(57)【要約】【課題】  受信信号に発生したパルス性ノイズを除去し、且つ受信信号の歪みの増大を抑制可能なノイズ除去システム及びノイズ除去方法を提供する。【解決手段】  入力信号ＡＦに発生するパルス性ノイズを検出し、ノイズ検出信号ＰＮＤを発生する検出回路２と、ノイズ検出信号ＰＮＤに基づきパルス性ノイズの検出始点及び検出終点を決定し、入力信号ＡＦの検出始点における第１の時間微分係数及び検出終点における第２の時間微分係数をそれぞれ算出し、第１及び第２の時間微分係数で傾きの定義される線分の交点を求め、その交点を制御点とするベジエ曲線を用いて検出始点と検出終点間の入力信号ＡＦの波形を補間する信号値を算出する曲線補間回路１０を備える。【選択図】      図１
2007019987.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号に発生するパルス性ノイズを検出し、ノイズ検出信号を発生する検出回路と、
前記ノイズ検出信号に基づき前記パルス性ノイズの検出始点及び検出終点を決定し、前記入力信号の前記検出始点における第１の時間微分係数及び前記検出終点における第２の時間微分係数をそれぞれ算出し、前記第１及び第２の時間微分係数で傾きが定義される線分の交点を求め、該交点を制御点とするベジエ曲線を用いて前記検出始点と前記検出終点間の前記入力信号の波形を補間する信号値を算出する曲線補間回路
とを備えることを特徴とするノイズ除去システム。  
【請求項２】
前記入力信号の波形を補間する信号値を、前記検出始点及び前記検出終点における前記入力信号の信号値をつなぐ直線を用いて算出する線形補間回路と、
前記交点の座標と設定された規定値との比較に基づき、前記曲線補間回路の出力と前記線形補間回路の出力のいずれかを選択して、前記入力信号の信号値として出力する選択回路
とを更に備えることを特徴とする請求項１に記載のノイズ除去システム。
【請求項３】
前記選択回路は、前記交点の時間成分が前記検出始点及び前記検出終点間にない場合に、前記線形補間回路の出力を選択することを特徴とする請求項２に記載のノイズ除去システム。    
【請求項４】
前記曲線補間回路が、前記ベジエ曲線のパラメータを平方根テーブルを用いて算出することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載のノイズ除去システム。
【請求項５】
入力信号に発生するパルス性ノイズを検出し、ノイズ検出信号を発生するステップと、
前記ノイズ検出信号に基づき前記パルス性ノイズの検出始点及び検出終点を決定するステップと、
前記入力信号の前記検出始点における第１の時間微分係数及び前記検出終点における第２の時間微分係数をそれぞれ算出するステップと、
前記第１及び第２の時間微分係数で傾きの定義される線分の交点を求め、該交点を制御点とするベジエ曲線を用いて前記検出始点と前記検出終点間の前記入力信号の波形を補間するステップ
とを含むことを特徴とするノイズ除去方法。  
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ノイズ除去技術に係り、特にパルス性ノイズを除去し、受信信号の波形を補間するノイズ除去システム及びノイズ除去方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
車載用のＡＭラジオ受信機やＦＭラジオ受信機に混入するイグニッションノイズ等のパルス性ノイズは、一般に以下の方法で除去されている。即ち、ノイズ検出器が受信信号におけるパルス性ノイズの発生を検出すると、ノイズ検出信号を発生する。そして、ノイズ検出信号に基づき受信信号のサンプルホールドを行って受信信号からパルス性ノイズを除去し、受信信号の波形を補間する。
【０００３】
しかし、上記の方法では、パルス性ノイズが検出された時点での受信信号の信号値をサンプルホールドすることにより、受信信号の波形を補間する。そのため、パルス性ノイズの周期が長い場合等では、受信信号の歪みが増大する。又、ノイズ発生期間の受信信号を、ノイズが発生していない部分の信号に置き換えて受信信号を補間する方法が提案されているが（例えば、特許文献１参照。）、上記方法では、受信信号が入力されてから補間された信号が出力されるまでの遅延が大きい。
【０００４】
又、受信機内のノイズ除去フィルタが発生するエコーノイズが、受信信号を歪ませる原因のひとつになっている。先行技術では、エコーノイズをサンプルホールドにより除去している。しかし、エコーノイズが生じている時間がパルス性ノイズが受信信号に発生している時間より長い場合、或いはパルス性ノイズが頻繁に受信信号に発生した場合等は、受信信号が長時間サンプルホールドされる。その結果、受信信号の歪みの増大や、受信機の出力音声が途切れる障害が生じていた。ノイズ発生期間が短い場合は、。
【特許文献１】特開平８−１４９０９８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明は、受信信号に発生したパルス性ノイズを除去し、且つ受信信号の歪みの増大を抑制可能なノイズ除去システム及びノイズ除去方法を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本願発明の一態様によれば、（イ）入力信号に発生するパルス性ノイズを検出し、ノイズ検出信号を発生する検出回路と、（ロ）ノイズ検出信号に基づきパルス性ノイズの検出始点及び検出終点を決定し、入力信号の検出始点における第１の時間微分係数及び検出終点における第２の時間微分係数をそれぞれ算出し、第１及び第２の時間微分係数で傾きの定義される線分の交点を求め、その交点を制御点とするベジエ曲線を用いて検出始点と検出終点間の入力信号の波形を補間する信号値を算出する曲線補間回路とを備えるノイズ除去システムが提供される。  
