(57)【要約】【課題】複数の周波数帯を適応的に変更する高周波信号を電力増幅する電力増幅器の歪成分を補償する多周波帯用ルックアップテーブル型プリディストータを提供する。【解決手段】Ｎ個の入力側可変帯域信号抽出器により入力信号からＮ個の周波数帯の送信信号を抽出し、電力増幅器の出力からＮ個の出力側可変帯域信号抽出器によりＮ個の周波数帯の信号を抽出し、これら入力側と出力側で検出されたそれぞれＮ個の周波数帯の信号の差分をＮ個の参照信号として求め、Ｎ個の参照信号によりＮ個のルックアップテーブルからＮ個の補正データを読み出し、それぞれＮ個の周波数帯の送信信号に加算し、Ｎ個の加算結果を合成してプリディストータの出力とする。帯域制御部８はＮ個の入力側可変帯域信号抽出器とＮ個の出力側可変帯域信号抽出器の帯域を制御する。【選択図】図１
2007013947.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力増幅器が発生する歪成分を打ち消す前置歪成分を入力送信信号に付加して出力するルックアップテーブル型プリディストータであり、
電力増幅器の出力信号からＮ個，Ｎは２以上の整数，の周波数帯の出力信号を抽出するＮ個の出力側可変帯域信号抽出器と、
Ｎ個の周波数帯の送信信号と、上記Ｎ個の出力側可変帯域信号抽出器のＮ個の出力信号との差分を検出するＮ個の差分検出器と、
上記Ｎ個の周波数帯の差分を参照信号として用い、それぞれ対応するＮ個の周波数帯の歪補正データを読み出すためのＮ個のルックアップテーブルと、
上記Ｎ個のルックアップテーブルから読み出された歪補正データを対応する上記Ｎ個の周波数帯の送信信号にそれぞれ加算するＮ個の加算器と、
上記Ｎ個の加算器の加算出力を合成し、合成結果を前置歪付き送信信号として出力する合成器と、
上記Ｎ個の出力側可変帯域信号抽出器の帯域を制御する帯域制御部、
とを含むことを特徴とする多周波帯用ルックアップテーブル型プリディストータ。
【請求項２】
請求項１記載のプリディストータにおいて、更に、上記帯域制御部により上記Ｎ個の出力側可変帯域信号抽出器とそれぞれ共通の帯域制御を受けて入力送信信号から上記Ｎ個の周波数帯の送信信号を抽出するＮ個の入力側可変帯域信号抽出器を含むことを特徴とする多周波帯用ルックアップテーブル型プリディストータ。
【請求項３】
請求項２記載のルックアップ型プリディストータにおいて、少なくとも上記Ｎ個の入力側可変帯域信号抽出器、上記Ｎ個の出力側可変帯域信号抽出器、上記Ｎ個の差分検出器、及び上記Ｎ個の加算器はアナログ信号処理回路で実現されていることを特徴とする多周波帯用ルックアップテーブル型プリディストータ。
【請求項４】
請求項２記載のプリディストータにおいて、少なくとも上記Ｎ個の入力側可変帯域信号抽出器、上記Ｎ個の出力側可変帯域信号抽出器、上記Ｎ個の差分検出器、及び上記Ｎ個の加算器はディジタル信号処理で実現されていることを特徴とする多周波帯用ルックアップテーブル型プリディストータ。
【請求項５】
請求項２記載のプリディストータにおいて、上記Ｎ個の入力側可変帯域信号抽出器及び上記Ｎ個の出力側可変帯域信号抽出器の少なくとも一方は、複数の異なる阻止帯域を有する帯域阻止フィルタで構成されていることを特徴とする多周波帯用ルックアップテーブル型プリディストータ。
【請求項６】
請求項２記載のプリディストータにおいて、上記Ｎ個の入力側可変帯域信号抽出器及び上記Ｎ個の出力側可変帯域信号抽出器の少なくとも一方は、それぞれの周波数帯の中心周波数を中心周波数とするＮ個の帯域通過フィルタで構成されていることを特徴とする多周波帯用ルックアップテーブル型プリディストータ。
【請求項７】
請求項２記載のプリディストータにおいて、上記帯域制御部は上記Ｎ個の入力側可変帯域信号抽出器及び上記Ｎ個の出力側可変帯域信号抽出器の中心周波数を制御することを特徴とする多周波帯用ルックアップテーブル型プリディストータ。
【請求項８】
請求項２記載のプリディストータにおいて、上記帯域制御部は上記Ｎ個の入力側可変帯域信号抽出器及び上記Ｎ個の出力側可変帯域信号抽出器の帯域幅を制御することを特徴とする多周波帯用ルックアップテーブル型プリディストータ。
【請求項９】
請求項２記載のプリディストータにおいて、上記Ｎ個の周波数帯の差分に基づいて上記Ｎ個のルックアップテーブルの補正データを更新する更新制御器が設けられていることを特徴とする多周波帯用ルックアップテーブル型プリディストータ。
【請求項１０】
請求項２記載のプリディストータにおいて、上記帯域制御部は、上記入力送信信号からＮ個の周波数帯の信号を検出する帯域検出器と、検出された上記Ｎ個の周波数帯の信号に基づいて上記Ｎ個の入力側可変帯域信号抽出器と上記Ｎ個の出力側可変帯域信号抽出器を制御する帯域設定部とを含むことを特徴とする多周波帯用ルックアップテーブル型プリディストータ。
【請求項１１】
請求項１０記載のプリディストータにおいて、上記帯域検出器は、
掃引信号を発生する掃引信号発生器と、
上記掃引信号に従って周波数掃引された局部発振信号を発生する局部信号発生器と、
上記局部発振信号と上記入力送信信号とを乗算するミキサと、
上記ミキサの出力から直流成分を抽出し、帯域検出信号として出力する低域通過フィルタ、
とを含み、上記帯域設定部は、上記掃引信号を参照して上記帯域検出信号からＮ個の周波数帯のそれぞれの下限周波数、上限周波数および中心周波数を決定し、上記Ｎ個の入力側可変帯域信号抽出器と上記Ｎ個の出力側可変帯域信号抽出器に設定することを特徴とする多周波帯用ルックアップテーブル型プリディストータ。
【請求項１２】
請求項１０記載のプリディストータにおいて、上記帯域検出器は、上記入力送信信号を周波数領域信号に変換して上記Ｎ個の周波数帯を検出する周波数領域変換手段を含み、上記帯域設定部は、検出された上記Ｎ個の周波数帯のレベルを閾値と比較して各周波数帯の下限周波数と上限周波数を決定するレベル比較器と、各上記周波数帯の下限周波数と上限周波数からその平均を中心周波数として決定する手段とを含むことを特徴とする多周波帯用ルックアップテーブル型プリディストータ。
【請求項１３】
請求項１０記載のプリディストータにおいて、上記帯域検出器は、
周波数掃引信号を発生する周波数掃引信号発生器と、
上記周波数掃引信号により中心周波数が掃引され、上記入力送信信号から各掃引周波数での周波数成分を抽出する可変フィルタと、
