(57)【要約】【課題】自己消弧形スイッチング素子の破壊を防止すると共に、振動しているインバータ出力電流波形から共振回路の共振周波数を高精度に測定可能とした共振周波数測定方法を提供する。【解決手段】直列に接続されたＭＯＳＦＥＴ２，３及びＭＯＳＦＥＴ８，９からなる２個の素子対を直流電圧源１に並列に接続し、各素子対のＭＯＳＦＥＴ同士の接続点を一対の交流出力端子とした単相出力電圧形フルブリッジインバータ１００を備え、前記一対の交流出力端子間に、誘導性インピーダンス４と、共振コンデンサ５及び負荷２００の並列回路と、が直列に接続される高周波電源装置において、インバータ１００から所定期間、正または負の直流電圧を出力させた後にその出力電圧が零となるようにＭＯＳＦＥＴ２，３，８，９のオン、オフを制御してインバータ１００の出力電流を振動させ、その周波数を測定することにより、負荷２００を含む共振回路の共振周波数を求める。【選択図】図１
2007333553.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直列に接続された自己消弧形スイッチング素子からなる素子対を２個、直流電圧源に並列に接続し、各素子対の前記スイッチング素子同士の接続点を一対の交流出力端子とした単相出力電圧形フルブリッジインバータを備え、
前記一対の交流出力端子間に、誘導性インピーダンスと、共振コンデンサ及び負荷の並列回路と、が直列に接続される高周波電源装置において、
前記インバータから所定期間、正または負の直流電圧を出力させた後に前記インバータの出力電圧が零となるように前記スイッチング素子のオン、オフを制御して前記インバータの出力電流を振動させ、その周波数を測定することにより、前記誘導性インピーダンス、共振コンデンサ及び負荷からなる共振回路の共振周波数を求めることを特徴とする共振周波数測定方法。
【請求項２】
直列に接続された自己消弧形スイッチング素子からなる素子対を直流電圧源の両端に接続し、前記スイッチング素子同士の接続点及び前記直流電圧源の一端を一対の交流出力端子とした単相出力電圧形ハーフブリッジインバータを備え、
前記一対の交流出力端子間に、誘導性インピーダンスと、共振コンデンサ及び負荷の並列回路と、が直列に接続される高周波電源装置において、
前記インバータから所定期間、正の直流電圧を出力させた後に前記インバータの出力電圧が零となるように前記スイッチング素子のオン、オフを制御して前記インバータの出力電流を振動させ、その周波数を測定することにより、前記誘導性インピーダンス、共振コンデンサ及び負荷からなる共振回路の共振周波数を求めることを特徴とする共振周波数測定方法。
【請求項３】
請求項１または２に記載した共振周波数測定方法において、
前記所定期間は、前記インバータの出力電流の半周期以内の期間であることを特徴とする共振周波数測定方法。
【請求項４】
請求項１〜３の何れか１項に記載した共振周波数測定方法において、
前記自己消弧形スイッチング素子が、寄生ダイオードを有するＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする共振周波数測定方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、単相出力電圧形フルブリッジインバータまたは単相出力電圧形ハーフブリッジインバータを備えた高周波電源装置により、負荷を含む共振回路の共振周波数を測定する方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
出力周波数が数十ｋＨｚ〜数百ｋＨｚなどの高周波電源装置では、負荷回路は共振回路で構成されている。この種の電源装置には、自己消弧形スイッチング素子を用いた電圧形インバータが用いられており、出力電圧に対して出力電流が常に遅れ位相となるように、共振周波数より高い出力周波数で運転しなくてはならない。
【０００３】
