(57)【要約】【課題】大出力化に伴い誘起電圧の高いモータを使用すると失陥時にインバータに印加される電圧が高くなり素子の破壊などの恐れが生じ、素子の破壊を防止するためには高い耐圧性能を持つ素子を使用する必要があるが、高コスト、インバータがかさばるなどの問題がある。【解決手段】電力変換器を構成するアーム(Ah,Al)のうち少なくとも一方の電源側のアーム(Ah)の各相が、逆方向スイッチング素子(SW-u2、SW-v2、SW-w2)を具えることを特徴とする磁石式同期モータ用電力変換装置(10)を提供する。ハーフブリッジの片側に逆方向素子を入れる事で、制御失陥などでモータ側から印加される誘起電圧をブロックしてインバータDC側にかけない構成にできる。【選択図】図５
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
磁石式同期モータ用電力変換装置であって、
電力変換器を構成するアームのうち少なくとも一方の電源側のアームの各相が、逆方向スイッチング素子を具える、
ことを特徴とする磁石式同期モータ用電力変換装置。
【請求項２】
請求項１に記載の磁石式同期モータ用電力変換装置において、
前記電力変換器を構成する素子の一部を含む高電圧対応区画を設けた、
ことを特徴とする磁石式同期モータ用電力変換装置。
【請求項３】
請求項１に記載の磁石式同期モータ用電力変換装置において、
前記高電圧対応区画が、前記逆方向スイッチング素子、および、これら逆方向スイッチング素子を設けていない側のアームを構成する素子であり、前記電力変換器を構成する残りの素子よりも耐圧が高い、
ことを特徴とする磁石式同期モータ用電力変換装置。
【請求項４】
請求項１〜３のいずれか1項に記載の磁石式同期モータ用電力変換装置において、
前記逆方向スイッチング素子が、ノーマリーオフの素子である、
ことを特徴とする磁石式同期モータ用電力変換装置。
【請求項５】
請求項１〜４のいずれか1項に記載の磁石式同期モータ用電力変換装置において、
モータ誘起電圧がバッテリ電圧よりも高い時のインバータ停止時には、相電流がゼロクロスする時に該当相の逆方向スイッチング素子をオフするように前記逆方向素子を制御する第１の制御手段をさらに具える、
ことを特徴とする磁石式同期モータ用電力変換装置。
【請求項６】
請求項１〜５のいずれか1項に記載の磁石式同期モータ用電力変換装置において、
モータ基底回転数時における最大トルクのモータ作動電圧をバッテリ電圧に合わせるように制御する第２の制御手段をさらに具える、
ことを特徴とする磁石式同期モータ用電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は磁石式同期モータ用電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、昇圧回路を持つインバータが開発されている（特許文献１を参照されたい。）。図１に、このような昇圧回路を持つインバータ構成の回路図を示す。図３は、このような従来インバータと共に使われる従来モータの特性を示す図である。このような従来技術では、昇圧回路によって図３に示すバッテリ電圧（Vbatt）を可変とすることができるためバッテリ電圧固定の時よりも広い出力領域においても最適β角を維持する事ができる利点がある。即ち、弱め界磁をせずに駆動できるので効率が良い。また、このような昇圧回路を設ける事によりDC電圧が上がり、誘起電圧の大きなモータを搭載する事ができる。
【特許文献１】特開2005-245067号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかしながら、例えば電動車両などの用途では、車両駆動に必要な電力がすべてバッテリーから供給される為、昇降圧回路に必要なインダクタンスL（コイル）が大変大きく（図１参照）なる。また、パラレルハイブリッド車においても大出力化を行う上では同様の課題が発生する。また、大出力化に伴いモータを大きくすると失陥時にインバータに印加される電圧が高くなり素子の破壊などの恐れが生じる。素子の破壊を防止するためには高い耐圧性能を持つ素子を使用する必要があるが、高コスト、インバータがかさばるなどの問題がある。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
