(57)【要約】【課題】各々がスイッチング動作により駆動制御される複数のモータの出力トルクの振動を抑制可能なモータ駆動装置を提供する。【解決手段】モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２は、互いに非同期の制御周期およびキャリア周期で駆動制御される。しかしながら、対応するモータジェネレータの動作状態に応じてキャリア周期が適宜変更されるため、一方のキャリア周期Ｔｃ１と他方の制御周期Ｔ２とが同期する場合が起こり得る。この場合、モータ電流ＭＣＲＴ２に重畳したモータジェネレータＭＧ１側のスイッチングノイズが連続してサンプリングされる可能性がある。そこで、モータジェネレータＭＧ２側のインバータ制御回路は、キャリア周期Ｔｃ１と制御周期Ｔ２との間に、Ｔｃ１：Ｔ２＝１：ｎ（ｎは自然数）の関係が成り立つと判定されたことに応じて、制御周期Ｔ２を当該関係が成り立たないように変更する。【選択図】図６
2007236110.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の回転電機と、
前記複数の回転電機に対応してそれぞれ設けられ、スイッチング素子のスイッチング動作により、電源と対応する回転電機との間で電力変換を行なう複数の駆動回路と、
前記対応する回転電機に供給されるモータ電流のフィードバック制御を行なうことにより、前記複数の駆動回路をそれぞれ制御する複数の制御回路とを備え、
各前記複数の制御回路は、
所定の制御周期で、前記対応する回転電機に供給されるモータ電流のサンプリングを行ない、かつ、前記モータ電流のサンプリング値に基づいて前記回転電機に印加する駆動電圧の指令値を演算する駆動電圧演算部と、
所定のキャリア周期のキャリア信号と前記駆動電圧の指令値とに基づいて、対応する駆動回路のスイッチング動作を制御するための信号を生成する制御信号生成部と、
他の制御回路との間で、一方の制御回路における前記キャリア信号に基づき前記スイッチング素子がスイッチングされるタイミングと、他方の制御回路における前記モータ電流のサンプリングタイミングとが互いに非同期となるように、前記スイッチングタイミングまたは前記モータ電流サンプリングタイミングを設定するタイミング設定部とを含む、モータ駆動装置。
【請求項２】
前記タイミング設定部は、前記対応する回転電機の動作状態に応じて前記キャリア周期を変更するとともに、前記他の制御回路における前記キャリア周期が変更されたことに応じて、前記制御周期と変更後の前記他の制御回路におけるキャリア周期とが非同期となるように、前記制御周期を変更する、請求項１に記載のモータ駆動装置。
【請求項３】
前記タイミング設定部は、前記他の制御回路におけるキャリア周期のｎ（ｎは自然数）倍とならないように、前記制御周期を変更する、請求項２に記載のモータ駆動装置。
【請求項４】
前記タイミング設定部は、前記対応する回転電機の動作状態に応じて前記キャリア周期を変更するとき、前記対応する回転電機の動作状態に適応し、かつ、前記他の制御回路における制御周期と非同期となるように、前記キャリア周期を変更する、請求項１に記載のモータ駆動装置。
【請求項５】
前記タイミング設定部は、前記他の制御回路における制御周期の１／ｎ（ｎは自然数）倍とならないように、前記キャリア周期を変更する、請求項４に記載のモータ駆動装置。
【請求項６】
前記タイミング設定部は、前記対応する回転電機の動作状態に応じて前記キャリア周期を変更するとともに、前記他の制御回路におけるキャリア周期が変更されたことに応じて、前記モータ電流サンプリングタイミングと変更後の前記他の制御回路における前記スイッチングタイミングとが非同期となるように、前記制御周期内において前記モータ電流サンプリングタイミングを変更する、請求項１に記載のモータ駆動装置。
【請求項７】
前記駆動電圧演算部は、前記制御周期内においてさらに、前記対応する回転電機の回転子の回転位置を検出して前記回転位置の検出値と前記モータ電流のサンプリング値とに基づいて前記駆動電圧の指令値を演算し、
前記タイミング設定部は、前記制御周期が前記他の制御回路におけるキャリア周期と同期すると判定されたことに応じて、１制御周期おきに前記モータ電流サンプリングタイミングと前記回転位置の検出タイミングとを置換する、請求項６に記載のモータ駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、モータ駆動装置に関し、特に、複数のモータを安定して駆動可能なモータ駆動装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
特開２００５−１６８１６１号公報（特許文献１）は、モータ制御装置、およびモータ制御装置を備える車両を開示する。このモータ制御装置は、直流電圧をスイッチングにより変圧して出力する直流電圧変換手段と、直流電圧変換手段からの出力電圧を入力し、スイッチングによりモータに印加する電圧を生成するモータ印加電圧生成手段と、直流電圧変換手段から出力される出力電流のタイミングとモータ印加電圧生成手段に入力される入力電流のタイミングとを協調して制御する協調制御手段とを備える。
【０００３】
このモータ制御装置によれば、モータ印加電圧生成手段は、ＰＷＭ（パルス幅変調）インバータであり、協調制御手段は、直流電圧変換手段のスイッチング周波数がＰＷＭインバータのスイッチング周波数の整数倍となるように制御する。これによれば、直流電圧変換手段から出力される電流とＰＷＭインバータに入力される電流との１パルス当りの電荷量が近い値となるので、両電流の差が小さくなり直流電圧変換手段の出力とＰＷＭインバータの入力との間に設けられるコンデンサのリップル電流を低減することができる。この結果、コンデンサの小容量化が実現される。
【特許文献１】特開２００５−１６８１６１号公報
【特許文献２】特開２００４−２４８３７７号公報
【特許文献３】特開２０００−１８４７３１号公報
【特許文献４】特許第３２０８２８２号公報
【特許文献５】特開２００２−３４０６１０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ここで、モータ制御装置のＰＷＭインバータは、ＰＷＭ制御によって生成した駆動電圧をモータの各相コイルに供給してモータを駆動する。ＰＷＭ制御は、周知のように、所定のキャリア周期の三角波信号と電圧指令との比較を行ない、これらが交差するタイミングでスイッチング素子をオン／オフする。そして、スイッチング素子の一制御周期内でのオン時間／オフ時間を制御することにより、モータに供給される一制御周期内での平均出力電圧が変化し、この駆動電圧がモータの各相コイルのリアクタンスにより平滑化されることにより、略正弦波状の電流波形が形成される。すなわち、スイッチング素子のスイッチングを制御することによりモータの各相コイルに流れる電流が制御されて、モータのトルクおよび回転速度が制御される。かかるＰＷＭ制御は、電流センサにより検出されたモータの各相コイルを流れるモータ電流値を示すアナログ信号を、制御周期に応じたサンプリング周期でサンプリングしてＡ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換したデジタルデータに基づいて行なわれる。
