(57)【要約】【課題】電力変換器の直流部の電圧を検出し、その検出値を電気的に絶縁して制御ユニットに伝送する電力変換装置に於いて、マイクロコントローラでの煩雑な処理手続きを経ることなく、簡易な構成で低コストで、且つ伝送経過時間による位相の遅れを低減する車載用電力変換装置を提供する。【解決手段】  電圧検出器１０は、電力変換器４の直流部の電圧を検出して直流部電圧入力インタフェース１１を通じデルタシグマ変調器４５へ信号伝達する。デルタシグマ変調器４５は、直流部電圧信号をデルタシグマ変調して絶縁通信素子１３を介し電気的に絶縁して制御ユニット５へ伝送する。制御ユニット５では復調手段４６が制御演算部２４での算術計算に使用可能なよう、変調信号から直流部電圧値を復調する。【選択図】図１
2007306709.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と電気負荷との間に設けられパワー素子のスイッチングにより前記直流電源と前記電気負荷との間の電力変換を行う電力変換器と、前記パワー素子のスイッチングを制御する制御ユニットとを備えた車載用電力変換装置であって、前記電力変換器は、その直流部の電圧を検出する電圧検出器と、該電圧検出器により検出され前記直流部の電圧を規格化して規格化直流部電圧を出力する直流部電圧入力インタフェースと、所定周期毎に前記規格化直流部電圧をデルタシグマ変調して電圧変調信号とするデルタシグマ変調器と、前記電圧変調信号を電気的に絶縁して前記制御ユニットに伝送する絶縁通信素子とを備え、前記制御ユニットは、前記伝送された電圧変調信号を入力する信号入力インタフェースと、前記所定周期内の前記電圧変調信号の論理状態を計数して前記直流部の電圧値を復調する復調手段と、該復調手段により復調された信号に基づいて前記パワー素子のスイッチングを制御するスイッチング制御信号を生成するスイッチング信号生成部とを備えたことを特徴とする車載用電力変換装置。
【請求項２】
前記電気負荷は多相交流電動機であり、前記電力変換器は、前記直流電源から入力される直流電力を交流電力に変換して前記多相交流電動機に供給するインバータであることを特徴とする請求項１に記載の車載用電力変換装置。
【請求項３】
前記電力変換器は、前記直流電源からの入力電圧を電圧変換して所望の目標出力電圧に一致させて前記電気負荷に供給するコンバータであることを特徴とする請求項１に記載の車載用電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は自動車等に搭載される電力変換装置に関し、特に電力変換器の直流部電圧の検出値を電気的に絶縁された通信素子を介して電力変換装置の制御演算部分へ伝送するようにした車載用電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、車両に搭載される車載用電力変換装置として、直流電源と交流電動機等の負荷との間で電力変換を行う電力変換器を備え、この電力変換器の直流部電圧値を電気的に絶縁した上で伝送する必要性から、一旦、電力変換器内で直流部電圧の検出信号をデジタルデータに変換した後、通信用のデータに加工し調歩同期式等のシリアル通信方法によって制御ユニットへ伝送した上で、再度、この制御ユニット内に於いて通信用のデータから制御演算に使用する直流部電圧値に加工するようにしたものがある。（例えば、特許文献１参照）
【０００３】
【特許文献１】特開平２００５−３３９９７号公報（段落０００８、段落０００９、図１、図２）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
このような従来の車載用電力変換装置は、直流部電圧情報の送出のために電力変換器内にＡ／Ｄ変換器やシリアル通信器、演算処理器を有するマイクロコントローラを備える必要があり、装置の部品コストや装置容積の増加を招くため望ましくない。又、部品コストの増加に釣り合わせるために直流部電圧情報の伝送とは別の機能を併せて実装する場合には、処理密度が高くなって直流部電圧情報の送出処理周期が延びてしまい、直流部電圧情報の伝送に要する経過時間が不適切になり得る。
【０００５】
このため、マイクロコントローラの処理能力を高めるべくクロック発振器の発振周波数が高いマイクロコントローラを選択すると、更なる部品コストの増加や自己発熱での-温度上昇に起因した装置温度との不整合による動作安定性の低下といった不利益につながる。
【０００６】