上述した諸課題を解決すべく、第１の発明による磁石式同期モータ用電力変換装置は、
電力変換器を構成するアームのうち少なくとも一方の電源側（P（正極）側もしくはN（負）側の）のアームの各相が、逆方向スイッチング素子（逆方向への導通をオン・オフ切り換えする素子。）を具える、ことを特徴とする。
【０００５】
また、第２の発明による磁石式同期モータ用電力変換装置は、
前記電力変換器を構成する素子の一部を含む高電圧対応区画を設けた、ことを特徴とする。
また、第３の発明による磁石式同期モータ用電力変換装置は、
前記高電圧対応区画が、前記逆方向スイッチング素子、および、これら逆方向スイッチング素子を設けていない側のアームを構成する素子（スイッチング素子やダイオードなど）であり、前記電力変換器を構成する残りの素子よりも耐圧が高い、ことを特徴とする。
【０００６】
また、第４の発明による磁石式同期モータ用電力変換装置は、
前記逆方向スイッチング素子が、ノーマリーオフの素子である（即ち、通常制御中は、ゲート電圧をかけて導通をオンにして制御する）、ことを特徴とする。
【０００７】
また、第５の発明による磁石式同期モータ用電力変換装置は、
モータ誘起電圧がバッテリ電圧よりも高い時のインバータ停止時には、相電流がゼロクロスする時に該当相の逆方向スイッチング素子をオフするように前記逆方向素子を制御する第１の制御手段（回路など）をさらに具える、
ことを特徴とする。
【０００８】
また、第６の発明による磁石式同期モータ用電力変換装置は、
モータ基底回転数時における最大トルクのモータ作動電圧をバッテリ電圧に合わせるように制御する第２の制御手段をさらに具える、ことを特徴とする。
上述したように本発明の解決手段を装置として説明してきたが、本発明はこれらに実質的に相当する方法としても実現し得るものであり、本発明の範囲にはこれらも包含されるものと理解されたい。
【発明の効果】
【０００９】
第１の発明によれば、 ハーフブリッジの片側に逆方向素子を入れる事で、制御失陥などでモータ側から印加される誘起電圧をブロックしてインバータDC側にかけない構成にできる。より具体的には、平滑コンデンサや強電バッテリーに高圧が掛からない様に少なくとも片アームの素子を２重にし、片側のスイッチング素子は逆向きに構成し、これに逆並列に逆流防止素子（ダイオードなど）を設ける。この逆流防止素子はモータに対して順方向の素子となる。これにより、モータの誘起電圧を従来の電圧以上に設計する事（コイルのターン数を増大できる）ができるようになる。
【００１０】
また、第２の発明によれば、当該高電圧対応区画以外のインバータ区画における耐電圧性能を緩くすることができ、コスト低減に寄与する。即ち、高電圧対応区画に含まれる一部の素子だけのコストアップで済むため、コスト低減を達成できる。
また、第３の発明は第２の発明をより具体化したものであるが、これによれば電力変換器を構成する素子の一部を高圧対応にする事で、 素子の損失を軽減できる。例えば、一部の素子群だけ耐圧を2倍にすれば電流を１／２にすることができ、チップ面積は１／２になる。但し、素子数が増加して３／２になるため、合計素子面積としては３／４となる。同様に耐圧を３倍にした場合は、合計素子面積は１／２（素子面積は１／３、素子数は３／２）となり、コスト低減に大きな効果が得られる。
【００１１】
また、第４の発明によれば、制御失陥など何らかの理由で非通電状態になったとしてもノーマリーオフの素子を使用しているため、モータ側の高電圧をDC側にかけない事ができる。また、第５の発明によれば、逆方向素子のオフ動作を行なう際に電流ゼロ近傍でカットする事で電圧の上昇を防ぐ事ができる。また、第６の発明によれば、相電流ピークを最も下げる事ができ、素子を小さく設計する事ができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
