(57)【要約】【課題】スイッチング電源回路の保護回路としてヒューズを用いたものは、保護動作が遅く、他の部品の故障、更には制御回路の基板パターンを損傷する可能性があった。またヒューズに代わり電子化された過電流保護回路もあるが、追加部品点数が多く大型化とコストアップは避けられない。本発明は過電流保護回路の動作を高速化すると同時に、回路部品点数の増加を抑えた電流制限回路とすることを目的とする。【解決手段】交流電力を直流電力に変換して出力する電源回路において、前記電流検出回路の出力により高インピーダンスとされ、内部に備わる直流平滑用コンデンサに流入する突入電流を制限する突入電流制限回路と、主スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出回路と、前記電流検出回路で所定値以上の電流を検出したとき、前記電流検出回路の出力に前記突入電流制限回路を高インピーダンスにする過電流保護手段を備えた。【選択図】図１
2007159344.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源から交流電力を受電して直流電力に変換し、該直流電力を出力する電源回路の電流制限回路において、
主スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出回路と、
前記電流検出回路の出力により高インピーダンスとされ、内部に備わる直流平滑用コンデンサに流入する突入電流を制限する突入電流制限回路と、
前記電流検出回路が所定値以上の電流を検出したとき、前記突入電流制限回路を高インピーダンスにする過電流保護手段を備えたことを特徴とする電流制限回路。
【請求項２】
前記突入電流制限回路は、前記主スイッチング素子に直列に接続された電流制限抵抗と該電流制限抵抗に並列接続されたスイッチング手段を備え、
前記電流検出回路が所定値以上の電流を検出したとき、前記電流制限ＯＮ信号をオンして前記突入電流制限回路を高インピーダンスにする過電流保護手段を備えたことを特徴とする請求項１に記載の電流制限回路。
【請求項３】
前記スイッチング手段はトランジスタであることを特徴とする請求項２に記載の電流制限回路。
【請求項４】
前記電流検出回路は前記電流制限抵抗の両端の電圧を検出して該検出された検出値を所定の電圧の基準電圧と比較することにより、前記検出値が前記基準電圧を超えたとき前記突入電流制限回路を高インピーダンスにする信号を出力し、前記電流制限ＯＮ信号をオンすることを特徴とする請求項２又は請求項３に記載の電流制限回路。
【請求項５】
前記電流検出回路は前記電流制限抵抗の両端の電圧を差動アンプで検出して、該検出された検出値を所定の電圧の基準電圧と比較することにより、前記検出値が前記基準電圧を超えたとき前記突入電流制限回路を高インピーダンスにする信号を出力し、前記電流制限ＯＮ信号をオンすることを特徴とする請求項２乃至請求項４のいずれか一項に記載の電流制限回路。
【請求項６】
交流電源から交流電力を受電して直流電力に変換し、該直流電力を出力する電源回路において、
主スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出回路と、
前記電流検出回路の出力により高インピーダンスとされ、内部に備わる直流平滑用コンデンサに流入する突入電流を制限する突入電流制限回路と、
前記電流検出回路で所定値以上の電流を検出したとき、前記電流検出回路の出力により前記突入電流制限回路を高インピーダンスにする手段を備えたことを特徴とする電源回路。
【請求項７】
前記突入電流制限回路は、前記主スイッチング素子に直列に接続された電流制限抵抗と該電流制限抵抗に並列接続されたスイッチング手段を備え、
前記電流検出回路が所定値以上の電流を検出したとき、前記電流制限ＯＮ信号をオンして前記突入電流制限回路を高インピーダンスにする手段を備えたことを特徴とする請求項６に記載の電源回路。
【請求項８】
前記スイッチング手段はトランジスタであることを特徴とする請求項７に記載の電源回路。
【請求項９】
前記電流検出回路は前記電流制限抵抗の両端の電圧を検出して該検出された検出値を所定の電圧の基準電圧と比較することにより、前記検出値が前記基準電圧を超えたとき前記突入電流制限回路を高インピーダンスにする信号を出力し、前記電流制限ＯＮ信号をオンすることを特徴とする請求項７又は請求項８に記載の電源回路。
【請求項１０】
