(57)【要約】      （修正有）【課題】一般的な直流安定化スイッチング電源との共通性をできるだけ失わず、ＡＣ入力電流高調波成分削減を目的とした力率改善が可能な直流安定化スイッチング電源を提供する。【解決手段】現在までの直流安定化スイッチング電源でも一般的に使用されている２石の絶縁型フライバックコンバーター回路を使用し、この回路の入力電圧平滑用コンデンサの実装位置をＡＣ入力から直接充電されないように変更する。トランスの主巻線に発生するフライバック電圧を利用してこのコンデンサを充電し使用する事により、入力電圧平滑用コンデンサとしての機能を維持する事が可能でありその結果、従来の力率改善前の直流安定化スイッチング電源回路と同規模で回路、部品、形状、コストの増加が極めて少ない形でのＡＣ入力の力率及び入力電流の高調波成分改善が可能になり特別な部品を使用しないで容易に入力電圧広範囲動作も可能になる。【選択図】図２
2007267581.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
図１、図２に示すように、ＡＣ入力直流安定化スイッチング電源回路に使用する絶縁型フライバックトランス１７の１次側主巻線のプラス側（巻線ａ側）とマイナス側（巻線ｂ側）に主巻線と直列に接続された二つのスイッチング素子１５，１６をＯＮ／ＯＦＦ動作制御する事で絶縁型フライバックトランス１７の２次側（巻線ｃ−ｄ）に出力を得ると共に、絶縁型フライバックトランス１７の１次側主巻線（巻線ａ−ｂ）をそのまま利用しＯＦＦ時に発生するフライバックエネルギーでＡＣ入力から直接充電されないように入力側（１次側）に設けた入力電圧平滑コンデンサ８を充電しＡＣ入力電圧がこの入力電圧平滑コンデンサ８の充電電圧より低下した時にＡＣ入力に変わってこの入力電圧平滑コンデンサ８より絶縁型フライバックトランス１７にエネルギーを供給し連続動作する事によりＡＣ入力の力率及び入力電流の高調波成分を改善し且つ２次側出力のＡＣ入力全波整流波形に同期した低周波リップル電圧成分の制御が可能な直流安定化スイッチング電源
【請求項２】
請求項１記載の回路を使用する事により、動作可能な入力電圧の下限値と上限値の電圧比率が３倍以上ある入力広範囲動作が可能な直流安定化スイッチング電源
【請求項３】
請求項１記載の回路を使用するにあたりＰＷＭ出力電圧制御（パルス幅制御）をより安定動作させるため絶縁型フライバックトランス１７の１次側主巻線のプラス側（巻線ａ側）とマイナス側（巻線ｂ側）に主巻線と直列に接続されたスイッチング素子１５，１６のうちどちらか１素子のＯＮ時間を固定して使用する請求項１記載の直流安定化スイッチング電源
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】    本発明は、力率改善を図ることによりＡＣ入力電流の高調波成分削減を目的とした直流安定化スイッチング電源に関する。
【背景技術】
【０００２】    従来のＡＣ入力電流の高調波成分削減を目的として力率改善を図った直流安定化スイッチング電源には、ＡＣ入力電流制御用インダクタンスを入力電流導通時間減少の原因である入力電圧平滑用コンデンサの前に実装した物や昇圧型アクティブフィルター回路を入力側に実装した物、下記  特許文献１の様に入力電圧平滑用コンデンサを削除し動作させる物、特許文献２の様に充電用巻線を出力トランスに追加し入力電流導通時間を制御する物がある。
【特許文献１】公開番号２００６−０５０８７９号
【特許文献２】公開番号２００４−３２０９７０号