本願発明の他の態様によれば、（イ）入力信号に発生するパルス性ノイズを検出し、ノイズ検出信号を発生するステップと、（ロ）ノイズ検出信号に基づきパルス性ノイズの検出始点及び検出終点を決定するステップと、（ハ）入力信号の検出始点における第１の時間微分係数及び検出終点における第２の時間微分係数をそれぞれ算出するステップと、（ニ）第１及び第２の時間微分係数で傾きの定義される線分の交点を求め、その交点を制御点とするベジエ曲線を用いて検出始点と検出終点間の入力信号の波形を補間するステップとを含むノイズ除去方法が提供される。  
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、受信信号に発生したパルス性ノイズを除去し、且つ受信信号の歪みの増大を抑制可能なノイズ除去システム及びノイズ除去方法を提供できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
次に、図面を参照して、本発明の実施の形態を説明する。以下の図面の記載において、同一又は類似の部分には同一又は類似の符号を付している。又、以下に示す実施の形態は、この発明の技術的思想を具体化するための装置や方法を例示するものであって、この発明の技術的思想は、構成部品の構造、配置等を下記のものに特定するものではない。この発明の技術的思想は、特許請求の範囲において、種々の変更を加えることができる。
【０００９】
本発明の実施の形態に係るノイズ除去システムは、図１に示すように、補間回路１、検出回路２、アンテナ３、高周波システム４、中間周波数システム５、ベースバンドシステム６及びオーディオ信号システム７を備える。図１に示したノイズ除去システムは、受信信号ＲＦとして受信した周波数変調（ＦＭ）波に発生するパルス性ノイズを、補間回路１により除去する。
【００１０】
アンテナ３は、受信した受信信号ＲＦを高周波システム４に出力する。高周波システム４は、受信信号ＲＦの周波数を増幅し、中間周波数に変換する。高周波システム４から出力された中間周波数信号ＩＦは、中間周波数システム５に入力する。中間周波数システム５は、中間周波数信号ＩＦをアナログデジタル変換した後、ベースバンド信号ＢＳに変換する。中間周波数システム５から出力されたベースバンド信号ＢＳは、ベースバンドシステム６に入力する。ベースバンドシステム６は、ベースバンド信号ＢＳをフィルタリングして自局の選択を行い、ＦＭ検波する。そして、ベースバンドシステム６はＦＭ検波後の入力信号ＡＦを、検出回路２及び補間回路１に出力する。
【００１１】
検出回路２は、入力信号ＡＦに発生するパルス性ノイズを検出し、ノイズ検出信号ＰＮＤを発生する。図２(ａ）及び図２（ｂ）に示すように、入力信号ＡＦにパルス性ノイズが発生している間、検出回路２はノイズ検出信号ＰＮＤをパルス信号として発生する。検出回路２によってパルス性ノイズの発生が検出された時刻を、以下において「検出始点」という。パルス性ノイズが消滅した時刻を、以下において「検出終点」という。図２(ａ）及び図２（ｂ）の例では、時刻ｔ１ｓ、ｔ２ｓ及びｔ３ｓが検出始点である。又、時刻ｔ１ｅ、ｔ２ｅ及びｔ３ｅが検出終点である。図２(ａ）及び図２（ｂ）において、ｙ軸は入力信号ＡＦの信号値、ｘ軸はサンプリング時刻である（以下において同様。）。
【００１２】
図１に示す補間回路１は、後述するように、ノイズ検出信号ＰＮＤに基づきパルス性ノイズを除去して、入力信号ＡＦの波形を補間する。補間回路１によってパルス性ノイズが除去された出力信号ＡＯは、オーディオ信号システム７に入力する。
【００１３】
オーディオ信号システム７は、出力信号ＡＯをステレオデコードし、更に、出力信号ＡＯの周波数特性を一定するため受信信号ＲＦに放送局でかけられたプレエンファシス（pre-emphasis）をキャンセルする。次いで、オーディオ信号システム７は、出力信号ＡＯをデジタルアナログ変換して、オーディオ信号ＡＤを出力する。
【００１４】
図１に示すように、補間回路１は、曲線補間回路１０、線形補間回路２０、選択回路３０、出力回路４０及びサンプル数記憶装置５０を備える。
【００１５】
曲線補間回路１０は、ノイズ検出信号ＰＮＤに基づきパルス性ノイズの検出始点及び検出終点を決定し、入力信号ＡＦの検出始点における第１の時間微分係数及び検出終点における第２の時間微分係数をそれぞれ算出する。そして、曲線補間回路１０は、第１及び第２の時間微分係数で傾きの定義される線分の交点を求め、その交点を制御点とするベジエ曲線を用いて検出始点と検出終点間の入力信号ＡＦの波形を補間する信号値を算出する。
【００１６】
線形補間回路２０は、入力信号ＡＦの波形を補間する信号値を、検出始点及び検出終点における入力信号ＡＦの信号値をつなぐ直線を用いて算出する。
【００１７】
選択回路３０は、後述するように、第１及び第２の時間微分係数で傾きの定義される線分の交点の座標と設定された規定値との比較等に基づき曲線補間回路１０の出力と線形補間回路２０の出力のいずれかを選択して、補間された入力信号ＡＦの信号値（以下において、「補間信号値」という。）として出力する。選択回路３０は、比較回路３１及び切り替え回路３２を備える。
【００１８】
比較回路３１は、交点の座標等に基づいて、曲線補間回路１０によって算出された信号値が入力信号ＡＦの波形を補間する信号値として適するか否か判定する。曲線補間回路１０によって算出された信号値が入力信号ＡＦの波形を補間する信号値として適さないと判定した場合は、比較回路３１は選択信号ｓｗを切り替え回路３２に出力する。
