(57)【要約】【課題】ワイドレンジ対応を実現するにあたり問題となっていた２次側の整流ダイオードの損失と２次側直列共振コンデンサの大型化・高コスト化の問題を解決する。【解決手段】整流ダイオードＤｏ１、整流ダイオードＤｏ２、平滑コンデンサＣｏ、及び巻線部Ｌｏ１と巻線部Ｌｏ２とが磁気結合されたパワーチョークコイルＰＣＣを備えて、各半周期に上記パワーチョークコイルＰＣＣに蓄積された成分に基づく電流も含めて平滑コンデンサＣｏに二重に充電を行う倍電流整流動作が得られるように構成する。これによって２次側の整流電流レベルを低減でき、２次側の整流ダイオードの損失も低減できる。また絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数を所定以下に設定することでワイドレンジ対応を実現し、これにより２次側直列共振コンデンサを省略できるようにする。【選択図】図１
2007336770.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流入力電圧を入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、
上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される１次巻線と、この１次巻線により交番電圧が誘起される２次巻線とが巻装されて形成される絶縁コンバータトランスと、
上記絶縁コンバータトランスの１次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記１次巻線に直列接続された１次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて第１の共振周波数が設定され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする１次側直列共振回路と、
少なくとも第１の整流ダイオードと第２の整流ダイオード、及び第１のインダクタ素子と第２のインダクタ素子とが磁気結合された第３のインダクタ素子、及び２次側平滑コンデンサを備えて形成されると共に、上記２次巻線に生じる交番電圧の各半周期の動作として、一方の半周期には、上記第１の整流ダイオードが導通することで流される整流電流と、他方の半周期にて上記第１のインダクタ素子に整流電流が流れたことに応じ上記第３のインダクタ素子に蓄積されたエネルギーに基づく電流とを上記２次側平滑コンデンサに充電し、上記他方の半周期には、上記第２の整流ダイオードが導通することで流される整流電流と、上記一方の半周期にて上記第２のインダクタ素子に整流電流が流れたことに応じ上記第３のインダクタ素子に蓄積されたエネルギーに基づく電流とを充電する倍電流整流動作を行って、上記２次側平滑コンデンサに２次側直流出力電圧を得る２次側直流出力電圧生成手段と、
上記２次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、上記２次側直流出力電圧について定電圧制御を行う定電圧制御手段と、を備えると共に、
上記第１のインダクタ素子と上記第２のインダクタ素子のインダクタンスは、上記２次巻線に生じる交番電圧の各半周期において上記第１及び第２の整流ダイオードに流れる整流電流に休止期間ができるように設定されていると共に、
上記絶縁コンバータトランスは、１次側と２次側との結合係数が疎結合とされる所定以下の値に設定されている、
ことを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】
上記２次側直流出力電圧生成手段は、
上記２次巻線の一端と他端との間に対して、それぞれ上記第１のインダクタ素子と上記２次側平滑コンデンサと上記第１の整流ダイオードとによる直列接続回路と、上記第２のインダクタ素子と上記２次側平滑コンデンサと上記第２の整流ダイオードとによる直列接続回路とが直列に挿入されるようにして形成されている、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】
上記２次側直流出力電圧生成手段は、
上記２次巻線の一端と他端との間に対して、上記第１のインダクタ素子、上記２次側平滑コンデンサ、上記第１の整流ダイオードの順で整流電流が流されるようにされたこれら第１のインダクタ素子と２次側平滑コンデンサと第１の整流ダイオードとによる直列接続回路と、上記第２のインダクタ素子、上記２次側平滑コンデンサ、上記第２の整流ダイオードの順に整流電流が流されるようにされたこれら第２のインダクタ素子と２次側平滑コンデンサと第２の整流ダイオードとによる直列接続回路とがそれぞれ直列に挿入されて形成されている、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】
上記２次側直流出力電圧生成手段は、
上記２次巻線の一端と他端との間に対して、上記第１の整流ダイオード、上記２次側平滑コンデンサ、上記第１のインダクタ素子の順で整流電流が流されるようにされたこれら第１の整流ダイオードと２次側平滑コンデンサと第１のインダクタ素子とによる直列接続回路と、上記第２の整流ダイオード、上記２次側平滑コンデンサ、上記第２のインダクタ素子の順に整流電流が流されるようにされたこれら第２の整流ダイオードと２次側平滑コンデンサと第２のインダクタ素子とによる直列接続回路とがそれぞれ直列に挿入されて形成されている、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項５】
上記２次巻線に対して直列に２次側直列共振コンデンサが接続されていることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項６】
上記２次巻線はセンタータップされて第１の巻線部と第２の巻線部とに分割されていると共に、上記第１の巻線部に対しては第１の２次側直列共振コンデンサが、上記第２の巻線部には第２の２次側直列共振コンデンサがそれぞれ直列に接続されており、
上記２次側直流出力電圧生成手段は、
上記２次巻線に励起される交番電圧の一方の半周期には、上記第１の巻線部に得られる交番電圧と他方の半周期にて上記第２の２次側直列共振コンデンサに得られた直流電圧とに基づき上記２次側平滑コンデンサに直流電圧を生成すると共に、上記他方の半周期には上記第２の巻線部に得られる交番電圧と上記一方の半周期にて上記第１の２次側直列共振コンデンサに得られた直流電圧とに基づき上記２次側平滑コンデンサに直流電圧を生成することで、各半周期に上記巻線部に得られる交番電圧レベルの２倍に対応するレベルによる上記２次側直流出力電圧を生成する、倍圧全波整流動作を行うように構成される、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項７】
上記２次側直流出力電圧生成手段は、
上記２次巻線に励起される交番電圧レベルの４倍に対応するレベルによる上記２次側直流出力電圧を生成する４倍圧整流動作を行うように構成される、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、各種電子機器の電源として備えられるスイッチング電源回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
【特許文献１】特開２００６−０５４９３５号公報
【０００３】
先に本出願人は、１次側に共振形コンバータを備えた電源回路を各種提案している。図１８は、先に本出願人により出願された発明に基づいて構成される共振形コンバータを備えるスイッチング電源回路の一例を示す回路図である。この図１８に示される電源回路のスイッチングコンバータとしては、ハーフブリッジ結合方式による他励式の電流共振形コンバータに対して、スイッチング中のターンオフ時にのみ電圧共振動作を行う部分電圧共振回路をくみ合わせた構成を採る。
【０００４】
まず、図１８に示すスイッチング電源回路においては、商用交流電源ＡＣに対して２組のフィルタコンデンサＣＬおよび１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣから成るコモンモードノイズフィルタが接続されている。そして、商用交流電源ＡＣから直流入力電圧を生成する整流平滑回路としては、このコモンモードノイズフィルタの後段に対して、ブリッジ整流回路Ｄｉおよび平滑コンデンサＣｉとから成る全波整流回路が備えられる。ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力は、平滑コンデンサＣｉに対して充電され、これによって平滑コンデンサＣｉの両端には、交流入力電圧ＶＡＣの等倍のレベルに対応する整流平滑電圧（直流入力電圧）Ｅｉがえられることになる。
【０００５】
整流平滑電圧（直流入力電圧）Ｅｉを入力してスイッチングする電流共振形コンバータとしては、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２をハーフブリッヂ結合により接続したスイッチング回路系を備える。スイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２の各ドレインとソース間に対しては、図示する方向により、それぞれボディダイオードによるダンパーダイオードＤＤ１、ダンパーダイオードＤＤ２が並列に接続される。
【０００６】
また、スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間に対しては、１次側部分電圧共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この１次側部分電圧共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと１次巻線Ｎ１に生じるリーケージインダクタンスＬ１によって、並列共振回路（部分電圧共振回路）が形成される。この部分電圧共振回路によりスイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。リーケージインダクタンスＬ１は１次巻線Ｎ１によって発生し、２次巻線Ｎ２と鎖交しない磁束（漏れ磁束）によって生じるインダクタンスである。そして２次巻線Ｎ２についても同様に、２次巻線Ｎ２によって発生し、１次巻線Ｎ１と鎖交しない磁束（漏れ磁束）によって生じるインダクタンスであるリーケージインダクタンスＬ２が発生する。
【０００７】
この電源回路においては、スイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２をスイッチング駆動するために、例えば汎用のＩＣによる発振・ドライブ回路２が設けられる。この発振・ドライブ回路２は、発振回路、駆動回路を有して、所要の周波数によるドライブ信号（ゲート信号）をスイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２の各ゲートに対して印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２は、所要のスイッチング周波数により交互にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行う。
【０００８】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ(Powewr Isolation Transform)は、スイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２のスイッチング出力を２次側に伝送する。この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴの１次巻線Ｎ１の一端は、スイッチング素子Ｑ１のソースとスイッチング素子Ｑ２のドレインの接続点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が得られるようにされる。
【０００９】
この、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造を説明するために、図１９を参照する。
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１とＥ型コアＣＲ２とを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、ボビンＢを用いて１次側と２次側とで巻装部位を分割したうえで、１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２とを、ＥＥ型コアの内磁脚に対して巻装している。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴのＥＥ型コアの内磁脚に対しては、０.８mm程度のギャップＧを形成するようにしている。これによって、１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２とで、０.８から０.８５程度の結合係数を得るようにしている。
【００１０】
また、１次巻線Ｎ１の他端は、図示するように１次側直列共振コンデンサＣ１を介して１次側アースに接続されている。
この場合、１次側直列共振コンデンサＣ１および１次巻線Ｎ１は直列に接続されているが、この１次側直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンス、および絶縁コンバータトランスＰＩＴの１次巻線Ｎ１に生じるリーケージインダクタンスＬ１により、スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための１次側直列共振回路を形成している。
【００１１】
ここまでの説明によると、この図に示す１次側スイッチングコンバータとしては、１次側直列共振回路（Ｌ１とＣ１）による電流共振形としての動作と、部分電圧共振回路（ＣｐとＬ１）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。つまり、この図に示す電源回路は、１次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路が組み合わされた形式を採っていることになる。以下、このようなスイッチングコンバータについて「複合共振形コンバータ」ということにする。
【００１２】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの２次巻線Ｎ２ＡとＮ２Ｂに対しては、図１８に示すように２次側アースに接続されるセンタータップを施した上で、整流ダイオードＤｏ１と整流ダイオードＤｏ２、および平滑コンデンサＣｏによって形成される両波整流回路が備えられる。
これにより、平滑コンデンサＣｏの両端電圧として、２次巻線Ｎ２ＡとＮ２Ｂに誘起される交番電圧の等倍レベルに対応する直流電圧である２次側直流出力電圧Ｅｏが得られる。この２次側直流出力電圧Ｅｏは、メイン直流電圧として、図示しないメインの負荷に供給されるとともに、制御回路１に対して定電圧制御のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００１３】
制御回路１は、２次側直流出力電圧Ｅｏのレベルに対応してレベルが可変される電圧又は電流としての制御信号を発振・ドライブ回路２に出力する。発振・ドライブ回路２では制御回路１から入力される制御信号に基づいて、発振・ドライブ回路２内の発振回路により生成する発振信号周波数を可変するようにして、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の各ゲートに印加するスイッチング駆動信号の周波数を変化させる。これにより、スイッチング周波数が可変される。このように、２次側直流出力電圧Ｅｏのレベルに応じてスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング周波数が可変制御されることで、１次側直列共振回路の共振インピーダンスが変化して１次側直列共振回路を形成する１次巻線Ｎ１から２次側に伝送されるエネルギーも可変され、２次側直流出力電圧Ｅｏのレベルも可変制御される。これにより、２次側直流出力電圧Ｅｏの定電圧制御が図られることになる。
なお、以降においては、このようにスイッチング周波数を可変制御することによって安定化を図る定電圧制御方式を「スイッチング周波数制御方式」ということにする。
【００１４】
図２０の波形図は、図１８に示した電源回路における要部の動作中の波形を示している。このとき、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖで一定として、負荷電力Ｐｏは２００Ｗ（ワット）とするものである。波形は上から、電圧Ｖ１（図１８を参照）、電流ＩＱ２（図１８を参照）、電流Ｉ１（図１８を参照）、電流Ｉ２（図１８を参照）、の各々を示す。
【００１５】
矩形波状の電圧Ｖ１は、スイッチング素子Ｑ２の両端電圧であり、スイッチング素子Ｑ２のオン／オフのタイミングに応じて変化するものである。電圧Ｖ１が０レベルとなる期間では、スイッチング素子Ｑ２およびダンパーダイオードＤＤ２から成るスイッチング回路系には、図示する波形によるスイッチングの電流ＩＱ２が流れる。また、電圧Ｖ１が整流平滑電圧（直流入力電圧）Ｅｉのレベルでクランプされる期間は、スイッチング素子Ｑ２がオフとなる期間であり、電流ＩＱ２は図示するようにして０レベルとなる。
【００１６】
また、図示していないが、他方のスイッチング素子Ｑ１の両端電圧、およびスイッチング回路（Ｑ１、ＤＤ１）に流れる電流としては、電圧Ｖ１、および電流ＩＱ２を１８０°位相をずらした波形として得られる。つまり、前述したように、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とは、交互にオン／オフするタイミングでスイッチング動作を行う。
【００１７】
また、１次側直列共振回路（Ｃ１−Ｌ１）を流れる１次側直列共振電流としては、これらのスイッチング回路（Ｑ１、ＤＤ１）およびスイッチング回路（Ｑ２、ＤＤ２）に流れる電流が合成されることで、電流Ｉ１として図示するものとなる。
【００１８】
