(57)【要約】【課題】  ノイズ等の外乱から影響されず出力の電圧又は電流の分解能を向上させる多相電力変換器を提供する。【解決手段】  各相のＰＷＭ発生部（２ａ、２ｂ）へ指令を出力するコントローラ（１）と、コントローラ（１）の指令を各相毎に入力してＰＷＭ信号を発生し電力増幅部（３ａ、３ｂ）へＰＷＭ信号を出力する各相毎のＰＷＭ発生部（２ａ、２ｂ）と、各相のＰＷＭ信号を入力して電力増幅する電力増幅部（３ａ、３ｂ）と、各相毎の電力増幅部（３ａ、３ｂ）の出力電圧を並列多重結合させる各相毎のインダクタ（５ａ、５ｂ）とコンデンサ（６）からならフィルタ（４）を備えた多相電力変換器において、  ＰＷＭ発生部（２ａ、２ｂ）は、ＰＷＭ信号の出力デューティ比を各相毎にずらしたものである。【選択図】  図３
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
各相のＰＷＭ発生部（２ａ、２ｂ）へ指令を出力するコントローラ（１）と、前記コントローラ（１）の前記指令を各相毎に入力してＰＷＭ信号を発生し電力増幅部（３ａ、３ｂ）へ前記ＰＷＭ信号を出力する各相毎のＰＷＭ発生部（２ａ、２ｂ）と、各相の前記ＰＷＭ信号を入力して電力増幅する電力増幅部（３ａ、３ｂ）と、各相毎の前記電力増幅部（３ａ、３ｂ）の出力電圧を並列多重結合させる各相毎のインダクタ（５ａ、５ｂ）とコンデンサ（６）からならフィルタ（４）を備えた多相電力変換器において、  
前記ＰＷＭ発生部（２ａ、２ｂ）は、ＰＷＭ信号の出力デューティ比を各相毎にずらしたことを特徴とする多相電力変換器。
【請求項２】
前記コントローラ（１）は、出力を所定の分解能分変化させた時に各相のＰＷＭ発生部（２ａ、２ｂ）のうち1つだけを所定の分解能分ＰＷＭの出力デューティ比を変化させることを特徴とする請求項１記載の多相電力変換器。
【請求項３】
前記電力増幅部（３ａ、３ｂ）と前記フィルタ（４）との間に設け各相の電流を検出する電流検出部（８ａ、８ｂ）と、
前記コントローラ（１）と各相の前記ＰＷＭ発生部（２ａ、２ｂ）との間に設けられ、前記コントローラ（１）からの電流指令と前記電流検出部（８ａ、８ｂ）からの電流信号を入力して前記ＰＷＭ発生部へ指令を出力する演算部（１０ａ、１０ｂ）と、
前記フィルタ（４）出力電流を検出し前記コントローラ（１）へ前記出力電流を入力する電流検出部（９）とを備えたことを特徴とする請求項１記載の多相電力変換器。
【請求項４】
前記コントローラ（１）は、前記ＰＷＭ発生部（２ａ、２ｂ）の指令電圧を変えることにより各相のＰＷＭ信号の出力デューティ比をずらすことを特徴とする請求項１記載の多相電力変換器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電圧をスイッチングすることにより任意の電圧、電流を出力する多相電力変換器に関する。
【背景技術】
【０００２】
図４に従来の多相電力変換器のブロック図を示す。図において１はコントローラ、２a、２bはＰＷＭ発生部、３a、３bは電力増幅部、４はフィルタ、５ａ、５ｂはインダクタ（リアクトル）、６はコンデンサ、７は基準電位（グランド）である。なお符号に付けたa、bはそれぞれa相、b相であることを表す（以下同じ）。
従来の多相電力変換器は、コントローラ１からの指令をＰＷＭ変調する複数のＰＷＭ発生部２a、２bと、複数のＰＷＭ信号をそれぞれに対し電力増幅する複数の電力増幅部３a、３bと、各相の出力電圧を並列多重結合させる各相毎のインダクタ（５ａ、５ｂ）を備え前記複数の電力増幅部３a、３bの高調波成分を除去するフィルタ４とを備えている。１つのコントローラ１からの指令を複数のＰＷＭ発生部２a、２bへ入力している。よって複数のＰＷＭ信号のデューティ比は同一である。