又、従来の装置では、符号化された二進数表現のデータをシリアル通信にて伝送するため、伝送する論理値情報はビット毎に重要性が異なる。例えば、二進数表現データの下位から６桁目の論理値情報は値として２の(６-１)乗の重みを有し、下位から２桁目の論理値情報は値として２の(２-１)乗の重みを有するものであり、復号後の直流部電圧データにとって、上位桁の論理値情報ほど、数値に及ぼす影響が大きくなる。
【０００７】
従って、もし、伝送路に重畳するノイズの影響により伝送信号の論理を誤った場合、ノイズが重畳するタイミングによっては復号後の直流部電圧値が非常に不正確なものとなる。これを防止するためパリティビット等のデータ転び検知用のビットを付加してシリアル通信を行ったとしても、当該周期の直流部電圧値にデータ転びが発生したことを検知するのみであってデータの転びによる直流部電圧値の誤差量は不明であり、当該周期には直流部電圧情報が更新できないことになる。
【０００８】
この発明は、以上のような従来の装置の課題を解決するためになされたものであり、簡易な構成で低コストでありながら、電気的に絶縁した状態で直流部の電圧情報等を制御ユニットへ伝送することのできる車載用電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
この発明による車載用電力変換装置は、直流電源と電気負荷との間に設けられパワー素子のスイッチングにより前記直流電源と前記電気負荷との間の電力変換を行う電力変換器と、前記パワー素子のスイッチングを制御する制御ユニットとを備えた車載用電力変換装置であって、前記電力変換器は、その直流部の電圧を検出する電圧検出器と、該電圧検出器により検出され前記直流部の電圧を規格化して規格化直流部電圧を出力する直流部電圧入力インタフェースと、所定周期毎に前記規格化直流部電圧をデルタシグマ変調して電圧変調信号とするデルタシグマ変調器と、前記電圧変調信号を電気的に絶縁して前記制御ユニットに伝送する絶縁通信素子とを備え、前記制御ユニットは、前記伝送された電圧変調信号を入力する信号入力インタフェースと、前記所定周期内の前記電圧変調信号の論理状態を計数して前記直流部の電圧値を復調する復調手段と、該復調手段により復調された信号に基づいて前記パワー素子のスイッチングを制御するスイッチング制御信号を生成するスイッチング信号生成部とを備えたものである。
【発明の効果】
【００１０】
この発明による車載用電力変換装置によれば、電力変換器の直流部の電圧情報等を、簡易な構成で低コストでありながら、電気的に絶縁した状態で制御ユニットへ伝送することのできる車載用電力変換装置を得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
先ず、この発明の基礎となる技術について、図に基づいて説明する。
発明の基礎となる技術１．
図８は、この発明の基礎となる技術による車載用電力変換装置を含むシステム全体構成を示すブロック図である。図８に於いて、自動車の動力源となる交流電動機３を制御するために、電力変換器４を構成する三相インバータ６を用いてバッテリー等の直流電源２からの直流電力を交流電力に変換し、交流電動機３に供給する。
【００１２】
ここで、交流電動機３を所望の状態に制御するために、制御ユニット５内の制御演算部２４により、流電動機３の電機子巻線に流れる電動機電流、交流電動機３の回転子の回転角、三相インバータ６の直流部電圧等の情報に基づき、周知のベクトル制御法等の電動機制御演算を行い、交流電動機３の端子に印加すべき交流電圧の指令量（以下、交流電圧指令と称する）を算出する。又、三相インバータ６の直流部電圧は電圧検出器１０により検出され、電動機電流は電流検出器１４ａ、１４ｂ、１４ｃにより検出される。回転子の回転角は、回転検出器１５が出力する回転信号に基づいて算出される。
【００１３】
交流電圧指令は、スイッチング信号生成部２５によりパルス幅変調（Pulse Width Modulation；以下、ＰＷＭと称する）され、電力変換器４内のパワー素子を構成するトランジスタ７ａ乃至７ｆをスイッチングするための矩形波状のスイッチング信号に変換される。このスイッチング信号によってトランジスタ７ａ乃至７ｆがスイッチングすることで、微視的には矩形波状の、巨視的には正弦波状に分布する電圧が交流電動機３の端子に印加される。
【００１４】
制御ユニット５内では、信号入力インタフェース２０を介して交流電動機の動作指令、電動機電流、回転、直流部電圧等の信号を受け取り、Ａ／Ｄ変換器２１、シリアル通信器２２によって算術計算に使用できるデジタルデータへ加工される。また、回転信号に基づいて回転子の回転角度・速度算出手段２３にて回転角度、及び回転速度を算出し、さらに制御演算部２４により電動機制御演算を行い、交流電動機３に印加する交流電圧の指令量を算出する。
