(57)【要約】【課題】  商用交流電源の電圧が突発的に上昇した場合においても、異音が発生することを防止する。【解決手段】  出力直流電圧Ｖ１の大きさを所定値ＶＳとするとともに、力率を改善する昇圧チョッパ型力率改善電源装置１において、脈流電圧Ｖ０の大きさが所定閾値ＶＴよりも大きいときに過電圧検出信号を発生し、過電圧検出信号に基づいて、出力直流電圧Ｖ１の大きさを所定値ＶＳよりも大きなものに変更する。【選択図】図２
2007028864.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力交流電圧を整流して脈流電圧を得る整流器と前記脈流電圧をインダクタに印加して磁気エネルギを蓄えるための電流を流す第１スイッチ素子と前記磁気エネルギに応じた電流を流す第２スイッチ素子と該第２スイッチからの電流を平滑して出力直流電圧を得る平滑コンデンサと前記第１スイッチ素子の切断および導通を制御するスイッチ素子制御器とを備えてなり、
前記出力直流電圧の大きさを所定値とするとともに、力率を改善する昇圧チョッパ型力率改善電源装置において、
前記脈流電圧の大きさが所定閾値よりも大きいときに過電圧検出信号を発生し、
前記過電圧検出信号に基づいて、前記出力直流電圧の大きさを前記所定値よりも大きなものに変更することを特徴とする昇圧チョッパ型力率改善電源装置。
【請求項２】
前記過電圧検出信号に基づいて、前記出力直流電圧を前記第１スイッチ素子の導通と切断の周期を変化させ臨界モードで動作するに必要とされる大きさに変更する請求項１に記載の昇圧チョッパ型力率改善電源装置。
【請求項３】
前記過電圧検出信号に基づいて、前記出力直流電圧を前記第１スイッチ素子の切断および導通を所定周期ごとに繰り返すに必要とされる大きさに変更する請求項１に記載の昇圧チョッパ型力率改善電源装置。
【請求項４】
前記過電圧検出信号が、前記脈流電圧の繰り返し周期の間隔と略等しい間隔をおいて連続して所定回数検出されたときに、前記出力直流電圧をより大きなものに変更することを特徴とする請求項１に記載の昇圧チョッパ型力率改善電源装置。
【請求項５】
前記出力直流電圧をより大きなものに変更した後、所定時間間隔、連続して前記過電圧検出信号が検出されないときに再び前記出力直流電圧を前記所定値とすることを特徴とする請求項４に記載の昇圧チョッパ型力率改善電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、昇圧チョッパ型力率改善電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、家庭電化製品が、広く全世界に普及し、国境を越えて同じ機種が流通する傾向が顕著となっている。これによって、消費者は量産効果の恩恵を受け、品質の良い製品を安く購入することが可能となっている。
【０００３】
一方、家庭内で利用される商用電源は、国ごとあるいは地域ごとに異なるものとなっているのが実情であり、商用電源の周波数は、５０Ｈｚ（ヘルツ）または６０Ｈｚで、その電圧は、１００Ｖ（ボルト）から２４０Ｖ（定格電圧）の広範囲に渡っている。このような状況の中で、同じ機種の電器製品、例えば、同一の構成部材からなるテレビジョン受信装置を全世界に流通させる場合に、電源部分の共用が大きな技術問題となっていた。
【０００４】
このような、技術問題を解決するものとして、後述する昇圧チョッパ型電源装置が広く用いられ、全世界を少ない機種でカバーする傾向が一段と進んでいる。さらに、送電線から各家庭に送られる電力の有効利用、および同一送電線の系統に接続される他の機器に波形歪み等の悪影響を与えることを防止するために、力率の改善を行うことも社会的に大きな要請となってきている。
【０００５】
上述した、全世界の商用電源への対応の点において、昇圧チョッパ型電源装置が多用され、さらに、力率改善という目的を達するために、力率改善機能を設ける昇圧チョッパ型力率改善電源装置が注目を集めている。以下に、昇圧チョッパ型力率改善電源装置の概要を図６および図７に沿って説明する。
【０００６】
図６に示す昇圧チョッパ型力率改善電源装置１００は、入力端子ＡＣ１および入力端子ＡＣ２に単相の１００Ｖから２４０Ｖ（いずれも実効値）の電圧範囲の交流電力（商用電源）を印加し、入力端子ＶＣからＩＣ用の電圧を入力する。そして、出力端子ＶＯＵＴと端子ＧＮＤとの間から略一定電圧の出力直流電圧Ｖ１、例えば３８０Ｖの電圧の直流電力を取り出して、例えば、テレビジョン受信装置の回路部に供給するものである。
【０００７】
昇圧チョッパ型力率改善電源装置１００は、ブリッジ整流回路１０１、コンデンサ１０２、インダクタ１０３およびコンデンサ１０４で形成されるノーマルモードフィルタ、磁気エネルギを蓄えるインダクタとして機能する１次巻線Ｎ１および２次巻線Ｎ２を具備するトランス１０５、第１スイッチ素子の一例として機能するＰチャンネルＦＥＴ１０６、第２スイッチ素子の一例として機能する高速ダイオード１０７、平滑コンデンサ１０８、スイッチ素子制御器の主要部の一例として機能する制御ＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  Ｃｉｒｃｕｉｔ）１２０、その他の部品として、抵抗１１０、抵抗１１１、抵抗１１２、抵抗１１３、抵抗１１４、抵抗１１５、抵抗１１６、抵抗１１７、コンデンサ１１８、コンデンサ１１９を備える。
【０００８】
