(57)【要約】【課題】バック（降圧）モードおよびブースト（昇圧）モードの安定切換えの可能なＰＷＭ利用型電圧調整器を単一チップ製品として提供する。【解決手段】ＰＷＭ利用型電圧調整器は入力電圧が所望の調整ずみ出力電圧よりも高いか低いかに応じてバックモードまたはブーストモードで動作する。この発明では相互間に１８０°の位相差を有する二つの鋸歯状波電圧を用いる。それら二つの鋸歯状波電圧の交叉する点がバックモード／ブーストモード遷移レベルである。調整ずみの電圧の発生に必要なデューティサイクルに対応する誤差電圧をこれら二つの鋸歯状波電圧と比較する。この誤差電圧が上記バックモード／ブーストモード遷移レベルと交叉する点で一方のモードから他方のモードへの遷移が起こる。この誤差電圧がバックモード／ブーストモード遷移レベルよりも高いか低いかに応じて論理回路から電圧調整器電力段のバックスイッチングトランジスタまたはブーストスイッチングトランジスタにＰＷＭパルスを供給して電圧調整ずみ出力を生ずる。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
降圧（バック）モードおよび昇圧（ブースト）モードで動作するスイッチング型電圧調整器であって、
第１の鋸歯状波電圧およびこの鋸歯状波電圧との間で１８０°の位相差を有する第２の鋸歯状波を特定の周波数で発生するデュアル鋸歯状波発生回路と、
前記第１の鋸歯状波電圧の周期と等しい周期を有するクロック信号および反転クロック信号を生ずるクロック発生回路と、
前記電圧調整器の出力に対応する饋還電圧および基準電圧を受ける誤差増幅器であって、入力電圧よりも低い調整ずみ電圧の発生のために電力段の少なくともひとつのバックスイッチングトランジスタのスイッチング動作に必要とされるデューティサイクルに対応する誤差信号、または入力電圧よりも高い調整電圧の発生のために電力段の少なくともひとつのブーストスイッチングトランジスタのスイッチング動作に必要とされるデューティサイクルに対応する誤差信号を発生し、前記饋還電圧を前記基準電圧に実質的に合致させるようにする誤差増幅器と、
前記第１の鋸歯状波電圧、前記第２の鋸歯状波電圧、前記クロック信号、前記反転クロック信号および前記誤差信号を受ける論理回路であって、前記誤差信号が前記第１の鋸歯状波電圧および前記第２の鋸歯状波電圧と交叉する点が遷移レベルよりも高いか低いかにより、前記少なくとも一つのバックスイッチングトランジスタを制御するパルス幅変調（ＰＷＭ）ずみのバック制御パルス、または前記少なくとも一つのブーストスイッチングトランジスタを制御するＰＷＭずみのブースト制御パルスを出力するように構成した論理回路と
を含む電圧調整器。
【請求項２】
前記電圧調整器の出力にその電圧調整器への入力電圧よりも低い調整ずみ電圧を生ずるためのデューティサイクルで制御される少なくとも一つのバックスイッチングトランジスタと、前記電圧調整器の前記出力に前記入力電圧よりも高い調整ずみ電圧を生ずるためのデューティサイクルで制御される少なくとも一つのブーストスイッチングトランジスタとを備える電力段をさらに含む請求項１記載の電圧調整器。
【請求項３】
前記少なくとも一つのバックスイッチングトランジスタが、電源電圧供給源とインダクタの第１の端子との間に接続した電源側バックトランジスタと、前記インダクタの前記第１の端子と接地電位点との間に接続した接地側バックトランジスタとを含み、
前記少なくとも一つのブーストスイッチングトランジスタが、前記インダクタの第２の端子と前記電圧調整器の出力との間に接続した下流側ブーストトランジスタと、前記インダクタの前記第２の端子と接地電位点との間に接続した上流側トランジスタと
を含む請求項２記載の電圧調整器。
【請求項４】
単一の集積回路装置の形に形成した請求項１記載の電圧調整器。
【請求項５】
前記論理回路が、前記第１の鋸歯状波電圧を前記誤差電圧と比較して第１の比較出力を生ずる第１の比較器と、前記第２の鋸歯状波電圧を前記誤差電圧と比較して第２の比較出力を生ずる第２の比較器とを含む請求項１記載の電圧調整器。
【請求項６】
前記論理回路が、前記ＰＷＭバック制御パルスまたは前記ＰＷＭブースト制御パルスを出力するように前記第１の比較出力、前記第２の比較出力、前記クロック信号および前記反転クロック信号に対応する信号を受ける接続を施した複数のフリップフロップをさらに含む請求項５記載の電圧調整器。
【請求項７】
前記複数のフリップフロップが一つずつ前記ＰＷＭバック制御パルスまたはＰＷＭブースト制御パルスを生ずる請求項６記載の電圧調整器。
【請求項８】
第１のフリップフロップが前記クロック信号と前記第２の比較器出力に対応する信号とを受け、第２のフリップフロップが前記反転クロック信号と前記第１の比較器出力に対応する信号とを受け、第３のフリップフロップが前記反転クロック信号と前記第２の比較器出力に対応する信号とを受け、第４のフリップフロップが前記クロック信号と前記第１の比較器信号に対応する信号とを受ける請求項７記載の電圧調整器。
【請求項９】
前記第１のフリップフロップおよび前記第２のフリップフロップがＰＷＭブースト制御パルスを発生し、前記第３のフリップフロップおよび前記第４のフリップフロップがＰＷＭバック制御パルスを発生する請求項６記載の電圧調整器。
【請求項１０】
前記複数のフリップフロップが四つのフリップフロップ、すなわちＰＷＭブースト制御パルスを発生する第１および第２のフリップフロップと、ＰＷＭバック制御パルスを発生する第３および第４のフリップフロップとからなる四つのフリップフロップを含む請求項６記載の電圧調整器。
