(57)【要約】【課題】スイッチング電源装置において、低コストで大出力を出力可能な、自励式コンバータ装置を提供する。【解決手段】トランス１０４に整流された直流電圧が印加される電圧値および時間の積である電圧時間積をＥＴ積監視部２３０により求める。スイッチング制御部２５０は電圧時間積を予め定めた閾値と比較し、比較結果に応じてＦＥＴ１０６を制御し、一次巻線Ｎｐが導通しているときは非導通とするようにおよび非導通のときは導通させるように、ＦＥＴ１０６のスイッチング状態を反転させる。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
商用電源を整流して直流電圧を生成する整流手段と、該直流電圧を一次巻線に印加されて励磁されるトランスと、該トランスの補助巻線に発生した前記一次巻線からの誘導電圧によりスイッチングして該一次巻線を導通または非導通させるスイッチング手段とを備えたスイッチング電源装置において、
前記トランスに前記直流電圧が印加される電圧値および時間の積である電圧時間積を求める積分手段、
該電圧時間積を予め定めた閾値と比較する比較手段、および、
該比較結果に応じて前記スイッチング手段を制御し、前記一次巻線が導通しているときは非導通とするようにおよび該巻線が非導通のときは導通させるように、該スイッチング手段のスイッチング状態を反転させる制御手段
を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
商用電源を整流して直流電圧を生成する整流手段と、該直流電圧を一次巻線に印加されて励磁されるトランスと、該一次巻線に接続されて該一次巻線を導通または非導通させるスイッチング手段とを備えたスイッチング電源装置において、
前記一次巻線に発生される順方向電圧に応じた第１の電流を発生する第１の定電流手段、
前記一次巻線に発生されるフライバック電圧に応じた第２の電流を発生する第２の定電流手段、
前記第１および第２の電流を積分する積分手段、
該積分結果を予め定めた閾値と比較する比較手段、および、
該比較結果に応じて前記スイッチング手段を制御し、前記一次巻線が導通しているときは非導通とするようにおよび該巻線が非導通のときは導通させるように、該スイッチング手段のスイッチング状態を反転させる制御手段
を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項３】
請求項２に記載のスイッチング電源装置において、
前記制御手段は、前記直流電圧から前記比較手段および自身に供給する電源を生成する補助電源機能を有することを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項４】
商用電源を整流して直流電圧を生成する整流手段と、該直流電圧を一次巻線に印加されて励磁されるトランスと、該トランスの補助巻線に発生した前記一次巻線からの誘導電圧に基づいてスイッチングして該一次巻線を導通または非導通させるスイッチング手段とを備えたスイッチング電源装置において、
前記一次巻線に流れる一次電流を検知する検知手段、
検知された該一次電流に応じて前記スイッチング素子をオフする手段、および、
前記スイッチング素子をオフしたときに前記補助巻線に現れる電圧を検知し、該補助巻線電圧の電圧時間積に応じて前記スイッチング素子をオンする手段
を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はスイッチング電源装置およびスイッチング電源方式に関し、特に詳細には、自励式フライバック型電源装置であるスイッチング電源装置およびスイッチング電源方式に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の自励式フライバック電源の基本回路図を図９に示し、該図を参照して該回路の動作を説明する。  
