(57)【要約】【課題】効率的な突入電流制限回路を提供すること。【解決手段】本出願の一実施形態によるブーストコンバータは、入力ＡＣ電圧を整流するように構成される入力整流ブリッジと、入力整流ブリッジに接続される第１のインダクタと、ＤＣバスへの接続のための、第１のインダクタに結合される出力キャパシタと、出力キャパシタと第１のインダクタとの間に結合される第１の双方向半導体スイッチと、共通接地に接続される第１の端部をもつ第１のインダクタに隣接して配置される第２のインダクタと、第２のインダクタと出力キャパシタとの間に配置される第２の双方向半導体スイッチとを含む。電流突入を防止するために第１の双方向半導体スイッチおよび第２の双方向半導体スイッチを制御する突入制御装置を設けることができる。【選択図】図３
2007014193.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力ＡＣ電圧を整流するように構成される入力整流ブリッジと、
前記入力整流ブリッジに接続される第１のインダクタと、
ＤＣバスへの接続のための、第１のインダクタに結合される出力キャパシタと、
前記出力キャパシタと前記第１のインダクタとの間に結合される第１の双方向半導体スイッチと、
共通接地に接続される第１の端部を有する、前記第１のインダクタに磁気的に結合される第２のインダクタと、
前記第２のインダクタと前記出力キャパシタとの間に配置される第２の双方向半導体スイッチと
を備えたことを特徴とするブーストコンバータ。
【請求項２】
前記第１の双方向半導体スイッチをオンおよびオフにするように動作可能な、前記第１の双方向半導体スイッチに接続される第１の制御スイッチと、
前記第２の双方向半導体スイッチをオンおよびオフにするように動作可能な、前記第２の双方向半導体スイッチに接続される第２の制御スイッチと、
前記第１の制御スイッチおよび前記第２の制御スイッチを制御するように動作可能な突入制御装置と
をさらに備えたことを特徴とする請求項１に記載のブーストコンバータ回路。
【請求項３】
前記第１の双方向半導体スイッチの第１のゲートと第１のソースとの間に接続される第１のスイッチツェナーダイオードであって、前記第１の双方向半導体スイッチの前記第１のゲートおよび前記第１のソースは前記第１の双方向半導体スイッチの前記出力キャパシタ側にある第１のスイッチツェナーダイオードと、
前記第１のスイッチツェナーダイオードと並列に、前記第１の双方向半導体スイッチの前記第１のゲートと前記第１のソースとの間に接続される第１のスイッチ抵抗と、
前記第１のゲート、前記第１のスイッチツェナーダイオード、および前記第１のスイッチ抵抗の各々に接続される第１の中間抵抗であって、前記第１の制御スイッチがオンのとき、前記第１の双方向半導体スイッチをオフにするために前記第１の制御スイッチが負電圧を前記第１の双方向半導体スイッチの前記第１のゲートに与えるように、前記第１の中間抵抗と前記ＤＣバスの低側レールとの間に前記第１の制御スイッチが接続される第１の中間抵抗と
をさらに備えたことを特徴とする請求項２に記載のブーストコンバータ回路。
【請求項４】
前記第２の双方向半導体スイッチの第１のゲートと第１のソースとの間に接続される第２のスイッチツェナーダイオードであって、前記第２の双方向半導体スイッチの前記第１のゲートおよび前記第１のソースが前記第２の双方向半導体スイッチの前記出力キャパシタ側にある第２のスイッチツェナーダイオードと、
前記第２のスイッチツェナーダイオードと並列に、前記第２の双方向半導体スイッチの前記第１のゲートと前記第１のソースとの間に接続される第２のスイッチ抵抗と、
前記第２の双方向半導体スイッチの前記第１のゲート、前記第２のスイッチツェナーダイオード、および前記第２のスイッチ抵抗の各々に接続される第２の中間抵抗であって、前記第２の制御スイッチがオンのとき、前記第２の双方向半導体スイッチをオフにするために前記第２の制御スイッチが負電圧を前記第２の双方向半導体スイッチの前記第１のゲートに与えるように、前記第２の中間抵抗と前記ＤＣバスの前記低側レールとの間に前記第２の制御スイッチが接続される第２の中間抵抗と
