(57)【要約】【課題】スイッチング電源等に用いられるドライブ装置において、消費電力が小さく、ドライブ回路を低耐圧素子で構成でき、また高速動作にも有利で、安定した動作が得られるようにする。【解決手段】低電圧電源で動作する制御回路１からの信号をレベルシフト回路２を介して高電圧電源で動作するハイサイドドライブ回路３に入力し、ＭＯＳトランジスタＰＭ１を駆動する。また、ハイサイドドライブ回路３の高電位側電源回路の電圧（ＰＶDD）と低電位側電源回路の電圧（ＶＳ）間を定電圧電源８の低電圧Ｖｂに固定する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
接地電位と低電圧電源の出力電圧間で動作する半導体素子もしくは前記半導体素子を用いた電子回路の出力信号を受けて、高電圧電源で動作する半導体素子に信号を出力するレベルシフト回路及び前記レベルシフト回路の出力が入力されるドライブ回路を有するドライブ装置において、
前記ドライブ回路の高電位側電源である前記高電圧電源の電圧と接地電位とは異なる前記ドライブ回路の低電位側電源の電圧との電位差が所定値以下の定電圧であることを特徴とするドライブ装置。
【請求項２】
前記高電圧電源の電圧と接地電位の中間の電圧を有する中間電圧電源を備え、
前記中間電圧電源を前記低電位側電源とすることを特徴とする請求項１記載のドライブ装置。
【請求項３】
前記高電圧電源の電圧を基準電圧として負電圧を生成する負電圧電源を備え、
前記負電圧電源の出力端子を前記ドライブ回路の前記低電位側電源の電源端子に接続したことを特徴とする請求項１記載のドライブ装置。
【請求項４】
前記高電圧電源で動作するシリーズレギュレータを備え、
前記シリーズレギュレータの出力電圧を前記高電圧電源の電圧との電位差が低電圧で一定になるように制御し、前記出力電圧を出力する前記シリーズレギュレータ出力端子を前記ドライブ回路の前記低電位側電源の電源端子に接続したことを特徴とする請求項１記載のドライブ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング電源等に用いられるドライブ装置に関し、特に、低電圧電源で動作する半導体素子もしくはこの半導体素子を用いた電子回路の出力信号を受けて、高電圧電源で動作する半導体素子に信号を出力するレベルシフト回路及びそのレベルシフト回路の出力が入力されるドライブ回路を有するドライブ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＤＣ−ＤＣコンバータ等のスイッチング電源には、低電圧電源で動作する制御回路と、後段の高電圧電源で動作するＭＯＳＦＥＴのドライブ回路を備えたものがあり、制御回路からの信号はレベルシフト回路を介してドライブ回路に入力される。図６はこのようなレベルシフト回路及びドライブ回路を有する従来のスイッチング電源の構成例を示す図である。制御回路１の出力信号はレベルシフト回路２を介してＰチャネルのＭＯＳトランジスタＰＭ１を駆動するハイサイドドライブ回路３に入力されるとともに、インバータＱ１を介してＮチャネルのＭＯＳトランジスタＮＭ１を駆動するローサイドドライブ回路４に入力される。Ｖｉｎは入力電圧、Ｖｏｕｔは出力電圧である。
【０００３】
上記構成において、制御回路１は例えば３〜５Ｖ以下の低電圧ＶDDの低電圧電源で動作し、出力段の回路はそれより高い例えば５〜１０Ｖ程度の高電圧ＰＶDDの高電圧電源で動作する。出力段のＭＯＳトランジスタＰＭ１及びＭＯＳトランジスタＮＭ１を駆動するために、それぞれの動作電圧に応じたドライブ回路がそれぞれ用意されている。ハイサイドドライブ回路３は前段にレベルシフト回路２が接続されており、制御回路１からの低電圧電源の信号はレベルシフト回路２にて高電圧電源の信号に変換され、ハイサイドドライブ回路３は高電圧電源の下でその信号を受ける。
