(57)【要約】【課題】負性抵抗の発生を防ぎつつ、所望の周波数帯域で入出力間を中和できる。【解決手段】本発明による高周波用電力増幅器は、高周波信号が入力される入力端子４と、高周波信号に基づいた信号を出力する出力端子５とを有する３端子能動素子３と、入力端子４と出力端子５との間に設けられ、少なくとも１つの直列共振回路を形成する容量素子２及び伝送線路１とを備える。ここで、３端子能動素子３は、入力端子４と出力端子５間に帰還容量を有し、伝送線路１と帰還容量とは並列共振回路を形成する。又、伝送線路１は、直列共振回路の共振周波数である直列共振周波数ｆｉｏにおいて、オープンスタブとして機能する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
高周波信号が入力される入力端子と、前記高周波信号に基づいた信号を出力する出力端子とを有する３端子能動素子と、
前記入力端子と前記出力端子との間に設けられ、少なくとも１つの直列共振回路を形成する容量素子及び伝送線路と、
を備え、
前記３端子能動素子は、前記入力端子と前記出力端子間に帰還容量を有し、
前記伝送線路と前記帰還容量とは並列共振回路を形成し、
前記伝送線路は、前記直列共振回路の共振周波数である直列共振周波数において、オープンスタブとして機能する
高周波用電力増幅器。
【請求項２】
請求項１に記載の高周波用電力増幅器において、
前記伝送線路の長さは、前記直列共振回路における直列共振周波数に対応する伝播波長λ×（１／４）×（２ｎ−１）（ｎは自然数）の長さである
高周波用電力増幅器。
【請求項３】
請求項１又は２に記載の高周波用電力増幅器において、
前記直列共振周波数に基づいて決定される動作周波数において、前記並列共振回路は、前記入力端子と前記出力端子とを中和する
高周波用電力増幅器。
【請求項４】
請求項３に記載の高周波用電力増幅器において、
前記伝送線路の長さは、前記動作周波数に対応する伝播波長の１／４以上である
高周波用電力増幅器。
【請求項５】
請求項１から４いずれか１項に記載の高周波用電力増幅器において、
前記直列共振周波数において、前記伝送線路は、前記入力端子における反射係数の絶対値｜Γ｜を１以下に固定する
高周波用電力増幅器。
【請求項６】
請求項５に記載の高周波用電力増幅器において、
前記伝送線路は、一端が前記入力端子に接続される第１の伝送線路であり、
前記容量素子は、前記第１の伝送線路の他端と前記出力端との間に接続される第１の容量素子であり、前記第１の伝送線路とともに第１の直列共振回路を形成する
高周波用電力増幅器。
【請求項７】
請求項６に記載の高周波用電力増幅器において、
前記第１の容量素子は、前記第１の伝送線路と他の伝送線路との結合容量である
高周波用電力増幅器。
【請求項８】
請求項１から５いずれか１項に記載の高周波用電力増幅器において、
前記直列共振周波数において、前記伝送線路は、前記出力端子における反射係数の絶対値｜Γ｜を１以下に固定する
高周波用電力増幅器。
【請求項９】
請求項８に記載の高周波用電力増幅器において、
前記伝送線路は、一端が前記出力端子に接続される第２の伝送線路であり、
前記第２の伝送線路の一部は、前記入力端子と前記３端子能動素子との間の第３の伝送線路とともに結合線路を形成し、
前記結合線路と前記第２の伝送線路とは第２の直列共振回路を形成し、
前記第２の伝送線路は、前記帰還容量とともに前記並列共振回路を形成する
高周波用電力増幅器。
【請求項１０】
請求項９に記載の高周波用電力増幅器において、
前記第１の直列共振回路と、前記第２の直列共振回路とを備える
高周波用電力増幅器。
【請求項１１】
請求項１から１０いずれか１項に記載の高周波用電力増幅器において、
前記伝送線路は、マイクロストリップ線路である
高周波用電力増幅器。
【請求項１２】
請求項１から１０いずれか１項に記載の高周波用電力増幅器において、
前記伝送線路は、コプレーナ導波路である
高周波用電力増幅器。
【請求項１３】
請求項１から１２いずれか１項に記載の高周波用電力増幅器において、
前記３端子能動素子は、前記入力端子がゲートに接続され、前記出力端子がドレインに接続される電界効果トランジスタである
高周波用電力増幅器。
【請求項１４】
請求項１から１２いずれか1項に記載の高周波用電力増幅器において、
前記３端子能動素子は、前記入力端子がベースに接続され、前記出力端子が、コレクタに接続されるバイポーラトランジスタである
