(57)【要約】【課題】小型で低消費電力、高速通信可能な携帯電話に用いられる受信回路を提供する。【解決手段】複数バンド無線信号を送受信する携帯電話に用いられる受信回路において、受信周波数帯域を制限する低域通過フィルタ１０４を備え、前記低域通過フィルタは複数の異なる極位置を持つ第１のフィルタ１１５、第２のフィルタ１１７から構成され、受信バンド毎に前記複数のフィルタから所望のフィルタを選択することによって、妨害波除去を目的としたフィルタと感度劣化が少ないフィルタ構成とを切り替え、前記フィルタ構成の内、必要としないフィルタ部分はパワーオフすることで消費電力の削減を行う。また、前記異なる複数のフィルタは、その特性を補間しあうフィルタとすれば、冗長なフィルタ構成をさけることができるので、面積も必要最小限に抑えることが可能となるのでコストが削減できる。【選択図】図６
2007300260.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のバンド信号を送受信する携帯電話に用いられる受信回路であって、
受信に不要な妨害波を除去する低域通過フィルタを備え、前記低域通過フィルタは複数の異なる極位置を持つフィルタから構成され、受信バンド毎に前記複数のフィルタを組み合わせて妨害波を除去する構成において、
全受信バンド共通の妨害波を除去することが可能な第１のフィルタと、
前記第１のフィルタと組み合わせて受信バンド毎に異なる妨害波を除去することが可能な第２のフィルタを備えることを特徴とする受信回路。
【請求項２】
請求項１記載の受信回路において、
前記受信バンド毎に異なる妨害波の周波数が２つ規定されている場合において、前記第２のフィルタはノッチを持つ特性であり、前記第２のフィルタのノッチ周波数が第１の妨害波の中心周波数と第２の妨害波の中心周波数の間に設定され、前記第２のフィルタのノッチ特性は、前記第１のフィルタの特性と組み合わせて妨害波が最小限抑圧可能に設定されていることを特徴とする受信回路。
【請求項３】
請求項２項記載の受信回路において、
前記第１のフィルタのカットオフ周波数、前記第２のフィルタのノッチ周波数が妨害波の周波数に合わせて変更可能なことを特徴とする受信回路。
【請求項４】
請求項１〜３のいずれか１項に記載の受信回路において、
複数の妨害波が規定されている受信バンドを受信する場合において、音声通信時は前記第１のフィルタと前記第２のフィルタはオンし、高速データ通信受信時には前記第１のフィルタのみを使用し、前記第２のフィルタはオフすることを特徴とする受信回路。
【請求項５】
請求項１〜３のいずれか１項に記載の受信回路において、
各受信バンド毎に妨害波の有無を検知し、妨害波検知結果をもとに前記第１のフィルタ、前記第２のフィルタを切り替えることを特徴とする受信回路。
【請求項６】
請求項５項記載の受信回路において、
前記妨害波を検知する手法として、各フィルタを選択時の受信電力を比較し、比較結果から妨害波の有無を判断し、フィルタの構成を切り替えることを特徴とする受信回路。
【請求項７】
請求項１〜３のいずれか１項に記載の受信回路において、
伝播状況に合わせて通信品質を送信元に送信し、送信元はその情報をもとに変調方式やデータレートを切り替える通信方式において、送信元に報告する通信品質情報を受信回路に入力し、前記通信品質情報によってフィルタの構成を切り替えることを特徴とする受信回路。
【請求項８】
請求項７記載の受信回路において、
前記通信方式で受信する場合、変調方式に応じて前記第１のフィルタのみを使用し、前記第２のフィルタをオフすることを特徴とする受信回路。
【請求項９】
請求項７記載の受信回路において、
前記通信方式で受信する場合、前記通信品質情報によって前記第１のフィルタのカットオフを高い周波数へシフトし、前記第２のフィルタをオフすることを特徴とする受信回路。
【請求項１０】
請求項７記載の受信回路において、
ＨＳＤＰＡ受信を行う場合、通信品質情報となるＣＱＩを受信回路に入力し、前記ＣＱＩによってフィルタの構成を切り替えることを特徴とする受信回路。
【請求項１１】
請求項１〜３、４、５、７のいずれか１項に記載の受信回路において、
マルチ受信周波数帯幅を用いる通信方式で受信する場合、受信周波数帯幅にあわせて前記第１のフィルタのカットオフ周波数を変更し、前記第２のフィルタのノッチ周波数を変更することを特徴とする受信回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、携帯電話に関し、特に複数のバンド無線信号を受信する受信回路に適用して有効な技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、通信のマルチメディア化が進み、第２世代方式に比べ優れた伝送特性を持つ第３世代方式携帯電話の市場が立ち上がっている最中であり、携帯電話開発においては、更なる低コスト化、小型化、低消費電力化が強く望まれている。第３世代携帯電話の一方式であるＷＣＤＭＡ（Ｗｉｄｅｂａｎｄ  ＣＤＭＡ）方式が３ＧＰＰによって仕様化さている。
【０００３】
非特許文献１ではＵＭＴＳ（Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ  Ｍｏｂｉｌｅ  Ｔｅｌｅｃｏｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  Ｓｙｓｔｅｍ）周波数帯としてバンドＩ〜IIまで割当てている。非特許文献２では新たにバンドIIIが加えられており、バンドII、IIIはＧＳＭ帯を用いるため、ＧＳＭ妨害波を規定したナローバンドブロッキング仕様が新たに追加されている。現在、最新の仕様である非特許文献３ではバンドＩ〜VIIが規定されており、そのうちバンドII〜Vまでがナローバンドブロッキングを規定した仕様となっている。
