(57)【要約】【課題】負荷の大小に関わらず周波数不定動作とならない電源回路を提供する。【解決手段】出力電圧ＶＤＤ２が目標電圧を超えると、スイッチＳ５、Ｓ６の切り替え動作により、チャージポンプ１０の入力電源が第１の電源１１から第２の電源としてのコンデンサＣｏ２に切り替わる。コンデンサＣｏ２は、出力電圧ＶＤＤ２が目標電圧を超えるまでは第１の電源１１で充電され、目標電圧を超えると出力電圧ＶＤＤ２から抵抗Ｒ１０、Ｒ２１、Ｒ２２により分圧した電圧（出力電圧ＶＤＤ２の２分の１）をバッファ１２により出力したもので充電される。スイッチＳ１〜Ｓ４は、クロック信号ＣＬＫ１にのみ同期して一定周波数でオン、オフをするため、チップ上でノイズ源となることもなく隣接する素子、配線の誤動作を誘発することを防止できる。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定倍数で入力電圧を昇圧する昇圧回路を含み、第１の電源の電圧の所定倍数以下の目標電圧を出力する電源回路であって、
前記目標電圧がある幅を持ち、出力電圧が目標電圧の上限を上回る時に、昇圧回路の入力電源を前記第１の電源と別の第２の電源に切り替えることを特徴とする電源回路。
【請求項２】
前記第２の電源の電圧が前記第１の電源電圧以下であり、前記第２の電源の電源容量が前記第１の電源電圧の電源容量より小さいことを特徴とする請求項１記載の電源回路。
【請求項３】
前記第２の電源の電圧を、前記昇圧回路の所定倍数で出力した時に前記目標電圧の上限を超えない値に設定することを特徴とする請求項１記載の電源回路。
【請求項４】
前記昇圧回路の所定倍数をＮ、目標電圧の上限をＶとした時、前記第２の電源の電圧Ｖ２を、Ｖ２≦Ｖ／Ｎとすることを特徴とする請求項３記載の電源回路。
【請求項５】
前記第２の電源としてコンデンサを使用することを特徴とする請求項１記載の電源回路。
【請求項６】
前記コンデンサを、前記昇圧回路の出力で充電することを特徴とする請求項５記載の電源回路。
【請求項７】
前記コンデンサを、前記昇圧回路から抵抗分圧した電圧をバッファ出力
したもので充電することを特徴とする請求項６記載の電源回路。
【請求項８】
前記コンデンサを、前記昇圧回路から容量分圧した電圧で充電すること
を特徴とする請求項６記載の電源回路。
【請求項９】
前記コンデンサを、前記昇圧回路から容量分圧した電圧のバッファ出力
で充電することを特徴とする請求項６記載の電源回路。
【請求項１０】
クロック信号と常に同一周波数で動作する整数倍昇圧のチャージポンプを含み、第１の電源をチャージポンプの入力電源として第１の電源の電圧と前記整数の積で得られる電圧以下の目標電圧を出力する電源回路であって、
前記目標電圧がある幅を持ち、出力電圧が目標電圧の上限を超えてから目標電圧下限を下回るまで、前記チャージポンプの入力電源を出力電圧と前記整数の逆数の積で得られる電圧を出力する第２の電源に切り替えることを特徴とする電源回路。
【請求項１１】
前記第２の電源としてコンデンサを使用することを特徴とする請求項１０記載の電源回路。
【請求項１２】
前記コンデンサを、前記チャージポンプから抵抗分圧した電圧をバッファ出力
したもので充電することを特徴とする請求項１１記載の電源回路。
【請求項１３】
前記コンデンサを、前記チャージポンプから容量分圧した電圧で充電すること
