(57)【要約】【課題】比較的安価なトランジスタを使用して、高周波域で高い負性抵抗が得られ、しかも高い発振出力も得られる。【解決手段】回路ブロックＡは、トランジスタＱ１と水晶振動子Ｘ等によってコルピッツ型発振回路に構成する。回路ブロックＢは、ベース接地形増幅回路に構成されたトランジスタＱ２でトランジスタＱ１のエミッタ出力を増幅し、このコレクタ出力をベース回路（またはコレクタ）に同相で正帰還させる。回路ブロックＣはトランジスタＱ２の出力を発振出力として取り出す。トランジスタＱ２のコレクタに発振周波数も同調させた同調回路を設けた構成、または発振周波数に同調させた同調回路を正帰還の回路に介挿させた構成も含む。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
水晶振動子がトランジスタ（Ｑ１）のベース端に接続され、前記トランジスタ（Ｑ１）のエミッタ出力を分割コンデンサで分割して前記水晶振動子に印加して発振動作を得るコルピッツ型発振回路において、
ベース接地形増幅回路として構成され、前記トランジスタ（Ｑ１）のエミッタ出力を増幅するトランジスタ（Ｑ２）と、
このトランジスタ（Ｑ２）のコレクタ出力を前記トランジスタ（Ｑ１）のベース端に同相で正帰還させるための帰還回路と、を備えたことを特徴とするコルピッツ型発振回路。
【請求項２】
水晶振動子がトランジスタ（Ｑ１）のベース端に接続され、前記トランジスタ（Ｑ１）のエミッタ出力を分割コンデンサで分割して前記水晶振動子に印加して発振動作を得るコルピッツ型発振回路において、
前記トランジスタ（Ｑ１）のコレクタ端に接続された同調回路と、
ベース接地形増幅回路として構成され、前記トランジスタ（Ｑ１）のエミッタ出力を増幅するトランジスタ（Ｑ２）と、
このトランジスタ（Ｑ２）のコレクタ出力を前記トランジスタ（Ｑ１）のコレクタ端に同相で正帰還させるための帰還回路と、を備えたことを特徴とするコルピッツ型発振回路。
【請求項３】
３次オーバトーン発振回路として構成したことを特徴とする請求項１または２に記載のコルピッツ型発振回路。
【請求項４】
目的とする発振周波数に同調させる同調回路を、前記トランジスタ（Ｑ２）のコレクタ端に接続したことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載のコルピッツ型発振回路。
【請求項５】
目的とする発振周波数に同調させる同調回路を、前記帰還回路に介挿したことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載のコルピッツ型発振回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、水晶振動子を用いたコルピッツ型発振回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
この種のコルピッツ型発振回路の例を図７に示す。高周波増幅用トランジスタＱ１はバイアス抵抗Ｒ１、Ｒ２と出力抵抗Ｒ３によってコレクタ接地形増幅回路に構成され、そのベース回路に水晶振動子Ｘとその直列共振周波数を決定するコンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３およびトリマコンデンサＣｔを接続する。コンデンサＣ４は直流カット用コンデンサである。
【０００３】
この回路の基本発振周波数は、水晶振動子ＸのリアクタンスＸＬが、水晶振動子の端子からみた発振回路の負荷容量ＣＬ（リアクタンスＸＣ）と一致する周波数になる。負荷容量ＣＬは、コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３およびトリマコンデンサＣｔでほぼ決まり、実際の発振周波数はトリマコンデンサＣｔで微調整される。  
ところで水晶振動子Ｘから高い周波数を得ようとすると、基本発振周波数は１５５ＭＨｚ程度以上では困難となることから、トランジスタにより波形を歪ませて高調波を得る逓倍方式あるいは水晶振動子Ｘの発振に含まれる高調波を取り出すオーバートーン方式を採用する必要がある。
