(57)【要約】【課題】永久磁石型のロータに使用するブラシレス直流モータの界磁の磁極位置センサを用いることなく界磁の磁極位置を推定してモータの転流位相を好適に制御してモータを駆動するブラシレスＤＣモータのセンサレス駆動方法において、従来の駆動方法では転流位相が固定されるため、高効率、低騒音、高トルク等の運転モードでモータを運転したいときに、所望する運転モードに切り替えて運転できなかった。【解決手段】転流位相推定手段６は、直流電源１からインバータ回路２に供給される電流の変化率から転流位相を推定し、転流周期決定手段７は、位相目標値決定手段８により設定される所望する運転モードに最適な転流位相目標値に追従するような転流指令を送出してインバータ回路２を通電制御すれば、低騒音、高効率、高トルク等の所望する運転モードでモータ３を運転できる駆動方法が得られる。【選択図】図１
2007089321.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源に複数のスイッチング素子をブリッジ接続してなるインバータ回路を介して接続された回転子と固定子巻線を有するブラシレスＤＣモータを前記インバータ回路のスイッチング素子をオンオフさせて前記インバータ回路の通電制御により前記ブラシレスＤＣモータを回転させる駆動方法または駆動装置において、前記直流電源からインバータ回路に供給される電流を検出する電流検出回路と、前記直流電源から前記インバータ回路に供給される電流の変化率に基づいて前記ブラシレスＤＣモータの巻線の誘起電圧の位相に対する前記インバータ回路の転流位相を推定する転流位相推定手段と、該転流位相が位相目標値に追従するように前記インバータ回路を通電制御する通電制御信号を発生する通電制御手段と、該通電制御信号をインバータ回路を駆動する駆動信号に変換してインバータ回路を駆動するドライバ回路を有し、前記直流電源から前記インバータ回路に供給される電流の変化率に基づいて推定した転流位相が位相目標値を追従するように前記インバータ回路を通電制御するようにしたことを特徴とするブラシレスＤＣモータの駆動方法。
【請求項２】
転流位相推定手段は、インバータ回路の転流位相を一定に保持するようにブラシレスＤＣモータを運転して直流電源から前記インバータ回路に供給される電流を測定・記録し、転流タイミングから第１の所定時間が経過した時刻における第１の電流と、転流タイミングから第２の所定時間が経過した時刻における第２の電流を求め、前記第１の電流に対する前記第２の電流の比を電流変化率として算出し、前記転流位相をパラメータとして変化させた場合の電流変化率を求めることにより電流変化率と転流位相との相関をあらかじめ相関曲線として求めておき、該相関曲線に基づいて任意の電流変化率に対応する転流位相を求めるようにしたことを特徴とする請求項１記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法。
【請求項３】
転流位相推定手段は、インバータ回路の転流位相を一定に保持するようにブラシレスＤＣモータを運転して直流電源から前記インバータ回路に供給される電流を測定・記録し、転流タイミングから転流周期の後半部の第１の所定時間が経過した時刻における第１の電流と、転流タイミングから転流周期の後半部の第２の所定時間が経過した時刻における第２の電流を求め、前記第１の電流に対する前記第２の電流の比を電流変化率として算出し、前記転流位相をパラメータとして変化させた場合の電流変化率を求めることにより電流変化率と転流位相との相関をあらかじめ相関曲線として求めておき、該相関曲線に基づいて任意の電流変化率に対応する転流位相を求めるようにしたことを特徴とする請求項１記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法。
【請求項４】
転流位相推定手段は、インバータ回路の転流位相を一定に保持するようにブラシレスＤＣモータを運転して直流電源から前記インバータ回路に供給される電流を測定・記録し、転流タイミングから転流周期の半分の時間が経過した時刻における第１の電流と、転流タイミングから転流周期の４分の３の時間が経過した時刻における第２の電流を求め、前記第１の電流に対する前記第２の電流の比を電流変化率として算出し、前記転流位相をパラメータとして変化させた場合の電流変化率を求めることにより電流変化率と転流位相との相関をあらかじめ相関曲線として求めておき、該相関曲線に基づいて任意の電流変化率に対応する転流位相を求めるようにしたことを特徴とする請求項１記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法。
【請求項５】
転流位相推定手段は、前回の転流タイミングから所定時間が経過した時点で、転流タイミングから第１の所定時間が経過した時刻における第１の電流と、転流タイミングから第２の所定時間が経過した時刻における第２の電流を求めて、前記第１の電流に対する前記第２の電流の比を電流変化率として算出し、該電流変化率から前記相関曲線に基づいて転流位相を推定することを特徴とする請求項１または請求項２記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法。
【請求項６】
転流位相推定手段は、前々回の転流タイミングから前回の転流タイミングまでの時間を前回の転流周期とし、前回の転流タイミングから所定時間が経過した時点で、転流タイミングから該転流周期の後半部の第１の所定時間が経過した時刻における第１の電流と、転流タイミングから該転流周期の後半部の第２の所定時間が経過した時刻における第２の電流を求めて、前記第１の電流に対する前記第２の電流の比を電流変化率として算出し、該電流変化率から前記相関曲線に基づいて転流位相を推定することを特徴とする請求項１または請求項３記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法。
【請求項７】
転流位相推定手段は、前々回の転流タイミングから前回の転流タイミングまでの時間を転流周期とし、転流タイミングから該転流周期の半分の時間が経過した時刻における第１の電流と、転流タイミングから該転流周期の４分の３の時間が経過した時刻における第２の電流を求めて、前記第１の電流に対する前記第２の電流の比を電流変化率として算出し、該電流変化率から前記相関曲線に基づいて転流位相を推定することを特徴とする請求項１または請求項４記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法。
【請求項８】
通電制御手段は、位相目標値を決定する位相目標値決定手段と、転流位相推定手段が推定した転流位相が前記位相目標値決定手段が決定した位相目標値に追従するような次回の転流周期を決定する転流周期決定手段と、前回の転流タイミングから経過する時間が前記転流周期に達したとき転流指令を送出する転流指令送出手段と、該転流指令の発生するタイミングで前記複数のスイッチング素子を順次切り替えて前記インバータ回路を通電制御する通電制御信号を発生する通電制御信号発生手段を備えたことを特徴とする請求項１記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法。
【請求項９】
転流周期決定手段は、転流位相推定手段が推定した転流位相が位相目標値に対して遅れ位相となる場合転流周期を減少させ、該転流位相が前記位相目標値に対して進み位相となる場合転流周期を増加させるような負帰還が構成されるように次回の転流周期を決定するようにしたことを特徴とする請求項８記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法。
【請求項１０】
転流周期決定手段は、転流位相推定手段が推定した位相と位相目標値からＰＩ演算またはＰＩＤ演算により次回の転流周期を求め、該転流位相が位相目標値に対して遅れ位相となる場合転流周期を減少させ、該転流位相が位相目標値に対して進み位相となる場合転流周期を増加させるような負帰還が構成されるように次回の転流周期を決定するようにしたことを特徴とする請求項８記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法。
【請求項１１】
位相目標値決定手段は、ブラシレスＤＣモータを低消費電力で運転したい場合において、位相目標値が進み位相となるように設定し、ブラシレスＤＣモータを高利用率で運転したい場合において、位相目標値が零となるように設定し、ブラシレスＤＣモータを高トルクまたは低騒音で運転したい場合において、位相目標値が遅れ位相となるように設定するようにしたことを特徴とする請求項８記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法。
【請求項１２】
転流指令送出手段は、前回の転流タイミングから経過する時間が、前記転流周期決定手段が送出する次回の転流周期の平均値または移動平均値に達したとき転流指令を送出して、次回の転流タイミングを除々に変化させるようにして、磁極間隔のバラツキ等を要因とする転流タイミングの振動による回転数の変動が起こらないようにしたことを特徴とする請求項８、請求項９、請求項１０、または、請求項１１記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、永久磁石界磁型のロータを使用するブラシレス直流モータの駆動装置および制御方法に係り、特に界磁の磁極位置センサを用いることなく界磁の磁極位置を推定してモータの相転流タイミングを好適に制御してモータを駆動するいわゆるセンサレス駆動に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、この種のセンサレス駆動方法として、固定子巻線のインダクタンスが小さいブラシレスＤＣモータを使用した場合に、運転中の直流電源からインバータ回路に供給される電流を検出して、該電流を観測して該電流の時間に対する変化率に基づいてモータ電流の相転流タイミングを決定するように構成したものが知られている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
以下、そのセンサレス駆動方法について図８および図９を参照しながら説明する。
【０００４】
