(57)【要約】【課題】積和演算の実行を最小限に抑えることにより、騒音の消音制御に必要な演算負荷を低減させた能動騒音低減装置を提供することを目的とする。【解決手段】そしてこの目的を達成するために本発明は、適応ノッチ型フィルターを用いた能動騒音装置において、係数更新演算部１２、１３に入力される参照信号を三角波とすることにより、参照信号生成部１４における積和演算回数を減らすことができ、演算負荷を低減させることができる。【選択図】図１
2007328219.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
騒音源に起因する制御すべき騒音の周波数を検出する制御対象騒音周波数検出手段と、前記制御対象騒音周波数検出手段で検出された騒音の周波数と同一の周波数の正弦波を生成する正弦波生成手段と余弦波を生成する余弦波生成手段と前記正弦波生成手段からの正弦波信号が入力される第１の１タップデジタルフィルタと、前記余弦波生成手段からの余弦波信号が入力される第２の１タップデジタルフィルタと、前記第１の１タップデジタルフィルタからの出力と前記第２の１タップデジタルフィルタからの出力とが加算されたものが入力され前記騒音源に起因する制御すべき騒音と干渉させるための駆動信号を出力させる駆動信号生成手段と、前記駆動信号生成手段から出力される前記駆動信号と前記騒音源に起因する制御すべき騒音との干渉の結果生じる誤差信号を検出する誤差信号検出手段と、前記第１の１タップデジタルフィルタのフィルタ係数を更新する第１の係数更新手段と、前記第２の１タップデジタルフィルタのフィルタ係数を更新する第２の係数更新手段からなり、前記第１の係数更新手段及び第２の係数更新手段は前記誤差信号検出手段からの誤差信号と前記制御対象騒音周波数検出手段で検出された騒音の周波数と同一の基本周波数を持つ二等辺三角波のそれぞれの参照信号とによって前記誤差信号検出手段における騒音が低減されるように前記第１の１タップデジタルフィルタ及び前記第２の１タップデジタルフィルタの係数を更新するように構成された能動型騒音制御装置。
【請求項２】
第１の係数更新手段及び第２の係数更新手段は誤差信号検出手段からの誤差信号と前記制御対象騒音周波数検出手段で検出された騒音の周波数と同一の基本周波数を持つ方形波のそれぞれの参照信号とによって前記誤差信号検出手段における騒音が低減されるように第１の１タップデジタルフィルタ及び第２の１タップデジタルフィルタの係数を更新するように構成された請求項１に記載の能動型騒音制御装置。
【請求項３】
第１の係数更新手段及び第２の係数更新手段は誤差信号検出手段からの誤差信号と前記制御対象騒音周波数検出手段で検出された騒音の周波数と同一の基本周波数を持つ等脚台形波のそれぞれの参照信号とによって誤差信号検出手段における騒音が低減されるように前記第１の１タップデジタルフィルタ及び前記第２の１タップデジタルフィルタの係数を更新するように構成された請求項１に記載の能動型騒音制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、車両のエンジン等の回転機器から発生する振動騒音を能動的に低減する能動騒音低減装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来の能動騒音低減装置においては、適応ノッチフィルタを利用した適応制御を行う方法が知られている（例えば、特許文献１参照）。図７は、この特許文献１に記載された従来の能動騒音低減装置の構成と等価な構成を示すものである。
【０００３】
