(57)【要約】【課題】  各ノズルに対応した温度情報を短時間で精度良く取得する。【解決手段】  予め定められた第１環境温度と第２環境温度を与えて温度検知素子の抵抗温度係数ＴＣＲを測定し、第１環境温度における温度検知素子抵抗Ｒを算出し、第１環境温度と電源電圧Ｖｄｄ１を用いてアンプ利得Ｇを算出し、第１環境温度と第２環境温度における温度検知電圧Ｖの差分からアンプ利得Ｇの温度係数αを算出し、温度検知電圧Ｖの差分からアンプ利得Ｇの電源変動係数βを算出し、測定した電源電圧Ｖｄｄと、定電流Ｉ、アンプ温度ＴａｍｐからＶ＝Ｉ＊Ｒ［１＋ＴＣＲ（Ｔｓ−Ｔ１）］＊Ｇ［１＋α（Ｔａｍｐ−Ｔ１）］＊［１＋β（Ｖｄｄ−Ｖｄｄ１）］の関係を用いて、アンプ利得Ｇの温度変動と電源変動を補正した温度検知素子温度Ｔｓを算出する。【選択図】  図１
2007331192.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電気熱変換素子の各々の直下に絶縁膜を介し薄膜抵抗体で形成される温度検知素子と、各温度検知素子の温度情報を選択読み出し回路と、選択読み出しした温度情報を増幅するアンプとを備えた温度検知装置の制御方法であって、
予め定められた第１環境温度と第２環境温度を与えて温度検知素子の抵抗温度係数ＴＣＲを測定する工程と、
前記第１環境温度における温度検知素子抵抗Ｒを算出する工程と、
前記第１環境温度と電源電圧Ｖｄｄ１を用いてアンプ利得Ｇを算出する工程と、
前記第１環境温度と前記第２環境温度における温度検知電圧Ｖの差分からアンプ利得Ｇの温度係数αを算出する工程と、
前記温度検知電圧Ｖの差分からアンプ利得Ｇの電源変動係数βを算出する工程と、
電源電圧Ｖｄｄを測定する工程と、
温度検知素子をバイアスする定電流Ｉを測定する工程と、
アンプ温度Ｔａｍｐを測定する工程と
アンプ利得Ｇの温度変動と電源変動を補正した温度検知素子温度Ｔｓを、
Ｖ＝Ｉ＊Ｒ［１＋ＴＣＲ（Ｔｓ−Ｔ１）］＊Ｇ［１＋α（Ｔａｍｐ−Ｔ１）］＊［１＋β（Ｖｄｄ−Ｖｄｄ１）］
により算出する工程と
を備えることを特徴とする温度検知装置の制御方法。
【請求項２】
前記温度係数αは、電源電圧Ｖｄｄに応じて変更することを特徴とする請求項１に記載の温度検知装置の制御方法。
【請求項３】
前記電源変動係数βは、アンプ温度Ｔａｍｐに応じて変更設定することを特徴とする請求項１に記載の温度検知装置の制御方法。
【請求項４】
電気熱変換素子の各々の直下に絶縁膜を介し薄膜抵抗体で形成される温度検知素子と、各温度検知素子の温度情報を選択読み出し回路と、選択読み出しした温度情報を増幅するアンプとを備えた温度検知装置の制御方法であって、
前記温度検知素子をバイアスする定電流Ｉと前記温度検知素子の抵抗温度係数ＴＣＲとを与えて、予め定められた第１環境温度Ｔ１と第２環境温度Ｔ２において温度検知素子の全部又は一部を選択し、前記アンプから出力された第１電圧Ｖ１、第２電圧Ｖ２から、Ｔ１における温度検知素子抵抗Ｒおよびアンプ利得Ｇの物理量とするＲ＊Ｇ値とアンプ利得Ｇの温度係数αとを、
Ｖ１＝Ｉ＊Ｒ＊Ｇ
Ｖ２＝Ｉ＊Ｒ［１＋ＴＣＲ（Ｔ２−Ｔ１）］＊Ｇ［１＋α（Ｔ２−Ｔ１）］
により算出する工程と、
前記定電流Ｉとアンプ温度Ｔａｍｐと用いて、前記アンプ利得Ｇの温度変動を補正した温度検知素子温度Ｔｓを算出する工程と
を備えることを特徴とする温度検知装置の制御方法。
【請求項５】
前記温度検知素子温度Ｔｓの算出は、温度検知電圧Ｖと定電流ＩとＴ１におけるＲ＊Ｇ値と抵抗温度係数ＴＣＲと温度係数αとアンプ温度Ｔａｍｐとを与えてＴｓを、
Ｖ＝Ｉ＊Ｒ［１＋ＴＣＲ（Ｔｓ−Ｔ１）］＊Ｇ［１＋α（Ｔａｍｐ−Ｔ１）］
により求めることを特徴とする請求項４に記載の温度検知装置の制御方法。
【請求項６】
電気熱変換素子の各々の直下に絶縁膜を介し薄膜抵抗体で形成される温度検知素子と、各温度検知素子の温度情報を選択読み出し回路と、選択読み出しした温度情報を増幅するアンプとを備えた温度検知装置であって、
予め定められた第１環境温度と第２環境温度を与えて温度検知素子の抵抗温度係数ＴＣＲを測定する手段と、
前記第１環境温度における温度検知素子抵抗Ｒを算出する手段と、
前記第１環境温度と電源電圧Ｖｄｄ１を用いてアンプ利得Ｇを算出する手段と、
前記第１環境温度と前記第２環境温度における温度検知電圧Ｖの差分からアンプ利得Ｇの温度係数αを算出する手段と、
前記温度検知電圧Ｖの差分からアンプ利得Ｇの電源変動係数βを算出する手段と、
電源電圧Ｖｄｄを測定する手段と、
温度検知素子をバイアスする定電流Ｉを測定する手段と、
アンプ温度Ｔａｍｐを測定する手段と
アンプ利得Ｇの温度変動と電源変動を補正した温度検知素子温度Ｔｓを、
Ｖ＝Ｉ＊Ｒ［１＋ＴＣＲ（Ｔｓ−Ｔ１）］＊Ｇ［１＋α（Ｔａｍｐ−Ｔ１）］＊［１＋β（Ｖｄｄ−Ｖｄｄ１）］
により算出する手段と
を備えることを特徴とする温度検知装置。
【請求項７】
電気熱エネルギー変換体の熱エネルギーをインクに作用させて吐出口から吐出させ、前記熱エネルギー変換体の各々の温度変化を測定するための複数の温度検知素子と、前記複数の温度検知素子のそれぞれ温度情報を選択して読み出す読出し回路と、読み出しした温度情報を増幅するアンプと、前記温度検出回路で選択読み出し可能なＴＣＲがほぼ０であるレファレンス抵抗を備えた温度検知装置の制御方法であって、
前記レファレンス抵抗値を測定する工程、
予め定められた第１環境温度と第２環境温度におけるレファレンス抵抗のアンプ出力よりアンプ利得Ｇ及びアンプ利得Ｇの温度係数αを算出する工程、
予め定められた第１環境温度と第２環境温度におけるレファレンス抵抗のアンプ出力、各温度検知素子の温度係数と抵抗値を算出する工程、
温度検知素子をバイアスする定電流Ｉを測定する工程、
アンプ温度Ｔａｍｐを測定する工程、