【請求項１１】
前記遷移レベルが前記第１の鋸歯状波電圧および前記第２の鋸歯状波電圧の半分にほぼ等しい電圧値を有する請求項１記載の電圧調整器。
【請求項１２】
前記第１の鋸歯状波電圧と前記第２の鋸歯状波電圧とが相互間に１８０°の位相差を有する以外は互いに同一である請求項１記載の電圧調整器。
【請求項１３】
前記電圧調整器の出力にその電圧調整器への入力電圧よりも低い調整ずみ電圧を生ずるためのデューティサイクルで制御される少なくとも一つのバックスイッチングトランジスタと、前記電圧調整器の前記出力に前記入力電圧よりも高い調整ずみ電圧を生ずるためのデューティサイクルで制御される少なくとも一つのブーストスイッチングトランジスタとを備える電力段をさらに含む請求項１記載の電圧調整器であって、
前記少なくとも一つのバックスイッチングトランジスタ、または前記少なくとも一つのブーストスイッチングトランジスタが、前記誤差信号が前記第１の鋸歯状波電圧および前記第２の鋸歯状波電圧と交叉する点が前記遷移レベルよりも高いか低いかに応じて、前記論理回路からのＰＷＭパルスに制御されてインダクタに間欠的に電磁エネルギーを蓄積し、前記インダクタを流れる電流の平均値が前記電圧調整器の負荷への電流に等しい請求項１記載の電圧調整器。
【請求項１４】
前記電力段をバックモードで動作させるかブーストモードで動作させるかの判断および前記ＰＷＭバック制御パルスおよび前記ＰＷＭブースト制御パルスのデューティサイクルの制御を、前記電力段の動作モードの選択の判断に余分の負荷回路を必要とすることがないように、同じ論理回路によって行う請求項１記載の電圧調整器。
【請求項１５】
前記デュアル鋸歯状波発生回路が、
電圧供給源と第１のキャパシタの第１の端子との間に接続されて前記第１のキャパシタを充電する第１の電流源と、
前記第１の端子と接地電位点との間に接続され、前記第１のキャパシタの両端子間の電圧が前記第１の鋸歯状波電圧になるように前記第１のキャパシタを放電させる第１の瞬間短絡スイッチと、
前記電圧供給源と第２のキャパシタの第２の端子との間に接続されて前記第２のキャパシタを充電する第２の電流源と、
前記第２の端子と接地電位点との間に接続され、前記第２のキャパシタの両端子間の電圧が前記第２の鋸歯状波電圧になるように前記第２のキャパシタを放電させる第２の瞬間短絡スイッチと、
前記第１の鋸歯状波電圧を前記第１の鋸歯状波電圧の最大値の半分に等しい第１の電圧と比較する第１の比較器と、
前記第２の鋸歯状波電圧を前記第１の電圧と比較する第２の比較器と
を含み、
前記第２の比較器の出力を、前記第２の鋸歯状波電圧が前記第１の電圧と交叉したとき瞬間的に閉じる形で前記第１の瞬間短絡スイッチを制御するようにその第１の瞬間短絡スイッチに接続し、
前記第１の比較器の出力を、前記第１の鋸歯状波電圧が前記第１の電圧と交叉したとき瞬間的に閉じる形で前記第２の瞬間短絡スイッチを制御するようにその第２の瞬間短絡スイッチに接続した
請求項１記載の電圧調整器。
【請求項１６】
前記第１の鋸歯状波電圧および前記第２の鋸歯状波電圧が両方とも同時に前記遷移レベルよりも高いか両方とも同時にそのレベルよりも低いか判断し、そのように判断した場合に、前記第１の瞬間短絡スイッチおよび前記第２の瞬間短絡スイッチの一方をトリガして前記デュアル鋸歯状波発生回路をリセットするように接続した論理回路をさらに含む請求項１５記載の電圧調整器。
【請求項１７】
前記第１および第２の瞬間短絡へのトリガ信号に対応する信号を受けるフリップフロップをさらに含み、前記信号に応答して前記クロック信号および前記反転クロック信号を生ずる請求項１６記載の電圧調整器。
【請求項１８】
降圧（バック）モードおよび昇圧（ブースト）モードで動作するバック−ブーストスイッチング型電圧調整器のためのパルス幅変調（ＰＷＭ）ずみのバック制御信号またはブースト制御信号を発生する方法であって、
第１の鋸歯状波電圧およびこの鋸歯状波電圧との間で１８０°の位相差を有する第２の鋸歯状波を特定の周波数で発生する過程と、
前記第１の鋸歯状波電圧の周期と等しい周期を有するクロック信号および反転クロック信号を生ずる過程と、
前記電圧調整器の出力に対応する饋還電圧および基準電圧を受ける誤差増幅器であって、電力段の少なくともひとつのバックスイッチングトランジスタのスイッチング動作に必要とされるデューティサイクルに対応する誤差信号、または前記電力段の少なくともひとつのブーストスイッチングトランジスタのスイッチング動作に必要とされるデューティサイクルに対応する誤差信号を発生し、前記饋還電圧を前記基準電圧に実質的に合致させるようにする誤差増幅器により誤差電圧を発生する過程と、
前記誤差信号が前記第１の鋸歯状波電圧および前記第２の鋸歯状波電圧と交叉する点が遷移レベルよりも高いか低いかに応じて、前記少なくとも一つのバックスイッチングトランジスタを前記電圧調整器への入力電圧よりも低い調整ずみ電圧を前記電圧調整器の出力に生ずるように制御するパルス幅変調（ＰＷＭ）ずみのバック制御パルス、または前記少なくとも一つのブーストスイッチングトランジスタを前記電圧調整器への入力電電圧よりも高い調整ずみ電圧を前記電圧調整器の出力に生ずるように制御するＰＷＭずみのブースト制御パルスを生ずる過程と
を含み、
前記ＰＷＭずみのバック制御信号またはブースト制御信号を、前記第１の鋸歯状波電圧、前記第２の鋸歯状波電圧、前記クロック信号、前記反転クロック信号および前記誤差信号を受ける論理回路により、前記バック制御信号および前記ブースト制御信号のいずれを出力するかを決めるとともに前記調整ずみ電圧発生のためのパルス幅のデューティサイクルを決めるように発生する