また、制御ＩＣ１２０は、端子ＦＢ、端子ＣＯＭＰ、端子ＭＵＬ、端子ＩＳ、端子ＯＵＴ、端子ＺＣＤ、端子ＧＮＤおよび電源供給のための端子ＶＣＣを備える。そして、制御ＩＣ１２０は、その内部に、誤差増幅器１２１、掛け算器１２２、コンパレータ１２３、コンパレータ１２４、Ｒ−Ｓフリップ・フロップ（アール・エス・フリップ・フロップ）１２５、インバータ１２６を有する。
【０００９】
昇圧チョッパ型力率改善電源装置１００は、以下のように動作して、出力直流電圧Ｖ１の値を略一定の所定値ＶＳに保つと同時に力率の改善を行う。
【００１０】
ブリッジ整流回路１０１により整流された脈流電圧Ｖ０が制御ＩＣ１２０の端子ＭＵＬに入力され、出力直流電圧Ｖ１が抵抗１１０および抵抗１１１で分圧され、端子ＦＢに入力され、フィードバック制御系の作用によって、出力直流電圧Ｖ１を略一定の電圧を保つ。それとともに、脈流電圧Ｖ０の時間波形とトランス１０５に流れる電流ＩＬの包絡線の時間波形とを略相似形とする。これによって、商用電源における電圧波形と商用電源から昇圧チョッパ型力率改善電源装置１００に流れ込む電流波形とを略相似形として力率の改善を図る。
【００１１】
昇圧チョッパ型力率改善電源装置１００における出力直流電圧Ｖ１、脈流電圧Ｖ０、電流ＩＬの各々を図７の（Ａ）および（Ｂ）に示す。図７の（Ａ）の縦軸は、電圧を表し、ＶＳは所定値ＶＳの値であり、フィードバック制御系が適切に動作している場合には、出力直流電圧Ｖ１の値は所定値ＶＳと略一致したものとなる。図７の（Ｂ）の縦軸は、電流を表し、図７の（Ａ）、（Ｂ）の横軸は、時間を表すものである。
【００１２】
【特許文献１】特開平２−１５５４７６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
このような、昇圧チョッパ型力率改善電源装置は、略一定の電圧値の直流電圧を得るとともに力率の改善ができる点において、全世界向けの電気製品の電源装置として用いるには、好適なものである。ここで、むやみに出力直流電圧を高くすることは、スイッチングする電圧の振幅が大きくなり、この結果、ノイズ（不要電磁輻射）の量も増え、ノイズを抑えるための部品の点数も増加する。さらに、昇圧チョッパ型力率改善電源装置の効率の面からも、スイッチング損失が増加し望ましくない。そこで、全世界における定格商用電源の最大値である２４０Ｖ（実効値）の√２倍のピーク電圧値の３４０Ｖにさらに余裕を持たせ、例えば、３８０Ｖに出力直流電圧の値を設定して、全世界対応を確保している。
【００１４】
しかしながら、世界各地においては、いまだなお、電力事情の悪い地域が多数存在し、定格商用電源電圧が２４０Ｖとされていながらも、突発的に、例えば、２割以上の定格電圧からの上昇を発生させる場合もあり得るのが実情である。
【００１５】
このような場合には、図１に示すように、商用電源から供給される交流電圧のピーク値、すなわち、脈流電圧Ｖ０のピーク値が、出力直流電圧Ｖ１の値を上回り、昇圧動作を停止してしまう。そして、磁気エネルギ蓄積用のインダクタ（トランス１０５）に電流が流れなくなり間欠的に電流ＩＬが流れる。
【００１６】
図１の（Ａ）に示す、電流ＩＬは、商用電源の交流周波数の４倍の周波数を基本波成分（例えば、２００Ｈｚまたは２４０Ｈｚ）とし、高調波を多く含むものである。この基本波および高調波の周波数は、一般的な聴力を有する人の検知可能な可聴帯域に含まれるようになってしまう。この結果、ノーマルモードフィルタを構成しているコンデンサ１０２、コンデンサ１０４、インダクタ１０３およびトランス１０５（磁気エネルギの蓄積および放出を行うインダクタとして機能する）は、間欠的に流れる電流ＩＬに応じてそれらを構成する機構部分が振動してしまい、可聴帯域の異音を発生する。このような異音は、静かな家庭内の環境において、家庭電化製品を用いるユーザの楽しみを削ぐこととなり、深刻なものである。
【００１７】
本発明は、上述の課題に鑑み、商用電源の電圧が突発的に上昇しても、異音を発することがない昇圧チョッパ型力率改善電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
本発明の昇圧チョッパ型力率改善電源装置は、入力交流電圧を整流して脈流電圧を得る整流器と該脈流電圧をインダクタに印加して磁気エネルギを蓄えるための電流を流す第１スイッチ素子と磁気エネルギに応じた電流を流す第２スイッチ素子と該第２スイッチからの電流を平滑して出力直流電圧を得る平滑コンデンサと第１スイッチ素子の切断および導通を制御するスイッチ素子制御器とを備えてなり、出力直流電圧を所定値とするとともに、力率を改善する昇圧チョッパ型力率改善電源装置において、脈流電圧の大きさが所定閾値よりも大きいときに過電圧検出信号を発生し、過電圧検出信号に基づいて、出力直流電圧の大きさを所定値よりも大きなものに変更する。
【００１９】
すなわち、この昇圧チョッパ型力率改善電源装置は、以下のように作用して本発明の目的を達する。整流器は、入力交流電圧を整流して脈流電圧を得る。第１スイッチ素子は、該脈流電圧をインダクタに印加して磁気エネルギを蓄えるための電流を流す。第２スイッチ素子は、磁気エネルギに応じた電流を流す。平滑コンデンサは、該第２スイッチからの電流を平滑して出力直流電圧を得る。スイッチ素子制御器は、第１スイッチ素子の切断および導通を制御する。そして、出力直流電圧を所定値とするとともに、力率を改善する。さらに、脈流電圧のピーク値が所定閾値よりも大きいときに過電圧検出信号を発生し、過電圧検出信号に基づいて、出力直流電圧の値を所定値の値よりも大きなものに変更する。そして、インダクタに間欠的な電流が流れることを防止する。
