(57)【要約】【課題】移動体無線通信デバイスの全等方感度（ＴＩＳ）を決定するテスト方法を提供すること。【解決手段】無線周波数（ＲＦ）発生源からの送信に基づき、ＲＦ受信機および該ＲＦ受信機に結合されたアンテナを備える移動体無線通信デバイスの全等方感度（ＴＩＳ）を決定するテスト方法であって、該方法は、該ＲＦ受信機の感度を測定するステップと、該ＲＦ受信機の該感度を測定するステップとは独立に、該アンテナの三次元（３Ｄ）ゲインパターンを測定するステップと、該ＲＦ受信機の該感度および該アンテナの該３Ｄゲインパターンに基づいて、該移動体無線通信デバイスの該ＴＩＳを決定するステップとを包含する、方法。【選択図】図２０
2007235959.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線周波数（ＲＦ）発生源からの送信に基づき、ＲＦ受信機および該ＲＦ受信機に結合されたアンテナを備える移動体無線通信デバイスの全等方感度（ＴＩＳ）を決定するテスト方法であって、該方法は、
該ＲＦ受信機の感度を測定するステップと、
該ＲＦ受信機の該感度を測定するステップとは独立に、該アンテナの三次元（３Ｄ）ゲインパターンを測定するステップと、
該ＲＦ受信機の該感度および該アンテナの該３Ｄゲインパターンに基づいて、該移動体無線通信デバイスの該ＴＩＳを決定するステップと
を包含する、方法。
【請求項２】
前記ＲＦ受信機の前記感度を測定するステップは、第一のパワーレベルで該受信機の該感度を測定するステップを包含し、
前記３Ｄゲインパターンを測定するステップは、該第一のパワーレベルより高い第二のパワーレベルで、前記アンテナの該３Ｄゲインパターンを測定するステップを包含する、
請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記ＲＦ発生源をキャリブレーションするステップをさらに包含する、請求項１に記載の方法。
【請求項４】
前記３Ｄゲインパターンを測定するステップは、信号経路損失を測定することによって、該３Ｄゲインパターンを測定するステップを包含する、請求項１に記載の方法。
【請求項５】
前記受信機感度を決定するステップは、目標のビットエラー率（ＢＥＲ）と関連した受信信号強度指標（ＲＳＳＩ）に対する前記ＲＦ発生源の送信パワーレベルをスキャンするステップを包含する、請求項１に記載の方法。
【請求項６】
前記ＲＦ発生源とリファレンスアンテナとの間の自由空間経路損失を測定するステップと、
該測定するステップに基づいて、該ＲＦ受信機をキャリブレーションするステップと
をさらに包含する、請求項１に記載の方法。
【請求項７】
前記自由空間経路損失を測定するステップは、複数のリファレンス角度にわたって、該自由空間経路損失を測定するステップを包含する、請求項６に記載の方法。
【請求項８】
前記リファレンスアンテナは、ダイポールアンテナを備える、請求項６に記載の方法。
【請求項９】
前記測定するステップは、無響ＲＦチャンバ内で実行される、請求項１に記載の方法。
【請求項１０】
全等方感度（ＴＩＳ）を決定するテストシステムであって、
ＲＦ発生源と、
無線周波数（ＲＦ）受信機および該ＲＦ受信機に結合されたアンテナを備える移動体無線通信デバイスと、
該ＲＦ発生源を該移動体無線通信デバイスに結合する無線通信リンクと、
該ＲＦ受信機に結合されたテスト制御装置であって、
該ＲＦ受信機の感度を測定するステップと、
該ＲＦ受信機の該感度を測定するステップとは独立に、該アンテナの三次元（３Ｄ）ゲインパターンを測定するステップと、
該ＲＦ受信機の該感度および該アンテナの該３Ｄゲインパターンに基づいて、該移動体無線通信デバイスの該ＴＩＳを決定するステップと
を行うための、テスト制御装置と
備える、システム。
【請求項１１】
前記テスト制御装置は、
第一のパワーレベルで前記ＲＦ受信機の前記感度を測定するステップと、
該第一のパワーレベルより高い第二のパワーレベルで、前記アンテナの前記３Ｄゲインパターンを測定するステップと
を行う、請求項１０に記載のシステム。
【請求項１２】
前記テスト制御装置は、複数のリファレンス角度にわたって信号経路損失を測定することにより、前記３Ｄゲインパターンを測定する、請求項１０に記載のシステム。
【請求項１３】
前記テスト制御装置は、目標のビットエラー率（ＢＥＲ）と関連した受信信号強度指標（ＲＳＳＩ）に対する前記ＲＦ発生源の送信パワーレベルをスキャンすることにより、前記受信機感度を測定する、請求項１０に記載のシステム。
【請求項１４】
前記ＲＦ発生源とリファレンスアンテナとの間の自由空間経路損失を測定するステップと、
該測定するステップに基づいて、前記ＲＦ受信機をキャリブレーションするステップと
をさらに包含する、請求項１０に記載のシステム。
【請求項１５】
前記自由空間経路損失を測定するステップは、複数のリファレンス角度にわたって、該自由空間経路損失を測定するステップを包含する、請求項１０に記載のシステム。
【請求項１６】
前記リファレンスアンテナは、ダイポールアンテナを備える、請求項１０に記載のシステム。
【請求項１７】
前記測定するステップは、無響ＲＦチャンバ内で実行される、請求項１０に記載のシステム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
（技術分野）
本発明は通信システムの分野に関する。より具体的には、セルラー通信システムなどの移動体無線通信システムにおける性能テストおよびその関連方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
（発明の背景）
ここ十年にわたって、デジタル無線デバイス（すなわち、セルラー）は、消費者にとって非常にポピュラーとなってきた。その結果、高い顧客満足度を維持するために、無線回線業者、メーカおよび認証機関は、セルラーデバイス検証および認証プロセスをより高い基準で確立することに関心を抱いてきた。
【０００３】
このような多様な消費者市場の要求に応えるため、回線業者は、携帯電話、携帯情報端末（ＰＤＡ）およびスマートフォン（ｓｍａｒｔ  ｐｈｏｎｅ）のような広範な無線デバイスを提供する。これら所与のデバイスのタイプの全ては、同じ回線業者のネットワークで同時に動作し得る。
【０００４】
無線回線業者は、無線周波数のオークション（ａｕｃｔｉｏｎ）とインフラ展開に大きな投資をしてきている。追加のインフラ投資をすることなく、音声の品質およびカバー範囲マップに対する顧客満足度を維持するために、回線業者は、統一無線周波数（ＲＦ）テスト標準でテストされた高品質の移動体無線デバイスを得るために、懸命に努力している。これによって、異なるメーカからの無線デバイスの性能が容易に比較され得、回線業者は、これらのデバイスが自分のネットワーク仕様に合うかどうかを検証し得る。
【０００５】
メーカが自ら設計したデバイスは、標準化機関の検定に合格し得るかどうか、そして、設計段階での回線業者の認証要求を満たすかどうかを知り得るようにするためにも、統一テスト標準を有することが望まれる。標準化されたテストは、設計プロセスにとって、クリティカルなものである。なぜなら、製品の市場化までの時間に影響を与えるからである。
【０００６】
回線業者、メーカおよび認証機関（例えば、Ｇｌｏｂａｌ  Ｃｅｒｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ  Ｆｏｒｕｍ（ＧＣＦ）およびＰＣＳ  Ｔｙｐｅ  Ｃｅｒｔｉｆｉｃａｔｅｓ  Ｒｅｖｉｅｗ  Ｂｏａｒｄ（ＰＴＣＲＢ）スキーム）にとって、所定の時間枠内で、信頼性があり、正確で、管理可能なテスト方法を有することは、望ましいことである。Ｃｅｌｌｕｌａｒ  Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  ＆  Ｉｎｔｅｒｎｅｔ  Ａｓｓｏｃｉａｔｉｏｎ（ＣＴＩＡ）は、セルラー業界によって広く採択された移動局無線性能テストプランに対する測定標準を有する。無線移動局送信・受信能力を決定する２つの鍵となるパラメータは、全放射パワー（ＴＲＰ）および全等方感度（ＴＩＳ）である。ＴＲＰは、平均送信アンテナゲインと送信パワーを組み合わせた数であり、これが、端末のアップリンク性能を決定する。ＴＩＳは、端末のダウンリンク性能を決定する弱い信号を受ける移動局の能力を定量化する単一の性能指数である。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
標準内で、ＴＲＰ測定プロセスは、ＴＩＳ方法に比べ、比較的迅速で、正確である。さらに、ダウンリンクおよびアップリンク性能も等しく重要である。ＴＩＳが貧弱な結果によって、低品質の音声信号となり得、また、カバー範囲マップを変化させ得る。今日のＴＩＳテスト方法論は、ＴＲＰテスト方法論に比べ、基地局信号の紛失（すなわち、通話切れ）、比較的大きな測定の不正確さ、比較的長いテスト時間という問題に悩まされている。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明は例えば以下の手段を提供する。
（項目１）
無線周波数（ＲＦ）発生源からの送信に基づき、ＲＦ受信機および該ＲＦ受信機に結合されたアンテナを備える移動体無線通信デバイスの全等方感度（ＴＩＳ）を決定するテスト方法であって、該方法は、
該ＲＦ受信機の感度を測定するステップと、
該ＲＦ受信機の該感度を測定するステップとは独立に、該アンテナの三次元（３Ｄ）ゲインパターンを測定するステップと、
該ＲＦ受信機の該感度および該アンテナの該３Ｄゲインパターンに基づいて、該移動体無線通信デバイスの該ＴＩＳを決定するステップと
を包含する、方法。
（項目２）
上記ＲＦ受信機の上記感度を測定するステップは、第一のパワーレベルで該受信機の該感度を測定するステップを包含し、
上記３Ｄゲインパターンを測定するステップは、該第一のパワーレベルより高い第二のパワーレベルで、上記アンテナの該３Ｄゲインパターンを測定するステップを包含する、
項目１に記載の方法。
（項目３）
上記ＲＦ発生源をキャリブレーションするステップをさらに包含する、項目１に記載の方法。
（項目４）
上記３Ｄゲインパターンを測定するステップは、信号経路損失を測定することによって、該３Ｄゲインパターンを測定するステップを包含する、項目１に記載の方法。
（項目５）
上記受信機感度を決定するステップは、目標のビットエラー率（ＢＥＲ）と関連した受信信号強度指標（ＲＳＳＩ）に対する上記ＲＦ発生源の送信パワーレベルをスキャンするステップを包含する、項目１に記載の方法。
（項目６）
