(57)【要約】【課題】変調率の小さなＡＳＫ信号を比較的簡単な構成の回路で安定に復調できる復調回路を提供する。【解決手段】ＡＳＫ信号の上側包絡線若しくは下側包絡線の一方を含んだＡＳＫ信号の一部分が増幅部１０１において増幅される。そして、この増幅された信号に含まれるＡＳＫ信号の包絡線の信号成分が信号抽出部１１０において抽出される。ＡＳＫ信号の包絡線はベースバンド信号に相当するため、増幅部１０１においてはベースバンド信号の成分が増幅され、信号抽出部１１０においては増幅されたベースバンド信号の成分が抽出される。したがって、ＡＳＫ信号に含まれる微小なベースバンド信号を増幅して大きな振幅のベースバンド信号を取り出すことができるため、変調率の小さいＡＳＫ信号を安定に復調することができる。【選択図】      図１
2007028257.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
振幅変調信号を復調する復調回路であって、
上記振幅変調信号の２つの包絡線の一方を含んだ上記振幅変調信号の一部分を増幅する増幅部と、
上記増幅部において増幅された信号に含まれる上記包絡線の信号成分を抽出する信号抽出部と
を有する復調回路。
【請求項２】
上記増幅部は、上記振幅変調信号の増幅の結果として出力可能な信号レベルの範囲内に上記包絡線が含まれるように、出力信号の直流レベルを当該範囲の中心値よりずれたレベルに設定する、
請求項１に記載の復調回路。
【請求項３】
上記振幅変調信号の直流成分を除去するフィルタ部を有し、
上記増幅部は、上記フィルタ部を介して振幅変調信号を入力する第１のノードの直流レベルと、当該振幅変調信号の増幅結果を出力する第２のノードの直流レベルとが所定の差を有するように負帰還制御を行う、
請求項２に記載の復調回路。
【請求項４】
上記増幅部は、
上記第１のノードに入力される信号を増幅して上記第２のノードから出力するとともに、上記第１のノードの直流電圧を所定の値に設定する第１の増幅回路と、
上記第１の増幅回路に電源電圧を供給する２本の電源線の一方と上記第２のノードとの間に生じる直流電圧を分圧した電圧が、上記第１のノードの直流電圧と等しくなるように負帰還を行う帰還回路と
を含む、
請求項３に記載の復調回路。
【請求項５】
上記増幅部は、
上記第１のノードに入力される信号の位相を反転して増幅し、当該増幅した信号を上記第２のノードから出力する第２の増幅回路と、
上記第１のノードと上記第２のノードとの間に接続される少なくとも１つのダイオードと
を含む、
請求項３に記載の復調回路。
【請求項６】
上記信号抽出部は、上記振幅変調信号のキャリア信号成分の１サイクルごとに上記増幅部において増幅された信号に発生するピークを保持するピーク保持回路を含む、
請求項１に記載の復調回路。
【請求項７】
上記ピーク保持回路は、
上記ピークが生じる上記キャリア信号成分の１サイクル内の所定期間においてオンし、他の期間においてオフするスイッチ回路と、
上記スイッチ回路を介して上記増幅部の増幅結果を出力するノードに接続されるキャパシタと
を含む
請求項６に記載の復調回路。
【請求項８】
振幅変調信号のキャリア信号成分の１サイクルごとに発生する当該振幅変調信号のピークを保持するピーク保持回路を有する、
振幅変調信号の復調回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、振幅変調信号の復調回路に係り、例えば数％程度の小さい変調率のＡＳＫ（amplitude shift keying）信号を安定に復調する復調回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来のＡＳＫ信号の復調回路として、例えば下記の特許文献１に開示されたものがある。この文献に示される復調回路は、いずれも原理的には、ＡＳＫ変調信号を整流し、整流したＡＳＫ信号のキャリア成分を積分回路により減衰させて、ベースバンド信号の成分を取り出す。そして、取り出した信号成分をコンパレータにおいて閾値と比較することによりベースバンド信号の値を判別し、２値のデジタル信号に変換する。この方式は、ＡＳＫ信号の変調率が比較的大きい場合、例えばキャリア成分に対するベースバンド信号成分の比率（以下、ＢＣ比と記す）が１０％程度以上ある場合には、簡単な構成で十分な復調特性が得られるという特徴がある。