【発明の効果】
【００２０】
本発明の昇圧チョッパ型力率改善電源装置によれば、商用電源の電圧が突発的に上昇しても、異音を発することがない昇圧チョッパ型力率改善電源装置を提供できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
図２ないし図５に沿って本発明の実施形態の説明を行う。
【００２２】
図２は、ひとつの実施形態の昇圧チョッパ型力率改善電源装置１のブロック図を示すものである。また、図３、図４は、この実施形態の昇圧チョッパ型力率改善電源装置１の動作を波形図で示すものである。また、図５は、別の実施形態の昇圧チョッパ型力率改善電源装置２のブロック図を示すものである。
【００２３】
まず、図２に沿って、ひとつの実施形態の昇圧チョッパ型力率改善電源装置１の各部について順に説明する。背景技術として図６に示した昇圧チョッパ型力率改善電源装置１００におけると同様の構成を有し、同様な作用を奏する部分については、図６におけると同一の符号を付す。
【００２４】
図２に示す昇圧チョッパ型力率改善電源装置１は、入力端子ＡＣ１および入力端子ＡＣ２に単相の１００Ｖないし２４０Ｖ（いずれも実効値）の電圧範囲の交流電力を印加し、出力端子ＶＯＵＴと端子ＧＮＤとの間から、例えば、３８０Ｖの出力直流電圧Ｖ１を有する直流電力を取り出して、例えば、テレビジョン受信装置の回路部に供給するものである。
【００２５】
交流電力を供給する商用電源は、入力端子ＡＣ１および入力端子ＡＣ２を介して全波整流して脈流電圧Ｖ０を発生するブリッジ整流回路１０１の入力側に接続されている。そして、ブリッジ整流回路１０１の出力側は、ノーマルモードフィルタの入力側に接続されている。ノーマルモードフィルタは、コンデンサ１０２、インダクタ１０３、コンデンサ１０４で形成され、昇圧チョッパ型力率改善電源装置１で発生するノーマルモードノイズが、商用電源に流出することを遮断する目的で設けられるものである。ノーマルモードフィルタの出力側は、トランス１０５に接続されている。トランス１０５は、磁気エネルギを蓄え、放出するインダクタの一例として機能する
【００２６】
このトランス１０５の１次側としては、１次巻線Ｎ１がコアに巻回され、このトランス１０５の２次側としては、同一コアに２次巻線Ｎ２が巻回されている。トランス１０５の１次側は、インダクタとして作用し、２次巻線Ｎ２を有する２次側は、１次巻線Ｎ１に流れる電流の方向を検出する電流方向検出器として機能する。１次巻線Ｎ１の一端は、インダクタ１０３に接続され、１次巻線Ｎ１の他端は、ＰチャンネルＦＥＴ１０６のドレインおよび高速ダイオード１０７のアノードに接続されている。ＰチャンネルＦＥＴ１０６は、第１スイッチ素子の一例として機能し、高速ダイオード１０７は、第２スイッチ素子の一例として機能する。
【００２７】
高速ダイオード１０７のカソードは、平滑コンデンサ１０８の正極性端子および出力端子ＶＯＵＴに接続され、平滑コンデンサ１０８の負極性端子は、端子ＧＮＤに接続されている。また、ＰチャンネルＦＥＴ１０６のソースは、抵抗１１２を介して接地点（ＧＮＤ）に接続されている。
【００２８】
ＰチャンネルＦＥＴ１０６のゲートは、制御ＩＣ１２０によって制御されるようになされており、制御ＩＣ１２０の有する各々の端子は、以下の目的を有して以下のように接続されている。まず、制御ＩＣ１２０の端子ＶＣＣは制御ＩＣ１２０を駆動する電力を供給するためのものであり、昇圧チョッパ型力率改善電源装置１００の入力端子ＶＣに接続されている。そして、入力端子ＶＣと端子ＧＮＤとの間に制御ＩＣ１２０を駆動するための電源（図示せず）が接続され、制御ＩＣ１２０の端子ＶＣＣおよび制御ＩＣ１２０の端子ＧＮＤを介して制御ＩＣの内部に電力が供給されるようになされている。制御ＩＣ１２０は、スイッチ素子制御器の主要部の一例として機能する。
【００２９】
制御ＩＣ１２０の端子ＩＳは、インダクタとして機能するトランス１０５の１次巻線Ｎ１が磁気エネルギを蓄える場合に流す電流ＩＬの大きさを検出するためのものである。磁気エネルギを蓄える場合の電流ＩＬの大きさは、ＰチャンネルＦＥＴ１０６のドレインに流れる電流ＩＱの大きさと同じものである。ここで、ＰチャンネルＦＥＴ１０６のドレインに流れる電流ＩＱは、ＰチャンネルＦＥＴ１０６のソースに流れる電流と略等しいので、抵抗１１２の両端の電圧を検出することによって、間接的に磁気エネルギを蓄える場合の電流ＩＬの大きさを検出している。端子ＩＳに接続されている抵抗１１３およびコンデンサ１１９は、ノイズ成分を遮断するためのものである。
【００３０】
また、制御ＩＣ１２０の端子ＭＵＬは、脈流電圧Ｖ０（図４の（Ａ）を参照）を検出するためのものであり、端子ＭＵＬには脈流電圧Ｖ０に応じた電圧として、抵抗１１５および抵抗１１６で分圧した電圧が印加されている。ここで、脈流電圧Ｖ０は、交流電圧の周波数の２倍の周波数を有する全波整流波形であり、そのピーク値は、商用電源の交流電圧の実効値の略√２倍の値となっている。
【００３１】
また、制御ＩＣ１２０の端子ＦＢは、出力直流電圧Ｖ１（図４の（Ａ）を参照）を検出するためのものであり、端子ＦＢには出力直流電圧Ｖ１に応じた電圧として、抵抗１１、抵抗１２および抵抗１３で分圧した電圧が印加されている。
【００３２】