方法。
【請求項１９】
前記少なくとも一つのバックスイッチングトランジスタが、電源電圧供給源とインダクタの第１の端子との間に接続した電源側バックトランジスタと、前記インダクタの前記第１の端子と接地電位点との間に接続した接地側バックトランジスタとを含み、
前記少なくとも一つのブーストスイッチングトランジスタが、前記インダクタの第２の端子と前記電圧調整器との間に接続した下流側ブーストトランジスタと、前記インダクタの前記第２の端子と接地電位点との間に接続した上流側トランジスタと
を含む請求項１８記載の方法。
【請求項２０】
前記バック制御パルスまたはブースト制御パルスを発生する過程が、第１の比較器により前記第１の鋸歯状波電圧を前記誤差電圧と比較して第１の比較出力を生ずる過程と、第２の比較器により前記第２の鋸歯状波電圧を前記誤差電圧と比較して第２の比較出力を生ずる過程とを含む請求項１８記載の方法。
【請求項２１】
前記バック制御パルスまたはブースト制御パルスを発生する過程が、前記ＰＷＭバック制御パルスまたは前記ＰＷＭブースト制御パルスを出力するように接続を施した複数のフリップフロップに前記第１の比較出力、前記第２の比較出力、前記クロック信号および前記反転クロック信号に対応する信号を加える過程をさらに含む請求項２０記載の方法。
【請求項２２】
前記複数のフリップフロップが一つずつ前記ＰＷＭバック制御パルスまたはＰＷＭブースト制御パルスを生ずる請求項２１記載の方法。
【請求項２３】
第１のフリップフロップが前記クロック信号と前記第２の比較器出力に対応する信号とを受け、第２のフリップフロップが前記反転クロック信号と前記第１の比較器出力に対応する信号とを受け、第３のフリップフロップが前記反転クロック信号と前記第２の比較器出力に対応する信号とを受け、第４のフリップフロックが前記クロック信号と前記第１の比較器信号に対応する信号とを受ける請求項２２記載の方法。
【請求項２４】
前記第１のフリップフロップおよび前記第２のフリップフロップがＰＷＭブースト制御パルスを発生し、前記第３のフリップフロップおよび前記第４のフリップフロップがＰＷＭバック制御パルスを発生する請求項２３記載の方法。
【請求項２５】
前記複数のフリップフロップが四つのフリップフロップ、すなわちＰＷＭブースト制御パルスを発生する第１および第２のフリップフロップと、ＰＷＭバック制御パルスを発生する第３および第４のフリップフロップとからなる四つのフリップフロップを含む請求項２４記載の方法。
【請求項２６】
前記遷移レベルが前記第１の鋸歯状波電圧および前記第２の鋸歯状波電圧の半分にほぼ等しい電圧値を有する請求項１８記載の方法。
【請求項２７】
前記第１の鋸歯状波電圧と前記第２の鋸歯状波電圧とが相互間に１８０°の位相差を有する以外は互いに同一である請求項１記載の電圧調整器。
【請求項２８】
降圧（バック）モードおよび昇圧（ブースト）モードで動作するスイッチング型電圧調整器であって、
第１の鋸歯状波電圧およびこの鋸歯状波電圧との間で１８０°の位相差を有する第２の鋸歯状波を特定の周波数で発生するデュアル鋸歯状波発生回路と、
前記第１の鋸歯状波電圧の周期と等しい周期を有するクロック信号および反転クロック信号を生ずるクロック発生回路と、
前記電圧調整器の出力に対応する饋還電圧および基準電圧を受けて誤差信号を生ずる誤差増幅器と、
前記第１の鋸歯状波電圧、前記第２の鋸歯状波電圧、前記クロック信号、前記反転クロック信号および前記誤差信号を受ける論理回路であって、前記誤差信号が前記第１の鋸歯状波電圧および前記第２の鋸歯状波電圧と交叉する点が遷移レベルよりも高いか低いかに応じて、入力電圧よりも低い調整ずみ電圧の発生のために電力段の少なくともひとつのバックスイッチングトランジスタを制御するパルス幅変調（ＰＷＭ）ずみのバック制御パルス、または入力電圧よりも高い調整電圧の発生のために電力段の少なくともひとつのブーストスイッチングトランジスタを制御するＰＷＭずみのブースト制御パルスを発生する論理回路と
を含み、
前記デュアル鋸歯状波発生回路が、
電圧供給源と第１のキャパシタの第１の端子との間に接続されて前記第１のキャパシタを充電する第１の電流源と、
前記第１の端子と接地電位点との間に接続され、前記第１のキャパシタの両端子間の電圧が前記第１の鋸歯状波電圧になるように前記第１のキャパシタを放電させる第１の瞬間短絡スイッチと、
前記電圧供給源と第２のキャパシタの第２の端子との間に接続されて前記第２のキャパシタを充電する第２の電流源と、
前記第２の端子と接地電位点との間に接続され、前記第２のキャパシタの両端子間の電圧が前記第２の鋸歯状波電圧になるように前記第２のキャパシタを放電させる第２の瞬間短絡スイッチと、
前記第１の鋸歯状波電圧を前記第１の鋸歯状波電圧の最大値の半分に等しい第１の電圧と比較する第１の比較器と、
前記第２の鋸歯状波電圧を前記第１の電圧と比較する第２の比較器と
を含み、
前記第２の比較器の出力を、前記第２の鋸歯状波電圧が前記第１の電圧と交叉したとき瞬間的に閉じる形で前記第１の瞬間短絡スイッチを制御するようにその第１の瞬間短絡スイッチに接続し、
前記第１の比較器の出力を、前記第１の鋸歯状波電圧が前記第１の電圧と交叉したとき瞬間的に閉じる形で前記第２の瞬間短絡スイッチを制御するようにその第２の瞬間短絡スイッチに接続し、
さらに、前記クロック発生器が、
