(57)【要約】【課題】  ダークノイズを識別することが可能で、光子検出器の駆動タイミングと光子到達タイミングとの位相誤差の変化に対応できる光子受信器および光子受信方法を提供する。【解決手段】  ＡＰＤ２をＧＧＭバイアス電圧ｓ４で駆動し、ＡＰＤ２の出力変化を含む信号のデータセットＤＳを複数蓄積する。データセットＤＳの信号変化発生タイミングの度数分布を生成し、そのピークが現れる時間範囲を光子到達タイミングとする。時間的範囲内のタイミングで信号変化が生じるＡＰＤ２の出力は光子信号であり、その以外はダークノイズと判定する。ＡＰＤ２の駆動タイミングと光子到来タイミングとの位相差が変化すれば、その変化の割合を算出し、位相差のオフセット補正をすることで変化に対応する。【選択図】      図４
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
光子通信システムにおける光子受信器において、
タイミング抽出できない程度に光子数が少ない光を受光可能な光子検出手段と、
所定周期の所定時間長における前記光子検出手段の出力変化を含む信号のデータ系列を前記所定時間長を単位として複数個を蓄積する蓄積手段と、
前記蓄積された複数のデータ系列の信号変化発生タイミングの時間分布に基づいて、前記所定時間長における光子到達タイミングを示す時間的範囲を検索する検索手段と、
検索された前記時間的範囲内のタイミングで信号変化が生じる前記光子検出手段の出力を光子検出信号と判定する判定手段と、
を有することを特徴とする光子受信器。
【請求項２】
前記検索手段は、
前記蓄積された複数のデータ系列の信号変化発生タイミングの前記時間分布を生成する分布生成手段と、
前記時間分布のピークを含む所定範囲を前記時間的範囲として識別するピーク検出手段と、
を有することを特徴とする請求項１に記載の光子受信器。
【請求項３】
前記検索手段は、前記蓄積された複数のデータ系列により規定される空間に基づいて光子到達タイミングに整合する経時変化パターンを検出するパターン検出手段を有することを特徴とする請求項１に記載の光子受信器。
【請求項４】
前記検索手段は、前記蓄積された複数のデータ系列の信号変化発生タイミングの時間分布に基づいて光子到達タイミングに整合する経時変化パターンを求め、前記経時変化パターンから前記時間的範囲を特定することを特徴とする請求項１に記載の光子受信器。
【請求項５】
前記検索手段は、
前記蓄積された複数のデータ系列の信号変化発生タイミングに対して仮の経時変化パターンを生成するパターン生成手段と、
前記仮の経時変化パターンを所定の範囲内で順次変化させながら、前記仮の経時変化パターンが光子到達タイミングに整合しているか否かを判定するオフセット処理手段と、
を有し、前記光子到達タイミングに最も良く整合している前記仮の経時変化パターンを前記経時変化パターンとして選択することを特徴とする請求項４に記載の光子受信器。
【請求項６】
前記オフセット処理手段は、
前記仮の経時変化パターンの経時変化を相殺する方向に前記蓄積された複数のデータ系列の各々の信号変化発生タイミングをシフトさせるタイミングシフト手段と、
前記蓄積された複数のデータ系列の補正された信号変化発生タイミングの時間分布を生成する分布生成手段と、
前記時間分布のピークの大きさを検出するピーク検出手段と、
を有し、
前記仮の経時変化パターンを所定の範囲内で順次変化させながら、前記時間分布のピークの最も大きな前記仮の経時変化パターンを前記経時変化パターンとして選択することを特徴とする請求項５に記載の光子受信器。
【請求項７】
前記経時変化パターンの経時変化を相殺する方向に前記蓄積された複数のデータ系列の各々の信号変化発生タイミングが相対的にシフトするように、前記光子検出手段を駆動するための前記駆動信号の供給タイミングをシフトさせることで、前記光子検出手段の駆動タイミングを光子到達タイミングに追従させるオフセット補正手段を更に有することを特徴とする請求項３ないし６のいずれかに記載の光子受信器。
【請求項８】
光子通信システムにおける光子受信器において、
タイミング抽出できない程度に光子数が少ない光を受光可能な光子検出手段と、
前記光子検出手段を駆動するための所定時間長の駆動信号を所定タイミングで断続的に前記光子検出手段へ供給する駆動手段と、
前記光子検出手段の出力変化を含む信号のデータ系列を前記駆動信号の所定時間長を単位として複数個を蓄積する蓄積手段と、
前記蓄積された複数のデータ系列の信号変化発生タイミングの時間分布を生成する分布生成手段と、
前記時間分布に有意義なピークが存在するか否かを判定するピーク検出手段と、
前記時間分布に前記ピークが検出された場合には、前記蓄積された複数のデータ系列の信号変化発生タイミングの時間分布に基づいて前記所定時間長における光子到達タイミングを示す時間的範囲を検索し、前記時間分布に前記ピークが検出されない場合には、前記蓄積された複数のデータ系列の信号変化発生分布のパターンに基づいて光子到達タイミングに整合する経時変化パターンを求め、前記経時変化パターンから前記時間的範囲を特定する検索手段と、
検索された前記時間的範囲内のタイミングで信号変化が生じる前記光子検出手段の出力を光子検出信号と判定する判定手段と、
を有することを特徴とする光子受信器。
【請求項９】
前記経時変化パターンの経時変化を相殺する方向に前記蓄積された複数のデータ系列の各々の信号変化発生タイミングが相対的にシフトするように、前記光子検出手段を駆動するための前記駆動信号の供給タイミングをシフトさせることで、前記光子検出手段の駆動タイミングを光子到達タイミングに追従させるオフセット補正手段を更に有することを特徴とする請求項８に記載の光子受信器。
【請求項１０】
前記経時変化パターンは、前記蓄積された複数のデータ系列により規定される空間において直線近似されることを特徴とする請求項３ないし９のいずれかに記載の光子受信器。
【請求項１１】
光子通信システムにおける光子受信方法において、
ａ）光子検出器の出力変化を含む信号のデータ系列を所定周期の所定時間長を単位として複数個を蓄積し、
ｂ）前記蓄積された複数のデータ系列の信号変化発生タイミングの時間分布に基づいて、前記所定時間長における光子到達タイミングを示す時間的範囲を検索し、
ｃ）検索された前記時間的範囲内のタイミングで信号変化が生じる前記光子検出器の出力を光子検出信号と判定する、
を有することを特徴とする光子受信方法。
【請求項１２】
前記ステップｂ）は、
前記蓄積された複数のデータ系列の信号変化発生タイミングの時間分布を生成し、
前記時間分布のピークを含む所定範囲を前記時間的範囲として識別する、
ことを特徴とする請求項１１に記載の光子受信方法。
【請求項１３】
前記ステップｂ）は、
ｂ．１）前記蓄積された複数のデータ系列により規定される空間に基づいて光子到達タイミングに整合する経時変化パターンを検出し、
ｂ．２）前記経時変化パターンから前記時間的範囲を特定する、
ことを特徴とする請求項１１に記載の光子受信方法。
【請求項１４】
前記ステップｂ）は、
ｂ．１）前記蓄積された複数のデータ系列の信号変化発生タイミングの時間分布に基づいて光子到達タイミングに整合する経時変化パターンを求め、
ｂ．２）前記経時変化パターンから前記時間的範囲を特定する、
ことを特徴とする請求項１１に記載の光子受信方法。
【請求項１５】
前記ステップｂ．１）は、
前記蓄積された複数のデータ系列の信号変化発生タイミングに対して仮の経時変化パターンを生成し、
前記仮の経時変化パターンを所定の範囲内で順次変化させながら、前記仮の経時変化パターンが光子到達タイミングに整合しているか否かを判定し、
前記光子到達タイミングに最も良く整合している前記仮の経時変化パターンを前記経時変化パターンとして選択する、
ことを特徴とする請求項１４に記載の光子受信方法。
【請求項１６】
前記ステップｂ）は、
ｂ．１）前記蓄積された複数のデータ系列の信号変化発生タイミングに対して仮の経時変化パターンを生成し、
ｂ．２）前記仮の経時変化パターンの経時変化を相殺する方向に前記蓄積された複数のデータ系列の各々の信号変化発生タイミングをシフトさせ、
ｂ．３）前記蓄積された複数のデータ系列の補正された信号変化発生タイミングの時間分布を生成し、
ｂ．４）前記時間分布のピークの大きさを検出し、
ｂ．５）前記仮の経時変化パターンを所定の範囲内で順次変化させながら前記ｂ．２）〜ｂ．４）を繰り返し、前記時間分布のピークが最も大きくなる仮の経時変化パターンを経時変化パターンとして選択し、
ｂ．６）前記経時変化パターンから前記時間的範囲を特定する、
ことを特徴とする請求項１１に記載の光子受信方法。
【請求項１７】
前記経時変化パターンの経時変化を相殺する方向に前記蓄積された複数のデータ系列の各々の信号変化発生タイミングが相対的にシフトするように、前記光子検出器を駆動するための前記駆動信号の供給タイミングをシフトさせ、
前記光子検出器の駆動タイミングを光子到達タイミングに追従させる、
ことを特徴とする請求項１３ないし１６のいずれかに記載の光子受信方法。
【請求項１８】
光子通信システムにおける光子受信方法において、
タイミング抽出できない程度に光子数が少ない光を受光可能な光子検出器を所定タイミングで所定時間長だけ断続的に駆動し、
前記光子検出器の出力変化を含む信号のデータ系列を前記所定時間長を単位として複数個を蓄積し、
前記蓄積された複数のデータ系列の信号変化発生タイミングの時間分布を生成し、
