(57)【要約】【課題】ＰＤＭ信号である１ｂｉｔデータ列を受信する受信機であって、ビットエラーレートによるノイズが発生した場合の不快感を改善することのできる受信機を実現する。【解決手段】赤外線通信受信機１において、受信部２が備えるエラー検出部２０は、ＰＤＭ信号として受信した１ｂｉｔデータ列を積分回路を通して直流成分を検出し、検出した直流成分をコンパレータ回路で基準電圧と比較し、比較の大小結果に応じた信号を出力する。直流成分が減少していれば、ビットエラーレートが大きいと判断して、赤外線通信受信機１の音声出力をＯＦＦとする。【選択図】図１
2007158841.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
パルス密度変調された１ｂｉｔデータ列からなりベースバンド伝送された音声データをワイヤレスで受信する受信機において、
ビットエラーレートの大きさを検出する検出手段と、
前記検出手段によって検出された前記ビットエラーレートの大きさを所定の基準値と比較し、前記ビットエラーレートの大きさが前記基準値よりも小さい場合に、受信した前記音声データの再生出力をＯＮとする信号を出力し、前記ビットエラーレートの大きさが前記基準値よりも大きい場合に、前記再生出力をＯＦＦとする信号を出力する比較手段とを備えていることを特徴とする受信機。
【請求項２】
前記検出手段は、受信信号の直流成分を検出する積分器を備え、
前記比較手段は、前記検出手段の検出した前記直流成分を、前記基準値に対応して定められた基準電圧と比較するコンパレータを備えていることを特徴とする請求項１に記載の受信機。
【請求項３】
受信信号の前記１ｂｉｔデータ列を構成する各パルスを入力として新たなパルスを生成して出力する単安定マルチバイブレータ回路を備え、
前記検出手段は、前記単安定マルチバイブレータ回路の出力したパルスを入力信号とするとともに、前記検出手段の入力信号の直流成分を検出する積分器を備え、
前記比較手段は、前記検出手段の検出した前記直流成分を、前記基準値に対応して定められた基準電圧と比較するコンパレータを備えていることを特徴とする請求項１に記載の受信機。
【請求項４】
前記検出手段が前記ビットエラーレートの大きさを検出する前に、パルス割れによる前記ビットエラーを除去することによりビットエラーを補正するビットエラー補正手段を備えていることを特徴とする請求項１に記載の受信機。
【請求項５】
受信信号の前記１ｂｉｔデータ列を構成する各パルスを入力として新たなパルスを生成して出力する単安定マルチバイブレータ回路を備え、
前記ビットエラー補正手段は、前記単安定マルチバイブレータ回路が前記新たなパルスを生成する段階で、前記単安定マルチバイブレータ回路に前記パルス割れを正常パルスに補正させ、
前記検出手段は、前記単安定マルチバイブレータ回路の出力したパルスを入力信号とするとともに、前記検出手段の入力信号の直流成分を検出する積分器を備え、
前記比較手段は、前記検出手段の検出した前記直流成分を、前記基準値に対応して定められた基準電圧と比較するコンパレータを備えていることを特徴とする請求項４に記載の受信機。
【請求項６】
前記積分器は、音声帯域以下のカットオフ周波数を有していることを特徴とする請求項２ないし５のいずれか１項に記載の受信機。
【請求項７】
前記コンパレータはヒステリシス特性を有していることを特徴とする請求項２ないし６のいずれか１項に記載の受信機。
【請求項８】
前記単安定マルチバイブレータ回路が出力するパルスのパルス幅に対して温度補償を行う温度補償回路を備えていることを特徴とする請求項３ないし５のいずれか１項に記載の受信機。
【請求項９】
前記温度補償回路は、３７℃付近で前記パルス幅を一定にするパルス幅−温度特性を有していることを特徴とする請求項８に記載の受信機。
【請求項１０】
前記温度補償回路は、パルス幅−温度特性を調整するためのトリミング回路を備えていることを特徴とする請求項８または９に記載の受信機。
【請求項１１】
請求項１ないし１０のいずれか１項に記載の受信機を備え、上記ベースバンド伝送が赤外線により行われ、前記受信機の出力音声をイヤホンの形態で出力することを特徴とする赤外線ワイヤレスイヤホン。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、受信機に関し、特に、音声データをワイヤレスで通信する機器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、ディジタルの音声信号処理を行う機器の開発が活発に行われている。これに伴って、機器間の接続のためのディジタル音声信号技術もさかんに開発されている。ディジタル・オーディオ・データには、一般にはＰＣＭ(Pulse Code Modulation：パルス符号変調)フォーマットが使用されている。この場合、専用のＩＣによりＣＤ／ＭＤ／ＤＶＤ等のＰＣＭ信号をＰＤＭ変調信号に変換する必要がある。例えば特許文献１には、ＩｒＤＡ(Infrared Data Assosiation)規格の赤外線通信デバイスで音声データの通信を行う際に、ＰＤＭ(Pulse Density Modulation：パルス密度変調)により変調された１ｂｉｔデータ列を転送する方式等が提案されている。
【０００３】
図１５に、従来の赤外線通信受信機について、ブロック図を示す。同図の赤外線通信受信機１０１は、赤外線ワイヤレスイヤホンの例であり、受信部１０２、スピーカ駆動部１０３、およびスピーカ１０４からなる。赤外線通信受信機１０１は、図示しない送信機からベースバンド伝送により送信された、ＰＤＭ信号である１ｂｉｔデータ列を受信部１０２で受信すると、スピーカ駆動部１０３の備えるローパスフィルタを通してアナログの音声信号を再生してスピーカ１０４を駆動する。
【０００４】
このように、赤外線通信機器では、送信側でＰＤＭ方式の変調を行って音声データをパルス列の疎密データに変換することにより、受信側では受信デバイス、スピーカの駆動手段、およびスピーカを備えるだけで、受信信号を容易に音声に変換できる。
【０００５】
このような従来の赤外線通信機器の赤外線受信手段としては、ＩｒＤＡ受信用デバイスおよび赤外線リモコン受信デバイスが考えられる。表１にＩｒＤＡ受信用デバイスの仕様を、表２に赤外線リモコン受信用デバイスの仕様を、それぞれ示す。表１には、通信レートに対するパルス幅および周期Ｔが示されている。通信レートには、高速仕様ＦＩＲ（４Ｍｂｐｓ）、中速仕様ＭＩＲ（１．１５２Ｍｂｐｓ）、および、低速仕様ＳＩＲ（２．４ｋｂｐｓ〜１１５．２ｋｂｐｓ）がある。また、表２に示すように、赤外線リモコン受信用デバイスではパルス幅および周期Ｔは送信コードによって異なっている。
【０００６】
オーディオ・データの通信には、通信レートから考えて、ＩｒＤＡ受信用デバイスの高速仕様ＦＩＲや、中速仕様ＭＩＲが好適である。
【０００７】
【表１】
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【０００８】
【表２】
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【特許文献１】特開２００４−１３５３２１号公報（２００４（平成１６）年４月３０日公開）
【特許文献２】特開２００５−１３００８８号公報（２００５（平成１７）年５月１９日公開）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
上記赤外線受信用デバイスを備えた赤外線通信受信機では、一般的に受信距離が大きくなるとビットエラーレートが増大し、通信エラーとなる。このとき、ＰＤＭ信号である１ｂｉｔデータ列を用いた音声データ伝送を行っている場合には、通信エラーはノイズとなり音質が劣化する。
