(57)【要約】      （修正有）【課題】システム回路の安定化を図るためのスペクトル依存可変要素を備えた素子の提供。【解決手段】スペクトル依存可変要素を備えた素子は、周波数の増加につれて抵抗値またはコンデンサ容量が増加あるいは減少する誘電材料で構成する誘電材料を含む。１０Ａはスペクトル依存可変抵抗の例である。この誘電材料はガリウムヒ素あるいはチタン酸バリウムを要素としており、抵抗値またはコンデンサ容量は、エネルギースペクトルの分布に従って変化し、電気回路の動的なインピーダンスマッチングをとるために利用できる。スペクトル依存可変要素を備えた素子により、非線形動的システムの安定化、力率の動的調整、動的順応性制動、順応性オールパスフィルタ等の問題が解決でき、電力システム、信号処理、システム識別、システム統合等の非線形システムの安定化と精度向上が図れる。【選択図】図２５
2007202393.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
システム回路に設けられ、少なくともスペクトル抵抗を含め、このスペクトル抵抗の主要部分は、少なくとも周波数の増加につれて抵抗値が増加する一種の誘電材料によって構成され、そのため、抵抗値は確定値でなくなり、エネルギースペクトルの分布に従って変動できるので、システム安定化の構築には役立てることを特徴とするシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項２】
当該誘電材料は砒化ガリウムＧａＡｓでもよいことを特徴とする請求項１記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項３】
当該誘電材料はチタン酸バリウムＢａＴｉｏでもよいことを特徴とする請求項１記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項４】
システム回路に設けられており、少なくとも一つのスペクトル抵抗を含め、そのスペクトル抵抗の主要部分は少なくとも、周波数の増加につれて抵抗値が減少する一種の誘電材料によって構成されている、そのため、抵抗値は確定値でなくなり、エネルギースペクトルの分布に従って変動できるので、システム安定化の構築には役立てることを特徴とするシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項５】
当該誘電材料は金属酸化物でも良いことを特徴とする請求項４記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項６】
当該スペクトル抵抗はトンネルダイオードでも良いことを特徴とする請求項４記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項７】
システム回路に設けられており、少なくとも一つのスペクトル抵抗性装置を含め、そのスペクトル抵抗性装置は、第一部分に周波数の増加につれて抵抗値が増加する誘電材料と、第二部分に周波数の増加につれて抵抗値が減少する誘電材料が共に電気特性の接続を直列して構成するものである、そのため、抵抗値は確定値でなくなり、エネルギースペクトルの分布に従って変動し、この作用で動的インピーダンスマッチングに利用できるし、無限大級共振タンクの誘発と構築、システム双対性の解析、安定したシステムの構築もできることを特徴とするシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項８】
当該スペクトル抵抗性装置の第一部分誘電材料は砒化ガリウムＧａＡｓでもよいことを特徴とする請求項７記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項９】
当該スペクトル抵抗性装置の第一部分誘電材料はチタン酸バリウムＢａＴｉｏ3でも良いことを特徴とする請求項７記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項１０】
当該スペクトル抵抗性装置の第二部分誘電材料は金属酸化物でも良いことを特徴とする請求項７記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項１１】
当該スペクトル抵抗性装置の第一部分も、第二部分も実体の抵抗を含めていることを特徴とする請求項７記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項１２】
当該スペクトル抵抗装置の第二部分は実体のトンネルダイオードを含めても良いことを特徴とする請求項７記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項１３】
システムに設けられ、少なくとも一つのスペクトル抵抗性装置を含め、そのスペクトル抵抗性装置は第一部分に周波数の増加につれて抵抗値が増加する誘電材料と、第二部分に周波数の増加につれて抵抗値が減少する誘電材料が共に電気特性の接続を並列して構成したものである、そのため、抵抗値は確定値でなくなり、エネルギースペクトルの分布につれて変動し、その作用で安定、調和、平衡のシステムを構築することを特徴とする請求項１記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項１４】
当該スペクトル抵抗性装置の第一部分誘電材料は砒化ガリウムＧａＡｓでもよいことを特徴とする請求項１３記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項１５】
当該スペクトル抵抗性装置の第一部分誘電材料はチタン酸化バリウムＢａＴｉｏ3でもよいことを特徴とする請求項１３記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項１６】
当該スペクトル抵抗性装置の第二部分誘電材料は金属酸化物でもよいことを特徴とする請求項１３記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項１７】
当該スペクトル抵抗性装置の第一部分、第二部分も実体の抵抗を含めていることを特徴とする請求項１３記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項１８】
当該スペクトル抵抗性装置の第二部分は実体のトンネルダイオードを含めても良いことを特徴とする請求項１３記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項１９】
システムに設けられ、少なくとも一つのスペクトル抵抗性装置を含め、しかも、そのシステム回路には、少なくとも一つの実体の電気容量性装置及び、インダクタンス性装置を含めており、そのスペクトル抵抗性装置と電気特性の接続で実体の無限大級共振回路を構築し、実体の無限大級共振タンクを構築していることを特徴とする請求項１記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項２０】
当該実体インダクタンス性装置はワイヤでも良いし、インダクタンスのシステムやインダクタと等価になるものでも良いことを特徴とする請求項１９記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項２１】
当該実体の電気容量装置はキャパシターでもいいし、電気容量性のシステムや二つの誘電パーツと等価になるものでも良いことを特徴とする請求項１９記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項２２】
当該実体の無限大級共振タンクは並列の電気特性で実体のインダクタンス回路に接続し、少なくとも一つの実体の無限大級フィルタは、フィルタの稼動のために、電気特性の接続でインダクタンス回路に連結していることを特徴とする請求項１９記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項２３】
当該無限大級フィルタはオールパスフィルタとして使われていることを特徴とする請求項２２記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項２４】
当該無限大級フィルタはレンツ消去機能として使われていることを特徴とする請求項２２記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項２５】
当該無限大級共振タンクは並列の電気特性で実体のインダクタンス回路に接続し、少なくとも一つの調波フィルタは、多数調波のひずみのために、電力調波と電気特性で実体のインダクタンス性回路に接続していることを特徴とする請求項１９記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項２６】
当該無限大級共振タンクは並列の電気特性で実体のインダクタンス性回路に接続し、少なくとも一つの制動器は、制動の稼動を執行するために、電気特性で実体のインダクタンス性回路に接続していることを特徴とする請求項１９記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項２７】
当該無限大級共振タンクは並列の電気特性で実体のインダクタンス性回路に接続し、少なくとも一つのユニバーサル損失ユニットは、電力損失の稼動を執行するために、電気特性で実体のインダクタンス性回路に接続していることを特徴とする請求項１９記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項２８】
当該ユニバーサル損失ユニットは一種のユニバーサル周波数変調の損失ユニットでもよいことを特徴とする請求項２７記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項２９】
当該無限大級共振タンクは並列の電気特性で少なくとも一つのスイッチ装置に接続し、無火花電気のスイッチ回路を構成していることを特徴とする請求項１９記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項３０】
当該無限大級共振タンクは電気特性で検知装置に接続して慣性航海システムを構成し、検知装置の出力側で単純交流信号の抽出に使われることを特徴とする請求項１９記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項３１】
当該無限大級共振タンクは並列の電気特性で少なくとも一つの非線形負荷に接続し、少なくとも一つの動的インピーダンスマッチング回路は、インピーダンスマッチングを執行するために、最低一つの非線形負荷に使われていることを特徴とする請求項１９記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項３２】
当該無限大級共振タンクは並列の電気特性で少なくとも一つの非線形負荷に接続しており、しかも、スイッチ装置、スイッチ制御装置を含めて動的電力要素調整回路を構成している、この動的電力要素調整回路は最初から外部電源を得てから、変動周波数の切り替え装置でONとOFFを制御する、転換電源を第二段階へ転換して少なくとも一つの非線形負荷に提供し、この非線形負荷は第二段階で獲得する電力は切替制御装置において周波数によって制御されることを特徴とする請求項１９記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項３３】
当該切替制御装置はパルス幅変調制御装置でもよいことを特徴とする請求項３２記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項３４】
当該動的電力要素調整回路は更に、変圧器と交直流変換器を含め、ここでの変圧器は最低一つの非線形負荷から電力を生成し、検知した電流は実体の無限大級共振タンクから抽出された後に、交流から直流に変換され、いわゆる再生電力を直流電源に変換することを特徴とする請求項３２記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項３５】
当該直流電力は外に増設された電気エネルギー貯蔵装置へ提供されることができることを特徴とする請求項３４記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項３６】
当該動的電力要素調整回路は更に直流バスを含め、ここで言われる直流電源は直流バスへ提供されることを特徴とする請求項３４記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項３７】
当該動的電力要素調整回路は更に、電気エネルギー貯蔵装置を含め、ここで言われる直流電源は電気エネルギー貯蔵装置へ提供されることを特徴とする請求項３４記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項３８】
当該動的電力要素調整回路と電気エネルギー貯蔵装置は，無停電電源装置の一部に含まれ、ここでの無停電電源装置は電気エネルギー貯蔵装置から少なくとも一つの非線形負荷に対して電力を提供することを特徴とする請求項３７記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項３９】
当該無停電電源装置は複数個の無停電電源装置が互いに並列に電気特性で接続し、入れ替えられる無停電電源システムを構成することを特徴とする請求項３８記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項４０】
当該動的電力要素調整回路は一つの電力管理システムの一部に含まれ、ここで、動的電力要素調整回路は外部電力の状態資料をフィードバックし、この資料は、少なくとも一つの非線形負荷の用電状態資料と予期の演算、外部電力の将来需要に対する統計などに関するものであることを特徴とする請求項３２記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項４１】
当該外部電力は発電所、供電所、電力変換装置やコンバータでもよいことを特徴とする請求項４０記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項４２】
当該動的電力要素調整回は電力管理システムの一部に含まれ、この動的電力要素調整回路は外部電力の将来需要を統計し、少なくとも一つの非線形負荷の用電状態資料と予期の演算を含めて外部電力の状態資料をフィードバックすることを特徴とする請求項３２記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項４３】
当該外部電力は発電所、供電所、電力変換器やコンバータでもよいことを特徴とする請求項１記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項４４】
当該動的電力要素調整回路は擬似真空管パワーアンプの一部に含まれ、しかも、音声信号ソースとスピーカの間に連結している、ここで、動的電力要素調整回路は音声信号ソース側から信号を受け取り、この信号を拡大してからスピーカに送ることを特徴とする請求項１記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項４５】
システム回路に設けられ、少なくとも電磁波吸収材を含め、この電磁波吸収材は第一部分に周波数の増加につれて抵抗値が増加する誘電材料と、第二部分に周波数の増加につれて抵抗値が減少する誘電材料が実体の電気特性で接続して構成したものである、抵抗値がエネルギースペクトルの分布に従って変動する作用で、安定調和のシステム構築に役立つことを特徴とするシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項４６】
当該電磁波吸収材の第一部分誘電材料は砒化ガリウムＧａＡｓでもよいことを特徴とする請求項４５記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項４７】
当該電磁波吸収材の第一部分誘電材料はチタン酸化バリウムＢａＴｉｏ3でもよいことを特徴とする請求項４５記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項４８】
当該電磁波吸収材の第二部分誘電材料は金属酸化物でもよいことを特徴とする請求項４５記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項４９】
当該電磁波吸収材と一つの吸収面はマイクロウエブの一部に含まれており、そして、電磁波吸収材はその吸収面に分布していることを特徴とする請求項４８記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項５０】
当該電磁波吸収材と一つの吸収面は静電気防止装置の一部に含まれており、そして、電磁波吸収材はその吸収面に分布していることを特徴とする請求項４５記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項５１】
当該電磁波吸収材と一つの吸収面は高周波アンテナの一部に含まれており、そして、電磁波吸収はその吸収面に分布しており、しかも、実体の電気特性でその吸収面に連結していることを特徴とする請求項４５記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項５２】
当該高周波アンテナと高周波識別制御装置は高周波識別裝置の一部に含まれ、ここで、高周波アンテナと高周波識別制御装置は接続していることを特徴とする請求項５１記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項５３】
当該電磁波吸収材と原子材料及び原子材料容器は原子エネルギー変換装置の一部に含まれ、ここで、電磁波吸収材は少なくとも原子材料容器の吸収面を分布しており、原子材料のエネルギーを電気エネルギーに変換することを特徴とする請求項４５記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項５４】
当該原子エネルギー変換装置は更に、交直流変換器を含め、そして、電気特性で分布された原子材料容器の吸収面に接続し、原子材料の放射エネルギーを抽出して直流電気エネルギーに変えることを特徴とする請求項５３記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項５５】
当該電磁波吸収材は資料通信バスの一部に含まれており、その資料通信バスは電気特性でデジタル制御装置に接続していることを特徴とする請求項４５記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項５６】
当該資料通信バスは制御バス、アドレスバス又は資料バスでもよいことを特徴とする請求項５５記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項５７】
当該実体の無限大級共振タンクは並列の電気特性で実体のインダクタンス性回路に接続し、少なくとも一つのファンレス放熱システムは、電力損失を実行するために、電気特性で実体のインダクタンス性回路に接続することを特徴とする請求項１９記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項５８】
システム回路に設けられ、少なくともスペクトル電気容量を含め、そのスペクトル電気容量は、第一部分に周波数の増加につれて電気容量が増加する誘電材料と、第二部分に周波数の増加につれて電気容量が減少する誘電材料が実体の電気特性で接続して構成したものである、電気容量がエネルギースペクトルの分布につれて変動する作用で、システムの調和と均衡に役立てることを特徴とするシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項５９】
当該スペクトル電気容量の第一部分誘電材料は砒化ガリウムＧａＡｓでもよいことを特徴とする請求項５８記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項６０】
当該スペクトル電容の第一部分誘電材料はチタン酸バリウムＢａＴｉｏ3でもよいことを特徴とする請求項５８記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項６１】
当該スペクトル電容の第二部分誘電材料は金属酸化物でもよいことを特徴とする請求項５８記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項６２】
当該スペクトル電気容量と電圧制御振動装置は順応性電圧制御振動装置の一部に含まれ、ここで、スペクトル電気容量は並列の電気特性で電圧制御振動装置の入力側に接続していることを特徴とする請求項５８記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項６３】
当該順応性電圧制御振動装置は位相ロックループの一部に含まれ、この位相ロックループは位相検知装置と位相検知装置が接続しているローパスフィルタを含めている、ここで、順応性電圧振動装置は位相検知装置とローパスフィルタが適用するフィードバック信号を受け止めることを特徴とする請求項６２記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項６４】
当該実体の無限大級共振タンクは非接触型アンチロックブレーキシステムの一部に含まれており、通信ケーブルが付く交通装置に使われる、この非接触型アンチロックブレーキシステムは前述の通信ケーブル装置を含めて回転子、電力貯蔵装置、ブレーキ制御装置、パルス幅変量制御装置、及び無限大級共振タンクと直列に接続する固定子を駆動する、ブレーキ制御装置が電力貯蔵装置及びパルス幅変調誘発制御装置からパルス幅変調直流電流を受け取って回転子、固定子に送る、ここで、直流電流は回転子を流れて固定子側で交流電流を検知し、実体の無限大級共振タンクによって抽出されることを特徴とする請求項１９記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項６５】
当該パルス幅変調制御装置は一つかそれ以上の要素によって制御され、ブレーキ制御装置の検知敏感度、交通装置の測度とレベルを含めていることを特徴とする請求項６４記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項６６】
当該非接触型アンチロックブレーキシステムは更に交直流変換器を含め、交直流変換器は実体の無限大級共振タンクが抽出した電力を直流電源に変えてから電力貯蔵装置に提供することを特徴とする請求項６４記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項６７】
当該非接触型アンチロックブレーキシステムはハイブリッド車に含まれていることを特徴とする請求項６４記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項６８】
当該ハイブリッド車は更に原子エネルギー変換装置を含めていることを特徴とする請求項６７記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項６９】
当該非接触型アンチロックブレーキシステムは電動車両に含まれていることを特徴とする請求項６４記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項７０】
当該電動車両は更に原子エネルギー変換装置を含めていることを特徴とする請求項６９記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項７１】
当該実体の無限大級共振タンクは電気エネルギーを生成するために、発電機装置の一部に含まれ、その発電装置は機械エネルギーが駆動する回転子及び、無限大級共振タンクと直列で連結する固定子を含んでいる、回転子が駆動されるときに、固定子側で交流電流を検知して実体の無限大級共振タンクによって抽出されることを特徴とする請求項１９記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項７２】
当該実体の無限大級共振タンクは非接触型落下防止運送装置の一部に含まれ、事故の防止に使われる、この非接触型落下防止運輸装置は更に、垂直昇降のフレーム、フレームと垂直になって接触しない第一組コイル、フレームにかけて無限大級共振タンクと直列になっている第二組コイル、フレームにつなぐワイヤロープ、ワイヤロープの断裂を検知してメッセージを指示する測定装置、及び信号をフィードバックするために第一組コイルに電力を提供する制御装置を含めていることを特徴とする請求項１９記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項７３】
当該実体の無限大級共振タンクは切り替え型電源変換装置の一部に含まれ、その切り替え型電源変換装置は外部電源から電力を受け取り、少なくとも一つの、無限大級共振タンクと並列の電気特性で接続する非線形負荷接続し、しかも、切り替え装置と切り替え変換装置を含めている、ここで、切り替え電源変換装置は外部電源から電力を受け取る第一段階において、切り替え装置で電源を第二段階へ変換する、変動周波数でONとOFFを制御し、そして、最低一つの非線形負荷に電力を提供し、切り替え制御装置で周波数を制御することを特徴とする請求項１９記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項７４】
当該切り替え型電源変換装置は更に、変圧器及び交直流変換器を含め、ここで、変圧器は少なくとも一つの非線形負荷から検知した電流は実体の無限大級共振タンクによって抽出されてから、交直流変換器で再生電力に変えられて直流電源になることを特徴とする請求項７３記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項７５】
当該切り替え型電源変換装置は電動交通道具に含まれていることを特徴とする請求項７３記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【請求項７６】
当該電動交通道具は更に、原子エネルギー変換装置を含めていることを特徴とする請求項７５記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、抵抗値／電気容量が不定値になってエネルギースペクトルの分布に従って変動する一種のスペクトルに関するものであり、特に動的インピーダンスマッチング、そして、無制限共振キャビネットの構築、システムの双対性問題の解決に利用でき、非線形ダイナミックシステムの安定化に役立ち、しかも、電磁波の吸収材料の開発ができてシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルを指している。
【背景技術】
【０００２】
真実の世界においては必ず不均衡と動的の負荷条件がある。特に電動車両の例では明らかであり、数多くの文献資料には詳しい叙述、例えば提出物件[３４, Ｃｈａｐｔｅｒ ４]、[７９]と電子ブック−提出物件[８０]、そして、ハイパワー環境については提出物件[３２]及び提出物件[１０８ Ｃｈａｐｔｅｒ ５, ６, ７]等がある。電力の生成については、例えば、燃料電池（Ｆｕｅｌ Ｃｅｌｌ）−提出物件[９９]、[７９]、[８５]、太陽電池（Solar Ｃｅｌｌs）−提出物件[８５, Ｃｈａｐｔｅｒ ２, ３, １０]、共生（Ｃｏｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ）、再生（Ｒｅｇｅｎｅｒａｔｉｎｇ）電力などは、現に直面している電力不足やエネルギー枯渇の問題を補足するためのものである。もちろん、電力資源の統合（Ｒｅｓｏｕｒｃｅｓ Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ）や併給発電などの更に解決しなければならない問題も生じてくる。また、これらの手段を用いてエネルギー効率（Ｅｎｅｒｇｙ Ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ）及び品質（Ｑｕａｌｉｔｙ）を向上させるのも期待されている。
【０００３】
国際的な原油の不足のため、石油をエネルギー源とした交通手段を取り替えるには、電動車両の発展は避けられない道である。多種電力の統合−提出物件[６４]と電動車両については、早くからも政府部門としては米国エネルギー省（Ｄｅｐａｒｔｍｅｎｔ  ｏｆ Ｅｎｅｒｇｙ）など、そして学界で研究が進められてきた。提出物件[４９]、[７８]、[３４]、[３２]、[１２６]、[９０]、[１０８, Ｃｈａｐｔｅｒ ５, ６, ７]、[４４]、[９３]、[９４]、[９５]、[４８]はその例である。しかし今まで有効な解決方法は達成できなかった。折衷で妥協のやり方を取った結果に、地球資源枯渇を加速させてしまい、地球温暖化、二酸化炭素排出量基準の超過、気候異変などの環境悪化の問題を引き起こし、悪影響は次から次へと現れた。
【０００４】
時代の進歩につれ、絶えないニーズの刺激によって各種の電力コンバータが作り出された。図１、提出物件[７９]は電力コンバータに関する典型的な運用例である。例えば、ＡＣ／ＤＣ、ＤＣ／ＤＣ、ＤＣ／ＡＣ （インバータ）、ＡＣ／ＡＣと切り替え型電源装置（Ｓｗｉｔｈｉｎｇ−ｍｏｄｅ  Ｐｏｗｅｒ  Ｓｕｐｐｌｙ）は違う電力出力（Ｆｕｅｌ Ｃｅｌｌ Ｏｕｔｐｕｔ）に対応して異なる調整電圧（ＤＣ／ＤＣ Ｂｏｏｓｔ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）の配置ができる。その中、インダクタンスＬ1とパワートランジスタＳ1の切り替えには干渉が生じる。蓄電池と電気容量 Ｃ（ＤＣ  ｌｉｎｋ  ＆  Ｂａｔｔｅｒｙ）は回路に負荷タイプの変動を起こし、パワートランジスタＳ2、Ｓ3、Ｓ4 、Ｓ5 インダクタンスLi、コンデンサLＣiの出力制御（ＰＷＭ ＤＣ／ＡＣ ＩｎｖｅｒｔｅｒとＬ−Ｃ Ｆｉｌｔｅｒ  ＡＣ  Ｏｕｔｐｕｔ）と先端の異なる電圧出力の変圧器（Ｌｉｎｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）とも電気調波を汚染させ、そして、電力システムの高度非線形化と不均衡は電力問題を更に複雑させ、特に、最近のインバータ（Ｉｎｖｅｒｔｅｒ）をベースにした節電家電は電力システムにとっては更に問題になる。電気使用の安全問題にも気を配らなければならないので、新しい電力システムの開発には省エネの点も大事だし、統合と制御も目の前に解決する必要があるものである。一時的な解析は提出物件[１０４]を参考することができる。
【０００５】
現にある解析を見れば、三つの大問題がある、
（１）機械システムと電力システムの比較に対する誤解：安定化（Ｓｔａｂｉｌｉｚａｔｉｏｎ）過程と制動器（Ｄａｍｐｅｒ）の設計へのサポートがなく、システムの反響だけでは設計の需要を満たすことはできない。（２）スペクトル解析（ＳｐｅｃｔｒａｌまたはＨａｒｍｏｎｉｃ Ａｎａｌｙｓｉｓ）工具の不足：システムの反響帯幅（Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ）が確立できない場合、フィルタは不必要な周波数成分を消すことができない、すなわち、識別不良ということになる。（３）一時（Ｔｒａｎｓｉｅｎｔ）解と定常（Ｓｔｅａｄｙ  Ｓｔａｔｅ）解が分離できない：非線形システムの解は過度解と定常解を分離することができないため、周波数と振幅（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ）、または位相と振幅（Ｐｈａｓｅ−Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ）に関連する問題、更に分岐（Ｂｉｆｕｒｃａｔｉｏｎ）や飛越（Ｊｕｍｐ）などの解析できない現象が起きてしまう。
【０００６】
前述の現存問題は下記の基礎学理のレビューによって問題を起こした原因を突き止めることができる。
【０００７】
説明１：直列、並列振動子（Ｓｅｒｉｅｓ, Ｐａｒａｌｌｅｌ  Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒｓ） 、図２、図３が示すように、提出物件［４７］、[３５, Ｐａｇｅ ９５１−９６８]、[１１８, Ｖｏｌ １,２]、[７７, Ｃｈａｐｔｅｒ４]和[１２０, Ｃｈａｐｔｅｒ ７]を参照してください。RLC回路においてキルヒホッフ（Ｋｉｒｃｈｈｏｆｆ）（電流と電圧）の法則に従えば、電流（図２）の状態方程式を表わすことができる、
【数１】
2007202393.tif 000003
又は、
【数２】
2007202393.tif 000004
電圧（式１.５）の二階微分方程式でも
【数３】
2007202393.tif 000005
すなわち
【数４】
2007202393.tif 000006
（式１.１）や（式１.２）の微分一次の係數１／ＲＣやＲ／Ｌが主要な制動因子である。（式１.１）については、微分方程式の解には特徴の根がある。それは
【数５】
2007202393.tif 000007
言い換えると、特徴の根は以下のようにλ1とλ2がある：
【数６】
2007202393.tif 000008
又は制動比ζPの正規化で、且R=RPにする、
【数７】
2007202393.tif 000009
【数８】
2007202393.tif 000010
そして、
【数９】
2007202393.tif 000011
又は
【数１０】
2007202393.tif 000012
もし、ルート内の部分は０を越えない、且ＲＬＣ≠０（式１.４）であれば、その結果は
【数１１】
2007202393.tif 000013
【数１２】
2007202393.tif 000014
【０００８】
中のｆは共振周波数であるので、システムは制動値がＲで共振（Ｒｅｓｏｎａｎｃｅ）までに調整できるようになる。その理由は、二乗項はより敏感であり、しかもサーミスターで温度の変化につれて抵抗の性質を変更することができるため、インピーダンスマッチング（Ｉｍｐｅｄａｎｃｅ Ｍａｔｃｈｉｎｇ）が実現できる。元の回路性質は温度によってパラメータ化（Ｐａｒａｍｅｔｅｒｉｚｅｄ ｂｙ  Ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ）にされ、また、共振反響域内に維持することができれば、エネルギー消耗がしないままでカップリング（Ｃｏｕｐｌｉｎｇ）が得られるし、過剰の電気エネルギーを抽出（Ｅｘｔｒａｃｔｉｎｇ）してバッファーに入れることができる。これで、元のシステム稼動温度は下がり、消費電気量も稼働環境の良いカップリングによって低減されるので、節電の目標を実現することができる。
【０００９】
（式１.２）から特徴のある根は
【数１３】
2007202393.tif 000015
又は制動比ζsの正規化で、且Ｒ＝Ｒsにする、
【数１４】
2007202393.tif 000016
そうすれば、
【数１５】
2007202393.tif 000017
又は、
【数１６】
2007202393.tif 000018
となる。直列、並列振動子のQ値は（式１.３）、（式１.６）によって定義に代入し、それぞれは
【数１７】
2007202393.tif 000019
及び
【数１８】
2007202393.tif 000020
である。相対する反響帯幅はそれぞれに
【数１９】
2007202393.tif 000021
と
【数２０】
2007202393.tif 000022
なる。
【００１０】
解釈と応用が便利であるために、凸集合（Ｃｏｎｖｅｘ）、平衡（Ｂａｌａｎｃｅｄ）、吸収（Ａｂｓｏｒｂｉｎｇ）にたいして抽象の定義を与え、提出物件[９２, Ｐａｇｅ １２７]によると：
定義１ （Ｃｏｎｖｅｘ, Ｂａｌａｎｃｅｄ, Ａｂｓｏｒｂｉｎｇ）は容易に説明と解析をするために、凸集合（Ｃｏｎｖｅｘ）、平衡（Ｂａｌａｎｃｅｄ）、吸収（Ａｂｓｏｒｂｉｎｇ）に対して新たに明確な定義を与える。集合 Ｃ⊂Ｖ はベクトル空間の部分集合である。それは凸集合であれば、x、y∈Vを満足しなければならないので、0≦t≦1は以下の式ｔｘ＋（１−ｔ）ｙ∈C（式1.11）がある。
