(57)【要約】【課題】  生成した三角波信号に基づいて負荷を制御する場合、三角波信号の周波数を設定するためのコンデンサがショート故障を起こした場合に装置の安全性を向上させる。【解決手段】  開示される負荷制御装置は、生成した三角波信号に基づいて負荷を制御するものである。この負荷制御装置では、三角波信号の周波数を設定するためのコンデンサＣ１を定電圧ＶｃとコンパレータＣＰ１の非入力端子との間に介挿する第１の介挿状態と、接地とコンパレータＣＰ１の非入力端子との間に介挿する第２の介挿状態とにおいて、同一周波数を有する三角波信号を生成する三角波生成回路を備えている。また、コンデンサＣ１が第１の介挿状態又は第２の介挿状態のいずれかにより介挿可能にパターンＰ１〜Ｐ３が形成されている。【選択図】  図２
2007335930.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
生成した三角波信号に基づいて負荷を制御する負荷制御装置において、
前記三角波信号の周波数を設定するためのコンデンサを電源と比較手段の入力端との間に介挿する第１の介挿状態と、接地と前記比較手段の前記入力端との間に介挿する第２の介挿状態とにおいて、同一周波数を有する前記三角波信号を生成する三角波生成回路を備え、
前記コンデンサが前記第１の介挿状態又は前記第２の介挿状態のいずれかにより介挿可能に構成されていることを特徴とする負荷制御装置。
【請求項２】
前記三角波信号に基づいてパルス幅変調波信号を生成するパルス幅変調波生成回路を備え、前記パルス幅変調波信号に基づいて負荷を制御することを特徴とする請求項１に記載の負荷制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば、自動車のランプ等の負荷を制御する負荷制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の負荷制御装置には、三角波生成手段と、設定電圧生成手段と、比較手段と、駆動制御手段とを備えたものがある。固定入力に対応した一定レベルであって、負荷の駆動を命令する駆動命令信号が供給された場合、三角波生成手段は、三角波を生成する。設定電圧生成手段は、三角波の最大電圧と最小電圧との間に設定された第２設定電圧を保持して生成する。比較手段は、三角波と第２設定電圧とを比較する。これにより、駆動制御手段は、比較手段の比較結果に基づいて、一定の周波数及びデューティでレベルが変化する駆動制御信号を生成する。
【０００３】
一方、固定入力に対応した一定レベルであって、負荷の駆動の停止を命令する駆動命令信号が供給された場合、三角波生成手段は、三角波を生成する。設定電圧生成手段は、第２設定電圧より低い第３設定電圧を保持して生成する。比較手段は、三角波と第３設定電圧とを比較する。これにより、駆動制御手段は、比較手段の比較結果に基づいて、一定の周波数及びデューティでレベルが変化する駆動制御信号を生成する。
【０００４】
また、パルス入力に対応した所定の周波数及びデューティでレベルが変化する駆動命令信号が供給された場合、三角波生成手段は、第２設定電圧と第３設定電圧との間に設定された第１設定電圧を生成する。設定電圧生成手段は、駆動命令信号の周波数及びデューティに対応して第２設定電圧と第３設定電圧とを切り替えて生成する。比較手段は、第１設定電圧と第２設定電圧又は第３設定電圧とを比較する。これにより、駆動制御手段は、駆動命令信号と同じ周波数及びデューティでレベルが変化する駆動制御信号を生成する（例えば、特許文献１参照。）。
【０００５】
【特許文献１】特開２００１−１４８２９４号公報（請求項１，［００１９］〜［００５３］、図１〜図３）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
上記した従来の負荷制御装置は、例えば、二輪車や四輪車等の車両のヘッドランプを負荷としている。上記車両のヘッドランプには、ロービームランプ及びハイビームランプが１個のリフレクタに取り付けられているものや、１個のヘッドランプでロービーム用フィラメント及びハイビーム用フィラメントを有するものなどがある。ロービームは、夜間走行時、先行車又は対向車がある場合に相手方の操縦者に対しグレアが発生しないように設定されることが好ましい。一方、ハイビームは、夜間走行時、先行車又は対向車がない場合に設定されることが好ましい。
【０００７】
また、上記車両には、歩行者や対向車等に自車の存在を認識させ、交通事故を未然に防止するために、日中でもヘッドランプを強制的に点灯させる昼間点灯（ＤＲＬ：daytime Running Light)という機能を有しているものがある。このＤＲＬ機能を有している車両には、上記ロービームをＤＲＬ用として用いているものと、上記ハイビームをＤＲＬ用として用いているものとがある。
【０００８】