上記ＲＦ発生源とリファレンスアンテナとの間の自由空間経路損失を測定するステップと、
該測定するステップに基づいて、該ＲＦ受信機をキャリブレーションするステップと
をさらに包含する、項目１に記載の方法。
（項目７）
上記自由空間経路損失を測定するステップは、複数のリファレンス角度にわたって、該自由空間経路損失を測定するステップを包含する、項目６に記載の方法。
（項目８）
上記リファレンスアンテナは、ダイポールアンテナを備える、項目６に記載の方法。
（項目９）
上記測定するステップは、無響ＲＦチャンバ内で実行される、項目１に記載の方法。
（項目１０）
全等方感度（ＴＩＳ）を決定するテストシステムであって、
ＲＦ発生源と、
無線周波数（ＲＦ）受信機および該ＲＦ受信機に結合されたアンテナを備える移動体無線通信デバイスと、
該ＲＦ発生源を該移動体無線通信デバイスに結合する無線通信リンクと、
該ＲＦ受信機に結合されたテスト制御装置であって、
該ＲＦ受信機の感度を測定するステップと、
該ＲＦ受信機の該感度を測定するステップとは独立に、該アンテナの三次元（３Ｄ）ゲインパターンを測定するステップと、
該ＲＦ受信機の該感度および該アンテナの該３Ｄゲインパターンに基づいて、該移動体無線通信デバイスの該ＴＩＳを決定するステップと
を行うための、テスト制御装置と
備える、システム。
（項目１１）
上記テスト制御装置は、
第一のパワーレベルで上記ＲＦ受信機の上記感度を測定するステップと、
該第一のパワーレベルより高い第二のパワーレベルで、上記アンテナの上記３Ｄゲインパターンを測定するステップと
を行う、項目１０に記載のシステム。
（項目１２）
上記テスト制御装置は、複数のリファレンス角度にわたって信号経路損失を測定することにより、上記３Ｄゲインパターンを測定する、項目１０に記載のシステム。
（項目１３）
上記テスト制御装置は、目標のビットエラー率（ＢＥＲ）と関連した受信信号強度指標（ＲＳＳＩ）に対する上記ＲＦ発生源の送信パワーレベルをスキャンすることにより、上記受信機感度を測定する、項目１０に記載のシステム。
（項目１４）
上記ＲＦ発生源とリファレンスアンテナとの間の自由空間経路損失を測定するステップと、
該測定するステップに基づいて、上記ＲＦ受信機をキャリブレーションするステップと
をさらに包含する、項目１０に記載のシステム。
（項目１５）
上記自由空間経路損失を測定するステップは、複数のリファレンス角度にわたって、該自由空間経路損失を測定するステップを包含する、項目１０に記載のシステム。
（項目１６）
上記リファレンスアンテナは、ダイポールアンテナを備える、項目１０に記載のシステム。
（項目１７）
上記測定するステップは、無響ＲＦチャンバ内で実行される、項目１０に記載のシステム。
【０００９】
（摘要）
無線周波数（ＲＦ）発生源からの送信に基づき、ＲＦ受信機および該ＲＦ受信機に結合されたアンテナを含む移動体無線通信デバイスの全等方感度（ＴＩＳ）を決定するテスト方法は、該ＲＦ受信機の感度を測定するステップと、該ＲＦ受信機の該感度を測定するステップとは独立に、該アンテナの三次元（３Ｄ）ゲインパターンを測定するステップとを含み得る。該方法は、該ＲＦ受信機の該感度および該アンテナの該３Ｄゲインパターンに基づいて、該移動体無線通信デバイスの該ＴＩＳを決定するステップをさらに含み得る。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
（好ましい実施形態の詳細な説明）
本説明は、添付図面を参照しながら行われ、その中で、好ましい実施形態が示される。しかしながら、多数の異なる実施形態も使用され得、それゆえ、本説明は、本明細書で示される実施形態に限定するものとして解釈されるべきではない。むしろ、これらの実施形態は、本開示が完璧で完全となるようにするために、提供される。全体を通じ、同様の番号は、全体を通じ、同様のエレメントを意味し、ダッシュ（１つおよび複数）付きの表記は、代替の実施形態において、同様のエレメントを示すために使用される。
【００１１】
一般的に、本発明は、無線周波数（ＲＦ）受信機および該ＲＦ受信機に結合されたアンテナを含む移動体無線通信デバイスの全等方感度（ＴＩＳ）を決定する方法に関する。該方法は、該ＲＦ受信機の感度を測定するステップと、該ＲＦ受信機の該感度を測定するステップとは独立に、該アンテナの三次元（３Ｄ）ゲインパターンを測定するステップと、該ＲＦ受信機の該感度および該アンテナの該３Ｄゲインパターンに基づいて、該移動体無線通信デバイスの該ＴＩＳを決定するステップとを含み得る。
【００１２】
より具体的には、上記感度を測定するステップは、第一のパワーレベルで上記ＲＦ受信機の該感度を測定するステップを含み得、上記３Ｄゲインパターンを測定するステップは、該第一のパワーレベルより高い第二のパワーレベルで、上記アンテナの該３Ｄゲインパターンを測定するステップを含み得る。上記方法は、上記ＲＦパワー源をキャリブレーションするステップをさらに含み得る。
【００１３】
上記３Ｄゲインパターンは、例えば、信号経路損失を測定することによって測定され得る。さらに、上記受信機感度を決定するステップは、目標のビットエラー率（ＢＥＲ）と関連した受信信号強度指標（ＲＳＳＩ）に対する上記ＲＦ発生源の送信パワーレベルをスキャンするステップを含み得る。
【００１４】
加えて、上記方法は、また、上記ＲＦ発生源とリファレンスアンテナとの間の自由空間経路損失を測定するステップと、該測定するステップに基づいて、上記ＲＦ受信機をキャリブレーションするステップとを含み得る。より具体的には、上記自由空間経路損失は、複数の角度にわたって測定され得、該リファレンスアンテナは、ダイポールアンテナであり得る。様々な測定ステップは、例えば、無響ＲＦチャンバ内で実行され得る。
【００１５】
全等方感度（ＴＩＳ）を決定するテストシステムは、ＲＦ発生源と、無線周波数（ＲＦ）受信機および該ＲＦ受信機に結合されたアンテナを備える移動体無線通信デバイスと、該ＲＦ発生源を該移動体無線通信デバイスに結合する無線通信リンクと、該ＲＦ受信機に結合されたテスト制御装置とを含み得る。より具体的には、該テスト制御装置は、該ＲＦ受信機の感度を測定するステップと、該ＲＦ受信機の該感度を測定するステップとは独立に、該アンテナの三次元（３Ｄ）ゲインパターンを測定するステップと、該ＲＦ受信機の該感度および該アンテナの該３Ｄゲインパターンに基づいて、該移動体無線通信デバイスの該ＴＩＳを決定するステップとを行うためであり得る。
【００１６】
以下の説明は、次のように編成される。第一に、ＴＩＳ測定およびその測定が直面する問題についての背景検討が提供される。次いで、新たなＴＩＳ測定アプローチの概観が、本明細書に示される。導体接続（ｃｏｎｄｕｃｔｅｄ）および無線接続（ｒａｄｉａｔｅｄ）感度、経路損失を決定し、システムキャリブレーションを実行する新たな技術の検討が、この新たなＴＩＳ測定アプローチに、また使用される特定の局面と続く。その後、新たなＴＩＳ測定アプローチのさらなる検討が、提供される。
【００１７】
ＣＴＩＡ  ＴＩＳ標準は、基地局エミュレータ内に設定された固定減衰を用いて、無線接続感度を測定する。減衰は、基地局エミュレータに接続する偏波共用ソースアンテナと、標準ダイポールアンテナとの間の自由空間経路損失である。テスト中のデバイス（ＤＵＴ）は、異なる角度で測定され、移動体受信機性能の３Ｄ特性は、空間測定をコンパイルすることによって構築される。ＴＩＳは、ＤＵＴの三次元性能全体を総括する単一の値である。
【００１８】
ＴＩＳテストを完結させるために、本明細書で提供されるアプローチは、ＴＩＳ問題の幾つかの根本的な問題（探索時間、精度および通話切れを含む）に、有利に対処する。ＲＦ受信機の感度測定とは独立に、探索時間は、測定角度ごとに大きなビットエラー率（ＢＥＲ）のサンプルを取得するのに要求される時間までに決定される。精度良いＴＩＳ測定値の取得を妥当な探索時間の範囲内で行うことは、非常に実践的ではない。なぜなら、感度探索プロセス中に、送信機パワー低下を細かなステップで行うと、大きなＢＥＲサンプルを取得することは非常に時間を浪費するからである。これは、当業者には理解されるとおりである。通話切れは、アンテナゲインのスプレッド（ｓｐｒｅａｄ）によって発生する。これは、所与の測定角度で、アンテナゲインが非常に低いとき、ＢＥＲがあまりにも高くなり、基地局がリンクを維持し得なくなるからである。同様に、所与の測定角度で、アンテナゲインが非常に高いとき、基地局エミュレータは、オーバーロードされ得、通話を終了し得る。妥当な探索時間を取得するためには、ＣＴＩＡは、ＴＲＰ測定に比較して、より小さなサンプルサイズおよびサンプル角度密度を使用することを選択した。
【００１９】
一般的に、本明細書で示されるアプローチは、無線接続感度とアンテナゲインとを別々に測定する。この方法論は、現行の方法論よりも安定かつ高速で、また、精度の改善も提供される。ＴＩＳは、移動体アンテナゲインの空間的に様々な測定と感度全体との双方に由来する。感度の測定は、移動体が２．４４パーセント以下のクラスＩＩ残留ビットエラー率（ＲＢＥＲ）をリポートする移動体局の送信（ＴＸ）パワーである。キャリブレーションされた基地局の送信パワーは、所望のＲＢＥＲが達成されるまで減少されることが多い。ＣＴＩＡ標準のＴＩＳ方法論は、マルチ測定３Ｄパターンにおける感度とアンテナゲインとの双方を測定する。通話切れは、複数の感度測定の最中に、あるいは、低エミュレータＴＸパワーで移動体デバイス位置を変更する間に、発生することが多い。
【００２０】
本明細書に開示されるＴＩＳの方法は、１つの感度測定のみを要求し、この方法は、アンテナゲインと無線接続感度とを個別に測定することによってなされ得る。無線接続感度は、任意の所与の角度で実行され得る。受信アンテナゲイン情報は、無線信号強度指標（ＲＳＳＩ）によってリポートされた経路損失測定を介して取得され得る。
【００２１】
精度良い絶対的なアンテナゲイン測定を行うためには、幾つかの問題に対処しなくてはならない。一つの問題は、ＧＳＭ標準内にあり、ＲＳＳＩ上に±２ｄＢのリポートエラーが存在することである。これは、内在する許容できないエラーを形成する。このようなエラーを排除するために、デバイスは、基地局エミュレータを用いて、導体接続または放射モードで、キャリブレーションされ得る。さらに、基地局エミュレータの送信レベルは、満足いくＲＳＳＩリポートを確保すべく、キャリブレーションされ得る。主として、基地局の送信レベルは、比較的精度良い設備を用いてキャリブレーションされる。
【００２２】