次に動作を説明する。
コントローラ１は出力電圧又は電流の制御を行うためにa相、b相のＰＷＭ指令をＰＷＭ発生部２a、２bへ入力している。ＰＷＭ発生部２a、２bは、コントローラ１からの指令をＰＷＭのデューティ比に変換している。電力増幅部３a、３bはＰＷＭ発生部２a、２bからのＰＷＭ信号を電力増幅している。ＰＷＭ発生部、電力増幅部を１つのブロックとして構成し、１つの相として数える。この従来例図４では、a相、b相の２相構成であるが、これに限らず２相以上でも構成可能である。フィルタ４は各相の出力信号を高周波除去し、合成しその出力電圧を負荷へ供給する。
図５は、図４のフィルタ３４の内部例、その周辺を抜きだしている。フィルタ４の内部例として１次のＬＣフィルタを構成し、ＰＷＭ信号の高周波成分を除去している。一般的に各相のＰＷＭ発生部２a、２bが出力しているＰＷＭ信号の位相は、出力の電流リップルを低減するためにインダクタ５a、５ｂに流れる電流の電流リップル位相が打ち消しあうようにずらしておく。その結果、コンデンサ６の電圧リップルも減少するので出力の電圧、電流のリップルは少なくなる。また、a相、b相の各相への指令は同一であるためＰＷＭ信号のデューティ比も同一となる。
このように、従来の多相電力変換器は、同一デューティ比の多相ＰＷＭ波形をフィルタで高周波除去、合成をして、その出力を制御する。
従来技術において、各相のＰＷＭ発生部２a、２bの分解能をＫ、各相に流れる最大電流値をＩＬｍとした場合、各相同じデューティ比のＰＷＭ信号が出力されるため、出力Ｉｔの最小出力電流を出力するためにはＩａ＝ＩＬｍ／Ｋ、Ｉｂ＝ＩＬｍ／Ｋで動作させることとなる。その結果Ｉｔ＝２×ＩＬｍ／Ｋとなる。Ｉｔの最大電流は各相の最大電流の和なのでＩＬｍ×２となる。よってＩｔの分解能はＫのままとなっている。これは相数がこれ以上増えたとしても変わらない。
【特許文献１】特開２００１−１１２２６４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
従来の多相電力変換器において、各相の出力は同一デューティ比なので指令分解能と同等で出力をすることしかできず、高分解能に対応できないという問題があった。また、指令分解能を上げたとしても、微小な指令変化がノイズで埋もれてしまい、結果として出力分解能を向上できない。また、指令又はＰＷＭ信号の伝送経路が長い場合、さらなるノイズや波形鈍り等により正確な信号を送れないという問題があった。
本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、出力分解能を向上させるとともに指令分解能、ＰＷＭ信号のデューティ比の分解能を上げないため信号がノイズ、波形鈍りに対して強い多相電力変換器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
上記問題を解決するため、本発明は、次のように構成したものである。
各相のＰＷＭ発生部（２ａ、２ｂ）へ指令を出力するコントローラ（１）と、前記コントローラ（１）の前記指令を各相毎に入力してＰＷＭ信号を発生し電力増幅部（３ａ、３ｂ）へ前記ＰＷＭ信号を出力する各相毎のＰＷＭ発生部（２ａ、２ｂ）と、各相の前記ＰＷＭ信号を入力して電力増幅する電力増幅部（３ａ、３ｂ）と、各相毎の前記電力増幅部（３ａ、３ｂ）の出力電圧を並列多重結合させる各相毎のインダクタ（５ａ、５ｂ）とコンデンサ（６）からならフィルタ（４）を備えた多相電力変換器において、前記ＰＷＭ発生部（２ａ、２ｂ）は、ＰＷＭ信号の出力デューティ比を各相毎にずらしたことを特徴とするものである。
