(57)【要約】【課題】直流電圧レベルの変動に影響されることなくｇｍ−Ｃフィルタ回路の出力信号を安定にする自動調整回路を提供する【解決手段】ｇｍ−Ｃフィルタ回路により構成されるフィルタ回路を調整する自動調整回路であって、基準クロック信号を増幅する第１増幅回路と、第１増幅回路により増幅される信号の直流電圧レベル変動を抑制する第１コモンモードフィードバック回路と、第１コモンモードフィードバック回路の出力信号を増幅する第２増幅回路と、第１コモンモードフィードバック回路の出力の位相を９０度シフトさせる移相回路と、第２増幅回路の出力と、移相回路の出力とを乗算する乗算回路と、乗算回路の出力を平滑する積分回路と、調整回路の出力を増幅する第３増幅回路と、を具備する自動調整回路である。【選択図】図１
2007274626.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ｇｍ−Ｃフィルタ回路により構成されるフィルタ回路を調整する自動調整回路であって、
基準クロック信号を増幅する第１増幅回路と、
前記第１増幅回路により増幅される信号の直流電圧レベル変動を抑制する第１コモンモードフィードバック回路と、
前記第１コモンモードフィードバック回路の出力信号を増幅する第２増幅回路と、
前記第１コモンモードフィードバック回路の出力の位相を９０度シフトさせる移相回路と、
前記第２増幅回路の出力と、前記移相回路の出力とを乗算する乗算回路と、
前記乗算回路の出力を平滑する積分回路と、
前記積分回路の出力を増幅する第３増幅回路と、
を具備することを特徴とする自動調整回路。
【請求項２】
前記移相回路は、前記フィルタ回路を構成する第２コモンモードフィードバック回路を有する前記各ｇｍ−Ｃフィルタ回路のコンダクタンスアンプ回路の構成と同じであることを特徴とする請求項１に記載の自動調整回路。
【請求項３】
前記移相回路の出力の直流電圧レベル変動を抑制する前記第２コモンモードフィードバック回路を備え、前記第２コモンモードフィードバック回路により、第３増幅回路の出力の直流電圧レベル変動をさらに安定にすることを特徴とする請求項２に記載の自動調整回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、半導体集積回路に搭載されるｇｍ−Ｃフィルタ回路の直流電圧レベルの変動を自動調整する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、無線を利用した携帯機器などの基板に実装されるＩＣチップ（半導体集積回路）には、ｇｍ−Ｃフィルタ回路を用いたバンドパスフィルタなどが用いられている。このｇｍ−Ｃフィルタ回路は、広義の演算増幅器に属し、高い出力インピーダンスを有しているため、種々の回路で利用されている。
【０００３】
図４にｇｍ−Ｃフィルタ回路４１を示す（ｇｍ−Ｃ回路を用いてＬＰＦ、ＢＰＦ、ＨＰＦなどを構成する：概略図）。ｇｍ−Ｃフィルタ回路４１は自動調整回路４３とフィルタ回路４２からなる回路である。
【０００４】