商用交流電源７００よりフィルタ回路７０１、整流回路７０２、平滑コンデンサ７０３により生成された直流入力電圧がトランス７０４の一次巻線Ｎｐに印加されている。スイッチングトランジスタ７０６のコレクタが一次巻線Ｎｐと接続されている。直流入力の正端子とスイッチング素子７０６のベース端子間には起動抵抗７０５が接続されている。直流入力より起動抵抗７０５を通してトランジスタ７０６のベース電流が流れるとコレクタ電流が流れ、一次巻線Ｎｐに電流を流す結果、トランス７０４が励磁される。これにより二次巻線Ｎｓに電圧が誘起される。この結果、トランジスタ７０６のベース電流が増加し、さらにコレクタ電流が増加し、一次巻線Ｎｐの電流が増加するというように正帰還が行なわれる。該正帰還は補助巻線Ｎｂとトランジスタ７０６のベース間に接続した抵抗７０７およびコンデンサ７１７により制限されながらもトランジスタ７０６のコレクタ電流がベース電流と直流増幅率の積に相当する値まで続く。コレクタ電流がこの値を越えようとするとトランジスタ７０６のベース電流不足のため、コレクタ電圧は飽和領域から不飽和領域へ移行する。
【０００３】
この結果トランジスタ７０６のＶＣＥが上昇して一次巻線ＮＰに印加される電圧が低下するため、補助巻線Ｎｂの電圧も低下し、トランジスタ７０６のベース電流が低下する。このようにしてさらにトランジスタ７０６のコレクタ電圧を押し上げることとなるベース電流不足の状態がさらに進み・・・といった正帰還の結果、トランジスタ７０６は急激にオフする。トランジスタ７０６がオフすると、トランス７０４の各巻線には逆起電力が発生し、二次巻線Ｎｓから二次側の整流ダイオード７０８を通して負荷電流が流れ出す。この半波電流はコンデンサ７０９により平滑されて直流出力とされる。トランス７０４に蓄えられたエネルギが０となると、出力電流も０となる。しかし、二次巻線Ｎｓに残った僅かな残留エネルギが補助巻線Ｎｂに電圧を発生させ、再度トランジスタ７０６を導通させる。すると一次巻線Ｎｐに電流が流れ、補助巻線Ｎｂの電圧が上昇し、トランジスタ７０６のベース電流が流れ、その後は上述したのと同じ状態を繰り返すことで、スイッチング状態が維持される。
【０００４】
以上のような動作において出力電圧が上昇して来ると、抵抗７１３、７１４による分圧電圧によってシャントレギュレータ７１１が動作し、抵抗７１２を介してフォトカプラ７１０のＬＥＤ７１０ａに電流が流れる。この電流によりＬＥＤ７１０ａが点灯し、フォトカプラ７１０内のフォトトランジスタ７１０ｂのインピーダンスが低下する。このインピーダンス低下がトランジスタ７１５をオンさせることでスイッチング素子７０６がオフする、といった動作によって一定電圧を出力するよう構成している。
【０００５】
【特許文献１】特開昭６２−１５２３７０号公報
【特許文献２】特開昭６３−３１６６６８号公報
【特許文献３】特開平４−４４０７５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、従来の方式ではスイッチングトランジスタを駆動するベース電流の電源として、トランスの巻線出力を利用しているため、起動時およびターンオン時のゲート波形は矩形波状とはならず、ターンオンするために充分な電圧が得られない。このため、スイッチングトランジスタの損失が大きくなり、スイッチングトランジスタの温度が上昇するとともに効率が低下するという問題点があった。また、急峻な負荷変動や入力電圧変動が発生した場合にはスイッチングトランジスタをオフした状態を維持することが難しく、トランスが飽和する虞があった。また、トランスおよび半導体に流れる電流の波形率が悪いために、大電力出力には適さないという問題点があり、現在までのところ、小出力、低コストの電源に利用されるに留まっている。
【０００７】
本発明の目的は、トランスに印加される電圧・時間積を監視してトランスの状態を常時監視することで電源の不安定状態を無くし、安定動作を行なうとともに大電力の出力が行なえ、上記の問題点を解決可能なスイッチング電源装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的を達成するため、本発明の一態様は、商用電源を整流して直流電圧を生成する整流手段と、該直流電圧を一次巻線に印加されて励磁されるトランスと、該トランスの補助巻線に発生した前記一次巻線からの誘導電圧によりスイッチングして該一次巻線を導通または非導通させるスイッチング手段とを備えたスイッチング電源装置において、前記トランスに前記直流電圧が印加される電圧値および時間の積である電圧時間積を求める積分手段、該電圧時間積を予め定めた閾値と比較する比較手段、および、該比較結果に応じて前記スイッチング手段を制御し、前記一次巻線が導通しているときは非導通とするようにおよび該巻線が非導通のときは導通させるように、該スイッチング手段のスイッチング状態を反転させる制御手段を備えたことを特徴とする。
