(57)【要約】【課題】Ｄ／Ａ変換器の数を低減して回路規模を削減し、消費電力を低減する。【解決手段】ディジタル直交変調回路は、直交変調手段と、Ｄ／Ａ変換器１７と、周波数変換手段とを有する。直交変調手段は、入力された同相成分データＩ０及び直交成分データＱ０に従ってそれぞれ局部発振信号＋ｃｏｓω０ｔ及び＋ｓｉｎω０ｔを直交変調し、直交変調後の２つのディジタル信号Ｉ０ｃｏｓω０ｔ及びＱ０ｓｉｎω０ｔを加算し、加算後のディジタル信号（Ｉ０ｃｏｓω０ｔ＋Ｑ０ｓｉｎω０ｔ）を出力する。Ｄ／Ａ変換器１７は、直交変調手段からのディジタル信号（Ｉ０ｃｏｓω０ｔ＋Ｑ０ｓｉｎω０ｔ）をアナログ信号にＤ／Ａ変換して出力する。周波数変換手段は、Ｄ／Ａ変換器１７からのアナログ信号を、搬送波信号＋ｃｏｓω１ｔ，＋ｓｉｎω１ｔとそれぞれ混合することにより周波数変換して出力する。【選択図】図１
2007267377.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力された第１及び第２のベースバンド信号に従ってそれぞれ、所定の第１の局部発振信号を直交変調して、直交変調後の２つのディジタル信号を加算して加算後のディジタル信号を出力する直交変調手段と、
前記直交変調手段からの直交変調後のディジタル信号をアナログ信号にＤ／Ａ変換して出力するＤ／Ａ変換手段と、
前記Ｄ／Ａ変換手段からのアナログ信号と、所定の第２の局部発振信号とを混合することにより周波数変換し、周波数変換後のアナログ信号を出力する周波数変換手段とを備えたことを特徴とするディジタル直交変調回路。
【請求項２】
前記直交変調手段は、
互いに直交する前記第１の局部発振信号及び第１の直交局部発振信号を発生して出力する第１の局部発振信号発生手段と、
前記第１のベースバンド信号と前記第１の局部発振信号とを乗算して出力する第１の乗算手段と、
前記第２のベースバンド信号と前記第１の直交局部発振信号とを乗算して出力する第２の乗算手段と、
前記第１の乗算手段からの信号と、前記第２の乗算手段からの信号とを加算して、加算後のディジタル信号を出力する加算器とを備えたことを特徴とする請求項１記載のディジタル直交変調回路。
【請求項３】
前記第２の乗算手段は、前記第２のベースバンド信号の反転信号と前記第１の直交局部発振信号とを乗算して出力することを特徴とする請求項２記載のディジタル直交変調回路。
【請求項４】
前記周波数変換手段は、
互いに直交する前記第２の局部発振信号及び第２の直交局部発振信号を発生して出力する第２の局部発振信号発生手段と、
前記Ｄ／Ａ変換手段からのアナログ信号と前記第２の局部発振信号とを混合することにより周波数変換して出力する第１の混合手段と、
前記Ｄ／Ａ変換手段からのアナログ信号と前記第２の直交局部発振信号とを混合することにより周波数変換して出力する第２の混合手段とを備えたことを特徴とする請求項１乃至３のうちのいずれか１つに記載のディジタル直交変調回路。
【請求項５】
前記直交変調手段は、前記第１の局部発振信号に基づいて、前記第１のベースバンド信号、前記第２のベースバンド信号、前記第１のベースバンド信号の反転信号及び前記第２のベースバンド信号の反転信号を順次選択して出力する第１の選択器を備えたことを特徴とする請求項１記載のディジタル直交変調回路。
【請求項６】
前記周波数変換手段は第１の選択器を含む少なくとも１つの選択器を備え、
前記第１の選択器は、
前記第２の局部発振信号を所定の分周比で分周して第１の分周信号を出力する第１の分周器と、
前記第１の分周信号に直交する第１の直交分周信号を発生する第１の直交分周信号発生手段と、
前記第１の分周信号に基づいて、前記Ｄ／Ａ変換手段からのアナログ信号及び当該アナログ信号の反転信号のいずれか一方を選択して出力する第１のスイッチと、
前記第１の直交分周信号に基づいて、前記Ｄ／Ａ変換手段からのアナログ信号及び当該アナログ信号の反転信号のいずれか一方を選択して出力する第２のスイッチとを備えたことを特徴とする請求項１又は５記載のディジタル直交変調回路。
【請求項７】
前記周波数変換手段はさらに、第２及び第３の選択器を備え、
前記第２の選択器は、
前記第２の局部発振信号を所定の分周比で分周して第２の分周信号を出力する第２の分周器と、
前記第２の分周信号に直交する第２の直交分周信号を発生する第２の直交分周信号発生手段と、
前記第２の分周信号に基づいて、前記第１のスイッチからのアナログ信号及び当該アナログ信号の反転信号のいずれか一方を選択して出力する第３のスイッチと、
前記第２の直交分周信号に基づいて、前記第１のスイッチからのアナログ信号及び当該アナログ信号の反転信号のいずれか一方を選択して出力する第４のスイッチとを備え、
前記第３の選択器は、
前記第２の局部発振信号を所定の分周比で分周して第３の分周信号を出力する第３の分周器と、
前記第３の分周信号に直交する第３の直交分周信号を発生する第３の直交分周信号発生手段と、
前記第３の分周信号に基づいて、前記第２のスイッチからのアナログ信号及び当該アナログ信号の反転信号のいずれか一方を選択して出力する第５のスイッチと、
前記第３の直交分周信号に基づいて、前記第２のスイッチからのアナログ信号及び当該アナログ信号の反転信号のいずれか一方を選択して出力する第６のスイッチとを備えたことを特徴とする請求項６記載のディジタル直交変調回路。
【請求項８】
前記第２の局部発振信号の周波数を選択的に切り替え、若しくは前記第２及び第３の分周器の分周比を切り替える切替手段をさらに備えたことを特徴とする請求項７記載のディジタル直交変調回路。
【請求項９】
前記周波数変換手段からの信号から所定の第１の所要周波数成分を抽出する第１のフィルタ手段をさらに備えたことを特徴とする請求項１乃至８のうちのいずれか１つに記載のディジタル直交変調回路。
【請求項１０】
前記第１のフィルタ手段は、前記第１の所要周波数成分の周波数帯域を変更する第１の周波数変更手段を備えたことを特徴とする請求項９記載のディジタル直交変調回路。
【請求項１１】
前記Ｄ／Ａ変換手段と前記周波数変換手段との間に挿入されて設けられ、前記Ｄ／Ａ変換手段からのアナログ信号から所定の第２の所要周波数成分を抽出する第２のフィルタ手段をさらに備えたことを特徴とする請求項１乃至１０のうちのいずれか１つに記載のディジタル直交変調回路。
【請求項１２】
前記第２のフィルタ手段は、前記第２の所要周波数成分の周波数帯域を変更する第２の周波数変更手段を備えたことを特徴とする請求項１１記載のディジタル直交変調回路。
【請求項１３】
前記第１及び第２のベースバンド信号をそれぞれ波形整形するための第１及び第２の波形整形フィルタをさらに備えたことを特徴とする請求項１乃至１２のうちのいずれか１つに記載のディジタル直交変調回路。
【請求項１４】
前記第１及び第２の波形整形フィルタの少なくとも一方のサンプリング周波数を低下させるための分周器をさらに備えたことを特徴とする請求項１３に記載のディジタル直交変調回路。
【請求項１５】
請求項１乃至１４のうちのいずれか１つに記載のディジタル直交変調回路を備えたことを特徴とするディジタル通信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信端末に用いられるディジタル直交変調回路及びディジタル通信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
図３５は、第１の従来技術に係る直交変調器の構成を示すブロック図である。図３５において、入力されたディジタル信号である同相成分データ及び直交成分データは、それぞれロールオフフィルタ（以下、ＲＯＦ（Roll Off Filter)という。）２１及び２２により波形整形された後、それぞれディジタル／アナログ変換器（以下、Ｄ／Ａ変換器という。）２３及び２４によりアナログ信号にＤ／Ａ変換され、さらにそれぞれ低域通過フィルタ（以下、ＬＰＦ(Low Pass Filter)という。）２５及び２６により折り返し雑音を除去される。ＬＰＦ２５及び２６の各出力信号は、イメージ抑圧型周波数変換器２７に入力される。イメージ抑圧型周波数変換器２７は、搬送波信号発生回路２８と、混合器２９，２１０と、加算器２１１とを備え、ＬＰＦ２５及び２６の各出力信号を中間周波信号又は無線周波数信号に変換する。搬送波信号発生回路２８は、搬送波信号発生器２１２と、９０度移相器２１３とを備える。イメージ抑圧型周波数変換器２７は、ＬＰＦ２５，２６からの各出力信号Ｉ０及びＱ０と、互いに直交する搬送波信号＋ｃｏｓωｃｔ及び−ｓｉｎωｃｔとを、それぞれ混合器２９，２１０により混合し、混合後の各信号を加算器２１１により加算する。これにより、第１の従来技術に係る直交変調器は、入力される２つのディジタル信号Ｉ０及びＱ０から所望の変調信号（Ｉ０×ｃｏｓωｃｔ−Ｑ０×ｓｉｎωｃｔ）を得ることができる。
【０００３】
また、近年、アナログ部の無調整化を可能とするディジタル直交変調器が提案されている。図３６は、第２の従来技術に係るディジタル直交変調器の構成を示すブロック図である。図３６において、図３５に対応する構成要素には同一符号を付し、説明を省略する。図３６において、ＲＯＦ２１，２２の出力信号Ｉ０及びＱ０は、局部発振信号発生回路３１から出力される互いに直交する局部発振信号＋ｃｏｓω２ｔ及び−ｓｉｎω２ｔとそれぞれ混合器３２及び３３により混合され、混合後の各信号は加算器３４により加算されるとともに、局部発振信号＋ｃｏｓω２ｔ及び−ｓｉｎω２ｔとそれぞれ混合器３５及び３６により混合され、減算器３７により混合器３５の出力信号から混合器３６の出力信号が減算される。加算器３４及び減算器３７の出力信号は、それぞれＤ／Ａ変換器２３及び２４によりＤ／Ａ変換された後、それぞれ帯域通過フィルタ（以下、ＢＰＦ(Band Pass Filter）３８及び３９により折り返し雑音を除去されて、それぞれ次式（１）及び（２）で表される信号Ｉ１及びＱ１を得る。さらに、信号Ｉ１及びＱ１は、イメージ抑圧型周波数変換器２７の混合器２９及び２１０により互いに直交する搬送波信号＋ｃｏｓωｃｔ及び−ｓｉｎωｃｔとそれぞれ混合されてそれぞれ次式（３）及び（４）で表される信号Ｉ２及びＱ２を得る。
【０００４】
［数１］
Ｉ１＝Ｉ０×ｃｏｓω２ｔ−Ｑ０×ｓｉｎω２ｔ  （１）
【０００５】
［数２］
Ｑ１＝Ｉ０×ｓｉｎω２ｔ＋Ｑ０×ｃｏｓω２ｔ  （２）
【０００６】
［数３］
Ｉ２
＝Ｉ１×ｃｏｓωｃｔ
＝｛Ｉ０×ｃｏｓ（ωｃ＋ω２）ｔ−Ｑ０×ｓｉｎ（ωｃ＋ω２）ｔ｝／２
＋｛Ｉ０×ｃｏｓ（ωｃ−ω２）ｔ＋Ｑ０×ｓｉｎ（ωｃ−ω２）ｔ｝／２
（３）
【０００７】
［数４］
Ｑ２
＝Ｑ１×（−ｓｉｎωｃｔ）
＝｛Ｉ０×ｃｏｓ（ωｃ＋ω２）ｔ−Ｑ０×ｓｉｎ（ωｃ＋ω２）ｔ｝／２
−｛Ｉ０×ｃｏｓ（ωｃ−ω２）ｔ＋Ｑ０×ｓｉｎ（ωｃ−ω２）ｔ｝／２
（４）
【０００８】
上記信号Ｉ１及びＱ１は直流成分を持たないため、直流オフセット成分をキャパシタ結合等により無調整で除去することができ、直流オフセット成分により発生するキャリアリークを抑圧できる。また、上記信号Ｉ２及びＱ２は、角周波数（以下、角周波数であっても単に周波数という。）（ωｃ＋ω２）である所望信号成分と、周波数（ωｃ−ω２）であるイメージ信号成分とで構成されるので、両信号を加算器２１１により加算することでイメージ信号成分が相殺され、所望の変調信号Ｉ０×ｃｏｓ（ωｃ＋ω２）ｔ−Ｑ０×ｓｉｎ（ωｃ＋ω２）ｔを得る。なお、イメージ抑圧型周波数変換器２７や信号Ｉ１及びＱ１の不完全性に起因して、イメージ信号成分（ωｃ−ω２）の一部がイメージ抑圧型周波数変換器２７の出力に漏洩するので、必要に応じてＢＰＦ３１０により漏洩分を抑圧する。第２の従来技術に係るディジタル直交変調器は、上記構成により、キャリアリークの抑圧を調整する必要がない。
【０００９】
【特許文献１】特許第２８４３６９９号公報。
【特許文献２】特許第３２３０７８６号公報。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
近年、無線通信端末においては、無線通信の大容量化を実現するため、多値変調方式や高い変調シンボルレートが適用される傾向にある。Ｄ／Ａ変換器のクロック周波数は変調シンボルレートの２乃至４倍に設定することが一般的であるが、変調方式の多値化に伴って、Ｄ／Ａ変換器に後置されるＬＰＦ又はＢＰＦの帯域内偏差や位相歪による変調精度の劣化が無視できなくなる。この変調精度の劣化を回避するために、Ｄ／Ａ変換器のクロック周波数を変調シンボルレートの４倍以上に設定し、前記ＬＰＦ又はＢＰＦの次数を低減し、カットオフ周波数を高周波化することによって、変調信号帯域内でフラットな通過特性を実現する方法も考えられる。しかしながら、このような方法によれば、変調シンボルレートの高周波化及びオーバーサンプル数の増大により、Ｄ／Ａ変換器のクロック周波数が高周波化し、Ｄ／Ａ変換器の消費電力が増大するという問題点があった。
【００１１】
本発明の目的は、以上の問題点を解決し、Ｄ／Ａ変換器の数を低減して回路規模を削減し、消費電力を低減できるディジタル直交変調回路及びディジタル通信装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
第１の発明に係るディジタル直交変調回路は、
入力された第１及び第２のベースバンド信号に従ってそれぞれ、所定の第１の局部発振信号を直交変調して、直交変調後の２つのディジタル信号を加算して加算後のディジタル信号を出力する直交変調手段と、
前記直交変調手段からの直交変調後のディジタル信号をアナログ信号にＤ／Ａ変換して出力するＤ／Ａ変換手段と、
前記Ｄ／Ａ変換手段からのアナログ信号と、所定の第２の局部発振信号とを混合することにより周波数変換し、周波数変換後のアナログ信号を出力する周波数変換手段とを備えたことを特徴とする。
【００１３】
前記ディジタル直交変調回路において、前記直交変調手段は、
互いに直交する前記第１の局部発振信号及び第１の直交局部発振信号を発生して出力する第１の局部発振信号発生手段と、
前記第１のベースバンド信号と前記第１の局部発振信号とを乗算して出力する第１の乗算手段と、
前記第２のベースバンド信号と前記第１の直交局部発振信号とを乗算して出力する第２の乗算手段と、
前記第１の乗算手段からの信号と、前記第２の乗算手段からの信号とを加算して、加算後のディジタル信号を出力する加算器とを備えたことを特徴とする。
【００１４】
また、前記ディジタル直交変調回路において、前記第２の乗算手段は、前記第２のベースバンド信号の反転信号と前記第１の直交局部発振信号とを乗算して出力することを特徴とする。
【００１５】
