(57)【要約】【課題】パルスカウント方式でＦＭ検波を行う場合のＦＭ復調出力におけるＳ／Ｎ比を改善する。【解決手段】パルスカウント方式によりＦＭ検波を行うスーパヘテロダイン方式のＦＭ受信機において、ＦＭ検波に供される中間周波信号の周波数を、復調信号におけるＳ／Ｎ比が３０［ｄＢ］以上となるような周波数とする。中間周波信号の周波数は、たとえば５０〜８０［ｋＨｚ］の範囲内の周波数である。前記Ｓ／Ｎ比は、ＦＭ検波に供される中間周波信号（ＦＭ信号）の周波数、該中間周波信号における周波数偏移Ｄｅｖ、及び、ＦＭ検波に際して得られるパルス幅が一定（ＴＨ）のパルス（出力Ｑ）の電圧Ａに基づいて算出されるＳ／Ｎ比である。【選択図】図３
2007028517.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
パルスカウント方式によりＦＭ検波を行うスーパヘテロダイン方式のＦＭ受信機において、ＦＭ検波に供される中間周波信号の周波数が、復調信号におけるＳ／Ｎ比が３０［ｄＢ］以上となるような周波数であることを特徴とするＦＭ受信機。
【請求項２】
前記Ｓ／Ｎ比は、ＦＭ検波に供される中間周波信号の周波数、該中間周波信号における周波数偏移Ｄｅｖ、及び、ＦＭ検波に際して得られるパルス幅が一定のパルスの電圧Ａに基づいて算出されるＳ／Ｎ比であることを特徴とする請求項１に記載のＦＭ受信機。
【請求項３】
パルスカウント方式によりＦＭ検波を行うスーパヘテロダイン方式のＦＭ受信機において、ＦＭ検波に供される中間周波信号の周波数が、該周波数、該中間周波信号における周波数偏移Ｄｅｖ、及び、ＦＭ検波に際して得られるパルス幅が一定のパルスの電圧値Ａに基づいて算出されるＳ／Ｎ比が所定値以上となるような周波数であることを特徴とするＦＭ受信機。
【請求項４】
前記中間周波信号の周波数は５０〜８０［ｋＨｚ］の範囲内の周波数であることを特徴とする請求項１〜３に記載のＦＭ受信機。
【請求項５】
パルスカウント方式によりＦＭ検波を行うスーパヘテロダイン方式のＦＭ受信機において、ＦＭ検波に供される中間周波信号の周波数を、復調信号におけるＳ／Ｎ比が３０［ｄＢ］以上となるような周波数として受信を行うことを特徴とするＦＭ受信方法。
【請求項６】
パルスカウント方式によりＦＭ検波を行うスーパヘテロダイン方式のＦＭ受信機において、ＦＭ検波に供される中間周波信号の周波数を、該周波数、該中間周波信号における周波数偏移Ｄｅｖ、及び、ＦＭ検波に際して得られるパルス幅が一定のパルスの電圧値Ａに基づいて算出されるＳ／Ｎ比が所定値以上となるような周波数として受信を行うことを特徴とするＦＭ受信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、パルスカウント方式によりＦＭ検波を行うスーパヘテロダイン方式のＦＭ受信機及びＦＭ受信方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
図１は一般的なスーパヘテロダイン方式のＦＭ受信機の構成を示すブロック図である。このＦＭ受信機では、ＦＭ復調方式として、パルスカウント方式を採用している。アンテナからのＲＦ信号はバンドパスフィルタ部１を通過し、低雑音増幅部２により増幅され、バンドパスフィルタ部３により不要な周波数部分が遮断され、ミキサ部５に入力される。ミキサ５は入力信号を局部発振部４の出力と混合して中間周波信号に変換する。
【０００３】
