(57)【要約】      （修正有）【課題】平均電流消費が削減された受信装置を提供する。【解決手段】有用信号と干渉信号とを含む入力信号を受信する入力部と、上記入力部に結合されるとともに上記入力信号から復調された出力信号を生成し、調整可能な動作点を有する復調器と、上記復調器に結合され、上記出力信号から、上記干渉信号の電力レベルを示す特性値を決定するとともに、上記特性値の関数として上記復調器の動作点を設定する検出器とを備えている受信機。【選択図】図１
2007013984.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
有用信号と干渉信号とを含む入力信号を受信する入力部と、
上記入力部に結合され、上記入力信号から、復調された出力信号を生成する復調器と、
上記復調器に接続され、上記出力信号から、上記干渉信号の電力レベルを示す特性値を決定し、上記干渉信号の電力レベルを示す上記特性値の関数として上記復調器の動作点を設定する検出器とを備えていることを特徴とする受信機。
【請求項２】
上記復調器に結合されて上記出力信号を有用デジタル信号に変換するデータ処理装置であって、上記有用デジタル信号から、上記出力信号の信号品質に関する特性値を決定するように構成されたデータ処理装置を更に備えることを特徴とする、請求項１に記載の受信機。
【請求項３】
上記データ処理装置は上記検出器に接続され、上記検出器は、さらに、上記出力信号の信号品質に関する上記特性値の関数として上記動作点を調整することを特徴とする、請求項２に記載の受信機。
【請求項４】
上記復調器は、共通ゲート構造を有するアンプを備えることを特徴とする、請求項１に記載の受信機。
【請求項５】
上記検出器は、上記出力信号から干渉信号を選択する高域フィルタを備えていることを特徴とする、請求項１に記載の受信機。
【請求項６】
少なくとも２つの受信チャンネルを介して受信を行なうマルチチャンネル受信機に配置されたことを特徴とする請求項１に記載の受信機。
【請求項７】
有用信号と干渉信号とを含む入力信号を受信する入力部と、
上記入力部に結合され、上記入力信号から、復調された出力信号を生成し、調整可能な動作点を有する復調器と、
上記復調器に結合され、上記出力信号から、上記干渉信号の電力レベルを示す特性値を決定し、上記干渉信号の電力レベルを示す上記特性値の関数として、上記復調器の上記動作点を設定する検出器と、
上記復調器に結合されて上記出力信号を有用デジタル信号に変換するデータ処理装置であって、上記有用デジタル信号から上記出力信号の信号品質に関する特性値を求めるように構成されたデータ処理装置とを備え、
上記データ処理装置は上記検出器に結合され、上記検出器は、さらに、上記出力信号の信号品質に関する上記特性値の関数として上記動作点を調整することを特徴とする受信機。
【請求項８】
受信機のダイナミックレンジを調整する方法であって、
有用信号と干渉信号とを示す受信信号を受信し、
上記干渉信号の電力レベルを示す特性値を決定し、
ダイナミックレンジの少なくとも１つの限界値を、上記干渉信号の電力レベルを示す上記特性値の関数として調整することを特徴とする方法。
【発明の詳細な説明】
【発明の詳細な説明】
【０００１】
〔発明の背景〕
本発明は、例えば携帯無線システムに備えられる受信機に関する。
【０００２】
〔図面〕
下記に、本発明による実施の形態を例示し、図面を参照して説明する。
【０００３】
図１は、本発明の一実施の形態による受信機の概略図である。
【０００４】
図２Ａは、本発明の第１実施の形態のダイナミックレンジを調整した場合を示す概略図である。
【０００５】
図２Ｂは、本発明の第２実施の形態のダイナミックレンジを調整した場合を示す概略図である。
【０００６】
図３は、本発明による一実施の形態による受信機の回路図である。
【０００７】
図４は、図３に示す実施の形態における各フィルタ素子のフィルタスペクトルを示す図である。
【０００８】
図５は、本発明の一実施の形態による受信機のアンプを示す図である。
【０００９】
図６Ａは、図５に示すアンプの増幅スペクトルを示す図である。
【００１０】
図６Ｂは、図５に示すアンプのノイズスペクトルを示す図である。
【００１１】
図７は、本発明の他の一実施の形態の回路を示す概略図である。
【００１２】
〔詳細な説明および実施の形態〕
通常、受信機は、受信信号を受信する入力部を備える。受信信号は、例えば、無線信号であり、これによってデータや情報が伝送される。受信信号は、有用信号と干渉信号とからなる。
【００１３】
有用信号は、送信機により送信され、これによりデータや情報の取得が行なわれる。携帯無線システムにおいては、そのような送信機は、例えば、基地局や携帯無線送信機である。ラジオやテレビシステムの場合、送信機は、例えば、地上波テレビ送信機や、衛星送信機である。
【００１４】