ｇｍ−Ｃフィルタ回路４２を構成する各ＯＴＡ４４（ＯＴＡ：Operational Transconductance Amplifierなど）の構成を図５に示す。図５に示すＯＴＡ４４にはコモンモードフィードバック回路５１（ＣＭＦＢ回路）を出力段に設けている。また、ＯＴＡ４４は、差動入力部の差動入力端子−、＋と差動出力部の差動出力端子＋、−を有し、この差動入力部から入力される差動入力電圧信号ＮＩＮ、ＰＩＮが入力され、差動出力部から差動出力電流信号ＰＯＵＴ、ＮＯＵＴを出力する。そしてＯＴＡ４４の回路はトランジスタなどの線形領域動作範囲を用いたいわゆるｇｍセルであり、差動入力部から入力電圧信号に比例した差動出力電流信号を生成する。また、ＯＴＡ４４（コンダクタンスアンプなど）と容量素子４５により、ＬＣフィルタのインダクタを置換したｇｍ−Ｃフィルタ回路である。
【０００５】
次に、コモンモードフィードバック回路５１（ＣＭＦＢ回路）は、ＯＴＡ４４の差動出力電圧に基づきフィードバック信号（フィードバック電圧：ＶＦＢ）を生成する。そして、この生成したフィードバック信号をＯＴＡ４４にフィードバックさせる。
【０００６】
自動調整回路４３は図４に示す各ＯＴＡ４４の電流源の変動を調整する回路である。ｇｍ−Ｃフィルタ回路４２の自動調整回路４３は、第１増幅回路４７と、第２増幅回路４８と、乗算回路４９（ミキサなど）と、積分回路４１０（ローパスフィルタなど）と、第３増幅回路４１１と、基準ＯＴＡ４１２と、容量素子４１３、４１４を備える。
【０００７】
第１増幅回路４７の差動出力部は、第２増幅回路４８と基準ＯＴＡ４１２の差動入力部に接続される。第２増幅回路４８と基準ＯＴＡ４１２の差動出力部は、乗算器４９の差動入力部に接続され、乗算回路４９の差動出力部は、積分回路４１０の差動入力部に接続される。積分回路４１０の差動出力部は、第３増幅回路４１１の差動入力部に接続され、第３増幅回路４１１の出力部は、基準ＯＴＡ４１２とｇｍ−Ｃフィルタ回路４２を構成するＯＴＡ４４を構成するコンダクタンスアンプの電流源に接続される。
【０００８】
基準ＯＴＡ４１２は、差動入出力部に接続される容量素子４１３、４１４によってオールパスフィルタを形成し、差動入力部に入力する差動入力の位相を９０度シフトさせる。
乗算回路４９は、第２増幅回路４８の差動出力と、基準ＯＴＡ４１２の差動出力を乗算する。
【０００９】
積分回路４１０は、乗算回路４９の差動出力から直流成分を抽出する（高周波成分の除去も行う）。つまり調整に必要な電圧を出力する。
また、ＯＴＡ４４のｇｍは、第３増幅回路４１１から出力される制御電圧（ＶＴＵＮＥ電圧）により例えばトランジスタ(不図示)のゲートに印加される電圧が変化し、このトランジスタに流れる電流量が変化することにより、自動制御され、各ＯＴＡ４４のｇｍの変動を調節し、ｇｍ−Ｃフィルタの周波数変動を少なくする。ｇｍ−Ｃフィルタ回路のカットオフ周波数は、ｇｍ／Ｃにより定まる値となる。ｇｍ−Ｃフィルタ回路の通過域あるいは阻止域の周波数は、基準クロック信号の周波数の値により決定される。
【００１０】
次に、コモンモード電圧調整回路１における各ポイント（１）〜（６）の波形について図６を用いて説明する。
（１）は基準クロック信号波形を示す。なお、縦軸は電圧（Ｖ）を示し、横軸は時間（秒）を示す。（以下、各ポイント（１）ないし（５）についても同様）基準クロック信号は第１増幅回路４７で増幅され、第２増幅回路４８の差動入力部と、基準ＯＴＡ４１２の差動入力部に入力する。
【００１１】
（２）は基準ＯＴＡ４１２の差動入力部の差動入力波形を示す。ここで第１増幅回路４７の差動出力電圧の直流レベルが変動すると、基準ＯＴＡ４１２の出力が変動する。もっとも、基準ＯＴＡ４１２の電流源はＶＴＵＮＥ電圧によって自動調整されるが、まだ直流電圧変動の抑制が不十分である。
【００１２】
