(57)【要約】【課題】ＰＷＭ方式のスイッチング周波数を５０ｋＨｚ以上とし、ガルバノミラー駆動用モータや半導体や液晶等の製造又は検査装置に用いられるステージ駆動用モータ等に要求される応答速度を得ることができ、かつリニアアンプ方式よりも大幅な低損失化を図ったモータ駆動装置を提供することを目的とする。【解決手段】本発明は、ガルバノミラー駆動用モータ１０の駆動用コイル１１に流れる電流を制御する制御回路を備えたモータ駆動装置において、前記制御回路は、基本周波数が５０ｋＨｚ以上１ＭＨｚ以下のＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発生回路２０と前記ＰＷＭ信号に応じて電流出力のスイッチング駆動を行なう出力トランジスタ素子２２とを有し、前記ＰＷＭ信号のパルス幅は前記ＰＷＭ信号発生回路に入力された制御信号によって制御されることを特徴とする。【選択図】図１
2007336789.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ガルバノミラー駆動用モータの駆動用コイルに流れる電流を制御する制御回路を備えたモータ駆動装置において、
前記制御回路は、基本周波数が５０ｋＨｚ以上１ＭＨｚ以下のＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発生回路と前記ＰＷＭ信号に応じて電流出力のスイッチング駆動を行なう出力トランジスタ素子とを有し、前記ＰＷＭ信号のパルス幅は前記ＰＷＭ信号発生回路に入力された制御信号によって制御されることを特徴とするモータ駆動装置。
【請求項２】
前記ＰＷＭ信号発生回路は、外部から入力された三角波と前記制御信号との比較に基づいて前記ＰＷＭ信号を発生することを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動装置。
【請求項３】
前記モータ駆動装置は、前記モータの駆動用コイルに流れる電流検出値を前記制御信号に供給する電流負帰還回路と、前記モータ駆動装置の出力電圧に比例した電圧に基づいて前記ＰＷＭ信号の波形を是正する電圧負帰還回路とを更に備えたことを特徴とする請求項１又は２に記載のモータ駆動装置。
【請求項４】
前記ＰＷＭ信号発生回路は、前記制御信号の大きさによってパルス幅が制御される自励発振回路により前記ＰＷＭ信号を発生することを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動装置。
【請求項５】
前記モータ駆動装置は、スイッチング駆動を行なう前記出力トランジスタ素子の電流出力側に、出力電流の中心周波数以下を通過させるローパスフィルタを更に備えたことを特徴とする請求項１乃至４に記載のモータ駆動装置。
【請求項６】
モータの駆動用コイルに流れる電流を制御する制御回路を備えたモータ駆動装置において、
前記制御回路は、基本周波数が５０ｋＨｚ以上１ＭＨｚ以下のＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発生回路と前記ＰＷＭ信号に応じて電流出力のスイッチング駆動を行なう出力トランジスタ素子とを有し、前記ＰＷＭ信号のパルス幅は前記ＰＷＭ信号発生回路に入力された制御信号によって制御されることを特徴とするモータ駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータ駆動を５０ｋＨｚ以上の高い周波数のＰＷＭ信号を用いて行なうモータ駆動装置に関し、特にガルバノミラー駆動用モータのモータ駆動装置に適する。
【背景技術】
【０００２】
従来から、レーザ光をガルバノミラーにより方向を変え、このレーザ光をレンズ等により収束して対象物に照射し、ガルバノミラーを回動することによりレーザ光を走査させ、対象物にマーキング等の加工を行なうレーザ装置が知られている。このようなレーザ装置においては、ガルバノミラーの駆動モータはサーボモータにより高精度でかつ高速な制御を行なうことが要求されることから、モータ駆動装置にはアナログ信号に基づくサーボ回路を用いる、いわゆるアナログリニアアンプ方式が採用されていた（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
一方、空調装置等の一般産業の分野においては、モータ駆動の精度や速度よりもむしろモータ運転の効率、損失の少なさによる消費電力の低減、装置の小型化等が求められていることが多い。そのため、かかる一般産業の分野では、モータ駆動装置には電力効率のよいＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式が採用されることが多く、そのスイッチング周波数は１０ｋＨｚ、１５ｋＨｚ程度である（例えば、特許文献２）。
