(57)【要約】【課題】フォトカプラの発光ダイオードを流れる電流の定常的な増加に伴う電流変換効率の低下を抑制してＰＷＭ信号等の安定した伝送を可能にし、構成簡単な絶縁形信号伝送回路を提供する。【解決手段】フォトカプラにより信号を絶縁して伝送する絶縁形信号伝送回路において、フォトカプラ２の発光ダイオードＤ１に直列に接続された負帰還形の定電流回路１とスイッチング素子Ｑとを備え、定電流回路１は、スイッチング素子Ｑのオフ時に飽和状態となり、かつ、スイッチング素子Ｑのオン時に定電流を流す定電流制御素子としてのトランジスタＴｒ１を有し、伝送するべきＰＷＭ信号によりスイッチング素子Ｑがオンした際に発光ダイオードＤ１に過渡電流を通流させ、その後に前記過渡電流よりも振幅の小さいほぼ一定の定常電流を通流させる。【選択図】図１
2007150003.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
フォトカプラにより信号を絶縁して伝送する絶縁形信号伝送回路において、
フォトカプラの発光ダイオードに直列に接続された負帰還形の定電流回路とスイッチング素子とを備え、
前記定電流回路は、
前記スイッチング素子のオフ時に飽和状態となり、かつ、前記スイッチング素子のオン時に定電流を通流させる定電流制御素子を有し、
伝送するべき信号により前記スイッチング素子がオンした際に、前記定電流制御素子を介して前記発光ダイオードに過渡電流を通流させ、その後に、前記過渡電流よりも振幅の小さいほぼ一定の定常電流を前記定電流制御素子を介して前記発光ダイオードに通流させることを特徴とする絶縁形信号伝送回路。
【請求項２】
請求項１に記載した絶縁形信号伝送回路において、
前記定電流回路は定電圧素子を備え、
前記定電流制御素子は、前記スイッチング素子のオフ時に前記定電圧素子により順バイアスされて飽和状態となるトランジスタであることを特徴とする絶縁形信号伝送回路。
【請求項３】
請求項１に記載した絶縁形信号伝送回路において、
前記定電流回路はオペアンプを備え、
前記定電流制御素子は、前記スイッチング素子のオフ時に前記オペアンプにより順バイアスされて飽和状態となるトランジスタであることを特徴とする絶縁形信号伝送回路。
【請求項４】
請求項２に記載した絶縁形信号伝送回路において、
前記定電圧素子が、ツェナーダイオードまたはシャントレギュレータであることを特徴とする絶縁形信号伝送回路。
【請求項５】
請求項１〜４の何れか１項に記載した絶縁形信号伝送回路において、
前記スイッチング素子がＦＥＴまたはトランジスタであることを特徴とする絶縁形信号伝送回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えばＩＰＭ（Intelligent  Power  Module）の上下アームの半導体スイッチング素子を駆動するために、その制御回路からＰＷＭ信号をフォトカプラにより電気的に絶縁して伝送する絶縁形信号伝送回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
最近の車両機器に適用されている電動機の駆動システムは、高効率化、省エネ対策を目的として、図５に示すように電源、昇降圧コンバータ、インバータから構成されている。
ここで、電源１０は、架線からの給電電圧または直列接続されたバッテリにより構成されている。昇降圧コンバータ２０は、車両駆動時には、電源回路の電圧（例：２８０〔Ｖ〕）を三相の電動機４０の駆動に適した電圧（例：７５０〔Ｖ〕）に昇圧し、車両の制動時には、発電機となる電動機４０から生じる電圧（例：７５０〔Ｖ〕）を電源回路の電圧（例：２８０〔Ｖ〕）に降圧して電力の回生動作を行う。
【０００３】
インバータ３０は、車両の駆動時には、昇降圧コンバータ２０により昇圧された電圧によって電動機４０の各相に電流を流すようにスイッチング素子をオン・オフし、そのスイッチング周波数を制御することにより車両速度を変化させている。
