(57)【要約】【課題】低インダクタンスのリアクタを用いて高力率、高効率、高昇圧能力、低ノイズを実現する電源を提供すること。【解決手段】交流電源１と、ブリッジ整流回路６と、ブリッジ整流回路の直流出力端に接続された２個の直列コンデンサ７、８と、交流電源とブリッジ整流回路の交流入力端との間に接続されたリアクタ９と、交流電源をリアクタを介して強制的に短絡させる双方向スイッチ１０と、交流電源のゼロクロス検出手段１３と、双方向スイッチ駆動信号生成手段１４と、双方向スイッチ駆動手段１５を有し、直列コンデンサの中点とブリッジ整流回路の１つの交流入力端との間にインダクタ１１が接続されたことにより、双方向スイッチの２回目以降のオン時のダイオードのリカバリー電流を抑制でき、インダクタンス値の低い小さなリアクタを用いて、高力率、高効率、高昇圧能力、低ノイズ特性を実現できる。【選択図】図１
2007014076.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源と、４個のダイオードで形成されたブリッジ整流回路と、前記ブリッジ整流回路の直流出力端に接続された２個のコンデンサと、前記交流電源と前記ブリッジ整流回路の交流入力端との間に接続されたリアクタと、前記交流電源を前記リアクタを介して強制的に短絡させる双方向スイッチと、前記交流電源の電圧のゼロ点を検出するゼロクロス検出手段と、前記ゼロクロス検出手段の出力に基づき前記双方向スイッチの駆動信号を生成する双方向スイッチ駆動信号生成手段と、前記双方向スイッチ駆動信号生成手段の信号に基づき前記双方向スイッチを駆動する双方向スイッチ駆動手段を有し、前記２個のコンデンサは直列に接続され、その中点と前記ブリッジ整流回路の１つの交流入力端との間にインダクタが接続されたことを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記双方向スイッチ駆動信号生成手段は、入力電圧のゼロクロスと同時か所定時間遅延した後に所定の幅のオン信号を１パルスだけ生成する１パルスモードと、前記１パルスを出力後に所定の時間間隔で所定の幅の複数パルスを生成する複数パルスモードを有し、これらの組み合わせにより前記交流電源から流入する入力電流の高調波と前記ブリッジ整流回路の直流出力端電圧を制御することを特徴とする請求項1に記載の電源装置。
【請求項３】
前記交流電源から入力される電力の大きさに応じて前記1パルスモードと複数パルスモードを切り換える請求項２に記載の電源装置。
【請求項４】
前記ブリッジ整流回路の直流出力端電圧の大きさに応じて前記1パルスモードと複数パルスモードを切り換える請求項２に記載の電源装置。
【請求項５】
前記リアクタに可飽和特性を持たせたことを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ブリッジ整流回路を利用した整流方式を用い、装置、システム等に高力率、低ひずみで電力を供給する電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、高力率で高調波を抑制した低ひずみを実現する電源装置として、交流電源とブリッジ整流回路の間にリアクタを接続し、交流電源をそのリアクタを介して適切な位相で短絡することにより、力率を改善すると共に入力電流の高調波を抑制する電源装置が考案されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
図６は、特許文献１に記載された従来の電源装置の構成図である。図６に示すように、交流電源１と、４個のダイオード２〜５より構成されたブリッジ整流回路６と、コンデンサ７、８と、平滑コンデンサ１６と、リアクタ９と、双方向スイッチ１０から構成されている。
【０００４】
図７は前記従来の電源装置の各部動作波形で、ＩＬは入力電流、Ｖｉは電源電圧、Ｖｏは直流出力電圧、Ｖｇは双方向スイッチ１０の駆動信号を示している。同図を用いてその動作を説明する。
【０００５】
交流電圧の正の半周期において、そのゼロクロス点から所定期間双方向スイッチ１０がオンされると、交流電源１はリアクタ９を介して短絡され、交流電源１から短絡電流が入力電流として供給される。前記所定期間経過後に双方向スイッチ１０をオフすると、交流電源１からはコンデンサ７の充電電流と負荷１２への電流が入力電流として供給される。さらに正の半周期の後半で再度双方向スイッチ１０がオンされると、入力電流は再びリアクタ９を介した交流電源１の短絡電流となり、所定時間経過後に再度双方向スイッチ１０がオフされた後はコンデンサ７の充電と負荷１２への電流供給が継続される。これらの動作によって流れる入力電流はリアクタ９を介しているため、図７に示す通り連続する。
