(57)【要約】【課題】光通信システム等において使用される電流電圧変換回路において、プロセス変動、温度変動、電源電圧変動、入力容量の大幅な変動等に関係なく、常に安定した出力波形を得られるようにする。【解決手段】ゲインが可変できるトランスインピーダンス型増幅器１１０を設ける。また、トランスインピーダンス型増幅器１１０の出力のオーバーシュート量を検出し、検出したオーバーシュート量に応じた電圧の信号を出力するオーバーシュート検出回路１２０を設ける。そして、オーバーシュート検出回路１２０の出力電圧でトランスインピーダンス型増幅器１１０のゲインを制御する。【選択図】図１
2007159020.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電流信号を電圧信号に変換する電流電圧変換回路であって、
ゲインを可変できる反転増幅器と、
前記反転増幅器の入力端子と出力端子との間に接続された電流電圧変換素子と、
前記反転増幅器の出力のオーバーシュート量を検出するオーバーシュート検出回路とを備え、
前記反転増幅器は、前記オーバーシュート検出回路が検出したオーバーシュート量に応じて、ゲインが変更されるように構成されていることを特徴とする電流電圧変換回路。
【請求項２】
請求項１の電流電圧変換回路であって、
前記反転増幅器は差動型であり、差動信号を出力することを特徴とする電流電圧変換回路。
【請求項３】
請求項１の電流電圧変換回路であって、
前記オーバーシュート検出回路は、
前記反転増幅器の出力信号が入力されるローパスフィルターと、
入力された信号のピーク値を検出し、検出したピーク値に応じた電圧を出力する第１および第２のピーク検出回路と、
第１および第２の入力信号が入力される積分回路とを備え、
前記第１のピーク検出回路は、前記反転増幅器の出力信号が入力され、
前記第２のピーク検出回路は、前記ローパスフィルターの出力信号が入力され、
前記積分回路は、前記第１の入力信号として前記第１のピーク検出回路の出力信号が入力されるとともに、前記第２の入力信号として前記第２のピーク検出回路の出力信号が入力され、前記第１の入力信号の電圧と前記第２の入力信号の電圧との差電圧を積分して前記オーバーシュート量として出力するように構成され、
前記反転増幅器は、前記積分回路の出力に応じて、ゲインが変更されるように構成されていることを特徴とする電流電圧変換回路。
【請求項４】
請求項１の電流電圧変換回路であって、
前記オーバーシュート検出回路は、
入力された信号のピーク値を検出し、検出したピーク値に応じた電圧を出力する第１および第２のピーク検出回路と、
第１および第２の入力信号が入力される積分回路とを備え、
前記第１および第２のピーク検出回路は、前記反転増幅器の出力信号が入力され、
前記第２のピーク検出回路の応答速度は、前記第１のピーク検出回路の応答速度よりも遅く設定され、
前記積分回路は、前記第１の入力信号として前記第１のピーク検出回路の出力信号が入力されるとともに、前記第２の入力信号として前記第２のピーク検出回路の出力信号が入力され、前記第１の入力信号の電圧と前記第２の入力信号の電圧との差電圧を積分して前記オーバーシュート量として出力するように構成され、
前記反転増幅器は、前記積分回路の出力に応じて、ゲインが変更されるように構成されていることを特徴とする電流電圧変換回路。
【請求項５】
請求項３および請求項４のうちの何れか１項の電流電圧変換回路であって、
前記オーバーシュート検出回路は、
前記第１のピーク検出回路および第２のピーク検出回路のそれぞれに代えて、第１のボトム検出回路および第２のボトム検出回路を備え、
前記第１のボトム検出回路および第２のボトム検出回路は、入力された信号のボトム値を検出し、検出したボトム値に応じた電圧を出力するように構成されていることを特徴とする電流電圧変換回路。
【請求項６】
請求項１の電流電圧変換回路であって、
前記オーバーシュート検出回路は、
前記反転増幅器の出力信号が入力されるローパスフィルターと、
入力された信号のピーク値を検出し、検出したピーク値に応じた電圧を出力する第１および第２のピーク検出回路と、
第１および第２の入力信号がそれぞれ入力され、前記第１の入力信号の電圧と前記第２の入力信号の電圧との差電圧を積分する第１および第２の積分回路と、
入力された信号のボトム値を検出し、検出したボトム値に応じた電圧を出力する第１および第２のボトム検出回路とを備え、
前記第１のピーク検出回路は、前記反転増幅器の出力信号が入力され、
前記第２のピーク検出回路は、前記ローパスフィルターの出力信号が入力され、
前記第１のボトム検出回路は、前記反転増幅器の出力信号が入力され、
前記第２のボトム検出回路は、前記ローパスフィルターの出力信号が入力され、
前記第１の積分回路は、前記第１および第２のピーク検出回路の出力信号がそれぞれ前記第１および第２の入力信号として入力され、
前記第２の積分回路は、前記第１および第２のボトム検出回路の出力信号がそれぞれ前記第１および第２の入力信号として入力され、
前記反転増幅器は、前記第１の積分回路および前記第２の積分回路の出力に応じて、ゲインが変更されるように構成されていることを特徴とする電流電圧変換回路。
【請求項７】
請求項１の電流電圧変換回路であって、
前記オーバーシュート検出回路は、
入力された信号のピーク値を検出し、検出したピーク値に応じた電圧を出力する第１および第２のピーク検出回路と、
第１および第２の入力信号が入力され、前記第１の入力信号の電圧と前記第２の入力信号の電圧との差電圧を積分する第１および第２の積分回路と、
入力された信号のボトム値を検出し、検出したボトム値に応じた電圧を出力する第１および第２のボトム検出回路とを備え、
前記第２のピーク検出回路の応答速度は、前記第１のピーク検出回路の応答速度よりも遅く設定され、
前記第２のボトム検出回路の応答速度は、前記第１のボトム検出回路の応答速度よりも遅く設定され、
前記第１のピーク検出回路は、前記反転増幅器の出力信号が入力され、
前記第２のピーク検出回路は、前記ローパスフィルターの出力信号が入力され、
前記第１のボトム検出回路は、前記反転増幅器の出力信号が入力され、
前記第２のボトム検出回路は、前記ローパスフィルターの出力信号が入力され、
前記第１の積分回路は、前記第１および第２のピーク検出回路の出力信号がそれぞれ前記第１および第２の入力信号として入力され、
前記第２の積分回路は、前記第１および第２のボトム検出回路の出力信号がそれぞれ前記第１および第２の入力信号として入力され、
前記反転増幅器は、前記第１の積分回路および前記第２の積分回路の出力に応じて、ゲインが変更されるように構成されていることを特徴とする電流電圧変換回路。
【請求項８】
請求項３、請求項４、請求項６、および請求項７のうちの何れか１項の電流電圧変換回路であって、
前記反転増幅器の入力端子電圧と出力信号とを入力とする差動増幅器をさらに備え、
前記オーバーシュート検出回路は、前記差動増幅器の出力信号が前記反転増幅器の出力信号として入力されるように構成されていることを特徴とする電流電圧変換回路。
【請求項９】
請求項８記載の電流電圧変換回路であって、
前記差動増幅器は、ローパスフィルターを介して、前記反転増幅器の入力端子電圧が入力されていることを特徴とする電流電圧変換回路。
【請求項１０】
請求項１の電流電圧変換回路であって、