また、この１次側の動作が得られることで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの２次巻線Ｎ２には、交番電圧が誘起される。そして、この交番電圧の一方の極性の半周期期間においては、２次側の整流ダイオードＤｏ１が導通する。また、交番電圧の他方の極性の半周期期間においては、２次側の整流ダイオードＤｏ２が導通する。
これにより、２次側の両波整流回路において、２次巻線Ｎ２のセンタータップと２次側アースとの間に流れる整流電流Ｉ２としては、図示したような波形となる。
【００１９】
図２１は、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖの入力電圧条件の下での負荷変動に対する交流ＡＣに対する直流ＤＣの電力変換効率ηＡＣ→ＤＣ（以下、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣと省略する）、およびスイッチング周波数の特性を示している。図２１の一点鎖線に示す曲線は、図１８に示した電源回路について、それらの各々を示している。
図示するようにして図１８の電源回路のスイッチング周波数ｆｓとしては、定電圧制御駆動が行われることに応じて、重負荷の傾向となるのに従って低くなっているが、負荷変動に対してリニアとなる変化特性ではなく、例えば負荷電力Ｐｏが５０Ｗ程度から０Ｗまでの範囲では、スイッチング周波数ｆｓが急峻に上昇していく傾向となっている。具体的には、スイッチング周波数ｆｓの値は７６ｋＨｚから１７３ｋＨｚの範囲となっており、変化幅Δｆｓの値は９７ｋＨｚである。
【００２０】
また、同様に、図２１の一点鎖線で示す電力変換効率ηＡＣ→ＤＣとしては、負荷電力Ｐｏの上昇に伴って高くなっていく傾向となっている。
【００２１】
図２１に示す特性によれば、スイッチング周波数ｆｓの値が大きく変化するところから、例えば、交流入力電圧ＶＡＣの範囲として８５Ｖから２６４Ｖの範囲で動作させる、いわゆる、ワイドレンジ対応とすることは、困難であることが分かる。
【００２２】
図２２は、このような観点から、ワイドレンジ対応とする別のスイッチング電源回路である。以下において、図１８に示すスイッチング電源回路と同一の部分には同一の符号を付して説明を省略する。図２２に示すスイッチング電源回路と図１８に示すスイッチング電源回路との相違点は、図２２に示すスイッチング電源回路では、２次側に２次側直列共振コンデンサＣ２を有する点である。このように、２次側にも共振回路を有するコンバータを「多重共振形コンバータ」と言うこととする。また、図２２に示すスイッチング電源回路の１次側は、「複合共振形コンバータ」でもあるので、このようなコンバータを、「多重複合共振形コンバータ」ということとする。
【００２３】
図２２に示すスイッチング電源回路においては、各部を以下のように設定している。
絶縁コンバータトランスＰＩＴのＥＥ型コアの内磁脚に対するギャップに関しては、図１８に示すスイッチング電源回路における０．８ｍｍ程度のギャップよりもさらにギャップを拡大して、２ｍｍ程度としている。この結果、０．７５以下の結合係数を得るようにしている。
【００２４】
また、１次巻線Ｎ１に生じるリーケージインダクタンスＬ１と１次側直列共振コンデンサＣ１とで定まる１次側直列共振回路の共振周波数を共振周波数ｆｏ１、２次巻線Ｎ２に生じるリーケージインダクタンスＬ２と２次側直列共振コンデンサＣ２とで定まる２次側直列共振回路の共振周波数を共振周波数ｆｏ２とする場合において、共振周波数ｆｏ１＜ｆｏ２となる関係に設定している。
【００２５】
ここで、図２３の波形図は、図２２に示した電源回路における要部の動作中の波形を示している。このとき、交流入力電圧はＶＡＣ＝１００Ｖで一定とし、負荷電力Ｐｏは２００Ｗ（ワット）とするものである。波形は、上から、電圧Ｖ１（図２２を参照）、電流ＩＱ２（図２２を参照）、電流Ｉ１（図２２を参照）、電流Ｉ２（図２２を参照）の各々を示す。
図２０に示す電流ＩＱ２、電流Ｉ１の値に較べて図２３に示す電流ＩＱ２、電流Ｉ１の値は、より抑圧されたものとなっているところが注目すべき点である。
【００２６】
また、先の図２１の実線および破線に示す曲線により、図２２に示した電源回路の特性を示している。図２１において、実線は交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖにおける特性を示し、破線は交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖにおける特性を示すものである。すなわち、各々の交流入力電圧の条件の下での負荷変動に対する電力変換効率ηＡＣ→ＤＣ、およびスイッチング周波数ｆｓの特性を示している。
この図２１において、図２２に示した回路のスイッチング周波数ｆｓとしては、定電圧制御動作が行われることに応じて変化するが、負荷電力Ｐｏが２００Ｗ程度から０Ｗまでの範囲では、スイッチング周波数ｆｓの変化幅Δｆｓの値は９ｋＨｚと小さいものである。
【００２７】
このようにして図２２の回路では、Δｆｓの値が図１８の回路より縮小されることになるが、これによって図２２に示す電源回路では、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とに対応する、いわゆるワイドレンジ対応が実現する。
以下、このことについて説明する。
【００２８】
図２４の回路図は、図２２に示す電源回路について、１次側直列共振回路と２次側直列共振回路との関係によりみた場合の等価回路を示している。なお、この等価回路図において、図２２と同一部分には、同一符号を付している。
この図においては、１：ｎの巻線比となる所定巻数の１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２を巻装した絶縁コンバータトランスＰＩＴが示されている。また、この図において、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける１次側と２次側との結合度を結合係数ｋにより示している。
この絶縁コンバータトランスＰＩＴの１次側において、Ｌ１ｌ、Ｌ１ｅは、それぞれ、１次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンス、１次巻線Ｎ１の励磁インダクタンスを示す。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの２次側のＬ２ｌ、Ｌ２ｅは、それぞれ２次巻線Ｎ２のリーケージインダクタンス、２次巻線Ｎ２の励磁インダクタンスを示す。
【００２９】
この図２４に示す等価回路図において、絶縁コンバータトランスＰＩＴの１次側では、スイッチング周波数ｆｓによる交流（周波数信号）が入力されている。つまり、１次側スイッチングコンバータ（スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２）のスイッチング出力が入力となっている。
そして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの１次側では、このスイッチング周波数ｆｓによる交流の入力を、１次側直列共振コンデンサＣ１−リーケージインダクタンスＬ１ｌを１次巻線Ｎ１に対して直列に接続するとともに、励磁インダクタンスＬ１ｅを１次巻線Ｎ１に対して並列に接続したものとしてみることができる。
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの２次側直列共振回路としても同様に、２次側直列共振コンデンサＣ２−リーケージインダクタンスＬ２ｌを２次巻線Ｎ２に対して直列に接続するとともに、励磁インダクタンスＬ２ｅを２次巻線Ｎ２に対して並列に接続したものとしてみることができ、このように形成される２次側直列共振回路の出力を負荷ＲＬに出力することとしている。ここでの負荷ＲＬは、２次側全波整流回路以降の回路および負荷となる。
【００３０】
そして、このような接続態様となる図２４の等価回路においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数をｋ、１次巻線Ｎ１の自己インダクタンスをＬ１とすると、１次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンスＬ１ｌについて
Ｌ１l＝（１−ｋ2）Ｌ１・・・（式１）
により表すことができる。
また、１次巻線Ｎ１の励磁インダクタンスＬ１ｅについては、
Ｌ１ｅ＝ｋ2×Ｌ１・・・（式２）
により表すことができる。
同様にして、２次巻線Ｎ２のリーケージインダクタンスＬ２ｌ、励磁インダクタンスＬ２ｅについては、１次巻線Ｎ２の自己インダクタンスをＬ２とすると、それぞれ、
Ｌ２l＝（１−ｋ2）Ｌ２・・・（式３）
Ｌ２ｅ＝ｋ2×Ｌ２・・・（式４）
により表される。
【００３１】
ここで、図２４に示す等価回路においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの電磁誘導を介して、１次側に１次側直列共振回路を備え、２次側に２次側直列共振回路を備えていることが示されている。従って、この図に示す回路は、電磁結合による結合形共振回路を形成しているものとしてみることができる。このために、図２２に示す電源回路における２次側直流出力電圧Ｅｏについての定電圧制御特性は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合度（結合係数ｋ）に応じて異なるものとなる。この点について図２５を参照して説明する。
【００３２】
図２５は、図２４の等価回路につての、入力（スイッチング周波数信号）に対する出力特性を示している。つまり、２次側直流出力電圧Ｅｏについての制御特性をスイッチング周波数ｆｓとの関係により示している。この図では、スイッチング周波数を横軸にとり、２次側直流出力電圧Ｅｏのレベルを縦軸にとっている。
なお、この図では、１次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と２次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２とを重複して示しているが、これは共振周波数ｆｏ１と共振周波数ｆｏ２の設定値に関わらず同様の特性が得られることを示しているものである。
【００３３】
ここで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合度について、結合係数ｋ＝１となる密結合とされる状態を設定したとする。すると、この場合の１次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンスＬ１ｌ、および２次巻線Ｎ２のリーケージインダクタンスＬ２ｌは、それぞれ、（式１）（式３）に対してｋ＝１を代入することで、
Ｌ１l＝Ｌ２l＝０・・・（式５）
として表されることになる。つまり、絶縁コンバータトラストＰＩＴが密結合であることで、１次巻線Ｎ１および２次巻線Ｎ２のリーケージインダクタンスは存在していない状態であることが示される。
【００３４】
このようにして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの１次側と２次側とが密結合とされる状態での定電圧制御特性としては、図２５の特性曲線１として示すように、１次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と２次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２とは異なる周波数ｆ１、ｆ２において２次側直流出力電圧Ｅｏがピークとなる、いわゆる双峰特性となる。
ここで、周波数ｆ１は、
【数１】
2007336770.tif 000003
で表され、
周波数ｆ２は、
【数２】
2007336770.tif 000004
で表される。
また、（数１）（数２）における項の１つである中間共振周波数ｆｏは、１次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と、１次側のインピーダンスと２次側のインピーダンスと、１次側と２次側とで共通となるインピーダンス（相互結合インダクタンスＭ）により決定される周波数である。
なお、相互結合インダクタンスＭについては、
【数３】
2007336770.tif 000005
により表される。
【００３５】
また、結合係数ｋについて、ｋ＝１の状態から徐々に小さくしていったとする、つまり、密結合の状態から徐々に疎結合の度合いを高くしていったとすると、図２５に示される特性曲線１は、双峰の傾向が徐々に希薄となって、中間共振周波数ｆｏ近傍で平坦化していくような変化を示す。そして、ある結合係数ｋにまで低下した段階で、いわゆる臨界結合の状態となる。この臨界結合の状態では、特性曲線２として示すようにして、双峰特性としての傾向ではなくなっており、中間共振周波数ｆｏを中心として曲線形状が平坦となる特性となる。
【００３６】
そして、さらに臨界結合の状態から結合係数ｋを小さくしていって、疎結合の状態を強めていったとすると、図２５の特性曲線３として示すように、中間周波数ｆｏにおいてのみピークとなる単峰特性が得られる。また、この特性曲線３と、特性曲線１，２とを比較してみると、特性曲線３は、ピークレベルそのものは特性曲線１，２より低下するものの、その曲線形状は、より急峻な傾斜を有していることが分かる。
図２２の回路の絶縁コンバータトランスＰＩＴは、結合係数ｋ≦０．６５程度とされる疎結合の状態が設定されている。この結合係数ｋの設定では、特性曲線３として示される単峰特性による動作となる。
【００３７】
ここで比較のために、図２７には、図１８に示した複合共振コンバータの定電圧制御特性を、スイッチング周波数ｆｓと２次側直流出力電圧Ｅｏのレベルとの関係により示す。図２７ではＡＣ１００Ｖ系における最大負荷電力Ｐｏmax時と最小負荷電力Ｐｏmin時、それぞれの特性を表し、また、直流出力電圧Ｅｏを所定レベル（ｔｇ）に定電圧化するために必要となるスイッチング周波数の可変制御範囲Δｆｓを表したものである。
【００３８】
この図２７に示す複合共振コンバータの定電圧制御特性と先の図２５に示す単峰特性とを比較してみると、図２５に対して図２７に示した特性は、曲線的には相当に緩やかな傾斜となる。
【００３９】
図１８に示した電源回路では、図２７に示す特性が曲線的に穏やかであることから、２次側直流出力電圧Ｅｏについて定電圧制御を行うためのスイッチング周波数の必要制御範囲は、例えば単レンジ対応の条件下であっても、ｆｓ＝８０ｋＨｚから２００ｋＨｚ以上でΔｆｓ＝１２０ｋＨｚ以上となる。このために、スイッチング周波数制御による定電圧制御のみによって、ワイドレンジ対応とすることが非常に困難となるのである。
【００４０】
図２６においては、図２２についての、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時（ＡＣ１００Ｖ系）における最大負荷電力Ｐｏmax時、最小負荷電力Ｐｏmin時の各特性曲線Ａ，Ｂと交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖ時（ＡＣ２００Ｖ系）における最大負荷電力Ｐｏmax時、最小負荷電力Ｐｏmin時の各特性曲線Ｃ，Ｄとの、４つの特性曲線が示されている。
【００４１】
この図２６からわかるように、先ず、ＡＣ１００Ｖ系の入力に対応する交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時において、２次側直流出力電圧Ｅｏを所要の定格レベルｔｇで定電圧化するために必要となるスイッチング周波数の可変制御範囲（必要制御範囲）は、Δｆｓ１で示されることになる。つまり、特性曲線Ａにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓまでの周波数範囲となる。
また、ＡＣ２００Ｖ系の入力に対応する交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖ時において、２次側直流出力電圧Ｅｏを所要の定格レベルｔｇで定電圧化するために必要となるスイッチング周波数の可変制御範囲（必要制御範囲）は、Δｆｓ２で示される。つまり、特性曲線Ｃにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓから、特性曲線Ｄにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓまでの周波数範囲となる。
【００４２】
この２次側直流出力電圧Ｅｏの制御特性である単峰特性は、先に図２７に示した制御特性と比較して、曲線的に相当に急峻である。
このために、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時、ＶAC＝２３０Ｖ時の各必要制御範囲となるΔｆｓ１、Δｆｓ２は、図２７に示されるΔｆｓと比較して相当に縮小されたものとなっている。例えば実際に測定したΔｆｓ１、Δｆｓ２としては、図２７に示されるΔｆｓの実際に対して１／１０以下程度にまで縮小されるという結果が得られている。
そのうえで、Δｆｓ１における最低スイッチング周波数（特性曲線Ａにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓ）から、Δｆｓ２における最高スイッチング周波数（特性曲線Ａにおいてレベルｔｇとなるスイッチング周波数ｆｓ）までの周波数可変範囲（ΔｆｓＡ）としても、相応に狭いものとなっている。
【００４３】
このように図２２の電源回路では、２次側に直列共振コンデンサＣ２を設置し、絶縁コンバータトランスＰＩＴの１次側と２次側の結合係数を図１８の結合係数より小さく設定することで、ワイドレンジ対応とするにあたってのスイッチング周波数の可変範囲を、図１８の回路の場合よりも格段に狭くすることができ、これによってワイドレンジ対応が可能となった。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００４４】
しかしながら、図２２に示すスイッチング電源回路は次の点で問題を有している。つまり、図２２の電源回路では２次側を流れる整流電流Ｉ２が、図２３に示されているようにそのピークレベルが高く、その分ブリッジ整流回路Ｄｏを形成するダイオードＤｏ１、Ｄｏ２、Ｄｏ３、Ｄｏ４の電力損失としても大きくなる。また、このように損失が大きいことで、各ダイオードＤｏ１、Ｄｏ２、Ｄｏ３、Ｄｏ４には放熱板が必要となっている。