【００１９】
切り替え回路３２に曲線補間回路１０から出力される信号値ｙb1及び線形補間回路２０から出力される信号値ｙb2が入力される。切り替え回路３２は、選択信号ｓｗが入力された場合に、信号値ｙb2を補間信号値ｙb0として出力回路４０に出力する。選択信号ｓｗが入力されない場合、切り替え回路３２は、信号値ｙb1を補間信号値ｙb0として出力回路４０に出力する。
【００２０】
出力回路４０は、後述するように、補間信号値ｙb0及び補間されていない信号値ｙaのいずれかを補間回路１の出力信号ＡＯとして出力する。
【００２１】
サンプル数記憶装置５０に、サンプル数ｎが格納される（ｎ：２以上の整数）。サンプル数ｎは、入力信号ＡＦにパルス性ノイズが発生している期間であるノイズ時間を仮定し、仮定されたノイズ時間中にサンプリングされる入力信号ＡＦの個数として設定される。
【００２２】
以下に、曲線補間回路１０の動作を説明する。図１に示したように、曲線補間回路１０は、パルスエッジ検出器１１、カウンタ１２、記憶装置１３、微分回路１４、オフセット算出器１５、制御点算出回路１６、パラメータ算出器１７及びベジエ関数回路１８を備える。
【００２３】
検出回路２にパルスエッジ検出器１１が接続される。パルスエッジ検出器１１は、検出回路２から出力されるノイズ検出信号ＰＮＤの立下りエッジを検出したときに、エッジ検出信号ＰＥＤを出力する。図３にパルスエッジ検出器１１の回路例を示す。図３に示すように、ノイズ検出信号ＰＮＤがレジスタ３０１に入力される。そして、ノイズ検出信号ＰＮＤとレジスタ３０１の出力信号の符号反転信号が加算器３０２に入力する。加算器３０２の出力信号の最上位ビット（ＭＳＢ）、及び加算器３０２の出力信号のＭＳＢの次ビット（２ＳＢ）がＮＡＮＤ回路３０４に入力する。そして、ＮＡＮＤ回路の出力信号のＭＳＢが、エッジ検出信号ＰＥＤとしてパルスエッジ検出器１１から出力される。ノイズ検出信号ＰＮＤの立下りの瞬間に、パルスエッジ検出器１１の出力であるエッジ検出信号ＰＥＤが立ち上がる。
【００２４】
パルスエッジ検出器１１に、カウンタ１２及び記憶装置１３が接続する。カウンタ１２にエッジ検出信号ＰＥＤが入力する。カウンタ１２は、パルスエッジ検出器１１によって検出されたノイズ検出信号ＰＮＤの立下りエッジでカウントをゼロに初期化し、これをスターターとして、検出回路２がノイズ検出信号ＰＮＤを発生している期間だけ、パルスノイズ幅をカウントする。そしてカウンタ１２は、カウント数を信号ＷＤＣとして出力する。図４にカウンタ１２の回路例を示す。図４に示すように、カウンタ１２にエッジ検出信号ＰＥＤのＭＳＢが入力されると、レジスタ４０２に「０」が格納される。その後、「１」及びレジスタ４０２の出力信号が入力する加算器４０１の出力が、レジスタ４０２に入力する。又、加算器４０１の出力が信号ＷＤＣとしてカウンタ１２から出力する。
【００２５】
図１に示した記憶装置１３は、検出終点記憶回路１３１、検出始点記憶回路１３２及び信号記憶回路１３３を備える。検出終点記憶回路１３１及び信号記憶回路１３３に入力信号ＡＦが入力する。検出終点記憶回路１３１及び検出始点記憶回路１３２にエッジ検出信号ＰＥＤが入力する。信号記憶回路１３３から信号値ｙaが検出始点記憶回路１３２に入力する。
【００２６】
検出終点記憶回路１３１は、エッジ検出信号ＰＥＤが入力された時刻を検出終点ｘeとし、検出終点ｘeにおける入力信号ＡＦの信号値を終点値ｙeとして記憶する。信号記憶回路１３３は、ｎ個のサンプリングされた入力信号ＡＦの信号値ＡＳ１〜ＡＳｎ信号値を順次格納する。既に述べたように、サンプル数ｎは、入力信号ＡＦにパルス性ノイズが重畳するノイズ時間を仮定し、仮定されたノイズ時間中にサンプリングされる入力信号ＡＦの個数として設定される。したがって、図１に示した補間回路１では、カウント数ＷＤＣとサンプル数ｎは一致する。
【００２７】
検出始点ｘsは以下のように求まる。即ち、エッジ検出信号ＰＥＤが入力された時刻において信号記憶回路１３３に格納されている信号値ＡＳ１〜ＡＳｎのうち、最初に信号記憶回路１３３に格納された信号値ＡＳ１がサンプリングされた時刻が検出始点ｘsとなる。信号記憶回路１３３は、信号値ＡＳ１を検出始点記憶回路１３２に出力する。検出始点記憶回路１３２は、信号値ＡＳ１を、検出始点ｘsにおける入力信号ＡＦの値である始点値ｙｓとして記憶する。
【００２８】
記憶装置１３の回路例を図５に示す。図５は、検出終点記憶回路１３１及び検出始点記憶回路１３２にフリップフロップを採用し、信号記憶回路１３３にｎ個のレジスタ１３３１〜１３３ｎを直列接続した回路を採用した例を示す。レジスタ１３３１〜１３３ｎに、サンプリングされた入力信号ＡＦの信号値ＡＳ１〜ＡＳｎが順次格納される。レジスタ１３３１は、格納した信号値ＡＳ１を信号値ｙaとして出力する。つまり、補間回路１に入力した入力信号ＡＦは、記憶装置１３において、レジスタ１３３１〜１３３ｎの個数分遅延されて、信号値ｙaとして出力される。検出終点記憶回路１３１のデータ端子Ｄに入力信号ＡＦが入力し、検出始点記憶回路１３２のデータ端子Ｄに信号値ｙaが入力する。又、検出終点記憶回路１３１及び検出始点記憶回路１３２のクロック端子にエッジ検出信号ＰＥＤが入力する。
【００２９】
図１に示した微分回路１４は、第１微分器１４１及び第２微分器１４２を備える。第２微分器１４２にエッジ検出信号ＰＥＤ及び入力信号ＡＦが入力する。第２微分器１４２は、エッジ検出信号ＰＥＤが入力したタイミングで入力信号ＡＦを時間微分する。つまり、第２微分器１４２はエッジ検出信号ＰＥＤが入力された時刻を検出終点ｘeとし、検出終点における入力信号ＡＦの第２の微分係数ｂを算出する。
