(57)【要約】      （修正有）【課題】チャネル情報やトレーニング信号を必要とせず線形予測の予測係数を導出できる線形予測形検波方式を提供し，かつこの検波方式に適した高符号化率の時空間符号を提供する。【解決手段】受信信号の同相成分と直交成分はそれぞれ，入力端子から入力する。シリアル・パラレル変換器は受信信号から受信信号系列を生成し，遅延回路は受信信号系列を予め定めた遅延時間毎に遅延させる。逆変調回路は，入力端子から入力されるシンボル系列候補を用いて，受信信号系列に逆変調操作を行い，複数の逆変調信号ベクトルを生成する。ベクトル乗算器，並びにベクトル加算器は，逆変調信号ベクトルの線形予測を行う，線形予測の予測係数は，線形予測係数メモリが記憶している値を用いる。線形予測の予測誤差ベクトルはベクトル減算器が求め，その２乗ノルムはノルム２乗演算器により計算され出力端子から出力される。【選択図】  図９
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号をシリアル・パラレル変換して受信信号系列を生成し，前記受信信号系列を予め定めた遅延時間毎に遅延させた後，シンボル系列候補を用いた逆変調操作により複数の逆変調信号ベクトルを生成し，前記逆変調信号ベクトルの線形予測を行うことにより予測誤差ベクトルを求め，さらに前記予測誤差ベクトルの２乗ノルムからブランチメトリックを求め出力するメトリック生成手段と，
前記シンボル系列候補を出力し，前記ブランチメトリックを用いて最尤推定に基づき送信ビット系列を判定する最尤推定手段から構成される線形予測形検波において，
前記線形予測の予測係数は予め求めた定数を用いることを特徴とする時空間符号検波方式。
【請求項２】
請求項１の前記予測係数は，通信路のインパルス応答を時間の多項式で近似し，前記近似インパルス応答の線形予測における予測誤差が零になる拘束条件下で，前記予測誤差ベクトルに含まれる雑音の平均電力が最小になるように予め求めることを特徴とする時空間符号検波方式。
【請求項３】
請求項１の前記メトリック生成手段は，受信アンテナ毎に前記予測誤差ベクトルの２乗ノルムを求め，その総和をブランチメトリックとして出力することを特徴とする時空間符号検波方式。
【請求項４】
送信ビットからシンボル長毎，送信アンテナ毎に変調シンボルを生成して送信する時空間符号において，
請求項１の前記検波器を用いた場合に，前記逆変調信号ベクトルに含まれる雑音の平均電力が最小になるように，前記変調シンボルを求めることを特徴とする時空間符号。
【請求項５】
請求項４において，列方向を送信アンテナ，行方向を離散時刻として前記変調シンボルを要素とする変調行列において，前記変調行列の逆行列とその複素共役転置との積を計算し，前記積の行列トレースを最小とするように前記変調シンボルを求めることを特徴とする時空間符号。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】  本発明は，携帯電話システム等の無線通信に関するものであり，特に複数の送信アンテナを用いて空間多重伝送を行う際の送信符号化方式，並びにその受信検波方式に関するものである．
【背景技術】
【０００２】  携帯電話システム等の無線通信において，周波数帯域を広げずに伝送速度を高める技術として，複数の送受信アンテナを用いて空間多重伝送を行うＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ｉｎｐｕｔ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ｏｕｔｐｕｔ）伝送がある．このＭＩＭＯ伝送において十分なダイバーシチ効果を得るためには，符号化率をあまり下げず効率的に信号点を時刻毎，送信アンテナ毎に配置する必要がある．この配置法は時空間符号と呼ばれている．代表的な時空間符号としてＳＴＢＣ（Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ  Ｂｌｏｃｋ  Ｃｏｄｅ，非特許文献１参照）が有名であるが，これは受信アンテナが１本でも最大比合成と等価の最大の送信ダイバーシチ効果が得られる．