高周波用電力増幅器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高周波用電力増幅器に関し、特にマイクロ波又はミリ波の高周波信号を増幅する高周波用電力増幅器に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、マイクロ波を利用した高周波信号用の増幅器として、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ：Ｆｉｅｌｄ  ｅｆｆｅｃｔ  ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）に例示される能動素子を利用した高周波用増幅器が広く用いられている。このような、能動素子は、その入出力間に帰還容量を有するため、マイクロ波帯の高周波用増幅器では、入力端子あるいは出力端子に受動素子を接続するだけで、発振することがある。すなわち、能動素子内の帰還容量を介して出力側から入力側に出力信号が帰還し、これが正帰還となる場合に回路が不安定となり、発振を引き起こす。
【０００３】
従って、このような能動素子を用いた回路を安定に実現するためには、帰還容量をゼロにするか、外部回路を付加して等価的にゼロに等しくする必要がある。能動素子内の帰還容量をゼロにすることは不可能であるから、帰還容量を等価的にゼロにできる外部回路（以下、中和回路と称す）が付加されることが一般的である。このとき、増幅器は単方向化され、出力可能な最大の電力利得を示す。
【０００４】
ここで、図８を参照して理想的な中和回路の原理について説明する。図８（ａ）は、中和回路を備えた増幅用ＦＥＴの構成図である。又、図８（ｂ）は、図８（ａ）に示される回路の等価回路を示す図である。図８（ａ）を参照して、増幅用ＦＥＴは、高周波用電力増幅回路の入力端子（ゲート）と出力端子（ドレイン）との間に増幅用ＦＥＴと並列に接続され、中和回路として機能するインダクタ素子（インダクタ＝Ｌｅｘｔ）を有する。図８（ｂ）を参照して、ＦＥＴの真性部にあるゲート−ドレイン間容量をＣｇｄとすると（１）式となる周波数の信号が入力されると、ゲート−ドレイン間において並列共振する。
【数１】
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【０００５】
このため、この並列共振周波数ｆｐｏにおいて、ゲート−ドレイン間のインピーダンスが無限大となり、この周波数の信号が入力されるとゲート−ドレイン間は、高周波的に分離（中和）される。すなわち、出力端子（ドレイン）から入力端子（ゲート）への逆方向の利得がゼロになる（単方向化される）ため、入出力の整合を取ったときに、最大の利得を得ることができる。
【０００６】
しかし、実際の回路では、ゲート−ドレイン間の電位を別々に印加する都合上、ゲート−ドレイン間に並列に接続される回路（ここではインダクタ素子）に入力される信号の直流成分を遮断する（以下、ＤＣ的に分離すると記述する）必要がある。具体例として、特開２０００−１９６３６５号公報に記載の高周波用電力増幅器を一例に説明する（特許文献１参照）。特許文献１には、入出力間において高いアイソレーションを確保することを目的とした高周波アイソレーションアンプ（高周波用電力増幅器）が記載されている。図９に従来技術（特許文献１）の高周波アイソレーションアンプ（高周波用電力増幅器）の回路図を示す。
【０００７】
図９を参照して、特許文献１に記載の高周波用電力増幅器では、増幅用ＦＥＴ２０のゲート−ドレイン間に接続される並列回路に、ＤＣカット用コンデンサ１０が接続されている。ここで、並列回路は、並列共振用のインダクタ素子２１と、ドレイン−ソース間に抵抗が接続されたスイッチ用ＦＥＴ２２を備える。
【０００８】
数ＧＨｚ程度の低い周波数帯域での利用を前提とした場合、特許文献１に記載の高周波用電力増幅器の動作を以下に示す。増幅用ＦＥＴ２０が動作状態のとき、スイッチ用ＦＥＴ２２がターンオフされ、ゲート−ドレイン間の並列回路は開放状態となる。一方、増幅用ＦＥＴ２０が非動作状態においては、スイッチ用ＦＥＴ２２はターンオンされ、並列回路は接続状態となり、増幅用ＦＥＴ２０のゲート−ドレイン間容量Ｃｇｄと、インダクタ２１が並列共振（中和）する。このため、非動作状態では、共振周波数ｆｐｏにおいて、高周波用電力増幅器の入出力間のアイソレーションは、中和させない場合に比べて１５ｄＢ程度向上する。又、動作状態では、並列回路が開放となっているため、中和させない場合とほぼ同等の利得が得られることが開示されている。以上のことから、通常、動作周波数は共振周波数ｆｐｏと同じ値に設定される。
【０００９】
又、利得向上を目的とした高周波用電力増幅回路に関する従来技術が、特開２００２−１７１１３９号公報（特許文献２参照）、及び特開２００５−１７６３３１号公報（特許文献３参照）に記載されている。
【特許文献１】特開２０００−１９６３６５号公報
【特許文献２】特開２００２−１７１１３９号公報
【特許文献３】特開２００５−１７６３３１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
