(57)【要約】【課題】トランスの１次側を流れる電流の検出値に基づき、同期整流制御の許可及び禁止を適切に切り替えることのできる電圧変換回路の制御装置を提供する。【解決手段】１次側コイルを流れる電流の検出値（フィルタ８０の出力）は、加算器８２に出力される。加算器では、電流センサの検出値に、鋸波生成回路７２の出力を加算して、禁止処理用コンパレータ９０の非反転入力端子に出力する。禁止処理用コンパレータ９０の反転入力端子には、基準電圧源９２の閾値電圧が印加される。この閾値電圧が、２次側を規定電流以上の電流が流れているか否かを判断するものである。禁止処理用コンパレータ９０の出力は、ＰＷＭコンパレータ７０の立ち下がりエッジに同期したタイミングで、同期整流制御の許可及び禁止の判断に用いられる。【選択図】      図５
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
トランスで変圧された交流電圧を同期整流用スイッチング素子で整流し、平滑後、直流電圧を出力する電圧変換回路に適用され、前記トランスの１次側に接続されるスイッチング素子のオン・オフ作動と同期して同期整流用スイッチング素子を用いた同期整流制御を行う電圧変換回路の制御装置において、
前記オン作動に伴って前記１次側に流れる電流のうち前記オフ作動の直前における検出値に基づき、前記２次側を流れる電流が規定電流以下であるか否かを判断する判断手段と、
前記規定電流以下であると判断されるとき、前記同期整流制御を禁止する禁止手段とを備えることを特徴とする電圧変換回路の制御装置。
【請求項２】
前記電圧変換回路の出力電圧の検出値と基準電圧との差圧に応じた信号を生成する誤差生成手段と、該誤差生成手段の出力とキャリアとの比較に基づきＰＷＭ変調された信号であって且つ前記１次側のスイッチング素子を作動するための信号を生成するＰＷＭ変調手段と、該ＰＷＭ変調手段の出力を所定の電力に変換して前記１次側のスイッチング素子に出力する駆動回路とを更に備え、
前記判断手段は、前記ＰＷＭ変調手段から前記駆動回路へと出力される信号であって且つ前記駆動回路よりも上流側の信号に基づき、前記オフ作動直前のタイミングを生成することを特徴とする請求項１記載の電圧変換回路の制御装置。
【請求項３】
前記電圧変換回路の出力電圧の検出値と基準電圧との差圧に応じた信号を生成する誤差生成手段と、該誤差生成手段の出力とキャリアとの比較に基づきＰＷＭ変調された信号であって且つ前記１次側のスイッチング素子を作動するための信号を生成するＰＷＭ変調手段と、該ＰＷＭ変調手段の出力を所定の電力に変換して前記１次側のスイッチング素子に出力する駆動回路とを更に備え、
前記判断手段は、前記駆動回路の出力信号に基づき、前記オフ作動直前のタイミングを生成することを特徴とする請求項１記載の電圧変換回路の制御装置。
【請求項４】
前記判断手段は、前記１次側のスイッチング素子の作動態様、前記電圧変換回路の出力電圧及び前記電圧変換回路の入力電圧の少なくとも１つによる前記１次側に流れる電流と前記電圧変換回路の出力電流との間の関係の変化を補償しつつ、前記判断を行なうことを特徴とする請求項２又は３記載の電圧変換回路の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、トランスで変圧された交流電圧を同期整流用スイッチング素子で整流し、平滑後、直流電圧を出力する電圧変換回路に適用され、前記トランスの１次側に接続されるスイッチング素子のオン・オフ作動と同期して同期整流用スイッチング素子を用いた同期整流制御を行う電圧変換回路の制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
トランスの２次側に同期整流用スイッチング素子を備える電圧変換回路が周知である。同期整流用スイッチング素子はダイオードと比較して導通抵抗が小さいために、この電圧変換回路を用いれば、ダイオードを用いる電圧変換回路を用いる場合と比較して、電力損失を低減できるメリットがある。
【０００３】
ただし、同期整流用スイッチング素子を用いた同期整流制御は、常時行なえるわけではない。すなわち、電圧変換回路の出力電流が少量であるときには、出力電流が同期整流用スイッチング素子を介して逆流し、同期整流用スイッチング素子の信頼性の低下を招くおそれがある。
【０００４】
そこで従来は、例えば下記特許文献１に見られるように、出力電流を２次側に設けられる抵抗における電圧降下によって監視し、同電圧降下に基づき逆流が生じると判断されるときに、同期整流を禁止するものも提案されている。これにより、同期整流用スイッチング素子の信頼性の低下を回避することができる。
【０００５】
