(57)【要約】【課題】従来の温度補償減衰器は、サーミスタと固定抵抗との並列回路を使用周波数の１／４波長ごとの間隔で複数個直列接続したものであった。しかし、周囲温度が設計中心温度から変化すると回路の見かけインピーダンスが変化し、反射特性が悪化する。また、出力側の並列回路に比べ、入力側の並列回路で消費される電力が大きいため、入力側の並列回路の電力がすぐに頭打ちとなって、高耐電力性を実現できないという問題点があった。【解決手段】９０°ハイブリッドのスルー端子２とカップルド端子３にそれぞれ同一特性のサーミスタ７を接続し、前記サーミスタ７の他方の端子をグランド電位に接続し、９０°ハイブリッドのアイソレーション端子４を出力端子とした。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
裏面に接地導体が形成された基板の表面に形成され、一端に信号入力端子を有する入力側主線路、
前記表面上に形成され、入力端子とアイソレーション端子とスルー端子とカップルド端子とを有するとともに、前記入力側主線路の一端に前記入力端子が接続された９０°ハイブリッド結合回路、
前記スルー端子と前記接地導体との間に接続された第１のサーミスタと、この第１のサーミスタに並列に接続された第１の抵抗器とを含む第１の並列回路、
前記カップルド端子と前記接地導体との間に接続された前記第１のサーミスタとほぼ同特性の第２のサーミスタと、この第２のサーミスタに並列に接続され前記第１の抵抗器とほぼ同じ値の第２の抵抗器とを含む第２の並列回路、
前記基板上に設置され前記アイソレーション端子に接続された信号出力端子を備えたことを特徴とする温度補償減衰器。
【請求項２】
基板の一面に形成され、一端に信号入力端子を有する入力側主線路、
前記基板上に形成され、入力端子とアイソレーション端子とスルー端子とカップルド端子とを有するとともに、前記入力側主線路の一端に前記入力端子が接続された９０°ハイブリッド結合回路、
前記基板上に形成されたほぼ同一特性を有する第１，第２のオープンスタブ、
前記スルー端子と前記第１のオープンスタブとの間に接続された第１のサーミスタと、この第１のサーミスタに並列に接続された第１の抵抗器とを含む第１の並列回路、
前記カップルド端子と前記第２のオープンスタブとの間に接続され前記第１のサーミスタとほぼ同特性の第２のサーミスタと、この第２のサーミスタに並列に接続され前記第１の抵抗器とほぼ同じ値の第２の抵抗器とを含む第２の並列回路、
前記基板上に設置され前記アイソレーション端子に接続された信号出力端子を備えたことを特徴とする温度補償減衰器。
【請求項３】
前記基板は誘電体の板を含むことを特徴とする請求項１または２に記載の温度補償減衰器。
【請求項４】
前記抵抗器は可変抵抗器であることを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載の温度補償減衰器。
【請求項５】
増幅器を収容したケース内に収納され、前記増幅器の入力端子に前記出力端子が接続されていることを特徴とする請求項1〜４のいずれか一項に記載の温度補償減衰器。
【請求項６】
増幅器を収容したケース内に収納され、前記増幅器の出力端子に前記出力端子が接続されていることを特徴とする請求項1〜４のいずれか一項に記載の温度補償減衰器。
【請求項７】
前段に請求項５に記載の温度補償減衰器が接続されたことを特徴とする温度補償増幅器。
【請求項８】
後段に請求項６に記載の温度補償減衰器が接続されたことを特徴とする温度補償増幅器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、マイクロ波およびミリ波の信号伝送線路に挿入され、周囲温度変化に対応して減衰量が変化する温度補償減衰器と、この温度補償減衰器を用いた増幅器に関する。
【背景技術】
【０００２】
