(57)【要約】      （修正有）【課題】  増幅素子の制御端子に印加されるバイアス電圧を一定にして、出力レベルを指示する信号に応じて動作電圧（電源電圧）を変化させて出力電力を制御する高周波電力増幅回路において、受信帯への信号の漏れを低減させることができる出力電力制御技術を提供する。【解決手段】  出力レベルを指示する信号（Ｖramp）に応じて増幅素子（２１１〜２１３）に供給される動作電圧（Ｖldo）を変化させて出力電力を制御する動作電圧制御回路（２２０）を備えた高周波電力増幅器（２１０、２２０）において、増幅素子に供給される動作電圧を出力する電源制御用トランジスタ（Ｑ０）にバイポーラ・トランジスタを用いる。また、出力レベルを指示する信号がその可変範囲の最大レベルにされた場合にも、上記電源制御用トランジスタが飽和領域に入らないように制限するクランプ回路（２２２）を設けるようにした。【選択図】  図１
2007019784.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
高周波電力増幅回路の増幅素子に供給される動作電圧を、出力レベルを指示する制御信号に応じて変化させて出力電力を制御する動作電圧制御回路であって、
電源電圧を受けて前記増幅素子に供給される動作電圧を出力する電源制御用トランジスタと、前記制御信号に応じて該電源制御用トランジスタを駆動する制御回路とを備え、前記電源制御用トランジスタとしてバイポーラ・トランジスタが用いられ、前記制御回路は、前記制御信号の可変範囲において前記電源制御用トランジスタが常に線形領域で動作するように制御する動作電圧制御回路。
【請求項２】
前記制御回路は、前記制御信号を一方の入力端子に受け前記電源制御用バイポーラ・トランジスタの出力電圧に応じたフィードバック電圧を他方の入力端子に受ける第１の差動増幅回路と、前記電源制御用バイポーラ・トランジスタの出力電圧を一方の入力端子に受け基準となる電圧と比較してその電位差に応じた電圧により前記フィードバック電圧を変位させる第２の差動増幅回路とを備える請求項１に記載の動作電圧制御回路。
【請求項３】
高周波電力増幅回路の増幅素子に供給される動作電圧を、出力レベルを指示する制御信号に応じて変化させて出力電力を制御する動作電圧制御回路であって、
電源電圧を受けて前記増幅素子に供給される動作電圧を出力する電源制御用バイポーラ・トランジスタと、前記制御信号に応じて該トランジスタを駆動する駆動回路と、前記トランジスタの出力電圧を該トランジスタが飽和領域で動作しないようにクランプするクランプ回路と、を備えていることを特徴とする動作電圧制御回路。
【請求項４】
前記駆動回路は、前記制御信号を一方の入力端子に受け前記電源制御用バイポーラ・トランジスタの出力電圧に応じたフィードバック電圧を他方の入力端子に受ける第１の差動増幅回路からなり、
前記クランプ回路は、前記電源制御用バイポーラ・トランジスタの出力電圧を一方の入力端子に受け基準となる電圧と比較してその電位差に応じた電圧により前記フィードバック電圧を変位させる第２の差動増幅回路からなる請求項３に記載の動作電圧制御回路。
【請求項５】
前記フィードバック電圧は、前記第１の差動増幅回路の前記他方の入力端子と基準電位との間に接続された第１の抵抗と、前記前記電源制御用バイポーラ・トランジスタの出力端子と前記第１の差動増幅回路の前記他方の入力端子との間に接続された第２の抵抗とによって抵抗分割されて生成され、前記第２の差動増幅回路の出力トランジスタは前記第１の抵抗に電流を流して前記フィードバック電圧を変位させるように構成されている請求項４に記載の動作電圧制御回路。
【請求項６】
前記第２の差動増幅回路の差動入力トランジスタに流れる電流と前記出力トランジスタに流れる電流の比は、１：１０以下である請求項５に記載の動作電圧制御回路。
【請求項７】
複数の増幅素子と該増幅素子の制御端子にバイアス電圧を与えるバイアス回路を備えた高周波電力増幅回路と、前記バイアス電圧が固定された状態で送信出力レベルを指示する制御信号に応じて前記増幅素子に供給すべき動作電圧を変化させて出力電力を制御する動作電圧制御回路とを有する高周波電力増幅器であって、
前記動作電圧制御回路は、電源電圧を受けて前記増幅素子に供給される動作電圧を出力する電源制御用バイポーラ・トランジスタと、前記制御信号に応じて該トランジスタを駆動する駆動回路と、前記トランジスタの出力電圧を該トランジスタが飽和領域で動作しないようにクランプするクランプ回路と、を備えている高周波電力増幅器。
【請求項８】
前記駆動回路は、前記制御信号を一方の入力端子に受け前記電源制御用バイポーラ・トランジスタの出力電圧に応じたフィードバック電圧を他方の入力端子に受ける第１の差動増幅回路からなり、
前記クランプ回路は、前記電源制御用バイポーラ・トランジスタの出力電圧を一方の入力端子に受け基準となる電圧と比較してその電位差に応じた電圧により前記フィードバック電圧を変位させる第２の差動増幅回路からなる請求項７に記載の高周波電力増幅器。