このように、特許文献１に記載の技術では、非動作状態において中和が実現され、入出力間におけるアイソレーションが向上される。しかし、動作状態では、増幅器の利得を原理的に最大化するための中和を実現していない。
【００１１】
動作状態において、ＤＣカット用コンデンサ２０とインダクタ２１のみで構成される中和回路によって中和を実現する場合の問題点について、図１０を参照して説明する。図１０は、ＤＣカット用コンデンサ２０とインダクタ２１のみで構成される中和回路を備える高周波用電力増幅器の等価回路である。入出力間に中和回路内で直列共振する周波数（直列共振周波数）の信号が入力されると、ドレインとゲートはショート（直結）してしまう。このため、この直列共振周波数において直接帰還がかかり、負性抵抗（ＮＲ：Ｎｅｇａｔｉｖｅ  Ｒｅｓｉｓｔａｎｃｅ）が発生し、回路が不安定になる。以下、ＮＲの発生のメカニズムを具体例を用いて説明する。ＤＣカット用コンデンサ２０の容量値をＣｅｘｔ、インダクタ２１のインダクタ値をＬｅｘｔとすると、直列共振周波数ｆｉｏは、
【数２】
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となる。例えば、Ｃｅｘｔが８ｆＦ、Ｌｅｘｔが１４μＨのとき、ｆｉｏは１５ＧＨｚとなる。このとき、Ｃｇｄが２０ｆＦである場合、ゲートドレイン間におけるＳ１１及びＳ２２の周波数特性は、図１１のように測定される。図１１に示されるように、１６．１ＧＨｚ（Ａ１）から１７．７ＧＨｚ（Ａ２）にわたりＳ１１がゼロより大きくなる。このため、スミス図上では、この周波数帯における反射係数Γは、反射係数｜Γ｜＝１の円の外にプロットされる。すなわち、この周波数帯域において負性抵抗が現れる。従って、この周波数帯では回路が不安定になり、外部に付加する回路によっては発振することもあり得る。以上のように、従来の中和回路では、直列共振周波数ｆｉｏ近傍で、高周波用電力増幅器（中和回路付）の動作が不安定になるという問題があった。
【００１２】
通常、帰還回路を有する増幅回路では、この帰還回路に抵抗を挿入して、損失のある回路とすることで、回路全体の安定性を確保している。これをそのまま中和回路に適用する場合、損失のある中和回路となり、回路の電力利得が、増幅用ＦＥＴそのものが有する単方向電力利得より小さくなるという、問題点もあった。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記の課題を解決するために、本発明は、以下に述べられる手段を採用する。その手段を構成する技術的事項の記述には、［特許請求の範囲］の記載と［発明を実施するための最良の形態］の記載との対応関係を明らかにするために、［発明を実施するための最良の形態］で使用される番号・符号が付加されている。但し、付加された番号・符号は、［特許請求の範囲］に記載されている発明の技術的範囲を限定的に解釈するために用いてはならない。
【００１４】
本発明による高周波用電力増幅器は、高周波信号が入力される入力端子（４）と、高周波信号に基づいた信号を出力する出力端子（５）とを有する３端子能動素子（３）と、入力端子（４）と出力端子（５）との間に設けられ、少なくとも１つの直列共振回路を形成する容量素子（２、又は７及び８）及び伝送線路（１、又は６）とを備える。ここで、３端子能動素子（３）は、入力端子（４）と出力端子（５）間に帰還容量を有し、伝送線路（１、又は６）と帰還容量とは並列共振回路を形成する。又、伝送線路（１、又は６）は、直列共振回路の共振周波数である直列共振周波数（ｆｉｏ）において、オープンスタブとして機能する。この場合、伝送線路（１、又は６）の長さが、直列共振周波数の伝播波長λ×（１／４）×（２ｎ−１）（ｎ：自然数）に設定されることで、伝送線路（１、又は６）は、オープンスタブとして機能し、入出力間におけるインピーダンス（入力端子（４）における入力インピーダンス）は、ほぼゼロとなる。このため、直列共振周波数（ｆｉｏ）における負性抵抗の発生を防止することができる。
【００１５】
又、本発明に係る並列共振回路は、伝送線路（１、又は６）のインダクタ成分（Ｌ１、又はＬ２）と容量素子（２、又は７及び８）の容量成分（Ｃ１、又はＣ２）とによって決定される直列共振周波数（ｆｉｏ）に基づく動作周波数帯域において、入力端子（４）と出力端子（５）とを中和する。この際、伝送線路（１、又は６）の長さは、動作周波数に対応する伝播波長の１／４以上となる。これにより伝送線路（１、又は６）の長さによって決定される直列共振周波数（ｆｉｏ）以上の周波数を動作周波数として設定できる。
【００１６】