【０００４】
従来のコルピッツ型発振回路では、トランジスタＱ１を増幅素子とし、このトランジスタＱ１のエミッタ出力を分割コンデンサＣ１およびＣ２、Ｃ３等を通してベース端に正帰還させると共に、負性抵抗を発生させている。水晶振動子を利用した発振回路は、水晶振動子Ｘの負荷時共振抵抗ＲＬに比して発振回路が呈する負性抵抗｜−Ｒ｜が少なくとも５倍程度要求される。この負性抵抗｜−Ｒ｜は、（１）式でほぼ決まる。
−Ｒ＝ｇｍ／（ω２・Ｃａ・Ｃｂ）  ……（１）
この式中、Ｃａ，Ｃｂはコルピッツ回路における分割コンデンサ容量、ωは２πｆ（ｆは発振周波数）、ｇｍはトランジスタＱ１の電流増幅率ｈｆｅに対応する相互コンダクタンスである。
【０００５】
したがって、高い発振周波数（例えば、３００ＭＨｚ）になるほど、負性抵抗−Ｒが小さくなり、発振不能または安定発振ができなくなる。これには、コンデンサＣａ，Ｃｂを小容量化すればよいが、周辺回路の浮遊容量との兼ね合いで限界がある。他方、相互コンダクタンスｇｍの大きいトランジスタＱ１を使用することが考えられるが、このトランジスタとしては利得帯域幅積ｆＴ（高周波域での電流増幅率ｈｆｅが１）がＧＨｚオーダになる高価なものが必要となる。
【０００６】
そこで、利得帯域幅積ｆＴが高く、高周波域での電流増幅率ｈｆｅの大きい１つのトランジスタに代えて、２つのトランジスタ増幅回路で構成して等価的に同等の高周波発振動作を得ようとするものが提案されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００７】
この回路構成は、図８に例を示すように、コレクタ・エミッタ分割形増幅回路にしたトランジスタＱ１のエミッタ出力をコレクタ接地形増幅回路に構成したトランジスタＱ２で電流増幅し、この出力をトランジスタＱ１のコレクタに正帰還する。発振出力はトランジスタＱ１のコレクタ出力、またはトランジスタＱ２のエミッタ出力を出力増幅器で増幅して得る。
【０００８】
【特許文献１】特開２００５−０７２８２８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
２つのトランジスタを使用した発振回路（図８）では、比較的安価なトランジスタを使用して高い発振周波数を得ることができるが、エミッタ接地形増幅回路に構成するトランジスタＱ２の電圧増幅率は１になって帰還量および発振回路出力が低下する。このため、十分に高い負性抵抗が期待できないし、出力段に高周波増幅用トランジスタを使用した増幅回路が必要となって回路構成が複雑化し、コストアップにもなる。
【００１０】
本発明の目的は、比較的安価なトランジスタを使用して、高周波域で高い負性抵抗が得られ、しかも高い発振出力も得られるコルピッツ型発振回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明は、水晶振動子がトランジスタ（Ｑ１）のベース端に接続され、前記トランジスタ（Ｑ１）のエミッタ出力を分割コンデンサで分割して前記水晶振動子に印加して発振動作を得るコルピッツ型発振回路において、
ベース接地形増幅回路として構成され、前記トランジスタ（Ｑ１）のエミッタ出力を増幅するトランジスタ（Ｑ２）と、
このトランジスタ（Ｑ２）のコレクタ出力を前記トランジスタ（Ｑ１）のベース端に同相で正帰還させるための帰還回路と、を備えたことを特徴とする。
【００１２】
また他の発明は、水晶振動子がトランジスタ（Ｑ１）のベース端に接続され、前記トランジスタ（Ｑ１）のエミッタ出力を分割コンデンサで分割して前記水晶振動子に印加して発振動作を得るコルピッツ型発振回路において、
前記トランジスタ（Ｑ１）のコレクタ端に接続された同調回路と、
ベース接地形増幅回路として構成され、前記トランジスタ（Ｑ１）のエミッタ出力を増幅するトランジスタ（Ｑ２）と、
このトランジスタ（Ｑ２）のコレクタ出力を前記トランジスタ（Ｑ１）のコレクタ端に同相で正帰還させるための帰還回路と、を備えたことを特徴とする。
【００１３】