【０００４】
ここで、ＰチャネルのＭＯＳトランジスタのゲート−ソース間耐圧は通常５Ｖ以下であるが、ハイサイドドライブ回路３は高電圧電源で動作するため、ＭＯＳトランジスタＰＭ１のゲート−ソース間には例えば８Ｖの高電圧が印加され、耐圧を越えてしまう。このため、ＭＯＳトランジスタＰＭ１には高耐圧のＭＯＳトランジスタが必要となる。そこで、ＭＯＳトランジスタＰＭ１のゲート−ソース間の電圧をクランプするクランプ回路を用いることが提案されている。
【０００５】
図７はクランプ回路を用いた従来のスイッチング電源の構成を示す図である。図示のように、ハイサイドドライブ回路３の出力端子と高電圧電源間に降伏電圧（ツェナー電圧）が５ＶのツェナーダイオードＺＤ５１を接続したクランプ回路５を挿入することで、例えば高電圧電源の電圧が８ＶとしてもＭＯＳトランジスタＰＭ１のゲート−ソース間電圧はツェナーダイオードＺＤ５１により５Ｖにクランプされ、耐圧以上の電圧が印加されることはない。
【０００６】
図８は上記クランプ回路５を用いた場合の降伏電流経路を示す図である。ここではハイサイドドライブ回路３がＰチャネルのＭＯＳトランジスタＰＭ３１とＮチャネルのＭＯＳトランジスタＮＭ３１のインバータで構成されている場合を示している。図示のように、ハイサイドドライブ回路３のＭＯＳトランジスタＮＭ３１がオンし、出力段のＭＯＳトランジスタＰＭ１のゲートにＬ（Ｌｏｗ）信号が入力されて出力段のＭＯＳトランジスタＰＭ１がオン状態のとき、クランプ回路５のツェナーダイオードＺＤ５１には降伏電圧Ｖｚがかかり、ＭＯＳトランジスタＮＭ３１を通して降伏電流Ｉｚが流れる。このため、消費電流はその分増大する。
【０００７】
図９は一般的なドライブ回路の構成例を示す図である。ハイサイドドライブ回路３は、出力電圧に応じて徐々にＭＯＳＦＥＴのサイズが大きくなるように、ＰチャネルのＭＯＳトランジスタとＮチャネルのＭＯＳトランジスタからなるインバータを複数段並べて構成される。各段の入力側のＰチャネルのＭＯＳトランジスタのゲート−ソース間には高電圧がかかるため、各段において低電圧にクランプするためのツェナーダイオードが必要となり、クランプ回路による消費電流がさらに増大することとなる。
【０００８】
そこで、レベルシフト回路２にツェナーダイオードを用いて消費電力の低減を図ることが提案されている（例えば、特許文献１参照）。図１０はツェナーダイオードを用いたレベルシフト回路２の構成例を示す図である。この回路は、低電圧電源の信号ＶＩを高電圧電源の信号ＶＯにレベルシフトするもので、ＰチャネルのＭＯＳトランジスタＭｐ１，Ｍｐ２，Ｍｐ３とＮチャネルのＭＯＳトランジスタＭｎ１，Ｍｎ２，Ｍｎ３がそれぞれ直列に接続され、ＭＯＳトランジスタＭｐ１，Ｍｐ２，Ｍｐ３のそれぞれのゲート−ソース間にツェナーダイオードＺｄ１，Ｚｄ２，Ｚｄ３が接続されている。またＮチャネルのＭＯＳトランジスタＭｎ１，Ｍｎ２，Ｍｎ３には、それぞれ抵抗ｒ１とｒ２、抵抗ｒ３とｒ４、抵抗ｒ５とｒ６の直列回路が接続され、抵抗ｒ２，ｒ４，ｒ６と並列にＮチャネルのＭＯＳトランジスタＭｎ１１，Ｍｎ１２，Ｍｎ１３が接続されている。Ｍｐ４はＰチャネルのＭＯＳトランジスタ、６，７はワンショット回路、Ｑ２はインバータである。
【０００９】