前記時間分布に有意義なピークが存在するか否かを判定し、
前記時間分布に前記ピークが検出された場合には、前記蓄積された複数のデータ系列の信号変化発生分布のパターンに基づいて前記所定時間長における光子到達タイミングを示す時間的範囲を検索し、
前記時間分布に前記ピークが検出されない場合には、前記蓄積された複数のデータ系列の信号変化発生タイミングの時間分布に基づいて光子到達タイミングに整合する経時変化パターンを求め、前記経時変化パターンから前記時間的範囲を特定し、
検索された前記時間的範囲内のタイミングで信号変化が生じる前記光子検出器の出力を光子検出信号と判定する、
を有することを特徴とする光子受信方法。
【請求項１９】
前記経時変化パターンの経時変化を相殺する方向に前記蓄積された複数のデータ系列の各々の信号変化発生タイミングが相対的にシフトするように、前記光子検出器を駆動するための前記駆動信号の供給タイミングをシフトさせることで、前記光子検出器の駆動タイミングを光子到達タイミングに追従させることを特徴とする請求項１８に記載の光子受信方法。
【請求項２０】
前記経時変化パターンは、前記蓄積された複数のデータ系列により規定される空間において直線近似されることを特徴とする請求項１３ないし１９のいずれかに記載の光子受信方法。
【請求項２１】
前記光子検出手段はアバランシェフォトダイオード（ＡＰＤ）であることを特徴とする請求項１ないし１０のいずれかに記載の光子受信器。
【請求項２２】
前記光子検出器はアバランシェフォトダイオード（ＡＰＤ）であることを特徴とする請求項１１ないし１９のいずれかに記載の光子受信方法。
【請求項２３】
コンピュータに、タイミング抽出できない程度に光子数が少ない光を受光可能な光子検出器を駆動して光子受信を実行させるプログラムにおいて、
ａ）光子検出器の出力変化を含む信号のデータ系列を所定周期の所定時間長を単位として複数個をメモリに蓄積するステップと、
ｂ）前記蓄積された複数のデータ系列の信号変化発生タイミングの時間分布に基づいて、前記所定時間長における光子到達タイミングを示す時間的範囲を検索するステップと、
ｃ）検索された前記時間的範囲内のタイミングで信号変化が生じる前記光子検出器の出力を光子検出信号と判定するステップと、
を有することを特徴とするコンピュータプログラム。
【請求項２４】
前記ステップｂ）は、
前記蓄積された複数のデータ系列の信号変化発生タイミングの時間分布を生成し、
前記時間分布のピークを含む所定範囲を前記時間的範囲として識別する、
ことを特徴とする請求項２３に記載のコンピュータプログラム。
【請求項２５】
前記ステップｂ）は、
ｂ．１）前記蓄積された複数のデータ系列により規定される空間に基づいて光子到達タイミングに整合する経時変化パターンを検出し、
ｂ．２）前記経時変化パターンから前記時間的範囲を特定する、
ことを特徴とする請求項２３に記載のコンピュータプログラム。
【請求項２６】
前記ステップｂ）は、
ｂ．１）前記蓄積された複数のデータ系列の信号変化発生タイミングの時間分布に基づいて光子到達タイミングに整合する経時変化パターンを求め、
ｂ．２）前記経時変化パターンから前記時間的範囲を特定する、
ことを特徴とする請求項２３に記載のコンピュータプログラム。
【請求項２７】
前記ステップｂ．１）は、
前記蓄積された複数のデータ系列の信号変化発生タイミングに対して仮の経時変化パターンを生成し、
前記仮の経時変化パターンを所定の範囲内で順次変化させながら、前記仮の経時変化パターンが光子到達タイミングに整合しているか否かを判定し、
前記光子到達タイミングに最も良く整合している前記仮の経時変化パターンを前記経時変化パターンとして選択する、
ことを特徴とする請求項２６に記載のコンピュータプログラム。
【請求項２８】
前記ステップｂ）は、
ｂ．１）前記蓄積された複数のデータ系列の信号変化発生タイミングに対して仮の経時変化パターンを生成し、
ｂ．２）前記仮の経時変化パターンの経時変化を相殺する方向に前記蓄積された複数のデータ系列の各々の信号変化発生タイミングをシフトさせ、
ｂ．３）前記蓄積された複数のデータ系列の補正された信号変化発生タイミングの時間分布を生成し、
ｂ．４）前記時間分布のピークの大きさを検出し、
ｂ．５）前記仮の経時変化パターンを所定の範囲内で順次変化させながら前記ｂ．２）〜ｂ．４）を繰り返し、前記時間分布のピークが最も大きくなる仮の経時変化パターンを経時変化パターンとして選択し、
ｂ．６）前記経時変化パターンから前記時間的範囲を特定する、
ことを特徴とする請求項２３に記載のコンピュータプログラム。
【請求項２９】
請求項１ないし１０のいずれかに記載の光子受信器を有する量子暗号鍵配布システム。
【請求項３０】
請求項１１ないし２０のいずれかに記載の光子受信方法を実行する量子暗号鍵配布システム。
【請求項３１】
請求項１ないし１０のいずれかに記載の光子受信器を有する光計測器。
【請求項３２】
請求項１１ないし２０のいずれかに記載の光子受信方法を実行する光計測器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は光子受信器に係り、特に受信光子数が少ないシステムにおけるノイズ除去判定およびクロック同期維持を企図した光子受信器および光子受信方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
光子受信器において、単一光子を検出する素子としては、一般にアバランシェ・フォトダイオード（以下ＡＰＤと記す。）が用いられている。ＡＰＤに対してそのブレークダウン電圧(ＶＢｄ)以上の逆バイアス電圧を印加し、ＡＰＤの増倍率を極めて大きくすることで光子１個から生成する光電流を十分に大きな信号振幅まで増幅し、外部回路で処理可能にするのが基本的な光子受信技術である。
【０００３】
周知のように、ＶＢｄ以上の逆バイアス電圧を印加したＡＰＤは、光子信号かダークノイズかに依らず、一旦ブレークダウンして増倍電流が流れるとブレークダウン状態が継続する。そこで、一般には、光子がＡＰＤへ到達するタイミングで、ＡＰＤにＶＢｄ以上の逆バイアス電圧をパルス状に印加するＧＧＭ(Gated Geiger Mode)方式が採用されている。このＧＧＭ方式により、明らかに光子信号が到達しない時間には、逆バイアス電圧がＶＢｄ以下になり、ブレークダウン状態を停止させることができる。
【０００４】
ただし、ＶＢｄ以上の逆バイアスが印加されると、ＡＰＤ素子内部で発生する熱雑音などに起因する暗電流も増幅するため、光子受信をせずとも、確率的な頻度で信号電流が生じダークノイズとなる。このダークノイズはＡＰＤ素子を低温に冷却することで発生確率を低減させることができるが、光子の正確な受信のためには、ダークノイズを生じさせるＶＢｄ以上の逆バイアスを不要に長く印加しないことである。言い換えれば、光子が到達するタイミングに正確に合わせてＶＢｄ以上の逆バイアスを印加する必要がある。
【０００５】
したがって、光子受信器には、上述したようなダークノイズの問題があるだけでなく、タイミング同期の問題もある。上述したように、ＧＧＭ方式を用いた光子受信器では、ＡＰＤへの光子の入射タイミングとＡＰＤへ印加するＧＧＭパルスの位相とを正確に同期させる必要がある。
【０００６】
しかしながら、光子受信器を用いた量子暗号鍵配布（ＱＫＤ）システムでは、盗聴確率を低減させるために光子送信器から送出される時点で既に単一光子状態を要求される。その上、光子送信器から光子受信器までのファイバ伝送路の伝搬の過程で伝送媒体の損失により光子は確率的に消滅する。このため、光子受信器への到達確率は非常に低くなり、ＡＰＤから出力される信号パルスとしてみると、そのマーク率は一般の光受信器と比べて格段に低い。実用的な伝送媒体の損失を仮定すると、例えば、ＡＰＤ出力信号のマーク率としては、１／１，０００〜１／１，０００，０００という非常に低い値にもなり得る。このような低いマーク率で、しかも確率的に発生するダークノイズが混在する状態では、ＡＰＤの出力信号から同期クロックの抽出再生を行うことは不可能である。
【０００７】
そこで、光子信号とは別にクロック信号を送信し、受信側でそのクロック信号を基準クロックとして光子信号との同期を取る方式が提案されている。
【０００８】
例えば、特表平０８−５０５０１９号公報（特許文献１）には、量子チャネルと公共チャネルとを同一の光ファイバ上に設け、公共チャネルを利用してビット同期その他システムのタイミング較正を行う方法が提案されている。特許文献１に記載された方法では、レーザ光源の出力光のレベルを減衰器により減少させ、量子チャネルで使用するせいぜい１つの光子を含むパルスを生成する（１１ページ８行〜１１行、Fig. 4参照）。すなわち、送信器側で疑似単一光子状態と多光子状態との切り替えを行うことで、受信器内部のクロックの位相校正機能を実現している。
【０００９】
また、米国特許第４９６１６４４号公報（特許文献２）に開示された監視システムは、送信データと監視信号とを光ファイバを通して波長多重で遠距離端へ送信し、折り返された監視信号の位相変動を分析することで、温度変化によるファイバの伸縮などの影響を差し引き、盗聴行為の有無を監視している。
【００１０】
【特許文献１】特表平０８−５０５０１９号公報（１１ページ８行〜１１行、ＦＩＧ．４参照）
【特許文献２】米国特許第４９６１６４４号公報（第３欄３８〜６６行、ＦＩＧ．１参照）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
