(57)【要約】【課題】簡潔な構成で負荷状態の変動にかかわらず効率を向上できる誘導加熱調理器を得る。【解決手段】加熱コイル１に接続されて共振回路を構成する共振コンデンサ２を有し、スイッチング素子４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄの動作に応じて加熱コイル１に高周波電流を発生させるためのインバータ回路ＩＮＶを備え、前記スイッチング素子４ｃ，４ｄに接続されるスナバコンデンサ３ａ，３ｂとして所定の温度を超えると容量が低下する特性を持つコンデンサ素子を用いる。【選択図】図１
2007188643.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
加熱コイルと、この加熱コイルに接続されて共振回路を構成する共振コンデンサと、この共振コンデンサと前記加熱コイルとに高周波電流を供給するために駆動されるスイッチング素子と、このスイッチング素子に並列に接続され、所定の温度を超えると容量が低下する特性をもつスナバコンデンサを有するインバータ回路とを備えた誘導加熱調理器。
【請求項２】
所定の温度は、共振回路に流れる高周波電流が最大のときのスナバコンデンサの温度となるように設定した請求項１記載の誘導加熱調理器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、誘導加熱調理器，特に、スイッチング素子の動作に応じて加熱コイルに高周波電流を発生させるためのインバータ回路を備えた誘導加熱調理器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
誘導加熱調理器は加熱コイルに高周波電流を発生させることで負荷への誘導加熱を行うものである。加熱コイルに高周波電流を発生させるためのインバータ回路は複数のスイッチング素子と共振回路から成り、複数のスイッチング素子をオンオフさせることで共振回路に高周波電圧を発生させ、加熱コイルに高周波電流を発生させている。共振回路は加熱コイルと共振コンデンサで構成される。
【０００３】
従来技術では、スイッチング素子に接続されるスナバコンデンサへの急激な充放電電流を抑制するため、スナバコンデンサを負荷の種類と火力の強弱に応じて切り替えて、その容量を変化させている（例えば、特許文献１および特許文献２参照）。
【０００４】
【特許文献１】特開平５−９４８６８号公報
【特許文献２】特開平１１−８７０４２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
スナバコンデンサの切り替えは複数のスナバコンデンサおよび、切り替えスイッチが必要となるためインバータ回路の小型化を妨げる。また、スナバコンデンサの切り替えを行わない場合はスナバコンデンサの容量が不足し、スイッチング素子のターンオフ損失が大きくなる、あるいはスナバコンデンサの容量が大きくスナバコンデンサへの急激な充放電電流によってスイッチング素子とスナバコンデンサの損失が大きくなる。
【０００６】
この発明は、所定の温度を超えると容量が低下する特性をもつスナバコンデンサにより簡潔な構成で負荷状態の変動にかかわらず効率を向上できる誘導加熱調理器を得ようとするものである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
この発明に係る誘導加熱調理器では、スイッチング素子の動作に応じて加熱コイルに高周波電流を発生させるためのインバータ回路を備え、前記スイッチング素子に並列に接続されるスナバコンデンサとして所定の温度を超えると容量が低下する特性を持つコンデンサ素子を用いるものである。
【発明の効果】
【０００８】
この発明によれば、所定の温度を超えると容量が低下するスナバコンデンサにより簡潔な構成で負荷状態の変動にかかわらず効率を向上できる誘導加熱調理器を得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
実施の形態１．