図１１は図１０の回路の各部の動作波形を示す図であり、ここでは上述の信号ＶＩ，ＶＯ、ＭＯＳトランジスタＭｎ１を通して流れるドレイン電流ＩＤ１及びＭＯＳトランジスタＭｐ２のゲート電圧Ｖｇを示している。ツェナーダイオードＺｄ１，Ｚｄ２，Ｚｄ３によりそれぞれのＭＯＳトランジスタＭｐ１，Ｍｐ２，Ｍｐ３のゲート−ソース間電圧がクランプされるが、低電圧電源からの信号ＶＩが立ち上がると（Ｈ（Ｈｉｇｈ）になると）、ＭＯＳトランジスタＭｎ１がオン、ＭＯＳトランジスタＭｎ２がオフになり、またワンショットパルスで制御されるＭＯＳトランジスタＭｎ１１もオンとなり、ＭＯＳトランジスタＭｎ１のドレイン電流ＩＤ１が最大値（ｍａｘ）で急激に流れる。これにより、ＭＯＳトランジスタＭｐ２のゲート電圧Ｖｇが低下し、降伏電圧Ｖｚだけ電圧降下が起こる。この状態でワンショットパルスが切れてＭＯＳトランジスタＭｎ１１がオフすると、上記ドレイン電流ＩＤ１は抵抗ｒ１，ｒ２を介して接地側に流れ込む。したがって、抵抗ｒ２を高抵抗にすれば、ドレイン電流ＩＤ１は最小値（ｍｉｎ）まで低下する。このようにして、ドレイン電流ＩＤ１を低電流に切り換えることで、消費電力の低減を実現している。なお、信号ＶＩが立ち下がる場合も同様である。
【００１０】
また、この他にもツェナーダイオードを定電圧源として用いて消費電力を低減する方法が提案されている（例えば、特許文献２参照）。図１２はそのツェナーダイオードに換えて定電圧電源を用いたスイッチング電源の構成例を示す図である。ハイサイドドライブ回路３の低電位側電源である電圧ＶＳの電源端子と接地端子との間に低電圧Ｖｂの定電圧電源８が接続されている。その他は図６と同様の構成である。
【００１１】
上記構成により、ＭＯＳトランジスタＰＭ１のハイサイドドライブ回路３にはＰＶDD−ＶＳの電圧がかかることになる。ここで、高電圧電源の電圧ＰＶDDを１０Ｖとし、ハイサイドドライブ回路３を３Ｖの低電圧で動作させるためには、挿入する定電圧電源８に電圧７Ｖのものを用いればよい。これにより、ハイサイドドライブ回路３を低耐圧素子で構成でき、且つクランプ用のツェナーダイオードが不要となるので、消費電力を削減することができる。
【特許文献１】特開平９−２１４３１７号公報
【特許文献２】特開２００５−１６７９０１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
しかしながら、上記のような従来のドライブ装置にあっては、高電圧電源に例えば電池等を用いた場合、接地間の電圧が変動するので、制御回路にかかる電圧も変動し、安定した動作が得られないという問題点がある。
【００１３】
本発明は、このような点に鑑みてなされたものであり、消費電力が小さく、ドライブ回路を低耐圧素子で構成でき、また高速動作にも有利で、安定した動作が得られるドライブ装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明では上記課題を解決するために、接地電位と低電圧電源の出力電圧間で動作する半導体素子もしくは前記半導体素子を用いた電子回路の出力信号を受けて、高電圧電源で動作する半導体素子に信号を出力するレベルシフト回路及び前記レベルシフト回路の出力が入力されるドライブ回路を有するドライブ装置において、前記ドライブ回路の高電位側電源である前記高電圧電源の電圧と接地電位とは異なる前記ドライブ回路の低電位側電源の電圧との電位差が所定値以下の定電圧であることを特徴とするドライブ装置が提供される。
【００１５】
このようなドライブ装置によれば、ドライブ回路の高電位側電源である高電圧電源の電圧と低電位側電源の電圧との電位差が小さくかつ定電圧であるので、消費電力が小さく、ドライブ回路を低耐圧素子で構成でき、また高速動作にも有利で、安定した動作が得られる。
【発明の効果】
【００１６】
本発明のドライブ装置は、ドライブ回路の高電位側電源である高電圧電源の電圧と低電位側電源の電圧との電位差が小さくかつ定電圧であるので、消費電力が小さく、ドライブ回路を低耐圧素子で構成でき、また高速動作にも有利で、安定した動作が得られるという利点がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下、本発明の実施の形態のドライブ装置を図面を参照して説明する。
