(57)【要約】【課題】差動増幅器において、負荷駆動能力を上げるために出力バッファの貫通電流を増加させると消費電流が大きくなり、消費電流を抑えるために出力バッファの貫通電流を減らすと負荷駆動能力が低下してしまうという問題がある。【解決手段】出力バッファを構成する低電流トランジスタの代わりに、出力信号レベルに応じてゲート電圧を変化させることで電流値が変化する可変電流トランジスタを用いることで、必要なときのみ大きな電流を流し、必要でないときは電流を小さくすることで、出力回路の負荷駆動能力は大きく、消費電流は小さい差動増幅器を実現することができる。【選択図】図１
2007158656.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
出力信号の振幅レベルに応じて出力Ｄレンジが変化する差動増幅器。
【請求項２】
出力信号の振幅レベルに応じて出力段の電流を変化させることで出力Ｄレンジが変化する差動増幅器。
【請求項３】
バランス出力の一方の振幅レベルを検出して、その振幅レベルに応じて他方の出力電流を制御し、出力Ｄレンジを必要に応じて変化させる差動増幅器。
【請求項４】
振幅レベルを検出して、その振幅レベルに応じて直接出力電流を制御する、応答速度が速い、請求項３記載の差動増幅器。
【請求項５】
バランス出力の一方がゲートに、他方がドレインに接続され、ソースが接地された第１のＭＯＳトランジスタと、前記記載のバランス出力の一方がドレインに、他方がゲートに接続され、ソースが接地された第２のＭＯＳトランジスタとを備えた差動増幅器。
【請求項６】
バランス出力の一方がゲートに、他方がドレインに接続された第１のＭＯＳトランジスタと、前記記載のバランス出力の一方がドレインに、他方がゲートに接続された第２のＭＯＳトランジスタと、一方の端子が前記第１のＭＯＳトランジスタと、前記第２のＭＯＳトランジスタの両方のソースに接続され、他方の端子が接地された抵抗とを備えた差動増幅器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、差動増幅器の駆動回路に関する技術である。
【背景技術】
【０００２】
従来の差動増幅器としては図５のような回路があった（例えば、特許文献１参照）。以下に従来の差動増幅器について説明する。図５は、ＭＯＳ集積回路上に構成する差動増幅器として用いられる先行技術の回路図である。差動増幅器１は、差動回路２と出力バッファ３とを含んで構成される。差動増幅器１には、反転入力端子４と、非反転入力端子５と、第１バイアス入力端子６と、第２バイアス入力端子７と、出力端子８とが設けられている。
【０００３】
差動回路２は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタを差動対とする差動回路であり、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＴｎ１、Ｔｎ２、Ｔｎ３と、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＴｐ１、Ｔｐ２とを含んで構成される。本明細書において、ＮチャネルＭＯＳトランジスタおよびＰチャネルＭＯＳトランジスタを単にトランジスタと称することがある。
【０００４】
トランジスタＴｎ１のゲートは非反転入力端子５に接続され、非反転入力電圧ＶＩＮｂが供給される。トランジスタＴｎ２のゲートは反転入力端子４に接続され、反転入力電圧ＶＩＮａが供給される。トランジスタＴｐ１、Ｔｐ２は、トランジスタＴｎ１、Ｔｎ２の能動負荷であり、ソースには電源電圧として電圧ＶＤＤが与えられている。
【０００５】
トランジスタＴｎ３のゲートは、第１バイアス入力端子６に接続され、予め定める電圧レベルのバイアス電圧ＶＢ１が与えられる。トランジスタＴｎ３のソースは接地され、ドレインはトランジスタＴｎ１、Ｔｎ２の各ソースに共通に接続される。トランジスタＴｎ３は、トランジスタＴｎ１、Ｔｎ２に適当なバイアス電流を与えるための定電流源である。