【００４５】
また、スイッチング電源回路をワイドレンジ対応とする場合、図２２に示したように、２次側に直列共振コンデンサＣ２を設置しなけなければならない。この直列共振コンデンサＣ２としてはフィルムコンデンサを設けているが、ワイドレンジ対応とするにあたり、そのキャパシタンスとしては、直流出力電圧Ｅｏが４８Ｖ時は１μＦ、２４Ｖ時は２．２μＦ、１２Ｖ時は４．７μＦとなるように設定する必要がある。しかし、このような設定値になるとフィルムコンデンサの形状は大型化し、また価格的にも高価になってしまうという難点がある。
【課題を解決するための手段】
【００４６】
そこで本発明は上記した課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のように構成する。
先ず、直流入力電圧を入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段とを備える。
また、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される１次巻線と、この１次巻線により交番電圧が誘起される２次巻線とが巻装されて形成される絶縁コンバータトランスを備える。
また、上記絶縁コンバータトランスの１次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記１次巻線に直列接続された１次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて第１の共振周波数が設定され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする１次側直列共振回路を備える。
また、少なくとも第１の整流ダイオードと第２の整流ダイオード、及び第１のインダクタ素子と第２のインダクタ素子とが磁気結合された第３のインダクタ素子、及び２次側平滑コンデンサを備えて形成されると共に、上記２次巻線に生じる交番電圧の各半周期の動作として、一方の半周期には、上記第１の整流ダイオードが導通することで流される整流電流と、他方の半周期にて上記第１のインダクタ素子に整流電流が流れたことに応じ上記第３のインダクタ素子に蓄積されたエネルギーに基づく電流とを上記２次側平滑コンデンサに充電し、上記他方の半周期には、上記第２の整流ダイオードが導通することで流される整流電流と、上記一方の半周期にて上記第２のインダクタ素子に整流電流が流れたことに応じ上記第３のインダクタ素子に蓄積されたエネルギーに基づく電流とを充電する倍電流整流動作を行って、上記２次側平滑コンデンサに２次側直流出力電圧を得る２次側直流出力電圧生成手段を備える。
また、上記２次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、上記２次側直流出力電圧について定電圧制御を行う定電圧制御手段を備える。
その上で、上記第１のインダクタ素子と上記第２のインダクタ素子のインダクタンスは、上記２次巻線に生じる交番電圧の各半周期において上記第１及び第２の整流ダイオードに流れる整流電流に休止期間ができるように設定されていると共に、上記絶縁コンバータトランスは、１次側と２次側との結合係数が疎結合とされる所定以下の値に設定されているものである。
【００４７】
上記構成によるスイッチング電源回路では、１次側は従来と同様にスイッチング動作を電流共振形とする１次側直列共振回路が形成されたスイッチングコンバータの構成が採られる。２次側には上記のようにして倍電流整流動作により２次側直流出力電圧を生成する２次側直流出力電圧手段が設けられる。これにより、同じレベルによる２次側直流出力電圧を得るにあたっては、倍電流整流動作を行わない場合と比較して、２次側に流すべき整流電流のレベルは低減することができる。
また、本発明では、絶縁コンバータトランスの１次側と２次側との結合係数を疎結合とされる所定以下の値に設定しているが、このことによってワイドレンジ対応を実現することができる。これによれば、同じワイドレンジ対応とするにあたって、従来のように２次側にも直列共振回路を設ける必要はなくなる。すなわち、これによりワイドレンジ対応とするにあたり、２次側の直列共振コンデンサを省略することができる。
また、上記構成によれば、第１、第２のインダクタ素子が２次巻線と直列の関係により接続されていることになるが、このインダクタ素子が２次巻線の漏洩インダクタンスの役割を果たすことになる。これによれば、２次巻線に直列にインダクタ素子が接続されない場合と比較して、絶縁コンバータトランスの所定以下の結合係数を得るにあたって設定すべきギャップ長は、その分短くすることができる。
さらに、２次側の第１及び第２のインダクタ素子は磁気結合されている。また、整流ダイオードに流れる電流に休止期間ができるようにされている。これらのことによって、２次巻線に得られる電圧に生じるとされるリンギング成分を抑制することができる。
【発明の効果】
【００４８】
このようにして本発明は、２次側の直列共振コンデンサが無くてもワイドレンジ対応とすることができるので、従来のコンデンサの大型化やその為にコストが上がる問題は生じなくなる。
【００４９】
また、２次側においては倍電流整流動作を行うことによって、２次側を流れる整流電流のピークレベルを抑える事ができる。それによって２次側の整流ダイオードの導通損を少なくすることができ、ダイオードに放熱板を付ける必要は無くなる。
【００５０】
さらに、リンギング成分が抑制されることによって、２次側の整流ダイオードに印加される電圧レベルを抑えることができる。それによって整流ダイオード素子としては、より低耐圧の部品を用いることができ、これによって整流ダイオード素子をより小型化することができ、価格も抑えることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００５１】
図１は、本願発明を実施するための最良の形態（以下、実施の形態という）のうちの、第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。この図に示す電源回路は、１次側の基本構成として、ハーフブリッヂ結合方式による他励式の電流共振形コンバータに対して部分電圧共振回路が組み合わされた構成を採る。
【００５２】
まず、図１に示すスイッチング電源回路においては、商用交流電源ＡＣに対して２組のフィルタコンデンサＣＬおよび１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣから成るコモンモードノイズフィルタが接続されている。そして、商用交流電源ＡＣから直流入力電圧を生成する整流平滑回路としては、このコモンモードノイズフィルタの後段に対して、ブリッジ整流回路Ｄｉおよび平滑コンデンサＣｉとから成る全波整流回路が備えられる。ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力は、平滑コンデンサＣｉに対して充電され、これによって平滑コンデンサＣｉの両端には、交流入力電圧ＶＡＣの等倍のレベルに対応する整流平滑電圧（直流入力電圧）Ｅｉがえられることになる。
【００５３】
整流平滑電圧（直流入力電圧）Ｅｉを入力してスイッチングする電流共振形コンバータとしては、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２をハーフブリッヂ結合により接続したスイッチング回路系を備える。スイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２の各ドレインとソース間に対しては、図示する方向により、それぞれボディダイオードによるダンパーダイオードＤＤ１、ダンパーダイオードＤＤ２が並列に接続される。
【００５４】
また、スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間に対しては、１次側部分電圧共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この１次側部分電圧共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと１次巻線Ｎ１に生じるリーケージインダクタンスＬ１によって、並列共振回路（部分電圧共振回路）が形成される。この部分電圧共振回路によりスイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。リーケージインダクタンスＬ１は１次巻線Ｎ１によって発生し、２次巻線Ｎ２と鎖交しない磁束（漏れ磁束）によって生じるインダクタンスである。そして２次巻線Ｎ２についても同様に、２次巻線Ｎ２によって発生し、１次巻線Ｎ１と鎖交しない磁束（漏れ磁束）によって生じるインダクタンスであるリーケージインダクタンスＬ２が発生する。
【００５５】
この電源回路においては、スイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２をスイッチング駆動するために、例えば汎用のＩＣによる発振・ドライブ回路２が設けられる。この発振・ドライブ回路２は、発振回路、駆動回路を有して、所要の周波数によるドライブ信号（ゲート信号）をスイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２の各ゲートに対して印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２は、所要のスイッチング周波数により交互にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行う。
【００５６】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ(Powewr Isolation Transform)は、スイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２のスイッチング出力を２次側に伝送する。この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴの１次巻線Ｎ１の一端は、スイッチング素子Ｑ１のソースとスイッチング素子Ｑ２のドレインの接続点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が得られるようにされる。
【００５７】
この、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造を説明するために、図１９を参照する。
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１とＥ型コアＣＲ２とを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、ボビンＢを用いて１次側と２次側とで巻装部位を分割したうえで、１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２とを、ＥＥ型コアの内磁脚に対して巻装している。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴのＥＥ型コアの内磁脚に対しては、０.５mm程度のギャップＧを形成するようにしている。これによって、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋとしては、ｋ＝０.８から０.８５程度の結合係数を得るようにしている。
【００５８】
また、図１に図示するように、１次巻線Ｎ１の一端は、１次側直列共振コンデンサＣ１を介して１次側アースに接続されている。
この場合、１次側直列共振コンデンサＣ１および１次巻線Ｎ１は直列に接続されているが、この１次側直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンス、および絶縁コンバータトランスＰＩＴの１次巻線Ｎ１に生じるリーケージインダクタンスＬ１により、スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための１次側直列共振回路を形成している。
【００５９】
ここまでの説明によると、この図１に示す１次側スイッチングコンバータとしては、１次側直列共振回路（Ｌ１とＣ１）による電流共振形としての動作と、部分電圧共振回路（ＣｐとＬ１）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。つまり、この図に示す電源回路は、１次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路が組み合わされた形式を採っていることになる。以下、このようなスイッチングコンバータについて「複合共振形コンバータ」ということにする。
【００６０】
上記絶縁コンバータトランスＰＩＴの２次巻線Ｎ２には、１次巻線Ｎ１に伝達されたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起されることになる。
【００６１】
２次側の回路の構成としては、２次巻線Ｎ２に対して２次側直列共振コンデンサＣ２が直列に接続されている。具体的にはこの場合、２次側直列共振コンデンサＣ２は２次巻線Ｎ２の一方の端部（巻終わり端部）に対して接続されている。この２次側直列共振コンデンサＣ２のキャパシタンス及び、絶縁コンバータトランスＰＩＴの２次巻線Ｎ２に生じるリーケージインダクタンスＬ２により、２次側直列共振回路を形成している。
【００６２】
そして、上記２次側直列共振コンデンサＣ２に対しては、図示するようにしてパワーチョークコイルＰＣＣが直列に接続されている。つまり、これによって２次巻線Ｎ２とパワーチョークコイルＰＣＣとが直列の関係により接続されている。
上記パワーチョークコイルＰＣＣはセンタータップされ、巻線部Ｌｏ１と巻線部Ｌｏ２に分かれている。この巻線部Ｌｏ１のセンタータップされていない端部と上記２次側直列共振コンデンサＣ２が接続されている。また、センタータップ出力は平滑コンデンサＣｏの正極端子と接続され、上記２次巻線Ｎ２のもう一方の端部（巻始め端部）は上記巻線部Ｌｏ２のセンタータップされていない端部と接続されている。
さらに、上記２次側直列共振コンデンサＣ２と上記巻線部Ｌｏ１との接続点には、整流ダイオードＤｏ１のカソードが接続されており、この整流ダイオードＤｏ１のアノードは、上記平滑コンデンサＣｏの負極端子と接続されている。さらに、上記２次巻線Ｎ２のもう一方の端部（巻始め端部）と上記巻線部Ｌｏ２との接続点に対しては、整流ダイオードＤｏ２のカソードが接続されている。この整流ダイオードＤｏ２のアノードは、上記平滑コンデンサＣｏの負極端子と上記整流ダイオードＤｏ１のアノードとの接続点に接続されており、そして、上記整流ダイオードＤｏ１のアノードと上記整流ダイオードＤｏ２のアノードと上記平滑コンデンサＣｏの負極端子との接続点には２次側アースが接地されている。
【００６３】
上記のような接続形態を採る２次側回路において、２次巻線Ｎ２の一方の端部（巻終わり端部）ともう一方の端部（巻始め端部）との間に対しては、巻線部Ｌｏ１と平滑コンデンサＣｏと整流ダイオードＤｏ２の直列接続回路が直列に挿入されていることになる。また、同様にして、巻線部Ｌｏ２と平滑コンデンサＣｏと整流ダイオードＤｏ１の直列接続回路が、２次巻線Ｎ２の一方の端部（巻終わり端部）ともう一方の端部（巻始め端部）との間に対して直列に挿入されている。
【００６４】
このような構成を持つ２次側回路において、２次巻線Ｎ２に生じる交番電圧の一方の極性の半周期には、整流ダイオードＤｏ２が導通し、整流電流が[２次巻線Ｎ２→２次側直列共振コンデンサＣ２→巻線部Ｌｏ１→平滑コンデンサＣｏ→整流ダイオードＤｏ２→２次巻線Ｎ２]の経路で流れる。
一方、２次巻線Ｎ２に生じる交番電圧の他方の極性の半周期には、整流ダイオードＤｏ１が導通し、整流電流は[２次巻線Ｎ２→巻線部Ｌｏ２→平滑コンデンサＣｏ→整流ダイオードＤｏ１→２次側直列共振コンデンサＣ２→２次巻線Ｎ２]の経路で流れる。
【００６５】
ここで、注目すべきは、上記説明による整流電流経路によれば、一方の極性の半周期には整流電流が巻線部Ｌｏ１を介して流れ、また他方の極性の半周期には整流電流が巻線部Ｌｏ２を介して流れていることである。すなわち、このようにして各半周期で整流電流が流されることで、パワーチョークコイルＰＣＣに対しては、各半周期にエネルギーが蓄積されることになる。
【００６６】
そして、このようにして各半周期においてパワーチョークコイルＰＣＣにエネルギーが蓄積されることで、２次側回路において一方の極性の半周期には、パワーチョークコイルＰＣＣに蓄積された成分に基づき、[巻線部Ｌｏ２→平滑コンデンサＣｏ→整流ダイオードＤｏ２]の経路によっても電流が流れることになる。
同様にして、他方の極性の半周期においては、パワーチョークコイルＰＣＣに蓄積された成分に基づき、[巻線部Ｌｏ１→平滑コンデンサＣｏ→整流ダイオードＤｏ１]の経路によっても電流が流れる。
【００６７】
このように２次側の整流回路では、各半周期に平滑コンデンサＣｏに二重に電流が充電される。
ゆえに、図１の２次側回路は倍電流整流動作を行っているといえる。
【００６８】
上記倍電流整流動作によれば、２次側直流出力電圧Ｅｏとして所定の電圧レベルを得ようとしたときに、２次側の整流回路に流れる電流のレベルを、倍電流整流動作を行わないとした場合と比較して、低減させることができる。
このようにして整流電流のレベルを抑制できることで、整流ダイオードＤｏ１、Ｄｏ２の損失も低減され、整流ダイオードＤｏの放熱板を無くす事が可能となる。
【００６９】
また、上記倍電流整流動作によって得られた２次側直流出力電圧Ｅｏは、図示しない負荷に供給されると共に、制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００７０】
制御回路１は、２次側直流出力電圧Ｅｏをスイッチング周波数制御方式により安定化させるために設けられている。