上述したように、微弱パワーの光子受信は、マーク率が極めて低いうえに、ダークノイズが確率的に発生するために、ＡＰＤの出力信号から同期クロックを直接抽出再生することは不可能であった。このために、特許文献１のように同期を維持するためのタイミング信号を送信データとは別に送信したり、特許文献２のように監視信号を別に送信することで伝送路の温度伸縮等の環境変化に対応したりする技術が提案された。
【００１２】
しかしながら、量子チャネルでの光子受信に関しては、次のような解決すべき課題がある。以下、それらを詳細に説明する。
【００１３】
（１）ノイズ判定
従来の技術では、光子の到来に起因する光子信号か熱雑音等に起因するノイズ信号かを光子検出器ＡＰＤの出力だけから判別することができない。電気信号の振幅で信号を識別する従来の識別方法では、ダークノイズも光子信号もＡＰＤがブレークダウンした出力として現れるので、振幅の差としては区別ができないからである。
【００１４】
特に、インジウム・ガリウムヒ素系のＡＰＤ（InGaAs-APD）は、ファイバの伝送損失の最小となる波長域１．５５μｍ帯で感度を有するので光子検出器として用いられているが、ＧＧＭパルスの幅を広くするとダークノイズの発生確率が増加する。したがって、ダークノイズの判定が高速かつ正確にできないと、受信光子信号のＳＮ比はますます劣化し、量子暗号鍵配布システムにおいて最終鍵生成レートが低下してしまう。
【００１５】
（２）クロック位相誤差の検出
従来の技術では、光子の到達タイミングと光子受信の同期に用いる基準クロックとの位相誤差を明確に検出ができない。位相誤差の原因は種々考えられる。たとえば、併走クロックを波長多重すると環境温度変化によるファイバの波長分散量の変化が、併走クロックを波長多重せずに異なるファイバで伝達するとファイバごとの温度特性の差異や局所的な温度差が位相誤差の原因となる。また、装置内部での電気回路の遅延の温度変化特性も原因として考えられる。
【００１６】
このような位相誤差を明確に検出できない理由の１つは、通常の光受信回路のクロック抽出手法が使用できないためである。もう一つは、ＡＰＤ出力信号のマーク率と受信レートが非常に低く、しかもダークノイズが光子信号とは無関係の位相で発生するので、クロックの位相誤差の劣化なのか、損失増加による光子検出の減少なのかを判別できないことである。
【００１７】
このような位相誤差が発生すると、ＡＰＤへの光子信号の到達タイミングと逆バイアスパルスのＡＰＤへの印加タイミングとが一致しなくなり、光子受信に失敗する。位相差が大きく広がり全く光子受信ができなくなると、光子通信を中断して基準クロックの位相整合手順を改めて実行する必要があり、量子鍵配布システムとしての量子鍵生成レートが低下する。
【００１８】
（３）クロック位相誤差の校正
従来の技術では位相同期と光子検出とを同時に実行できない。このために、位相差が大きく広がり全く光子受信ができなくなると、送信器側では光子波長の信号を多光子状態に切り替え、受信器側ではＡＰＤのガイガーモードを解除して通常のバイアス受信に設定しなければならない。すなわち、この位相同期過程の間は光子受信が長時間中断する。
【００１９】
送信器側で単一光子から多光子状態に切り替えるには、現状では、機械式の可変光減衰器を用いるのが一般的であり、その多くは減衰量の切り替え時間が数１００ｍｓｅｃから数秒を要する。この切替に要する時間は、光子の送信クロック周波数に比較すると、非常に長時間である。たとえば、５０ＭＨｚのクロック周波数で動作する量子通信システムにおいて、機械式可変減衰器を用いて一回の位相同期に際して約１００Ｍビット分の通信時間の停止に繋がってしまう。量子鍵配布システムでは、その間、量子鍵生成が停止するために、結果として量子鍵生成能力が低下することになる。
【００２０】
（４）アプローチ
上記課題を解決するために、本発明者等は、光子信号が到達するタイミングはある限られた時間範囲であるのに対して、ダークノイズは光子信号とは異なる分布で発生することに着目した。
【００２１】
たとえば、光子信号は送信レーザ光源が発光したパルス幅（たとえば数１００ｐｓｅｃ）の時間幅でしか到達しえないのに対して、ダークノイズはＧＧＭパルスの時間幅（たてえば数ｎｓｅｃ）の全域に渡って分布するものである。同時に、ＧＧＭパルス幅で検出される信号のうちダークノイズの頻度は、光子信号の頻度に対してかなり少ない（１／数〜１／１０００）と言える。したがって、光子の到達する時間幅がＧＧＭパルスの時間幅よりも十分に狭い場合には、ＧＧＭパルスの時間幅において光子検出器の出力信号の発生頻度を集計した時間分布を作成すると十分に明瞭なピークができる。ＧＧＭパルスの時間幅に対するこのピーク領域の相対的なタイミング（位相差）を光子の到来が期待できるタイミングとして利用することで、上記課題を解決する光子受信器および光子受信方法を提供することができる。
【００２２】
他方、光子到来タイミングが時間と共に変化している場合には、ＧＧＭパルスの時間幅で光子検出器の出力信号の発生頻度を集計した度数分布を作成しても十分に明瞭なピークが現れないことがある。なぜならば、時間の変化とともに、比較的頻度の高い光子信号の発生が徐々にシフトしてピークが分散してしまうからである。
【００２３】
しかしながら、このような位相変化の主因は、ファイバや電子部品の温度変化による遅延変動であり急激な変化にはならない。ここで議論する信号処理の時間スケールでは、直線的な変化として近似して差し支えないものである。同様に、送受信間でクロックの別送を行わずに個別に高精度なクロック源を有するシステムであって、そのクロック源の周波数差が非常に小さい場合にも直線的な変化として近似して差し支えない。たとえば２つのクロック源からのクロック信号１周期毎の位相差の変化量が光検出器のＧＧＭパルス幅に対して非常に小さいとみなせる場合には、直線的な変化に近似可能である。
【００２４】
したがって、上記度数分布のピークが分散している場合には、位相差が時間に対してある一定の割合で直線的に変化していると仮定し、その変化の割合を求める。そして、光子検出器の出力信号の発生が、求めた変化の割合に従ったタイミングに合致しているか否かを判定することで、光子信号であるか否かを識別することができる。
【００２５】
また、求めた変化の割合に基づいて、光子検出器に印加される駆動パルスのタイミングを上記タイミング位相の変化が相殺される方向に徐々にシフトさせることで、その駆動パルスの時間幅に対する光子到来タイミングの位相差を一定値に維持し駆動パルスを光子の到達タイミングに追従させることが可能となる。
【００２６】
要約すれば、本発明者等は光子検出に関する次の２つの特性に着目している。
【００２７】
特性の１つ目は、光子信号の受信頻度に比べてダークノイズの発生頻度が比較的少ない事である。これは、ＡＰＤ素子の温度を下げることでダークノイズの発生する確率を制御することが可能なためである。例えば、現実的な量子暗号通信システムにおいては、ＡＰＤで光子受信信号を出力する頻度が１０％であるのに対して、ＡＰＤを冷却すると光子受信した信号中のダークノイズ発生率を１％以下となり、完全とは言えなくも十分に低い確率に制御可能である。
【００２８】
特性の２つ目は、位相差の誤差が急激には拡大しないことである。これは、位相差の変動は全体的にみると制御回路や伝送路の温度特性などによる周波数のドリフトに帰着させることができるため、光子信号の周波数に比べて十分にゆっくりとした変動である。したがって、光子信号の到達のタイミングの変化を観測することが可能であるならば、位相差の変化をトラッキングすることも可能となる。
【００２９】
したがって、次に述べるように、本発明によれば、従来は識別が不可能であったダークノイズを識別することが可能で、従来は検知が困難であった光子検出器の駆動タイミングと光子検出器への光子到達タイミングとの位相誤差の変化を検出することができ、あるいは、光子到達タイミングに対して光子検出器の駆動タイミングを追従させることが可能となる。
【課題を解決するための手段】
【００３０】
本発明による光子受信器は、光子検出手段を駆動するための所定時間長の駆動信号を所定タイミングで断続的に前記光子検出手段へ供給する駆動手段と、前記光子検出手段の出力変化を含む信号のデータ系列を前記駆動信号の所定時間長を単位として複数個を蓄積する蓄積手段と、前記蓄積された複数のデータ系列の信号変化発生タイミングの時間分布に基づいて前記所定時間長における光子到達タイミングを示す時間的範囲を検索する検索手段と、検索された前記時間的範囲内のタイミングで信号変化が生じる前記光子検出手段の出力を光子検出信号と判定する判定手段と、を有することを特徴とする。
【００３１】
本発明の第１実施形態によれば、前記検索手段は、前記蓄積された複数のデータ系列の信号変化発生タイミングの時間分布を生成する分布生成手段と、前記時間分布のピークを含む所定範囲を前記時間的範囲として識別するピーク検出手段と、を有する。
【００３２】
本発明の第２実施形態によれば、前記検索手段は、前記蓄積された複数のデータ系列の信号変化発生タイミングの時間分布に基づいて光子到達タイミングに整合する経時変化パターンを求め、前記経時変化パターンから前記時間的範囲を特定する。
【００３３】