前記電流検出回路は前記電流制限抵抗の両端の電圧を差動アンプで検出して、該検出された検出値を所定の電圧の基準電圧と比較することにより、前記検出値が前記基準電圧を超えたとき前記突入電流制限回路を高インピーダンスにする信号を出力し、前記電流制限ＯＮ信号をオンすることを特徴とする請求項７乃至請求項９のいずれか一項に記載の電源回路。
【請求項１１】
スイッチング電源回路であることを特徴とする請求項６乃至請求項１０に記載された電源回路。
【請求項１２】
交流電源から交流電力を受電して直流電力に変換し、該直流電力を出力する電源回路の故障時電流を制限する電流制限方法において、
前記電源回路の主スイッチング素子に流れる電流を検出し、
前記電流検出回路で所定値以上の電流を検出したとき、前記主スイッチング素子に直列に接続された突入電流制限回路が高インピーダンスになるよう回路切換えを行うことを特徴とする電流制限方法。
【請求項１３】
前記電流検出回路で所定値以上の電流を検出したとき、前記主スイッチング素子に直列に接続された突入電流制限回路のインピーダンスを電流制限抵抗の値となるように切換えることを特徴とする請求項１２に記載の電流制限方法。
【請求項１４】
前記電流制限抵抗に並列接続されたスイッチング手段をオフさせ、前記突入電流制限回路のインピーダンスを電流制限抵抗の値となるように切換えることを特徴とする請求項１３に記載の電流制限方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電流制限回路、電源回路及び電流制限方法に係り、特に過電流保護回路の動作を向上させると共に、過電流検出保護回路を電流制限回路で兼用し、小型化と低価格化を図ることが可能な電流制限回路、これを用いた電源回路及び電流制限方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、電子装置などの制御電源回路として、スイッチング電源回路が使用されているが、このスイッチング電源回路を用いた制御電源回路には、負荷短絡などで過電流が生じたときの保護回路としてヒューズを用いたものが有る。ヒューズによる保護回路は回路が簡単で小型、安価であるという特徴をもっている。
【０００３】
図３は、スイッチング電源回路を用いた制御電源回路の一例であり、過電流保護回路としてヒューズが用いられている例を示したものである。
【０００４】
図３において、ＡＣは受電用の交流電源を示している。また、２５は過電流保護用のヒューズである。また、１１は交流を直流に整流するダイオードブリッジである。交流電源ＡＣはヒューズ２５を介してダイオードブリッジ１１の入力端子に接続されている。
【０００５】
また、１７はダイオードブリッジ１１の出力端子に接続された直流平滑用コンデンサであり、ダイオードブリッジ１１の一方の出力端子と直流平滑用コンデンサ１７の正極端子が接続される。
【０００６】
また、６はスイッチング電源回路の主スイッチング素子である。また、１８はスイッチング電源回路のスイッチングトランスである。主スイッチング素子６とスイッチングトランスの一次巻線は直列接続されて直流平滑用コンデンサ１７に並列接続されている。
【０００７】
また、２１、２２はダイオードである。また、１９は直流出力部の直流平滑用リアクトル、２３は直流出力部の直流平滑用コンデンサである。主スイッチング素子６、スイッチングトランス１８、ダイオード２１、２２、直流平滑用リアクトル１９、直流平滑用コンデンサ２３はスイッチングトランス１８の二次側に接続され、直流平滑用コンデンサ１７の直流電圧を入力とし直流平滑用コンデンサ２３の直流電圧を出力とするスイッチング電源回路を構成している。スイッチング電源回路の動作は従来技術として既知なので、以下、ここでの詳細説明は省略する。
【０００８】
１０は突入電流制限回路であり、電流制限抵抗１、スイッチング素子２、入力抵抗５などから構成される。電流制限抵抗１はダイオードブリッジ１１の他方の出力端子と直流平滑用コンデンサ１７の負極端子の間に接続されている。スイッチング素子２（ＮチャンネルＭＯＳ・ＦＥＴ）は一方の端子（ソース）がダイオードブリッジ１１の他方の出力端子と電流制限抵抗１の一方の端子の接続点に接続され、他方の端子（ドレイン）が直流平滑用コンデンサ１７の負極端子と電流制限抵抗１の他方の端子の接続点に接続されている。
【０００９】
また、入力抵抗５は突入電流制限回路１０内のスイッチング素子２をオフ、オンさせる電流制限ＯＮ信号の入力部とスイッチング素子２のゲート端子との間に挿入されている。
【００１０】
