(57)【要約】      （修正有）【課題】受信信号に対する利得制御を効果的に行う。【解決手段】第１の利得制御データに従って、受信データを含むアナログ形式の受信信号に対する利得制御を行う第１の利得制御手段と、第２の利得制御データに従って、前記利得制御された受信信号を復調して得られるデジタル形式の受信データに対する利得制御を行う第２の利得制御手段と、前記受信データの強度を示す強度データを生成する強度データ生成手段と、前記生成された強度データから、前記第１の利得制御データを生成する第１の利得算出手段と、前記生成された強度データから、前記第２の利得制御データを生成する第２の利得算出手段とを有する利得制御受信機である。【選択図】図２
2007267357.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の利得制御データに従って、受信データを含むアナログ形式の受信信号に対する利得制御を行う第１の利得制御手段と、
第２の利得制御データに従って、前記利得制御された受信信号を復調して得られるデジタル形式の受信データに対する利得制御を行う第２の利得制御手段と、
前記受信データの強度を示す強度データを生成する強度データ生成手段と、
前記生成された強度データから、前記第１の利得制御データを生成する第１の利得算出手段と、
前記生成された強度データから、前記第２の利得制御データを生成する第２の利得算出手段と  を有する利得制御受信機。
【請求項２】
前記利得制御された受信信号を、アナログ／デジタル変換するアナログ／デジタル変換手段と、
前記デジタル形式に変換された受信信号から、前記受信データを復調する手段と、
前記第１の利得制御手段および前記第２の利得制御手段が利得制御を行う周期を示すタイミング信号を生成するタイミング生成手段と  をさらに有し、
前記第１の利得算出手段は、
前記生成されたタイミング信号が示すタイミングで、前記強度データを平均化して、第１の平均化データを生成する第１の平均化手段と、
前記生成された第１の平均化データと、前記受信信号の強度の目標値との差分を示す第１の差分データを算出する第１の差分算出手段と、
前記算出された第１の差分データに基づいて、前記第１の利得制御データを算出する第１の利得制御データ算出手段と  を有し、
前記第２の利得算出手段は、
前記生成されたタイミング信号に対して、所定のオフセットを与えるオフセット手段と、
前記オフセットされた基準タイミング信号が示すタイミングで前記強度データを平均化して、第２の平均化データを生成する第２の平均化手段と、
前記生成された第２の平均化データと、前記受信信号の強度との差分を示す第２の差分データを算出する第２の差分算出手段と、
前記算出された第２の差分データに基づいて、前記第２の利得制御データを算出する第２の利得制御データ算出手段と  を有する  請求項１に記載の利得制御受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、受信信号に対する利得制御を行う利得制御受信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
図１５は、従来の利得制御受信機の構成図である。アンテナで受信され使用帯域が大まかに取り出されたＲＦ信号が入力されると、ミキサ６０１によりローカル発振器６０２の信号と混合されＩＦ信号に変換される。そしてＩＦフィルタ６０３により必要な周波数成分が取り出され、ＩＦ−ＡＭＰ６０４により必要な電力レベルまで増幅され、分配器６０５により２分配される。分配された一方は、可変減衰器６０６により電力レベルが調整され、他方は、補正回路６０７に入力される。補正回路６０７により、後続のレベル検出器６０８で検出されるレベルの個体ばらつき（主に温度特性）が補正され、レベル検出器６０８により正確な入力レベルが検出される。なお、レベル検出器６０８の検出値と真の入力電力レベルとの関係、及び可変減衰器６０６の制御量と減衰量との関係は予め実測され、メモリ６０９に格納される。
【０００３】
可変減衰器６０６の出力は、Ａ／Ｄコンバータ６１０によりデジタルＩＦ信号に変換され、ミキサ６１１、６１２により直交検波される。すなわちミキサ６１１、６１２は、ローカル発振器６１３の信号及びその信号が９０°位相器６１４で移相されたデジタル局部信号とデジタルＩＦ信号とをそれぞれ乗算する。ミキサ６１１、６１２の出力はそれぞれ、ベースバンドフィルタ６１５、６１６により直交検波によるイメージが抑圧され且つキャリア帯域が所定のロールオフ率で低域濾波され、可変利得増幅器（乗算器）６１７、６１８によりレベルが安定化されて出力される。可変利得増幅器６１７、６１８の出力はレベル検出器６１９にも入力され、デジタル制御量演算部６２０により、レベル検出器６１９の検出レベルがメモリ６２１が記憶する目標レベルに一致するように、可変利得増幅器６１７、６１８の利得を（可変減衰器６０６よりも高速に）制御する。
【０００４】
一方、レベル検出器６０８の検出レベルは、Ａ／Ｄコンバータ６２２によりデジタル値に変換され、アナログ制御量演算部６２３によりメモリ６０９に記憶された対応付けに基づいて可変減衰器６０６の制御量に変換され、Ｄ／Ａコンバータ６２４によりアナログ信号に変換されて、可変減衰器６０６に与えられる。
またレベル検出器６０８の検出レベルは、受信電力演算部６２５により、メモリ６０９に記憶された対応付けに基づいて、正確な入力電力レベルに変換されて出力される。なおアナログ制御量演算部６２３は一例として、この正確な入力レベルを対数上で符号反転した値を必要な減衰量とし、メモリ６０９を参照して可変減衰器６０６の制御量を求める。これにより可変減衰器６０６の出力レベルが一定に保たれる。アナログ制御量演算部６２３によるアナログＡＧＣ（Automatic Gain Control）により、可変減衰器６０６の平均的な出力レベルはほぼ目標値で一定になっているので、デジタル制御量演算部６２０によるデジタルＡＧＣの平均利得はほぼ０ｄＢである。