より詳しくは、前記蓄積された複数のデータ系列の信号変化発生タイミングに対して仮の経時変化パターンを生成するパターン生成手段と、前記仮の経時変化パターンを所定の範囲内で順次変化させながら、前記仮の経時変化パターンが光子到達タイミングに整合しているか否かを判定するオフセット処理手段と、を有し、前記光子到達タイミングに最も良く整合している前記仮の経時変化パターンを前記経時変化パターンとして選択する。
【００３４】
本発明の第２実施形態における一実施例として、前記オフセット処理手段は、前記仮の経時変化パターンの経時変化を相殺する方向に前記蓄積された複数のデータ系列の各々の信号変化発生タイミングをシフトさせるタイミングシフト手段と、前記蓄積された複数のデータ系列の補正された信号変化発生タイミングの時間分布を生成する分布生成手段と、前記時間分布のピークの大きさを検出するピーク検出手段と、を有し、前記仮の経時変化パターンを所定の範囲内で順次変化させながら、前記時間分布のピークの最も大きな前記仮の経時変化パターンを前記経時変化パターンとして選択する。
【００３５】
本発明の第３実施形態によれば、前記経時変化パターンの経時変化を相殺する方向に前記蓄積された複数のデータ系列の各々の信号変化発生タイミングが相対的にシフトするように、前記光子検出手段を駆動するための前記駆動信号の供給タイミングをシフトさせることで、前記光子検出手段の駆動タイミングを光子到達タイミングに追従させるオフセット補正手段を更に有する。
【発明の効果】
【００３６】
本発明による光子受信器および光子受信方法は、光子検出器の出力波形の変化発生タイミングと光子検出器に印加される駆動パルスの印加タイミングとの位相差を集計して得られる時間分布から光子到来タイミング領域を識別する。したがって、光子到来タイミング領域以外の出力信号の変化はダークノイズとして除去することができ、受信光子信号のＳＮ比を改善することができる。しかも、本発明によれば、光子送信器からの基準クロックを用いることなく、光子検出器の出力に基づいて光子到達タイミングを識別することができる。
【００３７】
また、光子検出器に印加される駆動パルスの印加タイミングと光子信号到達タイミングとの相対時間の差（具体的には基準クロックと光子信号との位相差）が変化している場合であっても、蓄積手段に蓄積された過去のデータ系列における出力変化発生タイミングを時間オフセット補正することにより対応することができる。
【００３８】
たとえば、駆動パルスの印加タイミングと光子信号到達タイミングとが不変であれば記録される時間差は一定となるが、伝送路の物性の変化や装置内部の変化により時間差が変化する場合には、光子信号の到達タイミングがＧＧＭパルス印加のタイミングの最適点から移動しつつあり、そのまま放置しておけば、ＧＧＭパルスの時間範囲外にＡＰＤに光子が到達してしまい光子受信に失敗することを意味している。この位相ドリフトは、光子の到達タイミングとＧＧＭ印加タイミングとの両方が変動する可能性を示しているが、光子受信するためには、両方のタイミングが一致していれば良く、どちらか一方が絶対的に固定している必要は無い。したがって、制御が容易な基準クロック側の遅延量、すなわちＧＧＭタイミングを調整することで位相ドリフトに追従させることが望ましい。
【００３９】
そこで、光子到達のタイミングを基準にして、受信器内部で持つ発振器から得られる基準クロック、あるいは、別送されたクロックに可変遅延手段を挿入し、ＧＧＭパルスの印加タイミングと光子到達タイミングとの差が一定となり、光子到達と逆バイアスパルス印加のタイミングが最適位相で合致するように遅延量を可変する。
【００４０】
上述したように、本発明によれば受信した信号のＳＮ比の向上が可能になる。たとえば受信波形の信号到達時間の分布のピークを検索し、ピークのコントラストが最大となるような時間オフセット処理を行う事で、光子到達が期待できる時間領域以外で検出した信号をダークノイズとして識別することが可能となるからである。
【００４１】
また、本発明によればゲートパルスの印加タイミングを光子の到達するタイミングにトラッキングさせることが可能となる。たとえば上記効果に記した処理により得られる時間オフセットの割合を基に基準クロックの遅延を調整することで、位相差の変化を補正することが可能となるからである。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４２】
１．第１実施形態
１．１）回路構成の概略
図１は本発明の第１実施形態による光子受信器の概略的構成を示すブロック図である。ＧＧＭ電源回路１、光検出器（ＡＰＤ）２および電流電圧変換回路３に加えて、サンプリング回路４、信号処理回路６、基準クロック発生回路７０およびタイミング生成回路７１が設けられている。
【００４３】
ＧＧＭ電源回路１はＧＧＭバイアス電圧ｓ４を生成してＡＰＤ２に印加する。このＧＧＭバイアス電圧は、ＡＰＤのブレークダウン電圧ＶＢｄ以下の直流成分と、ＶＢｄ以上の逆バイアスパルス成分とからなる。逆バイアスパルス成分は、タイミング生成回路７１から与えられたＧＧＭタイミング信号ｓ２０に同期して生成される。
【００４４】
逆バイアスパルス成分がＡＰＤ２に印加されているタイミングで、光子がＡＰＤ２の受光面に入射すると、生成された光電子によるアバランシェ（電子雪崩）効果による増倍され、電流ｓ５として出力される。ただし、上述したように、光子が入射しないときでもダークノイズとして電流ｓ５が出力される。
【００４５】
出力電流ｓ５は、電流電圧変換回路３により電圧信号（以下、出力電圧信号ｓ５１という。）に変換され、サンプリング回路４へ出力される。電流電圧変換回路３として、ここではトランスインピーダンスアンプ（以下ＴＩＡ）を用いる。
【００４６】
サンプリング回路４は、基準クロックｓ１に従って、出力電圧信号ｓ５１を振幅方向に対して２レベル以上のサンプリング粒度でサンプリングし、離散的な出力電圧信号ｓ６（以下、サンプリングデータｓ６という。）を信号処理回路６へ出力する。サンプリング回路４は、２値で識別するサンプリングであってもよいし、アナログ−デジタル（ＡＤ）変換を用いた多値サンプリングでもあってもよい。ここでは、ＡＤ変換器（ＡＤＣ）を用いる。
【００４７】
信号処理回路６は、後述するように、基準クロックｓ１およびＧＧＭタイミング信号ｓ２０に従って、サンプリングデータｓ６に対して度数分布の作成処理、光子受信信号とダークノイズ信号の識別処理、及び、クロックのドリフトのトラッキング処理を行い、光子受信信号ｓ９および光子受信タイミング信号ｓ９１を出力する。
【００４８】
サンプリング回路４および信号処理回路６が従う基準クロックｓ１は、基準クロック発生回路７０により生成される。基準クロックｓ１は、ＧＧＭタイミング信号ｓ２０や出力電圧信号ｓ５１に比べて十分な時間精度を有する高速クロック信号であり、図示しない光子送信器から別送されたクロック信号を基に生成されるか、あるいは、ローカルに配置された高精度な発振器の発振信号を基に生成される。後述するように、光子信号はかなり精確な周期に従って受信器に到来すること、クロック源もジッタ量が到達する光子の期待される時間幅と同等かつＧＧＭパルスのパルス幅より十分に小さいことが前提である。
【００４９】
タイミング生成回路７１は、基準クロックｓ１を１以上分周することでＧＧＭタイミング信号ｓ２０を生成する。ＧＧＭタイミング信号ｓ２０によってＡＰＤ２に印加されるＧＧＭバイアス電圧のタイミングが決定される。ＧＧＭタイミングは光子の到達する周期と同一となる必要がある。たとえば、送信器から別送されたクロックを逓倍することにより１ＧＨｚの基準クロックｓ１が生成され、それを２０分周して５０ＭＨｚのＧＧＭタイミング信号ｓ２０が生成される場合、送信器側でも同様のプロセスを経て５０ＭＨｚのクロックを基に光子信号が生成され送信される。
【００５０】
１．２）信号処理回路
図２（Ａ）は第１実施形態による光子受信器における信号処理回路６の機能構成をより詳細に記載したブロック図、（Ｂ）はフィルタのブロック図である。信号処理回路６はクロック制御部７２、演算回路群６０およびメモリ６５を含む機能構成を有する。クロック制御部７２は、基準クロックｓ１およびＧＧＭタイミング信号ｓ２０を入力し、信号処理回路６の全体的な処理動作を制御する内部クロックを生成する。
【００５１】
演算回路群６０は、フィルタ６１を通してサンプリング回路４からサンプリングデータｓ６を入力する。フィルタ６１は信号選別機能を有し、ＧＧＭタイミング信号ｓ２０により規定される周期的な期間（ＧＧＭバイアス印加期間）において、入力したサンプリングデータｓ６が無信号であるか否か（立ち上がりが存在するか否か）を判定し、途中に立ち上がりがある（無信号でない）サンプリングデータｓ６のみを通過させる。
【００５２】
フィルタ６１の構成の一例を図２（Ｂ）に示す。フィルタ６１は立ち上がり検出器６１．１とゲート６１．２からなり、立ち上がり検出器６１．１によりサンプリングデータｓ６が無信号であるか否かを判定し、無信号でないときにゲート６１．２を開いてサンプリングデータｓ６をデータｓ７として通過させる。量子暗号システムなどの光子通信では、光子受信器のＡＰＤ２へ到達する光子数が非常に少ないので信号検出頻度が相応に低くなる。そのためにＧＧＭタイミング信号ｓ４の繰り返しに比して、信号検出の頻度は非常に低く、大半のサンプリングデータｓ６は無信号波形であることが期待される。そこで、効率的な信号処理を行うために、フィルタ６１によって波形の立ち上がりが存在するサンプリングデータｓ６のみを選別し、有信号サンプリングデータｓ７として演算回路群６０内部に導入する。なお、立ち上がり検出器６１．１の立ち上がり検出信号は、信号発生タイミングを特定するために用いることもできる。