スイッチング素子２は、電流制限ＯＮ信号の電圧ＶｏｎをＨＩＧＨ，ＬＯＷと切換えることにより、電源投入初期にオフされ、定常状態になったときはオンされる。すなわち、突入電流制限回路１０は、電源投入初期に電流制限ＯＮ信号の電圧ＶｏｎがＬＯＷとなってスイッチング素子２がオフとなり、電流制限抵抗１の高インピーダンス状態になってコンデンサ１７に流れ込む電流による過電流の発生を抑制する。また、定常状態になったときは電流制限ＯＮ信号の電圧ＶｏｎがＨＩＧＨとなってスイッチング素子２がオンとなり、電流制限抵抗１がスイッチング素子２で短絡され、低インピーダンス状態になって電流損失を抑制するように動作する。
【００１１】
図３に示された制御電源回路の動作を簡単に説明する。
【００１２】
交流電源ＡＣから入力された交流電力は、ダイオードブリッジ１１で整流され直流電力に変換される。このとき、電源投入初期に直流平滑用コンデンサ１７に流れ込む電流が過大とならないように電流制限抵抗１により突入電流が抑制される。このために電源投入初期には電流制限ＯＮ信号の電圧ＶｏｎがＬＯＷ電圧となり、スイッチング素子２はオフされている。
【００１３】
直流平滑用コンデンサ１７がほぼ満充電になると電流制限ＯＮ信号の電圧ＶｏｎがＨＩＧＨ電圧となり、電流制限抵抗１が短絡され、定常状態に移行する。
【００１４】
定常状態に移行後、主スイッチング素子６がオン、オフ動作を開始する。これにより、スイッチングトランス１８の二次側に電圧が発生し、ダイオード２１、２２の整流作用と、直流平滑用リアクトル１９、直流平滑用コンデンサ２３の平滑作用により、滑らかな直流電圧（ＤＣ出力）が得られる。突入電流制限回路１０内のスイッチング素子２は、入力抵抗５を介して入力される電流制限ＯＮ信号によって、オン、オフが制御される。
【００１５】
また、ＤＣ出力に接続された負荷、あるいは制御電源回路自身の主スイッチング素子６などに異常が生じて過電流が流れると、ヒューズ２５が溶断して保護するようになっている。
【００１６】
上記従来技術のヒューズに代わり、過電流検出回路と過電流を遮断するリレーを追加したものが特許文献１に挙げた号実開平５−６２１４７号公報で提案されている。また、他の従来技術として、特許文献２に挙げた実開平４−３９０３５公報で提案されたものがある。
【特許文献１】実開平５−６２１４７号公報
【特許文献２】実開平４−３９０３５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１７】
図３に示された上記従来技術のヒューズ２５を用いた過電流保護回路は、小型、安価ではあるが、保護動作が遅く（ヒューズの溶断が遅い）、また、過電流レベルの設定に対して柔軟性に欠けるという問題がある。ヒューズの溶断が遅い場合には、他の部品の故障、更には制御回路の基板パターンを損傷する可能性があった。
【００１８】
これに対し特許文献１に挙げた従来技術には、ヒューズに代わり、過電流検出回路と過電流を遮断するリレーを追加したものが提案されている。しかし、過電流レベルの設定に対する柔軟性は向上しているものの、高速動作リレーを必要としたり、過電流保護のために追加された部品点数が多く、またリレーも小型化が難しいという問題がある。したがって、大型化とコストアップは避けられない。
【００１９】
また、他の従来技術の特許文献２に挙げたものは、この公報の第２図などから分かるように、過電流保護回路がかなりの部品点数で構成されており、大型化とコストアップは避けられない。
本願発明は、上記従来技術の問題に鑑み、過電流保護回路の動作を高速化すると同時に、回路部品点数の増加を抑え、小型で安価な過電流保護回路を兼用した電流制限回路、及びこれを備えた制御電源回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
本発明の請求項１に係る発明の要旨は、交流電源から交流電力を受電して直流電力に変換し、該直流電力を出力する電源回路の電流制限回路において、主スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出回路と、前記電流検出回路の出力により高インピーダンスとされ、内部に備わる直流平滑用コンデンサに流入する突入電流を制限する突入電流制限回路と、前記電流検出回路が所定値以上の電流を検出したとき、前記突入電流制限回路を高インピーダンスにする過電流保護手段を備えたことを特徴とする電流制限回路に存する。
また、本発明の請求項２に係る発明の要旨は、前記突入電流制限回路は、前記主スイッチング素子に直列に接続された電流制限抵抗と該電流制限抵抗に並列接続されたスイッチング手段を備え、前記電流検出回路が所定値以上の電流を検出したとき、前記電流制限ＯＮ信号をオンして前記突入電流制限回路を高インピーダンスにする過電流保護手段を備えたことを特徴とする請求項１に記載の電流制限回路に存する。
