(57)【要約】【課題】極めて簡単な構成で、予報音と正報音をともに認識することができ、所望周波数の報時音を安定して検出することができる時報音検出装置を提供する。【解決手段】音声信号から予報音周波数（４４０Ｈｚ）の３倍以上の周波数と正報音周波数（８８０Ｈｚ）の３倍以上の周波数をともに減衰させてマイコン１４に供給するフィルタ１３と、音声信号の予報音の時系列サンプリングデータのうち、予報音の周波数の２倍の近傍周期で現れるデータに交互に逆符号の係数をかけて積算し、その積算の変化をもって予報音周波数成分の有無を判断し、予報音があると判断すると、正報音の周波数の２倍の近傍周期で現れるデータに交互に逆符号をかけて積算し、その積算の変化をもって正報音周波数成分の有無を判断し、予報音および正報音ともにあると判断した場合に、時報と判断するマイコン１４とを有する。【選択図】図３
2007093504.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
放送信号の音声信号から所望周波数の時報音を検出する時報音検出装置であって、
上記音声信号の予報音の時系列サンプリングデータのうち、予報音の周波数の２倍の近傍周期で現れるデータに交互に逆符号の係数をかけて積算し、当該積算の変化をもって予報音周波数成分の有無を判断し、予報音があると判断すると、正報音の周波数の２倍の近傍周期で現れるデータに交互に逆符号をかけて積算し、当該積算の変化をもって正報音周波数成分の有無を判断し、予報音および正報音ともにあると判断した場合に、時報と判断する処理回路
を有する時報音検出装置。
【請求項２】
上記処理回路の前段に、予報音周波数の３倍以上の周波数と正報音周波数の３倍以上の周波数をともに減衰させるフィルタを有する
請求項１記載の時報音検出装置。
【請求項３】
上記処理回路は、入力音声信号とサンプリングの位相差を補償し得る、上記所望周波数の複数倍の周波数の周期で音声信号をサンプリングする
請求項１または２記載の時報音検出装置。
【請求項４】
上記処理回路は、４倍の周波数の周期で音声信号をサンプリングする
請求項３記載の時報音検出装置。
【請求項５】
上記処理回路は、サンプリングデータのうち、奇数側データに対して交互に逆符号の係数をかけて積算する奇数側信号処理部と偶数側データに対して交互に逆符号の係数をかけて積算する偶数側信号処理部とを有し、
上記奇数側信号処理部の積算結果と上記偶数側信号処理の積算結果に基づいて所望周波数成分の有無を判断する
請求項３または４記載の時報音検出装置。
【請求項６】
上記処理回路はデジタルフィルタを含む
請求項１から４のいずれか一に記載の時報音検出装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、たとえば放送信号の音声信号から所望周波数の時報音を検出する時報音検出装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図１は、従来の時報音検出装置の構成例を示すブロック図である（たとえば特許文献１参照）。
この時報音検出装置１は、図１に示すように、受信アンテナ２、受信回路３、トーンデコーダ４、およびマイクロコンピュータ（以下、マイコンという）５を有する。
【０００３】
この時報音検出装置１においては、アンテナ２により放送信号が受信され、受信回路３に入力される。受信回路３において、所望のチャンネルが選局され、そのチャンネルの音声信号が単一音声周波数を検出する専用ＩＣであるトーンデコーダ４に供給される。
トーンデコーダ４は、音声信号のたとえば予報音信号と同一の周波数の信号を検出するように設定されている。このトーンデコーダ４においては、時報信号の予報音信号が検出され、検出パルスがマイコン５に供給される。
マイコン５においては、受信信号が報時信号であるか否かが検出される。そして、この検出出力に基づいて時計部の時刻が修正される。
【０００４】
また、特許文献２には、図２に示すように、予報音検出回路６と正報音検出回路７を備えた正報抽出回路が開示されている。