上記周波数成分のパワーを検出するパワー検出部、
とを含み、上記帯域設定部は、
検出された上記周波数成分のパワーを閾値と比較して各周波数帯の下限周波数と上限周波数を決定するレベル比較器と、
各上記周波数帯の下限周波数と上限周波数からその平均を中心周波数として決定する手段、
とを含むことを特徴とする多周波帯用ルックアップテーブル型プリディストータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、複数の周波帯を適応的に変更する高周波信号を電力増幅する電力増幅器の歪みを補償するプリディストータに関し、特に複数の帯域の高周波信号を一括して増幅する多周波帯用ルックアップテーブル型プリディストータに関する。
【背景技術】
【０００２】
マイクロ波帯電力増幅器の非線型歪補償方法のひとつとしてディジタル信号処理によるプリディストーション法（以下、ディジタルプリディストーション法）がある（例えば特許文献１）。ディジタルプリディストーション法の特徴は、ディジタル信号処理にてプリディストータの構成を可能とすることで複雑なアナログ回路を不要にしている点にある。従来の線形増幅器はフィードフォワード増幅器、負帰還増幅器など主としてアナログ回路にて実現されている。プリディストータも同様にアナログ回路にて実現されている（例えば非特許文献１，２）。しかしながらこれのアナログ回路による線形化回路技術は、一般に高度な調整技術を必要としている。さらに変調回路を含めて送信器の小型化及び経済化を可能にするにはアナログ回路を簡素かつ簡易に構成する必要がある。
【０００３】
これまでにディジタルプリディストータには、予め増幅器の非線形特性を線形化するテーブルを持つルックアップテーブルによる構成が知られている。（例えば非特許文献３）。ルックアップテーブル型プリディストータは、電力増幅器入力信号と電力増幅器出力信号との差分信号を用いてルックアップテーブルに予め格納されている歪補正データを電力増幅器入力信号に加算する。もし、電力増幅器出力信号において歪補償が完全になされる場合、即ち線形化された場合、差分信号は0となる。ルックアップテーブル型プリディストータでは、この差分信号の絶対値を0にするようにルックアップテーブルを段階的に更新していく。このように、ルックアップテーブル型プリディストータは予め電力増幅器の非線形特性を知ることなく、適応的に歪補償を行なうことができる。
【０００４】
これまでの無線システムにおいて、単一システム、例えばPDC(Personal Digital Cellualr)，GSM(Global System for Mobile Communications)，IMT-2000(International Mobile Telecommunication 2000)などの規格化された無線システムが使用されていた。これらの無線システムには互いに異なる周波帯域が割り当てられている。これに対して、単一のハードウェアで複数の無線システムに対応できるように、無線機のソフトウェア化を行なう技術が存在している。単一ハードウェアで複数の無線システムに対応できれば、単一ハードウェアを利用する人は無線システムやその背景にあるコアネットワークをなんら意識することなく無線システムにより提供される単一の移動通信環境を利用できる。しかしながら、現実には複数の無線システムに対応した単一のハードウェアは実現に至っていない。
【０００５】
また地域またはオペレータごとに、無線システムで提供されるサービスが異なるようになり、要求される無線システムも多様化してくると考えられる。このため、同時期かつ同じ場所において、目的別の最適な無線システムをそれぞれ混在させる必要が生じると考えられる。
【特許文献１】英国特許出願公開第GB 2 335 812 A
【非特許文献１】H.Girard and K.Feher,“A new baseband linearizer for more efficient utilization of earth station amplifiers used for QPSK transmission”, IEEE J. Select. Areas Commun. SAC-1, No. 1, 1983
【非特許文献２】野島、岡本、“複素べき級数表示による進行波管増幅器入出力非線形特性の解析とひずみ補償法への応用”、電子情報通信学会論文誌B, Vol.J64-B, No.12,Dec.1981
【非特許文献３】L.Sundstrom, M.Faulkner, and M.Johansson, “Quantization analysis and design of a digital predistortion linearizer for RF power amplifiers”, IEEE Trans.Vech.Tech.,Vol.45,No.4,pp.707-719, 1996. 11、
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
これら複数の無線システムを用いる方法として、マルチバンド無線システムがある。この無線システムは伝搬環境やトラフィク状況に応じて使用する周波帯域または周波帯域数を適応的に可変する。所定の伝送品質または伝送量を確保するためには、使用されていない周波帯域を用いたマルチバンド伝送が有効である。マルチバンド無線システムにおいて、使用される周波帯域数は常にそれぞれの無線システムで保証すべき伝送状況に応じて可変される。また、同一帯域内においても同様に帯域幅が可変される。自事業者の使用する周波帯と他事業者の使用する周波帯とが混在している場合に、マルチバンド無線システムは、干渉認知技術、周波数共用技術、干渉キャンセル技術、与干渉低減回避技術、マルチバンド制御技術等によって、空いている周波帯域を用いる適応制御を行なうことで周波数利用効率を高めることができる。
【０００７】
しかし、このようなマルチバンド無線システムに対応した基地局用ルックアップテーブル型プリディストータにおいて、一般に歪補償の可能な周波数範囲は搬送周波数を中心に２０数MHz程度である。例えば800MHz帯と、1.5GHz帯の双方の信号を同時に送信するシステムでは、これらの帯域信号について同時に歪補償を行いつつ所定の歪補償を達成することはできない。従ってルックアップテーブル型プリディストータによって歪補償を行ないつつ複数の帯域の信号を送信する場合には、各帯域別にルックアップテーブル型プリディストータを構築し、ベクトル変調器、周波数変換器、電力増幅器も各帯域別に用意しなければならないため、装置の規模が肥大化し、更に消費電力量の増大と装置が大型になる欠点がある。
