(57)【要約】【目的】平衡線路から不平衡線路への相互変換時に伝送周波数の帯域が損なわれることなく、広帯域化（直線性、平坦化）を維持した高周波バランを提供する。【構成】  不平衡型の入出力とする不平衡線路と平衡型の入出力とする平衡線路とを相互変換し、前記不平衡線路と前記平衡線路とは基板の一主面に設けた信号線と他主面に設けた接地導体とからなるマイクロストリップラインである高周波バランにおいて、前記基板の他主面には前記接地導体に設けられた開口線路によるスロットラインを有し、前記不平衡線路としてのマイクロストリップラインは一端側を入出力端として、他端側が前記スロットラインを横断して電磁結合するとともに電気的短絡端とし、前記平衡線路としてのマイクロストリップラインは中央部が前記スロットラインを横断して電磁結合し、両端側を入出力端とした構成とする。【選択図】図１
2007013809.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
不平衡型の入出力とする不平衡線路と平衡型の入出力とする平衡線路とを相互変換し、前記不平衡線路と前記平衡線路とは基板の一主面に設けた信号線と他主面に設けた接地導体とからなるマイクロストリップラインである高周波バランにおいて、
前記基板の他主面には前記接地導体に設けられた開口線路によるスロットラインを有し、前記不平衡線路としてのマイクロストリップラインは一端側を入出力端として他端側が前記スロットラインを横断して電磁結合するとともに電気的短絡端とし、
前記平衡線路としてのマイクロストリップラインは中央部が前記スロットラインを横断して電磁結合するとともに両端側を入出力端としたことを特徴とする高周波バラン。
【請求項２】
請求項１において、前記不平衡線路としてのマイクロストリップラインは他端側が前記スロットラインの一端側で横断し、前記平衡線路としてのマイクロストリップラインは中央部が前記スロットラインの他端側で横断した高周波バラン。
【請求項３】
請求項１において、前記不平衡線路としてのマイクロストリップラインは前記スロットラインの中央部で横断し、前記平衡線路は第１と第２のマイクロストリップラインからなり、前記第１と第２のマイクロストリップラインは互いに反対方向の各一端側を前記入出力端として各他端側が前記スロットラインの両端側で横断して電気的短絡端とした高周波バラン。
【請求項４】
請求項１又は３において、前記マイクロストリップラインの電気的短絡端は、前記スロットラインの横断点から伝送周波数の波長λに対してλ／４分の電気長が突出してなる高周波バラン。
【請求項５】
請求項１又は３において、前記マイクロストリップラインの電気的短絡端は、前記マイクロストリップラインの接地導体と電極貫通孔によって接続してなる高周波バラン。
【請求項６】
請求項１、２又は３において、前記マイクロストリップラインを横断する前記スロットラインの両端側は電気的開放端とした高周波バラン。
【請求項７】
請求項６おいて、前記マイクロストリップラインを横断する前記スロットラインの両端側は、前記横断点から伝送周波数の波長λに対してλ／４分の電気長が突出してなる高周波バラン。
【請求項８】
請求項６において、前記マイクロストリップラインを横断する前記スロットラインの両端側は、少なくとも前記スロットラインの幅よりも広い空洞とした高周波バラン。
【請求項９】
不平衡型の入出力とする不平衡線路と平衡型の入出力とする平衡線路とを相互変換する高周波バランにおいて、基板の一主面に設けられて近接した平行な第１及び第２信号線と、前記第１及び第２信号線の一端側で重畳する前記基板の他主面に設けられた接地導体と、前記第２信号線の一端側に設けられて前記接地導体と接続する電極貫通孔とからなり、前記第１信号線の一端側は前記接地導体とともにマイクロストリップラインを形成して前記不平衡線路とし、前記第１及び前記第２信号線の他端側を前記平衡線路としたことを特徴とする高周波バラン。