【００３０】
一方、第１微分器１４１にエッジ検出信号ＰＥＤ及び信号値ｙaが入力する。第１微分器１４１は、エッジ検出信号ＰＥＤが入力したタイミングで信号値ｙaを時間微分する。つまり、第１微分器１４１は検出始点ｘsにおける入力信号ＡＦの第１の微分係数ａを算出する。
【００３１】
図６（ａ）及び図６（ｂ）に第１微分器１４１及び第２微分器１４２の回路例を示す。図６（ａ）に示す第１微分器１４１は、レジスタ６１１、加算器６１２及びフリップフロップ６１３を含む。信号値ｙaがレジスタ６１１に入力する。レジスタ６１１の出力信号の符号反転信号及び信号値ｙaが加算器６１２に入力する。加算器６１２の出力信号がフリップフロップ６１３のデータ端子Ｄに入力し、エッジ検出信号ＰＥＤがフリップフロップ６１３のクロック端子に入力する。フリップフロップ６１３は、第１の微分係数ａを制御点算出回路１６に出力する。
【００３２】
図６（ｂ）に示す第２微分器１４２は、レジスタ６２１、加算器６２２及びフリップフロップ６２３を含む。入力信号ＡＦがレジスタ６２１に入力する。レジスタ６２１の出力信号の符号反転信号及び入力信号ＡＦが加算器６２２に入力する。加算器６２２の出力信号がフリップフロップ６２３のデータ端子Ｄに入力し、エッジ検出信号ＰＥＤがフリップフロップ６１３のクロック端子に入力する。フリップフロップ６２３は、微分第２の微分係数ｂをオフセット算出器１５及び制御点算出回路１６に出力する。
【００３３】
図１に示したオフセット算出器１５に、記憶装置１３、微分回路１４及びサンプル数記憶装置５０が接続する。サンプル数ｎ、第２の微分係数ｂ、始点値ｙｓ及び終点値ｙeがオフセット算出器１５に入力する。オフセット算出器１５は、算出したオフセット値ｃを制御点算出回路１６に出力する。オフセット値ｃは、検出始点ｘsにおける、第１の時間微分係数で傾きの定義される線分の値と第２の時間微分係数で傾きの定義される線分の値との差である。
【００３４】
図７にオフセット算出器１５の回路例を示す。図７に示すオフセット算出器１５は乗算器７０１、加算器７０２及び加算器７０３を含む。第２の微分係数ｂの符号反転値とサンプル数ｎが乗算器７０１に入力する。始点値ｙｓの符号反転値と終点値ｙeが加算器７０２に入力する。乗算器７０１の演算結果と加算器７０２の演算結果が加算器７０３に入力し、加算器７０３はオフセット値ｃを算出する。
【００３５】
図１に示した制御点算出回路１６は、検出始点ｘsにおける入力信号ＡＦの第１の時間微分係数、及び検出終点ｘeにおける入力信号ＡＦの第２の時間微分係数をそれぞれ算出する。そして、制御点算出回路１６は、第１及び第２の時間微分係数で傾きの定義される線分の交点をベジエ曲線の制御点として、制御点のｘ座標成分である時刻ｘc及びｙ座標成分である信号値ｙcを算出する。
【００３６】
制御点算出回路１６は、第１算出器１６１及び第２算出器１６２を含む。第１算出器１６１に微分回路１４及びオフセット算出器１５が接続し、第１の微分係数ａ、第２の微分係数ｂ及びオフセット値ｃが第１算出器１６１に入力する。第１算出器１６１は、第１の微分係数ａ、第２の微分係数ｂ及びオフセット値ｃを用いて、制御点のｙ座標成分である信号値ｙcを算出する。第２算出器１６２に微分回路１４が接続し、第１の微分係数ａ及び第１算出器１６１から出力される信号値ｙcが第２算出器１６２に入力する。第２算出器１６２は、第１の微分係数ａ及び制御点のｙ座標成分である信号値ｙcを用いて、制御点のｘ座標成分である時刻ｘcを算出する。
【００３７】
以下に、制御点算出回路１６が、第１及び第２の時間微分係数で傾きの定義される線分の交点としてベジエ曲線の制御点のｘ座標成分及びｙ座標成分を算出する方法の例を、図８を用いて説明する。図８において、ｘ軸は時刻、ｙ軸は信号値である。第１の接線ＤＬ１は、第１の基準点Ｐｓの座標（ｘs、ｙｓ）における入力信号ＡＦの時間微分係数で傾きの定義される線分である。又、第２の接線ＤＬ２は、第２の基準点Ｐｅの座標（ｘe、ｙe）における入力信号ＡＦの時間微分係数で傾きの定義される線分である。ここで、第１の接線ＤＬ１及び第２の接線ＤＬ２の交点Ｐｃの座標を（ｘc、ｙc）とする。
【００３８】
先ず、制御点算出回路１６は、第１の基準点Ｐｓの座標（ｘs、ｙｓ）を座標軸の原点とする。つまり、ｘs＝０且つｙｓ＝０が仮定される。第１の接線ＤＬ１及び第２の接線ＤＬ２は、第１の微分係数ａ、第２の微分係数ｂ及びオフセット値ｃを用いて、それぞれ式（１）、（２）によって表される。
【００３９】
ｙ＝ａｘ                            ・・・・・（１）
ｙ＝ｂｘ＋ｃ                        ・・・・・（２）
制御点算出回路１６は、式（１）及び式（２）を連立方程式として、交点Ｐｃの座標（ｘc、ｙc）を算出する。式（１）及び式（２）から、式（３）、（４）が求まる。
【００４０】
ｙ＝ａｃ／（ａ−ｂ）                ・・・・・（３）
ｘ＝ｙ／ａ＝ａｃ／（ａ2−ａｂ）      ・・・・・（４）
ここで、第１の基準点Ｐｓの座標を原点（０，０）から座標（ｘs、ｙｓ）に変換することにより、式（５）、（６）が求まる。
【００４１】
ｙc＝ａｃ／（ａ−ｂ）＋ｙｓ          ・・・・・（５）
ｘc＝ｙc／ａ＋ｘs                    ・・・・・（６）
式（５）及び式（６）から、式（７）のようにオフセット値ｃが求まる。
【００４２】
ｃ＝−ｂ（ｘe−ｘs）＋ｙe−ｙｓ                ・・・・・（７）