【０００６】
交流電圧の負の半周期においても同様の動作をさせることにより、入力電流は図７に示すような波形となり、双方向スイッチ１０がない場合に比べて導通角が広がり力率が改善される共に入力電流の高調波が抑制されることとなる。また、リアクタ９を介して交流電源１が短絡された時にリアクタ９に蓄積される磁気エネルギにより出力電圧を昇圧する効果も有しており、電源の用途によっては有効に作用する。
【０００７】
上記の動作説明では電源半周期の間に２回双方向スイッチ１０をオン、オフさせる場合の例を説明したが、リアクタ９の小型化のために双方向スイッチ１０のオン、オフ回数を増加させる方法が考案されている。これはリアクタ９の小型化によるインダクタンスの低下により入力電流の導通角が狭くなる現象を、双方向スイッチ１０のオン、オフ回数を増加することで補おうとするものである（例えば、特許文献２参照）。
【０００８】
また、上記昇圧性能向上のためにも双方向スイッチ１０のオン、オフ回数を増加させることが有利となる。
【特許文献１】特開平９−２６６６７４号公報
【特許文献２】特開２０００−２１７３６３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、前記のような従来の電源装置では、電源半周期の間に複数回の双方向スイッチ１０のスイッチングが行なわれると、２回目以降のオンの瞬間に図８の矢印で示す経路でダイオード２のリカバリー電流が流れる（図８は電源電圧の正の半周期間に起こる現象を示しているが、負の半周期にも同様にしてダイオード３のリカバリー電流が流れる）。このリカバリー電流はコンデンサ７の短絡に相当し、ピーク値が数１０Ａの大きなものとなるため、双方向スイッチ１０での損失を増大させると共に、その電流の立ち上がりが急峻なため大きな輻射ノイズを発生させるという課題を有していた。
【００１０】
また、通常前記ダイオードのリカバリー電流を抑制するためには高速ダイオードが用いられるが、高速ダイオードは一般整流用ダイオードより導通時の順電圧降下が大きいため損失が増大するという課題を有していた。
【００１１】
本発明の電源装置は、前記のような従来の課題を解決するものであり、双方向スイッチ１０の２回目以降のオン時にもダイオードのリカバリー電流を抑制し、双方向スイッチ１０の複数回スイッチングによる弊害をなくすことにより、高効率、低ノイズとリアクタの小型化、昇圧性能の向上を可能とする電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記課題を解決するために本発明の電源装置は、直列接続された２個のコンデンサの中点とブリッジ整流回路の１つの交流入力端との間にインダクタを接続したものである。
【００１３】
これにより、前記インダクタが双方向スイッチの２回目以降のオン時のダイオードのリカバリー電流を抑制することとなり、双方向スイッチの損失増加、輻射ノイズ増加を防止するものである。
【発明の効果】
【００１４】
本発明の電源装置は、インダクタンス値の低い小型のリアクタを用いて、高力率、高効率、高昇圧能力、低ノイズ特性を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
第1の発明は、交流電源と、４個のダイオードで形成されたブリッジ整流回路と、前記ブリッジ整流回路の直流出力端に接続された２個のコンデンサと、前記交流電源と前記ブリッジ整流回路の交流入力端との間に接続されたリアクタと、前記交流電源を前記リアクタを介して強制的に短絡させる双方向スイッチと、前記交流電源の電圧のゼロ点を検出するゼロクロス検出手段と、前記ゼロクロス検出手段の出力に基づき前記双方向スイッチの駆動信号を生成する双方向スイッチ駆動信号生成手段と、前記双方向スイッチ駆動信号生成手段の信号に基づき前記双方向スイッチを駆動する双方向スイッチ駆動手段を有し、前記２個のコンデンサは直列に接続され、その中点と前記ブリッジ整流回路の１つの交流入力端との間にインダクタが接続されたことにより、双方向スイッチの２回目以降のオン時のダイオードのリカバリー電流を抑制することができ、インダクタンス値の低い小さなリアクタを用いて、高力率、高効率、高昇圧能力、低ノイズ特性を実現できる。
【００１６】
第２の発明は、特に第１の発明において、双方向スイッチ駆動信号生成手段は、入力電圧のゼロクロスと同時か所定時間遅延した後に所定の幅のオン信号を１パルスだけ生成する１パルスモードと、前記１パルスを出力後に所定の時間間隔で所定の幅の複数パルスを生成する複数パルスモードを有することにより、高効率を優先した運転と高出力を優先した運転との選択が可能となる。
【００１７】