【００１１】
もし、Ｃは平衡といわれるのであれば、それはｘ∈Ｃ且｜λ｜≦１であれば、λｘ∈Ｃ（式１．１２）。最後に、Cは吸収可能といわれることになる。もし、∪t>0ｔＣ＝Ｖ 。すなわち、任意の個数のこと、x∈Vはｓｘ∈C（式１．１３）。しかも特定の数に対して ｓ＞０になる。
【００１２】
抽象ではあるが、理解しがたいものではない。もしＣは凸集合であり、且Ｖは実数体が表示するベクトル空間であれば、平衡は−ｘ∈C（式１．１４）で表すことができる。あらゆる数は集合内にはあるが、x∈C。Vは複数体が表示するベクトル空間であれば、平衡はeiθ因子をかけることができる。たとえば、eiθ∈Ｃ（式１．１５）で表すことができ、偏角は必ずθ∈[0,2π]。しかも、あらゆる数は集合内にある。例えば、x∈C。そのため、単位の円内（Ｃｉｒｃｌｅｄ）と見なしてよい。
【００１３】
説明２：Ｌｉeｎａｒｄシステム、
本の提出物件[１１８, Ｃｈａｐｔｅｒ ８,９,１０,１１,２２,２３]、[４３ Ｐａｇｅ １７３]、[８ Ｐａｇｅ １８１]を参照すること。図２から、電流ｉl電圧ｖcのそれぞれをｘ、ｙで取り替え、キルヒホッフの法則によると、この並列共振の状態方程式は
【数２１】
2007202393.tif 000023
【数２２】
2007202393.tif 000024
マトリックスを用いれば、以下のようになる
【数２３】
2007202393.tif 000025
【００１４】
ここの式（式１.１６）、（式１.１７）と和関数  Ｆp（ｙ）（添字ｐは並列共振の略語）はそれぞれＦａｒａｄａｙ法則、Ｃｏｕｌｏｍｂ法則と広義のＯｈｍ法則である。注意すべきのは、（式１.１８）はＬｉeｎａｒｄシステムにおける一種の表現式であり、これはシステムを安定化に延長するのに役立ち、しかも有利の意義である。もし、広義のＯｈｍ法則 Ｆp（ｙ）は線形の場合、Ｆp（ｙ）＝Ｋｙになる。すなわち Ｋ＞０一般のＯｈｍ法則であること。
【００１５】
直列共振の回路において、図３のように、状態方程式は（添字sは直列共振の略語）
【数２４】
2007202393.tif 000026
【数２５】
2007202393.tif 000027
になる。
マトリックスを用いれば、以下のようになる、
【数２６】
2007202393.tif 000028
【００１６】
並列共振と同じように、ｘとｙで電流ｉcと電圧ｖiの関数 Ｆs（ｘ）を取り替えれば、広義のＯｈｍ法則になる。同時に式（式１.２１）もＬｉe nardシステムの一種の表現式であるため、同様に、システムを安定化に延長するのにも役立つ。
【００１７】
システム（式１.２１）においてインダクタンス量Ｌ＝１とコンデンサＣ＝１の誘導を単純化するために、直列共振（式１.２１）は以下の形式で表わすことができる。
【数２７】
2007202393.tif 000029
このシステムの平衡ポイントは右の式を０にすること。
【数２８】
2007202393.tif 000030
ここで、Ｆs（０）については広義のＯｈｍ法則で０点の値を取る。（式１.２２）の右の傾度は平衡ポイントから値を取り、
【数２９】
2007202393.tif 000031
【数３０】
2007202393.tif 000032
にする。特徴値は 
【数３１】
2007202393.tif 000033
であり、以下になる。
【数３２】
2007202393.tif 000034
同様の方法を使って 
【数３３】
2007202393.tif 000035
が並列共振（式１.１８）に対して（Ｆp（０），０）の平衡ポイントを得るようにさせ、（式１.１８）の右の傾度は平衡ポイントから値を取る。
【数３４】
2007202393.tif 000036
対応する特徴値は
【数３５】
2007202393.tif 000037
で以下のようになる。
【数３６】
2007202393.tif 000038
【００１８】
これで、この二種類の共振（式１.１８）と（式１.２１）からは以下の結論が得られる：
（１）ｆs（０）＞０又はｆp（０）＜０の場合、対応する平衡ポイントは吸収源（Ｓｉｎｋ）になる。（２））ｆs（０）＜０ 又はｆp（０）＞０ の場合、対応する平衡ポイントは流出源（Ｓｏｕｒｃｅ）になる。（３）ｆs（０）＝０又はｆp（０）＝０ の場合、対応する平衡ポイントは分岐点（Ｂｉｆｕｒｃａｔｉｏｎ Ｐｏｉｎｔ）−提出物件[５３, Ｐａｇｅ ４３３]になる。
【００１９】
以上の三つの結果分析によると、二種類の共振（式１.１８）と（式１.２１）のそれぞれは瞬間に一種類の状態しか存在せず、０点を超えてから、状態が変化すると分かる。連続の状態転換（Ｓｔａｔｅｓ Ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎ）を説明したければ、連続的の分岐点を切り替えなければならない。二種類の共振状態値が平衡（プラスとマイナスが対応する平衡の定義のように）というのは式（式１.１４）、（式１.１２）で示されている。Ｒ、Ｌ、Ｃ値の条件の上では、単一の共振には平衡条件が同時に存在する可能性がない。たとえ二種類の共振が同時に存在できても、特定の周波数における均衡になるしかないし、確実に分岐点を確保することもできない。システムが絶えずに分岐点を繰り返して超えてあらゆる周波数に対しても反響（Ｒ、Ｌ、Ｃは定値でないこと）ができるように、如何に設計するかは一番大切な課題である。とにかく、前の結論はすでに無制限共振タンクの雛型を与えている。すなわちインピーダンスの与え方は平衡でなければならないということである。
【００２０】
説明３：真空管アンプ（Ｖａｃｕｕｍ−Ｔｕｂｅ  Ｐｏｗｅｒ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）、図４が示すように、ゲート電圧Ｖgが満たされる。
【数３７】
2007202393.tif 000039
電流ｉa はＶg によって制御され、且ｉaによって満たすことができる。
【数３８】
2007202393.tif 000040
ここで、Ｓ、Ｍ、Ｋは回路における部品で既知のパラメータで以下のようにさせている。
【数３９】
2007202393.tif 000041
（式１.２３）のように、システムは二階非線形微分方程式を構築することができ、
【数４０】
2007202393.tif 000042
新たの変数ｘを以下のようにする。
【数４１】
2007202393.tif 000043
パラメータα
【数４２】
2007202393.tif 000044
と既知の自然周波数
【数４３】
2007202393.tif 000045
これでシステム（式１.２５）以下のように単純化できる。
【数４４】
2007202393.tif 000046
システム（式１.２６）によって、真空管アンプには耐干渉性があるが、高頻度の稼動ができない、そして、稼動温度が高すぎるという耐用性が悪い欠点がある。
【００２１】
説明４：システムアナログに対する誤解（Ｍｉｓｕｎｄｅｒｓｔａｎｄｉｎｇ  ｏｆ  Ｓｙｓｔｅｍｓ  Ａｎａｌｏｇｙ）、従来の機械と回路のシステムアナログは表（１）、提出物件[３,Ｐａｇｅ ３４１]のようにまとめることができるが、誤解されやすいのは制動（Ｄａｍｐｉｎｇ）と抵抗Ｒとの間のアナログである、
【表１】
2007202393.tif 000047
（１）制動は必ず帯幅（Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ）の制限や周波数反響との関連性質を有しなければならない。だが、抵抗の性質は周波数反響について触れていない。（２）制動は常に吸収（Ａｂｓｏｒｂｅｎｔ）の基本性質がある。だが、回路内の抵抗は電子を吸着できる部品ではない。それで、良質のアナログがほしければ、新しい部品やシステムの開発が必要である。
【００２２】
説明５：ｋ級共振タンク（Ｏｒｄｅｒ−k  Ｒｅｓｏｎａｎｔ  Ｔａｎｋ）の難しさ、有限のＬ、Ｃ部品でＬＣの有限のネットワークやｋ級共振タンク（Ｏｒｄｅｒ−k  Ｒｅｓｏｎａｎｔ  Ｔａｎｋ）を構成したい場合、基礎物理や電気学−提出物件[１１８, Ｖｏｌ ２, Ｃｈａｐｔｅｒ ８,９,１０,１１,２２,２３]、[４３, Ｐａｇｅ １７３]、[８, Ｐａｇｅ １８１]によると、これはできることである。正整数ｋは以下０＜ｋ＜Ｍのように有限である。ここのＭはある特定値の正整数であるが、等価回路の問題があるので、ｋ級は一級Ｃsと等価にされる可能性がある。Ｌe共振周波数は
【数４５】
2007202393.tif 000048
になる。そのため、図５が示すように、点のある破線のブロックは前のネットワークの配置を続けることを表示するため、それぞれの単一ネットワークのノードにスイッチＳi、ｉ＝１，２，．．．ｋを入れてｋ級共振タンクが必要とするインピーダンス値Ｚi、ｉ＝１，２，．．．ｋを生成する。もし今は無限大級共振タンク（Ｏｒｄｅｒ−∞  Ｒｅｓｏｎａｎｔ Ｔａｎｋ）まで進展したければ、“無限個”のＬ、Ｃの部品とスイッチが必要になる時にｋ→∞、基礎物理や電気学では実行可能の方法はないか?これも基礎物理や電気学において解決しがたい問題になってしまう。
【００２３】
説明６：動的インピーダンスマッチング（Ｄｙｎａｍｉｃ  Ｉｍｐｅｄａｎｃｅ Ｍａｔｃｈｉｎｇ）の実施に関する難しさ、インピーダンスマッチングは電力システムを設計する際に必ず対面する問題である。それは、電力システムが純粋な抵抗負荷では、有効な電気供給、すなわち消耗の平均パワーが得られる。だが、今の設備負荷には大きな差異があり、抵抗性、インピーダンス性、コンデンサ容量性負荷の形態が同時に現れる。負荷の形態を完全に純粋な抵抗性負荷に変更したいと思えば、設計が複雑になるだけはなく、負荷も任意に変更できないという問題がある。それで、既知の負荷形態の状態で電力設備を設計するしかなくなる。しかし、一般のターミナルの電気使用では、このような制限はありえない。図６では、既知負荷ｌｏａｄ１、ｌｏａｄ２、ｌｏａｄ３は電源の両端を横断しているが、後の破線ブロックはオフラインするところや起動するところの負荷を表わしている。これらの負荷に変更があれば、インピーダンスは最初のＺ＝Ｚ0以下のように変わるＺ＝Ｚe。
【００２４】
この時点、電力供給側の電力は衝撃を受け、インピーダンスマッチングができないことはシステムの高温、電力供給不足、電力中断や調波の歪みを起こし、更に、電源側やユーザ側で火事を起こしてしまうこともある。一般に消耗電力が多いユーザでは受動や主動フィルタ（ＰａｓｓｉｖｅやＡｃｔｉｖｅ  Ｆｉｌｔｅｒ）−提出物件 [１０８, Ｃｈａｐｔｅｒ ３,４,５,６,７,８,９]で抑止しているが、問題は解決されていない。このため、当発明はより効果的な方法、すなわち動的インピーダンスマッチングを提供している。
【００２５】
最大パワー移転定理：仮に電圧源はＶs＝Ｖ0、、直列インピーダンスがあり、
Ｚs＝Ｒs＋ｉＱs、負荷インピーダンスはＺL＝ＲL＋ｉＱLであれば負荷が得られる最大のパワーは：ＲL、ＱLが変化可能であればＲL＝Ｒs（式１．２７）になる。しかもＱL＝−Ｑs（式１．２８）、（式１.２７）、（式１.２８）を連結すれば、電源直列インピーダンスと負荷インピーダンスが互いに共役になる。
【数４６】
2007202393.tif 000049
トータルインピーダンス
【数４７】
2007202393.tif 000050
であるため負荷消耗のトータルパワーは
【数４８】
2007202393.tif 000051
になる。ここの虚部は必ず０にしなければならない、（Ｑs＋ＱL）＝０。あるいはＱs＝−ＱL（式１．２９）、すなわち、負荷消耗のトータルパワーは
【数４９】
2007202393.tif 000052
ただし
【数５０】
2007202393.tif 000053
になる。等号はＲs＝ＲL（式１．３０）になるときにだけ成り立つ。又は、負荷消耗のトータルパワーＰは平均電力Ｐavになる
【数５１】
2007202393.tif 000054
この時点に、トータルインピーダンスはｚ＝２ＲL（式１．３２）。になり、最初のインピーダンスＲL又はＲsの二倍になる。また、（式１.２８）は０になる。Ｑs＝ＱL＝０。（式１.３０）によって、トータルインピーダンスは（式１.３２）になり、同時に、負荷消耗のトータルパワーＰは（式１.３１）になる。
【００２６】
説明７：切り替え型電源（Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ−ｍｏｄｅ  Ｐｏｗｅｒ  Ｓｕｐｐｌｙ）の設計に関する欠点、切り替え型電源の基本設計は図７が示すように、交流電入力の後に、ブリッジ整流は電解のコンデンサＣpに入ってしばらく保存されて直流になり、同時に固定周波数のパルス幅変調（ＰＷＭ）信号の制御装置を起動し、制御命令を入力してパワートランジスタのゲート（Ｇａｔｅ）を起動させる。これで、直流は高周波変圧器Ｔの初級コイルを経てパワートランジスタを経過して回路を形成する。ゲートが閉まる瞬間に、高周波変圧器のＢ級コイルはすぐに起電力がブリッジ整流に流れ入り、直流に輸出することを検知することができる。ここで得られるのは、ゲートが閉まる瞬間に、高周波変圧器Ｔ級コイルのパワートランジスタのドレーン（Ｄｒａｉｎ）にはレンツ電圧（ＬｅｎｚＶｏｌｔａｇｅ）や反起電力が生じ、抵抗ＲコンデンサＣとハイスピードダイオードＤを利用して相殺するように回路を形成する。ここのＲ、Ｃ、Ｄが形成したネットワークはＳｎｕｂｂｅｒネットワーク（Ｓｎｕｂｂｅｒ Ｎｅｔｗｏｒｋ）である。Ｓｎｕｂｂｅｒネットワークの設計と分析については提出物件[４４, Ｃｈａｐｔｅｒ １０]、[１１１]、[５０]、[１]、[６３]、[１２１]、[１０９]、[１６]、[１５]が参考になる。ＥＭＩ（Ｅｌｅｃｔｒｏ−Ｍａｇｎｅｔｉｃ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）、ＥＭＣ（Ｅｌｅｃｔｒｏ−Ｍａｇｎｅｔｉｃ Ｃｏｍｐａｔｉｂｉｌｉｔｙ）、ＲＦＩ（Ｒａｄｉｏ−Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）の退治については提出物件[１１６]、[４８]、[４４, Ｃｈａｐｔｅｒ １０]、[１１１]、[３２]、[９０]が参考になる。だが、レンツ電圧のＳｎｕｂｂｅｒネットワーク問題を相殺することはシステムの設計に重大な欠点を引き起こしている：
（１）バッファーとしてシステムに電解のコンデンサＣpを入れ、これはコンデンサ容量性の負荷形態に偏っており、瞬間に突入電流（Ｉｎｒｕｓｈ  Ｃｕｒｒｅｎｔ）が生成される。現に採用される方案は直列NTC限流である。（２）システムが高周波の状態で稼動するときに、レンツ電圧の累進は非常に速くて、高周波変圧器Ｔのインダクタンス量のドリフト（漂移）等のため、レンツ電圧のスペクトルはＳｎｕｂｂｅｒネットワークが設計した中心周波数から離れる。すなわち、Ｓｎｕｂｂｅｒネットワークはレンツ電圧が起こしたシステムの高温、高周波数の騒音、調波の干渉などの悪影響を完全に解決できず、しかも、さらにＥＭＣ、ＥＭＩ、ＲＦＩ等の測定困難を引き起こすことである。（３）ＳｎｕｂｂｅｒネットワークＲ、Ｃ、Ｄ等のパラメータは固定のものであり、その反響の帯幅は非常に狭いので、切り替え式電源は負荷の変動に応じて切り替える頻度を変更できない。この設計の欠点は切り替え式電源が広く応用されない原因である。（４）１から３までの欠点が原因でハイパワー（Ｈｉｇｈ−ｐｏｗｅｒ）の切り替え式電源が今でも使いにくいままである。オールパスフィルタ（Ａｌｌ−ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ）をベースとしたＲＬＣネットワークである無限大級共振タンクを実現することができない。
【００２７】
説明８：インバータ（Ｉｎｖｅｒｔｅｒ）の設計に関する難しさ、
図８は三相インバータの典型的なものである。その中のＲＳＴは出力側の７個のパワートランジスタともハイスピードダイオードが配置されている。負荷が生成した電力を蓄電池の両側ＶDC（＋，−）に戻るように導いている。ＲBはブレーキ抵抗と呼ばれて横断している。中のパワートランジスタとブレーキ抵抗は合わせてブレーキユニットという。７個のパワートランジスタのゲート級ともパルス幅変調（ＰＷＭ）信号制御装置で切り替える。
【００２８】
負荷から生じた再生電力のスペクトルは分解されず、蓄電池の両側に戻ってからはまた負荷に送られて二次やそれ以上の相互作用を行う。これで、ＤＣレベルは不安定でドリフトするようになる。これは最大の調波源であり、更に自励式システムを直接に作り出した。この時に、ブレーキシステムは直流ドリフトの抑制を起動させようとするが、蓄電池のＤＣレベルと再生電力を分離することはできず、消耗されたのは蓄電池が釈放した電力量と再生電力を含めている。ほとんどは実電力であるため、ブレーキユニットには相当の温度傾度があり、温度を下げるのに優れた冷却システムは必要である。冷却システムには余分な電力消耗の必要がある。コンデンサ容量性やインダクタンス性負荷であれば、電力は再びこれらの負荷によって汚染されてもっと混乱になって電力の消耗を加速させてしまうことがある。
【００２９】
説明９：速度調整可能モータ制御装置（Ｖａｒｉａｂｌｅ−Ｓｐｅｅｄ  Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ）の解析、提出物件 [８, Ｃｈａｐｔｅｒ ５６]、[３４, Ｃｈａｐｔｅｒ ６]、[２４]で述べられたシステム双対性の真実使用例は図９に示されている。図１０はインバータで基本周波数を調整するのをベースとした速度調整可能モータ制御装置の設計を示している。六つのパワートランジスタ（ＩＧＢＴ1 ,ＩＧＢＴ4,ＩＧＢＴ3,ＩＧＢＴ6 ,ＩＧＢＴ5 ,ＩＧＢＴ2）で順序に通過して閉まることにより、検知型モータを順序に反時計回りか時計回りに回転させる。ＩＧＢＴ1とＩＧＢＴ4は同時に起動して閉鎖する。起動時、電流はＩＧＢＴ1からRに入って第一種相Φ1 と第二種相Φ2へＳに流れ、ＩＧＢＴ4を経由して蓄電池のマイナス側の三相に戻り、第一種相の回路を完成させる。モータの各種の相のコイルについては ｅ＞０であり、電力供給の周期内では完成できる。
【数５２】
2007202393.tif 000055
閉鎖の瞬間には位相が１８０゜変化する。
【数５３】
2007202393.tif 000056
【００３０】
ここのL、e、i、Zのそれぞれはインダクタンス量、反起電力、電流とシステムインピーダンスを表わしている。ＩＧＢＴ1とＩＧＢＴ4が閉まると、反起電力（Ｂａｃｋ Ｅｌｅｃｔｒｏｍｏｔｉｖｅ  ＦｏｒｃｅまたはＥＭＦ）はeを建立し、電流iは直ちにＳからＲへ流れ、ハイスピードダイオードＤ1又はＤ2を経由して蓄電池の両側に流れる。ここの反起電力のスペクトルは未知（モータコイルのインダクタンス量であり、Lはわずかにランダムのドリフト（Ｄｒｉｆｔｉｎｇ）を生成する。誘導システムの特異性（Ｓｉｎｇｕｌａｒｉｔｙ）−提出物件[３０, Ｃｈａｐｔｅｒ６]）についてはできるだけ、反響スピードが十分に速いハイスピードダイオードを選ぶしかない。Ｄ1やＤ2は高温を生じ、反起電力は蓄電池に入らず、このままでは蓄電池の両側レベルのＶDCがドリフトするようになり、更に後からモータに入る電流の波形を影響してしまう。モータ制御システムを自励システム（Self−Excited Ｓｙｓｔｅｍ）−提出物件[６, Ｐａｇｅ ９２]、[３０, Ｐａｇｅ ３９]、[８６]に転換させる。すなわち、調波（Ｈａｒｍｏｎｉｃ Ｗａｖｅｆｏｒｍｓ  Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）の起源を作り出すため、反起電力ｅと電流ｉが生成する再生電力（Ｒｅｇｅｎｅｒａｔｉｎｇ Ｐｏｗｅｒ）
【数５４】
2007202393.tif 000057
は消さなければならない。温度で高温を退去させるには長い時間が必要であり、放熱システムと制御システムにも無関係である。すなわち、二セットの独立したシステムを設計して同時に操作することである。言い換えると、制御システムには再生電力を消耗するシステムが必要であり、そして放熱システムには絶えずに繰り返す双対性（Ｄｕａｌｉｔｙ  ｏｆ  Ｓｙｓｔｅｍ）をもつ制御システムが必要である。車両伝動の分析と制御については提出物件[６２, Ｃｈａｐｔｅｒ ５]、[３４, Ｃｈａｐｔｅｒ６]が参考になる。
【００３１】
モータ再生電力がＲＳＴの三点に戻り、ハイスピードダイオード（D1,...,D6）から蓄電池の両側（ＶDC , ＋, −）に戻る。これでは調波の起源になる。ブレーキユニット（Ｂｒａｋｅ Ｕｎｉｔ）は直流ドリフトの抑制を起動するが、それでも蓄電池のDCレベルと再生電力を分離することができない。消耗するのは蓄電池が釈放した電力量と再生電力を含めている。それらはほとんど実電力であるため、ブレーキユニットには相当大きな温度傾度がある。それで、放熱するには優れた冷却システムが必要である。冷却システムは余分の電力の消耗が必要であるため、同時に、モータはインダクタンス性の負荷であり、電力はこれらの負荷によって再び汚染され、更に混乱になって電力の消耗を速めてしまう。
【００３２】
直流ブラシ式のモータの部分については、図１１で示されている。モータ内にはおよそ３０極の磁界とコイルがあり、電流は炭素ブラシの正極からその内１極の磁界コイルに流れ入り、位相変換機を経由してコイルに流れ入り、そして炭素ブラシの負極より流れ出して回路を完成させる。しかし、位相変換機はモータと共に回転するので、それぞれの瞬間には一対の位相変換機の通過ができる。つまり、特定磁界と電機子コイルは通電される。次の瞬間に、磁界とコイルは強制的に位相を変更させられる。図１１では、コイルの破線部は相の変換が繰り返させられることを示されている。そのため、相を変換する瞬間に、位相変換機と炭素ブラシは大きな火花を生み出す。パワートランジスタとモータの接点でも、連続に逆方向電圧が生じてくる。フライホイールダイオード（Ｆｌｙｗｈｅｅｌ  Ｄｉｏｄｅ）とブレーキ抵抗ＲBによって形成されるブレーキユニットはレンツ電圧を削除する。つまり、逆方向の部分は完全に、フライホイールダイオードとブレーキ抵抗のトータル損失パワーによって削除されることになる。そのため、ブレーキユニットは高温になり、放熱ユニットをあわせて使用することになる。
【００３３】
それからは、ハイパワー出力で低コストが必要であり、パワートランジスタの電力はより低いのでもよいし、しかも平行してマトリックスの形（ＩＧＢＴ1 ,...,ＩＧＢＴn）でハイパワーを解決する。図１１ではパワートランジスタの間は点によって表示される。それでも、パワートランジスタのマトリックスの同期問題が残されている。もし、パワートランジスタが先立って通過し、出力電力はパワートランジスタが耐えられる範囲を超えても焼けず、制御回路が制御されないで通過してしまうときは、モータはフルパワーで回転して制御されないのは極めて危ない状態になる。同期の問題を排除しようとＰＷＭ接触制御信号に更に高周波数信号を加えると、パワートランジスタとブレーキユニットとも高温の問題が生じる。
【００３４】
説明１０：貯蔵電力装置の性質、図１２では、提出物件[１０８]、[３４, Ｃｈａｐｔｅｒ １０]、[３４]、エネルギー貯蔵装置は鉛酸電池セット、大容量電解コンデンサ、ウルトラコンデンサ（Ｕｌｔｒａｃａｐａｃｉｔｏｒ）、超電導磁気エネルギー貯蔵装置 （ＳＭＥＳ）、原子力電池（Ｒａｄｉｏａｃｔｉｖｅ  Ｂａｔｔｅｒｙ或Ｎｕｃｅｌｌ）、フライホイールなどがある。電気貯蔵密度が高いほうは、例えば、電池は電源として適用できる。電気貯蔵密度が低いほうは、例えば、コンデンサはバッファー（Ｂｕｆｆｅｒ）として適用できる。
【００３５】
電動車両には必ず電気貯蔵装置を有しなければならない。ここでは、設計の参考にするために、特に各種の電池の一覧表をまとめてある。表２によれば、リチウム電池は最適の電気貯蔵密度を持っているが、価格が高く、高温で不安定である。フライホイール（Ｆｌｙｗｈｅｅｌ）の電気貯蔵密度が低いが、バッファーには最適であり、原子力電池には最良選択ではあるが、安全性の問題がある。
【表２】
2007202393.tif 000058
【００３６】
説明１１：無停電電源装置（ＵＰＳ）の設計に関する欠点、無停電電源装置（ＵＰＳｓ）には一般的にオンライン式（Ｏｎｌｉｎｅ）、スタンバイ式（Ｓｔａｎｄｂｙ）とラインインタラクティブ式（Ｌｉｎｅ−ｉｎｔｅｒａｃｔｉｖｅ）の三種類−提出物件[４８]に分かれている。それぞれは図１３、１４、１５で示されている。そこには必ず交流から直流へ転換して蓄電池に対して充電するコンバータ（ＡＣ／ＤＣ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）と、直流を交流へ転換インバータ（Ｉｎｖｅｒｔｅｒ）がある。ラインインタラクティブ式内には特殊な変圧器−提出物件[１０８]（Ｆｅｒｒｏｒｅｓｏｎａｎｔ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ） １つがあり、固定電圧の電圧中断を予防するのに使われる。図１３、１４、１５のいずれの無停電電源装置は、システムに明らかな２つの制限があるため、無停電電源装置が電源になれず、電圧安定器、電圧調整器や特定の負荷の電源供給器として使用することしかできない。その制限の１とは適用できない動的負荷のことである。動的インピーダンスマッチングの実施はありえない。その制限の２は動的にインピーダンスのマッチングができないため、動的電力の要素調整が行われる時に、電力の中断やシステムが発散するなどの把握ができない要素が生じてしまう。
【００３７】
説明１２：慣性航法システム直流偏差（ＤＣ−Ｏｆｆｓｅｔ  Ｓｉｇｎａｌ  ｏｆ  Ｉｎｔｅｒｉａｌ  Ｎａｖｉｇａｔｉｏｎ  Ｓｙｓｔｅｍｓ）、慣性航法システムでは、加速計（Ａｃｃｅｌｅｒｏｍｅｔｅｒ）、ジャイロスコープ（Ｇｙｒｏｓｃｏｐｅ）のような、又はその他の装置を使用して航法が必要とする信号を提供している。信号の質（通常は信号と雑音の比数値（Signal−Noise Ratio, ＳＮＲ）を質の基準としている）は航法システムの精密度を決める。提出物件[６７]、[１１９, Ｐａｇｅ ９４]、[１２７]、[４]、[６１, Ｃｈａｐｔｅｒ ３４３]、[２９]で触れられたように,信号は交流信号（ＡＣ  Ｓｉｇｎａｌ）と直流偏差（ＤＣ Ｄｒｉｆｔｉｎｇ ａｎｄ  Ｂｉａｓ  Ｓｉｇｎａｌｓ）に切り分けられることができる。しかし、直流を如何に切り分けるかはいまだに力学においては難しい問題である。図１６、提出物件 [６７, Ｐａｇｅ ４５]、[３ Ｐａｇｅ ３２]に示されるように、これは慣性質量Ｍ、バネＫと制動器Ｃによって構成された加速の典型設計であり、ここではニュートン力学の第三法則に従って図１６の運動方程式を以下のように示しておく。
【数５５】
2007202393.tif 000059
相の対応（式１.３３）の特徴根λ1,2は
【数５６】
2007202393.tif 000060
共振周波数ωrは
【数５７】
2007202393.tif 000061
である。共振周波数ωrで特徴根を正規化にすると
【数５８】
2007202393.tif 000062
になる。ここのζは制動率（Ｄａｍｐｉｎｇ  Ｒａｔｉｏ）であり、以下のような表示ができる。
【数５９】
2007202393.tif 000063
しかも０＜ζ＜１、システム共振の反響周波数ωは
【数６０】
2007202393.tif 000064
で、システムＱ値やシグナル・ノイズ比（Ｓｉｇｎａｌ−Ｎｏｉｓｅ  Ｒａｔｉｏ, ＳＮＲ）は提出物件[４ Ｐａｇｅ １２２]で定義されているため、
【数６１】
2007202393.tif 000065
【００３８】
（式１.３６）は最大値に達し、最適の品質とは共振点に接近することにある。ω＝ωr。（式１.３６）Ｑ値と制動率ζが反比例になっていることが観察できるが、制動率は（式１.３４）の定義より、稼動温度が変動すればＣはわずかのドリフト状態になることが分かる。稼働時間が長くなると、スプリングＫは緩みが出る、制動Ｃは老化になり、感度（Ｓｅｎｓｉｔｉｖｉｔｙ）が劣れてしまう。これらの物理性質は信号に隠れて信号の品質を直接に影響してしまうし、動的な検知と削除はできないので、待機の状態で校正しなければならない。（式１.３６）においては制動率の僅かの干渉Ｑ値が大変敏感であることを示している。
【数６２】
2007202393.tif 000066
【００３９】
信号の処理では、システムＱ値又は信号の雑音と比数値が変位になっているかどうかについては識別できない。信号が誤差を出して安全を影響することがないように、慣性航海システムは定期に校正する必要がある。
【００４０】
説明１３：位相ロックループ（Ｐｈａｓｅ−Ｌｏｃｋｅｄ  Ｌｏｏｐ或いはＰＬＬ）、位相ロックループは通信上で信号の検知と同期の基本ネットワークに使われるものである。その中の閉鎖回路の検知と信号の出力周波数ｆoutと位相の回路は図１７で示されている。
【００４１】
位相の検知は位相ロックループの第一部分であり、信号位相が検知されればβrmsと最初の参考信号には位相差が出ればΔφ、出力Ｖoutは位相差Δφと位相ロックループ・ゲインＫφの積Ｖout＝ＫφΔφ（式１．３７）である。（式１.３７）でのゲインＫφは位相ロックループのローパスフィルタ１８と１９によって表示されている。Ｖf＝Ｆ（ｓ）Ｖ0。また、遮断周波数ωLpfはコンデンサＣとインピーダンス値Ｒ1によって決められている。一定値がフィルタを通過することができれば、帯幅は固定できる。
【数６３】
2007202393.tif 000067
ローパスフィルタの共振周波数ωnとζ制動はそれぞれに
【数６４】
2007202393.tif 000068
と
【数６５】
2007202393.tif 000069
である。一定値の場合、ローパスフィルタの帯幅は固定され、位相ロックループの操作範囲は限られてしまう。
【００４２】
図２０の操作範囲に拡大するために、バラクターダイオードＤ2に変えて微調整をする。実に、バラクターダイオードの操作範囲も極めて限られているので、ブローバンドでの操作は難しい。関連書類と文章は提出物件[１１７]、[３１]、[１０５]、[２１]、[２２]等がある。
【００４３】
説明１４：誘電性質（Ｄｉｅｌｅｃｔｒｉｃ  Ｍａｔｅｒｉａｌｓ  Ｐｒｏｐｅｒｔｉｅｓ） 、提出物件[８４, Ｐａｇｅ ２８−４０]、[１１８, Ｖｏｌ ２, Ｃｈａｐｔｅｒ １１]、[９, Ｃｈａｐｔｅｒ １１, １４]によると、あらゆる回路装置で採用される材料には極めて特別のものがある。これは電界強度に大変敏感であり、電界の作用が非常に弱い時でも反響できる。例えば、温度が変化する、周波数がドリフトする等の誘電性質（Ｄｉｅｌｅｃｔｒｉｃ  Ｍａｔｅｒｉａｌｓ  Ｐｒｏｐｅｒｔｉｅｓ）と呼ばれるものである。異常の高温がでれば、飽和現象というが、すなわち、電場強度を上げれば、恒温の維持ができる。今では、誘電材料で製造されて飽和エリアで稼動している正温度計数と負温度係数の装置や、熱の検知に使われるサーミスターなどのようなものがある。温度の反響はシステムの遅延や反応の遅滞を起こすので、高周波数や反応が快速のシステムではコントロールができない後遺症が起こる可能性がある。
【００４４】
しかし、温度変化の裏には更に重要なメッセージが隠れている。不飽和の条件、すなわち過度の状態で稼動する時は、周波数ドリフト（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｒｉｆｔ）は温度の反響よりはるかに重要になる。このような材料を自励系（Ｓｅｌｆ−Ｅｘｃｉｔａｔｉｏｎ）誘電材料という。例えば砒化カリウム（ＧａＡｓ）等は材料内部から双極子（Ｄｉｐｏｌｅ）の移動（Ｍｉｇｒａｔｉｏｎ）と方向高周波の切換性質、又は高周波検知電流（Ｉｎｄｕｃｔｅｄ Ｃｕｒｒｅｎｔ）を誘導し、温度の変動やインピーダンス値の快速変化が起きる。この時の自励周波数は制動設計について最適の条件が得られ、すなわち、制動装置の最大要件は、制限なしのブロードバンド帯幅（Ｂｒｏａｄｂａｎｄ Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ）を有することである。極端の操作帯幅を有することは設計において、無限大級の共振タンクが実行できるようになる。だが、如何に不飽和エリアに入ることについては問題が残る。
【００４５】
前述の問題説明に加え、以下の解析によって当発明の運用背景を更に理解することができる。
【００４６】
解析１：動的システムの分析基礎（Ｄｙｎａｍｉｃａｌ Ｓｙｓｔｅｍ） 、
１.１、正準変換（Ｃａｎｏｎｉｃａｌ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ）
正準変換は唯一でないため、システムをＬｅｇｅｂｄｒｅ変換（Ｌｅｇｅｂｄｒｅ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ）−提出物件[９１, Ｃｈａｐｔｅｒ ３]、[７, Ｐａｇｅ ６３−９７]、[１１５, Ｃｈａｐｔｅｒ １０,１１,１２]にするまたは、直接にＨａｍｉｌｔｏｎ関数を建立することを正準変換の基準とすることができる。ここでは、システム解の周波数が直接に得られるものから一種類だけを選択する。すなわち、作用変数（Ａｃｔｉｏｎ Ｖａｒａｂｌｅ）と作用角度（Ａｃｔｉｏｎ Ａｎｇｌｅ）を後の誘導の根拠とすることである。他については前述の参考文献を参照してください。正準変換が必要である理由は、エネルギー場からの数学モデルを接空間から双対空間に変換するときに、接空間で解を求めたくても、直接にシステムの反響周波数が得られないし、解析解も得られず、しかも双対空間のすべての解析性質は接空間においては観察できない（両空間は独立している）ため、システムが識別不良になってしまう。例えば、電力の調波源は電力による汚染を回避することができない。また、動的制動の作用帯幅が決定できないので、システムの動的反響が不良になり、損失能力の不足システムの稼動温度が上昇し続ける（放熱には時間が要る）などの悪影響でシステムが不安定になったり、焼けてしまったりしてしまう。
【００４７】
Ｌｅｇｅｎｄｒｅ変換（Ｌｅｇｅｎｄｒｅ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ）：まずはＬｅｇｅｎｄｒｅ変換−提出物件[７, Ｐａｇｅ ６３−９７]、[９１, Ｃｈａｐｔｅｒ ３]、[４１, Ｃｈａｐｔｅｒ ８,９]の紹介である。パラメータをｙ＝ｆ（ｘ）（１．４１）とすることは式（１.１１）の凸関数（Ｃｏｎｖｅｘ Ｆｕｎｃｔｉｏｎ）に一致することになる。すなわち、ｆ（ｘ）＞０（式１．４２）である。関数（式１.４１）のＬｅｇｅｎｄｒｅ変換は新しい関数ｇと新しい変数ｐに定義される。ｇ（ｐ）＝Ｆ（ｘ，ｐ）。そこではＦ（ｘ，ｐ）＝ｘｐ−ｆ（ｐ）となっている。
【００４８】
この種類の運算では、ＬａｇｒａｎｇｅとＨａｍｉｌｔｏｎシステム間の変換は
【数６６】
2007202393.tif 000070
になる。
すなわち、Ｌｅｇｅｎｄｒｅ変換の成功事例 
【数６７】
2007202393.tif 000071
Ｈ(ｐ,ｑ,ｔ)のそれぞれはＬａｇｒａｎｇｅとＨａｍｉｌｔｏｎ関数である。
【００４９】
Ｌｅｇｅｎｄｒｅ変換はベクター空間（Ｖｅｃｔｏｒ Ｓｐａｃｅ）関数や接空間（Ｔａｎｇｅｎｔｉａｌ Ｓｐａｃｅ）をベクター空間に対応する空間の双対空間（Ｄｕａｌ Ｓｐａｃｅ）関数や余接空間（ｃｏｔａｎｇｅｎｔｉａｌ Ｓｐａｃｅ）へ変換することである。重要なのは、位相空間の観点からはＢａｎａｃｈ空間−提出物件[９２, Ｐａｇｅ ７８]、[１００, Ｃｈａｐｔｅｒ ９]、[５３, Ｐａｇｅ ５０９−５１５]の双対性変換が構築されている。すなわち、Ｄｉｆｆｅｏｍｏｒｐｈｉｓｍを任意に有する位相空間は、接空間と余接空間の両空間の集合を分割することである。
【００５０】
定義２：Ｑはすでにメートル（Ｍｅｔｒｉｃ）が定義したたトポロジー空間、即ちＢａｎａｃｈ空間、且つＬａｇｒａｎｇｅ関数ＬはＱの接空間の関数（Ｆｕｎｃｔｉｏｎａｌ）にある。Ｌ∈Ｆ（ＴＱ）、そうすればＬｅｇｅｎｄｒｅ変換はＦＬ：（ＴＱ）→（Ｔ*Ｑ）、Ｄｉｆｆｅｏｍｏｒｐｈｉｓｍを持ち、しかもＳｙｍｐｌｅｔｉｃ  Ｄｉｆｆｅｏｍｏｒｐｈｉｓｍを有しており、Ｈａｍｉｌｔｏｎ関数は
【数６８】
2007202393.tif 000072
