(57)【要約】【課題】正弦波駆動方式において巻線電流と巻線の誘起電圧との位相差を制御すること。【解決手段】位置センサ２の信号に基いてインバータ主回路３に備わるスイッチング素子を駆動するためにＰＷＭ処理された駆動信号を形成し、この駆動信号により正弦波駆動を行うものにおいて、前記駆動信号の位相は、前記信号に応じて決定されるモータの回転数および前記駆動信号の変調率に応じて決定される電圧指令値に基いて決定されており、その結果、前記誘起電圧と前記巻線に流れる電流の位相とが最適となるように制御したものである。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＤＣブラシレスモータと、前記ＤＣブラシレスモータの巻線に発生する誘起電圧と一定の位相関係を持つ信号を出力する位置センサと、３相ブリッジ接続された複数のスイッチング素子から構成され、電圧指令出力手段が出力する駆動信号に基づき前記複数のスイッチング素子を開閉し、これにより直流電圧を正弦波状の擬似交流電圧に変換し前記ＤＣブラシレスモータに供給するインバータ装置において、前記駆動信号の位相は、回転数検出手段によって検出されるモータ回転数と、前記モータ回転数を制御する速度制御手段により決定される変調率とによって決定し、前記駆動信号の位相角によって巻線の電流位相角を推定し、前記電流位相角を制御することを特徴とするインバータ装置。
【請求項２】
前記駆動信号の位相は、ＲＯＭに記憶された制御プログラム及びデータに基づいて決定されるように構成されていることを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。
【請求項３】
前記駆動信号の位相は、演算により決定されるように構成されていることを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。
【請求項４】
前記誘起電圧と一定の位相関係を持つ信号は、前記ブラシレスモータに設けられたホールＩＣから発生する位置信号であることを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ブラシレスモータの複数の巻線に通電してブラシレスモータを駆動するインバータ装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、エアコン等のファンモータ、電気自動車の駆動用モータ、または、洗濯機の駆動用モータとしてブラシレスモータを使用することにより、可変速度制御を広範囲で実行可能にすると共に、電力消費量を低減する構成が考えられている。この構成においては、インバータ装置によってブラシレスモータを通電駆動するようにしている。
【０００３】
上記ブラシレスモータには、構成が簡単で且つ安価な位置センサとして例えばホールＩＣが配設されている。このホールＩＣは、ロータの回転位置に対応する信号、即ち、ブラシレスモータの複数の巻線に発生する誘起電圧と一定の位相関係を持つ位置センサ信号を発生する。そして、インバータ装置は、上記ホールＩＣからの位置センサ信号に基づいてブラシレスモータの巻線に１２０度通電方式で電圧を印加して駆動するように構成されている。このような構成のインバータ装置として例えばパルス幅変調（以下、ＰＷＭと称する）方式で制御する装置の一例を、図１０から図１１を参照して説明する。
【０００４】
まず、直流電源４から直流母線４ａ、４ｂが導出されており、これら直流母線４ａ、
４ｂ間にはインバータ主回路３が接続されている。このインバータ主回路３は、３相ブリッジ接続されたスイッチング素子Ｑｕ〜ＱｗおよびＱｘ〜Ｑｚと、これらＱｕ〜ＱｗおよびＱｘ〜Ｑｚにそれぞれ図示する極性で並列接続されたフリーホイールダイオードＤｕ〜ＤｗおよびＤｘ〜Ｄｚとから構成されている。そして、上記インバータ主回路３の出力端子Ｕ、Ｖ、Ｗは、ブラシレスモータ１の３相の巻線に接続されている。また、インバータ主回路３の各スイッチング素子Ｑｕ〜ＱｗおよびＱｘ〜Ｑｚには駆動信号出力手段８の出力端子がそれぞれ接続されている。
【０００５】