以上の構成は、６０１〜６０９と、６１０〜６２５とで別個に基板などに実装される。
【０００５】
上述のほか、アナログ信号およびデジタル信号に対する利得制御手段を備える受信装置等が知られる（例えば特許文献１〜４参照。）。
このような受信装置における利得制御が、高い応答性及び安定性の下に高精度に行われるようになると、受信可能な信号のダイナミックレンジが拡大して、好ましい結果が得られる。
【特許文献１】特開２００４−７２６４５
【特許文献２】特開平８−３４０２６８
【特許文献３】特開２００４−８０４５５
【特許文献４】特開２００１−１６８６６４
【特許文献５】特開２００１−８６１７２
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、図１５に示したような従来の利得制御受信機は、実際の信号が通るルートと検出するルートが異なるため、実際に受信した信号レベルと検出した信号レベルとの間に生じる誤差が大きいという問題がある。誤差には、レベル検出の精度自体によるものと、アイソレーション不足によるものと、帯域制限の違いによるものなどがある。
レベル検出器６０８は通常、ダイオード検波回路やLogAmpなどが用いられるが、レベル検出器６０８を線形領域で使うために分配器６０５とレベル検出器６０８の間にレベル調整用の減衰器や増幅器を入れることがあるが、この減衰器などの特性がレベル誤差の原因となりうる。また精度改善のために、レベル検出器６０８自身の温度ドリフトなどを補償するために補正回路を用いたりしても、アナログ回路では精度の再現性に限界がある。
また、W-CDMAのシステムのように広範囲の利得制御が必要な場合、可変減衰器６０６およびレベル検出器６０８は広ダイナミックレンジな特性を要求されるので、アイソレーションを確保するために大型化したり、アッテネータやLogAmpなどの段数を増やしたりするので、更に回路が増大し高価になってしまう。
また、受信信号の厳密な帯域選択はベースバンドフィルタ６１５、６１６にてデジタル処理で行っており、これと同等の帯域濾波をレベル検出器６０８に入力されるＩＦ信号にも施そうとすると、構成が冗長になってしまう。
【０００７】
この他、利得制御の速度が、レベル検出用のＡ／Ｄコンバータ６２２のサンプリングレートにより制約されるという問題もある。
本発明は、上述した背景からなされたものであり、受信信号に対する利得制御をさらに効果的に行うことができるように改良された利得制御受信機を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
[利得制御受信機]  上記目的を達成するために、本発明にかかる利得制御受信機は、第１の利得制御データに従って、受信データを含むアナログ形式の受信信号に対する利得制御を行う第１の利得制御手段と、第２の利得制御データに従って、前記利得制御された受信信号を復調して得られるデジタル形式の受信データに対する利得制御を行う第２の利得制御手段と、前記受信データの強度を示す強度データを生成する強度データ生成手段と、前記生成された強度データから、前記第１の利得制御データを生成する第１の利得算出手段と、前記生成された強度データから、前記第２の利得制御データを生成する第２の利得算出手段とを有する。
【発明の効果】
【０００９】
本発明にかかる利得制御受信機によれば、広いダイナミックレンジにおいて、利得制御を簡易な構成で効果的に行うことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
本発明の理解を助けるために、まず、本発明がなされるに至った背景を説明する。
図１は、検討された利得制御受信機の構成を示す図である。
この利得制御受信機１は、受信部１０、利得制御部１２、復調部１４、計算部１６およびベースバンド信号処理部１８を含む。
【００１１】
受信部１０は、アンテナ１００、帯域制限フィルタ（ＢＰＦ；Band Pass Filter）１０２、低雑音増幅器（ＬＮＡ；Low Noise Amplifier）１０４、周波数変換部１０６および中間周波数帯フィルタ（ＩＦ−ＢＰＦ；Intermediate Frequency ＢＰＦ）１０８を含む。
復調部１４は、アナログ−デジタルコンバータ（Ａ／Ｄコンバータ）１４０、直交検波部（Ｑ−ＤＥＴ）１４２およびベースバンドフィルタ１４４を含む。
計算部１６は、電力演算部１６０、利得算出部１６２および受信レベル測定手段１６４を含む。
第１の利得制御受信機１は、図１に示した各構成部分により、たとえば、移動局（図示せず）から無線信号を受信して利得制御を行い、受信した信号からデータを復調する。
なお、以下、各図面において、実質的に同じ構成部分には、同じ符号が付される。
【００１２】
ＢＰＦ１０２は、移動局からアンテナ１００を介して受信された信号のうち、帯域外信号を減衰し、ＬＮＡ１０４に出力する。
ＬＮＡ１０４は、ＢＰＦ１０２から入力される受信信号に対して、出力信号レベルを上げ、周波数変換部１０６に出力する。
周波数変換部１０６は、ＬＮＡ１０４から入力される信号を局部発振（ＬＯ）信号と混合し、中間周波数（ＩＦ）信号に低下した信号をＩＦ−ＢＰＦ１０８に出力する。
【００１３】
ＩＦ−ＢＰＦ１０８は、ＬＮＡ１０４から入力される受信信号のうち、復調対象の搬送波を含む所定の帯域のみを、利得制御部１２に出力する。
利得制御部１２は、利得算出部１６２から入力される利得制御データに従った利得量で、ＩＦ−ＢＰＦ１０８から入力された受信信号を増幅または減衰し、Ａ／Ｄコンバータ１４０に対して出力する。
Ａ／Ｄコンバータ１４０は、利得制御部１２から入力される受信信号をデジタル形式の受信信号に変換し、Ｑ−ＤＥＴ１４２に出力する。
【００１４】
Ｑ−ＤＥＴ１４２は、Ａ／Ｄコンバータ１４０から入力される受信データをデジタル処理により直交検波し、実数成分（Ｉ成分）と虚数成分（Ｑ成分）とからなる受信信号を生成し、ベースバンドフィルタ１４４に対して出力する。