前記算出したアンプ利得Ｇ及びアンプ利得Ｇの温度係数α、各温度検知素子の温度係数及び抵抗値、アンプ温度Ｔａｍｐ、定電流Ｉより温度検知素子温度を算出する工程を備えることを特徴とする温度検知装置の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電気電気熱変換素子の熱エネルギーを記録用インクに作用させて吐出させるタイプの記録ヘッドにより記録を行う液体噴射装置、温度検知装置に関するもので、温度情報による記録ヘッドの吐出状態を検出するうえでの高精度温度検知方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
液体噴射装置（記録装置）は、記録ヘッドに設けた吐出口からインク（記録用インク液滴）を吐出させて紙等の被記録材に付着させることにより各種情報の記録を行う。騒音の発生が少なくかつ高速記録が可能であり、しかも被記録材の選択範囲が広いなどの多くの利点を有している。
【０００３】
一方、このような記録ヘッドを用いた液体噴射装置においては、異物による吐出口の目詰まりやインク供給経路内に混入した気泡やノズル表面の濡れ性の変化により記録ヘッドの全体又は吐出ノズルの一部で吐出不良が発生することがある。
【０００４】
特に記録材の全幅に対応する数だけライン状に配してなるフルライン型記録装置では、高速で印字することが可能であるが、反面このような吐出不良の発生した吐出ノズルを検出する技術がある。
【０００５】
吐出源で検出する方法としては、電気熱変換素子から発生される熱により抵抗値が変化する位置に導体部が配列され、導体部の温度に関係して変化する抵抗値の変化量を検知する検出回路を有する。温度変化に応じて、電気熱変換素子への吐出信号の印加を中止する（特許文献１）。
【０００６】
別の方法としては、電気熱変換素子と温度検出素子をシリコン基板等の同一の支持体上に設けるとともに膜状に構成される温度検出素子が電気熱変換素子の配列領域と重なって設けられている記録ヘッドがある（特許文献２）。吐出電気熱変換素子を形成するための発熱抵抗層と、吐出電気熱変換素子の上層部として配置され吐出電気熱変換素子の部分以外では配線の下層として設けられている温度センサをなす層、発熱抵抗層と温度センサ−をなす層とを絶縁する絶縁層で構成される。
【０００７】
また、記録ヘッドの温度特性を検知する手段としては、記録ヘッドの電気熱変換素子に所定のエネルギーを印加した時の温度変化に基づいてインク残量検知の閾値を決定する技術がある（特許文献３）。
【０００８】
また、検知温度の精度向上の為に各種の不吐出判定基準や条件に関し、過昇温などから記録ヘッドを保護し不吐検知を高精度に行える手段を備える。ダミー抵抗体の抵抗値によるヘッドランク分けを行い、記録ヘッドの特性情報に応じて不吐出判定条件を変更するように構成した記録装置がある（特許文献４）。
【０００９】
また、記録ヘッドのインク吐出状態を検知できる方法として、インク吐出を生じさせない加熱に伴う温度変化（温度上昇と温度下降）とを測定し、更に記録動作とは異なるタイミングで予備吐出における温度変化を測定する。更にインク吐出不良であった場合の温度変化を測定する。この測定の実行とともに、記録ヘッドの印字状態監視工程によって熱特性を暫時取得し、その比較結果に基づいて記録ヘッドから正常にインクが吐出されているかどうかを判定する方法がある（特許文献５）。
【００１０】
また、インクの吐出安定性と吐出量を一定に保つ為の手段としては、記録ヘッドユニットを構成する電気熱変換素子ボードに内蔵した温度センサの情報に基づいてパルス幅変調する方法が一般に知られている。また、複数の電気熱変換素子の左右に温度センサが配置され、ヒーターボードの左右端にはサブ電気熱変換素子が配設された記録装置がある（特許文献６）。サブ電気熱変換素子温調と前記電気熱変換素子により非吐出時に発泡しない程度のパルス幅で駆動することで行う短パルス温調を併用して行うことにより、速やかな温度上昇と良好な温度制御を可能として濃度ムラのない高品位の記録を可能とする。
【特許文献１】特公平４−６５４９号公報
【特許文献２】特登録２８３１７７８号公報
【特許文献３】特開２００２−１７８４９２号公報
【特許文献４】特開平７−５２４０８号公報
【特許文献５】特開平１１−１３８７８８号公報
【特許文献６】特登録３１１０５３８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかしながら、特許文献１では、電気熱変換素子から発生される熱により抵抗値が変化する最適な位置および各導体部の温度に関係して変化する抵抗値の変化量を検知する各検知回路が明示されていない。吐出不良の発生した吐出ノズルを高速で特定する構造と方法が開示されていない。
【００１２】
更に、特許文献２では、上述した構成により、吐出不良を高速で検出することは可能であるが吐出不良の各ノズルの位置を特定することが開示されていない。
【００１３】
更に、特許文献３では、インク残量検知の閾値を決定して不吐出状態を検出することは可能であるが、記録とは別の工程であるため印字中の不吐出状態を検出することができない。
【００１４】
更に、特許文献４では、不吐出検知の為に行われる吐出の駆動条件を変更する手段または吐出判定条件を変更することが可能である。しかし、吐出不良ノズルの位置を特定することができない。
【００１５】
更に、特許文献５では、正常に吐出された場合の温度上昇と温度下降の差とインク吐出不良が発生する場合の温度上昇と温度下降の差からインク吐出不良の閾値を算出することで記録ヘッドの熱特性のばらつき考慮してインク吐出不良の判定が可能である。しかし、記録とは別の工程であるため印字中の不吐出状態を検出することができない、また吐出不良ノズルの位置を特定することも困難である。
【００１６】
更に、特許文献６では、上述した構成により小型で高精度の温度検出素子として大変有効である。しかし、吐出不良（不吐出）や吐出量変化を、ノズル毎あるいはチップ毎に、高速で、かつ高精度に検知する事は困難である。また、電気熱変換素子の左右にしか配置できない為に各電気熱変換素子の個別の温度情報を得ることは困難である。
【００１７】
本発明は上記課題を解決して、各ノズルに対応した温度の検知、あるいは、温度情報を高速での取得することを目的とする。また、記録ヘッドの環境条件による検出ばらつき、経時変化による検出ばらつきがあっても、精度良く温度検出を行う装置（記録装置）を提供する。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
