(57)【要約】【課題】ノイズが発生しても安定した周期の信号を供給する発振回路を提供する。【解決手段】図１の発振回路において、ＲＳフリップフロップ回路１０８のＳ端子には、第１のコンデンサ１０２の電圧Ｖ１が基準電圧Ｖｓｔより高くなると、ハイレベルの信号が入力される。ＲＳフリップフロップ回路１０８のＲ端子には、第２のコンデンサ１０３の電圧Ｖ２が基準電圧Ｖｓｔより高くなると、ローレベルの信号が入力される。第１のコンデンサ１０２は、第１の充放電制御回路１０９の制御により、出力信号Ｑがハイレベルの時に放電状態となり、出力信号Ｑがローレベルの時に充電状態となる。第２のコンデンサ１０３は、第２の充放電制御回路１１０の制御により、反転出力信号ＱＢがハイレベルの時に放電状態となり、反転出力信号ＱＢがローレベルの時に充電状態となる。【選択図】図１
2007243922.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
定電流源が発生する電流によって充電、または放電される第１および第２のコンデンサと、
上記第１のコンデンサに蓄えられた電荷の量に応じた第１の電圧と、第１の基準電圧とを比較し、上記第１の電圧が上記第１の基準電圧に達していることを示す第１の信号を出力する第１の比較回路と、
上記第２のコンデンサに蓄えられた電荷の量に応じた第２の電圧と、第２の基準電圧とを比較し、上記第２の電圧が上記第２の基準電圧に達していることを示す第２の信号を出力する第２の比較回路と、
上記第１の信号と上記第２の信号のうちの一方によってセット状態にされ、他方によってリセット状態にされるＲＳフリップフロップ回路と、
上記第１のコンデンサを、上記ＲＳフリップフロップ回路がセット状態のときに充電状態とし、上記ＲＳフリップフロップ回路がリセット状態のときに放電状態とする第１の充放電制御回路と、
上記第２のコンデンサを、上記ＲＳフリップフロップ回路がリセット状態のときに充電状態とし、上記ＲＳフリップフロップ回路がセット状態のときに放電状態とする第２の充放電制御回路と、
を備えた発振回路。
【請求項２】
定電流源が発生する電流によって充電または放電される第１と第２のコンデンサと、
上記第１のコンデンサに蓄えられた電荷の量に応じた第１の電圧と、第１の基準電圧とを比較し、上記第１の電圧が上記第１の基準電圧に達していることを示す第１の信号を出力する第１の比較回路と、
上記第２のコンデンサに蓄えられた電荷の量に応じた第２の電圧と、第２の基準電圧とを比較し、上記第２の電圧が上記第２の基準電圧に達していることを示す第２の信号を出力する第２の比較回路と、
上記第１の比較回路によって上記第１の信号が出力されるとセット状態になり、セット状態のときに上記第２の比較回路によって上記第２の信号が出力されるとリセット状態になる第１のＲＳフリップフロップ回路と、
上記第２の比較回路によって上記第２の信号が出力されるとセット状態になり、セット状態のときに上記第１の比較回路によって上記第１の信号が出力されるとリセット状態になる第２のＲＳフリップフロップ回路と、
上記第１のＲＳフリップフロップ回路がリセット状態からセット状態になるとき、および上記第２のＲＳフリップフロップ回路がリセット状態からセット状態になるときに出力が反転するトグルフリップフロップ回路と、
上記トグルフリップフロップ回路の出力に応じて、上記第１のコンデンサを充電するとともに、上記第２のコンデンサを放電させる状態と、上記第１のコンデンサを放電させるとともに、上記第２のコンデンサを充電する状態とを選択的に切り替える充放電制御回路と、
を備えた発振回路。
【請求項３】
請求項２の発振回路であって、
上記セット状態は、出力がハイレベルになる状態であり、
上記リセット状態は、出力がローレベルになる状態であり、
さらに、
上記第１のＲＳフリップフロップ回路の出力が立ち上がると、ハイレベルの第１のパルス信号を出力する第１のワンショット回路と、
上記第２のＲＳフリップフロップ回路の出力が立ち上がると、ハイレベルの第２のパルス信号を出力する第２のワンショット回路と、
上記第１のパルス信号と上記第２のパルス信号との論理和を出力する論理和回路と、
を備え、
上記トグルフリップフロップ回路は、上記論理和回路の出力の立ち上がりエッジ、または立ち下がりエッジで出力が反転するように構成されていることを特徴とする発振回路。
【請求項４】
定電流源が発生する電流によって充電される第１のコンデンサと、
上記第１のコンデンサに蓄えられた電荷の量に応じた電圧が、上記充電によって第１の基準電圧に上昇してから上記第１の基準電圧より低い第２の基準電圧に下降するまでの間、第１の信号を出力する第１の比較回路と、
または、
定電流源が発生する電流によって放電される第１のコンデンサと、
上記第１のコンデンサに蓄えられた電荷の量に応じた電圧が、上記放電によって第１の基準電圧に下降してから上記第１の基準電圧より高い第２の基準電圧に上昇するまでの間、第１の信号を出力する第１の比較回路とのうちの一方を備えるとともに、
定電流源が発生する電流によって充電される第２のコンデンサと、
上記第２のコンデンサに蓄えられた電荷の量に応じた電圧が、上記充電によって第３の基準電圧に上昇してから上記第３の基準電圧より低い第４の基準電圧に下降するまでの間、第２の信号を出力する第２の比較回路と、
または、
定電流源が発生する電流によって放電される第２のコンデンサと、
上記第２のコンデンサに蓄えられた電荷の量に応じた電圧が、上記放電によって第３の基準電圧に下降してから上記第３の基準電圧より高い第４の基準電圧に上昇するまでの間、第２の信号を出力する第２の比較回路とのうちの一方を備え、
さらに、
上記第１の信号と上記第２の信号のいずれかが出力される毎に、出力が反転するトグルフリップフロップ回路と、
上記トグルフリップフロップ回路の出力に応じて、
上記第１のコンデンサを充電するとともに、上記第２のコンデンサを放電させる状態と、上記第１のコンデンサを放電させるとともに、上記第２のコンデンサを充電する状態とを選択的に切り替える充放電制御回路と、
を備えることを特徴とする発振回路。
【請求項５】
請求項１、請求項２、および請求項４のいずれか１項の発振回路であって、
上記第１および第２のコンデンサは、同一の定電流源が発生する電流によって充電、または放電されることを特徴とする発振回路。
【請求項６】
請求項１、請求項２、および請求項４のいずれか１項の発振回路であって、
上記第１および第２の充放電制御回路は、充電時に、上記第１と第２のコンデンサのそれぞれの一端を定電流源に接続させ、放電時に、上記第１と第２のコンデンサのそれぞれの両端をショートさせるように構成されていることを特徴とする発振回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、半導体集積回路等に安定した周期の信号を供給する発振回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、半導体集積回路は、プロセスが微細化され、動作電圧が低くなっていることにより、ノイズによって誤動作しやすくなっている。したがって、マイコン等の半導体集積回路を、ノイズの影響を受けにくいものとすることが要求されている。
【０００３】
一方、従来の発振回路として、トグルフリップフロップを用いて三角波の発振出力を得る発振回路が知られている（例えば、特許文献１参照。）。
【０００４】
ここで、特許文献１の図２に示すように構成された三角波発振回路について説明する。
【０００５】
コンデンサ１０５は、スイッチ１０２が閉じた状態のときに、定電流源１０１が発生する電流によって充電される。
【０００６】
コンデンサ１０５ａは、スイッチ１０２ａが閉じた状態のときに、定電流源１０１ａが発生する電流によって充電される。
【０００７】
スイッチ１０２は、トグルフリップフロップ２３の出力信号Ｑがハイレベルのときに閉じ、ローレベルのときに開く。
【０００８】
スイッチ１０２ａは、トグルフリップフロップ２３の出力信号バーＱがハイレベルのときに閉じ、ローレベルのときに開く。
【０００９】
コンパレータ２１は、コンデンサ１０５の出力電圧ＶＯが基準電圧ＶＲ１よりも高くなったとき、およびコンデンサ１０５ａの出力電圧バーＶＯが基準電圧ＶＲ１よりも高くなったときに、ハイレベルの出力信号ＣＭを出力する。
【００１０】
トグルフリップフロップ２３にハイレベルの出力信号ＣＭが入力されると、出力信号Ｑ、および出力信号バーＱは、それぞれ反転する。
【００１１】
上記の構成により、スイッチ２２が接点ｆ側に閉じた状態のとき、出力信号ＣＭ、出力信号Ｑ、出力信号バーＱ、出力電圧バーＶＯ、および出力電圧ＶＯの波形は、例えば、特許文献１の図３に示すようになる。
【特許文献１】特開平５−２２６９８４号公報
【特許文献２】特許第３４０６６１３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
しかしながら、上記従来の発振回路では、ノイズにより、出力信号Ｑの周期が不安定になりやすかった。例えば、コンデンサ１０５が充電されたときに、出力電圧ＶＯがノイズによって基準電圧ＶＲ１の前後で変動した場合、これによって出力信号ＣＭが複数回立ち上がり、その度にトグルフリップフロップ２３の出力信号Ｑが反転してしまう。図９の例では、時刻Ａから時刻Ｂまでの間、出力信号Ｑは、ノイズがなければずっとローレベルであったはずにもかかわらず、途中でハイレベルになってしまっている。その結果、出力信号Ｑおよび出力信号バーＱの波形の位相が、安定した周期の波形の位相から、およそ半周期分ずれてしまう。
【００１３】
本発明は、上記の点に鑑み、ノイズが発生しても安定した周期の信号を供給する発振回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
上記の課題を解決するため、請求項１の発明の発振回路は、
定電流源が発生する電流によって充電、または放電される第１および第２のコンデンサと、
上記第１のコンデンサに蓄えられた電荷の量に応じた第１の電圧と、第１の基準電圧とを比較し、上記第１の電圧が上記第１の基準電圧に達していることを示す第１の信号を出力する第１の比較回路と、
上記第２のコンデンサに蓄えられた電荷の量に応じた第２の電圧と、第２の基準電圧とを比較し、上記第２の電圧が上記第２の基準電圧に達していることを示す第２の信号を出力する第２の比較回路と、
上記第１の信号と上記第２の信号のうちの一方によってセット状態にされ、他方によってリセット状態にされるＲＳフリップフロップ回路と、
上記第１のコンデンサを、上記ＲＳフリップフロップ回路がセット状態のときに充電状態とし、上記ＲＳフリップフロップ回路がリセット状態のときに放電状態とする第１の充放電制御回路と、
