(57)【要約】【課題】  温度が上昇しても負荷駆動素子の発熱増大を抑制し、装置の小型化を可能とする。【解決手段】  開示される負荷制御装置では、三角波生成回路１は、定電圧Ｖｃに接続された、トランジスタＱ２〜Ｑ４からなるカレントミラー回路（定電流源）、トランジスタＱ５〜Ｑ７からなるカレントミラー回路（定電流源）及び抵抗Ｒ２により得られる定電流に基づいて、コンパレータＣＰ１がコンデンサＣ１の電圧ＶＣ１と基準電圧Ｖｔ１とを比較することにより、コンデンサＣ１の充放電を切り換えて三角波信号を生成している。この負荷制御装置では、カレントミラー回路（定電流源）を構成するトランジスタＱ２に対して、温度の上昇に伴ってその特性が変化するダイオードＤ１を付加している。【選択図】  図２
2007335932.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
定電流源から供給される定電流に基づいてコンデンサに充放電することにより三角波信号を生成し、前記三角波信号に基づいて負荷を制御する負荷制御装置において、
前記定電流源に温度の上昇に伴ってその特性が変化する温度補償素子を付加したことを特徴とする負荷制御装置。
【請求項２】
定電流源から供給される定電流に基づいてコンデンサに充放電することにより三角波信号を生成する三角波生成回路と、
前記三角波信号に基づいてパルス幅変調波信号を生成するパルス幅変調波生成回路と、
前記パルス幅変調波信号に基づいて負荷に負荷電流を供給する負荷駆動素子とを備え、
前記定電流源に温度の上昇に伴ってその特性が変化する温度補償素子を付加したことを特徴とする負荷制御装置。
【請求項３】
前記温度補償素子は、温度の上昇に伴って逆方向リーク電流が増加する特性を有するダイオードであることを特徴とする請求項１又は２に記載の負荷制御装置。
【請求項４】
前記温度補償素子は、温度の上昇に伴って抵抗値が低下する特性を有するサーミスタであることを特徴とする請求項１又は２に記載の負荷制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば、自動車のランプ等の負荷を制御する負荷制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の負荷制御装置には、三角波生成手段と、設定電圧生成手段と、比較手段と、駆動制御手段とを備えたものがある。固定入力に対応した一定レベルであって、負荷の駆動を命令する駆動命令信号が供給された場合、三角波生成手段は、三角波を生成する。設定電圧生成手段は、三角波の最大電圧と最小電圧との間に設定された第２設定電圧を保持して生成する。比較手段は、三角波と第２設定電圧とを比較する。これにより、駆動制御手段は、比較手段の比較結果に基づいて、一定の周波数及びデューティでレベルが変化する駆動制御信号を生成する。
【０００３】
一方、固定入力に対応した一定レベルであって、負荷の駆動の停止を命令する駆動命令信号が供給された場合、三角波生成手段は、三角波を生成する。設定電圧生成手段は、第２設定電圧より低い第３設定電圧を保持して生成する。比較手段は、三角波と第３設定電圧とを比較する。これにより、駆動制御手段は、比較手段の比較結果に基づいて、一定の周波数及びデューティでレベルが変化する駆動制御信号を生成する。
【０００４】
また、パルス入力に対応した所定の周波数及びデューティでレベルが変化する駆動命令信号が供給された場合、三角波生成手段は、第２設定電圧と第３設定電圧との間に設定された第１設定電圧を生成する。設定電圧生成手段は、駆動命令信号の周波数及びデューティに対応して第２設定電圧と第３設定電圧とを切り換えて生成する。比較手段は、第１設定電圧と第２設定電圧又は第３設定電圧とを比較する。これにより、駆動制御手段は、駆動命令信号と同じ周波数及びデューティでレベルが変化する駆動制御信号を生成する（例えば、特許文献１参照。）。
【０００５】
【特許文献１】特開２００１−１４８２９４号公報（請求項１，［００１９］〜［００５３］、図１〜図３）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
上記した従来の負荷制御装置では、温度が変動した場合でも、駆動制御手段は、一定の周波数及びデューティでレベルが変化する駆動制御信号を生成して出力する。しかし、負荷駆動素子であるパワーＭＯＳＦＥＴのオン抵抗は温度にほぼ比例するので、温度の上昇により発熱が増大する。そのため、想定される最大動作温度で発熱が許容されるように放熱設計を行う必要がある。その結果、装置が大型化してしまうという問題があった。