【００１０】
図１６に、受信波形を示す。図１６（ａ）は正常な受信波形を示している。図１６（ｂ）・（ｃ）はビットエラーレートが増大したときの受信波形であり、（ｂ）はパルスの全体が喪失した状態を示すいわゆる“パルス抜け”が発生した波形、（ｃ）はパルスが時間軸上で部分的に喪失した状態を示すいわゆる“パルス割れ”が発生した波形である。図１６（ｂ）および図１６（ｃ）では、パルスの疎密データを正確に受信できないため、エラーがノイズとなり、音質を劣化させる。
【００１１】
このように、ＰＤＭ信号である１ｂｉｔデータ列を受信する従来の赤外線通信受信機では、ビットエラーレートが増大した場合にノイズが発生して音質が劣化する。従って、従来、このようなノイズが発生した場合の音声が不快になるという問題があった。
【００１２】
本発明は、上記の問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、ＰＤＭ信号である１ｂｉｔデータ列を受信する受信機であって、ビットエラーレートによるノイズが発生した場合の不快感を改善することのできる受信機、および、それを備えた赤外線ワイヤレスイヤホンを実現することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明の受信機は、上記課題を解決するために、パルス密度変調された１ｂｉｔデータ列からなりベースバンド伝送された音声データをワイヤレスで受信する受信機において、  ビットエラーレートの大きさを検出する検出手段と、前記検出手段によって検出された前記ビットエラーレートの大きさを所定の基準値と比較し、前記ビットエラーレートの大きさが前記基準値よりも小さい場合に、受信した前記音声データの再生出力をＯＮとする信号を出力し、前記ビットエラーレートの大きさが前記基準値よりも大きい場合に、前記再生出力をＯＦＦとする信号を出力する比較手段とを備えていることを特徴としている。
【００１４】
上記の発明によれば、検出手段が受信信号のビットエラーレートの大きさを検出すると、比較手段はこの検出結果を所定値と比較する。比較手段による上記比較結果が、ビットエラーレートの大きさが所定値よりも小さいものである場合には受信した音声データの再生出力をＯＮとし、ビットエラーレートの大きさが所定値よりも大きいものである場合には音声データの再生出力をＯＦＦとする。従って、ビットエラーレートの大きさが大きいときには、ビットエラーレートによるノイズが発生した音声が出力されることが防止される。
【００１５】
以上により、ＰＤＭ信号である１ｂｉｔデータ列を受信する受信機であって、ビットエラーレートによるノイズが発生した場合の不快感を改善することのできる受信機を実現することができるという効果を奏する。
【００１６】
本発明の受信機は、上記課題を解決するために、前記検出手段は、受信信号の直流成分を検出する積分器を備え、前記比較手段は、前記検出手段の検出した前記直流成分を、前記基準値に対応して定められた基準電圧と比較するコンパレータを備えていることを特徴としている。
【００１７】
上記の発明によれば、検出手段は積分器によって受信信号の直流成分を検出するので、直流成分の大小によりビットエラーレートの大きさを検出することができる。また、検出手段は、コンパレータによって、検出した直流成分を、ビットエラーレートの大きさの基準値に対応して定められた基準電圧と比較するので、ビットエラーレートの基準値に対する大小を判定することができる。
【００１８】
従って、検出手段および比較手段を容易に実現することができるという効果を奏する。
【００１９】
本発明の受信機は、上記課題を解決するために、受信信号の前記１ｂｉｔデータ列を構成する各パルスを入力として新たなパルスを生成して出力する単安定マルチバイブレータ回路を備え、前記検出手段は、前記単安定マルチバイブレータ回路の出力したパルスを入力信号とするとともに、前記検出手段の入力信号の直流成分を検出する積分器を備え、前記比較手段は、前記検出手段の検出した前記直流成分を、前記基準値に対応して定められた基準電圧と比較するコンパレータを備えていることを特徴としている。
【００２０】
上記の発明によれば、単安定マルチバイブレータ回路により、受信信号の各パルスを入力として新たなパルスを生成するので、受信信号を、受信距離に依存せずに所望のパルス幅のパルスとして復元することができる。
【００２１】
検出手段は積分器によって単安定マルチバイブレータ回路の出力信号の直流成分を検出するので、直流成分の大小によりビットエラーレートの大きさを検出することができる。また、検出手段は、コンパレータによって、検出した直流成分を、ビットエラーレートの大きさの基準値に対応して定められた基準電圧と比較するので、ビットエラーレートの基準値に対する大小を判定することができる。
【００２２】
従って、検出手段および比較手段を容易に実現することができるとともに、検出手段により検出される直流成分が受信距離に応じて変動しないことにより、ビットエラーレートの公平な検出が可能になるという効果を奏する。
【００２３】
また、単安定マルチバイブレータ回路でパルスを生成し直すため、単安定マルチバイブレータ回路の出力するパルスを送信時のパルス幅として受信機の音声データの再生に用いた場合に、良好な再生を行うことができるという効果を奏する。
【００２４】
本発明の受信機は、上記課題を解決するために、前記検出手段が前記ビットエラーレートの大きさを検出する前に、パルス割れによる前記ビットエラーを除去することによりビットエラーを補正するビットエラー補正手段を備えていることを特徴としている。
【００２５】
上記の発明によれば、ビットエラー補正手段が、検出手段がビットエラーレートの大きさを検出する前に、パルス割れによるビットエラーを除去することによりビットエラーを補正する。このとき、ビットエラーを構成するのはパルス抜けであり、これが直流成分を変化させる。
【００２６】
従って、検出手段に入力されるパルスのうち、パルス割れにより幅の変動が生じたパルスが、検出手段における直流成分の検出に誤差をもたらすことを回避することができるという効果を奏する。
【００２７】
本発明の受信機は、上記課題を解決するために、受信信号の前記１ｂｉｔデータ列を構成する各パルスを入力として新たなパルスを生成して出力する単安定マルチバイブレータ回路を備え、前記ビットエラー補正手段は、前記単安定マルチバイブレータ回路が前記新たなパルスを生成する段階で、前記単安定マルチバイブレータ回路に前記パルス割れを正常パルスに補正させ、前記検出手段は、前記単安定マルチバイブレータ回路の出力したパルスを入力信号とするとともに、前記検出手段の入力信号の直流成分を検出する積分器を備え、前記比較手段は、前記検出手段の検出した前記直流成分を、前記基準値に対応して定められた基準電圧と比較するコンパレータを備えていることを特徴としている。
【００２８】
上記の発明によれば、単安定マルチバイブレータ回路により、受信信号の各パルスを入力として新たなパルスを生成するので、受信信号を、受信距離に依存せずに所望のパルス幅のパルスとして復元することができる。また、ビットエラー補正手段は、単安定マルチバイブレータ回路が新たなパルスを生成する段階で、単安定マルチバイブレータ回路にパルス割れを正常パルスに補正させるので、単安定マルチバイブレータ回路からは必ず正常パルスが出力される。
【００２９】
