(57)【要約】【課題】本発明は、出力リップル電圧の増大を招くことなく、軽負荷時の効率向上を実現することが可能な電源装置及びこれを備えた電気機器を提供することを目的とする。【解決手段】本発明に係る電源装置は、トランス１と；巻線Ｎｐに直列接続されたＴｒ２と；Ｖｉ及びＶｄを利用してＴｒ２をオンさせる起動回路３と；自身のオンによってＴｒ２をオフさせるＴｒ４と；Ｖｄを利用してＴｒ４をオン／オフさせる停止回路５と；Ｖｓを平滑化してＶｏを生成する出力平滑回路６と；Ｖｏが閾値に達しているか否かを検出する出力検出回路７と；Ｔｒ４のオフ期間中にＶｏが閾値に達しているときは、Ｖｄを利用してＴｒ４のオンタイミングを早める一方、Ｔｒ４のオン期間中にＶｏが閾値に達しているときは、強制オン期間が経過するまで、又は、それより早くＶｏが閾値を下回るまで、Ｔｒ４のオフタイミングを遅らせる停止制御回路８と；を有して成る構成とされている。【選択図】図１
2007336726.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
１次入力巻線、２次出力巻線、並びに、３次帰還巻線を備えたトランスと；１次入力巻線に直列接続された発振用トランジスタと；入力電圧及び３次帰還巻線の誘起電圧を利用して前記発振用トランジスタをオンさせる起動回路と；自身のオンによって前記発振用トランジスタをオフさせる発振制御用トランジスタと；３次帰還巻線の誘起電圧を利用して前記発振制御用トランジスタをオン／オフさせる停止回路と；２次出力巻線の両端間に現れる誘起電圧を平滑化して出力電圧を生成する出力平滑回路と；前記出力電圧が所定の閾値に達しているか否かを検出する出力検出回路と；前記発振制御用トランジスタのオフ期間中に前記出力電圧が所定の閾値に達しているときは、３次帰還巻線の誘起電圧を利用して前記発振制御用トランジスタのオンタイミングを早める一方、前記発振制御用トランジスタのオン期間中に前記出力電圧が所定の閾値に達しているときは、所定の強制オン期間が経過するまで、或いは、それよりも早く前記出力電圧が所定の閾値を下回るまで、前記発振制御用トランジスタのオフタイミングを遅らせる停止制御回路と；を有して成ることを特徴とする電源装置。
【請求項２】
一端が入力電圧の印加端に接続された１次入力巻線と、１次入力巻線と逆相の電圧が誘起される２次出力巻線と、１次入力巻線と同相の電圧が誘起される３次帰還巻線と、を備えたトランスと；１次入力巻線の他端と接地端との間に接続されたＮチャネル型電界効果トランジスタである発振用トランジスタと；前記入力電圧の印加端と前記発振用トランジスタのゲートとの間に接続された起動用抵抗と、３次帰還巻線の一端と前記発振用トランジスタのゲートとの間に接続された正帰還回路と、を備え、前記入力電圧及び３次帰還巻線の一端に現れる誘起電圧を利用して前記発振用トランジスタをオンさせる起動回路と；前記発振用トランジスタのゲートと接地端との間に接続され、自身のオンによって前記発振用トランジスタをオフさせるｎｐｎ型バイポーラトランジスタである発振制御用トランジスタと；前記発振制御用トランジスタのベースと接地端との間に接続された第１キャパシタと、３次帰還巻線の一端と前記発振制御用トランジスタのベースとの間に接続された充放電回路と、を備え、３次帰還巻線の誘起電圧を利用して前記発振制御用トランジスタをオン／オフさせる停止回路と；２次出力巻線の両端間に現れる誘起電圧を平滑化して出力電圧を生成する出力平滑回路と；前記出力電圧が所定の閾値に達しているか否かを検出する出力検出回路と；アノードが３次帰還巻線の一端に接続されたダイオードと、前記ダイオードのカソードと前記発振制御用トランジスタのベースとの間に接続され、前記出力検出回路の検出結果に応じてオン／オフされるバイパススイッチと、前記ダイオードのカソードと接地端との間に接続された第２キャパシタと、を備え、前記発振制御用トランジスタのオフ期間中に前記出力電圧が所定の閾値に達しているときは、前記バイパススイッチをオンさせ、３次帰還巻線の誘起電圧を利用して前記発振制御用トランジスタのオンタイミングを早める一方、前記発振制御用トランジスタのオン期間中に前記出力電圧が所定の閾値に達しているときは、第２キャパシタの充電電荷を利用して前記バイパススイッチのオン状態を維持し、第２キャパシタの放電が進んで前記バイパススイッチをオン状態に維持することができなくなるまで、或いは、それよりも早く前記出力電圧が所定の閾値を下回って前記バイパススイッチがオフされるまで、前記発振制御用トランジスタのオフタイミングを遅らせる停止制御回路と；を有して成ることを特徴とする電源装置。
【請求項３】
前記充放電回路は、第１キャパシタの充電／放電双方に用いられる充放電経路と、第１キャパシタの放電にのみ用いられる放電専用経路と、を有して成ることを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
【請求項４】
