(57)【要約】【課題】回路規模を小型化することを可能とした復調回路を提供することである。【解決手段】本発明の復調回路は、被変調信号を受信する受信部と、受信された被変調信号から干渉波を除去する自動等化部を備える。そして、前記自動等化部における現在時刻のデータの振幅制御を行うタップは、前記自動等化部の入力側に配置され、前記自動等化部における振幅制御のタップに与えるタップ係数は、前記自動等化部から出力される。【選択図】図４
2007195075.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
信号の復調を行う復調回路であって、
信号を等化処理する自動等化器と、
前記自動等化器により等化された信号から、搬送波再生制御を行う搬送波再生回路と、
を有し、
前記自動等化器の振幅制御を行うセンタータップは前記自動等化器の入力側に配置され、
前記センタータップへの制御信号は前記自動等化器から送出されること
を特徴とする復調回路。
【請求項２】
信号の復調を行う復調回路であって、
信号を信号処理する信号処理部と、
前記信号処理部にて信号処理された信号を等化処理する自動等化器と、
前記自動等化器により等化された信号から、搬送波再生制御を行う搬送波再生回路と、
を有し、
前記自動等化器の振幅制御を行うセンタータップは前記信号処理部の入力側に配置され、
前記センタータップへの制御信号は前記自動等化器から送出されること
を特徴とする復調回路。
【請求項３】
信号の復調を行う復調回路であって、
信号を等化処理する前方等化器、後方等化器および該前方等化器および該等化器の間に存在する搬送波再生回路からなる自動等化器と、
を有し、
前記自動等化器の振幅制御を行うセンタータップが、前記前方等化器の入力側に配置され、
前記センタータップへの制御信号は前記前方等化器から送出されるとともに、前記搬送波再生回路への制御信号は前記後方等化器の出力信号から作り出されること
を特徴とする復調回路。
【請求項４】
信号の復調を行う復調回路であって、
信号を信号処理する信号処理部と、
前記信号処理回路にて信号処理された信号を等化処理する前方等化器、後方等化器および該前方等化器および該等化器の間に存在する搬送波再生回路からなる自動等化器と、
を有し、
前記自動等化器の振幅制御を行うセンタータップが、前記信号処理部の入力側に配置され、
前記センタータップへの制御信号は前記前方等化器から送出されるとともに、前記搬送波再生回路への制御信号は前記後方等化器の出力信号から作り出されること
を特徴とする復調回路。
【請求項５】
信号の復調を行う復調回路であって、
信号を所定のタイミングに信号点識別するＡ／Ｄ変換器と、
前記Ａ／Ｄ変換器にて信号点識別された信号について、識別タイミングの補正を行うインターポーレイタ部と、
前記インターポーレイタ部にて識別タイミングの補正がなされた信号を等化処理する自動等化器と、
を有し、
前記自動等化器の振幅制御を行うセンタータップが、前記インターポーレイタ部の入力側に配置され、
前記センタータップへの制御信号は前記自動等化器から出力されていること
を特徴とする復調回路。
【請求項６】
信号の復調を行う復調回路であって、
信号を所定のタイミングに信号点識別するＡ／Ｄ変換器と、
前記Ａ／Ｄ変換器にて信号点識別された信号について、識別タイミングの補正を行うインターポーレイタ部と、
前記インターポーレイタ部にて識別タイミングの補正がなされた信号を等化処理する前方等化器および後方等化器と、該前方等化器および後方等化器の間に存在する搬送波再生回路からなる自動等化器と、
を有し、
前記自動等化器の振幅制御を行うセンタータップが、前記インターポーレイタ部の入力側に配置され、
前記センタータップへの制御信号は前記前方等化器から出力されていること
を特徴とする復調回路。
【請求項７】
受信した信号を復調する復調回路が実行する復調方法において、
自動等化部を用いて、受信された被変調信号から干渉波を除去する信号等化ステップと、
前記自動等化部の入力側に配置された、前記自動等化部における現在時刻のデータの振幅制御を行うタップに、タップ係数を前記自動等化部から出力する振幅制御ステップを備えることを特徴とする復調方法。
【請求項８】
受信した信号を復調する復調回路が実行する復調方法において、
インターポーレイタ部を用いて、設定された位相角と、被変調波からサンプリングされたデータを基に、そのデータのサンプリングされた時刻からその位相角だけずれた時刻のデータの値を補間して生成する補間ステップと、
自動等化部を用いて、補間されたデータから干渉波を除去する信号等化ステップと、
前記自動等化部の出力の時間的な増減(タイミング誤差)を算出し、その時間的な増減(タイミング誤差)をなくすように前記位相角を設定するステップと、
前記インターポーレイタ部の入力側に配置された、前記自動等化部における現在時刻のデータの振幅制御を行うタップに、タップ係数を前記自動等化部から出力する振幅制御ステップを備えることを特徴とする復調方法。
【請求項９】
信号を処理する信号処理回路が行う信号処理方法において、
自動等化部を用いて、前記信号から干渉波を除去する信号等化ステップと、
前記自動等化部の入力側に配置された、前記自動等化部における現在時刻のデータの振幅制御を行うタップに、タップ係数を前記自動等化部から出力する振幅制御ステップを備えることを特徴とする信号処理方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、復調回路および復調方法に関し、特に、振幅制御の精度を確保しつつ回路規模を小型化することを可能とした復調回路および復調方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
送信時にデータを変調する方式の１つに、直交振幅変調（Quadrature Amplitude Modulation、ＱＡＭ）方式がある。この変調方式は、２ｎ個の符号にIQ位相平面（Ｉチャネル信号が横軸、Ｑチャネル信号を縦軸として構成される平面）上の２ｎ個の信号点を対応させる変調方式である。送信側では、互いに直交する搬送波を被搬送波に乗算してＩチャネルとＱチャネルの信号を得、それらを加算した信号を送信する。
【０００３】
図１２は、第１の従来技術のＱＡＭ受信機（ＱＡＭ復調回路）の構成を示すブロック図である。
図１２において、前段のチューナー（不図示）によって、選局された信号がＩＦｉｎとして、ゲイン可変アンプ（Variable Gain Amplifier、ＶＧＡ）１１に入力される。
【０００４】
信号ＩＦｉｎは、ＶＧＡ１１を介して増幅され、Ａ／Ｄコンバータ１２を介してアナログからディジタルに変換される。
Ａ／Ｄコンバータ１２の出力する信号は、ＡＧＣ回路（Auto Gain Control Circuit）１３に向かう信号と、ミキサ１４１、１４２に向かう信号とに分かれる。
【０００５】
ＡＧＣ回路１３に向かうＡ／Ｄコンバータ１２の出力は、ＡＧＣ回路１３により電力が評価され、ＶＧＡ１１に対してゲインコントロール信号を出力する。すなわち、ＶＧＡ１１、Ａ／Ｄコンバータ１２、ＡＧＣ回路１３によって、利得制御ループ（ＡＧＣループ）が構成される。なお、この利得制御ループは、電力が一定になるように、Ａ／Ｄコンバータ１２の入力を制御しているので、電力制御ループとも呼ばれる。