ところで、近年、ハイブリッド車等において、車両内で発電される電力を蓄える高圧電源の電圧を降圧して、低圧の車載バッテリに印加する電圧変換回路が用いられている。この電圧変換回路では、２次側に大電流が流れることとなるため、上記のように２次側に抵抗器を設けて同抵抗器による電圧降下を用いるのでは、電圧変換回路の発熱量が多量となってしまい、ひいては電圧変換回路の大型化が避けられないものとなる。更に、この場合、抵抗値の精度としても高精度のものが要求されることとなる。
【０００６】
また、上記方式に代えて、ホール素子等を用いて２次側の電流を検出することも考えられるが、この場合、高価な部材を追加することとなる。
【０００７】
このため、１次側の回路を流れる電流を検出することで、２次側の回路を流れる電流を推定することが望まれる。しかし、１次側の回路を流れる電流は、１次側のスイッチング素子のオン状態に同期して流れる断続的な電流であり、オン作動やオフ作動によってスイッチングノイズが重畳する。このため、１次側の回路を流れる電流の検出値によって同期整流制御の許可及び禁止を適切に切り替えることは非常に困難なものとなっていた。
【特許文献１】特許第３１５２０１６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、トランスの１次側を流れる電流の検出値に基づき、同期整流制御の許可及び禁止を適切に切り替えることのできる電圧変換回路の制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。
【００１０】
請求項１記載の発明は、前記オン作動に伴って前記１次側に流れる電流のうち前記オフ作動の直前における検出値に基づき、前記２次側を流れる電流が規定電流以下であるか否かを判断する判断手段と、前記規定電流以下であると判断されるとき、前記同期整流制御を禁止する禁止手段とを備えることを特徴とする。
【００１１】
上記構成では、１次側に流れる電流のうちの特にオフ作動の直前の検出値に基づき、出力電流が規定電流以下であるか否かを判断する。このため、オン作動に伴うスイッチングノイズが最も減衰したタイミングでの電流の検出値を用いることができる。更に、オフ作動の直前では、オフ作動に伴うスイッチングノイズは未だ発生していないため、この影響を受けることもない。このため、上記構成では、トランスの１次側を流れる電流の検出値に基づき、同期整流制御の許可及び禁止を適切に切り替えることができる。
【００１２】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記電圧変換回路の出力電圧の検出値と基準電圧との差圧に応じた信号を生成する誤差生成手段と、該誤差生成手段の出力とキャリアとの比較に基づきＰＷＭ変調された信号であって且つ前記１次側のスイッチング素子を作動するための信号を生成するＰＷＭ変調手段と、該ＰＷＭ変調手段の出力を所定の電力に変換して前記１次側のスイッチング素子に出力する駆動回路とを更に備え、前記判断手段は、前記ＰＷＭ変調手段から前記駆動回路へと出力される信号であって且つ前記駆動回路よりも上流側の信号に基づき、前記オフ作動直前のタイミングを生成することを特徴とする。
【００１３】
上記構成においては、ＰＷＭ変調手段の出力が、スイッチング素子のオン・オフ作動のタイミングを決定する。この点、上記構成によれば、ＰＷＭ変調手段の出力を利用して、オフ作動直前のタイミングを簡易且つ高精度に生成することができる。特に、駆動回路よりも上流側の出力を用いることで、ＰＷＭ変調手段の出力の駆動回路における遅延時間と、駆動回路から信号が出力されてからスイッチング素子がオフされるまでの遅延時間との和だけ、オフ作動に対して先行するタイミングとして、オフ作動の直前のタイミングを生成することができる。
【００１４】
請求項３記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記電圧変換回路の出力電圧の検出値と基準電圧との差圧に応じた信号を生成する誤差生成手段と、該誤差生成手段の出力とキャリアとの比較に基づきＰＷＭ変調された信号であって且つ前記１次側のスイッチング素子を作動するための信号を生成するＰＷＭ変調手段と、該ＰＷＭ変調手段の出力を所定の電力に変換して前記１次側のスイッチング素子に出力する駆動回路とを更に備え、前記判断手段は、前記駆動回路の出力信号に基づき、前記オフ作動直前のタイミングを生成することを特徴とする。
【００１５】
上記構成においては、ＰＷＭ変調手段の出力が、スイッチング素子のオン・オフ作動のタイミングを決定する。この点、上記構成によれば、ＰＷＭ変調手段の出力を利用して、オフ作動直前のタイミングを簡易且つ高精度に生成することができる。特に、駆動回路の出力を用いることで、駆動回路の出力の変化からスイッチング素子が実際にオフされるまでの遅延時間だけオフ作動に対して先行するタイミングとして、オフ作動の直前のタイミングを生成することができる。