１次入力巻線の両端間にスナバ回路を有して成ることを特徴とする請求項２または請求項３に記載の電源装置。
【請求項５】
前記出力検出回路は、前記出力電圧が所定の閾値に達しているか否かに応じて点消灯されるフォトカプラ発光素子を有して成り、前記停止制御回路は、前記バイパススイッチとして、前記フォトカプラ発光素子からの光信号に応じてオン／オフされるフォトカプラ受光素子を有して成ることを特徴とする請求項２〜請求項４のいずれかに記載の電源装置。
【請求項６】
機器の電源手段として、請求項１〜請求項５のいずれかに記載の電源装置を有して成ることを特徴とする電気機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力電圧から所望の出力電圧を生成する電源装置及びこれを備えた電気機器に関するものであり、特に、ＲＣＣ［Ringing Choke Converter］方式の自励型スイッチング電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図６は、自励型スイッチング電源装置の一従来例を示すブロック図である。
【０００３】
本図に示すように、従来より、ＲＣＣ方式（フライバック方式）の自励型スイッチング電源装置は、トランス１０１と、発振用トランジスタ１０２と、発振制御回路１０３と、出力平滑回路１０４と、出力電圧検出回路１０５と、を有して成り、３次帰還巻線Ｎｄの一端に現れる誘起電圧Ｖｄを利用して発振用トランジスタ１０２のゲートに正帰還をかけることで、外部パルスに依ることなく自励的に発振用トランジスタ１０２のオン／オフを行い、発振用トランジスタ１０２のオン期間中にトランス１０１で蓄積されたエネルギをオフ期間中に出力側へ放出する構成とされていた。
【０００４】
また、上記構成から成る自励型スイッチング電源装置の多くは、図６に示すように、出力電圧Ｖｏの検出結果に応じて、発振用トランジスタ１０２のスイッチング周波数やオンデューティを可変制御し、出力電圧Ｖｏを安定化させる構成とされていた。
【０００５】
ところで、ＲＣＣ方式の自励型スイッチング電源装置は、一般に、負荷が軽く、出力電力が小さいほど、発振用トランジスタ１０２のスイッチング周波数が不要に高くなり、損失が増大して効率が低下するという特性を有している（図４の破線Ｌ２を参照）。
【０００６】
そこで、このような軽負荷時の効率低下を回避すべく、従来より、ＲＣＣ方式の自励型スイッチング電源装置には、図６に示すように、発振制御回路１０３にて、外部から入力される制御信号ＥＸ（例えば、機器の待機時にマイコンから入力される待機モード移行信号）を監視し、これに応じて発振用トランジスタ１０２の駆動モードを連続発振モードから間欠発振モードへと移行させる機能（待機時省電力機能）を備えたものも存在した。
【０００７】
なお、上記に関連する従来技術の一例として、特許文献１には、軽負荷であっても、負荷によって出力線に流れる出力電流を検出した際には、動作状態と判定して自励発振動作を連続させる一方、出力線に出力電流が流れない場合には、待機状態と判定し、出力検出電圧を基準電圧と比較して出力電圧の定電圧制御を行う出力電圧検出回路に対して、遅延した出力検出電圧を入力し、連続発振動作から間欠発振動作へと誘導する自励式スイッチング電源回路が開示・提案されている。
【０００８】
また、上記に関連する従来技術の他の一例として、特許文献２には、電流源からの電流により充電されるコンデンサと、オン時に前記コンデンサの充電電荷を出力端子に放電させるスイッチング手段と、前記コンデンサの充電電圧が第１の電圧となったときに前記スイッチング手段をオンさせ、前記コンデンサの充電電圧が該第１の電圧より小さい第２の電圧となったときに前記スイッチング手段をオフさせる制御手段と、を有して成る間欠発振回路及び発振回路が開示・提案されている。
【特許文献１】特開２００２−５１５４６号公報
【特許文献２】特開２００１−２７４６５８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
確かに、図６に示したＲＣＣ方式の自励型スイッチング電源装置であれば、軽負荷時における消費電力を効果的に低減することが可能である。
【００１０】
しかしながら、図６に示したＲＣＣ方式の自励型スイッチング電源装置では、連続発振モードと間欠発振モードとの切換に際して、制御信号ＥＸの外部入力を必要とするため、これが不可能なアプリケーションには適用することができなかった。
【００１１】
なお、特許文献１の従来技術は、所定値以上の出力電流が流れているか否かを検出して連続発振モードと間欠発振モードを切り換える構成であるため、所定値以上の出力電流が流れない限り、間欠発振モードから連続発振モードに切り換わらず、出力リップル電圧が大きくなるおそれがあった。
【００１２】
また、特許文献２の従来技術は、間欠発振方式についてもスイッチング方式についても本願発明との共通点はなく、その本質的構成を異にするものであった。