上記演算を行うことにより、制御点算出回路１６は、交点Ｐｃのｘ座標成分及びｙ座標成分として時刻ｘc及び信号値ｙcを算出する。
【００４３】
図９に第１算出器１６１の回路例を示す。図９に示す第１算出器１６１は乗算器９０１、加算器９０２、除算器９０３及び加算器９０４を含む。オフセット値ｃと第１の微分係数ａが乗算器９０１に入力する。第２の微分係数ｂの符号反転値と第１の微分係数ａが加算器９０２に入力する。除算器９０３が乗算器９０１の演算結果を加算器９０２の演算結果で除算する。除算器９０３の演算結果と始点値ｙｓが加算器９０４に入力し、加算器９０４は信号値ｙcを算出する。
【００４４】
図１０に第２算出器１６２の回路例を示す。図１０に示す第２算出器１６２は除算器１００１及び加算器１００２を含む。除算器１００１が信号値ｙcを第１の微分係数ａで除算する。加算器１００２は除算器１００１の演算結果と検出始点ｘsの値の加算を行い、交点Ｐｃのｘ座標成分である時刻ｘcの値を算出する。
【００４５】
図１に示したパラメータ算出器１７に、カウンタ１２、制御点算出回路１６及びサンプル数記憶装置５０が接続し、信号ＷＤＣ、制御点のｘ座標成分である時刻ｘcの値、及びサンプル数ｎがパラメータ算出器１７に入力する。パラメータ算出器１７は、ベジエ曲線のｔパラメータを算出する。以下に、パラメータ算出器１７が、ｔパラメータを算出する方法の例を説明する。
【００４６】
図１に示したノイズ除去システムのサンプリング周期ｘbの場合における、図８に示した第１の基準点Ｐｓ、第２の基準点Ｐｅ、及び交点Ｐｃをそれぞれ始点、終点、及び制御点とする２次ベジエ曲線の軌跡は、式（８）で与えられる。
【００４７】
ｘb＝ｘs×ｔ2＋ｘｃ×２ｔ（１−ｔ）＋ｘｅ×（１−ｔ）2  ・・・（８）
式（８）で、ｔはベジエ曲線のｔパラメータである。式（８）を変形して、式（９）を求める。
【００４８】
（ｘs−２ｘｃ＋ｘｅ）ｔ2＋（２ｘｃ−２ｘｅ）ｔ＋ｘｅ−ｘb＝０  ・・・（９）
ここで、
Ａ＝ｘs−２ｘｃ＋ｘｅ                  ・・・（１０）
Ｂ＝２ｘｃ−２ｘｅ                    ・・・（１１）
Ｃ＝ｘｅ−ｘb                        ・・・（１２）
とすると、式（９）からｔパラメータは式（１３）のように求められる。
【００４９】
ｔ＝｛−Ｂ±√（Ｂ2−４×Ａ×Ｃ）｝／（２×Ａ）      ・・・（１３）
ここで、０≦ｔ≦１であるため、ｔパラメータは式（１４）のように求められる。
【００５０】
ｔ＝［−２ｘｃ＋２ｘｅ−√｛（２ｘｃ−２ｘｅ）2−４×（ｘs−２×ｘｃ＋ｘｅ）（ｘｅ−ｘb）｝］／｛２×（ｘs−２ｘｃ＋ｘｅ）｝         ・・・（１４）
上記演算を行うことにより、パラメータ算出器１７は、ベジエ曲線のｔパラメータを算出する。
【００５１】
図１１にパラメータ算出器１７の回路例を示す。図１１に示すパラメータ算出器１７は乗算器１１０１〜１１０５、加算器１１１１〜１１１５、除算器１１２１及び平方根検出器１１３１を含む。時刻ｘcの値と２が乗算器１１０１に入力する。検出始点ｘsの値と乗算器１１０１の演算結果の符号反転値、及び検出終点ｘeの値が加算器１１１３に入力する。加算器１１１３の演算結果が式（１０）で計算される計算値Ａである。計算値Ａと２が乗算器１１０３に入力する。
【００５２】
時刻ｘcの値と検出終点ｘeの符号反転値が加算器１１１１に入力する。加算器１１１１の演算結果と２が乗算器１１０２に入力する。乗算器１１０２の演算結果が式（１１）で計算される計算値Ｂである。乗算器１１０４により計算値Ｂの自乗が計算される。
【００５３】
検出終点ｘeの値と信号ＷＤＣの符号反転信号が加算器１１１２に入力する。加算器１１１２の演算結果が式（１２）で計算される計算値Ｃである。計算値Ａ、計算値Ｃ及び整数４が乗算器１１０５に入力する。乗算器１１０５の演算結果の符号反転値と乗算器１１０４の演算結果が加算器１１１４に入力する。加算器１１１４の演算結果が平方根検出器１１３１に入力する。平方根検出器１１３１は、加算器１１１４の演算結果の平方根値を検出する。検出された平方根値の符号反転値と計算値Ｂの符号反転値が加算器１１１５に入力する。除算器１１２１が加算器１１１５の演算結果を乗算器１１０３の演算結果で除算し、ｔパラメータを算出する。
【００５４】
平方根検出器１１３１は、入力値と入力値の平方根が記述された平方根テーブルＴａを用いて、加算器１１１４の演算結果の平方根値を検出する。平方根テーブルＴａにはリードオンリーメモリ（ＲＯＭ）等が採用可能である。平方根演算に平方根テーブルＴａを使用することにより、演算数を削減することができる。加算器１１１４の演算結果が平方根テーブルＴａの入力値に含まれない場合には、平方根検出器１１３１は加算器１１１４の演算結果の平方根値を検出することができない。その場合、平方根検出器１１３１はエラー信号ｄｉｓｔを比較回路３１に出力する。
【００５５】
図１に示したベジエ関数回路１８に、記憶装置１３、制御点算出回路１６及びパラメータ算出器１７が接続し、始点値ｙｓ、終点値ｙe、制御点のｙ座標成分である信号値ｙc及びｔパラメータがベジエ関数回路１８に入力する。ベジエ関数回路１８は、図８に示した補間曲線ＢＣのｙ座標成分として信号値ｙb1を算出する。２次ベジエ曲線の軌跡を描く式を用いて、補間曲線ＢＣのｙ座標成分である信号値ｙb1は式（１５）で与えられる。
【００５６】
ｙb1＝ｙｓ×ｔ2＋ｙc×ｔ（１−ｔ）＋ｙe×（１−ｔ）2          ・・・（１５）
上記演算を行うことにより、ベジエ関数回路１８は、信号値ｙb1を算出する。ベジエ関数回路１８は、信号値ｙb1を曲線補間回路１０の出力として切り替え回路３２に出力する。