【００１６】
請求項４記載の発明は、請求項２又は３記載の発明において、前記判断手段は、前記１次側のスイッチング素子の作動態様、前記電圧変換回路の出力電圧及び前記電圧変換回路の入力電圧の少なくとも１つによる前記１次側に流れる電流と前記電圧変換回路の出力電流との間の関係の変化を補償しつつ、前記判断を行なうことを特徴とする。
【００１７】
上記構成において、出力電流が同一であっても、１次側に流れる電流は、１次側のスイッチング素子の作動態様や、電圧変換回路の出力電圧、電圧変換回路の入力電圧によって変化する。このため、１次側に流れる電流と所定値とを単に比較するのでは、出力電流が規定電流以下であるか否かを精度良く判断することができない。この点、上記構成では、こうした要因の少なくとも１つによる１次側に流れる電流と出力電流との関係の変化を補償することで、こうした問題を好適に抑制することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる電圧変換回路の制御装置を、ハイブリッド車に搭載されるＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
【００１９】
図１に、本実施形態にかかるＤＣ−ＤＣコンバータ及び同コンバータの制御装置の全体構成を示す。
【００２０】
図示されるように、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、車両において発電される電力を高圧状態で蓄電する高圧バッテリ１０の電圧を降圧し、低圧の車載バッテリ３０に出力するものである。詳しくは、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、トランス２１の１次側コイル２１ａと２次側コイル２１ｂ，２１ｃとの巻数比に応じて、１次側コイル２１ａの電圧を２次側コイル２１ｂの電圧に変換する。
【００２１】
ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、１次側コイル２１ａと接続される１次側回路として、上記高圧バッテリ１０に並列接続される、パワースイッチング素子２２，２３の直接接続体と、パワースイッチング素子２４，２５の直列接続体と、コンデンサ２６とを備えている。そして、１次側コイル２１ａは、パワースイッチング素子２２，２３の接続点と、パワースイッチング素子２４，２５の接続点との間に接続される。
【００２２】
一方、２次側コイル２１ｂ及び２次側コイル２１ｃ間には、同期整流用スイッチング素子２７，２８が直列接続されており、各同期整流用スイッチング素子２７，２８には、それぞれダイオード２７ａ，２８ａが並列接続されている。そして、同期整流用スイッチング素子２７，２８の接続点は接地されており、２次側コイル２１ｂ，２１ｃの端子のうち同期整流用スイッチング素子２７，２８と接続されていない端子は、平滑回路２９に接続されている。平滑回路２９は、２次側コイル２１ｂ，２１ｃの出力電圧が印加されるインダクタ２９ａと、コンデンサ２９ｃとを備えて構成されている。
【００２３】
一方、制御装置４０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電圧を所望の電圧に制御すべく、パワースイッチング素子２２〜２５にそれぞれ作動信号ＤＳ１〜ＤＳ４を出力することで、パワースイッチング素子２２〜２５を作動する。この際、所定の条件下、同期整流用スイッチング素子２７，２８に作動信号ＳＳ１，ＳＳ２を出力することで、同期整流用スイッチング素子２７，２８を作動して同期整流制御を行なう。
【００２４】
制御装置４０は、車両の起動スイッチ（イグニッションスイッチ３２）がオンとされることで制御リレー３４が導通状態となると、車載バッテリ３０による給電がなされるものである。制御装置４０は、車載バッテリ３０から給電される電圧を一定の電圧に変換する定電圧回路４２を備えており、定電圧回路４２の電力が、給電ラインＬ１を介してコントローラ４４に給電される。
【００２５】