【請求項１０】
請求項９において、前記第１及び第２信号線の他端側は近接して平行に延出した後互いに離間する方向に延出し、前記互いに離間する方向に延出した第１及び第２信号線と重畳する接地導体を前記基板の他主面に設けてマイクロストリップラインとした高周波バラン。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は不平衡線路と平衡線路とを相互変換する例えばマイクロ波帯の高周波用のバラン（以下、高周波バランとする）を技術分野とし、特に変換時の狭帯域化を防止した（換言すれば広帯域化を維持した）高周波バランに関する。
【背景技術】
【０００２】
（発明の背景）
高周波バランは伝送線路を不平衡型から平衡型にあるいはその逆に変換する変成器として知られ、例えば通信システム系における中継器の入出力端側に使用される。このようなものの一つに、不平衡型の高周波伝送線路として知られるマイクロストリップライン（ＭＳＬ）結合線路を用いた高周波バランがある。近年では、光通信等によるＵＷＢ（Ultra Wide Band）とした周波数領域例えば3.1〜10.6GHzの情報伝送に伴い、高周波バランにおいても広帯域化を維持することが求められている。
【０００３】
（従来技術の一例）
第９図は一従来例を説明する高周波バランの図で、同図（ａ）は平面図、同図（ｂ）はＡ−Ａ断面図である。高周波バランは前述のようにＭＳＬ結合線路からなり、不平衡型の入出力とする不平衡ＭＳＬ１と、平衡型の入出力とする一対の平衡ＭＳＬ２、３とを有する。各ＭＳＬ1〜３は、基板４の一主面に設けられた信号線１ａ、２ａ、３ａと他主面の接地導体５との間で生ずる電磁界によって高周波が進行（伝播）する。
【０００４】
不平衡ＭＳＬ１は、基板４の例えば左端から信号線１ａを水平方向に延出してなる。平衡ＭＳＬ２、３は例えば下端から一対の信号線２ａ、３ａが接近して平行に延出する。そして、互いに反対方向に折曲し、不平衡ＭＳＬ１（信号線１ａ）に沿って平行に延出する。平衡ＭＳＬ２、３（信号線２ａ、３ａ）における各折曲部２ｘ、３ｘの先端側は、ビアホールやスルーホール等の電極貫通孔６よって他主面の接地導体５に接続する。そして、各折曲部２ｘ、３ｘは、高周波である伝送周波数（中心周波数）ｆoの波長λに対してλ／４分の電気長とし、各折曲点から見た先端側を電気的開放端とする。
【０００５】
このようなものでは、例えばアース電位を基準として互いに逆相とした増幅器６の平衡出力が、高周波バランの平衡ＭＳＬ２、３（信号線２ａ、３ａ）に印加される。そして、互いに逆相の平衡出力は接地導体５を基準電位として平衡ＭＳＬ２、３を進行する。この場合、平衡ＭＳＬ２、３の各折曲点から見た折曲部２ｘ、３ｘの先端側はλ／４分の電気長として電気的開放端とする。したがって、各折曲点から見た両先端側には、折曲点を電圧変位最大点として互いに逆相の電気長がλ／４となる定在波Ｗ1、Ｗ2を生じる。
【０００６】
そして、平衡ＭＳＬ２、３の折曲部２ｘ、３ｘと不平衡ＭＳＬ１とは互いに接近するので、両者は電磁気的に結合する。したがって、不平衡ＭＳＬ１には、平衡ＭＳＬ２、３の折曲点間の中心Ｐを概ね基準（０電位点）として、両端側を互いに逆相の電圧変位最大点とした電気長がλ／２となる定在波Ｗが誘起される。これにより、不平衡ＭＳＬ１の開放端側（図の右端、電圧変位最大点）を起点として、接地導体５との間による不平衡モードの高周波が左端側に進行する。そして、例えば不平衡ＭＳＬ１に同軸ケーブル８が接続して不平衡モードの高周波で伝送される。