本発明は、上述した事情に鑑みてなされたものであり、上述のような課題を解決することができる負荷制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記課題を解決するために、請求項１記載の発明に係る負荷制御装置は、定電流源から供給される定電流に基づいてコンデンサに充放電することにより三角波信号を生成し、前記三角波信号に基づいて負荷を制御する負荷制御装置に係り、前記定電流源に温度の上昇に伴ってその特性が変化する温度補償素子を付加したことを特徴としている。
【０００８】
また、請求項２記載の発明に係る負荷制御装置は、定電流源から供給される定電流に基づいてコンデンサに充放電することにより三角波信号を生成する三角波生成回路と、前記三角波信号に基づいてパルス幅変調波信号を生成するパルス幅変調波生成回路と、前記パルス幅変調波信号に基づいて負荷に負荷電流を供給する負荷駆動素子とを備え、前記定電流源に温度の上昇に伴ってその特性が変化する温度補償素子を付加したことを特徴としている。
【０００９】
また、請求項３記載の発明は、請求項１又は２に記載の負荷制御装置に係り、前記温度補償素子は、温度の上昇に伴って逆方向リーク電流が増加する特性を有するダイオードであることを特徴としている。
【００１０】
また、請求項４記載の発明は、請求項１又は２に記載の負荷制御装置に係り、前記温度補償素子は、温度の上昇に伴って抵抗値が低下する特性を有するサーミスタであることを特徴としている。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、常温時には通常通り動作するとともに、温度が動作限界に近づいた時にはパルス幅変調波信号の周波数が補正されて発熱が減少するようになる。このため、従来のように、想定される最大動作温度で発熱が許容されるように放熱設計を行う必要がない。その結果、放熱手段が簡略化されて負荷制御装置の小型化を図ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係る負荷制御装置の構成を示すブロック図である。本実施の形態１の負荷制御装置は、三角波生成回路１と、パルス幅変調波（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）生成回路２と、オアゲート３と、駆動回路４と、負荷駆動素子５とから概略構成されている。三角波生成回路１は、外付けされる周波数設定用のコンデンサＣ１の充放電を切り換えることにより所定周波数及び所定形状の三角波信号を生成する。
【００１３】
ＰＷＭ生成回路２は、三角波生成回路１から供給される三角波信号に基づいて、ＰＷＭ信号（”Ｈ”レベル又は”Ｌ”レベル）を生成する。オアゲート３は、外部から供給される制御信号（”Ｈ”レベル又は”Ｌ”レベル）と、ＰＷＭ生成回路２から供給されるＰＷＭ信号（”Ｈ”レベル又は”Ｌ”レベル）との論理和をとった論理値（”Ｈ”レベル又は”Ｌ”レベル）を駆動回路４に供給する。駆動回路４は、オアゲート３から供給される論理値を増幅するとともに、反転して駆動電圧を負荷駆動素子５に印加する。負荷駆動素子５は、駆動回路４から駆動電圧が印加されることにより、負荷６に負荷電流を供給する。
【００１４】
図２は、図１に示す負荷制御装置のブロック図を具体的に実現した回路図である。図２において、１点鎖線で囲まれた部分が負荷制御装置を構成している。また、負荷制御装置のうち、トランジスタＱ１〜Ｑ１０、抵抗Ｒ１〜Ｒ１２、コンパレータＣＰ１、ＣＰ２、オアゲート３、駆動回路４及び定電圧電源２１は、ＩＣにより構成されている。即ち、コンデンサＣ１及び、負荷駆動素子５であるＮチャンネル型のＭＯＳＦＥＴ２２は、上記ＩＣの外付け部品である。
【００１５】
この例の負荷制御装置は、負荷駆動素子５であるＮチャンネル型のＭＯＳＦＥＴ２２を負荷６であるランプ１１の下流側に設けた装置（ロー・サイド・スイッチング装置）である。また、この例の負荷制御装置は、例えば、自動車に搭載されるものであり、図１に示す負荷６として、図２では、例えば、ヘッドランプに利用されるランプ１１を示している。ランプ１１は、負荷制御装置の電源端子Ｔｂと出力端子Ｔｏとの間に接続されている。図２では、電源として、自動車に搭載されたバッテリ１２が用いられており、バッテリ電圧Ｖｂａｔが負荷制御装置の電源端子Ｔｂと接地端子Ｔｇとの間に接続されている。
【００１６】
さらに、図２では、自動車に搭載された車載電子制御装置（ＥＣＵ：Electronic Control Unit）１３から出力される制御信号（”Ｈ”レベル又は”Ｌ”レベル）（固定入力）が負荷制御装置に供給される。ＥＣＵは、自動車のエンジンの燃料噴射量や点火時期等を決定してエンジンを制御したり、オートマチック・トランスミッションやトラクションコントロールなどを制御するものである。