をさらに備えたことを特徴とする請求項３に記載のブーストコンバータ回路。
【請求項５】
前記突入制御装置は、前記第２の双方向半導体装置をオンにし続けるように前記第２の制御スイッチを制御し、前記入力電圧が前記出力キャパシタの両端の前記電圧よりも大きいとき適宜に前記第１の双方向半導体スイッチをオンおよびオフにするように前記第１の制御スイッチを制御することを特徴とする請求項２に記載のブーストコンバータ。
【請求項６】
前記突入制御装置は、前記第２の双方向半導体装置をオフにし続けるように前記第２の制御スイッチを制御し、前記入力電圧が前記出力キャパシタの両端の前記電圧よりも小さいとき前記第１の双方向半導体スイッチをオンにし続けるように前記第１の制御スイッチを制御することを特徴とする請求項２に記載のブーストコンバータ。
【請求項７】
前記ＤＣバスの高側レールと前記低側レールとの間に接続され、前記第１のインダクタと前記第１の双方向半導体スイッチとの間に配置されるパワースイッチと、
前記ブーストコンバータに力率補正を行うために前記パワースイッチを制御するように動作可能な力率補正制御装置と
をさらに備えたことを特徴とする請求項１に記載のブーストコンバータ。
【請求項８】
前記パワースイッチがパワーＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする請求項５に記載のブーストコンバータ。
【請求項９】
前記第１の双方向スイッチおよび前記第２の双方向スイッチならびに前記ブーストコンバータの他の部分は単一のＩＣ上に製作されることを特徴とする請求項１に記載のブーストコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【背景技術】
【０００１】
力率補正（ＰＦＣ）は、ＡＣ電力供給システムにおける高調波放出を低減するために国際標準（ＥＮ６１０００−３−２）により要求される。最も一般的な従来の解決策は、入力整流器ブリッジと、それに続く電圧および電流ループによって制御されるブーストスイッチコンバータを使用する。図１は、入力回路１２、ブーストチョーク１８を通してＭＯＳＦＥＴ１６に供給するダイオードブリッジ整流器１４、およびキャパシタ２２を通して出力パワーを供給するブーストダイオード２０を含む、全体的に１０で示される一般的なＰＦＣ整流器段を示す。抵抗２４として概略的に示される負荷回路はキャパシタ２２の両端に接続される。
【０００２】
ＭＯＳＦＥＴ１６のゲート制御およびＰＦＣは、好適な論理回路２６によって行われる。この回路によって、コンバータ入力１２における電圧および電流はいつでも比例することになり、システムの入力において所望の抵抗性の性質が生成される。
【０００３】
一般にブーストトポロジーの構成で生じる２つの問題、すなわち大きな逆回復損失および始動時の突入電流の制御の問題がある。第１の問題について、ＭＯＳＦＥＴ１６が通常動作の間にオンになると、ブーストダイオード２０の逆回復充電がかなりのスイッチ損失を引き起こし、最大スイッチ周波数が著しく制限される。
【０００４】
第２の問題は、一般に、出力キャパシタ２２が放電されるシステム始動時に、すなわち出力キャパシタが整流されたＡＣラインによって充電されるときに生じる。充電電流の大きさは入力ループのインピーダンスによって制限され、構成要素の故障を引き起こすことがある、かなりの突入電流の原因になる。
【０００５】
従来のトポロジーでは、充電電流の経路中に、必要ならば電流経路を遮断できる制御可能なスイッチが存在しない。この問題への従来の解決策は、図１の整流器ブリッジの入力側に示されたように、リレー、ＳＣＲをもつ負温度係数（ＮＴＣ）抵抗または標準抵抗の形態をとる。
【０００６】
