(57)【要約】【課題】スイッチング電源装置のモード移行時の省エネ効果と供給負荷という相反する動作の両立、あるいは間欠発振に起因する直流出力電圧の低下を防止する。【解決手段】マイクロコントローラＩＣ１０３は絶縁トランスＴ６０１の２次側の出力負荷のモードに応じたパルス信号Ｐ１をスイッチング素子Ｑ６０３の入力信号として供給する。スイッチング素子Ｑ６０３は入力信号に応じて主スイッチング素子Ｑ６０１の発振動作を差動増幅器ＩＣ６０２が出力する誤差電圧に拘らず停止させる。出力負荷が既定値よりも小さい待機モードにおいてパルス信号Ｐ１の周期を既定周期とし、および、出力負荷が該既定値以上の動作モードへ移行するときにパルス信号Ｐ１の周期を既定周期よりも長い周期に変化させる。これにより、主スイッチング素子Ｑ６０１が動作モードにおいて発振している時間を待機モードにおいて発振している時間よりも長くする。【選択図】図１
2007236087.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
１次巻線および２次巻線を有するトランスと、直流電源から該１次巻線に流れる電流を制御する第１のスイッチング素子と、前記２次巻線に発生した交番電圧から平滑整流された電圧と基準電圧との誤差電圧を出力する誤差検出手段と、該誤差電圧に応じて前記第１のスイッチング素子をスイッチング制御して発振させる発振制御手段と、入力信号に応じて該発振動作を前記誤差電圧に拘らず停止させる発振停止手段とを備えたスイッチング電源装置において、
前記トランスの２次側に接続された出力負荷のモードに応じたパルス信号を前記発振停止手段の前記入力信号として供給するモード選択手段を備え、
前記出力負荷が既定値よりも小さい第１のモードにおいて前記パルス信号の周期を既定周期とし、および、前記出力負荷が該既定値以上の第２のモードへ移行するときに前記パルス信号の周期を前記既定周期よりも長い周期に変化させるまたは前記パルス信号を停止することで、前記第１のスイッチング素子が前記第２のモードにおいて発振している時間を前記第１のモードにおいて発振している時間よりも長くする
ことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記トランスはさらに補助巻線を有し、
前記発振制御手段は、前記補助巻線の電圧上昇に伴い第１の抵抗を介して充電されるコンデンサと、該コンデンサの充電電圧が制御端子に入力され、電流流出端子が前記トランスの低電位側に接続され、前記第１のスイッチング素子の制御端子に電流流入端子が接続される第２のスイッチング素子とで構成される
ことを特徴とする請求項１のスイッチング電源装置。
【請求項３】
第２の抵抗とダイオードからなる直列回路を前記第１の抵抗と並列に備え、該ダイオードの陽極が前記コンデンサ側に接続されることを特徴とする請求項２のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記モード選択手段は、前記第１のモードである待機状態から前記第２のモードである作動状態に移行するときに、前記出力負荷が有する機能の一部を作動させた状態のときに前記パルス信号の供給を停止することを特徴とする請求項１〜３のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記モード選択手段は、前記待機状態から前記作動状態に移行するときに、前記出力負荷が有する機能の一部を動作条件を変更させた状態にて動作中に前記パルス信号の供給を停止することを特徴とする請求項４のスイッチング電源装置。
【請求項６】
前記モード選択手段は前記出力負荷の負荷条件を判断する判断手段を有し、該判断手段からの情報に応じ、前記発振停止手段の制御端子に供給する前記パルス信号の断続状態を変化させることを特徴とする請求項１〜３のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はスイッチング電源装置に関し、詳細にはスイッチング電源装置の消費電力低減技術の１つであるバーストモード制御に関する。機器動作上発生する様々な状態変化に対応するために有効な制御方法が提供される。
【背景技術】
【０００２】