ところで、上記した従来の負荷制御装置は、ＩＣで構成され、上記三角波生成手段が生成する三角波の周波数を設定するために、接続端子と接地との間に外付け部品としてコンデンサが介挿されている。このコンデンサが何らかの原因によりショート故障を起こした場合、負荷駆動素子であるＦＥＴがオン状態を維持してしまう。この結果、負荷が上記ヘッドランプである場合には、デューティー比１００％で点灯したままとなる。
【０００９】
この場合、上記ロービームをＤＲＬ用として用いている車両では、ヘッドランプが点灯したままでも特に問題となることはなく、ヘッドランプの点灯状態が維持されることにより、当該車両の搭乗者、歩行者及び対向車等の安全が確保されるので、フェイルセーフ(fail safe)の観点からはむしろ好ましいといえる。これに対し、上記ハイビームをＤＲＬ用として用いている車両では、ヘッドランプの点灯状態がデューティー比１００％で維持されることにより、先行車又は対向車の操縦者に対しグレアが発生し、交通事故につながるおそれがある。
【００１０】
以上説明した不都合は、生成した三角波信号に基づいて負荷を制御する装置一般においても同様に生じ得る。
本発明は、上述した事情に鑑みてなされたものであり、上述のような課題を解決することができる負荷制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記課題を解決するために、請求項１記載の発明に係る負荷制御装置は、生成した三角波信号に基づいて負荷を制御する負荷制御装置に係り、前記三角波信号の周波数を設定するためのコンデンサを電源と比較手段の入力端との間に介挿する第１の介挿状態と、接地と前記比較手段の前記入力端との間に介挿する第２の介挿状態とにおいて、同一周波数を有する前記三角波信号を生成する三角波生成回路を備え、前記コンデンサが前記第１の介挿状態又は前記第２の介挿状態のいずれかにより介挿可能に構成されていることを特徴としている。
【００１２】
また、請求項２記載の発明は、請求項１に記載の負荷制御装置に係り、前記三角波信号に基づいてパルス幅変調波信号を生成するパルス幅変調波生成回路を備え、前記パルス幅変調波信号に基づいて負荷を制御することを特徴としている。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、コンデンサがショート故障を起こした場合の負荷制御装置の安全性を向上させることができる。また、この負荷制御装置を自動車に搭載し、自動車のヘッドランプを負荷とし、かつ、ロービームをＤＲＬ用として用いる場合には、フェールセーフを確保することができる。一方、ハイビームをＤＲＬ用として用いる場合には、安全性を高めることができる。また、この負荷制御装置を用いる車両の種類に応じて２種類のプリント基板を作製する必要がないので、その分コストダウンになる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係る負荷制御装置の構成を示すブロック図である。本実施の形態１の負荷制御装置は、三角波生成回路１と、パルス幅変調波（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）生成回路２と、オアゲート３と、駆動回路４と、負荷駆動素子５とから概略構成されている。三角波生成回路１は、外付けされる周波数設定用のコンデンサＣ１の充放電を切り換えることにより所定周波数及び所定形状の三角波信号を生成する。
【００１５】
ＰＷＭ生成回路２は、三角波生成回路１から供給される三角波信号に基づいて、ＰＷＭ信号（”Ｈ”レベル又は”Ｌ”レベル）を生成する。オアゲート３は、外部から供給される制御信号（”Ｈ”レベル又は”Ｌ”レベル）と、ＰＷＭ生成回路２から供給されるＰＷＭ信号（”Ｈ”レベル又は”Ｌ”レベル）との論理和をとった論理値（”Ｈ”レベル又は”Ｌ”レベル）を駆動回路４に供給する。駆動回路４は、オアゲート３から供給される論理値を増幅するとともに、反転して駆動電圧を負荷駆動素子５に印加する。負荷駆動素子５は、駆動回路４から駆動電圧が印加されることにより、負荷６に負荷電流を供給する。
【００１６】
図２は、図１に示す負荷制御装置のブロック図を具体的に実現した回路図である。図２において、１点鎖線で囲まれた部分が負荷制御装置を構成している。また、負荷制御装置のうち、トランジスタＱ１〜Ｑ９、抵抗Ｒ１〜Ｒ１１、コンパレータＣＰ１、ＣＰ２、オアゲート３、駆動回路４及び定電圧電源２１は、ＩＣにより構成されている。即ち、コンデンサＣ１及び、負荷駆動素子５であるＮチャンネル型のＭＯＳＦＥＴ２２は、上記ＩＣの外付け部品である。
【００１７】
