(57)【要約】【課題】トランスの１次側を流れる電流の検出値に基づき、同期整流制御の許可及び禁止を適切に切り替えることのできる電圧変換回路の制御装置を提供する。【解決手段】１次側コイルを流れる電流の検出値（フィルタ８０の出力）は、加算器８２に出力される。加算器では、電流センサの検出値に、鋸波生成回路７２の出力を加算して、禁止処理用コンパレータ９０の非反転入力端子に出力する。禁止処理用コンパレータ９０の反転入力端子には、基準電圧源９２の閾値電圧が印加される。この閾値電圧が、２次側を規定電流以上の電流が流れているか否かを判断するものである。鋸波を重畳することで、禁止処理用コンパレータ９０の非反転入力端子に印加される電圧のうちオフ作動直前値が、出力電流にかかわらず略一定となる。【選択図】      図５
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
トランスで変圧された交流電圧を同期整流用スイッチング素子で整流し、平滑後、直流電圧を出力する電圧変換回路に適用され、前記トランスの１次側に接続されるスイッチング素子のオン・オフ作動と同期して同期整流用スイッチング素子を用いた同期整流制御を行う電圧変換回路の制御装置において、
前記オン作動に伴って前記１次側に流れる電流の検出値に基づき、前記電圧変換回路の出力電流が規定電流以下であるか否かを判断する判断手段と、
前記規定電流以下であると判断されるとき、前記同期整流制御を禁止する禁止手段とを備え、
前記判断手段は、前記１次側のスイッチング素子の作動態様、前記電圧変換回路の出力電圧及び前記電圧変換回路の入力電圧の少なくとも１つによる前記１次側に流れる電流と前記出力電流との間の関係の変化を補償しつつ、前記判断を行なうことを特徴とする電圧変換回路の制御装置。
【請求項２】
前記判断手段は、前記１次側を流れる電流の検出値と前記規定電流に応じた閾値との大小を比較する比較手段と、該比較手段に入力される前記検出値及び前記閾値のいずれかを前記関係の変化を補償するための補正値によって補正する補正手段とを備えることを特徴とする請求項１記載の電圧変換回路の制御装置。
【請求項３】
前記判断手段は、時間に応じて単調増加及び単調減少を繰り返す周期信号を生成する生成手段を更に備え、
前記補正手段は、前記比較手段に入力される前記検出値及び前記閾値のいずれかを前記周期信号によって補正することを特徴とする請求項２記載の電圧変換回路の制御装置。
【請求項４】
前記周期信号が三角波の信号であり、
前記補正手段は、前記比較手段に入力される前記検出値に前記三角波の信号を重畳することで前記補正を行なうことを特徴とする請求項３記載の電圧変換回路の制御装置。
【請求項５】
前記電圧変換回路の出力電圧の検出値と基準電圧との差に応じた信号を生成する誤差検出手段と、
該誤差検出手段の出力とキャリアとの比較に基づきＰＷＭ変調された信号であって且つ前記１次側のスイッチング素子の作動に用いる信号を生成するＰＷＭ変調手段とを更に備え、
前記キャリアは、前記生成手段によって生成される周期信号に基づき生成されることを特徴とする請求項３又は４記載の電圧変換回路の制御装置。
【請求項６】
前記補正手段は、前記比較手段に入力される前記検出値及び前記閾値のいずれかを、前記出力電圧に応じて補正することを特徴とする請求項２〜５のいずれかに記載の電圧変換回路の制御装置。
【請求項７】
前記禁止手段は、前記１次側のスイッチング素子をオフ状態へと切り替える直前において前記規定電流以下であるとの判断がなされるとき、前記同期整流制御を禁止する請求項１〜６のいずれかに記載の電圧変換回路の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、トランスで変圧された交流電圧を同期整流用スイッチング素子で整流し、平滑後、直流電圧を出力する電圧変換回路に適用され、前記トランスの１次側に接続されるスイッチング素子のオン・オフ作動と同期して同期整流用スイッチング素子を用いた同期整流制御を行う電圧変換回路の制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
トランスの２次側に同期整流用スイッチング素子を備える電圧変換回路が周知である。同期整流用スイッチング素子はダイオードと比較して導通抵抗が小さいために、この電圧変換回路を用いれば、ダイオードを用いる電圧変換回路を用いる場合と比較して、電力損失を低減できるメリットがある。
【０００３】
ただし、同期整流用スイッチング素子を用いた同期整流制御は、常時行なえるわけではない。すなわち、電圧変換回路の出力電流が少量であるときには、出力電流が同期整流用スイッチング素子を介して逆流し、同期整流用スイッチング素子の信頼性の低下を招くおそれがある。
【０００４】
そこで従来は、例えば下記特許文献１に見られるように、出力電流を２次側に設けられる抵抗における電圧降下によって監視し、同電圧降下に基づき逆流が生じると判断されるときに、同期整流を禁止するものも提案されている。これにより、同期整流用スイッチング素子の信頼性の低下を回避することができる。
【０００５】
ところで、近年、ハイブリッド車等において、車両内で発電される電力を蓄える高圧電源の電圧を降圧して、低圧の車載バッテリに充電する電圧変換回路が用いられている。この電圧変換回路では、２次側に大電流が流れることとなるため、上記のように２次側に抵抗器を設けて同抵抗器による電圧降下を用いるのでは、電圧変換回路の発熱量が多量となってしまい、ひいては電圧変換回路の大型化が避けられないものとなる。更に、この場合、抵抗値の精度としても高精度のものが要求されることとなる。
【０００６】
また、上記方式に代えて、ホール素子等を用いて２次側の電流を検出することも考えられるが、この場合、高価な部材を追加することとなる。
【０００７】
このため、１次側の回路を流れる電流を検出することで、２次側の回路を流れる電流を推定することが望まれる。しかし、１次側の回路を流れる電流は、断続的な電流であり、且つ、出力電流が一定であっても、１次側のスイッチング素子のデューティ制御の態様や高圧電源の電圧、出力電圧の影響で変化する。このため、１次側の回路を流れる電流の検出値によって同期整流制御の許可及び禁止を適切に切り替えることは非常に困難なものとなっていた。
【特許文献１】特許第３１５２０１６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、トランスの１次側を流れる電流の検出値に基づき、同期整流制御の許可及び禁止を適切に切り替えることのできる電圧変換回路の制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。