【特許文献１】特開２００４−１３６３５１号公報
【特許文献２】特開２００４−２１２００４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、上述の特許文献１に記載の構成では、リニアアンプ方式を用いるため、信号制御を行なっているトランジスタでの分圧負荷分による電力損失及び発熱が大きく、ハイパワー化できないという問題があった。また、ガルバノミラーが大型化するにつれ、モータ駆動装置もそれに伴って寸法が大きくなる、コストアップする等の問題もあった。
【０００５】
また、上述の特許文献２に記載の構成では、ＰＷＭ方式は、そのスイッチング周波数は１０ｋＨｚ、１５ｋＨｚ程度であるため、空調やコンプレッサ等の一般機器には対応できるが、ガルバノミラーの駆動用モータや、半導体や液晶等の製造装置又は検査装置等に利用されるＸ−Ｙステージといった高精度又は高速応答を要求される用途には適用できなかった。
【０００６】
そこで、本発明は、ＰＷＭ方式のスイッチング周波数を５０ｋＨｚ以上とし、ガルバノミラー駆動用モータや半導体や液晶等の製造又は検査装置に用いられるステージ駆動用モータ等に要求される応答速度を得ることができ、かつリニアアンプ方式よりも大幅な低損失化を図ったモータ駆動装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記目的を達成するため、第１の発明に係るモータ駆動装置は、ガルバノミラー駆動用モータの駆動用コイルに流れる電流を制御する制御回路を備えたモータ駆動装置において、
前記制御回路は、基本周波数が５０ｋＨｚ以上１ＭＨｚ以下のＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発生回路と前記ＰＷＭ信号に応じて電流出力のスイッチング駆動を行なう出力トランジスタ素子とを有し、前記ＰＷＭ信号のパルス幅は前記ＰＷＭ信号発生回路に入力された制御信号によって制御されることを特徴とする。これにより、モータ駆動装置は、ガルバノミラー駆動用モータに要求される応答を得るとともに、低損失化、小型化及び低価格化を図ることができる。
【０００８】
第２の発明は、第１の発明に係るモータ駆動装置において、
前記ＰＷＭ信号発生回路は、外部から入力された三角波と前記制御信号との比較に基づいて前記ＰＷＭ信号を発生することを特徴とする。これにより、ＰＷＭ信号発生回路は、安定した発振回路により発生した三角波に基づいてＰＷＭ信号を発生することができ、安定した駆動をすることができる。
【０００９】
第３の発明は、第１又は２の発明に係るモータ駆動装置において、
前記モータ駆動装置は、前記モータの駆動用コイルに流れる電流を差動的に前記制御信号に供給する電流負帰還回路と、前記モータ駆動装置の出力電圧に比例した電圧に基づいて前記ＰＷＭ信号の波形を是正する電圧負帰還回路とを更に備えたことを特徴とする。これにより、電流制御系のフィードバック制御及びＰＷＭ信号の波形を整形することができる。
【００１０】
第４の発明は、第１の発明に係るモータ駆動装置において、
前記ＰＷＭ信号発生回路は、前記制御信号の大きさによってパルス幅が制御される自励発振回路により前記ＰＷＭ信号を発生することを特徴とする。これにより、ＰＷＭ信号発生回路の構成を簡素化しつつも安定駆動することができる。
【００１１】
第５の発明は、第１〜４の発明に係るモータ駆動装置において、
前記モータ駆動装置は、スイッチング駆動を行なう前記出力トランジスタ素子の電流出力側に、出力電流の中心周波数以下を通過させるローパスフィルタを更に備えたことを特徴とする請求項１乃至４に記載のモータ駆動装置。これにより、ＰＷＭ信号の波形の高周波成分を除去し、波形を整形することができる。
【００１２】
第６の発明に係るモータ駆動装置は、モータの駆動用コイルに流れる電流を制御する制御回路を備えたモータ駆動装置において、
前記制御回路は、基本周波数が５０ｋＨｚ以上１ＭＨｚ以下のＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発生回路と前記ＰＷＭ信号に応じて電流出力のスイッチング駆動を行なう出力トランジスタ素子とを有し、前記ＰＷＭ信号のパルス幅は前記ＰＷＭ信号発生回路に入力された制御信号によって制御されることを特徴とする。これにより、ガルバノミラー駆動用モータや、半導体や液晶等の製造又は検査装置等に用いられるステージ駆動用モータ等に要求される応答速度を得るとともに、低損失化、小型化及び低価格化を図ることができる。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、高精度及び高速応答を要求されるモータ駆動を、ＰＷＭ方式により低損失化、小型化又は低価格化等を図りつつ実現できるモータ駆動装置を提供できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