図７において、能動騒音低減装置を実現するための離散演算は離散演算処理部１５において実行される。エンジン回転数検出器１はエンジン回転数に比例した周波数をもつパルス列をエンジンパルスｐとして出力する。たとえばこのエンジンパルスｐはクランク角センサーの出力を取り出すことによって作成される。周波数検出部２は、エンジンパルスｐを基に騒音周波数ｆを算出し出力する。基準信号生成部１６は、正弦波１周期を所定等分した各ポイントの値をメモリ上に保持する正弦波テーブル３を有し、選択手段１７により正弦波テーブル３からデータを選択し、周波数が騒音周波数ｆに等しい基準正弦波信号ｘ１［ｎ］と基準余弦波信号ｘ２［ｎ］とを生成し出力する。参照信号生成部１８は、スピーカ１０からマイクロフォン１１までの伝達特性値を模擬した基準正弦波信号補正値テーブル１９（周波数ｆ〔Ｈｚ〕のときの基準正弦波信号補正値をＣ１［ｆ］と表す）と基準余弦波信号補正値テーブル２０（周波数ｆ〔Ｈｚ〕のときの基準余弦波信号補正値をＣ２［ｆ］と表す）とを利用し、参照正弦波信号ｒ１［ｎ］と参照余弦波信号ｒ２［ｎ］とを生成し出力する。第１の１タップデジタルフィルタ７は、内部に保持するフィルタ係数Ｗ１［ｎ］によりｘ１［ｎ］をフィルタリングし、第１の制御信号ｙ１［ｎ］を生成する。第２の１タップデジタルフィルタ８は、内部に保持するフィルタ係数Ｗ２［ｎ］により基準余弦波信号ｘ２［ｎ］をフィルタリングし、第２の制御信号ｙ２［ｎ］を生成する。電力増幅器９は第１の制御信号ｙ１［ｎ］と第２の制御信号ｙ２［ｎ］とを加算した信号を増幅する。スピーカ１０は電力増幅器９からの出力信号を騒音打ち消し音として出力する。マイクロフォン１１は騒音と騒音打ち消し音とが干渉した結果生じる音を誤差信号ε［ｎ］として検出する。第１の適応制御アルゴリズム演算部１２は参照正弦波信号ｒ１［ｎ］と誤差信号ε［ｎ］を基に、例えば最急降下法の一種であるＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ  Ｍｅａｎ  Ｓｑｕａｒｅ）アルゴリズムに基づいてフィルタ係数Ｗ１［ｎ］を逐次更新する。同様に、第２の適応制御アルゴリズム演算部１３は参照余弦波信号ｒ２［ｎ］と誤差信号ε［ｎ］を基に、フィルタ係数Ｗ２［ｎ］を逐次更新する。上述の処理を所定周期で繰り返すことにより、騒音を低減させることができる。
【特許文献１】特開２００４−３６１７２１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、上記従来の構成では、参照正弦波信号ｒ１［ｎ］および参照余弦波信号ｒ２［ｎ］を生成する際に、基準正弦波信号ｘ１［ｎ］と基準正弦波信号補正値Ｃ１［ｋ］との積和演算、および基準余弦波信号ｘ２［ｎ］と基準余弦波信号補正値Ｃ２［ｋ］との積和演算を伴い、それぞれの参照信号を作成するために２回の積演算を必要としていた。この結果、演算負荷が増大するという問題があった。
【０００５】
本発明は、積演算の実行を最小限に抑えることにより、騒音の消音制御に必要な演算負荷を低減させた能動型騒音制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の能動型騒音制御装置は、騒音源に起因する制御すべき騒音の周波数を検出する制御対象騒音周波数検出手段と、前記制御対象騒音周波数検出手段で検出された騒音の周波数と同一の周波数の正弦波を生成する正弦波生成手段と余弦波を生成する余弦波生成手段と前記正弦波生成手段からの正弦波信号が入力される第１の１タップデジタルフィルタと、前記余弦波生成手段からの余弦波信号が入力される第２の１タップデジタルフィルタと、前記第１の１タップデジタルフィルタからの出力と前記第２の１タップデジタルフィルタからの出力とが加算されたものが入力され前記騒音源に起因する制御すべき騒音と干渉させるための駆動信号を出力させる駆動信号生成手段と、前記駆動信号生成手段から出力される前記駆動信号と前記騒音源に起因する制御すべき騒音との干渉の結果生じる誤差信号を検出する誤差信号検出手段と、前記第１の１タップデジタルフィルタのフィルタ係数を更新する第１の係数更新手段と、前記第２の１タップデジタルフィルタのフィルタ係数を更新する第２の係数更新手段からなり、前記第１の係数更新手段及び第２の係数更新手段は前記誤差信号検出手段からの誤差信号と前記制御対象騒音周波数検出手段で検出された騒音の周波数と同一の基本周波数を持つ二等辺三角波のそれぞれの参照信号、もしくは騒音の周波数と同一の基本周波数を持つ方形波のそれぞれの参照信号、もしくは騒音の周波数と同一の基本周波数を持つ等脚台形波のそれぞれの参照信号とによって前記誤差信号検出手段における騒音が低減されるように前記第１の１タップデジタルフィルタ及び前記第２の１タップデジタルフィルタの係数を更新するように構成されたことを特徴とする。