また、本発明の請求項３に係る発明の要旨は、前記スイッチング手段はトランジスタであることを特徴とする請求項２に記載の電流制限回路に存する。
また、本発明の請求項４に係る発明の要旨は、前記電流検出回路は前記電流制限抵抗の両端の電圧を検出して該検出された検出値を所定の電圧の基準電圧と比較することにより、前記検出値が前記基準電圧を超えたとき前記突入電流制限回路を高インピーダンスにする信号を出力し、前記電流制限ＯＮ信号をオンすることを特徴とする請求項２又は請求項３に記載の電流制限回路に存する。
また、本発明の請求項５に係る発明の要旨は、前記電流検出回路は前記電流制限抵抗の両端の電圧を差動アンプで検出して、該検出された検出値を所定の電圧の基準電圧と比較することにより、前記検出値が前記基準電圧を超えたとき前記突入電流制限回路を高インピーダンスにする信号を出力し、前記電流制限ＯＮ信号をオンすることを特徴とする請求項２乃至請求項４のいずれか一項に記載の電流制限回路に存する。
また、本発明の請求項６に係る発明の要旨は、交流電源から交流電力を受電して直流電力に変換し、該直流電力を出力する電源回路において、主スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出回路と、前記電流検出回路の出力により高インピーダンスとされ、内部に備わる直流平滑用コンデンサに流入する突入電流を制限する突入電流制限回路と、前記電流検出回路で所定値以上の電流を検出したとき、前記電流検出回路の出力により前記突入電流制限回路を高インピーダンスにする手段を備えたことを特徴とする電源回路に存する。
また、本発明の請求項７に係る発明の要旨は、前記突入電流制限回路は、前記主スイッチング素子に直列に接続された電流制限抵抗と該電流制限抵抗に並列接続されたスイッチング手段を備え、前記電流検出回路が所定値以上の電流を検出したとき、前記電流制限ＯＮ信号をオンして前記突入電流制限回路を高インピーダンスにする手段を備えたことを特徴とする請求項６に記載の電源回路に存する。
また、本発明の請求項８に係る発明の要旨は、前記スイッチング手段はトランジスタであることを特徴とする請求項７に記載の電源回路に存する。
また、本発明の請求項９に係る発明の要旨は、前記電流検出回路は前記電流制限抵抗の両端の電圧を検出して該検出された検出値を所定の電圧の基準電圧と比較することにより、前記検出値が前記基準電圧を超えたとき前記突入電流制限回路を高インピーダンスにする信号を出力し、前記電流制限ＯＮ信号をオンすることを特徴とする請求項７又は請求項８に記載の電源回路に存する。
また、本発明の請求項１０に係る発明の要旨は、前記電流検出回路は前記電流制限抵抗の両端の電圧を差動アンプで検出して、該検出された検出値を所定の電圧の基準電圧と比較することにより、前記検出値が前記基準電圧を超えたとき前記突入電流制限回路を高インピーダンスにする信号を出力し、前記電流制限ＯＮ信号をオンすることを特徴とする請求項７乃至請求項９のいずれか一項に記載の電源回路に存する。
また、本発明の請求項１１に係る発明の要旨は、スイッチング電源回路であることを特徴とする請求項６乃至請求項１０に記載された電源回路に存する。
また、本発明の請求項１２に係る発明の要旨は、交流電源から交流電力を受電して直流電力に変換し、該直流電力を出力する電源回路の故障時電流を制限する電流制限方法において、前記電源回路の主スイッチング素子に流れる電流を検出し、前記電流検出回路で所定値以上の電流を検出したとき、前記主スイッチング素子に直列に接続された突入電流制限回路が高インピーダンスになるよう回路切換えを行うことを特徴とする電流制限方法に存する。
また、本発明の請求項１３に係る発明の要旨は、前記電流検出回路で所定値以上の電流を検出したとき、前記主スイッチング素子に直列に接続された突入電流制限回路のインピーダンスを電流制限抵抗の値となるように切換えることを特徴とする請求項１２に記載の電流制限方法に存する。
また、本発明の請求項１４に係る発明の要旨は、前記電流制限抵抗に並列接続されたスイッチング手段をオフさせ、前記突入電流制限回路のインピーダンスを電流制限抵抗の値となるように切換えることを特徴とする請求項１３に記載の電流制限方法に存する。
【発明の効果】
【００２１】