また、請求項１記載において前記コントローラ（１）は、出力を所定の分解能分変化させた時に各相のＰＷＭ発生部（２ａ、２ｂ）のうち1つだけを所定の分解能分ＰＷＭの出力デューティ比を変化させることを特徴とするものである。
また、請求項１において前記電力増幅部（３ａ、３ｂ）と前記フィルタ（４）との間に設け各相の電流を検出する電流検出部（８ａ、８ｂ）と、前記コントローラ（１）と各相の前記ＰＷＭ発生部（２ａ、２ｂ）との間に設けられ、前記コントローラ（１）からの電流指令と前記電流検出部（８ａ、８ｂ）からの電流信号を入力して前記ＰＷＭ発生部へ指令を出力する演算部（１０ａ、１０ｂ）と、前記フィルタ（４）出力電流を検出し前記コントローラ（１）へ前記出力電流を入力する電流検出部（９）とを備えたことを特徴とするものである。
また、請求項１において前記コントローラ（１）は、前記ＰＷＭ発生部（２ａ、２ｂ）の指令電圧を変えることにより各相のＰＷＭ信号の出力デューティ比をずらすことを特徴とするものである。
【発明の効果】
【０００５】
請求項１に記載の発明によると、複数あるＰＷＭ発生部への指令分解能、ＰＷＭデューティ分解能、耐ノイズ性能を上げることなく出力の分解能、リニアリティを向上させることができる。
また、請求項２に記載の発明によると、複数あるＰＷＭ発生部への指令分解能、ＰＷＭデューティ分解能、耐ノイズ性能を上げることなく出力の最小分解能を向上させることができる。
また、請求項３に記載の発明によると、複数あるＰＷＭ発生部への指令分解能、ＰＷＭデューティ分解能、耐ノイズ性能を上げることなく出力の電流分解能、リニアリティを向上させることができる。
また、請求項４に記載の発明によると、複数あるＰＷＭ発生部への指令分解能、ＰＷＭデューティ分解能、耐ノイズ性能を上げることなく出力の最小電流分解能を向上させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００６】
以下、本発明の実施の形態について図を参照して説明する。
【実施例１】
【０００７】
図１は、本発明の多相電力変換器のブロック図である。図１において１はコントローラ
、２a、２bは各々ａ相、b相のＰＷＭ発生部、３a、３bは各々ａ相、b相の電力増幅部、４はフィルタである。
コントローラ１からの指令はＰＷＭ信号へと変換されるため各相のＰＷＭ発生部２a、２bへと入力される。なおＰＷＭ発生部とは例えば指令とある周波数の三角波を比較して得られるＰＷＭ信号を生成している部分である。そのＰＷＭ信号は各々の相の電力増幅部３a、３bへと送られ電力増幅される。なお、電力増幅部とは、例えばトランジスタやＦＥＴのようなスイッチ素子を用いてブリッジ形の回路を構成したものである。電力増幅されたＰＷＭ信号はフィルタ４に入り、出力電圧が負荷へ出力される。フィルタ４の例として、図２のようなＬＣフィルタが構成されている。また、ＰＷＭ発生部、電力増幅部を１つのセットとし、各相を構成している。
【０００８】