検出手段は積分器によって単安定マルチバイブレータ回路の出力信号の直流成分を検出するので、直流成分の大小によりビットエラーレートの大きさを検出することができる。また、検出手段は、コンパレータによって、検出した直流成分を、ビットエラーレートの大きさの基準値に対応して定められた基準電圧と比較するので、ビットエラーレートの基準値に対する大小を判定することができる。
【００３０】
従って、検出手段および比較手段を容易に実現することができるとともに、検出手段により検出される直流成分が受信距離に応じて変動しないことに加えて、パルス割れによる直流成分の変動がなくなることにより、ビットエラーレートの特に公平な検出が可能になるという効果を奏する。
【００３１】
また、単安定マルチバイブレータ回路でパルスを生成し直す上、パルス割れも補正するため、単安定マルチバイブレータ回路の出力するパルスを送信時のパルス幅として受信機の音声データの再生に用いた場合に、良好な再生を行うことができるという効果を奏する。
【００３２】
本発明の受信機は、上記課題を解決するために、前記積分器は、音声帯域以下のカットオフ周波数を有していることを特徴としている。
【００３３】
上記の発明によれば、積分器において音声帯域以上の周波数帯域は除去されるため、直流成分の検出が容易になるという効果を奏する。
【００３４】
本発明の受信機は、上記課題を解決するために、前記コンパレータはヒステリシス特性を有していることを特徴としている。
【００３５】
上記の発明によれば、コンパレータがヒステリシス特性を有していることにより、コンパレータの出力がチャタリングを起こすことを防止することができるという効果を奏する。
【００３６】
本発明の受信機は、上記課題を解決するために、前記単安定マルチバイブレータ回路が出力するパルスのパルス幅に対して温度補償を行う温度補償回路を備えていることを特徴としている。
【００３７】
上記の発明によれば、温度補償回路を備えているので、温度変動が生じても、単安定マルチバイブレータ回路が出力するパルスのパルス幅が安定する。従って、温度変動が生じても直流成分の精度の高い検出が可能になるという効果を奏する。
【００３８】
本発明の受信機は、上記課題を解決するために、前記温度補償回路は、３７℃付近で前記パルス幅を一定にするパルス幅−温度特性を有していることを特徴としている。
【００３９】
上記の発明によれば、受信機を人体に装着する装置に備えた場合に、実使用条件に即した直流成分の検出が可能になるという効果を奏する。
【００４０】
本発明の受信機は、上記課題を解決するために、前記温度補償回路は、パルス幅−温度特性を調整するためのトリミング回路を備えていることを特徴としている。
【００４１】
上記の発明によれば、温度補償回路の素子の値がプロセス変動により変動しても、トリミング回路によりパルス幅−温度特性を調整することができる。従って、プロセス変動が生じても直流成分の精度の高い検出が可能になるという効果を奏する。
【００４２】
本発明の赤外線ワイヤレスホンは、上記課題を解決するために、前記受信機を備え、上記ベースバンド伝送が赤外線により行われ、前記受信機の出力音声をイヤホンの形態で出力することを特徴としている。
【００４３】
上記の発明によれば、赤外線ワイヤレスイヤホンの受信信号にビットエラーレートによるノイズが発生した場合の不快感を改善することができるという効果を奏する。
【発明の効果】
【００４４】
本発明の受信機は、以上のように、検出手段と比較手段とを備えているので、ＰＤＭ信号である１ｂｉｔデータ列を受信する赤外線通信受信機であって、ビットエラーレートによるノイズが発生した場合の不快感を改善することのできる受信機を実現することができるという効果を奏する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４５】
〔実施の形態１〕
本発明の一実施の形態について、図１ないし図７に基づいて説明すれば以下の通りである。
【００４６】
図１に、本実施の形態に係る赤外線通信受信機（受信機）１の構成を示す。赤外線通信受信機１は例えば赤外線ワイヤレスイヤホンに備えられる受信機であり、受信部２、スピーカ駆動部３、および、スピーカ４を備えている。受信機の出力音声は、イヤホンの形態で出力される。さらに、受信部２はエラー検出部２０を備えている。
【００４７】
図示しない送信機は送信信号として、ＰＤＭ信号とされた１ｂｉｔデータ列からなる音声データをベースバンド伝送により送信する。ここでは、送信信号の周期（Ｔ）が５００ｎｓｅｃ〜８６８ｎｓｅｃ（１．１５２ＭＨｚ〜２ＭＨｚ）であるとする。これは、ＩｒＤＡ受信デバイスの中速仕様ＭＩＲ（１．１５２Ｍｂｐｓ）や、高速仕様ＦＩＲ（４Ｍｂｐｓ）のデバイスで受信可能である。
【００４８】
受信部２は、送信機から送信された赤外線信号を受信し、増幅する。増幅された信号はスピーカ駆動部３でローパスフィルタに通されてアナログの信号に再生され、これにより、スピーカ４が駆動される。このとき、受信部２はエラー検出部２０によって、受信信号のビットエラーレートの大きさを検出する。
【００４９】
図２に、エラー検出部２の構成を示す。エラー検出部２は、積分回路（検出手段）２０ａおよびコンパレータ回路（比較手段）２０ｂを備えている。
【００５０】
積分回路２０ａは、インバータ３１、抵抗Ｒ１、および、容量Ｃ１を備えている。積分回路２０ａは、赤外線通信受信機１が受信した１ｂｉｔデータ列の音声データを入力電圧ｉｎとする。インバータ３１は入力電圧ｉｎのＨｉｇｈとＬｏｗとを反転する。抵抗Ｒ１の一端はインバータ３１の出力に接続されており、他端は容量Ｃ１の一端に接続されている。容量Ｃ１の他端はＧＮＤに接続されている。抵抗Ｒ１と容量Ｃ１とによる積分作用でインバータ３１の出力電圧の低周波成分、特に直流成分を取り出し、容量Ｃ１の電圧として出力する。容量Ｃ１の電圧は積分回路２０ａの出力電圧Ｄとなる。なお、抵抗Ｒ１および容量Ｃ１は積分器を構成している。従って、抵抗Ｒ１および容量Ｃ１のみで既に積分回路が構成されているが、インバータ３１は論理の反転およびバッファの役割をしているだけであるので、ここでは、全部を含めて積分回路２０ａと称している。
【００５１】
コンパレータ回路２０ｂは、コンパレータ３２およびインバータ３３を備えている。コンパレータ３２は、積分回路２０ａの出力電圧Ｄと、基準電圧Ｖｒｅｆ１とを比較して、その大小関係に応じたＨｉｇｈおよびＬｏｗの信号を出力する。インバータ３３は、コンパレータ３２の出力のＨｉｇｈとＬｏｗとを反転し、コンパレータ回路２０ｂの出力電圧ｏｕｔとする。
【００５２】
図３に、上記エラー検出部２の、入力電圧ｉｎ、出力電圧Ｄ、および、出力電圧ｏｕｔの波形を示す。
【００５３】
入力電圧ｉｎが正常受信されたものである期間には、積分回路２０ａが、図１６（ａ）の正常な受信波形のＨｉｇｈとＬｏｗとが反転した信号が抵抗Ｒ１と容量Ｃ１とによる積分作用で基準電圧Ｖｒｅｆ１よりも大きな出力電圧Ｄとなって出力される。出力電圧Ｄは受信信号の直流成分を含む低周波成分を表しているため、ＰＤＭ信号の各瞬時のパルス密度により変動する。コンパレータ回路２０ｂにおいては、コンパレータ３２が、出力電圧Ｄと基準電圧Ｖｒｅｆ１とを比較し、出力電圧Ｄが基準電圧Ｖｒｅｆ１よりも大きいと判定してＬｏｗの信号を出力するため、出力電圧ｏｕｔはＨｉｇｈとなる。
【００５４】