図１に送信アンテナ数２でＳＴＢＣを用いた無線送信機の構成を示す．まず，入力端子１から送信ビット系列が複素シンボル生成器２へ入力される．複素シンボル生成器２は送信ビットに応じて変調の複素シンボルを生成し，その同相成分と直交成分をそれぞれ，端子ＩＩと端子ＩＱを介して時空間符号生成器３へ入力する．時空間符号生成器３はＳＴＢＣに基づき，複素シンボルをシンボルタイミング毎に各送信アンテナへ割当てる．送信アンテナ５−１へ割当てられた複素シンボルはその同相成分と直交成分がそれぞれ，端子ＯＩ１とＯＱ１を介して変調器４−１へ入力される．同様に，送信アンテナ５−２へ割当てられた複素シンボルはその同相成分と直交成分がそれぞれ，端子ＯＩ２とＯＱ２を介して変調器４−２へ入力される．変調器４−１と変調器４−２はともに，複素シンボルから送信変調波を生成し，それぞれ送信アンテナ５−１及び送信アンテナ５−２へ入力する．【０００３】  具体的に上述の時空間符号生成器３，即ちＳＴＢＣの動作を説明する．ただし，以下では信号は全て同相成分を実部，直交成分を虚部で表す複素表示に従うものとする．また，伝送路はフラットフェージングを仮定する．変調のシンボル長をＴ，ｉとｋを整数，時刻ｉＴにおける複素シンボルをａ（ｉ）とすると，ＳＴＢＣの時刻２ｋＴ，（２ｋ＋１）Ｔにおける複素シンボルの配置は
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と行列で表すことができる．ここで，＊は複素共役を表す．変調行列Ａ（ｋ）の第１列は送信アンテナ５−１，第２列は送信アンテナ５−２，第１行は時刻２ｋＴ，第２行は時刻（２ｋ＋１）Ｔに対応し，各要素は割当てられた複素シンボルである．このように配置することで，時刻２ｋＴと（２ｋ＋１）Ｔにおける信号を互いに直交化し，最大の送信ダイバーシチ効果が得られる．
しかしながら，ＳＴＢＣは，２シンボル長の時間，送信アンテナ数２で２シンボルしか送信できない．符号化率を高め伝送速度を上げるためには，３シンボル以上送信できる時空間符号が望まれる．【０００４】  次に図１の変調器４の構成を示す．入力端子１−１と１−２からそれぞれ，時空間符号生成器３の出力である複素シンボルの同相成分及び直交成分が入力する．乗算器６−１と乗算器６−２でそれぞれ，発振器８が出力する搬送波及び移相器７で９０度位相が回転した搬送波が乗算され，これらの乗算結果がハイブリッド９で足し合わされる．このハイブリッド９の出力が増幅器１０で増幅された後，送信変調波として出力端子１１から出力される．【０００５】  上述のＳＴＢＣは受信側で同期検波を前提としており，チャネルのインパルス応答の推定を必要とする．受信機の演算量を軽減するためには，この推定を不要とし受信側で遅延検波できることが望ましい．この様にＳＴＢＣを拡張したものが，ＤＳＴＢＣ（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  ＳＴＢＣ，非特許文献２参照）である．このＤＳＴＢＣを用いた無線送信機で送信アンテナ数２の構成を図３に示す．図１のＳＴＢＣを用いた送信機との違いは，（ｉ）複素シンボル生成器２が無いこと，（ｉｉ）時空間符号生成器３の代わりに，差動符号化時空間符号生成器１２と遅延回路１３−１並びに１３−２を用いている点である．遅延回路１３−１と１３−２の遅延時間は２Ｔであり，差動符号化時空間符号生成器１２の動作，即ちＤＳＴＢＣの動作について以下説明する．
差動符号化時空間符号生成器１２の出力は，時空間符号生成器３の出力と同じで，数式１で表される．相違点は，［ａ（２ｋ），ａ（２ｋ＋１）］が時刻（２ｋ−２）Ｔと（２ｋ−１）Ｔの信号との相対関係で決まることである．数式を用いると