また、車両の制動時には、各相に生じる交流電圧に同期させてスイッチング素子をオン・オフすることにより、いわゆる整流動作を行い、交流電圧を直流電圧に変換して電源回路に回生している。
【０００４】
図６は、昇降圧コンバータ２０の詳細な構成を示している。
このコンバータ２０は、大別してリアクトル２１、コンデンサ２２、スイッチング部２３，２４、及び、スイッチング部２３，２４をそれぞれ制御する制御回路２５，２６から構成されている。ここで、最近の車両機器の駆動系のスイッチング部２３，２４は、図示するようにＩＧＢＴ２３１，２４１と、これらにそれぞれ逆並列接続されたダイオード２３２，２４２とからなっている。
【０００５】
上記コンバータ２０の昇降圧動作の原理を以下に説明し、昇圧時におけるリアクトル２１の電流波形を図７に示す。
Ａ．昇圧動作
（１）ＩＧＢＴ２３１がオン（導通）すると、リアクトル２１（インダクタンス値をＬとする）に電流Ｉが流れ、ＬＩ２／２のエネルギーが蓄積される。
（２）ＩＧＢＴ２３１がオフ（非導通）すると、スイッチング部２４のダイオード２４２に電流が流れ、リアクトル２１に蓄えられたエネルギーがコンデンサ２２に送られる。
【０００６】
Ｂ．降圧動作
（１）ＩＧＢＴ２４１がオンすると、リアクトル２１に電流Ｉが流れ、ＬＩ２／２のエネルギーが蓄積される。
（２）ＩＧＢＴ２４１がオフすると、スイッチング部２３のダイオード２３２に電流が流れ、リアクトル２１に蓄えられたエネルギーが電源１０へ回生される。
【０００７】
ＩＧＢＴ２３１，２４１のオンデューティ（ＩＧＢＴ２３１，２４１のスイッチング周期に対する導通期間の割合）を変更すれば、昇降圧の電圧を調整することが可能であり、このオンデューティの概略の値は、下記の数式１によって求めることができる。
［数式１］
オンデューティ〔％〕＝ＶＬ／ＶＨ
ＶＬ：電源電圧
ＶＨ：昇圧後の電圧
【０００８】
しかしながら、実際には負荷の変動や電源電圧の変動などがあるため、昇降圧後の電圧ＶＨを監視し、これが目標値となるようにＩＧＢＴ２３１，２４１のオンデューティを制御している。
図８は、昇降圧コンバータ用のＩＰＭ（Intelligent  Power  Module）のブロック図であり、大別すると上アームスイッチングユニット２４０、下アームスイッチングユニット２３０、及び制御回路２５０から構成されている。
【０００９】
上アームスイッチングユニット２４０は、前述したＩＧＢＴ２４１及びダイオード２４２と、抵抗２４０１，２４０２と、ＩＧＢＴ保護回路２４０３と、ゲート駆動回路２４０４とからなり、また、下アームスイッチングユニット２３０は、前述したＩＧＢＴ２３１及びダイオード２３２と、抵抗２３０１，２３０２と、ＩＧＢＴ保護回路２３０３と、ゲート駆動回路２３０４と、ＶＨ検出回路２３０５とからなっている。ここで、ＶＨ検出回路２３０５は、三角波生成器２３０６、分圧回路２３０７、レベル調整回路２３０８及び比較器２３０９から構成されている。
【００１０】
更に、制御回路２５０は、後述するフォトカプラ２５３から出力されるＰＷＭ信号が入力されるローパスフィルタ２５４と、ローパスフィルタ２５４の出力信号と昇降圧指令値とが比較されるＶＨ比較器２５５と、その出力に応じてゲート信号を発生するゲート信号発生器２５６とからなっている。
上アームスイッチングユニット２４０、下アームスイッチングユニット２３０、及び制御回路２５０は互いに電気的に絶縁する必要があるので、フォトカプラ（またはパルストランス等）２５１〜２５３を用いて信号を授受するように構成されている。
【００１１】
ここで、フォトカプラは、パルストランスと比較して小型、安価であるため、最近では車両機器にも用いられつつある。