【００１０】
請求項１記載の発明は、前記オン作動に伴って前記１次側に流れる電流の検出値に基づき、前記出力電流が規定電流以下であるか否かを判断する判断手段と、前記規定電流以下であると判断されるとき、前記同期整流制御を禁止する禁止手段とを備え、前記判断手段は、前記１次側のスイッチング素子の作動態様、前記電圧変換回路の出力電圧及び前記電圧変換回路の入力電圧の少なくとも１つによる前記１次側に流れる電流と前記出力電流との間の関係の変化を補償しつつ、前記判断を行なうことを特徴とする。
【００１１】
上記構成において、電圧変換回路の出力電流が同一であっても、１次側に流れる電流は、１次側のスイッチング素子の作動態様や、電圧変換回路の出力電圧、電圧変換回路の入力電圧によって変化する。このため、１次側に流れる電流と所定値とを単に比較するのでは、出力電流が規定電流以下であるか否かを精度良く判断することができない。この点、上記構成では、こうした要因の少なくとも１つによる１次側に流れる電流と出力電流との関係の変化を補償することで、こうした問題を好適に抑制することができる。
【００１２】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記判断手段は、前記１次側を流れる電流の検出値と前記規定電流に応じた閾値との大小を比較する比較手段と、該比較手段に入力される前記検出値及び前記閾値のいずれかを前記関係の変化を補償するための補正値によって補正する補正手段とを備えることを特徴とする。
【００１３】
上記構成によれば、比較手段に入力される前記検出値及び前記閾値のいずれかを前記関係の変化を補償するための補正値によって補正するという簡易な構成により、判断手段を構成することができる。
【００１４】
請求項３記載の発明は、請求項２記載の発明において、前記判断手段は、時間に応じて単調増加及び単調減少を繰り返す周期信号を生成する生成手段を更に備え、前記補正手段は、前記比較手段に入力される前記検出値及び前記閾値のいずれかを前記周期信号によって補正することを特徴とする。
【００１５】
上記構成において、１次側に流れる電流と出力電流との関係の変化として特に顕著なものとなりやすいのは、１次側のスイッチング素子の作動態様である。オフ作動のタイミングを変化させると、これに比例して、１次側を流れる電流のピーク値、すなわちオフ作動直前の電流値が変化する。このため、１次側に流れる電流の検出値に単調増加する信号を重畳するか、上記閾値から単調増加する信号を減算することで、電圧変換回路の出力電圧及び電圧変換回路の出力電流が同一であるときには、比較手段に入力される２つの信号の間の相対的な大小関係を、オフ作動の直前において常に略一定とすることができる。
【００１６】
このため、上記構成によれば、１次側のスイッチング素子の作動態様にかかわらず上記相対的な大小関係を常に略一定とすることで、１次側のスイッチング素子の作動態様による上記関係の変化を好適に補償することができる。
【００１７】
請求項４記載の発明は、請求項３記載の発明において、前記周期信号が三角波の信号であり、前記補正手段は、前記比較手段に入力される前記検出値に前記三角波の信号を重畳することで前記補正を行なうことを特徴とする。
【００１８】
上記構成では、検出値に三角波の信号を重畳することで、電圧変換回路の出力電圧及び電圧変換回路の出力電流が同一であるときには、比較手段に入力される２つの信号の間の相対的な大小関係を、オフ作動の直前において常に高精度に一定とすることができる。
【００１９】
請求項５記載の発明は、請求項３又は４記載の発明において、前記電圧変換回路の出力電圧の検出値と基準電圧との差に応じた信号を生成する誤差検出手段と、該誤差検出手段の出力とキャリアとの比較に基づきＰＷＭ変調された信号であって且つ前記１次側のスイッチング素子の作動に用いる信号を生成するＰＷＭ変調手段とを更に備え、前記キャリアは、前記生成手段によって生成される周期信号に基づき生成されることを特徴とする。
【００２０】
上記構成では、キャリアを生成する手段と周期信号を生成する手段とが共有化される。このため、周期信号の波形を、１次側のスイッチング素子の作動に簡易且つ高精度に同期させることができる。
【００２１】
請求項６記載の発明は、請求項２〜５のいずれかに記載の発明において、前記補正手段は、前記比較手段に入力される前記検出値及び前記閾値のいずれかを、前記出力電圧に応じて更に補正することを特徴とする。
【００２２】
上記構成によれば、比較手段に入力される２つの値の相対的な関係を、出力電圧の変化にかかわらず略一定とすることができる。このため、１次側を流れる電流と出力電流との関係が出力電圧に依存して変化することを補償しつつ上記判断を行なうことができる。
【００２３】
また、上記構成が請求項３〜５の発明の構成を有する場合、上記周期信号を用いることで、１次側を流れる電流と出力電流との関係の変化のうち、１次側のスイッチング素子の作動態様のみならず、電圧変換回路の入力電圧による変化をも適切に補償することができる。しかし、周期信号を用いたとしても、出力電圧による上記関係の変化についてはこれを補償することができない。この点、上記構成では、比較手段に入力される検出値及び閾値のいずれかを出力電圧に応じて更に補正することで、同一の出力電流であるときには、比較手段に入力される２つの値の相対的な大小関係をより安定して一定とすることができる。
【００２４】
請求項７記載の発明は、請求項１〜６のいずれかに記載の発明において、前記禁止手段は、前記１次側のスイッチング素子をオフ状態へと切り替える直前において前記規定電流以下であるとの判断がなされるとき、前記同期整流制御を禁止する。
【００２５】
上記構成において、オン作動に伴って１次側に流れる電流には、サージノイズが混入する。このサージノイズは、オン作動の直後において最も大きく、時間の経過とともに減衰する。この点、上記構成では、オフ作動直前における判断手段による判断によって同期整流制御の禁止を決定するために、１次側を流れる電流からサージノイズの影響を好適に抑制しつつ禁止の決定を行なうことができる。したがって、上記構成では、同期整流制御の許可及び禁止をより適切に切り替えることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる電圧変換回路の制御装置を、ハイブリッド車に搭載されるＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