【特許文献１】特開２００２−２３２２１５号公報（バラン）
【特許文献２】特開２００３−１１５７１７号公報（多素子平面アンテナ）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
（従来技術の問題点）
しかしながら、上記構成の高周波バランでは、平衡ＭＳＬ２、３の折曲部２ｘ、３ｘを伝送周波数ｆoに対してそれぞれλ／４の長さとし、結果的にλ／２の定在波を生じさせる。すなわち、λ／２の定在波に応じた伝送周波数ｆoで共振させる。そして、不平衡ＭＳＬ１と電磁結合して、不平衡モードの伝送周波数ｆoを得る。
【０００８】
要するに、ＭＳＬ結合線路を用いた高周波バランでは、共振現象を用いて平衡モードを不平衡モードにあるいはその逆に相互変換して、伝送周波数ｆoを得る。このため、例えば第１０図に示したように、変換前の直線性を有する伝送周波数特性（曲線イ）に対して、変換後では単峰特性（曲線ロ）となって、伝送周波数ｆoの帯域幅を狭くする問題があった。
【０００９】
なお、第１１図に示したように、ＭＳＬ１５を単に並列分岐して、一方のＭＳＬ１５ａの長さを他方ＭＳＬ１５ｂよりも伝送周波数ｆoに対してλ／２だけ長く（又は短く）すれば、互いに逆相とした平衡モードの高周波を得られる。しかし、この場合には、波長λに応答した伝送周波数ｆoのみが逆相となるので、狭帯域特性となる。
【００１０】
（発明の目的）
本発明は平衡線路から不平衡線路への相互変換時に伝送周波数の帯域が損なわれることなく、広帯域化（直線性、平坦化）を維持した高周波バランを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
（着目技術）
本発明の請求項１に係る発明では、例えば特許文献２に示されるように、ＭＳＬとスロットライン（以下、ＳＬとする）とを交差させての電磁結合に着目した。すなわち、特に、ＳＬの先端側にＭＳＬの中点を交差させて電磁結合すれば、高周波はＭＳＬの中点から両端側に逆相で分岐される点に着目した。また、同請求項９に係る発明ではＭＳＬと一対の平衡線路に着目した。
【００１２】
（解決手段）
本発明は、特許請求の範囲（請求項１、実施形態１〜３に相当）に示したように、不平衡型の入出力とする不平衡線路と平衡型の入出力とする平衡線路とを相互変換し、前記不平衡線路と前記平衡線路とは基板の一主面に設けた信号線と他主面に設けた接地導体とからなるＭＳＬである高周波バランにおいて、前記基板の他主面には前記接地導体に設けられた開口線路によるＳＬを有し、前記不平衡線路としてのＭＳＬは一端側を入出力端として、他端側が前記ＳＬを横断して電磁結合するとともに電気的短絡端とし、前記平衡線路としてのＭＳＬは中央部が前記ＳＬを横断して電磁結合し、両端側を入出力端とした構成とする。
【００１３】
また、同請求項９（実施形態４）では、不平衡型の入出力とする不平衡線路と平衡型の入出力とする平衡線路とを相互変換する高周波バランにおいて、基板の一主面に設けられて近接した平行な第１及び第２信号線と、前記第１及び第２信号線の一端側で重畳する前記基板の他主面に設けられた接地導体と、前記第２信号線の一端側に設けられて前記接地導体と接続する電極貫通孔とからなり、前記第１信号線の一端側は前記接地導体とともにＭＳＬを形成して前記不平衡線路とし、前記第１及び前記第２信号線の他端側を前記平衡線路とした構成とする。
【発明の効果】
【００１４】
（請求項１の効果）
このような構成（請求項１、実施形態１〜３）であれば、先ず、不平衡線路としてのＭＳＬはＳＬと電磁結合して高周波がＳＬを進行する。次に、ＳＬは平衡線路としてのＭＳＬに中央部で電磁結合する。したがって、高周波は平行線路としてのＭＳＬの中点から逆相で分岐して両端側に進行する。このことから、不平衡線路を平衡線路に変換できる。勿論、平行線路を不平衡線路にも変換もできる。これらの場合、ＳＬを使用するので、基本的に伝送周波数の帯域幅を平坦にする（広帯域化する）。