【０００８】
複数の帯域のルックアップテーブル型プリディスト−ション処理を一括にできれば装置の簡易化、低消費電力化及び小型化が可能となる。そこで単一のルックアップテーブルを用いて複数の帯域のルックアップテーブル型ディスト−ション処理を行なわせようとすると、帯域が例えば800MHzと1.5GHzのように各帯域の帯域幅（例えば15MHz）と比較して大きく離れている場合、ルックアップテーブルに格納されている補正値は双方の帯域の信号に対して不確実な値となり、双方の帯域で発生する歪みを適正に補償することはできない。
【０００９】
複数の送信帯域を持つマルチバンド無線システムにおいて、無線システムのサービス状況、他無線システムへの干渉等を考慮して周波帯を変更することが考えられる。このような無線システムの周波帯域等の変更に際して、歪補償する周波帯域が固定している従来のルックアップテーブル型プリディストータでは動作周波数の適応的な変更もできなかった。長期間に渡り使用されるルックアップテーブル型プリディストータにとって周波帯域の変更は、各基地局にてルックアップテーブル型プリディストータ改修・変更を行なう必要があり、数多くルックアップテーブル型プリディストータを再調整するには多大の労力と時間が必要になる。これらを不要にすることで経済化を図れるルックアップテーブル型プリディストータ構成が必要であった。
【００１０】
例えば、周波帯域f1とf2にて同時に歪補償を可能にするルックアップテーブル型プリディストータにおいては、使用信号の周波帯域がf2からf3に変更された場合に、周波帯域f1とf3にて同時に歪補償を行なうことができなかった。これは、従来のルックアップテーブル型プリディストータの動作帯域が固定されていることによる。
さらに無線システムの周波帯域等の変更に際して、従来のルックアップテーブル型プリディストータでは適応的な歪補償の周波帯とその帯域幅の変更はできなかった。これまでは、個々のルックアップテーブル型プリディストータの改修または交換を必要としていた。
【００１１】
この発明の目的は、容易に複数の周波帯に対する歪補償が可能なフックアップテーブル方プリディストータを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
この発明によれば、電力増幅器が発生する歪成分を打ち消す前置歪成分を入力送信信号に付加して出力する多周波帯用ルックアップテーブル型プリディストータは、
電力増幅器の出力信号からＮ個、Ｎは２以上の整数、の周波帯の出力信号を抽出するＮ個の出力側可変帯域信号抽出器と、
Ｎ個の周波帯の送信信号と、上記Ｎ個の出力側可変帯域信号抽出器のＮ個の出力信号との差分を検出するＮ個の差分検出器と、
上記Ｎ個の周波帯の差分を参照信号として用い、それぞれ対応するＮ個の周波帯の歪補正データを読み出すためのＮ個のルックアップテーブルと、
上記Ｎ個のルックアップテーブルから読み出された歪補正データを対応する上記Ｎ個の周波帯の送信信号にそれぞれ加算するＮ個の加算器と、
上記Ｎ個の加算器の加算出力を合成し、合成結果を前置歪付き送信信号として出力する合成器と、
上記Ｎ個の出力側可変帯域信号抽出器の帯域を制御する帯域制御部、
とを含むように構成される。
【発明の効果】
【００１３】
以上説明したように、この発明によれば、複数の周波数帯の信号を含む入力信号から可変帯域信号抽出器で各周波数帯の信号を抽出し、各周波数帯に設けたルックアップテーブルから読み出される歪補正値により各帯域別に歪補正を行うことで、各帯域毎に適正な歪補正を行うことができる。特に各帯域の信号に歪補正値を加算した後、合成器により合成するから、共通の電力増幅器で増幅することができる。従って送信すべき周波数帯信号の数がいくつあっても、各周波数帯毎に適正な歪補償を行ないつつ、共通の電力増幅器で各周波数帯の信号を増幅することができる。この結果、装置の簡素化と、低消費電力化及び小型化を達することができる。
【００１４】
このようにこの発明のプリディストータを増幅器に設ければ、無線システムのサービス状況に対応した周波数帯域を線形増幅できることから、周波数帯域の変更や搬送波の増加に伴う追加設備を不要にできる利点がある。
この発明は、周波数帯域の変更を容易かつ安価にするために、ルックアップテーブル型プリディストータに可変フィルタで構成された可変帯域信号抽出器を用いることができる。可変フィルタは中心周波数と周波数帯域幅を可変できるものであり、単一のルックアップテーブル型プリディストータで無線システムの周波数変更に対応できる。このように、この発明のルックアップテーブル型プリディストータは例えばオペレーションセンタの周波数切替指令で動作帯域を切替られ、あるいは入力信号から帯域を検出して自動的に動作周波数帯を切り替えられることから、従来のルックアップテーブル型プリディストータで必要としていた多大の労力をかけて調整を行なう作業が不要となる利点がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、図面を参照して本発明の実施形態を説明する。各図面において対応する部分については、同一の参照符号を付けて重複説明を省略する。
［第１実施例］
図1に異なる複数の離散的な周波帯に同時に歪補償を行うルックアップテーブル型プリディストータの第１実施例を示す。図１では、プリディストータ100への入力送信信号STの周波数が中間周波数又は無線周波数の場合であり、必要に応じて使用される周波数変換に係わる部分及び電力増幅器から復調して帰還する部分を省略している。また、一般的にメモリで構成されるルックアップテーブル17-1, 17-2の入出力に係わるディジタルアナログ変換器（以下、ＤＡＣ）やアナログディジタル変換器（以下、ＡＤＣ）を省略している。
図示しない送信機から、送信信号STが分配器１０に入力される。分配器１０は例えば広帯域の方向性結合器で構成される。図１は説明を簡単にするため、２つの周波帯の信号のみを同時に歪補償する場合を示すが、３つ以上の周波帯の信号についても同様に構成できる。