第３の発明は、特に第２の発明において、交流電源からの入力電力に応じて１パルスモードと複数パルスモードを切り換えるもので、効率を重視した切り換えが可能である。
【００１８】
第４の発明は、特に第２の発明において、ブリッジ整流回路の直流出力電圧に応じて1パルスモードと複数パルスモードを切り換えるもので、出力電圧を重視した切り換えが可能である。
【００１９】
第５の発明は、前記リアクタに可飽和特性を持たせることにより、リアクタをより小型化することが可能となる。
【００２０】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【００２１】
（実施の形態１）
図１（ａ）、（ｂ）は、本発明の実施の形態１における電源装置の構成図である。図１において、図６と同じ構成要素については同じ符号を用い、説明を省略する。
【００２２】
図１（ａ）、（ｂ）においてブリッジ整流回路６の交流入力端６ｂまたは６ａとコンデンサ７、８の中点との間に小電力用のインダクタ１１が接続されている。また、交流電源１の電圧波形のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出手段１３、その出力に基づいて双方向スイッチ１０の駆動信号を生成する双方向スイッチ駆動信号生成手段１４、その出力に基づいて双方向スイッチ１０の駆動を行なう双方向スイッチ駆動手段１５がそれぞれ設けられている。
【００２３】
以上の構成において図１（ａ）の回路動作を図２および図３を用いて説明する。図２は本発明の実施の形態１における電源装置の動作説明図で、回路上での電流経路を示しており、図３は電源半周期中に双方向スイッチ１０を５回オン、オフさせた場合の各部の動作波形で、ＩＬは入力電流、Ｖｉは電源電圧、Ｖｏはブリッジ整流回路６の直流出力端電圧、Ｖｇは双方向スイッチ駆動手段１５の出力信号、ＩＬｂはインダクタ１１の電流、ＩｃＬはコンデンサ８の電流、ＶｃＨはコンデンサ７の電圧、ＶＬｂはインダクタ１１の電圧をそれぞれ示している。ここで、リアクタ９、インダクタ１１の電流極性は図２でドットを付した側から電流が流れ込む場合を正、電圧極性はドットを付した側が高い場合を正としている。また、コンデンサ７、８の電流極性は図２の上から下へ流れ込む側を正、電圧極性は上側が高い場合を正としている。
【００２４】
まず交流電源１の電圧の正の半周期において、ゼロクロス検出手段１３が電圧のゼロクロス点を検出し、その信号に基づいて双方向スイッチ駆動信号生成手段１４がゼロクロス直後にオン信号を生成し、双方向スイッチ駆動手段１５によって双方向スイッチ１０がオンされると図２（ａ）の矢印で示した経路で図３に示す入力電流が流れる。
【００２５】
所定時間が経過した後、双方向スイッチ駆動信号生成手段１４はオフ信号を生成し、双方向スイッチ１０がオフされると、その瞬間入力電流は図２（ｂ）の矢印で示した通り、コンデンサ７、８と負荷１２に分流する。この時インダクタ１１には図示の負の電圧が発生し、インダクタ１１への電流の流入を阻止する。このインダクタ１１に発生する負の電圧はコンデンサ８−ダイオード５のループによりコンデンサ８の電圧にクランプされる。
【００２６】
その後、インダクタ１１に電流が流れ始めると図２（ｃ）の矢印で示した通り、入力電流はコンデンサ７を充電する経路とコンデンサ８を経由して負荷１２に流れる経路に分流する。
【００２７】
さらに所定時間経過後、双方向スイッチ駆動信号生成手段１４は再度オン信号を生成し、双方向スイッチ１０がオンされる。この瞬間、従来の電源装置では図２（ｄ）の点線矢
印で示した経路でダイオード２のリカバリー電流が流れるが、本発明の実施例ではインダクタ１１に図示の正の電圧が発生し、リカバリー電流を阻止する。さらに詳細に述べると、この瞬間にインダクタ１１に発生する正の電圧はコンデンサ７−ダイオード４のループによりコンデンサ７の電圧でクランプされる。その結果ダイオード２のアノード−カソード間電圧は概略０となるため、ダイオード２のリカバリー電流は発生しない。
【００２８】
その後は再び図２（ａ）の挙動となり、以降双方向スイッチ１０がオンされるたびに上記の動作を繰り返すこととなる。
【００２９】
以上の動作により、双方向スイッチ１０の２回目以降のオン時にもリカバリー電流が流れず、双方向スイッチ１０の損失および急峻な電流変化に伴なう輻射ノイズの増加を伴なうことなく双方向スイッチ１０の複数回スイッチングが可能となり、インダクタンスの低い小型のリアクタを用いても、高力率、高効率、高昇圧能力、低ノイズが実現できる。
【００３０】