【００５３】
演算回路群６０は、度数分布生成部６２、ピーク検出部６３および比較判定部６４を有する。フィルタ６１を通過した有信号サンプリングデータｓ７は比較判定部６４へ出力されると共に、メモリ６５に蓄積される。メモリ６５には過去のＧＧＭタイミングにおける所定数の有信号サンプリングデータｓ７が蓄積されており、その蓄積データを用いて度数分布生成部６２が立ち上がりの時間的な度数分布を生成する。ピーク検出部６３は、度数分布から分布のピークを含む時間領域（ピーク範囲）ＴPKを検出する。
【００５４】
比較判定部６４は、後述するように、入力した有信号サンプリングデータｓ７の立ち上がりタイミングとピーク検出部６３で検出されたピーク範囲ＴPKとを比較し、その入力信号ｓ６が光子信号かダークノイズかを判定する。光子信号であれば、光子受信信号ｓ９と、それに同期した光子受信クロックｓ９１とを光子受信器の外部に出力する。
【００５５】
なお、演算回路群６０は、個別の機能を電子回路で構成することが可能であるが、それと同等の機能をマイクロプロセッサ等の演算回路とその上で動作するソフトウエアにより実現することも可能である。
【００５６】
１．３）受信動作
図３は、図２に示す回路での主な信号の波形を模式的に示すタイムチャートである。基準クロック発生部７０により生成された基準クロックｓ１を基準として、タイミング生成回路７１はＧＧＭタイミング信号ｓ２０を生成し、電源回路１はそれに従ってＧＧＭバイアス信号ｓ４をＡＰＤ２へ印加する。ＧＧＭバイアス信号ｓ４は、電源回路１の内部の回路遅延によりＧＧＭタイミング信号ｓ２０から若干（ここでは１クロック相当）遅延している。
【００５７】
なお、図３に示すＡＰＤ出力電圧信号ｓ５１の波形は、ＧＧＭバイアス電圧ｓ４がＡＰＤ２に印加されている間に光子信号が矢印のタイミングでＡＰＤ２に到達した場合を示すものとする。上述したように、実際は矢印のタイミングでダークノイズが発生した可能性もあり、この段階では判別できないが、ここでは光子送信器からの光子の到来によるものとする。
【００５８】
光子が到達することでＧＧＭバイアスされたＡＰＤ２がブレークダウンし、それにより矢印のタイミングで出力電圧信号ｓ５１が立ち上がる。出力電圧信号ｓ５１は立ち上がった振幅が続き、ＧＧＭバイアス電圧ｓ４の停止とともに立ち下がる。この出力電圧信号ｓ５１をサンプリング回路４でサンプリングした信号がサンプリングデータｓ６である。図３において、出力電圧信号ｓ５１はサンプリングにより黒丸で表した離散的なデータ系列に変換され、サンプリングによる遅延が現れている。
【００５９】
信号処理回路６は、このサンプリングデータｓ６に対して後述する光子受信判定を行い、相応の処理時間だけ遅延（図３では７クロック分の遅延）した後に、光子受信信号ｓ９と、それに同期した光子受信クロックｓ９１を出力する。上述したように、ここでは光子が矢印のタイミングでＡＰＤ２に到達したものと仮定しているので、信号処理回路６は光子の受信と判定し光子受信信号ｓ９および光子受信クロックｓ９１を立ち上ける。なお、図３に示すような光子受信信号ｓ９と光子受信クロックｓ９１との立ち上がりの位相関係は光子受信器以外のシステム的な要求により規定されるものである。
【００６０】
１．４）光子受信の判定
図４は本発明の第１実施形態による光子受信方法を示すタイムチャートである。図４（ａ）はＡＰＤ２に印加したＧＧＭバイアス電圧ｓ４の周期的な電圧印加期間Ａ−Ｄを示し、（ｂ）は基準クロックｓ１に従ったサンプリングクロックを示す。光子信号のＡＰＤ２への入射が検出されるであろう４クロック分の期間（ここではサンプリングクロック上のＢ−Ｃ間）に対して、ＧＧＭバイアス電圧ｓ４のパルス幅（サンプリングクロック上のＡ−Ｄ間）は有意味な度数分布が得られる程度に十分に広いものとする。
【００６１】
図４（ｃ）はメモリ６５に時系列で蓄積されているｍ個のグループの有信号サンプリングデータｓ７の波形を模式的に示している。ｊ番目のグループの有信号サンプリングデータｓ７をデータセットＤＳ（ｊ）と表すと（０≦ｊ≦ｍ−１）、データセットＤＳ（ｊ）は、有信号サンプリングデータｓ７をＧＧＭバイアス電圧ｓ４の周期的な電圧印加期間Ａ−Ｄでグループ化したサンプリングデータ列である。具体的には、データセットＤＳ（０）は期間Ｂ−Ｃに立ち上がりが発生し、データセットＤＳ（２）は期間Ａ−Ｂに立ち上がりがある。このような過去ｍ回のデータセットＤＳ（０）〜ＤＳ（ｍ−１）がメモリ６５に時系列で蓄積されている。
【００６２】
（度数分布）
図４（ｄ）は度数分布生成部６２により生成される度数分布を示すグラフである。度数分布生成部６２は、メモリ６５に蓄積されているｍ個のデータセットＤＳ（０）〜ＤＳ（ｍ−１）を読み出し、それらの信号波形の立ち上がりが現れるタイミング、言い換えればＧＧＭバイアス電圧ｓ４の立ち上がりタイミングＡからの時間差（位相差）を集計して図４（ｄ）のグラフで表される統計的なパターンである度数分布を生成する。図４（ｄ）のグラフの横軸は相対的な時間、縦軸は回数である。
【００６３】
上述したように光子送信器は所定のタイミング（ＧＧＭタイミングｓ２０）に従って光子を送信しているから、光子受信器における光子の到達タイミングはＡ−Ｄ期間のある限られた範囲内に集中し度数分布にピークを構成する。これに対して、ダークノイズはランダムに分布するので度数分布ではＡ−Ｄ期間の全域に広がりピークを構成しない。したがって、図４（ｄ）に示すように度数分布に明瞭なピークが現れる場合には、そのピークを含む時間領域（ここではＢ−Ｃ期間）が光子の到達タイミングであると判定できる。したがって、そのピークの範囲内のタイミングで信号が立ち上がれば光子受信信号であり、それ以外のタイミングで立ち上がった信号はダークノイズであると判定することが可能である。
【００６４】
（ピーク検出）
ピーク検出部６３は、図４（ｄ）に示すような度数分布データから光子到達タイミングの時間範囲を示すピーク範囲ＴPKを検出し比較判定部６４へ出力する。ピーク範囲ＴPKの検出には統計的な処理を利用する。たとえば、度数分布の極大値を検出し、そのピーク分布の全幅、あるいはピークの標準偏差をσとして２σ (約９５％をカバー)の範囲をピーク範囲ＴPKとしてもよい。
【００６５】
（比較判定）
上述したように、メモリ６５に過去ｍ回のデータセットＤＳ（０）〜ＤＳ（ｍ−１）が蓄積された状態で、最新の有信号サンプリングデータｓ７がフィルタ６１から出力され、図４（ｅ）に示すようなデータセットＤＳ（ｍ）として比較判定部６４に入力したとする。
【００６６】
図５は本実施形態による信号処理回路６の光子受信判定動作を示すフローチャートである。まず、データセットＤＳ（ｍ）を取得すると（ステップＳ１０１）、度数分布生成部６２は予め設定された引用数ｍを用いて過去ｍ回のデータセットＤＳ（０）〜ＤＳ（ｍ−１）をメモリ６５から呼び出し（ステップＳ１０２）、上述したように度数分布を作成する（ステップＳ１０３）。続いて、ピーク検出部６３は、度数分布から光子到達タイミングの時間範囲を示すピーク範囲ＴPKを検出する（ステップＳ１０４）。
【００６７】
ピーク範囲ＴPKが与えられると、比較判定部６４は、データセットＤＳ（ｍ）の信号立ち上がり時間とピーク範囲ＴPKとを比較する（ステップＳ１０５）。データセットＤＳ（ｍ）が図４（ｅ）に示す波形であれば、その立ち上がりタイミングはピーク範囲ＴPK内に存在するので、最新の有信号サンプリングデータｓ７は光子信号である（光子検出）と判定される（ステップＳ１０６）。光子検出と判定されると、比較判定部６４は光子受信信号ｓ９および光子受信クロックｓ９１を立ち上げる（ステップＳ１０７）。
【００６８】
データセットＤＳ（ｍ）が例えばＤＳ（２）のようにピーク範囲ＴPK以外で立ち上がっていれば、比較判定部６４はダークノイズであると判定し（ステップＳ１０８）、光子受信信号ｓ９および光子受信クロックｓ９１を立ち上げない（ステップＳ１０９）。
【００６９】
ステップＳ１０７あるいはＳ１０９が終了すると、ＤＳ（ｊ［１：ｍ−１］）を１周期分シフトし、最新のＤＳ（ｍ）をＤＳ（ｍ−１）に格納する（ステップＳ１１０）。すなわち、新たなデータセットＤＳ（ｍ）はメモリ６５に蓄積されるが、その際、最も古いＤＳ（０）は削除され、次に古いＤＳ（１）がＤＳ（０）となり、以下順次繰り下がって、最新のデータセットＤＳ（ｍ）がＤＳ（ｍ−１）としてメモリ６５に蓄積される。
【００７０】
以上の処理は、ＧＧＭタイミング信号ｓ２０の繰り返し周期に従って逐次的に処理される。あるいは、メモリ６５の容量が十分大きい場合には、大量のサンプリングデータを記憶しながら同様の処理を行うことも可能である。
【００７１】
１．５）変形例
上記光子受信器の処理では、ＧＧＭタイミングｓ２０の周期毎にＤＳ（０）〜ＤＳ（ｍ−１）を読み出し度数分布を作成したが、本実施形態はこれに限定されるものではない。たとえば、作成した度数分布を他のメモリに保持しておき、この度数分布に対して最新のＤＳ（ｍ）を反映させることで信号処理を更に高速化することができる。
【００７２】
さらに、この手法を用いることで、メモリ６５の容量が制限される場合でも、その記憶容量を超える範囲(回数)での度数分布を作成する事が可能となり、度数分布の精度の向上が期待出来る。
【００７３】