図８は、従来の固定子巻線のインダクタンスが小さいブラシレスＤＣモータを使用した場合のブラシレス直流モータとその駆動装置を示す構成図である。図に示すように、インバータ回路１０１は３相インバータブリッジの構成であり、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の上アームスイッチング素子１０２、１０３、１０４と、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の下アームスイッチング素子１０５、１０６、１０７を有し、各スイッチング素子には、それぞれ並列に還流ダイオード１０８、１０９、１１０、１１１、１１２、１１３が接続されている。ブラシレス直流モータ１１４は、磁極手段を備えた回転子１１５と、固定子１１６から構成され、固定子１１６には電気角で１２０度の位相差を持つように固定子巻線１１７、１１８、１１９が配置される。直流電源１２０とインバータ回路１０１との間には、図示するように直流電源の出力電流を検出するための電流検出抵抗１２１が配置されている。電流検出手段１２２は、電流検出抵抗１２１の端子電圧を、オペアンプ１２３と負帰還抵抗１２４により構成される増幅回路１２５により増幅して、直流電源１２０からインバータ回路１０１に供給される電流を電圧値として送出する。マイクロコンピュータ１２６は、Ａ／Ｄ変換機１２７と演算器１２８を内臓し、電流検出手段１２２から送出される検出電流がＡ／Ｄ変換機１２７に入力されるように接続されている。演算器１２８はＡ／Ｄ変換器１２７でデジタル化された電流値を参照してモータ電流の相転流タイミングを計算し、スイッチング素子１０２、１０３、１０４、１０５、１０６、１０７をそれぞれ電気角１２０度ごとに通電してインバータ１０１を制御するスイッチング信号Ｕ０＋、Ｖ０＋、Ｗ０＋、Ｕ０−、Ｖ０−、Ｗ０−を出力する。ドライブ回路１２９は演算器１２７から出力されるスイッチング信号を変換して、スイッチング素子１０２、１０３、１０４、１０５、１０６、１０７を駆動するスイッチング信号Ｕ＋、Ｖ＋、Ｗ＋、Ｕ−、Ｖ−、Ｗ−を出力する。
【０００５】
図９は、従来のインバータ回路とブラシレスＤＣモータの等価回路を示す。インバータ回路１０１は図８で説明したので省略する。ブラシレス直流モータ１１４は、固定子巻線１１７の等価回路として、直列等価抵抗１３０と固定子巻線１３１と誘起電圧源１３２を直列に接続した回路、固定子巻線１１８の等価回路として、直列等価抵抗１３３と固定子巻線１３４と誘起電圧源１３５を直列に接続した回路、および、固定子巻線１１９の等価回路として、列等価抵抗１３６と固定巻線１３７と誘起電圧源１３８を直列に接続した回路をスター結線した図に示すような等価回路として表現できる。ここで、モータが回転することによる発電作用によって、誘起電圧源１３２は、固定子巻線１１７に正弦波の誘起電圧ｅｕを発生し、誘起電圧源１３５は、固定子巻線１１８に正弦波の誘起電圧ｅｖを発生し、誘起電圧源１３８は、固定子巻線１１９に正弦波の誘起電圧ｅｗを発生し、各相に発生する誘起電圧ｅｕ、ｅｖ、ｅｗの位相差は１２０度となる。
【０００６】
図１０は、従来の固定子巻線のインダクタンスが小さいブラシレス直流モータとその駆動装置の各部の波形を示すタイムチャートである。ブラシレスＤＣモータ１１４を通電角１２０度で制御した場合、図１０（イ）に図示するように、ドライブ回路１２９から、インバータ回路１０１のスイッチング素子１０２、１０３、１０４、１０５、１０６、１０７のゲート入力端子に入力される１２０度通電型の通電信号Ｕ＋、Ｖ＋、Ｗ＋、Ｕ−、Ｖ−、Ｗ−が出力され、ブラシレスＤＣモータの回転子１１５の回転にともない、Ｕ相の固定子巻線１１７、Ｖ相の固定子巻線１１８、Ｗ相の固定子巻線１１９には、図１０（ロ）に図示するような誘起電圧の相電圧ｅｕ、ｅｖ、ｅｗが発生する。ブラシレスＤＣモータ１１４の電気角をθとおくと、誘起電圧ｅｕ、ｅｖ、ｅｗは１２０度の位相差を持つ以下の式で表現される。
【０００７】
ｅｕ＝Ｅｓｉｎ（θ−３０°）・・・・（数１０１）
ｅｖ＝Ｅｓｉｎ（θ−１５０°）・・・（数１０２）
ｅｗ＝Ｅｓｉｎ（θ−２７０°）・・・（数１０３）
図１０に示す電気角が６０度から１２０度の区間では、上アームスイッチング素子１０２と下アームスイッチング素子１０６がＯＮとなり、Ｕ相の固定子巻線に誘起電圧ｅｕ、Ｖ相の固定子巻線に誘起電圧ｅｖが発生しているので、通電相すなわちＵ相とＶ相の固定子巻線にかかる巻線電圧はインバータの直流電圧Ｖｄから誘起電圧ｅｕと誘起電圧ｅｖの差（ｅｕ−ｅｖ）を減じた値となるのでＵ相―Ｖ相間の巻線電圧Ｖｕｖは以下の式のようになる。
【０００８】
Ｖｕｖ＝Ｖｄ−（ｅｕ−ｅｖ）・・・・（数１０４）
また、図１０に示す電気角が１２０度から１８０度の区間では、上アームスイッチング素子１０２と下アームスイッチング素子１０７がＯＮとなり、Ｕ相の固定子巻線に誘起電圧ｅｕ、Ｗ相の固定子巻線に誘起電圧ｅｗが発生しているので、通電相すなわちＵ相とＷ相の固定子巻線にかかる巻線電圧はインバータの直流電圧Ｖｄから誘起電圧ｅｕと誘起電圧ｅｖの差（ｅｕ−ｅｖ）を減じた値となるのでＵ相―Ｗ相間の巻線電圧Ｖｕｗは以下の式のようになる。
【０００９】
Ｖｕｗ＝Ｖｄ―（ｅｕ−ｅｗ）・・・・（数１０５）
また、図１０に示す電気角が１２０度から１８０度の区間では、上アームスイッチング素子１０３と下アームスイッチング素子１０７がＯＮとなり、Ｕ相の固定子巻線に誘起電圧ｅｖ、Ｗ相の固定子巻線に誘起電圧ｅｗが発生しているので、通電相すなわちＶ相とＷ相の固定子巻線にかかる巻線電圧はインバータの直流電圧Ｖｄから誘起電圧ｅｖと誘起電圧ｗの差（ｅｖ−ｅｗ）を減じた値となるのでＶ相―Ｗ相間の巻線電圧Ｖｖｗは以下の式のようになる。
【００１０】
Ｖｖｗ＝Ｖｄ−（ｅｖ−ｅｗ）・・・・（数１０６）
（数１０４）、（数１０５）、（数１０６）に（数１０１）、（数１０２）、（１０３）を代入して簡単にすると（数１０７）、（数１０８）、（数１０９）が得られる。
【００１１】
Ｖｕｖ＝Ｖｄ−√３Ｅｓｉｎ（θ−９０°）・・・（数１０７）
Ｖｕｗ＝Ｖｄ−√３Ｅｓｉｎ（θ−１５０°）・・・（数１０８）
Ｖｖｗ＝Ｖｄ−√３Ｅｓｉｎ（θ−２１０°）・・・（数１０９）
（数１０７）、（数１０８）、（数１０９）より、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の巻線電圧を図示すると、図１０（ハ）のようになる。
【００１２】
図１０に示す電気角が６０度から１２０度の区間において、上アームスイッチング素子１０２と下アームスイッチング素子１０６がＯＮとなり、巻線電圧Ｖｕｖが、図９に示すブラシレス直流モータ等価回路のＵ相とＶ相の端子間に印加される。この時、電流検出抵抗１２１に流れる電流Ｉｄは、直列等価抵抗１３０、固定子巻線１３１、誘起電圧源１３２、直列等価抵抗１３３、固定子巻線１３４、および、誘起電圧源１３５を直列接続した回路に、（数１０７）で示したような巻線電圧Ｖｕｖを印加したときに発生する応答電流である。固定子巻線１１７、１１８、および、１１９のインダクタンスが小さいブラシレス直流モータを使用した場合、応答電流Ｉｄは、端子間電圧Ｖｕｖに比例するような図１０（ニ）に示すような電流波形となる。電気角１２０度から１８０度の区間、電気角１８０度から２４０度の区間においても、電流検出抵抗１２１に流れる電流Ｉｄは電気角６０度から１２０度の区間と同様な図１０（ニ）に図示するような波形が得られる。
【００１３】
図１１は、従来の固定子巻線のインダクタンスが小さいブラシレス直流モータ駆動装置の転流タイミングの決定方法と位相ずれの補正方法を説明する直流電源からインバータ回路に供給する電流Ｉｄ（以降、電流Ｉｄと称す）のタイムチャートである。図１１（イ）は転流に位相ずれがない場合における転流タイミングの決定方法を説明した電流Ｉｄの波形を示している。転流に位相ずれがない場合、図示するように、電流Ｉｄが極小値となる時刻は電気角３０度時刻に一致している。次に転流タイミングの設定方法について説明する。電気角６０度期間毎に、Ａ／Ｄ変換機１２７で電流Ｉｄをサンンプリングし、演算器１２８で電流Ｉｄが極小値になる時刻を計測する。前回の電気角６０度期間において電流Ｉｄが極小値になる時刻をｔ１、今回の電気角６０度期間において電流Ｉｄが極小値になる時刻をｔ２とすると、時刻ｔ１０１と時刻ｔ１０２の時間差から電気角６０度期間Ｔ１を計算し、この時間Ｔ１の１／２を電気角３０度期間Ｔ２とする。時刻ｔ１０２に電気角３０度期間Ｔ２を加えて次回の相転流タイミングを設定する。
【００１４】
図１１（ロ）は転流が進み位相の場合の転流タイミングの補正方法を説明した電流Ｉｄのタイムチャートである。転流が進み位相の場合、図示すように、電流Ｉｄは左上がりの波形となる。各電気角６０度期間毎に、Ａ／Ｄ変換機１２７で電流Ｉｄをサンプリングし、演算部１２８で電流Ｉｄが極小値になる時刻を計測する。このとき、前回の電気角６０度期間をＴ５、前回の転流時刻をｔ１０４とする。次に、今回の電気角６０度期間における電流Ｉｄが極小値となる時刻ｔ１０５を検出し、時刻ｔ１０４と時刻ｔ１０５の時間差から時間Ｔ６を計算する。前回の電気角３０度期間、すなわち時間Ｔ６の２分の１値が時間Ｔ６よりも短い場合には、転流タイミングは進み位相と判定して、図１１（イ）を使って説明した相転流タイミングの決定方法によって設定した転流タイミング時刻ｔ１０６に所定時間Ｔ７を加えて今回の転流時刻ｔ１０７とする。この補正を各電気角６０度期間毎に行い、時間Ｔ６と前回の電気角３０度期間を比較し、一致すれば転流タイミングに位相ずれがなくなったと判断して所定時間Ｔ７の加算を終了する。
【００１５】
図１１（ハ）は転流が遅れ位相の場合の転流タイミングの補正方法を説明した電流Ｉｄのタイムチャートである。転流が遅れ位相の場合、図示すように、電流Ｉｄは右上がりの波形となる。ここで、前回の電気角６０度期間をＴ８、前回の転流時刻をｔ１０８とする。次に、今回の電気角６０度期間における電流Ｉｄが極小値となる時刻ｔ１０９を検出し、時刻ｔ１０８と時刻ｔ１０９の時間差から時間Ｔ９を計算する。前回の電気角３０度期間、すなわちＴ８の２分の１値が時間Ｔ９よりも長い場合には、転流タイミングは遅れ位相と判定して、図１１（イ）を使って説明した前期相転流タイミングの決定方法によって設定した時刻ｔ１１１に所定時間Ｔ１０を減じて今回の転流時刻ｔ１１０とする。この補正を各電気角６０度期間毎に行い、時間Ｔ９と前回の電気角３０度時間を比較し、一致すれば転流タイミングに位相ずれがなくなったと判断して所定時間Ｔ１０の減算を終了する。
【００１６】
