(57)【要約】【課題】複数電源によるモータ駆動の機能をＤＣ−ＤＣコンバータを用いずに実現するとともに、全体の体積・損失を低減可能な電力変換装置の制御方法を提供する。【解決手段】交流モータ２を駆動するための電力変換装置であって、複数の直流電源（１−１、１−２）に接続され、これら電源のそれぞれの出力電圧からパルスを生成・合成することでモータの駆動電圧を生成する電力変換装置の制御方法であって、複数の直流母線間に接続された平滑コンデンサへ（１２、１３）の電流を抑制する手段（５０１、５０２、５０３、５０５、５０６および５０４）を備え、電力変換器の起動時に、防止手段を用いて平滑コンデンサを充電し、電力変換装置を駆動する。【選択図】図１
2007236072.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流モータを駆動するための電力変換装置であって、複数の直流電源に接続され、これら電源のそれぞれの出力電圧からパルスを生成・合成することでモータの駆動電圧を生成する電力変換装置の制御方法であって、
複数の直流母線間に接続された平滑コンデンサへの電流を抑制する手段を備え、電力変換器の起動時に、前記抑制手段を用いて平滑コンデンサを充電し、電力変換装置を駆動することを特徴とする電力変換装置の制御方法。
【請求項２】
複数の直流母線のうち、いずれか一つの直流母線に、平滑コンデンサへの電流を抑制する手段を備えることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置の制御方法。
【請求項３】
平滑コンデンサへの電流を抑制する手段を、直流電源と平滑コンデンサとの間に設けられた、スイッチと抵抗との直列の組から構成することを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置の制御方法。
【請求項４】
平滑コンデンサへの電流を抑制する手段を、直流電源と平滑コンデンサの間に設けられた、スイッチと抵抗との直列の組と、もう一つのスイッチとを並列に接続して構成することを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置の制御方法。
【請求項５】
起動時に、直流電源と平滑コンデンサとの間に構成された、抵抗と直列のスイッチをオンさせた後に、所定の時間を経過した後に、抵抗と並列に構成されたスイッチをオンさせることを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置の制御方法。
【請求項６】
起動時に、直流電源と平滑コンデンサとの間に構成された、抵抗と直列のスイッチをオンさせた後に、平滑コンデンサの電圧が所定の電圧に達した後に、抵抗と並列に構成されたスイッチをオンさせることを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置の制御方法。
【請求項７】
複数の直流電源とそれぞれの平滑コンデンサの直流母線にスイッチを備え、抵抗と直列のスイッチをオンさせた後に、所定の時間を経過した後に、直流母線のスイッチをオンさせることを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置の制御方法。
【請求項８】
複数の直流電源とそれぞれの平滑コンデンサの直流母線にスイッチを備え、抵抗と直列のスイッチをオンさせた後に、平滑コンデンサの電圧が所定の電圧に達した後に、直流母線のスイッチをオンさせることを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置の制御方法。
【請求項９】
複数の直流電源とそれぞれの平滑コンデンサの直流母線にスイッチを備え、少なくとも一つの直流電源を用いて交流モータに電流を通電し、前記モータ電流を介して、他の直流電源と接続される平滑コンデンサを充電、もしくは放電させ、平滑コンデンサの電圧が所定の電圧に達した後に、直流母線のスイッチをオンさせることを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置の制御方法。
【請求項１０】
交流モータに通電する電流は、トルクを生じない電流であることを特徴とする請求項９に記載の電力変換装置の制御方法。
【請求項１１】
直流電源とそれぞれの平滑コンデンサの直流母線のスイッチをオンさせるとともに、抵抗と直列のスイッチをオフさせることを特徴とする請求項４〜１０のいずれか１項に記載の電力変換装置の制御方法。
【請求項１２】
複数の直流母線の同極間を短絡する手段は、電力変換器からパルス電圧を出力するためのスイッチであることを特徴とする請求項１１に記載の電力変換装置の制御方法。
【請求項１３】
電力変換器の停止時に、平滑コンデンサの電荷を、モータ電流を介して他の電源を充電することを特徴とする請求項１〜１２のいずれか１項に記載の電力変換装置の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流モータを駆動するための電力変換装置の制御方法であって、複数の直流電源に接続され、これら電源のそれぞれの出力電圧からパルスを生成・合成することでモータの駆動電圧を生成する電力変換装置の制御方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、燃料電池を主電源として高効率に高応答にモータを駆動するための構成が、知られている（例えば、特許文献１参照）。この例は、図１８にその一例を示すように、バッテリ６０１がＤＣ−ＤＣコンバータ６０２を介して燃料電池６０３と並列に接続された構成になっており、ＤＣ−ＤＣコンバータ６０２の出力電圧を制御することで、インバータ６０４に供給する電源としての出力効率を改善し、高効率かつ高応答にモータ６０５を駆動することを狙ったものである。