になる。中のＥはＬのエネルギー関数であり、ＴＱ、Ｔ*Ｑは接空間と余接空間を表しているので、Ｌｅｇｅｎｄｒｅ変換ＦＬはＬａｇｒａｎｇｅ関数をＨａｍｉｌｔｏｎ関数へ変換する。
【００５１】
正準変換（Ｃａｎｏｎｉｃａｌ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ）：提出物件 [３３, Ｃｈａｐｔｅｒ Ｘ]、[４１, Ｐａｇｅ ４６０−４７１]、[７]、[１１４]では
【数６９】
2007202393.tif 000073
【数７０】
2007202393.tif 000074
としており、下記は正準方程式のシステムの不変量（Ｉｎｖａｒｉａｎｔｓ）
【数７１】
2007202393.tif 000075
及び
【数７２】
2007202393.tif 000076
である。中のＨはＨａｍｉｌｔｏｎ関数である。
【００５２】
両システム（ｐ，ｑ）から（Ｐ，Ｑ）までには正準変換の関係を有する時には、この両空間には一つの生成関数（Ｇｅｎｅｒａｔｉｎｇ Ｆｕｎｃｔｉｏｎ）Ｓ*（ｑk，Ｐk，ｔ）が存在する。そのため、
【数７３】
2007202393.tif 000077
その変換方程式は
【数７４】
2007202393.tif 000078
及び
【数７５】
2007202393.tif 000079
である。変換後はＨａｍｉｌｔｏｎ関数Ｈ*＝Ｈ*(Ｐ1,...,,Ｐk,Ｑ1,....,Ｑk）になる。
【００５３】
そうすれば、陰関数定理（ＩｍｌｉｃｉｔＦｕｎｃｔｉｏｎ Ｔｈｅｏｒｅｍ）−提出物件[５, Ｐａｇｅ ３７３−３７５]、[４７, Ｐａｇｅ ３３８−３４０]によると、非退化（Non−degenerated）の条件では、Ｊ1は依然としてこの正準変換の不変量にとどまり、生成関数の意義はＰｏｉｎｃａｒｅのセクションから結果が得られる。
【００５４】
Ｈａｍｉｌｔｏｎ力学の正準変換の（ｐ，ｑ）から（Ｊ，θ）までに従って作用変数
【数７６】
2007202393.tif 000080
と作用角度θＨａｍｉｌｔｏｎ関数をとれば
【数７７】
2007202393.tif 000081
正準方程式は
【数７８】
2007202393.tif 000082
になる。言い換えると、作用角度は時間の線形関数θ＝ωｔ＋ｃである。中のωは常数であり、そして、作用角度も常数Ｊ＝ｃｏｎｓｔである。更に得られる結果、すなわち、この動的システムの基本周波数は
【数７９】
2007202393.tif 000083
になる。（式１.５９）を代入、
【数８０】
2007202393.tif 000084
しかも、
【数８１】
2007202393.tif 000085
にすると、以下の式が得られる。
【数８２】
2007202393.tif 000086
Ｊ微分を以下のように計算すれれば、
【数８３】
2007202393.tif 000087
（式１.５１）のような不変量が得られる。また、（式１.５０）変換を以下のように拡大することもできる。Ｈ（ｐ，ｑ）→Ｈ*（Ｊ1,...,Ｊn，θ1,...,θn）。それぞれのｉ作用変数Ｊiと作用角度θiはＪi＝ｃｏｎｓｔ及びθi＝ωiｔ＋ｃｏｎｓｔであり、しかも、システム周波数ωiは
【数８４】
2007202393.tif 000088
である。その結果では、システム基本周波数をωとすれば、その調波周波数はｎωであり、しかもｎは整数である。ここの整数ｎの選択については量子力学で更に誘導すること、すなわち、選択定則（Ｓｅｌｅｃｔｉｖｅ Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅ）では有効な根拠を提供することができない。しかし、電力にとっては、すなわちシステム調波の級数にとっては、現在に回路が使用している折衷のやり方では最大２５級−提出物件[１０８]の受動フィルタ（Ｐａｓｓｉｖｅ  Ｌｏｗ−ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ）にしかできない。電力調波干渉（Ｈａｒｍｏｎｉｃ Ｗａｖｅｆｏｒｍ  Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）については多数の文献があるが、提出物件[１１６]、[７１]、[１０８]、[１０１]、[８９]、[６９]、[１４]、[５７]、[１０２]、[３６]、[２５]、[２３]を参照してください。ただし、提出物件[６, Ｐａｇｅ ９２]、[３０, Ｃｈａｐｔｅｒ ３,４,６,７]、[８６]で述べられるように、無限大級までしたければ、明らかに理論以外にも他の支援が必要である。
【００５５】
１.２ システムパラメータ化及び分岐現象（Ｓｙｓｔｅｍ Ｐａｒａｍｅｔｒｉｚａｔｉｏｎ  ａｎｄ  Ｂｉｆｕｒｃａｔｉｏｎ）、動的システムの状態方程式（式１.５３）にはシステムの独立パラメータμ（例えば温度）−提出物件[４７]、[９１, Ｃｈａｐｔｅｒ ７,８]、[３５, Ｖｏｌ２, Ｐａｒｔ  ５, Ｐａｇｅ ９５１−９６８]、[４３ Ｃｈａｐｔｅｒ ３]が含まれているため、状態方程式から得られた解がパラメータ化にされることは、状態方程（式１.５３）の解が最初条件、状態方程（式１.５３）及びパラメータμの大きさによって共同に決定される。以下の状態方程式を考えよう。
【数８５】
2007202393.tif 000089
その中のμ値の与え方は直接にシステム状態を影響する。例えば、μ値の範囲を以下の式のように与える。−１≦μ≦１。システム状態はμ値ではマイナスやプラス、まして０になることがある。いろんな組み合わせが可能である。そのため、システムには状態的な分岐が存在することになる。分析では、周期解の分岐を有する種類のものに関心が向けられる。これを特にＨｏｐｆ分岐−提出物件[９１, Ｓｅｃｔｉｏｎ５.６.１２]と呼ぶ。
【００５６】
状態方程（式１.５３）の解はＲｉｅｍａｎｎｉａｎ幾何では−提出物件[９１, Ｓｅｃｔｉｏｎ ２.７, ３.７]、[３９, Ｓｅｃｔｉｏｎ ８.６, Ｃｈａｐｔｅｒ １０]、[８, Ｃｈａｐｔｅｒ ３]、[６８, Ｃｈａｐｔｅｒ ５,６]、必ず測地線（Ｇｅｏｄｅｓｉｃ  Ｆｌｏｗ）である。式（１.５３）のようなパラメータ化システムにとって、周期性分岐の判断条件と構造性安定（Ｓｔｒｕｃｔｕｒａｌ Ｓｔａｂｉｌｉｔｙ）[９１, Ｓｅｃｔｉｏｎ ７.４]、[４３, Ｃｈａｐｔｅｒ ４]の学理分析基礎は更に安定になる。周期性安定（Ｐｏｉｎｃａｒｅ  Ｍａｐ）を更に試験すれば、相の平面では閉鎖測地線（Ｃｌｏｓｅｄ  Ｇｅｏｄｅｓｉｃｓ）を有しているかについてはシステムが周期解（Ｐｅｒｉｏｄｉｃ  Ｍｏｔｉｏｎ）及び周期安定であるかどうかを判断する重要な根拠 −提出物件[８６, Ｃｈａｐｔｅｒ ３,４]、[４７, Ｃｈａｐｔｅｒ １０,１１]である。パラメータの与え方には完全に違う行為が現れれば、システムには分岐現象 −提出物件[７, Ｃｈａｐｔｅｒ ７]、[４７, Ｃｈａｐｔｅｒ １０,１１]、[４３, Ｃｈａｐｔｅｒ １,３,６,７]があると判断できる。
【００５７】
１.２.１、Ｈｏｐｆ分岐現象：図２０が示すように、状態方程式以下のように書き換えることができる。
【数８６】
2007202393.tif 000090
同時にμにパラメータ化された関数を与え、それは広義のＯｈｍ法則ｆμ（ｘ）＝ｘ3−μｘである。
【００５８】
詳細誘導については提出物件 [４７]、[９１, Ｓｅｃｔｉｏｎ ５.６.１２]と論文−提出物件[１２４]、[２３]で述べられている。ここでは、結果をまとめてある。パラメータ変動範囲を決める。−１≦μ≦１。システム（式１.５４）には解があって三種に分けることができる。第一類はμが０から正数値をわたる時に回路には振動が出る。つまり、０＜μ≦１になる。しかも（式１.５４）には単一の周期解 ｒμ が存在するので、０点は相の平面流出源（Ｓｏｕｒｃｅ）である。第二類は以下の範囲を決める。−１≦μ＜０。システム（式１.５４）には単一の漸進する收斂解が存在する。ｔ→∞の場合、ｒμは０点且つ相の平面の吸収源（Ｓｉｎｋ）になる。ただし、パラメータが０であることを考えればμ＝０になる。
【００５９】
パラメータが０の時は、既知状態の分岐点である。０に維持するか、０に接近するかにすれば、システムは不安定になり、更に稼動停止になることもある。だた、０点を超えて底に留まることさえしなければ、システム（式１.５４）は損壊や停止にはならない。そのため、分岐点とシステムパラメータには密接な関係がある。今のシステムに最も直接に取得できるパラメータはシステム温度であるが、広義のＯｈｍ法則では、μは温度であり、パラメータにすることで高周波数に反響が生成しなくなる。すなわち、事実ではシステムでも低周波数の作業しかできず、高周波数回路の設計問題ができてしまうし、新しいシステムパラメータを探さなければならないことになる。システムパラメータ化としては、広い帯幅と分岐現象の特質を有する必要がある。
【００６０】
１.３ プランク定理（Ｐｌａｎｃｋ  Ｔｈｅｏｒｅｍ）：プランク定理−提出物件[１１４, Ｃｈａｐｔｅｒ ２]、[１１８, Ｖｏｌ.２]によると、単一の粒子が有するエネルギーは周波数及びプランク常数ｈ＝６．５４７×１０-27（単位はエルグ−秒）の積Ｅ＝ｈｆ（式１．５５）で表示する。粒子グループや異なる周波数を有する粒子に対してはＥ＝ｈΣｆi（式１．５６）で表示できる。明らかに、これらの周波数が作用する段落には更に認定、すなわち、スペクトル解析（Ｓｐｅｃｔｒａｌ ＡｎａｌｙｓｉｓやＨａｒｍｏｎｉｃ Ａｎａｌｙｓｉｓ）する必要がある。これも量子力学−提出物件[１１４, Ｃｈａｐｔｅｒ ２]、[１００, Ｃｈａｐｔｅｒ ８]、[６０]の主要課題である。
【００６１】
この定理を簡単な振動（Ｓｉｍｐｌｅ  Ｏｓｃｉｌｌａｔｉｏｎ）システムに延長するときに、システムではシステム状態と関連する関数ψ(t)が存在するとすれば、しかもψ（ｔ）＝ａｅ-ifkt（式１．５７）であれば、中のａとｆは時間とは無関係であり、量子力学でよく使用される演算子に換えると、以下が分かる。
【数８７】
2007202393.tif 000091
式でｅ（ｘ）＝ｅix（式１．５８）はを三角関数としている。多周波数の粒子グループを以下のように定義ψ（ｔ）＝Σａkｅ-ifktすることはもちろんできる。中のａkとｆkは時間と無関係でなければならない。
【００６２】
一つの単一周期システムの状態ｑはＦｏｕｒｉｅｒ級数で以下のように表示できる。
【数８８】
2007202393.tif 000092
ここではｑn＝１／２（ａn−ｉｂn）とｑ-n＝１／２（ａn＋ｉｂn）
になるので、ｑnとｑ-nは互いに共役である。
【数８９】
2007202393.tif 000093
そのため、対応原理（Ｃｏｒｒｅｓｐｏｎｄｅｎｃｅ  Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅ）−提出物件[１１４, Ｐａｇｅ ９５]に従い、ｎω周波数の振幅に対しては｜ｑ-n｜2＝ｑnｑ-n＝｜ｑn｜2になる。しかも、（式１.５９）ではｑ（ｔ）に対し、かけるか足すか又は微分運算でもｎω以外的周波数を生成することができない。それは（式１.５８）と（式１.５７）に一致になるためである。しかしRitzの組み合わせ原理−提出物件[１１４, Ｃｈａｐｔｅｒ ２]からはωmn＝Ｔmm−Ｔnn（式１．６０）。
【００６３】
分岐周波数成分（非整数の部分）がある。ここでは、調波（Ｈａｒｍｏｎｉｃ Ｗａｖｅｆｏｒｍｓ）の発生には必ず分数調波（Ｓｕｂｈａｒｍｏｎｉｃ或Ｉｎｔｅｒｈａｒｍｏｎｉｃ Ｗａｖｅｆｏｒｍｓ）が付いていると証明できる。
【数９０】
2007202393.tif 000094
とし、そして
【数９１】
2007202393.tif 000095
にすることは、周波数がωmnである振幅と
【数９２】
2007202393.tif 000096
には正比例になっている。
【００６４】
解析２：デジタルローパスフィルタ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｌｏｗ−ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ）：
２.１、正規分布の確率変数のための信頼区間（ＣｏｎｆｉｄｅｎｃｅＩｎｔｅｒｖａｌ  ｆｏｒ  ｔｈｅ  Ｖａｒｉａｎｃｅ  ｏｆ  ａ  Ｎｏｒｍａｌ  Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎ） 、一つの序列ｘ1,...,ｘnが正規分布の確率変数の平均値μがあり、そして変位量σ2は未知であるとすれば、且提出物件[９７]から以下を知っており、
【数９３】
2007202393.tif 000097
しかも
【数９４】
2007202393.tif 000098
すなわち、
【数９５】
2007202393.tif 000099
である。この条件での信頼区間の定義は
【数９６】
2007202393.tif 000100
又は
【数９７】
2007202393.tif 000101
である。１００（１−α）の信頼水準では、変位量σ2は必ず
【数９８】
2007202393.tif 000102
の区間内にある。
【００６５】
２.２、t分布（ｔ−Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎ）：Ｚとｘn2を確率変数とし、中のＺは正規分布（Ｓｔａｎｄａｒｄ Ｎｏｒｍａｌ Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎ）で且ｘn2はＣｈｉ−ｓｑｕａｒｅ分布（Ｃｈｉ−ｓｑｕａｒｅ Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎ）であり、ｎ個の自由度（Ｄｅｇｒｅｅｓ of Ｆｒｅｅｄｏｍ）を有しているとすれば、定義の確率変数Ｔnにはｎ個自由度のｔ分布がある。
【数９９】
2007202393.tif 000103
そうすれば、確率密度関数は以下になる。
【数１００】
2007202393.tif 000104
Ｔnの平均値と変位量のそれぞれは以下になる。
【数１０１】
2007202393.tif 000105
【００６６】
２.３、Ｋａｌｍａｎローパスフィルタ（Ｋａｌｍａｎ Ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）：ガウス分布の多次元の確率変数ｘの確率密度関数を提出物件[１１]とし、
【数１０２】
2007202393.tif 000106
中のPは変位量マトリックス（Ｃｏｖａｒｉａｎｃｅ Ｍａｔｒｉｘ）であり、
【数１０３】
2007202393.tif 000107
はｘの平均値である。確率変数ｘ及びｚは結合ガウス分布（Ｊｏｉｎｔｌｙ Ｇａｕｓｓｉａｎ）であり、確率変数ｙはｘ及びｚの累積であるとすれば、
【数１０４】
2007202393.tif 000108
ガウス分布の確率密度関数は
【数１０５】
2007202393.tif 000109
である。ｙの平均値
【数１０６】
2007202393.tif 000110
【数１０７】
2007202393.tif 000111
また、ｙの変位量マトリックスは 
【数１０８】
2007202393.tif 000112
である。中の変位量マトリックスの成分は対称になっている。
【数１０９】
2007202393.tif 000113
【数１１０】
2007202393.tif 000114
それでは、ｚの条件を決めた上でｘの条件式の確率密度関数（Ｃｏｎｄｉｔｉｏｎａｌ ｐｄｆ）は
【数１１１】
2007202393.tif 000115
であり、平均値を０点に移動し、
【数１１２】
2007202393.tif 000116
且
【数１１３】
2007202393.tif 000117
にすれば、指数部は以下のようになっても良い。
【数１１４】
2007202393.tif 000118
【００６７】
ここで、ＰとＴのマトリックスは互いに逆演算（Ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ）になる。提出物件の[１０６, Ｐａｇｅ ５６０]と[１１, Ｐａｇｅ ２９５]では、Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅ、Ｆ、Ｇ、Ｊともブロック（Ｂｌｏｃｋ）のマトリックスとし、しかも
【数１１５】
2007202393.tif 000119
とすれば、中では
【数１１６】
2007202393.tif 000120
になることがマトリックス演算において大変重要な結果である。これはマトリックス逆演算補助定理（Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ ｌｅｍｍａ）。と呼ばれている。これで、Ｔマトリックスの要素は
【数１１７】
2007202393.tif 000121
になり、ｑ値は
【数１１８】
2007202393.tif 000122
になる。ＰxzとＰzz-1を
【数１１９】
2007202393.tif 000123
に入れ替えれば、以下のようになる。
【数１２０】
2007202393.tif 000124
条件式のｘの平均値は次のように定義される。
【数１２１】
2007202393.tif 000125
条件式の変位量マトリックスは次のように定義される。
【数１２２】
2007202393.tif 000126
非ガウス分布のｘとｚは依然として同様の表示式が得られる。
【００６８】
Ｋａｌｍａｎフィルタ、分離システム手順方程式とｘ（ｋ＋１）＝Φ（ｋ）ｘ（ｋ）＋ｕ（ｋ＋１）（式１．６７）測定システム方程式ｚ（ｋ）＝Ｈ（ｋ）ｘ（ｋ）＋ｗ（ｋ）（式１．６８）を考えよう。その中の手順干渉ｕ（ｋ＋１） と測定システム誤差ｗ（ｋ）ともガウス分布（Ｇａｕｓｓｉａｎ Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎ）である。すなわち、ｕ（ｋ＋１）〜Ｎ（０，Ｑ（ｋ））とｗ（ｋ）〜Ｎ（０，Ｒ（ｋ））であり、測定Ｚk＝{ｚ(1),ｚ(2),...,ｚ(k)}に基づいている。
【００６９】
漸化式でＫａｌｍａｎフィルタ（Ｋａｌｍａｎ ｆｉｌｔｅｒ）−提出物件[１１]と呼ばれる状態
【数１２３】
2007202393.tif 000127
を測定する。第一部分はまず、（式１.６７）で状態
【数１２４】
2007202393.tif 000128
数１２１を推測する。それからは、第ｋステップの測定校正数１２１である。測定手順はＺkの測定条件における最小平均二乗誤差（Ｍｉｎｉｍａｌ Ｍｅａｎ  Ｓｑｕａｒｅｄ  Ｅｒｒｏｒ）に基づいて（式１.６７）と（式１.６８）から条件式の以下の期待値をとる。
【数１２５】
2007202393.tif 000129
測定校正手順の付属（式１.６５）は
【数１２６】
2007202393.tif 000130
及び（式１.６６）
【数１２７】
2007202393.tif 000131
である。なかの、Ｐxz、Ｐzzのそれぞれは定義（式１.６３）、（式１.６４）に類似している。そして、誤差は次のように
【数１２８】
2007202393.tif 000132
と
【数１２９】
2007202393.tif 000133
に定義すれば、Ｐxx（ｋ＋１｜ｋ）、Ｐxz（ｋ＋１｜ｋ） 、Ｐzz（ｋ＋１｜ｋ）はそれぞれに、
【数１３０】
2007202393.tif 000134
【数１３１】
2007202393.tif 000135
と
【数１３２】
2007202393.tif 000136
になる。
【００７０】
付属式（式１.６７）と（式１.６８）では、状態予測
【数１３３】
2007202393.tif 000137
二ついては更に
【数１３４】
2007202393.tif 000138
で次のように表示することができる。
【数１３５】
2007202393.tif 000139
対応する状態誤差変位量は
【数１３６】
2007202393.tif 000140
であり、ゲイン（Ｋａｌｍａｎ ｇａｉｎ）の（式１.６９）は
【数１３７】
2007202393.tif 000141
である。対応する測定誤差変位量は、
【数１３８】
2007202393.tif 000142
である。
【００７１】
Ｋａｌｍａｎフィルタについては、以下の手順にまとめることができる。
【００７２】
推測段階：
【数１３９】
2007202393.tif 000143
【数１４０】
2007202393.tif 000144
【数１４１】
2007202393.tif 000145
【数１４２】
2007202393.tif 000146
【数１４３】
2007202393.tif 000147
【数１４４】
2007202393.tif 000148
【００７３】
校正段階：
【数１４５】
2007202393.tif 000149
【数１４６】
2007202393.tif 000150
【００７４】
２.４、予測誤差の分解（Ｐｒｅｄｉｃｔｉｏｎ Ｅｒｒｏｒ Ｄｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ  Ｆｏｒｍ）：もし、測定誤差はガウス分布と仮定すれば、式（１.７１）によって対数尤度関数（Ｌｏｇａｒｉｔｈｍ  Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ  Ｆｕｎｃｔｉｏｎ）は以下のように定義できる。
【数１４７】
2007202393.tif 000151
ここで、ｖi（ｋ）は測定される第ｉ個の第ｋステップの予測誤差と呼ばれるので、預測誤差の分解（Ｐｒｅｄｉｃｔｉｏｎ Ｅｒｒｏｒ Ｄｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ Ｆｏｒｍ）とも呼ばれる−提出物件[４５]。
【００７５】
２.５、ベイズ推定理論（Ｂａｙｅｓｉａｎ Ｆｏｒｅｃａｓｔｉｎｇ）：提出物件[１１３]、[２ Ｐａｇｅ ３６３]からは、以前の歴史資料を収集することにより、次のシステム状態を予測し、状態と測定ベクトルのそれぞれをＳtとＹtであり、且Ｋａｌｍａｎフィルタの計算流れに代入すると、次のようになる。
【数１４８】
2007202393.tif 000152
未来の第ｌステップ表示式の予測は
【数１４９】
2007202393.tif 000153
であり、統計手法によって未来予測の第ｌステップの表示式が得られる。
【数１５０】
2007202393.tif 000154
誤差変位量の表示式は
【数１５１】
2007202393.tif 000155
である。中のＱt、Ｒtのガウス分布のそれぞれはεt〜Ｎ（０，Ｒt）と
ａt＝Ｎ（０，Ｑt）
【００７６】
２.６、分散型デジタルローパスフィルタとデータの融合（Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ Ｋａｌｍａｎ Ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍｓ  ａｎｄ  Ｄａｔａ  Ｆｕｓｉｏｎ）：
独立形態（Ｉｎｄｅｐｅｎｄｅｎｔ Ｔｒａｃｋｓ）：２セットの独立した測定システムで２セットの状態測定をしよう。それぞれは
【数１５２】
2007202393.tif 000156
、Ｐ1と 
【数１５３】
2007202393.tif 000157
、Ｐ2であり、２セットの状態予測の出力を融合すれば、
【数１５４】
2007202393.tif 000158
になる。ここで、融合後の誤差変位量−提出物件[１１, Ｃｈａｐｔｅｒ １０]、[１７, Ｂａｙｅｒｉａｎ  Ｉｎｆｅｒｅｎｃｅ]は 
【数１５５】
2007202393.tif 000159
である。
【００７７】
依存形態（Ｄｅｐｅｎｄｅｎｔ Ｔｒａｃｋｓ）：２セットの依存測定システムで２セットの状態予測の誤差変位量−提出物件[１１, Ｃｈａｐｔｅｒ １０.３]を生成することにしてみよう。
【数１５６】
2007202393.tif 000160
ここでの依存予測の誤差変位量は０のマトリックスではない。
【数１５７】
2007202393.tif 000161
【数１５８】
2007202393.tif 000162
【数１５９】
2007202393.tif 000163
２セットの状態予測の出力を融合する。
【数１６０】
2007202393.tif 000164
融合後の誤差変位量は
【数１６１】
2007202393.tif 000165
になる。動的システムではｘ（ｋ＋１）＝Ｆ（ｋ）ｘ（ｋ）＋ｖkであり、且ｖk〜Ｎ（０，Ｑ）。第ｍ組の測定システムはｚm（ｋ）＝Ｈm（ｋ）ｘ（ｋ）＋ｗm（ｋ）であり、且
【数１６２】
2007202393.tif 000166
である。ここでは、ｍ＝ｉ,ｊになる。時間ｋの状態で予測する。
【数１６３】
2007202393.tif 000167
ここのＷmはＫａｌｍａｎフィルタのゲイン値であれば、第ｍ組の予測誤差は
【数１６４】
2007202393.tif 000168
になる。依存予測の誤差変位量を漸化式で表示する。
【数１６５】
2007202393.tif 000169
最初の設定値は以下のように決めてよい。Ｐij（０|０）＝０。依存予測の誤差変位量も以下のように表示できる。
【数１６６】
2007202393.tif 000170
融合の状態予測の出力は
【数１６７】
2007202393.tif 000171
になる。融合の予測の誤差変位量は
【数１６８】
2007202393.tif 000172
である。
【００７８】
２.７、データの融合（Ｄａｔａ  Ｆｕｓｉｏｎ  Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ−Ｃｏｖａｒｉａｎｃｅ Ｉｎｔｅｒｓｅｃｔｉｏｎ）：通常に、測定システムの間では相互に作用しており、取得することは難しい。しかも、計算は非常に複雑な（式１.８０）である。簡単にする方法は混合ガウス法（Ｇａｕｓｓ Ｍｉｘｔｕｒｅ）や共分散交差法（Ｃｏｖａｒｉａｎｃｅ Ｉｎｔｅｒｓｅｃｔｉｏｎ）と呼ばれるものであり、即時の思量には役立つ。（式１.７８）と（式１.７９）を見よう。既知の変位量はＰ1、Ｐ2であり、相乗の変位量マトリックスＰ12を放棄しても精密度を下げることはできない。それで、特に既知の変位量Ｐ1、Ｐ2 を凸（式１.１１）の組み合わせにする。すなわち、正実数αを決めて与えることである。０≦α≦１。それで（式１.７８）は正実数αを含む凸の組み合わせになる。
【数１６９】
2007202393.tif 000173
システム更新後の状態（式１.７７）は正実数αを含む凸の組み合わせになる。
【数１７０】
2007202393.tif 000174
収束性質については提出物件[１１２, Ｃｏｖａｒｉａｎｃｅ Ｉｎｔｅｒｓｅｃｔｉｏｎ]、[７５]を参照してください。
【００７９】
これらの解析によれば、システムが無限大級の共振タンクである構造では、システム双対性の問題を解決することができる。非線形動的システムを安定させることができる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００８０】
前述にある既知のシステムにおける難しさは、システム二重性（Ｄｕａｌｉｔｙ  ｏｆ  Ｓｙｓｔｅｍ）がシステム安定化において大切な課題である。複雑なカップリングシステムから如何にシステム分析の主要対象に解析するのかについては、基礎数学原理の「リーマン原理」の振幅と周波数変調との関係における新たな性質「電気の弾力」、そして、誘電材料の選択とインターフェースの統合によって全く新しい「スペクトル」の発明ができた。この発明は、解析システムの回路安定化に使えるスペクトルである。その意義は、抵抗値／コンデンサが定値でなくなり、エネルギースペクトルに従って変動するようになることである。あるいは、抵抗値／コンデンサは当時に入力される周波数によって変動が起きるといっても良い。そのため、この“生きている”スペクトル抵抗／コンデンサ装置は、動的インピーダンスマッチングに使える。更に誘導して有限級共振タンク−提出物件[１１８, Ｖｏｌ２, Ｃｈａｐｔｅｒ ８,９,１０,１１,２２,２３]、[４３, Ｐａｇｅ １７３]、[８ Ｐａｇｅ １８１]ではなく、無限大級共振タンク（Ｏｒｄｅｒ−∞  Ｒｅｓｏｎａｎｔ Ｔａｎｋ）を構築することができる。基礎物理と電学における難しい課題は：システムの二重性（Ｄｕａｌｉｔｙof Ｓｙｓｔｅｍ）はこれで解決できる。共振曲面（Ｒｅｓｏｎａｎｃｅ Ｈｙｐｅｒｓｕｒｆａｃｅ）は無限大級共振タンクの構築で完備される。プランク定理から、共振曲面はエネルギー場の分布曲面であることが分かる。それに含まれるシステム性質は必ず、接空間や余接空間（相平面）に投影して戻される。それはシステムには周期解が存在することを表している。且、リミットサイクルまで収束する。ここでの投影は“Ｄｉｆｆｅｏｍｏｒｐｈｉｓｍ”− 提出物件[８, Ｃｈａｐｔｅｒ ３]のグローバル性質を有しており、非線形動的システムの安定化に役立つ。更に相平面で閉鎖の軌跡をたどることができる。すなわち、システムは安定化の周期解であることである。非線形動的システム（Ｎｏｎｌｉｎｅａｒ  Ｄｙｎａｍｉｃal Ｓｙｓｔｅｍ）にはこれで基本且重要な突破が獲得できる。
【００８１】
非線形動的システム分析は大変複雑であり、数学ではグローバル分析（Ｇｌｏｂａｌ  Ａｎａｌｙｓｉｓ）−提出物件 [３５]及び構造安定性（Ｓｔｒｕｃｔｕｒａｌ Ｓｔａｂｉｌｉｔｙ）−提出物件[８６]、[８, Ｃｈａｐｔｅｒ ３]、[３５]、[４３, Ｐａｇｅ １７３]、[９１, Ｓｅｃｔｉｏｎ ７.４]、そしてシステム安定化（Ｓｙｓｔｅｍ  Ｓｔａｂｉｌｉｚａｔｉｏｎ）−提出物件[８６]、[４３, Ｐａｇｅ １７３]、[８ Ｐａｇｅ １８１]は非線形動的システム分析においてそれぞれの役割があるので、非線形動的順応性制動の設計原理はシステム安定化の結果によるものである。周波数変調式損失原理（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ Ｄｉｓｓｉｐａｔｉｏｎ）の証明、周波数−振幅（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ）、位相−振幅（Ｐｈａｓｅ−Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ）の関係づくり、認証機械システムと電機電子システムのアナログの間違い、電学等価回路分析方法の誤用、電機電子システムの過度分析の重要さ、及びFourier分析が非線形システムでの欠点などは更に以下の範囲に利用することができる：
（１）電力システム−提出物件[１０８]の節電、制御、調波のひずみ[１０８]、[３０]（Ｈａｒｍｏｎｉｃ  ａｎｄ  Ｓｕｂｈａｒｍｏｎｉｃ  Ｗａｖｅｆｏｒｍｓ  Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）、電力配分（Ｄｉｓｐａｔｃｈｉｎｇ）と統合（Ｒｅｓｏｕｒｃｅｓ  Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ）−提出物件[１２２]、[１３]、[４６]、[８７]、[５４]、[９８]、無停電電源装置（Ｆｕｌｌ−ｔｉｍｅ  ＵＰＳ）。（２）電動車両のモーター制御（Ｖａｒｉａｂｌｅ−Ｓｐｅｅｄ  Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ, ＶＳＣ）−提出物件[３２]、[３４]、耐久性の延長、燃料電池車の加速器と充電器（Ｆｕｅｌｃｅｌｌ−Ｂａｓｅｄ  Ｐｏｗｅｒ  Ｂｏｏｓｔｅｒ  ａｎｄ  Ｃｈａｒｇｅｒ）−提出物件[３４]、[９９]、電力再生（Ｒｅｇｅｎｅｒａｔｉｎｇ  Ｐｏｗｅｒ）−提出物件[３４]、アンチスキッドブレーキングシステム（Ａｎｔｉ−Ｓｋｉｄ  Ｂｒａｋｉｎｇ  Ｓｙｓｔｅｍ, ＡＳＢ）−提出物件[１２５]、[６２]とエネルギーの回収（Ｅｎｅｒｇｙ Ｒｅｃｙｃｌｅｄ）。（３）４Ｃ （Ｃｏｍｐｕｔｅｒ, Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ, Ｃｏｎｓｕｍｅｒ, Ｃａｒ）、コンピュータ、通信、民生用電子、ＥＭＣ、ＥＭＩ、ＲＦＩ退治対策−提出物件[２８]、[１１６]、[４８]及び車載機器車載オーディオ、充電設備と知恵型アンテナの設計 −提出物件[４２]。（４）航空電子工学（Ａｖｉｏｎｉｃｓ）と制御−提出物件[６１]、ひずみと騒音の除去−提出物件[２４]。（５）原子廃棄物やラジオアイソトープ（Ｒａｄｉｏｉｓｏｔｏｐｅｓ）の電力抽出（Ｒａｄｉｏａｃｔｉｖｅ  Ｂａｔｔｅｒｙ或Ｎｕｃｅｌｌ）、マイクロウェーブ吸収材（Ｒａｄｅｒ  Ａｂｓｏｒｂｅｎｔ  Ｍａｔｅｒｉａｌ，ＲＡＭ）の開発、慣性航海装置（Ｉｎｅｒｔｉａｌ  Ｎａｖｉｇａｔｉｏｎ  Ｓｙｓｔｅｍ或ＩＮＳ）の直流偏差（Ｄｅ−ｂｉａｓ）の除去−提出物件[６７]。
【００８２】
この五つの分野で提出された研究開発と応用の結果を図２１の流れにまとめてある。
【００８３】
図２１において、非線形動的システム分析法についてはまず、正準変換（Ｃａｎｏｎｉｃａｌ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ）と対応する生成関数（Ｇｅｎｅｒａｔｉｎｇ Ｆｕｎｃｔｉｏｎ）が代表している意義を触れるべきである。且つ状態空間を双対空間に変換するので、動的システムはすでに二つの抽象のトポロジー空間（ＴＱとＴ*Ｑ）の集合に分割される。トポロジー空間の変換はＤｉｆｆｅｏｍｏｒｐｈｉｓｍを有するグローバル性質への選択に基づくものである。しかも、トポロジー空間の正準変換（Ａｃｔｉｏｎ  ａｎｇｌｅ和Ａｃｔｉｏｎ  Ｖａｒｉａｂｌｅ）を決定してシステムに周期解を有しているかどうかが分かる。すなわち相平面（Ｐｈａｓｅ Plane）の閉鎖軌跡でPoincare断面法である。摂動法（Ｐｅｒｔｕｒｂａｔｉｏｎ Ｍｅｔｈｏｄ）は非線形動的システムの周波数と振幅（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ）及び位相と振幅（Ｐｈａｓｅ−Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ）が関連することを証明している。同時に、分岐（Ｂｉｆｕｒｃａｔｉｏｎ）現象があるかどうかも分析のポイントである。ここでは、周期的な分岐はＨｏｐｆ分岐であるかどうかについて検討するだけで、あらゆる問題の検討には十分である。面白いのは、分岐現象はシステム特定のパラメータが誘導されることである。すなわち、システムのパラメータ化（Ｓｙｓｔｅｍ Ｐａｒａｍｅｔｒｉｚａｔｉｏｎ）のことである。パラメータの選択はシステム性質を決める。例えば、システム安定性はシステムが周期的に安定しているかどうかを判断するものである。システムのパラメータ化がシステム安定性を破壊しないものだけが実施できる方法である。二階システムには構造のシステム安定性を有するのもがある。すなわち、Ｌｉe ｎａｒｄシステムを指している。システム負荷曲線の条件を満たせたら、システム安定性はグローバル性質となる。このようなシステム安定性が常に成立することは、二階システムに応用された共振回路に対し、Ｋｉｒｃｈｈｏｆの法則での直列並列共振回路が安定化する機会を与えることになる。しかし、直列並列共振回路の安定化には新たな損失方法、すなわち、Ｒｉｅｍａｎｎ−Ｌｅｂｅｓｑｕｅ定理に提供された周波数変調（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）やＤｏｐｐｌｅｒ効果（Ｄｏｐｐｌｅｒ Ｅｆｆｅｃｔ）−提出物件[１０]が必要である。物理、すなわち、双極子（Ｄｉｐｏｌｅ）のような誘電材料の性質の分極に対応して直列並列共振回路に動的順応性制動値を与え、システムの活性化を起こす。同時に、無限大級共振タンク（Ｏｒｄｅｒ−∞Ｒｅｓｏｎａｎｔ Ｔａｎｋ）、動的順応性制動（Ｄｙｎａｍｉｃ−Ａｄａｐｔｉｖｅ  Ｄａｍｐｅｒ）、オールパスフィルタ（Ａｌｌ−ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ）は誘導し出される。提出物件[８７]、[９８]、[５４]、[１０８ Ｃｈａｐｔｅｒ ５,６,７]、[９３]、[９４]、[９５]の数多くの報道によれば、今の電力管理と配分は未だに難しい問題だと分かる。ここで触れる必要があるのは、デジタル部分である。ここで、増強式の割引最小二乗法（Ｉｍｐｒｏｖｅｄ  Ｄｉｓｃｏｕｎｔｉｎｇ  Ｌｅａｓｔ  Ｓｑｕａｒｅｄ  Ｍｅｔｈｏｄ又はＩＤＬＳ）を用いてデジタル測定のフィードバック不足を解決する。最後にはこれらの新しく開発されたシステムを前述の五つの分野に応用する。
