(57)【要約】【課題】高調波電流を抑えたモータ制御装置及びそれを用いた電気機器を提供する。【解決手段】モータ２と、モータ２に印加される電圧を位相制御するスイッチング素子３を交流電源１に直列に接続し、交流電源１の半周期単位で負荷のオン・オフを行い、連続する複数周期において、交流１周期の中で前半周期をオンし後半周期をオフする周期の回数と、交流１周期の中で前半周期をオフし後半周期をオンする周期の回数とが等しくなるように制御し、かつ前半周期オン時と後半周期オン時ともに、所定の位相角でモータ２への電力供給を開始し、１８０°位相近辺で電力供給を停止する周期と、０°位相近辺から前記モータ２への電力供給を行い、所定の位相角で、前記モータ２への電力供給を停止する周期とを各々同数織り交ぜることにより、高入力モータにおいて大容量リアクタンスを用いることなく高調波電流を抑えられる。【選択図】図１
2007228718.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
モータと前記モータに印加される電圧を位相制御するスイッチング素子を交流電源に直列に接続し、前記スイッチング素子により交流電源の半周期単位で負荷のオン・オフを行い、連続する複数周期において、交流１周期の中で前半周期をオンし後半周期をオフする周期の回数と、交流１周期の中で前半周期をオフし後半周期をオンする周期の回数とが等しくなるように制御し、かつ前半周期オン時と後半周期オン時ともに所定の位相角でモータへの電力供給を開始し、１８０°位相近辺で電力供給を停止する（以降、通常位相制御と呼ぶ）周期と、０°位相近辺から前記モータへの電力供給を行い、所定の位相角で前記モータへの電力供給を停止する（以降、逆位相制御と呼ぶ）周期とを各々同数となるよう制御することを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
連続する交流の複数周期間において、通常位相制御を行う周期数を、逆位相制御を行う周期数よりも多くしたことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
【請求項３】
交流電源の１周期間にモータに流れる電流が、通常位相制御を行う周期と逆位相制御を行う周期とでほぼ等しくなるように、前記通常位相制御のオン位相角及び、前記逆位相制御のオフ位相角を設定したことを特徴とする請求項１又は２に記載のモータ制御装置。
【請求項４】
交流１周期の中で前半周期をオンし後半周期をオフする周期の回数と、交流１周期の中で前半周期をオフし後半周期をオンする周期の回数が等しくなるような制御周期（以降、区間Ａと呼ぶ）の途中に、通常位相制御を１周期または複数周期（以降、区間Ｂと呼ぶ）加えたことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
【請求項５】
交流１周期の中で前半周期をオンし後半周期をオフする周期の回数と、交流１周期の中で前半周期をオフし後半周期をオンする周期の回数が等しくなるような制御周期（以降、区間Ａと呼ぶ）の途中に、通常位相制御を１周期、逆位相制御を１周期とを１サイクルとした周期を１周期または複数周期（以降、区間Ｃと呼ぶ）加えたことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
【請求項６】
請求項１〜５のいずれか１項に記載のモータ制御装置を用いた電気機器。
【請求項７】
請求項１〜５のいずれか１項に記載のモータ制御装置を用いた電気掃除機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電源に接続する消費者用機器のモータ制御装置に関するものであり、特にその入力制御装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
交流電源に接続される機器のモータ制御装置としては、一般的に位相制御方式が広く用いられている。交流電源とモータ及び、前記モータに印加される電圧を位相制御する双方向サイリスタを直列に接続し、前記モータが所定の入力になるように前記双方向サイリスタを所定の位相角でオンするというものである。しかし、常に位相角が一定であるということは、生成される高調波成分も偏り、結果として大きな高調波の発生に繋がる。特に位相角が９０°の時に、生成される高調波が（特に奇数次周波数において）最大となることは既に周知の事実である。この対策として、高調波電流成分を減少させるためのリアクタンスを電源端子とモータとの間に設ける方法が用いられている（例えば、特許文献１参照）。