以降、諸図面を参照しながら、本発明の実施態様を詳細に説明する。本願発明の説明をするまえに、本発明の原理の理解に資するために、まず、一般的なモータ設計について説明する。モータの耐電圧設計（図２参照）は、最高回転数Nmax時の誘起電圧に耐えうる耐電圧設計を行なう事が一般的である。仮にNmax時の誘起電圧を600Vとし、モータの基底回転数Nrが最高回転数Nmaxの1/6と仮定するとNrでの誘起電圧は100Vとなる。すなわち、モータの必要電力がP1[kW]で有れば下式のごとく相電流が決定する。
実用電流Ｖ＝600[V]×Nb／Nmax
相電流(Irms)∝Tmax
＝P1[kW]／（実用電圧実行値／（線間電圧／相電圧））／相数
【００１３】
図４は、本発明による電力変換装置での使用に適したモータのモータ特性を示す図である。図３の従来技術で使用するモータの誘起電圧ラインL1に対して、本発明で使用するモータの誘起電圧ラインL２は傾きが2倍である。即ち、図３のモータに対してコイルの巻き数を２倍にして誘起電圧の傾きを2倍にしたモータである。図に示すように、相電流のピークが1/2で同じ起磁力を得る事ができる。これにより、インバータ素子の小型化、インバータの小型化を計る事ができる。通常のモータ制御中は、先に述べた様にバッテリ電圧を超えない様に電圧制御が行なわれている。
【００１４】
しかしながら、図４のような特性を持つ磁石式の同期モータでは、モータ電流（電圧）制御が失陥などで停止してしまうと大きな誘起電圧が生じ、過大な電圧がバッテリやコンデンサにかかる事が有り得る。そこで、本願発明では、これを避ける為に、モータからの誘起電圧がバッテリ側にかかるのを途中でブロックする構成のインバータスイッチング回路を用いる。図５は、本発明による電力変換装置の回路図の一例である。図に示すように、本発明による電力変換装置10は、電力変換器（インバータ）12を具え、バッテリVb、平滑コンデンサC、永久磁石同期モータPMに接続している。電力変換器12は、P側にハイサイドアームAh、N側にローサイドアームAlで構成されている。ハイサイドアームAhは、IGBTなどの順方向のスイッチング素子SW-u1、SW-v1、SW-w1、これらに並列に逆方向への導通を可能にするダイオードD-u1、D-v1、D-w1を具える。同様に、ローサイドアームAlは、IGBTなどの順方向のスイッチング素子SW-u3、SW-v3、SW-w3、これらに並列に逆方向への導通を可能にするダイオードD-u3、D-v3、D-w3を具える。
【００１５】
ハイサイドアームAh（P側）には、さらに、逆方向のスイッチング素子SW-u2、SW-v2、SW-w2、および、逆流防止のためのダイオードD-u2、D-v2、D-w2がU,V,W相に配置され、端子間電圧が上昇した際に電圧がDC側へ掛かることを避ける構成としたものである。
【００１６】
図６は、本発明による電力変換装置のシステム構成図である。図に示すように、電力変換装置10は電力変換器12を具え、永久磁石同期モータPMに接続されているが、その間には電流計測手段AMが配置される。モータPMにはエンコーダなどの位相センサPSが装着されており測定した電気角θをモータ回転速度ωに変換する。電力変換器12には、制御装置14が接続されており、制御装置14は目標トルク生成部16、電流指令生成部18、電圧指令生成部20、３相／２相座標変換部22、２相／３相座標変換部24、スイッチ開閉信号生成部26を具える。
【００１７】
上位回路（コントローラ）からトルク目標値T~が与えられ、目標トルク生成部16は、運転モード状態によってトルク目標値T*を設定する。ベクトル制御は、一般のモータ制御と同一である。そして、スイッチ開閉信号生成部26が各相毎にスイッチング素子別の開閉信号を電力変換器12に与える。
【００１８】