一般に自励式スイッチング電源は、熱設計の観点から自励式スイッチング電源が搭載される機器に求められる最大負荷の状態において効率が最大となるように設計される。そのため、機器休止時すなわち負荷が軽くなればなるほど効率が悪化する。この効率悪化を回避するための方法が特許文献１において提案されている。この方法は、機器休止時に自励式スイッチング電源の誤差検出回路の出力を一定の周波数及びデューティーで電源の発振停止に充分な時間だけ低下させるものである。
【０００３】
【特許文献１】特開２００３−２８４３４０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかし、特許文献１の方法では、スイッチング電源から電力を供給されて動作する機器において発生する様々な状態変化時に、自励式スイッチング電源の間欠発振、省エネモード時の供給負荷能力に起因する出力電圧の異常な乱高下を防止することができない。以下回路例を用いて詳細に説明する。
【０００５】
（スイッチング電源装置の基本動作）
従来のスイッチング電源装置を図６に示した自励型フライバックコンバータ（ＲＣＣ：リンギングチョークコンバータ）を基本回路として説明する。
【０００６】
絶縁トランスＴ６０１は入力側の１次巻線Ｎｐと出力側の２次巻線Ｎｓおよび１次側の補助巻線Ｎｂで構成される。補助巻線Ｎｂはスイッチング素子Ｑ６０２の駆動用巻線であり、スイッチング素子Ｑ６０２は主スイッチング素子Ｑ６０１の制御端子のオン／オフ制御を行う。入力電圧ＥはＡＣ入力電圧をブリッジダイオード（図示せず）で整流し、アルミ電界コンデンサ（図示せず）で平滑された直流電圧であり、アルミ電解コンデンサの両端電圧である。入力電圧Ｅは１次巻線Ｎｐの一端と主スイッチング素子Ｑ６０１の電流流出端子の間に印加される。入力電圧Ｅの（＋）側は１次巻線Ｎｐの一端、（−）側は主スイッチング素子Ｑ６０１の電流流出端子に接続される。補助巻き線Ｎｂは１次巻き線Ｎｐと同極に、２次巻線Ｎｓは１次巻き線Ｎｐと異極に接続される。
【０００７】
入力電圧Ｅの（＋）側と主スイッチング素子Ｑ６０１の制御端子間には起動抵抗Ｒ６０１が接続される。主スイッチング素子Ｑ６０１の制御端子と入力直流電圧Ｅの（−）側との間には抵抗Ｒ６０２が接続される。起動抵抗Ｒ６０１と抵抗Ｒ６０２で直流電圧Ｅを分圧して、主スイッチング素子Ｑ６０１がオンするのに充分な電圧を得る。主スイッチング素子Ｑ６０１の制御端子と補助巻線Ｎｂの１次巻線との同極側との間にはコンデンサＣ６０１と抵抗Ｒ６０３、Ｒ６０４が接続される。抵抗Ｒ６０４の補助巻線Ｎｂ側にはダイオードＤ６０１のカソードが、抵抗Ｒ６０４の抵抗Ｒ６０３側にはダイオードＤ６０１のアノードが接続されており、主スイッチング素子Ｑ６０１のターンオン、ターンオフ速度を調整している。スイッチング素子Ｑ６０２は主スイッチング素子Ｑ６０１のオン、オフを制御する。
【０００８】
スイッチング素子Ｑ６０２の電流流入端子は主スイッチング素子Ｑ６０１の制御端子に、電流流出端子は直流電圧Ｅの（−）側に接続され、制御端子と電流流出端子との間にはコンデンサＣ６０２が接続される。補助巻線Ｎｂとスイッチング素子Ｑ６０２の制御端子との間には抵抗Ｒ６０５が接続され、コンデンサＣ６０２とともに時定数回路を構成する。オプトカプラＩＣ６０１の１次側の電流流入端子と主スイッチング素子Ｑ６０１の制御端子との間には抵抗Ｒ６０６が接続され、オプトカプラＩＣ６０１に流れる電流を制限している。オプトカプラＩＣ６０１のフォトトランジスタの電流流出端子はスイッチング素子Ｑ６０２の制御端子に接続される。２次巻線Ｎｓの１次巻線Ｎｐとの異極側に整流用のダイオードＤ６０２のアノードが接続され、ダイオードＤ６０２のカソードと２次巻線Ｎｓの１次巻線Ｎｐとの同極側の間に電界コンデンサＣ６０３が接続される。
【０００９】
ダイオードＤ６０２は整流された交番電圧を平滑する。出力電圧Ｖｏは抵抗Ｒ６０７、Ｒ６０８によって分圧される。分圧電圧は差動増幅器ＩＣ６０２の反転入力端子に入力され、ツェナーダイオードＺＤ６０１と抵抗Ｒ６０９とで生成された基準電圧は差動増幅器ＩＣ６０２の非反転入力端子に入力される。差動増幅器ＩＣ６０２は反転入力端子の入力電圧を基準電圧と比較して出力端子の電圧に変換し、これにより、抵抗Ｒ６１０を介してオプトカプラＩＣ６０１の発光側のダイオードに流れる電流を制御する。差動増幅器ＩＣ６０２の反転入力端子と出力端子の間に接続された抵抗Ｒ６１１とコンデンサＣ６０４は、閉ループの利得・位相を調整するためのものである。
【００１０】