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となる．ここでＤ１（ｋ）とＤ２（ｋ）は入力端子１から入力する送信ビットに対応する複素数であり，その複素数の集合は［ａ（２ｋ），ａ（２ｋ＋１）］が所定の変調方式のシンボル点になるように予め決められている．したがって，送信ビットが上記の相対関係を決定し，Ｄ１（ｋ）とＤ２（ｋ）を検出できれば送信ビットが判定できる．Ｄ１（ｋ）とＤ２（ｋ）は遅延検波により抽出できるので，遅延検波により送信ビットの判定が可能となる．
しかしながら，ＤＳＴＢＣもＳＴＢＣと同様に，２シンボル長の時間，送信アンテナ数２で２シンボルしか送信できず，符号化率を高めるためには，３シンボル以上送信できる時空間符号が望まれる．【０００６】  上述のＳＴＢＣは同期検波で，ＤＳＴＢＣは遅延検波で信号判定できるが，チャネルのインパルス応答の時間変動が速い場合，言い換えると，フェージング変動がＴに較べて速い場合，これらの単純な検波方式では誤り率特性が大幅に劣化してしまう．このフェージング変動に起因する劣化を補償する検波方式として線形予測形検波器があり，その受信アンテナ数２の場合の構成を図４に示す．
まず，受信アンテナ１４−１で受信した受信波は復調器１５−１へ入力され，ベースバンド信号である受信信号の同相成分と直交成分が抽出され，メトリック生成回路１６−１へ入力される．同様に，受信アンテナ１４−２で受信した受信波は復調器１５−２へ入力され，受信信号の同相成分と直交成分が抽出され，メトリック生成回路１６−２へ入力される．メトリック生成回路１６−１と１６−２は，受信ベースバンド信号と，最尤推定判定回路１８が端子Ｃを介して出力するシンボル系列候補とを用いて，インパルス応答の線形予測を行い，その予測誤差ベクトルの２乗ノルムを出力端子ＢＲから出力する．加算器１７はこの２乗ノルムを足し合わせ，ブランチメトリックとして端子Ｂを介して最尤推定判定回路１８へ出力する．ここで，メトリック生成回路１６−１と１６−２，及び加算器１７は，メトリック生成手段に相当する．最尤推定判定回路１８はブランチメトリックの累積値を最小するシンボル系列候補を最尤系列として探索し，送信ビット系列の信号判定を行い，判定ビット系列を出力端子１１−１から出力する．ここで，最尤推定判定回路１８は最尤推定手段に相当する．また，ここでは受信アンテナ数が２の場合について説明したが，アンテナ数が１でも良好に動作する．【０００７】  次に，上記の復調器１５−１と１５−２の構成を図５に示す．まず，入力端子１−３から受信波が入力し増幅器１０で増幅された後，カプラー３３で分岐される．分岐された一方の信号は，乗算器６−１で発振器８が出力する搬送波を乗算され，低域通過フィルタ１９−１で高調波成分が除去された後，Ａ／Ｄ変換器２０−１でディジタル信号に変換され，最終的に出力端子１１−１から受信信号の同相成分として出力される．分岐された他方の信号も同様に，移相器７により９０度位相が回転した搬送波を乗算器６−２で乗算され，低域通過フィルタ１９−２で高調波成分が除去された後，Ａ／Ｄ変換器２０−２でディジタル信号に変換され，最終的に出力端子１１−２から受信信号の直交成分として出力される．【０００８】  また，図４の最尤推定判定回路１８の構成を図６に示す．同図（ａ）はＳＴＢＣ用であり，同図（ｂ）はＤＳＴＢＣ用である．まず，同図（ａ）の動作を説明する．入力端子１−４からブランチメトリックが入力し，ビタビアルゴリズム回路２１へ入力される．ビタビアルゴリズム回路２１は，ブランチメトリックの累積値を最小するシンボル系列候補を最尤系列として探索し，出力端子１１−３からシンボル系列候補を出力する．その際，効率的に最尤系列を探索するためにビタビアルゴリズムを用い，最尤系列をビット判定回路２２へ出力する．なお，ビタビアルゴリズムの代わりにＭ−Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ等の簡略化アルゴリズムを用いることもできる．ビット判定回路２２は最尤系列に対応する送信ビット系列を求め，出力端子１１−４から判定ビット系列として出力する．