【特許文献１】特開２００２−１１８９８１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかしながら、上述した構成のＤＣ−ＤＣコンバータ６０２を備える駆動システムでは、電源６０１とモータ６０５との間を移動する電力は、全てＤＣ−ＤＣコンバータ６０２を通過するため、インバータ６０４を構成する半導体スイッチやコイルにおける損失が発生する問題があった。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ６０２のコイル容積によって、駆動システム全体の大きさが大きくなる問題もあった。
【０００４】
本発明は上述した問題点を解消して、複数電源によるモータ駆動の機能をＤＣ−ＤＣコンバータを用いずに実現するとともに、全体の体積・損失を低減可能な電力変換装置の制御方法を提供しようとするものである。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明の電力変換装置の制御方法は、交流モータを駆動するための電力変換装置であって、複数の直流電源に接続され、これら電源のそれぞれの出力電圧からパルスを生成・合成することでモータの駆動電圧を生成する電力変換装置の制御方法であって、複数の直流母線間に接続された平滑コンデンサへの電流を抑制する手段を備え、電力変換器の起動時に、前記抑制手段を用いて平滑コンデンサを充電し、電力変換装置を駆動することを特徴とするものである。
【発明の効果】
【０００６】
本発明によれば、複数の直流電源の電力配分を操作することが可能であり、特許文献１に示されているような、直流電圧を調整するDCDCコンバータを用いずに、電源電力を配分制御することができる。このため、装置全体を小形化・高効率化することができるようになる。また、本発明では、コンデンサと電源間を接続する際に、コンデンサを充電する電流値の最大値を制限することができるため、コンデンサや電源、電力変換装置の機器類、素子の電流容量を不要に大きくする必要はなく、装置全体の小型・低コスト化が可能である。
【０００７】
なお、本発明の電力変換装置の制御方法の好適例としては、複数の直流母線のうち、いずれか一つの直流母線に、平滑コンデンサへの電流を抑制する手段を備えることがある。このように構成することで、複数の電源と、それぞれのコンデンサ間全てに電流を抑制する手段を持たずとも、一つの直流母線に備えられた電流を抑制する手段によって実現することができるため、小型・低コストの電力変換装置とそれを用いたシステムを提供することが可能である。
【０００８】
また、本発明の電力変換装置の制御方法の好適例としては、平滑コンデンサへの電流を抑制する手段を、直流電源と平滑コンデンサとの間に設けられた、スイッチと抵抗との直列の組から構成することがある。このように構成することで、平滑コンデンサへの電流を抑制する手段が抵抗とスイッチの組によって実現し、コンデンサと電源間を接続する際のコンデンサへの電流を抑制することができる。
【０００９】
さらに、本発明の電力変換装置の制御方法の好適例としては、平滑コンデンサへの電流を抑制する手段を、直流電源と平滑コンデンサの間に設けられた、スイッチと抵抗との直列の組と、もう一つのスイッチとを並列に接続して構成することがある。このように構成することで、抵抗とスイッチの組に並列に構成したスイッチにより、コンデンサと電源間を接続する際のコンデンサへの電流を抑制するとともに、並列に構成されたスイッチによって、電源とコンデンサ間を直通させて、抵抗による電力損失の発生を抑制することができる。
【００１０】
さらにまた、本発明の電力変換装置の制御方法の好適例としては、起動時に、直流電源と平滑コンデンサとの間に構成された、抵抗と直列のスイッチをオンさせた後に、所定の時間を経過した後に、抵抗と並列に構成されたスイッチをオンさせることがある。このように構成することで、所定の時間を経過させることによって、十分に平滑コンデンサが充電され、平滑コンデンサの電圧は電源電圧とほぼ同電圧になるため、電源・平滑コンデンサ間に過大な電流が流れることはない。
【００１１】
また、本発明の電力変換装置の制御方法の好適例としては、起動時に、直流電源と平滑コンデンサとの間に構成された、抵抗と直列のスイッチをオンさせた後に、平滑コンデンサの電圧が所定の電圧に達した後に、抵抗と並列に構成されたスイッチをオンさせることがある。このように構成することで、起動に際して電源の出力可能な電流値が変動する場合には、コンデンサを充電する時間が変動するが、コンデンサの電圧が所定の電圧に達したかを判別し、スイッチをオンさせることで、電源からコンデンサへの過大な電流が流れることを防止することができる。
【００１２】
さらに、本発明の電力変換装置の制御方法の好適例としては、複数の直流電源とそれぞれの平滑コンデンサの直流母線にスイッチを備え、抵抗と直列のスイッチをオンさせた後に、所定の時間を経過した後に、直流母線のスイッチをオンさせることがある。このように構成することで、所定の時間を経過させることで、複数の平滑コンデンサが充電され、平滑コンデンサの電圧は電源電圧とほぼ同電圧になるため、電源・平滑コンデンサ間に過大な電流が流れることはない。また、複数の電源により構成されているが、個々の電源とコンデンサ間に電流を抑制する手段を設けずに、複数の平滑コンデンサへの電流を抑制することができる。
【００１３】