中間周波信号はバンドパスフィルタ部６を通過した後、リミッタ部７、ＦＭ検波部８、及びローパスフィルタ部９を経て復調される。すなわち、ＦＭ変調されている中間周波信号はリミッタ部７において振幅が一定の方形波に変換され、ＦＭ検波部８は、この方形波をトリガとした一定幅のパルスを有する信号を出力する。この出力に基づき、ローパスフィルタ９は周波数を電圧値に変換し、復調信号を出力する。復調信号はアンプ部１０で増幅され、スピーカ部１１において音波に変換される。
【０００４】
なお、狭帯域ＦＭ受信機では、中間周波数として、４５０［ｋＨｚ］や１０．７［ＭＨｚ］が広く一般に使用されている。また、ＦＭ検波部８は単安定マルチバイブレータにより構成することができるが、そのような単安定マルチバイブレータの例としては、たとえば、特許文献１に記載されたものを挙げることができる。
【０００５】
【特許文献１】特開昭５５−４１０４５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ＦＭ検波の方式としては種々のものが知られているが、パルスカウント方式のものは、他の方式に比べ、ＦＭ復調出力電圧が小さいという欠点を有している。特に従来の狭帯域ＦＭ受信機の場合、ＦＭ検波にパルスカウント方式を用いると、ＦＭ復調出力におけるＳ／Ｎ比が実用的ではないという問題がある。
【０００７】
本発明の目的は、このような従来技術の問題点に鑑み、パルスカウント方式でＦＭ検波を行う場合のＦＭ復調出力におけるＳ／Ｎ比を改善することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的を達成するため、第１の発明に係るＦＭ受信機は、パルスカウント方式によりＦＭ検波を行うスーパヘテロダイン方式のＦＭ受信機において、ＦＭ検波に供される中間周波信号の周波数が、復調信号におけるＳ／Ｎ比が３０［ｄＢ］以上となるような周波数であることを特徴とする。ＦＭ受信機としては、たとえば狭帯域ＦＭ受信機や広帯域ＦＭ受信機が該当する。３０［ｄＢ］以上となるような周波数としては、たとえば、６０［ｋＨｚ］程度の周波数が該当する。
【０００９】
従来、中間周波数としては、４５０［ｋＨｚ］や１０．７［ＭＨｚ］が用いられているが、これらの中間周波数によれば、パルスカウント方式によりＦＭ検波を行うと、復調信号においてせいぜい２０［ｄＢ］程度のＳ／Ｎ比しか得ることができなかった。これに対し本発明では、復調信号におけるＳ／Ｎ比が３０［ｄＢ］以上となるような周波数の中間周波信号を用いるようにしているので、復調信号におけるＳ／Ｎ比を３０［ｄＢ］以上とすることができる。
【００１０】
第２の発明に係るＦＭ受信機は、第１発明において、前記Ｓ／Ｎ比は、ＦＭ検波に供される中間周波信号の周波数、該中間周波信号における周波数偏移Ｄｅｖ、及び、ＦＭ検波に際して得られるパルス幅が一定のパルスの電圧Ａに基づいて算出されるＳ／Ｎ比であることを特徴とする。
【００１１】
第３の発明に係るＦＭ受信機は、パルスカウント方式によりＦＭ検波を行うスーパヘテロダイン方式のＦＭ受信機において、ＦＭ検波に供される中間周波信号の周波数が、該周波数、該中間周波信号における周波数偏移Ｄｅｖ、及び、ＦＭ検波に際して得られるパルス幅が一定のパルスの電圧値Ａに基づいて算出されるＳ／Ｎ比が所定値以上となるような周波数であることを特徴とする。
【００１２】
第４の発明に係るＦＭ受信機は、第１〜第３発明において、前記中間周波信号の周波数は５０〜８０［ｋＨｚ］の範囲内の周波数であることを特徴とする。
【００１３】
第５の発明に係るＦＭ受信方法は、パルスカウント方式によりＦＭ検波を行うスーパヘテロダイン方式のＦＭ受信機において、ＦＭ検波に供される中間周波信号の周波数を、復調信号におけるＳ／Ｎ比が３０［ｄＢ］以上となるような周波数として受信を行うことを特徴とする。