一方、ブラシレスモータ１には、位置センサ２として例えば３個のホールＩＣが電気角で１２０度毎に配設されている。これらホールは、位置センサ信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗを位置検出手段５および回転数検出手段６へ与えるように構成されている。この位置検出手段５は位置センサ信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗを基に６個の出力端子から位置情報Ｐｕ、Ｐｖ、Ｐｗ、Ｐｘ、Ｐｙ、Ｐｚを駆動信号出力手段８に出力する。また回転数検出手段６は位置センサ信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗを基に一定時間に入力されるセンサ信号の立ち下がりまたは立ち上がりエッジをカウントすることで回転数を検出する。速度制御手段７は回転数検出手段６により得られた回転数と目標回転数との偏差に応じて、変調率を駆動信号出力手段８に出力する。駆動信号出力手段８は、位置情報Ｐｕ、Ｐｖ、Ｐｗ、Ｐｘ、Ｐｙ、Ｐｚおよび変調率が入力され、入力された変調率に応じたＰＷＭ信号Ｐａが作成される。このＰＷＭ信号Ｐａは三角波のキャリア信号と速度制御手段７の出力である変調率を比較し、変調率が大きい時にはハイレベル、逆の場合はローレベルを出力する。さらに位置情報のうちＰｕ、Ｐｖ、ＰｗをＰＷＭ信号Ｐａと論理和をとり、これを駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗとする。また位置情報信号Ｐｘ、Ｐｙ、Ｐｚについては処理せずに駆動信号Ｓｘ、Ｓｙ、Ｓｚとする。このようにして得られた駆動信号Ｓｕ〜ＳｗおよびＳｘ〜Ｓｚを駆動信号出力手段８からスイッチング素子Ｑｕ〜ＱｗおよびＱｘ〜Ｑｚへ出力する。
【０００６】
次に、上記構成のインバータ装置の動作を図１１を参照して説明する。この場合、ブラシレスモータ１の３相巻線に発生する誘起電圧Ｖｍｕ、Ｖｍｖ、ＶｍｗのうちのＵ相の誘起電圧Ｖｍｕを基準とした電気角でロータの回転位置を示している。
【０００７】
そして、位置検出手段５は、位置センサ信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗに基づいて次の通りの論理演算を実行し、論理演算結果である位置情報Ｐｕ、Ｐｖ、Ｐｗ、Ｐｘ、Ｐｙ、Ｐｚを出力するようになっている。
Ｐｕ＝｛ｎｏｔ（Ｈｕ）｝ａｎｄ（Ｈｖ）
Ｐｖ＝｛ｎｏｔ（Ｈｖ）｝ａｎｄ（Ｈｗ）
Ｐｗ＝｛ｎｏｔ（Ｈｗ）｝ａｎｄ（Ｈｕ）
Ｐｘ＝（Ｈｕ）ａｎｄ｛ｎｏｔ（Ｈｖ）｝
Ｐｙ＝（Ｈｖ）ａｎｄ｛ｎｏｔ（Ｈｗ）｝
Ｐｚ＝（Ｈｗ）ａｎｄ｛ｎｏｔ（Ｈｕ）｝
そして、これら駆動信号Ｓｕ〜ＳｗおよびＳｘ〜Ｓｚによりインバータ主回路３の各スイッチング素子がオンオフされる。これにより、ブラシレスモータ１のロータ位置に対応した電圧が３相の巻線に供給されると共に、ロータ位置に対応した電流が３相の巻線に流れるようになり、ブラシレスモータ１のロータが回転駆動される。このようなブラシレスモータ１の通電方式が、１２０度通電方式である。また、電圧指令Ｄａに対応したＰＷＭ制御により３相の巻線に供給される電圧の大きさが可変されることにより、ブラシレスモータ１の回転速度が調整されるようになっている。
【０００８】
また、トルク変動を小さくする構成として、ブラシレスモータを正弦波駆動する通電方式が知られており、この正弦波駆動によりトルク変動を小さくすることは可能である。しかし、上記正弦波駆動方式の場合、巻線に流れる巻線電流と巻線に誘起される誘起電圧との位相がずれることがあり、この位相のずれが生ずると、モータの効率が低下したり、位相のずれが大きい場合には脱調を起こして停止してしまうという不具合があった。この構成の場合、電流センサを設け、この電流センサにより検知した検知信号に基づいて上記位相のずれが生じないように制御する構成が容易に考えられるが、このように構成すると、電流センサの分だけ製造コストが高くなってしまう。
【０００９】
そこで、正弦波駆動方式で誘起電圧と巻線電流の位相を一致させるようにする制御が提案されているが（例えば、特許文献１参照）、上記位相を一致させることがモータの回転数や最高回転数の点から必ずしも最適ではなく、巻線電流の位相を誘起電圧よりも若干進ませる方が上記２つの点から有利であることがわかっている。
【特許文献１】特開平１０−１４６０９０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