【特許文献１】特開２００１−２９２１８３号公報（第５頁の図５、第４頁の図１）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかしながら、特許文献１の回路で、より小さなＢＣ比の信号、例えばＢＣ比が１％程度のＡＳＫ信号を復調しようとすると、コンパレータの感度不足や入力オフセット電圧のばらつき等が障害となって正確な復調動作を行えないという問題があった。これらの問題を回避するためには、コンパレータの前に減衰率の大きなローパスフィルタや増幅器を設置し、キャリア成分を十分に抑圧した後、信号波成分のみを増幅する方法が考えられる。ところが、この方法は、信号波の形状に影響を与えることなくキャリア成分を十分に抑圧するために高次数のローパスフィルタを必要とし、回路規模が大きくなることから、経済性の観点で実用的ではない。
【０００４】
本発明はかかる事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、変調率の小さな振幅変調信号を比較的簡単な構成の回路で安定に復調できる復調回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明の第１の観点に係る振幅変調信号の復調回路は、上記振幅変調信号の２つの包絡線の一方を含んだ上記振幅変調信号の一部分を増幅する増幅部と、上記増幅部において増幅された信号に含まれる上記包絡線の信号成分を抽出する信号抽出部とを有する。
好適には、上記増幅部は、上記振幅変調信号の増幅の結果として出力可能な信号レベルの範囲内に上記包絡線が含まれるように、出力信号の直流レベルを当該範囲の中心値よりずれたレベルに設定する。
【０００６】
上記第１の観点によれば、上記振幅変調信号の２つの包絡線の一方を含んだ上記振幅変調信号の一部分が上記増幅部において増幅される。そして、この増幅された信号に含まれる上記包絡線の信号成分が上記信号抽出部において抽出される。振幅変調信号の包絡線はベースバンド信号に相当するため、上記増幅部においてはベースバンド信号の成分が増幅され、信号抽出部においては増幅されたベースバンド信号の成分が抽出される。
【０００７】
上記第１の観点に係る復調回路は、上記振幅変調信号の直流成分を除去するフィルタ部を更に有しても良い。そして、この場合、上記増幅部は、上記フィルタ部を介して振幅変調信号を入力する第１の端子の直流レベルと、当該振幅変調信号の増幅結果を出力する第２の端子の直流レベルとが所定の差を有するように負帰還制御を行っても良い。
例えば、上記増幅部は、上記第１の端子に入力される信号を増幅して上記第２の端子から出力するとともに、上記第１の端子の直流電圧を所定の値に設定する第１の増幅回路と、この第１の増幅回路に電源電圧を供給する２本の電源線の一方と上記第２の端子との間に生じる直流電圧を分圧した電圧が、上記第１の端子の直流電圧と等しくなるように負帰還を行う帰還回路とを含んでも良い。
あるいは、上記増幅部は、上記第１の端子に入力される信号の位相を反転して増幅し、当該増幅した信号を上記第２の端子から出力する第２の増幅回路と、上記第１の端子と上記第２の端子との間に接続される少なくとも１つのダイオードとを含んでも良い。
【０００８】
また、上記信号抽出部は、上記振幅変調信号のキャリア信号成分の１サイクルごとに上記増幅部において増幅された信号に発生するピークを保持するピーク保持回路を含んでも良い。上記ピークを保持することにより、上記増幅部において増幅された信号に含まれる微弱な包絡線の信号成分が安定に抽出される。
【０００９】
本発明の第２の観点に係る振幅変調信号の復調回路は、振幅変調信号のキャリア信号成分の１サイクルごとに発生する当該振幅変調信号のピークを保持するピーク保持回路を有する。
上記ピークを保持することにより、上記振幅変調信号に含まれる微弱な包絡線の信号成分が安定に抽出される。
上記ピーク保持回路は、例えば、上記ピークが生じる上記キャリア信号成分の１サイクル内の所定期間においてオンし、他の期間においてオフするスイッチ回路と、上記スイッチ回路を介して上記増幅部の増幅結果を出力する端子に接続されるキャパシタとを含んでも良い。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、振幅変調信号の包絡線部分が増幅され、その増幅結果から包絡線の信号成分が抽出されるため、変調率の小さい振幅変調信号でも安定に復調できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