を特徴とする請求項１１記載の電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は昇圧回路を含む電源回路に関し、特に携帯機器の表示装置を駆動するドライバＩＣ等に内蔵されるのに好適な電源回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話、携帯情報端末（ＰＤＡ：Personal Digital Assistants）などの携帯情報機器の表示装置は、消費電力低減のために低い電源電圧で動作するように構成されているが、一方、処理した情報を表示する表示パネルは当該電源電圧よりも高い電圧を必要とする場合がよくある。そのために、表示パネルを駆動する回路においては、電源電圧を昇圧して必要な駆動電圧を発生する電源回路を内蔵させていることが一般的である。
【０００３】
係る電源回路の一例が特許文献１に示されている。その要部を図３に示す。この電源回路２００はチャージポンプ型で、図３に示すように、スイッチＳ１〜Ｓ４及びコンデンサＣ１で構成され、第１の電源１１（電圧をＶＤＤとする）を入力電源とする２倍昇圧のチャージポンプ１０と、このチャージポンプ１０の出力電圧ＶＤＤ２を平滑化するための平滑コンデンサＣｏ１とを有する。
【０００４】
そして、出力電圧ＶＤＤ２を抵抗分圧する分圧抵抗Ｒ１、Ｒ２と、その接続点(電圧をＣＯＭＩＮとする)を反転入力に接続し、安定化電源２３（電圧をＶＲＥＦとする）を非反転入力に接続したヒステリシス特性を有するコンパレータ２４とを有する。
【０００５】
さらに、コンパレータ２４の出力(電圧をＣＯＭＯＵＴとする)と発振器ＯＳＣからのクロック信号ＣＬＫ１とを入力とするＡＮＤゲート２０と、ＡＮＤゲート２０の出力を反転するＮＯＴゲート２６と、ＡＮＤゲート２０の出力及びＮＯＴゲート２６の出力をレベルシフトして得られるクロック信号ＣＬＫ１Ａ及びクロック信号ＣＬＫ１Ｂを発生するレベルシフト回路ＬＳ１とを有する。
【０００６】
次に、従来の電源回路２００の昇圧動作について説明する。スイッチＳ１、Ｓ２は、クロック信号ＣＬＫ１ＢがＨレベルでオンとなり、スイッチＳ３、Ｓ４は、クロック信号ＣＬＫ１ＡがＨレベルでオンとなる。ＡＮＤゲート２０の出力がＬレベルの時、チャージポンプ１０は充電状態（スイッチＳ１，Ｓ２がオン、スイッチＳ３，Ｓ４がオフとなりコンデンサＣ１が充電状態）になる。ＡＮＤゲート２０の出力がＨレベルの時、チャージポンプ１０は放電状態（スイッチＳ１，Ｓ２がオフ、スイッチＳ３，Ｓ４がオンとなりコンデンサＣ１が放電状態）になる。このコンデンサＣ１の充電・放電動作のくり返しによって、電源回路２００の出力電圧ＶＤＤ２が電源電圧ＶＤＤの２倍の電圧に向かって昇圧していく。
【０００７】
出力電圧ＶＤＤ２の昇圧目標電圧は、電源電圧ＶＤＤの２倍より低い電圧で、
（（Ｒ１／Ｒ２）＋１）×ＶＲＥＦで設定される。例えば、目標電圧を５．５Ｖとする場合、ＶＲＥＦ＝２．７５ＶであればＲ１＝Ｒ２と設定すればよい。出力電圧ＶＤＤ２が目標電圧に到達した時、ＣＯＭＩＮ>ＶＲＥＦとなりコンパレータ２４の出力電圧ＣＯＭＯＵＴがＨレベルからＬレベルとなる。これにより同時にＡＮＤゲート２０の出力もＬに変化し、チャージポンプ１０は昇圧動作を停止し充電状態になる。この状態がパルススキップ状態である。
【０００８】