【０００６】
一方、ミキサ１４１、１４２に向かうＡ／Ｄコンバータ１２の出力は、ミキサ１４１、１４２において、それぞれＣｏｓ（ωｔ）、Ｓｉｎ（ωｔ）にて示される互いに直交するＳｉｎ波と乗算されることで、ＩチャネルとＱチャネルの信号に分離されるとともに、ベースバンドまでダウンコンバートされる。
【０００７】
チャネルセレクションフィルタ（ローパスフィルタ）１５１、１５２は、ダウンコンバートによって発生する上側の信号を除去するとともに、その信号の隣接チャネル（信号）も除去する。
【０００８】
チャネルセレクションフィルタ１５１、１５２の出力は、ミキサ８６１、８６２、ディジタルＡＧＣ回路（Digital Auto Gain Control Circuit）８７によって構成されるディジタルＡＧＣループによって利得制御される。このディジタルＡＧＣループを設けることにより、インターポレイタ１７１、１７２の入力ダイナミックレンジを抑えて回路規模が大きくなることを防いでいる。
【０００９】
ミキサ８６１、８６２の出力は、ディジタルＡＧＣループによって利得制御され、インターポレイタ１７１、１７２に入力される。
インターポレイタ１７１、１７２は、タップテーブル３３より受け取ったタップ係数を基に、入力データの時刻からずれた時刻でのデータの値を補間して生成する。間引き部１８１、１８２は、インターポレイタ１７１、１７２の出力から２重点を間引く。
【００１０】
間引き部１８１、１８２の出力は、ルートナイキストフィルタ（ローパスフィルタ）２１１、２１２を介することで帯域制限がかけられ、ホワイトノイズの除去および近傍の隣接チャネルが除去される。
【００１１】
ルートナイキストフィルタ２１１、２１２の出力は、自動等化部に入力される。この自動等化部は、前方自動等化器８８、キャリアリカバリロータ（CR Rotor）２３、後方自動等化器２４によって構成される。
【００１２】
図１３は、図１２の自動等化部の主要部をより詳細に示す図である。
Ｉチャネルと、Ｑチャネルに対してそれぞれ図１３に示す自動等化部が設けられている。この自動等化部でのデータ等化処理によって、現在時刻のデータから干渉波が除かれる。
【００１３】
図１３の自動等化部は、タップ係数演算機能を持つ有限インパルスレスポンスフィルタ（Finite Impulse Response Filter、ＦＩＲフィルタ）である。遅延器３６２〜３６５は、ＦＩＲフィルタの遅延器を示している。また、識別器３８１〜３８５、遅延器４１１〜４１５、ミキサ４２１〜４２５、積分器４３１〜４３５、誤差信号算出部４５によって、タップ係数演算部が構成される。
【００１４】
図１３の自動等化部は、５つのタップ係数を設定可能な５段構成の自動等化部である。これら５つのタップ係数は、ミキサ３５１、３５２、３５３、３５４、３５５にそれぞれ設定される。ミキサ３５３は、現在時刻（時刻ｔ）のデータに対するタップ係数が設定されるタップ（センタータップ）である。ミキサ３５１は、現在時刻より２つ新しい時刻（時刻ｔ−２）のタップ係数が設定されるタップである。ミキサ３５２は、現在時刻より１つ新しい時刻（時刻ｔ−１）のタップ係数が設定されるタップである。ミキサ３５４は、現在時刻より１つ古い時刻（時刻ｔ＋１）のタップ係数が設定されるタップである。ミキサ３５５は、現在時刻より２つ古い時刻（時刻ｔ＋２）のタップ係数が設定されるタップである。
【００１５】
識別器３８１〜３８５は、対応する各時刻のサンプリングデータを入力し、その入力したサンプリングデータ（ＩチャネルまたはＱチャネルのデータ）の符号（正または負）に応じて、誤差信号算出部４５が出力する誤差信号と乗算する因子を算出し出力する。
【００１６】
識別器３８１〜３８５の出力する因子は、誤差信号算出部４５からの誤差信号とミキサ４２１〜４２５において乗算される。すなわち、対応する各時刻のデータの符号を考慮した誤差信号がミキサ４２１〜４２５から出力される。なお、遅延器４１１〜４１５は、ミキサ４２１〜４２５での乗算が正しいタイミングで行われるように、ラッチした識別器３８１〜３８５の出力をミキサ４２１〜４２５に読み出す。
【００１７】
ミキサ４２１〜４２５が出力する誤差信号は、積分器４３１〜４３５において、それぞれ積分されて各時刻のタップ係数が得られる。現在時刻のタップ係数、すなわち、積分器４３３の出力は、センタータップ（ミキサ）３５３に対して出力される。各時刻のタップ係数、すなわち、積分器４３１〜４３５の出力は、各時刻のタップ（ミキサ）３５１〜３５５において、対応するそれぞれの時刻の信号と乗算され、加算器３４に対して出力される。
【００１８】
加算器３４は、ミキサ（タップ）３５１〜３５５の出力を加算した信号ＥＱＯＵＴを出力する。誤差信号算出部４５は、信号ＥＱＯＵＴと目標信号（現在時刻のデータに近い理想信号点のＩ成分またはＱ成分、１６ＱＡＭの場合、例えば、＋２、＋１、−１、−２が目標信号となる）との差を求め、その差を誤差信号として、ミキサ４２１〜４２５に出力する。
【００１９】
再び、図１２の説明に戻る。
自動等化部によって干渉波が除去されて等化された信号、すなわち、後方自動等化器２４の出力は、さらに後段に進む信号と、キャリアリカバリ回路２５に向かう信号と、タイミングリカバリ回路３１に向かう信号とに分かれる。
【００２０】
キャリアリカバリ回路２５は、後方自動等化器２４の出力を基に、現在時刻の信号とその信号に近い理想信号点とのIQ位相平面上での位相のずれを算出し、その位相のずれが加味された値を数値制御発振器（Numerical Controlled Oscillator、ＮＣＯ）２６に出力する。ＮＣＯ２６は、その位相のずれが加味された値を振幅に持つノコギリ波を生成し、Ｓｉｎ／Ｃｏｓテーブル２７に出力する。Ｓｉｎ／Ｃｏｓテーブル２７は、入力したノコギリ波の振幅を位相角の１周期（−π〜π）にマッピングし、入力したノコギリ波の振幅に対応する位相角に対するＳｉｎ、Ｃｏｓの値を算出する。算出されたＳｉｎ、Ｃｏｓの値は、キャリアリカバリロータ２３に出力される。キャリアリカバリロータ２３は、算出されたＳｉｎ、Ｃｏｓの値を用いて、一次変換によって、現時刻の信号をIQ位相平面上で回転させる。なお、この説明より明らかなように、図１３の後方自動等化器は、キャリアリカバリロータ２３によって回転処理されたデータを各時刻のデータとして用いている。
【００２１】
一方、タイミングリカバリ回路３１は、後方自動等化器２４の出力を基に、現在時刻の信号付近の信号の時間的な増減(タイミング誤差)を算出し、その信号の時間的な増減(タイミング誤差)が加味された値を数値制御発振器（ＮＣＯ）３２に出力する。ＮＣＯ３２は、その信号の時間的な増減(タイミング誤差)が加味された値を振幅に持つノコギリ波を生成する。ＮＣＯ３２が生成したノコギリ波は、タップテーブル３３と、間引き部１８１、１８２に出力される。タップテーブル３３は、入力したノコギリ波の振幅を位相角の１周期（−π〜π）にマッピングし、入力したノコギリ波の振幅に対応する位相角Δθの（複数の）タップ係数を算出する。