前記オーバーシュート検出回路は、
第１および第２の入力信号が入力される積分回路を備え、
前記積分回路は、前記第１の入力信号として前記反転増幅器の出力信号が入力されるとともに、前記第２の入力信号として前記反転増幅器の入力端子電圧が入力され、前記第１の入力信号の電圧が前記第２の入力信号の電圧よりも高い場合に、前記第１の入力信号の電圧と前記第２の入力信号の電圧との差電圧を積分して前記オーバーシュート量として出力するように構成され、
前記反転増幅器は、前記積分回路の出力に応じて、ゲインが変更されるように構成されていることを特徴とする電流電圧変換回路。
【請求項１１】
請求項１の電流電圧変換回路であって、
前記オーバーシュート検出回路は、
入力された信号のピーク値を検出し、検出したピーク値に応じた電圧を出力するピーク検出回路と、
第１および第２の入力信号が入力される積分回路とを備え、
前記ピーク検出回路は、前記反転増幅器の出力信号が入力され、
前記積分回路は、前記第１の入力信号として前記ピーク検出回路の出力信号が入力されるとともに、前記第２の入力信号として前記反転増幅器の入力端子電圧が入力され、前記第１の入力信号の電圧と前記第２の入力信号の電圧との差電圧を積分して前記オーバーシュート量として出力するように構成され、
前記反転増幅器は、前記積分回路の出力に応じて、ゲインが変更されるように構成されていることを特徴とする電流電圧変換回路。
【請求項１２】
請求項１の電流電圧変換回路であって、
前記オーバーシュート検出回路は、
入力された信号のピーク値を検出し、検出したピーク値に応じた電圧を出力する第１および第２のピーク検出回路と、
第１および第２の入力信号が入力される積分回路とを備え、
前記第１のピーク検出回路は、前記反転増幅器の出力信号が入力され、
前記第２のピーク検出回路は、前記反転増幅器の入力端子電圧が入力され、
前記積分回路は、前記第１の入力信号として前記第１のピーク検出回路の出力信号が入力されるとともに、前記第２の入力信号として前記第２のピーク検出回路の出力信号が入力され、前記第１の入力信号の電圧と前記第２の入力信号の電圧との差電圧を積分して前記オーバーシュート量として出力するように構成され、
前記反転増幅器は、前記積分回路の出力に応じて、ゲインが変更されるように構成されていることを特徴とする電流電圧変換回路。
【請求項１３】
請求項１０から請求項１２のうちの何れか１項の電流電圧変換回路であって、
前記反転増幅器の入力端子電圧を入力としたローパルフィルターをさらに備え、
前記オーバーシュート検出回路は、前記ローパルフィルターの出力が入力されていることを特徴とする電流電圧変換回路。
【請求項１４】
請求項３、請求項４、請求項６、請求項７、および請求項１０から請求項１２のうちの何れか１項の電流電圧変換回路であって、
前記反転増幅回路における入力トランジスタは、負荷として可変インピーダンス素子が接続され、
前記積分回路は、前記可変インピーダンス素子のインピーダンスを制御して、前記反転増幅回路のゲインを制御するように構成されていることを特徴とする電流電圧変換回路。
【請求項１５】
請求項１４の電流電圧変換回路であって、
前記可変インピーダンス素子は、抵抗素子と、前記抵抗素子と並列または直列に接続されたそれぞれＭＯＳトランジスタとで構成され、
前記反転増幅回路は、前記ＭＯＳトランジスタのゲート電圧が前記オーバーシュート検出回路で制御されることによって、ゲインが制御されることを特徴とする電流電圧変換回路。
【請求項１６】
請求項３、請求項４、請求項６、請求項７、および請求項１０から請求項１２のうちの何れか１項の電流電圧変換回路であって、
前記積分回路は、所定の時定数で放電するように構成されることを特徴とする電流電圧変換回路。
【請求項１７】
請求項３、請求項４、請求項６、請求項７、請求項１１、請求項１２、および請求項１４の何れか１項の電流電圧変換回路であって、
前記ピーク検出回路またはボトム検出回路は、所定の時定数で放電するように構成されていることを特徴とする電流電圧変換回路。
【請求項１８】
請求項１の電流電圧変換回路であって、
前記オーバーシュート検出回路は、
少なくとも１つ以上のコンパレータを有するコンパレータ群と、
各コンパレータの出力結果に応じた出力電圧を発生する電圧発生回路とを備え、
各コンパレータは、一方の入力信号として前記反転増幅回路の出力信号が入力され、他方の入力信号としてそれぞれ所定の電圧が入力され、
前記反転増幅回路における入力トランジスタは、負荷として可変インピーダンス素子が接続され、
前記反転増幅回路は、前記電圧発生回路の出力電圧により、前記可変インピーダンス素子のインピーダンスが制御されることによって、前記反転増幅回路のゲインが制御されることを特徴とする電流電圧変換回路。
【請求項１９】
請求項１の電流電圧変換回路であって、
前記反転増幅回路における入力トランジスタは、直列接続された複数の抵抗素子が負荷として接続され、
前記反転増幅回路は、前記抵抗素子同士の接続点と電源との間に接続されたスイッチからなるスイッチ群を有するものであり、
前記オーバーシュート検出回路は、
少なくとも１つ以上のコンパレータを有するコンパレータ群と、
各コンパレータの出力結果に応じて前記スイッチ群のオンオフを制御するスイッチ制御回路とを有し、
前記反転増幅回路は、前記スイッチ制御回路により、前記スイッチ群のオンオフが制御されることによって、ゲインが制御されることを特徴とする電流電圧変換回路。
【請求項２０】
請求項１８の電流電圧変換回路であって、
前記可変インピーダンス素子は、抵抗素子の両端に、ＭＯＳトランジスタのソース端子およびドレイン端子がそれぞれ接続されたものであり、ゲート電圧が前記電圧発生回路で制御されることによって、インピーダンスが制御されることを特徴とする電流電圧変換回路。
【請求項２１】
請求項１９の電流電圧変換回路であって、
各スイッチは、ＭＯＳトランジスタのソース端子およびドレイン端子が、それぞれ前記接続点と電源とに接続されたものであり、
前記反転増幅回路は、各スイッチを構成するＭＯＳトランジスタのゲート電圧が、前記スイッチ制御回路で制御されることによって、ゲインが制御されることを特徴とする電流電圧変換回路。
【請求項２２】
請求項１８から請求項１９のうちの何れか１項の電流電圧変換回路であって、
前記コンパレータ群は、各コンパレータをリセットするリセット回路を有することを特徴とする電流電圧変換回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光通信システム等において使用される電流電圧変換回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
光通信システム等に用いられる光受信回路では、光ファイバからの光信号がフォトダイオードにより電流に変換された後に、まず電流電圧変換回路によって、当該電流が電圧信号に変換される。この電流電圧変換は、通常は反転増幅器とその入出力端子間に接続された帰還抵抗Ｒｆから構成されるトランスインピーダンス型増幅器により行われる。
【０００３】
トランスインピーダンス型増幅器は、高変換利得と低雑音特性を容易に実現できる反面、入力端子に寄生する容量や反転増幅器の特性ばらつきにより、その周波数特性が大きく変化する。ワンポールシステムの反転増幅器を仮定した場合、トランスインピーダンス型増幅器の伝達関数は以下のように表される。
