(57)【要約】【課題】低速移動時及び高速移動時の双方で良好な受信品質が得られるアンテナダイバーシチ受信機の提供。【解決手段】アンテナダイバーシチ受信機は、複数のアンテナと、複数のアンテナで受信される複数のパスからの受信信号が夫々入力される、パス毎に用意された複数の復調装置と、複数の復調装置から出力される複数のパスに対する受信信号の復調結果を合成する合成部と、複数のパス間で共通なアンテナ間の相関を算出する相関算出部とを備え、各復調装置は、各アンテナに対する受信信号の復調処理で得られる復調信号を出力する複数の復調部と、各復調部による復調処理過程で得られる値を用いて復調装置における受信レベル比を示すパス重みを算出するパス重み算出部と、相関を用いた合成係数が乗算され且つパス重みが乗算された各復調部の復調信号の合成結果を復調結果として合成部に出力する出力部とを含む。【選択図】図３
2007228434.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のアンテナと、
前記複数のアンテナで受信される複数のパスからの受信信号がそれぞれ入力される、パス毎に用意された複数の復調装置と、
前記複数の復調装置から出力される複数のパスに対する受信信号の復調結果を合成する合成部と、
前記複数のパス間で共通なアンテナ間の相関を算出する相関算出部と、を備え、
前記各復調装置は、
各アンテナに対応する受信信号の復調処理で得られる復調信号を出力する複数の復調部と、
各復調部による復調処理過程で得られる値を用いて、復調装置における受信レベル比を示すパス重みを算出するパス重み算出部と、
前記相関算出部で得られた相関を用いた合成係数が乗算され、且つ前記パス重み算出部で得られたパス重みが乗算された各復調部の復調信号の合成結果を前記復調装置の復調結果として前記合成部に出力する出力部と
を含むアンテナダイバーシチ受信機。
【請求項２】
前記出力部は、前記合成係数に前記パス重みが乗算されたパス重み付き合成係数が各復調部の復調信号に乗算された結果を合成した結果を前記復調装置の復調結果として出力する
請求項１記載のアンテナダイバーシチ受信機。
【請求項３】
前記出力部は、前記合成係数が各復調部の復調信号に乗算された結果を合成して得られる信号に前記パス重みを乗算した結果を前記復調装置の復調結果として出力する
請求項１記載のアンテナダイバーシチ受信機。
【請求項４】
前記復調部は、受信信号をデータ信号に割り当てられた拡散符号で逆拡散して得られるデータ信号の逆拡散値を前記復調信号として出力する逆拡散データ算出部と、
前記受信信号を共通パイロット信号に割り当てられた拡散符号で逆拡散して得られる共通パイロット信号の逆拡散値を用いてチャネル推定値を求めるチャネル推定部とを含み、
前記パス重み算出部は、前記チャネル推定値から前記パス重みを算出する
請求項１〜３のいずれかに記載のアンテナダイバーシチ受信機。
【請求項５】
前記復調部は、受信信号をデータ信号に割り当てられた拡散符号で逆拡散して得られるデータ信号の逆拡散値を前記復調信号として出力する逆拡散データ算出部と、
前記受信信号を共通パイロット信号に割り当てられた拡散符号で逆拡散して得られる共通パイロット信号の逆拡散値を用いてチャネル推定値を求めるチャネル推定部とを含み、
前記パス重み算出部は、前記チャネル推定値を得るために用いた共通パイロット信号の逆拡散値から前記パス重みを算出する
請求項１〜３のいずれかに記載のアンテナダイバーシチ受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、移動通信・無線通信において、複数アンテナを用いたアンテナダイバーシチ受信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
代表的な無線通信方式として、ＣＤＭＡ(Code Division Multiple Access)方式がある