【００１５】
（請求項１の実施態様、請求項２〜８）
本発明の請求項２（実施形態１）では、請求項１において、前記不平衡線路としてのＭＳＬは他端側が前記ＳＬの一端側で横断し、前記平衡線路としてのＭＳＬは中央部が前記ＳＬの他端側で横断する。これにより、不平衡線路としてのＭＳＬからの高周波はＳＬに電磁結合して、平衡線路としてのＭＳＬの中点から両端側に高周波が逆相で分岐する。したがって、不平衡線路と平衡線路とを相互に変換できる。
【００１６】
同請求項３（実施形態２）では、請求項１において、前記不平衡線路としてのＭＳＬは前記ＳＬの中央部で横断し、前記平衡線路は第１と第２のＭＳＬからなり、前記第１と第２のＭＳＬは互いに反対方向の各一端側を前記入出力端として各他端側が前記ＳＬの両端側で横断して電気的短絡端とする。
【００１７】
これにより、不平衡線路としてのＭＳＬからの高周波はＳＬの中央部から同相で分岐した両端側の平衡線路としての第１及び第２のＭＳＬに電磁結合する。そして、平衡線路としての第１及び第２のＭＳＬには高周波が逆相で分岐される。要するに、第１と第２のＭＳＬの中点から高周波が逆相で分岐される。
【００１８】
同請求項４（実施形態１）では、請求項１又は３において、前記マイクロストリップラインの電気的短絡端は、前記スロットラインの横断点から伝送周波数の波長λに対してλ／４分の電気長が突出してなる。これにより、ＭＳＬからＳＬへの伝送周波数でのエネルギー変換効率が高まる。
【００１９】
同請求項５（実施形態３）では、請求項１又は３において、前記スロットラインの電気的短絡端は、前記マイクロストリップラインの接地導体と電極貫通孔によって接続してなる。これにより、全周波数に対して短絡端となって周波数選択性を排除するので、伝送周波数の帯域を広くする。
【００２０】
同請求項６（実施形態１〜３）では、請求項１、２又は３において、前記ＭＳＬを横断する前記ＳＬの両端側は電気的開放端とする。これにより、ＭＳＬからＳＬへのエネルギー変換効率が高まる。
【００２１】
同請求項７（実施形態１、２）では、請求項６おいて、前記ＭＳＬを横断する前記ＳＬの両端側は、前記横断点から伝送周波数の波長λに対してλ／４分の電気長が突出してなる。これにより、伝送周波数でのエネルギー変換効率が高まる。
【００２２】
同請求項８（実施形態３）では、請求項６において、前記ＭＳＬを横断する前記ＳＬの両端側は、少なくとも前記ＳＬ幅よりも広い空洞とする。これにより、全周波数に対して電気的開放端として周波数選択性を排除するので、伝送周波数の帯域を広くする。
【００２３】
（請求項９の効果）
上記構成（請求項９、実施形態４）であれば、第１信号線と第２信号線との接地導体を共通として、例えば第１信号線の一端側に入力される不平衡モードの高周波が第２信号線との間に言わば高周波電源として介在する。そして、第１信号線と第２信号線との間の電磁結合によって、互いに逆相の高周波が発生する。したがって、不平衡線路を平行線路に相互変換できる。
【００２４】
（請求項９の実施態様、請求項１０）
同請求項１０（実施形態４）では、請求項９において、前記第１及び第２信号線の他端側は近接して平行に延出した後互いに離間する方向に延出し、前記互いに離間する方向に延出した第１及び第２信号線と重畳する接地導体を前記基板の他主面に設けてＭＳＬとする。これにより、ＭＳＬとして互いに逆相とした平衡線路を得られる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２５】