【請求項９】
前記フィードバック電圧は、前記第１の差動増幅回路の前記他方の入力端子と基準電位との間に接続された第１の抵抗と、前記前記電源制御用バイポーラ・トランジスタの出力端子と前記第１の差動増幅回路の前記他方の入力端子との間に接続された第２の抵抗とによって抵抗分割されて生成され、前記第２の差動増幅回路の出力トランジスタは前記第１の抵抗に電流を流して前記フィードバック電圧を変位させるように構成されている請求項８に記載の高周波電力増幅器。
【請求項１０】
前記動作電圧制御回路と前記増幅素子とが同一の半導体チップ上に形成され、前記電源制御用バイポーラ・トランジスタは外付け素子として接続されていることを特徴とする請求項７〜９のいずれかに記載の高周波電力増幅器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高周波信号を増幅して出力する高周波電力増幅回路さらには出力レベルを指示する信号に応じて増幅素子の動作電圧（電源電圧）を変化させて出力電力を制御するオープンループ方式の高周波電力増幅回路に適用して有効な技術に関し、例えば携帯電話機に使用される高周波電力増幅回路およびそれを組み込んだ電子部品（パワーモジュール）に利用して有効な技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に、携帯電話機等の無線通信装置（移動体通信装置）における送信側出力部には、変調後の送信信号を増幅する高周波電力増幅回路（パワーアンプ）が設けられている。従来の無線通信装置においては、基地局から供給される送信要求レベルに応じて高周波電力増幅回路の出力電力増幅率を制御するため、ＡＰＣ（Automatic Power Control）回路と呼ばれる回路から出力される制御電圧に応じて、高周波電力増幅素子の制御端子に印加されるバイアス電圧を生成し、ゲインを制御する構成が採用されている。ＡＰＣ回路は、高周波電力増幅回路の出力電力を検波回路等で検出した信号とベースバンド回路等からの出力レベル指示信号とに基づいて、通話に必要な出力電力となるように増幅素子のゲインを制御するための信号を生成する。このような制御方式の無線通信装置は、例えば特許文献１に開示されている。
【０００３】
ところで、従来、携帯電話機における通信方式の一つにＧＳＭ（Global System for Mobile Communication）と呼ばれる方式がある。このＧＳＭ方式は、変調方式に搬送波の位相を送信データに応じてシフトするＧＭＳＫ（Gaussian Minimum Shift Keying ）と呼ばれる位相変調方式が用いられている。ＧＳＭ方式の通信システムでは位相変調された信号を要求出力レベルに応じて増幅して出力すれば良い。そこで、このＧＳＭ方式の携帯電話機においては、一般に、入力信号の振幅を固定してバイアス回路で高周波電力増幅回路の各増幅素子のアイドル電流を出力レベルを指示する信号に応じて制御して出力電力をフィードバック制御することが行なわれている。このような制御方式は一般にクローズドループ方式と呼ばれている。
【０００４】
しかしながら、上記クローズドループ方式による出力電力の制御方式は、ＡＰＣ回路を設ける必要があるため、その分回路規模が大きくなり機器の小型化を妨げるという問題点がある。そこで、出力レベルを指示する信号に基づいて、該信号に比例して出力レベルが変化するように増幅素子の動作電圧（電源電圧）を制御することによって増幅素子をリニア動作させ、高周波電力増幅回路の出力のリニアリティを保証するようにした方式が提案されている（例えば、特許文献２参照）。この方式は、オープンループ方式と呼ばれ、クローズドループ方式に比べて回路規模を小さくできるという利点がある。
【特許文献１】特開２０００−１５１３１０号公報
【特許文献２】特開２００５−０２０３８３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
特許文献２で使用されている動作電圧制御回路は、ＰＮＰバイポーラ・トランジスタを用いて高周波電力増幅素子の電源電圧端子（ドレイン端子もしくはコレクタ端子）に印加される動作電圧を生成する。また、上記ＰＮＰトランジスタは比較的大きな電流を流すので、送信出力レベルを指示する信号Ｖrampで直接上記ＰＮＰトランジスタのベースを駆動せずに、バッファアンプを用いて駆動するようにしている。なお、高周波電力増幅素子の動作電圧を生成するのに、バイポーラ・トランジスタを使用せずＰチャネルＭＯＳＦＥＴを用いるようにした動作電圧制御回路も提案されている。
【０００６】
