(57)【要約】【課題】昇圧回路で発生するリップル電流を少なくすることができる電動パワーステアリング装置を提供する。【解決手段】直流電源２と負荷との間に第１及び第２の昇圧回路６Ａ，６Ｂを並列に接続し、各昇圧回路６Ａ，６Ｂの出力側と前記負荷との間に平滑用コンデンサＣｏｕｔを接続する。昇圧回路６Ａ，６Ｂは、一端が直流電源に接続されて直流電圧が印加される昇圧用リアクトルと、この昇圧用リアクトルを地絡又は開放する第１のスイッチング素子と、前記昇圧用リアクトルの他端側と前記平滑用コンデンサとの間に接続されてオン・オフ駆動される第２のスイッチング素子とを有する。同期制御時には各昇圧回路６Ａ，６Ｂの第２のスイッチング素子に供給する半周期位相がずれたパルス幅変調信号をパルス幅変調信号生成部７で生成し、非同期制御時には各昇圧回路６Ａ，６Ｂの第２のスイッチング素子を共にスイッチングオフ制御する。【選択図】図２
2007300737.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
操舵系に対して操舵補助力を発生する電動モータと、該電動モータを前記操舵系に伝達される操舵トルクに基づいて駆動制御する操舵補助制御部と、該操舵補助制御部と直流電源との間及び当該操舵補助制御部内に設けられた昇圧電圧生成部とを備えた電動パワーステアリング装置であって、
前記昇圧電圧生成部は、前記直流電源と負荷との間に第１及び第２の昇圧回路を並列に接続し、各昇圧回路の出力側と前記負荷との間に平滑用コンデンサを接続し、前記第１及び第２の昇圧回路をパルス幅変調信号生成部で制御するように構成され、
前記第１及び第２の昇圧回路は、一端を直流電源に接続されて直流電圧が印加される昇圧用リアクトルと、該昇圧用リアクトルの他端を地絡又は開放する第１のスイッチング素子と、前記昇圧用リアクトルの他端側と前記平滑用コンデンサとの間に接続されてオン・オフ駆動される第２のスイッチング素子とを有し、
前記パルス幅変調信号生成部は、前記第１及び第２の昇圧回路における第１のスイッチング素子を同一の第１のデューティ比でパルス幅変調キャリア周期の半周期分ずらしてオン・オフスイッチング制御し、且つ前記第１及び第２の昇圧回路における第２のスイッチング素子を同期制御時には同一の第２のデューティ比で前記パルス幅変調キャリア周期の半周期分ずらしてオン・オフスイッチング制御し、非同期制御時には共にスイッチングオフ制御するように構成されていることを特徴とする電動パワーステアリング装置。
【請求項２】
前記昇圧リアクトルは、ギャップが不均一に形成されていることを特徴とする請求項１に記載の電動パワーステアリング装置。
【請求項３】
前記昇圧用リアクトルは、ギャップに１段以上の段差が含まれていることを特徴とする請求項１に記載の電動パワーステアリング装置。
【請求項４】
前記昇圧用リアクトルは、ギャップ内に磁石を備えていることを特徴とする請求項１に記載の電動パワーステアリング装置。
【請求項５】
前記昇圧用リアクトルは、前記直流電源から供給される電流を制御して昇圧するために使用される昇圧用コイルと、前記直流電源から供給される電流により発生する磁束方向と反対側に磁束のバイアスを与えるバイアス調整用コイルとを備えていることを特徴とする請求項１に記載の電動パワーステアリング装置。
【請求項６】
操舵系に対して操舵補助力を発生する電動モータと、該電動モータを前記操舵系に伝達される操舵トルクに基づいて駆動制御する操舵補助制御部と、該操舵補助制御部と直流電源との間及び当該操舵補助制御部内に設けられた昇圧電圧生成部とを備えた電動パワーステアリング装置であって、
前記昇圧電圧生成部は、前記直流電源と負荷との間に昇圧回路を接続し、当該昇圧回路の出力側と前記負荷との間に平滑用コンデンサを接続し、前記昇圧回路をパルス幅変調信号生成部で制御するように構成され、
前記昇圧回路は、一端を直流電源に接続されて直流電圧が印加される昇圧用リアクトルと、該昇圧用リアクトルを地絡又は開放する第１のスイッチング素子と、前記昇圧用リアクトルの他端側と前記平滑用コンデンサとの間に接続されてオン・オフ駆動される第２のスイッチング素子とを有し、
前記昇圧用リアクトルは、前記直流電源から供給される電流を制御して昇圧するために使用される昇圧用コイルと、前記直流電源から供給される電流により発生する磁束方向と反対側に磁束のバイアスを与えるバイアス調整用コイルとを備えていることを特徴とする電動パワーステアリング装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電源と操舵補助制御部との間及び操舵補助制御部内の何れかに昇圧回路を設けた電動パワーステアリング装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
この種の電動パワーステアリング装置としては、バッテリ電圧が印加されるコイルＬと、同コイルを地絡又は開放するトランジスタＱ１と、コイルＬの他端側に接続され、オン・オフするトランジスタＱ２と、トランジスタＱ２の出力側に接続され、コイルＬによる出力電圧を平滑するコンデンサＣ２とを備え、制御装置で、昇圧回路の負荷に応じて、同期制御及び非同期制御を切り分けて動作させるようにした電動パワーステアリング装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
【特許文献１】特開２００３−８９３６０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかしながら、上記特許文献１に記載された従来例にあっては、スイッチング素子としてのトランジスタＱ１及びＱ２がオンオフスイッチングすることにより、スイッチング周波数のリップル電流が発生し、このリップル電流は、バッテリと昇圧回路間を流れると電磁ノイズになり、車載の音響機器等の電子回路にラジオ雑音として影響を与えるという未解決の課題がある。
【０００４】
この未解決の課題を解決するためには、リップル電流を減らすために、昇圧用リアクトルのインダクタンスを大きくするか、磁化力に対する飽和磁束密度の高い材料を用いなくてはならないことにたるため、コストが嵩むと共に、昇圧回路の構成が大型化してしまうという問題点がある。
また、近年の大型車への電動パワーステアリング装置の搭載により、昇圧回路に流れる電流は８０〜１００Ａ以上となる場合があるが、昇圧用リアクトルは、この大電流が流れてもインダクタンスの値をある程度以上に保つ（直流重畳電流特性の良い）ようにしないとリップル電流の増加や昇圧回路の損失の増大などの問題がある。
【０００５】
上記従来例で直流重畳特性を良くするには、リアクトルの形状を大きくするか、磁化力に対する飽和磁束密度の高い材料を用いなくてはいけなくなるため、コストが嵩むと共に、昇圧回路の構成が大型化してしまうという問題点がある。
さらに、昇圧回路の出力側の平滑コンデンサには、スイッチング素子Ｑ１がオフしたときのみ電力が供給されるので、出力電圧リップルが大きくなり、しいてはその電圧を用いてモータを制御するモータ制御で逆起電圧補償を精度よく与えることができないという問題もある。これはモータの応答性やトルクリップルに影響し、そのモータで操舵補助制御を行う操舵補助力を発生させると、運転者に違和感を与えるという問題がある。
そこで、本発明は、昇圧回路で発生するリップル電流を少なくすることができる電動パワーステアリング装置を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記目的を達成するために、請求項１に係る電動パワーステアリング装置は、操舵系に対して操舵補助力を発生する電動モータと、該電動モータを前記操舵系に伝達される操舵トルクに基づいて駆動制御する操舵補助制御部と、該操舵補助制御部と直流電源との間及び当該操舵補助制御部内に設けられた昇圧電圧生成部とを備えた電動パワーステアリング装置であって、前記昇圧電圧生成部は、前記直流電源と負荷との間に第１及び第２の昇圧回路を並列に接続し、各昇圧回路の出力側と前記負荷との間に平滑用コンデンサを接続し、前記第１及び第２の昇圧回路をパルス幅変調信号生成部で制御するように構成され、前記第１及び第２の昇圧回路は、一端を直流電源に接続されて直流電圧が印加される昇圧用リアクトルと、該昇圧用リアクトルの他端を地絡又は開放する第１のスイッチング素子と、前記昇圧用リアクトルの他端側と前記平滑用コンデンサとの間に接続されてオン・オフ駆動される第２のスイッチング素子とを有し、前記パルス幅変調信号生成部は、前記第１及び第２の昇圧回路における第１のスイッチング素子を同一の第１のデューティ比でパルス幅変調キャリア周期の半周期分ずらしてオン・オフスイッチング制御し、且つ前記第１及び第２の昇圧回路における第２のスイッチング素子を同期制御時には同一の第２のデューティ比で前記パルス幅変調キャリア周期の半周期分ずらしてオン・オフスイッチング制御し、非同期制御時には共にスイッチングオフ制御するように構成されていることを特徴としている。
【０００７】
