(57)【要約】【課題】  簡単な構成で充電効率が高く、良好な定電力充電特性をもつ二次電池の充電回路を提供する。【解決手段】  直流電源の電圧を電圧制御部を介して二次電池に印加して充電する構成において、電圧制御部の出力電圧端子間に抵抗と電流制御電流源とから成る充電電圧及び充電電流検出回路を設け、充電電流に応じて変化する電圧を電圧制御部に帰還して充電電圧を制御する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
電圧制御手段を備えた二次電池の充電制御回路であって、該充電制御回路の出力電圧端子間に抵抗と電流制御電流源（ＣＣＣＳ）から成る出力電圧と出力電流の検出手段を設け、該ＣＣＣＳは二次電池の充電電流によってその出力電流が制御される構成とし、該ＣＣＣＳの出力電流を抵抗に流すことによって生じる電圧を該充電制御回路の出力電圧から差し引きした電圧を該充電制御回路に入力し、この入力電圧が定められた基準電圧に一致するように該充電制御回路の出力電圧を制御することを特徴とする二次電池の充電制御回路。
【発明の詳細な説明】
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】  本発明は、ニッケル水素電池、ニッケルカドミウム電池、リチウムイオン電池等の充電可能な二次電池を充電する充電器に関する。
【背景技術】
【０００２】  定電圧電源で二次電池を充電する場合、二次電池が空に近い状態では充電当初極めて大きな充電電流が流れ、定電圧電源にとって重い負荷となり、時には定電圧電源の電圧制御に用いられているトランジスタが発熱する。これを避ける最も簡便な方法は充電されるべき二次電池に直列に抵抗を接続して電流を制限することである。しかしこの方法では充電期間中常に抵抗による電力損失があり、充電効率が低下する。充電効率の低下は発熱の問題を惹き起こし、充電器の信頼性を低下させる。又、大電流による充電は二次電池の寿命を短縮させることもある。【０００３】  抵抗による電流制限は充電当初のみとするために抵抗と並列にトランジスタを接続し、二次電池の電圧がある規定電圧まで充電されるとトランジスタをオンにして充電電流をトランジスタにバイパスする手段が提案されている（特許文献１および特許文献２）。【０００４】
【特許文献１】  特開２００１−２７５２７１号公報
【特許文献２】  特開平１０−１４１２３号公報
【０００５】  充電電流をトランジスタにバイパスさせる上記手段は充電が進行した後の定電圧電源の負荷を軽くするのに有効ではあるが、二次電池の種類に応じてプログラムできるトランジスタの制御回路が必要である。また、コストも高くなる。【０００６】  そこで、一般的には電流制御手段と電圧制御手段とを備えた図４に示す構成の充電制御回路が広く用いられている。図４において、１は直流電圧源、２は充電電圧制御部、４は電流検出用抵抗、５は充電されるべき二次電池、６は逆流防止用ダイオードである。電流検出抵抗４としては通常１Ωが用いられている。【０００７】  図４に示す充電電圧制御部２は、充電当初は電流制御手段２１を動作させて定電流（ＣＣ：Ｃｏｎｓｔａｎｔ  Ｃｕｒｒｅｎｔ）充電を行い、二次電池５の電圧が規定電圧に達すると電圧制御手段２２を動作させて定電圧（ＣＶ：Ｃｏｎｓｔａｎｔ  Ｖｏｌｔａｇｅ）充電に切り替える。【０００８】  このＣＣ／ＣＶ方式は、二次電池の繰り返し充電性能を損なわずに急速充電するのに極めて有効であるが、充電制御回路が複雑でコストが高いという欠点を有する。【０００９】  ＣＣ／ＣＶ方式に代わる急速充電方式に定電力充電方式がある。しかしながら、定電力制御は電圧と電流の乗算を必要とするため制御回路が複雑となり、しかも乗算器を含む非線型制御系となるため安定性に欠ける。そこで、電圧帰置と電流帰置を組み合わせた擬似的な定電力制御が提案されている（特許文献３および特許文献４）。【００１０】
【特許文献３】  特許公報  特許第３３１２４１５号
【特許文献４】  特開２００３−２３３４２７号公報
【００１１】
【特許文献３】および
【特許文献４】では、いずれも充電されるべき二次電池の分圧電圧と、充電電流検出抵抗の端子間電圧の和が一定となるように制御系を構成している。従って、充電電流が大きい時は二次電池の充電電圧は低下し、逆に充電電流が小さくなると充電電圧は高くなる。
【００１２】
【特許文献３】では上記電圧分と電流分の和を一定とする制御を、従来の電圧制御回路の電圧検出部に充電電流検出用抵抗を追加するだけで行っている。しかしながら、回路構成が簡単な分、設計の自由度がなく、電流感度を高くしようとすると電流検出抵抗を大きくせねばならず、二次電池に直列に抵抗を接続して電流を制限する手段と変わらなくなる。