あるいは、ＧＧＭタイミングｓ２０と光子到達の相対位相のドリフトの影響を緩和する事を目的として、前回作成した度数分布に重み付け処理を行った上で最新のＤＳ（ｍ）を反映させることもできる。重み付け処理により、最近のデータを遠い過去のデータよりも重視した光子到達判定が可能となり、位相がドリフトする場合であっても度数分布の誤差を圧縮することが可能になる。
【００７４】
１．６）効果
上述したように、本実施形態によれば、ＡＰＤの出力波形の立ち上がりタイミングとＡＰＤのＧＧＭバイアス印加タイミングとの位相差を記録し、その位相差の記録を集計して得られる度数分布から光子到来タイミング領域（ピーク範囲ＴPK）を検出する。したがって、送信側から別送されるクロック信号を用いることなく、ＡＰＤ出力がピーク範囲ＴPKのタイミングであれば光子信号、それ以外のタイミングであればダークノイズと判定することができ、ダークノイズを除去して受信光子信号のＳＮ比を改善することができる。
【００７５】
したがって、ＧＧＭパルス幅を広げることによってダークノイズが増加してもＳＮ比の劣化を回避することができるために、ＧＧＭによる光子受信の位相トレランスを緩和することが可能になる。位相トレランスが緩和されると、光子到達とＧＧＭパルスの精密な位相調整が不要となるので動作が安定し設計も容易になる。
【００７６】
２．第２実施形態
上述した第１実施形態では、図４に示すように光子の到達タイミングの範囲（ピーク範囲ＴPK）が変化しない場合を説明したが、実際は光ファイバの温度変化等の影響で光子の到達タイミングは変化しうる。光子到来タイミングが時間と共に変化している場合には、ＧＧＭタイミングｓ２０の時間幅でＧＧＭタイミングｓ２０の周期毎にＤＳ（０）〜ＤＳ（ｍ−１）を読み出し度数分布を作成しても十分に明瞭なピークが現れないことがある。なぜならば、時間の変化とともに、比較的頻度の高い光子信号の発生が徐々にシフトしてピークが分散してしまうからである。
【００７７】
このような位相変化の主因は、ファイバや電子部品の温度変化による遅延変動であり急激な変化にはならない。信号処理の時間スケールからみれば、直線的な変化として近似して差し支えないものである。また、送受信間でクロックの別送を行わずに個別に高精度なクロック源を有するシステムであっても、そのクロック源の周波数差が非常に小さい場合には同様に直線的な変化として近似することができる。たとえば２つのクロック源からのクロック信号１周期毎の位相差の変化量がＡＰＤのＧＧＭパルス幅に対して非常に小さいとみなせる場合には、直線的な変化に近似可能である。
【００７８】
したがって、上記度数分布のピークが分散している場合、ピークの頂上が平坦になっている場合、ピーク分布の幅が所定値より広がっているために有意味なタイミング検出ができない場合、あるいは度数分布のピークとバックグランドとの比（コントラスト比）が所定のしきい値より小さい場合には、位相差が時間に対してある一定の割合で直線的に変化していると仮定し、その変化の割合を求める。その変化の割合を補正係数αとしてＡＰＤの出力信号の立ち上がりタイミングを補正すれば、第１実施形態と同様に光子信号であるか否かを識別することが可能となる。本発明の第２実施形態によれば、この補正係数αを用いたオフセット処理により光子到来タイミングの時間的変化に対応する。
【００７９】
２．１）回路構成の概略
図６は本発明の第２実施形態による光子受信器における信号処理回路６の機能構成をより詳細に記載したブロック図である。本実施形態における信号処理回路６の演算回路群６０は、図２に示す構成にオフセット処理部６６およびカウンタ６７を追加した構成を有する。その他のブロックは、図１および図２に示すブロックと同一機能を有するので同一参照番号を付している。
【００８０】
メモリ６５には、第１実施形態と同様に、ｍ個のＤＳ（０）〜ＤＳ（ｍ−１）が蓄積されるが、その際、各データセットＤＳ（ｊ）に対応するＧＧＭタイミング信号ｓ２０のカウント数がカウンタ６７によりカウントされメモリ６５に蓄積される。上述したように、フィルタ６１によって無信号サンプリングデータｓ６はメモリ６５に蓄積されないので、その時間に相当するカウント値を対応づけて蓄積しておくことで、各データセットＤＳ（ｊ）と実際の時間経過とを対応づけている。カウンタ６７はｍ個のＤＳ（０）〜ＤＳ（ｍ−１）の実際の時間経過を十分カバーできるカウント容量を有するものとする。
【００８１】
演算回路群６０の度数分布生成部６２は、第１実施形態で説明したように、メモリ６５に蓄積されたデータセットＤＳ（０）〜ＤＳ（ｍ−１）から度数分布を生成し、ピーク検出部６３は度数分布から分布のピークを含む時間領域（ピーク範囲）ＴPKを検出しようとする。その際、ピーク検出部６３が度数分布からピークを検出できなかった場合は、その旨がオフセット処理部６６へ通知される。
【００８２】
ピーク検出不能の通知を受けると、オフセット処理部６６はメモリ６５からｍ個のＤＳ（０）〜ＤＳ（ｍ−１）と時間経過を示すカウント値を読み出し、後述するように、データセットの立ち上がりタイミングの経時変化に最も良く合致する補正係数αを直線近似により求める。そして、オフセット処理部６６は、新たなデータセットＤＳ（ｍ）の立ち上がりタイミングが補正係数αで規定される変化に合致するか否かによって、その立ち上がりが光子受信かダークノイズかを判定する。以下、オフセット処理の具体例を詳細に説明する。
【００８３】
２．２）オフセット処理（例１）
図７はオフセット処理部の内部機能構成を示すブロック図であり、図８はオフセット処理を行っていないデータセットＤＳの立ち上がりタイミングの一例を示すタイムチャートである。
【００８４】
図７において、オフセット処理部６６は、オフセット処理を制御するプログラム制御プロセッサ６６．１と、図８に示すデータセット群を格納するメモリ６６．２とを有し、さらにパターン検出部６６．３および傾きα決定部６６．４を機能的に含んでいる。パターン検出部６６．３および傾きα決定部６６．４はプロセッサ６６．１上でプログラムを実行するにより実現することもできる。
【００８５】
図８に示すように、プロセッサ６６．１は、周期的に取得されたＤＳ（ｉ）について、信号発生のタイミングの時間Ｔ（ｉ）をクロックの値としてメモリ６６．２に記録する。等間隔の周期の順序（データセット番号）ｉと各周期での信号発生時間Ｔ（ｉ）とからなる空間でプロットすると、たとえば図８に示すような分布が得られる。信号の発生は、ＧＧＭパルスの幅に相当するクロックのＡ〜Ｄの範囲に存在する。図８の例では、信号発生が無かった周期はｉ＝２，５〜７となっている。
【００８６】
上述したようにドリフトした信号発生タイミングは傾きαで斜めに分布し、ノイズ発生は周囲にランダムに分布している。したがって、プロットされたデータ（i, T(i))を何らかの方法で１次関数で近似することができれば、その傾きαを用いて信号発生をノイズ発生から区別することができる。
【００８７】
一次関数近似を行う方法としては最小自乗法を用いることができるが、これに限定されない。図８に示すようにプロットされたデータ（i, T(i))は２次元に分布した離散信号とみなすことができるので、その中から特徴的な分布の信号群をノイズから分離して抽出する画像処理の手法を利用することも可能である。たとえば、２次元のフーリエ変換を用いて、幅Ａ−Ｄの全般に分布したノイズの中からαに傾く信号の列を抽出することができる。また、２次元に分布した離散信号を画像とすれば、その中から直線を抽出するハフ変換(Hough Transform）を使用することもできる。
【００８８】
図９は本実施形態による信号処理回路６の光子受信判定動作の一例を示すフローチャートである。図９は、図５のステップＳ１０３の代わりにパターン検出ステップＳ２０１および一次関数近似によるα決定ステップＳ２０２が配置されていること以外は図５のステップと同じである。
【００８９】
まず、プロセッサ６６．１は、周期的に取得されたＤＳ（ｉ）について信号発生のタイミングの時間Ｔ（ｉ）をクロックの値としてメモリ６６．２に格納する（ステップＳ１０２）。続いて、有信号パターン検出部６６．３は、メモリ６６．２に格納された分布データから最小自乗法あるいは２次元フーリエ変換等の方法を用いて一次関数で近似する（ステップＳ２０１）。そして、傾きα決定部６６．４は得られた一次関数から傾きαを決定する（ステップＳ２０２）。
【００９０】
こうして傾きαが決定されると、ピーク検出部６３はオフセット処理後の度数分布からピーク範囲ＴPKを検出する（ステップＳ１０４）。ピーク範囲ＴPKが与えられると、比較判定部６４は、オフセット処理されたデータセットＤＳ（α，ｍ）の信号立ち上がり時間とピーク範囲ＴPKとを比較する（ステップＳ１０５）。以下、図５で説明したように、データセットＤＳ（α，ｍ）の立ち上がりタイミングがピーク範囲ＴPK内にあれば、最新の有信号サンプリングデータｓ７は光子信号である（光子検出）と判定され（ステップＳ１０６）、ピーク範囲ＴPK以外で立ち上がっていればダークノイズであると判定される（ステップＳ１０８）。
【００９１】
２．３）オフセット処理（例２）
上述したドリフトに対応する一次関数の傾きαの決定は度数分布をモニタしながら行うこともできる。
【００９２】