この例の負荷制御装置は、負荷駆動素子５であるＮチャンネル型のＭＯＳＦＥＴ２２を負荷６であるランプ１１の下流側に設けた装置（ロー・サイド・スイッチング装置）である。また、この例の負荷制御装置は、例えば、自動車に搭載されるものであり、図１に示す負荷６として、図２では、例えば、ヘッドランプに利用されるランプ１１を示している。ランプ１１は、負荷制御装置の電源端子Ｔｂと出力端子Ｔｏとの間に接続されている。図２では、電源として、自動車に搭載されたバッテリ１２が用いられており、バッテリ電圧Ｖｂａｔが負荷制御装置の電源端子Ｔｂと接地端子Ｔｇとの間に接続されている。
【００１８】
さらに、図２では、自動車に搭載された車載電子制御装置（ＥＣＵ：Electronic Control Unit）１３から出力される制御信号（”Ｈ”レベル又は”Ｌ”レベル）（固定入力）が負荷制御装置に供給される。ＥＣＵは、自動車のエンジンの燃料噴射量や点火時期等を決定してエンジンを制御したり、オートマチック・トランスミッションやトラクションコントロールなどを制御するものである。
【００１９】
図２において、ＰＮＰ型のトランジスタＱ１〜Ｑ３、ＰＮＰ型のトランジスタＱ４〜Ｑ９、抵抗Ｒ１〜Ｒ８、コンパレータＣＰ１及びコンデンサＣ１は、図１に示す三角波生成回路１を構成している。トランジスタＱ１〜Ｑ３は、カレントミラー回路を構成している。トランジスタＱ１〜Ｑ３のエミッタ面積は、いずれも等しい。従って、トランジスタＱ１〜Ｑ３のそれぞれのコレクタに流れるコレクタ電流Ｉ１〜Ｉ３は、いずれも等しい。即ち、式（１）を満足している。
【００２０】
Ｉ１＝Ｉ２＝Ｉ３  ・・・（１）
ここで、コレクタ電流Ｉ１は、定電圧Ｖｃ、トランジスタＱ１のベース・エミッタ間電圧ＶＢＥ１及び抵抗Ｒ１を用いて、式（２）で表される。
Ｉ１＝（Ｖｃ−ＶＢＥ１）／Ｒ１  ・・・（２）
上記コレクタ電流Ｉ１〜Ｉ３は、コンデンサＣ１を充放電するための基準となる定電流である。また、上記コレクタ電流Ｉ３は、コンデンサＣ１に蓄積された電荷を放電するための電流又はコンデンサＣ１に電荷を充電するための電流となる。
【００２１】
トランジスタＱ４〜Ｑ６は、カレントミラー回路を構成している。抵抗Ｒ２は、トランジスタＱ４のベース電流を補償するために設けられている。トランジスタＱ４のエミッタ面積と、トランジスタＱ５及びＱ６の合計されたエミッタ面積との比が１：２である。また、トランジスタＱ４のコレクタに流れるコレクタ電流は、トランジスタＱ２のコレクタ電流Ｉ２に等しい。さらに、式（１）より、トランジスタＱ２のコレクタ電流Ｉ２は、トランジスタＱ１のコレクタ電流Ｉ１に等しい。
【００２２】
従って、トランジスタＱ５のコレクタに流れるコレクタ電流Ｉ５は、トランジスタＱ１〜Ｑ３のそれぞれのコレクタ電流Ｉ１〜Ｉ３の２倍である。即ち、式（３）を満足する。
Ｉ５＝２×Ｉ１＝２×Ｉ２＝２×Ｉ３  ・・・（３）
上記コレクタ電流Ｉ５は、コンデンサＣ１に電荷を充電するための電流又はコンデンサＣ１に蓄積された電荷を放電するための電流となる。
【００２３】
トランジスタＱ７は、オンすることにより、コレクタ電流Ｉ５の供給を停止させるために設けられている。トランジスタＱ８及び抵抗Ｒ３〜Ｒ５は、上記三角波信号を生成するための基準電圧Ｖｔ１を生成する。抵抗Ｒ６は、トランジスタＱ８のベースとコンパレータＣＰ１の出力端と接続されたベース抵抗である。
【００２４】
トランジスタＱ９、抵抗Ｒ７及びＲ８は、コンパレータＣＰ１の出力信号によりトランジスタＱ７をオン・オフするための回路である。三角波生成回路１は、定電圧Ｖｃに接続された、トランジスタＱ１〜Ｑ３からなるカレントミラー回路、トランジスタＱ４〜Ｑ６からなるカレントミラー回路及び抵抗Ｒ１により得られる定電流に基づいて、コンパレータＣＰ１がコンデンサＣ１の電圧ＶＣ１と基準電圧Ｖｔ１とを比較することにより、コンデンサＣ１の充放電を切り替えて三角波信号を生成する。
【００２５】
コンパレータＣＰ２、抵抗Ｒ９及びＲ１０は、図１に示すＰＷＭ生成回路２を構成している。抵抗Ｒ９及びＲ１０は、上記ＰＷＭ信号を生成するための基準電圧Ｖｋを生成する。基準電圧Ｖｋは、式（４）で表される。
Ｖｋ＝Ｖｃ×Ｒ１０／（Ｒ９＋Ｒ１０）  ・・・（４）
ＰＷＭ生成回路２は、コンパレータＣＰ２が三角波生成回路１から供給される三角波信号と、基準電圧Ｖｋとを比較することにより、ＰＷＭ信号を生成する。
【００２６】
抵抗Ｒ１１は、電源Ｖｃと入力端子Ｔｉとの間に介挿され、ＥＣＵ１３から供給された制御信号の電位を安定に保持するプルアップ抵抗としての機能を有している。定電圧電源２１は、バッテリ１２から供給されたバッテリ電圧Ｖｂａｔから定電圧Ｖｃを生成して負荷制御装置の各部に供給する。ＭＯＳＦＥＴ２２は、ゲートが駆動回路４の出力端子に接続され、ドレインが負荷制御装置の出力端子Ｔｏに接続され、ソースが接地されている。
【００２７】
次に、上記構成の負荷制御装置の動作について説明する。まず、前提として、上記構成の負荷制御装置は、内部のチップ上にトランジスタＱ１〜Ｑ９、抵抗Ｒ１〜Ｒ１１、コンパレータＣＰ１、ＣＰ２、オアゲート３、駆動回路４及び定電圧電源２１が形成されたＩＣと、コンデンサＣ１と、ＭＯＳＦＥＴ２２とが１枚のプリント基板上に搭載されている。