。ＣＤＭＡ方式では、受信品質を向上させるため、複数の伝搬路（パス）について、ＲＡＫＥ合成を行っている。ＲＡＫＥ合成には、最大比合成となるように、各パスの雑音電力（雑音の自己相関）の逆数で合成係数に重み付けを行ったＳＩＲ−ＲＡＫＥがある。より高速な通信を実現する為には、ＳＩＲ−ＲＡＫＥよりも受信品質に優れた受信方式が必要である。
【０００３】
図１は、従来におけるアンテナダイバーシチ受信機(ＲＡＫＥ受信機)の構成例(従来方
式１)を示す図である。従来方式１は、複数のアンテナを備えた場合に可能な方式である
。図１に示す受信機では、複数のアンテナ(図１ではアンテナ１及び２)が設けられている。また、到来パス数Ｎに応じたフィンガＦ(図１の例では、パス数Ｎに応じたＦ１乃至Ｆ
Ｎ)が設けられている。
【０００４】
フィンガＦは同じ構成を有している。フィンガＦ１を例として説明すると、フィンガＦ１は、アンテナ１及び２に対応する逆拡散データ算出部５及び６と、チャネル推定部７及び８と、雑音相関算出部９と、合成係数(重み)算出部１０と、乗算器１１及び１２と、合成器１３とを備えている。なお、本明細書において、ベクトルを表す文字は、〔  〕で囲むか又は太字によって表されている。
【０００５】
図１において、アンテナ１で受信され、Ａ／Ｄ変換器３を経た受信信号Ｘ１は、各フィンガＦ１乃至ＦＮに入力される。同様に、アンテナ２で受信され、Ａ／Ｄ変換器４を経た受信信号Ｘ２は、各フィンガＦ１乃至ＦＮに入力される。ここに、フィンガＦ１は、第１到来パス(パス１)用の復調部であり、フィンガＦ２乃至ＦＮは、パス１に遅れて到来した第２到来パス乃至第Ｎ到来パス(パス２乃至パスＮ)用の復調部である。
【０００６】
フィンガＦ１において、逆拡散データ算出部５は、アンテナ１の受信信号Ｘ１中のデータ信号を所定のデータ信号用の拡散符号レプリカを用いて逆拡散処理し、逆拡散データ信号Ｖ１を出力する。一方、チャネル推定部７は、受信信号Ｘ１中の共通パイロット信号の逆拡散処理を行い、逆拡散された共通パイロット信号の逆拡散値を用いてチャネル推定処理を行い、チャネル推定値(又はチャネル推定値の平均値)ｈ１を出力する。逆拡散データ算出部６及びチャネル推定部８は、逆拡散データ算出部５及びチャネル推定部７と同様に、アンテナ２の受信信号Ｘ２に係る逆拡散データ信号Ｖ２及びチャネル推定値ｈ２を出力する。
【０００７】
各チャネル推定値ｈ１及びｈ２と、共通パイロット信号の逆拡散値とは、雑音相関算出部９に入力される。雑音相関算出部９は、チャネル推定値と共通パイロット信号の逆拡散値との差分を雑音とした場合における自己相関及び相互相関からなる雑音相関行列〔Ｍ〕＿｛i｝を算出し、合成係数算出部１０に入力する。
【０００８】
合成係数算出部１０は、チャネル推定値ｈ１及びｈ２を成分とするチャネル推定値ベクトル〔ｈ〕と、雑音相関算出部９から入力される雑音相関行列〔Ｍ〕＿[i]の逆行列とを
乗算することで合成係数ベクトル〔ｗ〕＿[i]＝(ｗ１，ｗ２)を算出して出力する。その
後、各乗算器１１及び１２にて、逆拡散データ信号Ｖ１及びＶ２に対し、これらに応じた合成係数(重み)が乗じられ、これらの乗算結果が合成器１３にて同相合成され、パス１の復調信号として出力される。フィンガＦ２乃至ＦＮでは、受信データ信号Ｘ１及びＸ２を用いて、パス２乃至パスＮについてフィンガＦ１と同様の処理が行われる。その後、パス１乃至パスＮに合成器１４にてフィンガＦ１乃至ＦＮの出力に対するＲＡＫＥ合成処理が行われる。
【０００９】
従来方式１では、最大比合成の要素としてＳＩＲ−ＲＡＫＥでの雑音の自己相関だけではなく、同一パスのアンテナ間の雑音の相互相関も考慮してマルチパス干渉の低減を図る。これにより、ＳＩＲ−ＲＡＫＥの受信品質を更に向上させる。しかしながら、従来方式１では、逆拡散後に雑音相関を求めるため、受信局の高速移動時の信号変動に相関算出が追いつかなくなり、受信品質を向上できなくなるおそれがある。
【００１０】
図２は、従来におけるアンテナダイバーシチ受信機(ＲＡＫＥ受信機)の構成例(従来方
式２)を示す図である。従来方式２では、相関算出を受信局の高速移動時の信号変動に対
応させるため、逆拡散前の信号で相関を求め、それをパス毎の雑音相関として代用する。
【００１１】