コントローラ４４は、制御リレー３４と定電圧回路４２との間に接続される監視ラインＬ２と接続されており、監視ラインＬ２を介して制御リレー３４の状態を監視する機能を有する。また、コントローラ４４は、平滑回路２９とＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力端子Ｔ１との間に接続される監視ラインＬ３を介して、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電圧を監視する。そして、この監視される出力電圧に基づき、駆動回路４６を介して、上記作動信号ＤＳ１〜ＤＳ４を出力する。ここで、作動信号ＤＳ１〜ＤＳ４は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電圧と所望の電圧との差に応じてオン・オフ作動の周期に対するオン時間の比（デューティ）を調節する信号である。また、コントローラ４４は、パワースイッチング素子２２，２３の接続点と１次側コイル２１ａとの間に接続される電流センサ５０によって検出される１次側コイル２１ａを流れる電流の検出値に基づき、所定の条件下、上記作動信号ＳＳ１，ＳＳ２を出力する。なお、電流センサ５０は、１次側コイル２１ａを流れる電流を整流する機能を有しており、1次側コイル２１ａを流れる電流を整流したものを検出値として出力する。
【００２６】
以下、上記同期整流用スイッチング素子２７，２８の作動について詳述する。
【００２７】
図２に、上記同期整流用スイッチング素子２７，２８を用いた同期整流制御がなされているときの電流の挙動を示す。詳しくは、図２（ａ）に、インダクタ２９ａを流れる電流を示し、図２（ｂ）に、ＤＣ―ＤＣコンバータ２０の出力電流Ｉｏｕｔを示し、図２（ｃ）に、１次側コイル２１ａを流れる電流の整流後の電流を示し、図２（ｄ）に、パワースイッチング素子２２〜２５のいずれかの作動態様を示し、図２（ｅ）に、同期整流用スイッチング素子２７，２８のいずれかの作動態様を示す。
【００２８】
図示されるように、パワースイッチング素子２２〜２５のいずれかがオンとされ、これと同期して同期整流用スイッチング素子２７，２８のいずれかがオンとされると、インダクタ２９ａを流れる電流は、漸増する。また、スイッチング素子２２〜２５のいずれかがオフとされ、これに同期して同期整流用スイッチング素子２７，２８もオフとされると、インダクタ２９ａを流れる電流は、漸減する。ちなみに、同期整流用スイッチング素子２７，２８がオフされるときには、上記同期整流用スイッチング素子２７，２８と並列に接続されたダイオード２７ａ，２８ａを介して電流が流れる。このように、インダクタ２９ａを流れる電流は、漸増及び漸減を繰り返すが、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電流Ｉｏｕｔは、インダクタ２９ａを流れる電流がコンデンサ２９ｃにより平滑化されるため、図２（ｂ）のように略安定した出力値となる。
【００２９】
これに対し、図２（ｃ）に示すように、１次側コイル２１ａを流れる電流は、パワースイッチング素子２２〜２５のいずれかがオン作動されることで立ち上がり、同いずれかがオフ作動されることでゼロとなる断続的な電流である。また、上記オン作動直後からオフ作動直前まで、電流は漸増している。そして、図示されるように、１次側コイル２１ａを流れる電流のうち、オン作動直後の値とオフ作動直前の値との中間の値が、上記出力電流Ｉｏｕｔをトランス２１の巻数比Ｎで徐算した値「Ｉｏｕｔ／Ｎ」と略等しくなっている。これは、１次側コイル２１ａを流れる電流を整流したものが、出力電流Ｉｏｕｔに応じた上記電流値「Ｉｏｕｔ／Ｎ」に、インダクタ２９ａを流れる電流の交流成分を巻数比Ｎで除算した値を有する電流と、トランス２１による励磁電流とが重畳したものとなっているからである。ここで、巻数比Ｎは、１次側コイル２１ａの巻数Ｎｐと、２次側コイル２１ｂ，２１ｃの巻き数Ｎｓとによって、「Ｎ＝Ｎｐ／Ｎｓ」によって定義される。
【００３０】
上記同期整流用スイッチング素子２７，２８のオン作動は常時行なえるものではない。すなわち、図２（ａ）に示す漸減から漸増への切り替わり時（オン作動直前）の電流値Ｉ０がゼロよりも小さくなるときには、２次側回路において電流が逆流し、同期整流用スイッチング素子２７，２８の劣化が促進されるおそれがあるため、同期整流用スイッチング素子２７，２８のオン作動を禁止する。この同期整流制御の禁止及び許可の切り替えを、１次側コイル２１ａを流れる電流を整流したものに基づき、２次側回路を流れる電流を把握することで行なう。ここで、１次側コイル２１ａを流れる電流を検出するうえでの留意点について説明する。
【００３１】
図３（ａ）に、出力電流Ｉｏｕｔが一定であるとの条件下、１次側コイル２１ａに流れる電流を整流したものの上記デューティによる変化態様を示す。図示されるように、１次側コイル２１ａに流れる電流のピーク値（オフ作動直前の電流値）は、デューティが大きくなるほど減少する傾向にある。また、オン作動による電流の立ち上がり時の値も、デューティの変化に応じて変化する。このため、１次側コイル２１ａを流れる電流の整流したものに基づき、インダクタ２９ａを流れる電流の漸減から漸増への切り替わり時の電流値Ｉ０（先の図２（ａ））を把握することは困難である。
