(57)【要約】【課題】マルチパス干渉及び他セル・セクタからのユーザ間干渉（=Co-channel Interference: コチャネル干渉、同一チャネル間干渉）を共に低減可能な周波数領域の信号処理を実現させて通信品質を向上させ得る無線通信システムにおける無線通信方法及びその基地局装置を提供すること。【解決手段】基地局装置は、複数の受信系統を有し、当該通信セルと異なる他の前記通信セル内で前記直交識別子が同一である前記無線通信端末からの出力を受信した際に、複数の受信系統で合成した結果生ずる干渉信号を用いて除去用干渉信号を作成し、各受信系統での受信信号からそれぞれ除去する第１の処理と、除去用干渉信号が除去された各受信系統の受信信号に対して伝送路変動等化を行う第２の処理とを周波数領域において同一構成の回路処理で実行可能とした。【選択図】      図１
2007300520.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の無線通信端末及び当該各無線通信端末を収容する基地局装置からなる通信セルが複数配置され、当該各通信セル内での通信状態を通信制御装置が制御するようにして、各前記通信セル内の各前記無線通信端末が、前記通信制御装置により割り当てられた固有の直交識別子を用いて送信信号を変調処理して送信し、複数の当該送信信号を同一の当該通信セル内の前記基地局装置にて受信する無線通信方法において、
各前記通信セル内の前記基地局装置は、
複数の受信系統を有し、当該通信セルと異なる他の前記通信セル内で前記直交識別子が同一である前記無線通信端末からの出力を受信した際に、前記複数の受信系統で合成した結果生ずる干渉信号を用いて除去用干渉信号を作成し、各前記受信系統での受信信号からそれぞれ除去する第１の処理と、
各前記受信系統の受信信号に対して伝送路変動等化を行う第２の処理とを、周波数領域において同一構成の回路処理で実行可能とした
ことを特徴とする無線通信方法。
【請求項２】
各前記通信セル内の各前記無線通信端末は、当該通信セルに固有のセル識別子を含めて送信出力するようになされ、
各前記通信セル内の前記基地局装置は、
受信した前記無線通信端末の出力に含まれる前記セル識別子に基づいて、前記除去用干渉信号のみの伝達関数を求め、前記第１の処理を実行する
ことを特徴とする請求項１に記載の無線通信方法。
【請求項３】
複数の無線通信端末及び当該各無線通信端末を収容する基地局装置からなる通信セルが複数配置され、当該各通信セル内での通信状態を通信制御装置が制御するようにして、各前記通信セル内の各前記無線通信端末が、前記通信制御装置により割り当てられた固有の直交識別子を用いて送信信号を変調処理して送信し、複数の当該送信信号を同一の当該通信セル内の前記基地局装置にて受信する無線通信方法における当該各通信セル内の前記基地局装置において、
複数の受信系統を有し、当該通信セルと異なる他の前記通信セル内で前記直交識別子が異なる直交識別子の受信信号を除去する直交化処理部と、
前記直交化処理部からの出力を周波数領域に変換する周波数変換部と、
前記周波数変換部からの出力に全ての前記受信系統で合成した結果生ずる干渉信号を用いて除去用干渉信号を作成し、各前記受信系統での受信信号からそれぞれ除去した後、当該各受信系統の受信信号に対して伝送路変動等化を行う周波数領域補償部と
を備えることを特徴とする基地局装置。
【請求項４】
前記周波数領域補償部は、
前記干渉除去及び前記伝送路変動等化を前記周波数領域での線形処理にて行う単一の複素乗算器である
ことを特徴とする請求項３に記載の基地局装置。
【請求項５】
前記通信セルとは異なる通信セルより到来した前記干渉信号に対して全ての受信系統の伝達関数から求まるＭＭＳＥ(Minimum Mean Square Error)係数を用いて前記周波数領域補償部にて仮受信した後、各前記受信系統における前記干渉信号の各伝達関数を与えて各前記受信系統の受信信号からそれぞれ減算した後、復調対象ユーザの伝達関数を用いて復調ユーザ用のＭＭＳＥ係数で受信する
ことを特徴とする請求項３に記載の基地局装置。
【請求項６】
前記直交処理部と前記周波数変換部との処理順序を入れ替える
ことを特徴とする請求項３に記載の基地局装置。
【請求項７】
前記周波数領域補償部は、
各前記通信セル内の各前記無線通信端末からの送信出力に含まれる当該通信セルに固有のセル識別子に基づいて、前記複数の受信系統で合成した結果生ずる干渉信号か否かを判断する
ことを特徴とする請求項３に記載の基地局装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は無線通信システム、より具体的にはＣＩＢＳ−ＣＤＭＡ方式やＩＦＤＭＡ方式等の送信信号の繰り返し送信を基本とした、信号の直交化が保証されるＭＵＩ(Multi-User Interference)フリーアクセス方式等の無線通信システムにおける多重セル干渉を削減するための無線通信システムにおける無線通信方法及びその基地局装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、ＣＩＢＳ−ＣＤＭＡ（Chip-Interleaved Block Spread- Code Division Multiple Access）方式やＩＦＤＭＡ（Interleaved Frequency Division Multiple Access）方式など、送信情報データの繰り返し送信を基本としたＭＵＩフリーアクセスの無線通信方式の提案が数多くなされている。これらは、拡散処理時に使用する直交符号間の完全直交性が満たされる通信方式であり、マルチユーザ環境においてＤＳ−ＣＤＭＡ（Direct Sequence-CDMA）方式などの既存の多元接続方式よりも優れた通信品質が可能である。
【０００３】
従来のＣＩＢＳ−ＣＤＭＡ方式によると、ユーザ間の干渉は生じないものの、マルチパス干渉の影響を受け易いという問題がある。これは、送信側において送信データをインタリーブ処理し、受信側において受信データをデインタリーブ処理することによって、原理的に、ユーザ間干渉を個別ユーザのマルチパス干渉に置き換えたためである。
【０００４】
この問題に対処するため、周波数領域等化(FDE：Frequency Domain Equalization)という技術が用いられる。FDEでは、マルチパスを合成可能なパスダイバーシチ効果を持ちつつ、マルチパス干渉除去も実施できるため、その効果は非常に大きく、3.5世代移動通信では採用される事となっている。
【特許文献１】米国特許公開20050249269号
【非特許文献１】論文：Stefano Tomasin, Nevio Benvenuto, “Frequency-Domain Interference Cancellation and Nonlinear Equalization for CDMA Systems,” IEEE Transactions on Wireless Communications, Vol.4, No.5, September 2005
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかし、ＣＩＢＳ−ＣＤＭＡ方式において、ユーザ間の干渉が存在しないのは、予め全てのユーザを認識し、その認識したユーザに対して直交符号を割り当てる場合に限定される。つまり、セルラー環境のように、他セルもしくはセクタのユーザが把握できておらず、同一ユーザ識別子が隣接セル、セクタにて使用された場合には、非常に大きな干渉を受ける。したがってこの問題回避のために、隣接周辺のセル、セクタのユーザアクセス状況を常時把握し、瞬時的、適応的に拡散率を変化させ、常時あらゆるユーザ間を直交化させれば、この問題は解消する。