この正報抽出回路は、３つの予報音と１つの正報音よりなる時報を検出する回路において、簡単な回路構成で、誤りがなく正確に正報音を抽出するように構成されている。
【特許文献１】特開平７−１５９５６０号公報
【特許文献２】特開平６−８２５７２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
第１の特許文献１に開示された報時音検出装置は、トーンデコーダを用いているが、トーンデコーダは、基本的に、ＰＬＬ回路により構成される。
ＰＬＬ回路を含むトーンデコーダは、ＣＲ発振回路の発振信号の基準周波数を分周した基準信号と入力音声信号を比較して、特定単一周波数の検出を行う。
ところが、ＣＲ発振回路では、高安定の発振周波数を得ることは困難であることから、従来の報時音検出装置においては、報時音を安定して検出することができず、時報の検出感度が低いという不利益がある。
【０００６】
また、特許文献２に開示された正報抽出回路は、予報音検出回路６と正報音検出回路７との２つの検出回路を設ける必要があり、回路規模の増大とコストアップにつながる。
【０００７】
本発明は、かかる事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、極めて簡単な構成で、予報音と正報音をともに認識することができ、所望周波数の報時音を安定して検出することができ、検出感度を向上させることが可能な時報音検出装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的を達成するために、本発明の観点は、放送信号の音声信号から所望周波数の時報音を検出する時報音検出装置であって、上記音声信号の予報音の時系列サンプリングデータのうち、予報音の周波数の２倍の近傍周期で現れるデータに交互に逆符号の係数をかけて積算し、当該積算の変化をもって予報音周波数成分の有無を判断し、予報音があると判断すると、正報音の周波数の２倍の近傍周期で現れるデータに交互に逆符号をかけて積算し、当該積算の変化をもって正報音周波数成分の有無を判断し、予報音および正報音ともにあると判断した場合に、時報と判断する処理回路を有する。
【０００９】
好適には、上記処理回路の前段に、予報音周波数の３倍以上の周波数と正報音周波数の３倍以上の周波数をともに減衰させるフィルタを有する。
【００１０】
好適には、上記処理回路は、入力音声信号とサンプリングの位相差を補償し得る、上記所望周波数の複数倍の周波数の周期で音声信号をサンプリングする。
【００１１】
好適には、上記処理回路は、４倍の周波数の周期で音声信号をサンプリングする。
【００１２】
好適には、上記処理回路は、サンプリングデータのうち、奇数側データに対して交互に逆符号の係数をかけて積算する奇数側信号処理部と偶数側データに対して交互に逆符号の係数をかけて積算する偶数側信号処理部とを有し、上記奇数側信号処理部の積算結果と上記偶数側信号処理の積算結果に基づいて所望周波数成分の有無を判断する。
【００１３】
好適には、上記処理回路はデジタルフィルタを含む。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、極めて簡単な構成で、予報音と正報音をともに認識することができ、所望周波数の報時音を安定して検出することができ、検出感度を向上させることがでる利点がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、本発明の実施形態を図面に関連付けて説明する。
【００１６】
図３は、本発明に係る時報音検出装置の一実施形態を示すブロック図である。
【００１７】
本時報音検出装置１０は、図３に示すように、受信アンテナ１１、受信回路１２、たとえばローパスフィルタ（以下、単にフィルタという場合もある）１３、およびマイコン１４を有する。
【００１８】
本実施形態に係る時報音検出装置１０は、たとえばラジオの時報信号に含まれる単一周波数（本実施形態においては８８０Ｈｚ）を検出する。
【００１９】
図４は、本実施形態に係る時報信号の波形の一例を示す図である。
この時報信号には、４４０Ｈｚの３つの予報音信号（５７秒、５８秒、５９秒）と、８８０Ｈｚの１つの正時音（正報音）信号とが含まれている。