【発明の効果】
【０００７】
本発明の能動型騒音制御装置は、第１の係数更新手段及び第２の係数更新手段に入力させるいわゆる参照信号を制御対象騒音周波数検出手段で検出された騒音の周波数と同一の基本周波数を持つ二等辺三角波としている。そしてこの参照信号は前記駆動信号生成手段から誤差信号検出手段に至る伝達特性を加味して作成しなければならないが、二等辺三角波の場合は前記駆動信号生成手段から誤差信号検出手段に至る伝達特性の中の位相特性に関係する値については、位相特性自身で積演算を必要とすることなく決定でき簡単に求まる。そして、その値に前記駆動信号生成手段から誤差信号検出手段に至る伝達特性の中の振幅を掛けることによって参照信号が生成できる。即ち一回の積演算のみで参照信号が生成でき、演算負荷が低減できるという作用効果が得られる。
【０００８】
また、参照信号を制御対象騒音周波数検出手段で検出された騒音の周波数と同一の基本周波数を持つ方形波とした場合にも同様に、前記駆動信号生成手段から誤差信号検出手段に至る伝達特性の中の位相特性に関係する値については、位相特性自身で積演算を必要とすることなく決定でき簡単に求まる。そして、その値に前記駆動信号生成手段から誤差信号検出手段に至る伝達特性の中の振幅を掛けることによって参照信号が生成でき、演算負荷が低減できるという作用効果が得られることに加え、前記駆動信号生成手段から誤差信号検出手段に至る伝達特性の振幅特性を考慮せず、振幅特性を常に１に正規化した場合には、係数更新計算自身も積演算を必要とすることなくさらに演算負荷が低減できるという作用効果が得られる。
【０００９】
また、参照信号を制御対象騒音周波数検出手段で検出された騒音の周波数と同一の基本周波数を持つ等脚台形波とした場合にも同様に、前記駆動信号生成手段から誤差信号検出手段に至る伝達特性の中の位相特性に関係する値については、位相特性自身で積演算を必要とすることなく決定でき簡単に求まる。そして、その値に前記駆動信号生成手段から誤差信号検出手段に至る伝達特性の中の振幅を掛けることによって参照信号が生成でき、演算負荷が低減できるという作用効果が得られることに加え、等脚台形波の形を適切に選ぶことによって、基本周波数成分以外の高次数成分の量を減少でき、より高性能な騒音低減性能を実現できるという作用効果が得られる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
（実施の形態１）
以下、本発明の実施の形態１における能動騒音低減装置について図面を参照しながら説明する。
【００１１】
図１は本発明の実施の形態１における能動騒音低減装置のブロック図である。
【００１２】
図１において、エンジン回転数検出器１は車両に搭載された騒音源としてのエンジンの回転数に比例した周波数をもつパルス列をエンジンパルスｐとして出力する。制御対象騒音周波数検出手段としての周波数検出部２はエンジンパルスｐから制御対象騒音周波数ｆ〔Ｈｚ〕を算出し出力する。離散化された正弦波のデータとしての正弦波テーブル３は正弦波１周期をＮ等分した各ポイントの正弦値をメモリ上に保持する。正弦波生成手段５はサンプリング周期ごとに正弦波テーブルより、制御対象騒音周波数ｆに基づいた所定の間隔でデータを読み出して基準正弦波信号ｘ１［ｎ］を生成する。同様に余弦波生成手段６はサンプリング周期ごとに正弦波テーブル３より、制御対象騒音周波数ｆに基づいた所定の間隔でデータを読み出すが、同一時点では正弦波生成手段よりＮ／４だけ先行したポイントを読み出すことによって基準余弦波信号ｘ２［ｎ］を生成している。