このため、図２に示す受信機は、雑音相関算出部９の代わりの信号相関算出部１５を有する。信号相関算出部１５は、受信データ信号Ｘ１及びＸ２の自己相関及び相互相関からなる信号相関行列(アンテナ相関行列)〔Ｒ〕を求めて合成係数算出部１０に入力する。合成係数算出部１０は、各チャネル推定部７及び８からのチャネル推定値〔ｈ〕＿[i]＝(ｈ１，ｈ２)と、信号相関行列〔Ｒ〕の逆行列との乗算を行うことで合成係数〔Ｗ〕＿[i]を得る。  しかしながら、従来方式２では、従来方式１での受信品質の向上が顕著な環境においては、従来方式より受信品質が劣るおそれがある。
【００１２】
本発明に関連する先行技術文献として、例えば、以下の特許文献１、２に開示された技術がある。
【特許文献１】特許第３５９５４９３号公報
【特許文献２】特開２００４−８０３６０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
本発明の目的は、低速移動時及び高速移動時の双方において良好な受信品質を得ることが可能な技術を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明は、上記した目的を達成するために以下の手段を採用する。
【００１５】
即ち、本発明は、複数のアンテナと、
前記複数のアンテナで受信される複数のパスからの受信信号がそれぞれ入力される、パス毎に用意された複数の復調装置と、
前記複数の復調装置から出力される複数のパスに対する受信信号の復調結果を合成する合成部と、
前記複数のパス間で共通なアンテナ間の相関を算出する相関算出部と、を備え、
前記各復調装置は、
各アンテナに対応する受信信号の復調処理で得られる復調信号を出力する複数の復調部と、
各復調部による復調処理過程で得られる値を用いて、復調装置における受信レベル比を示すパス重みを算出するパス重み算出部と、
前記相関算出部で得られた相関を用いた合成係数が乗算され、且つ前記パス重み算出
部で得られたパス重みが乗算された各復調部の復調信号の合成結果を前記復調装置の復調結果として前記合成部に出力する出力部と
を含むアンテナダイバーシチ受信機である。
【００１６】
本発明によれば、各復調装置から、従来方式２で失われているパス間の比率に相当するパス重みが反映された復調結果が出力される。即ち、従来方式１における雑音相関を用いた重みに相当する重みが各復調装置の復調結果に反映される。従って、受信局(受信機)の低速移動時には、従来方式１と同等の受信品質を得ることができ、高速移動時には、従来方式２と同等以上の受信品質を得ることができる。
【００１７】
好ましくは、本発明における前記出力部は、前記合成係数に前記パス重みが乗算されたパス重み付き合成係数が各復調部の復調信号に乗算された結果を合成した結果を前記復調装置の復調結果として出力する。
【００１８】
また、好ましくは、前記出力部は、前記合成係数が各復調部の復調信号に乗算された結果を合成して得られる信号に前記パス重みを乗算した結果を前記復調装置の復調結果として出力する。
【００１９】
また、好ましくは、本発明における前記復調部は、受信信号をデータ信号に割り当てられた拡散符号で逆拡散して得られるデータ信号の逆拡散値を前記復調信号として出力する逆拡散データ算出部と、
前記受信信号を共通パイロット信号に割り当てられた拡散符号で逆拡散して得られる共通パイロット信号の逆拡散値を用いてチャネル推定値を求めるチャネル推定部とを含み、
前記パス重み算出部は、前記チャネル推定値から前記パス重みを算出する。
【００２０】
また、好ましくは、本発明における前記復調部は、受信信号をデータ信号に割り当てられた拡散符号で逆拡散して得られるデータ信号の逆拡散値を前記復調信号として出力する逆拡散データ算出部と、
前記受信信号を共通パイロット信号に割り当てられた拡散符号で逆拡散して得られる共通パイロット信号の逆拡散値を用いてチャネル推定値を求めるチャネル推定部とを含み、
前記パス重み算出部は、前記チャネル推定値を得るために用いた共通パイロット信号の逆拡散値から前記パス重みを算出する。
【発明の効果】
【００２１】
