(57)【要約】【課題】パルス幅変調（ＰＷＭ）制御方式および矩形波電圧制御方式を切換可能な制御構造のモータ駆動システムにおいて、制御方式切換時の出力トルク制御性を確保する。【解決手段】矩形波電圧制御時には、トルク推定値Ｔｒｑのトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに対する偏差に応じて矩形波電圧の電圧位相φｖを調整するトルクフィードバックが実行される。トルク推定部４２０は、ＰＷＭ制御方式時と同様に電流センサ２４および回転角センサ２５の検出値より求められるモータ電流Ｉｄ，Ｉｑを用いて、トルク推定値Ｔｒｑを算出する。すなわち、矩形波電圧制御方式およびＰＷＭ制御方式の間で、モータ制御に用いる交流モータＭ１の状態量（センサ検出量）を同一とする。【選択図】図６
2007159368.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流モータを駆動するためのインバータを備えたモータ駆動システムの制御装置であって、
前記交流モータのモータ電流を検出するための電流検出器と、
前記交流モータの回転位置を検出するための位置検出器と、
前記交流モータの運転状態に応じて、前記インバータにおける電圧変換の制御方式を選択的に設定する制御方式選択手段と、
前記制御方式選択手段が前記交流モータに矩形波電圧を印加する第１の制御方式を選択した場合に、トルク指令値に対するトルク偏差に応じて前記矩形波電圧の位相を調整するフィードバック制御によってトルク制御を行なう第１のモータ制御手段と、
前記制御方式選択手段がパルス幅変調方式に従って前記交流モータへの印加電圧を制御する第２の制御方式を選択した場合に、トルク指令値に対応する電流指令値に対する前記モータ電流のフィードバック制御によってトルク制御を行なう第２のモータ制御手段とを備え、
前記第２のモータ制御手段は、前記電流検出器および前記位置検出器の出力に基づいて、前記モータ電流のフィードバック制御を実行し、
前記第１のモータ制御手段は、
前記電流検出器および前記位置検出器の出力に基づいて前記交流モータの出力トルクを推定する第１のトルク推定手段と、
前記第１のトルク推定手段による推定トルクと前記トルク指令値との偏差に応じて、前記矩形波電圧の位相を決定する電圧位相制御手段と、
前記電圧位相制御手段によって決定された位相に従った矩形波電圧が前記交流モータへ印加されるように、前記インバータでの電圧変換を制御する第１の電圧制御手段とを含む、モータ駆動システムの制御装置。
【請求項２】
前記電流検出器は、前記交流モータの各相電流を検知可能に配置され、
前記第１のトルク推定手段は、前記電流検出器および前記位置検出器の出力から求められる前記交流モータのｄ軸電流およびｑ軸電流に応じて、前記交流モータの出力トルクを推定する、請求項１記載のモータ駆動システムの制御装置。
【請求項３】
前記第１のトルク推定手段は、前記ｄ軸電流および前記ｑ軸電流と、前記交流モータのモータ定数とによって前記交流モータの出力トルクを推定し、
前記制御装置は、
前記ｄ軸電流および前記ｑ軸電流に応じて前記モータ定数を補正する定数補正手段をさらに備える、請求項２記載のモータ駆動システムの制御装置。
【請求項４】
前記第２のモータ制御手段は、
前記電流検出器および前記位置検出器の出力に基づき、前記第１のトルク推定手段と同様の方式に従って前記交流モータの出力トルクを推定する第２のトルク推定手段と、
前記トルク指令値と前記第２のトルク推定手段による推定トルクとの偏差に応じて、前記トルク指令値を修正するトルク指令値修正手段と、
前記トルク指令値修正手段によって修正されたトルク指令値に従って前記電流指令値を生成する電流指令生成手段と、
前記電流指令生成手段による前記電流指令値と、前記電流検出器での検出値に基づく前記モータ電流との偏差に応じて前記交流モータへの印加電圧が制御されるように、前記インバータでの電圧変換を制御する第２の電圧制御手段とを含む、請求項１記載のモータ駆動システムの制御装置。
【請求項５】
前記第２の制御方式は、前記変調率が０〜０．６１の範囲となる正弦波パルス幅変調方式と、前記変調率が０．６１〜０．７８の範囲となるように基本波成分が歪まされた過変調パルス幅変調方式とを含む、請求項１記載のモータ駆動システムの制御装置。
【請求項６】
交流モータを駆動するためのインバータを備えたモータ駆動システムの制御装置であって、
前記交流モータの運転状態に応じて、前記インバータの制御方式を複数の制御方式のうちから選択的に設定する制御方式選択手段と、
前記複数の制御方式にそれぞれ対応して設けられ、かつ、前記制御方式選択手段による設定に従って選択的に前記交流モータの出力トルクを制御する複数のモータ制御手段とを備え、
各前記モータ制御手段において、前記出力トルクの制御には推定された出力トルクが用いられ、かつ、出力トルク推定は前記複数の制御方式の間で共通の手法に従って実行される、モータ駆動システムの制御装置。
【請求項７】
前記交流モータは、永久磁石を回転子に装着した永久磁石モータである、請求項４または６記載のモータ駆動システムの制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、モータ駆動システムの制御装置に関し、より特定的には、直流電圧をインバータにより交流電圧に変換して交流モータを駆動制御するモータ駆動システムの制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
直流電圧をインバータにより交流電圧に変換して３相交流モータを駆動制御するモータ駆動システムが一般的に用いられている。このようなモータ駆動システムで、交流モータの出力トルクを目標トルク（トルク指令値）に従って精度よく制御するために、種々の制御方式が提案されている。
【０００３】
たとえば、特開２００５−１２４３５９号公報（特許文献１）には、トルク電流指令（ｄ軸電流Ｉｄの指令値）と電流フィードバック信号とによりトルク電圧指令を生成する同期電動機の電流制御において、実速度と推定速度の誤差を補正する補正項を有するオブザーバを用いて推定した電流信号を電流フィードバックに用いる方式が提案されている。特開２００５−１２４３５９号公報（特許文献１）では、上記のような電流フィードバックに従って同期電動機（交流モータ）の各相への印加電圧がパルス幅変調（ＰＷＭ）制御に従ったインバータのスイッチング動作により発生される。モータを高効率に駆動するためには、このようなベクトル制御に基づくＰＷＭ制御を行なうことが一般的である。
【０００４】
これに対して、特開平１１−２９９２９７号公報（特許文献２）にも開示されるように、ＰＷＭ制御では線間基本波電圧の確保に限界があるため、ＰＷＭデューティを最大値に固定した矩形波電圧をモータに印加して、当該矩形波電圧の位相制御によって出力トルクを制御する方式（矩形波電圧制御方式）と、通常のＰＷＭ制御方式とを状況に応じて切換えて適用する構成が提案されている。
【特許文献１】特開２００５−１２４３５９号公報