上記目的を達成するために本発明の温度検知装置の制御方法は、電気熱変換素子の各々の直下に絶縁膜を介し薄膜抵抗体で形成される温度検知素子と、各温度検知素子の温度情報を選択読み出し回路と、選択読み出しした温度情報を増幅するアンプとを備えた温度検知装置の制御方法であって、予め定められた第１環境温度と第２環境温度を与えて温度検知素子の抵抗温度係数ＴＣＲを測定する工程と、前記第１環境温度における温度検知素子抵抗Ｒを算出する工程と、前記第１環境温度と電源電圧Ｖｄｄ１を用いてアンプ利得Ｇを算出する工程と、前記第１環境温度と前記第２環境温度における温度検知電圧Ｖの差分からアンプ利得Ｇの温度係数αを算出する工程と、前記温度検知電圧Ｖの差分からアンプ利得Ｇの電源変動係数βを算出する工程と、電源電圧Ｖｄｄを測定する工程と、温度検知素子をバイアスする定電流Ｉを測定する工程と、アンプ温度Ｔａｍｐを測定する工程とアンプ利得Ｇの温度変動と電源変動を補正した温度検知素子温度Ｔｓを、
Ｖ＝Ｉ＊Ｒ［１＋ＴＣＲ（Ｔｓ−Ｔ１）］＊Ｇ［１＋α（Ｔａｍｐ−Ｔ１）］＊［１＋β（Ｖｄｄ−Ｖｄｄ１）］
により算出する工程とを備える。
【００１９】
上記目的を達成するために本発明の温度検査装置は、電気熱変換素子の各々の直下に絶縁膜を介し薄膜抵抗体で形成される温度検知素子と、各温度検知素子の温度情報を選択読み出し回路と、選択読み出しした温度情報を増幅するアンプとを備えた温度検知装置であって、予め定められた第１環境温度と第２環境温度を与えて温度検知素子の抵抗温度係数ＴＣＲを測定する手段と、前記第１環境温度における温度検知素子抵抗Ｒを算出する手段と、
前記第１環境温度と電源電圧Ｖｄｄ１を用いてアンプ利得Ｇを算出する手段と、前記第１環境温度と前記第２環境温度における温度検知電圧Ｖの差分からアンプ利得Ｇの温度係数αを算出する手段と、前記温度検知電圧Ｖの差分からアンプ利得Ｇの電源変動係数βを算出する手段と、電源電圧Ｖｄｄを測定する手段と、温度検知素子をバイアスする定電流Ｉを測定する手段と、アンプ温度Ｔａｍｐを測定する手段とアンプ利得Ｇの温度変動と電源変動を補正した温度検知素子温度Ｔｓを、
Ｖ＝Ｉ＊Ｒ［１＋ＴＣＲ（Ｔｓ−Ｔ１）］＊Ｇ［１＋α（Ｔａｍｐ−Ｔ１）］＊［１＋β（Ｖｄｄ−Ｖｄｄ１）］
により算出する手段とを備える。
【００２０】
上記目的を達成するために本発明の温度検査装置の制御方法は、電気熱エネルギー変換体の熱エネルギーをインクに作用させて吐出口から吐出させ、前記熱エネルギー変換体の各々の温度変化を測定するための複数の温度検知素子と、前記複数の温度検知素子のそれぞれ温度情報を選択して読み出す読出し回路と、読み出しした温度情報を増幅するアンプと、前記温度検出回路で選択読み出し可能なＴＣＲがほぼ０であるレファレンス抵抗を備えた温度検知装置の制御方法であって、前記レファレンス抵抗値を測定する工程、予め定められた第１環境温度と第２環境温度におけるレファレンス抵抗のアンプ出力よりアンプ利得Ｇ及びアンプ利得Ｇの温度係数αを算出する工程、予め定められた第１環境温度と第２環境温度におけるレファレンス抵抗のアンプ出力、各温度検知素子の温度係数と抵抗値を算出する工程、温度検知素子をバイアスする定電流Ｉを測定する工程、アンプ温度Ｔａｍｐを測定する工程、前記算出したアンプ利得Ｇ及びアンプ利得Ｇの温度係数α、各温度検知素子の温度係数及び抵抗値、アンプ温度Ｔａｍｐ、定電流Ｉより温度検知素子温度を算出する工程を備える。
【発明の効果】
【００２１】
温度検知回路の温度特性と電源変動特性により温度情報が変動しても、再現性よく高精度に温度検知できる。これにより、信頼性の高い不吐検知を行うことができ、記録ヘッドの適切なインク吐出を行うための温度情報を提供することができる。
【００２２】
また、温度検知素子のバラツキ、ノズルの熱伝導のバラツキ、電気熱変換素子の熱的経時変化があっても、再現性よく高精度に温度検知を行うことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
次に、本発明の実施形態について図面を参照して説明する。
【００２４】
図１０（ａ）（ｂ）は、本発明に関わる記録ヘッドの吐出ノズルを省略した記録ヘッドの断面図と平面図である。シリコン基板１００１には、熱酸化膜ＳｉＯ２等からなるフィールド酸化膜１００２を介してＡｌ、Ｐｔ、Ｔｉ、ＴｉＮ、ＴｉＳｉ、Ｔａ、ＴａＮ、ＴａＳｉＮ、ＴａＣｒ、Ｃｒ、ＣｒＳｉＮ、Ｗ等の薄膜抵抗体で形成される温度検知素子１００３と接続配線のためのＡＬ１の個別配線１０１１を有している。更に、シリコン基板１００１には、共通配線１０１０および後述する電気熱変換素子とシリコン基板に形成された駆動回路を接続するＡＬ１、ＡＬ２配線が形成されている。更に、層間絶縁膜１００５を介してＴａＳｉＮ等の電気熱変換素子１００６、ＳｉＯ２等のパシベーション膜１００８、電気熱変換素子上の耐キャビテーション性を高めるＴａ等の耐キャビテーション膜１００９が半導体プロセスで高密度に積層されて形成される。
【００２５】
薄膜抵抗体で形成される温度検知素子１００３は電気熱変換素子１００６の各々の直下に分離独立して配置される。各温度検知素子に接続される温度検知素子の個別配線１０１１、共通配線１０１０は温度検知素子の情報を検出する検出回路の一部として構成される。
【００２６】
本発明の実施形態では、シリコン基板１００１には、熱酸化膜ＳｉＯ２等からなるフィールド酸化膜１００２を介して電気熱変換素子とシリコン基板に形成された制御回路を接続するＡＬ１配線が形成されている。
【００２７】
シリコン基板１００１は、更に、層間絶縁膜１００５を介してＴａＳｉＮ等の電気熱変換素子１００６、ＳｉＯ２等のパシベーション膜１００８、Ｔａ等の耐キャビテーション膜１００９が形成されたフィールド酸化膜１００２の上に温度検知素子１００３とＡＬ１の個別配線１０１１、共通配線１０１０を成膜する。
【００２８】