【０００４】
【数１】
2007159020.tif 000003
【０００５】
例えば、入力端子に寄生する容量（Ｃｉｎ）が小さくなると、ダンピング係数ζが減少し、帰還量が増大する。これにともないωｎが増大するが、反転増幅器の帯域ωｈは変化がないので、ωｎがωｈに漸近することになる。
【０００６】
しかし、安定した動作のためにはωｈ＞ωｎである必要があるため、ωｎがωｈに漸近するにしたがって不安定動作となり、最終的には発振することになる。
【０００７】
このため、通常は使用するフォトダイオードの寄生容量に合わせて反転増幅器を最適化設計し、発振を防ぐようにしている。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、上記のトランスインピーダンス型増幅器では、プロセス変動、トランジスタや抵抗等のデバイスばらつき、温度変動、電源電圧変動等による反転増幅器の特性変動、フォトダイオードの寄生容量のばらつき、使用するフォトダイオードの変更による入力端子容量の変化等により、動作が不安定となり、出力が大きくオーバーシュートしたり、リンギングが発生したり、極端な場合は発振状態に陥ってしまうという課題があった。
【０００９】
本発明は、前記の問題に着目してなされたものであり、プロセス変動、温度変動、電源電圧変動、入力容量の大幅な変動等に関係なく、常に安定した出力波形を得られる発振フリーの電流電圧変換回路を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
前記の課題を解決するため、請求項１の発明は、
電流信号を電圧信号に変換する電流電圧変換回路であって、
ゲインを可変できる反転増幅器と、
前記反転増幅器の入力端子と出力端子との間に接続された電流電圧変換素子と、
前記反転増幅器の出力のオーバーシュート量を検出するオーバーシュート検出回路とを備え、
前記反転増幅器は、前記オーバーシュート検出回路が検出したオーバーシュート量に応じて、ゲインが変更されるように構成されていることを特徴とする。
【００１１】
これにより、発振の危険性がなく、常に安定した出力を得ることができる電流電圧変換回路を実現できる。
【００１２】
また、請求項２の発明は、
請求項１の電流電圧変換回路であって、
前記反転増幅器は差動型であり、差動信号を出力することを特徴とする。
【００１３】
これにより、ノイズ耐性の強化を図ることができる。
【００１４】
また、請求項３の発明は、
請求項１の電流電圧変換回路であって、
前記オーバーシュート検出回路は、
前記反転増幅器の出力信号が入力されるローパスフィルターと、
入力された信号のピーク値を検出し、検出したピーク値に応じた電圧を出力する第１および第２のピーク検出回路と、
第１および第２の入力信号が入力される積分回路とを備え、
前記第１のピーク検出回路は、前記反転増幅器の出力信号が入力され、
前記第２のピーク検出回路は、前記ローパスフィルターの出力信号が入力され、
前記積分回路は、前記第１の入力信号として前記第１のピーク検出回路の出力信号が入力されるとともに、前記第２の入力信号として前記第２のピーク検出回路の出力信号が入力され、前記第１の入力信号の電圧と前記第２の入力信号の電圧との差電圧を積分して前記オーバーシュート量として出力するように構成され、
前記反転増幅器は、前記積分回路の出力に応じて、ゲインが変更されるように構成されていることを特徴とする。
【００１５】
これにより、容易な構成でオーバーシュート検出回路を実現することができる。
【００１６】
また、請求項４の発明は、
請求項１の電流電圧変換回路であって、
前記オーバーシュート検出回路は、
入力された信号のピーク値を検出し、検出したピーク値に応じた電圧を出力する第１および第２のピーク検出回路と、
第１および第２の入力信号が入力される積分回路とを備え、
前記第１および第２のピーク検出回路は、前記反転増幅器の出力信号が入力され、
前記第２のピーク検出回路の応答速度は、前記第１のピーク検出回路の応答速度よりも遅く設定され、
前記積分回路は、前記第１の入力信号として前記第１のピーク検出回路の出力信号が入力されるとともに、前記第２の入力信号として前記第２のピーク検出回路の出力信号が入力され、前記第１の入力信号の電圧と前記第２の入力信号の電圧との差電圧を積分して前記オーバーシュート量として出力するように構成され、
前記反転増幅器は、前記積分回路の出力に応じて、ゲインが変更されるように構成されていることを特徴とする。
【００１７】
これにより、小面積かつ容易な構成でオーバーシュート検出回路を実現することができる。
【００１８】
また、請求項５の発明は、
請求項３および請求項４のうちの何れか１項の電流電圧変換回路であって、
前記オーバーシュート検出回路は、
前記第１のピーク検出回路および第２のピーク検出回路のそれぞれに代えて、第１のボトム検出回路および第２のボトム検出回路を備え、
前記第１のボトム検出回路および第２のボトム検出回路は、入力された信号のボトム値を検出し、検出したボトム値に応じた電圧を出力するように構成されていることを特徴とする。
【００１９】
これにより、電流電圧変換回路の出力の立下りのオーバーシュートを検出することができる。
【００２０】
また、請求項６の発明は、
請求項１の電流電圧変換回路であって、
前記オーバーシュート検出回路は、
前記反転増幅器の出力信号が入力されるローパスフィルターと、
入力された信号のピーク値を検出し、検出したピーク値に応じた電圧を出力する第１および第２のピーク検出回路と、
第１および第２の入力信号がそれぞれ入力され、前記第１の入力信号の電圧と前記第２の入力信号の電圧との差電圧を積分する第１および第２の積分回路と、
入力された信号のボトム値を検出し、検出したボトム値に応じた電圧を出力する第１および第２のボトム検出回路とを備え、
前記第１のピーク検出回路は、前記反転増幅器の出力信号が入力され、
前記第２のピーク検出回路は、前記ローパスフィルターの出力信号が入力され、
前記第１のボトム検出回路は、前記反転増幅器の出力信号が入力され、
前記第２のボトム検出回路は、前記ローパスフィルターの出力信号が入力され、
前記第１の積分回路は、前記第１および第２のピーク検出回路の出力信号がそれぞれ前記第１および第２の入力信号として入力され、
前記第２の積分回路は、前記第１および第２のボトム検出回路の出力信号がそれぞれ前記第１および第２の入力信号として入力され、
前記反転増幅器は、前記第１の積分回路および前記第２の積分回路の出力に応じて、ゲインが変更されるように構成されていることを特徴とする。
【００２１】
これにより、オーバーシュート量の検出利得が倍加され、より確実かつ高速な安定化作用を実現することが可能となる。
【００２２】
また、請求項７の発明は、
請求項１の電流電圧変換回路であって、
前記オーバーシュート検出回路は、
入力された信号のピーク値を検出し、検出したピーク値に応じた電圧を出力する第１および第２のピーク検出回路と、
第１および第２の入力信号が入力され、前記第１の入力信号の電圧と前記第２の入力信号の電圧との差電圧を積分する第１および第２の積分回路と、
入力された信号のボトム値を検出し、検出したボトム値に応じた電圧を出力する第１および第２のボトム検出回路とを備え、
