(57)【要約】【課題】リップル演算やキャリヤ振幅変調などの演算を行うことなく、制御系の回路構成を簡略化できるマトリックスコンバータおよびマトリックスコンバータの制御方法を提供する。【解決手段】所定の三相交流出力電圧を出力するための出力電圧指令信号を線間電圧制御指令信号生成部１１により生成すると共に、所定の入力電流指令信号に基づいて電流通流比を表す信号を電流通流比生成部１２により生成する。線間電圧制御指令信号生成部１１により生成された出力電圧指令信号および電流通流比生成部１２により生成された電流通流比を表す信号に基づいて、出力電圧指令信号を指令信号演算部１３により補正して、補正された出力電圧指令信号およびキャリヤ信号に基づいて、ＰＷＭ変換信号をＰＷＭ変換信号生成部(１５,１７)により生成して、生成されたＰＷＭ変換信号に基づいて、変換部により三相交流入力電圧を所定の三相交流出力電圧に変換する。【選択図】図２
2007300719.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
三相交流入力電圧を所定の三相交流出力電圧に変換するマトリックスコンバータであって、
上記所定の三相交流出力電圧を出力するための出力電圧指令信号を生成する出力電圧指令信号生成部(１１)と、
所定の入力電流指令信号に基づいて電流通流比を表す信号を生成する電流通流比生成部(１２)と、
上記出力電圧指令信号生成部(１１)により生成された上記出力電圧指令信号および上記電流通流比生成部(１２)により生成された電流通流比を表す信号に基づいて、上記出力電圧指令信号を補正する信号補正部(１３)と、
上記信号補正部(１３)により補正された上記出力電圧指令信号およびキャリヤ信号に基づいて、ＰＷＭ変換信号を生成するＰＷＭ変換信号生成部(１５,１７)と、
上記ＰＷＭ変換信号生成部(１５,１７)により生成された上記ＰＷＭ変換信号に基づいて、上記三相交流入力電圧を上記所定の三相交流出力電圧に変換する変換部(１)と
を備えたことを特徴とするマトリックスコンバータ。
【請求項２】
請求項１に記載のマトリックスコンバータにおいて、
上記電流通流比生成部(１２)は、上記入力電流指令信号をｉr*,ｉs*,ｉt*とし、上記出力電圧指令信号のうちの最も電圧が低い相または最も電圧が高い相を基準電圧とする電圧指令をＶs*としたとき、最大相の上記電流通流比を、
2007300719.tif 000019
により生成し、最大相の上記電流通流比と中間相の上記電流通流比との和を、
2007300719.tif 000020
により生成することを特徴とするマトリックスコンバータ。
【請求項３】
請求項１に記載のマトリックスコンバータにおいて、
上記電流通流比生成部(１２)は、上記入力電流指令信号をｉr*,ｉs*,ｉt*とし、位相角をφとしたとき、
2007300719.tif 000021
により上記電流通流比を生成することを特徴とするマトリックスコンバータ。
【請求項４】
請求項１乃至３のいずれか１つに記載のマトリックスコンバータにおいて、
上記キャリヤ信号は、振幅が略一定の三角波状の信号であることを特徴とするマトリックスコンバータ。
【請求項５】
請求項１乃至３のいずれか１つに記載のマトリックスコンバータにおいて、
上記キャリヤ信号は、振幅が略一定の鋸波状の信号であることを特徴とするマトリックスコンバータ。
【請求項６】
請求項４または５に記載のマトリックスコンバータにおいて、
上記信号補正部(１３)により補正された上記出力電圧指令信号および電源電圧情報を保持する保持部(１４,１６)を備え、
上記保持部(１４,１６)は、上記キャリヤ信号の頂点のタイミングで上記出力電圧指令信号および上記電源電圧情報を更新し、
上記ＰＷＭ変換信号生成部(１５,１７)は、上記保持部(１４,１６)により保持された上記出力電圧指令信号および上記電源電圧情報に基づいて、上記ＰＷＭ変換信号を生成することを特徴とするマトリックスコンバータ。
【請求項７】
三相交流入力電圧を所定の三相交流出力電圧に変換するマトリックスコンバータの制御方法であって、
上記所定の三相交流出力電圧を出力するための出力電圧指令信号を出力電圧指令信号生成部(１１)により生成するステップと、
所定の入力電流指令信号に基づいて電流通流比を表す信号を電流通流比生成部(１２)により生成するステップと、
上記出力電圧指令信号生成部(１１)により生成された上記出力電圧指令信号および上記電流通流比生成部(１２)により生成された電流通流比を表す信号に基づいて、上記出力電圧指令信号を信号補正部(１３)により補正するステップと、
上記信号補正部(１３)により補正された上記出力電圧指令信号およびキャリヤ信号に基づいて、ＰＷＭ変換信号をＰＷＭ変換信号生成部(１５,１７)により生成するステップと、
上記ＰＷＭ変換信号生成部(１５,１７)により生成された上記ＰＷＭ変換信号に基づいて、変換部(１)により上記三相交流入力電圧を上記所定の三相交流出力電圧に変換するステップと
を有することを特徴とするマトリックスコンバータの制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、マトリックスコンバータおよびマトリックスコンバータの制御方法に関し、詳しくは、三相交流入力電圧を所定の三相交流出力電圧に変換するマトリックスコンバータおよびマトリックスコンバータの制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
インバータの代表的な主回路構成としては、整流回路と平滑回路を介して商用交流を直流に変換し、電圧形変換器により交流出力を得る間接形交流電力変換回路が一般に用いられている。一方、交流電圧から直接交流出力を得る方式としては、マトリックスコンバータを代表とする直接形交流電力変換装置が知られており、商用周波数による電圧脈動を平滑する大型のコンデンサやリアクトルが不要となることから、変換器の小型化が期待でき、次世代の電力変換器として近年注目されつつある。
【０００３】
三相−三相マトリックスコンバータは、三相交流入力電圧を直接スイッチングすることにより、可変電圧、可変周波数の交流出力電圧を得るものである。代表的な変調方式としては、仮想的な直流リンクを形成した上でキャリヤ比較により正弦波変調を行うアナログベースの変調方式が非特許文献１に提案されている。また、出力電圧指令信号とキャリヤ信号の非同期における問題である電流歪を解決する制御方式が特許文献１に開示されている。
【０００４】
上記非特許文献１,特許文献１の制御方式は何れも、最大相電流に対する中間相電流の比率である電流分配率なる変数を導入し、出力電圧指令信号とキャリヤ信号の双方に係数を乗じる振幅変調を基本としており、さらに、特許文献１の制御方式は、キャリヤ非同期時の電流歪を回避するために、情報更新部なるスイッチングパターンの切り替えを抑制する制御を２段階で行っている。このため、上記非特許文献１,特許文献１のマトリックスコンバータでは、制御構成や演算が複雑化するという問題がある。
【非特許文献１】小山純著、他５名、「ＰＷＭサイクロコンバータのＶＶＶＦオンライン制御」、電気学会論文誌Ｄ、電気学会、１９９６年、１１６巻６号、pp.644-651
【特許文献１】特開平１１−３４１８０７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
そこで、この発明の課題は、リップル演算やキャリヤ振幅変調などの演算を行うことなく、制御系の回路構成を簡略化できるマトリックスコンバータおよびマトリックスコンバータの制御方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記課題を解決するため、この発明のマトリックスコンバータは、
三相交流入力電圧を所定の三相交流出力電圧に変換するマトリックスコンバータであって、
上記所定の三相交流出力電圧を出力するための出力電圧指令信号を生成する出力電圧指令信号生成部と、
所定の入力電流指令信号に基づいて電流通流比を表す信号を生成する電流通流比生成部と、
上記出力電圧指令信号生成部により生成された上記出力電圧指令信号および上記電流通流比生成部により生成された電流通流比を表す信号に基づいて、上記出力電圧指令信号を補正する信号補正部と、
上記信号補正部により補正された上記出力電圧指令信号およびキャリヤ信号に基づいて、ＰＷＭ変換信号を生成するＰＷＭ変換信号生成部と、
上記ＰＷＭ変換信号生成部により生成された上記ＰＷＭ変換信号に基づいて、上記三相交流入力電圧を上記所定の三相交流出力電圧に変換する変換部と
を備えたことを特徴とする。
【０００７】
上記構成のマトリックスコンバータによれば、上記出力電圧指令信号生成部により生成された出力電圧指令信号および電流通流比生成部により生成された電流通流比を表す信号に基づいて、上記信号補正部により出力電圧指令信号を補正し、その補正された出力電圧指令信号およびキャリヤ信号に基づいて、ＰＷＭ変換信号生成部によりＰＷＭ変換信号を生成する。このような入力電流通流比による変調方式により、平均仮想直流リンク電圧を一定にすることによって、リップル演算やキャリヤ振幅変調などの演算を行うことなく、制御系の回路構成を簡略化できる。