ところで、近年、ＧＳＭの規格においては、高速データ伝送を可能にするため、変調方式として搬送波の位相と振幅を送信データに応じてシフトする８−ＰＳＫ変調を使用したＥＤＧＥ（Enhanced Data Rates for GMS Evolution）と呼ばれる通信方式が規定されている。このＥＤＧＥ方式では、動作電圧制御回路はＧＭＳＫ変調の場合よりも高速でＶrampの変化に追従して動作する必要がある。従って、ＥＤＧＥ方式を有するシステムでは、動作電圧制御回路の電源制御用トランジスタとしては、ＭＯＳＦＥＴよりもバイポーラ・トランジスタの方が適している。
【０００７】
しかしながら、ＥＤＧＥ方式を有するシステムの動作電圧制御回路で、電源制御用トランジスタとしてバイポーラ・トランジスタを用いると、Ｖrampをその許容可変範囲の最大電圧から立ち下げる際に、送信周波数帯から２０ＭＨｚ離れた受信周波数帯への信号の漏れが、ＧＳＭの規格で規定されている−７９ｄＢｍ以下を満足できない。そこで、本発明者らは、その原因について検討を行なった。
【０００８】
その結果、Ｖrampが最大電圧にされた際に、動作電圧制御回路の電源制御用のバイポーラ・トランジスタが飽和領域に入ってしまう。そのため、Ｖrampを立ち下げたときにトランジスタがその変化に直ちに追従することができず、ベース・コレクタ間容量に残っている電荷によって瞬間的な電流が流れ、その電流によって図１０に示すように、出力電圧ＶldoにグリッジＧが発生する。そして、そのグリッジが電源ラインを介して受信系回路に回り込むことが、受信帯ノイズを劣化させる原因であることを見出した。なお、図１０において（Ｂ）は（Ａ）の一点鎖線Ｂの部分を拡大して示したものである。
【０００９】
この発明の目的は、高周波電力増幅素子の制御端子に印加されるバイアス電圧を一定にして、出力レベルを指示する信号に応じて動作電圧（電源電圧）を変化させて出力電力を制御する高周波電力増幅器（パワーモジュール）において、受信帯への信号の漏れを低減させることができる出力電力制御技術を提供することにある。
【００１０】
この発明の他の目的は、位相および振幅変調された送信信号の振幅制御を動作電圧制御方式で行なう無線通信システムに好適な動作電圧制御回路とそれを備えた高周波電力増幅器（パワーモジュール）を提供することにある。
この発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴については、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を説明すれば、下記のとおりである。
すなわち、出力レベルを指示する信号に応じて増幅素子に供給される動作電圧を変化させて出力電力を制御する動作電圧制御回路を備えた高周波電力増幅器において、増幅素子に供給される動作電圧を出力する電源制御用トランジスタにバイポーラ・トランジスタを用いる。また、出力レベルを指示する信号がその可変範囲の最大レベルにされた場合にも、上記電源制御用トランジスタが飽和領域に入らないように制限するクランプ回路を設けるようにした。ここで、望ましくは、前記クランプ回路は、出力レベルを指示する信号が急激に変化したとしても電源制御用トランジスタを緩やかにクランプさせるソフトクランプ回路として構成する。
【００１２】
かかるソフトクランプ回路としては、例えば出力電圧と基準となる電圧とを比較する差動増幅回路と、その出力を制御端子に受けるトランジスタとからなり、該トランジスタにより、上記電源制御用トランジスタのベース端子を駆動するバッファにフィードバックをかけ、オフセット電圧をシフトさせるように構成した回路がある。
【００１３】
上記した手段によれば、クランプ回路によって動作電圧制御回路の電源制御用トランジスタが飽和領域に入る前にクランプをかけることができる。そのため、出力レベルを指示する信号（Ｖramp）の変化に追従して電源制御用トランジスタを動作させ、Ｖrampが急激に立ち下がったとしても該トランジスタに瞬間的に流れる電流を抑えることができる。これによって、受信周波数帯への信号の漏れを低減させることができるようになる。
【発明の効果】
【００１４】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記のとおりである。
すなわち、本発明に従うと、高周波電力増幅素子の制御端子に印加されるバイアス電圧を一定にして、出力レベルを指示する信号に応じて動作電圧（電源電圧）を変化させて出力電力を制御する高周波電力増幅器において、受信周波数帯への信号の漏れを低減させることができるという効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、本発明の好適な実施例を図面に基づいて説明する。
図１は、高周波電力増幅回路とその動作電圧を生成して出力電力を制御する動作電圧制御回路（可変動作電圧発生回路）とからなる本発明の高周波電力増幅器（パワーモジュール）の一実施例を示したものである。
【００１６】