【００２２】
算出されたタップ係数は、インターポレイタ（ＦＩＲフィルタ）１７１、１７２に出力される。インターポレイタ１７１、１７２は、入力データと、入力した（複数の）タップ係数を基に、その入力データの時刻からずれた時刻でのデータの値を補間して求める。インターポレイタ１７１、１７２の出力は、間引き部１８１、１８２に入力される。
【００２３】
間引き部１８１、１８２は、ＮＣＯ３２からのノコギリ波を基に、間引かれたクロックを生成し、その間引かれたクロックでラッチされたデータを後段に読み出すことで、インターポレイタ１７１、１７２からの信号から２重点を間引く。
【００２４】
図１４は、第２の従来技術のＱＡＭ受信機（ＱＡＭ復調回路）の構成を示すブロック図である。図１２では、ディジタルＡＧＣ回路８７が、ミキサ８６１、８６２から信号を入力しているのに対し、図１４では、ディジタルＡＧＣ回路９１が、後方自動等化器２４から信号を入力してミキサ８６１、８６２に出力していることが、図１２と図１４の相違点である。
【００２５】
図１５は、第３の従来技術のＱＡＭ受信機（ＱＡＭ復調回路）の構成を示すブロック図である。図１５では、図１２と比較し、インターポレイタ１７１、１７２、間引き部１８１、１８２、ルートナイキストフィルタ２１１、２１２、ＮＣＯ３２、タップテーブル３３がなく、タイミングリカバリ回路３１の出力がＡ／Ｄコンバータ８５に入力されている。
【００２６】
すなわち、図１５では、タイミングリカバリ回路３１の出力をディジタルからアナログに変換するＤ／Ａコンバータ８３と、アナログに変換されたタイミングリカバリ回路３１の出力に対応する周波数をＡ／Ｄコンバータ８５に出力する電圧制御発振器（Voltage Controlled Oscillator、ＶＣＯ）８４が、タイミングリカバリ回路３１と、Ａ／Ｄコンバータ８５の間に挿入されている。
【００２７】
図１６は、第４の従来技術のＱＡＭ受信機（ＱＡＭ復調回路）の構成を示すブロック図である。図１５では、ディジタルＡＧＣ回路８７が、ミキサ８６１、８６２から信号を入力しているのに対し、図１６では、ディジタルＡＧＣ回路９１が、後方自動等化器２４から信号を入力してミキサ８６１、８６２に出力していることが、図１５と図１６の相違点である。
【００２８】
図１４〜図１６に示すような回路も、図１２のＱＡＭ復調回路の変形例として可能である。
なお、インターポレイタ等を用いたシンボルタイミングのリカバリ技術については、特許文献１等に示されている。
【特許文献１】特許第３５７３６２７号「マルチレートシンボルタイミングリカバリ回路」
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２９】
図１２に示す第１の従来技術では、ディジタルＡＧＣループにおいて、タイミング再生前の信号で利得制御を行っている。このため、例えば、ディジタルＡＧＣ回路８７において、十分な数のデータについて時間的な平均をとることで、利得制御を行うことが考えられる。しかし、この場合、応答特性が劣化するという問題がある。
【００３０】
また、図１４に示す第２の従来技術や図１６に示す第４の従来技術では、ディジタルＡＧＣ回路９１は、タイミング再生後の信号を参照するので、シンボル点(理想信号点)で利得制御を行うことができ高速な時間応答が可能となる。しかし、ディジタルＡＧＣ回路９１による振幅制御ループと、自動等化部のセンタータップによる振幅制御ループの２重ループが発生するため、振幅制御が不安定になるという問題がある。
【００３１】
また、図１５に示す第３の従来技術では、Ａ／Ｄコンバータ８５は、タイミング再生後のクロックでサンプリングを行う。しかし、ディジタルＡＧＣループは、等化される前の信号を参照して実行されるので、干渉波の影響を大きく受けることになる。この場合、例えば、希望波のレベルが小さくなるようにまず制御され、その後の信号処理において希望波が増幅される。つまり、希望波は減衰した後に、増幅されるため、信号の精度が劣化するという問題がある。
【００３２】
本発明の課題は、回路規模を小型化することを可能とした復調回路および復調方法を提供することである。
本発明の別の課題は、振幅制御の精度を保ちつつ回路規模を小型化することを可能とした復調回路および復調方法を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００３３】
本発明の第１態様の復調回路は、信号の復調を行う復調回路であって、信号を等化処理する自動等化器と、前記自動等化器により等化された信号から、搬送波再生制御を行う搬送波再生回路と、を有し、前記自動等化器の振幅制御を行うセンタータップは前記自動等化器の入力側に配置され、前記センタータップへの制御信号は前記自動等化器から送出されること
を特徴とする復調回路である。
【００３４】
ここで、自動等化器における現在時刻のデータの振幅を制御するタップ（センタータップ）を自動等化器の入力側に配置するとともに、そのタップに与えるタップ係数、すなわち、現在時刻のデータの振幅を、自動等化器から出力することで、信号の利得制御を信号等化処理で兼用させ、ディジタルＡＧＣ回路を削除することで、回路規模を小さくできる。
【００３５】
また、本実施形態の信号等化処理で兼用された利得制御（振幅制御）ループの場合、干渉波が除去された（等化された）信号を用いているので、その信号を理想信号点に近づけることができる。このため、データのとりうる範囲が狭められ、自動等化器において時間的平均をとるのに用いるデータの個数を特に増やすことなく、信号等化処理および利得制御処理（振幅制御処理）の精度を保つことが可能となる。
【００３６】
本発明の第２態様の復調回路は、信号の復調を行う復調回路であって、信号を所定のタイミングに信号点識別するＡ／Ｄ変換器と、前記Ａ／Ｄ変換器にて信号点識別された信号について、識別タイミングの補正を行うインターポーレイタ部と、前記インターポーレイタ部にて識別タイミングの補正がなされた信号を等化処理する自動等化器と、を有し、前記自動等化器の振幅制御を行うセンタータップが、前記インターポーレイタ部の入力側に配置され、前記センタータップへの制御信号は前記自動等化器から出力されていること
を特徴とする復調回路である。
【００３７】
ここで、自動等化器における現在時刻のデータの振幅を制御するタップ（センタータップ）を自動等化器の入力側に配置するとともに、そのタップに与えるタップ係数、すなわち、現在時刻のデータの振幅を、自動等化器から出力することで、入力信号の利得を制御している。これにより、信号の利得制御を信号等化処理で兼用させ、ディジタルＡＧＣ回路を削除することで、回路規模を小さくできる。
【００３８】
また、自動等化器は、インターポーレイタ部によって識別タイミングが補正されたデータ(タイミング再生されたデータ)を用いて信号等化処理を行っている。タイミング再生されたデータは、理想信号点寄りのデータとなるため、理想信号点の近傍で時間的な平均がとられることになる。このため、自動等化器に入力されるデータの信号点の上下方向にとりうる範囲が狭められ、自動等化器において時間的平均をとるのに用いるデータの個数を特に増やすことなく、信号等化処理および利得制御処理（振幅制御処理）の精度を保つことが可能となる。