さらにまた、本発明の電力変換装置の制御方法の好適例としては、複数の直流電源とそれぞれの平滑コンデンサの直流母線にスイッチを備え、抵抗と直列のスイッチをオンさせた後に、平滑コンデンサの電圧が所定の電圧に達した後に、直流母線のスイッチをオンさせることがある。このように構成することで、起動に際して電源の出力可能な電流値が変動する場合には、コンデンサを充電する時間が変動するが、コンデンサの電圧が所定の電圧に達したかを判別し、直流母線のスイッチをオンさせることで、個々の電源とコンデンサ間に電流を抑制する手段を設けずに、複数の平滑コンデンサへの電流を抑制することができる。
【００１４】
また、本発明の電力変換装置の制御方法の好適例としては、複数の直流電源とそれぞれの平滑コンデンサの直流母線にスイッチを備え、少なくとも一つの直流電源を用いて交流モータに電流を通電し、前記モータ電流を介して、他の直流電源と接続される平滑コンデンサを充電、もしくは放電させ、平滑コンデンサの電圧が所定の電圧に達した後に、直流母線のスイッチをオンさせることがある。このように構成することで、複数の直流電源の電圧が異なる場合であっても、モータ電流を介して、他の直流電源と接続される平滑コンデンサの充放電を行うことで、平滑コンデンサの電圧は接続される電源電圧とほぼ同電圧にすることができ、電源・平滑コンデンサ間に過大な電流が流れることはない。
【００１５】
さらに、本発明の電力変換装置の制御方法の好適例としては、交流モータに通電する電流は、トルクを生じない電流であることがある。このように構成することで、モータ電流をトルクの生じない電流とすることができ、起動時にモータトルクの発生やモータの回転を望まない場合でも、平滑コンデンサの充放電を実現するこができる。
【００１６】
さらにまた、本発明の電力変換装置の制御方法の好適例としては、直流電源とそれぞれの平滑コンデンサの直流母線のスイッチをオンさせるとともに、抵抗と直列のスイッチをオフさせることがある。このように構成することで、直流母線を短絡することによって、モータ電流を介さずとも、複数の平滑コンデンサを同時に同電位に充電することができる。すなわち、モータ電流による損失を低減し、複数の平滑コンデンサを充電することができる。
【００１７】
また、本発明の電力変換装置の制御方法の好適例としては、複数の直流母線の同極間を短絡する手段は、電力変換器からパルス電圧を出力するためのスイッチであることがある。このように構成することで、電力変換器のスイッチを用いて直流母線を短絡することによって、新たに短絡するスイッチ手段を構成せずに実現することができ、装置全体の小型・低コスト化を図ることができる。
【００１８】
さらに、本発明の電力変換装置の制御方法の好適例としては、電力変換器の停止時に、平滑コンデンサの電荷を、モータ電流を介して他の電源を充電することがある。このように構成することで、本発明の制御方法をより好適に実施することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
以下に、この発明の実施の形態を、図面に基づき詳細に説明する。
【００２０】
第１実施例
図１は、本実施例における電力変換装置の回路図を示している。図１に示す例において、電源a 1-1の負極側と電源b 1-2の負極側は、共通負極母線15に接続されている。共通負極母線15とモータ2の各相端子間には、一般的に知られているインバータの下アームと同様に、半導体スイッチ107a, 108a, 109aとダイオード107b, 108b, 109bの組が接続される。電源a側の正極母線14とモータ2の各相端子間とは、双方向の導通を制御可能な半導体スイッチ101a/101b, 102a/102b, 103a/103bでそれぞれ接続する。また、電源b側の正極母線16とモータ2の各相端子間にも、双方向の導通を制御可能な半導体スイッチ104a/104b, 105a/105b, 106a/106bをそれぞれ接続する。
【００２１】
また、電源a側の正極母線14と共通負極母線15の間には平滑コンデンサ12を設け、電源b側の正極母線16と共通負極母線15の間にも平滑コンデンサ13を設ける。電源aの負極母線15aと共通負極母線15の間にリレー501を設け、正極母線14aと正極母線14の間にはリレー503を設けている。さらに、リレー503と並列に、リレー502と抵抗504を接続する。電源bの負極母線15bと共通負極母線15の間にリレー505を設け、正極母線16bと正極母線16の間にはリレー506を設けている。このリレーの動作の詳細は、後に述べる。
【００２２】
電力変換器３は、共通負極母線15と電源aの正極母線14aと電源bの正極母線16b、以上の３つの電位をもとに、モータに印加する電圧を生成する直流-交流電力変換器である。各相に設けられた半導体スイッチが、交流モータの各相に出力する電圧を生成するスイッチ手段であり、これらの電位のなかから択一的に接続し、その接続する時間の割合を変化させることで、モータに必要な電圧を供給する。
【００２３】
次に、図２を用いて制御装置４の構成を説明する。図２に示す例において、４-１は、外部より与えられるトルク指令Te*とモータ回転速度ωから、交流モータのｄ軸電流の指令値ｉd*とｑ軸電流の指令値ｉq*を演算するトルク制御手段である。トルク制御手段４−１では、予め作成されたTe*, ωを軸としたマップを参照し、id*, iq*を出力する。
【００２４】
電流制御手段４-２では、ｄ軸電流指令値ｉd*、ｑ軸電流指令値ｉq*とｄ軸電流値ｉd、ｑ軸電流値ｉqとから、これらを一致させるための電流制御を行う。この制御によって、三相交流の各相の電圧指令値vu*, vv*, vw*を出力する。
【００２５】