さらに、前記ディジタル直交変調回路において、前記周波数変換手段は、
互いに直交する前記第２の局部発振信号及び第２の直交局部発振信号を発生して出力する第２の局部発振信号発生手段と、
前記Ｄ／Ａ変換手段からのアナログ信号と前記第２の局部発振信号とを混合することにより周波数変換して出力する第１の混合手段と、
前記Ｄ／Ａ変換手段からのアナログ信号と前記第２の直交局部発振信号とを混合することにより周波数変換して出力する第２の混合手段とを備えたことを特徴とする。
【００１６】
またさらに、前記ディジタル直交変調回路において、前記直交変調手段は、前記第１の局部発振信号に基づいて、前記第１のベースバンド信号、前記第２のベースバンド信号、前記第１のベースバンド信号の反転信号及び前記第２のベースバンド信号の反転信号を順次選択して出力する第１の選択器を備えたことを特徴とする。
【００１７】
また、前記ディジタル直交変調回路において、前記周波数変換手段は第１の選択器を含む少なくとも１つの選択器を備え、
前記第１の選択器は、
前記第２の局部発振信号を所定の分周比で分周して第１の分周信号を出力する第１の分周器と、
前記第１の分周信号に直交する第１の直交分周信号を発生する第１の直交分周信号発生手段と、
前記第１の分周信号に基づいて、前記Ｄ／Ａ変換手段からのアナログ信号及び当該アナログ信号の反転信号のいずれか一方を選択して出力する第１のスイッチと、
前記第１の直交分周信号に基づいて、前記Ｄ／Ａ変換手段からのアナログ信号及び当該アナログ信号の反転信号のいずれか一方を選択して出力する第２のスイッチとを備えたことを特徴とする。
【００１８】
さらに、前記ディジタル直交変調回路において、前記周波数変換手段はさらに、第２及び第３の選択器を備え、
前記第２の選択器は、
前記第２の局部発振信号を所定の分周比で分周して第２の分周信号を出力する第２の分周器と、
前記第２の分周信号に直交する第２の直交分周信号を発生する第２の直交分周信号発生手段と、
前記第２の分周信号に基づいて、前記第１のスイッチからのアナログ信号及び当該アナログ信号の反転信号のいずれか一方を選択して出力する第３のスイッチと、
前記第２の直交分周信号に基づいて、前記第１のスイッチからのアナログ信号及び当該アナログ信号の反転信号のいずれか一方を選択して出力する第４のスイッチとを備え、
前記第３の選択器は、
前記第２の局部発振信号を所定の分周比で分周して第３の分周信号を出力する第３の分周器と、
前記第３の分周信号に直交する第３の直交分周信号を発生する第３の直交分周信号発生手段と、
前記第３の分周信号に基づいて、前記第２のスイッチからのアナログ信号及び当該アナログ信号の反転信号のいずれか一方を選択して出力する第５のスイッチと、
前記第３の直交分周信号に基づいて、前記第２のスイッチからのアナログ信号及び当該アナログ信号の反転信号のいずれか一方を選択して出力する第６のスイッチとを備えたことを特徴とする。
【００１９】
ここで、前記ディジタル直交変調回路において、前記第２の局部発振信号の周波数を選択的に切り替え、若しくは前記第２及び第３の分周器の分周比を切り替える切替手段をさらに備えたことを特徴とする。
【００２０】
またさらに、前記ディジタル直交変調回路において、前記周波数変換手段からの信号から所定の第１の所要周波数成分を抽出する第１のフィルタ手段をさらに備えたことを特徴とする。
【００２１】
ここで、前記ディジタル直交変調回路において、前記第１のフィルタ手段は、前記第１の所要周波数成分の周波数帯域を変更する第１の周波数変更手段を備えたことを特徴とする。
【００２２】
また、前記ディジタル直交変調回路において、前記Ｄ／Ａ変換手段と前記周波数変換手段との間に挿入されて設けられ、前記Ｄ／Ａ変換手段からのアナログ信号から所定の第２の所要周波数成分を抽出する第２のフィルタ手段をさらに備えたことを特徴とする。
【００２３】
さらに、前記ディジタル直交変調回路において、前記第２のフィルタ手段は、前記第２の所要周波数成分の周波数帯域を変更する第２の周波数変更手段を備えたことを特徴とする。
【００２４】
またさらに、前記ディジタル直交変調回路において、前記第１及び第２のベースバンド信号をそれぞれ波形整形するための第１及び第２の波形整形フィルタをさらに備えたことを特徴とする。
【００２５】
さらに、前記ディジタル直交変調回路において、前記第１及び第２の波形整形フィルタの少なくとも一方のサンプリング周波数を低下させるための分周器をさらに備えたことを特徴とする。
【００２６】
第２の発明に係るディジタル通信装置は、前記ディジタル直交変調回路を備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２７】
本発明に係るディジタル直交変調回路及びディジタル通信装置によれば、直交変調後の２つのディジタル信号を加算して加算後のディジタル信号をＤ／Ａ変換するので、Ｄ／Ａ変換器の数を低減して回路規模を削減し、消費電力を低減することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２８】
以下、本発明に係る実施形態について図面を参照して説明する。なお、以下の各実施形態において、同様の構成要素については同一の符号を付している。
【００２９】
第１の実施形態．
図１は、本発明の第１の実施形態に係るディジタル直交変調回路の構成を示すブロック図である。図１において、本実施形態に係るディジタル直交変調回路は、帯域制限フィルタの１つであるＲＯＦ１１，１２と、混合器１４，１５，１９，１１０と、局部発振信号発生回路１３，１８と、加算器１６と、Ｄ／Ａ変換器１７と、ＢＰＦ１１９，１１１，１１２，１１８と、イメージ抑圧型周波数変換器１１３とを備えて構成される。
【００３０】
局部発振信号発生回路１３は、局部発振信号＋ｃｏｓω０ｔ（ｔは時間、ω０は局部発振信号の角周波数（以下、角周波数であっても単に周波数という）を示す。）を発生する局部発振信号発生器１３０１と、局部発振信号＋ｃｏｓω０ｔを−９０度だけ移相する−９０度移相器１３０２とを備えて構成される。局部発振信号発生回路１８は、局部発振信号＋ｃｏｓω１ｔ（ω１は局部発振信号の周波数を示す。）を発生する局部発振信号発生器１８０１と、局部発振信号＋ｃｏｓω１ｔを−９０度だけ移相する−９０度移相器１８０２とを備えて構成される。イメージ抑圧型周波数変換器１１３は、混合器１１５，１１６と、搬送波信号発生回路１１４と、加算器１１７とを備えて構成される。搬送波信号発生回路１１４は、搬送波信号＋ｃｏｓωｃｔ（ωｃは搬送波信号の周波数を示す。）を発生する搬送波信号発生器１１４１と、搬送波信号＋ｃｏｓωｃｔを９０度だけ移相する９０度移相器１１４２とを備えて構成される。−９０度移相器１３０２，１８０２及び９０度移相器１１４２は、例えばＲＣ移相器、２分周フリップフロップ回路又は４分周フリップフロップ回路等を備えて構成される。なお、フリップフロップ回路を用いて２分周器や４分周器を構成して直交信号を発生することについては、図４２乃至図４５を用いて詳細後述する。
【００３１】
ＲＯＦ１１，１２は、それぞれ入力された同相成分データ及び直交成分データを、シンボル間干渉が発生しないよう帯域制限し、出力信号Ｉ０及びＱ０として混合器１４，１５に出力する。混合器１４は、局部発振信号発生回路１３からの局部発振信号＋ｃｏｓω０ｔと、出力信号Ｉ０とを乗算することにより混合して、混合後の信号を加算器１６に出力する。混合器１５は、局部発振信号発生回路１３からの局部発振信号＋ｓｉｎω０ｔと、出力信号Ｑ０とを乗算することにより混合して、混合後の信号を加算器１６に出力する。加算器１６は、混合器１４，１５からそれぞれ出力される混合後の信号を加算して、Ｄ／Ａ変換器１７に出力する。加算器１６の出力信号ＩＱＡは、次式（５）で表される。
【００３２】
［数５］
ＩＱＡ＝Ｉ０×ｃｏｓω０ｔ＋Ｑ０×ｓｉｎω０ｔ  （５）
【００３３】
Ｄ／Ａ変換器１７は、ディジタル信号である上記出力信号ＩＱＡをＤ／Ａ変換し、Ｄ／Ａ変換後の信号をＢＰＦ１１９に出力する。ＢＰＦ１１９は、Ｄ／Ａ変換後の信号から所要周波数成分を抽出するように帯域通過ろ波して出力する。混合器１９は、局部発振信号発生回路１８からの局部発振信号＋ｃｏｓω１ｔと、ＢＰＦ１１９からの出力信号とを乗算することにより混合し、次式（６）で表される出力信号ＩＡをＢＰＦ１１１に出力する。混合器１１０は、局部発振信号発生回路１８からの局部発振信号＋ｓｉｎω１ｔと、ＢＰＦ１１９からの出力信号とを乗算することにより混合し、次式（７）で表される出力信号ＱＡをＢＰＦ１１２に出力する。
【００３４】
［数６］
ＩＡ
＝｛Ｉ０×ｃｏｓ（ω０＋ω１）ｔ＋Ｑ０×ｓｉｎ（ω０＋ω１）ｔ｝／２
＋｛Ｉ０×ｃｏｓ（ω０−ω１）ｔ＋Ｑ０×ｓｉｎ（ω０−ω１）ｔ｝／２
（６）
【００３５】
［数７］
ＱＡ
＝｛Ｉ０×ｓｉｎ（ω０＋ω１）ｔ−Ｑ０×ｃｏｓ（ω０＋ω１）ｔ｝／２
−｛Ｉ０×ｓｉｎ（ω０−ω１）ｔ−Ｑ０×ｃｏｓ（ω０−ω１）ｔ｝／２
（７）
【００３６】
ＢＰＦ１１１及び１１２は、それぞれ出力信号ＩＡ及びＱＡから周波数成分（ω０＋ω１）を除去しかつ所要周波数成分を抽出するように帯域通過ろ波し、それぞれ次式（８）及び（９）で表される出力信号ＩＡ１及びＱＡ１をイメージ抑圧型周波数変換器１１３の混合器１１５及び１１６に出力する。なお、ＢＰＦ１１１，１１２は上述の機能を果たせばＬＰＦであってもよい。
【００３７】
［数８］
ＩＡ１
＝｛Ｉ０×ｃｏｓ（ω０−ω１）ｔ＋Ｑ０×ｓｉｎ（ω０−ω１）ｔ｝／２
（８）
【００３８】
［数９］
ＱＡ１
＝−｛Ｉ０×ｓｉｎ（ω０−ω１）ｔ−Ｑ０×ｃｏｓ（ω０−ω１）ｔ｝／２
（９）
【００３９】
混合器１１５は、搬送波信号発生回路１１４からの搬送波＋ｃｏｓωｃｔと、出力信号ＩＡ１とを乗算することにより混合し、混合後の周波数変換された信号を加算器１１７に出力する。混合器１１６は、搬送波信号発生回路１１４からの搬送波−ｓｉｎωｃｔと、出力信号ＱＡ１とを乗算することにより混合し、混合後の周波数変換された信号を加算器１１７に出力する。イメージ抑圧型周波数変換器１１３は、混合器１１５，１１６により、中間周波数又は無線周波数信号に変換する。混合器１１５，１１６の各出力信号ＩＡ２，ＱＡ２は、それぞれ次式（１０）及び（１１）で表される。
【００４０】
［数１０］
ＩＡ２
＝［｛Ｉ０×｛ｃｏｓ（ωｃ＋ω０−ω１）ｔ＋ｃｏｓ（ωｃ−ω０＋ω１）ｔ｝
＋Ｑ０×｛ｓｉｎ（ωｃ＋ω０−ω１）ｔ−ｓｉｎ（ωｃ−ω０＋ω１）ｔ｝］／４
（１０）
【００４１】
［数１１］
ＱＡ２
＝［｛Ｉ０×｛−ｃｏｓ（ωｃ＋ω０−ω１）ｔ＋ｃｏｓ（ωｃ−ω０＋ω１）ｔ｝
−Ｑ０×｛ｓｉｎ（ωｃ＋ω０−ω１）ｔ＋ｓｉｎ（ωｃ−ω０＋ω１）ｔ｝］／４
（１１）
【００４２】
加算器１１７は、上記各出力信号ＩＡ２及びＱＡ２を加算し、ＢＰＦ１１８に出力する。加算器１１７の出力信号（ＩＡ２＋ＱＡ２）は、次式（１２）で表され、基本周波数（ωｃ−ω０＋ω１）を有する直交変調信号が得られる。ＢＰＦ１１８は、入力した信号の漏洩イメージ成分を除去するように帯域通過ろ波して出力する。
【００４３】
［数１２］
ＩＡ２＋ＱＡ２
＝Ｉ０×｛ｃｏｓ（ωｃ−ω０＋ω１）ｔ｝／２
−Ｑ０×｛ｓｉｎ（ωｃ−ω０＋ω１）ｔ｝／２
（１２）
【００４４】
ここで、周波数ω０と周波数ω１が等しい場合は、混合器１１５及び１１６の各出力信号ＩＡ２及びＱＡ２は、それぞれ以下の式（１３）及び（１４）で表すことができ、搬送波信号の周波数ωｃを有する直交変調信号が得られる。なお、周波数ω０と周波数ω１がに等しい場合は、イメージ周波数は存在しないので、ＢＰＦ１１８を省略してもよい。
【００４５】
［数１３］
ＩＡ２＝＋（Ｉ０×ｃｏｓωｃｔ）／２  （１３）
【００４６】
［数１４］
ＱＡ２＝−（Ｑ０×ｓｉｎωｃｔ）／２  （１４）
【００４７】
図２は、図１のディジタル直交変調回路４２を備えたディジタル通信装置の構成を示すブロック図である。図２において、ディジタル通信装置は、スピーカ４８と、ディスプレイ４９と、キーボード４１０と、マイクロフォン４１１と、ベースバンド処理回路４１と、ディジタル直交変調回路４２と、直交復調回路４７と、電力増幅器４３と、低雑音増幅器４６と、デュプレクサ４４と、アンテナ４５とを備えて構成される。ベースバンド処理回路４１、ディジタル直交変調回路４２及びディジタル直交復調回路４７は、１つのＩＣチップ６０上に構成される。
【００４８】
キーボード４１０を介して入力された情報又はマイクロフォン４１１を介して入力された音声信号は、ベースバンド処理回路４１により同相成分データ及び直交成分データに変換され、ディジタル直交変調回路４２により変調信号に変換されて、電力増幅器４３、デュプレクサ４４、アンテナ４５を介して、図示しない対向通信装置に送信される。また、図示しない対向通信装置から伝送される変調信号は、アンテナ４５、デュプレクサ４４、低雑音増幅器４６を介して直交復調回路４７により復調され、ベースバンド処理回路４１により変換されて、ディスプレイ４９を介して情報が出力され、又はスピーカ４８を介して音声が出力される。
【００４９】
以上説明したように、本実施形態に係るディジタル直交変調回路によれば、従来技術に比べてＤ／Ａ変換器の数を低減して回路規模を削減し、消費電力を低減できる。これにより、通話時間及び待ち受け時間の長いディジタル通信装置等の無線端末を提供できる。
【００５０】
なお、図１において、ＢＰＦ１１１及び１１２の要求条件を緩和するためにＢＰＦ１１９を設けたが、ＢＰＦ１１９は必ずしも設けなくてもよい。
【００５１】
第２の実施形態．
図３は、本発明の第２の実施形態に係るディジタル直交変調回路の構成を示すブロック図である。図３において、本実施形態に係るディジタル直交変調回路は、図１に示す第１の実施形態に係るディジタル直交変調回路と比較して、ＲＯＦ１２の後段に符号反転器５３を備えた点、及び、図１におけるＢＰＦ１１１，１１２に代えてＢＰＦ５１，５２を備えた点が異なる。それ以外の点については、第１の実施形態に係るディジタル直交変調回路と同様であり、図１と同一符号を付した構成要素についての詳細な説明は省略する。
【００５２】
図３において、ＲＯＦ１２の出力信号は、符号反転器５３により反転され、符号反転器５３の出力信号は−Ｑ０となり、加算器１６の出力信号ＩＱＢは次式（１５）で表される。
【００５３】
［数１５］
ＩＱＢ＝Ｉ０×ｃｏｓω０ｔ−Ｑ０×ｓｉｎω０ｔ  （１５）
【００５４】