【０００６】
しかし、それでは無線アクセスを管理する上位局の負荷が増大する上、せっかくユーザ識別子を割り当てても、伝搬距離が希望波と干渉波とで異なり、大きく減衰して受信され、干渉とはみなされず実質的には、過分な拡散率を割り当てる必要のない場合もある。したがって、無駄が多い割に、効果が疑問であった。
【０００７】
これらのセル・セクタ間干渉を除去するために、従来から、MUD(Multi-User Detection)や干渉キャンセラが提案されている。MUDや干渉キャンセラは実質複雑すぎて、具現化が非現実的であるため、詳細な説明は割愛するが、以下概説する。MUDや干渉キャンセラの核心技術は、一旦、全ユーザ（もしくは電力の大きいユーザ）を受信・仮復号してみて、再変調し、その間、遅延させておいた受信信号から差し引くものである。これら1回の処理を“ステージ”と呼び、マルチステージでは、特性が向上するのが確認されている。
【０００８】
また、シリアル処理やパラレル処理の検討も行われている。上記内容から容易に類推できるが、“一旦復調して、再変調して受信信号から差し引く”というのは、収容する全ユーザ数分の端末相当を１ステージ内に具備する事になり、ハードウェア規模、処理時間から鑑みて、いくら受信性能が向上すると言っても実施には相当の難度が伴う。
【０００９】
この難度を軽減するために、これらの干渉キャンセラ、MUDを周波数領域で実施するという提案が行われている。一例として、論文では上記の[非特許文献１]があり、特許では上記の[特許文献１]がある。しかしながら、これらの論文/特許では、単に従来複雑であった時間領域の干渉除去を周波数軸上に変換しただけであり、仮判定を実施したり、再変調したりする複雑さに関しては改善は無かった。したがって、ハードウェア規模も大きくなり、実現に関しては、未だ疑問が残る内容となっている。
【００１０】
以上、要約すれば、FDE（周波数領域等化器）はマルチパス対策として効果的であるものの、実現可能な干渉除去を与えるものではなく、干渉除去とマルチパス対策を併用する小回路規模のものは存在しない、という問題があった。
【００１１】
本発明は上記に鑑みてなされたもので、マルチパス干渉及び他セル・セクタからのユーザ間干渉（=Co-channel Interference: コチャネル干渉、同一チャネル間干渉）を共に低減可能な周波数領域の信号処理を実現させて通信品質を向上させ得る無線通信システムにおける無線通信方法及びその基地局装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記課題を解決するために請求項１に記載された発明は、複数の無線通信端末及び当該各無線通信端末を収容する基地局装置からなる通信セルが複数配置され、当該各通信セル内での通信状態を通信制御装置が制御するようにして、各通信セル内の各無線通信端末が、通信制御装置により割り当てられた固有の直交識別子を用いて送信信号を変調処理して送信し、複数の当該送信信号を同一の当該通信セル内の基地局装置にて受信する無線通信方法において、各通信セル内の基地局装置は、複数の受信系統を有し、当該通信セルと異なる他の通信セル内で直交識別子が同一である無線通信端末からの出力を受信した際に、複数の受信系統で合成した結果生ずる干渉信号を用いて除去用干渉信号を作成し、各受信系統での受信信号からそれぞれ除去する第１の処理と、各受信系統の受信信号に対して伝送路変動等化を行う第２の処理とを、周波数領域において同一構成の回路処理で実行可能としたことを特徴とする。
【００１３】
請求項２に記載された発明は、各通信セル内の各無線通信端末は、当該通信セルに固有のセル識別子を含めて送信出力するようになされ、各通信セル内の基地局装置は、受信した無線通信端末の出力に含まれるセル識別子に基づいて、除去用干渉信号のみの伝達関数を求め、第１の処理を実行することを特徴とする。
【００１４】
請求項３に記載された発明は、複数の無線通信端末及び当該各無線通信端末を収容する基地局装置からなる通信セルが複数配置され、当該各通信セル内での通信状態を通信制御装置が制御するようにして、各通信セル内の各無線通信端末が、通信制御装置により割り当てられた固有の直交識別子を用いて送信信号を変調処理して送信し、複数の当該送信信号を同一の当該通信セル内の前記基地局装置にて受信する無線通信方法における当該各通信セル内の前記基地局装置において、複数の受信系統を有し、当該通信セルと異なる他の前記通信セル内で直交識別子が異なる直交識別子の受信信号を除去する直交化処理部と、直交化処理部からの出力を周波数領域に変換する周波数変換部と、周波数変換部からの出力に全ての受信系統で合成した結果生ずる干渉信号を用いて除去用干渉信号を作成し、各受信系統での受信信号からそれぞれ除去した後、当該各受信系統の受信信号に対して伝送路変動等化を行う周波数領域補償部とを備えることを特徴とする。
【００１５】
請求項４に記載された発明は、周波数領域補償部は、干渉除去及び伝送路変動等化を周波数領域での線形処理にて行う単一の複素乗算器であることを特徴とする。
【００１６】
請求項５に記載された発明は、前記通信セルとは異なる通信セルより到来した干渉信号に対して全ての受信系統の伝達関数から求まるＭＭＳＥ(Minimum Mean Square Error)係数を用いて周波数領域補償部にて仮受信した後、各受信系統における干渉信号の各伝達関数を与えて各受信系統の受信信号からそれぞれ減算した後、復調対象ユーザの伝達関数を用いて復調ユーザ用のＭＭＳＥ係数で受信することを特徴とする。
【００１７】
請求項６に記載された発明は、直交処理部と周波数変換部との処理順序を入れ替えることを特徴とする。
【００１８】
請求項７に記載された発明は、周波数領域補償部は、各通信セル内の各無線通信端末からの送信出力に含まれる当該通信セルに固有のセル識別子に基づいて、複数の受信系統で合成した結果生ずる干渉信号か否かを判断することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１９】
本発明によれば、Co-channel干渉及びマルチパス干渉を共に低減させて通信品質を向上させることができる。また、本発明によれば、電波が受信側に到達するまでに必要な所要送信電力を低減することが可能となり、システム全体としての省電力化を図ることもできる。さらに、本発明によれば、予め他セル/セクタのユーザの存在を見込んで拡散率を上昇、つまり、伝送レートの低下を招くことなく通信を実施する事も可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
次に添付図面を参照して本発明における無線通信システムにおける無線通信方法及びその基地局装置の実施の形態を詳細に説明するが、その前に本発明の要点を明確にするために従来技術との差異を述べる。
【００２１】
図８は従来技術におけるＣＩＢＳ−ＣＤＭＡ方式によるシステム運用例である。すなわち図８では、Ａ,Ｂからなる２つのセルが記載さており、Cell-Aには携帯端末等の無線通信端末ＭＳである２ユーザ（MS#0-A, MS#1-A）が、またCell-Bには１ユーザ（MS#0-B）がそれぞれ接続されており、基地局装置と通信を行っている。Cell-Aに限定してみると、User#0(MS#0-A)とUser#1(MS#1-A)とは、異なる直交符号が割り当てられているため、0205〜0212にて示される基地局装置ではこれらユーザの直交化は問題なく実現できる。