ベースバンドフィルタ１４４は、Ａ／Ｄコンバータ１４０から入力されるデジタル表現信号に対して、所定の搬送波を選択するように帯域制限（例えば低域濾波）を行い、ベースバンド信号処理部１８および電力演算部１６０に出力する。
電力演算部１６０は、ベースバンドフィルタ１４４通過後における瞬時電力を算出し、利得算出部１６２に対して出力する。
【００１５】
利得算出部１６２は、電力演算部１６０から入力される瞬時電力の値に基づいて、適切な利得制御量（例えばリニアスケールにおける瞬時電力の平均値の逆数）を算出し、利得制御部１２および受信レベル測定部１６４に出力する。
受信レベル測定部１６４は、電力演算部１６０から入力される瞬時電力値と、利得算出部１６２から入力される利得制御量とから、適切な受信レベル（例えばリニアスケールにおける瞬時電力の（所望の受信レベル取得周期での）平均値に、以前の利得制御量を乗じた値の対数値）を算出し、ベースバンド信号処理部１８に出力する。
ベースバンド信号処理部１８は、ベースバンドフィルタ１４４および受信レベル測定部１６４から入力される信号に対し、適切な処理を行う。
【００１６】
図１に示した利得制御受信機においては、レベル測定用の別経路を設けることなく、ベースバンド信号からデジタル処理により電力を算出するようにしたので、従来生じていた誤差を緩和することができる。しかし、フィードバック制御である等の理由でＡ／Ｄコンバータへの入力信号のレベル変動に完全に追従して打ち消すことはできないので、Ａ／Ｄコンバータ１４０には広いダイナミックレンジ（出力ビット数）が要求される。
【００１７】
また、利得制御部１２によるアナログ的な利得制御にも広いダイナミックレンジにおける高い線形性が要求され、収束時間の高速化および収束レベルの安定化などの要求を同時に満たすのが困難である。
【実施例１】
【００１８】
図１７は、実施例１にかかる第６の利得制御受信機６の構成図である。図１５に示した従来の利得制御受信機と同等の構成には、同一の符号を付してその説明を省略する。第１の利得制御受信機１は、主にＲＦ及びＩＦのアナログ回路からなる受信部６０と、デジタル信号処理を行うＢＢ（Base Band）部６４とを備え、受信部６０とＢＢ部６４はそれぞれ別個にシールドケースに収められている。本例の利得制御受信機６は、主にレベル検出器６０８を除去し、デジタルＡＧＣをフィードフォワード制御にし、デジタルＡＧＣで検出したレベルに基づきアナログの可変減衰器６３６、６０６を制御するようにした点などで従来と異なる。
【００１９】
図１７において、Ｄ／Ａコンバータ６２４は、それ自体は従来と同等であるが、受信部６０の中に備えられる。
可変減衰器６３６は、例えばプログラマブル減衰器、デジタルポテンショメータなどと称させる、デジタル信号により減衰量を制御する可変減衰器であり、ＩＦフィルタ６０３から入力されたＩＦ信号に対し、アナログ制御量演算部６３３からの利得制御量に対応する減衰を与えて、ＩＦ−ＡＭＰ６０４に出力する。ダイオードなどで構成されるアナログ制御の可変減衰器６０６に比べ、広いダイナミックレンジで線形性のよいデバイスが流通しており、可変減衰器６３６にはそのようなデバイスを用いる。図１３に可変減衰器６３６の内部構成例を示す。
【００２０】
レベル検出部６３１は、ベースバンドフィルタ６１４、６１５から入力された信号の自乗和（すなわち瞬時電力）の時間平均を対数化し、２で除算して得られるデシベル値ＰBBを出力する。
デジタル制御量演算部６３０は、レベル検出部６３１から入力されたＰBBをフィルタリングし、メモリ６２１に記憶されているＰBBの目標値ＰBB_T[dB]から減算し、リニア化（対数化の逆変換）して得られる利得制御量を可変利得増幅器６１７、６１８に出力する。可変利得増幅器６１７、６１８ではその利得制御量がベースバンドフィルタ６１４、６１５から入力される信号にそれぞれ乗算され、所定の出力に安定化される。
【００２１】
メモリ６３９は、レベル検出部６３１の検出されるＰBBをＡ／Ｄコンバータ６１０への絶対入力電力[dBm]に換算するＢＢ利得ＧBBや、可変減衰器６３６の減衰量が基準値（例えば０。図１３におけるＡ＝Ｂ＝Ｃ＝Ｄ＝１に相当）の時の受信部６０の設計上の総利得ＧR[dB]や、当該総利得の実際の値と設計値との差ＧERRを記憶する。
ＧERRは、当該装置毎に異なり、使用するキャリア周波数や温度によっても変化するので、キャリア周波数と温度とを引数とする２次元テーブルとして記憶する。
またメモリ６３９は、Ｄ／Ａコンバータ６２４へ入力する利得制御量と、それによって可変減衰器６０６で実際に生じる利得［dB］とを対応付けて記憶する。
またメモリ６３９は、Ａ／Ｄコンバータ６１０への入力電力が最適なときに、レベル検出部６３１検出器で検出されるＰBBの値を、基準値ＰBB_ref[dB]として記憶する。
更に、可変減衰器６３６の線形性を補償するために、可変減衰器６３６に与えた利得制御量[dB]と、実際に発生する利得[dB]との差ＧATT_ERRを、利得、周波数、温度を引数とする３次元テーブルとして記憶してもよい。
【００２２】
アナログ制御量演算部６３３は、レベル検出部６３１から入力されたＰBBと、メモリ６３９に記憶されている基準値ＰBB_ref[dB]との差ＰBB−ＰBB_refを演算し、現在の利得制御量に対して当該差を補正した新たな利得制御量を算出する。この利得制御量は可変減衰器６３６の分解能（ビット数）と同じ分解能であり、可変減衰器６３６に出力される。
またアナログ制御量演算部６３３は、現在の周波数や温度条件に対応するＧERRをメモリ６３９から補正量（−ＧERR）として読み出して、更にその補正量を可変減衰器６０６に発生させる利得制御量をメモリ６３９から読み出して、Ｄ／Ａコンバータ６２４に出力する。