【特許文献２】特開平１１−２９９２９７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
特開２００５−１２４３５９号公報（特許文献１）に開示されたモータ制御方式では、正確な電流推定および誘起有機電圧補償のため、制御性能を向上することができるものの、モータ制御方式としてはＰＷＭ制御方式に固定されているため、モータの種々の運転状態に対応して高出力を得るという点では限界がある。
【０００６】
この点を解消するために、特開平１１−２９９２９７号公報（特許文献２）では、ＰＷＭ制御方式と矩形波電圧制御方式との間でモータの制御方式を切換える構成としている。しかしながら、このような構成では当該制御方式の切換点において出力トルクに変動が生じないように配慮する必要があるところ、特許文献２はこのような課題について何ら言及していない。
【０００７】
この発明は、このような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御方式および矩形波電圧制御方式を切換可能な制御構造のモータ駆動システムにおいて、制御方式切換時の出力トルク制御性を確保することである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
この発明によるモータ駆動システムの制御装置は、交流モータを駆動するためのインバータを備えたモータ駆動システムの制御装置であって、電流検出器と、位置検出器と、制御方式選択手段と、第１のモータ制御手段と、第２のモータ制御手段とを備える。電流検出器は、交流モータのモータ電流を検出する。位置検出器は、交流モータの回転位置を検出する。制御方式選択手段は、交流モータの運転状態に応じて、インバータにおける電圧変換の制御方式を選択的に設定する。第１のモータ制御手段は、制御方式選択手段が交流モータに矩形波電圧を印加する第１の制御方式を選択した場合に、トルク指令値に対するトルク偏差に応じて矩形波電圧の位相を調整するフィードバック制御によってトルク制御を行なう。第２のモータ制御手段は、制御方式選択手段がパルス幅変調方式に従って交流モータへの印加電圧を制御する第２の制御方式を選択した場合に、トルク指令値に対応する電流指令値に対するモータ電流のフィードバック制御によってトルク制御を行なう。さらに、第２のモータ制御手段は、電流検出器および位置検出器の出力に基づいて、モータ電流のフィードバック制御を実行し、第１のモータ制御手段は、第１のトルク推定手段と、電圧位相制御手段と、第１の電圧制御手段とを含む。第１のトルク推定手段は、電流検出器および位置検出器の出力に基づいて交流モータの出力トルクを推定する。電圧位相制御手段は、第１のトルク推定手段による推定トルクとトルク指令値との偏差に応じて、矩形波電圧の位相を決定する。第１の電圧制御手段とを含む電圧位相制御手段によって決定された位相に従った矩形波電圧が交流モータへ印加されるように、インバータでの電圧変換を制御する。
【０００９】
上記モータ駆動システムの制御装置によれば、第１のモータ制御手段による矩形波電圧制御時と、第２のモータ制御手段によるＰＷＭ制御時とのいずれにおいても、電流検出器および位置検出器の出力をモータ状態量として用いてフィードバック制御を行なうことによりトルク制御を行なっている。このため、制御方式間でモータ制御に用いる状態量（検出器出力）が変わることがないので、制御方式の切換時における出力トルクの制御性を確保することができる。特に、検出器の検出誤差に起因する、段差的なトルク変動の発生を防止することが可能となる。
【００１０】
好ましくは、この発明によるモータ駆動システムの制御装置では、電流検出器は、交流モータの各相電流を検知可能に配置される。さらに、第１のトルク推定手段は、電流検出器および位置検出器の出力から求められる交流モータのｄ軸電流およびｑ軸電流に応じて、交流モータの出力トルクを推定する。
【００１１】
上記モータ駆動システムの制御装置によれば、第２のモータ制御手段によるＰＷＭ制御で一般的に用いられるベクトル制御でのｄ軸電流（Ｉｄ）およびｑ軸電流（Ｉｑ）に応じて、第１のモータ制御手段による矩形波電圧制御時における交流モータの出力トルク推定を実行できる。これにより、ＰＷＭ制御での制御処理との共通部分を有するようにして矩形波電圧制御を実行することができる。
【００１２】
さらに好ましくは、この発明によるモータ駆動システムの制御装置では、第１のトルク推定手段は、ｄ軸電流およびｑ軸電流と、交流モータのモータ定数とによって交流モータの出力トルクを推定し、制御装置は、ｄ軸電流およびｑ軸電流に応じてモータ定数を補正する定数補正手段をさらに備える。
【００１３】
上記モータ駆動システムの制御装置によれば、モータ電流（ｄ軸電流およびｑ軸電流）の変化に従うモータ定数（具体的にはｄ軸およびｑ軸インダクタンス）の変化を補正した上で出力トルク推定を行なうことができる。これにより、矩形波電圧制御時のトルク推定精度を向上して、トルク制御精度を向上することができる。
【００１４】
あるいは好ましくは、この発明によるモータ駆動システムの制御装置では、第２のモータ制御手段は、第２のトルク推定手段と、トルク指令値修正手段と、電流指令生成手段と、第２の電圧制御手段とを含む。第２のトルク推定手段は、電流検出器および位置検出器の出力に基づき、第１のトルク推定手段と同様の方式に従って交流モータの出力トルクを推定する。トルク指令値修正手段は、トルク指令値と第２のトルク推定手段による推定トルクとの偏差に応じて、トルク指令値を修正する。電流指令生成手段は、トルク指令値修正手段によって修正されたトルク指令値に従って電流指令値を生成する。第２の電圧制御手段は、電流指令生成手段による電流指令値と、電流検出器での検出値に基づくモータ電流との偏差に応じて交流モータへの印加電圧が制御されるように、インバータでの電圧変換を制御する。
【００１５】
上記モータ駆動システムの制御装置によれば、ＰＷＭ制御方式時においても、矩形波電圧制御方式時と同様にトルク偏差に応じたフィードバック制御を付加してモータ電流のフィードバック制御を行なうことができる。これにより、温度等に依存したモータ出力特性の変化を補償するようにモータ電流制御を行なうことができる。この結果、温度センサ等を設けることなくトルク変動の発生を防止できる。また、ＰＷＭ制御時と矩形波電圧制御時との両方で共通のトルク推定手法に従ったトルクフィードバック制御を行なうので、制御方式切換時におけるトルク変動の発生をさらに抑制することができる。
【００１６】
また好ましくは、第２の制御方式は、変調率が０〜０．６１の範囲となる正弦波パルス幅変調方式と、変調率が０．６１〜０．７８の範囲となるように基本波成分が歪まされた過変調パルス幅変調方式とを含む。
【００１７】
上記モータ駆動システムの制御装置によれば、交流モータの運転条件（代表的には、トルク・回転数）に応じて、一般的な正弦波パルス幅変調（ＰＷＭ）制御方式と、過変調ＰＷＭ制御方式と、矩形波電圧制御方式とを切換えることにより、交流モータの中回転数域および高回転数域における出力向上を図ることができる