この電流制御手段４-２の詳細について、図３を用いて説明する。図３に示す例において、電流制御201-1では、id*、iq*にid、iqが追従するように、それぞれPI制御によるフィードバック制御を行って、ｄ軸電圧指令値vd*、ｑ軸電圧指令値vq*を出力する。ｉd、ｉqは、図２に示すように、３相／ｄｑ変換手段４-８によりU相電流ｉu、V相電流ｉｖから求められる。dq／3相変換201-2は、dq軸電圧を３相電圧指令に変換するｄｑ／３相電圧変換手段であり、dq軸電圧指令値vd*、vq*を入力とし、U相電圧指令値ｖu*、V相電圧指令値ｖv*、W相電圧指令値ｖw*を出力する。
【００２６】
４−５の電力制御・変調率演算では、電源aとbから供給される電力の分配目標値（rto_pa、rto_pb）を用いて、電力制御を行う。電力の分配目標値は、電源aと電源bの電力の比率を意味しており、電力の分配目標値rto_pa, rto_pbは次の関係をもつ。
rto_pa + rto_pb = 1
このため、一方の電力分配目標値が得られれば、上の関係から、もう一方の電力分配目標値を求めることができる。図２では、４−５の入力としてrto_paのみを記しており、４−５内部での演算によって、上式に基づいて、rto_pbを演算する。
【００２７】
この４−５の詳細を、図４を用いて説明する。図４に示す例において、乗算器201-3では、ｖu*、ｖv*、ｖw*に、それぞれrto_paを乗じて、電源a側の電圧指令値であるvu_a, vv_a, vw_aを演算する。（以下、電源ａから生成する電圧の指令を電源ａ分電圧指令、電源ｂから生成する電圧の指令を電源ｂ分電圧指令と記す）
vu_a = vu* ・ rto_pa
vv_a = vv* ・ rto_pa
vw_a = vw* ・ rto_pa
【００２８】
一方、電源b側の電圧指令値は、モータ電流制御の制御電圧から得られた電圧指令値ｖu*、ｖv*、ｖw*から、電源a側の電圧指令値値ｖu_a*、ｖv_a*、ｖw_a*を減算器201-4で減算して求める。
ｖu_b* = ｖu* - ｖu_a* 
ｖv_b* = ｖv* - ｖv_a* 
ｖw_b* = ｖw* - ｖw_a*
【００２９】
以下の変調率演算とＰＷＭパルス生成の説明は、Ｕ相についてのみ行うが、Ｖ相、Ｗ相についても全く同様の操作を行う。
【００３０】
図４の変調率演算手段４−５−１は、それぞれ電源ａの電圧Ｖdc_a、電源ｂの電圧Ｖdc_bを入力し、正規格化した電圧指令である瞬時変調率指令ｍu_a*、ｍu_b*、ｍv_a*、ｍv_b*、ｍw_a*、ｍw_b*を生成する変調率演算手段である。図４における点線部４−５―１は変調率演算手段であり、乗算器201-5, 201-6によって構成されている。ここでは、Ｕ相の電源ａ分電圧指令ｖu_a*、電源ｂ分電圧指令ｖu_b*をそれぞれの直流電圧の半分の値で正規化することで電源ａ分瞬時変調率指令ｍu_a*、電源ｂ分瞬時変調率指令ｍu_b*を求める。
ｍu_a*＝ｖu_a*／(Ｖdc_a／２)
ｍu_b*＝ｖu_b*／(Ｖdc_b／２)
【００３１】
図４における点線部４−５−２は変調率補正手段である。この変調率補正手段４−５−２では、得られた変調率を出力するために、PWM周期の時間幅を配分し、最終的な変調率指令値の演算を行う。
【００３２】
まず、変調率オフセット演算器201-11で、電源電圧Ｖdc_a、Ｖdc_ｂと、rto_paから、次の変調率オフセットma_offset0, mb_offset0を演算する。ここでrto_pbは、前述の式をもとに演算する。
rto_pb = 1 - rto_pa
【数１】
2007236072.tif 000003
【数２】
2007236072.tif 000004
【００３３】
得られた変調率オフセットma_offset0, mb_offset0は、加算器201-9と201-10で、それぞれ電源ａ分瞬時変調率指令ｍu_a*、電源ｂ分瞬時変調率指令ｍu_b*と加算する。最終的な変調率指令ｍu_a_c*,ｍu_b_c*を以下のように求める。
ｍu_a_c* =  ｍu_a* + ma_offset* -1
ｍu_b_c* =  ｍu_b* + mb_offset* -1
【００３４】
次に、図２におけるＰＷＭパルス生成手段４−７を図５を参照して説明する。図５に示す例において、電源a用キャリアは、電源aの電圧Ｖdc_aから電圧パルスを出力するために、各スイッチを駆動するＰＷＭパルスを生成するための三角波キャリアであり、同様に、電源b用キャリアとして三角波を設ける。これら二つの三角波キャリアは、上限＋１、下限―１の値をとり、１８０度の位相差を持つ。
【００３５】
ここでは、Ｕ相の各スイッチを駆動する信号を、図６をもとに次のようにおく。
Ａ：電源aから出力端子の方向へ導通するスイッチの駆動信号
Ｂ：出力端子から負極の方向へ導通するスイッチの駆動信号
Ｃ：出力端子から電源aの方向へ導通するスイッチの駆動信号
Ｄ：電源bから出力端子の方向へ導通するスイッチの駆動信号
Ｅ：出力端子から電源bの方向へ導通するスイッチの駆動信号
【００３６】
まず、電源aから電圧パルスを出力する際のパルス生成方法について述べる。電源aからＰＷＭパルスを出力する際に、Ａをオンする必要がある。正極と正極の間に電位差があり、Ｖdc_a＞Ｖdc_bである時、ＡとＥがともにオンすると、正極間を短絡する電流が流れることになる。例えば、同時にＡをオンからオフへ、Ｅをオフからオンへ信号を切り換えた場合に、Ａが完全にオフするまでに時間を要するため、Ｅのオン時と重なり、ともにオンする時間が生じ、短絡電流が流れ、この経路に設置された半導体スイッチの発熱量が増加する。このような発熱の増加を予防するために、駆動信号ＡとＥがともにオフする時間を経過した後に、Ａ、Ｅをオフからオンへ切り換えるようにする。このように駆動信号に短絡防止時間（デッドタイム）付加したパルス生成を行う。