補足すると、フィールド酸化膜１００２の上には、薄膜抵抗体で形成される温度検知素子１００３と接続配線のためのＡＬ１の個別配線１０１１、共通配線１０１０を成膜、パターンニングされ、従来の記録ヘッド構造を変えることなく作製することができる。
【００２９】
図１２は、温度検知素子の形状についての別の実施例を示す平面図である。図１０では、正方形の温度検知素子であったが、図１２ではスネーク形の温度検知素子を電気熱変換素子直下に配置して構成される。図１０の正方形では層間絶縁膜を介した電気熱変換素子の平面形状を平坦に形成でき吐出の安定性がより容易に確保できる利点が有る。一方、図１２のスネーク形では温度検知素子の抵抗値を大きく設定することが容易になるためにより微小の温度変化を精度良く検出できる利点がそれぞれある。
【００３０】
次に、時間と温度の関係を示す温度プロファイルについて説明する。図１１は抵抗値３６０Ωの電気熱変換素子に２０Ｖ、０．８ｕｓのパルスを印加したときの正常吐出時と様々な吐出異常時の温度検知素子の温度プロファイルを示している。
【００３１】
なお、これは吐出動作一回の時の温度プロファイルである。（ａ）は、正常吐出時の温度プロファイルである。（ｂ）は、ノズル内に気泡が残留したことにより引き起こされた吐出異常時温度プロファイルである。（ｃ）は、流路に不純物が堆積しインク再充填が正常に行われなかったために起こった吐出異常時の温度プロファイルである。（ｄ）は、ノズル表面に付着したインクによって起こった吐出異常時の温度プロファイルである。（ｅ）は、吐出口に異物が詰まったことによる吐出異常時の温度プロファイルである。以上のように、吐出状態と温度プロファイルの形状が対応している。
【００３２】
例えば正常吐出では、時刻ｔ１で初期温度Ｔ１＝２５℃である。時刻ｔ２＝０として電気熱変換素子に印加スタートして０．８ｕｓ印加、時刻ｔ３＝約２ｕｓで最高温度Ｔ３＝１７０℃となる。時刻ｔ４＝約５ｕｓで変曲点前温度Ｔ４＝約８０℃となる。時刻ｔ５＝９ｕｓで変曲点後温度Ｔ５＝４５℃である。
【００３３】
そこで、前述したように（ｂ）から（ｅ）の吐出異常時は正常吐出に対して相対的に温度波形（温度プロファイル）が特徴的に異なる。すなわち、温度検知波形が異なるので、適切なタイミングで検知することにより吐出異常を検知することが可能となる。
【００３４】
例えば、図１１の温度プロファイルでは、時刻ｔ１、ｔ３、ｔ４、ｔ５のタイミングを検知タイミングするのが適当である。
【００３５】
このような温度プロファイルの温度情報を検知する温度検知回路について図３を用いて説明する。
【００３６】
まず、構成について説明する。図３は、温度検知素子を選択読み出しする全体構成を示す。温度検知素子にバイアス電流Ｉを供給する定電流源３０１と、温度検知素子を選択読み出しする温度検知素子群３０２と、読み出した温度検知素子の信号を増幅するアンプ３０６とから構成する。
【００３７】
温度検知素子群３０２は、温度検知素子毎に温度検知素子３０９を選択する選択信号３０７と、温度検知素子３０９をＯＮ／ＯＦＦするＭＯＳトランジスタの選択スイッチ３０８と、温度検知素子３０９の端子電圧Ｖａ、Ｖｂを読み出すＭＯＳトランジスタの読み出しスイッチ３１０、３１１から構成する。
【００３８】
アンプ３０６は、温度検知素子の端子電圧Ｖａ、Ｖｂを入力するバッファアンプ３０３、３０４と、バッファアンプ出力を受けて温度検知素子の端子間電圧を増幅する差動アンプ３０５とから構成する。
【００３９】
次に、回路の動作について説明する。選択信号３０７で選択スイッチ３０８をオンさせて温度検知素子３０９に定電流Ｉでバイアスして電圧を発生させ、同時に読み出しスイッチ３１０、３１１がオンして端子電圧Ｖａ、Ｖｂを読み出す。バッファアンプ３０３、３０４を通して端子電圧Ｖａ、Ｖｂが差動アンプ３０５に入力され、基準電圧Ｖｒｅｆと利得Ａを与えて差動増幅器３０５は、
温度検知電圧Ｖ＝Ｇ（Ｖａ−Ｖｂ）−Ｖｒｅｆ
を発生する。
【００４０】
＜実施例１＞
上述した温度検知回路の変動特性をシミュレーションした結果を図４に示す。ここでは設計利得Ｇ＝１４．６、基準電圧Ｖｒｅｆ＝２．４Ｖ、設計電流値Ｉ＝３ｍＡ、温度検知素子抵抗３１．３Ω（１７０℃相当）の条件で、環境温度２５℃、５０℃、７５℃をパラメータに電源電圧Ｖｄｄ＝３Ｖ〜３．６Ｖにスイ−プした時の温度検知電圧Ｖの変動状態を示す。
【００４１】
温度検知電圧Ｖは最大１３９８ｍＶ〜最小１３７３ｍＶまで変動しており、その変動量は△Ｖ＝２５ｍＶである。うち、温度変動はＶｄｄに応じて＋１１０〜＋１９０ｐｐｍ／℃（うちアンプ３０６の温度変動は＋４０〜＋１００ｐｐｍ／℃）、電源変動は温度に応じて−１．３〜−２％／Ｖ（うちアンプ３０６の電源変動は−２．０４〜−２．５３％／Ｖ）の変動である。ここでは温度検知回路の温度特性は２．９５ｍＶ／℃より、△Ｖ＝２５ｍＶは温度換算８．５℃の誤差が生じるということになる。
【００４２】
このような変動特性の温度検知回路に対して、変動を補正するキャリブレーション方法について説明する。式（１）は、温度検知素子温度を電圧変換した信号がアンプ３０６の利得の温度変動と電源変動で変化するという関係を表したものである。
Ｖ＝Ｉ＊Ｒ［１＋ＴＣＲ（Ｔｓ−Ｔ１）］＊Ｇ［１＋α（Ｔａｍｐ−Ｔ１）］＊［１＋β（Ｖｄｄ−Ｖｄｄ１）］      （１）
Ｖは温度検知電圧、Ｉはモニタした定電流値である。ＴＣＲは温度検知素子の温度係数、Ｔ１は管理された環境温度、Ｔｓは温度検知素子温度である。Ｇはアンプ３０６のＴ１かつＶｄｄ１における利得、αはアンプ利得Ｇの温度係数、Ｔａｍｐはアンプ３０６の温度、βはアンプ利得Ｇの電源変動係数である。Ｖｄｄ１は管理された電源電圧、Ｖｄｄはモニタした電源電圧である。
【００４３】
式（１）をＴｓについて変形して、
【００４４】
【数１】
2007331192.tif 000003
【００４５】
上記パラメータや定数を与えることにより、正しい温度検知素子温度Ｔｓを算出することができる。
【００４６】