＜第１の実施形態＞
図１は、本発明の第１の実施形態に係るＡＳＫ信号の復調回路の構成の一例を示す図である。
本実施形態に係る復調回路は、例えば図１に示すように、増幅部１０１と、信号抽出部１１０と、キャパシタ１０３とを有する。
増幅部１０１は、本発明の増幅部の一実施形態である。
信号抽出部１１０は、本発明の信号抽出部の一実施形態である。
キャパシタ１０３は、本発明のフィルタ部の一実施形態である。
【００１２】
増幅部１０１は、端子１０２からキャパシタ１０３を介して入力されるＡＳＫ信号を増幅する。ただし、入力されるＡＳＫ信号の全体ではなく、その上側の包絡線若しくは下側の包絡線の一方を含んだＡＳＫ信号の一部分（以下、包絡線部分と記す）を増幅する。
【００１３】
例えば増幅部１０１は、ＡＳＫ信号の増幅の結果として出力可能な信号レベルの範囲内にＡＳＫ信号の包絡線が含まれるように、出力信号Ｖ２の直流レベルを当該レベル範囲の中心値よりずれたレベルに設定する。
もし出力信号Ｖ２の直流レベルと当該レベル範囲の中心値とが一致していると、増幅ゲインが高くなる程に出力信号Ｖ２の包絡線がこの中心値から離れていくため、あるゲイン以上において包絡線の波形がクリップしてしまう。増幅部１０１は、増幅ゲインを高めても上記のような包絡線波形のクリップが生じないように、出力信号Ｖ２の直流レベルを上記の中心値からずらしている。
【００１４】
なおこの場合、増幅部１０１は、出力信号Ｖ２における包絡線の変化の中心が上記のレベル範囲の中心値と等しくなるように、その交流利得と出力信号Ｖ２の直流レベルとをそれぞれ設定することが望ましい。これにより、包絡線の変化を最大限に増幅することが可能になる。
【００１５】
キャパシタ１０３は、端子１０２に入力されるＡＳＫ信号の直流成分を除去し、交流成分のみを通過させるハイパスフィルタを構成する。
増幅部１０１は、このキャパシタ１０３を介してノードＮ１に入力されるＡＳＫ信号の交流成分を増幅してノードＮ２から出力するとともに、ノードＮ１の直流レベルとノードＮ２の直流レベルとが所定の差を有するように負帰還制御を行う。
【００１６】
上記のように動作する増幅部１０１は、例えば図１に示すように、差動増幅器１０８と、抵抗１０４〜１０７とを有する。
差動増幅器１０８は、本発明の第１の増幅回路の一実施形態である。
抵抗１０５、１０６及び１０７を含む回路は、本発明の帰還回路の一実施形態である。
【００１７】
差動増幅器１０８の出力はノードＮ２に接続されるとともに、抵抗１０６及び１０７の直列回路を介して基準電位ＶＳＳの供給線（以下、ＶＳＳ線と記す）に接続される。
抵抗１０６及び１０７の接続点のノードＮ３は、抵抗１０５を介して差動増幅器１０８の負側入力端子に接続される。
差動増幅器１０８の負側入力端子は、抵抗１０４を介してノードＮ１に接続される。差動増幅器１０８の正側入力端子には、電源電圧ＶＤＤと基準電圧ＶＳＳ（＝０［Ｖ］）との間の中心値‘ＶＤＤ／２’が入力される。
【００１８】
差動増幅器１０８の入力端子の直流インピーダンスが非常に高いものとすると、抵抗１０４及び１０５にはほとんど直流電流が流れないため、ノードＮ１、差動増幅器１０８の負側入力端子、及びノードＮ３は略等しい直流電圧を有する。
【００１９】
一方、差動増幅器１０８の出力電圧（すなわちノードＮ２の電圧）が上昇すると、ノードＮ３の電圧が上昇し、差動増幅器１０８の負側入力端子の電圧が上昇するため、ノードＮ２の電圧上昇が抑制される。逆に、ノードＮ２の電圧が低下すると、ノードＮ３の電圧が低下し、差動増幅器１０８の負側入力端子の電圧が低下するため、ノードＮ２の電圧低下が抑制される。差動増幅器１０８の開放利得が十分に高い場合、上記のような負帰還制御の働きによって、差動増幅器１０８の負側入力端子は正側入力端子の‘ＶＤＤ／２’と略等しくなる。
したがって、ノードＮ３の直流電圧は‘ＶＤＤ／２’と略等しくなる。
【００２０】
ノードＮ１の直流電圧を‘Ｖｎ１（ｄｃ）’、抵抗１０６の抵抗値を‘Ｒ１０６’、抵抗１０７の抵抗値を‘Ｒ１０７’とすると、ノードＮ２の直流電圧Ｖｎ２（ｄｃ）は概ね次式のように表される。
【００２１】
［数１］
Ｖｎ２（ｄｃ）＝Ｖｎ１（ｄｃ）×（１＋Ｒ１０６／Ｒ１０７）