主スイッチング素子Ｑ６０１は起動抵抗Ｒ６０１と抵抗Ｒ６０２により制御端子に電圧が印加され導通状態となる。主スイッチング素子Ｑ６０１が導通状態になると１次巻線Ｎｐに入力電圧Ｅが印加され、補助巻線Ｎｂに１次巻線Ｎｐと同極側を正とする電圧が誘起される。このとき２次巻線Ｎｓにも電圧が誘起されるが、整流ダイオードＤ６０２のアノード側を負とする電圧であるため２次側には電圧は伝達されない。従って１次巻線Ｎｐを流れる電流は絶縁トランスＴ６０１の励磁電流だけで、絶縁トランスＴ６０１には励磁電流の２乗に比例したエネルギが蓄積される。この励磁電流は時間に比例して増大する。補助巻線Ｎｂに誘起された電圧によりコンデンサＣ６０１、抵抗Ｒ６０３、Ｒ６０４を介して主スイッチング素子Ｑ６０１の制御端子が充電され、さらに導通状態が継続される。
【００１１】
時定数回路を構成するコンデンサＣ６０２は補助巻線Ｎｂからの電荷で充電される。コンデンサＣ６０２の両端の電圧がスイッチング素子Ｑ６０２の閾値より高くなるとスイッチング素子Ｑ６０２が導通状態となり、主スイッチング素子Ｑ６０１の制御端子電圧が低下するため、主スイッチング素子Ｑ６０１は非導通状態となる。このとき絶縁トランスＴ６０１の各巻線には起動時と逆極性の電圧が発生し、２次巻線Ｎｓには整流ダイオードＤ６０２のアノード側を正とする電圧が発生する。このため、絶縁トランスＴ６０１に蓄積されたエネルギが整流、平滑され、２次側に伝達される。絶縁トランスＴ６０１に蓄えられているエネルギが２次側にすべて伝達されると、主スイッチング素子Ｑ６０１は再び導通状態となる。
【００１２】
再び導通状態となる理由は次の通りである。主スイッチング素子Ｑ６０１の電流流入、電流流出端子間の電圧の巻線比分の電圧が補助巻線Ｎｂに発生している。主スイッチング素子Ｑ６０１が非導通状態になった直後は制御端子が負にバイアスされているが、２次側にエネルギの伝達が終わると負のバイアスが徐々に低下する。このため、ＣカップリングしているコンデンサＣ６０１から再び主スイッチング素子Ｑ６０１の制御端子が正方向にバイアスされる。フォトカプラＩＣ６０１からの電流は出力電圧Ｖｏが高いときに電流を多く流すので、それによってコンデンサＣ６０２に電流が供給され、充電時間が短くなる。これは主スイッチング素子Ｑ６０１の導通時間が短くなることを示しており、これによって絶縁トランスＴ６０１に蓄積されるエネルギが減少することで出力電圧Ｖｏが下がり、定電圧動作を行っている。出力電圧が低い場合は逆の動作になる。
【００１３】
図７はＲＣＣ方式における各部の波形を示している。
【００１４】
Ｖｇｓは主スイッチング素子Ｑ６０１の制御端子電圧、Ｖｄｓは主スイッチング素子Ｑ６０１の電流流入端子、電流流出端子間電圧、Ｉｄは主スイッチング素子Ｑ６０１に流れる電流を示す。ＶＮｓは２次巻線Ｎｓに発生する電圧、Ｉｓは２次側の整流ダイオードＤ６０２に流れる電流、ＶＮｂは補助巻線Ｎｂに発生する電圧を示す。まず、主スイッチング素子Ｑ６０１のオン期間について説明する。起動抵抗Ｒ６０１により制御端子に電圧が印加され、Ｖｇｓが上昇することによって主スイッチング素子Ｑ６０１は導通状態となり、Ｉｄは時間とともに正の傾きで直線的に増加し、絶縁トランスＴ６０１にエネルギが蓄積される。このときＶｄｓは主スイッチング素子Ｑ６０１が導通状態であるため略零であり、２次側の整流ダイオードＤ６０２にはＶＮｓが印加されて逆バイアスされているため、Ｉｓは流れない。
【００１５】
このときの補助巻線Ｎｂの電圧がＶＮｂで示される。コンデンサが充電され、トランジスタＱ６０２が導通状態になると主スイッチング素子Ｑ６０１の制御端子電圧Ｖｇｓは零になり、主スイッチング素子Ｑ６０１は非導通状態となる。このため、Ｉｄは零になり、Ｖｄｓは入力電圧Ｅと２次側の出力電圧の巻線比倍の電圧、およびサージ電圧を重畳したものとなる。このとき２次側の整流ダイオードＤ６０２は導通状態となり、絶縁トランスＴ６０１に蓄積されたエネルギが２次側に伝達される。Ｉｓは負の傾きで直線的に減少する。このとき補助巻線Ｎｓには負電圧が発生するが、その後の負電圧の低下により再び主スイッチング素子Ｑ６０１が導通状態となることで継続して発振動作を行う。
【００１６】