【０００８】
また、一実施形態のマトリックスコンバータでは、
上記電流通流比生成部は、上記入力電流指令信号をｉr*,ｉs*,ｉt*とし、上記出力電圧指令信号のうちの最も電圧が低い相または最も電圧が高い相を基準電圧とする電圧指令をＶs*としたとき、最大相の上記電流通流比を、
2007300719.tif 000003
により生成し、最大相の上記電流通流比と中間相の上記電流通流比との和を、
2007300719.tif 000004
により生成する。
【０００９】
上記実施形態のマトリックスコンバータによれば、上記入力電流指令信号に基づいて、電流通流比生成部により上記最大相の電流通流比および上記最大相の電流通流比と中間相の電流通流比との和を生成し、その電流通流比を用いて、出力電圧指令信号を補正することによって、仮想直流リンク電圧を一定の直流電圧にすることが可能となる。
【００１０】
また、一実施形態のマトリックスコンバータでは、
上記電流通流比生成部は、上記入力電流指令信号をｉr*,ｉs*,ｉt*とし、位相角をφとしたとき、
2007300719.tif 000005
により上記電流通流比を生成する。
【００１１】
上記実施形態のマトリックスコンバータによれば、上記入力電流指令信号に基づいて、電流通流比生成部が電流通流比を生成するとき、単一のサインテーブルを参照することで、さらに簡易化を図ることができる。
【００１２】
また、一実施形態のマトリックスコンバータでは、上記キャリヤ信号は、振幅が略一定の三角波状の信号である。
【００１３】
上記実施形態のマトリックスコンバータによれば、キャリヤ振幅が一定であるため、ディジタルカウンタやコンパレータへの適用が容易にでき、ＰＷＭ変調の分解能を一定とすることができるため、ディジタル制御系に適する。また、ＰＷＭ変調に適した三角波状の信号をキャリヤ信号に用いることによって、パルス幅変調のための回路を簡略化できる。
【００１４】
また、一実施形態のマトリックスコンバータでは、上記キャリヤ信号は、振幅が略一定の鋸波状の信号である。
【００１５】
上記実施形態のマトリックスコンバータによれば、キャリヤ振幅が一定であるため、ディジタルカウンタやコンパレータへの適用が容易にでき、ＰＷＭ変調の分解能を一定とすることができるため、ディジタル制御系に適する。また、鋸波状の信号をキャリヤ信号に用いることによって、キャリヤ生成や変調処理が簡素化できる。
【００１６】
また、一実施形態のマトリックスコンバータでは、
上記信号補正部により補正された上記出力電圧指令信号および電源電圧情報を保持する保持部を備え、
上記保持部は、上記キャリヤ信号の頂点のタイミングで上記出力電圧指令信号および上記電源電圧情報を更新し、
上記ＰＷＭ変換信号生成部は、上記保持部により保持された上記出力電圧指令信号および上記電源電圧情報に基づいて、上記ＰＷＭ変換信号を生成する。
【００１７】
上記実施形態のマトリックスコンバータによれば、出力電圧指令信号や電源電圧情報が更新されるタイミングがキャリヤ信号の頂点のタイミングに同期することによって、電流歪の発生を回避すると共に、制御系構成の簡易化が可能となる。
【００１８】
この発明のマトリックスコンバータの制御方法は、
三相交流入力電圧を所定の三相交流出力電圧に変換するマトリックスコンバータの制御方法であって、
上記所定の三相交流出力電圧を出力するための出力電圧指令信号を出力電圧指令信号生成部により生成するステップと、
所定の入力電流指令信号に基づいて電流通流比を表す信号を電流通流比生成部により生成するステップと、
上記出力電圧指令信号生成部により生成された上記出力電圧指令信号および上記電流通流比生成部により生成された電流通流比を表す信号に基づいて、上記出力電圧指令信号を信号補正部により補正するステップと、
上記信号補正部により補正された上記出力電圧指令信号およびキャリヤ信号に基づいて、ＰＷＭ変換信号をＰＷＭ変換信号生成部により生成するステップと、
上記ＰＷＭ変換信号生成部により生成された上記ＰＷＭ変換信号に基づいて、変換部により上記三相交流入力電圧を上記所定の三相交流出力電圧に変換するステップと
を有することを特徴とする。
【００１９】
上記マトリックスコンバータの制御方法よれば、上記出力電圧指令信号生成部により生成された出力電圧指令信号および電流通流比生成部により生成された電流通流比を表す信号に基づいて、上記信号補正部により出力電圧指令信号を補正し、その補正された出力電圧指令信号およびキャリヤ信号に基づいて、ＰＷＭ変換信号生成部によりＰＷＭ変換信号を生成する。このような入力電流通流比による変調方式により、平均仮想直流リンク電圧を一定にすることによって、リップル演算やキャリヤ振幅変調などの演算を行うことなく、制御系の回路構成を簡略化できる。
【発明の効果】
【００２０】
以上より明らかなように、この発明のマトリックスコンバータおよびマトリックスコンバータの制御方法によれば、リップル演算やキャリヤ振幅変調などの演算を行うことなく、制御系の回路構成を簡略化できるマトリックスコンバータを実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
以下、この発明のマトリックスコンバータおよびマトリックスコンバータの制御方法を図示の実施の形態により詳細に説明する。
【００２２】
図１はこの発明の一実施の形態のマトリックスコンバータの構成図である。図１に示すように、三相−三相マトリックスコンバータは出力相毎に三個の交流スイッチで三相電源の各相に接続されており、接続相、時間を適宜制御することにより、可変電圧、可変周波数を得るものである。
【００２３】
このマトリックスコンバータは、図１に示すように、スイッチＳur,Ｓus,Ｓut,Ｓvr,Ｓvs,Ｓvt,Ｓwr,Ｓws,Ｓwtからなる変換部１と、上記変換部１のスイッチＳur,Ｓus,Ｓut,Ｓvr,Ｓvs,Ｓvt,Ｓwr,Ｓws,Ｓwtをオンオフするための信号を出力する制御部２(図２に示す)とを備えている。
【００２４】
上記変換部１は、三相交流電源３からの三相交流入力電圧のうちの相電圧ｖrをスイッチＳur,Ｓvr,Ｓwr夫々の一端に入力し、三相交流入力電圧のうちの相電圧ｖsをＳus,Ｓvs,Ｓws夫々の一端に入力し、三相交流入力電圧のうちの相電圧ｖtをＳut,Ｓvt,Ｓwt夫々の一端に入力している。上記スイッチＳur,Ｓus,Ｓutの他端を相電圧ｖuの出力端子に夫々接続する一方、スイッチＳvr,Ｓvs,Ｓvtの他端を相電圧ｖrの出力端子に夫々接続し、スイッチＳwr,Ｓws,Ｓwtの他端を相電圧ｖwの出力端子に夫々接続している。
【００２５】
また、図２は上記制御部２のブロック図を示している。
【００２６】
上記制御部２は、図２に示すように、出力電圧指令信号Ｖu*,Ｖv*,Ｖw*と入力電圧Ｖmidに基づいて、線間電圧制御指令信号を生成する出力電圧指令信号生成部の一例としての線間電圧制御指令信号生成部１１と、入力電流指令信号ｉr*,ｉs*,ｉt*に基づいて電流通流比を演算する電流通流比生成部１２と、上記線間電圧制御指令信号生成部１１により生成された線間電圧制御指令信号と電流通流比生成部１２により演算された電流通流比に基づいて、最大相＋中間相の指令信号および中間相の指令信号を演算する信号補正部の一例としての指令信号演算部１３と、上記指令信号演算部１３からの最大相＋中間相の指令信号および中間相の指令信号をキャリヤ信号の頂点のタイミングで更新して保持するＳ／Ｈ(サンプルホールド)部１４と、上記キャリヤ信号を生成するキャリヤ信号生成回路２０を有し、上記Ｓ／Ｈ部１４により保持された最大相＋中間相の指令信号とキャリヤ信号とを比較すると共に、中間相の指令信号とキャリヤ信号とを比較するキャリヤ比較部１５と、上記キャリヤ信号生成回路２０からのキャリヤ信号の頂点のタイミングで電源電圧相情報Ｖmax,Ｖmid,Ｖminと基準電圧Ｘ／Ｙを更新して保持するＳ／Ｈ(サンプルホールド)部１６と、上記キャリヤ比較部１５からの比較結果およびＳ／Ｈ部１６に保持された電源電圧相情報Ｖmax,Ｖmid,Ｖminと基準電圧Ｘ／Ｙに基づいて、変換部１のＳur,Ｓus,Ｓut,Ｓvr,Ｓvs,Ｓvt,Ｓwr,Ｓws,Ｓwtをオンオフするためのパルスパターン(ＰＷＭ変換信号)を生成するパルスパターン生成部１７とを備えている。
【００２７】
上記指令信号演算部１３は、上記線間電圧制御指令信号生成部１１からの線間電圧制御指令信号に最大＋中間相の指令信号を乗算する最大＋中間相指令信号演算部１３aと、上記線間電圧制御指令信号に中間相の指令信号を乗算する中間相指令信号演算部１３bとを有している。
【００２８】
上記キャリヤ比較部１５とパルスパターン生成部１７でＰＷＭ変換信号生成部を構成している。また、上記Ｓ／Ｈ部１４とＳ／Ｈ部１６で保持部を構成している。