前記第２のピーク検出回路の応答速度は、前記第１のピーク検出回路の応答速度よりも遅く設定され、
前記第２のボトム検出回路の応答速度は、前記第１のボトム検出回路の応答速度よりも遅く設定され、
前記第１のピーク検出回路は、前記反転増幅器の出力信号が入力され、
前記第２のピーク検出回路は、前記ローパスフィルターの出力信号が入力され、
前記第１のボトム検出回路は、前記反転増幅器の出力信号が入力され、
前記第２のボトム検出回路は、前記ローパスフィルターの出力信号が入力され、
前記第１の積分回路は、前記第１および第２のピーク検出回路の出力信号がそれぞれ前記第１および第２の入力信号として入力され、
前記第２の積分回路は、前記第１および第２のボトム検出回路の出力信号がそれぞれ前記第１および第２の入力信号として入力され、
前記反転増幅器は、前記第１の積分回路および前記第２の積分回路の出力に応じて、ゲインが変更されるように構成されていることを特徴とする。
【００２３】
これにより、オーバーシュート量の検出利得が倍加され、小面積でより確実かつ高速な安定化作用を実現することが可能となる。
【００２４】
また、請求項８の発明は、
請求項３、請求項４、請求項６、および請求項７のうちの何れか１項の電流電圧変換回路であって、
前記反転増幅器の入力端子電圧と出力信号とを入力とする差動増幅器をさらに備え、
前記オーバーシュート検出回路は、前記差動増幅器の出力信号が前記反転増幅器の出力信号として入力されるように構成されていることを特徴とする。
【００２５】
これにより、より高精度なオーバーシュート量の検出が可能となり、安定化動作の精度を向上させることができる。
【００２６】
また、請求項９の発明は、
請求項８記載の電流電圧変換回路であって、
前記差動増幅器は、ローパスフィルターを介して、前記反転増幅器の入力端子電圧が入力されていることを特徴とする。
【００２７】
これにより、動作の安定化を図るとともに、電流電圧変換回路の帯域低減を防ぐことができる。
【００２８】
また、請求項１０の発明は、
請求項１の電流電圧変換回路であって、
前記オーバーシュート検出回路は、
第１および第２の入力信号が入力される積分回路を備え、
前記積分回路は、前記第１の入力信号として前記反転増幅器の出力信号が入力されるとともに、前記第２の入力信号として前記反転増幅器の入力端子電圧が入力され、前記第１の入力信号の電圧が前記第２の入力信号の電圧よりも高い場合に、前記第１の入力信号の電圧と前記第２の入力信号の電圧との差電圧を積分して前記オーバーシュート量として出力するように構成され、
前記反転増幅器は、前記積分回路の出力に応じて、ゲインが変更されるように構成されていることを特徴とする。
【００２９】
これにより、より少ない構成要素で、常に安定した出力を得られる電流電圧変換回路を実現することができる。
【００３０】
また、請求項１１の発明は、
請求項１の電流電圧変換回路であって、
前記オーバーシュート検出回路は、
入力された信号のピーク値を検出し、検出したピーク値に応じた電圧を出力するピーク検出回路と、
第１および第２の入力信号が入力される積分回路とを備え、
前記ピーク検出回路は、前記反転増幅器の出力信号が入力され、
前記積分回路は、前記第１の入力信号として前記ピーク検出回路の出力信号が入力されるとともに、前記第２の入力信号として前記反転増幅器の入力端子電圧が入力され、前記第１の入力信号の電圧と前記第２の入力信号の電圧との差電圧を積分して前記オーバーシュート量として出力するように構成され、
前記反転増幅器は、前記積分回路の出力に応じて、ゲインが変更されるように構成されていることを特徴とする。
【００３１】
これにより、積分回路に求められる高速応答性を緩和することができる。
【００３２】
また、請求項１２の発明は、
請求項１の電流電圧変換回路であって、
前記オーバーシュート検出回路は、
入力された信号のピーク値を検出し、検出したピーク値に応じた電圧を出力する第１および第２のピーク検出回路と、
第１および第２の入力信号が入力される積分回路とを備え、
前記第１のピーク検出回路は、前記反転増幅器の出力信号が入力され、
前記第２のピーク検出回路は、前記反転増幅器の入力端子電圧が入力され、
前記積分回路は、前記第１の入力信号として前記第１のピーク検出回路の出力信号が入力されるとともに、前記第２の入力信号として前記第２のピーク検出回路の出力信号が入力され、前記第１の入力信号の電圧と前記第２の入力信号の電圧との差電圧を積分して前記オーバーシュート量として出力するように構成され、
前記反転増幅器は、前記積分回路の出力に応じて、ゲインが変更されるように構成されていることを特徴とする。
【００３３】
これにより、高速応答性に優れたピーク検出回路の使用が可能となる。
【００３４】
また、請求項１３の発明は、
請求項１０から請求項１２のうちの何れか１項の電流電圧変換回路であって、
前記反転増幅器の入力端子電圧を入力としたローパルフィルターをさらに備え、
前記オーバーシュート検出回路は、前記ローパルフィルターの出力が入力されていることを特徴とする。
【００３５】
これにより、動作の安定化を図るとともに、電流電圧変換回路の帯域低減を防ぐことができる。
【００３６】
また、請求項１４の発明は、
請求項３、請求項４、請求項６、請求項７、および請求項１０から請求項１２のうちの何れか１項の電流電圧変換回路であって、
前記反転増幅回路における入力トランジスタは、負荷として可変インピーダンス素子が接続され、
前記積分回路は、前記可変インピーダンス素子のインピーダンスを制御して、前記反転増幅回路のゲインを制御するように構成されていることを特徴とする。
【００３７】
これにより、簡易な構成で反転増幅器の利得を制御することができる。
【００３８】
また、請求項１５の発明は、
請求項１４の電流電圧変換回路であって、
前記可変インピーダンス素子は、抵抗素子と、前記抵抗素子と並列または直列に接続されたそれぞれＭＯＳトランジスタとで構成され、
前記反転増幅回路は、前記ＭＯＳトランジスタのゲート電圧が前記オーバーシュート検出回路で制御されることによって、ゲインが制御されることを特徴とする。
【００３９】
これにより、容易にインピーダンスを制御することができる。
【００４０】
また、請求項１６の発明は、
請求項３、請求項４、請求項６、請求項７、および請求項１０から請求項１２のうちの何れか１項の電流電圧変換回路であって、
前記積分回路は、所定の時定数で放電するように構成されることを特徴とする。
【００４１】
また、請求項１７の発明は、
請求項３、請求項４、請求項６、請求項７、請求項１１、請求項１２、および請求項１４の何れか１項の電流電圧変換回路であって、
前記ピーク検出回路またはボトム検出回路は、所定の時定数で放電するように構成されていることを特徴とする。
【００４２】
これらにより、フィードバックによる反転増幅器の利得の最適化動作を確実に行うことが可能になる。
【００４３】
また、請求項１８の発明は、
請求項１の電流電圧変換回路であって、
前記オーバーシュート検出回路は、
少なくとも１つ以上のコンパレータを有するコンパレータ群と、
各コンパレータの出力結果に応じた出力電圧を発生する電圧発生回路とを備え、
各コンパレータは、一方の入力信号として前記反転増幅回路の出力信号が入力され、他方の入力信号としてそれぞれ所定の電圧が入力され、