【００１６】
２つの周波帯送信信号を含む入力信号STは、分配器１０で２つの入力側の可変帯域信号抽出器11-1, 11-2に分配され、２つの周波帯の送信信号が抽出される。今、例えば、帯域制御部８によって可変帯域信号抽出器11-1が800MHz帯、可変帯域信号抽出器11-2が1.5GHz帯の周波帯を抽出するように設定されているとする。抽出された２つの周波帯の送信信号の一方は分配器12-1により加算器13-1と差分検出器16-1に分配され、他方は分配器12-2により加算器13-2と差分検出器16-2に分配される。それぞれの周波帯の分配された一方の送信信号は加算器13-1, 13-2を経て合成器１４で互いに合成され、プリディストータ100の出力信号SDとして図示してない電力増幅器に供給される。
【００１７】
一方、このプリディストータ100が歪補償を行う対象である電力増幅器の出力の一部がモニタ信号SMとして帰還され、分配器２１で出力側の可変帯域信号抽出器15-1, 15-2に分配する。可変帯域信号抽出器15-1, 15-2は可変帯域信号抽出器11-1, 11-2とそれぞれ同じ周波帯の信号を抽出し、それぞれ差分検出器16-1, 16-2に与える。差分検出器16-1, 16-2は互いに対応する周波帯での送信信号と増幅器出力信号（モニタ信号SM）との差分e1, e2を検出する。従って、電力増幅器がそれぞれの周波帯で発生した歪成分が差分信号として検出される。検出したそれぞれの周波帯の差分e1, e2、即ち歪成分を参照信号としてルックアップテーブル17-1, 17-2から対応する歪補正データを読み出し、加算器13-1, 13-2に与える。歪補正データは検出した歪成分をキャンセルするようなデータであり、電力増幅器がそれぞれの周波帯で発生する歪成分に対し予め決めた歪補正データがルックアップテーブル17-1, 17-2に格納されている。
【００１８】
差分検出器16-1と16-2で検出した差分信号e1, e2をルックアップテーブル17-1，17-2に参照信号として与える。差分信号e1, e2に基づいてルックアップテーブル17-1と17-2から各周波帯での歪補正データD1, D2を読み出し、その歪補正データD1, D2を加算器13-1と13-2で送信すべき周波帯の信号に加算し、歪補償（前置歪の付加）を行う。このように周波帯ごとに歪補償を行なうため、複数の周波帯において精度の高い歪補償動作を行なうことが可能になる。
加算器13-1と13-2で歪補正データが加算された送信信号は合成器１４で合成され、その合成出力は図示してない電力増幅器で電力増幅されて、あるいは無線周波信号に変換されてから電力増幅器で増幅されて送信される。
【００１９】
この発明によるルックアップテーブル型プリディストータを移動通信に適用すると、可変帯域信号抽出器11-1と11-2で抽出する帯域信号は例えば800MHz帯と、1.5GHz帯の信号とすることができる。周波帯の数は２つに限らず、例えば2GHz帯、5GHz帯の信号も同時に送信するものとすれば、入力側の可変帯域信号抽出器の数は４個となり、これに伴い分配器、加算器、差分検出器、ルックアップテーブル、出力側の可変帯域信号抽出器の数もそれぞれも４個となる。
【００２０】
可変帯域信号抽出器11-1, 11-2及び可変帯域信号抽出器15-1, 15-2の特性はそれぞれ中心周波数をf1，f2とする所望の帯域幅を有する例えば、帯域通過フィルタで構成することができる。図２に可変帯域信号抽出器11-1, 11-2を可変帯域通過フィルタで構成した場合の周波数対減衰特性をそれぞれ実線と破線で概念的に示す。横軸が周波数、縦軸が減衰量(ｄＢ)である。中心周波数がそれぞれf1,f2の周波帯の帯域外で急峻に減衰量が増大し、周波帯間の分離が十分な特性とする必要がある。そのような特性は一般に複数のバンドバスフィルタを縦続接続して得ることができる。可変帯域信号抽出器15-1, 15-2についても同様である。
【００２１】
中心周波数の可変方法については、例えばマイクロストリップラインで構成するフィルタの場合には、共振器長をダイオードやＭＥＭＳ等のスイッチにより切り替えることが可能である。各可変帯域信号抽出器11-1, 11-2, 15-1, 15-2の帯域幅の可変方法については、中心周波数の異なるフィルタバンクのバンク切替えにより可能である。図３に可変帯域信号抽出器11-1を４つの帯域通過フィルタから成るフィルタバンクで構成した例を示す。
【００２２】
分配器１０からの複数の周波帯を取り得る入力送信信号STが単極４投スイッチ１１Ａの単極端子に入力される。単極４投スイッチ１１Ａの４投端子のそれぞれに、帯域通過フィルタBPF1〜BPF4の一端が接続される。帯域通過フィルタBPF1〜BPF4の他端にはそれぞれ単極４投スイッチ１１Ｂの４投端子が１投ずつ接続される。単極４投スイッチ１１Ｂの単極端子は、分配器12-1（図１）に接続される。
【００２３】
単極４投スイッチ１１Ａ，１１Ｂの各接点の導通／非導通は、帯域制御部８からの共通の制御信号によって制御される。今、BPF2の中心周波数をf1とした時、図４Ａに示すように、BPF1の中心周波数はf1−Δf1、BPF3の中心周波数がf1＋Δf2、BPF4の中心周波数がf1＋Δｆ3である。それぞれの周波帯を隣接した周波数のフィルタバンクとし、１つ以上の所望のフィルタの組を選択することで中心周波数と通過帯域幅を可変できる可変フィルタを合成できる。
【００２４】
例えば図４Ａの太線は、帯域制御部８からの制御信号に基づき、帯域通過フィルタBPF1だけを単極４投スイッチ１１Ａ，１１Ｂで動作させた場合を示している。図４Ｂは、BPF1とBPF2の両方を同時に動作させるようにすることで一点鎖線に示すように帯域幅及び中心周波数が変更されている。このように、フィルタバンクを用いることにより、通過帯域幅を可変できる可変帯域信号抽出器を構成できる。
【００２５】
帯域制御部８はオペレーションセンタ等からの制御信号によってこれらの可変フィルタを制御する。あるいは図１中に破線で示すように、信号入力側に設けた分配器９からの入力信号から帯域制御部８で各帯域信号の中心周波数と帯域幅を検出し、それに基づいて可変帯域信号抽出器11-1, 11-2, 15-1, 15-2を自動的に制御してもよい。これについては詳細に後述する。