【００１７】
図２において、ＰＮＰ型のトランジスタＱ１〜Ｑ４、ＰＮＰ型のトランジスタＱ５〜Ｑ１０、抵抗Ｒ１〜Ｒ９、コンパレータＣＰ１及びコンデンサＣ１は、図１に示す三角波生成回路１を構成している。トランジスタＱ２〜Ｑ４は、カレントミラー回路（定電流源）を構成している。トランジスタＱ２〜Ｑ４のエミッタ面積は、いずれも等しい。従って、トランジスタＱ２〜Ｑ４のそれぞれのコレクタに流れるコレクタ電流Ｉ２〜Ｉ４は、いずれも等しい。即ち、式（１）を満足している。
【００１８】
Ｉ２＝Ｉ３＝Ｉ４  ・・・（１）
ここで、抵抗Ｒ２に流れる電流Ｉ０は、定電圧Ｖｃ、トランジスタＱ２のベース・エミッタ間電圧ＶＢＥ２及び抵抗Ｒ２を用いて、式（２）で表される。
Ｉ０＝（Ｖｃ−ＶＢＥ２）／Ｒ２  ・・・（２）
【００１９】
また、トランジスタＱ１は、増幅用である。ダイオードＤ１は、ＰＮ接合を有し、温度の上昇に伴って逆方向リーク電流が増加する特性を有している。抵抗Ｒ１に流れる電流Ｉ１は、電流Ｉ０の一部をトランジスタＱ２からバイパスする電流である。従って、ダイオードＤ１の逆方向リーク電流をＩｒｄ１、トランジスタＱ１の直流電流増幅率をｈｆｅｑ１とすると、トランジスタＱ１が飽和していない状態では、電流Ｉ１は、式（３）で表される。
Ｉ１＝Ｉｒｄ１×ｈｆｅｑ１  ・・・（３）
【００２０】
上記した式（２）及び式（３）より、電流Ｉ２は、式（４）で表される。
Ｉ２＝Ｉ０−Ｉ１＝｛（Ｖｃ−ＶＢＥ２）／Ｒ２｝−Ｉｒｄ１×ｈｆｅｑ１  ・・・（４）
上記コレクタ電流Ｉ２〜Ｉ４は、コンデンサＣ１を充放電するための基準となる定電流である。また、上記コレクタ電流Ｉ４は、コンデンサＣ１に電荷を充電するための電流となる。
【００２１】
トランジスタＱ５〜Ｑ７は、カレントミラー回路（定電流源）を構成している。抵抗Ｒ３は、トランジスタＱ５のベース電流を補償するために設けられている。トランジスタＱ５のエミッタ面積と、トランジスタＱ６及びＱ７の合計されたエミッタ面積との比が１：２である。また、トランジスタＱ５のコレクタに流れるコレクタ電流は、トランジスタＱ３のコレクタ電流Ｉ３に等しい。さらに、式（１）より、トランジスタＱ３のコレクタ電流Ｉ３は、トランジスタＱ２のコレクタ電流Ｉ２に等しい。
【００２２】
従って、トランジスタＱ６のコレクタに流れるコレクタ電流Ｉ６は、トランジスタＱ２〜Ｑ４のそれぞれのコレクタ電流Ｉ２〜Ｉ４の２倍である。即ち、式（５）を満足する。
Ｉ６＝２×Ｉ２＝２×Ｉ３＝２×Ｉ４  ・・・（５）
上記コレクタ電流Ｉ６は、コンデンサＣ１に蓄積された電荷を放電するための電流となる。
【００２３】
トランジスタＱ８は、オンすることにより、コレクタ電流Ｉ６の供給を停止させるために設けられている。トランジスタＱ８及び抵抗Ｒ４〜Ｒ６は、上記三角波信号を生成するための基準電圧Ｖｔ１を生成する。抵抗Ｒ７は、トランジスタＱ９のベースとコンパレータＣＰ１の出力端との間に接続されたベース抵抗である。
【００２４】
トランジスタＱ１０、抵抗Ｒ８及びＲ９は、コンパレータＣＰ１の出力信号によりトランジスタＱ８をオン・オフするための回路である。三角波生成回路１は、定電圧Ｖｃに接続された、トランジスタＱ２〜Ｑ４からなるカレントミラー回路（定電流源）、トランジスタＱ５〜Ｑ７からなるカレントミラー回路（定電流源）及び抵抗Ｒ２により得られる定電流に基づいて、コンパレータＣＰ１がコンデンサＣ１の電圧ＶＣ１と基準電圧Ｖｔ１とを比較することにより、コンデンサＣ１の充放電を切り換えて三角波信号を生成する。
【００２５】
コンパレータＣＰ２、抵抗Ｒ１０及びＲ１１は、図１に示すＰＷＭ生成回路２を構成している。抵抗Ｒ１０及びＲ１１は、上記ＰＷＭ信号を生成するための基準電圧Ｖｋを生成する。基準電圧Ｖｋは、式（６）で表される。
Ｖｋ＝Ｖｃ×Ｒ１１／（Ｒ１０＋Ｒ１１）  ・・・（６）
ＰＷＭ生成回路２は、コンパレータＣＰ２が三角波生成回路１から供給される三角波信号と、基準電圧Ｖｋとを比較することにより、ＰＷＭ信号を生成する。
【００２６】
抵抗Ｒ１２は、電源Ｖｃと入力端子Ｔｉとの間に介挿され、ＥＣＵ１３から供給された制御信号の電位を安定に保持するプルアップ抵抗としての機能を有している。定電圧電源２１は、バッテリ１２から供給されたバッテリ電圧Ｖｂａｔから定電圧Ｖｃを生成して負荷制御装置の各部に供給する。ＭＯＳＦＥＴ２２は、ゲートが駆動回路４の出力端子に接続され、ドレインが負荷制御装置の出力端子Ｔｏに接続され、ソースが接地されている。
【００２７】