（第１実施形態）
（請求項１、２、４、６、７に相当）
第１図及び第２図は本発明の第１実施形態を説明する高周波バランの図で、第１図（ａ）は平面図、同図（ｂ）はＡ−Ａ断面図、第２図（ａ）はＢ−Ｂ断面図での、同図（ｂ）はＢ−Ｃ断面図での電界方向を示す図である。なお、前従来例と同一部分の説明は簡略又は省略する。
【００２６】
第１〜第３実施形態では、基本的に、変換用のＳＬ（以下、変換用ＳＬ９とする）を用いて高周波バランを構成する。ここでの高周波バランは基板４の他主面に変換用ＳＬ９を形成し、不平衡モードの入出力とする不平衡ＭＳＬ１０と平衡モードの入出力とする平衡ＭＳＬ１１を一主面に形成する。変換用ＳＬ９は両端を閉塞した水平方向（図の左右）の開口線路９ａを他主面の接地導体５に設けてなる。なお、変換用ＳＬ９は開口線路９ａの両側の接地導体５間での電界及びこれによる磁界によって高周波が開口線路９ａに沿って進行する。
【００２７】
不平衡ＭＳＬ１０は高周波（不平衡モード）の入出力端とする一端側（例えば基板４の下端）から延出し、変換用ＳＬ９の一端側（図の左端側）を横断する。不平衡ＭＳＬ１０の他端側（同上端側）は、伝送周波数ｆoに対して概ねλ／４分の電気長が横断点から突出して電気的短絡端とする。平衡ＭＳＬ１１は平衡モードの入出力端とする両端側（同上下端）にわたって延出し、中央部（中点）が変換用ＳＬ９の他端側（同右端側）を横断する。この場合、変換用ＳＬ９の両端側（同左右点側）は不平衡ＭＳＬ１０及び平衡ＭＳＬ１１からλ／４分突出し、電気的開放端とする。
【００２８】
このようなものでは、例えば同軸ケーブルによる不平衡モードの高周波（伝送周波数ｆo）Ｐを不平衡ＭＳＬ１０の下端（入力端）に印加すると動作は次になる。すなわち、不平衡モードの高周波Ｐは不平衡ＭＳＬ１０をそのまま進行し、変換用ＳＬ９との交差点に到達する。ここで、例えば高周波Ｐを進行させる電界Ｅが接地導体５から不平衡ＭＳＬ１０の信号線１０ａに対して他主面から一主面方向への上向きの場合を考えると、不平衡ＭＳＬ１０の特に右側では変換用ＳＬ９の下側から上側方向に横断する電界Ｅ及びこれに直交する図示しない磁界を生じる「第１図（ａ）の出入記号及び第２図の矢印参照」。
【００２９】
したがって、これらの電磁界によって、不平衡ＭＳＬ１０からの高周波は変換用ＳＬ９の平衡モードに変換される。そして、不平衡ＭＳＬ１０との交差点（横断点）から右側に向かって、ＳＬによる平衡モードの高周が変換用ＳＬ９を進行する。この場合、不平衡ＭＳＬ１０の先端側が伝送周波数ｆoに対して電気的短絡端なので、変換用ＳＬ９の交差点は伝送周波数ｆoに対して電圧変位最小点（零点）となる。また、変換用ＳＬ９の両端は第２及び第３ＭＳＬからλ／４分突出して電気的開放端なので、ＭＳＬからＳＬへのエネルギー変換効率が高まる。
【００３０】
そして、変換用ＳＬ９を進行する平衡モードの高周波は、右端側で交差する平衡ＭＳＬ１１との電磁結合によって不平衡モードに変換される。この場合、変換用ＳＬ９を横断する電界Ｅが下側から上側方向とすると、変換用ＳＬ９との交差点から下側に延出する平衡ＭＳＬ１１ｘには他主面から一主面への電界Ｅが生ずる。また、変換用ＳＬ９との交差点から上側に延出する平衡ＭＳＬ１１ｙには、平衡ＭＳＬ１１ｘとは逆向きとなる一主面から他主面への電界Ｅが生ずる。
【００３１】
これにより、高周波Ｐは変換用ＳＬ９との交差点から逆相で分岐して（所謂直列逆相分岐）、平衡ＭＳＬ１１（ｘｙ）を不平衡モードで進行する。したがって、平衡ＭＳＬ１１（ｘｙ）の上下端（出力端）ではアース電位を基準として互いに逆相とした平衡モードの高周波が得られる。但し、平衡ＭＳＬ１１（ｘｙ）自体での高周波は信号線と接地導体５との間の電磁界による不平衡モードである。
【００３２】