図１２は、従来の固定子巻線のインダクタンスが大きいブラシレスＤＣモータとその駆動回路の各部の波形を示すタイムチャートである。図１２（イ）に図示するインバータ回路のスイッチング素子のゲート入力端子に入力される１２０度通電型の通電信号Ｕ＋、Ｖ＋、Ｗ＋、Ｕ−、Ｖ−、Ｗ−、図１２（ロ）に図示する誘起電圧の相電圧ｅｕ、ｅｖ、ｅｗ、および、図１２（ハ）に図示する同一の時間軸で合成したＵ相、Ｖ相、Ｗ相の巻線電圧は、それぞれ、前述した図１０（イ）、（ロ）、（ハ）と同一の波形であり、その説明は省略する。図１２に示す電気角が６０度から１２０度の区間において、上アームスイッチング素子１０２と下アームスイッチング素子１０６がＯＮとなり、巻線電圧Ｖｕｖが、図９に示すブラシレス直流モータ等価回路のＵ相とＶ相の端子間に印加される。この時、電流検出抵抗１２１に流れる電流Ｉｄは、直列等価抵抗１３０、固定子巻線１３１、誘起電圧源１３２、直列等価抵抗１３３、固定子巻線１３４、および、誘起電圧源１３５を直列接続した回路に、（数１０７）で示した巻線電圧Ｖｕｖを印加したときに発生する応答電流となる。固定子巻線１１７、１１８、および、１１９のインダクタンスを無視できないブラシレス直流モータを使用した場合、応答電流Ｉｄは、図１２（ニ）に示すような電流波形となる。図１２（ニ）において、Ａで示す第１の電流増加領域の電流上昇は急峻で、図１２（ハ）に示す巻線電圧の急峻な立ち上がりに対して発生するＲＬ直列回路の応答電圧となる。図１２（ニ）において、Ｂで示す第２の電流増加領域は、図１２（ハ）で示す巻線電圧Ｖｕｖが減少から増加に転ずるために現れるものであり、モータが同一方向の回転力を連続的に発生している場合は必ず現れる。電気角１２０度から１８０度の区間、および、電気角１８０度から２４０度の区間においても、電流検出抵抗１２１に流れる電流Ｉｄは電気角６０度から１２０度の区間と同様な図１２（ニ）に図示するような波形が得られる。ブラシレスＤＣモータの固定子巻線のインダクタンスが小さい場合、応答電流Ｉｄの波形が端子間電圧Ｖｕｖの波形に相似となるので、電流Ｉｄは電気角６０度期間に極小値が存在し、前述した固定子巻線のインダクタンスが小さいブラシレスＤＣモータを使用した場合の従来のブラシレスＤＣモータの駆動方法で説明したような転流タイミングの決定方法は有効であるが、固定子巻線のインダクタンスが大きい場合は、図１２（ニ）に図示するように、電流Ｉｄの波形が端子間電圧Ｖｕｖの波形に相似とならず、電気角６０度期間の間に電流Ｉｄの極小値が存在しないので、従来の固定子巻線のインダクタンスが小さいブラシレスＤＣモータを使用したブラシレスＤＣモータの駆動方法で固定子巻線のインダクタンスが大きいブラシレスＤＣモータを駆動することはできない。
【００１７】
次に、固定子巻線のインダクタンスが大きいブラシレスＤＣモータを使用した従来の駆動回路に採用されている従来の転流タイミングの決定方法について説明する。この方法は、運転中の直流電源からインバータ回路に供給される電流を検出して、該電流を平均化した値に所定倍率を乗じて設定した転流目標電流と該電流を比較して、該電流が該転流目標電流に達した時点で、モータ電流の相転流タイミングを判定するように構成したものが知られている（例えば、特許文献２参照）。
【００１８】
以下、固定子巻線のインダクタンスが大きいブラシレスＤＣモータを使用した従来の駆動回路の構成、転流タイミングの決定方法について図１３および図１４を参照しながら説明する。
【００１９】
図１３は、従来の固定子巻線のインダクタンスが大きいブラシレスＤＣモータ１４２を使用した駆動回路の電流Ｉｄの波形を図示するタイムチャートである。電流Ｉｄの波形は、図１３（イ）で図示すような転流タイミングが進み位相、図１３（ロ）で図示するような最適時、図１３（ハ）で図示するような転流タイミングが遅れ位相の三態に分かれる。
【００２０】
図１４は、従来の固定子巻線のインダクタンスが大きいブラシレスＤＣモータを使用した駆動回路の基本的な構成を示すブロック図で、同図において、直流電源１３９は、電流検出回路１４０を介して、インバータ回路１４１に直流電力を供給している。インバータ回路１４１は、例えば３相１２０度通電型のインバータ回路１４１で、フライホイールダイオードを内蔵した６個のトランジスタ等からなるスイッチング素子を３相ブリッジに接続し、かつ各スイッチング素子のベースにドライバ回路を設け、６個の通電指令により各スイッチング素子がオンオフ制御されて、出力端からブラシレスＤＣモータ１４２に３相１２０度通電型の交流電力を供給している。電流検出回路１４０は、直流電源１３９とインバータ回路１４１との間に挿入されたシャント抵抗を有し、該シャント抵抗に流れる電流を検出することによって、ブラシレスＤＣモータ１４２の固定子巻線に流れる電流を３相一括して検出し、かつ電圧に変換して出力するようになっている。通電制御回路１４３は、上記電流検出回路１４０から検出された電流を入力して、インバータ回路１４１のスイッチング素子を順次切り替えて通電制御する通電制御信号Ｕ＋、Ｖ＋、Ｗ＋、Ｕ−、Ｖ−、Ｗ−を発生する。
【００２１】
電流検出回路１４０の出力端は、ＬＣ平滑回路を内蔵する平均化回路１４３ａに接続され、その平均化回路１４３ａの出力端は、１．２倍の電圧利得を持つ増幅回路１４３ｂの入力端に接続され、増幅回路１４３ｂの出力端は比較回路１４３ｃの入力端の一方に接続され、電流検出回路１４０の出力は比較回路１４３ｃの入力端の他方に接続されており、電流検出回路１４３より検出した電流Ｖｉａを平均化回路１４３ａにより平均化した後、増幅回路１４３ｂにより１．２倍に増幅して転流目標指令Ｖｉｔとし、電流検出回路１４０より検出した電流Ｖｉａと転流目標指令地Ｖｉｔを比較し、Ｖｉａ＞Ｖｉｔの関係となったとき、比較回路１４３Ｃからワンショットのパルス信号で転流指令Ｖｃｐｔを出力するようになっている。
【００２２】
そして、比較回路１４３ｃの出力端を６進カウンタからなる計数回路１４３ｄを介して分配回路１４３ｅに接続して、転流指令Ｖｃｐｔがワンショットのパルス信号で出力されるたびに、計数回路１４３ｄにより１つ歩進して、計数回路１４３ｄが出力する計数信号を分配回路１４３ｅによりデコードして、図１２で説明したような１２０度通電型の通電指令Ｕ＋、Ｖ＋、Ｗ＋、Ｕ−、Ｖ−、Ｗ−がインバータ回路１４１の６個のスイッチング素子のドライバ回路に入力に出力されるように構成されている。制御電源回路１４４は、直流電源１３９に接続されて、通電制御回路１４３の各回路に電圧電源Ｖｃｃを供給するものである。
【００２３】
次に、このように構成される従来の駆動回路の動作について説明する。ブラシレスＤＣモータの回転数が一定の通常の運転状態から、何かの原因で負荷トルクが増大する場合について考える。負荷トルクが増大した直後は、イナーシャは急激には変化せず、回転数は急激には変化しないので、誘起電圧の急変、巻線電流の急変、および、発生トルクの急変も起こらない。ブラシレスＤＣモータは、常に〔（加速トルク）＋（ロストルク）＋（負荷トルク）〕と（発生トルク）が平衡して動作するが、（発生トルク）が一定値に保存されるため、負荷トルクが増大した分だけ加速トルクが減少し、ブラシレスＤＣモータはイナーシャの回転エネルギーを軸に放出しながら減速し始める。ブラシレスＤＣモータの減速にともない、巻線の誘起電圧は減少するが、巻線電圧は、Ｖｄ−（巻線の誘起電圧）に等しいので、巻線電圧は増加し、同時に巻線電流も増加して発生トルク不足を補う方向に作用する。
【００２４】
前述した通電制御回路１４３の構成により、転流タイミングは、電流検出回路１４０の電流値Ｖｉａが電流検出回路１４０の平均電流を１．２倍した転流目標指令値Ｖｉｔを超えるタイミングにより決定されるが、ブラシレスＤＣモータの減速直後において、電流検出回路１４０の平均値は急変しないので、転流の急変は起きず、転流位相は巻線の誘起電圧に対して進み位相となり、転流タイミングは進み位相となる。
【００２５】
巻線電流の増加にともない、電流検出回路１４０の電流Ｖｉａが増加すると、前述した通電制御回路１４３の動作により、電流検出回路１４０の電流Ｖｉａの平均値を１．２倍した転流目標指令Ｖｉｔが増加するので、Ｖｉａ＞Ｖｉｔとなるまでの時間、すなわち、転流周期が長くなり、ブラシレスＤＣモータの誘起電圧に対する転流位相の進み、すなわち、転流タイミングの進み位相が改善されていく。転流タイミングの進み位相が改善されていくにつれて、転流周期が長くなる→回転速度が減少する→巻線の誘起電圧が減少する→巻線電圧が増加する→巻線電流が増加する→発生トルクが増加する、の因果関係により、（発生トルク）が増加するが、（負荷トルク）が増加した分だけ（発生トルク）が増加すれば、（加速トルク）は零となり、ブラシレスＤＣモータの減速は止まり、〔（加速トルク）＋（ロストルク）＋（負荷トルク）〕と（発生トルク）が平衡する適正な転流タイミングとなるところで落ち着く。
【００２６】
次に、ブラシレスＤＣモータの回転数が一定の通常の運転状態から、何かの原因で負荷トルクが減少する場合について考える。負荷トルクが減少した直後は、イナーシャは急激には変化せず、回転数は急激には変化しないので、誘起電圧の急変、巻線電流の急変、および、発生トルクの急変も起こらない。ブラシレスＤＣモータは、常に〔（加速トルク）＋（ロストルク）＋（負荷トルク）〕と（発生トルク）が平衡して動作するが、（発生トルク）が一定値に保存されるため、負荷トルクが減少した分だけ加速トルクが増加し、ブラシレスＤＣモータはイナーシャの回転エネルギーを軸から吸収しながら増速し始める。
【００２７】
ブラシレスＤＣモータの増速にともない、巻線の誘起電圧は増加するが、巻線電圧は、Ｖｄ−（巻線の誘起電圧）に等しいので、巻線電圧は減少し、同時に巻線電流も減少して余った発生トルクを抑える方向に作用する。
【００２８】
前述した通電制御回路１４３の構成により、転流タイミングは、電流検出回路１４０の電流値Ｖｉａが電流検出回路１４０の平均電流を１．２倍した転流目標指令値Ｖｉｔを超えるタイミングにより決定されるが、ブラシレスＤＣモータの増速直後において、電流検出回路１４０の平均値は急変しないので、転流の急変は起きず、転流位相は巻線の誘起電圧に対して遅れ位相となり、転流タイミングは遅れ位相となる。
【００２９】
巻線電流の減少にともない、電流検出回路１４０の電流Ｖｉａが減少すると、前述した通電制御回路１４３の動作により、電流検出回路１４０の電流Ｖｉａの平均値を１．２倍した転流目標指令Ｖｉｔが減少するので、Ｖｉａ＞Ｖｉｔとなるまでの時間、すなわち、転流周期が短くなり、ブラシレスＤＣモータの誘起電圧に対する転流位相の遅れ、すなわち、転流タイミングの遅れ位相が改善されていく。転流タイミングの遅れ位相が改善されていくにつれて、転流周期が短くなる→回転速度が増加する→巻線の誘起電圧が増加する→巻線電圧が減少する→巻線電流が減少する→発生トルクが減少する、の因果関係により、（発生トルク）が減少するが、（負荷トルク）が減少した分だけ（発生トルク）が減少すれば、（加速トルク）は零となり、ブラシレスＤＣモータの減速は止まり、〔（加速トルク）＋（ロストルク）＋（負荷トルク）〕と（発生トルク）が平衡する適正な転流タイミングとなるところで落ち着く。
【００３０】