【００１３】
本発明は、上記の問題点に鑑み、出力リップル電圧の増大を招くことなく、軽負荷時の効率向上を実現することが可能な電源装置及びこれを備えた電気機器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
上記目的を達成すべく、本発明に係る電源装置は、１次入力巻線、２次出力巻線、並びに、３次帰還巻線を備えたトランスと；１次入力巻線に直列接続された発振用トランジスタと；入力電圧及び３次帰還巻線の誘起電圧を利用して前記発振用トランジスタをオンさせる起動回路と；自身のオンによって前記発振用トランジスタをオフさせる発振制御用トランジスタと；３次帰還巻線の誘起電圧を利用して前記発振制御用トランジスタをオン／オフさせる停止回路と；２次出力巻線の両端間に現れる誘起電圧を平滑化して出力電圧を生成する出力平滑回路と；前記出力電圧が所定の閾値に達しているか否かを検出する出力検出回路と；前記発振制御用トランジスタのオフ期間中に前記出力電圧が所定の閾値に達しているときは、３次帰還巻線の誘起電圧を利用して前記発振制御用トランジスタのオンタイミングを早める一方、前記発振制御用トランジスタのオン期間中に前記出力電圧が所定の閾値に達しているときは、所定の強制オン期間が経過するまで、或いは、それよりも早く前記出力電圧が所定の閾値を下回るまで、前記発振制御用トランジスタのオフタイミングを遅らせる停止制御回路と；を有して成る構成（第１の構成）とされている。
【００１５】
より具体的に述べると、本発明に係る電源装置は、一端が入力電圧の印加端に接続された１次入力巻線と、１次入力巻線と逆相の電圧が誘起される２次出力巻線と、１次入力巻線と同相の電圧が誘起される３次帰還巻線と、を備えたトランスと；１次入力巻線の他端と接地端との間に接続されたＮチャネル型電界効果である発振用トランジスタと；前記入力電圧の印加端と前記発振用トランジスタのゲートとの間に接続された起動用抵抗と、３次帰還巻線の一端と前記発振用トランジスタのゲートとの間に接続された正帰還回路と、を備え、前記入力電圧及び３次帰還巻線の一端に現れる誘起電圧を利用して前記発振用トランジスタをオンさせる起動回路と；前記発振用トランジスタのゲートと接地端との間に接続され、自身のオンによって前記発振用トランジスタをオフさせるｎｐｎ型バイポーラトランジスタである発振制御用トランジスタと；前記発振制御用トランジスタのベースと接地端との間に接続された第１キャパシタと、３次帰還巻線の一端と前記発振制御用トランジスタのベースとの間に接続された充放電回路とを備え、３次帰還巻線の誘起電圧を利用して前記発振制御用トランジスタをオン／オフさせる停止回路と；２次出力巻線の両端間に現れる誘起電圧を平滑化して出力電圧を生成する出力平滑回路と；前記出力電圧が所定の閾値に達しているか否かを検出する出力検出回路と；アノードが３次帰還巻線の一端に接続されたダイオードと、前記ダイオードのカソードと前記発振制御用トランジスタのベースとの間に接続され、前記出力検出回路の検出結果に応じてオン／オフされるバイパススイッチと、前記ダイオードのカソードと接地端との間に接続された第２キャパシタとを備え、前記発振制御用トランジスタのオフ期間中に前記出力電圧が所定の閾値に達しているときは、前記バイパススイッチをオンさせ、３次帰還巻線の誘起電圧を利用して前記発振制御用トランジスタのオンタイミングを早める一方、前記発振制御用トランジスタのオン期間中に前記出力電圧が所定の閾値に達しているときは、第２キャパシタの充電電荷を利用して前記バイパススイッチのオン状態を維持し、第２キャパシタの放電が進んで前記バイパススイッチをオン状態に維持することができなくなるまで、或いは、それよりも早く前記出力電圧が所定の閾値を下回って前記バイパススイッチがオフされるまで、前記発振制御用トランジスタのオフタイミングを遅らせる停止制御回路と；を有して成る構成（第２の構成）とされている。
【００１６】
なお、上記第２の構成から成る電源装置において、前記充放電回路は、第１キャパシタの充電／放電双方に用いられる充放電経路と、第１キャパシタの放電にのみ用いられる放電専用経路と、を有して成る構成（第３の構成）にするとよい。
【００１７】
また、上記第２または第３の構成から成る電源装置は、１次入力巻線の両端間にスナバ回路を有して成る構成（第４の構成）にするとよい。
【００１８】
また、上記第２〜第４何れかの構成から成る電源装置にて、前記出力検出回路は、前記出力電圧が所定の閾値に達しているか否かに応じて点消灯されるフォトカプラ発光素子を有して成り、前記停止制御回路は、前記バイパススイッチとして、前記フォトカプラ発光素子からの光信号に応じてオン／オフされるフォトカプラ受光素子を有して成る構成（第５の構成）にするとよい。
【００１９】
また、本発明に係る電気機器は、機器の電源手段として、上記第１〜第５いずれかの構成から成る電源装置を有して成る構成（第６の構成）とされている。
【発明の効果】
【００２０】