上記式（１５）で表されるディジタル信号である出力信号ＩＱＢは、Ｄ／Ａ変換器１７によりＤ／Ａ変換された後、ＢＰＦ１１９により所要周波数成分を抽出するように帯域通過ろ波される。混合器１９は、ＢＰＦ１１９からの出力信号と、局部発振信号発生回路１８からの局部発振信号＋ｃｏｓω１ｔとを乗算することにより混合し、混合後の信号をＢＰＦ５１に出力する。混合器１１０は、ＢＰＦ１１９からの出力信号と、局部発振信号発生回路からの局部発振信号＋ｓｉｎω１ｔとを乗算することにより混合し、混合後の信号をＢＰＦ５２に出力する。混合器１９及び１１０の各出力信号ＩＢ及びＱＢは、以下の式（１６）及び（１７）で表される。
【００５５】
［数１６］
ＩＢ
＝｛Ｉ０×ｃｏｓ（ω０＋ω１）ｔ−Ｑ０×ｓｉｎ（ω０＋ω１）ｔ｝／２
＋｛Ｉ０×ｃｏｓ（ω０−ω１）ｔ−Ｑ０×ｓｉｎ（ω０−ω１）ｔ｝／２
（１６）
【００５６】
［数１７］
ＱＢ
＝｛Ｉ０×ｓｉｎ（ω０＋ω１）ｔ＋Ｑ０×ｃｏｓ（ω０＋ω１）ｔ｝／２
＋｛−Ｉ０×ｓｉｎ（ω０−ω１）ｔ−Ｑ０×ｃｏｓ（ω０−ω１）ｔ｝／２
（１７）
【００５７】
ＢＰＦ５１及び５２は、それぞれ上記出力信号ＩＢ及びＱＢから周波数成分（ω０−ω１）を除去するように帯域通過ろ波して混合器１１５及び１１６に出力する。ＢＰＦ５１及び５２の各出力信号ＩＢ１及びＱＢ１は、それぞれ以下の式（１８）及び（１９）で表される。
【００５８】
［数１８］
ＩＢ１
＝｛Ｉ０×ｃｏｓ（ω０＋ω１）ｔ−Ｑ０×ｓｉｎ（ω０＋ω１）ｔ｝／２
（１８）
【００５９】
［数１９］
ＱＢ１
＝｛Ｉ０×ｓｉｎ（ω０＋ω１）ｔ＋Ｑ０×ｃｏｓ（ω０＋ω１）ｔ｝／２
（１９）
【００６０】
混合器１１５及び１１６は、ＢＰＦ５１及び５２からの出力信号ＩＢ１及びＱＢ１と、搬送波信号発生回路１１４からの搬送波信号＋ｃｏｓωｃｔ及び−ｓｉｎωｃｔとをそれぞれ乗算することにより混合し、混合後の周波数変換された信号を出力する。混合器１１５及び１１６の各出力信号ＩＢ２及びＱＢ２は、それぞれ次式（２０）及び（２１）により表される。
【００６１】
［数２０］
ＩＢ２
＝［｛Ｉ０×｛ｃｏｓ（ωｃ＋ω０＋ω１）ｔ＋ｃｏｓ（ωｃ−ω０−ω１）ｔ｝
−Ｑ０×｛ｓｉｎ（ωｃ＋ω０＋ω１）ｔ−ｓｉｎ（ωｃ−ω０−ω１）ｔ｝］／４
（２０）
【００６２】
［数２１］
ＱＢ２
＝［｛Ｉ０×｛ｃｏｓ（ωｃ＋ω０＋ω１）ｔ−ｃｏｓ（ωｃ−ω０−ω１）ｔ｝
−Ｑ０×｛ｓｉｎ（ωｃ＋ω０＋ω１）ｔ＋ｓｉｎ（ωｃ−ω０−ω１）ｔ｝］／４
（２１）
【００６３】
加算器１１７は、上記各出力信号ＩＢ２及びＱＢ２を加算し、ＢＰＦ１１８に出力する。加算器１１７の出力信号（ＩＢ２＋ＱＢ２）は、次式（２２）で表され、基本周波数（ωｃ＋ω０＋ω１）を有する直交変調信号が得られる。
【００６４】
［数２２］
ＩＢ２＋ＱＢ２＝Ｉ０×｛ｃｏｓ（ωｃ＋ω０＋ω１）ｔ｝／２−Ｑ０×｛ｓｉｎ（ωｃ＋ω０＋ω１）ｔ｝／２  （２２）
【００６５】
ここで、所望周波数（ωｃ＋ω０＋ω１）とイメージ周波数（ωｃ−ω０−ω１）との差は、（２ω０＋２ω１）となる。これと比較して、例えば、図３６に示した第２の従来技術に係るディジタル直交変調器では、所望周波数（ωｃ＋ω２）とイメージ周波数（ωｃ−ω２）との差は、２ω２である。周波数ω０又はω２の最大値は、Ｄ／Ａ変換器のクロック周波数の１／２を越えることはないので、同条件下において、本実施形態に係るディジタル直交変調回路において、第２の従来技術に係るディジタル直交変調器に比べて、所望周波数とイメージ周波数との差を２ω１だけ広く取ることができる。これにより、第２の従来技術と比較して、ＢＰＦ１１８のフィルタ特性の要求条件を緩和することができるという効果がある。
【００６６】
図４は、本実施形態に係るディジタル直交変調回路７３を備えたディジタル通信装置の構成を示すブロック図である。図４において、ディジタル通信装置は、図２に示した第１の実施形態に係るディジタル通信装置と比較して、ディジタル直交変調回路４２及びディジタル直交復調回路４７に代えてディジタル直交変調回路７３及びディジタル直交復調回路７２を備えた点が異なる。それ以外の点については、図２に示した第１の実施形態に係るディジタル通信装置と同様であり、同一符号を付した構成要素についての詳細な説明は省略する。ベースバンド処理回路４１、ディジタル直交変調回路７３及びディジタル直交復調回路７２は、１つのＩＣチップ６１上に構成される。
【００６７】
図４において、本実施形態に係るディジタル直交変調回路７３は、搬送波信号発生回路１１４の搬送波信号発生器１１４１が発生する周波数とは異なる周波数を有する信号を出力できるので、周波数（ω０＋ω１）を送信周波数と受信周波数の差と等しくなるように設定することによって、送信周波数と受信周波数とが互いに異なる無線通信システムにおいて、搬送波信号発生器１１４１を直交変調回路７１と直交復調回路７３とで共用することができ、回路規模の削減及び低消費電力化を図ることができる。
【００６８】
以上説明したように、本実施形態に係るディジタル直交変調回路によれば、従来技術に比べてＤ／Ａ変換器の数を低減できるとともに、送受信で異なる周波数帯を用いる場合に搬送波信号発生器１１４１を共用できるため、さらに回路規模を低減し、消費電力を低減でき、通話時間及び待ち受け時間がさらに長い無線端末を提供できる。
【００６９】
第３の実施形態．
図５は、本発明の第３の実施形態に係るディジタル直交変調回路の構成を示すブロック図である。図５において、本実施形態に係るディジタル直交変調回路は、図１に示す第１の実施形態に係るディジタル直交変調回路に比較して、ＲＯＦ１２の後段に符号反転器５３を備えた点、図１におけるＢＰＦ１１１，１１２に代えてＢＰＦ８３，８４を備えた点、局部発振信号発生回路１３，１８及び搬送波信号発生回路１１４に代えて可変局部発振発生回路８１，８２及び可変搬送波信号発生回路８６を備えた点、及び、ＢＰＦ１１９に代えてＢＰＦ８７を備えた点が異なる。混合器１１５，１１６と、可変搬送波信号発生回路８６と、加算器１１７とは、イメージ抑圧型周波数変換器８５を構成する。それ以外の点については、第１の実施形態に係るディジタル直交変調回路と同様であり、図１と同一符号を付した構成要素についての詳細な説明は省略する。
【００７０】
図５において、可変局部発振発生回路８１は、局部発振信号＋ｃｏｓω０ｖｔ（ｖはコントローラ７４により制御される変数を示す。）を発生する可変局部発振信号発生器８１０１と、局部発振信号＋ｃｏｓω０ｖｔを−９０度だけ移相する−９０度移相器８１０２とを備える。可変局部発振信号発生回路８２は、局部発振信号＋ｃｏｓω１ｖｔを発生する可変局部発振信号発生器８２０１と、局部発振信号＋ｃｏｓω１ｖｔを−９０度だけ移相する−９０度移相器８２０２とを備える。可変搬送波信号発生回路８６は、搬送波信号＋ｃｏｓωｃｖｔを発生する可変搬送波信号発生器８８と、搬送波信号＋ｃｏｓωｃｖｔを９０度だけ移相する９０度移相器８９とを備え、可変局部発振信号発生器８１０１，８２０１及び可変搬送波信号発生器８８から出力される局部発振信号＋ｃｏｓω０ｖｔ，＋ｃｏｓω１ｖｔ及び搬送波信号＋ｃｏｓωｃｖｔは、コントローラ７４により制御される。また、ＢＰＦ８３，８４，８７の各通過特性は、コントローラ７４により制御される。
【００７１】
以下、上記構成を有する本実施形態に係るディジタル直交変調回路の動作について、図５を用いて説明する。ＲＯＦ１２の出力信号は、符号反転器９０により符号を反転されるため、符号反転器５３の出力信号は−Ｑ０となる。混合器１４は、可変局部発振信号発生器８１０１からの局部発振信号＋ｃｏｓω０ｖｔと、出力信号Ｉ０とを乗算することにより混合して、混合後の信号を加算器１６に出力する。混合器１５は、可変局部発振信号発生器８１０１からの局部発振信号＋ｓｉｎω０ｖｔと、出力信号−Ｑ０とを乗算することにより混合して、混合後の信号を加算器１６に出力する。加算器１６の出力信号ＩＱＣは、次式（２３）で表される。
【００７２】
［数２３］
ＩＱＣ＝Ｉ０×ｃｏｓω０ｖｔ−Ｑ０×ｓｉｎω０ｖｔ  （２３）
【００７３】
上記式（２３）で表されるディジタル信号である出力信号ＩＱＣは、Ｄ／Ａ変換器１７によりＤ／Ａ変換された後、ＢＰＦ８７により所要周波数成分を抽出するように帯域通過ろ波される。混合器１９は、ＢＰＦ８７からの出力信号と、局部発振信号発生回路８２からの局部発振信号＋ｃｏｓω１ｖｔとを乗算することにより混合し、混合後の信号をＢＰＦ８３に出力する。混合器１１０は、ＢＰＦ８７からの出力信号と、局部発振信号発生回路からの局部発振信号＋ｓｉｎω１ｖｔとを乗算することにより混合し、混合後の信号をＢＰＦ８４に出力する。混合器１９及び１１０の各出力信号ＩＣ及びＱＣは、以下の式（２４）及び（２５）で表される。
【００７４】
［数２４］
ＩＣ
＝｛Ｉ０×ｃｏｓ（ω０ｖ＋ω１ｖ）ｔ−Ｑ０×ｓｉｎ（ω０ｖ＋ω１ｖ）ｔ｝／２
＋｛Ｉ０×ｃｏｓ（ω０ｖ−ω１ｖ）ｔ−Ｑ０×ｓｉｎ（ω０ｖ−ω１ｖ）ｔ｝／２
（２４）
【００７５】
［数２５］
ＱＣ
＝｛Ｉ０×ｓｉｎ（ω０ｖ＋ω１ｖ）ｔ＋Ｑ０×ｃｏｓ（ω０ｖ＋ω１ｖ）ｔ｝／２
＋｛−Ｉ０×ｓｉｎ（ω０ｖ−ω１ｖ）ｔ−Ｑ０×ｃｏｓ（ω０ｖ−ω１ｖ）ｔ｝／２
（２５）
【００７６】
ＢＰＦ８３及び８４は、それぞれ上記出力信号ＩＣ及びＱＣから周波数成分（ω０ｖ−ω１ｖ）を除去するように帯域通過ろ波して混合器１１５及び１１６に出力する。ＢＰＦ８３及び８４の各出力信号ＩＣ１及びＱＣ１は、それぞれ以下の式（２６）及び（２７）で表される。
【００７７】
［数２６］
ＩＣ１
＝｛Ｉ０×ｃｏｓ（ω０ｖ＋ω１ｖ）ｔ−Ｑ０×ｓｉｎ（ω０ｖ＋ω１ｖ）ｔ｝／２
（２６）
【００７８】
［数２７］
ＱＣ１
＝｛Ｉ０×ｓｉｎ（ω０ｖ＋ω１ｖ）ｔ＋Ｑ０×ｃｏｓ（ω０ｖ＋ω１ｖ）ｔ｝／２
（２７）
【００７９】
混合器１１５及び１１６は、ＢＰＦ８３及び８４からの出力信号ＩＣ１及びＱＣ１と、搬送波信号発生回路８６からの搬送波信号＋ｃｏｓωｃｖｔ及び−ｓｉｎωｃｖｔとをそれぞれ乗算することにより混合し、混合後の周波数変換された信号を出力する。混合器１１５及び１１６の各出力信号ＩＣ２及びＱＣ２は、それぞれ次式（２８）及び（２９）により表される。
【００８０】
［数２８］
ＩＣ２
＝［｛Ｉ０×｛ｃｏｓ（ωｃｖ＋ω０ｖ＋ω１ｖ）ｔ
＋ｃｏｓ（ωｃｖ−ω０ｖ−ω１ｖ）ｔ｝
−Ｑ０×｛ｓｉｎ（ωｃｖ＋ω０ｖ＋ω１ｖ）ｔ
−ｓｉｎ（ωｃｖ−ω０ｖ−ω１ｖ）ｔ｝］／４
（２８）
【００８１】
［数２９］
ＱＣ２
＝［｛Ｉ０×｛ｃｏｓ（ωｃｖ＋ω０ｖ＋ω１ｖ）ｔ
−ｃｏｓ（ωｃｖ−ω０ｖ−ω１ｖ）ｔ｝
−Ｑ０×｛ｓｉｎ（ωｃｖ＋ω０ｖ＋ω１ｖ）ｔ
＋ｓｉｎ（ωｃｖ−ω０ｖ−ω１ｖ）ｔ｝］／４
（２９）
【００８２】
加算器１１７は、上記各出力信号ＩＣ２及びＱＣ２を加算し、ＢＰＦ１１８に出力する。加算器１１７の出力信号ＩＣ２＋ＱＣ２は、次式（３０）で表され、基本周波数（ωｃｖ＋ω０ｖ＋ω１ｖ）を有する直交変調信号が得られる。
【００８３】
［数３０］
ＩＣ２＋ＱＣ２
＝Ｉ０×｛ｃｏｓ（ωｃｖ＋ω０ｖ＋ω１ｖ）ｔ｝／２
−Ｑ０×｛ｓｉｎ（ωｃｖ＋ω０ｖ＋ω１ｖ）ｔ｝／２
（３０）
【００８４】
図６は、本実施形態に係るディジタル直交変調回路７５ａを含むディジタル直交変調回路部７５を備えたディジタル通信装置の構成を示すブロック図である。図６において、ディジタル通信装置は、図２に示した第１の実施形態に係るディジタル通信装置と比較して、ディジタル直交変調回路４２、ディジタル直交復調回路４７及びベースバンド処理回路４１に代えてディジタル直交変調回路部７５、ディジタル直交復調回路７７及びベースバンド処理回路４１Ａを備えた点が異なる。それ以外の点については、図２に示した第１の実施形態に係るディジタル通信装置と同様であり、同一符号を付した構成要素についての詳細な説明は省略する。ベースバンド処理回路４１、ディジタル直交変調回路７４及びディジタル直交復調回路７７は、１つのＩＣチップ６２上に構成される。
【００８５】
近年、部品点数を削減するために、無線周波数で変調を行う直接変調方式が一般的になっている。一般に、無線通信においては、割り当てられた周波数帯域を複数のチャンネルに分割して使用する。例えば図１に示した第１の実施形態に係るディジタル直交変調回路の構成、及び、図３に示した第２の実施形態に係るディジタル直交変調回路において直接変調方式を適用した場合、チャンネルの選択は図１及び図３の搬送波信号発生回路１１４の周波数ωｃを変化させることにより実現するが、広い無線周波数帯域をカバーするために周波数ωｃの変化幅を広げると、図１及び図３の搬送波信号発生回路１１４の位相雑音等の性能、及び、イメージ抑圧型周波数変換器１１３の直交精度、キャリアリーク等の性能が低下し、送信信号の品質が劣化するという問題がある。
【００８６】
これに対して、本実施形態に係るディジタル直交変調回路によれば、直接変調方式を適用した場合、ベースバンド処理回路４１のコントローラ７４により周波数ω０ｖ，ω１ｖ，ωｃｖを変化させてチャンネルを選択できる。好ましくは、周波数ω０ｖ，ω１ｖを変化させてチャンネルを切り替え、周波数ωｃｖを固定にすることによって、搬送波信号発生回路８６やイメージ抑圧型周波数変換器８５の特性を最適化してもよい。
【００８７】
以上説明したように、本実施形態に係るディジタル直交変調回路によれば、従来技術に比べてＤ／Ａ変換器の数を低減できるとともに、コントローラ７４により周波数ω０ｖ，ω１ｖ，ωｃｖを変化させることでチャンネルを選択でき、直接変調方式を適用した場合においても送信信号の品質が劣化しない。
【００８８】
なお、図５の構成において、ＢＰＦ８３及び８４の要求条件を緩和するために、Ｄ／Ａ変換器１７の後段にＢＰＦ８７を設けたが、ＢＰＦ８７は必ずしも設けなくてもよい。
【００８９】
第４の実施形態．
図７は、本発明の第４の実施形態に係るディジタル直交変調回路の構成を示すブロック図である。図７において、本実施形態に係るディジタル直交変調回路は、図１に示す第１の実施形態に係るディジタル直交変調回路と比較して、スイッチＳＷ１及び符号反転器１００をさらに備えた点、ＢＰＦ１１１及び１１２に代えてＢＰＦ９１及び９２を備えた点、及び、図１のイメージ抑圧型周波数変換器１１３及びＢＰＦ１１８に代えてイメージ抑圧型周波数変換器９３及びＢＰＦ９９Ｘ，９９Ｚを備えた点が異なる。それ以外の点については、第１の実施形態に係るディジタル直交変調回路と同様であり、図１と同一符号を付した構成要素についての詳細な説明は省略する。
【００９０】
符号反転器１００は、ＲＯＦ１２と混合器１５の間の接続線に対して並列に接続され、スイッチＳＷ１によってＲＯＦ１２の出力信号を反転又は非反転して混合器１５に出力する。スイッチＳＷ１は、コントローラ７６により開閉を制御される。また、ＢＰＦ９１及び９２は、各通過特性をコントローラ７６により制御される。
【００９１】