読み出しポイントはＮを超えた場合はその読み出しポイントからＮを引いたポイントを新たな読み出しポイントとしなければならない。特性テーブル４はスピーカ１０からマイクロフォン１１までの伝達特性の振幅特性Ｇ［ｆ］及び位相特性を前記正弦波テーブル３のポイント数Ｎの相対的なポイント移動量に換算した位相特性換算値Ｐ［ｆ］を周波数毎に保持する。参照信号生成部１４は制御対象騒音周波数ｆに基づき、特性テーブル４から制御対象騒音周波数ｆにおける振幅特性Ｇ［ｆ］および位相特性換算値Ｐ［ｆ］を読み込み、それらに基づき二等辺三角波もしくは方形波もしくは等脚台形波からなる正弦波部参照信号ｒ１［ｎ］、余弦波部参照信号ｒ２［ｎ］を生成する。
【００１３】
次に、第１の１タップデジタルフィルタ７は第１のフィルタ係数Ｗ１［ｎ］を内部に保持し、基準正弦波信号ｘ１［ｎ］と第１のフィルタ係数Ｗ１［ｎ］とに基づいて第１の制御信号ｙ１［ｎ］を出力する。第２の１タップデジタルフィルタ８は第２のフィルタ係数Ｗ２［ｎ］を内部に保持し、基準余弦波信号ｘ２［ｎ］と第２のフィルタ係数Ｗ２［ｎ］とに基づいて第２の制御信号ｙ２［ｎ］を出力する。電力増幅器９は第１の制御信号ｙ１［ｎ］と第２の制御信号ｙ２［ｎ］とが加算された信号を増幅する。駆動信号生成手段としてのスピーカ１０は電力増幅器９からの出力信号を騒音打ち消し音として出力する。誤差信号検出手段としてのマイクロフォン１１はエンジン振動に起因して発生する制御対象騒音と騒音打ち消し音とが干渉した結果生じる音を誤差信号ε［ｎ］として検出する。第１の係数更新手段としての第１の適応制御アルゴリズム演算部１２は正弦部参照信号ｒ１［ｎ］と誤差信号ε［ｎ］を基に、第１の１タップデジタルフィルタ７のフィルタ係数Ｗ１［ｎ］を逐次更新する。第２の係数更新手段としての第２の適応制御アルゴリズム演算部１３は余弦部参照信号ｒ２［ｎ］と誤差信号ε［ｎ］を基に、第２の１タップデジタルフィルタ８のフィルタ係数Ｗ２［ｎ］を逐次更新する。このように離散演算処理部１４はソフトウェアにより構成される。
【００１４】
次に、本装置の具体的な動作を説明する。
【００１５】
基準正弦波信号ｘ１［ｎ］の生成と、基準余弦波信号ｘ２［ｎ］の生成と、正弦部参照信号ｒ１［ｎ］の生成と、余弦部参照信号ｒ２［ｎ］の生成と、第１の制御信号ｙ１［ｎ］の生成と、第２の制御信号ｙ２［ｎ］の生成と、誤差信号ε［ｎ］の検出と、フィルタ係数Ｗ１［ｎ］の更新と、フィルタ係数Ｗ２［ｎ］の更新は、すべて同一の周期で実行する。以降では、この周期をＴ〔秒〕として説明する。
【００１６】
周波数検出部２は、例えばエンジンパルスｐの立ち上がりエッジ毎に割り込みを発生させ、立ち上がりエッジ間の時間を測定し、測定結果をもとに制御対象騒音の周波数ｆを算出する。
【００１７】
正弦波テーブル３は、正弦波１周期をＮ等分し、各ポイントの正弦値の離散データをメモリ上に保持する。０ポイント目からＮ−１ポイント目までの正弦値を格納した配列をｚ［ｍ］（０≦ｍ＜Ｎ）で表すとき、関係式（１）が成り立つ。
【００１８】
ｚ［ｍ］＝ｓｉｎ（３６０°×ｍ／Ｎ）                            ・・・（１）
例えば、Ｎ＝３０００の場合のｚ［ｍ］のグラフと表をそれぞれ図２と図３に示す。
【００１９】
特性テーブル４は、スピーカ１０からマイクロフォン１１までの伝達特性の振幅特性を表す振幅特性配列Ｇ［ｆ］と位相特性を正弦波テーブル３のポイント数Ｎの相対的なポイント移動量に換算した位相特性換算値配列Ｐ［ｆ］をメモリ上に保持する（ｆは周波数〔Ｈｚ〕）。
【００２０】
ｆ〔Ｈｚ〕のときの振幅特性をβ［ｆ］（ｄＢ）、位相特性をθ［ｆ］（度）とすると、関係式（２）が成り立つ。
【００２１】
Ｇ［ｆ］＝１０＾（β［ｆ］／２０）
Ｐ［ｋ］＝Ｎ×θ［ｆ］／３６０                                  ・・・（２）