以下、図面を参照して、本発明を実施するための最良の形態の説明を行う。
【実施例１】
【００１５】
図１は、実施例１に係るモータ駆動用装置の機能ブロック図である。ガルバノミラー１を回動駆動するためのガルバノミラー駆動用モータ１０と、これにＰＷＭ信号を供給するＰＷＭ信号発生回路２０とを備える。必要に応じて、更に三角波発生手段３０と、電流負帰還回路４０と、電圧負帰還回路５０と、ローパスフィルタ６０のいずれか又はこれらの組み合わせの要素を備えてもよい。更に、電流負帰還回路４０は、電流誤差アンプ４２を備えてよく、電圧負帰還回路５０は、電圧誤差アンプを備えてもよい。
【００１６】
ガルバノミラー１は、本実施例が一例として適用されるレーザ装置の制御対象であり、その動作は、本実施例に係るモータ駆動装置の制御対象であるガルバノモータ駆動用モータ１０により制御される。ガルバノミラー１は、レーザ光２を反射して向きを変える役割を果たすが、その角度を回動して位置制御することにより、収束レンズ４により集光されたレーザ光を基板３の所望の位置に照射し、走査させる。また、このレーザ光の基板３への照射は、２０００ポイント／秒という高速のオーダーであるため、ガルバノミラー１の位置決めには２０００回／秒の位置決め速度、即ち２ｋＨｚ以上の応答が求められ、これを駆動制御するガルバノミラー駆動用モータ１０及びモータ駆動装置は、必然的に２ｋＨｚ以上の位置制御を行なう応答が要求される。なお、ガルバノミラー駆動用モータは、ＶＣＭ（Ｖｏｉｃｅ  Ｃｏｉｌ  Ｍｏｔｏｒ）の一種であり、一般的に用いられる回転型モータのような整流子を持っておらず、微小に振動する動作をする、高精度用途に向く高応答な動作が可能なモータである。
【００１７】
次に、本実施例に係るモータ駆動装置の動作概要について説明する。
【００１８】
まず、モータ１０の駆動を制御する制御信号が、ＰＷＭ信号発生回路２０に入力される。ＰＷＭ信号発生回路２０では、モータ１０を駆動するためのＰＷＭ信号が生成されるが、その基本周波数は５０ｋＨｚ以上１ＭＨｚ未満である。基本周波数は、発振回路により発生したキャリアと呼ばれる搬送波の周波数により定められる。また、ＰＷＭ信号のパルス幅は、ＰＷＭ信号発生回路２０に入力された制御信号により定められる。ＰＷＭ信号は、他励発振方式又は自励発振方式により、制御信号がＰＷＭ変調されて発生する。
【００１９】
他励発振方式の場合は、ＰＷＭ信号発生回路２０に、制御信号と、外部に設けられた三角波発生手段３０によって生成された三角波とが入力され、ＰＷＭ信号発生回路２０においてコンパレータにより制御信号と三角波の比較がなされ、振幅情報がデジタル化されてＰＷＭ信号が発生する。
【００２０】
一方、自励発振方式の場合は、ＰＷＭ信号発生回路２０内で発振動作を行い、ＰＷＭ信号を発生する。ＰＷＭ信号発生回路２０で発生したＰＷＭ信号は、モータ１０の駆動用コイル１１に送られて、モータ１０の駆動を行なう。モータ１０では、ＰＷＭ信号に応じたモータ駆動制御が実行される。
【００２１】
ここで、モータ１０の駆動を行なうＰＷＭ信号は、電流負帰還回路４０によりフィードバックされ、ＰＷＭ信号発生回路２０に入力する制御信号に反映されてもよい。即ち、モータ１０の駆動用コイル１１に流れる電流を制御信号に供給し、制御目標電流値に反映させてもよい。更に、電流誤差アンプ４２により、制御信号の電流を補償するようにしてもよい。本実施例に係るモータ駆動装置は、モータ１０のトルクを制御することが好ましいため、トルクと比例関係にある駆動用コイル１１を流れる電流を制御することにより、出力トルクの制御を行なうようにしてよい。
【００２２】
また、モータ駆動装置は、更に電圧負帰還回路５０を設けてもよい。電圧負帰還回路は、電圧誤差を補償する電圧誤差アンプ５２を備えてよく、ＰＷＭ出力信号の波形歪を低減する役割を果たす。電圧負帰還回路５０を設けることにより、より高精度なモータ１０の制御が可能となる。電圧負帰還回路５０は、電流負帰還回路４０をメジャーループとすれば、それに対するマイナーループとして内側に帰還ループを構成する。即ち、ＰＷＭ信号に比例した電圧を検出し、波形歪を除去するためのフィードバック制御を電流負帰還回路４０の内側に設けてカスケード制御の構成とすることにより、より応答速度が速く、精密なトルク制御が可能となる。
【００２３】
更に、モータ駆動装置は、ＰＷＭ信号の出力側に高周波成分を除去するためのローパスフィルタ６０を設けてもよい。ローパスフィルタは、コイル及びコンデンサから構成され、ＰＷＭ信号の高周波成分をグランドに逃がして除去する役割を果たす。
【００２４】
次に、図２を用いて、本実施例に係るモータ駆動装置の、ＰＷＭ信号の基本周波数について説明する。
【００２５】
