(57)【要約】      （修正有）【課題】パワー制御電圧の僅かな上昇によってＲＦ送信電力信号が急激に増大することを回避し、隣接チャンネル妨害の発生、エラーベクトルマグニチュードの劣化を防止する。【解決手段】Ｖａｐｃの制御によるＶｂａｓｅ＿ｂｉａｓ、ＶＬＶＤＯの増大に際して、最終段トランジスタＱ１のベース・コレクタ間電圧がベース・コレクタ間ＰＮ接合の等価的ダイオードＤ１の順方向ターンオン電圧よりも低く設定されている。Ｑ１の深い飽和領域への駆動が回避され、ベース電圧の上昇がコレクタに伝達されなくなる。Ｖａｐｃが更に増加するとＶｂａｓｅ＿ｂｉａｓの増加が飽和する一方、ＶＬＶＤＯは単調に増加してＱ１のベース・コレクタ間ＰＮ接合は逆方向バイアスされ、Ｑ１は大きな増幅率でのＲＦ電力増幅動作を行う。【選択図】図１
2007243688.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
最終段増幅パワー素子を構成するエミッタ接地のＮＰＮ型バイポーラトランジスタと、パワー制御信号に応答して前記バイポーラトランジスタのコレクタに供給される可変電源電圧のレベルを制御する電圧レギュレータと、前記パワー制御信号に応答して前記バイポーラトランジスタのベースに供給されるベースバイアス電圧のレベルを制御するベースバイアス回路とを含み、
前記パワー制御信号の増加に応答して前記ベースバイアス回路から生成される前記ベースバイアス電圧が立ち上がる際の前記パワー制御信号の第１オフセット電圧と前記パワー制御信号の増加に応答して前記電圧レギュレータから前記バイポーラトランジスタの前記コレクタに供給される前記可変電源電圧が立ち上がる際の前記パワー制御信号の第２オフセット電圧との差電圧を所定の関係に設定することにより前記バイポーラトランジスタのベース・コレクタ間電圧が前記バイポーラトランジスタのベース・コレクタ間ＰＮ接合の等価的ダイオードの順方向ターンオン電圧よりも低くなるように設定されているＲＦ電力増幅器。
【請求項２】
前記パワー制御信号の増加に応答して前記ベースバイアス回路から生成される前記ベースバイアス電圧の増加が飽和する一方、前記パワー制御信号の増加に応答して前記電圧レギュレータから前記バイポーラトランジスタの前記コレクタに供給される前記可変電源電圧が単調に増加するように前記ベースバイアス回路と前記電圧レギュレータとが構成されている請求項１に記載のＲＦ電力増幅器。
【請求項３】
前記パワー制御信号の増加に応答して前記ベースバイアス回路から生成される前記ベースバイアス電圧の増加の前記飽和のために、前記ベースバイアス回路は電圧クランプダイオードを含む請求項２に記載のＲＦ電力増幅器。
【請求項４】
前記電圧レギュレータは反転入力端子に前記パワー制御信号が供給される差動増幅器と、前記差動増幅器の出力によって制御される制御入力端子を有する出力トランジスタと、前記出力トランジスタの出力端子と前記差動増幅器の非反転入力端子との間に接続された負帰還分圧抵抗とを含み、前記出力トランジスタの前記出力端子から前記可変電源電圧を出力する請求項２に記載のＲＦ電力増幅器。
【請求項５】
前記パワー制御信号の増加に応答して前記ベースバイアス回路から生成される前記ベースバイアス電圧の増加が飽和する一方、前記パワー制御信号の増加に応答して前記電圧レギュレータから前記バイポーラトランジスタの前記コレクタに供給される前記可変電源電圧が単調に増加することによって前記バイポーラトランジスタのベース・コレクタ間ＰＮ接合は逆方向バイアスされるものである請求項２に記載のＲＦ電力増幅器。
【請求項６】
位相変調と振幅変調とを使用する通信方式をサポートするＲＦ送信信号処理回路と接続可能に構成され、
前記ＲＦ送信信号処理回路は前記位相変調のための位相制御ループと前記振幅変調のための振幅制御ループとを含み、前記振幅制御ループから生成される振幅変調情報に基づいて生成される前記パワー制御信号によりＲＦ送信電力信号が制御される請求項１から請求項５のいずれかに記載のＲＦ電力増幅器。
【請求項７】
前記通信方式はＥＤＧＥ方式であり、前記位相制御ループと前記振幅制御ループとを含む前記ＲＦ送信信号処理回路はポーラループ方式である請求項６に記載のＲＦ電力増幅器。
【請求項８】
前記バイポーラトランジスタは第１の系統のＲＦ送信出力信号を出力する第１系統バイポーラトランジスタと第２の系統のＲＦ送信出力信号を出力する第２系統バイポーラトランジスタとからなり、
前記電圧レギュレータは前記第１系統バイポーラトランジスタと前記第２系統バイポーラトランジスタとのいずれにも選択的に前記可変電源電圧を供給する請求項１から請求項５のいずれかに記載のＲＦ電力増幅器。
【請求項９】
前記第２の系統のＲＦ送信出力信号の周波数は前記第１の系統のＲＦ送信出力信号の周波数の略２倍に設定され、
前記第１の系統のＲＦ送信出力信号の２倍高調波を接地電位点にバイパスする高調波トラップ回路を含む請求項８に記載のＲＦ電力増幅器。
【請求項１０】
前記バイポーラトランジスタはヘテロバイポーラトランジスタである請求項１から請求項５のいずれかに記載のＲＦ電力増幅器。
【請求項１１】
前記ヘテロバイポーラトランジスタは、化合物半導体チップ上に構成された化合物ヘテロバイポーラトランジスタと、シリコンチップ上に構成されたシリコン・ゲルマニュームヘテロバイポーラトランジスタとのいずれかである請求項１０に記載のＲＦ電力増幅器。
【請求項１２】
前記バイポーラトランジスタと、前記電圧レギュレータと、前記ベースバイアス回路とが１つのパッケージに組み込まれたＲＦパワーモジュールとして構成されている請求項１から請求項５のいずれかに記載のＲＦ電力増幅器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、基地局との通信を行う携帯電話端末中に搭載されるＲＦ送信用のＲＦ電力増幅器に関し、特にＲＦ電力増幅器の最終段増幅パワー素子をバイポーラトランジスタによって構成することで電力効率を改善するのに有益な技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話端末のような通信端末機器で複数のタイムスロットのそれぞれのタイムスロットを、アイドル状態と、基地局からの受信動作と、前記基地局への送信動作とのいずれかに設定可能であるＴＤＭＡ方式が知られている。尚、ＴＤＭＡは、Time-Division Multiple Accessの略称である。このＴＤＭＡ方式のひとつとして、位相変調のみを使用するＧＳＭ(Global System for Mobile Communication)方式もしくはＧＭＳＫ(Gaussian minimum Shift Keying)方式が知られている。このＧＳＭ方式もしくはＧＭＳＫ方式と比較して、通信データ転送レートを改善する方式も知られている。この改善方式として、位相変調と伴に振幅変調を使用するＥＤＧＥ（Enhanced Data for GSM Evolution; Enhanced Data for GPRS）方式も、最近注目されている。尚、ＧＰＲＳはＧｅｎｅｒａｌ  Ｐａｃｋｅｔ  Ｒａｄｉｏ  Ｓｅｒｖｉｃｅの略称である。
【０００３】
ＥＤＧＥ方式を実現する方法としては、送信すべき送信信号を位相成分と振幅成分とに分離した後、位相制御ループと振幅制御ループでそれぞれフィードバック制御を行い、フィードバック制御の後の位相成分と振幅成分とをアンプで合成するポーラループ方式が知られている。
【０００４】
下記非特許文献１には、位相制御ループと振幅制御ループとを有し、ＥＤＧＥ方式の送信機能をサポートするポーラループトランスミッターが記載されている。携帯電話において電力効率は重要な市場課題であり、ポーラループ方式ではＲＦパワーアンプが飽和近くで動作することにより、電力効率が良いと言う利点があると記載されている。また、このＲＦパワーアンプの飽和動作からのポーラループ方式の付加的な利点は、低雑音特性であると記載されている。
【０００５】
【非特許文献１】Ｅａｒｌ  ＭｃＣｕｎｅ，  “Ｈｉｇｈ−Ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ，  Ｍｕｌｔｉ−Ｍｏｄｅ，  Ｍｕｌｔｉ−Ｂａｎｄ  Ｔｅｒｍｉｎａｌ  Ｐｏｗｅｒ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒｓ”，  ＩＥＥＥ  ｍｉｃｒｏｗａｖｅ  ｍａｇａｚｉｎｅ，  Ｍａｒｃｈ  ２００５，  ＰＰ．４４〜５５．
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
本発明者等は、本発明に先立ってＥＤＧＥ方式の送信機能をサポートするポーラループ方式のＲＦパワーモジュールの電力効率を更に改善するために、ＲＦパワーモジュールの最終段増幅パワー素子にヘテロバイポーラトランジスタ（ＨＢＴ）を採用することを検討した。尚、ＲＦパワーモジュールは、ＲＦ電力増幅器を１つのパッケージ中に組み込んだものであり、ＧａＡｓやシリコンの半導体チップを含み、場合によって抵抗、容量、インダクター等の受動部品も含むものである。
【０００７】
一方、ポーラループ方式のトランスミッターの振幅制御ループでは、パワー送信レベル指示信号のレベル変化に高速で応答する電圧レギュレータからＲＦパワーモジュールに可変電源電圧が供給される。送信すべき情報の振幅レベルが高い場合には、比較的高い可変電源電圧が電圧レギュレータからＲＦパワーモジュールに供給され、ＲＦパワーモジュールから送信アンテナへ大振幅のＲＦ送信電力信号が供給される。逆に、送信すべき情報の振幅レベルが低い場合には、比較的低い可変電源電圧が電圧レギュレータからＲＦパワーモジュールに供給され、ＲＦパワーモジュールから送信アンテナへ小振幅のＲＦ送信電力信号が供給される。この電圧レギュレータからの可変電源電圧は、負荷を介してＲＦパワーモジュールの最終段増幅パワー素子のＨＢＴのコレクタに供給される。
【０００８】
一方、ＲＦパワーモジュールの最終段増幅パワー素子のＨＢＴのエミッタは接地される一方、このＨＢＴのベースはベースバイアス回路からベースバイアス電圧が供給される。
【０００９】
一方、携帯電話端末装置では、基地局と携帯電話端末装置との間の通信距離に比例して送信用ＲＦ電力増幅器の送信電力レベルを制御する自動パワー制御（ＡＰＣ）が行われる。ＡＰＣ制御では、ＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃによって送信用ＲＦ電力増幅器のパワー増幅トランジスタの動作電圧を制御して、所望のレベルの送信電力に設定する。送信用ＲＦ電力増幅器の送信電力レベルは、パワーカップラーを介して出力パワー検出器により検出される。このパワー検出信号が、ＲＦ  ＩＣのＲＦアナログ信号処理ユニットを介してベースバンドＬＳＩ等のベースバンド信号処理ユニットから供給される送信パワーレベル指示信号としてのランプ電圧Ｖｒａｍｐと比較される。この比較結果から、ＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃが生成される。ＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃが送信用ＲＦ電力増幅器のパワー増幅トランジスタの動作電圧を負帰還制御することにより、パワー検出信号がランプ電圧Ｖｒａｍｐと一致するようになって、所望の送信電力レベルへの設定が可能となる。またＧＳＭ方式もしくはＥＤＧＥ方式の通信の送信タイムスロットでは、ＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃによる制御によって、ＲＦパワーモジュールからのＲＦ送信電力信号は低いレベルからスタートして、次第に所望の送信電力レベルまで上昇する。
