(57)【要約】【課題】ポリシリコン薄膜トランジスターを用いたＡ／Ｄ変換回路において、十分なＡ／Ｄ変換ダイナミックレンジをとることを可能にする。ポリシリコン薄膜トランジスターにふさわしいＡ／Ｄ変換回路を提供する。【解決手段】アクティブマトリクス基板１０１上に薄膜ポリシリコンを能動層に用いた電界効果型トランジスターを備えたＡ／Ｄ変換回路１００ａ，１００ｂ，１００ｃであって、測定量を電流量に変換するセンサー１と、前記電流量に応じた電圧に変換する電流電圧変換回路（トランジスター２，４，５）と、前記変換された電圧を検出し、所定の信号を出力する電圧検出回路（コンパレーター回路３１〜３８）とを備え、電流電圧変換回路が電流電圧変換レンジを切り替えるレンジ切り替え回路（トランジスター４，５）を備える。【選択図】図１
2007300264.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
基板上に薄膜ポリシリコンを能動層に用いたトランジスターを備えた電子回路であって、
測定量を電流量に変換するセンサーと、
前記電流量に応じた電圧に変換する電流電圧変換回路と、
前記電流電圧変換回路で変換された前記電圧を検出し、所定の信号を出力する電圧検出回路とを備え、
前記電流電圧変換回路は、電流電圧変換レンジを切り替えるレンジ切り替え回路を備えたことを特徴とする電子回路。
【請求項２】
前記電流電圧変換回路は、基板上に薄膜ポリシリコンを能動層に用いた電界効果型トランジスターとよりなり、並列に接続された第１のトランジスターと第２のトランジスターと、前記第２のトランジスターに接続され、該第２のトランジスターに流れる電流を制御する制御回路を備え、
前記レンジ切り替え回路は、前記第２のトランジスターと制御回路とによりなり、レンジ切り替え信号により前記第２のトランジスターに流れる電流を制御することで、前記電流電圧変換回路の前記電流電圧変換レンジを切り替えることを特徴とする請求項１に記載の電子回路。
【請求項３】
前記センサーは、前記第１のトランジスターと前記第２のトランジスターの能動層と同一層である薄膜ポリシリコンを能動層としたＰＩＮ接合ダイオード又はＰＮ接合ダイオードであり、前記測定量は光照度であることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電子回路。
【請求項４】
前記センサーは、前記第１のトランジスターと前記第２のトランジスターの能動層と同一層である薄膜ポリシリコンを用いた抵抗体であり、前記測定量は温度であることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電子回路。
【請求項５】
前記電圧検出回路は、互いに同じ回路構成を有した複数のコンパレーター回路であり、異なる比較基準電位を与えられていることを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか一項に記載の電子回路。
【請求項６】
前記電圧検出回路は、複数のＣＭＯＳインバーター又はＣＭＯＳクロックド・インバーターであり、互いにＮチャネル型トランジスターのチャネル幅とＰチャネル型トランジスターのチャネル幅の比が異なっていることを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか一項に記載の電子回路。
【請求項７】
前記電圧検出回路は、コンパレーター回路であり、異なる比較基準電位を順次与えられることを特徴とする請求項１乃至請求項６のいずれか一項に記載の電子回路。
【請求項８】
請求項１乃至請求項７のいずれか一項に記載の前記電子回路を備えたことを特徴とする電気光学装置。
【請求項９】
少なくとも、請求項８に記載の前記電気光学装置と、該電気光学装置に表示する表示情報を処理する表示情報処理回路とを備えたことを特徴とする電子機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電子回路、電気光学装置、およびこれを備える電子機器に関し、特に、薄膜ポリシリコン形成技術を用いて基板上に形成される回路や該回路を用いた液晶表示装置、該液晶表示装置を備えた機器に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、低温ポリシリコン形成技術を用いてガラス基板上に各種薄膜トランジスター回路を形成する、いわゆるSystem On Glass（ＳＯＧ）技術がさかんに開発されている。例えば液晶ディスプレイのガラス基板上にドライバー回路を内蔵するモノシリックドライバーなどである。
【０００３】
System On Glass（ＳＯＧ）技術の応用の一つとしてセンサーとそのセンシング回路をガラス基板上に形成することが考えられる。例えば液晶ディスプレイを構成する透明基板上に光センサーとセンシング回路とを内蔵し、外光の状態を検出してその結果によってバックライトの照度をコントロールするように構成すれば環境にかかわらず、液晶の視認状態を最良に保つことができる。その他、温度センサー、ジャイロセンサー、傾きセンサーなど、ガラス基板上に形成することでメリットのあるセンサーは数多い。一般的にこれらのセンサーの出力はアナログ信号であって、これをガラス基板上に形成したデジタルロジック回路で処理し、適切な制御に用いるためにはＡ／Ｄ変換回路で信号をデジタル変換することが必要となる。
【０００４】
図１１は従来の電流デバイスのＡ／Ｄ変換回路の例である。
電流デバイス（センサー１）は一端を電源電位ＶＤに、もう一端（このノードをＮｏｄｅ−Ａとし、その電位をＶＡとする）をトランジスター２のドレイン及びゲート電極に接続されてなる。トランジスター２のソース電極は電源電位ＶＳに接続される。また、Ｎｏｄｅ−Ａはコンパレーター回路３に接続されている。
【０００５】
電流デバイスはセンサー１であって、センスする対象の物理量及び電源電位ＶＤとＮｏｄｅ−Ａ間にかかる電圧（ＶＤ−ＶＡ）によって電源電位ＶＤとＮｏｄｅ−Ａとの間に流れる電流量Ｉｓｅｎｓｅが変化する。
【０００６】