干渉信号は、例えば、該受信機の受信の対象外であるデータや情報を送信する送信機により生成されるものである。そのような送信機は、該受信機に対する干渉送信機と称される。干渉信号は、例えば、該受信機に対応する無線受信システムのより離れた隣接チャンネルや、他の無線受信システムに送信されてしまう。また、干渉信号が有用信号に使用される周波数帯に広がることもある。
【００１５】
携帯無線機の中には、受信機に加えて、送信機も備え、送信機により送信信号の送信を行い、受信機により他の送信機からの信号の受信を行なうという構成のものもある。ＵＭＴＳなどのＷ−ＣＤＭＡシステムが例として挙げられる。
【００１６】
受信機は、上記入力部に結合された復調器を備える。該復調器は、入力信号から、復調された出力信号を生成する。このため、復調器は、例えば、入力信号を増幅するアンプ、又は無線周波数の入力信号を低周波数帯の信号に変換、例えば、ベースバンド信号に変換するミキサを備える。
【００１７】
携帯無線システムに上記無線機を使用する場合、無線機には、寸法が最小で軽量であると共に電池が長持ちすることが特に要求される。この要求に応えるために、電池により駆動する受信機には、出来るだけ消費電力を低く抑えることが要求される。低消費電力性は、受信機の特性として、その重要性を増してきている。使用する電池は、エネルギー蓄積密度の点で進歩したが、新しい無線受信システムにおいて高い周波数帯が使用されることと、携帯無線システムのマルチメディアアプリケーションにおける演算の消費電力が膨大に増加したため、殆ど電池が進歩した分だけ消費する電力も増加している。
【００１８】
上記受信機を携帯無線システムに使用する場合には、その他の点にも留意する必要がある。処理する信号のダイナミックレンジに関して、受信機は、最悪の受信状況下においても最小の有用信号さえも適切なＳＮ比によって処理することができるように設計される。これは、特に、干渉送信機からの干渉レベルが非常に高い状況下においても、有用信号を処理することが可能であるということを意味する。このため、受信機は、信号のダイナミックレンジが非常に大きい。
【００１９】
今日殆どの場合に採用される直接変換（ダイレクトコンバージョン）方式または低ＩＦ方式による受信機、例えば世界中で最も広く使用されているＧＳＭ（Global System for Mobile Communication）携帯無線基準による受信機においては、基準によりダイナミックレンジは、およそ８０ｄＢであると定められている。この値は、受信機の能動部の前に配置されたフィルタによっても下げることの出来ない最大干渉信号レベルが−２３ｄＢｍであることと、最小有用信号レベルが−１０２ｄＢｍであることから求められたものである。最小有用信号レベルは、９ｄＢより大きいＳＮ比に対応する。無線による情報送信システムの多くにおいて、同じような状況が見られる。
【００２０】
ダイナミックレンジのダイナミック限界は、以下の量によって制限される。一方、最大感度は、通常、雑音指数によって与えられることにより得られる。雑音指数ＮＦは、受信機の入力のＳＮ比に対して受信機の出力のＳＮ比がどれだけ悪化したかにより求められる。ダイナミックレンジの上限は、いわゆる、圧縮点（ＣＰ）により定められる。圧縮点は、無線システムの仕様により受信機の線形性が得られなくなる入力信号強度を規定する特性値である。特に、いわゆるＣＰ１ｄＢは、有用信号の増幅が、受信機の線形の理想的な増幅から１ｄＢ減少する特性値として定められる。
【００２１】
電力消費を増加させると、受信機の雑音指数ＮＦと圧縮点ＣＰ１ｄＢとの両方が向上するため、広いダイナミックレンジを有する受信機の回路部は、比較的電流を多く消費する、あるいは、電力損失が大きい。無線受信システムのシステム仕様は、有用信号と干渉信号との比が悪い状態であるという場合でも対処できるように決定される。上述したＧＳＭシステムでは、これらの臨界的状況のうちの１つとして、いわゆる超近接（close proximity）が起こった場合が挙げられる。超近接-の場合とは、二つの移動局がお互いに対して１メータ以内の範囲に近づいた場合である。この時、各移動局が別々のネットーワークに所属する、つまり、同期していないと仮定し、それぞれに対応する基地局と各移動局との距離が最大であったとする。これにより、各移動局は、それぞれの感度限界で受信を行い、最大のレベルで送信を行なう。各移動局はお互いと同期していないので、一方の移動局は、受信機として動作している他方の移動局に対して、最大干渉レベルで干渉する干渉送信機である。よって、受信している移動局は、その感度限界において動作する。
【００２２】