【００８４】
本発明で開発した新しいシステムについて、応用した分析では以下のものにまとめることができる。
（１）回路分析方法は非線形動的システム之グローバル分析（ＧｌｏｂａｌＡｎａｌｙｓｉｓ）、即ち、システムのあらゆる軌跡のグローバル行為、例えば、安定性分析や構造安定性を採用している。（２）グローバル分析は正準変換（Ｃａｎｏｎｉｃａｌ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ）を基礎とし、建立したのはコンパクトトポロジー空間（Ｃｏｍｐａｃｔ Ｔｏｐｏｌｏｇｉｃａｌ Ｓｐａｃｅ）の位相等価関係（Ｔｏｐｏｌｏｇｉｃａｌ Ｅｑｕｖａｌｉｅｎｃｅ）、それは非退化のＳｙｍｐｌｅｔｉｃ  ＤｉｆｆｅｏｎｍｏｒｐｈｉｓｍまたはＤｉｆｆｅｏｍｏｒｐｈｉｓｍである。ここのＳｙｍｐｌｅｔｉｃ  Ｄｉｆｆｅｏｍｏｒｐｈｉｓｍグループはコンパクトトポロジー空間で作用し、システムの特異性（Ｓｉｎｇｕｌａｒｉｔｙ）に抽象と物理が真実に存在する根拠やEuler特性を与える。又、周期解のコンパクトトポロジー空間の特異点（Ｓｉｎｇｕｌａｒ Ｐｏｉｎｔｓ或Ｆｉｘｅｄ  Ｐｏｉｎｔｓ）、有限個数と周期性の軌道本質の特性があるため、あらゆる周期性の軌道は必ず双曲線（Ｈｙｐｅｒｂｏｌｉｃ Ｏｒｂｉｔｓ）である。言い換えると、線形システムの特徴根が値に対しては一ではなく、しかも実部は必ず０より小さいので、システムが飽和になって自動的に停止することはあり得ない。（３）正準変換は接空間から余接空間へ変換することなので、双対空間（Ｄｕａｌ  Ｓｐａｃｅ）は建立される。システム二重性は余接空間において観察できるようになり、システム特異性は明らかの例である。回路設計のための制動（Ｄｙｎａｍｉｃ Ｄａｍｐｅｒ）の数学動機を与えることにもなる。又、正準変換を基礎として建立されたコンパクトトポロジー空間の位相等価関係は共役（Ｃｏｎｊｕｇａｃｙ）がよる本質である。言い換えると、分析システム二重性は必ず共役性で余接空間から観測できるシステムの性質を処理することになる。（４）全域分析の結果は構造安定性の全域特性であり、すなわち、システムの耐ひずみ性や頑強性（Ｒｏｂｕｓｔｎｅｓｓ）である。摂動法（Ｐｅｒｔｕｒｂａｔｉｏｎ Ｍｅｔｈｏｄ）は構造安定性を分析するのに必要な道具であり、周期解の近くで摂動分析をするため、非線形動的システムが余接空間での軌道（Ｏｒｂｉｔ）行為は観測されることができる。或いは、Ｒｉｅｍａｎｎｉａｎ測度においてシステムの周期解はＲｉｅｍａｎｎｉａｎ幾何の測地線（Ｇｅｏｄｅｓｉｃ  Ｆｌｏｗ）になるといっても良い。測地線が曲率（Ｃｕｒｖａｔｕｒｅ）を有する時にシステムは構造安定性を持っている。その意味は測地線が閉鎖的である。同時にも作用角度（Ａｃｔｉｏｎ  Ａｎｇｌｅ）と作用変数變數（Ａｃｔｉｏｎ Ｖａｒｉａｂｌｅ）の正準変換の演算のためにフレームを作る。更に、作用角度と作用変数の正準変換を利用して軌道の周期を見つけ出せば、グローバル分析における周期解を有する仮説の合理性を補足することができる。（５）非線形動的システム間のトポロジー等価関係はシステムの摂動をシステムパラメータ化の過程と見なしても良い。パラメータの選定はシステムが安定になるかどうかを決める。パラメータはシステムを不安定エリアに入らせる。システムには必ず分岐点（Ｂｉｆｕｒｃａｔｉｏｎ Ｐｏｉｎｔ）が存在する。もし、周期性に分岐点が現れるとすれば、Ｈｏｐｆ分岐（Ｈｏｐｆ Ｂｉｆｕｒｃａｔｉｏｎ）と同じことになる。Poincare断面法を引用することは周期解の安定性を確立することができる。同時に、システムがＳｙｍｐｌｅｔｉｃ  Ｄｉｆｆｅｏｍｏｒｐｈｉｓｍグループが作用する下に、周期解の安定軌道が摂動によって運動するようになると思われる。周期解運動がずっと安定のエリア内に維持できれば、システム軌道には必ずリミットサイクル（ω−Ｌｉｍｉｔ  Ｃｙｃｌｅ）が存在する。
【００８５】
本発明の主要目的は、解析システム回路の安定化に利用でき、システム回路に設けられて少なくとも主要部分に周波数の増加につれて抵抗値が増加する誘電材料によって構成されるスペクトル抵抗を含めているスペクトルを提供することにある。そのため、抵抗値は定値でなくなり、エネルギースペクトルの分布によって変動するので、システム安定化の構築には役立つ。
【００８６】
ここの誘電材料はガリウムヒ素ＧａＡｓやチタン酸バリウムBaTiO3のどちらを選択しても良い。
【００８７】
本発明の副次目的は、解析システム回路の安定化に利用でき、システム回路に設けられて少なくとも主要部分に周波数の増加につれて抵抗値が減少する誘電材料によって構成されるスペクトル抵抗を含めているスペクトルを提供することにある。そのため、抵抗値は定値でなくなり、エネルギースペクトルの分布によって変動するので、システム安定化の構築には役立つ。
【００８８】
ここの誘電材料は金属酸化物を選択しても良い。しかもスペクトル抵抗もトンネルダイオードを選択してよい。
【００８９】
本発明には又一つの目的がある。それは、システム回路に設けられ、第一部分が周波数の増加につれて抵抗値が増加する誘電材料と、第二部分が周波数の増加につれて抵抗値が減少する誘電材料と共に、直列電気特性の接続によって構成されるスペクトル抵抗性装置を含めているスペクトルを提供することである。そのため、抵抗値は定値でなくなり、エネルギースペクトルの分布によって変動する作用により、動的インピーダンスマッチングに利用でき、誘導して無限大級共振タンクを構築し、システムの二重性を解析し、安定化したシステムを構築する。
【００９０】
その中、第一部分は周波数の増加につれて抵抗値が増加する誘電材料には、ガリウムヒ素（ＧａＡｓ）やチタン酸バリウム（BaTiO3）を選択することができる。
【００９１】
そして、第二部分は周波数の増加につれて減少する誘電材料については金属酸化物を選択することができる。
【００９２】
第一部分は実体の抵抗を、第二部分も実体の抵抗を含めている。
【００９３】
第二部分は実体のトンネルダイオードを含むこともできる。
【００９４】
本発明は又一つの目的がある。それは、解析システム回路に利用でき、システム回路に設けられて少なくとも、第一部分が周波数の増加につれて抵抗値が増加する誘電材料と、第二部分が周波数の増加につれて抵抗値が減少する誘電材料と共にパラレルの電気特性の接続によって構成されるスペクトル抵抗性装置を含めるスペクトルを提供することである。そのため、抵抗値は定値でなくなり、エネルギースペクトルの分布によって変動する作用により、安定、調和、平衡のシステムの建立に役立つ。
【００９５】
ここの第一部分の誘電材料はガリウムヒ素ＧａＡｓやチタン酸バリウムBaTiO3を選択することができる。
【００９６】
第二部分の誘電材料については金属酸化物が選択できる。
【００９７】
第一部分と第二部分とも実体の抵抗を含めている。
【００９８】
第二部分は実体のトンネルダイオードを含めても良い。
【００９９】
本発明には又別の目的がある。それは、解析システム回路の安定化に利用でき、システム回路に設けられて少なくとも一つのスペクトル抵抗性装置を含めているスペクトルを提供することである。このシステム回路には、最低一つの実体のコンデンサ性装置及びインダクタンス性装置を含めてスペクトル抵抗装置と電気特性で接続することにより、実体の無限大級共振回路になる。そして、実体の無限大級共振タンクを構築することができる。
【０１００】
ここの実体インダクタンス装置はワイヤでもいいし、インダクタンスのシステムやインダクタンス装置でも良い。
【０１０１】
実体コンデンサ装置はコンデンサでもいいし、コンデンサと等しい効果を持つシステムや二つの導電パーツでも良い。
【０１０２】
その中、実体の無限大級共振タンクはパラレルの電気特性で実体のインダクタンス性回路に接続し、少なくとも一つも無限大級フィルタは電気特性の接続で実体のインダクタンス性回路に連結しており、フィルタの稼動に使われ、しかも実体のオールパスフィルタとして使われてレンツ消去の機能として使われる。
【０１０３】
無限大級共振タンクはパラレルの電気特性で実体のインダクタンス性回路に接続し、少なくとも一つの調波フィルタは、電力調波及び多数調波のひずみを濾過するように、電気特性で実体のインダクタンス性回路に接続する。
【０１０４】
ここの無限大級共振タンクはパラレルの電気特性で実体のインダクタンス性回路に接続し、少なくとも一つの動的制動器は、制動の稼動を執行するように、電気特性で実体のインダクタンス性回路に接続する。
【０１０５】
その中、無限大級共振タンクはパラレルの電気特性で実体インダクタンス回路に接続し、電力損失を執行するために、少なくとも一つのユニバーサル損失ユニットが電気特性で実体のインダクタンス回路に接続する。しかも、そのユニバーサル損失ユニットはパラレル電気特性で実体のインダクタンス性回路に接続している。電力損失を執行するために、最低には一つの一ユニバーサル損失ユニットは電気特性で実体のインダクタンス性回路に接続している。しかも、そのユニバーサル損失ユニットはユニバーサル周波数変調の損失ユニットでも良い。
【０１０６】
その中、無限大級共振タンクはパラレル電気特性で少なくとも一つのスイッチ装置に接続して火花なし電気スイッチ回路を完成させている。
【０１０７】
その中、無限大級共振タンクは電気特性で少なくとも一つの検知装置に接続して慣性航海システムを成している。検知装置からの出力より純粋の交流信号を抽出するために使われている。
【０１０８】
その中、無限大級共振タンクはインピーダンスマッチングを執行するために、パラレル電気特性で少なくとも一つの非線形負荷に接続している。
【０１０９】
その中、無限大級共振タンクはパラレル電気特性で少なくとも一つの非線形負荷に接続している。しかも、スイッチ装置、スイッチ制御装置が構成する動的電力要素調整回路を含めている。この動的電力要素調整回路は、最初に外部電源から電力を得てから、変動周波数の切り替え装置を介してONとOFFの制御をし、電源を第二段階に変換して少なくとも一つの非線形負荷を提供する。この非線形負荷は第二段階において得られた電力は切り替え制御装置によって周波数の調整で制御をする。この切り換え制御装置は帯幅調整制御装置でも良い。
【０１１０】
又、その動的電力要素調整回路は更に、変圧器と交流直流変換装置を含めている。ここの変圧器は最低に一つの非線形負荷から電力を生成する。検知された電流は実体の無限大級共振タンクから抽出した後に交流を直流に変換し、いわゆる再生電力を直流電源に変える。この直流電力は外付けの電気エネルギー貯蔵装置に供給できる。
【０１１１】
又、この動的電力要素調整回路は更に、直流バスを含むことがある。ここで称する直流電源は直流バスに提供される。
【０１１２】
又、この動的電力要素調整回路は更に、電気エネルギー貯蔵装置を含め、無停電電源装置をなしている。ここで称する直流電源は電気エネルギー貯蔵装置に提供されてから、電気エネルギー貯蔵装置から最低に一つの非線形負荷に送られる。しかも、多数の無停電電源装置の間は互いにパラレル電気特性で接続しているし、入れ替えられる無停電電源装置を成している。
【０１１３】
また、この動的電力要素調整回路は電力管理システム内の一部に含まれている。この動的電力要素調整回路が外部電力の状態資料を報告する。この資料は、少なくとも一つの非線形負荷の電気使用状態資料と予期の演算に関するものであり、外部電力の将来の必要量を計算する。その外部電力は発電所、電力供給所、電力、コンバータ又は変換器のどちらでも良い。
【０１１４】
又、その動的電力要素調整回路は電力管理システム内の一部に含まれている。この動的電力要素調整回路は外部電力の将来の需要量を統計する。少なくとも一つの非線形負荷の電気使用状態と予期演算に関するものが外部電力の状態資料の報告に含まれる。その外部電力は発電所、電力供給所、電力、コンバータ又は変換器のどちらでも良い。
【０１１５】
又、当該動的電力要素調整回路は真空管電力アンプの一部に含まれる。しかも、音声信号源とスピーカーの間に接続される。ここで、動的電力要素調整回路は音声信号源側から信号を受け取ってスピーカーに送るようになっている。
【０１１６】
ここで、実体の無限大級共振タンクはパラレル電気特性で実体のインダクタンス性回路に接続している。電力損失を執行するために、少なくとも一つの非換気扇タイプの放熱システムは電気特性で実体のインダクタンス性回路に接続している。
【０１１７】
ここで、実体の無限大級共振タンクは非接触型のアンチロックブレーキングシステムの一部に含まれており、通信線路を持つ交通道具に使われる。この非接触型のアンチロックブレーキングシステムは前述の通信線路設備で駆動される回転装置、電力貯蔵装置、ブレーキ制御装置、帯幅変調制御装置、及び無限大級共振タンクと直列と連結している回転子を含めている。ブレーキ制御装置は、電力貯蔵装置とトリガ帯幅変調制御装置が回転子、固定子に提供した帯幅変調の直流電流を受ける時、直流電流は回転子を流れて固定子側で交流電流を感応し、実体の無限大級共振タンクによって抽出される。この帯幅変調制御装置は一つや複数の要素によって制御され、ブレーキ制御装置の検知感度、交通道具の速度及びレベルを含めている。
【０１１８】
また、この非接触型アンチロックブレーキングシステムは、交流−直流変換器を含めている。ここで、交流−直流変換器が実態の無限大級共振タンクより抽出された電力を受けて直流電流へ転換し、しかも電力貯蔵装置に対して直流電源を提供する。
【０１１９】
それに、この非接触型アンチロックブレーキングシステムは混合動力車両に含まれている。この混合動力車両は更に原子廃棄物転換装置を含めている。
【０１２０】
また、この非接触型アンチロックブレーキングシステムは電動車両に含まれている。この電動車両は更に原子エネルギー転換装置を含めている。
【０１２１】
ここで、この実体の無限大級共振タンクは発電機装置の一部に含まれ、電気エネルギーの生成に使われる。この発電機装置は機械エネルギーが駆動する回転子、及び無限大級共振タンクと直列で接続する固定子を含めている。回転子が駆動されれば、固定子側では交流電流が実体の無限大級共振タンクによる抽出が感応される。
【０１２２】
ここで、実体の無限大級共振タンクは非接触型落下防止運送装置の一部に含まれ、意外の防止に使われる。この非接触型落下防止運送装置は同時に、垂直昇降に使われるフレーム、フレームと接触せずに垂直になっている第一組コイル、フレームについて無限大級共振タンクと直列に連結している第二組コイル、フレームにつながるロープ、ロープの断裂を検知して指示を出す検知装置、及び第一組コイルに報告信号を出すための電力を提供する制御装置を含めている。
【０１２３】
ここで、実体の無限大級共振タンクは、交換型電源変換装置の一部に含まれている。この交換型電源変換装置は外部電源から電力を受け、少なくとも一つ、無限大級共振タンクとパラレル電気特性で接続する非線形負荷に連結している。しかも、交換装置と切り替え制御装置を含めている。ここに、交換型電源変換装置は外部電源から電力を受ける第一段階では、交換装置を経由して電源を第二段階に切り替え、変動周波数でONとOFFの制御をする。そして少なくとも一つの非線形負荷に対して電力を提供し、切り替え制御装置で周波数を制御する。
【０１２４】
又、交換型電源変換装置は更に、変圧器及び交流−直流変換器を含めている。ここの変圧器が感応できる電流は実体の無限大級共振タンクから抽出されるものであり、そして交流−直流転換器によって再生電力に変えられて直流電流になる。
【０１２５】
また、当該交換型電源変換装置は、電動交通道具にも含まれている。当該電動交通道具は更に原子廃棄物の電力変換装置を含めている。
【０１２６】
本発明には又一つの目的がある。それは、解析システム回路の安定化に利用でき、システム回路に設けられて少なくとも一つの電磁波吸収材料を含めるスペクトルを提供することである。この電磁波吸収材料は、周波数の増加につれて抵抗値が増加する第一部分の誘電材料と、周波数の増加につれて抵抗値が減少する第二部分の誘電材料の実体電気特性が連結して構成されるものである。抵抗値がエネルギースペクトルの分布につれて変動する作用を利用することにより、安定で調和なシステムの構築に役立つ。
【０１２７】
その中、第一部分の誘電材料は可ガリウムヒ素（ＧａＡｓ）やチタン酸バリウム（ＢａＴｉＯ3）のいずれを選択しても良い。
【０１２８】
その中、第二部分の誘電材料は金属酸化物を選択することができる。
【０１２９】
その中、電磁波吸収材料と一つの吸収面はマイクロウエーブ吸収器の一部に含まれている。ここの電磁波吸収材料はその吸収面に分布している。
【０１３０】
その中、電磁波吸収材料と一つの吸収面は静電防止保護装置の一部に含まれている。ここの電磁波吸収材料はその吸収面に分布している。
【０１３１】
その中、電磁波吸収材と一つの吸収面は高周波アンテナの一部に含まれている。ここのの電磁波吸収材料はその吸収面に分布しており、しかも、実体の電気特性でその吸収面に連結している。
【０１３２】
また、高周波アンテナと高周波識別制御装置は、ある高周波識別装置の一部に含まれている。ここの高周波アンテナと高周波識別制御装置は連結している。
【０１３３】
ここで、電磁波吸収材料と原子材料及び原子材料容器は、原子エネルギー変換装置の一部に含まれている。ここの電磁波吸収材料は少なくとも、原子材料容器の吸収面に分布しており、原子材料の放射エネルギーを電気エネルギーに変えるのに使われる。
【０１３４】
又、原子廃棄物の電力変換装置は、交流−直流変換装置を含めており、電気特性で原子廃棄物容器の吸収面に連結し、原子廃棄物電力の放射エネルギーを抽出して直流電気エネルギーに変えるのに使われる。
【０１３５】
ここで、電磁波吸収材料は資料通信バスの一部に含まれている。この資料通信バスは電気特性でデジタル制御装置に接続している。資料通信バスはコントロールバス、アドレスバス、データバスのいずれでも良い。
【０１３６】
本発明のもう一つの目的は、解析システムの安定化に利用でき、システム回路に設けられて少なくともスペクトルコンデンサを含むスペクトルを提供することにある。このスペクトルコンデンサは、周波数の増加につれてコンデンサが増加する第一部分の誘電材料と、周波数の増加につれてコンデンサが減少する第二部分の誘電材料が実体の電気特性で連結して構成されるものである。コンデンサがエネルギースペクトルの分布が変動する作用を利用することにより、システムの調和と均衡に役立っている。
【０１３７】
その中、第一部分の誘電材料ガリウムヒ素ＧａＡｓやチタン酸バリウムＢａｔｉＯ3のいずれも良い。
【０１３８】
その中、第二部分の誘電材料は金属酸化物が選択できる。
【０１３９】
その中、当該スペクトルコンデンサと電圧制御発振器は、順応性電圧発振器の一部に含まれている。ここのスペクトルコンデンサはパラレル電気特性で電圧制御発振器の入力側に接続している。
【０１４０】
又、当該順応性電圧制御発振器はロックループの一部に含まれている。このロックループは位相検知装置と位相検知装置に連結するローパスフィルタを含めている。ここの順応性電圧制御発振器は位相検知装置とローパスフィルタから提供されるフィードバック信号を受け止めることができる。
【課題を解決するための手段】
【０１４１】
請求項１の発明は、システム回路に設けられ、少なくともスペクトル抵抗を含め、このスペクトル抵抗の主要部分は、少なくとも周波数の増加につれて抵抗値が増加する一種の誘電材料によって構成され、そのため、抵抗値は確定値でなくなり、エネルギースペクトルの分布に従って変動できるので、システム安定化の構築には役立てることを特徴とするシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項２の発明は、当該誘電材料は砒化ガリウムＧａＡｓでもよいことを特徴とする請求項１記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項３の発明は、当該誘電材料はチタン酸バリウムＢａＴｉｏでもよいことを特徴とする請求項１記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項４の発明は、システム回路に設けられており、少なくとも一つのスペクトル抵抗を含め、そのスペクトル抵抗の主要部分は少なくとも、周波数の増加につれて抵抗値が減少する一種の誘電材料によって構成されている、そのため、抵抗値は確定値でなくなり、エネルギースペクトルの分布に従って変動できるので、システム安定化の構築には役立てることを特徴とするシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項５の発明は、当該誘電材料は金属酸化物でも良いことを特徴とする請求項４記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項６の発明は、当該スペクトル抵抗はトンネルダイオードでも良いことを特徴とする請求項４記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項７の発明は、システム回路に設けられており、少なくとも一つのスペクトル抵抗性装置を含め、そのスペクトル抵抗性装置は、第一部分に周波数の増加につれて抵抗値が増加する誘電材料と、第二部分に周波数の増加につれて抵抗値が減少する誘電材料が共に電気特性の接続を直列して構成するものである。そのため、抵抗値は確定値でなくなり、エネルギースペクトルの分布に従って変動し、この作用で動的インピーダンスマッチングに利用できるし、無限大級共振タンクの誘発と構築、システム双対性の解析、安定したシステムの構築もできることを特徴とするシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項８の発明は、当該スペクトル抵抗性装置の第一部分誘電材料は砒化ガリウムＧａＡｓでもよいことを特徴とする請求項７記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項９の発明は、当該スペクトル抵抗性装置の第一部分誘電材料はチタン酸バリウムＢａＴｉｏ3でも良いことを特徴とする請求項７記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項１０の発明は、当該スペクトル抵抗性装置の第二部分誘電材料は金属酸化物でも良いことを特徴とする請求項７記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。  
請求項１１の発明は、当該スペクトル抵抗性装置の第一部分も、第二部分も実体の抵抗を含めていることを特徴とする請求項７記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項１２の発明は、当該スペクトル抵抗装置の第二部分は実体のトンネルダイオードを含めても良いことを特徴とする請求項７記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項１３の発明は、システムに設けられ、少なくとも一つのスペクトル抵抗性装置を含め、そのスペクトル抵抗性装置は第一部分に周波数の増加につれて抵抗値が増加する誘電材料と、第二部分に周波数の増加につれて抵抗値が減少する誘電材料が共に電気特性の接続を並列して構成したものである、そのため、抵抗値は確定値でなくなり、エネルギースペクトルの分布につれて変動し、その作用で安定、調和、平衡のシステムを構築することを特徴とする請求項１記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項１４の発明は、当該スペクトル抵抗性装置の第一部分誘電材料は砒化ガリウムＧａＡｓでもよいことを特徴とする請求項１３記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項１５の発明は、当該スペクトル抵抗性装置の第一部分誘電材料はチタン酸化バリウムＢａＴｉｏ3でもよいことを特徴とする請求項１３記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項１６の発明は、当該スペクトル抵抗性装置の第二部分誘電材料は金属酸化物でもよいことを特徴とする請求項１３記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項１７の発明は、当該スペクトル抵抗性装置の第一部分、第二部分も実体の抵抗を含めていることを特徴とする請求項１３記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項１８の発明は、当該スペクトル抵抗性装置の第二部分は実体のトンネルダイオードを含めても良いことを特徴とする請求項１３記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項１９の発明は、システムに設けられ、少なくとも一つのスペクトル抵抗性装置を含め、しかも、そのシステム回路には、少なくとも一つの実体の電気容量性装置及び、インダクタンス性装置を含めており、そのスペクトル抵抗性装置と電気特性の接続で実体の無限大級共振回路を構築し、実体の無限大級共振タンクを構築していることを特徴とする請求項１記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項２０の発明は、当該実体インダクタンス性装置はワイヤでも良いし、インダクタンスのシステムやインダクタと等価になるものでも良いことを特徴とする請求項１９記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項２１の発明は、当該実体の電気容量装置はキャパシターでもいいし、電気容量性のシステムや二つの誘電パーツと等価になるものでも良いことを特徴とする請求項１９記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項２２の発明は、当該実体の無限大級共振タンクは並列の電気特性で実体のインダクタンス回路に接続し、少なくとも一つの実体の無限大級フィルタは、フィルタの稼動のために、電気特性の接続でインダクタンス回路に連結していることを特徴とする請求項１９記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項２３の発明は、当該無限大級フィルタはオールパスフィルタとして使われていることを特徴とする請求項２２記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項２４の発明は、当該無限大級フィルタはレンツ消去機能として使われていることを特徴とする請求項２２記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項２５の発明は、当該無限大級共振タンクは並列の電気特性で実体のインダクタンス回路に接続し、少なくとも一つの調波フィルタは、多数調波のひずみのために、電力調波と電気特性で実体のインダクタンス性回路に接続していることを特徴とする請求項１９記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項２６の発明は、当該無限大級共振タンクは並列の電気特性で於実体のインダクタンス性回路に接続し、少なくとも一つの制動器は、制動の稼動を執行するために、電気特性で実体のインダクタンス性回路に接続していることを特徴とする請求項１９記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項２７の発明は、当該無限大級共振タンクは並列の電気特性で実体のインダクタンス性回路に接続し、少なくとも一つのユニバーサル損失ユニットは、電力損失の稼動を執行するために、電気特性で実体のインダクタンス性回路に接続していることを特徴とする請求項１９記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項２８の発明は、当該ユニバーサル損失ユニットは一種のユニバーサル周波数変調の損失ユニットでもよいことを特徴とする請求項２７記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項２９の発明は、当該無限大級共振タンクは並列の電気特性で少なくとも一つのスイッチ装置に接続し、無火花電気のスイッチ回路を構成していることを特徴とする請求項１９記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項３０の発明は、当該無限大級共振タンクは電気特性で検知装置に接続して慣性航海システムを構成し、検知装置の出力側で単純交流信号の抽出に使われることを特徴とする請求項１９記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項３１の発明は、当該無限大級共振タンクは並列の電気特性で少なくとも一つの非線形負荷に接続し、少なくとも一つの動的インピーダンスマッチング回路は、インピーダンスマッチングを執行するために、最低一つの非線形負荷に使われていることを特徴とする請求項１９記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項３２の発明は、当該無限大級共振タンクは並列の電気特性で少なくとも一つの非線形負荷に接続しており、しかも、スイッチ装置、スイッチ制御装置を含めて動的電力要素調整回路を構成している、この動的電力要素調整回路は最初から外部電源を得てから、変動周波数の切り替え装置でONとOFFを制御する、転換電源を第二段階へ転換して少なくとも一つの非線形負荷に提供し、この非線形負荷は第二段階で獲得する電力は切替制御装置において周波数によって制御されることを特徴とする請求項１９記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項３３の発明は、当該切替制御装置はパルス幅変調制御装置でもよいことを特徴とする請求項３２記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項３４の発明は、当該動的電力要素調整回路は更に、変圧器と交直流変換器を含め、ここでの変圧器は最低一つの非線形負荷から電力を生成し、検知した電流は実体の無限大級共振タンクから抽出された後に、交流から直流に変換され、いわゆる再生電力を直流電源に変換することを特徴とする請求項３２記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項３５の発明は、当該直流電力は外に増設された電気エネルギー貯蔵装置へ提供されることができることを特徴とする請求項３４記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項３６の発明は、当該動的電力要素調整回路は更に直流バスを含め、ここで言われる直流電源は直流バスへ提供されることを特徴とする請求項３４記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項３７の発明は、当該動的電力要素調整回路は更に、電気エネルギー貯蔵装置を含め、ここで言われる直流電源は電気エネルギー貯蔵装置へ提供されることを特徴とする請求項３４記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項３８の発明は、当該動的電力要素調整回路と電気エネルギー貯蔵装置は，無停電電源装置の一部に含まれ、ここでの無停電電源装置は電気エネルギー貯蔵装置から少なくとも一つの非線形負荷に対して電力を提供することを特徴とする請求項３７記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項３９の発明は、当該無停電電源装置は複数個の無停電電源装置が互いに並列に電気特性で接続し、入れ替えられる無停電電源システムを構成することを特徴とする請求項３８記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項４０の発明は、当該動的電力要素調整回路は一つの電力管理システムの一部に含まれ、ここで、動的電力要素調整回路は外部電力の状態資料をフィードバックし、この資料は、少なくとも一つの非線形負荷の用電状態資料と予期の演算、外部電力の将来需要に対する統計などに関するものであることを特徴とする請求項３２記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項４１の発明は、当該外部電力は発電所、供電所、電力変換装置やコンバータでもよいことを特徴とする請求項４０記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項４２の発明は、当該動的電力要素調整回は電力管理システムの一部に含まれ、この動的電力要素調整回路は外部電力の将来需要を統計し、少なくとも一つの非線形負荷の用電状態資料と予期の演算を含めて外部電力の状態資料をフィードバックすることを特徴とする請求項３２記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項４３の発明は、当該外部電力は発電所、供電所、電力変換器やコンバータでもよいことを特徴とする請求項１記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項４４の発明は、当該動的電力要素調整回路は擬似真空管パワーアンプの一部に含まれ、しかも、音声信号ソースとスピーカの間に連結している、ここで、動的電力要素調整回路は音声信号ソース側から信号を受け取り、この信号を拡大してからスピーカに送ることを特徴とする請求項１記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項４５の発明は、システム回路に設けられ、少なくとも電磁波吸収材を含め、この電磁波吸収材は第一部分に周波数の増加につれて抵抗値が増加する誘電材料と、第二部分に周波数の増加につれて抵抗値が減少する誘電材料が実体の電気特性で接続して構成したものである、抵抗値がエネルギースペクトルの分布に従って変動する作用で、安定調和のシステム構築に役立つことを特徴とするシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項４６の発明は、当該電磁波吸収材の第一部分誘電材料は砒化ガリウムＧａＡｓでもよいことを特徴とする請求項４５記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項４７の発明は、当該電磁波吸収材の第一部分誘電材料はチタン酸化バリウムＢａＴｉｏ3でもよいことを特徴とする請求項４５記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項４８の発明は、当該電磁波吸収材の第二部分誘電材料は金属酸化物でもよいことを特徴とする請求項４５記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項４９の発明は、当該電磁波吸収材と一つの吸収面はマイクロウエブの一部に含まれており、そして、電磁波吸収材はその吸収面に分布していることを特徴とする請求項４８記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項５０の発明は、当該電磁波吸収材と一つの吸収面は静電気防止装置の一部に含まれており、そして、電磁波吸収材はその吸収面に分布していることを特徴とする請求項４５記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項５１の発明は、当該電磁波吸収材と一つの吸収面は高周波アンテナの一部に含まれており、そして、電磁波吸収はその吸収面に分布しており、しかも、実体の電気特性でその吸収面に連結していることを特徴とする請求項４５記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項５２の発明は、当該高周波アンテナと高周波識別制御装置は高周波識別装置の一部に含まれ、ここで、高周波アンテナと