図２（ａ）は、ガルバノミラー駆動用モータ１０のモータ駆動装置に求められる応答周波数の一例について示した表である。上述のように、現在では、モータ駆動装置に求められる位置／速度制御の応答周波数は、２ｋＨｚ以上の場合がある。２ｋＨｚ以上の位置／速度制御を行なうためには、モータ駆動装置の電流制御系には、その５倍の応答周波数が求められ、１０ｋＨｚ以上の応答周波数が必要である。また、１０ｋＨｚ以上の電流制御系をＰＷＭ方式で駆動するためには、ＰＷＭ信号を発生するためのキャリアを、１０ｋＨｚ以上の５倍の５０ｋＨｚ以上のキャリア周波数とする必要がある。
【００２６】
図２（ｂ）は、従来技術の空調等の一般産業用のモータ駆動装置に採用されているＰＷＭ方式と、従来のガルバノミラー駆動用モータのモータ駆動装置に採用されているリニア方式と、本実施例に係るモータ駆動装置の高速ＰＷＭ方式のキャリアと電流制御帯域の応答周波数を比較した表である。
【００２７】
従来のＰＷＭ方式では、キャリア周波数は１０〜２０ｋＨｚ以下であり、電流制御帯域における応答周波数は、５００Ｈｚ〜４ｋＨｚ以下である。ガルバノミラー駆動用モータ１０のモータ駆動装置の電流制御帯域における応答周波数としては、最低限１０ｋＨｚ以上は必要なため、従来のＰＷＭ方式では応答周波数が不足である。
【００２８】
一方、リニア方式は、キャリアは特に用いない方式であるが、電流制御帯域においては、１０ｋＨｚ〜２０ｋＨｚの比較的高速の応答周波数が得られており、現状のガルバノミラー用モータのモータ駆動装置としての要求は満たしている。しかしながら、上述のように、リニア方式には、電力損失及び発熱が大きく、ガルバノミラー１の大型化に伴ってモータ駆動装置１０も大型化するという問題がある。
【００２９】
本実施例に係るＰＷＭ方式は、キャリア周波数を５０ｋＨｚ以上としており、電流制御帯域における応答周波数としては、１０ｋＨｚ以上である。なお、この数字は、キャリア周波数の最低限の数字を示したものであり、本実施例に係るモータ駆動装置のＰＷＭ方式は、５０ｋＨｚ以上１ＭＨｚ以下の基本周波数を用いることができ、好ましくは１５０ｋＨｚ以上７００ｋＨｚ以下の基本周波数を用いることができ、更に好ましくは３００ｋＨｚ以上５００ｋＨｚ以下の基本周波数を用いることができ、最適には４００ｋＨｚの基本周波数を用いることが望ましい。それらの基本周波数のキャリアを用いた結果、電流制御帯域においては、最低でも１０ｋＨｚ以上の応答周波数が実現でき、更に４００ｋＨｚの基本周波数のキャリアを用いた場合には、２０ｋＨｚ以上の応答周波数が実現できる。これは、リニア方式をも上回る水準であるので、今後高まるであろう更なる高速応答化の要求にも応えるとともに、ＰＷＭ方式の低損失と小型化を併せて実現できる方式と言える。また、４００ｋＨｚの基本周波数のキャリアを用いたＰＷＭ方式では、スイッチング信号の時間遅れから正回転と逆回転の信号が双方ＯＮになる事態を避けるために設けられた、いわゆるデッドタイムを極めて短い時間に抑えることができ、１００ｎｓｅｃ以下とすることができる。これにより、従来のＰＷＭ方式が抱えていたデッドタイム歪を、極めて小さくすることができる。
【００３０】
次に、図３を用いて、本実施例に係るモータ駆動装置の回路構成を説明する。なお、図１と同様の構成要素については、同一の参照符号を付し、その説明を省略する。
【００３１】
図３（ａ）は、本実施例に係るモータ駆動装置の回路の全体構成を示す。モータ駆動装置は、モータ電源１２と、誤差アンプ４２と、三角波発生手段３０と、コンパレータ２１ａ〜２１ｄと、出力トランジスタ素子２２ａ〜２２ｄと、電流負帰還回路４０と、電流検出器４１と、モータ１０とを備える。コンパレータ２１を含む部分は、ＰＷＭ信号発生回路を構成する。
【００３２】
次に、図3（ａ）の回路の動作を説明する。モータ電源１２は、モータ駆動装置を駆動するための電源であり、端子電圧はＶｃｃである。モータ駆動装置の目標値となる指令制御信号が入力され、誤差アンプ４２に送られる。誤差アンプ４２は、電流検出器４１で検出された出力電流と、入力された指令制御信号から、補償を行って増幅し、補償かかかった制御信号を出力する。出力された制御信号はコンパレータ２１ａ〜２１ｄに送られる。コンパレータ２１ａ〜２１ｄには、三角波発生手段３０から５０ｋＨｚ以上の周波数の三角波がそれぞれ入力される。この三角波は、ＰＷＭ方式のいわゆるキャリアと呼ばれる搬送波で、ＰＷＭ信号の基本周波数はこのキャリア周波数により定められる。三角波発生手段３０は、５０ｋＨｚ以上の三角波を生成できる手段を有すれば何でも構わないが、一般的な発振回路を好適に利用してよい。例えば、水晶振動子回路、ＣＲ発振回路、ＬＣ反結合発振回路を利用してもよいし、オペアンプを２個使用し、片方をシュミット回路として動作させ、もう片方を積分回路として動作させる三角波発振器を用いてもよい。三角波の発振周波数は、例えば５０ｋＨｚ以上１ＭＨｚ以下が好ましく、１５０ｋＨｚ以上７００ｋＨｚ以下がより好ましく、３００ｋＨｚ以上５００ｋＨｚ以下が更に好ましく、４００ｋＨｚ程度とするのが最適である。