第１の態様に係る伝送線路（１）は、直列共振周波数（ｆｉｏ）において、入力端子（４）における反射係数の絶対値｜Γ｜を１以下に固定することが好ましい。すなわち、伝送線路（１）は、直列共振周波数近傍ではオープンスタブとして機能し、入力端子（４）におけるインピーダンスをゼロ付近（ショート点）に固定することで、負性抵抗の発生を防ぐことができる。この場合、伝送線路は、一端が入力端子（４）に接続される第１の伝送線路（１）であり、容量素子は、第１の伝送線路（１）の他端と出力端（５）との間に接続され、第１の伝送線路（１）とともに第１の直列共振回路を形成する第１の容量素子（２）である。又、第１の容量素子（２）は、第１の伝送線路（１）と他の伝送線路との結合容量でも形成できる。第１の容量素子（２）として、結合容量を用いることで、微小容量となり、伝送線路（１）との接続端を開放端様とすることができる。
【００１７】
第２の態様に係る伝送線路（６）は、直列共振周波数（ｆｉｏ）において、出力端子（５）における反射係数の絶対値｜Γ｜を１以下に固定することが好ましい。すなわち、伝送線路（６）は、直列共振周波数近傍ではオープンスタブとして機能し、出力端子（５）におけるインピーダンスをゼロ付近（ショート点）に固定することで、負性抵抗の発生を防ぐことができる。この場合、伝送線路は、一端が出力端子（５）に接続される第２の伝送線路（６）であり、第２の伝送線路（６）の一部（７）は、入力端子（４）と３端子能動素子（３）との間の第３の伝送線路（８）とともに結合線路を形成する。又、この結合線路の容量成分（Ｃ２）と第２の伝送線路（６）のインダクタ成分（Ｌ２）とは第２の直列共振回路を形成する。
【００１８】
本発明による高周波用電力増幅器は、第１の直列共振回路と第２の直列共振回路とを具備することが更に好ましい。このような構成により、直列共振周波数（ｆｉｏ）において、入力端子（４）及び出力端子（５）の両方におけるインピーダンスをゼロ付近（ショート点）に固定できる。
【００１９】
以上のように、本発明による高周波用電力増幅器は、伝送線路のインダクタンス成分（Ｌ１、Ｌ２）と結合容量の容量成分（Ｃ１、Ｃ２）の直列共振により、回路が不安定になる周波数においても、入力端子（４）及び／又は出力端子（５）におけるインピーダンスを積極的にゼロ付近（ショート点）に固定できるため、回路が安定化する。
【発明の効果】
【００２０】
本発明による高周波用電力増幅器によれば、負性抵抗の発生を防ぎつつ、所望の周波数帯域で入出力間を中和できる。
【００２１】
又、所望の周波数帯域において、入出力整合時における最大有能利得を向上することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
以下、添付図面を参照しながら本発明の実施の形態を説明する。図面において同一、又は類似の参照符号は、同一、類似、又は等価な構成要素を示している。以下では、マイクロ波、又はミリ波の高周波信号を増幅する高周波用電力増幅器を一例に本実施の形態を説明する。
【００２３】
１．第１の実施の形態
図１から図４を参照して、本発明による高周波用電力増幅器の第１の実施の形態を説明する。
【００２４】
（構成）
図１は、本発明による高周波用電力増幅器の第１の実施の形態における構成を示す回路図である。図１を参照して、第１の実施の形態における高周波用電力増幅器は、入力端子４と出力端子５との間に設けられた増幅用ＦＥＴ３と、増幅用ＦＥＴ３のゲート−ドレイン間に並列接続され、直列共振回路を形成する伝送線路１及びコンデンサ２とを具備する。入力端子４には、図示しない入力整合回路を介して高周波信号が入力される。又、出力端子５からは増幅用ＦＥＴ３で増幅された高周波信号が、図示しない出力整合回路を介して外部装置に出力される。増幅用ＦＥＴ３のゲートは、入力端子４及び伝送線路１の一端に接続される。ドレインは、コンデンサ２の一端、第１の電源及び出力端子５に接続される。ドレインは第１の電源から電源電位ＶＤＤが供給され、ソースは接地され、電位Ｖｇｇにより所定の電流値にセットされる。このような構成により、増幅用ＦＥＴ３は、並列に接続した共振回路と並列共振して、入力端子４から入力された高周波信号を増幅し、出力端子５から出力する。
【００２５】
伝送線路１は、増幅用ＦＥＴ３のゲートから分岐し、ドレインに容量Ｃ１で結合される。すなわち、伝送線路１とドレインとの間に容量Ｃ１のコンデンサ２が形成される（以下、コンデンサ２を結合容量２と称す）。伝送線路１の長さＴ１は、動作周波数に対応する伝播波長の４分の１以上の長さＴ１に設定され、伝送線路１はその寸法（長さＴ１や幅）に応じたインダクタンス値Ｌ１を有する。又、伝送線路１のインダクタンスＬ１と結合容量２の容量値Ｃ１の値は、直列共振周波数ｆｉｏを決定する。このため、直列共振周波数ｆｉｏの値を考慮して長さＴ１やインダクタンスＬ１、及び容量値Ｃ１が設定されることが好ましい。