導体接続キャリブレーション方法に対して、基地局送信レベルが保証されると、導体接続ケーブルおよび関連プローブの経路損失は、決定される。さらに、送信レベルと関連ケーブル損失が計算され、移動体デバイスのＲＳＳＩリポートは、要求される範囲にわたって決定される。期待される送信レベルからの任意の偏差（ケーブルの経路損失を減ずる）は、ＲＳＳＩリポートエラーであり、将来のオフセットのために記録される。
【００２３】
また、注目すべきは、基地局エミュレータは、今日、小数のｄＢとしてではなく、整数のｄＢとして、ＧＳＭ  ＲＳＳＩデータを記録する。ＲＳＳＩリポートシステムでの数字を切り捨てることから、基地局から強制された±１ｄＢのエラーが存在する。しかしながら、基地局は、整数値でリポートする一方で、整数がその連続する整数に変化する決定的な（ｄｅｆｉｎｉｔｉｖｅ）フリンジエリアを示す。この特定の値を見出して、所与の０．１ｄＢが送信レベル内で変化すると、基地局エミュレータのＲＳＳＩリポート精度は、±１．０ｄＢから、０．１ｄＢに変化され得る。
【００２４】
ＢＥＲ感度探索と比べ、経路損失探索は、著しく時間効率性に優れ、それでもなお、現行のＣＴＩＡ方法論に比べ、同様またはそれ以上に精度が良い。この経路損失補正は、精度良い無線接続感度測定に対しても、また使用され得る。これらの測定は、正しい経路損失を有する大きなＢＥＲサンプルを測定して、取得され得る。この経路損失探索方法は、１つの角度の感度を測定するのみであり、かなり精度良い無線接続感度測定が、取得され得る。
【００２５】
基地局エミュレータ内において、自由空間経路損失は、物理的または数学的のいずれかで、移動局リンク中に考慮され得る。ＲＳＳＩは、導体接続モードを逆に使用することで補正され得るが、送信レベルが低下するがゆえに、ＲＳＳＩが低いとリポートするので、アンテナゲインが、十分でないように見える場合、感度はより良好に見える。目標感度は、移動体デバイスが受信信号を依然としてデコードし得る上限内で、典型的には選択される。一例として、２．４４％の目標ＢＥＲは、一般に、テストのインプリメンテーションで多く使用される。移動体の接続が外れる可能性は、比較的低いＢＥＲを生成する送信レベルにおいてより、目標ＢＥＲまたはそれ以上のＢＥＲを生成するパワーレベルにおいて、かなり高い。引き続いて、移動体送信レベルは、球体状のＴＩＳ全体の測定にわたって、このような条件が安全に形成されるように選択される。この送信レベルは、アンテナ内で妥当なゼロと考慮されるように選択されることが好ましい。
【００２６】
しかしながら、基地エミュレータの送信レベルおよびデバイスＲＳＳＩの読み値（ｒｅａｄｉｎｇ）における変化は、最初の測定と全ての連続的な測定との間での関係が崩れる原因となり得る。このように、基地局および移動体ＲＳＳＩは、適切な測定の線形性を確保するために、使用される範囲全体にわたってキャリブレーションされることが好ましい。ＲＳＳＩおよび感度エラーは、互いを逆にキャンセルし合う。全ＴＩＳは、ＲＳＳＩリポートおよび感度の原因となった逆エラーにも関わらず、同じである。
【００２７】
ＲＳＳＩリポートの精度の悪さは、新たに考案された経路損失探索方法を用いて、考慮される。通話切れは、比較的高い基地局エミュレータ送信レベルを用いて低減され、関連ＲＳＳＩカーブの不正確さもキャリブレーションによって排除される。さらに、新たな排除方法が、システムエラーを低減するために使用される。
【００２８】
基地エミュレータは、ＧＳＭ  ＲＳＳＩを有利数としてではなく、むしろ整数として記録する。リポートされた数を切り捨てることで、±１ｄＢの強制的エラーが存在する。全ての切り捨てた数で、連続する整数の間に、はっきりとした規定された変化のエリアが存在する。これは、基地局エミュレータの送信レベルをできるだけ低い分解能で変化させることによって、見出され得る。こうして、エラーは、±１．０ｄＢから提示された分解能へと低減される。典型的に、この分解能は、０．１ｄＢであり、したがって、その結果得られるエラーは±０．１％である。他の全ての１ｄＢ未満の境界でない値および最低の分解能の倍数は、最初に境界値に行って、次いで、送信レベルを所望のレベルに変化させることで、達成され得る。
【００２９】
連続するリポートされた整数のＲＳＳＩ値の間の変化の値を決定する異なる方法は、幾つかある。半ばランダムな位置をピックアップすること、次いで、０．１ｄＢ間隔またはステップで増加または減少することが、インプリメントするための一つの数学的にシンプルな探索方法である。しかしながら、他の探索方法も使用され得る。概して、効率を上げる方法を提供するアプローチを使用することが望ましい。これは、境界値を見出すために、連続的試みの回数（すなわち、ステップ）を最小限にすることに関連する。以下に検討される一つのアプローチは、５−２−１−１方法であり、「蛙飛び（ｌｅａｐｆｒｏｇ）」またはバイナリ探索のパターンで移動する。その名が示唆するとおり、４つの移動は、典型的には、０．５ｄＢであり、次いで、０．２ｄＢで、次いで、２回連続して０．１ｄＢのジャンプである。リポートされたＲＳＳＩを検査して、ステップの方向（プラスまたはマイナス）調整に対する補正することによって、境界値は、決定され得る。また、考慮すべきは、ＲＳＳＩリポートは、計算される必要のあり得る切り替えヒステリシスをしばしば有することである。
【００３０】
±２．０ｄＢのエラーを有するＲＳＳＩは、デバイス感度とアンテナゲインとに対するＲＳＳＩの逆の性質のために、ＴＩＳには何ら影響を及ぼさない。送信レベルが結合された基地局エミュレータ送信レベルより高いとリポートすることによって、自由空間経路損失が、実際より小さいことを表示するように、ＲＳＳＩがリポートする場合、アンテナゲインは、違いの量の分だけ比例して大きく見える。しかしながら、移動体での実際の受信機送信レベルは、期待されるより低いので、目標感度により早く到達する。感度は、アンテナゲインがよりよく見える量と同じだけ、より悪く見える。
【００３１】
一例として、送信パワーが−７０ｄＢで、４０ｄＢの経路損失を有する場合、期待されるＲＳＳＩは、−１１０ｄＢである。ＲＳＳＩがエラーリポートに−１０８を入れる場合、期待されるアンテナゲインは、２ｄＢアップになる（期待とリポートの差を考慮するために）。しかしながら、ＲＳＳＩ上の測定をベースにすると、デバイスがビットエラー比を戻す値は、２ｄＢダウンである。この例において、デバイスは、−１０８ｄＢの信号を受信していると仮定されるが、実際には、−１１０ｄＢの信号を受信している。このため、目標ビットエラー比を２ｄＢ高くリポートすることになる。感度は、アンテナゲインの改善と逆の量だけ悪くなるように見えるか、あるいは、その反対である。このように、ＴＩＳは、アンテナゲインと感度との組み合わせであるから、何ら影響を及ぼさない。
【００３２】
ＴＩＳは、移動局が弱い信号を受信する能力を定量化する単一の性能指数である。ＴＩＳは、端末のダウンリンク性能を決定する。ｄＢでのＴＩＳは、無線接続感度マイナスアンテナゲインに等しい。すなわち、
ＴＩＳ＝Ｐｓ−Ｇｒ        （１）
である。ここで、Ｐｓは、無線接続感度であり、
【００３３】
【数１】
2007235959.tif 000003
である。ここで、Ｇ（θ，φ）は、受信アンテナパワーパターンである。
【００３４】
ここで、図１を参照すると、導体接続された受信機の感度を測定するテストシステム３０が、最初に記述される。システム３０は、ＲＦケーブル３３を経てテストされるハンドヘルドの受信機３２に結合されたＲＦテスト発生源３１を例示的に含む。例として、ハンドヘルドの受信機３２は、例えば、グローバル移動体通信システム（ＧＳＭ）受信機、汎用パケット無線サービス（ＧＰＲＳ）受信機、および／またはグローバル移動体通信システム（ＧＳＭ）の進化型高速データレート展開（ＥＤＧＥ）受信機であり得ることは理解され得る。もちろん、他の適切な無線受信機も使用され得る。
【００３５】
さらに、ＲＦ発生源３１は、例えば、Ｒｏｈｄｅ  ｕｎｄ  Ｓｃｈｗａｒｔｚのユニバーサル無線通信テスターまたはＡｇｉｌｅｎｔ８９６０基地局エミュレータであり得るが、他の適切なエミュレータおよび／またはＲＦテスト発生源もまた使用され得る。テスト制御装置３４は、様々なテストオペレーションおよび測定を実行するためにハンドヘルドの受信機３２に接続されるが、これについては、以下でより詳細に検討される。ＲＦ発生源３１とテスト制御装置３４とが、図１においては別々のコンポーネントとして図示されているが、ＲＦ発生源およびテスト制御装置の機能は、実際には、例えば、同じ基地局のエミュレータによって実行され得ることは理解されるべきである。代替案としては、当業者によって理解されるように、テスト制御装置３４は、ＲＦ発生源３１から分離したコンピュータまたはコンピューティングデバイスであり得る。
【００３６】
当業者によって理解されるように、経路損失は、無線接続感度測定の精度に重要な役割を果たす。しかしながら、テスト構成において経路損失測定を実行する上での１つの難しさは、受信機３２の内部増幅器が、例えば約±０．１ｄＢのような非常に高い精度を有し得るにもかかわらず、上述のように、一般的な基地局エミュレータは、±１ｄＢレベルの受信機精度をリポートするだけであるということである。さらに以下で検討されるように、受信機のパワーレベルにおける符号変化の情報を得ることによって、その結果、経路損失の精度は、±０．１ｄＢに改善され得る。
【００３７】
導体接続された受信機感度テストのケースにおいては、受信機３２と基地局エミュレータ３１とを接続するケーブル３３の経路損失は、十分にキャリブレーションされ得る。１つの比較的簡単で精度良い経路損失測定は、所望のＲＳＳＩエッジポイントが得られるまで０．１ｄＢ増分で受信機３２の内部増幅を変化させることを含む。しかしながら、開始ポイントがエッジポイントから０．９ｄＢである場合には、多くのステップを要し、従って、エッジポイントを見つけるために多くの測定時間を要する。こうして、エッジポイントを見つけるために概して要求されるステップの数を減らすために、ゆえに、テスト時間を短縮するために、より複雑なテストスキームが使用され得る。
【００３８】
例えば、１つのもう少し複雑なアプローチが図１１に示される。ブロック１１０において開始し、ブロック１１１において、所望のＴＣＨパワーレベルがＲＦ発生源３１に、まず設定される。ブロック１１２において、受信機３２の内部増幅レベルは、受信機のリポートされたＲＳＳＩとＴＣＨパワーレベルまたは他の整数値との差のような粗い増分によって、まず変更される。その後、ブロック１１３〜ブロック１１４で、経路損失を提供するエッジの移行が観察されるまでは細かな増分（例えば、０．１ｄＢ）を使用して受信機の内部増幅レベルを変化させることによって、エッジが見出される。その時点で、受信機３２の内部増幅値は、設定および／または記録され（ブロック１１５）得、こうして、例示される方法は終了する（ブロック１１６）。