ブーストコンバータ内のＰＦＣの特定な従来の実施態様を以下の米国特許に見いだすことができる（例えば、Matsumoto等の特許文献１（SWITCHING POWER SUPPLY）、Bernstein等の特許文献２（APPARATUS FOR LIMITING INRUSH CURRENT）、Maの特許文献３（SYNCHRONOUS RECTIFIER FOR BOOST CONVERTERS）参照）。しかし、これらのすべてにおいて、解決策は２つの主要な問題（突入損失および逆回復損失）のうちの１つしか対処せず、解決策はすべてコンバータＩＣの一部として都合よく製作できない追加の構成要素を使用する。明らかに、両方の問題に対処し、また都合のよい集積化を可能にする、よりよい解決策が必要である。
【０００７】
【特許文献１】米国特許第６２８５１７０Ｂ１号明細書
【特許文献２】米国特許第５４２０７８０号明細書
【特許文献３】米国特許第５９９４８８２号明細書
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
本発明は、図１に示されたブーストダイオードの代わりに双方向常時通電半導体スイッチを使用することによって上述の必要性を満たそうとするものである。この周知の装置は両方向に電流を通電および阻止することができ、ときどき４象限スイッチ（ｆｏｕｒ  ｑｕａｄｒａｎｔｓ  ｓｗｉｔｃｈ）といわれるが、それは両方向に電流の通電および電圧の阻止ができ、したがってＶＩ平面の４つの象限で動作できる装置であるからである。全体的に３２で示される、そのような装置の概略図が図２に示される。
【０００９】
ここで、双方向電流経路は第１のソース端子３４と第２のソース端子３６との間である。制御は、第１のゲート端子４０とソース端子３４との間に接続される第１の電圧源３８、および第２のゲート端子４４とソース端子３６との間に接続される第２の電圧源４２によって供給されるバイアス電圧により行われる。この種の装置は、負バイアスがゲートソースペアのいずれか１つまたは両方の両端に印加されると装置がオフになるということによって特徴づけられる。両方のゲートの電圧が０の場合に限り、電流は２つのソース端子の間を流れることができる。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明の第１の態様によれば、同期整流機能および電流突入制限機能の両方が単一の双方向常時オンスイッチを使用してブーストコンバータに組み込まれる。好ましくは、本発明のこの態様によれば、ブーストコンバータは自己駆動トポロジーを使用する。好適には、双方向スイッチおよび関連する回路がブーストコンバータ自体を実装するＩＣの一部であることである。
【００１１】
本発明の第２の態様によれば、突入電流制限保護をもつ自己駆動ブーストコンバータは、従来のブーストダイオードを、ライン側ペアのゲート端子とソース端子との間に接続される低電圧ショットキーダイオードを有する常時オン双方向半導体スイッチと取り替えることによって実現される。
【００１２】
本発明の第３の態様によれば、突入電流制限保護は、従来のブーストダイオードを、負荷電流が危険なレベルに達したとき好適な論理回路の制御下で双方向スイッチをオフにするために１つのゲート（好ましくは負荷側のゲート）を使用する常時オン双方向半導体スイッチと取り替えることによってブーストコンバータ内に組み込まれる。短絡および過負荷の両方の保護はこのようにして実現できる。
【００１３】
さらに、本発明の第３の態様によれば、双方向スイッチのゲートおよびソース端子ペアのうちの１つ、好ましくはライン側のペアの間に接続される低電圧ショットキーダイオードを備え、第２のショットキーダイオードが負荷側のゲート端子を回路保護論理回路に接続することができる。
【００１４】
本発明のさまざまな態様による回路は、特別な構成要素の追加が最少であり、装置が経済的になり、ＩＣとしてブーストコンバータの残りの部分とともに容易に実装される。従来の手法に対して機能上の改善も得られる。同期整流機能については、低電圧ショットキーダイオードの小さな順方向電圧（０．２〜０．３Ｖ）およびスイッチのＲＤＳｏｎ損失しか通電損失をもたらさず、回路が非常に効率的になる。これは、大きな通電損失を示す最も高度化した広バンドギャップ整流器ダイオード（ＳｉＣおよびＧａＡｓ）と比べても利点である。また、逆回復損失がなく、スイッチ静電容量の容量性放電しかない。
