(57)【要約】【課題】積分回路、平均電流入力用Ａ／Ｄポートを設けることなく、高い精度で直流電流の平均値を算出できる小型で信頼性の高いインバータ装置の提供を目的とする。【解決手段】直流電源（バッテリー１）に接続される上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子によりＰＷＭ変調して交流電流を負荷（モータ３０）へ出力するインバータ回路３７と、負荷の電流を検出する電流検出器（電流センサ６）を備え、スイッチング素子のうちいずれかがＯＮしている時間と電流検出器により検出される電流値との積に基づいて、直流電源（バッテリー１）とインバータ回路３７との間に流れる直流電流の平均値を算出する。【選択図】図８
2007252094.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源に接続される上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子によりＰＷＭ変調して交流電流を負荷へ出力するインバータ回路と、前記負荷の電流を検出する電流検出器を備えたインバータ装置において、前記スイッチング素子のうちいずれかがＯＮしている時間と前記電流検出器により検出される電流値との積に基づいて、前記直流電源と前記インバータ回路との間に流れる直流電流の平均値を算出するインバータ装置。
【請求項２】
前記電流検出器は、前記直流電源と前記インバータ回路との間に備えられ、上アームスイッチング素子のうち１つのみがＯＮしている時間と当該時間に前記電流検出器により検出される電流値との積、及び、下アームスイッチング素子のうち１つのみがＯＮしている時間と当該時間に前記電流検出器により検出される電流値との積とに基づいて、前記直流電源と前記インバータ回路との間に流れる直流電流の平均値を算出する請求項１に記載のインバータ装置。
【請求項３】
前記電流検出器は、前記インバータ回路と前記負荷との間に備えられ、上アームスイッチング素子のうち１つのみがＯＮしている時間と当該時間に当該相の前記電流検出器により検出される電流値との積、及び、下アームスイッチング素子のうち１つのみがＯＮしている時間と当該時間に当該相の前記電流検出器により検出される電流値との積とに基づいて、前記直流電源と前記インバータ回路との間に流れる直流電流の平均値を算出する請求項１に記載のインバータ装置。
【請求項４】
上アームスイッチング素子のうち１つのみがＯＮしている時間を下アームスイッチング素子のうち２つのみがＯＮしている時間に、下アームスイッチング素子のうち１つのみがＯＮしている時間を上アームスイッチング素子のうち２つのみがＯＮしている時間に、それぞれ置き換えた請求項２または請求項３に記載のインバータ装置。
【請求項５】
前記電流検出器は、前記下アームスイッチング素子と前記直流電源との間に備えられ、前記下アームスイッチング素子のうち１つのみがＯＮしている時間と当該時間に当該相の前記電流検出器により検出される電流値との積、及び、前記下アームスイッチング素子のうち２つのみがＯＮしている時間と当該時間に前記電流検出器により検出される当該２相の電流値の和または当該２相以外の相の電流値との積とに基づいて、前記直流電源と前記インバータ回路との間に流れる直流電流の平均値を算出する請求項１に記載のインバータ装置。
【請求項６】
下アームスイッチング素子のうち１つのみがＯＮしている時間を上アームスイッチング素子のうち２つのみがＯＮしている時間に、下アームスイッチング素子のうち２つのみがＯＮしている時間を上アームスイッチング素子のうち１つのみがＯＮしている時間に、それぞれ置き換えた請求項５に記載のインバータ装置。
【請求項７】
スイッチング素子のＯＮ期間中央のタイミングで電流検出器により電流値を検出する請求項１から請求項６のうちいずれか一項に記載のインバータ装置。
【請求項８】
前記電流検出器は、前記下アームスイッチング素子と前記直流電源との間に備えられ、前記下アームスイッチング素子全てがＯＮしている期間に前記電流検出器により電流を検出し、前記下アームスイッチング素子のうち１つのみがＯＮしている時間と前記電流検出器により検出される当該相の電流値との積、及び、前記下アームスイッチング素子のうち２つのみがＯＮしている時間と前記電流検出器により検出される当該２相の電流値の和または当該２相以外の相の電流値との積とに基づいて、前記直流電源と前記インバータ回路との間に流れる直流電流の平均値を算出する請求項１に記載のインバータ装置。
【請求項９】
前記下アームスイッチング素子のうち１つのみがＯＮしている時間及び前記下アームスイッチング素子のうち２つのみがＯＮしている時間を定めるキャリア周期と同一のキャリア周期において、前記電流検出器により電流値を検出する請求項８に記載のインバータ装置。
【請求項１０】
前記下アームスイッチング素子のうち１つのみがＯＮしている時間及び前記下アームスイッチング素子のうち２つのみがＯＮしている時間を定めるキャリア周期とは異なるキャリア周期において、前記電流検出器により電流値を検出する請求項８に記載のインバータ装置。
【請求項１１】
前記下アームスイッチング素子のうち１つのみがＯＮしている時間及び前記下アームスイッチング素子のうち２つのみがＯＮしている時間を定めるキャリア周期と同一のキャリア周期及び異なるキャリア周期において、前記電流検出器により電流値を検出する請求項８に記載のインバータ装置。
【請求項１２】
キャリア周期の始点近傍もしくは終点近傍のタイミングで前記電流検出器により電流値を検出する請求項８から請求項１１のうちいずれか一項に記載のインバータ装置。
【請求項１３】
下アームスイッチング素子のうち１つのみがＯＮしている時間を上アームスイッチング素子のうち２つのみがＯＮしている時間に、下アームスイッチング素子のうち２つのみがＯＮしている時間を上アームスイッチング素子のうち１つのみがＯＮしている時間に、
それぞれ置き換えた請求項８から請求項１２のうちいずれか一項に記載のインバータ装置。
【請求項１４】
前記電流検出器は２つの相にのみ備えられる請求項５から請求項１３のうちいずれか一項に記載のインバータ装置。
【請求項１５】
位相幅６０度に渡り直流電流の平均値を算出する請求項１４に記載のインバータ装置。
【請求項１６】
キャリア周期単位に直流電流の平均値を算出する請求項１から請求項１５のうちいずれか一項に記載のインバータ装置。
【請求項１７】
キャリア周期内において、前半もしくは後半のみに直流電流の平均値を算出する請求項１６に記載のインバータ装置。
【請求項１８】
複数のキャリア周期に渡り直流電流の平均値を算出する請求項１６または請求項１７に記載のインバータ装置。
【請求項１９】
位相幅３６０度毎に直流電流の平均値を算出する請求項１から請求項１３、請求項１６から請求項１８のうちいずれか一項に記載のインバータ装置。
【請求項２０】