なお、図３に示した波形例は電源電圧が１００Ｖ、リアクタ９のインダクタンスが４ｍＨ、コンデンサ７、８の静電容量が２１００μＦ、インダクタ１１のインダクタンスが１００μＨにおいて、入力電力約１９００Ｗ時のものである。特に出力電圧Ｖｏは約３００Ｖとなっており、同一条件で双方向スイッチ１０を１回だけオンさせた場合の出力電圧約２５０Ｖに比べ昇圧能力が大幅に向上している。
【００３１】
また、インダクタ１１に発生する電圧は上記の通りコンデンサ７、８の電圧にクランプされるため、大きな電圧サージによるノイズを発生することもない。
【００３２】
以上、図１（ａ）の基本的な回路構成と動作を説明したが、図１（ｂ）についても同様である。上記の構成から本発明の実施例では双方向スイッチ１０を電源半周期に１回だけオンさせる１パルスモードと、複数回オンさせる複数パルスモードを有することができる。これら２つのモードを比較すると、１パルスモードは双方向スイッチ１０のスイッチングロスおよび導通ロスを最小にできるため高効率である反面、高力率を維持しながら出力電圧を高くすることが困難である。一方複数パルスモードは高力率を維持しながら出力電圧を高くすることが容易となる反面、双方向スイッチ１０のスイッチングロス、導通ロスは増加する。従がって、比較的低い入力電力領域では効率の良い１パルスモードを使用し、入力電力が高い領域では複数パルスモードとすることが得策である。
【００３３】
本実施の形態では図４（ａ）に示す通り、入力電力が所定値以下の領域では１パルスモード、所定値を超えた領域では複数パルスモードを選択するように設定されている。また、負荷によっては出力電圧（ブリッジ整流回路６の直流出力端電圧）が重要なものも考えられ、その場合には図４（ｂ）に示す通り、出力電圧が低い領域では１パルスモード、出力電圧が高い領域では複数パルスモードを選択するように設定する。
【００３４】
上記の如く１パルスモード、複数パルスモードを選択することにより、全負荷領域に渡って高効率かつ必要な電力あるいは電圧供給が可能となる。
【００３５】
なお、本実施の形態では平滑コンデンサ１６を省略したが、負荷１２と並列に平滑コンデンサを追加しても良い。また、コンデンサ７、８はそれぞれ１個のコンデンサとしたが、複数個のコンデンサの直列、並列接続の組み合わせとしても良い。
【００３６】
（実施の形態２）
実施の形態２では実施の形態１のリアクタ９に図５に示すような可飽和特性を持たせており、リアクタ９に流れる電流がＩＬｏより大きい領域で鉄心が飽和し始め、インダクタンスが図示の通り低下する特性としている。このような特性とすることにより、リアクタ
９に蓄積する最大磁気エネルギーが小さくなるため、その分リアクタを小型化することが可能となる。
【００３７】
リアクタ９の電流、つまり入力電流が比較的大きな領域では、実施の形態１で説明した通り複数パルスモードの適用が得策となるため、リアクタ９のインダクタンスが小さくなっても複数パルス化することで電源装置の高力率、高昇圧能力が維持できる。一方入力電流が比較的小さな領域ではリアクタ９のインダクタンスが大きいため１パルスモードで良好な電源特性が得られる。
【００３８】
以上の構成により、電源装置の高力率、高昇圧能力特性を維持しながらリアクタ９を小型化することができる。
【産業上の利用可能性】
【００３９】
以上のように、本発明にかかる電源装置は、高力率、高効率、高昇圧能力、低ノイズが実現できるため、インバータエアコン等の用途にも適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００４０】
【図１】本発明の実施の形態１における電源装置の構成図
【図２】本発明の実施の形態１における電源装置の動作説明図
【図３】本発明の実施の形態１における電源装置の各部動作波形図
【図４】本発明の実施の形態１における電源装置のモード移行図
【図５】本発明の実施の形態２における電源装置のリアクタの特性図
【図６】従来の電源装置の一例に係る構成図
【図７】従来の電源装置の一例に係る各部動作波形図
【図８】従来の電源装置の一例に係る動作説明図
【符号の説明】
【００４１】
１  交流電源
２〜５  ダイオード
６  ブリッジ整流回路
７、８  コンデンサ
９  リアクタ
１０  双方向スイッチ
１１  インダクタ
１２  負荷
１６  平滑コンデンサ
【図１】
2007014076.tif 000003
【図２】
2007014076.tif 000004
【図３】
2007014076.tif 000005
【図４】
2007014076.tif 000006
【図５】
2007014076.tif 000007
【図６】
2007014076.tif 000008
【図７】
2007014076.tif 000009
【図８】
2007014076.tif 000010