具体例として、図４の変動特性の温度検知回路に対して（１）（２）式を用いて温度検知素子温度Ｔｓを算出した結果を図２に示す。ここでの条件は、定電流Ｉ＝表１、ＴＣＲ＝３０００ｐｐｍ／℃、Ｔ１＝２５℃、Ｇ＝１４．６、α＝表２、Ｔａｍｐ＝２５℃、５０℃、７５℃、β＝表３、Ｖｄｄ１＝３Ｖ、Ｖｄｄ＝３Ｖ、３．３Ｖ、３．６Ｖである。なお、図４によれば、電源電圧によりαが異なるとともに環境温度でもβが異なるため、電源電圧Ｖｄｄとアンプ温度Ｔａｍｐに応じて表２、表３のようにαとβを変更設定して計算する。
【００４７】
【表１】
2007331192.tif 000004
【００４８】
【表２】
2007331192.tif 000005
【００４９】
【表３】
2007331192.tif 000006
【００５０】
図２に示すように、環境温度２５℃〜７５℃および電源電圧３Ｖ〜３．６Ｖの環境変動で温度検知電圧Ｖが２５ｍＶ変動（温度換算８．５℃）しても、算出温度Ｔｓは０．９℃の誤差に補正されてキャリブレーションができている。なお、算出したＴｓの誤差はグラフの読み取り誤差によるものである。
【００５１】
このようなキャリブレーションをするうえでのフローチャートの一例を図１に示す。
【００５２】
まず、ステップ１０１では以下の処理を行う。ヒーターボードがウェハ状態において、環境温度Ｔ１に設定し、外部からプローブできるテスト端子を設けた代表した温度検知素子を選択して、定電流Ｉのバイアス電流Ｉを流す。いわゆる四端子測定法で温度検知素子の端子間電圧を測定してＴ１における抵抗値Ｒを出す。次に環境温度Ｔ２にして同様に端子間電圧を測定してＴ２における抵抗値Ｒ２を出す。そして式（３）によりＴＣＲを算出する。
ＴＣＲ＝（Ｒ−Ｒ２）／（Ｔ１−Ｔ２）      （３）
【００５３】
次にステップ１０２に進み、ステップ１０２では以下の処理を行う。電気熱変換素子ボードがウェハ状態において、環境温度Ｔ１と電源電圧Ｖｄｄ１に設定して、温度検知素子を選択して定電流Ｉを流す。端子間電圧を増幅したアンプ出力の温度検知電圧Ｖ１を測定する。ステップ１で求めたＲを与えて、式（４）によりＴ１、Ｖｄｄ１におけるアンプ利得Ｇを算出する。
Ｇ＝Ｖ１／（Ｉ＊Ｒ）      （４）
【００５４】
次にステップ１０３に進み、ステップ１０３では以下の処理を行う。電気熱変換素子ボードがウェハ状態において、環境温度Ｔ１と電源電圧Ｖｄｄに設定して、温度検知素子を選択して定電流Ｉを流し、Ｔ１における温度検知電圧Ｖ１を測定する。次に環境温度Ｔ２に設定して同様にＴ２における温度検知電圧Ｖ２を測定する。そして式（５）によりアンプ３０６のＶｄｄにおける温度係数αを算出する。なお、電源電圧でαが異なる場合は、Ｖｄｄを設定変更してαの算出を繰り返す。
α＝（Ｖ１−Ｖ２）／（Ｔ１−Ｔ２）      （５）
【００５５】
次にステップ１０４に進み、ステップ１０４では以下の処理を行う。電気熱変換素子ボードがウェハ状態において、電源電圧Ｖｄｄ１と環境温度Ｔに設定して、温度検知素子を選択して定電流Ｉを流し、Ｖｄｄ１における温度検知電圧Ｖ１を測定する。次に電源電圧Ｖｄｄ２設定して同様にＶｄｄ２おける温度検知電圧Ｖ３を測定する。そして式（６）によりアンプ３０６のＴにおける電源変動係数βを算出する。なお、環境温度でβが異なる場合は、Ｔを設定変更してβの算出を繰り返す。
β＝（Ｖ１−Ｖ３）／（Ｖｄｄ１−Ｖｄｄ２）      （６）
【００５６】
次にステップ１０５に進み、市場で印刷稼動状態において、定電流Ｉをモニタする。
【００５７】
次にステップ１０６に進み、市場で印刷稼動状態において、アンプ近傍に設けた温度検知手段でアンプ温度Ｔａｍｐをモニタする。温度検知手段は、ここではダイオードまたは電気熱変換素子直下配置と同じ温度検知素子の検知回路である。
【００５８】
次にステップ１０７に進み、市場で印刷稼動状態において、電源電圧Ｖｄｄをモニタする。
【００５９】
次にステップ１０８に進み、市場で印刷稼動状態において、ステップ１０１〜１０５で予め求めておいたパラメータや定数と、ステップ１０５〜１０７でモニタした環境条件データを式（１）に与えて、選択した温度検知素子温度Ｔｓを算出する。
【００６０】
このように、温度検知回路の温度、電源電圧の環境条件が変動、またはばらついても図１のステップでキャリブレーションすることにより、正しい温度を検知することができる。
【００６１】
なお、ここでは事前のパラメータや定数の測定をウェハ状態として説明したが、管理された環境温度と管理された電源電圧が提供できれば、市場で行ってもよい。また、ステップ１０６のアンプ温度Ｔａｍｐはモニタでなく算出することも可能である。アンプ温度が吐出オフ時においてはノズル部の温度検知素子群の温度と同等とみなして、その温度検知素子温度をアンプ温度として使うことも可能である。
【００６２】
＜実施例２＞
上述した図３の温度検知回路の温度変動をシミュレーションした結果を図８に示す。
【００６３】
ここでは設計利得Ｇ＝１４．６、基準電圧Ｖｒｅｆ＝２．４Ｖ、設計電流値Ｉ＝３ｍＡ、電源電圧Ｖｄｄ＝３．３Ｖ、電気熱変換素子オフでの温度検知素子抵抗２１．８Ω（２５℃相当）、環境温度を２５℃〜７５℃でスイ−プした時の温度検知電圧Ｖの変動状態を示す。温度検知電圧Ｖｓは９６７ｍＶ〜９７４ｍＶまで変動しており、その変動量は△Ｖ＝７ｍＶである。温度係数は＋１４０ｐｐｍ／℃。ここでは温度検知回路の温度特性は２．９５ｍＶ／℃より、△Ｖ＝７ｍＶは温度換算２．４℃の誤差が生じるということになる。
【００６４】
このような温度変動の温度検知回路に対して、変動に関わるパラメータを算出してキャリブレーションする方法について説明する。電源電圧Ｖｄｄ１、定電流Ｉ、管理された環境温度Ｔ１での温度検知素子抵抗Ｒｓおよびアンプ３０６の利得Ｇとするとき、温度検知電圧Ｖｓ１は式（７）で表される。
Ｖ１＝Ｉ＊Ｒ＊Ｇ      （７）
【００６５】
次に管理された環境温度Ｔ２と温度検知素子の抵抗温度係数ＴＣＲを与え、利得Ｇの温度係数αとするとき、温度検知電圧Ｖ２は式（８）で表される。
Ｖ２＝Ｉ＊Ｒ［１＋ＴＣＲ（Ｔ２−Ｔ１）］＊Ｇ［１＋α（Ｔ２−Ｔ１）］＝Ｖ１＊［１＋ＴＣＲ（Ｔ２−Ｔ１）］＊［１＋α（Ｔ２−Ｔ１）］    （８）
【００６６】
式（８）から温度係数αは式（９）で表される。
【００６７】
【数２】