上記第２のコンデンサを、上記ＲＳフリップフロップ回路がリセット状態のときに充電状態とし、上記ＲＳフリップフロップ回路がセット状態のときに放電状態とする第２の充放電制御回路とを備えている。
【００１５】
請求項１の発明により、第１の電圧および第２の電圧のうちの一方が、ノイズによって基準電圧の前後で変動しても、ＲＳフリップフロップ回路の出力が反転する回数は、ノイズがない場合と同じになる。したがって、ＲＳフリップフロップ回路は、安定した周期の信号を出力できる。
【００１６】
請求項２の発明の発振回路は、
定電流源が発生する電流によって充電または放電される第１と第２のコンデンサと、
上記第１のコンデンサに蓄えられた電荷の量に応じた第１の電圧と、第１の基準電圧とを比較し、上記第１の電圧が上記第１の基準電圧に達していることを示す第１の信号を出力する第１の比較回路と、
上記第２のコンデンサに蓄えられた電荷の量に応じた第２の電圧と、第２の基準電圧とを比較し、上記第２の電圧が上記第２の基準電圧に達していることを示す第２の信号を出力する第２の比較回路と、
上記第１の比較回路によって上記第１の信号が出力されるとセット状態になり、セット状態のときに上記第２の比較回路によって上記第２の信号が出力されるとリセット状態になる第１のＲＳフリップフロップ回路と、
上記第２の比較回路によって上記第２の信号が出力されるとセット状態になり、セット状態のときに上記第１の比較回路によって上記第１の信号が出力されるとリセット状態になる第２のＲＳフリップフロップ回路と、
上記第１のＲＳフリップフロップ回路がリセット状態からセット状態になるとき、および上記第２のＲＳフリップフロップ回路がリセット状態からセット状態になるときに出力が反転するトグルフリップフロップ回路と、
上記トグルフリップフロップ回路の出力に応じて、上記第１のコンデンサを充電するとともに、上記第２のコンデンサを放電させる状態と、上記第１のコンデンサを放電させるとともに、上記第２のコンデンサを充電する状態とを選択的に切り替える充放電制御回路とを備えている。
【００１７】
請求項２の発明により、第１の電圧がノイズによって基準電圧の前後で変動しても、第１のＲＳフリップフロップ回路の出力が立ち上がる回数は、ノイズがない場合と同じになる。同様に、第２の電圧がノイズによって基準電圧の前後で変動しても、第２のＲＳフリップフロップ回路の出力が立ち上がる回数は、ノイズがない場合と同じになる。したがって、トグル・フリップフロップ回路は、安定した周期の信号を出力できる。
【００１８】
請求項３の発明は、
請求項２の発振回路であって、
上記セット状態は、出力がハイレベルになる状態であり、
上記リセット状態は、出力がローレベルになる状態であり、
さらに、
上記第１のＲＳフリップフロップ回路の出力が立ち上がると、ハイレベルの第１のパルス信号を出力する第１のワンショット回路と、
上記第２のＲＳフリップフロップ回路の出力が立ち上がると、ハイレベルの第２のパルス信号を出力する第２のワンショット回路と、
上記第１のパルス信号と上記第２のパルス信号との論理和を出力する論理和回路と、
を備え、
上記トグルフリップフロップ回路は、上記論理和回路の出力の立ち上がりエッジ、または立ち下がりエッジで出力が反転するように構成されていることを特徴とする。
【００１９】
請求項４の発明は、
定電流源が発生する電流によって充電される第１のコンデンサと、
上記第１のコンデンサに蓄えられた電荷の量に応じた電圧が、上記充電によって第１の基準電圧に上昇してから上記第１の基準電圧より低い第２の基準電圧に下降するまでの間、第１の信号を出力する第１の比較回路と、
または、
定電流源が発生する電流によって放電される第１のコンデンサと、
上記第１のコンデンサに蓄えられた電荷の量に応じた電圧が、上記放電によって第１の基準電圧に下降してから上記第１の基準電圧より高い第２の基準電圧に上昇するまでの間、第１の信号を出力する第１の比較回路とのうちの一方を備えるとともに、
定電流源が発生する電流によって充電される第２のコンデンサと、
上記第２のコンデンサに蓄えられた電荷の量に応じた電圧が、上記充電によって第３の基準電圧に上昇してから上記第３の基準電圧より低い第４の基準電圧に下降するまでの間、第２の信号を出力する第２の比較回路と、
または、
定電流源が発生する電流によって放電される第２のコンデンサと、
上記第２のコンデンサに蓄えられた電荷の量に応じた電圧が、上記放電によって第３の基準電圧に下降してから上記第３の基準電圧より高い第４の基準電圧に上昇するまでの間、第２の信号を出力する第２の比較回路とのうちの一方を備え、
さらに、
上記第１の信号と上記第２の信号のいずれかが出力される毎に、出力が反転するトグルフリップフロップ回路と、
上記トグルフリップフロップ回路の出力に応じて、
上記第１のコンデンサを充電するとともに、上記第２のコンデンサを放電させる状態と、上記第１のコンデンサを放電させるとともに、上記第２のコンデンサを充電する状態とを選択的に切り替える充放電制御回路とを備えることを特徴とする。
【００２０】
請求項４の発明により、ノイズが生じても、第１のコンデンサに蓄えられた電荷の量に応じた電圧が、第２の基準電圧に達するか、または第２のコンデンサに蓄えられた電荷の量に応じた電圧が第４の基準電圧に達しない限り、トグルフリップフロップ回路の出力にノイズの影響は現れない。したがって、トグル・フリップフロップ回路は、安定した周期の信号を出力できる。
【００２１】
請求項５の発明は、
請求項１、請求項２、および請求項４のいずれか１項の発振回路であって、
上記第１および第２のコンデンサは、同一の定電流源が発生する電流によって充電、または放電されることを特徴とする。
【００２２】
請求項５の発明により、第１および第２のコンデンサが等しい電流で充電、または放電されるので、デューティ比が５０％の発振信号が得られる。
【００２３】
請求項６の発明は、
請求項１、請求項２、および請求項４のいずれか１項の発振回路であって、
上記第１および第２の充放電制御回路は、充電時に、上記第１と第２のコンデンサのそれぞれの一端を定電流源に接続させ、放電時に、上記第１と第２のコンデンサのそれぞれの両端をショートさせるように構成されていることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２４】
本発明によれば、ノイズが発生しても安定した周期の信号を供給する発振回路が得られる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２５】
以下、本発明の実施形態について、図面を参照して説明する。なお、以下の各実施形態において、他の実施形態と同様の機能を有する構成要素については同一の符号を付して説明を省略する。
【００２６】
《発明の実施形態１》
実施形態１の発振回路は、図１に示すように、定電流源回路１０１、第１のコンデンサ１０２、第２のコンデンサ１０３、基準電源１０４、比較回路１０５、インバータ回路１０６、比較回路１０７、ＲＳフリップフロップ回路１０８、第１の充放電制御回路１０９、および第２の充放電制御回路１１０を備えている。本実施形態の発振回路は、半導体集積回路に設けられる。
【００２７】
基準電源１０４は、基準電圧Ｖｓｔを発生するようになっている。
【００２８】
比較回路１０５は、第１のコンデンサ１０２に蓄えられた電荷に応じた電圧Ｖ１と、基準電圧Ｖｓｔとを比較し、電圧Ｖ１の方が高い場合に出力がローレベルとなり、基準電圧Ｖｓｔの方が高い場合に出力がハイレベルとなるようになっている。
【００２９】
比較回路１０７は、第２のコンデンサ１０３に蓄えられた電荷に応じた電圧Ｖ２と、基準電圧Ｖｓｔとを比較し、電圧Ｖ２の方が高い場合に出力がローレベルとなり、基準電圧Ｖｓｔの方が高い場合に出力がハイレベルとなるようになっている。
【００３０】
ＲＳフリップフロップ回路１０８は、インバータ回路１０６のハイレベルの出力（第１の信号）によってセット状態にされ、比較回路１０７のローレベルの出力（第２の信号）によってリセット状態にされるようになっている。そして、出力信号Ｑ、および出力信号Ｑの反転信号である反転出力信号ＱＢを出力するようになっている。
【００３１】
第１の充放電制御回路１０９は、図２に示すように、ＰＭＯＳトランジスタ１０９ａとＮＭＯＳトランジスタ１０９ｂとを備えている。それらのゲートには、ＲＳフリップフロップ回路１０８の出力信号Ｑが入力される。このような構成により、第１の充放電制御回路１０９は、定電流源回路１０１から第１のコンデンサ１０２への電荷の供給を制御するようになっている。より詳しくは、第１の充放電制御回路１０９は、第１のコンデンサ１０２を、出力信号Ｑがハイレベルのとき（ＲＳフリップフロップ回路１０８がセット状態のとき）に放電状態とし、出力信号Ｑがローレベルのとき（ＲＳフリップフロップ回路１０８がリセット状態のとき）に充電状態とするようになっている。
【００３２】
第２の充放電制御回路１１０は、図２に示すように、ＰＭＯＳトランジスタ１１０ａとＮＭＯＳトランジスタ１１０ｂとを備えている。それらのゲートには、ＲＳフリップフロップ回路１０８の反転出力信号ＱＢが入力される。このような構成により、第２の充放電制御回路１１０は、定電流源回路１０１から第２のコンデンサ１０３への電荷の供給を制御するようになっている。より詳しくは、第２の充放電制御回路１１０は、第２のコンデンサ１０３を、反転出力信号ＱＢがハイレベルのとき（ＲＳフリップフロップ回路１０８がリセット状態のとき）に放電状態とし、反転出力信号ＱＢがローレベルのとき（ＲＳフリップフロップ回路１０８がセット状態のとき）に充電状態とするようになっている。
【００３３】
次に、上記のように構成された発振回路の動作について、図３のタイミングチャートを参照しながら説明する。図３のタイミングチャートは、時刻Ｂと時刻Ｃの間で、ノイズによって電圧Ｖ２が基準電圧Ｖｓｔを超えた場合の各信号の波形を示す。
【００３４】
図３の時刻Ａで、ＲＳフリップフロップ回路１０８のＳ端子に、ハイレベルの信号が入力されると、出力信号Ｑがローレベルからハイレベルになり、反転出力信号ＱＢはハイレベルからローレベルになる。出力信号Ｑがハイレベルになることにより、第１の充放電制御回路１０９は、第１のコンデンサ１０２に蓄えられていた電荷がグランド側に放出されるように動作する。これにより、第１のコンデンサ１０２の電圧Ｖ１は、ハイレベルからローレベルに下降する。一方、出力信号ＱＢがローレベルになることにより、第２の充放電制御回路１１０は、第２のコンデンサ１０３が充電されるように動作する。これにより、第２のコンデンサ１０３の電圧Ｖ２は、充電によって電荷が蓄えられるのに応じて、上昇する。
【００３５】