一般に、この問題は、常に最悪の状況下で動作することを想定して受信機を動作させることで、解決されている。このため、最悪の状況でも受信機が信頼性高く動作することを保障するように受信機の動作点の設定が決定されるが、この決定を行なう際に、受信機の能動部に提供されうるフィルタ手段と受信機の出力が必要なＳＮ比を考慮しながら、受信機の入力における最悪の干渉―信号比が考慮される。また、受信機の製造時における各パラメータのバラツキも考慮されなければならない。最悪の状況下での要求を満たすため、受信機の電流消費を高くする必要がある。一般に携帯受信機に対する電流の供給は電池の電圧によって行なわれ、よってその供給には限りがあるので、この点は携帯受信機にとって重大な欠点である。
【００２３】
本発明のある実施形態では、平均電流消費が削減された受信装置が提供される。
【００２４】
本発明のある実施形態では、受信装置は、有用信号と干渉信号とを含む入力信号を受信する入力を備えている。上記入力は、入力信号から復調された出力信号を生成する復調器に結合されている。上記復調器は、動作点が調整可能である。上記復調器は検出器に結合されている。この検出器は、干渉信号の電力レベルを表す特性値を出力信号から決定するとともに、上記特性値に応じて復調器の動作点を設定するように組み込まれる。
【００２５】
復調器の動作点を変更することにより、復調器で引き起こされる出力信号の雑音寄与も変化する。動作点の設定に依存して、この雑音寄与は高くなったり低くなったりする。受信装置の電圧源からの電力供給が大きくなると、雑音寄与が低くなるという関係がある。受信装置の電圧源からの電力供給が小さくなると、雑音寄与が高くなるという関係がある。
【００２６】
雑音寄与は、例えば、復調器に備えられた増幅器、あるいは、復調器に備えられた電圧制御発振器で生成される。雑音寄与は、受信装置の雑音指数に直接関連している。受信装置に備えられた検出器は、干渉信号の電力レベルを検出する。電力レベルが、当該受信装置が関わる無線受信システムについて想定される最悪の状況における極限の電力よりも低いならば、すなわち、有用信号が、同時に大きな干渉信号のレベルを伴う、非常に弱いものである場合には、復調器の動作点は、雑音寄与が高くなるような、従って、雑音指数ＮＦが大きくなるように設定される。電圧源からの電力供給を小さくする必要があり、受信装置の電流消費は小さくなる。実際は、大抵の無線受信システムではそのような想定される最悪の状況が起こることは非常にまれであるので、通常は、動作点は電力供給が削減されるように調整される。電圧源からの最大の電力供給は、例えば上記想定される最悪の状況において生じる。一般のアプローチとは対照的に、電流消費の時間平均での顕著な削減が達成される。
【００２７】
本発明のある実施の形態は、ダイナミックレンジが可変である調整型受信機を提供するものである。このような受信機においては、上記動作点はＳＮ比の関数として調整される。ダイナミックレンジが調整可能であるので、上記のような受信機では、常に最悪の状態下での要求に合わせた設定である従来の装置の受信機と比較して、受信機全体における電力消費を時間的に平均して顕著に低くすることができる。本発明によれば、ＳＮ比または干渉電力がモニタされる。受信機は、省電流モードから最大ダイナミックレンジへと可逆的に移ることができる。本発明は、復調器の動作点が、システムによって要求されるＳＮ比の関数として調整されるという構成であってもよい。
【００２８】
上記受信機は、復調器に接続されたデータ処理装置を備えていてもよい。該データ処理装置は、出力信号を有用デジタル信号に変換するのに適しており、有用デジタル信号から、出力信号の信号品質を示す第２の特性値を求めるように構成されている。
【００２９】
これにより、入力信号から第２の特性値を求めることが可能になり、受信機が、この第２の特性値により、受信した有用信号がどの程度良好であるのかを特定することができるという効果を奏する。
【００３０】
本発明は、また、上記データ処理装置が上記検出器に接続されていてもよい。検出器は、動作点が、信号品質を示す第２の特性値の関数としても調整可能であるように構成される。圧縮点ＣＰの他に、受信機の雑音指数もまた受信機において調整することができるという効果を奏する。これにより受信機の電流消費はさらに低減される。上記データ処理装置は、上記第２特性値として、ビット誤り率（ＢＥＲ）や変調精度（Error Vector Magnitude (ＥＶＭ)）等の、信号の品質を示す値を求め、ノイズの影響および/または干渉電力をモニタする。雑音指数と圧縮点とを同時に使用する構成とすることで、電流消費が低くなる可能性が高くなる。これは、一般的な受信された有用信号レベルが、受信機の感度の限界よりはるかに高いのと、それによりＳＮ比が要求される最小のシステム値よりもはるかに高いものであるからである。
【００３１】
本発明は、上記復調器が、共通ゲート構造を有するアンプを備えるという構成であってもよい。共通ゲート構造は、供給電圧の無信号時の電流に大きな変化が生じても増幅に殆ど影響がないという利点を有する。これは、共通ゲート構造における増幅は、主に、負荷インピーダンスと電源インピーダンスとの比率の結果であるからである。