前記第１の瞬間短絡スイッチおよび前記第２の瞬間短絡スイッチへのトリガ信号に対応する信号に応答して前記クロック信号および前記反転クロック信号を生ずるフリップフロップを含む
スイッチング型電圧調整器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明はスイッチング型電圧調整器に関し、より詳しくいうと、パルス幅変調（ＰＷＭ）利用の電圧調整器のバック（ｂｕｃｋ）モードとブーストモードとの間の遷移の技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
カメラ、ミュージックプレーヤーなど通常の電池駆動式のデバイスの動作電圧は例えば３．３ボルトである。この種のデバイスに用いる電池では、充電完了時の電圧が例えば４．７ボルトであり、この電圧が使用時間の経過とともに最終的には例えば２．７ボルトまで低下する。この種のデバイスに内蔵される電圧調整器は、そのデバイスの動作電圧が例えば３．３ボルトの一定電圧になるように電圧調整する。
【０００３】
通常の電圧調整手法はパルス幅変調（ＰＷＭ）、すなわち所望の調整ずみ電圧における負荷電流に平均電流が等しくなるようにスイッチングトランジスタを一定周波数および可変デューティサイクルでオンオフ制御するパルス幅変調（ＰＷＭ）である。パルス列をフィルタで平滑化してＤＣ出力電圧を送出する。ＰＷＭ利用の電圧調整器には上記スイッチングトランジスタのオンオフ制御を可変周波数で行うものもある。
【０００４】
上記一定の動作電圧を供給するために必要に応じて電池電圧を昇圧したり降圧したりする組合せバック（ｂｕｃｋ）／ブースト電圧調整器は周知である。この種の組合せバック／ブースト電圧調整器は、通常、調整器への入力電圧を調整器からの出力電圧と比較して、バックモード動作に入るかブーストモード動作に入るかを判定する。このような手法は、遷移点の近傍で制御ループを不安定にするという問題を伴う。
【０００５】
上記バックモードとブーストモードとの間の遷移の制御に用いる上記以外の手法としては、入力側／出力側差動増幅器の利用による手法があるが、これらの差動増幅器は安定化が困難である。
【０００６】
【特許文献１】ＵＳＰ  ６  ２２９  ２８９
【特許文献２】ＵＳＰ  ６  １５０  ７９８
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
したがって、この発明の目的は、上述の従来技術によるＰＷＭ利用型電圧調整器の問題を解消するようにバックモードとブーストモードとの間の遷移制御を安定して行うことのできるＰＷＭ利用型電圧調整器を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
ＰＷＭ利用型電圧調整器の電力段をバックモードまたはブーストモードで動作させるこの発明の手法について述べると、この手法は、位相差１８０°を相互間に有する二つの鋸歯状波電圧を用いる。これら二つの鋸歯状波電圧はバックモード／ブーストモード遷移レベルで互いに交叉する。
【０００９】
所望の出力電圧の発生に必要なバックモードまたはブーストモードのデューティサイクルを特定する誤差電圧を発生する。上記二つの鋸歯状波電圧とこの誤差電圧との比較を二つの比較器でそれぞれ行う。誤差電圧とこれら鋸歯状波電圧のバック／ブースト遷移レベルとが交叉した時点で一方のモードから他方のモードへの遷移が起こる。
【００１０】
これら二つの鋸歯状波電圧から発生したクロック信号を比較器の出力とともにＰＷＭ論理回路に供給する。これらの入力信号を受け、ＰＷＭ論理回路は、上記誤差電圧がバック／ブースト遷移レベル以上であるか以下であるかに応じてバックスイッチングトランジスタまたはブーストスイッチングトランジスタにＰＷＭパルスを送り、それによって電圧調整を達成するようにする。上記ＰＷＭパルスを発生する回路と上記動作モードの決定のための回路とが同じ回路であるので、この発明の電圧調整器の動作は極めて安定である。モード遷移の時点を決めるための余分の回路は不要である。
【００１１】
この手法は所要の変形を施して上記以外のタイプの電圧調整器にも適用できる。
【発明の効果】
【００１２】
この発明によると、バックモードとブーストモードとの間の遷移制御を単純な回路構成で安定的に行うことのできるＰＷＭ利用型電圧調整器が得られる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
図１はこの発明の一つの実施例によるＰＷＭ利用型電圧調整器１０を示す。
【００１４】
この実施例において、デュアル波形発生器１２は位相差１８０°を相互間に有する鋸歯状波電圧１および２を発生する（これら鋸歯状波電圧については図４および図５を参照して後述する）。
【００１５】
一方、クロック発生器１４は、これら鋸歯状波電圧１および２から、これら鋸歯状波電圧１および２にそれぞれ同期した方形のクロックパルスｃｌｋおよびｃｌｋ＿ｂを生ずる（なお、クロックパルス発生器１４の詳細については図６を参照して後述する）。クロック信号ｃｌｋは鋸歯状電圧１の漸増始点でハイになり、クロック信号ｃｌｋ＿ｂは鋸歯状波電圧２の漸増始点でハイになる。また、クロック信号ｃｌｋは信号２の漸増始点でロウになり、クロック信号ｃｌｋ＿ｂは信号１の漸増始点でロウになる。これらクロックパルスと鋸歯状波電圧１および２との間の同期関係は図４および５に示すとおりである。
【００１６】