【０００４】
現状、ＷＣＤＭＡ対応携帯電話はバンドＩ対応でナローバンドブロッキングを考慮していないものが一般的である。その受信方式として無線周波数帯からベースバンド周波数帯に受信信号を直接変換するダイレクトコンバージョン方式が主流である。一般的に、ベースバンド周波数帯信号は低域通過フィルタによって妨害波を除去し、所望帯域の信号成分のみ取り出す。
【０００５】
従来技術として、マルチバンド無線信号が送受信可能な受信回路のフィルタについて、所望帯域の信号成分のみを取り出す為、複数のフィルタを切り替える手法が特許文献１に記載されている。
【０００６】
特許文献１は、アンテナ端から入力される高周波信号帯域を、帯域通過フィルタを切り替えて所望の信号帯域に制限する構成であるので、ナローバンドブロッキングについては考えられていない。
【０００７】
また、非特許文献２からは、最大下り伝送速度１４．４Ｍｂｐｓに及ぶ高速通信規格であるＨｉｇｈ  Ｓｐｅｅｄ  Ｄｏｗｎｌｉｎｋ  Ｐａｃｋｅｔ  Ａｃｃｅｓｓ（ＨＳＤＰＡ）が仕様化されている。同規格は非特許文献４のＴａｂｌｅ７Ａ〜７Ｅに示されているように、電波伝播状況を端末から基地局に知らせるＣＱＩ（Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｑｕａｌｉｔｙ  Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）により、変調方式をＱＰＳＫと１６ＱＡＭから選択する適応受信方式が採用されている。特に１６ＱＡＭで受信する場合は、受信回路のフィルタの振幅、位相特性の劣化成分を少なくする必要がある。その為には、ＲＦＩＣ内でのカットオフ周波数を２．４ＭＨｚ付近にとり、チャネル周波数端である１．９２ＭＨｚの劣化量を少なくする必要がある。受信フィルタのカットオフが高い場合は符号間干渉が問題となるため、ＡＤ変換後にＦＩＲフィルタを通すことで信号帯域幅を制限する手法が一般的である。
【０００８】
非特許文献５では、ＨＳＤＰＡを拡張したＥｖｏｌｖｅｄ  ＵＴＲＡが仕様化されている。Ｅｖｏｌｖｅｄ  ＵＴＲＡの特徴は受信チャネル間隔が１．２５ＭＨｚ、２．５ＭＨｚ、５ＭＨｚ、１０ＭＨｚ、１５ＭＨｚ、２０ＭＨｚから規定されているマルチ周波数帯域幅の通信方式である。このため、受信回路ではマルチ周波数帯域幅に対応した受信フィルタの開発が課題となる。
【非特許文献１】３ＧＰＰ  ＴＳ  ２５．１０１  Ｒｅｌｅａｓｅ  １９９９
【非特許文献２】３ＧＰＰ  ＴＳ  ２５．１０１  Ｒｅｌｅａｓｅ５
【非特許文献３】３ＧＰＰ  ＴＳ  ２５．１０１  Ｒｅｌｅａｓｅ７
【非特許文献４】３ＧＰＰ  ＴＳ  ２５．２１４  Ｒｅｌｅａｓｅ６
【非特許文献５】３ＧＰＰ  ＴＲ  ２５．９１３  Ｒｅｌｅａｓｅ７
【特許文献１】特開２００４−３２３９０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
３ＧＰＰ規格において、バンドＩ、VIは受信感度−１１７ｄＢｍであり、ベースバンド帯の希望波帯域１．９２ＭＨｚに対して、隣接チャンネル妨害は５ＭＨｚ周波数帯幅中の３．８４ＭＨｚ帯域のＷＣＤＭＡ信号だけを規定している。
【００１０】
一方バンドII〜Vは受信感度−１１４ｄＢｍ或いは−１１５ｄＢｍと、バンドＩ、VIに比べ２〜３ｄＢｍ緩和されているが、隣接チャンネル妨害に加えて、Ｒｅｌｅａｓｅ５から新たにバンドII受信信号の中心周波数から２．７ＭＨｚ、３．５ＭＨｚ、５．９ＭＨｚオフセット周波数のナローバンドブロッキングが仕様追加されている。また、バンドIIIについても２．８ＭＨｚ、３．６ＭＨｚ、６．０ＭＨｚオフセット周波数のナローバンドブロッキングを規定している。
【００１１】
バンドII〜Vの信号を感度劣化なく受信するには、これらナローバンドブロッキングを十分抑圧する必要があるが、この時の低域通過フィルタのカットオフ周波数は符号間干渉の低減のため、希望波帯域１．９２ＭＨｚの近くに設定し、かつ隣接チャンネル妨害とナローバンドブロッキング除去のため特殊なフィルタ構成とする必要があり、前記特殊なフィルタ構成は消費電流が増加する可能性がある。
【００１２】
また、バンドＩ、VI受信時には、カットオフ周波数を低く設定すると５ＭＨｚ中心の隣接チャンネル妨害は十分抑圧できるが、フィルタでの感度劣化から−１１７ｄＢｍの受信感度達成が困難になることが考えられる。このため、フィルタのカットオフ周波数をバンドII〜V受信時より高く設定することが望ましい。
【００１３】
このように、受信バンド毎に最適なフィルタ構成が異なっており、仮に、妨害波除去を目的としてカットオフ周波数を低くし、特殊なフィルタを用いると、バンドＩ、VI受信時の感度劣化の問題と、どのバンドを受信する時も消費電流が増加する問題が生じる。
【００１４】
加えて、ＨＳＤＰＡを受信する場合はフィルタの振幅、位相特性でスループットの性能が左右される。このため、音声通話時に比べて、受信帯域内でのフィルタ特性として振幅特性が平坦、位相特性が周波数に対して線形に変化することがより強く要求される。このようなフィルタを実現するには、フィルタのカットオフを高くとれば良いが、ナローバンドブロッキングや隣接チャンネル妨害の抑圧が困難になる。妨害波の除去とフィルタの振幅、位相特性を確保するためには、高い次数でより急峻なフィルタを用い、位相補償回路を設けて位相特性の補正を行えばよいが、消費電流の増加と回路規模の増大が問題となる。
【００１５】
Ｅｖｏｌｖｅｄ  ＵＴＲＡの受信を考えた場合は受信フィルタを受信しようとする帯域幅に合わせる必要がある。ここで、Ｅｖｏｌｖｅｄ  ＵＴＲＡとＧＳＭシステムが共用化される場合、このＧＳＭシステムから輻射される妨害波によって、受信不能になることが問題となる。
