(57)【要約】【課題】広範囲な入力電圧に対応する場合にも、電力損失の少ない電源装置を提供する。【解決手段】電源装置１０００は、ダイオードブリッジ２からインバータ制御回路２１０の起動電流を入力し、起動電流で充電した起動電源をインバータ制御回路２１０に供給し、インバータ制御回路２１０の起動によりインバータ回路２００が発振開始後は、インバータ回路２００が出力する高周波電流に基づき充電してインバータ制御回路２１０に制御電源を供給する第１制御電源供給部２２０と、インバータ回路２００が発振開始後は、インバータ回路２００が出力する高周波電流に基づき充電して昇圧チョッパ制御回路１１０に制御電源を供給する第２制御電源供給部１２０と、インバータ制御回路２１０が制御電源の供給を受け、かつ、昇圧チョッパ制御回路１１０が制御電源の供給を受けた場合に、ダイオードブリッジからの起動電流をバイパスするバイパス回路５００とを備えた。【選択図】図１
2007202279.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源を脈流を含む直流電源に変換する整流回路と、
前記整流回路の出力端に接続され、脈流を含む直流電源を平滑された直流電源に変換する直流電源変換回路と、
前記直流電源変換回路の出力端に接続され、発振することによって平滑された直流電源を高周波電源に変換して負荷回路に供給するインバータ回路と、
前記インバータ回路の発振を制御する第１制御回路と、
前記直流電源変換回路を制御する第２制御回路と
を備えた電源装置において、
前記整流回路から前記第１制御回路を起動させる起動電流を入力し、入力した起動電流により充電した起動電源を前記第１制御回路に供給し、
前記第１制御回路の起動により前記インバータ回路が発振を開始した後は、この発振により前記インバータ回路が出力する高周波電流に基づき充電して前記第１制御回路に制御電源を供給する第１制御電源供給部と、
前記第１制御回路の起動により前記インバータ回路が発振を開始した後は、この発振により前記インバータ回路が出力する高周波電流に基づき充電して前記第２制御回路に制御電源を供給する第２制御電源供給部と、
前記第１制御回路が前記第１制御電源供給部から制御電源の供給を受けるとともに前記第２制御回路が前記第２制御電源供給部から制御電源の供給を受けた場合に、前記整流回路から前記第１制御電源供給部へ向かう起動電流をバイパスするバイパス回路と
を備えたことを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記バイパス回路は、
前記第１制御回路が前記第１制御電源供給部から制御電源の供給を受けるとともに前記第２制御回路が前記第２制御電源供給部から制御電源の供給を受けた場合における前記インバータ回路が出力する高周波電流である制御電源供給後電流に基づいて、前記整流回路から前記第１制御電源供給部へ向かう起動電流をバイパスすることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項３】
前記バイパス回路は、
制御電源供給後電流に基づき電圧を発生する電圧発生部と、
前記電圧発生部が制御電源供給後電流に基づき発生した電圧の値にしたがって、前記整流回路から前記第１制御電源供給部へ向かう起動電流をバイパスするバイパス素子と
を備えたことを特徴とする請求項２記載の電源装置。
【請求項４】
前記バイパス素子は、
前記電圧発生部が制御電源供給後電流に基づき発生した電圧の値が所定値の場合にスイッチ動作を行なうことにより起動電流をバイパスすることを特徴とする請求項３記載の電源装置。
【請求項５】
前記第１制御電源供給部は、
前記インバータ回路が出力する高周波電流に基づき充電することにより前記第１制御回路に制御電源を供給する第１充電素子を備え、
前記第２制御電源供給部は、
前記インバータ回路が出力する高周波電流に基づき充電することにより前記第２制御回路に制御電源を供給する第２充電素子を備えたことを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項６】
前記第１制御電源供給部は、
前記インバータ回路が出力する高周波電流を通過させる第１ダイオードを備えるとともに、前記第１充電素子は、前記第１ダイオードが通過させた高周波電流に基づき充電することにより前記第１制御回路に制御電源を供給し、
前記第２制御電源供給部は、
前記インバータ回路が出力する高周波電流を通過させる第２ダイオードを備えるとともに、前記第２充電素子は、前記第２ダイオードが通過させた高周波電流に基づき充電することにより前記第２制御回路に制御電源を供給することを特徴とする請求項５記載の電源装置。
【請求項７】