【０００９】
本発明の別の態様は、商用電源を整流して直流電圧を生成する整流手段と、該直流電圧を一次巻線に印加されて励磁されるトランスと、該一次巻線に接続されて該一次巻線を導通または非導通させるスイッチング手段とを備えたスイッチング電源装置において、前記一次巻線に発生される順方向電圧に応じた第１の電流を発生する第１の定電流手段、前記一次巻線に発生されるフライバック電圧に応じた第２の電流を発生する第２の定電流手段、  前記第１および第２の電流を積分する積分手段、該積分結果を予め定めた閾値と比較する比較手段、および、該比較結果に応じて前記スイッチング手段を制御し、前記一次巻線が導通しているときは非導通とするようにおよび該巻線が非導通のときは導通させるように、該スイッチング手段のスイッチング状態を反転させる制御手段を備えたことを特徴とする。
【００１０】
ここで、前記制御手段は、前記直流電圧から前記比較手段および自身に供給する電源を生成する補助電源機能を有するものであってよく、従来の自励コンバータでは成し得なかったスイッチング波形の整形を行なうことを可能とするものであり、スイッチング損失の低減に貢献する。
【００１１】
本発明のさらに別の態様は、商用電源を整流して直流電圧を生成する整流手段と、該直流電圧を一次巻線に印加されて励磁されるトランスと、該トランスの補助巻線に発生した前記一次巻線からの誘導電圧に基づいてスイッチングして該一次巻線を導通または非導通させるスイッチング手段とを備えたスイッチング電源装置において、前記一次巻線に流れる一次電流を検知する検知手段、検知された該一次電流に応じて前記スイッチング素子をオフする手段、および、前記スイッチング素子をオフしたときに前記補助巻線に現れる電圧を検知し、該補助巻線電圧の電圧時間積に応じて前記スイッチング素子をオンする手段を備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、トランスに印加される電圧時間積を監視してトランスの状態を常時監視することで電源の不安定状態を無くし、安定動作を行うとともに大電力の出力を行うことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
（実施例１）
本発明に係るスイッチング電源装置の実施例１を最も良く表す回路図を図１に示し、該図を参照して該回路の動作を説明する。図１において、参照符号１０７はゲート抵抗を示す。本実施例および以下の実施例に係るスイッチング電源装置は、電子写真方式の画像形成装置に用いることができる。
【００１４】
商用交流電源１００より入力を受け、フィルタ回路１０１を介して、ダイオードブリッジからなる整流ダイオード１０２にＡＣ電源が印加されると、両波整流ダイオード１０２と一次整流コンデンサ１０３により、ＤＣ電圧を生成する。スイッチングを行う制御回路２００のＥＴ積監視部２３０に接続された起動抵抗１０５により起動電流が制御回路２００に供給されると、スイッチング素子であるＦＥＴ１０６がオンし、スイッチングトランス１０４の一次巻線Ｎｐに電流が流れ始める。この電流により、補助巻線Ｎｂにフォワード方向に電圧が発生し、制御回路２００中のスイッチング制御電源部２１０が電力供給を受ける。一方で、二次巻線Ｎｓは一次巻線Ｎｐとは逆方向に巻かれているため、電圧は励起されても二次側整流ダイオード１０８により電流が流れるのを阻止され、トランス１０４にエネルギが蓄えられることになる。
【００１５】
制御回路２００中のスイッチング制御部２５０がＦＥＴ１０６をオフさせると、トランス１０４に蓄えられていたエネルギにより、ＦＥＴ１０６がオンしていたときと逆方向の電圧が一次巻線Ｎｐに発生する。同様の電圧は補助巻線Ｎｂ、二次巻線Ｎｓにも発生し、二次巻線Ｎｓ側に発生した電圧はダイオード１０８の順方向に発生するため、ダイオード１０８から二次整流コンデンサ１０９への充電が開始され、コンデンサ１０９の両端電圧が上昇する。ＦＥＴ１０６がオン，オフを繰り返すことにより、コンデンサ１０９の両端電圧が上昇して二次側出力端電圧が所望の電圧以上となると、抵抗１１３、１１４による分圧電圧によってシャントレギュレータ１１１が動作する。この結果、抵抗１１２を介してフォトカプラ１１０のＬＥＤ１１０ａに電流が流れる。このようにしてスイッチングを制御することにより、二次側出力電圧が一定に制御される。