【００１５】
突入電流制限機能に関しては、電流経路を任意の所与のときに開け、固体ヒューズ機能を実現できることが重要な利点である。したがって、完全で正確な突入電流制御が可能である。
【００１６】
本出願の別の実施形態によるブーストコンバータは、入力ＡＣ電圧を整流するように構成される入力整流ブリッジと、入力整流ブリッジに接続される第１のインダクタと、ＤＣバスへの接続のための、第１のインダクタに結合される出力キャパシタと、出力キャパシタと第１のインダクタとの間に結合される第１の双方向半導体スイッチと、共通接地に接続される第１の端部をもつ第１のインダクタに隣接して配置される第２のインダクタと、第２のインダクタと出力キャパシタとの間に配置される第２の双方向半導体スイッチとを含む。
【００１７】
本発明の他の特徴および利点は、添付の図を参照する、本発明の以下の説明から明らかになるであろう。本発明の目的は提供することである。
【００１８】
図の全体を通して、同じ部分は同じ参照番号によって示される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
次に図３を参照すると、全体的に５０で示される同期ブーストコンバータの基本概念は、ダイオード整流器ブリッジ１４、低側ＭＯＳＦＥＴ１６、ブーストチョーク１８および負荷回路２４が並列に接続される出力キャパシタ２２をもつ図１の従来の回路と同じ一般的な構成を有する。しかし、図１のブーストダイオードは、上述され図２に示されたタイプの双方向常時オンスイッチ５２によって置き換えられる。突入および同期整流制御は、任意の好適なまたは所望のタイプであることが可能であり、または以下に記述される例示的実施形態で説明されるようにスイッチ５２用の適切な制御信号を生成する論理ユニット５４によって行われる。ＭＯＳＦＥＴ１６は好適なパルス幅変調論理（図示せず）によって従来の方法で駆動される。
【００２０】
好ましい例示的な、しかし非限定的な実施態様では、双方向スイッチ６４のライン側のゲート端子６０とソース端子６２との間に接続されるショットキーダイオード５８が使用される。この実施態様では、負荷側のゲート６６は駆動されず、したがって負荷側のソース６８に直接接続される。
【００２１】
スイッチ６４は両方向に電圧を阻止できることが必要である。ブーストコンバータでは、出力キャパシタ２２が放電されると、出力電圧は入力よりも低くなる。しかし、回路が動作していると出力電圧は常に入力電圧よりも大きい。それに応じて、スイッチ６４は少なくとも１つの方向に電流を通電できることが必要である。
【００２２】
この機能性は、スイッチ６４をオンにするためのゲート信号を生成する低電圧ショットキーダイオード５８の使用によって得られる。ＭＯＳＦＥＴ１６がオンになると、電流はＭＯＳＦＥＴのドレインに進路を変えられることになる。電圧がショットキーダイオード５８の両端で増加し始めるとすぐにスイッチ６４はオフになり、出力電圧が阻止される。ＭＯＳＦＥＴ１６がオフになると逆のプロセスが生じる。
【００２３】
前に言及したように、図４の回路では、第２のゲート６６は使用されず、動作に影響しない。しかし、ゲート６６はスイッチ６４の動作を独立して制御するのに使用できるので、図５に示すように、突入電流保護を行うために使用できる。
【００２４】
図５に示す突入電流保護実施回路７０は、ダイオード（好ましくはツェナー型）７２がスイッチ６４の負荷側のゲート端子６６とドレイン端子６８との間に設けられ、ＭＯＳＦＥＴ１６から低側レール８０への電流経路が抵抗７４およびキャパシタ７６の直列組合せを通して設けられる点で回路５６と異なる。さらに、スイッチ７８はキャパシタ７６の両端に接続される。スイッチ７８は、ゲート６６の電圧を制御するためにＰＦＣ論理回路７８により動作させられる。さらに、以下で説明するように、突入抵抗８４を直列にもつ突入ダイオード８２を設けることもできる。