前記第２充電素子における電圧の減衰速度を示す第２放電時定数は、前記第１充電素子における電圧の減衰速度を示す第１放電時定数よりも小さいことを特徴とする請求項５または６いずれかに記載の電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、商用電源を整流した脈流成分を含む直流を昇圧する昇圧チョッパ回路と、昇圧チョッパ回路の出力に接続され、例えば放電灯負荷に高周波電源を供給するスイッチング回路（インバータ回路）とよりなる電源装置に関するもので、特に、昇圧チョッパ回路及びスイッチング回路の制御用駆動電源に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来例としては、例えば、特開平１−２４８９７１号公報（特許文献１）がある。この特開平１−２４８９７１号公報の図９（本願には添付していない）で示されている従来例に関するこの公報の記載を簡単に説明する。この説明に用いる符号は、特開平１−２４８９７１号公報（特許文献１）で用いているものである。この公報の記載によれば、「チョッパ回路１を制御するチョッパ制御回路３とインバータ回路２を制御するインバータ制御回路４との駆動電源を、交流電源ＡＣからダイオードＤ０、抵抗Ｒ７、ツェナーダイオードＺＤ及びコンデンサＣ７を介して構成するようなものでは、抵抗Ｒ７の電力が数Ｗ（ワット）にも及び効率が悪く、さらに、インバータ回路２又は負荷５に異常が生じたときに、チョッパ制御回路３は動作し続けるので、チョッパ回路１の出力が異常な高電圧となり、これを安定駆動するためにはチョッパ制御回路３の構成が非常に複雑になる」としている。
【０００３】
上記問題を解決するために、特開平１−２４８９７１号公報の第１図（本願には添付していない）に示された実施例では、インバータ制御回路４の制御電源のみを商用電源ＡＣから供給して抵抗Ｒ７の電力を低減し、さらに、チョッパ制御回路３の電源をインバータ回路２のスイッチング動作により充電されて実質的に平滑化された直流低電圧を生じる平滑用コンデンサから得る。これにより、インバータ回路２または負荷５に異常が生じたときに、チョッパ制御回路３の制御電源が発生しないようにしてチョッパ回路１の出力電圧が異常な高電圧になることを防止している。
【０００４】
インバータ回路技術の採用によって、例えば、商用電源を用いた放電灯の高周波点灯装置などでは、商用電源の周波数に対応して別の点灯装置を装着しなければならない問題は解決している。しかしながら、さらに、近年、商用電源の入力電源電圧に対しても、例えば、ＡＣ１００〜ＡＣ２５４Ｖまでを同一の放電灯点灯装置で対応するニーズも高まっている。このようなニーズに呼応して、インバータ制御回路の集積回路（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  Ｃｉｒｃｕｉｔ）も汎用化されて広く普及している。
【０００５】
汎用のインバータ制御ＩＣとしては、例えば、ＩＲ社製のＩＲ２１５３Ｄがある。このＩＲ２１５３Ｄには、特許文献１における、商用電源からインバータ制御回路の駆動電源を得るためのツェナーダイオードＺＤに相当するものが内蔵されている。
【０００６】
特許文献１における実施例の構成を示す特許文献１の図７（本願には添付していない）では、入力商用電源がＡＣ１００Ｖ入力の場合に抵抗Ｒ７を介してインバータ制御回路（特許文献１の図７の例ではタイマー回路６の制御電源も含む）に供給する電流を適当に選定した状態で、入力商用電源の電圧を２００Ｖにすれば、抵抗Ｒ７を流れる電流は２倍になる。
【０００７】
しかし、チョッパ回路１の出力電圧（コンデンサＣ１の電圧）は一定に保たれるので、インバータ制御回路４の制御条件は入力電源電圧が１００Ｖの場合と同一である。即ち、インバータ制御回路４の駆動電流は、入力電源電圧が１００Ｖの場合と２００Ｖの場合で同一である。このため、抵抗Ｒ７を流れる電流の内、入力電源電圧が１００Ｖから２００Ｖに増加したことによって増加した分は、ツェナーダイオードＺＤを介して流れて電力損失として消費される。
【０００８】
従って、上記で示したＩＲ２１５３Ｄのようなインバータ制御ＩＣに内蔵されたツェナーダイオードを利用して、広範囲な入力電圧（例えば、ＡＣ１００Ｖ〜ＡＣ２５４Ｖ）に対応しようとする場合、対応は可能ではあるが、高入力電源電圧時に制御ＩＣに内蔵されたツェナーダイオード部の発熱が増加し、放熱手段の追加が必要となったり、あるいは制御ＩＣの消費電力の制約から設計上の解が無いという課題があった。
【特許文献１】特開平１−２４８９７１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
この発明の第１の目的は、上記のＲ７に相当する抵抗からインバータ制御回路に供給する電流を、起動時のみ大きな抵抗値を介して供給することで、広範囲な入力電圧（例えば、ＡＣ１００Ｖ〜ＡＣ２５４Ｖ）における最大入力電圧時（例えば、ＡＣ２５４Ｖの場合）でも、抵抗Ｒ７の電力損失を大幅に低減することを目的とする。
【００１０】
この発明の第２の目的は、インバータ回路の動作後は、チョッパ制御回路及びインバータ制御回路の駆動電源をインバータ回路の正常発振によって得られる高周波電源から得るとともに、上記高周波電源により得られる電圧を制御電源とするスイッチ素子を設けて、上記インバータ回路の起動電流を直流電源の負極側に流し、インバータ制御回路の備えるツェナーダイオードの損失を低減し、及びインバータ回路の保護停止時以降においてインバータ回路と昇圧チョッパ回路とが不安定な条件で動作するのを回避することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