次に、入力電圧ｉｎにビットエラーが発生した期間には、積分回路２０ａが、図１６（ｂ）の“パルス抜け”や図１６（ｃ）の“パルス割れ”の受信波形のＨｉｇｈとＬｏｗとが反転した信号が抵抗Ｒ１と容量Ｃ１とによる積分作用で出力電圧Ｄとなる。この場合には、パルスの全体や部分的な喪失が起こるため、直流成分が減少することにより、概して正常受信のときよりも小さな出力電圧Ｄとなって出力される。従って、ビットエラーレートが大きくなるにつれて出力電圧Ｄは次第に小さくなるため、出力電圧Ｄが基準電圧Ｖｒｅｆ１よりも小さくなるビットエラーレートの大きさが存在する。本実施の形態では、基準電圧Ｖｒｅｆ１と等しくなる出力電圧Ｄを生成するようなビットエラーレートの大きさを許容値の閾値として定めている。コンパレータ回路２０ｂにおいては、コンパレータ３２が、出力電圧Ｄと基準電圧Ｖｒｅｆ１とを比較し、出力電圧Ｄが基準電圧Ｖｒｅｆ１よりも小さいと判定するとＨｉｇｈの信号を出力するため、出力電圧ｏｕｔはＬｏｗとなる。
【００５５】
図３では、正常受信期間の後にビットエラーが発生した期間が続く状況を示しており、正常受信期間に基準電圧Ｖｒｅｆ１よりも大きかった出力電圧Ｄが、ビットエラーが発生した期間に移行してから次第に小さくなり、やがて基準電圧Ｖｒｅｆ１よりも小さくなっている。
【００５６】
本実施の形態では、基準電圧Ｖｒｅｆ１は、ビットエラーレートの大きさの基準値に対応して定められた電圧である。正常受信期間には、Ｈｉｇｈの出力電圧ｏｕｔを用いて赤外線通信受信機１の音声データの再生出力をＯＮとし、ビットエラーレートの大きさが基準値よりも大きくなる期間には、Ｌｏｗの出力電圧ｏｕｔを用いて赤外線通信受信機１の音声データの再生出力をＯＦＦとする。コンパレータ３２が、出力電圧Ｄが基準電圧Ｖｒｅｆ１よりも大きいと判定していることは、ビットエラーレートの大きさが基準値よりも小さいと判定していることに相当しており、出力電圧Ｄが基準電圧Ｖｒｅｆ１よりも小さいと判定していることは、ビットエラーレートの大きさが基準値よりも大きいと判定していることに相当している。
【００５７】
ＰＤＭ信号の１ｂｉｔデータ列は、音声帯域（３００Ｈｚ〜２０ｋＨｚ程度）の周波数成分を持つため、上述したように積分回路２０ａの出力電圧Ｄの波形は、その成分に応じて変動することとなる。ここで積分回路２０ａのカットオフ周波数ｆｃを３００Ｈｚ以下とすることで３００Ｈｚ〜２０ｋＨｚの信号成分を取り除けば、直流成分以外の低周波成分は小さいため、直流成分の検出が容易になる。図４に、積分回路２０ａのカットオフ周波数を音声帯域以下とした場合の出力電圧Ｄの波形を示す。直流成分の割合が多くなって出力電圧Ｄの変動が小さくなるため、直流成分の検出が容易となる。
【００５８】
次に、前記コンパレータ３２について詳細に説明する。図２の図記号にも示されている通り、コンパレータ３２はヒステリシスコンパレータとすることができる。送信信号は、ＰＤＭ信号であるため、パルス密度によって信号成分がある範囲で変動する。従って、積分回路２０ａの出力電圧Ｄもある範囲で変動する。このとき、出力電圧Ｄが基準電圧Ｖｒｅｆ１付近で変動すると、基準電圧Ｖｒｅｆ１より大きくなったり小さくなったりするため、コンパレータ３２の出力が、チャタリングにより、ＯＮ／ＯＦＦを頻繁に繰り返す誤動作を発生する可能性がある。コンパレータ３２にヒステリシス特性を備えれば、上記誤動作を低減することができる。コンパレータ３２にヒステリシス特性を備えた場合に、出力端子ｏｕｔがＨｉｇｈからＬｏｗに変化すると、基準電圧Ｖｒｅｆ１の電圧を大きくし、出力端子ｏｕｔがＬｏｗからＨｉｇｈに変化すると、基準電圧Ｖｒｅｆ１の電圧を小さくして、出力電圧Ｄの変動による誤動作を防止する。
【００５９】
図５に、ヒステリシスコンパレータとしてのコンパレータ３２の回路例を示す。
【００６０】
このコンパレータ３２は、比較部３２ａとレベルシフト部３２ｂを備えている。また、レベルシフト部３２ｂの出力に、インバータ３３が接続されている。
【００６１】
比較部３２ａは、定電流源Ｉｔａｉｌ、Ｐチャネル型のＭＯＳトランジスタからなるトランジスタＴｒ１・Ｔｒ２、および、Ｎチャネル型のＭＯＳトランジスタからなるトランジスタＴｒ３〜Ｔｒ６を備えている。レベルシフト部３２ｂは、Ｐチャネル型のＭＯＳトランジスタからなるトランジスタＴｒ９〜Ｔｒ１３、および、Ｎチャネル型のＭＯＳトランジスタからなるトランジスタＴｒ７・Ｔｒ８・Ｔｒ１４を備えている。
【００６２】
インバータ３３はＣＭＯＳインバータで構成されており、Ｐチャネル型のＭＯＳトランジスタからなるトランジスタＴｒ１５、および、Ｎチャネル型のＭＯＳトランジスタからなるトランジスタＴｒ１６を備えている。
【００６３】
まず、比較部３２ａにおける素子の接続関係を説明する。
【００６４】
トランジスタＴｒ１のソースとトランジスタＴｒ２のソースとは互いに接続されており、その接続点と電源Ｖｃｃとの間に、定電流源Ｉｔａｉｌが設けられている。トランジスタＴｒ１のゲートは、積分回路２０ａの出力電圧Ｄの入力端子となっており、トランジスタＴｒ２のゲートは、基準電圧Ｖｒｅｆ１の入力端子となっている。定電流源Ｉｔａｉｌは、電源ＶｃｃからトランジスタＴｒ１・Ｔｒ２の方へ向って定電流Ｉｔａｉｌを流す。
【００６５】
トランジスタＴｒ５とトランジスタＴｒ６とはカレントミラー回路を構成しており、トランジスタＴｒ５はトランジスタＴｒ６のＮ倍のドレイン電流を流す。トランジスタＴｒ６のドレインはトランジスタＴｒ２のドレインに接続されており、トランジスタＴｒ６のソースはＧＮＤに接続されている。トランジスタＴｒ５のドレインはトランジスタＴｒ１のドレインに接続されており、トランジスタＴｒ５のソースはＧＮＤに接続されている。トランジスタＴｒ５のゲートとトランジスタＴｒ６のゲートとは互いに接続されており、その接続点はさらにトランジスタＴｒ６のドレインに接続されている。
【００６６】
トランジスタＴｒ３とトランジスタＴｒ４とはカレントミラー回路を構成しており、トランジスタＴｒ４はトランジスタＴｒ３のＮ倍のドレイン電流を流す。トランジスタＴｒ３のドレインはトランジスタＴｒ１のドレインに接続されており、トランジスタＴｒ３のソースはＧＮＤに接続されている。トランジスタＴｒ４のドレインはトランジスタＴｒ２のドレインに接続されており、トランジスタＴｒ４のソースはＧＮＤに接続されている。トランジスタＴｒ３のゲートとトランジスタＴｒ４のゲートとは互いに接続されており、その接続点はさらにトランジスタＴｒ３のドレインに接続されている。
【００６７】
次に、レベルシフト部３２ｂにおける素子の接続関係を説明する。
【００６８】
トランジスタＴｒ７のゲートはトランジスタＴｒ５・Ｔｒ６のゲートに接続されている。トランジスタＴｒ７ソースはＧＮＤに接続されている。トランジスタＴｒ８のゲートはトランジスタＴｒ３・Ｔｒ４のゲートに接続されている。トランジスタＴｒ８のソースはＧＮＤに接続されている。
【００６９】
トランジスタＴｒ９とトランジスタＴｒ１０とはカレントミラー回路を構成しており、電流比は１：１である。トランジスタＴｒ９のドレインはトランジスタＴｒ７のドレインに接続されており、トランジスタＴｒ９のソースは電源Ｖｃｃに接続されている。トランジスタＴｒ１０のドレインはトランジスタＴｒ８のドレインに接続されており、トランジスタＴｒ１０のソースは電源Ｖｃｃに接続されている。トランジスタＴｒ９のゲートとトランジスタＴｒ１０のゲートとは互いに接続されており、その接続点はさらにトランジスタＴｒ９のドレインに接続されている。
【００７０】
トランジスタＴｒ１１とトランジスタＴｒ１２とはカレントミラー回路を構成しており、電流比は１：１である。トランジスタＴｒ１２のドレインはトランジスタＴｒ８のドレインに接続されており、トランジスタＴｒ１２のソースは電源Ｖｃｃに接続されている。トランジスタＴｒ１１のドレインはトランジスタＴｒ７のドレインに接続されており、トランジスタＴｒ１１のソースは電源Ｖｃｃに接続されている。トランジスタＴｒ１１のゲートとトランジスタＴｒ１２のゲートとは互いに接続されており、その接続点はさらにトランジスタＴｒ１２のドレインに接続されている。