高周波識別制御装置は接続していることを特徴とする請求項５１記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項５３の発明は、当該電磁波吸収材と原子材料及び原子材料容器は原子エネルギー変換装置の一部に含まれ、ここで、電磁波吸収材は少なくとも原子材料容器の吸収面を分布しており、原子材料のエネルギーを電気エネルギーに変換することを特徴とする請求項４５記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項５４の発明は、当該原子エネルギー変換装置は更に、交直流変換器を含め、そして、電気特性で分布された原子材料容器の吸収面に接続し、原子材料の放射エネルギーを抽出して直流電気エネルギーに変えることを特徴とする請求項５３記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項５５の発明は、当該電磁波吸収材は資料通信バスの一部に含まれており、その資料通信バスは電気特性でデジタル制御装置に接続していることを特徴とする請求項４５記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項５６の発明は、当該資料通信バスは制御バス、アドレスバス又は資料バスでもよいことを特徴とする請求項５５記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項５７の発明は、当該実体の無限大級共振タンクは並列の電気特性で実体のインダクタンス性回路に接続し、少なくとも一つのファンレス放熱システムは、電力損失を実行するために、電気特性で実体のインダクタンス性回路に接続することを特徴とする請求項１９記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項５８の発明は、システム回路に設けられ、少なくともスペクトル電気容量を含め、そのスペクトル電気容量は、第一部分に周波数の増加につれて電気容量が増加する誘電材料と、第二部分に周波数の増加につれて電気容量が減少する誘電材料が実体の電気特性で接続して構成したものである、電気容量がエネルギースペクトルの分布につれて変動する作用で、システムの調和と均衡に役立てることを特徴とするシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項５９の発明は、当該スペクトル電気容量の第一部分誘電材料は砒化ガリウムＧａＡｓでもよいことを特徴とする請求項５８記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項６０の発明は、当該スペクトル電容の第一部分誘電材料はチタン酸バリウムＢａＴｉｏ3でもよいことを特徴とする請求項５８記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項６１の発明は、当該スペクトル電容の第二部分誘電材料は金属酸化物でもよいことを特徴とする請求項５８記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項６２の発明は、当該スペクトル電気容量と電圧制御振動装置は順応性電圧制御振動装置の一部に含まれ、ここで、スペクトル電気容量は並列の電気特性で電圧制御振動装置の入力側に接続していることを特徴とする請求項５８記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項６３の発明は、当該順応性電圧制御振動装置は位相ロックループの一部に含まれ、この位相ロックループは位相検知装置と位相検知装置が接続しているローパスフィルタを含めている、ここで、順応性電圧振動装置は位相検知装置とローパスフィルタが適用するフィードバック信号を受け止めることを特徴とする請求項６２記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項６４の発明は、当該実体の無限大級共振タンクは非接触型アンチロックブレーキシステムの一部に含まれており、通信ケーブルが付く交通装置に使われる、この非接触型アンチロックブレーキシステムは前述の通信ケーブル装置を含めて回転子、電力貯蔵装置、ブレーキ制御装置、パルス幅変量制御装置、及び無限大級共振タンクと直列に接続する固定子を駆動する、ブレーキ制御装置が電力貯蔵装置及びパルス幅変調誘発制御装置からパルス幅変調直流電流を受け取って回転子、固定子に送る、ここで、直流電流は回転子を流れて固定子側で交流電流を検知し、実体の無限大級共振タンクによって抽出されることを特徴とする請求項１９記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項６５の発明は、当該パルス幅変調制御装置は一つかそれ以上の要素によって制御され、ブレーキ制御装置の検知敏感度、交通装置の測度とレベルを含めていることを特徴とする請求項６４記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項６６の発明は、当該非接触型アンチロックブレーキシステムは更に交直流変換器を含め、交直流変換器は実体の無限大級共振タンクが抽出した電力を直流電源に変えてから電力貯蔵装置に提供することを特徴とする請求項６４記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項６７の発明は、当該非接触型アンチロックブレーキシステムはハイブリッド車に含まれていることを特徴とする請求項６４記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項６８の発明は、当該ハイブリッド車は更に原子エネルギー変換装置を含めていることを特徴とする請求項６７記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項６９の発明は、当該非接触型アンチロックブレーキシステムは電動車両に含まれていることを特徴とする請求項６４記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項７０の発明は、当該電動車両は更に原子エネルギー変換装置を含めていることを特徴とする請求項６９記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項７１の発明は、当該実体の無限大級共振タンクは電気エネルギーを生成するために、発電機装置の一部に含まれ、その発電装置は機械エネルギーが駆動する回転子及び、無限大級共振タンクと直列で連結する固定子を含んでいる、回転子が駆動されるときに、固定子側で交流電流を検知して実体の無限大級共振タンクによって抽出されることを特徴とする請求項１９記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項７２の発明は、当該実体の無限大級共振タンクは非接触型落下防止運送装置の一部に含まれ、意外の防止に使われる、この非接触型落下防止運輸装置は更に、垂直昇降のフレーム、フレームと垂直になって接触しない第一組コイル、フレームにかけて無限大級共振タンクと直列になっている第二組コイル、フレームにつなぐワイヤロープ、ワイヤロープの断裂を検知してメッセージを指示する測定装置、及び信号をフィードバックするために第一組コイルに電力を提供する制御装置を含めていることを特徴とする請求項１９記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項７３の発明は、当該実体の無限大級共振タンクは切り替え型電源変換装置の一部に含まれ、その切り替え型電源変換装置は外部電源から電力を受け取り、少なくとも一つの、無限大級共振タンクと並列の電気特性で接続する非線形負荷接続し、しかも、切り替え装置と切り替え変換装置を含めている、ここで、切り替え電源変換装置は外部電源から電力を受け取る第一段階において、切り替え装置で電源を第二段階へ変換する、変動周波数でONとOFFを制御し、そして、最低一つの非線形負荷に電力を提供し、切り替え制御装置で周波数を制御することを特徴とする請求項１９記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項７４の発明は、当該切り替え型電源変換装置は更に、変圧器及び交直流変換器を含め、ここで、変圧器は少なくとも一つの非線形負荷から検知した電流は実体の無限大級共振タンクによって抽出されてから、交直流変換器で再生電力に変えられて直流電源になることを特徴とする請求項７３記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項７５の発明は、当該切り替え型電源変換装置は電動交通道具に含まれていることを特徴とする請求項７３記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
請求項７６の発明は、当該電動交通道具は更に、原子エネルギー変換装置を含めていることを特徴とする請求項７５記載のシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトルとしている。
【発明の効果】
【０１４２】
本発明はシステム回路の安定化を解析するための一種のスペクトル、その効果は抵抗値・コンデンサ容量は不定値になり、エネルギースペクトルの分布に従って変化するため、動的にインピーダンスマッチングに利用することができ、更に、無制限共振キャビネットを構成し、システムにおける双対性の問題を解決することができる。そのため、非線形ダイナミックシステムの安定化には役立ち、しかも、動的力率の調整、動的順応性制動、順応性オールパスフィルタなどのような電気学の基礎問題は完全の解析が得られ、電力システム、信号処理、システム識別、システム統合等の複雑で非線形システムの安定、忠実と調和均衡が実現できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０１４３】
本発明は、解析システム回路の安定化に利用できるスペクトルを提供している。このスペクトルはシステム回路に設けられ、任意で複雑な非線形システムに対して安定と調和均衡の目的を実現させている。以下の実施方法と手順により、本発明の内容と成果が分かる。
【０１４４】
実施1、予測システムの構築（Ｃｏｎｓｔｒｕｃｔｉｎｇ  ａ  Ｆｒｏｃａｓｔｉｎｇ  Ｓｙｓｔｅｍ）：統計学と予測方法を予測システム（Ｆｏｒｅｃａｓｔｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍ）の数学基礎とするのは、多くの討論と教科書−提出物件[４５,Ｃｈａｐｔｅｒ １,２,３,４]、[２, Ｃｈａｐｔｅｒ ３,７,８]、[９７ Ｃｈａｐｔｅｒ ８,１１,１３,１４]、[１２３, Ｃｈａｐｔｅｒ ５,７]、[１１３, Ｃｈａｐｔｅｒ １,２,３,４,５,６,７,８]、[５２, Ｃｈａｐｔｅｒ ６,７]、[１９, Ｃｈａｐｔｅｒ １,２,３,４,５,６,７]、[１１]、[１２] と論文[１７]、[８３]、[７４]、[５９]、[５８]、[１１２] で一般に良く見られているが、予測システムの構築については、指導性の原則や待機方式の数値模擬−提出物件[８８]、[３７]、[４０] しかない。信号の監視、配分の需要ができる快速に収束する即時の演算法は必要である。
【０１４５】
１.１、予測区間（Ｐｒｅｄｉｃｔｉｏｎ Interval）：ガウス分布（Ｇａｕｓｓｉａｎ）の時間序列{ｘ1,ｘ2,．．．ｘn，ｘn+1}に未知の平均値（Ｍｅａｎ）μと共分散（Ｖａｒｉａｎｃｅ）σ2、を持たせる同時に、観測された序列{ｘ1,ｘ2,．．．ｘn}で次に１００（１−α）のパーセンテージ単位の信頼レベルでの落下点ｘn+1の区間を決め、予測区間（Ｐｒｅｄｉｃｔｉｏｎ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）と呼ぶｘ1，ｘ2，．．．，ｘn，ｘn+1〜Ｎ（μ，σ2）そして、ｘn+1のサンプル平均値（Ｓａｍｐｌｅ  Ｍｅａｎ）
【数１７１】
2007202393.tif 000175
や 
【数１７２】
2007202393.tif 000176
をとれば、差別化された価値は
【数１７３】
2007202393.tif 000177
又は
【数１７４】
2007202393.tif 000178
しかも
【数１７５】
2007202393.tif 000179
ように表示できる。t分布（t−Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎ）)は、（式１.６２）における定義からには（ｎ−１）の自由度（Ｄｅｇｒｅｅｓ of Ｆｒｅｅｄｏｍ）の変数がある。
【数１７６】
2007202393.tif 000180
そこでＺ〜Ｎ（０，１）且Ｔn-1〜ｔn-1。を要求する。しかもランダム変数Ｚを以下のようにする。
【数１７７】
2007202393.tif 000181
（式１.６１）によれば、Ｔn-1は以下のようになる。
【数１７８】
2007202393.tif 000182
【０１４６】
ｎは常数であり、（式２.１）の最後の式では、
【数１７９】
2007202393.tif 000183
は依然としてｔn-1分布のランダム変数である。
【数１８０】
2007202393.tif 000184
ｘn+1の予測区間が１００（１−α）の信頼レベルでは
【数１８１】
2007202393.tif 000185
不等式に展開できる。
【数１８２】
2007202393.tif 000186
又は、
【数１８３】
2007202393.tif 000187
で次のように表示できる。
【数１８４】
2007202393.tif 000188
【０１４７】
そのため、ｘn+1の予測は
【数１８５】
2007202393.tif 000189
であり、予測区間を入れ替えれば、
【数１８６】
2007202393.tif 000190
になる。この時に、
【数１８７】
2007202393.tif 000191
は快速変動値や準位値とすることができ、慢速変動値やトレンド値ｂn次のように定義できる。
【数１８８】
2007202393.tif 000192
前述の序列をまとめると、得られるのは
【数１８９】
2007202393.tif 000193
と
【数１９０】
2007202393.tif 000194
である。ここで、
【数１９１】
2007202393.tif 000195
とし、そして以下のようにする。
【数１９２】
2007202393.tif 000196
【０１４８】
１.２増強式のディスカウント最小二乗法（Ｉｍｐｒｏｖｅｄ  Ｄｉｓｃｏｕｎｔｅｄ  Ｌｅａｓｔ  Ｓｑｕａｒｅｄ  Ｍｅｔｈｏｄ）：予測区間の定義（２.２），によれば、第ｎ+ｌ歩の序列出力は既知の二つの時間序列Sn-1、ｌｂn-1とひずみεn+1との合計とされている。ここのSn-1 、ｂn-1は準位値、トレンド値であり、そして、既知の二つの時間序列はSn-1 、ｂn-1であり、局部線形外挿(Ｅｘｔｒａｐｏｌａｔｉｏｎ)によって予測ｌ歩の結果を得る。ｌ＝１であれば、予測結果より先行している。
【０１４９】
以下は予測システムの重要な誘導過程である。提出物件[４５] によると、まずＳn-1、ｂn-1の差分方程式方式とディスカウントファクター（Ｄｉｓｃｏｕｎｔｅｄ  Ｆａｃｔｏｒ）λ（式２.５）のように入れる。そして、
【数１９３】
2007202393.tif 000197
出力差分方程式
【数１９４】
2007202393.tif 000198
Ｈｏｌｔ−Ｗｉｎｔｅｒの予測原則−提出物件[４５]、[２]、[１９] ではｙn+1の予測値を  
【数１９５】
2007202393.tif 000199
で表示する。
【数１９６】
2007202393.tif 000200
予測誤差ｅnの定義は
【数１９７】
2007202393.tif 000201
であり、しかも対応する共分散は
【数１９８】
2007202393.tif 000202
【０１５０】
Ｋａｌｍａｎフィルタ（Ｋａｌｍａｎ Ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）−提出物件[１１]、[１２]、[１７]、[８３]、[７４]、[５９]、[５８]、[１１２] 、[４５]、[２] に基礎演算によると、過渡（Ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎ）マトリックスФn、測定マトリックス（Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ）Ｈn、状態誤差（Ｓｔａｔｅ  Ｅｒｒｏｒ  Ｃｏｖａｒｉａｎｃｅ）Ｐn、測定誤差共分散（Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ Ｅｒｒｏｒ Ｃｏｖａｒｉａｎｃｅ）Ｒn、プロセス誤差共分散（Ｐｒｏｃｅｓｓ  Ｅｒｒｏｒ Ｃｏｖａｒｉａｎｃｅ）Ｑnについては計算されなければならない。そうすれば、式（２.５）と（２.６）と（解析２.３）のイテレーションで次の結果が出せる。そして実対称系列誤差共分散Ｑnを定義する。
【数１９９】
2007202393.tif 000203
ここの量Q11、Q12、Q22は以下のそれぞれを見つけることができる。
【数２００】
2007202393.tif 000204
【数２０１】
2007202393.tif 000205
【数２０２】
2007202393.tif 000206
【数２０３】
2007202393.tif 000207
【０１５１】
そして、マトリックスФnは（式２.５）から直接に以下を獲得する。
【数２０４】
2007202393.tif 000208
状態誤差共分散の実対称行列を以下のようにし、
【数２０５】
2007202393.tif 000209
そして、マトリックス（式２.６）から以下を直接に獲得する。Ｈn＝[１  ０] えられる測定誤差共分散は次にある。
【数２０６】
2007202393.tif 000210
Ｋａｌｍａｎフィルタのゲイン値Ｗnは
【数２０７】
2007202393.tif 000211
である。ここで、
【数２０８】
2007202393.tif 000212
と
【数２０９】
2007202393.tif 000213
状態方程式の更新後においては
【数２１０】
2007202393.tif 000214
になる。状態誤差共分散の実対称行列の更新後は
【数２１１】
2007202393.tif 000215
である。かけた結果のそれぞれは
【数２１２】
2007202393.tif 000216
【数２１３】
2007202393.tif 000217
【数２１４】
2007202393.tif 000218
である。
【０１５２】
予測原則の（式２.７）によれば、
【数２１５】
2007202393.tif 000219
はＫａｌｍａｎフィルタのゲイン値Ｗn と更新後の状態（式２.８）で以下のように表示できる。
【数２１６】
2007202393.tif 000220
Ｂａｙｅｓｉａｎ予測原則−提出物件[１１３]、[２] によれば、（式１.７５）ｙnが先だって予測するのは
【数２１７】
2007202393.tif 000221
である。（式２.７）と（式２.１０）の結果は一致になっている。（式２.７）及び（式２.９）或いは、（２.１０）は以下である。
【数２１８】
2007202393.tif 000222
ディスカウントファクターは共分散で組み合わせることができる。重要なのは、ディスカウントファクターは共分散のイテレーションで表示されることである。そのため、５次方程式（式２.１１）の実根
【数２１９】
2007202393.tif 000223
は
【数２２０】
2007202393.tif 000224
であり、且0と1との間にならなければならない。
【数２２１】
2007202393.tif 000225
そすれば、（式２.７）、（式２.９）の予測原則は“即時”（Ｒｅａｌｔｉｍｅ）のやり方で一つから一つへイテレーションすることができる。その予測結果は
【数２２２】
2007202393.tif 000226
である。初期値の与え方は以下のようなものでもよい。Ｐ11＝Ｐ12＝Ｐ22＝０、ディスカウントファクターの５次方程式（式２.１１）は次のようになる。 
【数２２３】
2007202393.tif 000227
実根は０、０、１、
【数２２４】
2007202393.tif 000228
【数２２５】
2007202393.tif 000229
があれば、ディスカウントファクターの初期値はλ＝０．７０７になる。、今まで、ディスカウントファクターは即時に応用できないので、ここでは特に増強式（Ｉｍｐｒｏｖｅｄ）のディスカウント最小二乗法と称するもので補強する。
【０１５３】
もちろん、（式２.１１）では、0と1との間の実根を見つけることができない可能性がある。そのため、予測誤差分解（Ｐｒｅｄｉｃｔｉｏｎ Ｅｒｒｏｒ Ｄｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ）−提出物件 [４５] の方法を採用している。誤差関数を次のように定義する。
【数２２６】
2007202393.tif 000230
ここのＭは長さのサンプルをとっているが、ディスカウントファクターλは（式２.１４）を最小化にして次を得ることができる。
【数２２７】
2007202393.tif 000231
【０１５４】
同樣に
【数２２８】
2007202393.tif 000232
を（式２.１３）に代入して解を求めるプロセス−提出物件[８８] では、[５９] は安定化した数値演算法を提供している。ここで、前述の計算を流れのやり方で表せば、図２２のようになる。計算の流れでも、既に利用されている方法には人工神経回路（Ａｒｔｉｆｉｃｉａｌ  Ｎｅｕｔｒａｌ  Ｎｅｔｗｏｒｋ又はＡＮＮ）−提出物件 [７２ Ｃｈａｐｔｅｒ ８] と高いレベルのジェネラルスムージング法（Ｇｅｎｅｒａｌ  Ｓｍｏｏｔｈｉｎｇ  Ｍｅｔｈｏｄ）[２０] 及びガウス分布測定−提出物件[２]。
【０１５５】
実施２、システム二重性に関する分析（Ｄｕａｌｉｔｙ of Ｓｙｓｔｅｍ Ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ）：システムの成功分析法は、自励システム（Ｓｅｌｆ−ｅｘｃｉｔｅｄＳｙｓｔｅｍ）のような動的システムの非線形分析、システムパラメータ化（Ｓｙｓｔｅｍ Ｐａｒａｍｅｔｒｉｚａｔｉｏｎ）、Ｐｏｉｎｃａｒe断面の建立 （Ｐｏｉｎｃａｒe  Ｍａｐ）などの方法を利用して周期解（Periodic Ｏｒｂｉｔs）、Ｈｏｐｆ分岐現象（Ｈｏｐｆ Ｂｉｆｕｒｃａｔｉｏｎ）があるかどうかについて判断し、早期回復（Ｆａｓｔ  Ｒｅｃｉｖｅｒｙ）の性質とシステムの安定化（Ｌｉeｎａｒｄ Ｓｙｓｔｅｍ Ｓｔａｂｉｌｉｚａｔｉｏｎ）があるかどうかについて判定する。Ｈａｍｉｌｔｏｎ力学構築システム双対の分析は相平面法（Ｐｈａｓｅ−Ｆｌｏｗ  Ｍｅｔｈｏｄ）のようなものがあるが、正準変換（Ｃｏｎｔａｃｔ又はＣａｎｏｎｉｃａｌ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｏｎ）を含めて双対空間の基本性質が分かる。これらの基本性質は共役（Ｃｏｎｊｕｇａｔｉｏｎ）、生成関数（Ｇｅｎｅｒａｔｉｎｇ Ｆｕｎｃｔｉｏｎ）或いはエネルギー損失（Ｅｎｅｒｇｙ Ｄｉｓｓｉｐａｔｉｏｎ）の行為、電動力学（Ｅｌｅｃｔｒｏｄｙｎａｍｉｃｓ）と量子力学（Ｑｕａｎｔｕｍ  Ｍｅｃｈａｎｉｃｓ）の基本問題に関するスペクトル分析（Ｓｐｅｃｔｒａｌ又はＨａｒｍｏｎｉｃ Ａｎａｌｙｓｉｓ）などがある。これで、システム調波（Ｈａｒｍｏｎｉｃ ａｎｄ  Ｓｕｂｈａｒｍｏｎｉｃ）の解析ができるようになり、複雑なカップリングの非線形システムが識別できるようになる。すなわち、共振曲面の構築（Ｒｅｓｏｎａｎｔ Ｈｙｐｅｒｓｕｒｆａｃｅ）−提出物件[８]、誘電電気特性（Ｄｉｅｌｅｃｔｒｉｃ  Ｍａｔｅｒｉａｌｓ  Ｍａｔｅｒｉａｌｓ  Ｐｒｏｐｅｒｔｉｅｓ）の検討で適合の材料、損失システム（Ｄｉｓｓｉｐａｔｉｖｅ Ｓｙｓｔｅｍ）の原理誘導と設計、オールパスフィルタ（Ａｌｌ−ｏＰａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ）、動的順応性制動（Ｄｙｎａｍｉｃ−Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｄａｍｐｅｒ）及び節電原理（Ｐｏｗｅｒ Ｓａｖｉｎｇ）、動的電力要素調整（Ｄｙｎａｍｉｃ Ｐｏｗｅｒ Ｆａｃｔｏｒ  Ｃｏｒｒｅｃｔｏｒ, ＤＰＦＣ）、動的インピーダンスマッチング（Ｄｙｎａｍｉｃ Ｉｍｐｅｄａｎｃｅ Ｍａｔｃｈｉｎｇ）等の直接に関連している問題をあわせて分析することである。それで、無限大級共振タンク（Ｏｒｄｅｒ−∞Ｒｅｓｏｎａｎｔ Ｔａｎｋ）の発明ができた。動的システムの調和均衡（Ｈａｒｍｏｎｉｃ Ｂａｌａｎｃｅ）をさらに実現することができる。提出物件[５５]、[３０] において、調和均衡の分析法はシステムにおける既知の周期解を利用するようになっている。その意図はＰｏｉｎｃａｒe断面法の判断の下で、周期解を有することは閉鎖軌跡を有することに等しい。すなわち、安定の提出物件[４７, Ｃｈａｐｔｅｒ １０,１１] であり、周期解の近くに摂動(Ｐｅｒｔｕｒｂａｔｉｏｎ)をし、システムの知られている周期解による展開をさせ、周期解による線形化の手順を完成させる。
【０１５６】
Ｈａｍｉｌｔｏｎ力学−提出物件[９１]、[３３]、[８６]、[７, Part３]、[６]、[４１, Ｃｈａｐｔｅｒ ８,９,１０,１１,１２]、[８１, Ｃｈａｐｔｅｒ １,２.５.６.７]、[４３, Ｃｈａｐｔｅｒ １,４] の誘導によると、任意の動的システムはその接空間（Ｔａｎｇｅｎｔｉａｌ Ｓｐａｃｅ）と双対空間（Ｄｕａｌ  Ｓａｃｅ）または余接空間（Cotangent Ｓｐａｃｅ）は（二階）状態方程式を構築することが分かる。さらに、提出物件[８,Ｐａｇｅ ５６] で触れられているように、いずれの二階微分システムには必ず二重性（Ｄｕａｌｉｔｙ of Ｓｙｓｔｅｍ）がある。双対空間のシステム解析を運用することにより、共振曲面−提出物件[８, Ｐａｇｅ １５３−２２１]、[７ Ｐａｇｅ ３８５−３９８]、[４３, Ｐａｇｅ １７３,１９５,１９９]（Ｒｅｓｏｎａｎｃｅ Ｈｙｐｅｒ−ｓｕｒｆａｃｅ）を構築することができる。
【０１５７】
２.１、自励振動システム（Ｓｅｌｆ−Ｅｘｃｉｔａｔｉｏｎ又はＡｕｔｏ−Ｏｓｃｉｌｌａｔｉｏｎ  Ｓｙｓｔｅｍ）：（式２.１５）−提出物件[３０, Ｃｈａｐｔｅｒ １,４,５,６,７, Ｐａｇｅ１８１−１８３] のような非線形システムを考えよう。
【数２２９】
2007202393.tif 000233
【０１５８】
ここのεはシステムの微小パラメータである。通常はシステムの材料欠陥によるものである。例えば、インダクタンスのドリフトω、
【数２３０】
2007202393.tif 000234
、Ｆ（ωｔ）は入力の基本周波数、非線形制動関数の周期２πの入力関数である。入力表示をＦｏｕｒｉｅｒ級数で表わす。
【数２３１】
2007202393.tif 000235
且つ、中のΩは整数Ｎと類似であるため、Ω＝Ｎ2＋εβ（式２．１７）と
【数２３２】
2007202393.tif 000236
しよう。ここで、ＡN＝εＡ、ＢN＝εＢ、（式２.１５）は次のようになる。
【数２３３】
2007202393.tif 000237
ここの
【数２３４】
2007202393.tif 000238
はひずみ項を含まず、共振からも離れている。（２.１５）)の解ｘ（ε、τ）を微小パラメータεで展開させる。ｘ（ε、τ）＝ｘ0（τ）＋εｘ1＋ε2ｘ2（τ）＋．．．（式２．１８）、ただしｘ0、ｘ1、．．．にはあわせて無限数の周期２πの解がある。システム（２.１５）には無限数の調波成分がある。しかも（式２.１８）を制動項
【数２３５】
2007202393.tif 000239
に代入し、そしてε級数で展開する。
【数２３６】
2007202393.tif 000240
ここで、ｈ0、ｈ1、．．．のそれぞれは更に解を求める必要がある。０級から順序に以下のように解を求める。
【数２３７】
2007202393.tif 000241
【数２３８】
2007202393.tif 000242
【数２３９】
2007202393.tif 000243
０級(式２．２０)の解は
【数２４０】
2007202393.tif 000244
【０１５９】
である。ここで、
【数２４１】
2007202393.tif 000245
ａ0、ｂ0は必ず次の級（式２.２１）からの周期解ｘ1を決定する。計算後のａ0、ｂ0はそれぞれに
【数２４２】
2007202393.tif 000246
と
【数２４３】
2007202393.tif 000247
である。
【０１６０】
（式２.１８）、（式２.２０）、（式２.２１）、（式２.２２）の解の求める順序に従い、第ｎ級の解は必ず（ｎ＋１）級と関連する。これは（式２.１５）のような動的システムであり、大変特別である。自励振動システムと呼ばれている。自励はシステムの微小パラメータεと制動関数
【数２４４】
2007202393.tif 000248
からの積によって生成される非線形（Ｎｏｎｌｉｎｅａｒｉｔｙ）であるため、無限数の調波成分を発することができる。
【０１６１】
動的システムを（式２.１５）における一つの周期解ａｃｏｓωｔとし、即ち、動的システムを (式２.１５)の制動式（式２．１９）にして更に次のように書き換えることができる。
【数２４５】
2007202393.tif 000249
【０１６２】
ここのｒ（ａ，ωr，ｔ）は高調波成分（Ｈｉｇｈｅｒ  Ｏｒｄｅｒ Ｈａｒｍｏｎｉｃs）である。この時に動的システムを式（式２．１５）のような過渡を考える。
【数２４６】
2007202393.tif 000250
そして、（式２．２４）を（式２．２５）の過渡解に代入する。（１−ω2）acosωt+εA1（a）cosωt+εB1（a）sinωt+O（ε2）=０。高階の条件を無視すれば、等号は成立する。（１−ω2）ａ＋εＡ1（ａ）＝０、周期解はacosωt 、次のようである。B1（ａ）＝０。このように、この等式は振幅ａ及び周波数ωを決めることができる。
【数２４７】
2007202393.tif 000251
振幅ａ及び周波数ωが関連していることを直接に証明した。周波数−振幅関係（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｒｅｌａｔｉｏｎｓｈｉｐ）−提出物件[３０, Ｃｈａｐｔｅｒ ４,５,６] ]と呼ばれている。更に、Ｆｏｕｒｉｅｒ級数展開（式１.５９）は非線形システム（式２．１５）のひずみに対して証明をしている。同時に、非整数級の（式１．６０）のような調波成分があることも証明している。
【０１６３】
そして、（式２.２５）式を一階連立で表示する。
【数２４８】
2007202393.tif 000252
同じように、一つの周期解の存在を設定し、極座標（ａ（ｔ），θ（ｔ））を選択して前述の方程式を表わせれば、次のようになる。
【数２４９】
2007202393.tif 000253
二つの式を割れば、
【数２５０】
2007202393.tif 000254
になる。（式２.２６）は位相−振幅の関数関係（Ｐｈａｓｅ−Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｒｅｌａｔｉｏｎｓｈｉｐ）−提出物件[３０, Ｃｈａｐｔｅｒ ４,５,６] を構築しており、更に次のように書き換えることができる。
【数２５１】
2007202393.tif 000255
一つの周期解の存在を設定しているので、次の式がある。
【数２５２】
2007202393.tif 000256
ここのｎ≧１パラメータはそれぞれに
【数２５３】
2007202393.tif 000257
【数２５４】
2007202393.tif 000258
と
【数２５５】
2007202393.tif 000259
である。そうすれば、（式２．２７）は次のようになる。
【数２５６】
2007202393.tif 000260
（式２.２９）の両側は周期内において積分をし、無限大項の総計が周期内における積分は０で、次のようになる。
【数２５７】
2007202393.tif 000261
そして（式２.２８）を代入する。その意義は、周期内の振幅の変動量は積分の演算において、二級Ｏ（ε2）以上の影響がある。この時、Ｐ0（ａ）は制動関数が周期内の積分によって定義される。しかも、（式２．２９）は（式２．３０）で取り替えることができる。高階の調波の影響が消えることを平均法（Ａｖｅｒａｇｉｎｇ  Ｍｅｔｈｏｄ）−提出物件[４１, Ｃｈａｐｔｅｒ １１]、[８, Ｃｈａｐｔｅｒ ４]、[７, Ｃｈａｐｔｅｒ １０]、[３０]、[４３, Ｃｈａｐｔｅｒ ４] という。これも位相-振幅の関数関係を提供している。
【０１６４】
連立方程式で自励システムを表現しよう。
【数２５８】
2007202393.tif 000262
ここで、後の叙述にあわせて記号を変更する。εが１．０より遥かに小さいのはシステムがパラメータεによるわずかの干渉を受けることを表わしている。しかも、
【数２５９】
2007202393.tif 000263
であり、又
【数２６０】
2007202393.tif 000264
のようである。ここで、Ａが小さい場合は弱い励磁（Ｗｅａｋ  Ｅｘｃｉａｔｉｏｎ）と呼ぶが、逆に、ωも共振周波数を離れるのは強い励磁（Ｈａｒｄ  Ｅｘｃｉｔａｔｉｏｎ）という。（式２.３２）に均衡の考え（式１．１４）、（式１．１２）)を加えて自励を除去したければ、次の式を使うことができる。
【数２６１】
2007202393.tif 000265
【０１６５】
そして二つの（式２．３２）、（式２．３３）を合計すればよい。実際のシステム(2.32)において、動的のやり方で対応する均衡システム（式２．３３）、しかも“足し算”の演算ができるものを探すのは難しい。そのため、いまだに以前のシステムと同様寸法のアクティブフィルタ（Ａｃｔｉｖｅ  Ｆｉｌｔｅｒ）を操作方法としている。そのコストは非常に高いし、安定性が求めにくい。システムの二重性がフィルタの増加と変更について限りなく級数を起こすことは、発散できず、制御もできない問題につながっている。もし、動的順応性制動(均衡の操作目的は制動器（Ｄａｍｐｅｒ）をシステム（式２．３２）に統合できれば、適当な時適当に双対できて調和均衡を直接に実現することができる。
【０１６６】
（式２.３１）の第二式微分は
【数２６２】
2007202393.tif 000266
である。そして（式２.３１）の第一式を代入する。
【数２６３】
2007202393.tif 000267
次をとり、
【数２６４】
2007202393.tif 000268
あるいはｆ2とシステム状態ｘ1とは無関係である。ｆ2（ｘ1，ｘ2）＝ｆ（ｘ2）、そうすれば、
【数２６５】
2007202393.tif 000269
はF（ｘ）＝ｆ2（ｘ2）とｇ（ｘ1，ｘ2）＝εｆ1（ｘ1，ｘ2）、を新しい関数ｆ（ｘ）を制動項の係数とする。
【数２６６】
2007202393.tif 000270
或いは
【数２６７】
2007202393.tif 000271
にする。ここで、（式２.３４）の初期値は任意でも良いが、有界でなければならない。そして、
【数２６８】
2007202393.tif 000272
が得られる。
【０１６７】
２.２、周波数変調式損失システム（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ  Ｄｉｓｓｉｐａｔｉｖｅ  Ｓｙｓｔｅｍ）：動的システムに必ず損失システム−提出物件[１１５, Ｃｈａｐｔｅｒ ８]、[９６, Ｃｈａｐｔｅｒ １３] が存在するという動的システムの完全性を補足するために、現に使われている熱エネルギーを損失システムの原理とするものと違うシステムを構築する必要がある。理由は、熱は電力による直接行為でないので、損失エネルギー行為には長時間でなければ達成できないからだ。中高周波数で操作するのは難しい。中高周波数回路の操作に応じてシステムの損失に必要なエネルギーを与える。エネルギーを選択して周波数の高速ドリフトを刺激する方法で損失を執行するのは周波数変調式の損失システム（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ  Ｄｉｓｓｉｐａｔｉｖｅ  Ｓｙｓｔｅｍ）という。以下は数学基礎の誘導部分であり、即ち、Ｒｉｅｍａｎｎ−Ｌｅｂｅｓｇｕｅ原理のことである。証明プロセスでは役立つ手法と多元化の考えが提供されたので、特に本文において革新の基礎として利用する。提出物件[５, P３１３]、[３３, Ｐａｇｅ １７１−１７４]、[６０, Ｐａｇｅ １３] を参照してください。