【００１４】
第６の発明に係るＦＭ受信方法は、パルスカウント方式によりＦＭ検波を行うスーパヘテロダイン方式のＦＭ受信機において、ＦＭ検波に供される中間周波信号の周波数を、該周波数、該中間周波信号における周波数偏移Ｄｅｖ、及び、ＦＭ検波に際して得られるパルス幅が一定のパルスの電圧値Ａに基づいて算出されるＳ／Ｎ比が所定値以上となるような周波数として受信を行うことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によれば、パルスカウント方式によりＦＭ検波を行うスーパヘテロダイン方式のＦＭ受信機において、復調信号におけるＳ／Ｎ比を、たとえば３０［ｄＢ］以上とすることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
図１は本発明の一実施形態に係るスーパヘテロダイン方式のＦＭ受信機の構成を示すブロック図である。図中の１はアンテナからのＲＦ信号のうち、受信しようとする周波数帯域の信号を抽出するバンドパスフィルタ部、２はバンドパスフィルタ部１の出力を増幅する低雑音増幅部、３は低雑音増幅部２の出力のうち不要な周波数成分、特にイメージ周波数帯域を遮断するバンドパスフィルタ部、４は局部発振部、５はバンドパスフィルタ３が出力するＲＦ信号を、局部発振部４の出力と混合して中間周波信号に変換するミキサ部、６はこの変換によって生じる多くの周波数成分の中から目的とする帯域の中間周波信号を抽出するバンドパスフィルタ部である。
【００１７】
７はバンドパスフィルタ部６の出力を、振幅が制限された方形波の信号に変換するリミッタ部、８はリミッタ部７の出力に基づき、等しい幅のパルスからなる信号を出力するＦＭ検波部、９はＦＭ検波部８の出力に基づきＦＭ復調信号を出力するローパスフィルタ、１０はＦＭ復調信号を増幅するアンプ部、１１はアンプ部１０の出力を音波に変換するスピーカ部である。局部発振部４は、中間周波数が６０［ｋＨｚ］程度となるように、局部発振周波数が設定されている。そのような局部発振周波数で発振する水晶発振器を局部発振部４として用いるようにしてもよい。
【００１８】
図２は図１中のリミッタ部７〜ＬＰＦ部９部分を示すブロック図である。この部分はパルスカウント方式によりＦＭ検波を行う部分である。図中の２１及び２２はリミッタ部７を構成するデジタルＩＣ（７４ＨＣＵ０４：商品名）、２３はＦＭ検波部８を構成する単安定マルチバイブレータ（７４ＨＣ１２３：商品名）である。ＩＣ２１及び２２は入力されるＦＭ変調信号を振幅が一定の方形波に変換し、単安定マルチバイブレータ回路２３の入力Ｂに供給する。単安定マルチバイブレータ回路２３はこの方形波をトリガとした一定幅のパルスを有する出力Ｑを、ローパスフィルタ５に供給する。
【００１９】
図１の構成において、アンテナからのＲＦ信号はバンドパスフィルタ部１により受信周波数以外の不要な成分が除去され、低雑音増幅部２で増幅され、さらにバンドパスフィルタ部３で不要な成分が除去され、ミキサ部５に入力される。ミキサ部５は入力信号を局部発振部４の出力と混合して６０［ｋＨｚ］程度の中間周波信号に変換する。中間周波信号はバンドパスフィルタ部６により不要な周波数成分が除去され、リミッタ部７により振幅が一定の方形波とされる。方形波は単安定マルチバイブレータ２３に入力され、一定幅のパルス列からなる信号に変換される。
【００２０】