（３）は基準ＯＴＡ４１２の差動出力部の差動出力波形を示す。基準ＯＴＡ４１２に入力された入力信号の位相は９０度位相がずれた波形である。
（４）は第３増幅回路４１１の出力信号波形（ＶＴＵＮＥ電圧）を示す。基準ＯＴＡ４１２の直流電圧レベルが変動するので、ＶＴＵＮＥ電圧も変動することを示している。
【００１３】
（５）はｇｍ−Ｃフィルタ回路４２におけるＯＴＡ４４の差動出力波形を示す。ｇｍ−Ｃフィルタ回路４２のＣＭＦＢ回路５１（図５参照）によって、直流電圧レベルは安定に保持される。
【００１４】
（６）はｇｍ−Ｃフィルタ回路２のフィルタ特性を示す。なお、縦軸は利得（ｄＢ）を示し、横軸は周波数（Ｈｚ）を示す。ＶＴＵＮＥ電圧が変動するため、ＯＴＡ４４のフィルタ特性も不安定になる。
【００１５】
特許文献１には、レベルシフト回路およびＣＭＦＢ回路を用いた、ノイズ変動を受けにくい差動増幅回路と出力オフセット回路が提案されている。
特許文献２には、アクティブフィルタの遮断周波数を自動的に調整するための回路であって、高周波成分やクロストーク成分が含まれる基準信号を用いても、調整誤差を少なくする技術が提案されている。
【特許文献１】特開平８−２８８７６１号公報
【特許文献２】特開平７−７３７４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
しかしながら、電源変動、温度変動、製造時のばらつきなどにより、第１増幅回路４７の出力電圧の直流電圧レベルが変動する（図６（２））。このような変動により図４に示した自動調整回路４３内の基準ＯＴＡ４１２の電流源の制御電圧が変動する。またｇｍ−Ｃフィルタ回路４２内のＯＴＡ４４の電流源の制御電圧も変動し、ｇｍ−Ｃフィルタ回路のフィルタ特性が不安定となる問題がある。
【００１７】
特許文献１によれば、ＣＭＦＢ回路を用いてノイズ成分を除去しているが、ｇｍ−Ｃフィルタの直流電圧レベルを安定させるためには十分ではない。
また特許文献２によれば、位相比較器の出力信号をフィルタ制御信号に変換して、調整用フィルタ回路と被調整フィルタ回路に帰還することでフィルタ回路の自動調整を行うことで、基準信号の高調波成分を除去しているがＣＭＦＢ回路を備えていないため、位相比較器の出力は安定しない。
【００１８】
本発明は上記のような実情に鑑みてなされたものであり、直流電圧レベルの変動に影響されることなく自動調整回路の出力信号を安定にするフィルタ回路の自動調整回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
本発明のひとつの態様であるｇｍ−Ｃフィルタ回路により構成されるフィルタ回路を調整する自動調整回路であって、基準クロック信号を増幅する第１増幅回路と、上記第１増幅回路により増幅される信号の直流電圧レベル変動を抑制する第１コモンモードフィードバック回路と、上記第１コモンモードフィードバック回路の出力信号を増幅する第２増幅回路と、上記第１コモンモードフィードバック回路の出力の位相を９０度シフトさせる移相回路と、上記第２増幅手段の出力と、上記移相回路の出力とを乗算する乗算回路と、上記乗算回路の出力を平滑する積分回路と、上記積分回路の出力を増幅する第３増幅回路と、を具備する構成である。
【００２０】
好ましくは、上記移相回路は、上記フィルタを構成する上記各ｇｍ−Ｃフィルタ回路のコンダクタンスアンプ回路の構成と同じであることが望ましい。
また、上記移相回路の出力の直流電圧レベル変動を一定にする第２コモンモードフィードバック回路を備え、第２コモンモードフィードバック回路により、第３増幅回路の出力の直流電圧レベル変動をさらに安定にする構成としてもよい。