【００１６】
そこで、本発明の目的は、小型で低消費電力、高速通信可能な携帯電話に用いられる受信回路を提供することにある。
【００１７】
本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、次のとおりである。
【００１９】
複数バンド無線信号を送受信する携帯電話に用いられる受信回路において、受信周波数帯域を制限する低域通過フィルタを備え、前記低域通過フィルタは複数の異なる極位置を持つフィルタから構成され、受信バンド毎に前記複数のフィルタから所望のフィルタを選択することによって、妨害波除去を目的としたフィルタと感度劣化が少ないフィルタ構成とを切り替え、前記フィルタ構成の内、必要としないフィルタ部分はパワーオフすることで消費電力の削減を行う。また、前記異なる複数のフィルタは、その特性を補間しあうフィルタとすれば、冗長なフィルタ構成をさけることができるので、面積も必要最小限に抑えることが可能となるのでコストが削減できる。
【００２０】
前記フィルタに妨害波検出機能を設け、妨害波があるときにのみ前記妨害波除去を目的としたフィルタをパワーオンすることで、妨害波が無い場合の振幅特性、位相特性の向上と消費電力の削減を行い、ＨＳＤＰＡの高品質受信を可能とする。
【００２１】
Ｅｖｏｌｖｅｄ  ＵＴＲＡ受信時は前記異なる複数の極位置を持つフィルタを、受信周波数帯域幅に合わせてシフトすることにより、全ての受信周波数帯域幅において、ナローバンドブロッキングが入力されても受信可能な受信フィルタの提供ができる。
【発明の効果】
【００２２】
本願において開示される発明のうち、代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば以下のとおりである。
【００２３】
本発明によれば、受信バンドと適応通信方式に適した低域通過フィルタの構成を組むことにより、小型で低消費電力、高速通信可能な携帯電話に用いられる受信回路を提供できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、実施の形態を説明するための全図において、同一の部材には原則として同一の符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。
【００２５】
（第１の実施の形態）
以下、本発明の第１の実施の形態を図１を用いて説明する。図１は、本発明の第１の実施の形態における受信回路の構成を示す。
【００２６】
図１において、９９はアンテナ入力端子、１００は帯域通過フィルタ、１０１はＬＮＡ、１０２はミキサ、１０３は第１の増幅回路、１０４は低域通過フィルタ、１０５は第２の増幅回路、１０６は出力端子、１０７は９０度移相回路、１０８は局部発振回路、１０９は制御回路、１１０はバンド選択信号である。また、直交信号のため、９０度位相が異なるもう一つの信号を処理するためのミキサ、第１の増幅回路、低域通過フィルタ、第２の増幅回路、出力端子がある。
【００２７】
本実施の形態における受信回路は、アンテナ入力端子９９と、該アンテナ入力端子からの信号より所望帯域のみ通過させる帯域通過フィルタ１００と、該帯域通過フィルタの出力信号を低雑音で増幅するＬＮＡ１０１と、該帯域通過フィルタの出力信号のうち、所望チャネル帯域の中心周波数の整数倍で発振する信号を出力する局部発振回路１０８と、該局部発振回路の出力信号Ｉと、その位相を９０度ずらした信号Ｑを出力する９０度移相回路１０７と、該ＬＮＡの出力信号と該９０度移相回路の出力信号Ｉを混合するミキサ１０２と、該ミキサの出力信号を増幅する第１の増幅回路１０３と、該第１の増幅回路の出力信号を所望の帯域のみ通過させる低域通過フィルタ１０４と、該フィルタの出力信号を増幅し出力端子１０６から所望の信号を出力する第２の増幅回路１０５とを備え、該９０度移相回路の出力信号Ｑを入力する該ミキサ、第１の増幅回路、低域通過フィルタ、第２の増幅回路、出力端子を備え、該フィルタをバンド選択信号１１０によって制御するための制御回路１０９とを備えた受信回路において、異なる極位置を持つフィルタを該低域通過フィルタ１０４に組み込み、このフィルタの組み合わせによって所望特性の低域通過フィルタを構成する。前記フィルタ構成はバンド選択信号１１０によって、最適な構成へ切り替えることで、所望信号のみを通過させるフィルタ処理が可能になると同時に、使われていないフィルタ部分のパワーを落とし、消費電力を抑えることができる。
【００２８】
（第２の実施の形態）
図２は、本発明の第２の実施の形態であり、ＵＭＴＳのバンドＩ、IIが受信可能な携帯電話の、第１の実施の形態における低域通過フィルタ１０４の具体的な構成例である。以下、図１及び図２を用いて本実施の形態を説明する。
【００２９】
アンテナ入力端子９９から入力された受信信号は、所望のバンドの信号のみを通過させる帯域通過フィルタ１００へ入力される。ここで、該帯域通過フィルタはそれぞれのバンドに対応するＬＮＡ１０１に入力される。ＬＮＡ１０１によって低雑音増幅された信号は、ミキサ１０２で局部発振回路１０８の信号が９０度移相回路１０７によって９０度移相された信号と掛け合わさって、ベースバンド周波数に直接変換される。
【００３０】
変換後の受信信号は第１の増幅回路１０３に入力された後に低域通過フィルタ１０４を通ることで不要帯域を除去する。その後、第２の増幅回路１０５で信号を増幅した後に出力端子１０６に出力する。
【００３１】
図２において、第１のフィルタ１１５と第２のフィルタ１１７は、それぞれ異なる極位置を持つフィルタとする。第１のフィルタは１．９２ＭＨｚ受信帯域間はほぼ平坦な特性を持つフィルタであり、第２のフィルタは２．７ＭＨｚ、３．５ＭＨｚ、５．９ＭＨｚのナローバンドブロッキングの抑圧を第１のフィルタとの組み合わせにより可能なフィルタとする。