この発明の電源装置は、
交流の商用電源を脈流を含む直流電源に変換する整流回路と、
前記整流回路の出力端に接続され、脈流を含む直流電源を平滑された直流電源に変換する直流電源変換回路と、
前記直流電源変換回路の出力端に接続され、発振することによって平滑された直流電源を高周波電源に変換して負荷回路に供給するインバータ回路と、
前記インバータ回路の発振を制御する第１制御回路と、
前記直流電源変換回路を制御する第２制御回路と
を備えた電源装置において、
前記整流回路から前記第１制御回路を起動させる起動電流を入力し、入力した起動電流により充電した起動電源を前記第１制御回路に供給し、
前記第１制御回路の起動により前記インバータ回路が発振を開始した後は、この発振により前記インバータ回路が出力する高周波電流に基づき充電して前記第１制御回路に制御電源を供給する第１制御電源供給部と、
前記第１制御回路の起動により前記インバータ回路が発振を開始した後は、この発振により前記インバータ回路が出力する高周波電流に基づき充電して前記第２制御回路に制御電源を供給する第２制御電源供給部と
前記第１制御回路が前記第１制御電源供給部から制御電源の供給を受けるとともに前記第２制御回路が前記第２制御電源供給部から制御電源の供給を受けた場合に、前記整流回路から前記第１制御電源供給部へ向かう起動電流をバイパスするバイパス回路と
を備えたことを特徴とする電源装置。
【発明の効果】
【００１２】
この発明により、広範囲な入力電圧に対応する場合にも、電力損失の少ない電源装置を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
実施の形態１．
図１〜図４を参照して実施の形態１における電源装置１０００を説明する。以下の実施の形態１〜実施の形態３では、放電灯点灯装置の電源装置について説明する。
【００１４】
図１は、実施の形態１における電源装置１０００のブロック図である。図１に示すように、放電灯点灯装置は、電源装置１０００と放電灯負荷回路４００（負荷回路）とから構成されている。電源装置１０００は、入力電源１（交流商用電源）から電源を得る。入力電源１は、例えばＡＣ１００Ｖ（ボルト）〜ＡＣ２５４Ｖの広い範囲の入力電源である。
【００１５】
電源装置１０００の構成を説明する。図に示すように、電源装置１０００は、ダイオードブリッジ２（整流回路）と、昇圧チョッパ回路１００（直流電源変換回路）と、昇圧チョッパ制御回路１１０（第２制御回路）と、第２制御電源供給部１２０と、インバータ回路２００と、インバータ制御回路２１０（第１制御回路）と、第１制御電源供給部２２０と、バイパス回路５００とを備えている。
【００１６】
ダイオードブリッジ２は、交流の入力電源１を脈流を含む直流電源に変換する。
【００１７】
昇圧チョッパ回路１００は、ダイオードブリッジ２の出力端に接続され、脈流を含む直流電源を平滑された直流電源に変換する。
【００１８】
インバータ回路２００は、昇圧チョッパ回路１００の出力端に接続され、発振することによって平滑された直流電源を高周波電源に変換して放電灯負荷回路４００に供給する。
【００１９】
インバータ制御回路２１０は、インバータ回路２００の発振を制御する。
【００２０】
昇圧チョッパ制御回路１１０は、昇圧チョッパ制御回路１１０を制御する。
【００２１】
第１制御電源供給部２２０は、バイパス回路５００を介して、ダイオードブリッジ２からインバータ制御回路２１０を起動させる起動電流を入力し、入力した起動電流により充電した起動電源をインバータ制御回路２１０に供給する。そして、インバータ制御回路２１０が起動することによりインバータ回路２００が発振を開始した後は、この発振によりインバータ回路２００が出力する高周波電流に基づき充電してインバータ制御回路２１０に制御電源を供給する。
【００２２】
第２制御電源供給部１２０は、インバータ制御回路２１０の起動によりインバータ回路２００が発振を開始した後は、この発振によりインバータ回路２００が出力する高周波電流に基づき充電して昇圧チョッパ制御回路１１０に制御電源を供給する。この制御電源により、昇圧チョッパ制御回路１１０が動作を開始することにより、昇圧チョッパ回路１００が発振を開始する。
【００２３】
バイパス回路５００は、インバータ制御回路２１０が第１制御電源供給部２２０からインバータ制御回路２１０の動作可能な制御電源の供給を受けるとともに、昇圧チョッパ制御回路１１０が第２制御電源供給部１２０から昇圧チョッパ制御回路１１０の動作可能な制御電源の供給を受けた場合に、ダイオードブリッジ２から第１制御電源供給部２２０へ向かう起動電流をバイパスする。すなわち、バイパス回路５００は、インバータ制御回路２１０が第１制御電源供給部２２０からインバータ制御回路２１０の動作可能な制御電源の供給を受けるとともに昇圧チョッパ制御回路１１０が第２制御電源供給部１２０から昇圧チョッパ制御回路１１０の動作可能な制御電源の供給を受けた場合におけるインバータ回路２００が出力する高周波電流である「制御電源供給後電流」に基づいて、ダイオードブリッジ２から第１制御電源供給部２２０へ向かう起動電流をバイパスする。