この発明による実施の形態１の図について説明する。図１は実施の形態１におけるフルブリッジ型インバータの回路構成を示す接続図である。図２は実施の形態１におけるフルブリッジ型インバータの動作を説明する線図である。図３は実施の形態１におけるフルブリッジ型インバータの動作モードを説明する回路図である。図４は実施の形態１における火力とスイッチング素子がオンした瞬間のスナバコンデンサの充電（放電）電流の関係を示す曲線図である。図５は実施の形態１における火力とスイッチング素子の損失の関係を示す曲線図である。図６は実施の形態１における火力とスナバコンデンサの損失の関係を示す曲線図である。図７は実施の形態１における火力とスナバコンデンサ温度の関係を示す曲線図である。図８は実施の形態１におけるスナバコンデンサの温度と容量の関係を示す曲線図である。
【００１０】
誘導加熱調理器に使用されるインバータの一つフルブリッジ型インバータを例に動作を説明する。
この発明による実施の形態１におけるフルブリッジ型インバータの回路構成を示す図１において、フルブリッジ型インバータＩＮＶはインバータ電源７の＋側に接続されたスイッチング素子４ａ，４ｂと、インバータ電源７のマイナス（−）側に接続されたスイッチング素子４ｃ，４ｄと、スイッチング素子４ａとスイッチング素子４ｃの直列接続の中点とスイッチング素子４ｂとスイッチング素子４ｄの直列接続の中点に接続された共振回路６と、各スイッチング素子４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄに並列に接続されたダイオード５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄと、スイッチング素子４ｃに並列に接続されたスナバコンデンサ３ａと、スイッチング素子４ｄに並列に接続されたスナバコンデンサ３ｂとで構成される。
加熱コイル１に高周波電流を発生させるための共振回路６は加熱コイル１と共振コンデンサ２の直列接続で構成され、加熱コイル１によって負荷としての調理鍋等の被加熱体が加熱される。
【００１１】
スナバコンデンサ３ａ，３ｂはスイッチング素子４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄがオフする時にスイッチング素子４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄに印加される電圧を低減し、スイッチング素子４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄのオフ時の損失（ターンオフ損失）を低減するために接続されている。スナバコンデンサ３ａ，３ｂの容量が大きいほどスイッチング素子４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄがオフする時にスイッチング素子４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄに印加される電圧は低減され、スイッチング素子４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄのターンオフ損失は小さくなる。ターンオフ損失はスイッチング素子４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄがオフする時にスイッチング素子に印加される電圧とスイッチング素子４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄに流れている電流の大きさに比例して大きくなる。
【００１２】
以下、スイッチング素子４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄのオンオフタイミングと電流経路を説明する。
図２はスイッチング素子のオンオフ状態を説明する線図である。図３はスイッチング素子をオンオフさせた場合の電流経路を説明する回路図である。電流経路の変化を示す各動作モードは、次の動作モードＭ１→Ｍ１０を繰り返す。
【００１３】
図３に示すように、動作モードＭ１では、スイッチング素子４ａと４ｄがオンしており、インバータ電源７のプラス（＋）側→スイッチング素子４ａ→共振回路６→スイッチング素子４ｄ→インバータ電源７のマイナス（−）側という経路で電流が流れる。
【００１４】
動作モードＭ２では、スイッチング素子４ｄがオフし、インバータ電源７のプラス（＋）側→スイッチング素子４ａ→共振回路６→スナバコンデンサ３ｂ→インバータ電源７のマイナス（−）側という経路で電流が流れる。この時スナバコンデンサ３ｂの電圧が増加していく。
