(57)【要約】【課題】  効率的な力率の向上と高調波抑制を可能とする電源装置。【解決手段】  整流回路の出力端子の間に設けているスイッチングＴrをスイッチングする時、入力電圧のゼロクロス点Ｐから高周波のスイッチング信号ＳＴ1（時間α）を出力し、引き続いて高周波のスイッチング信号ＳＴ2（時間β）を出力する。また、入力電圧が次のゼロクロス点Ｐに近づくと、高周波のスイッチング信号ＳＴ3（時間γ）を出力する。このとき、スイッチング信号ＳＴ1、ＳＴ3のデューティ比を入力電流の電流値に応じて設定し、スイッチング信号ＳＴ2のデューティ比を出力電圧に応じて設定することにより、出力電圧を制御しながら力率改善と高調波抑制を行う。【選択図】        図３
2007185100.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力される交流電力を直流電力に変換して負荷へ供給する電源装置であって、
前記交流電力を整流する整流回路と、
前記整流手段からの出力を平滑化して直流電力を出力する平滑回路と、
前記整流回路の出力端子の間に接続されて入力されるスイッチング信号のオン／オフに基づいて開閉されるスイッチング素子と、
前記整流回路に入力される入力電圧ないし入力電力を検出する入力電力検出手段と、
少なくとも前記平滑回路の出力電圧を検出する出力電力検出手段と、
前記入力電力検出手段ないし前記出力電力検出手段の検出結果に基づいたデューティ比で前記スイッチング素子をオン／オフする制御手段とを含むことを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記制御手段が、前記入力電力検出手段によって検出した入力電圧値が正から負または負から正へと反転するゼロクロス点を基準にして前記スイッチング素子をオン／オフすることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【請求項３】
前記制御手段が、入力電圧あるいは入力電力のゼロクロスを検出してからの半周期内でスイッチング素子をオン／オフする第１のスイッチング期間及び次のゼロクロス点に達する前にスイッチング素子をオン／オフする第２のスイッチング期間とを設定していることを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
【請求項４】
前記第１及び第２のスイッチング期間のデューティ比を前記入力電力検出手段によって検出する入力電流に基づいて設定することを特徴とする請求項３に記載の電源装置。
【請求項５】
ゼロクロスを検出してからの半周期内でスイッチング素子をオン／オフする第１のスイッチング期間及び、前記第１のスイッチング期間に連続して前記スイッチング素子をオン／オフする第３のスイッチング期間を設定していることを特徴とする請求項１から請求項４の何れか１項に記載の電源装置。
【請求項６】
前記第３のスイッチング期間で前記スイッチング素子をオン／オフするデューティ比を前記出力電力検出手段によって検出する出力電圧に基づいて設定することを特徴とする請求項５に記載の電源装置。
【請求項７】
可聴領域外の周波数の信号により前記スイッチング素子をオン／オフすることを特徴とする請求項１から請求項６の何れか１項に記載の電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電力を直流電力に変換する電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
冷凍サイクルによって冷暖房を行なう空気調和機（エアコン）では、冷暖房能力を調整するときに、コンプレッサの運転周波数を変更するものがある。すなわち、エアコンでは、コンプレッサの運転周波数を下げることにより冷暖房能力が下がり、コンプレッサの運転周波数を高くすることにより冷暖房能力が高くなる。このようなエアコンでは、インバータ制御によってコンプレッサを駆動するモータの回転数を制御している。
【０００３】
インバータ制御を行なう電源装置には、ＰＷＭ制御を行なうものに加えてＰＡＭ（Pulse Amplitude Modulation：パルス振幅変調）制御を行なうものがある。ＰＡＭ制御では、交流電圧を整流回路によって直流電圧に変換した後、昇圧回路によって所望の電圧に変換するようになっている。この昇圧回路としてはチョッパ回路が一般的に用いられている。
昇圧回路（チョッパ回路）は、リアクトル素子とスイッチング素子及びダイオードとコンデンサを備え、スイッチング素子をオンしてリアクトル素子に蓄えたエネルギーを、スイッチング素子をオフすることによりてコンデンサを充電する。これにより、コンデンサには、入力電圧とリアクトル素子に蓄えられたエネルギーに応じた電圧が発生する。
このような昇圧回路では、スイッチング素子のオン時間の比率（デューティ比）を制御することにより、前段の整流回路に入力される交流の入力電流の波形及び電流値を制御することができ、直流電圧の制御と共に力率改善及び高調波電流の低減が可能となっている。
【０００４】