【０１６８】
２.２.１、Ｒｉｅｍａｎｎ−Ｌｅｂｅｓｇｕｅ原理（Ｒｉｅｍａｎｎ−Ｌｅｂｅｓｇｕｅ  Ｌｅｍｍａ）：Ｆｏｕｒｉｅｓ級数の振幅項はｇ（ｔ）∈Ｌ（ｌ）と仮定し、中の関数ｇ（ｔ）は有界（非有界の部分の証明については提出物件[３３, Ｐａｇｅ １７１−１７４] を参照してください)でなければならない。在電力作用の区間ｌ内Ｌ（ｌ）においてＬｅｂｅｓｇｕｅ可積分を表示し、いずれの実数βに対して以下の恒等式がある。
【数２６９】
2007202393.tif 000273
又は、β＝π／２＋β、
【数２７０】
2007202393.tif 000274
或いは
【数２７１】
2007202393.tif 000275
を指定する。これで、方程式（式２．３６）または（式２．３７）"Ｒｉｅｍａｎｎ−Ｌｅｂｅｓｇｕｅ原理”と呼ばれている。そのパラメータωのいずれの正実数は角周波数（Ａｎｇｕｌａｒ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）と見てよい。ω＝２πｆ、もし、ｇ（ｔ）は有界の常数であり、またω＞０であれば、（２.３６）を以下の式に変えることができる。
【数２７２】
2007202393.tif 000276
ここの積分の上下界は作用区間内でなければならない。[ａ，ｂ]∈Ｉ
【０１６９】
境界内のいずれの開部分集合（ａ，ｂ）∈１を含めなくても、（式２.３７）を満足することができる。對於任意の正数ε＞０に対しては必ず一つの単位ステップ関数ｓ（ｔ）が存在するので、区間内の積分は（２.３７）を満足することができる(詳細については提出物件[５,Ｐ２６４]を参照してください)。次のように表示できる。
【数２７３】
2007202393.tif 000277
存在の正数Ｍに対し、ω≧Ｍとする。
【数２７４】
2007202393.tif 000278
以上の式を滿足することもできる。そのため、三角形の２辺合計が１辺の長さより大きいという基本原理に基づいて以下のように書くことができる。
【数２７５】
2007202393.tif 000279
即ち、（式２．３６）や（式２．３７）は証明された。
【０１７０】
電力システムに戻って電圧ｖ（ｔ）＝Vmaxｃｏｓ（ωｔ＋α）（式２．４０）と電流を設定しよう。ｉ（ｔ）＝Ｉmaxｃｏｓ（ωｔ＋β）（式２．４１）、有効電力や平均電力は式（１．３１）のように、次のようになるが。
【数２７６】
2007202393.tif 000280
又は、定義することができる。
【数２７７】
2007202393.tif 000281
ここで、電流電圧の位相差はθ＝（α−β）であり、しかもｃｏｓθは力率（Ｐｏｗｅｒ Ｆａｃｔｏｒ）と呼ばれる。
【０１７１】
更に、有効電圧Vrms（Ｒｏｏｔｓ  ｏｆ  Ｍｅａｎ  Ｓｑｕａｒｅｄ）と有効電流Irmsをそれぞれに
【数２７８】
2007202393.tif 000282
と
【数２７９】
2007202393.tif 000283
定義する。もし、電力要素が得られるのは１．０である場合、ｃｏｓ（θ）＝１（式２．４６）またはθ＝２ｎπとなる。しかもｎ＝０，１，１，．．．。である。直流電源（式２．４７）にとっては、得られる最大の効率は Ｐdcであり（実際の電力単位はＷａｔｔ）、平均電力
【数２８０】
2007202393.tif 000284
(交流電源)の二倍である。
【数２８１】
2007202393.tif 000285
更に、次のように定義できる。Ｓ＝ＶrmsIrms（式２．４８）、その単位はＶＡであり、最後に次の定義をする。Ｑ＝Ｓｓｉｎ（θ）＝ＶrmsＩrms sin（θ）（式２．４９）、単位はＶＡＲである。通常に、電気供給システムでは、（式２．４９）が０、すなわち（式２．４６）であることが好ましい。今にはたくさんの製品が節電を目的として電力要素調整について検討されている。例えばＳＴＭｉｃｒｏｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ社の“Ｌ６５６１”やＩｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ社の“ＩＲ１１５０”などはその例である。しかし、最も難しいのは、負荷の変動が非連続になると、電力要素調整は効力を失い、その副作用は予測を超える恐れがあって解決できない結果を起こすことである。そのため、解決方法としてはやはり、動的電力要素調整にある。
【０１７２】
２.２.２、過剰電力（Ｓｕｐｅｒａｂｕｎｄａｎｔ Ｐｏｗｅｒ）：過剰電力とはなんだろうか？回路に抵抗性負荷Ｒがあり、入力電圧は（式２．４０）のようであれば、電流は次のようになる。
【数２８２】
2007202393.tif 000286
そして、一つの周期内の平均電力は 
【数２８３】
2007202393.tif 000287
である。
【数２８４】
2007202393.tif 000288
注意すべきのは、（式２.５０）の平均電力
【数２８５】
2007202393.tif 000289
は実電力Ｐdc同等ではなく、
【数２８６】
2007202393.tif 000290
半分だけであること。
【数２８７】
2007202393.tif 000291
【０１７３】
言い換えれば、電力供給には半分の実電力(又は平均電力)だけでシステム負荷は稼動できる。実電力（式２.４７）で入力する時に、半分の過剰電力が損失する。これは本当の稼動ではなく、熱エネルギーと電磁波で大気に消耗している。電圧は二乗平均平方根の値は（式２.４４）である。
【数２８８】
2007202393.tif 000292
最大電圧Ｖmaxの70%に過ぎない。平均電力は式（式２．５１）のように、二乗平均平方根の平方とコンダクタンスの積である。
【数２８９】
2007202393.tif 000293
【０１７４】
そのため、節電（Ｐｏｗｅｒ Ｓａｖｉｎｇ）の機能を設計する際、交流電源を使い、平均電力で電力供給をし、そして、電力要素調整を１．０にすることによって達成できる。注意すべきは、純抵抗性の負荷電力要素調整が１．０の時に本当の節電になること。しかし、システム抵抗形態は変動が多く、いつでも非連続の変化がある。例えば、電気設備の突然のＯＮやＯＦＦはその一例である。そのため、動的反響の制動で抵抗を吸収して調整することを動的インピーダンスマッチングの基本とする必要がある。動的電力要素調整の稼動条件づくりのためでもある。
【０１７５】
（式１.５６）及提出物件[１０８, P１７４]、[４４]、[３０] に鑑み、電気電力には必ず多数の周波数帯域という成分が電力の転送過程に隠れている。そのため、電圧と電流のそれぞれは
【数２９０】
2007202393.tif 000294
と
【数２９１】
2007202393.tif 000295
を表現することができる。ここの常数ｈnが最大に測定できる調波級数である。
【０１７６】
全調波ひずみ（Total Ｈａｒｍｏｎｉｃ Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ又はＴＨＤ）の測定量は以下の定義−提出物件[２４]、[１０８]、[４４] がある。
【数２９２】
2007202393.tif 000296
ここで、（式２．５４）において、
【数２９３】
2007202393.tif 000297
にし、しかも電流の二乗平均平方根の値の（式２．５３）は全調波ひずみの量で表示できる。
【数２９４】
2007202393.tif 000298
その以外にも、別の調波全需要ひずみ（Ｔｏｔａｌ  Ｄｅｍａｎｄ Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ又はＴＤＤ）の以下のような測定量がある。
【数２９５】
2007202393.tif 000299
その中０≦ｈn＜∞である。Ipeakは測定過程において現れたピーク値の最大値である。（式２．５４）や（式２．５５）を見よう。調波周波数が励磁によって引き出さない場合、ＴＨＤ＝ＴＤＤ＝０、即ち、電力システムには調波がないことである。
【０１７７】
２.２.３．節電原理（Ｒｒｉｎｃｉｐｌｅ  ｏｆ  Ｐｏｗｅｒ Ｓａｖｉｎｇ）：以下は動的電力要素調整（ＤＰＦＣ）や切り替え型電源（Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ−ｍｏｄｅ  Ｐｏｗｅｒ  Ｓｕｐｐｌｙ）の節電原理の誘導である。まず、各作用周期Ｉについて、平均電力は（式２.４２）と（式２.３６）又は（式２.３７）により極限演算をかけている。（式２.３６）、（式２.３７）、（式２.４２）、（式２.４９）と級数係数によれば、Ｐａｒｓｅｖａｌ恒等式と均衡収束の性質（Ｕｎｉｆｏｒｍ  Ｃｏｎｖｅｒｇｅｎｃｅ）−提出物件[３３]、[５]に一致しなければならない。消除（式２.４９）を除去したければ、（２.３６）において極限演算を周波数変調という高周波へ移動するだけでよい。つまり、基本周波数ω0からωに伸ばせることであり、無限大になることもできる。この過程においては必ず一つの周波数ωrmsが存在する。しかも、ωrms＞ω60,ω50である。ここのω60 とω50は基本周波数で、６０Ｈｚと５０Ｈｚの角周波数であるため、（式２.３７）が（式２.４２）になった。数学でωの存在を表わし、
【数２９６】
2007202393.tif 000300
にするか、周波数ωを探すべきの変数とする。
【数２９７】
2007202393.tif 000301
【数２９８】
2007202393.tif 000302
ここの振幅ｇh（ｔ）を電流ｉh（ｔ）と電圧ｖh（ｔ）の振幅の積ｇh（ｔ）＝ｉh（ｔ）Ｖh（ｔ）としてみてよい。式（式２.５６）によれば、固定パルス幅変調（ＰＷＭ）を得ることができる。即ち、直流電流は周波数ωrmsによって変調されて平均電力を得たものであり、又は切り替え型電源と呼ばれる。動的電力要素調整を更に実施したければ、固定パルス幅変調を利用できないのは明らかである。各稼動周期内のωrmsについては必ず負荷の大きさと形態（抵抗性、コンデンサ性、インダクタンス性）で決められなければならないし、動的インピーダンスマッチングが完了後に実施する必要もある。
【０１７８】
２.２.４、位相ロックループ（Ｐｈａｓｅ−Ｌｏｃｋｅｄ  Ｌｏｏｐ）：ここで触れる必要のあるメリットは、（式２.５８）と（２.２.１）における位相−振幅の関数関係である。その位相差はΔφのような測定Δφ＝βrms−β0（式２．５９）できるものである。ここで、β0は入力の参考位相、βrmsはωrmsに対応して測定された位相であるので、（式２.５９）は位相ロックループ（Ｐｈａｓｅ−Locked Loop）設計のための通用式である。
【０１７９】
２.２.５ 周波数変調損失（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ  Ｄｉｓｓｉｐａｔｉｖｅ  Ｍｅｔｈｏｄ）：もっと深くＲｉｅｍａｎｎ−Ｌｅｂｅｓｇｕｅ原理、例えば（式２.３７）及び（式２.３６）と（実施２.２.１）における周波数−振幅の関数関係を観察しよう。（式２.５６）の周波数ωrmsを無限大にするか、あるいは基本周波数を遥かに上回るようにすればωrms≫ω60,ω50、Ｒｉｅｍａｎｎ−Ｌｅｂｅｓｇｕｅ原理を満足する結果に、電気電力ωrms の変調が起こり、減衰（Attenuation）と損失（Ｄｉｓｓｉｐａｔｉｏｎ）を起こしてしまう。
【数２９９】
2007202393.tif 000303
【０１８０】
このために、（式２.６０）はブロードバンドフィルタ（Ｂｒｏａｄｂａｎｄ Ｂａｎｄ−ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ）やオールパスフィルタ（Ａｌｌ−ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ）の支えになっている。つまり、周波数変調損失ユニット（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ  Ｄｉｓｓｉｐａｔｉｖｅ  Ｕｎｉｔ）の設計原則は今使われている温度損失のブレーキユニットを取り替えることができる、システム温度を有効に下げることができる。また、帯幅にははっきりとした制限がない。つまり、次の範囲に０≦ωrms＜∞ある。そのため、任意のパルス周波数には反響がある。これは、帯幅が決定待ちのシステムにとってはとてもいいことである。例えば、電力システムには必ず調波成分を含めるが、周波数帯域が固定せず、いつでも変動していることは既知のことではあるが、オールパスフィルタを使用すれば、分離できるようになる。しかも、周波数変調損失ユニットで振り落としても（Ｄａｍｐｅｄ  Ｏｕｔ）高温の副作用は起こらないし、別途に放熱システムを取り付けることも必要ではない。既知のチャンネルを持つアンテナ設計ではブロードバンドフィルタのメリットをもっと表すことができる。つまり、いつでも高感度（HQ）を持つことができ、アンテナパタン（Ｐａｔｔｅｒｎ）には制限がなく、複雑な計算もいらない。動的順応性制動はシステムを安定させることができるし、突然の変動にも対応できるので、設計時にはたくさんの配慮とコストを低減することができる。
【０１８１】
２.２.６ 再生電力の回収（Ｒｅｇｅｎｅｒａｔｉｎｇ Ｐｏｗｅｒ Ｒｅｃｙｃｌｅｄ）：（式２.３９）のεのように、収束性のパラメータの選択からは、節電と過剰電力又は再生電力（Ｒｅｇｅｎｅｒａｔｉｎｇ Ｐｏｗｅｒ）の回収に対し大きな啓発がある。（式２.３９）のεが
【数３００】
2007202393.tif 000304
であれば、中の
【数３０１】
2007202393.tif 000305
はシステムが耐えられる電圧値である。Ｍの選択については周波数変調の最高周波数
【数３０２】
2007202393.tif 000306
に設定することができる。
【数３０３】
2007202393.tif 000307
又は、
【数３０４】
2007202393.tif 000308
でもよい。ここで、
【数３０５】
2007202393.tif 000309
【数３０６】
2007202393.tif 000310
のそれぞれは耐電圧及び電流である。単一周波数の電力供給は必要だが、電力反響の生成や再生成分の電力に発電力の汚染が入り込むことがある。ここで、（式２.６１）や（式２.６２）を（式２.５６）に代入する。
【数３０７】
2007202393.tif 000311
又は、離散型で以下のように表現する。
【数３０８】
2007202393.tif 000312
【数３０９】
2007202393.tif 000313
周波数変調を使用した後、
【数３１０】
2007202393.tif 000314
は必ず吸収される、或いは再生電力は回収される。しかもその部分は次のようになる。
【数３１１】
2007202393.tif 000315
【０１８２】
（式２.６３）の左側は（式２.５６）に比べて破壊性がなくなるため、回収や減衰をすることは簡単になる。自然にシステムの干渉も大幅に軽減できるし、電力の純化も達成できる。周波数変調の操作帯幅はグローバル、即ち以下のようである。０≦ω＜∞。最適の操作ポイントωrmsが見つかれば、平均電力（式２.４２）からの定義及びナイキスト標本化定理（Ｎｙｑｕｉｓｔ  Ｓａｍｐｌｉｎｇ  Ｔｈｅｏｒｅｍ）−提出物件[１０３, Ｐａｇｅ ３９−４３]によるとωrms≧2ω60、又は、ωrms≧2ω50が分かる。そうすれば、電力は最適の電力品質（Ｐｏｗｅｒ Ｑｕａｌｉｔｙ, ＰＱ）、即ち、平均電力が得られる。この平均電力は １．０であり、調波のひずみによる影響はない。
【０１８３】
２.２.７、電気弾性（Ｅｌａｓｔｉｃｉｔｙ  ｏｆ  Ｅｌｅｃｔｒｉｃｉｔｙ）：更に、（式２.６０）と（実施２.２.１）の中の周波数−振幅の関数関係を見よう。ｇ（ｔ）は電力の振幅部分を表わしている。つまり、周波数−振幅が関連していることを周波数−振幅関係（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｒｅｌａｔｉｏｎｓｈｉｐ）と呼ばれている。提出物件[３０, Ｃｈａｐｔｅｒ ３]を参照してください。その中、周波数が高く上げられほど、振幅は小さくなる。これは振幅ｇ（ｔ）が周波数によって減衰されたとみなされている。つまり、周波数変調方式の損失（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ Ｄｉｓｓｉｐａｔｉｏｎ）である。また、振幅−周波数関係は弾力物体の形が力で変わってから、力の圧力が解除されれば元の形に戻るのような応力・ひずみという弾力行為である。例えば、σ＝Ｈ（ε）である。ここでσ、εは応力とひずみ−提出物件[１０]、[７０]、[５３]、[９１]である。上にある電気弾性（Ｅｌａｓｔｉｃｉｔｙ  ｏｆ  Ｅｌｅｃｔｒｉｃｉｔｙ）と呼ばれるのを模擬しよう。ω＝ω（ｇ（ｔ））（式２．６４）。中の周波数が高いほどのものは高い電力によって誘発される。ωは自励振動周波数（Ｓｅｌｆ−Ｅｘｃｉｔｅｄ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）と呼ばれている。ここで注意すべきのは、振幅項が加算、掛け算や微分で演算されても周波数項は出ない。Ｐｌａｎｋ定理の（式１.５９）を満たすために、システムの帯域及びスペクトル分布（Ｐｏｗｅｒ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ  Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎ）を確立した。
【０１８４】
又、電気弾性のために、電力供給周波数がないと、０に戻って最初から始まる。周波数の高低は入力の大きさによって決められる。人為によるものではない。これは順応性 （Ａｄａｐｔｉｖｉｔｙ）のポイントである。振動周波数が誘発されると、０から積までに高い周波数に対応して電力が入力され、システム周波数と共振して反響することができる。同時に、対応するインピーダンス値も変わる。電気弾性の相殺やシステムに対するフィルタに基づき、（式２.６４）は根拠を提供している。これは、この種の性質がある材料を見つけてシステム設計の根拠になる。前述の誘電材料性質を比較すれば、電の刺激を受けると、自励振動周波数は誘発されてドリフトの状態になる。抵抗値は直ちに変わる。つまり、次の式にＲ＝Ｒ（ω）、（式２.６４）を代入すると、Ｒ＝Ｒ（ω（ｇ（ｔ）））（式２．６５）になる。これで、動的順応性制動の設計のコア要素が理解できる。
【０１８５】
自励システムで（式２.３１）の摂動法（PerturＢａＴｉｏn Ｍｅｔｈｏｄ）を用い、（式２.１８）−提出物件[３０]、[８６]、[７]においての解答を、（解析１.１.３）で振幅と周波数がお互い独立する結果と比較したら、システムには自励システムの性質が必要だとわかる。それは、微小パラメータεで摂動を引き起こして無限大級の周期解を生成することである。主な利益は非線形制動関数によるものである。（式２.６４）で振幅と周波数との関連を構築し、Ｆｏｕｒｉｅｒ級数で非線形システムが損失したシステム性質を処理する。
【０１８６】
２.３、システム安定化（Ｓｙｓｔｅｍ Ｓｔａｂｉｌｉｚａｔｉｏｎ）：システム安定化の分析は基本的に二つの異なる方法で行われている。一つは数学家のＳｔｅｐｈｅｎ  Ｓｍａｌｅがリードし、１９世紀にフランス数学家Ｐｏｉｎｃａｒeによって動的システム分析が打ち明けられ、そしてＢｉｒｋｈｏｆｆ、Ｌｙａｐｕｎｏｖ、Ｈａｄａｍａｒｄ、Ｐｅｒｒｏｎ、Ｍｏｒｓｅ、Ｆａｔｏｕ、Ｊｕｌｉａなどの師匠らの貢献によるものを、Ｓｔｅｐｈｅｎ  Ｓｍａｌｅが６０年代にまとめた結果である。その方法については、システムの積分に対して解を求めない状態におけるＰｏｉｎｃａｒe断面での全域行為（Ｄｉｆｆｅｏｍｏｒｐｈｉｓｍ[８]）と構造安定性によれば、システムが安定するかどうかが分かる。ここではＬｉeｎａｒｄ安定化システムの条件を指定した下に、動的システムが必要とする制動を設計する。定理の証明があまりにもながいので、証明を提供せずに、定理の内容と結果だけを取り出せる。
【０１８７】
動的システム分析とそれに伴う数学原理を説明しやすいようにするために、ここでは特に分析の定義と構造安定性の定義を次に述べる：定義 ３ 動的システムは構造性が安定で、システム状態のコンパクト（Ｃｏｍｐａｃｔ）のトポロジー空間（相平面）にひずみがあっても、システム状態Ｍ2はシステムの初期状態Ｍ1と等価に維持できること。ここのシステム構築のトポロジー空間における最も直接の方法は非退化性の正準変換（Ｌｅｇｅｎｄｒｅ変換）である。位相等価関係はＤｉｆｆｅｏｍｏｒｐｈｉｓｍとＳｙｍｐｌｅｃｔｉｃ  Ｄｉｆｆｅｏｍｏｒｐｈｉｓｍなどを基礎としている。
【０１８８】
コンパクトのトポロジー空間Ｍ1、Ｍ2において、位相分析のＰｏｉｎｃａｒeなどのインデックス定理（Ｐｏｉｎｃａｒe  Ｉｎｄｅｘ  ｔｈｅｏｒｙ）−提出物件[８６ Ｃｈａｐｔｅｒ ３]、[８, Ｃｈａｐｔｅｒ３]、[６, Ｃｈａｐｔｅｒ５]、[３９, Ｓｅｃｔｉｏｎ １６.２]、[７, Ｐａｇｅ ４１６−４２４]によれば、トポロジー空間Ｍ1、Ｍ2には、連続しない有限の特異点（Ｓｉｎｇｕｌａｒｉｔｙ  Ｐｏｉｎｔｓ）が含まれている。これら、有限の特異点が原状態空間では観測できないものだったが、位相変換の不変量（Ｔｏｐｏｌｏｇｉｃａｌ Ｉｎｖａｒｉａｎｔ）という基本性質を持っている。言い換えると、非退化性の正準変換を採用しているため、原状態空間を相平面のトポロジー空間や双対空間に変換し、双対空間における有限の特異点が観測できる位相変換の不変量になる。システム双対性の解析がモータらすシステムに関する叙述を十分に表わしている。
【０１８９】
動的システムの物理から直接に見ると、特異点は、例えば車両が不平の路面にぶつかるか、電力システム内の電気設備におけるコンセントの差込や抜出などのような数学モデルで説明できない状態に現れて変動したり、跳躍したりする。システム双対性の解析で独立特異点（Ｉｓｏｌａｔｅｄ  Ｓｉｎｇｕｌａｒｉｔｙ  Ｐｏｉｎｔｓ）を解析することができ、システムの周期安定性が確保できる。それは、コンパクトのトポロジー空間Ｍ1、Ｍ2における測地線は必ず閉鎖的なもの（Ｃｌｏｓｅｄ  Ｇｅｏｄｅｓｉｃ）−提出物件[３９, Ｓｅｃｔｉｏｎ １０.２d]ということになる。
【０１９０】
定義４：（Ｌｉｍｉｙ  Ｐｏｉｎｙ）もし、ｐ∈Ｅはシステム（式２.６６）における
【数３１２】
2007202393.tif 000316
軌跡φ（ｘ，ｔ）のω型の極限点ω−ｌｉｍｉｔ  ｐｏｉｎｔ）であれば、序列ｔn→∞は存在する。そのため、
【数３１３】
2007202393.tif 000317
が成立する。同様のやり方では時間が逆戻りであれば、序列ｔn→∞は存在する。それで、
【数３１４】
2007202393.tif 000318
は成立する。ここで、ｑ∈Ｅ，ｑはα型の極限点（α−ｌｉｍｉｔ  ｐｏｉｎｔ）である。この極限点によって成立した集合は極限集合合（Ｌｉｍｉｔ  Ｓｅｔ）と呼ばれている。極限集合はシステム（式２.６６）の軌跡が必ず経過するところである。軌跡φ（ｔ，ｘ）は不変量であり、システム状態で構成される座標で相平面[６, Ｃｈａｐｔｅｒ １,２,５]（Ｐｈａｓｅ  Ｐｌａｎｅ）を形成している。
【０１９１】
定義５：（Ａｔｔｒａｃｔｉｎｇ  Ｓｅｔ）一つの閉集合Ａ⊂Ｅを設けてシステム（式２.６６）の吸引集合と呼べば、存在のＡの部分集合Ｕがあれば、しかもｘ∈Ｕ、φ（ｔ，ｘ）∈Ｕであれば、ｔ≧０に対して全ての点はφ（ｔ，ｘ）→Ａである。
【０１９２】
（式１.３）のような吸収の定義によれば、軌跡の点は吸引集合によって吸収される。しかも、ｐ点はω型の極限点又はα型の極限点であれば、軌跡を流れて経過すると極限軌跡（Ｌｉｍｉｔ  Ｏｒｂｉｔ）と呼ばれる。また、極限集合は軌跡の不変量である。言い換えると、極限軌跡は必ず存在する。存在性はＰｏｉｎｃａｒe断面法に対し、システム（式２.６６）の極限軌跡に横断面を見つけた。横断面上の極限点の行為を観察し、周期解があるかどうかを確立する。そのため、存在性はＰｏｉｎｃａｒe断面法の確立に対して理論的に存在性をサポートしている。直接に見れば、もし、システム（２.６６）の極限軌跡は閉鎖的であれば、極限軌跡が各周期内には必ず横断面上の極限点を通過する。多周期性や多周波数の極限軌跡があれば、極限軌跡は必ず横断面を通過するが、極限点は極限集合や吸引集合になる。横断面は極限集合や吸引集合によって展開（Ｓｐａｎｎｅｄ）されるともいえる。
【０１９３】
定義６：（Ｏｓｃｉｌｌａｔｉｏｎ）−提出物件[５, Ｐａｇｅ ９８,１７０]φ（ｔ，ｘ）はシステム（式２.６６）によって定義されるとする。Ｓには有界であり、もしＴ⊆Ｓであれば、定義には以下のように一つの数がある。
【数３１５】
2007202393.tif 000319
それでは 
【数３１６】
2007202393.tif 000320
を空間Ｔでのφ（ｔ，ｘ）の振動（Ｏｓｃｉｌｌａｔｉｏｎ）と呼ぼう。振動の定義が決まったら、Ｐｏｉｎｃａｒe断面法での極限軌跡を見ることができる。単一周波数であれば、
【数３１７】
2007202393.tif 000321
は必ず０になる。
【数３１８】
2007202393.tif 000322
しかし、多周波数の極限軌跡は必ずしも０ではない。０になれる条件は調波や副調波が存在することである。
【０１９４】
定義７：（Ｌｉｍｉｔ  Ｃｙｃｌｅ）システム（式２.６６）の極限サイクルΓは、Γでなく、α型の極限集合やω型の極限集合によって形成される軌跡である。
【０１９５】
通常に、ω型の極限集合が形成する軌跡は漸進の収束性質を持っている。この性質は安定のω型極限サイクルと呼ばれる。逆は不安定のα型極限サイクルと呼ばれる。極限サイクルを定義する目的は非線形システムの分析方法において、グローバル分析（Ｇｌｏｂａｌ Ａｎａｌｙｓｉｓ）がシステム（式２.６６）の積分に対して解を求める条件で、極限サイクルからシステム（式２.６６）の収束行為を知ることにある。これは主要の性質である。
【０１９６】
定義８：Ｅ⊂Ｒnは開部分集合であり、システム（式２.６６）で相平面の関数 ｆ∈Ｃ1（Ｅ）は開部分集合Ｅの一階微分の連続である。同時にφ（ｔ，ｘ0）をシステム（式２.６６）の周期解とし、周期はＴであり、そのサイクル（Ｃｙｃｌｅ）Γは
【数３１９】
2007202393.tif 000323
Ｅにある。令Σを点ｘ0とΓの直交の曲面とする。つまり、
【数３２０】
2007202393.tif 000324
である。そうすれば、正数δ＞０と唯一の関数τ（ｘ）は前述の定義の条件に存在する。あらゆるｘ∈Ｎδ（ｘ0）に対してτ（ｘ0）＝Ｔを持っている。しかも、φ（τ（ｘ），ｘ）∈Σである。つまり、解は必ず断面にある。周期解が存在すれば、断面Σはきっとｘでφ（τ（ｘ），ｘ） を切り取り、断面Σが周期解の極限集合によって構成されるようにする。同時に、固定点−提出物件[５, Ｐａｇｅ ９２]、[３５, Ｖｏｌ ２, Part ５, Ｐａｇｅ ６６４]になるはず。
【０１９７】
定義９：（Ｐｏｉｎｃａｒe  Ｍａｐ）以上の理論と定義に基づき、Σ、Γ、δ、τ（ｘ）が前述の定義とする。そうすれば、共同に相平面と断面に存在する極限点は ｘ∈Ｎδ（ｘ0）∩Σになる。中のｘの近傍Ｎδ（ｘ0）は必ず密集的（Ｄｅｎｓｅ）になるため、関数Ｐ（ｘ）＝φ（τ（ｘ），ｘ）（２．６７）が存在する。τ（ｘ）周期で断面に戻ることは常に成立する。式（２.６７）はｘ0のところに定義され、ΓのＰｏｉｎｃａｒe断面（Ｐｏｉｎｃａｒe Map）に対応している。しかも、（式２.６７）の極限集合の時間逆行は許されるし、一階微分の連続も退化しないため、Ｐ-1（ｘ）＝φ（−τ（ｘ），ｘ）（式２．６８）になる。（式２.６７）と（式２.６８）は完備の微分トポロジー構造、Ｐ（ｘ）である。Ｄｉｆｆｅｏｍｏｒｐｈｉｓｍを持っている。提出物件[３５, Ｖｏｌ ２, Ｐａｇｅ ５７５−５８８]によれば、Ｐｏｉｎｃａｒe 断面はＤｉｆｆｅｏｍｏｒｐｈｉｓｍ性質を持っている。これは、グローバル性質でグローバル安定性（Ｇｌｏｂａｌ Ｓｔａｂｉｌｉｔｙ）[８６, Ｃｈａｐｔｅｒ ３]である。もっとも直接のメリットは、一つのシステム（式２.６６）の相平面断面を見つければ、軌跡が閉鎖的、又はシステム（２.６６）が周期解を持っていれば、システム（式２.６６）は安定−提出物件[４７, Ｃｈａｐｔｅｒ １１]、[３５, Ｖｏｌ.２, Ｐａｇｅ ６６４−７３８]であると判断できる。同時に、構造安定性（Ｓｔｒｕｃｔｕｒａｌ Ｓｔａｂｉｌｉｔｙ）−提出物件[３５, Ｖｏｌ.２, Part ５, Ｐａｇｅ ７３９−７５８]、[８, Ｃｈａｐｔｅｒ ３]、[８６, Ｃｈａｐｔｅｒ ４]の積極証拠も提供できるので、他の断面を見つけて安定性の測定をする必要がない。システムに対し、積分を手段として微分方程式の解を見つけて更にシステムは安定しているかどうか判断する必要はない。他にも、Ｈｏｐｆ分岐の分岐条件−提出物件[８６, Ｃｈａｐｔｅｒ ４]も見つけられる。Ｄｉｆｆｅｏｍｏｒｐｈｉｓｍ性質を持つシステムが所有する周期解であれば、極限サイクルになるように必ず極限軌跡までに収束する。相断面では、スペクトル分解定理（Ｓｐｅｃｔｒａｌ Ｄｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ Ｔｈｅｏｒｅｍ）−提出物件[９１, Ｐａｇｅ ５３７]は必ず稠密である。その意義はシステムが所有する周期解は相断面を横断して対応するスペクトルが解析されることである。この相断面はシステムのグローバルスペクトル分析装置（Ｓｐｅｃｔｒａｌ Ａｎａｌｙｚｅｒ）である。調波と副調波（次調波）は必ず発生して同時に相断面によって測定されることが説明された。それぞれに横断された極限点の間では、局部共役（Ｌｏｃａｌ  Ｃｏｎｊｕｇａｔｉｏｎ）−提出物件[９１, Ｃｈａｐｔｅｒ ７]になっている。断面は共役極限集合によって展開された双対トポロジー空間（Ｄｕａｌ  Ｔｏｐｏｌｏｇｉｃａｌ Ｓｐａｃｅ）であり、分析の角度からには、この双対トポロジー空間はHilbert空間である。生成関数は同一断面の極限点間において連結の役割を果たしている。（式１.１５）の定義のような均衡によれば、相平面の閉鎖軌跡は相断面において共役に基づくのが調和均衡（Ｈａｒｍｏｎｉｃ Ｂａｌａｎｃｅ）である。
【０１９８】
（実施２.２.１）の説明を更に見ると、周期解を持つ非線形自励システムは（式２.１５）のようである。摂動法が周期解に対する展開によると、調波と副調波はシステムからの過度解である。制動項は大事な役割がある。それは、設計非線形自励システムの制動関数
【数３２１】
2007202393.tif 000325
に関する設計である。周波数−振幅および位相−振幅の関係が得られる。そして、（実施２.２.２）の周波数変調型の損失原理（周波数−振幅）及びロックループ回路原理（位相−振幅）を応用すれば、システム双対性とグローバル安定性は完全に解析されることができる。以下は非線形自励システムの制動関数
【数３２２】
2007202393.tif 000326
に関する設計ルールである。
【０１９９】
提出物件[８６, Ｐａｇｅ ２５３−２６０]では、（式２.６９）に唯一の極限サイクルだけが存在することが証明された。（式２.６９）と（式２.３２）又は（式２.３３）を比較しよう。
【数３２３】
2007202393.tif 000327
もし（式２.６９）のＦとｆであれば、ｇ関数には以下の関係がある：ｆ（ｘ）＝Ｆ‘（ｘ）、そして、ｆ、ｇ関数を積分で定義する。
【数３２４】
2007202393.tif 000328
（式２.３５）及び提出物件[８６, Ｐａｇｅ １３６]を比較すれば、その両システムは等価であることは証明されている。そのため、（式２.６９）を以下のように二階微分方程式に変えられる。
【数３２５】
2007202393.tif 000329
以下のようにｆ（ｘ）を決めて与えれば、μはシステムパラメータである。ｆ（ｘ）＝μ（ｘ2−１）、そうすれば（式２.７１）を次のように変える。
【数３２６】
2007202393.tif 000330
これは有名のｖａｎ  ｄｅｒ  Ｐｏｌシステム方程式である真空管アンプ回路（Ｖａｃｕｕｍ−Ｔｕｂｅ  ｃｉｒｃｕｉｔ）の状態方程式で、（式１.２６）のようであもある。同時に、システム（式２.７１）には一つの極限サイクルだけが存在するし、周期も安定していることは証明された。もっと良い結果は、（式２.３２）又は（式２.３３）と比較した後に、（式２.７１）は自励振動であることが分かった。自励振動の発生条件はシステムパラメータμによって決められ、即ち、Ｈｏｐｆ分岐が存在することである。
【０２００】
定理 １０ （Ｌｉeｎａｒｄ 定理）−提出物件[８６, Ｐａｇｅ ２５３−２６５]。図２３のように関数Ｆを設定する。ｇ∈Ｃ1（Ｒ）は一階微分の連続、且Ｆとｇは必ずｘ奇関数である。Ｆ（０）＝０、Ｆ‘（０）＜０とし、Ｆは一つだけがｘ＝ａの０点である。同時に、Ｆは単調上昇で、ｘ≧ａの後にｘ→∞、Ｆ→∞がある。これで、システム（式２.６９）には唯一の極限サイクルだけが存在し、周期も安定している。
【０２０１】
提出物件[４７, Ｐａｇｅ ２１６−２２６]、[３０, Ｃｈａｐｔｅｒ １０, Ｐａｇｅ ３８７−３８８]、[８６, Ｐａｇｅ １３６, ２５３−２６４]は、Ｌｉeｎａｒｄシステムが安定化にできる誘導の証明を提供している。いくつか重要な結果が観察できた。図２３に示されている。（１）システムのトータル等価インピーダンス（Ｉｍｐｅｄａｎｃｅ）は（式２.７０）の関数のように、Ｆは常数であってはならないが、時間の陽関数（Ｅｘｐｌｉｃｉｔ  Ｆｕｎｃｔｉｏｎ）でもない。既知のトータル等価インピーダンスという条件では、動的インピーダンスマッチングを実施したければ、バーチャル負荷（Ｖｉｒｔｕａｌ  Ｌｏａｄｉｎｇ  Ａｌｌｏｃａｔｉｏｎ）を配置するだけで実行できる。（２）特定パラメータは必ず存在しており、システムはパラメータ化にされることができる。パラメータの変動は、トータル等価インピーダンス変動とシステムに対応する制動値を生成することができるので、動的順応性制動器の最初の設計も出るができた。（３）システム状態は必ず、繰り返して運行するので、周期解（Ｐｅｒｉｏｄｉｃ  Ｓｏｌｕｔｉｏｎ）や極限サイクル（Ｌｉｍｉｔ  Ｃｙｃｌｅ）が存在すると表示される。これはＰｏｉｎｃａｒe 断面法で周期性の安定を測定し、自然に断面の生成関数はシステムの双対性を描くことができる。それで、グローバルフィルタの作用は確立された。（４）システムには分岐点が存在するし、繰り返してＨｏｐｆ分岐といる分岐点を越えなければならないため、システムは調和均衡を維持でき、システムの飽和問題も解決できた。
【０２０２】
２.４ スペクトル抵抗、スペクトル電気容量及び無限大級共振タンク（Ｓｐｅｃｔｒａｌ Resistor, Ｓｐｅｃｔｒａｌ  Ｃａｐａｃｉｔｏｒ, Ｏｒｄｅｒ−∞Ｒｅｓｏｎａｎｔ Ｔａｎｋ）：直列、並列共振回路がＬｉeｎａｒｄ安定化から分かるように、インピーダンス性質は逆である。しかし、同時にシステム上に現れなければ、分岐現象はでない。それで、直列（１.５）、並列（１.４）共振回路を結合することにより、図２４のような直列並列共振回路に変わる。この時、直列並列共振は既に、特定の周波数帯域（Ｓｐｅｃｉｆｉｃ  Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ）の共振タンク（Ｒｅｓｏｎａｎｔ Ｔａｎｋ）になっている−提出物件[４３, Ｐａｇｅ １７３]、[８, Ｃｈａｐｔｅｒ ４,５]、[７, Ｐａｇｅ ３８５−３９８]、[３０, Ｐａｇｅ １６３]、[５３, Ｐａｇｅ ６０４]、[１１８, Ｖｏｌ２, Ｃｈａｐｔｅｒ ２２,２３]、[１０８, Ｃｈａｐｔｅｒ ６]。
【０２０３】