この発明は、３次オーバトーン発振回路として構成したコルピッツ型発振回路に好適である。本発明は、目的とする発振周波数に同調させる同調回路を、前記トランジスタ（Ｑ２）のコレクタ端に接続するようにしてもよいし、あるいは目的とする発振周波数に同調させる同調回路を、前記帰還回路に介挿するようにしてもよい。
【発明の効果】
【００１４】
以上のとおり、本発明によれば、コルピッツ型発振回路の初段トランジスタＱ１の出力をベース接地形増幅回路に構成したトランジスタＱ２で増幅し、この出力をトランジスタＱ１のベース回路またはコレクタ側に正帰還するようにしたため、比較的安価なトランジスタを使用して、高周波域で高い負性抵抗が得られる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
（実施形態１）
図１は、本発明の実施形態を示すコルピッツ型発振回路の構成図であり、水晶振動子の基本周波数域の例えば３倍オーバートーンの発振出力を得るコルピッツ型発振回路を示す。
【００１６】
同図において、回路ブロックＡの部分は、従来のコルピッツ型発振回路の変形例になり、トランジスタＱ１とそのエミッタ抵抗Ｒ５、分割コンデンサＣ１、Ｃ２、水晶振動子Ｘ、抵抗Ｒ６と伸長コイルＬ３および抵抗Ｒ７で構成される。
【００１７】
トランジスタＱ１のベース端にはバイアス抵抗Ｒ８を設け、コレクタ端にはコンデンサＣ７とコイルＬ４およびダンプ抵抗Ｒ９を並列接続した同調回路を設ける。この同調回路は、水晶振動子Ｘの基本波の３倍オーバトーンの周波数に相当する共振点を有するように構成されている。トランジスタＱ１のエミッタ出力はカップリングコンデンサＣ８を通して、ベース接地形増幅回路として構成される回路ブロックＢの入力にする。
【００１８】
回路ブロックＢにおいて、トランジスタＱ２のベース端子はコンデンサＣ９を介して接地され、また当該ベース端子にはバイアス抵抗Ｒ１０が接続されている。更にトランジスタＱ２のエミッタ端子には抵抗Ｒ１１に表れる入力電圧がコンデンサＣ１０と抵抗Ｒ１２による増幅率調整回路を通して印加され、トランジスタＱ２のコレクタ端子にはコンデンサＣ１１とコイルＬ５を並列接続した同調回路が接続される。この構成により、回路ブロックＡからの入力電圧と同相の電圧増幅出力を得る。
【００１９】
回路ブロックＢの出力は、カップリングコンデンサＣ１２、およびコンデンサＣ１３と抵抗Ｒ１３を並列接続した位相調整回路を通して、トランジスタＱ１のベース端に正帰還する。トランジスタＱ２のコレクタ端子から、回路ブロックＡにいたるまでのループは帰還回路に相当する。  
また、回路ブロックＢの出力つまりトランジスタＱ２のコレクタ出力は直接に後段回路である回路ブロックＣの入力とする。回路ブロックＣは、トランジスタＱ３と抵抗Ｒ１４によりコレクタ接地形増幅回路に構成し、入力電圧（発振出力）に対して高入力インピーダンスを呈し、コンデンサＣ１４を通して低インピーダンスで出力するインピーダンスバッファ回路を構成する。
【００２０】
以上の構成になるコルピッツ型発振回路によれば、初段トランジスタＱ１のエミッタに流れる交流電流のほとんどは当該トランジスタＱ１のコレクタ電流から供給され、そしてコレクタからみるとコンデンサＣ７及びコイルＬ４を含む同調回路が負荷となり、交流的に見ると当該同調回路の共振点以外ではトランジスタＱ１の増幅度が小さくなり、結果として３次オーバトーンの発振出力が得られる。そして初段トランジスタＱ１の出力を、ベース接地形増幅回路のトランジスタＱ２で同相で増幅し、これをトランジスタＱ１のベース入力として正帰還する構成になる。これにより、正帰還量が多くなり、水晶振動子ＸからみてトランジスタＱ１の電流増幅率ｈｆｅを等価的に高めることができる。従ってトランジスタＱ１の電流増幅率ｈｆｅに対応する相互コンダクタンスｇｍ  が大きくなるので既述の（１）式から分かるように負性抵抗「−Ｒ」を高くして安定した発振動作を得ることができる。
【００２１】