本実施形態の時報音検出装置１０においては、これら４つの時報音信号のうち、８８０Ｈｚの正時音（正報音）信号を検出する。
なお、予報音信号の長さは１００ｍｓｅｃである、予報音信号間の間隔は９００ｍｓｅｃに設定されている。
【００２０】
受信回路１２は、受信アンテナ１１により受信した放送信号を入力し、所望のチャンネルを選局し、そのチャンネルの時報音信号を含む音声信号Ｓ１２（ｆ（ｔ））をフィルタ１３に出力する。
【００２１】
フィルタ１３は、受信回路１２による音声信号を受けて、音声信号から所望の周波数（本実施形態では８８０Ｈｚ）により高い周波数（たとえば８８０Ｈｚの３倍以上の周波数）を減衰させてマイコン１４に供給する。
本実施形態のフィルタ１３は、上述したように、ローパスフィルタにより構成され、予報音周波数（４４０Ｈｚ）の３倍以上の周波数と正報音周波数（８８０Ｈｚ）の３倍以上の周波数をともに減衰させる機能を有する。
ローパスフィルタ１３は、その遮断周波数がたとえば８８０Ｈｚに設定されている。
【００２２】
マイコン１４は、所定のサンプリング周波数、具体的には、所望の周波数（本実施形態では８８０Ｈｚ）の複数倍（たとえば２倍または４倍）の周波数の周期でサンプリングしてフィルタ１３による音声信号をアナログ信号からデジタル信号に変換するアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換器１４１と、音声信号の時系列サンプリングデータのうち、所望する周波数（本実施形態においては８８０Ｈｚ）の２倍の近傍周期で現れるデータに交互に逆符号の係数をかけて積算し、この積算の変化をもって所望周波数成分（８８０Ｈｚ）の有無を判断する信号処理部１４２とを有する。
【００２３】
マイコン１４の信号処理部１４２は、まず、予報音の時系列サンプリングデータのうち、予報音の周波数の２倍の近傍周期で現れるデータに交互に逆符号の係数をかけて積算し、その積算の変化をもって予報音周波数成分の有無を判断し、予報音があると判断すると、正報音の周波数の２倍の近傍周期で現れるデータに交互に逆符号をかけて積算し、その積算の変化をもって正報音周波数成分の有無を判断し、予報音および正報音ともにあると判断した場合に、時報と判断する。
【００２４】
本実施形態においては、ハードウェアのフィルタ１３と、マイコン１４による信号処理（デジタルフィルタの処理）を合わせて用いることにより、簡単なハードウェアと信号処理で高い選択度（Ｑ）を持った時報音の予報音と正報音の双方を検出する時報音検出装置１０を実現している。
【００２５】
以下に、本実施形態に係るマイコンによる信号処理（デジタルフィルタの処理）とハードウェアのフィルタ１３について具体的に説明し、簡単なハードウェアと信号処理で高い選択度（Ｑ）を持った時報音検出装置１０を実現できることを証明する。
【００２６】
まず、マイコン１４の信号処理について説明する。
【００２７】
ラジオの時報を検出時報音検出装置１０において、時報音周波数（本実施形態においてＮＨＫの８８０Ｈｚ）を検出するフィルタは、システムの性能を決める重要な要素である。ここでは、時計用マイコンで実現可能なデジタルフィルタについて説明する。
【００２８】
＜デジタルフィルタ（擬似的フーリエ変換）＞
受信回路１２の音声出力信号ｆ（ｔ）は、次の示すフーリエ級数で表せるものとする。
【００２９】
【数１】
2007093504.tif 000003
【００３０】
このフーリエ変換は、以下の式（２）に示すフーリエコサイン変換と、式（３）に示すフーリエサイン変換を含む。
【００３１】
【数２】
2007093504.tif 000004
【００３２】
【数３】
2007093504.tif 000005
【００３３】
たとえば、フーリエコサイン変換は、次のように展開できる。
【００３４】
【数４】
2007093504.tif 000006
【００３５】
ｍωm ＝ωの時、ａm ＣＯＳ（ｍωx −ω）ｔ項のみ定数ａm となり、三角関数、三角関数の積分はいくら積分しても増加しないので、次のように表すことができる。
【００３６】
【数５】