【００１０】
従って、ポーラループ方式のトランスミッターでは、送信タイムスロットのスタート直後では、電圧レギュレータからＲＦパワーモジュールの最終段増幅パワー素子のＨＢＴのコレクタに供給される可変電源電圧のレベルは低いものとなる。一方、送信タイムスロットのスタート直後でも、ＨＢＴのベースにベースバイアス回路から供給されるベースバイアス電圧はある程度のレベルとなることが多い。
【００１１】
本発明者等は、本発明に先立ってＥＤＧＥ方式の送信機能をサポートするポーラループ方式のＲＦパワーモジュールの開発に従事した。その際に、送信タイムスロットのスタート直後でのＨＢＴのベースバイアス電圧の立ち上がりが、ＨＢＴのコレクタに供給される可変電源電圧の立ち上がりよりも早くなる事態に遭遇した。このような状況では、ＨＢＴのベース・コレクタ間ＰＮ接合が順方向にバイアスされるので、良く知られているようにＨＢＴは深い飽和領域に駆動される。本来は、送信タイムスロットのスタート直後では、ＨＢＴのコレクタの可変電源電圧のレベルは低いはずである。しかし、ＨＢＴの深い飽和領域によりＨＢＴのベース・コレクタ間ＰＮ接合に順方向電流が流れ、ＨＢＴのコレクタの可変電源電圧のレベルが本来の低レベルよりも上昇する。このＨＢＴのコレクタの可変電源電圧のレベルの上昇に起因して、ＨＢＴから生成されるＲＦ送信電力信号ＲＦＰｏｕｔが急激に増大する。本来、ＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃの僅かな上昇により、ＨＢＴから生成されるＲＦ送信電力信号ＲＦＰｏｕｔも滑らかに上昇する必要がある。ＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃの僅かな上昇によるＲＦ送信電力信号ＲＦＰｏｕｔの急激な増大は、隣接チャンネル妨害となるだけではなく、ＥＤＧＥ方式の送信機能をサポートするポーラループトランスミッターでは振幅変調成分のエラーベクトルマグニチュード（ＥＶＭ：Ｅｒｒｏｒ  Ｖｅｃｔｏｒ  Ｍａｇｎｉｔｕｄｅ）の劣化の原因となる。
【００１２】
図７は、本発明に先立って本発明者等が開発に従事したポーラループ方式のＲＦパワーモジュールの回路を示す図である。
【００１３】
同図のＲＦパワーモジュールは、ＧａＡｓ半導体チップＣｈｉｐ＿１とシリコン半導体チップＣｈｐ＿２とを含んでいる。
【００１４】
ＧａＡｓ半導体チップＣｈｉｐ＿１は、ＲＦパワーモジュールの最終段増幅パワー素子のエミッタ接地のＮＰＮ型ＨＢＴＱ１と、ベースバラスト抵抗Ｒ１と、バイアス用ＮＰＮ型ＨＢＴＱ２、ベース抵抗Ｒ２と、結合容量Ｃ６とを含んでいる。
【００１５】
シリコン半導体チップＣｈｐ＿２は、ＧａＡｓ半導体チップＣｈｉｐ＿１のためのベースバイアス回路を含み、このベースバイアス回路は差動増幅器ＤＡ１と、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ１、Ｑｐ２と抵抗Ｒ３とを含んでいる。差動増幅器ＤＡ１の反転入力端子（−）にはＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃが供給され、差動増幅器ＤＡ１の非反転入力端子（＋）はＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ１のドレインと抵抗Ｒ３とに接続されている。更に、シリコン半導体チップＣｈｐ＿２は、ＲＦパワーモジュールの駆動増幅パワー素子のソース接地のＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱｎ１と、ゲート接地のＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱｎ２と、差動増幅器ＤＡ２と、バイアス用ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱｎ３、Ｑｎ４、Ｑｎ５と、抵抗Ｒ４、Ｒ５と、容量Ｃ３と、負荷としてのスパイラルインダクターＬ２と、定電流源ＣＳ１、ＣＳ２とを含む。また、シリコン半導体チップＣｈｐ＿２は可変電源電圧ＶＬＶＤＯを形成するための電圧レギュレータを含み、この電圧レギュレータは、差動増幅器ＤＡ３と、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ３と、負帰還抵抗Ｒ６、Ｒ７とを含んでいる。差動増幅器ＤＡ３の反転入力端子（−）にはＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃが供給され、差動増幅器ＤＡ３の非反転入力端子（＋）は負帰還抵抗Ｒ６、Ｒ７の共通接続点に接続されている。更に、シリコン半導体チップＣｈｐ＿２は可変電源電圧ＶＬＶＤＯを形成するための電圧レギュレータにオフセットを与えるオフセット回路を含み、このオフセット回路は差動増幅器ＤＡ４と、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ４、Ｑｐ５と、位相補償回路Ｃ７、Ｒ８と、抵抗Ｒ９とを含んでいる。差動増幅器ＤＡ４の反転入力端子（−）には略一定のバイアス電圧Ｖｂｉａｓが供給され、差動増幅器ＤＡ４の非反転入力端子（＋）はＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ４のドレインと抵抗Ｒ９とに接続されている。
【００１６】
ＲＦ  ＩＣの送信系信号処理回路からのＲＦ送信入力信号ＲＦＰｉｎが容量Ｃ２とインダクターＬ３とを介してシリコン半導体チップＣｈｐ＿２のソース接地ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱｎ１のゲートに供給され、ソース接地ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱｎ１のドレイン増幅出力信号電流はゲート接地のＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱｎ２のソース・ドレイン経路を介して負荷としてのスパイラルインダクターＬ２の一端に供給される。負荷としてのスパイラルインダクターＬ２の他端には、電圧レギュレータから形成された可変電源電圧ＶＬＶＤＯが供給されている。ゲート接地のＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱｎ２のドレインのＲＦ増幅信号は容量Ｃ４とストリップラインＳＬ１と容量Ｃ６を介してＲＦパワーモジュールの最終段増幅パワー素子のエミッタ接地のＮＰＮ型ＨＢＴＱ１のベースに供給されるので、ＨＢＴＱ１のコレクタ増幅出力信号電流は負荷としてのスパイラルインダクターＬ１の一端に供給される。負荷としてのスパイラルインダクターＬ１の他端には、電圧レギュレータから形成された可変電源電圧ＶＬＶＤＯが供給されている。ＨＢＴＱ１のコレクタにはストリップラインＳＬ２、容量Ｃ８、Ｃ９で構成された出力整合回路が接続される。この出力整合回路から最終的なＲＦ送信増幅出力信号ＲＦＰｏｕｔが得られ、図示しないアンテナスイッチを介して携帯電話端末のアンテナにＲＦ送信増幅出力信号ＲＦＰｏｕｔが供給される。
【００１７】
図７の回路では、ＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃが電圧レギュレータの差動増幅器ＤＡ３の非反転入力端子（＋）に供給されるオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔのレベルより高くなると、差動増幅器ＤＡ３のローレベル出力電圧によってゲートが駆動されるＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ３はオン状態となり、Ｑｐ３のドレインの可変電源電圧ＶＬＶＤＯは上昇を開始する。その結果、最終段増幅パワー素子のエミッタ接地のＮＰＮ型ＨＢＴＱ１のコレクタ電源電圧ＶＬＶＤＯが増大して、ＲＦ送信増幅出力信号ＲＦＰｏｕｔの電圧振幅も増大する。ＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃの増大により、ベースバイアス回路の差動増幅器ＤＡ１とＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ１、Ｑｐ２の制御により、最終段増幅パワー素子のエミッタ接地のＮＰＮ型ＨＢＴＱ１のベースバイアス電圧も増大して、ＲＦ送信増幅出力信号ＲＦＰｏｕｔの電圧振幅も増大する。
【００１８】
図８は、図７に示したポーラループ方式のＲＦパワーモジュールの回路動作を説明する図である。図８の横軸は図７の電圧レギュレータの差動増幅器ＤＡ３の反転入力端子（−）とベースバイアス回路の差動増幅器ＤＡ１の反転入力端子（−）とに供給されるＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃを示し、図８の縦軸は電圧レギュレータからの可変電源電圧ＶＬＶＤＯとベースバイアス回路からのバイアス電圧に基づきＧａＡｓ半導体チップＣｈｉｐ＿１のバイアス用ＮＰＮ型ＨＢＴＱ２のコレクタに得られるエミッタ接地のＮＰＮ型ＨＢＴＱ１のベースバイアス電圧Ｖｂａｓｅ＿ｂｉａｓとを示している。
【００１９】
ＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃのレベルがオフセット回路から電圧レギュレータの差動増幅器ＤＡ３の非反転入力端子（＋）に供給されるオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔのレベルよりも低い場合には、差動増幅器ＤＡ３の出力電圧はハイレベルとなる。従って、差動増幅器ＤＡ３のハイレベルの出力電圧によってゲートが駆動されるＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ３はオフ状態となるので、携帯電話端末のバッテリー電圧ＶｂａｔからＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ３のソース・ドレイン経路を介しての可変電源電圧ＶＬＶＤＯは略ゼロボルトとなる。
【００２０】
また、電圧レギュレータの負帰還抵抗Ｒ６、Ｒ７の抵抗値は、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ３のオン抵抗よりも相当高く設定されている。従って、オフセット回路のＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ５のソース・ドレイン経路と高抵抗値の負帰還抵抗Ｒ６とを介して最終段増幅パワー素子のエミッタ接地のＮＰＮ型ＨＢＴＱ１のコレクタに供給されるオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔの出力インピーダンスも非常に高い。従って、オフセット回路のＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ５から抵抗Ｒ６を介してＨＢＴＱ１のコレクタに供給される高出力インピーダンスのオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔは、ＨＢＴＱ１がＲＦ電力増幅するためのコレクタ電源電圧としては実質的に機能することはない。
【００２１】