【００２６】
詳細には、増幅用ＦＥＴ３は、基板厚２００μｍのＡＬ２Ｏ３基板上にフリップチップ実装されるＦＥＴチップである。又、伝送線路１は、同一基板上にマイクロストリップ線路として形成される。従って、基板裏面は接地導体となっている。又、後述するように結合容量２の容量値Ｃ１は、大きなインピーダンス（リアクタンス）となるような微小な値が設定される。このため、結合容量２によって伝送線路１との接続端は開放端様となり、伝送線路１はオープンスタブ様として機能する。又、容量値Ｃ１は、増幅用ＦＥＴ３の帰還容量の容量値Ｃｇｄに比べて十分小さい値（Ｃｇｄ＞＞Ｃ１）にならないように設定されることが好ましい。このような微小な容量値Ｃ１を有する結合容量２は、伝送線路１がパッケージ内の空間等を介して信号線路と結合する容量を用いることで実現できる。
【００２７】
伝送線路１の寸法（長さＴ１や幅）は、動作周波数及び直列共振周波数ｆｉｏに基づいて設定される。伝送線路１の長さＴ１は、動作周波数に対応する伝播波長の１／４以上の長さで、且つ、所望の直列共振周波数ｆｉｏに対応する伝播波長λ×（１／４）×（２ｎ−１）（ｎ：自然数）の長さが設定される。ここで、伝播波長とは、伝送線路１内を伝播する信号の波長である。
【００２８】
本発明に係る動作周波数は、入出力間で中和動作が実行可能な中和周波数ｆｕに基づき設定される。すなわち、中和周波数ｆｕが動作周波数となることが好ましい。換言すると、動作周波数において中和可能となるように、伝送線路１及び結合容量２が設計される。動作周波数≒中和周波数ｆｕにおいてゲート−ドレイン間を分離・単方向化（中和）する場合、後述する（５）式によって、上述の条件を満たすような容量値Ｃ１及び直列共振周波数ｆｉｏ（伝送線路１の長さＴ１）が設定される。又、設定された容量値Ｃ１及び長さＴ１を用い、（２）式によって、伝送線路１のインダクタ成分Ｌ１（伝送線路１の幅）が決まる。尚、伝送線路１の寸法や容量値Ｃ１の値を先に設定し、上記の条件により直列共振周波数ｆｉｏや動作周波数を決定しても構わない。
【００２９】
ここで、動作周波数が１７．８ＧＨｚである場合、伝送線路１の長さＴ１は、動作周波数に対応する伝播波長の１／４（＝１．７８ｍｍ）以上の長さで、且つ、（２）式で表される直列共振周波数ｆｉｏに対応する伝播波長λ×（１／４）×（２ｎ−１）の長さとなる。本実施の形態では、直列共振周波数ｆｉｏとして１５ＧＨｚが設定されるものとする。この場合、伝送線路１は、直列共振周波数ｆｉｏ＝１５ＧＨｚに対応する伝播波長の１／４の長さＴ１＝２．２ｍｍのマイクロストリップ線路として形成される。又、幅＝０．０７５ｍｍとすると、伝送線路１のインダクタ値Ｌ１は１４ｎＨとなる。ここで、直列共振周波数ｆｉｏ＝１５ＧＨｚ、インダクタ値Ｌ１＝１４ｎＨを（２）式に代入して結合容量２の容量値Ｃ１を求めると容量値Ｃ１＝８ｆＦとなる。この容量値Ｃ１は、３次元電磁界シミュレータ等を用いることで設計することが可能である。以下に、本発明による中和動作の詳細と設計原理の詳細を説明する。
【００３０】
（動作）
図２は、本発明による高周波用電力増幅器の中和動作をモデル化した等価回路である。本実施の形態では、増幅に使用される能動素子としてＦＥＴが用いられるため、以下では、増幅用ＦＥＴ３の帰還容量Ｃｇｄを用いて中和回路の動作を説明する。ここで、中和動作とは入力端子４と出力端子５との間を高周波的に分離・単方向化（中和）することである。
【００３１】
図２を参照して、本発明による高周波用電力増幅回路は、帰還容量Ｃｇｄと並列に外部中和回路が接続されている。ここで、外部中和回路は、伝送線路１（インダクタ値Ｌ１）と結合容量２（容量値Ｃ１）とが直列接続された直列共振回路である。中和動作時には、入出力端子間における高周波信号の周波数ｆｕにおいて、増幅用ＦＥＴ３のゲート−ドレイン間のインピーダンスＺｇｄが無限大となる。ここで、ゲート−ドレイン間のインピーダンスＺｇｄは、
【数３】
2007336048.tif 000005
である。入出力間を中和する周波数ｆｕではＺｇｄが無限大となるから、（３）式の分母がゼロとなる。したがって、中和周波数ｆｕは、次式で表される。
【数４】
2007336048.tif 000006
【００３２】
一方、中和回路が直列共振する直列共振周波数ｆｉｏは、上述の（２）式となる。このように中和周波数ｆｕと直列共振周波数ｆｉｏが表されることから、二つの周波数の関係は、次のようになる。
【数５】
2007336048.tif 000007
【００３３】
すなわち、Ｃｇｄ＝ｋ・Ｃ１（ｋは実数）となる。ｋ＞０であるから、常にｆｕ≧ｆｉｏの関係にあることがわかる。
【００３４】