【００１３】  一方、
【特許文献４】では、二次電池の充電電流検出には抵抗とオペアンプを用い、二次電池の電圧検出手段とは分けているので、設計の自由度は高い。しかしその反面、制御回路構成は図４に示す構成とほとんど変わらず、コストが高くなる。
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】  これまで述べたように、二次電池の急速充電にはＣＣ／ＣＶ方式が望ましいが、その具現には電流及び電圧制御手段を必要とし、そのため充電回路が複雑となり、コストも高くなる。一方、これまでに提案されている擬似定電力方式ではＣＣ／ＣＶ方式に匹敵する充電特性は得られず、ＣＣ／ＣＶ方式に匹敵する急速充電特性を実現しようとすると、ＣＣ／ＣＶ方式と変わらない構成となってしまう。
【００１５】  本発明はこのような従来の二次電池の充電回路が抱えている問題を解決しようとしてなされたものであり、高効率で簡便な二次電池の充電制御回路を提供することを目的としている。
【問題を解決するための手段】
【００１６】  本発明に係る二次電池の充電制御回路の構成を図１に示す。図１において、１は直流電圧源、２は電圧制御手段２１を備えた電圧制御部、３は電流制御電流源（ＣＣＣＳ：Ｃｕｒｒｅｎｔ−Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ  Ｃｕｒｒｅｎｔ  Ｓｏｕｒｃｅ）、４はＣＣＣＳ３のプルアップ抵抗、５は充電される二次電池である。以下の各図でも、対応を分かりやすくするために同じ符号を用いる。
【００１７】  図１におけるＣＣＣＳ３は、二次電池５の充電電流ＩＣＨＧを入力とする従属電流源であり、その出力シンク電流ＩＯＵＴは
ＩＯＵＴ＝ＩＢ−ＧＩＣＨＧ・・・・・・・・・・・・・（１）
で与えられる。ここで、ＧはＣＣＣＳ３の電流伝達率、ＩＢはバイアス電流である。従って、電圧制御部２に入力される電圧ＶＦＢは
ＶＦＢ＝ＶＯＵＴ−ＲＣ（ＩＢ−ＧＩＣＨＧ）・・・・・・・・・・（２）
となる。ここで、ＶＯＵＴは電圧制御部２の出力電圧、ＲＣはプルアップ抵抗４の抵抗値である。
【００１８】  電圧制御部２の電圧制御手段２１は基準電圧源２３の電圧ＶＲＥＦと入力電圧ＶＦＢが一致するようにその出力電圧ＶＯＵＴを制御する。即ち
ＶＯＵＴ＝ＶＲＥＦ＋ＲＣＩＢ−ＲＣＧＩＣＨＧ・・・・・・・・（３）
となるように、ＶＯＵＴを制御する。従って、電圧制御部２は、充電電流ＩＣＨＧが大きい場合はＶＯＵＴを下げ、逆にＩＣＨＧが小さい時はＶＯＵＴを高くして、擬似定電力制御を行う。
【００１９】  式（３）から明らかなように、ＶＯＵＴのＩＣＨＧに対する感度はＣＣＣＳの電流伝達率ＧによってＩＣＨＧ＝０の時のＶＯＵＴに影響することなく独立に変えることができる。このことは、設計に自由度を与えるとともに、充電電流の１部を入力してもＧを相応に大きくすれば全充電電流を入力した場合と同じ効果が得られることを意味しており、これが高い充電効率を可能にしている。
【００２０】  バイポーラトランジスタは本来、ベース電流によってコレクタ電流が制御される電流制御電流源（ＣＣＣＳ）である。又、ゲート・ソース間電圧によってドレイン電流が制御されるＭＯＳトランジスタもゲート接地とすればＣＣＣＳ動作をする。従って、図１のＣＣＣＳ３はバイポーラやＭＯＳトランジスタで容易に構成することができる。その具体例を以下の実施例で述べる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】  図２は本発明の第一の実施例を示す構成図である。電圧制御部２は直流電圧源１の電圧を昇圧するＤＣ−ＤＣコンバータを、ＣＣＣＳ３はＱ１とＱ３から成る電流ミラーをそれぞれ基として構成されている。ＣＣＣＳ３の抵抗３２は電流検出用抵抗で実施例では０．１Ωとしている。従って、ＣＣＣＳ３は低入力インピーダンス、高出力インピーダンスの理想に近い電流制御電流源となっている。【００２２】  今、トランジスタＱ２のベース・エミッタ間電圧をＶＢＥ、抵抗３８の抵抗値ＲＥはＲＥ＞＞ＲＤとすると、Ｑ３を流れるバイアス電流ＩＢは
ＩＢＶＢＥ／ＲＥ・・・・・・・・・・・・・・・・・（４）
となる。又、抵抗３２に流れる二次電池５の充電電流をＩＣＨＧとすると、Ｑ３を流れる電流ＩＯＵＴは
2007143382.tif 000003
となる。従って、ＣＣＣＳ３の出力電圧、即ち、電圧制御部２への入力電圧ＶＦＢは
ＶＦＢ＝ＶＯＵＴ−（ＲＣ／ＲＥ）ＶＢＥ＋ＲＣ（ＲＤ／ＲＥ）ＩＣＨＧ・・・・・（６）