2007093504.tif 000007
【００３７】
これがフーリエ変換を用いて周波数成分を抽出することになる。フーリエサイン変換も同様である。
【００３８】
ここで、ｆ（ｔ）ＣＯＳ（ωｔ）においては、ＣＯＳ（ωｔ）を掛けるということは、図５に示すコサイン波形の斜線を付した部分を周期Ｔ／２で一つおきに＋（正），−（負）の符号を付けて掛けていくという処理であることから、これをＴ／２の周期で１と−１を掛けていくという処理に代えてみる。
１を掛けるということは、その点のデータをサンプリング（標本化）するということに他ならない。サンプリングするとは、δ関数（インパルス関数）を掛けることである。
【００３９】
本実施形態においては、周期Ｔ／２でデータをサンプリングし、そのデータに交互に逆の符号を付けて積算する信号処理を数学的に表現する。
サンプリングするという処理は、数学的には、δ関数を掛けるということになる。
【００４０】
周期Ｔのδ関数列Ｃ（ｔ）について、まず、図６に示すような、大きさＥ、幅τのパルス列Ｅ（ｔ）を考える。
【００４１】
パルス列Ｅ（ｔ）をフーリエ級数で表すと、次のようになる。
【００４２】
【数６】
2007093504.tif 000008
【００４３】
よって、パルス列Ｅ（ｔ）のフーリエ級数は、次のように表すことができる。
【００４４】
【数７】
2007093504.tif 000009
【００４５】
パルスがδ関数になる時、δ関数の定義により以下の条件を満足する。
【００４６】
【数８】
2007093504.tif 000010
【００４７】
したがって、δ関数列Ｃ（ｔ）のフーリエ級数は、次のように表すことができる。
【００４８】
【数９】
2007093504.tif 000011
【００４９】
図７は、本実施形態に係る信号処理を説明するための図であって、関数Ｄ（ｔ）を示す図である。
図７の関数Ｄ（ｔ）は、δ関数列Ｃ（ｔ）とＣ（ｔ）をＴ／２ずらしたものに符号を付けたものを足し合わせればよいことから、関数Ｄ（ｔ）は次のように表すことができる。
【００５０】
【数１０】
2007093504.tif 000012
【００５１】
この式（１０）において、ｎが偶数の時、前項と後項は打ち消し合うことから、関数Ｄ（ｔ）が次のように表すことができる。
【００５２】
【数１１】
2007093504.tif 000013
【００５３】
よって、音声信号ｆ（ｔ）に関数Ｄ（ｔ）を掛けて積算するという処理は、次のようなことを意味する。
【００５４】
【数１２】
2007093504.tif 000014
【００５５】
式（１２）において、Ｆ C（ω）は、次のような、音声信号ｆ（ｔ）のフーリエコサイン変換である。
【００５６】
【数１３】
2007093504.tif 000015
【００５７】
式（１２）からわかるように、音声信号ｆ（ｔ）に関数Ｄ（ｔ）を掛けて積算するという処理を行うと周波数ωに加えて、３ω、５ω、７ω・・・の周波数成分が同レベルで現れてくる。
したがって、受信回路１２の音声出力（マイコン１４の入力段）に３ω以上の周波数成分をカットするフィルタ１３を入れないと高調波を拾ってしまう。
逆に、フィルタ１３を入れれば、通常フーリエ変換と同じ効果が得られる。また、これ以上の密度の濃いサンプリングは意味がないといえる。
【００５８】
マイコン１４の信号処理としては、検出しようとする音声周波数をｆとすると、図８に示すように、Ａ／Ｄ変換器１４１で２倍の周波数２ｆの周期でデータをサンプリングし、そのデータに対して信号処理部１４２で正、負の符号を交互に付けて足し算していけばよい。
【００５９】
ここまでは、位相の問題には触れなかったが、実際には入力信号とサンプリングタイミングの周期の位相差についても考慮する必要がある。
位相によって検出レベルは変化する。位相差π／２のとき検出レベルは、ゼロになる。よって、位相のπ／２ずれた同様の信号処理が必要となる。
【００６０】