同図（ｂ）と同図（ａ）との違いは，差動復号回路２３が挿入されている点だけである．この点について説明する．差動復号回路２３は，ビタビアルゴリズム回路２１が出力する最尤系列から，数式２に基づきＤ１（ｋ）とＤ２（ｋ）を求め，ビット判定回路２２へ出力する．ビット判定回路２２はＤ１（ｋ）とＤ２（ｋ）から送信ビット系列を求め，出力端子１１−４から判定ビット系列として出力する．【０００９】  さらに，図４のメトリック生成器回路１６−１と１６−２の構成を図７に示す．まず，ベースバンド信号である受信信号の同相成分と直交成分はそれぞれ，入力端子１−５及び１−６から入力する．時刻ｉＴの受信信号をｙ（ｉ）とすると，シリアル・パラレル変換器２４はｙ（ｉ）から２次元受信信号ベクトルＹ（ｋ）＝［ｙ（２ｋ），ｙ（２ｋ＋１）］Ｔを受信信号系列として出力する．なお，Ｔは転置を表す．遅延回路２５−１と２５−２は入力を２Ｔ遅延させる．したがって，シリアル・パラレル変換器２４の出力がＹ（ｋ）であり，遅延回路２５−１と２５−２の出力はそれぞれ，Ｙ（ｋ−１）およびＹ（ｋ−２）となる．逆変調回路２６−１，２６−２及び２６−３は，入力端子１−７から入力されるシンボル系列候補を用いて，Ｙ（ｋ），Ｙ（ｋ−１）及びＹ（ｋ−２）に逆変調操作を行い，２次元逆変調信号ベクトルｚ（ｋ），ｚ（ｋ−１）及びｚ（ｋ−２）を生成する．このｚ（ｋ）は数式を用いると
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と表すことができる．ここで，ａｍ（ｉ）は複素シンボルａ（ｉ）の候補であり，Ａｍ（ｋ）は数式４で定める２Ｘ２行列である．
ベクトル乗算器２７−１と２７−２，並びにベクトル加算器２８は，ｚ（ｋ−１）とｚ（ｋ−２）の線形結合をｚ（ｋ）の予測値として求める．その際，線形結合の係数は線形予測の予測係数として，線形予測係数推定回路３１が推定する．ｚ（ｋ）とその予測値との差分はベクトル減算器２９が求め，その２乗ノルムはノルム２乗演算器３０により計算され出力端子１１−５から出力される．【００１０】  上記の線形予測について図８を用いて説明する．ａｍ（ｉ）がａ（ｉ）に一致するとき，雑音を無視すればｚ（ｋ）はチャネルのインパルス応答，即ちフェージングの複素包絡線に一致する．複素包絡線はＡＲ（Ａｕｔｏ−Ｒｅｇｒｅｓｓｉｖｅ）モデルで近似的に表現できることが知られており，線形予測が可能となる．図８では，複素包絡線を時間に対する１次関数と見なし，時刻２（ｎ−２）Ｔと時刻２（ｎ−１）Ｔの複素包絡線を外挿して時刻２ｎＴの複素包絡線の予測値を求めている．実際の観測値と予測値との差分が予測誤差となる．
線形予測の予測係数は，雑音と予測誤差との和，その２乗平均が最小になるように線形予測係数推定回路３１が推定する．最適な予測係数は最大ドップラー周波数やＳＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ  ｔｏ  Ｎｏｉｓｅ  Ｒａｄｉｏ）が既知であれば導出できるが，実際は受信側でこれらのチャネル情報を推定しなければならず，その推定を精度良く行うことは非常に難しい．また，トレーニング信号等の既知信号を送信して，ＲＬＳ（Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ  Ｌｅａｓｔ−Ｓｑｕａｒｅｓ）アルゴリズム等の最小２乗法を用いれば，予測係数を上記のチャネル情報が無しで推定できるが，精度良く推定するためには，非常に長いトレーニング信号が必要となり伝送効率の劣化を招いてしまう．【００１１】
【非特許文献１】Ｓ．Ｍ．Ａｌａｍｏｕｔｉ，”Ａ  ｓｉｍｐｌｅ  ｔｒａｎｓｍｉｔ  ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ  ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ  ｆｏｒ  ｗｉｒｅｌｅｓｓ  ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，”ＩＥＥＥ  Ｊｏｕｒｎａｌ  ｏｆ  Ｓｅｌｅｃｔｅｄ  Ａｒｅａｓ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，ｖｏｌ．１６，ｎｏ．８，ｐｐ．１４５１−１４５８，Ｏｃｔｏｂｅｒ  １９９８．