また、請求項２に係る電動トランジスタ装置は、請求項１に係る発明において、前記昇圧リアクトルは、ギャップが不均一に形成されていることを特徴としている。
さらに、請求項３に係る電動パワーステアリング装置は、請求項１に係る発明において、前記昇圧用リアクトルは、ギャップに１段以上の段差が含まれていることを特徴としている。
【０００８】
さらにまた、請求項４に係る電動パワーステアリング装置は、前記請求項１に係る発明において、前記昇圧用リアクトルは、ギャップ内に磁石を備えていることを特徴としている。
なおさらに、請求項５に係る電動パワーステアリング装置は、前記請求項１に係る発明において、前記昇圧用リアクトルは、前記直流電源から供給される電流を制御して昇圧するために使用される昇圧用コイルと、前記直流電源から供給される電流により発生する磁束方向と反対側に磁束のバイアスを与えるバイアス調整用コイルとを備えていることを特徴としている。
【０００９】
また、請求項６に係る電動パワーステアリング装置は、操舵系に対して操舵補助力を発生する電動モータと、該電動モータを前記操舵系に伝達される操舵トルクに基づいて駆動制御する操舵補助制御部と、該操舵補助制御部と直流電源との間及び当該操舵補助制御部内に設けられた昇圧電圧生成部とを備えた電動パワーステアリング装置であって、
前記昇圧電圧生成部は、前記直流電源と負荷との間に昇圧回路を接続し、当該昇圧回路の出力側と前記負荷との間に平滑用コンデンサを接続し、前記昇圧回路をパルス幅変調信号生成部で制御するように構成され、
前記昇圧回路は、一端を直流電源に接続されて直流電圧が印加される昇圧用リアクトルと、該昇圧用リアクトルを地絡又は開放する第１のスイッチング素子と、前記昇圧用リアクトルの他端側と前記平滑用コンデンサとの間に接続されてオン・オフ駆動される第２のスイッチング素子とを有し、
前記昇圧用リアクトルは、前記直流電源から供給される電流を制御して昇圧するために使用される昇圧用コイルと、前記直流電源から供給される電流により発生する磁束方向と反対側に磁束のバイアスを与えるバイアス調整用コイルとを備えていることを特徴としている。
【発明の効果】
【００１０】
請求項１に係る発明によれば、直流電源と負荷との間に並列に接続した第１及び第２の昇圧回路を、一端が直流電源に接続された昇圧用リアクトルと、この昇圧用リアクトルの他端を地絡又は開放する第１のスイッチング素子と、昇圧用リアクトルの他端と平滑用コンデンサとの間に接続された第２のスイッチング素子とで構成し、パルス幅変調信号生成部で、第１及び第２の昇圧回路における第１のスイッチング素子を同一の第１のデューティ比でパルス幅変調キャリア周期の半周期分ずらしてオン・オフスイッチング制御し、且つ前記第１及び第２の昇圧回路における第２のスイッチング素子を同期制御時には同一の第２のデューティ比で前記パルス幅変調キャリア周期の半周期分ずらしてオン・オフスイッチング制御し、非同期制御時には共にスイッチングオフ制御するので、第１及び第２の昇圧回路の昇圧用リアクトルで発生するリップル電流の位相が半周期ずれていることにより相殺され、昇圧回路の入力側に流れる電流のリップルを少なくすることができ、ラジオ雑音を低減することができるという効果が得られる。
【００１１】
また、直流電源に流れる電流が２つの昇圧回路に分流されるので、１個の昇圧回路に流れる電流を低減できるので、リアクトルやスイッチング素子などは、コストの高い大電流用を用いることなく安価なリアクトル及びスイッチング素子を適用することができ、製造コストを低減することができるという効果が得られる。
さらに、リップル電流が少ないので、昇圧回路の入力側に構成されるノイズフィルタを小型化且つ高寿命化することができるという効果が得られる。
【００１２】
また、請求項６に係る発明によれば、昇圧用リアクトルに昇圧用コイルとバイアス調整用コイルとを設けるようにしたので、バイアス調整用コイルを用いてリアクトルに発生する磁束に対して逆方向の磁束を予め決めた量だけバイアスすることができ、バイアス調整用コイルを用いない同一コア材に対して大電流時のインダクタンスを大きくできるので、リップル電流を低減することができるという効果が得られる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
次に、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は本発明の第１の実施形態を示す概略構成図である。
図中、１は電動パワーステアリング装置であって、この電動パワーステアリング装置１は、バッテリ２から出力されるバッテリ電力がスイッチング電源回路４に供給され、このスイッチング電源回路４で昇圧された昇圧された昇圧出力が操舵補助力を発生する車載用モータ２１を駆動するモータ駆動手段としてのモータ駆動回路２０に入力されている。このモータ駆動回路２０には、バッテリ２のバッテリ電力が制御用電力として供給されていると共に、モータ駆動回路２０とスイッチング電源回路４との間にデータ通信を行う通信手段としての通信回線ＷＬが配設されている。
【００１４】
ここで、車載用モータ２１は、例えば３相交流駆動されるブラシレスモータで構成され、電動パワーステアリング装置の操舵補助トルクを発生する操舵補助力発生用モータとして動作する。この車載用モータ２１は、ステアリングホイール２２が接続されたステアリングシャフト２３に減速機構２４を介して連結され、このステアリングシャフト２３がラックピニオン機構２５に連結され、このラックピニオン機構２５がタイロッド等の連結機構２６を介して左右の転舵輪２７に連結されている。ここで、ステアリングホイール２２、ステアリングシャフト２３、ラックピニオン機構２５、連結機構２６及び転舵輪２７で操舵系が構成されている。
【００１５】
そして、ステアリングシャフト２３には、ステアリングホイール２２に入力された操舵トルクを検出する操舵トルクセンサ２８が配設されていると共に、車載用モータ２１にはモータ回転角を検出するレゾルバ２９が配設され、操舵トルクセンサ２８で検出した操舵トルク検出信号及びレゾルバ２９で検出したモータ回転角検出信号がモータ駆動回路２０へ入力されている。
【００１６】
スイッチング電源回路４は、図２に示すように、バッテリ２の正極側端子２ｐに一端が接続されたノーマルモードコイルＬｉｎと、このノーマルモードコイルＬｉｎの他端と接地との間に接続された入力側コンデンサＣｉｎと、ノーマルモードコイルＬｉｎと入力側コンデンサＣｉｎとの接続点Ｐｉｎと出力端子５との間に並列接続された第１及び第２の昇圧回路６Ａ及び６Ｂと、これら昇圧回路６Ａ及び６Ｂの出力側の接続点Ｐｏｕｔと接地との間に接続された平滑用コンデンサＣｏｕｔと、第１及び第２の昇圧回路６Ａ及び６Ｂにパルス幅変調信号ＰＷＭａ１、ＰＷＭａ２及びＰＷＭｂ１、ＰＷＭｂ２を供給するパルス幅変調信号生成部７とで構成されている。
【００１７】
第１の昇圧回路６Ａは、一端がノーマルモードコイルＬｉｎを介してバッテリ２の正極側端子２ｐに接続された昇圧用リアクトルＬａと、この昇圧用リアクトルＬａの他端側と接地との間に接続された第１のスイッチング素子としての電界効果トランジスタＦＥＴａ１と、昇圧用リアクトルＬａと電界効果トランジスタＦＥＴａ１との接続点と前述した接続点Ｐｏｕｔとの間に接続された第２のスイッチング素子としての電界効果トランジスタＦＥＴａ２とで構成されている。
【００１８】
また、第２の昇圧回路６Ｂも、上述した第１の昇圧回路６Ａと同様に、一端がノーマルモードコイルＬｉｎを介してバッテリ２の正極側端子２ｐに接続された昇圧用リアクトルＬｂと、この昇圧用リアクトルＬｂの他端側と接地との間に接続された第１のスイッチング素子としての電界効果トランジスタＦＥＴｂ１と、昇圧用リアクトルＬｂと電界効果トランジスタＦＥＴｂ１との接続点と前述した接続点Ｐｏｕｔとの間に接続された第２のスイッチング素子としての電界効果トランジスタＦＥＴｂ２とで構成されている。
【００１９】
そして、第１の昇圧回路６Ａの電界効果トランジスタＦＥＴａ１及びＦＥＴａ２と第２の昇圧回路６Ｂの電界効果トランジスタＦＥＴｂ１及びＦＥＴｂ２とにパルス幅変調信号生成部７から第１のパルス幅変調信号ＰＷＭａ１及び第２のパルス幅変調信号ＰＷＭａ２と第３のパルス幅変調信号ＰＷＭｂ１及び第４のパルス幅変調信号ＰＷＭｂ２とが個別に供給される。
【００２０】
パルス幅変調信号生成部７は、昇圧用リアクトルＬａ及びＬｂを流れる電流を検出するリアクトル電流検出器１１ａ及び１１ｂで検出したリアクトル電流ＩLa及びＩLbがＡ／Ｄ変換入力端子に入力され且つパルス幅変調信号を生成するマイクロコンピュータ８と、このマイクロコンピュータ８から出力されるパルス幅変調信号を電界効果トランジスタＦＥＴａ１、ＦＥＴａ２及びＦＥＴｂ１、ＦＥＴｂ２のゲートに供給する電圧に調整するプリドライバ９とで構成されている。なお、マイクロコンピュータ８には、図示しないがバッテリ２から出力される電力をマイクロコンピュータ８で使用する電力に変換する定電圧回路を介して電力が供給されている。
【００２１】
マイクロコンピュータ８では、図３に示す基準値設定処理、図４に示すパルス幅変調処理及び図５に示すスイッチング制御処理を実行する。