【００２８】
このプリント基板上には、例えば、図３に示すように、上記ＩＣの外付け部品であるコンデンサＣ１を搭載するためのパターンＰ１〜Ｐ３が形成されており、各パターンＰ１〜Ｐ３の端部にはそれぞれランドＬ１〜Ｌ３が形成されている。パターンＰ１は、図２に示す定電圧電源２１の出力端子に接続される電源ラインに接続されている。パターンＰ２は、図２に示すコンパレータＣＰ１の非反転入力端子に接続されている。パターンＰ３は、図２に示す接地ラインに接続されている。
【００２９】
（１）この負荷制御装置が搭載される自動車が上記ロービームをＤＲＬ用として用いている場合
この場合には、図３に示すように、コンデンサＣ１の一方の端子をパターンＰ１の端部に形成されたランドＬ１の略中央に穿設された貫通孔に挿入するとともに、コンデンサＣ１の他方の端子をパターンＰ２の端部に形成されたランドＬ２の略中央に穿設された貫通孔に挿入する。次に、例えば、ランドＬ１及びＬ２上に予め塗布されたクリーム半田を溶融することにより、コンデンサＣ１の一方の端子とランドＬ１とを電気的に接続するとともに、コンデンサＣ１の他方の端子をランドＬ２とを電気的に接続する。
【００３０】
次に、上記構成の負荷制御装置の動作について、図４に示すタイミングチャートを参照して説明する。まず、図４（ｄ）に示すように、ＥＣＵ１３から供給される制御信号が”Ｈ”レベルの場合には、オアゲート３の出力信号は、常に”Ｈ”レベルである。従って、駆動回路４は、オアゲート３から供給される”Ｈ”レベルの論理値を増幅するとともに、反転して”Ｌ”レベルの駆動電圧をＭＯＳＦＥＴ２２に印加する。駆動回路４から”Ｌ”レベルの駆動電圧が印加されている間は、ＭＯＳＦＥＴ２２は、ゲート電圧が”Ｌ”レベルであるので、オフしている。この場合、ＭＯＳＦＥＴ２２のソース電圧は、ほぼバッテリ電圧Ｖｂａｔに等しいので、図４（ｅ）に示すように、負荷６、今の場合、ランプ１１に負荷電流が流れない。
【００３１】
一方、図４（ｄ）に示すように、ＥＣＵ１３から供給される制御信号が”Ｌ”レベルの場合には、ＰＷＭ生成回路２を構成するコンパレータＣＰ２の出力信号がそのままオアゲート３の出力信号となる。
ある時刻に、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１が基準電圧Ｖｔ１より低い場合には、コンパレータＣＰ１の出力信号は”Ｌ”レベルとなり、トランジスタＱ８及びＱ９はいずれもオフする。トランジスタＱ８がオフした状態では、基準電圧Ｖｔ１は、図４（ａ）に示すように、三角波信号の上限電圧Ｖｂとなる。上限電圧Ｖｂは、式（５）で表される。
Ｖｂ＝Ｖｃ×Ｒ４／（Ｒ３＋Ｒ４）  ・・・（５）
【００３２】
一方、トランジスタＱ９がオフすると、抵抗Ｒ８からトランジスタＱ７のベースに電流が流れ込むので、トランジスタＱ７がオンする。トランジスタＱ７がオンすると、コレクタ電流Ｉ５の供給が停止される。その結果、コレクタ電流Ｉ３が流れることにより、コンデンサＣ１に蓄積された電荷が放電され、コンデンサＣ１の端子間電圧は小さくなっていく。従って、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１は、上昇していく。
【００３３】
コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１が上限電圧Ｖｂをわずかでも超えると、コンパレータＣＰ１の出力信号は”Ｈ”レベルとなり、トランジスタＱ８及びＱ９はいずれもオンする。トランジスタＱ８がオンした状態では、基準電圧Ｖｔ１は、トランジスタＱ８の飽和電圧を無視すると、抵抗Ｒ４及びＲ５の合成抵抗値と抵抗Ｒ３の抵抗値との抵抗分割となり、図４（ａ）に示すように、三角波信号の下限電圧Ｖａとなる。下限電圧Ｖａは式（６）で表される。
Ｖａ＝Ｖｃ×（Ｒ４×Ｒ５）／（Ｒ３×Ｒ４＋Ｒ３×Ｒ５＋Ｒ４×Ｒ５）  ・・・（６）
【００３４】
一方、トランジスタＱ９がオンすると、抵抗Ｒ８からトランジスタＱ７のベースに電流が流れなくなるので、トランジスタＱ７がオフする。トランジスタＱ７がオフすると、コレクタ電流Ｉ５の供給が開始される。上記したように、コレクタ電流Ｉ５は、コレクタ電流Ｉ３の２倍であるので、コレクタ電流Ｉ５からコレクタ電流Ｉ３を減算すると、コレクタ電流Ｉ３が流れることになり、コンデンサＣ１には、電荷が充電される。コンデンサＣ１が充電されると、コンデンサＣ１の端子間電圧が大きくなっていく。従って、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１は、下降していく。コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１が下限電圧Ｖａをわずかでも下回ると、コンパレータＣＰ１の出力信号は、”Ｌ”レベルに反転する。以上説明した動作が繰り返されることにより、図４（ｂ）に示す三角波信号が生成される。