【００３２】
制御回路１０９はバンド選択信号１１０によって、前記第２のフィルタの前後に備えられた第１のスイッチ１１６と第２のスイッチ１１８を制御するとともに、前記第１及び第２のフィルタのパワーオン、パワーオフを行うものとする。
【００３３】
バンドＩを受信する場合は、ナローバンドブロッキングは規定されていないので、受信信号は第２のフィルタ１１７を通過させずに所望信号のみを取り出すことが可能である。よって、制御回路により前記第１のスイッチと第２のスイッチを、第１のフィルタの出力信号が後段に接続されている第２の増幅回路に入力されるように切り替える。また、第２のフィルタのパワーをオフすることで、第２のフィルタが消費する電力分を抑えることが可能となる。また、第１のフィルタの通過帯域の周波数特性は平坦であるので、受信感度への影響が小さく、受信品質の向上にも繋がる。
【００３４】
一方、バンドIIを受信する場合は、ナローバンドブロッキングが規定されているので、第１のフィルタの出力信号を第２のフィルタ１１７に入力することで、妨害波を除去し、所望信号のみ取り出すことが可能である。よって、制御回路により、前記第１のスイッチを第２のフィルタへ第１のフィルタの出力信号が入力されるように切り替え、第２のスイッチを第２のフィルタの出力信号が後段に接続されている第２の増幅回路に入力されるように切り替える。このように、妨害波を除去するために、第１のフィルタと第２のフィルタを組み合わせる構成とすることで、バンドＩ用に利用される第１のフィルタをバンドII用にも併用して用いることできるので、バンドII受信用に新たに構成するフィルタ規模を縮小することが可能となり、受信回路の面積を抑えることが出来る。
【００３５】
図３、図４に第１のフィルタ、第２のフィルタの周波数特性を、図５に第１のフィルタと第２のフィルタを組み合わせた時の周波数特性を示す。
【００３６】
図３におけるカットオフ周波数１２０は受信帯域の利得から３ｄＢ下がった利得となる周波数である。図４におけるノッチ周波数１２１はフィルタによる減衰量が最も急峻に変化している周波数である。
【００３７】
前記第１及び第２のフィルタの具体的な回路について、第１のフィルタ１１５は受信帯域内の周波数特性が平坦なバタワースフィルタを用いることができる。また、感度劣化が問題にならない受信帯域内リプルを持ったチェビシェフフィルタでも良い。
【００３８】
第２のフィルタ１１７は妨害波信号を除去する為に、妨害波周波数近傍で急峻な減衰量を得られる特性を持つノッチフィルタを用いることができる。ノッチフィルタの特性として、ノッチ周波数での減衰量が大き過ぎると受信帯域内の振幅、位相特性が劣化するため、減衰量は必要最小限に留める構成とする。必要最小限となる減衰量を調整できるノッチフィルタとしては、例えば状態変数型フィルタや多重帰還型フィルタ、ツインＴ型フィルタで実現可能であり、消費電流と面積で優れている多重帰還型フィルタのみで急峻なノッチ特性が得られない場合は、多重帰還型を組み合わせた状態変数型フィルタを用いることが考えられる。
【００３９】
前記第２のフィルタの設計において、図４中のノッチ周波数１２１を２．７ＭＨｚから３．５ＭＨｚオフセット周波数の間に設定する。第１、第２のフィルタと組み合わせた時の特性が図５のようになる。第１のフィルタのみの特性と比べて、２．７ＭＨｚと３．５ＭＨｚの減衰量を特に大きく設けることが可能である。従って、２．７ＭＨｚオフセットと３．５ＭＨｚオフセットのナローバンドブロッキングの抑圧には特に有効である。５．９ＭＨｚオフセットのナローバンドブロッキングについては、オフセット周波数が他のナローバンドブロッキングより高いので、第１のフィルタのみで十分抑圧可能である。
【００４０】
また、バンドIIにおける受信感度仕様はバンドＩの仕様に比べ３ｄＢ高いので、第１のフィルタと第２のフィルタを組み合わせた低域通過フィルタのカットオフ周波数が下がり、受信帯域端の１．９２ＭＨｚの振幅、位相特性が劣化したとしても大きな問題とならない。
【００４１】
本実施の形態では、ＵＭＴＳのバンドＩ、II受信回路について示したが、バンドＩ〜VIのどのバンドを受信する場合においても本構成を用いることが出来る。この場合、バンドＩ、VIは前記第１のフィルタを用いて受信し、バンドII〜Vは第２のフィルタを用いて受信する構成とすればよい。
【００４２】
また、バンドIIの２．７ＭＨｚオフセット周波数に限らず、除去したい信号が特定の周波数帯に集中しているような場合は、その周波数帯にノッチ周波数を設けたノッチフィルタと、非ノッチフィルタとを組み合わせた構成とすることにより、妨害信号が存在するバンドを受信する場合と、存在しない場合のフィルタ構成をスイッチングすることにより、消費電力を抑えることが可能となる。また、妨害波が複数の周波数帯に集中しているような場合は、集中している周波数帯の数だけノッチ周波数を持つフィルタを組み込み、このフィルタを切り替えることにより、低消費電力で面積が小さい前記低域通過フィルタで前記妨害波の抑圧が可能となる。
【００４３】
（第３の実施の形態）
図６は、本発明の第３の実施の形態における受信回路のフィルタ回路の構成を示す。図６は、図２の構成のフィルタにおいて、カットオフ周波数調整を行う機能を付加したブロック図である。
【００４４】
第１、第２の実施の形態の構成の受信回路において、ＵＭＴＳのバンドＩ、II、IIIを受信する場合、バンドIIを受信する場合は、妨害波信号のオフセット周波数が２．７ＭＨｚであり、バンドIIIを受信する場合は、妨害波信号のオフセット周波数が２．８ＭＨｚと異なる為、バンドIIとバンドIIIを受信する前記低域通過フィルタ１０４を構成する前記第２のフィルタのノッチ周波数を妨害波信号周波数に切り替えることが可能な構成によって、より受信感度が高いフィルタが設計できる。