基準値設定処理は、図３に示すように、先ず、ステップＳ１で、負荷が必要としている電圧ＶＬを読込み、次いでステップＳ２に移行して、バッテリ電圧Ｖｂを読込んで、入力電圧Ｖｉｎとして設定し、次いでステップＳ３に移行して、負荷電圧ＶＬ及び入力電圧Ｖｉｎをもとに下記（１）式及び（２）式の演算を行って、第１のデューティ比Ｄ１を算出する。
Ｔｏｆｆ／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）＝Ｖｉｎ／ＶＬ    …………（１）
Ｄ１＝｛１−Ｔｏｆｆ／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）｝×１００  …………（２）
【００２２】
次いで、ステップＳ４に移行して、算出した第１のデューティ比Ｄ１が予め設定した昇圧用コイルＬａ，Ｌｂの過昇圧を防止するための最大デューティ比Ｄ１ｍａｘ（例えば７５％）を越えているか否かを判定し、Ｄ１＞Ｄ１ｍａｘであるときにはステップＳ５に移行して、第１のデューティ比Ｄ１を最大デューティ比Ｄ１ｍａｘに設定してからステップＳ６に移行し、Ｄ１≦Ｄ１ｍａｘであるときには直接ステップＳ６に移行する。
【００２３】
ステップＳ６では、算出した第１のデューティ比Ｄ１をもとに下記（３）式の演算を行って第２のデューティ比Ｄ２を算出する。
Ｄ２＝１００−Ｄ１    …………（３）
次いで、ステップＳ７に移行して、算出した第１のデューティ比Ｄ１及び第２のデューティ比Ｄ２に基づいて下記（４）式及び（５）式の演算を行って三角波信号となるキャリアに対する第１の基準値Ｖｓ１及び第２の基準値Ｖｓ２を算出する。
Ｖｓ１＝Ｎｕ−（Ｄ１／１００）Ｎｕ    …………（４）
Ｖｓ２＝Ｎｕ−Ｖｓ１    …………（５）
ここで、Ｎｕは、後述するキャリア生成処理におけるカウント上限値である。
【００２４】
次いで、ステップＳ８に移行して、算出した第１の基準値Ｖｓ１からノンオーバラップタイムを設定する設定値ΔＶｓを減算して第３の基準値Ｖｓ１′（＝Ｖｓ１−ΔＶｓ）を算出すると共に、第２の基準値Ｖｓ２にノンオーバラップタイムを設定する設定値ΔＶｓを加算して第４の基準値Ｖｓ２′（＝Ｖｓ２＋ΔＶｓ）を算出してからステップＳ９に移行する。
ステップＳ９では、算出した第１、第２、第３及び第４の基準値Ｖｓ１、Ｖｓ２、Ｖｓ１′及びＶｓ２′をメモリの基準値記憶領域に記憶してから基準値設定処理を終了する。
【００２５】
また、パルス幅変調処理は、入力されるクロック周期に応じたタイマ割込処理として実行される。すなわち、図４に示すように、先ず、ステップＳ１１で、メモリの基準値記憶領域に記憶されている基準値Ｖｓ１、Ｖｓ２、Ｖｓ１′及びＶｓ２′を読込み、次いでステップＳ２に移行して、第１の基準値Ｖｓ１が上限カウント値Ｎｕであるか否かを判定し、Ｖｓ１＝ＮｕであるときにはステップＳ１３に移行して、パルス幅変調信号ＰＷＭａ１及びＰＷＭｂ１をオフ状態、パルス幅変調信号ＰＷＭａ２及びＰＷＭｂ２をオン状態に夫々制御してからタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰する。
【００２６】
また、ステップＳ１２の判定結果が、Ｖｓ１＜Ｎｕであるときには、ステップＳ１４に移行して、前回の処理時にＶｓ１＝Ｎｕであったか否かを判定し、前回の処理時にＶｓ１＝ＮｕであったときにはステップＳ１５に移行して、カウント値Ｎを初期値“０”に設定し、次いでステップＳ１６に移行して、パルス幅変調信号ＰＷＭａ１及びＰＷＭｂ２をオフ状態、パルス幅変調信号ＰＷＭａ２及びＰＷＭｂ１をオン状態に夫々制御する。次いで、ステップＳ１７に移行して、アップカウントかダウンカウントかを設定するカウント状態フラグＦＣを、アップカウントを表す“０”にリセットしてからタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰する。
【００２７】
一方、ステップＳ１４の判定結果が、前回処理時にＶｓ１＝Ｎｕではないときには、ステップＳ１８に移行して、カウント状態フラグＦＣが“０”にリセットされているか否かを判定し、ＦＣ＝“０”であるときにはステップＳ１９に移行して、カウント値ＮをインクリメントしてからステップＳ２０に移行する。
このステップＳ２０では、カウント値Ｎが第１の基準値Ｖｓ１に達したか否かを判定し、Ｎ＝Ｖｓ１であるときにはステップＳ２１に移行して、第１のパルス幅変調信号ＰＷＭａ１をオン状態としてからステップＳ２２に移行し、Ｎ≠Ｖｓ１であるときには直接ステップＳ２２に移行する。
【００２８】
ステップＳ２２では、カウント値Ｎが第２の基準値Ｖｓ２に達したか否かを判定し、Ｎ＝Ｖｓ２であるときにはステップＳ２３に移行して、第３のパルス幅変調信号ＰＷＭｂ１をオフ状態としてからステップＳ２４に移行し、Ｎ≠Ｖｓ２であるときには直接ステップＳ２４に移行する。
ステップＳ２４では、カウント値Ｎが第３の基準値Ｖｓ１′に達したか否かを判定し、Ｎ＝Ｖｓ１′であるときにはステップＳ２５に移行して、第２のパルス幅変調信号ＰＷＭａ２をオフ状態としてからステップＳ２６に移行し、Ｎ≠Ｖｓ２であるときには直接ステップＳ２６に移行する。
【００２９】
ステップＳ２６では、カウント値Ｎが第４の基準値Ｖｓ２′に達したか否かを判定し、Ｎ＝Ｖｓ２′であるときにはステップＳ２７に移行して、第４のパルス幅変調信号ＰＷＭｂ２をオン状態としてからステップＳ２８に移行し、Ｎ≠Ｖｓ２′であるときには直接ステップＳ２８に移行する。
このステップＳ２８では、基準値カウント値Ｎが予め設定されたカウント上限値Ｎｕに達したか否かを判定し、Ｎ＜Ｎｕであるときにはそのままタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰し、Ｎ＝Ｎｕであるときには、ステップＳ２９に移行して、カウント状態フラグＦＣを“１”にセットしてからタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰する。
【００３０】
また、前記ステップＳ１８の判定結果が、カウント状態フラグＦＣが“１”にセットされているときには、ステップＳ３０に移行して、カウント値ＮをデクリメントしてからステップＳ３１に移行する。
このステップＳ３１では、カウント値Ｎが第１の基準値Ｖｓ１に達したか否かを判定し、Ｎ＝Ｖｓ１であるときにはステップＳ３２に移行して、第１のパルス幅変調信号ＰＷＭａ１をオフ状態としてからステップＳ３３に移行し、Ｎ≠Ｖｓ１であるときには直接ステップＳ３３に移行する。
【００３１】
ステップＳ３３では、カウント値Ｎが第２の基準値Ｖｓ２に達したか否かを判定し、Ｎ＝Ｖｓ２であるときにはステップＳ３４に移行して、第３のパルス幅変調信号ＰＷＭｂ１をオン状態としてからステップＳ３５に移行し、Ｎ≠Ｖｓ２であるときには直接ステップＳ３５に移行する。
ステップＳ３５では、カウント値Ｎが第３の基準値Ｖｓ１′に達したか否かを判定し、Ｎ＝Ｖｓ１′であるときにはステップＳ３６に移行して、第２のパルス幅変調信号ＰＷＭａ２をオン状態としてからステップＳ３７に移行し、Ｎ≠Ｖｓ２であるときには直接ステップＳ３７に移行する。
【００３２】
ステップＳ３７では、カウント値Ｎが第４の基準値Ｖｓ２′に達したか否かを判定し、Ｎ＝Ｖｓ２′であるときにはステップＳ３８に移行して、第４のパルス幅変調信号ＰＷＭｂ２をオフ状態としてからステップＳ３９に移行し、Ｎ≠Ｖｓ２′であるときには直接ステップＳ３９に移行する。
ステップＳ３９では、カウント値Ｎが“０”に達したか否かを判定し、Ｎ＞０であるときにはそのままタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰し、Ｎ＝０であるときにはステップＳ４０に移行して、カウント状態フラグＦＣを“０”にリセットしてからタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰する。
【００３３】
スイッチング制御処理は、図５に示すように、所定時間（例えば１ｍｓｅｃ）毎のタイマ割込処理として実行され、先ず、ステップＳ４１で、リアクトル電流検出器１１ａ，１１ｂで検出されたリアクトル電流ＩLa，ＩLbを読込み、次いでステップＳ４２に移行して、読込んだリアクトル電流ＩLaが０以下であるか否かを判定し、ＩLa≦０であるときには、昇圧回路６Ａのインダクタンスに蓄えられたエネルギが不足してリアクトルＬａに流れる電流が不連続となる不連続モードであると判断してステップＳ４３に移行する。
【００３４】
このステップＳ４３では、プリドライバ９に出力する図４のパルス幅変調処理で生成された電界効果トランジスタＦＥＴａ２及びＦＥＴｂ２に対応するパルス幅変調信号ＰＷＭａ２及びＰＷＭｂ２を強制的にオフ状態とするスイッチングオフ制御を行ってからタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰する。