【００２６】
［第２実施例］
図５にこの発明の実施例２を示す。この第２実施例は点線で囲んだルックアップテーブル型プリディストータ100の部分をディジタル回路で構成した場合を示す。この例では、各信号系はＩ信号系とＱ信号系の２経路で構成される。２つの周波帯のディジタル送信機T-1, T-2からの異なる周波帯のディジタルベースバンド信号が合成器７で合成され、送信信号STとしてプリディストータ100の分配器１０に入力される。分配器１０は送信信号STを２つの可変帯域信号抽出器11-1, 11-2に分配する。ディジタル回路における分配器１０は、単なるワイヤードオア回路でよい。
【００２７】
可変帯域信号抽出器11-1と11-2が抽出する周波帯は、上記したように帯域制御部８からの制御信号に基づいて決定される。
ルックアップテーブル型ディジタルプリディストータ100の基本構成は図１で説明した構成と同じであるから、対応する部分には図１と同一符号を付し、その重複説明は省略する。この実施例では合成器１４は加算器13-1, 13-2からのＩ信号を合成し、前置歪付き送信信号SDIとして出力するＩ信号合成部14-1と、加算器13-1, 13-2からのＱ信号を合成し、前置歪付き送信信号SDQとして出力するＱ信号合成部14-2とから構成されている。合成器１４で合成された信号SDI, SDQはＤＡＣ24-1, 24-2でそれぞれアナログ信号に変換され、ベクトル変調器２５に与えられる。ベクトル変調器２５はそれら２つのアナログ信号に基づいてベクトル変調信号を生成し、周波数変換器２６に与える。ベクトル変調信号は、局部発振器２７からのキャリア信号で無線周波数帯の送信信号に周波数変換され、電力増幅器２８で電力増幅され、送受共用器（特に図示しない）を介してアンテナ（特に図示しない）に供給される。
【００２８】
電力増幅器２８の出力側に方向性結合器２９が設けられ、この方向性結合器２９で送信信号の一部をモニタ信号SMとして分岐して取り出し、モニタ用受信機３１で復調する。得られたアナログのＩ信号とＱ信号をＡＤＣ32-1と32-2でディジタルのＩ信号とＱ信号に変換し、それぞれプリディストータ100の分配器２１により可変帯域信号抽出器15-1, 15-2に分配し、それぞれの周波帯のＩ信号とＱ信号を得る。これらの周波帯のＩ信号とＱ信号は分配器12-1, 12-2からの対応する周波帯のＩ信号とＱ信号と差分検出器16-1, 16-2で差分がとられ、差分信号e1, e2が得られる。得られた差分信号e1, e2は参照信号としてルックアップテーブル17-1, 17-2からの補正データD1, D2の読み出しに使用される。
【００２９】
以上の構成により送信信号が電力増幅器２８で増幅される際に生じる電力増幅器２８の非線形特性に起因する相互変調歪成分を前置歪によりキャンセルするように、予め多周波帯用ルックアップテーブル型ディジタルプリディストータにおいて前置歪を生成し、送信信号に付加する。これにより、電力増幅器で増幅する際に発生する歪成分を相殺することができる。
ルックアップテーブル17-1と17-2の歪補正データは、それぞれの周波帯ごとに事前に電力増幅器２８の入出力特性を測定して書き込んでおいてもよいし、任意の初期値を書き込んでおり、差分信号e1, e2の絶対値が小さくなるよう更新してもよい。電力増幅器２８において、複数の周波帯の入力信号により生じる相互変調歪成分は、電力増幅器２８の各周波帯の帯域幅に比較して十分に周波数間隔が広いため、電力増幅器２８の出力側にある送受共用器または帯域通過フィルタにて、それらの相互変調歪成分を除去することができる。
【００３０】
図５の実施例においても、帯域制御部８による可変帯域信号抽出器11-1, 11-2, 15-1, 15-2の制御を破線で示すように分配器９により分配された入力ディジタル送信信号STに基づいて自動的に行ってもよい。その場合の帯域制御部８の具体的構成例は後述する。
［第３実施例］
図６に本発明をアナログ回路で構成した第３実施例を示す。ルックアップテーブル17-1, 17-2はディジタル信号処理で実現されるため、参照信号e1, e2を高周波信号からダウンコンバータ33-1, 33-2によりベースバンド信号に周波数を変換し、そのベースバンド信号をＡＤＣ34-1, 34-2でディジタル信号に変換している。また、ルックアップテーブル17-1, 17-2から読み出された歪補正データD1, D2はＤＡＣ35-1, 35-2でアナログ信号に変換され、さらにアップコンバータ36-1, 36-2で高周波信号に変換され加算器13-1, 13-2に与えられる。それ以外の部分は図１に示したものと基本的に同じである。ここではプリディストータ100の出力を電力増幅器２８で電力増幅し、その電力増幅出力をアンテナ（特に図示しない）に通じる送受共用器（特に図示しない）に供給する。電力増幅器２８の出力側に方向性結合器２９を設け、この方向性結合器２９で送信信号の一部をモニタ信号SMとして分岐して取り出し、そのモニタ信号SMをアナログプリディストータ100の分配器２１に与え、可変帯域信号抽出器15-1, 15-2に分配し、それぞれの周波帯を検出する。
このようにこの発明は、アナログ回路でも構成することが可能である。
【００３１】
［第４実施例］
図７に本発明の実施例４を示す。この実施例は、図１の実施例に対しルックアップテーブル17-1, 17-2の更新機能を付加したものであり、差分検出器16-1, 16-2の出力側に分配器23-1, 23-2を挿入し、分配された差分信号e1, e2を更新制御器２２に与え、差分信号に基づいてルックアップテーブル17-1, 17-2を更新するように構成されている。
更新制御器２２は、入力される差分信号e1, e2の絶対値を最小にするように、ルックアップテーブル17-1, 17-2の補正データである係数の更新を制御する。
【００３２】
第１の更新方法として、時刻tの第i周波帯の参照信号をei(t)、第i周波帯用ルックアップテーブル17-iの係数列をwi(t)とすると、Ｎ個の周波帯の歪補償を同時に行なうルックアップテーブル型プリディストータ100の更新制御器２２による更新の制御は以下の式による。
W(t)＝(w1(t)....wN(t))                  (1)
E(t)＝(e1(t)...eN(t))                   (2)