【特許文献１】特開２０００−２１７７５８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかしながら、前記従来の構成においては、より高入力のモータに対して高調波を抑えようとする場合には、大容量のリアクタンスを必要とし、近年小型化されている家庭電化機器、特に電気掃除機においては大容量のリアクタンスの収納が困難となっていた。
【０００４】
本発明は、前記従来の課題を解決するもので、大容量のリアクタンスを用いることなく、高入力モータにおける高調波の発生を抑えるモータ制御装置を提供するものである。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
前記従来の課題を解決するために本発明は、モータと前記モータに印加される電圧を位相制御するスイッチング素子を交流電源に直列に接続し、前記スイッチング素子により交流電源の半周期単位で負荷のオン・オフを行い、連続する複数周期において、交流１周期の中で前半周期をオンし後半周期をオフする周期の回数と、交流１周期の中で前半周期をオフし後半周期をオンする周期の回数とが等しくなるように制御し、かつ前半周期オン時と後半周期オン時ともに所定の位相角でモータへの電力供給を開始し、１８０°位相近辺で電力供給を停止する（以降、通常位相制御と呼ぶ）周期と、０°位相近辺から前記モータへの電力供給を行い、所定の位相角で前記モータへの電力供給を停止する（以降、逆位相制御と呼ぶ）周期とを各々同数となるよう制御している。
【０００６】
これによって、従来の位相制御で言えば位相角９０°付近に相当する供給電力分を、本発明の制御によれば、連続する複数周期の波形を合成したものとすることにより、正弦波形に近いものとなり高入力モータにおいて大容量のリアクタンスを用いることなく高調波を抑えられるとともに、回路基板の省スペース化ができる。
【発明の効果】
【０００７】
本発明のモータ制御装置によれば、高入力のモータにおいて、大容量リアクタンスを用いることなく高調波を抑えられ、かつ回路基板の省スペース化ができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
第１の発明は、モータと前記モータに印加される電圧を位相制御するスイッチング素子を交流電源に直列に接続し、前記スイッチング素子により交流電源の半周期単位で負荷のオン・オフを行い、連続する複数周期において、交流１周期の中で前半周期をオンし後半周期をオフする周期の回数と、交流１周期の中で前半周期をオフし後半周期をオンする周期の回数とが等しくなるように制御し、かつ前半周期オン時と後半周期オン時ともに所定の位相角でモータへの電力供給を開始し、１８０°位相近辺で電力供給を停止する（以降、通常位相制御と呼ぶ）周期と、０°位相近辺から前記モータへの電力供給を行い、所定の位相角で前記モータへの電力供給を停止する（以降、逆位相制御と呼ぶ）周期とを各々同数となるよう制御することにより、従来の位相制御で言えば位相角９０°付近に相当する供給電力分を、本発明の制御による電力供給方法によれば、連続する複数周期の波形を合成したものとすることにより、正弦波形に近いものとすることが出来、高入力モータにおいて大容量のリアクタンスを用いることなく高調波を抑えられるとともに、回路基板の省スペース化ができる。
【０００９】
第２の発明は、特に、第１の発明のモータ制御装置を、連続する交流の複数周期間において、通常位相制御を行う周期数を、逆位相制御を行う周期数よりも多くしたことを特徴とするもので、一般的なモータを使用して前記逆位相制御を行った場合、電力供給をオフするときの電流は急峻に立ち下がるため、高次高調波が増加するが、この方式によれば、第１の発明よりも低次高調波成分は若干増加するものの、高次高調波成分を低減することができる。
【００１０】
第３の発明は、特に、第１または第２の発明のモータ制御装置を、交流電源の１周期間にモータに流れる電流が、通常位相制御を行う周期と逆位相制御を行う周期とでほぼ等しくなるように、前記通常位相制御のオン位相角及び、前記逆位相制御のオフ位相角を設定したことを特徴とするもので、交流電源１周期毎のモータへの供給電流量は常にほぼ一定にできるので、振動も削減でき、モータの寿命低下も抑えられるものである。