トランジスター２のゲート・ソース間電位Ｖｇｓ＝ＶＡ−ＶＳであって、ドレイン・ソース間電位Ｖｄｓ＝ＶＡ−ＶＳであるのでＶｄｓ＝Ｖｇｓ、ゆえにトランジスター２の閾値Ｖｔｈ＞０であればＶｄｓ＞Ｖｇｓ−Ｖｔｈとなり、このトランジスター２はＶｔｈ＜ＶＡ−ＶＳであれば常にトランジスター２は飽和領域で動作する。飽和領域での一般的なＭＯＳトランジスター特性の次の（式１）で示される。
【０００７】
【数１】
2007300264.tif 000003
ここで、Ｗはトランジスターのチャネル幅、Ｌはチャネル長、μは移動度、Ｃ０はゲート容量をそれぞれ表す。キルヒホッフの法則からＩｓｅｎｓｅ＝Ｉｄｓは明らかであるので、次の（式２）が成り立つ。
【０００８】
【数２】
2007300264.tif 000004
（式２）を変形して（式３）を得る。
【０００９】
【数３】
2007300264.tif 000005
ＶＡ＝Ｖｇｓ＋ＶＳであるから、（式４）が導かれる。
【００１０】
【数４】
2007300264.tif 000006
ここで電流量Ｉｓｅｎｓｅが電位ＶＡによらないと仮定すれば、容易に電位ＶＡから電流量Ｉｓｅｎｓｅを得ることができる。
【００１１】
このような仮定が成り立つセンサーデバイスとして、例えばＰＮ接合ダイオードあるいはＰＩＮ接合ダイオードを用いた光センサーデバイスがあげられる。このようなデバイスに逆バイアスを印加すると、電流量Ｉｓｅｎｓｅは一定の範囲であれば光照度に比例した電流の流れる定電流源となるので、（式５）のようになる。
【００１２】
【数５】
2007300264.tif 000007
すなわち、次の（式６）で電位ＶＡから電流量Ｉｓｅｎｓｅが求まる。
【００１３】
【数６】
2007300264.tif 000008
【００１４】
ここでＮｏｄｅ−Ａの電位ＶＡはコンパレーター回路３に入力される。図１２はコンパレーター回路３の回路構成であって、入力電位Ｖｉｎと比較基準電位Ｖｒｅｆとを比較してＶｉｎ（＝ＶＡ）＞ＶｒｅｆならＨｉｇｈ電位（≒ＶＤ）、Ｖｉｎ（＝ＶＡ）＜ＶｒｅｆならＬｏｗ電位（≒ＶＳ）を出力端子Ｏｕｔへ出力する回路である。ゆえに、コンパレーター回路３に比較基準電位Ｖｒｅｆを与え、出力信号ＯＵＴの端子のデジタル出力結果を参照すれば電位ＶＡが比較基準電位Ｖｒｅｆより上か下かがわかる。この際、２５６階調でデジタル変換したければコンパレーター回路３を２５５個並列配置し、それぞれに異なった比較基準電位Ｖｒｅｆを与えればよい。あるいは、比較基準電位Ｖｒｅｆに２５５ＳＴＥＰの階段波を入力し、出力結果をメモリしていけば同様の変換が可能である。どちらを選択するかは回路面積や消費電力、サンプリングレートとの関係で決めればよい。また、両者の折中案を採用することも無論可能である。すなわち、各々レベルの異なる１６個の１５ＳＴＥＰ階段波をそれぞれ１６個のコンパレーターに入力してやれば２５６階調がデジタル変換することができる。
【００１５】
なお、図１２のトランジスター３ａとトランジスター３ｂ、トランジスター３ｃとトランジスター３ｄは互いに同じサイズの素子であることが望ましい。例えばトランジスター３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄ全てチャネル幅Ｗ＝１０μｍ、チャネル長＝６μｍとすればよい。
【００１６】
このようにして電位ＶＡが一定範囲で求まるので、そこから（式６）を使えば電流量Ｉｓｅｎｓｅがわかり、したがって求める物理量、例えば照度がわかる。すなわち、センスした結果をＡ／Ｄ変換できるのである。
【００１７】
また、センサー１の電流量Ｉｓｅｎｓｅが一定ではなく、（ＶＤ−ＶＡ）の関数となるセンサーであっても同じ電子回路でＡ／Ｄ変換が可能である。例えば測定量によって決まる一定のインピーダンスＲｓｅｎｓｅを持つようなセンサーデバイスであれば以下の式で電流量Ｉｓｅｎｓｅは表される。
【００１８】
【数７】
2007300264.tif 000009
このようなデバイスの例として抵抗を用いた温度センサー、可変抵抗を用いたジャイロセンサーなどがあげられる。例えば、インピーダンスＲｓｅｎｓｅが温度によって以下のような変化をするセンサーを考える。
【００１９】
【数８】
2007300264.tif 000010
ここでＴは絶対温度（Ｋ）、Ｒ０とＢは温度センサー固有の定数である。
【００２０】
（式４）、（式７）より以下の方程式を得る。
【００２１】
【数９】
2007300264.tif 000011
これを解くと、
【００２２】
【数１０】
2007300264.tif 000012
となり、電位ＶＡからインピーダンスＲｓｅｎｓｅが求まる。これを（式８）に戻すことで温度Ｔが求まる。
【００２３】
しかしながら、一般にポリシリコン薄膜トランジスターは単結晶シリコン基板上に形成されたＭＯＳトランジスターに比べて特性が悪く、特に飽和特性が悪い。このため、Ａ／Ｄ変換が可能なダイナミックレンジが著しく狭くなるという問題点を有する。
【００２４】
図１３はトランジスターの出力特性を示す図であり、グラフ（Ａ）は単結晶シリコンデバイス上に形成されたＭＯＳデバイスの出力特性グラフ、グラフ（Ｂ）はポリシリコン薄膜トランジスタデバイスの出力特性グラフである。
グラフ（Ａ）、グラフ（Ｂ）上でほぼ水平となっている部分が（式１）に従う飽和領域であって、Ｖｇｓ＞ＶｔｈかつＶｇｓ−Ｖｔｈ＜Ｖｄｓ＜Ｖｋｉｎｋの範囲である。ここでＶｋｉｎｋはキンク（ｋｉｎｋ）現象が起こり始める電圧である。Ｖｄｓ＞Ｖｋｉｎｋの領域では（式１）に従わなくなる。単結晶シリコンデバイス上に形成されたＭＯＳデバイスではＶｋｉｎｋが高く、（式１）は比較的広範囲で成り立つ。（グラフ上、水平になっている部分が広い）。このため、（式６）で導出できる電流量Ｉｓｅｎｓｅのレンジも相対的に大きくなる。
【００２５】