【００１６】
本実施例におけるスイッチング制御電源部２１０を最も良く表す回路図を図２に示し、該図を参照して該電源部の動作を説明する。
【００１７】
コンデンサ２０１側がトランス１０４の補助巻線Ｎｂに接続されている。、ダイオード２１１が導通する方向にトランス１０４に電圧が発生すると、コンデンサ２０１に充電を開始する。また、補助巻線Ｎｂもコンデンサ２０１に接続されており、補助巻線Ｎｂによる充電も受けている。電源をオンすると、起動抵抗１０５によりコンデンサ２０１に充電が開始されて、コンデンサ２０１の両端電圧が上昇する。抵抗２０２と２０３により分圧された電源電圧が、ツェナーダイオード２０４のツェナー電圧とトランジスタ２０９のＶｂｅを合わせた電圧よりも高くなると、トランジスタ２０９がオンし、トランジスタ２０９のコレクタ電流によりトランジスタ２０５がオンする。一度トランジスタ２０５がオンすると抵抗２０８により抵抗２０３の両端電圧が上昇するため、トランジスタ２０９および２０５がオンする際のコンデンサ２０１の両端電圧とオフする際のコンデンサ２０１の両端電圧が変化する。このようにヒステリシスを持たせた回路とすることで誤動作を防ぐことができる。
【００１８】
本実施例におけるＥＴ積監視部２３０を表す回路図を図３に示し、該図を参照して該監視部の動作を説明する。
【００１９】
ダイオード２３１のアノード側およびダイオード２４０のカソード側は、トランス１０４の補助巻線Ｎｂの一端に接続されている。また、抵抗２４２、２４４、２３３、２３５、コンデンサ２３９の共通側は補助巻線Ｎｂの他端に接続されている。ＦＥＴ１０６がオンして一次巻線Ｎｐに電源電圧が印加されると、同時に補助巻線Ｎｂにも電圧が発生し、ダイオード２３１が導通する。補助巻線Ｎｂの両端電圧に比例した電圧が抵抗２３２，２３３により発生し、抵抗２３２の両端電圧と同じ電圧が抵抗２３６に印加され、電圧に比例した定電流がトランジスタ２３７とダイオード２３８を介しコンデンサ２３９に流れ、コンデンサ２３９を充電する。この結果、コンデンサ２３９の両端電圧が上昇する。ＦＥＴ１０６がオフしたときは補助巻線Ｎｂに逆方向の電圧が発生するため、ダイオード２３１は非導通となり、ダイオード２４０が導通する。
【００２０】
この結果、フライバック電圧に比例した電圧が抵抗２４１に印加され、抵抗２４１の両端電圧と同じ電圧が抵抗２４５に印加される。従って、コンデンサ２３９からの放電電流は、抵抗２４５の抵抗値と抵抗２４５の両端電圧により定まる定電流源により放電される。以上述べたように、コンデンサ２３９は補助巻線Ｎｂの電圧に比例した電流で充電され、フライバック電圧に比例した電流で放電される。よって、コンデンサ２３９の両端電圧がトランス１０４に印加されたＥＴ積（∝磁束）に相当する。そこで、スイッチング制御部２５０が、このＥＴ積（コンデンサ２３９の両端電圧）を監視し、監視結果に応じてＦＥＴ１０６のオン，オフを制御する。
【００２１】
本実施例におけるスイッチング制御部２５０を表す回路図を図４に示し、該図を参照して該制御部の動作を説明する。
【００２２】
図４において、２つのコンパレータ回路が構成されている。一つはダーリントンペアトランジスタ２５４、２５５およびダーリントンペアトランジスタ２５６、２５７を入力端に持ち、もう一つはダーリントンペアトランジスタ２６４、２６５およびダーリントンペアトランジスタ２６６、２６７を入力端に持つ。トランジスタ２６５には抵抗２６１、２６２により、トランジスタ２５５には抵抗２５１、２５２により、抵抗分圧による初期値が与えられる。
【００２３】
コンデンサ２３９より、抵抗２６９を介してトランジスタ２６７へ、および抵抗２５９を介してトランジスタ２５７へ電圧を供給することにより、コンデンサ２３９の電圧が抵抗２６２の電圧よりも高いときにトランジスタ２７０がオンする。また、コンデンサ２３９の電圧が抵抗２５２の電圧よりも低いときにトランジスタ２６０がオンする。トランジスタ２６０はＦＥＴ２７４に接続され、トランジスタ２７０はＦＥＴ２７３に接続され、両ＦＥＴでフリップフロップ（Ｆ／Ｆ）が構成されている。
【００２４】
以上より、ＥＴ積に相当するコンデンサ２３９の電圧が抵抗２５２の電圧以上、抵抗２６２の電圧以下のときにはＦ／Ｆ出力はハイレベルとなる。また、コンデンサ２３９の電圧が抵抗２６２の両端電圧以下、抵抗２５２の両端電圧以上の時にはＦ／Ｆ出力はローレベルとなる。