【００２２】
ここで、無線通信端末は送信データ生成部0201、乗算器0202、インタリーバ0203、ガードインターバル付与部0204及び送受信無線部ＴＲＸ0205により構成されている。送信データ生成部0201はそれぞれ独立な音声や画像などのデータを生成するブロックである。乗算器0202は現行の第３世代無線通信でも使用されている直交識別子（以後、ユーザ識別子とも称す）である直交可変拡散率OVSF(Orthogonal Variable Spreading Factor)符号を与えるスペクトル拡散部である。
【００２３】
インタリーバ0203はＣＩＢＳ−ＣＤＭＡ通信方式特有の送信信号の送信順位を変更するものである。ガードインターバル付与部0204は周波数領域にて不連続な時間信号を周波数領域に変換する際に生じるアパーチャ効果を削減するためのガードインターバル(GI)付与部である。送受信無線部(ＴＲＸ)0205は、D/A、A/Dコンバータや周波数変換部、直交変復調部などアナログ部を有する送受信無線部である。なお、実際には基地局装置と無線通信端末では送受信無線部0205の構成は若干異なるが、ほぼ同じ機能なのでここでは無線通信端末と基地局装置とで同一符号を付与している。
【００２４】
基地局装置は、ガードインターバル除去部0206、デインタリーバ0207、乗算器0208、積分器0209、FFT0210、複素乗算器0211及びiFFT0212により構成されている。ガードインターバル除去部0206はガードインターバル付与部0204で挿入されたガードインターバルを取り出す回路である。デインタリーバ0207は、送信側のインタリーバ0203の逆処理を行い、元通りの信号順序に変換する回路である。
【００２５】
乗算器0208は、スペクトル逆拡散を行う乗算器であり、無線通信端末の乗算器0202で付与されたユーザ識別子により所望信号を識別するユーザ直交化処理部である。積分器0209は、スペクトル逆拡散を行う積分器であり、OVSFの一周期(＝拡散率)の区間積分を行う。FFT0210、iFFT0212はそれぞれ、周波数領域へ変換する時間・周波数変換部と時間領域へ変換する周波数・時間変換部である。乗算器0211は複素乗算器である。
【００２６】
図８では、Cell-Bの無線通信端末MS#0-Bには、Cell-Aにて使用しているユーザ識別子OVSF#0が付与されている。したがって、無線通信端末MS#0-Bは、基地局装置Ｂへ通信を行っているものの、その電波は基地局装置Ａにも到来すれば（＝到来しない場合もある）、干渉源となる。一方、ＣＩＢＳ−ＣＤＭＡやＩＦＤＭＡなどの一般的なＭＵＩフリーアクセス方式では、ユーザ識別子が異なると直交化原理によって干渉が発生しない。したがって、無線通信端末MS#0-Aに対してはMS#0-Bは干渉源となるものの、MS#1-Aに対しては、MS#0-Bはユーザ識別子が直交しているため干渉源とはならない。
【００２７】
ただし、この直交化原理は、特許文献１に記載されているような、周波数領域等化または干渉キャンセル後に逆拡散を実施したり、周波数領域にて判定したりする場合には有効とはならない。これは、周波数領域での乗算処理は、時間軸上での畳み込み積分に相当する事に起因する。つまり、周波数軸上でのあるユーザに最適なマルチパス除去係数は、他のユーザ信号にしてみれば、無縁なマルチパスを新たに付与されている事に相当し、その結果干渉電力が分散し、雑音に近い状態となって、干渉除去不能な状態に近づけることを意味する。このことを周波数領域表現における式にて示す。
【００２８】
今、希望ユーザの送信信号XDを基地局装置にて受信する場合を考える。HDにて示されるマルチパス伝播路を経由し、雑音ｎを加算された、基地局装置受信信号YDは、次の式(1)の通りである。なお、以下に示す数式は全て周波数軸上の関数であるから、本来は図１に示した様に、サフィックス“（ω）“を付与すべきであるが簡略化してある。
YD= HDXD + n      … (1)
【００２９】
この受信信号に対して、マルチパスHDを等化するために周波数領域等化を実施する。Zero Forcing等化を考慮した場合、その等化ウェイトは、次の式(2)の通りである。
WD =  1/ HD  ( or   HD* / |HD|2 )   ... ZF weight      … (2)
ここで、＊は複素共役、||は絶対値である。なお、|x|2  ＝  x x*であることを考えれば、上式において or で示される内容は同一であると理解できる。このウェイトを受信信号YDに乗算すれば、式(3)に示すように、
YDWD = XD + n/HD        … (3)
と表現され、送信情報XDがマルチパスの影響を受けていない事がわかる。その一方で、ノイズ成分にはマルチパス効果が与えられている。
【００３０】
さて、干渉信号XIを考慮する。干渉源は、希望信号とは異なる場所と考えられ、また、独立なマルチパスHIをもっているとすると、基地局装置受信信号Yは、 式(4)に示すように、
Y  = HDXD + HIXI + n      … (4)
と表現される。ここで、希望信号を受信するために(2)式で示されるウェイトWDを乗算すれば、YWD  は式(5)に示すように、
YWD = XD + (HIHD/|HD|2)XI + nHD/|HD|2        … (5)
と、表現され、希望信号は希望通りに取り出せるものの、干渉成分XIが残留している事がわかる。
【００３１】
干渉信号は、その係数から元々のHIというマルチパス環境に、さらに、HDというマルチパス環境が重畳されている事がわかる。さらに、HDとHIとは複素共役形態ではないため、マルチパスを削減するのではなく、新たに生成している事にも注意しなければならない。したがって、HDの乗算によって新たにマルチパスが形成される、という点から干渉信号は時間領域では拡散されていると考える事ができる。
【００３２】
つまり、エネルギーが分散されるため、マルチパスあたりの干渉信号レベルは低下している。式(5)からも明らかなように、特許文献１では、この残留干渉を低減するため、仮判定を用いる。この結果、式(5)における右辺はXD'となり、干渉項や雑音項はある程度削除される。この後、遅延させた受信信号から、HDXD'を減算すれば、干渉ユーザにとっての干渉、つまり、希望信号が削除される。この操作を繰り返せば徐々に精度が向上するのは容易に想像できる。
【００３３】
つまり、性能を向上させるために上述の仮判定は必須であり、仮判定の精度を向上させる、ひいては全体の受信品質の向上を図るために、マルチステージの概念が必須と成る。したがって従来技術では、必然的に大規模なハードウェアが必要となり実質的に実現性が無かった。
【００３４】
一方、本発明ではMUI-Freeアクセスに適用する事を前提とし、等化・干渉除去の前段階で、総ユーザ数を限定している。このことにより、前述の式(5)に示した干渉ユーザ数を限定できる(式(5)では理解補助のために干渉ユーザは1人だったが、HI1XI1, HI2XI2, HI3XI3, ...と増加させればマルチ干渉ユーザとなる)。等化・干渉除去の前段階でユーザ直交化を実施するため、式(5)では希望ユーザと同じユーザ識別子（例えばOVSF符号）を持つ干渉ユーザのみが残留する。
【００３５】