出力電圧ＶＤＤ２が目標電圧を下回る時、ＣＯＭＩＮ<ＶＲＥＦとなりコンパレータ２４の出力電圧ＣＯＭＯＵＴがＬレベルからＨレベルとなる。出力電圧ＣＯＭＯＵＴがＨレベルのため、クロック信号ＣＬＫ１はそのままＡＮＤゲート２０の出力となる。これにより、レベルシフトされたクロック信号ＣＬＫ１Ａ，ＣＬＫ１ＢによるスイッチＳ１〜Ｓ４のスイッチング動作が再開し、コンデンサＣ１の充電・放電動作がくり返され再度出力電圧ＶＤＤ２が目標電圧に向かって昇圧していく。
【０００９】
上記の動作を要約すると、パルススキップ動作は、電源電圧ＶＤＤの２倍に昇圧しようとするチャージポンプ１０を、負帰還によりスイッチＳ１〜Ｓ４を動作させるクロック信号ＣＬＫ１Ａ，ＣＬＫ１Ｂで制御し、電源電圧ＶＤＤの２倍より低い目標電圧に到達後は昇圧を止めて出力電圧ＶＤＤ２を所定範囲に調整する動作である。
【特許文献１】特許第３４８７５８１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
図４（ａ）は、従来の電源回路２００のパルススキップ状態の動作波形図である。図４（ａ）のスイッチＳ１〜Ｓ４の波形に見られるように、出力電圧ＶＤＤ２の出力電圧の低下曲線によってスイッチＳ１〜Ｓ４オン、オフ周期はクロック信号ＣＬＫ１に対し周波数不定となる。言い換えると出力電圧ＶＤＤ２の負荷電流は一定でないため、出力電圧ＶＤＤ２の低下曲線の傾きも一定でない。そのためスイッチＳ１〜Ｓ４のオン、オフ周期も一定にならない。一方、スイッチＳ１〜Ｓ４には、コンデンサＣ１を充・放電させる電流が過渡的に流れるので、スイッチＳ１〜Ｓ４は低インピーダンスにする必要がある。この為、チップレイアウト内ではスイッチＳ１〜Ｓ４は非常にサイズが大きい。このためスイッチＳ１〜Ｓ４を駆動する電流とその導通電流のピーク値が大きくなる。この巨大なスイッチＳ１〜Ｓ４の周波数不定動作がチップ上でノイズ源となり、隣接する素子や回路の誤動作や特性劣化を誘発させるおそれがあった。例えば、出力電圧ＶＤＤ２をレギュレータにて安定化させ別の回路で利用する場合、周波数不定動作によりリップル除去率が良好な設計周波数帯からノイズ或いはリップルの周波数が外れるため、レギュレータのリップル除去率の周波数特性によっては十分にリップルを除去することができなかった。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明の電源回路は、所定倍数で入力電圧を昇圧する昇圧回路を含み、第１の電源の電圧の所定倍数以下の目標電圧を出力する電源回路であって、前記目標電圧がある幅を持ち、出力電圧が目標電圧の上限を上回る時に、昇圧回路の入力電源を前記第１の電源と別の第２の電源に切り替えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、チャージポンプのスイッチを制御する制御信号がクロック信号と常に同一周波数であるため、負荷の大小に関わらず全てのスイッチを決まった周波数で動作させ続け、周波数不定の動作に至らないため、ノイズの発生を防止できる。これにより、電源回路を構成する半導体集積回路内の隣接する素子や回路の誤動作や特性劣化を防止することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
以下、図面を参照しながら、本発明の第１の実施の形態につき説明する。図１に本発明の第１の実施形態による電源回路１００を示す。図に示すように、電源回路１００は、スイッチＳ１〜Ｓ４及びコンデンサＣ１で構成される２倍昇圧のチャージポンプ１０を有し、その出力電圧ＶＤＤ２を平滑化するための平滑コンデンサＣｏ１と、チャージポンプ１０の入力に第２の電源としてのコンデンサＣｏ２とを有する。