本発明によれば、制御電源回路のＤＣ出力に接続された負荷、あるいは制御電源回路自身の主スイッチ素子６などに異常が生じて過電流が流れると、突入電流制限回路１０のインピーダンスが高速に高インピーダンスになり、入力電流が制限される。これにより、他の部品や制御回路の基板パターンの損傷を防止することができる。
また、本発明によれば、過電流保護回路が突入電流制限回路１０で兼用されるので、従来過電流保護回路に必要とされた過電流を遮断する回路部品は不要となる。したがって、小型で安価な過電流保護回路とこの電流制限回路を備えた制御電源回路を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について詳細に説明する。
[第１の実施形態]
【００２３】
図１は、本発明の第１の実施の形態のスイッチング電源回路を用いた制御電源回路の一例である。
【００２４】
図１において、ＡＣは受電用の交流電源を示している。また、１１は交流を直流に整流するダイオードブリッジである。交流電源ＡＣはダイオードブリッジ１１の入力端子に接続されている。
【００２５】
また、１７はダイオードブリッジ１１の出力側に接続された直流平滑用コンデンサであり、ダイオードブリッジ１１の一方の出力端子と直流平滑用コンデンサ１７の正極端子が接続されている。直流平滑用コンデンサ１７の負極端子は電流制限抵抗１を介してダイオードブリッジ１１の他方の出力端子に接続されている。
【００２６】
また、６はスイッチング電源回路の主スイッチング素子である。また、１８はスイッチング電源回路のスイッチングトランスである。主スイッチング素子６、スイッチングトランスの一次巻線、及び後述の電流検出回路２０に備わる電流検出抵抗７は直列接続されて、直流平滑用コンデンサ１７に並列接続されている。
【００２７】
また、２１、２２はダイオードである。また、１９は直流出力部の直流平滑用リアクトル、２３は直流出力部の直流平滑用コンデンサである。主スイッチング素子６、スイッチングトランス１８、ダイオード２１、２２、直流平滑用リアクトル１９、直流平滑用コンデンサ２３はスイッチングトランス１８の二次側に接続され、直流平滑用コンデンサ１７の直流電圧を入力とし直流平滑用コンデンサ２３の直流電圧を出力とするスイッチング電源回路を構成している。
【００２８】
１０は突入電流制限回路であり、電流制限抵抗１、スイッチング素子２、入力抵抗５などから構成される。電流制限抵抗１はダイオードブリッジ１１の他方の出力端子と直流平滑用コンデンサ１７の負極端子との間に接続されている。スイッチング素子２（ＮチャンネルＭＯＳ・ＦＥＴ）は一方の端子（ソース）がダイオードブリッジ１１の他方の出力端子と電流制限抵抗１の一方の端子の接続点に接続され、他方の端子（ドレイン）が直流平滑用コンデンサ１７の負極端子と電流制限抵抗１の他方の端子の接続点に接続されている。
【００２９】
また、入力抵抗５は突入電流制限回路１０内のスイッチング素子２をオン、オフさせる電流制限ＯＮ信号の入力部とスイッチング素子２のゲート端子との間に挿入されている。
【００３０】
スイッチング素子２は、電流制限ＯＮ信号の電圧ＶｏｎをＨＩＧＨ，ＬＯＷと切換えることにより、電源投入初期にオフされ、定常状態になったときはオンされる。すなわち、突入電流制限回路１０は、電源投入初期に電流制限ＯＮ信号の電圧ＶｏｎがＬＯＷとなってスイッチング素子２がオフとなり、電流制限抵抗１の高インピーダンス状態になってコンデンサ１７に流れ込む電流による過電流の発生を抑制する。また、定常状態になったときは電流制限ＯＮ信号の電圧ＶｏｎがＨＩＧＨとなってスイッチング素子２がオンとなり、電流制限抵抗１がスイッチング素子２で短絡され、低インピーダンス状態になって電流損失を抑制するように動作する。
【００３１】
スイッチング素子２は、本実施の形態ではＮＭＯＳ・ＦＥＴの例を挙げているが、ＰＭＯＳ・ＦＥＴ、バイポーラトランジスタ、その他小電力の制御電力でメイン電流をオン、オフできるスイッチング手段であれば利用することができる。
【００３２】
また、２０は、電流検出回路であり、電流検出抵抗７、基準電源８、コンパレータ９などから構成される。
【００３３】
電流検出抵抗７は主スイッチング素子６のソース端子と直流平滑用コンデンサ１７の負極端子との間に接続されている。電流検出抵抗７が主スイッチング素子６のソース端子に接続された接続点がコンパレータ９の−入力端子（反転入力端子）に接続されている。
【００３４】
また、電流検出抵抗７が直流平滑用コンデンサ１７の負極端子に接続された接続点は基準電源８の負極端子に接続され、基準電源８の正極端子はコンパレータ９の＋入力端子に接続されている。
【００３５】