電圧形インバータの自己消弧形スイッチング素子にＭＯＳＦＥＴを用い、この素子に逆並列に接続される環流ダイオードにＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードを用いている場合、共振周波数より低い出力周波数で運転すると、インバータの出力電圧に対して出力電流が進み位相となり、寄生ダイオードが急峻に逆回復してＭＯＳＦＥＴを破壊する原因となる。
このため、この種の高周波電源装置における負荷回路の共振周波数を正確に把握することは非常に重要である。
【０００４】
実際の負荷回路の定数は、負荷回路が誘導性である場合、高周波電源装置の出力周波数より低い周波数で共振させるための共振コンデンサの容量を、負荷回路のインダクタンスから計算して決定している。
ここで、要求される共振周波数とするためには、負荷回路のインダクタンスや抵抗を求めることが必要であるが、負荷回路にはコイルにより加熱される金属等を含む場合もあり、インダクタンスが不明なことも多い。また、負荷回路のインダクタンスは１μＨ以下のこともあり、配線インダクタンス等の影響によって電源装置から見た負荷回路のインダクタンスは無視できないほど変化するのが通常である。
一方、負荷回路の定数をＬＣＲメータ等により測定しようとしても、出力が数十ｋＷ〜数百ｋＷの高周波電源装置の負荷回路は、例えば電縫鋼管の高周波抵抗溶接機等ではその全長が数ｍとなる場合もあり、測定作業が困難であると共に多くの時間がかかる。
【０００５】
以上のように、高周波電源装置の負荷回路の共振周波数を設計段階で正確に把握することは難しいため、製作後に共振周波数を測定することがより確実である。その一つの方法として、インバータから負荷回路に実際に電流を流して、その電流波形から共振周波数を測定する方法がある。
【０００６】
ここで、図４は、背景技術を説明するための高周波電源装置の主回路構成を示している。
図４において、電圧形インバータ１００は、ＭＯＳＦＥＴからなる自己消弧形スイッチング素子２，３を直列に接続した素子対と、同じく自己消弧形スイッチング素子８，９を直列に接続した素子対とを、直流電圧源１に並列に接続して構成されており、各素子対の素子同士の接続点を交流出力端子とした、いわゆる単相出力電圧形フルブリッジインバータである。
インバータ１００の一対の交流出力端子には、共振コンデンサ１０と、誘導性インピーダンス６及び抵抗成分７からなる負荷２００とが直列に接続されており、これらの共振コンデンサ１０及び負荷２００によって直列共振回路が構成されている。
【０００７】
図５は、図４の動作を示す波形図である。
図５に示すように、インバータ１００の素子２，９を時刻ｔ０でオンさせると、電圧Ｖｏとして直流電圧が出力される。良く知られているように、コンデンサ、インダクタンス及び抵抗からなる直列回路に直流電圧を印加すると、回路定数が振動性である場合に電流は共振周波数にほぼ等しい周波数で振動するので、図５の例でも出力電流Ｉｏはほぼ共振周波数で振動することになり、これを測定することが可能となる。
【０００８】
更に、図６は背景技術を説明するための他の高周波電源装置の主回路構成を示している。
インバータ１００の構成は図４と同一であるため、説明を省略する。
インバータ１００の一対の交流出力端子には、誘導性インピーダンス４を介して、共振コンデンサ５と負荷２００との並列回路とが接続されており、負荷２００は前記同様に誘導性インピーダンス６と抵抗成分７との直列回路により構成されている。
この場合には、誘導性インピーダンス４と、共振コンデンサ５及び負荷２００の並列回路とによって直並列共振回路が構成される。
【０００９】
図７は、図６の動作を示す波形図である。
図５と同様にして、インバータ１００の素子２，９を時刻ｔ０でオンさせると、電圧Ｖｏとして直流電圧が出力されるが、この直流電圧成分に対しては、インバータ１００の出力側に誘導性インピーダンス４と誘導性インピーダンス６と抵抗成分７とが直列に接続されることになる。そのため、出力電流Ｉｏは図７に示すように増加していき、最終的には抵抗成分７の抵抗値によって決まる電流値となる。ここで、抵抗成分７の抵抗値は通常、数１０ｍΩ〜数１００ｍΩであるため、出力電圧Ｖｏの数百Ｖに対して出力電流Ｉｏは数千Ａ〜数万Ａとなり、インバータ１００の許容電流を超えてしまう結果、インバータ１００は過電流保護動作により停止することとなる。