【００２９】
〔比較例〕
図８は比較例のマトリックスコンバータの制御部のブロック図を示している。なお、図８に示すマトリックスコンバータは、この発明を理解しやすくするために説明するものであって、公知技術や従来技術ではなく、また、この発明のマトリックスコンバータではない。
【００３０】
この比較例のマトリックスコンバータの制御部は、図８に示すように、出力電圧指令信号Ｖu*,Ｖv*,Ｖw*と電流分配率ａに基づいて、線間電圧制御指令信号を生成する線間電圧制御指令信号生成部１０１と、入力電圧Ｖmax,Ｖmid,Ｖminに基づいて、電圧リップルを演算する電圧リップル演算部１０２と、入力電流指令信号ｉmax*,ｉmid*,ｉmin*に基づいて電流分配率ａを演算する電流分配率演算部１０３と、上記線間電圧制御指令信号生成部１１により生成された線間電圧制御指令信号と電流分配率演算部１０３により演算された電流分配率ａに基づいて、最大相＋中間相の指令信号および最大相の指令信号を演算する指令信号演算部１０４と、上記キャリヤ信号を生成するキャリヤ信号生成回路１２０を有し、上記指令信号演算部１０４からの最大相＋中間相の指令信号とキャリヤ信号とを比較すると共に、最大相の指令信号とキャリヤ信号とを比較するキャリヤ比較部１０５と、上記キャリヤ比較部１５からの比較結果に基づいて、切換信号を出力する切換部１０６と、上記切換部１０６からのBasレベルの切換信号に基づいて、線間電圧制御指令信号生成部１０１からの電圧指令位相情報θｒと電源電圧相情報Ｖmax,Ｖmid,Ｖminを更新して保持するＳ／Ｈ部１０７と、上記切換部１０６からのTopレベルの切換信号に基づいて、基準電圧Ｘ／Ｙを更新して保持するＳ／Ｈ部１０８と、上記キャリヤ比較部１５からの比較結果およびＳ／Ｈ部１０７,１０８に保持された電圧指令位相情報θｒと電源電圧相情報Ｖmax,Ｖmid,Ｖminと基準電圧Ｘ／Ｙに基づいて、変換部のスイッチＳur,Ｓus,Ｓut,Ｓvr,Ｓvs,Ｓvt,Ｓwr,Ｓws,Ｓwtをオンオフするためのパルスパターン(ＰＷＭ変換信号)を生成するパルスパターン生成部１０９とを備えている。
【００３１】
上記キャリヤ比較部１０５のキャリヤ信号生成回路１２０は、電圧リップル演算部１０２からの電圧リップル信号に基づいて、キャリヤ信号の振幅変調を行う。
【００３２】
図９は上記比較例のマトリックスコンバータの制御方式による各部波形を示したものであり、ここでは簡単のために入力力率は１、出力周波数は電源と同一のものとしている。ここで、三相交流電位の大小関係についてみると、中間相電位は位相角６０度毎に極性が反転している。そこで、中間相電圧の極性(正：領域Ｘ、負：領域Ｙ)に基づき、基準波形(領域Ｘのときは最小相、領域Ｙのときは最大相)を変更するものとし、基準波形に対する電位を考えると、
2007300719.tif 000006
２つの電位が得られることが分かる。
【００３３】
一方、指令信号については、最小相で三相電圧指令を除した二相変調波形が用いられており、領域Ｙにおいては電位が負となるため、極性を反転し、最大相で除した波形に切り替えている。このようにして、出力電圧極性の整合を図ることから、結果として仮想直流リンク電圧を次式の関係とし、図９(b)に示す２つの電位による脈流を変調することとなる。
2007300719.tif 000007
【００３４】
次に、指令信号を２つの信号に割り振る方法については、最大相電流に対する中間相電流の比率である電流分配率にて定義されており、キャリヤ信号の半周期をＴ、キャリヤ信号の頂点から中間相にスイッチングするまでの時間をＴ0、キャリヤ信号の頂点から最大相にスイッチングするまでの時間をＴ1としたとき、電流分配率ａは、
2007300719.tif 000008
で表される。なお、ここでは力率１で表しているため、図９(a)では相電圧の比率としている。
【００３５】
最大相電圧、中間相電圧に接続される時比率が次式により求められる。ここで、最大相に対しては電圧指令値、中間相に対しては電流分配率を乗じた値としているため、平均仮想直流リンク電圧を最大電圧に中間電圧が電流分配率で加えられたものと定義している。
2007300719.tif 000009
【００３６】
ここで、領域Ｘのときは、出力電圧指令信号Ｖu*,Ｖv*,Ｖw*のうちの最も電圧が低い相を基準電圧Ｖs*とし、領域Ｙのときは、出力電圧指令信号Ｖu*,Ｖv*,Ｖw*のうちの最も電圧が高い相を基準電圧とする電圧指令をＶs*とする。
【００３７】
このため、キャリヤ信号を平均仮想直流リンク電圧で振幅変調を行うことで脈動を補償した上で、２つの指令信号により、図１０に示す通電タイミングによりキャリヤ比較によるＰＷＭ変調を行っている。ここで、一相分の最大、中間、最小相へのゲートパターンは次の論理式を用いて分離される。
2007300719.tif 000010
【００３８】
このとき、接続すべき入力相については、図１１に示すように、各相の大小関係を示すロジック信号に基づいて論理回路により各スイッチへのゲート信号が割り振られる。
【００３９】
上記比較例のマトリックスコンバータでは、電流分配率ａを用いて、指令信号とキャリヤ信号の双方に係数を乗じることにより変調を行うため、制御構成や演算が複雑化するという問題があった。
【００４０】
上記比較例のマトリックスコンバータにおいては、最大相に対する中間相の比率を電流分配率として定義していたが、この発明では正規化した電流値にて分流するものとする。
【００４１】
図３にこの発明のマトリックスコンバータの正規化電流波形を示すが、最大相についてはＣ１にて、中間相についてはＣ２にて分流するものと考える。上記比較例の方式が最大相を１としているため、領域Ｘ,領域Ｙの境界において1となるように係数２／√３を乗じると、各相の通流比は次式の関係で表されることとなる。
2007300719.tif 000011
【００４２】
ここで、領域Ｘのときは、出力電圧指令信号Ｖu*,Ｖv*,Ｖw*のうちの最も電圧が低い相を基準電圧Ｖs*とし、領域Ｙのときは、出力電圧指令信号Ｖu*,Ｖv*,Ｖw*のうちの最も電圧が高い相を基準電圧とする電圧指令をＶs*とする。また、最大相と中間相の通流比の和が１を超えるが、仮想直流リンク電圧波形より、最大電圧指令の電圧制御率は、
2007300719.tif 000012
であるため、結果的には通流比の最大値は１となる。
【００４３】
以上の通流比を仮想直流リンクの２つ電位に乗じた結果が平均仮想直流リンク電圧となるが、図３(f)に示すように、一定の直流電圧が得られるため、上記比較例のように、キャリヤ信号の振幅変調が不要であることが分かる。
【００４４】
図４は上記の通電タイミングを説明するための図を示しており、図４に示す通電タイミングによりキャリヤ比較によるＰＷＭ変調を行っている。
【００４５】
次に、この発明の方式により変調波形が比較例と同じ結果が得られることを示す。なお、ここでは力率１であるものとし、相電圧にて説明する。
【００４６】
位相角３０°〜６０°の区間においては、
2007300719.tif 000013
となる。ここで、
2007300719.tif 000014
であるから、(１)式について変形すると、
2007300719.tif 000015
【００４７】
従って、中間相通流比は、
2007300719.tif 000016
となり、最大相と中間相の通流比の和は、
2007300719.tif 000017
となり、(４)式、(５)式、(６)式と一致する。
【００４８】
図２に示すこの発明のマトリックスコンバータは、図８の比較例のマトリックスコンバータと比較して、平均仮想直流リンク電圧が一定となるために電圧リプル演算、キャリヤ振幅変調に関するブロックが不要であり、構成が簡素化できる。
【００４９】
ここで、電流通流比を求めるブロックとして(４)式、(６)式を示しているが、中間値、最大値の算出において、Ｘ領域内、Ｙ領域内の位相角φを用いて、
2007300719.tif 000018
として、単一のサインテーブルを参照することで、さらに、簡易化を図ることができる。
【００５０】
また、ここでは力率１の場合についてのみ示しており、領域ＸＹの切換えを電源電圧(三相交流入力電圧)の中間相の極性を基準に行っているが、入力力率を可変する場合、位相差を加えた中間相の位相で切替えることで力率制御も可能である。
【００５１】
図８の比較例のマトリックスコンバータにおいては、電圧指令が二相変調波形であるため、電圧指令のうちの最大相と中間相をＰＷＭ変調しており、各相への割り振りについて、位相情報θｒを用いて行っている。また、電源周波数とキャリヤ周波数の同期が確保されない場合の対応として、基準電圧Ｘ／Ｙ、電圧指令位相情報θｒ、電源電圧相情報Ｖmax,Ｖmid,Ｖminに対して、更新タイミングを制限している。
【００５２】