【００２１】
上記構成により、第１増幅手段における出力の変動がさらに抑制されるため、第３増幅手段の出力がより安定する。
【発明の効果】
【００２２】
本発明によれば、直流電圧レベルの変動に影響されることなく、ｇｍ−Ｃフィルタ回路のＯＴＡ、あるいはその自動調整回路を構成するＯＴＡの相互コンダクタンス（ｇｍ）を安定にすることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
以下、図１〜図３を参照しながら詳細な説明をする。
（実施例１）
図１は、ｇｍ−Ｃフィルタ回路２の自動調整回路３を示す図である。
【００２４】
ｇｍ−Ｃフィルタ回路２（概略図）は、例えば送・受信器におけるＩＦ（Intermediate Frequency）のＢＰＦ（Band Pass Filter）として使用する。このｇｍ−Ｃフィルタ回路２は、先に説明した図５と同様のＯＴＡ４を含む回路である。
【００２５】
自動調整回路３は、図１に示すＯＴＡ４の電流源の電流値を自動調整する回路である。ＯＴＡ４の相互コンダクタンスを自動調整することにより、同図に示すｇｍ−Ｃフィルタ回路２のカットオフ周波数を調整する。
【００２６】
自動調整回路３は、第１増幅回路７と、コモンモードフィードバック回路１５（ＣＭＦＢ回路）、第２増幅回路８、乗算器９（ミキサ）、積分回路１０（ＬＰＦなど）、第３増幅回路１１、基準ＯＴＡ１２、容量素子１３、１４を備える。
【００２７】
第１増幅回路７の差動入力部には基準クロック信号（略正弦波）が入力され、第１増幅回路７の差動出力部は、ＣＭＦＢ回路１５の差動入力部に接続される。ＣＭＦＢ回路１５の差動出力部は、第２増幅回路８と基準ＯＴＡ１２の差動入力部に接続され、第２増幅回路８と基準ＯＴＡ１２の差動出力部は、乗算回路９の差動入力部に接続される。乗算回路９の差動出力部は、積分回路１０の入力部に接続され、積分回路１０の出力部は、第３増幅回路１１の差動入力部に接続される。第３増幅回路１１の出力部は、基準ＯＴＡ１２とｇｍ−Ｃフィルタ回路２のＯＴＡ４のコンダクタンスアンプの電流源に接続される。また、ＯＴＡ４とＯＴＡ１２にＣＭＦＢ回路がある場合には、ＣＭＦＢ回路の電流源にも接続する。
上記のように構成される本発明の自動調整回路の動作を以下に説明する。
【００２８】
第１増幅回路７は、基準クロック信号を増幅して、ＣＭＦＢ回路１５に入力する。ＣＭＦＢ回路１５を介して直流電圧レベルの変動が抑制され第１増幅回路７の出力が基準ＯＴＡ１２に入力される。すなわち、基準ＯＴＡ１２に入力される信号は、前段でＣＭＦＢ回路１５により直流電圧レベル変動が抑制されるため、基準ＯＴＡ１２の出力も直流電圧レベルの変動が抑制される。
【００２９】
基準ＯＴＡ１２は、差動入出力部に接続される容量素子１３、１４によってオールパスフィルタを形成し、差動入力部に入力する差動入力の位相を９０度シフトする移相回路である。また、基準ＯＴＡ１２にもＣＭＦＢ回路（第２コモンモードフィードバック回路）を設けた場合は、さらに基準ＯＴＡ１２の出力の直流電圧レベルがより安定する。また、コンダクタンスアンプを構成するトランジスタのサイズは各ＯＴＡ４と同じサイズであることが望ましい。トランジスタサイズが異なるときは容量素子１３、１４の容量値を変更することで調整をする。
【００３０】