図１０（Ａ）はオフセット処理を行っていないデータセットＤＳの立ち上がりタイミングの一例を示すタイムチャートであり、（Ｂ）は本実施形態による光子受信によりオフセット処理されたデータセットＤＳ（α、ｊ）の立ち上がりタイミングを示すタイムチャートである。なお、図１０（Ａ）および（Ｂ）における波形ａ）〜ｅ）の説明は、オフセット処理によるタイミングのドリフトとその補正を除けば図４と同じであるが、それぞれの波形ｃ）は、図８と同様に、周期的に取得されたＤＳ（ｉ）について信号発生のタイミングの時間Ｔ（ｉ）をクロックの値としてメモリに格納されたものとする。
【００９３】
図１０（Ａ）の波形ｃ）に示すオフセット処理を行わないデータセットＤＳ（０）〜ＤＳ（ｍ−１）から度数分布を生成すると、図１０（Ａ）の波形ｄ）に示すように明瞭なピークがない分布となり、ピーク検出部６３は光子到達のタイミングを検出できない。この場合、オフセット処理部６６はメモリ６５に蓄積されたデータセットＤＳ（０）〜ＤＳ（ｍ−１）のそれぞれの立ち上がりタイミングがある程度直線的にならぶ斜めの直線を探索する。探索方法の詳細は後述するが、直線の傾斜を変化させながらピーク検出部６３のピーク値が最も大きくなる傾斜（比例定数）αを発見するという方法を用いる。
【００９４】
図１０（Ａ）に示す例において、ＤＳ（０）からＤＳ（ｍ−１）へ向けた時間経過に対して傾斜αの直線上で近似される速度の位相ドリフトが存在しているとすれば、時間に比例する定数αで各データセットの立ち上がりタイミングをオフセット処理することで図１０（Ｂ）に示すようにある特定のタイミング範囲（ここではＢ−Ｃ期間）でピーク検出器６３から最も大きなコントラストが得られるはずである。
【００９５】
図１０（Ｂ）に示すように、最適な補正係数αを選択し、同様のオフセット処理をすべてのデータセットに対して施すことで、サンプリングクロックのＢ−Ｃ間で度数分布に明瞭なピークが出現する。このピーク範囲をＴPKとして比較判定部６４へ出力する。新たなデータセットＤＳ（ｍ）に対して同様のオフセット処理を行ったＤＳ（α、ｍ）とピーク範囲ＴPKとを比較することで、新たなデータセットＤＳ（ｍ）は、ＧＧＭタイミング信号ｓ２０の終了間際に現れた非常に小さいパルスであるが、光子信号であると識別することができる。
【００９６】
図１１（Ａ）は本実施形態による信号処理回路６の光子受信判定動作を示すフローチャートであり、（Ｂ）はそのサブプロシジャとして最適度数分布生成動作を示すフローチャートである。図１１（Ａ）は、図５のステップＳ１０３の代わりに最適度数分布生成ステップＳ３００が配置されていること以外は図５のステップと同じなので、以下、図１１（Ｂ）の最適度数分布生成ステップＳ３００について説明する。
【００９７】
図１１（Ｂ）において、オフセット処理部６６は、変数ａを用いて、オフセット係数の範囲を最適値αが含まれるであろう範囲ａ１〜ａ２に定め、変数ａを精度ｄで順次変更させながら以下のステップを実行する（ステップＳ３０１）。
【００９８】
まず、すべてのデータセットＤＳ（０）〜ＤＳ（ｍ−１）に対して変数ａで決まるタイミングのオフセット処理を行い、ＤＳ（ａ，０）〜ＤＳ（ａ，ｍ−１）を生成する（ステップＳ３０２）。ＤＳ（ａ，０）〜ＤＳ（ａ，ｍ−１）から度数分布生成部６２が度数分布を作成する（ステップＳ３０３）。この度数分布からピーク検出部６３はピークの位置とそのピークコントラストとを計算し保存する（ステップＳ３０４）。ここでピークコントラストとはピークとバックグラウンドの度数比をいう。ある変数ａの値についてピークの位置とピークコントラストとが求まると、変数ａをｄだけ変化させ、以下同様にステップＳ３０２〜Ｓ３０４を実行する。
【００９９】
このようにしてａ１からａ２までのすべての変数ａについてピークの位置およびピークコントラストが求まると（ステップＳ３０１の終了）、オフセット処理部６６は度数分布のピークコントラストが最も大きくなる変数ａの値をオフセット係数αとして決定する（ステップＳ３０５）。こうして得られたオフセット係数αは、図８あるいは図１０（Ａ）の最適傾斜αに相当する。
【０１００】
続いて、度数分布生成部６２はオフセット係数αを用いてオフセット処理されたＤＳ（α，０）〜ＤＳ（α，ｍ−１）から度数分布を作成し（ステップＳ３０６）、メインプロシジャに戻る。以下、上述したステップＳ１０４〜Ｓ１１０が実行される。
【０１０１】
このように、変数ａをオフセットの比例定数とし、有限の範囲ａ１〜ａ２内で十分な精度ｄで変化させながら度数分布のコントラストを演算する。第１実施形態のように光子信号のＡＰＤ到達とＧＧＭパルスとの相対的な位相が固定している場合には、変数ａを変化させない状態で度数分布に明瞭なピークが出現し、光子到達の位相が判明する。これに対して相対位相がドリフトしている場合には、変数ａがある値に設定されたときの度数分布に最大ピークコントラストが現れる。このようにある有限範囲で変数ａを変化させながら度数分布のピークコントラストを計算し、その最大ピークコントラストを与える変数ａの値を最適補正係数αとして決定する。このαを用いて最新のデータセットＤＳ（ｍ）をオフセット処理し、ＤＳ（α，ｍ）に対して第１実施形態と同様の光子受信判定を行う。
【０１０２】
３．第３実施形態
本発明の第３実施形態による光子受信器は、第２実施形態で求めた補正係数αを用いることでＧＧＭタイミング信号ｓ２０を位相ドリフトに追従させる構成を有する。
【０１０３】
図１２は本発明の第３実施形態による光子受信器における信号処理回路６の機能構成をより詳細に記載したブロック図である。本実施形態における光子受信器には、タイミング生成回路７１にドリフト補正回路７１ａが接続され、ドリフト補正されたＧＧＭタイミング信号ｓ２０αが電源回路１および信号処理回路６へ供給される点が図６に示す回路と異なっている。その他の構成および動作は図６に示す第２実施形態のものと同一であるから、同一機能を有するものは同一参照番号が付して説明は省略する。
【０１０４】
オフセット処理部６６は光子到達とＧＧＭタイミングとの相対位相のドリフトを補正する補正係数αを算出して光子受信判定に利用するが、本実施形態による光子受信器はドリフト補正回路７１ａを設けることで、この比例定数であるαが零になるようにＧＧＭタイミングを補正するフィードバック機能を有する。
【０１０５】
ドリフト補正回路７１ａはタイミング生成回路７１からＧＧＭタイミング信号ｓ２０を入力し、補正係数αをオフセット処理部６６から入力する。ドリフト補正回路７１ａは、補正係数αが零になるようにＧＧＭタイミング信号ｓ２０を修正する。たとえば、図８に示すような補正係数αが検索されると、このαが零になるようにＧＧＭタイミング信号ｓ２０の位相を変化させる。これによりドリフト補正されたＧＧＭタイミング信号ｓ２０αに同期したＧＧＭバイアス電圧がＡＰＤ２に印加され、結果的に図１０（Ｂ）に示すようにＧＧＭタイミング信号の一定のタイミング領域（Ｂ−Ｃ期間）で信号の立ち上がりが検出されるようになる。
【０１０６】
このドリフト補正手法を用いることで、光子からクロック信号を抽出する、あるいは、別にクロック伝送を行うなどの複雑な手法を用いることなく、光子到来タイミングに対してＧＧＭタイミングの位相を追従させることが可能となる。
【０１０７】
ドリフト補正回路７１ａは、具体的には、可変遅延回路を用いることで実現が可能である。あるいは、位相ロックループＰＬＬや遅延ロックループＤＬＬを用いることも可能である。なお、同様のドリフト補正回路７１ａを基準クロック生成回路７０の直後に挿入し、基準クロックｓ１をドリフト補正することで同様の効果を得ることも可能である。
【０１０８】
４．適用例（１）
本発明による光子受信器は量子暗号鍵配布システムの受信側光子検出回路に適用可能である。特にＰｌｕｇ＆Ｐｌａｙ方式の量子暗号鍵配布システムは、光ファイバ伝送路における偏光の揺らぎを補償することができるため、偏光に敏感な量子暗号鍵配布システムを実用化するための方式として期待されている。
【０１０９】
図１３は、Ｐｌｕｇ＆Ｐｌａｙ方式量子暗号鍵配布システムの送信器の概略的構成を示すブロック図、図１４は本発明の第３実施形態による光子受信器を適用したＰｌｕｇ＆Ｐｌａｙ方式量子暗号鍵配布システムの受信器の概略的構成を示すブロック図である。
【０１１０】
図１４に示すように、受信器５０にクロック源５１が設けられ、その基準クロック信号にしたがってレーザ光源５２が光パルスＰを生成する。また、基準クロック信号はタイミング生成回路７１へ供給される。ただし、タイミング生成回路７１にはドリフト補正回路７１ａが組み込まれているものとする。タイミング生成回路７１は信号処理回路６からの補正係数αに従ってＧＧＭタイミング信号ｓ２０αを生成し、上述したように、このＧＧＭタイミング信号ｓ２０αに従って２つのＡＰＤ０およびＡＰＤ１にＧＧＭバイアス電圧が印加される。したがって、光パルスＰの生成タイミングは基準クロック信号に同期し、ＡＰＤ０およびＡＰＤ１のＧＧＭタイミングは基準クロック信号に従属し伝送路２４による遅延変動等を補償したものとなる。
【０１１１】
まず、図１４において、レーザ光源５２から出射された光パルスＰは光サーキュレータＣＩＲを通して光カプラＣＰＬにより２分割され、一方の光パルスＰ１はそのまま短いパス(Short Path)を通って偏光ビームスプリッタＰＢＳへ、他方の光パルスＰ２は位相変調器５４のある長いパス(Long Path)を通って偏光ビームスプリッタＰＢＳへ導かれ、ダブルパルスとして伝送路２４へ送出される。また、基準クロック信号は別のチャネルを通して送信器１０へ送出され、送信器１０で折り返されて戻ってくることで送信器１０と受信器５０が同期して動作する。