図３はこのときの単安定マルチバイブレータ２３の入力Ｂ及び出力Ｑを示すタイミングチャートである。同図に示すように、単安定マルチバイブレータ２３は、ＩＣ２２からの方形波である入力Ｂの立上りをトリガとして、一定の幅ＴＨ及び振幅Ａのパルス列からなる出力Ｑを生成する。一定時間のパルス幅ＴＨは単安定マルチバイブレータ２３に接続されたコンデンサＣ１、抵抗Ｒ１及び単安定マルチバイブレータ２３の関係で決まる。出力Ｑは積分回路として作用するローパスフィルタ部９を通過することにより、その周波数を電圧値に変換した復調信号とされる。このＦＭ復調信号は、アンプ部１０で増幅され、スピーカ部１１において音波に変換される。
【００２１】
ローパスフィルタ部９が出力するＦＭ復調出力電圧の実効値は次の数１式により求めることができる。
【数１】
2007028517.tif 000003
【００２２】
ここで、Ｖｏｕｔは復調出力レベル（単位：Ｖｒｍｓ）、Ａはリミッタ部７が出力する方形波の電圧（単位：Ｖ）、ＴＨは単安定マルチバイブレータ２３の出力Ｑがハイとなる期間（単位：ｓｅｃ）、Ｄｅｖは入力されるＦＭ信号（入力Ｂ）における周波数偏移（単位：Ｈｚ）である。図３（ａ）ではこのＦＭ周波数偏移のプラス側ピーク時におけるタイミングチャートが示されている。同図（ｂ）では同偏移のマイナス側ピーク時におけるタイミングチャートが示されている。これらの図を参照し、上記数１式を導出する方法を示す。
【００２３】
ＦＭ信号の中心周波数をｆ０［Ｈｚ］、ＦＭ周波数偏移のプラス側ピークを＋Ｄｅｖ［Ｈｚ］、マイナス側ピークを−Ｄｅｖ［Ｈｚ］、単安定マルチバイブレータ２３の出力Ｑのハイレベル時の電圧をＡ［Ｖ］とすると、入力Ｂに印加される方形波におけるＦＭ周波数偏移のプラス側ピーク時の周期Ｔ１及びマイナス側ピーク時の周期Ｔ２は次式によって示される。
【数２】
2007028517.tif 000004
【００２４】
単安定マルチバイブレータ２３の出力Ｑは入力Ｂの立上りをトリガとして一定時間ＴＨ［ｓｅｃ］だけハイレベルとなる。そうすると、周期Ｔ１における検波電圧Ｖ１［Ｖ］は次式で示される。
【数３】
2007028517.tif 000005
【００２５】
また、周期Ｔ２における検波電圧Ｖ２［Ｖ］は次式で示される。
【数４】
2007028517.tif 000006
【００２６】
そうすると、ローパスフィルタ９における復調出力電圧Ｖｏｕｔのピークトゥピーク電圧（単位：Ｖｐ−ｐ）及び実効電圧（単位：Ｖｒｍｓ）は、次式で示すことができる。
【数５】
2007028517.tif 000007
【００２７】
本実施形態との比較のため、まず中間周波数が、狭帯域ＦＭ受信機で広く一般的に使用されている４５０［ｋＨｚ］及び１０．７［ＭＨｚ］である場合について、復調出力電圧Ｖｏｕｔを求めてみる。中間周波数が４５０［ｋＨｚ］で、周波数偏移Ｄｅｖが±１．５［ｋＨｚ］、方形波の電圧Ａが３．０［Ｖｐ−ｐ］の場合、出力Ｑがハイとなる期間ＴＨは、ＴＨ＝１／（４５０［ｋＨｚ］×２）＝１．１１１［μｓｅｃ］であるから、復調出力電圧Ｖｏｕｔは、Ｖｏｕｔ＝２×３．０×１．１１１ｅ−３×１．５ｅ３／（２×１．４１４２１３）＝３．５［ｍＶｒｍｓ］となる。
【００２８】
また、中間周波数が１０．７［ＭＨｚ］で、周波数偏移Ｄｅｖが±１．５［ｋＨｚ］、方形波の電圧Ａが３．０［Ｖｐ−ｐ］の場合、出力Ｑがハイとなる期間ＴＨは、ＴＨ＝１／（１０．７［ＭＨｚ］×２）＝４６．７２［ｎｓｅｃ］であるから、復調出力電圧Ｖｏｕｔは、Ｖｏｕｔ＝２×３．０×４６．７２ｅ−９×１．５ｅ３／（２×１．４１４２）＝０．１５［ｍＶｒｍｓ］となる。
【００２９】