本発明によれば、低速移動時及び高速移動時の双方において良好な受信品質を得ることが可能な技術を提供することである。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
以下、図面を参照して本発明の実施形態を説明する。実施形態の構成は例示であり、本発明は実施形態の構成に限定されない。
【００２３】
〔実施形態の概要〕
本実施形態では、高速移動時に有用な相関を求められる従来方式２において、ＲＡＫＥ合成でのパス間の信号の比が適切となるように、パス重み付け処理を追加する。従来方式２では、従来方式１においてパス毎に求めていた雑音の相関を、全パス共通である逆拡散前の信号の相関で置き換えたため、従来方式１で存在していた相関におけるパス間の比が失われている。このパス間の比を補正することにより問題を解決する。なお、補正のための情報は短時間に算出できるものとする。
【００２４】
従来方式１におけるパスi(ｉはパスの番号)の雑音の相関を表す行列を〔Ｍ〕＿[i]とし
、従来方式２の全パス共通の逆拡散前信号の相関を表す行列を〔Ｒ〕とする。行列を構成する行及び列の要素数や、ベクトルの要素数は、アンテナの本数に等しい。パスiでの合
成係数ベクトルを〔ｗ〕＿[i]、チャネル推定値ベクトルを〔ｈ〕＿[i]とすると、従来方式１は式[１]、従来方式２は式[２]で表現することができる。
【００２５】
【数１】
2007228434.tif 000003
【００２６】
【数２】
2007228434.tif 000004
式[１]及び[２]において、ｍは従来方式１を意味し、rは従来方式２を意味する。合成
係数ベクトル〔ｗ〕＿[i,m] ,〔ｗ〕＿[i,r] の関係は、以下の式[３]で表現することが
できる。
【００２７】
【数３】
2007228434.tif 000005
式[３]は、従来方式２で適用される合成係数ベクトル〔ｗ〕＿[i,r]にＫ＿[i]を乗ずれば、従来方式１で適用される合成係数に相当する合成係数が得られることを意味する。Ｋ＿[i] は、パス毎に異なるパス重みであり、パス間の信号の受信レベル比を示す。Ｋ＿[i]は、数式上、次の式[４]で表現される。式[４]において、Iorは所望の信号を送信する同じ送信局からの信号の平均電力和である。“^[†]”は共役転置を意味する。
【００２８】
【数４】
2007228434.tif 000006
ここで、式[４]には、式[３]及び[４]を用いて導出される合成係数ベクトル〔ｗ〕＿[i,m] が含まれている。このため、実用上では、近似式が利用される。Iorが小さい場合は
、Ｋ＿[i] ≒ 1である。逆に、Iorが大きい場合は、Ｋ＿[i] ≒ Ior 〔ｈ〕＿[i]^[†]〔ｗ〕＿[i,m] である。相関を利用した合成方式の干渉低減効果はIorが大きいところで発
揮されるため、近似式として、Iorが大きな場合に適合するものを適用することができる
。
【００２９】
また、パス重み付けでは、パス間の比率が重要である。従って、共通の固定係数(Ior)
は不要となり、Ｋ＿[i] ≒ 〔ｈ〕＿[i]^[†] 〔ｗ〕＿[i,m] を考慮して近似式を導出することができる。
【００３０】
更に、高速な信号変動に対応することを考慮すると、パス重みは短時間で算出できることが望ましい。例えば、合成係数算出で利用するチャネル推定値〔ｈ〕＿[i] を流用することができる。チャネル推定値を利用する場合、Ｋ＿[i]の算出式として、以下に示す式[５]〜[８]を適用することが考えられる。なお、式[５]〜[８]において、ｊはアンテナの
ｊ本目のアンテナを意味し、Ｊはアンテナの本数である。また、“Ｒｅ”は実数部を示し、“Ｉｍ”は虚数部を示す。
【００３１】
【数５】
2007228434.tif 000007
【００３２】
【数６】
2007228434.tif 000008
【００３３】
【数７】
2007228434.tif 000009
【００３４】
【数８】
2007228434.tif 000010