【０００５】
しかしながら、このスイッチング素子のスイッチングにより電磁波が発生し、モータの各相コイルを流れるモータ電流値を示すアナログ信号にスイッチングノイズが重畳する場合がある。このようにスイッチングノイズが重畳した状態でモータ電流がサンプリングされてＡ／Ｄ変換が行なわれると、誤ったデジタルデータが得られることになる。そして、この誤ったデジタルデータに基づいてＰＷＭ制御が行なわれることにより、所望のトルクが得られないという問題が生じる。
【０００６】
また、スイッチングノイズの影響により、デジタルデータが本来のモータ電流値に対して、相対的に低い周波数で振動する場合には、この低周波の振動成分を打ち消すように駆動電圧が生成されるため、モータ電流が、本来の正弦波状の電流波形に対して低周波の振動成分を含む電流波形に形成される。この結果、モータの出力トルクを振動させることになる。
【０００７】
特に、複数のモータを駆動するモータ駆動装置においては、各モータの駆動制御が個別に行なわれるため、一方のモータのＰＷＭ制御実行時に発生したスイッチングノイズが、他方のモータのモータ電流に重畳する可能性が高くなる。
【０００８】
しかしながら、上述した特許文献１に開示された技術は、単一のモータ制御装置において直流電圧変換手段のスイッチング周波数とＰＷＭインバータのスイッチングタイミングとを協調制御するものであるが、スイッチングノイズの影響については何ら検討されていない。そのため、直流電圧変換手段のスイッチングノイズがモータ電流に重畳してＰＷＭ制御を不安定にするのを回避することはできない。
【０００９】
また、特許文献２〜５に開示された技術によっても、他のモータ駆動制御により発生したスイッチングノイズによって一方のモータ駆動制御におけるモータ電流のサンプリングデータが低周波で振動するのを防止することはできない。
【００１０】
そこで、この発明は、かかる課題を解決するためになされたものであり、その目的は、各々がスイッチング動作により駆動制御される複数のモータの出力トルクの振動を抑制可能なモータ駆動装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
この発明によれば、モータ駆動装置は、複数の回転電機と、複数の回転電機に対応してそれぞれ設けられ、スイッチング素子のスイッチング動作により、電源と対応する回転電機との間で電力変換を行なう複数の駆動回路と、対応する回転電機に供給されるモータ電流のフィードバック制御を行なうことにより、複数の駆動回路をそれぞれ制御する複数の制御回路とを備える。各複数の制御回路は、所定の制御周期で、対応する回転電機に供給されるモータ電流のサンプリングを行ない、かつ、モータ電流のサンプリング値に基づいて回転電機に印加する駆動電圧の指令値を演算する駆動電圧演算部と、所定のキャリア周期のキャリア信号と駆動電圧の指令値とに基づいて、対応する駆動回路のスイッチング動作を制御するための信号を生成する制御信号生成部と、他の制御回路との間で、一方の制御回路におけるキャリア信号に基づきスイッチング素子がスイッチングされるタイミングと、他方の制御回路におけるモータ電流のサンプリングタイミングとが互いに非同期となるように、スイッチングタイミングまたはモータ電流サンプリングタイミングを設定するタイミング設定部とを含む。
【００１２】
上記のモータ駆動装置によれば、複数の制御回路間で、一方の制御回路において発生したスイッチングノイズの影響を受けて、他方の制御回路におけるモータ電流のサンプリング値に低周波の振動が発生するのを防止することができる。この結果、モータから出力されるトルクが振動するのを抑制することができる。
【００１３】
好ましくは、タイミング設定部は、対応する回転電機の動作状態に応じてキャリア周期を変更するとともに、他の制御回路におけるキャリア周期が変更されたことに応じて、制御周期と変更後の他の制御回路におけるキャリア周期とが非同期となるように、制御周期を変更する。
【００１４】
上記のモータ駆動装置によれば、一方の制御回路における制御周期は他方の制御回路におけるキャリア周期の変更に応じて互いに非同期となるように適宜変更されることから、一方の制御回路におけるスイッチングタイミングと他方の制御回路におけるモータ電流のサンプリングタイミングとを常に非同期とすることができる。
【００１５】
好ましくは、タイミング設定部は、他の制御回路におけるキャリア周期のｎ（ｎは自然数）倍とならないように、制御周期を変更する。
【００１６】
上記のモータ駆動装置によれば、対応するモータの動作状態に応じてキャリア周期が変更しても、一方の制御回路における制御周期と他方の制御回路におけるキャリア周期とを非同期に保つことができる。
【００１７】
好ましくは、タイミング設定部は、対応する回転電機の動作状態に応じてキャリア周期を変更するとき、対応する回転電機の動作状態に適応し、かつ、他の制御回路における制御周期と非同期となるように、キャリア周期を変更する。
【００１８】
上記のモータ駆動装置によれば、一方の制御回路におけるキャリア周期は、他の制御回路の制御周期と非同期となるように設定されることから、一方の制御回路におけるスイッチングタイミングと他方の制御回路におけるモータ電流のサンプリングタイミングとを常に非同期とすることができる。
【００１９】
好ましくは、タイミング設定部は、他の制御回路における制御周期の１／ｎ（ｎは自然数）倍とならないように、キャリア周期を変更する。
【００２０】
上記のモータ駆動装置によれば、対応するモータの動作状態に応じてキャリア周期が変更しても、一の制御回路における制御周期と他の制御回路におけるキャリア周期とを非同期に保つことができる。
【００２１】
好ましくは、タイミング設定部は、対応する回転電機の動作状態に応じてキャリア周期を変更するとともに、他の制御回路におけるキャリア周期が変更されたことに応じて、モータ電流サンプリングタイミングと変更後の他の制御回路におけるスイッチングタイミングとが非同期となるように、制御周期内においてモータ電流サンプリングタイミングを変更する。
【００２２】