この場合の制御回路１は、検出入力である２次側直流出力電圧Ｅｏのレベル変化に応じた検出出力を発振・ドライブ回路２に供給する。発振・ドライブ回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じてスイッチング周波数が可変されるようにしてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動する。このためには、内部の発振回路により生成する発振信号の周波数を可変することになる。
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数が可変されることで、１次側直列共振回路の共振インピーダンスが変化し、絶縁コンバータトランスＰＩＴの１次巻線Ｎ１から２次巻線Ｎ２側に伝送される電力量が変化するが、これにより２次側直流出力電圧Ｅｏのレベルを安定化させるように動作する。
【００７１】
次いで、図２を参照して、図１に示したパワーチョークコイルＰＣＣの構造について説明する。
パワーチョークコイルＰＣＣの構造は先に述べた絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造と同様にフェライト材によるＥＥ型コアを備え、ボビンＢを用いて巻線部Ｌｏ１と巻線部Ｌｏ２とを巻装している。先の図２を参照して説明した絶縁コンバータトランスＰＩＴでは、巻装部位を１次側と２次側とに分割しているが、パワーチョークコイルＰＣＣでは、分割せずに一つの巻装部位に巻装している。図示するようにして、ボビンＢに対して先ず巻線部Ｌｏ２から巻装し、その外側に巻線部Ｌｏ２と同じターン数だけ巻線部Ｌｏ１を巻装している。また、パワーチョークコイルＰＣＣのＥＥ型コアの内磁脚に対しては、０.２５mmのギャップＧを形成するようにし、これによって、巻線部Ｌｏ１と巻線部Ｌｏ２との結合係数ｋｐとしては、ｋｐ＝０.９８が得られている。
【００７２】
次に、図３には図１に示した電源回路の各部の動作波形図を示す。なお、図３に示す実験結果を得るにあたり、図１に示した電源回路は負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗから０Ｗ、ＶＡＣ＝８５Ｖから２６４Ｖの仕様に対し、各要部を次のように選定した。
先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴについて、コア材としてはＥＥＲ＝３５、ギャップ長を０．５mmとし、１次巻線Ｎ１及び２次巻線Ｎ２の巻数としては、それぞれＮ１＝３５Ｔ、Ｎ２＝３０Ｔを巻装し、１次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンスＬ１と２次巻線Ｎ２のリーケージインダクタンスＬ２をＬ１＝４００μＨ、Ｌ２＝３００μＨとした。絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数Ｋとしては、Ｋ＝０．８５を得ている。
また、パワーチョークコイルＰＣＣは、コア材としてはＥＥＲ＝２２．５、ギャップ長を０．２５mmとし、巻線部Ｌｏ１,Ｌｏ２は、Ｌｏ１＝Ｌｏ２＝５５μＨとした。パワーチョークコイルＰＣＣにおける巻線部Ｌｏ１とＬｏ２との結合係数ｋｐとしては、ｋｐ＝０．９８を得ている。
さらに、１次側直列共振コンデンサＣ１と１次側部分電圧共振コンデンサＣｐはＣ１＝０．０３９μＦ、Ｃｐ＝６８０ＰＦとし、２次側直列共振コンデンサＣ２はＣ２＝０．１５μＦと選定した。
【００７３】
図３において、図３（ａ）では、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ（最大負荷電力）時の動作波形を示し、図３（b）では負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ（無負荷電力）時の動作波形を示している。なお、これらの図では、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時の実験結果を示している。
【００７４】
これら図３（ａ）（b）において、電圧Ｖ１は、スイッチング素子Ｑ２の両端電圧であり、スイッチング素子Ｑ２のオン/オフタイミングを示すものとなる。つまり、電圧Ｖ１が０レベルとなる期間には、図示するスイッチング素子Ｑ２の電流ＩＱ２が流れ、この期間はスイッチング素子Ｑ２がオンする。また、電圧Ｖ１が図示するように整流平滑電圧Ｅｉのレベルでクランプされる期間には、電流ＩＱ２が０レベルとなり、この期間はスイッチング素子Ｑ２がオフすることが分かる。また、図示はしないが一方のスイッチング素子Ｑ１の両端電圧としては、電圧Ｖ１の位相を１８０度シフトした波形として得られる。同様に、スイッチング素子Ｑ１の電流としても、電流ＩＱ２の位相を１８０度シフトした波形が得られる。つまり、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２は交互にオン/オフするようにされている。
なお、電流Ｉ１は１次側直列共振回路を流れる共振電流であり、略、スイッチング素子Ｑ１の電流とスイッチング素子Ｑ２の電流ＩＱ２との波形が合成された、図のような波形となるものである。
【００７５】
そして、電流Ｉ１が流れるのに応じて、絶縁コンバータトランスＰＩＴの２次巻線Ｎ２には、図示する電圧Ｖ２が励起される。この電圧Ｖ２の一方の極性の半周期においては、２次側の整流ダイオードＤｏ２が導通して整流電流が流れ、他方の極性の半周期においては、整流ダイオードＤｏ１が導通して整流電流が流れる。
図１に図示した電流Ｉ２、電流Ｉ３、電流Ｉ４、電流Ｉ５、電流Ｉ６は、上述した交番電圧Ｖ２の各半周期に応じて流れ、その波形図は図３（ａ）（b）に示したとおりである。
また、Ｐｏ＝０Ｗ時の電流Ｉ４、電流Ｉ６の値は零になっている。
【００７６】
この図３（ａ）（b）に示した電流Ｉ４、電流Ｉ６は、図１に示した整流ダイオードＤｏ１、Ｄｏ２を各々流れる電流であるが、その波形によれば、この電流Ｉ４、電流Ｉ６は、スイッチング周期の各半周期において電流の流れの休止期間ができるように不連続的に流れるものとなっている。
このように電流が流れる動作モードを、ここでは不連続動作モードと呼ぶ。
なお、この不連続動作モードの設定は、巻線部Ｌｏ１と巻線部Ｌｏ２の巻数（インダクタンス）を調整することで行うことができる。
【００７７】
ところで、上記のようにして図１の回路では、整流ダイオードＤｏ１、Ｄｏ２に流れる電流が不連続動作モードにより流れるようにしている。
このように整流ダイオードＤｏ１、Ｄｏ２に流れる電流が不連続動作モードにより流れるようにしているのは、これら整流ダイオードＤｏがオフする際に発生する空乏層容量と、２次巻線Ｎ２のリーケージインダクタンスとに起因して生じるとされる、電圧Ｖ２のリンギング成分を抑制するためである。以下、このようなリンギング成分の抑制動作について、引き続き図３の波形図を参照して説明する。
【００７８】
先ず、２次巻線Ｎ２に生じる交番電圧の一方の半周期において、整流ダイオードＤｏ２がターンオフした後の不連続期間では、巻線部Ｌｏ２に流れる電流として示す電流Ｉ５が、上記整流ダイオードＤｏ２がオン時に流れていた方向とは逆方向に流れていることが確認できる。すなわち、この不連続期間においての電流Ｉ５は、図１を参照してわかるように、巻線部Ｌｏ２→２次巻線Ｎ２に流れることになる。この不連続期間における電流Ｉ５は、先に説明した倍電流整流動作時にパワーチョークコイルＰＣＣに蓄積されたエネルギーが電流として上記巻線部Ｌｏ２から流れでているものである。
このようにして、上記整流ダイオードＤｏ２がターンオフした後の不連続期間に、パワーチョークコイルＰＣＣに蓄積された成分が電流として流れ出ることで、この期間においてパワーチョークコイルＰＣＣのインダクタンスは、その分減少することになる。
【００７９】
また、２次巻線Ｎ２に生じる交番電圧の他方の極性の半周期についても、整流ダイオードＤｏ１がターンオフした後の不連続期間では、巻線部Ｌｏ１に流れる電流として示す電流Ｉ３が、上記整流ダイオードＤｏ１がオン時に流れていた方向とは逆方向に流れていることが確認できる。すなわち、この期間の電流Ｉ３は、巻線部Ｌｏ１→２次巻線Ｎ２に流れることになる。この不連続期間における電流Ｉ３は、先に説明した倍電流整流動作時にパワーチョークコイルＰＣＣに蓄積されたエネルギーが電流として上記巻線部Ｌｏ１から流れでているものである。
このようにして、上記整流ダイオードＤｏ１がターンオフした後の不連続期間に、パワーチョークコイルＰＣＣに蓄積された成分が電流として流れ出ることで、この期間においてもパワーチョークコイルＰＣＣのインダクタンスは、その分減少することになる。
【００８０】
上記のようにして、図１の回路では、先に説明した倍電流整流動作によって各半周期にパワーチョークコイルＰＣＣに蓄積されたエネルギーを、各半周期における整流ダイオードＤｏがターンオフした後の不連続期間において放出させることができる。
これにより、各半周期では、整流ダイオードＤｏがターンオフした後の不連続期間において、上記２次巻線Ｎ２のリーケージインダクタンスを減少させることができる。
これによれば、一方の半周期のときは、上記整流ダイオードＤｏ２がオフとなって生じる空乏層容量と上記２次巻線Ｎ２のリーケージインダクタンスとに起因して生じるリンギング成分を抑制することができる。
また、他方の極性の半周期のときも同様に、上記整流ダイオードＤｏ１がオフとなって生じる空乏層容量と上記２次巻線Ｎ２のリーケージインダクタンスとに起因して生じるリンギング成分を抑制することができる。
【００８１】
ここで、上記のようにして各半周期において整流ダイオードＤｏがターンオフとなった後の不連続期間にパワーチョークコイルＰＣＣに蓄積された成分が放出されるのは、当然のことながら各整流ダイオードＤｏに流れる電流を不連続動作モードとしたことが起因しているが、これと共に、さらに本実施の形態の電源回路のように巻線部Ｌｏ１と巻線部Ｌｏ２とが磁気結合されているということも必須の要件となる。
仮に、巻線部Ｌｏ１と巻線部Ｌｏ２を磁気結合しない構成とした場合を想定してみると、先に説明した倍電流整流動作が行われる条件では、整流ダイオードＤｏ２が導通する一方の半周期では、巻線部Ｌｏ１に独立してエネルギーが蓄積されることになる。また整流ダイオードＤｏ１が導通する他方の極性の半周期には、巻線部Ｌｏ２に独立してエネルギーが蓄積されることになる。
そして、上記により説明したリンギング成分の抑制動作によると、上記整流ダイオードＤｏ２が導通する一方の半周期において巻線部Ｌｏ１に蓄積された成分は、この一方の半周期での不連続期間において、巻線部Ｌｏ２を介して放出されるべきものとなるが、巻線部Ｌｏ１と巻線部Ｌｏ２とが磁気結合されていないとすれば、当然のことながらこのように巻線部Ｌｏ１に蓄積された成分が巻線部Ｌｏ２を介して流れ得ないものとなる。
同様に、上記整流ダイオードＤｏ２が導通する一方の半周期においては、巻線部Ｌｏ２に蓄積された成分は、この一方の半周期での不連続期間において巻線部Ｌｏ１を介して放出されるべきものとなるが、同様に巻線部Ｌｏ１と巻線部Ｌｏ２とが磁気結合されていなければ、このような巻線部Ｌｏ１から巻線部Ｌｏ２を介してのエネルギーの放出も起こり得ないものとなる。
このようにして図１に示した電源回路では、各整流ダイオードＤｏに流れる電流が不連続動作モードにより流れるようにしていることと、巻線部Ｌｏ１と巻線部Ｌｏ２とが磁気結合されるようにしていることによって、リンギング成分を抑制することができる。
【００８２】
リンギング成分が抑制できれば、整流ダイオードＤｏに印加される電圧のレベルも抑えられる。このことによって、上記整流ダイオードＤｏとしては、より低耐圧な部品を選定できるので、上記整流ダイオードＤｏを小型化でき、価格も抑えることができる。
【００８３】
なお、図３（ａ）では、電流Ｉ３、電流Ｉ５として示した巻線部Ｌｏ１と巻線部Ｌｏ２に流れる電流が、各半周期で休止期間無く流れているのが分かるが、このようにスイッチング周期の各半周期において電流が休止期間無く連続的に流れる動作モードのことを、ここでは連続動作モードと呼ぶ。このように連続動作モードとなるのは、上記巻線部Ｌｏ１と上記巻線部Ｌｏ２を磁気結合としたことによる。このように磁気結合とすると、上記巻線部Ｌｏ１に電流Ｉ３が流れることで上記巻線部Ｌｏ１から上記巻線部Ｌｏ２に誘起電圧が発生し、上記巻線部Ｌｏ２に電流Ｉ５が流れることで上記巻線部Ｌｏ２から上記巻線部Ｌｏ１に誘起電圧が発生する。このことから、上記巻線部Ｌｏ１と上記巻線部Ｌｏ２に流れる電流は連続動作モードとなる。
【００８４】
ところで、図１に示した電源回路は、各要部の定数を先に述べたものに設定することにより、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋとしては、先の図１８の回路の場合と同様のｋ＝０．８５を設定している。
しかしながら、図１に示す電源回路では、２次巻線Ｎ２に対して直列に、それぞれ巻線部Ｌｏ１、巻線部Ｌｏ２が接続されたものとなっており、これによって総合的な結合係数は、この結合係数ｋ＝０．８５よりも低いものとなっている。つまり、このように２次巻線Ｎ２と直列に接続された巻線部Ｌｏ１、Ｌｏ２は、等価的には２次巻線Ｎ２のリーケージインダクタンスを形成しているものとみることができる。このことで図１に示した電源回路では、実質的に２次巻線Ｎ２のリーケージインダクタンスがこれら巻線部Ｌｏ１、Ｌｏ２の分増やされている事になる。これによると、２次巻線と直列に巻線部Ｌｏ１、Ｌｏ２が設けられていない場合と比較すれば、その分、１次側と２次側との総合的な結合係数としては、より低下するようにされていることになる。
【００８５】
このような図１の回路における１次側と２次側との総合的な結合係数の値としては、先に述べた各部の定数の設定により、０．７から０．８程度の疎結合とされる値を設定するようにされている。
このことで、図１の回路では、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の双方の入力に対応して動作するワイドレンジ対応を実現することができる。
【００８６】
ここで、先に本出願人は、１次側のみに直列共振回路を設けたスイッチング電源回路について実験を行った結果、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数（総合的な結合係数）を疎結合とされる所定以下の値に設定することで、ワイドレンジ対応を実現できることを確認した。すなわち、２次側に直列共振回路を設けずとも、結合係数を所定以下とすることで、ワイドレンジ対応を実現できるものである。
【００８７】
なお、上記のようにして実質的に２次巻線Ｎ２のリーケージインダクタンスが増えるものとなり、総合的な結合係数が低下するということは、或る所定の結合係数を得るにあって設定すべき絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップＧの長さ（単にギャップ長とも呼ぶ）としては、その分短くすることができる。
これは、先の図２２の回路ではギャップ長を２mmに拡大して結合係数として０．７５程度を得ていたのと比較して、図１の場合はギャップ長を０．５mmとして上述のように結合係数（総合的な）が０．７から０．８となることからも明らかである。
【００８８】
図１の回路では、このようにしてギャップ長を狭くすることができることで、ギャップ形成に伴い生じるとされている渦電流損失を低減することができ、それによってより高効率とすることができる。
【００８９】
また、図１では、２次巻線Ｎ２に対して直列に２次側直列共振コンデンサＣ２を接続しているが、このことにより図１の電源回路の２次側では、先にも述べたように２次巻線Ｎ２のリーケージインダクタンス（Ｌ２）と２次側直列共振コンデンサＣ２のキャパシタンスとにより、２次側直列共振回路が形成される。
このように２次側に対しても直列共振回路が形成されることで、その共振動作によって得られるエネルギーによっても２次側直流出力電圧Ｅｏ生成のための電力がまかなわれるので、その分電力変換効率の向上を図ることができる。
また、２次側直列共振回路を設けた場合は、１次側の直列共振回路を流れる電流Ｉ１のピークレベルが抑制されるとの実験結果も得られており（先の図２０の電流Ｉ１と図３の電流Ｉ１を参照）、これによって損失が低減することも、効率向上に寄与するものとなっている。
【００９０】
なお、このようにして図１に示す電源回路では、従来の回路（図２２の回路）と同様に２次側直列共振コンデンサＣ２を設けているが、その容量としては、前述もしたようにＣ２＝０．１５μＦ程度であり、従来の回路が備えるものよりも相当に小さいものとすることができる。
これは、図１の回路では、ワイドレンジ対応とするにあたってもともと２次側に直列共振回路は不要であり、従来のようにワイドレンジ対応とするために２次側直列共振コンデンサＣ２の容量を大きく設定する必要がないためである。
このように２次側直列共振コンデンサＣ２の容量は比較的小さく設定することができることで、図１の回路としても、従来生じていたコンデンサの大型化やコスト高の問題を解決することができる。
【００９１】
次に、図４には、図１に示した電源回路の特性図を示す。なお、この図４に示す特性図としても、図１に示した電源回路の各要部を上述した定数に設定した場合に得られた実験結果を示している。
【００９２】
この図４は、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００ＶとＶＡＣ＝２３０Ｖの入力電圧条件の下での負荷変動に対する電力変換効率ηＡＣ→ＤＣ、およびスイッチング周波数ｆｓの特性を示している。
図示した実線は交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時の特性になるが、負荷電力Ｐｏが最大負荷時の１５０Ｗの時の電力変換効率ηＡＣ→ＤＣは９１．５％であり、負荷電力Ｐｏの１５０から０Ｗの変動に対するスイッチング周波数ｆｓは７１．４ｋＨｚから７６．９ｋＨｚで、スイッチング周波数ｆｓの変化幅Δｆｓの値は５．５ｋＨｚとなっている。
また、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖは点線で表されており、負荷電力Ｐｏが最大負荷時の１５０Ｗの時の電力変換効率ηＡＣ→ＤＣは９３．０％で、負荷電力Ｐｏの１５０から０Ｗの変動に対するスイッチング周波数ｆｓは１０５．１ｋＨｚから１２７．５ｋＨｚで、スイッチング周波数ｆｓの変化幅Δｆｓの値は２２．４ｋＨｚとなっている。