図１２は上記比較例のマトリックスコンバータが非同期の場合において、歪が発生するタイミングを示したものであり、基準電圧の変化、二相変調波形の移相、電源電圧(電流)における移相、以上３つの変化点に対して歪が発生する。
【００５３】
図１３はキャリヤ周期の各スイッチング状態(最大、中間、最小)における、上記変化への影響について示している。ここでは、簡単のために単相出力で示しており、一相のみが太線で短絡される相は二相変調波形の１２０度通電相、他方が何れかの二相に相当する。また、初期状態として、最大、中間、最小電圧はｒ相、ｓ相、ｔ相であるものとする。
【００５４】
(1)  最大相に導通している状態
基準電圧Ｘ／Ｙが変化するとＵ相、Ｖ相の電圧指令値を反転させるとともに、ｒ相、ｔ相のスイッチング信号を入れ替えるため、Ｘ(+-)からＹ(-+)へ状態は変化するが、Ｕ相、Ｖ相ともに最大、最小相へのスイッチング状態は変化しない。
【００５５】
電圧指令位相情報θｒが移相することにより、導通相とスイッチング相が変化した場合についてみると、Ｕ相、Ｖ相が入れ替わることにより、Ｘ(+-)からＸ(-+)へ状態は変化し、ｒ相から、ｔ相へ出力が変化する。
【００５６】
電源電圧相情報Ｖmax,Ｖmid,Ｖminについては、入力電圧の最大相と、中間相が入れ替わった場合(ｒ相⇔ｓ相)、Ｕ相の導通するスイッチがＳurからＳusへ変化する。
【００５７】
(2)  中間相に導通している状態
基準電圧Ｘ／Ｙが変化するとＸ(+-)からＹ(-+)へ状態が変化し、Ｕ相、Ｖ相ともにスイッチング状態が変化する。
【００５８】
電圧指令位相情報θｒが移相することにより、Ｘ(+-)からＸ(-+)へ状態は変化し、Ｕ相、Ｖ相ともにスイッチング状態が変化する。
【００５９】
電源電圧相情報Ｖmax,Ｖmid,Ｖminについては、入力電圧の最大相と、中間相が入れ替わった場合、Ｕ相の導通するスイッチがＳusからＳurへ変化する。
【００６０】
(3)  最小相に導通している状態
基準電圧Ｘ／Ｙが変化するとＸ(+-)からＹ(-+)へ状態は変化し、Ｕ相、Ｖ相ともにスイッチング状態が変化する。
【００６１】
電圧指令位相情報θｒが移相することにより、Ｘ(+-)からＸ(-+)へ状態は変化するが、ともに最小相であるためにスイッチング状態は変化しない。
【００６２】
電源電圧相情報Ｖmax,Ｖmid,Ｖminについては、入力電圧の最大相と、中間相が入れ替わった場合、ともに最小相であるためにスイッチング状態は変化しない。
【００６３】
以上のように、上記比較例のマトリックスコンバータでは、各信号の変化によりスイッチングが変化しないモードが存在するため、最大相(Top)に導通している期間に基準電圧Ｘ／Ｙを、最小相(Bas)にスイッチングしている期間では電圧指令位相情報θｒ、電源電圧相情報Ｖmax,Ｖmid,Ｖminの更新を許可し、キャリヤ周期内での電流分配のバランスを確保している。また、上記の更新期間は電源最大相(Top)への通電期間が最短となる電圧指令中間相信号と、電源最小相(Bas)への通電期間が最短となる電圧指令最大相信号を用いている。
【００６４】
上記比較例のマトリックスコンバータにおいては、電圧指令が二相変調波形であるために、三相電圧指令を用いず、最大相と中間相のみをＰＷＭ変調し、各相への割り振りについて位相情報θｒを用いて行っている。このため、非同期による歪回避のために更新制限される、基準電圧Ｘ／Ｙや電源電圧相情報(Ｖmax,Ｖmid,Ｖmin)に加えて、位相情報についても更新制限を行う必要がある。また、更新の制御には中間相信号、最大相信号の２つの信号レベルを用いるため、制御系の構成が複雑となる問題がある。
【００６５】
インバータのディジタル制御においては、信号の遅れ時間の整合を取るため、信号の入出力はＰＷＭキャリヤ一周期のタイミングに同期して制御される。
【００６６】
ここで、この発明のマトリックスコンバータでは、図５に示すように、変調される信号波がキャリヤ信号の頂点のタイミングで同期して更新、保持されるものとすると、最小相に導通している状態で信号が切り替わることとなる。ここでは、電圧指令位相情報θｒ、電源電圧相情報Ｖmax,Ｖmid,Ｖminが更新可能なタイミングに相当するが、この発明の場合、三相電圧指令を用いることから位相が含まれており、位相情報θｒの更新制御が不要となる。電源電圧相情報Ｖmax,Ｖmid,Ｖminについては、キャリヤ信号の頂点のタイミングで同期して更新する。
【００６７】
また、この発明の場合、基準電圧Ｘ／Ｙについてもキャリヤ信号の頂点のタイミングにて更新する。キャリヤ信号の頂点のタイミングにおいては最小相に相当し、従来の場合、レベル信号にて更新制御が行われるため、図６(a),(b)に示すようにキャリヤ周期内の入力電流分配にアンバランスが生じる。一方、最大相での更新については図６(c),(d)に示すように、基準電圧Ｘ／Ｙの切換えに対するスイッチング状態の変化が発生しない。
【００６８】
この発明の更新タイミングによるスイッチング状態の変化を図５(a),(b)に示す。ここでは、最小相レベル信号に対して、キャリヤ信号の頂点のタイミングにて波形更新を行うために、最大相、最小相のスイッチング状態は変化するが、波形の対称性は確保されており、最大相での更新波形と比較して、キャリヤ半周期の電流分配は等しいことが分かる。
【００６９】
以上のように、基準電圧Ｘ／Ｙおよび電源電圧相情報Ｖmax,Ｖmid,Ｖminの更新を、電圧指令が更新、保持されるキャリヤ信号の頂点のタイミングで同期することで電流歪の発生を回避すると共に、制御系構成の簡易化が可能となる。
【００７０】
なお、図２のパルスパターン発生部１７の制御情報の更新は、例えば図７に示すような回路を用いて構成できる。
【００７１】
上記実施の形態のマトリックスコンバータによれば、入力電流通流比による変調方式により、平均仮想直流リンク電圧を一定とすることによって、リプル演算、キャリヤ振幅変調に要する演算を不要とし、制御系構成の簡素化を可能とする。
【００７２】
また、上記マトリックスコンバータでは、キャリヤ振幅が一定であるため、ディジタルカウンタ、コンパレータへの適用が容易であり、ＰＷＭ変調の分解能を一定とすることができるため、ディジタル制御系に適する。
【００７３】
また、上記マトリックスコンバータでは、キャリヤ山のタイミングで、出力電圧指令、電源電圧(電流)情報を更新、保持する簡易構成にて三相交流入力電圧とキャリヤ周期が非同期の場合においても、入力電流歪が低減できる。
【図面の簡単な説明】
【００７４】
【図１】図１はこの発明の実施の一形態のマトリックスコンバータの変換部の構成図である。
【図２】図２は上記マトリックスコンバータの制御部のブロック図である。
【図３】図３は上記マトリックスコンバータの各部の波形を示す図である。
【図４】図４は上記マトリックスコンバータの通電タイミングを示す図である。
【図５】図５は上記マトリックスコンバータの信号更新時のタイミングを示す図である。
【図６】図６は歪が発生する信号更新時のタイミングを示す図である。
【図７】図７はパルスパターン回路の論理回路を示す図である。
【図８】図８は比較例のマトリックスコンバータの制御部のブロック図である。
【図９】図９は上記マトリックスコンバータの各部の波形を示す図である。
【図１０】図１０は上記マトリックスコンバータの通電タイミングを示す図である。
【図１１】図１１は上記マトリックスコンバータのパルスパターン回路の論理回路を示す図である。
【図１２】図１２は歪が発生する信号更新時のタイミングを示す図である。
【図１３】図１３はキャリヤ周期の各スイッチング状態における影響について示す図である。
【符号の説明】
【００７５】
１…変換部
２…制御部
３…三相交流電源
１１…線間電圧制御指令信号生成部
１２…電流通流比生成部
１３…指令信号演算部
１４…Ｓ／Ｈ部
１５…キャリヤ比較部
１６…Ｓ／Ｈ部
１７…パルスパターン生成部
２０…キャリヤ信号生成回路
【図１】
2007300719.tif 000022
【図２】
2007300719.tif 000023
【図３】
2007300719.tif 000024
【図４】
2007300719.tif 000025
【図５】
2007300719.tif 000026
【図６】
2007300719.tif 000027
【図７】
2007300719.tif 000028
【図８】
2007300719.tif 000029
【図９】
2007300719.tif 000030
【図１０】
2007300719.tif 000031
【図１１】
2007300719.tif 000032
【図１２】
2007300719.tif 000033
【図１３】
2007300719.tif 000034
【手続補正書】
【提出日】平成19年4月20日(2007.4.20)
【手続補正１】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図１