前記反転増幅回路における入力トランジスタは、負荷として可変インピーダンス素子が接続され、
前記反転増幅回路は、前記電圧発生回路の出力電圧により、前記可変インピーダンス素子のインピーダンスが制御されることによって、前記反転増幅回路のゲインが制御されることを特徴とする。
【００４４】
これにより、高速応答が可能になり、バースト状の信号においても容易に対応することが可能になる。
【００４５】
また、請求項１９の発明は、
請求項１の電流電圧変換回路であって、
前記反転増幅回路における入力トランジスタは、直列接続された複数の抵抗素子が負荷として接続され、
前記反転増幅回路は、前記抵抗素子同士の接続点と電源との間に接続されたスイッチからなるスイッチ群を有するものであり、
前記オーバーシュート検出回路は、
少なくとも１つ以上のコンパレータを有するコンパレータ群と、
各コンパレータの出力結果に応じて前記スイッチ群のオンオフを制御するスイッチ制御回路とを有し、
前記反転増幅回路は、前記スイッチ制御回路により、前記スイッチ群のオンオフが制御されることによって、ゲインが制御されることを特徴とする。
【００４６】
これにより、デジタル制御による高速応答が可能であり、バースト状の信号においても容易に対応することが可能になる。
【００４７】
また、請求項２０の発明は、
請求項１８の電流電圧変換回路であって、
前記可変インピーダンス素子は、抵抗素子の両端に、ＭＯＳトランジスタのソース端子およびドレイン端子がそれぞれ接続されたものであり、ゲート電圧が前記電圧発生回路で制御されることによって、インピーダンスが制御されることを特徴とする。
【００４８】
また、請求項２１の発明は、
請求項１９の電流電圧変換回路であって、
各スイッチは、ＭＯＳトランジスタのソース端子およびドレイン端子が、それぞれ前記接続点と電源とに接続されたものであり、
前記反転増幅回路は、各スイッチを構成するＭＯＳトランジスタのゲート電圧が、前記スイッチ制御回路で制御されることによって、ゲインが制御されることを特徴とする。
【００４９】
これらにより、容易にインピーダンスの制御を行うことができる。
【００５０】
また、請求項２２の発明は、
請求項１８から請求項１９のうちの何れか１項の電流電圧変換回路であって、
前記コンパレータ群は、各コンパレータをリセットするリセット回路を有することを特徴とする。
【００５１】
これにより、容易に初期状態に戻すことができ、バースト状の信号に対しても対応することが可能になる。
【発明の効果】
【００５２】
本発明によれば、出力波形オーバーシュートを検出に応じて増幅器の利得が最適化されるので、例えばプロセス変動、温度変動、電源電圧変動、入力容量の大幅な変動等があっても、常に安定した出力波形を得られる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００５３】
以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。
【００５４】
《発明の実施形態１》
図１は、本発明の実施形態１に係る電流電圧変換回路１００の構成を示すブロック図である。電流電圧変換回路１００は、同図に示すようにトランスインピーダンス型増幅器１１０とオーバーシュート検出回路１２０とを備え、光信号を電流に変換するフォトダイオード１３０が接続されている。
【００５５】
トランスインピーダンス型増幅器１１０は電流電圧変換素子１１１と反転増幅器１１２を備えて構成されている。
【００５６】
電流電圧変換素子１１１は、電流を電圧信号に変換するもので、反転増幅器１１２の入力端子と出力端子の間に接続されている。電流電圧変換素子１１１としては、通常は抵抗が用いられる。
【００５７】
反転増幅器１１２は、負荷部１１３、Ｎチャネルトランジスタ１１４（入力トランジスタ）、Ｎチャネルトランジスタ１１５、および電流源１１６を備え、フォトダイオード１３０からの電流が入力されている。
【００５８】
負荷部１１３は、Ｐチャネルトランジスタ１１７と負荷抵抗１１８とを備えて構成されている。Ｐチャネルトランジスタ１１７は、両端に負荷抵抗１１８が並列に接続され、負荷抵抗１１８のゲート端子の電位がオーバーシュート検出回路１２０によって制御されるようになっている。
【００５９】
これにより、負荷部１１３のインピーダンスは、オーバーシュート検出回路１２０の制御に応じて変化し、反転増幅器１１２の利得が制御される。なお、図１に示した例ではＰチャネルトランジスタ１１７と負荷抵抗１１８が並列に接続されているが、これらを直列に接続する構成でもよい。
【００６０】
一方、オーバーシュート検出回路１２０は、ローパスフィルター１２１（図中ではＬＰＦと表記）、第１のピーク検出回路１２２、第２のピーク検出回路１２３（図中では、「第１の」、「第２の」の表記を省略している。）、および積分回路１２４を備えて構成されている。
【００６１】
ローパスフィルター１２１は、トランスインピーダンス型増幅器１１０の出力信号から高周波成分をカットして第２のピーク検出回路１２３に出力するようになっている。
【００６２】
トランスインピーダンス型増幅器１１０の位相余裕がなくなって動作が不安定になり、発振に近い状態になると、その出力波形にオーバーシュートが発生するようになる。その様子を図２に示す。図１に示すＡ〜Ｄ点における波形が、図２に示すＡ〜Ｄの波形に相当している。
【００６３】
第１のピーク検出回路１２２は、トランスインピーダンス型増幅器１１０の出力波形に発生した立ち上がりのオーバーシュート波形（図２に示す波形Ａ）のピーク値（図２に示すピーク値Ｃ）を検出し保持するようになっている。
【００６４】
第２のピーク検出回路１２３は、ローパスフィルター１２１を介して入力されたトランスインピーダンス型増幅器１１０の出力信号におけるピーク値を検出し保持するようになっている。すなわち、第２のピーク検出回路１２３は、ローパスフィルター１２１によって前記出力信号における立ち上がりのオーバーシュート部分が削除された波形（すなわち理想の出力波形）のピーク値（図２に示す波形Ｂのピーク値Ｄ）を検出する。
【００６５】
第１のピーク検出回路１２２および第２のピーク検出回路１２３は、具体的には図３に示すように、ＭＯＳトランジスタのソース端子に容量Ｃと抵抗Ｒが接続された簡易な構成を用いることができる。抵抗は、所定の時定数で放電させるためのものである。本ピーク検出回路は、オープンループ構成であるため、高速な応答が可能である。上記のように構成された第１のピーク検出回路１２２と第２のピーク検出回路１２３とは、検出したオーバーシュート量に応じた電圧の信号を積分回路１２４に出力する。
【００６６】
積分回路１２４は、第１の入力端子Ｉｎ１と第２の入力端子Ｉｎ２を備え、第１の入力端子電圧Ｖ（Ｉｎ１）と第２の入力端子電圧Ｖ（Ｉｎ２）の差電圧Ｖ（Ｉｎ１）−Ｖ（Ｉｎ２）を積分するようになっている。本実施形態においては、第１の入力端子Ｉｎ１には第１のピーク検出回路１２２の出力信号が入力され、第２の入力端子Ｉｎ２には第２のピーク検出回路１２３の出力信号が入力されている。
【００６７】
積分回路１２４は、具体的には図４に示すように、電圧電流変換器の出力に、容量Ｃと抵抗Ｒを接続して構成できる。抵抗は、所定の時定数で放電させるためのものである。
【００６８】