図９は、例えば前述のフォトカプラ２５１，２５２の後段に設けられるＩＧＢＴ駆動用ＩＣ（図８におけるＩＧＢＴ保護回路２３０３及びゲート駆動回路２３０４、または、ＩＧＢＴ保護回路２４０３及びゲート駆動回路２４０４）の構成を示すものであり、２６１は温度信号比較器、２６２は電流信号比較器、２６３は論理回路、２６４，２６５はＭＯＳＦＥＴ、２６６は二値化回路、２６７は論理回路、２６８はＩＧＢＴの駆動回路である。
【００１２】
上記ＩＧＢＴ駆動用ＩＣは、以下のような代表的な機能を備えている。
・入力端子（フォトカプラから出力されるＰＷＭ信号の入力端子）への電流吐き出し、吸い込み機能（ＩＧＢＴ駆動用ＩＣの耐ノイズ性の向上機能）
・フォトカプラ２５１，２５２から出力されるＰＷＭ信号の二値化機能
・ＩＧＢＴのゲートドライブ機能
・ＩＧＢＴの過電流、過温保護機能
【００１３】
上記機能の中で、入力端子への電流吐き出し、入力端子からの電流吸い込み機能は耐ノイズ性の向上を目的としており、図１０に示す如く、入力信号の電圧レベルが閾値ＶＩＮＬを下回らない間は、電流ＩＩＮＨが吐出電流として入力端子から外部に吐き出され、前段回路（フォトカプラ）としてより多くの電流を引き込まないと閾値ＶＩＮＬに到達しないようにしている。一方、入力信号の電圧レベルが閾値ＶＩＮＬを下回ると、電流ＩＩＮＨの吐き出しを止め、入力信号の電圧レベルが閾値ＶＩＮＨを超えるまでは、電流ＩＩＮＬが吸込電流として入力端子から内部に引き込まれ、前段回路（フォトカプラ）としてより多くの電流を吐き出さないと閾値ＶＩＮＨに到達しないようにしている。
【００１４】
図１１は、フォトカプラの発光ダイオードを流れる電流ＩｆをパラメータとしたＶｃｅ（同コレクタ−エミッタ間電圧）−Ｉｃ（フォトトランジスタのコレクタ電流）特性を示す図であり、前述したＩＧＢＴ駆動用ＩＣの耐ノイズ性の向上を実現するべくコレクタ電流を増加させるには、電流Ｉｆを増加させることが必要となる。
一方、図１２は、フォトカプラの電流変換効率の寿命劣化特性を示すものであり、電流Ｉｆが増加するほど、電流変換効率（ＣＴＲ：Ｉｃ／Ｉｆ）は短時間で低下する傾向がある。
【００１５】
なお、他の従来技術として、光通信システムに用いられる発光ダイオード駆動回路において、大振幅の電圧信号を印加することなく発光ダイオードを高速に発光／消光させるようにした発明が下記の特許文献１に記載されている。
この従来技術では、発光ダイオードの駆動電流波形の振幅を通流当初は大きくし、その後に小さくする階段状の波形とすることにより、発光ダイオードの光出力波形が高速でオーバーシュートのない立ち上がり特性を有するようにしたものである。
【００１６】
【特許文献１】特開平１０−９３１４３号公報（段落［００１４］〜［００１７］，［００３７］〜［００４５］、図５、図６等）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１７】
前述したように、ＩＧＢＴ駆動用ＩＣの耐ノイズ性を向上させるためにフォトカプラのコレクタ電流（引き込み電流）ひいては発光ダイオードの電流Ｉｆを定常的に増加させると、電流変換効率が短時間のうちに低下し、これによってＩＧＢＴを駆動するためのＰＷＭ信号が正確に伝送されないおそれがある。
特許文献１に記載された従来技術は、発光ダイオードの駆動電流波形を段階的に変化させるものであるが、発光ダイオードの駆動回路として複数の微分回路が必要であるため回路構成が複雑になると共に、フォトカプラの電流変換効率や伝送精度の向上を図るための手段については何ら言及されていない。
【００１８】
そこで本発明の解決課題は、フォトカプラの発光ダイオードを流れる電流の定常的な増加に伴う電流変換効率の低下を抑制して信号の安定した伝送を可能にし、しかも構成簡単な絶縁形信号伝送回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、フォトカプラにより信号を絶縁して伝送する絶縁形信号伝送回路において、
フォトカプラの発光ダイオードに直列に接続された負帰還形の定電流回路とスイッチング素子とを備え、