この発明の他の構成によるモータ駆動システムの制御装置は、交流モータを駆動するためのインバータを備えたモータ駆動システムの制御装置であって、制御方式選択手段と、複数のモータ制御手段とを備える。制御方式選択手段は、交流モータの運転状態に応じて、インバータの制御方式を複数の制御方式のうちから選択的に設定する。複数のモータ制御手段は、複数の制御方式にそれぞれ対応して設けられ、かつ、制御方式選択手段による設定に従って選択的に交流モータの出力トルクを制御する。さらに、各モータ制御手段において、出力トルクの制御には推定された出力トルクが用いられ、かつ、出力トルク推定は複数の制御方式の間で共通の手法に従って実行される。
【００１８】
上記モータ駆動システムの制御装置によれば、出力トルクの推定値を用いてトルク制御を実行する複数の制御方式の間でトルク推定手法が共通であるので、制御方式切換時におけるトルク変動の発生を抑制することができる。
【００１９】
さらに好ましくは、この発明によるモータ駆動システムの制御装置では、交流モータは、永久磁石を回転子に装着した永久磁石モータである。
【００２０】
上記モータ駆動システムの制御装置によれば、小型化、高効率化に適した永久磁石モータを負荷とする構成において、永久磁石温度に依存したモータ出力特性の変化を補償してトルク変動の発生を防止できる。
【発明の効果】
【００２１】
この発明によるモータ駆動システムによれば、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御方式および矩形波電圧制御方式を切換可能な制御構造において、制御方式切換時の出力トルク変動を防止して、高いトルク制御性を確保できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
以下において、本発明の実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。なお、以下では図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は原則として繰返さないものとする。
【００２３】
図１は、本発明の実施の形態に従うモータ駆動システムの全体構成図である。
図１を参照して、本発明の実施の形態に従うモータ駆動システム１００は、直流電圧発生部１０♯と、平滑コンデンサＣ０と、インバータ１４と、交流モータＭ１とを備える。
【００２４】
交流モータＭ１は、たとえば、ハイブリッド自動車または電気自動車の駆動輪を駆動するためのトルクを発生する駆動用電動機である。あるいは、この交流モータＭ１は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。さらに、交流モータＭ１は、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。
【００２５】
直流電圧発生部１０♯は、充電可能に構成された直流電源Ｂと、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、平滑コンデンサＣ１と、昇降圧コンバータ１２とを含む。
【００２６】
直流電源Ｂは、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池（たとえばニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池）から構成される。あるいは、電気二重層キャパシタ等の蓄電装置により直流電源Ｂを構成してもよい。直流電源Ｂが出力する直流電圧Ｖｂは、電圧センサ１０によって検知される。電圧センサ１０は、検出した直流電圧Ｖｂを制御装置３０へ出力する。
【００２７】
システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの正極端子および電力線６の間に接続され、システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの負極端子およびアース線５の間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオン／オフされる。より具体的には、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からのＨ（論理ハイ）レベルの信号ＳＥによりオンされ、制御装置３０からのＬ（論理ロー）レベルの信号ＳＥによりオフされる。平滑コンデンサＣ１は、電力線６およびアース線５の間に接続される。
【００２８】
昇降圧コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。
【００２９】
電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、電力線７およびアース線５の間に直列に接続される。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１およびＳ２によって制御される。
【００３０】
この発明の実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、
電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるいは、電力用バイポーラ
トランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。
【００３１】
リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと電力線６の間に接続される。また、平滑コンデンサＣ０は、電力線７およびアース線５の間に接続される。
【００３２】
インバータ１４は、電力線７およびアース線５の間に並列に設けられる、Ｕ相アーム１５と、Ｖ相アーム１６と、Ｗ相アーム１７とから成る。各相アームは、電力線７およびアース線５の間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。たとえば、Ｕ相アーム１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４から成り、Ｖ相アーム１６は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から成り、Ｗ相アーム１７は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８から成る。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対して、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８によって制御される。
【００３３】
各相アームの中間点は、交流モータＭ１の各相コイルの各相端に接続されている。代表的には、交流モータＭ１は、３相の永久磁石モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中性点に共通接続されて構成される。さらに、各相コイルの他端は、各相アーム１５〜１７のスイッチング素子の中間点と接続されている。