式[５]〜[８]のうち、式[５]の計算量が最も少ない。また、チャネル推定に利用した共通パイロット信号の逆拡散値v＿[i,j,PILOT] やデータ信号の逆拡散値v＿[i,j,DATA]をチャネル推定値の代わりに使用することも考えられる。式［９］は、共通パイロット信号の逆拡散値を用いたＫ＿[i]を示し、式[１０]は、データ信号の逆拡散値を用いたＫ＿[i]を示す。
【００３５】
【数９】
2007228434.tif 000011
【００３６】
【数１０】
2007228434.tif 000012
また、Ｋ＿[i]の値として、共通パイロット信号の逆拡散値と共通パイロット信号の逆
拡散値の平均値との差分である雑音〔ｎ〕＿[i,j] やその平均値、直前の合成係数ベクトル〔ｗ〕＿[i,LAST] を用いることも考えられる(式[１１]及び[１２])。
【００３７】
【数１１】
2007228434.tif 000013
【００３８】
【数１２】
2007228434.tif 000014
式[１２]の初期値は、１とするか、別の方法で導出した合成係数ベクトルを〔ｗ〕＿[i,LAST] として求めることができる。
【００３９】
本発明は、受信品質の向上のため、式[５]〜[１２]に示したパス重みＫ＿[i]を、従来
方式２の合成係数ベクトル〔ｗ〕＿[i,r]に反映させる方式を提案する。本発明に係るパ
スiの合成係数ベクトルは、以下の式[１３]で表現される。
【００４０】
【数１３】
2007228434.tif 000015
〈受信機の構成〉
図３は、本発明の実施形態１に係るアンテナダイバーシチ受信機(ＲＡＫＥ受信機)の構成例を示す図である。図３において、受信機は、送信局から送信されるＣＤＭＡ信号の無線信号を受信するための複数のアンテナを有するとともに、任意のパス数Ｎに応じた複数のフィンガＦを有している。
【００４１】
図１に示す例では、パス数Ｎであり、図１に示す受信機は、アンテナ１及び２と、アンテナ１及び２にＡ／Ｄ変換器３及び４を介して接続されるフィンガＦ１及びＦＮ(Ｆ２)を有している。
【００４２】
Ａ／Ｄ変換器３には、アンテナ１で受信され図示しないＲＦモジュールで増幅・復調された受信信号が入力される。Ａ／Ｄ変換器３は、Ａ／Ｄ変換により複素ベースバンド信号である受信信号Ｘ１を出力する。受信信号Ｘ１は、フィンガＦ１乃至ＦＮに入力される。同様に、Ａ／Ｄ変換器４には、アンテナ２で受信された信号がＲＦモジュールにて増幅・復調された信号が入力され、Ａ／Ｄ変換器４は、受信信号(複素ベースバンド信号)Ｘ２を出力する。受信信号Ｘ１及びＸ２は、所定のデータ信号用の拡散符号を用いてスペクトラム拡散されたデータシンボル(データ信号)及びパイロットシンボル(共通パイロット信号)を含んでいる。
【００４３】
各フィンガＦは、同じ構成を有しており、図３には、フィンガＦ１内の構成が例として示されている。フィンガＦ１は、パス１(第１到来パス)用の復調装置であり、フィンガＦ２乃至ＦＮは、パス２乃至パスＮ(第２到来パス乃至第Ｎ到来パス)用の復調装置である。フィンガＦ１は、アンテナ１に対応する逆拡散データ算出部５及びチャネル推定部７と、アンテナ２に対応する逆拡散データ算出部６及びチャネル推定部８を有している。
【００４４】
逆拡散データ算出部５及びチャネル推定部７は、Ａ／Ｄ変換器３からの受信信号Ｘ１を受け取る。逆拡散データ算出部５は、受信信号Ｘ１に含まれるデータ信号に対し、所定のデータ信号用拡散符号レプリカを乗算する逆拡散処理を行い、逆拡散データ信号Ｖ１(デ
ータ信号の逆拡散値：復調信号)を出力する。また、チャネル推定部７は、受信信号Ｘ１
に含まれる共通パイロット信号に対する逆拡散処理を行い、この逆拡散処理で得られる共通パイロット信号の逆拡散値を用いたチャネル推定処理を行う。チャネル推定部７は、チャネル推定処理によって得られたチャネル推定値(チャネル推定値の平均値をチャネル推
定値としても良い)ｈ１を出力する。
【００４５】
逆拡散データ算出部６及びチャネル推定部８は、Ａ／Ｄ変換器４からの受信信号Ｘ２を受け取る。逆拡散データ算出部６は、受信信号Ｘ２に対して逆拡散データ算出部５と同様の逆拡散処理を行い、逆拡散データ信号Ｖ２を出力する。チャネル推定部８は、チャネル推定部７と同様に、受信信号Ｘ２からチャネル推定値ｈ２を得て出力する。