【００４５】
以下、図１と図２及び図２中の低域通過フィルタ１０４の構成例である図６を用いて本実施の形態を説明する。
【００４６】
図６において、ノッチ周波数調整信号１４０は第１のフィルタ１１５のカットオフ周波数及び第２のフィルタ１１７のノッチ周波数を調整する為の制御信号である。
【００４７】
バンドII受信時には、ナローバンドブロッキングにおいて受信帯域に最も近い妨害波のオフセット周波数が２．７ＭＨｚのため、ノッチ周波数を２．７ＭＨｚとすることが望ましい。バンドIII受信時には、バンド選択信号１１０によりバンドIII受信用の信号が制御回路１０９に入力される。制御回路は、ノッチ周波数調整信号１４０により前記第１のフィルタのカットオフ周波数及び第２のフィルタのノッチ周波数を２．７ＭＨｚから３．５ＭＨｚの間となるように設定する。また、第２の実施の形態に示したバンドII受信時と同様に、受信信号が前記第２のフィルタに入力され、第２のフィルタの出力は後段の第２の増幅回路へ出力されるように、前記第１及び第２のスイッチを制御回路によって切り替える。
【００４８】
バンドIII受信時には、ナローバンドブロッキングのオフセット周波数が２．８ＭＨｚと３．６ＭＨｚと６ＭＨｚのため、第２のフィルタのノッチ周波数を２．８ＭＨｚから３．６ＭＨｚの間となるように設定することが望ましい。バンドIII受信時には、バンド選択信号１１０によりバンドIII受信用の信号が制御回路１０９に入力される。制御回路はノッチ周波数調整信号１４０により前記第１のフィルタのカットオフ周波数及び第２のフィルタのノッチ周波数が２．８ＭＨｚから３．６ＭＨｚの間となるように設定する。また、第２の実施の形態に示したバンドII受信時と同様に、受信信号が前記第２のフィルタに入力され、第２のフィルタの出力が後段の第２の増幅回路へ出力されるように、前記第１及び第２のスイッチを制御回路によって切り替える。
【００４９】
以上の構成のフィルタにより、バンドIIとIII受信時にそれぞれの仕様のオフセット周波数にノッチ周波数が切り替えられたフィルタを用いることが可能となるので、新たにノッチフィルタを構成する必要が無く、面積を抑えた設計が可能となる。
【００５０】
（第４の実施の形態）
図７は、本発明の第４の実施の形態における受信回路の構成を示す。図７は、第１、第２、第３の実施の形態の構成の受信回路において利用される図１の出力端子１０６の後段に変復調ＬＳＩ２００を接続した図である。
【００５１】
受信回路の出力端子１０６から変復調ＬＳＩに入力された信号はＡ／Ｄ変換器２０１によりアナログ信号からデジタル信号へ変換され、信号間干渉の除去と更なる妨害波抑圧のためにＦＩＲフィルタ２０２を通過する。ＦＩＲフィルタの出力は受信電力検出器２０４により受信電力が測定され、受信電力がＡ／Ｄ変換器の最大入力レベルを超えないように第１の増幅回路１０３と第２の増幅回路１０５の利得調整信号を出力する。ＨＳＤＰＡ受信時にはＨＳＤＰＡ受信信号２０７がフィルタの制御回路に入力される構成とする。また、ＦＩＲフィルタ２０２からの出力は復調部２０３で復調される。以下、図７の全体図と図２のフィルタ回路を用いて本実施の形態を説明する。
【００５２】
図７に示す受信回路によってＨＳＤＰＡ受信する場合、特に１６ＱＡＭ変調受信時は音声通話時の変調方式であるＱＰＳＫに比べ帯域内での振幅特性がより平坦であり、周波数変化に対する位相変化量が一定であるほどスループットが向上する。一方、ナローバンドブロッキング用のフィルタを接続すると、振幅、位相特性が劣化しスループットの減少が生じるため、ＨＳＤＰＡ受信時は第２の実施の形態に示したように、制御回路により前記第１のスイッチと第２のスイッチを、第１のフィルタの出力信号が後段に接続されている第２の増幅回路に入力されるように切り替える。
【００５３】
前記構成において、ナローバンドブロッキングが受信回路に入力された場合、受信回路内で信号が飽和する可能性があるが、ＨＳＤＰＡでは音声通話のように連続通信の必要がなく、受信に失敗した場合はデータの再送要求を行えばよい。しかしながら、ナローバンドブロッキングによってスループットが減少するため、ナローバンドブロッキングがあると判断できる場合は、第２の実施の形態に示したバンドII受信時と同様に、受信信号が前記第２のフィルタに入力され、第２のフィルタの出力が後段の第２の増幅回路へ出力されるように、前記第１及び第２のスイッチを制御回路によって切り替える。ナローバンドブロッキングが無いと判断できる場合は、第２の実施の形態に示したように、制御回路により前記第１のスイッチと第２のスイッチを、第１のフィルタの出力信号が後段に接続されている第２の増幅回路に入力されるように切り替える。このような構成にすることにより、ナローバンドブロッキング規定されているバンドにおいても、ナローバンドブロッキングの有無を判断し、ナローバンドブロッキングが無い場合のＨＳＤＰＡ受信時のスループット向上が可能となる。
【００５４】
具体的なナローバンドブロッキング有無の判別法としては、図７に示す受信電力検出器２０４に接続されている受信電力比較器２０５を用いる。受信電力比較器２０５はフィルタ制御信号２０６を制御回路１０９に送信し、第２のフィルタを通過させるか、第１のフィルタのみ通過させるかを制御可能な構成とする。
【００５５】