＝（ＶＤＤ／２）×（１＋Ｒ１０６／Ｒ１０７）  …（１）
【００２２】
式（１）から分かるように、抵抗１０６及び１０７の抵抗比に応じてノードＮ２の直流電圧Ｖｎ２（ｄｃ）を任意の値に設定することができる。
【００２３】
また、抵抗１０６，１０７に比べて抵抗１０４，１０５の抵抗値が十分大きい場合、増幅部１０１の交流利得Ｇａｃは次式のように表される
【００２４】
［数２］
Ｇａｃ＝Ｒ１０４／Ｒ１０５  …（２）
【００２５】
式（２）において、‘Ｒ１０４’は抵抗１０４の抵抗値を示し、‘Ｒ１０５’は抵抗１０５の抵抗値を示す。この式（２）から分かるように、抵抗１０６及び１０７の抵抗比に応じて増幅部１０１の交流利得を任意の値に設定することができる。
【００２６】
信号抽出部１１０は、増幅部１０１において増幅された信号Ｖ２に含まれるＡＳＫ信号の包絡線の信号成分を抽出する回路であり、例えば、ＡＳＫ信号のキャリア信号成分の１サイクルごとに増幅部１０１の出力信号Ｖ２に発生するピークを保持するピーク保持回路によって構成される。
【００２７】
このピーク保持回路は、例えば図１に示すように、スイッチ回路１１１とキャパシタ１１２とを有する。
スイッチ回路１１１は、本発明のスイッチ回路の一実施形態である。
キャパシタ１１２は、本発明のキャパシタの一実施形態である。
【００２８】
スイッチ回路１１１は、上述したピークが生じるキャリア信号成分の１サイクル内の所定期間においてオンし、他の期間においてオフする。
【００２９】
スイッチ回路１１１は、例えば、供給されるクロック信号ＣＬＫに応じてオン又はオフする。クロック信号ＣＬＫは、ＡＳＫ信号からキャリア信号に同期したクロック信号を再生する不図示のクロック再生回路において生成される信号であり、キャリア信号成分の１サイクルごとに、増幅部１０１の出力信号にピークが生じる所定の期間のみスイッチ回路１１１をオンに設定し、他の期間においてスイッチ回路１１１をオフに設定する。
【００３０】
キャパシタ１１２の一方の端子は、信号抽出部１１０の出力端子１１３に接続されるとともに、スイッチ回路１１１を介して増幅部１０１のノードＮ２に接続される。キャパシタ１１２の他方の端子はＶＳＳ線に接続される。
【００３１】
ここで、上述した構成を有する図１に示す復調回路の動作を説明する。
【００３２】
入力端子１０２には、例えば図２に示すような波形のＡＳＫ信号Ｖ１が入力される。ＡＳＫ信号の包絡線はＡＳＫ信号のベースバンド信号に相当し、例えば図２に示すように、小さい振幅がベースバンド信号の‘０’、大きい振幅がベースバンド信号の‘１’に対応する。
【００３３】
入力端子１０２に印加されたＡＳＫ信号Ｖ１は、キャパシタ１０３を介して増幅部１０１のノードＮ１に入力される。ノードＮ１に入力されるＡＳＫ信号に応じて、増幅部１０１のノードＮ２からは図３に示すような信号Ｖ２が出力される。
【００３４】
図３は、増幅部１０１のノードＮ２から出力される信号Ｖ２の波形の一例を示す図である。
図３の例において、抵抗１０６及び１０７の比（Ｒ１０６／Ｒ１０７）は‘０．５’に設定されている。この場合、ノードＮ２の直流電圧Ｖｎ２（ｄｃ）は式（１）から、
Ｖｎ２（ｄｃ）＝（３／４）×ＶＤＤ  ；
となる。この状態で、出力信号Ｖ２における包絡線の変化部分の中心が‘ＶＤＤ／２’と等しくなるように交流利得Ｇａｃ（＝Ｒ１０４／Ｒ１０５）を設定すれば、図３に示すように包絡線の変化部分、すなわち復調すべきベースバンド信号成分が‘ＶＤＤ／２’を中心として大きく増幅される。
【００３５】
なお増幅部１０１が出力可能な信号レベルの範囲は基準電圧ＶＳＳ（＝０［Ｖ］）から電源電圧ＶＤＤまでである。そのため、図３の例において増幅部１０１の出力信号Ｖ２にはＡＳＫ波の下側の包絡線部分のみが含まれており、上側の包絡線部分は電源電圧ＶＤＤでクリップされている。
【００３６】
このように、増幅部１０１では、ＡＳＫ信号の上側包絡線若しくは下側包絡線の一方を含んだＡＳＫ信号の一部分が大きく増幅される。したがって、その出力信号Ｖ２には、入力のＡＳＫ信号Ｖ１に比べて大きな振幅のベースバンド信号成分が含まれる。
【００３７】
ところが、出力信号Ｖ２の包絡線を形成する各々のピークは極めて僅かな時間範囲に限られており、言い換えると、ベースバンド信号成分のエネルギーは非常に小さい。信号抽出部１１０は、この微小なエネルギーのベースバンド信号成分を保持するため、ピーク保持回路を用いて出力信号Ｖ２に発生する各ピークを保持する。