【００１５】
動作モードＭ３では、スナバコンデンサ３ｂがインバータ電源７と同電位となり、スイッチング素子４ａ→共振回路６→ダイオード５ｂという経路で電流が流れる。
【００１６】
動作モードＭ４では、スイッチング素子４ａがオフし、インバータ電源７のマイナス（−）側→スナバコンデンサ３ａ→共振回路６→ダイオード５ｂ→インバータ電源７のプラス（＋）側という経路で電流が流れる。この時スナバコンデンサ３ａの電圧が低くなっていく。
【００１７】
動作モードＭ５では、スナバコンデンサ３ａの電圧がゼロとなり、インバータ電源７のマイナス（−）側→ダイオード５ｃ→共振回路６→ダイオード５ｂ→インバータ電源７のプラス（＋）側という経路で電流が流れる。
【００１８】
動作モードＭ６では、スイッチング素子４ｂと４ｃがオンしており、インバータ電源７のプラス（＋）側→スイッチング素子４ｂ→共振回路６→スイッチング素子４ｃ→インバータ電源７のマイナス（−）側という経路で電流が流れる。
【００１９】
動作モードＭ７では、スイッチング素子４ｂがオフし、スナバコンデンサ３ｂ→共振回路６→スイッチング素子４ｃという経路で電流が流れる。この時スナバコンデンサ３ｂの電圧が低くなっていく。
【００２０】
動作モードＭ８では、スナバコンデンサ３ｂの電圧がゼロとなり、ダイオード５ｄ→共振回路６→スイッチング素子４ｃという経路で電流が流れる。
【００２１】
動作モードＭ９では、スイッチング素子４ｃがオフし、ダイオード５ｄ→共振回路６→スナバコンデンサ３ａという経路で電流が流れる。スナバコンデンサ３ａの電圧が増加していく。
【００２２】
動作モードＭ１０では、スナバコンデンサ３ａの電位がインバータ電源と同電位となり、インバータ電源７のマイナス（−）側→ダイオード５ｄ→共振回路６→ダイオード５ａ→インバータ電源７のプラス（＋）側という経路で電流が流れる。
【００２３】
インバータ電源から共振回路に電流が流れる期間の動作モードＭ１と動作モードＭ６が長いほど共振回路に流れる電流は大きくなり、負荷への加熱が強くなる。
負荷への加熱が強い場合（高火力時）は上記動作モードＭ１→Ｍ１０を繰り返す動作となるのだが、負荷への加熱が弱い場合（低火力時）、すなわち、共振回路に流れる電流が小さい場合は上記動作モードＭ１→Ｍ１０を繰り返す動作とはならない。
【００２４】
動作モードＭ２において、高火力時は共振回路電流が大きいため、スナバコンデンサの電圧の増加は速い。そのため、スイッチング素子４ｂは動作モードＭ３の期間にオンし、オンする瞬間はスイッチング素子４ｂに印加されている電圧はゼロである。しかし、低火力時は共振回路電流が小さいため、スナバコンデンサの電圧の増加は遅い。そのため、スイッチング素子は動作モードＭ２の期間にオンし、オンする瞬間はスイッチンング素子４ｂの両端に電圧が生じている。スイッチング素子４ｂの両端に電圧が生じているということはインバータ電源７とスナバコンデンサ３ｂに電圧差が生じていることになる。
【００２５】
そして、スイッチング素子４ｂがオンするとインバータ電源７とスナバコンデンサ３ｂは短絡状態となり、両者の電圧が同じとなるようにインバータ電源７からスナバコンデンサ３ｂに急激に充電電流が流れる。この充電電流は非常に大きな電流であり、スイッチング素子４ｂとスナバコンデンサ３ｂの損失は非常に大きくなる。インバータ電源７とスナバコンデンサ３ｂの電圧差が大きいほどこの充電電流は大きく、スイッチング素子４ｂとスナバコンデンサ３ｂの損失は大きい。つまり、火力が低いほど共振回路電流が小さいため、スナバコンデンサ３ｂの電圧の増加は遅く、スイッチング素子４ｂがオンする瞬間のインバータ電源７とスナバコンデンサ３ｂの電圧差は大きくなり、スイッチング素子４ｂとスナバコンデンサ３ｂの損失は大きくなる。
【００２６】
動作モードＭ９においても同様に、低火力時はスナバコンデンサ３ａの電圧の増加が遅く、スナバコンデンサ３ａの電圧がインバータ電源７と同電位となる前にスイッチング素子４ａがオンするため、スナバコンデンサ３ａに急激に充電電流が流れる。
【００２７】