イメージ抑圧型周波数変換器９３は、３つの周波数帯域Ｘ，Ｙ，Ｚにそれぞれ対応する３つの出力端子を有し、搬送波信号発生器９４と、混合器９５Ｘ，９５Ｙ，９５Ｚ，９６Ｘ，９６Ｙ，９６Ｚと、−９０度移相器９７Ｘと、９０度移相器９７Ｙ，９７Ｚと、加算器９８Ｘ，９８Ｙ，９８Ｚとを備えて構成される。各移相器９７Ｘ，９７Ｙ，９７Ｚは、例えばＲＣ移相器、２分周又は４分周フリップフロップ回路等である。搬送波信号発生器９４は、搬送波信号＋ｃｏｓωｃｔ（ｔは時間、ωｃは周波数を示す。）を発生して出力する。混合器９５Ｘ，９６Ｘと−９０度移相器９７Ｘと加算器９８Ｘとは、周波数帯域Ｘで動作し、混合器９５Ｙ，９６Ｙと９０度移相器９７Ｙと加算器９８Ｙとは、周波数帯域Ｙで動作し、混合器９５Ｚ，９６Ｚと９０度移相器９７Ｚと加算器９８Ｚとは、周波数帯域Ｚで動作する。混合器９５Ｘ，９５Ｙ，９５Ｚは図１の混合器１１５と同様に動作し、混合器９６Ｘ，９６Ｙ，９６Ｚは図１の混合器１１６と同様に動作し、加算器９８Ｘ，９８Ｙ，９８Ｚは図１の加算器１１７と同様に動作する。
【００９２】
ＲＯＦ１１及び１２の各出力信号をＩｉ及びＱｉとする。出力信号Ｉｉは、出力信号Ｉ０と等しい。スイッチＳＷ１が符号反転器１００の側を選択しないとき（接点ａ側のとき）、出力信号Ｑｉは出力信号Ｑ０と等しく、スイッチＳＷ１が符号反転器１００の側を選択するとき（接点ｂ側のとき）、出力信号Ｑｉは出力信号−Ｑ０と等しい。
【００９３】
コントローラ７６は、周波数帯域Ｘ，Ｙ，Ｚのうち、いずれの周波数帯域を使用するかに応じて、スイッチＳＷ１の状態と、ＢＰＦ９１及び９２の通過特性とを制御する。
【００９４】
図８は、本実施形態に係るディジタル直交変調回路のコントローラ７６の動作を説明するための表である。図８において、周波数帯域Ｘが選択された場合、スイッチＳＷ１は符号反転器１００を選択しないように制御され、ＢＰＦ９１及び９２の通過特性は、中心周波数（ω０＋ω１）に制御される。ここで、周波数ω０が周波数ω１と等しいとき、周波数（ω０＋ω１）は周波数２ω０となる。周波数帯域Ｙが選択された場合、スイッチＳＷ１は符号反転器１００を選択しないように制御され、ＢＰＦ９１及び９２の通過特性は、中心周波数（ω０−ω１）に制御される。周波数ω０が周波数ω１と等しいとき、周波数（ω０−ω１）はＤＣレベルと等しい。周波数帯域Ｚが選択された場合、スイッチＳＷ１は符号反転器１００を選択するように制御され、ＢＰＦ９１及び９２の通過特性は、中心周波数（ω０＋ω１）に制御される。周波数ω０が周波数ω１と等しいとき、周波数（ω０＋ω１）は周波数２ω０に等しい。
【００９５】
以下、本実施形態に係るディジタル直交変調回路の動作を、図７を用いて使用周波数帯域別に説明する。まず、使用周波数帯域Ｘが選択されている場合、スイッチＳＷ１は符号反転器１００を選択しないため、図１に示した第１の実施形態に係るディジタル直交変調回路と同様に処理され、Ｄ／Ａ変換器１７の出力信号ＩＱＤは、以下の式（３１）で表される。さらに、混合器１９，１１０の各出力信号ＩＤ，ＱＤは次式（３２）及び（３３）で表される。
【００９６】
［数３１］
ＩＱＤ＝Ｉ０×ｃｏｓω０ｔ＋Ｑ０×ｓｉｎω０ｔ  （３１）
【００９７】
［数３２］
ＩＤ＝Ｉ０／２＋（Ｉ０×ｃｏｓ２ω０ｔ＋Ｑ０×ｓｉｎ２ω０ｔ）／２  （３２）
【００９８】
［数３３］
ＱＤ＝Ｑ０／２＋（Ｉ０×ｓｉｎ２ω０ｔ−Ｑ０×ｃｏｓ２ω０ｔ）／２  （３３）
【００９９】
ＢＰＦ９１及び９２は、コントローラ７６により周波数２ω０を中心とする信号成分を通過させるような帯域通過特性を持つように切り替えられるので、混合器９５Ｘ，９６Ｘに印加される信号ＩＤＸ，ＱＤＸは次式（３４）及び（３５）で表される。
【０１００】
［数３４］
ＩＤＸ＝（Ｉ０×ｃｏｓ２ω０ｔ＋Ｑ０×ｓｉｎ２ω０ｔ）／２  （３４）
【０１０１】
［数３５］
ＱＤＸ＝（Ｉ０×ｓｉｎ２ω０ｔ−Ｑ０×ｃｏｓ２ω０ｔ）／２  （３５）
【０１０２】
混合器９５Ｘは、搬送波信号発生器９４からの搬送波信号＋ｃｏｓωｃｔと、出力信号ＩＤＸとを乗算することにより混合し、混合後の信号を加算器９８Ｘに出力する。混合器９６Ｘは、搬送波信号発生器９４からの搬送波信号ｃｏｓωｃｔを−９０度移相器９７Ｘにより−９０度だけ移相した搬送波信号＋ｓｉｎωｃｔと、出力信号ＱＤＸとを乗算することにより混合し、混合後の信号を加算器９８Ｘに出力する。加算器９８Ｘは、各混合器９５Ｘ，９６Ｘの出力信号を加算し、次式（３６）で表される出力信号ＩＱＤＸを出力し、基本周波数成分（ωｘ＝ωｃ−２ω０）を有する所望の直交変調信号が得られる。ＢＰＦ９９Ｘは、出力信号ＩＱＤＸから漏洩イメージ成分を除去するように帯域通過ろ波する。
【０１０３】
［数３６］
ＩＱＤＸ
＝ＩＤＸ×ｃｏｓωｃｔ＋ＱＤＸ×ｓｉｎωｃｔ
＝｛Ｉ０×ｃｏｓ（ωｃ−２ω０）ｔ−Ｑ０×ｓｉｎ（ωｃ−２ω０）ｔ｝／２
（３６）
【０１０４】
次に、使用周波数帯域Ｙが選択されている場合、Ｄ／Ａ変換器１７の出力信号ＩＱＤは、以下の式（３７）で表される。さらに、混合器１９，１１０各出力信号ＩＤ，ＱＤは次式（３８）及び（３９）で表される。
【０１０５】
［数３７］
ＩＱＤ＝Ｉ０×ｃｏｓω０ｔ＋Ｑ０×ｓｉｎω０ｔ  （３７）
【０１０６】
［数３８］
ＩＤ＝Ｉ０／２＋（Ｉ０×ｃｏｓ２ω０ｔ＋Ｑ０×ｓｉｎ２ω０ｔ）／２  （３８）
【０１０７】
［数３９］
ＱＤ＝Ｑ０／２＋（Ｉ０×ｓｉｎ２ω０ｔ−Ｑ０×ｃｏｓ２ω０ｔ）／２  （３９）
【０１０８】
ＢＰＦ９１及び９２は、コントローラ７６によりベースバンド信号成分を通過させるような帯域通過特性を持つように切り替えられるので、混合器９５Ｙ，９６Ｙに印加される信号ＩＤＹ，ＱＤＹは次式（４０）及び（４１）で表される。
【０１０９】
［数４０］
ＩＤＹ＝Ｉ０／２  （４０）
【０１１０】
［数４１］
ＱＤＸ＝Ｑ０／２  （４１）
【０１１１】
混合器９５Ｙは、搬送波信号発生器９４からの搬送波信号＋ｃｏｓωｃｔと、出力信号ＩＤＹとを乗算することにより混合し、混合後の信号を加算器９８Ｙに出力する。混合器９６Ｙは、搬送波信号発生器９４からの搬送波信号ｃｏｓωｃｔを９０度移相器９７Ｙにより９０度だけ移相した搬送波信号−ｓｉｎωｃｔと、出力信号ＱＤＹとを乗算することにより混合し、混合後の信号を加算器９８Ｙに出力する。加算器９８Ｙは、各混合器９５Ｙ，９６Ｙの出力信号を加算し、次式（４２）で表される出力信号ＩＱＤＹを出力し、基本周波数成分（ωｙ＝ωｃ）を有する所望の直交変調信号が得られる。この場合、イメージ周波数は存在しないので、漏洩イメージ成分を除去するためのフィルタは不要である。
【０１１２】
［数４２］
ＩＱＤＹ
＝ＩＤＹ×ｃｏｓωｃｔ−ＱＤＹ×ｓｉｎωｃｔ
＝｛Ｉ０×ｃｏｓωｃｔ−Ｑ０×ｓｉｎωｃｔ｝／２
（４２）
【０１１３】
次に、使用周波数帯域Ｚが選択されている場合、Ｄ／Ａ変換器１７の出力信号ＩＱＤは、以下の式（４３）で表される。さらに、混合器１９，１１０各出力信号ＩＤ，ＱＤは次式（４４）及び（４５）で表される。
【０１１４】
［数４３］
ＩＱＤ＝Ｉ０×ｃｏｓω０ｔ−Ｑ０×ｓｉｎω０ｔ  （４３）
【０１１５】
［数４４］
ＩＤ＝Ｉ０／２＋（Ｉ０×ｃｏｓ２ω０ｔ−Ｑ０×ｓｉｎ２ω０ｔ）／２  （４４）
【０１１６】
［数４５］
ＱＤ＝−Ｑ０／２＋（Ｉ０×ｓｉｎ２ω０ｔ＋Ｑ０×ｃｏｓ２ω０ｔ）／２  （４５）
【０１１７】
ＢＰＦ９１，９２は、コントローラ７６により周波数２ω０を中心とする信号成分を通過させるような帯域通過特性を持つように切り替えられるので、混合器９５Ｚ，９６Ｚに印加される信号ＩＤＺ，ＱＤＺは次式（４６）及び（４７）で表される。
【０１１８】
［数４６］
ＩＤＺ＝（Ｉ０×ｃｏｓ２ω０ｔ−Ｑ０×ｓｉｎ２ω０ｔ）／２  （４６）
【０１１９】
［数４７］
ＱＤＺ＝（Ｉ０×ｓｉｎ２ω０ｔ＋Ｑ０×ｃｏｓ２ω０ｔ）／２  （４７）
【０１２０】
混合器９５Ｚは、搬送波信号発生器９４からの搬送波信号＋ｃｏｓωｃｔと、出力信号ＩＤＺとを乗算することにより混合し、混合後の信号を加算器９８Ｚに出力する。混合器９６Ｚは、搬送波信号発生器９４からの搬送波信号＋ｃｏｓωｃｔを９０度移相器９７Ｚにより９０度だけ移相した搬送波信号−ｓｉｎωｃｔと、出力信号ＱＤＺとを乗算することにより混合し、混合後の信号を加算器９８Ｚに出力する。加算器９８Ｚは、各混合器９５Ｚ，９６Ｚの出力信号を加算し、次式（４８）で表される出力信号ＩＱＤＺを出力し、基本周波数成分（ωｚ＝ωｃ＋２ω０）を有する所望の直交変調信号が得られる。さらにＢＰＦ９９Ｚにより漏洩イメージ成分を除去しかつ所要周波数成分を抽出するように帯域通過ろ波する。
【０１２１】
［数４８］
ＩＱＤＺ
＝ＩＤＺ×ｃｏｓωｃｔ−ＱＤＺ×ｓｉｎωｃｔ
＝｛Ｉ０×ｃｏｓ（ωｃ＋２ω０）ｔ−Ｑ０×ｓｉｎ（ωｃ＋２ω０）ｔ｝／２
（４８）
【０１２２】
図９は、本実施形態に係るディジタル直交変調回路１０１を備えたディジタル通信装置の構成を示すブロック図である。図９において、本実施形態に係るディジタル直交変調回路１０１を備えたディジタル通信装置は、図２に示した第１の実施形態に係るディジタル通信装置と比較して、図２のディジタル直交変調回路４２、ディジタル直交復調回路４７及びベースバンド処理回路４１に代えてディジタル直交変調回路１０１、ディジタル直交復調回路１０７及びベースバンド処理回路４１Ｂを備えた点、及び、電力増幅器４３、低雑音増幅器４６、デュプレクサ４４に代えて、電力増幅器１０２Ｘ，１０２Ｙ，１０２Ｚ、低雑音増幅器１０６Ｘ，１０６Ｙ，１０６Ｚ、デュプレクサ１０３Ｘ，１０３Ｙ，１０３Ｚ、スイッチ１０４を備えた点が異なる。それ以外の点については、図２に示した第１の実施形態に係るディジタル通信装置と同様であり、同一符号を付した構成要素についての詳細な説明は省略する。ベースバンド処理回路４１Ｂ、ディジタル直交変調回路１０１及びディジタル直交復調回路１０７は、１つのＩＣチップ６３上に構成される。
【０１２３】
スイッチ１０４は、コントローラ７６からの制御により、使用周波数帯域Ｘ，Ｙ，Ｚのうちいずれの周波数帯域が選択されるかに応じて、デュプレクサ１０３Ｘ，１０３Ｙ，１０３Ｚのうち選択された周波数帯域に対応するデュプレクサとアンテナ１０５とを接続する。
【０１２４】
図１０は、本実施形態に係るディジタル直交変調回路における周波数帯域Ｘ，Ｙ，Ｚの配置を示す周波数配置図である。図１０に示すように、例えば、周波数帯域Ｘが最も低い周波領域に配置され、周波数帯域Ｚが最も高い周波領域に配置される。図１０において、周波数帯域Ｘ，Ｙ，Ｚの各下限周波数をそれぞれωｘＬ，ωｙＬ，ωｚＬとし、各上限周波数をそれぞれωｘＨ，ωｙＨ，ωｚＨとする。
【０１２５】
図１０に示すように、搬送波信号発生器９４が、周波数帯域Ｘ、Ｙ、Ｚの各帯域で動作するイメージ抑圧型周波数変換器に搬送波を供給する場合、従来の直交変調回路においては、搬送波信号発生器９４は、最小周波数である周波数ωｘＬから最大周波数である周波数ωｚＨまでの範囲の出力周波数ωｃを出力することを要求される。本実施形態に係るディジタル直交変調回路によれば、搬送波信号発生器９４は、周波数（ωｘＬ＋２ω０）から周波数（ωｚＨ−２ω０）までの範囲の出力周波数ωｃを出力すればよく、従来に比べて出力周波数の範囲を４ω０だけ狭くできる。これにより、搬送波信号発生器９４の特性を最適化することが従来に比べて容易となる。
【０１２６】
なお、本実施形態において、使用周波数帯域Ｘ，Ｙ，Ｚの３つの周波数帯域からいずれか１つの周波数帯域を選択する例を説明した。しかし、本発明はこの構成に限らず、２又は４以上の周波数帯域からいずれか１つの周波数帯域を選択する構成としてもよい。
【０１２７】
また、本実施形態の構成に第３の実施形態に記載の構成を適用し、コントローラ７６により周波数ω０ｖ，ω１ｖを切り替えることで周波数チャンネルを切り替え、周波数ωｃｖを固定にすることによって、イメージ抑圧型周波数変換器９３の特性を最適化してもよい。
【０１２８】
さらに、本実施形態に係るディジタル直交変調回路は、１つの搬送波信号発生器９４を備えたが、複数の搬送波信号発生器を備え、各周波数帯域Ｘ，Ｙ，Ｚに応じて各搬送波信号発生器がそれぞれ異なる周波数の信号を発生してもよい。
【０１２９】
第５の実施形態．
図１１は、本発明の第５の実施形態に係るディジタル直交変調回路の構成を示すブロック図である。図１１において、本実施形態に係るディジタル直交変調回路は、図１に示す第１の実施形態に係るディジタル直交変調回路と比較して、図１の混合器１４及び１５、局部発振信号発生回路１３及び加算器１６に代えて選択器１２１を備えた点、及び、クロック信号発生回路１２５をさらに備えた点が異なる。それ以外の点については、第１の実施形態に係るディジタル直交変調回路と同様であり、図１と同一符号を付した構成要素についての詳細な説明は省略する。
【０１３０】
図１２は、図１１の選択器１２１の詳細構成の一例を示す回路図である。図１２において、選択器１２１は、符号反転器１２２及び１２３と、４入力１出力のパラレル／シリアル変換器（以下、Ｐ／Ｓ変換器という。）１２４とを備えて構成される。Ｐ／Ｓ変換器１２４は、スイッチ１２４ａにより接点ａが選択されているとき、入力端子Ｉｎ１を介してＲＯＦ１１の出力信号を出力し、スイッチ１２４ａにより接点ｂが選択されているとき、入力端子Ｉｎ２を介してＲＯＦ１２の出力信号を出力し、スイッチ１２４ａにより接点ｃが選択されているとき、入力端子Ｉｎ３及び符号反転器１２２を介してＲＯＦ１１の出力信号を出力し、スイッチ１２４ａにより接点ｄが選択されているとき、入力端子Ｉｎ４及び符号反転器１２３を介してＲＯＦ１２の出力信号を出力する。スイッチ１２４ａは、クロック信号発生回路１２５から入力したクロック信号ＣＬＫに基づいて、順次接点ａ，ｂ，ｃ，ｄを選択して、選択された接点を介して入力される信号をＤ／Ａ変換器１７に出力する。
【０１３１】
図１３は、図１２の選択器１２１における各信号の動作を示す波形図である。図１３において、クロック信号ＣＬＫの周期毎に、順次入力端子Ｉｎ１，Ｉｎ２，Ｉｎ３，Ｉｎ４から入力された各信号が出力端子ＯＵＴから出力される。
【０１３２】
上記のような構成を備えたディジタル直交変調回路において、以下その動作について説明する。
【０１３３】
まず、ＲＯＦ１１及び１２により波形整形されて得られる出力信号Ｉ０及びＱ０は、選択器１２１により、クロック信号発生回路１２５から出力される、周波数４ωｃｌｋを有するクロック信号ＣＬＫに同期して、出力信号Ｉ０，Ｑ０，−Ｉ０，−Ｑ０が順次出力される。Ｄ／Ａ変換器１７は、クロック信号発生回路１２５からのクロック信号ＣＬＫに同期して、選択器１２１から入力した信号をアナログ電圧に変換して出力する。Ｄ／Ａ変換器１７の出力信号ＩＱ０は次式（４９）で表される。