この結果、従来技術では想定される全ユーザの信号を取り扱うため（図８に示した従来技術ではユーザ干渉の影響を除去するため基地局装置は1台の無線通信端末と送受信するのにUser#0〜User#Nの大規模な回路構成が必要）、膨大な仮想端末を１ステージ内に包含する必要があった。これに対して本発明の構成では、大きく回路規模の削減が可能となり、実現可能な回路規模となる。
【００３６】
また、複数の受信系統の具備によるダイバーシチ効果による干渉信号抽出精度の向上を図っている。このように、干渉ユーザ数の限定及びダイバーシチ構成によって干渉信号の精度が向上されれば、仮判定を用いなくとも、受信品質劣化をある程度抑える事が可能となる。この結果、特許文献１では示されていない重要な本発明の主眼である回路規模削減が実現可能となる。
【００３７】
次に図２を用いて本実施の形態の第１の要点を説明するが、同図はあくまで第１の要点を説明するためのものであり、本実施の形態の構成を示すものではない。図２(Ａ)は１干渉ユーザがキャンセルされる様子を示したものであり、ユーザ直交化処理部0101（図８の乗算器0208）を前段に持ってくることで、同一ユーザ識別子以外の干渉ユーザの干渉信号を取り除いている。
【００３８】
すなわち、図２(Ａ)では図８の送受信無線部TRX0205に相当する送受信無線部（図示せず）の後段にユーザ直交化処理部0101が接続され、これに周波数領域に変換する時間・周波数変換部FFT0102が接続されている。このように、時間・周波数変換部FFT0102を設けることで以後の処理を周波数軸上で処理できるようにしている。
【００３９】
このような構成により、受信した時間・周波数変換部FFT0102からの出力信号Ｙ(ω)は、同一のユーザ識別子のみの信号となり、これが加算器0103に出力されるとともに乗算器0109に出力され、干渉ユーザに対するMMSE重みWI（ω）が積算される。また、乗算器0109の出力側に乗算器0112が接続され、この乗算器0109の出力に対して干渉ユーザの伝達関数HI(ω)が積算されて加算器0103に出力される。加算器0103は、時間・周波数変換部FFT0102からの出力信号Y(ω)から乗算器0112から出力された信号を減算した出力信号Y(ω)'を乗算器0104に出力する。乗算器0104は、出力信号Y(ω)'を所望ユーザに対するMMSE重みWD（ω）を積算したＦＤＥ出力を時間領域に変換する周波数・時間変換部iFFT0115に出力する。
【００４０】
なお、図２は従来技術（特許文献１）とは異なり、仮判定を行わないため、干渉ユーザに対する干渉成分(=希望信号)と雑音は、そのまま遅延された送受信信号より差し引かれる。この様子を式を用いて説明する。受信信号Yは前述の(4)式にて表現される。一方、干渉信号が差し引かれた後の受信信号Y'は、図２(Ａ)に示すように、受信信Yに乗算器0109と0112とによりWIとHIとが積算された信号が受信信号Yから加算器0103によって減算されるので、式(6)に示す、
Y' = Y  - WIHIY
= Y ( 1 - WIHI )              … (6)
となる。
【００４１】
次に、図２(Ａ)，(Ｂ)により本発明の第２の要点である「複数受信系統の具備」による効果を説明する。図２(Ａ)は受信系統が１つしかない場合における干渉除去を記載した場合の概念図であり、図２(Ｂ)は干渉除去を行う回路（加算器0103、乗算器0109及び乗算器0112）を除いた場合の構成例である。
【００４２】
以下、数式にて、図２(Ａ)と図２(Ｂ)とが一致する事を示す。希望ユーザの信号をXD干渉ユーザの信号をXIとし、それぞれ伝送路の伝達関数をHD, HIとする。また、希望ユーザに対する、干渉信号が存在しない場合のMMSE重みをWD,干渉信号に対するMMSE重みをWIとする。希望信号対雑音電力比をSNRD、干渉信号対雑音電力比をSNRIとすると、受信信号Yに対して次の式(7)の関係が示される。
Y  ＝  HDXD + HIXI + ｎ
WD =  HD* / ( | HD |2 + SNRD-1 )
WI =  HI* / ( | HI |2 + SNRI-1 )                  … (7)
ここで、｜｜は絶対値を現し、＊は複素共役を現す。なお、これら伝達関数や雑音電力により求められる受信信号Y、MMSE重みをWD、MMSE重みをWIは図示しない係数生成部により計算され、後述する図１に示した受信機の周波数補償部の係数として用いられる。
【００４３】
図２(Ａ)を忠実に数式化すると、FDE出力は式(8)に示すように、
FDE出力＝ WD( Y - HI WI Y )
=  WD Y( 1 - HI WI )
=  WD Y( 1 - | HI |2/ ( | HI |2 + SNRI-1 ) )        … (8)
となり、図２(Ｂ)の係数と一致する。
【００４４】
しかしながら、上式は干渉除去として意味をなさない事がわかる。それは、信号電力比対雑音電力比であるSNRが非常に高い場合は、SNRI-1=0 とみなされ、結局、FDE出力は０となってしまうからである。
【００４５】
ここで、本実施の形態では複数受信系を具備する事でこの問題を回避している。２ブランチ(=２受信系統)受信を仮定して概説すれば、ブランチ１用の干渉信号はブランチ２の干渉信号を用いて構築し、同様にブランチ２用の干渉信号はブランチ１の干渉信号を用いて構築する。この結果、図２(Ａ)，(Ｂ)の様に干渉信号の抽出に失敗し、受信信号が０となってしまうような事態は回避できる。
【００４６】
つまり、公知技術である干渉キャンセラ、ダイバーシチ受信、周波数領域等化器を熟慮の上組み合わせる事で、従来の周波数領域等化器と同じハードウェア規模(＝最適な構成例としては複素乗算器１つ)のみにて、干渉除去、所望波の等化を同時に実行する事ができる。
【００４７】
次に、本実施の形態における受信機を説明する前に、本発明が適用されるＣＩＢＳ−ＣＤＭＡ方式やＩＦＤＭＡ方式等の送信データの繰り返し送信を基本とした、データの直交化が保証されかつユーザ候補数が削減可能なＭＵＩフリーアクセス方式の無線通信システムの構成例を図９を用いて説明する。
【００４８】
通信制御装置１０は、基地局装置ＢＳ１４（Ａ〜Ｇ）の各通信セル内の通信状態を制御する制御装置であり、各基地局装置ＢＳ１４の電波の届く範囲であるセル（Ｃ−Ａ〜Ｃ−Ｇ）内を移動中の無線通信端末ＭＳ20−001〜20-013に対して固有の直交識別子を割り当てる。各基地局装置ＢＳは、その受信機が後述する図１に示した構成になっている基地局であり、通信制御装置で割り当てられた直交識別子によって、管理下にあるセル内の無線通信端末ＭＳ２０を識別している。無線通信端末ＭＳ２０は、通信制御装置に割り当てられた直交識別子を用いて送信信号を変調処理して送信する、図８に示した無線通信端末ＭＳ２０と同じ構成の移動端末である。
【００４９】
図１は図９に示した基地局装置ＢＳ１４の本実施の形態における受信機の構成図であり、これを用いて本発明による基地局装置の実施の形態を詳細に説明する。図１(Ａ)では本実施の形態の構成と等価な干渉除去及び等化回路を示している。図２との相違は２受信系統のダイバーシティアンテナにすることで干渉信号の抽出を行う構成にしたことであり、各受信系統は同じ構成になっていて、最終的にこれら受信系統での受信信号が加算器0114で加算され、そのＦＤＥ出力が周波数・時間変換部iFFT0115に出力される。
【００５０】