【００２７】
図１に、本実施形態にかかるＤＣ−ＤＣコンバータ及び同コンバータの制御装置の全体構成を示す。
【００２８】
図示されるように、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、車両において発電される電力を高圧状態で蓄電する高圧バッテリ１０の電圧を降圧し、低圧の車載バッテリ３０に出力するものである。詳しくは、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、トランス２１の１次側コイル２１ａと２次側コイル２１ｂ，２１ｃとの巻数比に応じて、１次側コイル２１ａの電圧を２次側コイル２１ｂの電圧に変換する。
【００２９】
ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、１次側コイル２１ａと接続される１次側回路として、上記高圧バッテリ１０に並列接続される、パワースイッチング素子２２，２３の直接接続体と、パワースイッチング素子２４，２５の直列接続体と、コンデンサ２６とを備えている。そして、１次側コイル２１ａは、パワースイッチング素子２２，２３の接続点と、パワースイッチング素子２４，２５の接続点との間に接続される。
【００３０】
一方、２次側コイル２１ｂ及び２次側コイル２１ｃ間には、同期整流用スイッチング素子２７，２８が直列接続されており、各同期整流用スイッチング素子２７，２８には、それぞれダイオード２７ａ，２８ａが並列接続されている。そして、同期整流用スイッチング素子２７，２８の接続点は接地されており、２次側コイル２１ｂ，２１ｃの端子のうち同期整流用スイッチング素子２７，２８と接続されていない端子は、平滑回路２９に接続されている。平滑回路２９は、２次側コイル２１ｂ，２１ｃの出力電圧が印加されるインダクタ２９ａと、コンデンサ２９ｃとを備えて構成されている。
【００３１】
一方、制御装置４０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電圧を所望の電圧に制御すべく、パワースイッチング素子２２〜２５にそれぞれ作動信号ＤＳ１〜ＤＳ４を出力することで、パワースイッチング素子２２〜２５を作動する。この際、所定の条件下、同期整流用スイッチング素子２７，２８に作動信号ＳＳ１，ＳＳ２を出力することで、同期整流用スイッチング素子２７，２８を作動して同期整流制御を行なう。
【００３２】
制御装置４０は、車両の起動スイッチ（イグニッションスイッチ３２）がオンとされることで制御リレー３４が導通状態となると、車載バッテリ３０による給電がなされるものである。制御装置４０は、車載バッテリ３０から給電される電圧を一定の電圧に制御する定電圧回路４２を備えており、定電圧回路４２の電力が、給電ラインＬ１を介してコントローラ４４に給電される。
【００３３】
コントローラ４４は、制御リレー３４と定電圧回路４２との間に接続される監視ラインＬ２と接続されており、監視ラインＬ２を介して制御リレー３４の状態を監視する機能を有する。また、コントローラ４４は、平滑回路２９とＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力端子Ｔ１との間に接続される監視ラインＬ３を介して、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電圧を監視する。そして、この監視される出力電圧に基づき、駆動回路４６を介して、上記作動信号ＤＳ１〜ＤＳ４を出力する。ここで、作動信号ＤＳ１〜ＤＳ４は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電圧と所望の電圧との差に応じてオン・オフ作動の周期に対するオン時間の比（デューティ）を調節する信号である。また、コントローラ４４は、パワースイッチング素子２２，２３の接続点と１次側コイル２１ａとの間に接続される電流センサ５０によって検出される１次側コイル２１ａを流れる電流の検出値に基づき、所定の条件下、上記作動信号ＳＳ１，ＳＳ２を出力する。なお、電流センサ５０は、１次側コイル２１ａを流れる電流を整流する機能を有しており、1次側コイル２１ａを流れる電流を整流したものを検出値として出力する。
【００３４】
以下、上記同期整流用スイッチング素子２７，２８の作動について詳述する。
【００３５】
図２に、上記同期整流用スイッチング素子２７，２８を用いた同期整流制御がなされているときの電流の挙動を示す。詳しくは、図２（ａ）に、インダクタ２９ａを流れる電流を示し、図２（ｂ）に、ＤＣ―ＤＣコンバータ２０の出力電流Ｉｏｕｔを示し、図２（ｃ）に、１次側コイル２１ａを流れる電流の整流後の電流を示し、図２（ｄ）に、パワースイッチング素子２２〜２５のいずれかの作動態様を示し、図２（ｅ）に、同期整流用スイッチング素子２７，２８のいずれかの作動態様を示す。
【００３６】
図示されるように、パワースイッチング素子２２〜２５のいずれかがオンとされ、これと同期して同期整流用スイッチング素子２７，２８のいずれかがオンとされると、インダクタ２９ａを流れる電流は、漸増する。また、スイッチング素子２２〜２５のいずれかがオフとされ、これに同期して同期整流用スイッチング素子２７，２８もオフとされると、インダクタ２９ａを流れる電流は、漸減する。ちなみに、同期整流用スイッチング素子２７，２８がオフされるときには、上記同期整流用スイッチング素子２７，２８と並列に接続されたダイオード２７ａ，２８ａを介して電流が流れる。このように、インダクタ２９ａを流れる電流は、漸増及び漸減を繰り返すが、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電流Ｉｏｕｔは、インダクタ２９ａを流れる電流がコンデンサ２９ｃにより平滑化されるため、図２（ｂ）のように略安定した出力値となる。
【００３７】
これに対し、図２（ｃ）に示すように、１次側コイル２１ａを流れる電流は、パワースイッチング素子２２〜２５のいずれかがオン作動されることで立ち上がり、同いずれかがオフ作動されることでゼロとなる断続的な電流である。また、上記オン作動直後からオフ作動直前まで、電流は漸増している。そして、図示されるように、１次側コイル２１ａを流れる電流のうち、オン作動直後の値とオフ作動直前の値との中間の値が、上記出力電流Ｉｏｕｔをトランス２１の巻数比Ｎで除算した値「Ｉｏｕｔ／Ｎ」と略等しくなっている。これは、１次側コイル２１ａを流れる電流を整流したものが、出力電流Ｉｏｕｔに応じた上記電流値「Ｉｏｕｔ／Ｎ」に、インダクタ２９ａを流れる電流の交流成分を巻数比Ｎで除算した値を有する電流と、トランス２１による励磁電流とが重畳したものとなっているからである。ここで、巻数比Ｎは、１次側コイル２１ａの巻数Ｎｐと、２次側コイル２１ｂ，２１ｃの巻き数Ｎｓとによって、「Ｎ＝Ｎｐ／Ｎｓ」によって定義される。