例えばＶｋｉｎｋ＝１０ＶのデバイスであればＶｄｓ＝ＶＡ−ＶＳ＜１０Ｖである必要があり、仮にＷ＝１０μｍ、Ｌ＝６μｍ、移動度１３００ｃｍ2／Ｖ／Ｓ、ゲート酸化膜厚＝１００ｎｍとすると、（式４）からＩｓｅｎｓｅ＜３ｍＡ程度である。ここで下限は理論的にはＶｇｓ→Ｖｔｈ（Ｖａ→Ｖｔｈ−Ｖｓ）でＩｄｓ→０であるが、実際には微小リーク電流Ｉｌｅａｋが常に流れているため、Ｖｇｓ→ＶｔｈでもＩｄｓ→Ｉｌｅａｋとなって、ある程度以下の領域では変化が見られなくなる。また、現実的にはＶｔｈの製造ばらつき最大範囲をΔＶｔｈとすると、ＶＡ＝ΔＶｔｈ−ＶＳ程度以上である必要がある。これらを勘案すると、現実的なＩｓｅｎｓｅ＞１ｎＡ程度であり、単結晶シリコンデバイス上に形成されたＭＯＳデバイスであれば図１１の構成でＩｓｅｎｓｅ＝１ｎＡ〜３ｍＡの範囲のＡ／Ｄ変換が可能である。すなわち、測定ダイナミックレンジは３，０００，０００倍程度である。なお、レンジを低電流側にシフトさせるにはトランジスター２のチャネル幅Ｗを小さくし（あるいはチャネル長Ｌを大きくし）、高電流側にシフトさせるにはトランジスター２のチャネル幅Ｗを大きくすれば良い（あるいはチャネル長Ｌを小さくする）。この場合もダイナミックレンジは変化しない。
【００２６】
しかしながら、ポリシリコン薄膜トランジスター、特に６００℃以下の低温プロセスで形成されたいわゆるＬＴＰＳ（Low Temprature Poly Silicon）薄膜トランジスターにおいては、移動度が１００ｃｍ2／Ｖ／Ｓ前後であり、Ｋｉｎｋ電圧が低く、Ｖｋｉｎｋ＝６Ｖ程度でＫｉｎｋ現象が生じはじめる。また、オフリークが高く、Ｖｄｓ＝Ｖｇｓ＝ＶｔｈでのＩｌｅａｋはＷ＝１０μｍ、Ｌ＝６μｍで１０ｎＡ程度になる。また前述のΔＶｔｈも数１０ｍＶ〜２００ｍＶ程度と大きくなり、先ほどと同様の計算を行うと、測定可能な電流範囲は電流量Ｉｓｅｎｓｅが１０ｎＡ〜８０μＡであって、ダイナミックレンジは８，０００倍程度とＭＯＳトランジスターに比べ非常に狭くなる。
【００２７】
以上のように、ポリシリコン薄膜トランジスターを用いたＡ／Ｄ変換回路は単結晶シリコンデバイス上のＭＯＳトランジスターを用いる場合に比べ、十分なＡ／Ｄ変換ダイナミックレンジがとれないという問題点を有する。
【００２８】
【特許文献１】特開平６−２４５１５２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２９】
本発明で提案する回路は上記の問題点に鑑み、ポリシリコン薄膜トランジスターを用いたＡ／Ｄ変換回路であって、十分なＡ／Ｄ変換ダイナミックレンジをとることを可能として、ポリシリコン薄膜トランジスターに相応しいＡ／Ｄ変換回路を提案するものである。
【課題を解決するための手段】
【００３０】
本発明の電子回路は、基板上に薄膜ポリシリコンを能動層に用いたトランジスターを備えた電子回路であって、測定量を電流量に変換するセンサーと、前記電流量に応じた電圧に変換する電流電圧変換回路と、前記電流電圧変換回路で変換された前記電圧を検出し、所定の信号を出力する電圧検出回路とを備え、前記電流電圧変換回路は、電流電圧変換レンジを切り替えるレンジ切り替え回路を備えたことを特徴とする。
【００３１】
これによれば、本発明の電子回路は、基板上に薄膜ポリシリコンを能動層に用いたトランジスターを備えた電子回路であって、センサーによって検出された測定量が電流量に変換され、この変換された電流量は、電流電圧変換回路によってその電流量に応じた電圧に変換される。電流電圧変換回路によって変換された電圧を検出し、電圧検出回路によって所定の信号を出力する。この際、電流電圧変換回路に備えられているレンジ切り替え回路によって、電流電圧変換レンジを切り替えられるようにしたため、十分なＡ／Ｄ変換ダイナミックレンジを確保することができる。
【００３２】
本発明の電子回路では、前記電流電圧変換回路は、基板上に薄膜ポリシリコンを能動層に用いた電界効果型トランジスターからなり、並列に接続された第１のトランジスターと第２のトランジスターと、前記第２のトランジスターに接続され、該第２のトランジスターに流れる電流を制御する制御回路を備え、前記レンジ切り替え回路は、前記第２のトランジスターと制御回路とによりなり、レンジ切り替え信号により前記第２のトランジスターに流れる電流を制御することで、前記電流電圧変換回路の前記電流電圧変換レンジを切り替えることを特徴とする。
【００３３】
これによれば、レンジ切り替え信号によって電流電圧変換回路の電流電圧変換レンジ（測定レンジ）を切り替えられるため、薄膜ポリシリコンを能動層に用いた電界効果型トランジスターを用いた回路であっても十分なＡ／Ｄ変換ダイナミックレンジを確保できる。
【００３４】
さらに、本発明の電子回路では、前記センサーは、前記第１のトランジスターと前記第２のトランジスターの能動層と同一層である薄膜ポリシリコンを能動層としたＰＩＮ接合ダイオード又はＰＮ接合ダイオードであり、前記測定量は光照度であることを特徴とする。
【００３５】
このような構成によって、コストを上昇させること無く基板に照射されている光の照度を測定でき、例えば表示装置に応用した時に外光に応じて表示品位を最適に保つことができる。
【００３６】
さらに、本発明の電子回路では、前記センサーは前記薄膜トランジスターの能動層と同一層である薄膜ポリシリコンを用いた抵抗体であり、前記測定量は温度であることを特徴とする。
【００３７】
このような構成によって、コストを上昇させること無く基板の温度を測定でき、例えば表示装置に応用した時に温度に応じて表示品位を最適に保つように階調を最適に制御することができる。
【００３８】
さらに、本発明の電子回路では、前記電圧検出回路は、互いに同じ回路構成を有した複数のコンパレーター回路であり、異なる比較基準電位を与えられていることを特徴とする。
【００３９】
このような構成によって、電流電圧変換回路から出力される電圧を短時間で多値判定して、センサーの測定量をＡ／Ｄ変換することができる。
【００４０】
さらに、本発明の電子回路では、前記電圧検出手段は、複数のＣＭＯＳインバーター又はＣＭＯＳクロックド・インバーターであり、互いにＮチャネル型トランジスターのチャネル幅とＰチャネル型トランジスターのチャネル幅の比が異なっていることを特徴とする。
【００４１】
このような構成によって、電流電圧変換回路から出力される電圧を極めて少ない素子数でＡ／Ｄ変換することができる。
【００４２】
さらに、本発明の電子回路では、前記電圧検出回路は、コンパレーター回路であり、異なる比較基準電位を順次与えられることを特徴とする。
【００４３】
このような構成によって、少ない素子数で電流電圧変換回路から出力される電圧を多値判定し、センサーの測定量をＡ／Ｄ変換することができる。
【００４４】
さらに、本発明の電気光学装置では、本発明の電子回路を備えたことを特徴とする。
【００４５】