例えば図１に示す回路では、キャリア信号の１サイクルごとに発生する出力信号Ｖ２の最小のピークがスイッチ回路１１１を介してキャパシタ１１２に印加される。このときキャパシタ１１２に印加された最小ピーク時の電圧は、次のサイクルにおいて最小ピークが生じるまでキャパシタ１１２に保持される。
【００３８】
図４（Ａ）は、信号抽出部１１０の端子１１３から出力される信号の波形の一例を示す図である。
図４（Ａ）に示すように、スイッチ回路１１１がオンする期間において、出力端子１１３にはスパイク状の信号変化が生じているが、そのエネルギーは極めて僅かである。それ以外の大部分の期間では、増幅部１０１の出力信号Ｖ２の包絡線波形がそのまま保持されているため、出力端子１１３には大きなエネルギーを持つベースバンド信号成分が取り出されている。
【００３９】
次に、信号抽出部１１０において抽出されたベースバンド信号成分（図４（Ａ））を‘１’／‘０’のデジタル信号に変換する回路について説明する。
【００４０】
図５は、図１に示す復調回路から出力される信号をデジタル信号に変換する回路の一例を示す図である。
図５に示す回路は、フィルタ部５０２と、キャパシタ５０５と、増幅部５０６と、インバータ５１０とを有する。
【００４１】
フィルタ部５０２は、信号抽出部１１０の出力端子１１３から出力される信号のキャリア成分を更に減衰させ、ベースバンド信号成分を取り出す。
フィルタ部５０２は、例えば図５に示すように、抵抗５０３とキャパシタ５０４で構成されるローパスフィルタで良い。抵抗５０３の一方の端子は入力端子５０１（＝出力端子１１３）に接続され、他方の端子はキャパシタ５０４を介してＶＳＳ線に接続される。
【００４２】
図５の例では、最も簡単なＲＣ型の１次のローパスフィルタを用いているが、必要に応じてより高次のフィルタや他の構成のフィルタを使用しても良い。            
【００４３】
フィルタ部５０２の出力は、キャパシタ５０５を介して、増幅部５０６の入力に結合される。キャパシタ５０５は、フィルタ部５０２と増幅部５０６を交流結合により動作させるための結合容量である。
【００４４】
増幅部５０６は、フィルタ部５０２からキャパシタ５０５を介して入力されるベースバンド信号成分を増幅する回路であり、例えば図５に示すように、インバータ（５０７，５０８）の入出力間を抵抗５０９で接続した簡単な構成のインバータアンプで良い。
増幅部５０６は、例えば図５に示すように、ｐチャンネルＭＯＳ型のトランジスタ５０７と、ｎチャンネルＭＯＳ型のトランジスタ５０８と、抵抗５０９とを有する。トランジスタ５０７のソースが電源電圧ＶＤＤの供給線（以下、ＶＤＤ線と記す）に接続され、トランジスタ５０８のソースがＶＳＳ線に接続され、トランジスタ５０７及び５０８のドレインが増幅部５０６の出力に共通接続され、トランジスタ５０７及び５０８のゲートが増幅部５０６の入力に共通接続される。そして、この入力と出力との間に抵抗５０９が接続される。入力の直流バイアス電圧は、抵抗５０９によって出力の電圧と等しくなるように設定される。
【００４５】
インバータ５１０は、増幅部５０６において増幅された信号が所定の論理閾値より低い場合にハイレベル（ＶＤＤ）の信号を出力し、論理閾値より高い場合にローレベル（ＶＳＳ）の信号を出力する。
インバータ５１０は、例えば図５に示すように、直列接続されたｐチャンネルＭＯＳ型のトランジスタ５１１及びｎチャンネルＭＯＳ型のトランジスタ５１２を有する。このトランジスタ５１１及び５１２は、増幅部５０６におけるトランジスタ５０７及び５０８と同様な接続関係を有する。
【００４６】
図５に示す回路によると、信号抽出部１１０の出力信号（図４（Ａ））に残留するキャリア成分がフィルタ部５０２によって除去され、その波形が整形される。フィルタ部５０２で波形整形された信号は、その交流成分のみがキャパシタ５０５を通って増幅部５０６に入力され、アナログの増幅が行われる。増幅部５０６で増幅された信号は、インバータ５１０において論理閾値と比較され、ハイレベル（‘１’）又はローレベル（‘０’）のデジタル信号に変換され、端子５１３から出力される。図４（Ｂ）は、端子５１３から出力されるデジタル信号Ｖ６の波形の一例を示す図である。
【００４７】