また、制御ＩＣ１２０の端子ＺＣＤは、インダクタとして機能するトランス１０５に蓄えられた磁気エネルギ量に応じて放出される高速ダイオード１０７に流れる電流の方向を検出するためのものであり、トランス１０５の２次巻線Ｎ２から出力する電圧の極性を、抵抗１１４を介して検出する。ここで、１次巻線Ｎ１および２次巻線Ｎ２の巻線端の各々に付された黒丸は、各々の巻線の巻始めを示すものである。この黒丸に従って、１次巻線Ｎ１および２次巻線Ｎ２の極性方向を定めた場合には、ＰチャンネルＦＥＴ１０６のドレインに電流ＩＱが流れている場合、すなわち、トランス１０５に磁気エネルギが蓄えられている場合には、電圧ＶＮ２の値は負値となり、高速ダイオード１０７に電流が流れているとき、すなわち、磁気エネルギが放出されているときには、端子ＺＣＤに印加される電圧ＶＮ２の値は正値となる。
【００３３】
また、制御ＩＣ１２０の端子ＯＵＴは、ＰチャンネルＦＥＴ１０６のゲートに印加する電圧を発生するものであり、抵抗１１７を介してゲートに端子ＯＵＴからの電圧ＶＧは印加される。
【００３４】
また、制御ＩＣ１２０の端子ＣＯＭＰは、位相補償用の端子であり、コンデンサ１１８が接続され、昇圧チョッパ型力率改善電源装置１によって構成されるフィードバック制御系の特性の最適化が図られている。
【００３５】
さらに、制御ＩＣ１２０の内部について説明する。制御ＩＣ１２０は、誤差増幅器１２１、掛け算器１２２、コンパレータ１２３、コンパレータ１２４、Ｒ−Ｓフリップ・フロップ１２５およびインバータ１２６を有する。これらの各々の動作は、昇圧チョッパ型力率改善電源装置１の動作の中で後述する。
【００３６】
また、さらに、昇圧チョッパ型力率改善電源装置１は、抵抗１５、抵抗１６、ＮＰＮトランジスタ１４、コンパレータ１７、タイマー回路１８、基準電源１９を備える。これらは、上述した抵抗１１、抵抗１２および抵抗１３も含め、この本実施形態の要部として機能するものである。そして、脈流電圧Ｖ０が所定閾値よりも大きいときに過電圧検出信号を発生し、この過電圧検出信号に基づいて、出力直流電圧Ｖ１の値を所定値ＶＳの値よりも大きなものに変更することを目的として設けられている。これらの各部の動作は、昇圧チョッパ型力率改善電源装置１の動作の中で後述する。
【００３７】
図３および図４の波形図を引用して、上述した構成を有する昇圧チョッパ型力率改善電源装置１の動作を説明する。説明は、まず、上述した内部構造を有する制御ＩＣ１２０の動作を中心にして、昇圧チョッパ型力率改善電源装置１のフィードバック制御系としての作用を明らかにし、その後に、どのようにして、過電圧検出信号に基づいて出力直流電圧の値を所定値ＶＳの値よりも大きなものに変更するかについて説明する。なお、図３および図４の波形図の横軸は、いずれも時間軸である。
【００３８】
まず、制御ＩＣ１２０の動作を中心にして、昇圧チョッパ型力率改善電源装置１の動作を説明する。端子ＦＢから入力された出力直流電圧Ｖ１に応じた電圧と基準電圧Ｖｒｅｆ１との誤差を誤差増幅器１２１で増幅し、この増幅された誤差電圧と端子ＭＵＬから入力された脈流電圧Ｖ０との掛け算を掛け算器１２２で行って掛け算信号を得る。ここで、出力直流電圧Ｖ１に応じた電圧は、ＮＰＮトランジスタ１４のコレクタとエミッタとの間の導通がない場合には、出力直流電圧Ｖ１を抵抗１１と抵抗１２および抵抗１３とで分圧した電圧である。
【００３９】
上述した誤差電圧と脈流電圧Ｖ０との掛け算信号は、コンパレータ１２３の正極端子（＋の符号を付す）に入力され、コンパレータ１２３の負極端子（−の符号を付す）に接続される端子ＩＳに入力される電圧との大小比較がなされる。端子ＩＳに入力される電圧は、磁気エネルギを蓄えるために、トランス１０５の１次巻線Ｎ１に流れる電流ＩＬに応じて抵抗１１２に発生する電圧である。
【００４０】
ここで、抵抗１１２に発生する電圧が、上述の掛け算信号を下回る場合には、コンパレータ１２３の出力は、ハイレベルであり、Ｒ−Ｓフリップ・フロップ１２５はセットされたままであり、Ｒ−Ｓフリップ・フロップ１２５の出力はハイレベルを維持する。
【００４１】
そして、このハイレベルの出力は、インバータ１２６で極性反転されるとともに、電力増幅がなされ、電圧ＶＧとして端子ＯＵＴからのローレベルの信号が抵抗１１４を介してＰチャンネルＦＥＴ１０６のゲートに印加される（図３の（Ａ）の時刻ｔ１から時刻ｔ２までを参照）。この結果、ＰチャンネルＦＥＴ１０６は、スイッチ素子として導通、すなわち、ドレイン・ソース間の電圧である電圧ＶＤＳを略零とする（図３の（Ｂ）の時刻ｔ１から時刻ｔ２までを参照）。
【００４２】
ＰチャンネルＦＥＴ１０６が導通を維持しているときには、ドレインからソースに流れる電流ＩＱの値、すなわち、電流ＩＬの値は、時間とともに増加し、磁気エネルギをトランス１０５に蓄える（図３の（Ｃ）および(Ｄ)の時刻ｔ１から時刻ｔ２までを参照）。このときに、トランス１０５の２次巻線Ｎ２に発生して抵抗１１４を介して端子ＺＣＤに印加される電圧ＶＮ２は負値を取り（図３の（Ｅ）の時刻ｔ１から時刻ｔ２までを参照、図３の（Ｅ）のハイレベル信号は正値、ローレベル信号は、負値である）、基準電圧Ｖｒｅｆ２の値を下回るので、Ｒ−Ｓフリップ・フロップ１２５はセットされたままである。
【００４３】