特定の１相のみの電流について直流電流の平均値を算出し、その平均値を３倍することにより３相分の平均値とする請求項１９に記載のインバータ装置。
【請求項２１】
前記負荷をモータとした請求項１から請求項２０のうちいずれか一項に記載のインバータ装置。
【請求項２２】
モータの１回転に渡り直流電流の平均値を算出する請求項２１に記載のインバータ装置。
【請求項２３】
空調機器用のモータを駆動する請求項２１または請求項２２に記載のインバータ装置。
【請求項２４】
車両に搭載される請求項１から請求項２３のうちいずれか一項に記載のインバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電源からの直流電流の平均値を算出するインバータ装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、直流電源からの直流電流の平均値を算出する方法として、直流電源からインバータ装置への電源ラインに電流センサを設け、この直流電流を検出して、抵抗とコンデンサにより積分する方法が知られている（例えば、特許文献１参照）。図２３にインバータ装置とその周辺の電気回路を示す。
【０００３】
インバータ装置１２１の制御回路１０８は、回転数指令信号（図示せず）等に基づき、インバータ回路３７を構成するスイッチング素子２を制御し、バッテリー１からの直流電圧をＰＷＭ変調でスイッチングすることにより、交流電流をモータ３０の構成要素である固定子巻線２８へ出力する。そして、回転子２９から動力が出力される。スイッチング素子２について、上アームスイッチング素子をＵ，Ｖ，Ｗ、下アームスイッチング素子をＸ，Ｙ，Ｚと定義する。スイッチング素子２としては、トランジスタ、ＩＧＢＴ等が用いられる。インバータ回路３７を構成するダイオード３は、固定子巻線２８に流れる電流の還流ルートとなる。
【０００４】
バッテリー１とインバータ回路３７との間に、電流センサ６が備えられている。この電流センサ６により検出される直流電流の瞬時値は、オペアンプ１１を経由し、そのまま制御回路１０８へ伝達される。そして、スイッチング素子２の保護などに用いられる。一方、オペアンプ１１を経由した直流電流の瞬時値は、抵抗１２とコンデンサ１３による積分回路で平均値に変換され、制御回路１０８へ伝達される。そして、バッテリー１の電圧との積を求め、インバータ装置１２１への入力電力が算出される。このインバータ装置１２１への入力電力は、バッテリー１の消費電力となる。インバータ装置１２１への入力電力算出は、直流電源であるバッテリー１の電力負荷即ち消費電力のモニタ及び消費電力制限を行う上で不可欠である。
【０００５】
一方、高い精度でモータを制御するため、また、正弦波状の交流電流をモータへ出力するために、モータ電流即ち相電流を検出する方法が知られている（例えば、特許文献２参照）。この方式について以下説明する。
【０００６】
図２４にインバータ装置とその周辺の電気回路を示す。インバータ回路３７とモータ３０との間に、相電流を検出する電流センサ８、電流センサ９が備えられている。
【０００７】
インバータ装置１２０の制御回路１０４は、電流センサ８からＵ相の相電流値を、電流センサ９からＷ相の相電流値を入力する。また、当該２個の電流値から、固定子巻線２８の中性点においてキルヒホッフの電流の法則を適用することにより、残りのＶ相の相電流値を演算する。これらの電流値に基づき、モータ３１を構成する磁石回転子３２による固定子巻線２８への誘起電圧を演算し、磁石回転子３２の位置検出を行う。そして、回転数指令信号（図示せず）等に基づき、インバータ回路３７を構成するスイッチング素子２を制御し、バッテリー１からの直流電圧をＰＷＭ変調でスイッチングすることにより、正弦波状の交流電流を固定子巻線２８へ出力する。
【０００８】
モータの相電流を検出する方法に関して、他の方法も知られている（例えば、特許文献３参照）。図２５にインバータ装置とその周辺の回路を示す。下アームスイッチング素子
とバッテリー１との間に、相電流を検出するためのシャント抵抗が備えられている。即ち、Ｕ相下アームスイッチング素子Ｘとアース間にシャント抵抗１５、Ｖ相下アームスイッチング素子Ｙとアース間にシャント抵抗１６、Ｗ相下アームスイッチング素子Ｚとアース間にシャント抵抗１７がそれぞれ設けられている。
【０００９】
インバータ装置１２２の制御回路１０７は、これら各シャント抵抗からの電圧により、各相の相電流を演算する。この演算された相電流値、回転数指令信号（図示せず）等に基づいて、制御回路１０７は、インバータ回路３７を構成するスイッチング素子２を制御し、バッテリー１からの直流電圧をＰＷＭ変調でスイッチングすることにより、正弦波状の交流電流を固定子巻線２８へ出力する。
【００１０】
尚、図２３においてオペアンプ１１を用いたが、不可欠のものではない。図２４、図２５においては割愛している。
【特許文献１】特開平７−６７２４８号公報（第５頁、第１図、第２図）
【特許文献２】特開２０００−３３３４６５号公報（第８頁、第１図）
【特許文献３】特開２００３−２０９９７６号公報（第２１頁、第１４図）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
上記直流電源（バッテリー）とインバータ回路との間に電流センサを備えるインバータ装置においては、直流電源からの直流電流の平均値を算出することができる。このためには、電流センサとオペアンプ以外に、抵抗とコンデンサによる積分回路、制御回路内マイコンの平均電流入力用Ａ／Ｄポートが必要となる。そして、積分回路における抵抗の抵抗値、コンデンサの容量値には、ばらつき、温度変化が存在し、平均値算出の精度を低下させてしまう。更には、抵抗とコンデンサによる積分値と実際の平均電流との相関も求めておく必要があり、精度向上の課題となる。また、部品が多くなり、小型化、信頼性向上の課題となる。
【００１２】
インバータ回路と負荷（モータ）との間に、負荷電流（モータの相電流）を検出する電流センサを備えるインバータ装置においては、直流電源からの直流電流は測定できない。そのため、平均電流が求められず、直流電源の消費電力の算出ができない。相電流からモータへの交流電力を演算することはできるが、電流と電圧との位相差、ＰＷＭ電圧の演算などが必要であり、制御回路を構成するマイコンの演算負担が過大になる。また、交流電力を演算し直流電力の代用とした場合、インバータ装置の消費電力が含まれず不正確になる。
【００１３】
下アームスイッチング素子と直流電源（バッテリー）との間に、相電流を検出するためのシャント抵抗を備えるインバータ装置においては、直流電源からの直流電流は測定できない。そのため、上記と同様の課題が発生する。
【００１４】
本発明はこのような従来の課題を解決するものであり、高い精度で直流電流の平均値を算出できる、小型で信頼性の高いインバータ装置の提供を目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