これに伴い、本実施形態においては、図９に示すように、Ａ／Ｄ変換器１４１で４倍の周波数４ｆの周期でデータをサンプリングし、そのデータのうち奇数側データに対して奇数側信号処理部１４２Ａで正、負の符号を交互に付けて足し算し、偶数側データに対して偶数側信号処理部１４２Ｂで正、負の符号を交互に付けて足し算していき、奇数側信号処理部１４２Ａの積算結果Ａと偶数側信号処理部１４２Ｂの積算結果Ｂの値の最大値ＭＡＸ（Ａ，Ｂ）、または、（Ａ2 ＋Ｂ2 ）1/2 の変化で判定する必要がある。
このデジタルフィルタのＱはサンプリングデータを増やせば大きくなり、ｎが無限大でＱも無限大となる。
【００６１】
ここで、ＮＨＫ（日本放送協会）のラジオ放送の時報について、実際にシミュレーションを行った場合を考察する。
【００６２】
図１０は、この８８０Ｈｚデジタルフィルタのフィルタ特性のシミュレーション結果を示す図である。
図１０において、横軸が周波数を、縦軸が出力レベルをそれぞれ示している。
【００６３】
図１０に示す８８０Ｈｚ付近の波形と同じ波形が２６４０（８８０×３）Ｈｚ、４４００（８８０×５）Ｈｚ・・・にも現れる。
サンプリング周期を８８０Ｈｚの整数倍とするためには、マイコン１４のクロックを８８０Ｈｚの整数倍にする必要があるが、これを実現するためには特別の振動子を用いなければならないので、ここでは、２ＭＨｚのクロックとした。
積分時間を長く取った場合は僅かな周波数のずれが問題になるが、積分時間が短い場合は近傍の周波数で十分である。
【００６４】
デジタルフィルタのシミュレーションにおける条件としては、マイコンのクロック周波数が２ＭＨｚ、データサンプリングレートが３．５２１１２６ｋＨｚ（２００００００／５６８＝４×８８０．２８）、サンプリング時間は０．１秒（ｓｅｃ）である。
シミュレーションの結果、０．１秒のサンプリングで約１００のＱ値が得られる。
【００６５】
次に、予報音の周波数４４０Ｈｚが正報音の周波数８８０Ｈｚの１／２であることから、データサンプリングレートを半分にして、まったく同様の処理を行えばよい。
【００６６】
図１１は、この４４０Ｈｚデジタルフィルタのフィルタ特性のシミュレーション結果を示す図である。
図１１において、横軸が周波数を、縦軸が出力レベルをそれぞれ示している。
この場合も、１３２０（４４０×３）Ｈｚ、２２００（４４０×５）Ｈｚ、・・・に同様の成分が現れる。
【００６７】
デジタルフィルタのシミュレーションにおける条件としては、マイコンのクロック周波数が２ＭＨｚ、データサンプリングレートが１．７６０５６３ｋＨｚ（２００００００／１１３６＝４×４４０．１４）、サンプリング時間は０．１秒（ｓｅｃ）である。
この場合、サンプル数は８８０Ｈｚの半分になることから、シミュレーションの結果、０．１秒のサンプリングで約５０のＱ値が得られる。
【００６８】
したがって、予報音周波数が４４０Ｈｚで、正報音周波数が８８０Ｈｚの場合、本実施形態のように、デジタルフィルタの前段（本実施形態ではマイコン１４の前段）に、８８０Ｈｚを遮断周波数とするローパスフィルタ１３を設けることにより、４４０Ｈｚの３倍以上の周波数、８８０Ｈｚの３倍以上の周波数ともに除去することができる。
つまり、ローパスフィルタは固定のままで、データのサンプリング周波数を変えるだけで、４４０Ｈｚと８８０Ｈｚを弁別（判別）することができる。
すなわち、簡単な構成で、データのサンプリング周波数を変えるだけで、時報の予報音と正報音を判別することができる。
【００６９】
以上の構成を有する時報音検出装置１０において、たとえばラジオ放送局から送信された放送信号は受信アンテナ１１を介して受信回路１２に入力される。
受信回路１２においては、受信した放送信号から所望のチャンネルが選局され、そのチャンネルの時報音信号を含む音声信号Ｓ１２（ｆ（ｔ））がフィルタ１３に出力される。  フィルタ１３では、受信回路１３による音声信号を受けて、音声信号から予報音周波数（４４０Ｈｚ）の３倍以上の周波数と正報音周波数（８８０Ｈｚ）の３倍以上の周波数成分が減衰されてマイコン１４に供給される。
マイコン１４においては、まず、音声信号における予報音の時系列サンプリングデータのうち、予報音の周波数の２倍の近傍周期で現れるデータに交互に逆符号の係数をかけて積算される。そして、その積算の変化をもって予報音周波数成分の有無が判断される。