【００２４】
図２は、実施の形態１の電源装置１０００の構成を示す回路図である。図１に示したように図２において電源装置１０００は、入力電源１と放電灯負荷回路４００との以外の部分である。後述の実施の形態２の電源装置２０００、実施の形態３の電源装置３０００についても同様である。
【００２５】
（電源装置１０００の回路構成）
図２を用いて、電源装置１０００の回路構成を説明する。
【００２６】
図２において、入力電源１は、ダイオードブリッジ２で整流されて脈流成分を含む直流電源を昇圧チョッパ回路１００に供給する。
【００２７】
昇圧チョッパ回路１００では、チョークコイル３、スイッチング素子５、ダイオード４、コンデンサ６により、ダイオードブリッジ２で整流されて脈流成分を含む直流電源を平滑、昇圧し、放電灯１１を負荷とするインバータ回路２００に昇圧した平滑な直流電圧を供給する。
【００２８】
インバータ回路２００は、スイッチング素子７、８、コンデンサ３０、ダイオード３１を備える。コンデンサ３０の一端はスイッチング素子７とスイッチング素子８の接続点に接続され、他端はダイオード３１のカソードを介して直流電源の負極側に接続される。インバータ回路２００は、スイッチング素子７及びスイッチング素子８で昇圧チョッパ回路１００の直流電圧を高周波電圧に変換する。インバータ回路２００は、カップリングコンデンサ９とチョークコイル１０と放電灯１１とからなる直列回路、及び放電灯１１に並列に接続されたコンデンサ１２から成る「放電灯負荷回路４００」に、高周波電圧を供給する。
【００２９】
図２に示すように、ダイオード３２（第１ダイオード）とダイオード２１とコンデンサ２２（第１充電素子）とが第１制御電源供給部２２０を構成する。また、ダイオード３３（第２ダイオード）とコンデンサ３４（第２充電素子）とが第２制御電源供給部１２０を構成する。また、ＮＰＮトランジスタ４０（バイパス素子）と抵抗４１と抵抗４２とがバイパス回路５００を構成する。抵抗４１と抵抗４２とが電圧発生部５１０を構成する。
【００３０】
抵抗２０の一端は、ダイオードブリッジ２の正極出力端側に接続され、他端はダイオード２１のアノード、コンデンサ２２を介して直流電源の負極側に接続される。
【００３１】
コンデンサ２２に並列にインバータ制御回路２１０の備えるツェナーダイオード２１１が接続される。例えば、ＩＲ社製ＩＲ２１５３Ｄの場合、Ｖｃｃ端子とＣＯＭ端子間に内蔵されているツェナーダイオードがツェナーダイオード２１１に相当する。インバータ制御回路２１０の出力でスイッチング素子７及びスイッチング素子８は交互にオン・オフするように高周波で駆動される。例えば、ＩＲ社製ＩＲ２１５３Ｄの場合、ＬＯ端子とＶｓ端子間でスイッチング素子７が駆動され、ＬＯ端子とＣＯＭ端子間でスイッチング素子８が駆動される。
【００３２】
ダイオード３２のアノードはダイオード３１のカソードに接続され、ダイオード３２のカソードはダイオード２１のカソードに接続される。ダイオード３３のアノードはダイオード３１のカソードに、ダイオード３３のカソードはコンデンサ３４を介して直流電源の負極側に接続される。
【００３３】
ＮＰＮトランジスタ４０のコレクタは抵抗２０とダイオード２１の接続点に接続され、エミッタは直流電源の負極側に接続される。抵抗４１と抵抗４２は直列に接続され、その一端はダイオード３３のカソードに接続され、他端は直流電源の負極側に接続される。ＮＰＮトランジスタ４０のベースは抵抗４１と抵抗４２の接続点に接続される。
【００３４】
なお、スイッチング素子７及びスイッチング素子８に逆並列に内蔵されているダイオードは図示を省略する。
【００３５】
図３は、図２の電源装置１０００の各部の波形を示す波形図である。横軸は時間である。図３の波形図を用いて図２に示した電源装置１０００の動作を説明する。
図２において、
（ａ）は、入力電源１の出力状態を示している。「ＯＮ」と記載した期間が入力電源１が投入されている状態を示している。
【００３６】
（ｂ）は、コンデンサ２２の電圧ＶＣ２２を示している。
（ｃ）は、インバータ回路２００の動作状態を示している。「停止」と記載した期間が動作停止を示し、「発振」と記載した期間が動作状態を示している。
【００３７】
（ｄ）は、コンデンサ３４の電圧ＶＣ３４を示している。
（ｅ）は、昇圧チョッパ回路１００の動作状態を示している。「停止」と記載した期間が動作停止を示し、「発振」と記載した期間が動作状態を示している。
【００３８】
（ｆ）は、ＮＰＮトランジスタ４０の状態を示している。「ＯＦＦ」と記載した期間がＯＦＦ状態を示し、「ＯＮ」と記載した期間がＯＮ状態を示している。
【００３９】
（ｇ）は、放電灯１１の状態を示している。「消灯」と記載した期間が「消灯」状態を示し、「点灯」と記載した期間が点灯状態を示している。また、「不良（寿命末期）」と記載され、矢印Ａで示している時刻（ｔ２１）は、その時刻（ｔ２１）に放電灯１１が寿命末期のため不良になったことを示している。