【００３８】
上記同期整流用スイッチング素子２７，２８のオン作動は常時行なえるものではない。すなわち、図２（ａ）に示す漸減から漸増への切り替わり時（オン作動直前）の電流値Ｉ０がゼロよりも小さくなるときには、２次側回路において電流が逆流し、同期整流用スイッチング素子２７，２８の劣化が促進されるおそれがあるため、同期整流用スイッチング素子２７，２８のオン作動を禁止する。この同期整流制御の禁止及び許可の切り替えを、１次側コイル２１ａを流れる電流を整流したものに基づき、２次側回路を流れる電流を把握することで行なう。ここで、１次側コイル２１ａを流れる電流を検出するうえでの留意点について説明する。
【００３９】
図３（ａ）に、出力電流Ｉｏｕｔが一定であるとの条件下、１次側コイル２１ａに流れる電流を整流したものの上記デューティによる変化態様を示す。図示されるように、１次側コイル２１ａに流れる電流を整流したもののピーク値（オフ作動直前の電流値）は、デューティが大きくなるほど減少する傾向にある。また、オン作動による電流の立ち上がり時の値も、デューティの変化に応じて変化する。このため、１次側コイル２１ａを流れる電流の整流後の電流に基づき、インダクタ２９ａを流れる電流の漸減から漸増への切り替わり時の電流値Ｉ０（先の図２（ａ））を把握することは困難である。
【００４０】
更に、図３（ｂ）に示すように、１次側コイル２１ａを流れる電流には、実際にはスイッチングノイズ（サージノイズ）が重畳する。このノイズは、オン作動直後においてもっとも大きく、その後時間の経過とともに減衰していく。
【００４１】
以上により、１次側コイル２１ａを流れる電流を検出するに際しては、オフ作動直前の電流を検出することが、サージノイズの影響を抑制する観点からは望ましい。また、１次側コイル２１ａを流れる電流に応じて２次側回路を流れる電流値を把握するためには、１次側コイル２１ａを流れる電流と出力電流との関係のデューティによる変化を補償することが望まれる。
【００４２】
ここで本実施形態では、図３（ａ）に２点鎖線にて示すように、オフ作動直前の電流がデューティの増加に比例して減少することに着目する。この関係によれば、図４に斜線にて示す鋸波を１次側コイル２１ａに流れる電流を整流した電流値に重畳することで、オフ作動直前において、その値を、出力電流Ｉｏｕｔが一定である限り、同一とすることができる。
【００４３】
ここで、上記鋸波の形状について考察する。
【００４４】
同期整流用スイッチング素子２７，２８がオンとされるときにインダクタ２９ａを流れる電流ＩＬは、先の図２（ａ）に示す電流値Ｉ０、入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ、トランス２１の巻数比Ｎ、インダクタ２９ａのリアクタンスＬ、時間ｔを用いると、下記の式（ｃ１）となる。
ＩＬ＝（Ｖｉｎ／Ｎ−Ｖｏｕｔ）ｔ／Ｌ＋Ｉ０  …（ｃ１）
先の図２（ａ）に示すインダクタ２９ａに流れる電流の変化量ｈ、すなわちオン作動からオフ作動までの間の電流の変化量ｈは、上記の式（ｃ１）の右辺第１項において、時間ｔをオン時間ｔｏｎとすることで算出することができる。ここで、オン時間ｔｏｎは、パワースイッチング素子２２〜２５を作動する際のスイッチング制御のデューティＤと、スイッチング周波数ｆとを用いて、「ｔｏｎ＝Ｄ／ｆ」と表されるため、変化量ｈは、下記の式（ｃ２）となる。
ｈ＝（Ｖｉｎ／Ｎ−Ｖｏｕｔ）Ｄ／ｆＬ  …（ｃ２）
これにより、１次側コイル２１ａを流れる電流の整流後の電流Ｉｃは、出力電流Ｉｏｕｔを用いることで、下記の式（ｃ３）となる。
Ｉｃ＝Ｉｏｕｔ／Ｎ−（Ｖｉｎ／Ｎ−Ｖｏｕｔ）Ｄ／２ｆＬＮ
＋（Ｖｉｎ／Ｎ−Ｖｏｕｔ）ｔ／ＮＬ…（ｃ３）
上記の式（ｃ３）において、１次側コイル２１ａを流れる電流を整流したものは、出力電流Ｉｏｕｔを巻数比Ｎで徐算したものと、インダクタ２９ａを流れる電流の交流成分を巻数比Ｎで徐算したものとの和として算出されている。すなわち、トランス２１による励磁電流による交流成分についてはこれを無視している。これは、本実施形態では、インダクタ２９ａのリアクタンスＬと比較して、トランス２１のリアクタンスの方がはるかに大きな値となっているため、トランス２１による励磁電流の効果は、インダクタ２９ａによる交流成分の効果と比べて無視し得るほど小さいことを理由とする。
【００４５】
上記式（ｃ３）において、右辺第２項は、オン作動に伴う電流の立ち上がり時（ｔ＝０における値を定めるためのものである。また、右辺第３項は、オン作動に伴う電流の変化を表す項である。
【００４６】
上記式（ｃ３）において、時間ｔをオン時間ｔｏｎとすることで、オフ作動直前の電流値を算出することができる。ここで、「ｔｏｎ＝Ｄ／ｆ」を用いると、オフ作動直前の電流（ピーク値Ｉｐ）は、下記の式（ｃ４）となる。
Ｉｐ＝Ｉｏｕｔ／Ｎ＋（Ｖｉｎ／Ｎ−Ｖｏｕｔ）Ｄ／２ｆＬＮ  …（ｃ４）
ここで、定常状態においては、入力電圧Ｖｉｎと、出力電圧Ｖｏｕｔと、デューティＤとの間に「Ｄ＝ＮＶｏｕｔ／Ｖｉｎ」の関係が成立することに鑑みれば、上記式（ｃ４）の右辺第２項は、下記の式（ｃ５）となる。
（ｃ４）の右辺第２項＝（Ｖｉｎ／Ｎ−Ｖｏｕｔ）Ｄ／２ｆＬＮ
＝（１−Ｄ）Ｖｏｕｔ／２ｆＬＮ          …（ｃ５）
ここで、先の図４に示す鋸波の高さＨは、上記式（ｃ４）の右辺第２項において、「Ｄ＝０」とすることで、下記の式（ｃ６）となる。
Ｈ＝Ｖｏｕｔ／２ｆＬＮ  …（ｃ６）
これにより、鋸波は、時間ｔの関数Ｆ（ｔ）として、下記の式（ｃ７）となる。
Ｆ（ｔ）＝（Ｖｏｕｔ／２ＬＮ）×ｔ  …（ｃ７）
図５に、先の図１に示したコントローラ４４のうち、特にパワースイッチング素子２２〜２５の作動信号ＤＳ１〜ＤＳ４や、同期整流用スイッチング素子２７，２８の作動信号ＳＳ１，ＳＳ２の生成に関する部分の構成を示す。
【００４７】
図示されるように、監視ラインＬ３と接地との間には、抵抗６２，６４の直列接続体が接続されている。これら抵抗６２，６４の接続されるノードＮａの電圧は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電圧の検出値として、誤差増幅器６６に取り込まれる。誤差増幅器６６は、演算増幅器６６ａの反転入力端子がノードＮａと接続されるとともに、演算増幅器６６ａの非反転入力端子に基準電圧源６８が接続され、且つ演算増幅器６６ａの出力が抵抗６６ｂを介して演算増幅器６６ａの反転入力端子に帰還されるものである。