次に、第１増幅回路７の出力段にさらにＣＭＦＢ回路１５を設けることにより、第１増幅回路７の出力電圧の直流電圧レベルの変動が抑圧する。そのため基準ＯＴＡ１２の差動入力変動を安定にすることができる。ＣＭＦＢ回路１５の説明は後述する。
【００３１】
乗算回路９は、第２増幅回路８の差動出力と、基準ＯＴＡ１２の差動出力を乗算する。
積分回路１０は、乗算回路９の差動出力から必要な直流電圧に調整する。
ここでｇｍ−Ｃフィルタ回路２の周波数特性は、各ＯＴＡ４の相互コンダクタンスと容量素子５の容量値との比ｇｍ／Ｃにより定まる。また、第３増幅回路１１から出力されるＶＴＵＮＥ電圧により自動制御され、各ＯＴＡ４の電流源の調整をする。ｇｍ−Ｃフィルタ回路２の周波数変動を少なくする。ｇｍ−Ｃフィルタ回路２のカットオフ周波数は、ｇｍ／Ｃにより定まる値であり、ｇｍ−Ｃフィルタ回路２のカットオフ周波数は、基準クロックの周波数と１３、１４の容量値により決定される。
【００３２】
次に、第１増幅回路７後段のＣＭＦＢ回路１５の例を図２に示す。図２の第１増幅器７は、ｎチャンネルＭＯＳトランジスタＱ１、Ｑ２、ｐチャンネルＭＯＳトランジスタＱ３、Ｑ４と電流源を構成するｎチャンネルＭＯＳトランジスタＱ１６により構成される。
【００３３】
ＣＭＦＢ回路１５は、ｎチャンネルＭＯＳトランジスタＱ５およびＱ６で構成されるバッファ回路３１と、ｐチャンネルＭＯＳトランジスタＱ８、Ｑ９からなるソースフォロア３２と、ｎチャンネルＭＯＳトランジスタＱ１０、Ｑ１１およびｐチャンネルＭＯＳトランジスタＱ１２、Ｑ１３からなる比較回路３３とで構成される。
【００３４】
ｎチャンネルＭＯＳトランジスタＱ５とＱ６のソース間には、抵抗素子Ｒ１とＲ２が直列に接続され、その中点の電圧が、ソースフォロア３２のｐチャンネルＭＯＳトランジスタＱ９のゲートに入力している。また、ｎチャンネルＭＯＳトランジスタＱ７から出力されるリファレンス電圧（基準電圧：Ｖｒｅｆ）に応じた電圧が、ソースフォロア３２のｐチャンネルＭＯＳトランジスタＱ８のゲートに入力している。ここでリファレンス電圧（Ｖｒｅｆ）は、ＯＴＡ４、ＯＴＡ１２にＣＭＦＢ回路を備えている場合同じ電圧供給源から供給する。
【００３５】
ソースフォロア３２の２つの出力電圧は、比較回路３３のｎチャンネルＭＯＳトランジスタＱ１０およびＱ１１のゲートにそれぞれ入力し、それらの出力電圧が、ｐチャンネルＭＯＳトランジスタＱ１２、Ｑ１３のゲート電圧として与えられる。なお、比較回路３３のｎチャンネルＭＯＳトランジスタＱ１０のドレインと、ソースフォロワア３２のｐチャンネルＭＯＳトランジスタＱ９のゲートの間には、位相補償用の容量素子Ｃ１が接続されている。
【００３６】
第１増幅回路７では、入力電圧Ｖｉｎ、ＶｉｐがｎチャンネルＭＯＳトランジスタＱ１およびＱ２のそれぞれのゲートに印加されると、印加電圧に応じた電圧が出力端子に出力電圧Ｖｏｐ、Ｖｏｎとして出力される。出力電圧Ｖｏｐ、Ｖｏｎは、ｎチャンネルＭＯＳトランジスタＱ５及びＱ６で構成されるバッファ回路３１を介してそれぞれ抵抗素子Ｒ１、Ｒ２に入力され、それらの中点電圧（Ｖｍ）が取り出される。抵抗素子Ｒ１の抵抗値と抵抗素子Ｒ２の抵抗値とは同じ値に設定されているので、抵抗素子Ｒ１とＲ２との中点から出力信号をとることによってｎチャンネルＭＯＳトランジスタＱ５のソース電圧とＱ６のソース電圧との中点電圧（Ｖｍ）を得ている。
【００３７】