【００９３】
このようにして、図１の回路のスイッチング周波数ｆｓは、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時のスイッチング周波数ｆｓの負荷変動に対する可変範囲で一番低い値と、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖ時のスイッチング周波数ｆｓの負荷変動に対する可変範囲で一番高い値は、それぞれ、およそ７１．４ｋＨｚと１２７．５ｋＨｚとなっている。すなわち、その範囲はおよそ５６．１ｋＨｚとなっている。ここで、図１８の回路の負荷変動に対するスイッチング周波数ｆｓの可変範囲は、ＡＣ１００Ｖ系の単レンジのみに対応するものであるにもかかわらず、先にも述べたように９７ｋＨｚであった。この数値に対して、図１の回路は、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ・負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗから交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖ・負荷電力Ｐｏ＝０Ｗまでの変動に対応するために必要な可変範囲は、上記によるおよそ５６．１ｋＨｚとなる。すなわち、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系との双方に対応するのに必要な必要制御範囲Δｆｓとしては概ねこの５６．１ｋＨｚ程度となるものであり、これらの比較から図１の回路をワイドレンジ対応とできるのは明らかである。
【００９４】
そして、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値に関しては、図２１に示した図２２の背景技術のスイッチング電源回路のηＡＣ→ＤＣと比較して、負荷電力Ｐｏの０Ｗから１５０Ｗまでの全範囲の中で、およそ３０Ｗから８０Ｗ程度の中負荷時の効率が向上しているのがこの実験の結果からもわかる。
【００９５】
ここで、図５（ａ）（ｂ）には、図１に示した電源回路の２次側の構成の変形例を示す。なお、図５において、１次側の構成は図１に示したものと同様となるので図示による説明は省略する。
【００９６】
先ず、図５（ａ）の変形例は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの２次側巻線として、図示するように２次巻線Ｎ２Ａと２次巻線Ｎ２Ｂとの複数を設けて、それらを並列に接続した上で、それぞれの出力を、整流ダイオードＤｏ１・整流ダイオードＤｏ２・巻線部Ｌｏ１・巻線部Ｌｏ２・平滑コンデンサＣｏによる共通の倍電流整流平滑回路により整流平滑して２次側直流出力電圧Ｅｏを生成するようにしたものである。
【００９７】
図５（ａ）に示す２次巻線Ｎ２Ａ側の回路構成は、図１に示した２次側の回路構成とほぼ同様となる。但しこの場合は、２次側直列共振コンデンサＣ２の位置が、図１では２次巻線Ｎ２Ａの一方の端部（巻終わり端部）と接続されていたのが、図５（ａ）では２次巻線Ｎ２Ａのもう一方の端部（巻始め端部）と接続されている。
【００９８】
また、この図５（ａ）に示す回路の２次巻線Ｎ２Ｂには直列に２次側直列共振コンデンサＣ２Ｂが接続されている。２次巻線Ｎ２Ｂの一方の端部（巻終わり端部）が、上記２次巻線Ｎ２Ａの一方の端部（巻終わり端部）と上記巻線部Ｌｏ１の接続点に対して接続され、また、上記２次巻線Ｎ２Ｂのもう一方の端部（巻始め端部）は、２次側直列共振コンデンサＣ２Ｂを介して上記２次側直列共振コンデンサＣ２Ａと上記巻線部Ｌｏ２との接続点に対して接続されている。つまり、このようにして上記２次巻線Ｎ２Ａと上記２次巻線Ｎ２Ｂとが並列に接続されている。
【００９９】
このような図５（ａ）の回路構成によれば、倍電流整流回路を形成するにあたって必要となる巻線部Ｌｏ１と平滑コンデンサＣｏと整流ダイオードＤｏ２による共通の直列接続回路と、巻線部Ｌｏ２と平滑コンデンサＣｏと整流ダイオードＤｏ１による共通の直列接続回路とが、それぞれの２次巻線Ｎ２の一方の端部（巻終わり端部）からもう一方の端部（巻始め端部）の間に対して直列に挿入されていることになる。
換言すれば、上記２次巻線Ｎ２Ａと上記２次巻線Ｎ２Ｂにそれぞれ生じる交番電圧の各半周期に流れる整流電流の経路において、巻線部Ｌｏ１、巻線部Ｌｏ２、整流ダイオードＤｏ１、整流ダイオードＤｏ２、コンデンサＣ２Ａ、コンデンサＣ２Ｂ、平滑コンデンサＣｏを共有するようにしているものである。
【０１００】
この図５（ａ）に示す２次側の構成が採られる場合においても、先の図１に示した電源回路の場合と同様の効果を得ることができる。
【０１０１】
次の図５（ｂ）の変形例は、先の図５（ａ）の変形例では巻線部Ｌｏ１、巻線部Ｌｏ２、整流ダイオードＤｏ１、整流ダイオードＤｏ２、平滑コンデンサＣｏを共有するようにしていたものを、整流ダイオードＤｏを除いた巻線部Ｌｏ１、巻線部Ｌｏ２、平滑コンデンサＣｏのみを共有するように構成したものである。
【０１０２】
図示するようにしてこの図５（ｂ）の変形例では、並列接続された２次巻線Ｎ２Ａと２次巻線Ｎ２Ｂのそれぞれに対し、アノード同士を接続するようにされた整流ダイオードＤｏ１と整流ダイオードＤｏ２との直列接続回路を並列に接続するようにしている。
なお、この場合において、２次巻線Ｎ２Ａ側に設けられる整流ダイオードＤｏ１と整流ダイオードＤｏ２については、整流ダイオードＤｏ１Ａと整流ダイオードＤｏ２Ａとする。また、もう一方の２次巻線Ｎ２Ｂ側に設けられている整流ダイオードＤｏ１と整流ダイオードＤｏ２については、区別して整流ダイオードＤｏ１Ｂと整流ダイオードＤｏ２Ｂとする。
【０１０３】
その上で、図示するようにして、整流ダイオードＤｏ１Ｂのカソードが上記２次巻線Ｎ２Ｂの一方の端部（巻終わり端部）に接続され、整流ダイオードＤｏ２Ｂのカソードは２次側直列共振コンデンサＣ２Ｂに接続されている。そして、これら整流ダイオードＤｏ１Ｂと整流ダイオードＤｏ２Ｂのアノード同士の接続点が２次側アースに接地されている。
【０１０４】
また、上記２次巻線Ｎ２Ｂの一方の端部（巻終わり端部）と整流ダイオードＤｏ１Ｂのカソードとの接続点は、上記２次巻線Ｎ２Ａの一方の端部（巻終わり端部）と巻線部Ｌｏ１との接続点に対して接続され、上記２次側直列共振コンデンサＣ２Ｂと整流ダイオードＤｏ２Ｂのカソードとの接続点を、２次側直列共振コンデンサＣ２Ａと巻線部Ｌｏ２との接続点に対して接続されている。これにより、この場合も上記２次巻線Ｎ２Ａと上記２次巻線Ｎ２Ｂとが並列に接続される。
【０１０５】
この図５（ｂ）に示す構成によれば、２次巻線Ｎ２Ａに対しては、その一方の端部（巻終わり端部）ともう一方の端部（巻始め端部）との間に、巻線部Ｌｏ１と平滑コンデンサＣｏと整流ダイオードＤｏ２Ａの直列接続回路と、巻線部Ｌｏ２と平滑コンデンサＣｏと整流ダイオードＤｏ１Ａの直列接続回路とがそれぞれ直列に挿入されたもとなる。
また、２次巻線Ｎ２Ｂに対しては、その一方の端部（巻終わり端部）ともう一方の端部（巻始め端部）との間に巻線部Ｌｏ１と平滑コンデンサＣｏと整流ダイオードＤｏ２Ｂの直列接続回路と、巻線部Ｌｏ２と平滑コンデンサＣｏと整流ダイオードＤｏ１Ｂの直列接続回路とがそれぞれ直列に挿入されたもとなる。
これにより、この場合も２次巻線Ｎ２Ａと２次巻線Ｎ２Ｂのそれぞれの出力に基づいて倍電流整流動作を行って平滑コンデンサＣｏに整流電流を充電することができる。
【０１０６】
この図５（ｂ）に示す構成とした場合にも、先の図１の構成とした場合と同様の効果を得ることができる。
【０１０７】
次に示す図６も、図１に示した電源回路の２次側の構成の変形例である。なお、図６においても、１次側の構成は図１に示したものと同様となるので図示による説明は省略する。
【０１０８】
この図６は、図１に示した２次側の回路構成から２次側直列共振コンデンサＣ２を削除したものである。なお、図６の回路構成の説明は、２次側直列共振コンデンサＣ２が設けられていないこと以外は図１と同様となるので省略する。
【０１０９】
また、図６の電源回路は、図１と同様に各部の定数を先に述べたものに設定することにより、絶縁コンバータトランスＰＩＴの１次側と２次側との総合的な結合係数について、０．８から０．７という値を設定するものとしている。
このことで、図６の回路では、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の双方の入力に対応して動作するワイドレンジ対応を実現することができる。
【０１１０】
次に、図７には、第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す。
なお、図７において、既に先の図１にて説明した部分と同様の部分については同一符号を付して説明を省略する。
図７における第２の実施の形態のスイッチング電源回路は、先の図１の回路と比較すると、その２次側の構成は、各半周期の電流の流れる経路が、インダクタ素子Ｌｏに電流が流れた後で整流ダイオードＤｏに流れる順番であったが、図７の回路ではその順番が逆になり、各半周期の電流が整流ダイオードＤｏに電流が流れた後でインダクタ素子Ｌｏに流れる接続形態となっている。
【０１１１】
先ず、この場合も２次巻線Ｎ２に対しては直列に２次側直列共振コンデンサＣ２が接続されている。この２次側直列共振コンデンサＣ２は、この場合も、２次巻線Ｎ２の一方の端部（巻終わり端部）に対して接続されている。
そしてこの場合は、上記２次側直列共振コンデンサＣ２に対しては整流ダイオードＤｏ１のアノードが接続されている。上記整流ダイオードＤｏ１のカソードは整流ダイオードＤｏ２のカソードと接続され、上記整流ダイオードＤｏ２のアノードは２次巻線Ｎ２のもう一方の端部（巻始め端部）と接続されている。また、上記整流ダイオードＤｏ１のカソードと上記整流ダイオードＤｏ２のカソードの接続点には、平滑コンデンサＣｏの正極端子が接続されている。
【０１１２】
さらに、上記２次側直列共振コンデンサＣ２と上記整流ダイオードＤｏ１のアノードとの接続点にはパワーチョークコイルＰＣＣが接続されている。この場合も、上記パワーチョークコイルＰＣＣはセンタータップされ、巻線部Ｌｏ１と巻線部Ｌｏ２に分かれている。上記パワーチョークコイルＰＣＣの構造は図１と同様のもので、図７のパワーチョークコイルＰＣＣでもギャップＧ＝０.２５mmを形成し、それによって結合係数ｋｐは、ｋｐ＝０.９８を得ている。
【０１１３】
このパワーチョークコイルＰＣＣにおいて上記巻線部Ｌｏ１のセンタータップされていない端部は上記２次側直列共振コンデンサＣ２と上記整流ダイオードＤｏ１のアノードとの接続点に接続されている。また、パワーチョークコイルＰＣＣのセンタータップ出力は平滑コンデンサＣｏの負極端子と接続され、その接続点には２次側アースが接地されている。さらに、上記巻線部Ｌｏ２のセンタータップされていない端部は上記２次巻線Ｎ２のもう一方の端部（巻始め端部）と上記整流ダイオードＤｏ２のアノードとの接続点に接続されている。
【０１１４】
このような接続形態となっている２次側回路において、２次巻線Ｎ２の一方の端部（巻終わり端部）ともう一方の端部（巻始め端部）との間に対しては、整流ダイオードＤｏ１と平滑コンデンサＣｏと巻線部Ｌｏ２の直列接続回路が直列に挿入されていることになる。そして、整流ダイオードＤｏ２と平滑コンデンサＣｏと巻線部Ｌｏ１の直列接続回路も、２次巻線Ｎ２の一方の端（巻終わり端部）部ともう一方の端部（巻始め端部）との間に対して直列に挿入されている。
【０１１５】
ここで、上記構成による２次側回路の整流動作について説明する。先ず、２次巻線Ｎ２に生じる交番電圧の一方の極性の半周期には整流ダイオードＤｏ１が導通し、整流電流は[２次巻線Ｎ２→２次側直列共振コンデンサＣ２→整流ダイオードＤｏ１→平滑コンデンサＣｏ→巻線部Ｌｏ２→２次巻線Ｎ２]の経路で流れる。
また、他方の極性の半周期には、整流ダイオードＤｏ２が導通し、整流電流が[２次巻線Ｎ２→整流ダイオードＤｏ２→平滑コンデンサＣｏ→巻線部Ｌｏ１→２次側直列共振コンデンサＣ２→２次巻線Ｎ２]の経路で流れる。
【０１１６】
上記のような接続形態における整流電流経路によれば、図１の回路と同様に、上記一方の極性の半周期には整流電流が巻線部Ｌｏ２を介して流れ、また上記他方の極性の半周期には整流電流が巻線部Ｌｏ１を介して流れている。このようにして各半周期で整流電流が流されることで、パワーチョークコイルＰＣＣに対しては、各半周期にエネルギーが蓄積されることになる。
そして、各半周期にパワーチョークコイルＰＣＣにエネルギーが蓄積されることで、上記一方の極性の半周期には、パワーチョークコイルＰＣＣに蓄積された成分に基づき、[巻線部Ｌｏ１→整流ダイオードＤｏ１→平滑コンデンサＣｏ]の経路によっても電流が流れることになる。
同様にして、上記他方の極性の半周期においては、パワーチョークコイルＰＣＣに蓄積された成分に基づき、[巻線部Ｌｏ２→整流ダイオードＤｏ２→平滑コンデンサＣｏ]の経路によっても電流が流れる。
【０１１７】
このように図７の電源回路においても、２次側の整流回路では、各半周期に平滑コンデンサＣｏに二重に電流が充電される。ゆえに、図７の２次側回路も倍電流整流回路を構成しているといえる。
そして、倍電流整流回路を構成することで、２次側回路の整流電流のレベルを抑制でき、これによって整流ダイオードＤｏの損失も低減され、整流ダイオードＤｏの放熱板を無くす事が可能となるのである。
【０１１８】
なお、この場合も、上記倍電流整流動作によって得られた２次側直流出力電圧Ｅｏは、図示しない負荷に供給されると共に、制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【０１１９】
次に、図８には、図７に示された電源回路の各要部の動作波形図を示す。この図８に示す実験結果を得るにあたり、図７の回路では負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗから０Ｗ、交流入力電圧ＶＡＣ＝８５Ｖから２６４Ｖの仕様に対し、各要部の値を図１の電源回路の値と同様に選定した。
【０１２０】
図８に示す波形図においては、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時の実験結果を示し、図８（ａ）では負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ（最大負荷電力）時の動作波形を、図８（b）では負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ（無負荷電力）時の動作波形を示している。
また、図８で示す、電圧Ｖ１、電流ＩＱ２、電流Ｉ１の波形は、上述した図３の電圧Ｖ１、電流ＩＱ２、電流Ｉ１の波形とほぼ同じであるので説明は省略する。
【０１２１】
図７に示す電流Ｉ１が流れるのに応じて、絶縁コンバータトランスＰＩＴの２次巻線Ｎ２には、電圧Ｖ２が励起されるのは図１の回路の場合と同じである。この電圧Ｖ２の一方の極性の半周期においては、２次側の整流ダイオードＤｏ１が導通して整流電流が流れ、他方の極性の半周期においては、整流ダイオードＤｏ２が導通して整流電流が流れる。
この交番電圧Ｖ２の各半周期に応じて、図７に示した電流Ｉ２、電流Ｉ３、電流Ｉ４、電流Ｉ５、電流Ｉ６は流れ、その波形図は図８に示したとおりである。
また、図７の電源回路においても、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ時には電流Ｉ３、電流Ｉ５の値は零になっている。
【０１２２】
この図８に示した電流Ｉ３、電流Ｉ５の波形図によれば、図３に示した電流Ｉ４、電流Ｉ６と同じように、スイッチング周期の各半周期において電流の流れの休止期間ができており、不連続動作モードとなっていることがわかる。
なお、この場合としても、不連続動作モードは、巻線部Ｌｏ１、巻線部Ｌｏ２の巻数（インダクタンス）を調整することで実現することができる。
【０１２３】
ここで、このようにして図７の電源回路においても、整流ダイオードＤｏ１と整流ダイオードＤｏ２に流れる電流が不連続動作モードにより流れるようにしているが、この場合も各整流ダイオードＤｏに流れる電流を不連続動作モードとしているのは、２次巻線Ｎ２に得られる電圧Ｖ２に生じるリンギング成分を抑制するためである。
先の図７の説明によれば、第２の実施の形態の電源回路としても、２次側の流整流電流経路に挿入される巻線部Ｌｏ１と巻線部Ｌｏ２とを磁気結合してパワーチョークコイルＰＣＣが形成されるようにしているが、このように２次側の整流電流経路に挿入された巻線部Ｌｏ１と巻線部Ｌｏ２とを磁気結合し、さらに上記のようにして各整流ダイオードＤｏに流れる電流を不連続動作モードとしていることで、第２の実施の形態の電源回路としてもリンギング成分の抑制が図られる。
【０１２４】
図７の回路におけるリンギング成分の抑制動作について説明すると、図８に示すように２次巻線Ｎ２に生じる交番電圧の一方の極性の半周期においては、巻線部Ｌｏ１に流れる電流Ｉ４が、整流ダイオードＤｏ１がターンオフした後の不連続期間に、上記整流ダイオードＤｏ１のオン時に流れていた方向とは逆方向に流れていることが確認できる。すなわち、この不連続期間においての電流Ｉ４は、巻線部Ｌｏ１→巻線部Ｌｏ２→２次巻線Ｎ２に流れることになる。
また、２次巻線Ｎ２に生じる交番電圧の他方の極性の半周期については、巻線部Ｌｏ２に流れる電流Ｉ６が、整流ダイオードＤｏ２がターンオフした後の不連続期間に、上記整流ダイオードＤｏ２のオン時に流れていた方向とは逆方向に流れていることが確認できる。つまりこの期間の電流Ｉ６は、巻線部Ｌｏ２→巻線部Ｌｏ１→２次巻線Ｎ２に流れることになる。
このようにして、整流ダイオードＤｏ１、Ｄｏ２がターンオフした後の不連続期間において流れる上記電流Ｉ４、上記電流Ｉ６は、この場合も倍電流整流動作時にパワーチョークコイルＰＣＣに蓄積されたエネルギーが電流として流れでているものである。ゆえに、この場合も各不連続期間においては、パワーチョークコイルＰＣＣのインダクタンスがその分減少するものとなっている。
そして、このように、インダクタンスが減少することで、この場合も図１の回路の場合と同様に、２次巻線Ｎ２に得られる電圧Ｖ２に生じるリンギング成分を抑制することができる。
【０１２５】