となる。【００２３】  比較器２２は入力電圧ＶＦＢを基準電圧源２３の電圧ＶＲＥＦと比較し、ＶＦＢ＜ＶＲＥＦであればゲート２２２を開き、パルス源２２３からのパルスでＭＯＳＦＥＴ２２１を駆動して昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ２１を動作させて、出力電圧ＶＯＵＴを上げる。一方、ＶＦＢ＞ＶＲＥＦの場合は昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を停止し、出力電圧ＶＯＵＴを下げる。この動作によって電圧制御部２はＶＦＢがＶＲＥＦと一致するようにＶＯＵＴを制御している。【００２４】  この第一の実施例はリチュウムイオン電池の充電に用いられており、具体的な抵抗値は
ＲＣ＝２００ｋΩ，ＲＥ＝３０ｋΩ，ＲＤ＝０．１Ω
である。従って、式（６）の電流感度Ｇは
Ｇ＝ＲＣ（ＲＤ／ＲＥ）＝０．６７Ω
となっている。このことは、０．１Ωの抵抗で電流制限に０．６７Ωの抵抗を用いたのと同じ効果が得られていることを意味している。さらに、０．６７Ωの抵抗による電圧降下分だけ出力電圧は低くてよいので、これによって高い充電効率が得られる。【００２５】  この第一の実施例の更なる利点は温度特性にある。トランジスタのベース・エミッタ間電圧ＶＢＥは−２．２ｍＶ／℃で低くなる。従って、温度が上昇するとＱ３のバイアス電流ＩＢは下がるので、その分ＶＯＵＴも低くなる。このことは、温度が上昇すると内部抵抗が低くなる二次電池の充電には極めて好都合である。【００２６】  図３は本発明の第２の実施例の構成図である。この実施例では直流電圧源１の電圧は二次電池５の電圧よりも高く、電圧制御手段２には降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータＬＭ２５７５が用いられている。ＣＣＣＳ３はベース接地エミッタ入力の増幅器を基として構成されている。【００２７】  図３において、定電圧ダイオード３５のツェナー電圧をＶＺ、トランジスタＱのベース・エミッタ間電圧をＶＢＥとすると、Ｑを流れるバイアス電流ＩＢは
ＩＢ＝（ＶＺ−ＶＢＥ）／ＲＥ・・・・・・・・・・・・・・・・・（７）
となる。ここで、電流検出抵抗３２の抵抗値ＲＤは０．１Ωであり、エミッタ抵抗ＲＥは３０ｋΩとしている。【００２８】  充電電流ＩＣＨＧが抵抗３２に流れたときのＱのコレクタ電流ＩＯＵＴは
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となる。従って、電圧制御部２に入力される電圧ＶＦＢは
ＶＦＢ＝ＶＯＵＴ−（ＶＺ−ＶＢＥ）（ＲＣ／ＲＥ）＋ＲＣ（ＲＤ／ＲＥ）ＩＣＨＧ・・・（９）
となる。電圧制御部２のＬＭ２５７５は式（９）の電圧ＶＦＢが内部の基準電圧１．２５Ｖと等しくなるようにパルス幅変調によってその出力電圧ＶＯＵＴを制御している。【００２９】  式（６）と式（９）を比較すれば明らかなように、この第２の実施例でも電圧制御部２への入力電圧ＶＦＢの充電電流ＩＣＨＧに対する感度は第１の実施例の感度と同じ式となっている。従って、この第２の実施例のＣＣＣＳの構成でも電流ミラーを基とするＣＣＣＳを用いた場合と同じ効果が得られる。【００３０】  なお、ここに示した２つの実施例ではバイポーラトランジスタを用いてＣＣＣＳを構成しているが、これらのトランジスタはＭＯＳトランジスタに置き換えてもよいことは明白である。
【発明の効果】
【００３１】  以上述べたように、本発明によれば極めて充電効率の高い二次電池の充電制御回路が構成できる。特に、充電電流によって充電電圧を制御する本発明の充電制御手段は二次電池に過大な充電電流が流れるのを防止できるため、二次電池の充電耐性を損なうことなく、又、充電制御回路の過負荷による発熱を防ぐことができるため、本発明は二次電池の充電回路にとって極めて有用である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の二次電池の充電制御回路の構成
【図２】本発明の第１の実施例：電流ミラーを基とした電流制御電流源を用いた二次電池の充電制御回路
【図３】本発明の第２の実施例：ベース接地増幅器を基とした電流制御電流源を用いた二次電池の充電制御回路
【図４】二次電池の充電回路の一般的構成
【符号の説明】
１  直流電圧源
２  電圧制御部
３  電流制御電流源（ＣＣＣＳ）
４  抵抗
５  二次電池
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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