温度補償減衰器は周囲温度変化に対応して減衰量が変化する減衰器であり、例えば周囲温度変化により増幅器の増幅率変化により出力レベルが変動する場合などの温度補償用途に利用される。特にマイクロ波やミリ波の伝送線路に用いられる場合は線路インピーダンスとの不整合による影響が減衰量に大きく利くので、特別な配慮を必要とする。このような温度補償減衰器の例として特許文献１に示すものがある。特許文献１に示すものは、小型化、低廉化を実現するため、周囲温度の検出のための熱検知センサや、温度変化により減衰量を制御するための制御回路、およびセンサや制御回路を動作させるための電源を必要としない構成になっている。即ち、特許文献１の図１にはサーミスタ４と固定抵抗５の並列抵抗回路を使用周波数の１／４波長の間隔で複数個、直列接続する構成のものが開示されている。
【０００３】
特許文献１の温度補償減衰器は、周囲温度変化によるサーミスタの抵抗値変化により、温度補償減衰器の後段に接続する増幅器の温度特性を打ち消すような減衰量を実現する。しかし、このような高周波の伝送線路では、伝送線路の整合が取れている場合は減衰量は単純な抵抗値比率で決まるものの、抵抗値が変化すると線路インピーダンスとの整合が取れなくなってしまう。即ち、設計中心温度（サーミスタの抵抗値が初期値である温度）では完全整合状態をとることができるが、周囲温度が変化するとそれに伴うサーミスタの抵抗値変化により、整合状態が悪くなり、反射が増えるなどして期待通りの減衰特性が得られないという問題があった。
【０００４】
また、特許文献１に示す温度補償減衰器は出力側の並列抵抗回路で消費される電力に比べ、入力側の並列抵抗回路で消費される電力の方が大きくなるという特性をもつ（詳細は後述）。一般には、入力側の並列抵抗回路と出力側の並列抵抗回路とは、同じ温度特性をもたせるという目的から同じ電力容量で設計、製作される。したがって入力側と出力側の間に上記のようなアンバランスな電力消費量が生じると、入力電力が増大するにつれ並列抵抗回路全体として電力余裕があっても、入力側の並列抵抗回路の電力余裕が先に頭打ちとなるため、全体としての耐電力性能が低下するという問題があった。
【特許文献１】特開２００２‐２０８８０３公報  「感温減衰器」
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
従来の温度補償減衰器は、設計中心温度では使用される伝送線路と完全整合状態をとることができるが、周囲温度が変化するとそれに伴うサーミスタなどの抵抗値変化により、整合状態が悪くなるという問題があった。
【０００６】
また、出力側の並列抵抗回路に比べ、入力側の並列抵抗回路で消費される電力が大きくなるため入力側／出力側の並列抵抗回路の耐電力量を同一になるように製作した場合、温度補償減衰器全体としての耐電力量は期待通りの耐電力性能を実現できないという問題点があった。
【０００７】
本発明の目的は、上記問題点を解決し、従来の温度補償減衰器よりも整合性が優れ、高耐電力性を有する高周波帯用の温度補償減衰器を実現することである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の温度補償減衰器は、裏面に接地導体が形成された基板の表面に形成され、一端に信号入力端子を有する入力側主線路、
前記表面上に形成され、入力端子とアイソレーション端子とスルー端子とカップルド端子とを有するとともに、前記入力側主線路の一端に前記入力端子が接続された９０°ハイブリッド結合回路、
前記スルー端子と前記接地導体との間に接続された第１のサーミスタと、この第１のサーミスタに並列に接続された第１の抵抗器とを含む第１の並列回路、
前記カップルド端子と前記接地導体との間に接続された前記第１のサーミスタとほぼ同特性の第２のサーミスタと、この第２のサーミスタに並列に接続され前記第１の抵抗器とほぼ同じ値の第２の抵抗器とを含む第２の並列回路、