本発明に係る電源装置及びこれを備えた電気機器であれば、出力リップル電圧の増大を招くことなく、軽負荷時の効率向上を実現することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
図１は、本発明に係る自励型スイッチング電源装置の第１実施形態を示す図である。
【００２２】
本図に示す通り、本実施形態の電源装置は、トランス１と、発振用トランジスタ２と、起動回路３と、発振制御用トランジスタ４と、停止回路５と、出力平滑回路６と、出力検出回路７と、停止制御回路８と、スナバ回路９と、入力平滑回路１０と、を有して成る。
【００２３】
トランス１は、一端が入力電圧Ｖｉの印加端に接続された１次入力巻線Ｎｐ（巻き数：ｎｐ）と、１次入力巻線Ｎｐと逆相の電圧（誘起電圧Ｖｓ）が誘起される２次出力巻線Ｎｓ（巻き数：ｎｓ）と、１次入力巻線Ｎｐと同相の電圧（誘起電圧Ｖｄ）が誘起される３次帰還巻線Ｎｄ（巻き数：ｎｄ）と、を備えて成る。
【００２４】
発振用トランジスタ２は、１次入力巻線Ｎｐの他端と接地端との間に接続されたＮチャネル型電界効果トランジスタＱ１である。
【００２５】
起動回路３は、抵抗Ｒ１〜Ｒ３と、キャパシタＣ３と、を有して成る。抵抗Ｒ１は、入力電圧Ｖｉの印加端とトランジスタＱ１のゲートとの間に接続されている。抵抗Ｒ２は、トランジスタＱ１のゲートと接地端との間に接続されている。抵抗Ｒ３及びキャパシタＣ３は、トランジスタＱ１のゲートと３次帰還巻線Ｎｄの一端（誘起電圧Ｖｄの引出端）との間に直列接続されている。
【００２６】
発振制御用トランジスタ４は、トランジスタＱ１のゲートと接地端との間に接続されたｎｐｎ型バイポーラトランジスタＱ２である。
【００２７】
停止回路５は、抵抗Ｒ４〜Ｒ５と、キャパシタＣ１と、ダイオードＤ１と、を有して成る。抵抗Ｒ４の一端とダイオードＤ１のカソードは、いずれも３次帰還巻線Ｎｄの一端に接続されている。ダイオードＤ１のアノードは、抵抗Ｒ５の一端に接続されている。抵抗Ｒ４〜Ｒ５の他端は、いずれもトランジスタＱ２のベースに接続されている。キャパシタＣ１は、トランジスタＱ２のベースと接地端との間に接続されている。
【００２８】
出力平滑回路６は、ダイオードＤ３と、キャパシタＣ５と、を有して成る。ダイオードＤ３のアノードは、２次出力巻線Ｎｓの一端に接続されている。ダイオードＤ３のカソードは、キャパシタＣ５の一端に接続されている。キャパシタＣ５の他端は、２次出力巻線Ｎｓの他端に接続される一方、接地端にも接続されている。キャパシタＣ５の両端間電圧は、出力電圧Ｖｏとして引き出される。
【００２９】
出力検出回路７は、抵抗Ｒ７〜Ｒ９と、ｎｐｎ型バイポーラトランジスタＱ４と、ツェナダイオードＺＤと、を有して成る。ツェナダイオードＺＤのカソードは、キャパシタＣ５の一端（高電位端）に接続されている。ツェナダイオードＺＤのアノードは、抵抗Ｒ８を介してトランジスタＱ４のベースに接続される一方、抵抗Ｒ９を介して接地端にも接続されている。トランジスタＱ４のコレクタは、抵抗Ｒ７を介して停止制御回路８の信号入力端（後述するトランジスタＱ３のベース）に接続されている。トランジスタＱ４のエミッタは、接地端に接続されている。
【００３０】
停止制御回路８は、抵抗Ｒ６と、ダイオードＤ２と、ｐｎｐ型バイポーラトランジスタＱ３と、キャパシタＣ２と、を有して成る。ダイオードＤ２のアノードは、３次帰還巻線Ｎｄの一端に接続されている。ダイオードＤ２のカソードは、抵抗Ｒ６を介してトランジスタＱ３のエミッタに接続される一方、キャパシタＣ２を介して接地端にも接続されている。トランジスタＱ３のコレクタは、トランジスタＱ２のベースに接続されている。
【００３１】
スナバ回路９は、抵抗Ｒ１０と、ダイオードＤ４と、キャパシタＣ４を有して成る。抵抗Ｒ１０とキャパシタＣ４の各一端は、いずれも１次入力巻線Ｎｐの一端に接続されている。抵抗Ｒ１０とキャパシタＣ４の各他端は、いずれもダイオードＤ４のカソードに接続されている。ダイオードＤ４のアノードは、１次入力巻線Ｎｐの他端に接続されている。
【００３２】
入力平滑回路１０は、入力電圧Ｖｉの印加端と接地端との間に接続されたキャパシタＣ６から成る。
【００３３】
次に、上記構成から成る自励型スイッチング電源装置の動作について詳細に説明する。
【００３４】
まず、連続発振動作の原理について、先出の図１とともに、図２を参照しながら詳細な説明を行う。
【００３５】
図２は、１次入力巻線Ｎｐの他端電圧Ｖｐ、及び、３次帰還巻線Ｎｄの誘起電圧Ｖｄの一挙動例を示す電圧波形図である。
【００３６】
入力電圧Ｖｉが印加されると、抵抗Ｒ１を介して、トランジスタＱ１のゲート電圧Ｖｘが上昇する。そして、トランジスタＱ１のゲート電圧Ｖｘがオンスレッショルド電圧に達したとき、トランジスタＱ１がオンする。
【００３７】