以上説明したように、本実施形態に係る復調回路によれば、ＡＳＫ信号の上側包絡線若しくは下側包絡線の一方を含んだＡＳＫ信号の一部分が増幅部１０１において増幅される。そして、この増幅された信号に含まれるＡＳＫ信号の包絡線の信号成分が信号抽出部１１０において抽出される。ＡＳＫ信号の包絡線はベースバンド信号に相当するため、増幅部１０１においてはベースバンド信号の成分が増幅され、信号抽出部１１０においては増幅されたベースバンド信号の成分が抽出される。
したがって、ＡＳＫ信号に含まれる微小なベースバンド信号を増幅して大きな振幅のベースバンド信号を取り出すことができるため、変調率の小さいＡＳＫ信号を安定に復調することが可能になる。
【００４８】
また、本実施形態に係る復調回路では、ＡＳＫ信号の増幅の結果として増幅部１０１から出力することが可能な信号レベルの範囲内（ＶＳＳ〜ＶＤＤ）にＡＳＫ信号の包絡線が含まれるように、増幅部１０１の出力信号Ｖ２の直流レベル（Ｖｎ２（ｄｃ））がこのレベル範囲の中心値（ＶＤＤ／２）よりずれたレベルに設定される。
増幅部１０１の出力信号Ｖ２の直流レベルを上記のように設定することで、増幅部１０１の交流利得を高くしても、増幅部１０１からＡＳＫ信号の包絡線部分の増幅結果をクリップさせることなく出力することができる。したがって、特にＡＳＫ信号の包絡線の変化分がキャリア信号成分の振幅に比べて非常に小さい場合（すなわち変調率が非常に小さい場合）でも、高い利得で効率的にベースバンド信号成分を増幅し、安定な復調信号を得ることができる。
【００４９】
更に、増幅部１０１の出力信号Ｖ２においてキャリア信号成分の１サイクルごとに発生するピークを保持することにより、ＡＳＫ信号の包絡線の信号成分を抽出するため、ＡＳＫ信号の変調率が非常に小さい場合でも、微弱なベースバンド信号成分を安定に抽出できる。
【００５０】
このように、変調率の小さいＡＳＫ信号でも安定に復調できるため、例えば非接触ＩＣカードのように無線でＡＳＫ信号のやりとりを行うシステムに適用すれば、信頼性の高いシステムを構築することが可能となる。
【００５１】
しかも、本実施形態に係る復調回路は、図１に示すように回路構成が比較的簡易であり、例えばこれをＣＭＯＳのＬＳＩとして実施すれば比較的小規模なアナログ回路で実現できるため、経済性の高いシステムを構築することが可能となる。
【００５２】
＜第２の実施形態＞
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。
【００５３】
第２の実施形態に係る復調回路は、上述した第１の実施形態に係る復調回路における増幅部１０１（図１）を、次に述べる増幅部３０１に置き換えたものである。他の構成要素については第１の実施形態に係る復調回路と同じであるため、ここでは説明を割愛する。
【００５４】
図６は、第２の実施形態に係る復調回路におけるＡＳＫ信号の増幅部３０１の構成例を示す図である。
本実施形態に係る復調回路は、例えば図６に示すように、ｐチャンネルＭＯＳ型のトランジスタ３０４と、ｎチャンネルＭＯＳ型のトランジスタ３０５と、ダイオード３０６及び３０７と、抵抗３０８とを有する。
トランジスタ３０４及び３０５を含む回路は、本発明の第２の増幅回路の一実施形態である。
ダイオード３０６及び３０７は、それぞれ本発明のダイオードの一実施形態である。
【００５５】
トランジスタ３０４及び３０５は、ノードＮ１を入力、ノードＮ２を出力とするインバータアンプを構成する。トランジスタ３０４のソースはＶＤＤ線に接続され、トランジスタ３０５のソースはＶＳＳ線に接続される。トランジスタ３０４及び３０５のドレインはノードＮ２に共通接続され、そのゲートはノードＮ１に共通接続される。
【００５６】
ダイオード３０６及び３０７は、インバータアンプ（３０４，３０５）の入出力間の直流バイアスを設定するための素子である。ダイオード３０６のアノードはノードＮ１に接続され、そのカソードはノードＮ２に接続される。ダイオード３０７のアノードはノードＮ２に接続され、そのカソードはノードＮ１に接続される。
【００５７】
抵抗３０８は、インバータアンプ（３０４，３０５）の入力バイアス電圧の初期値を決めるための高抵抗であり、ノードＮ１とＶＳＳ線との間に接続される。
【００５８】
ここで、図６に示す増幅部３０１の動作を説明する。