【００３４】
昇降圧コンバータ１２は、昇圧動作時には、直流電源Ｂから供給された直流電圧Ｖｂを昇圧した直流電圧（インバータ１４への入力電圧に相当するこの直流電圧を、以下「システム電圧」とも称する）をインバータ１４へ供給する。より具体的には、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｑ１のオン期間およびＱ２のオン期間が交互に設けられ、昇圧比は、これらのオン期間の比に応じたものとなる。
【００３５】
また、昇降圧コンバータ１２は、降圧動作時には、平滑コンデンサＣ０を介してインバータ１４から供給された直流電圧（システム電圧）を降圧して直流電源Ｂを充電する。より具体的には、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｑ１のみがオンする期間と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両方がオフする期間とが交互に設けられ、降圧比は上記オン期間のデューティ比に応じたものとなる。
【００３６】
平滑コンデンサＣ０は、昇降圧コンバータ１２からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ１４へ供給する。電圧センサ１３は、平滑コンデンサＣ０の両端の電圧、すなわち、システム電圧を検出し、その検出値ＶＨを制御装置３０へ出力する。
【００３７】
インバータ１４は、交流モータＭ１のトルク指令値が正（Ｔｒｑｃｏｍ＞０）の場合には、平滑コンデンサＣ０から直流電圧が供給されると制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答した、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するように交流モータＭ１を駆動する。また、インバータ１４は、交流モータＭ１のトルク指令値が零の場合（Ｔｒｑｃｏｍ＝０）には、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが零になるように交流モータＭ１を駆動する。これにより、交流モータＭ１は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍによって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。
【００３８】
さらに、モータ駆動システム１００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時には、交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍは負に設定される（Ｔｒｑｃｏｍ＜０）。この場合には、インバータ１４は、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、交流モータＭ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧（システム電圧）を平滑コンデンサＣ０を介して昇降圧コンバータ１２へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、ハイブリッド自動車または電気自動車を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。
【００３９】
電流センサ２４は、交流モータＭ１に流れるモータ電流を検出し、その検出したモータ電流を制御装置３０へ出力する。なお、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように電流センサ２４は２相分のモータ電流（たとえば、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）を検出するように配置すれば足りる。
【００４０】
回転角センサ（レゾルバ）２５は、交流モータＭ１のロータ回転角θを検出し、その検出した回転角θを制御装置３０へ送出する。制御装置３０では、回転角θに基づき交流モータＭ１の回転数（回転速度）を算出する。
【００４１】
制御装置３０は、外部に設けられた電子制御ユニット（上位ＥＣＵ：図示せず）から入力されたトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ、電圧センサ１０によって検出されたバッテリ電圧Ｖｂ、電圧センサ１３によって検出されたシステム電圧ＶＨおよび電流センサ２４からのモータ電流ｉｖ，ｉｗ、回転角センサ２５からの回転角θに基づいて、後述する方法により交流モータＭ１がトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、昇降圧コンバータ１２およびインバータ１４の動作を制御する。すなわち、昇降圧コンバータ１２およびインバータ１４を上記のように制御するためのスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ８を生成して、昇降圧コンバータ１２およびインバータ１４へ出力する。
【００４２】
昇降圧コンバータ１２の昇圧動作時には、制御装置３０は、平滑コンデンサＣ０の出力電圧ＶＨをフィードバック制御し、出力電圧ＶＨが電圧指令値となるようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。
【００４３】
また、制御装置３０は、ハイブリッド自動車または電気自動車が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、交流モータＭ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換するようにスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成してインバータ１４へ出力する。これにより、インバータ１４は、交流モータＭ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換して昇降圧コンバータ１２へ供給する。
【００４４】
さらに、制御装置３０は、ハイブリッド自動車または電気自動車が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、インバータ１４から供給された直流電圧を降圧するようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成し、昇降圧コンバータ１２へ出力する。これにより、交流モータＭ１が発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、降圧されて直流電源Ｂに供給される。
【００４５】