【００３５】
三角波信号の周期Ｔは、式（７）で表される。
Ｔ＝２×（Ｖｂ−Ｖａ）×Ｃ１／Ｉ１
＝［２×Ｖｃ×｛（Ｒ４／（Ｒ３＋Ｒ４）−（Ｒ４×Ｒ５）／（Ｒ３×Ｒ４＋Ｒ３×Ｒ５＋Ｒ４×Ｒ５）｝×Ｃ１］／｛（Ｖｃ−ＶＢＥ１）／Ｒ１｝  ・・・（７）
【００３６】
三角波生成回路１から供給される三角波信号、即ち、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１が基準電圧Ｖｋを上回ると、ＰＷＭ生成回路２を構成するコンパレータＣＰ２の出力信号は”Ｌ”レベルとなる。一方、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１が基準電圧Ｖｋを下回ると、コンパレータＣＰ２の出力信号は”Ｈ”レベルとなる。以上説明した動作が繰り返されることにより、図４（ｃ）に示すＰＷＭ信号が生成される。
【００３７】
コンパレータＣＰ２の出力信号、即ち、ＰＷＭ信号は、オアゲート３を経て駆動回路４に供給される。駆動回路４は、オアゲート３から供給されるＰＷＭ信号の論理値を増幅するとともに、反転して駆動電圧をＭＯＳＦＥＴ２２に印加する。駆動回路４からの駆動電圧が”Ｈ”レベルの場合には、ＭＯＳＦＥＴ２２は、ゲート電圧が”Ｈ”レベルであるので、オンする。これにより、ＭＯＳＦＥＴ２２のソース電圧は、ほぼ接地電圧に等しいので、図４（ｅ）に示すように、負荷６、今の場合、ランプ１１に負荷電流が流れる。
【００３８】
一方、駆動回路４からの駆動電圧が”Ｌ”レベルの場合には、ＭＯＳＦＥＴ２２は、オフする。これにより、ＭＯＳＦＥＴ２２のソース電圧は、ほぼバッテリ電圧Ｖｂａｔに等しくなるまで上昇するので、図４（ｅ）に示すように、負荷６、今の場合、ランプ１１に負荷電流が流れなくなる。
以上説明した動作が繰り返されることにより、ランプ１１は、供給された駆動電圧に基づいて点滅点灯するように駆動される。
【００３９】
このような通常動作状態において、例えば、コンデンサＣ１が何らかの原因によりショート故障を起こした場合、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１は定電圧Ｖｃとなる。定電圧Ｖｃは、式（４）から分かるように、基準電圧Ｖｋより大きいので、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１は、基準電圧Ｖｋより大きい。従って、コンパレータＣＰ３の出力信号、即ち、ＰＷＭ信号は、”Ｌ”レベルに固定される。
【００４０】
”Ｌ”レベルに固定されたＰＷＭ信号は、オアゲート３を経て駆動回路４に供給される。駆動回路４は、オアゲート３から供給されるＰＷＭ信号の論理値を増幅するとともに、反転して”Ｈ”レベルの駆動電圧をＭＯＳＦＥＴ２２に印加し続ける。駆動回路４からの駆動電圧が”Ｈ”レベルのままであるので、ＭＯＳＦＥＴ２２は、オンしたままとなり、ランプ１１に負荷電流を流し続ける。即ち、ランプ１１は、デューティー比１００％で点灯したままとなる。
【００４１】
今の場合、上記ロービームをＤＲＬ用として用いているので、ランプ１１が点灯したままでも特に問題となることはなく、ランプ１１の点灯状態が維持されることにより、当該車両の搭乗者、歩行者及び対向車等の安全が確保されるので、フェイルセーフの観点からはむしろ好ましい。
【００４２】
（２）この負荷制御装置が搭載される自動車が上記ハイビームをＤＲＬ用として用いている場合
この場合には、コンデンサＣ１の一方の端子をパターンＰ２の端部に形成されたランドＬ２の略中央に穿設された貫通孔に挿入するとともに、コンデンサＣ１の他方の端子をパターンＰ３の端部に形成されたランドＬ３の略中央に穿設された貫通孔に挿入する。次に、例えば、ランドＬ２及びＬ３上に予め塗布されたクリーム半田を溶融することにより、コンデンサＣ１の一方の端子とランドＬ２とを電気的に接続するとともに、コンデンサＣ１の他方の端子をランドＬ３とを電気的に接続する。
【００４３】
次に、上記構成の負荷制御装置の動作について説明する。まず、ＥＣＵ１３から供給される制御信号が”Ｈ”レベルの場合には、オアゲート３の出力信号は、常に”Ｈ”レベルである。従って、駆動回路４は、オアゲート３から供給される”Ｈ”レベルの論理値を増幅するとともに、反転して”Ｌ”レベルの駆動電圧をＭＯＳＦＥＴ２２に印加する。駆動回路４から”Ｌ”レベルの駆動電圧が印加されている間は、ＭＯＳＦＥＴ２２は、オフしている。この場合、ＭＯＳＦＥＴ２２のソース電圧は、ほぼバッテリ電圧Ｖｂａｔに等しいので、負荷６、今の場合、ランプ１１に負荷電流が流れない。
【００４４】
一方、ＥＣＵ１３から供給される制御信号が”Ｌ”レベルの場合には、ＰＷＭ生成回路２を構成するコンパレータＣＰ２の出力信号がそのままオアゲート３の出力信号となる。