【０１１２】
図１３において送信器１０にはファラデーミラー２１と位相変調器２２が設けられ、受信した光パルスＰ１およびＰ２はファラデーミラー２１で反射することで偏光状態が９０度回転し、可変光減衰器１３を通して受信器５０へ返送される。その際、位相変調器２２は光パルスＰ２が通過するタイミングで光パルスＰ２を位相変調し、位相変調された光パルスＰ２*aが受信器５０へ返送される。
【０１１３】
受信器５０の偏光ビームスプリッタＰＢＳは、送信器１０から受信した光パルスＰ１およびＰ２*aの偏光状態が９０度回転していることから、これら受信パルスをそれぞれ送信時とは異なるパスへ導く。すなわち受信した光パルスＰ１は長いパスを通り、位相変調器５４を通過するタイミングで位相変調され、位相変調された光パルスＰ１*bが光カプラＣＰＬに到達する。他方、送信器１０で位相変調された光パルスＰ２*aは送信時とは異なる短いパスを通って同じく光カプラＣＰＬに到達する。したがって、送信器１０で位相変調された光パルスＰ２*aと受信器５０で位相変調された光パルスＰ１*bとが干渉し、その結果が光子検出器ＡＰＤ０またはＡＰＤ１により検出される。
【０１１４】
このような構成を有するＰｌｕｇ＆Ｐｌａｙ方式の受信器５０に本発明の第３実施形態による光子受信器を適用することで、光ファイバ伝送路２４の温度変化等の影響で光子の到達タイミングは変化する場合であっても、実際の光子到達タイミングに合わせてＧＧＭバイアス電圧をＡＰＤ０およびＡＰＤ１に印加することができ、暗号鍵の生成効率を大きく向上させることができる。
【０１１５】
５．適用例（２）
図１５は、単一方向伝送の量子暗号鍵配布システムの送信器の概略的構成を示すブロック図、図１６は本発明の第３実施形態による光子受信器を適用した単一方向伝送の量子暗号鍵配布システムの受信器の概略的構成を示すブロック図である。
【０１１６】
図１５に示すように、送信器１０にクロック源１１が設けられ、その基準クロック信号に同期してレーザ光源ＬＤから光パルス列が出射し、短いパスに設けられた位相変調器２２で位相変調され、長いパスを通った光パルスと相前後して可変光減衰器１３を通して光ファイバ伝送路２４へ送出される。また、基準クロック信号は別チャネルを通して受信器５０へ送出される。
【０１１７】
図１６に示すように、受信器５０は送信器１０から受信した基準クロック信号をタイミング生成回路７１へ供給する。ただし、タイミング生成回路７１にはドリフト補正回路７１ａが組み込まれているものとする。タイミング生成回路７１は信号処理回路６からの補正係数αに従ってＧＧＭタイミング信号ｓ２０αを生成し、上述したように、このＧＧＭタイミング信号ｓ２０αに従って２つのＡＰＤ０およびＡＰＤ１にＧＧＭバイアス電圧が印加される。したがって、送信器１０において光パルスＰの生成タイミングは基準クロック信号に同期し、受信器５０においてＡＰＤ０およびＡＰＤ１のＧＧＭタイミングは基準クロック信号に従属し伝送路２４による遅延変動等を補償したものとなる。
【０１１８】
６．適用例（３）
図１７は本発明の第３実施形態による光子受信器を適用した単一方向伝送の量子暗号鍵配布システムの受信器の概略的構成を示すブロック図である。送信器１０は図１５に示すものと同一である。
【０１１９】
図１７において、受信器５０にクロック源５１が設けられ、その基準クロック信号はタイミング生成回路７１へ供給される。ただし、タイミング生成回路７１にはドリフト補正回路７１ａが組み込まれているものとする。タイミング生成回路７１は信号処理回路６からの補正係数αに従ってＧＧＭタイミング信号ｓ２０αを生成し、上述したように、このＧＧＭタイミング信号ｓ２０αに従って２つのＡＰＤ０およびＡＰＤ１にＧＧＭバイアス電圧が印加される。したがって、送信器１０ではクロック源１１に同期して光パルスが生成され、受信器５０ではＡＰＤ０およびＡＰＤ１のＧＧＭタイミングがクロック源５１の基準クロック信号に従属し伝送路２４による遅延変動等を補償したものとなる。
【０１２０】
既に述べたように、送信器１０および受信器５０において個別に高精度なクロック源１１および５１を有するシステムであっても、そのクロック源の周波数差が非常に小さい場合には、第２実施形態で説明したように位相ドリフトを直線的な変化として近似することができる。たとえば２つのクロック源１１および５１の基準クロック信号１周期毎の位相差の変化量がＡＰＤ０およびＡＰＤ１のＧＧＭパルス幅に対して非常に小さいとみなせる場合には、直線的な変化に近似可能である。
【０１２１】
なお、上記適応例（１）〜（３）の光子受信器は、本発明の第１実施形態あるいは第２実施形態によるものであってもよい。
【０１２２】
また、光検出器２はアバランシェ・フォトダイオード（ＡＰＤ）に限定されるものではない。たとえば、光電子増倍管(フォトマル)や、極低温のＰＩＮフォトダイオードによる単一光子検出器を用いることもできる。ただし、ＧＧＭを必要とするのは、１．５５μｍ帯のInGaAs-ＡＰＤを使用する場合である。可視光のSi-ＡＰＤではＧＧＭは不要であるが、本発明を適用可能である。本発明は１．５５μｍのファイバ伝送帯域で有効である。
【産業上の利用可能性】
【０１２３】
本発明による光子受信器は、量子暗号通信の光子受信器に適用される他に、光通信全般や光計測の光子受信器にも適用可能である。光計測としては、Optical Time Domain Reflectmeter (OTDR)や、フォトルミネッセンスの分光計測器などに適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【０１２４】
【図１】本発明の第１実施形態による光子受信器の概略的構成を示すブロック図である。
【図２】第１実施形態による光子受信器における信号処理回路６の機能構成をより詳細に記載したブロック図である。
【図３】図２に示す回路での主な信号の波形を模式的に示すタイムチャートである。
【図４】本発明の第１実施形態による光子受信方法を示すタイムチャートである。
【図５】本実施形態による信号処理回路６の光子受信判定動作を示すフローチャートである。
【図６】本発明の第２実施形態による光子受信器における信号処理回路６の機能構成をより詳細に記載したブロック図である。
【図７】オフセット処理部の内部機能構成を示すブロック図である。
【図８】オフセット処理を行っていないデータセットＤＳの立ち上がりタイミングの一例を示すタイムチャートである。
【図９】本実施形態による信号処理回路６の光子受信判定動作の一例を示すフローチャートである。
【図１０】（Ａ）はオフセット処理を行う前のデータセットＤＳ（ｊ）の立ち上がりタイミングを示すタイムチャートであり、（Ｂ）はオフセット処理されたデータセットＤＳ（α、ｊ）の立ち上がりタイミングを示すタイムチャートである。
【図１１】（Ａ）は本実施形態による信号処理回路６の光子受信判定動作を示すフローチャート、（Ｂ）はそのサブプロシジャとして最適度数分布生成動作を示すフローチャートである。
【図１２】本発明の第３実施形態による光子受信器における信号処理回路６の機能構成をより詳細に記載したブロック図である。
【図１３】Ｐｌｕｇ＆Ｐｌａｙ方式量子暗号鍵配布システムの送信器の概略的構成を示すブロック図である。
【図１４】本発明の第３実施形態による光子受信器を適用したＰｌｕｇ＆Ｐｌａｙ方式量子暗号鍵配布システムの受信器の概略的構成を示すブロック図である。
【図１５】単一方向伝送の量子暗号鍵配布システムの送信器の概略的構成を示すブロック図である。
【図１６】本発明の第３実施形態による光子受信器を適用した単一方向伝送の量子暗号鍵配布システムの受信器の概略的構成を示すブロック図である。
【図１７】本発明の第３実施形態による光子受信器を適用した単一方向伝送の量子暗号鍵配布システムの受信器の概略的構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【０１２５】
１  電源回路
２  アバランシェ・フォトダイオード（ＡＰＤ）
３  電流電圧変換回路（ＴＩＡ）
４  サンプリング回路
６  信号処理回路
６１  フィルタ
６２  度数分布生成部
６３  ピーク検出部
６４  比較判定部
６５  メモリ
６６  オフセット処理部
６７  カウンタ
７０  基準クロック回路
７１  タイミング生成回路
７１ａ  ドリフト補正回路
７２  クロック制御部
【図１】
2007036513.tif 000003
【図２】
2007036513.tif 000004
【図３】
2007036513.tif 000005
【図４】
2007036513.tif 000006
【図５】
2007036513.tif 000007
【図６】
2007036513.tif 000008
【図７】
2007036513.tif 000009
【図８】
2007036513.tif 000010
【図９】
2007036513.tif 000011
【図１０】
2007036513.tif 000012
【図１１】
2007036513.tif 000013
【図１２】
2007036513.tif 000014
【図１３】
2007036513.tif 000015
【図１４】
2007036513.tif 000016
【図１５】
2007036513.tif 000017
【図１６】
2007036513.tif 000018
【図１７】
2007036513.tif 000019