第２のコンデンサ１０３の電圧Ｖ２は、時刻Ａから、基準電圧Ｖｓｔを超える時刻Ｂまでの間、充電によって上昇し続ける。時刻Ａから時刻Ｂの間、Ｒ端子に入力される信号、すなわち比較回路１０７の出力は、ハイレベルとなる。この間、ＲＳフリップフロップ回路１０８の出力信号Ｑはハイレベルに維持され、反転出力信号ＱＢはローレベルに維持される。また、第１のコンデンサ１０２の電圧Ｖ１は、時刻Ａで下降し始めて一度ローレベルになると、時刻Ｂまでローレベルのままとなる。
【００３６】
時刻Ｂで第２のコンデンサ１０３の電圧Ｖ２が基準電圧Ｖｓｔを超えると、比較回路１０７の出力、すなわち比較結果がローレベルとなり、ＲＳフリップフロップ回路１０８のＲ端子には、ローレベルの信号が入力される。これにより、ＲＳフリップフロップ回路１０８の出力信号Ｑは、ハイレベルからローレベルに変化し、反転出力信号ＱＢは、ローレベルからハイレベルに変化する。反転出力信号ＱＢがハイレベルになることにより、第２の充放電制御回路１１０は、第２のコンデンサ１０３に蓄えられていた電荷がグランド側に放出されるように動作する。これにより、第２のコンデンサ１０３の電圧Ｖ２は、ハイレベルからローレベルに下降する。一方、出力信号Ｑがローレベルになることにより、第１の充放電制御回路１０９は、第１のコンデンサ１０２が充電されるように動作する。これにより、第１のコンデンサ１０２の電圧Ｖ１は、充電によって電荷が蓄えられるのに応じて、上昇する。
【００３７】
第１のコンデンサ１０２の電圧Ｖ１は、時刻Ｂから、基準電圧Ｖｓｔを超える時刻Ｃまでの間、充電によって上昇し続ける。時刻Ｂから時刻Ｃまでの間、ＲＳフリップフロップ回路１０８の出力信号Ｑはローレベルに維持され、反転出力信号ＱＢはハイレベルに維持される。また、第２のコンデンサ１０３の電圧Ｖ２は、時刻Ｂで下降し始めて一度ローレベルになると、時刻Ｃまでローレベルのままとなる。
【００３８】
ここで、ＲＳフリップフロップ回路１０８は、Ｒ端子にローレベルの信号が入力されることによりローレベルの信号を一旦保持すると、Ｓ端子にハイレベルの信号が入力されるまで、その出力を変化させない。したがって、図３に示すように、時刻Ｂと時刻Ｃの間で、電圧Ｖ２がノイズによって基準電圧Ｖｓｔを超え、ＲＳフリップフロップ回路１０８のＲ端子にローレベルの信号が入力されても、ＲＳフリップフロップ回路１０８の出力信号Ｑおよび反転出力信号ＱＢは変化しない。
【００３９】
時刻Ｃで第１のコンデンサ１０２の電圧Ｖ１が基準電圧Ｖｓｔを超えると、比較回路１０５の出力、すなわち比較結果がローレベルとなり、ＲＳフリップフロップ回路１０８のＳ端子には、ハイレベルの信号が入力される。
【００４０】
上述したような、時刻Ａから時刻Ｃまでの区間の動作が繰り返されることにより、発振信号である出力信号Ｑおよび反転出力信号ＱＢが得られる。
【００４１】
このように、本実施形態の発振回路は、ノイズに影響されることなく、安定した周期の出力信号Ｑと反転出力信号ＱＢとを供給できる。
【００４２】
また、ヒステリシスを利用した比較回路を用いることのみによってノイズの影響を防ぐ場合よりも、影響を防げるノイズの範囲が広い。
【００４３】
また、本実施形態の発振回路は、簡単な構成なので、少ない素子数、および小さい回路面積で、容易に半導体集積回路に実装できる。
【００４４】
《発明の実施形態２》
実施形態２の発振回路は、図４に示すように、定電流源回路１０１、第１のコンデンサ１０２、第２のコンデンサ１０３、基準電源１０４、比較回路１０５、インバータ回路１０６、比較回路１０７、第１の充放電制御回路１０９、第２の充放電制御回路１１０、インバータ回路２０１、ＲＳフリップフロップ回路２０２、２０３（第１と第２のＲＳフリップフロップ回路）、ワンショット回路２０４、２０５（第１と第２のワンショット回路）、ＮＡＮＤ回路２０６、２０７、ＯＲ回路２０８（論理和回路）、およびトグル・フリップフロップ回路２０９を備えている。
【００４５】
ワンショット回路２０４、２０５は、それぞれ、入力される信号が立ち上がると所定幅のパルスを出力するようになっている。具体的には、それぞれ、図５に示すように、インバータ回路２０４ａ〜２０４ｃ、ＮＡＮＤ回路２０４ｄ、およびインバータ回路２０４ｅを備えている。インバータ回路２０４ａ〜２０４ｃは、ＮＡＮＤ回路２０４ｄが必要な幅のパルスを出力するのに十分な遅延量、入力される信号を遅延させるようになっている。遅延量を大きくするためには、駆動能力の低いインバータを用いればよい。
【００４６】
なお、ワンショット回路２０４、２０５の構成は、図５に示した構成に限られない。例えば、本実施形態では、ＮＡＮＤ回路２０４ｄの手前のインバータの数は３つであるが、３つに限られないし、バッファとインバータが組み合わせて用いられてもよい。
【００４７】
また、第１の充放電制御回路１０９において、ＰＭＯＳトランジスタ１０９ａとＮＭＯＳトランジスタ１０９ｂのゲートには、トグル・フリップフロップ回路２０９の反転出力信号ＱＢが入力されるようになっている。さらに、第２の充放電制御回路１１０において、ＰＭＯＳトランジスタ１１０ａとＮＭＯＳトランジスタ１１０ｂのゲートには、トグル・フリップフロップ回路２０９の出力信号Ｑが入力されるようになっている。
【００４８】
次に、上記のように構成された発振回路の動作について、図６のタイミングチャートを参照しながら説明する。図６のタイミングチャートは、時刻Ｂと時刻Ｃの間で、ノイズによって電圧Ｖ２が基準電圧Ｖｓｔを超えた場合の各信号の波形を示す。
【００４９】
図６の時刻Ａで、ＯＲ回路２０８から出力される信号ＣＫがハイレベルになると、トグル・フリップフロップ回路２０９の出力信号Ｑがローレベルからハイレベルに変化し、トグル・フリップフロップ回路２０９の反転出力信号ＱＢがハイレベルからローレベルに変化する。出力信号Ｑがハイレベルになることにより、第２の充放電制御回路１１０は、第２のコンデンサ１０３に蓄えられていた電荷がグランド側に放出されるように動作する。これにより、第２のコンデンサ１０３の電圧Ｖ２は、ハイレベルからローレベルに下降する。一方、出力信号ＱＢがローレベルになることにより、第１の充放電制御回路１０９は、第１のコンデンサ１０２が充電されるように動作する。これにより、第１のコンデンサ１０２の電圧Ｖ１は、充電によって電荷が蓄えられるのに応じて、上昇する。
【００５０】
第１のコンデンサ１０２の電圧Ｖ１は、時刻Ａから、基準電圧Ｖｓｔを超える時刻Ｂまでの間、充電によって上昇し続ける。この間、ＲＳフリップフロップ回路２０２の出力信号Ｑ１は、ローレベルとなっている。また、ＲＳフリップフロップ回路２０３の出力信号Ｑ２は、ハイレベルとなっている。そして、時刻Ａから時刻Ｂまでの間、トグル・フリップフロップ回路２０９の出力信号Ｑはハイレベルに維持され、反転出力信号ＱＢはローレベルに維持される。また、第２のコンデンサ１０３の電圧Ｖ２は、時刻Ａで下降し始めて一度ローレベルになると、時刻Ｂまでローレベルのままとなる。
【００５１】
時刻Ｂで第１のコンデンサ１０２の電圧Ｖ１が基準電圧Ｖｓｔを超えると、比較回路１０５の出力、すなわち比較結果がローレベルとなる。そして、比較回路１０５のローレベルの出力を、インバータ回路１０６が反転させ、ＲＳフリップフロップ回路２０２のＳ１端子には、ハイレベルの信号が入力される。これにより、ＲＳフリップフロップ回路２０２の出力信号Ｑ１がハイレベルになる。出力信号Ｑ１がハイレベルになることにより、ワンショット回路２０４がハイレベルのパルス信号を出力する。そして、ＯＲ回路２０８から、ハイレベルのパルス信号が、信号ＣＫとしてトグル・フリップフロップ回路２０９のトリガ入力に入力される。また、このとき、ＲＳフリップフロップ回路２０３の出力信号Ｑ２はハイレベルなので、ワンショット回路２０４がハイレベルのパルス信号を出力すると、ＮＡＮＤ回路２０７の出力はローレベルとなる。そして、ＮＡＮＤ回路２０７のローレベルの出力がＲＳフリップフロップ回路２０３のＲ２端子に入力されることにより、出力信号Ｑ２はローレベルに反転する。
【００５２】
時刻Ｂで、ハイレベルのパルス信号が、トグル・フリップフロップ回路２０９のトリガ入力に入力されると、トグル・フリップフロップ回路２０９の出力信号Ｑはハイレベルからローレベルに反転し、反転出力信号ＱＢはローレベルからハイレベルに反転する。反転出力信号ＱＢがハイレベルになることにより、第１の充放電制御回路１０９は、第１のコンデンサ１０２に蓄えられていた電荷がグランド側に放出されるように動作する。これにより、第１のコンデンサ１０２の電圧Ｖ１は、ハイレベルからローレベルに下降する。一方、出力信号Ｑがローレベルになることにより、第２の充放電制御回路１１０は、第２のコンデンサ１０３が充電されるように動作する。これにより、第２のコンデンサ１０３の電圧Ｖ２は、充電によって電荷が蓄えられるのに応じて、上昇する。
【００５３】
第２のコンデンサ１０３の電圧Ｖ２は、時刻Ｂから、基準電圧Ｖｓｔを超える時刻Ｃまでの間、充電によって上昇する。時刻Ｂから時刻Ｃまでの間、トグル・フリップフロップ回路２０９の出力信号Ｑはローレベルに維持され、反転出力信号ＱＢはハイレベルに維持される。また、第１のコンデンサ１０２の電圧Ｖ１は、時刻Ｂで下降し始めて一度ローレベルになると、時刻Ｃまでローレベルのままとなる。
【００５４】
ここで、ＲＳフリップフロップ回路２０２は、時刻ＢでＳ１端子にハイレベルの信号が入力されることによりハイレベルの信号を一旦保持すると、Ｒ１端子にローレベルの信号が入力されるまで、その出力を変化させない。したがって、図６に示すように、時刻Ｂと時刻Ｃの間で、電圧Ｖ１がノイズによって基準電圧Ｖｓｔを超え、ＲＳフリップフロップ回路２０２のＳ１端子にハイレベルの信号が入力されても、ＲＳフリップフロップ回路２０２の出力信号Ｑ１は変化しない。したがって、この場合、トグル・フリップフロップ回路２０９の出力信号Ｑおよび反転出力信号ＱＢも変化しない。
【００５５】
時刻Ｃで第２のコンデンサ１０３の電圧Ｖ２が基準電圧Ｖｓｔを超えると、比較回路１０７の出力、すなわち比較結果がローレベルとなる。そして、比較回路１０７のローレベルの出力を、インバータ回路２０１が反転させ、ＲＳフリップフロップ回路２０３のＳ２端子には、ハイレベルの信号が入力される。これにより、ＲＳフリップフロップ回路２０３の出力信号Ｑ２がハイレベルになる。出力信号Ｑ２がハイレベルになることにより、ワンショット回路２０５がハイレベルのパルス信号を出力する。そして、ＯＲ回路２０８から、ハイレベルのパルス信号が、信号ＣＫとしてトグル・フリップフロップ回路２０９のトリガ入力に入力される。また、このときＲＳフリップフロップ回路２０２の出力信号Ｑ１はハイレベルなので、ワンショット回路２０５がハイレベルのパルス信号を出力すると、ＮＡＮＤ回路２０６の出力はローレベルとなる。そして、ＮＡＮＤ回路２０６のローレベルの出力がＲＳフリップフロップ回路２０２のＲ１端子に入力されることにより、出力信号Ｑ１はローレベルに反転する。