2007331192.tif 000007
【００６８】
一方、温度検知素子抵抗Ｒと利得ＧはＲ＊Ｇ値として式（１０）で表される。
【００６９】
【数３】
2007331192.tif 000008
【００７０】
ここで、利得Ｇは環境条件で変動しないとするとき、このＲ＊Ｇ値をＴ１における温度検知素子の物理量を表すデータとして扱う。
【００７１】
次に、管理されていないアンプ温度Ｔａｍｐと求めたαとＲ＊Ｇ値とを与えて、温度検知電圧Ｖは式（１１）で表され、このときの温度検知素子温度Ｔｓは式（１２）で表される。
Ｖ＝Ｉ＊Ｒ［１＋ＴＣＲ（Ｔｓ−Ｔ１）］＊Ｇ［１＋α（Ｔａｍｐ−Ｔ１）］      （１１）
【００７２】
【数４】
2007331192.tif 000009
【００７３】
具体例として、図８の温度変動に対して温度検知素子温度Ｔｓを算出した結果を図７に示す。式（９）（１０）を用いて温度係数α、Ｔ１における温度検知素子のＲ＊Ｇ値を算出した結果を表４に示す。ここでの条件はＴ１＝２５℃、Ｔ２＝５０℃、ＴＣＲ＝３０００ｐｐｍ／℃、定電流Ｉ＝表５、Ｖｄｄ＝３．３Ｖ、Ｔａｍｐ＝２５℃、５０℃、７５℃である。
【００７４】
【表４】
2007331192.tif 000010
【００７５】
【表５】
2007331192.tif 000011
【００７６】
図７の結果より、環境温度２５℃〜７５℃の変動で温度検知電圧Ｖが７ｍＶ変動（温度換算２．４℃）しても、算出温度Ｔｓは０．６℃の誤差に補正されてキャリブレーションができている。図８でのα＝＋１４０ｐｐｍ／℃に対して算出値＋１３０ｐｐｍ／℃とほぼ同じ値が得られた。なお、算出したαやＴｓの誤差はグラフの読み取り誤差によるものである。
【００７７】
このように、定電流Ｉと抵抗温度係数ＴＣＲを与え、温度検知電圧Ｖと２つの環境温度からパラメータを算出し、管理されていない環境温度でも正しい温度検知素子温度Ｔｓを算出することができる。なお、電源電圧Ｖｄｄで温度係数αが異なる場合は、各電源電圧において同様の算出を行ってデータテーブルとして持ったり、またはＶｄｄの関数として記憶しておけば、管理されていない電源電圧でもＶｄｄをモニタすることで、Ｖｄｄに応じたαで算出ができる。
【００７８】
上記のキャリブレーションをするうえでのフローチャートの一例を図５に示す。管理された環境温度が提供できる場合として出荷時を想定している。
【００７９】
ステップ５０１で、電源電圧Ｖｄｄに設定する。ステップ５０２で環境温度Ｔ１に設定する。ステップ５０３で電気熱変換素子をオフ状態にする。ステップ５０４で温度検知素子を選択する。ステップ５０５で定電流Ｉをモニタする。ステップ５０６で温度検知電圧Ｖ１を記憶する。
【００８０】
ステップ５０４からステップ５０６を所望のノズル数繰り返す。
【００８１】
次に、ステップ５０７で環境温度Ｔ２に設定してステップ５０８からステップ５１０で温度検知電圧Ｖ２を記憶する。ステップ５１１で、２つの環境温度で得られた２つの温度検知電圧と予めわかっているＴＣＲから、式（９）（１０）よりαとＲ＊Ｇ値を算出する。
【００８２】
なお、電源電圧Ｖｄｄで温度係数αが異なる場合は、ステップ５０１でＶｄｄを設定変更してステップ５０１〜５１１を繰り返し行ってＶｄｄに応じたαを算出する。
【００８３】
この、図５のフローチャートでは電気熱変換素子をオフ状態としたときの例であるが、電気熱変換素子をオン状態で行っても構わない。フローチャート例を図６に示す。図６に示した処理内容は、図５のフローと同様であるので、処理が異なる点以外の説明は省略する。補足すると、ここでの温度検知電圧Ｖｓを測定するタイミングは、図１１で示した最高温度のタイミングｔ３である。言い換えると、温度プロファイルのピークに対応するタイミングである。図と異なる点は、ステップ６０３の電気熱変換素子をオンとすることである。
【００８４】
次に、出荷時に求めたパラメータのαとＲ＊Ｇ値を記憶しておいて、市場での稼動時におけるキャリブレーション方法を図９に示す。まず、印刷しないオフライン状態の市場キャリブレーションモードにおいて環境温度Ｔを求める。
【００８５】
ステップ９０１で電気熱変換素子をオフ状態にする。ステップ９０２で温度検知素子を選択する。ステップ９０３で定電流Ｉをモニタする。ステップ９０４で温度検知電圧Ｖを記憶する。ステップ９０５で電源電圧Ｖｄｄをモニタする。ステップ９０６でアンプ温度Ｔａｍｐもモニタする。ステップ９０７で求めておいたＲ＊Ｇ値、ＴＣＲ、α（モニタしたＶｄｄに応じたα）を参照する。ステップ９０８で式（１２）で温度検知素子Ｔｓを算出してこれを環境温度Ｔとみなす。
【００８６】
補足すると、多数配置されている温度検知素子は、層間絶縁膜１００５の厚み分布や個々の電気熱変換素子の電力バラツキにより熱応答のバラツキが存在する。したがって精度よく検知するためには熱的なキャリブレーションも必要であるため、続いて熱的キャリブレーションを行う。
【００８７】
ステップ９０９で式（１０）から環境温度ＴにおけるＲ＊Ｇ値を算出する。ステップ９１０で温度検知素子を選択する。ステップ９１１で対応する電気熱変換素子をオンする。
【００８８】
ステップ９１２では、最高温度と変極点前後温度を算出する。
【００８９】
この処理ステップでは、以下の２つの方法がある。
【００９０】
第１の方法は、図１１で示した温度プロファイルの温度検知素子温度Ｔｓとする時、ステップ９０３で取得したＩの値と、ステップ９０６で取得したＴａｍｐの値と、ステップ９０５で取得したＶｄｄの値とに基づき、図１ステップ１０８により最高温度と変極点前後温度を算出する。合わせて最高温度時刻ｔ３、変極点前後温度時刻ｔ４、ｔ５を記憶する。
【００９１】
第２の方法は、図１１で示した温度プロファイルの温度検知素子温度Ｔｓとする時、ステップ９０３で取得したＩの値と、ステップ９０６ので取得したＴａｍｐの値とステップ９０９で取得したＲ＊Ｇ値とに基づき、最高温度と変極点前後温度を算出する。環境温度Ｔにおける時刻ｔの温度検知電圧Ｖは式（１３）で表され、この関係式から最高温度と変極点前後温度を算出する。合わせて最高温度時刻ｔ３、変極点前後温度時刻ｔ４、ｔ５を記憶する。