【００３２】
本発明は、上記検出器が、出力信号から干渉信号を選出する高域フィルタを備えるという構成であってもよい。
【００３３】
高域フィルタは、干渉スペクトルの電力スペクトル密度から、関係する干渉電力を抜き出す濾波を行なうのに適している。干渉電力により、干渉信号の電力レベルが求められる。
【００３４】
本発明による受信装置は、少なくとも２つの受信チャンネルで受信を行なうマルチチャンネル受信装置に備えられていてもよい。受信路を複数有するマルチチャンネル受信機では、電流が複数回流れるので、マルチチャンネル受信機に上記受信機を使用することは特に有効である。この構成により、単一の受信路においても、また、全ての受信路においても電流消費を大幅に減らすことができ、これにより、マルチチャンネル受信機の全電流消費は減少する。
【００３５】
図１は、本発明の一実施の形態による受信機を示す概略図である。
【００３６】
本受信機は、無線信号を受信するアンテナ１００を備える。アンテナ１００は、入力信号としての無線信号を受信する入力部の一例である。無線信号は、図１に図示されていない送信機により送信されたものであり、無線チャンネルを介して有用データを送信するのに利用される。無線チャンネルの妨害により、無線信号には干渉信号が重畳している。その結果、アンテナ１００により得られる入力信号は有用信号と干渉信号とを含む。
【００３７】
アンテナ１００は、復調器１０１に結合されている。復調器１０１は、アンテナ１００からの入力信号を処理するものである。復調器１０１は、入力信号を増幅し、入力信号を、高周波の無線信号から低周波の、例えば、ベースバンドまたは低ＩＦ信号に変換する。この様にして復調器１０１は、入力信号から復調出力信号を生成する。復調器１０１は、またアナログフロントエンドともＡＦＥとも称される。
【００３８】
復調器１０１は、データ処理装置として設計されたベースバンド処理装置１０２に接続されている。ベースバンド処理装置１０２は、受信した有用信号から有用デジタルデータを生成するために使用される。無線信号を介して送信された情報が、この有用デジタルデータから再構築、または、処理される。有用デジタルデータまたは情報を提供するため、ベースバンド処理装置１０２には出力端１０３が設けられている。
【００３９】
復調器１０１とベースバンド処理装置１０２は、受信装置に備えられている検出器１０４に、別々に接続されている。検出器１０４には、復調器１０１の復調出力信号が供給される。検出器１０４は、復調出力信号から、干渉信号の電力レベルを求める。電力レベルの関数として、復調器１０１の動作点が検出器１０４により設定される。動作点を設定することにより、復調器１０１のダイナミックレンジが決定される。動作点により、復調器１０１の電流消費も決定される。ダイナミックレンジを狭く設定するほど、復調器１０１の電流消費が小さくなる。
【００４０】
検出器１０４には、また、ベースバンド処理装置１０２により無線チャンネルの信号品質についての情報が供給される。このチャンネル情報は、例えば、有用チャンネルの信号品質に関する情報を提供する特性値により求められる。そのような特性値の例としては、ビット誤り率（ＢＥＲ）や、変調精度（ＥＶＭ：error vector magnitude）が挙げられる。有用信号の一般的な受信電力レベルは、受信機の感度限界よりはるかに高いので、復調器１０１の電流消費を、チャンネル情報の関数として、さらに減少させることができる。復調器１０１の電圧源の無信号時の電流は、受信機のノイズ特性に影響を及ぼすが、復調器１０１の電流消費の減少により、この無信号時の電流を減らすことができる。無信号時の電流の例としては、復調器１０１のミキサ素子の電圧源の電流が挙げられる。しかし、アンプ、発振器などのほかの構成素子も復調器１０１のノイズ源である。
【００４１】
図２Ａは、本発明の第１の実施の形態におけるダイナミックレンジの調整を示す概略図である。横軸２０２上の時間に対して、縦軸２０１にダイナミックレンジをプロットしたものを示す。上側では、ダイナミックレンジは、最大限界値２０３により制限される。最大限界値２０３は、最悪の状況を想定して、圧縮点ＣＰ１ｄＢにより求められる。下側では、ダイナミックレンジは、最小限界値２０４により限定される。下限値２０４は、要求される感度仕様に適合する雑音指数ＮＦにより求められる。
【００４２】