このようにアナログ制御量演算部６３３は、理論上のＡＧＣと誤差補正とを２つの可変減衰器に分担させてＡ／Ｄコンバータ６１０の入力レベルを制御すると同時に、レベル検出部６３１が現在のＰBBを検出した期間における（過去の）利得制御量ＧATT_oldを受信電力演算部６３５へ送る。
【００２３】
受信電力演算部６３５は、アナログ制御量演算部６３３から利得制御量ＧATT_oldと、基準値に対する補正量−ＧERRを受け取った後、メモリ６３９から基準値ＧRとＢＢ利得ＧBBとを参照し、最新のＰBBを検出した期間における受信入力電力Ｐrを下記の式で算出する。
Ｐr＝ＰBB−ＧBB−ＧR＋ＧERR−ＧATT_old
なお、ＧATT_ERRを記憶している場合は、上記のＧERRに含ませればよい。
【００２４】
従来の構成では、アナログのレベル検波器６０８の前に可変減衰器を入れると、検出器の入力レベルも低下してしまうため、主信号系とレベル検出系の両方のレベルを管理するため制御が複雑になってしまうが、本実施例では主信号系のみであるので、可変減衰器６０６と６３６のどちらを制御しても基本的な制御方法は変わらない。
【００２５】
本実施例によれば、従来アナログで検出していたレベルを、デジタルのレベル検出器６３１から算出するようにしたので、温度補正を行う必要がなくなる。受信部６０におけるアナログ回路に由来する不確定要素は、受信部６０に一体に備えられるメモリに記憶し、ＢＢ部におけるデジタル処理に補償するようにしたので、受信部６０のみの交換も容易となる。なお、高速動作するＡ／Ｄコンバータ６１０だけは、デジタルノイズの回り込みを防ぐため、アナログ要素を有するもののＢＢ部６１側に設けてある。
また可変減衰器６３６を備えたことにより、広いダイナミックレンジでの制御が容易となる。
【実施例２】
【００２６】
図２は、実施例２にかかる第２の利得制御受信機２を示す図である。
第２の利得制御受信機２は、受信部１０、第１利得制御部１２、復調部１４、ベースバンド信号処理部１８、第２利得制御部２０および計算部２２を含む。
計算部２２は、電力演算部１６０、メモリ２２０、メモリ２２２、第１利得算出部２４、第２利得算出部２６および受信レベル測定部２８を含む。
つまり、第２の利得制御受信機２は、図１に示した第１の利得制御受信機１に、第２利得制御部２０を付加し、計算部１６を計算部２２に置換した構成を採る。
第２の利得制御受信機２は、これらの構成部分により、第１の利得制御受信機１と同様に、移動局から信号を受信して利得制御を行い、復調した信号に対して所定の処理を行う。
【００２７】
受信部１０は、移動局から受信された信号に適切な処理を行い、第１利得制御部１２に出力する。
第１利得制御部１２は、第１利得算出部２４から入力される利得制御データに従った利得量で、受信部１０から入力された受信信号を増幅または減衰し、復調部１４に対して出力する。なお、第１利得制御部１２は、第１利得算出部２４とともに、フィードバックループによる利得制御を構成する。
【００２８】
復調部１４は、第１利得制御部１２から入力される受信信号に適切な処理を行い、ベースバンド信号処理部１８および電力演算部１６０に出力する。
第２利得制御部２０は、第２利得算出部２６から入力される利得制御データに従った利得量で、復調部１４から入力された受信信号を増幅または減衰し、ベースバンド信号処理部１８に出力する。なお、第２利得制御部２０は、第２利得算出部２６とともに、フィードフォワードループによる利得制御を構成する。
【００２９】
図３は、図２に示す第１利得算出部２４を示す図である。
第１利得算出部２４は、平均化部２４０、dBfs変換部２４２、減算器２４４、乗算器２４６、比較器２４８、セレクタ２５０、加算器２５２およびラッチ２５４を含む。
第１利得算出部２４は、電力演算部１６０（図２）から入力される瞬時電力量の値およびメモリ２２０（図２）から読み出した値との差分値に基づき、適切な利得制御量（以下、第１利得制御量という）を算出し、第１利得制御部１２（図２）に出力する。
ここで挙げる算出方法は一例に過ぎず、復調部１４（図２）の入力信号レベルが収束するような方法であれば、いかなる算出方法を採用してもかまわない。
【００３０】
平均化部２４０は、電力演算部１６０（図２）から入力される瞬時電力の平均を計算し、dBfs変換部２４２に出力する。
平均計算の方法としては、単純平均、指数重み付け平均および移動平均等があるが、収束時間や収束レベル安定度等に応じて、いかなる平均計算を採用してもかまわない。
【００３１】
dBfs変換部２４２は、平均化部２４０から入力される平均瞬時電力をdBfs変換し、減算器２４４に出力する。ここで、「dBfs（dBfull scale）」とは、デジタル信号におけるダイナミックレンジで正規化されたデシベル値を意味する。
たとえば、dBfs変換部２４２は、平均化部２４０から入力される平均瞬時電力を対数演算回路に通し、平均化部２４０の出力データを対数変換した後、０dBfsが復調部１４（図２）の入力信号レベルにおける最大値（標準的なスペクトルの信号においてＡ／Ｄコンバータ１４０でオーバフローが発生し始める値）となるよう、所定の定数を加算して出力する。
【００３２】
減算器２４４は、dBfs変換部２４２から入力される信号レベルと、メモリ２２０（図２）から読み出した復調部１４の入力信号レベルの目標値との差分を計算し、乗算器２４６および比較器２４８もしくはセレクタ２５０に出力する。
たとえば、dBfs変換部２４２から入力される信号レベルが−２０dBfsであり、目標値が−１５dBfsであるとき、減算器２４４は−１５dBfs−（−２０dBfs）＝＋５dBという差分データを出力する。この目標値は、Ａ／Ｄコンバータ１４０の平均的な入力信号レベルを１５dBのピーク耐性を持って使うことを表している。
【００３３】
乗算器２４６は、減算器２４４から入力される差分データとメモリ２２０から読み出した乗算時定数とを乗算し、セレクタ２５０に出力する。乗算器２４６は、加算器２５２やラッチ２５４とともにフィルタを構成し、第１利得制御量を安定に収束させる。乗算時定数を０から１の範囲で調整することで、収束時間を変更できる。