フィルタ４内のインダクタ５a、５bに流れる電流をそれぞれＩａ，Ｉｂとした場合、Ｉａはインダクタ５a両端電圧を積分した値に対し比例する。さらにインダクタ５aの両端電圧は電力増幅部で増幅されたＰＷＭ信号と出力電圧との差なので、インダクタ５aを流れる電流ＩａはＰＷＭ信号の電圧とデューティ比で決まる。ＰＷＭ信号の電圧は電源電圧によって決まるので一定である。よって、Ｉａを制御するにあたり、Ｉａを制御するための最小分解能の上限がＰＷＭ発生部２aから出ているＰＷＭ信号のデューティ比の最小分解能によって制限されてしまう。インダクタ５bを流れる電流Ｉｂも同様にＩｂを制御するための最小分解能の上限がＰＷＭ発生部２bから出ているＰＷＭ信号のデューティ比の最小分解能によって制限されてしまう。
簡単にするためにＰＷＭ発生部のデューティ比分解能をＮとする。また、出力の電流ＩｔはＩａとＩｂの和で表される。各相から出力に接続された負荷に流れる最大電流値、つまりＩａ，Ｉｂの最大値をＩＬｍとする。その場合、各相からの最小電流はＩＬｍ／Ｎとなる。本発明の制御方法によればＩａとＩｂはそれぞれをＮ分割のＰＷＭデューティで動作させられるので、Ｉａ＝０、Ｉｂ＝ＩＬｍ／Ｎで動作させるとＩｔ＝ＩＬｍ／Ｎとなる。つまりこれがＩｔの最小電流となる。Ｉｔの最大電流は各相の最大電流の和なのでＩＬｍ×２となる。よってＩｔの分解能はＮ×２となる。この構成例では相数が２相なのでＩｔの電流分解能がＮ×２となっているが、一般化し相数をＰとした場合を考えると、Ｉｔの電流分解能はＮ×Ｐとなる。
また、各相の指令に対しそれぞれ異なったオフセットを故意に与え、電力増幅部の動作点を変えてやることにより出力電流Ｉｔの、特にゼロクロス近辺のリニアリティの改善をはかることができる。
【０００９】
例えば二相の場合、指令値をxとすると、x-1、x+1を与える。この数値データを図７(ａ)に示す。またf(x)、f(x-1)+f(x+1)の様子を図６に示す。ここでf(x):指令値ｘに対する電流値、f(x-1)：指令値をｘ-1にした時の電流値(指令値を-1オフセット)、f(x+1)：指令値をｘ+1にした時の電流値(指令値を+1オフセット)である。  f(x)はＰＷＭ信号を電力増幅することにより出力電流を制御する増幅器にある一般的な特性をあらわす関数で、指令値0付近に不感帯を有する。例えばf(x)=xの特性に増幅器を調整したとしても、実際の特性は図7(a)のようにf(x)の特性は
【００１０】
f(x)＝0  (0≦|x｜≦1)      ・・・（１）
f(x)≒ x (1＜|x｜≦4)      ・・・（２）
f(x)＝ x  (4＜|x｜)        ・・・（３）
となってしまう。
【００１１】
f(x-1)+f(x+1)とすることにより、電流オフセットが平均化されて0付近の不感帯が緩和される。
本発明を適用してy：本発明による電流指令分解能をあげたときの指令値(この例では二相なのでｘの2倍の分解能)とすると、f(y)：前例のオフセットに本発明を組み合わせた電流値である。図７(ｂ)に指令値をyとし、ｆ(y) の数値データを図７(ｂ)に示す。
【実施例２】
【００１２】
図３は第２実施例の構成を示す図である。従来技術と同一名称には同一符号をつけている。図３が図１と異なる部分は各相毎の演算部５ａ、５ｂと電流検出部８ａ、８ｂと負荷へ供給するフィルタ４出力側に設けた電流検出部９を備えた部分である。コントローラ２１１からの指令は演算部１０ａ，１０ｂへ入力される。演算部はコントローラ１からの指令と電流Ｉａ、Ｉｂを各相毎に比較し、誤差がなくなるようにＰＷＭ発生部２a、２bへ指令を出す。演算部１０ａ，１０ｂからの指令を受けたＰＷＭ発生部２a、２bはＰＷＭ信号へ変換する。なおＰＷＭ発生部とは例えば指令とある周波数の三角波を比較して得られるＰＷＭ信号を生成している部分である。