図１は本発明の第１の実施の形態のドライブ装置の構成を示す図であり、図６及び図１２と同一符号は同一構成要素を示している。このドライブ装置は、図６に示すドライブ装置と同様、低電圧電源で動作する半導体素子もしくはこの半導体素子を用いた電子回路である制御回路１の出力信号を受けて、高電圧電源で動作する半導体素子に信号を出力するレベルシフト回路２及びそのレベルシフト回路２の出力が入力されるハイサイドドライブ回路３を有するドライブ装置であり、図示していないが、ＭＯＳトランジスタＮＭ１を駆動するローサイドドライブ回路は図６のローサイドドライブ回路４と同様の構成である。
【００１８】
また、ハイサイドドライブ回路３の高電位側電源である高電圧電源の電圧ＰＶDDと低電位側電源の電圧ＶＳとの電位差を小さくしている。具体的には、高電圧電源ラインに例えば５Ｖの低電圧Ｖｂの定電圧電源８を接続し、そのマイナス側端子を上記電圧ＶＳの電源端子と接続している。
【００１９】
上記のように構成されたドライブ装置においては、ハイサイドドライブ回路３はＰＶDD−ＶＳ間の電圧で動作するが、その電位差は低電圧Ｖｂとなる。このため、ハイサイドドライブ回路３を構成しているＭＯＳトランジスタのゲート−ソース間、ドレイン−ゲート間、ドレイン−ソース間のいずれの電位差も低電圧Ｖｂ以下になり、耐圧を越えることはない。したがって、ツェナーダイオードによるクランプ回路が不要になるとともに、ハイサイドドライブ回路３に高耐圧のＭＯＳトランジスタを用いる必要がなく、低耐圧のＭＯＳトランジスタでハイサイドドライブ回路３を構成することができる。また、ＭＯＳトランジスタのサイズを小さくでき、且つ高速動作にも優れたものになる。さらに、ツェナーダイオードのツェナー電圧を維持するための電流消費がなくなり、消費電力が小さなものとなる。
【００２０】
本実施の形態は、スイッチング電源のドライブ装置に適用した例を示しているが、ここで例えば低電圧電源の電圧ＶDDを３Ｖ、高電圧電源の電圧ＰＶDDを１０Ｖとして、具体的な動作を説明する。制御回路１は低電圧電源で動作し、同期整流素子であるＭＯＳトランジスタＮＭ１を駆動するためのローサイドドライブ回路も低電圧電源の下で動作し、制御素子（スイッチング素子）であるＭＯＳトランジスタＰＭ１を駆動するためのハイサイドドライブ回路３は高電圧電源の下で動作する。
【００２１】
ＭＯＳトランジスタＰＭ１の制御に関しては、制御回路１からの信号はレベルシフト回路２で受け、その信号を高電圧レベルにシフトし、ハイサイドドライブ回路３に送る構成となっている。制御回路１及びレベルシフト回路２の低電圧電源側回路は、低電圧電源の電源端子とスイッチング電源の接地端子間で動作するため、３Ｖの低電圧で動作する。レベルシフト回路２の高電圧電源側回路及びハイサイドドライブ回路３は、高電圧電源の電源端子と電圧ＶＳの電源端子間で動作するように接続することにより、１０Ｖ−ＶＳの電位差で動作する。制御素子であるＭＯＳトランジスタＰＭ１は、ソースが高電圧電源の電源端子に接続され、ドレインはスイッチング端子ＭにてＭＯＳトランジスタＮＭ１と接続されている。
【００２２】
ここで、上記スイッチング端子Ｍはスイッチング電源の出力端子であり、ＭＯＳトランジスタＰＭ１及びＭＯＳトランジスタＮＭ１のドレイン−ソース間は最大１０Ｖの電圧がかかる。このため、ＭＯＳトランジスタＰＭ１及びＭＯＳトランジスタＮＭ１にはドレイン−ソース間耐圧が１０Ｖ以上のものを使う必要があるが、本実施の形態では、高電圧電源の電源端子とハイサイドドライブ回路３の低電位側電源端子である電圧ＶＳの電源端子との間に所定値（例えば低耐圧のＭＯＳトランジスタの耐圧）以下である低電圧Ｖｂの定電圧電源８を挿入している。これにより、ハイサイドドライブ回路３及びレベルシフト回路２の高電圧電源側回路には低電圧Ｖｂしかかかることはなく、ハイサイドドライブ回路３及びレベルシフト回路２を低電圧で動作させることができる。