前記定電流回路は、
前記スイッチング素子のオフ時に飽和状態となり、かつ、前記スイッチング素子のオン時に定電流を通流させる定電流制御素子を有し、
伝送するべき信号により前記スイッチング素子がオンした際に、前記定電流制御素子を介して前記発光ダイオードに過渡電流を通流させ、その後に、前記過渡電流よりも振幅の小さいほぼ一定の定常電流を前記定電流制御素子を介して前記発光ダイオードに通流させるものである。
【００２０】
請求項２に記載した発明は、請求項１において、
前記定電流回路は定電圧素子を備え、前記定電流制御素子は、前記スイッチング素子のオフ時に前記定電圧素子により順バイアスされて飽和状態となるトランジスタであることを特徴とする。
【００２１】
請求項３に記載した発明は、請求項１において、
前記定電流回路はオペアンプを備え、前記定電流制御素子は、前記スイッチング素子のオフ時に前記オペアンプにより順バイアスされて飽和状態となるトランジスタであることを特徴とする。
【００２２】
請求項４に記載した発明は、請求項２において、
前記定電圧素子が、ツェナーダイオードまたはシャントレギュレータであることを特徴とする。
【００２３】
請求項５に記載した発明は、請求項１〜４の何れか１項において、
前記スイッチング素子がＦＥＴまたはトランジスタであることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２４】
本発明によれば、フォトカプラの発光ダイオードに直列接続されたスイッチング素子のオフ時に、負帰還形の定電流回路内のトランジスタ等の定電流制御素子を飽和状態に保っておき、伝送するべきＰＷＭ信号等によりスイッチング素子をオンした際に、その後の定常状態よりも振幅の大きい過渡電流を流すことにより、ＩＧＢＴ駆動用ＩＣの耐ノイズ性を向上させる目的で発光ダイオードの電流を定常的に大きくする必要をなくし、これによってフォトカプラの電流変換効率の経時的な低下や信号の伝送ミスを防止することができる。
また、負帰還形の定電流回路はトランジスタやツェナーダイオード、抵抗等によって容易に実現可能であり、回路構成も簡単で安価にて提供できるという効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２５】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明の第１実施形態部を示す回路図である。この信号伝送回路はＰＷＭ信号をフォトカプラにより絶縁して、ＩＰＭの上下アームのＩＧＢＴのゲートに伝送するためのものであり、負帰還形の定電流回路１、フォトカプラ２、パルス発生器３、スイッチング素子Ｑ、及び抵抗Ｒｇ，Ｒｄ，ＲＬから構成されている。
【００２６】
定電流回路１は、電源（＋Ｖｃｃ１）に接続された抵抗Ｒｃ及び定電流制御素子としてのｐｎｐ形トランジスタＴｒ１の直列回路と、前記電源（＋Ｖｃｃ１）とトランジスタＴｒ１のベースとの間に接続された定電圧素子としてのツェナーダイオードＺＤと、前記ベースとグラウンドとの間に接続された抵抗Ｒｚとからなっている。
また、前記トランジスタＴｒ１のコレクタとグラウンドとの間には、フォトカプラ２の発光ダイオードＤ１、抵抗Ｒｄ、及び、ｎチャンネルＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子Ｑが直列に接続されている。
スイッチング素子Ｑのゲートには、抵抗Ｒｇを介してパルス発生器３からのＰＷＭ信号が入力されている。更に、フォトカプラ２内のフォトトランジスタＴｒ２のコレクタは、負荷抵抗ＲＬを介して電源（＋Ｖｃｃ２）に接続されている。
なお、以下では、抵抗Ｒｇ，Ｒｄ，ＲＬ，Ｒｃ，Ｒｚの抵抗値を、各々の記号と同様にＲｇ，Ｒｄ，ＲＬ，Ｒｃ，Ｒｚ〔Ω〕として説明する。
【００２７】