動作モードＭ４（Ｍ７）においては、低火力時はスナバコンデンサ３ａ（３ｂ）の電圧の低下が遅く、スナバコンデンサの電圧がゼロとなる前にスイッチング素子４ｃ（４ｄ）がオンするため、スナバコンデンサ３ａ（３ｂ）が短絡状態となり、スナバコンデンサ３ａ（３ｂ）とスイッチング素子４ｃ（４ｄ）に非常に大きな放電電流が流れる。そのため、スナバコンデンサ３ａ（３ｂ）とスイッチング素子４ｃ（４ｄ）の損失が非常に大きくなる。
【００２８】
火力とスイッチング素子がオンした瞬間のスナバコンデンサの充電（放電）電流（以下、これを短絡電流と呼ぶ）の関係は図４のようになり、火力が低いほど、短絡電流は大きい。曲線Ａはスナバコンデンサ３ａ，３ｂの容量が大きい場合の特性であり、曲線Ｂはスナバコンデンサ３ａ，３ｂの容量が小さい場合の特性である。
短絡電流を小さくするにはスナバコンデンサ３ａ，３ｂの容量を小さくし、スナバコンデンサ３ａ，３ｂの電圧変化を速くすればよいのだが、スナバコンデンサ３ａ，３ｂの容量を小さくするとスイッチング素子４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄのターンオフ損失が大きくなってしまう。
【００２９】
図５にスナバコンデンサ３ａ，３ｂの容量が大きい場合と小さい場合の火力とスイッチング素子４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄの損失の関係を示す。曲線Ａはスナバコンデンサ３ａ，３ｂの容量が大きい場合の特性であり、曲線Ｂはスナバコンデンサ３ａ，３ｂの容量が小さい場合の特性である。そして、曲線Ｃはスナバコンデンサ３ａ，３ｂの容量を火力に応じて切り替える場合の特性である。
【００３０】
低火力時は共振回路電流が小さいため、スイッチング素子４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄの導通損失は小さい。また、スイッチング素子４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄオフ時に流れている電流が小さいため、ターンオフ損失も小さい。しかし、短絡電流による損失が非常に大きい。
高火力時は共振回路電流が大きく、スイッチング素子４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄの導通損失は大きい。また、スイッチング素子４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄオフ時に流れている電流も大きいため、ターンオフ損失も大きい。しかし、短絡電流はほとんど無いため、短絡電流による損失は非常に小さい。
スナバコンデンサ３ａ，３ｂの容量が小さい場合は、短絡電流が小さくなるため、低火力時の損失を小さくできる。しかし、ターンオフ損失が大きくなるため、高火力時の損失は大きくなる。
スナバコンデンサ３ａ，３ｂの容量が大きい場合は、短絡電流が大きくなるため、低火力時の損失が非常に大きくなる。しかし、ターンオフ損失が小さくなるため、高火力時の損失は小さくできる。
【００３１】
低火力時と高火力時の両方のスイッチング素子の損失を小さくするには、低火力時はスナバコンデンサ３ａ，３ｂの容量を小さいもの、高火力時はスナバコンデンサ３ａ，３ｂの容量を大きいものと火力によってスナバコンデンサ３ａ，３ｂを切り替える必要がある（このとき、スイッチング素子の損失は図５曲線Ｃのようになる）。しかしながら、スナバコンデンサ３ａ，３ｂを切り替えると複数のスナバコンデンサおよび、切り替えスイッチが必要となるためインバータ回路が大型となってしまう。
【００３２】
この発明では、スナバコンデンサ３ａ，３ｂを所定の温度を超えると容量が低下する特性をもったコンデンサとすることで、インバータ回路の大型化を招くこと無く、スイッチング素子４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄの損失を低減する。
スナバコンデンサ３ａ，３ｂの特性を所定の温度を超えると容量が小さくなる特性とするには、スナバコンデンサ３ａ，３ｂをセラミックコンデンサ素子で構成することにより実現でき、前記所定の温度はセラミックコンデンサ素子のセラミック材料を調節することによってスイッチング素子４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄの損失を低減するのに適した温度とすることができる。