【００３４】
比較器２４８は、減算器２４４から入力される差分データの絶対値と、メモリ２２０から読み出した即代入閾値とを比較し、バースト信号に起因するレベルの急激な変化等によって差分データの絶対値が閾値以上となったときに１(真)を、閾値未満のときに０(偽)をセレクタ２５０に出力する。
【００３５】
セレクタ２５０は、比較器２４８から入力される判定結果が０のときは、乗算器２４６から出力された調整された差分データを選択し、判定結果が１のときは、減算器２４４から出力された差分データのいずれかを選択し、加算器２５２に出力する。
加算器２５２は、セレクタ２５０から入力される、選択された差分データと、ラッチ２５４から出力された、現時点で設定されている第１利得制御量とを加算して、今回設定を行う第１利得制御量を算出し、ラッチ２５４に出力する。
【００３６】
ラッチ２５４は、加算器２５２から入力された加算値を、記憶するとともに、現在の第１利得制御量として、第１利得制御部１２及び受信レベル測定部２８に出力する。
受信信号レベルに対して精度が求められる場合、ラッチ２５４にメモリ２２０から読み出した補正量を加算してから、第１利得制御部１２に出力すれば、第１利得制御量に温度補正を行うことができる。
【００３７】
このように第１利得算出部を構成したことで、レベルの急激な変化等により電力円残部１６０の検出レベルが目標値から大きくずれたときは、そのずれが瞬時に第１利得算出部に反映されるので、利得制御は平常時には安定に動作し、レベル変動に対しては高速に応答するようになる。
なお、乗算器２４６の代わりにＮ段のレジスタ（ｚ-n）と、その入力と出力の差分を算出する加算器とを用いて、カスケード積分くし形フィルタ（ＣＩＣフィルタ）を構成しても良い。その場合Ｎによりフィルタ特性を調整する。あるいは低域濾波機能のある任意のフィルタを用いても良い。その場合、比較器２４８の判定結果が１の時に、差分データに適切な定数を掛けて各タップに足しこむことで、差分データの即時反映を行う。
【００３８】
図４は、図２に示す第２利得算出部２６を示す図である。
第２利得算出部２６は、平均化部２６０、dBfs変換部２６２、減算器２６４および真値変換部２６６を含む。
第２利得算出部２６は、電力演算部１６０（図２）から入力される瞬時電力量の値に基づき、適切な利得制御量（以下、第２利得制御量という）を算出し、第２利得制御部２０（図２）に出力する。
ここで挙げた算出方法は一例に過ぎず、ベースバンド信号処理部１８（図２）の入力信号レベルが収束するような方法であれば、いかなる算出方法を採用してもかまわない。
【００３９】
平均化部２６０は、電力演算部１６０（図２）から入力される瞬時電力の平均を計算し、dBfs変換部２６２に出力する。平均計算の方法としては、単純平均、指数重み付け平均および移動平均等があるが、収束時間や収束レベル安定度等に応じて、いかなる平均計算を採用してもかまわない。
dBfs変換部２６２は、dBfs変換部２４２と同一の機能を有し、平均化部２６０から入力される平均瞬時電力をdBfs変換し、減算器２６４に出力する。
【００４０】
減算器２６４は、dBfs変換部２６２から入力される信号レベルと、メモリ２２２（図２）から読み出したベースバンド信号処理部１８（図２）の入力信号レベルの目標値との差分を計算し、真値変換部２６６に出力する。たとえば、dBfs変換部から入力される信号レベルが＋２０dBfsであり、目標レベルが−１５dBfsであるとき、減算器２６４は−１５dBfs−（＋２０dBfs）＝−３５dBというデータを出力する。
真値変換部２６６は、減算器２６４から入力される差分データを真値に変換し、第２利得制御部２０（図２）に出力する。
【００４１】
図５は、図２に示す受信レベル測定部２８を示す図である。
受信レベル測定部２８は、平均化部２８２、dBfs変換部２８４、加算器２８６、平均化部２８８を含む。
受信レベル測定部２８は、電力演算部１６０（図２）から入力される瞬時電力量の値と、第１利得算出部２４から入力される第１利得制御量とに基づき、ＲＳＳＩ（Received Signal Strength Indicator）を算出し、ベースバンド信号処理部１８（図２）に出力する。
【００４２】
平均化部２８２は、電力演算部１６０（図２）から入力される瞬時電力の値を平均計算し、dBm変換部２８４に出力する。平均の時定数等において平均化部２４０、２６０などと通常異なるが、構成の一部を共用することは可能である。
【００４３】
dBm変換部２８４は、平均化部２８２から入力されるデータをdBm変換し、加算器２８６に出力する。
加算器２８６は、dBm変換部２８４から入力されたdBm変換値と、第１利得算出部２４から入力された第１利得制御量とを加算して、平均化部２８８に出力する。
平均化部２８８は、加算器２８６から入力された値を平均化し、ＲＳＳＩとしてベースバンド信号処理部１８（図２）に出力する。
なお、平均化部２８８は、必須ではない。また同様の効果をもたらす方法であれば、本例以外の方法でＲＳＳＩを算出してもかまわない。
【００４４】
図６は、図２に示すメモリ２２０が保持する情報を示す図である。
メモリ２２０は、目標電力（復調部１４（図２）における入力信号レベルの目標値）、乗算器２４６（図３）で乗算される定数および閾値（復調部１４における入力信号レベルの目標値から導出される値）を保持する。
メモリ２２０が保持する各値は、適宜、減算器２４４、乗算器２４６および比較器２４８に読み出される。
なお、ここでは、メモリ２２０は、第２の利得制御受信機２内に設けているが、第２の利得制御受信機２外に設けてもよい。
以下、他のメモリに関しても同様に、利得制御受信機内に設けてもよいし、利得制御受信機外に設けてもよい。
【００４５】
図７は、図２に示すメモリ２２２が保持する情報を示す図である。