一方、ステップＳ４２の判定結果が、リアクトル電流ＩLaが正値であるときにはステップＳ４４に移行して、読込んだリアクトル電流ＩLbが０以下であるか否かを判定し、ＩLb≦０であるときには昇圧回路６Ｂのインダクタンスに蓄えられたエネルギが不足してリアクトルＬａに流れる電流が不連続となる不連続モードであると判断して前記ステップＳ４３に移行する。
【００３５】
また、ステップＳ４４の判定結果が、リアクトル電流ＩLb＞０であるときには、ステップＳ４５に移行して、少なくともパルス幅変調信号のキャリア周期に対応する所定時間が経過したか否かを判定し、所定時間が経過していないときにはそのままタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰し、所定時間が経過したときには昇圧回路６Ａ及び６Ｂのインダクタンスに蓄えられたエネルギが十分あり、リアクトル電流ＩLa及びＩLbが０以下にならない電流連続モードであると判断してステップＳ４６に移行する。
【００３６】
このステップＳ４６では、上述した図４のパルス幅変調信処理で生成した電界効果トランジスタＦＥＴａ２及びＦＥＴｂ２に対するパルス幅変調信号ＰＷＭａ２及びＰＷＭｂ２を夫々プリドライバ９に出力してからタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰する。
また、昇圧用リアクトルＬａ及びＬｂとしては、リアクトルを小型化且つある程度のインダクタンスを保持しようとすると、リアクトルの直流重畳特性を図６に示すように、実線図示のフラットな特性とするため、従来は、図７に示すようにリアクトルＲにギャップＧを１個又は２個用いる方法が採用されているが、後述するように非同期制御時の昇圧回路６Ａ及び６Ｂの入力電流ＩLa＋ＩLbは、非同期処理においては電流相殺効果が少ないので、リップルが同期制御時に比べて大きくなる。
【００３７】
このため、昇圧回路６Ａ及び６Ｂの昇圧用リアクトルＬａ及びＬｂに適用するリアクトルＲとしては、図８に示すように、キャップＧに１段以上の段部を形成するか又は図９に示すように、ギャップＧを不均一に構成することにより、図１０で実線図示のようにリアクトル電流が低い領域でインダクタンスＬを大きくする直流重畳特性とすることができ、リアクトル電流ＩLが大きい場合には、コアは磁気飽和せずある程度のインダクタンスを確保できるので、電流リップルを低減することができる。言い換えれば、非同期制御時でも同期制御と同等の入力電流ＩLa＋ＩLbのリップルを実現できる。
【００３８】
また、図１１に示すように、リアクトルＲのギャップＧに永久磁石ＭＡを介挿したり、図１２に示すように、ギャップを設けることなく、リアクトルＲに、バッテリ２から供給される電流を制御して昇圧するために使用される昇圧用コイルＬｕとは別に、バッテリ２から供給される電流により発生する磁束方向と反対側に磁束のバイアスを与えるためのバイアス用コイルＬｂｉを設け、このバイアス用コイルＬｂｉに供給する電流を電流アンプＡＭで制御したりするバイアス構造を採用することにより、リアクトル電流ＩLによって発生する磁束に対し、逆方向の磁束を予め決めた量だけバイアスさせ、磁気飽和が発生しにくくなる。このため、同じ大きさであっても、直流重畳性の良いリアクトルを構成できるので、図１３に示すように、図６のような構造におけるインダクタンスより、電流の動作点全体的にインダクタンスＬを大きくできる。これにより、入力電流ＩLa＋ＩLbのリップルを小さくできるので、ノイズの低減をより図ることができる。ここで、バイアスさせる量はリアクトル最大電流時に発生する磁束の１／２程度が好ましい。
【００３９】
また、モータ駆動回路２０は、図１４に示すように、スイッチング電源回路４の出力端子５及び接地に接続される入力端子４０ｐ及び４０ｎと、バッテリ２の正極側端子２ｐに接続されるバッテリ電圧入力端子４０ｂと、入力端子４０ｐとバッテリ電圧入力端子４０ｂとを選択する選択スイッチ４０ｃとを有し、バッテリ電圧入力端子４０ｂと入力端子４０ｎとの間に平滑用コンデンサＣ３が接続されていると共に、この平滑用コンデンサＣ３と並列に後述するインバータ回路４３を制御するマイクロコンピュータ４６に対する制御用電源を生成する電源回路４１が接続されている。さらに、選択スイッチ４０ｃの出力側及び入力端子４０ｎ間に抵抗Ｒ５及びＲ６を直列に接続した分圧回路４２が接続され、この分圧回路４２と並列に平滑用コンデンサＣ４が接続され、この平滑用コンデンサと並列にインバータ回路４３が接続されている。
【００４０】
インバータ回路４３は、平滑用コンデンサＣ４と並列に接続されたスイッチング素子としての電界効果トランジスタＦＥＴｕ及びＦＥＴｕ′の直列回路、この直列回路と並列に接続された電界効果トランジスタＦＥＴｖ及びＦＥＴｖ′の直列回路及びこの直列回路と並列に接続された電界効果トランジスタＦＥＴｗ及びＦＥＴｗ′の直列回路とで３相ブリッジの構成を有する。そして、各直列回路の電界効果トランジスタＦＥＴｕ，ＦＥＴｕ′の接続点及び電界効果トランジスタＦＥＴｗ，ＦＥＴｗ′の接続点からシャント抵抗Ｒｓ１及びＲｓ２を介してモータ出力端子４４ｕ及び４４ｗが導出され、電界効果トランジスタＦＥＴｖ及びＦＥＴｖ′の接続点から直接モータ出力端子４４ｖが導出されている。また、インバータ回路４３を構成する各電界効果トランジスタＦＥＴｕ〜ＦＥＴｗ及びＦＥＴｕ′〜ＦＥＴｗ′のゲートにオン・オフ信号を供給するゲートドライブ回路４５が設けられ、このゲートドライブ回路４５にパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を出力するマイクロコンピュータ４６が設けられている。
【００４１】
このマイクロコンピュータ４６には、前述した分圧回路４２の抵抗Ｒ５及びＲ６の接続点から出力される入力端子４０ｐ及び４０ｎに入力されるスイッチング電源回路４の昇圧出力電圧を１／１０に分圧した印加電圧検出信号ＤＣVIがＡ／Ｄ変換入力端子に供給されると共に、シャント抵抗Ｒｓ１及びＲｓ２の両端に接続され、その両端電圧をマイクロコンピュータ４６に入力可能な例えば２．５Ｖ基準で、２０倍に増幅された電流検出信号Ｉｍｕ及びＩｍｗを出力する電流検出回路４７ｕ及び４７ｗの電流検出信号Ｉｍｕ及びＩｍｗがＡ／Ｄ変換入力端子に入力されている。さらに、マイクロコンピュータ４６には、操舵トルクセンサ２８で検出した操舵トルク信号が入力され、これに基づいて操舵トルクを検出する操舵トルク検出回路４８からの操舵トルク検出信号ＴがＡ／Ｄ変換入力端子に入力されると共に、レゾルバ２９の出力信号が入力されたモータ回転角信号を出力するモータ回転角検出回路４９からのモータ回転角信号θM が入力端子に入力され、さらに車速を検出する車速センサ５０から出力される車速検出信号が入力されている。
【００４２】
ここで、モータ回転角検出回路４９は、励磁信号をレゾルバ２９に供給し、このレゾルバ２９から出力される余弦及び正弦波信号を受け、これらに基づいてモータ回転角を検出し、このモータ回転角をデジタル値に変換して、１２ビットのデジタル信号をマイクロコンピュータ４６の入力端子へ供給する。
そして、マイクロコンピュータ４６では、図１５に示す操舵補助制御処理を実行する。
【００４３】
操舵補助制御処理は、図１５に示すように、先ず、ステップＳ５１で電流検出回路４７ｕ及び４７ｗで検出した車載用モータ２１へ出力する相電流Ｉｍｕ及びＩｍｗを読込み、次いでステップＳ５２に移行して、読込んだ相電流Ｉｍｕ及びＩｍｗに基づいて相電流Ｉｍｖを算出し、次いでステップＳ５３に移行して、操舵トルク検出回路４８で検出された操舵トルクＴ及び車速センサ５０で検出した車速Ｖｓを読込んでからステップＳ５４に移行する。
【００４４】
このステップＳ５４では、読込んだ操舵トルクＴｓ及び車速Ｖｓをもとに図１６に示す操舵補助指令値算出マップを参照してモータ指令電流値で表される操舵補助指令値ＩM*を算出する。
ここで、操舵補助指令値算出マップは、図１６に示すように、横軸に操舵トルクＴｓをとり、縦軸に操舵補助指令値ＩM*をとると共に、車速検出値Ｖをパラメータとした放物線状の曲線で表される特性線図で構成され、操舵トルクＴｓが“０”からその近傍の設定値Ｔｓ１までの間は操舵補助指令値ＩM*が“０”を維持し、操舵トルクＴｓが設定値Ｔｓ１を超えると最初は操舵補助指令値ＩM*が操舵トルクＴｓの増加に対して比較的緩やかに増加するが、さらに操舵トルクＴｓが増加すると、その増加に対して操舵補助指令値ＩM*が急峻に増加するように設定され、この特性曲線が、車速が増加するに従って傾きが小さくなるように設定されている。
【００４５】
次いで、ステップＳ５５に移行して、モータ回転角検出回路４９で検出したモータ回転角θM を読込み、次いでステップＳ５６に移行して、ステップＳ５４で算出した操舵補助指令値ＩM*とモータ回転角θM とに基づいて車載用モータ２１のＵ相、Ｖ相及びＷ相の目標相電流値Ｉｍｕ* 、Ｉｍｖ* 及びＩｍｗ* に変換する三相分相処理を行ってからステップＳ５７に移行する。
【００４６】