トランジスタＱ１がオンすると、１次入力巻線Ｎｐの他端電圧Ｖｐは接地電位となり、１次巻線Ｎｐには電流が流れ、その両端間には所定の電位差（ほぼ入力電圧Ｖｉ）がかかる。このように、１次巻線Ｎｐの両端間に電位差Ｖｉが生じると、３次帰還巻線Ｎｄにも両者の巻線比（ｎｄ／ｎｐ）に応じた誘起電圧Ｖｄ（＝ｎｄ／ｎｐ×Ｖｉ）が生じる。その結果、トランジスタＱ１のゲートには、抵抗Ｒ１を介する経路だけでなく、キャパシタＣ３と抵抗Ｒ３を介する経路でも、電荷が送り込まれる形となる。従って、トランジスタＱ１のゲート電圧Ｖｘは、抵抗Ｒ１のみを介して電荷の供給を受ける場合よりも素早く上昇され、トランジスタＱ１は、速やかに安定状態に移行される。
【００３８】
また、３次帰還巻線Ｎｄに正の誘起電圧Ｖｄが生じると、抵抗Ｒ４を介してキャパシタＣ１に電荷が蓄えられる。そして、キャパシタＣ１の端子電圧（充電電圧）が上昇し、トランジスタＱ２のエミッタ・ベース間電圧がそのオンスレッショルド電圧に達したとき、トランジスタＱ２がオンして、トランジスタＱ１のゲート電圧Ｖｘを接地電位まで引き落とす形となる。従って、トランジスタＱ２のオンによりトランジスタＱ１がオフされる。
【００３９】
このとき、出力電圧Ｖｏが所定の閾値に達しておらず、ツェナダイオードＺＤがオンしていなければ、トランジスタＱ４及びトランジスタＱ３は、いずれもオフしているので、キャパシタＣ１への充電経路は、抵抗Ｒ４を介する経路のみとなる。従って、キャパシタＣ１の電圧上昇速度（充電速度）は、単純に抵抗Ｒ４とキャパシタＣ１の時定数によって決まることになる。
【００４０】
一方、出力電圧Ｖｏが所定の閾値に達しており、ツェナダイオードＺＤがオンしているときには、トランジスタＱ４及びトランジスタＱ３がいずれもオンされるので、キャパシタＣ１には、抵抗Ｒ４を介する経路だけでなく、ダイオードＤ２、抵抗Ｒ６、並びに、トランジスタＱ３を介する経路でも、電荷が送り込まれる形となる。
【００４１】
従って、抵抗Ｒ４の抵抗値（数［ｋΩ］）に比べて、抵抗Ｒ６の抵抗値を小さい値（数百［Ω］）に設定することで、ツェナダイオードＺＤがオフしているときに比べて、トランジスタＱ２のオンタイミングを早めることができる。すなわち、出力電圧Ｖｏが所定の閾値（目標値）に達していることに鑑み、トランス１のエネルギチャージ期間を短くして出力電圧Ｖｏを所望値に合わせ込むことが可能となる。
【００４２】
トランジスタＱ２のオンによって、トランジスタＱ１がオフされることにより、１次入力巻線Ｎｐの両端間には逆起電力が発生するので、全ての極性が反転され、２次出力巻線Ｎｓの誘起電圧Ｖｓは、それまでのマイナス電位（−ｎｓ／ｎｐ×Ｖｉ）からプラス電位に反転される。その結果、ダイオードＤ３が導通され、キャパシタＣ５に電荷が蓄積されて、出力電圧Ｖｏが生じることになる。
【００４３】
このとき、３次帰還巻線Ｎｄの誘起電圧Ｖｄは、それまでのプラス電位（ｎｄ／ｎｐ×Ｖｉ）からマイナス電位（−ｎｄ／ｎｓ×Ｖｏ）に反転される。このような極性反転により、ダイオードＤ１が導通するので、キャパシタＣ１の電荷は、抵抗Ｒ４を介する経路だけでなく、抵抗Ｒ５とダイオードＤ１を介する経路でも引き抜かれる形となる。従って、出力電圧Ｖｏが所定の閾値に達しておらず、ツェナダイオードＺＤがオフしていれば、トランジスタＱ２は、キャパシタＣ１の放電に伴って遅滞なくオフされることになる。
【００４４】
なお、本実施形態の停止回路５には、上記のように、キャパシタＣ１の充放電回路として、キャパシタＣ１の充電／放電双方に用いられる充放電経路（抵抗Ｒ４）だけでなく、キャパシタＣ１の放電にのみ用いられる放電専用経路（抵抗Ｒ５及びダイオードＤ１）が設けられている。このような構成とすることにより、キャパシタＣ１の充電時における正の誘起電圧Ｖｄ（＝ｎｄ／ｎｐ×Ｖｉ）と、放電時における負の誘起電圧Ｖｄ（＝−ｎｄ／ｎｓ×Ｖｏ）を双方考慮して、抵抗Ｒ４〜Ｒ５の抵抗値を適宜調整することにより、キャパシタＣ１の充放電波形を所望の波形に整形することが可能となる。
【００４５】
また、２次出力巻線Ｎｓの両端間に出力電圧Ｖｏが生じたとき、１次巻線Ｎｐの他端電圧Ｖｐは、それまでの接地電位からプラス電位（ｎｐ／ｎｓ×Ｖｏ＋Ｖｉ）に上昇する。このような極性反転に際して、１次巻線Ｎｐの他端電圧Ｖｐには、１次巻線Ｎｐの漏洩インダクタンスによるスパイク電圧を生じるが、当該スパイク電圧は、１次入力巻線Ｎｐの両端間に設けられたスナバ回路９によって、回路に支障を生じない電圧レベル（トランジスタＱ１の耐圧レベル以下）に抑制されている。
【００４６】
上記極性反転の後、トランジスタＱ１のオン期間中に蓄えられたトランス１のエネルギを全て２次出力巻線Ｎｓに伝達し終わる、すなわち、２次出力巻線ＮｓがダイオードＤ３を介して電流を全て流し切ると、１次入力巻線Ｎｐの他端電圧Ｖｐには、１次入力巻線Ｎｐの寄生インダクタンス成分とトランジスタＱ１のソース・ドレイン間に付随する寄生容量成分によるリンギングが発生する。また、これに誘起される形で、３次帰還巻線Ｖｄの誘起電圧Ｖｄにも、同相のリンギングが生じる。
【００４７】