【００１４】
そして、出力電圧ＶＤＤ２を抵抗分圧する分圧抵抗Ｒ１０、Ｒ２１、Ｒ２２と、抵抗Ｒ１０とＲ２１の接続点(電圧をＡＭＰＩＮとする)を非反転入力に接続したボルテージフォロア型バッファ１２と、抵抗Ｒ２１とＲ２２の接続点(電圧をＣＯＭＩＮとする)を反転入力に接続し、安定化電源１３（電圧をＶＲＥＦとする）を非反転入力に接続したヒステリシス特性を有するコンパレータ１４とを有する。
【００１５】
さらに、コンパレータ１４の出力(電圧をＣＯＭＯＵＴとする)とこれをＮＯＴゲート１５で反転した信号（電圧をＣＯＭＯＵＴＢとする）とをレベルシフトするレベルシフト回路ＬＳ２と、電圧ＣＯＭＯＵＴのレベルシフト信号により第１の電源１１をチャージポンプ１０に断続させるスイッチＳ５と、電圧ＣＯＭＯＵＴＢのレベルシフト信号によりバッファ１２の出力をチャージポンプ１０に断続させるスイッチＳ６とを有する。
【００１６】
さらにまた、発振器ＯＳＣからのクロック信号ＣＬＫ１を反転するＮＯＴゲート１６と、クロック信号ＣＬＫ１及びＮＯＴゲート１６の出力をレベルシフトし、スイッチＳ１〜Ｓ４を開閉制御するクロック信号ＣＬＫ１Ａ及びクロック信号ＣＬＫ１Ｂを発生するレベルシフト回路ＬＳ１とを有する。
【００１７】
分圧抵抗Ｒ１０、Ｒ２１、Ｒ２２の比は、電圧ＡＭＰＩＮが出力電圧ＶＤＤ２の１／２になるよう（Ｒ２１＋Ｒ２２）：Ｒ１０＝１：１に設定されている。これによりバッファ１２の出力電圧は出力電圧ＶＤＤ２の１／２になる。出力電圧ＶＤＤ２の目標電圧は（（(Ｒ１０＋Ｒ２１)／Ｒ２２）＋１）×ＶＲＥＦで設定されている。例えば、目標電圧を５．５Ｖとする場合、ＶＲＥＦ＝１．１Ｖであれば（（Ｒ１０＋Ｒ２１）／Ｒ２２）＝４と設定すればよく、（Ｒ２１＋Ｒ２２）：Ｒ１０＝１：１の関係よりＲ１０：Ｒ２１：Ｒ２２＝５：３：２と設定すればよい。
【００１８】
上記構成の電源回路１００の動作について図４（ｂ）に示す動作波形を併用して説明する。スイッチＳ１、Ｓ２は、クロック信号ＣＬＫ１ＢがＨレベルでオンとなり、スイッチＳ３、Ｓ４は、クロック信号ＣＬＫ１ＡがＨレベルでオンとなる。クロック信号ＣＬＫ１がＬレベルの時、チャージポンプ１０はスイッチＳ１，Ｓ２がオン、スイッチＳ３，Ｓ４がオフとなりコンデンサＣ１が充電状態になる。クロック信号ＣＬＫ１がＨレベルの時、チャージポンプ１０はスイッチＳ１，Ｓ２がオフ、スイッチＳ３，Ｓ４がオンとなりコンデンサＣ１が放電状態になる（図４（ｂ）のＣＬＫ１、Ｓ１〜Ｓ４波形）。このようにクロック信号ＣＬＫ１に常に同期してコンデンサＣ１の充電・放電動作が繰り返され、電源回路１００の出力電圧ＶＤＤ２が目標電圧の所定範囲に調整されている。
【００１９】
ＣＯＭＩＮ<ＶＲＥＦの時、コンパレータ１４の出力電圧ＣＯＭＯＵＴはＨレベルになっており、スイッチＳ５がオン、スイッチＳ６がオフ状態になっているのでチャージポンプ１０の入力電源は第１の電源１１になる（図４（ｂ）のＳ６波形オフ期間）。
【００２０】