上記課題を解決するために、本発明のインバータ装置は、直流電源に接続される上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子によりＰＷＭ変調して交流電流を負荷へ出力するインバータ回路と、負荷の電流を検出する電流検出器を備え、スイッチング素子のうちいずれかがＯＮしている時間と電流検出器により検出される電流値との積に基づいて、直流電源とインバータ回路との間に流れる直流電流の平均値を算出するものである。
【００１６】
上記構成により、積分回路（抵抗とコンデンサ）、Ａ／Ｄポート（制御回路内マイコンの平均電流入力用）等を設けることなく、直流電流の平均値算出ができるようになる。従って、高い精度で直流電流の平均値を算出できる、小型で信頼性の高いインバータ装置を実現できる。
【発明の効果】
【００１７】
本発明のインバータ装置は、小型で信頼性が高く、高い精度で直流電流の平均値を検出できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
第１の発明は、直流電源に接続される上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子によりＰＷＭ変調して交流電流を負荷へ出力するインバータ回路と、負荷の電流を検出する電流検出器を備え、スイッチング素子のうちいずれかがＯＮしている時間と電流検出器により検出される電流値との積に基づいて、直流電源とインバータ回路との間に流れる直流電流の平均値を算出するものである。上記構成により、ハードによる直流電流の平均値算出手段である積分回路（抵抗とコンデンサ）、Ａ／Ｄポート（制御回路内マイコンの平均電流入力用）等を設けることなく、直流電流の平均値算出ができるようになる。従って、高い精度で直流電流の平均値を算出できる、小型で信頼性の高いインバータ装置を実現できる。
【００１９】
第２の発明は、第１の発明のインバータ装置において、電流検出器は、直流電源とインバータ回路との間に備えられ、上アームスイッチング素子のうち１つのみがＯＮしている時間と当該時間に電流検出器により検出される電流値との積、及び、下アームスイッチング素子のうち１つのみがＯＮしている時間と当該時間に電流検出器により検出される電流値との積とに基づいて、直流電源とインバータ回路との間に流れる直流電流の平均値を算出するものである。上記構成により、抵抗とコンデンサによる積分回路、制御回路内マイコンの平均電流入力用Ａ／Ｄポートを設けることなく直流電流の平均値算出が可能となる。従って、高い精度で直流電流の平均値を算出でき、信頼性が高く小型であるインバータ装置を実現できる。
【００２０】
第３の発明は、第１の発明のインバータ装置において、電流検出器は、インバータ回路と負荷との間に備えられ、上アームスイッチング素子のうち１つのみがＯＮしている時間と当該時間に当該相の電流検出器により検出される電流値との積、及び、下アームスイッチング素子のうち１つのみがＯＮしている時間と当該時間に当該相の電流検出器により検出される電流値との積とに基づいて、直流電源とインバータ回路との間に流れる直流電流の平均値を算出するものである。上記構成により、直流電流用電流センサ、オペアンプ、抵抗とコンデンサによる積分回路、制御回路内マイコンの平均電流入力用Ａ／Ｄポートを設けることなく直流電流の平均値算出が可能となる。従って、高い精度で直流電流の平均値を算出でき、信頼性が高く小型であるインバータ装置を実現できる。
【００２１】
第４の発明は、第２または第３の発明のインバータ装置において、上アームスイッチング素子のうち１つのみがＯＮしている時間を下アームスイッチング素子のうち２つのみがＯＮしている時間に、下アームスイッチング素子のうち１つのみがＯＮしている時間を上アームスイッチング素子のうち２つのみがＯＮしている時間に、それぞれ置き換えるものである。これにより、適宜参照が容易な時間を選択することができるので、直流電流の平均値算出が容易になる。
【００２２】
第５の発明は、第１の発明のインバータ装置において、電流検出器は、下アームスイッチング素子と直流電源との間に備えられ、下アームスイッチング素子のうち１つのみがＯＮしている時間と当該時間に当該相の電流検出器により検出される電流値との積、及び、
下アームスイッチング素子のうち２つのみがＯＮしている時間と当該時間に電流検出器により検出される当該２相の電流値の和または当該２相以外の相の電流値との積とに基づいて、直流電源とインバータ回路との間に流れる直流電流の平均値を算出するものである。上記構成により、直流電流用電流センサ、オペアンプ、抵抗とコンデンサによる積分回路、制御回路内マイコンの平均電流入力用Ａ／Ｄポートを設けることなく直流電流の平均値算出が可能となる。従って、高い精度で直流電流の平均値を算出でき、信頼性が高く小型であるインバータ装置を実現できる。
【００２３】
第６の発明は、第５の発明のインバータ装置において、下アームスイッチング素子のうち１つのみがＯＮしている時間を上アームスイッチング素子のうち２つのみがＯＮしている時間に、下アームスイッチング素子のうち２つのみがＯＮしている時間を上アームスイッチング素子のうち１つのみがＯＮしている時間に、それぞれ置き換えるものである。これにより、適宜参照が容易な時間を選択することができるので、直流電流の平均値算出が容易になる。
【００２４】
第７の発明は、第１から第６の発明のインバータ装置において、スイッチング素子のＯＮ期間中央のタイミングで、電流検出器により電流値を検出する。電流は、瞬時的には直線的に変化しているので、スイッチング素子ＯＮ期間中央のタイミングでの電流値を検出することで、平均値算出の精度を向上できる。
【００２５】
第８の発明は、第１の発明のインバータ装置において、電流検出器は、下アームスイッチング素子と直流電源との間に備えられ、下アームスイッチング素子全てがＯＮしている期間に電流検出器により電流を検出し、下アームスイッチング素子のうち１つのみがＯＮしている時間と電流検出器により検出される当該相の電流値との積、及び、下アームスイッチング素子のうち２つのみがＯＮしている時間と電流検出器により検出される当該２相の電流値の和または当該２相以外の相の電流値との積とに基づいて、直流電源とインバータ回路との間に流れる直流電流の平均値を算出するものである。上記構成により、第５の発明のインバータ装置に比べ、電流を３相ともに同時に検出でき、検出のタイミングを当該時間に絞る必要がないので、電流検出が容易になる。
【００２６】
第９の発明は、第８の発明のインバータ装置において、下アームスイッチング素子のうち１つのみがＯＮしている時間及び下アームスイッチング素子のうち２つのみがＯＮしている時間を定めるキャリア周期と同一のキャリア周期において、電流検出器により電流値を検出するものである。これにより、直流電流の平均値算出が迅速になる。
【００２７】