前記基板上に設置され前記アイソレーション端子に接続された信号出力端子を備えたものである。
【発明の効果】
【０００９】
本発明は、高耐電力性能が実現でき、さらに、周囲温度変化に対して整合性が優れた温度補償用減衰器を得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
本発明の温度補償減衰器について説明する前に、理解を助けるため、特許文献１に示す構成の線路における電力損失について説明する。
図１３は特許文献１に示されたマイクロ波線路に類似するマイクロ波線路を示す。入力端１には所定のインピーダンスを有する線路５ａ（具体的には例えばプリント基板上に作られたマイクロストリップ線路）が接続され、この線路５ａの後にはサーミスタ７ａと固定抵抗器８との並列抵抗回路１５ａ（抵抗値Ｒ１ａとする）が接続されている。並列抵抗回路１５ａの先には使用されるマイクロ波の１／４波長の線路１４が接続され、更にその先にはサーミスタ７ｂと固定抵抗器８との並列抵抗回路１５ｂ（抵抗値Ｒ１ｂとする）が接続されている。並列抵抗回路１５ｂの先は線路５ｂを介して出力端子４となる。
【００１１】
説明のため、図１４に図１３の回路の入力端子１にインピーダンスがＺ０の高周波信号源１６、出力端子４にインピーダンスがＺ０の出力負荷１８を接続した等価回路図を示す。線路５ａ，５ｂのインピーダンスはそれぞれＺ０である。図１４の回路において、並列抵抗回路１５ａの入力側から出力側を見たインピーダンスをＺ１とし、並列抵抗回路１５ａの出力側から１／４波長線路１４の方向を見たインピーダンスをＺ２とする。今、前提条件として入力側１と出力側４は基準設計温度（サーミスタの抵抗値が所定の値）にあり、回路内の各部は完全整合状態(ＶＳＷＲ=１)であるとするとき、端子１から出力側を見たインピーダンスはＺ０、線路５ａの出力側の負荷は当然Ｚ０だから、Ｚ１＝Ｚ０となる。したがって、
Ｚ２=Ｚ０−Ｒ１ａ              ・・・・・（１）となる。
【００１２】
また、入力端子１の電位を例えば１とすると、入力電流ＩはＩ＝１／Ｚ０となる。この電流は並列抵抗回路１５ａに流れるから、並列抵抗回路１５ａでの電圧降下Ｖ１は
Ｖ１＝電流×抵抗値＝（１／Ｚ０）×Ｒ１ａ
即ち      Ｖ１＝Ｒ１ａ／Ｚ０となる。
すると並列抵抗回路１５ａの出力側での電圧Ｖ２はＶ２＝１−Ｖ１であるから
Ｖ２＝１−（Ｒ１ａ／Ｚ０）  ・・・・・・（２）となる。
電圧Ｖ２は出力側の並列抵抗回路１５ｂと出力負荷１８との直列接続体全体としての電圧降下でもある。伝送線路内での損失はきわめて小さいので無視すれば、出力側の並列抵抗回路１５ｂでの電圧降下Ｖ３は以下のように表される。
Ｖ３＝Ｖ２×（Ｒ１ｂ）／（Ｚ０＋Ｒ１ｂ）
ここに上記  Ｖ２＝１−（Ｒ１ａ／Ｚ０）      ・・・（２）を代入すると
Ｖ３＝（１−Ｒ１ａ／Ｚ０）×（Ｒ１ｂ）／（Ｚ０＋Ｒ１ｂ）
＝（Ｚ０−Ｒ１ａ）×（Ｒ１ｂ）／Ｚ０（Ｚ０＋Ｒ１ｂ）
＝｛Ｒ１ｂ／Ｚ０｝×｛（Ｚ０−Ｒ１ａ）／（Ｚ０＋Ｒ１ｂ）｝・・(３)
【００１３】
今、前提条件によりＲ１ａ＝Ｒ１ｂであるから
（Ｒ１ｂ）／Ｚ０＝（Ｒ１ａ）／Ｚ０＝Ｖ１となる。これを（３）に代入すると
（３）式から
Ｖ３＝Ｖ１×｛（Ｚ０−Ｒ１ａ）／（Ｚ０＋Ｒ１ｂ）｝
Ｖ１＝Ｖ３×｛（Ｚ０＋Ｒ１ｂ）／（Ｚ０−Ｒ１ａ）｝      ・・・・（４）
(４)式より、入力側での並列抵抗回路１５ａにおける電圧降下Ｖ１は、出力側での並列抵抗回路１５ｂにおける電圧降下Ｖ３の(Ｚ０＋Ｒ１ｂ)/（Ｚ０−Ｒ１ａ）倍となる。(Ｚ０＋Ｒ１ｂ)/（Ｚ０−Ｒ１ａ）は１より大であるから、入力側の並列抵抗回路１５ａにおける消費電力Ｐ１は出力側の並列抵抗回路１５ｂにおける消費電力Ｐ３の(Ｚ０＋Ｒ１ｂ)2/（Ｚ０−Ｒ１ａ）2倍となる。即ち、入力側の並列抵抗回路の消費電力と出力側の並列抵抗回路での消費電力とが異なるので、前記２つの並列抵抗回路に同じ電力容量をもたせた場合、２つの並列抵抗回路で等しく消費される場合よりも全体としての耐電力性能は小さくなる。