図２Ａは、両方のダイナミック限定が調整可能な状態を示す。第１期間２０５では、干渉信号の電力レベルは高い。よって、ダイナミック上限値は高く設定され、ダイナミック下限値も受信機の感度の限界値近くに設定される。ダイナミック上下限値は、最大限界値２０３と最小限界値２０４とにより規定されるダイナミック範囲内でなくてはならない。第２期間２０６では、第１期間２０５と比較して干渉信号の電力が低いので狭いダイナミックレンジを選択することができる。これを行なうため、受信機の圧縮点と雑音指数との両方をシフトさせる。各値は、それぞれ限界値２０３および２０４から離れる方向にシフトされる。この範囲では、受信機に対して、特に高い電流消費の減少能力が発揮される。第３期間２０７では、例えば、有用信号の電力の低下等によりもたらされるＳＮ比の悪化のために、受信機の感度を上げる必要があることから、受信機の雑音指数は、再び最小限界値２０４に近づくようにシフトされる。
【００４３】
図２Ｂは、本発明の第２の実施の形態によるダイナミックレンジの調整を示す概略図である。図２Ｂに示すシーケンスと図２Ａに示すシーケンスとの違いは数箇所のみであるので、図２Ａと違う箇所以外は、同じ参照符号を図２Ｂにおいても選定している。
【００４４】
図２Ｂでは、受信機の圧縮点ＣＰ１ｄＢのみを調整している。同時に、受信機の雑音指数が、システムによって要求される感度仕様に対応するものであることを確保している。第４期間２０８では、干渉信号の電力が若干増加しており、圧縮点を特定の値に選択しなければならない。続く第５期間２０９では、干渉電力は若干低いので、受信機の圧縮点を低くすることができる。これにより受信機の電力消費を減少させることができる。第６期間２１０では、干渉信号の電力レベルは高いので、圧縮点は最大限界値２０３に近いものとなる。図２Ｂに示すシーケンスが、図２Ａに示すシーケンスと、特に異なる点は、受信機の雑音指数を調整していない点である。よって、ベースバンド処理装置によりチャンネル情報を検出器ユニットに供給する必要がない。結果、ベースバンド処理装置により供給されるチャンネル情報から信号品質を求めるデジタル信号処理が不要になり、受信機の回路全体の単純化を図ることができる。デジタル信号処理を行なうと、チャンネルの品質に関する情報は、時間的に遅れてしまう。
【００４５】
図３は、本発明の一実施の形態による受信機の回路図である。本受信機は、図３に図示しない送信機により送信された無線信号を受信するアンテナ３００を備える。無線信号は、有用信号と干渉信号とからなる。アンテナ３００は、帯域フィルタ３０１に接続されている。帯域フィルタ３０１は、例えばＧＳＭの場合、９２５−９６０ＭＨｚである送信チャンネルまたは送信帯域を選択するために使用される。無線信号の信号コンポーネントで、送信チャンネル外にあり望まれていないものは、帯域フィルタ３０１によって、無線信号から除かれる。これにより入力信号を送信チャンネルの帯域に制限することができる。
【００４６】
帯域フィルタ３０１は、復調器３０２に接続されている。ここに例示する実施の形態では、復調器３０２は、アンプ３０３とミキサ素子３０４とを含む。復調器３０２と、可能であればそれに続く段からのノイズの影響を、信号を処理している間、出来るだけ小さいものにするために、アンプ３０３は、例えば、低雑音アンプ（ＬＮＡ）構造を有している。
【００４７】
入力信号を受け取るため、アンプ３０３の入力部は、帯域フィルタ３０１に接続されている。入力信号は、アンプ３０３により増幅され、出力端から中間信号として出力される。アンプ３０３の出力部は、ミキサ素子３０４の第１入力部に接続されている。ミキサ素子３０４の第２入力部３０５は、局部発振器（ＬＯ）の周波数信号を受け取る。ＬＯとして、電圧制御発振器（ＶＣＯ）を使用して周波数信号の生成を行なってもよい。これを行なうため、ＶＣＯの制御を、例えば、位相同期ループ（ＰＬＬ）にて行い、所望の周波数信号を生成するとしてもよい。
【００４８】
ミキサ素子３０４は、中間信号と周波数信号とを混合することにより、中間信号を送信チャンネルの周波数からシフトして、ベースバンド信号にする。これは、送信チャンネルの搬送波周波数を中間周波数信号に変換する処理に対応する。中間周波数は、通常、ベースバンド、つまり、０Ｈｚまたは０Ｈｚに近い周波数に対応する。送信チャンネルの搬送波周波数は、一定、つまり、時間に対して固定されていてもよいが、例えば、いわゆる周波数ホッピング法の場合などのように、時間に対して変化するものであってもよい。
【００４９】
中間信号と周波数信号との混合を行なうことで、ミキサ素子３０４は、同相のベースバンド信号と直交位相のベースバンド信号とを生成する。よって、上記受信装置は、例えば、ＧＳＭやＵＭＴＳなどの携帯無線システムにおいて使用された場合に、同相に変調された有効信号や直交位相に変調された有効信号を受信するのに好適である。ここで示す受信機の構成は、受信機の直接変換（ダイレクトコンバージョン）構成に対応する。
【００５０】