第１０の発明は、第８の発明のインバータ装置において、下アームスイッチング素子のうち１つのみがＯＮしている時間及び下アームスイッチング素子のうち２つのみがＯＮしている時間を定めるキャリア周期とは異なるキャリア周期において、電流検出器により電流値を検出するものである。これにより、下アームスイッチング素子がＯＮするタイミングと電流検出器により電流値を検出するタイミングとの関連により、直流電流の平均値算出精度を向上できる。
【００２８】
第１１の発明は、第８の発明のインバータ装置において、下アームスイッチング素子のうち１つのみがＯＮしている時間及び下アームスイッチング素子のうち２つのみがＯＮしている時間を定めるキャリア周期と同一のキャリア周期及び異なるキャリア周期において、電流検出器により電流値を検出するものである。これにより、時間を定めるキャリア周期において検出される電流値及びそれと異なるキャリア周期において検出される電流値の平均を求め、直流電流の平均値算出精度を向上させることができる。
【００２９】
第１２の発明は、第８から第１１の発明のインバータ装置において、キャリア周期の始
点近傍もしくは終点近傍のタイミングで電流検出器により電流値を検出するものである。これにより、前後のキャリア周期に連続した電流の中央部分のタイミングで、電流値を検出するため、過渡変動による電流検出値の誤差を防止し、平均値算出の精度を向上できる。
【００３０】
第１３の発明は、第８から第１２の発明のインバータ装置において、下アームスイッチング素子のうち１つのみがＯＮしている時間を上アームスイッチング素子のうち２つのみがＯＮしている時間に、下アームスイッチング素子のうち２つのみがＯＮしている時間を上アームスイッチング素子のうち１つのみがＯＮしている時間に、それぞれ置き換えるものである。これにより、適宜参照が容易な時間を選択することができるので、直流電流の平均値算出が容易になる。
【００３１】
第１４の発明は、第５から第１３の発明のインバータ装置において、電流検出器は２つの相にのみ備えられるものである。これにより、検出可能な位相の期間は限定されるが、直流電流の平均値を算出することができる。従って、電流検出器の個数を減らし、インバータ装置の小型化に寄与することができる。
【００３２】
第１５の発明は、第１４の発明のインバータ装置において、位相幅６０度に渡り直流電流の平均値を算出するものである。特定の２つの相において連続して検出可能な最大位相幅は６０度である。従って、電流検出器を２つの相にのみ備える場合においては、最も精度を高めることができる。
【００３３】
第１６の発明は、第１から第１５の発明のインバータ装置において、キャリア周期単位に直流電流の平均値を算出する。これにより、キャリア周期はＰＷＭ変調に用いられる基準時間単位であり、平均値算出が容易となる。
【００３４】
第１７の発明は、第１６の発明のインバータ装置において、キャリア周期内において、前半もしくは後半のみに直流電流の平均値を算出する。これにより制御回路を構成するマイコンの演算回数が減り負担を軽減できる。
【００３５】
第１８の発明は、第１６または第１７の発明のインバータ装置において、複数のキャリア周期に渡り直流電流の平均値を算出する。これにより、電流検出誤差等をキャンセルし、平均値の精度を向上させることができる。
【００３６】
第１９の発明は、第１から第１３、第１６から第１８の発明のインバータ装置において、位相幅３６０度毎に直流電流の平均値を算出する。これにより、トルク変動等に起因して位相により異なる平均電流変化を一巡させて、正確な平均値を得られる。
【００３７】
第２０の発明は、第１９の発明のインバータ装置において、特定の１相のみの電流について直流電流の平均値を算出し３倍することにより３相分の平均値とするものである。平衡３相においては、１相分の平均値を算出し３倍することで３相分の平均値が得られる。１相分の平均値だけを算出すればよいため、直流電流の平均値算出が容易になる。
【００３８】
第２１の発明は、第１から第２０の発明のインバータ装置において、負荷をモータとするものである。各種機器を駆動するモータの消費電力を正確に算出できるので、省エネ運転に寄与することができる。
【００３９】
第２２の発明は、第２１の発明のインバータ装置において、モータの１回転に渡り直流電流の平均値を算出する。これにより、モータの１回転に渡るトルク変動等による電流変動も含めた正確な直流電流平均値を得られる。
【００４０】
第２３の発明は、第２１または第２２の発明のインバータ装置において、空調機器用のモータを駆動するものである。直流電源からのの消費電力を正確に算出できるので、空調の省エネ運転に寄与することができる。
【００４１】
第２４の発明は、第１から第２３の発明のインバータ装置において、車両に搭載されるものである。抵抗、コンデンサ、マイコンのＡ／Ｄポート等は不要であり、車両搭載機器として重要な小型軽量化に寄与することができる。
【００４２】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【００４３】
（実施の形態１）
図１に、本発明の実施の形態１に係るインバータ装置の電気回路図を示す。従来のインバータ装置の電気回路図である図２３との違いは、インバータ装置２１においてオペアンプ１１と制御回路５との間で平均値を求めるための抵抗１２とコンデンサ１３による積分回路が削除されている点である。これにより、抵抗１２とコンデンサ１３による積分値の制御回路５への入力が削除されている。また、上アームスイッチング素子Ｕ，Ｖ，Ｗ、下アームスイッチング素子Ｘ，Ｙ，Ｚと並列に接続されている各ダイオードを、それぞれ、３Ｕ，３Ｖ，３Ｗ及び３Ｘ，３Ｙ，３Ｚと定義する。なお、他の同一の箇所には同一の符号を用いている。
【００４４】
インバータ装置２１の制御回路５は、回転数指令信号（図示せず）等に基づき、インバータ回路３７を構成するスイッチング素子２を制御し、バッテリー１からの直流電圧をＰＷＭ変調でスイッチングすることにより、交流電流をモータ３０の構成要素である固定子巻線２８へ出力する。電流センサ６により検出される直流電流のピーク値は、オペアンプ１１を経由し、制御回路７へ伝達される。そして、スイッチング素子２を保護するための判断などに用いられる。また、制御回路５は、上記スイッチング及び直流電流のピーク値に基づいて、バッテリー１とインバータ装置２１との間の直流電流平均値を算出する。
【００４５】
この平均値算出について、正弦波状の交流電流を出力する正弦波駆動用インバータ装置を例に以下説明する。図２は、正弦波駆動用インバータ装置における各相出力のＤｕｔｙ特性を示す図の一例であり、３相変調の場合を示している。この特性図で、Ｕ相端子電圧４１、Ｖ相端子電圧４２、Ｗ相端子電圧４３を示している。これらの端子電圧はＰＷＭ変調にて縦軸に示すＤｕｔｙ（％）で実現される。
【００４６】