次に、上記構成の負荷制御装置の動作について、図３に示すタイミングチャートを参照して説明する。まず、図３（ｄ）に示すように、ＥＣＵ１３から供給される制御信号が”Ｈ”レベルの場合には、オアゲート３の出力信号は、常に”Ｈ”レベルである。従って、駆動回路４は、オアゲート３から供給される”Ｈ”レベルの論理値を増幅するとともに、反転して”Ｌ”レベルの駆動電圧をＭＯＳＦＥＴ２２に印加する。駆動回路４から”Ｌ”レベルの駆動電圧が印加されている間は、ＭＯＳＦＥＴ２２は、ゲート電圧が”Ｌ”レベルであるので、オフしている。この場合、ＭＯＳＦＥＴ２２のソース電圧は、ほぼバッテリ電圧Ｖｂａｔに等しいので、図３（ｅ）に示すように、負荷６、今の場合、ランプ１１に負荷電流が流れない。
【００２８】
一方、図３（ｄ）に示すように、ＥＣＵ１３から供給される制御信号が”Ｌ”レベルの場合には、ＰＷＭ生成回路２を構成するコンパレータＣＰ２の出力信号がそのままオアゲート３の出力信号となる。
ある時刻に、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１が基準電圧Ｖｔ１より低い場合には、コンパレータＣＰ１の出力信号は”Ｌ”レベルとなり、トランジスタＱ９及びＱ１０はいずれもオフする。トランジスタＱ９がオフした状態では、基準電圧Ｖｔ１は、図３（ａ）に示すように、三角波信号の上限電圧Ｖｂとなる。上限電圧Ｖｂは、式（７）で表される。
Ｖｂ＝Ｖｃ×Ｒ５／（Ｒ４＋Ｒ５）  ・・・（７）
【００２９】
一方、トランジスタＱ１０がオフすると、抵抗Ｒ９からトランジスタＱ８のベースに電流が流れ込むので、トランジスタＱ８がオンする。トランジスタＱ８がオンすると、コレクタ電流Ｉ６の供給が停止される。その結果、コレクタ電流Ｉ４が流れることにより、コンデンサＣ１に電荷が充電され、コンデンサＣ１の端子間電圧は大きくなっていく。従って、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１は、上昇していく。
【００３０】
コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１が上限電圧Ｖｂをわずかでも超えると、コンパレータＣＰ１の出力信号は”Ｈ”レベルとなり、トランジスタＱ９及びＱ１０はいずれもオンする。トランジスタＱ９がオンした状態では、基準電圧Ｖｔ１は、トランジスタＱ９の飽和電圧を無視すると、抵抗Ｒ５及びＲ６の合成抵抗値と抵抗Ｒ４の抵抗値との抵抗分割となり、図３（ａ）に示すように、三角波信号の下限電圧Ｖａとなる。下限電圧Ｖａは式（８）で表される。
Ｖａ＝Ｖｃ×（Ｒ５×Ｒ６）／（Ｒ４×Ｒ５＋Ｒ４×Ｒ６＋Ｒ５×Ｒ６）  ・・・（８）
【００３１】
一方、トランジスタＱ１０がオンすると、抵抗Ｒ９からトランジスタＱ８のベースに電流が流れなくなるので、トランジスタＱ８がオフする。トランジスタＱ８がオフすると、コレクタ電流Ｉ６の供給が開始される。上記したように、コレクタ電流Ｉ６は、コレクタ電流Ｉ４の２倍であるので、コレクタ電流Ｉ６からコレクタ電流Ｉ４を差し引きした電流値でコンデンサＣ１に蓄積された電荷が放電される。コンデンサＣ１に蓄積された電荷が放電されると、コンデンサＣ１の端子間電圧が小さくなっていく。従って、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１は、下降していく。コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１が下限電圧Ｖａをわずかでも下回ると、コンパレータＣＰ１の出力信号は、”Ｌ”レベルに反転する。以上説明した動作が繰り返されることにより、図３（ｂ）に示す三角波信号が生成される。
【００３２】
三角波生成回路１から供給される三角波信号、即ち、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１が基準電圧Ｖｋを上回ると、ＰＷＭ生成回路２を構成するコンパレータＣＰ２の出力信号は”Ｌ”レベルとなる。一方、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１が基準電圧Ｖｋを下回ると、コンパレータＣＰ２の出力信号は”Ｈ”レベルとなる。以上説明した動作が繰り返されることにより、図３（ｃ）に示すＰＷＭ信号が生成される。
【００３３】