ある時刻に、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１が基準電圧Ｖｔ１より低い場合には、コンパレータＣＰ１の出力信号は”Ｌ”レベルとなり、トランジスタＱ８及びＱ９はいずれもオフする。トランジスタＱ８がオフした状態では、基準電圧Ｖｔ１は、三角波信号の上限電圧Ｖｂとなる。
【００４５】
一方、トランジスタＱ９がオフすると、抵抗Ｒ８からトランジスタＱ７のベースに電流が流れ込むので、トランジスタＱ７がオンする。トランジスタＱ７がオンすると、コレクタ電流Ｉ５の供給が停止される。その結果、コレクタ電流Ｉ３が流れることにより、コンデンサＣ１に電荷が充電され、コンデンサＣ１の端子間電圧は大きくなっていく。従って、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１は、上昇していく。
【００４６】
コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１が上限電圧Ｖｂをわずかでも超えると、コンパレータＣＰ１の出力信号は”Ｈ”レベルとなり、トランジスタＱ８及びＱ９はいずれもオンする。トランジスタＱ８がオンした状態では、基準電圧Ｖｔ１は、三角波信号の下限電圧Ｖａとなる。
【００４７】
一方、トランジスタＱ９がオンすると、抵抗Ｒ８からトランジスタＱ７のベースに電流が流れなくなるので、トランジスタＱ７がオフする。トランジスタＱ７がオフすると、コレクタ電流Ｉ５の供給が開始される。上記したように、コレクタ電流Ｉ５は、コレクタ電流Ｉ３の２倍であるので、コレクタ電流Ｉ５からコレクタ電流Ｉ３を減算すると、コレクタ電流Ｉ３が流れることになり、コンデンサＣ１に蓄積された電荷が放電される。
【００４８】
コンデンサＣ１に蓄積された電荷が放電されると、コンデンサＣ１の端子間電圧が小さくなっていく。従って、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１は、下降していく。コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１が下限電圧Ｖａをわずかでも下回ると、コンパレータＣＰ１の出力信号は、”Ｌ”レベルに反転する。以上説明した動作が繰り返されることにより、三角波信号が生成される。三角波信号の周期Ｔは、上記した式（７）で表される。
【００４９】
三角波生成回路１から供給される三角波信号、即ち、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１が基準電圧Ｖｋを上回ると、ＰＷＭ生成回路２を構成するコンパレータＣＰ２の出力信号は”Ｌ”レベルとなる。一方、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１が基準電圧Ｖｋを下回ると、コンパレータＣＰ２の出力信号は”Ｈ”レベルとなる。以上説明した動作が繰り返されることにより、ＰＷＭ信号が生成される。
【００５０】
コンパレータＣＰ２の出力信号、即ち、ＰＷＭ信号は、オアゲート３を経て駆動回路４に供給される。駆動回路４は、オアゲート３から供給されるＰＷＭ信号の論理値を増幅するとともに、反転して駆動電圧をＭＯＳＦＥＴ２２に印加する。駆動回路４からの駆動電圧が”Ｈ”レベルの場合には、ＭＯＳＦＥＴ２２は、オンする。これにより、ＭＯＳＦＥＴ２２のソース電圧は、ほぼ接地電圧に等しいので、ランプ１１に負荷電流が流れる。
【００５１】
一方、駆動回路４からの駆動電圧が”Ｌ”レベルの場合には、ＭＯＳＦＥＴ２２は、オフする。これにより、ＭＯＳＦＥＴ２２のソース電圧は、ほぼバッテリ電圧Ｖｂａｔに等しくなるまで上昇するので、ランプ１１に負荷電流が流れなくなる。
以上説明した動作が繰り返されることにより、ランプ１１は、供給された駆動電圧に基づいて点滅点灯するように駆動される。
【００５２】
このような通常動作状態において、例えば、コンデンサＣ１が何らかの原因によりショート故障を起こした場合、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１は０Ｖとなる。コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１は、０Ｖであるので、上記した式（４）に示す基準電圧Ｖｋより小さい。従って、コンパレータＣＰ３の出力信号、即ち、ＰＷＭ信号は、”Ｈ”レベルに固定される。
【００５３】
”Ｈ”レベルに固定されたＰＷＭ信号は、オアゲート３を経て駆動回路４に供給される。駆動回路４は、オアゲート３から供給されるＰＷＭ信号の論理値を増幅するとともに、反転して”Ｌ”レベルの駆動電圧をＭＯＳＦＥＴ２２に印加し続ける。駆動回路４からの駆動電圧が”Ｌ”レベルのままであるので、ＭＯＳＦＥＴ２２は、オフしたままとなり、ランプ１１に負荷電流を流さない状態を保持する。即ち、ランプ１１は、消灯したままとなる。