この実施例の高周波電力増幅器の高周波電力増幅回路２１０は、各々ＦＥＴやバイポーラ・トランジスタのような増幅素子を含む３個の増幅段２１１，２１２，２１３が直列に設けられてなる。そして、各増幅段２１１，２１２，２１３の増幅素子の制御端子（ゲート端子もしくはベース端子）には、図示しないバイアス回路からの固定バイアス電圧Ｖｂ１，Ｖｂ２，Ｖｂ３が印加されている。固定バイアス電圧Ｖｂ１，Ｖｂ２，Ｖｂ３は、各増幅段２１１，２１２，２１３の増幅用トランジスタを飽和領域で動作させるようなレベルに設定されている。通常は、Ｖｂ１＜Ｖｂ２＜Ｖｂ３となるように設定される。
【００１７】
動作電圧制御回路２２０は、電源電圧Ｖｄｄを受け、図示しないベースバンド回路から供給される出力レベル指示信号Ｖrampに比例した動作電圧Ｖldoを出力する電源変換回路２２１と、該電源変換回路２２１の出力をクランプするクランプ回路２２２とからなり、１つの半導体基板上に半導体集積回路として形成される。
【００１８】
このうち、電源変換回路２２１は、Ｖrampを反転入力端子に受ける差動アンプＡＭＰ０と、該差動アンプＡＭＰ０の後段に設けられたレベルシフト回路ＬＳと、レベルシフト回路ＬＳによってベース端子が駆動されるＰＮＰバイポーラ・トランジスタＱ０とを備え、Ｖrampに応じて上記増幅段２１１〜２１３の動作電圧Ｖldoを生成する。レベルシフト回路ＬＳは、定電流源ＣＣ２とＭＯＳＦＥＴ  Ｑ１とからなり、差動アンプＡＭＰ０の駆動力不足を補うとともに信号のレベルをシフトする機能を備える。
【００１９】
このレベルシフト回路ＬＳは、差動アンプＡＭＰ０の出力段とみなすこともできる。つまり、図１の差動アンプＡＭＰ０とレベルシフト回路ＬＳを、１つのアンプの記号で表わした回路も本実施例の回路と同一と見ることができる。また、電源変換回路２２１は、上記差動アンプＡＭＰ０の非反転入力端子に印加するオフセット電圧Ｖoffを生成する、直列形態の定電流源ＣＣ１と抵抗Ｒ１とを有する。
【００２０】
さらに、電源変換回路２２１は、出力端子ＯＵＴに接続された安定化容量Ｃ１と、上記定電流源ＣＣ１と抵抗Ｒ１との接続ノードＮ１と電源制御用トランジスタＱ０のコレクタ端子との間に接続された抵抗Ｒ２と、Ｑ０のコレクタ端子と差動アンプＡＭＰ０の出力端子との間に接続された抵抗Ｒ０および容量Ｃ０とを有する。抵抗Ｒ０および容量Ｃ０は発振を防止する位相補償回路として機能する。電源変換回路２２１を構成する上記素子のうち、出力ＰＮＰトランジスタＱ０と安定化容量Ｃ１、位相補償用の抵抗Ｒ０および容量Ｃ０は、差動アンプＡＭＰ０やクランプ回路２２２が形成されている半導体チップに、外付け素子として接続されている。
【００２１】
抵抗Ｒ１とＲ２の接続ノードＮ１の電位が差動アンプＡＭＰ０の非反転入力端子に印加されることにより、差動アンプＡＭＰ０は、抵抗Ｒ１とＲ２の接続ノードＮ１の電位を出力レベル指示信号Ｖrampに一致させるように、電源制御用トランジスタＱ０を駆動する。これにより、電源制御用トランジスタＱ０のコレクタ電圧は出力レベル指示信号Ｖrampに比例し、電源電圧Ｖｄｄよりもそのオン抵抗による電圧降下分だけ低い電圧となる。これが安定化容量Ｃ１で平滑されて動作電圧Ｖldoとして増幅段２１１〜２１３へ供給される。
【００２２】
抵抗Ｒ１とＲ２の接続ノードＮ１の電位を差動アンプＡＭＰ０の非反転入力端子に印加しているのは、次のような理由からである。すなわち、製造ばらつき等の原因によりベースバンド回路が出力電力を「０」にしようとしても、出力レベル指示信号Ｖrampが完全に０Ｖにならないことがある。そして、それによって電源変換回路２２１が有意なレベルの動作電圧Ｖldoを出力して、増幅段２１１〜２１３が増幅動作してしまうのを回避すべくオフセットを与えるためである。差動アンプＡＭＰ０の非反転入力端子にオフセット電圧Ｖoffが与えられることによって、上記動作電圧Ｖldoは、図２に示すように、ＶrampがＶoffを越えた時点からＶrampに比例して増加するようになる。
【００２３】
クランプ回路２２２は、電源変換回路２２１の出力電圧をゲート端子に受ける差動入力ＭＯＳＦＥＴ  Ｑ２と、Ｑ２とソース共通接続され基準となる電圧Ｖrefをゲート端子に受ける差動入力ＭＯＳＦＥＴ  Ｑ３とを有する差動増幅段と、Ｑ２のドレイン電圧がゲート端子に印加された出力ＭＯＳＦＥＴ  Ｑ６とを備える。差動入力ＭＯＳＦＥＴ  Ｑ２，Ｑ３の共通ソース端子には定電流源ＣＣ３が接続され、Ｑ２，Ｑ３のドレイン端子と電源電圧Ｖｄｄが印加される電源端子との間には、ゲートとドレインが結合されたダイオード接続の負荷ＭＯＳＦＥＴ  Ｑ４，Ｑ５が接続されている。Ｑ２，Ｑ３はＮチャネル型、Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６はＰチャネル型のＭＯＳＦＥＴである。
【００２４】