コンパレータＣＰ２の出力信号、即ち、ＰＷＭ信号は、オアゲート３を経て駆動回路４に供給される。駆動回路４は、オアゲート３から供給されるＰＷＭ信号の論理値を増幅するとともに、反転して駆動電圧をＭＯＳＦＥＴ２２に印加する。駆動回路４からの駆動電圧が”Ｈ”レベルの場合には、ＭＯＳＦＥＴ２２は、ゲート電圧が”Ｈ”レベルであるので、オンする。これにより、ＭＯＳＦＥＴ２２のソース電圧は、ほぼ接地電圧に等しいので、図３（ｅ）に示すように、負荷６、今の場合、ランプ１１に負荷電流が流れる。
【００３４】
一方、駆動回路４からの駆動電圧が”Ｌ”レベルの場合には、ＭＯＳＦＥＴ２２は、オフする。これにより、ＭＯＳＦＥＴ２２のソース電圧は、ほぼバッテリ電圧Ｖｂａｔに等しくなるまで上昇するので、図３（ｅ）に示すように、負荷６、今の場合、ランプ１１に負荷電流が流れなくなる。
以上説明した動作が繰り返されることにより、ランプ１１は、供給された駆動電圧に基づいて点滅点灯するように駆動される。
【００３５】
次に、三角波信号の周期Ｔについて説明する。まず、トランジスタＱ１が飽和していない状態では、電流Ｉ１は、上記した式（３）で表される。従って、三角波信号の周期Ｔは、式（９）で表される。
Ｔ＝２×（Ｖｂ−Ｖａ）×Ｃ１／Ｉ２
＝［２×Ｖｃ×｛（Ｒ５／（Ｒ４＋Ｒ５）−（Ｒ５×Ｒ６）／（Ｒ４×Ｒ５＋Ｒ４×Ｒ６＋Ｒ５×Ｒ６）｝×Ｃ１］／［｛（Ｖｃ−ＶＢＥ２）／Ｒ１｝−Ｉｒｄ１×ｈｆｅｑ１］  ・・・（９）
【００３６】
ここで、トランジスタＱ２のベース・エミッタ間電圧ＶＢＥ２は、例えば、２ｍＶ／℃程度の温度特性であるので、ほぼ一定と見なすことができる。そのため、三角波信号の周期Ｔは、ダイオードＤ１のリーク電流Ｉｒｄ１とトランジスタＱ１の直流電流増幅率ｈｆｅｑ１の影響を受ける。ダイオードＤ１の逆方向リーク電流Ｉｒｄ１もトランジスタＱ１の直流電流増幅率ｈｆｅｑ１も温度の上昇に伴って増加する特性を有している。従って、温度が上昇すると、三角波信号の周期Ｔは、式（９）より、長くなる。言い換えれば、三角波信号の周波数は、低くなる。
【００３７】
一方、電流Ｉ１が増加してトランジスタＱ１が飽和すると、飽和電圧がほぼ０Ｖとなるので、電流Ｉ１は、式（１０）で表される。
Ｉ１＝ＶＢＥ２／Ｒ１  ・・・（１０）
そのため、ダイオードＤ１の逆方向リーク電流Ｉｒｄ１が大きくなってトランジスタＱ１が飽和した場合には、電流Ｉ１は、上記式（３）に換えて、上記式（１０）を適用する必要がある。これにより、三角波信号の周期Ｔは、式（１１）で表されるように一定となる。このため、異常にダイオードＤ１の逆方向リーク電流Ｉｒｄ１が増加したようなときでも、三角波信号の周期Ｔが必要以上に長くなってしまうことはない。
【００３８】
Ｔ＝２×（Ｖｂ−Ｖａ）×Ｃ１／Ｉ２
＝［２×Ｖｃ×｛（Ｒ５／（Ｒ４＋Ｒ５）−（Ｒ５×Ｒ６）／（Ｒ４×Ｒ５＋Ｒ４×Ｒ６＋Ｒ５×Ｒ６）｝×Ｃ１］／［｛（Ｖｃ−ＶＢＥ２）／Ｒ１｝−ＶＢＥ２／Ｒ１］  ・・・（１１）
【００３９】
図４は、ある定格のランプを上記構成を有する負荷制御装置により実際に駆動した場合と、従来例により実際に駆動した場合とで比較した結果の一例を示している。この比較実験では、温度が２５℃の時にＰＷＭ信号の周波数が実施の形態１の場合も従来例も１００Ｈｚとなるように設定している。また、ＰＷＭ信号のデューティ比を５０％とし、負荷駆動素子５であるＭＯＳＦＥＴの２５℃におけるオン抵抗を３０ｍΩ、上記ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗温度係数を０．８％／℃としている。
【００４０】
また、図４において、スイッチング発熱とは、ＭＯＳＦＥＴのターンオンの時及びターンオフの時にそれぞれ発生する発熱の合計をいう。また、オン発熱とは、ＭＯＳＦＥＴがターンオン期間を過ぎてオン状態となり、ターンオフ期間に移行するまでの期間における発熱をいう。トータル発熱とは、スイッチング発熱及びオン発熱の合計であり、実際のＭＯＳＦＥＴの発熟である。図４からは、従来例では、温度の上昇に伴ってトータル発熱が増大しているが、本実施の形態１では、動作限界温度の１２５℃においてかえってトータル発熱が減少していることが分かる。
【００４１】
このように、本発明の実施の形態１によれば、カレントミラー回路（定電流源）を構成するトランジスタＱ２に対して、温度の上昇に伴って逆方向リーク電流が増加する特性を有しているダイオードＤ１、固定抵抗Ｒ１及び増幅用のトランジスタＱ１を付加している。従って、常温時には通常通り動作するとともに、温度が７５℃を超えて動作限界に近づいた時にはＰＷＭ信号の周波数が補正されて発熱が減少するようになる。このため、従来のように、想定される最大動作温度で発熱が許容されるように放熱設計を行う必要がない。その結果、放熱手段が簡略化されて負荷制御装置の小型化を図ることができる。
【００４２】
実施の形態２．