これら鋸歯状波電圧およびクロックパルスをパルス幅論理回路１６に加える。一方、誤差増幅器１８の出力（Ｖｅ）もこの論理回路１６に加える。誤差増幅器１８は、電圧調整器１０のスケーリングした出力電圧Ｖｆｂと基準電圧Ｖｒｅｆ２０との間の差を乗算する差動増幅器である。誤差増幅器１８の出力Ｖｅの電圧値はバックスイッチングトランジスタまたはブーストスイッチングトランジスタのデューティサイクルに直接に対応する。電圧調整器１０の饋還ループは、バックモードスイッチングトランジスタまたはブーストモードスイッチングトランジスタのデューティサイクルを調整することにより、ＶｆｂをＶｒｅｆに合致した状態に維持する。
【００１７】
論理回路１６の出力は、電力段２２のバックスイッチングトランジスタ制御用のパルス、またはブーストスイッチングトランジスタ制御用のパルスである。図３Ａは電力段２２をより詳細に示す。電力段２２の出力が調整ずみ電圧出力Ｖｏｕｔとなる。
【００１８】
次に、上記各図および図２を参照してこの電圧調整器の動作を説明する。
【００１９】
図２のステップ２４において二つの鋸歯状波電圧１および２を両者間位相差１８０°で発生する。後述の図６にそれら鋸歯状波電圧１および２の発生のしかたを示す。図４はこれら二つの鋸歯状波電圧を示す。ここに述べる電圧調整器の例では、誤差増幅器１８の出力誤差電圧（Ｖｅ）は０ボルト乃至１．５ボルトの範囲にある。動作モードおよびデューティサイクルはこの誤差電圧と鋸歯状波電圧１および２との交叉する点によって定まるから、これら鋸歯状波電圧の変動範囲も０ボルト乃至１．５ボルトの範囲に設定する。
【００２０】
閾値電圧レベル０．７５ボルトでバックモードとブーストモードとの間の遷移点を特定する。鋸歯状波電圧１または２と誤差電圧Ｖｅとの交叉する点がこの閾値電圧よりも低い場合はバックモードスイッチングトランジスタのみがスイッチング動作を行い、上記交叉点が閾値電圧よりも高い場合はブーストモードスイッチングトランジスタのみがスイッチング動作を行う。
【００２１】
図２のステップ２８においてクロック信号ｃｌｋと反転クロック信号ｃｌｋ＿ｂとを発生する。図６は鋸歯状波電圧１および２からこれらクロック信号を発生するための回路を示す。図４および図５はこれらクロック信号と鋸歯状波電圧１および２との対応関係を示す。
【００２２】
ステップ３０において、バックモードスイッチングトランジスタまたはブーストモードスイッチングトランジスタのデューティサイクルの制御に用いる誤差電圧（Ｖｅ）を発生する。図３Ａは、電力段２２に接続されて調整ずみ出力電圧（Ｖｏｕｔ）の（抵抗器Ｒ１およびＲ２による）分圧出力（Ｖｆｂ）と一定の基準電圧Ｖｒｅｆとを受ける誤差増幅器１８を示す。抵抗器Ｒ３およびＲ４により誤差増幅器１８の利得を設定する。この誤差増幅器１８は、ＶｆｂとＶｒｅｆとの間の差に応じてキャパシタＣ１の電荷をさらに増やしたり減らしたりする。この電圧調整器の饋還経路により、ＶｆｂをＶｒｅｆに合致させるようにＶｅに基づきＶｏｕｔを調整する。Ｖｆｂが高すぎる場合はＣ１の電荷を除去してＶｅを低下させ、デューティサイクルを低下させる（モード変換なしと仮定）。Ｖｆｂが低すぎる場合は、Ｃ１に電荷を追加してＶｅを上昇させ、デューティサイクルを高める（モード変換なしと仮定）。このキャパシタＣ１は誤差増幅器１８に内付けにすることもできる。
【００２３】
電圧範囲０ボルト乃至０．７５ボルト（すなわち、上記閾値以下）のＶｅは、その電圧の大きさに応じて、図３Ａのバックモードスイッチングトランジスタ３４および３５のデューティサイクルを０％乃至１００％の範囲で変化させる。電圧範囲０．７５ボルト乃至１．５ボルト（すなわち、上記閾値以上）のＶｅは、その電圧の大きさに応じて、図３Ａのブーストモードスイッチングトランジスタ３６および３７のデューティサイクルを０％乃至１００％の範囲で変化させる。このデューティサイクル制御についてはさらに後述する。
【００２４】
図２のステップ４０において、鋸歯状電圧１を図３Ｂの比較器４１によりＶｅと比較し、鋸歯状電圧２を図３Ｂの比較器４２によりＶｅと比較する。これら比較器４１および４２は高利得差動増幅器である。鋸歯状波電圧１がＶｅよりも高い場合は比較器４１の出力はハイになる。一方、鋸歯状波電圧２がＶｅよりも高い場合は比較器４２の出力がハイになる。それ以外の場合は、これら比較器４１および４２の出力はロウになる。鋸歯状電圧１および２相互間には上述のとおり位相差があるので、これら波形と電圧Ｖｅとの交叉するタイミングも同様にずれている。
【００２５】
図２のステップ４８は図３Ｂのパルス幅論理回路１６の動作に関係する。図３ＢのＤ型フリップフロップＡ乃至Ｄの各々は、各Ｄ入力を論理ハイ（すなわち１）のレベルに固定した状態で次の真値表を有する。クリアピンＣＬＲに印加された論理０信号は出力Ｑを論理０にする。クリアピンＣＬＲへの印加信号が論理１であれば、出力ＱはクロックピンＣＬＫへの入力と同じになる。
2007300785.tif 000003
【００２６】
クロックパルス列ｃｌｋをフリップフロップＡのＣＬＫピンとフリップフロップＤのＣＬＲピンとに加える。一方、反転クロックパルス列ｃｌｋ＿ｂをフリップフロップＢのＣＬＫピンとフリップフロップＣのＣＬＲピンとに加える。比較器４１の出力（信号ｃｏｍｐ１ｏｕｔ）をフリップフロップＤのＣＬＫピンとフリップフロップＢのＣＬＲピンとに加える。比較器４２の出力（信号ｃｏｍｐ２ｏｕｔ）をフリップフロップＣのＣＬＫピンとフリップフロップＡのＣＬＲピンとに加える。同じ論理動作の達成のために上記以外の多様なタイプの論理回路を使えることは当業者には明らかであろう。