【００３９】
本発明の第３態様の復調方法は、受信した信号を復調する復調回路が実行する復調方法において、自動等化部を用いて、受信された被変調信号から干渉波を除去する信号等化ステップと、前記自動等化部の入力側に配置された、前記自動等化部における現在時刻のデータの振幅制御を行うタップに、タップ係数を前記自動等化部から出力する振幅制御ステップを備えることを特徴とする復調方法である。
【００４０】
本発明の第４態様の復調方法は、受信した信号を復調する復調回路が実行する復調方法において、インターポーレイタ部を用いて、設定された位相角と、被変調波からサンプリングされたデータを基に、そのデータのサンプリングされた時刻からその位相角だけずれた時刻のデータの値を補間して生成する補間ステップと、自動等化部を用いて、補間されたデータから干渉波を除去する信号等化ステップと、前記インターポーレイタ部の出力の時間的な増減(タイミング誤差)を算出し、その時間的な増減(タイミング誤差)をなくすように前記位相角を設定するステップと、前記補間部の入力側に配置された、前記自動等化部における現在時刻のデータの振幅制御を行うタップに、タップ係数を前記自動等化部から出力する振幅制御ステップを備えることを特徴とする復調方法である。
【００４１】
センタータップ係数は、それ以外のタップ係数の和と目標信号の差分で与えられる誤差信号と現在点信号との積を積分していることによる等化信号であるから等化機能を有する。そして、これをAGC用の乗算器入力にしていることによるAGC機能を等化器が兼用している。
【００４２】
削減されるものは、乗算器、従来のAGCそしてダイナミックレンジが抑えられることによるビット数削減効果によるインターポレータそのもののハード量である。
【発明の効果】
【００４３】
本発明の復調回路は、信号等化処理で兼用された利得制御（振幅制御）ループを備えるため、例えば、従来技術の（ＱＡＭ）復調回路で生じていた問題は、発生しなくなる。
すなわち、図１２に示す第１の従来技術で、ディジタルＡＧＣループにおいて発生していた問題については、本発明の信号等化処理で兼用された利得制御（振幅制御）ループの場合、補間されて信号点寄りになったデータが使用されるため、時間的な平均をとるのに用いるデータ数を減らすことができ、応答特性の劣化を回避できる。
【００４４】
また、図１４に示す第２の従来技術や図１６に示す第４の従来技術で、振幅制御ループが２重化したために発生していた問題については、本発明の場合、振幅制御ループは、信号等化処理で兼用された利得制御（振幅制御）ループで一本化されているため生じない。
【００４５】
また、図１５に示す第３の従来技術で、ディジタルＡＧＣループにおいて発生していた信号の精度の劣化という問題についても、本発明の場合、等化された信号を使用して利得制御を行っているため、信号の劣化の度合いが大幅に改善される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４６】
以下、本発明の実施の形態を、図面を参照しながら詳細に説明する。
図１は、本発明の一実施形態のＱＡＭ受信機（ＱＡＭ復調回路）の構成を示すブロック図である。なお、送信側での変調時のシンボルレートの２倍以上に、受信側でのデータのサンプリングレートは設定される。
【００４７】
図１において、前段のチューナー（不図示）によって、選局された信号がＩＦｉｎとして、ゲイン可変アンプ（ＶＧＡ）１１に入力される。
信号ＩＦｉｎは、ＶＧＡ１１を介して増幅され、Ａ／Ｄコンバータ１２を介してアナログからディジタルに変換される。
【００４８】
Ａ／Ｄコンバータ１２の出力する信号は、ＡＧＣ回路１３に向かう信号と、ミキサ１４１、１４２（これらのミキサのことを、Ｉ／Ｑ分離回路ともいう）に向かう信号とに分かれる。
【００４９】
ＡＧＣ回路１３に向かうＡ／Ｄコンバータ１２の出力は、ＡＧＣ回路１３により電力が評価され、ＶＧＡ１１に対してゲインコントロール信号を出力する。すなわち、ＶＧＡ１１、Ａ／Ｄコンバータ１２、ＡＧＣ回路１３によって、利得制御ループ（ＡＧＣループ）が構成される。なお、この利得制御ループは、電力が一定になるように、Ａ／Ｄコンバータ１２の出力を制御しているので、電力制御ループとも呼ばれる。
【００５０】
一方、ミキサ１４１、１４２に向かうＡ／Ｄコンバータ１２の出力は、ミキサ１４１、１４２において、それぞれＣｏｓ（ωｔ）、Ｓｉｎ（ωｔ）にて示される互いに直交するＳｉｎ波と乗算されることで、ＩチャネルとＱチャネルの信号に分離されるとともに、ベースバンドまでダウンコンバートされる。
【００５１】
チャネルセレクションフィルタ（ローパスフィルタ）１５１、１５２は、ダウンコンバートによって発生する上側の信号を除去するとともに、その信号の隣接チャネル（信号）も除去する。
【００５２】
例えば、受信信号が強力な隣接波を含まない場合、図２Ａに示すようなスペクトルが、チャネルセレクションフィルタに入力される波形のスペクトルとして得られるとともに、図２Ｂに示すようなスペクトルが、チャネルセレクションフィルタから出力される波形のスペクトルとして得られる。
【００５３】
また、受信信号が強力な隣接波を含む場合、図３Ａに示すようなスペクトルが、チャネルセレクションフィルタに入力される波形のスペクトルとして得られるとともに、図３Ｂに示すようなスペクトルが、チャネルセレクションフィルタから出力される波形のスペクトルとして得られる。
【００５４】
チャネルセレクションフィルタ１５１、１５２の出力は、ミキサ１６１、１６２に入力され、それらミキサ１６１、１６２において、前方等化器２２の出力と乗算される。ここで、ミキサ１６１、１６２は、後述するように、インターポレイタ１７１、１７２の入力側に配置された、自動等化部における現在時刻のデータの振幅を制御するタップである。
【００５５】
ミキサ１６１、１６２の出力は、インターポレイタ１７１、１７２に入力される。
インターポレイタ１７１、１７２は、タップテーブル３３より受け取ったタップ係数と、入力されたデータを基に、その入力されたデータの時刻からずれた時刻でのデータの値を補間して生成する。間引き部１８１、１８２は、インターポレイタ１７１、１７２の出力から２重点を間引く。
【００５６】
間引き部１８１、１８２の出力は、ルートナイキストフィルタ（ローパスフィルタ）２１１、２１２を介することで帯域制限がかけられホワイトノイズの除去、および近傍の隣接チャネルが除去される。
【００５７】
ルートナイキストフィルタ２１１、２１２の出力は、前方自動等化器２２に入力される。前方自動等化器２２、キャリアリカバリロータ（CR Rotor）２３、後方自動等化器２４によって自動等化部が構成される。
【００５８】
図４は、自動等化部の主要部をより詳細に示す図（その１）である。
Ｉチャネルと、Ｑチャネルに対してそれぞれ図４に示す前方自動等化器および後方自動等化器が設けられている。自動等化部でのデータ等化処理によって、現在時刻のデータから干渉波が除かれる。なお、図４の自動等化部は、ＭＺＦ法（Modified Zero Forcing Method）を用いて構成される。