このとき、３次帰還巻線Ｖｄの誘起電圧Ｖｄは、それまでのマイナス電位から一時的にプラス電位に立ち上がるため、キャパシタＣ３及び抵抗Ｒ３を介して、トランジスタＱ１のゲート電圧Ｖｘが上昇し、トランジスタＱ１が再びオンされる。そして、以後も先述の動作が繰り返される。このようにして、本実施形態の自励型スイッチング電源装置では、連続発振動作が実現されている。
【００４８】
次に、間欠発振動作の原理について、先出の図１とともに、図３を参照しながら詳細な説明を行う。
【００４９】
図３は、本実施形態における自励型スイッチング電源装置の間欠発振動作を説明するための電圧波形図である。
【００５０】
先にも述べたように、トランジスタＱ１がオンされ、１次巻線Ｎｐの両端間に電位差Ｖｉが生じると、３次帰還巻線Ｎｄにも正の誘起電圧Ｖｄが生じる。このとき、キャパシタＣ２では、ダイオードＤ２を介して電荷が蓄えられ、正の端子電圧Ｖｙが生成される。
【００５１】
キャパシタＣ２が設けられていない場合、トランジスタＱ１のオフ期間には、３次帰還巻線Ｎｄの誘起電圧Ｖｄがマイナス電位となるので、たとえツェナダイオードＺＤが長時間に亘ってオンとなっている状態（例えば軽負荷状態）であっても、トランジスタＱ３は動作し得ず、キャパシタＣ１が遅滞なく放電されて、トランジスタＱ２がオフとされ、先述の連続発振動作が継続されてしまう。その結果、軽負荷時の効率低下が生じる。
【００５２】
一方、本実施形態における自励型スイッチング電源装置では、トランジスタＱ１のオフ期間（誘起電圧Ｖｄのマイナス期間）であっても、キャパシタＣ２の端子電圧Ｖｙを用いて、トランジスタＱ３を動作可能な状態に維持することができる。従って、トランジスタＱ１のオフ期間でも、ツェナダイオードＺＤがオンされているときには、トランジスタＱ４及びトランジスタＱ３がオンされるので、抵抗Ｒ６及びトランジスタＱ３を介して、キャパシタＣ２からキャパシタＣ１に電荷を供給することが可能となる。
【００５３】
すなわち、キャパシタＣ１は、停止回路５を構成する充放電回路（抵抗Ｒ４〜Ｒ５及びダイオードＤ１）を介して、電荷を引き抜かれる一方、トランジスタＱ３を介して、キャパシタＣ２から電荷を補充されるので、当該電荷補充分だけトランジスタＱ２のオフタイミングが遅延される形となる。
【００５４】
このように、トランジスタＱ１のオフ期間（トランジスタＱ２のオン期間）において、ツェナダイオードＺＤがオンとなっていれば、キャパシタＣ２からキャパシタＣ１への電荷補充によって、トランジスタＱ２は強制的にオン状態に維持される。この状態では、トランジスタＱ１のゲート電圧Ｖｘが接地電位に引き落とされているので、２次出力巻線ＮｓがダイオードＤ３を介して電流を全て流し切り、３次帰還巻線Ｖｄの誘起電圧Ｖｄにリンギングが発生しても、トランジスタＱ１がオンすることはない。
【００５５】
なお、誘起電圧Ｖｄのリンギングは、時間の経過とともに減衰していくため、その振幅がトランジスタＱ１のオンスレッショルド電圧以下まで減衰すれば、それ以後にトランジスタＱ２がオフとなり、トランジスタＱ１のゲート電圧Ｖｘがリンギングに応じて上昇したとしても、トランジスタＱ１がオンすることはない。
【００５６】
また、先にも述べたように、トランジスタＱ１のオフ期間には、３次帰還巻線Ｎｄの誘起電圧Ｖｄがマイナス電位となっているので、キャパシタＣ２への電荷の供給はなく、キャパシタＣ２の端子電圧Ｖｙは、低下する一方となる。
【００５７】
従って、キャパシタＣ２を設けたことにより、トランジスタＱ２のオフタイミングは、キャパシタＣ２の放電が進んでトランジスタＱ３をオン状態に維持することができなくなるまで、或いは、それよりも早く出力電圧Ｖｏが所定の閾値を下回ってトランジスタＱ３がオフされるまで、遅延されることになる。
【００５８】
上記のように、トランジスタＱ２のオフタイミングを遅らせることによって、連続発振動作が一旦停止されると、キャパシタＣ２によるトランジスタＱ２の強制オン期間（トランジスタＱ１の強制オフ期間）が経過し、初回起動時と同様、抵抗Ｒ１を介してトランジスタＱ１のゲート電圧Ｖｘがオンスレッショルド電圧Ｖｔｈに高められるまで、装置は発振休止状態となる。
【００５９】
すなわち、装置の発振休止期間は、キャパシタＣ２によるトランジスタＱ２の強制オン期間（トランジスタＱ１の強制オフ期間）と、抵抗Ｒ１によるトランジスタＱ１の再起動期間との合算期間となる。
【００６０】
このように、本実施形態における自励型スイッチング電源装置であれば、出力電圧Ｖｏの検出結果に基づいて、トランジスタＱ１の駆動モードを連続発振モードから間欠発振モードへと自動的に移行させることができるので、軽負荷時における消費電力を効果的に低減することが可能である。
【００６１】
また、本実施形態における自励型スイッチング電源装置では、トランジスタＱ１のオフ期間（トランジスタＱ２のオン期間）にツェナダイオードＺＤがオン状態を維持していても、キャパシタＣ２にチャージされている電荷がなくなれば、トランジスタＱ３はオフされるので、トランジスタＱ２は、出力電圧Ｖｏが所定の閾値を下回って、ツェナダイオードＺＤがオフするのを待つことなく、オフされることになる。