【００４６】
逆拡散データ信号Ｖ１は、乗算器１１に対して出力され、逆拡散データ信号Ｖ２は、乗算器１２に対して出力される。また、チャネル推定値ｈ１及びｈ２(〔ｈ〕#[ｉ])は、パ
ス重み付き合成係数算出部２０に入力される。
【００４７】
パス重み付き合成係数算出部２０は、受信信号Ｘ１及びＸ２が入力される信号相関算出部１５と接続されている。信号相関算出部１５は、逆拡散処理が施される前の受信信号Ｘ１及びＸ２を用いて全パス(パス１乃至Ｎ)に対して共通な信号相関行列(アンテナ相関行
列)〔Ｒ〕を生成し、パス重み付き合成係数算出部２０に入力する。
【００４８】
パス重み付き合成係数算出部２０は、例えば、上述した式[５]〜[８]のいずれかを用いてチャネル推定値〔ｈ〕＿[i]からパス重みＫ＿[i]を算出するように構成されている。パス重み付き合成係数算出部２０は、算出したパス重みＫ#[i]を用いて式[１３]の演算を行い、パスｉに対する合成係数ベクトル〔ｗ〕＿[i]を算出する。合成係数ベクトル〔ｗ〕
＿[i]は、各乗算器１１及び１２に対して出力される。
【００４９】
各乗算器１１及び１２では、逆拡散データ信号と合成係数(重み)との乗算が行われ、これらの乗算結果は、合成器１３にて同相合成され、パス１に対する受信信号の復調結果としてフィンガＦ１から出力される。フィンガＦ２乃至ＦＮでは、パス２乃至パスＮに対してフィンガＦ１と同様の動作が行われ、フィンガＦ２乃至ＦＮからパス２乃至パスＮに対する復調結果が出力される。各フィンガＦ１乃至ＦＮからの出力(復調結果)は、ＲＡＫＥ合成器１４にてＲＡＫＥ合成される。
【００５０】
以上のように、実施形態１の受信機に係る構成は、パス重み付き合成係数算出部２０が設けられ、信号相関(アンテナ間相関)を用いた合成係数ベクトルにパス重みＫ＿[i]が乗
算される点を除き、従来方式２の受信機と同じ構成を有している。
【００５１】
なお、図３に示した受信機における複数のフィンガが、本発明における複数の復調装置に相当する。また、逆拡散データ算出部５及びチャネル推定部７の組、及び逆拡散データ算出部６及びチャネル推定部８の組が、本発明における複数の復調部に相当する。また、信号相関算出部９が、本発明の相関算出部に相当する。パス重み付き合成係数算出部２０が本発明のパス重み算出部に相当する。また、乗算器１１及び１２，並びに合成器１３が本発明の出力部に相当する。さらに、ＲＡＫＥ合成器１４が本発明の合成部に相当する。
【００５２】
図４は、本発明の実施形態２に係るアンテナダイバーシチ受信機(ＲＡＫＥ受信機)の構成例を示す図である。図３に示した受信機との相違点は次の通りである。
(１)パス重み付き合成係数算出部２０の代わりに、従来方式２と同様の合成係数算出部１０が設けられている。
(２)パス重み算出部２１と、乗算器２２とが設けられており、合成器１３の出力に対してパス重み算出部２１で得られたパス重みＫ＿[i]が乗算される。乗算結果は、ＲＡＫＥ合
成器１４に入力される。
【００５３】
パス重み算出部２１は、例えば、チャネル推定部７及び８からチャネル推定値〔ｈ〕＿[i]を得て、式[５]〜[８]に基づきパス重みＫ＿[i]を算出するように構成されている。但し、図３及び図４に示すパス重みつき合成係数算出部２０及びパス重み算出部２１において、共通パイロット信号の逆拡散値やデータ信号の逆拡散値等を得て、式[９]〜[１２]に基づくパス重みＫ＿[i]が得られるように構成することもできる。
【００５４】
なお、図４に示す受信機において、パス重み算出部２１が本発明のパス重み算出部に相当する。また、乗算器１１及び１２，合成器１３，並びに乗算器２２が本発明の出力部に相当する。
【００５５】
図５は、パス重み算出を示すフローチャートである。図５に示す処理は、各フィンガＦのパス重み付き合成係数算出部２０又はパス重み算出部２１にて、パス毎に実行される。
図５において、パス重み付き合成係数算出部２０又はパス重み算出部２１は、パス毎に、複数のアンテナについて、所望の送信局からの信号や情報(例えば、データ信号の逆拡散