【００２５】
ここで、フォトカプラ１１０のフォトトランジスタ１１０ｂは抵抗２７６と直列に接続され、該直列回路が基準電圧生成用抵抗２６２と並列に接続されている。二次側出力電圧が上昇すると先述したようにフォトカプラ１１０に電流が流れ、フォトカプラ１１０のＬＥＤ１１０が発光する。このため、フォトトランジスタ１１０ｂのインピーダンスが低下して上記直列回路のインピーダンスが低下することから、抵抗２６２の両端電圧が低下する。この結果、Ｆ／Ｆ出力のハイ期間、すなわちＦＥＴ１０６のオン時間が、二次側出力電圧上昇に応じて短くなるように制御されてトランス１０４に蓄えられるエネルギが減少するため、出力電圧が低下し安定に動作するように制御される。
【００２６】
以上説明したように、本実施例によれば、スイッチング電源のスイッチングトランスの状態をＥＴ積により監視することによって動作の安定性を高めた信頼性の高い電源装置を提供することができる。
【００２７】
（実施例２）
本発明に係るスイッチング電源装置の実施例２を最も良く表す回路図を図５に示し、該図を参照して該回路の動作を説明する。ここでは、実施例１の説明と重複する説明は省き、本実施例の特徴部について説明する。
【００２８】
本実施例はＥＴ積（電圧時間積）を補助巻線から検出するのではなく、図５において、トランス５０４の一次巻線Ｎｐに印加された電圧を検出するものである。スイッチング素子であるＦＥＴ５０６がオンの時には、一次巻線Ｎｐに印加された電圧に比例した電圧により、抵抗５４８が定電流を発生させてコンデンサ５３９を充電する。また、ＦＥＴ５０６がオフの時にはトランス５０４のフライバック電圧に比例した電圧により、定電流を発生させてコンデンサ５３９を放電させる。実施例１と同様、コンパレータ部および電源部５９０がコンパレータにより充電、放電の閾値を予め定められた値と比較し、ＦＥＴ５０６を制御する。
【００２９】
図５において参照符号５９０を付したブロックはコンパレータ部およびスイッチング制御回路の電源部であり、該ブロックの詳細を図６に示し、該図を参照して該ブロックの動作を説明する。
【００３０】
図６において、起動抵抗５０５より流入する電流を受けて、ツェナーダイオード５７７とコンデンサ５７８の並列回路が電源電圧を生成する。この電源電圧により、コンパレータおよび出力Ｆ／Ｆ部が動作する。図６において、２つのコンパレータ回路が構成されている。一つはダーリントンペアトランジスタ５５４、５５５およびダーリントンペアトランジスタ５５６、５５７を入力端に持ち、もう一つはダーリントンペアトランジスタ５６４、５６５およびダーリントンペアトランジスタ５６６、５６７を入力端に持つ。トランジスタ５６５には抵抗５６１、５６２により、トランジスタ５５５には抵抗５５１、５５２により、抵抗分圧による初期値が与えられる。
【００３１】
コンデンサ５３９より、抵抗５６９を介してトランジスタ５６７へ、および抵抗５５９を介してトランジスタ５５７へ電圧を供給することにより、コンデンサ５３９の電圧が抵抗５６２の電圧よりも高いときにトランジスタ５７０がオンする。また、コンデンサ５３９の電圧が抵抗５５２の電圧よりも低いときにトランジスタ５６０がオンする。トランジスタ５６０はＦＥＴ５７４に接続され、トランジスタ５７０はＦＥＴ５７３に接続され、両ＦＥＴでフリップフロップ（Ｆ／Ｆ）が構成されている。
【００３２】
以上より、コンデンサ５３９の電圧が抵抗５５２の電圧以上、抵抗５６２の電圧以下のときにはＦ／Ｆ出力はハイレベルとなる。また、コンデンサ５３９の電圧が抵抗５６２の両端電圧以下、抵抗５５２の両端電圧以上の時にはＦ／Ｆ出力はローレベルとなる。
【００３３】
以上述べたように、本実施例では一次巻線Ｎｐの電圧を直接監視することにより、補助巻線Ｎｂを用いることなくスイッチング素子であるＦＥＴを制御するため、実施例１よりも少ない部品点数の構成で実施例１と同様の効果を得ることが可能となる。すなわち、実施例１の効果に加え、スイッチング素子やスイッチングトランスの利用効率を高め、低コストで部品点数が少なく、小型、低コストな電源装置を提供することができる。
【００３４】
（実施例３）
本発明に係るスイッチング電源装置の実施例３を最も良く表す回路図を図７に示し、該図を参照して該回路の動作を説明する。ここでは、実施例１および、実施例２の説明と重複する説明は省き、本実施例の特徴部について説明する。