このステップＳ５７では、ステップＳ５１及びＳ５２で読込んだモータ相電流Ｉｍｕ及びＩｍｗとステップＳ５３で算出したモータ相電流Ｉｍｖと上記ステップＳ５６で変換した目標相電流値Ｉｍｕ* 、Ｉｍｖ* 及びＩｍｗ* とに基づいて両者の偏差にＰＩＤ処理を行って電流指令値Ｉｕｔ、Ｉｖｔ及びＩｗｔを算出する電流フィードバック処理を行い、次いでステップＳ５８に移行して、算出した各相の電流指令値Ｉｕｔ、Ｉｖｔ及びＩｗｔに対応するパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を形成し、これをゲートドライブ回路４５へ出力してから前記ステップＳ５１に戻る。
【００４７】
また、マイクロコンピュータ４６は、図１７に示す負荷電圧設定処理を、所定時間毎のタイマ割込処理として実行する。
この負荷電圧設定処理は、図１７に示すように、ステップＳ６１でモータ回転角検出回路４９で検出したモータ回転角θM を読込み、次いでステップＳ６２に移行して、モータ回転角θM を微分してモータ回転速度ＶM を算出し、次いでステップＳ６３に移行して、モータ回転速度ＶM を微分してモータ回転加速度αM を算出してからステップＳ６４に移行する。
【００４８】
このステップＳ６４では、ステップＳ６２で算出したモータ回転速度ＶM が予め設定したモータ回転速度設定値ＶMS以上であるか否かを判定し、ＶM ＜ＶMSであるときにはモータ回転速度が通常範囲であると判断してステップＳ６５に移行し、ステップＳ６３で算出したモータ回転加速度αM が予め設定したモータ回転加速度設定値αMS以上であるか否かを判定し、αM ＜αMSであるときにはモータ回転加速度αM が通常範囲内であるものと判断してステップＳ６６に移行し、モータ駆動回路２０が必要とする負荷電圧ＶＬとしてバッテリ電圧Ｖｂを設定してからステップＳ６９に移行する。
また、ステップＳ６５の判定結果がαM ≧αMSであるときには、緊急回避時等の急操舵状態であるものと判断してステップＳ６７に移行して、モータ駆動回路２０が必要とする負荷電圧ＶＬとして最大電圧ＶＬｍａｘ（例えばバッテリ電圧Ｖｂの３倍の電圧３Ｖｂ）に設定してからステップＳ６９に移行する。
【００４９】
一方、ステップＳ６４の判定結果がＶM ≧ＶMSであるときには、ステップＳ６８に移行して、モータ回転速度ＶM をもとに図１８に示す負荷電圧算出用制御マップを参照してバッテリ電圧Ｖｂより大きい負荷電圧ＶＬを算出する。ここで、負荷電圧算出用制御マップは、図１８に示すように、モータ回転速度ＶM が設定値ＶMSであるときに、負荷電圧ＶＬがバッテリ電圧Ｖｂに設定され、モータ回転速度ＶM が設定値ＶMSより増加するとこれに比例して負荷電圧ＶＬが増加し、負荷電圧ＶＬが前述した最大負荷電圧ＶＬｍａｘに達すると、これ以降はモータ回転速度ＶM の増加にかかわらず最大負荷電圧ＶＬｍａｘを維持するように設定されている。
ステップＳ６９では、ステップＳ６６〜Ｓ６８で算出した負荷電圧ＶＬをシリアルデータ化したデジタル信号に変換してスイッチング電源回路４のマイクロコンピュータ８へ送信してからタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰する。
【００５０】
次に、上記第１の実施形態の動作を説明する。
今、イグニッションスイッチがオフ状態であって、バッテリ２からの電力がマイクロコンピュータ８に供給されていないものとすると、マイクロコンピュータ８からパルス幅変調信号ＰＷＭａ１、ＰＷＭａ２、ＰＷＭｂ１及びＰＷＭｂ２が出力されず、スイッチング電源回路４の各電界効果トランジスタＦＥＴａ１、ＦＥＴａ２、ＦＥＴｂ１及びＦＥＴｂ２がオフ状態を維持し、出力端子５から出力される出力電圧Ｖｏｕｔは“０”となっている。
【００５１】
この状態から、イグニッションスイッチをオン状態とすると、バッテリ２から出力される電力がマイクロコンピュータ８に供給される。
この場合、負荷からの出力要求電圧ＶＬがバッテリ電圧Ｖｂであるときには、マイクロコンピュータ８で実行する図３の基準値設定処理で、前記（１）式及び（２）式演算を行って第１のデューティ比Ｄ１を算出する。このとき、（１）式の右辺が“１”となるので、（２）式で第１のデューティ比Ｄ１が０％として算出される（ステップＳ３）。このため、前記（３）式の演算を行うことにより、第２のデューティ比Ｄ２が１００％となる（ステップＳ６）。
【００５２】
したがって、前記（４）式及び（５）式で算出される第１の基準値Ｖｓ１がＮｕとなり、第２の基準値Ｖｓ２が０となる（ステップＳ７）。
そして、第１の基準値Ｖｓ１からノンオーバラップタイムを設定する設定値ΔＶｓを減算して第３の基準値Ｖｓ１′を算出すると共に、第２の基準値Ｖｓ２に設定値ΔＶｓを加算して第４の基準値Ｖｓ２′を算出し（ステップＳ８）、算出した各基準値Ｖｓ１、Ｖｓ１′、Ｖｓ２、Ｖｓ２′をメモリの基準値記憶領域に更新記憶する。
【００５３】
一方、図４のパルス幅変調処理では、ステップＳ１１で各基準値Ｖｓ１、Ｖｓ１′、Ｖｓ２及びＶｓ２′を読込んだときに、第１の基準値Ｖｓ１が上限カウント値Ｎｕであるので、ステップＳ１２からステップＳ１３に移行して、第１のパルス幅変調信号ＰＷＭａ１及び第３のパルス幅変調信号ＰＷＭｂ１をオフ状態に制御し、第２のパルス幅変調信号ＰＷＭａ２及び第４のパルス幅変調信号ＰＷＭｂ２をオン状態に制御する。
【００５４】
このため、第１及び第２の昇圧回路６Ａ及び６Ｂで、電界効果トランジスタＦＥＴａ１及びＦＥＴｂ１が共にオフ状態となり、電界効果トランジスタＦＥＴａ２及びＦＥＴｂ２が共にオン状態となることから、バッテリ２のバッテリ電圧Ｖｂがそのままで平滑用コンデンサＣｏｕｔに充電されて、出力端子５から出力される出力電圧Ｖｏｕｔがバッテリ電圧Ｖｂとなる。
【００５５】
この出力電圧Ｖｏｕｔがバッテリ電圧Ｖｂに制御されている状態から、出力端子５に接続された負荷からバッテリ電圧Ｖｂ（＝１２ボルト）より例えば１ボルト高い昇圧電圧ＶＬ１（＝Ｖｂ＋１）の要求があったときには、図３の基準値設定処理におけるステップＳ３で、前記（１）式及び（２）式の演算を行うことにより、第１のデューティ比Ｄ１が１００／１３として算出され、第２のデューティ比Ｄ２は１２００／１３として算出される。このため、第１の基準値Ｖｓ１は１２Ｎｕ／１３となり、第２の基準値Ｖｓ２はＮｕ／１３となり、第３の基準値Ｖｓ１′は１２Ｎｕ／１３−ΔＶｓ、第４の基準値Ｖｓ２′はＮｕ／１３＋ΔＶｓとなり、これら基準値Ｖｓ１、Ｖｓ１′、Ｖｓ２及びＶｓ２′がメモリの基準値記憶領域に更新記憶される。
【００５６】
このため、図４のパルス幅変調処理では、先ず、基準値Ｖｓ１、Ｖｓ１′、Ｖｓ２及びＶｓ′を読込み、第１の基準値Ｖｓ１が上限カウント値Ｎｕより小さいので、ステップＳ１２からステップＳ１４に移行し、前回の処理時にＶｓ１＝Ｎｕであったので、ステップＳ１４からステップＳ１５に移行して、カウント値Ｎが図１９（ａ）に示すように初期値“０”にクリアされると共に、第１及び第４のパルス幅変調信号ＰＷＭａ１及びＰＷＭｂ２を図１９（ｂ）及び（ｃ）に示すように初期状態のオフ状態とすると共に、第２及び第３のパルス幅変調信号ＰＷＭａ２及びＰＷＭｂ１を図１９（ｄ）及び（ｅ）に示すように初期状態のオン状態とし、次いでステップＳ１７に移行して、カウント状態フラグＦＣを、アップカウントを示す“０”にリセットする。
【００５７】
このため、次に図４のパルス幅変調処理が実行されたときに、ステップＳ１４からステップＳ１８を経てステップＳ１９に移行してカウント値Ｎをインクリメントすることにより、カウント値Ｎが図１９（ａ）で太い実線で示すように増加する。
そして、時点ｔ１で、カウント値Ｎが第２の基準値Ｖｓ２に達すると、ステップＳ２２からステップＳ２３に移行して、第３のパルス幅変調信号ＰＷＭｂ１が図１９（ｅ）に示すようにオフ状態に反転され、その後、時点ｔ２で、カウント値Ｎが第４の基準値Ｖｓ２′に達すると、第４のパルス幅変調信号ＰＷＭｂ２が図１９（ｆ）に示すようにオン状態に反転される。
【００５８】
その後、時点ｔ３で、カウント値Ｎが第３の基準値Ｖｓ１′に達すると、第２のパルス幅変調信号ＰＷＭａ２が図１９（ｃ）に示すようにオン状態からオフ状態に反転され、これより僅かに遅れた時点ｔ４で、カウント値Ｎが第１の基準値Ｖｓ１に達すると、第１のパルス幅変調信号ＰＷＭａ１が図１９（ｂ）に示すようにオフ状態からオン状態に反転する。
その後、時点ｔ５でカウント値Ｎが上限カウント値Ｎｕに達すると、カウント状態フラグＦＣがダウンカウントを表す“１”に設定される。
【００５９】
このため、次にパルス幅変調処理が実行されたときに、ステップＳ１４からステップＳ１８を経てステップＳ３０に移行して、カウント値Ｎがデクリメントされることにより、カウント値Ｎが図１９（ａ）で太い実線で示すように徐々に減少し、時点ｔ６でカウント値Ｎが第１の基準値Ｖｓ１に達すると、ステップＳ３１からステップＳ３２に移行して、第１のパルス幅変調信号ＰＷＭａ１をオン状態からオフ状態に反転し、次いで時点ｔ７でカウント値Ｎが第３の基準値Ｖｓ１′に達すると、ステップＳ３５からステップＳ３６に移行して、第２のパルス幅変調信号ＰＷＭａ２をオフ状態からオン状態に反転させる。
【００６０】