【００２５】
動作中、システム始動時に、ＡＣラインがブリッジ１４を横切ってシステムに加えられるときに、出力キャパシタ２２は依然として放電している。スイッチ７８の位置にかかわらず、０Ｖバイアスがゲート６６に印加され、したがってスイッチ６８は「オン」であることになる。
【００２６】
電流がインダクタ１８、ダイオード５８、およびスイッチ６４を通って流れ始めるにつれて（突入ダイオード８２および抵抗８４がないと仮定して）、電圧が出力キャパシタ２２上で増加し始めることになる。制御スイッチ７８を閉じれば、同じ出力電圧がクランプダイオード７２上に存在し、したがってスイッチ６８のゲート６６に印加される。出力電圧がスイッチ６８の閾値電圧に達すると、スイッチはオフになり、充電電流経路は阻止されることになる。
【００２７】
制御スイッチ７８が開くと、キャパシタ７６はキャパシタ２２上と同じ電圧に向かって充電を開始し、ゲート６６はキャパシタ７６が充電されるにつれて電圧の経過を追うことになる。充電時間は抵抗７４およびキャパシタ７６のＲＣ時定数によって決定され、突入電流を所望の値に制限するように任意に長くすることができる。あるいは、スイッチ７８は入力電流の立ち上がり速度を制御するためにパルス幅変調（ＰＷＭ）を行うことができる。また、突入ダイオード８２および突入抵抗８４を使用して出力キャパシタ２２を充電するための特別な経路を設けることができる。
【００２８】
スイッチ７８は、入力から出力への電流経路を切るために動作中のいつでも閉じることができる。ＰＦＣ制御では、通常、バス電流がモニタされることになる。設定された電流制限に達すると、スイッチ７８が閉じられ、ゲート６６上に負バイアスが生じ、スイッチ６４が開けられることになる。
【００２９】
本出願の別の実施形態によれば、突入防止は、ブーストコンバータ回路中の１つまたは複数の双方向スイッチ装置の使用によって達成することができる。前に言及したように、例えば図１の出力キャパシタ２２が放電されたとき、出力キャパシタは整流されたＡＣラインによって充電または再充電される。充電電流の大きさは入力ループのインピーダンスによって制限されるが、しかし、入力ループのインピーダンスがかなり低いとすると、かなりの突入電流が供給され、構成要素の故障を引き起こすことがある。同様に、大きな突入電流は、またメインラインの保護機構を作動させ、および／または過熱を引き起こすこともある。
【００３０】
図６はキャパシタ事前充電ループを示す概略図である。すなわち、図６は、便宜上図６ではバスキャパシタＣｂｕｓとして示された出力キャパシタ（図１のキャパシタ２２）を充電するために電流が流れる経路を概略的に示す。バスキャパシタＣｂｕｓは、ＤＣバス用の電圧がこのキャパシタの両端に供給されることが好ましいので、そのようにいわれる。その場合、さまざまな装置は、抵抗性負荷に供給するためのＤＣバスから電力を供給されることが可能である。電流は、ＡＣ電圧源１６２（ＡＣメインライン）から、電磁気干渉（ＥＭＩ）の影響を除去するかまたは最小にする、従来のまたは所望の任意の設計の電磁気干渉消去装置１６４を通って流れる。次いで、電流は適切な整流器１６３を通って、インダクタ１８およびブーストダイオード２０に流れ、バスキャパシタＣｂｕｓに至る。このようにして、図６で分かるように、キャパシタＣｂｕｓとＡＣ電圧源１６２との間の経路はかなり低いインピーダンスを有し、始動時にかなり大きな電流ピークが発生することになる。これらのピークは構成要素を破損するだけでなく、またこれらのピークがメインラインの保護機構を作動させ、したがって電気サービスを中断させることもある。
【００３１】