さらに、制御装置３０は、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２をオン／オフするための信号ＳＥを生成してシステムリレーＳＲ１，ＳＲ２へ出力する。
【００４６】
次に、制御装置３０によって制御される、インバータ１４における電力変換について詳細に説明する。
【００４７】
図２に示すように、本発明の実施の形態によるモータ駆動システム１００では、インバータ１４における電圧変換について３つの制御モード、具体的には、正弦波ＰＷＭ制御、過変調ＰＷＭ制御および矩形波電圧制御を切換えて使用する。
【００４８】
正弦波ＰＷＭ制御は、一般的なＰＷＭ制御方式として用いられるものであり、各相アームにおけるスイッチング素子のオン・オフを、正弦波状の電圧指令値と搬送波（代表的には三角波）との電圧比較に従って制御する。この結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一定期間内でその基本波成分が正弦波となるようにデューティ比が制御される。周知のように、正弦波ＰＷＭ制御では、この基本波成分振幅をインバータ入力電圧の０．６１倍までしか高めることができない。
【００４９】
一方、矩形波電圧制御では、上記一定期間内で、ＰＷＭデューティを最大値に維持した場合に相当する、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が１：１の矩形波１パルス分を交流モータ印加する。これにより、変調率は０．７８まで高められる。
【００５０】
過変調ＰＷＭ制御は、搬送波の振幅を縮小するようにを歪ませた上で上記正弦波ＰＷＭ制御と同様のＰＷＭ制御を行なうものである。この結果、基本波成分を歪ませることによって、変調率を０．６１〜０．７８の範囲まで高めることができる。本実施の形態では、通常のＰＷＭ制御方式である正弦波ＰＷＭ制御および、過変調ＰＷＭ制御の両者をＰＷＭ制御方式に分類する。
【００５１】
交流モータＭ１では、回転数や出力トルクが増加すると誘起電圧が高くなり、その必要電圧が高くなる。コンバータ１２による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨは、このモータ必要電圧（誘起電圧）よりも高く設定する必要がある。その一方で、コンバータ１２による昇圧電圧すなわち、システム電圧には限界値（ＶＨ最大電圧）が存在する。
【００５２】
したがって、モータ必要電圧（誘起電圧）がシステム電圧の最大値（ＶＨ最大電圧）より低い領域では、正弦波ＰＷＭ制御または過変調ＰＷＭ制御によるＰＷＭ制御方式が適用されて、ベクトル制御に従ったモータ電流制御によって出力トルクがトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに制御される。
【００５３】
その一方で、モータ必要電圧（誘起電圧）がシステム電圧の最大値（ＶＨ最大電圧）に達すると、システム電圧ＶＨを維持した上で弱め界磁制御の一種としての矩形波電圧制御方式が適用される。矩形波電圧制御時には、基本波成分の振幅が固定されるため、電力演算によって求められるトルク実績値とトルク指令値との偏差に基づく、矩形波パルスの電圧位相制御によってトルク制御が実行される。
【００５４】
図３のフローチャートに示されるように、図示しない上位ＥＣＵによって、アクセル開度等に従う車両要求出力に基づき交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍが算出される（ステップＳ１００）のを受けて、制御装置３０は、予め設定されたマップ等に基づいて、交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍおよび回転数からモータ必要電圧（誘起電圧）を算出し（ステップＳ１１０）、さらに、モータ必要電圧とシステム電圧の最大値（ＶＨ最大電圧）との関係に従って、矩形波電圧制御方式およびＰＷＭ制御方式（正弦波ＰＷＭ制御方式／過変調ＰＷＭ制御方式）のいずれを適用してモータ制御を行なうかを決定する（ステップＳ１２０）。ＰＷＭ制御方式の適用時に、正弦波ＰＷＭ制御方式および過変調ＰＷＭ制御方式のいずれを用いるかについては、ベクトル制御に従う電圧指令値の変調率範囲に応じて決定する。上記制御フローに従って、交流モータＭ１の運転条件に従って、図２に示した複数の制御方式のうちから適正な制御方式が選択される。
【００５５】
この結果、図４に示されるように、低回転数域Ａ１ではトルク変動を小さくするために正弦波ＰＷＭ制御が用いられ、中回転数域Ａ２では過変調ＰＷＭ制御、高回転数域Ａ３では矩形波電圧制御が適用される。特に、過変調ＰＷＭ制御および矩形波電圧制御の適用により、交流モータＭ１の出力向上が実現される。このように、図２に示した制御モードのいずれを用いるかについては、実現可能な変調率の範囲内で決定される。
【００５６】
図５は、制御装置３０によって実行されるＰＷＭ制御方式時の制御ブロック図である。
図５に示されるように、ＰＷＭ制御ブロック２００は、電流指令生成部２１０と、座標変換部２２０，２５０と、回転数演算部２３０と、ＰＩ演算部２４０と、ＰＷＭ信号生成部２６０と、制御モード判定部２７０とを含む。
【００５７】
電流指令生成部２１０は、予め作成されたテーブル等に従って、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに応じたｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍおよびｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍを生成する。
【００５８】
座標変換部２２０は、回転角センサ２５によって検出される交流モータＭ１の回転角θを用いた座標変換（３相→２相）により、電流センサ２４によって検出されたＶ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｖを基に、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを算出する。回転数演算部２３０は、回転角センサ２５からの出力に基づいて、交流モータＭ１の回転数Ｎｍｔ（あるいは回転角速度ω）を演算する。
【００５９】
ＰＩ演算部２４０には、ｄ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｄ（ΔＩｄ＝Ｉｄｃｏｍ−Ｉｄ）およびｑ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｑ（ΔＩｑ＝Ｉｑｃｏｍ−Ｉｑ）が入力される。ＰＩ演算部２４０は、ｄ軸電流偏差ΔＩｄおよびｑ軸電流偏差ΔＩｑについて所定ゲインによるＰＩ演算を行なって制御偏差を求め、この制御偏差に応じたｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯を生成する。
【００６０】