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図１】
2007300719.tif 000035
【手続補正書】
【提出日】平成19年8月23日(2007.8.23)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
三相交流入力電圧を所定の三相交流出力電圧に変換するマトリックスコンバータであって、
上記所定の三相交流出力電圧を出力するための出力電圧指令信号を生成する出力電圧指令信号生成部(１１)と、
所定の入力電流指令信号に基づいて電流通流比を表す信号を生成する電流通流比生成部(１２)と、
上記出力電圧指令信号生成部(１１)により生成された上記出力電圧指令信号および上記電流通流比生成部(１２)により生成された電流通流比を表す信号に基づいて、上記出力電圧指令信号を補正する信号補正部(１３)と、
上記信号補正部(１３)により補正された上記出力電圧指令信号およびキャリヤ信号に基づいて、ＰＷＭ変換信号を生成するＰＷＭ変換信号生成部(１５,１７)と、
上記ＰＷＭ変換信号生成部(１５,１７)により生成された上記ＰＷＭ変換信号に基づいて、上記三相交流入力電圧を上記所定の三相交流出力電圧に変換する変換部(１)と
を備え、
上記電流通流比生成部(１２)は、上記入力電流指令信号をｉr*,ｉs*,ｉt*とし、上記出力電圧指令信号のうちの中間相の極性が正のときに最も電圧が低い相を基準電圧とするか、または、上記出力電圧指令信号のうちの中間相の極性が負のときに最も電圧が高い相を基準電圧とする電圧指令をＶs*としたとき、最大相の上記電流通流比を、
2007300719.tif 000036
により生成し、最大相の上記電流通流比と中間相の上記電流通流比との和を、
2007300719.tif 000037
により生成することを特徴とするマトリックスコンバータ。
【請求項２】
請求項１に記載のマトリックスコンバータにおいて、
上記電流通流比生成部(１２)は、上記入力電流指令信号をｉr*,ｉs*,ｉt*とし、位相角をφとしたとき、
2007300719.tif 000038
を用いて最大相の上記電流通流比を生成し、
2007300719.tif 000039
を用いて最大相の上記電流通流比と中間相の上記電流通流比との和を生成することを特徴とするマトリックスコンバータ。
【請求項３】
請求項１または２に記載のマトリックスコンバータにおいて、
上記キャリヤ信号は、振幅が略一定の三角波状の信号であることを特徴とするマトリックスコンバータ。
【請求項４】
請求項１または２に記載のマトリックスコンバータにおいて、
上記キャリヤ信号は、振幅が略一定の鋸波状の信号であることを特徴とするマトリックスコンバータ。
【請求項５】
請求項３または４に記載のマトリックスコンバータにおいて、
上記信号補正部(１３)により補正された上記出力電圧指令信号および電源電圧情報を保持する保持部(１４,１６)を備え、
上記保持部(１４,１６)は、上記キャリヤ信号の頂点のタイミングで上記出力電圧指令信号および上記電源電圧情報を更新し、
上記ＰＷＭ変換信号生成部(１５,１７)は、上記保持部(１４,１６)により保持された上記出力電圧指令信号および上記電源電圧情報に基づいて、上記ＰＷＭ変換信号を生成することを特徴とするマトリックスコンバータ。
【請求項６】
三相交流入力電圧を所定の三相交流出力電圧に変換するマトリックスコンバータの制御方法であって、
上記所定の三相交流出力電圧を出力するための出力電圧指令信号を出力電圧指令信号生成部(１１)により生成するステップと、
所定の入力電流指令信号に基づいて電流通流比を表す信号を電流通流比生成部(１２)により生成するステップと、
上記出力電圧指令信号生成部(１１)により生成された上記出力電圧指令信号および上記電流通流比生成部(１２)により生成された電流通流比を表す信号に基づいて、上記出力電圧指令信号を信号補正部(１３)により補正するステップと、
上記信号補正部(１３)により補正された上記出力電圧指令信号およびキャリヤ信号に基づいて、ＰＷＭ変換信号をＰＷＭ変換信号生成部(１５,１７)により生成するステップと、
上記ＰＷＭ変換信号生成部(１５,１７)により生成された上記ＰＷＭ変換信号に基づいて、変換部(１)により上記三相交流入力電圧を上記所定の三相交流出力電圧に変換するステップと
を有すると共に、
上記電流通流比生成部(１２)は、上記入力電流指令信号をｉr*,ｉs*,ｉt*とし、上記出力電圧指令信号のうちの中間相の極性が正のときに最も電圧が低い相を基準電圧とするか、または、上記出力電圧指令信号のうちの中間相の極性が負のときに最も電圧が高い相を基準電圧とする電圧指令をＶs*としたとき、最大相の上記電流通流比を、
2007300719.tif 000040
により生成し、最大相の上記電流通流比と中間相の上記電流通流比との和を、
2007300719.tif 000041
により生成することを特徴とするマトリックスコンバータの制御方法。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、マトリックスコンバータおよびマトリックスコンバータの制御方法に関し、詳しくは、三相交流入力電圧を所定の三相交流出力電圧に変換するマトリックスコンバータおよびマトリックスコンバータの制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
インバータの代表的な主回路構成としては、整流回路と平滑回路を介して商用交流を直流に変換し、電圧形変換器により交流出力を得る間接形交流電力変換回路が一般に用いられている。一方、交流電圧から直接交流出力を得る方式としては、マトリックスコンバータを代表とする直接形交流電力変換装置が知られており、商用周波数による電圧脈動を平滑する大型のコンデンサやリアクトルが不要となることから、変換器の小型化が期待でき、次世代の電力変換器として近年注目されつつある。
【０００３】
三相−三相マトリックスコンバータは、三相交流入力電圧を直接スイッチングすることにより、可変電圧、可変周波数の交流出力電圧を得るものである。代表的な変調方式としては、仮想的な直流リンクを形成した上でキャリヤ比較により正弦波変調を行うアナログベースの変調方式が非特許文献１に提案されている。また、出力電圧指令信号とキャリヤ信号の非同期における問題である電流歪を解決する制御方式が特許文献１に開示されている。
【０００４】
上記非特許文献１,特許文献１の制御方式は何れも、最大相電流に対する中間相電流の比率である電流分配率なる変数を導入し、出力電圧指令信号とキャリヤ信号の双方に係数を乗じる振幅変調を基本としており、さらに、特許文献１の制御方式は、キャリヤ非同期時の電流歪を回避するために、情報更新部なるスイッチングパターンの切り替えを抑制する制御を２段階で行っている。このため、上記非特許文献１,特許文献１のマトリックスコンバータでは、制御構成や演算が複雑化するという問題がある。
【非特許文献１】小山純著、他５名、「ＰＷＭサイクロコンバータのＶＶＶＦオンライン制御」、電気学会論文誌Ｄ、電気学会、１９９６年、１１６巻６号、pp.644-651
【特許文献１】特開平１１−３４１８０７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
そこで、この発明の課題は、リップル演算やキャリヤ振幅変調などの演算を行うことなく、制御系の回路構成を簡略化できるマトリックスコンバータおよびマトリックスコンバータの制御方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記課題を解決するため、この発明のマトリックスコンバータは、
三相交流入力電圧を所定の三相交流出力電圧に変換するマトリックスコンバータであって、
上記所定の三相交流出力電圧を出力するための出力電圧指令信号を生成する出力電圧指令信号生成部と、
所定の入力電流指令信号に基づいて電流通流比を表す信号を生成する電流通流比生成部と、
上記出力電圧指令信号生成部により生成された上記出力電圧指令信号および上記電流通流比生成部により生成された電流通流比を表す信号に基づいて、上記出力電圧指令信号を補正する信号補正部と、
上記信号補正部により補正された上記出力電圧指令信号およびキャリヤ信号に基づいて、ＰＷＭ変換信号を生成するＰＷＭ変換信号生成部と、
上記ＰＷＭ変換信号生成部により生成された上記ＰＷＭ変換信号に基づいて、上記三相交流入力電圧を上記所定の三相交流出力電圧に変換する変換部と
を備え、
上記電流通流比生成部(１２)は、上記入力電流指令信号をｉr*,ｉs*,ｉt*とし、上記出力電圧指令信号のうちの中間相の極性が正のときに最も電圧が低い相を基準電圧とするか、または、上記出力電圧指令信号のうちの中間相の極性が負のときに最も電圧が高い相を基準電圧とする電圧指令をＶs*としたとき、最大相の上記電流通流比を、