上記ＭＯＳＦＥＴ  Ｑ３のゲート端子に印加される基準電圧Ｖrefは、抵抗Ｒ３と定電流源ＣＣ４とで生成され、例えば電源電圧Ｖｄｄよりも０．２Ｖ程度低い電圧が選択される。出力ＭＯＳＦＥＴ  Ｑ６のドレイン端子はトランジスタＱ０のコレクタ端子すなわち電源変換回路２２１の出力ノードＮ０に接続され、Ｑ６のソース端子はオフセット電圧Ｖoffを生成する定電流源ＣＣ１と抵抗Ｒ１との接続ノードＮ１に接続されている。
【００２５】
さらに、ＭＯＳＦＥＴ  Ｑ２とＱ６は、サイズが１：５のような比にされており、これにより入力の僅かな変化に対して比較的大きな電流をＱ６から出力させることができる。また、Ｑ２のサイズを小さくして電源変換回路２２１の出力に対するクランプ回路２２２の影響を小さくすることができる。さらに、Ｑ２とＱ６のサイズが１：５とされることにより、一般的な差動増幅回路よりもゲインが小さくされ、それによって後述のようにＶrampの急激な変化に対する出力Ｖldoの変化が緩やかにされる。出力Ｖldoの変化を緩やかにするための条件としてのＱ２とＱ６に流れる電流の比の望ましい範囲は１：１０以下である。
【００２６】
次に、上記クランプ回路２２２の作用を、図１及び図４を用いて説明する。
本実施例におけるクランプ回路２２２は差動増幅回路で構成され、その非反転入力端子に電源電圧Ｖｄｄよりも０．２Ｖ程度低い基準電圧Ｖrefが印加されている。また、電源変換回路２２１の電源制御用トランジスタＱ０は、飽和領域ではコレクタ電圧がＶｄｄよりも約０．１Ｖ低い電位となる。そのため、Ｖrampが上昇されて電源変換回路２２１の出力電圧が（Ｖｄｄ−０．２Ｖ）を越えると、ＭＯＳＦＥＴ  Ｑ２に電流が流れ始める。これによって、Ｑ２のドレイン電圧が下がりＱ６がオンされて、抵抗Ｒ１に電流が流し込まれる。そのため、電源変換回路２２１の差動アンプＡＭＰ０の非反転入力端子に印加されるオフセット電圧Ｖoffが上がる。
【００２７】
すると、ＡＭＰ０の出力電圧が上がり、前記ＡＭＰ０の出力電圧をゲートで受けるＭＯＳＦＥＴ  Ｑ１のソース・ドレイン間抵抗が上昇するので、電源制御用トランジスタＱ０のべース電位が高くされてコレクタ電流が減少し、その結果、出力Ｖldoが下がる方向に動作する。これにより、電源制御用トランジスタＱ０が飽和領域に入るのを回避することができる。そして、このように、Ｖrampが最大レベルの場合にも電源制御用トランジスタＱ０が飽和しないため、Ｖrampが最大レベルから下がる際にもその変化に追従して直ちにＱ０の電流が減少するように動作する。その結果、図４（Ａ）の一点鎖線Ｂで囲まれた部分の拡大波形を示す図４（Ｂ）のように、電源制御用トランジスタＱ０に瞬間的な電流が流れて出力電圧ＶldoにグリッジＧが発生するようなこともなくなる。また、これによって、受信帯への信号の漏れを低減させることができるようになる。
【００２８】
図５（Ａ）は、本実施例を適用した高周波電力増幅回路において、Ｖrampを最大電圧である２Ｖ近傍から０Ｖまで下げたときの送信信号の変化をシミュレーションによって調べた結果を示す。また、比較のため、本実施例を適用しない高周波電力増幅回路において、Ｖrampを２Ｖ近傍から０Ｖまで下げたときの送信信号の変化を図５（Ｂ）に示す。図５より、本実施例を適用した場合には、Ｖrampを２Ｖ近傍から０Ｖまで下げたときに送信信号にノイズが発生しないが、本実施例を適用しない場合には、送信信号に大きなノイズが発生することが分かる。
【００２９】
なお、図１の実施例のクランプ回路２２２では、出力ＭＯＳＦＥＴ  Ｑ６のドレイン端子は電源変換回路２２１の出力ノードＮ０に接続されているが、Ｑ６のドレイン端子を電源電圧Ｖｄｄが印加されている電源端子に接続するようにしても良い。ただし、Ｑ６のドレイン端子を電源端子に接続すると、Ｖrampが下がって出力Ｖldoが立ち下がる際に、ＭＯＳＦＥＴ  Ｑ２とＱ４の接続ノードに電荷が残っていて、Ｑ６がオフ状態へ移行すべきときにオフしないおそれがある。これに対し、Ｑ６のドレイン端子が電源変換回路２２１の出力端子に接続されていると、このような場合にもＱ６を確実にオフさせることができる。
【００３０】
図３には、電源変換回路２２１とその出力をクランプするクランプ回路２２２とからなる動作電圧制御回路２２０の他の実施例を示す。この実施例は、電源変換回路２２１の出力端子と接地点との間に、直列形態の複数のダイオードＤ１，Ｄ２……Ｄｎと抵抗Ｒｓとからなるクランプ回路２２２を設けたものである。クランプ電圧は、前記実施例と同様に、電源電圧Ｖｄｄよりも約０．２Ｖ低い電圧である。かかる電圧が得られるように、ダイオードＤ１〜Ｄｎの順方向電圧と接続数"ｎ"が決定される。抵抗Ｒｓは、ダイオードＤ１〜Ｄｎに過大な電流が流れないようにする保護素子である。ダイオードＤ１〜Ｄｎとしては、例えばショットキーバリア・ダイオードあるいはツェナーダイオードが適している。
【００３１】
この実施例を適用した場合、前記第１の実施例とほぼ同様な効果が得られるが、Ｖrampの上昇に伴うクランプと、Ｖrampの降下に伴うクランプ解除が、前記実施例よりも急峻に実行されることとなり、そのスイッチング動作で若干のノイズが発生するおそれがある。したがって、第１の実施例を適用した方が、Ｖrampの最大値Ｖramp(max)の近傍における出力Ｖldoの変化が緩やかになり、発生するスイッチングノイズも低減される。