W(t+1)＝W(t)＋μ(t)E(t)                (3)
μ(t)は次式で表される忘却係数行列である。
μ(t)＝(μ1(t)...μN(t))                (4)
各忘却係数は０より小で−１より大の予め決めた値である。式(3)は更新制御器２２に格納されている更新アルゴリズムである。更新制御器２２は参照信号行列E(t)の絶対値を最小にするようにルックアップテーブルの係数を更新する。即ち、個々の周波帯用ルックアップテーブル17-iの係数を更新して参照信号ei(t)を最小にするのではなく、この例では全てのルックアップテーブルの係数を更新して参照信号行列E(t)の絶対値を最小にする。忘却係数行列は、参照信号行列の絶対値を最小にする条件で求める。これにより、Ｎ個の周波帯の歪補償を同時に行なうことができる。式(3)は、個々のルックアップテーブルの係数を更新するのではない。
【００３３】
第２の更新方法として、各周波帯用ルックアップテーブルに入力される参照信号をそれぞれ最小にする制御方法について述べる。制御器２２は、以下の式(5)に示すように忘却係数μ(t)を一定値μとして設定する。
W(t+1)＝W(t)＋μE(t)                (5)
式(5)より、各周波帯用ルックアップテーブルの係数は独立にそれぞれの参照信号を最小にするように制御される。このとき、式(5)は複数のルックアップテーブルの係数を同時に更新してもよい。同様に、式(5)を順次更新してもよい。このとき、ルックアップテーブルの係数の同時制御数は1となる。
【００３４】
［第５実施例］
図８に実施例５を示す。第５実施例は、図５の実施例２に対し、ルックアップテーブル17-1, 17-2の更新機能を付加したものであり、図７の実施例と同様に分配器23-1, 23-2と、更新制御器２２が追加されている。
電力増幅器２８の出力の一部を方向性結合器２９からモニタ信号SMとして取り出し、モニタ用受信機３１で周波数変換を行いベースバンドに変換し、それをＡＤＣ32-1, 32-2にてディジタル信号に変換された信号と、分配器12-1, 12-2により分配された信号との差分が参照信号e1, e2として差分検出器16-1, 16-2により求められる。この参照信号e1, e2に基づいて更新制御器２２は制御信号により、ルックアップテーブル17-1, 17-2の係数を更新し、かつ歪補正データをルックアップテーブル17-1, 17-2より読み出す。この一連の信号処理を各送信周波数帯に行う。このようにして、複数の周波数帯の送信信号はそれぞれ独立な歪補償を行うことができる。
【００３５】
更新制御器２２は、２つの周波帯の参照信号e1, e2の絶対値の和を最小にするように２つのルックアップテーブル17-1, 17-2に係数更新の指示を行なう。または、それぞれのルックアップテーブル17-1, 17-2の係数更新の指示は、それぞれの参照信号e1, e2の絶対値を最小にする係数でもよい。
ルックアップテーブル17-1, 17-2の初期係数は、それぞれの周波数帯ごとに事前に電力増幅器２８の入出力特性を測定して求めておく。それぞれの周波数帯域ごとに所定の歪抑圧量を達成するまでそれぞれの周波数帯用ルックアップテーブル17-1, 17-2の係数を補正する。この過程を繰り返すことにより、それぞれの周波数帯域ごとに歪抑圧量を適応的に改善していく。
【００３６】
［第６実施例］
図９に実施例６を示す。この実施例６は、図６に示したアナログプリディストータの実施例に対しルックアップテーブル17-1, 17-2の更新機能を付加したものであり、図７の実施例と同様に分配器23-2, 23-2と更新制御器２２が追加されている。更新制御器２２によるルックアップテーブル17-1, 17-2の更新動作は図８の場合と同様であり、説明を省略する。
【００３７】
［第７実施例］
ここまでの説明において、可変帯域信号抽出器11-1, 11-2, 15-1, 15-2は図２及び図４に示したように全て帯域通過フィルタで構成した例で説明して来た。各可変帯域信号抽出器を帯域通過フィルタで構成する場合は、中心周波数の帯域周辺を抽出し易く、中心周波数からのアイソレーションが比較的取りやすい利点がある。しかし、中心周波数がバンドパスフィルタの共振周波数となるため信号の遅延が大きくなる。
【００３８】
従って、差分検出器16-1, 16-2に与えられる分配器12-1, 12-2からの差分信号に対し、モニタ信号から可変帯域信号抽出器15-1, 15-2により抽出された各周波帯信号の遅延が大きくなるため、その遅延量に合わせて分配器12-1, 12-2から差分検出器16-1, 16-2に至る線路長を長くする必要があり、信号の減衰量も大きくなる欠点を持つ。そこで、図３に示す可変帯域信号抽出器の各BPF1〜BPF4を帯域阻止フィルタ（Band Elimination Filter：以下ＢＥＦと略すこともある）で構成することが考えられる。各ＢＰＦを帯域阻止フィルタで構成すると、抽出する周波帯が帯域阻止フィルタの中心周波数ではないため、通過する周波帯の遅延量が小さい。従って、分配器12-1, 12-2から差分検出器16-1, 16-2に至る信号経路の線路長を短く、低損失に出来る利点がある。更に、帯域阻止フィルタの設計も容易である。
【００３９】
複数の帯域阻止フィルタの組み合わせで例えば４つの周波数帯から１つの周波数帯を抽出する例を図１０と図１１に示す。図１０は周波数対減衰量特性を示す。一点鎖線で示すBEF3を一例として説明する。BEF3の阻止中心周波数はf3であり、f3を中心にして一定の帯域の減衰量が大きくなっている。図１１は、３つの帯域阻止フィルタを従属接続させて１個の周波数帯を抽出する例を示している。
【００４０】
今、周波帯FB1の信号を抽出する場合、阻止中心周波数がf2のBEF2と、阻止中心周波数がf3のBEF3と、阻止中心周波数がf4のBEF4の３つのフィルタを図１１に示すように直列に接続することで、周波数帯FB1の信号を通過させることができる。同様に、周波数帯FB2の信号を抽出したい場合は、図示しないが阻止周波数帯域がf1とf3とf4の帯域阻止フィルタを直列に接続すればよい。図３で説明したBPF1〜BPF4のそれぞれを、このようなN-1個の帯域阻止フィルタを直列に接続する構成でも実現することが出来る。