2007300719.tif 000042
により生成し、最大相の上記電流通流比と中間相の上記電流通流比との和を、
2007300719.tif 000043
により生成することを特徴とする。
【０００７】
上記構成のマトリックスコンバータによれば、上記出力電圧指令信号生成部により生成された出力電圧指令信号および電流通流比生成部により生成された電流通流比を表す信号に基づいて、上記信号補正部により出力電圧指令信号を補正し、その補正された出力電圧指令信号およびキャリヤ信号に基づいて、ＰＷＭ変換信号生成部によりＰＷＭ変換信号を生成する。このような入力電流通流比による変調方式により、平均仮想直流リンク電圧を一定にすることによって、リップル演算やキャリヤ振幅変調などの演算を行うことなく、制御系の回路構成を簡略化できる。
【０００８】
【０００９】
また、上記入力電流指令信号に基づいて、電流通流比生成部により上記最大相の電流通流比および上記最大相の電流通流比と中間相の電流通流比との和を生成し、その電流通流比を用いて、出力電圧指令信号を補正することによって、仮想直流リンク電圧を一定の直流電圧にすることが可能となる。
【００１０】
また、一実施形態のマトリックスコンバータでは、
上記電流通流比生成部(１２)は、上記入力電流指令信号をｉr*,ｉs*,ｉt*とし、位相角をφとしたとき、
2007300719.tif 000044
を用いて最大相の上記電流通流比を生成し、
2007300719.tif 000045
を用いて最大相の上記電流通流比と中間相の上記電流通流比との和を生成する。
【００１１】
上記実施形態のマトリックスコンバータによれば、上記入力電流指令信号に基づいて、電流通流比生成部が電流通流比を生成するとき、単一のサインテーブルを参照することで、さらに簡易化を図ることができる。
【００１２】
また、一実施形態のマトリックスコンバータでは、上記キャリヤ信号は、振幅が略一定の三角波状の信号である。
【００１３】
上記実施形態のマトリックスコンバータによれば、キャリヤ振幅が一定であるため、ディジタルカウンタやコンパレータへの適用が容易にでき、ＰＷＭ変調の分解能を一定とすることができるため、ディジタル制御系に適する。また、ＰＷＭ変調に適した三角波状の信号をキャリヤ信号に用いることによって、パルス幅変調のための回路を簡略化できる。
【００１４】
また、一実施形態のマトリックスコンバータでは、上記キャリヤ信号は、振幅が略一定の鋸波状の信号である。
【００１５】
上記実施形態のマトリックスコンバータによれば、キャリヤ振幅が一定であるため、ディジタルカウンタやコンパレータへの適用が容易にでき、ＰＷＭ変調の分解能を一定とすることができるため、ディジタル制御系に適する。また、鋸波状の信号をキャリヤ信号に用いることによって、キャリヤ生成や変調処理が簡素化できる。
【００１６】
また、一実施形態のマトリックスコンバータでは、
上記信号補正部により補正された上記出力電圧指令信号および電源電圧情報を保持する保持部を備え、
上記保持部は、上記キャリヤ信号の頂点のタイミングで上記出力電圧指令信号および上記電源電圧情報を更新し、
上記ＰＷＭ変換信号生成部は、上記保持部により保持された上記出力電圧指令信号および上記電源電圧情報に基づいて、上記ＰＷＭ変換信号を生成する。
【００１７】
上記実施形態のマトリックスコンバータによれば、出力電圧指令信号や電源電圧情報が更新されるタイミングがキャリヤ信号の頂点のタイミングに同期することによって、電流歪の発生を回避すると共に、制御系構成の簡易化が可能となる。
【００１８】
この発明のマトリックスコンバータの制御方法は、
三相交流入力電圧を所定の三相交流出力電圧に変換するマトリックスコンバータの制御方法であって、
上記所定の三相交流出力電圧を出力するための出力電圧指令信号を出力電圧指令信号生成部により生成するステップと、
所定の入力電流指令信号に基づいて電流通流比を表す信号を電流通流比生成部により生成するステップと、
上記出力電圧指令信号生成部により生成された上記出力電圧指令信号および上記電流通流比生成部により生成された電流通流比を表す信号に基づいて、上記出力電圧指令信号を信号補正部により補正するステップと、
上記信号補正部により補正された上記出力電圧指令信号およびキャリヤ信号に基づいて、ＰＷＭ変換信号をＰＷＭ変換信号生成部により生成するステップと、
上記ＰＷＭ変換信号生成部により生成された上記ＰＷＭ変換信号に基づいて、変換部により上記三相交流入力電圧を上記所定の三相交流出力電圧に変換するステップと
を有すると共に、
上記電流通流比生成部(１２)は、上記入力電流指令信号をｉr*,ｉs*,ｉt*とし、上記出力電圧指令信号のうちの中間相の極性が正のときに最も電圧が低い相を基準電圧とするか、または、上記出力電圧指令信号のうちの中間相の極性が負のときに最も電圧が高い相を基準電圧とする電圧指令をＶs*としたとき、最大相の上記電流通流比を、
2007300719.tif 000046
により生成し、最大相の上記電流通流比と中間相の上記電流通流比との和を、
2007300719.tif 000047
により生成することを特徴とする。
【００１９】
上記マトリックスコンバータの制御方法よれば、上記出力電圧指令信号生成部により生成された出力電圧指令信号および電流通流比生成部により生成された電流通流比を表す信号に基づいて、上記信号補正部により出力電圧指令信号を補正し、その補正された出力電圧指令信号およびキャリヤ信号に基づいて、ＰＷＭ変換信号生成部によりＰＷＭ変換信号を生成する。このような入力電流通流比による変調方式により、平均仮想直流リンク電圧を一定にすることによって、リップル演算やキャリヤ振幅変調などの演算を行うことなく、制御系の回路構成を簡略化できる。
【発明の効果】
【００２０】
以上より明らかなように、この発明のマトリックスコンバータおよびマトリックスコンバータの制御方法によれば、リップル演算やキャリヤ振幅変調などの演算を行うことなく、制御系の回路構成を簡略化できるマトリックスコンバータを実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
以下、この発明のマトリックスコンバータおよびマトリックスコンバータの制御方法を図示の実施の形態により詳細に説明する。
【００２２】
図１はこの発明の一実施の形態のマトリックスコンバータの構成図である。図１に示すように、三相−三相マトリックスコンバータは出力相毎に三個の交流スイッチで三相電源の各相に接続されており、接続相、時間を適宜制御することにより、可変電圧、可変周波数を得るものである。
【００２３】
このマトリックスコンバータは、図１に示すように、スイッチＳur,Ｓus,Ｓut,Ｓvr,Ｓvs,Ｓvt,Ｓwr,Ｓws,Ｓwtからなる変換部１と、上記変換部１のスイッチＳur,Ｓus,Ｓut,Ｓvr,Ｓvs,Ｓvt,Ｓwr,Ｓws,Ｓwtをオンオフするための信号を出力する制御部２(図２に示す)とを備えている。
【００２４】
上記変換部１は、三相交流電源３からの三相交流入力電圧のうちの相電圧ｖrをスイッチＳur,Ｓvr,Ｓwr夫々の一端に入力し、三相交流入力電圧のうちの相電圧ｖsをＳus,Ｓvs,Ｓws夫々の一端に入力し、三相交流入力電圧のうちの相電圧ｖtをＳut,Ｓvt,Ｓwt夫々の一端に入力している。上記スイッチＳur,Ｓus,Ｓutの他端を相電圧ｖuの出力端子に夫々接続する一方、スイッチＳvr,Ｓvs,Ｓvtの他端を相電圧ｖrの出力端子に夫々接続し、スイッチＳwr,Ｓws,Ｓwtの他端を相電圧ｖwの出力端子に夫々接続している。
【００２５】
また、図２は上記制御部２のブロック図を示している。
【００２６】
上記制御部２は、図２に示すように、出力電圧指令信号Ｖu*,Ｖv*,Ｖw*と入力電圧Ｖmidに基づいて、線間電圧制御指令信号を生成する出力電圧指令信号生成部の一例としての線間電圧制御指令信号生成部１１と、入力電流指令信号ｉr*,ｉs*,ｉt*に基づいて電流通流比を演算する電流通流比生成部１２と、上記線間電圧制御指令信号生成部１１により生成された線間電圧制御指令信号と電流通流比生成部１２により演算された電流通流比に基づいて、最大相＋中間相の指令信号および中間相の指令信号を演算する信号補正部の一例としての指令信号演算部１３と、上記指令信号演算部１３からの最大相＋中間相の指令信号および中間相の指令信号をキャリヤ信号の頂点のタイミングで更新して保持するＳ／Ｈ(サンプルホールド)部１４と、上記キャリヤ信号を生成するキャリヤ信号生成回路２０を有し、上記Ｓ／Ｈ部１４により保持された最大相＋中間相の指令信号とキャリヤ信号とを比較すると共に、中間相の指令信号とキャリヤ信号とを比較するキャリヤ比較部１５と、上記キャリヤ信号生成回路２０からのキャリヤ信号の頂点のタイミングで電源電圧相情報Ｖmax,Ｖmid,Ｖminと基準電圧Ｘ／Ｙを更新して保持するＳ／Ｈ(サンプルホールド)部１６と、上記キャリヤ比較部１５からの比較結果およびＳ／Ｈ部１６に保持された電源電圧相情報Ｖmax,Ｖmid,Ｖminと基準電圧Ｘ／Ｙに基づいて、変換部１のＳur,Ｓus,Ｓut,Ｓvr,Ｓvs,Ｓvt,Ｓwr,Ｓws,Ｓwtをオンオフするためのパルスパターン(ＰＷＭ変換信号)を生成するパルスパターン生成部１７とを備えている。
