(57)【要約】【課題】  心電図の記録や脳波などの生体信号処理には、０．１Ｈｚ〜２００Ｈｚの超低周波/低周波帯域フィルタが必要となる。そして、目的に合わせてフィルタの通過域を変える事でそれらの信号は観察される。低周波にするには大きな時定数が必要とされるため回路の小形化や集積化は困難であった。【解決手段】  超低周波信号に対応できる出力容量拡大回路を２段カスケード接続してすることにより広帯域能動複同調回路を構成して信号処理回路の小型化・集積化を図る。【選択図】  図１
2007013900.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
単一同調回路を複数段継続接続し、出力側から入力側に負帰還を施して複同調特性を持たせたフィルタ回路。
【請求項２】
前記単一同調回路は２段で構成し、同一の伝達関数を有することを特徴とする請求項１に記載のフィルタ回路。
【請求項３】
前記単一同調回路は能動ＲＣ回路で構成されることを特徴とする請求項２に記載のフィルタ回路。
【請求項４】
前記単一同調回路は能動ＬＣＲ回路で構成されることを特徴とする請求項２に記載のフィルタ回路。
【請求項５】
前期単一同調回路の選択度Ｑの値と前記負帰還の帰還係数Ｋを選択して０．１Ｈｚ〜２００Ｈｚの超低周波において平坦な伝達特性を有する請求項２に記載のフィルタ回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はフィルタ回路に関し、特に、複同調伝達関数を有する超低周波帯域に適したフィルタ回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
心電図の記録や脳波などの生体信号処理には、０．１Ｈｚ〜２００Ｈｚの超低周波/低周波帯域フィルタが必要となる。そして、目的に合わせてフィルタの通過域を変える事でそれらの信号は観察される。また生体信号では多点計測が望まれることが多く、その回路規模は大きくなる。従って、回路の小形化・ＩＣ化が必要とされる。
【０００３】
しかし、超低周波の回路の実現には大きな時定数が必要とされるため回路の小形化や集積化は困難であった。
【０００４】
従来良く知られている相互誘導回路を用いた複同調回路を図1に示す。この複同調回路は受動ＬＣＲ回路で構成され、相互誘導結合により複同調特性を実現している。入力側は入力電圧Ｖｉ、Ｒ１、Ｃ１，Ｌ１で構成され、出力側は出力電圧Ｖｏ、Ｌ２、Ｃ２、Ｒ２で構成されており、相互インダクタンスはＭで表している。
【０００５】
図１２の伝達関数Ｔ(ｓ)は次式で与えられる。
【０００６】
【数１】
2007013900.tif 000003
【０００７】
数式1において
【０００８】
【数２】
2007013900.tif 000004
【０００９】
とすると
【００１０】
【数３】
2007013900.tif 000005
【００１１】
数式３に次の周波数変換を用いる。
【００１２】
【数４】
2007013900.tif 000006
【００１３】
その結果、数式２は次のように表される。
【００１４】
【数５】
2007013900.tif 000007
【００１５】
また、帯域幅Ｂは
【００１６】
【数６】
2007013900.tif 000008
【００１７】
で与えられ、最大平坦特性は中心周波数ｆ０に対し狭帯域の場合のみに限定されていた。
【非特許文献１】電子情報通信学会論文誌Ｃ−２,ＶｏｌＪ７９-Ｃ−２  Ｎｏ.７ ｐｐ３４０−３４８    １９９６年７月
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１８】