【００５６】
時刻Ｃで、ハイレベルのパルス信号が、信号ＣＫとしてトグル・フリップフロップ回路２０９のトリガ入力に入力されると、トグル・フリップフロップ回路２０９の出力信号Ｑはローレベルからハイレベルに反転し、反転出力信号ＱＢはハイレベルからローレベルに反転する。
【００５７】
上述したような、時刻Ａから時刻Ｃまでの区間の動作が繰り返されることにより、発振信号である出力信号Ｑおよび反転出力信号ＱＢが得られる。
【００５８】
このように、本実施形態の発振回路は、ノイズに影響されることなく、安定した周期の出力信号Ｑと反転出力信号ＱＢとを供給できる。
【００５９】
《発明の実施形態３》
実施形態３の発振回路は、図７に示すように、定電流源回路１０１、第１のコンデンサ１０２、第２のコンデンサ１０３、基準電源１０４、第１の充放電制御回路１０９、第２の充放電制御回路１１０、比較回路３０１、３０２（シュミット回路）、ＮＡＮＤ回路３０３、およびトグル・フリップフロップ回路２０９を備えている。
【００６０】
比較回路３０１（第１の比較回路）は、第１のコンデンサ１０２の電圧Ｖ１が、充電によって基準電圧Ｖｓｔよりも所定幅（シュミット幅）分高い電圧Ｖｓｃ（シュミット電圧）を超えてから、放電によって基準電圧Ｖｓｔになるまでの間、ローレベルの信号を出力し、その間以外にはハイレベルの信号を出力するようになっている。
【００６１】
比較回路３０２（第２の比較回路）は、第２のコンデンサ１０３の電圧Ｖ２が、充電によって基準電圧Ｖｓｔよりも所定幅（シュミット幅）分高い電圧Ｖｓｃ（シュミット電圧）を超えてから、放電によって基準電圧Ｖｓｔになるまでの間、ローレベルの信号を出力し、その間以外にはハイレベルの信号を出力するようになっている。
【００６２】
次に、上記のように構成された発振回路の動作について、図８のタイミングチャートを参照しながら説明する。図８のタイミングチャートは、時刻Ａと時刻Ｂとの間で、ノイズによって電圧Ｖ１が基準電圧Ｖｓｔを超えた場合の各信号の波形を示す。
【００６３】
図８の時刻Ａで、ＮＡＮＤ回路３０３から出力される信号ＣＫがハイレベルになると、トグル・フリップフロップ回路２０９の出力信号Ｑがローレベルからハイレベルに変化し、トグル・フリップフロップ回路２０９の反転出力信号ＱＢがハイレベルからローレベルに変化する。出力信号Ｑがハイレベルになることにより、第２の充放電制御回路１１０は、第２のコンデンサ１０３に蓄えられていた電荷がグランド側に放出されるように動作する。これにより、第２のコンデンサ１０３の電圧Ｖ２は、ハイレベルからローレベルに下降する。一方、出力信号ＱＢがローレベルになることにより、第１の充放電制御回路１０９は、第１のコンデンサ１０２が充電されるように動作する。これにより、第１のコンデンサ１０２の電圧Ｖ１は、充電によって電荷が蓄えられるのに応じて、上昇する。
【００６４】
第１のコンデンサ１０２の電圧Ｖ１は、時刻Ａから、基準電圧Ｖｓｃを超える時刻Ｂまでの間、充電によって上昇する。この間、トグル・フリップフロップ回路２０９の出力信号Ｑはハイレベルに維持され、反転出力信号ＱＢはローレベルに維持される。また、第２のコンデンサ１０３の電圧Ｖ２は、時刻Ａで下降し始めて一度ローレベルになると、時刻Ｂまでローレベルのままとなる。
【００６５】
時刻Ｂで第１のコンデンサ１０２の電圧Ｖ１が、基準電圧Ｖｓｔよりも所定幅分高い電圧Ｖｓｃを超えると、比較回路３０１の出力、すなわち比較結果がローレベルとなる。そして、ＮＡＮＤ回路３０３から出力される信号ＣＫがハイレベルとなる。
【００６６】
ハイレベルとなった信号ＣＫが、トグル・フリップフロップ回路２０９のトリガ入力に入力されると、トグル・フリップフロップ回路２０９の出力信号Ｑはハイレベルからローレベルに反転し、反転出力信号ＱＢはローレベルからハイレベルに反転する。反転出力信号ＱＢがハイレベルになることにより、第１の充放電制御回路１０９は、第１のコンデンサ１０２に蓄えられていた電荷がグランド側に放出されるように動作する。これにより、第１のコンデンサ１０２の電圧Ｖ１は、ハイレベルからローレベルに下降する。一方、出力信号Ｑがローレベルになることにより、第２の充放電制御回路１１０は、第２のコンデンサ１０３が充電されるように動作する。これにより、第２のコンデンサ１０３の電圧Ｖ２は、充電によって電荷が蓄えられるのに応じて、上昇する。
【００６７】
ここで、図８に示すように、ノイズにより、時刻Ｂの近傍で電圧Ｖ１が基準電圧Ｖｓｔの前後で変動しても、比較回路３０１が電圧の上昇時、電圧Ｖ１を基準電圧Ｖｓｔよりも所定幅（Ｖｓｃ−Ｖｓｔ）分高い電圧Ｖｓｃと比較するようになっているので、出力信号Ｑにその影響は現れない。つまり、ノイズによって電圧Ｖ１が基準電圧Ｖｓｔを超えても、電圧Ｖｓｃを超えない限り、トグル・フリップフロップ回路２０９のトリガ入力にハイレベルのパルス信号が入力されることはない。
【００６８】
第２のコンデンサ１０３の電圧Ｖ２は、時刻Ｂから、基準電圧Ｖｓｔよりも所定幅分高い電圧Ｖｓｃを超える時刻Ｃまでの間、充電によって上昇し続ける。時刻Ｂから時刻Ｃまでの間、トグル・フリップフロップ回路２０９の出力信号Ｑはローレベルに維持され、反転出力信号ＱＢはハイレベルに維持される。また、第１のコンデンサ１０２の電圧Ｖ１は、時刻Ｂで下降し始めて一度ローレベルになると、時刻Ｃまでローレベルのままとなる。
【００６９】
時刻Ｃで第２のコンデンサ１０３の電圧Ｖ２が基準電圧Ｖｓｔよりも所定幅分高い電圧Ｖｓｃを超えると、比較回路３０２の出力、すなわち比較結果がローレベルとなる。そして、ＮＡＮＤ回路３０３から出力される信号ＣＫがハイレベルとなる。
【００７０】
ハイレベルとなった信号ＣＫが、トグル・フリップフロップ回路２０９のトリガ入力に入力されると、トグル・フリップフロップ回路２０９の出力信号Ｑはローレベルからハイレベルに反転し、反転出力信号ＱＢはハイレベルからローレベルに反転する。
【００７１】
上述したような、時刻Ａから時刻Ｃまでの区間の動作が繰り返されることにより、発振信号である出力信号Ｑおよび反転出力信号ＱＢが得られる。
【００７２】
このように、本実施形態の発振回路では、ノイズが生じても、そのノイズによって電圧Ｖ１、または電圧Ｖ２が基準電圧Ｖｓｔよりも所定幅分高い電圧Ｖｓｃを超えない限り、出力信号Ｑおよび反転出力信号ＱＢに影響しない。したがって、本実施形態の発振回路は、従来の回路と比較して、より安定した周期の出力信号Ｑと反転出力信号ＱＢを供給できる。
【００７３】
《その他の実施形態》
なお、上記各実施形態の発振回路では、同一の定電流源回路１０１によって、第１のコンデンサ１０２と第２のコンデンサ１０３とが充電されるようになっていた。しかし、第１のコンデンサ１０２と第２のコンデンサ１０３とが、それぞれ別個の定電流源によって充電されるようにしてもよい。
【００７４】
また、上記各実施形態の発振回路では、第１のコンデンサ１０２と第２のコンデンサ１０３は、それぞれ、両端がショートされることによって放電するようになっていた。しかし、放電時に定電流源回路に接続され、定電流源回路が発生する電流によって放電するようにしてもよい。
【００７５】
また、上記各実施形態の発振回路では、コンデンサの充電に要する時間によって出力信号Ｑの周期が制御されるようになっていた。しかし、コンデンサの放電に要する時間によって制御されるようにしてもよい。具体的には、第１のコンデンサ１０２と第２のコンデンサ１０３が、定電流源回路に流れる電流によって放電を行い、第１のコンデンサ１０２と第２のコンデンサ１０３のいずれか一方の電圧が所定の基準電圧より低くなったと比較回路１０５、１０７が検知すると、出力信号Ｑおよび反転出力信号ＱＢが反転するようにしてもよい。また、放電に要する時間によって制御されるようにする場合でも、実施形態３の発振回路のように、比較回路のヒステリシスを利用することができる。具体的には、比較回路３０１、３０２の基準電圧が、コンデンサの電圧の下降時よりも上昇時の方が高くなるようにすればよい。
【００７６】
また、上記実施形態２、３の発振回路では、トグル・フリップフロップ回路２０９の出力は、トリガ入力に入力される信号の立ち上がりエッジで反転するようになっていたが、立ち下がりエッジで反転するようにしてもよい。
【産業上の利用可能性】
【００７７】
本発明に係る発振回路は、ノイズが発生しても安定した周期の信号を供給できるという効果を有し、例えば、半導体集積回路に安定した周期の信号を供給する発振回路等として有用である。
【図面の簡単な説明】
【００７８】
【図１】本発明の実施形態１に係る発振回路の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施形態１に係る第１の充放電制御回路１０９と第２の充放電制御回路１１０の構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の実施形態１に係る発振回路の動作を示すタイミングチャートである。
【図４】本発明の実施形態２に係る発振回路の構成を示すブロック図である。
【図５】本発明の実施形態２に係るワンショット回路２０４、２０５の構成を示すブロック図である。
【図６】本発明の実施形態２に係る発振回路の動作を示すタイミングチャートである。
【図７】本発明の実施形態３に係る発振回路の構成を示すブロック図である。
【図８】本発明の実施形態３に係る発振回路の動作を示すタイミングチャートである。
【図９】従来の発振回路の動作を示すタイミングチャートである。
【符号の説明】
【００７９】
１０１      定電流源回路
１０２      第１のコンデンサ
１０３      第２のコンデンサ
１０４      基準電源
１０５      比較回路
１０６      インバータ回路
１０７      比較回路
１０８      ＲＳフリップフロップ回路
１０９      第１の充放電制御回路
１０９ａ    ＰＭＯＳトランジスタ
１０９ｂ    ＮＭＯＳトランジスタ
１１０      第２の充放電制御回路
１１０ａ    ＰＭＯＳトランジスタ
１１０ｂ    ＮＭＯＳトランジスタ
２０１      インバータ回路
２０２      ＲＳフリップフロップ回路
２０３      ＲＳフリップフロップ回路
２０４      ワンショット回路
２０４ａ〜２０４ｃ      インバータ回路
２０４ｄ    ＮＡＮＤ回路
２０４ｅ    インバータ回路
２０５      ワンショット回路
２０６、２０７      ＮＡＮＤ回路
２０８      ＯＲ回路
２０９      トグル・フリップフロップ回路
３０１、３０２      比較回路
３０３      ＮＡＮＤ回路
【図１】