なお、積分回路１２４に入力される電圧は、必ずＶ（Ｉｎ１）−Ｖ（Ｉｎ２）≧０となるので、図５に示すように単方向導通素子（この例では、ゲート接地のトランジスタＭ１）を用いて、Ｖ（Ｉｎ１）−Ｖ（Ｉｎ２）≧０の時のみ積分するように構成してもよい。
【００６９】
上記の電流電圧変換回路１００において、例えば、トランスインピーダンス型増幅器１１０の出力にオーバーシュートが発生すると、第１のピーク検出回路１２２の出力電圧Ｖ（Ｃ）と第２のピーク検出回路１２３の出力電圧Ｖ（Ｄ）との間に差電圧が生じるようになる（Ｖ（Ｃ）−Ｖ（Ｄ）＞０）。この差電圧はオーバーシュートが大きいほど大きくなる（すなわち、位相余裕が小さく不安定なほど大きくなる）。
【００７０】
したがって、この差電圧を積分回路１２４で積分することにより、トランスインピーダンス型増幅器１１０の不安定度が検知され、不安程度に応じた信号が負荷部１１３にフィードバックされる。すなわち、トランスインピーダンス型増幅器１１０の不安程度に応じ、反転増幅器１１２の利得が制御される。また、上記のように積分回路１２４、第１のピーク検出回路１２２、および第２のピーク検出回路１２３が、所定の時定数で放電するように構成されているので、フィードバックによる反転増幅器１１２の利得最適化動作を確実に行うことが可能になる。
【００７１】
上記の電流電圧変換回路１００における最適化動作のシミュレーション結果（出力波形）を図６に示す。同図に示すように、従来の構成では出力信号が発振しているが、本実施形態では、最初は発振状態にあるが、それを検知して反転増幅器１１２の利得が最適化され、徐々にオーバーシュートが軽減されて出力波形が安定化されて行く。
【００７２】
以上のように、本実施形態によれば、例えばプロセス変動、温度変動、電源電圧変動、入力容量の大幅な変動等があっても、常に安定した出力波形を得られる。
【００７３】
《発明の実施形態２》
図７は、本発明の実施形態２に係る電流電圧変換回路２００の構成を示すブロック図である。電流電圧変換回路２００は、図７に示すように、電流電圧変換回路１００のオーバーシュート検出回路１２０に代えてオーバーシュート検出回路２２０を備えて構成されている。なお、以下に説明する実施形態において、前記実施形態１等と同様の機能を有する構成要素については、同一の符号を付して説明を省略する。
【００７４】
オーバーシュート検出回路２２０は、オーバーシュート検出回路１２０からローパスフィルター１２１が削除されて構成されている。また、オーバーシュート検出回路２２０では、第２のピーク検出回路１２３の応答の時定数τ２が、第１のピーク検出回路１２２の応答の時定数τ１より大きく設定されている。応答時定数の設定は、例えば図３に示すピーク検出回路において、その保持容量Ｃの値を大きくすることで実現できる。
【００７５】
上記の電流電圧変換回路２００によれば、第２のピーク検出回路１２３は、応答の時定数τ２がτ１に比べて大きく設定されているので、立ち上がりのオーバーシュートに追随することができない。その結果として電流電圧変換回路２００における第２のピーク検出回路１２３の出力は、図２に示す波形Ｂのピーク値Ｄを検出する場合と等価になる。
【００７６】
したがって、本実施形態においてもやはり、オーバーシュートを検出し、それに応じて反転増幅器の利得を最適化することができるので、常に安定した出力波形を得られる電流電圧変換回路の実現が可能となる。しかも本実施形態では、ローパスフィルターが不要なので、回路の小面積化を図ることもできる。
【００７７】
なお、上記の実施形態１〜２では、ピーク検出回路で反転増幅器１１２の出力信号の立ち上がりのオーバーシュートを検出する代わりに、立ち下りのオーバーシュートを検出するボトム検出回路を用いても同様の効果を得ることができる。
【００７８】
《発明の実施形態３》
図８は、本発明の実施形態３に係る電流電圧変換回路３００の構成を示すブロック図である。電流電圧変換回路３００は、図８に示すように、電流電圧変換回路１００のオーバーシュート検出回路１２０に代えてオーバーシュート検出回路３２０を備えて構成されている。
【００７９】
オーバーシュート検出回路３２０は、オーバーシュート検出回路１２０に対しさらに、第１のボトム検出回路３２１、第２のボトム検出回路３２２、および積分回路３２３が追加されている。
【００８０】
第１のボトム検出回路３２１は、トランスインピーダンス型増幅器１１０の出力波形に発生した立ち下がりのオーバーシュート波形におけるボトム値を検出し保持するようになっている。
【００８１】
第２のボトム検出回路３２２は、ローパスフィルター１２１を介して入力されたトランスインピーダンス型増幅器１１０の出力信号におけるボトム値を検出し保持するようになっている。すなわち、積分回路３２３は、ローパスフィルター１２１によって前記出力信号における立下りのオーバーシュート部分が削除された波形のボトム値を検出する。
【００８２】
上記のように構成された第１のボトム検出回路３２１と第２のボトム検出回路３２２とは、検出したオーバーシュート量に応じた電圧の信号を積分回路１２４に出力する。
【００８３】
積分回路３２３は、積分回路１２４と同様に構成の回路である。積分回路３２３は、第２のボトム検出回路３２２の出力信号が入力される第１の入力端子Ｉｎ１と、第１のボトム検出回路３２１の出力信号が入力される第２の入力端子Ｉｎ２を備え、第１の入力端子の電圧と第２の入力端子の電圧の差電圧を積分するようになっている。また、積分回路３２３出力と積分回路１２４の出力とは合成されて、負荷部１１３内のＰチャネルトランジスタ１１７に出力されるようになっている。これにより、反転増幅器１１２の利得が制御される。
【００８４】
なお、積分回路１２４と積分回路３２３の出力は、例えば図９に示すように、図４で説明した積分回路を用いて、その保持容量Ｃと放電抵抗Ｒを共有させる構成とすることで合成することができる。
【００８５】
上記の電流電圧変換回路３００では、トランスインピーダンス型増幅器１１０の出力信号の立ち上がり、および立ち下がり両方のオーバーシュートが検出されるので、オーバーシュート量の検出利得が倍加され、より確実かつ高速に利得の最適化動作を行うことが可能になる。
【００８６】
《発明の実施形態４》
図１０は、本発明の実施形態４に係る電流電圧変換回路４００の構成を示すブロック図である。電流電圧変換回路４００は、図１０に示すように、電流電圧変換回路３００のオーバーシュート検出回路３２０に代えてオーバーシュート検出回路４２０を備えている。オーバーシュート検出回路４２０は、オーバーシュート検出回路３２０からローパスフィルター１２１を省略して構成されている。
【００８７】
オーバーシュート検出回路４２０では、第２のピーク検出回路１２３および第２のボトム検出回路３２２の応答時定数τ２は、第１のピーク検出回路１２２および第１のボトム検出回路３２１の応答時定数τ１よりも大きく設定されている。
【００８８】
本実施形態でも、応答時定数の設定は、例えば図３に示すピーク検出回路において、その保持容量Ｃの値を大きくすることで実現できる。
【００８９】
これにより第２のピーク検出回路１２３の出力は、図２に示す波形Ｂのピーク値Ｄを検出する場合と等価になる。また、第２のボトム検出回路３２２の出力は、ローパスフィルター１２１を通過した信号波形のボトム値を検出する場合と等価になる。
【００９０】