上述した実施の形態１では、ＰＮ接合を有するダイオードＤ１を用いる例を示したが、本発明はこれに限定するものではない。例えば、ダイオードＤ１に換えて、ショットキー・バリア・ダイオードを用いても良い。このショットキー・バリア・ダイオードの温度の上昇に伴って流れる高温リーク電流が十分大きい場合には、図５に示すように、ＰＮＰ型のトランジスタＱ１を省略することができる。
【００４３】
図５は、本発明の実施の形態２に係る負荷制御装置の構成を示す回路図である。図５において、図２の各部に対応する部分には同一の符号を付け、その説明を省略する。図５に示す負荷制御装置が図２に示す負荷制御装置と異なる点は、ＰＮ接合を有するダイオードＤ１に換えて、ショットキー・バリア・ダイオードＤ２が新たに設けられている点と、ＰＮＰ型のトランジスタＱ１が取り除かれている点とである。なお、この例における負荷制御装置の動作については、上述した実施の形態１の場合と略同様であるので、その説明を省略する。
【００４４】
このように、本発明の実施の形態２によれば、カレントミラー回路（定電流源）を構成するトランジスタＱ２に対して、温度の上昇に伴って高温リーク電流が十分大きく増加する特性を有しているショットキー・バリア・ダイオードＤ２及び固定抵抗Ｒ１を付加している。従って、上述した実施の形態１と略同様の効果が得られる。
【００４５】
実施の形態３．
図６は、本発明の実施の形態３に係る負荷制御装置の構成を示す回路図である。図６において、図２の各部に対応する部分には同一の符号を付け、その説明を省略する。図６に示す負荷制御装置が図２に示す負荷制御装置と異なる点は、ＰＮＰ型のトランジスタＱ１に換えて、サーミスタＴＨ１が新たに設けられている点と、ダイオードＤ１が取り除かれている点とである。
【００４６】
サーミスタＴＨ１は、温度の上昇に伴って抵抗値が低下する特性を有している。サーミスタＴＨ１は、ＮＴＣ(negative temperature coefficient) サーミスタと呼ばれ、温度と抵抗値の変化が比例的である。サーミスタＴＨ１は、例えば、ニッケル（Ｎｉ）、マンガン（Ｍｎ）、コバルト（Ｃｏ）、鉄（Ｆｅ）等の酸化物を混合して焼結するなどして作製されている。
【００４７】
図６において、サーミスタＴＨ１、トランジスタＱ２〜Ｑ１０、抵抗Ｒ１〜Ｒ９、コンパレータＣＰ１及びコンデンサＣ１は、図１に示す三角波生成回路１を構成している。トランジスタＱ２〜Ｑ４は、カレントミラー回路（定電流源）を構成している。トランジスタＱ２〜Ｑ４のエミッタ面積は、いずれも等しい。従って、トランジスタＱ２〜Ｑ４のそれぞれのコレクタに流れるコレクタ電流Ｉ２〜Ｉ４は、いずれも等しい。即ち、式（１）を満足している。
【００４８】
Ｉ２＝Ｉ３＝Ｉ４  ・・・（１）
ここで、抵抗Ｒ２に流れる電流Ｉ０は、定電圧Ｖｃ、トランジスタＱ２のベース・エミッタ間電圧ＶＢＥ２及び抵抗Ｒ２を用いて、式（２）で表される。
Ｉ０＝（Ｖｃ−ＶＢＥ２）／Ｒ２  ・・・（２）
【００４９】
抵抗Ｒ１に流れる電流Ｉ１は、電流Ｉ０の一部をトランジスタＱ２からバイパスする電流である。従って、サーミスタＴＨ１の抵抗値をＲｔｈ１とすると、電流Ｉ１は、式（１２）で表される。
Ｉ１＝ＶＢＥ２／（Ｒｔｈ１＋Ｒ１）  ・・・（１２）
【００５０】
上記した式（２）及び式（１２）より、電流Ｉ２は、式（１３）で表される。
Ｉ２＝Ｉ０−Ｉ１＝｛（Ｖｃ−ＶＢＥ２）／Ｒ２｝−｛ＶＢＥ２／（Ｒｔｈ１＋Ｒ１）｝  ・・・（１３）
上記コレクタ電流Ｉ２〜Ｉ４は、コンデンサＣ１を充放電するための基準となる定電流である。また、上記コレクタ電流Ｉ４は、コンデンサＣ１に電荷を充電するための電流となる。
【００５１】
なお、本実施の形態３における負荷制御装置のトランジスタＱ５以降の構成は、上述した実施の形態１に係る負荷制御装置の対応する部分の構成（図２参照）と同様であるので、その説明を省略する。また、上記構成の負荷制御装置の動作についても、上述した実施の形態１において、図３に示すタイミングチャートを参照して説明した負荷制御装置の動作と略同様である。
【００５２】
ただし、三角波生成回路１が生成する三角波信号の周期Ｔは、式（１４）で表される。
Ｔ＝２×（Ｖｂ−Ｖａ）×Ｃ１／Ｉ２
＝［２×Ｖｃ×｛（Ｒ５／（Ｒ４＋Ｒ５）−（Ｒ５×Ｒ６）／（Ｒ４×Ｒ５＋Ｒ４×Ｒ６＋Ｒ５×Ｒ６）｝×Ｃ１］／［｛（Ｖｃ−ＶＢＥ２）／Ｒ１｝−ＶＢＥ２／（Ｒｔｈ１＋Ｒ１）］  ・・・（１４）
【００５３】
ここで、トランジスタＱ２のベース・エミッタ間電圧ＶＢＥ２は、例えば、２ｍＶ／℃程度の温度特性であるので、ほぼ一定と見なすことができる。そのため、三角波信号の周期Ｔは、サーミスタＴＨ１の抵抗値Ｒｔｈ１のみの影響を受ける。サーミスタＴＨ１は、温度の上昇に伴って抵抗値が低下する特性を有している。従って、温度が上昇すると、三角波信号の周期Ｔは、式（１４）より、長くなる。言い換えれば、三角波信号の周波数は、低くなる。