2007243922.tif 000003
【図２】
2007243922.tif 000004
【図３】
2007243922.tif 000005
【図４】
2007243922.tif 000006
【図５】
2007243922.tif 000007
【図６】
2007243922.tif 000008
【図７】
2007243922.tif 000009
【図８】
2007243922.tif 000010
【図９】
2007243922.tif 000011
【手続補正書】
【提出日】平成19年2月21日(2007.2.21)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
定電流源が発生する電流によって充電、または放電される第１および第２のコンデンサと、
上記第１のコンデンサに蓄えられた電荷の量に応じた第１の電圧と、第１の基準電圧とを比較し、上記第１の電圧が上記第１の基準電圧に達していることを示す第１の信号を出力する第１の比較回路と、
上記第２のコンデンサに蓄えられた電荷の量に応じた第２の電圧と、第２の基準電圧とを比較し、上記第２の電圧が上記第２の基準電圧に達していることを示す第２の信号を出力する第２の比較回路と、
上記第１の信号と上記第２の信号のうちの一方によってセット状態にされ、他方によってリセット状態にされるＲＳフリップフロップ回路と、
上記第１のコンデンサを、上記ＲＳフリップフロップ回路がセット状態のときに充電状態とし、上記ＲＳフリップフロップ回路がリセット状態のときに放電状態とする第１の充放電制御回路と、
上記第２のコンデンサを、上記ＲＳフリップフロップ回路がリセット状態のときに充電状態とし、上記ＲＳフリップフロップ回路がセット状態のときに放電状態とする第２の充放電制御回路と、
を備えた発振回路。
【請求項２】
定電流源が発生する電流によって充電または放電される第１と第２のコンデンサと、
上記第１のコンデンサに蓄えられた電荷の量に応じた第１の電圧と、第１の基準電圧とを比較し、上記第１の電圧が上記第１の基準電圧に達していることを示す第１の信号を出力する第１の比較回路と、
上記第２のコンデンサに蓄えられた電荷の量に応じた第２の電圧と、第２の基準電圧とを比較し、上記第２の電圧が上記第２の基準電圧に達していることを示す第２の信号を出力する第２の比較回路と、
上記第１の比較回路によって上記第１の信号が出力されるとセット状態になり、セット状態のときに上記第２の比較回路によって上記第２の信号が出力されるとリセット状態になる第１のＲＳフリップフロップ回路と、
上記第２の比較回路によって上記第２の信号が出力されるとセット状態になり、セット状態のときに上記第１の比較回路によって上記第１の信号が出力されるとリセット状態になる第２のＲＳフリップフロップ回路と、
上記第１のＲＳフリップフロップ回路がリセット状態からセット状態になるとき、および上記第２のＲＳフリップフロップ回路がリセット状態からセット状態になるときに出力が反転するトグルフリップフロップ回路と、
上記トグルフリップフロップ回路の出力に応じて、上記第１のコンデンサを充電するとともに、上記第２のコンデンサを放電させる状態と、上記第１のコンデンサを放電させるとともに、上記第２のコンデンサを充電する状態とを選択的に切り替える選択充放電制御回路と、
を備えた発振回路。
【請求項３】
請求項２の発振回路であって、
上記セット状態は、出力がハイレベルになる状態であり、
上記リセット状態は、出力がローレベルになる状態であり、
さらに、
上記第１のＲＳフリップフロップ回路の出力が立ち上がると、ハイレベルの第１のパルス信号を出力する第１のワンショット回路と、
上記第２のＲＳフリップフロップ回路の出力が立ち上がると、ハイレベルの第２のパルス信号を出力する第２のワンショット回路と、
上記第１のパルス信号と上記第２のパルス信号との論理和を出力する論理和回路と、
を備え、
上記トグルフリップフロップ回路は、上記論理和回路の出力の立ち上がりエッジ、または立ち下がりエッジで出力が反転するように構成されていることを特徴とする発振回路。
【請求項４】
定電流源が発生する電流によって充電される第１のコンデンサと、
上記第１のコンデンサに蓄えられた電荷の量に応じた電圧が、上記充電によって第１の基準電圧に上昇してから上記第１の基準電圧より低い第２の基準電圧に下降するまでの間、第１の信号を出力する第１の比較回路と、
または、
定電流源が発生する電流によって放電される第１のコンデンサと、
上記第１のコンデンサに蓄えられた電荷の量に応じた電圧が、上記放電によって第１の基準電圧に下降してから上記第１の基準電圧より高い第２の基準電圧に上昇するまでの間、第１の信号を出力する第１の比較回路とのうちの一方を備えるとともに、
定電流源が発生する電流によって充電される第２のコンデンサと、
上記第２のコンデンサに蓄えられた電荷の量に応じた電圧が、上記充電によって第３の基準電圧に上昇してから上記第３の基準電圧より低い第４の基準電圧に下降するまでの間、第２の信号を出力する第２の比較回路と、
または、
定電流源が発生する電流によって放電される第２のコンデンサと、
上記第２のコンデンサに蓄えられた電荷の量に応じた電圧が、上記放電によって第３の基準電圧に下降してから上記第３の基準電圧より高い第４の基準電圧に上昇するまでの間、第２の信号を出力する第２の比較回路とのうちの一方を備え、
さらに、
上記第１の信号と上記第２の信号のいずれかが出力される毎に、出力が反転するトグルフリップフロップ回路と、
上記トグルフリップフロップ回路の出力に応じて、
上記第１のコンデンサを充電するとともに、上記第２のコンデンサを放電させる状態と、上記第１のコンデンサを放電させるとともに、上記第２のコンデンサを充電する状態とを選択的に切り替える選択充放電制御回路と、
を備えることを特徴とする発振回路。
【請求項５】
請求項１、請求項２、および請求項４のいずれか１項の発振回路であって、
上記第１および第２のコンデンサは、同一の定電流源が発生する電流によって充電、または放電されることを特徴とする発振回路。
【請求項６】
請求項１、請求項２、および請求項４のいずれか１項の発振回路であって、
上記第１および第２の充放電制御回路、又は選択充放電制御回路は、充電時に、上記第１と第２のコンデンサのそれぞれの一端を定電流源に接続させ、放電時に、上記第１と第２のコンデンサのそれぞれの両端をショートさせるように構成されていることを特徴とする発振回路。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、半導体集積回路等に安定した周期の信号を供給する発振回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、半導体集積回路は、プロセスが微細化され、動作電圧が低くなっていることにより、ノイズによって誤動作しやすくなっている。したがって、マイコン等の半導体集積回路を、ノイズの影響を受けにくいものとすることが要求されている。
【０００３】
一方、従来の発振回路として、トグルフリップフロップを用いて三角波の発振出力を得る発振回路が知られている（例えば、特許文献１参照。）。
【０００４】
ここで、特許文献１の図２に示すように構成された三角波発振回路について説明する。
【０００５】
コンデンサ１０５は、スイッチ１０２が閉じた状態のときに、定電流源１０１が発生する電流によって充電される。
【０００６】
コンデンサ１０５ａは、スイッチ１０２ａが閉じた状態のときに、定電流源１０１ａが発生する電流によって充電される。
【０００７】
スイッチ１０２は、トグルフリップフロップ２３の出力信号Ｑがハイレベルのときに閉じ、ローレベルのときに開く。
【０００８】
スイッチ１０２ａは、トグルフリップフロップ２３の出力信号バーＱがハイレベルのときに閉じ、ローレベルのときに開く。
【０００９】
コンパレータ２１は、コンデンサ１０５の出力電圧ＶＯが基準電圧ＶＲ１よりも高くなったとき、およびコンデンサ１０５ａの出力電圧バーＶＯが基準電圧ＶＲ１よりも高くなったときに、ハイレベルの出力信号ＣＭを出力する。
【００１０】
トグルフリップフロップ２３にハイレベルの出力信号ＣＭが入力されると、出力信号Ｑ、および出力信号バーＱは、それぞれ反転する。
【００１１】
上記の構成により、スイッチ２２が接点ｆ側に閉じた状態のとき、出力信号ＣＭ、出力信号Ｑ、出力信号バーＱ、出力電圧バーＶＯ、および出力電圧ＶＯの波形は、例えば、特許文献１の図３に示すようになる。
【特許文献１】特開平５−２２６９８４号公報
【特許文献２】特許第３４０６６１３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
しかしながら、上記従来の発振回路では、ノイズにより、出力信号Ｑの周期が不安定になりやすかった。例えば、コンデンサ１０５が充電されたときに、出力電圧ＶＯがノイズによって基準電圧ＶＲ１の前後で変動した場合、これによって出力信号ＣＭが複数回立ち上がり、その度にトグルフリップフロップ２３の出力信号Ｑが反転してしまう。図９の例では、時刻Ａから時刻Ｂまでの間、出力信号Ｑは、ノイズがなければずっとローレベルであったはずにもかかわらず、途中でハイレベルになってしまっている。その結果、出力信号Ｑおよび出力信号バーＱの波形の位相が、安定した周期の波形の位相から、およそ半周期分ずれてしまう。
【００１３】
本発明は、上記の点に鑑み、ノイズが発生しても安定した周期の信号を供給する発振回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
上記の課題を解決するため、請求項１の発明の発振回路は、
定電流源が発生する電流によって充電、または放電される第１および第２のコンデンサと、
上記第１のコンデンサに蓄えられた電荷の量に応じた第１の電圧と、第１の基準電圧とを比較し、上記第１の電圧が上記第１の基準電圧に達していることを示す第１の信号を出力する第１の比較回路と、
上記第２のコンデンサに蓄えられた電荷の量に応じた第２の電圧と、第２の基準電圧とを比較し、上記第２の電圧が上記第２の基準電圧に達していることを示す第２の信号を出力する第２の比較回路と、
上記第１の信号と上記第２の信号のうちの一方によってセット状態にされ、他方によってリセット状態にされるＲＳフリップフロップ回路と、
上記第１のコンデンサを、上記ＲＳフリップフロップ回路がセット状態のときに充電状態とし、上記ＲＳフリップフロップ回路がリセット状態のときに放電状態とする第１の充放電制御回路と、
上記第２のコンデンサを、上記ＲＳフリップフロップ回路がリセット状態のときに充電状態とし、上記ＲＳフリップフロップ回路がセット状態のときに放電状態とする第２の充放電制御回路とを備えている。
【００１５】