上記構成では、トランジスタＴｒ１を定電流制御素子として動作させるため、そのベース電位をツェナーダイオードＺＤによりＶｃｃ１−Ｖｚ（Ｖｚはツェナー電圧）なる値に固定すると、トランジスタＴｒ１のエミッタ電位は、Ｖｃｃ１−Ｖｚ＋Ｖｂｅ（Ｖｂｅはベース−エミッタ間電圧）となる。
いま、定常動作時（発光ダイオードＤ１を流れる電流Ｉｆが定常状態）には、トランジスタＴｒ１に直列接続された抵抗Ｒｃの電圧降下がＶｚ−Ｖｂｅとなるように、つまり、トランジスタＴｒ１のエミッタ電位がＶｃｃ１−Ｖｚ＋Ｖｂｅとなるように負帰還動作することにより、電流Ｉｆは下記の数式２によって表される。
［数式２］
Ｉｆ＝（Ｖｚ−Ｖｂｅ ）／Ｒｃ
このとき、スイッチング素子Ｑは単にオン・オフのスイッチング動作を行い、入力信号であるパルス発生器３からのＰＷＭ信号に応じて電流Ｉｆを断続的に流す役割を果たしている。
【００２８】
上記の説明は、電流Ｉｆが定常的に流れている場合のものであるが、スイッチング素子Ｑがオフ状態からオンになる過渡時には、以下に述べるような動作となる。
まず、スイッチング素子Ｑがオフの状態、すなわち電流Ｉｆが零の時には、トランジスタＴｒ１のエミッタ電位はＶｃｃ１、ベース電位はＶｃｃ１−Ｖｚである。このため、トランジスタＴｒ１のベース−エミッタ間の接合には順バイアスが印加されており、トランジスタＴｒ１はいわゆる飽和状態（Ｖｃｅ≒０.３〔Ｖ〕）となっている。
この状態でスイッチング素子Ｑがオンすると、トランジスタＴｒ１は電流制御動作を行わないため、発光ダイオードＤ１には、おおむねＶｃｃ１／（Ｒｃ＋Ｒｄ）の大きさの電流Ｉｆが流れる。なお、過渡状態における電流Ｉｆの正確な値は、数式３のようになる。
［数式３］
Ｉｆ＝（Ｖｃｃ１−Ｖｃｅ−Ｖｆ）／（Ｒｃ＋Ｒｄ＋Ｒｏｎ）
Ｖｃｅ：トランジスタＴｒ１のエミッタ−コレクタ間飽和電圧（≒０.３〔Ｖ〕）
Ｒｏｎ：スイッチング素子Ｑのオン抵抗
Ｖｆ：発光ダイオードＤ１の順方向電圧
【００２９】
上記の電流Ｉｆ（過渡電流）の振幅は定常時の電流よりも大きな値となるが、前述したようにトランジスタＴｒ１のベース電位が固定されているため、電流Ｉｆは当初の大きさを維持することができず、直ちに減少して定電流値となる。
図１の回路における電流Ｉｆの過渡状態の観測波形を図２に示す。図２の左右各図における上段の波形はパルス発生器３から出力されるＰＷＭ信号波形、下段の波形は電流Ｉｆの波形である。図２から明らかなように、スイッチング素子Ｑがオンしてから約１.６〔μｓ〕の期間は過渡電流として約２０〔ｍＡ〕が流れ、その後、これより小さい約１４.８〔ｍＡ〕の定電流がＰＷＭ信号に同期して流れている。
上記の過渡電流の振幅は、図１における抵抗Ｒｄの値により調整することが可能である。図３は、抵抗Ｒｄの値を小さくして過渡電流値を増加させた例であり、この例では、過渡電流を瞬間的に約４６〔ｍＡ〕まで流している。
【００３０】
上述したように、本実施形態によれば、ツェナーダイオードＺＤやトランジスタＴｒ１等からなる負帰還形の定電流回路１及びスイッチング素子Ｑ等を用いてフォトトカプラ２の発光ダイオードＤ１を駆動するようにし、スイッチング素子Ｑがオフの状態ではトランジスタＴｒ１のベース−エミッタ間を順バイアスしてトランジスタＴｒ１を常に飽和状態に保っておくことにより、スイッチング素子Ｑをオンして発光ダイオードＤ１に電流が流れ始める瞬間には前述の数式３による過渡電流Ｉｆを流し、その後、この電流Ｉｆを負帰還動作により定電流にすることができる。
従って、ＩＧＢＴ駆動用ＩＣの耐ノイズ性を向上させるために電流Ｉｆを定常的に大きくする必要がなく、フォトカプラの電流変換効率の経時的な低下やＰＷＭ信号の伝送ミスを防止することができる。
なお、この実施形態では定電流回路１内の定電圧素子としてツェナーダイオードＺＤを用いているが、シャントレギュレータを用いても良い。また、トランジスタＴｒ１の代わりにＦＥＴを用いても良い。
【００３１】
次に、図４は本発明の第２実施形態を示す主要部の構成図である。