【００３５】
本実施例は、スイッチング素子をオンした際のオン時間の決定のみ、トランス６０４に流した一次側電流を検知することにより行なうことで、より回路を簡略化し、小型化、低コスト化を促進したものである。スイッチング素子であるＦＥＴ６０６がオフした際には、逆方向電圧（フライバック電圧）によりコンデンサ電圧を充電し、コンパレータにより予め定められた値となったときにＦＥＴ６０６のオフを停止する。ＦＥＴ６０６がオンした際には、トランス６０６の一次巻線Ｎｐに電源電圧が印加され、電流が流れ始める。この電流が予め定められた値となった際に、トランジスタ６８０が導通し、ＦＥＴ６０６がオフするとともに、図８に示される出力Ｆ／Ｆを停止する。
【００３６】
図７において参照符号６９１を付したブロックはコンパレータ部および出力Ｆ／Ｆ部であり、該ブロックの詳細を図８に示し、該図を参照して該ブロックの動作を説明する。スイッチング制御電源部６９０は図１中のスイッチング制御電源部２１０と同一構成で同様に動作する。
【００３７】
図８において、抵抗６６１、６６２による分圧回路が、ダーリントンペアトランジスタ６６４、６６５およびダーリントンペアトランジスタ６６６、６６７を備えるコンパレータの基準電圧を与える。ＦＥＴ６７１、６７３で出力のフリップフロップ（Ｆ／Ｆ）が構成されている。
【００３８】
図７中のコンデンサ６３９の電圧が図８中の抵抗６６２の両端電圧よりも低くなると、コンパレータを構成するトランジスタ６６４、６６５がオフし、トランジスタ６６６、６６７がオンする。この結果、トランジスタ６７０がオンとなりＦ／Ｆの出力をハイレベルに固定する。電流が所定量を超えて図７中のトランジスタ６８０が動作すると該トランジスタのコレクタ電圧が低下し、該トランジスタのコレクタに接続されているＦ／Ｆの出力およびＦＥＴ６７４のゲートがローレベルとなるとともにトランジスタ６０６をオフ状態とする。
【００３９】
ＥＴ積監視部７３０は、補助巻線Ｎｂのフォワード側出力にてコンデンサ６３９をダイオード６３１と抵抗６３２を介し補助巻線Ｎｂの出力電圧まで充電し、補助巻線Ｎｂに現れるフライバック電圧に比例する定電流源により放電させることで、オフ時間を検出する。出力電圧制御は、検出抵抗６４９と電流検出抵抗６４８の両端に抵抗６８３とフォトカプラ６１０のフォトトランジスタ６１０ｂ側を接続することにより制御を行なっている。
【図面の簡単な説明】
【００４０】
【図１】本発明に係るスイッチング電源装置の実施例１を最もよく表す回路図である。
【図２】実施例１の要部であるスイッチング制御電源部を表す回路図である。
【図３】実施例１の要部である電圧時間積部を表す回路図である。
【図４】実施例１の要部であるスイッチング制御部（コンパレータ、出力Ｆ／Ｆ）を表す回路図である。
【図５】本発明に係るスイッチング電源装置の実施例２を最もよく表す回路図である。
【図６】実施例２の要部の回路図である。
【図７】本発明に係るスイッチング電源装置の実施例３を最もよく表す回路図である。
【図８】実施例３の要部の回路図である。
【図９】スイッチング電源装置の従来例を表す回路図である。
【符号の説明】
【００４１】
１００，５００，６００  商用交流電源
１０１，５０１，６０１  フィルタ回路
１０２，５０２，６０２  整流ダイオード
１０３，５０３，６０３  一次平滑コンデンサ
１０４，５０４，６０４  スイッチングトランス
１０５，５０５  起動抵抗
１０６，５０６，６０６  ＦＥＴ（スイッチング素子）
１０７  ゲート抵抗
１０８，５０８，６０８  二次整流ダイオード
１０９，５０９，６０９  二次平滑コンデンサ
１１０，５１０，６１０  フォトカプラ
２００  制御回路
２１０  スイッチング制御電源部
２３０，７３０  ＥＴ積監視部
２５０  スイッチング制御部
【図１】
2007330081.tif 000003
【図２】
2007330081.tif 000004
【図３】
2007330081.tif 000005
【図４】
2007330081.tif 000006
【図５】
2007330081.tif 000007
【図６】
2007330081.tif 000008
【図７】
2007330081.tif 000009
【図８】
2007330081.tif 000010
【図９】
2007330081.tif 000011