【００１４】
実施の形態１．
図１は本発明に係る温度補償減衰器の構成を説明するための回路図である。まず、９０°ハイブリッド結合回路６（以下、９０°ハイブリッドと言う）を用いている。９０°ハイブリッド（quadrature hybrid coupler 略してＱＨＣとも呼ばれる）についてはよく知られているので詳細な説明は省略するが、簡単には、基板上にプリントパターンを用いて構成したマイクロ波用の電力分配回路で、特定のポート間は所定の結合容量を持つが、他のポートとは絶縁されているもので、ここでは４ポートのものを用いる。
９０°ハイブリッド６のインプット端子ａを入力端子、アイソレーション端子ｂを出力端子とし、スルー端子２とグランド９の間、およびカップルド端子３とグランド９の間にそれぞれ同一特性のサーミスタ７ａ，７ｂと固定抵抗８ａ，８ｂからなる並列抵抗回路２０ａ，２０ｂを接続したものである。ここで同一特性とは、所定の温度における抵抗値がほぼ同じで、広い温度範囲にわたって温度係数がほぼ同一であることである。９０°ハイブリッド６の入力端子ａは入力側主線路５ａを介して信号入力端子１に接続されている。また、アイソレーション端子ｂは出力側主線路５ｂを介して信号出力端子４に接続されている。
並列抵抗回路２０ａは第１の並列回路、並列抵抗回路２０ｂは第２の並列回路とも言う。サーミスタ７ａは第１のサーミスタ、サーミスタ７ｂは第２のサーミスタ、固定抵抗８ａは第１の抵抗器、固定抵抗８ｂは第２の抵抗器ともいうが、以下の説明では第１、第２の呼称を省略して呼ぶ。
【００１５】
図３は図１に示す９０°ハイブリッド６として、誘電体の基板１００上に形成したランゲカプラ１０を使用した場合の基板上面の主線路部の実装図である。誘電体基板１００と、この基板の上面に形成した入出力側主線路５ａ，５ｂと、図示しない裏面に形成された接地導体とを含み、基板面にマイクロストリップ線路を用いて９０°ハイブリッド１０を形成し、９０°ハイブリッド６のスルー端子(端子２)とカップルド端子(端子３)にそれぞれ同一特性のサーミスタ７ａ，７ｂと固定抵抗８ａ，８ｂとの並列抵抗回路２０ａ，２０ｂを接続し、並列抵抗回路２０ａ，２０ｂの他方の端子をグランド電位９に接続し、前記９０°ハイブリッド６のアイソレーション端子(端子ｂ)を信号出力端子４に接続したものである。主線路５ａは本発明に言う入力側主線路である。
図１のサーミスタ７ａ，７ｂと固定抵抗８ａ，８ｂからなる並列抵抗回路２０ａ，２０ｂの抵抗値をＲとすると、図１の回路は図２の等価回路に置き換えることができる。
【００１６】
図２の回路では、９０°ハイブリッド６の設計中心周波数においては、スルー端子２とカップルド端子３に接続された並列抵抗回路２０ａ，２０ｂの抵抗値が等しい場合には、温度補償減衰器の入出力は完全整合が得られる。つまり、２つのサーミスタ７と固定抵抗８をそれぞれ同一の特性とすれば、周囲温度の変化によりサーミスタ７の抵抗値が変化してもスルー端子２とカップルド端子３の並列抵抗回路２０ａ，２０ｂの抵抗値は常に等しいため完全整合を得ることができる。これについては図４、図５を用いて以下に詳細に説明する。
【００１７】
図４、図５のように端子ａ(入力端子)から端子２（スルー端子）への入射波をａ２１、端子ａから端子３（カップルド端子）への入射波をａ３１、端子２から端子ａへの反射波をｂ１２、端子３から端子ａへの反射波をｂ１３、端子２から端子ｂ(出力端子)への反射波をｂ４２、端子３から端子ｂへの反射波をｂ４３とする（ａｉｊ、ｂｉｊ(ｉ、ｊ＝１〜４)はルート電力波を表し、波の符号ａは入射波を、ｂは反射波を表す。）。この回路では端子２と端子３に接続された抵抗の値は同一であり、端子ａからの入射電力波は９０°ハイブリッドの性質上、振幅については端子２と端子３に等しく分配されるため、ａ２１とａ３１の振幅値（電力波の振幅値）は等しくなる。また、端子２、３には同じ抵抗値の抵抗が接続されているため、端子２と３の反射係数は等しくなる。さらに、端子２、３それぞれからの反射波は端子ａと端子ｂに等しく分配される。従って、ｂ１２とｂ１３の振幅値は同じで、ｂ４２とｂ４３の振幅値もそれぞれ等しくなる。