図７は、本発明による電力変換装置を電動車両に適用した場合の制御シーケンスを示す図である。このような制御において、停止信号、トルク指令信号、非常停止信号などの入力信号に応じて、レディモード１、CPUスタンバイモード2、運転制御モード（ゼロトルク保持）3、運転制御モード（トルク制御）4、停止モード5、非常停止モード6に遷移する。バッテリ電圧が低下すると弱め界磁領域が増加する為、即ち、基底回転数以下で弱め界磁を行なわなければ成らない為、モーターの出力が低下する。しかしながら、出力の低下はバッテリ電圧とリニアに減少するので、車両の運動性能に於いても徐々に変化するものであり、インバータ容積減少効果よりも小さい。
【００１９】
図８は、本発明による電力変換装置（インバータスイッチング回路）の変形例を示す回路図である。この変形例の電力変換装置30は、電力変換器（インバータ）32を具え、ハイサイドアームの回路配置が直列になっている。そして、電力変換器（インバータ）32には高圧対応部（高電圧対応区画）34が設けられている。この高圧対応部34に含まれる素子を、他の箇所よりも高い電圧に耐えるものにする。
【００２０】
図９は、本発明による電力変換器の逆方向スイッチング素子の作動シーケンスを示すフローチャートであり、図９（ａ）はフローチャートであり、図９（ｂ）は電流ベクトルの回転を示す概念図である。ステップS1では、電圧閾値V1がVbattよりも大きくなった時、または、非常停止フラグが立ったか否かを判定する。ステップS1の条件を満たさない場合は逆方向スイッチング素子をオンにし（ステップS7）、満たす場合には、ステップS3に進み、相電流がゼロクロスした時すなわち、相電流がゼロ近傍するかを判定する。条件を満たす場合に、該当相の逆方向スイッチング素子をオフにする（ステップS5）。相電流を２相オフにしたか否かを判定し（ステップS9）、オフにできれば逆素子停止シーケンスは終了（ステップS11）と成る。
【００２１】
本発明を諸図面や実施例に基づき説明してきたが、当業者であれば本開示に基づき種々の変形や修正を行うことが容易であることに注意されたい。従って、これらの変形や修正は本発明の範囲に含まれることに留意されたい。例えば、各部材、各手段、各ステップなどに含まれる機能などは論理的に矛盾しないように再配置可能であり、複数の部材、手段、ステップなどを１つに組み合わせたり或いは分割したりすることが可能である。例えば、第１の制御手段と第２の制御手段とは、１つの制御回路としてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】従来の昇圧回路を持つインバータ構成の回路図である。
【図２】モータのモータ特性を示す図である。
【図３】モータのモータ特性を示す図である。
【図４】本発明による電力変換装置での使用に適したモータのモータ特性を示す図である。
【図５】本発明による電力変換装置の回路図である。
【図６】本発明による電力変換装置のシステム構成図である。
【図７】電力変換装置を電動車両に適用した場合の制御シーケンスを示す図である。
【図８】本発明による電力変換装置（インバータスイッチング回路）の変形例を示す回路図である。
【図９】本発明による電力変換器の逆方向スイッチング素子の作動シーケンスを示すフローチャートである。
【符号の説明】
【００２３】
１  レディモード
2  スタンバイモード
3  運転制御モード（ゼロトルク保持）
4  運転制御モード（トルク制御）
5  停止モード
6  非常停止モード
10  電力変換装置
12  電力変換器
30  電力変換装置
34  高圧対応部
Ah  ハイサイドアーム
Al  ローサイドアーム
C  平滑コンデンサ
D-u1、D-u2、D-u3  ダイオード
Nmax  最高回転数
Nr  基底回転数
PM  永久磁石同期モータ
SW-u1、SW-u2、SW-u3  スイッチング素子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
2007236080.tif 000008
【図７】
2007236080.tif 000009
【図８】
2007236080.tif 000010
【図９】
2007236080.tif 000011