【００１５】
このとき、制御ユニット５から電力変換器４へのスイッチング信号の伝達には、例えばフォトカプラ等による絶縁通信素子１３を用いた電気的絶縁が必要となる。即ち、特に交流電動機３が車両の駆動用動力源として用いられる場合の車載用電力変換装置に於いては、交流電動機３に数[Kw]から数十[Kw]程度の電力を供給するために、直流電源２の電圧範囲は４０[Ｖ]から数百[Ｖ]程度となり、一方、制御ユニット５は十数[Ｖ]以下の電圧範囲で動作する電子回路によって構成されており、直流電源２に接続される電力変換器４に対して制御ユニット５が電気的に絶縁されていない場合、制御ユニット５が過電圧により損壊してしまう恐れがある。
【００１６】
同様の理由により、電動機電流、回転子の回転角度及び回転速度、直流部電圧の信号も、直流電源２に対して絶縁された状態で制御ユニット５に入力する必要がある。特に、直流部電圧は直流電源２に対して直接的に接続される電圧検出器１０によって検出される信号であり、絶縁を充分考慮しなければならない。しかしながら、電動機制御の演算が必要とする高精度特性、及び即時伝達特性を満たしつつ、直流部電圧情報を連続時間でアナログ量のまま電気的に絶縁して電力変換器４から制御ユニット５まで伝送するのは困難となる。
【００１７】
絶縁通信素子１３としては、トランス、及びフォトカプラ等を用いることができるが、トランスの場合は、伝送可能な信号は交流であり、時間的な振幅の変化量が少ない直流部電圧情報を高精度に伝送することはできない。また、フォトカプラの場合は、入力信号と出力信号の振幅比が一定とならず直線性が無いことから、同様に精度良く直流部電圧情報を伝送することはできない。
【００１８】
このため、電圧検出器１０による直流部電圧の検出と制御ユニット５への情報伝送は、絶縁通信素子１３の信号を離散時間で標本化し、大きさを量子化したデジタル信号に変換して次のように行われる。図９は、電力変換器４内の電圧検出器１０が検出する直流部電圧の情報を制御ユニット５へ電気的に絶縁して伝送する処理経路を示すブロック図である。先ず、電圧検出器１０からの直流部電圧信号は、信号入力インタフェース１１に入力され、後段のマイクロコントローラ１２により乗算、加算、減算回路等を用いて、取り扱い可能な範囲内の信号となるよう変換される。
【００１９】
マイクロコントローラ１２は、アナログ値を算術計算に使用するデジタル値に変換するＡ／Ｄ変換器３１、ソフトウェアによって算術計算を逐次実行する演算処理器３２、デジタル値をマイクロコントローラ１２の外部との間でシリアル通信するシリアル通信器３３を含んでいる。マイクロコントローラ１２に入力された直流部電圧信号は、Ａ／Ｄ変換器３１により標本化、量子化され、デジタル値に変換される。
【００２０】
デジタル値に変換された信号は、続いて演算処理器３２に入力され、更に、シリアル通信器３３に受け渡される。シリアル通信器３３は、直流部電圧信号のデジタル値を、例えばＵＡＲＴ(Universal Asynchronous ReceiVer and Transmitter)といった半導体通信デバイスにより実現される調歩同期式シリアル通信方法等を用いて、二進数表現のデジタル値の各桁（「１」と「０」の二値で表現）を所定の時間刻み毎に時系列に出力する。マイクロコントローラ１２内のこれらの動作は、クロック発振器３４からのクロック信号に基づいて実行される。
【００２１】
次に、シリアル通信器３３から出力されたシリアル通信信号は、絶縁通信素子１３を介して電気的に絶縁されて制御ユニット５内に伝送され、信号入力インタフェース２０により二値論理に対応する電圧レベルの立ち上がり、立ち下がり特性劣化等を回復する波形整形の後、マイクロコントローラ２６へ入力される。マイクロコントローラ２６は、シリアル通信器２２、クロック発振機２８、及び演算処理器２７を備えている。演算処理器２７は、図８で示されるＡ／Ｄ変換器２１、回転角度・速度算出手段２３、及び制御演算部２４を含む。
【００２２】
信号入力インタフェース２０により波形整形されたシリアル通信信号は、シリアル通信器２２に受信され演算処理器２７に受け渡される。演算処理器２７は、この受信データを直流部電圧値として復号し、制御演算部２４としての電動機制御の算術計算に使用する。これらマイクロコントローラ２６内の動作は、クロック発振器２８からのクロック信号に基づいて実行される。