そうすると、一般的な小信号デバイスにおけるノイズフロアが０．５［ｍＶｒｍｓ］程度であるから、この値に対する上記計算結果としての復調出力電圧Ｖｏｕｔの比に基づいて得られるＳ／Ｎ比（＝２０Ｌｏｇ（Ｖｏｕｔ／ノイズフロア））はせいぜい２０［ｄＢ］程度であり、低い値となっていることがわかる。つまり、従来の狭帯域ＦＭ受信機において一般的な中間周波数４５０［ｋＨｚ］や１０．７［ＭＨｚ］を用い、パルスカウント方式によりＦＭ検波を行う場合、ＦＭ復調出力におけるＳ／Ｎ比として実用的な値を得ることはできない。
【００３０】
これに対し、本実施形態の場合は、中間周波数を６０［ｋＨｚ］程度にまで低くしているので、中間周波数を７０［ｋＨｚ］とすれば、周波数偏移Ｄｅｖが±１．５［ｋＨｚ］で、方形波の電圧Ａが３．０［Ｖｐ−ｐ］の場合、出力Ｑがハイとなる期間ＴＨは、ＴＨ＝１／（７０［ｋＨｚ］×２）＝８．３３３［μｓｅｃ］であるから、復調出力電圧Ｖｏｕｔは、Ｖｏｕｔ＝２×３．０×８．３３３ｅ−６×１．５ｅ３／（２×１．４１４２１３）＝２６．５［ｍＶｒｍｓ］となる。
【００３１】
一般的な小信号デバイスのノイズフロアが０．５［ｍＶｒｍｓ］程度であるから、この値に対する上記本実施形態の場合の計算結果の比に基づいて得られるＳ／Ｎ比は、３４．４［ｄＢ］となる。したがって、従来の一般的な中間周波数４５０［ｋＨｚ］や１０．７［ＭＨｚ］の場合の復調出力におけるＳ／Ｎ比に比べ、かなり改善されていることがわかる。
【００３２】
以上のように本実施形態によれば、中間周波数を６０［ｋＨｚ］程度まで低くするようにしたため、パルスカウント方式の欠点であった復調出力におけるＳ／Ｎ比を大幅に改善し、狭帯域ＦＭ受信機において、パルスカウント方式によるＦＭ復調技術を実用領域に到達させることができる。
【００３３】
なお、本発明は上述実施形態に限定されることなく、適宜変形して実施することができる。たとえば、上述においては狭帯域ＦＭ受信機について本発明を適用した場合について述べたが、これに限らず、狭帯域ＦＭ無線機や、周波数検波を利用するデジタル受信機、無線機等に対しても本発明を適用することができる。また、狭帯域ＦＭ信号を受信する場合に限らず、占有周波数帯域幅の広いＦＭ信号の受信に際しても、復調出力におけるＳ／Ｎ比の向上が必要な場合に本発明は有効である。
【００３４】
また、上述においては中間周波数を６０［ｋＨｚ］程度としているが、これに限らず、他の周波数であってもよい。たとえば、復調出力におけるＳ／Ｎ比として３０［ｄＢ］程度以上が必要であるとすれば、たとえば中間周波数を８０［ｋＨｚ］以下とすればよい。中間周波数を低くするほどＳ／Ｎ比は良くなるが、あまり低くすると、目的とする受信周波数に対しイメージ妨害周波数が近くなり、その影響を排除し難くなるので、下限は４０［ｋＨｚ］程度が限度であり、５０［ｋＨｚ］程度とするのが好ましい。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】本発明の一実施形態に係るスーパヘテロダイン方式のＦＭ受信機の構成を示すブロック図である。
【図２】図１中のパルスカウント方式によるＦＭ検波の動作を行う部分の構成を示すブロック図である。
【図３】図２中の単安定マルチバイブレータにおける入力Ｂ及び出力Ｑのタイミングチャートである。
【符号の説明】
【００３６】
１：バンドパスフィルタ部、２：低雑音増幅部、３：バンドパスフィルタ部、４：局部発振部、５：ミキサ部、６：バンドパスフィルタ部、７：リミッタ部、８：ＦＭ検波部、９：ローパスフィルタ部、１０：アンプ部、１１：スピーカ部、２１：デジタルＩＣ、２２：デジタルＩＣ、２３：単安定マルチバイブレータ。
【図１】
2007028517.tif 000008
【図２】
2007028517.tif 000009
【図３】
2007028517.tif 000010