【００７１】
トランジスタＴｒ１３のゲートはトランジスタＴｒ１１・Ｔｒ１２のゲートに接続されている。トランジスタＴｒ１３のソースは電源Ｖｃｃに接続されている。トランジスタＴｒ１４のゲートはトランジスタＴｒ５・Ｔｒ６・Ｔｒ７のゲートに接続されている。トランジスタＴｒ１４のソースはＧＮＤに接続されている。トランジスタＴｒ１３のドレインとトランジスタＴｒ１４のドレインとは互いに接続されており、その接続点はレベルシフト部３２ｂの出力端子となっている。
【００７２】
次に、インバータ３３における素子の接続関係を説明する。
【００７３】
トランジスタＴｒ１５のゲートおよびトランジスタＴｒ１６のゲートは、レベルシフト部３２ｂの出力端子に接続されている。トランジスタＴｒ１５のソースは電源Ｖｃｃに接続されている。トランジスタＴｒ１６のソースはＧＮＤに接続されている。トランジスタＴｒ１５のドレインとトランジスタＴｒ１６のドレインとは互いに接続されており、その接続点は、インバータ３３の出力端子、すなわちコンパレータ回路３２の出力端子となっている。
【００７４】
次に、以上の構成のコンパレータ回路３２の動作について説明する。
【００７５】
図６（ａ）は、積分回路２０ａの出力電圧Ｄが大きい値から小さい値へと変化するときの動作を説明するものである。図６（ｂ）は、出力電圧Ｄが小さい値から大きい値へと変化するときの動作を説明するものである。
【００７６】
図６（ａ）には、まず出力電圧Ｄの値が大きく、コンパレータ回路３２の出力電圧ｏｕｔがＨｉｇｈにある状態が図示されている。
【００７７】
Ｄ＞Ｖｒｅｆ１−ΔＶ１のときトランジスタＴｒ１には電流が流れておらず、トランジスタＴｒ２がオーバードライブ状態であるとすると、トランジスタＴｒ３にドレイン電流は流れないからトランジスタＴｒ４にもドレイン電流は流れない。従ってトランジスタＴｒ６がＯＮする必要があり、トランジスタＴｒ５もＯＮする。しかしトランジスタＴｒ５にはドレイン電流が流れないからトランジスタＴｒ５のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ＝０Ｖとなり、トランジスタＴｒ３・Ｔｒ４のゲート電位はＧＮＤになり、トランジスタＴｒ３・Ｔｒ４はＯＦＦする。
【００７８】
このとき、トランジスタＴｒ７・Ｔｒ１４はＯＮ、トランジスタＴｒ８はＯＦＦとなる。また、トランジスタＴｒ９・Ｔｒ１０はＯＮするものの、トランジスタＴｒ１０にはドレイン電流は流れず、トランジスタＴｒ１０のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓは０Ｖとなる。従って、トランジスタＴｒ１１・Ｔｒ１２のゲート電位は高くなりトランジスタＴｒ１１・Ｔｒ１２はＯＦＦとなり、トランジスタＴｒ１３も同様にＯＦＦとなる。図６（ａ）には、トランジスタのＯＦＦにより電流が流れない箇所を破線で示してある。この結果、トランジスタＴｒ１５はＯＮ、トランジスタＴｒ１６はＯＦＦとなって、出力電圧ｏｕｔはＨｉｇｈとなる。
【００７９】
出力電圧Ｄが減少してＤ＝Ｖｒｅｆ１−ΔＶ１となり、このときトランジスタＴｒ２のオーバードライブ状態が解除されてトランジスタＴｒ２のドレイン電流が減少可能になり、トランジスタＴｒ１およびトランジスタＴｒ２の両方にドレイン電流が流れるようになるとすると、トランジスタＴｒ１に流れるドレイン電流はトランジスタＴｒ５に流れるので、トランジスタＴｒ１のドレイン電流はトランジスタＴｒ２のドレイン電流のＮ倍になる。よって、トランジスタＴｒ１のドレイン電流Ｍ１＝{Ｎ／（Ｎ＋１）}×Ｉｔａｉｌ、トランジスタＴｒ２のドレイン電流Ｍ２＝{１／（Ｎ＋１）}×Ｉｔａｉｌとなり、差動対が平衡する。
【００８０】
また、このときのトランジスタＴｒ１とトランジスタＴｒ２とのゲート−ソース間電圧Ｖｇｓの差が、ΔＶとなる。トランジスタＴｒ１とトランジスタＴｒ２とはソース電位が互いに等しいので、ドレイン電流Ｍ１、Ｍ２のＷ／Ｌ比（Ｗはゲート幅、Ｌはゲート長）を互いに等しいとし、トランジスタＴｒ１のゲート・ソース間電圧をＶｇｓ１、トランジスタＴｒ２のゲート・ソース間電圧をＶｇｓ２とすると、
Ｖｒｅｆ１＋Ｖｇｓ２＝Ｖｒｅｆ１−ΔＶ１＋Ｖｇｓ１
より、
ΔＶ１＝Ｖｇｓ１−Ｖｇｓ２
＝２１／２×Ｖｏｖ×｛（Ｎ／（Ｎ＋１））１／２−（１／（Ｎ＋１））１／２｝
・・・（１）
ただし、
Ｖｏｖ＝（Ｉｔａｉｌ／（μ０×Ｃｏｘ×Ｗ／Ｌ））１／２
であり、μ０はキャリアの移動度、Ｃｏｘはゲート絶縁膜の容量、Ｖｏｖは、ヒステリシスがない場合（Ｎ＝１）の、ドレイン電流Ｍ１・Ｍ２を流すためのトランジスタＴｒ１・Ｔｒ２のオーバードライブ電圧である。
【００８１】
次に、さらに出力電圧Ｄが減少してＤ＜Ｖｒｅｆ１−ΔＶ１となると、トランジスタＴｒ１のドレイン電流が増加しようとするためにトランジスタＴｒ５の電流も増加しようとする。しかし、トランジスタＴｒ１のドレイン電流が増加するとトランジスタＴｒ２のドレイン電流は減少しなければならないので、トランジスタＴｒ５の電流が増加することはできない。従って、トランジスタＴｒ１のドレイン電流がトランジスタＴｒ３のゲートを急速に充電してトランジスタＴｒ３をＯＮさせる。これにより、トランジスタＴｒ５のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓは大きくなる。また、これに伴いトランジスタＴｒ４もＯＮする。
【００８２】
しかし、トランジスタＴｒ４はトランジスタＴｒ３のＮ倍の電流を流そうとするから、トランジスタＴｒ２の電流を増やそうとするが、トランジスタＴｒ２の電流は減少しなければならないのでトランジスタＴｒ４はトランジスタＴｒ６のゲートから電流を引き抜こうとし、トランジスタＴｒ５・Ｔｒ６のゲート電位が低下してトランジスタＴｒ５・Ｔｒ６はＯＦＦする。この電流引き抜きには限界があるので、限界に達したらトランジスタＴｒ４にはドレイン電流は流れなくなってそのドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓは０Ｖとなり、トランジスタＴｒ５・Ｔｒ６のゲート電位はＧＮＤとなる。結局トランジスタＴｒ２にはドレイン電流は流れなくなる。
【００８３】
このように、Ｄ＝Ｖｒｅｆ１−ΔＶ１のときの平衡は不安定で、Ｄ＜Ｖｒｅｆ１−ΔＶ１となったとたんに回路の電流分布が反転する。これにより、レベルシフト部３２ｂでも電流分布の反転が起こり、出力電圧ｏｕｔはＬｏｗとなる。
【００８４】
図６（ｂ）では、図６（ａ）のようにして出力電圧ｏｕｔがＬｏｗとなった状態から、逆に積分回路２０ａの出力電圧Ｄが上昇する場合の回路状態を示しており、まず、出力電圧ｏｕｔがＬｏｗにある状態が図示されている。
【００８５】
図６（ａ）において、トランジスタＴｒ１・Ｔｒ２のソース電位は、Ｄ＝Ｖｒｅｆ１−ΔＶ１の状態からＤ＜Ｖｒｅｆ１−ΔＶ１となる瞬間に比べて、Ｄ＜Ｖｒｅｆ１−ΔＶ１となった後の方が高くなる。これは、この状態移行が正帰還により行われて、少しでもＤ＜Ｖｒｅｆ１−ΔＶ１となると、トランジスタＴｒ１がオーバードライブ状態となるためである。従って、図６（ｂ）で出力電圧ｏｕｔがＬｏｗの状態から出力電圧Ｄが上昇するときには、出力電圧ＤがＶｒｅｆ１−ΔＶ１よりも大きいＶｒｅｆ１＋ΔＶ２にまで上昇しないと、トランジスタＴｒ１のドレイン電流が減少してトランジスタＴｒ２にドレイン電流が流れるようにはならない。これにより、Ｄ＜Ｖｒｅｆ１＋ΔＶ２のときには、トランジスタＴｒ１にはドレイン電流が流れ、トランジスタＴｒ２にはドレイン電流が流れない状態となり、電流分布は図６（ａ）におけるＤ＜Ｖｒｅｆ１−ΔＶ１と同じになる。従って、出力電圧ｏｕｔはＬｏｗとなる。