【非特許文献２】Ｖ，Ｔａｒｏｋｈ  ａｎｄ  Ｈ，Ｊａｆａｒｋｈａｎｉ，”Ａ  ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ  ｓｃｈｅｍｅ  ｆｏｒ  ｔｒａｎｓｍｉｔ  ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ，”ＩＥＥＥ  Ｊｏｕｒｎａｌ  ｏｆ  Ｓｅｌｅｃｔｅｄ  Ａｒｅａｓ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，ｖｏｌ．１８，ｎｏ．７，ｐｐ  １１６９−１１７４，Ｊｕｌｙ  ２０００．
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】  このように，従来の時空間符号では，符号化率を高め伝送速度を上げることができないという欠点があった．また，従来の時空間符号用の線形予測形検波では，線形予測の予測係数を求めるために，（ｉ）最大ドップラー周波数やＳＮＲのチャネル情報が必要であること．または（ｉｉ）長いトレーニング信号が必要となるという問題があった．【００１３】  本発明は，このような課題に鑑みてなされたものであり，チャネル情報やトレーニング信号を必要とせず線形予測の予測係数を導出できる線形予測形検波を提供し，かつこの検波方式に適した高符号化率の時空間符号を提供することを目的とする．
【課題を解決するための手段】
【００１４】  本発明によれば，上記目的は前記特許請求の範囲に記載した手段により達成される．即ち，本発明の時空間符号検波器は，（ｉ）受信信号をシリアル・パラレル変換して受信信号系列を生成し，これを遅延時間毎に遅延させた後，シンボル系列候補を用いた逆変調操作により複数の逆変調信号ベクトルを生成し，この逆変調信号ベクトルの線形予測を行うことにより予測誤差ベクトルを求め，さらに予測誤差ベクトルの２乗ノルムからブランチメトリックを求め出力するメトリック生成手段，（ｉｉ）シンボル系列候補を出力し，ブランチメトリックを用いて最尤推定に基づき送信ビット系列を判定する最尤推定手段から構成される．従来技術と異なる点は，線形予測の予測係数は予め求めた定数を用いることである．
また，本発明の時空間符号器は，（ｉ）送信ビットからシンボル長毎，送信アンテナ毎に変調シンボルを生成する時空間符号生成手段である．従来技術と異なる点は，上述の検波器を用いた場合に，逆変調信号ベクトルに含まれる雑音の平均電力が最小になるように，変調シンボルを求めることである．
【発明の効果】
【００１５】  本発明は，以下に記載されるような効果を奏する．
請求項１から３記載の時空間符号検波器によれば，線形予測の予測係数を求める際，チャネル情報やトレーニング信号が不要となる．
請求項４及び５記載の発明の時空間符号器によれば，請求項１から３記載の検波器に適した高符号化率の時空間符号を提供できる．
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】  以下，本発明を実施するための最良の形態について説明する．
本発明の検波器は，メトリック生成回路１６−１及び１６−２の構成のみが従来技術と異なり，その構成を図９に示す．従来のメトリック生成回路との違いは，図７の線形予測係数推定回路３１を線形予測係数メモリ３２に置き換えた点にある．従来とは異なり，線形予測の予測係数を予め求めておくことができ，線形予測係数メモリ３２に記憶させることが可能なためである．この予測係数の導出について以下詳述する．【００１７】  受信信号ｙ（２ｋ）とｙ（２ｋ＋１）は，フラットフェージングの仮定と数式１から
ｙ（２ｋ）＝ｈ１（２ｋ）ａ（２ｋ）＋ｈ２（２ｋ）ａ（２ｋ＋１）＋ｎ（２ｋ）  ・・・数式５
ｙ（２ｋ＋１）＝−ｈ１（２ｋ＋１）ａ＊（２ｋ＋１）＋ｈ２（２ｋ＋１）ａ＊（２ｋ）＋ｎ（２ｋ＋１）・・・数式６