ノードＮ１に蓄積される電荷は、抵抗３０８を介してＶＳＳ線に流れる電流により放電されるため、初期状態においてノードＮ１の電圧は０［Ｖ］（＝ＶＳＳ）になる。この初期状態において、インバータアンプ（３０４，３０５）の入力電圧はローレベルであるため、その出力電圧はハイレベル、すなわち電源電圧ＶＤＤになる。
【００５９】
初期状態においてノードＮ２が電源電圧ＶＤＤ、ノードＮ１が０［Ｖ］になると、ダイオード３０７が導通するためノードＮ１の電圧が上昇する。ノードＮ１の電圧が上昇すると、トランジスタ３０４のインピーダンスが大きくなり、トランジスタ３０５のインピーダンスが小さくなるため、ノードＮ２の電圧が低下する。すなわち、初期状態においてノードＮ１とノードＮ２の電圧差は‘ＶＤＤ’であるが、ダイオード３０７によって負帰還の制御が働き、ノードＮ１とノードＮ２の電圧差は減少する。そして、この電圧差がダイオード３０７の順方向電圧Ｖｆと等しくなるところで、ノードＮ１とノードＮ２の電圧が釣り合う。
このとき、ノードＮ１の直流電圧を‘Ｖｎ１（ｄｃ）’、ノードＮ２の直流電圧を‘Ｖｎ２（ｄｃ）’とすると、次の式が成立する。
【００６０】
［数３］
Ｖｎ２（ｄｃ）＝Ｖｎ１（ｄｃ）＋Ｖｆ  …（３）
【００６１】
また、トランジスタ３０４と３０５の相互コンダクタンスｇｍが十分に大きく、かつ両者のバランスがとれているものとすると、次の式が成立する。
【００６２】
［数４］
Ｖｎ１（ｄｃ）＝ＶＤＤ／２              …（４）
Ｖｎ２（ｄｃ）＝（ＶＤＤ／２）＋Ｖｆ    …（５）
【００６３】
シリコンダイオードの順方向Ｖｆは通常０．７Ｖ程度であるため、仮に電源電圧ＶＤＤを３Ｖ程度とすると、ノードＮ２の直流電圧Ｖｎ２（ｄｃ）は電源電圧ＶＤＤと‘ＶＤＤ／２’との間の中点付近に設定される。この設定値は、図３の例における直流電圧Ｖｎ２（ｄｃ）の設定値（ＶＤＤ×３／４）に近似する。
【００６４】
ダイオード３０６は、端子１０２から入力されるＡＳＫ信号によってノードＮ２から出力される信号Ｖ２が
Ｖ２＜Ｖｎ１（ｄｃ）＋Ｖｆ  ；
となったときにも正常に負帰還動作を行わせるためのダイオードである。
すなわち、ノードＮ２の信号Ｖ２が、
Ｖｎ１（ｄｃ）±Ｖｆ  ；
の範囲内にある場合、ダイオード３０６及び３０７が何れもオフし、これらのダイオードによる負帰還が行われなくなるため、インバータアンプ（３０４，３０５）の利得は非常に高くなる。それ以外の範囲では、ダイオード３０６及び３０７の順方向電流に応じた負帰還動作が行われる。
【００６５】
以上説明したように、図６に示す増幅部３０１によれば、その出力信号Ｖ２の直流レベル（Ｖｎ２（ｄｃ））を、出力可能なレベル範囲の中心値（ＶＤＤ／２）に対してずれたレベルに設定することが可能である。また、出力信号Ｖ２の振幅が所定の範囲（Ｖｎ１（ｄｃ）±Ｖｆ）にある場合、ＡＳＫ信号を高い利得で増幅することができる。
したがって、図６に示す増幅部３０１においても、入力されるＡＳＫ信号を増幅しつつ、その包絡線部分をクリップさせずに出力することが可能であるため、増幅部１０１を増幅部３０１に置き換えた復調回路においても、図１に示す復調回路と同様な効果を奏することができる。
【００６６】
ここまで、本発明の幾つかの実施形態について説明したが、本発明は上記の形態のみに限定されるものではく、種々のバリエーションを含む。
【００６７】
図１の例では、抵抗１０６及び１０７を差動増幅器１０８の出力（ノードＮ２）とＶＳＳ線との間に接続しているが、これをＶＤＤ線とノードＮ２との間に接続しても良い。この場合、差動増幅器１０８の出力波形の上下関係が逆になり、出力波形は下側（基準電位ＶＳＳ側）でクリップされるが、上側の包絡線部分からベースバンド信号を抽出可能である。
【００６８】
図６の例では、ノードＮ１とＶＳＳ線との間に抵抗３０８を接続しているが、これをノードＮ１とＶＤＤ線との間に接続しても良い。この場合、ノードＮ１の初期値は電源電圧ＶＤＤになるため、ノードＮ２の直流電圧Ｖｎ２（ｄｃ）は、
Ｖｎ２（ｄｃ）＝（ＶＤＤ／２）−Ｖｆ  ；
となる。
【００６９】
抵抗３０８は、キャパシタ１０３とともに構成するハイパスフィルタの時定数を決める役割、並びに、電源投入時のノードＮ１の初期値を決める役割を果たしているが、この時定数や初期値の条件によっては、これを省略することも可能である。
【００７０】
図６の例では、増幅部３０１に簡易な構成のインバータアンプを使用する例を示したが、本発明はこれに限定されない。例えば図７に示すように、インバータアンプを差動増幅器等に置き換えても良い。