そして、例えば平衡ＭＳＬ１１の出力端に同軸ケーブルをそれぞれ接続すれば、それぞれは不平衡モードとして互いに逆相とした平衡モードでの高周波を伝送できる。また、第３図に示したように、平衡ＭＳＬ１１（ｘｙ）を基板４上に延出して、アース端子を有して２入力型の例えば増幅器７に接続すれば平衡入力を容易にできる。但し、平衡ＭＳＬ１１（ｘｙ）の線路長は同一長さとして逆相を維持する。そして、増幅器７を例えば不平衡モードの出力とすれば、これをＭＳＬ１５で導出して同軸ケーブルによって伝送できる。
【００３３】
このような構成であれば、不平衡ＭＳＬ１０、変換用ＳＬ９及び平衡ＭＳＬ１１を用いて、特に変換用ＳＬ９から平衡ＭＳＬ１１での逆相直列分岐によって、伝播自体は不平衡モード（ＭＳＬ）で互いに逆相とした平衡モードに変換する。これらの場合、変換用ＳＬ９は、伝送周波数ｆoに対して交差点からλ／４分突出するので周波数選択性は有するものの、ＳＬは共振特性のＱがＭＳＬに比較して小さい。したがって、伝送周波数ｆoを中心として単峰特性とはならず、これに比較して平坦な特性となる（前第１０図参照）。
【００３４】
（第２実施形態）
（請求項１、３、４、６、７に相当）
第４図は本発明の第２実施形態を説明する高周波バランの図で、同図（ａ）は平面図、同図（ｂ）はＡ−Ａ断面図、同図（ｃ）はＢ−Ｂ断面図の電界方向を示す図である。なお、これ以降の実施形態では前実施形態と同一部分には同番号を付与してその説明は簡略又は省略する。
【００３５】
第２実施形態では、水平方向の変換用ＳＬ９の中央部（中点）を不平衡ＭＳＬ１０の他端側が横断して、横断点からλ／４分の電気長が突出する。そして、平衡ＭＳＬ１１（ｘｙ）が変換用ＳＬ９の両端側を上下方向から横断して、それぞれの他端側がλ／４分突出する。但し、不平衡ＭＳＬ１１（ｘｙ）の上下端からの電気的な線路長は同一とする。そして、変換用ＳＬ９の両端側は平衡ＭＳＬ１１（ｘｙ）からそれぞれλ／４分突出する。
【００３６】
このようなものでは、不平衡ＭＳＬ１０に印加された高周波は、変換用ＳＬ９との交差点から両端側に同相で分岐される（所謂逆相並列分岐）。すなわち、接地導体５から不平衡ＭＳＬ１０の信号線１０ａに対して電界Ｅが例えば上向きとすると、不平衡ＭＳＬ１０の左右両側ではいずれも変換用ＳＬ９の下側から上側方向に横断する電界Ｅ及びこれに直交する図示しない磁界を生じる。したがって、これらの電磁界によって、変換用ＳＬ９の中点（交差点）から両端側に平衡モードでの高周波が同相で進行する。
【００３７】
そして、変換用ＳＬ９の中点から両端側に進行する平衡モードの同相での高周波は、両端側で交差する平衡ＭＳＬ１１（ｘｙ）との電磁結合によって不平衡モードに変換される。例えば右側の平衡ＭＳＬ１１ｘでは変換用ＳＬ９を横断する電界分布によって、他主面から一主面への上向きの電界Ｅを生じる。また、右側の平衡ＭＳＬ１１ｙでは一主面から他主面への下向きの電界Ｅを生じる。
【００３８】
したがって、互いに逆向きの電界Ｅ及びこれによる磁界によって、高周波は平衡ＭＳＬ１１（ｘｙ）を互いに逆相の平衡モード（但し、伝播モードはＭＳＬによる不平衡モード）で進行する。これにより、平衡ＭＳＬ１１（ｘｙ）の出力端では、アース電位を基準として互いに逆相とした平衡モードの高周波が得られる。
【００３９】
（第３実施形態）
（請求項１、２、３、５、６、８に相当）
第５図は本発明の第３実施形態を説明する高周波バランの平面図である。第３実施形態では、第１実施形態で説明した不平衡ＭＳＬ１０及び平衡ＭＳＬ１１との交差点から突出した変換用ＳＬ９の両端側を、少なくとも変換用ＳＬ９（開口線路９ａ）の幅よりも広い空洞９ｚとする。この例では円状にする。そして、変換用ＳＬ９との交差点から突出した不平衡ＭＳＬ１０の先端側はビアホール６によって接地導体５に接続する。