以上の動作により、機器動作時の負荷が大きい場合には、負荷変動に対して一定電圧をＶｌｏａｄとして出力するよう制御を行う。その際にはマイクロコントローラＩＣ６０３が備えるモード選択端子Ｐ１はスイッチング素子Ｑ６０３の制御端子をＬＯＷとする。これによりスイッチング素子Ｑ６０３は導通状態にはならず、強制的に主スイッチング素子Ｑ６０１が発振を停止してしまうことはない。一方、機器休止時の負荷が小さい場合には、モード選択端子Ｐ１からスイッチング素子Ｑ６０３の制御端子に、ＨＩ／ＬＯＷを繰り返すパルス状の信号が印かされる。スイッチング素子Ｑ６０３の制御端子がＨＩの期間、絶縁トランスＴ６０１の２次側に結合するオプトカプラＩＣ６０１の発光ダイオードには差動増幅器ＩＣ６０２の出力とは関係なく抵抗Ｒ６１２で制限される電流が流れる。
【００１７】
この電流は機器動作時に比べて充分に大きい。この電流が絶縁トランスＴ６０１の１次側に結合するオプトカプラＩＣ６０１のフォトトランジスタに伝えられると、瞬時にコンデンサＣ６０２の電圧を上昇させることでスイッチング素子Ｑ６０２を導通状態とし、主スイッチング素子Ｑ６０１を非導通状態にする。この状態を自励式スイッチング電源の発振周波数の例えば２〜２０倍位継続すると、絶縁トランスＴ６０１のエネルギが完全に放出され、本自励式スイッチング電源の１次側は起動前と同じ状態になる。本スイッチング電源の２次側は負荷が小さいため、出力電圧はほぼそのままの状態で維持できる。スイッチング素子Ｑ６０３の制御端子がＨＩからＬＯＷに戻ると、オプトカプラＩＣ６０１の２次側の発光ダイオードの電流もほぼ以前の状態に回復する。
【００１８】
オプトカプラＩＣ６０１のフォトトランジスタの電流による抵抗Ｒ６０５両端の電圧降下をスイッチング素子Ｑ６０２の閾値電圧より大きく設定した場合、スイッチング素子Ｑ６０２は導通状態を継続する。そして、起動抵抗Ｒ６０１からの電流はスイッチング素子Ｑ６０２にすべて流れ込む。したがって主スイッチング素子Ｑ６０１はオンできないため、本自励式スイッチング電源は発振停止状態を継続する。時間経過に伴い、コンデンサＣ６０３の蓄積電荷が負荷により消費されていくと、２次側の出力電圧も低下する。それに伴い差動増幅器ＩＣ６０２の出力電圧も上昇し、オプトカプラＩＣ６０１のフォトトランジスタ側に流れる電流が減少する。このため、抵抗Ｒ６０５両端の電圧降下がスイッチング素子Ｑ６０２の閾値電圧よりも小さくなると、起動抵抗Ｒ６０１からコンデンサＣ６０１に充電が行われ、主スイッチング素子Ｑ６０１がオンし、本自励式スイッチング電源は発振を再開する。
【００１９】
以上のように、小負荷時にスイッチング素子Ｑ６０３の制御端子に対してＨＩ／ＬＯＷの信号を繰り返し入力することにより、本自励式スイッチング電源の単位時間あたりの発振回数を減少させることができる。このため、小負荷時の損失を低減することができ、より高効率化することができる。Ｖ１は詳細な回路は図示しないが、Ｖｏを降圧することによって生成される直流出力電圧を示しており、このＶ１によってマイクロコントローラＩＣ６０３は動作する。
【００２０】
（課題となる動作）
しかし、スイッチング電源装置から電力を供給される機器の動作状態及び動作の遷移の仕方によっては負荷に必要な電力を供給できず、以下の具体例のように２次側の直流出力電圧の低下を招く。
【００２１】
図１は問題となる動作が発生する一例を示す。図６の回路との違いは、Ｖｌｏａｄへ供給される負荷がＱ１０１により遮断される構成になっている点である。抵抗Ｒ１０２、Ｒ１０３はＱ１０１のゲートを駆動するための分圧抵抗である。スイッチング素子Ｑ１０２はマイクロコントローラＩＣ１０３のポートＰ２により抵抗Ｒ１０４を介して負荷遮断導通制御を行う。遮断される負荷側に取り付けられている電界コンデンサＣ１０２はＶｌｏａｄ側電圧のリップル除去の役割を果たす。マイクロコントローラＩＣ１０３のポートＰ３には抵抗Ｒ１０５を介してＶ１にプルアップされたＳＷ１０１が接続され、ＳＷ１０１が押されてポートＰ３がＬＯＷになることでマイクロコンローラＩＣ１０３がＱ１０１の遮断導通動作を行う。
【００２２】
図８は具体的な動作波形を示す。Ｍｏｄｅはスイッチング電源装置の動作状態、ＳＷはＳＷ１０１が押される前後のどちらなのかを示す。ＩｒｕｓｈはＱ１０１に流れるラッシュ電流、Ｖｏｕｔは出力電圧を示す。Ｖｄｓは主スイッチング素子Ｑ６０１のドレインソース間電圧、Ｐｕｌｓｅはモード選択端子Ｐ１からＱ６０３の制御端子に印加されるパルス信号を示す。ＳＷ１０１が押されることによりＳＷがｏｆｆ状態からｏｎ状態に移行するとマイクロコントローラＩＣ１０３はＰ２をＨＩＧＨに維持することでＱ１０１を導通状態に遷移させる。このときＱ１０１にはＣ１０２に充電するためにラッシュ電流Ｉｒｕｓｈが流れる。一方、スイッチング電源側は省エネモード１であるため、マイクロコントローラＩＣ１０３は一定周波数、一定デューティーにてＱ６０３の制御端子にＨＩ／ＬＯＷの繰り返し信号Ｐｕｌｓｅを出力している。