まず、フィルタ制御信号を出力して、第１のフィルタのみを通過させ、第２のフィルタをパワーオフした状態で受信電力を測定する。次の利得切り替えタイミングにおいて、同一利得設定で第２の実施の形態に示したバンドII受信時と同様に、制御回路により、前記第１のスイッチを第２のフィルタへ第１のフィルタの出力信号が入力されるように切り替え、第２のスイッチを第２のフィルタの出力信号が後段に接続されている第２の増幅回路に入力されるように切り替える。ここで、第１のフィルタのみを通過させ、第２のフィルタがパワーオフしているときの受信電力と比較する。前記パワーオフ時の受信電力の方が高い場合は、ナローバンドブロッキング有りの判断を行う。ナローバンドブロッキング有りの判断の場合は、制御回路により、前記第１のスイッチを第２のフィルタへ第１のフィルタの出力信号が入力されるように切り替え、第２のスイッチを第２のフィルタの出力信号が後段に接続されている第２の増幅回路に入力されるように切り替える。ナローバンドブロッキング無しの判断の場合は、第１のフィルタのみを通過させている状態を保持して受信を続ければ良い。本例では、受信電力の大小で判断を行っているが、第２のフィルタの受信帯域内での損失を考慮して、ナローバンドブロッキング有り無しの受信電力差にある閾値をもって判断しても良い。
【００５６】
この他にも、ナローバンドブロッキングは隣接したチャンネルがＧＳＭ周波数帯を使用している場合に問題となることから、携帯端末が現在使用している周波数チャンネルがナローバンドブロッキングの影響を受けるか否かは、周波数チャンネル割当てを行っている基地局ネットワークにおいて把握できる。基地局からナローバンドブロッキングが入力されうる周波数チャンネルを利用しているユーザに向けて、当該情報をアナウンスするようにし、この情報を受け取った携帯端末は、受信信号が前記第２のフィルタに入力され、第２のフィルタの出力が後段の第２の増幅回路へ出力されるように、前記第１及び第２のスイッチを制御回路によって切り替える構成も考えられる。
【００５７】
ユーザ毎の周波数配置を示した図８を用いて具体例を示す。図８においてユーザ１の受信帯域（ＷＣＤＭＡ信号２１１）に隣接してＧＳＭ信号２１０が存在する。この場合、ユーザ１とユーザ４の受信回路にナローバンドブロッキングが入力されることとなる。基地局からユーザ１とユーザ４に対してＧＳＭ信号有りの情報を制御チャネル信号を用いてアナウンスする。ＧＳＭ信号は２００ｋＨｚの間隔でオン・オフしているので、全ての情報が受信できなくなることは無い。
【００５８】
（第５の実施の形態）
次に、本発明の第５の実施の形態を説明する。
【００５９】
第１、第３、第４の実施の形態に示す受信回路において、図６中の第１のフィルタ１１５は、隣接チャンネル妨害抑圧用のフィルタであるが、このフィルタのカットオフが受信帯域端１．９２ＭＨｚに近い場合、振幅と位相特性劣化により、受信品質が劣化する。音声通話の場合、この劣化分は無視できるほどであるが、ＨＳＤＰＡ受信の場合は、スループットの劣化に繋がる。
【００６０】
そこで、隣接チャンネル妨害の有無を判断し、隣接チャンネル妨害がある場合は第１のフィルタのカットオフ周波数を２．４ＭＨｚに設定し、隣接チャンネル妨害がない場合は、第１のフィルタのカットオフ周波数を１周波数チャンネル分である５ＭＨｚ高くし、７．４ＭＨｚに設定する構成とする。前記構成とすれば、隣接チャンネル妨害が無い場合は、消費電流の低減とスループットの向上が可能となる。ここで、例えばバンドII受信時において、隣接チャンネル妨害が無い場合でも、ナローバンドブロッキングが入力される場合がある。前記第４の実施の形態と同様に、ナローバンドブロッキングを検出する機能を備え、かつ隣接チャンネル妨害を検出することにより、ナローバンドブロッキングを検出した場合は、隣接チャンネル妨害が検出されない場合でも第１のフィルタのカットオフを２．４ＭＨｚとし、第２のフィルタを通過させる構成とすることでナローバンドブロッキングの抑圧を行う。このように、本実施の形態の構成によれば異なる妨害波の条件に対し最適なフィルタを選択することで、低消費電流でスループットを高めることが可能となる。
【００６１】
具体的な隣接チャンネル妨害有無の判別法を説明する。バンドＩ受信の場合は、始めに第１のフィルタのカットオフ周波数を２．４ＭＨｚに設定し、第４の実施の形態で示したものと同様に受信電力を測定する。次のゲイン切り替えタイミングにおいて、同一ゲイン設定で第１のフィルタのカットオフ周波数を７．４ＭＨｚとし、第１のフィルタのカットオフ周波数が２．４ＭＨｚの受信電力と比較し、第１のフィルタのカットオフ周波数が７．４ＭＨｚであるときの受信電力の方が高い場合は、隣接チャンネル妨害があると判断し第１のフィルタのカットオフを再び２．４ＭＨｚに戻す。
【００６２】
バンドII受信の場合は、ナローバンドブロッキングと隣接チャンネル妨害が加わる可能性がある。このときの各妨害波判別法と、フィルタの切り替え動作について図９を用いて説明する。
【００６３】
まず、第１のフィルタのカットオフ周波数を２．４ＭＨｚに設定する（２２０）。その後段に接続されている第２のフィルタに信号が通るように第１のスイッチ及び第２のスイッチをスイッチングする（２２１）。次に、受信電力検出器を用いて受信電力１を検出する（２２２）。次の利得切り替えタイミングで、前回と同一利得設定で第２のフィルタをパワーオフし、第１のフィルタのみ通過するように第１のスイッチと第２のスイッチをスイッチングする（２２３）。その後、このフィルタ設定の受信電力２を測定する（２２４）。
【００６４】
次の利得切り替えタイミングで、前回と同一利得設定で受信電力１と受信電力２を比較する（２２５）。受信電力１に加えて第２のフィルタでの受信帯域内損失を加えた受信電力αが受信電力２より小さい場合は、ナローバンドブロッキング有りと判断できる（２２６）。この場合、制御回路により、前記第１のスイッチを第２のフィルタへ第１のフィルタの出力信号が入力されるように切り替え、第２のスイッチを第２のフィルタの出力信号が後段に接続されている第２の増幅回路に入力されるように切り替える（２２７）。その後、受信を継続する（２３４）。また、２２５のフローにおいて受信電力１＋αが受信電力２より大きいと判断された場合には、第１のフィルタのカットオフ周波数を７．４ＭＨｚに設定する（２２８）。その後、このフィルタ設定での受信電力３を測定する（２２９）。