【００３２】
図６は、本発明を適用した高周波電力増幅器のうち高周波電力増幅回路２１０の詳細な構成を示したものである。
この実施例の高周波電力増幅回路２１０は、３個の電力増幅用ＦＥＴ２１１、２１２、２１３を備え、このうち後段のＦＥＴ２１２，２１３はそれぞれ前段のＦＥＴ２１１，２１２のドレイン端子にゲート端子が接続され、全体で３段の増幅回路として構成されている。また、各段のＦＥＴ２１１，２１２，２１３のゲート端子には、バイアス回路２３０から供給されるゲートバイアス電圧Ｖｂ１，Ｖｂ２，Ｖｂ３（Ｖｂ１＜Ｖｂ２＜Ｖb３）が印加され、これらの電圧に応じたドレイン電流が各ＦＥＴ２１１，２１２，２１３にそれぞれ流されるようにされている。
【００３３】
各段のＦＥＴ２１１，２１２，２１３のドレイン端子にはそれぞれインダクタＬ１，Ｌ２，Ｌ３を介して図１に示されているような構成を有する動作電圧制御回路２２０からの動作電圧Ｖldoが印加されている。初段のＦＥＴ２１１のゲート端子と入力端子Ｉｎとの間には、インピーダンス整合回路２４１および直流カットの容量素子Ｃ１１が設けられ、これらの回路及び素子を介して高周波信号ＰｉｎがＦＥＴ２１１のゲート端子に入力される。
【００３４】
初段のＦＥＴ２１１のドレイン端子と２段目のＦＥＴ２１２のゲート端子との間には、インピーダンス整合回路２４２および直流カットの容量素子Ｃ１２が接続されている。また、２段目のＦＥＴ２１２のドレイン端子と最終段のＦＥＴ２１３のゲート端子との間には、インピーダンス整合回路２４３および直流カットの容量素子Ｃ１３が接続されている。そして、最終段のＦＥＴ２１３のドレイン端子がインピーダンス整合回路２４４および容量素子Ｃ１４を介して出力端子ＯＵＴに接続されており、高周波入力信号Ｐｉｎの直流成分をカットし交流成分を増幅した信号Ｐoutを出力する。
【００３５】
バイアス回路２３０は、特に制限されるものでないが、抵抗Ｒ１１〜Ｒ１６などからなり、定電圧Ｖｃｎｔを所定の抵抗比で分割してゲートバイアス電圧Ｖｂ１，Ｖｂ２，Ｖｂ３を生成する抵抗分圧回路で構成されている。なお、図６の抵抗分圧回路は正確な回路を示したものではなく、回路の概念として示したものであり、図示の回路に制限されるものではない。バイアス回路２３０を構成する抵抗Ｒ１１〜Ｒ１６は、高周波電力増幅回路２１０の増幅用ＦＥＴ２１１、２１２、２１３および動作電圧制御回路２２０（電源制御用トランジスタＱ０と安定化容量Ｃ１と位相補償用の抵抗Ｒ０および容量Ｃ０を除く）と共に１つの半導体チップ上に半導体集積回路として構成されている。
【００３６】
そして、本実施例では、高周波電力増幅回路２１０の増幅用ＦＥＴ２１１、２１２、２１３と動作電圧制御回路２２０とバイアス回路２３０が形成された半導体チップが、安定化容量Ｃ１や直流カットの容量Ｃ１１〜Ｃ１４などの外付け素子と共に絶縁基板上に実装されてモジュール（以下、ＲＦパワーモジュール）として構成されている。なお、本明細書においては、表面や内部にプリント配線が施されたセラミック基板のような絶縁基板に複数の半導体チップとディスクリート部品が実装されて上記プリント配線やボンディングワイヤで各部品が所定の役割を果たすように結合されることであたかも一つの電子部品として扱えるように構成されたものをモジュールと称する。
【００３７】
インダクタＬ１〜Ｌ３は、本実施例では、半導体チップのパッド間に接続されたボンディングワイヤで構成されているが、モジュール基板上に形成されたマイクロストリップラインなどにより形成することができる。３段目の増幅用ＥＦＴ２１３は、別個の半導体素子として形成されているものを用いても良い。これにより、動作電圧制御回路２２０が最終段の増幅用ＥＦＴ２１３が発生するノイズの影響を受けにくくすることができる。また、抵抗Ｒ１１〜Ｒ１６も外付け素子を用いることができる。
【００３８】
図７は、バイアス回路２３０の他の回路例を示す。
この実施例では、増幅用ＥＦＴ２１３のゲート端子に、抵抗Ｒｂ３を介してカレントミラー接続されたバイアス用のトランジスタＱｂ３が設けられており、このトランジスタＱｂ３に電流生成回路２３１からバイアス電流Ｉｂ３が流されることにより、トランジスタＱｂ３とＱａ３のサイズ比に比例したドレイン電流が増幅用ＥＦＴ２１３にアイドル電流として流されるようにされている。前段の増幅用トランジスタにも同様にカレントミラー接続されたバイアス用のトランジスタ（Ｑｂ１，Ｑｂ２）が設けられており、これらのトランジスタにも電流生成回路２３１からバイアス電流Ｉｂ１，Ｉｂ２が流されるようにされている。電流生成回路２３１とバイアス用のトランジスタＱｂ１，Ｑｂ２，Ｑｂ３とによってバイアス回路２３０が構成される。
【００３９】