【００１１】
第４の発明は、特に、第１の発明のモータ制御装置を、交流１周期の中で前半周期をオンし後半周期をオフする周期の回数と、交流１周期の中で前半周期をオフし後半周期をオンする周期の回数が等しくなるような制御周期（以降、区間Ａと呼ぶ）の途中に、通常位相制御を１周期または複数周期（以降、区間Ｂと呼ぶ）加えたことを特徴とするもので、加えた波形の位相制御によって、より幅の広い入力コントロールが可能となる。
【００１２】
第５の発明は、特に、第１の発明のモータ制御装置を、交流１周期の中で前半周期をオンし後半周期をオフする周期の回数と、交流１周期の中で前半周期をオフし後半周期をオンする周期の回数が等しくなるような制御周期（以降、区間Ａと呼ぶ）の途中に、通常位相制御を１周期、逆位相制御を１周期とを１サイクルとした周期を１周期または複数周期（以降、区間Ｃと呼ぶ）加えたことを特徴とするもので、第４の発明の従来の通常位相制御周期で発生する高調波電流を抑えるよう、逆位相制御周期を組み合わせたものである。
【００１３】
上記構成によれば、区間Ｃでのモータ供給電流を平均化すると、その周波数は正弦波に近い波形となるため、高調波の発生をさらに抑えることができるとともに、幅広い入力のコントロールが可能となる。
【００１４】
第６の発明は、特に、第１〜５のいずれか１つの発明のモータ制御装置を、電気機器に用いたことにより、機器から発生する高調波電流および振動、騒音を抑えることが可能となる。
【００１５】
第７の発明は、特に、第１〜５のいずれか１つの発明のモータ制御装置を、モータ制御装置を電気掃除機に用いたことにより、電気掃除機から発生する高調波電流および振動、騒音を抑えることが可能となる。
【００１６】
以下、本発明の実施の形態について、図を参照しながら説明する。尚、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【００１７】
（実施の形態１）
以下、本発明の第１の実施の形態について図１および図２を用いて説明する。
【００１８】
図１は本発明で使用するモータ制御装置を示しており、交流電源１に負荷となるモータ２と、前記モータ２に印加される電圧を制御するスイッチング素子３が直列に接続されている。さらに、前記スイッチング素子３の制御を行う信号制御手段４と、前記信号制御手段４には使用者が機器の運転を行うための操作手段５が接続されている。
【００１９】
以下に上記構成を用いた動作について図２を用いて説明する。
【００２０】
図２（ａ）には、前記モータ２に印加される電圧波形を示している（図中、破線はオフ期間を示す）。また図２（ｂ）は、前記モータ２に流れる電流波形を表している。
【００２１】
上記の構成において、動作を説明すると、前記信号制御手段４よりパルス状の制御信号が発せられると、そのタイミングに応じて前記スイッチング素子３がオンし、前記モータ２に図２（ａ）の電圧が印加される。そして、前記モータ２には、図２（ｂ）のような波形の電流が流れることになる。前記モータ２に印加される電圧は、交流電源波形の半周期単位で負荷のオン・オフが行われ、かつ連続する複数周期において、交流１周期の中で前半周期をオンし後半周期をオフする周期の回数と、交流１周期の中で前半周期をオフし後半周期をオンする周期の回数とが等しくなるよう前記信号制御手段４の信号によって、制御されている。図２では、正の半波が２波分続いた後、負の半波が２波続き、この４周期が制御周期となって繰り返され、連続的に前記モータ２に印加されている。また、この際操作手段５からの入力に応じた所定の位相角αで前記モータ２への電力供給を開始して半周期終了の１８０°位相で電力供給を停止する周期と、次の周期開始の０°位相近辺から前記モータ２への電力供給を開始し、位相各１８０°−αで電力を停止する周期とを各々同数となるよう制御されている。
【００２２】