【００５４】
今の場合、上記ハイビームをＤＲＬ用として用いているので、ランプ１１が消灯したままである。従って、先行車又は対向車の操縦者に対しグレアが発生することはなく、交通事故を未然に防止することができる。
【００５５】
このように、本発明の実施の形態１によれば、三角波生成回路１について、周波数設定用コンデンサＣ１を定電圧ＶｃとコンパレータＣＰ１の非反転入力端子との間に介挿する第１の介挿状態と、接地とコンパレータＣＰ１の非反転入力端子との間に介挿する第２の介挿状態とにおいて、同一周波数及び同一形状の三角波信号を生成するように構成している。
【００５６】
また、本発明の実施の形態１によれば、負荷制御装置が搭載されるプリント基板上に、上記コンデンサＣ１と第１又は第２の介挿形態に応じて、例えば、図３に示すように、コンデンサＣ１を搭載するためのパターンＰ１〜Ｐ３を形成している。そして、この負荷制御装置が搭載される自動車が上記ロービームをＤＲＬ用として用いている場合には、コンデンサＣ１の２つの端子をパターンＰ１のランドＬ１とパターンＰ２のランドＬ２とに電気的に接続し、この負荷制御装置が搭載される自動車が上記ハイビームをＤＲＬ用として用いている場合には、コンデンサＣ１の２つの端子をパターンＰ２のランドＬ２とパターンＰ３のランドＬ３とに電気的に接続している。
【００５７】
従って、コンデンサＣ１がショート故障を起こした場合の負荷制御装置の安全性を向上させることができる。ロービームをＤＲＬ用として用いる車両ではフェールセーフを確保することができるとともに、ハイビームをＤＲＬ用として用いる車両では安全性を高めることができる。また、この負荷制御装置を用いる車両の種類に応じて２種類のプリント基板を作製する必要がないので、その分コストダウンになる。
【００５８】
実施の形態２．
上述した実施の形態１では、コンパレータＣＰ２がヒステリシスを有していない例を示したが、これに限定されず、コンパレータＣＰ２がヒステリシスを有していても良い。図５は、コンパレータＣＰ２にヒステリシス回路３１を付加した場合のコンパレータＣＰ２及びその周辺回路の構成の一例を示す回路図である。
【００５９】
ヒステリシス回路３１は、インバータＩＮＶと、ＰＮＰ型のトランジスタＱ２１と、抵抗Ｒ２１及びＲ２２とから構成されている。インバータＩＮＶは、コンパレータＣＰ２の出力信号、即ち、ＰＷＭ信号を反転する。抵抗Ｒ２２は、トランジスタＱ２１のベースとインバータＩＮＶの出力端との間に接続されたベース抵抗である。ＰＮＰ型のトランジスタＱ２１は、抵抗Ｒ２２を介して供給されるインバータＩＮＶの”Ｈ”レベルの出力信号によりオンすることにより、基準電圧Ｖｋを変更する。なお、負荷制御装置の構成のうち、上記コンパレータＣＰ２及びその周辺回路以外の部分の構成については、上述した実施の形態１では図２の構成をそのまま適用することができる。
【００６０】
次に、上記構成の負荷制御装置のうち、コンパレータＣＰ２及びその周辺回路の動作について、図６に示すタイミングチャートを参照して説明する。
ある時刻に、三角波生成回路１から供給される三角波信号が基準電圧Ｖｋより高い場合には、ＰＷＭ生成回路２を構成するコンパレータＣＰ２の出力信号は”Ｌ”レベルとなる。これにより、インバータＩＮＶの出力信号は”Ｈ”レベルとなり、トランジスタＱ２１はオンする。
【００６１】
トランジスタＱ２１がオンした状態では、基準電圧Ｖｋは、トランジスタＱ２１の飽和電圧を無視すると、抵抗Ｒ１１及びＲ２１の合成抵抗値と抵抗Ｒ１０の抵抗値との抵抗分割となり、図６（ｂ）に示すように、第２基準電圧Ｖｋ２となる。第２基準電圧Ｖｋ２は式（８）で表される。
Ｖｋ２＝Ｖｃ×｛（Ｒ１１×Ｒ２１）／（Ｒ１１＋Ｒ２１）｝／｛Ｒ１０＋（Ｒ１１×Ｒ２１）／（Ｒ１１＋Ｒ２１）｝  ・・・（８）
【００６２】
次に、上記三角波信号が第２基準電圧Ｖｋ２を下回ると、コンパレータＣＰ２の出力信号は”Ｈ”レベルとなる。これにより、インバータＩＮＶの出力信号は”Ｌ”レベルとなり、トランジスタＱ２１はオフする。トランジスタＱ２１がオフした状態では、基準電圧Ｖｋは、図６（ｂ）に示すように、上記した式（４）で表される値に変化する。即ち、コンパレータＣＰ２がヒステリシスを有している。以上説明した動作が繰り返されることにより、図６（ｃ）に示すように、上述した各実施の形態と比較して、幅が広いＰＷＭ信号が生成される。このように、本発明の実施の形態２によれば、コンパレータＣＰ２がヒステリシスを有しているので、上述した各実施の形態と比較して、ノイズに対する耐性を高めることができる。
【００６３】
実施の形態３．