以上で述べたように、従来の固定子巻線のインダクタンスが大きいブラシレス直流モータの駆動方法は、転流タイミングは、電流検出回路１４０の電流値Ｖｉａが電流検出回路１４０の平均電流を１．２倍した転流目標指令値Ｖｉｔを超えるタイミングにより決定される。このような従来の駆動方法の場合、起動時以外の通常運転時において、ブラシレスＤＣモータを高効率で運転できる転流位相が零のところで通電制御される。しかし、ブラシレスＤＣモータの用途によっては、家電製品のように、ブラシレスＤＣモータの転流位相が進み位相となるように運転して、低消費電力で運転したい場合や、転流位相が零となるように運転して、高利用率で運転したい場合や、または、ブラシレスＤＣモータの転流位相が遅れ位相となるように運転して、高トルクまたは低騒音で運転したい場合があるが、従来の駆動方法では、転流位相を一定値に固定して通電制御する方法を採用しているため、ブラシレスＤＣモータを、低消費電力運転、高利用率運転、高トルク運転、低騒音運転等の所望する運転モードに切り替えて運転したいという要求が発生した場合に、ブラシレスＤＣモータを所望する運転モードで運転できる最適な転流位相に設定して、所望する運転モードに切り替えて運転する事ができないという問題点を有していた。
【特許文献１】特開平０８−１２６３７９号公報
【特許文献２】特許第３３８８０６８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３１】
このような従来の固定子巻線のインダクタンスが小さいブラシレス直流モータの駆動方法では、電気角６０度区間の直流電源からインバータ回路に供給される電流の変化率をみて、その電流が極小値をとるタイミングを検出した後、次回の転流タイミングを決定するという駆動方法を採用していたが、この駆動方法はブラシレスＤＣモータの固定子巻線のインダクタンスが小さい場合に有効であって、固定子巻線のインダクタンスが大きい場合には直流電源からインバータ回路に供給される電流に極小値が存在しないのでこの方法が採用できないという課題があり、固定子巻線のインダクタンスが大きいようなブラシレスＤＣモータを使用した場合でも採用する事ができる駆動方法を提供することが要求されている。
【００３２】
また、従来の固定子巻線のインダクタンスが大きい従来のブラシレス直流モータの駆動方法では、転流タイミングは、電流検出回路が検出した電流値Ｖｉａが電流検出回路から検出される電流の平均値を１．２倍した転流目標指令値を超えるタイミングにより決定されるため、起動時以外の通常運転時において、転流位相を零に固定して通電制御していた。しかし、ブラシレスＤＣモータの用途によっては、家電製品のように、ブラシレスＤＣモータの転流位相が進み位相となるように運転して、低消費電力で運転したい場合や、転流位相が零となるように運転して、高利用率で運転したい場合や、または、ブラシレスＤＣモータの転流位相が遅れ位相となるように運転して、高トルクまたは低騒音で運転したい場合があるが、従来の駆動方法では、転流位相を一定値に固定して通電制御する方式を採用しているため、ブラシレスＤＣモータを低消費電力運転、高利用率運転、高トルク運転、低騒音運転等の所望する運転モードに切り替えて運転したい場合に、ブラシレスＤＣモータを所望する運転モードで運転するのに最適な転流位相に設定できないので、ブラシレスＤＣモータを所望する運転モードに自由に切り替えて運転できないという課題があり、ブラシレスＤＣモータを、低消費電力運転、高利用率運転、高トルク運転、低騒音運転等の所望する運転モードに切り替えて運転したい場合でも、所望する運転モードで運転できる駆動方法を提供することが要求されている。
【００３３】
本発明は、このような従来の課題を解決するものであり、固定子巻線のインダクタンスが大きいブラシレスＤＣモータを使用する場合でもブラシレスＤＣモータを駆動できる駆動方法を提供することができ、また、ブラシレスＤＣモータを低消費電力運転、高利用率運転、高トルク運転、低騒音運転等の所望する運転モードに切り替えて運転したいという要求が発生した場合でも、ブラシレスＤＣモータを所望する運転モードに切り替えることができる駆動方法を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００３４】
本発明のブラシレスＤＣモータの駆動方法は上記目的を達成するために、直流電源に複数のスイッチング素子をブリッジ接続してなるインバータ回路を介して接続された回転子と固定子巻線を有するブラシレスＤＣモータを前記インバータ回路のスイッチング素子をオンオフさせて前記インバータ回路の通電制御により前記ブラシレスＤＣモータを回転させる駆動方法または駆動装置において、前記直流電源からインバータ回路に供給される電流を検出する電流検出回路と、前記直流電源から前記インバータ回路に供給される電流の変化率に基づいて前記ブラシレスＤＣモータの巻線の誘起電圧の位相に対する前記インバータ回路の転流位相を推定する転流位相推定手段と、該転流位相が位相目標値に追従するように前記インバータ回路を通電制御する通電制御信号を発生する通電制御手段と、該通電制御信号をインバータ回路を駆動する駆動信号に変換してインバータ回路を駆動するドライバ回路を有し、前記直流電源から前記インバータ回路に供給される電流の変化率に基づいて推定した転流位相が位相目標値を追従するように前記インバータ回路を通電制御するようにしたことを特徴とするブラシレスＤＣモータの駆動方法としたものである。
【００３５】
この手段により固定子巻線のインダクタンスが大きいブラシレス直流モータを使用する場合でもブラシレスＤＣモータを駆動することができ、また、ブラシレスＤＣモータを低消費電力運転、高利用率運転、高トルク運転、低騒音運転等の所望する運転モードに切り替えて運転したいという要求が発生した場合でも、ブラシレスＤＣモータを所望する運転モードに切り替えて運転できる駆動方法が得られる。
【００３６】
また、本発明のブラシレスＤＣモータの駆動方法は上記目的を達成するために、転流位相推定手段は、インバータ回路の転流位相を一定に保持するようにブラシレスＤＣモータを運転して直流電源から前記インバータ回路に供給される電流を測定・記録し、転流タイミングから第１の所定時間が経過した時刻における第１の電流と、転流タイミングから第２の所定時間が経過した時刻における第２の電流を求め、前記第１の電流に対する前記第２の電流の比を電流変化率として算出し、前記転流位相をパラメータとして変化させた場合の電流変化率を求めることにより電流変化率と転流位相との相関をあらかじめ相関曲線として求めておき、該相関曲線に基づいて任意の電流変化率に対応する転流位相を求めるようにしたことを特徴とする請求項１記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法としたものである。
【００３７】
この手段により固定子巻線のインダクタンスが大きいブラシレス直流モータを使用する場合でもブラシレスＤＣモータを駆動することができ、また、ブラシレスＤＣモータを低消費電力運転、高利用率運転、高トルク運転、低騒音運転等の所望する運転モードに切り替えて運転したいという要求が発生した場合でも、ブラシレスＤＣモータを所望する運転モードに切り替えて運転できる駆動方法が得られる。
【００３８】
また、本発明のブラシレスＤＣモータの駆動方法は上記目的を達成するために、転流位相推定手段は、インバータ回路の転流位相を一定に保持するようにブラシレスＤＣモータを運転して直流電源から前記インバータ回路に供給される電流を測定・記録し、転流タイミングから転流周期の後半部の第１の所定時間が経過した時刻における第１の電流と、転流タイミングから転流周期の後半部の第２の所定時間が経過した時刻における第２の電流を求め、前記第１の電流に対する前記第２の電流の比を電流変化率として算出し、前記転流位相をパラメータとして変化させた場合の電流変化率を求めることにより電流変化率と転流位相との相関をあらかじめ相関曲線として求めておき、該相関曲線に基づいて任意の電流変化率に対応する転流位相を求めるようにしたことを特徴とする請求項１記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法としたものである。
【００３９】
この手段により固定子巻線のインダクタンスが大きいブラシレス直流モータを使用する場合でもブラシレスＤＣモータを駆動することができ、また、ブラシレスＤＣモータを低消費電力運転、高利用率運転、高トルク運転、低騒音運転等の所望する運転モードに切り替えて運転したいという要求が発生した場合でも、ブラシレスＤＣモータを所望する運転モードに切り替えて運転できる駆動方法が得られる。
【００４０】
また、本発明のブラシレスＤＣモータの駆動方法は上記目的を達成するために、転流位相推定手段は、インバータ回路の転流位相を一定に保持するようにブラシレスＤＣモータを運転して直流電源から前記インバータ回路に供給される電流を測定・記録し、転流タイミングから転流周期の半分の時間が経過した時刻における第１の電流と、転流タイミングから転流周期の４分の３の時間が経過した時刻における第２の電流を求め、前記第１の電流に対する前記第２の電流の比を電流変化率として算出し、前記転流位相をパラメータとして変化させた場合の電流変化率を求めることにより電流変化率と転流位相との相関をあらかじめ相関曲線として求めておき、該相関曲線に基づいて任意の電流変化率に対応する転流位相を求めるようにしたことを特徴とする請求項１記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法としたものである。
【００４１】
この手段により固定子巻線のインダクタンスが大きいブラシレス直流モータを使用する場合でもブラシレスＤＣモータを駆動することができ、また、ブラシレスＤＣモータを低消費電力運転、高利用率運転、高トルク運転、低騒音運転等の所望する運転モードに切り替えて運転したいという要求が発生した場合でも、ブラシレスＤＣモータを所望する運転モードに切り替えて運転できる駆動方法が得られる。
【００４２】
また、本発明のブラシレスＤＣモータの駆動方法は上記目的を達成するために、前記転流位相推定手段は、前回の転流タイミングから所定時間が経過した時点で、転流タイミングから第１の所定時間が経過した時刻における第１の電流と、転流タイミングから第２の所定時間が経過した時刻における第２の電流を求めて、前記第１の電流に対する前記第２の電流の比を電流変化率として算出し、該電流変化率から前記相関曲線に基づいて転流位相を推定することを特徴とする請求項１または請求項２記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法としたものである。
【００４３】
この手段により固定子巻線のインダクタンスが大きいブラシレス直流モータを使用する場合でもブラシレスＤＣモータを駆動することができ、また、ブラシレスＤＣモータを低消費電力運転、高利用率運転、高トルク運転、低騒音運転等の所望する運転モードに切り替えて運転したいという要求が発生した場合でも、ブラシレスＤＣモータを所望する運転モードに切り替えて運転できる駆動方法が得られる。
【００４４】