【００３３】
図３（ｂ）は、ＰＷＭ方式について示した図である。コンパレータ２１では、入力された制御信号と三角波との電圧比較がなされ、制御信号の電圧が三角波の電圧よりも高い所は１のパルス、低いところは０に変換され、デジタル化される。制御信号と三角波との大小関係により、ＰＷＭ信号のパルス幅が制御される。即ち、ＰＷＭ信号のパルス幅が大きいときは制御信号の電圧が高いことを意味し、パルス幅が小さいときは制御信号が小さいことを意味する。このようにして発生したＰＷＭ信号は、上述のようにその基本周波数はキャリア周波数に基づいて定められ、５０ｋＨｚ以上１ＭＨｚ以下であり、パルス幅はＰＷＭ信号発生回路２０を構成するコンパレータ２１に入力された制御信号により制御されている。
【００３４】
図３（ａ）において、出力トランジスタ素子２２ａ〜２２ｄは、ＰＷＭ信号発生回路２０により発生したＰＷＭ信号に応じて出力のスイッチング駆動を行なう。出力トランジスタ素子２２ａ〜２２ｄは、いわゆるＨブリッジ回路を構成し、モータ１０の正転と逆転を切替駆動するスイッチング回路を構成する。即ち、例えば、モータ１０を正転させる場合は出力トランジスタ素子２２ａ及び２２ｄをＯＮとし、出力トランジスタ素子２２ｃ及び２２ｂをＯＦＦとしてモータ１０の駆動用コイル１１の左から右に電流が流れるようにする。一方、モータ１０を逆転させる場合は、出力トランジスタ素子２２ｃ及び２２ｂをＯＮとし、出力トランジスタ素子２２ａ及び２２ｄをＯＦＦとしてモータ１０の駆動用コイル１１の右から左に電流が流れるように構成する。このようなスイッチング駆動が、誤差アンプ４２からの制御信号に基づき、コンパレータ２１ａ〜２１ｄを含むＰＷＭ信号発生回路から出力されたＰＷＭ信号により実行される。なお、正転と逆転は相対的なものであり、どちらを正転と呼んでも構わないことは言うまでもない。
【００３５】
ＰＷＭ信号により出力トランジスタ素子２１をスイッチング駆動することにより、電力損失が大幅に改善される。図４（ａ）は、図３（ａ）に対応する従来のリニアアンプ方式の回路構成図を示し、図４（ｂ）はその１相分の等価回路の一例を示している。図４（ａ）において、Ｖｃｃが２４Ｖで、Ｔｒ１とＴｒ４がＯＮで、Ｔｒ２とＴｒ３がＯＦＦの状態であり、モータの駆動用コイルのインピーダンスが１０Ωで、そこに電流が１Ａ流れている場合を考える。これから、トランジスタとモータの端子を抜き出すと、図４（ｂ）の左図のようになるが、ここで、トランジスタは非飽和動作しているので、一種の可変抵抗と考えることができ、図２（ｂ）の右図のような等価回路として表現することができる。そうすると、モータにかかる電圧が１０Ｖなのに対して、可変抵抗に置き換えられたＴｒ１、Ｔｒ４には７Ｖずつの電圧がかかり、ここで７Ｗ程度の大きな電力損失を生じてしまい、発熱も大きくなってしまう。図４（ａ）のような構成で、トランジスタを非飽和で動作させると、常にこのような、中間状態的なトランジスタ負荷分による電力消費が起こってしまうが、本実施例の図３（ａ）の構成とすれば、トランジスタでの電力消費は、パルスがＯＮの時だけであるので、パルスによる損失だけで済み、電力損失が大幅に改善される。
【００３６】
また、図３(ａ)において、出力トランジスタ素子２１は、一般的なトランジスタだけではなく、ＭＯＳ  ＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ  Ｏｘｉｄｅ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｆｉｅｌｄ  Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ、ＭＯＳ型電界効果トランジスタ）やＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）等の種々の種類のトランジスタが用いられてよい。特に、ＭＯＳ  ＦＥＴは高速のスイッチング駆動が可能であり、例えばスイッチング周波数を４００ｋＨｚ程度で駆動するのに適しており、これにより電流制御系の応答周波数を２０ｋＨｚ以上とすることが可能となるので、本実施例に好適に用いることができる。これにより、ガルバノミラーの位置決めに要求される２ｋＨｚ以上の位置／速度決め応答周波数を満足することができる。また、ＰＷＭ信号の基本周波数を高速とすることにより、ＰＷＭ方式に必要なデッドタイムの時間を極めて小さくすることができる。
【００３７】