【００２３】
したがって、ハイサイドドライブ回路３には高耐圧の素子を使う必要はなく、クランプ回路も不要になるとともに、低耐圧の素子で構成できることにより、小面積で構成することができる。また、ハイサイドドライブ回路３の出力を受けるＭＯＳトランジスタＰＭ１のゲートにも低電圧しかかからないので、ゲート−ソース間の電圧をクランプするためのツェナーダイオードが不要となり、消費電流を抑えることができる。さらに、１ＭＨｚを超えるような高周波でスイッチングするスイッチング電源においても、周波数の制限なく実現することができる。また、本実施の形態では、図１２の構成とは異なり、高電圧電源の電圧ＰＶDDと電圧ＶＳ間の電圧を固定しているので、前述のように高電圧電源に例えば電池等を用いた場合でも、制御回路にかかる電圧が一定となり、安定した動作が得られる。
【００２４】
図２は上記レベルシフト回路２の具体的構成例を示す図である。このレベルシフト回路２は、インバータＱ１１〜Ｑ１４と、コンデンサＣ１、ダイオードＤ１，Ｄ２及び抵抗Ｒ１１で構成され、１次側（低圧側）の高電位電源（Ｖｉｎｔ）及び低電位電源（ＧＮＤ）と、２次側（高圧側）の高電位電源（ＢＯＯＴ）及び低電位電源（Ｍ）と接続され、１次側の信号（ｉｎ）を受けて、レベルシフトした信号（ｏｕｔ）を出力する。インバータＱ１２，Ｑ１３と抵抗Ｒ１１でラッチ回路を構成している。また、後段のインバータＱ１４は出力用（波形整形＋バッファ）である。
【００２５】
図３は本発明の第２の実施の形態のドライブ装置の構成を示す図であり、図１と同一符号は同一構成要素を示している。このドライブ装置は、高電圧電源で動作するシリーズレギュレータ９を備え、このシリーズレギュレータ９の出力電圧を高電圧電源の電圧ＰＶDDとの電位差が低電圧で一定になるように制御し、その出力電圧の出力端子をハイサイドドライブ回路３の低電位側電源の電源端子に接続している。その他の構成は図１のドライブ装置と同様である。
【００２６】
本実施の形態のドライブ装置においては、高電圧電源の電圧ＰＶDD及びハイサイドドライブ回路３の低電位側電源の電圧ＶＳが変動した場合でも、ＭＯＳトランジスタＰＭ１を駆動するためのハイサイドドライブ回路３にかかる電圧は変動することなく、安定した動作が得られる。また、本実施の形態においても、ハイサイドドライブ回路３の高電位側電源である高電圧電源の電圧ＰＶDDと低電位側電源の電圧ＶＳとの電位差が小さいので、消費電力が小さく、ハイサイドドライブ回路３を低耐圧の素子で構成でき、また高速動作にも有利で、安定した動作が得られる。
【００２７】
図４は第２の実施の形態のシリーズレギュレータ９の構成例を示す図である。このシリーズレギュレータ９は、二つの抵抗Ｒ１，Ｒ２と制御素子であるＮチャネルのＭＯＳトランジスタＮＭ９１及び演算増幅器ＯＰ１で構成され、電源端子と演算増幅器ＯＰ１の非反転入力端子の間には基準電圧Ｖｒｅｆが接続される。そして、電源端子の電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏとの差（Ｖｉ−Ｖｏ）が常に一定となるように制御する。
【００２８】