また、本発明のブラシレスＤＣモータの駆動方法は上記目的を達成するために、上記目的を達成するために、前記転流位相推定手段は、前々回の転流タイミングから前回の転流タイミングまでの時間を前回の転流周期とし、前回の転流タイミングから所定時間が経過した時点で、転流タイミングから該転流周期の後半部の第１の所定時間が経過した時刻における第１の電流と、転流タイミングから該転流周期の後半部の第２の所定時間が経過した時刻における第２の電流を求めて、前記第１の電流に対する前記第２の電流の比を電流変化率として算出し、該電流変化率から前記相関曲線に基づいて転流位相を推定することを特徴とする請求項１または請求項３記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法としたものである。
【００４５】
この手段により固定子巻線のインダクタンスが大きいブラシレス直流モータを使用する場合でもブラシレスＤＣモータを駆動することができ、また、ブラシレスＤＣモータを低消費電力運転、高利用率運転、高トルク運転、低騒音運転等の所望する運転モードに切り替えて運転したいという要求が発生した場合でも、ブラシレスＤＣモータを所望する運転モードに切り替えて運転できる駆動方法が得られる。
【００４６】
また、本発明のブラシレスＤＣモータの駆動方法は上記目的を達成するために、上記目的を達成するために、転流位相推定手段は、前々回の転流タイミングから前回の転流タイミングまでの時間を転流周期とし、転流タイミングから該転流周期の半分の時間が経過した時刻における第１の電流と、転流タイミングから該転流周期の４分の３の時間が経過した時刻における第２の電流を求めて、前記第１の電流に対する前記第２の電流の比を電流変化率として算出し、該電流変化率から前記相関曲線に基づいて転流位相を推定することを特徴とする請求項１または請求項４記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法としたものである。
【００４７】
この手段により固定子巻線のインダクタンスが大きいブラシレス直流モータを使用する場合でもブラシレスＤＣモータを駆動することができ、また、ブラシレスＤＣモータを低消費電力運転、高利用率運転、高トルク運転、低騒音運転等の所望する運転モードに切り替えて運転したいという要求が発生した場合でも、ブラシレスＤＣモータを所望する運転モードに切り替えて運転できる駆動方法が得られる。
【００４８】
また、本発明のブラシレスＤＣモータの駆動方法は上記目的を達成するために、上記目的を達成するために、前記通電制御手段は、位相目標値を決定する位相目標値決定手段と、前記転流位相推定手段が推定した転流位相が前記位相目標値決定手段が決定した位相目標値に追従するような次回の転流周期を決定する転流周期決定手段と、前回の転流タイミングから経過する時間が前記転流周期に達したとき転流指令を送出する転流指令送出手段と、該転流指令の発生するタイミングで前記複数のスイッチング素子を順次切り替えて前記インバータ回路を通電制御する通電制御信号を発生する通電制御信号発生手段を備えたことを特徴とする請求項１記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法としたものである。
【００４９】
この手段により固定子巻線のインダクタンスが大きいブラシレス直流モータを使用する場合でもブラシレスＤＣモータを駆動することができ、また、ブラシレスＤＣモータを低消費電力運転、高利用率運転、高トルク運転、低騒音運転等の所望する運転モードに切り替えて運転したいという要求が発生した場合でも、ブラシレスＤＣモータを所望する運転モードに切り替えて運転できる駆動方法が得られる。
【００５０】
また、本発明のブラシレスＤＣモータの駆動方法は上記目的を達成するために、上記目的を達成するために、前記転流周期決定手段は、前記転流位相推定手段が推定した転流位相が位相目標値に対して遅れ位相となる場合転流周期を減少させ、該転流位相が前記位相目標値に対して進み位相となる場合転流周期を増加させるような負帰還が構成されるように次回の転流周期を決定するようにしたことを特徴とする請求項８記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法としたものである。
【００５１】
この手段により固定子巻線のインダクタンスが大きいブラシレス直流モータを使用する場合でもブラシレスＤＣモータを駆動することができ、また、ブラシレスＤＣモータを低消費電力運転、高利用率運転、高トルク運転、低騒音運転等の所望する運転モードに切り替えて運転したいという要求が発生した場合でも、ブラシレスＤＣモータを所望する運転モードに切り替えて運転できる駆動方法が得られる。
【００５２】
また、転流周期決定手段は、転流位相推定手段が推定した位相と位相目標値からＰＩ演算またはＰＩＤ演算により次回の転流周期を求め、該転流位相が位相目標値に対して遅れ位相となる場合転流周期を減少させ、該転流位相が位相目標値に対して進み位相となる場合転流周期を増加させるような負帰還が構成されるように次回の転流周期を決定するようにしたことを特徴とする請求項８記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法としたものである。
【００５３】
この手段により固定子巻線のインダクタンスが大きいブラシレス直流モータを使用する場合でもブラシレスＤＣモータを駆動することができ、また、ブラシレスＤＣモータを低消費電力運転、高利用率運転、高トルク運転、低騒音運転等の所望する運転モードに切り替えて運転したいという要求が発生した場合でも、ブラシレスＤＣモータを所望する運転モードに切り替えて運転できる駆動方法が得られる。
【００５４】
また、位相目標値決定手段は、ブラシレスＤＣモータを低消費電力で運転したい場合において、位相目標値が進み位相となるように設定し、ブラシレスＤＣモータを高利用率で運転したい場合において、位相目標値が零となるように設定し、ブラシレスＤＣモータを高トルクまたは低騒音で運転したい場合において、位相目標値が遅れ位相となるように設定するようにしたことを特徴とする請求項８記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法としたものである。
【００５５】
この手段により固定子巻線のインダクタンスが大きいブラシレス直流モータを使用する場合でもブラシレスＤＣモータを駆動することができ、また、ブラシレスＤＣモータを低消費電力運転、高利用率運転、高トルク運転、低騒音運転等の所望する運転モードに切り替えて運転したいという要求が発生した場合でも、ブラシレスＤＣモータを所望する運転モードに切り替えて運転できる駆動方法が得られる。
【００５６】
また、本発明のブラシレスＤＣモータの駆動方法は上記目的を達成するために、転流指令送出手段は、前回の転流タイミングから経過する時間が、前記転流周期決定手段が送出する次回の転流周期の平均値または移動平均値に達したとき転流指令を送出して、次回の転流タイミングを除々に変化させるようにして、磁極間隔のバラツキ等を要因とする転流タイミングの振動による回転数の変動が起こらないようにしたことを特徴とする請求項８記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法としたものである。
【００５７】
この手段により固定子巻線のインダクタンスが大きいブラシレス直流モータを使用する場合でもブラシレスＤＣモータを駆動することができ、また、ブラシレスＤＣモータを低消費電力運転、高利用率運転、高トルク運転、低騒音運転等の所望する運転モードに切り替えて運転したいという要求が発生した場合でも、ブラシレスＤＣモータを所望する運転モードに切り替えて運転できる駆動方法が得られる。
【発明の効果】
【００５８】
本発明によれば固定子巻線のインダクタンスが大きいブラシレス直流モータを使用する場合でも、ブラシレスＤＣモータを駆動することができるという効果のあるブラシレスＤＣモータの駆動方法を提供できる。
【００５９】
また、ブラシレスＤＣモータを低消費電力運転、高利用率運転、高トルク運転、低騒音運転等の所望する運転モードに切り替えて運転したいという要求が発生した場合でも、ブラシレスＤＣモータを所望する運転モードに切り替えて運転できるブラシレスＤＣモータの駆動方法を提供できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００６０】
本発明の請求項１記載の発明は、転流位相推定手段により直流電源からインバータ回路に供給される電流の変化率から転流位相を推定し、該転流位相が位相目標値に追従するように次回の転流タイミングを決定するようにしたものであり、転流タイミンングの位相が所望する位相目標値に追従するようにブラシレスＤＣモータを制御する構成としており、従来のブラシレスＤＣモータの駆動方法のように転流位相が零に固定されていないので、低消費電力運転、高利用率運転、高トルク運転、低騒音運転等の運転モードでブラシレスＤＣモータを運転したい場合に、その運転モードでブラシレスＤＣモータを運転するのに最適な位相目標値に追従するようにブラシレスＤＣモータを運転できるという作用を有する。
【００６１】
また、請求項２記載の発明は、前記転流位相推定手段は、前記インバータ回路の転流位相を一定に保持するように前記ブラシレスＤＣモータを運転して前記直流電源から前記インバータ回路に供給される電流を測定・記録し、転流タイミングから第１の所定時間が経過した時刻における第１の電流と、転流タイミングから第２の所定時間が経過した時刻における第２の電流を求め、前記第１の電流に対する前記第２の電流の比を電流変化率として算出し、前記転流位相をパラメータとして変化させた場合の電流変化率を求めることにより電流変化率と転流位相との相関をあらかじめ相関曲線として求めておき、該相関曲線に基づいて任意の電流変化率に対応する転流位相求めることにより、電流変化率がわかると転流位相を想定できるようにしたものであり、電流２箇所の比から電流変化率を求めており、該電流変化率は電流波形の振幅の大小に依存しない性質を持ち、転流周期毎に変化する電流振幅に対して安定するので、電流の変化率から確実に転流位相を求める事ができるという作用を有する。
【００６２】
また、請求項３記載の発明は、前記転流位相推定手段は、前記インバータ回路の転流位相を一定に保持するように前記ブラシレスＤＣモータを運転して前記直流電源から前記インバータ回路に供給される電流を測定・記録し、転流タイミングから転流周期の後半部の第１の所定時間が経過した時刻における第１の電流と、転流タイミングから転流周期の後半部の第２の所定時間が経過した時刻における第２の電流を求め、前記第１の電流に対する前記第２の電流の比を電流変化率として算出し、前記転流位相をパラメータとして変化させた場合の電流変化率を求めることにより電流変化率と転流位相との相関をあらかじめ相関曲線として求めておき、該相関曲線に基づいて任意の電流変化率に対応する転流位相求めることにより、電流変化率がわかると転流位相を想定できるようにしたものであり、電流の変化率と転流位相の相関が最も安定する転流周期の後半部分の電流２箇所の比から電流変化率を求めているので、電流の変化率から確実に転流位相を求める事ができるという作用を有する。