バッファ回路３１を介して入力される中点電圧Ｖｍとリファレンス電圧（Ｖｒｅｆ）とは、ソースフォロア３２を介してバッファ回路３１による電圧降下分の補償を行った後にそれぞれ比較回路３３を構成するｎチャンネルＭＯＳトランジスタＱ１０およびＱ１１のゲートに入力される。ここで、ｐチャンネルＭＯＳトランジスタＱ３とＱ４とＱ１２とはカレントミラー回路で構成される電流源であるので、比較回路３３による比較結果に応じた電圧の変化はｐチャンネルＭＯＳトランジスタＱ１２を介してｐチャンネルＭＯＳトランジスタＱ３およびＱ４に伝達される。これにより、ｐチャンネルＭＯＳトランジスタＱ３およびＱ４のゲート電圧が変化するのでｎチャンネルＭＯＳトランジスタＱ１およびＱ２に流れる電流が変化して基準ＯＴＡ１２の直流バイアス電圧（直流出力電圧）がリファレンス電圧（Ｖｒｅｆ）と同じになるように調整される。
【００３８】
例えば、出力電圧Ｖｏｐ、Ｖｏｎの電位が上昇すると、第１増幅回路７の出力端にバッファ回路３１を介して接続されている抵抗素子Ｒ１およびＲ２の中点電圧Ｖｍも上昇する。中点電圧Ｖｍが上昇することによってｐチャンネルＭＯＳトランジスタＱ９のゲート電圧が上昇するので、比較回路３３を構成するｎチャンネルＭＯＳトランジスタＱ１１のゲート電圧が上昇し、ｎチャンネルＭＯＳトランジスタＱ１１のドレイン−ソース間の電流が増加する。
【００３９】
比較回路３３を構成するｎチャンネルＭＯＳトランジスタＱ１０およびＱ１１は、ソース側に電流源を構成するｎチャンネルＭＯＳトランジスタＱ１７が共通接続されているので、ｎチャンネルＭＯＳトランジスタＱ１１のドレイン−ソース間の電流が増加すると、それに応じてｎチャンネルＭＯＳトランジスタＱ１０のドレイン−ソース間の電流が減少し、ｐチャンネルＭＯＳトランジスタＱ１２のドレイン電圧が上昇する。ｐチャンネルＭＯＳトランジスタＱ１２のドレイン電圧の上昇に応じて、第１増幅回路７を構成するｐチャンネルＭＯＳトランジスタＱ３およびＱ４のゲート電圧が上昇するので、ソース−ドレイン間の抵抗が大きくなり、ｐチャンネルＭＯＳトランジスタＱ３、Ｑ４のソース−ドレイン間の電圧降下が大きくなる。その結果、第１増幅回路７の出力電圧が下降し、中点電圧（Ｖｍ）とリファレンス電圧（Ｖｒｅｆ）とが同じになるように調整されることとなる。
【００４０】
以上に述べたように、第１増幅回路７からの出力電圧の直流バイアス電圧は、ｎチャンネルＭＯＳトランジスタＱ７のゲートに入力されるリファレンス電圧Ｖｒｅｆと比較回路３３で比較され、直流バイアスの変動に応じてその変動分を打ち消すように第１増幅回路７にフィードバックされるので直流バイアス電圧が一定となる。
【００４１】
一般に、ｐチャンネルＭＯＳトランジスタＱ３およびＱ４で構成された第１増幅回路７の電流源は、ハイインピーダンスであるため、第１増幅回路７の出力端に抵抗素子Ｒ１およびＲ２を直接接続すると、第１増幅回路７のゲインが低下してしまう。実施の形態のＣＭＦＢ回路１５においては、第１増幅回路７の出力側にバッファ回路３１を介して抵抗素子Ｒ１およびＲ２を接続しているので、出力インピーダンスを高くしゲインの低下を防止できる。また、ソースフォロア３２の入力端であるｐチャンネルＭＯＳトランジスタＱ９のゲートと比較回路３３の出力端であるｎチャンネルＭＯＳトランジスタＱ１０のドレインとを容量素子Ｃ１を介して接続して位相補償を行っているので回路を安定に動作させることができる。
（動作説明）