同相ベース信号は同相出力部３０６に供給され、直交位相信号は直交位相出力部３０７に供給される。同相出力部３０６と直交位相出力部３０７とは、検出器３０８に接続されている。この接続を行うために、同相入力部３０６は、検出器３０８に備えられた第１高域フィルタ３０９に接続されている。第１高域フィルタ３０９は、同相ベースバンド信号の有用データコンポーネントのスペクトルの外にある信号を選択する。選択された信号は、第１ダイオード３１０に供給される。第１ダイオード３１０の入力部は、第１高域フィルタ３０９に接続されており、出力部は、検出器３０８の信号処理装置３１１に接続されている。
【００５１】
第１高域フィルタ３０９により選択された信号により、信号処理装置３１１は、受信信号の干渉信号コンポーネントの電力を求める。直交位相出力部３０７が、第２高域フィルタ３１２と第２ダイオード３１３とを介して信号処理装置３１１に接続されている第２の分路においても同様にして電力が求められる。信号処理装置３１１は、アンプ３０３とミキサ素子３０４とに結合しており、どちらの場合でも、動作点の調整を行なう。アンプ３０３および/またはミキサ素子３０４の動作点の切り替えは、閾値検出器を使用して行なわれる。干渉信号の電力レベルが閾値を下回ると、閾値検出器は、復調器３０２の対応する構成素子を省電流モードにし、干渉信号の電力レベルが閾値を上回ると、例えば、通常電流モード若しくは最大電流モードにする。干渉信号の電力レベルを求める際には、アナログベースバンドにおける帯域フィルタ３０１の伝達関数ＨＰＦ（ｆ）と第１高域フィルタ３０９の伝達関数ＨHＦ（ｆ）とにより、信号が、受信機の全受信機回路ですでに選択されていることを考慮にいれる。よって、両方のフィルタ素子は、干渉スペクトルの電力スペクトル密度Ｌｍ（Ｆ）から、干渉信号の適切な電力レベルを選択する。自身の無線受信システムの外にある無線システムのより離れて隣接するチャンネルにある非常に大きい干渉信号と、自身のシステム内にある送信周波数とは、ブロッキング信号または単にブロッカーと称される。名前が示すように、非常に大きな干渉信号は、信号処理部の段をオーバードライブすることにより、受信機自身の非常に弱い有用信号を弱め、非常に高い干渉レベルによって「ブロック」する。下記において、干渉信号の電力スペクトルは、ブロッカースペクトルとも称される。
【００５２】
検出器３０６により求められたブロッカースペクトルの電力レベルは、下記の式により求められる。
【００５３】
【数１】
2007013984.tif 000003
【００５４】
ここで、ｆは受信信号の周波数の、有用周波数からの周波数オフセットを示す。ＢＰＦは、帯域フィルタ３０１の帯域幅を示す。
【００５５】
一般に、出力信号の同相ベースバンド成分か直交位相ベースバンド成分から電力レベルを測定すれば十分であるが、図３に示すように両方の成分を使って、式（Ｉ２+Ｑ２）１/２から電力レベルを求めることもできる。信号処理装置３１１に大きな帯域幅を有する乗算器を備えることが重要である。例えば、帯域自乗器（乗算器）として、ＤＥ１０１  ３４  ７５４  Ａ１に記載されている乗算回路を使用することができる。
【００５６】
図３に示す回路では、アンプ３０３の出力部が接続線３１４を介して第３ダイオード３１５に接続されており、また信号処理装置３１１にも接続されている。これにより、アンプ３０３の出力部における無線周波数信号電力を求めるもう１つの検出器を形成している。これにより、オーバードライブが生じたときに、受信機のアンプ３０３を省電力モードから通常モードに確実に切替を行なうことができることを保障する。このようなアンプ３０３のオーバードライブは、ベースバンド信号のブロッカー電力の測定を不正確なものにする。
【００５７】
図４に、図３に示す各フィルタ素子のフィルタスペクトルを示す。
【００５８】
このために、電力スペクトルは、縦軸４０１上にとるフィルタの抑制スペクトルとして規定される。電力スペクトルを、横軸４０２上の周波数帯域に対してプロットする。周波数帯域の中心は、搬送波周波数ｆ０である。
【００５９】
曲線４０３は、図３に示す帯域フィルタ３０１の減衰特性を示し、曲線４０４は、図３に示す高域フィルタの１つの減衰特性を示す。
【００６０】
図５に、本発明の一実施の形態による受信機のアンプを示す。このアンプは差動アンプとして構成されており、入力信号を受け取る第１入力部５０１と、反転入力信号を受け取る第２入力部５０２とを備えている。第１入力部５０１は、第１トランジスタ５０３のソース−ドレインパスを介して第１出力部５０４に接続されている。第２入力部５０２は、第２トランジスタ５０５のソース−ドレインパスを介して第２出力部５０６に接続されている。
【００６１】
第１トランジスタ５０３のゲート端子と第２トランジスタ５０５のゲート端子とはバイアス入力部５０７に接続されている。アンプに電力を供給するために、電力供給端子５０８が設けられている。電力供給端子５０８は、ダイオード接続された第３トランジスタ５０９を介して第１インピーダンスのセンタータップに接続されている。第１インピーダンスの入力部は、第１トランジスタ５０３のドレイン端子と第１出力部５０４との間に接続されている。第１インピーダンス５１０の出力は、第２トランジスタ５０５のドレイン端子と第２出力部５０６とに接続されている。容量５１１が第１インピーダンス５１０と並列に接続されている。第１インピーダンス５１０と第１容量５１１とにより、アンプの出力インピーダンスが得られる。