【０００６】
出力バッファ３においては、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＴｐ３のゲートに差動回路２におけるトランジスタＴｎ１のドレインの電圧が与えられる。トランジスタＴｐ３のソースには電源ＶＤＤが与えられており、前記ドレイン電圧に基づいて電流が流れる。この電流は出力端子８を介して外部の負荷へと与えられる。ＮチャネルＭＯＳトランジスタＴｎ４のゲートには、第２バイアス入力端子７から予め定める電圧レベルのバイアス電圧ＶＢ２が与えられる。トランジスタＴｎ４のソースは接地され、ドレインはトランジスタＴｐ３のドレインと同様に出力端子８に接続される。トランジスタＴｎ４は、定電流負荷として作用する。差動増幅器１は、反転入力端子４と出力端子８とを接続し、ボルテージフォロアとして作動する。
【０００７】
差動増幅器１の動作について説明する。非反転入力電圧ＶＩＮｂの電圧レベルに応じてトランジスタＴｎ１に流れる電流量が制御される。また、反転入力電圧ＶＩＮａの電圧レベルによってトランジスタＴｎ２からＴｐ１、Ｔｐ２で構成されるカレントミラー回路を介して流れる電流量を制御することで、出力トランジスタＴｐ３に流れる電流量が変化する。たとえば、反転入力電圧ＶＩＮａの電圧レベルに対して非反転入力電圧ＶＩＮｂの電圧レベルが高い場合は、トランジスタＴｐ３に流れる電流が増加する。また、反転入力電圧ＶＩＮａの電圧レベルに対して非反転入力電圧ＶＩＮｂの電圧レベルが低い場合は、トランジスタＴｐ３に流れる電流が減少する。
【０００８】
トランジスタＴｐ３に流れる電流は、第２バイアス入力端子７からのバイアス電圧ＶＢ２によってトランジスタＴｎ４に流れる負荷電流と比較される。この比較の結果に基づいて、出力端子８から出力される電圧が変化する。前述のボルテージフォロアでは、出力端子８を反転入力端子４に接続することで、非反転入力端子５の非反転入力電圧ＶＩＮｂに追随して、反転入力電圧ＶＩＮａが非反転入力電圧ＶＩＮｂと同電圧となるように負帰還動作がなされる。
【特許文献１】特開平９−２１９６３６号公報（第３１頁、第１７図）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、上記従来の差動増幅器では、負荷を駆動する出力電流の制御が出力バッファ３のトランジスタＴｐ３で行われるため、制御される出力電流は流出(または流入)の一方向であり、他方向は出力バッファ３を構成する負荷である定電流トランジスタＴｎ４に流れる電流で定まる。この電流容量を大きくすると、出力バッファ３の貫通電流が増加するため、出力回路としての消費電流が大きくなってしまい、逆に消費電流を抑えようとすると、電流容量が小さくなり出力回路の負荷駆動能力が低下してしまうという問題点がある。このときの出力Ｄレンジは
Ｉ(Ｔｎ４)×負荷抵抗×２    ・・・  (１)
である。Ｉ(Ｔｎ４)とは、トランジスタＴｎ４に流れる電流であり、負荷抵抗とは、出力端子８に接続される抵抗である。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記課題を解決するために、本発明の差動増幅器は、出力バッファを構成する定電流トランジスタの代わりに、出力信号レベルに応じてゲート電圧を変化させることで電流値が変化する可変電流トランジスタを用いる。必要なときのみ大きな電流を流し、必要でないときは電流を小さくすることで、出力回路の負荷駆動能力は大きく、消費電流は小さい差動増幅器を実現することができる。前述のボルテージフォロアを用いて説明する。本発明は、信号が正相と、反転した逆相の２相で通る場合に有効である。その場合、前述のボルテージフォロアは同じ構成の回路を２つ使用することになり、それぞれに正相と逆相の信号が通る。一方のボルテージフォロアの、出力バッファを構成する可変電流トランジスタのゲートを他方のボルテージフォロアの出力に接続し、同じく、一方のボルテージフォロアの出力を、他方のボルテージフォロアの、出力バッファを構成する可変電流トランジスタのゲートに接続する。