【００２７】
比較器４１および４２における上記交叉点のタイミングによって、この電圧調整器の動作モードがバックモードになるかブーストモードになるかが決まり、電力段のスイッチングトランジスタのデューティサイクルが定まる。
【００２８】
図２のステップ５０において、フリップフロップＡおよびＢの出力をＯＲゲート６０の入力に供給し、そのＯＲゲート６０の出力を図３Ａの電力段のブーストドライバ６２に供給する。ブーストドライバ６２は図３Ａのトランジスタ３６および３７へのブースト制御スイッチング信号を供給するとともに、これらトランジスタの交叉導通を回避するための適切な遅延を与える。フリップフロップＣおよびＤの出力はＯＲゲート６４の入力に供給して、そのＯＲゲート６４の出力を図３Ａのバックドライバ６６に供給する。バックドライバ６６は図３Ａのトランジスタ３４および３５へのバック制御スイッチング信号を供給するとともに、これらトランジスタの交叉導通を回避するための遅延を与える。
【００２９】
フリップフロップＡ乃至Ｄに上述の信号が加えられると、これら四つのフリップフロップのうちのひとつの出力Ｑだけが論理１になり、二つ以上のフリップフロップの出力Ｑが論理１になることはない。すなわち、上記論理１の出力Ｑを有するフリップフロップ以外のフリップフロップでは、ＣＬＲピンに論理０が加えられている（論理０の出力となる）か、ＣＬＫピンに論理０が加えられている（論理０の出力を生ずる）。
【００３０】
上記電力段をバックモードまたはブーストモードで動作させる制御、およびこの電圧調整器の出力電圧の調整のための種々のトランジスタのスイッチング制御は次に述べるとおり行う。まず、バックモードにある電圧調整器の制御には、ＰＭＯＳトランジスタ３７をオン状態に維持し、ＮＭＯＳトランジスタ３６をオフ状態に維持する。この状態は、ＯＲゲート６０の出力が論理ロウの場合にブーストドライバ６２から論理ロウの駆動信号を出力することによって達成する。これによって、トランジスタ３６および３７がバックモード動作に及ぼす影響を防止する。次に、トランジスタ３４および３５をＯＲゲート６４からのパルスにより、電池などの電源からの供給電圧よりも低い所定の電圧レベルに出力電圧を調整するためのデューティサイクルで、同期的にスイッチングする。
【００３１】
次に、ブーストモードにある電圧調整器の制御には、ＰＭＯＳトランジスタ３４をオン状態に維持し、ＮＭＯＳトランジスタ３５をオフ状態に維持する。この状態は、ＯＲゲート６４の出力が論理ロウの場合にバックドライバ６６から論理ロウの駆動信号を出力することによって達成する。これによって、トランジスタ３４および３５がブーストモード動作に及ぼす影響を防止する。次に、トランジスタ３６および３７をＯＲゲート６０からのパルスにより、上記電源からの供給電圧よりも高い所定の電圧レベルに出力電圧を調整するためのデューティサイクルで、同期的にスイッチングする。
【００３２】
図４は、Ｖｅが遷移（閾値）レベルＶｔｈよりも低い場合にＰＷＭ論理回路１６が生ずる種々の信号の例の波形図である。信号ｃｏｍｐ１ｏｕｔおよびｃｏｍｐ２ｏｕｔは比較器４１および４２の出力信号をそれぞれ表す。信号ｑ３およびｑ４は図３Ｂに示し図４に再掲したフリップフロップＣおよびＤのＱ３ピンおよびＱ４ピンからの信号をそれぞれ表す。この電圧調整器がバックモードで動作している期間中は、フリップフロップＡおよびＢのＱ１ピンおよびＱ２ピンからの出力信号は論理０である。ＯＲゲート６４の出力が論理ロウになると、ＰＭＯＳトランジスタ３４（図３Ａ）がオンになる一方、ＮＭＯＳトランジスタ３５がオフになり、出力キャパシタ７２の平滑化作用により、Ｖｏｕｔ端子に接続された負荷に一定の電圧および電流を供給する。ＯＲゲート６４の出力が論理ハイになると、ＰＭＯＳトランジスタ３４はオフになる一方、ＮＭＯＳトランジスタ３５はオンになりインダクタ７０の電磁エネルギーを放電させる。インダクタ７０におけるエネルギーの蓄積および放出によりインダクタ７０に三角形状の電流が流れ、その電流がキャパシタ７２のフィルタ作用により直流出力電圧に変換される。
【００３３】
電圧Ｖｅが上記遷移レベルＶｔｈに向かって上昇している際には、上記パルス幅は漸減し、バックモードデューティサイクルは上昇する。電圧Ｖｅが遷移レベルＶｔｈに等しくなると、デューティサイクルは１００％となり、ＰＭＯＳトランジスタ２３は周期全体にわたりオン状態を持続する。
【００３４】
図５は、電圧Ｖｅが遷移（閾値）レベルＶｔｈよりも高い場合にＰＷＭ論理回路１６が生ずる種々の信号の例の波形図である。信号ｑ１およびｑ２は図３Ｂに示し図５に再掲したフリップフロップＡおよびＢのＱ１ピンおよびＱ２ピンからの信号をそれぞれ表す。この電圧調整器がブーストモードで動作している期間中は、フリップフロップＣおよびＤのＱ３ピンおよびＱ４ピンからの出力信号は論理０である。ＯＲゲート６０の出力が論理ハイになると、ＮＭＯＳトランジスタ３６（図３Ａ）がオンになって図３Ａのインダクタ７０に電磁エネルギーを蓄積させる一方、ＰＭＯＳトランジスタ３７がオフになり、出力キャパシタ７２の平滑化作用により、Ｖｏｕｔ端子に接続された負荷に一定の電圧および電流を供給する。ＯＲゲート６０の出力が論理ロウになると、ＮＭＯＳトランジスタ３６はオフになる一方ＰＭＯＳトランジスタ３７はオンになってインダクタ７０の電磁エネルギーを放電させる。インダクタ７０におけるエネルギーの蓄積および放出によりインダクタ７０に三角形状の電流が流れ、その電流がキャパシタ７０のフィルタ作用により直流出力電圧に変換される。