【００４８】
誤差増幅器６６の出力は、ＰＷＭコンパレータ７０の非反転入力端子に印加される。ＰＷＭコンパレータ７０の反転入力端子には、鋸波生成回路７２によって生成される鋸波形状の電圧信号であるキャリア信号が印加される。
【００４９】
上記ＰＷＭコンパレータ７０の出力する信号は、上記作動信号ＤＳ１〜ＤＳ４の原型となるものである。ＰＷＭコンパレータ７０の出力する信号は、基準電圧源６８によって印加される基準電圧とノードＮａの電圧との差圧に応じたパルス幅の信号となっている。ＰＷＭコンパレータ７０の出力する信号は、ＡＮＤ回路７４に入力される。ＡＮＤ回路７４の出力は、ＰＷＭコンパレータ７０の出力が論理「Ｈ」であって、且つ保護回路７８の出力が論理「Ｈ」であるときに、論理「Ｈ」となる。
【００５０】
保護回路７８は、パワースイッチング素子２２〜２５の作動の禁止が所望される条件が成立するときに、その出力を論理「Ｌ」とするものである。この禁止が所望される条件としては、例えばＤＣ−ＤＣコンバータ２０の温度が過度に高くなるとの条件がある。
【００５１】
一方、電流センサ５０の検出値は、フィルタ８０を介して加算器８２に出力される。加算器８２では、鋸波生成回路７２にて生成される鋸波と、上記フィルタ８０の出力とを加算し、禁止処理用コンパレータ９０の非反転入力端子に出力する。禁止処理用コンパレータ９０の反転入力端子には、基準電圧源９２の閾値電圧が印加されている。この閾値電圧は、２次側回路を流れる電流が逆流することのない規定電流に応じて設定される。
【００５２】
禁止処理用コンパレータ９０の出力は、ＡＮＤ回路７４の出力の立ち下がりエッジに同期してフリップフロップ９４にラッチされる。そして、ＡＮＤ回路９６では、ＡＮＤ回路７４の出力と、フリップフロップ９４によってラッチされた値との論理積信号を生成し、同期整流用スイッチング素子２７，２８の作動信号の原型として、駆動回路４６に出力する。
【００５３】
図６に、上記鋸波生成回路７２の構成を示す。詳しくは、図６は、鋸波生成回路７２のうち特に鋸波やキャリアを生成する原型となる信号である原型信号を生成する回路構成を示す。
【００５４】
鋸波生成回路７２は、上記原型信号の立ち上がりの速度を決定するための電流源１００と、上記原型信号の立ち下がりの速度を決定するための電流源１０２とが、電圧源１０４と接地との間に直列接続されている。これら電流源１００，１０２の出力特性は、電圧源１０４及び接地間に接続される抵抗１０５を流れる電流に応じて変化する。そして、これら電流源１００及び電流源１０２の接続点には、コンパレータ１０６の非反転入力端子とコンパレータ１０８の反転入力端子とが接続されている。ここで、コンパレータ１０６の反転入力端子には、原型信号の上限値ＶＨの電圧が印加され、コンパレータ１０８の非反転入力端子には、原型信号の下限値ＶＬの電圧が印加されている。
【００５５】
コンパレータ１０６の出力は、ＲＳフリップフロップ１１０のセット端子に、また、コンパレータ１０８の出力は、ＲＳフリップフロップ１１０のリセット端子に、それぞれ印加される。ＲＳフリップフロップ１１０の出力が論理「Ｈ」であるときには、電流源１０２がオンとされる。また、ＲＳフリップフロップ１１０の出力が論理「Ｌ」であるときには、インバータ１１２を介して電流源１００に論理「Ｈ」の信号が印加されるため、電流源１００がオンとされる。なお、ＲＳフリップフロップ１１０の出力には、原型信号の立ち下がりの基準となる基準クロックＣＬＯＣＫが印加されている。
【００５６】
上記電流源１００及び電流源１０２の接続点と接地との間には、コンデンサ１１４が接続されている。そして、このコンデンサの電圧が上記原型信号となる。なお、この原型信号の形状は、上限値ＶＨ及び下限値ＶＬに加えて、コンデンサ１１４の容量と、抵抗１０５の抵抗値とによって調節可能となっている。
【００５７】
そこで、本実施形態では、コンデンサ１１４の容量や抵抗１０５の抵抗値を調節することで、上記の式（ｃ７）の鋸波を生成する。なお、実際には、原型信号が所定に変換されることで、鋸波とキャリアとを生成する。
【００５８】
図７に、本実施形態にかかる同期整流制御の許可及び禁止にかかる処理の態様を示す。詳しくは、図７（ａ）に、実線にて誤差増幅器６６の出力を示し、一点鎖線にてキャリアを示す。図７（ｂ）に、ＰＷＭコンパレータ７０の出力を示す。図７（ｃ）に、加算器８２の出力を示す（詳しくは、実線にて、１次側コイル２１ａを流れる電流を示し、斜線部分にて、重畳される鋸波を示す）。図７（ｄ）は、禁止処理用コンパレータ９０の出力を示す。図７（ｅ）は、フリップフロップ９４の出力を示す。図７（ｆ）は、ＡＮＤ回路９６の出力を示す。
【００５９】
図示されるように、加算器８２の出力が、基準電圧源９２の閾値電圧Ｖｔｈ（図７（ｃ）中、２点鎖線）以上となることで、禁止処理用コンパレータ９０の出力が論理「Ｈ」となる。一方、オフ作動の直前においても加算器８２の出力が上記閾値電圧Ｖｔｈ未満となると、禁止処理用コンパレータ９０の出力は常時論理「Ｌ」となるため、ＰＷＭコンパレータ７０の出力の立ち下がりエッジに同期してフリップフロップ９４の出力が論理「Ｌ」に反転する。これにより、ＡＮＤ回路９６の出力が常時論理「Ｌ」となり、同期整流用スイッチング素子２７，２８のオン作動が禁止される。
【００６０】
以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。
【００６１】
（１）禁止処理用コンパレータ９０に入力される電流センサ５０の検出値を、鋸波によって補正した。これにより、出力電流Ｉｏｕｔが一定であるときには、禁止処理用コンパレータ９０に入力される２つの信号の間の相対的な大小関係を、オフ作動の直前において常に略一定とすることができる。
【００６２】
（２）ＰＷＭコンパレータ７０に入力されるキャリアと加算器８２に入力される鋸波とで、これらを生成する回路を共有した。これにより、鋸波を、パワースイッチング素子２２〜２５の作動に簡易且つ高精度に同期させることができる。
【００６３】
（３）パワースイッチング素子２２〜２５をオフ状態へと切り替える直前における禁止処理用コンパレータ９０の出力に基づき、同期整流制御の禁止及び許可を決定した。これにより、１次側コイル２１ａを流れる電流の検出値へのノイズの影響を好適に抑制することができ、ひいては同期整流制御の許可及び禁止をより適切に切り替えることができる。
【００６４】