【００２３】
スイッチング電源は起動、発振停止を繰り返しながら負荷に電力を供給する。Ｖｄｓはスイッチング電源装置の発振の状態を示しており、ＶｄｓがＧＮＤレベルのときはスイッチング電源装置が発振しておらず、電圧が発生しているときはスイッチング電源装置が発振（数１０ｋＨｚ）している。省エネモード１にて動作中はＰｕｌｓｅ波形に見られるように数ｋＨｚ、数１０％程度のデューティーにてマイクロコントローラＩＣ１０３のモード選択端子Ｐ１はＨＩ／ＬＯＷを繰り返している。ＰｕｌｓｅのＨＩ期間中はスイッチング素子Ｑ６０３が導通することで主スイッチング素子Ｑ６０１が強制的に非導通となることでスイッチング損失を低減することでスイッチング電源装置のエネルギ損失を低減させることで省エネを実現している。
【００２４】
ｔ１はＰｕｌｓｅのＨＩが終了してからスイッチング電源装置が発振を開始する（Ｖｄｓが発生する）までの時間を示す。時間ｔ１は主スイッチング素子Ｑ６０１の最大オン時間を決めている時定数回路（Ｒ６０５，Ｃ６０２）と起動抵抗Ｒ６０１と主スイッチング素子Ｑ６０１のゲート入力容量との関係にて決定される。主スイッチング素子Ｑ６０１の非導通期間の終了後、Ｃ６０２に電荷が残留する期間はスイッチング素子Ｑ６０２が導通状態のため、起動抵抗Ｒ６０１から主スイッチング素子Ｑ６０１のゲートへ充電が行われていても主スイッチング素子Ｑ６０１は導通できない。しかしＣ６０２が放電され、スイッチング素子Ｑ６０２が非導通になると起動抵抗Ｒ６０１から主スイッチング素子Ｑ６０１のゲートへの充電時間後に主スイッチング素子Ｑ６０１が導通状態に移行する。
【００２５】
この時間ｔ１を主スイッチング素子Ｑ６０１の動作上の不感帯という。すなわち、Ｐｕｌｓｅ信号の周波数、デューティー、ｔ１によって省エネモード１時にスイッチング電源装置から供給できる電力が決定される。ＳＷ１０１が押され、スイッチング素子Ｑ１０１が導通するとＣ１０２への充電電流としてラッシュ電流Ｉｒｕｓｈが流れる。このラッシュ電流Ｉｒｕｓｈが省エネモード１のときにスイッチング電源装置から供給できる電力よりも大きい場合、電力の供給不足によりＶｏｕｔに電圧低下ΔＶｏｕｔが発生してしまう。このラッシュ電流値もスイッチング素子Ｑ１０１のゲートに接続されたコンデンサＣ１０１によって電流のピークを下げることはできても電力としては変化がないため、少なからず電圧低下ΔＶｏｕｔが発生することになる。
【００２６】
本発明の目的は、上記の課題を解決することのできるスイッチング電源装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００２７】
上記の課題を解決するために本発明装置は、１次巻線および２次巻線を有するトランスと、直流電源から該１次巻線に流れる電流を制御する第１のスイッチング素子と、前記２次巻線に発生した交番電圧から平滑整流された電圧と基準電圧との誤差電圧を出力する誤差検出手段と、該誤差電圧に応じて前記第１のスイッチング素子をスイッチング制御して発振させる発振制御手段と、入力信号に応じて該発振動作を前記誤差電圧に拘らず停止させる発振停止手段とを備えた電源装置において、前記トランスの２次側に接続された出力負荷のモードに応じたパルス信号を前記発振停止手段の前記入力信号として供給するモード選択手段を備え、前記出力負荷が既定値よりも小さい第１のモードにおいて前記パルス信号の周期を既定周期とし、および、前記出力負荷が該既定値以上の第２のモードへ移行するときに前記パルス信号の周期を前記既定周期よりも長い周期に変化させるまたは前記パルス信号を停止することで、前記第１のスイッチング素子が前記第２のモードにおいて発振している時間を前記第１のモードにおいて発振している時間よりも長くする。
【００２８】
ここで、前記トランスはさらに補助巻線を有し、前記発振制御手段は、前記補助巻線の電圧上昇に伴い第１の抵抗を介して充電されるコンデンサと、該コンデンサの充電電圧が制御端子に入力され、電流流出端子が前記トランスの低電位側に接続され、前記第１のスイッチング素子の制御端子に電流流入端子が接続される第２のスイッチング素子とで構成されてもよい。
【００２９】