そのＰＷＭ発生部で作られたＰＷＭ信号は電力増幅部３ａ、３ｂへと送られ電力増幅される。なお、電力増幅部とは、例えばトランジスタやＦＥＴのようなスイッチ素子を用いてブリッヂ形の回路を構成したものである。電力増幅された信号は電流検出部にて電流を計測しフィルタ４に入る。フィルタ４で合成された各相の出力は電流検出部９を通り出力電圧Ｖｏｕｔとなる。各相をフィルタ４で結合しているが、フィルタ４の詳細は例えば図２のようなＬＣフィルタであるが、フィルタの種類はこれに限らない。ここで各相毎の演算部１０ａ，１０ｂ、ＰＷＭ発生部２a、２b、電力増幅部３a、３b、電流検出部８a、８bをセットとし、それを１つの相として考えると、ａ相、b相の２相の構成となっているのが分かるが、これに限らず２相以上（ａ相、b相、ｃ相、ｄ相、・・・）での構成も可能である。また、演算部１０ａ，１０ｂはコントローラに統合されても差し支えない。その場合、電流検出部８ａ、８ｂの電流信号はコントローラ１へ入力される。
コントローラ（１）は、前記ＰＷＭ発生部（２ａ、２ｂ）の指令電圧を変えることにより各相のＰＷＭ信号の出力デューティ比をずらすことができる。
【００１３】
それぞれの相での電流の分解能は各相においてある電流検出部の分解能により制限される。電流検出部の分解能をＭとした場合、その相での電流分解能はＭとなる。また前記フィルタ４から得られる出力は各相での電流和である。各相の最大電流値、つまりＩａ、Ｉｂの最大値をＩｍとする。その場合、各相からの最小電流はＩｍ／Ｍとなる。本発明の制御方法によればＩａ、ＩｂはそれぞれをＭ分割のＰＷＭデューティで動作させられ、Ｉａ＝０、Ｉｂ＝ＩＬｍ／Ｍで動作させられるのでＩｔ＝Ｉｍ／Ｍとなる。つまりこれがＩｔの最小電流となる。Ｉｔの最大電流は各相の最大電流の和なのでＩｍ×２となる。よってＩｔの分解能はＭ×２となる。この構成例では相数が２相なのでＩｔの電流分解能がＭ×２となっているが、一般化し相数をＰとした場合、Ｉｔの電流分解能はＭ×Ｐとなる。
このようにコントローラ１から各相へそれぞれの電流指令を与え、制御しているため出力の分解能を向上させることができる。
また、各相の指令に対しそれぞれ異なったオフセットを故意に与え、電力増幅部の動作点を変えてやることにより出力電流Ｉｔの、特にゼロクロス近辺のリニアリティの改善をはかることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】本発明の第１実施例を示す多相電力変換器のブロック図
【図２】本発明によるフィルタの構成図
【図３】本発明による第２実施例を示す多相電力変換器のブロック図
【図４】従来の多相電力変換器のブロック図
【図５】従来の多相電力変換器のフィルタの構成図
【図６】本発明のオフセットの説明図（グラフ）
【図７】本発明のオフセットの説明図（数値データ）
【符号の説明】
【００１５】
１  コントローラ
２a、２b  ＰＷＭ発生部
３a、３b  電力増幅部
４  フィルタ
５a、５b  インダクタ
６  コンデンサ
７  基準電位（グランド）
８a、８b、９  電流検出部
１０ａ、１０ｂ  演算部
Ｉａ  インダクタ５aを流れる電流
Ｉｂ  インダクタ５ｂを流れる電流
Ｉｔ  出力電流
Ｖｏｕｔ  出力電圧
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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