したがって、ユーザ直交回路0105はユーザ直交回路0101と、時間・周波数変換部FFT0106は時間・周波数変換部FFT0102と、加算器0107は加算器0103と、乗算器0108は乗算器0104と、乗算器0110は乗算器0109と、乗算器0113は乗算器0112と、それぞれ同等の機能となる。また、乗算器0109と乗算器0110の出力が加算器0111によって加算され、その出力が乗算器0112と乗算器0113に出力される。さらに、乗算器0112の出力が加算器0103に、乗算器0113の出力が加算器0107にそれぞれ出力される。
【００５１】
これら信号は時間・周波数変換部FFT0102，FFT0106から出力された受信信号Y1(ω) ，Y２(ω)より減算され、乗算器0104，0108に出力される。これら乗算器0109,0110、加算器0111、乗算器0112,0113、加算器0103, 0107、及び乗算器0104,0108により、全ての受信系統の干渉信号を用いて干渉除去を行い、かつ所望信号に対する伝送路等化を実施する周波数領域補償部が形成される。
【００５２】
今、干渉ユーザは１名で、干渉ユーザの伝達関数をHIｘ(ω)(ｘはアンテナ番号)、干渉ユーザに対するMMSE重みをWIｘ(ω)、所望ユーザは１名でその伝達関数をHDｘ(ω)、MMSE重みをWDｘ(ω)、とする。図１(Ａ)の構成に忠実に数式化すると、そのFDE出力は、式(9)に示すように、
FDE出力=
WD1 { Y1 - HI1(WI1Y1 + WI2Y2) }
+ WD2 { Y2 - HI2(WI1Y1 + WI2Y2) }
=  { WD1 - HI1WI1WD1 - WD2HI2WI1 } Y1
+ { WD2 - HI2WI2WD2 - WD1HI1WI2 } Y2
=  { WD1 -  WI1( WD1HI1 + WD2HI2) } Y1
+ { WD2 -  WI2( WD1HI1 + WD2HI2) } Y2                … (9)
となり、図１(Ｂ)と一致する。
【００５３】
図２と同じ問題が発生しないかどうか（つまり、相殺による完全な無信号状態を回避できるかどうか）を確認する。ここで、MMSEは復調特性が最適となるものの、その係数に雑音電力項を含むので解析が煩雑になる。ここでは干渉項の影響を調べる目的において、雑音項を無視して計算する。この場合、上式におけるWI1やWI2は、それぞれHI1*/α, HI2*/α（ここで、α=|HI1|2+|HI2|2）となる。代入して計算すると、以下の式(10)になり、
FDE出力=  { WD1 -  (HI1*/α)( WD1HI1 + WD2HI2) } Y1
+ { WD2 -  (HI2*/α)( WD1HI1 + WD2HI2) } Y2
=  { WD1 -  (HI1*/α)( WD1HI1 + WD2HI2) } ( HD1XD + HI1XI +n1)
+ { WD2 -  (HI2*/α)( WD1HI1 + WD2HI2) } ( HD2XD + HI2XI +n2)
… (10)
【００５４】
これを、A = WD1HI1 + WD2HI2とおいて整理すると、以下の式(11)に示す、
=  { WD1 -  (HI1*/α)A } ( HD1XD + HI1XI +n1)
+ { WD2 -  (HI2*/α)A } ( HD2XD + HI2XI +n2)            … (11)
になる。
【００５５】
干渉信号XIについて整理すると、式(12)に示すように、
XIの係数= WD1HI1 - |HI1|2/αA + WD2HI2 - |HI2|2/αA
= WD1HI1 + WD2HI2 - A(|HI1|2+ |HI2|2)/α
= WD1HI1 + WD2HI2 - A
= 0                                                  … (12)
となる。
【００５６】
先にも述べたが、このようなZero Forcing係数を用いると、干渉項は０となるものの、雑音強調問題が発生し、復調特性はMMSEよりも劣化する。したがって、好ましい実施例としてはMMSE係数の使用である。しかしながら、干渉項を原理的に０にする事が可能である事は上式の通りである。
【００５７】
次に、所望信号XDについて、整理すると、以下の(13)に示すように、
XDの係数= WD1HD1 - HD1(HI1*/α)A + WD2HD2 - HD2(HI2*/α)A
= WD1HD1 + WD2HD2 - A( HD1HI1*+ HD2HI2* )/α          … (13)
【００５８】
ここで、WD1やWD2は、先の干渉信号用のウェイトと同様にして、それぞれHD1*/β, HD2*/β（ここで、β=|HD1|2+|HD2|2）と置くと、式(14)に示すように、
=1 - A( HD1HI1*+ HD2HI2* )/α
=  { αβ - |HD1*HI1 + HD2*HI2|2 }/(αβ)
=｛ α(|HD1|2 + |HD2|2)
- |HD1|2|HI1|2- |HD2|2|HI2|2- HD1*HI1 HD2*HI2- HD1HI1* HD2HI2*}
= { |HD1|2|HI1|2 + |HD2|2|HI2|2 +|HD1|2|HI2|2 + |HD2|2|HI1|2 
- |HD1|2|HI1|2- |HD2|2|HI2|2- HD1*HI1 HD2*HI2- HD1HI1* HD2HI2*}
= {|HD1|2|HI2|2 + |HD2|2|HI1|2- HD1*HI1 HD2*HI2- HD1HI1* HD2HI2*}
= { |HD1*HI2 - HD2HI1*|2 }                                    … (14)
となる。
【００５９】
このことから、先の１ブランチ受信で問題となった、信号が全て相殺されることが無い事がわかる。これは、複数受信系統を前提とすることにより、各ブランチ信号が入り混じる事ととなり、相殺を避ける事が可能である事を示している。
【００６０】
以上から、本実施の形態にて開示する様に、複数の受信系それぞれにてまずユーザを直交化し、その上で複数の受信系から干渉信号を生成し、遅延させた受信信号から各々減算する事で、干渉除去と伝送路等化とを行う周波数領域補償部をそれぞれ１個の複素乗算器にて実現できる事が示された。
【００６１】
上記説明の通り、干渉信号の伝達関数が判明すれば、ウェイト生成方法を工夫する事で、線形な干渉キャンセラが構築できるが、ウェイト生成の負荷を軽減するには、干渉信号源が少ないほど好ましいのは明らかである。よって、本干渉キャンセラ動作の前にユーザ直交化プロセス（図１ではユーザ直交化処理部0101、0105）を配置し、ユーザ数を限定している。
【００６２】
本実施の形態によるＣＩＢＳ−ＣＤＭＡ方式による効果を計算機シミュレーションにて確認した。図４及び図５にその誤り率(BER：Bit Error Rate)特性を示す。図４は図１に示したような２受信系統における干渉除去性能を示す誤り率特性図であり、図５は４受信系統における干渉除去性能を示す誤り率特性図である。伝送路のモデルは６パス指数減衰静的環境である。希望ユーザが１、干渉ユーザが１ずつ、セルもしくはセクタ境界近辺に存在し、各ユーザ間での伝送路は独立であるものの、等電力にて基地局装置に受信されるものとした。
【００６３】