上述した各実施の形態では、本発明を負荷駆動素子５であるＮチャンネル型のＭＯＳＦＥＴ２２を負荷６であるランプ１１の下流側に設けた装置（ロー・サイド・スイッチング装置）に適用する例を示したが、これに限定されない。例えば、本発明は、負荷駆動素子５であるＮチャンネル型のＭＯＳＦＥＴ２２を負荷６であるランプ１１の上流側に設けた装置（ハイ・サイド・スイッチング装置）に適用しても良い。この場合、負荷駆動素子５として、Ｎチャンネル型のＭＯＳＦＥＴ２２に換えて、Ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴを用いても良い。
【００６４】
実施の形態４．
上述した各実施の形態では、負荷駆動素子５としてＮチャンネル型のＭＯＳＦＥＴ２２又はＰチャネル型のＭＯＳＦＥＴを用いる例を示したが、これに限定されない。負荷駆動素子５としては、例えば、バイポーラトランジスタ、サイリスタ、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、ＳＩＴ（Static Induction Transistor）等のどのようなスイッチング素子を用いても良い。
【００６５】
以上、本発明の実施の形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこれらの実施の形態に限られるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計の変更等があっても本発明に含まれる。
また、上述した各実施の形態では、定電圧電源２１を設ける例を示したが、これに限定されず、定電圧源２１を設けなくても良い。この場合、トランジスタＱ１〜Ｑ３の各エミッタ、抵抗Ｒ３、Ｒ８、Ｒ９、Ｒ１１の各一端は、直接電源端子Ｔｂに接続される。また、コンデンサＣ１の一方の端子が接続されることになるパターンＰ１も、直接電源端子Ｔｂに接続される。
【００６６】
また、上述した各実施の形態では、プリント基板に図３に示すパターンＰ１〜Ｐ３を形成する例を示したが、これに限定されない。例えば、以下に示すように構成しても良い。即ち、コンデンサＣ１の一方の端子はコンパレータＣＰ１の非反転入力端子に接続されるパターンのランドに電気的に接続しておくとともに、図３に示すパターンＰ２を極短く形成し、図３には図示しない一方のランドにコンデンサＣ１の他方の端子を電気的に接続しておく。そして、この負荷制御装置が搭載される自動車がロービームをＤＲＬ用として用いている場合には、図３に示すランドＬ１とＬ２との間にジャンパーピンを電気的に接続する。一方、この負荷制御装置が搭載される自動車がハイビームをＤＲＬ用として用いている場合には、図３に示すランドＬ２とＬ３との間にジャンパーピンを電気的に接続する。
【００６７】
また、上述した各実施の形態では、本発明に係る負荷制御装置を車両に搭載し、負荷６がヘッドランプに利用されるランプ１１である例を示したが、これに限定されない。本発明は、例えば、生成した三角波信号に基づいて負荷を制御する装置一般に適用することができる。
また、上述の各実施の形態は、その目的及び構成等に特に矛盾や問題がない限り、互いの技術を流用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００６８】
【図１】本発明の実施の形態１に係る負荷制御装置の構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示す負荷制御装置の構成を具体的に実現した回路図である。
【図３】図１に示す負荷制御装置が搭載されるプリント基板上に形成されたパターンＰ１〜Ｐ３及びランドＬ１〜Ｌ３の構成の一例及びコンデンサＣ１の搭載状態の一例を示す図である。
【図４】図１に示す負荷制御装置の動作の一例を説明するためのタイミングチャートである。
【図５】本発明の実施の形態２に係る負荷制御装置のコンパレータＣＰ２及びその周辺回路の構成の一例を示す回路図である。
【図６】図５に示すコンパレータＣＰ２及びその周辺回路の動作の一例を説明するためのタイミングチャートである。
【符号の説明】
【００６９】
１  三角波生成回路
２  ＰＷＭ生成回路（パルス幅変調波生成回路）
３  オアゲート
４  駆動回路
５  負荷駆動素子
６  負荷
１１  ランプ
１２  バッテリ
１３  ＥＣＵ
２１  定電圧電源
２２  ＭＯＳＦＥＴ
３１  ヒステリシス回路
Ｃ１  コンデンサ
ＣＰ１  コンパレータ（比較手段）
ＣＰ２  コンパレータ
Ｉ１〜Ｉ３，Ｉ５  電流
ＩＮＶ  インバータ
Ｑ１〜Ｑ９，Ｑ２１  トランジスタ
Ｒ１〜Ｒ１１，Ｒ２１，Ｒ２２  抵抗
Ｔｂ  電源端子
Ｔｇ  接地端子
Ｔｉ  入力端子
Ｔｏ  出力端子
Ｖａ  下限電圧
Ｖｂ  上限電圧
Ｖｂａｔ  バッテリ電圧
Ｖｃ  定電圧
ＶＣ１  コンデンサＣ１の電圧
Ｖｔ１，Ｖｋ  基準電圧
Ｖｋ２  第２基準電圧
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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