このような構成によって、Ａ／Ｄ変換回路をガラス基板上にアクティブマトリクスと同一製造工程で製造できるために、安価でセンサーが内蔵された電気光学装置を製造することができる。
【００４６】
さらに、本発明の電子機器では、少なくとも、本発明の電気光学装置と、該電気光学装置に表示する表示情報を処理する表示情報処理回路とを備えたことを特徴とする。
【００４７】
これによれば、電気光学装置と、この電気光学装置に表示する表示情報を処理する表示情報処理回路とを電子機器に組み込むことで、表示品位に優れて多機能な電子機器をより抵コストで製造できる。また、センサーの配置自由度が高まるため、外形を小さくでき、デザイン性に優れた電子機器を製造できるというメリットも有する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４８】
以下、本発明に係る液晶表示装置の実施例について図面を参照して説明する。
【実施例１】
【００４９】
図１は本発明の電子回路を実現する実施例１のセンサー１及びＡ／Ｄ変換回路１００ａ（電子回路）の構成例を示した図であり、図１１の従来の構成と同じ箇所には、同じ符号を付して、説明を省略する。
図１において、トランジスター２（第１のトランジスター）、トランジスター４（第２のトランジスター）、トランジスター５（制御回路）、コンパレーター回路３１〜３８を構成する各トランジスターはガラス基板上（基板）に形成された薄膜ポリシリコンを能動層に用いた電界効果型トランジスターにより構成される。
【００５０】
トランジスター２、トランジスター４およびトランジスター５は、電流量に応じた電圧に変換する電流電圧変換回路を構成し、トランジスター４およびトランジスター５は、該電流電圧変換回路の電流電圧変換範囲（測定レンジ）を範囲を切り替えるレンジ切り替え回路を構成する。
【００５１】
図１に示したようにトランジスター２とトランジスター４は、Ｎｏｄｅ−Ａと電源電位ＶＳ間に並列に接続され、トランジスター４には、該トランジスター４に流れる電流を制御するためのトランジスター５（制御回路）がＮｏｄｅ−Ａとドレイン電極間に直列に接続されている。トランジスター５のゲート電極には、電流電圧変換レンジを範囲を切り替えるためのレンジ切り替え信号Ｖ１が接続されている。
【００５２】
本実施例において、センサー１は外光の状態を測定するフォトダイオードセンサーである。このフォトダイオードセンサーはトランジスター２，４，５の能動層を構成する薄膜ポリシリコンと同じ製造工程によって構成された同一層又は同一膜厚の薄膜ポリシリコンを能動層としたラテラル型ＰＩＮフォトダイオードであって、ここではカソード電極を電源電位ＶＤに接続し、アノード電極をＮｏｄｅ−Ａに接続し、常時逆バイス状態で使用する。適切なバイアス電圧範囲では電流量Ｉｓｅｎｓｅは外光の照度に比例し、印加バイアス電圧（ＶＤ−ＶＡ）には依存しなくなる。
【００５３】
トランジスター４はトランジスター２より９９倍の大きさのチャネル幅Ｗを有するものとし、トランジスター５はトランジスター４と同じチャネル幅Ｗとする。また、チャネル長Ｌは全て同じとする。ここではトランジスター２のＷ＝１０μｍ、トランジスター４及びトランジスター５のＷ＝９９０μｍ、トランジスター２，４，５のＬ＝６μｍとする。
【００５４】
外部から与えられる電源電位ＶＤ，ＶＳは、例えばＶＤ＝８Ｖ、ＶＳ＝０Ｖとする。比較基準電位Ｖｒｅｆ１〜Ｖｒｅｆ８は外部から与えられる基準電位であって、Ｖｒｅｆ１＝１．５Ｖ、Ｖｒｅｆ２＝２．０Ｖ、Ｖｒｅｆ３＝２．５Ｖ、Ｖｒｅｆ４＝３．０Ｖ、Ｖｒｅｆ５＝３．５Ｖ、Ｖｒｅｆ６＝４．０Ｖ、Ｖｒｅｆ７＝４．５Ｖ、Ｖｒｅｆ８＝５．０Ｖとする。
【００５５】
ここで、Ｖ１はレンジ切り替え信号であって、電源電位ＶＤ又は電源電位ＶＳと同電位である。Ｖ１＝ＶＳの時、トランジスター５はＯＦＦするのでトランジスター４に流れるドレイン・ソース間電流Ｉ２≒０であり、図１１の従来例と同じ動作を行う。すなわち、Ｉｓｅｎｓｅ＝Ｉ１であって、トランジスター２及びトランジスター４の移動度が１００ｃｍ2／Ｖ／Ｓ、キンクＶｋｉｎｋ＝６Ｖとし、ゲート絶縁膜の膜厚が１００ｎｍ、トランジスター２のＶｄｓ＝Ｖｇｓ＝ＶｔｈでのＩｌｅａｋを１０ｎＡとすると、Ｉ１＝Ｉｓｅｎｓｅ＝１０ｎＡ〜８０μＡの範囲で（式６）が成立する。
【００５６】
次に、Ｖ１＝ＶＤのとき、トランジスター２，４ともに同じゲート電圧（Ｖｇｓ＝ＶＡ−ＶＳ）でどちらも飽和領域動作するので、Ｉ２＝Ｉ１×９９である。すなわち、Ｉｓｅｎｓｅ＝Ｉ１＋Ｉ２であるから、Ｉｓｅｎｓｅ＝Ｉ１×１００となる。Ｉ１は先ほどの計算で１０ｎＡから８０μＡの範囲で（式６）が成立するから、Ｉｓｅｎｓｅ＝１μＡ〜８ｍＡの領域で測定できることになり、Ｖ１＝ＶＤのときとＶ１＝ＶＳの時とをあわせるとＩｓｅｎｓｅ＝１０ｎＡ〜８ｍＡの領域で測定が可能であって、約８００，０００倍の測定ダイナミックレンジを有することになるのである。ここでレンジ切り替え信号Ｖ１の切り替えはスキャン毎にＶ１＝ＶＤとＶ１＝ＶＳで測定を行って結果を合成して出力しても良いし、先にＶ１＝ＶＳで測定を行って結果（出力信号ＯＵＴ）が全てＨｉｇｈであればＶ１＝ＶＤで再度測定を行うような論理構成としても良い。あるいは、並列してレンジ測定用のセンサー１及びＡ／Ｄ変換回路を別に備えておき、その結果でレンジを切り替えても良い。
【００５７】
このようにして、電流量ＩｓｅｎｓｅはＮｏｄｅ−Ａの電位ＶＡとして変換され、これをお互いに同じ回路構成を有した複数のコンパレーター回路３１〜３８で判定する。ここで比較基準電位は、ＶＳ＜Ｖｒｅｆ１＜Ｖｒｅｆ２…＜Ｖｒｅｆ８＜ＶＤとなるように比較基準電位Ｖｒｅｆ１〜Ｖｒｅｆ８は設定する。すると、例えば出力信号ＯＵＴ１〜ＯＵＴ３はＬｏｗ（≒ＶＳ）電位が、出力信号ＯＵＴ４〜ＯＵＴ８はＨｉｇｈ（≒ＶＳ）電位が出力されている場合、Ｖｒｅｆ３＜ＶＡ＜Ｖｒｅｆ４であると判断できる。このように、出力信号ＯＵＴ１〜ＯＵＴ８の出力を読み取ることで、電位ＶＡを９段階で判定することができ、そこから（式６）を用いて電流量Ｉｓｅｎｓｅをやはり９段階で算出し、これを照度に容易に変換可能である。
なお、コンパレーター回路３１〜３８は図１２の従来例と同じ構成であっても良いし、図２、図３に示すような構成であってもよい。