【００４０】
このような構成であれば、変換用ＳＬ９の両端側は円状９ｚとするので、両端側では例えば開口線路長（λ／４）に基づく周波数のみならず、ほぼ全周波数に対して電気的開放端となる。また、不平衡ＭＳＬ１０の先端側は電極貫通孔６とするので、線路長（λ／４）に基づく周波数のみならず、全周波数に対して電気的短絡端となる。但し、第１及び第２実施形態では電極貫通孔６を使用しないので、製造を容易にする。
【００４１】
これらのことから、第１実施形態のように交差点から突出した変換用ＳＬ９の開口線路長及び不平衡ＭＳＬ１０の線路長に基づく周波数選択性（共振特性）を排除する。したがって、伝送周波数特性をさらに平坦にして広帯域にできる。なお、第１実施形態に対応して説明したが、第２実施形態の場合でも同様である。
【００４２】
（第４実施形態）
（請求項９、１０に相当）
第６図は本発明の第４実施形態を説明する高周波バランの図で、同図（ａ）は平面図、同図（ｂ）はＡ−Ａ断面図、同図（ｃ）はＢ−Ｂ断面図である。
【００４３】
高周波バランは第１及び第２信号線１２、１３を基板４の一主面に有し、中央領域を開口部１４とした接地導体５を他主面に有する。第１及び第２信号線１２、１３は一端側から他端側（基板４の水平方向）に延出する。そして、いずれも他主面の開口部１４を横断し、両端部領域で接地導体４と重畳する。但し、第１信号線１２は基板４の左端から右端に、第２信号線１３は基板４の左端から離間した開口部１４の手前から他端に延出する。
【００４４】
第１及び第２信号線１２、１３は開口部１４上では互いに接近して平行に、他端部領域では互いに離反しながら延出する。これにより、第１信号線１２は接地導体５と重畳する両端部領域で、第２信号線１３は特に他端部領域でＭＳＬを形成する。第２信号線１３の一端部（左端部）はビアホール６によって、他主面の接地導体５と電気的に接続する。
【００４５】
このようなものでは、例えば基板４の左端側で、第１信号線１２に同軸ケーブルの芯線を、接地導体５に網線を接続して、不平衡モードの高周波（伝送周波数ｆo）を印加すると次になる。すなわち、不平衡モードの高周波は第１信号線１２と接地導体５によるＭＳＬによって、不平衡モードのまま開口部１４の左端側に進行する。そして、ＭＳＬによる不平衡モードの高周波は、開口部１４内には接地導体５がないのでそれ以上は進行しない。
【００４６】
ここで、第２信号線１３は左端部のビアホール６によって接地導体５に接続し、開口部１４上を第１信号線１２と平行に延出する。したがって、第７図に電気的な等価回路を示したように、開口部１４の左端側では、第１及び第２信号線１２、１３は接地導体５を共通とする。そして、ＭＳＬとしての第１信号線１２を進行した高周波Ｐは、第２信号線１３と電磁気的に結合して両者間にいわば高周波電源ｅとして接続されたことになる。
【００４７】
この場合、第２信号線１３はビアホール６によって左端側が接地導体５に接続するものの、ストリップ線（細線）であることから高周波的に特にインダクタ成分Ｌを有する。また、第１信号線１２と第２信号線とは近接して平行に配置されるので、線間容量Ｃを生ずる。したがって、第１信号線１２と第２信号線１３とによる伝送路は、第７図に（ｂ）に示したように分布定数回路となる。
【００４８】
これらのことから、第２信号線１３は高周波的には接地導体５のアース電位にはならず、高周波Ｐが伝送される。但し、直流的には基本的に抵抗が０なのでアース電位となる。また、第１信号線１２と第２信号線１３との間には、静電結合（容量結合）によって電気的には互いに異符号の電荷が、電磁的には互いに逆向きの電磁界が生ずる。したがって、第１信号線１２と第２信号線１３とでは、高周波電源ｅから互いに逆相の高周波が進行する。