【００３５】
電圧Ｖｅが上記遷移レベルＶｔｈからさらに上昇するに伴って上記パルス幅は漸増し、ブーストモードデューティサイクルは上昇する。
【００３６】
上述のとおり、デューティサイクルおよび動作モードの制御に同じ論理回路を用いているので、別々の回路を用いた場合に比べて動作の安定度が高まり、安定で効率の高いバック／ブースト電圧調整器を実現できる。
【００３７】
上述のもの以外のタイプのゲート、フリップフロップ、接続、論理レベルおよび論理回路を用いて、デューティサイクル制御および動作モード制御を同じ論理回路で達成し同等の論理動作を達成することもできる。例えば、上記フリップフロップ回路のＣＬＲピンに加えている信号のうちある信号は、反転したのちＣＬＫピンに加えることもできる。多様な周知の設計プログラムを上述の論理動作と同等の論理動作の可能な論理回路の構築に利用することができ、それら同等の論理動作をもたらす論理回路の構成はこの発明の範囲内に含まれるものである。
【００３８】
また、ＰＭＯＳスイッチングトランジスタおよびＮＭＯＳスイッチングトランジスタの代わりに、全部同じタイプのトランジスタにすることもでき、またバイポーラトランジスタにすることもできる。その場合は、図４および図５のＰＷＭパルス列の論理レベルを反転したり、一部トランジスタへの駆動信号を論理反転したりする必要が生ずるであろう。さらに、トランジスタ３５および３７はダイオードに置換することもできる。
【００３９】
降圧モード（バックモード）ＰＷＭ信号および昇圧モード（ブーストモード）ＰＷＭ信号を伴う調整ずみ電圧の発生には多様な周知の電力段構成を利用できる。上述の説明において、用語「バック（ｂｕｃｋ）」および「ブースト（ｂｏｏｓｔ）」は任意のタイプの降圧電圧調整および昇圧電圧調整をそれぞれ意味する。
【００４０】
鋸歯状波電圧１および２並びにクロック信号ｃｌｋおよびｃｌｋ＿ｂの発生には多様なタイプの回路を利用できるが、これら信号の発生のための特に革新的な回路を図６に示す。
【００４１】
図６の回路において、鋸歯状波電圧の交叉点に対応する閾値レベルは０．７５ボルトである。鋸歯状波電圧１の発生のために電流源８１を電圧Ｖｃｃ供給源とキャパシタ８２との間に接続する。キャパシタ８２の充電に伴って、その端子電圧は漸増する（ｒａｍｐ１）。電流源８１の電流値またはキャパシタ８２の容量は、スイッチングトランジスタの所望のスイッチング周波数を達成するのに必要な立ち上がり時間の鋸歯状波漸増部を発生するように選択する。一つの実施例では、このスイッチング周波数は１００ｋＨｚ乃至１ＭＨｚに設定する。
【００４２】
鋸歯状波電圧ｒａｍｐ２は電流源８４およびキャパシタ８６により発生する。鋸歯状波電圧ｒａｍｐ２が０．７５ボルトに達したことが比較器８５に検出されると、比較器８５はＤフリップフロップ８８のＣＬＫ入力に論理１のクロック信号を供給し、そのフリップフロップ８８のＱピンに論理１のリセット信号（ｒｓｔ１）を生じさせる。フリップフロップ８８およびそれ以外のフリップフロップ全部のＤ入力には論理１の信号を加える。比較器８５の出力はインバータ９０による反転および若干の遅延を受けたうえ、フリップフロップ８８のリセットピン（ＲＢ２）に加えられる。このリセットピンＲＢ２への論理０信号の印加はこのフリップフロップを論理０出力にリセットする。リセットピンＲＢ２への入力は上述のとおり遅延を受けた論理０信号であるから、フリップフロップ８８は比較器８５の比較動作時に幅狭のパルスを出力する。フリップフロップ８８のＱピンからのリセットパルスｒｓｔ１はリセットスイッチ９２に供給され、このリセットスイッチ９２はキャパシタ８２を急速に放電させたのち再び開状態に戻り、鋸歯状波電圧ｒａｍｐ１が０ボルトから再び漸増を開始するようにする。
【００４３】
同様に、鋸歯状波電圧ｒａｍｐ１の０．７５ボルト到達が比較器９４で検出されると、鋸歯状波電圧ｒａｍｐ２はリセットされる。比較器９４の出力はいくつかの論理ゲート経由でフリップフロップ９６のＣＬＫピンに供給され、このフリップフロップ９６は、上記鋸歯状波電圧ｒａｍｐ１が０．７５ボルトを超えるとパルス信号ｒｓｔ２をＱピンから出力する。このパルス信号ｒｓｔ２によりリセットスイッチ９８が瞬間的にオンになり、キャパシタ８６を急速に放電させて鋸歯状波電圧ｒａｍｐ２が０ボルトから再び漸増を開始するようにする。
【００４４】
上記フリップフロップ８８および９６からの出力を交互に生ずることによって、鋸歯状波電圧ｒａｍｐ１およびｒａｍｐ２の一方を、他方が遷移レベル（０．７５ボルト）に達した時点でリセットする形で、交互にリセットする。
【００４５】
フリップフロップ９６のＱｂピン（反転Ｑピン）からの出力信号ｒｓｔ２ｂは上記リセット信号ｒｓｔ２の反転信号である。
【００４６】
上記リセット信号ｒｓｔ１を第３のフリップフロップ１００のＣＬＫピンに加え、一方リセット信号ｒｓｔ２ｂをフリップフロップ１００のＲＢ２ピンに加える。このフリップフロップ１００は鋸歯状波電圧ｒａｍｐ１およびｒａｍｐ２にそれぞれ同期したクロック信号ｃｌｋおよびｃｌｋ＿ｂを発生する。上述のとおり、図３ＢのＰＷＭ論理回路には電圧調整器制御用の誤差電圧とともに多様な信号が供給される。
【００４７】