ここで、ｋ＞＞１、すなわち、Ｃｇｄ＞＞Ｃ１のとき、ｆｕ≒ｆｉｏとなり、中和周波数ｆｕにおいて、ゲート−ドレイン間がショートになるため、ゲインを得ることができなくなる。一方、ｋ＝１、すなわち、Ｃｇｄ＝Ｃ１のとき、
【数６】
2007336048.tif 000008
となる。
【００３５】
従って、帰還容量の容量値Ｃｇｄが結合容量２の容量値Ｃ１より十分大きな値とならないように容量値Ｃ１の値を設定することによって、中和周波数ｆｕと直列共振周波数ｆｉｏとを分離することができる。すなわち、容量値Ｃ１はＣｇｄ＞＞Ｃ１とならないような値が設定される。尚、容量値Ｃ１は容量値Ｃｇｄより大きな値が設定されても構わない。以下では、Ｃｇｄ＝２０ｆＦ、Ｃ１＝８ｆＦ、Ｌ１＝１４ｎＨである場合を一例に、本発明による高周波用増幅器の動作を説明する。この場合、ｆｉｏは１５．０ＧＨｚ、ｆｕは１７．８ＧＨｚとなる。
【００３６】
本実施例の形態では、インダクタ値Ｌ１の伝送線路１として、直列共振周波数ｆｉｏ（１５ＧＨｚ）に対応する伝播波長の１／４の長さのマイクロストリップ線路（長さ２．２ｍｍ、幅０．０７５ｍｍ）が用いられる。この場合、直列共振周波数ｆｉｏ＝１５．０ＧＨｚにおいて入力インピーダンスは、ほぼゼロ（ショート点）に固定される。すなわち、入力端子（４）における反射係数｜Γ｜が１以下に固定される（ここでは、Γ≒−１）。これは、１５．０ＧＨｚにおいて、Ｃ１＝８ｆＦの結合容量２におけるインピーダンス−１３２６３ｊΩ（ほぼオープン）が、直列共振周波数ｆｉｏ＝１５．０ＧＨｚに対応する伝播波長の１／４の長さの伝送線路１を介して、ほぼゼロ（ショート点）にインピーダンス変換されるからである。このように、直列共振回路を形成するインダクタ成分として、直列共振周波数ｆｉｏに対応する伝播波長の１／４の長さのマイクロストリップ線路を用いることで、直列共振周波数ｆｉｏにおける入力端子４の入力インピーダンスは、ほぼゼロとなる。このように、従来では不安定になる周波数（直列共振周波数ｆｉｏ）近傍における入力インピーダンスをほぼゼロ（ショート点）に固定することができ、回路を安定化できる。
【００３７】
以上のように、結合容量２におけるインピーダンスが大きいとき、マイクロストリップ線路を形成する伝送線路１はオープンスタブ（開放端）様として機能する。又、伝送線路１の長さＴ１を、直列共振周波数ｆｉｏに対応する伝播波長の４分の１とすることで、直列共振周波数ｆｉｏ近傍において、ゲート端の入力インピーダンスをほぼゼロ（ショート点）に固定できる。従って、従来例とは異なり、本発明による高周波用電力増幅器では、直列共振によって不安定になる周波数帯（ここでは１５〜１８ＧＨｚ帯）におけるインピーダンスを、積極的にゼロ（ショート点）に固定することができるため、従来みられたようなＮＲの発生を防ぐことができる。以上のように、伝送線路１の長さＴ１を直列共振周波数ｆｉｏに対応する伝播波長λ×（１／４）×（２ｎ−１）（ｎ：自然数）の長さに設定し、動作周波数を直列共振周波数以上（上述の中和周波数ｆｕ近傍）に設定することで、増幅用ＦＥＴ３の動作状態で安定に中和を実現することができる。すなわち、伝送線路１の長さＴ１は、動作周波数に対応する伝播波長の４分の１以上の長さに設定される。
【００３８】
図３は、本発明による高周波用電力増幅器の第１の実施の形態における入出力リターンロスＳ１１及びＳ２２の周波数特性である。図３を参照して、上記の従来例と本発明のＳ１１の周波数特性を比較すると、１６．１ＧＨｚ（Ａ１）におけるＳ１１は−０．３７３ｄＢ、１７．７ＧＨｚ（Ａ２）におけるＳ１１は−０．５２２ｄＢとなる。このため、Ｓ１１がゼロより大きくなる周波数帯域はなくなる。ここでは、０から２５ＧＨｚの全帯域においてＳ１１がゼロより小さくなるため、この周波数帯域ではＮＲは発生せず、回路は安定化する。すなわち、本発明による高周波用電力増幅器は、直列共振周波数ｆｉｏ近傍の中和周波数ｆｕを含む周波数帯域が動作周波数として設定されることが好ましい。この際、マイクロストリップ線路の有するインダクタ成分Ｌ１と、帰還容量Ｃｇｄと、結合容量Ｃ１で（４）式によって決まる中和周波数ｆｕに基づく周波数帯域において、ゲート−ドレイン間は中和（分離・単方向化）される。
【００３９】
図４は、本発明による高周波用電力増幅器の第１の実施の形態におけるＲＦ特性を示す図である。図４には、最大有能利得（Ｇｍａｘ：ＭａｘＧａｉｎ）、Ｓ１２、安定係数ｋが示されている。図４を参照して、動作周波数１８．８ＧＨｚでＳ１２は約−４６ｄＢ（Ａ５）、Ｋ値は４．４（Ａ４）と１より大きく、この周波数で中和していることがわかる。又、そこで入出力整合をとった場合の最大有能利得Ｇｍａｘは、１７．８ｄＢ（Ａ３）となった。従来技術による増幅器の最大有能利得が１３．７ｄＢに比べ、４ｄＢ程度の飛躍的なゲイン向上を安定に実現できた。
【００４０】