かかる相互誘導回路を用いた受動複同調回路では、結合係数ｋを可変にすることにより単峰、平坦、双峰の各同調特性が得られる。しかしながら、この受動複同調回路は相互誘導結合のために回路の小型化、ＩＣ化は困難である。
【００１９】
また、心電図の記録や脳波などの生体信号処理に用いる０．１Ｈｚ〜２００Ｈｚの超低周波/低周波帯域フィルタの小型化、ＩＣ化を実現するには出来るだけ小さいＲＣ素子値の能動複同調回路が求められている。
【００２０】
更に、従来の相互誘導回路を用いた受動複同調回路の最大平坦特性は狭帯域に限られてしまい、その点からも心電図の記録や脳波などの生体信号処理に適用できない。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
本発明は上述した課題に鑑みてなされたものであり、単一同調回路を複数段継続接続し、出力側から入力側に負帰還を施して複同調特性を持たせたことを特徴とするフィルタ回路を提供する。
【００２２】
また、本発明では単一同調回路は２段で構成し、同一の伝達関数を有することを特徴とする。
【００２３】
更に、本発明では単一同調回路は能動ＲＣ回路で構成されることを特徴とする。
【００２４】
更に、単一同調回路は能動ＬＣＲ回路で構成されることを特徴とする。
【００２５】
更に、単一同調回路の選択度Ｑの値と負帰還の帰還定数Ｋを選択して０．１Ｈｚ〜２００Ｈｚの超低周波において平坦な伝達特性を有することを特徴とする。
【発明の効果】
【００２６】
本発明では広帯域通過形特性実現のための、新しい複同調伝達関数を有するフィルタ回路を単一同調回路を複数段継続接続し、負帰還を掛ける簡単な構成で実現している。具体的には、その構成は単一同調回路の２段カスケード接続をフォーワードとし中心周波数で負帰還となるものである。
【００２７】
最大平坦特性のための伝達特性調整は、単一パラメータ（帰還量）可変で実現できる。特に、本発明では、単一同調回路の選択度Ｑの値と帰還量を選択することで広帯域の最大平坦特性が実現できる。
【００２８】
そしてこの単一同調回路部分に、小さなＲＣ素子値で実現可能な超低周波２次ＢＰＦ回路を適用することで、超低周波・広帯域通過形フィルタ回路を実現している。本発明では超低周波２次ＢＰＦ回路を出力容量拡大回路と出力抵抗拡大回路を用いて実現し、小型でＩＣ化に適したフィルタ回路を実現できる。
【００２９】
更に、この回路を用いて、実際に心電図,脳波の生体信号を計測し、良好な測定結果が得られている。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３０】
以下、図を参照して本発明の実施の形態を説明する。
【００３１】
図１に本発明の概念を示すフィルタ回路のブロック図を示す。本発明のフィルタ回路では、２つの単一同調回路１、２をカスケード接続して、出力側から入力側に帰還係数Ｋで負帰還をかけることにより平坦な伝達特性を得ている。単一同調回路は２段に限らず、複数段継続接続してもよく、帰還部を含めて負帰還を考慮すればよい。また、単一同調回路は同一の伝達関数を有し、その伝達関数は
【００３２】
【数７】
2007013900.tif 000009
【００３３】
で表される。
ここで、Ｑは単一同調回路の選択度、ω０は単一同調回路の中心角周波数、ｓはｊωをそれぞれ表している。Ｈは単一同調回路の中心周波数におけるレベルを考慮した定数である。
図２に単一同調回路を受動素子と電圧電流変換器を用いて導いた構成で示す。
【００３４】
入力信号電圧Ｖｉは帰還信号と引き算されてＶａとなり、１段目の電圧電流変換器によりｇｍ１Ｖａの電流となり、同調回路(Ｃ１、Ｌ１、Ｒ１)に印加され、電圧Ｖｂを発生する。
