信号３０７がＤ−ＦＦ３０８のクロック入力信号となる。
【００８８】
例えば図７に示す時点Ａにおいて、電圧ＶｌｘがＬレベルの状態である。電圧ＶｌｘがＬレベルの状態のとき電圧ＶｌｘｉｎもＬレベルとなり、このＬレベルの電圧Ｖｌｘｉｎが定電流インバータ回路３０６に印加される。すると、定電流インバータ回路３０６の出力信号３０７はＨレベルとなり、このＨレベルの出力信号３０７がＤ−ＦＦ１０７のクロック入力端子に印加される。すると、Ｄ−ＦＦ３０８の出力信号、すなわち軽負荷検知部３０２の出力信号３０３がＨレベルとなり、このＨレベルの信号が軽負荷検知信号として制御回路部３０１に入力される。
【００８９】
制御回路部３０１では、この軽負荷検知信号を受けて、動作モードを通常動作モードであるＰＷＭ制御モードから軽負荷動作モードであるＰＦＭ制御モードへ切り換える。そして、制御回路部３０１は、次にスイッチングトランジスタ３１１がオンになるタイミングから、スイッチングレギュレータ３００をＰＦＭ制御モードで動作させる。
【００９０】
ここで、スイッチング素子３１４の動作及び機能について以下に説明する。本実施例におけるスイッチング素子３１４は、ＰＭＯＳトランジスタである。
【００９１】
スイッチング素子３１４は、電源と分圧部３０５の出力端子と間に配設され、スイッチング素子３１４の一端に電源電圧が、他端には電圧Ｖｌｘｉｎが印加されている。そしてスイッチング素子３１４のゲートには、Ｄ−ＦＦ３０８の出力信号を反転させた反転出力信号３１５が印加されており、この反転出力信号３１５によりスイッチング素子３１４のオン／オフが制御される。
【００９２】
スイッチング素子３１４は、反転出力信号３１５がＬレベルとなるとき、すなわち軽負荷検知部３０２が軽負荷を検知したときにオンとなる。スイッチング素子３１４がオンになると、電圧Ｖｌｘｉｎは電源電圧に固定された状態となる。よって、軽負荷検知部３０２が一度軽負荷を検知した後に電圧ＶｌｘがＬＣ発振を起こしても、電圧Ｖｌｘｉｎが固定されているため定電流インバータ回路３０６が不要にＨレベル／Ｌレベルの切り換えを行わない。このため、定電流インバータ回路３０６に消費電流が発生せず、スイッチングレギュレータ３００の消費電流をより小さくすることができる。
【００９３】
尚このとき、スイッチング素子３１４は、分圧部３０５の出力端子と接地との間に配設されていても良い。この場合、スイッチング素子３１４がオンになると電圧Ｖｌｘｉｎは、分圧部３０５の出力端子と接地間の電圧に固定された状態となり、本実施例と同様に定電流インバータ回路３０６の不要なＨレベル／Ｌレベルの切り換えを停止させることができる。このとき、電圧Ｖｌｘｉｎの固定電圧を電源電圧とするか、または分圧部３０５の出力端子と接地間電圧とするかは、分圧部３０５を構成する抵抗比に基づき、より消費電流の小さいほうに決定することができる。
【００９４】
さらに、例えばスイッチング素子３１４をＮＭＯＳトランジスタとし、そのゲートにＤ−ＦＦ３０８の出力信号を印加する構成としても良い。
【００９５】
また、例えばスイッチングレギュレータ３００が分圧部３０５を備えておらず、スイッチング素子が電源と、スイッチングトランジスタ３１１とインダクタ３０９との接続点の間に配設されていても良い。この場合、スイッチング素子の一端を電源電圧に固定することにより、電圧Ｖｌｘを電源電圧に固定した状態とすることができる。よって、一度軽負荷を検知した後は、電圧ＶｌｘにおけるＬＣ発振を停止させることが可能である。
【００９６】
このように、本実施例においては、軽負荷動作モード時に、軽負荷検知部３０２内のインバータ回路の不要な動作を停止させることができ、スイッチングレギュレータ３００の消費電流を小さくすることができる。また、本実施例において、他の実施例で説明したその他の形態を適用することができ、その他の効果も同様に奏することができる。
【００９７】
以上、各実施例に基づき本発明の説明を行ってきたが、上記実施例にあげた構成、その他の要素との組み合わせなど、ここで示した要件に本発明が限定されるものではない。これらの点に関しては、本発明の主旨をそこなわない範囲で変更することが可能であり、その応用形態に応じて適切に定めることができる。
【産業上の利用可能性】
【００９８】
本発明は、低消費電流のスイッチングレギュレータに応用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００９９】
【図１】実施例１のスイッチングレギュレータ１００を示す回路構成図である。
【図２】スイッチングレギュレータ１００の動作波形を説明する図である。
【図３】実施例２のスイッチングレギュレータ２００を示す回路構成図である。
【図４】スイッチングレギュレータ２００の動作波形を説明する図である。
【図５】実施例３のスイッチングレギュレータ３００を示す回路構成図である。
【図６】スイッチングレギュレータ３００の動作波形を説明する図である。
【符号の説明】
【０１００】
１００、２００、３００  スイッチングレギュレータ
１０１、３０１  制御回路部
１０２、３０２  軽負荷検知部
１０８、３１１  スイッチングトランジスタ
１１１、３０９  インダクタ
１０９、３１０  整流ダイオード
１１０、３１２  出力コンデンサ
１１２、３１３、３０５  分圧部
１０６ａ、３０６  定電流インバータ回路
１０７、３０８  Ｄフリップフロップ回路
【図１】
2007252113.tif 000003
【図２】
2007252113.tif 000004
【図３】
2007252113.tif 000005
【図４】
2007252113.tif 000006
【図５】
2007252113.tif 000007
【図６】
2007252113.tif 000008