座標変換部２５０は、交流モータＭ１の回転角θを用いた座標変換（２相→３相）によって、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換する。なお、ｄ軸，ｑ軸電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯から各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗへの変換には、システム電圧ＶＨも反映される。
【００６１】
制御モード判定部２７０は、図３に示したフローチャートに従ってＰＷＭ制御方式（正弦波ＰＷＭ制御方式／過変調ＰＷＭ制御方式）が選択されたときに、以下に示す変調率演算に従って、正弦波ＰＷＭ制御方式および過変調ＰＷＭ制御方式の一方を選択する。
【００６２】
制御モード判定部２７０は、ＰＩ演算部２４０によって生成されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯を用いて、下記（１），（２）式に従って線間電圧振幅Ｖａｍｐを算出する。
【００６３】
Ｖａｍｐ＝｜Ｖｄ♯｜・ｃｏｓφ＋｜Ｖｑ♯｜・ｓｉｎφ  …（１）
ｔａｎφ＝Ｖｑ♯／Ｖｄ♯  …（２）
さらに、制御モード判定部２７０は、システム電圧ＶＨに対する上記演算による線間電圧振幅Ｖａｍｐの比である変調率Ｋｍｄを、すなわち下記（３）式に従って演算する。
【００６４】
Ｋｍｄ＝Ｖａｍｐ／ＶＨ♯…（３）
制御モード判定部２７０は、上記の演算により求められた変調率Ｋｍｄに従って、正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御の一方を選択する。なお、上述のように、制御モード判定部２７０による制御方式の選択はＰＷＭ信号生成部２６０における搬送波の切換えに反映される。すなわち、過変調ＰＷＭ制御方式時には、ＰＷＭ信号生成部２６０におけるＰＷＭ変調時に用いられる搬送波が、正弦波ＰＷＭ制御方式時の一般的なものから切換えられる。
【００６５】
あるいは、式（３）により求められた変調率ＫｍｄがＰＷＭ制御方式により実現可能な範囲を超えている場合には、制御モード判定部２７０は、矩形波電圧制御方式への変更を促す出力を上位ＥＣＵ（図示せず）に対して送出してもよい。
【００６６】
ＰＷＭ信号生成部２６０は、各相における電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと所定の搬送波との比較に基づいて、図１に示したスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。インバータ１４が、ＰＷＭ制御ブロック２００によって生成されたスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従ってスイッチング制御されることにより、電流指令生成部２１０に入力されたトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するための交流電圧が印加される。
【００６７】
このように、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに応じた電流指令値（Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍ）へモータ電流を制御する閉ループが構成されることにより、交流モータＭ１の出力トルクはトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従って制御される。
【００６８】
次に、図６を用いて、矩形波電圧制御方式時における制御ブロック図を説明する。
図６を参照して、矩形波電圧制御ブロック４００は、ＰＷＭ制御方式時と同様の座標変換部２２０と、トルク推定部４２０と、ＰＩ演算部４３０と、矩形波発生部４４０と、信号発生部４５０とを含む。
【００６９】
座標変換部２２０は、ＰＷＭ制御方式時と同様に、電流センサ２４によるＶ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗから求められる各相電流をｄ軸電流Ｉｔおよびｑ軸電流Ｉｑに座標変換する。
【００７０】
トルク推定部４２０は、座標変換部２２０によって求められたｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸Ｉｑを用いて、交流モータＭ１の出力トルクを推定する。
【００７１】
トルク推定部４２０は、たとえば図７に示されるように、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを引数としてトルク推定値Ｔｒｑを出力するトルク算出マップ４２２により構成される。
【００７２】
あるいは、マップに代えて、トルク推定部４２０により交流モータＭ１の特性式である下記（４）式に従ってトルク推定値Ｔｒｑを演算することも可能である。
【００７３】
Ｔｒｑ＝Ｋｔ・Ｉｑ＋ｐ・（Ｌｄ−Ｌｑ）・Ｉｄ・Ｉｑ      …（４）
（４）式において、Ｋｔはトルク定数［Ｎ・ｍ／Ａ］であり、ｐは極対数であり、Ｌｄはｄ軸インダクタンス［Ｈ］であり、Ｌｑはｑ軸インダクタンス［Ｈ］である。Ｋｔ，Ｌｄ，Ｌｑはモータの回路定数（モータ定数）として交流モータＭ１の構成に従って一意に決定される。
【００７４】
なお、（４）式中のモータ定数であるｄ軸およびｑ軸インダクタンスＬｄ，Ｌｑは、図８に示すように、ｄ軸電流Ｉｄ，ｑ軸電流Ｉｑの値が大きくなると相対的に減少することが知られている。このため、トルク推定部４２０については、図９に示すように構成することも可能である。
【００７５】
図９を参照して、トルク推定部４２０は、モータ定数補正部４２４と、トルク演算部４２６とを含む。
【００７６】
モータ定数補正部４２４は、代表的には、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを引数としてｄ軸およびｑ軸インダクタンスＬｄ♯，Ｌｑ♯を出力するマップにより構成される。このマップは、図８に示した特性を反映するように作成される。トルク演算部４２６は、モータ定数補正部４２４によって補正されたモータ定数であるｄ軸およびｑ軸インダクタンスＬｄ♯，Ｌｑ♯を用いて、（５）式に従ってトルク推定値Ｔｒｑを算出する。
【００７７】
Ｔｒｑ＝Ｋｔ・Ｉｑ＋ｐ・（Ｌｄ♯−Ｌｑ♯）・Ｉｄ・Ｉｑ      …（５）
このように、モータ電流Ｉｄ，Ｉｑに応じてモータ定数を補正してトルク推定を行なうことにより、トルク推定精度を向上して出力トルクの制御性向上することができる。
【００７８】
再び図６を参照して、ＰＩ演算部４３０へは、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに対するトルク推定値Ｔｒｑの偏差ΔＴｒｑ（ΔＴｒｑ＝Ｔｒｑｃｏｍ−Ｔｒｑ）が入力される。ＰＩ演算部４３０は、トルク偏差ΔＴｒｑについて所定ゲインによるＰＩ演算を行なって制御偏差を求め、求められた制御偏差に応じて矩形波電圧の位相φｖを設定する。具体的には、正トルク発生（Ｔｒｑｃｏｍ＞０）時には、トルク不足時には電圧位相を進める一方で、トルク過剰時には電圧位相を遅らせるとともに、負トルク発生（Ｔｒｑｃｏｍ＜０）時には、トルク不足時には電圧位相を遅らせる一方で、トルク過剰時には電圧位相を進める。