【００５７】
図１２にベジエ関数回路１８の回路例を示す。図１２に示すベジエ関数回路１８は、乗算器１２０１〜１２０６及び加算器１２１１〜１１１３を含む。乗算器１２０１によりｔパラメータの自乗が計算される。乗算器１２０１の演算結果と始点値ｙｓが乗算器１２０２に入力する。最大設定値ＭＡＸとｔパラメータの符号反転値が加算器１２１１に入力し、加算器１２１１により、演算「１−ｔ」が行われる。最大設定値ＭＡＸは、ノイズ除去システムにおいて設定可能な最大値であり、例えば１６進数では「０ｘ７ＦＦＦ」である。加算器１２１１の演算結果とｔパラメータが乗算器１２０３に入力する。乗算器１２０３の演算結果と信号値ｙcが乗算器１２０４に入力する。乗算器１２０４の演算結果と乗算器１２０２の演算結果が加算器１２１２に入力する。乗算器１２０５により加算器１２１１の演算結果の自乗が計算される。乗算器１２０５の演算結果と終点値ｙeが乗算器１２０６に入力される。乗算器１２０６の演算結果と加算器１２１２の演算結果が加算器１２１３に入力し、加算器１２１３は信号値ｙb1を算出する。
【００５８】
以上に説明したように、図１に示した曲線補間回路１０は、入力信号ＡＦにパルス性ノイズが発生した場合に、ベジエ曲線を用いて検出始点ｘsと検出終点ｘe間の入力信号ＡＦの波形を補間する信号値を算出する。  
次に、図１に示した線形補間回路２０の動作について説明する。線形補間回路２０は、線形パラメータ算出器２１及び線形関数回路２２を備える。線形パラメータ算出器２１に、記憶装置１３及びサンプル数記憶装置５０が接続し、始点値ｙｓ、終点値ｙe及びサンプル数ｎが線形パラメータ算出器２１に入力する。線形パラメータ算出器２１は、図８に示した第１の基準点Ｐｓと第２の基準点Ｐｅをつなぐ直線ＳＬの傾きＬを算出する。
【００５９】
図１３に線形パラメータ算出器２１の回路例を示す。図１３に示す線形パラメータ算出器２１は、加算器１３０１及び除算器１３０２を含む。始点値ｙｓと終点値ｙeが加算器１３０１に入力する。除算器１３０２が加算器１３０１の演算結果をサンプル数ｎで除算し、傾きＬを算出する。
【００６０】
線形関数回路２２に記憶装置１３及び線形パラメータ算出器２１が接続し、始点値ｙｓ及び傾きＬが線形関数回路２２に入力する。線形関数回路２２は、図８に示した直線ＳＬの信号値ｙb2を算出する。線形関数回路２２は、信号値ｙb2を線形補間回路２０の出力として切り替え回路３２に出力する。
【００６１】
図１４に線形関数回路２２の回路例を示す。図１４に示す線形関数回路２２は、加算器１４０１及びレジスタ１４０２を含む。ノイズ検出信号ＰＮＤの２ＳＢが線形関数回路２２入力すると、加算器１４０１に傾きＬが入力する。加算器１４０１の演算結果がレジスタ１４０２に入力する。そして、線形関数回路２２にエッジ検出信号ＰＥＤのＭＳＢが入力すると、レジスタ１４０２に格納されたデータが加算器１４０１に入力する。加算器１４０１は信号値ｙb2を出力する。
【００６２】
以下に、図１に示した選択回路３０の動作について説明する。例えば、曲線補間回路１０により算出された制御点のｘ座標成分である時刻ｘcが検出始点ｘs〜検出終点ｘe間にない場合、ベジエ曲線を用いて算出された信号値ｙb1は入力信号ＡＦの波形の補間に適さない。そのため、交点Ｐｃの時間成分である時刻ｘcが検出始点ｘs〜検出終点ｘe間にない場合、補間回路１は、線形補間回路２０が出力する信号値ｙb2を用いて入力信号ＡＦの波形を補間する。図１に示すように、比較回路３１に時刻ｘc、検出始点ｘs及び検出終点ｘeが入力する。時刻ｘcが検出始点ｘs〜検出終点ｘe間にない場合、比較回路３１は、選択信号ｓｗを切り替え回路３２に出力する。その結果、線形補間回路２０から入力する信号値ｙb2が切り替え回路３２から出力される。
【００６３】
又、入力信号ＡＦの周波数が高い場合等に、例えば図１５に示すように、１周期以上離れた検出始点ｘsと検出終点ｘeが算出される場合がある。その場合、交点Ｐｃの信号値を制御点とするベジエ曲線を用いて入力信号ＡＦの波形を正常に補間することができない。そのため、交点Ｐｃのｙ座標成分である信号値ｙcに予め規定値Ｖth1を設定しておき、信号値ｙcが規定値Ｖth1を満足しない場合は、比較回路３１は、選択信号ｓｗを切り替え回路３２に出力する。例えば、交点Ｐｃのｙ座標成分である信号値ｙcと規定値Ｖth1の差が信号値ｙcの２倍以上の場合に、比較回路３１が選択信号ｓｗを出力するように設定する。選択信号ｓｗが入力された切り替え回路３２は、信号値ｙb2を出力する。規定値Ｖth1は、比較回路３１内で固定値として設定してもよいし、外部から設定できるようにレジスタ等の記憶装置に格納して、外部から設定された規定値Ｖth1を比較回路３１に入力させてもよい。
【００６４】
パラメータ算出器１７の説明で述べたように、加算器１１１４の演算結果が平方根テーブルＴａの入力値に含まれない場合には、パラメータ算出器１７はエラー信号ｄｉｓｔを比較回路３１に出力する。エラー信号ｄｉｓｔが入力した場合、比較回路３１は、選択信号ｓｗを切り替え回路３２に出力する。
【００６５】
平方根テーブルＴａに格納する入力値の数を多くした場合、平方根テーブルＴａに必要なサイズが増大する。例えば平方根テーブルＴａにＲＯＭを使用した場合、ＲＯＭサイズが増大し、その結果、パラメータ算出器１７の面積が増大する問題がある。そのため、平方根テーブルＴａに格納する入力値の数を制限し、加算器１１１４の演算結果に対する規定値Ｖth2を、平方根テーブルＴａに格納される入力値に基づき予め設定してもよい。そして、加算器１１１４の演算結果が規定値Ｖth2を満足しない場合に、パラメータ算出器１７は、ｔパラメータを算出せずにエラー信号ｄｉｓｔを比較回路３１に出力する。例えば、一定範囲の入力値のみを平方根テーブルＴａに用意し、その範囲を規定値Ｖth2として設定する。規定値Ｖth2は、パラメータ算出器１７内で固定値として設定してもよいし、外部から設定できるようにレジスタ等の記憶装置に格納して、外部から設定された規定値Ｖth2をパラメータ算出器１７に入力させてもよい。