ここで、予報音があると判断されると、正報音の周波数の２倍の近傍周期で現れるデータに交互に逆符号をかけて積算され、その積算の変化をもって正報音周波数成分の有無が判断される。そして、予報音および正報音ともにあると判断された場合に、時報と判断される。
そして、マイコン１４は、時報と判断すると、正時音信号を検出したものとして、たとえば図示しない内部時計の時刻の修正処理を行う。
【００７０】
以上説明したように、本実施の形態によれば、受信アンテナ１１により受信した放送信号を入力し、所望のチャンネルを選局し、そのチャンネルの時報音信号を含む音声信号Ｓ１２（ｆ（ｔ））を出力する受信回路１２と、受信回路１２による音声信号を受けて、音声信号から予報音周波数（４４０Ｈｚ）の３倍以上の周波数と正報音周波数（８８０Ｈｚ）の３倍以上の周波数をともに減衰させてマイコン１４に供給するフィルタ１３と、音声信号の予報音の時系列サンプリングデータのうち、予報音の周波数の２倍の近傍周期で現れるデータに交互に逆符号の係数をかけて積算し、その積算の変化をもって予報音周波数成分の有無を判断し、予報音があると判断すると、正報音の周波数の２倍の近傍周期で現れるデータに交互に逆符号をかけて積算し、その積算の変化をもって正報音周波数成分の有無を判断し、予報音および正報音ともにあると判断した場合に、時報と判断するマイコン１４とを有することから、以下の効果を得ることができる。
【００７１】
すなわち、本実施形態によれば、ローパスフィルタは固定のままで、データのサンプリング周波数を変えるだけで、４４０Ｈｚと８８０Ｈｚを判別することができる。
すなわち、簡単な構成で、データのサンプリング周波数を変えるだけで、時報の予報音と正報音を判別することができる。
したがって、回路の簡単化を図れ、しかも時報音の検出感度を飛躍的に向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００７２】
【図１】従来の時報音検出装置の構成例を示すブロック図である。
【図２】従来の正報抽出回路の要部構成例を示すブロック図である。
【図３】本発明に係る時報音検出装置の一実施形態を示すブロック図である。
【図４】本実施形態に係る時報信号の波形の一例を示す図である。
【図５】本実施形態に係る信号処理を説明するための図であって、コサイン波形を示す図であって、フーリエコサイン変換においてＣＯＳ（ωｔ）を掛けるという意味を説明するための図である。
【図６】本実施形態に係る信号処理を説明するための図であって、大きさＥ、幅τのパルス列Ｅ（ｔ）を示す図である。
【図７】本実施形態に係る信号処理を説明するための図であって、関数Ｄ（ｔ）を示す図である。
【図８】本実施形態に係るマイコンの基本的な信号処理を説明するための図である。
【図９】本実施形態に係るマイコンの好適な信号処理を説明するための図である。
【図１０】本実施形態に係る８８０Ｈｚデジタルフィルタのフィルタ特性のシミュレーション結果を示す図である。
【図１１】本実施形態に係る４４０Ｈｚデジタルフィルタのフィルタ特性のシミュレーション結果を示す図である。
【符号の説明】
【００７３】
１０…時報音検出装置、１１…受信アンテナ、１２…受信回路、１３…フィルタ（ローパスフィルタ）、１４…マイクロコンピュータ（マイコン）、１４１…アナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換器、１４２，１４２Ａ，１４２Ｂ…信号処理部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
2007093504.tif 000020
【図６】
2007093504.tif 000021
【図７】
2007093504.tif 000022
【図８】
2007093504.tif 000023
【図９】
2007093504.tif 000024
【図１０】
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【図１１】
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