【００４１】
［第８実施例］
図１２は図１，６，７，９の各アナログプリディストータの実施例において可変帯域信号抽出器11-1, 11-2, 15-1, 15-2を自動制御するための帯域制御部８の構成例を示す。この実施例の帯域制御部８は、帯域検出器８Ａと帯域設定部８Ｂとから構成され、帯域検出器８Ａはミキサ8A1と、局部発振器8A2と、掃引信号発生器8A3と、低域通過フィルタ（ＬＰＦと呼ぶ）8A4とから構成されている。
【００４２】
上記各実施例の分配器９によりプリディストータ100の入力送信信号STが帯域制御部８のミキサ8A1に分配される。送信信号STは、ここでも例えば図１３Ａに示すように中心周波数がf1とf2の２つの周波数帯FB1，FB2の信号を含むものとする。周波数帯FB1の下限周波数はf1L、上限周波数はf1Hであり、周波帯FB2の下限周波数はf2L、上限周波数はf2Hである。局部発振器8A2は例えば電圧制御発振器であり、掃引信号発生器8A3からの電圧が鋸歯状に変化する掃引信号VSにより周波数が掃引された局部発振信号SLを発生する。この周波数掃引は、例えば図１３Ａに示した２つの周波数帯FB1，FB2よりも低い予め決めた掃引下限周波数FLからこれら２つの周波数帯よりも高い予め決めた掃引上限周波数FHまでを連続的に繰り返し掃引する（図１３Ｂ参照）。
【００４３】
ミキサ8A1では、局部発振器8A2からの局部信号SLと入力信号STを乗算する。ミキサ8A1の出力からＬＰＦ8A4により直流付近の成分を抽出し、帯域検出器８Ａの出力として帯域設定部８Ｂに与える。入力信号STの周波数成分と局部発振信号SLの掃引周波数が一致している区間でＬＰＦ8A4から図１３Ｃに示すように直流成分が出力される。掃引信号電圧VSと掃引周波数の関係は図１３Ｄに示すように予め測定されており、帯域設定部８Ｂは、掃引信号電圧VSとＬＰＦ8A4からの帯域検出信号とを用いて周波数帯FB1の下限周波数f1Lと上限周波数f1H及び周波数帯FB2の下限周波数f2Lと上限周波数f2Hを検出する。また、各帯域の中心周波数をf1=(f1L+f1H)/2, f2=(f2L+f2H)/2として求める。
【００４４】
具体的には、帯域設定部８Ｂは、図１３Ｅに示すように周波数の掃引につれＬＰＦ8A4から出力される直流成分電圧の立ち上がり及び立下りで閾値Vthと一致する時点の掃引周波数を順次f1L, f1H, f2L, f2Hと決定する。しかし、図１３Ｅから理解されるように、閾値により決定されたf1L, f1H, f2L, f2Hから求まる周波数帯FB1, FB2の帯域幅は実際の帯域幅より狭くなるので、例えば検出されたf1L, f1H, f2L, f2Hに所定の係数をそれぞれ乗算することでより精確に下限周波数及び上限周波数を決定することができる。
【００４５】
帯域設定部８Ｂはこのようにして決定した周波帯FB1の中心周波数f1、下限周波数f1L及び上限周波数f1Hを可変帯域信号抽出器11-1, 15-1に設定し、周波数帯FB2の中心周波数f2、下限周波数f2L及び上限周波数f2Hを可変帯域信号抽出器11-2, 15-2に設定する。例えば図３に示す可変帯域信号抽出器の場合、決定された中心周波数、下限周波数、上限周波数により帯域通過フィルタBPF1〜BPF4から選択する帯域通過フィルタの組を指定する。
【００４６】
ルックアップテーブル型プリディストータ100の入力信号STの周波数が動的に変更される場合、即ち、電力増幅器へ入力される信号の周波数が動的に変更される場合、帯域制御部８はその動的に変更される周波数に合わせて可変帯域信号抽出器を制御する必要がある。この変更できる時間は、局部発振器8A2の周波数掃引時間で決まる。つまり、周波数掃引の一周期の時間により決まる。図１２の例では、局部発振器8A2の周波数掃引を高速にすることで、帯域検出器８Ａの検出速度を高めることができる。周波数掃引を高速にしても帯域検出能力が低下することはない。
【００４７】
周波数掃引できる電圧制御発振器は一般の信号発生器に使用されている。低域通過フィルタ8A4はＬＣフィルタやオペアンプを用いたアクティブフィルタにて実現できる。帯域設定部８Ｂは直流電圧をディジタル化するアナログディジタル変換器とマイクロプロセッサにより実現できる。図１２に示した帯域制御部８はアナログプリディストータを前提としているが、ディジタルプリディストータの場合も同様の機能構成で実現できる。
【００４８】
例えば移動通信基地局に設置される送信装置のルックアップテーブル型プリディストータに、図１２の帯域制御部８を使用することにより、変復調装置から周波数帯に関する情報を得る必要なく、入力信号から帯域情報を得ることができるので、ルックアップテーブル型プリディストータ単独で可変帯域信号抽出器の周波数帯を設定することができる。そのため、制御系統を単純にすることができる。また、変調装置をアンテナ塔脚部の中継装置内に設置し、ルックアップテーブル型プリディストータを含む電力増幅装置を中継装置から離れたアンテナ直下の塔頂装置内に設置する場合、これら変調装置と電力増幅装置間で運用周波数に関する情報をやり取りする必要がないので、それぞれの装置を独立して調整、改修などの保守が可能である。
【００４９】
［第９実施例］
図１４は図５及び図８に示したディジタル構成されたプリディストータの各実施例において可変帯域信号抽出器11-1, 11-2, 15-1, 15-2を自動制御するための帯域制御部８の構成を示す。この実施例の帯域制御部８では、分配器９から与えられるベースバンド入力信号ST（Ｉ信号とＱ信号）に含まれる送信信号周波帯を検出する。
帯域制御部８は帯域検出器８Ａと帯域設定部８Ｂから構成され、帯域検出部８Ａは高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）で構成され、帯域設定部８Ｂはレベル判定器8B1と、加算器8B2, 8B4と、1/2乗算器8B3, 8B5とから構成されている。
【００５０】