（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００６５】
本実施形態では、禁止処理用コンパレータ９０の非反転入力に印加される１次側コイル２１ａの電流の検出値を、上記鋸波により補正することに加えて、更に、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電圧Ｖｏｕｔによって補正する。これは、図８に示されるように、１次側コイル２１ａに流れる電流のピーク値が、デューティ及び出力電圧Ｖｏｕｔ（Ｖｏ１〜Ｖｏ３））によって変化するためである。
【００６６】
図９に、先の図１に示したコントローラ４４のうち、特にパワースイッチング素子２２〜２５の作動信号ＤＳ１〜ＤＳ４や、同期整流用スイッチング素子２７，２８の作動信号ＳＳ１，ＳＳ２の生成に関する部分の構成を示す。なお、図９において、先の図５に示した部材と同様の機能を有する部材については、便宜上同一の符号を付している。
【００６７】
図示されるように、本実施形態では、電圧補正部１２０を備える。そして、電圧補正部１２０は、監視ラインＬ３を介して出力電圧Ｖｏｕｔを取り込み、出力電圧Ｖｏｕｔに応じた補正値を加算器８２に出力する。ここで、補正値は、出力電圧Ｖｏｕｔが低いほど、大きな値に設定されている。加算器８２では、フィルタ８０の出力と、鋸波生成回路７２の出力と、電圧補正部１２０の出力とを加算して禁止処理用コンパレータ９０の非反転入力端子に出力する。
【００６８】
以上詳述した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）〜（３）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。
【００６９】
（４）禁止処理用コンパレータ９０の非反転入力端子に入力される電流センサ５０の検出値を、出力電圧Ｖｏｕｔに応じて補正した。これにより、同一の出力電流Ｉｏｕｔであるときには、禁止処理用コンパレータ９０に入力される２つの値の相対的な大小関係をより安定して一定とすることができる。このため、特に図９に示す基準電圧源６８の基準電圧を可変とすることでＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電圧の目標値を可変とする構成にあっては、出力電圧が変動するため、この構成は有効である。
【００７０】
（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第２の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００７１】
本実施形態では、禁止処理用コンパレータ９０の反転入力端子に入力される基準電圧源９２の閾値電圧から、上記電圧補正部１２０の出力を減算する補正を行なう。図１０に、先の図１に示したコントローラ４４のうち、特にパワースイッチング素子２２〜２５の作動信号ＤＳ１〜ＤＳ４や、同期整流用スイッチング素子２７，２８の作動信号ＳＳ１，ＳＳ２の生成に関する部分の構成を示す。なお、図１０において、先の図９に示した部材と同様の機能を有する部材については、便宜上同一の符号を付している。
【００７２】
図示されるように、本実施形態においては、禁止処理用コンパレータ９０と基準電圧源９２との間に、加減算器１２２を設け、基準電圧源９２の出力する閾値電圧から電圧補正部１２０の出力する補正値を減算し、補正値によって減算される閾値電圧を禁止処理用コンパレータ９０の反転入力端子に出力する。
【００７３】
ここで、基準電圧源９２の出力する閾値電圧は、先の第２の実施形態で用いるものと同一である。また、電圧補正部１２０の出力する補正値も、出力電圧Ｖｏｕｔに対する補正値の関係が、先の第２の実施形態で用いるものと同一とする。これにより、禁止処理用コンパレータ９０の非反転入力端子及び反転入力端子に入力される２つの値の差は、第２の実施形態のときと同一となる。したがって、本実施形態によっても、先の第２の実施形態と同様、同一の出力電流Ｉｏｕｔであるときには、禁止処理用コンパレータ９０に入力される２つの値の相対的な大小関係をより安定して一定とすることができる。
【００７４】
（第４の実施形態）
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００７５】
本実施形態では、禁止処理用コンパレータ９０の反転入力端子に入力される基準電圧源９２の閾値電圧から、上記鋸波生成回路７２の出力を減算する補正を行なう。図１１に、先の図１に示したコントローラ４４のうち、特にパワースイッチング素子２２〜２５の作動信号ＤＳ１〜ＤＳ４や、同期整流用スイッチング素子２７，２８の作動信号ＳＳ１，ＳＳ２の生成に関する部分の構成を示す。なお、図１０において、先の図５に示した部材と同様の機能を有する部材については、便宜上同一の符号を付している。
【００７６】
図示されるように、本実施形態においては、禁止処理用コンパレータ９０と基準電圧源９２との間に、加減算器１２２を設け、基準電圧源９２の出力する閾値電圧から鋸波生成回路７２の出力する補正値を減算し、補正値によって減算される閾値電圧を禁止処理用コンパレータ９０の反転入力端子に出力する。
【００７７】
ここで、基準電圧源９２の出力する閾値電圧は、先の第１の実施形態で用いるものと同一である。また、鋸波生成回路７２から加減算器１２２に出力される鋸波も、先の第１の実施形態において、上記加算器８２に出力されるものと同一とする。これにより、禁止処理用コンパレータ９０の非反転入力端子及び反転入力端子に入力される２つの値の差は、先の第１の実施形態のときと同一となる。したがって、本実施形態によっても、先の第１の実施形態と同様、同一の出力電流Ｉｏｕｔであるときには、出力電圧Ｖｏｕｔが一定である限り、禁止処理用コンパレータ９０に入力される２つの値の相対的な大小関係を安定して一定とすることができる。
【００７８】
（第５の実施形態）
以下、第５の実施形態について、先の第２の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００７９】
上記第２の実施形態では、電圧補正部１２０の出力する補正値を、出力電圧Ｖｏｕｔと補正値との関係が１対１となるようにして定めた。これに対し、本実施形態では、補正値を、出力電圧Ｖｏｕｔに加えて、パワースイッチング素子２２〜２５のオン・オフ作動にかかるデューティに応じて補正する。以下、この理由について詳述する。
【００８０】