一方、ベースバイアス回路の差動増幅器ＤＡ１とＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ１とはボルテージフォロワー回路として動作するので、抵抗Ｒ３の両端間にはＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃが供給される。ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ１のソース・ゲート間とＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ２のソース・ゲート間とは、差動増幅器ＤＡ１の出力電圧で並列に駆動されている。ここでＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ１の素子サイズとＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ２の素子サイズとが等しく設定されているので、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ１のドレイン電流とＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ２のドレイン電流とは等しくなる。もし、ダイオード接続ＨＢＴＱ２のコレクタ・エミッタ間インピーダンスが抵抗Ｒ３と等しいならば、ダイオード接続ＨＢＴＱ２のコレクタ・エミッタ間にも抵抗Ｒ３の両端間のＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃが供給される。従って、最終段増幅パワー素子のエミッタ接地のＮＰＮ型ＨＢＴＱ１のベースにも、ＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃが供給される。一方、最終段増幅パワー素子のエミッタ接地ＮＰＮ型ＨＢＴＱ１のコレクタには、負荷としてのインダクターＬ１を介して略ゼロボルトの可変電源電圧ＶＬＶＤＯが供給されている。その結果、ＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃが若干上昇すると、最終段増幅パワー素子のエミッタ接地のＮＰＮ型ＨＢＴＱ１のベース・コレクタ間のＰＮ接合ダイオードＤ１が順方向にバイアスされて、ＨＢＴＱ１は飽和領域に駆動される。すると、ベースのＡＰＣ電圧の上昇に応答して、ＨＢＴＱ１のコレクタ電圧はベースのＡＰＣ制御電圧ＶａｐｃよりもＨＢＴＱ１のベース・コレクタ間ＰＮ接合ダイオードの順方向電圧Ｖｂｃ分低い電圧となる。
【００２２】
図８で、ＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃが、電圧レギュレータの差動増幅器ＤＡ３の非反転入力端子（＋）に供給されるオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔのレベルよりも低い状態とする。すると、差動増幅器ＤＡ３のハイレベル出力電圧によってゲートが駆動されるＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ３はオフ状態となるので、Ｑｐ３のドレインからの可変電源電圧ＶＬＶＤＯは略ゼロボルトとなっている。一方、ベースバイアス回路では、ＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃの上昇に追従してダイオード接続ＨＢＴＱ２のコレクタ・エミッタ間電圧が速やかに上昇する。すると、最終段増幅パワー素子のエミッタ接地のＮＰＮ型ＨＢＴＱ１のベース電圧も速やかに上昇して、ＮＰＮ型ＨＢＴＱ１のベース・コレクタ間ＰＮ接合ダイオードＤ１が順方向にバイアスされて、ＨＢＴＱ１は深い飽和領域に駆動される。すなわち、エミッタ接地ＮＰＮ型ＨＢＴＱ１のベース・コレクタ間電圧がベース・コレクタ間ＰＮ接合の等価的ダイオードＤ１の順方向ターンオン電圧以上に上昇することによって、ベース電圧の増大がコレクタに伝達されてしまう。従って、ＨＢＴＱ１のコレクタ電圧である可変電源電圧ＶＬＶＤＯも、ベースのＡＰＣ制御電圧ＶａｐｃよりもＨＢＴＱ１のベース・コレクタ間順方向電圧Ｖｂｃ分低い電圧で同様に上昇する。これが図８において、破線で示した電圧レギュレータの可変電源電圧ＶＬＶＤＯの理想特性よりも高い電圧である可変電源電圧ＶＬＶＤＯの実際の特性である。この可変電源電圧ＶＬＶＤＯの特性は、最終段増幅パワー素子のエミッタ接地のＮＰＮ型ＨＢＴＱ１が深い飽和領域への駆動に起因するものである。
【００２３】
図９は、図７に示したポーラループ方式のＲＦパワーモジュールでＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃの上昇に追従する可変電源電圧ＶＬＶＤＯの特性を示したものである。同図に示すように、ＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃが０．１６ボルトから０．２ボルトの範囲で可変電源電圧ＶＬＶＤＯが異常に上昇すると言うキンク特性が現れている。
【００２４】
図１０は、図７に示したポーラループ方式のＲＦパワーモジュールでＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃの上昇に追従するＲＦ送信増幅出力信号ＲＦＰｏｕｔの特性を示したものである。同図に示すように、ＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃが０．１６ボルトから０．２ボルトの範囲で、ＲＦ送信増幅出力信号ＲＦＰｏｕｔも同様に異常に上昇すると言うキンク特性が現れている。本来は、ＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃの僅かな上昇によって、最終段増幅パワー素子のエミッタ接地のＮＰＮ型ＨＢＴＱ１から生成されるＲＦ送信電力信号ＲＦＰｏｕｔも滑らかに上昇する必要がある。ＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃの僅かな上昇によるＲＦ送信電力信号ＲＦＰｏｕｔの急激な増大は、隣接チャンネル妨害となるだけではなく、ＥＤＧＥ方式の送信機能をサポートするポーラループトランスミッターでは振幅変調成分のエラーベクトルマグニチュード（ＥＶＭ：Ｅｒｒｏｒ  Ｖｅｃｔｏｒ  Ｍａｇｎｉｔｕｄｅ）の劣化の原因となる。
【００２５】
従って、本発明は、上記のような本発明者らによる本発明に先立ったＥＤＧＥ方式の送信機能をサポートするポーラループ方式のＲＦパワーモジュールの開発を基にしてなされたものである。
【００２６】
従って、本発明の目的とするところは、パワー制御電圧によって制御される最終段増幅パワー素子のエミッタ接地のバイポーラトランジスタのコレクタ可変電源電圧の制御とベースバイアス電圧の制御に際して、コレクタ可変電源電圧制御とベースバイアス電圧制御との間の独立性を維持することである。また、本発明のその他の目的は、パワー制御電圧の上昇により制御されるベースバイアス電圧の増大がコレクタ可変電源電圧の増大へ影響することを低減することにある。また、本発明のその他の目的は、パワー制御電圧によるコレクタ可変電源電圧の制御とベースバイアス電圧の制御に際して、最終段増幅パワー素子のエミッタ接地のバイポーラトランジスタが深い飽和領域へ駆動されることを回避することにある。また、本発明のその他の目的は、パワー制御電圧の僅かな上昇によってＲＦ送信電力信号が急激に増大することを回避することにある。
【００２７】
本発明の前記並びにその他の目的と新規な特徴とは、本明細書の記述及び添付図面から明らかになるであろう。
【課題を解決するための手段】
【００２８】
本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記の通りである。
【００２９】
すなわち、本発明のひとつの形態によるＲＦ電力増幅器は、最終段増幅パワー素子を構成するエミッタ接地ＮＰＮ型バイポーラトランジスタ（Ｑ１）と、パワー制御信号（Ｖａｐｃ）に応答して前記バイポーラトランジスタ（Ｑ１）のコレクタに供給される可変電源電圧（ＶＬＶＤＯ）のレベルを制御する電圧レギュレータ（ＤＡ３、Ｒ６、Ｒ７、Ｑｐ３）と、前記パワー制御信号（Ｖａｐｃ）に応答して前記バイポーラトランジスタ（Ｑ１）のベースに供給されるベースバイアス電圧（Ｖｂａｓｅ＿ｂｉａｓ）のレベルを制御するベースバイアス回路（ＤＡ１、Ｒ３、Ｑｐ１、Ｑｐ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ２）とを含む。前記パワー制御信号（Ｖａｐｃ）の増加に応答して前記ベースバイアス回路（ＤＡ１、Ｒ３、Ｑｐ１、Ｑｐ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ２）から生成される前記ベースバイアス電圧（Ｖｂａｓｅ＿ｂｉａｓ）が立ち上がる際の前記パワー制御信号（Ｖａｐｃ）の第１オフセット電圧（Ｖｂａｓｅ＿ｏｆｆｓｅｔ）と前記パワー制御信号（Ｖａｐｃ）の増加に応答して前記電圧レギュレータ（ＤＡ３、Ｒ６、Ｒ７、Ｑｐ３）から前記バイポーラトランジスタ（Ｑ１）の前記コレクタに供給される前記可変電源電圧（ＶＬＶＤＯ）が立ち上がる際の前記パワー制御信号（Ｖａｐｃ）の第２オフセット電圧（Ｖｏｆｆｓｅｔ）との差電圧を所定の関係に設定することにより前記バイポーラトランジスタ（Ｑ１）のベース・コレクタ間電圧が前記バイポーラトランジスタ（Ｑ１）のベース・コレクタ間ＰＮ接合の等価的ダイオード（Ｄ１）の順方向ターンオン電圧よりも低くなるように設定されている（図１、図２参照）。
【００３０】
本発明の前記ひとつの形態による手段によれば、前記パワー制御信号（Ｖａｐｃ）の前記第１オフセット電圧（Ｖｂａｓｅ＿ｏｆｆｓｅｔ）と前記第２オフセット電圧（Ｖｏｆｆｓｅｔ）との差電圧を所定の関係に設定することにより、前記バイポーラトランジスタ（Ｑ１）のベース・コレクタ間電圧が前記バイポーラトランジスタ（Ｑ１）のベース・コレクタ間ＰＮ接合ダイオードＤ１の順方向ターンオン電圧よりも低くなるように設定されているので、パワー制御電圧の上昇により制御されるベースバイアス電圧（Ｖｂａｓｅ＿ｂｉａｓ）の増大がコレクタ可変電源電圧（ＶＬＶＤＯ）の増大へ影響することを低減することができる。
【００３１】
本発明の他のひとつの形態によるＲＦ電力増幅器では、前記パワー制御信号（Ｖａｐｃ）の増加に応答して前記ベースバイアス回路（ＤＡ１、Ｒ３、Ｑｐ１、Ｑｐ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ２）から生成される前記ベースバイアス電圧（Ｖｂａｓｅ＿ｂｉａｓ）の増加が飽和する一方、前記パワー制御信号（Ｖａｐｃ）の増加に応答して前記電圧レギュレータ（ＤＡ３、Ｒ６、Ｒ７、Ｑｐ３）から前記バイポーラトランジスタ（Ｑ１）の前記コレクタに供給される前記可変電源電圧（ＶＬＶＤＯ）が単調に増加するように前記ベースバイアス回路（ＤＡ１、Ｒ３、Ｑｐ１、Ｑｐ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ２）と前記電圧レギュレータ（ＤＡ３、Ｒ６、Ｒ７、Ｑｐ３）とが構成されている（図１、図２、図４参照）。
【００３２】
本発明の前記他のひとつの形態による手段によれば、前記パワー制御信号（Ｖａｐｃ）の増加によりＲＦ電力増幅器からのＲＦ送信電力信号を滑らかに増大させることができる。もし、パワー制御信号（Ｖａｐｃ）の増加に応答してベースバイアス回路（ＤＡ１、Ｒ３、Ｑｐ１、Ｑｐ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ２）から生成されるベースバイアス電圧（Ｖｂａｓｅ＿ｂｉａｓ）の増加が飽和せずに単調に増加するならば、前記パワー制御信号（Ｖａｐｃ）の増加によりＲＦ電力増幅器からのＲＦ送信電力信号は急激に増大することになる。