図６の回路には、キャパシタ８２およびキャパシタ８６の両方が同時に全放電状態または全充電状態になった場合に回路を改めて始動するための付加論理回路が用いてある。種々の論理遷移を生じさせるには少なくともひとつの鋸歯状波電圧が漸増状態にある必要があり、適切な動作のためには上記二つの鋸歯状波電圧の両方が同時に０．７５ボルト以上または０．７５ボルト以下になってはならない。例えば、鋸歯状波電圧ｒａｍｐ１が０．７５ボルト以上であり鋸歯状波電圧ｒａｍｐ２が１．２６ボルト以上であることが比較器９４および１０２によって検出された場合は、この回路はリセットする必要がある。その場合は、論理回路１０６からの入力によりフリップフロップ９６からリセットパルスｒｓｔ２を出力して鋸歯状波電圧ｒａｍｐ２をリセットする。それによって図６の回路は正常動作に復帰する。逆に、鋸歯状波電圧ｒａｍｐ１が０．７５ボルト以下であり電圧ｒａｍｐ２が０．３７ボルトであることが比較器９４および１０４によって検出された場合は、この回路をリセットする必要がある。その場合は、論理回路１０６からの入力によりフリップフロップ９６からリセットパルスｒｓｔ２を出力して鋸歯状波電圧ｒａｍｐ２をリセットする。それによって図６の回路は正常動作に復帰する。上述の始動には多様な論理回路技術を用いることができる。
【００４８】
上に述べてきた電圧調整器の回路は、電力段のキャパシタを除き、全体として単一の半導体集積回路の形に形成できる。
【００４９】
この発明を上に説明してきたが、ここに述べたこの発明の真意および範囲を逸脱することなく多様な変形が可能であることは当業者に理解されよう。したがって、この発明の範囲をこの明細書で説明した特定の実施例に限定することを出願人は意図するものではない。
【産業上の利用可能性】
【００５０】
カメラやミュージックプレーヤーなどの電池駆動式の諸デバイスに用いる電池の出力電圧調整を安定して行うことのできる単一集積回路型電圧調整器の製造に利用できる。
【図面の簡単な説明】
【００５１】
【図１】この発明の一つの実施例のブロック図。
【図２】この発明による電圧調整器の一つの実施例の動作の基本的過程の流れ図。
【図３Ａ】バックモードにおいてバック制御スイッチが同期的にスイッチング動作を行い、ブーストモードにおいてブースト制御スイッチが同期的にスイッチング動作を行う電圧調整器電力段の概略的回路図。
【図３Ｂ】図３Ａの電力段の上記スイッチの制御、およびバックモード／ブーストモード遷移制御の両方に用いる論理回路のブロック図。
【図４】位相差１８０°の二つの鋸歯状波電圧、およびバックモード／ブーストモード遷移と一致する遷移レベルを示すとともに、バックモードで誤差電圧が遷移レベル以下の場合に生ずる種々のパルスのタイミング図を示す。
【図５】ブーストモードで誤差電圧が遷移レベル以上の場合に生ずる種々のパルスの図４と同様のタイミング図。
【図６】二つの鋸歯状波電圧と、それら鋸歯状波電圧に同期したクロックパルスｃｌｋおよびｃｌｋ＿ｂ（反転クロック）とを生ずる一つの回路の回路図。
【符号の説明】
【００５２】
１０      ＰＷＭ利用の電圧調整器
１２      デュアル鋸歯状波電圧発生器
１４      クロックパルス発生器
１６      パルス幅論理回路
１８      誤差増幅器
２２      電力段
２４      二つの鋸歯状波電圧（ｒａｍｐ１およびｒａｍｐ２）を相互簡易操作１８０°で発生する。これら鋸歯状波電圧は遷移レベルで互いに交叉する。誤差電圧がその遷移レベル以上である場合はブーストモードになり、その遷移レベル以下である場合はバックモードになる。
２８      鋸歯状波ｒａｍｐ１およびｒａｍｐ２からクロックパルスｃｌｋおよびｃｌｋ＿ｂを生ずる。鋸歯状波電圧ｒａｍｐ２が遷移レベル以下である場合はｃｌｋが論理ハイになり、ｒａｍｐ１が遷移レベル以下である場合はｃｌｋ＿ｂが論理ハイになる。
３０      饋還電圧からこの電圧調整器のデューティサイクル対応の誤差電圧を生ずる。バックモードではデューティサイクルが誤差電圧の遷移レベルへの接近とともに上昇し、ブーストモードではデューティサイクルが誤差電圧の遷移電圧レベルへの接近とともに低下する。
４０      鋸歯状波電圧ｒａｍｐ１およびｒａｍｐ２を誤差電圧と比較して、相互間位相差１８０°の二つの交叉時点信号ｃｏｍｐ１ｏｕｔおよびｃｏｍｐ２ｏｕｔを生じる。
４８      これら交叉時点信号ｃｏｍｐ１ｏｕｔおよびｃｏｍｐ２ｏｕｔ、並びにクロック信号ｃｌｋおよびｃｌｋ＿ｂを互いに異なる組合せでフリップフロップＡ、Ｂ、ＣおよびＤに加える。フリップフロップＡおよびＢはブーストモードを制御し、フリップフロップＣおよびＤはバックモードを制御する。鋸歯状波信号が誤差信号と交叉する時点でこれら四つのフリップフロップが一つずつ状態変化を生ずる。
５０      フリップフロップＡおよびＢのパルス出力を電圧調整器の電力段のブースト制御トランジスタに印加し、フリップフロップＣおよびＤのパルス出力をその電力段のバック制御トランジスタに印加する。
【図１】
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【図２】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
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【図４】
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【図５】
2007300785.tif 000009
【図６】
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