【００３３】
図６にスナバコンデンサ３ａ，３ｂの損失と火力の関係を示す。低火力範囲では火力が強くなるにつれて、短絡電流は小さくなり、スナバコンデンサ３ａ，３ｂの損失も減っていく。高火力範囲では短絡電流による損失が無くなるが共振回路に流れる電流が大きくなるため、スナバコンデンサ３ａ，３ｂの損失は増加していく。
誘導加熱調理器の動作において、スナバコンデンサ３ａ，３ｂに電流が流れる期間は短い。そのため、スナバコンデンサ３ａ，３ｂの損失の割合は短絡電流によるものが主であり、低火力範囲（短絡電流が大きい範囲）の方がスナバコンデンサ３ａ，３ｂの損失は大きい。スナバコンデンサ３ａ，３ｂの損失が大きいということはスナバコンデンサ３ａ，３ｂの温度も高くなる。
ここで、スナバコンデンサ３ａ，３ｂを所定の温度を超えると容量が低下する特性とすると、短絡電流によってスナバコンデンサ３ａ，３ｂの損失が大きくなりスナバコンデンサ３ａ，３ｂの温度が所定の温度より高くなると、自動的に容量が小さくなり、短絡電流を抑制し、損失を減らすことができる（図６の点線）。
【００３４】
図７は火力とスナバコンデンサ３ａ，３ｂの温度の関係を表す図である。スナバコンデンサ３ａ，３ｂの損失が大きい低火力範囲ではスナバコンデンサ３ａ，３ｂの温度は高く、スナバコンデンサ３ａ，３ｂの損失が小さくなるにつれて、温度は低くなる。
ここで、スナバコンデンサ３ａ，３ｂを所定の温度を超えると容量が低下する特性とすると、短絡電流によってスナバコンデンサ３ａ，３ｂの損失が大きくなりスナバコンデンサ３ａ，３ｂの温度が所定の温度より高くなると、自動的に容量が小さくなり、短絡電流を抑制し、損失を減らすことができる（図７の点線）。
【００３５】
実施の形態２．
図８にスナバコンデンサ３ａ，３ｂの温度と容量の関係の例を示す。これは、スナバコンデンサ３ａ，３ｂの温度が所定の温度Ｔｃを越えると容量が減少するような特性である。このような特性は、例えば、セラミックコンデンサなどで実現可能で、セラミック材料を調節することで所定温度Ｔｃを任意に設定可能であって、スイッチング素子４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄとスナバコンデンサ３ａ，３ｂの損失を低減するのに適した所定温度Ｔｃとすることができる。
所定の温度Ｔｃは共振回路に流れる高周波電流が最大のときのスナバコンデンサの温度となるように設定する。
スナバコンデンサ３ａ，３ｂに図８のような特性を持たせると、短絡電流の大きい低火力範囲においてはスナバコンデンサ３ａ，３ｂの損失が過大となる（スナバコンデンサ３ａ，３ｂの温度が所定温度Ｔｃを越える）と自動的に容量が減り、短絡電流を自動的に抑制する。
短絡電流が抑制されるので、スナバコンデンサ３ａ，３ｂとスイッチング素子４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄの損失は小さくなる。
また、火力を強めていくと短絡電流が小さくなり、スナバコンデンサ３ａ，３ｂの損失は減る。そして、スナバコンデンサの温度が低くなるとスナバコンデンサの容量は大きくなり、スナバコンデンサ３ａ，３ｂの温度が所定温度Ｔｃ以下となるとほぼ一定値となる。高火力範囲では火力を強めるに従い（共振回路電流が大きくなるに従い）スナバコンデンサ３ａ，３ｂの損失が大きくなっていくが、所定温度Ｔｃを越えるまではスナバコンデンサ３ａ，３ｂの容量は減らない。そのため、スイッチング素子４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄのターンオフ損失は増加しない。
【００３６】
また、スナバコンデンサの温度を検出し、高火力時にスナバコンデンサの温度が所定温度Ｔｃを越えた場合は、火力をいったん停止するような制御を行うことでより安全な加熱が行える。すなわち、高火力時にスナバコンデンサ３ａ，３ｂの容量が小さくなり、スイッチング素子４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄのスイッチング損失が過大となることを防ぐことができる。
【００３７】
このように、スナバコンデンサ３ａ，３ｂを所定の温度を超えると容量が低下する特性とすることで、高火力時のターンオフ損失を増大させること無く、低火力時の短絡電流を抑制することができる。