【００３９】
言い換えると、「粗い」探索は、ＴＣＨレベルとリポートされたＲＳＳＩとの間の差によって内部増幅を変化させる。本事例においては、リポートされたＲＳＳＩは整数値であるので、これは±１ｄＢの精度を与える。次いで、「細かい」探索は、２つの連続するＲＳＳＩの読み値の間のエッジを決定する。
【００４０】
粗い−細かいエッジポイント検出アプローチの他のバリエーションも、また使用され得る。一般的に言うと、これらの探索の粗い部分はほとんど類似しており、従って、所与のインプリメンテーションに対して適切に使用され得る細かい探索におけるバリエーションに、本明細書で、特別な注目が向けられる。一般的に、細かい探索は、３つのステージを含む。第一に、基地局エミュレータの内部増幅とＴＣＨレベルとを調整することによって、ＲＳＳＩは所望のレベルに設定される。次に、エッジを見つけるために、内部増幅は一連の増分を連続的に減らしながら変化させられる。精度もまた０．１ｄＢであることを保証するために、これらの増分は０．１ｄＢ（または、所与の内部増幅器の精度）に狭められる。最後に、測定値は所望のＲＳＳＩから０．１ｄＢ離れていることがあり得るので、エッジポイントに「ステップバック」することが必要となり得る。
【００４１】
細かい探索の別の例が、図１２を参照してここで記述される。ブロック１２０で開始し、ブロック１２１において、ＲＳＳＩが所望のレベルに設定され、そして、ブロック１２２〜ブロック１２３において、所望のＲＳＳＩがもはやリポートされなくなるまで、０．２ｄＢ増分で内部増幅が変化させられる。すなわち、いくつかのステップ（典型的には１と５との間）の後に、内部増幅は０．１または０．２ｄＢだけエッジを飛び越えてしまうので、戻りのＲＳＳＩは所望のレベルに適合しない。従って、内部増幅レベルを０．１ｄＢ増分で減らすこと、または、０．１ｄＢ増分で「ステップバック」することが、ブロック１２４〜ブロック１２５において、１または２ステップのいずれかで（エッジが０．１または０．２ｄＢのいずれの分だけ飛び越されたかに依存して）エッジポイントを見つけ、こうして、例示される方法は終了する（ブロック１２６）。
【００４２】
別の細かい探索プロセスが、図１３を参照してここで記述される。ブロック１３０において開始し、ブロック１３１〜ブロック１３３において、上述のようにＲＳＳＩが所望のレベルに設定され、その後、ＲＳＳＩがもはや所望の値ではなくなるまで０．３ｄＢの増分で内部増幅が増大させられる。いったんＲＳＳＩが変化すると、２つの連続する０．１ｄＢスキャンがＲＳＳＩに変化をもたらすと考えられるので、従って、ブロック１３６〜ブロック１３８において、エッジの場所を位置づけ、内部増幅は０．１ｄＢだけ減らされ（ブロック１３９）、こうして、例示の方法は終了する。例えば、全体の変化の合計が０．１ｄＢ（例えば、＋０．２ｄＢと−０．１ｄＢとで、合計＋０．１ｄＢ）であって、これがＲＳＳＩに変化を生じる場合には、エッジはすでに見つかっている。あるいは、ＲＳＳＩが所望の値から変化することなく内部増幅が３回変化させられた場合（すなわち、０．９ｄＢ）には、ブロック１３４において、エッジの場所がまた位置づけられる。これは、内部増幅の値は整数値でリポートされるので、１．０ｄＢの変化がＲＳＳＩを変化させるからである。
【００４３】
別の例示的なアプローチが、図１４を参照してここで記述される。ブロック１４０において開始し、スタートの実際のＲＳＳＩの値は−８０．４７ｄＢであり、リポートされるＲＳＳＩは−８０ｄＢである（ブロック１４１）。その後、ブロック１４２において、内部増幅は０．６ｄＢだけ増やされて、実際のＲＳＳＩ値を−７９．８７ｄＢに変化させ、そして、リポートされるＲＳＳＩは−７９ｄＢになり（ブロック１４３）、それは、エッジがクロスされたということを示す。ブロック１４４において、次のステップは０．３ｄＢ減り、それが、実際のＲＳＳＩを−８０．１７ｄＢに変化させ、そして、リポートされるＲＳＳＩは−８０ｄＢに戻り（ブロック１４５）、それは、エッジが逆戻りの方向にクロスオーバーされたということを示す。従って、ブロック１４６において、内部増幅は、０．１ｄＢだけ増やされ、実際のＲＳＳＩ値は−８０．０７ｄＢに変化し、リポートされるＲＳＳＩは−８０ｄＢのままであり（ブロック１４７）、それは、エッジがクロスされていないことを意味する。従って、もう１つの０．１ｄＢ増加が実行され（ブロック１４８）、それが、実際のＲＳＳＩ値を−７９．９７ｄＢに変化させ、リポートされるＲＳＳＩも−７９ｄＢに変化させ、このように、エッジを位置づけ（ブロック１４９）、ブロック１５０において、例示される方法は終了する。
【００４４】
多くの異なるエッジ位置づけのスキームが使用され得ることを当業者は理解する。典型的には、最初および次の各々のジャンプは、０．１ｄＢから０．９ｄＢまでの任意の数である。ジャンプの値は、各ステップに対して変化し得るか、または一定のままであり得る。所与の用途に対して適切な方法を選ぶために、データのばらつきおよび平均的性能は重要な検討材料である。例えば、比較的「フラット」なデータについては、図１１に示されるアプローチが、図１２に示されるアプローチよりも速くエッジを位置づけ得るが、しかし、「傾斜した」データについては、おそらく３ステップまであり、その逆が真となり
得る。
【００４５】
図１５を参照してここで記述されるさらなる別のアプローチは、５ステップの経路損失スキームである。ブロック１５１において開始し、ブロック１５２において、所与のＴＣＨレベルに対するリポートされたＲＳＳＩが得られる。ブロック１５３において、第一のステップは、リポートされたＲＳＳＩがＴＣＨレベルと同じであるか否かを決定することを含む。同じ場合には、方法はステップ２に進む。同じでない場合には、ブロック１５４において、内部増幅は、リポートされたＲＳＳＩマイナス所与のＴＣＨレベルの差だけ増大させられる（または特定のインプリメンテーションによっては減少させられる）。その後、新たなリポートされたＲＳＳＩが得られ（ブロック１５２）、そして、ステップ２からステップ４に対して、ブロック１５６において、０．５ｄＢ、０．２ｄＢ、および０．１ｄＢの連続的に減少する増分で、内部増幅は変化させられる。
【００４６】
リポートされるＲＳＳＩが、これらの変化の各々の後の直近にリポートされたＲＳＳＩと同じでない場合には、次のステップの前に符号が変えられ（ブロック１５８）、反対方向にステップする（すなわち、エッジに向かって戻る）。いったん最初の４ステップが完了すると、ブロック１６０において、第五のステップは、リポートされるＲＳＳＩが直近にリポートされたＲＳＳＩと同じか否かをもう一度決定することを含み、同じ場合には、ブロック１６１、１６２において、内部増幅を０．１ｄＢだけもう一度再び変化させ（それがエッジと考えられる）、リポートされたＲＳＳＩを得て、例示される方法を終了する（ブロック１５９）。このアプローチは、５ステップ以内にエッジポイントに収束するという利点があり、異なるカーブタイプに対して全体的に良い結果を提供する。
【００４７】
１つ以上の周波数帯全体に広がる複数のチャネルについての、導体接続された無線周波数（ＲＦ）受信機感度を決定するテスト方法における経路損失探索の使用が、図３および図４を参照してここで記述される。当業者によって理解されるように、受信機感度は、所望のビットエラー率（ＢＥＲ）でのトラフィックチャネル（ＴＣＨ）のパワーレベルに基づいて規定される。ＢＥＲは、「エンドツーエンド」の性能測定であり、これは、電子部品、アンテナ、および、その間の信号経路を含む無線システム全体の「ビットイン」から「ビットアウト」までの信頼性を定量化する。
【００４８】
受信機テスト機器の比較的貧弱なリポート精度の他に、受信機の感度を決定することにおける別の難しさは、それが非常に時間のかかるプロセスであり得るということである。すなわち、典型的に、セルラー帯内に非常に多くのチャネルがあり、上述のように、セルラーデバイスは、複数の帯域にわたって動作し得る。従って、デバイスによって使用される全てのチャネルをカバーする感度測定は、完了するまでに、何時間も要し、数日さえも要し得る。
【００４９】
受信機感度測定の時間を短縮するために、比較的高速な感度探索アルゴリズムが使用されることが好ましい。ブロック４０において開始し、ＲＦケーブル３３の経路損失が既知でない場合には、ブロック４８’において、上記の経路損失探索（または他の）のうちの１つを使用して、経路損失関数が有利にも決定され得る。より詳しくは、ＲＦケーブル３３に関連する経路損失は、異なるチャネル（すなわち、周波数）に対しては異なるが、これらの経路損失値の間には、概ね線形の関係がある。従って、２つの別のチャネル（例えば、帯域内の最初および最後のチャネル）の経路損失を決定することによって、ＲＦケーブル３３に対する線形の経路損失関数が迅速に生成され得る。これは、全てのチャネルに対する、迅速かつ正確な経路損失の近似を提供するが、必要に応じて、一部の実施形態において、各チャネルに対する経路損失が個別に計測され得る。
【００５０】
さらに、ブロック４１において、ＢＥＲ対ＴＣＨパワーレベル関数が、初期チャネルに対して決定される。初期チャネルは、帯域内の任意のチャネルであり得るが、説明のために、帯域内の第一のチャネルであると仮定される。十分なサンプリング枠が与えられた場合には、周波数帯内の所与のチャネルについてのＴＣＨパワーレベル対ＢＥＲ関数の概略の形は、周波数帯内の全ての残されたチャネルについて実質的に同じである。これは、ハンドヘルドデバイスの変調スキームおよびデジタル信号処理（ＤＳＰ）アルゴリズムによって、関数が決定されるという事実に起因する。例えば、ＧＰＲＳはＧＭＳＫ変調スキームを有する。ビットあたりのエネルギに対するＢＥＲの関係は指数形を有するので、ＢＥＲ対ＴＣＨレベル関数も指数の形をとる。従って、いったんこの関数の形が１つのチャネルについて見つけられると、以下でさらに検討されるように、それに続くチャネルの各々に対するＴＣＨレベル／目標ＢＥＲポイントを迅速に位置づけするために、この関数が使用され得る。
【００５１】