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】    しかしながら以上の技術によれば、ＡＣ入力電流制御用インダクタンスを入力電圧平滑用コンデンサの前に実装した場合、現実的にインダクタンスの形状が非常に大きいため電源自体の形状拡大が必要になる。昇圧型アクティブフィルター回路を入力側に実装した場合は、部品点数が増加し回路が複雑化する。入力電圧平滑用コンデンサを削除し動作させる場合は、出力側に発生するＡＣ入力全波整流波形に同期した低周波リップル電圧成分の改善及び、ＡＣ入力瞬断時の出力電圧保持時間確保の為、出力電圧平滑用コンデンサ容量が一般の直流安定化スイッチング電源に比べて１０倍以上必要になる。
充電用巻線を出力トランスに追加し入力電流導通時間を制御する回路は、本発明と基本動作部分は類似しているが充電用巻線及び制御回路が別に必要になり本発明に比べると回路及び制御が複雑化する。  いずれの場合も従来からある力率改善前の一般的な直流安定化スイッチング電源回路との共通性が減少し、上記問題に加えてコストの増加も発生する。そこで本発明は従来からある力率改善前の一般的な直流安定化スイッチング電源との共通性をできるだけ失わず、同等の回路構成で部品の増加や形状の変更、コストの増加等が極めて少ない形でのＡＣ入力電流高調波成分削減を目的とした力率改善が可能な直流安定化スイッチング電源を目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００４】    先述の問題を解決する為、従来から一般的に使用されている直流安定化スイッチング電源回路である絶縁型２石フライバックコンバーター回路の入力電圧平滑コンデンサの実装位置を図１、図２に示す８の位置に変更する事でＡＣ入力側からこのコンデンサに直接、充電電流が流れない状態になり従来からの問題であった入力電圧平滑用コンデンサによるＡＣ入力電流導通時間の減少が解決されると共にＡＣ入力に代わり絶縁型フライバックトランス１７の主巻線（巻線ａ−ｂ）に発生するフライバック電圧を利用して入力電圧平滑コンデンサ８をＡＣ入力電圧波高値の５０％前後に充電する事によりＡＣ入力電圧がこの充電電圧より低下した時、入力電圧平滑コンデンサ８より絶縁型フライバックトランス１７にエネルギーを供給する事ができるため連続動作が可能になり入力電圧平滑コンデンサとしての機能が維持されるこの結果ＡＣ入力電圧波高値がその５０％前後に充電された入力電圧平滑コンデンサ８の充電電圧より高い期間はＡＣ入力側から絶縁型フライバックトランス１７にアクティブフィルター回路使用時と同じく直接高周波スイッチング電流が供給される為にＡＣ入力電流導通時間が従来から一般的に使用されている力率改善前の直流安定化スイッチング電源に比べて２倍以上確保される。このＡＣ入力電流導通時間の増加により力率が改善されそれに伴いＡＣ入力電流の高調波成分も減少する。【０００５】    絶縁型フライバックトランス１７の出力巻線ｃ−ｄに発生するＡＣ入力全波整流波形に同期した低周波リップル電圧成分はＡＣ入力電圧が低下時にも入力電圧平滑コンデンサ８により入力電圧波高値の約５０％が直流として絶縁型フライバックトランス１７に供給される為、出力側の平滑コンデンサ容量を増加しなくても制御可能になる。【０００６】    入力電圧が絶縁型フライバックトランス１７の主巻線（巻線ａ−ｂ）と直列に接続されたスイッチング素子１５，１６により１／２に分圧される事により高入力電圧に対応が可能でありさらにＯＦＦ時には入力電圧平滑コンデンサ８の充電動作と同時に絶縁型フライバックトランス１７の動作磁束もリセットされるためＯＮ時間が５０％を超える入力電圧広範囲動作も特別な部品を使用しないで容易に可能になる。