したがって、本実施形態においてもやはり、トランスインピーダンス型増幅器１１０の出力信号の立ち上がり、および立ち下がり両方のオーバーシュートが検出されるので、オーバーシュート量の検出利得が倍加され、より確実かつ高速に利得の最適化動作を行うことが可能になる。しかも本実施形態では、ローパスフィルターが不要なので、回路の小面積化を図ることもできる。
【００９１】
《発明の実施形態５》
図１１は、本発明の実施形態５に係る電流電圧変換回路５００の構成を示すブロック図である。電流電圧変換回路５００は、図１１に示すように、トランスインピーダンス型増幅器１１０、オーバーシュート検出回路１２０、ローパスフィルター５０１、および差動増幅器５０２（図中ではＡｍｐと表記）を備えて構成されている。
【００９２】
差動増幅器５０２は、一方の入力端子にトランスインピーダンス型増幅器１１０の出力が入力され、他方の入力端子に、トランスインピーダンス型増幅器１１０の入力端子電圧がローパスフィルター５０１を通して与えられている。差動増幅器５０２の出力は、ローパスフィルター１２１および第１のピーク検出回路１２２に入力されている。
【００９３】
トランスインピーダンス型増幅器１１０の入力端子電圧Ｖｉｎは、図１２に示すように、トランスインピーダンス型増幅器１１０の理想の出力電圧Ｖｏｕｔの最大値に等しい。
【００９４】
上記の構成によれば、トランスインピーダンス型増幅器１１０の出力電圧Ｖｏｕｔの立ち上がり時のオーバーシュートが差動増幅器５０２により増幅され、オーバーシュート検出回路１２０に入力される。したがって本実施形態では、より高精度なオーバーシュート量の検出が可能となり、利得の最適化動作の精度を向上させることができる。
【００９５】
また、ローパスフィルター５０１は、トランスインピーダンス型増幅器１１０の入力端子電圧Ｖｉｎの高周波成分をカットし、差動増幅器５０２への入力信号を安定化させるとともに、差動増幅器５０２の入力端子に寄生する容量がトランスインピーダンス型増幅器１１０の入力端子側へ見えなくする作用もある。これにより、トランスインピーダンス型増幅器１１０の入力端子容量の増大によるトランスインピーダンス帯域の低減を防ぐことが可能になる。
【００９６】
なお、ローパスフィルター５０１は、必ずしも設けなくても利得の最適化動作の精度を向上自体は可能である。
【００９７】
また、実施形態２〜４の装置に対しても、ローパスフィルター５０１や差動増幅器５０２を設けてもよい。
【００９８】
《発明の実施形態６》
図１３は、本発明の実施形態６に係る電流電圧変換回路６００の構成を示すブロック図である。電流電圧変換回路６００は、図１３に示すように、トランスインピーダンス型増幅器１１０とオーバーシュート検出回路６２０とを備えている。
【００９９】
オーバーシュート検出回路６２０は、ローパスフィルター１２１と積分回路１２４とを備え、トランスインピーダンス型増幅器１１０の出力端子が積分回路１２４の第１の入力端子に接続され、前記トランスインピーダンス型増幅器１１０の入力端子がローパスフィルター１２１を通して積分回路１２４の第２の入力端子に接続されている。
【０１００】
また、本実施形態では、積分回路１２４は、第１の入力端子の電圧Ｖ（Ｉｎ１）が第２の入力端子の電圧Ｖ（Ｉｎ２）より高い場合、すなわちＶ（Ｉｎ１）＞Ｖ（Ｉｎ２）の場合にのみ入力差電圧を積分するように構成されている。具体的にこのような、単方向の積分作用は、図５に示すような積分回路で実現することができる。
【０１０１】
すでに述べたようにトランスインピーダンス型増幅器１１０の入力端子電圧Ｖｉｎは、出力端子電圧Ｖｏｕｔの最大値に等しいので（図１２を参照）、Ｖｏｕｔの立ち上がり時のオーバーシュートを直接検出し、かつ積分するようにしてもよい。すなわち、本実施形態では、実施形態１〜５と比べ、少ない構成要素で、実施形態１〜５と同様の効果を得ることができる。
【０１０２】
《発明の実施形態７》
図１４は、本発明の実施形態７に係る電流電圧変換回路７００の構成を示すブロック図である。電流電圧変換回路７００は、図１４に示すように、実施形態６の電流電圧変換回路６００におけるオーバーシュート検出回路６２０に代えてオーバーシュート検出回路７２０を備えて構成されている。
【０１０３】
オーバーシュート検出回路７２０は、オーバーシュート検出回路６２０に第１のピーク検出回路１２２を付加して構成されている。具体的には、第１のピーク検出回路１２２は、トランスインピーダンス型増幅器１１０の出力端子と積分回路１２４の第１の入力端子との間に配置されている。
【０１０４】
電流電圧変換回路６００における積分回路１２４は、トランスインピーダンス型増幅器１１０の出力信号のオーバーシュートを直接積分するため、高速応答性に優れた積分回路である必要があった。
【０１０５】
しかしながら、本実施形態では、第１のピーク検出回路１２２によってトランスインピーダンス型増幅器１１０の出力信号のピーク値が検出されかつ保持されてから、積分回路１２４に入力されるので、積分回路１２４は高速に応答する必要がない。それゆえ、容易な構成で積分回路１２４を実現することが可能となる。
【０１０６】
《発明の実施形態８》
図１５は、本発明の実施形態８に係る電流電圧変換回路８００の構成を示すブロック図である。電流電圧変換回路８００は、図１５に示すように、電流電圧変換回路７００のオーバーシュート検出回路７２０に代えてオーバーシュート検出回路８２０を備えて構成されている。
【０１０７】
オーバーシュート検出回路８２０は、オーバーシュート検出回路７２０に第２のピーク検出回路１２３が付加されて構成されている。具体的には、第２のピーク検出回路１２３は、入力端子がローパスフィルター１２１を介してトランスインピーダンス型増幅器１１０の入力端子と接続され、出力端子が積分回路１２４の第２の入力端子と接続されている。
【０１０８】
電流電圧変換回路７００では、第１のピーク検出回路１２２には、その入出力間にオフセット（レベルシフト）がないことが要求されるが、入出力間にオフセットのないピーク検出回路は一般的にフィードバック系の回路となるため、高速応答が困難となる。
【０１０９】
本実施形態では、第２のピーク検出回路１２３が設けられることにより、ピーク検出回路の入出力間にオフセットがある場合でも、積分回路１２４の入力端ではそれが完全にキャンセルされることになる。このため、図３に示すような高速性に優れたオープンループ型のピーク検出回路を使用することができるようになり、容易な回路構成で、発振フリーの電流電圧変換回路を実現することが可能になる。
【０１１０】
なお、実施形態６〜８では、ローパスフィルター１２１は、必ずしも設けなくても利得の最適化動作の精度を向上自体は可能である。
【０１１１】
《発明の実施形態９》
図１６は、本発明の実施形態９に係る電流電圧変換回路９００の構成を示すブロック図である。電流電圧変換回路９００は、図１６に示すように、トランスインピーダンス型増幅器１１０とオーバーシュート検出回路９２０とを備えて構成されている。
【０１１２】
オーバーシュート検出回路９２０は、少なくとも１つのコンパレータを有するコンパレータ群９２１と、電圧発生回路９２２とを備えて構成されている。
【０１１３】