詳細にはブロック４１’において、目標ＢＥＲ範囲内の複数のＢＥＲに対するそれぞれのＴＣＨパワーレベルを測定することによって、および、目標ＢＥＲ範囲における測定されたＢＥＲに基づいて（すなわち、測定値に基づくカーブフィッティング）ＢＥＲ対ＴＣＨパワーレベル関数を決定することによって、初期チャネルに対するＢＥＲ対規格化ＴＣＨパワーレベル関数は決定される。一般的にいうと、特定の目標範囲外の値は接続中断等の結果となるので、特定の目標範囲内のＢＥＲ値だけに関心がある。例えば、目標範囲は約１パーセントから３パーセントまでであり得るが、異なる用途に対しては他の目標範囲が適切であり得る。ＢＥＲ対ＴＣＨパワーレベル関数を生成するために、最小二乗アプローチなど、様々なカーブフィッティングアプローチが以下でさらに検討される。
【００５２】
ＢＥＲ目標範囲のエッジを見つけるために、測定されたＢＥＲが０．５より小さい場合には比較的粗い負の増分（例えば、−１．５ｄＢ）で、また、測定されたＢＥＲが３．０より大きい場合には比較的粗い正の増分（例えば、＋２．０ｄＢ）で、ＴＣＨパワーレベルをステップすることを含む粗い探索が使用され得る。これは、目標範囲のエッジポイントの比較的近い近似を与え、そして、目標範囲内の連続する測定が、比較的細かなＴＣＨパワーレベル増分（例えば、０．１ｄＢ増分）でなされ、カーブフィッティングのためのデータポイントを提供する。
【００５３】
ＢＥＲデータは多くの場合ノイズを伴うので、カーブフィッティングは適切である。全ての制御パラメータ（独立変数）が定数である場合でさえも、出力された結果（従属変数）は変化する。結果のトレンドを定量的に推定するプロセスは、カーブフィッティングとして知られ、それ故に有効である。当業者によって理解されるように、カーブフィッティングのプロセスは、近似カーブの式を生の（ｒａｗ）フィールドデータに適合させる。
【００５４】
上述のように、ＢＥＲ対ＴＣＨレベル関数に対するデータは、概して指数関数的である。指数関数を適合させるために使用され得る例示的なカーブフィッティングアプローチは、最小二乗多項式近似および非線形（すなわち、指数関数）最小二乗近似である。最小二乗多項式近似の理論およびインプリメンテーションが最初に記述される。多項式は容易に扱われ得るので、線形にプロットしないデータにそのような関数を適合させることは通常的である。次の例においては、ｎは多項式の次数であり、Ｎはデータの組の数である。Ｎ＝ｎ＋１の場合には、多項式は正確にポイントの各々を通る。従って、常にＮ＞ｎ＋１の関係が満足されねばならない。
【００５５】
関数関係を以下：
ｙ＝ａ０＋ａ１ｘ＋ａ２ｘ２＋・・・・＋ａｎｘｎ
のように仮定すると、誤差は、
ｅｉ＝Ｙｉ−ｙｉ＝Ｙｉ−ａ０−ａ１ｘｉ−ａ２ｘｉ２−・・・・−ａｎｘｉｎ
によって定義される。ここで、Ｙｉは、ｘｉに対応する観測値または実験値を表し、ｘｉは誤差を含まず、誤差の２乗の合計は、
【００５６】
【数２】
2007235959.tif 000004
のようになる。最小値においては、偏導関数
【００５７】
【数３】
2007235959.tif 000005
の「消滅」は、ゼロである。これらの項に対する式を書くことにより、以下のｎ＋１個の式：
【００５８】
【数４】
2007235959.tif 000006
が与えられる。各式を−２で除し並べ替えることにより、同時に解かれるｎ＋１個の正規方程式：
【００５９】
【数５】
2007235959.tif 000007
が与えられる。
【００６０】
これらの式をマトリクス形にすることで、係数マトリクスにおいて注目すべきパターンが明らかとなる。
【００６１】
【数６】
2007235959.tif 000008
このマトリクス方程式は、最小二乗問題に対する正規マトリクスと呼ばれる。この式において、ａ０、ａ１、ａ２、・・・ａｎは、未知の係数であり、一方でｘｉおよびＹｉは与えられる。従って、未知の係数ａ０、ａ１、ａ２、・・・ａｎは、上のマトリクス方程式を解くことによって得られる。
【００６２】
カーブＹｉを適合させるために、データに最も適合させるために何次の多項式が使用されるべきかを知ることが求められる。多項式の次数ｎがＮ−１に等しくなるまでは、多項式の次数が増えるにつれて、カーブからのポイントの偏差は減少する。この時点で、正確な整合がある。統計学の観点では、分散σ２における統計的に有意な減少がある限りにおいて、多項式を近似する次数は増やされる。σ２は、
【００６３】
【数７】
2007235959.tif 000009
によって計算される。
【００６４】
上で示されたアプローチは、Ｃ＋＋を使用して２つの例示的なインプリメンテーションにおいてプログラムされ、当業者によって理解されるように、正規マトリクスは２つの異なる方法、すなわち、ガウス・ジョルダンアプローチおよびＬＵ分解（ｄｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ）を使用して解かれた。これらの両方の方法は類似の結果を生成したが、ＬＵ分解が所望の性能結果を提供したので、最小二乗近似プログラムに対しては、ＬＵ分解法がより望ましいということが分かった。
【００６５】
上記のＣ＋＋プログラムは、様々な次数の近似カーブフィッティング方程式の係数を計算できるようにインプリメントされた。次数２、３、４および５の多項式が、ＢＥＲデータ値に対してカーブを適合するために使用され、３次多項式が最も有利な結果を生成することが分かった。さらに詳しくは、３よりも高い次数は適合されたカーブにおいて何らの有意な改善も示さなかった。従って、３次多項式がＢＥＲデータ値に対してカーブを適合させるために使用された。
【００６６】
最小二乗アプローチを使用する非線形カーブをフィッティングする理論およびインプリメンテーションがここで記述される。多くのケースにおいて、実験的テストから得られるデータは線形ではない。従って、このデータに対し、１次多項式以外の何か他の関数を適合させることが必要である。使用され得る一部の一般的な形は、ｙ＝ａｘｂまたはｙ＝ａｅｂｘのタイプの指数形式ある。
【００６７】
再び、これらの形に対する正規方程式は、偏導関数をゼロに等しく置くことによって展開され得るが、そのような非線形連立方程式は、線形方程式よりは解くことが格段に難しい。それ故に、これらの形は、パラメータを決定する前に、例えば、ｌｎｙ＝ｌｎａ＋ｂｌｎｘ、または、ｌｎｙ＝ｌｎａ＋ｂｘのように、対数をとることによって通常は線形化される。その後、新しい変数、すなわち、ｌｎｘまたはｘの線形関数としてのｚ＝ｌｎｙが導入される。このケースにおいては、カーブからのＹの偏差の２乗の合計を最小化する代わりに、ｌｎｙの偏差が最小化される。どのカーブの形がＢＥＲデータに最もよく適合するかを知るために、ＭａｔｈＣＡＤ数学的ソフトウェアが使用された。ＢＥＲカーブはＭａｔｈＣＡＤを使用してプロットされ、異なる形のカーブがＢＥＲデータに対して適合された。ＢＥＲデータに対し、ｙ＝ｃｅａｘで定義される指数関数カーブが望ましい適合を提供することが知られたが、異なるインプリメンテーションにおいては、他の関数が望ましい結果を提供し得る。
【００６８】
（ｘ１，ｙ１）、（ｘ２，ｙ２）、・・・（ｘＮ，ｙＮ）のように与えられるデータポイントにタイプｙ＝ｃｅａｘのカーブを適合させるために、データ線形化が使用されるが、ここで、ｘは、独立変数であり、ｙは従属変数であり、Ｎはｘとｙとの組の数である。データを線形化するために、両辺の対数がとられる。すなわち、ｌｎｙ＝ｌｎｃ＋ａｘとなる。その後、変数の変換が導入され、すなわち、Ｘ＝ｘおよびＹ＝ｌｎ（ｙ）であって、これは、方程式Ｙ＝ａＸ＋ｌｎ（ｃ）を生成する。この方程式は、変数ＸおよびＹの線形方程式であり、Ｙ＝ＡＸ＋Ｂの形の「最小二乗ライン」を用い近似され得る。しかしながら、このケースにおいては、最小二乗近似を実行するために、ｙの代わりにｌｎ（ｙ）が使用される。直前の２つの式を比較する場合、Ａ＝ａおよびＢ＝ｌｎ（ｃ）であることに注意する。従って、その後、カーブｙ＝ｃｅａｘを適合するために使用される係数を作るために、ａ＝Ａおよびｃ＝ｅｂが使用される。
【００６９】
再び、このアプローチはＣ＋＋でプログラムされた。この方法に対して解かれるべき正規マトリクスは２×２だけであり、それは、比較的高い精度で解かれる。このアプローチを使用する２つの異なるデータのセットに対してプロットされたカーブが、図１６および図１７に示される。
【００７０】
上記の非線形指数関数最小二乗および最小二乗多項式のアプローチの両方が、オリジナルデータを比較的高い精度で近似した。一般的に言うと、これらのアプローチを使用して生成されるカーブの誤差の限度は、感度測定における誤差の限界である０．１ｄＢよりも小さいという結果となる。さらに、これらの方法によって提供される結果は、互いに非常に近いものでもある。以下は、２セットのデータ、すなわちデータセット１およびデータセット２、についての指数関数および最小二乗多項式の近似によって得られた結果である。ここに、「Ｓ」は標準誤差を表し、「Ｒ」は相関係数を表す。
【００７１】
【表１】
2007235959.tif 000010
結果の両方のセットに対して、多項式フィッティングは、指数フィッティングよりも、僅かに高い相関係数を有する。しかしながら、データセット２における多項式フィッティングに対する標準誤差は、指数フィッティングに対する誤差よりも小さいが、データセット１においては、指数フィッティングに対する標準誤差は多項式フィッティング誤差よりも小さい。
【００７２】
これらの結果に基づいて、指数フィッティングモデルはより好適であり得ると考えられる。なぜならば、三次関数のように多くの項を含む必要はないからである。これは、指数モデルｙ＝ａｅｂｘが、多項式方法の精度とほぼ同等の精度（すなわち、第三の小数位まで）を提供し、また、指数モデルは、その中の全ての項の物理的解釈を有するためである。もちろん、多項式方法または他のアプローチは、当業者によって理解されるように、必要に応じて様々な用途にて用いられ得る。
【００７３】
一般には、カーブフィッティングにおいて用いられるデータが、直線によって近似されるようには見えない場合には、そのデータを確実にフィッティングするために用いられ得る等式がしばしば存在する。データをフィッティングするためのカーブのタイプを考慮する場合に最初に想起されるものは、多項式である。というのは、多項式は、多くの事前の配慮を有することなく適用され得、それらの多項式は、通常は、グラフ化されたデータの形状と首尾良く整合する。しかしながら、より高次の多項式がデータをフィッティングするために選択された場合には、多項式の係数に対して理論的根拠を決定することは困難であり得る。特定のモデルが選択される理由に対する根拠を有することは好適であり、そのモデルはそのモデルの各パラメータに対する一種の物理的解釈を有するべきである。
【００７４】