【０００７】    絶縁型フライバックトランス１７の主巻線（巻線ａ−ｂ）と直列に接続されたスイッチング素子１５，１６は最大ＯＮ時間が５０％に設定された１つのパルス発振器で同期してスイッチング動作をおこなうが、半導体スイッチング素子の入力容量のばらつき等によりプラス側のスイッチング素子１５がマイナス側のスイッチング素子１６より早くＯＮした場合スイッチング素子１５はスイッチング素子１６と並列に接続されているコンデンサ９を通じて絶縁型フライバックトランス１７の主巻線（巻線ａ−ｂ）を励磁する。この時絶縁型フライバックトランス１７の主巻線（巻線ａ−ｂ）に印加される電圧は入力電圧波高値からコンデンサ９の充電電圧を差し引いた電圧になるためＰＷＭ出力電圧制御によりスイッチング素子１５のＯＮ時間が拡大した状態のまま固定され不安定な動作状態が発生する可能性がある。この可能性を改善しより完全に安定動作させる為、マイナス側のスイッチング素子１��をＯＮ時間５０％の状態で固定動作させ、プラス側スイッチング素子１５だけでＰＷＭ出力電圧制御を行う事でより安定したＰＷＭ出力電圧制御動作が可能になる。
【発明の効果】
【０００８】    図１、図２のように、従来から一般的に使用されている絶縁型フライバックトランス１７の主巻線（巻線ａ−ｂ）と直列に接続されたスイッチング素子１５，１６による２石の絶縁型フライバックコンバーター回路を使用する事により絶縁型フライバックトランス１７の主巻線（巻線ａ−ｂ）をそのまま入力電圧平滑コンデンサ８の充電用に使用する事が可能になりその結果充電専用巻線のようにトランスの出力巻線として結合する事が無いため充電時間の制御回路が不要になる。先述したように本発明の直流安定化スイッチング電源の基本回路は従来から一般的に使用されている回路である絶縁型２石フライバックコンバーター回路の入力電圧平滑コンデンサの実装位置を変更し数点の小型部品を追加した物で回路構成や部品形状も力率改善を行わない一般の直流安定化スイッチング電源と非常に多くの共通部分を持つ事が可能になるため従来からある力率改善前の直流安定化スイッチング電源から回路、構成部品、形状等の変更及び、コストアップが非常に少ない形でＡＣ入力電流の高調波成分削減を目的とした力率改善の実施が実現し、さらに特別な部品を使用しないでそのままの回路で入力電圧広範囲動作も可能になる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】    この発明の実施形態を、図１、図２に基ずいて説明する。【００１０】    図１はスイッチング素子１５，１６がＯＦＦ（非導通）状態からＯＮ（導通）状態になった時の回路電流の流れ  →  を示す。  スイッチング素子１５，１６は同時にＯＮするように制御されている。  ＡＣ入力全波整流電圧がダイオード２を通じて供給されて絶縁型フライバックトランス１７の主巻線ａ−ｂ間に励磁電流が流れる。  この時出力巻線ｃ−ｄ間は逆極性のためエネルギーは供給されずに絶縁型フライバックトランス１７に蓄積される。この期間２次側出力ＤＣ（＋）には出力電圧平滑コンデンサ１０，１１，１２からエネルギーが供給される。【００１１】    図２はスイッチング素子１５，１６がＯＮ（導通）状態からＯＦＦ（非導通）状態になった時の回路電流の流れ  →  を示す。  スイッチング素子１５，１６は同時にＯＦＦするように制御されている。  絶縁型フライバックトランス１７に蓄積されていたエネルギーが出力巻線ｃ−ｄ間に転送され、ダイオード７を通して出力電圧平滑コンデンサ１０，１１，１２を充電しながら２次側出力ＤＣ（＋）に供給されると共に、絶縁型フライバックトランス１７の主巻線ａ−ｂ間に発生したフライバック電圧がダイオード６を通してコンデンサ８，９を充電しダイオード４を通して絶縁型フライバックトランス１７に回生される。