その後、時点ｔ８で、カウント値Ｎが第４の基準値Ｖｓ２′に達すると、第４のパルス幅変調信号ＰＷＭｂ２がオン状態からオフ状態に反転し、次いで、時点ｔ９で、カウント値Ｎが第２の基準値Ｖｓ２に達すると、ステップＳ３３からステップＳ３４に移行して、第３のパルス幅変調信号ＰＷＭｂ１をオフ状態からオン状態に反転させる。
次いで、時点ｔ１０で、カウント値Ｎが“０”に達すると、ステップＳ３９からステップＳ４０に移行して、カウント状態フラグＦＣを、アップカウントを表す“０”にリセットする。
【００６１】
このため、次にパルス幅変調処理が実行されると、ステップＳ１４からステップＳ１８を経てステップＳ１９に移行し、カウント値Ｎをインクリメントすることになり、以下時点ｔ１〜時点ｔ１０の動作を繰り返すことにより、第１のパルス幅変調信号ＰＷＭａ１に対して１８０度位相が異なる第３のパルス幅変調信号ＰＷＭｂ１を連続して発生させることができる。
【００６２】
そして、発生された第１〜第４のパルス幅変調信号ＰＷＭａ〜ＰＷＭｂ２が第１及び第２の昇圧回路６Ａ及び６Ｂの電界効果トランジスタＦＥＴａ１，ＦＥＴａ２及びＦＥＴｂ１，ＦＥＴｂ２に供給されることにより、第１の昇圧回路６Ａの電界効果トランジスタＦＥＴａ１及びＦＥＴａ２と第２の昇圧回路６Ｂの電界効果トランジスタＦＥＴｂ１及びＦＥＴｂ２とが位相を１８０度ずらしてオン・オフ制御されると共に、各昇圧回路６Ａ及び６Ｂの電界効果トランジスタ同士はノンオーバラップタイムを持った互いに逆相に制御されることになる。
このため、昇圧回路６Ａでは、電界効果トランジスタＦＥＴａ１がオン状態となると、電界効果トランジスタＦＥＴａ２がオフ状態となっているので、リアクトルＬａにエネルギを蓄え、この蓄えたエネルギを入力電力に重畳させて、出力端子５にエネルギを供給する。
【００６３】
このとき、前述したようにリアクトルＬａに蓄えられたエネルギが十分あり、リアクトルＬａに流れる電流が“０”以下にならない場合の電流連続モードでは、図５のスイッチング制御処理で、パルス幅変調処理で生成されたパルス幅変調信号ＰＷＭａ２及びＰＷＭｂ２がそのままプリドライバ９に出力される同期制御が行われるので、昇圧回路６Ａの入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔとは下記の近似式（６）が成り立つ。
Ｖｏｕｔ＝（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）Ｖｉｎ／Ｔｏｆｆ  …………（６）
ここで、Ｔｏｎは電荷効果トランジスタＦＥＴａ１のオン時間、Ｔｏｆｆは電界効果トランジスタａ１のオフ時間である。
【００６４】
昇圧回路６Ｂでも、昇圧回路６Ａと同様のスイッチング動作を行うが、スイッチングの位相がキャリア周期（三角波周期）の半周期となる１８０度ずれているので、スイッチング電源回路４の出力は、昇圧回路６Ａと昇圧回路６Ｂとのから電力が供給され、その電圧は上記（６）式で表されるＶｏｕｔとなる。仮に昇圧回路６Ａ及び６Ｂの内部の損失が“０”であるとすると、昇圧回路の出力電力Ｐｏｕｔは、下記（７）式で表される。
Ｐｏｕｔ＝Ｖｏｕｔ・Ｉｏｕｔ＝Ｖｉｎ・Ｉｉｎ＝Ｖｉｎ（ＩLa＋ＩLb）  ……（７）
ここで、Ｉｏｕｔは出力電流、Ｉｉｎは入力電流、ＩLaはリアクトルＬａに流れる電流、ＩLbはリアクトルＬｂに流れる電流である。
【００６５】
そして、昇圧回路６Ａ及び６Ｂが連続モードで動作している際の電流波形は、図１９に示すように、電界効果トランジスタＦＥＴａ１及びＦＥＴｂ１がオン状態となるとリアクトルＬａ及びＬｂに流れる電流は図１９（ｆ）及び（ｇ）に示すようにある傾きで上昇し、その後電界効果トランジスタＦＥＴａ１及びＦＥＴｂ１がオフ状態となると、リアクトルＬａ及びＬｂに流れる電流は図１９（ｆ）及び（ｇ）に示すように、ある傾きで減少する。入力電流Ｉｉｎ（＝ＩLa＋ＩLb）は、図１９（ｈ）に示すように、リアクトルＬａ又はＬｂに流れる電流ＩLa又はＩLbに比較してリップル電流が半分以下となり、リップル周波数は２倍になる。よって、電源ラインの電流リップルが小さくなるので、電磁ノイズを低減することができる。特に、車載などでスイッチング電源回路４をバッテリ電源から離して配置する際に、バッテリ電源とスイッチング電源回路とのハーネスから輻射する電磁ノイズが、ラジオ雑音などに影響するので、入力電流リップルが低減されることは、ラジオノイズの低減に効果がある。
【００６６】
しかも、昇圧回路６Ａ及び６Ｂの第１及び第２のスイッチング素子として高速スイッチングが可能な電界効果トランジスタを用いることで昇圧回路６Ａ及び６Ｂのスイッチング時間に不平衡が発生しにくく、従来例のようにＧＴＯを使用する場合のようにバランスを取るための複雑な付加回路を必要とせず、スイッチング電源回路４の構成を簡易小型化することができる。
【００６７】
さらに、負荷からさらに高い例えばバッテリ電圧Ｖｂの３倍の負荷電圧ＶＬ（＝３Ｖｂ）が要求された場合には、前記（１）式でＴｏｆｆ／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）＝１／３となるので、第１のデューティ比Ｄ１は前記（２）式から（２／３）１００となり、６６．７％となり、第２のデューティ比Ｄ２は１００−Ｄ１＝３３．３％となる。
このため、図２０（ａ）に示すように、第１の基準値Ｖｓ１は、Ｎｕ／３となり、第２の基準値Ｖｓ２は２Ｎｕ／３となり、これら基準値Ｖｓ１及びＶｓ２と設定値ΔＶｓとに基づいて第３及び第４の基準値Ｖｓ１′及びＶｓ２′が算出される。
【００６８】
これら基準値Ｖｓ１、Ｖｓ１′、Ｖｓ２及びＶｓ２′とカウント値Ｎとに基づいて、第１のパルス幅変調信号ＰＷＭａ１、第２のパルス幅変調信号ＰＷＭａ２、第４のパルス幅変調信号ＰＷＭｂ２及び第３のパルス幅変調信号ＰＷＭｂ１が図２０（ｂ）〜（ｅ）に示すように、生成される。
この場合には、図１９に比較して第１及び第２のパルス幅変調信号ＰＷＭａ１及びＰＷＭｂ１のオン時間Ｔｏｎが長くなることにより、昇圧回路６Ａ及び６ＢのリアクトルＬａ及びＬｂで蓄えるエネルギが大きくなり、これに応じてスイッチング電源回路４から出力される出力電圧Ｖｏｕｔがバッテリ電圧Ｖｂの３倍に昇圧され、これが負荷に供給される。
【００６９】
一方、昇圧回路６Ａ及び６Ｂの負荷が少なく、入力電流ＩLa＋ＩLbの直流値が小さいときに、上述した電流連続モードと同様に電界効果トランジスタＦＥＴａ２及びＦＥＴｂ２を位相が半周期分ずれた同期制御を行う場合には、昇圧回路６Ａ及び６Ｂにおいて昇圧用リアクトルＬａ及びＬｂのインダクタンスに蓄えられたエネルギが不足したときに、図２１（ａ）及び（ｂ）に示すように、昇圧用リアクトルＬａ及びＬｂに流れる電流ＩLa及びＩLbが０以下となる電流不連続モードとなる。この電流不連続モードでは、電界効果トランジスタＦＥＴａ２及びＦＥＴｂ２がオン状態となったときに、マイナスの電流が流れてしまう場合がある。これは、出力から電力を回生していることになるので、効率が悪化することになる。
【００７０】
このため、上記第１の実施形態では、昇圧用リアクトルＬａ及びＬｂを流れるリアクトル電流ＩLa及びＩLbをリアクトル電流検出器１１ａ及び１１ｂで検出し、図５のスイッチング制御処理で、リアクトル電流ＩLa及びＩLbの少なくとも一方が０以下となると、ステップＳ４３に移行して、電界効果トランジスタＦＥＴａ２及びＦＥＴｂ２に対するパルス幅変調信号ＰＷＭａ２及びＰＷＭｂ２を図２２（ｅ）及び（ｆ）に示すように強制的にオフ状態とする。このため、電界効果トランジスタＦＥＴａ２及びＦＥＴｂ２がオフ状態となるので、これらトランジスタＦＥＴａ２及びＦＥＴｂ２と並列に接続されたダイオードＤ１及びＤ２を通じてリアクトル電流ＩLa及びＩLbが出力されることになる。
【００７１】
このため、リアクトル電流ＩLa及びＩLbは図２２（ａ）及び（ｂ）に示すように不連続状態となるが、入力電流ＩLa＋ＩLbは図２２（ｃ）に示すように連続した電流となり、この状態では、出力側から電力が回生されることはないので、効率を向上させることができる。なお、図２２においては、比較のため、パルス幅変調信号ＰＷＭａ１及びＰＷＭｂ１のデューティ比を図２１と同一の値としているが、実際には非同期制御により、回生が無いため、出力側への電力供給は僅かでよいので、ＦＥＴａ１及びＦＥＴｂ１のデューティ比は小さくなり、入力電流ＩLa＋ＩLbの平均電流も小さくなる。但し、車載用モータ２１が外部から回されることにより発生した逆起電圧により、昇圧回路の出力電圧が指令した昇圧電圧以上になった場合は、同期制御にすることで電力の回生を行う。
【００７２】
このように、上記第１の実施形態においては、負荷から要求される負荷電圧ＶＬに応じてパルス幅変調信号生成部７で、マイクロコンピュータ８を利用して、１つのタイマを使用した１種類のキャリアを用いて昇圧回路６Ａ及び６Ｂの電界効果トランジスタＦＥＴａ１，ＦＥＴａ２及びＦＥＴｂ１，ＦＥＴｂ２に供給する位相を半周期（１８０度）ずらした第１，第２及び第３，第４のパルス幅変調信号ＰＷＭａ１，ＰＷＭａ２及びＰＷＭｂ１，ＰＷＭｂ２を生成するので、演算処理を簡易化することができると共に、他のタイマを使用する必要がないので、そのタイマに依存するポートに制約が生じることを確実に回避することができる。また、出力コンデンサＣｏｕｔに昇圧電圧を供給するための素子としてダイオードに代えてスイッチング素子を使用しているので、ダイオードを使用した場合のように、電圧降下の発生や電流に対する大きな損失が発生することなく、効率の良い昇圧を行うことができる。また、電流不連続モードで電界効果トランジスタＦＥＴａ２及びＦＥＴｂ２を強制的にオフ状態とするスイッチングオフ制御を行って非同期制御を行うので、昇圧回路６Ａ及び６Ｂの出力側からの電力の回生を遮断して、効率を向上させることができる。