【００３３】
本発明の他のひとつの形態によるＲＦ電力増幅器では、前記パワー制御信号（Ｖａｐｃ）の増加に応答して前記ベースバイアス回路（ＤＡ１、Ｒ３、Ｑｐ１、Ｑｐ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ２）から生成される前記ベースバイアス電圧（Ｖｂａｓｅ＿ｂｉａｓ）の増加の前記飽和のために、前記ベースバイアス回路（ＤＡ１、Ｒ３、Ｑｐ１、Ｑｐ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ２）は電圧クランプダイオード（Ｑ３、Ｑ４）を含む。
【００３４】
本発明の他のひとつの形態によるＲＦ電力増幅器では、前記電圧レギュレータ（ＤＡ２、Ｒ６、Ｒ７、Ｑｐ３）は反転入力端子（−）に前記パワー制御信号（Ｖａｐｃ）が供給される差動増幅器（ＤＡ３）と、前記差動増幅器（ＤＡ３）の出力によって制御される制御入力端子を有する出力トランジスタ（Ｑｐ３）と、前記出力トランジスタ（Ｑｐ３）の出力端子と前記差動増幅器（ＤＡ３）の非反転入力端子（＋）との間に接続された負帰還分圧抵抗（Ｒ６、Ｒ７）とを含み、前記出力トランジスタ（Ｑｐ３）の前記出力端子から前記可変電源電圧（ＶＬＶＤＯ）を出力する（図１参照）。
【００３５】
本発明の前記他のひとつの形態による手段によれば、前記パワー制御信号（Ｖａｐｃ）の増加に応答して前記電圧レギュレータ（ＤＡ３、Ｒ６、Ｒ７、Ｑｐ３）から前記バイポーラトランジスタ（Ｑ１）の前記コレクタに供給される前記可変電源電圧（ＶＬＶＤＯ）を単調に増加させることができる。
【００３６】
本発明の他のひとつの形態によるＲＦ電力増幅器では、前記パワー制御信号（Ｖａｐｃ）の増加に応答して前記ベースバイアス回路（ＤＡ１、Ｒ３、Ｑｐ１、Ｑｐ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ２）から生成される前記ベースバイアス電圧（Ｖｂａｓｅ＿ｂｉａｓ）の増加が飽和する一方、前記パワー制御信号（Ｖａｐｃ）の増加に応答して前記電圧レギュレータ（ＤＡ３、Ｒ６、Ｒ７、Ｑｐ３）から前記バイポーラトランジスタ（Ｑ１）の前記コレクタに供給される前記可変電源電圧（ＶＬＶＤＯ）が単調に増加することによって前記バイポーラトランジスタ（Ｑ１）のベース・コレクタ間ＰＮ接合は逆方向バイアスされるものである。
【００３７】
本発明の前記他のひとつの形態による手段によれば、ＮＰＮ型ＨＢＴＱ１のベース・コレクタ間ＰＮ接合は逆方向バイアスされ、ＮＰＮ型ＨＢＴＱ１は大きな増幅率でＲＦ電力増幅動作を実行するようになる。
【００３８】
本発明の他のひとつの形態によるＲＦ電力増幅器は、位相変調と振幅変調とを使用する通信方式をサポートするＲＦ送信信号処理回路３０２（ＴＸ  ＳＰＵ）と接続可能に構成されている。前記ＲＦ送信信号処理回路（ＴＸ  ＳＰＵ）は前記位相変調のための位相制御ループ（３０２５）と前記振幅変調のための振幅制御ループ（３０２６）とを含み、前記振幅制御ループ（３０２６）から生成される振幅変調情報に基づいて生成される前記パワー制御信号（Ｖａｐｃ）によりＲＦ電力増幅器からのＲＦ送信電力信号が制御される（図５参照）。
【００３９】
本発明の他のひとつの形態によるＲＦ電力増幅器では、前記通信方式はＥＤＧＥ方式であり、前記位相制御ループ（３０２５）と前記振幅制御ループ（３０２６）とを含む前記ＲＦ送信信号処理回路３０２（ＴＸ  ＳＰＵ）はポーラループ方式である（図５参照）。
【００４０】
本発明の更に他のひとつの形態によるＲＦ電力増幅器では、前記バイポーラトランジスタは、第１の系統のＲＦ送信出力信号（ＲＦＰｏｕｔ＿ＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００）を出力する第１系統バイポーラトランジスタ（Ｑ１１）と第２の系統のＲＦ送信出力信号（ＲＦＰｏｕｔ＿ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００）を出力する第２系統バイポーラトランジスタ（Ｑ２１）とからなり、前記電圧レギュレータ（ＤＡ２、Ｒ６、Ｒ７、Ｑｐ３）は前記第１系統バイポーラトランジスタ（Ｑ１１）と前記第２系統バイポーラトランジスタ（Ｑ２１）とのいずれにも選択的に前記可変電源電圧（ＶＬＶＤＯ）を供給する（図６参照）。
【００４１】
本発明の更に他のひとつの形態によるＲＦ電力増幅器では、前記第２の系統のＲＦ送信出力信号の周波数は前記第１の系統のＲＦ送信出力信号の周波数の略２倍に設定されている。ＲＦ電力増幅器は、前記第１の系統のＲＦ送信出力信号の２倍高調波を接地電位点にバイパスする高調波トラップ回路（Ｌ１０１、Ｃ１０４）を含む（図６参照）。
【００４２】
本発明の具体的な形態によるＲＦ電力増幅器では、前記バイポーラトランジスタ（Ｑ１）はヘテロバイポーラトランジスタである。
【００４３】
本発明の具体的な形態によるＲＦ電力増幅器では、前記ヘテロバイポーラトランジスタは、化合物半導体チップ上に構成された化合物ヘテロバイポーラトランジスタと、シリコンチップ上に構成されたシリコン・ゲルマニュームヘテロバイポーラトランジスタとのいずれかである。
【００４４】
本発明の最も具体的な形態によるＲＦ電力増幅器は、前記バイポーラトランジスタ（Ｑ１）と、前記電圧レギュレータ（ＤＡ３、Ｒ６、Ｒ７、Ｑｐ３）と、前記ベースバイアス回路（ＤＡ１、Ｒ３、Ｑｐ１、Ｑｐ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ２）とが１つのパッケージに組み込まれたＲＦパワーモジュールとして構成されている。
【発明の効果】
【００４５】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、下記の通りである。
【００４６】
すなわち、本発明によれば、パワー制御電圧によって制御される最終段増幅パワー素子のエミッタ接地のバイポーラトランジスタのコレクタ可変電源電圧の制御とベースバイアス電圧の制御に際して、コレクタ可変電源電圧制御とベースバイアス電圧制御との間の独立性を維持することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４７】
≪ＲＦ電力増幅器の構成≫
図１は、本発明の１つの実施形態によるＲＦ電力増幅器を示す回路図である。
【００４８】
同図に示すように本発明の１つの実施形態によるＲＦ電力増幅器は、１つのパッケージ中に組み込まれたＲＦパワーモジュールとして構成されている。このＲＦパワーモジュールは、ＧａＡｓ半導体チップＣｈｉｐ＿１とシリコン半導体チップＣｈｐ＿２とを含んでいる。
【００４９】
ＧａＡｓ半導体チップＣｈｉｐ＿１は、ＲＦパワーモジュールの最終段増幅パワー素子のエミッタ接地のＮＰＮ型ＨＢＴＱ１と、ベースバラスト抵抗Ｒ１と、バイアス用ＮＰＮ型ＨＢＴＱ３、Ｑ４と、エミッタフォロワー・バイアス用ＮＰＮ型ＨＢＴＱ２と、ベース抵抗Ｒ２と、結合容量Ｃ６とを含んでいる。
【００５０】
シリコン半導体チップＣｈｐ＿２は、ＧａＡｓ半導体チップＣｈｉｐ＿１のためのベースバイアス回路を含み、このベースバイアス回路は差動増幅器ＤＡ１と、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ１、Ｑｐ２と抵抗Ｒ３とを含んでいる。差動増幅器ＤＡ１の反転入力端子（−）にはＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃが供給され、差動増幅器ＤＡ１の非反転入力端子（＋）はＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ１のドレインと抵抗Ｒ３とに接続されている。更に、シリコン半導体チップＣｈｐ＿２は、ＲＦパワーモジュールの駆動増幅パワー素子のソース接地のＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱｎ１と、ゲート接地のＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱｎ２と、差動増幅器ＤＡ２と、バイアス用ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱｎ３、Ｑｎ４、Ｑｎ５と、抵抗Ｒ４、Ｒ５と、容量Ｃ３と、負荷としてのスパイラルインダクターＬ２と、定電流源ＣＳ１、ＣＳ２とを含む。また、シリコン半導体チップＣｈｐ＿２は可変電源電圧ＶＬＶＤＯを形成するための電圧レギュレータを含み、この電圧レギュレータは、差動増幅器ＤＡ３と、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ３と、負帰還抵抗Ｒ６、Ｒ７とを含んでいる。差動増幅器ＤＡ３の反転入力端子（−）にはＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃが供給され、差動増幅器ＤＡ３の非反転入力端子（＋）は負帰還抵抗Ｒ６、Ｒ７の共通接続点に接続されている。更に、シリコン半導体チップＣｈｐ＿２は可変電源電圧ＶＬＶＤＯを形成するための電圧レギュレータに第２オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを与え、特に本発明に従ってベースバイアス回路に第１オフセット電圧Ｖｂａｓｅ＿ｏｆｆｓｅｔを与えるオフセット回路を含む。このオフセット回路は差動増幅器ＤＡ４と、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ４、Ｑｐ５と、位相補償回路Ｃ７、Ｒ８と、抵抗Ｒ９とを含むだけでなく、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ６を含んでいる。差動増幅器ＤＡ４の反転入力端子（−）には略一定のバイアス電圧Ｖｂｉａｓが供給され、差動増幅器ＤＡ４の非反転入力端子（＋）はＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ４のドレインと抵抗Ｒ９とに接続されている。
【００５１】
ＲＦ  ＩＣの送信系信号処理回路からのＲＦ送信入力信号ＲＦＰｉｎが容量Ｃ２とインダクターＬ３とを介してシリコン半導体チップＣｈｐ＿２のソース接地ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱｎ１のゲートに供給され、ソース接地ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱｎ１のドレイン増幅出力信号電流はゲート接地のＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱｎ２のソース・ドレイン経路を介して負荷としてのスパイラルインダクターＬ２の一端に供給される。負荷としてのスパイラルインダクターＬ２の他端には、電圧レギュレータから形成された可変電源電圧ＶＬＶＤＯが供給されている。ゲート接地のＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱｎ２のドレインには、容量Ｃ４、ストリップラインＳＬ１、インダクターＬ４、容量Ｃ５で構成された高調波トラップ回路が接続されている。高調波トラップ回路のインダクターＬ４、容量Ｃ５の直列共振周波数はＲＦ送信入力信号ＲＦＰｉｎの周波数の２倍高調波に共振するように設定されている。その結果、ゲート接地のＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱｎ２のドレインの２倍高調波は高調波トラップ回路のインダクターＬ４、容量Ｃ５の極めて低い直列共振インピーダンスを介して接地電位点にバイパスされる。ゲート接地のＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱｎ２のドレインのＲＦ増幅信号の基本周波数成分は容量Ｃ４とストリップラインＳＬ１と容量Ｃ６とを介してＲＦパワーモジュールの最終段増幅パワー素子のエミッタ接地のＮＰＮ型ＨＢＴＱ１のベースに供給され、ＨＢＴＱ１のコレクタ増幅出力信号電流は負荷としてのスパイラルインダクターＬ１の一端に供給される。負荷としてのスパイラルインダクターＬ１の他端には、電圧レギュレータから形成された可変電源電圧ＶＬＶＤＯが供給されている。ＨＢＴＱ１のコレクタにはストリップラインＳＬ２、容量Ｃ８、Ｃ９で構成された出力整合回路が接続される。この出力整合回路から最終的なＲＦ送信増幅出力信号ＲＦＰｏｕｔが得られ、図示しないアンテナスイッチを介して携帯電話端末のアンテナにＲＦ送信増幅出力信号ＲＦＰｏｕｔが供給される。