データをフィッティングするために、線形化可能な等式を用いる利点は注目に値する。通常、このタイプのカーブは、多項式よりも理解および予測することが容易である。すなわち、データをフィッティングするためのカーブを適切に選択することは、データを生成する基礎となるメカニズムに関する見識を導くことが可能である。第二に、微分、積分、補間、および外挿などのこれらのカーブの操作は、多項式を用いた操作よりも、より確実になされ得る。第三に、線形化可能なカーブはしばしば、多項式よりも、値を推定するために、より少ない数のパラメータを必要とする。結果として、正規行列は小さくなり得、比較的高い精度にて解かれ得る。したがって、これは、不十分な条件の好ましくない特性をしばしば有する、一次方程式の大きなセットを解く必要性を低減する。このように、ＢＥＲデータに対して、出願人らは、より高次の多項式の手段を取る前に、データの形状に整合する線形化可能なカーブを見出すために、対数、インバージョン（ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ）、および指数などの非線形型式を用いることが一般的に好ましいと決定した。
【００７５】
目的範囲内の計測されたＢＥＲ値に基づいて、初期チャネルに対してＢＥＲ対ＴＣＨパワーレベル関数を生成し、この関数は次いで、所望のＢＥＲ、および、所与の周波数帯における後続の各チャネルの、対応するＴＣＨパワーレベル値に対して、迅速な探索を有利に実行するために用いられ得る。第一に、後続のチャネルに対する、推定の、または開始ＴＣＨパワーレベルは、ブロック４２において、ＢＥＲ対ＴＣＨパワーレベル関数およびその所望のＢＥＲに基づいて選択される。すなわち、後続のチャネルにおける所望のＢＥＲに対応するＴＣＨパワーレベルの推定が決定され、その所望のＢＥＲに対する実際のＴＣＨパワーレベル上において、さらに進むための開始点として用いられる。当面の検討を目的のために、２．４４％の所望のＢＥＲが想定されるが、当業者によって理解されるように、所与の標準または、満たされるべきキャリアの要件に基づいて、他の所望のＢＥＲが、適切にされ得る。
【００７６】
推定されたＴＣＨパワーレベルは、上述の経路損失関数に基づいて選択され得ることは留意されるべきである。すなわち、後続のチャネルに対する、推定されたＴＣＨパワーレベルを決定する一つのアプローチは、当業者によって理解されるように、所望されるＢＥＲ（すなわち２．４４％）に対応する初期チャネルに対するＴＣＨパワーレベルを用い、かつ経路損失関数（または経路損失関数が用いられない場合は実際に計測された値）における初期チャネルと後続のチャネルとの間の経路損失値の差によってこの値をオフセットすることである（ブロック４２’）。
【００７７】
いったん、推定されたＴＣＨパワーレベルが決定されると、後続のチャネルのＢＥＲは、ブロック４３において、それに基づいて計測される。計測されたＢＥＲが目的のＢＥＲの範囲（例えば、１．０％〜３．０％）内にない場合には、上述の粗いステップ探索が、範囲内にあるＴＣＨパワーレベルを決定するために用いられ得る。計測されたＢＥＲが目標範囲内である場合には、所望のＢＥＲ値と比較され、それらの間の差（すなわちデルタ）は、ブロック４４において、次に推定されるＴＣＨパワーレベルを決定するためにＢＥＲ対ＴＣＨパワーレベル関数とともに用いられる。ＴＣＨパワーレベル関数の上述の検討から、次に推定されるＴＣＨパワーレベルは、ΔＢＥＲ＝ｂｃｅｂｘΔＴＣＨｌｅｖｅｌ（ΔＢＥＲおよび係数ｂは既知である）の関係に従って推定され得ることは、当業者によって理解される。
【００７８】
計測されたＢＥＲが、ブロック４５において、所望のＢＥＲの閾値範囲内（例えば、±０．１５％）ではない場合には、ブロック４３およびブロック４４に関連して上述されたステップは、ブロック４６において所望のＢＥＲ（すなわち、閾値範囲内）に対応するＴＣＨパワーレベルが見出されるまで、繰り返され、かくして、図３に示される方法を完結する。しかし、さらなる精度が所望される場合には、ブロック４６’において線形近似が用いられ得る。より詳細には、比較的小さい０．３％のＢＥＲの範囲（すなわち、±０．１５％のＢＥＲ閾値範囲）内において、ＢＥＲ対ＴＣＨパワーレベルカーブの形状は、ほぼ直線である。それゆえ、この線形関係は、当業者によって理解されるように、さらなる精度を提供するために用いられ得る。
【００７９】
ここで、図２および図５を参照すると、ＲＦ受信機の無線接続状態感度を決定するためのテストシステム３０’および方法が記載される。テストシステム３０’は、ＲＦ発生源３１’（例えば、基地局エミュレータ）、ＲＦ制御された閉囲（ｅｎｃｌｏｓｅｄ）環境、およびワイヤレスハンドヘルドデバイス受信機３２’を含む。当業者によって理解されるように、ＲＦ制御された閉囲環境は、図示された電磁（ＥＭ）無響チャンバ３７’（完全な無響チャンバまたは半無響チャンバであり得る）、シールドルーム、またはＲＦエンクロージャなどの、電磁波シールド環境である。ＲＦ発生源３１’に接続されるアンテナ３５’は、無響チャンバ３７’内に位置され、基地局をシミュレートするために、同軸ケーブルによってＲＦ発生源３１’に接続される。ワイヤレスハンドヘルドデバイスのアンテナ３６’はまた、無響チャンバ３７’内に位置され、ハンドヘルド受信機３２’に接続される。典型的なテストにおいては、ハンドヘルド受信機３２’およびアンテナ３６’は、デバイスの筺体によって保持されるが、これらの構成要素は、所望の場合にはデバイスの筺体なしでテストされ得ることが留意されるべきである。
【００８０】
一般には、無線接続状態の受信機感度の探索は、経路損失決定プロセスを除いて、導体接続状態の受信機感度の探索に対する上述のシステムおよび方法と同様である。より詳細には、周波数帯における複数のワイヤレスチャネルに対する経路損失値の間の関係は、ＲＦケーブル３３の場合と同様に、通常は、線形関数ではない。これは、経路損失が、アンテナゲイン、アンテナ指向性、および計測環境などのファクターによって影響され得るからである。通常、経路損失は異なるワイヤレスチャネルに対して異なる。
【００８１】
それでもなお、経路損失関数は、ブロック４８’において、ＢＥＲ対ＴＣＨパワーレベル関数を決定するために上述されたシステムおよび方法と同様のアプローチ（例えば、最小二乗近似など）を用いて、周波数帯に対して決定され得る。例示のために、図１５に関連して上述された５つのステップの経路損失の探索は、１０チャネル毎などの帯域内のチャネルのサブセット上において実行され得る。このアプローチによって、有利にも正確な経路損失関数が、各チャネルの経路損失を個々に計測するために時間を割くことなく、各チャネルに対する経路損失推定を提供するために、帯域全体に対して決定されることができる。経路損失関数は次いで、さらに上述されたように、ブロック４２’’において、後続のチャネルに対する推定されるＴＣＨパワーレベルを決定するために用いられる。
【００８２】
ここで、経路損失決定プロセスは、図６に関連してさらに詳細に記載される。ブロック６０にて開始され、ＲＦ経路損失は、ブロック６１において、ＲＦ周波数帯内のＲＦチャネルの少なくとも一部に対して計測される。上述の例を用いて、経路損失はＭチャネル毎に計測される。例示のために、Ｍは１０であり得るが、他の間隔もまた用いられ得る。ＲＦ経路損失関数は、ブロック６２において、少なくとも一部のＲＦチャネルの、計測されたＲＦ経路損失に基づいて決定され、所与のＲＦ周波数帯内の少なくとも一つの他のチャネルに対するＲＦ経路損失は、ブロック６３において、ＲＦ経路損失関数に基づいて決定され、かくして、図示された方法を完結する（ブロック６４）。
【００８３】
Ｍの選択は一般に、システムの線形性に依存する。すなわち、線形システムは、チャンネル数または周波数帯域に関係なく、計測される２つの点のみを必要とする。システムの非線形性または次数が増加するにつれ、単一のカーブフィッティング等式の次数は、それに対応して、適切なフィッティングを得るために増加する。最小二乗法または他の非線形フィッティング方法もまた用いられ得る。多くの方法は、マトリクスインバージョンを使用し、そのサイズは等式の次数と関連する。インバージョンは、そのディメンションが増加するにつれ、ますます複雑になり誤差を生じやすくなる。最小二乗法はマトリクスインバージョンを必要とする。広い周波数の範囲にわたる無線システムの性質のために、より高次の経路損失応答が存在し得る。
【００８４】
経路損失カーブフィッティングはまた、複数のスプライン関数を用いて実行され得る。すなわち、多数の部分方程式が、一つの完全な方程式を置き換える。連続した点のセット（例えば、４つの連続した点）は、順送りの方法でグループ化される。例えば、最初の４つの点は、第一のスプライン関数のシリーズを生成するために用いられ、第二から第五番目の点は、第二のスプライン関数のシリーズを生成するために用いられる、などである。最初および最後のスプライン関数のシリーズを除いた全ては、中間点（例えば、点２から点３への方程式）のみを有効なフィッティング方程式として用いる。方程式に対して中間点を用いることは、最初と最後の２点をそれぞれの等式の外に置く。異なるスプライン関数方法は、最初と最後のスプライン関数の構成を変更する。一つの方法である外挿の三次スプライン関数は、最初の連続（例えば、点１から点２）の最初の２つのスプライン関数、および最後のシリーズ（例えば点３から点４）の最後の２つのスプライン関数を用いる。他の適切なスプライン関数フィッティング方法もまた、当業者によって理解されるように、用いられ得る。
【００８５】
図１８を参照して、スプライン関数の個々のシリーズから生成された２つの正弦波カーブが示される。各カーブは、正弦波のスプライン関数フィッティングである。各線は、スプラインフィッティング内の一つのスプラインのシリーズである。そのシリーズは、重なり合うスプラインのシリーズを示すために、スプラインのシリーズ毎に−０．５ｄＢ分だけオフセットされる。オフセット無しでは、連続したスプラインのシリーズは重なり合う。データは１０番目ごとの点から採られる。上側の形状は４つの点のスプライン関数で構成される。下側の形状は、上述のように、使用されたデータのみを用いて転置された上側のスプライン関数を示す。個々の正弦カーブは、明瞭性のために、４ｄＢ分だけオフセットされている。太線および点線は、上側の形状から下側の形状への中間線の転置を示す。
【００８６】
上述のように、経路損失カーブフィッティングは、計測されていないチャネルの計測時間を低減する。時間は、補間誤差を上回る連続したチャネル経路損失の差を有する、システムにおいて改善される。直線の補間は、有利にも±０．１ｄＢ以下の通常の精度という結果となる。図６に関連して上述された経路損失方法は、当業者によって理解されるように、無線接続状態および導体接続状態の経路損失計測に対して用いられ得る。