電流生成回路２３１は、定電圧Ｖｃｎｔを非反転入力端子に受ける差動アンプＡＭＰ２と、該差動アンプＡＭＰ２の出力をゲート端子に受けるＭＯＳＦＥＴ  Ｑ３０、Ｑ３０と直列に接続された抵抗Ｒ３０、Ｑ３０と同一のゲート電圧を受けるＭＯＳＦＥＴ  Ｑ３１，Ｑ３２，Ｑ３３からなる。そして、Ｑ３０とＲ３０の接続ノードＮ３の電位が差動アンプＡＭＰ２の反転入力端子にフィードバックされることで、接続ノードＮ３の電位がＶｃｎｔと一致するようにＭＯＳＦＥＴ  Ｑ３０が駆動され、Ｑ３１，Ｑ３２，Ｑ３３に定電圧Ｖｃｎｔに比例した電流が流される。
【００４０】
そして、この電流が増幅用素子２１１、２１２、２１３とカレントミラー接続されたバイアス用トランジスタＱｂ１，Ｑｂ２，Ｑｂ３へバイアス電流Ｉｂ１，Ｉｂ２，Ｉｂ３として流される。トランジスタＱ３０とＱ３１，Ｑ３２，Ｑ３３、あるいは２１１とＱｂ１，２１２とＱｂ２，２１３とＱｂ３を予め所定のサイズ比に設定しておくことにより、定電圧Ｖｃｎｔに比例した所望の大きさの電流を増幅用素子２１１，２１２，２１３に流すことができる。通常はＩｂ１＜Ｉｂ２＜Ｉｂ３とされる。
【００４１】
図８は、上記実施例の高周波電力増幅器を適用した無線通信システムの一応用例を示す。特に制限されるものでないが、この応用例は、ＧＳＭと１７１０〜１７８５ＭＨｚ帯のＤＣＳ（Digital Cellular System）の２つの方式による送受信が可能なデュアルバンド方式の無線通信システムとして構成されている。
【００４２】
図８において、１００はフロントエンド・モジュール、２００は上記実施例の高周波電力増幅器を適用したＲＦパワーモジュール、３００は音声信号をベースバンド信号に変換したり受信信号を音声信号に変換したり変調方式切替え信号MODEやバンド切替え信号BAND、送信開始信号TXONを生成したりするベースバンド回路である。また、４００は受信信号をダウンコンバートして復調しベースバンド信号を生成したり送信信号を変調したりする変復調用ＬＳＩ、ＦＬＴ１，ＦＬＴ２は受信信号からノイズや妨害波を除去するフィルタである。
【００４３】
なお、これらのうち例えばフィルタＦＬＴ１はＧＳＭ用の回路、フィルタＦＬＴ２はＤＣＳ用の回路とされる。ベースバンド回路３００は、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）やマイクロプロセッサ、半導体メモリなど複数のＬＳＩやＩＣで構成することができる。図６には示されていないが、ＲＦパワーモジュール２００には、同様な構成を有する２つの高周波電力増幅回路２１０ａ，２１０ｂが設けられている。そして、高周波電力増幅回路２１０ａは８８０〜９１５ＭＨｚ帯の周波数を使用するＧＳＭ方式の送信信号を増幅し、高周波電力増幅回路２１０ｂは１７１０〜１７８５ＭＨｚ帯の周波数を使用するＤＣＳ方式の送信信号を増幅するようにされる。
【００４４】
また、この応用例に使用されるＲＦパワーモジュール２００では、上記バイアス回路２３０および動作電圧制御回路２２０は、高周波電力増幅回路２１０ａと高周波電力増幅回路２１０ｂにそれぞれ対応して２つ設けられる。ただし、一部の素子を共有して共通の回路として設けるようにしても良い。なお、ベースバンド回路３００からの出力レベル指示信号Ｖrampは、変復調用ＬＳＩ４００を経由してＲＦパワーモジュール２００へ供給されるように構成しても良い。
【００４５】
フロントエンド・モジュール１００は、ＲＦパワーモジュール２００の送信出力端子に接続されてインピーダンスの整合を行なうインピーダンス整合回路１２１，１２２、高調波を減衰させるロウパスフィルタ１３１，１３２、送受信切替え用のスイッチ回路１４１，１４２などを備える。さらに、受信信号から直流成分をカットする容量１５１，１５２、９００ＭＨｚ帯のＧＳＭ方式の信号と１．８ＧＨｚ帯のＤＣＳ方式の信号の分波を行なう分波器１６０を備、これらの回路および素子が１つのセラミック基板上に実装されてモジュールとして構成されている。送受信切替え用のスイッチ回路１４１，１４２の切替え信号ＣＮＴ１，ＣＮＴ２はベースバンド回路３００から供給される。
【００４６】
なお、前記実施例の動作電圧制御回路２２０は、位相変調成分のみ有するＧＭＳＫ変調された送信信号のみならず、位相変調成分および振幅変調成分を有する８−ＰＳＫ変調された送信信号を増幅するＥＤＧＥ（Enhanced Data Rates for GMS Evolution）対応の高周波電力増幅器に適用すると特に有効である。
【００４７】
図９に、ＥＤＧＥ対応の高周波電力増幅回路の構成例が示されている。この実施例では、高周波電力増幅回路２１０の前段に位相変調成分および振幅変調成分を有する送信信号から位相変調成分と振幅変調成分を分離する位相振幅分離回路４３０が設けられている。これとともに、動作電圧制御回路２２０の前段には、ベースバンド回路からの出力レベル指示信号Ｖrampまたは位相振幅分離回路４３０により分離された振幅成分を含む信号ＶAMを選択する切替えスイッチＳＷ１が設けられている。