【００３２】
更に、図３（ｂ）に示すように、１次側コイル２１ａを流れる電流には、実際にはスイッチングノイズ（サージノイズ）が重畳する。このノイズは、オン作動直後においてもっとも大きく、その後時間の経過とともに減衰していく。
【００３３】
以上により、１次側コイル２１ａを流れる電流を検出するに際しては、オフ作動直前の電流を検出することが、サージノイズの影響を抑制する観点からは望ましい。また、１次側コイル２１ａを流れる電流に応じて２次側回路を流れる電流値を把握するためには、１次側コイル２１ａを流れる電流と出力電流との関係のデューティによる変化を補償することが望まれる。
【００３４】
ここで本実施形態では、図３（ａ）に２点鎖線にて示すように、オフ作動直前の電流がデューティの増加に比例して減少することに着目する。この関係によれば、図４に斜線にて示す鋸波を１次側コイル２１ａに流れる電流の整流後の電流値に重畳することで、オフ作動直前において、その値を、出力電流Ｉｏｕｔが一定である限り、同一とすることができる。
【００３５】
ここで、上記鋸波の形状について考察する。
【００３６】
同期整流用スイッチング素子２７，２８がオンとされるときにインダクタ２９ａを流れる電流ＩＬは、先の図２（ａ）に示す電流値Ｉ０、入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ、トランス２１の巻数比Ｎ、インダクタ２９ａのリアクタンスＬ、時間ｔを用いると、下記の式（ｃ１）となる。
ＩＬ＝（Ｖｉｎ／Ｎ−Ｖｏｕｔ）ｔ／Ｌ＋Ｉ０  …（ｃ１）
先の図２（ａ）に示すインダクタ２９ａに流れる電流の変化量ｈ、すなわちオン作動からオフ作動までの間の電流の変化量ｈは、上記の式（ｃ１）の右辺第１項において、時間ｔをオン時間ｔｏｎとすることで算出することができる。ここで、オン時間ｔｏｎは、パワースイッチング素子２２〜２５を作動する際のスイッチング制御のデューティＤと、スイッチング周波数ｆとを用いて、「ｔｏｎ＝Ｄ／ｆ」と表されるため、変化量ｈは、下記の式（ｃ２）となる。
ｈ＝（Ｖｉｎ／Ｎ−Ｖｏｕｔ）Ｄ／ｆＬ  …（ｃ２）
これにより、１次側コイル２１ａを流れる電流（を整流した電流）Ｉｃは、出力電流Ｉｏｕｔを用いることで、下記の式（ｃ３）となる。
Ｉｃ＝Ｉｏｕｔ／Ｎ−（Ｖｉｎ／Ｎ−Ｖｏｕｔ）Ｄ／２ｆＬＮ
＋（Ｖｉｎ／Ｎ−Ｖｏｕｔ）ｔ／ＮＬ…（ｃ３）
上記の式（ｃ３）において、１次側コイル２１ａを流れる電流を整流したものは、出力電流Ｉｏｕｔを巻数比Ｎで徐算したものと、インダクタ２９ａを流れる電流の交流成分を巻数比Ｎで徐算したものとの和として算出されている。すなわち、トランス２１による励磁電流による交流成分についてはこれを無視している。これは、本実施形態では、インダクタ２９ａのリアクタンスＬと比較して、トランス２１のリアクタンスの方がはるかに大きな値となっているため、トランス２１による励磁電流の効果は、インダクタ２９ａによる交流成分の効果と比べて無視し得るほど小さいことを理由とする。
【００３７】
上記式（ｃ３）において、右辺第２項は、オン作動に伴う電流の立ち上がり時（ｔ＝０における値を定めるためのものである。また、右辺第３項は、オン作動に伴う電流の変化を表す項である。
【００３８】
上記式（ｃ３）において、時間ｔをオン時間ｔｏｎとすることで、オフ作動直前の電流値を算出することができる。ここで、「ｔｏｎ＝Ｄ／ｆ」を用いると、オフ作動直前の電流（ピーク値Ｉｐ）は、下記の式（ｃ４）となる。
Ｉｐ＝Ｉｏｕｔ／Ｎ＋（Ｖｉｎ／Ｎ−Ｖｏｕｔ）Ｄ／２ｆＬＮ  …（ｃ４）
ここで、定常状態においては、入力電圧Ｖｉｎと、出力電圧Ｖｏｕｔと、デューティＤとの間に「Ｄ＝ＮＶｏｕｔ／Ｖｉｎ」の関係が成立することに鑑みれば、上記式（ｃ４）の右辺第２項は、下記の式（ｃ５）となる。
（ｃ４）の右辺第２項＝（Ｖｉｎ／Ｎ−Ｖｏｕｔ）Ｄ／２ｆＬＮ
＝（１−Ｄ）Ｖｏｕｔ／２ｆＬＮ          …（ｃ５）
ここで、先の図４に示す鋸波の高さＨは、上記式（ｃ４）の右辺第２項において、「Ｄ＝０」とすることで、下記の式（ｃ６）となる。
Ｈ＝Ｖｏｕｔ／２ｆＬＮ  …（ｃ６）
これにより、鋸波は、時間ｔの関数Ｆ（ｔ）として、下記の式（ｃ７）となる。
Ｆ（ｔ）＝（Ｖｏｕｔ／２ＬＮ）×ｔ  …（ｃ７）
図５に、先の図１に示したコントローラ４４のうち、特にパワースイッチング素子２２〜２５の作動信号ＤＳ１〜ＤＳ４や、同期整流用スイッチング素子２７，２８の作動信号ＳＳ１，ＳＳ２の生成に関する部分の構成を示す。
【００３９】