上記の１２０度通電方式でブラシレスモータを駆動した場合、各相の巻線に電流が流れない（発生しない）期間があるため、ロータの永久磁石から発生する磁束を有効に利用していないという不具合があった。また、各相の巻線に供給する電圧を切り替えるときに、即ち、いわゆる転流時にトルク変動が発生していた。このトルク変動が発生すると、ブラシレスモータの振動が大きくなるため、ブラシレスモータを搭載する電気機器においては、防振ゴム等を使用して振動を小さくする対策を行っていた。しかし、このような防振対策を行うと、製品のコストが高くなるという欠点があった。特に、エアコンの室外機のファンモータとしてブラシレスモータを使用した構成の場合には、屋外に設置しなければならないので、防振対策構造が経時劣化し易いという問題点があった。
【００１１】
これに対して、トルク変動を小さくする構成として、ブラシレスモータを正弦波駆動する通電方式が知られており、この正弦波駆動によりトルク変動を小さくすることは可能である。しかし、上記正弦波駆動方式の場合、巻線に流れる巻線電流と巻線に誘起される誘起電圧との位相がずれることがあり、この位相のずれが生ずると、モータの効率が低下したり、位相のずれが大きい場合には脱調を起こして停止してしまうという不具合があった
。この構成の場合、電流センサを設け、この電流センサにより検知した検知信号に基づいて上記位相のずれが生じないように制御する構成が容易に考えられるが、このように構成すると、電流センサの分だけ製造コストが高くなってしまう。
【００１２】
本発明のインバータ装置は、前記従来の課題を解決するもので、電流センサを設けることなく、モータの効率の低下とトルク変動を防止することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
前記従来の課題を解決するために、本発明のインバータ装置は、巻線に発生する誘起電圧と一定の位相関係を持つ信号に基いてインバータ回路に備わるスイッチング素子を駆動するためにＰＷＭ処理された駆動信号を形成し、この駆動信号により正弦波駆動を行うものにおいて、前記駆動信号の位相は、前記信号に応じて決定されるモータの回転数及び前記駆動信号の変調率に応じて決定される電圧指令に基いて決定されており、前記誘起電圧と前記巻線に流れる電流の位相とが最適となるように制御することができる。これによって、モータ効率の低下を防止することができると共に、電流センサを用いる必要がないので、製造コストが高くなることもない。
【発明の効果】
【００１４】
本発明は、正弦波駆動を行うインバータ装置において、モータに発生する誘起電圧と巻線に流れる電流の位相とが最適となるように制御したので、トルク変動を低減することができ、しかも、効率の低下並びに製造コストの上昇を防止できるという効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
第１の発明はスイッチング素子を駆動する駆動信号の位相をモータ回転数および変調率に基づき決定することにより、各相の巻線電流の位相と誘起電圧の位相が最適となり、トルク変動を低減することができ、さらに効率の低下並びに製造コストの上昇を防止することができる。
【００１６】
第２の発明は前記駆動信号の位相をＲＯＭに記憶された制御プログラム及びデータに基づいて決定されるように構成することにより、マイクロコンピュータの演算による負担を軽減することができる。
【００１７】
第３の発明は前記駆動信号の位相を演算により決定されるように構成することにより、マイクロコンピュータ１００のＲＯＭ容量を軽減することができる。
【００１８】
第４の発明は前記誘起電圧と一定の位相関係を持つ信号は、前記ブラシレスモータに設けられたホールＩＣから発生する位置信号とすることにより、簡単な構成とすることができる。
【００１９】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【００２０】
（実施の形態１）
図１は本実施の形態１のインバータ装置の構成を示している。なお図１において従来構成（図１０）と同一部分は、同一符号を付している。図１に示すように、ブラシレスモータ１は、３相の巻線と位置センサ２として３個のホールＩＣを有している。これらのホールＩＣは、巻線に発生する誘起電圧と一定の位相関係を持つ位置センサ信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗを出力するように構成されている。
【００２１】
また、直流電源４とこれにスイッチング素子Ｑｕ〜ＱｗおよびＱｘ〜Ｑｚを含むインバ