１次側コイル２１ａに流れる電流Ｉｃのピーク値Ｉｐは、上記式（ｃ４）によって表された。そして、ここではピーク値Ｉｐが、出力電圧Ｖｏｕｔのみならず、入力電圧Ｖｉｎ及びスイッチング周期に対するオン時間の比（デューティＤ）にも依存している。しかし、上記式（ｃ４）の右辺第２項は、上記式（ｃ５）のように表される。この右辺第２項は、出力電圧Ｖｏｕｔのみならず、デューティＤにも依存している。ここで、上記鋸波生成回路７２が鋸波を生成する際に前提とする出力電圧Ｖｏｕｔを、基準出力Ｖｒｅｆ（固定値）とすると、鋸波を重畳することで禁止処理用コンパレータ９０の２つの入力の相対的な大小関係が同一となるのは、実際の出力電圧Ｖｏｕｔが基準出力Ｖｒｅｆとなるときである。このため、実際の出力電圧Ｖｏｕｔが基準出力Ｖｒｅｆから離間するときには、禁止処理用コンパレータ９０に入力される２つの値の差は、実際の出力電圧Ｖｏｕｔと基準出力Ｖｒｅｆと差ΔＶに応じたずれを生じる。
【００８１】
ここで、上記式（ｃ５）において、「Ｖｏｕｔ＝Ｖｒｅｆ＋Ｖｏｕｔ―Ｖｒｅｆ＝Ｖｒｅｆ＋ΔＶ」とすることで、下記式（ｃ８）を得る。
（１−Ｄ）（Ｖｒｅｆ＋ΔＶ）／２ｆＬＮ
＝（１−Ｄ）Ｖｒｅｆ／２ｆＬＮ＋（１−Ｄ）ΔＶ／２ｆＬＮ  …（ｃ８）
上記式（ｃ８）において、右辺第１項は、鋸波に重畳されることで値が一定となる項である。これに対し、右辺第２項は、出力電圧Ｖｏｕｔが基準出力Ｖｒｅｆからずれるときに、その差ΔＶとデューティＤとに応じて変化する項である。そこで、本実施形態では、上記式（ｃ８）の右辺第２項による変動分を補償するようにして、補正値を算出する。図１２に、先の図１に示したコントローラ４４のうち、特にパワースイッチング素子２２〜２５の作動信号ＤＳ１〜ＤＳ４や、同期整流用スイッチング素子２７，２８の作動信号ＳＳ１，ＳＳ２の生成に関する部分の構成を示す。なお、図１２において、先の図９に示した部材と同様の機能を有する部材については、便宜上同一の符号を付している。
【００８２】
図示されるように、本実施形態では、デューティ検出部１２４を備えている。デューティ検出部１２４は、ＰＷＭコンパレータ７０の出力を取り込み、これに基づき、パワースイッチング素子２２〜２５のオン・オフ作動にかかるデューティＤを算出する。そして、この算出値を、電圧補正部１２６に出力する。
【００８３】
一方、鋸波生成回路７２では、上記式（ｃ７）において出力電圧Ｖｏｕｔとして基準出力Ｖｒｅｆとした鋸波を生成し、加算器８２に出力する。
【００８４】
電圧補正部１２６は、デューティ検出部１２４の出力と出力電圧Ｖｏｕｔとに基づき、出力電流Ｉｏｕｔが一定である限り加算器８２の出力が同一となるような補正値を算出し、加算器８２に出力する。
【００８５】
以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）〜（３）の効果、及び先の第２の実施形態の上記（４）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。
【００８６】
（５）禁止処理用コンパレータ９０の非反転入力端子に入力される電流センサ５０の検出値を、出力電圧Ｖｏｕｔ及びデューティＤに応じて補正した。これにより、同一の出力電流Ｉｏｕｔであるときには、禁止処理用コンパレータ９０に入力される２つの値の相対的な大小関係をいっそう安定して一定とすることができる。
【００８７】
（第６の実施形態）
以下、第６の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００８８】
本実施形態では、電流センサ５０の検出値に鋸波を重畳する代わりに、ピーク値における上記鋸波の高さ相当の補正値を加算する。ここで、先の図４に斜線にて示した鋸波の高さのうちオフ作動直前における鋸波の高さは、上記式（ｃ７）において時間ｔをオン時間ｔｏｎとすることで算出される。ここで、「ｔｏｎ＝Ｄ／ｆ」の関係を用いると、オフ作動直前の上記鋸波の高さは、「ＤＶｏｕｔ／２ＬＮｆ」となる。
【００８９】
図１３に、先の図１に示したコントローラ４４のうち、特にパワースイッチング素子２２〜２５の作動信号ＤＳ１〜ＤＳ４や、同期整流用スイッチング素子２７，２８の作動信号ＳＳ１，ＳＳ２の生成に関する部分の構成を示す。なお、図１３において、先の図５に示した部材と同様の機能を有する部材については、便宜上同一の符号を付している。
【００９０】
図示されるように、本実施形態では、先の図１２に示したデューティ検出部１２４と、補正値算出部１２８とを備えている。そして、補正値算出部１２８では、デューティ検出部１２４によって算出されるデューティＤに基づき、補正値「ＤＶｏｕｔ／２ＬＮｆ」を算出して、加算器８２に出力する。これによっても、先の第１の実施形態と同様、出力電流Ｉｏｕｔの値が一定である限り、オフ作動直前において、禁止処理用コンパレータ９０の２つの端子に入力される値の相対的な大小関係を略一定とすることができる。
【００９１】
（第７の実施形態）
以下、第７の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００９２】
上記第１の実施形態では、同一の出力電流Ｉｏｕｔに対して、同一の閾値電圧を用いて、出力電流が規定電流以上であるか否かを判断した。これに対し、本実施形態では、この閾値電圧を、デューティＤと出力電圧Ｖｏｕｔとに応じて可変設定する。以下、その理由について詳述する。
【００９３】
出力電流Ｉｏｕｔは、先の図２（ａ）に示す電流値Ｉ０に、「ｈ／２」を加算したものにて近似される。したがって、出力電流Ｉｏｕｔは、上記式（ｃ２）を用いて、下記の式（ｃ９）にて表される。
Ｉｏｕｔ＝Ｉ０＋（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）Ｄ／２ｆＬ  …（ｃ９）
このため、逆流が生じないための条件「Ｉ０≧０」は、下記の式（ｃ１０）となる。
Ｉ０＝Ｉｏｕｔ−（Ｖｉｎ／Ｎ−Ｖｏｕｔ）Ｄ／２ｆＬ
Ｉｏｕｔ−（１−Ｄ）Ｖｏｕｔ／２ｆＬ≧０  …（ｃ１０）
上記式（ｃ１０）によれば、逆流が生じない条件は、出力電流Ｉｏｕｔが一定であったとしても、出力電圧ＶｏｕｔとデューティＤに応じて変化する。このため、本実施形態では、上記閾値電圧を、デューティＤと出力電圧Ｖｏｕｔに応じて可変設定する。
【００９４】
図１４に、先の図１に示したコントローラ４４のうち、特にパワースイッチング素子２２〜２５の作動信号ＤＳ１〜ＤＳ４や、同期整流用スイッチング素子２７，２８の作動信号ＳＳ１，ＳＳ２の生成に関する部分の構成を示す。なお、図１４において、先の図５に示した部材と同様の機能を有する部材については、便宜上同一の符号を付している。