図３は、３相変調のキャリア周期内でのスイッチングのタイミングチャートであり、キャリア周期内での上アームスイッチング素子Ｕ，Ｖ，Ｗ、下アームスイッチング素子Ｘ，Ｙ，ＺのＯＮ／ＯＦＦの一例を示している。これは、一般的に、三角波とマイコンのタイマ機能により具現化される。但し、表示を簡明にするために、上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子との短絡防止用デッドタイムは割愛している。図３の場合、図２においてτ点付近でのタイミングチャートである。図３に示す如く、各スイッチング素子のスイッチングには、（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ）の４モードの期間があり、各期間における電流経路説明の電気回路図を図４から図７に示す。
【００４７】
図４に示す期間（ａ）においては、上アームスイッチング素子Ｕ，Ｖ，Ｗ全てがＯＦＦ、下アームスイッチング素子Ｘ，Ｙ，Ｚ全てがＯＮである。Ｕ相電流、Ｖ相電流がそれぞれ、下アームスイッチング素子Ｘ，Ｙと並列のダイオード３Ｘ，３Ｙから固定子巻線２８へ流れ、Ｗ相電流は固定子巻線２８から下アームスイッチング素子Ｚへ流れ出ている。下アームと固定子巻線２８間で電流が循環している。このため、バッテリー１からインバー
タ回路３７へは電力供給されない非通電の状態にある。
【００４８】
図５に示す期間（ｂ）においては、上アームスイッチング素子ＵがＯＮ、下アームスイッチング素子Ｙ，ＺがＯＮである。Ｕ相電流は、上アームスイッチング素子Ｕから固定子巻線２８へ流れ、Ｖ相電流は下アームスイッチング素子Ｙと並列のダイオード３Ｙから固定子巻線２８へ流れ、Ｗ相電流は固定子巻線２８から下アームスイッチング素子Ｚへ流れ出ている。このため、バッテリー１からインバータ回路３７へ電力供給される通電状態にある。このとき、電源ラインにはＵ相の相電流が流れる。
【００４９】
図６に示す期間（ｃ）においては、上アームスイッチング素子Ｕ，ＶがＯＮ、下アームスイッチング素子ＺがＯＮである。Ｕ相電流、Ｖ相電流は、それぞれ、上アームスイッチング素子Ｕ，Ｖから固定子巻線２８へ流れ、Ｗ相電流は固定子巻線２８から下アームスイッチング素子Ｚへ流れ出ている。このため、バッテリー１からインバータ回路３７へ電力供給される通電状態にある。そして、電源ラインにはＷ相の相電流が流れる。
【００５０】
図７に示す期間（ｄ）においては、上アームスイッチング素子Ｕ，Ｖ，Ｗ全てがＯＮ、下アームスイッチング素子Ｘ，Ｙ，Ｚ全てがＯＦＦである。Ｕ相電流、Ｖ相電流は、それぞれ、上アームスイッチング素子Ｕ，Ｖから固定子巻線２８へ流れ、Ｗ相電流は固定子巻線２８から上アームスイッチング素子Ｗと並列のダイオード３Ｗへ流れ込んでいる。上アームと固定子巻線２８間で電流が循環している。このため、バッテリー１からインバータ回路３７へは電力供給されない非通電の状態にある。
【００５１】
図８に、上記に係るキャリア周期内における直流電流の例を示す。期間（ａ）及び期間（ｄ）では流れず、期間（ｂ）ではＵ相の相電流ｉＵが流れ、期間（ｃ）ではＷ相の相電流ｉＷが流れている。
【００５２】
以上のように、上アームスイッチング素子Ｕ，Ｖ，ＷのＯＮ、ＯＦＦの状態で電源ラインの電流即ち直流電流の有無、そして、その通電時間及びどのような電流かを知ることができる。上アームスイッチング素子のＯＮする相が無い時は流れず（非通電）、１相のみＯＮ時はその相の電流が流れ（通電）、２相ＯＮ時は残りの相の電流が流れ（通電）、３相全てＯＮ時は流れない（非通電）。
【００５３】
ここで、上アームスイッチング素子２相がＯＮ時は、残りの相の下アームスイッチング素子がＯＮしているので、次のように言い換えることができる。すなわち、上アームスイッチング素子１相のみＯＮ時は当該相の電流が流れ、下アームスイッチング素子１相のみＯＮ時は当該相の電流が流れる。
【００５４】
図８においては、「上アームスイッチング素子ＵのＯＮ時間×ｉＵ＋下アームスイッチング素子ＺのＯＮ時間×ｉＷ」を、キャリア周期内の前半と後半で行い、その和をキャリア周期の時間で割ることにより、当該キャリア周期での直流電流平均値を求めることができる。
【００５５】
制御回路５は、インバータ回路３７を構成するスイッチング素子２を制御しているので、上アームスイッチング素子、下アームスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状況、ＯＮ時間は把握済である。また、キャリア周期も把握済である。そのため、制御回路５は、上アームスイッチング素子のうち一つのみがＯＮしている時間と当該時間に電流センサ６により検出される電流値との積、及び、下アームスイッチング素子一つのみがＯＮしている時間と当該時間に電流センサ６により検出される電流値との積を、容易に算出できる。
【００５６】
これにより、その値をキャリア周期の時間で割り、直流電流平均値を求めることは容易
にできる。これは、抵抗とコンデンサで積分し平均値を求める場合に比較し、即座に算出することができる。また、抵抗の抵抗値、コンデンサの容量値のばらつき、温度変化の影響はない。更には、抵抗とコンデンサによる積分値と実際の平均電流との相関を求めておく必要がない。従って、高い精度で直流電流の平均値を算出できるインバータ装置が得られる。また、抵抗とコンデンサによる積分回路、制御回路内マイコンの平均電流入力用Ａ／Ｄポートは不要になるので、小型で信頼性を高くすることができる。
【００５７】
尚、上記のように、上アームスイッチング素子のうち１つのみがＯＮしている時間を下アームスイッチング素子のうち２つのみがＯＮしている時間に、下アームスイッチング素子のうち１つのみがＯＮしている時間を上アームスイッチング素子のうち２つのみがＯＮしている時間に、それぞれ置き換えても良いことは図３から明白である。
【００５８】
（実施の形態２）
図９に、本発明の実施の形態２に係るインバータ装置の電気回路図を示す。従来のインバータ装置の電気回路図である図２４との違いは、制御回路１０４が制御回路４に、インバータ装置１２０がインバータ装置２０となっている点であり、他は同じで同一符号を用いている。
【００５９】
インバータ装置２０の制御回路４は、電流センサ８からＵ相の相電流値を、電流センサ９からＷ相の相電流値を入力する。また、当該２個の電流値から、固定子巻線２８の中性点においてキルヒホッフの電流の法則を適用することにより、残りのＶ相の相電流値を演算する。これらの電流値に基づき、モータ３０を構成する磁石回転子３２による固定子巻線２８への誘起電圧を演算し、磁石回転子３２の位置検出を行う。そして、回転数指令信号（図示せず）等に基づき、インバータ回路３７を構成するスイッチング素子２を制御し、バッテリー１からの直流電圧をＰＷＭ変調でスイッチングすることにより、交流電流を固定子巻線２８へ出力する。
【００６０】