【００３７】
このＡとＥの駆動信号にデッドタイムを付加するのと同様に、ＥとＣにデッドタイムを付加し、さらに、正極と負極の短絡防止のためには、ＡとＢ、ＥとＢにデッドタイムを付加する。
【００３８】
図７を用いて、ＡとＥの駆動信号にデッドタイムを付加する方法を以下に説明する。デッドタイムを付加した駆動信号生成を行うため、ｍu_a_c*からデッドタイム分オフセットしたｍu_a_c_up*, ｍu_a_c_down*を次のように求める。
mu_a_c_up* = ｍu_a_c* ＋ Hd                  
ｍu_a_c_down* = ｍu_a_c* − Hd                
ここで、Hdは三角波の振幅(底辺から頂点まで)Htrと周期Ttr、デッドタイムTdから次のように求める。
Hd = 2Td・Htr／Ttr              
【００３９】
キャリアとｍu_a_c*, ｍu_a_c_up*, ｍu_a_c_down*の比較を行って、ＡとＥのスイッチの駆動信号を次のルールに従って求める。
ｍu_a_c_down*≧電源a用キャリアならば Ａ ＝ ＯＮ
ｍu_a_c*≦電源a用キャリアならば      Ａ ＝ ＯＦＦ
ｍu_a_c*≧電源a用キャリアならば      Ｅ ＝ ＯＦＦ
ｍu_a_c_up*≦電源a用キャリアならば   Ｅ ＝ ＯＮ
このように、駆動信号を生成することで、ＡとＥの間にはTdのデッドタイムを設けることができ、正極間の短絡を防止することができる。
【００４０】
また、電源bから電圧パルスを出力する際のパルス生成方法は、電源aの場合と同様であり、次のｍu_b_c_up*, ｍu_b_c_down*を求め、電源b用キャリアとの比較を行う。（図８）
mu_b_c_up* = ｍu_b_c* ＋ Hd                  
ｍu_b_c_down* = ｍu_b_c* − Hd
ＤとＣのスイッチの駆動信号を次のルールに従って求める。
ｍu_b_c_down*≧電源b用キャリアならば   Ｄ ＝ ＯＮ
ｍu_b_c*≦電源b用キャリアならば        Ｄ ＝ ＯＦＦ
ｍu_b_c*≧電源b用キャリアならば        Ｃ ＝ ＯＦＦ
ｍu_b_c_up*≦電源b用キャリアならば     Ｃ ＝ ＯＮ
このようにして、ＤとＣの間にもTdのデッドタイムを設けることができ、正極間の短絡を防止することができる。
【００４１】
駆動信号Ｂは、生成された駆動信号Ｅと駆動信号ＣのＡＮＤから生成する。
Ｂ＝Ｅ・Ｃ
ＥはＡとの間にデッドタイムが付加した駆動信号であり、ＣはＤとの間にデッドタイムが付加した駆動信号である。このため、ＢをＥとＣのＡＮＤから生成することで、ＢとＡ、ＢとＥにもデッドタイムを生成することができる。デッドタイムが付加されたパルス生成の例を図９に示す。
【００４２】
各スイッチの駆動信号は、駆動信号処理回路４−８に入力される。４−８駆動信号処理回路の詳細な構成を、図１０を用いて前述の説明と同様に、Ｕ相のみの信号処理について説明する。他の相についても、同様な信号処理回路を構成する。図１１は、この駆動信号の信号処理回路を示しており、各スイッチＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅの駆動信号とpwm_enable信号を入力とし、各スイッチの駆動信号を出力とする論理回路である。ここで、pwm_enable信号は運転・停止判別信号である。
【００４３】
pwm_enable信号との論理演算を行う前に、Ｂの駆動信号とＮＯＴ回路401を通して論理反転した信号と、ＡとＤの駆動信号は、それぞれＡＮＤ回路402と403により、論理積を演算し、Ａo、Ｄoを出力する。これによって、ＡとＢが同時にオン、ＤとＢが同時にオンする駆動信号の出力を防止することができ、極間の短絡を防ぐことができる。
【００４４】
また、Ｅの駆動信号とＣの駆動信号が共にオフでありＬ（ロー）の信号であるとき、ＮＯＲ401の出力はＨ（ハイ）となる。これと、元の駆動信号ＥをＯＲ406に通すと、406から出力される信号ＥoはＨとなる。同様に、Ｃの駆動信号もＯＲ407を通すことで、407の出力ＣoはＨになる。すなわち、この回路に信号を通すことによって、ＥとＣが共にオフの信号である時に、ＥとＣをオンさせることで、モータから電源への電流経路を確保することが可能である。
【００４５】
pwm_enable信号と、Ａo、Ｄo、Ｂoのそれぞれと、論理積をＡＮＤ407、408、409で演算し、駆動信号Ａ、Ｄ、Ｂを出力する。この論理演算によって、pwm_enable信号がＬの時には、Ａ、Ｄ、Ｂのスイッチの駆動信号はＬになり、電源から負荷への電力供給を停止できる。また、Ｃo、Ｅoとpwm_enable信号をＮＯＴ410で反転した信号との論理和をＯＲ411、412で演算し、駆動信号ＣとＥを出力する。この論理演算によって、pwm_enable信号がＬ、すなわち、電力変換器の停止信号を受けて、ＣとＥの駆動信号はともにＨになり、ＣとＥをオンする。
【００４６】
このようにして生成されたＰＷＭパルスをもとに、電力変換器の各スイッチをＯＮ・ＯＦＦ駆動し、出力電圧パルスを生成する。周期毎に、電源aの電圧Ｖdc_aから生成された電圧パルスと、電源bの電圧Ｖdc_bから生成された電圧パルスとの平均をとると、元の３相電圧指令値ｖu*、ｖv*、ｖw*を実現する電圧パルスが生成されていることになる。
【００４７】