【００８６】
出力電圧Ｄが上昇してＶｒｅｆ１＋ΔＶ２になると、トランジスタＴｒ１およびトランジスタＴｒ２の両方にドレイン電流が流れる状態となる。
【００８７】
このとき、トランジスタＴｒ１のドレイン電流Ｍ１＝｛１／（Ｎ＋１）｝×Ｉｔａｉｌ、Ｍ２＝｛Ｎ／（Ｎ＋１）｝×Ｉｔａｉｌとなって差動対が平衡する。このとき、
Ｖｒｅｆ１＋Ｖｇｓ２＝Ｖｒｅｆ１＋ΔＶ２＋Ｖｇｓ１
より、
ΔＶ２＝Ｖｇｓ２−Ｖｇｓ１
＝２１／２×Ｖｏｖ×｛（Ｎ／（Ｎ＋１））１／２−（１／（Ｎ＋１））１／２｝
・・・（２）
となる。従って、（１）式および（２）式から、
ΔＶ１＝ΔＶ２＝ΔＶ
となって、Ｖｒｅｆ１−ΔＶ１とＶｒｅｆ１＋Ｖ２とはＶｒｅｆ１に対して対称な位置にある。
【００８８】
次に、さらに出力電圧Ｄが増加してＤ＞Ｖｒｅｆ１＋ΔＶ２となると、電流分布は図６（ａ）におけるＤ＞Ｖｒｅｆ１−ΔＶ１のときの電流分布と等しくなり、出力電圧ｏｕｔはＨｉｇｈとなる。このとき、正帰還の作用により、トランジスタＴｒ１にはドレイン電流が流れなくなり、トランジスタＴｒ２はオーバードライブ状態となる。この状態から出力電圧Ｄが減少すると、図６（ａ）で説明した変化が起こる。
【００８９】
図７に、ヒステリシス特性がある場合とない場合とでの波形の相違を示す。図７（ａ）はヒステリシス特性がない場合の波形であり、ビットエラーが起こる期間に出力電圧Ｄが基準電圧Ｖｒｅｆ１付近で変動すると、出力電圧ｏｕｔにチャタリングが発生する。従って、赤外線通信受信機１の音声データの再生出力が、頻繁にＯＮとＯＦＦとの切り替わりを起こす。一方、図７（ｂ）はヒステリシス特性がある場合の波形であり、ビットエラーが起こる期間にＶｒｅｆ１付近で変動しても、一旦、出力電圧ＤがＶｒｅｆ１−ΔＶよりも小さくなった後は、コンパレータ３２の閾値はＶｒｅｆ１＋ΔＶとなる。従って、出力電圧ｏｕｔのチャタリングは防止され、赤外線受信機１の音声データの再生出力が、頻繁にＯＮとＯＦＦとの切り替わりを起こすことはない。
【００９０】
〔実施の形態２〕
本発明の他の実施の形態について、図８ないし図１４を用いて説明すれば以下の通りである。
【００９１】
図８に、本実施の形態に係る赤外線通信受信機１に備えられたエラー検出部２０の構成を示す。このエラー検出部２０は、図２のエラー検出部２０に単安定マルチバイブレータ回路２０ｃを追加した構成である。
【００９２】
単安定マルチバイブレータ回路２０ｃは、赤外線通信受信機１の受信した受信信号が入力信号ｉｎとして入力され、出力として出力信号Ｈを出力するものである。該出力信号Ｈは積分回路２０ａに入力される他、赤外線通信受信機１の再生用の音声信号として用いられる。本実施の形態では、赤外線通信受信機１が送信機から離れている距離に依存せずに積分回路２０ａで正確にビットエラーを検出するものである。また、これに伴い、”パルス抜け”および”パルス割れ”のうち、”パルス抜け”のみを積分回路２０ａで検出する。
【００９３】
単安定マルチバイブレータ回路２０ｃは、容量Ｃ２、抵抗Ｒ２、インバータ３４、定電流源Ｉ１、トランジスタＴｒ２１、容量Ｃ３、および、コンパレータ３５を備えている。
【００９４】
容量Ｃ２の一端は入力信号ｉｎの入力端子であり、他端は抵抗Ｒ２の一端に接続されている。抵抗Ｒ２の他端は電源にプルアップされている。インバータ３４の入力端子は、容量Ｃ２と抵抗Ｒ２との接続点Ａに接続されている。トランジスタＴｒ２１はＮチャネル型のＭＯＳトランジスタからなり、ゲートはインバータ３４の出力端子Ｂに接続されている。
【００９５】
定電流源Ｉ１は、電源とトランジスタＴｒ２１のドレインとの間に設けられており、トランジスタＴｒ２１に向って定電流Ｉ１を流す。トランジスタＴｒ２１のソースはＧＮＤに接続されている。容量Ｃ３はトランジスタＴｒ２１と並列に接続されている。コンパレータ３５の非反転入力端子は、トランジスタＴｒ２１のドレインと容量Ｃ３との接続点Ｃに接続されている。コンパレータ３５の反転入力端子には基準電圧Ｖｒｅｆ２が入力されている。コンパレータ３５の出力端子は単安定マルチバイブレータ回路２０ｃの出力端子Ｈとなっている。
【００９６】
上記構成の単安定マルチバイブレータ回路２０ｃの動作を、図９を用いて説明する。
【００９７】
図９の最も左側に示されたパルスが受信されたとすると、パルスの開始エッジにより、容量Ｃ２の入力側一端の電圧が瞬時に低下し、電源から容量Ｃ２への充電電流が流れることにより、抵抗Ｒ２に電圧降下が発生する。この電圧降下は、容量Ｃ２の充電が終了するまで次第に小さくなり、点Ａの波形のようにトリガを発生した状態となる。この波形はインバータ３４に入力されて、点Ｂの波形のように細い方形波パルスとなって出力される。この波形はトランジスタＴｒ２１のゲートに入力される。
【００９８】
それまでには容量Ｃ３に定電流源Ｉ１から充電が行われているが、トランジスタＴｒ２１がＯＮとなることにより容量Ｃ３の両端子どうしは短絡して容量Ｃ３は放電し、その電圧は０Ｖとなる。点Ｂのパルスが立ち下がるとトランジスタＴｒ２１はＯＦＦとなり、容量Ｃ２には、定電流源Ｉ１からの定電流Ｉ１により時間に比例した電圧が表われる。この充電は、容量Ｃ２の電圧が電源電圧に等しくなったときに停止する。従って、トランジスタＴｒ２１がＯＮとなって容量Ｃ３の電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ２よりも小さくなってから、トランジスタＴｒ２１がＯＦＦとなって容量Ｃ３の電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ２よりも大きくなるまでの期間にＬｏｗレベルとなるパルスが点Ｈに出力される。点Ｈでのパルス幅は、
Ｔｐｗ＝Ｃ３×Ｖｒｅｆ２／Ｉ１                                ・・・（３）
となる。
【００９９】
このようにして、単安定マルチバイブレータ回路２０ｃは、１個のパルスの入力により１個の新たなパルスを出力し、自然にリセットされる。
【０１００】
赤外線通信受信機１の送信機からの距離、すなわち受信距離、が異なると、受信するパルスの幅が変動するという現象が起こる。図９に、入力電圧ｉｎのパルス幅が大きくなった場合と、小さくなった場合とを示した。単安定マルチバイブレータ回路２０ｃの点Ｈにおけるパルスの終了タイミングは、内部回路の状態で決まり、入力電圧ｉｎのパルス終了タイミングには依存しないため、入力電圧ｉｎのパルス幅が変動しても、点Ｈには常に同じ幅のパルスが出力される。（３）式で表されるパルス幅Ｔｐｗを、受信信号の正常なパルス幅と等しくすれば、点Ｈのパルスを音声データの再生にも使用することができる。また、受信信号に”パルス割れ”が存在する場合には、そのパルスに複数のパルス開始タイミングが生じるために、単安定マルチバイブレータ回路２０ｃが出力する１つのパルス期間が終了しないうちに次のパルスのトリガがかかることとなって、点Ｈにおけるパルスは複数のパルスがつながったやや幅の大きいパルスとなる。これに対して、受信信号に”パルス抜け”が存在すると、単安定マルチバイブレータ回路２０ｃにトリガが入力されないため、点Ｈにおける電圧はＨｉｇｈのままとなる。
【０１０１】
従って、”パルス割れ”によるやや幅の大きいパルスが存在するものの、積分回路２０ａには総じて”パルス抜け”による直流成分の減少を伴う信号が入力される。これにより、”パルス抜け”をビットエラーとして検出し、積分回路２０ａの出力に応じて赤外線通信受信機１の音声データの再生出力のＯＮおよびＯＦＦを行うことができる。受信距離に依存しない幅のパルスでビットエラーを検出するので、コンパレータ３２が基準電圧Ｖｒｅｆ１と比較する積分回路２０ａの出力電圧Ｄが、受信距離に依存しなくなるため、ビットエラーレートの検出を受信距離間で公平に行うことができ、信頼性の高いビットエラーの評価を行うことができる。