上記のモータ駆動装置によれば、一方の制御回路におけるモータ電流のサンプリング周期は、他方の制御回路のキャリア周期と非同期となることから、一方の制御回路におけるモータ電流のサンプリングタイミングと他方の制御回路におけるスイッチングタイミングとを常に非同期とすることができる。
【００２３】
好ましくは、駆動電圧演算部は、制御周期内においてさらに、対応する回転電機の回転子の回転位置を検出して回転位置の検出値とモータ電流のサンプリング値とに基づいて駆動電圧の指令値を演算する。タイミング設定部は、制御周期が他の制御回路におけるキャリア周期と同期すると判定されたことに応じて、１制御周期おきにモータ電流サンプリングタイミングと回転位置の検出タイミングとを置換する。
【００２４】
上記のモータ駆動装置によれば、１制御周期における制御シーケンスを変更することにより、容易に一方の制御回路におけるモータ電流のサンプリング周期を他方の制御回路におけるキャリア周期と非同期とすることができる。
【発明の効果】
【００２５】
この発明によれば、各々がスイッチング動作により駆動制御されるモータが複数配置されたモータ駆動装置において、各モータの出力トルクが振動するのを抑制することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
以下、この発明の実施の形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一符号は同一または相当部分を示す。
【００２７】
［実施の形態１］
図１は、この発明の実施の形態１によるモータ駆動装置の概略ブロック図である。
【００２８】
図１を参照して、モータ駆動装置１００は、直流電源Ｂと、電圧センサ１０，１３と、コンデンサＣ１，Ｃ２と、昇圧コンバータ１２と、インバータ１４，３１と、電流センサ２４，２８と、制御装置３０とを備える。
【００２９】
モータジェネレータＭＧ１は、たとえば、ハイブリッド自動車に搭載される。そして、モータジェネレータＭＧ１は、ハイブリッド自動車のエンジンＥＮＧに接続され、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つとともに、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るモータである。モータジェネレータＭＧ１の発電トルクを調整することでエンジンを効率の良い運転状態に保つような制御を行なうことでハイブリッド自動車の燃費や排気ガスを良好なものにすることができる。
【００３０】
また、モータジェネレータＭＧ２は、たとえば、ハイブリッド自動車に搭載される。そして、モータジェネレータＭＧ２は、ハイブリッド自動車の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための駆動モータである。また、自動車の減速時などで駆動輪の回転によってモータジェネレータＭＧ２が回転される場合には、モータジェネレータＭＧ２は発電機として機能し得る（いわゆる回生発電の機能）。
【００３１】
昇圧コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。リアクトルＬ１の一方端は直流電源Ｂの電源ラインに接続され、他方端はＩＧＢＴ素子Ｑ１とＩＧＢＴ素子Ｑ２との中間点、すなわち、ＩＧＢＴ素子Ｑ１のエミッタとＩＧＢＴ素子Ｑ２のコレクタとの間に接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２は、電源ラインとアースラインとの間に直列に接続される。そして、ＩＧＢＴ素子Ｑ１のコレクタは電源ラインに接続され、ＩＧＢＴ素子Ｑ２のエミッタはアースラインに接続される。また、各ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ１，Ｄ２がそれぞれ接続されている。
【００３２】
インバータ１４は、Ｕ相アーム１５と、Ｖ相アーム１６と、Ｗ相アーム１７とから成る。Ｕ相アーム１５、Ｖ相アーム１６、およびＷ相アーム１７は、電源ラインとアースラインとの間に並列に設けられる。
【００３３】
Ｕ相アーム１５は、直列接続されたＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４から成り、Ｖ相アーム１６は、直列接続されたＩＧＢＴ素子Ｑ５，Ｑ６から成り、Ｗ相アーム１７は、直列接続されたＩＧＢＴ素子Ｑ７，Ｑ８から成る。また、各ＩＧＢＴ素子Ｑ３〜Ｑ８のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。
【００３４】
各相アームの中間点は、モータジェネレータＭＧ１の各相コイルの各相端に接続されている。すなわち、モータジェネレータＭＧ１は、３相の永久磁石モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中点に共通接続されて構成され、Ｕ相コイルの他端がＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４の中間点に、Ｖ相コイルの他端がＩＧＢＴ素子Ｑ５，Ｑ６の中間点に、Ｗ相コイルの他端がＩＧＢＴ素子Ｑ７，Ｑ８の中間点にそれぞれ接続されている。
【００３５】
インバータ３１は、インバータ１４と同じ構成から成る。
直流電源Ｂは、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池から成る。電圧センサ１０は、直流電源Ｂから出力される直流電圧Ｖｂを検出し、その検出した直流電圧Ｖｂを制御装置３０へ出力する。
【００３６】
コンデンサＣ１は、直流電源Ｂから供給された直流電圧Ｖｂを平滑化し、その平滑化した直流電圧Ｖｂを昇圧コンバータ１２へ供給する。
【００３７】
昇圧コンバータ１２は、コンデンサＣ１から供給された直流電圧Ｖｂを昇圧してコンデンサＣ２へ供給する。より具体的には、昇圧コンバータ１２は、制御装置３０から信号ＰＷＭＣを受けると、信号ＰＷＭＣによってＩＧＢＴ素子Ｑ２がオンされた期間に応じて直流電圧Ｖｂを昇圧してコンデンサＣ２に供給する。
【００３８】
また、昇圧コンバータ１２は、制御装置３０から信号ＰＷＭＣを受けると、コンデンサＣ２を介してインバータ１４および／またはインバータ３１から供給された直流電圧を降圧して直流電源Ｂを充電する。
【００３９】
コンデンサＣ２は、昇圧コンバータ１２からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をノードＮ１，Ｎ２を介してインバータ１４，３１へ供給する。電圧センサ１３は、コンデンサＣ２の両端の電圧、すなわち、昇圧コンバータ１２の出力電圧Ｖｍ（インバータ１４，３１への入力電圧に相当する。以下同じ。）を検出し、その検出した出力電圧Ｖｍを制御装置３０へ出力する。