また、４ブランチ受信と比較しやすいように、２ブランチ受信時の特性を３dB左シフトさせ、横軸が一致する様に配慮してある。また、図中のFDE-MMSEとは干渉除去性能を持たせない場合のBER特性であり、1-stage FDE-ICとは1ステージの干渉除去・等化を実施した場合の本実施の形態のBER特性である。なお、2-stage, 3-stageについては後述する。また、w/o CCIとは干渉がない場合のBER特性を示したものであり、実線のQPSK Theoryとは理論値によるBER特性を示している。
【００６４】
FDEにおける乗算器は、いずれの場合も1個（サンプルレートもしくは、チップレートでの動作の場合）である。図４及び図５より、干渉除去を実施しない場合に比べて、同一ハードウェアにおいて受信特性が大きく向上しているのがわかる。すなわち、FDE-MMSEではいずれの場合にも、100個の送信データビット中、1個の誤りが発生する領域（BER=10-2）が達成不能なのにもかかわらず、本実施の形態では２ブランチの1-stageを除き達成できていることが解る。また、先に説明した様に、本実施の形態は他ブランチ信号をも考慮して干渉信号を生成するため、ブランチ数の増加（２ブランチから４ブランチ）によって受信性能が向上している。
【００６５】
なお、数式にて上記計算機シミュレーションにて使用したFDE乗算係数を示せば、次の式(15)〜(21)にそれぞれ示す通りである。
２ブランチ時：
ブランチ１用係数：  WD1 - WI1( WD1HI1 + WD2HI2)      … (15)
ブランチ２用係数：  WD2 - WI2( WD1HI1 + WD2HI2)      … (16)
４ブランチ時：
ブランチ１用係数：  WD1 -  WI1( WD1HI1 + WD2HI2 + WD3HI3 + WD4HI4)
… (17)
ブランチ２用係数：  WD2 -  WI2( WD1HI1 + WD2HI2 + WD3HI3 + WD4HI4)
… (18)
ブランチ３用係数：  WD3 -  WI3( WD1HI1 + WD2HI2 + WD3HI3 + WD4HI4)
… (19)
ブランチ４用係数：  WD4 -  WI4( WD1HI1 + WD2HI2 + WD3HI3 + WD4HI4)
… (20)
【００６６】
【数１】
2007300520.tif 000003
ここで、WDx、WIx、HDx、HIxとは、先の数式説明に用いたものと同一であり、それぞれ、希望信号のMMSEウェイト、干渉信号のMMSEウェイト、希望信号の伝達関数、干渉信号の伝達関数であり、ｘはアンテナ番号、つまり受信系統番号である。
【００６７】
このような構成において、本実施の形態では干渉除去・等化を実施する前段階にて総ユーザ数を限定し、各干渉ユーザの伝達関数を検出し除去すると共に、希望信号の伝達関数を検出して干渉除去・等化処理する。
【００６８】
そしてこのような干渉除去・等化方式によれば、受信側において受信データを周波数領域での複素乗算処理によって、同じユーザ識別子が用いられた干渉信号に対して干渉除去が行われ、希望ユーザに対しては、マルチパス環境下におけるマルチパス干渉を等化することができる。さらに線形処理であるため、もっとも好ましい例では複素乗算器１つのみで干渉除去・等化が実施され、ハードウェア規模の増加が生じない。
【００６９】
したがって、本実施の形態による干渉除去・等化方式を適用することによって、高速パケット伝送のような、極短時間（例えば0.5msec）内にまれに生じる干渉ユーザの存在のために、高速性を犠牲 にする(＝拡散率を増大させる)事無く、また干渉ユーザが存在しない場合には従来と同じMMSE等化を実施することができるため、従来の無線通信方式よりも、伝送レートの低下を必要とせず、また大幅にその通信品質を改善することができる。
【００７０】
そして、このように通信品質を改善することによって、電波が受信側に到達するまでに必要な所要送信電力を低減することが可能となる。これは、携帯通信端末から基地局装置への上り回線を考えれば、携帯通信端末のバッテリを長時間もたせることを意味し、下り回線で考えれば、インフラ設備の省電力化が図れることを意味する。また、省電力化を特に必要としないアプリケーションであれば、その分電波到達距離が延伸されることを意味し、いずれにしても有効な効果を得ることができる。
【００７１】
次に本発明による無線通信システムにおける送信機の実施の形態について説明する。図１に示した実施の形態においては、干渉ユーザの伝達関数が何らかの手段にて求まる場合について詳述した。この実施の形態では、図９の無線通信端末ＭＳ20の送信機よりセル／セクタ識別子を送信信号とともに送ることで、基地局装置１４の受信機の周波数領域補償部で干渉ユーザを識別できる構成例を示す。
【００７２】
図６は本実施の形態における送信機の構成例を示したものである。図６において、パイロット信号生成部1001は例えばＭ系列等の擬似雑音符号であるパイロット信号を生成する生成部であり、生成したパイロット信号を識別子付与部1002に出力する。識別子付与部1002は、通信を行う基地局装置の通信セルに固有のセル識別子であるセル/セクタ識別子を、パイロット信号に付与する乗算器である。なお、識別子付与部1002は乗算器の他にExORもしくは複素乗算器であってもよい。送信データ生成部0201は独立な音声や画像等のデータを生成するブロックである。
【００７３】
切替スイッチ1003は、送信データ生成部からの送信データと識別子付与部1002からのセル／セクタ識別子を所定のタイミングで切り替えて、これらデータをスペクトル拡散部である乗算器0202に出力するスイッチである。乗算器0202はユーザ識別子である拡散符号（ＯＶＳＦ符号）を与える乗算器である。乗算器0202はインターリーバ0203に接続され、ＯＶＳＦ符号が付与された送信データがインターリーバ0203に出力される。インターリーバ0203は、ＣＩＢＳ−ＣＤＭＡ通信方式特有の送信信号の送信順位を変更するものである。
【００７４】
インターリーバ0203はガードインターバル付与部0204に接続され、送信順位が変更された送信信号がこれに出力される。ガードインターバル付与部0204は、周波数領域にて不連続な時間信号を周波数領域に変換する際に生じるアパーチャ効果を削減する為のガードインターバル（GI）を付与する付与部である。ガードインターバル付与部0204は送受信無線部ＴＲＸ0205に接続され、これにガードインターバルを付与した送信信号を出力する。送受信無線部ＴＲＸ0205は、D/A、A/Dコンバータや周波数変換部、直交変復調部などアナログ部を有する送受信部である。
【００７５】
前述したように、図６に示した送信機の場合にも、各接続ユーザに対するユーザ識別子が割り当てられるとともに、送受信機間において既知信号であるパイロット信号、例えばランダム周期系列であるM系列等が存在する。そして、そのパイロット信号に対してセルもしくはセクタに割り振られているセル/セクタ識別子を与え、通常のデータ信号と同様にユーザ識別子を与え、例えば送信データ系列に先立ってこれらを送信する。
【００７６】
そして受信側では、ユーザ識別子によるユーザ直交化を実施し、しかる後にパイロット信号による相関受信を、例えばパイロット信号周期(=M系列周期)の整数倍の区間実施し、その後各セル/セクタ識別子を乗算し累算する事によって、同一セル/セクタか、異セル/セクタかを認識する。
【００７７】
この様子を図７に示す。図７(Ａ)は全ユーザ共通の拡散符号で逆拡散した図、図７(Ｂ)は希望ユーザセル／セクタの識別符号(++)で加算した図、図７(Ｃ)は干渉ユーザセル／セクタの識別符号(+-)で加算した図をそれぞれ示している。