そして、制御回路４は、上記により得られるＵ相、Ｖ相、Ｗ相各相の相電流値などに基いて、バッテリー１とインバータ装置２０との間の直流電流平均値を算出する。この平均値算出について、正弦波状の交流電流を出力する正弦波駆動用インバータ装置を例に以下説明する。上アームスイッチング素子Ｕ，Ｖ，ＷのＯＮ、ＯＦＦの状態と直流電流の関係は、実施の形態１における図２〜図８と同じである。そのため、図８においては、「上アームスイッチング素子ＵのＯＮ時間×当該時間に電流センサ８により検出されるｉＵ＋下アームスイッチング素子ＺのＯＮ時間×当該時間に電流センサ９により検出されるｉＷ」を、キャリア周期内の前半と後半で行い、その和をキャリア周期の時間で割ることにより、当該キャリア周期での直流電流平均値を求めることができる。
【００６１】
従って、実施の形態１と同様に、高い精度で直流電流の平均値を算出できるインバータ装置が得られる。また、電流センサ６、オペアンプ１１、抵抗とコンデンサによる積分回路、制御回路内マイコンの平均電流入力用Ａ／Ｄポートは必要としないので、小型で信頼性を高くすることができる。
【００６２】
尚、上アームスイッチング素子のうち１つのみがＯＮしている時間を下アームスイッチング素子のうち２つのみがＯＮしている時間に、下アームスイッチング素子のうち１つのみがＯＮしている時間を上アームスイッチング素子のうち２つのみがＯＮしている時間に、それぞれ置き換えても良いことは図３から明白である。
【００６３】
（実施の形態３）
図１０に、本発明の実施の形態３に係るインバータ装置の電気回路図を示す。従来のインバータ装置の電気回路図である図２５との違いは、制御回路１０７が制御回路７に、イ
ンバータ装置１２２がインバータ装置２２となっている点であり、他は同じで同一符号を用いている。
【００６４】
インバータ装置２２の制御回路７は、下アームのシャント抵抗を電流検出器として、各シャント抵抗からの電圧により各相の相電流を演算する。この演算された相電流、回転数指令信号（図示せず）等に基づき、インバータ回路３７を構成するスイッチング素子２を制御し、バッテリー１からの直流電圧をＰＷＭ変調でスイッチングすることにより、交流電流を固定子巻線２８へ出力する。
【００６５】
以上の動作は従来と同じであるが、本発明において、制御回路７は、上記スイッチング及び演算された相電流値に基づいて、バッテリー１とインバータ装置２２との間の直流電流平均値を算出する。これについて、上記正弦波駆動用インバータ装置を例に以下説明する。上アームスイッチング素子Ｕ，Ｖ，ＷのＯＮ、ＯＦＦの状態と直流電流の関係は、実施の形態１における図２〜図８と同じである。そのため、図８においては、「上アームスイッチング素子ＵのＯＮ時間×ｉＵ＋下アームスイッチング素子ＺのＯＮ時間×ｉＷ」を、キャリア周期内の前半と後半で行い、その和をキャリア周期の時間で割ることにより、当該キャリア周期での直流電流平均値を求めることができる。
【００６６】
図１１に、図８に対応する下アームに流れる電流を示す。期間（ａ）においては、全ての相の下アームに電流が流れる。即ち、Ｕ相の下アームにＵ相の相電流ｉＵ、Ｖ相の下アームにＶ相の相電流ｉＶ、Ｗ相の下アームにＷ相の相電流ｉＷがそれぞれ流れる。そして、これらの電流の総和はゼロになる。ここで、バッテリー１へ向かう電流をプラス側（上側）に、その逆方向の電流をマイナス側（下側）に示している。
【００６７】
期間（ｂ）においては、下アーム２相にのみ電流が流れる。即ち、Ｖ相の下アームにＶ相の相電流ｉＶ、Ｗ相の下アームにＷ相の相電流ｉＷがそれぞれ流れる。これらの電流の和はＵ相の相電流ｉＵに等しくなる。期間（ｃ）においては、下アーム１相にのみ電流が流れる。即ち、Ｗ相の下アームにＷ相の相電流ｉＷが流れる。期間（ｄ）においては、どの相の下アームにも電流は流れない。
【００６８】
以上のように、下アームスイッチング素子１つのみがＯＮしている場合、当該相の下アームに流れる電流が、また、下アームスイッチング素子２つのみがＯＮしている場合、当該２相の下アームに流れる電流の和が、バッテリー１とインバータ回路３７間に流れる電流即ち直流電流になる。
【００６９】
従って、「Ｖ相の下アームスイッチング素子Ｙ及びＷ相の下アームスイッチング素子Ｚ両方同時のＯＮ時間×当該時間にＶ相の下アームに流れるＶ相の相電流ｉＶとＷ相の下アームに流れるＷ相の相電流ｉＷの和（＝ｉＵ）＋Ｗ相の下アームスイッチング素子ＺのＯＮ時間×当該時間にＷ相の下アームに流れるＷ相の相電流ｉＷ」を、キャリア周期内の前半と後半で行い、その和をキャリア周期の時間で割ることにより、当該キャリア周期での直流電流平均値を求めることができる。
【００７０】
従って、実施の形態１と同様に、高い精度で直流電流の平均値を算出できるインバータ装置が得られる。また、電流センサ６、オペアンプ１１、抵抗とコンデンサによる積分回路、制御回路内マイコンの平均電流入力用Ａ／Ｄポートは必要としないので、小型で信頼性を高くすることができる。
【００７１】
尚、下アームスイッチング素子のうち１つのみがＯＮしている時間を上アームスイッチング素子のうち２つのみがＯＮしている時間に、下アームスイッチング素子のうち２つのみがＯＮしている時間を上アームスイッチング素子のうち１つのみがＯＮしている時間に
、それぞれ置き換えても良いことは図３から明白である。
【００７２】
（実施の形態４）
図１２に、キャリア周期内における直流電流波形の詳細を示す。時間ｔＢにて直流電流値はｉＢ、時間ｔＴにて直流電流値はｉＴとなっている。図８、図１１においては、簡易的に電流ピーク値が一定であるように表示しているが、詳細は図１２に示す如く傾斜している。
【００７３】
これは次の理由による。すなわち、インバータ装置２０、２１、２２から固定子巻線２８への印加電圧をＥ、流れる電流をｉ、時間をｔ、固定子巻線２８のインダクタンスをＬとすると、電磁誘導の法則により、Ｅ＝Ｌｄｉ／ｄｔが成立する。印加電圧Ｅは直流で一定であるので、電流ｉの時間変化率ｄｉ／ｄｔは一定となる。即ち、電流ｉは時間ｔに対し直線的に変化する。
【００７４】
従って、スイッチング素子のＯＮ期間中央のタイミングｔＣで電流値を検出することは、電流の中間値ｉＣを検出することになり、平均値算出の精度を向上することができる。
【００７５】
（実施の形態５）
図１３に、本発明の実施の形態５に係るインバータ装置の電気回路図を示す。実施の形態３における図１０との違いは、制御回路７が制御回路１０になり、それによりインバータ装置２２がインバータ装置２３となっている点であり、他は同じで同一符号を用いている。制御回路７と制御回路１０の違いは、以下に示す動作の違いである。
【００７６】
実施の形態３において、「Ｖ相の下アームスイッチング素子Ｙ及びＷ相の下アームスイッチング素子Ｚ両方同時のＯＮ時間×当該時間にＶ相の下アームに流れるＶ相の相電流ｉＶとＷ相の下アームに流れるＷ相の相電流ｉＷの和（＝ｉＵ）＋Ｗ相の下アームスイッチング素子ＺのＯＮ時間×当該時間にＷ相の下アームに流れるＷ相の相電流ｉＷ」と記したように、相電流の検出は下アームスイッチング素子が１つのみ又は２つのみがＯＮする当該時間に行う。
【００７７】