このように、リンギング成分が抑制されることで、図７の電源回路においても整流ダイオードＤｏに印加される電圧レベルが抑えられ、これによって整流ダイオードＤｏとしては、より低耐圧な部品を選定でき、整流ダイオードＤｏをより安価、小型化することができる。
【０１２６】
なお、図７に示した巻線部Ｌｏ１、巻線部Ｌｏ２は磁気結合としたことにより、図１に示した巻線部Ｌｏ１、巻線部Ｌｏ２と同じように各半周期で電流が連続動作モードで流れている。図８に示した、巻線部Ｌｏ１、巻線部Ｌｏ２に流れる電流Ｉ４、電流Ｉ６の波形図を見ると、各半周期で電流が休止期間無く流れているのが分かる。
【０１２７】
また、図７に示した電源回路としても、図１に示した電源回路と各要部の定数を同じに設定していることで、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋとしては、図１と同様のｋ＝０．８５が設定されているが、この場合も先の図７を参照してわかるように２次巻線Ｎ２に対しては、それぞれ巻線部Ｌｏ１、巻線部Ｌｏ２が直列に接続されており、実質的に２次巻線Ｎ２のリーケージインダクタンスが巻線部Ｌｏ１、Ｌｏ２の分増やされている事になる。
つまり、これによって、１次側と２次側との総合的な結合係数としては、上記した絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋの値より低下するようにされている。図７の回路における１次側と２次側との総合的な結合係数の値としては、先に述べた各部の定数の設定により、この場合も０．７から０．８程度の疎結合とされる値を設定するようにされている。このことで、図７の回路としてもワイドレンジ対応が実現されている。
つまり、図７の回路としても、２次側に直列共振回路を設けずに、結合係数を所定以下とすることで、ワイドレンジ対応を実現できるものである。
【０１２８】
また、図７の電源回路においても、２次巻線Ｎ２に対して直列に２次側直列共振コンデンサＣ２を接続しており、２次側直列共振回路が形成されている。これにより、図１の場合と同様にして電力変換効率の向上を図ることができる。
さらに、図７に示す回路も、もともと２次側に直列共振回路がなくてもワイドレンジ対応とすることができるので、２次側直列共振コンデンサＣ２の容量は、図１に示す２次側直列共振コンデンサＣ２と同様に、相当に小さいものとすることができる。
それによって、図１の回路の場合と同様にコンデンサの大型化や、それに伴うコスト高の問題を解決することができる。
【０１２９】
なお、上述のように巻線部Ｌｏ１、巻線部Ｌｏ２によって総合的な結合係数が低下することで、図７の場合でも、或る所定の結合係数を得るにあって設定すべき絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアのギャップＧのギャップ長を短くすることができる。このことで、図７の回路としても渦電流損失を低減することができ、それによってより高効率とすることができる。
【０１３０】
次に、図９には、図７に示した電源回路の特性図を示す。なお、この図９に示す特性図としても、図７に示した電源回路の各要部を上述した定数に設定した場合に得られた実験結果を示している。
【０１３１】
図９は、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００ＶとＶＡＣ＝２３０Ｖの入力電圧条件の下での負荷変動に対する電力変換効率ηＡＣ→ＤＣ、およびスイッチング周波数ｆｓの特性を示している。
この図９における交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時、ＶＡＣ＝２３０Ｖ時、の電力変換効率ηＡＣ→ＤＣは共に９１．５％と９３．０％で図１の値と同じである。
また、負荷電力Ｐｏの１５０から０Ｗの変動に対するスイッチング周波数ｆｓの変化幅Δｆｓも、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時、ＶＡＣ＝２３０Ｖ時、共に図１と同じ値の５．５ｋＨｚと２２．４ｋＨｚになっている。
このようにして、スイッチング周波数ｆｓの変化幅Δｆｓとしては、同じ条件に対する値が図１の場合と同様であるから、図７の電源回路もワイドレンジ対応とできるのは明らかである。
【０１３２】
そして、この図９に示した図７の電源回路における電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの特性は、図４に示した図１の電源回路における電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの特性と同様であることがわかる。このことから図７の回路としても、図２２の背景技術の電源回路と比較して、負荷電力Ｐｏの０Ｗから１５０Ｗまでの全範囲の中で、およそ３０Ｗから８０Ｗ程度の中負荷時の効率が向上するものとなる。
【０１３３】
次に、図１０には、図７に示した電源回路の２次側の変形例を示す。
先ず、図１０（ａ）の変形例は、先の図５（ａ）の変形例と同様に、並列接続した２次巻線Ｎ２Ａと２次巻線Ｎ２Ｂのそれぞれの出力を、整流ダイオードＤｏ１・整流ダイオードＤｏ２・チョークコイルＬｏ１・チョークコイルＬｏ２・平滑コンデンサＣｏによる共通の倍電流整流平滑回路により整流平滑して２次側直流出力電圧Ｅｏを生成するようにしたものである。
【０１３４】
この図１０（ａ）の２次巻線Ｎ２Ａ側の回路構成は、図７の２次側回路とほとんど同じ回路構成となっている。但し、２次側直列共振コンデンサＣ２の位置が、図７の２次側回路には２次巻線Ｎ２の一方の端部（巻終わり端部）と接続されていたのが、図１０（ａ）では２次巻線Ｎ２Ａのもう一方の端部（巻始め端部）と接続されている。
【０１３５】
また、もう一方の２次巻線Ｎ２Ｂ側の回路構成としては、まず２次巻線Ｎ２Ｂに対して、直列に２次側直列共振コンデンサＣ２Ｂが接続されている。そして、上記２次巻線Ｎ２Ｂの一方の端部（巻終わり端部）は、上記２次巻線Ｎ２Ａの一方の端部（巻終わり端部）と巻線部Ｌｏ１との接続点に対して接続されている。さらに、上記２次巻線Ｎ２Ｂのもう一方の端部（巻始め端部）は、上記２次側直列共振コンデンサＣ２Ｂを介して２次側直列共振コンデンサＣ２Ａと巻線部Ｌｏ２との接続点に対して接続されている。
このようにして、上記２次巻線Ｎ２Ａと上記２次巻線Ｎ２Ｂは並列に接続されている。
【０１３６】
次に、図１０（ｂ）の変形例は、巻線部Ｌｏ１、巻線部Ｌｏ２、平滑コンデンサＣｏを共有するように構成したものである。
【０１３７】
先ず、この図１０（ｂ）の変形例において、２次巻線Ｎ２Ａ側の回路構成は、図１０（ａ）の２次巻線Ｎ２Ａの回路構成と同じである。但し、この場合は後述する２次巻線Ｎ２Ｂ側の整流ダイオードＤｏと区別するために、２次巻線Ｎ２Ａ側の整流ダイオードＤｏについては末尾にＡを付加している。
また、２次巻線Ｎ２Ｂ側の回路構成は、２次巻線Ｎ２Ａ側の回路構成と同様に、先ず２次巻線Ｎ２Ｂのもう一方の端部（巻始め端部）に、２次側直列共振コンデンサＣ２Ｂが接続され、これによって２次巻線Ｎ２Ｂに対しては２次側直列共振コンデンサＣ２Ｂが直列に接続されている。そして、２次巻線Ｎ２Ｂの一方の端部（巻終わり端部）には整流ダイオードＤｏ１Ｂのアノードが接続されている。さらに上記整流ダイオードＤｏ１Ｂのカソードに対しては整流ダイオードＤｏ２Ｂのカソードが接続されている。上記整流ダイオードＤｏ２Ｂのアノードに対しては上記２次側直列共振コンデンサＣ２Ｂが接続されている。
このような接続形態により２次巻線Ｎ２Ｂに対しては、上記整流ダイオードＤｏ１Ｂと上記整流ダイオードＤｏ２Ｂのカソード同士が接続された直列接続回路が並列に接続されたものとなる。
【０１３８】
その上で、上記２次巻線Ｎ２Ｂの一方の端部（巻終わり端部）と整流ダイオードＤｏ１Ｂのアノードとの接続点は、上記２次巻線Ｎ２Ａの一方の端部（巻終わり端部）と巻線部Ｌｏ１との接続点に対して接続され、上記２次側直列共振コンデンサＣ２Ｂと上記整流ダイオードＤｏ２Ｂのアノードとの接続点が、２次側直列共振コンデンサＣ２Ａと巻線部Ｌｏ２との接続点に対して接続されている。
これにより、この場合も上記２次巻線Ｎ２Ａと上記２次巻線Ｎ２Ｂとが並列に接続される。
さらに、上記整流ダイオードＤｏ１Ｂと上記整流ダイオードＤｏ２Ｂのカソード同士の接続点は、上記２次巻線Ｎ２Ａの整流ダイオードＤｏ１Ａと整流ダイオードＤｏ２Ａのカソード同士の接続点と平滑コンデンサＣｏとの接続点に対して接続されている。
【０１３９】
この図１０（ｂ）に示す構成によれば、２次巻線Ｎ２Ａに対しては、その一方の端部（巻終わり端部）ともう一方の端部（巻始め端部）との間に、整流ダイオードＤｏ１Ａと平滑コンデンサＣｏと巻線部Ｌｏ２の直列接続回路と、整流ダイオードＤｏ２Ａと平滑コンデンサＣｏと巻線部Ｌｏ１の直列接続回路とがそれぞれ直列に挿入されたもとなる。
また、２次巻線Ｎ２Ｂに対しては、その一方の端部（巻終わり端部）ともう一方の端部（巻始め端部）との間に整流ダイオードＤｏ１Ｂと平滑コンデンサＣｏと巻線部Ｌｏ２の直列接続回路と、整流ダイオードＤｏ２Ｂと平滑コンデンサＣｏと巻線部Ｌｏ１の直列接続回路とがそれぞれ直列に挿入されたもとなる。
これにより、この場合も２次巻線Ｎ２Ａと２次巻線Ｎ２Ｂのそれぞれの出力に基づいて倍電流整流動作を行って平滑コンデンサＣｏに整流電流を充電することができる。
【０１４０】
図１０（ａ）（ｂ）の回路構成にした場合にも、先の図１の回路構成にした場合と同様の効果を得ることができる。
【０１４１】
次に示す図１１も、図７に示した電源回路の２次側の構成の変形例である。
この図１１の変形例においては、２次側の回路に２次側直列共振コンデンサＣ２が設けられていないこと以外は、図７の同じなので回路構成の説明は省略する。
【０１４２】
また、図１１の電源回路は、図７と同様に各部の定数を先に述べたものに設定することにより、絶縁コンバータトランスＰＩＴの１次側と２次側との総合的な結合係数について、０．８から０．７という値を設定するものとしている。
このことで、図１１の回路では、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の双方の入力に対応して動作するワイドレンジ対応を実現することができる。
【０１４３】
次に、図１２には、第３の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す。
第３の実施の形態は、２次側の整流平滑回路として、先に説明した倍電流整流動作と共に倍圧全波整流動作を行うようにしたものである。
なお、図１２において、既に先の図１にて説明した部分と同様の部分については同一符号を付して説明を省略する。
【０１４４】
先ず、図１２において、この場合の２次側回路としては、２次巻線Ｎ２がセンタータップされ、２次巻線部Ｎ２Ａと２次巻線部Ｎ２Ｂの２つの巻線部に分かれている。これら２次巻線部Ｎ２Ａと上記２次巻線部Ｎ２Ｂの巻数は同数とされる。また、２次巻線Ｎ２のセンタータップ出力は２次側アースに接地されている。
【０１４５】
上記２次巻線部Ｎ２Ａに対しては直列に２次側直列共振コンデンサＣ２Ａが接続されている。具体的にこの２次側直列共振コンデンサＣ２Ａは、図示するようにして上記２次巻線部Ｎ２Ａのセンタータップされてない端部に対して接続されている。
さらに、上記２次側直列共振コンデンサＣ２Ａに対してはパワーチョークコイルＰＣＣが接続されている。この場合もパワーチョークコイルＰＣＣはセンタータップされ、巻線部Ｌｏ１と巻線部Ｌｏ２に分割されている。このパワーチョークコイルＰＣＣの構造は図１の場合と同様で、ギャップＧ＝０.２５mmを形成しそれによって結合係数ｋｐは０.９８を得ている。
【０１４６】
上記パワーチョークコイルＰＣＣにおいては、上記２次側直列共振コンデンサＣ２Ａが、上記巻線部Ｌｏ１のセンタータップされていない端部に対して接続されている。
また、パワーチョークコイルＰＣＣのセンタータップ出力は平滑コンデンサＣｏの正極端子と接続されている。
【０１４７】
また、上記パワーチョークコイルＰＣＣにおいて、上記巻線部Ｌｏ２のセンタータップされていない端部は、２次側直列共振コンデンサＣ２Ｂに対して接続されている。さらに、この２次側直列共振コンデンサＣ２Ｂの巻線部Ｌｏ２と接続されない側の端子は、上記２次巻線部Ｎ２Ｂのセンタータップされてない端部に対して接続されている。つまり、これによって上記２次側直列共振コンデンサＣ２Ｂは、上記２次巻線部Ｎ２Ｂと直列に接続されている。
【０１４８】
ここで、これまでの説明によると、この場合の２次側回路では、２次巻線部Ｎ２Ａに対して直列に２次側直列共振コンデンサＣ２Ａが接続されているが、このことで２次巻線部Ｎ２Ａのリーケージインダクタンス（Ｌ２Ａ）と２次側直列共振コンデンサＣ２Ａのキャパシタンスとにより、２次側直列共振回路が形成される。また、２次巻線部Ｎ２Ｂに対しても直列に２次側直列共振コンデンサＣ２Ｂが接続されるが、このことで同様に２次巻線部Ｎ２Ｂのリーケージインダクタンス（Ｌ２Ｂ）と２次側直列共振コンデンサＣ２Ｂのキャパシタンスとにより、２次側直列共振回路が形成される。
このようにして図１２の電源回路の２次側においては、２次巻線部Ｎ２Ａ側と２次巻線部Ｎ２Ｂ側との双方に対して直列共振回路が形成され、これによって２次巻線Ｎ２がセンタータップにより分割された構成に対応して、２次側の整流動作を共振形とするようにされている。
【０１４９】
また、この場合の２次側回路において、上記２次側直列共振コンデンサＣ２Ａと上記巻線部Ｌｏ１との接続点に対しては、図示するようにして整流ダイオードＤｏ１のカソードが接続されている。この整流ダイオードＤｏ１のアノードは整流ダイオードＤｏ２のアノードと接続され、整流ダイオードＤｏ２のカソードは上述した２次側直列共振コンデンサＣ２Ｂと上記巻線部Ｌｏ２の接続点に接続されている。
また、上記整流ダイオードＤｏ１のアノードと上記整流ダイオードＤｏ２のアノードの接続点に対しては、平滑コンデンサＣｏの負極端子が接続され、これら整流ダイオードＤｏ１のアノードと上記整流ダイオードＤｏ２のアノードと平滑コンデンサＣｏの負極端子の接続点が、２次巻線Ｎ２のセンタータップと２次側アースとの接続点に対して接続され、２次側アースに接地されている。
【０１５０】
なお、上記接続形態によれば、この場合も２次側回路においては、２次巻線Ｎ２の一方の端部と他方の端部との間に対しては、巻線部Ｌｏ１と平滑コンデンサＣｏと整流ダイオードＤｏ２との直列接続回路が直列に挿入されていることになる。また、同様に巻線部Ｌｏ２と平滑コンデンサＣｏと整流ダイオードＤｏ１の直列接続回路も直列に挿入されていることになる。
【０１５１】
ここで、上記接続形態とされる２次側回路の、先ずは倍圧全波整流動作について説明する。
先ず、２次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の一方の半周期において、整流電流は［２次巻線部Ｎ２Ａ→整流ダイオードＤｏ１→２次側直列共振コンデンサＣ２Ａ→２次巻線部Ｎ２Ａ］の循環経路により流れる。また、２次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の他方の半周期では、整流電流は［２次巻線部Ｎ２Ｂ→整流ダイオードＤｏ２→２次側直列共振コンデンサＣ２Ｂ→２次巻線部Ｎ２Ｂ］の循環経路により流れる。つまりこの場合、２次側直列共振コンデンサＣ２Ａ、２次側直列共振コンデンサＣ２Ｂには、それぞれ対応する半周期において、２次巻線部Ｎ２Ａ、２次巻線部Ｎ２Ｂに励起される交番電圧レベルの等倍に対応したレベルによる直流電圧がそれぞれ得られるようになっている。
【０１５２】
その上で、２次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の上記した一方の半周期では、整流電流は上記循環経路とは分岐して［２次巻線部Ｎ２Ｂ→２次側直列共振コンデンサＣ２Ｂ→巻線部Ｌｏ２→平滑コンデンサＣｏ→整流ダイオードＤｏ１→２次側直列共振コンデンサＣ２Ａ→２次巻線部Ｎ２Ａ］の経路によっても流れる。
これにより当該半周期には、平滑コンデンサＣｏに対し、２次巻線部Ｎ２Ａの交番電圧と、上記のように２次側直列共振コンデンサＣ２Ｂに得られた両端電圧が重畳したレベルにより充電が行われる。すなわち、平滑コンデンサＣｏの両端電圧としては、２次巻線Ｎ２Ａに得られる交番電圧レベルの２倍に対応するレベルが得られる。
【０１５３】
また、２次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の他方の半周期としても、整流電流は上記した循環経路とは分岐して［２次巻線部Ｎ２Ａ→２次側直列共振コンデンサＣ２Ａ→巻線部Ｌｏ１→平滑コンデンサＣｏ→整流ダイオードＤｏ２→２次側直列共振コンデンサＣ２Ｂ→２次巻線部Ｎ２Ｂ］の経路によっても流れ、従ってこの場合も平滑コンデンサＣｏの両端電圧としては、２次巻線部Ｎ２Ｂの交番電圧と２次側直列共振コンデンサＣ２Ａの充電分とにより、２次巻線部Ｎ２Ｂに得られる交番電圧レベルの２倍に対応するレベルが得られることになる。
【０１５４】
このような整流動作から、この場合の２次側回路においては、平滑コンデンサＣｏに対し、２次巻線部Ｎ２Ａ、Ｎ２Ｂに得られる交番電圧の各半周期に充電を行う動作が得られることになる。そして、その両端電圧としては、上記のようにして２次側巻線に励起される交番電圧の２倍に対応するレベルが得られる。
このことより、図１２の２次側回路では倍圧全波整流動作が得られていることが理解できる。
【０１５５】
また、上記のような接続形態によれば、図１の回路の場合と同様に、倍電流整流動作も得られる。
すなわち、上記による整流電流経路によれば、上記一方の極性の半周期には整流電流が巻線部Ｌｏ２を介して流れ、また上記他方の極性の半周期には整流電流が巻線部Ｌｏ１を介して流れていることがわかるが、このことによって、パワーチョークコイルＰＣＣに対しては各半周期にエネルギーが蓄積されることになる。
そして、このように各半周期にパワーチョークコイルＰＣＣにエネルギーが蓄積されることで、この場合も上記一方の極性の半周期には、パワーチョークコイルＰＣＣに蓄積された成分に基づき、[巻線部Ｌｏ１→平滑コンデンサＣｏ→整流ダイオードＤｏ１]の経路によっても電流が流れることになる。
同様にして、上記他方の極性の半周期においては、パワーチョークコイルＰＣＣに蓄積された成分に基づき、[巻線部Ｌｏ２→平滑コンデンサＣｏ→整流ダイオードＤｏ２]の経路によっても電流が流れる。