一方、整流回路には、力率改善や高調波電流の低減が望まれており、このために受動部品を用いたパッシブ型フィルタがあるが、このパッシブ型フィルタでは、特に入力電圧（電源電圧）が２００Ｖ以上では、力率改善及び高調波電流の低減に限界があり、装置も大型化してしまう。これに対して、ＰＡＭ制御を行う所謂アクティブフィルタでは、出力電圧の制御と力率改善及び高調波電流の低減が可能となっている。
【特許文献１】特開平７−１５９６６号公報
【特許文献２】特開平１０−３２７５７６号公報
【特許文献３】特開平３−３６６４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、アクティブフィルタを用いた整流回路では、主回路損失が大きくなると言う問題がある。また、例えばリアクトル素子に高価な材質を用いる必要が生じている。
本発明は上記事実に鑑みてなされたものであり、力率を高効率とする力率改善及び高調波電流の低減を図ることができる電源装置を提案することを目的とする。また、本発明は、力率改善及び高調波抑制と共に出力電圧の制御を可能とする電源装置を提案することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記目的を達成するために本発明は、入力される交流電力を直流電力に変換して負荷へ供給する電源装置であって、前記交流電力を整流する整流回路と、前記整流手段からの出力を平滑化して直流電力を出力する平滑回路と、前記整流回路の出力端子の間に接続されて入力されるスイッチング信号のオン／オフに基づいて開閉されるスイッチング素子と、前記整流回路に入力される入力電圧ないし入力電力を検出する入力電力検出手段と、少なくとも前記平滑回路の出力電圧を検出する出力電力検出手段と、前記入力電力検出手段ないし前記出力電力検出手段の検出結果に基づいたデューティ比で前記スイッチング素子をオン／オフする制御手段と、を含むことを特徴とする。
この発明によれば、スイッチング素子を駆動するスイッチング信号のデューティ比を入力電流ないし出力電圧によって制御する。例えば、スイッチング信号のデューティ比を高くすることにより入力電流を増加させることができる。また、スイッチング素子のオン／オフによって出力電圧も変化するので、スイッチング信号のデューティ比によって出力電圧の制御が可能となる。
このような本発明は、前記制御手段が、前記入力電力検出手段によって検出した入力電圧値が正から負または負から正へと反転するゼロクロス点を基準にして前記スイッチング素子をオン／オフすることを特徴とする。
この発明によれば、スイッチング信号のタイミングを入力電圧のゼロクロス点に同期させる。これにより、入力電力の位相と共に入力電流の波形の調整が可能となり、高調波を抑制することができる。
また、本発明では、前記制御手段が、入力電圧あるいは入力電力のゼロクロスを検出してからの半周期内でスイッチング素子をオン／オフする第１のスイッチング期間及び次のゼロクロス点に達する前にスイッチング素子をオン／オフする第２のスイッチング期間と、を設定して前記スイッチング素子をオン／オフすることが好ましい。
また、本発明では、記第１及び第２のスイッチング期間のデューティ比を前記入力電力検出手段によって検出する入力電流に基づいて設定することが好ましい。
この発明によれば、電源周波数の半サイクル中に、入力電圧のゼロクロス点でスイッチングを開始する第１のスイッチング期間のみならず、入力電圧がゼロクロス点に近づくときにスイッチンを行う第２のスイッチング期間を設けている。
これにより、入力電圧の位相に入力電流の位相を一致させるときに、入力電力の位相が切り換わるときの電力電流の波形を滑らかにすることができ、効率的な高調波抑制が可能となる。
また、第１及び第２のスイッチング期間は、入力電圧のゼロクロス点近傍で、電圧の低い領域においてスイッチングを行うため、例えばリアクトルに流れる電流を増加させることがなく、リアクトルを流れる電流がスイッチング素子のオン／オフによって増加することによる損失を防止できる。
さらに、本発明では、前記第１のスイッチング期間に連続して前記スイッチング素子をオン／オフする第３のスイッチング期間を設定することが好ましい。
また、本発明では、前記第３のスイッチング期間で前記スイッチング素子をオン／オフするデューティ比を前記出力電力検出手段によって検出する出力電圧に基づいて設定することが好ましい。
このような本発明によれば、出力電圧に応じたデューティ比でスイッチング素子をスイッチングする第２のスイッチング期間を、第１のスイッチング期間に設けている。
この第２のスイッチング期間は、入力電圧の波形上で入力電圧が比較的高い区間となっており、この第２のスイッチング期間でスイッチング素子をオン／オフすることにより、効率的に出力電圧を上昇させることができる。また、出力電圧によって第２のスイッチング期間のデューティ比を設定することにより、出力電圧を効率的に所望の電圧に昇圧したり、出力電圧が一定となるように制御することができる。
【０００７】
また、本発明は、可聴領域外の周波数の信号により前記スイッチング素子をオン／オフすることを特徴とする。
【０００８】
この発明によれば、スイッチング素子を可聴領域外の周波数でスイッチングする。
【０００９】
一般に、スイッチング素子のオン／オフによってリアクトルに流れる電流が変化するので、電磁音が発生しやすい。このスイッチング素子をスイッチングする周期を可聴周波数外の高い周波数とすることにより、実質的に無騒音とすることができる。