請求項１の発明により、第１の電圧および第２の電圧のうちの一方が、ノイズによって基準電圧の前後で変動しても、ＲＳフリップフロップ回路の出力が反転する回数は、ノイズがない場合と同じになる。したがって、ＲＳフリップフロップ回路は、安定した周期の信号を出力できる。
【００１６】
請求項２の発明の発振回路は、
定電流源が発生する電流によって充電または放電される第１と第２のコンデンサと、
上記第１のコンデンサに蓄えられた電荷の量に応じた第１の電圧と、第１の基準電圧とを比較し、上記第１の電圧が上記第１の基準電圧に達していることを示す第１の信号を出力する第１の比較回路と、
上記第２のコンデンサに蓄えられた電荷の量に応じた第２の電圧と、第２の基準電圧とを比較し、上記第２の電圧が上記第２の基準電圧に達していることを示す第２の信号を出力する第２の比較回路と、
上記第１の比較回路によって上記第１の信号が出力されるとセット状態になり、セット状態のときに上記第２の比較回路によって上記第２の信号が出力されるとリセット状態になる第１のＲＳフリップフロップ回路と、
上記第２の比較回路によって上記第２の信号が出力されるとセット状態になり、セット状態のときに上記第１の比較回路によって上記第１の信号が出力されるとリセット状態になる第２のＲＳフリップフロップ回路と、
上記第１のＲＳフリップフロップ回路がリセット状態からセット状態になるとき、および上記第２のＲＳフリップフロップ回路がリセット状態からセット状態になるときに出力が反転するトグルフリップフロップ回路と、
上記トグルフリップフロップ回路の出力に応じて、上記第１のコンデンサを充電するとともに、上記第２のコンデンサを放電させる状態と、上記第１のコンデンサを放電させるとともに、上記第２のコンデンサを充電する状態とを選択的に切り替える選択充放電制御回路とを備えている。
【００１７】
請求項２の発明により、第１の電圧がノイズによって基準電圧の前後で変動しても、第１のＲＳフリップフロップ回路の出力が立ち上がる回数は、ノイズがない場合と同じになる。同様に、第２の電圧がノイズによって基準電圧の前後で変動しても、第２のＲＳフリップフロップ回路の出力が立ち上がる回数は、ノイズがない場合と同じになる。したがって、トグル・フリップフロップ回路は、安定した周期の信号を出力できる。
【００１８】
請求項３の発明は、
請求項２の発振回路であって、
上記セット状態は、出力がハイレベルになる状態であり、
上記リセット状態は、出力がローレベルになる状態であり、
さらに、
上記第１のＲＳフリップフロップ回路の出力が立ち上がると、ハイレベルの第１のパルス信号を出力する第１のワンショット回路と、
上記第２のＲＳフリップフロップ回路の出力が立ち上がると、ハイレベルの第２のパルス信号を出力する第２のワンショット回路と、
上記第１のパルス信号と上記第２のパルス信号との論理和を出力する論理和回路と、
を備え、
上記トグルフリップフロップ回路は、上記論理和回路の出力の立ち上がりエッジ、または立ち下がりエッジで出力が反転するように構成されていることを特徴とする。
【００１９】
請求項４の発明は、
定電流源が発生する電流によって充電される第１のコンデンサと、
上記第１のコンデンサに蓄えられた電荷の量に応じた電圧が、上記充電によって第１の基準電圧に上昇してから上記第１の基準電圧より低い第２の基準電圧に下降するまでの間、第１の信号を出力する第１の比較回路と、
または、
定電流源が発生する電流によって放電される第１のコンデンサと、
上記第１のコンデンサに蓄えられた電荷の量に応じた電圧が、上記放電によって第１の基準電圧に下降してから上記第１の基準電圧より高い第２の基準電圧に上昇するまでの間、第１の信号を出力する第１の比較回路とのうちの一方を備えるとともに、
定電流源が発生する電流によって充電される第２のコンデンサと、
上記第２のコンデンサに蓄えられた電荷の量に応じた電圧が、上記充電によって第３の基準電圧に上昇してから上記第３の基準電圧より低い第４の基準電圧に下降するまでの間、第２の信号を出力する第２の比較回路と、
または、
定電流源が発生する電流によって放電される第２のコンデンサと、
上記第２のコンデンサに蓄えられた電荷の量に応じた電圧が、上記放電によって第３の基準電圧に下降してから上記第３の基準電圧より高い第４の基準電圧に上昇するまでの間、第２の信号を出力する第２の比較回路とのうちの一方を備え、
さらに、
上記第１の信号と上記第２の信号のいずれかが出力される毎に、出力が反転するトグルフリップフロップ回路と、
上記トグルフリップフロップ回路の出力に応じて、
上記第１のコンデンサを充電するとともに、上記第２のコンデンサを放電させる状態と、上記第１のコンデンサを放電させるとともに、上記第２のコンデンサを充電する状態とを選択的に切り替える選択充放電制御回路とを備えることを特徴とする。
【００２０】
請求項４の発明により、ノイズが生じても、第１のコンデンサに蓄えられた電荷の量に応じた電圧が、第２の基準電圧に達するか、または第２のコンデンサに蓄えられた電荷の量に応じた電圧が第４の基準電圧に達しない限り、トグルフリップフロップ回路の出力にノイズの影響は現れない。したがって、トグル・フリップフロップ回路は、安定した周期の信号を出力できる。
【００２１】
請求項５の発明は、
請求項１、請求項２、および請求項４のいずれか１項の発振回路であって、
上記第１および第２のコンデンサは、同一の定電流源が発生する電流によって充電、または放電されることを特徴とする。
【００２２】
請求項５の発明により、第１および第２のコンデンサが等しい電流で充電、または放電されるので、デューティ比が５０％の発振信号が得られる。
【００２３】
請求項６の発明は、
請求項１、請求項２、および請求項４のいずれか１項の発振回路であって、
上記第１および第２の充放電制御回路、又は選択充放電制御回路は、充電時に、上記第１と第２のコンデンサのそれぞれの一端を定電流源に接続させ、放電時に、上記第１と第２のコンデンサのそれぞれの両端をショートさせるように構成されていることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２４】
本発明によれば、ノイズが発生しても安定した周期の信号を供給する発振回路が得られる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２５】
以下、本発明の実施形態について、図面を参照して説明する。なお、以下の各実施形態において、他の実施形態と同様の機能を有する構成要素については同一の符号を付して説明を省略する。
【００２６】
《発明の実施形態１》
実施形態１の発振回路は、図１に示すように、定電流源回路１０１、第１のコンデンサ１０２、第２のコンデンサ１０３、基準電源１０４、比較回路１０５、インバータ回路１０６、比較回路１０７、ＲＳフリップフロップ回路１０８、第１の充放電制御回路１０９、および第２の充放電制御回路１１０を備えている。本実施形態の発振回路は、半導体集積回路に設けられる。
【００２７】
基準電源１０４は、基準電圧Ｖｓｔを発生するようになっている。
【００２８】
比較回路１０５は、第１のコンデンサ１０２に蓄えられた電荷に応じた電圧Ｖ１と、基準電圧Ｖｓｔとを比較し、電圧Ｖ１の方が高い場合に出力がローレベルとなり、基準電圧Ｖｓｔの方が高い場合に出力がハイレベルとなるようになっている。
【００２９】
比較回路１０７は、第２のコンデンサ１０３に蓄えられた電荷に応じた電圧Ｖ２と、基準電圧Ｖｓｔとを比較し、電圧Ｖ２の方が高い場合に出力がローレベルとなり、基準電圧Ｖｓｔの方が高い場合に出力がハイレベルとなるようになっている。
【００３０】
ＲＳフリップフロップ回路１０８は、インバータ回路１０６のハイレベルの出力（第１の信号）によってセット状態にされ、比較回路１０７のローレベルの出力（第２の信号）によってリセット状態にされるようになっている。そして、出力信号Ｑ、および出力信号Ｑの反転信号である反転出力信号ＱＢを出力するようになっている。
【００３１】
第１の充放電制御回路１０９は、図２に示すように、ＰＭＯＳトランジスタ１０９ａとＮＭＯＳトランジスタ１０９ｂとを備えている。それらのゲートには、ＲＳフリップフロップ回路１０８の出力信号Ｑが入力される。このような構成により、第１の充放電制御回路１０９は、定電流源回路１０１から第１のコンデンサ１０２への電荷の供給を制御するようになっている。より詳しくは、第１の充放電制御回路１０９は、第１のコンデンサ１０２を、出力信号Ｑがハイレベルのとき（ＲＳフリップフロップ回路１０８がセット状態のとき）に放電状態とし、出力信号Ｑがローレベルのとき（ＲＳフリップフロップ回路１０８がリセット状態のとき）に充電状態とするようになっている。
【００３２】
第２の充放電制御回路１１０は、図２に示すように、ＰＭＯＳトランジスタ１１０ａとＮＭＯＳトランジスタ１１０ｂとを備えている。それらのゲートには、ＲＳフリップフロップ回路１０８の反転出力信号ＱＢが入力される。このような構成により、第２の充放電制御回路１１０は、定電流源回路１０１から第２のコンデンサ１０３への電荷の供給を制御するようになっている。より詳しくは、第２の充放電制御回路１１０は、第２のコンデンサ１０３を、反転出力信号ＱＢがハイレベルのとき（ＲＳフリップフロップ回路１０８がリセット状態のとき）に放電状態とし、反転出力信号ＱＢがローレベルのとき（ＲＳフリップフロップ回路１０８がセット状態のとき）に充電状態とするようになっている。
【００３３】
次に、上記のように構成された発振回路の動作について、図３のタイミングチャートを参照しながら説明する。図３のタイミングチャートは、時刻Ｂと時刻Ｃの間で、ノイズによって電圧Ｖ２が基準電圧Ｖｓｔを超えた場合の各信号の波形を示す。
【００３４】
図３の時刻Ａで、ＲＳフリップフロップ回路１０８のＳ端子に、ハイレベルの信号が入力されると、出力信号Ｑがローレベルからハイレベルになり、反転出力信号ＱＢはハイレベルからローレベルになる。出力信号Ｑがハイレベルになることにより、第１の充放電制御回路１０９は、第１のコンデンサ１０２に蓄えられていた電荷がグランド側に放出されるように動作する。これにより、第１のコンデンサ１０２の電圧Ｖ１は、ハイレベルからローレベルに下降する。一方、出力信号ＱＢがローレベルになることにより、第２の充放電制御回路１１０は、第２のコンデンサ１０３が充電されるように動作する。これにより、第２のコンデンサ１０３の電圧Ｖ２は、充電によって電荷が蓄えられるのに応じて、上昇する。
【００３５】
第２のコンデンサ１０３の電圧Ｖ２は、時刻Ａから、基準電圧Ｖｓｔを超える時刻Ｂまでの間、充電によって上昇し続ける。時刻Ａから時刻Ｂの間、Ｒ端子に入力される信号、すなわち比較回路１０７の出力は、ハイレベルとなる。この間、ＲＳフリップフロップ回路１０８の出力信号Ｑはハイレベルに維持され、反転出力信号ＱＢはローレベルに維持される。また、第１のコンデンサ１０２の電圧Ｖ１は、時刻Ａで下降し始めて一度ローレベルになると、時刻Ｂまでローレベルのままとなる。