【００７９】
矩形波発生部４４０は、ＰＩ演算部４３０によって設定された電圧位相φｖに従って、各相電圧指令値（矩形波パルス）Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを発生する。信号発生部４５０は、各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに従ってスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を発生する。インバータ１４がスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従ったスイッチング動作を行なうことにより、電圧位相φｖに従った矩形波パルスが、モータの各相電圧として印加される。
【００８０】
図６に示した矩形波電圧制御ブロック４００では、トルクフィードバック制御に用いるトルク推定値Ｔｒｑの算出を、図５に示したＰＷＭ制御時と同様に電流センサ２４および位置センサ２５の出力のみに基づいて実行している。このため、ＰＷＭ制御と矩形波電圧制御との間で制御方式を切換えた場合においても、モータ制御に用いる交流モータの状態量（センサ検出量）に変化が生じない。
【００８１】
図１０を参照して、本実施の形態による矩形波電圧制御ブロック４００に対する比較例として示される矩形波電圧制御ブロック４００♯は、矩形波電圧制御ブロック４００（図６）と比較して、座標変換部２２０およびトルク推定部４２０に代えて、電力演算部４６０およびトルク推定部４７０とを含む。すなわち、矩形波電圧制御ブロック４００および４００♯は、交流モータＭ１のトルクフィードバック制御を実行する点では共通するが、出力トルクの推定手法が異なる。
【００８２】
電力演算部４６０は、電流センサ２４によるＶ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗから求められる各相電流と、電圧センサ１３の検出値に基づく各相（Ｕ相，Ｖ相、Ｗ相）電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとにより、下記（６）式に従ってモータ供給電力Ｐｍｔを算出する。
【００８３】
Ｐｍｔ＝ｉｕ・Ｖｕ＋ｉｖ・Ｖｖ＋ｉｗ・Ｖｗ  …（６）
トルク推定部４７０は、電力演算部４６０によって求められたモータ供給電力Ｐｍｔおよび回転角センサ２５によって検出される交流モータＭ１の回転角θから算出される角速度ωを用いて、下記（７）式に従ってトルク推定値Ｔｒｑを算出する。
【００８４】
Ｔｒｑ＝Ｐｍｔ／ω  …（７）
トルク推定値Ｔｒｑ算出後のトルクフィードバック制御構成については、図６の矩形波電圧制御ブロック４００と同様であるので、詳細な説明は繰り返さない。
【００８５】
図１０から理解されるように、比較例の矩形波電圧制御ブロック４００♯では、電流センサ２４および位置センサ２５に加えて、電圧センサ１３の出力がさらに必要とされる。このため、ＰＷＭ制御と矩形波電圧制御との間で制御方式を切換えた場合に、モータ制御に用いる交流モータの状態量（センサ検出量）が変化する。
【００８６】
図１１は、矩形波電圧制御ブロック４００（図６）および矩形波電圧制御ブロック４００♯（図８）による出力トルク制御性の違いを説明する概念図である。
【００８７】
図１１を参照して、符号５００に示すトルク指令値の増加に従って、高出力を得るために交流モータＭ１の制御モードは、正弦波ＰＷＭ制御、可変調ＰＷＭ制御そして矩形波電圧制御に徐々に変化していく。
【００８８】
特に、可変調ＰＷＭ制御およびと矩形波電圧制御の間の制御モード切換時には、ＰＷＭ制御ブロック２００（図５）と矩形波電圧制御ブロック４００（図６），４００♯（図１０）との間で制御方式の切換えが発生する。
【００８９】
この際に、比較例として示した矩形波電圧制御ブロック４００♯（図１０）によるトルク制御では、電圧センサ１３におる検出値を出力トルク制御に新たに用いる。このため、電圧センサ１３の検出誤差等に起因した、トルク推定部４２０によるトルク推定値Ｔｒｑの誤差により、符号５１０に示すように出力トルクが段差状に変動する可能性がある。
【００９０】
これに対して、本発明の実施の形態による矩形波電圧制御ブロック４００（図６）による出力トルク制御では、制御方式が切換えられてもフィードバック制御に用いるモータ状態量（センサ検出）が不変である。したがって、符号５２０に示すように、制御方式切換え時に段差状の出力トルク変動が発生することを防止できる。これにより、ＰＷＭ制御方式および矩形波電圧制御方式の間での出力トルク制御性の悪化、具体的には電圧センサ１３の検出誤差に起因した推定トルク誤差によるトルク段差の発生を回避することができる。
【００９１】
本実施の形態に例示した構成において、電流センサ２４および回転角センサ２５は、本発明での「電流検出器」および「位置検出器」に対応し、図２のステップＳ１２０が本発明の「制御方式選択手段」に対応する。また、ＰＷＭ制御ブロック２００（図５）は本発明での「第１のモータ制御手段」に対応し、矩形波電圧制御ブロック４００（図６）は本発明での「第２のモータ制御手段」に対応する。さらに、図６において、トルク推定部４２０は本発明での「第１のトルク推定手段」に対応し、ＰＩ演算部４３０は本発明での「第１の電圧位相制御手段」に対応し、矩形波発生部４４０および信号発生部４５０は、本発明での「第１の電圧制御手段」に対応する。また、図９のモータ定数補正部４２４は、本発明での「定数補正手段」に対応する。
【００９２】
［実施の形態の変形例］
図１２には、本発明の実施の形態の変形例に従うＰＷＭ制御方式の制御ブロック図が示される。
【００９３】
図１２を参照して、本発明の実施の形態の変形例に従うモータ駆動システムでは、ＰＷＭ制御方式時に、トルク推定部４２０およびトルク指令値修正部３２０をさらに設けることによって、図６に示したモータ電流フィードバック制御に対してトルクフィードバック制御ループが付加される。
【００９４】
トルク推定部４２０は、矩形波電圧制御方式時と同様に、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑに応じてトルク推定値Ｔｒｑを算出する。トルク指令値修正部３２０は、トルク指令修正部３２０は、加算点３２２，３２４とＰＩ演算部３２５とを含む。加算点４３２は、交流モータＭ１の本来のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍと、トルク推定部４２０によるトルク推定値Ｔｒｑとのトルク偏差ΔＴｒｑ（ΔＴｒｑ＝Ｔｒｑｃｏｍ−Ｔｒｑ）を求める。ＰＩ演算部３２５は、トルク偏差ΔＴｒｑについて所定ゲインによるＰＩ演算を行なって、制御偏差を求める。ＰＩ演算部３２５によって求められる制御偏差をトルク修正量ΔＴｒｑｃとして、加算点３２４において本来のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍから差し引くことにより、トルク指令修正部３２０において、トルクフィードバック制御によって修正されたトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ♯が得られる。