【発明の効果】
【００１０】
以上説明したように本発明によれば、スイッチング素子をオン／オフする時のデューティ比を入力電圧あるいは入力電力に基づいて設定することにより、力率改善と共に入力電流の波形整形を行うことができ、力率の向上と高調波抑制が可能となる優れた効果が得られる。また、本発明によれば、デューティ比を出力電圧に基づいて設定することにより、力率改善を図りながら出力電圧の昇圧及び出力電圧の制御を行うことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
以下に図面を参照しながら、本発明の実施の形態を説明する。図２には、本実施の形態に適用した空気調和機（以下「エアコン１０」と言う）の冷凍サイクルを示している。
このエアコン１０は、被空調室に設置される室内ユニット１２と室外に設置される室外ユニット１４によって構成されており、室内ユニット１２と室外ユニット１４とは、冷媒を循環させる太管の冷媒配管１６Ａと、細管の冷媒配管１６Ｂとで接続されている。
【００１２】
室内ユニット１２には、熱交換器１８が設けられており、冷媒配管１６Ａ、１６Ｂのそれぞれの一端がこの熱交換器１８に接続されている。また、冷媒配管１６Ａの他端は、室外ユニット１４のバルブ２０Ａ、マフラー２２Ａを介して四方弁２４に接続されている。この四方弁２４は、アキュムレータ２８及びマフラー２２Ｂを介してコンプレッサ２６に接続されている。
さらに、室外ユニット１４には、熱交換器３０が設けられている。この熱交換器３０は、一方が四方弁２４に接続され、他方がキャピラリチューブ３２、ストレーナ３４、モジュレータ３８を介してバルブ２０Ｂに接続されている。また、ストレーナ３４とモジュレータ３８の間には、電動膨張弁３６が設けられ、バルブ２０Ｂには、冷媒配管１６Ｂの他端が接続されている。これによって、室内ユニット１２と室外ユニット１４の間に冷凍サイクルを形成する冷媒の密閉された循環路が構成されている。
【００１３】
エアコン１０は、コンプレッサ２６と一体に設けているコンプレッサモータ４０の回転駆動によってコンプレッサ２６が運転されると、この冷凍サイクル中を冷媒が循環される。このとき、エアコン１０では、運転モード（冷房モード又は暖房モード）に応じて四方弁２４が切換えられ、電動膨張弁３６の弁開度を制御することにより、冷媒の蒸発温度が調整される。なお、図２では矢印によって暖房運転時（暖房モード）と冷房運転時（冷房モードまたはドライモード）の冷媒の流れを示している。
【００１４】
冷房モードでは、コンプレッサ２６によって圧縮された冷媒が熱交換器３０へ供給されることにより液化され、この液化された冷媒が室内ユニット１２の熱交換器１８で気化することにより、熱交換器１８を通過する空気を冷却する。また、暖房モードでは、逆に、コンプレッサ２６によって圧縮された冷媒が、室内ユニット１２の熱交換器１８で凝縮されることにより放熱し、この冷媒が放熱した熱で熱交換器１８を通過する空気を加熱する。
室内ユニット１２は、送風用に設けられている図示しないクロスフローファンによって室内ユニット１２に吸引した空気を室内へ吹出すときに熱交換器１８を通過させ温調する。これにより、室内ユニット１２から吹出される空気によって室内が空調される。
【００１５】
図１に示されるように、室外ユニット１４には、電源装置４２及びマイコン４４が設けられている。電源装置４２は、交流電力をコンプレッサモータ４０の駆動用の直流電力に変換する。また、マイコン４４は、室外ユニット１４の作動を制御すると共に、電源装置４２の作動を制御する。
【００１６】
例えば、マイコン４４は、例えばシリアル通信等によって室内ユニット１２に設けられている図示しないマイコンと接続されており、この室内ユニット１２のマイコンからの信号に基づいて作動する。なお、マイコン４４は、室内ユニット１２のマイコンから送出された信号及び外気温度を検出する外気温度センサ、コンプレッサ２６の温度を検出するコンプレッサ温度センサ、熱交換器３０のコイル温度を検出するコイル温度センサ等の検出結果に基づいてコンプレッサモータ４０と共に、四方弁、電動膨張弁３６、熱交換器３０を冷却する冷却ファン等の駆動を制御する。
【００１７】
室外ユニット１４に設けられている電源装置４２は、整流回路４６と平滑回路４８を備えており、交流電源５０から供給される交流電力を所定電圧の直流電力に変換し、インバータ回路５２へ出力する。インバータ回路５２は、スイッチング素子が設けられた一般的構成となっており、スイッチング信号によってスイッチング素子をがン／オフ制御されることにより、スイッチング信号に応じた電力をコンプレッサモータ４０へ出力し、この電力（電圧）に応じた回転数でコンプレッサモータ４０を回転駆動する。
インバータ回路５２は、マイコン４４に接続されており、マイコン４４から出力されるスイッチング信号に基づいてスイッチング素子が駆動される。すなわち、マイコン４４は、インバータ回路５２を用いてＰＷＭ制御によってコンプレッサモータ４０の回転数を制御している。
【００１８】