【００３５】
さらにＶｂは二段目の電圧電流変換器によりｇｍ２Ｖｂの電流に変換され、二段目の同調回路（Ｃ２、Ｌ２、Ｒ２）に流し込まれ、電圧Ｖｏを発生する。
【００３６】
Ｖｏは次にＫ倍の帰還係数を掛けて入力信号から差し引かれることによって負帰還回路を構成している。
【００３７】
次に、図１の負帰還型広帯域フィルタ回路の総合伝達関数を求める。単一同調回路の伝達関数Ｔ１を２段カスケード接続し、帰還定数Ｋで負帰還を掛けた負帰還型帯域フィルタ回路の総合伝達関数をＴ（ｓ）で表すと、
【００３８】
【数８】
2007013900.tif 000010
【００３９】
が得られる。
【００４０】
数式８の振幅特性|Ｔ（ｓ）|の数値計算結果を図３に示す。図３の結果で分かるように本発明の負帰還型帯域フィルタ回路では相互誘導を用いた複同調回路と同じような平坦な通過帯域特性が得られている。しかし、相互誘導を用いた複同調回路と異なり、単一パラメータＫ(帰還係数)を調整することによって最大平坦特性が得られる。また、図１２の相互誘導を用いた複同調回路を用いた場合、最大平坦特性は、狭帯域の場合のみに限定されていたが、本発明のフィルタ回路の伝達関数では約２ディカードの広帯域平坦特性が得られている特徴がある。
【００４１】
ここでＴ（ｓ）式を整理し、周波数変換
【００４２】
【数９】
2007013900.tif 000011
【００４３】
を行い、さらに
【００４４】
【数１０】
2007013900.tif 000012
【００４５】
を適用すると、Ｔ（ｓ）は次式に変換される。
【００４６】
【数１１】
2007013900.tif 000013
【００４７】
【数１２】
2007013900.tif 000014
【００４８】
最大平坦が満たされた場合絶対値関数は次式で表される。
【００４９】
【数１３】
2007013900.tif 000015
【００５０】
また、帯域幅２πＢは次式のようになる。
【００５１】
【数１４】
2007013900.tif 000016
【００５２】
また、本発明ではフィルタ回路を負帰還回路で構成しているので、素子感度が小さく、回路素子値のばらつきに対する特性のブレが少なく、安定している。
【００５３】
ここで、図１２の従来の受動フィルタ回路と、図１の基本回路の最悪素子感度Σ|Ｓｘｉｔ|の数値計算結果をそれぞれ図４、図１３に示す。ここで図１２の回路の素子値の基準は
Ｒ１＝Ｒ２＝２．２８ＫΩ、Ｌ１＝Ｌ２＝５．１７Ｈ、Ｃ１＝Ｃ２＝１００μＦ
であり、図２の回路素子の基準は次のとおりである。
【００５４】
ｇｍ１＝ｇｍ２＝１Ｓ、Ｌ１＝Ｌ２＝５．１７Ｈ、Ｃ１＝Ｃ２＝１００μＦ、
Ｒ１＝Ｒ２＝２．２８ＫΩ
以上の最悪素子感度の数値計算結果より、本発明の回路は、従来の図１２の受動フィルタ回路とほとんど差異のない低素子感度となることが明らかになった。
【００５５】
図１の単一同調回路を具体化する方法は、種々考えられる。特にフォーワードにおける２次ＢＰＦ回路に、高周波の場合にはチップインダクタ,オンチップインダクタの使用した構成も考えられる。ここではフォーワードに超低周波能動ＲＣ２次ＢＰＦ回路の適用を考える。
【００５６】
図５に超低周波２次ＢＰＦ回路を示す。この回路はすでに特許第３４４４８６４号（特開２００２−２９０２０８号）として登録されている。この特許回路は、出力容量拡大回路と出力抵抗拡大回路を用いて小さなＲＣ素子値によっても、超低周波ＢＰＦ特性が実現可能となっている。
【００５７】