ータ主回路３が接続され、マイクロコンピュータ１００内部の処理手段として、位置検出手段５、回転数検出手段６、速度制御手段７、電圧位相角決定手段１０、電圧指令決定手段１１、電圧指令出力手段９が図１に示すように構成されている。これらの構成のうち、マイクロコンピュータ１００内部の処理について以下に具体的に説明する。
【００２２】
まず、図１に示すように、位置センサ信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗは、位置検出手段５および回転数検出手段６へ与えられるように構成されている。マイクロコンピュータ１００は、ブラシレスモータ１を通電制御する機能を有しており、そのための制御プログラム及びこのプログラムの実行に必要なデータを内部に設けられたＲＯＭ（図示せず）に記憶し、作業領域としてＲＡＭ（図示せず）およびタイマ（図８に示す三角波）が設けられている。
【００２３】
マイクロコンピュータ１００の処理としては、位置センサ信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗを第１の割り込み処理として受け付け、さらに内部タイマのアンダーフロー時に第２の割り込み処理を行う。さらに、マイクロコンピュータ１００は、駆動信号Ｓｕ〜ＳｗおよびＳｘ〜Ｓｚを各スイッチング素子に出力するように構成されている。
【００２４】
以下にブラシレスモータ１の制御動作について、図２〜図９を参照して説明する。まず第１の割り込み処理について説明する。図２に示すフローチャートは、マイクロコンピュータ１００に記憶された第１の割込処理の制御内容を示している。第１の割り込み処理は位置センサ信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗのうちのいずれか１つが立ち上がり、または立ち下がることで処理を実行する。ステップ０００においてマイコン１００は正弦波駆動用のデータを作成する処理を行う。
【００２５】
具体的には、ブラシレスモータ１のロータの位置としての位相角θｐを図３に示すデータテーブル１に基づいて決定する。このデータテーブル１は、予め誘起電圧と位置センサ信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗとの関係から作成したデータテーブルであり、マイクロコンピュータ１００のＲＯＭに記憶されている。なお、この位相角θｐは、Ｕ相の誘起電圧Ｖｍｕを基準とした電気角で表わされている。次のステップ００１では位置センサ信号入力フラグをＨｉとした後、リターンする。
【００２６】
次に第２の割り込み処理について説明する。図４に示すフローチャートは、マイクロコンピュータ１００のＲＯＭに記憶された第２の割込処理の制御内容を示している。マイクロコンピュータ１００内部の電圧指令出力手段９には、図８に示すようにキャリア周期Ｔｃである三角波によるタイマを内蔵しており、図８のアンダーフロー毎に第２の割り込み処理を実行する。
【００２７】
具体的にはまずステップ１００において回転数Ｆをマイクロコンピュータ１００内部のＲＡＭから読み込む。次のステップ１０１において変調率を同じくマイクロコンピュータ１００内部のＲＡＭから読み込む。（回転数および変調率については後述する。）さらにステップ１０２において位置センサ信号入力フラグのレベル判定を行い、上記フラグがＨｉのとき（位置センサのエッジ入力後に初めて第２の割り込み処理が処理されるとき）、電圧位相θｎにおいて次のステップ１０３でｎ＝０、つまり電圧位相θ０とし上記フラグをＬｏとする。一方、ステップ１０２において上記フラグがＬｏの場合にはｎをインクリメントし、次のステップ１０４において電圧位相θｎを設定する。ここで、電圧進角をβとすると電圧位相角θｎは以下のように求めることができる。
θ０＝θｐ＋β  （ｎ＝０のとき）
θ１＝θ０＋Δθ
・・・
θｎ＝θｎ−１＋Δθ
Δθ＝２・π・ｆ・Δｔ  （Δｔ＝Ｔｃ、ｆ［Ｈｚ］は回転数Ｆ［ｒｐｍ］をＨｚ換算し
た値。）
ここで、回転数Ｆは回転数検出手段６により以下のように求め、マイクロコンピュータ１００のＲＡＭに格納する。具体的には一定時間（＝０．５ｓ間）に入力されるセンサ信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗの立ち下がりまたは立ち上がりエッジのいずれかをカウントしこのカウント値を１０倍にすることで回転数を検出する。仮に０．５ｓ間のカウント数が５０であれば、このときの回転数は５００ｒｐｍとなる。