メモリ２２２は、ベースバンド信号処理部１８における入力信号レベルの目標値を保持する。
メモリ２２２が保持する値は、適宜、加算器２６４に読み出される。
【００４６】
以上のように、第２の利得制御受信機２は、第１利得制御部１２でＡ／Ｄコンバータ１４０の入力信号に対する利得制御を行うことに加え、第２の利得制御部２１８でベースバンド信号処理部２２０の入力信号に対する利得制御を行う。
このように、アナログ信号に対する利得制御を行うほか、デジタル信号に対する利得制御を行うことで、収束時間を高速化することおよび収束レベルを安定化することとができる。
【実施例３】
【００４７】
図８は、実施例３にかかる、第３の利得制御受信機３を示す図である。
第３の利得制御受信機３は、受信部１０、第１利得制御部１２、復調部１４、ベースバンド信号処理部１８、第２利得制御部２０および計算部３０を含む。
計算部３０は、電力演算部１６０、受信レベル測定部２８、第１利得算出部３２、第２利得算出部３４、タイミング生成部３６、メモリ２２０およびメモリ３００を含む。
つまり、第３の利得制御受信機は、図２に示した第２の利得制御受信機２における計算部２２を、計算部３０に置換した構成を採る。
【００４８】
タイミング生成部３６は、タイミング信号を生成し、生成したタイミング信号（以下、「基準タイミング信号」と記述する）を、受信レベル測定部２８、第１利得算出部３２および第２利得算出部３４に出力する。
ここで、タイミング信号とは、利得制御を行う周期に合わせて生成される信号を意味する。タイミング信号は、利得制御受信機３内で生成される他のタイミング信号や、利得制御受信機３の外部で生成されるタイミング信号に同期させてもかまわない。
第１利得算出部３２および第２利得算出部３４は、タイミング生成部３６から出力された基準タイミング信号をもとに、第１利得算出部３２および第２利得算出部３４における利得制御量算出の同期をとる。
これにより、第１利得制御部１２で利得制御が行われた直後に発生しうる、第１利得制御部１２が出力する信号レベルと、第２利得制御部２１８が出力する信号レベルとの差に起因する信号レベルの変動を抑えることができる。
受信レベル測定手段２８は、タイミング生成部３６から入力される基準タイミング信号、第１利得算出部３２から出力される第１利得制御量および電力演算部１６０から出力される瞬時電力値とに基づき、適切な受信レベルを算出し、ベースバンド信号処理部１８に出力する。
【００４９】
図９は、図８に示す第１利得算出部３２を示す図である。
第１利得算出部３２は、平均化部３２０、dBfs変換部２４２、減算器２４４、乗算器２４６、比較器２４８、セレクタ２５０、加算器２５２およびラッチ２５４を含む。
第１利得算出部３２は、タイミング生成部３６（図８）から入力される基準タイミングと、電力演算部１６０（図８）から入力される瞬時電力値とを使用して、第１利得制御量を算出する。
【００５０】
平均化部３２０は、タイミング生成部３６から入力される基準タイミングを使用して、電力演算部１６０から入力される瞬時電力値の平均を計算する。例えば、基準タイミング期間毎に瞬時電力値を累算し、その結果を塁算数で除算する。そのため、平均化部３２０以降の処理も、基準タイミング周期で行われる。
【００５１】
図１０は、図８に示す第２利得算出部３４を示す図である。
第２利得算出部３４は、オフセット部３４０、平均化部３４２、dBfs変換部３４４、第１減算器３４６、ラッチ３４８、第２減算器３５０、第３減算器３５２および真値変換部３５４を含む。
第２利得算出部３４は、タイミング生成部３６（図８）から入力される基準タイミングと、電力演算部１６０（図８）から入力される瞬時電力値と、第１利得算出部３２（図８）から入力される第１利得制御量とを使用して、第２利得制御量を算出する。
メモリ３００は、ベースバンド信号処理部の入力信号レベルの目標値の他、第１利得制御部１２へ第１利得制御量を設定してから、その第１利得制御量で利得制御された信号が復調部１４から出力されるまでの遅延時間（すなわち、フィードバックループ内で発生する遅延量）を記憶しているものとする。
【００５２】
オフセット部３４０は、メモリ３００から当該遅延量を読み出し、タイミング生成部３６から入力される基準タイミングを当該遅延量だけ遅延させて平均化部３４２に出力する。
平均化部３４２は、平均化部３４２と同様の構成を有し、オフセット部３４０から入力されるタイミングで、電力演算部１６０（図８）から入力される瞬時電力の平均を計算して、dBfs変換部３４４に出力する。
【００５３】
dBfs変換部３４４は、dBfs変換部２４２等と同一の機能を有し、平均化部３４２から入力される平均瞬時電力をdBfs変換し、第１減算器３４６に出力する。
【００５４】
第１減算器３４６は、dBfs変換部３４４から入力される信号レベルと、メモリ３００から読み出したベースバンド信号処理部１８（図８）の入力信号レベルの目標値との差分値を計算し、第３減算器３５２に出力する。
【００５５】
ラッチ３４８は、第１利得算出部３２（図８）から出力され前回設定された第１利得制御量を保持し、第２減算器３５０に出力する。
第２減算器３５０は、第１利得算出部３２から入力される第１利得制御量と、前回第１利得算出部３２から入力される第１利得制御量との差分値を計算し、第３減算器３５２に出力する。
【００５６】
第３減算器３５２は、第１減算器３４６から入力される差分データから、第２減算器３５０から入力される差分データを減算して、真値変換部３７２に出力する。
真値変換部３５４は、第２減算器３４８から入力される差分データを真値に変換し、第２利得制御部２１８（図８）に出力する。
【００５７】
図１１は、本例の利得制御装置３の動作タイミング図である。上から順に第１利得制御量の算出期間、出力される第１利得制御量、第１利得制御量に基づく復調部１４の出力期間、第２利得制御量の算出期間、減算器３４６の出力値（すなわち差分減算前の値）、第２利得制御量のdB換算値（差分減算後の値）、第２利得制御部による制御期間を示している。