図５は高Ｑの二次ＢＰＦ回路で、３個のＯＰアンプとＲＣによる多重フィードバック回路で構成されている。周波数帯域を０．１Ｈｚから２００Ｈｚの超低周波ＢＰＦ回路の場合、回路を構成するＣ、Ｒの値は大きくなり、この回路をＩＣに集積化することは不可能になる。
【００５８】
一例を説明すると、ＩＣ化するためには一般的に抵抗は数１００ＫΩ程度以下、容量は数１００ＰＦ以下が望ましいが、カットオフ周波数が０．１Ｈｚのローパスフィルターではｆｃ＝１／（２πＲＣ）＝０．１Ｈｚであるから、Ｒ＝１００ＫΩでは、Ｃ＝０．１６μＦが必要となり、ＩＣ内蔵に適した一般的な値をはるかに超えた大きな値となる。
【００５９】
そこで、ジャイレータ回路技術を応用した出力容量増大回路と出力抵抗増大回路を導入し、ＩＣに搭載可能な容量値、抵抗値が使えるようにしたのが図５に示す超低周波２次ＢＰＦ回路である。
【００６０】
図５において、容量Ｃと帰還抵抗Ｒ２ａ、Ｒ２ｂ、Ｒ２ｃの値を出力容量増大回路で擬似的に拡大している。出力容量拡大回路ではバッファアンプＯＰ２の入力部から見た容量Ｃの値が増大した容量となる。
【００６１】
回路の動作はＶiの入力信号は入力抵抗Ｒ００、帰還抵抗Ｒ０２、ＯＰ１により反転増幅した信号を、容量Ｃ、バッファ増幅器ＯＰ２、帰還抵抗Ｒ０１によりＯＰ１のマイナス入力に負帰還することによってＣに流れる電流と同位相の電流を増幅する。これにより、ＯＰ２の入力から見た容量を見かけ上増大が出来るものである。
【００６２】
ＯＰ２の入力から見た容量の増大値は計算によって（１＋ＧＲ０２／Ｒ０１）倍に増大したことがわかる。ＲｉはＱを調整するためのダンピング抵抗である。因みに、図６の実定数で実際の倍数を求めると、Ｇ＝５０と仮定して、（１＋ＧＲ０２／Ｒ０１）＝１７５６倍となり、１００ＰＦのコンデンサーは０．１７５６μＦの大きなコンデンサーとなる。
【００６３】
次に、帰還抵抗Ｒ２ａ、Ｒ２ｂ、Ｒ２ｃの値を増大する出力容量増大回路について説明する。
【００６４】
時定数ＲＣを増大するために、ＯＰ２の入力点から見た帰還抵抗も増大されていなければならない。ＯＰ２から見た帰還抵抗は、ミルマンの定理を適用してＯＰ２、ＯＰ３、Ｒ１、Ｃ２、Ｒ２ａ、Ｒ２ｂ、Ｒ２ｃを含むフィードバック回路条件で計算するとＲ２ａ＋Ｒ２ｂ＋Ｒ２ａＲ２ｂ／Ｒ２ｃが導出される。従って、元々の帰還抵抗Ｒ２ａ＋Ｒ２ｂはＲ２ａＲ２ｂ／Ｒ２ｃだけ増大したことになる。
【００６５】
以上により、容量Ｃと帰還抵抗が増大され、超低周波ＲＣフィルターがＩＣ化される条件が揃ったので、次に図５がＢＰＦとして構成されていることを説明する。
【００６６】
ＢＰＦの基本要件はＬＰＦ（ローパスフィルタ）とＨＰＦ（ハイパスフィルタ）を具備していることであるが、そのうちＨＰＦはＣが（１＋ＧＲ０２／Ｒ０１）倍に増大された擬似容量を入力インピーダンスとし、Ｒ２ａ＋Ｒ２ｂ＋Ｒ２ａＲ２ｂ／ Ｒ２ｃに増大された帰還抵抗とＯＰ３により反転増幅回路を構成し、０．１Ｈｚのカットオフ周波数を可能にしている。
【００６７】
また、ＯＰ３、Ｒ１、Ｃ２により所定のカットオフ周波数のＬＰＦを構成し、多重帰還により、全体として超低周波の二次ＢＰＦを構成している。このようにＯＰ１、ＯＰ３を多重帰還して兼用することによって、容量増大回路、抵抗増大回路、能動ＨＰＦ、能動ＬＰＦとしての機能を一体化した回路で実現している。
【００６８】
図５においてＯＰアンプを理想形とすると、伝達関数Ｔ（ｓ）（＝Ｖo／Ｖi)と利得水準Ｈ、Ｑ、ωoはそれぞれ次のように与えられる。
【００６９】
【数１５】
2007013900.tif 000017
【００７０】
【数１６】
2007013900.tif 000018
【００７１】
但し
【００７２】
【数１７】