以上のように、動作周波数１８．８ＧＨｚの伝播波長の４分の１の長さ１．７８ｍｍ（基板厚２００μｍのＡｌ２Ｏ３基板上）以上の長さ２．２ｍｍ（ここでは、直列共振周波数ｆｉｏ＝１５．０ＧＨｚの伝播波長の４分の１の長さ）の伝送線路１が有するインダクタ成分（Ｌ１）と、増幅用ＦＥＴ３のゲート−ドレイン間の帰還容量Ｃｇｄが並列共振することで、増幅用ＦＥＴ３の動作状態で安定に中和を実現することができる。
【００４１】
尚、伝送線路１として、コプレーナ導波路等他の線路を用いて実現することも可能であることはいうまでもない。更に、能動素子として、ＦＥＴの他、バイポーラトランジスタを用いても同様に本発明を実施できることも言を待たない。
【００４２】
２．第２の実施の形態
図５から図７を参照して、本発明による高周波用電力増幅器の第２の実施の形態を説明する。
【００４３】
（構成）
図５は、本発明による高周波用電力増幅器の第２の実施の形態における構成を示す回路図である。図５を参照して、ソースを接地した増幅用ＦＥＴ３のゲート−ドレイン間に並列接続された２つの直列共振回路を有している。伝送線路１及びコンデンサ２から構成される直列共振回路を第１の直列共振回路とすると、第２の実施の形態における高周波用電力増幅器は、第２の直列共振回路として、ドレイン側から分岐した伝送線路６を更に具備する。又、伝送線路６の一部（伝送線路７）は、ゲートと入力端子４との間の信号線路８とともに結合線路を形成している。ここで、伝送線路１及び伝送線路６の長さＴ１及びＴ２のそれぞれは、動作周波数の伝播波長の４分の１以上の長さに設定されることを特徴とする。ここで、第１及び第２の直列共振回路における直列共振周波数は同じ値になるように長さＴ１及びＴ２が設定されることが好ましい。ただし、それぞれの直列共振周波数において伝送線路１、６がオープンスタブと同様に機能し、両者の直列共振周波数の値が近傍に設定されれば、異なる値であっても構わない。
【００４４】
伝送線路６は、基板厚２００μｍのＡｌ２Ｏ３基板上のマイクロストリップ線路である。ここで、動作周波数が２０ＧＨｚで設定される場合、例えば、伝送線路６の長さＴ２は２．６５ｍｍ、幅０．１ｍｍで設けられる。ここで、長さＴ２は、直列共振周波数ｆｉｏに対応する伝送波長λ×（１／４）×（２ｎ−１）（ｎ：自然数）である。伝送線路６のうち、結合線路を形成する伝送線路７の長さＴ３は０．６５ｍｍ、信号線路８との結合線路間隔Ｔ４は０．３ｍｍで設定される。又、第２の実施の形態における伝送線路１の長さＴ１は２．４ｍｍ、幅０．０７５ｍｍで、結合容量２の容量値Ｃ１は、１２．２ｆＦである。
【００４５】
ドレイン側から分岐した伝送線路６の一部の伝送線路７は信号線路８と結合線路を形成することで、長さＴ２に対応する直列共振周波数ｆｉｏにおいて、伝送線路６はオープンスタブ（開放端）様として機能し、ドレイン側（出力端子５）における出力インピーダンスをほぼゼロ（ショート点）に固定することができる。すなわち、出力端子５における反射係数｜Γ｜は１以下に固定される（ここではΓ≒−１）。このように、伝送線路６のインダクタ成分Ｌ２と、信号線路８との結合線路の結合容量成分Ｃ２に基づく直列共振に起因するＮＲの発生を、積極的に防止できる。第２の実施の形態では、第１の直列共振回路と第２の直列共振回路によって、直列共振周波数における入出力インピーダンスを積極的にほぼゼロ（ショート点）に固定し、ＮＲの発生を更に防止することができる。
【００４６】
（動作）
図６は、本発明による高周波用電力増幅器の第２の実施の形態における中和動作をモデル化した等価回路である。本実施の形態では、増幅に使用される能動素子としてＦＥＴが用いられるため、以下では、第１の実施の形態と同様に増幅用ＦＥＴ３の帰還容量Ｃｇｄを用いて中和回路の動作を説明する。
【００４７】
図６を参照して、本実施の形態による高周波用電力増幅回路は、帰還容量Ｃｇｄと並列に接続された２つの直列共振回路が外部中和回路として設けられている。ここで、外部中和回路は、伝送線路１（インダクタ値Ｌ１）と結合容量２（容量値Ｃ１）とが直列接続された第１の直列共振回路と、伝送線路６（インダクタ値Ｌ２）と、伝送線路７及び信号線路８による結合線路（容量値Ｃ２）とから構成される第２の直列共振回路とを備える。
【００４８】
第１の実施の形態と同様に、第１及び第２の直列共振回路におけるインダクタンス値Ｌ１、Ｌ２と帰還容量Ｃｇｄとによってそれぞれ並列共振し、増幅用ＦＥＴ３の動作状態で、２０ＧＨｚにおいてゲート側の出力インピーダンスと、ドレイン側の出力インピーダンスの両方をショートに固定することができる。
【００４９】