図示されるように、監視ラインＬ３と接地との間には、抵抗６２，６４の直列接続体が接続されている。これら抵抗６２，６４の接続されるノードＮａの電圧は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電圧の検出値として、誤差増幅器６６に取り込まれる。誤差増幅器６６は、演算増幅器６６ａの反転入力端子がノードＮａと接続されるとともに、演算増幅器６６ａの非反転入力端子に基準電圧源６８が接続され、且つ演算増幅器６６ａの出力が抵抗６６ｂを介して演算増幅器６６ａの反転入力端子に帰還されるものである。
【００４０】
誤差増幅器６６の出力は、ＰＷＭコンパレータ７０の非反転入力端子に印加される。ＰＷＭコンパレータ７０の反転入力端子には、鋸波生成回路７２によって生成される鋸波形状の電圧信号であるキャリア信号が印加される。
【００４１】
上記ＰＷＭコンパレータ７０の出力する信号は、上記作動信号ＤＳ１〜ＤＳ４の原型となるものである。ＰＷＭコンパレータ７０の出力する信号は、基準電圧源６８によって印加される基準電圧とノードＮａの電圧との差圧に応じたパルス幅の信号となっている。ＰＷＭコンパレータ７０の出力する信号は、ＡＮＤ回路７４に入力される。ＡＮＤ回路７４の出力は、ＰＷＭコンパレータ７０の出力が論理「Ｈ」であって、且つ保護回路７８の出力が論理「Ｈ」であるときに、論理「Ｈ」となる。
【００４２】
保護回路７８は、パワースイッチング素子２２〜２５の作動の禁止が所望される条件が成立するときに、その出力を論理「Ｌ」とするものである。この禁止が所望される条件としては、例えばＤＣ−ＤＣコンバータ２０の温度が過度に高くなるとの条件がある。
【００４３】
一方、電流センサ５０の検出値は、フィルタ８０を介して加算器８２に出力される。加算器８２では、鋸波生成回路７２にて生成される鋸波と、上記フィルタ８０の出力とを加算し、禁止処理用コンパレータ９０の非反転入力端子に出力する。禁止処理用コンパレータ９０の反転入力端子には、基準電圧源９２の閾値電圧が印加されている。この閾値電圧は、２次側回路を流れる電流が逆流することのない規定電流に応じて設定される。
【００４４】
禁止処理用コンパレータ９０の出力は、ＡＮＤ回路７４の出力の立ち下がりエッジに同期してフリップフロップ９４にラッチされる。そして、ＡＮＤ回路９６では、ＡＮＤ回路７４の出力と、フリップフロップ９４によってラッチされた値との論理積信号を生成し、同期整流用スイッチング素子２７，２８の作動信号の原型として、駆動回路４６に出力する。
【００４５】
図６に、上記鋸波生成回路７２の構成を示す。詳しくは、図６は、鋸波生成回路７２のうち特に鋸波やキャリアを生成する原型となる信号である原型信号を生成する回路構成を示す。
【００４６】
鋸波生成回路７２は、上記原型信号の立ち上がりの速度を決定するための電流源１００と、上記原型信号の立ち下がりの速度を決定するための電流源１０２とが、電圧源１０４と接地との間に直列接続されている。これら電流源１００，１０２の出力特性は、電圧源１０４及び接地間に接続される抵抗１０５を流れる電流に応じて変化する。そして、これら電流源１００及び電流源１０２の接続点には、コンパレータ１０６の非反転入力端子とコンパレータ１０８の反転入力端子とが接続されている。ここで、コンパレータ１０６の反転入力端子には、原型信号の上限値ＶＨの電圧が印加され、コンパレータ１０８の非反転入力端子には、原型信号の下限値ＶＬの電圧が印加されている。
【００４７】
コンパレータ１０６の出力は、ＲＳフリップフロップ１１０のセット端子に、また、コンパレータ１０８の出力は、ＲＳフリップフロップ１１０のリセット端子に、それぞれ印加される。ＲＳフリップフロップ１１０の出力が論理「Ｈ」であるときには、電流源１０２がオンとされる。また、ＲＳフリップフロップ１１０の出力が論理「Ｌ」であるときには、インバータ１１２を介して電流源１００に論理「Ｈ」の信号が印加されるため、電流源１００がオンとされる。なお、ＲＳフリップフロップ１１０の出力には、原型信号の立ち下がりの基準となる基準クロックＣＬＯＣＫが印加されている。
【００４８】
上記電流源１００及び電流源１０２の接続点と接地との間には、コンデンサ１１４が接続されている。そして、このコンデンサの電圧が上記原型信号となる。なお、この原型信号の形状は、上限値ＶＨ及び下限値ＶＬに加えて、コンデンサ１１４の容量と、抵抗１０５の抵抗値とによって調節可能となっている。
【００４９】
そこで、本実施形態では、コンデンサ１１４の容量や抵抗１０５の抵抗値を調節することで、上記の式（ｃ７）の鋸波を生成する。なお、実際には、原型信号が所定に変換されることで、鋸波とキャリアとを生成する。
【００５０】
図７に、本実施形態にかかる同期整流制御の許可及び禁止にかかる処理の態様を示す。詳しくは、図７（ａ）に、実線にて誤差増幅器６６の出力を示し、一点鎖線にてキャリアを示す。図７（ｂ）に、ＡＮＤ回路７４の出力を示す。図７（ｃ）に、加算器８２の出力を示す（詳しくは、実線にて、１次側コイル２１ａを流れる電流を示し、斜線部分にて、重畳される鋸波を示す）。図７（ｄ）は、禁止処理用コンパレータ９０の出力を示す。図７（ｅ）は、フリップフロップ９４の出力を示す。図７（ｆ）は、ＡＮＤ回路９６の出力を示す。