【０１０２】
また、点Ｈにおける電圧は、赤外線通信受信機１の音声データの再生に用いられるが、受信距離に依存しない幅のパルスを用いることができることから、受信距離に応じて音圧が変動することを防止することができる。
【０１０３】
次に、図１０に、本実施の形態の変形例の構成を示す。同図は、エラー検出部２０の構成を示したものであるが、これは図８のエラー検出部２０の単安定マルチバイブレータ回路２０ｃにＮＡＮＤ回路３６およびインバータ３７を追加し、さらに誤動作防止回路（ビットエラー補正手段）２０ｄを追加したものである。
【０１０４】
単安定マルチバイブレータ回路２０ｃにおいて、ＮＡＮＤ回路３６は２入力であり、一方の入力端子はインバータ３４の出力端子に接続されており、他方の入力端子は誤動作防止回路２０ｄの出力端子に接続されている。インバータ３７の入力端子はＮＡＮＤ回路３６の出力端子に接続されており、インバータ３７の出力端子はトランジスタＴｒ２１のゲートＧに接続されている。
【０１０５】
誤動作防止回路２０ｄは、インバータ３８、定電流源Ｉ２、トランジスタＴｒ２２、容量Ｃ４、および、コンパレータ３９を備えている。インバータ３８の入力端子は入力信号ｉｎの入力端子に接続されている。トランジスタＴｒ２２はＮチャネル型のＭＯＳトランジスタからなり、ゲートはインバータ３８の出力端子に接続されている。
【０１０６】
定電流源Ｉ２は、電源とトランジスタＴｒ２２のドレインとの間に設けられており、トランジスタＴｒ２２に向って定電流Ｉ２を流す。トランジスタＴｒ２２のソースはＧＮＤに接続されている。容量Ｃ４はトランジスタＴｒ２２と並列に接続されている。コンパレータ３９の非反転入力端子は、トランジスタＴｒ２２のドレインと容量Ｃ４との接続点Ｅに接続されている。コンパレータ３９の反転入力端子には基準電圧Ｖｒｅｆ３が入力されている。コンパレータ３９の出力端子は誤動作防止回路２０ｄの出力端子Ｆとなっており、前述のＮＡＮＤ回路３６の入力端子に接続されている。
【０１０７】
図１１に、上記誤動作防止回路２０ｄを用いたときの、各点における電圧波形を示す。この図において入力信号ｉｎ、点Ａでの波形、および、点Ｂでの波形は図９と同じである。
【０１０８】
誤動作防止回路２０ｄにおいて、容量Ｃ４には、定電流源Ｉ２によりある充電電圧が表われている。入力信号ｉｎがインバータ３８でレベルを反転されてトランジスタＴｒ２２のゲートに入力されると、この信号のＨｉｇｈの間はトランジスタＴｒ２２がＯＮとなって容量Ｃ４は放電し、充電電圧が０Ｖになる。トランジスタＴｒ２２のゲートの入力信号のパルスが立ち下がると、トランジスタＴｒ２２はＯＦＦとなり、容量Ｃ４が定電流源Ｉ２の電流で充電開始され、充電電圧が上昇していき、電源電圧で制限される電圧に達して止まる。この状態が、点Ｅでの波形として図１１に示されている。
【０１０９】
点Ｅでの電圧は、コンパレータ３９によって基準電圧Ｖｒｅｆ３と比較され、点Ｅでの電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ３よりも小さい期間にＬｏｗとなり、点Ｅでの電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ３よりも大きい期間にＨｉｇｈとなるパルスがコンパレータ３９の出力電圧として出力される。この出力電圧の波形が出力端子Ｆの波形として図１１に示されている。
【０１１０】
この出力端子Ｆでの電圧と、単安定マルチバイブレータ回路２０ｃの点Ｂでの電圧とは、ＮＡＮＤ回路３６によってＮＡＮＤ演算され、さらにインバータ３７によって論理反転されて、図１１に示す点Ｇでの波形となる。点Ｇでの波形は、赤外線通信受信機１の受信信号である入力信号ｉｎの各パルスの開始タイミングを捉えたパルスとなっているために、入力信号ｉｎがパルス割れのものであっても、最初のパルス立ち下がりしか反映されないパルスとなる。従って、点ＧのパルスがトランジスタＴｒ２１のゲートに入力された後、点Ｃでの波形が、図９のように複数回充電されるようなものとは異なって、他の正常受信のパルス、大きな幅で受信されたパルス、および、小さな幅で受信されたパルスと同じ充電電圧の変化を起こす。これにより、点Ｈには、パルス割れ受信をも含めた全ての受信パルスが、等しい幅の正常パルスとして出力される。
【０１１１】
従って、パルス割れが直流成分の検出に誤差をもたらすことが防止される。これにより、ビットエラーレートの特に公平な検出が可能になる。また、点Ｈの信号を音声データの再生に用いる場合に、パルス割れ受信したパルスは正常パルスに補正されて再生に供されるので、音声データの特に良好な再生が可能になる。
【０１１２】
〔実施の形態３〕
本発明のさらに他の実施の形態について、図１２ないし図１４を用いて説明すれば、以下の通りである。
【０１１３】
本実施の形態は、実施の形態１および実施の形態２において、図８や図１０の点Ｈにおけるパルス幅を一定にする技術を開示するものである。
【０１１４】
点Ｈでの出力電圧のパルス幅Ｔｐｗは（３）式で表されるため、このパルス幅Ｔｐｗを一定にするためには、Ｃ３、Ｖｒｅｆ２、および、Ｉ１の値を一定にする必要がある。これらの変動要因として温度変動やプロセス変動が挙げられる。
【０１１５】
一般的に、モノリシックＩＣでＰＴＡＴ（proportional to absolute temperature）電流を発生させることは容易である。従って、まず、電流Ｉ１については温度に依存しない一定値を得ることが可能である。図１２に、ＰＴＡＴ電流発生回路の例を示す。
【０１１６】
このＰＴＡＴ電流発生回路は、ＰＮＰ型のバイポーラトランジスタからなるトランジスタＱＰ１〜ＱＰ４、ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタからなるＱＮ１・ＱＮ２、および、抵抗Ｒ０・Ｒ４を備えている。
【０１１７】
トランジスタＱＮ１のベースとトランジスタＱＮ２のベースとは互いに接続されており、その接続点はさらにトランジスタＱＮ２のコレクタに接続されている。トランジスタＱＮ１のエミッタはＧＮＤに接続されており、トランジスタＱＮ２のエミッタは抵抗Ｒ０の一端に接続されている。抵抗Ｒ０の他端はＧＮＤに接続されている。トランジスタＱＮ１とトランジスタＱＮ２とのサイズ比は１：Ｎである。
【０１１８】
トランジスタＱＰ１のベースと、トランジスタＱＰ２〜ＱＰ４のベースとは互いに接続されており、カレントミラー回路を構成している。それらベースどうしの接続点はさらにトランジスタＱＰ１のコレクタに接続されている。トランジスタＱＰ１のコレクタはトランジスタＱＮ１のコレクタに接続されており、トランジスタＱＰ１のエミッタは電源ｖｄｄに接続されている。トランジスタＱＰ２のコレクタはトランジスタＱＮ２のコレクタに接続されており、トランジスタＱＰ２のエミッタは電源ｖｄｄに接続されている。トランジスタＱＰ２はトランジスタＱＰ１のＮ倍のコレクタ電流を流す（サイズ比が１：Ｎ）。
【０１１９】
トランジスタＱＰ３のエミッタは電源ｖｄｄに接続されており、トランジスタＱＰ３のコレクタは、図８および図１０の点Ｃに接続されている。
【０１２０】
トランジスタＱＰ４のエミッタは電源ｖｄｄに接続されており、トランジスタＱＰ４のコレクタは抵抗Ｒ４の一端に接続されている。抵抗Ｒ４の他端はＧＮＤに接続されている。そして、抵抗Ｒ４の上記一端は、図８および図１０の基準電圧Ｖｒｅｆ２の発生端子としてコンパレータ３５の反転入力端子に接続されている。