【００４０】
インバータ１４は、コンデンサＣ２から直流電圧が供給されると制御装置３０からの信号ＰＷＭＩ１に基づいて直流電圧を交流電圧に変換してモータジェネレータＭＧ１を駆動する。これにより、モータジェネレータＭＧ１は、トルク指令値ＴＲ１によって指定されたトルクを発生するように駆動される。
【００４１】
また、インバータ１４は、モータ駆動装置１００が搭載されたハイブリッド自動車の回生制動時、モータジェネレータＭＧ１が発電した交流電圧を制御装置３０からの信号ＰＷＭＩ１に基づいて直流電圧に変換し、その変換した直流電圧をコンデンサＣ２を介して昇圧コンバータ１２へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、ハイブリッド自動車を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。
【００４２】
インバータ３１は、コンデンサＣ２から直流電圧が供給されると制御装置３０からの信号ＰＷＭＩ２に基づいて直流電圧を交流電圧に変換してモータジェネレータＭＧ２を駆動する。これにより、モータジェネレータＭＧ２は、トルク指令値ＴＲ２によって指定されたトルクを発生するように駆動される。
【００４３】
また、インバータ３１は、モータ駆動装置１００が搭載されたハイブリッド自動車の回生制動時、モータジェネレータＭＧ２が発電した交流電圧を制御装置３０からの信号ＰＷＭＩ２に基づいて直流電圧に変換し、その変換した直流電圧をコンデンサＣ２を介して昇圧コンバータ１２へ供給する。
【００４４】
電流センサ２４は、モータジェネレータＭＧ１に流れるモータ電流ＭＣＲＴ１を検出し、その検出したモータ電流ＭＣＲＴ１を制御装置３０へ出力する。電流センサ２８は、モータジェネレータＭＧ２に流れるモータ電流ＭＣＲＴ２を検出し、その検出したモータ電流ＭＣＲＴ２を制御装置３０へ出力する。
【００４５】
制御装置３０は、直流電源Ｂから出力された直流電圧Ｖｂを電圧センサ１０から受け、モータ電流ＭＣＲＴ１，ＭＣＲＴ２をそれぞれ電流センサ２４，２８から受け、昇圧コンバータ１２の出力電圧Ｖｍ（すなわち、インバータ１４，３１への入力電圧）を電圧センサ１３から受け、トルク指令値ＴＲ１，ＴＲ２およびモータ回転数ＭＲＮ１，ＭＲＮ２を外部ＥＣＵ（Electrical Control Unit）から受ける。そして、制御装置３０は、出力電圧Ｖｍ、モータ電流ＭＣＲＴ１およびトルク指令値ＴＲ１に基づいて、後述する方法によりインバータ１４がモータジェネレータＭＧ１を駆動するときにインバータ１４のＩＧＢＴ素子Ｑ３〜Ｑ８をスイッチング制御するための信号ＰＷＭＩ１を生成し、その生成した信号ＰＷＭＩ１をインバータ１４へ出力する。
【００４６】
また、制御装置３０は、出力電圧Ｖｍ、モータ電流ＭＣＲＴ２およびトルク指令値ＴＲ２に基づいて、後述する方法によりインバータ３１がモータジェネレータＭＧ２を駆動するときにインバータ３１のＩＧＢＴ素子をスイッチング制御するための信号ＰＷＭＩ２を生成し、その生成した信号ＰＷＭＩ２をインバータ３１へ出力する。
【００４７】
さらに、制御装置３０は、インバータ１４（または３１）がモータジェネレータＭＧ１（またはＭ２）を駆動するとき、直流電圧Ｖｂ、出力電圧Ｖｍ、リアクトル電流ＩＬ、トルク指令値ＴＲ１（またはＴＲ２）およびモータ回転数ＭＲＮ１（またはＭＲＮ２）に基づいて、後述する方法により昇圧コンバータ１２のＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２をスイッチング制御するための信号ＰＷＭＣを生成して昇圧コンバータ１２へ出力する。
【００４８】
図２は、図１に示す制御装置３０の機能ブロック図である。
図２を参照して、制御装置３０は、インバータ制御回路３０１，３０２と、コンバータ制御回路３０３とを含む。
【００４９】
インバータ制御回路３０１は、トルク指令値ＴＲ１、モータ電流ＭＣＲＴ１および電圧Ｖｍに基づいて、モータジェネレータＭＧ１の駆動時、後述する方法によりインバータ１４の各ＩＧＢＴ素子Ｑ３〜Ｑ８をオン／オフする信号ＰＷＭＩ１を生成する。そして、インバータ制御回路３０１は、生成した信号ＰＷＭＩ１をインバータ１４の各ＩＧＢＴ素子Ｑ３〜Ｑ８へ出力する。
【００５０】
また、インバータ制御回路３０１は、モータ駆動装置１００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時、トルク指令値ＴＲ１、モータ電流ＭＣＲＴ１および電圧Ｖｍに基づいて、モータジェネレータＭＧ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換するための信号ＰＷＭＩを生成してインバータ１４へ出力する。
【００５１】
インバータ制御回路３０２についても同様に、トルク指令値ＴＲ２、モータ電流ＭＣＲＴ２および電圧Ｖｍに基づいて、後述する方法によりインバータ３１の各ＩＧＢＴ素子Ｑ３〜Ｑ８をオン／オフする信号ＰＷＭＩ２を生成してインバータ３１のＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８へ出力する。
【００５２】
コンバータ制御回路３０３は、トルク指令値ＴＲ１（またはＴＲ２）、モータ回転数ＭＲＮ１（またはＭＲＮ２）、直流電圧Ｖｂおよび出力電圧Ｖｍに基づいて信号ＰＷＭＣを生成して昇圧コンバータ１２のＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２へ出力する。
【００５３】
図３は、図２におけるインバータ制御回路３０１，３０２の機能ブロック図である。
図３を参照して、インバータ制御回路３０１は、モータ制御用相電圧演算部４０と、ＰＷＭ信号変換部４２と、主制御部４４とを含む。
【００５４】
モータ制御用相電圧演算部４０は、昇圧コンバータ１２の出力電圧、すなわち、インバータ１４への入力電圧Ｖｍを電圧センサ１３から受け、モータジェネレータＭＧ１の各相に流れるモータ電流ＭＣＲＴ１を電流センサ２４から受け、トルク指令値ＴＲ１を外部ＥＣＵから受ける。そして、モータ制御用相電圧演算部４０は、トルク指令値ＴＲ１、モータ電流ＭＣＲＴ１および電圧Ｖｍに基づいてモータジェネレータＭＧ１の各相のコイルに印加する電圧操作量（電圧指令）を計算し、その計算した結果をＰＷＭ信号変換部４２へ出力する。
【００５５】