出力電圧ＶＤＤ２が（(Ｒ１０＋Ｒ２１)／Ｒ２２）＋１）×ＶＲＥＦで設定された目標電圧に到達し、ＣＯＭＩＮ>ＶＲＥＦとなった時、電圧ＣＯＭＯＵＴがＨレベルからＬレベルになり、スイッチＳ５がオフ、スイッチＳ６がオン状態になる。これによりチャージポンプ１０の入力にはバッファ１２の出力が接続され、後述するコンデンサＣｏ２の作用によりコンデンサＣｏ２は第２の電源として機能する。すなわち、チャージポンプ１０の入力電源が、第１の電源１１から第２の電源としてのコンデンサＣｏ２に切り替わる（図４（ｂ）のＳ６波形オン期間）。このとき、スイッチＳ１〜Ｓ４がクロック信号ＣＬＫ１にのみ同期してオン、オフを続けるため、出力電圧ＶＤＤ２が目標電圧を超えても、従来の電源回路２００のようにパルススキップ動作が発生することはない。
【００２１】
実際には、コンパレータ１４のヒステリシス特性により、図４（ｂ）の出力電圧ＶＤＤ２の目標電圧には点線で示す上限と下限のヒステリシス幅が存在する。出力電圧ＶＤＤ２の上昇時には、目標電圧の上限を超えた時点でスイッチＳ５がオフ、スイッチＳ６がオン状態になり、チャージポンプ１０の電源は、第１の電源１１から第２の電源としてのコンデンサＣｏ２に切り替わる。
【００２２】
コンデンサＣｏ２は出力電圧ＶＤＤ２が目標電圧を超えるまで第１の電源１１で充電されている。そのため、コンデンサＣｏ２の切り替わり直後の電圧はほぼ第１の電源１１と等しいが、コンデンサＣｏ２の電源としての容量は第１の電源１１よりも小さい。さらに、切り替わり後のコンデンサＣｏ２は、出力電圧ＶＤＤ２から抵抗Ｒ１０、Ｒ２１、Ｒ２２により分圧した電圧（出力電圧ＶＤＤ２の２分の１）をバッファ１２により出力したもので充電されるだけである。このため、クロック信号ＣＬＫ１に同期して出力電圧ＶＤＤ２が昇圧される量は第１の電源１１で昇圧される量よりも小さく、チャージポンプ１０に接続される負荷（図示せず）での消費により出力電圧ＶＤＤ２も徐々に低下していく（図４（ｂ）のＳ６オン期間のＶＤＤ２波形）。
【００２３】
そして、出力電圧ＶＤＤ２が、目標電圧の下限を下回った時点でスイッチＳ５がオン、スイッチＳ６がオフ状態になり、チャージポンプ１０の電源は第１の電源１１となる。したがって、出力電圧ＶＤＤ２も徐々に上昇していく（図４（ｂ）のＳ６オフ期間のＶＤＤ２波形）。
【００２４】
上記の動作を要約すると、出力電圧ＶＤＤ２と目標電圧とを比較し、スイッチＳ５、Ｓ６の切り替え動作を行い、電源回路１００の入力電源を切り替えることで、従来の電源回路２００で発生していた周波数不定のパルススキップ動作を発生させることなく、出力電圧ＶＤＤ２の電圧レベルを所定範囲に調整しているといえる。
【００２５】
ここで、第２の電源としてのコンデンサＣｏ２の作用を、スイッチＳ６がオンしている場合を例に説明する。コンデンサＣｏ２が無い場合、コンデンサＣ１への充電電流は、バッファ１２の出力トランジスタ（図示せず）→スイッチＳ６→スイッチＳ１を経由してコンデンサＣ１へ充電される。この場合、充電電流が流れるバッファ１２の出力トランジスタ、スイッチＳ６、スイッチＳ１の各インピーダンスを小さくしなければならない。インピーダンスが大きいと、バッファ１２の出力トランジスタ＋スイッチＳ６＋スイッチＳ１の合成インピーダンスとコンデンサＣ１への充電電流によって、バッファ１２の出力電圧ＶＤＤ２＿２がコンデンサＣ１に入力されるまでに降下してしまう。降下してしまうとコンデンサＣ１の電圧がバッファ１２の出力電圧ＶＤＤ２＿２に到達しなくなってしまう。出力トランジスタ、スイッチＳ６のインピーダンスを小さくするには素子を大きくしなければならず、新たなノイズ源とも成りかねない。
【００２６】