従って、図６のような高周波電源装置においては、インバータ１００を通常に運転する限り、その出力電流波形から共振周波数を求めることは不可能である。
【００１０】
一方、高周波電源装置としての放電ランプ点灯装置において、放電ランプの寿命末期等による異常時にインバータ出力電圧に対して出力電流の位相が進み位相になるのを検出してインバータの発振を停止させることにより、放電ランプや共振コンデンサに過大な電圧が印加されるのを未然に防止するようにした技術が、特許文献１に記載されている。
【００１１】
【特許文献１】特開２００３−２２４９８１号公報（段落［００１５］〜［００１８］、図２８等）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
図６に示したように、電圧形インバータ１００にＭＯＳＦＥＴを用いる場合、インバータ１００の出力電圧に対して出力電流が進み位相になった後では、前述した如く寄生ダイオードが急峻に逆回復してＭＯＳＦＥＴを破壊するおそれがある。
このため、特許文献１に記載された従来技術では素子の保護を図ることはできず、また、出力電流波形に基づいて共振周波数を求めることもできない。
【００１３】
そこで本発明の解決課題は、スイッチング素子の破壊を未然に防止しながら誘導性インピーダンス、共振コンデンサ及び負荷からなる共振回路の共振周波数を高精度に測定可能とした共振周波数測定方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、直列に接続された自己消弧形スイッチング素子からなる素子対を２個、直流電圧源に並列に接続し、各素子対の前記スイッチング素子同士の接続点を一対の交流出力端子とした単相出力電圧形フルブリッジインバータを備え、
前記一対の交流出力端子間に、誘導性インピーダンスと、共振コンデンサ及び負荷の並列回路と、が直列に接続される高周波電源装置において、
前記インバータから所定期間、正または負の直流電圧を出力させた後に前記インバータの出力電圧が零となるように前記スイッチング素子のオン、オフを制御して前記インバータの出力電流を振動させ、その周波数を測定することにより、前記誘導性インピーダンス、共振コンデンサ及び負荷からなる共振回路の共振周波数を求めるものである。
【００１５】
請求項２に記載した発明は、直列に接続された自己消弧形スイッチング素子からなる素子対を直流電圧源の両端に接続し、前記スイッチング素子同士の接続点及び前記直流電圧源の一端を一対の交流出力端子とした単相出力電圧形ハーフブリッジインバータを備え、
前記一対の交流出力端子間に、誘導性インピーダンスと、共振コンデンサ及び負荷の並列回路と、が直列に接続される高周波電源装置において、
前記インバータから所定期間、正の直流電圧を出力させた後に前記インバータの出力電圧が零となるように前記スイッチング素子のオン、オフを制御して前記インバータの出力電流を振動させ、その周波数を測定することにより、前記誘導性インピーダンス、共振コンデンサ及び負荷からなる共振回路の共振周波数を求めるものである。
【００１６】
請求項３に記載した発明は、請求項１または２に記載した共振周波数測定方法において、
前記所定期間を、前記インバータの出力電流の半周期以内の期間としたものである。
【００１７】
請求項４に記載した発明は、請求項１〜３の何れか１項に記載した共振周波数測定方法において、
前記自己消弧形スイッチング素子が、寄生ダイオードを有するＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によれば、インバータの通常運転前に負荷を含む共振回路の共振周波数を測定することができ、この共振周波数に基づいてインバータの出力周波数を適切に設定すれば、インバータの出力電圧に対して出力電流を遅れ位相で運転することが可能である。