【００３６】
時刻Ｂで第２のコンデンサ１０３の電圧Ｖ２が基準電圧Ｖｓｔを超えると、比較回路１０７の出力、すなわち比較結果がローレベルとなり、ＲＳフリップフロップ回路１０８のＲ端子には、ローレベルの信号が入力される。これにより、ＲＳフリップフロップ回路１０８の出力信号Ｑは、ハイレベルからローレベルに変化し、反転出力信号ＱＢは、ローレベルからハイレベルに変化する。反転出力信号ＱＢがハイレベルになることにより、第２の充放電制御回路１１０は、第２のコンデンサ１０３に蓄えられていた電荷がグランド側に放出されるように動作する。これにより、第２のコンデンサ１０３の電圧Ｖ２は、ハイレベルからローレベルに下降する。一方、出力信号Ｑがローレベルになることにより、第１の充放電制御回路１０９は、第１のコンデンサ１０２が充電されるように動作する。これにより、第１のコンデンサ１０２の電圧Ｖ１は、充電によって電荷が蓄えられるのに応じて、上昇する。
【００３７】
第１のコンデンサ１０２の電圧Ｖ１は、時刻Ｂから、基準電圧Ｖｓｔを超える時刻Ｃまでの間、充電によって上昇し続ける。時刻Ｂから時刻Ｃまでの間、ＲＳフリップフロップ回路１０８の出力信号Ｑはローレベルに維持され、反転出力信号ＱＢはハイレベルに維持される。また、第２のコンデンサ１０３の電圧Ｖ２は、時刻Ｂで下降し始めて一度ローレベルになると、時刻Ｃまでローレベルのままとなる。
【００３８】
ここで、ＲＳフリップフロップ回路１０８は、Ｒ端子にローレベルの信号が入力されることによりローレベルの信号を一旦保持すると、Ｓ端子にハイレベルの信号が入力されるまで、その出力を変化させない。したがって、図３に示すように、時刻Ｂと時刻Ｃの間で、電圧Ｖ２がノイズによって基準電圧Ｖｓｔを超え、ＲＳフリップフロップ回路１０８のＲ端子にローレベルの信号が入力されても、ＲＳフリップフロップ回路１０８の出力信号Ｑおよび反転出力信号ＱＢは変化しない。
【００３９】
時刻Ｃで第１のコンデンサ１０２の電圧Ｖ１が基準電圧Ｖｓｔを超えると、比較回路１０５の出力、すなわち比較結果がローレベルとなり、ＲＳフリップフロップ回路１０８のＳ端子には、ハイレベルの信号が入力される。
【００４０】
上述したような、時刻Ａから時刻Ｃまでの区間の動作が繰り返されることにより、発振信号である出力信号Ｑおよび反転出力信号ＱＢが得られる。
【００４１】
このように、本実施形態の発振回路は、ノイズに影響されることなく、安定した周期の出力信号Ｑと反転出力信号ＱＢとを供給できる。
【００４２】
また、ヒステリシスを利用した比較回路を用いることのみによってノイズの影響を防ぐ場合よりも、影響を防げるノイズの範囲が広い。
【００４３】
また、本実施形態の発振回路は、簡単な構成なので、少ない素子数、および小さい回路面積で、容易に半導体集積回路に実装できる。
【００４４】
《発明の実施形態２》
実施形態２の発振回路は、図４に示すように、定電流源回路１０１、第１のコンデンサ１０２、第２のコンデンサ１０３、基準電源１０４、比較回路１０５、インバータ回路１０６、比較回路１０７、第１の充放電制御回路１０９、第２の充放電制御回路１１０（第１の充放電制御回路１０９、および第２の充放電制御回路１１０とで、選択充放電制御回路が構成される。）、インバータ回路２０１、ＲＳフリップフロップ回路２０２、２０３（第１と第２のＲＳフリップフロップ回路）、ワンショット回路２０４、２０５（第１と第２のワンショット回路）、ＮＡＮＤ回路２０６、２０７、ＯＲ回路２０８（論理和回路）、およびトグル・フリップフロップ回路２０９を備えている。
【００４５】
ワンショット回路２０４、２０５は、それぞれ、入力される信号が立ち上がると所定幅のパルスを出力するようになっている。具体的には、それぞれ、図５に示すように、インバータ回路２０４ａ〜２０４ｃ、ＮＡＮＤ回路２０４ｄ、およびインバータ回路２０４ｅを備えている。インバータ回路２０４ａ〜２０４ｃは、ＮＡＮＤ回路２０４ｄが必要な幅のパルスを出力するのに十分な遅延量、入力される信号を遅延させるようになっている。遅延量を大きくするためには、駆動能力の低いインバータを用いればよい。
【００４６】
なお、ワンショット回路２０４、２０５の構成は、図５に示した構成に限られない。例えば、本実施形態では、ＮＡＮＤ回路２０４ｄの手前のインバータの数は３つであるが、３つに限られないし、バッファとインバータが組み合わせて用いられてもよい。
【００４７】
また、第１の充放電制御回路１０９において、ＰＭＯＳトランジスタ１０９ａとＮＭＯＳトランジスタ１０９ｂのゲートには、トグル・フリップフロップ回路２０９の反転出力信号ＱＢが入力されるようになっている。さらに、第２の充放電制御回路１１０において、ＰＭＯＳトランジスタ１１０ａとＮＭＯＳトランジスタ１１０ｂのゲートには、トグル・フリップフロップ回路２０９の出力信号Ｑが入力されるようになっている。
【００４８】
次に、上記のように構成された発振回路の動作について、図６のタイミングチャートを参照しながら説明する。図６のタイミングチャートは、時刻Ｂと時刻Ｃの間で、ノイズによって電圧Ｖ２が基準電圧Ｖｓｔを超えた場合の各信号の波形を示す。
【００４９】
図６の時刻Ａで、ＯＲ回路２０８から出力される信号ＣＫがハイレベルになると、トグル・フリップフロップ回路２０９の出力信号Ｑがローレベルからハイレベルに変化し、トグル・フリップフロップ回路２０９の反転出力信号ＱＢがハイレベルからローレベルに変化する。出力信号Ｑがハイレベルになることにより、第２の充放電制御回路１１０は、第２のコンデンサ１０３に蓄えられていた電荷がグランド側に放出されるように動作する。これにより、第２のコンデンサ１０３の電圧Ｖ２は、ハイレベルからローレベルに下降する。一方、出力信号ＱＢがローレベルになることにより、第１の充放電制御回路１０９は、第１のコンデンサ１０２が充電されるように動作する。これにより、第１のコンデンサ１０２の電圧Ｖ１は、充電によって電荷が蓄えられるのに応じて、上昇する。
【００５０】
第１のコンデンサ１０２の電圧Ｖ１は、時刻Ａから、基準電圧Ｖｓｔを超える時刻Ｂまでの間、充電によって上昇し続ける。この間、ＲＳフリップフロップ回路２０２の出力信号Ｑ１は、ローレベルとなっている。また、ＲＳフリップフロップ回路２０３の出力信号Ｑ２は、ハイレベルとなっている。そして、時刻Ａから時刻Ｂまでの間、トグル・フリップフロップ回路２０９の出力信号Ｑはハイレベルに維持され、反転出力信号ＱＢはローレベルに維持される。また、第２のコンデンサ１０３の電圧Ｖ２は、時刻Ａで下降し始めて一度ローレベルになると、時刻Ｂまでローレベルのままとなる。
【００５１】
時刻Ｂで第１のコンデンサ１０２の電圧Ｖ１が基準電圧Ｖｓｔを超えると、比較回路１０５の出力、すなわち比較結果がローレベルとなる。そして、比較回路１０５のローレベルの出力を、インバータ回路１０６が反転させ、ＲＳフリップフロップ回路２０２のＳ１端子には、ハイレベルの信号が入力される。これにより、ＲＳフリップフロップ回路２０２の出力信号Ｑ１がハイレベルになる。出力信号Ｑ１がハイレベルになることにより、ワンショット回路２０４がハイレベルのパルス信号を出力する。そして、ＯＲ回路２０８から、ハイレベルのパルス信号が、信号ＣＫとしてトグル・フリップフロップ回路２０９のトリガ入力に入力される。また、このとき、ＲＳフリップフロップ回路２０３の出力信号Ｑ２はハイレベルなので、ワンショット回路２０４がハイレベルのパルス信号を出力すると、ＮＡＮＤ回路２０７の出力はローレベルとなる。そして、ＮＡＮＤ回路２０７のローレベルの出力がＲＳフリップフロップ回路２０３のＲ２端子に入力されることにより、出力信号Ｑ２はローレベルに反転する。
【００５２】
時刻Ｂで、ハイレベルのパルス信号が、トグル・フリップフロップ回路２０９のトリガ入力に入力されると、トグル・フリップフロップ回路２０９の出力信号Ｑはハイレベルからローレベルに反転し、反転出力信号ＱＢはローレベルからハイレベルに反転する。反転出力信号ＱＢがハイレベルになることにより、第１の充放電制御回路１０９は、第１のコンデンサ１０２に蓄えられていた電荷がグランド側に放出されるように動作する。これにより、第１のコンデンサ１０２の電圧Ｖ１は、ハイレベルからローレベルに下降する。一方、出力信号Ｑがローレベルになることにより、第２の充放電制御回路１１０は、第２のコンデンサ１０３が充電されるように動作する。これにより、第２のコンデンサ１０３の電圧Ｖ２は、充電によって電荷が蓄えられるのに応じて、上昇する。
【００５３】
第２のコンデンサ１０３の電圧Ｖ２は、時刻Ｂから、基準電圧Ｖｓｔを超える時刻Ｃまでの間、充電によって上昇する。時刻Ｂから時刻Ｃまでの間、トグル・フリップフロップ回路２０９の出力信号Ｑはローレベルに維持され、反転出力信号ＱＢはハイレベルに維持される。また、第１のコンデンサ１０２の電圧Ｖ１は、時刻Ｂで下降し始めて一度ローレベルになると、時刻Ｃまでローレベルのままとなる。
【００５４】
ここで、ＲＳフリップフロップ回路２０２は、時刻ＢでＳ１端子にハイレベルの信号が入力されることによりハイレベルの信号を一旦保持すると、Ｒ１端子にローレベルの信号が入力されるまで、その出力を変化させない。したがって、図６に示すように、時刻Ｂと時刻Ｃの間で、電圧Ｖ１がノイズによって基準電圧Ｖｓｔを超え、ＲＳフリップフロップ回路２０２のＳ１端子にハイレベルの信号が入力されても、ＲＳフリップフロップ回路２０２の出力信号Ｑ１は変化しない。したがって、この場合、トグル・フリップフロップ回路２０９の出力信号Ｑおよび反転出力信号ＱＢも変化しない。
【００５５】
時刻Ｃで第２のコンデンサ１０３の電圧Ｖ２が基準電圧Ｖｓｔを超えると、比較回路１０７の出力、すなわち比較結果がローレベルとなる。そして、比較回路１０７のローレベルの出力を、インバータ回路２０１が反転させ、ＲＳフリップフロップ回路２０３のＳ２端子には、ハイレベルの信号が入力される。これにより、ＲＳフリップフロップ回路２０３の出力信号Ｑ２がハイレベルになる。出力信号Ｑ２がハイレベルになることにより、ワンショット回路２０５がハイレベルのパルス信号を出力する。そして、ＯＲ回路２０８から、ハイレベルのパルス信号が、信号ＣＫとしてトグル・フリップフロップ回路２０９のトリガ入力に入力される。また、このときＲＳフリップフロップ回路２０２の出力信号Ｑ１はハイレベルなので、ワンショット回路２０５がハイレベルのパルス信号を出力すると、ＮＡＮＤ回路２０６の出力はローレベルとなる。そして、ＮＡＮＤ回路２０６のローレベルの出力がＲＳフリップフロップ回路２０２のＲ１端子に入力されることにより、出力信号Ｑ１はローレベルに反転する。