図７は、本発明による高周波用電力増幅器の第２の実施の形態におけるＲＦ特性を示す図である。図７には、最大有能利得（Ｃｍａｘ：ＭａｘＧａｉｎ）、Ｓ１２、安定係数ｋが示されている。図７を参照して、動作周波数２０．０ＧＨｚでＳ１２は約−４１．７ｄＢ（Ａ８）であり、ＦＥＴが単体で用いられる場合（２０ｄＢ）に比べ、飛躍的に増大した。又、安定係数Ｋは６．７（Ａ７）と１より大きく、この周波数で中和していることがわかる（ＦＥＴ単体ではＫは１未満であり、中和しない）。更に、ここで入出力整合をとった場合の最大有能利得Ｇｍａｘは、１５．９２ｄＢ（Ａ３）となった。従来技術による増幅器の最大有能利得が１３．７ｄＢに比べ、２．２ｄＢ程度のゲイン向上を安定に実現できた。
【００５０】
以上、２０ＧＨｚ帯で、ＦＥＴ単体の入出力整合を取ったときの利得Ｇｍａｘは、たとえば１３．７ｄＢであったものが、図２（ａ）に示すとおり、本発明により１６ｄＢに向上した。また、入出力間のアイソレーションＳ１２は、４１．７ｄＢと、ＦＥＴ単体の２０ｄＢ程度に比べ、飛躍的に増大した。また、２０ＧＨｚ帯での安定係数（ロレットの定数）は、ＦＥＴ単体では１未満であるのに対し、本発明では６．７となっており、動作周波数である２０ＧＨｚ帯で中和していることがわかる。図示しないが、入出力リターンロスＳ１１も、０から２６ＧＨｚの周波数帯において０を超えず、ＮＲは発生しない安定な回路を実現している。
【００５１】
本実施の形態においても、第１の実施の形態と同様に、微小なＣ１＝１２．２ｆＦを実現するには、オープンスタブとして機能する伝送線路１がパッケージ内の空間等を介して信号線路と結合する容量を用いることで実現でき、３次元電磁界シミュレータ等を用いることで設計することも可能である。
【００５２】
尚、伝送線路６として、コプレーナ導波路等他の線路を用いて実現することも可能であることはいうまでもない。さらに、能動素子として、ＦＥＴの他、バイポーラトランジスタを用いても同様に本発明を実施できることも言を待たない。
【００５３】
以上のように本発明に係る中和回路は、動作周波数の伝播波長の４分の１以上の長さの伝送線路によって、周波数ｆｉｏ（動作周波数より低い周波数）において、ゲート又はドレイン、あるいはその両方のインピーダンスを積極的にほぼゼロ（ショート点）に固定することができ、負性抵抗の発生を防ぎ、回路を安定化することができる。
【００５４】
以上、本発明の実施の形態を詳述してきたが、具体的な構成は上記実施の形態に限られるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の変更があっても本発明に含まれる。第２の実施の形態において、第１の直列共振回路がなく、第２の直列共振回路のみの構成でも構わない。又、第１及び第２の実施の形態における容量値（Ｃ１、Ｃ２）を実現できれば、容量素子の構造は他の構造（例えば、ＭＩＭ（Ｍｅｔａｌ  Ｉｎｓｕｌａｔｏｒ  Ｍｅｔａｌ）構造）の容量素子が用いられても構わない。
【図面の簡単な説明】
【００５５】
【図１】図１は、本発明による高周波用電力増幅器の第１の実施の形態における構成を示す回路図である。
【図２】図２は、本発明による高周波用電力増幅器の第１の実施の形態における中和動作をモデル化した等価回路図である。
【図３】図３は、本発明による高周波用電力増幅器の第１の実施の形態における入出力リターンロスの周波数特性を示す図である。
【図４】図４は、本発明による高周波用電力増幅器の第１の実施の形態におけるＲＦ特性を示す図である。
【図５】図５は、本発明による高周波用電力増幅器の第２の実施の形態における構成を示す回路図である。
【図６】図６は、本発明による高周波用電力増幅器の第２の実施の形態における中和動作をモデル化した等価回路図である。
【図７】図７は、本発明による高周波用電力増幅器の第２の実施の形態におけるＲＦ特性を示す図である。
【図８】図８（ａ）は、理想的な中和回路の構成を示す回路図である。図８（ｂ）は、理想的な中和回路の等価回路図である。
【図９】図９は、従来技術による高周波用電力増幅器の構成を示す回路図である。
【図１０】図１０は、従来技術による高周波用電力増幅器の等価回路図である。
【図１１】図１１は、従来技術による高周波用電力増幅器の入出力リターンロスの周波数特性を示す図である。
【符号の説明】
【００５６】
１、６、７：伝送線路
２：コンデンサ（結合容量）
３：増幅用ＦＥＴ
４：入力端子
５：出力端子
８：信号線路
Ｃ１、Ｃ２：容量
Ｌ１、Ｌ２：インダクタンス
Ｃｇｄ：帰還容量
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
2007336048.tif 000017
【図１０】
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【図１１】
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