【０１３４】
［数４９］
ＩＱ０＝Ｉ０×ｃｏｓωｃｌｋｔ＋Ｑ０×ｓｉｎωｃｌｋｔ  （４９）
【０１３５】
さらに、混合器１９及び１１０の出力信号ＩＥ及びＱＥは、次式（５０）及び（５１）で表される。
【０１３６】
［数５０］
ＩＥ
＝｛Ｉ０×ｃｏｓ（ωｃｌｋ＋ω１）ｔ＋Ｑ０×ｓｉｎ（ωｃｌｋ＋ω１）ｔ｝／２
＋｛Ｉ０×ｃｏｓ（ωｃｌｋ−ω１）ｔ＋Ｑ０×ｓｉｎ（ωｃｌｋ−ω１）ｔ｝／２
（５０）
【０１３７】
［数５１］
ＱＥ
＝｛Ｉ０×ｓｉｎ（ωｃｌｋ＋ω１）ｔ−Ｑ０×ｃｏｓ（ωｃｌｋ＋ω１）ｔ｝／２
−｛Ｉ０×ｓｉｎ（ωｃｌｋ−ω１）ｔ−Ｑ０×ｃｏｓ（ωｃｌｋ−ω１）ｔ｝／２
（５１）
【０１３８】
ＢＰＦ１１１及び１１２は、それぞれ上記出力信号ＩＥ及びＱＥから周波数成分（ωｃｌｋ＋ω１）を除去しかつ所要周波数成分を抽出するように帯域通過ろ波して混合器１１５及び１１６に出力する。ＢＰＦ１１１及び１１２の各出力信号ＩＥ１及びＱＥ１は、それぞれ以下の式（５２）及び（５３）で表される。
【０１３９】
［数５２］
ＩＥ１
＝｛Ｉ０×ｃｏｓ（ωｃｌｋ−ω１）ｔ＋Ｑ０×ｓｉｎ（ωｃｌｋ−ω１）ｔ｝／２
（５２）
【０１４０】
［数５３］
ＱＥ１
＝−｛Ｉ０×ｓｉｎ（ωｃｌｋ−ω１）ｔ−Ｑ０×ｃｏｓ（ωｃｌｋ−ω１）ｔ｝／２
（５３）
【０１４１】
混合器１１５及び１１６は、ＢＰＦ１１１及び１１２からの出力信号ＩＥ１及びＱＥ１と、搬送波信号発生回路１１４からの搬送波信号＋ｃｏｓωｃｔ及び−ｓｉｎωｃｔとをそれぞれ乗算することにより混合し、混合後の周波数変換された信号を出力する。混合器１１５及び１１６の各出力信号ＩＥ２及びＱＥ２は、それぞれ次式（５４）及び（５５）により表される。加算器１１７は、上記各出力信号ＩＥ２及びＱＥ２を加算し、ＢＰＦ１１８に出力する。加算器１１７の出力信号（ＩＥ２＋ＱＥ２）は、次式（５６）で表され、基本周波数（ωｃ−ωｏ１）を有する直交変調信号が得られる。但し、周波数（ωｃｌｋ−ω１）をωｏ１とする。
【０１４２】
［数５４］
ＩＥ２
＝［｛Ｉ０×｛ｃｏｓ（ωｃ＋ωｏ１）ｔ＋ｃｏｓ（ωｃ−ωｏ１）ｔ｝
＋Ｑ０×｛ｓｉｎ（ωｃ＋ωｏ１）ｔ−ｓｉｎ（ωｃ−ωｏ１）ｔ｝］／４
（５４）
【０１４３】
［数５５］
ＱＥ２
＝［｛−Ｉ０×｛ｃｏｓ（ωｃ＋ωｏ１）ｔ＋ｃｏｓ（ωｃ−ωｏ１）ｔ｝
−Ｑ０×｛ｓｉｎ（ωｃ＋ωｏ１）ｔ＋ｓｉｎ（ωｃ−ωｏ１）ｔ｝］／４
（５５）
【０１４４】
［数５６］
ＩＥ２＋ＱＥ２
＝Ｉ０×｛ｃｏｓ（ωｃ−ωｏ１）ｔ｝／２−Ｑ０×｛ｓｉｎ（ωｃ−ω０１）ｔ｝／２
（５６）
【０１４５】
なお、第１の実施形態に係るディジタル直交変調回路と同様に、周波数ωｃｌｋと周波数ω１とが等しい場合、即ちωｏ１＝０である場合は、イメージ周波数は存在しなくなるので、フィルタ１１８を省略してもよい。
【０１４６】
図１４は、図１２の選択器１２１の各部の信号を示す波形図である。クロック信号ＣＬＫの周波数をｆｃｌｋ［Ｈｚ］とすると、選択器１２１の出力信号は信号（Ｉ０×ｃｏｓωｃｌｋｔ＋Ｑ０×ｓｉｎωｃｌｋｔ）と実質的に等価になる。なお、周波数ωｃｌｋは、２πｆｃｌｋ／４である。
【０１４７】
クロック信号ＣＬＫのある立ち上がりタイミングをｔ＝０とすると、クロック信号ＣＬＫの各立ち上がりタイミングにおけるｃｏｓωｃｌｋｔの値は［＋１，０，−１，０，＋１，０，−１，０，…］と変化し、信号ｓｉｎωｃｌｋｔの値は［０，＋１，０，−１，０，＋１，０，−１，…］と変化する。ここで、ＲＯＦ１１の出力信号Ｉ０の値を［Ｉ００，Ｉ０１，Ｉ０２，Ｉ０３，…］とし、ＲＯＦ１２の出力信号Ｑ０の値を［Ｑ００，Ｑ０１，Ｑ０２，Ｑ０３，…］とすると、信号Ｉ０×ｃｏｓωｃｌｋｔは［＋Ｉ００，０，−Ｉ０２，０，…］となり、信号Ｑ０×ｓｉｎωｃｌｋｔは［０，＋Ｑ０１，０，−Ｑ０３，…］となり、任意データと三角関数の乗算が、単純な符号反転で実現できることがわかる。また、信号（Ｉ０×ｃｏｓωｃｌｋｔ）及び（Ｑ０×ｓｉｎωｃｌｋｔ）のいずれか一方が正値又は負値である時、他方は０となる。このため、両者の加算結果（Ｉ０×ｃｏｓωｃｌｋｔ＋Ｑ０×ｓｉｎωｃｌｋｔ）は、単純な選択で実現できることがわかる。
【０１４８】
図１５は、図１１のディジタル直交変調回路１５１を備えたディジタル通信装置の構成を示すブロック図である。図１５に示すディジタル通信装置は、図２に示した第１の実施形態に係るディジタル通信装置と比較して、図２のディジタル直交変調回路４２に代えてディジタル直交変調回路１５１を備えた点が異なる。それ以外の点については、図２に示した第１の実施形態に係るディジタル通信装置と同様であり、同一符号を付した構成要素についての詳細な説明は省略する。ベースバンド処理回路４１、ディジタル直交変調回路１５１及びディジタル直交復調回路７２は、１つのＩＣチップ７９上に構成される。
【０１４９】
以上説明したように、本実施形態に係るディジタル直交変調回路によれば、Ｄ／Ａ変換前のディジタル領域における乗算処理を符号反転と選択器１２１による選択によって行うので、第１の実施形態に係るディジタル直交変調回路よりも回路規模を削減でき、より消費電力を低減できるので、より通話時間及び待ち受け時間の長い無線端末を供給することができる。
【０１５０】
なお、本実施形態において、ＢＰＦ１１１，１１２は、混合器１９及び１１０からの角信号から周波数成分（ωｃｌｋ＋ω１）を除去しかつ所要周波数成分を抽出するように帯域通過ろ波した。しかし、本発明はこの構成に限らず、ＢＰＦ１１１，１１２は、混合器１９及び１１０からの角信号から周波数成分（ωｃｌｋ−ω１）を除去しかつ所要周波数成分を抽出するように帯域通過ろ波してもよく、その場合、第２の実施形態に係るディジタル直交変調回路と同様の効果が、より小さい回路規模で実現できる。
【０１５１】
また、局部発振信号発生器１８０１，１１４１により発生される局部発振信号の周波数、及び、ＢＰＦ１１１，１１２，１１９のろ波周波数特性を変化させることで、図５に示した第３の実施形態に係るディジタル直交変調回路と同様の効果が、より小さい規模で実現できる。また、本実施形態に係るディジタル直交変調回路の構成を第４の実施形態に適用してもよい。
【０１５２】
第６の実施形態．
図１６は、本発明の第６の実施形態に係るディジタル直交変調回路の構成を示すブロック図である。図１６において、本実施形態に係るディジタル直交変調回路は、図１１に示した第５の実施形態に係るディジタル直交変調回路と比較して、ＲＯＦ１１及び１２に代えてＲＯＦ１６１及び１６２を備えた点、２分周器１６３をさらに備えた点が異なる。それ以外の点については、第５の実施形態に係るディジタル直交変調回路と同様であり、図１１と同一符号を付した構成要素についての詳細な説明は省略する。
【０１５３】
ＲＯＦ１６２は、クロック信号発生回路１２５より発生されるクロック信号ＣＬＫ（周波数２ωｃｌｋ）に同期して、入力された同相成分データをディジタル的に帯域制限し、選択器１２１に出力する。ＲＯＦ１６１は、クロック信号発生回路１２５より発生されたクロック信号ＣＬＫを２分周器１６３により二分周した、周波数２ωｃｌｋを有するクロック信号に同期して、入力された直交成分データをディジタル的に帯域制限し、選択器１２１に出力する。
【０１５４】
ここで、第５の実施形態に係る選択器１２１の各部の信号を示した図１４と比較すると、選択器１２１によって処理して得られる信号（Ｉ０×ｃｏｓωｃｌｋｔ）は、１サンプルおきに０となっており、有意のサンプルレートは見かけの半分である。そのため、ＲＯＦ１６１へ印加するクロック周波数を２分周器１６３により半分にしても、第５の実施形態に係るディジタル直交変調回路と同じ結果が得られることがわかる。図１７は、図１６の信号選択器１２１の各部の信号を示す波形図である。図１７に示すように、ＲＯＦ１６１は、クロック信号発生器１２５により発生されるクロック信号ＣＬＫの半分の周波数のクロック信号ＣＬＫｄを用いて同相成分データをサンプリングしているが、図１４に示す信号（Ｉ０×ｃｏｓωｃｌｋｔ）と実質的に同等の信号（Ｉ０×ｃｏｓωｃｌｋｔ）が得られる。
【０１５５】
以上説明したように、本実施形態に係るディジタル直交変調回路によれば、２分周器１６３によりＲＯＦ１６１のクロック周波数を半分にすることによって、回路規模を削減し、より消費電力を低減できるので、より通話時間及び待ち受け時間の長い無線端末を供給することができる。
【０１５６】
なお、本実施形態において、２分周器１６３は同相成分データを入力するＲＯＦ１６１に接続されたが、本発明はこの構成に限らず、直交成分データを入力するＲＯＦ１６２に接続されてもよく、ＲＯＦ１６１，１６２のうち少なくとも一方のクロック周波数を半分にすることができる。
【０１５７】
第７の実施形態．
図１８は、本発明の第７の実施形態に係るディジタル直交変調回路の構成を示すブロック図である。図１８において、本実施形態に係るディジタル直交変調回路は、図１１に示した第５の実施形態に係るディジタル直交変調回路と比較して、ＲＯＦ１１及び１２に代えてＲＯＦ１８１及び１８２を備えた点、２分周器１６３、遅延器１８３及び信号補間器１８４をさらに備えた点が異なる。それ以外の点については、第５の実施形態に係るディジタル直交変調回路と同様であり、図１１と同一符号を付した構成要素についての詳細な説明は省略する。
【０１５８】
ＲＯＦ１８１及び１８２は、クロック信号発生回路１２５より発生されたクロック信号ＣＬＫを２分周器１６３により二分周した、周波数２ωｃｌｋを有するクロック信号に同期して、それぞれ入力された同相成分データ及び直交成分データをディジタル的に帯域制限し、それぞれ遅延器１８３及び信号補間器１８４に出力する。信号補間器１８４は、ＲＯＦ１８２から出力される信号を、例えば、連続する２つの値を足して２で割ることによって、擬似的にＲＯＦ１８２のクロック周波数を倍増させるように補間して選択器１２１に出力する。遅延器１８３は、ＲＯＦ１８１から出力される信号のタイミングを、信号補間器１８４の出力信号のタイミングを合わせるように、ＲＯＦ１８１から出力される信号を所定時間だけ遅延させて選択器１２１に出力する。
【０１５９】
図１９の（ａ）は、信号補間器１８４を設けない場合のＲＯＦ１８２の出力信号Ｑ０と、選択器１２１によって乗算される信号と実質的に等価な信号ｓｉｎωｃｌｋｔとを示す波形図である。図１９の（ｂ）は、信号補間器１８４を設けた場合の信号補間器１８４の出力信号Ｑ０と、選択器１２１によって乗算される信号と実質的に等価な号ｓｉｎωｃｌｋｔとを示す波形図である。図１９（ａ）に示されるように、信号補間器１８４を設けない場合、２分周器１６３によりＲＦＯ１８１及び１８２の双方に印加するクロック周波数を半分に設定した場合、ＲＯＦ１８２の出力信号は、信号ｓｉｎωｃｌｋｔに基づくサンプリングのタイミングにおいて、対応するデータが存在しない。一方、図１９の（ｂ）に示されるように、信号補間器１８４を設けた場合、信号補間器１８４によってサンプリングのタイミングにおいても対応するデータが補間により得られるため、クロック周波数を半分に設定しない場合と同等の出力信号が得られる。
【０１６０】
図４０は、第７の実施形態において信号選択器１２１及びその前段の回路を示す回路図である。図４１は、図４０において信号選択器１２１の各信号の動作を示す波形図である。図４０において、クロック信号ＣＬＫの周期毎に、Ｐ／Ｓ変換器１２４の入力端子Ｉｎ１、Ｉｎ２、Ｉｎ３、Ｉｎ４が順次選択され、出力端子ＯＵＴから出力信号が出力される。図４１に示す波形図において、説明のため遅延器１８３の遅延量は０とする。また、信号補間器１８４は、連続する２サンプルの平均を取ることで、両サンプルの中間に対応するデータを擬似的に得るものとする。このような構成を取ることで、従来構成と同等の出力が得られる。なお、精度向上のため、３サンプル以上の値から補間処理を行う場合は、遅延器１８３の遅延量を１以上とする必要がある。
【０１６１】
以上説明したように、本実施形態に係るディジタル直交変調回路によれば、遅延器１８３及び信号補間器１８４を設け、信号補間器１８４によりＲＯＦ１８２の出力信号を補間し、遅延器１８３によりＲＯＦ１８１の出力信号を信号補間器１８４の出力信号と合わせるように遅延させることで、ＲＯＦ１８１及び１８２のクロック周波数を半分に設定することができ、回路規模をさらに削減することができる。これにより、より消費電力を低減できるので、より通話時間及び待ち受け時間の長い無線端末を供給することができる。
【０１６２】
なお、本実施形態において、信号補間器１８４によりＲＯＦ１８２の出力信号を補間し、遅延器１８３によりＲＯＦ１８１の出力信号を遅延させた。しかし、本発明はこの構成に限らず、信号補間器１８４によりＲＯＦ１８１の出力信号を補間し、遅延器１８３によりＲＯＦ１８２の出力信号を遅延させてもよい。
【０１６３】
第８の実施形態．
図２０は、本発明の第８の実施形態に係るディジタル直交変調回路の構成を示すブロック図である。図２０において、本実施形態に係るディジタル直交変調回路は、図１に示す第１の実施形態に係るディジタル直交変調回路と比較して、図１の混合器１９及び１１０及び局部発振信号発生回路１８に代えて選択器１３０を備えた点、及び、クロック信号発生回路１３１をさらに備えた点が異なる。それ以外の点については、第１の実施形態に係るディジタル直交変調回路と同様であり、図１と同一符号を付した構成要素についての詳細な説明は省略する。
【０１６４】
図２１は、図２０の選択器１３０の詳細構成の一例を示す回路図である。図２１において、選択器１３０は、スイッチ１３３，１３４と、符号反転器１３５と、４分周器１３６とを備えて構成される。４分周器１３６は、例えば４分周フリップフロップ回路であり、入力されたクロック信号発生回路１３１からの周波数４ωｃｌｋ２を有するクロック信号ＣＬＫを４分周し、周波数ωｃｌｋ２を有する互いに直交した制御信号ＣＳ１及びＣＳ２を出力する。スイッチ１３３及び１３４は、それぞれ制御信号ＣＳ２及びＣＳ１に応じて制御される。スイッチ１３３は、制御信号ＣＳ２がハイレベルであるとき、接点ａを介してＢＰＦ１１９からの出力信号をＢＰＦ１１１に出力し、制御信号ＣＳ２がロウレベルであるとき、接点ｂ及び符号反転器１３５を介してＢＰＦ１１９からの出力信号をＢＰＦ１１１に出力する。スイッチ１３４は、制御信号ＣＳ１がハイレベルであるとき、接点ａを介してＢＰＦ１１９からの出力信号をＢＰＦ１１２に出力し、制御信号ＣＳ１がロウレベルであるとき、接点ｂ及び符号反転器１３５を介してＢＰＦ１１９からの出力信号をＢＰＦ１１２に出力する。なお、直交した制御信号を発生する回路として４分周器１３６を例に挙げたが、本発明はこれに限らず、詳細後述するように、２分周フリップフロップ回路又はＲＣ移相器であってもよい。