例えば、Ｎ＝３０００で、制御対象騒音周波数の範囲が３０Ｈｚから１００Ｈｚまでの場合の振幅特性β［ｆ］、位相特性θ［ｆ］の例を図４（ａ）、（ｂ）に、それに対応する振幅特性配列Ｇ［ｆ］、位相特性配列Ｐ［ｋ］を図５（ａ）、（ｂ）に示す。
【００２２】
正弦波生成手段５は、正弦波テーブル３の現在の読み出し位置ｉ［ｎ］をメモリ上に記憶しており、制御対象騒音周波数ｆに基づいて現在の読み出し位置を式（３）により毎周期移動させる。
【００２３】
ｉ［ｎ＋１］＝ｉ［ｎ］＋Ｎ×ｆ×Ｔ                              ・・・（３）
ただし、式（３）の右辺の計算結果がＮ以上となった場合は、式（３）の右辺の計算結果からＮを減算したものをｉ［ｎ＋１］とする。
【００２４】
同時に、正弦波生成手段５は、制御対象騒音周波数ｆと同一周波数の基準正弦波信号ｘ１［ｎ］を式（４）と式（５）により生成する。
【００２５】
ｉｘ１＝ｉ［ｎ］                                                ・・・（４）
ｘ１［ｎ］＝ｚ［ｉｘ１］                                        ・・・（５）
ただし、式（４）の右辺の計算結果がＮ以上となった場合は、式（４）の右辺の計算結果からＮを減算したものをｉｘ１とする。
【００２６】
また、余弦波生成手段６は、制御対象騒音周波数ｆと同一周波数で、かつ、基準正弦波信号ｘ１［ｎ］より４分の１周期進んだ基準余弦波信号ｘ２［ｎ］を式（６）と式（７）により生成する。
【００２７】
ｉｘ２＝ｉ［ｎ］＋Ｎ／４                                        ・・・（６）
ｘ２［ｎ］＝ｚ［ｉｘ２］                                        ・・・（７）
ただし、式（６）の右辺の計算結果がＮ以上となった場合は、式（６）の右辺の計算結果からＮを減算したものをｉｘ２とする。
【００２８】
同時に、参照信号生成部１４は、制御対象騒音周波数ｆにおけるスピーカ１０からマイクロフォン１１までの伝達特性の振幅特性値と位相特性を正弦波テーブル３のポイント数Ｎの相対的なポイント移動量に換算した位相特性換算値を特性テーブル４よりＧ［ｆ］、Ｐ［ｆ］として抽出し、以下の方法で正弦部参照信号ｒ１［ｎ］及び余弦部参照信号ｒ２［ｎ］を作成する。
１．参照信号を二等辺三角波とした場合
正弦波部参照信号ｒ１［ｎ］は
ｉｘ３＝ｉｘ１＋Ｐ［ｆ］とした時
（但しｉｘ１＋Ｐ［ｆ］がＮを超えた場合はｉｘ３＝ｉｘ１＋Ｐ［ｆ］−Ｎとする。）
ｉｘ３＜＝Ｎ／４の場合
ｒ１［ｎ］＝ｉｘ３×Ｇ［ｆ］                                ・・・（８）−１
Ｎ／４＜ｉｘ３＞＝Ｎ×３／４の場合
ｒ１［ｎ］＝（Ｎ／２−ｉｘ３）×Ｇ［ｆ］                    ・・・（８）−２
ｉｘ３＞Ｎ×３／４の場合
ｒ１［ｎ］＝（ｉｘ３−Ｎ）×Ｇ［ｆ］                        ・・・（８）−３
同様に余弦波部参照信号ｒ２［ｎ］は
ｉｘ４＝ｉｘ２＋Ｐ［ｆ］とした時
（但しｉｘ２＋Ｐ［ｆ］がＮを超えた場合はｉｘ４＝ｉｘ２＋Ｐ［ｆ］−Ｎとする。）
ｉｘ４＜＝Ｎ／４の場合
ｒ２［ｎ］＝ｉｘ４×Ｇ［ｆ］                                ・・・（８）−４
Ｎ／４＜ｉｘ４＞＝Ｎ×３／４の場合
ｒ２［ｎ］＝（Ｎ／２−ｉｘ４）×Ｇ［ｆ］                    ・・・（８）−５
ｉｘ４＞Ｎ×３／４の場合
ｒ２［ｎ］＝（ｉｘ４−Ｎ）×Ｇ［ｆ］                        ・・・（８）−６
２．参照信号を方形波とした場合
正弦波部参照信号ｒ１［ｎ］は
ｉｘ３＝ｉｘ１＋Ｐ［ｆ］とした時
（但しｉｘ１＋Ｐ［ｆ］がＮを超えた場合はｉｘ３＝ｉｘ１＋Ｐ［ｆ］−Ｎとする。）
ｉｘ３＜＝Ｎ／２の場合
ｒ１［ｎ］＝Ａ×Ｇ［ｆ］                                    ・・・（９）−１
ｉｘ３＞Ｎ／２の場合