値，共通パイロット信号の逆拡散値)、或いはこれらを演算処理した値(例えば、チャネル推定値，雑音，直前の合成係数ベクトル)を用意する(ステップＳ０１)。
【００５６】
次に、パス重み付き合成係数算出部２０又はパス重み算出部２１は、パス間の信号の受信レベル比に応じたパス重みを求める。即ち、パス重み付き合成係数算出部２０又はパス重み算出部２１は、複数アンテナの値(所望の送信局からの信号や情報、或いはこれらを
演算処理した値、即ち、復調部による復調処理過程で得られる値)に演算処理(式[５]〜[
１２]の演算)を施して、パス重みＫ＿[i]を得る(ステップＳ０２)。
【００５７】
なお、上記したステップＳ０１及びＳ０２の処理に関して、パスの環境に応じた所定の閾値を用意し、閾値に応じて演算処理を変更するようにしても良い。
【００５８】
〈実施形態の作用効果〉
本実施形態によれば、パス間で異なるパス重みＫ＿[i]を算出し、これを信号相関から
得られる合成係数に反映する。これによって、移動体(受信機を有する受信局(例えば移動端末))の移動速度が低速な環境下では、従来方式１と同等の受信品質を得ることができ、移動体の移動速度が高速な環境下では、従来方式２と同等以上の受信品質を得ることができる。
【００５９】
図６は、移動体の移動速度が低速な環境下でのシミュレーション結果を示すグラフであり、図７は、移動体の移動速度が高速な環境下でのシミュレーション結果を示すグラフであり、図８は、図６及び図７に示したシミュレーションにおける信号の伝搬環境を示す表である。
【００６０】
図６及び図７には、実施形態１及び２として示した本発明に係る受信機の構成(提案方
式)において、式[５]を用いてパス重みを得る場合におけるシミュレーション結果が示さ
れている。また、受信品質向上という効果を示す値として、スループットが用いられている。さらに、図６及び図７は、提案方式に対する比較例として、ＳＩＲ−ＲＡＫＥ，従来方式１，及び従来方式２についてのシミュレーション結果も示されている。
【００６１】
図６には、受信局(移動端末)が１０ｋｍ／ｈで移動しており、受信局で２つのパスによる信号受信が行われている場合のシミュレーション結果が示されている。また、環境としては、逆拡散データ信号の電力(Ec)と送信局(基地局)の送信電力(Ior)との比率(Ec/Ior)
が−３ｄＢであり、受信ダイバーシチがオン(相関なし)、送信ダイバーシチがオフである。さらに、パスの環境としては、図８の左側に示すように、二つのパスにおいて遅延パスの遅延時間が１３００ｎｓであり、振幅(受信レベル)に差はない。また、図６に示すグラフは、横軸にIor/Ioc(送信電力／雑音比)をとり、縦軸にスループットをとっている。図
６に示すように、低速環境下では、提案方式は、ＳＩＲ−ＲＡＫＥ及び従来方式２よりも良く、従来方式１と同様のスループット(受信品質)を得られることが分かる。
【００６２】
図７に示す環境は、受信局(移動端末)がＩＴＵで規定された伝搬環境ＶＡ(図８の右側
参照)にて、１２０ｋｍ／ｈで移動している場合のシミュレーション結果を示す。その他
の環境は、図６で説明した環境と同じである。図７によれば、高速環境下では、従来方式１よりも従来方式２の受信品質が勝るが、提案方式は従来方式よりもさらに良好な受信品質を得られることが分かる。
【００６３】
以上のように、実施形態に係る受信機によれば、低速移動時及び高速移動時の双方において、従来における方式と同等以上の受信品質を得ることができる。
【００６４】
〈その他〉
上述した実施形態は、以下の発明を開示する。以下の発明は、本発明の目的を逸脱しない範囲で、必要に応じて組み合わせることができる。
【００６５】
（付記１）
複数のアンテナと、
前記複数のアンテナで受信される複数のパスからの受信信号がそれぞれ入力される、パス毎に用意された複数の復調装置と、
前記複数の復調装置から出力される複数のパスに対する受信信号の復調結果を合成する合成部と、
前記複数のパス間で共通なアンテナ間の相関を算出する相関算出部と、を備え、
前記各復調装置は、