一方、抵抗１１２に発生する電圧が、上述の掛け算信号を上回る場合には、コンパレータ１２３の出力は、ハイレベルからローレベルに反転し、Ｒ−Ｓフリップ・フロップ１２５はリセットされ、Ｒ−Ｓフリップ・フロップ１２５の出力はローレベルに変化する。Ｒ−Ｓフリップ・フロップ１２５の出力は、インバータ１２６で極性反転されるとともに、電力増幅がなされ、端子ＯＵＴからは、電圧ＶＧとしてハイレベルの信号が抵抗１１４を介してＰチャンネルＦＥＴ１０６のゲートに印加される（図３の（Ａ）の時刻ｔ２から時刻ｔ３までを参照）。
【００４４】
この結果、ＰチャンネルＦＥＴ１０６をスイッチ素子として切断、すなわち、電圧ＶＤＳを略、出力直流電圧Ｖ１（正確な電圧ＶＤＳの大きさは、出力直流電圧Ｖ１に高速ダイオード１０７の順方向電圧を加算した電圧）とし（図３の（Ｂ）の時刻ｔ２から時刻ｔ３までを参照）、ドレインからソースに流れる電流ＩＱの値を零とするとともに（図３の（Ｄ）の時刻ｔ２から時刻ｔ３までを参照）、トランス１０５に蓄えられた磁気エネルギに応じた電流ＩＬを高速ダイオード１０７に流す（図３の（Ｃ）の時刻ｔ２から時刻ｔ３までを参照）。なお、このときに、トランス１０５の２次巻線Ｎ２に発生し抵抗１１４を介して端子ＺＣＤに印加される電圧ＶＮ２は、正値となり（図３の（Ｅ）の時刻ｔ２から時刻ｔ３までを参照）、基準電圧Ｖｒｅｆ２の値を上回るので、コンパレータ１２４の出力はハイレベルであり、Ｒ−Ｓフリップ・フロップ１２５はリセットされたままである。
【００４５】
そして、磁気エネルギの減少とともに減少する電流ＩＬの値が略零となると、電圧ＶＮ２の値は急速に低下して、基準電圧Ｖｒｅｆ２の値を下回り、コンパレータ１２４の出力はローレベルとなって、Ｒ−Ｓフリップ・フロップ１２５はセットされ（図３の（Ｅ）の時刻ｔ３を参照）、Ｒ−Ｓフリップ・フロップ１２５の出力はハイレベルとなる。そして、このハイレベルの出力は、インバータ１２６で極性反転されるとともに、電力増幅がなされ、電圧ＶＧとして端子ＯＵＴからのローレベルの信号が抵抗１１４を介してＰチャンネルＦＥＴ１０６のゲートに印加される（図３の（Ａ）の時刻ｔ３を参照）。
【００４６】
このようにして、トランス１０５に流れる電流の増減が切り替わる動作（時刻ｔ１から時刻ｔ３までの動作）を繰り返す。このような、電流ＩＬが所定電流値に達するごとに電流減少方向に切り替わり、零となるごとに電流増加方向に切り替わり、これを繰り返す自励発振は、臨界モードと称される。そして、ＰチャンネルＦＥＴ１０６のスイッチ素子として導通と切断とを交互に行う周期（周波数）は、脈流電圧Ｖ０、出力直流電圧Ｖ１および出力端子ＶＯＵＴから取り出す直流電流の大きさに応じて、自動的に変化することとなる。
【００４７】
次に、このような昇圧チョッパ型力率改善電源装置１の動作において、出力直流電圧Ｖ１を所定値ＶＳに維持する定電圧作用、および、力率を改善する力率改善作用がどのようにして生じるかについて説明する。
【００４８】
まず、定電圧作用が生じる理由を説明する。上述したように、誤差増幅器１２１のゲインは高いものであるので、端子ＦＢに表れる抵抗１１と抵抗１２および抵抗１３とで出力直流電圧Ｖ１を分圧した電圧は、極めて基準電圧Ｖｒｅｆ１に近い値となる。ここで、出力直流電圧Ｖ１を分圧した電圧と基準電圧Ｖｒｅｆ１とが完全に一致する場合、すなわち、フィードバック制御系の開ループゲインが無限に大きい場合の出力直流電圧Ｖ１の値が、所定値ＶＳであり、所定値ＶＳは、（式１）で表される。
【００４９】
（式１）
所定値ＶＳ（Ｖ）＝
（抵抗１１の値（Ω）＋抵抗１２の値（Ω）＋抵抗１３の値（Ω））
／（抵抗１２の値（Ω）＋抵抗１３の値（Ω））×基準電圧Ｖｒｅｆ１の値（Ｖ）
【００５０】
ここで、フィードバック制御系の開ループゲインを無限に大きくすることはできないが、上述したように、誤差増幅器１２１のゲインを高くして、出力直流電圧Ｖ１の電圧値と所定値ＶＳとの差（定常偏差）を小さくしている（図４の（Ａ）を参照）。本実施形態においては、この所定値ＶＳの値は、３８０Ｖに設定している。
【００５１】
次に、力率改善作用が生じる理由を説明する。上述したようにコンパレータ１２３の正極端子には、誤差増幅器１２１から出力された誤差電圧と端子ＭＵＬから入力された脈流電圧Ｖ０との積値が入力されるが、ここで、定電圧作用を維持している場合には、誤差電圧は脈流電圧Ｖ０の周期範囲では略定電圧とみなせる。そのために、コンパレータ１２３の正極性端子に入力される誤差電圧と脈流電圧との積値は、脈流電圧Ｖ０と略相似形となり、一方、コンパレータ１２３の負極性端子には、トランス１０５に流れる電流ＩＬに応じた電圧が入力されるので、フィードバック制御系の作用の結果として、電流ＩＬの包絡線と脈流電圧Ｖ０とは略相似形となる（図４の（Ａ）と（Ｂ）とを参照、なお、図４の（Ａ）と（Ｂ）とは、同じ時間軸である）。さらに、トランス１０５は、飽和しないインダクタとして機能するようにされているので、自励発振の一周期における電流ＩＬの平均値も、脈流電圧Ｖ０と略相似形となる。
【００５２】
上述した動作の最終結果として、商用電源の交流電圧の波形と商用電源から昇圧チョッパ型力率改善電源装置１に流れ込む交流電流とは、略相似形となって、力率は極めて１に近い良好なものとなる。すなわち、フィードバック系の作用によって力率が改善される。
【００５３】
次に、過電圧検出信号に基づいて出力直流電圧Ｖ１の値を所定値ＶＳの値よりも大きなものに変更する動作を図２に沿って説明する。
【００５４】