これによって、スナバコンデンサ３ａ，３ｂの損失とスイッチング素子４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄの損失を低減することができる。また、急激な短絡電流によって生じていたノイズも抑制することができる。また、インバータ回路部品が急激で過大な短絡電流によって、寿命が短くなることも抑制することができる。
【００３８】
（１Ａ）この発明による実施の形態によれば、スイッチング素子４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄの動作に応じて加熱コイル１に高周波電流を発生させるためのインバータ回路ＩＮＶを備え、前記スイッチング素子４ｃ，４ｄと並列接続されるスナバコンデンサ３ａ，３ｂとして所定の温度を超えると容量が低下する特性を持つセラミックコンデンサ素子などからなるコンデンサ素子を用いるようにしたので、所定の温度を超えると容量が低下するスナバコンデンサにより簡潔な構成で調理鍋などの負荷の種類や火力の強弱による負荷状態の変動にかかわらず効率を向上できる誘導加熱調理器を得ることができる。
【００３９】
（１Ｂ）この発明による実施の形態によれば、前記（１Ａ）項における構成において、前記スナバコンデンサ３ａ，３ｂの所定の温度を超えると容量が低下する特性を利用し、前記スナバコンデンサ３ａ，３ｂの短絡電流を抑制するようにしたので、温度に応じて容量を変化するスナバコンデンサにより簡潔な構成で短絡電流を確実に抑制できる誘導加熱調理器を得ることができる。
また、本実施の形態においてはフルブリッジインバータを例に説明したがハーフブリッジインバータや電圧共振型インバータにおいてもスナバコンデンサの所定の温度を超えると容量が低下する特性を利用し、前記スナバコンデンサの短絡電流を抑制するようにすることができ、簡潔な構成で短絡電流を確実に抑制できる誘導加熱調理器を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００４０】
【図１】この発明による実施の形態におけるフルブリッジ型インバータの回路構成を示す接続図である。
【図２】この発明による実施の形態におけるフルブリッジ型インバータの動作を説明する線図である。
【図３】この発明による実施の形態におけるフルブリッジ型インバータの動作モードを説明する回路図である。
【図４】この発明による実施の形態における火力とスイッチング素子がオンした瞬間のスナバコンデンサの充電（放電）電流の関係を示す曲線図である。
【図５】この発明による実施の形態における火力とスイッチング素子の損失の関係を示す曲線図である。
【図６】この発明による実施の形態における火力とスナバコンデンサの損失の関係を示す曲線図である。
【図７】この発明による実施の形態における火力とスナバコンデンサ温度の関係を示す曲線図である。
【図８】この発明による実施の形態におけるスナバコンデンサの温度と容量の関係を示す曲線図である。
【符号の説明】
【００４１】
１  加熱コイル、２  共振コンデンサ、３ａ，３ｂ  スナバコンデンサ、４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄ  スイッチング素子、５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄ  ダイオード、６  共振回路、７  インバータ電源、８  フルブリッジ型インバータ回路。
【図１】
2007188643.tif 000003
【図２】
2007188643.tif 000004
【図３】
2007188643.tif 000005
【図４】
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【図５】
2007188643.tif 000007
【図６】
2007188643.tif 000008
【図７】
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【図８】
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