一方のボルテージフォロアの出力電圧が下がるときに、他方のボルテージフォロアの出力電圧は上がる。出力電圧が下がるときに可変電流トランジスタは大きな電流が必要になる。このとき、可変電流トランジスタのゲート電圧は逆相の出力電圧なので上がっている。可変電流トランジスタはＮチャネルＭＯＳトランジスタなので、ゲート電圧が上がると流れる電流が増えることになり、目的を達する。逆に、出力電圧が上がるときは、可変電流トランジスタは電流を流す必要がない。このとき、可変電流トランジスタのゲート電圧は逆相の出力電圧なので下がっている。可変電流トランジスタはＮチャネルＭＯＳトランジスタなので、ゲート電圧が下がると流れる電流が減ることになり、不要な電流を削減することができる。以上のような動作で、必要なときのみ電流を流し、不要なときは電流を流さない、低消費電流で、かつ負荷駆動能力が大きい差動増幅器を実現する。
【発明の効果】
【００１１】
本発明の差動増幅器を用いることで、消費電流を抑えて、かつ負荷駆動能力が大きい回路を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
以下、本発明の実施の形態を、図面を参照しながら説明する。
【００１３】
（実施の形態１）
図１は本発明の実施の形態１における差動増幅器の構成を示す回路図である。図１において、符号１２は非反転入力端子を、符号１３は第１バイアス入力端子を、符号１４は出力端子を、符号１５は第１の差動回路を、符号１６は第２の差動回路を、符号１７は第１の出力バッファを、符号１８は第２の出力バッファを示す。差動回路１５は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタを差動対とする差動回路であり、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＴｎ１、Ｔｎ２、Ｔｎ３と、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＴｐ１、Ｔｐ２とを含んで構成される。構成は、従来例で示した差動回路２と同じである。出力バッファ１７は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＴｐ３と、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＴｎ４とを含んでおり、従来例で示した出力バッファ３と同じ構成である。差動回路１５の反転入力端子と、出力バッファ１７の出力端子８とを接続し、ボルテージフォロアとして使用する。差動回路１６は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタを差動対とする差動回路であり、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＴｎ５、Ｔｎ６、Ｔｎ７と、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＴｐ４、Ｔｐ５とを含んで構成される。構成は、従来例で示した差動回路２と同じである。出力バッファ１８は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＴｐ６と、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＴｎ８とを含んでおり、従来例で示した出力バッファ３と同じ構成である。差動回路１６の反転入力端子と、出力バッファ１８の出力端子１４とを接続し、ボルテージフォロアとして使用する。出力バッファ１７の電流源となるトランジスタＴｎ４のゲートは、出力バッファ１８の出力端子１４に接続しており、出力バッファ１８の電流源となるトランジスタＴｎ８のゲートは、出力バッファ１７の出力端子８に接続している。差動回路１５の電流源であるトランジスタＴｎ３のゲート端子６と、差動回路１６の電流源であるトランジスタＴｎ７のゲート端子１３とは同電位が与えられる。差動回路１５の非反転入力端子５と差動回路１６の非反転入力端子１２には、差動信号の一方と他方とがそれぞれ入力される。そして、出力バッファ１７の出力端子８と出力バッファ１８の出力端子１４には、差動信号の一方と他方とがそれぞれ出力される。入力端子５の信号をＶＩＮＰ、入力端子１２の信号をＶＩＮＮ、出力端子８の信号をＶＯＵＴＰ、出力端子１４の信号をＶＯＵＴＮとする。