【００６２】
第１トランジスタ５０３のソース端子と第１入力部５０１とは、第２インピーダンス５１２の入力部に接続されている。第２インピーダンス５１２の出力部は、第２入力部５０２と第２トランジスタ５０５のソース端子とに接続されている。第２容量５１３は、第２インピーダンス５１２に並列に接続されている。グランド端子５１４は、第２インピーダンス５１２のセンタータップに接続されている。第２インピーダンス５１２と第２容量５１３とにより、アンプの入力インピーダンスが規定される。
【００６３】
ここに示すアンプは、いわゆる、共通ゲート構造である。共通ゲート構造は、零入力電流に大きな変化が起こっても、増幅度に殆ど変化が生じないという利点を有する。これは、共通ゲート構造による増幅は、負荷インピーダンスとアンプにおける電源インピーダンスとの比によって本質的に決定されるからである。アンプの動作点は、バイアス端子５０７を介して変化する。バイアスが大きくなると、アンプに流れる電流は小さくなり、その結果全体の電流消費が小さくなる。
【００６４】
図６Ａに、図５に示すアンプの増幅スペクトルを示す。これのために、増幅の利得を縦軸上においてｄＢでプロットしてある。これは、横軸上の周波数の関数として示されている。この例では、増幅スペクトルはＷＬＡＮシステムについてのものであり、周波数の単位はＧＨｚである。曲線６０１は電流消費が最大５ｍＡのときの増幅の利得と周波数との関係を示し、曲線６０２は、電流消費が最大１２ｍＡのときの増幅の利得と周波数との関係を示す。よって、曲線６０２は、省電力モードを示す。許容される最大電流が変化しても、それとは無関係にアンプの増幅には殆ど変化がないのがわかる。
【００６５】
図６Ｂに図５に示すアンプのノイズスペクトルを示す。これのために、横軸にとった周波数に対して縦軸に雑音指数をプロットしてある。図６Ａに示すように、これは、ＷＬＡＮシステムの例であり、周波数の単位はＧＨｚである。曲線６０３は、最大電流が５ｍＡである場合の雑音指数を表し、曲線６０４は、最大電流が１．２５ｍＡである場合の雑音指数を表す。特に中心周波数５．５ＧＨｚにおいて、電流消費の低下に関わらず雑音指数に殆ど変化が見られないのがわかる。ここで示す例では、アンプの利得を常に大きく保った状態で受信機全体の雑音指数が少しだけ変化した結果、およそ１．５ｄＢの変化となっている。感度は、システムに要求される約１０ｄＢの受信機雑音指数より明らかに低いままに保たれる。
【００６６】
図７は、本発明の他の一実施の形態による回路を示す概略図である。図７に示す受信機は、例えば２４ＧＨｚの搬送波周波数で信号を受信することができる第１入力部７０１を有する。第１入力部７０１で受信された入力信号は、第１アンプ７０２により増幅され、第２アンプ７０３に送られる。第２アンプ７０３の出力部は、第１ミキサ素子７０４に接続されている。第２アンプ７０３の出力信号は、第１電圧制御発振器７０５により生成された第１周波数信号と混合される。第１電圧制御発振器７０５により生成される第１周波数信号は、第１位相同期ループ７０６により規定される。このようにして中間周波数にダウンコンバートされて得られた中間周波数信号は、第１ミキサ素子７０４の出力部から出力される。中間周波数信号は、約５ＧＨｚの搬送波周波数である。第１ミキサ素子７０４の出力部は、帯域フィルタ７０７の入力部に接続されている。また、第２入力信号用の第２入力部７０８は、帯域フィルタ７０７の入力部に接続されている。このようにして、２４ＧＨｚの帯域の入力信号と５ＧＨｚの帯域の入力信号とを受信機に入力することができる。
【００６７】
帯域フィルタ７０７の出力部は、第３アンプ７０９と、第３アンプ７０９に直列接続された第４アンプ７１０とに接続されている。第４アンプ７１０の信号出力部は、第２ミキサ素子７１１の入力部に接続されている。該信号出力部は、第３ミキサ素子７１２の入力部にも接続されている。第２ミキサ素子７１１と第３ミキサ素子７１２とはいずれも、それぞれの第２入力部を介して周波数分割器７１３に接続されている。該周波数分割器７１３を介して、第２電圧制御発振器７１４の周波数信号が第２ミキサ素子７１１と第３ミキサ素子７１２とに供給される。第２電圧制御発振器７１４は、第２位相同期ループ７１５により制御されている。第２ミキサ素子７１１の出力信号は、第２ミキサ素子７１１に直列に接続された第１低域フィルタ７１６と第２低域フィルタ７１７とを介して、同相出力部７１９に位置する第５アンプに結合している。第３ミキサ素子７１２の出力部は、第３ミキサ素子７１２に直列接続された第３低域フィルタ７２０と第４低域フィルタ７２１とを介して、第６アンプ７２２および直交位相出力７２２に結合している。この回路構造は、異なる周波数で送信された受信信号の処理に好適である。