【００４０】
図４は、電源装置１０００の動作を説明するフローチャートである。図４及び前述の図２、図３を参照して、実施の形態１の電源装置１０００の動作を説明する。
【００４１】
図３（ａ）のように時刻ｔ１０で入力電源１が投入されると（Ｓ１０１）、ダイオードブリッジ２の正極側には脈流成分を含む直流電圧が発生する。この脈流成分を含む直流電圧によりコンデンサ２２には抵抗２０、ダイオード２１を介して充電電流（起動電流）が流れ、図３（ｂ）の時刻ｔ１０〜時刻ｔ１１の期間において、コンデンサ２２の両端の電圧ＶＣ２２は上昇していく（Ｓ１０２）。
【００４２】
なお、
「抵抗２０の抵抗値は、入力電源１が最大仕様電圧（例えば１００Ｖ〜２５４Ｖの場合における２５４Ｖである場合）の場合でもその電力が１Ｗ以下」（抵抗２０の条件）
かつ、
「コンデンサ２２は抵抗２０の条件の範囲内において、時刻ｔ１０から時刻ｔ１１の期間が１秒以下程度となる」（コンデンサ２２の条件）
のような選定条件とすれば、実用的問題はない。なお、時刻ｔ１０は入力電源１が投入された時刻であり、時刻ｔ１１は後述のようにインバータ回路２００が動作を開始する時刻である。
【００４３】
また、上記「選定条件」を満たせば、抵抗２０を流れる電流がインバータ制御回路２１０のインバータ回路２００を駆動時に必要な電流値を満たす必要はない。すなわち、インバータ制御回路２１０の駆動電源はコンデンサ２２の充電電荷である。コンデンサ２２からインバータ制御回路２１０に必要な電流Ｉｄが供給される。一方、コンデンサ２２には、抵抗２０を介してＩｃが供給される。
この場合、
Ｉｃ＞Ｉｄ
でも構わない。すなわち、ＩｃはＩｄを満たす必要はない。
【００４４】
そして、時刻ｔ１１でコンデンサ２２の電圧ＶＣ２２がインバータ制御回路２１０の動作可能な電圧に達すると、インバータ制御回路２１０が発振を開始する（Ｓ１０３）。
【００４５】
そして、コンデンサ２２とコンデンサ３４とには、スイッチング素子７及びスイッチング素子８のオン・オフ動作に伴ってコンデンサ３０を介して充電電流（高周波電流）が流れる（Ｓ１０４）。よって、図３（ｂ）、（ｄ）のようにコンデンサ２２とコンデンサ３４とのそれぞれの両端電圧は、時刻ｔ１１と時刻ｔ１２との期間で充電速度が大きくなる。
【００４６】
そして、図３（ｄ）のようにコンデンサ３４の電圧ＶＣ３４が昇圧チョッパ制御回路１１０の動作可能な電圧に達すると、図３（ｅ）のようの昇圧チョッパ回路１００が動作する（Ｓ１０５）。このため、コンデンサ６の端子電圧は上昇する。したがって、昇圧チョッパ回路１００が動作する前におけるコンデンサ２２及びコンデンサ３４へのコンデンサ３０を介した電流に対して、昇圧チョッパ回路１００が動作を開始した後におけるコンデンサ２２及びコンデンサ３４へのコンデンサ３を介した電流（制御電源供給後電流）は大きくなる。このため、図３（ｂ）、（ｄ）に示すように、時刻ｔ１２〜時刻ｔ１３において、コンデンサ２２の電圧ＶＣ２２及びコンデンサ３４の電圧ＶＣ３４の上昇率は更に大きくなる（Ｓ１０６）。
【００４７】
そして、コンデンサ２２の電圧ＶＣ２２が、インバータ制御回路２１０の備えるツェナーダイオード２１１の電圧に達すると、電圧ＶＣ２２は一定の電圧となり安定する（Ｓ１０７）。インバータ制御回路２１０が動作を開始すると、放電灯１１は、図示を省略した予熱タイマー回路によって予熱された後、放電開始のための始動電圧を印加され点灯にいたる。
【００４８】
また、電圧発生部５１０を構成する抵抗４１と抵抗４２の定数（抵抗値）を適当に選定して昇圧チョッパ制御回路１１０が動作する電圧でＮＰＮトランジスタ４０がオフからオンになるように設定すれば、概略、時刻ｔ１２でＮＰＮトランジスタ４０はオフからオンになる。そして、時刻ｔ１２以降、抵抗２０を流れる電流は、全てこのＮＰＮトランジスタ４０を通して流れ、ツェナーダイオード２１１には流れ込むことはない。このため、インバータ制御回路２１０に内蔵のツェナーダイオード２１１には、昇圧チョッパ制御回路１１０が発振動作に移行するまでの短期間（時刻ｔ１０〜時刻ｔ１２の期間）を除けば、入力電源１の電圧に関わらずコンデンサ３０を介した一定電流しか流れない。
【００４９】
そして、コンデンサ３０を流れる電流値をインバータ制御回路２１０と昇圧チョッパ制御回路１１０との必要駆動電流に、さらに、ツェナーダイオード２１１の必要最小電流を加算した値に設定すれば、ツェナーダイオード２１１の電力損失を最小にすることができる。このようにしてコンデンサ３０の容量値を設定すれば、インバータ制御回路２１０及び昇圧チョッパ制御回路１１０の駆動電源（制御電源）は、インバータ回路２００の発振動作に伴いコンデンサ３０を介して供給され続ける。よって、抵抗２０からの電流がＮＰＮトランジスタ４０を通して全て流れた以降も安定動作を継続できる。
【００５０】