【００９５】
図示されるように、本実施形態では、先の図１２に示したデューティ検出部１２４と、規定電流補正部１３０とを備えている。ここで、規定電流補正部１３０は、監視ラインＬ３を介して取り込まれる出力電圧Ｖｏｕｔと、デューティ検出部１２４の出力とに応じて、基準電圧源９２の閾値電圧を可変設定する。
【００９６】
以上詳述した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）〜（３）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。
（６）基準電圧源９２の閾値電圧を、デューティＤと出力電圧Ｖｏｕｔとに応じて可変設定することで、同期整流制御の許可及び禁止をより適切に切り替えることができる。
【００９７】
（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
【００９８】
・上記第４の実施形態（図１１）において、禁止処理用コンパレータ９０のいずれかの端子に入力される値を、出力電圧Ｖｏｕｔによって更に補正してもよい。
【００９９】
・第６の実施形態（図１３）において、禁止処理用コンパレータ９０のいずれかの端子に入力される値を、出力電圧Ｖｏｕｔによって更に補正してもよい。
【０１００】
・第７の実施形態（図１４）において、基準電圧源９２の補正を、デューティＤと出力電圧Ｖｏｕｔとのいずれか一方のみによって行なってもよい。
【０１０１】
・上記各実施形態では、１次側コイル２１ａを流れる電流を表す式において、定常状態の関係式「Ｄ＝ＮＶｏｕｔ／Ｖｉｎ」を用いることで、入力電圧Ｖｉｎに対する依存性の代わりに、デューティＤに対する依存性を考慮したが、これに限らない。すなわち、例えば第５〜第７の実施形態（図１２〜図１４）において、デューティＤの代わりに、出力電圧Ｖｏｕｔと入力電圧Ｖｉｎとを用いてもよい。
【０１０２】
・上記第１〜第５及び第７の実施形態においては、鋸波生成回路７２によって生成される鋸波によって、禁止処理用コンパレータ９０に入力される２つの値のうちのいずれかを補正したが、鋸波に限らず、一般に、三角波であってもよい。また、パワースイッチング素子２２〜２５のオン・オフ作動に用いられる実際のデューティＤが「０〜１」の範囲よりも狭いことに鑑みれば、例えば、デューティＤの常用域においてオフ作動直前のタイミングとなる領域のみで略線形に増加する信号であっても、上記各実施形態と同様の効果を得ることができる。更に一般に、時間に応じて単調増加及び単調減少を繰り返す周期信号であれば、上記各実施形態と同様の効果を得ることができる。
【０１０３】
・上記各実施形態では、出力電流と１次側コイル２１ａに流れる電流との間の関係に対するトランス２１による励磁電流の影響を無視したが、これを考慮してもよい。トランス２１による励磁電流の影響も、インダクタ２９ａによる影響と同様にして求めることができる。
【０１０４】
・上記各実施形態では、ＡＮＤ回路７４の出力の立ち下がりのタイミングにおける禁止処理用コンパレータ９０の出力を用いて同期整流制御の許可及び禁止を切り替えたが、これに限らない。例えばＰＷＭコンパレータ７０の出力であってＡＮＤ回路７４の上流の信号の立ち下がりのタイミングでもよく、また、駆動回路４６の出力の立ち下がりのタイミングでもよい。
【０１０５】
・上記各実施形態では、オフ作動直前における電流センサ５０の検出値に基づき、同期整流制御の許可及び禁止を切り替えたがこれに限らない。例えば、オン作動からオフ作動までの間の中間点（オン時間の「１／２」の時間の経過時）のタイミングを用いてもよい。このタイミングでは、出力電流Ｉｏｕｔが同一なら、デューティが異なっても、２次側コイル２１ａを流れる電流が同一となるため、１次側を流れる電流と出力電流との関係についてのデューティによる変化を適切に補償することができる。更に、この際、禁止処理用コンパレータ９０に入力される２つの入力のうちのいずれかを出力電圧に応じて補正してもよい。
【０１０６】
・上記各実施形態では、平滑用インダクタをトランス２１の２次側に設ける場合を例示したが、トランス２１の１次側に設けてもよい。
【０１０７】
・上記各実施形態では、コントローラ４４を専用のハードウェア手段として構成したが、これに限らず、ＰＷＭコンパレータ７０や、鋸波生成回路７２、禁止処理用コンパレータ９０による処理を記述したプログラムと、中央処理装置（ＣＰＵ）にて構成してもよい。この場合、鋸波生成手段としては、例えば鋸波生成回路７２に代えて、所定速度でインクリメントされて且つ所定周期で初期化されるカウンタとしてもよい。
【０１０８】
・その他、ハイブリッド車に搭載されるものに限らず、例えば電気自動車に搭載されるものであってもよい。
【図面の簡単な説明】
【０１０９】
【図１】第１の実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータ及びその制御装置の全体構成を示す図。
【図２】ＤＣ−ＤＣコンバータの作動及び電流の流通態様を示すタイムチャート。
【図３】１次側を流れる電流の検出に伴う問題点を説明する図。
【図４】上記実施形態において電流センサの検出値に重畳する鋸波を示す図。
【図５】同実施形態にかかる制御装置の回路構成を示す図。
【図６】上記制御装置の鋸波生成回路の回路構成を示す図。
【図７】同実施形態にかかる同期整流制御の許可及び禁止の切替態様を示すタイムチャート。
【図８】１次側に流れる電流がデューティのみならず、出力電圧に応じて変動する特性を示す図。
【図９】第２の実施形態における制御装置の回路構成を示す図。
【図１０】第３の実施形態における制御装置の回路構成を示す図。
【図１１】第４の実施形態における制御装置の回路構成を示す図。
【図１２】第５の実施形態における制御装置の回路構成を示す図。
【図１３】第６の実施形態における制御装置の回路構成を示す図。
【図１４】第７の実施形態における制御装置の回路構成を示す図。
【符号の説明】
【０１１０】
１０…高圧バッテリ、２０…ＤＣ−ＤＣコンバータ、２１…トランス、２１ａ…１次側コイル、２１ｂ，２１ｃ…２次側コイル、２２〜２５…パワースイッチング素子、３０…車載バッテリ、４０…制御装置、７０…ＰＷＭコンパレータ、７２…鋸波生成回路、９０…禁止処理用コンパレータ。
【図１】
2007202350.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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