図３（ｃ）は、デッドタイムについて説明した図である。デッドタイムは、トランジスタのような半導体でスイッチングを行なう場合は、ＯＦＦ信号を与えても、その直後はＯＮ状態が続くため、短絡を防止するための待ち時間として設けられているものであるが、図３（ｃ）に示すように、波形に歪を生ずるおそれがある。このデッドタイム歪により、制御信号の指令通りに動作しないおそれがあるので、デッドタイムはなるべく短い時間に設定されることが望ましい。本実施例においては、ＰＷＭ信号の基本周波数を高速化するので、このデッドタイムを短くすることができ、遅延時間の少ない応答性の速いスイッチング駆動が可能となる。例えば、三角波のキャリア周波数を４００ｋＨｚとすれば、デッドタイムは１００ｎｓｅｃ以下の極小時間に設定することができる。デッドタイムは、従来技術のＰＷＭ方式では１〜１０μｓｅｃ程度と考えられるので、本実施例により大幅に改善される。
【００３８】
図３（ａ）において、電流検出器４１は、モータ１０の駆動用コイル１１に流れる電流を検出し、電流負帰還回路４０によりフィードバック制御を行なう。モータ１０の駆動電流は、モータ１０のトルクに比例しているため、これを用いてモータ１０のトルク制御を行なう。本実施例により、この電流制御系の応答周波数を、１０ｋＨｚ以上、好適には２０ｋＨｚ以上に設定することが可能となる。なお、電流検出器は、モータ１０の駆動用コイル１１に流れる電流を検出できれば、一般的に用いられている電流センサを、種類や形式は問わずに利用してよい。上述のように、制御系のコントローラーは誤差アンプ４２を用いてよい。この電流制御系を構成する電流負帰還回路４０により、モータ１０を正確に位置／速度決め制御することが可能となる。
【００３９】
図５は、図３の実施例１に係るモータ駆動装置の変形例の回路構成を示す。図３に示したモータ駆動装置とは、電圧負帰還回路５０が追加された点において異なっている。なお、図３と同様の構成要素については、同一の参照符号を付し、その説明を省略する。図５は、モータ電源１２と、電流誤差アンプ４２と、電圧誤差アンプ５２と、三角波発生手段３０と、コンパレータ２１ａ〜２１ｄと、出力トランジスタ素子２２ａ〜２２ｄと、電圧検出器５１と、電圧負帰還回路５０と、電流検出器４１と、電流負帰還回路４０と、モータ１０とから構成される。コンパレータ２１を含む部分は、ＰＷＭ信号発生回路を構成する。
【００４０】
図３に新しく追加された要素は、電圧負帰還回路５０と、これに関連する電圧検出器５１及び電圧誤差アンプ５２であるから、これについて説明する。電圧負帰還回路５０は、モータ駆動装置の出力電圧に比例する電圧を検出し、この電圧波形を一定とするために定置制御を行なうものである。従って、この制御ループにより、電圧波形を整形し、より精度の高いトルク制御ができることになる。電圧負帰還回路５０は、電流負帰還回路４０をメジャーループ又はマスターループとすると、それよりも内側に構成され、マイナーループ又はスレーブループを形成して電流負帰還回路４０に対して従属する関係にある。即ち、いわゆる二重制御ループを備えたカスケード制御を構成する。従って、電圧負帰還回路５０は、電流負帰還回路４０の制御ループよりも応答時間又は遅れが小さいことが必要で、かつ電圧負帰還回路５０内に発生する外乱に対してのみ有効であるので、出力トランジスタ素子２２から出力された信号の電圧波形を整形するという役割を果たす。
【００４１】
具体的には、電圧計５１で出力電圧に比例する基準点からの電圧を検出し、電流誤差アンプ４２から出力された制御電流にフィードバックして加算され、その信号が電圧誤差アンプ５２に入力される。電圧誤差アンプでは、出力トランジスタ素子２２から出力された信号の電圧波形を一定とするような補償がなされる。以後は、図３において説明したのと同様であるので、その説明を省略する。
【００４２】
本実施例により、電力損失及び発熱が少なく応答周波数が速いことに加えて、より精度の高い位置制御を行なうモータ駆動装置とすることができる。
【００４３】
図６は、図５の実施例１に係るモータ駆動装置の変形例を示す。図６（ａ）は、本実施例の回路構成図を示し、図５とはローパスフィルタ６０ａを追加した点のみが異なっている。なお、図５と同様の構成要素については、同一の参照符号を付し、その説明を省略する。
【００４４】
図６（ａ）において、ローパスフィルタ６０ａは、コイル６１ａ、６１ｂと、コンデンサ６２ａ、６２ｂとを備える。ローパスフィルタ６０ａは、出力トランジスタ素子２２から出力された信号の中心周波数以下を通過させ、高周波成分を通過させずに除去するように構成される。即ち、高周波の交流成分は、コンデンサ６２ａ、６２ｂを通過してグランドへと放出される。
【００４５】
図６（ｂ）に、出力トランジスタ素子２２から出力された出力信号の電圧波形を示す。図６（ｂ）において、パルスの立ち上がりの部分が細かく振動しており、高周波成分が現れているが、このような高周波を除去し、高周波をカットする役割を、ローパスフィルタ６０ａは果たす。電圧負帰還回路５０と相俟って、出力信号の電圧波形をより安定させることができ、一層精度の高い制御を行なうことが可能となる。