【００７８】
図７(Ａ)は受信機においてユーザ共通のパイロット信号（例えばM系列）に対するMF(Matched Filter)出力である。M系列のような自己相関性が鋭い擬似雑音符号は、同図に示すような相関結果を出力する。より具体的な例としては、６４チップ(チップとはM系列1ビット単位を示す)からなるM系列（厳密にはM系列は奇数しか存在し得ないが今回は例であるので０を追加する）をパイロット信号とし、MFの係数にもこのM系列を与える。
【００７９】
そして、受信信号を例えば１２８チップ分（相関窓６４チップの２つ分）、MFに供給すると、M系列周期２つ分の 出力が得られる。この時点では、希望ユーザのみならずCo-Channel干渉ユーザの相関出力も出現するため、両者の区別はつかない。しかしながら、セル/セクタ識別子が存在するので、例えば、希望ユーザのセル識別子を+1,+1、干渉ユーザのセル/セクタ識別子を+1,-1とすると、６４チップ区間のそれぞれの加算にて図１１(Ｂ)に示す希望ユーザセルの伝送路のインパルス応答が求まる。
【００８０】
同様に、+1,-1を乗算し、それぞれ累算すると図１１(Ｃ)に示す、干渉ユーザのインパルス応答が求まる。これらの結果を周波数変換すれば、前式における、HIやHD、ひいては、WIやWDが求まる。Co-Channel干渉ユーザが多い場合は、セル/セクタ識別子を先例では２チップだったが、４チップ、８チップと増加させればよい。
【００８１】
したがって、本実施の形態による送信方式を適用することによって、希望ユーザのみならず干渉ユーザの伝達関数が求められる。このことから、干渉ユーザの干渉除去ならびに希望信号の等化が実施できるため、従来の無線通信方式よりも大幅にその通信品質を改善することができ、省電力化を図ることができる。
【００８２】
なお、送信機の実施の形態では初期同期(＝ユーザ検出を含む)のハードウェア簡略化のために、全ユーザが共通のパイロット信号(=同期チャネルと呼んでも良い)を具備する事を前提に説明した。このハードウェア簡略化の前提を取り去るのであれば、一般的な直交ゴールド符号やM系列等、ユーザ毎に異なるパイロット信号を与えても良い。この場合は、受信側でゴールド符号やM系列に対する初期同期検出部が必要となるが本発明を適用可能である。
【００８３】
次に本発明による基地局装置の他の実施の形態を説明する。図１に示した実施の形態においては、希望ユーザの信号から干渉ユーザの減算という１ステージの場合について詳述した。図３の実施の形態では、マルチステージ化したときの実施の形態を説明する。
【００８４】
図３(Ａ)及び図３(Ｂ)に、図９の基地局装置ＢＳ１４に適用される受信機の他の実施の形態による干渉除去及び等化回路構成を示す。この実施の形態によるマルチステージ化について、シングルステージの概念を示した図１(Ａ)と対比して説明する。
【００８５】
図３(Ａ)にて図１(Ａ)と異なるのは、明らかにStage２部分の導入であり、第３の実施の形態の構成が２マルチステージ構成にしたことにある。なお、Stage1、Stage2が存在しない、つまり、Stage0だけの場合は、干渉除去を実施しないMMSE受信等化に相当する。
【００８６】
図３において、希望信号を受信するため、Stage１にて干渉信号を生成し、本来の受信信号より減算を実施している。当然のことながら、干渉信号抽出に対しては、希望信号が干渉信号に相当する。よって、Stage2にて希望信号を抽出し、干渉抽出用の受信信号から減算する事によって、Stage1における干渉信号抽出精度を向上させている。これがマルチステージの基本概念である。
【００８７】
当然のことながら、干渉信号の抽出（もしくは希望信号の抽出）に当たっては、受信電力が大きいほど抽出精度が向上する。したがって、図３(Ａ)に示したような順序ではなく、受信電力が大きい順に信号抽出を実施したほうが、最終的な希望信号の性能向上が得られるのは明らかである。
さて、マルチステージ時の乗算係数について数式にて証明する。
【００８８】
図３(Ａ)の構成に忠実に数式化すると、そのFDE出力は式(22)に示すように、
FDE出力=
WD1{Y1-HI1[WI1(Y1-HD1(WD1Y1+WD2Y2)+WI2(Y2-HD2(WD1Y1+WD2Y2)))]
+WD2{Y2-HI2[WI1(Y1-HD1(WD1Y1+WD2Y2)+WI2(Y2-HD2(WD1Y1+WD2Y2)))]      …(22)
となる。
【００８９】
[]内を以下式(23)により先に計算する。
[]内＝
WI1 (Y1 - HD1 (WD1Y1+ WD2Y2 ) + WI2 (Y2- HD2(WD1Y1+ WD2Y2 ))
=  {WI1 - WI1HD1WD1 - WI2HD2WD1 } Y1  + {WI2 - WI1HD1WD2 - WI2HD2WD2 } Y2
=  {WI1 - WD1(HD1WI1 + WI2HD2) } Y1  + {WI2 - WD2(HD1WI1 + WI2HD2) } Y2
=  {WI1 - WD1B } Y1  + {WI2 - WD2B } Y2                      … (23)
ここで、B＝WI1HD1 + WI2HD2である。
【００９０】
この結果をFDE出力へ代入すると式(24)になる。
FDE出力=
WD1 { Y1 - HI1[(WI1 - WD1B ) Y1  + (WI2 - WD2B ) Y2] }
+ WD2 { Y2 - HI2[(WI1 - WD1B ) Y1  + (WI2 - WD2B ) Y2] }
=  {WD1 - WD1HI1(WI1 - WD1B ) − WD2HI2(WI1 - WD1B )} Y1 
+ {WD2 - WD1HI1(WI2 - WD2B ) − WD2HI2(WI2 - WD2B )} Y2       … (24)
【００９１】
ところで、先のSingleStageの結果では、A＝WD1HI1 + WD2HI2が用いられていたため、ここでも再び導入すると、以下の式(25)のように、
=  {WD1 − A(WI1 - WD1B ) } Y1 
+{WD2 − A(WI2 - WD2B ) } Y2        （Stage2：係数）        … (25)
になる。
【００９２】
この考えを延長し、stage3までを考慮すると、以下の式(26)のように、
=  {WD1 − A[WI1 - B(WD1−A WI1 )] } Y1
+{WD2 − A[WI2 - B(WD2−A WI2 )] } Y2      （Stage３：係数）  … (26)
となる。また、受信系統数が変動した場合は、先の請求項の説明にて述べた様に、上述のA及びBの項数を併せて増加させればよい。
【００９３】
なお、本発明は上記実施の形態に限定されるものではなく、本発明と同等な技術思想の変形または修正は本発明の範疇にふくまれる。すなわち、上述の第１の実施の形態においては、ユーザの直交化処理を周波数変換処理の前段階で行っていたが、これらは線形演算であり、順序が入れ替わっても問題ない。
【００９４】