図７は、異なる電圧源ＶｉｎとＶｂｕｓとの間の電流を制御するための、図２を参照して上述したものと同様の双方向半導体スイッチ１７０の使用を示す回路図である。ＶｉｎおよびＶｂｕｓは、入力電圧および出力電圧またはＤＣバス両端の電圧と単にみなすことができる。図７に示されるように、スイッチ１７０は、２つの関連するゲートＧ１およびＧ２をもつ２つのソースＳ１およびＳ２を含む。出力キャパシタすなわちバスキャパシタが放電してしまった始動時のように、ＶｉｎがＶｂｕｓより大きいとき、ソースＳ２はスイッチ１７０のなかの最も負の端子である。したがって、スイッチ１７０は、Ｇ２に負電圧をかけるために、スイッチＭ４、抵抗１７２、およびダイオードＤＺを利用して能動的にオンおよびオフにすることができる。スイッチＭ４がオフになるとゲートＧ２は抵抗１７２を通って放電し、Ｇ２の電圧がＳ２の電圧よりも負でなければスイッチ１７０はオンのままである。スイッチＭ４がオンになると、ダイオードＤＺはＧ２とＳ２との間のゲートソース電圧を−１５Ｖに保ち、このようにしてスイッチ１７０をオフにするために必要な負バイアス電圧が供給される。始動後に回路が動作している時間の大部分で、ＶｉｎがＶｂｕｓよりも小さいとき、Ｓ１はスイッチ１７０のなかの最も負の端子であり、したがってゲートＧ２はスイッチ１７０の機能に影響しなくなることに留意されたい。
【００３２】
上述の概念を利用して、本出願の別の実施形態によるブーストコンバータ回路が図８を参照して詳細に説明される。図８の回路は図５の回路の同じ要素の多くを含み、共通の参照番号が共通の特徴を参照するために使用される。
【００３３】
図８の回路では、ＡＣライン電圧はダイオードブリッジ１４の両端およびインダクタ１８に印加される。力率補正は、例えばスイッチＭ１を制御するＰＦＣ制御装置７８の論理によって行うことができる。図８の回路では、従来のブーストキャパシタは、上述の図７のスイッチ１７０と同様の方法で設けられる双方向半導体スイッチ１８０（カスコード主部）によって置き換えられる。スイッチ１８０の第２のゲートＧ２は、２つの抵抗１８２、１８４、ツェナーダイオードＤＺ１、およびパワーＭＯＳＦＥＴ  Ｍ２を含む外部回路に接続される。図５の突入ダイオード８２および抵抗８４は、２つの抵抗１９２、１９４、ツェナーダイオードＤＺ２、およびＭＯＳＦＥＴ  Ｍ３を含む別の外部回路に接続される第２の双方向スイッチ１９０（カスコード補助部）によって置き換えられる。第２のインダクタ１９５はインダクタ１８に隣接して配置される。第１のインダクタ１８に結合される第２のインダクタ１９５の第１の側は接地すなわち低側レールに接続され、一方、他の側は第２のスイッチ１９０の第１のソースＳ１’に接続される。第１および第２のスイッチ１８０、１９０の第２のソースＳ２、Ｓ２’は、再びバスキャパシタＣｂｕｓとして示される出力キャパシタに接続される。突入制御装置１９６はＭＯＳＦＥＴのＭ２およびＭ３を制御して、それぞれ第１の双方向スイッチ１８０および第２の双方向スイッチ１９０を制御する。
【００３４】
図８の回路は２つのモードで動作する。キャパシタ事前充電のモードＡでは、ＰＦＣ制御は非活動状態であり、バスキャパシタＣｂｕｓは放電してしまっており、充電されなければならない。すなわち、モードＡは始動に対応する。突入制御装置１９６は、Ｍ３をオフにしたままで能動的にＭ２を切り替える。Ｍ３がオフでは、スイッチ１９０は従来のダイオードのように動作する。突入制御は、突入を制御するようにＭ２を変調する。結合された第２のインダクタ１９５は第２のスイッチ１９０を逆バイアスされたままにする。
【００３５】
Ｍ２がオフである間、スイッチ１８０はダイオードのように動作する。電流は、メインＡＣラインから、ブリッジ１４、インダクタ１８、スイッチ１８０を通り、バスキャパシタＣｂｕｓに流れて、キャパシタを充電する。Ｍ２がオンになると、図７について上述した方法と同様の方法でスイッチ１８０はオフになる。すなわち、ダイオードＤＺ１は、スイッチ１８０のＧ２とＳ２との間のゲートソース電圧をＤＣバスの下端レールに保ち、このようにしてスイッチ１８０をオフにするために必要な負バイアス電圧が供給される。第２のインダクタ１９５に蓄積された磁気エネルギーは、電流が第２のインダクタ１９５を流れ、スイッチ１９０を通り、バスＣｂｕｓに至ることを可能にする。したがって、キャパシタＣｂｕｓを充電するために電流が引き続き供給されている間、インダクタコアに蓄積された磁気エネルギーは巻線１９５およびスイッチ１９０を通って放電する。