より詳細には、電流センサ２４にて検出されたモータ電流ＭＣＲＴ１は、制御周期Ｔ１に応じたサンプリング周期でサンプリングされる。そして、モータ電流ＭＣＲＴ１のサンプリング値は、モータジェネレータＭＧ１の回転角度を用いてｄ軸およびｑ軸を流れる電流値Ｉｄ，Ｉｑに変換される。また、モータジェネレータＭＧ１のトルク指令値ＴＲ１は、モータジェネレータＭＧ１のｄ軸成分とｑ軸成分との電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊に変換される。そして、制御周期Ｔ１ごとに実際の電流値Ｉｄ，Ｉｑが電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊と一致するようにＰＩ制御によってモータジェネレータＭＧ１の各相コイルに印加する電圧指令が演算される。
【００５６】
ＰＷＭ信号変換部４２は、モータ制御用相電圧演算部４０からの各相コイルの電圧指令と、所定のキャリア周期Ｔｃ１を有するキャリア信号とに基づいて、実際にインバータ１４の各ＩＧＢＴ素子Ｑ３〜Ｑ８をオン／オフする信号ＰＷＭＩ１を生成する。
【００５７】
より詳細には、ＰＷＭ信号変換部４２は、各相ごとに電圧指令と三角波信号からなるキャリア信号とを比較し、両者の大小関係に応じて電圧値が変化するパルス状の信号ＰＷＭＩ１を生成する。そして、ＰＷＭ信号変換部４２は、その生成した信号ＰＷＭＩ１をインバータ１４の各ＩＧＢＴ素子Ｑ３〜Ｑ８へ出力する。
【００５８】
これにより、インバータ１４の各ＩＧＢＴ素子Ｑ３〜Ｑ８は、キャリア信号のキャリア周期Ｔｃ１に応じたスイッチング周期でスイッチング制御され、モータジェネレータＭＧ１（またはＭＧ２）が指令されたトルクを出力するようにモータジェネレータＭＧ１の各相に流す電流を制御する。このようにして、モータ駆動電流が制御され、トルク指令値ＴＲ１に応じたモータトルクが出力される。
【００５９】
主制御部４４は、モータジェネレータＭＧ１の動作状態（トルク、回転数など）に応じて上述したモータ駆動電流制御における制御周期Ｔ１およびキャリア周期Ｔｃ１を設定する。
【００６０】
たとえば、モータジェネレータＭＧ１の回転数が高いときには、キャリア周期Ｔｃ１は、相対的に小さい値に設定される。電流制御の応答性を確保するためである。一方、回転数が低く、かつトルクが大きいときには、キャリア周期Ｔｃ１は相対的に大きい値に設定される。高トルク領域では電流損失が増大しやすい傾向にあることから、キャリア周期を大きくして電流損失を低減させるためである。
【００６１】
このようにして設定された制御周期Ｔ１およびキャリア周期Ｔｃ１は、モータ制御用相電圧演算部４０およびＰＷＭ信号変換部４２へ出力されるとともに、インバータ制御回路３０２における主制御部５４へ出力される。
【００６２】
インバータ制御回路３０２は、モータ制御用相電圧演算部５０と、ＰＷＭ信号変換部５２と、主制御部５４とを含む。
【００６３】
モータ制御用相電圧演算部５０、ＰＷＭ信号変換部５２および主制御部５４は、インバータ制御回路３０１におけるモータ制御用相電圧演算部４０、ＰＷＭ信号変換部４２および主制御部４４と同一の構成からなる。
【００６４】
すなわち、インバータ制御回路３０２においても、制御周期Ｔ２ごとに、モータ電流ＭＣＲＴ２を制御周期Ｔ２に応じたサンプリング周期でサンプリングしたときの電流値が、トルク指令値ＴＲ２に基づく電流指令に一致するようにフィードバックをかける、電流制御が行なわれる。このとき、インバータ３１の各ＩＧＢＴ素子Ｑ３〜Ｑ８をオン／オフするための信号ＰＷＭＩ２は、モータジェネレータＭＧ２の各相コイルの電圧指令とキャリア周期Ｔｃ２からなるキャリア信号との比較結果に基づいて生成される。
【００６５】
主制御部５４は、モータジェネレータＭＧ２の動作状態に応じて制御周期Ｔｃ２およびキャリア周期Ｔｃ２を設定し、その設定した制御周期Ｔｃ２およびキャリア周期Ｔｃ２をモータ制御用相電圧演算部５０およびＰＷＭ信号変換部５２へ出力するとともに、インバータ制御回路３０１の主制御部４４へ出力する。
【００６６】
以上のように、インバータ制御回路３０１とインバータ制御回路３０２とは非同期の関係にあり、互いに独立した制御周期およびキャリア周期に基づいて対応するモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２を駆動制御する。
【００６７】
しかしながら、制御周期およびキャリア周期は、対応するモータジェネレータの動作状態に応じて適宜変更される。そのため、インバータ制御回路３０１とインバータ制御回路３０２とにおいて、一方のキャリア周期Ｔｃ１（またはＴｃ２）と他方の制御周期Ｔ２（またはＴ１）とが互いに同期する場合が起こり得る。
【００６８】
詳細には、図４を参照して、一例として、モータジェネレータＭＧ１側のキャリア周期Ｔｃ１およびモータジェネレータＭＧ２側の制御周期Ｔ２がいずれも１００μｓに設定されて、両周期が一致したものと仮定する。
【００６９】
モータジェネレータＭＧ１側では、インバータ制御回路３０１により、直線ｋ１で示される１相あたりの電圧指令と曲線ｋ２で示されるキャリア信号との比較結果に基づいてパルス状の信号ＰＷＭＩ１が生成される。これにより、インバータ１４の各ＩＧＢＴ素子Ｑ３〜Ｑ８は、キャリア周期Ｔｃ１（＝１００μｓ）に応じたスイッチング周期でオン／オフ動作を行なう。
【００７０】
一方、モータジェネレータＭＧ２側では、上述したようにモータジェネレータＭＧ１とは独自にモータ駆動電流の制御が行なわれており、電流センサ２８により検出されたモータ電流ＭＣＲＴ２がインバータ制御回路３０２へ入力される。
【００７１】
ここで、モータ電流ＭＣＲＴ２には、図４に示すように、モータジェネレータＭＧ１を駆動制御するインバータ１４の各ＩＧＢＴ素子Ｑ３〜Ｑ８がスイッチングを行なうタイミングにおいて発生した電磁波が、スイッチングノイズとして重畳する場合がある。
【００７２】
このような場合、インバータ制御回路３０２では、所定の制御周期Ｔ２（＝１００μｓ）に応じたタイミングでモータ電流ＭＣＲＴ２がサンプリングされるが、そのサンプリングタイミングがモータジェネレータＭＧ１側のスイッチングタイミングに同期するために、図４のようにモータ電流ＭＣＲＴ２のノイズ重畳部分が連続してサンプリングされる可能性がある。
【００７３】
そのため、インバータ制御回路３０２で取得されるモータ電流ＭＣＲＴ２のサンプリング値は、曲線ｋ４で示すように、本来のモータ電流ＭＣＲＴ２（実電流値、直線ｋ３に相当）からずれたものとなる。このとき、モータジェネレータＭＧ１側のキャリア周期Ｔｃ１とモータジェネレータＭＧ２側の制御周期Ｔｃ２とが正確に同期していれば、モータ電流ＭＣＲＴ２のサンプリング値と実電流値とのずれ量が常に一定となるため、このずれ量だけオフセットすれば、モータ電流ＭＣＲＴ２のフィードバック制御を支障なく実行できると予想される。
【００７４】