【０１５６】
このように図１２の電源回路においても、２次側回路では、各半周期に平滑コンデンサＣｏに二重に電流が充電されており、倍電流整流動作が得られていることが理解できる。
このような倍電流整流動作により、この場合も２次側回路の整流電流のレベルを抑制でき、これによって整流ダイオードＤｏの損失も低減され、整流ダイオードＤｏの放熱板を無くす事が可能となる。
【０１５７】
なお、この場合も、平滑コンデンサＣｏに得られた２次側直流出力電圧Ｅｏは、図示しない負荷に供給されると共に、制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【０１５８】
次に、図１３には、図１２に示された電源回路の各要部の動作波形図を示す。この図１３に示す実験結果を得るにあたり、図１２の電源回路としては、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗから０Ｗ、交流入力電圧ＶＡＣ＝８５Ｖから２６４Ｖの仕様に対し、一次側直列共振コンデンサＣ１と２次側直列共振コンデンサＣ２Ａ・Ｃ２Ｂを除く各要部の値を図１の電源回路の値と同様に選定している。
なお、図１２の電源回路の場合、２次巻線Ｎ２をセンタータップで分割した構成としたことに応じ、上記一次側直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンスとしては０．０６８μＦを選定し、また上記２次側直列共振コンデンサＣ２Ａ・Ｃ２Ｂのキャパシタンスは共に０．２２μＦを選定している。
【０１５９】
この図１３に示す波形図においても、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時の実験結果を示し、図１３（ａ）では負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ（最大負荷電力）時の動作波形を、図１３（b）では負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ（無負荷電力）時の動作波形を示している。
また、図１３で示す、電圧Ｖ１、電流ＩＱ２、電流Ｉ１の波形は、上述した図３の電圧Ｖ１、電流ＩＱ２、電流Ｉ１の波形とほぼ同じであるので説明は省略する。
【０１６０】
図１２に示す電流Ｉ１が流れるのに応じて、絶縁コンバータトランスＰＩＴの２次側巻線には、電圧Ｖ２が励起されるのは図１の回路の場合と同じである。この電圧Ｖ２の一方の極性の半周期においては、２次側の整流ダイオードＤｏ２が導通して整流電流が流れ、他方の極性の半周期においては、整流ダイオードＤｏ１が導通して整流電流が流れる。
この交番電圧Ｖ２の各半周期に応じて、図１２に示した電流Ｉ２、電流Ｉ３、電流Ｉ４、電流Ｉ５、電流Ｉ６は流れ、その波形図は図１３に示したとおりである。
また、図１２の電源回路においても、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ時には電流Ｉ４、電流Ｉ６の値は零になっている。
【０１６１】
この図１３に示した電流Ｉ４、電流Ｉ６の波形図によれば、整流ダイオードＤｏ１と整流ダイオードＤｏ２に流れる電流は、この場合もスイッチング周期の各半周期において電流の流れの休止期間ができており、不連続動作モードとなっていることがわかる。
【０１６２】
ここで、図１２の電源回路としても、このように整流ダイオードＤｏ１と整流ダイオードＤｏ２に流れる電流が不連続動作モードで流れるようにし、さらに図１２の説明からも理解されるように、整流電流経路に直列に挿入された巻線部Ｌｏ１、巻線部Ｌｏ２については、この場合も磁気結合している。
上記のようにして各整流ダイオードＤｏに流れる電流を不連続動作モードとし、巻線部Ｌｏ１と巻線部Ｌｏ２とを磁気結合することで、この場合も各整流ダイオードＤｏがターンオフした後の不連続期間に、各巻線部Ｌｏに流れる電流Ｉ３、電流Ｉ５は各整流ダイオードＤｏがオン時に流れていた方向とは逆の方向に流れる。つまり、これによってそれぞれの不連続期間には、倍電流整流動作時にパワーチョークコイルＰＣＣに蓄積されたエネルギーが電流として流れでることになり、パワーチョークコイルＰＣＣのインダクタンスをその分減少させることができる。この結果、この場合も図１と同様にリンギング成分を抑制することができる。
【０１６３】
このように、リンギング成分が抑制されることで、図１２の電源回路においても整流ダイオードＤｏに印加される電圧レベルが抑えられ、これによって整流ダイオードＤｏとしては、より低耐圧な部品を選定でき、整流ダイオードＤｏをより安価、小型化することができる。
なお、この場合としても、不連続動作モードは、巻線部Ｌｏ１、巻線部Ｌｏ２の巻数（インダクタンス）を調整することで実現することができる。
【０１６４】
また、図１２に示した巻線部Ｌｏ１、巻線部Ｌｏ２は磁気結合としたことにより、図１に示した巻線部Ｌｏ１、巻線部Ｌｏ２と同じように各半周期で電流が連続動作モードで流れている。図１３に示した、巻線部Ｌｏ１、巻線部Ｌｏ２に流れる電流Ｉ４、電流Ｉ６の波形図を見ると、各半周期で電流が休止期間無く流れているのが分かる。
【０１６５】
ここで、図１２に示した電源回路としても、各要部の定数が上述した値に設定されることで、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋとしては、図１の場合と同様のｋ＝０．８５が設定されているが、この場合も先の図１２を参照してわかるように、２次巻線Ｎ２に対してはそれぞれ巻線部Ｌｏ１、巻線部Ｌｏ２が直列に接続された状態となっており、実質的に２次巻線Ｎ２のリーケージインダクタンスが巻線部Ｌｏ１、Ｌｏ２の分増やされている事になる。
つまり、この場合も、１次側と２次側との総合的な結合係数としては、上記した絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体の結合係数ｋの値より低下するようにされている。図１２の回路における１次側と２次側との総合的な結合係数の値としては、先に述べた各部の定数の設定により、この場合も０．７から０．８程度の疎結合とされる値を設定するようにされている。このことで、図１２の回路としてもワイドレンジ対応が実現されている。
つまり、図１２の回路としても２次側に直列共振回路を設けずに、結合係数を所定以下とすることで、ワイドレンジ対応を実現できるものである。
【０１６６】
また、図１２の電源回路においても、２次側には直列共振回路が形成されているが、これにより、図１の場合と同様にして電力変換効率の向上を図ることができる。
さらに、図１２に示す回路も、上述のようにして２次側に直列共振回路がなくてもワイドレンジ対応とすることができるので、２次側直列共振コンデンサＣ２Ａと２次側直列共振コンデンサＣ２Ｂの容量は、図１に示す２次側直列共振コンデンサＣ２と同様に、相当に小さいものとすることができる。
それによって、図１の回路の場合と同様にコンデンサの大型化や、それに伴うコスト高の問題を解決することができる。
【０１６７】
なお、上述のように巻線部Ｌｏ１、巻線部Ｌｏ２によって総合的な結合係数が低下することで、図１２の場合でも、或る所定の結合係数を得るにあって設定すべき絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアのギャップ長を短くすることができる。このことで、図１２の回路としても渦電流損失を低減することができ、それによってより高効率とすることができる。
【０１６８】
次に、図１４には、図１２に示した電源回路の特性図を示す。なお、この図１４に示す特性図としても、図１２に示した電源回路の各要部を上述した定数に設定した場合に得られた実験結果を示している。
【０１６９】
図１４は、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００ＶとＶＡＣ＝２３０Ｖの入力電圧条件の下での負荷変動に対する電力変換効率ηＡＣ→ＤＣ、およびスイッチング周波数ｆｓの特性を示している。
この図１４における交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時、ＶＡＣ＝２３０Ｖ時の電力変換効率ηＡＣ→ＤＣは９１．５％、９３．０％で、図１の回路の場合とほぼ同じである。
また、負荷電力Ｐｏの１５０から０Ｗの変動に対するスイッチング周波数ｆｓは、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時では６５．０ｋＨｚから６７．２ｋＨｚであり、また交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖ時では１００．４ｋＨｚから１１０．８ｋＨｚとなっている。これらの結果より、この場合の交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ・負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時から交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖ・負荷電力Ｐｏ＝０Ｗまでの範囲に対するスイッチング周波数ｆｓの変化幅Δｆｓはおよそ４５．８ｋＨｚになっている。
このようにして、スイッチング周波数ｆｓの変化幅Δｆｓとしては、同じ条件に対する値が図１の場合と比較してさらに狭いものとなっており、このことから図１２の電源回路としてもワイドレンジ対応とできるのは明らかである。
【０１７０】
また、この図１４に示した図１２の電源回路における電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの特性は、図４に示した図１の電源回路における電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの特性と同様であることがわかる。つまり、図１２の回路としても、図２２の背景技術の電源回路と比較しておよそ３０Ｗから８０Ｗ程度の中負荷時の効率が向上することがわかる。
【０１７１】
次に、図１５には、図１２に示した電源回路の２次側の変形例を示す。
この図１５に示す変形例は、先の図１２では巻線部Ｌｏ→平滑コンデンサＣｏ→整流ダイオードＤｏの順に整流電流が流れるようにしていたものを、整流ダイオードＤｏ→平滑コンデンサＣｏ→巻線部Ｌｏの順に整流電流が流れるように接続形態を変更したものである。
【０１７２】
この場合、図示するようにして２次巻線部Ｎ２Ａに対して直列に接続された２次側直列共振コンデンサＣ２Ａに対しては、整流ダイオードＤｏ１のアノードが接続されている。そして、この整流ダイオードＤｏ１のカソードは整流ダイオードＤｏ２のカソードと接続されており、その接続点に対しては平滑コンデンサＣｏの正極端子が接続されている。また、整流ダイオードＤｏ２のアノードは、２次巻線部Ｎ２Ｂに対して直列接続された２次側直列共振コンデンサＣ２Ｂと接続される。
【０１７３】
さらに、上記した２次側直列共振コンデンサＣ２Ａと整流ダイオードＤｏ１のアノードとの接続点に対しては、パワーチョークコイルＰＣＣが接続されている。このパワーチョークコイルＰＣＣとしてもセンタータップされ、図示するように巻線部Ｌｏ１と巻線部Ｌｏ２に分割されており、これら各巻線部Ｌｏのうち巻線部Ｌｏ１のセンタータップされていない端部が上記２次側直列共振コンデンサＣ２Ａと整流ダイオードＤｏ１のアノードとの接続点に対して接続されている。
また、もう一方の巻線部Ｌｏ２のセンタータップされてない端部は、上述した整流ダイオードＤｏ２のアノードと２次側直列共振コンデンサＣ２Ｂの接続点に対して接続され、さらにパワーチョークコイルＰＣＣのセンタータップは、図示するようにして２次巻線Ｎ２のセンタータップと２次側アースとの接続点に対して接続されている。
なお、この場合もパワーチョークコイルＰＣＣの構造は図１２の場合と同様で、またギャップ長＝０.２５mmの設定により結合係数ｋｐは０.９８を得ている。
【０１７４】
ここで、上記接続形態による２次側回路においても、先の図１２の回路の場合と同様に、倍圧全波整流動作、及び倍電流整流動作の双方が得られる。
先ず、２次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の一方の半周期では、整流電流は［２次巻線部Ｎ２Ａ→２次側直列共振コンデンサＣ２Ａ→巻線部Ｌｏ１→２次巻線部Ｎ２Ａ］の循環経路により流れる。また、２次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の他方の半周期では、整流電流は［２次巻線部Ｎ２Ｂ→２次側直列共振コンデンサＣ２Ｂ→巻線部Ｌｏ２→２次巻線部Ｎ２Ｂ］の循環経路により流れる。
【０１７５】
その上で、上記一方の半周期では、この場合も整流電流は上記循環経路とは分岐して［２次巻線部Ｎ２Ａ→２次側直列共振コンデンサＣ２Ａ→整流ダイオードＤｏ１→平滑コンデンサＣｏ→２次巻線部Ｎ２Ａ］の経路によっても流れる。
また、上記他方の半周期としても、整流電流は分岐して［２次巻線部Ｎ２Ｂ→２次側直列共振コンデンサＣ２Ｂ→整流ダイオードＤｏ２→平滑コンデンサＣｏ→２次巻線部Ｎ２Ｂ］の経路によっても流れる。
【０１７６】
このような動作から、この場合も平滑コンデンサＣｏに対する充電動作としては、各半周期において、上記循環経路により２次側直列共振コンデンサＣ２Ａ、２次側直列共振コンデンサＣ２Ｂのそれぞれに得られた電圧の重畳分を受けて行われるもとなっており、これによって図１５の回路の場合においても、２次巻線部Ｎ２Ａ、２次巻線部Ｎ２Ｂに得られる交番電圧のレベルの２倍に対応したレベルの２次側直流出力電圧Ｅｏを生成する倍圧全波整流動作が得られる。
【０１７７】
また、上記のような整流電流経路によれば、この場合も各半周期にはパワーチョークコイルＰＣＣに対してエネルギーが蓄積されるものとなっていることがわかる。そして、上記一方の半周期には、上記他方の半周期にパワーチョークコイルＰＣＣに蓄積された成分に基づく電流が整流ダイオードＤｏ１を介して平滑コンデンサＣｏに流れ、また上記他方の半周期には、上記一方の半周期にパワーチョークコイルＰＣＣに蓄積された成分に基づく電流が整流ダイオードＤｏ２を介して平滑コンデンサＣｏに流れる。これによって平滑コンデンサＣｏには、このようなパワーチョークコイルＰＣＣに蓄積された成分も加えて二重に電流が充電され、倍電流整流動作が得られる。
【０１７８】
また、この図１５に示す２次側の構成が採られる場合も、図１２の回路の場合と同様にリンギング成分の抑制動作が得られる。
つまり、この図１５の２次側回路の構成とした場合も、巻線部Ｌｏ１と巻線部Ｌｏ２との巻数の調整によって、各整流ダイオードＤｏに流れる電流を不連続動作モードにより流すようにするが、これによって上記一方の半周期における整流ダイオードＤｏ１がターンオフした後の不連続期間には、当該一方の半周期にて巻線部Ｌｏ１に整流電流が流れたことでパワーチョークコイルＰＣＣに蓄積された成分が、この巻線部Ｌｏ１と磁気結合された巻線部Ｌｏ２を介して流れでることになる。また、上記他方の半周期としても、整流ダイオードＤｏ２がターンオフした後の不連続期間には、当該他方の半周期にて巻線部Ｌｏ２に整流電流が流れたことでパワーチョークコイルＰＣＣに蓄積された成分が、巻線部Ｌｏ２と磁気結合された巻線部Ｌｏ１を介して流れでることになる。
このようにして図１５に示す構成とした場合も、各半周期の不連続期間にてパワーチョークコイルＰＣＣのインダクタンスを低下するものとなっており、これによってリンギング成分の抑制が図られる。
【０１７９】
次に示す図１６も、図１２に示した電源回路の２次側の構成の変形例である。
この図１６において、図１６（ａ）、図１６（ｂ）の電源回路は共に、４倍圧整流動作を行うように構成したものである。
【０１８０】
先ず、図１６（ａ）の２次側の回路構成としては、２次巻線Ｎ２はセンタータップせずに、その一方の端部（巻終わり端部）側において２次側直列共振コンデンサＣ２Ａを直列に接続している。そして、２次側直列共振コンデンサＣ２Ａに対しては、整流ダイオードＤｏ１のアノードを接続し、この整流ダイオードＤｏ１のカソードを平滑コンデンサＣｏＡの正極端子と接続している。この平滑コンデンサＣｏＡの負極端子は、２次巻線Ｎ２のもう一方の端部（巻始め端部）に対して接続している。
【０１８１】
また、上記平滑コンデンサＣｏＡの負極端子には、さらに平滑コンデンサＣｏＢの正極端子を接続している。そして、この平滑コンデンサＣｏＢの負極端子を２次側アースに接地すると共に、これら平滑コンデンサＣｏＢの負極端子と２次側アースとの接続点を、整流ダイオードＤｏ２のアノードに接続している。
さらに、この整流ダイオードＤｏ２のカソードを２次側直列共振コンデンサＣ２Ｂの一方の端子と接続し、２次側直列共振コンデンサＣ２Ｂの他方の端子を上述した２次巻線Ｎ２の一方の端部と２次側直列共振コンデンサＣ２Ａとの接続点に接続している。このような接続形態によれば、上記２次側直列共振コンデンサＣ２Ｂとしても、２次巻線Ｎ２に対しては直列の関係で接続される。
【０１８２】
また、上述した平滑コンデンサＣｏの負極端子と２次巻線Ｎ２のもう一方の端部との接続点に対しては、パワーチョークコイルＰＣＣのセンタータップを接続している。
ここでは図示の都合上、パワーチョークコイルＰＣＣの巻線部Ｌｏ１と巻線部Ｌｏ２とを離間して示しているが、この場合もパワーチョークコイルＰＣＣは、先の図２にて示したものと同様の構造を有しており、巻線部Ｌｏ１と巻線部Ｌｏ２はセンタータップにより等分された巻線部であって、磁気結合された関係にある。
【０１８３】
図示するようにして、パワーチョークコイルＰＣＣにおける上記巻線部Ｌｏ１のセンタータップされていない端部は、上述した２次側直列共振コンデンサＣ２Ａと整流ダイオードＤｏ１のアノードとの接続点に対して接続している。
さらに、パワーチョークコイルＰＣＣにおける上記巻線部Ｌｏ２のセンタータップされていない端部は、２次側直列共振コンデンサＣ２Ｂと整流ダイオードＤｏ２のカソードとの接続点に対して接続している。
【０１８４】