コンデンサＣｏ２を挿入した場合、出力電圧ＶＤＤ２が目標の出力電圧に到達するまではスイッチＳ５がオンしているので、コンデンサＣｏ２の電荷は第１の電源１１によって十分供給された状態になっている。出力電圧ＶＤＤ２が目標電圧に到達し、スイッチＳ５がオフしスイッチＳ６がオンした時、コンデンサＣ１への充電電流のほとんどはコンデンサＣｏ２から供給される。すなわち、コンデンサＣｏ２が第２の電源として機能することになる。コンデンサＣ１から見て、スイッチＳ１＋スイッチＳ６＋アンプ出力トランジスタで形成される合成インピーダンスよりも、スイッチＳ１＋コンデンサＣｏ２迄の配線で形成される合成インピーダンスの方が小さい為である。こうして、充電電流のほとんどはコンデンサＣｏ２から供給される為、バッファ１２の出力トランジスタやスイッチＳ６の電圧降下分を考慮しなくてもよくなり、スイッチＳ５、スイッチＳ６のサイズをスイッチＳ１〜Ｓ４に比べて小さくできる。この点も、コンデンサＣｏ２の効果である。
【００２７】
以上に説明したように、スイッチＳ１〜Ｓ４がクロック信号ＣＬＫ１に同期してオン、オフを続けていても、出力電圧ＶＤＤ２が目標電圧上限を超えた時点からチャージポンプ１０の電源が第１の電源１１から第２の電源としてのコンデンサＣｏ２に切り替わるため、従来電源回路２００のようなパルススキップ動作をすることなく出力電圧ＶＤＤ２を目標電圧の所定範囲に調整できる。スイッチＳ１〜Ｓ４がクロック信号ＣＬＫ１に同期して一定周波数でオン、オフをしているため、チップ上でノイズ源となることもなく隣接する素子や回路の誤動作や特性劣化を誘発することを防止できる。
【００２８】
次に、本発明の第２の実施の形態につき説明する。図２に本発明の第２の実施形態による電源回路１１０を示す。図１と異なる主要な点は、平滑コンデンサＣｏ１の代わりに同じ定数（容量）のコンデンサＣｏ３、Ｃｏ４をシリーズに接続させて、その接続点に蓄えられる電荷（容量分圧した電圧をＶＤＤ２＿２とする）をスイッチＳ６によりチャージポンプ１０の入力電源として利用している点である。尚、コンデンサＣｏ２及びバッファ１２は削除し、さらに図１の分圧抵抗Ｒ１０、Ｒ２１、Ｒ２２の代わりに図３の従来の電源回路２００での分圧抵抗Ｒ１、Ｒ２、安定化電源２３及びコンパレータ２４を用いているため、出力電圧ＶＤＤ２の昇圧目標電圧は、電源電圧ＶＤＤの２倍以下の電圧で、（（Ｒ１／Ｒ２）＋１）×ＶＲＥＦで設定される。
【００２９】
また、コンデンサＣｏ３、Ｃｏ４の定数を、図1の電源回路１００のコンデンサＣｏ１、Ｃｏ２の概ね２倍以上とする事で、チャージポンプ１０への供給電流能力を向上させ、第１の実施の形態（図１）のコンデンサＣｏ２と同等の第２の電源としての効果を発揮させるようにしている。これは、コンデンサＣｏ３とＣｏ４の定数を同じにした場合、直列に接続させるとその合成容量は定数の１／２になるためである。
【００３０】
上記構成の電源回路１１０の動作について説明する。チャージポンプ１０やスイッチＳ１〜Ｓ６の動作は、第１の実施形態の電源回路１００と変わらない。図１の電源回路１００では、スイッチＳ６がオンした時、コンデンサＣ１への充電電流のほとんどはコンデンサＣｏ２から供給されるのに対し、第２の実施形態の図２の電源回路１１０ではコンデンサＣｏ３及びＣｏ４の両方に蓄えられた電荷の放電によりコンデンサＣ１への充電が行われる点が、主に異なる。しかし、スイッチＳ５がオンし第１の電源１１で動作しているときの昇圧電源（出力電圧ＶＤＤ２）によりコンデンサＣｏ３及びＣｏ４を充電し、チャージポンプ１０の第２の電源として利用している点では、第１の実施形態と同じである。このときのコンデンサＣｏ３及びＣｏ４により分圧した電圧は、ほぼ出力電圧ＶＤＤ２の２分の１である。