【０１２１】
上記構成において、
Ｉ１＝Ｖｔ×（ｌｎＮ）／Ｒ０                                  ・・・（４）
が成立する。ただし、
Ｖｔ＝ｋ×Ｔ／ｑ
（ｋ：ボルツマン定数、Ｔ：絶対温度、ｑ：電子の素電荷、Ｎ：トランジスタＱＰ１・ＱＮ１とトランジスタＱＰ２・ＱＮ２とのサイズ比）
である。
【０１２２】
また、温度係数は、
（∂Ｉ１／∂Ｔ）／Ｉ１＝１／Ｔ−（∂Ｒ０／∂Ｔ）／Ｒ０
となる。
【０１２３】
電流Ｉ１は抵抗Ｒ４にも流れるから、抵抗Ｒ４における電圧降下を用いて基準電圧Ｖｒｅｆ２を生成するようにすれば、
Ｖｒｅｆ２＝Ｒ４×Ｉ１
＝Ｒ４×Ｖｔ×（ｌｎＮ）／Ｒ０                      ・・・（５）
となる。ここで、単安定マルチバイブレータ２０ｃの点Ｈにおけるパルス幅Ｔｐｗは、（３）〜（５）式より
Ｔｐｗ＝Ｃ３×Ｖｒｅｆ２／Ｉ１
＝Ｃ３×Ｒ４                                            ・・・（６）
となるため、時定数Ｃ３×Ｒ４で決定されることとなる。集積回路ＩＣの素子の値は、温度変動およびプロセス変動の影響を受ける。
【０１２４】
まず、温度変動について説明すると、電流Ｉ１については温度に依存しないものが得られるので、容量Ｃ３および抵抗Ｒ４の各値が温度変動いより変動しなければ、パルス幅Ｔｐｗの温度変動による変動がなくなる。
【０１２５】
一般に、容量値の温度変動による変動は抵抗よりも小さいため、これを無視することができる。このとき、（６）式より、
∂Ｔｐｗ／∂Ｔ＝Ｃ３×∂Ｒ４／∂Ｔ
（∂Ｔｐｗ／∂Ｔ）／Ｔｐｗ＝（∂Ｒ４／∂Ｔ）／Ｒ４
となり、抵抗Ｒ４の温度係数により、パルス幅Ｔｐｗのパルス幅の温度変動による変動が決まる。
【０１２６】
抵抗Ｒ４の温度変動による変動を低減するために、抵抗Ｒ４を異なる温度係数を持つ抵抗で構成する方法がある。
【０１２７】
拡散抵抗は、一般的に正の温度係数（ｔｃ−ｒｂ）を持ち、多結晶シリコンの抵抗は負の温度係数（ｔｃ−ｐｏｌｙ）とすることが可能である。このとき、
（拡散抵抗値）：（多結晶シリコンの抵抗値）
＝（１／ｔｃ−ｒｂ）：（１／ｔｃ−ｐｏｌｙ）                ・・・（７）
の比で抵抗Ｒ４を構成することで、温度変動による変動を低減することができる。拡散抵抗の温度係数ｔｃ−ｒｂ      を例えば５００ｐｐｍ、多結晶シリコンの抵抗ｔの温度係数ｔｃ−ｐｏｌｙを例えば−３０００ｐｐｍとするとき、（７）式の比を６：１とすることで、合成抵抗値の温度係数を十分に低減することができる。
【０１２８】
これにより、温度変動に対して、一定のパルス幅Ｔｐｗを得ることが可能になり、積分回路２０ａによる直流成分の安定した検出が容易となる。
【０１２９】
ここで、上記のような異なる温度係数を持つ抵抗で構成した温度補償回路を備えても、全温度範囲（−３０℃〜８５℃程度）で抵抗Ｒ４に対して一定の抵抗値を得ることは困難である。抵抗の温度係数は通常２次の補正項をも含んでいるため、（７）式の比で１次の温度係数により抵抗値を決定しても、２次の補正項分が誤差となる。図１３に、温度補償回路のパルス幅−温度特性を示す。ここで、赤外線通信受信機１を赤外線ワイヤレスイヤホンに備えられるものとして構成する場合には、人体に装着した使用が通常の使用形態であるので、人の体温付近（３７℃前後）で平坦となるような温度補償回路の特性カーブを実現すれば、実使用条件で良好な特性が得られる。同図では、３７℃付近でパルス幅Ｔｐｗが１６６．６ｎｓｅｃの一定値を取るように、（拡散抵抗値）：（多結晶シリコンの抵抗値）の比を微調整した結果の曲線が示されている。
【０１３０】
次に、容量Ｃ３および抵抗Ｒ４の値の、プロセス変動による変動について説明する。（６）式から分るように、パルス幅Ｔｐｗは、容量Ｃ３および抵抗Ｒ４の値の、プロセス変動による変動の影響を受ける。一般に集積回路では、容量値は±１０％程度、抵抗値は±２０％程度のばらつきがある。ここで、パルス幅Ｔｐｗは時定数Ｃ３×Ｒ４で表されるため、この時定数を一定にすればパルス幅Ｔｐｗも一定にすることができる。従って、トリミング回路により抵抗Ｒ４の抵抗値のみを調整して時定数Ｃ３×Ｒ４を調整することにより、このようなプロセス変動の影響を低減することができる。
【０１３１】
図１４に、トリミング回路の例を示す。
【０１３２】
抵抗Ｒ・２Ｒ・４Ｒ・…というように、抵抗２ｎＲ（ｎはトリミングビット数で０以上の整数）を順に直列に接続し、各抵抗に並列にトリミング素子ｔｒｉｍ１・ｔｒｉｍ２・…を接続する。トリミング素子は自身に並列に接続されている抵抗を短絡するので、抵抗２ｎＲのうち選択したい抵抗に並列に接続されているトリミング素子を開放する処理を行う。例えば、抵抗２Ｒ・８Ｒ・３２Ｒを選択してこれらの合成抵抗値４２Ｒを得たい場合には、トリミング素子ｔｒｉｍ２・ｔｒｉｍ８・ｔｒｉｍ３２を開放状態とする。ＩＣ内で行うことのできるトリミング方法として、多結晶シリコンレーザトリミング、多結晶シリコン溶断トリミング、ツェナーザップダイオードトリミングなどの方法が知られている。
【０１３３】
本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。
【産業上の利用可能性】
【０１３４】
本発明は、音声データをワイヤレスで通信する機器に好適に使用することができる。
【図面の簡単な説明】
【０１３５】
【図１】本発明の実施形態を示すものであり、赤外線通信受信機の要部構成を示すブロック図である。
【図２】図１の赤外線通信受信機が備えるエラー検出部の構成を示す回路図である。
【図３】図１の赤外線通信受信機の受信状況に対応した動作の第１例を説明するタイミングチャートである。
【図４】図１の赤外線通信受信機の受信状況に対応した動作の第２例を説明するタイミングチャートである。
【図５】ヒステリシスコンパレータの構成を示す回路図である。
【図６】（ａ）および（ｂ）は、図５のヒステリシスコンパレータの動作を説明する回路図である。
【図７】（ａ）および（ｂ）は、図１の赤外線通信受信機が図５のヒステリシスコンパレータを備えることで得られる効果を説明するタイミングチャートである。
【図８】本発明の実施形態を示すものであり、図１の赤外線通信受信機が備えるエラー検出部の第２の構成を示す回路図である。
【図９】図８のエラー検出部の動作を説明するタイミングチャートである。
【図１０】本発明の実施形態を示すものであり、図１の赤外線通信受信機が備えるエラー検出部の第３の構成を示す回路図である。
【図１１】図１０のエラー検出部の動作を説明するタイミングチャートである。
【図１２】ＰＴＡＴ電流を発生させる構成を示す回路図である。
【図１３】温度補償回路を用いた場合のパルス幅−温度特性を示すグラフである。
【図１４】トリミング回路の構成を示す回路図である。
【図１５】従来技術を示すものであり、赤外線通信受信機の要部構成を示すブロック図である。
【図１６】受信信号の波形を示す波形図である。
【符号の説明】
【０１３６】
１          赤外線通信受信機（受信機）
２０ａ      積分回路（検出手段）
２０ｂ      コンパレータ回路（比較手段）
２０ｃ      単安定マルチバイブレータ回路
２０ｄ      誤動作防止回路（ビットエラー補正手段）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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