ｒ１［ｎ］＝−Ａ×Ｇ［ｆ］                                  ・・・（９）−２
同様に余弦波部参照信号ｒ２［ｎ］は
ｉｘ４＝ｉｘ２＋Ｐ［ｆ］とした時
（但しｉｘ２＋Ｐ［ｆ］がＮを超えた場合はｉｘ４＝ｉｘ２＋Ｐ［ｆ］−Ｎとする。）
ｉｘ４＜＝Ｎ／２の場合
ｒ２［ｎ］＝Ａ×Ｇ［ｆ］                                    ・・・（９）−３
ｉｘ４＜＝Ｎ／２の場合
ｒ２［ｎ］＝−Ａ×Ｇ［ｆ］                                  ・・・（９）−４
なお、Ａは任意の値である。
３．参照信号を等脚台形波とした場合
二等辺三角波の上下をある一定値でリミットした形になるため、そのリミット値を±Ｂとすると
正弦波部参照信号ｒ１［ｎ］は
ｉｘ３＝ｉｘ１＋Ｐ［ｆ］とした時
（但しｉｘ１＋Ｐ［ｆ］がＮを超えた場合はｉｘ３＝ｉｘ１＋Ｐ［ｆ］−Ｎとする。）
ｉｘ３＜＝Ｎ／４の時
ｉｘ３＜＝Ｂなら  ｒ１［ｎ］＝ｉｘ３×Ｇ［ｆ］            ・・・（１０）−１
ｉｘ３＞Ｂなら  ｒ１［ｎ］＝Ｂ×Ｇ［ｆ］                  ・・・（１０）−２
Ｎ／４＜ｉｘ３＞＝Ｎ×３／４の時
｜Ｎ／２−ｉｘ３｜＜＝Ｂなら
ｒ１［ｎ］＝（Ｎ／２−ｉｘ３）×Ｇ［ｆ］        ・・・（１０）−３
（Ｎ／２−ｉｘ３）＞Ｂなら  ｒ１［ｎ］＝Ｂ×Ｇ［ｆ］      ・・・（１０）−４
（Ｎ／２−ｉｘ３）＜−Ｂなら  ｒ１［ｎ］＝−Ｂ×Ｇ［ｆ］  ・・・（１０）−５
ｉｘ３＞Ｎ×３／４の時
（ｉｘ３−Ｎ）＞−Ｂなら
ｒ１［ｎ］＝（ｉｘ３−Ｎ）×Ｇ［ｆ］            ・・・（１０）−６
（ｉｘ３−Ｎ）＜−Ｂなら  ｒ１［ｎ］＝−Ｂ×Ｇ［ｆ］      ・・・（１０）−７
同様に余弦波部参照信号ｒ２［ｎ］は
ｉｘ４＝ｉｘ２＋Ｐ［ｆ］とした時
（但しｉｘ２＋Ｐ［ｆ］がＮを超えた場合はｉｘ４＝ｉｘ２＋Ｐ［ｆ］−Ｎとする。）
ｉｘ４＜＝Ｎ／４の時
ｉｘ４＜＝Ｂなら  ｒ２［ｎ］＝ｉｘ４×Ｇ［ｆ］            ・・・（１０）−８
ｉｘ４＞Ｂなら  ｒ２［ｎ］＝Ｂ×Ｇ［ｆ］                  ・・・（１０）−９
Ｎ／４＜ｉｘ４＞＝Ｎ×３／４の時
｜Ｎ／２−ｉｘ４｜＜＝Ｂなら
ｒ２［ｎ］＝（Ｎ／２−ｉｘ４）×Ｇ［ｆ］      ・・・（１０）−１０
（Ｎ／２−ｉｘ４）＞Ｂなら  ｒ２［ｎ］＝Ｂ×Ｇ［ｆ］    ・・・（１０）−１１
（Ｎ／２−ｉｘ４）＜−Ｂなら  ｒ２［ｎ］＝−Ｂ×Ｇ［ｆ］・・・（１０）−１２
ｉｘ４＞Ｎ×３／４の時
（ｉｘ４−Ｎ）＞−Ｂなら
ｒ２［ｎ］＝（ｉｘ４−Ｎ）×Ｇ［ｆ］          ・・・（１０）−１３
（ｉｘ４−Ｎ）＜−Ｂなら  ｒ２［ｎ］＝−Ｂ×Ｇ［ｆ］    ・・・（１０）−１４
のようにおのおのを生成する。
【００２９】
第１、第２の１タップデジタルフィルタ７、８は、それぞれ第１、第２の制御信号ｙ１［ｎ］、ｙ２［ｎ］を式（１２）、式（１３）により生成する。
【００３０】
ｙ１［ｎ］＝Ｗ１［ｎ］×ｘ１［ｎ］                            ・・・（１１）
ｙ２［ｎ］＝Ｗ２［ｎ］×ｘ２［ｎ］                            ・・・（１２）
第１、第２の適応制御アルゴリズム演算部１２、１３は、例えば最急降下法の一種であるＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ  Ｍｅａｎ  Ｓｑｕａｒｅ）アルゴリズムにより、それぞれ第１、第２の１タップデジタルフィルタ７、８が保持するフィルタ係数Ｗ１［ｎ］、Ｗ２［ｎ］を式（１４）、式（１５）により更新する。
【００３１】
Ｗ１［ｎ＋１］＝Ｗ１［ｎ］−μ×ε［ｎ］×ｒ１［ｎ］           ・・・（１３）
Ｗ２［ｎ＋１］＝Ｗ２［ｎ］−μ×ε［ｎ］×ｒ２［ｎ］           ・・・（１４）
ここで、μはステップサイズパラメータであり、最急降下法における収束速度を決定する。