【００６６】
図１に示すように、切り替え回路３２から出力される補間信号値ｙb0と記憶装置１３から出力される信号値ｙaが出力回路４０に入力する。更に、検出回路２からノイズ検出信号ＰＮＤが出力回路４０に入力する。出力回路４０は、検出回路２がパルス性ノイズを検出した場合は、補間信号値ｙb0を出力信号ＡＯとして出力する。検出回路２がパルス性ノイズを検出していない場合は、出力回路４０は信号値ｙaを出力信号ＡＯとして出力する。
【００６７】
以下に、上記に説明したノイズ除去方法を入力信号ＡＦの離散処理に適用する例を、図１６〜図１８を用いて説明する。図１６はシミュレーションによって求めた入力信号ＡＦの波形、第１の接線ＤＬ１及び第２の接線ＤＬ２を示す。図１７は、シミュレーションの設定値の例を示す。図１７に示した例では、入力信号ＡＦの量子化ビット数は１６、周波数ｆｒｅｑは４００ｋＨｚであり、サンプリング周期ｆｓは４４．１ｋＨｚ、サンプリング数は３２である。
【００６８】
以上の条件に基づき、上記で説明した方法によって入力信号ＡＦの信号を補間した結果を図１８に示す。検出始点及び検出終点はサンプリングされた点である。入力信号ＡＦの波形を補間するために、制御点をサンプリング時刻に合わせて近似する必要がある。つまり、式（１３）について量子化ビット数の分解能で量子化し、式（１４）についてサンプリング周期ｆｓでサンプリングする。そのため、制御点のｘ座標成分である時刻ｘcの値、及びｙ座標成分である信号値ｙcを、式（１６）及び式（１７）によって算出する。
【００６９】
ｙｃ＝［ＲＯＵＮＤ｛ａｃ／（ａ−ｂ）｝＋ｙｓ］×２n-1   ・・・（１６）
xｃ＝［ＲＯＵＮＤ（ｙｃ／ａ）＋ｘs］／ｆｓ              ・・・（１７）
式（１６）及び式（１７）において、「ＲＯＵＮＤ」は、演算結果の小数点以下を丸め込む関数である。つまり、式（１６）及び式（１７）によって算出された時刻ｘcの値、及び信号値ｙcは、量子化された値になる。式（１６）及び式（１７）によって算出された時刻ｘcの値、及び信号値ｙcを用いて、式（１０）〜式（１４）により、ｔパラメータ、信号値ｙb1を算出し、入力信号ＡＦの波形を補間する。
【００７０】
図１８は、上記方法で求めた理論値と、離散・量子化後の値を示す。図１８に示すサンプル番号は、図１６の原点の信号をサンプリングした時刻を１とした場合の、各サンプリング時刻の番号である。図１８に示すように、理論値の制御点のｘ座標成分はサンプリング時刻ではないが、離散・量子化後の制御点のｘ座標成分は、サンプル番号２８のサンプリング時刻である。
【００７１】
又、図１８の「ｙb1−Ｖth1」の欄に示すように、信号値ｙb1と規定値Ｖth1の差が２以内に設定されている。つまり、信号値ｙb1と規定値Ｖth1の差が２より大きい場合は、ベジエ曲線による波形の補間が行われない。「ＲＯＭサイズ」の欄は、平方根テーブルＴａに使用されるＲＯＭが３０ビットの分解能を持つことを示す。ただし、「入力値数」の欄に示すように、実際に平方根テーブルＴａに格納される入力値は１０２４個である。
【００７２】
比較のため、先行技術により入力信号ＡＦのノイズ除去を行った例を図１９に示す。図１９に示すように、ノイズの発生した時点でサンプリングされた信号値が、ノイズが消滅するまでサンプルホールドされる。そのため、ノイズ除去後の入力信号ＡＦの歪みが大きい。
【００７３】
本発明の実施の形態に係るノイズ除去システムでは、ベジエ曲線の制御点を検出始点及び検出終点の時間微分係数によって算出する。そのため、入力信号ＡＦにパルス性ノイズが発生した場合に、リアルタイムで入力信号ＡＦの波形を補間する信号値を算出し、算出した信号値によってパルス性ノイズが重畳した入力信号ＡＦの波形を補間することができる。したがって、先行技術において行われるサンプルホールドによるノイズ除去と異なり、ノイズ除去により失われたオリジナルの信号値を予測して入力信号ＡＦの波形を復元することができる。
【００７４】
又、図１に示すノイズ除去システムは、ベジエ曲線を用いて波形を補間する信号値が正常に算出できない場合には、検出始点及び検出終点をつなぐ直線を用いて波形を補間する信号値を算出して、入力信号ＡＦの波形を補間する。そのため、ベジエ曲線の制御点が算出できない場合等にも、サンプルホールドによるノイズ除去方法よりもオリジナルに近い波形を復元することができる。
【００７５】
その結果、図１に示すノイズ除去システムによれば、パルス性ノイズを除去して波形が補間された入力信号ＡＦの歪みの増大を抑制できる。
【００７６】
（変形例）
本発明の実施の形態の変形例に係るノイズ除去システムは、図２０に示すように、第１補間回路１Ａ、第２補間回路１Ｂ、第１検出回路２Ａ、第２検出回路２Ｂ、アンテナ３、高周波システム４、第１中間周波数システム８、第２中間周波数システム９及びオーディオ信号システム７Ａを備える。図２０に示したノイズ除去システムは、受信信号ＲＦとして受信した振幅変調（ＡＭ）波に発生するパルス性ノイズを、第１補間回路１Ａ及び第２補間回路１Ｂにより除去する。第１補間回路１Ａ及び第２補間回路１Ｂに、図１に示した補間回路１と同一の回路が適用される。又、第１検出回路２Ａ及び第２検出回路２Ｂに、図１に示した検出回路２と同一の回路が適用される。