【００６３】
また、請求項４記載の発明は、前記転流位相推定手段は、前記インバータ回路の転流位相を一定に保持するように前記ブラシレスＤＣモータを運転して前記直流電源から前記インバータ回路に供給される電流を測定・記録し、転流タイミングから転流周期の半分の時間が経過した時刻における第１の電流と、転流タイミングから転流周期の４分の３の時間が経過した時刻における第２の電流を求め、前記第１の電流に対する前記第２の電流の比を電流変化率として算出し、前記転流位相をパラメータとして変化させた場合の電流変化率を求めることにより電流変化率と転流位相との相関をあらかじめ相関曲線として求めておき、該相関曲線に基づいて任意の電流変化率に対応する転流位相求めることにより、電流変化率がわかると転流位相を想定できるようにしたものであり、電流の変化率と転流位相の相関が最も安定する転流周期の後半部分の電流２箇所の比から電流変化率を求めているので、電流の変化率から確実に転流位相を求める事ができるという作用を有する。
【００６４】
また、請求項５記載の発明は、前記転流位相推定手段は、前回の転流タイミングから所定時間が経過した時点で、転流タイミングから第１の所定時間が経過した時刻における第１の電流と、転流タイミングから第２の所定時間が経過した時刻における第２の電流を求めて、前記第１の電流に対する前記第２の電流の比を電流変化率として算出し、該電流変化率から前記相関曲線に基づいて転流位相を推定するようにしたものであり、電流２箇所の比から電流変化率を求めており、該電流変化率は電流波形の振幅の大小に依存しない性質を持ち、転流周期毎に変化する電流振幅に対して安定するので、電流の変化率から確実に転流位相を求める事ができるという作用を有する。
【００６５】
また、請求項６記載の発明は、前記転流位相推定手段は、前々回の転流タイミングから前回の転流タイミングまでの時間を前回の転流周期とし、前回の転流タイミングから所定時間が経過した時点で、転流タイミングから該転流周期の後半部の第１の所定時間が経過した時刻における第１の電流と、転流タイミングから該転流周期の後半部の第２の所定時間が経過した時刻における第２の電流を求めて、前記第１の電流に対する前記第２の電流の比を電流変化率として算出し、該電流変化率から前記相関曲線に基づいて転流位相を推定するようにしたものであり、電流の変化率と転流位相の相関が最も安定する転流周期の後半部分の電流２箇所の比から電流変化率を求めているので、電流の変化率から確実に転流位相を求める事ができるという作用を有する。
【００６６】
また、請求項７記載の発明は、転流位相推定手段は、前々回の転流タイミングから前回の転流タイミングまでの時間を転流周期とし、転流タイミングから該転流周期の半分の時間が経過した時刻における第１の電流と、転流タイミングから該転流周期の４分の３の時間が経過した時刻における第２の電流を求めて、前記第１の電流に対する前記第２の電流の比を電流変化率として算出し、該電流変化率から前記相関曲線に基づいて転流位相を推定するようにしたものであり、電流の変化率と転流位相の相関が最も安定する転流周期の後半部分の電流２箇所の比から電流変化率を求めているので、電流の変化率から確実に転流位相を求める事ができるという作用を有する。
【００６７】
また、請求項８記載の発明は、転流位相推定手段により直流電源からインバータ回路に供給される電流の変化率から転流位相を推定し、転流周期決定手段により該転流位相が位相目標値決定手段が決定した位相目標値に追従するような次回の転流周期を決定し、転流指令送出手段により前回の転流タイミングから経過する時間が該転流周期に達したとき転流指令を送出し、通電制御信号発生手段により今回の転流タイミングから経過する時間が該転流周期に達したとき複数のスイッチング素子を切り替えてインバータ回路を通電制御する通電制御信号を発生するようにしたものであり、転流位相が所望する位相目標値に追従するようにブラシレスＤＣモータを通電制御する構成としており、従来のブラシレスＤＣモータの駆動方法のように転流位相が零に固定されていないので、低消費電力運転、高利用率運転、高トルク運転、低騒音運転等の運転モードでブラシレスＤＣモータを運転したい場合に、その運転モードでブラシレスＤＣモータを運転するのに最適な位相目標値に追従するようにブラシレスＤＣモータを運転できるという作用を有する。
【００６８】
また、請求項９記載の発明は、前記転流周期決定手段は、前記転流位相推定手段が推定した転流位相が位相目標値に対して遅れ位相となる場合転流周期を減少させ、該転流位相が前記位相目標値に対して進み位相となる場合転流周期を増加させるような負帰還が構成されるように次回の転流周期を決定するようにしものであり、転流タイミンングの位相が所望する位相目標値に追従するようにブラシレスＤＣモータを制御する構成としているので、従来のブラシレスＤＣモータの駆動方法のように転流位相が零に固定されていないので、低消費電力運転、高利用率運転、高トルク運転、低騒音運転等の運転モードでブラシレスＤＣモータを運転したい場合に、その運転モードでブラシレスＤＣモータを運転するのに最適な位相目標値に追従するようにブラシレスＤＣモータを運転できるという作用を有する。
【００６９】
また、請求項１０記載の発明は、前記転流周期決定手段は、前記転流位相推定手段が推定した位相と位相目標値からＰＩ演算またはＰＩＤ演算により次回の転流周期を求め、該転流位相が位相目標値に対して遅れ位相となる場合転流周期を減少させ、該転流位相が位相目標値に対して進み位相となる場合転流周期を増加させるような負帰還が構成されるように次回の転流周期を決定するようにしたものであり、転流タイミンングの位相が所望する位相目標値に追従するようにブラシレスＤＣモータを制御する構成としているので、従来のブラシレスＤＣモータの駆動方法のように転流位相が零に固定されていないので、低消費電力運転、高利用率運転、高トルク運転、低騒音運転等の運転モードでブラシレスＤＣモータを運転したい場合に、その運転モードでブラシレスＤＣモータを運転するのに最適な位相目標値に追従するようにブラシレスＤＣモータを運転できるという作用を有する。
【００７０】
また、請求項１１記載の発明は、位相目標値決定手段は、ブラシレスＤＣモータを低消費電力で運転したい場合において、位相目標値が進み位相となるように設定し、ブラシレスＤＣモータを高利用率で運転したい場合において、位相目標値が零となるように設定し、ブラシレスＤＣモータを高トルクまたは低騒音で運転したい場合において、位相目標値が遅れ位相となるように設定するようにしたものであり、転流タイミンングの位相が低消費電力運転、高利用率運転、高トルク運転、低騒音運転等の運転モードでブラシレスＤＣモータを運転したい場合に、その運転モードでブラシレスＤＣモータを運転するのに最適な位相目標値に追従するようにブラシレスＤＣモータを運転できるという作用を有する。
【００７１】
また、請求項１２記載の発明は、転流指令送出手段は、前回の転流タイミングから経過する時間が、転流周期決定手段が送出する次回の転流周期の平均値または移動平均値に達したとき転流指令を送出して、次回の転流タイミングを除々に変化させるようにして、磁極間隔のバラツキ等を要因とする転流タイミングの振動による回転数の変動が起こらないようにしたようにしたものであり、磁極間隔のバラツキ等を要因とする転流タイミングの振動により、転流位相が振動して、位相目標値に対する転流位相偏差が大きく開くことにより、転流周期決定手段が送出する転流周期が大きく設定された場合でも、転流周期の平均値または移動平均値は除所に変動して、転流タイミングの急激な変動を抑えることになるので、次回の転流周期の絶対値が適正な値以上に設定された場合でも、転流周期がハンチングして、転流周期が振動して回転数の振動が発生するのを防止することができるという作用を有する。
【００７２】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
【００７３】
（実施の形態１）
以下、本発明の実施の形態１について図１〜図７を参照しながら説明する。
【００７４】
図１は本発明の実施の形態１の基本的な構成を示すブロック図である。図１において、直流電源１は、電流検出回路２を介してインバータ回路３に直流電力を供給している。インバータ回路３は、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の上アームスイッチング素子３ａ、３ｂ、３ｃと、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の下アームスイッチング素子３ｄ、３ｅ、３ｆを３相ブリッジ接続し、各スイッチング素子には、それぞれ並列に還流ダイオード３ｇ、３ｈ、３ｉ、３ｊ、３ｋ、３ｌを接続し、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子の接続点に、ブラシレスＤＣモータ４を接続し、インバータ回路３から３相１２０度通電型の交流電力を供給するように接続されている。電流検出回路２は直流電源１からインバータ回路３に供給される電流（以降、電流Ｉｄと称す）を３相一括して検出し、検出された電流に比例する電圧に変換して制御手段５に送出する。制御手段５は、Ａ／Ｄ変換機を内臓するマイクロコンピュータを使って構成されており、転流位相推定手段６と通電制御手段７を有し、電流検出回路２より送出された電流Ｉｄを該マイクロコンピュータのＡ／Ｄ変換機によりデジタル化して転流位相推定手段６に送出する。転流位相推定手段６は、電流Ｉｄの変化率から、ブラシレスＤＣモータの巻線の誘起電圧の位相に対するインバータ回路３の転流タイミングの位相（以降、転流位相と称す）を推定して通電制御手段７に送出する。通電制御手段７は、位相目標値決定手段８と、転流周囲決定手段９と、転流指令送出手段１０と、通電制御信号発生手段１１を有しており、転流位相推定手段６が推定した該転流位相が、位相目標値決定手段８が決定する位相目標値に追従するようにインバータ回路３を通電制御する通電制御信号Ｕ０＋、Ｖ０＋、Ｗ０＋、Ｕ０−、Ｖ０−、Ｗ０−を発生する。位相目標値決定手段８は、ブラシレスＤＣモータ４を所望する運転モードで運転したい場合に最適な転流位相目標値を決定し、転流周期決定手段９は、転流位相推定手段６が推定した転流位相が、位相目標値決定手段８が決定した位相目標値に追従するような転流周期を決定して送出する。転流指令送出手段１０は、前回において、インバータ回路３のスイッチング素子３ａ〜３ｆを通電切り替えする時刻（以降、転流タイミングと称す）から経過する時間が該転流周期に達したタイミングで転流指令を送出する。通電制御信号発生手段１１は、該転流指令が送出されるタイミングで、インバータ回路３のスイッチング素子３ａ〜３ｆを順次切り替えて、インバータ回路３を１２０度通電で制御する通電制御信号Ｕ０＋、Ｖ０＋、Ｗ０＋、Ｕ０−、Ｖ０−、Ｗ０−を発生する。ドライバ回路１２は、該通電制御信号信号Ｕ０＋、Ｖ０＋、Ｗ０＋、Ｕ０−、Ｖ０−、Ｗ０−をインバータ回路３のスイッチング素子３ａ〜３ｆを駆動できる駆動信号Ｕ＋、Ｖ＋、Ｗ＋、Ｕ−、Ｖ−、Ｗ−に変換してインバータ回路３に送出する。