【００３２】
上述の手順によりフィルタ係数Ｗ１［ｎ］とフィルタ係数Ｗ２［ｎ］とを収束させることにより、制御対象騒音を低減させることができる。
【００３３】
ここで一般的には参照信号として正弦波が用いられるが、本発明の特徴である参照信号として二等辺三角波、方形波、等脚台形波を用いても参照信号に正弦波を使ったものと同様に目的とする周波数ｆの騒音が低減するメカニズムについて説明する。
【００３４】
図６（ａ）〜（ｆ）は本発明に参照信号として用いる二等辺三角波、方形波、等脚台形波の時間軸波形とそのスペクトルを示したものである。
【００３５】
この図６より、それぞれ基本周波数成分と奇数次の高調波からなっていることがわかり、これらは一般的に次のような式で表される。
【００３６】
ｒ１［ｎ］＝Ａ1Ｓｉｎ（２πｆｎ／Ｔ）＋Ａ2Ｓｉｎ（２πｆ３ｎ／Ｔ）＋Ａ3Ｓｉｎ（２πｆ５ｎ／Ｔ）＋・・・・・                                    ・・・（１５）
ｒ２［ｎ］＝Ａ1Ｃｏｓ（２πｆｎ／Ｔ）＋Ａ2Ｃｏｓ（２πｆ３ｎ／Ｔ）＋Ａ3Ｃｏｓ（２πｆ５ｎ／Ｔ）＋・・・・・                                    ・・・（１６）
一方、デジタルフィルタの係数更新式（１３）、（１４）を変形すると
ΔＷ１＝Ｗ１［ｎ＋１］−Ｗ１［ｎ］＝−μ×ε［ｎ］×ｒ１［ｎ］
ΔＷ２＝Ｗ２［ｎ＋１］−Ｗ２［ｎ］＝−μ×ε［ｎ］×ｒ２［ｎ］
Ｗ１＝ΣΔＷ１＝Σ（−μ×ε［ｎ］×ｒ１［ｎ］）                   ・・・（１７）
Ｗ２＝ΣΔＷ２＝Σ（−μ×ε［ｎ］×ｒ２［ｎ］）                   ・・・（１８）
となり、Ｗ１、Ｗ２は（−μ×ε［ｎ］×ｒ１［ｎ］）及び（−μ×ε［ｎ］×ｒ２［ｎ］）の累積値に比例したものとなる。
【００３７】
もしε［ｎ］が周波数ｆの正弦波Ｓｉｎ（２πｆｎ／Ｔ）とすると、Ｗ１は式（１５）、（１７）より
Ｗ１＝Σ（−μ×ε［ｎ］×ｒ１［ｎ］）＝Σ｛−μ×Ｓｉｎ（２πｆｎ／Ｔ）×（Ａ1Ｓｉｎ（２πｆｎ／Ｔ）＋Ａ2Ｓｉｎ（２πｆ３ｎ／Ｔ）＋Ａ3Ｓｉｎ（２πｆ５ｎ／Ｔ）＋・・・）｝
となるが、正弦波の直交性により周波数が違う成分の累積値は０になるため
Ｗ１＝Σ（−μ×ε［ｎ］×ｒ１［ｎ］）＝Σ（−μ×Ｓｉｎ（２πｆｎ／Ｔ）×Ａ1Ｓｉｎ（２πｆｎ／Ｔ）［ｎ］）                                          ・・・（１９）
Ｗ２も全く同様のことが言え、Ｗ１、Ｗ２ともに参照信号に正弦波を使ったものと等価となることがわかる。すなわち参照信号に正弦波を使ったものと同様に、参照信号に二等辺三角波、方形波、等脚台形波を使った場合においても目的とする周波数ｆの騒音を低減させることができる。
【００３８】
また、ε［ｎ］が周波数ｆの正弦波、Ｓｉｎ（２πｆｎ／Ｔ）以外にその高調波、たとえば三次成分であるＢ1Ｓｉｎ（２πｆ３ｎ／Ｔ）が存在する場合を考えてみた場合は、この騒音の三次成分Ｂ1Ｓｉｎ（２πｆ３ｎ／Ｔ）と参照信号に含まれる三次成分Ａ2Ｓｉｎ（２πｆ３ｎ／Ｔ）との積の累積値が発生し、参照信号が周波数ｆの正弦波の場合の累積値とは異なってくる。
【００３９】
Ｗ１＝Σ（−μ×ε［ｎ］×ｒ１［ｎ］）＝Σ（−μ×Ｓｉｎ（２πｆｎ／Ｔ）×Ａ1Ｓｉｎ（２πｆｎ／Ｔ））＋Σ（−μ×Ｂ1Ｓｉｎ（２πｆ３ｎ／Ｔ）×Ａ2Ｓｉｎ（２πｆ３ｎ／Ｔ））                                                            ・・・（２０）
しかし、図６（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）に示すように参照信号に含まれる高次成分は基本波成分に比べて小さいこと、即ちＡ1＞Ａ2である。また騒音も基本波成分より高次成分が低くなる傾向にあること、即ち１＞Ｂ1と考えることができるからΣ（−μ×Ｓｉｎ（２πｆｎ／Ｔ）×Ａ1Ｓｉｎ（２πｆｎ／Ｔ）［ｎ］）＞＞（−μ×Ｂ1Ｓｉｎ（２πｆ３ｎ／Ｔ）×Ａ2Ｓｉｎ（２πｆ３ｎ／Ｔ）［ｎ］）となり、その違いはわずかなものであり、実用上問題になることはない。