【００７７】
アンテナ３は、受信した受信信号ＲＦを高周波システム４に出力する。高周波システム４は、受信信号ＲＦの周波数を増幅し、中間周波数に変換する。高周波システム４から出力された中間周波数信号ＩＦは、第１中間周波数システム８に入力する。第１中間周波数システム８は、中間周波数信号ＩＦをアナログデジタル変換した後、中間周波数信号ＩＦより周波数の低い中間周波数信号ＩＦ２に変換する。第１中間周波数システム８は、中間周波数信号ＩＦ２を、第１補間回路１Ａ及び第１検出回路２Ａに出力する。
【００７８】
第１補間回路１Ａ及び第１検出回路２Ａは、上記で説明した方法と同様にして、中間周波数信号ＩＦ２に発生するパルス性ノイズを除去する。つまり、中間周波数信号ＩＦ２に発生するパルス性ノイズの検出始点及び検出終点を決定し、第１及び第２の時間微分係数を算出する。そして、第１及び第２の時間微分係数で傾きの定義される線分の交点を制御点とするベジエ曲線を用いて、中間周波数信号ＩＦ２の波形を補間する。
【００７９】
第１補間回路１Ａの出力は、第２中間周波数システム９に入力する。
【００８０】
第２中間周波数システム９は、ノイズが除去された中間周波数信号ＩＦ２をフィルタリングして自局の選択を行い、ＡＭ検波する。そして、第２中間周波数システム９はＡＭ検波後の入力信号ＡＦを、第２補間回路１Ｂ及び第２検出回路２Ｂに出力する。
【００８１】
第２補間回路１Ｂ及び第２検出回路２Ｂは、上記で説明した方法と同様にして、入力信号ＡＦに発生するパルス性ノイズを除去する。つまり、入力信号ＡＦに発生するパルス性ノイズの検出始点及び検出終点を決定し、第１及び第２の時間微分係数を算出する。そして、第１及び第２の時間微分係数で傾きの定義される線分の交点を制御点とするベジエ曲線を用いて、入力信号ＡＦの波形を補間する。第２補間回路１Ｂの出力がオーディオ信号システム７Ａに入力する。
【００８２】
オーディオ信号システム７Ａは、ノイズが除去された信号をフィルタリングして周波数特性を持たせ、更に、デジタルアナログ変換してオーディオ信号ＡＤを出力する。
【００８３】
本発明の実施の形態の変形例に係るノイズ除去システムによれば、受信信号ＲＦがＡＭ波である場合にも、ノイズ除去後の信号の歪みの増大を抑制しつつ、パルス性ノイズを除去することができる。
【００８４】
（その他の実施の形態）
上記のように、本発明は実施の形態によって記載したが、この開示の一部をなす論述及び図面はこの発明を限定するものであると理解すべきではない。この開示から当業者には様々な代替実施の形態、実施例及び運用技術が明らかとなろう。
【００８５】
既に述べた実施の形態の説明においては、平方根テーブルＴａを用いてｔパラメータを算出する例を示した。しかし、平方根演算が可能なプロセッサ等を使用することにより、平方根テーブルＴａを使用せずにｔパラメータを算出してもよい。
【００８６】
このように、本発明はここでは記載していない様々な実施の形態等を含むことは勿論である。したがって、本発明の技術的範囲は上記の説明から妥当な特許請求の範囲に係る発明特定事項によってのみ定められるものである。
【図面の簡単な説明】
【００８７】
【図１】本発明の実施の形態に係るノイズ除去システムの構成を示す模式図である。
【図２】本発明の実施の形態に係る検出回路の動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図３】本発明の実施の形態に係るパルスエッジ検出器の構成例を示す模式図である。
【図４】本発明の実施の形態に係るカウンタの構成例を示す模式図である。
【図５】本発明の実施の形態に係る記憶装置の構成例を示す模式図である。
【図６】本発明の実施の形態に係る微分回路の構成例を示す模式図であり、図６（ａ）は第１微分器の構成例を示す模式図であり、図６（ｂ）は第２微分器の構成例を示す模式図である。
【図７】本発明の実施の形態に係るオフセット検出器の構成例を示す模式図である。
【図８】本発明の実施の形態に係るノイズ除去方法を説明するためのタイミングチャートである。
【図９】本発明の実施の形態に係る第１算出器の構成例を示す模式図である。
【図１０】本発明の実施の形態に係る第２算出器の構成例を示す模式図である。
【図１１】本発明の実施の形態に係るパラメータ検出器の構成例を示す模式図である。
【図１２】本発明の実施の形態に係るベジエ関数回路の構成例を示す模式図である。
【図１３】本発明の実施の形態に係る線形パラメータ算出器の構成例を示す模式図である。
【図１４】本発明の実施の形態に係る線形関数回路の構成例を示す模式図である。
【図１５】本発明の実施の形態に係る規定値を説明するためのタイミングチャートである。
【図１６】本発明の実施の形態に係るノイズ除去方法の離散処理への適用を説明するためのタイミングチャートである。
【図１７】離散処理の設定例を示す表である。
【図１８】本発明の実施の形態に係るノイズ除去方法の離散処理への適用結果例を示す表である。
【図１９】サンプルホールドによって波形のノイズ除去を行った例を示すタイミングチャートである。
【図２０】本発明の実施の形態の変形例に係るノイズ除去システムの構成を示す模式図である。
【符号の説明】
【００８８】
１…補間回路
２…検出回路
１０…曲線補間回路
２０…線形補間回路
３０…選択回路
３１…比較回路
３２…切り替え回路
４０…出力回路
５０…サンプル数記憶装置
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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