従って、従来の位相制御で言えば位相角９０°付近に相当する供給電力分を、本発明の制御による電力供給方法によれば、連続する複数周期の波形を合成したものとすることにより、正弦波形に近いものとすることが出来、高入力モータにおいて大容量のリアクタンスを用いることなく高調波を抑えられるとともに、回路基板の省スペース化ができる。即ち、従来の方法では常に位相角が一定であることから、複数周期を合成したときの電流波形は特定の位相角に偏るために、生成される高調波成分も偏り、結果として大きな高調波の発生に繋がっていたが、本発明によると、複数周期の間で、通電する位相角を分散させることで、合成される電流波形は従来より正弦波に近くなり、結果として高調波を抑えることが可能となるのである。なお、連続する正および負の半波は同数であれば、その数に制約はない。
【００２３】
（実施の形態２）
以下、本発明の第２の実施の形態について、図３を用いて説明する。なお第１の実施の形態と同一構成部品については同一符号を付して、その説明を省略する。
【００２４】
図３（ａ）には、前記モータ２に印加される電圧波形を示している（図中、破線はオフ期間を示す）。また図３（ｂ）は、前記モータ２に流れる電流波形を表している。
【００２５】
前半周期オン時においては、前記操作手段５からの入力に応じた所定の位相角αで前記モータ２への電力供給を開始して半周期終了の０Ｖ（１８０°位相）近辺で電力供給を停止する。これを２回（交流２周期、前半周期のみオン）行い、次の半周期開始の０Ｖ（０°位相）近辺から前記モータ２への電力供給を開始し、位相角１８０°−αで電力供給を停止する。これを１回（交流１周期、前半周期のみオン）行う。次に後半周期オン時においても上記制御と同じく、前記操作手段５からの入力に応じた所定の位相角αで前記モータ２への電力供給を開始して半周期終了の０Ｖ（１８０°位相）近辺で電力供給を停止する。これを２回（交流２周期、後半周期のみオン）行い、次の半周期開始の０Ｖ（０°位相）近辺から前記モータ２への電力供給を開始し、位相角１８０°−αで電力供給を停止する。これを１回（交流１周期、後半周期のみオン）行う。
【００２６】
そして、これら６回の通電を１サイクルとし、以降同様の制御を行う。
【００２７】
一般的にモータ負荷を０Ｖから離れた位相でオン（ターンオン）した場合、モータに流れる電流は図のように緩やかに立ち上がる。逆にモータ負荷を０Ｖから離れた位相でオフ（ターンオフ）した場合には一瞬で電流はゼロ（正確には逆起電力のためにマイナスになる）になる。モータ負荷を所定位相αでターンオンする通常の位相制御に比べ、モータ負荷を所定位相αでターンオフする逆位相制御においては、このターンオフ時の電流の急激な変化のために、高次の高調波成分が増加する傾向にある。当然モータ自体の電力が大きい程、全周波数領域において高調波成分は増加するため、高入力モータを用いる場合には上記第１の実施の形態に加えて高次高調波成分を低減させる必要がある。
【００２８】
本実施の形態の構成によれば、交流の複数周期間でのモータ供給電流を平均化したときに、上記第１の実施の形態程には正弦波に近くならないため、第１の実施の形態よりも低次高調波成分が若干増加するが、交流電源周波数の高次高調波成分の主原因である逆位相制御を行う周期を減らせるため、高次高調波成分を低減することができる。
【００２９】
（実施の形態３）
以下、本発明の第３の実施の形態について、図４を用いて説明する。なお第１の実施の形態と同一構成部品については同一符号を付して、その説明を省略する。
【００３０】
図４（ａ）には、前記モータ２に印加される電圧波形を示している（図中、破線はオフ期間を示す）。また図４（ｂ）は、前記モータ２に流れる電流波形を表している。
【００３１】
図４においては、前記操作手段５からの入力に応じた所定の位相角αで前記モータ２への電力供給を開始して半周期終了の０Ｖ（１８０°位相）近辺で電力供給を停止する（交流１周期、前半周期のみオン）。次の半周期開始の０Ｖ（０°位相）近辺から前記モータ２への電力供給を開始し、位相角１８０°−（α＋β）で電力供給を停止する（交流１周期、前半周期のみオン）。次に、前記操作手段５からの入力に応じた所定の位相角αで前記モータ２への電力供給を開始して半周期終了の０Ｖ（１８０°位相）近辺で電力供給を停止する（交流１周期、後半周期のみオン）。次の半周期開始の０Ｖ（０°位相）近辺から前記モータ２への電力供給を開始し、位相角１８０°−（α＋β）で電力供給を停止する（交流１周期、後半周期のみオン）。
【００３２】
そして、これら４回の通電を１サイクルとし、以降同様の制御を行う。
【００３３】