【００５９】
図４の自動等化部は、タップ係数演算機能を持つＦＩＲフィルタである。遅延器３６２〜３６５は、ＦＩＲフィルタの遅延器を示している。また、識別器３８１〜３８５、遅延器４１１〜４１５、ミキサ４２１〜４２５、積分器４３１〜４３５、誤差信号算出部４５によって、タップ係数演算部が構成される。
【００６０】
図４の自動等化部は、５つのタップ係数を設定可能な５段構成の自動等化部である。これら５つのタップ係数は、ミキサ３５１、３５２、３５３、３５４、３５５にそれぞれ設定される。ミキサ３５３は、現在時刻（時刻ｔ）のデータに対するタップ係数が設定されるタップ（センタータップ）であり、自動等化部の入力側に配置されている。ミキサ３５１は、現在時刻より２つ新しい時刻（時刻ｔ−２）のタップ係数が設定されるタップである。ミキサ３５２は、現在時刻より１つ新しい時刻（時刻ｔ−１）のタップ係数が設定されるタップである。ミキサ３５４は、現在時刻より１つ古い時刻（時刻ｔ＋１）のタップ係数が設定されるタップである。ミキサ３５５は、現在時刻より２つ古い時刻（時刻ｔ＋２）のタップ係数が設定されるタップである。
【００６１】
識別器３８１〜３８５は、対応する各時刻のサンプリングデータを入力し、その入力したサンプリングデータ（ＩチャネルまたはＱチャネルのデータ）の符号（正または負）に応じて、誤差信号算出部４５が出力する誤差信号と乗算する因子を算出し出力する。
【００６２】
識別器３８１〜３８５の出力する因子は、誤差信号算出部４５からの誤差信号とミキサ４２１〜４２５において乗算される。すなわち、対応する各時刻のデータの符号を考慮した誤差信号がミキサ４２１〜４２５から出力される。なお、遅延器４１１〜４１５は、ミキサ４２１〜４２５での乗算が正しいタイミングで行われるように、ラッチした識別器３８１〜３８５の出力をミキサ４２１〜４２５に読み出す。
【００６３】
ミキサ４２１〜４２５が出力する誤差信号は、積分器４３１〜４３５において、それぞれ積分されて各時刻のタップ係数が得られる。現在時刻のタップ係数、すなわち、積分器４３３の出力は、自動等化部の入力側に配置されるセンタータップ（ミキサ）３５３に対して出力される。
【００６４】
積分器４３３の出力、すなわち、現在時刻のデータから算出されたタップ係数は、現在時刻のデータの振幅であるので、このタップ係数を、例えば、インターポレイタ１７１、１７２の入力側に配置したセンタータップ（ミキサ）３５３に出力することで、利得制御（振幅制御）ループを構成できる。なお、この利得制御ループは、インターポレイタ１７１、１７２、間引き部１８１、１８２、ルートナイキストフィルタ２１１、２１２、自動等化部によって構成される。
【００６５】
現在時刻以外の時刻のタップ係数、すなわち、積分器４３１、４３２、４３４、４３５の出力は、各時刻のタップ（ミキサ）３５１、３５２、３５４、３５５において、対応するそれぞれの時刻の信号と乗算され、加算器３４に対して出力される。
【００６６】
加算器３４は、ミキサ（タップ）３５１、３５２、３５４、３５５の出力を加算した信号ＥＱＯＵＴを出力する。誤差信号算出部４５は、信号ＥＱＯＵＴと目標信号（現在時刻のデータに近い理想信号点のＩ成分またはＱ成分、１６ＱＡＭの場合、例えば、＋２、＋１、−１、−２が目標信号となる）との差を求め、その差を誤差信号として、ミキサ４２１〜４２５に出力する。なお、自動等化部の入力側に配置されるタップは、現在時刻のデータの振幅制御を行うタップである。例えば、固定値を出力するセンタータップは自動等化部内に存在してもよい。
【００６７】
このように、本実施形態では、自動等化部における現在時刻のデータの振幅を制御するタップ（センタータップ）を自動等化部の入力側に配置するとともに、そのセンタータップに与えるタップ係数、すなわち、現在時刻のデータの振幅を、自動等化部から出力することで、信号の利得制御を信号等化処理で兼用させ、ディジタルＡＧＣ回路を削除することで、回路規模を小さくできる。
【００６８】
また、図１では、自動等化部における現在時刻のデータの振幅を制御するセンタータップ（ミキサ）１６１、１６２がインターポレイタ１７１、１７２の入力側に設けられている。このため、インターポレイタ１７１、１７２の入力のダイナミックレンジを抑えることができ、内蔵されるミキサ等のビット数を抑えて、回路規模を小さくすることができる。
【００６９】
また、本実施形態では、補間されたデータ(タイミング再生されたデータ)を用いて信号等化処理を行っている。補間されたデータ(タイミング再生されたデータ)は、理想信号点寄りのデータとなるため、理想信号点の近傍で時間的な平均がとられることになる。そして、図５に示すように、アイパターンを構成するそれぞれの包絡線の軌跡は理想信号点の近傍を通過するため、その信号点の近傍で窓部を形成する。このため、自動等化部に入力されるデータの信号点の上下方向にとりうる範囲が狭められ、時間的な平均をとるのに用いるデータの個数を特に増やすことなく、信号等化処理および利得制御処理（振幅制御処理）の精度を保つことができる。
【００７０】
また、ＱＡＭ復調回路においては、信号点がIQ位相平面上に狭い間隔で並んでいるため、インターポレイタ１７１、１７２で行われる補間処理、そのインターポレイタの後段で行われる演算処理に高い精度が要求される。例えば、インターポレイタを構成するミキサのビット数、キャリアリカバリ回路２５やタイミングリカバリ回路３１の出力のビット数が増え、回路規模が大きくなるという問題があるが、上記したように、インターポレイタ１７１、１７２の入力のダイナミックレンジを抑えられるので、インターポレイタ１７１、１７２のミキサのビット数、キャリアリカバリ回路２５やタイミングリカバリ回路３１の出力のビット数も抑えることができ、回路規模を一層小型化できる。
【００７１】
再び、図１の説明に戻る。
自動等化部によって干渉波が除去されて等化された信号、すなわち、後方自動等化器２４の出力は、さらに後段に進む信号と、キャリアリカバリ回路２５に向かう信号と、タイミングリカバリ回路３１に向かう信号とに分かれる。
【００７２】
キャリアリカバリ回路２５は、後方自動等化器２４の出力を基に、現在時刻の信号とその信号に近い理想信号点とのIQ位相平面上での位相のずれを算出し、その位相のずれが加味された値を数値制御発振器（ＮＣＯ）２６に出力する。ＮＣＯ２６は、その位相のずれが加味された値を振幅に持つノコギリ波を生成し、Ｓｉｎ／Ｃｏｓテーブル２７に出力する。Ｓｉｎ／Ｃｏｓテーブル２７は、入力したノコギリ波の振幅を位相角の１周期（−π〜π）にマッピングし、入力したノコギリ波の振幅に対応する位相角に対するＳｉｎ、Ｃｏｓの値を算出する。算出されたＳｉｎ、Ｃｏｓの値は、キャリアリカバリロータ２３に出力される。キャリアリカバリロータ２３は、算出されたＳｉｎ、Ｃｏｓの値を用いて、一次変換によって、現時刻の信号をIQ位相平面上で回転させる。なお、この説明より明らかなように、図４の後方自動等化器は、キャリアリカバリロータ２３によって回転処理されたデータを各時刻のデータとして用いている。