と表すことができる．ここで，ｈ１（ｉ）とｈ２（ｉ）はそれぞれ，送信アンテナ５−１と受信アンテナ間及び，送信アンテナ５−２と受信アンテナ間の時刻ｉＴにおけるインパルス応答である．
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答の変動が比較的緩やかで，次式が近似的に成り立つものとする．
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このとき，２次元受信信号ベクトルＹ（ｋ）＝［ｙ（２ｋ），ｙ（２ｋ＋１）］Ｔは
Ｙ（ｋ）＝Ａ（ｋ）ｈ（ｋ）＋Ｎ（ｋ）                          ・・・数式８
ｈＴ（ｋ）＝［ｈ１（２ｋ）ｈ２（２ｋ）］                      ・・・数式９
ＮＴ（ｋ）＝［ｎ（２ｋ）ｎ（２ｋ＋１）］                      ・・・数式１０
とベクトル表示できる．さらに，シンボル系列候補が送信シンボル系列と一致するとき，数式３に数式８を代入すると逆変調ベクトルｚ（ｋ）は
ｚ（ｋ）＝ｈ（ｋ）＋Ａ−１（ｋ）Ｎ（ｋ）                      ・・・数式１１
と表すことができる．この様に，雑音が無視できるならば，ｚ（ｋ）はインパルス応答ベクトルｈ（ｋ）に一致する．
Ｍを１以上の整数とし，ｚ（ｋ−１）からｚ（ｋ−Ｍ）を用いてｚ（ｋ）を線形予測する問題を考える．なお，図７と９はＭ＝２の場合の構成例である．線形予測の予測値ｚｅ（ｋ）は
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であり，｛ｃｍ｝は線形予測の予測係数である．予測誤差ベクトルｅ（ｋ）は
2007028562.tif 000009
となり，数式１１を代入すると
2007028562.tif 000010
が得られる．｜ａ（２ｋ）｜２＋｜ａ（２ｋ＋１）｜２＝１とするとＡ（ｋ）はユニタリー行列になるので，
ＮＨ（ｋ）Ａ−Ｈ（ｋ）Ａ−１（ｋ）Ｎ（ｋ）＝ＮＨ（ｋ）Ｎ（ｋ）  ・・・数式１５
となる．なお，Ｈは複素共役転置を表す．さらにｎ（ｉ）が白色雑音であることを考慮すると，予測誤差ベクトルの２乗ノルム平均〈｜｜ｅ（ｋ）｜｜２〉は
2007028562.tif 000011
と表すことができる．
２乗ノルム平均〈｜｜ｅ（ｋ）｜｜２〉を最小にする｛ｃｍ｝が最適な予測係数であり，これを以下近似的に求める．まずＱを非負の整数として，ｈ（ｋ）を離散時刻ｋに関して高々Ｑ次の多項式と近似する．このとき，ｈ（ｋ−ｍ）のＴａｙｌｏｒ展開は
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となる．これを数式１６の右辺第１項に代入して，この項を零にするための条件を求めると
2007028562.tif 000013
が得られる．これは，インパルス応答を時間の多項式で近似し，この近似インパルス応答の線形予測における予測誤差が零になるための条件である．
この条件を満足する｛ｃｍ｝の内，数式１６の右辺第２項を最小にする｛ｃｍ｝を求めれば，多項式近似の下での最適な｛ｃｍ｝を求めることができる．なお，右辺第２項の最小化は
2007028562.tif 000014
と等価である．この拘束条件付き最小化問題はＬａｇｒａｎｇｅの未定定数法（例えば，非特許文献３参照．）を用いれば簡単に解くことができ，最適な予測係数｛ｃｍ｝を求めることができる．
このように，最大ドップラー周波数やＳＮＲ等のチャネル情報を必要とせず，かつトレーニング信号等の既知信号を用いずに，線形予測の予測係数を予め求めることができる．【００１８】  本発明の時空間符号を用いた送信機構成を図１０に示す．図１の従来の送信機構成と異なる点は，時空間符号生成器３が時空間マッピング回路３４に置き換わったことにあり，この回路の動作について以下説明を行う．【００１９】  まず，本発明の時空間符号も線形予測形検波できるものとする．ＳＴＢＣの変調行列Ａ（ｋ）に対応して，時空間マッピング回路３４の変調行列をＢ（ｋ）とすると，シンボル系列候補が送信シンボル系列と一致するとき，逆変調信号ベクトルｚ（ｋ）は