この時のβは、通常位相制御を行う周期で前記モータ２に流れる電流と、逆位相制御を行う周期で前記モータ２に流れる電流が等しくなるように、あらかじめ設定された値である。
【００３４】
上記構成によれば、交流電源１周期毎のモータへの供給電流量が常にほぼ一定にできるので、電流の変化による振動も削減でき、振動による寿命低下が抑えられる。
（実施の形態４）
以下、本発明の第４の実施の形態について、図５を用いて説明する。なお第１の実施の形態と同一構成部品については同一符号を付して、その説明を省略する。
【００３５】
図５（ａ）には、前記モータ２に印加される電圧波形を示している（図中、破線はオフ期間を示す）。また図５（ｂ）は、前記モータ２に流れる電流波形を表している。
【００３６】
上記の構成において、動作を説明すると、前記信号制御手段４よりパルス状の制御信号が発せられると、そのタイミングに応じて前記スイッチング素子３がオンし、前記モータ２に図５（ａ）の電圧が印加される。そして、前記モータ２には、図５（ｂ）のような波形の電流が流れることになるが、図５では、正の半波が２波続いた後、負の半波が２波続く制御周期（区間Ａ）が連続する波形の間に、従来の通常位相制御１周期分（区間Ｂ）が加えられている。それらが一つの制御周期となって、連続的にモータに印加されている。これは、第１の実施の形態に通常位相制御１周期分を組み合わせた波形となっており、通常位相制御の周期の数を変動させることにより、幅の広い入力コントロールが可能となる。
【００３７】
（実施の形態５）
以下、本発明の第５の実施の形態について、図６を用いて説明する。なお第１の実施の形態と同一構成部品については同一符号を付して、その説明を省略する。
【００３８】
図６（ａ）には、前記モータ２に印加される電圧波形を示している（図中、破線はオフ期間を示す）。また図６（ｂ）は、前記モータ２に流れる電流波形を表している。
【００３９】
上記の構成において、動作を説明すると、前記信号制御手段４よりパルス状の制御信号が発せられると、そのタイミングに応じて前記スイッチング素子３がオンし、前記モータ２に図６（ａ）の電圧が印加される。そして、前記モータ２には、図６（ｂ）のような波形の電流が流れることになるが、図６では、正の半波が２波続いた後、負の半波が２波続く制御周期（区間Ａ）が連続する波形の間に、従来の通常位相制御１周期と逆位相制御１周期とを１サイクル（区間Ｃ）加えられている。それらが一つの制御周期となって、連続的にモータに印加されている。これは、第４の実施の形態の従来の通常位相制御周期で発生する高調波電流を抑えるよう、逆位相制御周期を組み合わせたものである。
【００４０】
上記構成によれば、区間Ｃでのモータ供給電流を平均化すると、その周波数は正弦波に近い波形となるため、高調波の発生をさらに抑えることができるとともに、幅広い入力のコントロールが可能となる。
【００４１】
そして、上記のようなモータ制御装置を高入力のモータを採用した電気機器或いは小型化が要望される電気掃除機に採用することで、大容量のリアクタンスを用いることなく、高調波の発生を抑えることができる。
【産業上の利用可能性】
【００４２】
以上のように、本発明にかかるモータ制御装置は、特にモータ搭載の電化機器において有用であるが、電灯の調光器やヒータ機器等、位相制御で入力制御を行う機器にも利用できる。
【図面の簡単な説明】
【００４３】
【図１】本発明の実施の形態１におけるモータ制御装置の回路図
【図２】（ａ）同制御装置のモータに印加される電圧波形図（ｂ）同電流波形図
【図３】（ａ）本発明の実施の形態２におけるモータに印加される電圧波形図（ｂ）同電流波形図
【図４】（ａ）本発明の実施の形態３におけるモータに印加される電圧波形図（ｂ）同電流波形図
【図５】（ａ）本発明の実施の形態４におけるモータに印加される電圧波形図（ｂ）同電流波形図
【図６】（ａ）本発明の実施の形態５におけるモータに印加される電圧波形図（ｂ）同電流波形図
【符号の説明】
【００４４】
１  交流電源
２  モータ
３  スイッチング素子
【図１】
2007228718.tif 000003
【図２】
2007228718.tif 000004
【図３】
2007228718.tif 000005
【図４】
2007228718.tif 000006
【図５】
2007228718.tif 000007
【図６】
2007228718.tif 000008