それに対し、本発明の実施の形態５においては、下アームスイッチング素子全てがＯＮしている期間に電流検出器により電流を検出する。図１１において期間（ａ）に相当する。これにより、直流電流平均値の精度は若干低下するが、３相ともに同時に検出でき、検出のタイミングを当該時間に絞る必要がないので、電流検出が容易になる。
【００７８】
従って、下アームスイッチング素子全てがＯＮしている期間にＶ相の相電流ｉＶ、Ｗ相の相電流ｉＷを検出し「Ｖ相の下アームスイッチング素子Ｙ及びＷ相の下アームスイッチング素子Ｚ両方同時のＯＮ時間×Ｖ相の相電流ｉＶとＷ相の相電流ｉＷの和（＝ｉＵ）＋Ｗ相の下アームスイッチング素子ＺのＯＮ時間×Ｗ相の相電流ｉＷ」を、キャリア周期内の前半と後半で行い、その和をキャリア周期の時間で割ることにより、当該キャリア周期での直流電流平均値を求めることができる。
【００７９】
尚、下アームスイッチング素子のうち１つのみがＯＮしている時間を上アームスイッチング素子のうち２つのみがＯＮしている時間に、下アームスイッチング素子のうち２つのみがＯＮしている時間を上アームスイッチング素子のうち１つのみがＯＮしている時間に、それぞれ置き換えても良いことは図３から明白である。
【００８０】
（実施の形態６）
図１４に、キャリア周期との関連において、直流電流の平均値算出の流れを示す。キャリア周期を時間順に、キャリア周期Ａ、キャリア周期Ｂ、キャリア周期Ｃとして、図３に
示すスイッチング期間を、キャリア周期Ａはａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｃ，ｂ，ａ、キャリア周期Ｂはａ’，ｂ’，ｃ’，ｄ’，ｃ’，ｂ’，ａ’、キャリア周期Ｃはａ”，ｂ”，ｃ”，ｄ”，ｃ”，ｂ”，ａ”とする。
【００８１】
キャリア周期Ａの全ての相の下アームに電流が流れる期間（ａ）において、下アーム電流が検出される。この電流と既に定まっているキャリア周期Ａのスイッチング（ｂ），（ｃ）の時間により、平均電流が算出される。また、この電流に基づいて、次のキャリア周期Ｂのスイッチングを決定するために、ＰＷＭ変調演算が開始されキャリア周期Ａ内で完了する。キャリア周期Ｂ、キャリア周期Ｃにおいても同様である。
【００８２】
図１５に、上記直流電流の平均値算出の流れをフローチャートで示す。ステップ１０において、スイッチングの期間が、全ての相の下アームに電流が流れる期間（ａ）であるか否かを判定する。期間（ａ）でなければ（Ｎ）、期間（ａ）になるまで待つ。期間（ａ）になれば（Ｙ）、ステップ２０において、下アーム電流を検出する。また、ステップ３０において、キャリア周期Ａのスイッチング（ｂ），（ｃ）の時間データを取り込む。そして、ステップ３５において、これら電流、時間により平均電流が算出される。ステップ４０においては、上記電流に基づいて、次のキャリア周期Ｂのスイッチングを決定するために、ＰＷＭ変調演算が開始されキャリア周期Ａ内で完了する。
【００８３】
（実施の形態７）
図１６に、本発明の実施の形態７に係る直流電流の平均値算出の流れを示す。図１４との違いは、一つ前のキャリア周期のスイッチングの時間により平均電流が算出される点である。
【００８４】
図１７に、上記直流電流の平均値算出の流れを、キャリア周期Ｂについてフローチャートで示す。ステップ５０において、スイッチングの期間が、全ての相の下アームに電流が流れる期間（ａ’）であるか否かを判定する。期間（ａ’）でなければ（Ｎ）、期間（ａ’）になるまで待つ。期間（ａ’）になれば（Ｙ）、ステップ６０において、下アーム電流を検出する。また、ステップ７０において、キャリア周期Ａのスイッチング（ｂ），（ｃ）の時間データを保存先から取り込む。また、ステップ７５において、キャリア周期Ｃでの算出のために、キャリア周期Ｂのスイッチング（ｂ），（ｃ）の時間データを保存する。そして、ステップ８０において、これら電流、時間により平均電流が算出される。ステップ９０においては、上記電流に基づいて、次のキャリア周期Ｃのスイッチングを決定するために、ＰＷＭ変調演算が開始されキャリア周期Ｂ内で完了する。
【００８５】
これにより、下アームスイッチング素子がＯＮするタイミングと電流検出器により電流値を検出するタイミングとの関連により、直流電流の平均値算出精度を向上できる。
【００８６】
（実施の形態８）
図１８に、本発明の実施の形態８に係る直流電流の平均値算出の流れを示す。図１６との違いは、一つ前のキャリア周期の電流と当該キャリア周期の電流より、平均電流が算出される点である。一例として、一つ前のキャリア周期の電流と当該キャリア周期の電流とを平均する。これにより、キャリア周期内で変化してゆく電流を平均することで、平均値算出精度を向上させることができる。一つ前のキャリア周期の電流と当該キャリア周期の電流とにそれぞれ重みを持たしても良い。
【００８７】
（実施の形態９）
図１９に、キャリア周期Ａからキャリア周期Ｂに渡る下アーム電流を示す。Ｕ相の相電流ｉＵ、Ｖ相の相電流ｉＶ、Ｗ相の相電流ｉＷともに、キャリア周期Ａ後半からキャリア周期Ｂ前半に渡り連続して流れている。この連続した電流の中央部分は過渡変動がなく、
安定している。
【００８８】
そのため、キャリア周期Ａ終点近傍β、キャリア周期Ｂ始点近傍γで下アームの電流値を検出することにより、即ち、キャリア周期の始点近傍もしくは終点近傍のタイミングで下アームの電流値を検出することにより、過渡変動による電流検出値の誤差を防止し、平均値算出の精度を向上することができる。
【００８９】
（実施の形態１０）
本発明の実施の形態１０に係るインバータ装置の電気回路図を、図２０に示す。実施の形態３のインバータ装置２２（図１０）もしくは実施の形態５のインバータ装置２３（図１３）におけるシャント抵抗１６を削除したものである。実施の形態３、実施の形態５の例においては、２つの相電流即ちＵ相の相電流ｉＵ及びＷ相の相電流ｉＷの値が分かれば、直流電流の平均値を算出できる。そのため、直流電流の平均値算出のみに関しては、２つのシャント抵抗即ちＵ相用シャント抵抗１５、Ｗ相用シャント抵抗１７のみで良い。但し、電流検出器は、２つのみであるので、検出可能な位相の期間は限定される。
【００９０】
図２において検出可能な期間を考察すると、Ｕ相端子電圧４１が最大でＷ相端子電圧４３が最小、またはＷ相端子電圧４３が最大でＵ相端子電圧４１が最小の期間である。瞬時電力は一定である。そのため、この期間において直流電流の平均値を算出することができる。
【００９１】
従って、電流検出器の個数を減らし、インバータ装置の小型化に寄与することができる。また、この期間の位相幅はそれぞれで６０度である。従って、位相幅６０度に渡り直流電流の平均値を算出することにより、精度を高めることができる。
【００９２】
尚、上記実施の形態において、Ｖ相のシャント抵抗１６が無い場合を示したが、他相のシャント抵抗でも、検出可能な期間が変わるのみであり問題はない。また、図２における時間αにおいては、下アームスイッチング素子のうち２つのみがＯＮしている時間は無い。そして、下アームスイッチング素子のうち１つのみＺがＯＮしている時間がある。そのため、このタイミングのみで直流電流の平均値算出を行うとすれば、Ｗ相用シャント抵抗１７のみで良い。