【００１４】
以上のように構成された本実施の形態の差動増幅器について、以下、その動作を説明する。
【００１５】
まず、入力端子５と入力端子１２に差動信号ＶＩＮＰとＶＩＮＮが入力される。入力された信号は、それぞれボルテージフォロアを通ってＶＯＵＴＰとＶＯＵＴＮとして出力される。このとき、出力バッファ１７、１８の電流源であるＮチャネルＭＯＳトランジスタＴｎ４、Ｔｎ８はゲートがそれぞれ反対側の出力端子と接続されているので、反対側の出力電圧が上がると電流値が増え、逆に反対側の出力電圧が下がると電流値が減る可変電流トランジスタとして動作する。
【００１６】
ここで、出力バッファの電流源について考察する。出力バッファ１７において、出力電圧ＶＯＵＴＰが平衡状態の電圧よりも高いときには、電流は出力端子８から流れ出る方向である。すなわち、電流はＶＤＤからＰチャネルＭＯＳトランジスタＴｐ３を介して出力端子８から後段ブロックへ流れる。このとき、トランジスタＴｐ３が許容する限り、電流はいくらでも流れる。出力電圧ＶＯＵＴＰが平衡状態の電圧よりも低いときには、電流は出力端子８から流れ込む方向である。すなわち、電流は電流源であるトランジスタＴｎ４に流れる電流値を上限として、後段ブロックから出力端子８を通って流れ込みＧＮＤへと抜ける。出力電圧ＶＯＵＴＰが低いほど大きい電流を流す必要がある。出力電圧ＶＯＵＴＰが平衡状態の電圧のときは、出力端子８には電流は流れない。
【００１７】
このことから、出力バッファの電流源は出力電圧が平衡電圧よりも下がっているときにだけ電流を流せばよく、出力電圧が平衡電圧よりも上がっているときには電流を流す必要はない。差動信号においては、出力端子８の出力電圧が平衡電圧よりも下がっていて、トランジスタＴｎ４に電流を流す必要があるときには、必ず出力端子１４の出力電圧は平衡電圧よりも上がっている。トランジスタＴｎ４のゲートは出力端子１４に接続されているので、トランジスタＴｎ４に流れる電流が出力端子１４の電圧の上昇と共に増える。このとき、出力端子１４の出力電圧は平衡電圧よりも上がっているので、トランジスタＴｎ８は電流を流す必要がない。トランジスタＴｎ８のゲートは出力端子８に接続されているので、トランジスタＴｎ８に流れる電流が出力端子８の電圧の低下と共に減る。
【００１８】
以上のような動作で、必要なとき必要な箇所にのみ電流を増やし、不要な箇所は電流を減らすことが出来る。この動作により、消費電流を抑えられ、かつ負荷駆動能力を大きくすることが出来る。このときのＶＯＵＴＰ、ＶＯＵＴＮの電圧波形とトランジスタＴｎ４、Ｔｎ８の電流波形を図３に示す。また、このときのＮチャネルＭＯＳトランジスタＴｎ４単体の電圧−電流特性を図４に示す。図４は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタのゲート−ソース間電圧(ＶGS)ごとの、ドレイン−ソース間電圧(ＶDS)とドレイン電流(ＩDS)の関係を示している。ＶGSが大きいほど飽和領域でのＩDSが大きい。出力電圧ＶＯＵＴＰ、ＶＯＵＴＮが１．５Ｖを平衡電圧として、振幅１Ｖの正弦波だとすると、トランジスタＴｎ４のＶGSは０．５Ｖ〜２．５Ｖ、ＶDSは２．５Ｖ〜０．５Ｖで変動する。そのときのＩDSは丸で印した点上を移動する。ＶGS、ＶDSが平衡電圧１．５Ｖから離れている０．５Ｖ、２．５Ｖ付近では、ＩDSの線形性が崩れてくるが、１．５Ｖ付近ではほぼ線形性が保たれている。図４からＩDSは  ０＜ＩDS＜(平衡状態のＩDS)×２  の電流値を取りうることがわかる。