【００６２】
すなわち、本実施形態における自励型スイッチング電源装置であれば、キャパシタＣ２の容量を適宜調整することにより、トランジスタＱ１の駆動モードを間欠発振モードから連続発振モードへ復帰させるタイミングを任意に設定することが可能となる。
【００６３】
従って、本実施形態における自励型スイッチング電源装置であれば、トランジスタＱ１の駆動モードを連続発振モードから間欠発振モードに自動移行させることで、軽負荷時の効率向上を実現するだけでなく、連続発振モードへの復帰タイミングを任意に設定することで、出力リップル電圧の増大を回避することも可能となる。
【００６４】
なお、キャパシタＣ２がチャージされていても、トランジスタＱ１のオフ期間（トランジスタＱ２のオン期間）にツェナダイオードＺＤがオフであれば、間欠発振動作への移行はなく、連続発振動作が継続される。また、トランジスタＱ１のオフ期間（トランジスタＱ２のオン期間）にツェナダイオードＺＤがオンであり、キャパシタＣ２の端子電圧Ｖｙを用いてトランジスタＱ２が一旦オン状態に維持された場合でも、３次帰還巻線Ｎｄの誘起電圧Ｖｄにリンギングが生じる前に、或いは、当該リンギングが減衰し切る前に、ツェナダイオードＺＤがオフとなった場合やキャパシタＣ２にチャージされている電荷がなくなった場合には、連続発振動作が継続される。
【００６５】
上記したように、本発明に係る自励型スイッチング電源装置は、１次入力巻線Ｎｐ、２次出力巻線Ｎｓ、並びに、３次帰還巻線Ｎｄを備えたトランス１と；１次入力巻線Ｎｐに直列接続された発振用トランジスタ２と；入力電圧Ｖｉ及び３次帰還巻線Ｎｄの誘起電圧Ｖｄを利用して発振用トランジスタ２をオンさせる起動回路３と；自身のオンによって発振用トランジスタ２をオフさせる発振制御用トランジスタ４と；３次帰還巻線Ｎｄの誘起電圧Ｖｄを利用して発振制御用トランジスタ２をオン／オフさせる停止回路５と；２次出力巻線Ｎｓの両端間に現れる誘起電圧Ｖｓを平滑化して出力電圧Ｖｏを生成する出力平滑回路６と；出力電圧Ｖｏが所定の閾値に達しているか否かを検出する出力検出回路７と；発振制御用トランジスタ４のオフ期間中に出力電圧Ｖｏが所定の閾値に達しているときは３次帰還巻線Ｎｄの誘起電圧Ｖｄを利用して発振制御用トランジスタ４のオンタイミングを早める一方、発振制御用トランジスタ４のオン期間中に出力電圧Ｖｏが所定の閾値に達しているときは、所定の強制オン期間が経過するまで、或いは、それよりも早く出力電圧Ｖｏが所定の閾値を下回るまで、発振制御用トランジスタ４のオフタイミングを遅らせる停止制御回路８と；を有して成る構成とされている。
【００６６】
より具体的に述べると、本発明に係る自励型スイッチング電源装置は、一端が入力電圧Ｖｉの印加端に接続された１次入力巻線Ｎｐと、１次入力巻線Ｎｐと逆相の電圧が誘起される２次出力巻線Ｎｓと、１次入力巻線Ｎｐと同相の電圧が誘起される３次帰還巻線Ｎｄと、を備えたトランス１と；１次入力巻線Ｎｐの他端と接地端との間に接続されたＮチャネル型電界効果トランジスタＱ１である発振用トランジスタ２と；入力電圧Ｖｉの印加端とトランジスタＱ１のゲートとの間に接続された起動用抵抗Ｒ１と、３次帰還巻線Ｎｄの一端とトランジスタＱ１のゲートとの間に接続された正帰還回路（抵抗Ｒ３及びキャパシタＣ３）と、を備え、入力電圧Ｖｉ及び３次帰還巻線Ｎｄの一端に現れる誘起電圧Ｖｄを利用してトランジスタＱ１をオンさせる起動回路３と；トランジスタＱ１のゲートと接地端との間に接続され、自身のオンによってトランジスタＱ１をオフさせるｎｐｎ型バイポーラトランジスタＱ２である発振制御用トランジスタ４と；トランジスタＱ２のベースと接地端との間に接続された第１キャパシタＣ１と、３次帰還巻線Ｎｄの一端とトランジスタＱ２のベースとの間に接続された充放電回路（抵抗Ｒ４など）とを備え、３次帰還巻線Ｎｄの誘起電圧Ｖｄを利用してトランジスタＱ２をオン／オフさせる停止回路５と；２次出力巻線Ｎｓの両端間に現れる誘起電圧Ｖｓを平滑化して出力電圧Ｖｏを生成する出力平滑回路６と；出力電圧Ｖｏが所定の閾値に達しているか否かを検出する出力検出回路７と；アノードが３次帰還巻線Ｎｄの一端に接続されたダイオードＤ２と、ダイオードＤ２のカソードとトランジスタＱ２のベースとの間に接続され、出力検出回路７の検出結果に応じてオン／オフされるバイパススイッチ（第１実施形態ではトランジスタＱ３）と、ダイオードＤ２のカソードと接地端との間に接続された第２キャパシタＣ２と、を備え、トランジスタＱ２のオフ期間中に出力電圧Ｖｏが所定の閾値に達しているときは、前記バイパススイッチをオンさせ、３次帰還巻線Ｎｄの誘起電圧Ｖｄを利用してトランジスタＱ２のオンタイミングを早める一方、トランジスタＱ２のオン期間中に出力電圧Ｖｏが所定の閾値に達しているときは、第２キャパシタＣ２の充電電荷を利用して前記バイパススイッチのオン状態を維持し、第２キャパシタＣ２の放電が進んで前記バイパススイッチがオフされるまで、或いは、それよりも早く出力電圧Ｖｏが所定の閾値を下回って前記バイパススイッチがオフされるまで、トランジスタＱ２のオフタイミングを遅らせる停止制御回路８と；を有して成る構成とされている。