このため、例えばインバータの自己消弧形スイッチング素子にＭＯＳＦＥＴ素子を用い、環流ダイオードとしてＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードを用いている場合には、ＭＯＳＦＥＴを破壊するおそれがなく、高周波電源装置の信頼性を向上させることができる。また、ＬＣＲメータ等を用いた負荷回路の定数測定による周波数計算方法に比べ、共振周波数を簡易に測定できるため測定時間の短縮や測定設備の簡素化が可能である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、図１は本発明の第１実施形態の動作を示す波形図である。この実施形態が適用される高周波電源装置の主回路構成は図６と同様であり、直流電圧源１と、寄生ダイオードを有するＭＯＳＦＥＴ等の自己消弧形スイッチング素子２，３，８，９からなる単相出力電圧形フルブリッジインバータ１００と、インバータ１００の一方の交流出力端子に一端が接続された誘導性インピーダンス４と、このインピーダンス４の他端とインバータ１００の他方の交流出力端子との間に接続された共振コンデンサ５と、このコンデンサ５に並列に接続され、かつ誘導性インピーダンス６及び抵抗成分７の直列回路からなる負荷２００と、から構成されている。
【００２０】
次に、本実施形態に係る共振周波数測定方法について述べる。
まず、インバータ１００を構成する素子２，９を時刻ｔ０でオンさせると、図７と同様に電圧Ｖｏとして直流電圧が出力され、出力電流Ｉｏは増加していく。ここで、出力電圧Ｖｏに対してＩｏが進み位相になる前、すなわちＩｏの極性が反転する前の任意の時刻ｔ１で素子９をオフし、素子２と同様に上アーム素子である素子８をオンする。これにより、インバータ１００の一対の交流出力端子は素子２または８を介して何れも直流電圧源１の正極に接続されることになり、出力電圧Ｖｏはゼロ電圧となる。
すなわち、図７のようにインバータ１００が直流電圧を出力し続けることがないので、出力電流Ｉｏが過電流となるおそれはない。このため、インバータ１００の運転を停止することなく継続させることができる。
【００２１】
また、時刻ｔ１以後も素子２，８をオンし続けることにより、インバータ１００の出力側はこれらの素子２，８を介して短絡される。従って、誘導性インピーダンス４と、共振コンデンサ５と、誘導性インピーダンス６及び抵抗成分７を直列に接続した負荷２００とによって構成される共振回路の振動は持続することになり、ほぼ共振周波数で振動している出力電流Ｉｏの周波数を測定することが可能となる。なお、周波数測定後は通常運転に移行し、測定した周波数よりも高い周波数でインバータ１００の素子２，３，８，９をスイッチングすれば良い。
このようにして出力電流Ｉｏの周波数を測定し、その周波数よりも高い周波数でインバータ１００をスイッチングすることにより、寄生ダイオードの急峻な逆回復を防止して素子２，３，８，９の過電圧破壊を防止することができる。
【００２２】
ここで、例えば特開２００３−３３０３０号公報には、変圧器を有する共振回路に単相出力電圧形フルブリッジインバータから交流電圧を供給する電源システムにおいて、変圧器の一次側に流れる共振電流を測定して共振周波数、共振インピーダンス等を測定するようにした電源システムが開示されている。この電源システムでは、インバータの異なる上下アームの対角線上にあるスイッチング素子を一定期間オンさせた後にこれらをオフすることによって共振周波数等を測定しているが、上記スイッチング素子をオフすると電流は他のスイッチング素子に逆並列接続されたダイオードを介して直流電源に回生されるため、急速に減少する。このため、電流の振動が継続する時間が短く、共振周波数の測定が容易ではないという問題がある。
【００２３】
これに対し、本実施形態は、前述したように僅かな期間（時刻ｔ０〜ｔ１）だけ素子２，９をオンさせた後はインバータ１００の交流出力端子間を短絡してゼロ電圧を出力させるものであり、図１に示したように出力電流の振動を複数周期にわたって継続させることができる。このため、出力電流の複数周期を測定することができ、より精度の高い共振周波数の測定が可能となる。
【００２４】