【００５８】
図２の構成は図１２に対してＴＦＴのＮｃｈとＰｃｈが逆になった構成である。比較基準電位Ｖｒｅｆが電源電位ＶＳにより近い場合は図１２の構成が、比較基準電位Ｖｒｅｆが電源電位ＶＤにより近い場合は図２の構成が適している。一方、図３の構成は素子数が大きく回路面積が大きくなるが図１２あるいは図２の構成より動作する比較基準電位Ｖｒｅｆの範囲が広い。また、これらの他に図１２や図２の構成に定電流源（バイアス電圧をゲートに印加したトランジスターなどが用いられる）を電源電位ＶＤ又は電源電位ＶＳに直列に繋ぐことで動作マージンの拡大を図った構成なども考えられる。
以上のうち、いずれのコンパレーターを用いるかは面積、動作マージンなどのトレードオフで最も適したものを選択すればよい。
【００５９】
図４は本実施例のアクティブマトリクス基板１０１である。図４（ａ）は本発明の電気光学装置を実現する実施例１での透過型ＶＧＡ解像度液晶表示装置のためのアクティブマトリクス基板１０１の構成図である。アクティブマトリクス基板１０１上には、４８０本の走査線Ａ１〜Ａ４８０と１９２０本のデータ線Ｂ１〜Ｂ１９２０が直交して形成されており、４８０本の容量線Ｃ１〜Ｃ４８０は走査線Ａ１〜Ａ４８０と並行かつ交互に配置されている。容量線Ｃ１〜Ｃ４８０は相互に短絡されてコモン電位入力端子６０２に接続される。対向導通部３０４もまた、コモン電位入力端子６０２に接続される。また、図１で示すセンサー１及びＡ／Ｄ変換回路１００ａもやはりアクティブマトリクス基板１０１上に形成され、その出力信号ＯＵＴ１〜ＯＵＴ８は出力端子６０３に繋がっており、外光の照度に応じた出力がなされる。
【００６０】
図４（ｂ）は図４（ａ）の点線３１０部の拡大図である。走査線Ａｎ（ｎは、１≦ｎ≦４８０の整数）とデータ線Ｂｍ（ｍは、１≦ｍ≦１９２０の整数）の各交点にはＮチャネル型電界効果ポリシリコン薄膜トランジスターよりなる画素スイッチング素子４０１（Ａｎ，Ｂｍ）が形成されており、そのゲート電極は走査線Ａｎに、ソース・ドレイン電極はそれぞれデータ線Ｂｍと画素電極４０２（Ａｎ，Ｂｍ）に接続されている。画素電極４０２（Ａｎ，Ｂｍ）は容量線Ｃｎと補助容量コンデンサーを形成し、また液晶表示装置として組み立てられた際には液晶素子をはさんで対抗基板電極（コモン電極）とやはりコンデンサーを形成する。ここでトランジスター２、トランジスター４、トランジスター５、コンパレーター回路３１〜３８を構成する各トランジスターと画素スイッチング素子４０１（Ａｎ，Ｂｍ）は同一工程で製造されている。
【００６１】
走査線Ａ１〜Ａ４８０は走査線駆動回路３０１に接続されて駆動信号を与えられる。また、データ線Ｂ１〜Ｂ１９２０はデータ線駆動回路３０２およびデータ線プレチャージ回路３０３に接続されて映像信号及びプレチャージ電位を与えられる。走査線駆動回路３０１、データ線駆動回路３０２およびデータ線プレチャージ回路３０３は信号入力端子６０１に接続され、必要な各種信号および電源電位を与えられる。走査線駆動回路３０１、データ線駆動回路３０２、データ線プレチャージ回路３０３はアクティブマトリクス基板上にポリシリコン薄膜トランジスターを集積することで形成されており、画素スイッチング素子４０１（Ａｎ，Ｂｍ）と同一工程で製造される、いわゆる駆動回路内蔵型の液晶表示装置となっている。
【００６２】
図５は図４のアクティブマトリクス基板を用いた実施例１における透過型ＶＧＡ解像度液晶装置の斜視構成図（一部断面図）である。液晶表示装置９１０は、アクティブマトリクス基板１０１（第１の基板）と対向基板９１２（第２の基板）とでネマティック相をなす液晶材料９２２を挟持し、シール材９２３でアクティブマトリクス基板１０１と対向基板９１２とを貼り合わせて液晶材料９２２を封入している。アクティブマトリクス基板１０１の画素電極上には、図示しないがポリイミドなどからなる配向材料が塗布されラビング処理された配向膜が形成されている。また、対向基板９１２は、図示しないが画素に対応したカラーフィルタと、光抜けを防止し、コントラストを向上させるためのブラックマトリクスと、コモン電位が供給されるＩＴＯ膜でなる対向電極が形成され、液晶材料９２２と接触する面にはポリイミドなどからなる配向材料が塗布され、アクティブマトリクス基板１０１の配向膜のラビング処理の方向とは直交する方向にラビング処理されている。
【００６３】
さらに、対向基板９１２の外側には、上偏光板９２４を、アクティブマトリクス基板１０１の外側には、下偏光板９２５を各々配設し、互いの偏光方向が直交するよう（クロスニコル状）に配設する。さらに下偏光板９２５下には、面光源を成すバックライトユニット９２６が配設される。バックライトユニット９２６は、冷陰極管やＬＥＤに導光板や散乱板をとりつけたものでも良いし、ＥＬ素子によって全面発光するユニットでもよい。バックライトユニット９２６は、コネクタ９２６ａを通じて電子機器本体と接続され、電源を供給される。図示しないが、さらに必要に応じて、周囲を外殻で覆っても良いし、あるいは上偏光板９２４のさらに上に保護用のガラスやアクリル板を取り付けても良いし、視野角改善のため光学補償フィルムを貼っても良い。
【００６４】
また、アクティブマトリクス基板１０１は、対向基板９１２から突出した張り出し部９２７が設けられ、その張り出し部９２７にある信号入力端子６０１（図４（ａ）参照）、コモン電位入力端子６０２（図４（ａ）参照）、出力端子６０３（図４（ａ）参照）には、可撓性基板としてのＦＰＣ９２８ａ及び外部駆動ＩＣ９２９が実装され、アクティブマトリクス基板１０１上の複数の信号入力端子が電気的に接続されている。図１では、外部駆動ＩＣ９２９は２個のＩＣで構成されているが、１個もしくは３個以上でもよい。ＦＰＣ９２８ａは、電源ＩＣ、信号制御ＩＣ、コンデンサー、抵抗、ＲＯＭ、バックライト制御ユニット９３０などを有する制御基板９２１に接続され、基準電位、制御信号、映像データをアクティブマトリクス基板１０１へ供給する。また、制御基板９２１はコネクタ９２８ｃを通じてバックライトユニット９２６にも接続され、制御基板９２１上のバックライト制御ユニット９３０によってバックライトユニット９２６はそのＯＮ・ＯＦＦ、輝度調整が可能なようになっている。
【００６５】