以上のように、実施の形態１の電源装置１０００は、第１制御電源供給部２２０と第２制御電源供給部１２０とバイパス回路５００とを備えたので、インバータ制御回路２１０を駆動する電流を抵抗２０から常時供給する必要がなく、抵抗２０の電力損失を大幅に削減できる効果がある。
【００５１】
また、実施の形態１の電源装置１０００は、第１制御電源供給部２２０と第２制御電源供給部１２０とバイパス回路５００とを備えたので、昇圧チョッパ制御回路１１０が動作を開始した後は抵抗２０を流れる電流はインバータ制御回路２１０に流れず、入力電源電圧が広範囲に変動（例えば、ＡＣ１００ＶからＡＣ２５４Ｖに変動）した場合であっても、インバータ制御回路２１０のツェナーダイオード２１１の必要電流を最小値に設定することができ、ツェナーダイオード２１１の電力損失を低減することができる。
【００５２】
以上のように、実施の形態１の電源装置１０００は、インバータ制御回路２１０の起動電流を与えてインバータ回路２００を発振させ、インバータ回路２００の発振により得られる高周波電流からインバータ制御回路２１０、昇圧チョッパ制御回路１１０の制御電源を得て、インバータ回路２００の動作後は起動電流をバイパス回路５００によりバイパスすることを特徴とする。
【００５３】
実施の形態２．
次に、図５、図６を用いて実施の形態２を説明する。図５は、実施の形態２の電源装置２０００の構成を示す回路図である。実施の形態２では、放電灯１１が寿命末期等の理由で不良になった場合を想定する。
【００５４】
図５において、図２と同一又は相当する部分には同一の符号を付してその説明を省略する。図５の電源装置２０００は、実施の形態１の電源装置１０００に対して、寿命末期検出回路３００を加えた構成である。その他は実施の形態１の電源装置１０００と同様である。
【００５５】
寿命末期検出回路３００は、放電灯１１が正常であるか寿命末期等の理由により不良であるかを検出する。寿命末期検出回路３００は、放電灯１１が寿命末期時の不良の場合には、インバータ制御回路２１０の動作を停止する出力信号を出力する回路である。インバータ制御回路２１０に相当する制御ＩＣとして、例えば、ＩＲ社製のＩＲ２１５３Ｄを使用した場合には、ＣＴ端子をＨレベルからＬレベルにすることでＩＲ２１５３Ｄの動作を停止することができる。
【００５６】
図６は、電源装置２０００の動作を説明するフローチャートである。図６及び前述の図３、図５を参照して電源装置２０００の動作を説明する。
【００５７】
図５及び図３において、放電灯１１が正常であれば、入力電源１が時刻ｔ１０で投入された場合に、実施の形態１で説明したのと同一の動作により、放電灯１１は点灯する。即ち、放電灯１１は時刻ｔ１１で予熱され、さらに始動電圧が印加されることを経て、時刻ｔ１２でＮＰＮトランジスタ４０がオンし、それまで抵抗２０を介してインバータ制御回路２１０に流れていた電流の全てがＮＰＮトランジスタ４０を通じて直流電源の負極側へ流れるようになる。そして、時刻ｔ１３以降は、インバータ制御回路２１０及び昇圧チョッパ制御回路１１０の駆動電力の全ては、インバータ回路２００のスイッチング素子７，８のオン・オフ動作に伴ってコンデンサ３０を介して流れる電流によって供給される。以上は、実施の形態１と同様である。
【００５８】
そして、図３（ｇ）に示すように、時刻ｔ２１で放電灯１１が寿命末期により不良状態になったとすれば、寿命末期検出回路３００が放電灯１１の不良を検出し（Ｓ２０１）、インバータ制御回路２１０の動作を停止する「出力信号」を出力する。寿命末期検出回路３００からの「出力信号」によりインバータ制御回路２１０は発振動作を停止し、インバータ回路２００の発振動作は、図３（ｃ）の時刻ｔ２１で停止する（Ｓ２０２）。
【００５９】
インバータ回路２００の発振動作が停止すれば、コンデンサ３０からコンデンサ２２及びコンデンサ３４に供給されていた電流がゼロになる（Ｓ２０３）。
【００６０】
ここで、コンデンサ３０からの電流の供給がゼロになった場合のコンデンサ２２とコンデンサ３４の電圧の放電時定数の関係を、コンデンサ２２の電圧の放電時定数が充分大きくなるように選定する。
すなわち、
「放電時定数（チョッパ制御側コンデンサ３４）＜放電時定数（インバータ制御側コンデンサ２２）」
と設定する。
このように設定すれば、図３（ｄ）に示すように、コンデンサ３４の電圧は急速に減じて、時刻ｔ２２で昇圧チョッパ制御回路１１０、昇圧チョッパ回路１００の発振動作は停止する（Ｓ２０４）。
【００６１】
これと概略同期して、図３（ｆ）のように、ＮＰＮトランジスタ４０は「オン」から「オフ」になり（Ｓ２０５）、抵抗２０から流れ込んでいた電流は、ダイオード２１を介してコンデンサ２２に流れるようになる（Ｓ２０６）。
【００６２】
この時点ではコンデンサ３０を介してコンデンサ２２に流れる電流は既にゼロになっているので、抵抗２０の抵抗値を適当に選定してツェナーダイオード２１１に流れる電流をツエナー電圧を設定するための最小の値にすれば、ツェナーダイオード２１１の電圧を安定化しつつ、かつ、その電力損失を最小にできる。
【００６３】
即ち、図３（ｂ）に示すように、コンデンサ２２の電圧ＶＣ２２は、インバータ制御回路２１０の発振停止後もツェナーダイオード２１１で定まる電圧を維持し続けるので（Ｓ２０７）、インバータ回路２００の発振停止状態は放電灯１１が正常品に置換されるまで継続される。