2007013900.tif 000019
【００７３】
数式１６に示すように、抵抗ＲｉによりＱ値は中心周波数とは独立に調整可能となっている。また、数式１６と数式１７から、Ｒ０１＜＜Ｒ０２、Ｒ２ｃ＜＜Ｒ２ｂによって低いωoが実現可能となっている。従って、ＩＣに集積可能なＣＲとＯＰアンプ回路があれば、０．１Ｈｚから２００Ｈｚの超低周波広帯域通過型能動ＲＣフィルタ回路がＩＣに集積できることが実証できた。
【００７４】
図６に本発明の超低周波広帯域通過形能動ＲＣフィルタの実現回路を示す。図６の回路は図５に示す超低周波２次ＢＰＦを図１の単一同調回路１、２に適用している。中心周波数７Ｈｚ、帯域幅４０Ｈｚの設計例の回路素子値は図６に示すとおりである。本回路のシミュレーション結果を図７に示す。図７より分かるように、広帯域の最大平坦特性が得られていることが分かる。
【００７５】
超低周波フィルタは生体信号計測に必要とされる。そのことから、直流アンプが用いられる事が多かった。しかし、直流アンプにはドリフトの問題がある。その観点からすると、低域遮断周波数１Ｈｚまたはそれ以下に設定できる。すなわち、本発明の超低周波広帯域通過形能動ＲＣフィルタ回路は中心周波数７Ｈｚに対するＲＣ時定数を用いて１／７以下の低い低域遮断が実現できるという大きな利点を持つ。なお、図６の具体的なフィルタ回路において、図１５に示す従来の受動フィルタ回路の場合、図４に示す本発明の場合と同じ特性となる回路素子値に設定された時の最悪素子感度Σ|ＳｘｉT|は、図８のような数値計算結果となる。本発明の基本回路（図２）のパラメータ８個に対し、図６の回路のパラメータは２３個の約３倍となっていることからも、図６の具体的構成ではΣ|ＳｘｉT|も約３倍となっている。
【００７６】
次に、図９および図１０を参照して、中心周波数が０．６４ＭＨｚの複同調ＢＰＦ回路を説明する。
【００７７】
図９では、Ｌ１、Ｌ２の３００μHのコイルとＣ１、Ｃ２の２００ＰＦのコンデンサーによる単一同調回路を２段カスケード接続し、出力側から入力側へＲ５、Ｒ６、Ｒ７、Ｒ９、Ｒ８で構成する帰還回路で入力に帰還することによって、平坦特性を得る回路である。
図６の回路と同様に、本実施例においても最大平坦特性は帰還係数を変えるだけで設定することが出来る。すなわち可変抵抗Ｒ７のみで最大平坦特性に調整することが出来る。
【００７８】
更に詳細に説明すると、入力ＶinはトランジスタＱ１で増幅され、コレクターの負荷となっているＬ１,Ｃ１の単一同調回路により帯域選択され、トランジスタＱ２のエミッタフォロワバッファを介してＰＮＰトランジスタのベースに入力され、そのコレクターに接続された第２の単一同調回路Ｌ２、Ｃ２でさらに帯域選択されて出力バッファトランジスタＱ４に導かれる。
【００７９】
出力ＶｏｕｔはＲ５、Ｒ６により分圧され、帰還抵抗Ｒ７を介して入力トランジスタＱ１のエミッタにＲ９、Ｒ８により減衰した形でマイナス帰還される。帰還係数はＲ５、Ｒ６、Ｒ７、Ｒ９、Ｒ８により決定される。
【００８０】
このように高周波ではコイルを用いることで単一同調回路を少ない素子数で実現でき、回路の小型化に寄与できる。コイルはチップコイルを用いると良い。
【００８１】
図１０に帰還抵抗Ｒ７を可変したときの周波数伝達特性を示す。Ｒ７＝５０ＫΩのとき最大平坦特性が得られることがわかる。
【００８２】
本発明を生体信号測定に適用した実施例について説明する。
【００８３】
図６の超低周波・広帯域通過形能動ＲＣフィルタを用いて、実際に心電図,脳波の生体信号を記録した。その時の測定システムは図１０に示すとおりである。入力段には、生体信号計測に一般的によく用いられるインスツルメンテーションアンプの差動増幅器を用いた。そして、２点間の電位差を取り出し、各フィルタに通し増幅させオシロスコープにより記録した。