【００５２】
また、図１の本発明の１つの実施形態では、図２に示すようにＡＰＣ制御信号Ｖａｐｃの増加に応答してベースバイアス回路ＤＡ１、Ｒ３、Ｑｐ１、Ｑｐ２から生成されるベースバイアス電圧Ｖｂａｓｅ＿ｂｉａｓが立ち上がる際のＡＰＣ制御信号Ｖａｐｃの第１オフセット電圧Ｖｂａｓｅ＿ｏｆｆｓｅｔとＡＰＣ制御信号Ｖａｐｃの増加に応答して電圧レギュレータＤＡ３、Ｒ６、Ｒ７、Ｑｐ３から生成される可変電源電圧ＶＬＶＤＯが立ち上がる際のＡＰＣ制御信号Ｖａｐｃの第２オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔとの差電圧を所定の関係に設定することにより最終段増幅パワー素子のエミッタ接地のＮＰＮ型ＨＢＴＱ１のベース・コレクタ間電圧がＨＢＴＱ１のベース・コレクタ間ＰＮ接合の等価的ダイオードＤ１の順方向ターンオン電圧よりも低くなるように設定されている。すなわち、オフセット回路（差動増幅器ＤＡ４、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ４、Ｑｐ５、位相補償回路Ｃ７、Ｒ８、抵抗Ｒ９、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ６）のＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ５のドレイン電流が電圧レギュレータＤＡ３、Ｒ６、Ｒ７、Ｑｐ３の負帰還抵抗Ｒ７に供給されることによって、第２オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔが生成される。このＡＰＣ制御信号Ｖａｐｃの増加に応答して電圧レギュレータＤＡ３、Ｒ６、Ｒ７、Ｑｐ３から生成される可変電源電圧ＶＬＶＤＯが立ち上がる際のＡＰＣ制御信号Ｖａｐｃが所定の値の第２オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを持つことは、下記の点で有利である。もしも、第２オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔがゼロボルトならば、ＡＰＣ制御信号Ｖａｐｃに重畳する僅かなノイズや誤差電圧によっても、ＲＦ電力増幅器からＲＦ送信出力信号が放出されてしまう。しかし、ＡＰＣ制御信号Ｖａｐｃが所定の値の第２オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを持つことによって、このような事態を回避することが可能となる。
【００５３】
また、オフセット回路（差動増幅器ＤＡ４、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ４、Ｑｐ５、位相補償回路Ｃ７、Ｒ８、抵抗Ｒ９、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ６）のＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ６のドレイン電流がベースバイアス回路ＤＡ１、Ｒ３、Ｑｐ１、Ｑｐ２の抵抗Ｒ３に供給されることによって、第１オフセット電圧Ｖｂａｓｅ＿ｏｆｆｓｅｔが生成される。尚、第２オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔと第１オフセット電圧Ｖｂａｓｅ＿ｏｆｆｓｅｔとは略等しい電圧に設定されている。第２オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔよりも第１オフセット電圧Ｖｂａｓｅ＿ｏｆｆｓｅｔが若干低くても良い。その際には、この差電圧によって最終段増幅パワー素子のエミッタ接地のＮＰＮ型ＨＢＴＱ１のベース・コレクタ間ＰＮ接合の等価的ダイオードが極めて浅く順方向電圧でバイアスされるだけとなり、結果としてはＨＢＴＱ１が深い飽和領域に駆動されないことが重要である。しかし、回路定数の偏差によってＨＢＴＱ１が深い飽和領域に駆動されないためには、図２に示したように第２オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔよりも第１オフセット電圧Ｖｂａｓｅ＿ｏｆｆｓｅｔが若干高くすることが推奨される。
【００５４】
図２は、図１に示したポーラループ方式のＲＦパワーモジュールの回路動作を説明する図である。図２の横軸は図１の電圧レギュレータの差動増幅器ＤＡ３の反転入力端子（−）とベースバイアス回路の差動増幅器ＤＡ１の反転入力端子（−）とに供給されるＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃを示し、図２の縦軸は電圧レギュレータからの可変電源電圧ＶＬＶＤＯとベースバイアス回路からのバイアス電圧に基づきＧａＡｓ半導体チップＣｈｉｐ＿１のエミッタフォロワー・バイアス用ＮＰＮ型ＨＢＴＱ２のエミッタに得られるエミッタ接地のＮＰＮ型ＨＢＴＱ１のベースバイアス電圧Ｖｂａｓｅ＿ｂｉａｓとを示している。
【００５５】
ＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃのレベルがオフセット回路から電圧レギュレータの差動増幅器ＤＡ３の非反転入力端子（＋）に供給される第２オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔのレベルよりも低い場合には、差動増幅器ＤＡ３の出力電圧はハイレベルとなる。従って、差動増幅器ＤＡ３のハイレベル出力電圧によりゲートが駆動されるＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ３はオフ状態となるので、携帯電話端末のバッテリー電圧ＶｂａｔからＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ３のソース・ドレイン経路を介しての可変電源電圧ＶＬＶＤＯは略ゼロボルトとなる。
【００５６】
一方、ベースバイアス回路でも、ＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃのレベルがオフセット回路からベースバイアス回路の差動増幅器ＤＡ１の非反転入力端子（＋）に供給される第１オフセット電圧Ｖｂａｓｅ＿ｏｆｆｓｅｔのレベルよりも低い場合には、差動増幅器ＤＡ１の出力電圧はハイレベルとなる。ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ１のソース・ゲート間とＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ２のソース・ゲート間とは、差動増幅器ＤＡ１の出力電圧で並列に駆動されているので、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ１、Ｑｐ２はともにオフ状態である。従って、２個のダイオード接続ＨＢＴＱ３、Ｑ４にはＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ２からのバイアス電流が供給されていないので、最終段増幅パワー素子のエミッタ接地のＮＰＮ型ＨＢＴＱ１のベースバイアス電圧も略ゼロボルトとなっている。
【００５７】
以上のように、ＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃのレベルが第２オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔと第１オフセット電圧Ｖｂａｓｅ＿ｏｆｆｓｅｔのレベルよりも低い場合には、電圧レギュレータのＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ３のソース・ドレイン経路を介して最終段増幅パワー素子のエミッタ接地のＮＰＮ型ＨＢＴＱ１のコレクタに供給される可変電源電圧ＶＬＶＤＯは略ゼロボルトとなり、ベースバイアス回路からの最終段増幅パワー素子のエミッタ接地のＮＰＮ型ＨＢＴＱ１のベースバイアス電圧も略ゼロボルトとなっているので、ＮＰＮ型ＨＢＴＱ１の深い飽和領域への駆動を回避することができる。
【００５８】
次に、ＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃが、電圧レギュレータの差動増幅器ＤＡ３の非反転入力端子（＋）に供給される第２オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔのレベルよりも高くなったとする。すると、差動増幅器ＤＡ３のローレベル出力電圧によってゲートが駆動されるＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ３はオン状態となるので、図２に示すようにＱｐ３のドレインから最終段増幅パワー素子のエミッタ接地のＮＰＮ型ＨＢＴＱ１のコレクタに供給される可変電源電圧ＶＬＶＤＯはＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃの上昇に追従して上昇を開始する。
【００５９】
これと略同時にベースバイアス回路において、ＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃのレベルが差動増幅器ＤＡ１の非反転入力端子（＋）に供給される第１オフセット電圧Ｖｂａｓｅ＿ｏｆｆｓｅｔのレベルよりも高くなる。差動増幅器ＤＡ１のローレベル出力電圧によってゲートが駆動されるＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ１、Ｑｐ２とはオン状態となる。ベースバイアス回路の差動増幅器ＤＡ１とＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ１とはボルテージフォロワー回路としての動作を開始するので、抵抗Ｒ３の両端間へのＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃの供給が開始される。ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ１のソース・ゲート間とＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ２のソース・ゲート間とは、差動増幅器ＤＡ１の出力電圧で並列に駆動されている。ここでＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ１の素子サイズとＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ２の素子サイズとが等しく設定されているので、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ１のドレイン電流とＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ２のドレイン電流とは等しくなる。もし、直列接続された２個のダイオード接続ＨＢＴＱ３、Ｑ４の直列接続インピーダンスが抵抗Ｒ３と等しいならば、２個のダイオード接続ＨＢＴＱ３、Ｑ４にも抵抗Ｒ３の両端間のＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃの供給が開始される。従って、エミッタフォロワー・バイアス用ＮＰＮ型ＨＢＴＱ２のベース・エミッタと最終段増幅パワー素子のエミッタ接地のＮＰＮ型ＨＢＴＱ１のベース・エミッタとの直列接続にも、ＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃの供給が開始される。