【００９３】
（実施の形態１１）
電流値と時間の積を、キャリア周期内の前半と後半両方で求める代わりに、前半もしくは後半のみで求め、キャリア周期の半分の時間で割っても良い。これにより、制御回路を構成するマイコンの演算回数が減り負担を軽減できる。また、複数のキャリア周期に渡り直流電流の平均値を算出すれば、電流検出誤差等をキャンセルし、平均値の精度を向上させることができる。
【００９４】
（実施の形態１２）
図２１に、位相とＵ相の相電流（ｉＵ）５１、Ｖ相の相電流（ｉＶ）５２、Ｗ相の相電流（ｉＷ）５３との関連を示す。位相による電流変化が位相幅３６０度で一巡する。また、これらの相電流は、図８に示す如く、直流電流に現れる。そのため、インバータ装置２０、２１、２２，２３において、位相幅３６０度毎に直流電流の平均値を算出することにより、トルク変動等負荷に起因する位相に関連した平均電流変化を一巡させて、正確な平均値を得られる。
【００９５】
センサレスＤＣブラシレスモータ等磁石回転子を有するモータにおいては、位相幅３６０度と磁石回転子の１回転とは、磁石回転子の極数により、必ずしも一致しない。そのため、磁石回転子即ちモータの１回転に渡り直流電流の平均値を算出することにより、モー
タの１回転に渡るトルク変動等による電流変動も含めた正確な直流電流平均値を得られる。
【００９６】
３相は平衡しているので、位相幅３６０度において、１相分の直流電流平均値の３倍は、３相分の直流電流平均値に等しくなる。従って、１相分の直流電流平均値だけを算出すれば、３相分の直流電流平均値を算出できるので、図８に示されるような相電流の特定の相電流に関して（図８では、ｉＵもしくはｉＷ）、位相幅３６０度に渡り算出すればよい。そのため、直流電流平均値算出が容易になる。
【００９７】
（実施の形態１３）
図２２は、本発明のインバータ装置を圧縮機に一体に構成し、空調装置に適用して車両に搭載した一例を示す。インバータ装置一体型電動圧縮機６１及び室外熱交換器６３、室外ファン６２が、車両６０の前方のエンジンルームに搭載される。一方、車両室内には室内送風ファン６５、室内熱交換器６７、エアコンコントローラ６４が配置されている。空気導入口６６から車外空気を吸込み、室内熱交換器６７で熱交換した空気を車室内に吹き出す。
【００９８】
車両、特に電気自動車やハイブリッドカーにおいては、走行性能確保、搭載性の面から、車両用空調装置にも小型軽量が求められ、その中でも重量があり、しかも狭いエンジンルーム内やその他のスペースに取り付けられる電動圧縮機の小型軽量化は重要課題である。
【００９９】
本発明のインバータ装置は、上記各実施の形態に示す構成によって小型化ができ、圧縮機に一体に搭載すれば圧縮機自体の小型化が可能である。従って、本発明のインバータ装置は、これらの車両に用いる空調装置や一般の空調装置用として大変好適である。
【０１００】
尚、上記各実施の形態において、負荷としてモータの例を示したがトランスなどにも適用できる。また、モータを特定していないが、誘導モータ、センサレスＤＣブラシレスモータ、リラクタンスモータ等いずれでもよい。ＰＷＭ変調は３相変調について説明したが、２相変調でも同様に適用できる。また、正弦波駆動方式について説明したが、１２０度通電方式等にも適用できる。電流検出器は、シャント抵抗に限らず、瞬時ピーク電流が検出できるものであれば良い。直流電流が直流電源とインバータ回路との間に流れる時間と、スイッチング素子のＯＮ時間とは等しいとしたが、デッドタイム、スイッチング素子、ダイオードの動作時間などにより若干異なる。そのため、これらの要因により補正するようにしても良い。
【産業上の利用可能性】
【０１０１】
以上のように、本発明にかかるインバータ装置は、積分回路（抵抗とコンデンサ）、Ａ／Ｄポート（制御回路内マイコンの平均電流入力用）を設けることなく、高い精度で直流電流の平均値を算出できる。また、小型で信頼性が高いので、各種民生用製品、各種産業用機器、各種移動体用機器に適用できる。負荷としてモータ以外の交流機器にも適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【０１０２】
【図１】本発明の実施の形態１に係るインバータ装置の電気回路図
【図２】同正弦波駆動用インバータ装置の各相出力のＤｕｔｙ特性図
【図３】同キャリア周期内におけるスイッチングのタイミングチャート
【図４】図３の期間（ａ）における電流経路を示す電気回路図
【図５】図３の期間（ｂ）における電流経路を示す電気回路図
【図６】図３の期間（ｃ）における電流経路を示す電気回路図
【図７】図３の期間（ｄ）における電流経路を示す電気回路図
【図８】本発明の実施の形態１に係るインバータ装置のキャリア周期内における直流電流図
【図９】本発明の実施の形態２に係るインバータ装置の電気回路図
【図１０】本発明の実施の形態３に係るインバータ装置の電気回路図
【図１１】同キャリア周期内における下アームの電流特性図
【図１２】本発明の実施の形態４に係るキャリア周期内における直流電流変化の特性図
【図１３】本発明の実施の形態５に係るインバータ装置の電気回路図
【図１４】本発明の実施の形態６に係る直流電流の平均値算出の流れを示す説明図
【図１５】同直流電流の平均値算出の流れを示すフローチャート
【図１６】本発明の実施の形態７に係る直流電流の平均値算出の流れを示す説明図
【図１７】同直流電流の平均値算出の流れを示すフローチャート
【図１８】本発明の実施の形態８に係る直流電流の平均値算出の流れを示す説明図
【図１９】本発明の実施の形態９に係る電流検出のタイミングを示す説明図
【図２０】本発明の実施の形態１０に係るインバータ装置の電気回路図
【図２１】本発明の実施の形態１２に係る位相と各相電流波形の特性図
【図２２】本発明の実施の形態１３に係るインバータ装置を搭載した車両の模式図
【図２３】従来の直流電源との間に電流検出器を備えたインバータ装置の電気回路図
【図２４】従来のモータとの間に電流検出器を備えたインバータ装置の電気回路図
【図２５】従来の下アームに電流検出器を備えたインバータ装置の電気回路図
【符号の説明】
【０１０３】
１  バッテリー
２  スイッチング素子
３  ダイオード
４，５，７，１０，１４  制御回路
６  電流センサ
８  Ｕ相電流センサ
９  Ｗ相電流センサ
１５  Ｕ相下アームの電流検出用シャント抵抗
１６  Ｖ相下アームの電流検出用シャント抵抗
１７  Ｗ相下アームの電流検出用シャント抵抗
２０，２１，２２，２３，２４  インバータ装置
３０，３１  モータ
３７  インバータ回路
６０  車両
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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