【０１６５】
図２２は、図２１の４分周器１３６の動作を示す波形図である。図２２において、４分周器１３６は、入力されたクロック信号ＣＬＫを４分周して、互いに直交した制御信号ＣＳ１及びＣＳ２を出力する。制御信号ＣＳ１及びＣＳ２が図２２に示すような位相関係を持つ場合、離散時間で動作するディジタル領域において、制御信号ＣＳ２は、信号（ｃｏｓωｃｌｋ２ｔ−ｓｉｎωｃｌｋ２ｔ）と実質的に等価であり、制御信号ＣＳ１は、信号（ｃｏｓωｃｌｋ２ｔ＋ｓｉｎωｃｌｋ２ｔ）と実質的に等価であると見なすことができる。
【０１６６】
上記のような構成を備えたディジタル直交変調回路において、以下その動作について図２０を用いて説明する。ＢＰＦ１１９までの処理は、図１に示した第１の実施形態に係るディジタル直交変調回路と同様であるため説明を省略する。
【０１６７】
選択器１３０に印加される電圧を次式（５７）で表されるＶｄａとすると、選択器１３０の各出力信号ＩＦ及びＱＦは、次式（５８）及び（５９）によって表される。
【０１６８】
［数５７］
Ｖｄａ＝（Ｉ０×ｃｏｓω０ｔ＋Ｑ０×ｓｉｎω０ｔ）  （５７）
［数５８］
ＩＦ
＝Ｖｄａ×（ｃｏｓωｃｌｋ２ｔ−ｓｉｎωｃｌｋ２ｔ）
＝｛（Ｉ０＋Ｑ０）×ｃｏｓ（ω０＋ωｃｌｋ２）ｔ
−（Ｉ０−Ｑ０）×ｓｉｎ（ω０＋ωｃｌｋ２）ｔ｝／２
＋｛（Ｉ０−Ｑ０）×ｃｏｓ（ω０−ωｃｌｋ２）ｔ
＋（Ｉ０＋Ｑ０）×ｓｉｎ（ω０−ωｃｌｋ２）ｔ｝／２
（５８）
【０１６９】
［数５９］
ＱＦ
＝Ｖｄａ×（ｃｏｓωｃｌｋ２ｔ＋ｓｉｎωｃｌｋ２ｔ）
＝｛（Ｉ０−Ｑ０）×ｃｏｓ（ω０＋ωｃｌｋ２）ｔ
＋（Ｉ０＋Ｑ０）×ｓｉｎ（ω０＋ωｃｌｋ２）ｔ｝／２
＋｛（Ｉ０＋Ｑ０）×ｃｏｓ（ω０−ωｃｌｋ２）ｔ
−（Ｉ０−Ｑ０）×ｓｉｎ（ω０−ωｃｌｋ２）ｔ｝／２
（５９）
【０１７０】
ＢＰＦ１１１及び１１２は、それぞれ上記出力信号ＩＦ及びＱＦから周波数成分（ω０＋ωｃｌｋ２）を除去しかつ所要周波数成分を抽出するように帯域通過ろ波して混合器１１５及び１１６に出力する。ＢＰＦ１１１及び１１２の各出力信号ＩＦ１及びＱＦ１は、それぞれ次式（６０）及び（６１）で表される。但し、周波数（ω０−ωｃｌｋ２）をωｏ２とする。
【０１７１】
［数６０］
ＩＦ１
＝｛（Ｉ０−Ｑ０）×ｃｏｓ（ω０−ωｃｌｋ２）ｔ
＋（Ｉ０＋Ｑ０）×ｓｉｎ（ω０−ωｃｌｋ２）ｔ｝／２
＝｛Ｉ０×ｓｉｎ（ωｏ２ｔ＋π／４）
−Ｑ０×ｃｏｓ（ωｏ２ｔ＋π／４）｝／（√（２））
（６０）
【０１７２】
［数６１］
ＱＦ１
＝｛（Ｉ０＋Ｑ０）×ｃｏｓ（ω０−ωｃｌｋ２）ｔ
−（Ｉ０−Ｑ０）×ｓｉｎ（ω０−ωｃｌｋ２）ｔ｝／２
＝｛Ｉ０×ｃｏｓ（ωｏ２ｔ＋π／４）
＋Ｑ０×ｓｉｎ（ωｏ２ｔ＋π／４）｝／（√（２））
（６１）
【０１７３】
次に、出力信号ＩＦ１及びＱＦ１は、イメージ抑圧型周波数変換器１１３により第１の実施形態に係るディジタル直交変調回路のイメージ抑圧型周波数変換器１１３と同様に処理され、混合器１１５及び１１６の各出力信号ＩＦ２及びＱＦ２は、次式（６２）及び（６３）で表され、イメージ抑圧型周波数変換器１１３の出力信号は、次式（６４）で表され、基本周波数（ωｃ−ωｏ２）で直交変調信号が得られる。なお、周波数ω０と周波数ωｃｌｋ２が等しい場合、即ちωｏ２＝０である場合、イメージ周波数は存在しないので、ＢＰＦ１１８を省略してもよい。
【０１７４】
［数６２］
ＩＦ２
＝［Ｉ０×［ｓｉｎ｛（ωｃ＋ωｏ２）ｔ＋π／４｝
−ｓｉｎ｛（ωｃ−ωｏ２）ｔ−π／４｝］
−Ｑ０×［ｃｏｓ｛（ωｃ＋ωｏ２）ｔ＋π／４｝
＋ｃｏｓ｛（ωｃ−ωｏ２）ｔ−π／４｝］］／（２√（２））
（６２）
【０１７５】
［数６３］
ＱＦ２
＝［−Ｉ０×［ｓｉｎ｛（ωｃ＋ωｏ２）ｔ＋π／４｝
＋ｓｉｎ｛（ωｃ−ωｏ２）ｔ−π／４｝］
＋Ｑ０×［ｃｏｓ｛（ωｃ＋ωｏ２）ｔ＋π／４｝
−ｃｏｓ｛（ωｃ−ωｏ２）ｔ−π／４｝］］／（２√（２））
（６３）
【０１７６】
［数６４］
ＩＦ２＋ＱＦ２
＝［−Ｉ０×ｓｉｎ｛（ωｃ−ωｏ２）ｔ−π／４｝
−Ｑ０×ｃｏｓ｛（ωｃ−ωｏ２）ｔ−π／４｝］／（√（２））
＝［Ｉ０×ｃｏｓ｛（ωｃ−ωｏ２）ｔ＋π／４｝
−Ｑ０×ｓｉｎ｛（ωｃ−ωｏ２）ｔ＋π／４｝］／（√（２））
（６４）
【０１７７】
以上説明したように、本実施形態に係るディジタル直交変調回路によれば、Ｄ／Ａ変換後のアナログ領域における乗算処理を選択器１３０により符号反転と選択によって行うので、第１の実施形態に係るディジタル直交変調回路よりも回路規模を削減でき、より消費電力を低減できるので、より通話時間及び待ち受け時間の長い無線端末を供給することができる。
【０１７８】
第９の実施形態．
図２３は、本発明の第９の実施形態に係るディジタル直交変調回路の構成を示すブロック図である。図２３において、本実施形態に係るディジタル直交変調回路は、図１１に示した第５の実施形態に係るディジタル直交変調回路と比較して、図１１の混合器１９及び１１０及び局部発振信号発生回路１８に代えて選択器１４０を備えた点、ＢＰＦ１１１及び１１２とイメージ抑圧型周波数変換器１１３の間に選択器１４１，１４２及び加算器１４３，１４４をさらに備えた点、図１１のクロック信号発生回路１２５に代えてクロック信号発生回路１４５を備えた点、及び、コントローラ７７を備えた点が異なる。それ以外の点については、第５の実施形態に係るディジタル直交変調回路と同様であり、図１１と同一符号を付した構成要素についての詳細な説明は省略する。
【０１７９】
図２３において、選択器１４０は、ＢＰＦ１１９の出力信号を、クロック信号発生回路１４５からのクロック信号ＣＬＫ１に基づいて符号反転及び選択を行って、出力信号ＩＧ，ＱＧを出力する（詳細は図２４を参照して後述する。）。ＢＰＦ１１１は、出力信号ＩＧから所要周波数成分を抽出するように帯域通過ろ波して選択器１４１に出力する。ＢＰＦ１１２は、出力信号ＱＧから所要周波数成分を抽出するように帯域通過ろ波して選択器１４２に出力する。選択器１４１は、ＢＰＦ１１１の出力信号ＩＧ１を、クロック信号発生回路１４５からのクロック信号ＣＬＫ２に基づいて符号反転及び選択を行って、出力信号ＩＧ１１，ＩＧ１２を出力する。選択器１４２は、ＢＰＦ１１２の出力信号ＱＧ１を、クロック信号発生回路１４５からのクロック信号ＣＬＫ２に基づいて符号反転及び選択を行って、出力信号ＱＧ１１，ＱＧ１２を出力する。加算器１４３は、出力信号ＩＧ１１及び出力信号ＱＧ１２を加算して混合器１１５に出力する。加算器１４４は、出力信号ＩＧ１２及び出力信号ＱＧ１１を加算して混合器１１６に出力する。
【０１８０】
図２４は、図２３の選択器１４０の詳細構成を示すブロック図である。図２４において、選択器１４０は、スイッチ１４６，１４７と、符号反転器１４８と、４分周器１４９と、符号切替器１５０と、９０度移相器１５５とを備えて構成される。４分周器１４９は、例えば４分周フリップフロップ回路であり、クロック信号発生回路１４５から出力されるクロック信号ＣＬＫ１を４分周して、互いに直交した制御信号ＣＳ３及び制御信号ＣＳ４を出力する。符号切替器１５０のスイッチ１５０ａは、コントローラ７７により制御され、スイッチ１５０ａにより、非反転モードにおいてスイッチ１５０ａの接点ａを介して、制御信号ＣＳ４をそのまま出力し、反転モードにおいて符号反転器１５０ｂ及びスイッチ１５０ａの接点ｂを介して、反転された制御信号ＣＳ４を出力する。スイッチ１４６及び１４７は、それぞれ４分周器１４９及び符号切替器１５０の出力信号に応じて制御される。スイッチ１４６は、制御信号ＣＳ３がハイレベルであるとき、接点ａを介してＢＰＦ１１９からの出力信号をＢＰＦ１１１に出力し、制御信号ＣＳ３がロウレベルであるとき、符号反転器１４８及びスイッチ１４７の接点ｂを介して、ＢＰＦ１１９からの出力信号をＢＰＦ１１１に出力する。スイッチ１４７は、制御信号ＣＳ４Ａがハイレベルであるとき、ＢＰＦ１１９からの出力信号をスイッチ１４７の接点ａを介してＢＰＦ１１２に出力し、制御信号ＣＳ４Ａがロウレベルであるとき、符号反転器１４８及びスイッチ１４７の接点ｂを介して、ＢＰＦ１１９からの出力信号をＢＰＦ１１２に出力する。なお、４分周器１４９は、４分周フリップフロップ回路であったが、これに限らず、２分周フリップフロップ回路又はＲＣ移相器であってもよい。なお、図２３の選択器１４１，１４２は、選択器１４０と同様の構成を有する。
【０１８１】
図２５は、図２４の４分周器１４９及び９０度移相器１５５の動作を示す波形図である。図２５において、４分周器１４９は、入力されたクロック信号ＣＬＫ１を４分周して、制御信号ＣＳ３を出力する。９０度移相器１５５は、制御信号ＣＳ３の位相を９０度だけ移相した制御信号ＣＳ４を出力する。制御信号ＣＳ３及びＣＳ４の各位相は、互いに直交する。図２５に示すように、クロック信号ＣＬＫ１の周波数を４ωｃｌｋとすると、制御信号ＣＳ３は、信号（ｃｏｓωｃｌｋｔ−ｓｉｎωｃｌｋｔ）と実質的に等価であり、制御信号ＣＳ４は、信号（ｃｏｓωｃｌｋｔ＋ｓｉｎωｃｌｋｔ）と実質的に等価であると見なすことができる。
【０１８２】
図２６は、図２３のクロック信号発生回路１４５の詳細構成を示すブロック図である。図２６において、クロック信号発生回路１４５は、スイッチ１５９と、２分周器１５２，１５３と、クロック信号発生器１５４とを備えて構成される。クロック信号発生器１５４は、周波数１６ωｃｌｋを有する信号を発生して出力する。２分周器１５３は、クロック信号発生器１５４から出力された信号を２分周し、周波数８ωｃｌｋを有する信号を発生して出力する。２分周器１５２は、２分周器１５３から出力された信号を２分周し、周波数４ωｃｌｋを有する信号を発生して選択器１２１，１４０及びＤ／Ａ変換器１７に出力する。スイッチ１５９は、コントローラ７７により制御され、接点ａを介して周波数４ωｃｌｋを有する信号を選択器１４１，１４２に出力し、接点ｂを介して周波数８ωｃｌｋを有する信号を選択器１４１，１４２に出力し、接点ｃを介して周波数１６ωｃｌｋを有する信号を選択器１４１，１４２に出力する。
【０１８３】
上記のような構成を備えたディジタル直交変調回路において、以下その動作について図２３を用いて説明する。ＢＰＦ１１９までの処理は、図１１に示した第５の実施形態に係るディジタル直交変調回路と同様であるため説明を省略する。
【０１８４】
選択器１４０に印加される電圧を次式（６５）で表されるＶｉｎとすると、選択器１４０の各出力信号ＩＧ及びＱＧは、次式（６６）及び（６７）によって表される。但し、選択器１４０内の符号切替器１５０のモードにより決まる係数をａ１とし、係数ａ１は非反転モード時に１となり、反転モード時に−１となる。
【０１８５】
［数６５］
Ｖｉｎ＝（Ｉ０×ｃｏｓω０ｔ＋Ｑ０×ｓｉｎω０ｔ）  （６５）
【０１８６】
［数６６］
ＩＧ
＝Ｖｉｎ（ｃｏｓωｃｌｋｔ−ｓｉｎωｃｌｋｔ）
＝｛（Ｉ０−Ｑ０）＋（Ｉ０＋Ｑ０）×ｃｏｓ（２ωｃｌｋ）ｔ
−（Ｉ０−Ｑ０）×ｓｉｎ（２ωｃｌｋ）ｔ｝／２
（６６）
【０１８７】
［数６７］
ＱＧ
＝ａ１×Ｖｉｎ（ｃｏｓωｃｌｋｔ＋ｓｉｎωｃｌｋｔ）
＝ａ１×｛（Ｉ０＋Ｑ０）＋（Ｉ０−Ｑ０）×ｃｏｓ（２ωｃｌｋ）ｔ
＋（Ｉ０＋Ｑ０）×ｓｉｎ（２ωｃｌｋ）ｔ｝／２
（６７）
【０１８８】
ＢＰＦ１１１及び１１２は、それぞれ上記出力信号ＩＧ及びＱＧから周波数成分（Ｉ０±Ｑ０）を除去しかつ所要周波数成分を抽出するように帯域通過ろ波して選択器１４１及び１４２に出力する。ＢＰＦ１１１及び１１２の各出力信号ＩＧ１及びＱＧ１は、それぞれ次式（６８）及び（６９）で表される。
【０１８９】
［数６８］
ＩＧ１
＝｛（Ｉ０＋Ｑ０）×ｃｏｓ（２ωｃｌｋ）ｔ
−（Ｉ０−Ｑ０）×ｓｉｎ（２ωｃｌｋ）ｔ｝／２
（６８）
【０１９０】
［数６９］
ＱＧ１
＝ａ１×｛（Ｉ０−Ｑ０）×ｃｏｓ（２ωｃｌｋ）ｔ
＋（Ｉ０＋Ｑ０）×ｓｉｎ（２ωｃｌｋ）ｔ｝／２
（６９）
【０１９１】
クロック信号発生回路１４５から出力されるクロック信号ＣＬＫ２の周波数を４ωａとすると、選択器１４１の各出力信号ＩＧ１１，ＩＧ１２及び選択器１４２の各出力信号ＱＧ１１，ＱＧ１２は、それぞれ次式（７０）〜（７３）で表される。但し、選択器１４１及び１４２内の各符号切替器１５０のモードにより決まる係数をそれぞれａ２及びａ３とし、係数ａ２及びａ３は非反転モード時に１となり、反転モード時に−１となる。また、周波数（２ωｃｌｋ−ωａ）をωｏ３とし、周波数（２ωｃｌｋ＋ωａ）をωｏ４とする。
【０１９２】
［数７０］
ＩＧ１１
＝Ｉ０×ｃｏｓ（ωｏ３）ｔ＋Ｑ０×ｓｉｎ（ωｏ３）ｔ
＋Ｑ０×ｃｏｓ（ωｏ４）ｔ−Ｉ０×ｓｉｎ（ωｏ４）ｔ
（７０）
【０１９３】
［数７１］
ＩＧ１２
＝ａ２×｛Ｑ０×ｃｏｓ（ωｏ３）ｔ−Ｉ０×ｓｉｎ（ωｏ３）ｔ
＋Ｉ０×ｃｏｓ（ωｏ４）ｔ＋Ｑ０×ｓｉｎ（ωｏ４）ｔ｝
（７１）
【０１９４】
［数７２］
ＱＧ１１
＝ａ１×｛−Ｑ０×ｃｏｓ（ωｏ３）ｔ＋Ｉ０×ｓｉｎ（ωｏ３）ｔ
＋Ｉ０×ｃｏｓ（ωｏ４）ｔ＋Ｑ０×ｓｉｎ（ωｏ４）ｔ｝
（７２）
【０１９５】
［数７３］
ＱＧ１２
＝ａ１×ａ３×｛Ｉ０×ｃｏｓ（ωｏ３）ｔ＋Ｑ０×ｓｉｎ（ωｏ３）ｔ
−Ｑ０×ｃｏｓ（ωｏ４）ｔ＋Ｉ０×ｓｉｎ（ωｏ４）ｔ｝
（７３）
【０１９６】
加算器１４３は、出力信号ＩＧ１１と出力信号ＱＧ１２とを加算して出力し、加算器１４４は出力信号ＩＧ１２と出力信号ＱＧ１１とを加算して出力する。加算器１４３及び１４４の各出力信号はそれぞれ次式（７４）及び（７５）で表すことができる。
【０１９７】
［数７４］
ＩＧ２
＝（１＋ａ１×ａ３）×｛Ｉ０×ｃｏｓ（ωｏ３）ｔ＋Ｑ０×ｓｉｎ（ωｏ３）ｔ｝
＋（１−ａ１×ａ３）×｛Ｑ０×ｃｏｓ（ωｏ４）ｔ−Ｉ０×ｓｉｎ（ωｏ４）ｔ｝
（７４）
【０１９８】
［数７５］
ＱＧ２
＝−（ａ１−ａ２）×｛Ｑ０×ｃｏｓ（ωｏ３）ｔ−Ｉ０×ｓｉｎ（ωｏ３）ｔ｝
＋（ａ１＋ａ２）×｛Ｉ０×ｃｏｓ（ωｏ４）ｔ＋Ｑ０×ｓｉｎ（ωｏ４）ｔ｝
（７５）
【０１９９】
次に、出力信号ＩＧ２及びＱＧ２は、イメージ抑圧型周波数変換器１１３により第１の実施形態に係るディジタル直交変調回路のイメージ抑圧型周波数変換器１１３と同様に処理され、混合器１１５及び１１６の各出力信号ＩＧ３及びＱＧ３は、次式（７６）及び（７７）で表され、イメージ抑圧型周波数変換器１１３の出力信号は、次式（７８）で表され、基本周波数（ωｃ±ωｏ３）及び（ωｃ±ωｏ４）の４つの周波数成分を持つ直交変調信号が得られる。なお、次式（７８）において、位相オフセット成分（３×π／２）が重畳されるが、ｃｏｓ成分及びｓｉｎ成分に同じだけ重畳されているので出力信号Ｉ０及び出力信号Ｑ０間の直交性への影響はない。