また、第２の抵抗とダイオードからなる直列回路を前記第１の抵抗と並列に備え、該ダイオードの陽極が前記コンデンサ側に接続されてもよい。
【００３０】
また、前記モード選択手段は、前記第１のモードである待機状態から前記第２のモードである作動状態に移行するときに、前記出力負荷が有する機能の一部を作動させた状態のときに前記パルス信号の供給を停止してもよい。
【００３１】
また、前記モード選択手段は、前記待機状態から前記作動状態に移行するときに、前記出力負荷が有する機能の一部を動作条件を変更させた状態にて動作中に前記パルス信号の供給を停止してもよい。
【００３２】
また、前記モード選択手段は前記出力負荷の負荷条件を判断する判断手段を有し、該判断手段からの情報に応じ、前記発振停止手段の制御端子に供給する前記パルス信号の断続状態を変化させてもよい。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３３】
（実施形態１）
図１は従来例における問題点を示す際にも使用した自励式のスイッチング電源の構成を示す回路図であるが、本実施形態も図１に従って説明する。本実施形態における従来例との違いは時定数回路（Ｒ６０５，Ｃ６０２）の抵抗Ｒ６０５の両端にダイオードＤ１０１、抵抗Ｒ１０１との直列回路を接続したことに回路上の工夫がある。ダイオードＤ１０１はカソード電極側が補助巻線Ｎｂ側になるように接続される。また、制御上の改良点は図２に示すように省エネモード１中に省エネモード２という別のモードに移行させたことに特徴がある。以下それぞれの動作、効果について説明する。
【００３４】
時定数回路（Ｒ６０５，Ｃ６０２）の抵抗Ｒ６０５に並列接続されたダイオードＤ１０１と抵抗Ｒ１０１の直列回路において、抵抗Ｒ１０１の抵抗値は抵抗Ｒ６０５の抵抗値よりも小さく設定される。この直列回路の存在により、スイッチング素子Ｑ６０３が非導通状態に移行した後、スイッチング素子Ｑ６０２が非導通状態になるまでの時間を短くすることが可能となる。これは、抵抗Ｒ６０５の並列抵抗（Ｒ１０１）により補助巻線側へのＣ６０２の放電抵抗が小さくなるためである。この直列回路の存在により遅延時間ｔ１を従来にも増して自由に選択可能になり、抵抗Ｒ１０１の抵抗値の調整により省エネモード１あるいは省エネモード２においてスイッチング電源装置から供給可能な電力が調整可能となり、設計の自由度が向上する。ただし、起動抵抗Ｒ６０１から主スイッチング素子Ｑ６０１のゲートへの充電時間は必要である。
【００３５】
図２に示したスイッチング電源装置の状態遷移図であるが、図８に示した従来例と違い、省エネモード１中に省エネモード２という別のモードに移行させたことに特徴があり、図２では省エネモード２においてＰｕｌｓｅ信号の周波数を低下させている。この周波数変化は、例えば省エネモード１においては１ｋＨｚ、省エネモード２においては５００Ｈｚとすることができる。また、ＳＷがｏｆｆ状態からｏｎ状態に移行する前に省エネモード１から省エネモード２に移行させることにも特徴がある。省エネモード２は省エネモード１と比較し、Ｐｕｌｓｅ信号の周波数が低いために相対的に主スイッチング素子Ｑ６０１がスイッチング動作を行っている時間が長くなる。これは強制的な主スイッチング素子Ｑ６０１の非導通状態が解除された後、ｔ１後にスイッチング動作を開始するが、次の強制オフまでの時間が長くなるためである。このことによりスイッチング損失は増加するが、スイッチング電源装置から供給可能な電力が増加することになる。
【００３６】
以上の作用によりＳＷが押されてから遮断スイッチＱ１０１を導通するまでの間に省エネモード１から省エネモード２にスイッチング電源装置の状態を移行させることにより、供給可能な電力が増加する。このため従来例で発生していたような電圧低下ΔＶｏｕｔを小さく抑えることが可能となる。
【００３７】
また、実施形態２の説明において詳細を説明するが、ＳＷがｏｆｆ状態からｏｎ状態に移行する際にスイッチング電源装置側を省エネモード１から省エネ解除モードに移行しておく方法も考えられる。しかし、この場合にはスイッチング電源装置がＰｕｌｓｅに同期した動作を行っていない状態になるため長周期の起動／発振を繰り返す間欠発振状態となり、この状態においてラッシュ電流が発生した場合にも大きな電圧低下ΔＶｏｕｔが発生してしまう。
【００３８】