近年、コンプレッサモータ４０としては、ＤＣブラシレスモータを用いており、入力電圧の変化に応じて回転数が変化する。したがって、スイッチング信号のデューティ比に応じた電圧がインバータ回路５２からコンプレッサモータ４０へ出力されることにより、コンプレッサモータ４０は、この電圧に応じた回転数で回転駆動する。
【００１９】
このインバータ回路５２では、スイッチング信号のデューティ比を一定としたときに、出力電圧がインバータ回路５２への入力電圧、すなわち、平滑回路４８の出力電圧Ｖ0 に応じて変化させることができる。これにより、インバータ回路５２への入力電圧に応じてもコンプレッサモータ４０の回転数が変更可能となっている。すなわち、マイコン４４は、ＰＡＭ（Pulse  Amplitude Modulation ：パルス振幅変調）制御によってもコンプレッサモータ４０の回転数の制御が可能となっている。
一方、整流回路４６は、ダイオード５４をブリッジ状に接続した整流器５６が設けられており、この整流器５６の入力端子５８Ａ、５８Ｂにチョークコイルであるリアクトル６０を介して、交流電源５０が接続される。本実施の形態に適用したエアコン１０の室外ユニット１４は、所定電圧（例えば単相１００Ｖ）の交流電力が供給されることにより運転される。
【００２０】
整流器５６の出力端子６２Ａ、６２Ｂには、ダイオード７２、７４を介して平滑回路４８が接続されている。平滑回路４８は、直列接続されたコンデンサ６４、６６と、このコンデンサ６４、６６に並列接続されたコンデンサ６８によって構成され、整流器５６から出力される脈流を平滑化する。
一方、整流回路４６には、整流器５６の一方の入力端子５８Ｂとコンデンサ６４、６６の接続点６５の間にスイッチ７０が設けられており、スイッチ７０を開くことにより両波整流回路が形成され、スイッチ７０を閉じることにより倍電圧両波整流回路が形成される。
これにより、電源装置４２は、整流器５６から出力される電力を平滑回路４８によって平滑化することにより、交流電圧が１００Ｖ／２００Ｖのいずれであっても、約２７０Ｖの電圧を出力可能となっている。なお、スイッチ７０としてリレー接点を設け、マイコン４４が交流電源５０の電圧に応じてリレーを操作して接点を開閉するようにしても良い。
【００２１】
ところで、整流器５６の出力端子６２A、６２Ｂの間には、スイッチング回路７６が接続されている。このスイッチング回路７６は、スイッチング素子としてＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等のスイッチングＴr７８とダイオード８０によって構成されており、スイッチングＴr７８がスイッチング信号によってオンされることにより出力端子６２Ａから出力端子６２Ｂへ電流が流れるようになっている。
このスイッチングＴr７８は、駆動回路８２を介してマイコン４４に接続されており、マイコン４４から出力される高周波のスイッチング信号ＳＴによってオン／オフされる。
【００２２】
一方、マイコン４４には、入力電力検出手段として、電源電圧検出回路８４と電源電流検出回路８４が接続されている。マイコン４４は、この電源電圧検出回路８４によって電源電圧（入力電圧）と共に入力電圧の波形の位相信号を読み込み、位相信号から電源電圧の波形が切り換わるゼロクロス点Ｐ（図３参照）を検出する。マイコン４４は、このゼロクロス点Ｐに基づいてスイッチング信号ＳＴを出力するタイミングを設定するようになっている。
【００２３】
図３に示されるように、マイコン４４は、交流電源５０の周波数ｆ1の位相に同期させて、周波数ｆ1の１／２サイクル毎に、スイッチング信号ＳＴを出力するようになっている。また、マイコン４４では、スイッチング信号ＳＴを、スイッチング信号ＳＴ1、ＳＴ2、ＳＴ3に分割して出力するように設定されている（以下総称するときは「スイッチング信号ＳＴ」とする）。
すなわち、マイコン４４は、周波数ｆ1の１／２サイクル内で、スイッチング信号ＳＴ1、ＳＴ2、ＳＴ3の何れかを出力する時間α、β、γと、スイッチング信号ＳＴを停止する時間δ、εによって５分割するように設定されている。
スイッチング信号ＳＴ1は、ゼロクロス点Ｐ（位相角θ＝０）から時間αの間で出力され、スイッチング信号ＳＴ3は、次のゼロクロス点（θ＝１８０°）の直前で停止する時間γの間で出力するようにしている。これにより、スイッチング信号ＳＴ3と次のスイッチング信号ＳＴ1の間で、僅かながらスイッチング信号ＳＴが停止する時間εを設けるようにしている。
【００２４】
また、スイッチング信号ＳＴ2は、スイッチング信号ＳＴ1に引き続いて時間βの間で出力するようになっており、スイッチング信号ＳＴ2とスイッチング信号ＳＴ3の間の電源電圧のピークを挟んで、スイッチングＴr７８のスイッチングを停止する時間δを設けている。
これにより、マイコン４４が、ゼロクロス点Ｐからスイッチング信号ＳＴ1、ＳＴ2を出力した後、一旦、スイッチング信号ＳＴを出力を停止してからスイッチング信号ＳＴ3を出力する。なお、周波数ｆ1の１／２サイクル内での時間α〜εは、任意の設定するものであってもよいが、以下では、一例として予め設定されているものとする。
【００２５】