今まで述べてきた、昇圧チョッパ型力率改善電源装置１の動作は、ＮＰＮトランジスタ１４のコレクタとエミッタとの間の導通がないときの場合であり、この場合において、商用電源の交流電圧が上昇し、脈流電圧Ｖ０の大きさが、出力直流電圧Ｖ１の値にトランス１０５および高速ダイオード１０７における電圧降下を加算した値よりも大きいときは、臨界モードをはずれ、電流ＩＬは間欠的に流れてしまう（図４の（Ｂ）、時刻ｔ１から時刻ｔ２までを参照）。
【００５５】
この場合に、出力直流電圧Ｖ１をより大きなものにすれば、再び、臨界モードとなって、電流ＩＬは間欠的に流れてしまうことはない（図４の（Ｂ）、時刻ｔ５から時刻ｔ６までを参照）。以下にどのようにして出力直流電圧Ｖ１をより大きなものにするかについて説明する。
【００５６】
コンパレータ１７は、脈流電圧Ｖ０の大きさが、所定閾値ＶＴを越えた場合に過電圧検出信号を発生させるために設けられている。所定閾値ＶＴは、（式２）によって定められる。ここで、基準電圧Ｖｒｅｆ３は、基準電源１９の発生する電圧値である。
【００５７】
（式２）
所定閾値ＶＴ（Ｖ）＝
（抵抗１１６の値（Ω）＋抵抗１１５の値（Ω））／抵抗１１６の値（Ω）
×基準電圧Ｖｒｅｆ３（Ｖ）
【００５８】
この所定閾値ＶＴは、所定値ＶＳ（３８０Ｖ）の値にトランス１０５および高速ダイオード１０７における電圧降下を加算した値とするとともに、瞬時に出力直流電圧Ｖ１を変化させることによって、理論的には、昇圧チョッパ型力率改善電源装置１を常に臨界モードで働かせることができる。一方、本実施形態では、タイマー回路１８によって、過電圧信号が発生して、出力直流電圧Ｖ１が切り替わるまでの時間を遅らせているので、厳密に、所定閾値ＶＴと所定値ＶＳとの関係を設定する必然性に乏しく、所定閾値ＶＴを所定値ＶＳと等しい値である３８０Ｖとしている。
【００５９】
次に、より大きなものとする出力直流電圧Ｖ１の値をどの程度にすれば良いかという点があるが、出力直流電圧Ｖ１の値を大きくするほど、商用電源の電圧上昇量をより大きく許容できるという利点があるものの、この昇圧チョッパ型力率改善電源装置１の出力端子ＶＯＵＴからテレビジョン受信装置等に供給される電圧がより高くなってしまう。本実施形態では、この点を考慮して、ＰチャンネルＦＥＴ１０６の導通と切断の周期を変化させ臨界モードで動作するに必要とされる大きさに出力直流電圧Ｖ１を変更するものとし、出力直流電圧Ｖ１の値は、例えば、４１０Ｖに設定している。以下に、どのように出力直流電圧Ｖ１の値を変更するかについて説明する。
【００６０】
出力直流電圧Ｖ１の変更は、ＩＣ１２０の端子ＦＢに入力される電圧の出力直流電圧Ｖ１に対する分圧比を変更することによって実現できる。具体的には、ＮＰＮトランジスタ１４のコレクタとエミッタとの間を導通させ、抵抗１３に発生する電圧をＮＰＮトランジスタ１４のコレクタとエミッタとの間が導通した場合の電圧である電圧ＶＣＥに置き換えることによって実現される。ここで、電圧ＶＣＥの大きさは、端子ＦＢにおける電圧に比べて、小さいので電圧ＶＣＥの大きさを０Ｖとみなすことができ、脈流電圧Ｖ０が所定閾値ＶＴを越えた場合の、出力直流電圧Ｖ１の大きさは、（式３）で与えられるものと略等しくなる。
【００６１】
（式３）
出力直流電圧Ｖ１の値（Ｖ）＝
（抵抗１１の値（Ω）＋抵抗１２の値（Ω））／（抵抗１２の値（Ω））
×基準電圧Ｖｒｅｆ３の値（Ｖ）
【００６２】
ここで、基準電圧Ｖｒｅｆ３の値（Ｖ）は、（式２）を満たし、抵抗１１ないし抵抗１３の値（Ω）は（式１）を満たすように決定しなければならないので、実際には、抵抗１２と抵抗１３との抵抗値（Ω）の比を適宜定めることによって、（式３）の関係が成り立つようにしている。
【００６３】
このように、（式３）に従い、出力直流電圧Ｖ１の値を自由に変更できるが、コンパレータ１７の出力で単純にＮＰＮトランジスタ１４のベースを駆動する場合には、商用電源に重畳したノイズ等によって出力直流電圧Ｖ１の値はノイズに応じて高く設定されてしまう。このような事態の発生を防止するとともに、人が聴取できない程の短期間の電流ＩＬの停止については、出力直流電圧Ｖ１を大きくする必要がないので、このような場合には、出力直流電圧Ｖ１を大きくすることを防止するために、タイマー回路１８をコンパレータ１７とＮＰＮトランジスタ１４との間に介在させている。
【００６４】
例えば、タイマー回路１８は、リ・トリガブル・モノマルチ回路とカウンタ回路とを組み合わせて実現され、その動作は、例えば、過電圧検出信号が脈流電圧Ｖ０の繰り返し周期の間隔と略等しい間隔で連続して所定回数検出されたときに、ＮＰＮトランジスタ１４のベースに、コレクタとエミッタとの間を導通させに十分な電圧を印加するとともに、出力直流電圧Ｖ１をより大きなものに変更した後、所定時間間隔、連続して過電圧検出信号が検出されないときに再び出力直流電圧Ｖ１の大きさを所定値ＶＳとしている。
【００６５】
図４に沿って、タイマー回路１８の動作を説明する。図４の（Ａ）ないし（Ｃ）の各々において横軸は時間を示す。図４の（Ａ）の縦軸は、脈流電圧Ｖ０および出力直流電圧Ｖ１の電圧値を示し、符号ＶＴ、符号ＶＳは、所定閾値ＶＴ、所定値ＶＳの各々に対応する電圧値を示す。本実施形態では、所定閾値ＶＴおよび所定値ＶＳは、上述したように３８０Ｖである。また、より大きくしたときの出力直流電圧Ｖ１の値は、上述したように４１０Ｖであり、出力直流電圧Ｖ１をより大きくしたときの増加電圧ΔＶ１の値は３０Ｖである。また、脈流電圧の周波数は１００Ｈｚまたは１２０Ｈｚ、すなわち、周期は１０ｍＳｅｃまたは略８．３ｍＳｅｃである。