この実施形態では、時刻ｔ０で素子２，９をオンし、時刻ｔ１で素子９をオフ、素子８をオンすることにより、図１に示したような正の電圧Ｖｏをインバータ１００から出力させているが、時刻ｔ０で素子３，８をオンし、時刻ｔ１で素子８をオフ、素子９をオンすることにより、負の電圧Ｖｏをインバータ１００から出力させても良い。
【００２５】
次に、図２は本発明の第２実施形態を説明するための高周波電源装置の主回路構成図である。
この実施形態におけるインバータ１１０は、自己消弧形スイッチング素子２，３を直列に接続した素子対の両端を直流電圧源１に接続し、素子対の素子同士の接続点と直流電圧源１の負極とを交流出力端子とする、いわゆる単相出力電圧形ハーフブリッジインバータを構成している。
負荷側については、図６と同様に、前記素子同士の接続点に一端が接続された誘導性インピーダンス４と、このインピーダンス４の他端と直流電圧源１の負極との間に接続された共振コンデンサ５と、このコンデンサ５に並列に接続され、かつ誘導性インピーダンス６及び抵抗成分７の直列回路からなる負荷２００と、を有している。
【００２６】
図３は、この実施形態の動作を示す波形図である。
その動作を説明すると、インバータ１１０を構成する上アームの素子２を時刻ｔ０でオンさせると、前記同様に出力電圧Ｖｏとして直流電圧が出力され、出力電流Ｉｏは増加していく。出力電圧Ｖｏに対してＩｏが進み位相になる前、つまりＩｏの極性が反転する前の任意の時刻ｔ１で素子２をオフし、下アームの素子３をオンする。これにより、インバータ１１０の出力電圧Ｖｏはゼロ電圧となり、直流電圧を出力し続けることがないので、出力電流Ｉｏが過電流となるおそれはない。よって、インバータ１１０の運転を停止せずに継続させることができる。
【００２７】
また、時刻ｔ１以後も素子３をオンし続けることにより、インバータ１１０の出力側は素子３を介して短絡される。このため、第１実施形態と同様に誘導性インピーダンス４と、共振コンデンサ５と、誘導性インピーダンス６及び抵抗成分７を直列に接続してなる負荷２００とによって構成される共振回路の振動は持続することになり、ほぼ共振周波数で振動する出力電流Ｉｏの周波数を測定することが可能となる。なお、周波数測定後は通常運転に移行し、測定した周波数よりも高い周波数で素子２，３をスイッチングすれば良い。
本実施形態においても、測定した出力電流Ｉｏの周波数よりもインバータ１１０の出力周波数を高くすることにより、寄生ダイオードの急峻な逆回復を防止して素子２，３の過電圧破壊を防止することができる。
【００２８】
なお、図２では誘導性インピーダンス４、共振コンデンサ５及び負荷２００からなる共振回路を素子３の両端に接続してあるが、上記共振回路は素子２の両端に接続しても良い。その場合には、時刻ｔ０で素子３をオンし、時刻ｔ１で素子３をオフ、素子２をオンすれば良く、出力電圧Ｖｏは素子２の両端の電圧になる。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】本発明の第１実施形態の動作を示す波形図である。
【図２】本発明の第２実施形態が適用される高周波電源装置の主回路構成図である。
【図３】本発明の第２実施形態の動作を示す波形図である。
【図４】背景技術を説明するための高周波電源装置の主回路構成図である。
【図５】図４の動作を示す波形図である。
【図６】背景技術を説明するための他の高周波電源装置の主回路構成図である。
【図７】図６の動作を示す波形図である。
【符号の説明】
【００３０】
１：直流電圧源
２，３，８，９：自己消弧形スイッチング素子
４，６：誘導性インピーダンス
５：共振コンデンサ
７：抵抗成分
１００：単相出力電圧形フルブリッジインバータ
１１０：単相出力電圧形ハーフブリッジインバータ
２００：負荷
【図１】
2007333553.tif 000003
【図２】
2007333553.tif 000004
【図３】
2007333553.tif 000005
【図４】
2007333553.tif 000006
【図５】
2007333553.tif 000007
【図６】
2007333553.tif 000008
【図７】
2007333553.tif 000009