スイッチング信号ＳＴ1の時間αは、電圧波形の位相角θに換算すると位相角θが０°〜３５°（１８０°〜２１５°）の間となっており、スイッチング信号ＳＴ2の時間βは、位相角θが３５°〜７０°（２１５°〜２５０°）の間としている。また、スイッチング信号ＳＴ3の時間γは、位相角θが１５０°〜１８０°付近（３３０°〜０°付近）までとしており、電圧波形の位相角θが１８０°に達する前（例えばθ＝１７５°）に停止するようにしている。
【００２６】
マイコン４４は、少なくとも１５ｋHz以上の可聴領域外の周波数ｆを周期とした所定のデューティ比のスイッチング信号ＳＴ（ＳＴ1、ＳＴ2、ＳＴ3）を出力する。なお、本実施の形態では、一例として、この周波数ｆを１７ｋHzとしている。
【００２７】
また、スイッチング信号ＳＴ1とスイッチング信号ＳＴ3のデューティ比は、３０％を基準とし、スイッチング信号ＳＴ2のデューティ比は、６０％を基準としている。
また、マイコン４４には、電源装置４２から出力される出力電圧Ｖoを検出する出力電圧検出回路９０が接続されている。マイコン４４は、この出力電圧検出回路９０によって検出する出力電圧Ｖoに基づいてスイッチング信号ＳＴ2のデューティ比を変化させるようになっている。
【００２８】
電源装置４２では、スイッチング信号ＳＴ2が６０％のデューティ比となることにより、出力電圧Ｖoが、例えば２８０Ｖ（基準電圧Ｖs＝２８０Ｖ）となるように設定されている。マイコン４４は、出力電圧Ｖoが基準電圧Ｖsより下がると、出力電圧Ｖoが上昇するように、スイッチング信号ＳＴ２のデューティ比を高くし、出力電圧Ｖoが基準電圧Ｖsより高くなるとスイッチング信号ＳＴ2のデューティ比を下げるようにしている。
【００２９】
すなわち、マイコン４４は、出力電圧Ｖoを昇圧するときにスイッチング信号ＳＴ2を出力するようになっている。なお、マイコン４４は、電源電流検出回路８６によって検出する入力電流Ｉiに基づいてスイッチング信号ＳＴ1、ＳＴ3のデューティ比を変化させようにしている。
【００３０】
〔第１実施例〕
以下に本実施の形態に係る第１実施例を説明する。この第１実施例では、室外ユニット１４が接続される交流電源５０として単相１００Ｖを用いており、これにより電源装置４２では、スイッチ７０が閉じられて倍電圧両波整流を行うようになっている。また、第１の実施の形態では、スイッチング信号ＳＴ1、ＳＴ3を出力し、スイッチング信号ＳＴ2の出力を停止するようにしている。すなわち、電源装置４２の出力電圧Ｖoを昇圧せずに出力するようにしている。
【００３１】
エアコン１０は、図示しないリモコンスイッチの操作によって、運転モード、設定温度等の運転条件が設定され、運転／停止ボタンの操作によって運転開始が指示されてると、室内ユニット１２に設けている図示しないマイコンが、設定された運転条件に応じて室内を空調するために必要な空調能力を演算し、この演算結果に基づいてコンプレッサモータ４０の回転数を設定する。この後、室内ユニット１２に設けているマイコンは、設定した回転数でコンプレッサモータ４０を駆動するように、室外ユニット１４に設けているマイコン４４に指示する。
マイコン４４は、室内ユニット１２のマイコンによって指示されたコンプレッサ２６の回転数が得られるように電源装置４２及びインバータ回路５２を制御しながらコンプレッサモータ４０を回転駆動する。これにより、エアコン１０では、コンプレッサ２６で圧縮された冷媒が冷凍サイクル中を循環され、室内ユニット１２に設けている熱交換器１８を通過する空気を温調する。この室内ユニット１２の熱交換器１８を通過することにより温調された空気が、室内ユニット１２から吹出されることにより、室内の空調が図られる。
【００３２】
ところで、室外ユニット１４に設けられているマイコン４４は、電源装置４２に設けているスイッチング回路７６のスイッチングＴr７８を制御することにより、入力電流Ｉiの位相を入力電圧Ｖiの位相に合わせるようにしている。すなわち、電源装置４２は、マイコン４４によってスイッチング回路７６のスイッチングＴr７８を制御することにより力率改善を図っている。
【００３３】
第１実施例では、図４及び図５を参照しながら、スイッチング信号ＳＴ1、ＳＴ3による力率改善について説明する。なお、図４及び図５では、交流電源５０の周波数ｆ1を６０Hzとし、負荷（インバータ回路５２及びコンプレッサモータ）を２ｋｗとしたシュミレーション結果を示している。図４は、入力電圧Ｖi（電源電圧）と入力電圧Viに対するスイッチング信号ＳＴ1、ＳＴ3及び入力電流Ｉiの変化を示しており、図５は、コンデンサ６４、６６、６６のそれぞれに印加される電圧Ｖ1、Ｖ2、Ｖ3を示しており、電圧Ｖ3がコンデンサ６８によって平滑化されることにより出力電圧Ｖoが得られる。
【００３４】
電源装置４２を制御するマイコン４４は、交流電源５０から整流回路５６に入力される入力電圧Ｖiの電圧波形のゼロクロス点Pを検出すると、スイッチング信号ＳＴ1を出力する。このスイッチング信号ＳＴ1は、予め設定されているデューティ比（一例として３０％）でオン／オフされる。
電源装置４２では、スイッチングＴr７８が、電圧波形のゼロクロス点Ｐからスイッチング信号ＳＴ1に基づいてオン／オフされることにより、このスイッチング信号ＳＴ1のオン／オフに応じて入力電流Ｉiが流れる。
【００３５】
これにより、図４に示されるように、電圧波形のゼロクロス点Ｐから入力電流Ｉiが流れはじめ、入力電圧Ｖiの位相に対して入力電流Ｉiの位相が遅れていると、入力電流Ｉiの位相が入力電圧Ｖiの位相と一致するように進められる。