本実施形態では省エネモード２においてＰｕｌｓｅ信号の周波数を下げることを提案したが、同様の効果はＰｕｌｓｅ信号のデューティーを下げることによっても得られる。デューティーを下げることによっても、主スイッチング素子Ｑ６０１が強制的に非導通にされている時間そのものを短くすることになるためである。変化の割合は例えば、ＨＩ側のデューティーが省エネモード１においては１０％、省エネモード２においては５％と言った具合である。本実施形態はダイオードＤ１０１と抵抗Ｒ１０１で構成される直列回路の追加、省エネモード２の介在といった特徴があるが、これらは双方存在して効果が得られるというものではなく、単独であっても効果が得られる。
【００３９】
また、本実施形態ではマイクロコンピュータを使用する例を挙げたが、モード選択が可能であり、Ｐｕｌｓｅ信号の発振状態を変化させられるものであれば、マイクロコントローラに限定されるものではない。また、自励式スイッチング電源の構成を示す回路例としてはＭＯＳＦＥＴを主スイッチング素子として用いたが、例えば主スイッチング素子Ｑ６０１をバイポーラトランジスタから構成する場合などの如く、適宜構成に変更を加えることが可能である。また、本実施形態では基準電圧をツェナーダイオードで作成したが、本発明は基準電圧の作成方法をツェナーダイオードによるもの限定されない。
【００４０】
（実施形態２）
図３は本実施形態を説明するための回路図、図４、図５は本実施形態の効果を説明するためのスイッチング電源装置の状態遷移図である。本実施形態ではモータＭ３０１をマイクロコントローラＩＣ１０３においてＰＷＭ（パルス幅変調）制御を行う場合を例に挙げて説明する。
【００４１】
図３においてＭ３０１は制御対象であるモータである。Ｑ３０１はモータＭ３０１をスイッチング駆動するためのスイッチング素子である。Ｑ３０２，Ｑ３０３はスイッチング素子Ｑ３０１をプッシュプル駆動するスイッチング素子である。抵抗Ｒ３０１はＱ３０１のゲート電流制限用の抵抗である。Ｒ３０２、Ｒ３０３はプッシュプル駆動する際の電圧を決定する分圧抵抗である。Ｑ３０４はオープンコレクタ動作するスイッチング素子である。抵抗Ｒ３０４はスイッチング素子Ｑ３０４の制御端子に流れ込む電流を制限するための抵抗である。Ｐ４はマイクロコントローラＩＣ１０３のＰＷＭ駆動可能なポートである。モータＭ３０１の一端はＶｏに接続され、他端はスイッチング素子Ｑ３０１の電流流入端子に接続され、電流流出端子はスイッチング電源装置の出力電圧の負側（ＧＮＤ）に接続される。
【００４２】
スイッチング素子Ｑ３０２の電流流出端子、スイッチング素子Ｑ３０３の電流流入端子は抵抗Ｒ３０１を介してスイッチング素子Ｑ３０１の制御端子に接続される。スイッチング素子Ｑ３０２の電流流入端子は出力電圧Ｖｏに、スイッチング素子Ｑ３０３の電流流出端子は出力電圧の負側（ＧＮＤ）に接続され、それぞれの制御端子は抵抗Ｒ３０２，Ｒ３０３で生成される分圧電圧が印加されている。この接続の状態ではスイッチング素子Ｑ３０１は常に導通状態となり、モータＭ３０１は回転し続けてしまうが、スイッチング素子Ｑ３０４が導通することによりＱ３０１が非導通となり、モータＭ３０１が停止することになる。
【００４３】
図４を参照してモータＭ３０１をＰＷＭ駆動する場合に問題となる動作を説明する。通常、スイッチング電源装置が省エネモード１からモータＭ３０１をＰＷＭ駆動する省エネ解除モードに移行する場合、省エネモード１ではモータＭ３０１をＰＷＭ駆動するのに十分な電力をスイッチング電源装置が供給できない。このため、省エネモード１にて出力していたＰｕｌｓｅ信号を停止してからモータＭ３０１をＰＷＭ駆動するのが常である。しかし、この移行方法では省エネモード１を解除後すぐにスイッチング電源装置が長周期にて主スイッチング素子Ｑ６０１の起動／停止を繰り返す間欠発振状態に入ってしまう。この間欠発振状態は長周期にわたる起動／停止になるため、図４に示したように出力電圧Ｖｏｕｔのリップル電圧は大きくなる。この間欠発振状態のとき、特に発振停止直後にモータＭ３０１のＰＷＭ駆動が開始されると、フィードバック制御に依存する遅れ時間（delay time）後に主スイッチング素子Ｑ６０１の発振が再開される。このため、この期間に大きな電圧低下ΔＶｏｕｔが発生してしまう。
【００４４】
本実施形態は省エネモード１解除時に生じる上記問題を回避するためのものであり、省エネモード１からモータ回転までの遷移過程において、モータＰＷＭ負荷状態を通過させ、かつ省エネモード１とモータＰＷＭ負荷モードを重複させることに特徴がある。以下、図５に従って本実施形態を説明する。