コンパレータ９の出力は、制御電源Ｖｃｃにプルアップされたホトカプラ２６一次側ホトダイオードのカソードに接続されている。また、ホトカプラ２６の二次側（ホトトランジスタ側）は電流制限ＯＮ信号入力端子間に接続されている。したがって、コンパレータ９の出力がＬＯＷになるとホトカプラ２６の二次側ホトトランジスタはオンして、電流制限信号の電圧ＶｏｎをＬＯＷにする。このときスイッチング素子２はオフされる。これに対しコンパレータ９の出力がＨＩＧＨになるとホトカプラ２６の二次側ホトトランジスタはオフして、電流制限信号の電圧ＶｏｎをＨＩＧＨにする。このときスイッチング素子２はオンされる。
【００３６】
次に、図１に示された制御電源回路の動作を説明する。
【００３７】
交流電源ＡＣから入力された交流電力は、ダイオードブリッジ１１で整流され直流電力に変換される。このとき、電源投入初期にコンデンサ１７に流れ込む電流が過大とならないように電流制限抵抗１により突入電流が抑制される。このためにスイッチング素子２は電源投入初期には電流制限ＯＮ信号の電圧ＶｏｎがＬＯＷ電圧になることによりオフされている。但しこの場合、電流制限ＯＮ信号の電圧ＶｏｎがＬＯＷ電圧になるのは、電流制限信号信号自身がＬＯＷ電圧になったためであり、ホトカプラ２６がオンした為ではない。
【００３８】
直流平滑用コンデンサ１７がほぼ満充電になると電流制限ＯＮ信号の電圧ＶｏｎがＨＩＧＨ電圧となり、電流制限抵抗１が短絡され、定常状態に移行する。
【００３９】
定常状態に移行後、主スイッチング素子６がオン、オフ動作を開始する。これにより、スイッチングトランス１８の二次側に電圧が発生し、ダイオード２１、２２の整流作用と、直流平滑用リアクトル１９、直流平滑用コンデンサ２３の平滑作用により、滑らかな直流電圧（ＤＣ出力）が得られる。突入電流制限回路１０内のスイッチング素子２は、入力抵抗５を介して入力される電流制限ＯＮ信号によって、オン、オフが制御される。
【００４０】
また、ＤＣ出力に接続された負荷、あるいは制御電源回路自身の主スイッチング素子６などに異常が生じて過電流が流れ、あるいは流れようとして電流増加が起こると、電流検出抵抗７の両端に基準電源８の電圧を上回る電圧降下が生じる。このときの電圧降下は、コンパレータ９の−入力端子（反転入力端子）側がコンパレータ９の＋入力端子に対し高電位となるように作用するので、コンパレータ９の出力は正電圧から負電圧（ＬＯＷレベル）に反転する。この場合、電流検出回路２０は電源投入初期の突入電流では動作しないような基準電圧となっていることは言うまでもない。
【００４１】
コンパレータ９の出力ＬＯＷ電圧はホトカプラ２６に入力され、ホトカプラ２６の二次側ホトトランジスタをオンさせ、スイッチング素子２はオフさせられる。これにより、スイッチング素子２はオープン状態となり電流制限抵抗１のインピーダンスがダイオードブリッジ１１の出力側に挿入された状態となる。したがって、過電流は電流制限抵抗１で減流され過電流が防止される。この場合、図の右側から入力されている電流制限ＯＮ信号の電圧ＶｏｎがＨＩＧＨ，ＬＯＷいずれであっても、ホトカプラ２６の二次側によって短絡され、強制的にＬＯＷレベルとされる。
【００４２】
本実施の形態によれば、簡単な電流検出回路２０を追加するのみで、突入電流制限回路１０を代用して高速な過電流保護回路を実現することができる。この場合、電源投入初期の突入電流では電流検出回路２０のコンパレータ９の出力は反転しないように基準電圧８の電圧が選定されているので、突入電流制限回路１０の動作に支障は生じない。
【００４３】
[第２の実施形態]
図２は、本発明の第２の実施の形態のスイッチング電源回路を用いた制御電源回路の一例である。
【００４４】
本実施の形態は、上記第１の実施の形態に対し、電流検出を更に工夫している。即ち、本実施の形態は図２に示すように、電流検出をオペアンプ１２で構成される差動増幅器で行っているので、回路上のどこでも自由に検出抵抗を挿入することができ、他のどの部品でも故障検出が行えるという利点がある。図２を参照して以下詳細に説明する。
【００４５】
図２において、ＡＣは受電用の交流電源を示している。また、１１は交流を直流に整流するダイオードブリッジである。交流電源ＡＣはダイオードブリッジ１１の入力端子に接続されている。
【００４６】
また、１７はダイオードブリッジ１１の出力端子に接続された直流平滑用コンデンサであり、ダイオードブリッジ１１の一方の出力端子と直流平滑用コンデンサ１７の正極端子が接続される。直流平滑用コンデンサ１７の負極端子は電流制限抵抗１を介してダイオードブリッジ１１の他方の出力端子に接続されている。