【００７３】
一方、タイミングリカバリ回路３１は、後方自動等化器２４の出力を基に、現在時刻の信号付近の信号の時間的な増減(タイミング誤差)を算出し、その信号の時間的な増減(タイミング誤差)が加味された値を数値制御発振器（ＮＣＯ）３２に出力する。ＮＣＯ３２は、その信号の時間的な増減(タイミング誤差)が加味された値を振幅に持つノコギリ波を生成する。ＮＣＯ３２が生成したノコギリ波は、タップテーブル３３と、間引き部１８１、１８２に出力される。タップテーブル３３は、入力したノコギリ波の振幅を位相角の１周期（−π〜π）にマッピングし、入力したノコギリ波の振幅に対応する位相角Δθのタップ係数（この場合、５つのタップ係数）を算出する。
【００７４】
算出されたタップ係数は、インターポレイタ（ＦＩＲフィルタ）１７１、１７２に出力される。インターポレイタ１７１、１７２は、タップテーブル３３からの（複数の）タップ係数と入力データを基に、その入力データの時刻からずれた時刻でのデータの値を補間して生成する。インターポレイタ１７１、１７２の出力は、間引き部１８１、１８２に入力される。
【００７５】
間引き部１８１、１８２は、ＮＣＯ３２からのノコギリ波を基に、間引かれたクロックを生成し、その間引かれたクロックでラッチされたデータを後段に読み出すことで、インターポレイタ１７１、１７２からの信号から２重点を間引く。
【００７６】
図６は、図１のキャリアリカバリループの主要部のより詳細な構成を示す図である。
図６に示すように、キャリアリカバリ回路２５は、現時刻の信号（ＩチャネルとＱチャネルの信号）と、現時刻の信号に近い理想信号点（その信号点のＩ成分とＱ成分）を基に、IQ位相平面上での位相のずれを算出する位相比較器５１と、位相比較器５１の出力を定数(α)倍してから積分してオフセット値を算出する積分器５２を備えるとともに、そのオフセット値に位相比較器の出力の定数（β）倍を加算した値（オフセット値＋β×位相比較器出力）を数値制御発振器２６に出力するループフィルタによって構成される。
【００７７】
数値制御発振器（ＮＣＯ）２６は、遅延器と加算器により構成される。十分時間が経過した後のループフィルタの出力は、ほぼ一定となる。このため、十分時間が経過した場合、各タイミングで、ほぼ一定値を加算または減算して得られるノコギリ波がＮＣＯ２６から出力される。
【００７８】
図７は、図１のタイミングリカバリループの主要部のより詳細な構成を示す図である。なお、図７は、Ｉチャネルの信号に対応する回路を示しているが、同じ回路がＱチャネルの信号に対して別に設けられている。
【００７９】
図７に示すように、タイミングリカバリ回路３１は、現時刻の信号付近の増減(タイミング誤差)を算出する位相比較器５４と、位相比較器５４の出力を定数(α)倍してから積分してオフセット値を算出する積分器５５を備えるとともに、そのオフセット値に位相比較器の出力の定数（β）倍を加算した値（オフセット値＋β×位相比較器出力）を数値制御発振器に出力するループフィルタによって構成される。
【００８０】
数値制御発振器（ＮＣＯ）３２は、遅延器と加算器により構成される。十分時間が経過した後のループフィルタの出力は、ほぼ一定となる。このため、十分時間が経過した場合、各タイミングで、ほぼ一定値を加算または減算して得られるノコギリ波がＮＣＯ３２から出力される。図８（ａ）は、ＮＣＯ３２が出力するノコギリ波の一例を示す図である。この例では、位相比較器５４の出力が負の値になっているため、ノコギリ波の形状が右下がりになっている。
【００８１】
ＮＣＯ３２の出力は、タップテーブル３３または間引き部１８１に向かう。
タップテーブル３３は、上記したように、入力したノコギリ波の振幅を位相角の１周期（−π〜π）にマッピングし、入力したノコギリ波の振幅に対応する位相角Δθの（複数の）タップ係数を算出する。図９には、位相差がゼロの場合に、インターポレイタがオールパスフィルタ（All Pass Filter）を構成するように設定したタップ係数がインパルス応答とともに示されている。
【００８２】
タップテーブル３３から出力されたタップ係数ａ０、ａ１、ａ２、ａ３、ａ４は、インターポレイタ１７１に入力され、シンボル補間が行われる。
間引き部１８１内の間引き制御部５７は、ＮＣＯ３２からのノコギリ波とクロック生成部（不図示）からの第１クロック（サンプリングクロック）を基に、第１クロックに対して間引かれたクロック（第２クロック）を生成して、遅延器５８に出力する。遅延器５８は、インターポレイタ１７１の出力をラッチし、その出力を第２クロックで読み出すことで、インターポレイタ１７１の出力から２重点を間引いている。
【００８３】
図８（ｂ）には、第１クロック（ＣＬＫ１）が、また、図８（ｃ）には、第２クロック（ＣＬＫ２）が示されている。例えば、図１のＡ／Ｄコンバータ１２、ＡＧＣ回路１３、チャネルセレクションフィルタ１５１、１５２、インターポレイタ１７１、１７２、ＮＣＯ３２、タップテーブル３３は、第１クロックで動作し、間引き部１８１、１８２、ルートナイキストフィルタ２１１、２１２、前方自動等化器２２、キャリアリカバリロータ２３、後方自動等化器２４、キャリアリカバリ回路２５、ＮＣＯ２６、Ｓｉｎ／Ｃｏｓテーブル２７、タイミングリカバリ回路３１は第２クロックで動作する。
【００８４】
自動等化部の構成としては、図４以外の構成も考えられる。
図１０は、自動等化部の主要部をより詳細に示す図（その２）である。
Ｉチャネルと、Ｑチャネルに対してそれぞれ図１０に示す前方自動等化器および後方自動等化器が設けられている。なお、図１０の自動等化部は、ＺＦ法（Zero Forcing Method）を用いて構成される。
【００８５】
図１０の自動等化部は、タップ係数演算機能を持つＦＩＲフィルタである。遅延器３６２〜３６５は、ＦＩＲフィルタの遅延器を示している。また、識別器８１、遅延器８２１、８２２、８２４、８２５、ミキサ４２１〜４２５、積分器４３１〜４３５、誤差信号算出部４５によって、タップ係数演算部が構成される。
【００８６】
図１０の自動等化部は、５つのタップ係数を設定可能な５段構成の自動等化部である。これら５つのタップ係数は、ミキサ３５１、３５２、３５３、３５４、３５５にそれぞれ設定される。ミキサ３５３は、現在時刻（時刻ｔ）のデータに対するタップ係数が設定されるタップ（センタータップ）であり、自動等化部の入力側に配置されている。ミキサ３５１は、現在時刻より２つ新しい時刻（時刻ｔ−２）のタップ係数が設定されるタップである。ミキサ３５２は、現在時刻より１つ新しい時刻（時刻ｔ−１）のタップ係数が設定されるタップである。ミキサ３５４は、現在時刻より１つ古い時刻（時刻ｔ＋１）のタップ係数が設定されるタップである。ミキサ３５５は、現在時刻より２つ古い時刻（時刻ｔ＋２）のタップ係数が設定されるタップである。
【００８７】
識別器８１は、加算器３４の出力ＥＱＯＵＴを入力し、その入力したＥＱＯＵＴ（ＩチャネルまたはＱチャネルのデータの加算値）の符号（正または負）に応じて、誤差信号算出部４５が出力する誤差信号と乗算する因子を算出し出力する。
【００８８】