【００４０】
とりわけ、等脚台形波は高調波成分（特に三次高調波）が、図６（ｆ）からわかるように基本波と比較して十分に少なく誤差が最も小さくなる。
【００４１】
ここで、参照正弦波信号ｒ１［ｎ］と参照余弦波信号ｒ２［ｎ］との生成方法について、本発明と特許文献１に記載の方法とを、演算負荷の観点から比較する。特許文献１に記載の方法では、スピーカ１０からマイクロフォン１１までの伝達特性値を模擬した基準正弦波信号補正値テーブル２０（周波数ｆ〔Ｈｚ〕のときの基準正弦波信号補正値をＣ１［ｆ］と表す）と基準余弦波信号補正値テーブル２１（周波数ｋ〔Ｈｚ〕のときの基準余弦波信号補正値をＣ２［ｆ］と表す）とを利用して、式（２１）と式（２２）とによりそれぞれ参照正弦波信号ｒ１［ｎ］と参照余弦波信号ｒ２［ｎ］とを生成する。
【００４２】
ｒ１［ｎ］＝Ｃ１［ｆ］×ｘ１［ｎ］＋Ｃ２［ｆ］×ｘ２［ｎ］    ・・・（２１）
ｒ２［ｎ］＝Ｃ１［ｆ］×ｘ２［ｎ］−Ｃ２［ｆ］×ｘ１［ｎ］    ・・・（２２）
まず、式（２１）と式（２２）とにおいては２回の乗算を伴っているのに対し、本発明においては式（８）、式（９）、式（１０）に記載のとおり、１回の乗算で済む。したがって、本発明は特許文献１に記載の方法に比べ、演算負荷を低減できるという効果がある。
【００４３】
なお、本発明においては、第２の１タップデジタルフィルタへの入力ｘ２［ｎ］を基準余弦波信号として説明したが、ｘ１［ｎ］とｘ２［ｎ］との位相差は９０°に限るものではなく、若干の誤差は許容されることは言うまでもない。
【００４４】
また、第１、第２の１タップデジタルフィルタ７、８と、第１、第２の適応制御アルゴリズム演算部１２、１３とをそれぞれ複数個用意することにより、制御対象騒音の複数次数成分を消音させることも可能である。
【産業上の利用可能性】
【００４５】
本発明にかかる能動型騒音制御装置は、積和演算の実行を最小限に抑えることにより演算負荷の低減を実現でき、低コストで実用性のある能動型騒音制御装置として有用である。
【図面の簡単な説明】
【００４６】
【図１】本発明の実施の形態１における能動型騒音制御装置を説明するためのブロック図
【図２】同能動型騒音制御装置における正弦波テーブルの例を示す特性図
【図３】同能動型騒音制御装置における正弦波テーブルの例を示す図
【図４】（ａ）（ｂ）同能動型騒音制御装置におけるスピーカからマイクまでの伝達特性の例を示す特性図
【図５】（ａ）（ｂ）同能動型騒音制御装置におけるスピーカからマイクまでの伝達特性に対応する振幅特性配列及び位相特性換算値配列の例を示す図
【図６】（ａ）（ｂ）（ｃ）二等辺三角波、方形波、等脚台形波の時間軸波形を示す特性図、同（ｄ）（ｅ）（ｆ）はその調波分析を示す特性図
【図７】従来の能動騒音低減装置の構成を示すブロック図
【符号の説明】
【００４７】
１  エンジン回転数検出器
２  周波数検出部（制御対象騒音周波数検出手段）
３  正弦波テーブル
４  特性テーブル
５  正弦波生成手段
６  余弦波生成手段
７  第１の１タップデジタルフィルタ
８  第２の１タップデジタルフィルタ
９  電力増幅器
１０  スピーカ（駆動信号生成手段）
１１  マイクロフォン（誤差信号検出手段）
１２  第１の適応制御アルゴリズム演算部（第１の係数更新手段）
１３  第２の適応制御アルゴリズム演算部（第２の係数更新手段）
１４  参照信号生成部
１５  離散演算処理部
１６  基準信号生成部
１７  選択手段
１８  従来例による参照信号生成部
１９  基準正弦波信号補正値テーブル
２０  基準余弦波信号補正値テーブル
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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