【０２００】
［数７６］
ＩＧ３
＝（１＋ａ１×ａ３）
×｛Ｉ０×ｃｏｓ（ωｃ−ωｏ３）ｔ−Ｑ０×ｓｉｎ（ωｃ−ωｏ３）ｔ
＋Ｉ０×ｃｏｓ（ωｃ＋ωｏ３）ｔ＋Ｑ０×ｓｉｎ（ωｃ＋ωｏ３）ｔ｝／２
＋（１−ａ１×ａ３）
×｛Ｑ０×ｃｏｓ（ωｃ−ωｏ４）ｔ＋Ｉ０×ｓｉｎ（ωｃ−ωｏ４）ｔ
＋Ｑ０×ｃｏｓ（ωｃ＋ωｏ４）ｔ−Ｉ０×ｓｉｎ（ωｃ＋ωｏ４）ｔ｝／２
（７６）
【０２０１】
［数７７］
ＱＧ３
＝（ａ１−ａ２）
×｛−Ｉ０×ｃｏｓ（ωｃ−ωｏ３）ｔ＋Ｑ０×ｓｉｎ（ωｃ−ωｏ３）ｔ
＋Ｉ０×ｃｏｓ（ωｃ＋ωｏ３）ｔ＋Ｑ０×ｓｉｎ（ωｃ＋ωｏ３）ｔ｝／２
＋（ａ１＋ａ２）
×｛Ｑ０×ｃｏｓ（ωｃ−ωｏ４）ｔ＋Ｉ０×ｓｉｎ（ωｃ−ωｏ４）ｔ
−Ｑ０×ｃｏｓ（ωｃ＋ωｏ４）ｔ＋Ｉ０×ｓｉｎ（ωｃ＋ωｏ４）ｔ｝／２
（７７）
【０２０２】
［数７８］
ＩＧ３＋ＱＧ３
＝（１＋ａ１×ａ３−ａ１＋ａ２）
×｛Ｉ０×ｃｏｓ（ωｃ−ωｏ３）ｔ−Ｑ０×ｓｉｎ（ωｃ−ωｏ３）ｔ｝／２
＋（１＋ａ１×ａ３＋ａ１−ａ２）
×｛Ｉ０×ｃｏｓ（ωｃ＋ωｏ３）ｔ−Ｑ０×ｓｉｎ（ωｃ＋ωｏ３）ｔ｝／２
＋（１−ａ１×ａ３＋ａ１＋ａ２）
×｛Ｑ０×ｃｏｓ（ωｃ−ωｏ４）ｔ＋Ｉ０×ｓｉｎ（ωｃ−ωｏ４）ｔ｝／２
＋（１−ａ１×ａ３−ａ１−ａ２）
×｛Ｑ０×ｃｏｓ（ωｃ＋ωｏ４）ｔ＋Ｉ０×ｓｉｎ（ωｃ＋ωｏ４）ｔ｝／２
＝（１＋ａ１×ａ３−ａ１＋ａ２）
×｛Ｉ０×ｃｏｓ（ωｃ−ωｏ３）ｔ−Ｑ０×ｓｉｎ（ωｃ−ωｏ３）ｔ｝／２
＋（１＋ａ１×ａ３＋ａ１−ａ２）
×｛Ｉ０×ｃｏｓ（ωｃ＋ωｏ３）ｔ−Ｑ０×ｓｉｎ（ωｃ＋ωｏ３）ｔ｝／２
＋（１−ａ１×ａ３＋ａ１＋ａ２）
×［Ｉ０×ｃｏｓ｛（ωｃ−ωｏ４）ｔ＋３×π／２｝
−Ｑ０×ｓｉｎ｛（ωｃ−ωｏ４）ｔ＋３×π／２｝］／２
＋（１−ａ１×ａ３−ａ１−ａ２）
×［Ｉ０×ｃｏｓ｛（ωｃ＋ωｏ４）ｔ＋３×π／２｝
−Ｑ０×ｓｉｎ｛（ωｃ＋ωｏ４）ｔ＋３×π／２｝］／２
（７８）
【０２０３】
図３７及び図３８は、各選択器１４０，１４１，１４２のモードの設定と、得られる周波数成分との関係を示す表である。図３７に示すように、選択器１４０を反転モードに設定し、選択器１４１を非反転モードに設定し、選択器１４２を反転モードに設定したとき、周波数成分（ωｃ−ωｏ３）が得られ、選択器１４０を非反転モードに設定し、選択器１４１を反転モードに設定し、選択器１４２を非反転モードに設定したとき、周波数成分（ωｃ＋ωｏ３）が得られ、選択器１４０を非反転モードに設定し、選択器１４１を非反転モードに設定し、選択器１４２を反転モードに設定したとき、周波数成分（ωｃ−ωｏ４）が得られ、選択器１４０を反転モードに設定し、選択器１４１を反転モードに設定し、選択器１４２を非反転モードに設定したとき、周波数成分（ωｃ＋ωｏ４）が得られる。従って、選択器１４０，１４１，１４２のモードを切り替えることによって、上記式（７８）で表される出力信号（ＩＧ３＋ＱＧ３）から任意の１成分を取り出すことができ、即ちチャンネル間隔２ωｃｌｋで４チャンネルの切り替えが可能となる。さらに、図３８に示すように、クロック信号発生回路１４５によって発生されるクロック信号ＣＬＫ２の周波数４ωａをスイッチ１５９によって切り替えることによって、チャンネル間隔ωｃｌｋでは１１チャンネル又はチャンネル間隔２ωｃｌｋでは７チャンネルの切り替えが可能となる。
【０２０４】
以上説明したように、本実施形態に係るディジタル直交変調回路によれば、符号切替器１５０及びスイッチ１５９の制御によって異なる周波数を基準とする複数の周波数に切り替えることができ、周波数の切り替えに要する時間の短縮できる。
【０２０５】
第１０の実施形態．
図２７は、本発明の第１０の実施形態に係るディジタル直交変調回路の構成を示すブロック図である。図２７において、本実施形態に係るディジタル直交変調回路は、図２３に示した第９の実施形態に係るディジタル直交変調回路と比較して、選択器１２１に代えて選択器１６０を備えた点、選択器１４１，１４２及び加算器１４３，１４４に代えて選択器１６１を備えた点、クロック信号発生回路１４５に代えてクロック信号発生回路１６２を備えた点、及び、コントローラ７７に代えてコントローラ７８を備えた点が異なる。それ以外の点については、第９の実施形態に係るディジタル直交変調回路と同様であり、図２３と同一符号を付した構成要素についての詳細な説明は省略する。
【０２０６】
図２７において、選択器１６０は、ＲＯＦ１１及び１２の出力信号Ｉ０及びＱ０を、クロック信号発生回路１６２からのクロック信号ＣＬＫ３に基づいて符号反転及び選択を行って、出力信号ＩＱＨをＤ／Ａ変換器１７及びＢＰＦ１１９を介して選択器１４０に出力する。選択器１４０は、ＢＰＦ１１９の出力信号を、クロック信号発生回路１６２からのクロック信号ＣＬＫ３に基づいて符号反転及び選択を行って、出力信号ＩＨ，ＱＨを出力する。ＢＰＦ１１１は、出力信号ＩＨから所要周波数成分を抽出するように帯域通過ろ波して選択器１６１に出力する。ＢＰＦ１１２は、出力信号ＱＨから所要周波数成分を抽出するように帯域通過ろ波して選択器１６２に出力する。選択器１６１は、ＢＰＦ１１１の出力信号ＩＨ１及びＢＰＦ１１２の出力信号ＱＨ１を、クロック信号発生回路１６２からのクロック信号ＣＬＫ４に基づいて符号反転及び選択を行って、出力信号ＩＨ２，ＱＨ２を図示しないイメージ抑圧型周波数変換器１１３に出力する。
【０２０７】
図２８は、図２７の選択器１６０の詳細構成の一例を示す回路図である。図２８において、選択器１６０は、図１２に示した選択器１２１と、符号反転器１６３と、スイッチ１６４とを備えて構成される。スイッチ１６４はコントローラ７８により制御され、接点ａが選択されたときＲＯＦ１２からの出力信号をそのまま選択器１２１に出力し、接点ｂが選択されたとき符号反転器１６３を介してＲＯＦ１２からの出力信号を選択器１２１に出力する。
【０２０８】
図２９は、図２７の選択器１６１の詳細構成の一例を示す回路図である。図２９において、選択器１６１は、符号反転器１６６，１６９と、スイッチ１６５，１６７，１６８，１７０〜１７４と、クロック制御回路１７５と、加算器１７６，１７７とを備えて構成される。クロック制御回路１７５は、直交クロック発生器１７５３と、符号反転器１７５１，１７５２とを備えて構成される。直交クロック発生器１７５３は、クロック信号発生回路１６２からのクロック信号ＣＬＫ４を４分周し、第１の出力信号及び第１の出力信号から９０度移相した第２の出力信号を出力する。直交クロック発生器１７５３の第１の出力信号はクロック信号ＣＬＫＯＵＴ１としてスイッチ１７１，１７３の接点ａに印加され、符号反転器１７５２を介し、クロック信号／ＣＬＫＯＵＴ１としてスイッチ１７１、１７３の接点ｂに印加される。第２の出力信号はクロック信号ＣＬＫＯＵＴ２としてスイッチ１７２，１７４の接点ａに印加され、符号反転器１７５１を介し、クロック信号／ＣＬＫＯＵＴ２としてスイッチ１７２，１７４の接点ｂに印加される。スイッチ１７１〜１７４は、コントローラ７８により制御される。スイッチ１６５，１６７，１６８，１７０は、それぞれスイッチ１７１〜１７４を介して入力される信号により制御される。スイッチ１６５は、入力される信号がハイレベルであるとき接点ａを介してＢＰＦ１１１からの出力信号を加算器１７７に出力し、入力される信号がロウレベルであるとき接点ｂ及び符号反転器１６６を介してＢＰＦ１１１からの出力信号を加算器１７７に出力する。スイッチ１６７は、入力される信号がハイレベルであるとき接点ａを介してＢＰＦ１１１からの出力信号を加算器１７６に出力し、入力される信号がロウレベルであるとき接点ｂ及び符号反転器１６６を介してＢＰＦ１１１からの出力信号を加算器１７６に出力する。スイッチ１６８は、入力される信号がハイレベルであるとき接点ａを介してＢＰＦ１１２からの出力信号を加算器１７６に出力し、入力される信号がロウレベルであるとき接点ｂ及び符号反転器１６９を介してＢＰＦ１１２からの出力信号を加算器１７６に出力する。スイッチ１７０は、入力される信号がハイレベルであるとき接点ａを介してＢＰＦ１１２からの出力信号を加算器１７７に出力し、入力される信号がロウレベルであるとき接点ｂ及び符号反転器１６９を介してＢＰＦ１１２からの出力信号を加算器１７７に出力する。
【０２０９】
図３０は、図２７のクロック信号発生回路１６２の詳細構成を示すブロック図である。図３０において、クロック信号発生回路１６２は、スイッチ１８０と、４分周器１８１と、２分周器１８２と、クロック信号発生器１８３とを備えて構成される。クロック信号発生器１８３は、周波数３２ωｃｌｋを有する信号を発生して出力する。２分周器１８２は、クロック信号発生器１８３から出力された信号を２分周し、周波数１６ωｃｌｋを有する信号を発生して出力する。４分周器１８１は、２分周器１８２から出力された信号を４分周し、周波数４ωｃｌｋを有する信号を発生して選択器１６０，１４０及びＤ／Ａ変換器１７に出力する。スイッチ１８０は、コントローラ７８により制御され、接点ａを介して周波数３２ωｃｌｋを有する信号を選択器１６１に出力し、接点ｂを介して周波数１６ωｃｌｋを有する信号を選択器１６１に出力する。
【０２１０】
図３１は、図２９に示したクロック制御回路１７５の動作を示す波形図である。図３１において、一例として、スイッチ１８０がコントローラ７８により接点ｂ側に制御されている場合について説明する。図３１において、クロック信号発生回路１６２からの周波数１６ωｃｌｋを有するクロック信号ＣＬＫ４と、ＣＬＫ４を直交クロック発生器１７５３により４分周して得られたクロック信号ＣＬＫＯＵＴ１及びＣＬＫＯＵＴ２、及びその反転信号／ＣＬＫＯＵＴ１及び／ＣＬＫＯＵＴ２とを示す。なお、本実施形態では、直交クロック発生器１７５３は４分周回路を例に取ったが、２分周回路又はＲＦ位相器によっても、周波数関係は異なるものの同様に実現が可能である。一般化するため、以後直交クロック発生器１７５３の出力周波数をωａとして説明を行う。この場合、ＣＬＫＯＵＴ１はｃｏｓ（ωａ・ｔ）−ｓｉｎ（ωａ・ｔ）と、ＣＬＫＯＵＴ２はｃｏｓ（ωａ・ｔ）＋ｓｉｎ（ωａ・ｔ）とみなすことができる。
【０２１１】
上記のような構成を備えたディジタル直交変調回路において、以下その動作について、再度図２７を参照して説明する。ＲＯＦ１１，１２がそれぞれ出力信号Ｉ０，Ｑ０を出力するまでの処理は、図１１に示した第５の実施形態に係るディジタル直交変調回路と同様であるため説明を省略する。
【０２１２】
選択器１６０は、入力された出力信号Ｉ０及びＱ０に対して符号反転及び選択を行って、次式（７９）で表される信号ＩＱＨを出力する。なお、係数ｂ１は、選択器１６０のスイッチ１６４の状態により決まる値で、非反転モード時に１となり、反転モード時に−１となる
【０２１３】
［数７９］
ＩＱＨ＝Ｉ０×ｃｏｓ（ωｃｌｋ）ｔ＋ｂ１×Ｑ０×ｓｉｎ（ωｃｌｋ）ｔ  （７９）
【０２１４】
選択器１４０は、ＢＰＦ１１９及びＤ／Ａ変換器１７を介して入力された上記出力信号ＩＱＨに対して符号反転及び選択を行って、それぞれ次式（８０）及び（８１）で表される出力信号ＩＨ及びＱＨを出力する。
【０２１５】
［数８０］
ＩＨ
＝［Ｉ０×ｃｏｓ｛（２ωｃｌｋ）ｔ＋π／４｝
＋ｂ１×Ｑ０×ｓｉｎ｛（２ωｃｌｋ）ｔ＋π／４｝］／２
＋［Ｉ０−ｂ１×Ｑ０］／２√（２）
（８０）
【０２１６】
［数８１］
ＱＨ
＝［Ｉ０×ｃｏｓ｛（２ωｃｌｋ）ｔ−π／４｝
＋ｂ１×Ｑ０×ｓｉｎ｛（２ωｃｌｋ）ｔ−π／４｝］／２
＋［Ｉ０＋ｂ１×Ｑ０］／２√（２）
（８１）
【０２１７】
ＢＰＦ１１１及び１１２は、それぞれ上記出力信号ＩＨ及びＱＨから周波数成分（Ｉ０±Ｑ０）を除去しかつ所要周波数成分を抽出するように帯域通過ろ波して選択器１６１に出力する。ＢＰＦ１１１及び１１２の各出力信号ＩＨ１及びＱＨ１は、それぞれ次式（８２）及び（８３）で表される。
【０２１８】
［数８２］
ＩＨ１
＝［Ｉ０×ｃｏｓ｛（２ωｃｌｋ）ｔ＋π／４｝
＋ｂ１×Ｑ０×ｓｉｎ｛（２ωｃｌｋ）ｔ＋π／４｝］／２
（８２）
【０２１９】
［数８３］
ＱＨ１
＝［Ｉ０×ｃｏｓ｛（２ωｃｌｋ）ｔ−π／４｝
＋ｂ１×Ｑ０×ｓｉｎ｛（２ωｃｌｋ）ｔ−π／４｝］／２
（８３）
【０２２０】
選択器１６１は、上記出力信号ＩＨ１及びＱＨ１に対して符号反転及び選択を行って、それぞれ出力信号ＩＨ２及びＱＨ２を出力する。出力信号ＩＨ２及びＱＨ２は、選択器１６０のスイッチ１６４の状態及び選択器１６１のスイッチ１７１〜１７４の状態に応じて異なる値を取る。
【０２２１】
図３９は、選択器１６０のスイッチ１６４の状態及び選択器１６１のスイッチ１７１〜１７４の状態に応じた出力信号ＩＨ２及びＱＨ２、イメージ抑圧型周波数変換器１１３の出力信号、及び得られる周波数成分を示す表である。なお、図３９において、ωｏ３を（２ωｃｌｋ−ωａ）とし、ωｏ４を（２ωｃｌｋ＋ωａ）とする。本動作説明では、ωa＝4ωｃｌｋであるので、このような構成を取る事により、ωｃを中心としたチャンネル間隔４ωｃｌｋの複数のチャンネルの切り替えが可能となる。
【０２２２】
以上説明したように、本実施形態に係るディジタル直交変調回路によれば、異なる周波数を基準とする複数のチャンネルを切り替えることができるとともに、チャンネル間隔をより広く取る事ができる。
【０２２３】
なお、本実施形態において、１つの選択器１６１が設けられたが、この構成に限らず、例えば図３２に示すように複数の選択器が設けられてもよく、このような構成により、より広いチャンネル選択幅を確保できるという効果がある。
【０２２４】
図３２は、第１０の実施形態に係るディジタル直交変調回路の変形例を示すブロック図である。図３２において、ディジタル直交変調回路は、図２７に示したディジタル直交変調回路と比較して、選択器１６１の後段に、選択器１６１と同様の構成を有する複数の選択器１９０及び１９１を縦続接続し、クロック信号発生回路１６２に代えてクロック信号発生回路１９２を備えた点が異なる。
【０２２５】
図３３は、図３２のクロック信号発生回路１９２の詳細構成を示すブロック図である。図３３において、図３３において、クロック信号発生回路１９２は、４分周器１９３と、２分周器１９４，１９５と、クロック信号発生器１９６とを備えて構成される。クロック信号発生器１９６は、周波数６４ωｃｌｋを有する信号を発生してクロック信号ＣＬＫ８を選択器１９１に出力する。２分周器１９５は、クロック信号発生器１９６から出力された信号を２分周し、周波数３２ωｃｌｋを有する信号を発生してクロック信号ＣＬＫ７を選択器１９０に出力する。２分周器１９４は、２分周器１９５から出力された信号を２分周し、周波数１６ωｃｌｋを有する信号を発生してクロック信号ＣＬＫ６を選択器１６１に出力する。４分周器１９３は、２分周器１９４から出力された信号を４分周し、周波数４ωｃｌｋを有する信号を発生して選択器１４０，１６０及びＤ／Ａ変換器１７に出力する。