Ｖ（ｔ）＝Ｉ＊Ｒ［１＋ＴＣＲ（Ｔｓ−Ｔ）］＊Ｇ［１＋α（Ｔａｍｐ−Ｔ）］      （１３）
【００９２】
処理の説明に戻ると、ステップ９１３で、正常吐出と各不吐モードを判定する基準の判定閾値温度と判定時間を更新する。所望のノズルを順次選択してステップ９０９からステップ９１３を繰り返すことにより、各ノズルの判定閾値温度と判定時間をキャリブレーションした更新データを保存する。
【００９３】
続いて実印刷時（記録装置で被記録媒体に画像を記録する）に不吐検知する検知モードのフローチャートを説明する。
【００９４】
ステップ９１４で検知する温度検知素子を選択する。ステップ９１５で図１０で示した温度プロファイルの初期温度を算出する。ステップ９１６で更新した判定時間において、図１０で示した温度プロファイルの最高温度と変極点前後温度を算出する。
【００９５】
ステップ９１７でステップ９１３のキャリブレーションした更新データは環境温度Ｔにおける判定閾値温度と判定時間であり、検知モードにおける環境温度や印字時のノズルの初期温度は安定しているわけではない。そこで、環境温度Ｔを基準にしてノズルの初期温度に対応して最高温度や変曲点前後温度と許容温度範囲をデータテーブル化や関数として保有する。この方法により、初期温度を受けて判定閾値温度を設定する。ステップ９１８；検知した最高温度、変極点前後温度と判定閾値温度を比較する。ステップ９１９；比較結果を受けて正常／不吐を判定する。
【００９６】
このように、市場キャリブレーションモードで更新保存した各ノズルのキャリブレーションデータと、検知モードでの判定閾値温度の設定を動的に設定変更することで、刻々と変化するノズルの温度状態に対応して、リアルタイムで正常／不吐を判定する。
【００９７】
＜実施例３＞
シリコン基板上にはＡｌ配線の材質であるＡｌＣｕとヒーター材料であるＴａＳｉＮにより合成されたレファレンス抵抗体Ｒｒｅｆが形成されている。この抵抗体は温度検知素子軍３０２の一つとして接続され、ヒーター直下に設けられた温度検知センサと同一回路で測定できる。このレファレンス抵抗体Ｒｒｅｆは基板上のどこの位置に設けても良い。
【００９８】
ＴａＳｉＮは−４００ｐｐｍ／℃程の負のＴＣＲを持ち、ＡｌＣｕは約３０００ｐｐｍ／℃のＴＣＲを持つ。この抵抗体を組み合わせることでＴＣＲ≒０のＲｒｅｆを形成する。
【００９９】
直列に接続する場合はＡｌＣｕの抵抗値とＴＣＲをＲａ０、ＴＣＲａ，ヒーター材を用いた抵抗値をＲｂ０，ＴＣＲｂとすると
Ｒｒｅｆ＝Ｒａ＋Ｒｂ＝Ｒａ０（１＋ＴＣＲａ△Ｔ）＋Ｒｂ０（１＋ＴＣＲｂ△Ｔ）＝Ｒａ０＋Ｒｂ０＋（Ｒａ０・ＴＣＲａ＋Ｒｂ０・ＴＣＲｂ）△Ｔ
Ｒａ０・ＴＣＲａ＋Ｒｂ０・ＴＣＲｂ＝０            （１）
となるようにＲａ、Ｒｂを形成する。
【０１００】
また、ヒーター直下に形成された温度検知素子抵抗値Ｒｓと同一の検出系とする為、抵抗値をＲｓの変化内に設定する。
Ｒｓ＜Ｒａ＋Ｒｂ＜Ｒｓ（１＋ＴＣＲｓ△Ｔ）
△Ｔはおおよそ１５０ｄｅｇ    （２）
（１）、（２）よりＲａ、Ｒｂを設定し、ＲｒｅｆのＴＣＲをほぼ０に調整する。
【０１０１】
抵抗値は膜厚、Ｌ／Ｗにより調整することができる。
【０１０２】
管理された環境温度Ｔ１において、
Ｖｏｕｔ１＝Ｉｓ×Ｒｒｅｆ×Ｇ
Ｉｓ：モニター値
Ｒｒｅｆ：ＴＣＲ≒０のレファレンス抵抗値
Ｇ：温度特性を有している。（Ｔ１におけるＧａｉｎ）
Ｒｒｅｆは基板端子に設けたパッドより直接測る。
【０１０３】
アンプのゲインは
Ｇ＝Ｖｏｕｔ１／（Ｉｓ×Ｒｒｅｆ）
より求まる。
【０１０４】
管理された環境温度Ｔ２において
Ｖｏｕｔ２＝Ｉｓ×Ｒｒｅｆ（１＋０×（Ｔ２−Ｔ１））×Ｇ（１＋α×（Ｔ２−Ｔ１））
α＝Ｖｏｕｔ２／（Ｉｓ×Ｒｒｅｆ×Ｇ×（Ｔ２−Ｔ１））
＝Ｖｏｕｔ２／（Ｖｏｕｔ１×（Ｔ２−Ｔ１））
以上よりαが求まる。
【０１０５】
Ｇ，とαより、
管理された温度Ｔ１におけるセンサの出力をＶｏｕｔｓ１とすると、
Ｖｏｕｔ１ｓ＝Ｉｓ×Ｒｓ×Ｇ
これより各センサの抵抗値Ｒｓを求める事ができる。
【０１０６】
管理された温度Ｔ２におけるセンサの出力をＶｏｕｔｓ２とすると、
Ｖｏｕｔ２ｓ＝Ｉｓ×Ｒｓ（１＋ＴＣＲ×（Ｔ２−Ｔ１））×Ｇ（１＋α×（Ｔ２−Ｔ１））
各センサのＴＣＲを求める事ができる。
【０１０７】
こうして求めた値を保存しておく事により、センサの抵抗値Ｒｓバラツキや温度係数ＴＣＲのバラツキを補正する事が可能となる。
【０１０８】
ある環境Ｔａｍｐにおけるセンサ温度Ｔｓは
Ｖ＝Ｉ＊Ｒ〔１＋ＴＣＲ（Ｔｓ−Ｔ１）〕＊Ｇ〔１＋α（Ｔａｍｐ−Ｔ１）〕
Ｔａｍｐはアンプの近傍に設けられた本件温度検知素子やダイオードセンサ等の温度検知素子により測定される。また、Ｔ１は前記管理された温度Ｔ１であり、α、Ｇ及びＴＣＲは前記求めたもの、Ｉは装置でモニタした定電流値であり、これよりＴｓを求める事ができる。
これにより前記２．４℃の誤差はほぼキャンセルされる。
【０１０９】
本実施例ではレファレンス抵抗体を形成する材料としてヒータ材及び配線材料を用いたが、正のＴＣＲを持つ材料と負のＴＣＲを持つ材料を用いても良い。
【０１１０】
上述したキャリブレーションをするうえでのフローチャートの一例を図１６に示す。
【０１１１】
ステップ１でレファレンス抵抗値を測定する。ステップ２で環境温度Ｔ１に設定する。ステップ３で電気熱変換素子はオフ状態とし、レファレンス抵抗体及び温度検知素子のアンプ出力を測定する。ステップ４で定電流Ｉをモニタする。ステップ５でアンプ利得Ｇを算出する。ステップ６で環境温度Ｔ２に設定する。ステップ７でレファレンス抵抗体及び温度検知素子のアンプ出力を測定する。ステップ８で２つの環境温度で得られたアンプ出力値より温度係数α、各温度検知素子抵抗値及びＴＣＲを算出する。ステップ８で算出した各値を記録ヘッドに記憶する。
【０１１２】
さらに、このキャリブレーションにより得られた各値より温度検知素子温度Ｔｓを算出するフローを図１７に示す。
【０１１３】
ステップ１でアンプ温度を測定する。ステップ２で温度検知素子のアンプ出力を測定する。ステップ３で定電流Ｉをモニタする。ステップ４で記憶から各値を取り出す。ステップ５で算出式により温度検知素子の温度を算出する。