【００６０】
従って、図２に示すようにＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃのレベルが第２オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔと第１オフセット電圧Ｖｂａｓｅ＿ｏｆｆｓｅｔのレベルよりも高くなると、電圧レギュレータのＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ３のソース・ドレイン経路を介して最終段増幅パワー素子のエミッタ接地のＮＰＮ型ＨＢＴＱ１のコレクタに供給される可変電源電圧ＶＬＶＤＯがＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃの上昇に応答して増加を開始して、これと略同時に、ベースバイアス回路からの最終段増幅パワー素子のエミッタ接地のＮＰＮ型ＨＢＴＱ１のベースバイアス電圧もＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃの上昇に応答して増加を開始するので、ＮＰＮ型ＨＢＴＱ１の深い飽和領域への駆動を回避することができる。
【００６１】
尚、図２に示すように、ＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃが十分上昇すると、最終段増幅パワー素子のエミッタ接地のＮＰＮ型ＨＢＴＱ１のベースバイアス電圧Ｖｂａｓｅ＿ｂｉａｓが略飽和するのに対して、コレクタの可変電源電圧ＶＬＶＤＯが単調に増加する。このベースバイアス電圧Ｖｂａｓｅ＿ｂｉａｓの飽和特性は、電圧クランプ・ダイオードとしてダイオード接続された２個のＨＢＴＱ３、Ｑ４のベース・エミッタ間ＰＮ接合の順方向特性に起因している。その結果、図４に示すようにＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃの増加によりＲＦ電力増幅器からのＲＦ送信電力信号を滑らかに増大させることができる。もし、ＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃの増加に応答してベースバイアス回路ＤＡ１、Ｒ３、Ｑｐ１、Ｑｐ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ２から生成されるベースバイアス電圧Ｖｂａｓｅ＿ｂｉａｓの増加が飽和せずに単調に増加するならば、ＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃの増加によりＲＦ電力増幅器からのＲＦ送信電力信号は急激に増大することになる。もしダイオード接続された２個のＨＢＴＱ３、Ｑ４を抵抗に置換すると、置換抵抗の両端に生成されるベースバイアス電圧Ｖｂａｓｅ＿ｂｉａｓの増加が飽和せずに単調に増加してしまう。さらにＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃが増加すると、コレクタの可変電源電圧ＶＬＶＤＯが増大して最終段増幅パワー素子のエミッタ接地のＮＰＮ型ＨＢＴＱ１のベース・コレクタ間ＰＮ接合は十分大きな電圧で逆方向バイアスされ、ＮＰＮ型ＨＢＴＱ１は大きな増幅率でＲＦ電力増幅動作を実行するようになる。
【００６２】
図３は、図１に示した実施形態でのＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃの上昇に追従する電圧レギュレータの制御による可変電源電圧ＶＬＶＤＯの特性を示したものである。同図に示すように、ＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃが０．１６ボルトから０．２ボルトの範囲においても、ＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃの上昇に応答して電圧レギュレータのＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ３のソース・ドレイン経路を介して最終段増幅パワー素子のエミッタ接地のＮＰＮ型ＨＢＴＱ１のコレクタに供給される可変電源電圧ＶＬＶＤＯが滑らかに上昇すると言う理想的な特性が現れている。
【００６３】
図４は、図１に示した実施形態でのＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃの上昇に追従するＲＦ送信増幅出力信号ＲＦＰｏｕｔの特性を示したものである。同図に示すように、ＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃが０．１６ボルトから０．２ボルトの範囲においても、ＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃの上昇に応答してＲＦ送信増幅出力信号ＲＦＰｏｕｔも同様に滑らかに上昇すると言う理想的な特性が現れている。その結果、図１に示した実施形態によれば隣接チャンネル妨害が回避されるだけではなく、ＥＤＧＥ方式の送信機能をサポートするポーラループトランスミッターにおいては振幅変調成分のエラーベクトルマグニチュード（ＥＶＭ：Ｅｒｒｏｒ  Ｖｅｃｔｏｒ  Ｍａｇｎｉｔｕｄｅ）の劣化を回避することができる。
【００６４】
図５は図１に示した本発明の上記１つの実施形態によるＲＦ電力増幅器と通信用半導体集積回路（ＲＦ  ＩＣ）とを組み合わせた携帯電話端末の全体の構成を示す回路図である。このＲＦ  ＩＣは、基地局と通信端末機器との通信が位相変調ともに振幅変調を使用するＥＤＧＥ方式に対応するためのポーラループ方式の送信方式を採用している。図５中では送信用ＲＦ電力増幅器２０３が、図１で説明した本発明の１つの実施形態によるＲＦ電力増幅器に対応している。
【００６５】
ＲＦ  ＩＣのひとつの半導体チップ３００は、３つのサブユニット３０１、３０２、３０３を含んでいる。図５には、ＲＦ  ＩＣ３００以外にも、携帯電話端末機器の送受信用のアンテナ１００と、フロントエンドモジュール２００も示されている。フロントエンドモジュール２００は、アンテナスイッチ２０１（ＡＮＴ＿ＳＷ）と、送信用ＲＦ電力増幅器２０３と、送信用ＲＦ電力増幅器２０３からの送信パワーを検出するためのパワーカップラーＣＰＬとを含んでいる。
【００６６】
図５において、３０３は、ＲＦキャリア同期サブユニットＳＹＮである。ＲＦキャリア同期サブユニット３０３（ＳＹＮ）では、集積回路ＲＦ  ＩＣの外部の水晶振動子５０１（Ｘｔａｌ）によって発振周波数が安定に維持されたシステム基準クロック発振器３０３１（ＤＣＸＯ）からのシステム基準クロック信号が印加された周波数シンセサイザ３０３２は、ＲＦ発振器３０３３（ＲＦＶＣＯ）のＲＦ発振周波数も安定に維持する。ＲＦ発振器３０３３（ＲＦＶＣＯ）のＲＦ出力が分周器３０３５（１／Ｍ）に供給されることにより、分周器３０３５（１／Ｍ）の出力からＲＦ信号ΦＲＦが得られる。このＲＦ信号ΦＲＦは、通信用ＲＦアナログ信号処理集積回路ＲＦ  ＩＣ内部のＲＦ受信信号アナログ信号処理サブユニット３０１（ＲＸ  ＳＰＵ）とＲＦ送信信号アナログ信号処理サブユニット３０２（ＴＸ  ＳＰＵ）とに供給される。すなわち、このＲＦ送信信号アナログ信号処理サブユニット３０２（ＴＸ  ＳＰＵ）が、ＥＤＧＥ方式に対応するためのポーラループ方式で構成されている。
【００６７】
受信状態に設定されたタイムスロットでは、フロントエンドモジュール２００（ＦＥＭ）のアンテナスイッチ２０１（ＡＮＴ＿ＳＷ）は上側に接続される。従って、アンテナ１００で受信されたＲＦ受信信号は、例えば表面弾性波デバイスにより構成された受信フィルタ２０２（ＳＡＷ）を介してＲＦ受信信号アナログ信号処理サブユニット３０１（ＲＸ  ＳＰＵ）のローノイズアンプ３０１１（ＬＮＡ）の入力に供給される。このローノイズアンプ３０１１（ＬＮＡ）のＲＦ増幅出力信号は、受信ミキサー３０１２を構成する二つの混合回路ＲＸ−ＭＩＸ＿Ｉ、ＲＸ−ＭＩＸ＿Ｑの一方の入力に供給される。二つの混合回路ＲＸ−ＭＩＸ＿Ｉ、ＲＸ−ＭＩＸ＿Ｑの他方の入力には、分周器３０３５（１／Ｍ）からのＲＦ信号ΦＲＦに基づいて９０°位相器３０１３（９０Ｄｅｇ）で形成された９０°位相を有する２つのＲＦ受信キャリア信号が供給される。その結果、受信ミキサー３０１２の混合回路ＲＸ−ＭＩＸ＿Ｉ、ＲＸ−ＭＩＸ＿ＱではＲＦ受信信号周波数からベースバンド信号周波数へのダイレクトダウン周波数コンバージョンが実行されて、出力から受信アナログベースバンド信号ＲｘＡＢＩ、ＲｘＡＢＱが得られる。この受信アナログベースバンド信号ＲｘＡＢＩ、ＲｘＡＢＱは受信タイムスロット設定で利得が調整された可変利得アンプ３０１４、３０１５で増幅された後、ＲＦ  ＩＣのチップ内のＡ／Ｄ変換器によりデジタル信号に変換される。このデジタル受信信号は、図示されていないベースバンド信号処理ＬＳＩへ供給される。
【００６８】
送信状態に設定されたタイムスロットでは、図示されていないベースバンド信号処理ＬＳＩからデジタル送信ベースバンド信号がＲＦ  ＩＣに供給される。その結果、ＲＦ  ＩＣ内部の図示されていないＤ／Ａ変換器の出力から、アナログベースバンド送信信号ＴｘＡＢＩ、ＴｘＡＢＱがＲＦ送信信号アナログ信号処理サブユニット３０２（ＴＸ  ＳＰＵ）の送信ミキサー３０２１の二つの混合回路ＴＸ−ＭＩＸ＿Ｉ、ＴＸ−ＭＩＸ＿Ｑの一方の入力に供給される。分周器３０３５（１／Ｍ）の出力からのＲＦ信号ΦＲＦが他の分周器３０２２（１／Ｎ）で分周されることによって、約８０ＭＨｚの中間周波数（以下、ＩＦと称す）の信号ΦＩＦが得られる。このＩＦ信号ΦＩＦに基づき９０°位相器３０２３（９０Ｄｅｇ）で形成された９０°位相を有する２つのＩＦ送信キャリア信号が二つの混合回路ＴＸ−ＭＩＸ＿Ｉ、ＴＸ−ＭＩＸ＿Ｑの他方の入力に供給される。その結果、送信ミキサー３０２１の混合回路ＴＸ−ＭＩＸ＿Ｉ、ＴＸ−ＭＩＸ＿Ｑでは、アナログベースバンド送信信号の周波数からＩＦ送信信号への周波数アップコンバージョンが実行されて、加算器３０２４からベクトル合成されたひとつのＩＦ送信変調信号が得られる。加算器３０２４からのＩＦ送信変調信号はＲＦ送信信号アナログ信号処理サブユニット３０２（ＴＸ  ＳＰＵ）の位相変調成分の送信のためのＰＭループ回路３０２５（ＰＭ  ＬＰ）を構成する位相比較器ＰＣの一方の入力に供給されている。ＰＭループ回路３０２５（ＰＭ  ＬＰ）では、位相比較器ＰＣの出力はチャージポンプＣＰとローパスフィルタＬＦ１を介して送信用発振器ＴＸＶＣＯの制御入力に伝達される。