その対応するシステムインピーダンス（Ｉｍｐｅｄａｎｃｅ）はｚ＝ｚp＋ｚs（式２．７３）、ｚ＝Ｒsp＋ｉＱsp（式２．７４）である。中の実部及虚部はそれぞれに
【数３２７】
2007202393.tif 000331
と
【数３２８】
2007202393.tif 000332
である。並列共振部分のインピーダンスは以下の式で計算できる。
【数３２９】
2007202393.tif 000333
並列共振部分のインピーダンスは以下のようである。
【数３３０】
2007202393.tif 000334
共振条件やインピーダンスマッチングの条件は（式１.２９）のように０である（式２.７４）の虚部にあるので、次のようにＱps＝０（式２．７５）する。そのため、
【数３３１】
2007202393.tif 000335
になる。もっと深い誘導でのＲp2は（式２.７７）で表現できる。
【数３３２】
2007202393.tif 000336
それぞれの係数はＰ2＝（ＣsＬp＋ＣsＬs＋２ＣpＬp）、Ｐ4＝２ＣsＬp（ＬsＣs＋ＣsＬp＋ＣpＬp）と
【数３３３】
2007202393.tif 000337
である。しかも、ここで使用される電気容量ＣsとＣpは誘電キャパシター（Ｄｉｅｌｅｃｔｒｉｃ  Ｃａｐａｃｉｔｏｒｓ）であり、（式２.７７）ではＲp２は二乗項なので、正や負抵抗の形態について選択する理由ができた。
【０２０４】
（式２.７７）ωをみれば、Ｒpと直接に分解することはできない。直接に得られるの次のものである。Ｐp＝Ｒp（ω）（式２．７８）。それが、抵抗値はωの関数であること。言い換えれば、Ｒp（ω）を図２４に入れると、式（２.７４）の虚部は０であり、実部は純抵抗性を引き起こすインピーダンスになる。
【数３３４】
2007202393.tif 000338
ここで、ωは既に共振周波数ωrに切り替えられた。この状態では、Ｒsの選択は特に考量される必要がある。明らかに、（式２.７９）内の中純抵抗性のインピーダンスには実部しか残らない。ｚ（ω）r≠０（式２．８０）は０であってはならない。そうでなければ、ショートの恐れがある。
【０２０５】
システム構造安定性の定性条件に一致するには、（式２.２.１）のような自励システムは二階非線形動的システムの特別事例である。まして、安定の定性条件を求めたければ、その結果はインピーダンスＦの与え方は（実施２.２.３）の説明のようである。すなわち、図２３的広義Ｏｈｍ法則の関数Ｆの与え方を観察してヒントを獲得する。これはＲP及びＲSの選択には絶対の影響がある。それは、実部式（式２.７９）内のｚ（ωr）は図２３の広義のＯｈｍ法則の関数Ｆと同樣の形態しか残っていないからだ。
【０２０６】
以下の三つの状態連続移転を見つけた。（１）その一は Ｆ＜０であり、しかも
【数３３５】
2007202393.tif 000339
は（説明二）の定義により、対応する過度の均衡点を定義する。その均衡点は、並列共振吸収源ではあるが、直列共振流出源でもある。（２）その二はＦ＜０であるが、
【数３３６】
2007202393.tif 000340
は（説明二）において、その対応する過度均衡点は分岐点である。（３）その三は Ｆ＜０であるが、
【数３３７】
2007202393.tif 000341
をF=0を越える。しかし
【数３３８】
2007202393.tif 000342
はとまらずに、最後は全部に正数Ｆ＞０に移転する。しかも、
【数３３９】
2007202393.tif 000343
は（説明二）に従い、対応する過度均衡点は直列共振吸収源ではあるが、並列共振流出源でもある。周期が終わると、直ちに第一種状態に戻らなければならない。それは高速回復性（Ｆａｓｔ  Ｒｅｃｏｖｅｒｙ）である。ここのｘは相平面において電圧又は電流である。
【０２０７】
式（２.６４）を見ると、自励周波数ωは電力Ｐの大きさや振幅によって決まるので、至る場所に対応する過度均衡点がある。しかし、（式２.７８）の抵抗値は自励周波数によって決められるので、電力Ｐの大きさによって抵抗値は決められると推移できる。ここで、電力を（式２.４３）の定義に従い、以下のようにする。
【数３４０】
2007202393.tif 000344
ここのxを電力効率Ｐやωに換えれば、以下のようになる。
【数３４１】
2007202393.tif 000345
この変数の変換目的は、システムが使えるパラメータを見つけることであるので、（式１.４９）の
【数３４２】
2007202393.tif 000346
はシステム操作の周波数変調の根拠として役立つし、システムのωパラメータ化の成功にも役立つ。高速回復性によれば、この種類の抵抗は明らかに周波数の反響がある。異なる周波数の作用においても高速に回復しなければ、飽和システムは発散してしまう。
【０２０８】
（式２.８０）の要求への満足に基づき、（式２.７８）は正や負を選択することができるし、前述の三つの状態連続移転は同時に起きるため、Ｒs、Ｒpの選択性質は以下の通り：（１）第一はＲsとＲp の共役であるが、絶対値は異なる以外にも、前述の三つの状態連続移転が必要である。（式２.８１）にωパラメータを代入すれば、Ｆ（ｘ（ω））＝Ｆ（ω）になる。（２）ここのＲs、Ｒpにωパラメータを代入し、状態ｘはＲs、Ｒpと関数関係ｘ＝ｘ（Ｒs（ω），Ｒp（ω））を持つようになる。（３）第二はＲs＝Ｒs（ω）（式２．８３）。（４）及びＲp＝Ｒp（ω）（式２．８４）である。（５）抵抗値は固定的ではなく、以下のようである。
【数３４３】
2007202393.tif 000347
安定化のニーズを満足するために、特にＲs、Ｒpの性質を選定した。
【数３４４】
2007202393.tif 000348
【数３４５】
2007202393.tif 000349
通常に、傾斜率は正のほうが大きい。
【数３４６】
2007202393.tif 000350
負性抵抗の範囲は通常に小さいし、（式１.３０）と（式１.２７）はＲp（ω）＞０とＲs（ω）＞０である。（式２.７０）からは、初期値を平行移動させるのは良いが、有界は必要である。システム方程式（式２.７１）は（実施２.２.３）の条件を満たしているので、負性抵抗の必要はなくなる。すなわち、Ｒp（ω）＜０の初期値を次のように選定し、Ｒs（ω），Ｒp（ω）∈０（１）作用は傾斜率が０ではなくなり、それぞれの対応する方向へ（式２.８５）、（式２.８６）のように上昇するか下降すると、前述の各要求を満たすことができる。
【０２０９】
（式２.８５）、（式２.８６）のように抵抗の作用形態を選定した後に、式（２.７９）は次のように変える必要がある。
【数３４７】
2007202393.tif 000351
Ｒs部分を周波数反響があるものに変えて前述の抵抗を満足する。インダクタンス値Ｌpは通常にシステムの等価によって貢献される。この時に、（式２.７９）のインピーダンス値は“生きる”ものであり、入力電力によって必要なインピーダンス値、つまり順応性インピーダンスが生成される。同時にωrも誘発され、システムにおいて可能な反響周波数帯域を通過してシステム共振周波数ωrと自動的にカップリング（Ｃｏｕｐｌｅｄ）をする。これは、抽出（Ｅｘｔｒａｃｔｉｏｎ）といっても良いし、アンテナの照準信号の中心周波数と見ても良い。言い換えれば、カップリングになった周波数は全部システムの共振周波数ωrであること。特に、Ｐｏｉｎｃａｒe 断面法によれば、断面上の極限部分集合は皆稠密の性質を持っている。そして、Ｌｉeｎａｒｄシステムにおけるインピーダンスは（式２.８７）のような生きるものであるため、順応性インピーダンスに対応する無限大の数の極限部分集合を作り出すことができる。そうすれば、図２４のように、共振タンクに対応することにより、無限大の数の共振周波数を抽出することができる。この共振タンクは無限大の数の共振周波数によって構成され、物理学では、無限大級共振タンク（Ｏｒｄｅｒ−∞  Ｒｅｓｏｎａｎｔ Ｔａｎｋ）と呼ばれている。
【０２１０】
（解析１.１.１）の節において、苦労してやっと定義されたＨａｍｉｌｔｏｎ関数は（式１.５０）、正準変換（式１.４５）と（式１.４６）、作用変数（式１.４３）又は（式１.４４）、作用角度及び対応する生成関数（式１.４８）と（１.４７）と同じく、システム反響率である（式１.５２）とその不変量を求めるためのものである。しかし、システムのＨａｍｉｌｔｏｎ関数が複雑なのは普通のことであり、精密な数学モデルを立てるのが難しい。そのため、（解析１.１.１）での分析結果に従ってシステム反響周波数を見つけるしかない。これで、数学モデルはますます複雑になり、計算と解を求めることが難しくなり、数学モデルとは誤差が出てしまう。システム分析はさらに分析しにくくなる。無限大級共振タンクとシステム反響周波数ωrが自動的にカップリングになって抽出されることにより、もともと複雑な数学モデルは順応性（自動で動的に最適のカップリング、つまり共振を得ること）のグローバル設計（積分でシステム方程式に対して解を求める必要がない）で、（解析１.１.１）のよな分析方法の解決方案を提出することができた。
【０２１１】
共振曲面（Ｒｅｓｏｎａｎｃｅ Ｈｙｐｅｒｓｕｒｆａｃｅ）[８, Ｃｈａｐｔｅｒ４,５]は共振周波数によって展開され、システム性質は共振曲面の抽出によって識別（Ｉｄｅｎｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ）される。典型の事例は断面におけるすべての極限部分集合は皆システムの相対双対性質によって形成された曲面であり、断面と無限大級共振タンクが構成した共振曲面には皆Ｄｉｆｆｅｏｍｏｒｐｈｉｓｍを持っている。システム双対性解析は共振曲面によって十分に表現されることができ、システム双対性質は無限大級共振タンクによって完全に抽出される。
【０２１２】
量子論の観点から、量子グループが持つエネルギーは（式１.５８）のようなＰｌａｎｃｋ公式で表現できる。無限大級共振タンク分解エネルギーが対応するスペクトル （ω1，ω2，．．．，ωn．．．） を利用して抽出することができれば、
【数３４８】
2007202393.tif 000352
は成立する。これで、高エネルギー粒子や原子廃棄物から電気エネルギーを抽出して発電にすることができる。これを原子電池（Ｒａｄｉｏａｃｔｉｖｅ  Ｂａｔｔｅｒｙ又はＮｕｃｌｅａｒ  Ｃｅｌｌ）と呼ぶことができる。これら、存在している原子廃棄物は、連続に数百年、又は数億年において電気供給ができ、原子分裂や融合のような極端に不安定の形態で発電して原子廃棄物を絶えずに製造することはなくなる。
【０２１３】
（式２.８３）と（式２.８４）は大事なヒントを与えている。これは新たな種類の抵抗であり、ここでは特に式（式２.８４）と（式２.８３）をスペクトル抵抗１０Ａ（Ｓｐｅｃｔｒａｌ Ｒｅｓｉｓｔｏｒ）と呼んで図２５が表す特質化の記号を決定する。まず、周波数に対して働きかけてアルファベット“ｆ”を基礎とする。中央の斜線部分はインピーダンス値が周波数の誘導につれて高速にドリフトすることを表している。斜線先端の双方向の矢印は双方向の高速変動と飽和にならないことを表している。そして、短い斜線で均衡点での高速収束と回復性質を表わす。水平線は電力減衰作用を持つことを意味しており、先端と末端の白い点は吸収源であり、黒い点は流出源である。三つのｆと交差になっている三本の交差斜線は双対性質を表わす。システムアナログを介して抵抗には周波数反響と帯幅が必要で動的システムの制動とすることができるとわかる。今には、スペクトル抵抗の設計があり、制動も自然にできた。
【０２１４】
無限大級共振タンクは図２４のもの以外にも図２６、２７と ２８の組合がある。図２６では、共用インダクタンスの無限大級共振タンクが示されている。ここのＲs、Ｒpは必ずスペクトル抵抗である。図２７では、共用インダクタンスの無限大級共振タンクが示されており、ここのＲs、Ｒpは必ずスペクトル抵抗である。図２８では共用抵抗の無限大級共振タンクが示され、ここのＲs、Ｒpは必ずスペクトル抵抗である。図２９はインダクタンス、電気容量と抵抗の無限大級共振タンクであり、ここのＲs、Ｒpは必ずスペクトル抵抗である。図２９、２８、２７、２６、２４を比較すれば、変わらないままのコンフィギュレーションはＲs、Ｒpで必ずスペクトル抵抗である。これは人工によるＨｏｐｆ分岐条件である。ここで、以下の、ＧａＡｓ−提出物件[９, Ｃｈａｐｔｅｒ １４]、ＢａＴｉＯ3 [１１８, Ｖｏｌ２, Ｃｈａｐｔｅｒ１１]と[９, Ｃｈａｐｔｅｒ １４]、金属酸化物[９, Ｃｈａｐｔｅｒ １４]、[１０８]、Ｇｕｎｎダイオード（Ｇｕｎｎ  Ｄｉｏｄｅ）[１２０, Ｐａｇｅ ３２８]又はトンネルダイオード（Ｔｕｎｎｅｌ  Ｄｉｏｄｅ）−提出物件[４７]等の材料を使ってみたが、全部は期待の結果が得られた。
【０２１５】
２.５、オールパスフィルタ（Ａｌｌ−ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ）：フィルタの定義[１１８, Ｖｏｌ２ Ｃｈａｐｔｅｒ２２]に基づき、オールパスフィルタはあらゆる周波数に対して反響がなければならない。（式１.７）と（式１.８）において次の式のようにさせ、Ｑs＝Ｑp、Ｒs、Ｒpをそれぞれに（式２.８３）と（式２.８４）に代入すれば、
【数３４９】
2007202393.tif 000353
Ｒs(ω)、Ｒp(ω)になる。その変動はシステムのＬＣの変動を以下のようにさせる。
【数３５０】
2007202393.tif 000354
（式１.９）、（式１.１０）から帯幅がわかり、しかも（式２.８８）を代入する。
【数３５１】
2007202393.tif 000355
及び
【数３５２】
2007202393.tif 000356
はこれで（式２.８６）のような選択が選ばれた。Ｒp（ω）→０（式２．８９）しかも、（式２.８５）はＲs（ω）→∞（式２.９０）、になり、（式２.８８）インダクタンス、電気容量は対応する変動の状態になる。これで、図２９、２８、２７、２６、２４は全部、オールパスフィルタになる。つまり、０≦ω＜∞であり、帯幅は無限大の大きさを持ち、オールパスフィルタと呼ばれる。
【０２１６】
２.６、スペクトル電気容量（キャパシタ）（Ｓｐｅｃｔｒａｌ ｃａｐａｃｉｔｏｒ）：（式２.８８）から電気容量Ｃが分かる。
【数３５３】
2007202393.tif 000357
Ｒs(ω)、Ｒp(ω)の積によって決められ、中のインダクタンス量は固定値である。Ｒs(ω)、Ｒp(ω)は（式２.９０）、（式２.９１）の変動につれて電気容量Ｃ（ω）を大幅に変化させる。しかも、スペクトル抵抗の順応性につれてスペクトル電容１０bと呼ばれる新たな電気容量を作り出す。対応する記号は図３０が示すように、スペクトル抵抗との最大の差異は二枚の介電極板の水平粗黒平行線が増えており、且つ減衰作用の中心水平線は必要ではない。式（２.９１）において、電気容量とインダクタンスの位置を交換Ｌ（ω）＝ＣＲs（ω）Ｒp（ω）（式２．９２）する。Ｒs(ω)、Ｒp(ω)は（式２.９０）、（式２.８９）の変動でインダクタンス量Ｌ（ω）を大幅に変化させ、スペクトルインダクタンス（Ｓｐｅｃｔｒａｌ Inductance）を獲得する。
【０２１７】
２.６.１、ブロードバンド位相ロックループ（Ｂｒｏａｄｂａｎｄ Ｐｈａｓｅ−Ｌｏｃｋｅｄ  Ｌｏｏｐ）：（式１.３９）、（式１.４０）、（式１.３８）によると、Ｒfは（式２.９０）、（式２.８９）に換えてバラクターダイオードをスペクトル電気容量１０Ｂを図３１が示すように換えることができる。無限大級共振タンクは（式２.５９）のように位相測定に必要な対応を提供しており、このロックループには順応性があり、しかも自動的にゲイン値を調整し、必要とする信号finの位相を測定する。
【０２１８】
２.６.２、高速火花なし無接点スイッチ（Ｆａｓｔ  Ｓｐａｒｋｌｅｓｓ−Ａｒｃｆｒｅｅ  Ｓｗｉｔｃｈ）：双極（Ｄｉｐｏｌｅ）の誘電性質の極化過程によれば、対応する電気エネルギーを入力するだけで極化は周波数が起きてしかも同時に誘発される。無限大級共振タンクは連続極化の過度に使われる。電気の道にとって、無限大級共振タンクは電力へのショートカットであるため、存在するあらゆるの電界は必ず無限大級共振タンクのカップリングによって吸入される。無限大級共振タンクには動的順応性制動の性質を持っている。すなわち、吸入された電界は減衰になり、高速無火花無接点スイッチになる。
【０２１９】
２.７、動的順応性制動（Ｄｙｎａｍｉｃ−Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｄａｍｐｅｒ）：図２９、２８、２７、２６、２４は最後には等価になって直列や並列共振になる。既知の帯幅は無限大であり、各周波数が対応する線形システムの特徴値方程式λ1.2を自然周波数ωrで正規化させる。
【数３５４】
2007202393.tif 000358
ここで、制動比（Ｄａｍｐｉｎｇ  Ｒａｔｉｏ）ζは電気容量のように表示され、インダクタンスと抵抗の関係は
【数３５５】
2007202393.tif 000359
【数３５６】
2007202393.tif 000360
になる。
【０２２０】
その中、（式２.８７）のようにインピーダンス、又は（式２.８３）と（式２.８４）のスペクトル抵抗を代入すると、（式２.９５）の制動比は周波数の変更につれて動的順応性制動になる。同時にシステムに対する誤解の原因を打ち明ける。アナログ機電の両システムには、例えば表１は正規化システムに修正するだけで、完全な記述ができる。
【０２２１】
図２６に戻り、インダクタンス２０を図２２のように、変圧器２００に変える。ここのスペクトル抵抗は１０Ａ
【数３５７】
2007202393.tif 000361
であり、
【数３５８】
2007202393.tif 000362
は（式２.８３）と（式２.８４）の直列で、電流方向均衡（式１.１４）で、入力された電気エネルギーは吸収され、（式１.１３）は速く均衡になれる。そして、（実施２.２.２）で述べられた周波数変調方式による損失、周波数変調損失ユニット（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ Ｄｉｓｓｉｐａｔｉｖｅ  Ｕｎｉｔ）と呼ばれる装置を利用する。ここの 
【数３５９】
2007202393.tif 000363
【数３６０】
2007202393.tif 000364
は自励性材料類のものでるため、周波数変調の役割がある。（式２.６０）のように、吸入された電力を周波数変調方式で損失させ除去する。温度方式の表現を使わないし、システムにフィードバックしてＥＭＩ、ＥＭＣ、ＲＦＩ、調波源等の電力干渉（Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）現象をも生成しない。
【０２２２】
２.７.１、靜電吸収器（Ｅｌｅｃｔｒｏ−Ｓｔａｔｉｃ  ＤｓｉｃｈａｒｇｅｒまたはＥＳＤ）：クローン法則によると、電量Ｑと電界強度Ｖには次に式のように電気容量を比率常数としている。Ｑ＝ＣＶ（式２．９６）。静電電界における電界強度Ｖとスペクトルの分布は未知であるため、順応性を持つコンデンサを設計する必要がある。（式２.９１）によれば、電気容量ＣはＲs（ω）、Ｒp（ω）の積、インダクタンス量Ｌによって決められることがわかる。言い換えれば、インダクタンス量Ｌは体や靜電源と等価になり、０でないインダクタンス量を得ることができる。Ｌ＝Ｌe≠０。
【０２２３】
それからは、オールパスフィルタの反響スペクトルには制限がないことである。そして、動的順応性制動には順応性の制動値が生成し、Ｒs（ω）、Ｒp（ω） は（式２.９０）、（式２.８９）の変動につれて電気容量Ｃを大幅に変化させる。無限大級共振タンクと体や静電源と並列すると、等価の結果は動的順応性制動器を電界へのショートカット（Ｓｈｏｒｔ−ｃｕｔ）にする。電界強度Ｖは吸入され、周波数変調損失を介して電界は直ちに消える。図３３のように、電界が直ちに消えるには、作用の中心水平線を減衰する必要がある。
【０２２４】
２.８ オールパス調波フィルタ（Ａｌｌ−ｐａｓｓ Ｈａｒｍｏｎｉｃ and Ｓｕｂｈａｒｍｏｎｉｃ Ｗａｖｅｆｏｒｍｓ Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ Filter）：（実施２.１）の説明のように、電力調波は主に自励システムのようなものによるものである。（実施２.２.２）のようにオールパスフィルタによって測定される方法を採用し、しかも（実施２.２.５）のように、周波数変調損失は電力調波ひずみを除去する。
【０２２５】
２.８.１、ＥＭＣ、ＥＭＩ、ＲＦＩ退治対策（ＥＭＣ、ＥＭＩ、ＲＦＩ ）：表１ ＥＭＣ、ＥＭＩ、ＲＦＩのひずみは機械と回路のアナログに対する誤解によるものようであるため、（実施２.２.７）の説明のように、回路の制動器の設計方法を見つければ、電器設備のひずみ退治対策は大体完備になる。
【０２２６】
２.９、動的インピーダンスマッチング（Ｄｙｎａｍｉｃ Ｉｍｐｅｄａｎｃｅ Ｍａｔｃｈｉｎｇ）：システムのトータルインピーダンスを（式２.９７）のように、周波数関数Ｚ（ω）表す。
【数３６１】
2007202393.tif 000365
複数で式ｚ（ｆ）−Ｒsp（ω）＋ｉＱsp（ω）（式２.９８）のように表す。インピーダンスが周波数に対する変動については、（式２.９９）のように微分で表現できる。
【数３６２】
2007202393.tif 000366
連鎖律を利用して温度の変動を加入すると、
【数３６３】
2007202393.tif 000367
そして、時間の変動を入れると、
【数３６４】
2007202393.tif 000368
又は
【数３６５】
2007202393.tif 000369
である。（式２.１０２）において、
【数３６６】
2007202393.tif 000370
電阻対率の変動を表している。ωは主要の減衰項である。同時に、
【数３６７】
2007202393.tif 000371
が０であれば、一般の抵抗になる。一般的に、
【数３６８】
2007202393.tif 000372
には正（ 
【数３６９】
2007202393.tif 000373
）や負（ 
【数３７０】
2007202393.tif 000374
）の選択で（式２.８５）と（式２.８６）の要求を満足している。ｄω／ｄＴ項は温度に対して周波数が生成する変動であり、ｄＴ／ｄｔ項はシステム放熱率で、ｄｔは操作期間である。
【０２２７】
動的インピーダンスマッチングの稼動は“何時でも構わない”が、負荷が如何に変動しても、電力調波ひずみを含めて（式２.１０２）の左側は０にならない。ｄｚ≠０。しかし、（式２.９８）の虚部は“必ず”（ 式１.２９）、（式２.７５）のように０になければならない。しかし、（式１.２９）には動的インピーダンスマッチングは必ず負荷インピーダンスと電源インピーダンスで均衡（式１.１４）に達する。但し、均衡を実施する過程においては普通でないことが際立つ。それは負荷インピーダンスはいつでも変動するし、しかも、不連続で（式２.１０２）の左側が０にならないようにさせる。又、負荷インピーダンスと電源インピーダンスが均衡になるように、負荷インピーダンスを入れるか減少する。システムと等価になり、新たなインピーダンスを誘発する。すなわち、負荷インピーダンスと電源インピーダンスはいつになっても均衡にならないこと。
【０２２８】
回路中には自動にインピーダンスの均衡を生成する枠組が必要である。システムと等価になり、新なインピーダンスを誘発し、（式１.２９）、（式２.７５）の要求を満足する。（実施２.２.４）における（式２.７５）のような誘導と均衡の複数の定義（１.１５）をレビューすれば、（式１.２９）は次のように書き換えられる。Ｑs＝−ＱL＝ｅπiＱL。そのため、共役インピーダンスはｚ*＝ｉｅπiＱsp＝−Ｑsp（式２．１０３）になる。
【０２２９】
（２.７４）共役をとり、そして（式２.７４）と（式２.１０３）を足す。（説明六）から、インピーダンスマッチングは負荷インピーダンスを補足していることが分かる。だが、システムと等価になって新なインピーダンスを誘発することはできない。ここでの足し算は（式２.１０３）であり、負荷と並列してフローティングになる。図６では、特に式（式２.１０３）をバーチャル負荷（Ｖｉｒｔｕａｌ Ｌｏａｄ）と呼んでいる。一つの理由は無限大級共振タンクを基礎として共振を介してカップリングを獲得している。虚部は“自然にそして必ず０”になるが、実部には変化がない。又、（実施２.２.４）によると、実部の抵抗値が（実施２.２.３）の結論と（式２.７９）の表現式を満たせれば、（式２.９８）はきっと単純抵抗（式２.７９）だけを残ることができる。もう一つの理由は、無限大級共振タンクにはオールパスフィルタを持っている。これは異常や不必要のひずみの周波数成分を分離するのに使用されている。三つ目の理由は、無限大級共振タンクは動的順応性制動の吸収と損失能力を持っているため、共振を除去してカップリング異常、負荷の激しい変動や汚染を起こした周波数成分を獲得することができる。動的システムが調和均衡に維持できるようにさせ、これこそ動的インピーダンスマッチングである。
【０２３０】
２.９、動的電力要素調整（Ｄｙｎａｍｉｃ  Ｐｏｗｅｒ  Ｆａｃｔｏｒ  Ｃｏｒｒｅｃｔｏｒ或ＤＰＦＣ）：（式２.５６）や（式２.５７）に基づき、主要の調整電力要素は（式２.４６）のようである。そうすれば、どんな電源でも有效電力であり、すなわち（式２.４３）のような平均電力である。
【０２３１】
第一段階で実施されたのは、交流−直流への変換装置（ＡＣ／ＤＣ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）であり、保存も行われた。しかも、異なる電力の需要に応じて昇圧（Ｂｏｏｓｔ）や降圧（Ｂｕｃｋ）の制御も含まれた。昇圧や降圧は必ず二階微分システム、典型的自励システムになる。良質の損失装置を加えて制動の役割を果たさなければならない。そうしなければ、システム制御は安定化になりにくい。そのため、（実施２.２.３）のシステム安定化の需要を満たすように、動的順応性制動が加えられた。
【０２３２】
第二段階では充電管理が行われた。保存装置は負荷の形態を変動させるため、起動過電流、充電不足や充電超過等の後遺症を起こしてしまう。これはハイパワー切り替え型電源（Ｈｉｇｈ−Ｐｏｗｅｒ  Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ−ｍｏｄｅ  Ｐｏｗｅｒ  Ｓｕｐｐｌｅｙ）の欠点である。オールパスフィルタはこの問題を解決することができる。また、保存装置は表２のように、それぞれの需要に対応して配置することができる。例えば、大きい電力の入出力にはフライホイールが必要であり、電動車両の分野では高い電力貯蔵密度のリチウム電池と大きい入出力のスーパー電気容量の組合せが必要である。ただ、電力要素は負荷形態につれて変動が生じるので、トータルインピーダンスの虚部は（式２.４９）のようなものを生じることは知られている。すなわち、電力要素の確立（式２.４６）には負荷形態に従って調整する必要がある。
【０２３３】
第三段階は直流−交流への転換（ＤＣ／ＡＣ）部分,すなわち、インバータが第一段階で保存された直流電力を交流電力に戻してから、電気負荷へ提供する。しかも、負荷形態に従って配置を換えなければならない。これはインピーダンスマッチングのことである。（式２.６３）によれば、交流成分は唯一ではない。インピーダンスマッチングを実施すると、システムには更に多い反響が出るため、交流成分はもっと複雑になる。動的インピーダンスマッチングだけが交流成分の単純化を確保することができる。まして、動的インピーダンスマッチングはシステムをいつまでも単純抵抗の負荷形態に維持させるため、システムに動的順応性制動を加えて動的インピーダンスマッチングを実行すると、電力要素は必ず（式２.４６）のようになる。それで、動的電力要素調整ができた。以上の三段階の電力供給モデルが滿足できるものは合わせて“インバータ型電源”（Ｉｎｖｅｒｔｅｒ−ｂａｓｅｄ  Ｐｏｗｅｒ  Ｓｕｐｐｌｙ又はＡｇｅｍｔ−ｂａｓｅｄ  ＰｏｗｅｒＳｔａｔｉｏｎ）と呼ばれる。
【０２３４】
実施３：応用分野：動的順応性制動、オールパスフィルタ及び動的電力要素調整の開発ができたは後に、更に各分野に応用することができる。
【０２３５】
３.１、衝撃吸収の包括ネットワーク（Ｇｅｎｅｒｉｃ  Ｓｎｕｂｂｅｒ Ｎｅｔｗｏｒｋ）：図８、１０において、根本の問題は負荷の効果にあるため、無限大級共振タンク１００Ａとパワートランジスタ３０を納入して図３４のように、平行で最初のハイスピードダイオード４０とブレーキシステムを取り替えれば、この六組の無限大級共振タンク１００Ａは、Ｒ、Ｓ、Ｔと連結する負荷によるひずみを消去することができる。図３４での機能増加のインバータ１０Cは図３５に表示されており、後の説明に使われる。図３６のように、破線内（Ｂｌｏｃｋ Ｄ）に無限大級共振タンク１００Ａとパワートランジスタ３０は並列しているが、これはインダクタンスが切り替える時の反起電力や再生電力を消すためである。同時に実線内（Ｂｌｏｃｋ Ｅ）では、再生電力が直流の貯蔵蓄電池セット５０に回収されて回収再生電力になる。実線内（Ｂｌｏｃｋ C）的インバータ１０Cは図３５のように端末電力の拡大出力である。
【０２３６】
３.２、ユニバーサル再生電力充電器（Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ  Ｃｈａｒｇｉｎｇ  Ｐｕｍｐ）：図３７が示すように、再生電力は衝撃吸収回路（Ｂｌｏｃｋ Ｂ）から減速で抽出された後、整流に入ってユニバーサル再生電力充電器（ＤＣ Ｐｏｗｅｒ Ｏｕｔｐｕｔ）になる。そのメリットは、再生電力であるため、電源は電力入力とは無関係であり、完全に負荷の大きさによって決められる。それでもシステムの安定性は破壊されない。また、衝撃吸収回路（Ｂｌｏｃｋ  Ｂ）による抽出で切り替え型電源は更に安定する。しかも、システムの騒音を消すことができ、過充電の恐れも排除できる。
【０２３７】
図３８では、回収再生電力の三相インバータに、無限大級共振タンク１００Ａとパワートランジスタ３０を納入し、平行で最初のハイスピードダイオードとブレーキシステムを取り替える。だが、今ではパワートランジスタはハイスピードダイオードを内蔵するようになっているため、現有のパワートランジスタを利用して三組の無限大級共振タンクに納入して再生電力を回収する。図３９は回収再生電力の三相インバータ１０Ｄで、図３８の記号である。
【０２３８】
３.３、ハイパワーユニバーサル電源装置（Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ  Ｐｏｗｅｒ  Ｓｕｐｐｌｙ）：図４０はハイパワーユニバーサル電源装置を大型充電機として使用する例である。Pブロックにおいて並列共振の無限大級共振タンクを等価にし、その目的は高周波数インダクタンスが起こした反起電力を消去することにある。ハイスピードダイオードは高周波数インダクタンスが起こした反起電力を導き、無限大級共振タンクに流して周波数変調式の損失形態で消去する。
【０２３９】
次の目的は、ハイパワー出力は通常に低周波数の制御操作であるので、低周波数の操作制御ができるハイパワー制御トランジスタ（ＳＣＲ） ３０Ａを選択した。ハイパワー制御トランジスタ３０Ｂ、ＰＷＭ制御装置７０、並列共振の無限大級共振タンク１００Ａの三部分が共同に構成した電圧昇降の制御装置はいずれの部分も必要である。そうでなければ、ハイパワー制御トランジスタ（ＳＣＲ） ３０ＡはＰＷＭ制御装置７０の切替指示を受けないで暴走してしまう。電気容量性負荷の起動には減流する必要がある。特に充電機を使用する時はもっと際立つ。電流制御はハイパワー出力の難しい課題であり、式（２.６０）のような周波数変調式損失方法に従い、出力電力に周波数変調命令を与える。言い換えれば、ハイパワー制御トランジスタ（ＳＣＲ） ３０Ａの制御命令より高い周波数の搬送波が必要である。即ち、周波数変調信号を加えることである。電圧制御と電流制御との間にあるＰＷＭ制御装置７０は同期（Ｓｙｎｃ）でなければならない。ハイパワー出力の瞬間は周波数変調式で損失する同時に、ハイパワー制御トランジスタ（ＩＧＢＴ） ３０Ｃのゲート（Ｇａｔｅ）のMiller効果[３８]を消す。これは電流を制限することができるため、高周波数で制御できるハイパワー制御トランジスタ（ＩＧＢＴ）３０Ｃを選択した。ハイパワー制御トランジスタ（ＩＧＢＴ） ３０Ｃ、ＰＷＭ控制器７０は電流制御の主要要素であり、ハイパワー制御トランジスタ（ＩＧＢＴ） ３０Ｃと並列する無限大級共振タンク１００Ａの目的は直流内の交流干渉を無くすことにある。直流バス電圧は任意にドリフトすることがないので、ハイパワー制御トランジスタ（ＩＧＢＴ） ３０Ｃの保護ができる。
【０２４０】
無限大級共振タンクは（実施２.２.８）、（実施２.２.９）、（実施２.２.７）の説明内容のようであるため、充電機（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ  Ｃｈａｒｇｅｒ）として抵抗性負荷（スーパーキャパシタ）、電気容量性負荷（電池）、インダクタンス性負荷（フライホイール）を充電させることができる。又も、インバータの直流バスと接続してインバータの入力側として切り替え型電源になれる。
【０２４１】
３.４、ハイパワー直流対直流切り替え型電源コンバータ（Ｈｉｇｈ−ＰｏｗｅｒＤＣ−ＤＣ  Ｐｏｗｅｒ  Ｃｏｖｅｒｔｅｒ）：図４１では、ハイパワー直流対直流切り替え型電源コンバータの概略図である。上の部分はハイパワーユニバーサル電源装置であり、（実施３.３.３）の説明のように、大型充電機が（実施２.２.９）のような動的電力要素調整で、直流対直流の切り替え型電源コンバータ内のバッファーに対して十分に充電させれば、バッファー内の電力は安定できる。ただ、電力出力の大きさはハイパワーユニバーサル電源装置によって直接に提供されるため、バッファーは電力の入出量に従って配分できる。また、二つの電力アンプ８０ （Ｂｌｏｃｋ Ｂ）は両組の無限大級共振タンクを並列し、高周波数インダクタンス２０Ａ（Ｔ2）を除去して逆方向の電圧を生成する。二つの電力アンプ８０ （Ｂｌｏｃｋ Ｂ）は同じ時間において一つだけが起動し、もう一つは止まらなければならない。直列電気容量ＣS、高周波インダクタンスＴ2と並列電気容量CPは直列並列共振の直流対直流の切り替え型電源コンバータを形成し、出力電力をコントロールする。高周波インダクタンス２０Ｂ（Ｔ3）は電圧を出力するために降圧（ＢｏｏｓｔやＢｕｃｋ）する。そして、無限大級共振タンク１００Ａ （Ｂｌｏｃｋ C）を並列し、消除高周波インダクタンス２０Ｂ（Ｔ3）と負荷が起こしたノイズを除去する。
【０２４２】
３.５、インバータ式電源（Ｉｎｖｅｒｔｅｒ−ｂａｓｅｄ  Ｐｏｗｅｒ  Ｓｔａｔｉｏｎ,Ａｇｅｎｔ−ｂａｓｅｄ  Ｐｏｗｅｒ  Ｓｔａｔｉｏ） ：図４２はインバータ式の具体実施回路であり、充電、貯蔵バッファー、電力出力の三段階に分かれている。充電部（Ｃｈａｒｇｅ  Ｐｕｍｐ）は（実施３.３.３）で述べられたハイパワーユニバーサル電源装置であり、図４０のように、インバータ式入力側の制御とされている。図４０内の直流出力の正と負（ＤＣ,+,−）をＶDC, ＋ ,−）に接続すれば、電気容量性負荷−電池セットに対した充電することができる。貯蔵バッファーは抵抗性負荷（スーパーキャパシタ）、電気容量性負荷（電池）、インダクタンス性負荷（フライホイール）の三種類の共存やその他の形での組合でよい。これで、電力の供給ソースは負荷と分離することができる。電力供給がしばらく中断（Ｖｏｌｔａｇｅ−Ｓａｇ,Ｓｈｕｎｔ,Ｉｎｔｅｒｒｕｐｔ）しても、後の電力出力には影響を与えない。そのため、無停電電源装置になるが、図１３、１４、１５の三つの無停電電源装置とは区別するように特別にフルタイム無停電電源装置（Ｆｕｌｌ−ｔｉｍｅ ＵＰＳ）と呼んでいる。
【０２４３】
電力出力部は、図３８のような回収された再生電力を持つインバータとＹ−Ｙ、Ｙ−Δ 、Δ−Y、Δ−ΔやＹ−Ｖのような電力出力に応じた電源変圧器によって構成される。出力成功率はインバータと電源変圧器によって決められる。その特徴は：（実施２.２.７）で述べられたように、動的順応性制動の吸収功機能が付くと、電源変圧器の後に接続する電気設備の挿入と引抜けができるようになる。その作業では引き起こした電力が跳ね上がり（Ｓｈｕｎｔ,Ｓｈｉｆｔ,Ｊｕｍｐ,...）、完全に吸収されて電力を還元することができる。
【０２４４】