しかしながら、実際には、インバータ制御回路３０１とインバータ制御回路３０２との間では、各々の制御周期を規定するクロック信号に若干のずれが生じる。そのため、モータジェネレータＭＧ１側のスイッチングタイミングからずれたタイミングでモータ電流ＭＣＲＴ２がサンプリングされることとなる。この結果、モータ電流ＭＣＲＴ２のサンプリング値は、図５に示すように、制御周期Ｔ２よりも相対的に長い周期で振動する波形となる。
【００７５】
詳細には、図５を参照して、モータ電流ＭＣＲＴ２のサンプリング値は、曲線ｋ４で示すように、制御周期Ｔ２よりも大きく上回る周期で振動する波形を示す。この波形において、サンプリング値は、直線ｋ０で示す電流指令値に対して周期的にその大きさが変動するΔＩのずれを有する。
【００７６】
そして、このようにモータ電流ＭＣＲＴ２のサンプリング値が低周波で振動すると、インバータ制御回路３０２では、モータ電流ＭＣＲＴ２の周期的なずれΔＩを相殺するようにフィードバック制御が行なわれる。より詳細には、モータ電流ＭＣＲＴ２のサンプリング値と電流指令値とのずれΔＩを零とするように、モータジェネレータＭＧ２の各相コイルに印加する電圧操作量（電圧指令）が演算される。したがって、演算された電圧指令値は、曲線ｋ５で示すように、モータ電流ＭＣＲＴ２のサンプリング値と同じ周期で振動する波形となる。そして、この振動する電圧指令値に基づいてインバータ３１がＰＷＭ制御されることにより、モータジェネレータＭＧ２の出力トルクには低周波の振動が現われる結果となる。
【００７７】
なお、モータ電流ＭＣＲＴ２のサンプリング値に現われる低周波の振動は、上述したようにモータジェネレータＭＧ１側のキャリア周期Ｔｃ１と、モータジェネレータＭＧ２側の制御周期Ｔ２とが一致したときに限定されず、制御周期Ｔ２がキャリア周期Ｔｃ１のｎ（ｎは自然数）倍となる関係、すなわち、Ｔｃ１：Ｔ２＝１：ｎの関係が成り立つとき、たとえば、１００μｓのキャリア周期Ｔｃ１に対して、制御周期Ｔ２が２００μｓ、３００μｓ・・・となるときにも生じ得ることは明らかである。
【００７８】
また、モータジェネレータＭＧ１側においても同様に、制御周期Ｔ１がモータジェネレータＭＧ１側のキャリア周波数Ｔｃ２のｎ倍となる関係が成り立つとき、モータ電流ＭＣＲＴ１のサンプリング値に低周波の振動が起こり得る。
【００７９】
そこで、この発明の実施の形態１によるモータ駆動装置は、一方のインバータ制御回路におけるキャリア周期と他方のインバータ制御回路における制御周期との間に互いに同期する関係が成立するときには、これらの一方を意図的に変更して両者を非同期とすることを特徴的な構成とする。
【００８０】
詳細には、一方のインバータ制御回路のキャリア周期Ｔｃ１（またはＴｃ２）と他方のインバータ制御回路における制御周期Ｔ２（またはＴ１）との間に、Ｔｃ１（Ｔｃ２）：Ｔ２（Ｔ１）＝１：ｎの関係が成り立つと判定されたことに応じて、一方のキャリア周期Ｔｃ１（またはＴｃ２）もしくは他方の制御周期Ｔ２（またはＴ１）を当該関係が成り立たないように変更する構成とする。以下に、この発明による制御周期またはキャリア周期の変更動作について具体的に説明する。
【００８１】
図６は、この発明の実施の形態１によるモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の関係を示す図である。図６では、例として、モータジェネレータＭＧ１側のキャリア周期Ｔｃ１とモータジェネレータＭＧ２側の制御周期Ｔ２との間に、Ｔｃ１：Ｔ２＝１：ｎの関係が成立する場合において、モータジェネレータＭＧ２側の制御周期Ｔ２を変更する方法について説明する。
【００８２】
たとえばキャリア周期Ｔｃ１および制御周期Ｔ２がともに１００μｓであるときには、図４に示したように、１００μｓごとに発生するスイッチングノイズの影響を受けて、モータジェネレータＭＧ２側のモータ電流ＭＣＲＴ２のサンプリング値に低周波の振動が発生するおそれがある。そこで、図６では、制御周期Ｔ２をキャリア周期Ｔｃ１（＝１００μｓ）の整数倍と該当しない値として、８０μｓに変更するものとする。
【００８３】
図６を参照して、制御周期Ｔ２を８０μｓとしたことによって、モータジェネレータＭＧ２側のインバータ制御回路３０２では、モータ電流ＭＣＲＴ２のサンプリング周期が８０μｓに設定される。これにより、モータ電流ＭＣＲＴ２は、モータジェネレータＭＧ１側で発生したスイッチングノイズが重畳するタイミングとは異なるタイミングでサンプリングされる。なお、モータ電流ＭＣＲＴ２のサンプリング周期は、設定値である８０μｓに対して、上述したように、クロック信号のずれに起因した所定のずれを含んでいる。
【００８４】
この結果、モータ電流ＭＣＲＴ２のサンプリング値は、曲線ｋ６で示すように、直線ｋ３で示す実電流値を中心として振動する波形となる。図６から明らかなように、モータ電流ＭＣＲＴ２のサンプリング値が振動する周期は、制御周期Ｔ２の数倍程度の長さとなる。これは、先の図４で示したモータ電流ＭＣＲＴ２のサンプリング値の振動する周期が制御周期Ｔ２の数十倍に及ぶのに対して著しく短いことが分かる。
【００８５】
図７は、モータジェネレータＭＧ２側のモータ電流のフィードバック制御に用いられるモータ電流ＭＣＲＴ２のサンプリング値と電流指令値との関係を示す図である。
【００８６】
図７を参照して、モータ電流ＭＣＲＴ２のサンプリング値が曲線ｋ６で示すように制御周期Ｔ２に近い周期で振動している場合、このサンプリング値と直線ｋ０で示す電流指令値とのずれに基づいて演算される電圧指令値は、曲線ｋ７で示すように振動成分を含んだ波形となる。
【００８７】
しかしながら、図５の曲線ｋ４と比較して、モータ電流ＭＣＲＴ２のサンプリング値が制御周期Ｔ２により近い周期で振動するために、フィードバック制御にこの振動を反映させることがもはや困難となる。すなわち、この電圧指令値に対してモータ駆動電流がほとんど追従されないことにより、モータジェネレータＭＧ２から出力されるトルクは振動を含まない安定した波形となる。
【００８８】
図８は、この発明の実施の形態１によるモータ駆動装置におけるモータジェネレータの制御周期の変更に係る制御のフローチャートである。なお、図８は、図６で述べたモータジェネレータＭＧ２側の制御周期Ｔ２の変更に係る制御に対応したものである。
【００８９】
図８を参照して、モータジェネレータＭＧ１側では、インバータ制御回路３０１がモータジェネレータＭＧ１の動作状態（トルク、回転数など）に応じてキャリア周期Ｔｃ１の変更を行なったことに応じて（ステップＳ０１）、その変更後のキャリア周期Ｔｃ１および制御周期Ｔ１が、主制御部４４からモータジェネレータＭＧ２側のインバータ制御回路３０２の主制御部５４へと入力される（ステップＳ０２）。
【００９０】
次に、主制御部５４は、変更後のキャリア周期Ｔｃ１および制御周期Ｔ１を主制御部４４から受けると、モータジェネレータＭＧ１側のキャリア周期Ｔｃ１とモータジェネレータＭＧ２側の制御周期Ｔ２との間に、Ｔｃ１：Ｔ２＝１：ｎの関係が成り立つか否かを判定する（ステップＳ０３）。