【００７５】
次に、転流位相推定手段６の処理内容について、図２、図３、図４および図５を使って説明する。図２は転流位相をパラメータとする電流Ｉｄの時間的変化を図示したタイムチャートである。このタイムチャートでは、異なるパラメータの電気角６０度区間を一周期とする電流波形２周期分の電流波形を重ねて表示してある。このタームチャートでは、インバータ回路３からブラシレスＤＣモータ４を３相１２０度通電方式の交流電力を供給し、ブラシレスＤＣモータ４の軸に２ｋｇの負荷トルクをかけ、１５００ｒｐｍの回転数が得られるように運転し、かつ、転流位相が−３０度、−２５度、−２０度、−１５度、−１０度、−５度、０度、＋５度、＋１０度、＋１５度、＋２０度、＋２５度、＋３０度のいずれかの一定の転流位相で運転した場合において、電流Ｉｄの時間的変化を図示している。
【００７６】
図３は、電流変化率の算出方法を説明するタイムチャートである。図において、前々回の転流タイミングｔ１から、前回の転流タイミングｔ２までの時間を転流周期Ｔとして求め、前回の転流タイミングから該転流周期の４分の３の時間が経過する時刻ｔ３に達すると、前回の転流タイミングｔ２から転流周期Ｔの２分の１の時間が経過した時刻ｔ４における電流Ｉｄの値をＩｄ（ｔ４）、前回の転流タイミングから転流周期Ｔの４分の３の時間が経過した時刻ｔ３における電流Ｉｄの値をｉ（ｔ３）とおき、Ｉｄ（ｔ３）をＩｄ（ｔ４）で除した商を電流変化率としている。
【００７７】
図４は、電流変化率と転流位相の相関を示す相関曲線である。この相関曲線は、図２に示す転流位相θをパラメータとする一つのパラメータについて、図３を使って説明した電流変化率の算出方法に従って電流変化率Ｉｄ（ｔ３）／Ｉｄ（ｔ４）を求め、該電流変化率Ｉｄ（ｔ３）／Ｉｄ（ｔ４）を複数のパラメータ、すなわち、複数の転流位相について求めておき、電流変化率Ｉｄ（ｔ３）／Ｉｄ（ｔ４）と転流位相θとの相関を相関曲線に図示したものである。転流位相推定手段６は、電流変化率Ｉｄ（ｔ３）／Ｉｄ（ｔ４）がわかればこれに対応する転流位相θを推定できるように、あらかじめ、該相関曲線を持っている。
【００７８】
図５は、転流位相推定手段６の処理手順を説明するフロ−チャートである。転流位相推定手段６は、図５に示すフローチャートのステップ１３にて、図３における、前々回の転流タイミングｔ１から前回の転流タイミングｔ２までの時間を転流周期Ｔとして求め、ステップ１４にて、前回の転流タイミングｔ２から、電流Ｉｄの計測・記録を開始する。ステップ１５にて、前回の転流タイミングｔ２から経過する時間が転流周期Ｔの４分の３すなわち、図３に示す時刻ｔ３に達したことを判定し、該時間が時刻ｔ３に達すると、ステップ１６により、ステップ１４で記録しておいた電流Ｉｄから、前回の転流タイミングｔ２から転流周期の２分の１の時間が経過した時刻、すなわち、図３に示すｔ４における電流ｉｄ（ｔ４）と、前回の転流タイミング２から転流周期の４分の３の時間が経過した時刻、すなわち、図３に示す時刻ｔ３における電流Ｉｄ（ｔ３）を求め、ステップ１７によりｉｄ（ｔ３）をｉｄ（ｔ４）で除した商を電流変化率Ｉｄ（ｔ３）／Ｉｄ（ｔ４）として算出し、ステップ２０により、あらかじめ求めておいた図４に図示する相関曲線に基づいて、該電流変化率Ｉｄ（ｔ３）／Ｉｄ（ｔ４）に対応する転流位相θを求める。
【００７９】
図６は、通電制御手段７の処理手順を説明するフローチャートである。位相目標値決定手段８は、図６に示すステップ１９で、ブラシレスＤＣモータ４を運転したい運転モードを「低消費電力運転」、「高利用率運転」、「高トルク運転」、または、「低騒音運転」の中から選択し、ブラシレスＤＣモータ４を低消費電力で運転したい場合は、ステップ２０により、ブラシレスＤＣモータ４を「低消費電力運転」できるように、位相目標値を、−１５度の進み位相に設定し、ブラシレスＤＣモータ４を高利用率で運転したい場合は、ステップ２１により、「高効率運転」で運転できるように、位相目標値を零度に設定し、ブラシレスＤＣモータを高トルクまたは低騒音で運転したい場合は、ステップ２２により、「高トルク運転」または「低騒音運転」できるように、位相目標値を、＋１５度の進み位相に設定する。転流周期決定手段９は、ステップ２３により、転流位相推定手段６が推定した転流位相と、位相目標値決定手段８が決定した位相目標値との位相偏差を算出し、該位相偏差に正比例する比例項と位相偏差を一定区間積分した位相偏差の積分値に比例する積分項を加算したＰＩ制御量を次回の転流周期Ｔｎとして演算して、ＰＩ演算により次回の転流周期を求め、該転流位相が該位相目標値に対して遅れ位相となる場合、転流周期を減少させ、該位相が該位相目標値に対して進み位相となる場合、転流周期を増加させるような負帰還が構成されるような次回の転流周期Ｔｎを決定する。
【００８０】
転流指令送出手段１０は、ステップ２４により、転流タイミングがタイムアップしたことを判定し、転流タイミングがタイムアップするまでは待ちの状態にあるが、タイムアップすると、ステップ２５により、転流周期決定手段９が決定した今回の転流周期Ｔｎ−１を次回の転流周期Ｔｎの値に更新し、前回の転流周期Ｔｎ−２を今回の転流周期Ｔｎ−１の値に更新し、前々回の転流周期Ｔｎ−３を前回の転流周期Ｔｎ−２の値に更新する。次に、転流指令送出手段１０は、ステップ２６により、転流周期決定手段９が決定した次回、今回、前回、前々回の転流周期Ｔｎ、Ｔｎ−１、Ｔｎ−２、Ｔｎ−３を平均して移動平均値Ｔａを演算し、ステップ２７により、今回の転流タイミングから該移動平均値Ｔａに相当する時間が経過したことを判定し、該時間が経過するまでは待ちの状態にあるが、該時間が経過したとき、ステップ２８により転流指令を送出する。
【００８１】
次に、通電制御信号発生手段１１は、ステップ２９により、転流指令送出手段１０より該転流指令が送出されるタイミングで、インバータ回路３を１２０度通電で制御する通電制御信号Ｕ０＋、Ｖ０＋、Ｗ０＋、Ｕ０−、Ｖ０−、Ｗ０−を送出する。
【００８２】
図７は、通電制御信号の発生タイミングを説明するタイムチャートである。図７（イ）は転流指令のタイムチャートで、通電制御信号発生手段１１は、転流指令送出手段１０が転流指令を送出する、図示する（１）、（２）、（３）のタイミングで、スイッチング素子３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄ、３ｅ、３ｆを順次切り替える図７（ロ）に図示するような、１２０度通電型の通電制御信号Ｕ０＋、Ｖ０＋、Ｗ０＋、Ｕ０−、Ｖ０−、Ｗ０−を送出する。ドライバ回路１２は、該通電制御信号を変換して、スイッチング素子３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄ、３ｅ、３ｆを駆動できる、図７（ハ）に図示するような、駆動信号Ｕ＋、Ｖ＋、Ｗ＋、Ｕ−、Ｖ−、Ｗ−をインバータ回路３に送出し、インバータ回路３を通電制御する。
【００８３】
このように構成される実施の形態１の動作について説明する。ブラシレスＤＣモータ４の負荷トルクが何かの原因で増大する場合について考える。負荷トルクが増大した直後は、イナーシャは急激には変化しないので、回転数は急激には変化せず、誘起電圧の急変、巻線電流の急変、および、発生トルクの急変も起こらない。ブラシレスＤＣモータ４は、常に〔（加速トルク）＋（ロストルク）＋（負荷トルク）〕と（発生トルク）が平衡して動作するが、（発生トルク）が一定値に保存されるため、負荷トルクが増大した分だけ加速トルクが減少し、ブラシレスＤＣモータ４はイナーシャの回転エネルギーを軸に放出しながら減速し始める。ブラシレスＤＣモータ４の減速にともない、巻線の誘起電圧は減少するが、巻線電圧は、Ｖｄ−（巻線の誘起電圧）に等しいので、巻線電圧は増加し、同時に巻線電流も増加して発生トルク不足を補う方向に作用する。
【００８４】
ブラシレスＤＣモータ４の減速直後において、転流周期決定手段９の処理により、転流位相推定手段６が推定した位相と、位相目標値決定手段８が決定した位相目標値の偏差からＰＩ演算により転流周期が算出されるが、転流指令送出手段１０の処理により該転流周期の移動平均値は急変しないので、前回の転流タイミングから該転流周期の移動平均値に相当する時間が経過して転流指令が送出されるタイミング、すなわち、次回の転流タイミングの急変は起きず、転流位相は位相目標値に対して進み位相となる。
【００８５】
転流位相が位相目標値に対して進み位相となるのにともない、電流検出回路２が検出する電流の変化率は減少するので、転流位相推定手段６の処理により該電流変化率に対応する転流位相は減少する。転流周期決定手段９の処理により、減少した転流位相と位相目標値の偏差は負となり、該偏差をＰＩ演算した次回の転流周期は長くなる。転流指令送出手段１０の処理により、転流タイミングの間隔は除々に増加し、転流タイミングの進み位相は徐々に改善される。転流タイミングの進み位相の改善にともない、転流位相と位相目標値との偏差は零に近づくが、転流位相と位相目標値の偏差が少しでもある限り、転流周期決定手段９の処理により、転流位相と位相目標値の偏差は負となり、該偏差からＰＩ演算した次回の転流周期は今回の転流周期よりも長くなるので、転流タイミングの進み位相はいっそう改善され、転流位相と位相目標値との偏差が零となるところまでこの動作は続き、転流位相と位相目標値との偏差が零となるところで落ち着く。
【００８６】
ここで、転流位相と位相目標値との偏差が零となるところで、負荷トルクが増加する直前と比べて、転流周期は長くなるが、転流周期が長くなる→回転数が減少する→巻線の誘起電圧が減少する→巻線電圧が増加する→巻線電流が増加する→発生トルクが増加する、の因果関係により、（発生トルク）が増加するが、（負荷トルク）が増加した分だけ（発生トルク）が増加して（加速トルク）が零、すなわち、ブラシレスＤＣモータの減速が止まる状態で、〔（加速トルク）＋（ロストルク）＋（負荷トルク）〕と（発生トルク）が平衡して落ち着くことになる。
【００８７】