【００１８】
次に入射波ａ２１，ａ３１、反射波ｂ１２，ｂ１３，ｂ４２，ｂ４３の位相の関係について説明する。図４で入力端子ａから端子２への距離（電気長、以下同じ）と、入力端子ａから端子３への距離とでは、端子３に至るほうが１／４波長長い。そのため、同時に出た入射波ａ２１，ａ３１がそれぞれ端子２、端子３に到達したとき、ａ３１はａ２１よりも１/４波長長い線路を通過するため位相が９０°遅れる。
同様にして、入射波とおなじ経路で反射する反射波ｂ１２，ｂ１３については、端子３から反射したｂ１３は、端子２から反射したｂ１２ よりも１/４波長長い線路を通過するため位相が９０°遅れる。したがって、端子ａへの２つの反射波ｂ１２とｂ１３の位相差は往路で９０°、復路で９０°で合計して１８０°となる。よって、入力側への反射波ｂ１２とｂ１３は同振幅、逆相で打ち消されることとなる。
同様に出力側への距離差を考えると、端子２から出力側へ伝達する波ｂ４２と、端子３から出力側へ伝達される波ｂ４３とは同振幅、同相（往路で９０°、復路で−９０°で合計０°）で足し合わされる。周囲温度変化によりサーミスタの抵抗値が変動しても端子２と３に接続された並列抵抗回路２０ａ，２０ｂの抵抗値が周囲温度に関係なく常に等しいため、端子１では常にｂ１２とｂ１３が同振幅、逆相で打ち消されて、周囲温度に関係なく良好な反射特性が得られる。
【００１９】
図１の回路ではａ２１とａ３１が等しく、端子２に接続された並列抵抗回路２０ａと、３に接続された並列抵抗回路２０ｂの抵抗値が等しいため、端子２と端子３に接続された並列抵抗回路で消費される電力は等しくなる。したがって、従来の温度補償回路のように、いずれか一方の並列抵抗回路の電力が先に頭打ちになるということがなくなり、より高耐電力性能を実現できる。
【００２０】
図６は図１の回路の端子２と端子３に接続されたサーミスタと固定抵抗の並列抵抗回路の抵抗値Ｒの変化に対する温度補償減衰器の減衰量の変化特性を示すものである。主線路の特性インピーダンスをＺ０とすると、並列抵抗値ＲがＺ０のとき、端子２と端子３からの反射がなくなり、端子ｂへ伝達される電力が小さくなるため、減衰量が極大となる。
【００２１】
図６の特性を利用して温度に対する減衰量変化の特性を任意に設計することができる。例えば、図７のような周囲温度が低いほど利得が小さい、即ち、減衰量が増す減衰特性を得たい場合には、並列抵抗値ＲがＺ０より大きい部分の特性を利用すればよい。前記要求に対しては、並列抵抗回路の固定抵抗の抵抗値をＺ０より大きくすることでＲ＞Ｚ０を実現できる。
【００２２】
図８はサーミスタ７の周囲温度変化に対する抵抗値の変化特性の一例を示している。図中のＸはサーミスタ７の基準温度における抵抗値を示しており、Ｚ０に対して任意の倍率のものを選択することができる。図９は図８のサーミスタと抵抗値がＸより小さい固定抵抗の並列抵抗回路の周囲温度変化に対する抵抗値Ｒの変化を示している。図６と図９の特性図より、Ｘの値を適切に設定することで図１の回路は図１０のように周囲温度の変化に対して任意の傾きの減衰特性を持つ温度補償減衰器を実現できる。
なお、固定抵抗器８ａ，８ｂは固定でなければならぬというわけではない。高周波特性に配慮（抵抗器のわずかなインダクタンスが周波数特性を悪化させる）されているものであれば可変抵抗器であってもよい。
２つのサーミスタ７ａ，７ｂはともに同じ温度環境になるように、たとえば互いに近接して配置したり、互いを熱の良伝導体で結ぶなどの配慮をすることはいうまでもないが、更に、温度補償をする対象（たとえば実施の形態３で説明するような増幅器）の温度を感知するように配置しなければならない。