【００１２】    上記動作により、入力電圧平滑コンデンサ８には絶縁型フライバックトランス１７の主巻線ａ−ｂに発生するフライバックエネルギーが蓄積されＡＣ入力電圧がこの入力電圧平滑コンデンサ８の充電電圧より低下した時点で図１に示すようにＡＣ入力に変わってダイオード３を通してスイッチング素子１５，１６がＯＮ（導通）時に絶縁型フライバックトランス１７にエネルギーを供給し連続動作を行う。【００１３】    入力電圧平滑コンデンサ８の平均充電電圧値をＡＣ入力の定格入力電圧波高値の５０％前後にする事で、ダイオード２を通じて供給されるＡＣ入力全波整流電圧の電圧波高値がこの充電電圧より高い期間はＡＣ入力側から直接絶縁型フライバックトランス１７に高周波スイッチング電流が供給される事によってＡＣ入力側の電流導通時間が通常のコンデンサインプット型回路に比べ２倍以上に拡大し、その結果力率が改善されＩＥＣ（国際標準化機構）で規定されているＡＣ入力電流高調波成分も減少する。【００１４】    図１、図２に示すインダクタンス１３は絶縁型フライバックトランス１７に蓄積されていたエネルギーをＯＦＦ時に出力巻線ｃ−ｄに優先的に転送すると共に入力電圧平滑コンデンサ８の平均充電電圧値の調整を目的とした電流制御用インダクタンス。【００１５】絶縁型フライバックトランス１７の出力巻線ｃ−ｄに発生するＡＣ入力全波整流電圧に同期した低周波リップル電圧成分についても入力電圧平滑コンデンサ８より入力電圧波高値の５０％前後が直流として供給されるため最大ＯＮ時間を５０％で規定した通常のＰＷＭ制御（パルス幅制御）方式で制御可能になるため出力側平滑コンデンサ容量増加の必要が無い。  図３はＰＷＭ制御において入力電圧１４０Ｖを定格入力電圧波高値（ＯＮ時間２７％）とした時のフォアード型とフライバック型の入力電圧に対するＯＮ時間���変化をグラフ化した物で本発明が使用しているフライバック型の場合最大ＯＮ時間を５０％で規定した時、定格入力電圧波高値の３５％程度までＰＷＭ制御が可能なためＡＣ入力が低下した時入力電圧平滑コンデンサ８より入力電圧波高値の５０％前後が直流として供給されればＡＣ入力全波整流電圧に同期した低周波リップル電圧成分についても制御できる事が分かる。【００１６】    入力電圧平滑コンデンサ８を充電する絶縁型フライバックトランス１７の主巻線ａ−ｂ間のフライバック電圧値は主巻線ａ−ｂと直列に接続されたスイッチング素子１５，１６により入力電圧が１／２に分圧されこの分圧された電圧に巻線ａ−ｂに発生する電圧（ａ−ｂ間巻線数÷ｃ−ｄ間巻線数）×出力電圧ＤＣ（＋）が加算された電圧になる。そのため入力電圧平滑コンデンサ８の平均充電電圧値は入力電圧平滑コンデンサ８のコンデンサ容量及び、１３のインダクタンス値と絶縁型フライバックトランス１７の主巻線ａ−ｂ間のインダクタンス値により容易にＡＣ入力の定格入力電圧波高値の５０％前後に設定が可能。【００１７】    ＡＣ入力電圧波高値が入力電圧平滑コンデンサ８の平均充電電圧値まで低下する期間は、ＡＣ入力側から電流が供給されこの時流れる電流はすべてスイッチング素子１５，１６に流れる高周波スイッチング電流になる。ＡＣ入力側から見た等価回路としては絶縁型フライバックトランス１７の主巻線ａ−ｂ間巻線インダクタンスによる高周波チョークインプット回路になり流れる電流はａ−ｂ間巻線インダクタンスとトランスＡＴ特性（アンペアーターン）により制限される。初期動作時の突入電流についてはＡＣ入力が入力電圧平滑コンデンサ８に直接流れる事は無いために通常のコンデンサインプット回路に必要な突入電流防止回路は不要になる。しかしパルス幅制御の場合、出力電圧が設定値に達するまでの期間最大ＯＮ時間５０％の状態が継続しトランスのＡＴ特性により（ｃ−ｄ間巻線数÷ａ−ｂ間巻線数）×平均出力電流×（１周期時間÷ＯＦＦ時間）×２  のピーク入力電流が発生する。このピーク電流の改善は通常使用されているソフトスタート回路の使用及び絶縁型フライバックトランス１７の主巻線ａ−ｂ間のインダクタンス値（ａ−ｂ間巻線数）を磁気飽和しない範囲で増加する事でトランスＡＴ特性により直流重畳が発生し出力電圧のライズタイムは多少長くなるがピーク入力電流値を上記の５０％以下に制御する事が可能になる。