分配器９から分配された入力信号STは、ＦＦＴにより時間領域から周波数領域に変換されることで、入力信号STの周波数成分が検出される。レベル判定器8B1は、ＦＦＴにより検出された周波数成分を、図１３Ｅの場合と同様に予め設定した閾値Vthと比較し、閾値と一致する周波数をそれぞれ周波数帯FB1の下限周波数f1L、上限周波数f1H、周波数帯FB2の下限周波数f2L、上限周波数f2Hとして検出する。加算器8B2によりf1Lとf1Hの和が計算され、1/2乗算器8B3によりその和に1/2が乗算され、乗算結果を周波数帯FB1の中心周波数f1と決定する。同様に、加算器8B4によりf2Lとf2Hの和が計算され、その和に1/2乗算器8B5により1/2が乗算され、乗算結果が周波数帯FB2の中心周波数f2と決定される。このようにして決定されたf1, f1L, f1H, f2, f2L, f2Hにより可変帯域信号抽出器11-1, 11-2, 15-1, 15-2の各中心周波数と帯域が設定される。
【００５１】
ＦＦＴとしてはすでに商用化されているＩＣを使用することができる。ＦＦＴの代わりにＤＳＰ(Digital Signal Processor)やＦＰＧＡ(Field Programmable Gate Array)を使用して帯域検出器８Ａを実現してもよい。レベル判定器8B1は比較器により構成できる。このように簡単な回路により低域検出器８Ａと帯域設定部８Ｂを構成できる。帯域設定部８ＢにＤＳＰを使用して数値演算により下限周波数、上限周波数及び中心周波数を算出してもよい。
【００５２】
［第１０実施例］
図１５は図５，８の実施例における帯域制御部８の他の実施例を示す。この実施例では、帯域検出器８Ａは可変フィルタ8A5と、周波数掃引部8A6と、２乗器8A7I, 8A7Qと、積分器8A8I, 8A8Qと、加算器8A9とから構成されている。２乗器8A7I, 8A7Qと、積分器8A8I, 8A8Qと、加算器8A9はパワー検出部8A10を構成している。帯域設定部８Ｂはレベル判定器8B1と、加算器8B2, 8B4と、1/2乗算器8B3, 8B5で構成されている。
【００５３】
分配器９からのディジタル入力送信信号STから、可変フィルタ8A5によりその狭帯域の周波数成分が抽出される。可変フィルタ8A5の狭通過帯域の中心周波数は周波数掃引部8A6で生成される周波数掃引信号により図１６Ａに示すように離散的に掃引される。可変フィルタ8A5の出力はＩ信号とＱ信号であり、それぞれ２乗器8A7I, 8A7Qにて絶対値の２乗が計算される。積分器8A8I, 8A8Qは、可変フィルタ8A5の中心周波数が固定の場合は、その周波数での時間平均を算出し、可変フィルタ8A5の中心周波数が掃引される場合には、移動平均を算出する。いずれも、可変フィルタ8A5の出力の揺らぎを平均化するために行なわれる。積分器8A8I, 8A8Qの出力は、加算器8A9で加算され、図１６Ｂに示すように加算結果が帯域検出器８Ａの出力としてレベル判定器8B1に与えられる。
【００５４】
レベル判定器8B1は周波数掃引回路8A6からの周波数掃引信号が表す離散的周波数を参照し、パワー検出部8A10の出力が図１３Ｅで示したと同様に予め設定されている閾値Vth以上となる周波数を信号の周波数帯FB1, FB2の下限周波数と上限周波数として検出する。この場合、周波数を離散的に掃引するにつれ、閾値との比較結果が反転する周波数を下限周波数あるいは上限周波数と判定する。
【００５５】
帯域検出器８Ａの可変フィルタ8A5はディジタルフィルタであり、通過帯域幅と中心周波数はディジタルフィルタの係数によって決定される。周波数掃引部8A6の出力に従って、可変フィルタ8A5は予め計算されている係数リストを用いて、通過帯域幅と中心周波数を設定する。その通過帯域幅は入力送信信号STの帯域幅に比較して十分に狭いように設定される。例えば、ベースバンド送信信号STの帯域幅が15MHzであれば、可変フィルタ8A5の通過帯域幅は1KHz程度に設定される。周波数掃引部8A6は例えば一周期分の離散的掃引周波数の値をシフトレジスタに保持し、循環させながら出力させる構成としてもよいし、一周期分の離散的周波数の値をＲＯＭに格納しておき、一連の周波数値を繰り返し読み出す構成としてもよい。積分器8A8I, 8A8Qは例えばFIRフィルタにより構成してもよいし、あるいは２乗器の出力データをＲＡＭに蓄積し、単純平均を求める構成としてもよい。
【００５６】
上記第８〜１０実施例では、ディジタルプリディストータ100の入力信号STを分配器９で帯域制御部８に分配し、その入力信号STに含まれる周波数帯FB1, FB2について信号の帯域を検出する例を説明したが、図１の破線で示すように、電力増幅器出力モニタ信号SMを分配器２０により帯域制御部８に分配して、分配されたモニタ信号SMから周波数帯FB1, FB2の信号を検出してもよいことは明らかである。
【図面の簡単な説明】
【００５７】
【図１】この発明の多周波帯用ルックアップテーブル型プリディストータの第１実施例を示す図である。
【図２】可変帯域信号抽出器を可変帯域通過フィルタで構成した場合の周波数対減衰特性の一例を示す図である。
【図３】４つのフィルタによるフィルタバンク構成例を示す図である。
【図４】Ａは可変帯域信号抽出器を複数の中心周波数の異なる帯域通過フィルタで構成した場合の周波数対減衰特性の例を示す図であり、Ｂは他の周波数対減衰特性の例を示す図である。
【図５】この発明の第２実施例を示す図である。
【図６】この発明の第３実施例を示す図である。
【図７】この発明の第４実施例を示す図である。
【図８】この発明の第５実施例を示す図である。
【図９】この発明の第６実施例を示す図である。
【図１０】は帯域阻止フィルタの周波数対減衰量特性を示す図である。
【図１１】帯域阻止フィルタで４つの周波帯から１個の周波帯を抽出する例を示す図である。
【図１２】自動制御を行なうための帯域制御部の構成を示す図である。
【図１３】Ａは入力信号のスペクトルの例を示す概念的図であり、Ｂは周波数掃引を説明するための図であり、Ｃは帯域検出器による検出出力の例を示す図であり、Ｄは掃引電圧と掃引周波数の関係を示す図であり、Ｅは閾値による帯域検出を説明するための図である。
【図１４】ディジタルプリディストータに対応した帯域制御部の構成を示す図である。
【図１５】帯域制御部の他の構成例を示す図である。
【図１６】Ａは離散的周波数掃引を説明するための図であり、Ｂはパワー検出部の出力例を示す図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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