【００３６】
一方、マイコン４４は、電圧波形が次のゼロクロス点Ｐ（図３のゼロクロス点Ｐ1）に近づくとスイッチング信号ＳＴ3の出力を開始する。このスイッチング信号ＳＴ3は、電圧波形の位相角θが１５０°となると出力され、位相角θが次のゼロクロス点Ｐ1である１８０°の近傍（例えばθ＝１７５°）に達すると停止される。この後、位相角θが次のゼロクロス点Ｐ1（位相角θ＝１８０°）に達すると、新たにスイッチング信号ＳＴ1の出力が開始される。
【００３７】
図４に示されるように、入力電流Ｉiは、入力電圧Ｖiの電圧波形の位相が切り換わる直前で減少した後、電圧波形の位相が切り換わるのに合わせて増加する。このように、スイッチング信号ＳＴ1に加えてスイッチング信号ＳＴ3を用いることにより、入力電流Ｉiの位相を入力電圧Ｖiの位相に合わせて滑らかに変化させることができる。
特に１００Ｖ電源を用いた倍電圧整流では、入力電流Ｉiの位相が変わるときに極性も変わるため、スイッチング信号ＳＴ1のみだと、ゼロクロス点Ｐでスイッチング信号ＳＴ1によって電流値が大きく変化することがあり、このために、入力電流Ｉiに高調波成分が生じることになる。
【００３８】
これに対して、スイッチング信号ＳＴ3によってゼロクロス点Ｐの近傍で、予め電流値を減少させることができるため、ゼロクロス点Ｐの近傍での電流波形を滑らかにすることができ、入力電流Ｉiの高調波成分の低減が可能となる。
【００３９】
図５に示されるように、電源装置４２では、コンデンサ６４、６６のそれぞれに電圧Ｖ1、V2が印加され、コンデンサ６８に倍電圧両波整流された電圧Ｖ3が印加される。
このように、電源装置４２では、簡単なスイッチング回路７６を設けた構成で、電圧波形のゼロクロス点Ｐを挟むようにスイッチング信号ＳＴ1、ＳＴ3を出力することにより、スイッチング信号ＳＴ1のみで力率改善を図る場合と比較し、入力電流Ｉiの位相の切り換わりを円滑にすることができると共に、より力率を高くすることができる（例えば力率が０．９７以上）。
【００４０】
また、スイッチング信号ＳＴ1、ＳＴ3は、入力電流Ｉiが少ないときに入力電流Ｉiを増加させるようにしているため、スイッチングＴr７８のオン／オフによってリアクトル６０に流れる電流（入力電流Ｉi）も少ないので、リアクトル６０で大きな損失を生じさせることがない。また、スイッチング信号ＳＴは、可聴領域外の周波数ｆでスイッチングＴr７８をスイッチングさせるため、スイッチングによりリアクトル６０に電流の変化が生じても、電磁音等の異音を感じさせることがない。すなわち、実質的にリアクトル６０を無騒音状態とすることができる。
これにより、リアクトル６０の騒音を防止するために、フェライト、アモルファス等の高価な材質を用いる必用がなく安価なケイ素鋼鈑等の汎用材を用いることができ、低コストでの力率改善と高調波抑制が可能となる。
【００４１】
一方、スイッチング信号ＳＴ1、ＳＴ３のデューティ比は、負荷の大きさ、すなわち入力電流Ｉiの電流値（又は入力電力）によって変化させることが好ましい。
すなわち、スイッチング信号ＳＴ1、ＳＴ3のデューティ比が高いと入力電流Ｉiの変化も大きくなる。このため、負荷が小さく電流値も小さいときには、スイッチング信号ＳＴ1、ＳＴ3によって必要以上に入力電流Ｉiを変化させてしまうことになり、高調波成分を増加させてしまう恐れがある。
【００４２】
このため、負荷又は入力電流の電流値又は入力電力に応じてスイッチング信号ＳＴ1、ＳＴ3のデューティ比を調整することにより、力率向上共により適切な高調波抑制が可能となる。なお、スイッチング信号ＳＴ１、ＳＴ２の時間α、γも入力電流Ｉiの電流値又は入力電力に基づいて変化させるようにしてもよく、より好ましい。
【００４３】
〔第２実施例〕
以下に、本実施の形態に係る第２実施例を図６及び図７を参照しながら説明する。
第２実施例では、マイコン４４が、スイッチング信号ＳＴとして、スイッチング信号ＳＴ1に引き続いて、時間βでスイッチング信号ＳＴ2を出力する。電源装置４２では、スイッチング信号ＳＴ2によってスイッチングＴr７８がオン／オフされることにより、出力電圧Ｖoが増加する。すなわち、電源装置４２では、スイッチング回路７６が昇圧回路の機能も果たしている。
【００４４】
このスイッチング信号ＳＴ2のデューティ比は、例えば、出力電圧Ｖoが２８０Ｖとなるように６０％を基準にしている。マイコン４４は、このときの出力電圧Ｖoを基準電圧Ｖsとして、出力電圧Ｖoが基準電圧Ｖsとなるようにデューティ比を変化させる。
マイコン４４は、ゼロクロス点Ｐを検出すると、所定のデューティ比でスイッチング信号ＳＴ1を出力させた後、引き続いてスイッチング信号ＳＴ2を出力する。このとき、マイコン４４は、出力電圧検出回路９０によって検出した出力電圧Ｖoと基準電圧Ｖsを比較し、出力電圧Ｖoが基準電圧Ｖsより低い時には、スイッチング信号ＳＴ2のデューティ比を高く、出力電圧Ｖoが基準電圧Ｖsより高くなるとスイッチング信号ＳＴ2のデューティ比を下げる。
【００４５】