また、回路ブロックＢからの回路ブロックＡへの帰還信号は、コンデンサＣ１１とコイルＬ５の同調回路により発振周波数に合わせることで、実際の回路パターンを形成したときに不要な共振動作や不要な信号ループが形成されるのを防止することができる。なお、同調回路はトランジスタＱ２のコレクタ負荷として設ける場合を示すが、コレクタ負荷を抵抗とし、帰還回路に同調回路を介挿してもよい。
【００２２】
図２、図３は、本実施形態の３１５ＭＨｚ帯における３次オーバートンのコルピッツ型発振回路を基にした実験結果を示す。図２の（ａ）は出力電圧波形を示し、３１５ＭＨｚ帯の発振動作が得られ，振幅に１７０ｍＶｐ−ｐの高い発振出力を得ることができた。同図の（ｂ）はトランジスタＱ１のベース電圧とトランジスタＱ２からの帰還電圧波形を示し、同相による正帰還になっている。図３は、負性抵抗特性を示し、３１５ＭＨｚ帯で−５９４Ωのものが得られ、水晶振動子Ｘの負荷時共振抵抗ＲＬ（＝７０Ω）との比は８.５倍程度のものが得られ、要求される特性（５倍程度）を十分満足している。なお、消費電流は、トランジスタＱ１が７５８μＡ、トランジスタＱ２が９６μＡ、トランジスタＱ３が８６μＡになり、全体で９４０μＡになるし、消費電力は２ｍＷ（２．２Ｖ×９４０μＡ）程度で済み、従来のものと比して消費電力の増加はほとんどなかった。
【００２３】
また回路ブロックＢ及び帰還回路を設けない従来型の３１５ＭＨｚ帯における３次オーバートンのコルピッツ型発振回路を基にした負性抵抗特性を図４に示す。この場合には、３１５ＭＨｚ帯で−２２０Ω程度であり、水晶振動子Ｘの負荷時共振抵抗ＲＬ（＝７０Ω）との比は３倍程度しか得られていない。
【００２４】
以上において、図１の構成におけるトランジスタＱ１のコレクタ端に接続された同調回路を省いた構成としてもよく、またトランジスタＱ１のコレクタ端にインピーダンスバッファ回路（回路ブロックＣ）を接続して発振出力を得る構成としてもよい。
【００２５】
（実施形態２）
図５は、本発明の他の実施形態を示す回路構成図である。同図が図１と異なる部分は、トランジスタＱ２のコレクタ負荷を抵抗Ｒ１５のみとし、コレクタ出力をトランジスタＱ１のコレクタ端に帰還する点にある。なお、トランジスタＱ１のコレクタ端に接続される同調回路は、コンデンサＣ７とコイルＬ４の並列接続構成とする。
【００２６】
本実施形態においても、トランジスタＱ２の出力はトランジスタＱ１に対して同相で正帰還され、実施形態１と同様の作用効果を得ることができる。
【００２７】
本実施形態のコルピッツ型発振回路を基にした実験を行った。この実験結果では、出力電圧や位相は実施形態１の場合と同程度になるが、負性抵抗は図６に示すように、−１５００Ω（１５倍）程度の高い値を得ることができた。なお、消費電流は、トランジスタＱ１が７０５μＡ、トランジスタＱ２が９３μＡ、トランジスタＱ３が１１６μＡになり、全体で９１４μＡで消費電力は２ｍＷ程度のものが得られた。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】本発明の実施形態１を示すコルピッツ型発振回路の構成図。
【図２】実施形態１のコルピッツ型発振回路を基にした実験結果の波形図。
【図３】実施形態１のコルピッツ型発振回路を基にした実験結果の負性抵抗特性図。
【図４】従来のコルピッツ型発振回路を基にした実験結果の負性抵抗特性図。
【図５】本発明の実施形態２を示すコルピッツ型発振回路の構成図。
【図６】実施形態２のコルピッツ型発振回路を基にした実験結果の負性抵抗特性図。
【図７】従来のコルピッツ型発振回路の構成図。
【図８】２つのトランジスタ増幅回路で構成した従来のコルピッツ型発振回路の構成図。
【符号の説明】
【００２９】
Ｘ  水晶振動子
Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３  トランジスタ
Ｃ１〜Ｃ１４  コンデンサ
Ｒ１〜Ｒ１５  抵抗
Ｌ１〜５  コイル
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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