【００９５】
トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ♯が算出されると、図６に示したトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従うモータ電流制御と同様のフィードバック制御により、交流モータＭ１の出力トルクはトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ♯に従って制御される。
【００９６】
このような構成とすることにより、電流指令生成部２１０によって生成されるｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍおよびｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍには、本来のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍと矩形波電圧制御方式時のトルク推定値Ｔｒｑの偏差が反映される。したがって、ＰＷＭ制御方式時と矩形波電圧制御方式時の両方において同様のトルク推定に基づくトルクフィードバックループを形成することができるので、制御方式の切換え時における出力トルク変動の発生をさらに効果的に防止することが可能となる。
【００９７】
また、交流モータＭ１が永久磁石モータで構成される場合には、モータ通電による発熱に伴って磁石温度が上昇すると減磁作用によって出力トルクが低下する可能性が存在する。このため、トルクフィードバックループを付加したモータ電流フィードバック制御とすることにより、磁石温度を検出して上記フィードバック制御に反映することなく、磁石温度に起因するモータ特性の変化についても吸収して出力トルクの制御性を高めることが可能である。
【００９８】
なお、図１２において、トルク推定部４２０は、本発明での「第２のトルク推定手段」に対応し、トルク指令修正部３２０は本発明での「トルク指令値修正手段」に対応し、電流指令生成部２１０は本発明での「電流指令生成手段」に対応する。さらに、ＰＩ演算部２４０、座標変換部２５０およびＰＷＭ信号生成部２６０は、本発明での「第２の電圧制御手段」に対応する。
【００９９】
以上、本発明の実施の形態では、ハイブリッド自動車または電気自動車に駆動用電動機として搭載される電動機を駆動制御するモータ駆動システムを例示したが、本発明の適用はこのような場合に限定されるものではない。すなわち、ＰＷＭ制御方式および矩形波電圧制御方式の間で切換可能な制御構造を有するモータ駆動システムに対して、駆動制御される電動機の種類および搭載される機器・システム等を限定することなくその出力トルク制御に適用可能である。
【０１００】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【図面の簡単な説明】
【０１０１】
【図１】本発明の実施の形態に従うモータ駆動システムの全体構成図である。
【図２】本発明の実施の形態に従うモータ駆動システムで用いられる制御方式を説明する図である。
【図３】制御方式の選択手法を説明するフローチャートである。
【図４】モータ条件に対応した制御方式の切換えを説明する図である。
【図５】本発明の実施の形態に従うモータ駆動システムでのＰＷＭ制御方式（正弦波ＰＷＭ制御方式および過変調ＰＷＭ制御方式）時の制御ブロック図である。
【図６】本発明の実施の形態に従うモータ駆動システムでの矩形波電圧制御方式時における制御ブロック図である。
【図７】トルク演算部の構成例を説明する第１のブロック図である。
【図８】トルク演算式中のモータ定数のモータ電流に対する変化を説明する概念図である。
【図９】トルク演算部の構成例を説明する第２のブロック図である。
【図１０】比較例として示される矩形波電圧制御方式を示す制御ブロック図である。
【図１１】制御方式の切換え時における出力トルク制御性を説明する概念図である。
【図１２】本発明の実施の形態の変形例に従うＰＷＭ制御方式の制御ブロック図である。
【符号の説明】
【０１０２】
５  アース線、６，７  電力線、１０♯  直流電圧発生部、１０，１３  電圧センサ、１２  昇降圧コンバータ、１４  インバータ、２４  電流センサ、２５  位置センサ（回転角センサ）、３０  制御装置、１００  モータ駆動システム、２００  ＰＷＭ制御ブロック、２１０  電流指令生成部、２２０，２５０  座標変換部、２３０  回転数演算部、２４０  ＰＩ演算部、２６０  ＰＷＭ信号生成部、２７０  制御モード判定部、３２０  トルク指令修正部、３２０  トルク指令値修正部、３２２，３２４  加算点、３２５  ＰＩ演算部、４００  矩形波電圧制御ブロック、４２０，４７０  トルク推定部、４２２  トルク算出マップ、４２４  モータ定数補正部、４２６  トルク演算部、４３０  ＰＩ演算部、４３２  加算点、４４０  矩形波発生部、４５０  信号発生部、４６０  電力演算部、５００  トルク指令値推移、５１０、５２０  出力トルク推移、Ｂ  直流電源、Ｃ０，Ｃ１  平滑コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ８  逆並列ダイオード、Ｉｄ，Ｉｑ  モータ電流（ｄ軸電流，ｑ軸電流）、Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍ  電流指令値（ｄ軸電流，ｑ軸電流）、ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ  三相電流、Ｌ１  リアクトル、Ｌｄ，Ｌｑ  ｄ軸，ｑ軸インダクタンス、Ｍ１  交流モータ、Ｎｍｔ  モータ回転数、Ｐｍｔ  モータ供給電力、Ｑ１〜Ｑ８  電力用半導体スイッチング素子（スイッチング素子）、Ｓ１〜Ｓ８  スイッチング制御信号、ＳＲ１，ＳＲ２  システムリレー、Ｔｒｑ  トルク推定値、Ｔｒｑｃｏｍ  トルク指令値、Ｖａｍｐ  線間電圧振幅、Ｖｂ，ＶＨ  直流電圧、Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ  各相電圧指令値、ΔＩｄ，ΔＩｑ  電流偏差、ΔＴｒｑ  トルク偏差、ΔＴｒｑｃ  トルク修正量、θ  ロータ回転角、φｖ  電圧位相、ω  角速度。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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