第１利得算出部は基準タイミングに同期しているので、第１利得制御量は基準タイミングと実質的に同じタイミングで出力される。基準タイミングの期間＃０の内で平均化された瞬時電力に基づく第１利得制御量が、次の期間＃１において第１利得制御手段に与えられ、その復調出力は、更に前記遅延量だけ遅れる。
【００５８】
第２利得算出部は遅延された基準タイミングに同期しているので、第２利得制御量は、期間＃１から遅延量だけ遅れた期間＃１’で算出され、期間＃２から遅延量だけ遅れた期間＃２’で第２利得制御部に与えられる。
期間＃１から期間＃２に移る際に、第１利得制御量が変化しているはずなので、期間＃１’の復調出力のみから第２利得制御量を算出すると、既に古いものになってしまう。したがって、第３減算器３５２が、第２減算器３５０から入力される差分を減算することにより、期間＃１と期間＃２との間の第１利得制御量の差分を第２利得制御部２１８に織り込んで、最新の値にすることができ、当該差分に由来する信号レベルの変動を抑えることができる。
【実施例４】
【００５９】
図１２は、本発明の実施例４にかかる第４の利得制御受信機４の一実施態様を示す図である。
第４の利得制御受信機４は、受信部４０、第１利得制御部１２、復調部１４、計算部４２およびベースバンド信号処理部１８を含む。
受信部４０は、アンテナ１００、ＢＰＦ１０２、ＬＮＡ１０４、周波数変換部１０６およびＩＦ−ＢＰＦ４００を含む。
計算部４２は、電力演算部１６０、メモリ２２０、メモリ２２２、加算部４２０、第１利得算出部４２２、第２利得算出部２６および受信レベル測定部２８を含む。
つまり、第４の利得制御受信機４は、図２に示した第２の利得制御受信機２における受信部１０を受信部４０に、計算部２２を計算部４２に置換した構成を採る。
【００６０】
また、Ｑ−ＤＥＴ１４２、ベースバンドフィルタ１４４、第２利得制御部２０２、電力演算部１６０、加算部４２０、第１利得算出部４２２、第２利得算出部２６、受信レベル測定部２８、メモリ２２０およびメモリ２２２を、デジタル処理部４４とする。
デジタル処理部４４は復調するキャリア数に応じ複数存在する。以下、複数のデジタル処理部を４４−１、４４−２、４４−３、・・・、４４−Ｎと記述し（Ｎは自然数）、複数のデジタル処理部を総称して、デジタル処理部４４とする。
複数のデジタル処理部４４−１、４４−２、４４−３、・・・、４４−Ｎが存在するとき、Ｑ−ＤＥＴ１４２−１、１４２−２、１４２−３、・・・、１４２−Ｎも存在するが、複数のＱ−ＤＥＴを総称して、Ｑ−ＤＥＴ１４２とする。Ｑ−ＤＥＴ１４２以外のデジタル処理部４４の構成要素についても、同様に扱う。
【００６１】
受信部４０において、ＩＦ−ＢＰＦ４００は、ＬＮＡ１０４から入力される受信信号のうち、必要な帯域のみを、第１利得制御部１２に出力する。
利得制御受信機４はマルチキャリア通信を行うため、ＩＦ−ＢＰＦ４００によって得られる周波数帯域は、マルチキャリア信号に対応する周波数帯域である。
【００６２】
計算部４２において、加算部４２０は、各デジタル処理部４４から入力される瞬時電力を加算し、第１利得算出部４２２に出力する。
第１利得算出部４２２は、第１利得算出部２４と同等の構成を有し、加算部４２０から入力される瞬時電力の合計を使用して、第１利得制御量を算出し、第１利得制御部１２に出力する。
メモリ２２０およびメモリ２２２は、利得制御量を算出するために必要な値を保持し、第１利得算出部４２２および第２利得算出部２６によって、適宜読み出される。
【００６３】
本例に拠れば、マルチキャリア信号を一括してＡ／Ｄ変換する際、利得制御を効率的に行い、収束時間を高速化することおよび収束レベルを安定化することとができる。
【実施例５】
【００６４】
図１４は、本発明の実施例５にかかる第５の利得制御受信機５を示す図である。
第５の利得制御受信機５は、受信部４０、第１利得制御部１２、復調部１４、計算部５０およびベースバンド信号処理部１８を含む。
計算部５０は、電力演算部１６０、加算部４２０、メモリ２２０、メモリ３００、第１利得算出部５００、第２利得算出部２６、受信レベル測定部２８およびタイミング算出部５０２を含む。
また、第５の利得制御受信機５は、デジタル処理部４４を含む。つまり、第５の利得制御受信機５は、図１２に示した第４の利得制御受信機４における計算部４２を計算部５０に置換した構成を採る。
【００６５】
受信部４０は、移動局から受信された信号に適切な処理を行い、第１利得制御部１２に出力する。
復調部１４の各構成部分は、第１利得制御部１２から入力される受信信号に適切な処理を行い、ベースバンド信号処理部１８および電力演算部１６０に出力する。
このとき、復調部１４は、出力値をメモリ３００に入力する。
【００６６】
タイミング生成部５０２は、基準タイミング信号を、第１利得算出部５００、第２利得算出部２６および受信レベル測定部２８に出力する。
第１利得算出部５００は、第１利得算出部と同等の構成を有するが、第１利得制御量を複数の第２利得算出部２６に出力しうる点で異なる。
【００６７】
以上、述べたように、第５の利得制御受信機５は、第４の利得制御受信機４に同期機能を付加することで、マルチキャリア信号を一括してＡ／Ｄ変換する際、信号レベルの変動を補正し、より安定した出力レベルを得ることができる。
【００６８】
図１６は、第２の利得制御受信機２および第３の利得制御受信機３を実施した際の、応答のシュミレーション波形を示すグラフである。
入力波形は、３０dBのステップ幅の無変調信号である。
ベースバンド信号処理部における入力信号レベルの目標値は、−１１dBfsである。
【００６９】
図１６に示すように、ここでのパラメータ設定で、平均化部２４０等の平均時間を６６μｓと設定したところ、収束時間は、２００μｓ程度であった。