このようにして駆動する電力変換器３は、電源aと電源bの電力配分を操作することが可能であり、特許公報１に示されているような、直流電圧を調整するDCDCコンバータを用いずに、電源電力を配分制御することができる。このため、装置全体を小形化・高効率化することができるようになる。
【００４８】
次に、図１１に示すフローチャートを用いて、図１における電力変換器３の起動時のリレー動作を説明する。起動時のシーケンスがスタートすると、全てのリレー501, 502, 503, 505, 506をOFFする（ステップ１）。リレーが全てOFFできる時間を経過した後、図６に示したSWのAとEをONにさせる（ステップ２）。このため、pwm_enable信号をＨにしておくが、変調率演算と三角波比較によるＰＷＭ生成ではなく、駆動信号処理回路の入力信号のＡとＥの駆動信号をＨにする。図１１のフローチャートでは、各相のSWをONさせるが、平滑コンデンサ12と13の正極間を短絡できるように電流経路を開通させれば良いため、一相分のAとEをONさせるだけでも良い。
【００４９】
次に、電源aの負極母線のリレー501と、抵抗504に直列に接続されたリレー502をONする（ステップ３）。このようにすると、電源aから抵抗504を介して平滑コンデンサ13と12を充電し、電流の最大値は、抵抗504の抵抗値と電源aの電圧Ｖdc_aで決まる値に制限される。この後、時間Tst間待機する（ステップ４）。この時間は、電源aにより平滑コンデンサが十分に充電され、電源aの電圧とほぼ同電圧になる時間を実験的、もしくは、回路シミュレーション等により測定し、予め設定しておく値である。十分に平滑コンデンサが充電された後、リレー503, 505, 506をＯＮする（ステップ５）。平滑コンデンサの電圧は、上述の動作によって電源電圧とほぼ同電圧になるため、電源・平滑コンデンサ間に過大な電流が流れることはない。
【００５０】
次に、リレー502をＯＦＦする（ステップ６）。リレー502をONしたままでも良いが、電源aから電力を電力変換器に供給する際に、抵抗504によって損失を発生させるため、抵抗の接続された回路をリレー502によって遮断する。上述の手順の中で、正極間を短絡したSW AをOFFするとともに、負荷から電源への電流経路のCをONさせる（ステップ７）。この後、PWM実行許可を電力変換装置に出力し（ステップ８）、pwm_enable信号は同じくＨを出力する。
【００５１】
このように、本発明の第１実施例では、リレーと抵抗器を電源と電力変換装置の間に構成し、前述のフローチャートに従った動作を行うことで、コンデンサと電源間を接続する際に、コンデンサを充電する電流値の最大値を制限することができるため、コンデンサや電源、電力変換装置の機器類、素子の電流容量を不要に大きくする必要はなく、装置全体の小型・低コスト化が可能である。また、複数の電源により構成されているが、個々の電源とコンデンサ間に抵抗とリレーを持たずとも、本発明によって、一つの抵抗と、その直列のリレーによって実現することができるため、リレー・抵抗の数を最小限とし、小型・低コストの電力変換装置とそれを用いたシステムを提供することが可能である。
【００５２】
第２実施例
第２の実施例では、第１の実施例の図１１に示すフローチャート一部が異なる。第２の実施例における、電力変換器３の起動時のリレー動作をフローチャートを図１２に示す。図１２では、第１の実施例で時間Tst間待機するとしていた箇所が、平滑コンデンサ12の電圧値を電圧センサを用いて検出し、この電圧値と設定電圧値との比較により、判別を行う（ステップ１１）。設定電圧値は、電源aの電圧値よりも低い値に設定し、例えば、電源a電圧値の97%値などに設定する。この値は、抵抗504の電流がほぼ０となり、コンデンサが十分に充電された状態でのコンデンサ電圧値を予め測定しておき、設定電圧値を設定する。
【００５３】
このように、本発明の第２実施例では、起動に際して、電源の出力可能な電流値が変動する場合には、コンデンサを充電する時間が変動するが、本発明により、コンデンサの電圧値と設定電圧値の比較によって、充電状態を判別し、十分に充電された後に、リレー503をＯＮさせることができるため、電源からコンデンサへの過大な電流が流れることを防止することができ、コンデンサや電源、電力変換装置の機器類、素子の電流容量を不要に大きくする必要はなく、装置全体の小型・低コスト化が可能である。
【００５４】
第３実施例
第３の実施例は、第１の実施例と異なる回路構成であり、また、起動時のリレー動作も異なる。図１３は、図１の電源bとリレー505、リレー506を省いた構成である。この構成における起動時のリレー動作を、図１４のフローチャートを用いて説明する。起動時のシーケンスがスタートすると、全てのリレー501, 502, 503をOFFする（ステップ１）。リレーが全てOFFできる時間を経過した後、図６に示したSWのAとEをONにさせる（ステップ２）。このため、pwm_enable信号をＨにしておくが、変調率演算と三角波比較によるＰＷＭ生成ではなく、駆動信号処理回路の入力信号のＡとＥの駆動信号をＨにする。
【００５５】
次に、電源aの負極母線のリレー501と、抵抗504に直列に接続されたリレー502をONする（ステップ３）。この後、時間Tst間待機する（ステップ４）。十分に平滑コンデンサが充電された後、リレー503をＯＮする（ステップ２１）。平滑コンデンサの電圧は、上述の動作によって電源電圧とほぼ同電圧になるため、電源・平滑コンデンサ間に過大な電流が流れることはない。次に、リレー502をＯＦＦする（ステップ６）。上述の手順の中で、正極間を短絡したSW AをOFFするとともに、負荷から電源への電流経路のCをONさせる（ステップ７）。この後、PWM実行許可を電力変換装置に出力し（ステップ８）、pwm_enable信号は同じくＨを出力する。