【００８７】
所与の経路損失／受信機感度のテストの計測において考慮される必要のある別のファクターは、テスト下における特定のハンドヘルドデバイスのヒステリシスである。より詳細には、受信機経路損失は、ハンドヘルドデバイスによって受信され、ＲＳＳＩとしてエミュレータにリレーされる信号に対して、基地局エミュレータＴＣＨレベル出力を比較することによって計測される。エミュレータの増幅の連続した０．１ｄＢ調整は、増幅における変化がＲＳＳＩにおける変化を生む領域を検出する。この「エッジ」点において、無線は、増幅の変化無しに、２つのＲＳＳＩの読み値の間で振動し得る。このエッジ点は例えばシステム誤差位置の変更、または信号強度の変更が原因となり、生じ得る。ＲＳＳＩの読み値が振動すると、ハンドヘルドデバイスは、同様の振動パターンでその送信器パワーを変更することによって応答し得、そのハンドヘルド・パワー管理に影響を与える。したがって、多くのハンドヘルドデバイス製造業者は、この問題への責任を果たすために、各移動体ハンドヘルドデバイス内にエッジを変更するために、ソフトウェアをインプリメントする。
【００８８】
より詳細には、問題のある単一のＲＳＳＩエッジ点は、２つの異なる値に分割される。これらの２つの点は、通常、０．５ｄＢ未満の量だけ（それはハンドヘルド内に設定されている）、実際のエッジ点をまたいでいる。受信されたＴＣＨレベルが変化すると、ＲＳＳＩエッジ点は、図１９に示されるように、早まってリポートされる。この二重エッジシステムは、ヒステリシスとして知られ、ＲＳＳＩおよびＴＸパワー制御内における任意の振動の可能性を減少する。デバイスのＲＳＳＩが減少すると、基地局エミュレータに対してリポートされるＲＳＳＩは、そのデバイスのＲＳＳＩが少量のみ増加する場合には、任意の振動を取り除くように変化する。
【００８９】
ヒステリシスは振動を防ぐ一方で、真のＲＳＳＩエッジからのオフセットを作成する。既知のヒステリシスを有する既知のデバイスに対して、その値は各チャネルに対するオフセットとして与えられ得る。未知のデバイスに対して、ヒステリシスは、ステッピングアルゴリズムを用いて決定され、各経路損失チャネルに対して組み込まれる必要があり得る。ヒステリシスは、真のエッジ点を得るために取り除かれる。ヒステリシスは通常、所与の帯域内において同一に、全てのチャネルに対して与えられる。
【００９０】
ここで、ヒステリシス探索を含む経路損失を決定する一つの例示的な方法が図７に関連して記載される。このアプローチは、当業者によって理解されるように、導体接続状態の経路損失または無線接続状態の経路損失のいずれに対しても用いられ得る。ブロック７０において開始され、ヒステリシスエッジの対は、ブロック７１において、ＲＦ発生源から送信されたＲＦパワー値を増加方向および減少方向にスイープすることによって、ＲＦ受信機にて、所与のＲＳＳＩ値の移行において決定される。ブロック７２において、ヒステリシス移行エッジを用いて、比較的細かい粒度のＲＦパワー値と比較的粗い粒度のＲＳＳＩ値との間の関係で決定される。より詳細には、受信機３２または３２’に対するＲＳＳＩ移行点はヒステリシス移行エッジの間の中間に位置するので、いったん、そのヒステリシス移行エッジに対応するＴＣＨパワーレベルが知られると、ＴＣＨパワーレベルに対する実際のＲＳＳＩ移行の位置が決定され得る。所与のチャネルに対するＲＦ経路損失は、次いで、ブロック７３において、所与のＲＦパワー値における所与のＲＳＳＩ、および比較的細かい粒度のＲＦパワー値と比較的粗い粒度のＲＳＳＩ値との間の決定された関係に基づいて決定され得、かくして、例示された方法を完結する（ブロック７４）。
【００９１】
ＴＣＨレベルが増加および減少すると、スキャンはエッジ点を見出す。例示のために、粗い粒度のＲＳＳＩ値は１．０ｄＢの増分（すなわち、ハンドヘルド受信機のリポートされた精度）であり得、その一方で、比較的細かい粒度のインクリメントは０．１ｄＢ（すなわち、受信機の内部増幅器の精度）であり得る。最初のエッジを見出すために、受信機の内部増幅は、エッジが見出されるまで、＋０．１ｄＢの増分で増加され得る。次いで、＋１．０ｄＢのステップがとられ得、その後に、第二のエッジが見出されるまで、−０．１ｄＢのステップの連続が続く。実際のＲＳＳＩ値は、２つのエッジの間の中間に位置する。最初に計測された方向は、いずれかのエッジが最初に発見され得るので、その結果に影響を与えないことに留意すべきである。すなわち、当業者によって理解されるように、最初のヒステリシスエッジが−０．１ｄＢのステップで見出され得、その後に、−１．０ｄＢのステップおよび＋０．１ｄＢのステップが続き、第二のヒステリシスエッジを見出す。
【００９２】
ここで、テスト方法のさらなる局面が図８に関連して記載される。ＲＦ発生源３１または３１’は、ＲＦパワー値を比較的細かい粒度にて送信し、上述したようにＲＦ受信機３２または３２’は、ＲＳＳＩ値を比較的粗い粒度にて生成し、かつ隣接するＲＳＳＩ値の間の各移行において未知のヒステリシスを有する。ブロック８０’において、信号は、初期のＲＦパワーレベルにおいて、ＲＦ発生源３１または３１’から送信され、ＲＦ受信機３２または３２’の、対応する初期のＲＳＳＩ値が計測される。ＲＦ発生源３１または３１’の初期の内部増幅は、ブロック７５’において、初期のＲＦパワーレベルと、対応する初期のＲＳＳＩ値との間の差に基づいて設定され、それによって、ＲＦ受信機３２または３２’をＲＦ発生源に対してキャリブレーションする。
【００９３】
さらに、方法はまた、上述されたように、ブロック７６’およびブロック７７’において、複数のＲＦ経路損失を決定するために、所与のＲＦ周波数帯における少なくとも一つの他の所与のＲＦチャネルに対して、三つの決定するステップを繰り返すこと、ならびに、最小二乗アルゴリズム、複数のスプライン関数等などを用いて、ブロック７８’において、複数のＲＦ経路損失に基づいてＲＦ経路損失関数を決定することを含み得る。所与のＲＦ周波数帯内における少なくとも一つの他のチャネルに対するＲＦ経路損失は、次いで、ブロック７９’において、ＲＦ経路損失関数に基づいて決定され得る。
【００９４】
ここで、追加的に、図９、図１０および図２０に移り、全等方感度（ＴＩＳ）を決定するテストシステム３０’’および方法について、ここに記載される。以上に簡単に述べたように、携帯電話、ＰＤＡおよびスマートフォンのようなハンドヘルドデバイスに対して、仕様をよりタイトなものにすることに強い関心が存在する。同じネットワーク上で同時に動作する多数のモデルやメーカ品が存在する。性能の違いは、各特定のデバイスのカバー範囲マップに影響を与える。ネットワークでの満足を維持するために、回線業者は、認可されたデバイスが自らのネットワークカバー範囲マップ上での性能に見合うことを確保できる標準を選択する。Ｃｅｌｌｕｌａｒ  Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  ａｎｄ  Ｉｎｔｅｒｎｅｔ  Ａｓｓｏｃｉａｔｉｏｎ（ＣＴＩＡ）は、送信機および受信機システムテスト方法論を開発してきた。送信機および受信機システム性能は、全放射パワー（ＴＲＰ）およびＴＩＳによってそれぞれ定量化される。
【００９５】
ＴＲＰとＴＩＳとの顕著な差異は、不均衡な無線アップリンクとダウンリンクとの性能に起因する。次いで、これがネットワークの無線カバー範囲マップおよびハンドヘルドデバイスのパワー管理に影響を与える。良好な加入者サービスを提供し、ネットワーク周波数のリソースを効率的に使用するために、ネットワーク回線業者および規制機関は、無線ＴＲＰおよびＴＩＳに対して、よりタイトな限界を指定し続ける。次いで、ハンドヘルドデバイスのメーカは、その設計を改善し、これらの要求に見合うように改善し、ハンドヘルドデバイスをますます精度レベルの高くなるＲＦ特性で特徴付けることを必要とする。ダウンリンク経路の品質（すなわち、ＴＩＳ）は、アップリンク経路の品質に比べ、より複雑で、時間を費やす測定である。ＴＲＰ測定は、迅速さと１ｄＢの端数での精度の良さとの双方である。一方、現行のＣＴＩＡを適用したＴＩＳ測定は、時間を費やし、約±２．０ｄＢの精度を目標にしているのみである。
【００９６】
感度は、受信機の重要なパラメータで、ＴＩＳの根本をなす成分である。上述のように、フロントエンドおよびアンテナを付けた受信機感度の測定は、無線接続感度測定と呼ばれる。無線接続感度および受信機のアンテナゲインが一緒になって、アンテナの前の弱い信号を検出する無線の能力を決定する。それでも、精度良い感度を得るのは、時間を費やすプロセスである。ＣＴＩＡ方法は、それぞれの毎回の測定角度で、無線感度を探索する。これは、テスト時間が長く、通話切れという結果をもたらす（移動体の接続切れ）。精度が悪いのは、同じまたは絶対的なエラーがキャリブレーションされる方法に関する方向がないことに起因する。この方法は、より大きな累積エラーを生じる結果になり得る。送信機および受信機の特性は、均衡のとれたリンクのあるセルラーネットワークに対するネットワークカバー範囲マップにとって、同様に重要である。
【００９７】
ＴＩＳは、無線ダウンリンク性能を特徴付ける単一の性能指数である。ＣＴＩＡによって規定されているような標準ＴＩＳ測定は、ポジショナ３８’’を有する標準アンテナ無響チャンバ３７’’内で実行される。より具体的には、ポジショナ３８’’は、大円法（ｇｒｅａｔ  ｃｉｒｃｌｅ  ｍｅｔｈｏｄ）に対して、三次元（３Ｄ）ポジショナであり、二次元ポジショナは、円錐カット法に対して使用される。すなわち、当業者には理解されるとおりである。基地局エミュレータの経路損失または減衰は、標準ダイポールアンテナの経路損失に設定される。すなわち、理論的な等方性アンテナの結果は、キャリブレーションされたダイポールアンテナによって取得され得る。感度は、固定ダイポールアンテナの経路損失に対する球状パターンにわたって、３０度ごとに測定される。
【００９８】
現行のＣＴＩＡ  ＴＩＳ測定方法論と関連する不利な点は、幾つかある。まず、感度が各角度のいずれに対しても測定されることである。これは、非常に時間を費やす。なぜなら、ＴＲＰ測定よりも著しく長い時間を要するからである。さらに、無線ハンドヘルドアンテナ放射パターンにおける大きな変化は、結果として、通話切れの原因となる２つの状況のうちの１つを招き得る。すなわち、ハンドヘルドデバイスでの信号が、あまりにも低く、リンク紛失を生じるほどか、あるいは、ＲＦ発生源３１’’エミュレータエンドでの信号が、あまりにも高く、エミュレータの受信機端末を飽和するかである。さらに、基地局エミュレータ以外の設備を有するダイポールアンテナの経路損失をキャリブレーションすると、±１ｄＢの範囲で累積エラーに影響を及ぼす。測定時間を短縮するには、ＣＴＩＡ  ＴＩＳ方法論は、３０度ごとに測定する。一方、ＴＲＰ測定は、１５度ごとに行われる。この結果、ＴＲＰ測定に対してＴＩＳ測定でのサンプリングエラーが生じる。