【００７３】
しかも、昇圧用リアクトルとして、図８に示すようにギャップ部Ｇに１段以上の段部を形成したり、図９に示すように不均一なギャップＧを形成したりすることにより、リアクトル電流が低い状態でインダクタンスを大きくすることができ、この分電流リップルをより抑制することができる。
さらに、図１０に示すようにギャップ部Ｇに永久磁石ＭＡを配置したり、図１１に示すように、昇圧用コイルＬｕの外に、バイアス調整用コイルＬｂｉを設けたりする構成とすることにより、図１３に示すように、従来と同一形状のリアクトルであってもリアクトル電流の全域に亘ってインダクタンスを大きくすることができ、入力電流ＩLa＋ＩLbのリップルを小さくすることができ、ラジオ雑音をより低減することができる。
【００７４】
このようにして、スイッチング電源回路４で、所望とする昇圧電力を得ることができ、この昇圧電力がモータ駆動回路２０に供給されて、このモータ駆動回路で、図１５に示す操舵補助制御処理が実行される。
この操舵補助制御処理では、今、車両が停車しているものとする。この停車状態でイグニッションスイッチをオン状態とすることにより、エンジンが始動されると共に、スイッチング電源回路４のマイクロコンピュータ８及びモータ駆動回路２０のマイクロコンピュータ４６に制御電源が投入されて、これらマイクロコンピュータ８及び４６で所定の処理が実行開始され、バッテリ２からスイッチング電源回路４を介してモータ駆動回路２０へ直流電力が供給される。
【００７５】
このとき、初期状態では、モータ駆動回路２０のマイクロコンピュータ４６から昇圧率αが“１”となるようにバッテリ電圧Ｖｂと等しい負荷電圧ＶＬがスイッチング電源回路４のマイクロコンピュータ８に供給され、これによって第１の実施形態と同様に、昇圧回路６Ａ及び６Ｂの電界効果トランジスタＦＥＴａ１及びＦＥＴｂ１がオフ状態、電界効果トランジスタＦＥＴａ２及びＦＥＴｂ２がオン状態に制御されて、バッテリ電圧Ｖｂがそのまま出力端子５に出力され、これが配線を介してモータ駆動回路２０へ供給される。
【００７６】
モータ駆動回路２０では、ステアリングホイール２２に操舵力が伝達されていないものとすると、操舵トルクセンサ２８で検出される操舵トルクＴｓが“０”であることから、モータ駆動回路２０におけるマイクロコンピュータ４６で図１５の操舵補助制御処理を実行したときに、図１６の操舵補助電流値算出マップを参照して算出される操舵補助電流値ＩM*が“０”となることにより、車載用モータ２１に対する電流指令値Ｉｕｔ，Ｉｖｔ及びＩｗｔも“０”となり、ゲートドライブ回路４５に出力するパルス幅変調信号もオフ状態となっており、インバータ回路４３を構成する各電界効果トランジスタＦＥＴｕ，ＦＥＴｕ′、ＦＥＴｖ，ＦＥＴｖ′及びＦＥＴｗ，ＦＥＴｗ′も全てオフ状態を維持し、モータ出力端子４４ｕ、４４ｖ及び４４ｗから出力されるモータ相電流Ｉｍｕ、Ｉｍｖ及びＩｍｗも“０”となって車載用モータ２１が操舵補助力を発生してない停止状態に維持される。
【００７７】
この車載用モータ２１の停止状態では、レゾルバ２９から出力される回転検出信号も変化せず、このためモータ回転角検出回路４９で検出されるモータ回転角θM も一定値となっており、マイクロコンピュータ４６で図１７の負荷電圧設定処理を実行したときに、ステップＳ６２及びＳ６３で算出されるモータ回転速度ＶM 及びモータ回転加速度αM も“０”を維持する。
【００７８】
このため、図１７の処理でステップＳ６４及びＳ６５を経てステップＳ６６に移行し、負荷電圧ＶＬがバッテリ電圧Ｖｂに設定され、この負荷電圧ＶＬがスイッチング電源回路４のマイクロコンピュータ８に送信される。
このステアリングホイール２２へ操舵力が伝達されていない状態から、運転者がステアリングホイール２２を所望方向へ操舵する所謂据切りを行うと、これに応じて操舵トルクセンサ２８からトルク検出信号が出力され、これに応じて操舵トルク検出回路４８から操舵トルクＴｓがマイクロコンピュータ４６に入力される。
【００７９】
このマイクロコンピュータ４６では、図１５の操舵補助力制御処理において、操舵トルクＴｓに対応した操舵補助トルクを車載用モータ２１で発生させる操舵補助電流値ＩM*を演算し、この操舵補助電流値ＩM*に基づいて車載用モータ２１の各相の電流指令値Ｉｕｔ、Ｉｖｔ及びＩｗｔを算出し、これら各相電流指令値Ｉｕｔ、Ｉｖｔ及びＩｗｔに基づいてインバータ回路４３の各制御素子を駆動制御する。
【００８０】
このため、図２３（ａ）の区間Ｔ１で示すように、車載用モータ２１で必要とする大きな操舵補助トルクを発生させる。このときの車載用モータ２１のモータ回転速度ＶM は図２３（ｂ）の区間Ｔ１で示すように比較的遅いものとなり、モータ回転速度ＶM が回転速度閾値ＶMS以上となることはないと共に、モータ回転加速度αM が設定値αMS以上となることもないので、図１７の負荷電圧設定処理でステップＳ６６に移行して、負荷電圧ＶＬをバッテリ電圧Ｖｂに維持する。
【００８１】
この車両の停車状態から車両を発進させて走行状態とし、この状態でステアリングホイール２２を操舵する通常操舵状態では、車速の増加に応じて必要とする操舵補助トルクが小さくなることから、ステアリングホイール２２に伝達される操舵トルクも小さい値となり、これが操舵トルクセンサ２８で検出されてマイクロコンピュータ４６に入力される。このため、操舵補助電流値ＩM*も小さい値となり、車載用モータ２１で発生される操舵補助トルクは図２３（ａ）の区間Ｔ２で示すように、据切り時の操舵補助トルクに比較して小さくなると共に、モータ回転速度ＶM も図２３（ｂ）の区間Ｔ２で示すようにより小さい値となることによって、図１７の処理でステップＳ６４及びＳ６５を経てステップＳ６６に移行して、負荷電圧ＶＬをバッテリ電圧Ｖｂに維持する。
【００８２】
一方、走行状態で、他車線からの割込みや対向車線からの対向車のセンターラインを越えるはみ出し走行等によって例えば左切りの緊急回避操作を行うと、このときのステアリングホイール２２に伝達される操舵トルクは、図２３（ａ）の区間Ｔ３で示すように、通常時の操舵トルクよりは大きく、据切り時よりは小さい値となるが、車載用モータ２１のモータ回転速度ＶM は、図２３（ｂ）の区間Ｔ３で示すように、正方向に増加してモータ回転速度閾値ＶMS以上となる。
【００８３】
この緊急回避操作では、図２３（ｂ）に示すように、車載用モータ３のモータ回転速度ＶM が設定速度（回転速度閾値）ＶMS以上となると、図１７の負荷電圧設定処理において、ステップＳ５４からステップＳ５８に移行して図１８に示す負荷電圧算出用制御マップを参照してモータ回転速度ＶM に応じたバッテリ電圧Ｖｂより大きい負荷電圧ＶＬが算出される。
【００８４】
このため、スイッチング電源回路４では、バッテリ電圧Ｖｂと負荷電圧ＶＬとに応じた第１のデューティ比Ｄ１及び第２のデューティ比Ｄ２を算出し、これらデューティ比Ｄ１及びＤ２に応じた第１の基準値Ｖｓ１、第２の基準値Ｖｓ２、第３の基準値Ｖｓ１′及び第４の基準値Ｖｓ４を算出し、これらに基づいて第１〜第４のパルス幅変調信号ＰＷＭａ１、ＰＷＭａ２、ＰＷＭｂ１及びＰＷＭｂ２を生成し、これらパルス幅変調信号ＰＷＭａ１、ＰＷＭａ２、ＰＷＭｂ１及びＰＷＭｂ２によって昇圧回路６Ａ及び６Ｂの電界効果トランジスタＦＥＴａ１、ＦＥＴａ２、ＦＥＴｂ１及びＦＥＴｂ２を制御することにより、負荷電圧ＶＬに応じた出力電圧Ｖｏｕｔをモータ駆動回路２０に出力する。
【００８５】
その後、モータ回転速度ＶM が設定速度ＶMSを下回ると、マイクロコンピュータ４６で実行する図１７の処理でステップＳ６４からステップＳ６５を経てステップＳ６６に移行して、負荷電圧ＶＬがバッテリ電圧Ｖｂに復帰され、これに応じてスイッチング電源回路４の出力電圧Ｖｏｕｔがバッテリ電圧Ｖｂに復帰する。その後、左切り操舵状態での保舵状態となると、モータ回転速度ＶM が“０”となる。
【００８６】
その後、ガードレール等に接近することにより、ステアリングホイール２２を左切り操舵状態から操舵中立位置側に急操舵で切り戻す状態となると、モータ回転速度ＶM が負方向に増加し、これが設定速度ＶMSを超えると、モータ回転速度ＶMに応じてバッテリ電圧Ｖｂより大きい負荷電圧ＶＬが設定され、これがスイッチング電源回路４のマイクロコンピュータ８に供給されることにより、スイッチング電源回路４の出力電圧Ｖｏｕｔが増加される。その後、モータ回転速度ＶM が設定回転速度ＶMSを下回ると、負荷電圧ＶＬがバッテリ電圧Ｖｂに復帰する。
【００８７】