【００６５】
次の利得切り替えタイミングで、前回と同一利得設定で受信電力２と受信電力３の比較を行う（２３０）。受信電力２の方が受信電力３より小さい場合は、隣接チャンネル妨害ありと判断できる（２３１）。そこで、第１のフィルタのカットオフ周波数を２．４ＭＨｚに戻すことで、隣接チャンネル妨害の除去を行うフィルタ構成とする（２３２）。その後、受信を継続すればよい（２３４）。２３０のフローにおいて、受信電力２の方が受信電力３に比べ大きい場合は、隣接チャンネル妨害がないと判断できる（２３３）。その後は、そのままの設定で受信を継続することが可能となる（２３４）。
【００６６】
フェージングが酷い環境下では受信電力の変動が激しいため、前記のタイミングでの隣接チャンネル妨害の有無の判定は難しい。このような場合は、図９の例では利得切り替え期間の間受信電力を測定する設定であるが、例えば１ｓｌｏｔ（６６６ｕｓｅｃ）の平均受信電力を測定し、各フィルタ設定において測定した平均受信電力を比べればよい。平均受信電力を測定している期間が長いほど、フェージングの影響は受けなくなるため、妨害波の有無の判定も精度が上がる。
【００６７】
この他にも、隣接チャンネル妨害は他のユーザが隣接した周波数チャンネルを使用していることが原因となっていることから、周波数チャンネル割当てを行っている基地局ネットワークにおいて、ユーザが隣接チャンネル妨害の影響を受ける可能性を把握できる。まず、ユーザが新しい周波数チャンネルを使用する場合は、前記第１のフィルタのカットオフ周波数を２．４ＭＨｚに設定しておく。ここで、基地局から隣接チャンネル妨害が存在しない周波数チャンネルを利用しているユーザに向けて、当該情報をアナウンスするようにし、この情報を受け取った携帯端末は、第１のフィルタのカットオフ周波数を２．４ＭＨｚから７．４ＭＨｚに変更する構成も考えられる。隣接チャンネル周波数に他のユーザが割当てられる前には、基地局がその旨を通知するようにしておけば、通知を受けたユーザは第１のフィルタのカットオフ周波数を２．４ＭＨｚに変更するようにしておけばよい。
【００６８】
ナローバンドブロッキングについても同様であり、第４の実施の形態で示した通りの方式でユーザにアナウンス可能である。ナローバンドブロッキングの影響を受けるアナウンスを受けたユーザは、制御回路により、前記第１のスイッチを第２のフィルタへ第１のフィルタの出力信号が入力されるように切り替え、第２のスイッチを第２のフィルタの出力信号が後段に接続されている第２の増幅回路に入力されるように切り替える。加えて、第１のフィルタのカットオフ周波数が７．４ＭＨｚである場合は２．４ＭＨｚに変更すれば良い。
【００６９】
ユーザ毎の周波数配置を示した図８を用いて具体例を示す。図８においてユーザ１とユーザ２の周波数チャンネルは隣り合っており、互いの受信信号が隣接チャンネル妨害となる。また、ナローバンドブロッキングが問題となるのはユーザ１と４である。これらのユーザに向けて、各妨害波が入力される可能性があるかどうか情報を送る構成とする。バンドII受信において、新たに周波数チャンネルが割当てられるユーザは、第１のフィルタのカットオフ周波数を２．４ＭＨｚに設定し、第２のフィルタに信号が通過する設定としておく。基地局からの情報によって、フィルタの特性を変えることにより、妨害波の状況に適応したフィルタ構成を選択することが可能となる。図１０は図８の周波数チャンネル配置において、基地局から送信される情報と、その情報に合わせて受信回路で選択するフィルタ構成を纏めた図である。
【００７０】
本実施の形態では、第１のフィルタのカットオフを２．４ＭＨｚと７．４ＭＨｚとしているが、このカットオフ周波数設定に限定されるものではなく、隣接チャンネル妨害が抑圧できるカットオフ周波数設定と、受信帯域内の振幅、位相特性がほとんど劣化しないカットオフ周波数の組み合わせであれば良い。
【００７１】
（第６の実施の形態）
次に、本発明の第６の実施の形態を説明する。
【００７２】
第１〜第３の実施の形態の受信回路において、ＨＳＤＰＡを受信する場合、第２のフィルタをオンすると、振幅、位相特性が劣化するため受信感度に劣化が生じ、ＱＰＳＫ受信時は大きな問題とならないが、より精度の高い１６ＱＡＭ信号を受信するとなるとスループットが減少するか制限される可能性がある。
【００７３】
そこで、１６ＱＡＭ受信の場合は第２のフィルタをオフすることで、受信感度劣化と消費電力の増大を防ぐことが可能となる。１６ＱＡＭ受信はＣＱＩ（Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｑｕａｌｉｔｙ  Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）が１６以上であることを基地局へ送信する必要があることから、１６以上のＣＱＩを送信する場合は、ＲＦＩＣの第２のフィルタをオフする構成とすれば良い。本構成において１６ＱＡＭを受信する状態でナローバンド妨害入力された場合、ＲＦＩＣ内で信号が飽和し、ＣＱＩの値は１６以下になる。この結果、第２のフィルタがオンして、ナローバンド妨害が抑圧され、信号受信が可能となる。
【００７４】
本実施の形態では、第２のフィルタのオン、オフを行う閾値を１６としているが、第２のフィルタを接続した状態で、振幅、位相特性が１６ＱＡＭ受信できる程度に良い場合はこの限りではなく、第２のフィルタを接続した状態でＣＱＩ＝２０まで報告できる場合は、ＣＱＩ＝２１となったら第２のフィルタをオフする構成とすればよい。この場合でも、ナローバンド妨害が入力された場合には、ＣＱＩは２０以下となるため、再び第２のフィルタがオンし、ＣＱＩ＝２０以下での受信が可能となる。