【００６４】
以上のように、実施の形態２における電源装置２０００よれば、抵抗２０からインバータ制御回路２１０を駆動する電流を常時供給する必要がないので、抵抗２０の電力損失を大幅に削減でき効果がある。
【００６５】
また、昇圧チョッパ制御回路１１０の動作後は抵抗２０を流れる電流をインバータ制御回路２１０に流れないようにしているので、入力電源電圧が広範囲に変動（例えば、ＡＣ１００ＶからＡＣ２５４Ｖ）しても、インバータ制御回路２１０のツェナーダイオード２１１の必要電流を最小値に設定でき、その電力損失を低減できる電源装置２０００を提供できる効果がある。
【００６６】
また、放電灯１１が寿命末期等の不良のためインバータ回路２００が発振停止した以降は、ＮＰＮトランジスタ４０をオフにして、抵抗２０を流れる電流でコンデンサ２２の電圧をツェナーダイオード２１１で定まる電圧を維持し続ける。このため、インバータ回路２００の発振停止状態は放電灯１１が正常品に置換されるまで安定して継続され、インバータ回路２００及び昇圧チョッパ回路１００が不安定な条件で動作するのを回避できる効果がある。
【００６７】
実施の形態２の電源装置２０００は、第１制御電源供給部２２０のコンデンサ２２の放電時定数と、第２制御電源供給部１２０のコンデンサ３４の放電時定数とを所定の値に設定することにより、昇圧チョッパ制御回路１１０を安定して停止させることができる。
【００６８】
実施の形態３．
図７は、実施の形態３における電源装置３０００の構成を示す回路図である。
図２の実施の形態１における電源装置１０００は、インバータ回路２００が発振動作を開始した以降は、コンデンサ２２及びコンデンサ３４に対する充電電流の供給を、コンデンサ３０を介して流れる電流によって行っていた。図７に示す実施の形態３の電源装置３０００は、チョークコイル１０ａに２次巻線ＮＳを設けた。電源装置３０００は、インバータ回路２００が発振動作を開始した以降、コンデンサ２２及びコンデンサ３４に対する電流の供給を、上記２次巻線ＮＳから行うようにした構成である。
【００６９】
図７において、図２と同一又は相当部分には同一の符号を付してその説明を省略する。電源装置３０００は、電源装置１０００に対して、インバータ回路２００ａが２次巻線ＮＳを備えるとともにダイオード３１をなくした構成である。
【００７０】
図７に示すように、チョークコイル１０ａは、１次巻線ＮＰと２次巻線ＮＳを有している。２次巻線ＮＳの一端を、抵抗５０を介してダイオード３２とダイオード３３との接続点に接続する。２次巻線ＮＳの他端は、直流電源の負極側に接続する。
【００７１】
次に、図７及び前述の図３を参照して、実施の形態３の電源装置３０００の動作を説明する。
【００７２】
図７及び図３において、放電灯１１が正常であれば、入力電源１が時刻ｔ１０で投入された場合、実施の形態１及び実施の形態２で説明したのと同一の動作により、放電灯１１は点灯する。
【００７３】
即ち、時刻ｔ１１で予熱、始動電圧印加の動作を経て、時刻ｔ１２でＮＰＮトランジスタ４０がオンし、それまで抵抗２０を介してインバータ制御回路２１０に流れていた電流の全ては、ＮＰＮトランジスタ４０を通して流れるようになる。
【００７４】
そして、時刻ｔ１３以降は、インバータ制御回路２１０及び昇圧チョッパ制御回路１１０の駆動電力の全ては、インバータ回路２００のスイッチング素子７，８のオン・オフ動作に伴って、チョークコイル１０ａの２次巻線ＮＳから抵抗５０を介して流れる電流によって供給される。
【００７５】
このため、インバータ制御回路２１０に内蔵されたツェナーダイオード２１１には、昇圧チョッパ制御回路１１０が発振動作に移行するまでの短期間（時刻ｔ１０〜時刻ｔ１３の期間）を除けば、入力電源１の電圧に関わらずチョークコイル１０ａの２次巻線ＮＳから抵抗５０を介して一定電流しか流れない。
【００７６】
そして、この電流値をインバータ制御回路２１０及び昇圧チョッパ制御回路１１０の必要駆動電流にツェナーダイオード２１１の必要最小電流を加算設定すれば、ツェナーダイオード２１１の電力損失を最小にできる。
【００７７】
上記のようにチョークコイル１０ａの２次巻線ＮＳ及び抵抗５０を設定すれば、インバータ制御回路２１０及び昇圧チョッパ制御回路１１０の駆動電源はインバータ回路２００の発振動作に伴い、チョークコイル１０ａの２次巻線から抵抗５０を介して供給され続けるので、抵抗２０からの電流がＮＰＮトランジスタ４０を通して全て流れた以降も安定動作を継続できる。
【００７８】
なお、図７の電源装置３０００に図５で示した寿命末期検出回路３００を付加することで、実施の形態２で説明した放電灯１１の寿命末期等の不良を検出できることは明らかである。
【００７９】
以上のように、実施の形態３の電源装置３０００によれば、抵抗２０からインバータ制御回路２１０を駆動する電流を常時供給する必要がないので抵抗２０の電力損失を大幅に削減できる効果がある。
【００８０】