【００８４】
身体に取り付ける電極として、心電図測定においてはブルーセンサ（ジーイー横河メディカルシステム株式会社）を、同じく脳波測定においては、同会社の生体電極（品番：ＳＥＥ１０３）を使用した。心電図は単極胸部誘導法により、胸部,左足に取り付けた電極からの信号を入力とした。脳波測定においては、耳たぶを不関電極とした単極誘導法により、左前頭局部における信号を暗室状態で記録した。本発明の広帯域通過形フィルタは、心電
図の記録においては、中心周波数ｆｏ＝７Ｈｚ、帯域幅Ｂ＝４０Ｈｚ（上限４１．２Ｈｚ、下限１．２Ｈｚ）のものを、脳波測定においては中心周波数ｆｏ＝７Ｈｚ、帯域幅Ｂ＝２０Ｈｚ（上限２２．２Ｈｚ、下限２．２Ｈｚ）に設計したものを用いた。なお測定システム全体の利得水準はおよそ５００倍とし、被験者は２０代の成人男性である。各測定結果をそれぞれ図１２、図１３に示す。
【００８５】
図１２からは明確な心電図が、図１３からはα波（８〜１３Ｈｚ）が観測されている。
【産業上の利用可能性】
【００８６】
本発明は複同調伝達関数を有する超低周波帯域に適したフィルタ回路を実現し、心電図の記録や脳波などの生体信号処理に必要な０．１Ｈｚ〜２００Ｈｚの超低周波/低周波帯域フィルタとして利用できる。
【図面の簡単な説明】
【００８７】
【図１】本発明のフィルタ回路の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明のフィルタ回路を示す回路図である。
【図３】本発明のフィルタ回路の伝達特性を説明する特性図である。
【図４】本発明のフィルタ回路の最悪素子感度特性を説明する特性図である。
【図５】本発明に用いる超低周波２次ＢＰＦ回路の回路図である。
【図６】本発明の具体化された超低周波広帯域通過形能動ＲＣフィルタ回路の回路図である。
【図７】本発明の超低周波広帯域通過形能動ＲＣフィルタ回路の伝達特性を説明する特性図である。
【図８】本発明の超低周波広帯域通過形能動ＲＣフィルタ回路の最悪素子感度特性を説明する特性図である。
【図９】本発明の広帯域通過形能動ＬＲＣフィルタ回路を説明する回路図である。
【図１０】本発明の広帯域通過形能動ＬＲＣフィルタ回路の伝達特性を説明する特性図である。
【図１１】本発明を適用する心電図・脳波測定システムを説明するブロック図である。
【図１２】本発明を適用する心電図・脳波測定システムで測定した心電図の測定結果を説明する図である。
【図１３】本発明を適用する心電図・脳波測定システムで測定した脳波の測定結果を説明する図である。
【図１４】従来の複同調特性を有する受動フィルタ回路の回路図である。
【図１５】従来の受動フィルタ回路の最悪素子感度特性を説明する特性図である。
【図１】
2007013900.tif 000020
【図２】
2007013900.tif 000021
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2007013900.tif 000026
【図８】
2007013900.tif 000027
【図９】
2007013900.tif 000028
【図１０】
2007013900.tif 000029
【図１１】
2007013900.tif 000030
【図１２】
2007013900.tif 000031
【図１３】
2007013900.tif 000032
【図１４】
2007013900.tif 000033
【図１５】
2007013900.tif 000034