このシリーズレギュレータ９では、差電圧（Ｖｉ−Ｖｏ）が例えば３Ｖの低電圧になるように抵抗Ｒ１，Ｒ２の値と電源回路の基準電圧を決定しておく。また、シリーズレギュレータ９の電源端子を電圧ＰＶDDの高電圧電源の電源端子と接続し、電圧Ｖｏを出力する出力端子を電圧ＶＳの電源端子と接続する。これにより、ハイサイドドライブ回路３には常に低電圧で一定の電圧（Ｖｉ−Ｖｏ）しかかからないことになる。したがって、図１の実施の形態と同様、ハイサイドドライブ回路３は低耐圧の素子で構成することができ、且つクランプ用のツェナーダイオードも不要となり、その分消費電流を抑えることができるとともに、電力変換効率も向上する。
【００２９】
図５は第２の実施の形態のシリーズレギュレータ９の他の構成例を示す図である。このシリーズレギュレータは、図４に示すシリーズレギュレータ９に演算増幅器ＯＰ２とＮチャネルのＭＯＳトランジスタＭｎ９２を追加した構成となっている。演算増幅器ＯＰ２の反転入力端子には基準電圧Ｖｒｅｆ１が入力され、演算増幅器ＯＰ１の反転入力端子には基準電圧Ｖｒｅｆ２が入力される。Ｒａ，Ｒｂは抵抗である。
【００３０】
上記のシリーズレギュレータにおいて、抵抗Ｒｂに流れる電流ＩｂはＩｂ＝Ｖｒｅｆ１／Ｒｂであり、Ｖｉ−Ｖｒｅｆ２＝Ｒａ・Ｉｂ＝（Ｒａ／Ｒｂ）・Ｖｒｅｆ１となる。抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の接続点の電位もＶｒｅｆ２と同じである（仮想短絡）。そして、Ｖｉ−Ｖｏ＝（Ｖｉ−Ｖｒｅｆ２）・（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ１＝（Ｒａ／Ｒｂ）・Ｖｒｅｆ１・（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ１となる。
【００３１】
なお、以上の各実施の形態では、高電圧電源ラインに定電圧電源８やシリーズレギュレータ９を挿入した場合を示したが、これは高電圧電源の電圧と接地電位の中間の電圧を有する中間電圧電源を備え、その中間電圧電源を低電位側電源としているものである。この他にも、高電圧電源の電圧を基準電圧として負電圧を生成する負電圧電源を備え、その負電圧電源の出力端子をドライブ回路の低電位側電源の電源端子に接続するようにしてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】本発明の第１の実施の形態のドライブ装置の構成を示す図である。
【図２】レベルシフト回路の具体的構成例を示す図である。
【図３】本発明の第２の実施の形態のドライブ装置の構成を示す図である。
【図４】第２の実施の形態のシリーズレギュレータの構成例を示す図である。
【図５】第２の実施の形態のシリーズレギュレータの他の構成例を示す図である。
【図６】レベルシフト回路及びドライブ回路を有する従来のスイッチング電源の構成例を示す図である。
【図７】クランプ回路を用いた従来のスイッチング電源の構成を示す図である。
【図８】クランプ回路を用いた場合の降伏電流経路を示す図である。
【図９】一般的なドライブ回路の構成例を示す図である。
【図１０】ツェナーダイオードを用いたレベルシフト回路の構成例を示す図である。
【図１１】図１０の回路の各部の動作波形を示す図である。
【図１２】ツェナーダイオードに換えて定電圧電源を用いたスイッチング電源の構成例を示す図である。
【符号の説明】
【００３３】
１  制御回路
２  レベルシフト回路
３  ハイサイドドライブ回路
４  ローサイドドライブ回路
８  定電圧電源
９  シリーズレギュレータ
ＰＭ１  ＰチャネルのＭＯＳトランジスタ
ＮＭ１  ＮチャネルのＭＯＳトランジスタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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