しかし、実際の使用においては、平均時間が３３μｓ（収束時間１００μｓ程度）であっても、実テストデータ入力に対して、基地局の無線特性規格である３ＧＰＰ（３ Generation Partnership Project）の基準感度試験を満たすことが確認できた。
第２の利得制御受信機２における収束安定度は、高レベル入力時の収束が±１ｄBであるが、第３の利得制御受信機３における収束安定度は、±０．５ｄB以下であり、出力レベルがより安定した利得制御受信機が実現できる。
【００７０】
以上のように、本発明の実施形態にかかる各利得制御受信機は、メモリにあらかじめ記憶されたデータを利用することおよびタイミング同期を取ること等によって、収束時間を高速化することおよび収束レベルを安定化することができる。
このように、各利得制御受信機は、アナログ信号に対する利得制御と、デジタル信号に対する利得制御とを効率的に行うことで、ビット数の大きなＡ／Ｄコンバータを使用せずとも、Ａ／Ｄコンバータにおける入力ダイナミックレンジを有効に活用することができる。
【００７１】
本発明の実施形態にかかる利得制御受信機は、セルラ電話通信システムに限らず、いかなる通信方式の受信機にも適用可能である。例えば、フレーム構成の無線信号を受信する際は基準タイミングの開始をフレームに同期させても良く、ＴＤＤ方式においては、基準タイミングをＴＤＤ周期の逓倍に同期させても良く、ＯＦＤＭ方式においては、基準タイミングをシンボル周期の整数倍に同期させてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００７２】
【図１】検討された利得制御受信機の構成を示す図である。
【図２】第２の利得制御受信機２の構成を示す図である。
【図３】第２の利得制御受信機２の、第１利得算出部２４の構成を示す図である。
【図４】第２の利得制御受信機２の、第２利得算出部２６の構成を示す図である。
【図５】第２の利得制御受信機２の、受信レベル測定部２８の構成を示す図である。
【図６】メモリ２２０が保持する情報を示す図である。
【図７】メモリ２２２が保持する情報を示す図である。
【図８】第３の利得制御受信機３の構成を示す図である。
【図９】第３の利得制御受信機３の、第１利得算出部３２の構成を示す図である。
【図１０】第３の利得制御受信機３の、第２利得算出部３４の構成を示す図である。
【図１１】第３の利得制御装置３の動作タイミング図。
【図１２】第４の利得制御受信機４の構成を示す図である。
【図１３】第１の利得制御受信機の可変減衰器６３６の内部構成例。
【図１４】第５の利得制御受信機５の構成を示す図である。
【図１５】従来の利得制御受信機の構成図。
【図１６】第２の利得制御受信機および第３の利得制御受信機を実施した際のＡＧＣ応答のシミュレーション波形を示すグラフである。
【図１７】第１の利得制御受信機１の構成図。
【符号の説明】
【００７３】
１…第１の利得制御受信機
１０…受信部
１００…アンテナ      １０２…ＢＰＦ      １０４…ＬＮＡ
１０６…周波数変換部      １０８…ＩＦ−ＢＰＦ
１２…利得制御部、第１利得制御部
１４…復調部
１４０…Ａ／Ｄコンバータ      １４２…Ｑ−ＤＥＴ
１４４…ベースバンドフィルタ
１６…計算部
１６０…電力演算部      １６２…利得算出部      １６４…受信レベル測定部
１８…ベースバンド信号処理部
２…第２の利得制御受信機
２０…第２利得制御部
２２…計算部
２２０…メモリ      ２２２…メモリ
２４…第１利得算出部
２４０…平均化部        ２４２…dBfs変換部        
２４４…減算器        ２４６…乗算器        ２４８…比較器
２５０…セレクタ        ２５２…累算器        ２５４…フィルタ
２６…第２利得算出部        ２６０…平均化部        ２６２…dBfs変換部
２６４…加算器        ２６６…真値変換器
２８…受信レベル測定部
２８０…加算器        ２８２…平均化部        ２８４…真値変換器
３…第３の利得制御受信機
３０…計算部
３００…メモリ
３２…第１利得算出部
３２０…平均化部
３４…第２利得算出部
３４０…オフセット部        ３４２…平均化部        ３４４…フィルタ
３４６…第１減算器        ３４８…フィルタ        ３５０…第２減算器
３５２…第３減算器        ３５４…真値変換部
３６…タイミング生成部
４…第４の利得制御受信機
４０…受信部
４００…ＩＦ−ＢＰＦ    ４２…計算部      ４２０…加算部
４２２…第１利得算出部
４４…デジタル処理部
５…第５の利得制御受信機
５０…計算部
５００…第１利得算出部      ５０２…タイミング生成部
６…第６の利得制御受信機６
６０…受信部
６０１…ミキサ      ６０２…ローカル発振器      ６０３…ＩＦフィルタ
６０４…ＩＦ−ＡＭＰ      ６０５…分配器      ６０６…可変減衰器
６０７…補正回路      ６０８…レベル検出器      ６０９…メモリ
６１…ＢＢ部
６１０、６２２…Ａ／Ｄコンバータ      ６１１、６１２…ミキサ
６１３…ローカル発振器      ６１４…９０°位相器
６１４、６１５…ベースバンドフィルタ      ６１７、６１８…可変利得増幅器
６１９、６３１…レベル検出器      ６２０、６３０…デジタル制御量演算部
６２３、６３３…アナログ制御量演算部      ６２４…Ｄ／Ａコンバータ
６２５、６３５…受信電力演算部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
2007267357.tif 000013
【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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