これにより、出力電圧Ｖoが基準電圧Vsより低い時には、出力電圧Ｖoが上昇し、出力電圧Ｖoが基準電圧Ｖsより高い時には、出力電圧Ｖoが下げられ、出力電圧Ｖoが略一定となってインバータ回路５２へ供給される。また、スイッチング信号ＳＴ2によって出力電圧Ｖoを変化させることができるため、スイッチング信号ＳＴ2によってコンプレッサ２６のＰＡＭ制御が可能となる。
【００４６】
また、マイコン４４は、出力電圧Ｖoが、予め設定している上限値に達するとスイッチング信号ＳＴ２のデューティ比を「０」にする。これにより、スイッチング信号ＳＴ２が停止して、電源装置４２での出力電圧Ｖoの昇圧が停止する。
これにより、例えば、出力電圧Ｖoの上限値をコンデンサ６４〜６８やインバータ回路５２に設けているスイッチング素子の耐圧に基づいて設定すれば、コンデンサ６４〜６８やインバータ回路５２の高電圧に対する保護が可能となる。
【００４７】
一方、スイッチング信号ＳＴ1に引き続いてスイッチング信号ＳＴ2を出力して、スイッチングＴr７８をオン／オフすることにより、このスイッチング信号ＳＴ2のオン／オフに応じて入力電流Ｉiも増加する。
これにより、図６に示されるように、スイッチング信号ＳＴ1を停止した直後の入力電流Ｉiの落ち込みを防止でき、入力電流Ｉiの波形整形が可能となる。
【００４８】
入力電流Ｉiは、高調波成分が増加することにより波形が崩れる。これに対して、入力電流Ｉiの波形を整形して滑らかにすることにより高調波成分が除去されることになる。すなわち、電源装置４２では、スイッチング信号ＳＴ2によってスイッチングＴr７８を所定のデューティ比でスイッチングすることにより、入力電流Ｉiに高調波成分が含まれてしまうのを抑えることができる。
【００４９】
一方、図７に示されるように、スイッチング信号ＳＴ2によってスイッチングＴr７８をスイッチングすることにより、スイッチングＴr７８をオフしたとき（図５参照）よりもコンデンサ６４、６６に印加される電圧Ｖ1、Ｖ2の振幅の変化も大きくなる。これにより、電圧Ｖ3と共に出力電圧Ｖoも高くなり、電源装置４２から出力される出力電圧Ｖoが昇圧される。
したがって、基準電圧Ｖsと出力電圧Ｖoに基づいてスイッチング信号ＳＴ2のデューティ比を変化させることにより、出力電圧Ｖoを基準電圧Vsとなるように制御できる。また、例えば室内ユニット１２から要求されるコンプレッサモータ４０の回転数に応じて基準電圧Ｖsを変化させるか、スイッチング信号ＳＴ2のデューティ比を変化させることにより、コンプレッサモータ４０、すなわち、コンプレッサ２６のＰＡＭ制御が可能となる。
【００５０】
なお、第１及び第２実施例では、周波数ｆ1の１サイクル中で二度づつ出力するスイッチング信号ＳＴ1、ＳＴ2、ＳＴ3のデューティ比を同じにして説明したが、最初の半サイクルと次の半サイクルでデューティ比を変えるようにしても良い。これにより、入力電流Ｉiの波形をより一層良化することができると共に、コンデンサ６４、６６の保護が可能となる。
すなわち、倍電圧両波整流を行う場合、コンデンサ６４、６６は、容量の等しいものを用いることが好ましいが、同一規格のものを用いても５％〜１０％程度の容量が生じていることがある。これにより正相と負相で蓄積容量が変わり、電圧値や電流値も変化するために、コンデンサ６４、６６に負担がかかると共に相によって入力電流Ｉi（例えばピーク値）も変わってしまう。
【００５１】
このとき、例えばスイッチング信号ＳＴ１、ＳＴ３のデューティ比を変えたり、スイッチング信号ＳＴ２のデューティ比を変えることにより、コンデンサ６４、６６に容量の差が生じていても、蓄積電力を同じにすることができる。これにより、コンデンサ６４、６６の保護が可能となると共に、相毎に電圧や電流が変わるのを防止することができ、入力電流Ｉiの波形は勿論ピーク値も略同じにすることができる。
【００５２】
〔第３実施例〕
以下に、本実施の形態の第３実施例を説明する。なお、前記した第１及び第２実施例では、交流電源５０として単相１００Ｖを室外ユニット１４の電源装置４２へ供給するものとして説明したが、第３実施例では、交流電源５０として単相２００Ｖを用いている。これにより、電源装置４２のスイッチ７０が開放され、電源装置４２では両波整流を行う。このとき、整流回路４６と平滑回路４８の間に設けているダイオード７２、７４を省略することができ、また、コンデンサ６４、６６、６８も一つにすることができる。
したがって、図８に示されるように、、第３実施例では、コンデンサ９２によって構成される平滑回路９４、スイッチング回路７６及び整流回路５６によって構成される電源装置９６として説明する。
【００５３】
図９乃至図１１には、電源装置９６を用いたシュミレーション結果を示している。なお、このシュミレーションでは、４ｋｗの負荷に電力を供給するものとしている。
マイコン４４は、入力電圧Ｖiのゼロクロス点Ｐを検出するとスイッチング信号ＳＴ1の出力を開始し、このスイッチング信号ＳＴ1に引き続いてスイッチング信号ＳＴ2を出力する。また、マイコン４４は、スイッチング信号ＳＴ2を停止すると、時間δだけ経過した後にスイッチング信号ＳＴ3を出力する。
【００５４】
これにより、スイッチングＴr７８は、スイッチング信号ＳＴ1、ＳＴ2でスイッチングされた後、スイッチング信号ＳＴ3でスイッチングされるのを繰り返す。