（実施２.２.８）、（実施２.２.９）の内容に従い、インバータは平均電力（２.５１）を提供し、任意の負荷形態インピーダンスは必ず抵抗性負荷に回復し、電力要素は必ず１.０になる。電力は１００%有効に使用でき、節電効果は５０%である。
【０２４５】
（実施２.２.７）のように、動的順応性制動の吸収により、（実施２.２.５）でのオールパスフィルタのフィルタ機能のように、制御と負荷から生じるひずみは、フィルタによって吸収され、しかも、（実施２.２.２）の周波数変調損失形式のように、全てのひずみを除去することができるし、高温も発生させない。
【０２４６】
３.６、冗長電源装置（Ｒｅｄｕｎｄａｎｔ  Ｐｏｗｅｒ Ｓｙｓｔｅｍ）及び冗長無停電電源装置（Ｒｅｄｕｎｄａｎｔ  Ｕｎ−ｉｎｔｅｒｒｕｐｔｉｂｌｅ  Ｐｏｗｅｒ Ｓｙｓｔｅｍ）：図４２のようなインバータ式の設計を備えると、更に考えられるのは電源には冗長があると良いことである。例えインバータは両組以上の出力が並列しても、直流バス並列やスーパーパワー充電機には違う交流電ソースがある。図４３のような無停電電源装置で設計で、スーパーパワー充電機６０Ａを直流バスの入力制御とし、充電管理をする。それは、スーパーパワー充電機を直流電源と充電機として使えることである。又、図３９にある再生電力の回収できるインバータ１０Ｄを動的インピーダンスマッチングとして動的負荷による異常の電力供給に対応すれば、フルタイム無停電電源装置になる。
【０２４７】
フルタイム無停電電源装置の基本輪郭は図４３のようである。ここで、図４４のようにフルタイム無停電電源装置を並列して使用使用すれば、冗長電源システム及び冗長無停電電源装置を操作することができる。図４４には、スーパーパワー充電機６０ＡNセット（ＡＣ／ＤＣ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ（１）（２）to（Ｎ））が配置され、蓄電池セットを充電して管理する。そして、再生電力を回収するインバータ１０ＤＮセット（Ｉｎｖｅｒｔｅｒs （１）（２）to（Ｎ））は冗長無停電電源装置と冗長電源システムになる。
【０２４８】
３.７、電磁アンチスキッドブレーキングシステム（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ−Ｍａｇｎｅｔｉｃ  Ａｎｔｉ−Ｓｋｉｄ  Ｂｒａｋｉｎｇ  Ｓｙｓｔｅｍ）：アンチスキッドブレーキングシステムに関する提出物件は[３４, Ｃｈａｐｔｅｒ１１]、[６２, Ｃｈａｐｔｅｒ ８]、[２７]、[８２]、[２６]、[７６]、[１２５]、[５６, Ｃｈａｐｔｅｒ８]、[５１]などがある。物理学によれば、交流発電機（Ａｌｔｅｒｎａｔｏｒ）内の検知起電力（Ｅｌｅｃｔｒｏｍｏｔｉｖｅ  Ｆｏｒｃｅ）の大きさは固定子（Ｓｔａｔｏｒ）、回転子（Ｒｏｔｏｒ）の二つのコイル数の比率、フラックス（Ｆｌｕｘ）密度、磁界強度（Ｉｎｔｅｎｓｉｔｙ）の時間変化率と関係している。磁界コイルが磁化（Ｍａｇｎｅｔｉｚａｔｉｏｎ）になった後に、二つのコイルの間には吸引力が生じ、磁気抵抗（Ｍａｇｎｅｔｉｃ  Ｒｅｌｕｃｔａｎｃｅ）という。もし、発電機は車輪やプロペラ（Ｐｒｏｐｅｌｌｅｒ）で磁気抵抗を引き起こしてブレーキをかける。これは電磁ブレーキ（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ−Ｍａｇｎｅｔｉｃ  Ｂｒａｋｉｎｇ）と呼ばれる。
【０２４９】
実際に、ブレーキ作用によって生成される高検知起電力に良い緩衝と吸収がなければ、この種の電磁ブレーキングシステムは延々としたブレーキ力を出すことはできない。高圧による高温はシステム部品を損害し、システム保護のために、３〜５秒だけで効果がなくなる。ブレーキ力は明らかに衰退してカップリング不良となる。大型のフライホイールダイオードを損失ユニットとして高検知起電力を除去しようと思えば、温度傾度は激しくなる（Ｔｈｅｒｍｏ  Ｓｈｏｃｋ）ため、システムは余分に力強い放熱装置（Ｃｏｏｌｅｒ）を付けなければならない。それでも、高温で焼けてしまい、ブレーキかリリースした運動エネルギーが回収できず、効果を失う恐れは排除できない。また、高電圧の生成を回避するために、磁界強度を下げることは、ブレーキ力の不足や機能喪失に結び付けてしまう。動的順応性制動器を適当に機電システムの間に接続し、システムのカップリングが必要とする動的インピーダンスマッチングを形成することは、稼動状態に合わせて動的に適応して必要の制動値を生成するだけでなく、極限負荷効果が現れる時に、その動的順応性制動の減衰作用（Ａｔｔｅｎｕａｔｉｏｎ）が原因でシステムのカップリングのフォールトトレアンス（Ｆａｕｌｔ  Ｔｏｌｅｒａｎｃｅ）能力と操作範囲は広げられた。同時に、その中で貯蔵されたエネルギーは更に回収できる（Ｒｅｃｙｃｌｉｎｔ）ので、再利用でエネルギー回収のメカニズム（Ｍｅｃｈａｎｉｓｍ）を形成した。電磁ブレーキングシステムに利用すれば、持続作用可能の電磁アンチスキッドブレーキングシステム（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ−Ｍａｇｎｅｔｉｃ  Ａｎｔｉ−Ｓｋｉｄ  Ｂｒａｋｉｎｇ  Ｓｙｓｔｅｍ又はＥＭＡＢＳ）や非接触型アンチスキッドブレーキングシステム（Ｎｏｎ−Ｃｏｎｔａｃｔ  ＡＢＳ）。
【０２５０】
電磁アンチスキッドブレーキングシステムを実現するために、設計は二部分に分かれている。その一つは動的順応性制動に嵌めこんでバッファーとして使う。図４５での発電機９０ （Ｂｌｏｃｋ Ｇ）内に三組の無限大級共振タンク１００Ａと固定子コイル（Ｓｔａｔｏｒ）三相Φ1 、Φ2 、Φ3 を入れて直列にする。同時に、インダクタンスＬ1 、Ｌ2 、Ｌ3を加え、無限大級共振タンクと固定子コイルがインダクタンス量の大きさによって特異性（Ｓｉｎｇｕｌａｒｉｔｙ）−提出物件[３０, Ｃｈａｐｔｅｒ６]を誘発することを抑止する。動的インピーダンスマッチングを生成し、ブレーキが生成する電力を減衰して減速させる。ここで、発電機９０は路面と作用し合わなければならない。例えば、車輪やプロペラに駆動されるようなこと。もう一つは、磁界コイル（Ｒｏｔｏｒ）の二次検知起電力を吸収するために、図４５での磁界コイルにも無限大級共振タンク１００Ａを加えて並列にする。
【０２５１】
ブレーキ力はペダル７１（Ｂｒａｋｅ  Ｐｅｄａｌ）の深さによって決まる。これでＰＷＭ制御装置７０ （ＡＢＳ  ＰＷＭ  Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ）を制御する。この制御装置７０のパルス幅は磁界コイルに送る電力を決める。Ｔ1 、Ｔ2 、Ｔ3 は高周波数変圧器のカップリングがブレーキが生成する電力を取り出し、Ｂｒ1 、Ｂｒ2 、Ｂｒ3を経由してハイスピードダイオードが構成したブリッジ整流器でブレーキが生成する電力を回収し、蓄電池セット５０や直流バスに入れる。また、フィードバック磁界コイルはブレーキ力を生成し、切断スイッチ７２は下車時のショート保護スイッチである。
【０２５２】
３.７.１、風力発電（Ｗｉｎｄ  Ｐｏｗｅｒ Ｓｙｓｔｅｍ）：その一つは動的適応制動にはめ込んでバッファーとして利用される。図４６のように、発電機９０ （Ｂｌｏｃｋ  Ｇ）内に三組の無限大級共振タンク１００Ａと固定子コイル（Ｓｔａｔｐｒ）三相Φ1 、Φ2 、Φ3  を加えて直列にする。同時にインダクタンスＬ1 、Ｌ2 、Ｌ3 を入れて無限大級共振タンクと固定子コイルがインダクタンス量の大さで特異性（Ｓｉｎｇｕｌａｒｉｔｙ）−提出物件[３０, Ｃｈａｐｔｅｒ６]を誘発するのを防ぐ。そして動的インピーダンスマッチングを生成してブレーキによる電力を減衰して減速する。ここの発電機９０は風力で駆動されている。二つ目は、磁界コイル（Ｒｏｔｏｒ）の二次検知感応起電力を吸収するためである。図４６のように、磁界コイルにも無限大級共振タンク１００Ａが入れられて並列にされている。
【０２５３】
発電量は負荷（Ｌｏａｄ  Ｓｅｎｓｏｒ）によって決められる。これで、ＰＷＭ制御装置７０（ＰＷＭ  Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ）のパルス幅は磁界コイルに送る電力磁界コイル的電力を決める。Ｔ1 、Ｔ2 、Ｔ3は高周波数変圧器のカップリングで生成された電力である。そして、Ｂｒ1 、Ｂｒ2 、Ｂｒ3を経由してハイスピードダイオードが構成したブリッジ整流発電機が生成する電力から蓄電池セット５０や直流バスに入る。切断スイッチ７２は待機時のショート保護スイッチ。
【０２５４】
３.７.２、エレベーターの墜落防止システム（Ａｎｔｉ−Ｃｒａｓｈ  Ｅｌｅｖａｔｏｒ  Ｓｙｓｔｅｍ）：図４７において、ワイヤロープ断裂測定装置はエレベーターのワイヤロープに断裂があるかどうかを測定している。エレベーターの両側や三面の壁の磁界コイル２１がトリガーされると、磁化はエレベーター本体に対して吸引力を生じるので、エレベーターは高速に落下しない。それに対し、重力の影響でエレベーターは下がり続ける。エレベーター本体は磁力線を超えて電力生成する。そして、並列の無限大級共振タンク１００Ａを利用して動的インピーダンスマッチングをさせ、ブレーキから生じる電力を減衰して減速する。Ｔ1 は高周波数変圧器のカップリングで生成された電力であり、整流された後には直ちにエレベーター回路板と関連した機能に利用でき、線形発電機の用途へも広げられた。
【０２５５】
３.７.３、原子廃棄物の電力抽出（Ｒａｄｉｏａｃｔｉｖｅ  Ｂａｔｔｅｒｙ）：原子廃棄物は高いエネルギーレベルを持つ粒子によって構成されたため、式（１.５６）のように、Ｐｌａｎｃｋ定理での高いエネルギーレベルの粒子が持つエネルギーとスペクトル分布に関連している。言い換えると、原子廃棄物的スペクトル分布が獲得できれば、相当のエネルギーが得られるともいえる。
【０２５６】
図４８では、原子廃棄物を誘電性質の材料容器７２で囲い、同時に無限大級共振タンク１００Ａに納入して原子廃棄物放射能を抽出し、未知のスペクトル分布の電界を形成する。生成された電力は動的インピーダンスマッチングによって電力を減衰して減速させる。最後にはハイスピードダイオード整流が直流電源になる。
【０２５７】
３.８、ハイブリッド車や電動車の電力システム（Ｐｏｗｅｒ Ｓｙｓｔｅｍsｓ  ｆｏｒ  ｔｈｅ  Ｈｙｂｒｉｄ  ａｎｄ  Ｅｌｅｃｔｒｉｃ  Ｖｅｈｉｃｌｅｓ）：今までに、電動車やハイブリッド車には普遍的な問題がある。それは図４９にある電気エネルギーの貯蔵が重過ぎ、大きすぎ、使用効率が低い、反響不良などの問題である。電動車やハイブリッド車を待機時の充電、電力バッファー及び電力出力等三つのエリアに分割して電力損失を下げて効率を向上させる。車庫で駐車時の充電だけでも、図４２のようなインバータ方式の設計ができた後、スーパーパワー切り替え方電源は図４０のように充電機として使用できるようになる。充電時における瞬間の大電流の問題をも解決できる。電力バッファーは負荷の動的反響の電力不足に対応するのに使われる。電力出力部は変速制御装置の機能を果たしており、車両の運動を制御する。同時に、動力が絶えないでマイレージの増加を確保するように、制御も動的インピーダンスマッチングをする。
【０２５８】
電動車が各種貯電や発電設備を混用することができるように、各種の電力と電磁ブレーキングエネルギーの回収を統合した。図５０のように、ここのＮFuelcell  、Ｎsolarcell   、...等は高周波数変圧器のコイル数比率を表している。それで、いろんな電力ソースに合わせてそれぞれの形態のバッファーを充電させる。例えば、フライホイールはインダクタンス性であり、蓄電池セット５０は電気容量性負荷とスーパーキャパシタセットの抵抗性負荷が共に作られたものであるなど。稼動部は再生電力が回収できるインバータ１０Dによって図３９のように変速モータ制御装置とされている。敏感の動的反響が発揮でき、しかも制御モータが生成した電力を回収することもできる。電磁ブレーキングエネルギー回収システムは図４５のように、車両はブレーキがかかる時に生成された電力を更に回収し、乗車安全の強化とマイレージの延長ができる。
【０２５９】
特殊な分野における電動特種交通工具、例えば電車、艦艇には図５１のように、原子エネルギー電池が加えられた。図４８をスーパーパワー電源とされており、しかも、フライホイール、蓄電池セットとスーパーキャパシタセットを充電させる。原子電池の安全使用ができたら、電動特種交通手段には充電やガソリンが必要でなくなり、電力ネットワークを設置する必要もない。同時に、原子廃棄物の処理に関する環境保護の問題も解決できた。
【０２６０】
３.９、アンテナ設計（Ａｎｔｅｎｎａ  Ｄｅｓｉｇｎ）：（式２.９５）と（式２.９４）Ｑ値の変動をレビューしよう。
【数３７１】
2007202393.tif 000375
【０２６１】
（式２.１０４）において ΔR 、ΔC 、ΔL の寸法を比較することができる。それは、CとLは殆ど確定値であるためだ。だが、Ｒはスペクトル抵抗であれば、（式２.１０４）の第一項は最も敏感である。高感度のアンテナを確保したければ、Qは最大値や最適の信号になる。それで、インピーダンスの抵抗値Rを調整するのが最も効果的である。無限大級共振タンクには順応性があり、自動的に全エリアからQの最大値を見つけることができ、大量の計算と複雑な高周波調整は要らない。これはスマートアンテナ（Ｓｍａｒｔ  Ａｎｔｒｎｎａ）−提出物件[４２]、[７３]における最も重要な本質である。（式２.８８）を（式２.１０４）に代入し、無限大級共振タンク図２４、２６、２９、２８と式（２.７９）を合わせてみれば、次のようになる。
【数３７２】
2007202393.tif 000376
【０２６２】
スペクトル抵抗はアンテナのＱ値にとってはもっとｍ重要な因子である。無限大級共振タンクをアンテナとする時に、（式２.１０５）によると、アンテナには無限大の数の双極子モーメント（Ｄｉｐｏｌｅ  Ｍｏｍｅｎｔ）−提出物件[１１８, Ｃｈａｐｔｅｒ ２１]があり、既知のスペクトルの電界に対して反響して感応電流を生成する。基本的には、λは搬送波の波長であり、そしてアンテナ特徴の寸法はＬであれば、Ｌ≪λ特徴寸法が搬送波の波長よりはるかに小さいアンテナの設計はできる。高周波分析で言われる、L＝１．２５λを気にすることはない。特徴寸法が搬送波の四分の一であるとの制限はある。これは携帯、ＲＦＩＤ、ＷｉＦｉ、ＰＤＡ、ＧＰＳとレーダ等のような高周波システム設計にとっては大きなメリットである。
【０２６３】
３.１０ ファンレス制御装置と資料バス（Ｆａｎｌｅｓｓ  ＤＳＰ,ＣＰＵ,Ｄａｔａ  ＢＵＳ  ｄｅｓｉｇｎ）：今の処理機や資料通信バスは信号を目的地に伝送するのに大量の電力が必要である。同時に、高温が生じて強力な扇風機で熱を放出する必要がある。処理スピードが高速になって高速処理機と資料バスには電力の消費が多くなっていり、温度も厄介な問題になってくる。ｋを材料の熱伝導係數とし、Ｔを温度分布関数とすれば、熱伝導方程式は次のようになる。
【数３７３】
2007202393.tif 000377
【０２６４】
右側は時間に関係しており、放熱に必要な時間を知るためのものである。ただ、高速処理機と資料バスは単位時間内において更に数回の電力供給と切断の切替を行い、放熱時間が短ければ、エネルギーの累積は速くなる。そして、高周波数の電力供給と切断の切り替えは行われ、ワイヤは高周波数の状況においてインダクタンス抵抗は非常に大きくなる。信号は弱くなるが、温度の上昇はシステムを発散で損壊させてしまう。
【０２６５】
図５２では、典型の高速処理機と資料バスが高周波数の状態において各レベル周波数反響を誘発する状況である。そのため、設計時において無限大級共振タンクをワイヤとしている。信号は無限大級の共振カップリングで伝送し、データは実電力（式２.４７）ではなく、無効電力（式２.４９）転移で損失される。それで、温度は反響しないので、強力の扇風機が不要でなり、つまり、ファンレス制御装置と資料バスの設計であること。
【０２６６】
３.１１、慣性航海システムでのバイアス除去（Ｄｅｂｉａｓｉｎｇ  ｆｏｒ  Ｉｎｅｒｔｉａｌ  Ｎａｖｉｇａｔｉｏｎ  Ｓｙｓｔｅｍ）：慣性航海は古い学問であり、提出物件[６７, Ｐａｇｅ ４５]、[２９]、[５８]、[１０７]、[１８]、[１１９]、 [６１, Ｐａｇｅ ３４３]は参考になる。しかし、慣性航海システムは一定の期間を運転し続けたら、（説明十二）のようないろんな原因で直流バイアスが起きてしまう。簡単に言えば、慣性航海システムの出力には直流バイアスが入って識別できない。時間が長くなると、慣性航海のシステム統合性（Ｓｙｓｔｅｍ Integrity）は[８３]落ちていく。（式１.３５）のように、制動比を監視し続け、制動比がいつになっても出荷時の設定値に維持できるオンライン自動校正（Ｏｎｌｉｎｅ  Ａｕｔｏｍａｔｉｃ  Ｃａｌｉｂｒａｔｉｎ）というメカニズムの設計ができれば、同時にも最大のＳＮ比（Ｓ／Ｎ Ｒａｔｉｏ）の確保ができて直流バイアスをクリアすることができる。
【０２６７】
図５３の状況を考えよう。まず、Ｆの力を入力し、生成された加速度信号は無限大級共振タンクを流れ、加速計内の制動比と同じものを生成すると同時に、直流成分を隔離する。出力側は交流成分をカップリングにし、制動比を監視して直流西部を隔離するメカニズムを作り上げる。このメカニズムを直流バイアスの除去（Ｄｅｂｉａｓｉｎｇ）という。
【０２６８】
デジタルローパスフィルタの解析法で直流成分の信号を次のようにする。
ｙout＝Ｓout＋ｂBias＋ε。（式２.１０６）においてｂBias 、εは直流バイアスとひずみである。（実施１.１.２）と（式２.７）、そして流れ図２２の結果によれば、測定値ｙ1からｙnになるので、（式２.１３）に従って測定値は
【数３７４】
2007202393.tif 000378
であり、しかも次の方程式のように
【数３７５】
2007202393.tif 000379
【数３７６】
2007202393.tif 000380
【数３７７】
2007202393.tif 000381
に分解できる。これで、直流バイアス項
【数３７８】
2007202393.tif 000382
の予測はできる。
【０２６９】
３.１２、電力管理と配分（Ｐｏｗｅｒ  Ｍａｎｇｅｍｅｎｔ  ａｎｄ  Ｄｉｓｐａｔｃｈｉｎｇ  Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）：（実施２.３.５）の説明のようなインバータ式電源の設計に従い、発電所とユーザとの間の電力ネットワークはインバータ式電源であり、それを電力エージェント（Ａｇｅｎｔ）とすることにより、動的インピーダンスマッチング、動的順応性制動、動的電力要素調整、オールパス調波フィルタ等の電力管理法が実行できる。フルタイム無停電電源装置を電力中継のバッファーとし、（実施３.３.３）のハイパワーユニバーサル電源装置を電力統合や並列発電の充電器として使い、電力ネットワークの資源管理と電力配分の完成に協力する。
【０２７０】
（実施１.１.２）の説明によると、（式２.７）の結果は、電力ネットワーク間が共有しているｍ個のインバータ式電源は電力の需要を出力して 
【数３７９】
2007202393.tif 000383
のように表わす。従来の中央集権式の演算法では（解析２.２.３）のように、トータル損失電量が得られる。
【数３８０】
2007202393.tif 000384
そして、増強式最小平均法の入力
【数３８１】
2007202393.tif 000385
を入れれば、電力の需要は予測で
【数３８２】
2007202393.tif 000386
になる。
【０２７１】
分散式の演算法−提出物件[１１２]、[７５]、[１１, Ｃｈａｐｔｅｒ １０]、[５８]で処理する時は、第ｉ個のインバータ式電源出力状態を
【数３８３】
2007202393.tif 000387
、そして対応する誤差変位量マトリックスを
【数３８４】
2007202393.tif 000388
にする。（解析２.２.７）の結果（式１.８１）と（式１.８２）を共有のＮ個のサブシステムに拡大し、そして、前述の状態と変位量マトリックスを代入すれば、次のようになる。
【数３８５】
2007202393.tif 000389
ここで
【数３８６】
2007202393.tif 000390
比重値
【数３８７】
2007202393.tif 000391
であれば、予測値は
【数３８８】
2007202393.tif 000392
になる。（式２.１４）を利用すれば、
【数３８９】
2007202393.tif 000393
と
【数３９０】
2007202393.tif 000394
を見つけることができる。
【０２７２】
３.１３、変速モータ制御装置（Ｖａｒａｂｌｅ−Ｓｐｅｅｄ  Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ）：図５４では、（説明九）のとおりに従来のブレーキシステムは取り付けられていない。図３８が示すように、新しく開発された周波数変調型損失ユニットで再生電力の抽出と回収方法を並行に行う。電力との違いはインバータのＰＷＭ周波数を調整して制御することにより、モータの回転スピードを変える。そして、モータが生成する再生電力は三組の無限大級共振タンクを経由して回収した再生電力と共に回路を解除する。
【０２７３】
ブラシモータは図５５が示すように、モータが生成する再生電力はフライホイールダイオード４０（Ｆｌｙｗｈｅｅｌ  Ｄｉｏｄｅ）を経由して無限大級共振タンク１００Ａに流れ入って並列調波の回路解除を形成した。そして、整流子（Ｃｏｍｍｕｔａｔｏｒ）には電気容量が加えられて火花を除去する。点はたくさんの相数変換機を表わしている。
【０２７４】
図５６は納入された無限大級共振タンクとブロードバンド位相ロックループのブラシ直流モータの変速制御装置の強化バージョンである。パワートランジスタ３０を同期に制御するために、中のＰＷＭ信号には高周波数信号を入れなければならない。又、ブロードバンド位相ロックループはＰＷＭ信号の入力をモニターリングし、制御パワートランジスタの出力が同期であるかどうかを制御する。同期でなければ、モータの暴走を防ぐように、電源切断装置から切断しなければならない。
【０２７５】
３.１４、航空電子と制御装置（Ａｖｉａｔｒｏｎｉｃｓ  ａｎｄ  Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ  Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒｓ）：提出物件[２４]出述べられたように、圧電材料（Ｐｉｅｚｏｅｌｅｃｔｒｉｃ）をフィルタとして壓抑飛行器制御によるひずみを抑止する。実際に、圧電材料は低周波反響（０−２００ｋｈｚ）のものであるが、回路内には常に高周波数からマイクロウエブ（０−４Ｇｈｚ）−提出物件[１０, Ｐａｇｅ ３３１]の状態である。航空用電子及び航海設備と制御装置は（実施２.２.６４）、（実施２.２.２）、（実施２.２.７）、（実施２.２.５）、（実施２.２.８）、（実施３.３.１１）、（実施３.３.１３）のとおりに、飛行器の制御装置と航空電子設備においてはアークや火花を許容しないので、ひずみは除去されなければならない。
【０２７６】
３.１５、擬似真空管アンプ（Ｐｓｅｕｄｏ  Ｖａｃｕｕｍ−Ｔｕｂｅ  Ｐｏｗｅｒ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）：図５７は擬似真空管アンプの具体実施回路である。まず、電力供給の切替型電源が破線（Ｂｏｌｃｋ Ｂ）内において無限大級共振タンク１００Ａ等価直列調波を使用することで、切り替え型電源の反起電力を除去しても高温は発生しない。又、破線（Ｂｏｌｃｋ Ａ）内において、無限大級共振タンク１００Ａ等価直列調波でリプル（Ｒｉｐｐｌｅ）をクリアする。後の放大部分は図３４で使用されたＳｎｕｂｂｅｒ回路の除去がスピーカ（ ＳＰＫ1 ,ＳＰＫ2  ,...）で反起動力を起こして騒音なしに、隔離と放大を達成した。真空管アンプシステム（式１.２６）を利用すれば、最近の半導体アンプに展開することができる。即ち、自励システムの分析は優れた耐ひずみ、高周波数稼動、低稼働温度、長い寿命のパワーアンプと完璧なシステム解析を設計することに結びつく。
【０２７７】
３.１６、ハイパワープラズマ二酸化炭素や廃棄ガス分離機：二酸化炭素や廃棄ガスを減少したければ、それらの気体の製造を止めるか、二酸化炭素や廃棄ガスの非化学の分離を行わなければならない。ここで使用しているのはハイパワープラズマで二酸化炭素を破ってグラファイト粉とオゾン（Ｏ 3）を生成する方法である。オゾンは空気の中で酸素（Ｏ2）に還元する。ここのハイパワープラズマ電源は、負荷が激しく変動する稼動形態である。提出物件[１１８, Ｖｏｌ１, Ｃｈａｐｔｅｒ ４３]では、既知のイオン化された粒子は電界強度がＥである気密空間におけるドリフト速度Ｖdrift、そして電界内の磁力Ｇと関連している。Ｖdrift＝μＧ。ここのμは粒子構造による運動性（Ｍｏｂｉｌｉｔｙ）係数であり、しかもｑは電量である。Ｇ＝ｑｅ。電界強度は電圧Ｖを加え双極板の距離bで割ったものである。
【数３９１】
2007202393.tif 000395
そのため、
【数３９２】
2007202393.tif 000396
になる。ここで、電流は単位面積、単位時間を流れた電量である。
【数３９３】
2007202393.tif 000397
ここで、ｎiは単位面積のイオンの数であるため、（式２.１０９）において（式２.１０８）でＶdriftを取り替えれば、
【数３９４】
2007202393.tif 000398
になる。（１.２.２）での広義のＯｈｍ法則を代入すれば、
【数３９５】
2007202393.tif 000399
になる。そして、Ｆ（Ｖ） はシステム負荷が表わしたインピーダンスは極板面積、電量の二乗、電圧と反比例になり、双極板との距離ｂと正比例になる。式（２.１１０）では、インピーダンスは非線形の変動であるので、電源の設計は必ず変動性負荷に対応できるものでなければならない。
【０２７８】
図５８が触れるように、二酸化炭素や廃棄ガスをまず気体貯蔵ボトル７３（ＣＯ2 Ｔａｎｋ）に貯蔵して水分や他の雑物を除去する。電源部分とインバータ式電源に類似するが、出力には高周波数変圧器（T1）に換えて三相をあわせて単相高圧になるように出力する。Ｖ＝Ｖ+−Ｖ-。
【０２７９】
高密度のプラズマを生成して（式２.１０７）のような電解強度を作る。式（２.１１０）の抵抗は激しく変化し、インバータ内のＲＳＴ三相オールパスフィルタによって吸収されて回収する。二酸化炭素が電界強度Ｅの気密空間に入る時には、Ｃ+4 になるように電解強度によってイオン化され、Ｖ+ に吸収されてＣを生成する。即ち、グラファイト粉とＯ-2がＶ+に吸引されてＯ3を生成し、オゾンは酸素（Ｏ2）に還元して酸素フィルタ７４（Ｏｘｙｇｅｎ  Ｆｉｌｔｅｒ）を通過すれば純酸素になる。
【図面の簡単な説明】
【０２８０】
【図１】燃料電池をベースとした電力転換概略図である。
【図２】電流供給の概略図である。
【図３】電圧供給の概略図である。
【図４】真空管アンプの概略図である。
【図５】Ｋ級の共振タンクの概略図である。
【図６】インピーダンスマッチングの概略図である。
【図７】切り替え型電源の概略図である。
【図８】インバータとブレーキユニットの設計図である。
【図９】モータが制御装置を経由して電力を再生する概略図である。
【図１０】ブラシレス交流誘導モータと制御装置の概略図である。
【図１１】ブラシ直流モータと制御装置の概略図である。
【図１２】エネルギー貯蔵装置の概略図である。
【図１３】オンライン無停電電源装置の概略図である。
【図１４】待機無停電電源装置の概略図である。
【図１５】双方向無停電電源装置の概略図である。
【図１６】慣性航海システム装置における加速度計の概略図である。
【図１７】位相ロックループの基本構造概略図である。
【図１８】ローパスフィルタのブロック図である。
【図１９】ローパスフィルタの基本電路である。
【図２０】位相ロックループの最初の設計図である。
【図２１】グローバル解析の流れ図である。
【図２２】増強式ディスカウント最小二乗法の実施流れ図である。
【図２３】Lienardシステムの抵抗数F(x)とシステム軌跡 Γである。
【図２４】直列／配列共振回路の概略図である。
【図２５】本発明におけるスペクトル抵抗の記号概略図である。
【図２６】本発明にいて共用されるインダクタンスの共振タンクに関する概略図である。
【図２７】本発明において共用される電気容量の共振タンクに関する概略図である。
【図２８】本発明にいて共用される抵抗の共振タンクに関する概略図である。
【図２９】本発明において共用されるインダクタンス、電気容量と抵抗の共振タンクに関する概略図である。
【図３０】本発明におけるスペクトル電気容量のイメージ図である。
【図３１】本発明で使用された電気容量の位相ロックループに関する概略図である。
【図３２】本発明で実施された動的順応性制動概略図である。
【図３３】本発明で実施された静電吸収装置の概略図である。
【図３４】本発明で実施された三相ユニバーサルタイプのＳｎｕｂｂｅｒネットワークの概略図である。
【図３５】本発明で実施されたユニバーサルタイプのＳｎｕｂｂｅｒネットワークのインバータ記号概略図である。
【図３６】本発明で実施された典型的な改良型の切り替え型電源の概略図である。
【図３７】本発明で実施された通用型再生電力の充電器の概略図である。
【図３８】本発明で実施された三相インバータが再生電力を回収する概略図である。
【図３９】本発明で実施された三相インバータが再生電力を回収する記号の概略図である。
【図４０】本発明で実施された大型充電機の概略図である。
【図４１】本発明で実施されたハイパワー直流／直流切り替え型電源転換装置の概略図である。
【図４２】インバータ型電源概略図である。
【図４３】本発明で実施されたオールタイム無停電電源装置に関する図である。
【図４４】本発明で実施された冗長電源装置と冗長無停電電源装置の概略図である。
【図４５】本発明で実施された非接触型アンチスキッドブレーキングシステムの概略図である。
【図４６】本発明で実施された風力発電の概略図である。
【図４７】本発明で実施されたエレベーターの落下防止に関する概略図である。
【図４８】本発明で実施された原子廃棄物の電力抽出と原子電池の概略図である。
【図４９】電動車両の電力構成であり、左から右へは待機充電、電力バッファー及び電力出力の三大ブロックの概略図である。
【図５０】本発明で実施された各種の電力と電磁ブレーキエネルギー回収システムを統合する電動車両の概略図である。
【図５１】本発明で実施された特殊の電動交通手段の概略図である。
【図５２】高周波通信の概略図である。
【図５３】本発明で実施された加速度計が直流バイアスを解除する概略図である。
【図５４】変調式損失ユニットと回収した再生電力の変速モータ制御装置の概略図である。
【図５５】本発明で実施されたブラシ直流モータが無制限共振タンクに編入された速度変更可能の制御装置の概略図である。
【図５６】本発明で実施されて無限大級共振タンクとブロードバンド位相ロックループに編入されたブラシ直流モータにおける速度変更可能の制御装置の増強バージョンであり、モータ暴走が解消できる概略図である。
【図５７】本発明で実施された擬似真空管アンプにおける実体回路の概略図である。
【図５８】本発明で実施されたハイパワープラズマ二酸化炭素や廃棄ガス分離機の概略図である。
【符号の説明】
【０２８１】
１０Ａ  スペクトル抵抗
１０Ｂ  スペクトル電気容量
１０Ｃ  インバータ
１０Ｄ  三相インバータ
２０  インダクタンス
２０Ａ、２０Ｂ  高周波インダクタンス
２１  コイル
２２  モータ
３０  パワートランジスタ
３０Ａ、３０Ｂ、３０Ｃ  ハイパワー制御トランジスタ
４０  ダイオード
５０  蓄電池セット
６０  充電器
６０Ａ  充電機
７０  制御装置
７１  ペダル
７２  容器
７３  ガス貯蔵ボトル
７４  フィルタ
８０  電力アンプ
９０  発電機
１００Ａ  無限大級共振タンク
２００  変圧器
【図１】
2007202393.tif 000400
【図２】
2007202393.tif 000401
【図３】
2007202393.tif 000402
【図４】
2007202393.tif 000403
【図５】
2007202393.tif 000404
【図６】
2007202393.tif 000405
【図７】
2007202393.tif 000406
【図８】
2007202393.tif 000407
【図９】
2007202393.tif 000408
【図１０】
2007202393.tif 000409
【図１１】
2007202393.tif 000410
【図１２】
2007202393.tif 000411
【図１３】
2007202393.tif 000412
【図１４】
2007202393.tif 000413
【図１５】
2007202393.tif 000414
【図１６】
2007202393.tif 000415
【図１７】
2007202393.tif 000416
【図１８】
2007202393.tif 000417
【図１９】
2007202393.tif 000418
【図２０】
2007202393.tif 000419
【図２１】
2007202393.tif 000420
【図２２】
2007202393.tif 000421
【図２３】
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【図２４】
2007202393.tif 000423
【図２５】
2007202393.tif 000424
【図２６】
2007202393.tif 000425
【図２７】
2007202393.tif 000426
【図２８】
2007202393.tif 000427
【図２９】
2007202393.tif 000428
【図３０】
2007202393.tif 000429
【図３１】
2007202393.tif 000430
【図３２】
2007202393.tif 000431
【図３３】
2007202393.tif 000432
【図３４】
2007202393.tif 000433
【図３５】
2007202393.tif 000434
【図３６】
2007202393.tif 000435
【図３７】
2007202393.tif 000436
【図３８】
2007202393.tif 000437
【図３９】
2007202393.tif 000438
【図４０】
2007202393.tif 000439
【図４１】
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【図４２】
2007202393.tif 000441
【図４３】
2007202393.tif 000442
【図４４】
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【図４５】
2007202393.tif 000444
【図４６】
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【図４７】
2007202393.tif 000446
【図４８】
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【図４９】
2007202393.tif 000448
【図５０】
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【図５１】
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【図５２】
2007202393.tif 000451
【図５３】
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【図５４】
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【図５５】
2007202393.tif 000454
【図５６】
2007202393.tif 000455
【図５７】
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【図５８】
2007202393.tif 000457