次に、ブラシレスＤＣモータ４の負荷トルクが何かの原因で減少する場合について考える。負荷トルクが減少した直後は、イナーシャは急激には変化しないので、回転数は急激には変化せず、誘起電圧の急変、巻線電流の急変、および、発生トルクの急変も起こらない。ブラシレスＤＣモータ４は、常に〔（加速トルク）＋（ロストルク）＋（負荷トルク）〕と（発生トルク）が平衡して動作するが、（発生トルク）が一定値に保存されるため、負荷トルクが減少した分だけ加速トルクが増加し、ブラシレスＤＣモータ４はイナーシャの回転エネルギーを軸から吸収しながら増速し始める。ブラシレスＤＣモータ４の増速にともない、巻線の誘起電圧は増加するが、巻線電圧は、Ｖｄ−（巻線の誘起電圧）に等しいので、巻線電圧は減少し、同時に巻線電流も減少して余剰トルクを抑える方向に作用する。
【００８８】
ブラシレスＤＣモータ４の減速直後において、転流周期決定手段９の処理により、転流位相推定手段６が推定した位相と、位相目標値決定手段８が決定した位相目標値の偏差からＰＩ演算により転流周期が算出されるが、転流指令送出手段１０の処理により該転流周期の移動平均値は急変しないので、前回の転流タイミングから該転流周期の移動平均値に相当する時間が経過して転流指令が送出されるタイミング、すなわち、次回の転流タイミングの急変は起きず、転流位相は位相目標値に対して遅れ位相となる。
【００８９】
転流位相が位相目標値に対して遅れ位相となるのにともない、電流検出回路２が検出する電流の変化率は増加するので、転流位相推定手段６の処理により該電流変化率に対応する転流位相は増加する。転流周期決定手段９の処理により、増加した転流位相と位相目標値の偏差は正となり、該偏差をＰＩ演算した次回の転流周期は短くなる。転流指令送出手段１０の処理により、転流タイミングの間隔は除々に減少し、転流タイミングの遅れ位相は徐々に改善される。転流タイミングの遅れ位相の改善にともない、転流位相と位相目標値との偏差は零に近づくが、転流位相と位相目標値の偏差が少しでもある限り、転流周期決定手段９の処理により、転流位相と位相目標値の偏差は正となり、該偏差からＰＩ演算した次回の転流周期は今回の転流周期よりも短くなるので、転流タイミングの進み位相はいっそう改善され、転流位相と位相目標値との偏差が零となるところまでこの動作は続き、転流位相と位相目標値との偏差が零となるところで落ち着く。
【００９０】
ここで、転流位相と位相目標値との偏差が零となるところで、負荷トルクが減少する直前と比べて、転流周期は短くなるが、転流周期が短くなる→回転数が増加する→巻線の誘起電圧が増加する→巻線電圧が減少する→巻線電流が減少する→発生トルクが減少する、の因果関係により、（発生トルク）が減少するが、（負荷トルク）が減少した分だけ（発生トルク）が増加して（加速トルク）が零、すなわち、ブラシレスＤＣモータ４の減速が止まる状態で、〔（加速トルク）＋（ロストルク）＋（負荷トルク）〕と（発生トルク）が平衡して落ち着くことになる。
【００９１】
以上で述べたように、本発明の実施の形態１は、図７を使って説明したように、固定子巻線のインダクタンスが大きい場合に、電流Ｉｄの波形の電流変化率から転流位相を推定し、推定した該転流位相が位相目標値に追従するように転流タイミングを決定するような駆動方法を採用しているので、固定子巻線のインダクタンスが大きいブラシレスＤＣモータ４を使用する場合でも容易に駆動することができるという効果がある。
【００９２】
また、本発明の実施の形態１は、従来のブラシレスＤＣモータの駆動方法のように転流位相が零に固定されずに、転流位相が位相目標値に追従するように転流タイミングを決定してブラシレスＤＣモータを制御する構成としているので、低消費電力、高利用率、高トルク、低騒音等の運転モードでブラシレスＤＣモータ４を運転したい場合に、位相目標値を所望する運転モードで運転するのに最適な位相目標値を設定すれば、最適な位相目標値に追従するようにすることができ、所望する運転モードでブラシレスＤＣモータ４を運転することができる。
【００９３】
なお、実施の形態１では、転流位相推定手段６は、転流タイミングから転流周期の半分の時間が経過した時刻における第１の電流と、転流タイミングから転流周期の４分の３の時間が経過した時刻における第２の電流を求め、第１の電流に対する第２の電流の比を電流変化率として算出しているが、第１の電流を、転流タイミングから適当な時間である第１の所定時間が経過した時刻における電流とし、第２の電流を、転流タイミングから適当な時間である第２の所定時間が経過した時刻における電流にかえて、第１の電流に対する第２の電流の比から電流変化率を算出してもよく、その作用効果に差異を生じない。
【００９４】
なお、実施の形態１では、転流位相推定手段６に、転流タイミングから転流周期の半分の時間が経過した時刻における第１の電流と、転流タイミングから転流周期の４分の３の時間が経過した時刻における第２の電流を求め、第１の電流に対する第２の電流の比を電流変化率として算出しているが、第１の電流を、転流タイミングから転流周期の後半部の適当な時間である第１の所定時間が経過した時刻における電流とし、第２の電流を、転流タイミングから転流周期の後半部の適当な時間である第２の所定時間が経過した時刻における電流にかえて、第１の電流に対する第２の電流の比から電流変化率を算出してもよく、その作用効果に差異を生じない。
【００９５】
なお、実施の形態１では、転流周期決定手段９に、転流位相推定手段６が推定した転流位相と位相目標値決定手段８が決定した位相目標値との位相偏差を算出し、該位相偏差に正比例する比例項と位相偏差を一定区間積分した位相偏差の積分値に比例する積分項を加算したＰＩ制御量を次回の転流周期Ｔｎとして演算して、ＰＩ演算により次回の転流周期を求め、転流位相推定手段６が推定した位相が位相目標値に対して遅れ位相となる場合転流周期を減少させ、該位相が位相目標値に対して進み位相となる場合転流周期を増加させるような負帰還が構成されるように次回の転流周期を決定するようにしているが、他の演算方法により次回の転流周期を求め、該転流位相が該位相目標値に対して遅れ位相となる場合転流周期を減少させ、該転流位相が該位相目標値に対して進み位相となる場合転流周期を増加させるような負帰還が構成されるように次回の転流周期を算出するようにしてもよく、その作用効果に差異を生じない。
【００９６】
なお、実施の形態１では、転流周期決定手段９に、転流位相推定手段６が推定した転流位相と位相目標値決定手段８が決定した位相目標値との位相偏差を算出し、該位相偏差に正比例する比例項と位相偏差を一定区間積分した位相偏差の積分値に比例する積分項を加算したＰＩ制御量を次回の転流周期Ｔｎとして演算して、ＰＩ演算により次回の転流周期を求め、転流位相推定手段６が推定した位相が位相目標値に対して遅れ位相となる場合転流周期を減少させ、該位相が位相目標値に対して進み位相となる場合転流周期を増加させるような負帰還が構成されるように次回の転流周期を決定するようにしているが、転流周期決定手段９に、該転流位相と該位相目標値から位相偏差を算出し、該位相偏差に正比例する比例項と位相偏差を一定区間積分した位相偏差の積分値に比例する積分項と該位相偏差を微分した微分値に比例する微分項を加算したＰＩＤ制御量を次回の転流周期Ｔｎとして演算して、ＰＩＤ演算により次回の転流周期を求め、次回の転流周期を求め、該転流位相が該位相目標値に対して遅れ位相となる場合転流周期を減少させ、該転流位相が該位相目標値に対して進み位相となる場合転流周期を増加させるような負帰還が構成されるように次回の転流周期を算出するようにしてもよく、その作用効果に差異を生じない。
【００９７】
なお、実施の形態１では、転流指令送出手段１０は、前々回、前回、今回、次回の転流周期４個分の平均値を移動平均値として演算して転流周期の平均値を求めているが、転流タイミング毎に転流周期決定手段から送出される転流周期任意個分の平均値を移動平均値として演算して転流周期の平均値を求めても良く、その作用効果に差異を生じない。
【００９８】
なお、実施の形態１では、転流指令送出手段１０は、前々回、前回、今回、次回の転流周期を平均して得られる移動平均値を演算して転流周期の平均値を求めているが、転流周期決定手段９から送出される転流周期を電圧に変換した後、抵抗とコンデンサによって構成される平滑回路を使って平均値を求めてもよく、その作用効果に差異を生じない。
【産業上の利用可能性】
【００９９】
本発明は、運転中の直流電源からインバータ回路に供給される電流を検出する簡易な電流検出回路を設けるだけで、ブラシレスＤＣモータを低騒音、高効率、または、高トルクのいずれかの運転モードで運転したい要望がある民生機器、産業機器の用途にも適用できる。
【図面の簡単な説明】
【０１００】
【図１】本発明の実施の形態１の基本的な構成を示すブロック図
【図２】同、転流位相をパラメータとする電流Ｉｄの時間的変化を図示したタイムチャート
【図３】同、電流変化率の算出方法を説明するタイムチャート
【図４】同、電流変化率と転流位相の相関を示す相関曲線図
【図５】同、転流位相推定手段の処理手順を説明するフロ−チャート
【図６】同、通電制御手段の処理手順を説明するフローチャート
【図７】同、通電制御信号の発生タイミングを説明するタイムチャート
【図８】従来の固定子巻線のインダクタンスが小さいブラシレスＤＣモータを使用した場合のブラシレス直流モータとその駆動装置を示す構成図
【図９】同、インバータ回路とブラシレスＤＣモータの等価回路図
【図１０】同、固定子巻線のインダクタンスが小さいブラシレス直流モータとその駆動装置の各部の波形を示すタイムチャート
【図１１】同、固定子巻線のインダクタンスが小さいブラシレス直流モータ駆動装置の転流タイミングの決定方法と位相ずれの補正方法を説明する直流電源からインバータ回路に供給する電流Ｉｄのタイムチャート
【図１２】同、インダクタンスが大きいブラシレスＤＣモータとその駆動回路の各部の波形を示すタイムチャート
【図１３】同、固定子巻線のインダクタンスが大きいブラシレスＤＣモータを使用した駆動回路の電流Ｉｄの波形を図示するタイムチャート
【図１４】同、固定子巻線のインダクタンスが大きいブラシレスＤＣモータを使用した駆動回路の基本的な構成を示すブロック図
【符号の説明】
【０１０１】
１    直流電源
２    電流検出回路
３    インバータ回路
４    ブラシレスＤＣモータ
５    制御手段
６    転流位相推定手段
７    通電制御手段
８    位相目標値決定手段
９    転流周期決定手段
１０  転流指令送出手段
１１  通電制御信号発生手段
１２  ドライバ回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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