【００９１】
そして、ステップＳ０３にて制御周期Ｔ２がキャリア周期Ｔｃ１のｎ倍となる関係が成り立つと判定されると、主制御部４４は、当該関係が成り立たないように、制御周期Ｔ２をキャリア周期Ｔｃ１のｎ倍に該当しない値に変更する（ステップＳ０４）。そして、変更された制御周期Ｔ２のもとでモータ電流ＭＣＲＴ２のサンプリングを行ない、そのサンプリング値に基づいてモータジェネレータＭＧ２のＰＷＭ制御を実行する（ステップＳ０５）。
【００９２】
一方、ステップＳ０３において制御周期Ｔ２とキャリア周期Ｔｃ１と間に上記の関係が成り立たないと判定されると、主制御部５４は、制御周期Ｔ２を変更することなく、モータジェネレータＭＧ２のＰＷＭ制御を継続する（ステップＳ０５）。
【００９３】
なお、図８では、モータジェネレータＭＧ２側の制御周期Ｔ２を変更する場合について説明したが、モータジェネレータＭＧ１側の制御周期Ｔ１を変更する場合には、モータジェネレータＭＧ２側のキャリア周期Ｔｃ２が変更されたことに応じて、同様の判定が行なわれ、その判定結果に応じて制御周期Ｔ１が変更されることになる。
【００９４】
［変更例］
上述した図６〜図８の例では、一方のインバータ制御回路におけるキャリア周期が変更されたことに応じて、他方のインバータ制御回路が制御周期を変更する構成について説明した。さらに、本構成以外に、一方のインバータ制御回路が対応するモータジェネレータの動作状態に応じてキャリア周期の変更を行なう際に、他方のインバータ制御回路における制御周期を考慮してキャリア周期を設定する構成とすることによっても同様の効果を得ることができる。
【００９５】
図９は、この発明の実施の形態１の変更例によるモータ駆動装置におけるキャリア周期の変更に係る制御のフローチャートである。なお、図９は、モータジェネレータＭＧ１側のキャリア周期Ｔｃ１の変更に係る制御に対応したものである。
【００９６】
図９を参照して、インバータ制御回路３０１の主制御部４４は、モータジェネレータＭＧ１の動作状態に基づいてキャリア周期Ｔｃ１の変更が必要か否かを判定する（ステップＳ１０）。
【００９７】
ステップＳ１０においてキャリア周期Ｔｃ１の変更が必要であると判定されると、主制御部４４は、主制御部５４から入力されたモータジェネレータＭＧ２側のキャリア周期Ｔｃ２および制御周期Ｔ２を参照する（ステップＳ１１）。そして、主制御部４４は、モータジェネレータＭＧ１の動作状態に適応したものであり、かつ制御周期Ｔ２との間にＴｃ１：Ｔ２＝１：ｎの関係が成立しないように、キャリア周期Ｔｃ１を設定する（ステップＳ１２）。そして、変更されたキャリア周期Ｔｃ１の三角波信号を用いてモータジェネレータＭＧ１のＰＷＭ制御が行なわれる（ステップＳ１３）。
【００９８】
なお、図９では、モータジェネレータＭＧ１側のキャリア周期Ｔｃ１を変更する場合について説明したが、モータジェネレータＭＧ２側においても同様に、モータジェネレータＭＧ２の動作状態に応じてキャリア周期Ｔｃ２を変更する際に、モータジェネレータＭＧ１側の制御周期Ｔ１との関係を考慮してキャリア周期Ｔｃ２が変更されることになる。
【００９９】
以上のように、この発明の実施の形態１によれば、一方のインバータ制御回路におけるキャリア周期と他方のインバータ制御回路における制御周期とが常に非同期となることから、一方のインバータ制御回路に対応するインバータで発生したスイッチングノイズの影響を受けて、他方のインバータ制御回路におけるモータ電流のサンプリング値に低周波の振動が発生するのを防止することができる。この結果、モータ電流のフィードバック制御によってモータから出力されるトルクが振動するのを抑制することが可能となる。
【０１００】
［実施の形態２］
一方のインバータで発生したスイッチングノイズの影響を抑えるためには、先の実施の形態１で述べた一方のインバータ制御回路におけるキャリア周期と他方のインバータ制御回路における制御周期とを非同期とする方法の他に、他方のインバータ制御回路におけるモータ電流のサンプリング周期のみを一方のインバータ制御回路におけるキャリア周期と非同期とする方法が挙げられる。
【０１０１】
以下に、一例として、モータジェネレータＭＧ２側のインバータ制御回路３０２において、モータ電流ＭＣＲＴ２のサンプリング周期を変更する構成について説明する。
【０１０２】
図１０は、この発明の実施の形態２によるモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の関係を示す図である。なお、図１０では、一例として、モータジェネレータＭＧ１側のキャリア周期Ｔｃ１およびモータジェネレータＭＧ２側の制御周期Ｔ２がいずれも１００μｓに設定されて、両周期が一致したものと仮定する。
【０１０３】
モータジェネレータＭＧ１側では、インバータ制御回路３０１により、直線ｋ１で示される１相あたりの電圧指令と曲線ｋ２で示されるキャリア信号との比較結果に基づいてパルス状の信号ＰＷＭＩ１が生成される。これにより、インバータ１４の各ＩＧＢＴ素子Ｑ３〜Ｑ８は、キャリア周期Ｔｃ１（＝１００μｓ）に応じたスイッチング周期でオン／オフ動作を行なう。
【０１０４】
一方、モータジェネレータＭＧ２側では、上述したモータ駆動電流の制御が行なわれ、電流センサ２８により検出されたモータ電流ＭＣＲＴ２がインバータ制御回路３０２へ入力される。入力されたモータ電流ＭＣＲＴ２には、モータジェネレータＭＧ１を駆動制御するインバータ１４の各ＩＧＢＴ素子Ｑ３〜Ｑ８がスイッチングを行なうタイミングにおいて発生した電磁波が、スイッチングノイズとして重畳している。
【０１０５】
ここで、インバータ制御回路３０２においては、制御周期Ｔ２（＝１００μｓ）に応じたタイミングでモータ電流ＭＣＲＴ２のサンプリングを行なうと、図４で述べたように、スイッチングノイズのみをサンプリングすることになる。
【０１０６】
そこで、この発明の実施の形態２では、１制御周期ごとに予め設定された制御シーケンスを変更することにより、モータ電流ＭＣＲＴ２のサンプリング周期をキャリア周期Ｔｃ１と非同期となるように変更する構成とする。
【０１０７】
詳細には、１制御周期当たりにモータ電流のフィードバック制御を行なうときの一連の制御は、たとえば、モータ電流ＭＣＲＴ２のサンプリングを第１の処理とし、モータジェネレータＭＧ２の回転角度の検出を第２の処理とし、モータ電流ＭＣＲＴ２のサンプリング値を検出した回転角度を用いて三相二相変換することを第３の処理とする、というように、予め所定の制御シーケンスが設定されている。
【０１０８】