【００４５】
省エネモード１では一定周波数、デューティーにおいてＰｕｌｓｅ信号が出力されており、スイッチング損失を最大限低下させながら主スイッチング素子Ｑ６０１がスイッチング動作を行っている。モータＰＷＭ負荷モードは、省エネモード１にて供給可能であり、かつ省エネモード１解除後もスイッチング電源装置が間欠発振を防止できる負荷をスイッチング電源装置に与えるモードである。本実施形態ではモータＭ３０１が回転しない程度の低デューティーでＰＷＭ駆動を行い、スイッチング電源装置の負荷として利用している。更に、省エネモード１の解除前にモータＰＷＭ負荷モードを開始し、省エネモード１の状態でも省エネモード解除後もモータＰＷＭ負荷モードが存在するようにし、モータＭ３０１を回転動作させる場合、次の特徴がある。つまり、ＰＷＭ駆動信号Ｐ４のデューティーを上昇させることで、速やかにモータ回転モードに移行する特徴がある。本実施形態でのスイッチング電源装置のモード移行方法を実現することにより、出力電圧Ｖｏｕｔに電圧低下の発生しない移行方法を実現することができる。
【００４６】
なお、本実施形態では省エネモード１にて供給可能であり、なおかつ省エネモード１を解除後もスイッチング電源装置が間欠発振を防止できる負荷としてモータのＰＷＭ駆動時に生じる負荷を利用した。しかし、本発明はこれに限定されない。例えば高圧回路が存在するのであれば高圧回路を疑似負荷として、ファンモータがあるのであればファンモータを疑似負荷として利用してもよく、本発明はスイッチング電源装置のモード移行時におけるシーケンスに関するものである。また、動作モードとして省エネモード１からモータ回転モードへの移行に際して１モード、ステップを踏むという方法を記載したが、本発明は１モードのみに限定されず、複数モードを経て移行してもよい。
【００４７】
（効果）
従来例のスイッチング電源装置のモード移行時のシーケンスでは省エネ効果と供給負荷という相反する動作の両立、負荷少状態における間欠発振に起因するスイッチング電源装置として起こしてはならない移行時の出力電圧の低下という問題を防止できなかった。しかし、本発明の実施形態によりスイッチング電源装置の動作移行時にモードを段階的に切り換えていく手法、移行前後のモードにおいて両立可能なモードを介して移行することにより出力電圧の低下しない動作モード変更可能なスイッチング電源装置を提供できた。
【図面の簡単な説明】
【００４８】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る負荷遮断機能を有する自励式スイッチング電源の構成を示す回路図である。
【図２】本発明の第１の実施形態に係るスイッチング電源装置のモード切替時の状態遷移図である。
【図３】本発明の第２の実施形態に係るモータＰＷＭ駆動装置へ負荷を供給する自励式スイッチング電源の構成を示す回路図である。
【図４】本発明の第２の実施形態が解決する課題を説明するためのスイッチング電源装置のモード切替時の状態遷移図である。
【図５】本発明の第２の実施形態に係るスイッチング電源装置のモード切替時の状態遷移である。
【図６】従来例の自励式スイッチング電源の構成を示す回路図である。
【図７】従来例の自励式スイッチング電源の動作時の各部波形である。
【図８】従来例のスイッチング電源装置で課題となるのモード切替時の状態遷移図である。
【符号の説明】
【００４９】
ＩＣ１０３，ＩＣ４０３，ＩＣ６０３‥‥マイクロコントローラ（モード選択素子）
Ｑ６０１  ‥‥主スイッチング素子
Ｑ６０２  ‥‥スイッチング素子
Ｑ６０３  ‥‥スイッチング素子
Ｒ６０１  ‥‥起動抵抗
Ｒ６０５  ‥‥抵抗（時定数回路）
Ｃ６０２  ‥‥コンデンサ（時定数回路）
Ｑ１０１  ‥‥負荷遮断用スイッチング素子
Ｃ１０２  ‥‥コンデンサ（負荷）
Ｒ１０１  ‥‥抵抗（時定数改善）
Ｄ１０１  ‥‥ダイオード（時定数改善）
ＳＷ１０１‥‥モード切替用スイッチ
Ｔ６０１  ‥‥絶縁トランス
Ｍ３０１  ‥‥モータ
Ｑ３０１  ‥‥モータＰＷＭ駆動用スイッチング素子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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