【実施例１】
【００１８】図１、図２の回路を使用し下記条件で動作確認を実施。【００１９】ＡＣ入力電源１の入力電圧：ＡＣ１００Ｖｒｍｓ
ＡＣ入力電源１の周波数：５０Ｈｚ
ＡＣ入力電源１の相数：単相２線
ＤＣ（＋）出力電力：２００ＶＡ（ＤＣ２４Ｖ８．３Ａ）
スイッチング素子１５，１６部品定格：ＭＯＳＦＥＴ（Ｖｄｓ定格４５０Ｖ  Ｉｄ定格２０Ａ）
スイッチング素子１５，１６スイッチング周波数：５０ＫＨｚ（周期２０μｓ）
出力電圧制御方式：電圧帰還によるＰＷＭ方式
１５，１６駆動方法：ドライブトランスを１個のパルス発信機で同期駆動
１５，１６最大ＯＮ時間：５０％に設定（ＯＮ時間÷スイッチング周期時間）
１５の動作方法：電圧帰還型ＰＷＭ方式により制御実施
１６の動作方法：ＯＮ時間５０％（１０μｓ）に固定しスイッチング動作
絶縁型フライバックトランス１７の主巻線ａ−ｂ間インダクタンス値：５００μＨ
絶縁型フライバックトランス１７の出力巻線ｃ−ｄ間インダクタンス値：２５０μＨ
絶縁型フライバックトランス１７の主巻線と出力巻線の巻数比：√２対１
インダクタンス  １３の部品定格：１０Ａ、５μＨ
インダクタンス  １４の部品定格：１０Ａ、１μＨ
入力電圧平滑コンデンサ  ８の部品定格：１８０Ｖ１５００μＦ
コンデンサ  ９の部品定格：２５０Ｖ１μＦ
出力電圧平滑コンデンサ１０〜１２の部品定格：３５Ｖ４７００μＦ
ダイオード  ２の部品定格：４００Ｖ，２０Ａ（全波整流ダイオードブリッジ）
ダイオード  ３〜６の部品定格：２００Ｖ，２０Ａ
ダイオード  ７の部品定格：３００Ｖ，２０Ａ  ２個並列使用【００２０】上記条件での動作確認結果【００２１】                              出力電力：２００．０３ＶＡ（２４．１Ｖ８．３Ａ）
ＡＣ入力電流導通時間：６．８ｍｓ（１／２周期）
ＡＣ入力ピーク電流値：１１Ａ  ｏ−ｐ
力率：０．８８
入力有効電力：２３８Ｗ
電源効率：８４％
入力電圧平滑コンデンサ８平均充電電圧値：６５Ｖ
低周波成分を含んだ出力リップル電圧値：１２０ｍＶｐ−ｐ
【産業上の利用可能性】
【００２２】    ＡＣ入力の力率改善及び、入力電流高調波成分削減の対応が必要な分野に使用する機器で価格が安価、又は形状寸法等に制限がある為、昇圧型アクティブフィルター回路など従来の改善方法を使用する事が困難な、出力電力５０ＶＡ〜２００ＶＡクラスのＡＣアダプターや直流安定化スイッチング電源
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】基本回路及び、スイッチング素子ＯＮ状態の基本回路電流経路
【図２】基本回路及び、スイッチング素子ＯＦＦ状態の基本回路電流経路
【図３】ＰＷＭ制御の入力電圧に対するスイッチング素子ＯＮ時間グラフ
【符号の説明】
→：回路電流経路
１：ＡＣ入力電源
２，３，４，５，６，７：ダイオード
８：入力電圧平滑コンデンサ
９：コンデンサ
１０，１１，１２：出力電圧平滑コンデンサ
１３，１４：インダクタンス
１５，１６：半導体スイッチング素子
１７：絶縁型フライバックトランス
【図１】
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【図２】
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【図３】
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