【００６７】
このような構成とすることにより、出力リップル電圧の増大を招くことなく、軽負荷時の効率向上を実現することが可能となる。
【００６８】
図４は、軽負荷時における効率向上を説明するための図（出力電力と効率との相関図）である。なお、本図において、実線Ｌ１は、本発明を適用した自励型スイッチング電源装置の効率を示しており、破線Ｌ２は、従来構成（連続発振動作を常時継続する構成）の自励型スイッチング電源装置の効率を参考までに示している。本図に示すように、本実施形態の自励型スイッチング電源装置であれば、従来構成の自励型スイッチング電源装置に比べて、軽負荷時の効率（言い換えれば、間欠発振動作が行われる出力電力区間の効率）を大幅に向上することが可能となる。
【００６９】
なお、本発明の構成は、上記実施形態のほか、発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。
【００７０】
例えば、上記実施形態では、出力検出回路７と停止制御回路８との間を絶縁しない構成を例に挙げて説明を行ったが、本発明の構成はこれに限定されるものではなく、図５に示すように、フォトカプラを用いて、出力検出回路７’と停止制御回路８’との間を絶縁しても構わない。
【００７１】
なお、図５に示す自励型スイッチング電源装置において、出力検出回路７’は、出力電圧Ｖｏが所定の閾値に達しているか否かに応じて点消灯されるフォトカプラ発光素子（発光ダイオードＬＥＤ）を有して成り、また、停止制御回路８’は、前記バイパススイッチとして、先述のトランジスタＱ３に代えて、発光ダイオードＬＥＤからの光信号に応じてオン／オフされるフォトカプラ受光素子（フォトトランジスタＰＴ）を有して成る。
【００７２】
このような構成とすることにより、トランス１の１次側と２次側を絶縁することができるので、例えば、水回りで使用される洗濯機やＩＨクッキングヒータなどの家電製品に搭載される電源装置について、その安全性を高めることが可能となる。
【００７３】
また、上記実施形態では、ツェナダイオードＺＤのオン／オフに応じて出力電圧Ｖｏの検出を行う構成を例に挙げて説明を行ったが、本発明の構成はこれに限定されるものではなく、より高精度の検出が必要である場合には、出力電圧Ｖｏ（或いはその分圧電圧）と所定の閾値電圧とを比較するコンパレータを設け、その比較結果を停止制御回路８に送出する構成としても構わない。
【産業上の利用可能性】
【００７４】
本発明は、洗濯機やＩＨクッキングヒータなどの家電製品、バッテリ充電器やＡＣアダプタなど、種々の電気機器に搭載される電源装置に幅広く適用することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００７５】
【図１】は、本発明に係る自励型スイッチング電源装置の第１実施形態を示す回路図である。
【図２】は、１次入力巻線Ｎｐの他端電圧Ｖｐ、及び、３次帰還巻線Ｎｄの誘起電圧Ｖｄの一挙動例を示す電圧波形図である。
【図３】は、本実施形態における自励型スイッチング電源装置の間欠発振動作を説明するための電圧波形図である。
【図４】は、軽負荷時における効率向上を説明するための図である。
【図５】は、本発明に係る自励型スイッチング電源装置の第２実施形態を示す回路図である。
【図６】は、自励型スイッチング電源装置の一従来例を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００７６】
１    トランス
２    発振用トランジスタ
３    起動回路
４    発振制御用トランジスタ
５    停止回路
６    出力平滑回路
７、７’    出力電圧検出回路
８、８’    停止制御回路
９    スナバ回路
１０  入力平滑回路
Ｎｐ    １次入力巻線
Ｎｓ    ２次出力巻線
Ｎｄ    ３次帰還巻線
Ｑ１    Ｎチャネル型電界効果トランジスタ
Ｑ２    ｎｐｎ型バイポーラトランジスタ
Ｑ３    ｐｎｐ型バイポーラトランジスタ
Ｑ４    ｎｐｎ型バイポーラトランジスタ
Ｒ１〜Ｒ１１    抵抗
Ｃ１〜Ｃ６    キャパシタ
Ｄ１〜Ｄ４    ダイオード
ＺＤ    ツェナダイオード
ＬＥＤ    フォトカプラ発光素子（発光ダイオード）
ＰＴ    フォトカプラ受光素子（フォトトランジスタ）
【図１】
2007336726.tif 000003
【図２】
2007336726.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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