制御基板９２１はＦＰＣ９２８ａを通じて出力端子６０３から出力されたセンサー１及びＡ／Ｄ変換回路１００ａの信号（出力信号ＯＵＴ１〜ＯＵＴ８）が入力される。また、同様に制御基板９２１はＦＰＣ９２８ａを通じてセンサー１及びＡ／Ｄ変換回路１００ａに対してレンジ切り替え信号Ｖ１を出力することで、センサー１及びＡ／Ｄ変換回路１００ａの測定レンジを切り替えることができる。出力信号ＯＵＴ１〜ＯＵＴ８は外部の照度に応じて変化するので、この信号をもとに制御基板９２１上のバックライト制御ユニット９３０はバックライトユニット９２６の輝度を調整、あるいはＯＮ／ＯＦＦを行うことで外光に応じて最も視認性の良い状態にバックライトユニット９２６を保つことができるのである。
【００６６】
具体的なバックライト制御ユニット９３０によるバックライト制御アルゴリズムを図６に示す。ここでバックライト制御ユニット９３０からバックライトユニット９２６に送られる輝度制御信号は０〜２５５の１Ｂｙｔｅデータであり、制御信号が２５５のとき輝度ＭＡＸであり、制御信号が０のときバックライトＯＦＦであるとする。バックライト制御ユニット９３０はまずＶ１＝ＶＳとして出力信号ＯＵＴ１〜ＯＵＴ８のデータを読み込む。このとき、出力信号ＯＵＴ１〜ＯＵＴ８が全てＨｉｇｈ（ＶＤ）であればＶ１＝ＶＤに切り替え、再度読み込みを行う。切り替え後、出力信号ＯＵＴ１〜ＯＵＴ８が全てＬｏｗ（ＶＳ）であれば再度Ｖ１＝ＶＳに切り替える。このようにしてレンジを切り替えながら出力信号ＯＵＴ１〜ＯＵＴ８を読み込み、図７のようなルックアップテーブルを参照して出力信号ＯＵＴ１〜ＯＵＴ８およびＶ１の状態から設定値を読み込み、バックライト照度を読み込んだ設定値に設定する。このような動作を０．１秒おきに繰り返すアルゴリズムとなっている。図７のルックアップテーブルは照度がセンサー１の限界検出感度程度の非常に暗い時にはまぶしくないようにある程度の照度でバックライトをつけ、明るくなるにつれて照度を増して外光によってみにくくなることを防止している。Ｖ１＝ＶＤの時のレンジの下限とＶ１＝ＶＤの時のレンジの上限はオーバーラップしているから、設定値もオーバーラップしている。本実施例では透過型液晶表示装置であるので、外光に対してバックライト照度が単調に増加する設定にしているが、半透過型液晶表示装置の場合はある程度外光が明るくなり、反射モードのみで十分視認性が良いくらいの外光照度になればバックライトをＯＦＦ（設定＝０）にすればよい。
【００６７】
なお、本実施例ではセンサー１によって外光照度を計測し、バックライト輝度を自動調整する構成を例としてあげたが、温度センサーを内蔵して液晶やバックライトの温度依存性を調整して常に最適な表示特性を得る構成など、様々なセンサー１を基板上に内蔵する際にも応用可能である。例えば（式８）のようにインピーダンスが温度によって変化する温度センサーを内蔵するのであれば、（式６）の代わりに（式１０）を用いて電位ＶＡからインピーダンスＲｓｅｎｓｅが計算され、これを（式８）に戻せば温度が求まる。この結果をもとにやはりバックライトユニット９２６を調光する、あるいは外部駆動ＩＣ９２９によってγ特性を常に最適に保つように調整を行うなど、本発明の応用は多岐に渡る。
【００６８】
なお、（式６）、（式１０）を用いる際にＶｔｈ及びμが必要であるが、Ｖｔｈ及びμが製品でばらつく場合は事前に較正を行って（式６）、（式１０）に基づく電位ＶＡ−電流量Ｉｓｅｎｓｅ（もしくはＶＡ−Ｒｓｅｎｓｅ）変換テーブルをモジュール内にＥＰＲＯＭ等で個別に書き込んでおき、変換する際はそのテーブルを参照するなどとすると良い。
【００６９】
図８は、本発明に係る電子機器の一実施形態を示している。ここに示す電子機器は、図５で説明した電気光学装置としての液晶表示装置９１０と、これを制御する表示情報処理回路７８０、中央演算回路７８１、外部Ｉ／Ｆ回路７８２、入出力機器７８３、電源回路７８４よりなる。表示情報処理回路７８０は、中央演算回路７８１からのコマンドに基づき、ＲＡＭ（Random Access Memory）に格納した映像データを適宜書き換え、タイミング信号とともに液晶表示装置９１０へ映像信号を供給する。中央演算回路７８１は、外部Ｉ／Ｆ回路７８２からの入力に基づいて様々な演算を行い、その結果をもとに表示情報処理回路７８０および外部Ｉ／Ｆ回路７８２へコマンドを出力する。外部Ｉ／Ｆ回路７８２は、入出力機器７８３からの情報を中央演算回路７８１へ送るとともに、中央演算回路７８１からのコマンドに基づいて入出力機器７８３を制御する。入出力機器７８３とは、スイッチ、キーボード、ハードディスク、フラッシュメモリユニットなどである。また、電源回路７８４は、上記の各構成要素に所定の電源電圧を供給する。
【００７０】
ここで電子機器とは、具体的にはモニター、ＴＶ、ノートパソコン、ＰＤＡ、デジタルカメラ、ビデオカメラ、携帯電話、フォトビューワー、ビデオプレイヤー、ＤＶＤプレイヤー、オーディオプレイヤーなどである。
【００７１】
以上のように、図１のような構成のセンサー１及びＡ／Ｄ変換回路１００ａをアクティブマトリクス基板１０１上に形成し、これを用いて電気光学装置を構成することで、センサー１を内蔵した高付加価値のパネルを作成でき、またその電気光学装置を電子機器に応用することで高品質な表示品位を有する電子機器を実現できるのである。
【実施例２】
【００７２】
図９はセンサー及びＡ／Ｄ変換回路の実施例２を示す、センサー１及びＡ／Ｄ変換回路１００ｂの回路構成図である。
図９において、トランジスター２、トランジスター４、トランジスター１５およびトランジスター１６は、電流量に応じた電圧に変換する電流電圧変換回路を構成し、トランジスター４、トランジスター１５およびトランジスター１６は、該電流電圧変換回路の電流電圧変換レンジの範囲を切り替えるレンジ切り替え回路を構成する。
【００７３】
トランジスター４は、トランジスター２と並列にドレイン電極がＮｏｄｅ−Ａに、ソース電極が電源電位ＶＳに接続されている。トランジスター４のゲート電極は、トランジスター１５を介してＮｏｄｅ−Ａに、また、トランジスター１６を介して電源電位ＶＳに接続されている。トランジスター１５のゲート電極には、レンジ切り替え信号Ｖ１が入力されており、トランジスター１６のゲート電極には、信号ＸＶ１が接続されている。
【００７４】