【００７５】
また、さらにＣＱＩが上がりより高い伝送レートの信号を受信しようとすると、第１のフィルタによって生じる振幅、位相特性の劣化が影響する。そこで、例えばＣＱＩが３０以上の時はフィルタのカットオフ周波数を７．４ＭＨｚに設定する。ここでのカットオフ周波数の設定は受信帯域内で振幅、位相特性がほとんど劣化しない程度に高く設定すれば良い。第１のフィルタの振幅、位相特性が問題なくなることから、このフィルタ特性によるスループットの制限が無くなり、スループットの向上させることが可能となる。
【００７６】
（第７の実施の形態）
次に、本発明の第７の実施の形態を説明する。
【００７７】
これまでの実施の形態では、受信チャネル間隔が５ＭＨｚ、受信帯域幅が１．９２ＭＨｚ固定の例を示してきた。ここで、受信チャネル間隔が１．２５ＭＨｚ、２．５ＭＨｚ、５ＭＨｚ、１０ＭＨｚ、１５ＭＨｚ、２０ＭＨｚで規定されているマルチ周波数帯域幅のＥｖｏｌｖｅｄ  ＵＴＲＡ通信方式を使用した場合、受信帯域幅が例えば０．０５ＭＨｚ、０．６７ＭＨｚ、１．９２ＭＨｚ、４．４２ＭＨｚ、６．９２ＭＨｚ、９．４２ＭＨｚであるとすると、第１のフィルタのカットオフ周波数を受信帯域幅に合わせて変える事により、全ての受信帯域幅において受信可能な受信回路を提供することができる。
【００７８】
また、前記マルチ周波数帯域幅を用いる場合、ナローバンドブロッキングのオフセット周波数は、バンドII、IV、Vの周波数帯を受信する場合は受信チャネル間隔の１／２周波数＋０．２ＭＨｚ、＋１ＭＨｚ、＋３．４ＭＨｚオフセット周波数で入力される可能性がある。バンドIIIの周波数帯を受信する場合は、バンドII、IV、Vのナローバンドブロッキングオフセット周波数に０．１ＭＨｚを足したオフセット周波数の周波数でナローバンドブロッキングが入力される可能性がある。これらオフセット周波数に合わせて第２のフィルタのノッチ周波数も可変することにより、ナローバンドブロッキングが入力されても通信可能な受信回路を提供することが可能となる。
【００７９】
また、本実施の形態ではバンドＩ、II、III対応の受信回路について説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、異なるバンドにおいて、妨害波のオフセット周波数が異なる場合には、同じフィルタ特性のカットオフ周波数を変更することにより、冗長なフィルタの作りこみによる面積増大を避けることができるので、面積が小さい受信回路を提供することが可能となる。
【００８０】
以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。
【産業上の利用可能性】
【００８１】
本発明は、複数の無線周波数帯域で送受信可能な通信回路で、送信帯域近傍のスプリアス除去が必要な場合、本発明のフィルタを送信回路に入れて不要波を抑圧する用途にも適用できる。また、送信側の高速伝送規格であるＨＳＵＰＡに対応する場合も、スプリアス輻射が他のユーザに対し影響しないと判断できる場合は、送信フィルタのカットオフ周波数を高くすることで伝送帯域を広げ、より大容量の通信を行うことを可能とすることができる。他のユーザに対し影響しないかどうかも、第４、第５の実施の形態と同様に基地局で判別可能であり、基地局情報に基づいて送信フィルタのカットオフ周波数を切り替えればよい。
【図面の簡単な説明】
【００８２】
【図１】本発明の第１の実施の形態における受信回路の構成を示す図である。
【図２】本発明の第２の実施の形態における受信回路のフィルタ回路の構成を示す図である。
【図３】本発明の第２の実施の形態における第１のフィルタの特性を示す図である。
【図４】本発明の第２の実施の形態における第２のフィルタの特性を示す図である。
【図５】本発明の第２の実施の形態におけるバンドII受信時のフィルタの特性を示す図である。
【図６】本発明の第３の実施の形態における受信回路のフィルタ回路の構成を示す図である。
【図７】本発明の第４の実施の形態における受信回路の構成を示す図である。
【図８】本発明の第４、第５の実施の形態における周波数チャンネル割当て例を示す図である。
【図９】本発明の第５の実施の形態における妨害波の有無の判別と最適なフィルタを選択するフローチャートを示した図である。
【図１０】本発明の第５の実施の形態における図８に示したユーザの入力されうる妨害波と妨害抑圧可能なフィルタ設定を示す図である。
【符号の説明】
【００８３】
９９…アンテナ入力端子、１００…帯域通過フィルタ、１０１…ＬＮＡ、１０２…ミキサ、１０３…第１の増幅回路、１０４…低域通過フィルタ、１０５…第２の増幅回路、１０６…出力端子、１０７…９０度移相回路、１０８…局部発振回路、１０９…制御回路、１１０…バンド選択信号、１１５…第１のフィルタ、１１６…第１のスイッチ、１１７…第２のフィルタ、１１８…第２のスイッチ、１２０…カットオフ周波数、１２１…ノッチ周波数、１４０…ノッチ周波数調整信号、２００…変復調ＬＳＩ、２０１…Ａ／Ｄ変換器、２０２…ＦＩＲフィルタ、２０３…復調部、２０４…受信電力検出器、２０５…受信電力比較器、２０６…フィルタ制御信号、２０７…ＨＳＤＰＡ受信信号、２１０…ＧＳＭ信号、２１１…ＷＣＤＭＡ信号。
【図１】
2007300260.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2007300260.tif 000009
【図８】
2007300260.tif 000010
【図９】
2007300260.tif 000011
【図１０】
2007300260.tif 000012