【００５１】
図示されるように、加算器８２の出力が、基準電圧源９２の閾値電圧Ｖｔｈ（図７（ｃ）中、２点鎖線）以上となることで、禁止処理用コンパレータ９０の出力が論理「Ｈ」となる。一方、オフ作動の直前においても加算器８２の出力が上記閾値電圧Ｖｔｈ未満となると、禁止処理用コンパレータ９０の出力は常時論理「Ｌ」となるため、ＡＮＤ回路７４の出力の立ち下がりエッジに同期してフリップフロップ９４の出力が論理「Ｌ」に反転する。これにより、ＡＮＤ回路９６の出力が常時論理「Ｌ」となり、同期整流用スイッチング素子２７，２８のオン作動が禁止される。
【００５２】
このように、本実施形態によれば、ＡＮＤ回路７４の出力の立ち下がりエッジに同期して、加算器の出力８２と上記閾値電圧Ｖｔｈとの比較に基づき、同期整流制御の許可及び禁止の切り替えを行なうことで、電流センサ５０の検出値へのスイッチングノイズの影響を好適に抑制することができる。このため、フィルタ８０による電流センサ５０の出力変化の緩和度合いを極力小さくしつつ、上記切り替えを適切に行なうことができる。特に、切り替えを行なう判断のタイミングとして、ＡＮＤ回路７４の出力の立ち下がりのタイミングを用いることで、図８に示すように、オフ作動のタイミングに対し、所定時間だけ先行したタイミングにおいて１次側コイル２１ａを流れる電流を検出することができる。ここで所定の先行時間は、ＡＮＤ回路７４の出力が駆動回路４６に取り込まれて所定の電力に変換されパワースイッチング素子２２〜２５に印加されるまでの遅延時間と、パワースイッチング素子２２〜２５に上記出力が印加されてからパワースイッチング素子２２〜２５が実際にオフするまでの遅延時間との和である。
【００５３】
以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。
【００５４】
（１）パワースイッチング素子２２〜２５をオフ状態へと切り替える直前における禁止処理用コンパレータ９０の出力に基づき、同期整流制御の禁止及び許可を決定した。これにより、１次側コイル２１ａを流れる電流の検出値へのノイズの影響を好適に抑制することができ、ひいては同期整流制御の許可及び禁止を適切に切り替えることができる。
【００５５】
（２）切り替えを行なうか否かの判断のタイミングとして、ＡＮＤ回路７４の出力の立ち下がりのタイミングを用いた。これにより、切り替えを行なうか否かの判断のタイミングを、駆動回路４６による遅延時間とパワースイッチング素子２２〜２５が実際にオフするまでの遅延時間との和の時間だけオフ作動のタイミングに対して先行したタイミングとすることができる。
【００５６】
（３）禁止処理用コンパレータ９０に入力される電流センサ５０の検出値を、鋸波によって補正した。これにより、出力電流Ｉｏｕｔが一定であるときには、禁止処理用コンパレータ９０に入力される２つの信号の間の相対的な大小関係を、オフ作動の直前において常に略一定とすることができる。
【００５７】
（４）ＰＷＭコンパレータ７０に入力されるキャリアと加算器８２に入力される鋸波とで、これらを生成する回路を共有した。これにより、鋸波を、パワースイッチング素子２２〜２５の作動に簡易且つ高精度に同期させることができる。
【００５８】
（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００５９】
図９に、本実施形態にかかる制御装置４０のうち、特に、同期整流制御の許可及び禁止にかかる処理に関する部分の回路構成を示す。なお、図９においては、先の図５と同一の部材については便宜上、同一の符号を付している。
【００６０】
図示されるように、本実施形態では、フリップフロップ９４のクロック端子に、駆動回路４６の出力信号が取り込まれる（より正確には、駆動回路４６の出力を電力変換した信号が取り込まれる）。これにより、本実施形態では、図１０に示すように、オフ作動のタイミングに対し、所定時間だけ先行したタイミングにおいて１次側コイル２１ａを流れる電流を用いることができる。ここで所定の先行時間は、パワースイッチング素子２２〜２５に駆動回路４６の出力が印加されてからパワースイッチング素子２２〜２５が実際にオフするまでの遅延時間である。
【００６１】
以上詳述した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）、（３）、（４）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。
【００６２】