【００６８】
ダイナミックレンジの調整は、第１アンプ７０２、第２アンプ７０３、第４アンプ７１０に接続された検出器７２４により行われる。検出器７２４は、その都度動作点を調整する。それぞれのアンプが、動作点を、同相出力部７１９または直交位相出力部７２３を介して受信機から出力される信号の関数として、調整する。これによりブロッカースペクトルの電力を、図３に示す構成と同じように求めることができる。
【００６９】
下記に、本発明を例示的に要約する。本発明の基本的概念は、ブロッカースペクトルのＳＮ比および/または電力をモニタすることである。信号とノイズとを直接測定する代わりに、有用チャンネルの信号品質をＢＥＲ値またはＥＶＭ値などの情報値により求めることが好ましい。受信機のダイナミックレンジは、モニタされた量の関数として調整される。
【００７０】
本発明は、例えば、ノイズ限界と、大きな信号に対応できる能力または圧縮点ＣＰの調整とを行なうか、圧縮点ＣＰの調整を行なう一方、システムが要求する感度仕様に適合する受信機雑音指数を得ることを保障するか、という２つの選択肢を提案する。これは、受信機における信号の劣化による様々な影響を考慮したものである。考慮される影響の例としては、ブロッカー信号により引き起こされる小さい有用信号の相互ミキシングや増幅の損失が挙げられる。相互ミキシングは、局部発振器の信号が入力信号に重畳した場合に起こる。相互ミキシングが起っている間、局部発振器の位相ノイズが干渉信号に伝達される。その結果、干渉信号のスペクトルが、変換された有用信号のスペクトルにまで広がる。これにより、有用帯域の雑音電力が高くなり、または、受信機の雑音指数ＮＰが悪化する。例えば、いわゆる、ＭＩＭＯ（Multiple In Multiple Out）概念などの将来の受信機の概念では、多数の受信路が同時に処理されるので、本発明はより重要になってくる。同様に、スマートアンテナという概念などのマルチチャンネルフロントエンド（Multi Channel Front End）を備える受信システムに対してこの発明は効果的である。従来のシステム、すなわち、いわゆるＳＩＳＯ（Single In Single Out 構造）システムにおいても、本発明は受信機に流れる電流を低減することができ、非常に好ましいものである。
【００７１】
もちろん、本発明による受信機は無線送信システムでも有線送信システムにおいても使用可能である。
【００７２】
上記の説明は、単に例示と説明とを目的としたものであり、本発明を網羅するものではなく、なんら本発明をここに開示されたものに限定するものではない。また、ここに教示された内容を鑑みて本発明を修正したり変更したりすることが可能なことは明らかであろう。上記に説明された実施の形態は本発明の原理と実際の応用とを説明するのに最も良いものとして選択されたものであり、これにより、当業者は本発明を適宜様々な形態やさまざまな変更を加えて実施することができる。本発明の範囲は、ここに添付された請求項の範囲によってのみ画定される。
【図面の簡単な説明】
【００７３】
【図１】本発明の一実施の形態による受信機の概略図である。
【図２Ａ】本発明の第１実施の形態のダイナミックレンジを調整した場合を示す概略図である。
【図２Ｂ】本発明の第２実施の形態のダイナミックレンジを調整した場合を示す概略図である。
【図３】本発明による一実施の形態による受信機の回路図である。
【図４】図３に示す実施の形態における各フィルタ素子のフィルタスペクトルを示す図である。
【図５】本発明の一実施の形態による受信機のアンプを示す図である。
【図６Ａ】図５に示すアンプの増幅スペクトルを示す図である。
【図６Ｂ】図５に示すアンプのノイズスペクトルを示す図である。
【図７】本発明の他の一実施の形態の回路を示す概略図である。
【図１】
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【図２Ａ】
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【図２Ｂ】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６Ａ】
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【図６Ｂ】
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【図７】
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【外国語明細書】
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