【００２７】
上記指令信号演算部１３は、上記線間電圧制御指令信号生成部１１からの線間電圧制御指令信号に最大＋中間相の指令信号を乗算する最大＋中間相指令信号演算部１３aと、上記線間電圧制御指令信号に中間相の指令信号を乗算する中間相指令信号演算部１３bとを有している。
【００２８】
上記キャリヤ比較部１５とパルスパターン生成部１７でＰＷＭ変換信号生成部を構成している。また、上記Ｓ／Ｈ部１４とＳ／Ｈ部１６で保持部を構成している。
【００２９】
〔比較例〕
図８は比較例のマトリックスコンバータの制御部のブロック図を示している。なお、図８に示すマトリックスコンバータは、この発明を理解しやすくするために説明するものであって、公知技術や従来技術ではなく、また、この発明のマトリックスコンバータではない。
【００３０】
この比較例のマトリックスコンバータの制御部は、図８に示すように、出力電圧指令信号Ｖu*,Ｖv*,Ｖw*と電流分配率ａに基づいて、線間電圧制御指令信号を生成する線間電圧制御指令信号生成部１０１と、入力電圧Ｖmax,Ｖmid,Ｖminに基づいて、電圧リップルを演算する電圧リップル演算部１０２と、入力電流指令信号ｉmax*,ｉmid*,ｉmin*に基づいて電流分配率ａを演算する電流分配率演算部１０３と、上記線間電圧制御指令信号生成部１１により生成された線間電圧制御指令信号と電流分配率演算部１０３により演算された電流分配率ａに基づいて、最大相＋中間相の指令信号および最大相の指令信号を演算する指令信号演算部１０４と、上記キャリヤ信号を生成するキャリヤ信号生成回路１２０を有し、上記指令信号演算部１０４からの最大相＋中間相の指令信号とキャリヤ信号とを比較すると共に、最大相の指令信号とキャリヤ信号とを比較するキャリヤ比較部１０５と、上記キャリヤ比較部１５からの比較結果に基づいて、切換信号を出力する切換部１０６と、上記切換部１０６からのBasレベルの切換信号に基づいて、線間電圧制御指令信号生成部１０１からの電圧指令位相情報θｒと電源電圧相情報Ｖmax,Ｖmid,Ｖminを更新して保持するＳ／Ｈ部１０７と、上記切換部１０６からのTopレベルの切換信号に基づいて、基準電圧Ｘ／Ｙを更新して保持するＳ／Ｈ部１０８と、上記キャリヤ比較部１５からの比較結果およびＳ／Ｈ部１０７,１０８に保持された電圧指令位相情報θｒと電源電圧相情報Ｖmax,Ｖmid,Ｖminと基準電圧Ｘ／Ｙに基づいて、変換部のスイッチＳur,Ｓus,Ｓut,Ｓvr,Ｓvs,Ｓvt,Ｓwr,Ｓws,Ｓwtをオンオフするためのパルスパターン(ＰＷＭ変換信号)を生成するパルスパターン生成部１０９とを備えている。
【００３１】
上記キャリヤ比較部１０５のキャリヤ信号生成回路１２０は、電圧リップル演算部１０２からの電圧リップル信号に基づいて、キャリヤ信号の振幅変調を行う。
【００３２】
図９は上記比較例のマトリックスコンバータの制御方式による各部波形を示したものであり、ここでは簡単のために入力力率は１、出力周波数は電源と同一のものとしている。ここで、三相交流電位の大小関係についてみると、中間相電位は位相角６０度毎に極性が反転している。そこで、中間相電圧の極性(正：領域Ｘ、負：領域Ｙ)に基づき、基準波形(領域Ｘのときは最小相、領域Ｙのときは最大相)を変更するものとし、基準波形に対する電位を考えると、
2007300719.tif 000048
２つの電位が得られることが分かる。
【００３３】
一方、指令信号については、最小相で三相電圧指令を除した二相変調波形が用いられており、領域Ｙにおいては電位が負となるため、極性を反転し、最大相で除した波形に切り替えている。このようにして、出力電圧極性の整合を図ることから、結果として仮想直流リンク電圧を次式の関係とし、図９(b)に示す２つの電位による脈流を変調することとなる。
2007300719.tif 000049
【００３４】
次に、指令信号を２つの信号に割り振る方法については、最大相電流に対する中間相電流の比率である電流分配率にて定義されており、キャリヤ信号の半周期をＴ、キャリヤ信号の頂点から中間相にスイッチングするまでの時間をＴ0、キャリヤ信号の頂点から最大相にスイッチングするまでの時間をＴ1としたとき、電流分配率ａは、
2007300719.tif 000050
で表される。なお、ここでは力率１で表しているため、図９(a)では相電圧の比率としている。
【００３５】
最大相電圧、中間相電圧に接続される時比率が次式により求められる。ここで、最大相に対しては電圧指令値、中間相に対しては電流分配率を乗じた値としているため、平均仮想直流リンク電圧を最大電圧に中間電圧が電流分配率で加えられたものと定義している。
2007300719.tif 000051
【００３６】
ここで、領域Ｘのときは、出力電圧指令信号Ｖu*,Ｖv*,Ｖw*のうちの最も電圧が低い相を基準電圧Ｖs*とし、領域Ｙのときは、出力電圧指令信号Ｖu*,Ｖv*,Ｖw*のうちの最も電圧が高い相を基準電圧とする電圧指令をＶs*とする。
【００３７】
このため、キャリヤ信号を平均仮想直流リンク電圧で振幅変調を行うことで脈動を補償した上で、２つの指令信号により、図１０に示す通電タイミングによりキャリヤ比較によるＰＷＭ変調を行っている。ここで、一相分の最大、中間、最小相へのゲートパターンは次の論理式を用いて分離される。
2007300719.tif 000052
【００３８】
このとき、接続すべき入力相については、図１１に示すように、各相の大小関係を示すロジック信号に基づいて論理回路により各スイッチへのゲート信号が割り振られる。
【００３９】
上記比較例のマトリックスコンバータでは、電流分配率ａを用いて、指令信号とキャリヤ信号の双方に係数を乗じることにより変調を行うため、制御構成や演算が複雑化するという問題があった。
【００４０】
上記比較例のマトリックスコンバータにおいては、最大相に対する中間相の比率を電流分配率として定義していたが、この発明では正規化した電流値にて分流するものとする。
【００４１】
図３にこの発明のマトリックスコンバータの正規化電流波形を示すが、最大相についてはＣ１にて、中間相についてはＣ２にて分流するものと考える。上記比較例の方式が最大相を１としているため、領域Ｘ,領域Ｙの境界において1となるように係数２／√３を乗じると、各相の通流比は次式の関係で表されることとなる。
2007300719.tif 000053
【００４２】
ここで、領域Ｘのときは、出力電圧指令信号Ｖu*,Ｖv*,Ｖw*のうちの最も電圧が低い相を基準電圧Ｖs*とし、領域Ｙのときは、出力電圧指令信号Ｖu*,Ｖv*,Ｖw*のうちの最も電圧が高い相を基準電圧とする電圧指令をＶs*とする。また、最大相と中間相の通流比の和が１を超えるが、仮想直流リンク電圧波形より、最大電圧指令の電圧制御率は、
2007300719.tif 000054
であるため、結果的には通流比の最大値は１となる。
【００４３】
以上の通流比を仮想直流リンクの２つ電位に乗じた結果が平均仮想直流リンク電圧となるが、図３(f)に示すように、一定の直流電圧が得られるため、上記比較例のように、キャリヤ信号の振幅変調が不要であることが分かる。
【００４４】
図４は上記の通電タイミングを説明するための図を示しており、図４に示す通電タイミングによりキャリヤ比較によるＰＷＭ変調を行っている。
【００４５】
次に、この発明の方式により変調波形が比較例と同じ結果が得られることを示す。なお、ここでは力率１であるものとし、相電圧にて説明する。
【００４６】
位相角３０°〜６０°の区間においては、
2007300719.tif 000055
となる。ここで、
2007300719.tif 000056
であるから、(１)式について変形すると、
2007300719.tif 000057
【００４７】
従って、中間相通流比は、
2007300719.tif 000058
となり、最大相と中間相の通流比の和は、
2007300719.tif 000059
となり、(４)式、(５)式、(６)式と一致する。
【００４８】
図２に示すこの発明のマトリックスコンバータは、図８の比較例のマトリックスコンバータと比較して、平均仮想直流リンク電圧が一定となるために電圧リプル演算、キャリヤ振幅変調に関するブロックが不要であり、構成が簡素化できる。
【００４９】
ここで、電流通流比を求めるブロックとして(４)式、(６)式を示しているが、中間値、最大値の算出において、Ｘ領域内、Ｙ領域内の位相角φを用いて、
2007300719.tif 000060
として、単一のサインテーブルを参照することで、さらに、簡易化を図ることができる。
【００５０】