【００２３】
実施の形態２．
図１１に示すように、実施の形態１の図１の回路のグランド電位９に替えてオープンスタブ１９を採用し、サーミスタ７ａ，７ｂと固定抵抗８ａ，８ｂとの並列回路とオープンスタブ１９の接続部がグランド電位となるようにオープンスタブ１９の寸法／形状を調整することで、設計中心周波数付近で抵抗器とグランド電位間のインダクタンス成分を減少させることができ、周波数特性をより平坦化することができる。図１１中では特に区別していないが、サーミスタ７ａの回路に接続されたオープンスタブ１９は第１のオープンスタブ、サーミスタ７ｂの回路に接続されたオープンスタブ１９は第２のオープンスタブである。
【００２４】
実施の形態３．
周囲温度変化に対して増幅率が変化してしまう増幅器２２の前段に、図１２のように図１の温度補償減衰器を接続することで周囲温度に対する増幅器の利得変化を補償することができる。図１２では増幅器２２の前段に温度補償減衰器を用いているが、増幅器２２の後段に用いてもよい。このような用途に用いる場合、温度補償するべき対象（ここでは増幅器２２）の温度と同じか、またはその温度変化に比例する温度変化が温度補償増幅器の２つのサーミスタ７ａ，７ｂに感知されるように配置しなければならないことは言うまでも無い。対象の温度を感知するための配置方法としては、たとえば増幅器を収納したケース内に温度補償減衰器を配置するとか、増幅器の基板に絶縁シートを介して温度補償減衰器の基板を近接配置するなどの方法がある。
【産業上の利用可能性】
【００２５】
本発明の温度補償減衰器は、携帯電話の基地局の送受信回路、極超短波通信の中継局の送受信回路、各種レーダ装置の受信回路、ミリ波、マイクロ波テレビ受信機の受信回路などに利用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】本発明の実施の形態１の温度補償減衰器の回路図である。
【図２】図１の等価回路図である。
【図３】図１の９０°ハイブリッドとしてランゲカプラを形成した場合の実装図である。
【図４】図１の端子１から端子２、３への電力の入射、反射の様子を示した図である。
【図５】図１の端子１から端子２、３への電力の入射、端子２、３から端子４への反射の様子を示した図である。
【図６】図１の温度補償減衰器の抵抗値変化に対する減衰特性図である。
【図７】得たい減衰特性の一例を示す図である。
【図８】サーミスタの周囲温度に対する抵抗値特性の一例を示す図である。
【図９】図１の回路おいて、サーミスタ７と固定抵抗８の並列抵抗回路の抵抗値Ｒに対する減衰特性図である。
【図１０】図１の回路を用いた温度補償減衰器の特性図である。
【図１１】本発明の実施の形態２の温度補償減衰器の回路図である。
【図１２】本発明の実施の形態３の温度補償減衰器と増幅器を直列接続した実施例を示す回路図である。
【図１３】従来の温度補償減衰器の問題点を説明するための回路図である。
【図１４】図１３の回路の等価回路図である。
【符号の説明】
【００２７】
１  信号入力端子、  ａ  入力端子、    ２  スルー端子、  ３  カップルド端子、
ｂ  アイソレーション端子、    ４  信号出力端子、
５ａ，５ｂ  主線路、  ６  ９０°ハイブリッド、  ７ａ，７ｂ  サーミスタ、
８ａ，８ｂ  固定抵抗、
９  グランド電位、  １０  ランゲカプラ、  １１  スルーホール、
１４  １/４波長線路、
１５  固定抵抗Ｒ１、  １６  電源、  １７  入力負荷、  １８  出力負荷、
１９  オープンスタブ、  ２０ａ．２０ｂ  並列抵抗回路、
２１  出力端子、  ２２  増幅器、    １００  基板。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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