【０１１４】
なお、この実施例３の合成抵抗に対して、たとえばＴａＡｌＮ±５ｐｐｍ／℃，ＣｒＳｉＮ−２ｐｐｍ／℃などの非常にＴＣＲの小さい材料を使用し、シリコン基板上にレファレンス抵抗を形成した場合を想定する。この場合には、ＴＣＲが小さい為、ゼロとして計算する。
【０１１５】
以上のように実施例１から実施例３について説明したが、以上説明した温度検知システムの一例を次に説明する。
【０１１６】
温度検知処理、判定処理、駆動制御／回復処理を行う構成を図１３に示す。１３０１は複数チャンネルの温度検知回路を内蔵したヒーターボードである。１３０２は複数チャンネルからいずれかを選択するマルチプレクサである。１３０３は選択されたチャンネルの温度検知電圧を受けて後段のＡＤコンバータ入力レンジに合わせた利得設定すると共にフィルタ機能を持たせたアンプである。１３０４は温度検知電圧をデジタル化するＡＤコンバータである。１３０５はフィルタリングの演算をするデジタルフィルタである。１３０６は定電流をモニタするＩｓモニタである。１３０７は、ヒーターボード内蔵アンプの電源電圧Ｖｄｄと環境温度ＴをモニタするＶｄｄ／Ｔモニタである。
【０１１７】
１３０２は温度検知素子抵抗値のデータを保存したＲｓデータである。１３０８はデジタル化した温度検知情報を受けて温度換算する温度変換部である。１３０９はデジタル化した温度検知情報を受けて２階微分演算する２階微分部である。１３１１は温度変換情報とＩｓ情報とＶｄｄ／Ｔ情報とＲｓＡ値情報を受けてキャリブレーション部である。１３１２はキャリブレーションされた温度情報を受けて判定アルゴリズムに基づいて正常／不吐を判定する不吐判定部である。１３１５は不吐判定結果に応じて適切な回復処理や画像補間などの処理を行う補間回復部である。１３１３は２階微分結果を受けて変曲点の有無を判定する変曲点判定部である。１３１４は変曲点情報に基づいてヒーターボードの駆動条件を最適化するＰｔｈ／△Ｐｗ部である。
【０１１８】
次にシステムの動作について説明する。選択した温度検知素子の温度検知電圧がヒータボード１３０１から出力される。この信号には、ロジックや電気熱変換素子の駆動などのヒータボード動作に起因する雑音や外部の伝送路での雑音が重畳される。温度検知精度を妨げる雑音を低減するために、アンプ１３０３は、温度検知信号の周波数帯域を減衰させない範囲でローパスフィルタを機能させている。温度検知情報を更なる雑音低減と様々な演算を後段で行うために、ＡＤコンバータ１３０４でデジタル化する。ここでのサンプリング周波数は、温度検知信号の周波数帯域より十分高いこと、雑音周波数帯域に応じたデジタルフィルタ性能が確保できること、安定して不吐／変曲点判定できるデータが得られることに考慮して設定する。
【０１１９】
アンプ１３０３でのローパスフィルタとＡＤコンバータ１３０４でのサンプリング効果でもカットしきれない雑音成分をデジタルフィルタで減衰させる。図１１に示す温度プロファイルの最高温度近傍に相当する部分をデジタルフィルタ処理した一例を図１４に示す。高域の雑音が重畳して歪んだ元データ波形は、デジタルフィルタ処理して雑音成分をカットして、もともとのなめらかな温度検知波形に再現している。ここでは、元データであるＡＤコンバータのサンプリング周波数２０ＭＨｚ、ＦＩＲ方式、カットオフ周波数３ＭＨｚ、１６次の条件である。
【０１２０】
雑音カットした電圧データを温度変換部１３０８で温度データに換算する。この温度データは、温度や電源電圧の環境変動および温度検知素子などのバラツキの影響を受けたデータである。このデータの補正をキャリブレーション部１３１１で行う。以降、補正されたデータを使って不吐判定部１３１１、変曲点判定部１３１３で処理を行う。
【０１２１】
このような温度検知システムにより、温度検知精度を向上させて不吐判定や変曲点判定の確度を高める。そして適切な回復処理や画像補間および駆動制御にフィードバックする。
【０１２２】
記録ヘッドの一例を説明する。図１５に本発明の実施例に関わるヒーターボードを複数並べた構成での記録ヘッドを示す。記録ヘッドＨ１０００は、電気信号に応じて膜沸騰をインクに対して生じせしめるための熱エネルギーを発生する電気熱変換素子を用いて記録を行うバブルジェット（登録商標）方式のサイドシュータ型とされる記録ヘッドである。
【図面の簡単な説明】
【０１２３】
【図１】本発明の実施例１のキャリブレーションで温度検知素子温度Ｔｓを算出するフローチャートである。
【図２】本発明の実施例１のキャリブレーションによる温度検知素子温度Ｔｓを算出した一例である。
【図３】温度検知回路の一例である。
【図４】図３温度検知回路の変動特性をシミュレーションした結果である。
【図５】本発明の実施例２のキャリブレーションで温度係数αとＲ＊Ｇ値を算出するフローチャートである。
【図６】本発明の実施例２のキャリブレーションで温度係数αとＲ＊Ｇ値を算出する他のフローチャートである。
【図７】本発明の実施例２のキャリブレーションによる温度検知素子温度Ｔｓを算出した一例である。
【図８】図３温度検知回路の温度変動特性をシミュレーションした結果である。
【図９】本発明の実施例１または実施例２を適用した市場キャリブレーションモードと検知モードのフローチャートである。
【図１０】温度検知素子部の断面図と平面図である。
【図１１】正常吐出時と吐出異常時の温度検知素子の温度プロファイルである。
【図１２】温度検知素子の他の形状を示す図である。
【図１３】本発明を適用した温度検知システムの一例である。
【図１４】デジタルフィルタ処理した一例である。
【図１５】ヒーターボードを複数並べた構成の記録ヘッドである。
【図１６】本発明の実施例３のキャリブレーションフローチャートである。
【図１７】本発明の実施例３の温度検知フローチャートである。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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