また、上述の基地局装置の受信機の実施の形態においては、本発明をＣＩＢＳ−ＣＤＭＡ方式に適用するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、要は、ユーザ間の直交性が確保され、干渉除去におけるユーザ候補数が削減可能な通信方式、例えば、IFDMA（Interleaved Frequency Domain Multiple Access）や、VSCRF-CDMA（Variable Spreading Chip Repetition Factor - CDMA）を用いるこの他種々の無線通信方式、もしくは、上位スケジューリング機能により、極めて短時間を各ユーザに割り当て、他セルやセクタとの同一チャネル間干渉が少なくなる高速パケット伝送等を適用した無線通信システムあれば広く適用することができる。
【００９５】
さらに、上述の送信機の実施の形態においては、パイロット信号が一般に言われるプリアンブル方式であるが、ミッドアンブル、ポストアンブル等、どのような形態でも問題ない。また、送信機の実施の形態では、無線通信端末の送信機に適用した例を説明したが、基地局装置ＢＳ１４の送信機に適用することも可能である。さらに、上述した受信機の実施の形態はそれぞれ、基地局装置ＢＳ１４に限定されるものではなく、ダイバーシティアンテナが搭載可能な例えばモバイルコンピュータ等の無線通信端末であれば適用可能である。したがって、基地局装置ＢＳ１４及び無線通信端末それぞれに、上述した本発明の実施の形態をそれぞれ適用すれば、通話品質を高品質にしかつ送信電力の低減できる優れた無線通信システムを大規模な回路を用いずに実現可能である。
【００９６】
また、図３の受信機の実施の形態においては、マルチステージの概念を導入したが、一般にマルチステージ化する際は、誤差を含む除去信号を１００％減算するよりも、ステージ抑圧係数なる１より小さい値を乗算し、引きすぎる事の無い様に操作する技術も導入可能であり、図４及び図５に示した計算機シミュレーションでは実際に当該抑圧係数を導入している。なお、一般的なMMSE係数は、分母に雑音電力項を有する。したがって、周波数領域等化後の出力信号は、本来の値よりも小さくなる場合がある。この場合は、先に述べた“１より小さい抑圧係数”は、１より大きくしなければ、減算対象とレベルがずれるため、補正する必要がある。
【００９７】
以上、詳細に説明したように、本発明の受信機における周波数領域での等化・干渉除去方法では、上位通信制御装置により各送信装置へ割り当てられた当該無線通信装置に固有の直交識別子を用いて変調処理して送信する無線通信システムにおいて、受信装置は、複数の受信系統を有し、周波数領域等化の前段階においてユーザ直交化を行うユーザ直交化手段を有することにより不特定多数の干渉源を同一ユーザ識別子を有するが異なる送信機から発せられた信号（Co-channel干渉）と希望信号とに限定し、Co-channel干渉及び希望信号のそれぞれの伝達関数を求め、総受信信号から異ユーザ信号を減算される様に考慮した、希望信号に最適な復調用係数を得る手段と、総受信信号を周波数領域に変換する周波数領域変換手段と、前記復調対象となる受信信号に最適な係数を、少なくとも１つの複素乗算器にて付与する周波数領域補償手段とを備え、Co-channel干渉除去と希望信号のマルチパス干渉除去とを同時に実行することを特徴とする。
【００９８】
この結果、この受信機構成によれば、（最適な構成ではただ１つの）複素乗算器を有する周波数領域等化にて復号対象ユーザのマルチパス等化を実施する際に、Co-channel干渉の軽減が同時実行される。
【００９９】
また、本発明の等化・干渉除去方法は、同一ユーザ識別子にて受信される信号、つまり、Co-channel干渉と希望信号のそれぞれの伝達関数を得る測定手段を備え、さらに、受信機固有の熱雑音をも測定する手段を備え、例えばCo-channel干渉に対して複数受信系統を考慮したMMSE(Minimum Mean Square Error)係数にて受信した後、遅延させた総受信信号から差し引き、その後希望信号に対するMMSE係数にて受信するのと等価な周波数領域等化係数を求めることを特徴とし、Co-channel干渉除去と希望信号に対するマルチパス等化が同時に実施できる事を特徴とする。
【０１００】
この結果、この等化・干渉除去方法によれば、RLS(Recursive Least mean Square)やLMS（Least Mean Square）に代表される様な学習を前提とした、係数決定までに時間を要する方式とは異なり、即座に最適係数が求まる事を特徴とし、またCo-channel干渉除去と希望信号のマルチパス干渉除去とを同時に実行することを特徴とする。
【０１０１】
さらに、本発明の送信装置は、異なるセル、セクタであっても、受信機側では伝送路の伝達関数が求められるように工夫されている。
この結果、この通信装置によれば、一般的には通信品質を向上させるためにセル、セクタではスクランブル方法がもしくはスクランブル係数が異なり、他セル・セクタの信号は受信できないが、本発明では、Co-channel干渉ユーザの伝達関数を求める事が可能となり、Co-channel干渉除去と希望信号のマルチパス干渉除去とを同時実行が可能となることを特徴とする。
【０１０２】
また、本発明の等化・干渉除去方法は、従来技術のマルチステージ処理の概念をも包括可能であり、マルチステージ処理の際には、受信電力が大きい信号より干渉除去を実行する事で、干渉除去性能の向上が実施できるよう工夫されている。
この結果、この受信装置によれば、干渉除去の性能の更なる向上が可能となる事を特徴とする。
【図面の簡単な説明】
【０１０３】
【図１】本発明による無線通信システムにおける基地局装置に適用した受信機の実施の形態を示す等価回路図及びブロック図。
【図２】干渉除去とマルチパス等化の等価回路の概念図およブロック図。
【図３】本発明による無線通信システムにおける基地局装置に適用した受信機の他の実施の形態を示す等価回路図及びブロック図。
【図４】図１及び図３に示した本実施の形態の受信機における２受信系統の場合の効果を示した誤り特性図。
【図５】図１及び図３に示した本実施の形態の受信機における４受信系統の場合の効果を示した誤り特性図。
【図６】本発明による無線通信システムにおける無線通信端末の送信機の一例を示すブロック図。
【図７】図６に示した送信機における伝送路のインパルス応答の抽出方法を示す説明図。
【図８】従来技術におけるＣＩＢＳ−ＣＤＭＡ方式による無線通信システムの運用例。
【図９】本発明が適用されるＭＵＩフリーアクセス方式の無線通信システムの構成図。
【符号の説明】
【０１０４】
１０・・・通信制御装置
１４・・・基地局装置
２０・・・無線通信端末
0101、0105・・・ユーザ直交化処理部
0102、0106、0210・・・時間・周波数変換部
0103、0107、0111、0114、0403、0406、0407、0410・・・加算器（減算器）
0109、0110、0104、0108、0112、0113、0211、0401、0402、0404、0405、0408、0409、0411、0412・・・複素乗算器
0115、0212・・・周波数・時間変換部
0201・・・送信データ生成部
0202、0208・・・乗算器
0203・・・インターリーバ
0204・・・ガードインターバル付与部
0205・・・送受信無線部
0206・・・ガードインターバル除去部
0207・・・デインターリーバ
0209・・・積分器
1001・・・パイロット信号生成部
1002・・・識別子付与部 
1003・・・切替スイッチ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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