次に動作説明を図１に示す回路の各ポイント（１）〜（７）の波形を図３を用い説明する。（１）は基準クロック信号波形を示す。なお、縦軸は電圧（Ｖ）を示し、横軸は時間（秒）を示す。（以下、各ポイント（１）〜（６）についても同様）基準クロック信号は第１増幅回路７で増幅され、ＣＭＦＢ回路１５に入力する。ＣＭＦＢ回路１５の差動出力は、基準ＯＴＡ１２の差動入力部に入力する。
【００４２】
（２）は基準ＯＴＡ１２の差動入力部の差動入力波形を示す。ここで電源電圧、温度、プロセス等の変動によって第１増幅回路７の出力の直流電圧レベルが変動している。
（３）ＣＭＦＢ回路１５によって第１増幅回路７の出力の直流電圧レベルの変動が抑制される。このように安定した信号により基準ＯＴＡ１２の電流源を自動調整する。
【００４３】
（４）は基準ＯＴＡ１２の差動出力部の差動出力波形を示す。基準ＯＴＡ１２のオールパスフィルタによって、差動入力の位相は９０度シフトされる。
（５）は第３増幅回路１１の出力波形、すなわちＶＴＵＮＥ電圧の波形を示す。自動調整回路３のＣＭＦＢ回路１５によって直流電圧レベルを安定にするので、ＶＴＵＮＥ電圧の直流電圧レベルの変動がさらに安定する。
【００４４】
（６）はｇｍ−Ｃフィルタ回路２におけるＯＴＡ４の差動出力波形を示す。ｇｍ−Ｃフィルタ回路２のコモンモードフィードバック回路（ＣＭＦＢ回路）５１（図５参照）によって、直流電圧レベルは一定に保持される。
【００４５】
（７）はｇｍ−Ｃフィルタ回路２のフィルタ特性を示す。なお、縦軸は利得（ｄＢ）を示し、横軸は周波数（Ｈｚ）を示す。ＶＴＵＮＥ電圧が安定するのでＯＴＡ４の相互コンダクタンスも一定となりフィルタ特性も安定に保たれる。
【００４６】
以上によって、第１増幅回路７の出力段にＣＭＦＢ回路１５を設けることで、出力電圧の直流電圧レベルは一定に保持される。したがって、ｇｍ−Ｃフィルタ回路２のフィルタ特性も安定する。
【００４７】
また、ＣＭＦＢ回路１５は図３に示した回路に限らず、他の構成の回路でもいい。なお、ｇｍ−Ｃフィルタ回路２は、図１に示した回路に限らず、他の構成のフィルタ回路にも適用できる。
【００４８】
また、本発明は、上記実施の形態に限定されるものでなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の改良、変更が可能である。
【図面の簡単な説明】
【００４９】
【図１】ｇｍ−Ｃフィルタ回路と、本発明のコモンモード電圧調整回路における自動調整回路を示す図である。
【図２】本発明のコモンモード電圧調整回路における各ポイント（１）〜（６）での波形を示す図である。
【図３】コモンモードフィードバック回路付のＯＴＡ回路の一例を示す図である。
【図４】従来のｇｍ−Ｃフィルタ回路の自動調整回路を示す図である。
【図５】ｇｍ−Ｃフィルタ回路の構成を示すブロック図である。
【図６】従来例のｇｍ−Ｃフィルタ回路の自動調整回路の各ポイント（１）〜（６）での波形を示す図である。
【符号の説明】
【００５０】
１…自動調整回路付きｇｍ−Ｃフィルタ回路
２…ｇｍ−Ｃフィルタ回路
３…自動調整回路
４、１２…ＯＴＡ
５、１３、１４…容量素子
６、１５…コモンモードフィードバック回路
７…第１増幅器、８…第２増幅回路、９…ミキサ、１０…積分回路、１１…第３増幅回路
【図１】
2007274626.tif 000003
【図２】
2007274626.tif 000004
【図３】
2007274626.tif 000005
【図４】
2007274626.tif 000006
【図５】
2007274626.tif 000007
【図６】
2007274626.tif 000008