【００２８】
さらに変調率ＤＵＴＹは速度制御手段７により決定する。具体的には回転数検出手段６により得られた回転数Ｆと目標回転数との偏差に応じて、回転数Ｆが目標回転数よりも低い時には変調率ＤＵＴＹを所定量増加させ、回転数Ｆが目標回転数よりも高い時には変調率ＤＵＴＹを所定量減少させるように決定する。
【００２９】
以上のようにして決定した回転数Ｆと変調率ＤＵＴＹから、次に電圧進角βを決定する。図９に示すように、巻線電流は巻線のインダクタンス成分により、電圧指令値に対して遅れる。そのため、誘起電圧に対して電圧指令値をβ進ませることで、電流位相θｉが最適となるように制御する。この電圧進角βは、回転数Ｆと変調率ＤＵＴＹにより異なる数値である。具体的な電圧進角βの設定方法を以下に説明する。
【００３０】
図５はトルクＴと回転数Ｆの関係を表す特性データであり、図６は誘起電圧と巻線電流の位相差である巻線電流位相θｉと、誘起電圧と電圧指令値の位相差である電圧進角βの関係を表す特性データである。これら図５および図６に示す特性データは実験または演算等により求めることができる。
【００３１】
まず、図５において図４に示す第２の割り込み処理のステップ１００および１０１においてマイクロコンピュータ１００のＲＡＭから読み出した変調率と回転数からトルクを求める。具体的には図５に示すように変調率ＤＵＴＹ＝Ｄｙ１、回転数Ｆ＝Ｆ１のときにトルクＴ＝Ｔ１となる。また、回転数Ｆ＝Ｆ１のときに変調率ＤＵＴＹがＤｙ０（Ｄｙ０＜Ｄｙ１）であればトルクＴ＝Ｔ０（Ｔ０＜Ｔ１）となり、変調率ＤＵＴＹがＤｙ２（Ｄｙ２＞Ｄｙ１）であればトルクＴ＝Ｔ２（Ｔ２＞Ｔ１）となる。これは同一回転数Ｆ１であっても変調率の高い程、大きなトルクが必要となることを意味する。
【００３２】
さらに、図６において、トルクＴ＝Ｔ１のとき巻線電流位相θｉが最適となる位相θｉｏに制御するためには、電圧進角β＝β１とすれば良い。また、トルクＴ＝Ｔ０（Ｔ０＜Ｔ１）のとき、巻線電流位相θｉ＝θｉｏに制御するためには、電圧進角β＝β０（β０＜β１）とすれば良く、トルクＴ＝Ｔ２（Ｔ２＞Ｔ１）のとき、巻線電流位相θｉ＝θｉｏに制御するためには、電圧進角β＝β２（β２＞β１）とすれば良いことがわかる。つまり負荷トルクが大きい程、電圧進角βを大きくする必要のあることを意味している。
【００３３】
以上より位相角θｎが求まる。ここで、電圧位相θｎは、「０〜３５９」の値をとるデータであるから、上記式の計算結果が「３５９」を越えた場合には、「３６０」を減算したデータを電圧位相θｎとする。このようにして電圧位相θｎを決定した後は、図４のステップ１０５へ進み、電圧位相θｎに対応する電圧指令データを図７に示す正弦波データから読み出すことで、Ｕ相の電圧指令データＤｕが求まる。さらにステップ１０６で、この電圧指令データＤｕに変調率ＤＵＴＹを掛け合わせ、電圧指令値Ｖｕを求める。この図７に示すデータテーブル２は、電圧位相θｎと電圧指令データＤｕとの対応関係を表わすデータから形成されたデータテーブルであり、マイクロコンピュータ１００内部のＲＯＭに記憶されている。そして、上記式による計算結果である電圧指令値Ｖｕを電圧指令出力手段９へ出力するように構成されている。
【００３４】
この後、ステップ１０７へ進み、Ｖ相の電圧指令値Ｖｖを上記Ｕ相の信号波Ｖｕと同様
にして計算により求めて出力する。具体的には、まず電圧位相Ｐｎから１２０度を減算したＶ相の電圧位相θｎを求める。このとき、減算した結果θｎがθｎ＜０であれば、このθｎに３６０度を加える。そして、このＶ相の電圧位相θｎに対応するＶ相の電圧率データＤｖを図３に示す電圧率データテーブルに基づいて決定する。続いて、この電圧率データＤｖに変調率ＤＵＴＹを掛け合わせＶ相の電圧指令値Ｖｖを計算する。この計算結果である電圧指令値Ｖｖを電圧指令出力手段９へ出力するように構成されている。
【００３５】
次にステップ１０８へ進み、Ｗ相の電圧指令値Ｖｗを上記Ｕ相の電圧指令値Ｖｕと同様にして計算により求めて出力する。具体的には、まず電圧位相θｎから２４０度を減算したＷ相の電圧位相θｎを求める。このとき、減算した結果θｎがθｎ＜０であれば、このθｎに３６０度を加える。そして、このＷ相の電圧位相θｎに対応するＷ相の電圧率データＤｗを図７に示す電圧率データテーブルに基づいて決定する。続いて、この電圧指令データＤｗに変調率ＤＵＴＹを掛け合わせることによりＷ相の電圧指令値Ｖｗを計算する。この計算結果である電圧指令値Ｖｗを電圧指令出力手段９へ出力するように構成されている。