【００１９】
実施の形態１における出力Ｄレンジは
Ｉ(Ｔｎ４)×２×負荷抵抗×２    ・・・  (２)
である。Ｉ(Ｔｎ４)とは、トランジスタＴｎ４に流れる電流であり、負荷抵抗とは、出力端子８に接続される抵抗である。式(１)と比べると、同じＩ(Ｔｎ４)で２倍の出力Ｄレンジを実現していることがわかる。言い換えると、必要な出力Ｄレンジを満たすための出力バッファの電流値が半分でよいことになる。
【００２０】
この回路構成では、出力電圧で直接出力電流を調整するので、応答速度が非常に速いことが特徴である。応答速度が遅いと、瞬間的にみて、出力電圧に対して必要な出力電流値にならない。その場合、上記のように、同じＩ(Ｔｎ４)で２倍の出力Ｄレンジは実現できない。低消費電流の実現には、応答速度が速いことが非常に重要である。
【００２１】
（実施の形態２）
図２は本発明の実施の形態２における差動増幅器の構成を示す回路図である。図２において、符号５、６、８、１２、１３、１４、１５、１６とトランジスタＴｐ１、Ｔｐ２、Ｔｐ３、Ｔｐ４、Ｔｐ５、Ｔｐ６、Ｔｎ１、Ｔｎ２、Ｔｎ３、Ｔｎ５、Ｔｎ６、Ｔｎ７は実施の形態１と同じである。Ｔｎ４、Ｔｎ８は、ゲートとドレインは実施の形態１と等しく接続されているが、ソースの接続が異なる。トランジスタＴｎ４、Ｔｎ８のソースは互いに接続された後、抵抗１９の一端に接続される。抵抗１９の他端は、ＧＮＤに接続されている。
【００２２】
差動増幅器の動作は、実施の形態１と同じである。抵抗１９を挿入することで、トランジスタＴｎ４、Ｔｎ８に流れる電流値が調整できるようになる。また、抵抗１９はトランジスタＴｎ４、Ｔｎ８に流れる電流値がトランジスタＴｎ４、Ｔｎ８のスレッショルド電圧のバラツキにより変動するのを緩和する。
【００２３】
尚、本実施の形態１、２では、差動増幅回路はＮチャネルＭＯＳトランジスタを用いて構成したが、ＰチャネルＭＯＳトランジスタを用いたり、バイポーラトランジスタを用いたりして構成しても良い。また、説明文中にある電源電圧、ＧＮＤは一例であり、その他の任意の電位であっても良い。説明では簡単のため、オペアンプはボルテージフォロアとして用いているが、任意の箇所に抵抗やコンデンサ等の素子を接続、挿入して、増幅器として使用しても同じ動作をする。
【００２４】
以上のように、本実施の形態によれば、消費電流を抑えて、かつ負荷駆動能力が大きい差動増幅器を実現することができる。
【産業上の利用可能性】
【００２５】
本発明の差動増幅器は、低消費電流が要求されるモバイル分野において、消費電流を抑えつつ負荷駆動能力が大きい回路として有用である。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】本発明の実施の形態１におけるバランス型差動増幅器を示す回路図
【図２】本発明の実施の形態２におけるバランス型差動増幅器を示す回路図
【図３】本発明におけるバランス型差動増幅器の出力電圧と、出力バッファの電流値を示す波形図
【図４】ＭＯＳトランジスタの電圧−電流特性を示す図
【図５】従来の差動増幅器を示す回路図
【符号の説明】
【００２７】
１  差動増幅器
２  差動回路
３  出力バッファ
４  反転入力端子
５  非反転入力端子
６  第１バイアス入力端子
７  第２バイアス入力端子
８  出力端子
１２  非反転入力端子
１３  第１バイアス入力端子
１４  出力端子
１５  第１の差動回路
１６  第２の差動回路
１７  第１の出力バッファ
１８  第２の出力バッファ
１９  抵抗
【図１】
2007158656.tif 000003
【図２】
2007158656.tif 000004
【図３】
2007158656.tif 000005
【図４】
2007158656.tif 000006
【図５】
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