これにより、図９に示されるように、入力電流Ｉiの波形は、スイッチング信号ＳＴ1、ＳＴ2、ＳＴ3に応じて変化し、図１０（Ａ）及び図１０（Ｂ）に示されるように、入力電流Ｉiは、位相が入力電圧Ｖiの位相に合わせられ、かつ、正弦波に近い波形に整形される。
【００５５】
すなわち、電源装置９６では、電源装置４２と同様にスイッチング信号ＳＴ1に引き続いてスイッチング信号ＳＴ2を所定のデューティ比及び時間α、βで出力し、時間δの間、スイッチングを停止した後、スイッチング信号ＳＴ3を所定のデューティ比で出力し、このスイッチング信号ＳＴ3を次のゼロクロス点Ｐの手前で停止させることにより、位相が入力電圧Ｖiの位相に合わせられた入力電流Ｉiが得られる。したがって、電源装置９６においても、大幅な力率改善が図られる。このとき、リアクトル６０は、入力端子５８Ａと交流電源５０の間、もしくは出力端子６２Ａとスイッチング回路７６の間のどちらに接続しても良い。
【００５６】
一方、図１１には、入力電流Ｉiの周波数に対する電流値、すなわち、電源装置９６が発生する高調波電流値を示している。
電源装置９６によって得られる入力電流Ｉiには、入力電流Ｉiの基本波である周波数ｆ1に対して、3次高調波ｆ3、５次高調波ｆ5、７次高調波ｆ7、９次高調波ｆ9、１１次高調波ｆ11、１３次高調波ｆ13、１５次高調波ｆ15、１７次高調波ｆ17及び２１次高調波ｆ21が含まれており、特に、３次高調波ｆ3、７次高調波ｆ7及び９次高調波ｆ9が大きくなっている。
【００５７】
２００Ｖを使用する電気機器の高調波電流発生限度値（例えばＩＥＣ規格）の最大許容高調波電流である最大許容高調波電流値は、３次高調波、７次高調波及び９次高調波がそれぞれ２．６４Ａ、０．８８Ａ、０．４６Ａとなっている。
これに対して、電源装置９６の発生する３次高調波ｆ3、７次高調波ｆ7及び９次高調波ｆ9の各高調波電流値は勿論、いずれの次数の高調波電流値も、２００Ｖを使用する電気機器の最大許容高調波電流値を越えるものではない。
【００５８】
一般に２００Ｖの電力を使用する電気機器は、高調波電流発生限度値をクリアするのが困難とされ、高調波電流発生限度値をクリアするために、複雑な機構を用いているが、電源装置９６では、スイッチングＴr７８を入力電圧Ｖiのゼロクロス点を基準にしたスイッチング信号ＳＴ1、ＳＴ2、ＳＴ3によってスイッチングする簡単な構成で、２００Ｖを使用する電気機器の高調波電流発生限度値を確実にクリアすることができている。
【００５９】
なお、以上の説明は、本発明の構成を限定するものではなく、本発明は、種々の構成を適用することができる。
【００６０】
例えば、本実施の形態では、スイッチング素子としてスイッチングＴｒ７８を設けたが、スイッチング素子としては、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ等の種々のスイッチング素子を用いることができる。
【００６１】
また、本実施の形態では、エアコン１０の室外ユニット１４に設けた電源装置４２、９６を例に説明したが、本発明は、エアコン１０等の空気調和機に限らず、種々の電気機器に設けられて、交流電力を所定の一定電圧の直流電力または任意の電圧に昇圧した直流電力を得るための電源装置に適用が可能である。
【図面の簡単な説明】
【００６２】
【図１】本実施の形態に適用した電源装置の概略を示すブロック図である。
【図２】本実施の形態の電源装置を適用したエアコンの冷凍サイクルを示す概略図である。
【図３】本発明に係る入力電圧の電圧波形に対するスイッチング信号の出力期間を示す線図である。
【図４】第１実施例での入力電圧の電圧波形に対するスイッチング信号と入力電流の電流波形の概略を示す線図である。
【図５】第１実施例でのコンデンサに印加される電圧波形の概略を示す線図である。
【図６】第２実施例での入力電圧の電圧波形に対するスイッチング信号と入力電流の電流波形の概略を示す線図である。
【図７】第２実施例でのコンデンサに印加される電圧波形の概略を示す線図である。
【図８】第３実施例に係る電源装置の概略を示すブロック図である。
【図９】第３実施例に係るスイッチング信号に対する入力電流の電流波形の概略を示す線図である。
【図１０】（Ａ）は第３実施例での入力電流の電流波形を示す線図、（Ｂ）は入力電圧と出力電圧を示す線図である。
【図１１】第３実施例であられる入力電流中の高調波成分を示す線図である。
【符号の説明】
【００６３】
１０    エアコン
４０    コンプレッサモータ
４２、９６    電源装置
４４    マイコン（制御手段）
４６    整流回路
４８、９４    平滑回路
５０    交流電源
５２    インバータ回路
６０    リアクトル
７６    スイッチング回路
７８    スイッチングＴr（スイッチング素子）
８４    電源電圧検出回路（入力電力手段）
８６    電源電流検出回路入力電力手段
９０    出力電圧検出回路（出力電力検出手段）
α    時間（第１のスイッチング期間）
β    時間（第３のスイッチング期間）
γ    時間（第２のスイッチング期間）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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