【００４７】
また、６はスイッチング電源回路の主スイッチング素子である。また、１８はスイッチング電源回路のスイッチングトランスである。主スイッチング素子６、スイッチングトランスの一次巻線、及び後述の電流検出回路２４に備わる電流検出抵抗７は直列接続されて、直流平滑用コンデンサ１７に並列接続されている。
【００４８】
また、２１、２２はダイオードである。また、１９は直流出力部の直流平滑用リアクトル、２３は直流出力部の直流平滑用コンデンサである。主スイッチング素子６、スイッチングトランス１８、ダイオード２１、２２、直流平滑用リアクトル１９、直流平滑用コンデンサ２３はスイッチングトランス１８の二次側に接続され、直流平滑用コンデンサ１７の直流電圧を入力とし直流平滑用コンデンサ２３の直流電圧を出力とするスイッチング電源回路を構成している。
【００４９】
１０は突入電流制限回路であり、電流制限抵抗１、スイッチング素子２、入力抵抗５などから構成される。電流制限抵抗１はダイオードブリッジ１１の他方の出力端子と直流平滑用コンデンサ１７の負極端子との間に接続されている。スイッチング素子２（ＮチャンネルＭＯＳ・ＦＥＴ）は一方の端子（ソース）がダイオードブリッジ１１の他方の端子と電流制限抵抗１の一方の端子の接続点に接続され、他方の端子（ドレイン）が直流平滑用コンデンサ１７の負極端子と電流制限抵抗１の他方の端子の接続点に接続されている。
【００５０】
また、入力抵抗５は、突入電流制限回路１０内のスイッチング素子２をオン、オフさせる電流制限ＯＮ信号の入力部とスイッチング素子２のゲート端子との間に挿入されている。
【００５１】
スイッチング素子２は、電流制限ＯＮ信号の電圧ＶｏｎをＨＩＧＨ，ＬＯＷと切換えることにより、電源投入初期にオフされ、定常状態になったときはオンされる。すなわち、突入電流制限回路１０は、電源投入初期に電流制限ＯＮ信号の電圧ＶｏｎがＬＯＷとなってスイッチング素子２がオフ状態となり、電流制限抵抗１の高インピーダンスになってコンデンサ１７に流れ込む電流による過電流の発生を抑制する。また、定常状態になったときは電流制限ＯＮ信号の電圧ＶｏｎがＨＩＧＨとなってスイッチング素子２がオン状態となり、電流制限抵抗１がスイッチング素子２で短絡され、低インピーダンス状態になって電流損失を抑制するように動作する。
【００５２】
スイッチング素子２はＮＭＯＳ・ＦＥＴの例であるが、ＰＭＯＳ・ＦＥＴ、バイポーラトランジスタ、その他小電力の制御電力でメイン電流をオン、オフできる半導体スイッチなどが利用できる。
【００５３】
また、２４は電流検出回路であり、電流検出抵抗７、基準電源８、コンパレータ９、オペアンプ１２、抵抗１３、１４、１５、１６などから構成される。抵抗１３、１４、１５、１６は等しい値に選ばれ、オペアンプ１２と抵抗１３、１４、１５、１６で構成された回路は、基準電圧８の負極側を基準電位として、電流検出抵抗７の電圧降下に等しい電圧を出力する差動アンプとなっている。
【００５４】
電流検出抵抗７は主スイッチング素子６のソース端子と直流平滑用コンデンサ１７の負極端子との間に接続されている。電流検出抵抗７が主スイッチング素子６のソース端子に接続された接続点は、抵抗１３を介してオペアンプ１２の＋入力端子に接続されている。そしてオペアンプ１２の＋入力端子は、抵抗１５を介して、電流検出抵抗７が直流平滑用コンデンサ１７の負極端子に接続された接続点に接続されている。
【００５５】
また、電流検出抵抗７が直流平滑用コンデンサ１７の負極端子に接続された接続点は基準電源８の負極端子に接続され、基準電源８の正極端子はコンパレータ９の＋入力端子に接続されている。
【００５６】
コンパレータ９の出力は、制御電源Ｖｃｃにプルアップされたホトカプラ２６一次側ホトダイオードのカソードに接続されている。また、ホトカプラ２６の二次側のホトトランジスタは電流制限ＯＮ信号入力端子間に接続されている。したがって、コンパレータ９の出力がＬＯＷになるとホトカプラ２６の二次側はオンして、電流制限信号の電圧ＶｏｎをＬＯＷにする。このときスイッチング素子２はオフされる。これに対しコンパレータ９の出力がＨＩＧＨになるとホトカプラ２６の二次側はオフして、電流制限信号の電圧ＶｏｎをＨＩＧＨにする。このときスイッチング素子２はオンされる。
【００５７】
次に、図２に示された制御電源回路の動作を説明する。
【００５８】