【００５４】
図７は、ある定格のランプを上記構成を有する負荷制御装置により実際に駆動した場合と、従来例により実際に駆動した場合とで比較した結果の一例を示している。この比較実験では、サーミスタＴＨ１には、温度が２５℃の時の抵抗値Ｒｔｈ１が１００ｋΩであり、Ｂ定数が４５００であるＮＴＣ サーミスタを用いている。なお、それ以外の条件及び図７に示す言葉の意味については、上述した実施の形態１において、図４を参照して説明したものと同様である。図７からは、従来例では、温度の上昇に伴ってトータル発熱が増大しているが、本実施の形態３では、温度が上昇してもトータル発熱増大が抑制されていることが分かる。
【００５５】
このように、本発明の実施の形態３によれば、カレントミラー回路（定電流源）を構成するトランジスタＱ２に対して、温度の上昇に伴って抵抗値が低下する特性を有しているサーミスタＴＨ１及び固定抵抗Ｒ１を付加している。従って、上述した実施の形態１と略同様の効果が得られる。
【００５６】
実施の形態４．
上述した各実施の形態では、コンパレータＣＰ２がヒステリシスを有していない例を示したが、これに限定されず、コンパレータＣＰ２がヒステリシスを有していても良い。図８は、コンパレータＣＰ２にヒステリシス回路３１を付加した場合のコンパレータＣＰ２及びその周辺回路の構成の一例を示す回路図である。
【００５７】
ヒステリシス回路３１は、インバータＩＮＶと、ＰＮＰ型のトランジスタＱ２１と、抵抗Ｒ２１及びＲ２２とから構成されている。インバータＩＮＶは、コンパレータＣＰ２の出力信号、即ち、ＰＷＭ信号を反転する。抵抗Ｒ２２は、トランジスタＱ２１のベースとインバータＩＮＶの出力端との間に接続されたベース抵抗である。ＰＮＰ型のトランジスタＱ２１は、抵抗Ｒ２２を介して供給されるインバータＩＮＶの”Ｈ”レベルの出力信号によりオンすることにより、基準電圧Ｖｋを変更する。なお、負荷制御装置の構成のうち、上記コンパレータＣＰ２及びその周辺回路以外の部分の構成については、上述した実施の形態１では図２の構成を、上述した実施の形態２では図５の構成を、上述した実施の形態３では図６の構成を、それぞれそのまま適用することができる。
【００５８】
次に、上記構成の負荷制御装置のうち、コンパレータＣＰ２及びその周辺回路の動作について、図９に示すタイミングチャートを参照して説明する。
ある時刻に、三角波生成回路１から供給される三角波信号が基準電圧Ｖｋより高い場合には、ＰＷＭ生成回路２を構成するコンパレータＣＰ２の出力信号は”Ｌ”レベルとなる。これにより、インバータＩＮＶの出力信号は”Ｈ”レベルとなり、トランジスタＱ２１はオンする。
【００５９】
トランジスタＱ２１がオンした状態では、基準電圧Ｖｋは、トランジスタＱ２１の飽和電圧を無視すると、抵抗Ｒ１１及びＲ２１の合成抵抗値と抵抗Ｒ１０の抵抗値との抵抗分割となり、図９（ｂ）に示すように、第２基準電圧Ｖｋ２となる。第２基準電圧Ｖｋ２は式（１５）で表される。
Ｖｋ２＝Ｖｃ×｛（Ｒ１１×Ｒ２１）／（Ｒ１１＋Ｒ２１）｝／｛Ｒ１０＋（Ｒ１１×Ｒ２１）／（Ｒ１１＋Ｒ２１）｝  ・・・（１５）
【００６０】
次に、上記三角波信号が第２基準電圧Ｖｋ２を下回ると、コンパレータＣＰ２の出力信号は”Ｈ”レベルとなる。これにより、インバータＩＮＶの出力信号は”Ｌ”レベルとなり、トランジスタＱ２１はオフする。トランジスタＱ２１がオフした状態では、基準電圧Ｖｋは、図９（ｂ）に示すように、上記した式（６）で表される値に変化する。即ち、コンパレータＣＰ２がヒステリシスを有している。以上説明した動作が繰り返されることにより、図９（ｃ）に示すように、上述した各実施の形態と比較して、幅が広いＰＷＭ信号が生成される。このように、本発明の実施の形態４によれば、コンパレータＣＰ２がヒステリシスを有しているので、上述した各実施の形態と比較して、ノイズに対する耐性を高めることができる。
【００６１】
実施の形態５．
上述した各実施の形態では、本発明を負荷駆動素子５であるＮチャンネル型のＭＯＳＦＥＴ２２を負荷６であるランプ１１の下流側に設けた装置（ロー・サイド・スイッチング装置）に適用する例を示したが、これに限定されない。例えば、本発明は、負荷駆動素子５であるＮチャンネル型のＭＯＳＦＥＴ２２を負荷６であるランプ１１の上流側に設けた装置（ハイ・サイド・スイッチング装置）に適用しても良い。この場合、負荷駆動素子５として、Ｎチャンネル型のＭＯＳＦＥＴ２２に換えて、Ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴを用いても良い。