この図１６（ａ）に示す２次側の回路の構成によれば、先ず、２次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の一方の半周期において、整流電流は［２次巻線Ｎ２→２次側直列共振コンデンサＣ２Ｂ→巻線部Ｌｏ２→２次巻線Ｎ２］の循環経路により流れる。また、２次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の他方の半周期では、整流電流は［２次巻線Ｎ２→巻線部Ｌｏ１→２次側直列共振コンデンサＣ２Ａ→２次巻線Ｎ２］の循環経路により流れる。つまりこの場合にも、２次側直列共振コンデンサＣ２Ａ、Ｃ２Ｂには、それぞれ対応する半周期において２次巻線Ｎ２に励起される交番電圧レベルの等倍に対応したレベルによる直流電圧がそれぞれ得られるようになっている。
【０１８５】
その上で、上記した一方の半周期では、整流電流は上記循環経路とは分岐して［２次巻線Ｎ２→２次側直列共振コンデンサＣ２Ａ→整流ダイオードＤｏ１→平滑コンデンサＣｏＡ→２次巻線Ｎ２］の経路によっても流れる。
これにより当該半周期には、平滑コンデンサＣｏＡに対し、２次巻線Ｎ２の交番電圧に、上記のように２次側直列共振コンデンサＣ２Ａに得られた両端電圧が重畳したレベルにより充電が行われる。すなわち、平滑コンデンサＣｏＡの両端電圧としては、２次巻線Ｎ２に得られる交番電圧レベルの２倍に対応するレベルが得られる。
【０１８６】
また、２次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の他方の半周期としても、整流電流は上記した循環経路から分岐して［２次巻線Ｎ２→平滑コンデンサＣｏＢ→整流ダイオードＤｏ２→２次側直列共振コンデンサＣ２Ｂ→２次巻線Ｎ２］の経路によっても流れ、従ってこの場合も平滑コンデンサＣｏＢの両端電圧としては、２次巻線Ｎ２の交番電圧と２次側直列共振コンデンサＣ２Ｂの充電分とにより、２次巻線Ｎ２に得られる交番電圧レベルの２倍に対応するレベルが得られることになる。
【０１８７】
このようにして、平滑コンデンサＣｏＡと平滑コンデンサＣｏＢの各両端には、それぞれ２次巻線Ｎ２に励起される交番電圧レベルの２倍に対応したレベルによる直流電圧が生成される。そして、これによって平滑コンデンサＣｏＡと平滑コンデンサＣｏＢと直列接続回路の両端電圧として得られる２次側直流出力電圧Ｅｏとしては、２次巻線Ｎ２に励起される交番電圧レベルの４倍に対応したレベルが得られることになる。
このように２次巻線Ｎ２に得られる交番電圧のレベルの４倍に対応したレベルの２次側直流出力電圧Ｅｏを生成できることで、例えば同じレベルの２次側直流出力電圧Ｅｏを生成するにあたって、２次巻線Ｎ２の巻数はこれまでに説明した図１、図７、図１２の回路の場合と比較して少なくすることができる（例えば１／４）。これによって絶縁コンバータトランスＰＩＴの小型化が図られる。
【０１８８】
また、この図１６（ａ）に示す変形例の構成によっても、倍電流整流動作が得られる。つまり、上述した整流電流経路によれば、この場合も各半周期にはそれぞれ巻線部Ｌｏ２、巻線部Ｌｏ１に整流電流が流れることで、パワーチョークコイルＰＣＣにエネルギーが蓄積されることになる。そして、上記した一方の半周期には、上記した他方の半周期にてパワーチョークコイルＰＣＣに蓄積された成分に基づく電流が平滑コンデンサＣｏＡに充電され、また、上記他方の半周期には、上記一方の半周期にパワーチョークコイルＰＣＣに蓄積された成分に基づく電流が平滑コンデンサＣｏＢに充電され、これによって平滑コンデンサＣｏＡ、平滑コンデンサＣｏＢに対しては、それぞれ対応する半周期にて上記パワーチョークコイルＰＣＣの蓄積成分も含めて二重に充電が行われている。このことから図１６（ａ）の変形例によっても倍電流整流動作が得られる。
【０１８９】
さらに、この図１６（ａ）の変形例としても、リンギング成分の抑制動作が得られる。すなわち、この場合においても、巻線部Ｌｏ１と巻線部Ｌｏ２の巻数の調整によって各整流ダイオードＤｏに流れる電流を不連続動作モードにより流すものとするが、このような不連続動作モード化と、この場合も各半周期の整流電流経路に挿入された巻線部Ｌｏ１と巻線部Ｌｏ２を磁気結合していることとによって、パワーチョークコイルＰＣＣに蓄積された成分を電流として放出させることができる。
このことで、この場合も各半周期の不連続期間にはパワーチョークコイルＰＣＣのインダクタンスは減少するものとなり、この結果リンギング成分の抑制を図ることができる。
【０１９０】
続いて、次の図１６（ｂ）の変形例について説明する。
この図１６（ｂ）の２次側回路の構成としては、先ず、２次巻線Ｎ２の一方の端部（巻終わり端部）に対し、２次側直列共振コンデンサＣ２Ａと２次側直列共振コンデンサＣ２Ｂとをそれぞれ図１６（ａ）の場合と同様に接続している。
そして、上記２次側直列共振コンデンサＣ２Ａの、上記２次巻線Ｎ２と接続されない側の端子に対しては、図示するようにしてパワーチョークコイルＰＣＣの巻線部Ｌｏ１の一端を接続し、この巻線部Ｌｏ１の他端を平滑コンデンサＣｏＡの正極端子に接続している。この場合も平滑コンデンサＣｏＡの負極端子は、２次巻線Ｎ２の他方の端部（巻始め端部）に対して接続している。
【０１９１】
ここで、この図１６（ｂ）の変形例で用いるパワーチョークコイルＰＣＣとしては、先の図２に示した構造によるものではなく、絶縁コンバータトランスＰＩＴと同様に１次側と２次側との巻装領域が分けられたボビンＢをＥＥ型コアに取り付け、それらのうち一方の巻装領域に上記巻線部Ｌｏ１を、また他方の巻装領域に巻線部Ｌｏ２を巻装して構成される。
このような構造によるパワーチョークコイルＰＣＣとしても、巻線部Ｌｏ１と巻線部Ｌｏ２とが磁気結合されることに変わりはない。
【０１９２】
また、この場合も上記平滑コンデンサＣｏＡの負極端子と２次巻線Ｎ２の上記他方の端部との接続点に対しては、図示するように平滑コンデンサＣｏＢの正極端子を接続しており、この平滑コンデンサＣｏＢの負極端子は２次側アースに接地している。
さらに、平滑コンデンサＣｏＢの負極端子と２次側アースとの接続点には、上記パワーチョークコイルＰＣＣの巻線部Ｌｏ２の一端を接続し、この巻線部Ｌｏ２の他端を、２次側直列共振コンデンサＣ２Ｂにおける２次巻線Ｎ２と接続されない側の端子に対して接続している。
【０１９３】
その上で、上記巻線部Ｌｏ２と上記２次側直列共振コンデンサＣ２Ｂとの接続点に対しては、整流ダイオードＤｏ２のアノードを接続しており、この整流ダイオードＤｏ２のカソードを上述した平滑コンデンサＣｏＡの負極端子と２次巻線Ｎ２の他方の端部との接続点に対して接続している。
さらに、これら平滑コンデンサＣｏＡの負極端子と２次巻線Ｎ２の他方の端部と整流ダイオードＤｏ２のカソードとの接続点には、整流ダイオードＤｏ１のアノードを接続し、この整流ダイオードＤｏ１のカソードを上述した２次側直列共振コンデンサＣ２Ａと巻線部Ｌｏ１との接続点に対して接続している。
【０１９４】
このような２次側回路の構成によっても、４倍圧整流動作が得られる。
つまり、２次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の一方の半周期においては、整流電流が［２次巻線Ｎ２→２次側直列共振コンデンサＣ２Ｂ→整流ダイオードＤｏ２→２次巻線Ｎ２］の循環経路により流れる。また、２次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の他方の半周期では、整流電流は［２次巻線Ｎ２→整流ダイオードＤｏ１→２次側直列共振コンデンサＣ２Ａ→２次巻線部Ｎ２］の循環経路により流れる。つまりこの場合にも、２次側直列共振コンデンサＣ２Ａ、Ｃ２Ｂには、それぞれ対応する半周期において２次巻線Ｎ２に励起される交番電圧レベルの等倍に対応したレベルによる直流電圧がそれぞれ得られる。
【０１９５】
その上で、この場合も上記一方の半周期に整流電流は上記循環経路とは分岐して［２次巻線Ｎ２→２次側直列共振コンデンサＣ２Ａ→巻線部Ｌｏ１→平滑コンデンサＣｏＡ→２次巻線Ｎ２］の経路によっても流れる。つまり、これにより当該半周期には、平滑コンデンサＣｏＡに対し、２次巻線Ｎ２の交番電圧と、上記のように２次側直列共振コンデンサＣ２Ａに得られた両端電圧が重畳したレベルにより充電が行われ、平滑コンデンサＣｏＡの両端電圧としては２次巻線Ｎ２に得られる交番電圧レベルの２倍に対応するレベルが得られる。
【０１９６】
また、同様に上記他方の半周期においても整流電流は上記した循環経路から分岐して［２次巻線Ｎ２→平滑コンデンサＣｏＢ→巻線部Ｌｏ２→２次側直列共振コンデンサＣ２Ｂ→２次巻線Ｎ２］の経路によっても流れ、従ってこの場合も平滑コンデンサＣｏＢの両端電圧としては、２次巻線Ｎ２の交番電圧と２次側直列共振コンデンサＣ２Ｂの充電分とにより、２次巻線Ｎ２に得られる交番電圧レベルの２倍に対応するレベルが得られることになる。
このようにして、図１６（ｂ）の変形例においても、平滑コンデンサＣｏＡと平滑コンデンサＣｏＢとの直列接続回路の両端には２次巻線Ｎ２に励起される交番電圧レベルの４倍に対応したレベルによる２次側直流出力電圧Ｅｏが得られるものとなり、４倍圧整流動作が行われていることがわかる。
【０１９７】
また、この図１６（ｂ）に示す変形例の構成によっても、倍電流整流動作が得られる。つまり、上述した整流電流経路によれば、この場合も各半周期にはそれぞれ巻線部Ｌｏ１、巻線部Ｌｏ２に整流電流が流れることで、パワーチョークコイルＰＣＣにエネルギーが蓄積されることになる。そして、上記した一方の半周期には、上記した他方の半周期にてパワーチョークコイルＰＣＣに蓄積された成分に基づく電流が巻線部Ｌｏ１を介して平滑コンデンサＣｏＡに充電され、また、上記他方の半周期には、上記一方の半周期にパワーチョークコイルＰＣＣに蓄積された成分に基づく電流が巻線部Ｌｏ２を介して平滑コンデンサＣｏＢに充電され、これによって平滑コンデンサＣｏＡ、平滑コンデンサＣｏＢに対しては、それぞれ対応する半周期にて上記パワーチョークコイルＰＣＣの蓄積成分も含めて二重に充電が行われている。このことから図１６（ｂ）の変形例によっても倍電流整流動作が得られる。
【０１９８】
なお、この図１６（ｂ）の変形例としても、巻線部Ｌｏ１と巻線部Ｌｏ２の巻数の調整によって各整流ダイオードＤｏに流れる電流を不連続動作モードにより流すものとしている。さらに、上述したパワーチョークコイルＰＣＣの構造説明からも理解されるように、この場合も各半周期の整流電流経路に挿入された巻線部Ｌｏ１と巻線部Ｌｏ２とについては磁気結合している。このような不連続動作モード化と巻線部Ｌｏ１と巻線部Ｌｏ２の磁気結合とによって、図１６（ｂ）の変形例としてもリンギング成分の抑制動作が得られる。
【０１９９】
続いて、図１７の変形例は、２次側に直列共振回路を形成しないものとした場合に、先の図１２の場合と同様に倍圧全波整流動作を行うとしたときの構成例である。
この図１７の２次側回路の構成と、先の図１２の２次側回路の構成を比較してわかるように、図１７の変形例としては、先の図１２の２次側回路から２次側直列共振コンデンサＣ２Ａと２次側直列共振コンデンサＣ２Ｂとを省略し、代わりに平滑コンデンサＣｏＡを追加したものとなっている。具体的にこの平滑コンデンサＣｏＡとしては、その正極端子を２次巻線Ｎ２のセンタータップに接続し、負極端子を整流ダイオードＤｏ１のアノードと整流ダイオードＤｏ２のアノードとの接続点に接続している。
なおこの場合、図１２の回路における平滑コンデンサＣｏに相当する平滑コンデンサについては、図のように平滑コンデンサＣｏＢとして区別している。
【０２００】
この図１７の変形例の構成によれば、２次巻線Ｎ２に生じる交番電圧の一方の半周期には［２次巻線部Ｎ２Ａ→平滑コンデンサＣｏＡ→整流ダイオードＤｏ１→２次巻線部Ｎ２Ａ］の循環経路により、また他方の半周期には［２次巻線部Ｎ２Ｂ→平滑コンデンサＣｏＡ→整流ダイオードＤｏ２→２次巻線部Ｎ２Ｂ］の循環経路が形成され、これによって平滑コンデンサＣｏＡには、各半周期に２次巻線部Ｎ２Ａ、２次巻線部Ｎ２Ｂに得られる交番電圧の等倍に対応するレベルの直流電圧が生成される。
つまり、図１７の変形例では、図１２の回路が２次側直列共振コンデンサＣ２Ａ、２次側直列共振コンデンサＣ２Ｂにそれぞれ生成された直流電圧の重畳分を受けて平滑コンデンサＣｏに各２次巻線部の交番電圧の２倍に対応したレベルの２次側直流出力電圧Ｅｏを生成するようにしていたものを、各半周期に共通の平滑コンデンサＣｏＡに得られる直流電圧の重畳分を受けて平滑コンデンサＣｏＢに各２次巻線部の交番電圧の２倍に対応したレベルの２次側直流出力電圧Ｅｏを生成するようにしたものである。
【０２０１】
なお、この図１７の変形例としても倍電流整流動作が得られるが、その動作自体は先の図１２にて説明したものと同様となるのでここでの改めての説明は省略する。
また、この図１７の変形例としても各整流ダイオードＤｏに流れる電流が不連続動作モードにより流れるようにしており、また図１２の場合と同様に、この場合も巻線部Ｌｏ１と巻線部Ｌｏ２とは磁気結合されている。これらのことから図１７の変形例においてもリンギング成分の抑制が図られる。なお、このようなリンギング成分抑制の動作としても図１２の場合と同様となるので改めての説明は省略する。
【０２０２】
以上、各実施の形態のスイッチング電源回路について説明したが、本発明としてはこれまでに説明した各実施の形態に限定されるべきものではない。
例えば、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、コア形式などをはじめとして、その構造については適宜変更されて構わない。
また、実施の形態で例示したスイッチングコンバータは、他励式による電流共振形コンバータをその基礎としているが、例えば自励式による電流共振形コンバータを備えて構成することも可能である。また、スイッチングコンバータにおいて選定されるスイッチング素子としても、例えばバイポーラトランジスタやＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)などをはじめとしてＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子が採用されて構わない。
また、先に説明した各部品素子の定数なども、実際の条件等に応じて適宜変更されて構わないものである。
また、重負荷対応の構成として、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）を入力して整流平滑電圧Ｅｉを生成するための整流電流回路系を、交流入力電圧ＶACの２倍に対応するレベルの整流平滑電圧Ｅｉを生成する倍電圧整流回路により構成することもできる。ただし、このようにして整流平滑電圧Ｅｉを生成する整流平滑回路系を倍電圧整流回路とする構成は、ＡＣ１００Ｖ系のみの単レンジ対応としての構成となる。
【図面の簡単な説明】
【０２０３】
【図１】本発明の第１の実施の形態の電源回路の構成を示す回路図である。
【図２】実施の形態の電源回路（図１６（ａ）を除く）が備えるパワーチョークコイル（第３のインダクタ素子）の構造図である。
【図３】第１の実施の形態の電源回路におけるＡＣ１００Ｖ時での要部の動作波形を示す波形図である。
【図４】第１の実施の形態の電源回路についての、負荷変動に対するスイッチング周波数、AC→DC電力変換効率の特性を示す特性図である。
【図５】第１の実施の形態の電源回路の２次側の変形例の構成を示す回路図である。
【図６】第１の実施の形態の電源回路の２次側の他の変形例の構成を示す回路図である。
【図７】第２の実施の形態の電源回路の構成を示す回路図である。
【図８】第２の実施の形態の電源回路におけるＡＣ１００Ｖ時での要部の動作波形を示す波形図である。
【図９】第２の実施の形態の電源回路についての、負荷変動に対するスイッチング周波数、AC→DC電力変換効率の特性を示す特性図である。
【図１０】第２の実施の形態の電源回路の２次側の変形例の構成を示す回路図である。
【図１１】第２の実施の形態の電源回路の２次側の他の変形例の構成を示す回路図である。
【図１２】第３の実施の形態の電源回路の構成を示す回路図である。
【図１３】第３の実施の形態の電源回路におけるＡＣ１００Ｖ時での要部の動作波形を示す波形図である。
【図１４】第３の実施の形態の電源回路についての、負荷変動に対するスイッチング周波数、AC→DC電力変換効率の特性を示す特性図である。
【図１５】第３の実施の形態の電源回路の２次側の変形例の構成を示す回路図である。
【図１６】第３の実施の形態の電源回路の２次側の他の変形例の構成を示す回路図である。
【図１７】第３の実施の形態の電源回路の２次側のさらに他の変形例の構成を示す回路図である。
【図１８】背景技術のスイッチング電源回路の構成を示す図である。
【図１９】コンバータトランスの構造を示す断面図である。
【図２０】図１８に示すスイッチング電源回路の各部の動作波形を示す図である。
【図２１】図１８に示すスイッチング電源回路の負荷変動に対するスイッチング周波数、電力変換効率を示す図である。
【図２２】背景技術の他のスイッチング電源回路の構成を示す図である。
【図２３】図２２に示すスイッチング電源回路の各部の動作波形を示す図である。
【図２４】図２２に示すスイッチング電源回路を電磁結合形共振回路としてみた等価回路図である。
【図２５】図２２に示すスイッチング電源回路についての定電圧制御特性を示す図である。
【図２６】図２２に示す電源回路の定電圧制御動作として、交流入力電圧条件及び負荷変動に応じたスイッチング周波数制御範囲（必要制御範囲）を示す図である。
【図２７】図１８に示すスイッチング電源回路の定電圧制御特性を示す特性図である。
【符号の説明】
【０２０４】
１  制御回路、２  発振・ドライブ回路、ＡＣ  商用交流電源、Ｃｉ  平滑コンデンサ、Ｑ１、Ｑ２  スイッチング素子、Ｃ１  １次側直列共振コンデンサ、Ｃｐ  １次側部分電圧共振コンデンサ、ＰＩＴ  絶縁コンバータトランス、Ｎ１  １次巻線、Ｎ２  ２次巻線、Ｎ２Ａ、Ｎ２Ｂ  ２次巻線部、Ｌ１、Ｌ２  リーケージインダクタンス、Ｃ２  ２次側直列共振コンデンサ、Ｄｏ１、Ｄｏ２、Ｄｏ１Ａ、Ｄｏ２Ａ、Ｄｏ１Ｂ、Ｄｏ２Ｂ  整流ダイオード、Ｃｏ、ＣｏＡ、ＣｏＢ  平滑コンデンサ、ＰＣＣ  パワーチョークコイル、Ｌｏ１、Ｌｏ２  巻線部
【図１】
2007336770.tif 000006
【図２】
2007336770.tif 000007
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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