また、昇圧チョッパ制御回路１１０の動作後は抵抗２０を流れる電流をインバータ制御回路２１０に流れないようにしているので、入力電源電圧が広範囲に変動（例えば、ＡＣ１００ＶからＡＣ２５４Ｖ）しても、インバータ制御回路２１０のツェナーダイオード２１１の必要電流を最小値に設定でき、その電力損失を低減できる電源装置３０００を提供できる効果がある。
【００８１】
以上説明した実施の形態１〜実施の形態３の電源装置は、以下に示すような効果を奏する。
【００８２】
抵抗２０からインバータ制御回路２１０を駆動する電流を常時供給する必要がないので抵抗２０の電力損失を大幅に削減でき効果がある。
【００８３】
また、昇圧チョッパ制御回路１１０の動作後は抵抗２０を流れる電流をインバータ制御回路２１０に流れないようにしているので、入力電源電圧が広範囲に変動（例えば、ＡＣ１００ＶからＡＣ２５４Ｖ）しても、インバータ制御回路２１０のツェナーダイオード２１１の必要電流を最小値に設定でき、その電力損失を低減できる電源装置を提供できる効果がある。
【００８４】
また、放電灯１１の寿命末期の不良等でインバータ回路２００が発振停止した以降は、ＮＰＮトランジスタ４０をオフにして、抵抗２０を流れる電流でコンデンサ２２の電圧をツェナーダイオード２１１で定まる電圧を維持し続けるので、インバータ回路２００の発振停止状態は放電灯１１が正常品に置換されるまで安定して継続され、インバータ回路２００及び昇圧チョッパ回路１００が不安定な条件で動作するのを回避できる効果がある。
以上に説明した実施の形態における電源装置は、抵抗２０からインバータ制御回路２１０を駆動する電流を常時供給する必要がないこと、また、昇圧チョッパ制御回路１１０の動作後は抵抗２０を流れる電流をインバータ制御回路２１０に流れないようにしていることにより、入力電源電圧が広範囲に変動（例えば、ＡＣ１００ＶからＡＣ２５４Ｖ）した場合にも、インバータ制御回路２１０のツエナーダイオード２１１の必要電流を最小値に設定でき、その電力損失を低減することができる。
【００８５】
以上の実施の形態では、脈流を含む直流電源を平滑された直流電源に変換する直流電源変換回路と、上記直流電源変換回路の出力に接続され直流電源を高周波電源に変換するインバータ回路よりなる電源装置において、上記インバータ回路の制御回路の起動電流を商用電源を整流した電源から供給し、上記インバータ回路の起動後は上記インバータ回路及び上記直流電源変換回路の制御電源を、上記インバータ回路の発振動作による高周波電流から得るとともに、上記インバータ回路の正常発振時に得られる電圧を制御電圧とし上記インバータ回路の起動電流を直流電源の負極側に流すスイッチ素子を設けた電源装置を説明した。
【００８６】
以上の実施の形態では、上記インバータ回路の発振動作に伴い上記インバータ回路及び直流電源変換回路の制御回路への駆動電流の供給をそれぞれダイオードを介して供給するようにしたことを特徴とする電源装置を説明した。
【００８７】
以上の実施の形態では、上記インバータ回路の動作停止時の上記直流電源変換回路の制御電圧の電圧減衰速度を示す放電時定数を上記インバータ回路の制御回路の制御電圧の減衰速度を示す放電時定数よりも小さくしたことを特徴とする電源装置を説明した。
【図面の簡単な説明】
【００８８】
【図１】実施の形態１における電源装置１０００のブロック図。
【図２】実施の形態１における電源装置１０００の回路図。
【図３】実施の形態１における電源装置１０００の動作を説明する波形図。
【図４】実施の形態１における電源装置１０００の動作を説明するフローチャート。
【図５】実施の形態２における電源装置２０００の回路図。
【図６】実施の形態２における電源装置２０００の動作を説明するフローチャート。
【図７】実施の形態３における電源装置３０００の回路図。
【符号の説明】
【００８９】
１  入力電源、２  ダイオードブリッジ、３  チョークコイル、４  ダイオード、５  スイッチング素子、６  コンデンサ、７，８  スイッチング素子、９  カップリングコンデンサ、１０  チョークコイル、１０ａ  チョークコイル、１１  放電灯、１２  コンデンサ、２０，４１，４２  抵抗、２１，３１，３２，３３  ダイオード、２２，３０，３４  コンデンサ、４０  ＮＰＮトランジスタ、５０  抵抗、１００  昇圧チョッパ回路、１１０  昇圧チョッパ制御回路、１２０  第２制御電源供給部、２００  インバータ回路、２１０  インバータ制御回路、２２０  第１制御電源供給部、２１１  ツェナーダイオード、３００  寿命末期検出回路、４００  放電灯負荷回路、５００  バイパス回路、５１０  電圧発生部、１０００，２０００，３０００  電源装置。
【図１】
2007202279.tif 000003
【図２】
2007202279.tif 000004
【図３】
2007202279.tif 000005
【図４】
2007202279.tif 000006
【図５】
2007202279.tif 000007
【図６】
2007202279.tif 000008
【図７】
2007202279.tif 000009