【０２２６】
第１１の実施形態．
図３４は、本発明の第１１の実施形態に係るディジタル直交変調回路の構成を示すブロック図である。図３４において、本実施形態に係るディジタル直交変調回路は、図３に示す第２の実施形態に係るディジタル直交変調回路と比較して、混合器１１０と、ＢＰＦ５２と、−９０度移相器１８０２とを除いた点、イメージ抑圧型周波数変換器１１３に代えて周波数変換回路２００を備えた点が異なる。それ以外の点については、第１の実施形態に係るディジタル直交変調回路と同様であり、図１と同一符号を付した構成要素についての詳細な説明は省略する。
【０２２７】
図３４において、周波数変換回路２００は、図３のイメージ抑圧型周波数変換器１１３と比較して、混合器１１６と、加算器１１７と、９０度移相器１１４２を除いた点が異なる。
【０２２８】
上記のような構成を備えたディジタル直交変調回路において、以下その動作について説明する。ＢＰＦ１１９までの処理は、図１に示した第１の実施形態に係るディジタル直交変調回路と同様であるため説明を省略する。
【０２２９】
ＢＰＦ１１９の出力信号は、混合器１９により、局部発振信号発生器１８０１により発生される局部発振信号＋ｃｏｓω１ｔと乗算される。混合器１９の出力信号ＩＱ０は、次式（８４）により表される。さらに、出力信号ＩＱ０は、ＢＰＦ５１により周波数（ω０−ω１）の成分を除去される。ＢＰＦ５１の出力信号ＩＱ１は次式（８５）で表される。
【０２３０】
［数８４］
ＩＱ０
＝｛Ｉ０×ｃｏｓ（ω０＋ω１）ｔ−Ｑ０×ｓｉｎ（ω０＋ω１）ｔ｝／２
＋｛Ｉ０×ｃｏｓ（ω０−ω１）ｔ−Ｑ０×ｓｉｎ（ω０−ω１）ｔ｝／２
（８４）
【０２３１】
［数８５］
ＩＱ１
＝｛Ｉ０×ｃｏｓ（ω０＋ω１）ｔ−Ｑ０×ｓｉｎ（ω０＋ω１）ｔ｝／２
（８５）
【０２３２】
上記出力信号ＩＱ１は、混合器１１５により、搬送波信号発生器１１４１により発生された搬送波信号＋ｃｏｓωｃｔと乗算されてＢＰＦ１１８に出力される。混合器１１５の出力信号ＩＱ２は、次式（８６）により表される。
【０２３３】
［数８６］
ＩＱ２
＝［｛Ｉ０×｛ｃｏｓ（ωｃ＋ω０＋ω１）ｔ＋ｃｏｓ（ωｃ−ω０−ω１）ｔ｝
−Ｑ０×｛ｓｉｎ（ωｃ＋ω０＋ω１）ｔ−ｓｉｎ（ωｃ−ω０−ω１）ｔ｝｝／４
（８６）
【０２３４】
ＢＰＦ１１８は、上記出力信号ＩＱ１からイメージ周波数成分（ωｃ−ω０−ω１）を除去するので、フィルタ１１８の出力信号はＩ０×ｃｏｓ（ωｃ＋ω０＋ω１）ｔ／４−Ｑ０×ｓｉｎ（ωｃ＋ω０＋ω１）ｔ／４となり、基本周波数（ωｃ＋ω０＋ω１）で直交変調信号が得られる。
【０２３５】
以上説明したように、本実施形態に係るディジタル直交変調回路によれば、イメージ抑圧型周波数変換器を使用する必要がなくなり、使用する混合器の数を低減でき、回路規模を低減し、消費電力を低減でき、より通話時間及び待ち受け時間の長い無線端末を提供できる。
【０２３６】
さらに、分周器による直交信号発生について図４２乃至図４５を用いて以下に説明する。図４２は分周器による直交信号発生のための説明図であって、１個の遅延型フリップフロップＦＦの回路を示す回路である。図４２の遅延型フリップフロップＦＦにおいて、入力されるクロック（Ｃ）が非アクティブからアクティブに変化（例えば、ロウレベルからハイレベルに変化）するときに、入力端子Ｄからデータが取り込まれ、出力端子Ｑを介してデータが出力される。その出力データはクロックのロウレベルからハイレベルへの変化のときのみ変化する。
【０２３７】
図４３は図４２の２個の遅延型フリップフロップＦＦ１，ＦＦ２及びインバータＩＮＶ１を用いて２分周器を構成したときの回路図であり、図４４は図４３の動作説明をするためのタイミングチャートである。図４３に示すように、遅延型フリップフロップＦＦ１の反転出力端子／Ｑを入力端子Ｄに接続すると、２分周器を構成できる。さらに、遅延型フリップフロップＦＦ２を追加し、遅延型フリップフロップＦＦ１に供給されるクロックの反転信号（インバータＩＮＶ１から出力される）で遅延型フリップフロップＦＦ２を駆動すれば、互いに直交する２個の出力信号Ｑ１，Ｑ２を得ることができる。
【０２３８】
図４５は図４２の３個の遅延型フリップフロップＦＦ１１，ＦＦ１２，ＦＦ１３を用いて４分周器を構成したときの回路図である。図４３及び図４４を参照して説明した２分周器の構成では、クロック信号のデューティー比が５０％からずれると、得られる２系統の２分周信号Ｑ１，Ｑ２の位相差が９０度でなくなり、直交性が失われる。ここで、図４５に示すように、遅延型フリップフロップＦＦ３による２分周器の出力信号Ｑ及びその反転信号／Ｑはデューティー比が正確に５０％でかつ位相が反転しているので、遅延型フリップフロップＦＦ３からの出力信号Ｑ，／Ｑをクロックとして２分周器を構成する遅延型フリップフロップＦＦ１，ＦＦ２を駆動すれば、全体で４分周の正確な直交信号が得られる。
【０２３９】
上述の構成例としてロジック回路を挙げたが、ＲＦ回路にも適用が可能である。直交変復調器で用いる直交局部発振信号の発生は、現在では分周器を使うのが一般的で、ＲＣ移相器やλ／４線路の使用はほとんど見られない。その理由は、広い周波数帯域に渡り、直交性が保たれ、また、変復調周波数と局部発振周波数が異なるので周波数プリングを回避することができるなどの理由による。
【産業上の利用可能性】
【０２４０】
以上説明したように、本発明に係るディジタル直交変調回路及びディジタル通信装置によれば、従来技術に比べてＤ／Ａ変換器の数を低減して回路規模を削減し、消費電力を低減することができる。
【０２４１】
本発明に係るディジタル直交変調回路及びディジタル通信装置は、例えば、携帯電話等の無線通信端末に利用することができる。
【図面の簡単な説明】
【０２４２】
【図１】本発明の第１の実施形態に係るディジタル直交変調回路の構成を示すブロック図である。
【図２】図１のディジタル直交変調回路を備えたディジタル通信装置の構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の第２の実施形態に係るディジタル直交変調回路の構成を示すブロック図である。
【図４】図３のディジタル直交変調回路を備えたディジタル通信装置の構成を示すブロック図である。
【図５】本発明の第３の実施形態に係るディジタル直交変調回路の構成を示すブロック図である。
【図６】図５のディジタル直交変調回路を備えたディジタル通信装置の構成を示すブロック図である。
【図７】本発明の第４の実施形態に係るディジタル直交変調回路の構成を示すブロック図である。
【図８】図７のコントローラ７６の動作を説明するための表である。
【図９】図７のディジタル直交変調回路を備えたディジタル通信装置の構成を示すブロック図である。
【図１０】図７の周波数帯域Ｘ，Ｙ，Ｚの配置を示す周波数配置図である。
【図１１】本発明の第５の実施形態に係るディジタル直交変調回路の構成を示すブロック図である。
【図１２】図１１の選択器１２１の詳細構成の一例を示す回路図である。
【図１３】図１２の選択器１２１における各信号の動作を示す波形図である。
【図１４】図１２の選択器１２１の各部の信号を示す波形図である。
【図１５】図１１のディジタル直交変調回路を備えたディジタル通信装置の構成を示すブロック図である。
【図１６】本発明の第６の実施形態に係るディジタル直交変調回路の構成を示すブロック図である。
【図１７】図１６の選択器１２１の各部の信号を示す波形図である。
【図１８】本発明の第７の実施形態に係るディジタル直交変調回路の構成を示すブロック図である。
【図１９】（ａ）は、信号補間器１８４を設けない場合のＲＯＦ１８２の出力信号Ｑ０と、選択器１２１によって乗算される局部発振信号ｓｉｎωｃｌｋｔとを示す波形図であり、（ｂ）は、信号補間器１８４を設けた場合の信号補間器１８４の出力信号Ｑ０と、選択器１２１によって乗算される局部発振信号ｓｉｎωｃｌｋｔとを示す波形図である。
【図２０】本発明の第８の実施形態に係るディジタル直交変調回路の構成を示すブロック図である。
【図２１】図２０の選択器１３０の詳細構成の一例を示す回路図である。
【図２２】図２１の４分周器１３６の動作を示す波形図である。
【図２３】本発明の第９の実施形態に係るディジタル直交変調回路の構成を示すブロック図である。
【図２４】図２３の選択器１４０の詳細構成を示すブロック図である。
【図２５】図２４の４分周器１４９及び９０度移相器１５５の動作を示す波形図である。
【図２６】図２３のクロック信号発生回路１４５の詳細構成を示すブロック図である。
【図２７】本発明の第１０の実施形態に係るディジタル直交変調回路の構成を示すブロック図である。
【図２８】図２７の選択器１６０の詳細構成の一例を示す回路図である。
【図２９】図２７の選択器１６１の詳細構成の一例を示す回路図である。
【図３０】図２９に示したクロック制御回路１７５の動作を示す波形図である。
【図３１】図２７のクロック信号発生回路１６２の詳細構成を示すブロック図である。
【図３２】本発明の第１０の実施形態の変形例に係るディジタル直交変調回路の構成を示すブロック図である。
【図３３】図３２のクロック信号発生回路１９２の詳細構成を示すブロック図である。
【図３４】本発明の第１１の実施形態に係るディジタル直交変調回路の構成を示すブロック図である。
【図３５】第１の従来技術に係る直交変調器の構成を示すブロック図である。
【図３６】第２の従来技術に係る直交変調器の構成を示すブロック図である。
【図３７】図２３の各選択器１４０，１４１，１４２のモードの設定と、得られる周波数成分との関係を示す表である。
【図３８】図２３の各選択器１４０，１４１，１４２のモードの設定と、得られる周波数成分との関係を示す表である。
【図３９】図２７の選択器１６０のスイッチ１６４の状態及び選択器１６１のスイッチ１７１〜１７４の状態に応じた出力信号ＩＨ２及びＱＨ２、イメージ抑圧型周波数変換器１１３の出力信号、及び得られる周波数成分を示す表である。
【図４０】第７の実施形態において信号選択器１２１及びその前段の回路を示す回路図である。
【図４１】図４０において信号選択器１２１の各信号の動作を示す波形図である。
【図４２】分周器による直交信号発生のための説明図であって、１個の遅延型フリップフロップＦＦの回路を示す回路である。
【図４３】図４２の２個の遅延型フリップフロップＦＦ１，ＦＦ２及びインバータＩＮＶ１を用いて２分周器を構成したときの回路図である。
【図４４】図４３の動作説明をするためのタイミングチャートである。
【図４５】図４２の３個の遅延型フリップフロップＦＦ１１，ＦＦ１２，ＦＦ１３を用いて４分周器を構成したときの回路図である。
【符号の説明】
【０２４３】
１１，１２，２１，２２，１６１，１６２，１８１，１８２…ロールオフフィルタ（ＲＯＦ）、
１３，１８，８１，８２…局部発振発生回路、
１４，１５，１９，１１０，１１５，１１６…混合器、
１６，１１７…加算器、
７４，７６，７７，７８…コントローラ、
８６，１１４…搬送波信号発生回路、
８９，９７Ｙ，９７Ｚ，１３７，１５５，１１４２…９０度移相器、
９７Ｘ，１３０２，１８０２，８１０２，８２０２…−９０度移相器、
８８，９４，１１４１…搬送波信号発生器、
４６，１０６Ｘ，１０６Ｙ，１０６Ｚ…低雑音増幅器、
４１，４１Ａ，４１Ｂ…ベースバンド処理回路、
４３，１０２Ｘ，１０２Ｙ，１０２Ｚ…電力増幅器、
４４，１０３Ｘ，１０３Ｙ，１０３Ｚ…デュプレクサ、
４５…アンテナ、
４８…スピーカ、
４９…ディスプレイ、
４１０…キーボード、
４１１…マイクロフォン、
５１，５２，１１１，１１２，１１８，１１９，８７，８３，８４，９１，９２，９９Ｘ，９９Ｚ…帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）、
５３，１００…符号反転器、
６０，６１，６２，６３，７９…ＩＣチップ、
８２，７１，７５ａ，１０１，１５１…直交変調回路、
７５…直交変調回路部、
８５，９３，１１３…イメージ抑圧型周波数変換器、
８７，７２，７７，１０７…直交復調回路、
１２１，１３０，１４０，１４１，１４２，１６０，１６１，１９０，１９１…選択器、
１２２，１２３，１３５，１４８，１５０ｂ，１６３…符号反転器、
１２４…パラレル／シリアル変換器、
１２４ａ，１３３，１３４，１４６，１４７，１５０ａ，１５９，１６４…スイッチ、
１２５，１３１，１４５，１５４，１６２，１９２，１９６…クロック信号発生回路、
１３６，１４９，１９３…４分周器、
１５２，１５３，１６３，１９４，１９５…２分周器、
１８３…遅延器、
１８４…信号補間器、
２００…周波数変換器、
１３０１，１８０１，８１０１，８２０１…局部発振信号発生器。
【図１】
2007267377.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2007267377.tif 000009
【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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【図３７】
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【図３８】
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【図３９】
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【図４０】
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【図４１】
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【図４２】
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【図４３】
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【図４４】
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【図４５】
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