そして、本実施の形態では、この制御シーケンスを１制御周期おきに変更する構成とする。具体的には、図１０を参照して、第１の制御周期Ｔ２＿１においては、設定された制御シーケンスに従って、モータ電流ＭＣＲＴ２のサンプリングを第１の処理とする。
【０１０９】
これに対して次の第２の制御周期Ｔ２＿２においては、制御シーケンスを変更し、モータ電流ＭＣＲＴ２のサンプリングを第２の処理とし、かつモータジェネレータＭＧ２の回転角度検出を第１の処理とする。すなわち、第２の制御周期Ｔ２＿２においては、制御周期の開始タイミングから第１の処理に要する所定の時間ΔＴだけ遅いタイミングでモータ電流ＭＣＲＴ２のサンプリングが行なわれることになる。
【０１１０】
そして、このような制御シーケンスの変更を１制御周期おきに行なうことにより、モータ電流ＭＣＲＴ２のサンプリング値は、図中の曲線ｋ８に示すように、制御周期と同等の短い周期で振動する波形を示す。これは、先の図４で示したモータ電流ＭＣＲＴ２のサンプリング値の振動する周期が制御周期Ｔ２の数十倍に及ぶのに対して著しく短いことが分かる。したがって、モータ電流のフィードバック制御においては、このサンプリング値の振動に追従することが不可能となるため、このサンプリング値に基づいて設定される電流指令値は、振動成分を含まず、実電流値に沿って変化する波形となる。そして、この電流指令値に従ってモータ駆動電流の制御が行なわれることにより、モータジェネレータＭＧ２から出力されるトルクは振動を含まない安定した波形となる。
【０１１１】
図１１は、この発明の実施の形態２によるモータ駆動装置における制御シーケンスの変更に係る制御のフローチャートである。
【０１１２】
図１１を参照して、モータジェネレータＭＧ１側のインバータ制御回路３０１においてモータジェネレータＭＧ１の動作状態（トルク、回転数など）に応じてキャリア周期Ｔｃ１の変更が行なわれると（ステップＳ０１）、その変更されたキャリア周期Ｔｃ１および制御周期Ｔ１が、主制御部４４からモータジェネレータＭＧ２側のインバータ制御回路３０２の主制御部５４へと入力される（ステップＳ０２）。
【０１１３】
次に、主制御部５４は、変更後のキャリア周期Ｔｃ１および制御周期Ｔ１を主制御部４４から受けると、キャリア周期Ｔｃ１と制御周期Ｔ２との間に、Ｔｃ１：Ｔ２＝１：ｎの関係が成り立つか否かを判定する（ステップＳ０３）。
【０１１４】
そして、ステップＳ０３にて制御周期Ｔ２がキャリア周期Ｔｃ１のｎ倍となる関係が成り立つと判定されると、主制御部４４は、１制御周期おきに制御周期におけるモータ電流ＭＣＲＴ２をサンプリングするタイミングが異なるように制御シーケンスを変更する（ステップＳ０４１）。そして、変更されたサンプリング周期のもとでモータジェネレータＭＧ２のＰＷＭ制御を行なう（ステップＳ０５）。
【０１１５】
一方、ステップＳ０３において制御周期Ｔ２がキャリア周期Ｔｃ１のｎ倍となる関係が成り立たないと判定されると、主制御部５４は、サンプリング周期を変更することなく、モータジェネレータＭＧ２のＰＷＭ制御を継続する（ステップＳ０５）。
【０１１６】
なお、図８では、モータジェネレータＭＧ２側のサンプリング周期を変更する場合について説明したが、モータジェネレータＭＧ１側のサンプリング周期を変更する場合には、モータジェネレータＭＧ２側のキャリア周期Ｔｃ２が変更されたことに応じて、同様の判定が行なわれ、その判定結果に応じてサンプリング周期が変更されることになる。
【０１１７】
以上のように、この発明の実施の形態２によれば、一方のインバータ制御回路におけるキャリア周期と他方のインバータ制御回路におけるモータ電流のサンプリング周期とが常に非同期となることから、一方のインバータ制御回路で発生したスイッチングノイズの影響を受けて、他方のインバータ制御回路におけるモータ電流のサンプリング値に低周波の振動が発生するのを防止することができる。この結果、モータ電流のフィードバック制御によりモータから出力されるトルクが振動するのを抑制することが可能となる。
【０１１８】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【産業上の利用可能性】
【０１１９】
この発明は、複数のモータを駆動制御するモータ駆動装置に適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【０１２０】
【図１】この発明の実施の形態１によるモータ駆動装置の概略ブロック図である。
【図２】図１に示す制御装置の機能ブロック図である。
【図３】図２におけるインバータ制御回路の機能ブロック図である。
【図４】モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の関係を示す図である。
【図５】モータジェネレータＭＧ２側のモータ電流のフィードバック制御に用いられるモータ電流ＭＣＲＴ２のサンプリング値と電流指令値との関係を示す図である。
【図６】この発明の実施の形態１によるモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の関係を示す図である。
【図７】モータジェネレータＭＧ２側のモータ電流のフィードバック制御に用いられるモータ電流ＭＣＲＴ２のサンプリング値と電流指令値との関係を示す図である。
【図８】この発明の実施の形態１によるモータ駆動装置におけるモータジェネレータの制御周期の変更に係る制御のフローチャートである。
【図９】この発明の実施の形態１の変更例によるモータ駆動装置におけるキャリア周期の変更に係る制御のフローチャートである。
【図１０】この発明の実施の形態２によるモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の関係を示す図である。
【図１１】この発明の実施の形態２によるモータ駆動装置における制御シーケンスの変更に係る制御のフローチャートである。
【符号の説明】
【０１２１】
１０，１３  電圧センサ、１２  昇圧コンバータ、１４，３１  インバータ、１５  Ｕ相アーム、１６  Ｖ相アーム、１７  Ｗ相アーム、２４，２８  電流センサ、３０  制御装置、３０１，３０２  インバータ制御回路、３０３  コンバータ制御回路、４０，５０  モータ制御用相電圧演算部、４２，５２  ＰＷＭ信号変換部、４４，５４  主制御部、１００  モータ駆動装置、Ｂ  直流電源、Ｃ１，Ｃ２  コンデンサ、Ｌ１  リアクトル、Ｑ１〜Ｑ８  ＩＧＢＴ素子、Ｄ１〜Ｄ８  ダイオード、ＥＮＧ  エンジン、ＭＧ１，ＭＧ２  モータジェネレータ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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