【００９９】
上述のように、ＴＩＳおよびＴＲＰは、セルラーネットワークのカバー範囲マップを決定する上で、双方とも著しく重要である。また、測定精度の向上および測定時間の短縮は、規制機関、メーカおよび回線業者にとって非常に重要である。一般的に、ブロック９０において、開始し、例示的な方法は、ブロック９１において、ＲＦ受信機３２’’の感度を測定することを含む。これは、上述された技術を用いて行われ得る。さらに、ブロック９２において、アンテナ３６’’の３Ｄゲインパターンが、ＲＦ受信機３２’’の感度測定とは独立に測定される。感度とゲインパターンとの測定の順序は、必要に応じて、逆にされ得ることには、留意されるべきである。移動体無線通信デバイスのＴＩＳは、次いで、ＲＦ受信機３２’’の感度およびアンテナ３６’’の３Ｄゲインパターンに基づいて（すなわち、組み合わせて）決定される。こうして、図９に例示される方法は終了する（ブロック９４）。
【０１００】
ＣＴＩＡは、ＴＩＳ測定が無線感度とアンテナゲインとの双方を必要とすることを認識する。無線接続感度は、測定角度と実質的に独立であり、アンテナゲインと感度とを個別または独立に測定されることを可能にすることを、出願者らは決定した。これらの特性を個別に決定することで、精度改善およびテスト時間短縮は、達成され得る。
【０１０１】
システムエラーは、測定の不確実性に寄与する。ブロック９５’において、対象の動的範囲（すなわち、周波数帯）における設備のキャリブレーションエラーは、ＲＦ発生源３１’’をキャリブレーションすることによって、排除される得ることが好ましい。ＴＩＳ測定において、基地局エミュレータは、ダイポールおよびハンドヘルドデバイスに対する送信機として機能する。ＲＦ発生源３１’’の比較的精度の悪い絶対パワーレベルは、より精度の良い設備を用いて、キャリブレーションされ得る。例えば、±０．０２ｄＢの絶対精度を有するパワーメータが、使用され得る。さらに、結果として得られるパワーレベルキャリブレーション関数は、上述した経路損失関数の生成と同じ方法で、所与の周波数帯における複数のチャネルにわたるシステムエラーをオフセットするために生成され得る。これは、当業者によって理解されるとおりである。
【０１０２】
システムのキャリブレーションに引き続き、ブロック９６’において、ダイポールまたは標準テストアンテナが、自由空間経路損失をキャリブレーションするために使用され得る。アンテナ３６’’の受信機側でのハンドヘルド受信機３２’’のパワーが、ＲＳＳＩとしてリポートされる。上述のように、ＲＳＳＩのリポート精度は、±２ｄＢである。このリポートエラーは、感度測定エラーの反対であることを、出願者らは決定した。このように、ＲＳＳＩリポートのシステムエラーは、除去または相殺され得る。異なる動的範囲において、基地局パワーキャリブレーション関数は、異なるリポート範囲によるＲＳＳＩエラーをキャリブレーション除去するために使用され得る。０．１ｄＢより大きい精度をリポートする設備（例えば、ＣＭＵ  ２００に対するリポート精度が、±１ｄＢである）に対して、上述のような経路損失探索は、探索精度を０．１ｄＢに改善するために使用される。ここでも、アンテナゲイン測定は、経路損失測定に基づいている。なぜなら、経路損失情報は、対応するアンテナゲイン情報を提供するからである。すなわち、ＴＩＳ情報は、上述のようなデバイス感度およびアンテナゲインに関するＲＳＳＩリポートの逆の性質に基づいて決定され得る。これは、当業者には理解されるとおりである。
【０１０３】
実際的には、ＲＦ発生源３１’’のパワーは、ＤＳＰアルゴリズムの測定不確実性と通信ループにおける通話切れとの双方を低減するために、比較的高いレベルであるべきである。無線接続感度測定において、測定経路損失は、基地局エミュレータからアンテナに至る経路によって異なる。この差は、基地局パワーのキャリブレーション関数によってキャリブレーションされ得る。これは、当業者には理解されるとおりである。
【０１０４】
例えば、単一の無線チャネルに対するＧＳＭ、ＧＰＲＳおよび／またはＥＤＧＥ無線ハンドヘルドのＲＦ  ＴＩＳを測定するために基地局エミュレータを使用することは、２つのステージからなるプロセスである。第一のステージは、ハンドヘルド無線接続感度（経路損失を含む）が測定される無線接続感度測定である。ブロック９１’において、さらに上記で検討されたように、目標ＢＥＲと関連するＲＳＳＩに対するＲＦ受信機３２’’の感度は、ＲＦ発生源３１’’の送信パワーレベルをスキャンすることによって測定される。
【０１０５】
第二のステップは、アンテナゲインの測定である。上述のように、現行のＴＩＳ方法論は、アンテナと無線感度とを同時に測定する。アンテナゲイン情報は、異なる角度でのＢＥＲ測定とミックスされる。ゲインおよび感度の測定を別々にすると、アンテナゲインパターンは、時間を要する各角度での感度探索に代わって、より速い経路損失アルゴリズムによって測定されるようになる。ハンドヘルドアンテナ３６’’の３Ｄゲインパターンは、ブロック９２’において、以上に概略したアプローチ（例えば、図１５で示される５ステップの経路損失探索）を用いて信号損失を測定することによって、第一のパワーレベルより高い第二のパワーレベルで測定される。基地局エミュレータのパワーカーブキャリブレーションは、対象の周波数範囲（すなわち、周波数帯）内の標準ダイポールアンテナに対する絶対測定不確実性をキャリブレーションするためのみならず、異なるリポート範囲で、ＲＳＳＩリポートエラーをキャリブレーションするためにも使用され得る。
【０１０６】
特に、ＴＩＳの計算は、以下の式：
【０１０７】
【数８】
2007235959.tif 000011
に、基づく。ここで、Ｐｓ＝無線接続感度であり、Ｇθ，ＥＵＴ＝θ偏光のアンテナ放射パターン、そして、Ｇφ，ＥＵＴ＝θ偏光の放射パターンである。これは、当業者には、理解されるとおりである。
【０１０８】
多数の改変および他の実施形態が、以上の説明および関連図面に表された教示から恩恵を享受する当業者には思い浮かぶ。それゆえ、様々な改変および実施形態が、添付の請求項の範囲内に含まれるように意図されていることは、理解されるべきである。
【図面の簡単な説明】
【０１０９】
【図１】図１は、本発明に従う導体接続された無線周波数（ＲＦ）受信機感度を測定する、例示的なテストシステムの概略的なブロック図である。
【図２】図２は、本発明に従う無線接続されたＲＦ受信機感度を測定する、例示的なテストシステムの概略的なブロック図である。
【図３】図３は、本発明に従うＲＦ受信機感度測定の、例示的な方法のフロー図である。
【図４】図４は、本発明に従うＲＦ受信機感度測定の、例示的な方法のフロー図である。
【図５】図５は、本発明に従うＲＦ受信機感度測定の、例示的な方法のフロー図である。
【図６】図６は、本発明に従うＲＦ経路損失を決定する、例示的な方法のフロー図である。
【図７】図７は、本発明に従って、ＲＦ発生源とヒステリシスを有するＲＦ受信機との間のＲＦ経路損失を決定する、例示的な方法のフロー図を示す。
【図８】図８は、本発明に従って、ＲＦ発生源とヒステリシスを有するＲＦ受信機との間のＲＦ経路損失を決定する、例示的な方法のフロー図を示す。
【図９】図９は、本発明に従って、移動体通信デバイスの全等方感度（ＴＩＳ）を決定する例示的な方法のフロー図である。
【図１０】図１０は、本発明に従って、移動体通信デバイスの全等方感度（ＴＩＳ）を決定する例示的な方法のフロー図である。
【図１１】図１１は、本発明に従って、ＲＦ経路損失を決定する、さらなる例示的な方法のフロー図である。
【図１２】図１２は、本発明に従って、ＲＦ経路損失を決定する、さらなる例示的な方法のフロー図である。
【図１３】図１３は、本発明に従って、ＲＦ経路損失を決定する、さらなる例示的な方法のフロー図である。
【図１４】図１４は、本発明に従うＲＦ経路損失を決定するさらなる例示的な方法のフロー図である。
【図１５】図１５は、本発明に従って、ＲＦ経路損失を決定する、さらなる例示的な方法のフロー図である。
【図１６】図１６は、本発明に従うＴＣＨパワーレベル変化に対するＢＥＲ、および、対応するＢＥＲ対ＴＣＨパワーレベル関数のグラフである。
【図１７】図１７は、図１６とは異なるデータセットに対する、本発明に従うＴＣＨパワーレベル変化に対するＢＥＲ、および、対応するＢＥＲ対ＴＣＨパワーレベル関数のグラフである。
【図１８】図１８は、スプライン関数フィッティングを使用して近似された正弦波を示すグラフである。
【図１９】図１９は、ハンドヘルドデバイスのヒステリシス切り換えを示すグラフである。
【図２０】図２０は、本発明に従って、ＴＩＳを決定するテストシステムの概略的なブロック図である。
【符号の説明】
【０１１０】
３０、３０’、３０’’  テストシステム
３１、３１’、３１’’  ＲＦ発生源
３２、３２’、３２’’  ハンドヘルドデバイス受信機
３３、３３’、３３’’  ＲＦケーブル
３４、３４’、３４’’  テスト制御装置
３５’、３５’’  無響チャンバ
【図１】
2007235959.tif 000012
【図２】
2007235959.tif 000013
【図３】
2007235959.tif 000014
【図４】
2007235959.tif 000015
【図５】
2007235959.tif 000016
【図６】
2007235959.tif 000017
【図７】
2007235959.tif 000018
【図８】
2007235959.tif 000019
【図９】
2007235959.tif 000020
【図１０】
2007235959.tif 000021
【図１１】
2007235959.tif 000022
【図１２】
2007235959.tif 000023
【図１３】
2007235959.tif 000024
【図１４】
2007235959.tif 000025
【図１５】
2007235959.tif 000026
【図１６】
2007235959.tif 000027
【図１７】
2007235959.tif 000028
【図１８】
2007235959.tif 000029
【図１９】
2007235959.tif 000030
【図２０】
2007235959.tif 000031