【００６９】
更に、図５で送信用発振器ＴＸＶＣＯの出力に入力が接続されたバッファアンプＢＦは、電圧レギュレータＶｒｅｇからの動作電圧が供給されている。送信用電圧制御発振器ＴＸＶＣＯの出力は分周器３０３５（１／Ｍ）からＲＦ信号ΦＲＦが供給されたＰＭループ用周波数ダウンミキサーＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭの入力に供給されることによって、ＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭの出力から第１ＩＦ送信帰還信号が得られる。送信タイムスロットがＧＳＭ方式の時には、この第１ＩＦ送信帰還信号がスイッチＳＷ＿１を介してＰＭループ回路３０２５（ＰＭ  ＬＰ）を構成する位相比較器ＰＣの他方の入力に供給される。この結果、送信用ＲＦ電力増幅器２０３の出力の送信パワー信号はＧＳＭ方式の正確な位相変調情報を含むようになる。一方、送信タイムスロットがＧＳＭ方式の時は、ＲＦアナログ信号処理集積回路３００内部のランプ信号Ｄ／Ａ変換器３０９（Ｒａｍｐ  ＤＡＣ）のランプ出力電圧Ｖｒａｍｐが、スイッチＳＷ２を介して１０ＭＨｚフィルタ３１５に供給される。このフィルタ３１５からのランプ出力電圧Ｖｒａｍｐと、送信用ＲＦ電力増幅器２０３の送信パワーを検出するパワーカップラーＣＰＬとパワー検出器ＰＤＥＴとからの送信パワー検出信号Ｖｄｅｔとが、誤差増幅器Ｅｒｒ＿Ａｍｐに供給される。誤差増幅器Ｅｒｒ＿Ａｍｐの出力からの自動パワー制御電圧Ｖａｐｃによるコレクタ電源電圧制御とベースバイアス電圧制御により、送信用ＲＦ電力増幅器２０３の増幅ゲインは基地局と携帯通信端末装置との距離に比例して設定される。尚、ランプ信号Ｄ／Ａ変換器３０９にベースバンドＬＳＩのようなベースバンド信号処理ユニットから供給されるディジタルランプ入力信号は、送信パワーのレベルを示す送信パワーレベル指示信号であり、基地局と通信端末機器との距離に比例して送信パワーレベルを高く制御するものである。このランプ信号Ｄ／Ａ変換器３０９の出力から、アナログのランプ出力電圧Ｖｒａｍｐが生成される。
【００７０】
一方、送信タイムスロットがＥＤＧＥ方式の時は、加算器３０２４からのＩＦ送信変調信号は、位相変調情報だけではなく振幅変調情報も含むことになる。従って、加算器３０２４からＩＦ送信変調信号はＰＭループ回路３０２５（ＰＭ  ＬＰ）を構成する位相比較器ＰＣの一方の入力に供給されだけではなく、ＡＭループ回路３０２６（ＡＭ  ＬＰ）を構成する振幅比較器ＡＣの一方の入力に供給される。この時には、位相比較器ＰＣの他方の入力には、送信用発振器ＴＸＶＣＯの出力がＰＭループ用周波数ダウンミキサーＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭを介して供給されるのではない。むしろ、送信用ＲＦ電力増幅器２０３の送信パワーに関係する情報（ＲＦ送信パワーレベルＲＦＰＬＶ）が、パワーカップラーＣＰＬ、可変利得回路ＭＶＧＡ、ＡＭループ用周波数ダウンミキサーＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＡＭを介して位相比較器ＰＣの他方の入力に供給されることとなる。また、ＡＭループ回路３０２６（ＡＭ  ＬＰ）を構成する振幅比較器ＡＣの他方の入力にも、送信用ＲＦ電力増幅器２０３の送信パワーに関係する情報（ＲＦ送信パワーレベルＲＦＰＬＶ）がパワーカップラーＣＰＬ、可変利得回路ＭＶＧＡ、ＡＭループ用周波数ダウンミキサーＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＡＭを介して供給されることとなる。ＡＭループ回路３０２６（ＡＭ  ＬＰ）では、振幅比較器ＡＣの出力はローパスフィルタＬＦ２、可変利得回路ＩＶＧＡ、電圧・電流変換器Ｖ／Ｉ、チャージポンプＣＰ、スイッチＳＷ２を介して１０ＭＨｚフィルタ３１５に供給される。この結果、まずＰＭループ回路３０２５（ＰＭ  ＬＰ）によって、送信用発振器ＴＸＶＣＯのＲＦ発振出力信号を増幅する送信用ＲＦ電力増幅器２０３の出力の送信パワー信号はＥＤＧＥ方式の正確な位相変調情報を含むようになる。さらに、ＡＭループ回路３０２６（ＡＭ  ＬＰ）によって、送信用ＲＦ電力増幅器２０３の出力の送信パワー信号はＥＤＧＥ方式の正確な振幅変調情報を含むようになる。
【００７１】
尚、送信用ＲＦ電力増幅器２０３の送信パワーを検出するパワーカップラーＣＰＬとしては、ＲＦ電力増幅器２０３の送信パワーを電磁気的もしくは容量的に検出するカップラーを採用することができる。このパワーカップラーＣＰＬとしては、それ以外に、カレントセンス形検出器も採用することができる。このカレントセンス形検出器は、ＲＦ電力増幅器の最終段パワー増幅素子と並列に検出増幅素子を接続して、最終段パワー増幅素子のＤＣ・ＡＣ動作電流に比例する小さな検出ＤＣ・ＡＣ動作電流を検出増幅素子に流すものである。
【００７２】
図５のＲＦアナログ信号処理集積回路３００では、ランプ信号Ｄ／Ａ変換器３０９（Ｒａｍｐ  ＤＡＣ）のランプ電圧Ｖｒａｍｐに応答するＡＭループ回路３０２６（ＡＭ  ＬＰ）の二つの可変利得回路ＭＶＧＡ、ＩＶＧＡの利得は逆方向となるように、制御回路３１４（ＣＮＴＬ）が１０ビットのディジタルランプ信号に応答して８ビットの２つの制御信号を生成する。すなわち、ランプ電圧Ｖｒａｍｐに応答して可変利得回路ＭＶＧＡの利得が減少する時には、可変利得回路ＩＶＧＡの利得が増加することで、二つの可変利得回路ＭＶＧＡ、ＩＶＧＡの利得の和がほぼ一定となる。この結果、ＡＭループ回路３０２６のオープンループ周波数特性の位相余裕がランプ電圧Ｖｒａｍｐに応答して著しく小さくなることを軽減している。
【００７３】
≪変形実施形態≫
図６は、本発明の他の１つの実施形態によるＲＦ電力増幅器は、１つのパッケージ中に組み込まれたＲＦパワーモジュールとして構成されている。このＲＦパワーモジュールは、マルチバンドの送信周波数に対応するものである。マルチバンドは、基本的には２つの系統で構成されている。第１の系統は８５０ＭＨｚ〜９００ＭＨｚの周波数帯域であり、第２の系統は１８００ＭＨｚ〜ＰＣＳ１９００ＭＨｚの周波数帯域とのデュアルバンドの基本構成となっている。より具体的には、マルチバンドは、ＧＳＭ８５０ＭＨｚ、ＧＳＭ９００ＭＨｚ、ＤＣＳ１８００ＭＨｚ、ＰＣＳ１９００ＭＨｚのクワッドバンドの構成となっている。尚、ＤＣＳはＤｉｇｉｔａｌ  Ｃｅｌｌｕｌａｒ  Ｓｙｓｔｅｍの略称、ＰＣＳはＰｅｒｓｏｎａｌ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  Ｓｙｓｔｅｍの略称である。尚、図６のＲＦ電力増幅器は、ＧＳＭ方式による位相変調による通信だけではなく、ＥＤＧＥ方式による位相変調と振幅変調とによる通信にも対応している。このＥＤＧＥ方式への対応のために、図１の実施形態と同様に図６においても、ポーラループ方式のＲＦ電力増幅器が採用されている。１つのパッケージ中に組み込まれたＲＦパワーモジュールには、シリコンチップＣｈｉｐ＿２と、ＧａＡｓ半導体チップＣｈｉｐ１、ＧａＡｓ半導体チップＣｈｉｐ３、ＰチャンネルパワーＭＯＳトランジスタチップＣｈｉｐ４と、その他容量やインダクターやストリップライン等の受動素子も、１つのパッケージ中に含んでいる。
【００７４】
図６において、第１の系統であるＧＳＭ８５０ＭＨｚ、ＧＳＭ９００ＭＨｚのＲＦ送信入力信号ＲＦＰｉｎ＿ＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００が容量Ｃ１００、Ｃ１０１、インダクターＬ１００を介してシリコンチップＣｈｉｐ＿２のソース接地のＲＦ初段アンプとしてのＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱ１００のゲートに供給されている。尚、他のＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱ１０１は、ソース接地のＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱ１００のためのカレントミラー型のバイアス回路を構成している。ソース接地のＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱ１００のドレイン増幅出力信号は、ストリップラインＳＬ１００、ＳＬ１０１、ＳＬ１０２、容量Ｃ１０２、Ｃ１０３、Ｃ１０４、インダクターＬ１０１を介して、ＧａＡｓ半導体チップＣｈｉｐ１の第１の系統の最終段のＧａＡｓＨＢＴＱ１１のベースに供給されている。尚、ＧａＡｓ半導体チップＣｈｉｐ１中の４個のＧａＡｓＨＢＴＱ１１、Ｑ１２、Ｑ１３、Ｑ１４は、図１の実施形態のＧａＡｓ半導体チップＣｈｉｐ１中の４個のＧａＡｓＨＢＴＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４と同様に、接続されている。ＧａＡｓ半導体チップＣｈｉｐ１の第１の系統の最終段のＧａＡｓＨＢＴＱ１１のコレクタ増幅出力信号はストリップラインＳＬ１０５、容量Ｃ１０７、Ｃ１０８、Ｃ１０９、インダクターＬ１０３の出力整合回路に供給され、この出力整合回路を介して第１の系統のＲＦ送信出力信号ＲＦＰｏｕｔ＿ＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００が得られる。尚、この出力整合回路には、第１の系統のＲＦ送信出力信号ＲＦＰｏｕｔ＿ＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００の送信出力電力レベルを検出するためのパワーカップラーＣｕｐｌｒ＿ｏｕｔ１が接続されている。第２の系統であるＤＣＳ１８００ＭＨｚ、ＰＣＳ１９００ＭＨｚのＲＦ送信入力信号ＲＦＰｉｎ＿ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００がシリコンチップＣｈｉｐ＿２の容量Ｃ２００、Ｃ２０１、インダクターＬ２００を介してソース接地のＲＦ初段アンプとしてのＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱ２００のゲートに供給されている。尚、他のＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱ２０１は、ソース接地のＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱ２００のためのカレントミラー型のバイアス回路を構成している。ソース接地のＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱ２００のドレイン増幅出力信号は、容量Ｃ２０２を介して、ソース接地のＲＦ２段目アンプとしてのＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱ２０２のゲートに供給されている。他のＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱ２０３は、ソース接地のＲＦ２段目アンプとしてのＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱ２０２のためのカレントミラー型のバイアス回路を構成している。ソース接地のＲＦ２段目アンプとしてのＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱ２０２のドレイン増幅出力信号は、容量Ｃ２０４、Ｃ２０５、ストリップラインＳＬ２０３を介して、ＧａＡｓ半導体チップＣｈｉｐ３の第２の系統の最終段のＧａＡｓＨＢＴＱ２１のベースに供給されている。尚、ＧａＡｓ半導体チップＣｈｉｐ３中の４個のＧａＡｓＨＢＴＱ２１、Ｑ２２、Ｑ２３、Ｑ２４は、図１の実施形態のＧａＡｓ半導体チップＣｈｉｐ１中の４個のＧａＡｓＨＢＴＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４と同様に、接続されている。ＧａＡｓ半導体チップＣｈｉｐ３の第２の系統の最終段のＧａＡｓＨＢＴＱ２１のコレクタ増幅出力信号は、ストリップラインＳＬ２０６、容量Ｃ２０７、Ｃ２０８、Ｃ２０９、Ｃ２１０、インダクターＬ２００、Ｌ２０１の出力整合回路に供給され、この出力整合回路を介して第２の系統のＲＦ送信出力信号ＲＦＰｏｕｔ＿ＧＳＭＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００が得られる。尚、この出力整合回路には、第２の系統のＲＦ送信出力信号ＲＦＰｏｕｔ＿ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００の送信出力電力レベルを検出するためのパワーカップラーＣｕｐｌｒ＿ｏｕｔ２が接続されている。