【００４８】
このスイッチＳＷ１は、ベースバンド回路から供給されるモードを示す信号MODEがＧＭＳＫ変調された送信信号を増幅するＧＳＭモードであることを示しているときはＶrampを選択して動作電圧制御回路２２０に供給する。一方、モード信号MODEが８−ＰＳＫ変調された送信信号を増幅するＥＤＧＥモードであることを示しているときは、位相振幅分離回路４３０により分離された振幅成分を含む信号ＶAMがスイッチＳＷ１によって選択されて、動作電圧制御回路２２０に供給される。
【００４９】
これにより、動作電圧制御回路２２０はＧＳＭモードのときはＶrampに比例した動作電圧Ｖldoを生成して高周波電力増幅回路２１０へ与える。一方、ＥＤＧＥモードのときは振幅成分を含む信号ＶAMに応じた動作電圧Ｖldoを生成して高周波電力増幅回路２１０へ与える。なお、ＥＤＧＥモードのときは位相振幅分離回路４３０の前段の回路において、出力レベル指示信号Ｖrampに応じた振幅を有する送信信号が生成され、入力信号ＩＮとして位相振幅分離回路４３０へ供給される。
【００５０】
そして、位相変調成分のみ有する信号Ｐｉｎが高周波電力増幅回路２１０へ入力される。そのため、高周波電力増幅回路２１０は、振幅成分ＶAMに応じて変化する動作電圧Ｖldoに応じて入力信号Ｐｉｎを増幅して出力する。このように、振幅制御を動作電圧Ｖldoで行なう場合、動作電圧Ｖldoの変化速度が速いことが必要とされるため、前述した動作電圧制御回路２２０のように、電源制御用トランジスタにバイポーラ・トランジスタを用いた回路を使用するのが有効となる。
【００５１】
以上本発明者によってなされた発明を実施例に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。例えば、前記実施例では、増幅用ＦＥＴを３段接続しているが、２段構成あるいは４段以上であっても良い。また、実施例では、電力増幅素子２１１〜２１３として、ＭＯＳＦＥＴが使用されているが、バイポーラ・トランジスタ、ＧａＡｓＭＥＳＦＥＴ、ヘテロ接合バイポーラ・トランジスタ（ＨＢＴ）、ＨＥＭＴ（High Electron Mobility Transistor）等他のトランジスタを用いても良い。
【産業上の利用可能性】
【００５２】
以上の説明では主として本発明者によってなされた発明をその背景となった利用分野であるＧＭＳＫ変調と８−ＰＳＫ変調が可能なＥＤＧＥ対応のＧＳＭ系の無線通信システムを構成するパワーモジュールに適用した場合を説明したが、本発明はそれに限定されるものでない。例えば、ＣＤＭＡ方式の携帯電話機などに用いられるパワーモジュールにも利用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５３】
【図１】本発明を適用した高周波電力増幅器の一実施例を示す回路構成図である。
【図２】実施例の動作電圧制御回路における出力レベル指示信号Ｖrampと出力される動作電圧Ｖldoとの関係を示すグラフである。
【図３】動作電圧制御回路の他の実施例を示す回路図である。
【図４】図４（Ａ）は実施例の動作電圧制御回路に入力される出力レベル指示信号Ｖrampと出力される動作電圧Ｖldoの変化の様子を示す波形図、図４（Ｂ）はその一部拡大説明図である。
【図５】図５（Ａ）は、本実施例を適用した高周波電力増幅回路において、Ｖrampを２Ｖ近傍から０Ｖまで下げたときの送信信号の変化をシミュレーションによって調べた結果を示す波形図、図５（Ｂ）は、本実施例を適用しない高周波電力増幅回路において、Ｖrampを２Ｖ近傍から０Ｖまで下げたときの送信信号の変化を示す波形図である。
【図６】高周波電力増幅回路のより具体的な構成例を示す回路構成図である。
【図７】高周波電力増幅回路の他の構成例を示した回路構成図である。
【図８】実施例の高周波電力増幅器（ＲＦパワーモジュール）を適用した無線通信システムの一応用例を示すブロック図である。
【図９】ＥＤＧＥ対応の高周波電力増幅器の構成例を示すブロック図である。
【図１０】図１０（Ａ）は従来の動作電圧制御回路に入力される出力レベル指示信号Ｖrampと出力される動作電圧Ｖldoの変化の様子を示す波形図、図１０（Ｂ）はその一部拡大説明図である。
【符号の説明】
【００５４】
Ｑ０    電源制御用トランジスタ
２００  高周波電力増幅器（ＲＦパワーモジュール）
２１０  高周波電力増幅回路
２１１，２１２，２１３  増幅素子（電力増幅用トランジスタ）
２２０  動作電圧制御回路
２２１  電源変換回路
２２２  クランプ回路
２３０  バイアス回路
２４１〜２４４  インピーダンス整合回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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