このように、緊急回避操舵時には、モータ駆動回路２０に供給される入力電圧ＤＣVIがバッテリ電圧Ｖｂの３倍までの範囲で上昇されるので、車載用モータ３の回転速度と出力トルクとの関係を示すモータ特性は、図２４で実線図示の１２Ｖのバッテリ電圧Ｖｂで制限される特性線に制限されている状態から点線図示の３６Ｖの充電電圧Ｖｃで制限される特性線に移行し、同一電流制約時に、より大きい出力（電流×電圧）を出すことができ、車載用モータ２１が高い回転速度となっても、操舵補助トルクの不足を回避することができる。
【００８８】
次に、本発明の第２の実施形態を図２５について説明する。
この第２の実施形態では、昇圧回路を並列化することなくインダクタンスを向上させるようにしたものである。
すなわち、第２の実施形態では、スイッチング電源回路４が図２５に示すように、昇圧回路６Ｂが省略されて昇圧回路６Ａのみで構成されていると共に、昇圧用リアクトルＬａが、前述した図１２と同様のバッテリ２から供給される電流を制御して昇圧するために使用される昇圧用コイルＬｕとは別に、バッテリ２から供給される電流アンプＡＭによって制御された電流により発生する磁束方向と反対側に磁束のバイアスを与えるためのバイアス調整用コイルＬｂｉを設けた構成とされていることを除いては前述した第１の実施形態と同様の構成を有する。
【００８９】
この第２の実施形態によると、１つの昇圧回路６Ａのみでスイッチング電源回路４を構成することにより、電流リップルが増加することになるが、昇圧用リアクトルＬａに倍圧調整用コイルＬｂｉを設けることにより、リアクトル電流によって発生する磁束に対し、逆方向の磁束を予め決めた量だけバイアスさせたりすることで、磁気飽和が発生しにくくなり、図１３に示すように同じ大きさであっても、直流重畳性の良いリアクトルを構成できるので、図６のような単にギャップを設けるだけの構造における従来のインダクタンスより、電流の動作点全体的にインダクタンスを大きくできるので、入力電流ＩLa＋ＩLbのリップルを小さくすることができ、ラジオノイズの低減を図ることができる。ここで、バイアスさせる量はリアクトル最大電流時に発生する磁束の１／２程度が好ましい。
【００９０】
なお、上記第１及び第２の実施形態においては、各昇圧回路６Ａ及び６Ｂの第１及び第２のスイッチング素子として、電界効果トランジスタＦＥＴａ１，ＦＥＴａ２及びＦＥＴｂ１，ＦＥＴｂ２を適用した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、バイポーラトランジスタ等の他のスイッチング素子を適用することができる。
【００９１】
また、上記第１及び第２の実施形態では、モータ駆動回路２０の電源回路４１をバッテリ２の正極側端子に接続されているバッテリ入力端子４０ｂに接続しているので、スイッチング電源回路４が動作不能となった場合にもモータ駆動回路２０のマイクロコンピュータ４６は動作状態を維持し、図示しない通信手段により他の機器に電動パワーステアリングの異常を報知することができる。
なお、上記第１及び第２の実施形態においては、モータ回転角がレゾルバ２９を使用して検出される場合について説明したが、これに限定されるものではなく、ロータリエンコーダやホール素子等を使用した回転角センサを適用するようにしてもよい。
【００９２】
また、上記実施形態においては、スイッチング電源回路４及びモータ駆動回路２０の双方にマイクロコンピュータ８及び４６を設けた場合について説明したが、これに限定されるものではなく、両制御を１つのマイクロコンピュータで実行するようにしてもよい。
さらに、上記実施形態においては、車載用モータ３としてブラシレスモータを適用し、このブラシレスモータを三相交流駆動する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、５相以上の交流駆動するようにしてもよく、さらには直流モータを適用してＨブリッジ回路により直流モータを駆動するようにしてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００９３】
【図１】本発明に係る電動パワーステアリング装置の一実施形態を示す概略構成図である。
【図２】図１のスイッチング電源回路の具体的構成を示すブロック図である。
【図３】図２のマイクロコンピュータで実行する基準値設定処理手順の一例を示すフローチャートである。
【図４】図２のマイクロコンピュータで実行するパルス幅変調処理手順の一例を示すフローチャートである。
【図５】図２のマイクロコンピュータで実行するスイッチング制御処理手順の一例を示すフローチャートである。
【図６】リアクトルの直流重畳特性を示す特性線図である。
【図７】本発明に適用し得るリアクトルを示す説明図である。
【図８】本発明に適用し得るリアクトルの他の例を示す説明図である。
【図９】本発明に適用し得るリアクトルのさらに他の例を示す説明図である。
【図１０】図８及び図９のリアクトルの直流重畳特性を示す特性線図である。
【図１１】本発明に適用し得るリアクトルのさらにまた他の例を示す説明図である。
【図１２】本発明に適用し得るリアクトルのなおさらに他の例を示す説明図である。
【図１３】図１１及び図１２のリアクトルの直流重畳特性を示す特性線図である。
【図１４】図１のモータ駆動回路を示すブロック図である。
【図１５】モータ駆動回路のマイクロコンピュータで実行する操舵補助制御処理手順の一例を示すフローチャートである。
【図１６】操舵補助電流値算出用制御マップを示す特性線図である。
【図１７】モータ駆動回路のマイクロコンピュータで実行する負荷電圧設定処理手順の一例を示すフローチャートである。
【図１８】負荷電圧算出用制御マップを示す特性線図である。
【図１９】第１の実施形態における電流連続モードでの負荷電圧が小さい場合の動作の説明に供する信号波形図である。
【図２０】第１の実施形態における電流連続モードでの負荷電圧が大きい場合の動作の説明に供する信号波形図である。
【図２１】第１の実施形態における電流不連続モードでの同期制御の動作の説明に供する信号波形図である。
【図２２】第１の実施形態における電流不連続モードでの非同期制御の動作の説明に供する信号波形図である。
【図２３】操舵制御動作の説明に供するタイムチャートである。
【図２４】昇圧制御における電動機特性を示す特性線図である。
【図２５】本発明の第２の実施形態を示すスイッチング電源回路の具体的構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００９４】
１…電動パワーステアリング装置、２…バッテリ、４…スイッチング電源回路、Ｌａ，Ｌｂ…昇圧用コイル、ＦＥＴａ１，ＦＥＴｂ１……第１のスイッチング素子、ＦＥＴａ２，ＦＥＴｂ２…第２のスイッチング素子、Ｃｏｕｔ…平滑用コンデンサ、５…出力端子、６…パルス幅変調信号形成部、１１ａ，１１ｂ…リアクトル電流検出器、８…マイクロコンピュータ、９…プリドライバ、２０…モータ駆動回路、２１…車載用モータ、ＷＬ…通信回線、２２…ステアリングホイール、２３…ステアリングシャフト、２７…転舵輪、２８…操舵トルクセンサ、２９…レゾルバ、４３…インバータ回路、４５…ゲートドライブ回路、４６…マイクロコンピュータ、４７ｕ，４７ｗ…モータ電流検出回路、４８…操舵トルク検出回路、４９…モータ回転角検出回路、５０…車速センサ、５１…通信制御回路
【図１】
2007300737.tif 000003
【図２】
2007300737.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2007300737.tif 000009
【図８】
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【図９】
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【図１０】
2007300737.tif 000012
【図１１】
2007300737.tif 000013
【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
2007300737.tif 000016
【図１５】
2007300737.tif 000017
【図１６】
2007300737.tif 000018
【図１７】
2007300737.tif 000019
【図１８】
2007300737.tif 000020
【図１９】
2007300737.tif 000021
【図２０】
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【図２１】
2007300737.tif 000023
【図２２】
2007300737.tif 000024
【図２３】
2007300737.tif 000025
【図２４】
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【図２５】
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