信号ＸＶ１はレンジ切り替え信号Ｖ１の逆極性信号である（すなわちレンジ切り替え信号Ｖ１が電源電位ＶＤの時は信号ＸＶ１は電源電位ＶＳであり、レンジ切り替え信号Ｖ１が電源電位ＶＳの時は信号ＸＶ１は電源電位ＶＤとなる）。尚、トランジスター２のチャネル幅をＷ＝１０μｍ、トランジスター４のチャネル幅をＷ＝９９０μｍ、トランジスター１５、トランジスター１６のチャネル幅をＷ＝５０μｍ、トランジスター２，４，１５，１６のチャネル長をＬ＝６μｍとする。
【００７５】
Ｖ１＝ＶＳ電位、ＸＶ１＝ＶＤ電位の時、トランジスター１５はＯＦＦし、トランジスター１６がＯＮするのでトランジスター４に流れるドレイン・ソース間電流Ｉ２≒０、すなわちＩｓｅｎｓｅ＝Ｉ１であって、トランジスター２及びトランジスター４の移動度が１００ｃｍ2／Ｖ／Ｓ、キンク電圧Ｖｋｉｎｋ＝６Ｖ、ゲート酸化膜厚１００ｎｍとし、トランジスター２のＶｄｓ＝Ｖｇｓ＝ＶｔｈでのＩｌｅａｋを１０ｎＡとすると、Ｉ１＝１０ｎＡ〜８０μＡの範囲で（式６）が成立する。
【００７６】
次に、Ｖ１＝ＶＤ電位、ＸＶ１＝ＶＳ電位の時、トランジスター１５はＯＮし、トランジスター１６がＯＦＦするのでＩ２＝Ｉ１×９９、すなわちＩｓｅｎｓｅ＝Ｉ１＋Ｉ２＝１００×Ｉ１であって、Ｉｓｅｎｓｅ＝１μＡ〜８ｍＡの範囲で（式６）が成立する。従って、実施例１と同様にＩｓｅｎｓｅ＝１０ｎＡ〜８ｍＡの領域で測定が可能であって、８００，０００倍の測定ダイナミックレンジを有する。本実施例の回路構成は実施例１よりも素子数が多くなり、信号数も増えるが、トランジスター２とトランジスター４にかかるドレイン・ソース間電圧が常に一定であって、より広い範囲で精度良く動作することが期待できるというメリットを有する。
【００７７】
また、この構成例では、実施例１でのコンパレーター回路３１〜３８の代わりにゲート電極がＮｏｄｅ−Ａに接続されたＮチャネル型トランジスター６Ｎ１〜６Ｎ８およびＰチャネル型トランジスター６Ｐ１〜６Ｐ８よりなるＣＭＯＳインバーターが８個配置され、それぞれ出力信号ＯＵＴ１〜ＯＵＴ８の端子に接続されてなる。
【００７８】
ここで、各インバーターのＮとＰのＷ比は互いに異なり、異なった動作点を持つように設定される。ここで動作点とはインバーターからの出力が反転する入力電位である。すなわち例えば、Ｎチャネル型トランジスター６Ｎ１のチャネル幅Ｗ＝１５０μｍ、Ｐチャネル型トランジスター６Ｐ１のチャネル幅Ｗ＝５μｍ、Ｎチャネル型トランジスター６Ｎ２のチャネル幅Ｗ＝５０μｍ、Ｐチャネル型トランジスター６Ｐ２のチャネル幅Ｗ＝５μｍ、Ｎチャネル型トランジスター６Ｎ３のチャネル幅Ｗ＝２０μｍ、Ｐチャネル型トランジスター６Ｐ３のチャネル幅Ｗ＝５μｍ、Ｎチャネル型トランジスター６Ｎ４のチャネル幅Ｗ＝２０μｍ、Ｐチャネル型トランジスター６Ｐ４のチャネル幅Ｗ＝１０μｍ、Ｎチャネル型トランジスター６Ｎ５のチャネル幅Ｗ＝１０μｍ、Ｐチャネル型トランジスター６Ｐ５のチャネル幅Ｗ＝１０μｍ、Ｎチャネル型トランジスター６Ｎ６のチャネル幅Ｗ＝１０μｍ、Ｐチャネル型トランジスター６Ｐ６のチャネル幅Ｗ＝２０μｍ、Ｎチャネル型トランジスター６Ｎ７のチャネル幅Ｗ＝５μｍ、Ｐチャネル型トランジスター６Ｐ７のチャネル幅Ｗ＝２０μｍ、Ｎチャネル型トランジスター６Ｎ８のチャネル幅Ｗ＝５μｍ、Ｐチャネル型トランジスター６Ｐ８のチャネル幅Ｗ＝５０μｍ、などである。
【００７９】
このように設定すれば出力信号ＯＵＴｎに接続されたインバーターは出力信号ＯＵＴｎ＋１に接続されたインバーターより動作点が低くなる。このように出力信号ＯＵＴ１〜ＯＵＴ８の出力結果を参照することでＮｏｄｅ−Ａの電位ＶＡを知ることができるのは実施例１に同じである。本方式は図１の構成に比べ、各インバーターの動作点電圧がトランジスターのＶｔｈに依存してばらつくので、精度はよくない。しかしながら、比較基準電位Ｖｒｅｆ電圧が必要なく、構成素子数も少ないことからおおまかな値が得られれば所定の目的を達する場合には図１の構成より適している。
【００８０】
なお、本電子回路を用いたアクティブマトリクス基板、電気光学装置、電子機器は実施例１と全く同じであるので説明は省略する。また、前記ＣＭＯＳインバーターをＣＭＯＳクロックド・インバーターで構成してもよい。
【実施例３】
【００８１】
図１０はセンサー及びＡ／Ｄ変換回路の実施例３を示す、センサー１及びＡ／Ｄ変換回路１００ｃの回路図構成図である。
図１０において、トランジスター２、トランジスター４、トランジスター８、トランジスター５およびトランジスター７は、電流量に応じた電圧に変換する電流電圧変換回路を構成し、トランジスター４、トランジスター８、トランジスター５およびトランジスター７は、該電流電圧変換回路の電流電圧変換レンジを範囲を切り替えるレンジ切り替え回路を構成する。
【００８２】
トランジスター２，４，８の各ゲート電極はＮｏｄｅ−Ａに接続され、また、各ソース電極は電源電位ＶＳに接続されている。トランジスター４のドレイン電極はトランジスター５を介してＮｏｄｅ−Ａに接続され、トランジスター８のドレイン電極はトランジスター７を介してＮｏｄｅ−Ａに接続されている。トランジスター５のゲート電極には、レンジ切り替え信号Ｖ１が入力されており、トランジスター７のゲート電極には、第２のレンジ切り替え信号Ｖ２が接続されている。尚、トランジスター２のチャネル幅をＷ＝１０μｍ、トランジスター４及びトランジスター５のチャネル幅をＷ＝９９０μｍ、トランジスター７及びトランジスター８のチャネル幅をＷ＝４０００μｍ、トランジスター２，４，５，７，８のチャネル長をＬ＝６μｍとする。
【００８３】
ここで、Ｖ２＝ＶＳ、Ｖ１＝ＶＳ電位の時はトランジスター５及びトランジスター７がＯＦＦするのでトランジスター４のドレイン・ソース間を流れる電流Ｉ２≒０、トランジスター８のドレイン・ソース間を流れる電流Ｉ３≒０であり、トランジスター２、トランジスター４及びトランジスター８の移動度が１００ｃｍ2／Ｖ／Ｓ、キンク電圧Ｖｋｉｎｋ＝６Ｖ、ゲート酸化膜厚＝１００ｎｍとするとＩｓｅｎｓｅ＝Ｉ１＝１０ｎＡ〜８０μＡの範囲で（式６）が成り立つ。次にＶ１＝ＶＤ、Ｖ２＝ＶＤのとき、トランジスター２，４，８ともに同じゲート電圧（Ｖｇｓ＝ＶＡ−ＶＳ）でどちらも飽和領域動作するので、Ｗ比からＩ３＝Ｉ１×４００、Ｉ２＝Ｉ１×９９である。すなわち、Ｉｓｅｎｓｅ＝Ｉ１＋Ｉ２＋Ｉ３であるから、Ｉｓｅｎｓｅ＝Ｉ１×