【００４９】
そして、第１信号線１２と第２信号線１３とは開口部１４の右端側以降では互いに離間する方向に延出し、他主面の接地導体５と重畳する。したがって、第１信号線１２と第２信号線１３とは電磁気的な結合が徐々に解除されるとともに、他主面の接地導体５との間でそれぞれＭＳＬを形成する。したがって、第１及び第２信号線２、１３との間を互いに逆相として伝送した高周波は、互いに逆相関係を維持した平衡モードとして、第１及び第２信号線１２、１３と接地導体５による各ＭＳＬを伝送する。但し、各ＭＳＬを伝送する高周波自体は不平衡モードである。
【００５０】
このような構成であれば、第１信号線１２と第２信号線１３との開口部１４上での電磁気的結合によって、第１信号線１２によるＭＳＬの不平衡モードが平衡モードに変換される。したがって、この場合でも、従来例のように共振現象を利用した変換ではないので、単峰特性に対して平坦な特性となる（前第１０図参照）。したがって、伝送周波数特性を広帯域とした高周波バランを得られる。
【００５１】
また、この実施形態では、第１信号線１２と第２信号線１３は開口部１４の右端側からは他主面の接地導体と５とともにＭＳＬを形成する。したがって、第１実施形態と同様にして例えば第８図に示したように、基板４上に配置されて２入力型とした例えば増幅器７への平衡入力を容易にする。すなわち、増幅器７の電源との間のアース端子をビアホール等によって接地導体５に接続できるので、平衡入力を容易にする。これに対し、基板４の他端側に接地導体５がない場合には、増幅器７のアース端子の接続が困難となる。
【００５２】
なお、基板４の他端側を排除して接地導体５がなく第１及び第２信号線１２、１３のみであったとしても、不平衡モードから平衡モード及びその逆となる相互変換の機能は有する。したがって、基板４の左端側の第１信号線１２によるＭＳＬには同軸ケーブルを、他端側の第１及び第２信号線１２、１３には平衡ケーブルを接続すれば、双方向性の高周波バランとして機能する。
【図面の簡単な説明】
【００５３】
【図１】本発明の第１実施形態を説明する高周波バランの図で、同図（ａ）は平面図、同図（ｂ）はＡ−Ａ断面図である。
【図２】本発明の第１実施形態の電界方向を示す図で、同図（ａ）は第１図のＢ−Ｂ断面図、同図（ｂ）は同Ｂ−Ｃ断面図である。
【図３】本発明の第１実施形態の適用例を説明する高周波バランの平面図である。
【図４】本発明の第２実施形態を説明する高周波バランの図で、同図（ａ）は平面図、同図（ｂ）はＡ−Ａ断面図、同図（ｃ）はＢ−Ｂ断面図の電界方向を示す図である。
【図５】本発明の第３実施形態を説明する高周波バランの平面図である。
【図６】本発明の第４実施形態を説明する高周波バランの図で、同図（ａ）は平面図、同図（ｂ）はＡ−Ａ断面図、同図（ｃ）はＢ−Ｂ断面図である。
【図７】同図（ａｂ）とともに、本発明の第４実施形態の動作を説明する電気的な等価回路図である。
【図８】本発明の第４実施形態の適用例を説明する高周波バランの図である。
【図９】従来例を説明する高周波バランの図で、同図（ａ）は平面図、同図（ｂ）はＡ−Ａ断面図である。
【図１０】従来例を説明する高周波バランの伝送周波数特性図である。
【図１１】従来例の他例を説明する高周波バランの平面図である。
【符号の説明】
【００５４】
１  不平衡ＭＳＬ、２、３、９  平衡ＭＳＬ、４  基板、５  接地導体、６  ビアホール、７  増幅器、８  同軸ケーブル、９
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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