【００３６】
さらに、図８に示すように電圧指令出力手段９には電圧指令決定手段１１の出力である電圧指令値Ｖｕ、Ｖｕ、Ｖｗが入力され、この信号と三角波のレベルを比較する。電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが三角波よりも大きいときハイレベルであり、そうでないときロウレベルである信号Ｄｕｐ、Ｄｖｐ、Ｄｗｐを出力するとともに、これら信号Ｄｕｐ、Ｄｖｐ、Ｄｗｐの反転信号として信号Ｄｕｎ、Ｄｖｎ、Ｄｗｎを出力するように構成されている。そして、これら出力信号Ｄｕｐ、Ｄｕｎ、Ｄｖｐ、Ｄｖｎ、Ｄｗｐ、Ｄｗｎはスイッチング素子Ｑｕ〜ＱｗおよびＱｘ〜Ｑｚへ与えられるように構成されている。
【００３７】
これによって、インバータ主回路３のスイッチング素子Ｑｕ〜ＱｗおよびＱｘ〜Ｑｚがオンオフ制御されるようになる。この結果、ブラシレスモータ１の３相の巻線に、ＰＷＭ処理された正弦波電圧が供給されるようになり、ブラシレスモータ１が正弦波駆動される。この場合、各巻線に流れる電流位相θｉは最適な位相角θｉｏに制御することができる。この理由は、第２の割込処理において、回転数Ｆに基づいて電圧位相θｎを決定する処理を実行するに際して、図５および図６の特性グラフから求められる電圧進角βを用いているからである。この電圧進角βは、巻線電流位相θｉがθｉｏとなるような値であり、この図５および図６の特性は予め実験により求めておくか、演算により算出しても良い。
【００３８】
このような構成の本実施例によれば、ブラシレスモータ１を正弦波駆動方式で通電制御するように構成したので、ブラシレスモータ１のトルク変動を小さくすることができる。そして、本実施例では、上記正弦波駆動方式で通電制御する場合に、回転数Ｆと変調率ＤＵＴＹとに基づいて電圧位相θｎを調整するように構成したので、各相の巻線電流の位相と誘起電圧の位相とが最適となるように任意に制御することができる。この制御により、ブラシレスモータ１の効率を高くすることができ、電流センサを用いる必要がないので、製造コストが高くなることを防止できる。
【産業上の利用可能性】
【００３９】
以上のように、本発明にかかるインバータ装置は、各相の巻線電流の位相と誘起電圧の位相とが最適となるように正弦波駆動することができるので、ブラシレスモータの高効率駆動と、電流センサを用いる必要がないので、製造コストが高くなることを防止でき、エアコン等のファンモータ、電気自動車の駆動用モータ、または、洗濯機の駆動用モータ
等の用途にも適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００４０】
【図１】本発明の実施の形態１におけるインバータ装置の構成を示すブロック図
【図２】本発明の実施の形態１における割り込み処理１のフローチャート
【図３】本発明の実施の形態１における位相角を表すデータテーブルの図
【図４】本発明の実施の形態１における割り込み処理２のフローチャート
【図５】本発明の実施の形態１におけるトルクと回転数の関係を表す特性図
【図６】本発明の実施の形態１における電流位相と電圧進角の関係を表す特性図
【図７】本発明の実施の形態１における電圧指令データのデータテーブルの図
【図８】本発明の実施の形態１におけるタイムチャート
【図９】本発明の実施の形態１における電圧指令値と巻線電流と誘起電圧の位相を示す特性図
【図１０】従来のインバータ装置の構成を示すブロック図
【図１１】従来のインバータ装置のタイムチャート
【符号の説明】
【００４１】
１  ブラシレスモータ
２  位置センサ
３  インバータ主回路
４  直流電源
５  位置検出手段
６  回転数検出手段
７  速度制御手段
８  駆動信号出力手段
９  電圧指令出力手段
１０  電圧進角決定手段
１１  電圧指令決定手段
１２  位置センサ
１００  マイクロコンピュータ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2007028779.tif 000009
【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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