【００５６】
このように、本発明の第３実施例では、リレーと抵抗器を電源と電力変換装置の間に構成し、前述のフローチャートに従った動作を行うことで、コンデンサと電源間を接続する際に、コンデンサを充電する電流値の最大値を制限することができるため、コンデンサや電源、電力変換装置の機器類、素子の電流容量を不要に大きくする必要はなく、装置全体の小型・低コスト化が可能である。また、複数の平滑コンデンサのうち、電源が並列に接続されていないコンデンサに対しても、本発明により、コンデンサの充電を行うことができる。図１３では、電力変換装置とモータが一組であるが、図１５のような複数の電力変換装置の構成にした場合であっても、本発明により、平滑コンデンサを充電することができる。
【００５７】
第４実施例
第４の実施例は、第１の実施例と回路構成は同じであり、起動時の動作が異なる。本実施例における起動時のリレー動作を、図１６のフローチャートを用いて説明する。起動時のシーケンスがスタートすると、全てのリレー501, 502, 503, 505, 506をOFFする（ステップ１）。リレーが全てOFFできる時間を経過した後、図６に示したSWのAとEをONにさせる（ステップ２）。pwm_enable信号をＨにしておくが、変調率演算と三角波比較によるＰＷＭ生成ではなく、駆動信号処理回路の入力信号のＡとＥの駆動信号をＨにする。
【００５８】
次に、電源aの負極母線のリレー501と、抵抗504に直列に接続されたリレー502をONする（ステップ３）。この後、時間Tst間待機する（ステップ４）。この時間は、電源aにより平滑コンデンサが十分に充電され、電源aの電圧とほぼ同電圧になる時間を実験的、もしくは、回路シミュレーション等により測定し、予め設定しておく値である。十分に平滑コンデンサが充電された後、リレー503をＯＮし（ステップ３１）、リレー502をＯＦＦする（ステップ６）。上述の手順の中で、正極間を短絡したSW AをOFFするとともに、負荷から電源への電流経路のCをONさせる（ステップ７）。この後、PWM実行許可を電力変換装置に出力し（ステップ８）、pwm_enable信号は同じくＨを出力する。
【００５９】
次に、モータの電流指令値をid*, iq*を与える（ステップ３２）。iq*=0とし、id*のみを予め定めた電流値で与える。iq*=0とすることで、モータトルクは発生せず、モータに電力を供給する。また、電力の分配目標値rto_paを１に設定し、電源aからのみ電力を供給する。電源bの電圧Ｖｄｃ_bと平滑コンデンサ13電圧の差ΔＶｄｃ_bを演算する（ステップ３３）。この電圧の差ΔＶｄｃ_bの絶対値が所定の設定電位差よりも大きいかどうかを判定する（ステップ４３）。
【００６０】
ΔＶｄｃ_bの絶対値が所定の設定電位差よりも大きい場合には、設定電位差内に収まるように、電力の分配目標値を調整する。まず、ΔＶｄｃ_bが正かどうかを判定する（ステップ３５）。
【００６１】
ΔＶｄｃ_bが正の場合、すなわち、電源bに対して、平滑コンデンサ13の電圧が低い場合には、電源aの電力の分配目標値rto_paを増加させ、モータを介して、電源aから平滑コンデンサ13を充電するように動作させる（ステップ３６）。ここで、Δrto_paは、例えば、0.01というような値に設定する。rto_paにΔrto_paを加算するため、繰り返し演算によってrto_paの値が発散せぬように、上限値のリミッタrto_maxとrto_paとの比較を行う（ステップ３７）。rto_paがrto_maxを超過した場合には、rto_pa=rto_maxとする（ステップ３８）。
【００６２】
同様にして、ΔＶｄｃ_bが負のときには、平滑コンデンサ13を放電させるため、電力の分配目標値を減らしていく（ステップ３９）。この場合にも、rto_paの下限値リミッタrto_minを用いて、rto_paの値の発散を防止する（ステップ４０、ステップ４１）。この演算は、ΔＶｄｃ_bと設定電位差の分岐演算の中で、繰り返して演算されることになる。
【００６３】
ΔＶｄｃ_bの絶対値が所定の設定電位差よりも小さくなった時に、rto_paを1に設定し、平滑コンデンサ13からの電力の充放電を停止させる（ステップ４２）。その後、モータの電流指令値id*, iq*をともに0に設定する（ステップ４３）。リレー505, 506をＯＮし、電源bの経路を開通させる（ステップ４４）。このとき、電源bと平滑コンデンサ13の電位差が設定電位差内に収まるように、上述の制御動作を行っているため、電源bと平滑コンデンサ13間に過大な電流が流れることはない。この後、PWM実行許可を電力変換装置に出力する（ステップ４５）。
【００６４】
このように、本発明の第４実施例では、複数の電源の電圧が等しくない場合であっても、コンデンサと電源の間の電圧差を調整させることによって、コンデンサと電源の間に過大な電流が流れることを防止できる。このため、リレー・抵抗の数を最小限の構成を実現でき、小型・低コストの電力変換装置とそれを用いたシステムを提供することが可能である。本実施例では、リレー501と504をＯＮする前に、SWのAとEをONさせたが、SWのＡとＥによる短絡を行わずに、その後の平滑コンデンサ13電圧の電圧制御を行って、平滑コンデンサ13の充電を行っても良い。
【００６５】
第５実施例