【００６６】
また、図４の（Ｂ）の縦軸は、電流ＩＬの電流値を示す。ここで、電流ＩＬは、図３の（Ｃ）に示すような臨界モードにおける電流波形を有し、その実際の繰り返しの周波数は、可聴周波数帯域外とされ、図４の（Ｂ）に示すものよりも高いものであるが、図４の（Ｂ）では、模式的に拡大して記載されている。
【００６７】
また、図４の（Ｃ）の縦軸は、過電圧検出信号を示す。ハイレベル（図４の（Ｃ）の上方）は、脈流電圧Ｖ０が過電圧、すなわち、所定閾値ＶＴ以上となっていること表すものである。過電圧検出信号は、時刻ｔ１でハイレベルとなり、時刻ｔ２でローレベルとなり、順次、時刻ｔ３でハイレベルとなり、時刻ｔ４でローレベルとなり、時刻ｔ５でハイレベルとなり、時刻ｔ６でローレベルとなり、時刻ｔ７でハイレベルとなり、時刻ｔ８でローレベルとなっている。時間間隔τ１、時間間隔τ２および時間間隔τ３の各々は、過電圧検出信号が発生した後、次に過電圧検出信号が発生するまでの時間間隔を表すものである。そして、時間間隔τ１、時間間隔τ２および時間間隔τ３の各々は、略、脈流電圧Ｖ０の周期の整数倍の周期ごとに発生する。
【００６８】
この脈流電圧Ｖ０の周期で発生する過電圧検出信号が、脈流電圧Ｖ０の繰り返し周期の間隔と略等しい間隔である時間間隔τ１において、連続して２回（時刻ｔ１で１回目、時刻ｔ３で２回目）検出される場合に、タイマー回路１８は、ＮＰＮトランジスタ１４のベースに、コレクタとエミッタとの間を導通させるに十分な電圧を印加し、時刻ｔ１０で、出力直流電圧Ｖ１を大きくする動作を開始し、電流ＩＬは流れ始める。そして、時刻ｔ１１で、出力直流電圧Ｖ１と脈流電圧Ｖ０との大きさが逆転する。その後、所定時間間隔Ｔ、連続して過電圧検出信号が検出されないときに該当する時刻ｔ１２において、再び出力直流電圧Ｖ１を所定値ＶＳとする。
【００６９】
このような、タイマー回路１８を設けることによって、極めて短時間の間、交流電圧が上昇した場合や、出力直流電圧Ｖ１の大きさをより大きくした後に、極めて短時間の間、交流電圧が瞬断した場合、電圧低下が生じた場合に、頻繁に、出力直流電圧Ｖ１の大きさが切り替わることを防止し、回路部への安定した電力の供給が可能となる。
【００７０】
ここで、連続する所定回数は２回に限られず適宜、決め得る回数であり、所定時間間隔Ｔも適宜、決め得るものである。また、ＮＰＮトランジスタ１４のベースに接続されている抵抗１６は、ベース電流を制限するためのものであり、抵抗１５は、ＮＰＮトランジスタ１４のスイッチング速度向上のためのものである。
【００７１】
上述した本実施形態の変形例として、タイマー回路１８を設けることなく、コンパレータ１７の出力からの信号を、直接に抵抗１６を介してＮＰＮトランジスタ１４のベースに印加することも可能である。すなわち、上述した所定回数を零回とし、所定時間間隔Ｔを零としたものとすることができる。この場合には、商用電源の電圧が突発的に上昇する場合には、時間をほとんどおくことなく、出力直流電圧Ｖ１は、突発的な上昇に応じた上昇と下降とを繰り返すが、異音の発生の低減を以下のようにして図ることができる。
【００７２】
（式２）で定める所定閾値ＶＴを、（式１）で定める所定値ＶＳよりも小さく設定すれば、電流ＩＬが間欠的に流れることを防止するためのマージンが両者の差に応じて増大する。逆に、（式２）で定める所定閾値ＶＴを、（式１）で定める所定値ＶＳよりも大きく設定すれば、電流ＩＬが間欠的に流れる時間が両者の差に応じて増大する。
【００７３】
ひとつの変形例としては、例えば、トランス１０５および高速ダイオード１０７における電圧降下を加算した値の最大値を予め予測しておき、所定閾値ＶＴを、所定値ＶＳからこの予測した最大値を引いた値よりも小さくいものに設定すれば、常時、臨界モードで動作させることができる。さらに、この予測した最大値を十分に大きくしておけば、臨界モードにおける自励発信の周波数は、可聴周波数帯域以上とすることができる。
【００７４】
また、別の変形例としては、所定閾値ＶＴを、所定値ＶＳよりも大きいものに設定する場合においても、電流ＩＬが間欠的に流れる時間が短いものに設定すれば、仮に異音が発生したとしても、テレビジョン受信装置等を利用する者が認知できない程度とすることができる。ここで、異音の大きさと、電流ＩＬの電流が停止する時間の長さとの関係は、停止する時間の長さが長くなるほど、異音の大きさは大きくなるという関係があるものの、どこまでの停止する時間の長さが、人に聞き得ることになるかという点については、明確な線引きができるものではない。よって、実験により、所定閾値ＶＴを所定値ＶＳよりもどの程度大きくするかについては、決め得るものである。
【００７５】
図５に沿って、別の実施形態の昇圧チョッパ型力率改善電源装置２について説明する。これまでに説明した部分と同一の構成を有し、同一の作用を奏する部分には、同一の符号を付して説明を省略する。
【００７６】
図５に示す昇圧チョッパ型力率改善電源装置２は、他励式の昇圧チョッパ型力率改善電源装置である。先の実施形態と異なる点は、制御ＩＣ１２０に替えて、制御ＩＣ２０が用いられていることと、トランス１０５に替えて、インダクタ３２が用いられていることである。これに伴い、抵抗１１２、抵抗１１３、抵抗１１４抵抗、コンデンサ１１９も削除されている。
【００７７】
制御ＩＣ２０は、制御ＩＣ１２０におけるコンパレータ１２４およびＲ−Ｓフリップ・フロップ１２５に替えて、三角波発生器２４、狭パルス幅発生器２７およびＯＲ（オア）回路２８を有する点が異なる。