識別器８１の出力する因子は、誤差信号算出部４５からの誤差信号とミキサ４２１〜４２５において乗算される。すなわち、対応する各時刻のデータの符号を考慮した誤差信号がミキサ４２１〜４２５から出力される。遅延器８２１、８２２は、誤差信号を遅延させる。このため、ミキサ４２１では、現在時刻の識別器８１が出力する因子と、２つ古い時刻（時刻ｔ＋２）の誤差信号が乗算される。また、ミキサ４２２では、現在時刻の識別器８１が出力する因子と、１つ古い時刻（時刻ｔ＋１）の誤差信号が乗算される。
【００８９】
また、遅延器８２４、８２５は、識別器８１の出力を遅延させる。このため、ミキサ４２４では、１つ古い時刻（時刻ｔ＋１）で識別器８１が出力した因子と、現在時刻（時刻ｔ）の誤差信号が乗算される。また、ミキサ４２５では、２つ古い時刻（時刻ｔ＋２）で識別器８１が出力した因子と、現在時刻（時刻ｔ）の誤差信号が乗算される。
【００９０】
ミキサ４２１〜４２５が出力する誤差信号は、積分器４３１〜４３５において、それぞれ積分されて各時刻のタップ係数が得られる。現在時刻のタップ係数、すなわち、積分器４３３の出力は、自動等化部の入力側に配置されるセンタータップ（ミキサ）３５３に対して出力される。
【００９１】
積分器４３３の出力、すなわち、現在時刻のデータから算出されたタップ係数は、現在時刻のデータの振幅であるので、このタップ係数を、例えば、インターポレイタ１７１、１７２の入力側に配置したセンタータップ（ミキサ）３５３に出力することで、利得制御（振幅制御）ループを構成できる。なお、この利得制御ループは、インターポレイタ１７１、１７２、間引き部１８１、１８２、ルートナイキストフィルタ２１１、２１２、自動等化部によって構成される。
【００９２】
現在時刻以外の時刻のタップ係数、すなわち、積分器４３１、４３２、４３４、４３５の出力は、各時刻のタップ（ミキサ）３５１〜３５５において、対応するそれぞれの時刻の信号と乗算され、加算器３４に対して出力される。
【００９３】
加算器３４は、ミキサ（タップ）３５１、３５２、３５４、３５５の出力を加算した信号ＥＱＯＵＴを出力する。誤差信号算出部４５は、信号ＥＱＯＵＴと目標信号（現在時刻のデータに近い理想信号点のＩ成分またはＱ成分、１６ＱＡＭの場合、例えば、＋２、＋１、−１、−２が目標信号となる）との差を求め、その差を誤差信号として、ミキサ４２１〜４２５に出力する。なお、自動等化部の入力側に配置されるタップは、現在時刻のデータの振幅制御を行うタップである。例えば、固定値を出力するセンタータップは自動等化部内に存在してもよい。
【００９４】
なお、図１１に示すように、タイミングリカバリ回路３１の出力をＡ／Ｄコンバータ８５にフィードバックして、Ａ／Ｄコンバータ８５によるデータのサンプリングタイミングを変換することもできる。この場合、例えば、図１１に示すように、タイミングリカバリ回路３１の出力をディジタルからアナログに変換するＤ／Ａコンバータ８３と、アナログに変換されたタイミングリカバリ回路３１の出力に対応する周波数をＡ／Ｄコンバータ８５に出力する電圧制御発振器（ＶＣＯ）８４を、タイミングリカバリ回路３１と、Ａ／Ｄコンバータ８５の間に挿入する。
【００９５】
また、一般に、復調を行うためには、すべての変調方式において、入力レベル（振幅）の平均値を一定に保つことが必要である。このため、本発明はすべての変調方式（ＱＡＭ変調方式、ＱＰＳＫ変調（Quadrature Phase Shift Keying Modulation）方式、等）に適用可能である。
【００９６】
本発明は下記構成でもよい。
（付記１）  信号の復調を行う復調回路であって、
信号を等化処理する自動等化器と、
前記自動等化器により等化された信号から、搬送波再生制御を行う搬送波再生回路と、
を有し、
前記自動等化器の振幅制御を行うセンタータップは前記自動等化器の入力側に配置され、
前記センタータップへの制御信号は前記自動等化器から送出されること
を特徴とする復調回路。
（付記２）  信号の復調を行う復調回路であって、
信号を信号処理する信号処理部と、
前記信号処理部にて信号処理された信号を等化処理する自動等化器と、
前記自動等化器により等化された信号から、搬送波再生制御を行う搬送波再生回路と、
を有し、
前記自動等化器の振幅制御を行うセンタータップは前記信号処理部の入力側に配置され、
前記センタータップへの制御信号は前記自動等化器から送出されること
を特徴とする復調回路。
（付記３）  信号の復調を行う復調回路であって、
信号を等化処理する前方等化器、後方等化器および該前方等化器および該等化器の間に存在する搬送波再生回路からなる自動等化器と、
を有し、
前記自動等化器の振幅制御を行うセンタータップが、前記前方等化器の入力側に配置され、
前記センタータップへの制御信号は前記前方等化器から送出されるとともに、前記搬送波再生回路への制御信号は前記後方等化器の出力信号から作り出されること
を特徴とする復調回路。
（付記４）  信号の復調を行う復調回路であって、
信号を信号処理する信号処理部と、
前記信号処理回路にて信号処理された信号を等化処理する前方等化器、後方等化器および該前方等化器および該等化器の間に存在する搬送波再生回路からなる自動等化器と、
を有し、
前記自動等化器の振幅制御を行うセンタータップが、前記信号処理部の入力側に配置され、
前記センタータップへの制御信号は前記前方等化器から送出されるとともに、前記搬送波再生回路への制御信号は前記後方等化器の出力信号から作り出されること
を特徴とする復調回路。
（付記５）  信号の復調を行う復調回路であって、
信号を所定のタイミングに信号点識別するＡ／Ｄ変換器と、
前記Ａ／Ｄ変換器にて信号点識別された信号について、識別タイミングの補正を行うインターポーレイタ部と、
前記インターポーレイタ部にて識別タイミングの補正がなされた信号を等化処理する自動等化器と、
を有し、
前記自動等化器の振幅制御を行うセンタータップが、前記インターポーレイタ部の入力側に配置され、
前記センタータップへの制御信号は前記自動等化器から出力されていること
を特徴とする復調回路。
（付記６）  信号の復調を行う復調回路であって、
信号を所定のタイミングに信号点識別するＡ／Ｄ変換器と、
前記Ａ／Ｄ変換器にて信号点識別された信号について、識別タイミングの補正を行うインターポーレイタ部と、
前記インターポーレイタ部にて識別タイミングの補正がなされた信号を等化処理する前方等化器および後方等化器と、該前方等化器および後方等化器の間に存在する搬送波再生回路からなる自動等化器と、
を有し、
前記自動等化器の振幅制御を行うセンタータップが、前記インターポーレイタ部の入力側に配置され、
前記センタータップへの制御信号は前記前方等化器から出力されていること
を特徴とする復調回路。
（付記７）  受信した信号を復調する復調回路において、
被変調信号を受信する受信部と、
受信された被変調信号から干渉波を除去する自動等化部を備え、
前記自動等化部における現在時刻のデータの振幅制御を行うタップは、前記自動等化部の入力側に配置され、
前記振幅制御のタップに与えるタップ係数は、前記自動等化部から出力されることを特徴とする復調回路。