【００４６】
図６（ｃ）は、図６（ａ）の変形例を示す図である。ローパスフィルタ６０ｂの構成のみが図６（ａ）と異なっている。ローパスフィルタ６０ｂは、コイル６１及びコンデンサ６２を１つずつとし、ＬＣを１段として構成されている。１段のＬＣローパスフィルタで十分な効果が得られればそれで十分であり、目的が達成できれば、より簡素な構成である方が望ましいからである。
【００４７】
このように、回路構成全体のバランスや所望の目的に応じて、ローパスフィルタ６０の構成は適宜変形してよい。
【実施例２】
【００４８】
図７は、実施例２に係るモータ駆動装置の回路構成を示す図である。実施例２に係るモータ駆動装置は、自励発振型のＰＷＭ方式である。即ち、図３、図５及び図６において説明した実施例１に係るモータ駆動装置は、三角波を発生する三角波発振手段３０をＰＷＭ信号発生回路２０の外部に備え、三角波とキャリアとの比較によりＰＷＭ信号を得ていたが、実施例２に係るモータ駆動装置は、ＰＷＭ信号発生回路２０内で発振動作を行う点で異なる。
【００４９】
図７は、モータ電源１２と、電流誤差アンプ４２と、抵抗２３ａ、２３ｂと、コンデンサ２４と、オペアンプ２５と、アンプ２６ａ、２６ｄと、反転アンプ２６ｂ、２６ｃと、出力トランジスタ素子２２ａ〜２２ｄと、電圧検出器５１と、電流検出器４１と、モータ１０とを備えている。負帰還としては、電流負帰還回路４０と電圧負帰還回路５０の双方を具備している。なお、実施例１と同様の構成要素については、同一の参照符号を付して、その説明を省略する。
【００５０】
本実施例に係る自励発振型ＰＷＭ方式は、入力信号の電圧の大きさに応じて、パルス幅が変化するという特徴を有している。この特徴により、ＰＷＭ信号が発生し、出力トランジスタ素子２２ａ〜２２ｄのスイッチング駆動を行なう。
【００５１】
図８を用いて、その動作を説明する。図８（ａ）は、自励発振型ＰＷＭ方式の回路の一例を示している。図８（ｂ）は、三角波からパルス幅変調されたパルスに変換される波形同士の関係について示した図である。図８（ａ）の回路において、入力信号の振幅がゼロのときは、三角波の発振回路として働き、三角波を発振する。ここで、入力信号Ｖｉ（ｔ）を入力すると、Ｖｉ（ｔ）に応じて三角波の傾きが変化し、そしてパルス幅が変化する。発振周波数が、入力信号の周波数より十分高いとき、ＰＷＭ信号出力のオン・デューティＤｏｎ（ｔ）は、Ｄｏｎ（ｔ）＝０．５−Ｖi（ｔ）／ＶＤとなる。この式の算出は、一般的に知られているが、発振周波数が入力信号の周波数より十分高いとすると、三角波の１周期間のＶｉ（ｔ）の変化は非常に小さいので、Ｖｉ（ｔ）を直流電圧とみなすことができ、｜ｋ｜＝{ＶＤ／２＋Ｖｉ（ｔ）}／ＲＣ２＝Ｖｈ／ｔ１、｜ｍ｜＝｛ＶＤ／２＋Ｖｉ（ｔ）｝／ｔ２＝Ｖｈ／ｔ２の関係が成り立つ。これから、パルスのオン・デューティＤｏｎ（ｔ）を算出すると、Ｄｏｎ（ｔ）＝ｔ１／（ｔ１＋ｔ２）＝（Ｖｈ／ｔ２）／（Ｖｈ／ｔ２＋Ｖｈ／ｔ１）＝{ＶＤ／２−Ｖｉ（ｔ）}／ＶＤ＝０．５−Ｖi（ｔ）／ＶＤとなり、オン・デューティＤｏｎ（ｔ）が導かれる。従って、入力信号の電圧変化に基づいて、ＰＷＭ信号のオン・デューティは定められる。
【００５２】
図７においても、図８で説明した回路の機能を果たすようになっているので、オペアンプ２５から出力される信号は、ＰＷＭ信号が出力される。ＰＷＭ信号に基づいて、アンプ２６ａ及び２６ｄがＯＮのときは反転アンプ２６ｂ及び２６ｃはＯＦＦ、逆にアンプ２６ａ及び２６ｄがＯＦＦのときは反転アンプ２６ｂ及び２６ｃがＯＮとなるようにアンプ２６は構成されているので、出力トランジスタ２２ａ〜２２ｄは、それに応じてスイッチング駆動され、モータ１０を制御する。
【００５３】
本実施例によれば、モータ駆動装置内に三角波発振手段３０を独立して設ける必要がなく、入力される制御信号の大きさに応じてＰＷＭ信号が出力され、モータ１０を高速に制御できるので、簡素な回路構成で、比較的安定なモータ駆動ができる。
【００５４】
図９は、図７の実施例２に係るモータ駆動装置の変形例を示す。図９（ａ）は、実施例２に係るモータ駆動装置の変形例の回路図を示し、ローパスフィルタ６０ａが加えられた点のみが図７と異なっている。ローパスフィルタは、図６（ａ）において説明したのと同様に、コイル６１ａ、６１ｂとコンデンサ６２ａ、６２ｂとから構成される。出力トランジスタ素子２２から出力された信号をローパスフィルタ６０ａに通すことにより、図６（ｂ）で説明したのと同様に、余分なノイズとなっている高周波分を取り除きカットすることができ、出力信号の電圧波形を整形することができる。これにより、より精度の高いモータ駆動の制御が可能となる。
【００５５】