【００３１】
第２の実施形態の電源回路１１０は出力に接続される（図示しない）負荷へのＤＣ的な負荷電流を長時間供給し続ける事はできず、その場合は出力電圧ＶＤＤ２がすぐに目標電圧下限を下回り、電源回路１１０は第１の電源１１で動作するようになる。しかし、軽負荷時でのコンデンサＣ１への充電電流は、ＤＣ的というよりは瞬時のピーク電流が大きく、時間とともに０になる過渡的な電流であるため、この過渡電流を平均化してＤＣ値に換算し、ＤＣ電流が少なければ、第２の実施形態の電源回路１１０の第２の電源としての直列接続のコンデンサＣｏ３、Ｃｏ４で充分コンデンサＣ１への充電が可能である。
【００３２】
尚、第２の実施形態では第１の実施形態の電源回路１００のバッファ１２、コンデンサＣｏ２を用いていないが、これはコンデンサＣｏ３とＣｏ４との接続点からコンデンサＣ１までの充電経路にスイッチＳ６が介在するだけで、第１の実施形態のようなコンデンサＣ１への充電電圧の電圧降下を考慮する必要性が小さいためである。
【００３３】
以上に説明したように、軽負荷時であれば第２の実施形態の図２の構成にする事で、第１の実施形態の図１のバッファ１２の回路を削除する事が可能となり、第１の実施形態の図１の回路構成よりもチップレイアウトの縮小が可能となる。
【００３４】
尚、第１及び第２の実施の形態ではチャージポンプ１０を２倍昇圧の例で説明したが、これに限定されることなく例えば３倍昇圧のチャージポンプであっても第１の電源で動作している時の昇圧電源から抵抗分圧或いは容量分圧する電圧を３分の１にすればよい。
また、第２の実施形態の電源回路１１０の変形例として、チップレイアウトの縮小効果は得られないが、コンデンサＣｏ３とＣｏ４との接続点から第１の実施形態の電源回路１００で用いたバッファ１２を介してスイッチＳ６に接続し、さらに第１の実施形態の電源回路１００で用いたコンデンサＣｏ２を追加する構成としてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】本発明の第１の実施の形態の電源回路１００の回路図。
【図２】本発明の第２の実施の形態の電源回路１１０の回路図。
【図３】従来の電源回路２００の回路図
【図４】本発明の電源回路１００及び従来の電源回路２００の動作比較波形図。
【符号の説明】
【００３６】
１０  チャージポンプ
１１  第１の電源
１２  バッファ
１３、２３  安定化電源
１４、２４  コンパレータ
２０  ＡＮＤゲート
１５、１６、２６  ＮＯＴゲート
Ｃ１、Ｃｏ２、Ｃｏ３、Ｃｏ４  コンデンサ
Ｃｏ１  平滑コンデンサ
ＬＳ１、ＬＳ２  レベルシフト回路
ＯＳＣ  発振器
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ１０、Ｒ２１、Ｒ２２  分圧抵抗
Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ５、Ｓ６  スイッチ
１００、１１０、２００  電源回路
【図１】
2007330049.tif 000003
【図２】
2007330049.tif 000004
【図３】
2007330049.tif 000005
【図４】
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