交流電源ＡＣから入力された交流電力は、ダイオードブリッジ１１で整流され直流電力に変換される。このとき、電源投入初期にコンデンサ１７に流れ込む電流が過大とならないように電流制限抵抗１により突入電流が抑制される。このためにスイッチング素子２は電源投入初期には電流制限ＯＮ信号の電圧ＶｏｎがＬＯＷ電圧になることによりオフされている。但しこの場合、電流制限ＯＮ信号の電圧ＶｏｎがＬＯＷ電圧になるのは、電流制限信号信号自身がＬＯＷ電圧になったためであり、ホトカプラ２６がオンした為ではない。
【００５９】
直流平滑用コンデンサ１７がほぼ満充電されると電流制限ＯＮ信号の電圧ＶｏｎがＨＩＧＨ電圧になりスイッチング素子２はオンされ定常状態に移行する。
【００６０】
定常状態に移行後、主スイッチング素子６がオン、オフ動作を開始する。これにより、スイッチングトランス１８の二次側に電圧が発生し、ダイオード２１、２２の整流作用と、直流平滑用リアクトル１９、直流平滑用コンデンサ２３の平滑作用により、滑らかな直流電圧（ＤＣ出力）が得られる。突入電流制限回路１０内のスイッチング素子２は、入力抵抗５を介して入力される電流制限ＯＮ信号によって、オン、オフが制御される。
【００６１】
また、ＤＣ出力に接続された負荷、あるいは制御電源回路自身の主スイッチング素子６などに異常が生じて過電流が流れ、あるいは流れようとして電流増加が起こると、電流検出抵抗７の両端に基準電源８の電圧を上回る電圧降下が生じる。このときの電圧降下はオペアンプ１２と抵抗１３、１４、１５、１６で構成された差動アンプのとしてのオペアンプ１２の出力として現れる。
【００６２】
オペアンプ１２の出力はコンパレータ９の−入力端子（反転入力端子）側に接続され、コンパレータ９の＋入力端子には基準電源の正極側が接続されているので、オペアンプ１２の出力が基準電源８の電圧を上回ると、コンパレータ９の＋入力端子に対し−入力端子が高電位になり、コンパレータ９の出力はＨＩＧＨ電圧からＬＯＷ電圧に反転する。この場合、電流検出回路２４は電源投入初期の突入電流では動作しないよう基準電源８の電圧が選定されていることは言うまでもない。コンパレータ９の出力ＬＯＷ電圧はホトカプラ２６に入力され、ホトカプラ２６の二次側ホトトランジスタをオンさせ、スイッチング素子２はオフさせられる。これにより、スイッチング素子２はオープン状態となり電流制限抵抗１のインピーダンスがダイオードブリッジ１１の出力側に挿入された状態となる。したがって、過電流は電流制限抵抗１で減流され過電流が防止される。この場合、電流制限ＯＮ信号の電圧ＶｏｎがＨＩＧＨ，ＬＯＷいずれであっても、ホトカプラ２６の二次側によって短絡され、強制的にＬＯＷレベルとされる。
【００６３】
本実施の形態によれば、簡単な電流検出回路２４を追加するのみで、突入電流制限回路１０を代用して高速な過電流保護回路を実現することができる。この場合、電源投入初期の突入電流では電流検出回路２４のコンパレータ９の出力は反転しないので、突入電流制限回路１０の動作に支障は生じない。また、本実施の形態によれば、電流検出をオペアンプ１２で構成される差動増幅器で行っているので、回路上のどこでも自由に検出抵抗を挿入することができ、他のどの部品でも故障検出が行えるという利点がある。
【００６４】
以上、本発明の実施の形態を具体的な実施の形態で説明したが、本発明はこの実施の形態に限定されることはなく、本発明の要旨を変更しない範囲で変形して実施できることは言うまでもない。また、本発明は、電子装置の制御電源回路に限らず、主電源回路にも適用することができる。
【産業上の利用可能性】
【００６５】
本発明は、電源回路に突入電流制限回路を備えた電源回路一般に利用できる。
【図面の簡単な説明】
【００６６】
【図１】本発明の第１の実施の形態による制御電源回路の回路構成図である。
【図２】本発明の第２の実施の形態による制御電源回路の回路構成図である。
【図３】従来技術の制御電源回路の回路構成図である。
【符号の説明】
【００６７】
１・・・電流制限抵抗
２・・・スイッチング素子
５・・・入力抵抗
６・・・主スイッチング素子
７・・・電流検出抵抗
８・・・基準電源
９・・・コンパレータ
１０・・・突入電流制限回路
１１・・・ダイオードブリッジ
１２・・・オペアンプ
１３〜１６・・・抵抗
１７、２３・・・直流平滑用コンデンサ
１８・・・スイッチングトランス
１９・・・直流平滑用リアクトル
２０、２４・・・電流検出回路
２１、２２・・・ダイオード
２５・・・ヒューズ
２６・・・ホトカプラ
ＡＣ・・・交流電源
【図１】
2007159344.tif 000003
【図２】
2007159344.tif 000004
【図３】
2007159344.tif 000005