【００５６】
時刻Ｃで、ハイレベルのパルス信号が、信号ＣＫとしてトグル・フリップフロップ回路２０９のトリガ入力に入力されると、トグル・フリップフロップ回路２０９の出力信号Ｑはローレベルからハイレベルに反転し、反転出力信号ＱＢはハイレベルからローレベルに反転する。
【００５７】
上述したような、時刻Ａから時刻Ｃまでの区間の動作が繰り返されることにより、発振信号である出力信号Ｑおよび反転出力信号ＱＢが得られる。
【００５８】
このように、本実施形態の発振回路は、ノイズに影響されることなく、安定した周期の出力信号Ｑと反転出力信号ＱＢとを供給できる。
【００５９】
《発明の実施形態３》
実施形態３の発振回路は、図７に示すように、定電流源回路１０１、第１のコンデンサ１０２、第２のコンデンサ１０３、基準電源１０４、第１の充放電制御回路１０９、第２の充放電制御回路１１０（第１の充放電制御回路１０９、および第２の充放電制御回路１１０とで、選択充放電制御回路が構成される。）、比較回路３０１、３０２（シュミット回路）、ＮＡＮＤ回路３０３、およびトグル・フリップフロップ回路２０９を備えている。
【００６０】
比較回路３０１（第１の比較回路）は、第１のコンデンサ１０２の電圧Ｖ１が、充電によって基準電圧Ｖｓｔよりも所定幅（シュミット幅）分高い電圧Ｖｓｃ（シュミット電圧）を超えてから、放電によって基準電圧Ｖｓｔになるまでの間、ローレベルの信号を出力し、その間以外にはハイレベルの信号を出力するようになっている。
【００６１】
比較回路３０２（第２の比較回路）は、第２のコンデンサ１０３の電圧Ｖ２が、充電によって基準電圧Ｖｓｔよりも所定幅（シュミット幅）分高い電圧Ｖｓｃ（シュミット電圧）を超えてから、放電によって基準電圧Ｖｓｔになるまでの間、ローレベルの信号を出力し、その間以外にはハイレベルの信号を出力するようになっている。
【００６２】
次に、上記のように構成された発振回路の動作について、図８のタイミングチャートを参照しながら説明する。図８のタイミングチャートは、時刻Ａと時刻Ｂとの間で、ノイズによって電圧Ｖ１が基準電圧Ｖｓｔを超えた場合の各信号の波形を示す。
【００６３】
図８の時刻Ａで、ＮＡＮＤ回路３０３から出力される信号ＣＫがハイレベルになると、トグル・フリップフロップ回路２０９の出力信号Ｑがローレベルからハイレベルに変化し、トグル・フリップフロップ回路２０９の反転出力信号ＱＢがハイレベルからローレベルに変化する。出力信号Ｑがハイレベルになることにより、第２の充放電制御回路１１０は、第２のコンデンサ１０３に蓄えられていた電荷がグランド側に放出されるように動作する。これにより、第２のコンデンサ１０３の電圧Ｖ２は、ハイレベルからローレベルに下降する。一方、出力信号ＱＢがローレベルになることにより、第１の充放電制御回路１０９は、第１のコンデンサ１０２が充電されるように動作する。これにより、第１のコンデンサ１０２の電圧Ｖ１は、充電によって電荷が蓄えられるのに応じて、上昇する。
【００６４】
第１のコンデンサ１０２の電圧Ｖ１は、時刻Ａから、基準電圧Ｖｓｃを超える時刻Ｂまでの間、充電によって上昇する。この間、トグル・フリップフロップ回路２０９の出力信号Ｑはハイレベルに維持され、反転出力信号ＱＢはローレベルに維持される。また、第２のコンデンサ１０３の電圧Ｖ２は、時刻Ａで下降し始めて一度ローレベルになると、時刻Ｂまでローレベルのままとなる。
【００６５】
時刻Ｂで第１のコンデンサ１０２の電圧Ｖ１が、基準電圧Ｖｓｔよりも所定幅分高い電圧Ｖｓｃを超えると、比較回路３０１の出力、すなわち比較結果がローレベルとなる。そして、ＮＡＮＤ回路３０３から出力される信号ＣＫがハイレベルとなる。
【００６６】
ハイレベルとなった信号ＣＫが、トグル・フリップフロップ回路２０９のトリガ入力に入力されると、トグル・フリップフロップ回路２０９の出力信号Ｑはハイレベルからローレベルに反転し、反転出力信号ＱＢはローレベルからハイレベルに反転する。反転出力信号ＱＢがハイレベルになることにより、第１の充放電制御回路１０９は、第１のコンデンサ１０２に蓄えられていた電荷がグランド側に放出されるように動作する。これにより、第１のコンデンサ１０２の電圧Ｖ１は、ハイレベルからローレベルに下降する。一方、出力信号Ｑがローレベルになることにより、第２の充放電制御回路１１０は、第２のコンデンサ１０３が充電されるように動作する。これにより、第２のコンデンサ１０３の電圧Ｖ２は、充電によって電荷が蓄えられるのに応じて、上昇する。
【００６７】
ここで、図８に示すように、ノイズにより、時刻Ｂの近傍で電圧Ｖ１が基準電圧Ｖｓｔの前後で変動しても、比較回路３０１が電圧の上昇時、電圧Ｖ１を基準電圧Ｖｓｔよりも所定幅（Ｖｓｃ−Ｖｓｔ）分高い電圧Ｖｓｃと比較するようになっているので、出力信号Ｑにその影響は現れない。つまり、ノイズによって電圧Ｖ１が基準電圧Ｖｓｔを超えても、電圧Ｖｓｃを超えない限り、トグル・フリップフロップ回路２０９のトリガ入力にハイレベルのパルス信号が入力されることはない。
【００６８】
第２のコンデンサ１０３の電圧Ｖ２は、時刻Ｂから、基準電圧Ｖｓｔよりも所定幅分高い電圧Ｖｓｃを超える時刻Ｃまでの間、充電によって上昇し続ける。時刻Ｂから時刻Ｃまでの間、トグル・フリップフロップ回路２０９の出力信号Ｑはローレベルに維持され、反転出力信号ＱＢはハイレベルに維持される。また、第１のコンデンサ１０２の電圧Ｖ１は、時刻Ｂで下降し始めて一度ローレベルになると、時刻Ｃまでローレベルのままとなる。
【００６９】
時刻Ｃで第２のコンデンサ１０３の電圧Ｖ２が基準電圧Ｖｓｔよりも所定幅分高い電圧Ｖｓｃを超えると、比較回路３０２の出力、すなわち比較結果がローレベルとなる。そして、ＮＡＮＤ回路３０３から出力される信号ＣＫがハイレベルとなる。
【００７０】
ハイレベルとなった信号ＣＫが、トグル・フリップフロップ回路２０９のトリガ入力に入力されると、トグル・フリップフロップ回路２０９の出力信号Ｑはローレベルからハイレベルに反転し、反転出力信号ＱＢはハイレベルからローレベルに反転する。
【００７１】
上述したような、時刻Ａから時刻Ｃまでの区間の動作が繰り返されることにより、発振信号である出力信号Ｑおよび反転出力信号ＱＢが得られる。
【００７２】
このように、本実施形態の発振回路では、ノイズが生じても、そのノイズによって電圧Ｖ１、または電圧Ｖ２が基準電圧Ｖｓｔよりも所定幅分高い電圧Ｖｓｃを超えない限り、出力信号Ｑおよび反転出力信号ＱＢに影響しない。したがって、本実施形態の発振回路は、従来の回路と比較して、より安定した周期の出力信号Ｑと反転出力信号ＱＢを供給できる。
【００７３】
《その他の実施形態》
なお、上記各実施形態の発振回路では、同一の定電流源回路１０１によって、第１のコンデンサ１０２と第２のコンデンサ１０３とが充電されるようになっていた。しかし、第１のコンデンサ１０２と第２のコンデンサ１０３とが、それぞれ別個の定電流源によって充電されるようにしてもよい。
【００７４】
また、上記各実施形態の発振回路では、第１のコンデンサ１０２と第２のコンデンサ１０３は、それぞれ、両端がショートされることによって放電するようになっていた。しかし、放電時に定電流源回路に接続され、定電流源回路が発生する電流によって放電するようにしてもよい。
【００７５】
また、上記各実施形態の発振回路では、コンデンサの充電に要する時間によって出力信号Ｑの周期が制御されるようになっていた。しかし、コンデンサの放電に要する時間によって制御されるようにしてもよい。具体的には、第１のコンデンサ１０２と第２のコンデンサ１０３が、定電流源回路に流れる電流によって放電を行い、第１のコンデンサ１０２と第２のコンデンサ１０３のいずれか一方の電圧が所定の基準電圧より低くなったと比較回路１０５、１０７が検知すると、出力信号Ｑおよび反転出力信号ＱＢが反転するようにしてもよい。また、放電に要する時間によって制御されるようにする場合でも、実施形態３の発振回路のように、比較回路のヒステリシスを利用することができる。具体的には、比較回路３０１、３０２の基準電圧が、コンデンサの電圧の下降時よりも上昇時の方が高くなるようにすればよい。
【００７６】
また、上記実施形態２、３の発振回路では、トグル・フリップフロップ回路２０９の出力は、トリガ入力に入力される信号の立ち上がりエッジで反転するようになっていたが、立ち下がりエッジで反転するようにしてもよい。
【産業上の利用可能性】
【００７７】
本発明に係る発振回路は、ノイズが発生しても安定した周期の信号を供給できるという効果を有し、例えば、半導体集積回路に安定した周期の信号を供給する発振回路等として有用である。
【図面の簡単な説明】
【００７８】
【図１】本発明の実施形態１に係る発振回路の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施形態１に係る第１の充放電制御回路１０９と第２の充放電制御回路１１０の構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の実施形態１に係る発振回路の動作を示すタイミングチャートである。
【図４】本発明の実施形態２に係る発振回路の構成を示すブロック図である。
【図５】本発明の実施形態２に係るワンショット回路２０４、２０５の構成を示すブロック図である。
【図６】本発明の実施形態２に係る発振回路の動作を示すタイミングチャートである。
【図７】本発明の実施形態３に係る発振回路の構成を示すブロック図である。
【図８】本発明の実施形態３に係る発振回路の動作を示すタイミングチャートである。
【図９】従来の発振回路の動作を示すタイミングチャートである。
【符号の説明】
【００７９】
１０１      定電流源回路
１０２      第１のコンデンサ
１０３      第２のコンデンサ
１０４      基準電源
１０５      比較回路
１０６      インバータ回路
１０７      比較回路
１０８      ＲＳフリップフロップ回路
１０９      第１の充放電制御回路
１０９ａ    ＰＭＯＳトランジスタ
１０９ｂ    ＮＭＯＳトランジスタ
１１０      第２の充放電制御回路
１１０ａ    ＰＭＯＳトランジスタ
１１０ｂ    ＮＭＯＳトランジスタ
２０１      インバータ回路
２０２      ＲＳフリップフロップ回路
２０３      ＲＳフリップフロップ回路
２０４      ワンショット回路
２０４ａ〜２０４ｃ      インバータ回路
２０４ｄ    ＮＡＮＤ回路
２０４ｅ    インバータ回路
２０５      ワンショット回路
２０６、２０７      ＮＡＮＤ回路
２０８      ＯＲ回路
２０９      トグル・フリップフロップ回路
３０１、３０２      比較回路
３０３      ＮＡＮＤ回路