５００となる。従ってＩｓｅｎｓｅ＝５μＡ〜４０ｍＡの範囲で（式４）が成り立つので、レンジ切り替え信号Ｖ１、第２のレンジ切り替え信号Ｖ２の切り替えによりＩｓｅｎｓｅ＝１０ｎＡ〜４０ｍＡのレンジで電流量Ｉｓｅｎｓｅは測定可能である。すなわち、測定ダイナミックレンジは４，０００，０００倍である。
【００８４】
レンジの切り替え付近、すなわちＩｓｅｎｓｅ＝５〜８０μＡ近辺では精度が低下するので、この領域ではＶ２＝ＶＤ、Ｖ１＝ＶＳあるいはＶ２＝ＶＳ、Ｖ１＝ＶＤの設定を使用することが好ましい。
【００８５】
本実施例では、Ｎｏｄｅ−Ａの電位ＶＡを検出するのにコンパレーター回路３のみを使用する。コンパレーター回路３の比較基準電位Ｖｒｅｆには９つのＣＭＯＳ伝送ゲート９１〜９８が繋がっており、ＣＭＯＳ伝送ゲート９１〜９８の逆の端には抵抗２１〜２９によって形成された電源電位ＶＤ，ＶＳのラダー抵抗の出力がそれぞれ接続され、異なった電位が与えられる。選択信号ＳＥＬ１〜ＳＥＬ８及びその逆極性信号ＸＳＥＬ１〜ＸＳＥＬ８によってＣＭＯＳ伝送ゲート９１〜９８のうちの一つのみがＯＮすることで、コンパレーター回路３にいずれかの電位が比較基準電位Ｖｒｅｆとして供給される。従って、選択信号ＳＥＬ１〜ＳＥＬ８及びその逆極性信号ＸＳＥＬ１〜ＸＳＥＬ８を順次切り替え、その時の出力信号ＯＵＴの電位を見ることで電位ＶＡを算出できる。
【００８６】
例えば、抵抗２１〜２９は全て同じ抵抗値Ｒ１＝１ＭΩを有するとすると、ＣＭＯＳ伝送ゲート９１，９２，…，９８にそれぞれ供給される電位は（ＶＤ＋ＶＳ）÷９、（ＶＤ＋ＶＳ）×２÷９、…（ＶＤ＋ＶＳ）×８÷９である。選択信号ＳＥＬ１〜ＳＥＬ８及びその逆極性信号ＸＳＥＬ１〜ＸＳＥＬ８を順次選択（選択時は選択信号ＳＥＬｎを電源電位ＶＤ、逆極性信号ＸＳＥＬｎを電源電位ＶＳにし、非選択時はその逆）して出力信号ＯＵＴの端子の電位を見た時に選択信号ＳＥＬ１〜ＳＥＬ３及び逆極性信号ＸＳＥＬ１〜ＸＳＥＬ３が選択された時に出力信号ＯＵＴの端子の出力はＬｏｗ（≒ＶＳ）、選択信号ＳＥＬ４〜ＳＥＬ８及び逆極性信号ＸＳＥＬ４〜ＸＳＥＬ８が選択された時に出力信号ＯＵＴの端子の出力はＨｉｇｈ（≒ＶＤ）であったならば電位ＶＡは（ＶＤ＋ＶＳ）×３÷９〜（ＶＤ＋ＶＳ）×４÷９の間である。これを（式６）に戻せば電流量Ｉｓｅｎｓｅの範囲が求まり、従って照度の範囲が容易に求まる。
【産業上の利用可能性】
【００８７】
本発明は実施例の形態に限定されるものではなく、光センサーや温度センサーのみならず、測定量を電流量に変換するセンサー１であればいかなるセンサー１にも応用可能である。また、電気光学装置として液晶表示装置だけでなく、有機ＥＬディスプレイ等に応用しても一向に差し支えない。基板としてガラス基板ではなく石英基板やプラスチック基板上を用いてもよい。
【００８８】
また、各実施例の構成要素を組み合わせても差し支えないことはもちろんである。すなわち、実施例１でコンパレーター回路３１〜３８の代わりに実施例２のＮチャネル型トランジスター６Ｎ１〜６Ｎ８、Ｐチャネル型トランジスター６Ｐ１〜６Ｐ８よりなるインバーターを組み合わせても良いし、逆に実施例２でインバーターの代わりに実施例１のコンパレーター回路３１〜３８を用いても良い。実施例３においても同様である。
【００８９】
また、レンジ切り替え信号は１〜２本のみならずさらに増やしても良いし、コンパレータ−やインバーター、伝送ゲートの数を増やしてより多階調でＡ／Ｄ変換できるようにしてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００９０】
【図１】本発明の実施例１によるセンサー１及びＡ／Ｄ変換回路１００ａを示す回路図。
【図２】本発明の実施例１によるコンパレーター回路３１〜３８の詳細回路図。
【図３】本発明の実施例１によるコンパレーター回路３１〜３８の別の形態を示す詳細回路図。
【図４】本発明の実施例による液晶表示装置のアクティブマトリクス基板１０１の構成図。
【図５】本発明の実施例による液晶表示装置の斜視図。
【図６】本発明の実施例によるバックライト制御ユニット９３０のバックライト制御アルゴリズムの一例を示すフローチャート図。
【図７】本発明の実施例によるルックアップテーブルの一例を示す図。
【図８】本発明の実施例による電子機器のブロック図。
【図９】本発明の実施例２によるセンサー１及びＡ／Ｄ変換回路１００ｂを示す回路図。
【図１０】本発明の実施例３によるセンサー１及びＡ／Ｄ変換回路１００ｃを示す回路図。
【図１１】従来のセンサー及びＡ／Ｄ変換回路を示す回路図。
【図１２】従来のコンパレーター回路の詳細回路図。
【図１３】従来の薄膜トランジスタの出力特性を説明する図。
【符号の説明】
【００９１】
１…センサー、２，４，５，７，８，１５，１６…トランジスター、６Ｎ１〜６Ｎ８…Ｎチャネル型トランジスター、６Ｐ１〜６Ｐ８…Ｐチャネル型トランジスター、３１〜３８…コンパレーター回路、９１〜９８…ＣＭＯＳ伝送ゲート、２１〜２９…抵抗、１００ａ，１００ｂ，１００ｃ…Ａ／Ｄ変換回路、１０１…アクティブマトリクス基板、Ａ１〜Ａ４８０…走査線、Ｂ１〜Ｂ１９２０…データ線、Ｃ１〜Ｃ４８０…容量線、３０１…走査線駆動回路、３０２…データ線駆動回路、３０３…データ線プレチャージ回路、３０４…対向導通部、４０１（Ａｎ，Ｂｍ）…画素スイッチング素子、４０２（Ａｎ，Ｂｍ）…画素電極、６０１…信号入力端子、６０２…コモン電位入力端子、６０３…出力端子、７８０…表示情報処理回路、７８１…中央演算回路、７８２…外部Ｉ／Ｆ回路、７８３…入出力機器、７８４…電源回路、９１０…電気光学装置としての液晶表示装置、９１２…対向基板、９２２…液晶材料、９２３…シール材、９２４…上偏光板、９２５…下偏光板、９２６…バックライトユニット、９２６ａ…コネクタ、９２７…張り出し部、９２８ａ…ＦＰＣ、９２８ｃ…コネクタ、９２９…外部駆動ＩＣ、９３０…バックライト制御ユニット。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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