（付記８）  前記自動等化部は、第１自動等化器、第２自動等化器と、該第１、第２自動等化器の間に配置されるキャリアリカバリ回路とによって構成され、
前記自動等化部における現在時刻のデータの振幅制御を行うタップは、前記第１自動等化器の入力側に配置され、
前記キャリアリカバリ回路は、前記第２自動等化器の出力とIQ位相平面上の理想信号点とのずれを算出し、そのずれをなくすように、前記第２自動等化器の出力を回転して搬送波を再生することを特徴とする付記７記載の復調回路。
（付記９）  受信した信号を復調する復調回路において、
被変調信号を受信する受信部と、
設定された位相角と、被変調波からサンプリングされたデータを基に、そのデータのサンプリングされた時刻からその位相角だけずれた時刻のデータの値を補間して生成するインターポーレイタ部と、
補間されたデータから干渉波を除去する自動等化部と、
前記自動等化部の出力の時間的な増減(タイミング誤差)を算出し、その時間的な増減(タイミング誤差)をなくすように、前記位相角を設定するタイミング再生部を備え、
前記自動等化部における現在時刻のデータの振幅制御を行うタップは、前記インターポーレイタ部の入力側に配置され、
前記振幅制御のタップに与えるタップ係数を、前記自動等化部から出力することを特徴とする復調回路。
（付記１０）  信号を処理する信号処理回路において、
前記信号から干渉波を除去する自動等化部を備え、
前記自動等化部における現在時刻のデータの振幅制御を行うタップは、前記自動等化部の入力側に配置され、
前記自動等化部における振幅を制御するタップに与えるタップ係数を、前記自動等化部からそのセンタータップに出力する振幅制御ループをさらに備えたことを特徴とする信号処理回路。
（付記１１）  受信した信号を復調する復調回路が実行する復調方法において、
自動等化部を用いて、受信された被変調信号から干渉波を除去する信号等化ステップと、
前記自動等化部の入力側に配置された、前記自動等化部における現在時刻のデータの振幅制御を行うタップに、タップ係数を前記自動等化部から出力する振幅制御ステップを備えることを特徴とする復調方法。
（付記１２）  受信した信号を復調する復調回路が実行する復調方法において、
インターポーレイタ部を用いて、設定された位相角と、被変調波からサンプリングされたデータを基に、そのデータのサンプリングされた時刻からその位相角だけずれた時刻のデータの値を補間して生成する補間ステップと、
自動等化部を用いて、補間されたデータから干渉波を除去する信号等化ステップと、
前記自動等化部の出力の時間的な増減(タイミング誤差)を算出し、その時間的な増減(タイミング誤差)をなくすように前記位相角を設定するステップと、
前記インターポーレイタ部の入力側に配置された、前記自動等化部における現在時刻のデータの振幅制御を行うタップに、タップ係数を前記自動等化部から出力する振幅制御ステップを備えることを特徴とする復調方法。
（付記１３）  信号を処理する信号処理回路が行う信号処理方法において、
自動等化部を用いて、前記信号から干渉波を除去する信号等化ステップと、
前記自動等化部の入力側に配置された、前記自動等化部における現在時刻のデータの振幅制御を行うタップに、タップ係数を前記自動等化部から出力する振幅制御ステップを備えることを特徴とする信号処理方法。
【図面の簡単な説明】
【００９７】
【図１】本発明の一実施形態のＱＡＭ受信機（ＱＡＭ復調回路）の構成を示すブロック図である。
【図２Ａ】チャネルセレクションフィルタの入力波形のスペクトル（その１）である。
【図２Ｂ】チャネルセレクションフィルタの出力波形のスペクトル（その１）である。
【図３Ａ】チャネルセレクションフィルタの入力波形のスペクトル（その２）である。
【図３Ｂ】チャネルセレクションフィルタの出力波形のスペクトル（その２）である。
【図４】図１の自動等化部の主要部をより詳細に示す図（その１）である。
【図５】受信信号のアイパターンを示す図である。
【図６】図１のキャリアリカバリループの主要部のより詳細な構成を示す図である。
【図７】図１のタイミングリカバリループの主要部のより詳細な構成を示す図である。
【図８】図１のタイミングリカバリループにおいて、生成される波形および参照されるクロックを示す図であり、（ａ）は数値制御発振器が出力するノコギリ波の波形を、（ｂ）は第１クロック（サンプリングクロック）を、（ｃ）は第２クロック（間引かれたクロック）をそれぞれ示す図である。
【図９】タップテーブルにおけるタップ係数の設定例をインパルス応答とともに示した図である。
【図１０】図１の自動等化部の主要部をより詳細に示す図（その２）である。
【図１１】本実施形態のＱＡＭ受信機（ＱＡＭ復調回路）の変形例の構成を示すブロック図である。
【図１２】第１の従来技術のＱＡＭ受信機（ＱＡＭ復調回路）の構成を示すブロック図である。
【図１３】図１２の自動等化部の主要部をより詳細に示す図である。
【図１４】第２の従来技術のＱＡＭ受信機（ＱＡＭ復調回路）の構成を示すブロック図である。
【図１５】第３の従来技術のＱＡＭ受信機（ＱＡＭ復調回路）の構成を示すブロック図である。
【図１６】第４の従来技術のＱＡＭ受信機（ＱＡＭ復調回路）の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００９８】
１１  ＶＧＡ
１２  Ａ／Ｄコンバータ
１３  ＡＧＣ回路
１５  チャネルセレクションフィルタ
１７  インターポレイタ
１８  間引き部
２１  ルートナイキストフィルタ
２２  前方自動等化器
２３  キャリアリカバリロータ
２４  後方自動等化器
２５  キャリアリカバリ回路
２６，３２  ＮＣＯ
２７  Ｓｉｎ／Ｃｏｓテーブル
３１  タイミングリカバリ回路
３３  タップテーブル
３４  加算器
３５１、３５２、３５４、３５５  タップ
３５３  センタータップ
３６、４１  遅延器
３８  識別器
４３  積分器
４５  誤差信号算出部
【図１】
2007195075.tif 000003
【図４】
2007195075.tif 000004
【図６】
2007195075.tif 000005
【図７】
2007195075.tif 000006
【図８】
2007195075.tif 000007
【図９】
2007195075.tif 000008
【図１０】
2007195075.tif 000009
【図１１】
2007195075.tif 000010
【図１２】
2007195075.tif 000011
【図１３】
2007195075.tif 000012
【図１４】
2007195075.tif 000013
【図１５】
2007195075.tif 000014
【図１６】
2007195075.tif 000015
【図２Ａ】
2007195075.tif 000016
【図２Ｂ】
2007195075.tif 000017
【図３Ａ】
2007195075.tif 000018
【図３Ｂ】
2007195075.tif 000019
【図５】
2007195075.tif 000020