図９（ｂ）は、別の形式のローパスフィルタ６０ｂを備えたモータ駆動装置の回路図を示す。ローパスフィルタ６０ｂは、１組のコイル６１とコンデンサ６２とから構成されている。図９（ａ）で示したローパスフィルタ６０ａと同様に、高周波成分を除去し、カットする役割を果たすが、回路構成及び用途に応じて、図９（ａ）で示したローパスフィルタ６０ａと、図９（ｂ）で示したローパスフィルタ６０ｂは、好ましい方を選択してよい。
【００５６】
以上、本発明の好ましい実施例について詳説したが、本発明は、上述した実施例に制限されることはなく、本発明の範囲を逸脱することなく、上述した実施例に種々の変形及び置換を加えることができる。特に、本実施例においては、モータ駆動装置を、レーザ装置に用いられるガルバノミラー駆動用モータ１０に適用する場合を中心に説明したが、本発明は、他にもリニアモータ、ＶＣＭ（Ｖｏｉｃｅ  Ｃｏｉｌ  Ｍｏｔｏｒ）、回転モータなどのアクチュエータを利用したシステムで高応答又は高精度が必要なものに好適に適用可能である。例えば、半導体や液晶製造を目的とする製造装置や検査装置の試料を移動可能に載置するＸ−Ｙステージにも適用できる。Ｘ−Ｙステージに適用する場合には、本発明の高速ＰＷＭ方式と、リニアアンプ方式を組み合わせるようにして利用してもよい。両者の長所をうまく組み合わせて、高精度と高スループットが要求される製造ラインの要求に応えることができる。
【図面の簡単な説明】
【００５７】
【図１】実施例１に係るモータ駆動用装置の機能ブロック図である。
【図２】実施例１に係るＰＷＭ信号の基本周波数について説明した図である。図２（ａ）は、ガルバノミラー駆動用モータ駆動装置に求められる周波数応答について示した表である。図２（ｂ）は、従来のＰＷＭ方式と、リニア方式と、本実施例に係る高速ＰＷＭ方式のキャリアと電流制御帯域の応答速度を比較した表である。
【図３（ａ）】本実施例に係るモータ駆動装置の回路の全体構成を示す図である。
【図３（ｂ）】ＰＷＭ方式を説明する図である。
【図３（ｃ）】デッドタイムを説明する図である。
【図４】従来のリニアアンプ方式のガルバノミラー用モータ駆動用装置を示す図である。図４（ａ）は、リニアアンプ方式の回路構成図を示す図である。図４（ｂ）はその１相分の等価回路の一例を示す図である。
【図５】図３の実施例１に係るモータ駆動装置の変形例の回路構成を示す図である。
【図６】図５の実施例１に係るモータ駆動装置の変形例を示す図である。図６（ａ）は、本実施例の回路構成図である。図６（ｂ）はＰＷＭ信号の電圧波形を示す図である。図６（ｃ）は、図６（ａ）の回路構成図の変形例を示す図である。
【図７】実施例２に係るモータ駆動装置の回路構成を示す図である。
【図８】実施例２に係るモータ駆動装置の動作を説明する図である。図８（ａ）は、自励発振型ＰＷＭ方式の回路の一例を示す図である。図８（ｂ）は、三角波とＰＷＭ信号波形の関係について示した図である。
【図９】図７の実施例２に係るモータ駆動装置の変形例を示す図である。図９（ａ）は、実施例２に係るモータ駆動装置の変形例の回路図である。図９（ｂ）は、図９（ｂ）のモータ駆動装置の変形例の回路図である。
【符号の説明】
【００５８】
１    ガルバノミラー
２    レーザ光
３    基板
４    収束レンズ
１０    モータ
１１    駆動用コイル
１２    モータ電源
２０    ＰＷＭ信号発生回路
２１、２１ａ、２１ｂ、２１ｃ、２１ｄ    コンパレータ
２２、２２ａ、２２ｂ、２２ｃ、２２ｄ    出力トランジスタ素子
２３ａ、２３ｂ    抵抗
２５    オペアンプ
２６ａ、２６ｄ    アンプ
２６ｂ、２６ｃ    反転アンプ
３０    三角波発生手段
４０    電流負帰還回路
４１    電流検出器
４２    誤差アンプ
５０    電圧負帰還回路
５１    電圧検出器
５２    電圧誤差アンプ
６０、６０ａ、６０ｂ    ローパスフィルタ
６１、６１ａ、６１ｂ    コイル
６２、６２ａ、６２ｂ    コンデンサ
【図１】
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【図２】
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【図３（ａ）】
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【図３（ｂ）】
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【図３（ｃ）】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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