（５）切り替えを行なうか否かの判断のタイミングとして、駆動回路４６の出力の立ち下がりのタイミングを用いた。これにより、切り替えを行なうか否かの判断のタイミングを、駆動回路４６の出力変化に伴いパワースイッチング素子２２〜２５が実際にオフするまでの遅延時間だけオフ作動のタイミングに対して先行したタイミングとすることができる。
【００６３】
（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
【００６４】
・切り替えを行なうか否かの判断のタイミングとしては、上記各実施形態に例示したものに限らない。例えば、ＰＷＭコンパレータ７０の出力であって、且つＰＷＭコンパレータ７０とＡＮＤ回路７４との間の信号の立ち下がりのタイミングとしてもよい。
【００６５】
・上記各実施形態では、コントローラ４４を専用のハードウェア手段として構成したが、これに限らず、ＰＷＭコンパレータ７０や、鋸波生成回路７２、禁止処理用コンパレータ９０による処理を記述したプログラムと、中央処理装置（ＣＰＵ）にて構成してもよい。この場合、鋸波生成手段としては、例えば鋸波生成回路７２に代えて、所定速度でインクリメントされて且つ所定周期で初期化されるカウンタとしてもよい。また、切り替えを行なうか否かの判断に際して用いる電流センサの検出値のサンプリングタイミングについては、例えば、オン作動を始点として計時されるカウンタを用いて、同カウンタの値がデューティによって定まるオフ作動の直前に対応する値となるタイミングとしてもよい。
【００６６】
・１次側を流れる電流に基づき、出力電流が規定電流以下であるか否かを判断する判断手段としては、上記各実施形態で例示したものに限らない。例えば、基準電圧源９２の閾値電圧から鋸波生成回路７２の出力する鋸波の電圧値を減算したものを、禁止処理用コンパレータ９０の反転入力端子に印加するようにしてもよい。また、禁止処理用コンパレータ９０に印加される２つの入力のいずれか一方の値を、出力電圧に応じて更に補正してもよい。ここで、出力電圧によって補正を行なう理由は、オフ作動直前の電流センサ５０の検出値に鋸波を重畳したものが、出力電流Ｉｏｕｔの変化にかかわらず一定となるのは、出力電圧が一定であることを前提としているためである。
【００６７】
更に、閾値電圧に大きなマージンを設けることで、電流センサ５０の検出値と閾値電圧との直接の比較により、同期整流制御の禁止及び許可の切り替えを行なってもよい。ただし、この場合、同期整流制御を行うことができるにもかかわらず、同期整流制御が禁止される機会が増加する。これに対し、上記各実施形態で例示したように、パワースイッチング素子２２〜２５の作動にかかるデューティ、出力電圧Ｖｏｕｔ及び入力電圧Ｖｉｎの少なくとも１つによる１次側に流れる電流と出力電流との間の関係の変化を補償しつつ、出力電流が規定電流以下であるか否かを判断するなら、同期整流制御をより適切に行うことができる。
【００６８】
・上記各実施形態では、平滑用インダクタをトランス２１の２次側に設ける場合を例示したが、トランス２１の１次側に設けてもよい。
【００６９】
・その他、ハイブリッド車に搭載されるものに限らず、例えば電気自動車に搭載されるものであってもよい。
【図面の簡単な説明】
【００７０】
【図１】第１の実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータ及びその制御装置の全体構成を示す図。
【図２】ＤＣ−ＤＣコンバータの作動及び電流の流通態様を示すタイムチャート。
【図３】１次側を流れる電流の検出に伴う問題点を説明する図。
【図４】上記実施形態において電流センサの検出値に重畳する鋸波を示す図。
【図５】同実施形態にかかる制御装置の回路構成を示す図。
【図６】上記制御装置の鋸波生成回路の回路構成を示す図。
【図７】同実施形態にかかる同期整流制御の許可及び禁止の切替態様を示すタイムチャート。
【図８】同実施形態における１次側コイルに流れる電流の検出値のサンプリングタイミングを示す図。
【図９】第２の実施形態にかかる制御装置の回路構成を示す図。
【図１０】同実施形態における１次側コイルに流れる電流の検出値のサンプリングタイミングを示す図。
【符号の説明】
【００７１】
１０…高圧バッテリ、２０…ＤＣ−ＤＣコンバータ、２１…トランス、２１ａ…１次側コイル、２１ｂ，２１ｃ…２次側コイル、２２〜２５…パワースイッチング素子、３０…車載バッテリ、４０…制御装置、７０…ＰＷＭコンパレータ、７２…鋸波生成回路、９０…禁止処理用コンパレータ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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