コンパレータ群９２１は、本実施形態では、コンパレータ９２３〜９２５の３つのコンパレータ（図中ではＣｍｐと表示）を備えている。各コンパレータは、一方の入力にトランスインピーダンス型増幅器１１０の出力信号が与えられ、他方の入力にそれぞれ所定の電圧が与えられている。ここで、これら所定の電圧は、例えば図１２に示すように、
Ｖ１＝  Ｖｉｎ＋ΔＶ１
Ｖ２＝  Ｖｉｎ＋ΔＶ２
Ｖ３＝  Ｖｉｎ＋ΔＶ３
など、Ｖｉｎ基準で設定される。これにより、各コンパレータの出力結果から容易にオーバーシュート量を検出することができる。
【０１１４】
また、コンパレータ群９２１は、リセット回路を備え、データの開始毎に各コンパレータをリセットするようになっている。
【０１１５】
電圧発生回路９２２は、コンパレータ群９２１の比較結果に応じ、反転増幅器１１２の利得が最適になるような電圧を生成するようになっている。
【０１１６】
したがって、本実施形態においても、常に安定した出力波形を得られる電流電圧変換回路を実現することができる。しかも、本実施形態では、フィードバックでなく、フィードフォワードで反転増幅器１１２の利得を制御するので、高速応答が可能である。それゆえ、バースト状の信号においても容易に対応できるようになる。
【０１１７】
《発明の実施形態１０》
図１７は、本発明の実施形態１０に係る電流電圧変換回路１０００の構成を示すブロック図である。電流電圧変換回路１０００は、図１７に示すように、トランスインピーダンス型増幅器１０１０とオーバーシュート検出回路１０２０とを備えて構成されている。
【０１１８】
トランスインピーダンス型増幅器１０１０は、電流電圧変換素子１１１と反転増幅器１０１１とを備えている。
【０１１９】
反転増幅器１０１１は、Ｎチャネルトランジスタ１１４〜１１５、電流源１１６、および負荷部１０１２を備えている。負荷部１０１２は、スイッチ群１０１３と、直列に接続された負荷抵抗１０１４〜１０１７とを備えている。スイッチ群１０１３は、具体的には、図１７のように接続された複数のＰチャネルトランジスタで構成され、それぞれのＰチャネルトランジスタにおけるソース端子が各負荷抵抗同士の接続点と接続されている。
【０１２０】
一方、オーバーシュート検出回路１０２０は、コンパレータ群９２１とスイッチ制御回路１０２１とを備えている。スイッチ制御回路１０２１は、コンパレータ群９２１の各コンパレータによる比較結果に応じ、スイッチ群１０１３における各Ｐチャネルトランジスタのオンオフを制御するようになっている。
【０１２１】
以上の構成により、オーバーシュート量に応じ、負荷部１０１２のインピーダンスが変更され、反転増幅器１０１１の利得が制御される。
【０１２２】
したがって、本実施形態においても、常に安定した出力波形が得られる発振フリーの電流電圧変換回路を実現することが可能となる。しかも、本実施形態でもフィードバックでなく、フィードフォワードで反転増幅器１０１１の利得を制御するので、高速応答が可能である。それゆえ、バースト状の信号においても容易に対応できるようになる。
【０１２３】
なお、本発明は、１入力１出力の反転増幅器を用いた電流電圧変換回路に限定されるものではなく、ノイズ耐性強化のため差動型の反転増幅器を用いた電流電圧変換回路についても容易に適用できる。この場合は、オーバーシュート検出回路への入力として、差動型の反転増幅器の一方の出力信号を用いればよい。
【産業上の利用可能性】
【０１２４】
本発明に係る電流電圧変換回路は、出力波形オーバーシュートを検出に応じて増幅器の利得が最適化されるので、例えばプロセス変動、温度変動、電源電圧変動、入力容量の大幅な変動等があっても、常に安定した出力波形を得られるという効果を有し、光通信システム等において使用される電流電圧変換回路等として有用である。
【図面の簡単な説明】
【０１２５】
【図１】実施形態１に係る電流電圧変換回路の構成を示すブロック図である。
【図２】電流電圧変換回路の出力波形を示す図である。
【図３】ピーク検出回路の構成例を示す図である。
【図４】積分回路の構成例を示す図である。
【図５】積分回路の他の構成例を示す図である。
【図６】実施形態１に係る電流電圧変換回路における最適化動作のシミュレーション結果（出力波形）を示す図である。
【図７】実施形態２に係る電流電圧変換回路の構成を示すブロック図である。
【図８】実施形態３に係る電流電圧変換回路の構成を示すブロック図である。
【図９】積分回路の出力を合成する回路の構成例を示す図である。
【図１０】実施形態４に係る電流電圧変換回路の構成を示すブロック図である。
【図１１】実施形態５に係る電流電圧変換回路の構成を示すブロック図である。
【図１２】トランスインピーダンス型増幅器の出力信号の波形とコンパレータに入力される電圧との関係を示す図である。
【図１３】実施形態６に係る電流電圧変換回路の構成を示すブロック図である。
【図１４】実施形態７に係る電流電圧変換回路の構成を示すブロック図である。
【図１５】実施形態８に係る電流電圧変換回路の構成を示すブロック図である。
【図１６】実施形態９に係る電流電圧変換回路の構成を示すブロック図である。
【図１７】実施形態１０に係る電流電圧変換回路の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【０１２６】
１００      電流電圧変換回路
１１０      トランスインピーダンス型増幅器
１１１      電流電圧変換素子
１１２      反転増幅器
１１３      負荷部
１１４〜１１５    Ｎチャネルトランジスタ
１１６      電流源
１１７      Ｐチャネルトランジスタ
１１８      負荷抵抗
１２０      オーバーシュート検出回路
１２１      ローパスフィルター
１２２      第１のピーク検出回路
１２３      第２のピーク検出回路
１２４      積分回路
１３０      フォトダイオード
２００      電流電圧変換回路
２２０      オーバーシュート検出回路
３００      電流電圧変換回路
３２０      オーバーシュート検出回路
３２１      第１のボトム検出回路
３２２      第２のボトム検出回路
３２３      積分回路
４００      電流電圧変換回路
４２０      オーバーシュート検出回路
５００      電流電圧変換回路
５０１      ローパスフィルター
５０２      差動増幅器
６００      電流電圧変換回路
６２０      オーバーシュート検出回路
７００      電流電圧変換回路
７２０      オーバーシュート検出回路
８００      電流電圧変換回路
８２０      オーバーシュート検出回路
９００      電流電圧変換回路
９２０      オーバーシュート検出回路
９２１      コンパレータ群
９２２      電圧発生回路
９２３〜９２５    コンパレータ
１０００      電流電圧変換回路
１０１０      トランスインピーダンス型増幅器
１０１１      反転増幅器
１０１２      負荷部
１０１３      スイッチ群
１０１４〜１０１７  負荷抵抗
１０２０      オーバーシュート検出回路
１０２１      スイッチ制御回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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