ｚ（ｋ）＝ｈ（ｋ）＋Ｂ−１（ｋ）Ｎ（ｋ）                      ・・・数式２０
と表すことができる．この右辺第２項は逆変調信号ベクトルに含まれる雑音である．この平均電力は
2007028562.tif 000015
と表すことができる．なお，ｔｒ｛｝はトレースを表す．
本発明の時空間符号は，線形予測形検波の誤り率特性を改善するため，上記の雑音の平均電力を最小とするものである．したがって，変調行列の逆行列とその複素共役転置との積を計算し，この結果の行列トレースを最小とするものである．
この条件を満足しＳＴＢＣよりも多くの送信シンボルを送信するため，Ｂ（ｋ）を
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とする．ここでｂはａ（３ｋ），ａ（３ｋ＋１），ａ（３ｋ＋２）で決定される複素数である．この式から明らかであるが，２シンボル長，送信アンテナ数２でＳＴＢＣよりも１シンボル多く送ることができる．
さらにＰＳＫ変調を仮定して，ｂ，ａ（３ｋ），ａ（３ｋ＋１），ａ（３ｋ＋２）は全て振幅２乗が定数１／２とする．このとき，
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となるので，ｄｅｔ  Ｂ（ｋ）の絶対値を最大にするようにｂを求める．複素数ｘの位相をａｒｇ（ｘ）とすると，ｂの位相は結局
ａｒｇ（ｂ）＝ａｒｇ｛ａ（３ｋ＋１）｝＋ａｒｇ｛ａ（３ｋ＋２）｝−ａｒｇ｛ａ（３ｋ｝＋π（ｍｏｄ２π）  ・・・数式２４
となる．なお，ｂはＢ（ｋ）の（２，２）要素としたが，他に配置した場合でも同様に位相が定まる．
このように線形予測形検波に適しＳＴＢＣよりも符号化率が高い時空間符号が提供できる．
なお，本発明は上述の発明を実施するための最良の形態に限らず本発明の要旨を逸脱することなくその他種々の構成を採り得ることはもちろんである．【００２０】
【非特許文献３】Ｓｉｍｏｎ  Ｈａｙｋｉｎ，Ａｄａｐｔｉｖｅ  Ｆｉｌｔｅｒ  Ｔｈｅｏｒｙ  Ｔｈｉｒｄ  Ｅｄｉｔｉｏｎ，Ｐｒｅｎｔｉｃｅ−Ｈａｌｌ出版，１９９６年．
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】ＳＴＢＣを用いた従来の無線送信機のブロック構成図である．
【図２】図１の変調器のブロック構成図である．
【図３】ＤＳＴＢＣを用いた従来の無線送信機のブロック構成図である．
【図４】従来の線形予測形検波器のブロック構成図である．
【図５】図４の復調器のブロック構成図である．
【図６】図４の最尤推定回路のブロック構成図である．同図（ａ）はＳＴＢＣ，同図（ｂ）はＤＳＴＢＣ対応のブロック構成図である．
【図７】従来のメトリック生成回路のブロック構成図である．
【図８】線形予測の説明図である．
【図９】本発明のメトリック生成回路のブロック構成図である．
【図１０】本発明の時空間符号を用いた無線送信機のブロック構成図である．
【符号の説明】
【００２２】１入力端子，２複素シンボル生成器，３時空間符号生成器，４変調器，５送信アンテナ，６乗算器，７移相器，８発振器，９ハイブリッド，１０増幅器，１１出力端子，１２差動符号化時空間符号生成器，１３遅延回路，１４受信アンテナ，１５復調器，１６メトリック生成回路，１７加算器，１８最尤推定判定回路，１９低域通過フィルタ，２０Ａ／Ｄ変換器，２１ビタビアルゴリズム回路，２２ビット判定回路，２３差動復号回路，２４シリアル・パラレル変換回路，２５遅延回路，２６逆変調回路，２７ベクトル乗算回路，２８ベクトル加算器，２９ベクトル減算器，３０ノルム２乗演算器，３１線形予測係数推定回路，３２線形予測係数メモリ，３３時空間マッピング回路，３４カプラー
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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