また、ここでは力率１の場合についてのみ示しており、領域ＸＹの切換えを電源電圧(三相交流入力電圧)の中間相の極性を基準に行っているが、入力力率を可変する場合、位相差を加えた中間相の位相で切替えることで力率制御も可能である。
【００５１】
図８の比較例のマトリックスコンバータにおいては、電圧指令が二相変調波形であるため、電圧指令のうちの最大相と中間相をＰＷＭ変調しており、各相への割り振りについて、位相情報θｒを用いて行っている。また、電源周波数とキャリヤ周波数の同期が確保されない場合の対応として、基準電圧Ｘ／Ｙ、電圧指令位相情報θｒ、電源電圧相情報Ｖmax,Ｖmid,Ｖminに対して、更新タイミングを制限している。
【００５２】
図１２は上記比較例のマトリックスコンバータが非同期の場合において、歪が発生するタイミングを示したものであり、基準電圧の変化、二相変調波形の移相、電源電圧(電流)における移相、以上３つの変化点に対して歪が発生する。
【００５３】
図１３はキャリヤ周期の各スイッチング状態(最大、中間、最小)における、上記変化への影響について示している。ここでは、簡単のために単相出力で示しており、一相のみが太線で短絡される相は二相変調波形の１２０度通電相、他方が何れかの二相に相当する。また、初期状態として、最大、中間、最小電圧はｒ相、ｓ相、ｔ相であるものとする。
【００５４】
(1)  最大相に導通している状態
基準電圧Ｘ／Ｙが変化するとＵ相、Ｖ相の電圧指令値を反転させるとともに、ｒ相、ｔ相のスイッチング信号を入れ替えるため、Ｘ(+-)からＹ(-+)へ状態は変化するが、Ｕ相、Ｖ相ともに最大、最小相へのスイッチング状態は変化しない。
【００５５】
電圧指令位相情報θｒが移相することにより、導通相とスイッチング相が変化した場合についてみると、Ｕ相、Ｖ相が入れ替わることにより、Ｘ(+-)からＸ(-+)へ状態は変化し、ｒ相から、ｔ相へ出力が変化する。
【００５６】
電源電圧相情報Ｖmax,Ｖmid,Ｖminについては、入力電圧の最大相と、中間相が入れ替わった場合(ｒ相⇔ｓ相)、Ｕ相の導通するスイッチがＳurからＳusへ変化する。
【００５７】
(2)  中間相に導通している状態
基準電圧Ｘ／Ｙが変化するとＸ(+-)からＹ(-+)へ状態が変化し、Ｕ相、Ｖ相ともにスイッチング状態が変化する。
【００５８】
電圧指令位相情報θｒが移相することにより、Ｘ(+-)からＸ(-+)へ状態は変化し、Ｕ相、Ｖ相ともにスイッチング状態が変化する。
【００５９】
電源電圧相情報Ｖmax,Ｖmid,Ｖminについては、入力電圧の最大相と、中間相が入れ替わった場合、Ｕ相の導通するスイッチがＳusからＳurへ変化する。
【００６０】
(3)  最小相に導通している状態
基準電圧Ｘ／Ｙが変化するとＸ(+-)からＹ(-+)へ状態は変化し、Ｕ相、Ｖ相ともにスイッチング状態が変化する。
【００６１】
電圧指令位相情報θｒが移相することにより、Ｘ(+-)からＸ(-+)へ状態は変化するが、ともに最小相であるためにスイッチング状態は変化しない。
【００６２】
電源電圧相情報Ｖmax,Ｖmid,Ｖminについては、入力電圧の最大相と、中間相が入れ替わった場合、ともに最小相であるためにスイッチング状態は変化しない。
【００６３】
以上のように、上記比較例のマトリックスコンバータでは、各信号の変化によりスイッチングが変化しないモードが存在するため、最大相(Top)に導通している期間に基準電圧Ｘ／Ｙを、最小相(Bas)にスイッチングしている期間では電圧指令位相情報θｒ、電源電圧相情報Ｖmax,Ｖmid,Ｖminの更新を許可し、キャリヤ周期内での電流分配のバランスを確保している。また、上記の更新期間は電源最大相(Top)への通電期間が最短となる電圧指令中間相信号と、電源最小相(Bas)への通電期間が最短となる電圧指令最大相信号を用いている。
【００６４】
上記比較例のマトリックスコンバータにおいては、電圧指令が二相変調波形であるために、三相電圧指令を用いず、最大相と中間相のみをＰＷＭ変調し、各相への割り振りについて位相情報θｒを用いて行っている。このため、非同期による歪回避のために更新制限される、基準電圧Ｘ／Ｙや電源電圧相情報(Ｖmax,Ｖmid,Ｖmin)に加えて、位相情報についても更新制限を行う必要がある。また、更新の制御には中間相信号、最大相信号の２つの信号レベルを用いるため、制御系の構成が複雑となる問題がある。
【００６５】
インバータのディジタル制御においては、信号の遅れ時間の整合を取るため、信号の入出力はＰＷＭキャリヤ一周期のタイミングに同期して制御される。
【００６６】
ここで、この発明のマトリックスコンバータでは、図５に示すように、変調される信号波がキャリヤ信号の頂点のタイミングで同期して更新、保持されるものとすると、最小相に導通している状態で信号が切り替わることとなる。ここでは、電圧指令位相情報θｒ、電源電圧相情報Ｖmax,Ｖmid,Ｖminが更新可能なタイミングに相当するが、この発明の場合、三相電圧指令を用いることから位相が含まれており、位相情報θｒの更新制御が不要となる。電源電圧相情報Ｖmax,Ｖmid,Ｖminについては、キャリヤ信号の頂点のタイミングで同期して更新する。
【００６７】
また、この発明の場合、基準電圧Ｘ／Ｙについてもキャリヤ信号の頂点のタイミングにて更新する。キャリヤ信号の頂点のタイミングにおいては最小相に相当し、従来の場合、レベル信号にて更新制御が行われるため、図６(a),(b)に示すようにキャリヤ周期内の入力電流分配にアンバランスが生じる。一方、最大相での更新については図６(c),(d)に示すように、基準電圧Ｘ／Ｙの切換えに対するスイッチング状態の変化が発生しない。
【００６８】
この発明の更新タイミングによるスイッチング状態の変化を図５(a),(b)に示す。ここでは、最小相レベル信号に対して、キャリヤ信号の頂点のタイミングにて波形更新を行うために、最大相、最小相のスイッチング状態は変化するが、波形の対称性は確保されており、最大相での更新波形と比較して、キャリヤ半周期の電流分配は等しいことが分かる。
【００６９】
以上のように、基準電圧Ｘ／Ｙおよび電源電圧相情報Ｖmax,Ｖmid,Ｖminの更新を、電圧指令が更新、保持されるキャリヤ信号の頂点のタイミングで同期することで電流歪の発生を回避すると共に、制御系構成の簡易化が可能となる。
【００７０】
なお、図２のパルスパターン発生部１７の制御情報の更新は、例えば図７に示すような回路を用いて構成できる。
【００７１】
上記実施の形態のマトリックスコンバータによれば、入力電流通流比による変調方式により、平均仮想直流リンク電圧を一定とすることによって、リプル演算、キャリヤ振幅変調に要する演算を不要とし、制御系構成の簡素化を可能とする。
【００７２】
また、上記マトリックスコンバータでは、キャリヤ振幅が一定であるため、ディジタルカウンタ、コンパレータへの適用が容易であり、ＰＷＭ変調の分解能を一定とすることができるため、ディジタル制御系に適する。
【００７３】
また、上記マトリックスコンバータでは、キャリヤ山のタイミングで、出力電圧指令、電源電圧(電流)情報を更新、保持する簡易構成にて三相交流入力電圧とキャリヤ周期が非同期の場合においても、入力電流歪が低減できる。
【図面の簡単な説明】
【００７４】
【図１】図１はこの発明の実施の一形態のマトリックスコンバータの変換部の構成図である。
【図２】図２は上記マトリックスコンバータの制御部のブロック図である。
【図３】図３は上記マトリックスコンバータの各部の波形を示す図である。
【図４】図４は上記マトリックスコンバータの通電タイミングを示す図である。
【図５】図５は上記マトリックスコンバータの信号更新時のタイミングを示す図である。
【図６】図６は歪が発生する信号更新時のタイミングを示す図である。
【図７】図７はパルスパターン回路の論理回路を示す図である。
【図８】図８は比較例のマトリックスコンバータの制御部のブロック図である。
【図９】図９は上記マトリックスコンバータの各部の波形を示す図である。
【図１０】図１０は上記マトリックスコンバータの通電タイミングを示す図である。
【図１１】図１１は上記マトリックスコンバータのパルスパターン回路の論理回路を示す図である。
【図１２】図１２は歪が発生する信号更新時のタイミングを示す図である。
【図１３】図１３はキャリヤ周期の各スイッチング状態における影響について示す図である。
【符号の説明】
【００７５】
１…変換部
２…制御部
３…三相交流電源
１１…線間電圧制御指令信号生成部
１２…電流通流比生成部
１３…指令信号演算部
１４…Ｓ／Ｈ部
１５…キャリヤ比較部
１６…Ｓ／Ｈ部
１７…パルスパターン生成部
２０…キャリヤ信号生成回路
【手続補正３】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図３
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図３】
2007300719.tif 000061