【００３６】
通常のＰＦＣ制御の第２のモードでは、突入制御装置１９６は、Ｍ２をオフのままに、Ｍ３をオンのままにする。このようにして、第２の双方向スイッチ１９０はオンになることが妨げられ、したがって第２のインダクタ１９５はバスキャパシタＣｂｕｓから切り離される。一方、スイッチ１８０は従来のブーストダイオードとして作動する。この時点でバスダイオードＣｂｕｓは既に充電されているので突入の危険はなくなっており、したがってスイッチ１８０を通常のダイオードとして動作させても安全である。
【００３７】
突入制御装置１９６は、実質的に、抵抗Ｒ１０とＲ１２との間の点から与えることができるバスキャパシタＣｂｕｓの両端の電圧を含む、ＰＦＣ制御装置と同じフィードバック情報を利用する。
【００３８】
図９は図８の回路をシミュレートすることによって得られた結果を示すグラフである。分かるように、通電期間は、入力電圧がバスキャパシタＣｂｕｓの両端のバス電圧よりも大きい期間に制限される。
【００３９】
したがって、図８の回路を利用することによって、廉価で信頼できる突入電流制限が可能になる。突入制御装置１９６に加えて抵抗１８２、１８４、１９２、１９４およびダイオードＤＺ１およびＤＺ２とともに２つの双方向半導体スイッチ１８０、１９０の使用により、従来、突入制御に使用されている、高価で信頼できず場所をとる電気化学的なリレーおよび非効率なＮＣＴ抵抗の除去が可能になる。さらに、突入制御は、図８の回路をさらに簡単化するために力率補正および突入制御の両方を可能にする単一の高度化されたＰＦＣ制御装置を実装することができる。双方向半導体スイッチ１８０および１９０は、むしろシステム故障の場合に遮断することができ、従来のヒューズよりも便利である固体スイッチのように動作する。
【００４０】
以上、本発明についてその特定の実施形態に関して説明したが、多くの他の変更および修正ならびに他の用途が当業者なら本明細書の説明に照らして明らかであろう。したがって、本発明は本明細書の特定の開示によって制限されず、添付された特許請求の範囲によって許可される全範囲が与えられることが意図される。
【図面の簡単な説明】
【００４１】
【図１】ブーストコンバータトポロジーを有する一般的なＰＦＣ整流器段の概略回路図である。
【図２】双方向常時オンスイッチの機能性を表す概略図である。
【図３】本発明により実現される、突入電流制限を有する同期ブーストコンバータの簡略化された概略図である。
【図４】本発明による自己駆動同期整流器ブーストコンバータの概略図である。
【図５】突入電流保護を可能にする、図４の装置の実施態様の回路図である。
【図６】事前キャパシタ充電ループを表す概略図である。
【図７】本発明の一実施形態による、異なる電圧源の間の電流の流れを制御するために双方向スイッチ装置の使用を示す図である。
【図８】本発明の別の実施形態により実現される、突入電流制限を有する同期ブーストコンバータの簡略化された概略図である。
【図９】図８の回路をシミュレートすることによって得られた結果を示すグラフである。
【図１】
2007014193.tif 000003
【図２】
2007014193.tif 000004
【図３】
2007014193.tif 000005
【図４】
2007014193.tif 000006
【図５】
2007014193.tif 000007
【図６】
2007014193.tif 000008
【図７】
2007014193.tif 000009
【図８】
2007014193.tif 000010
【図９】
2007014193.tif 000011
【外国語明細書】
2007014193000001.pdf