各アンテナに対応する受信信号の復調処理で得られる復調信号を出力する複数の復調部と、
各復調部による復調処理過程で得られる値を用いて、パス間における受信レベル比を前記合成部での合成処理に反映するためのパス重みを算出するパス重み算出部と、
前記相関算出部で得られた相関を用いた合成係数が乗算され、且つ前記パス重み算出部で得られたパス重みが乗算された各復調部の復調信号の合成結果を前記復調装置の復調結果として前記合成部に出力する出力部と
を含むアンテナダイバーシチ受信機。（１）
（付記２）
前記出力部は、前記合成係数に前記パス重みが乗算されたパス重み付き合成係数が各復調部の復調信号に乗算された結果を合成した結果を前記復調装置の復調結果として出力する
付記１記載のアンテナダイバーシチ受信機。（２）
（付記３）
前記出力部は、前記合成係数が各復調部の復調信号に乗算された結果を合成して得られる信号に前記パス重みを乗算した結果を前記復調装置の復調結果として出力する
付記１記載のアンテナダイバーシチ受信機。（３）
（付記４）
前記復調部は、受信信号をデータ信号に割り当てられた拡散符号で逆拡散して得られるデータ信号の逆拡散値を前記復調信号として出力する逆拡散データ算出部と、
前記受信信号を共通パイロット信号に割り当てられた拡散符号で逆拡散して得られる共通パイロット信号の逆拡散値を用いてチャネル推定値を求めるチャネル推定部とを含み、
前記パス重み算出部は、前記チャネル推定値から前記パス重みを算出する
付記１〜３のいずれかに記載のアンテナダイバーシチ受信機。（４）
（付記５）
前記復調部は、受信信号をデータ信号に割り当てられた拡散符号で逆拡散して得られるデータ信号の逆拡散値を前記復調信号として出力する逆拡散データ算出部と、
前記受信信号を共通パイロット信号に割り当てられた拡散符号で逆拡散して得られる共通パイロット信号の逆拡散値を用いてチャネル推定値を求めるチャネル推定部とを含み、
前記パス重み算出部は、前記チャネル推定値を得るために用いた共通パイロット信号の逆拡散値から前記パス重みを算出する
付記１〜３のいずれかに記載のアンテナダイバーシチ受信機。（５）
（付記６）
前記復調部は、受信信号をデータ信号に割り当てられた拡散符号で逆拡散して得られるデータ信号の逆拡散値を前記復調信号として出力する逆拡散データ算出部と、
前記受信信号を共通パイロット信号に割り当てられた拡散符号で逆拡散して得られる共通パイロット信号の逆拡散値を用いてチャネル推定値を求めるチャネル推定部とを含み、
前記パス重み算出部は、前記逆拡散データから前記パス重みを算出する
付記１〜３のいずれかに記載のアンテナダイバーシチ受信機。
【図面の簡単な説明】
【００６６】
【図１】図１は、従来方式１による受信機の構成を示す図である。
【図２】図２は、従来方式２による受信機の構成を示す図である。
【図３】図３は、本発明の実施形態１によるアンテナダイバーシチ受信機の構成例を示す図である。
【図４】図４は、本発明の実施形態２によるアンテナダイバーシチ受信機の構成例を示す図である。
【図５】図５は、実施形態１及び２にて示したパス重み付き合成係数算出部及びパス重み算出部で実行される処理を示すフローチャートである。である。
【図６】図６は、低速移動時の受信品質を示すシミュレーション結果のグラフである。
【図７】図７は、高速移動時の受信品質を示すシミュレーション結果のグラフである。
【図８】図８は、図６及び図７に示したシミュレーションにおける伝搬環境を示す表である。
【符号の説明】
【００６７】
１，２・・・アンテナ
３，４・・・Ａ／Ｄ変換器
５，６・・・逆拡散データ算出部
７，８・・・チャネル推定部
９・・・雑音相関算出部
１０・・・合成係数算出部
１１，１２・・・乗算器
１３，１４・・・合成器
１５・・・信号相関算出部
２０・・・パス重み付き合成係数算出部
２１・・・パス重み算出部
２２・・・乗算器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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