第５の実施例は、第１の実施例と同じ回路構成であり、電力変換器の停止時に関する制御動作の例である。本実施例における停止時のリレー動作、制御動作を、図１７のフローチャートを用いて説明する。図１７において、モータを停止させ、電力変換器の動作を停止させるシーケンスがスタートすると、まず、モータの電流指令値id*, iq*を０に設定する（ステップ５１）。この後、リレー505, 506をオフにし、電源bを開放する（ステップ５２）。
【００６６】
次に、平滑コンデンサ13に残存する電荷を放電するため、電流指令値id*, iq*を設定するとともに、rto_paの値をrto_pa_offに設定する（ステップ５３）。電流指令値は起動時の実施例と同様に、iq*=0とし、id*のみを予め定めた電流値で与える。また、rto_pa_offは電源aを充電し、電源bを放電するように、例えば、rto_pa_off = -0.2 のように、rto_pa_off < 0 の値を設定する。
【００６７】
平滑コンデンサ13の電圧と、予め設定された電圧値Vdc_b_offとの比較を行い、平滑コンデンサ13が放電されて、その電圧値がVdc_b_offを下回るまで、rto_paはrto_pa_offの状態を保持する（ステップ５４）。平滑コンデンサ13の電圧値がVdc_b_offを下回ると、rto_paを１に設定し、平滑コンデンサ13の充放電を停止させる（ステップ５５）。次に、id*, iq*を０に設定し、電源aからモータへの電力の充放電を停止させた（ステップ５６）後に、リレー501, 503をオフにし、電源aを開放する（ステップ５７）。平滑コンデンサ12に充電された電荷を放電するために、iq*=0とし、id*のみを予め定めた電流値で与える（ステップ５８）。平滑コンデンサ12の電圧値がVdc_a_offを下回ると（ステップ５９）、pwm_enable信号をＬにし、電力変換器のＰＷＭを停止させる（ステップ６０）。
【００６８】
本発明の第５実施例では、このような停止動作を行うことで、リレーを用いて電源bを開放した後に、平滑コンデンサ13に蓄えられた電荷を電源aへ回生させることができ、電力変換器の電力損失を低減することができる。また、電源a, bと電力変換器のリレーをオフすることで、電源からの不要に電力を損失させることもない。
【産業上の利用可能性】
【００６９】
本発明によれば、複数の直流電源の電力配分を操作することが可能であり、直流電圧を調整するDCDCコンバータを用いずに、電源電力を配分制御することができる。このため、装置全体を小形化・高効率化することができるようになる。また、本発明では、コンデンサと電源間を接続する際に、コンデンサを充電する電流値の最大値を制限することができるため、コンデンサや電源、電力変換装置の機器類、素子の電流容量を不要に大きくする必要はなく、装置全体の小型・低コスト化が可能である。
【図面の簡単な説明】
【００７０】
【図１】本発明の第１実施例における電力変換器の構成を説明するための図である。
【図２】本発明における制御システムを説明するための図である。
【図３】図２の電流制御手段４−２の詳細を示すブロック図である。
【図４】図２の電力制御・変調率演算手段４−５の詳細を示すブロック図である。
【図５】本発明の第１実施例のＰＷＭパルス生成手段で用いる三角波を説明するための図である。
【図６】図１からＵ相のみを抜き出した構成を示す図である。
【図７】三角波比較によるＡとＥのパルス生成の例を説明するための図である。
【図８】三角波比較によるＤとＣのパルス生成の例を説明するための図である。
【図９】デッドタイムが付加されたパルス生成の例を説明するための図である。
【図１０】本発明の第１実施例における駆動信号処理回路を説明するための図である。
【図１１】本発明の第１実施例における起動時の制御動作を示すフローチャートである。
【図１２】本発明の第２実施例における起動時の制御動作を示すフローチャートである。
【図１３】本発明の第３実施例における電力変換器の構成を説明するための図である。
【図１４】本発明の第３実施例における起動時の制御動作を示すフローチャートである。
【図１５】複数の電力変換器を用いた構成例を説明するための図である。
【図１６】本発明の第４実施例における起動時の制御動作を示すフローチャートである。
【図１７】本発明の第５実施例における起動時の制御動作を示すフローチャートである。
【図１８】従来の燃料電池とバッテリーの２電源によるモータ駆動システムの構成を説明するための図である。
【符号の説明】
【００７１】
１−１  電源ａ
１−２  電源ｂ
２  モータ
３  電力変換器
４  制御装置
１１、１２  平滑コンデンサ
５０１、５０２、５０３、５０５、５０６  リレー
５０４  抵抗
【図１】
2007236072.tif 000005
【図２】
2007236072.tif 000006
【図３】
2007236072.tif 000007
【図４】
2007236072.tif 000008
【図５】
2007236072.tif 000009
【図６】
2007236072.tif 000010
【図７】
2007236072.tif 000011
【図８】
2007236072.tif 000012
【図９】
2007236072.tif 000013
【図１０】
2007236072.tif 000014
【図１１】
2007236072.tif 000015
【図１２】
2007236072.tif 000016
【図１３】
2007236072.tif 000017
【図１４】
2007236072.tif 000018
【図１５】
2007236072.tif 000019
【図１６】
2007236072.tif 000020
【図１７】
2007236072.tif 000021
【図１８】
2007236072.tif 000022