この実施形態では、発光ダイオードＤ１のアノード側にｐチャンネルＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子Ｑが接続され、カソード側にｎｐｎ形トランジスタＴｒ１’、演算増幅器ＯＰ、抵抗Ｒｂ，Ｒｉからなる負帰還形の定電流回路１Ａが接続されている点が第１実施形態と相違しており、他の構成は同様である。
【００３２】
その動作として、定電流回路１Ａは、発光ダイオードＤ１を流れる電流Ｉｆの定常時には抵抗Ｒｉの一端の電位ｖｉが基準電位ｖｒに一致するようにトランジスタＴｒ１’をオン・オフして定電流制御を行う。
また、スイッチング素子Ｑがオフ状態からオンになる過渡時において、スイッチング素子Ｑがオフの時には電流Ｉｆが流れないため、トランジスタＴｒ１’のベース−エミッタ間には演算増幅器ＯＰにより順方向のバイアス電圧が印加され、トランジスタＴｒ１’は飽和状態となっている。この状態でスイッチング素子Ｑがオンすると、前記同様の原理によっておおむねＶｃｃ１／（Ｒｄ＋Ｒｉ）の大きさの過渡電流Ｉｆが流れる。この電流は定常時よりも大きい値であり、抵抗Ｒｉ及び演算増幅器ＯＰによる負帰還動作によってトランジスタＴｒ１’を流れる電流が減少し、その後、定常値で安定するものである。
【００３３】
この実施形態においても、スイッチング素子Ｑをオンして発光ダイオードＤ１に電流が流れ始める瞬間には比較的大きな過渡電流Ｉｆを流し、その後にこの電流Ｉｆを負帰還動作によってほぼ一定値にすることができ、電流Ｉｆを定常的に大きくすることを不要にしてフォトカプラ２の電流変換効率の経時的な低下やＰＷＭ信号の伝送ミスを防止することが可能である。
【００３４】
なお、上記各実施形態では、フォトカプラ２を用いてＰＷＭ信号を伝送する場合につき説明したが、本発明は変調されていないパルス信号やＰＦＭ（パルス周波数変調）信号の伝送にも適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】本発明の第１実施形態を示す回路図である。
【図２】第１実施形態におけるＰＷＭ信号及び電流Ｉｆの波形図である。
【図３】第１実施形態におけるＰＷＭ信号及び電流Ｉｆの波形図である。
【図４】本発明の第２実施形態を示す回路図である。
【図５】車両駆動システムのブロック図である。
【図６】図５における昇降圧コンバータの構成図である。
【図７】図６において昇圧動作時にリアクトルに流れる電流波形を示す図である。
【図８】昇降圧コンバータ用のＩＰＭのブロック図である。
【図９】フォトカプラの後段に設けられるＩＧＢＴ駆動用ＩＣの構成図である。
【図１０】ＩＧＢＴ駆動用ＩＣの入力電圧及び入力端子電流の波形図である。
【図１１】フォトカプラの電流ＩｆをパラメータとしたＶｃｅ−Ｉｃ特性（入出力特性）を示す図である。
【図１２】フォトカプラの電流変換効率の寿命劣化特性を示す図である。
【符号の説明】
【００３６】
１，１Ａ：定電流回路
２：フォトカプラ
３：パルス発生器
Ｔｒ１，Ｔｒ１’：トランジスタ
Ｔｒ２：フォトトランジスタ
Ｄ１：発光ダイオード（ＬＥＤ）
Ｑ：スイッチング素子
ＺＤ：ツェナーダイオード
Ｒｃ，Ｒｚ，Ｒｄ，Ｒｇ，Ｒｉ，ＲＬ：抵抗
【図１】
2007150003.tif 000003
【図４】
2007150003.tif 000004
【図５】
2007150003.tif 000005
【図６】
2007150003.tif 000006
【図７】
2007150003.tif 000007
【図８】
2007150003.tif 000008
【図９】
2007150003.tif 000009
【図１０】
2007150003.tif 000010
【図２】
2007150003.tif 000011
【図３】
2007150003.tif 000012
【図１１】
2007150003.tif 000013
【図１２】
2007150003.tif 000014