【００６２】
実施の形態６．
上述した各実施の形態では、負荷駆動素子５としてＮチャンネル型のＭＯＳＦＥＴ２２又はＰチャネル型のＭＯＳＦＥＴを用いる例を示したが、これに限定されない。負荷駆動素子５としては、例えば、バイポーラトランジスタ、サイリスタ、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、ＳＩＴ（Static Induction Transistor）等のどのようなスイッチング素子を用いても良い。
【００６３】
以上、本発明の実施の形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこれらの実施の形態に限られるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計の変更等があっても本発明に含まれる。
例えば、上述の各実施の形態では、定電圧電源２１を設ける例を示したが、これに限定されず、定電圧源２１を設けなくても良い。この場合、実施の形態１では、トランジスタＱ１〜Ｑ４の各エミッタ、抵抗Ｒ４、Ｒ９、Ｒ１０、Ｒ１２の各一端は、直接電源端子Ｔｂに接続される。また、実施の形態２では、トランジスタＱ２〜Ｑ４の各エミッタ、ショットキー・バリア・ダイオードＤ２のカソード、抵抗Ｒ４、Ｒ９、Ｒ１０、Ｒ１２の各一端は、直接電源端子Ｔｂに接続される。さらに、実施の形態３では、トランジスタＱ２〜Ｑ４の各エミッタ、サーミスタＴＨ１、抵抗Ｒ４、Ｒ９、Ｒ１０、Ｒ１２の各一端は、直接電源端子Ｔｂに接続される。なお、実施の形態３では、サーミスタＴＨ１と抵抗Ｒ１の接続位置を交換しても良い。
【００６４】
また、上述した各実施の形態では、本発明に係る負荷制御装置を車両に搭載し、負荷６がヘッドランプに利用されるランプ１１である例を示したが、これに限定されない。本発明は、例えば、生成したＰＷＭ信号に基づいて負荷を制御する装置一般に適用することができる。
また、上述の各実施の形態は、その目的及び構成等に特に矛盾や問題がない限り、互いの技術を流用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００６５】
【図１】本発明の実施の形態１に係る負荷制御装置の構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示す負荷制御装置の構成を具体的に実現した回路図である。
【図３】図１に示す負荷制御装置の動作の一例を説明するためのタイミングチャートである。
【図４】ある定格のランプを実施の形態１に係る負荷制御装置により実際に駆動した場合と、従来例により実際に駆動した場合とで比較した結果の一例を示す図である。
【図５】本発明の実施の形態２に係る負荷制御装置の構成を示す回路図である。
【図６】本発明の実施の形態３に係る負荷制御装置の構成を示す回路図である。
【図７】ある定格のランプを実施の形態３に係る負荷制御装置により実際に駆動した場合と、従来例により実際に駆動した場合とで比較した結果の一例を示す図である。
【図８】本発明の実施の形態４に係る負荷制御装置のコンパレータＣＰ２及びその周辺回路の構成の一例を示す回路図である。
【図９】図８に示すコンパレータＣＰ２及びその周辺回路の動作の一例を説明するためのタイミングチャートである。
【符号の説明】
【００６６】
１  三角波生成回路
２  ＰＷＭ生成回路（パルス幅変調波生成回路）
３  オアゲート
４  駆動回路
５  負荷駆動素子
６  負荷
１１  ランプ
１２  バッテリ
１３  ＥＣＵ
２１  定電圧電源
２２  ＭＯＳＦＥＴ
３１  ヒステリシス回路
Ｃ１  コンデンサ
ＣＰ１，ＣＰ２  コンパレータ
Ｄ１  ダイオード（温度補償素子）
Ｄ２  ショットキー・バリア・ダイオード（温度補償素子）
Ｉ０〜Ｉ４，Ｉ６  電流
ＩＮＶ  インバータ
Ｑ１〜Ｑ１０，Ｑ２１  トランジスタ
Ｒ１〜Ｒ１２，Ｒ２１，Ｒ２２  抵抗
Ｔｂ  電源端子
Ｔｇ  接地端子
ＴＨ１  サーミスタ（温度補償素子）
Ｔｉ  入力端子
Ｔｏ  出力端子
Ｖａ  下限電圧
Ｖｂ  上限電圧
Ｖｂａｔ  バッテリ電圧
Ｖｃ  定電圧
ＶＣ１  コンデンサＣ１の電圧
Ｖｔ１，Ｖｋ  基準電圧
Ｖｋ２  第２基準電圧
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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