【００７５】
また、シリコンチップＣｈｉｐ＿２には、ＧａＡｓ半導体チップＣｈｉｐ１の第１の系統の最終段のＧａＡｓＨＢＴＱ１１のコレクタとＧａＡｓ半導体チップＣｈｉｐ３の第２の系統の最終段のＧａＡｓＨＢＴＱ２１のコレクタとに可変電源電圧ＶＬＶＤＯを供給するための電圧レギュレータを構成する差動増幅器ＤＡ３と負帰還抵抗Ｒ６、Ｒ７とが形成されている。尚、差動増幅器ＤＡ３の出力信号は、可変電源電圧ＶＬＶＤＯを供給するためのＰチャンネルパワーＭＯＳトランジスタチップＣｈｉｐ４のＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ３のゲートに供給されている。尚、ＰチャンネルパワーＭＯＳトランジスタチップＣｈｉｐ４のＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ３のドレインからの可変電源電圧ＶＬＶＤＯは、それぞれインダクターＬ１０２、Ｌ２００を介して、ＧａＡｓ半導体チップＣｈｉｐ１の第１の系統の最終段のＧａＡｓＨＢＴＱ１１のコレクタとＧａＡｓ半導体チップＣｈｉｐ３の第２の系統の最終段のＧａＡｓＨＢＴＱ２１のコレクタとに供給されている。また、この可変電源電圧ＶＬＶＤＯは、ストリップラインＳＬ１０６、容量Ｃ１１０とを介して、第１の系統のソース接地のＲＦ初段アンプとしてのＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱ１００のドレイン、第２の系統のソース接地のＲＦ２段目アンプとしてのＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱ２０２のドレインにも供給されている。また、この可変電源電圧ＶＬＶＤＯは、ストリップラインＳＬ２０１、ＳＬ２００、容量Ｃ２０３とを介して、第２の系統のソース接地のＲＦ初段アンプとしてのＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱ２００のドレインに供給されている。
【００７６】
また、図１の実施形態と同様に、図６においてもシリコン半導体チップＣｈｐ＿２は可変電源電圧ＶＬＶＤＯを形成するための電圧レギュレータに第２オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを与えるオフセット回路Ｖｏｆｆｓｅｔが、差動増幅器ＤＡ３の非反転入力端子（＋）に接続されている。また、図１の実施形態と同様に、図６においてもシリコン半導体チップＣｈｐ＿２はＧａＡｓ半導体チップＣｈｉｐ１の第１の系統の最終段のＧａＡｓＨＢＴＱ１１のベースバイアスとＧａＡｓ半導体チップＣｈｉｐ３の第２の系統の最終段のＧａＡｓＨＢＴＱ２１のベースバイアスとにそれぞれ第１オフセット電圧Ｖｂａｓｅ＿ｏｆｆｓｅｔ１、第１オフセット電圧Ｖｂａｓｅ＿ｏｆｆｓｅｔ２を与えるためのオフセット回路ｂａｓｅ＿ｏｆｆｓｅｔ１、ｂａｓｅ＿ｏｆｆｓｅｔ２とを含んでいる。
【００７７】
また、図６のＲＦパワーモジュールでは、第１の系統のソース接地のＲＦ初段アンプとしてのＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱ１００のドレインには、インダクターＬ１０１、容量Ｃ１０４で構成された高調波トラップ回路が接続されている。高調波トラップ回路のインダクターＬ１０１、容量Ｃ１０４の直列共振周波数は第１の系統であるＧＳＭ８５０ＭＨｚ、ＧＳＭ９００ＭＨｚのＲＦ送信入力信号ＲＦＰｉｎ＿ＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００の周波数の２倍高調波の周波数（１７００ＭＨｚ〜１８００ＭＨｚ）に略共振するように設定されている。その結果、ゲート接地のＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱ１００のドレインの２倍高調波は高調波トラップ回路のインダクターＬ１０１、容量Ｃ１０４の極めて低い直列共振インピーダンスを介して接地電位点にバイパスされる。この第１の系統のソース接地のＲＦ初段アンプとしてのＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱ１００のドレインに接続された高調波トラップ回路は、第１の系統の周波数の２倍高調波が妨害信号となって第２の系統のＤＣＳ１８００ＭＨｚ〜ＰＣＳ１９００ＭＨｚの周波数帯域ためのＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱ２００、Ｑ２０２、ＨＢＴＱ２１に影響するのを低減する。
【００７８】
更に、図６のＲＦパワーモジュールには、第１の系統であるＧＳＭ８５０ＭＨｚ、ＧＳＭ９００ＭＨｚと第２の系統であるＤＣＳ１８００ＭＨｚ、ＰＣＳ１９００ＭＨｚとのいずれかを使用するかのバンド選択信号がＲＦ  ＩＣを介してベースバンドＬＳＩから供給される。いずれが選択されても、電圧レギュレータＤＡ３、Ｒ６、Ｒ７、Ｑｐ３は、第１系統ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ１１と第２系統ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ２１とのいずれにも選択的に可変電源電圧ＶＬＶＤＯを供給する。
【００７９】
以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは言うまでもない。
【００８０】
例えば、図６において、ＲＦ電力増幅器の送信パワーを検出する送信出力電力レベルを検出するためのパワーカップラーＣｕｐｌｒ＿ｏｕｔ１、Ｃｕｐｌｒ＿ｏｕｔ２以外に、カレントセンス形検出器も採用することができる。このカレントセンス形検出器は、ＲＦ電力増幅器の最終段パワー増幅素子と並列に検出増幅素子を接続して、最終段パワー増幅素子のＤＣ・ＡＣ動作電流に比例する小さな検出ＤＣ・ＡＣ動作電流を検出増幅素子に流すものである。
【００８１】
更に図１において、ＨＢＴＱ１の熱暴走を抑圧するためのベースバラスト抵抗Ｒ１を、熱暴走を抑圧するためのエミッタバラスト抵抗に置換することも可能である。
【００８２】
また、図１、図６において、最終段のＧａＡｓＨＢＴのコレクタに可変電源電圧ＶＬＶＤＯを供給するための電圧レギュレータのＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ３は、Ｐチャンネルの接合型電界効果トランジスタやＧａＡｓやＩｎＰ等の化合物半導体のＭＥＳＦＥＴやＨＥＭＴのＰチャンネルの電界効果トランジスタでも良いし、またＰＮＰ型バイポーラトランジスタに置換しても良い。
【００８３】
また、最終段のバイポーラトランジスタとしてはＧａＡｓＨＢＴ以外に、ベース層をシリコン・ゲルマニュームのナローバンドギャップとし、エミッタ層をシリコンのワイドバンドギャップとしてシリコン・ゲルマニューム型ＨＢＴを使用することができる。このシリコン・ゲルマニューム型ＨＢＴを採用すれば、最終段のエミッタ接地シリコン・ゲルマニューム型ＨＢＴと初段のエミッタ接地シリコン・ゲルマニューム型ＨＢＴと２段目のエミッタ接地シリコン・ゲルマニューム型ＨＢＴを全て１つのシリコンチップ上に集積化することが可能である。更に、この際には、最終段のエミッタ接地シリコン・ゲルマニューム型ＨＢＴのベース・エミッタ間ＰＮ接合が順方向バイアスされないようにするだけでなく、初段のエミッタ接地シリコン・ゲルマニューム型ＨＢＴと２段目のエミッタ接地シリコン・ゲルマニューム型ＨＢＴとのそれぞれのベース・エミッタ間ＰＮ接合が順方向バイアスされないようにすることが推奨される。しかし、最終段のエミッタ接地シリコン・ゲルマニューム型ＨＢＴの素子サイズが初段や２段目のＨＢＴの素子サイズが大きいので、最終段のＨＢＴのベース・エミッタ間ＰＮ接合が順方向バイアスされることによるパワー制御電圧の上昇により制御されるベースバイアス電圧の増大がコレクタ可変電源電圧の増大への影響が一番大きいことを考慮すべきであろう。
【図面の簡単な説明】
【００８４】
【図１】図１は、本発明の１つの実施形態によるＲＦ電力増幅器の回路構成を示す図である。
【図２】図２は、図１に示したポーラループ方式のＲＦパワーモジュールの回路動作を説明する図である。
【図３】図３は、図１に示した実施形態でのＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃの上昇に追従する電圧レギュレータの制御による可変電源電圧ＶＬＶＤＯの特性を示したものである。
【図４】図４は、図１に示した実施形態でのＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃの上昇に追従するＲＦ送信増幅出力信号ＲＦＰｏｕｔの特性を示したものである。
【図５】図５は図１に示した本発明の上記１つの実施形態によるＲＦ電力増幅器と通信用半導体集積回路とを組み合わせた携帯電話端末の全体の構成を示す回路図である。
【図６】図６は、本発明の他の１つの実施形態によるＲＦ電力増幅器の構成を示す回路図である。
【図７】図７は、本発明に先立って本発明者等が開発に従事したＲＦパワーモジュールの回路を示す図である。
【図８】図８は、図７に示したＲＦパワーモジュールの回路動作を説明する図である。
【図９】図９は、図７に示したＲＦパワーモジュールでＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃの上昇に追従する可変電源電圧ＶＬＶＤＯの特性を示したものである。
【図１０】図１０は、図７に示したポＲＦパワーモジュールでＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃの上昇に追従するＲＦ送信増幅出力信号ＲＦＰｏｕｔの特性を示したものである。
【符号の説明】
【００８５】
Ｑ１  最終段増幅パワー素子のエミッタ接地ＮＰＮ型バイポーラトランジスタ
Ｖａｐｃ  ＡＰＣ制御電圧
ＤＡ３、Ｒ６、Ｒ７、Ｑｐ３  電圧レギュレータ
ＶＬＶＤＯ  コレクタ可変電源電圧
ＤＡ１、Ｒ３、Ｑｐ１、Ｑｐ２  ベースバイアス回路
Ｖｂａｓｅ＿ｂｉａｓ  ベースバイアス電圧
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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