図７に示す増幅部３０１Ａでは、インバータアンプ（３０４，３０５）の代わりに差動増幅器３０９が設けられている。差動増幅器３０９の出力はノードＮ２に接続され、その負側入力端子はノードＮ１に接続され、その正側入力端子には電圧‘ＶＤＤ／２’が入力される。
この増幅部３０１Ａにおいても、初期状態においてノードＮ１が０［Ｖ］になると、差動増幅器３０９の出力から電源電圧ＶＤＤが出力されるため、定常状態においてノードＮ２の直流電圧Ｖｎ２（ｄｃ）は、
Ｖｎ２（ｄｃ）＝（ＶＤＤ／２）＋Ｖｆ  ；
となる。
【００７１】
上述の実施形態では、増幅部の入力と出力の直流レベルがずれている例を示しているが、本発明はこれに限定されない。例えば、増幅部の入力と出力の直流レベルが一致していても、その直流レベルが増幅部の出力可能なレベル範囲の中心値からずれていれば良い。
図８は、そのような増幅部の一例を示す図である。
図８に示す増幅部４０１は、差動増幅器４０８、抵抗４０４及び４０５を有する。差動増幅器４０８の出力はノードＮ２に接続され、その負側入力端子は抵抗４０５を介してノードＮ２に接続されるとともに抵抗４０４を介してノードＮ１に接続され、その正側入力端子には電圧‘（３／４）×ＶＤＤ’が印加される。
増幅部４０１によれば、ノードＮ１及びＮ２の直流電圧が共に電圧‘（３／４）×ＶＤＤ’となり、電圧‘ＶＤＤ／２’に対してずれている。また、増幅部４０１の交流ゲインは抵抗４０４及び４０５の抵抗比に応じて任意に設定可能である。したがって、図８に示す差動増幅器４０８においても、入力されるＡＳＫ信号を増幅しつつ、その包絡線部分をクリップさせることなく出力することが可能である。
【００７２】
図１に示す信号抽出部１１０は、ピーク保持の原理的な動作を実現する最も簡単な回路の一例を図示したものであり、本発明はこれに限定されない。すなわち、信号抽出部１１０は、増幅部の出力信号に発生するキャリア成分の周期を持ったピークを保持するものであるため、図１に示す以外の種々の回路構成を有したピーク保持回路によって実現することが可能である。
また、信号抽出部は、ピーク保持回路の他にも、例えば高周波のキャリア信号成分を減衰させてベースバンド信号成分を分離するローパスフィルタによって構成しても良い。
【００７３】
上述の実施形態ではピーク保持を行う信号抽出部の前段に設けた増幅部によってＡＳＫ信号の包絡線部分を増幅しているが、増幅を行わなくてもＡＳＫ信号のピークを保持できる場合は、この前段の増幅部を省略することも可能である。
【００７４】
上述の実施形態では、ＡＳＫ信号を復調する回路を例として挙げているが、これに限らず、例えばキャリア信号をアナログ信号により振幅変調した信号（ＡＭ信号）を復調する回路にも本発明は適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００７５】
【図１】第１の実施形態に係るＡＳＫ信号の復調回路の構成の一例を示す図である。
【図２】図１に示す復調回路に入力されるＡＳＫ信号の波形の一例を示す図である。
【図３】増幅部から出力される信号の波形の一例を示す図である。
【図４】信号抽出部から出力される信号の波形と、これをデジタル化した信号の波形の一例を示す図である。
【図５】図１に示す復調回路から出力される信号をデジタル信号に変換する回路の一例を示す図である。
【図６】第２の実施形態に係る復調回路における増幅部の構成の一例を示す図である。
【図７】増幅部の変形例を示す第１の図である。
【図８】増幅部の変形例を示す第２の図である。
【符号の説明】
【００７６】
１０１，３０１，４０１，５０６…増幅部、１０８，３０９，４０８…差動増幅器、１１０…信号抽出部、１１１…スイッチ回路、３０５，５０８，５１２…ｎチャンネルＭＯＳトランジスタ、３０４，５０７，５１１…ｐチャンネルＭＯＳトランジスタ、１０４〜１０７，３０８，４０４，４０５，５０３，５０９…抵抗、１０３，１１２，５０５…キャパシタ、３０６，３０７…ダイオード、５０２…フィルタ部、５１０…インバータ、１０２，１１３，５０１，５１３…端子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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