【００７８】
三角波発生器２４は一定周期で繰り返す三角波を発生する。狭パルス幅発生器２７は、三角波の周期ごとの狭い幅のパルスを発生し、そのパルス幅は、零も含み予め設定が可能とされている。
【００７９】
狭パルス幅発生器２７から発生するパルスの幅を零に設定する場合には、脈流電圧Ｖ０の大きさが、出力直流電圧Ｖ１の値にトランス１０５および高速ダイオード１０７における電圧降下を加算した値よりも大きいときは、端子ＯＵＴがハイレベルになってしまい、電流ＩＬが間欠的となる点は、先の実施形態と同じである。異なる点は、ＰチャンネルＦＥＴ１０６をスイッチングする周波数が一定であることである。その結果、臨界モードのみならず、常に電流が流れつづける電流連続モードや、臨界モードにまで至ることがなく、電流ＩＬがスイッチング周期の一周期内で停止しつづける場合も存在する。このように動作モードは異なるものの、先の実施形態同様に、電流ＩＬが間欠的となる場合には、異音の発生が生じ、その解決の方法は、出力直流電圧Ｖ１をより大きくする点で、先の実施形態と同様である。
【００８０】
次に、狭パルス幅発生器２７から発生するパルスの幅を零ではない比較的狭いパルス幅、例えば、繰り返し周期の１０％程度に設定する場合について説明する。この場合には、脈流電圧Ｖ０の大きさが、所定値ＶＳよりも小さい場合には、出力直流電圧Ｖ１は、略、所定値ＶＳとなる。一方、脈流電圧Ｖ０の大きさが、所定値ＶＳよりも大きくなる場合には、過電圧検出信号を検出することなく、出力直流電圧Ｖ１の値は、自動的に所定値ＶＳよりも大きくなり、電流ＩＬが間欠的となることを防止する点で上述したいずれの実施形態とも異なる。
【００８１】
このようにパルス幅を零ではない比較的狭いパルス幅に設定する場合においては、脈流電圧Ｖ０の大きさが、所定値ＶＳよりも大きいときであっても、電流ＩＬは、間欠的にとぎれることはない。そして、少なくとも、スイッチング周期内において短時間であっても電流ＩＬは、流れつづけるので、異音の発生を防止できる。この場合においては、上述したように過電圧信号を用いることがないので、過電圧信号を検出して動作する部分、コンパレータ１７およびＮＰＮトランジスタ１４並びにその周辺部品は、必ずしも必要とはされない。しかしながら、コンパレータ１７およびＮＰＮトランジスタ１４並びにその周辺部品を備えておき、パルス幅を零として使用するか、パルス幅を所定パルス幅に設定するかを、ＩＣ２０内部のメモリ（図示せず）に記憶させて、切り替え可能とすることができる。そして、昇圧チョッパ型力率改善電源装置２を採用する製品の出荷時点において、特に商用電源の電圧変動が大きい地域に出荷する場合には、パルス幅を零ではない比較的狭いパルス幅に設定し、異音対策をより万全なものとできる。
【００８２】
上述したように、実施形態の昇圧チョッパ型力率改善電源装置は、入力交流電源の電圧が、規定の範囲で有る場合には、むやみに出力直流電圧を高くしないので、スイッチングする電圧の振幅もそれほど大きくなることはない。この結果、ノイズ（不要電磁輻射）の量も少なくすることができ、ノイズを抑えるための部品の点数も少ないものとできる。さらに、昇圧チョッパ型力率改善電源装置の効率の面から見ると、スイッチングの振幅が通常の規格内の電圧範囲の場合ではそれほど大きくなく、スイッチング損失も小さい。そして、出力直流電圧Ｖ１の値をより大きくした場合には、スイッチング損失は一時的に増加するが、この状態が長期に続くというわけではないので、ことさらに部品を大型化する必要がなく、装置の小型化、低価格化と異音の発生の防止とを矛盾なく解決できる。
【図面の簡単な説明】
【００８３】
【図１】背景技術に示す昇圧チョッパ型力率改善電源装置１００の動作を波形図で示すものである。
【図２】ひとつの実施形態の昇圧チョッパ型力率改善電源装置１のブロック図を示すものである。
【図３】ひとつの実施形態の昇圧チョッパ型力率改善電源装置１の動作を波形図で示すものである。
【図４】ひとつの実施形態の昇圧チョッパ型力率改善電源装置１の動作を波形図で示すものである。
【図５】別の実施形態の昇圧チョッパ型力率改善電源装置２のブロック図を示すものである。
【図６】背景技術に示す昇圧チョッパ型力率改善電源装置１００のブロック図を示すものである。
【図７】背景技術に示す昇圧チョッパ型力率改善電源装置１００の動作を波形図で示すものである。
【符号の説明】
【００８４】
１，２  昇圧チョッパ型力率改善電源装置、１１，１２，１３，１５，１６，１１０，１１１，１１２，１１３，１１４，１１５，１１６，１１７  抵抗、  １４  トランジスタ、１７，１２３，１２４  コンパレータ、１８  タイマー回路、１９  基準電源、２０，１２０  制御ＩＣ、２４  三角波発生器、２７  狭パルス幅発生器、２８  ＯＲ回路、３２  インダクタ、１０１  ブリッジ整流回路、１０２，１０４，１１８，１１９  コンデンサ、１０５  トランス、１０６  ＰチャンネルＦＥＴ、１０７  高速ダイオード、１０８  平滑コンデンサ、１２１  誤差増幅器、１２２  掛け算器、１２５  Ｒ−Ｓフリップ・フロップ、１２６  インバータ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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