【００２３】
このとき、直流部電圧の検出から制御ユニット５への信号伝送の後、演算処理器２７が利用可能なデジタルデータである直流部電圧値となるまでの手続き、処理負荷は次のように類別される。図１０は、この手続きを示す一覧表である。まず、手続き１の「Ａ／Ｄ変換器起動指示」により、直流部電圧信号をＡ／Ｄ変換するためのＡ／Ｄ変換器３１を起動すると、所定の準備時間を要し後、動作可能状態となる。次に、手続き２の「サンプル、ホールド」により、直流部電圧の標本化(サンプリング)と値の保持（ホールド）がなされ、更に、手続き３の「Ａ／Ｄ変換」により、保持された直流部電圧保持値の量子化、即ちデジタル値への変換が行われる。
【００２４】
手続き３によるＡ／Ｄ変換が終了すると、手続き４の「プログラム実行遅延」によりＡ／Ｄ変換結果が読み込み可能となったことを演算処理器３２に通知し、これを受けて演算処理器３２は現在実行中の処理を一時中断し変換結果読み込み処理が行えるよう処理を切り替える。続けて、手続き５の「変換結果読み込み、データ化」により、Ａ／Ｄ変換結果を読み込み、制御ユニット５へのシリアル送信が可能となるデータ状態へと加工する。次に手続き６の「シリアル通信器起動、データセット」により、シリアル通信器３３を起動し、上記送信用のデータをセットする。
【００２５】
シリアル通信器３３にセットされた直流部電圧値の送信用データは、手続き７の「データシリアル通信」により、二進数表現のデータ本体にスタートビット、ストップビット等の通信制御用ビット、パリティビットといったデータ転び検知用のビットが付加され、所定の刻み時間毎に信号線の電圧レベルを各桁（ビット）の論理値に対応して変化させた時系列データとして送信される。この信号線の電圧レベルの変化は、絶縁通信素子１３、信号入力インタフェース２０を経由して、制御ユニット５のシリアル通信器２２に伝送され、受信データとして形成される。
【００２６】
シリアル通信データを受信し終え、受信データが形成されると、受信データが読み込み可能となったことを演算処理器２７に通知し、これを受けた演算処理器２７は、手続き８の「プログラム実行遅延」により現在実行中の処理を一時中断して受信データ読み込み処理が行えるよう処理を切り替える。更に、手続き９「シリアル通信受信データ読み込み、受信エラー確認」により、受信データを読み込むと供に受信エラー発生の有無を確認し、受信エラーが発生していなければ、読み込んだデータを加工して直流部電圧値として復号する。
【００２７】
この発明の基礎となる技術１による車載用電力変換装置に於いて、いま、交流電動機３の出力トルクの制御によって動力制御が行われるとする。このとき、交流電動機３の制御演算に使う直流部電圧の情報が電圧検出器１０により検出されてから、制御演算部２４での電動機制御演算に反映されるまでの経過時間は無駄時間に相当し、制御系の周波数伝達特性における位相特性に影響を与える。ここで、制御系の通過域上限周波数における位相の遅れが１８０°を境界として少ないか多いか、少ない場合にどの程度１８０°に近いかは、制御系が安定であるか否か、応答がどの程度振動的であるかと相関を持っている。
【００２８】
このため、制御系の通過域上限周波数における位相の遅れが少ない方が望ましく、これは直流部電圧情報の伝送に要する経過時間が短い方が良いことを示す。交流電動機３の出力トルク制御において、目標出力トルクに対する実出力トルクの追従速度(速応性)の要求により、制御系の通過域上限周波数を３１８.３[Hz](２０００[rａｄ／s])に設定した場合、直流部電圧情報の伝送に要する経過時間が１[ms]の時、位相の遅れは０.００１×３１８.３×３６０°＝１１４.６°となり、位相遅れの上限目安である１８０°に対して６５.４°しか余裕がない。制御対象としての交流電動機３の位相遅れ(応答遅れ)と制御演算の位相遅れの合計が６５.４°を超えれば、この制御系は不安定となってしまう。
【００２９】
一方、伝送に要する経過時間が１００[us]と短時間である場合、位相の遅れは０.０００１×３１８.３×３６０°＝１１.５°となり、１８０°に対して１６８.５°の余裕を持つ。このように、直流部電圧情報の伝送に要する経過時間は、制御性能に大きく影響を与える要素であり、短時間であるほど望ましい。
【００３０】
発明の基礎となる技術２．
図１１は、この発明の基礎となる別の車載用電力変換装置を含むシステム全体の構成図を示す。この車載用電力変換装置は、バッテリー等の直流電源２からの入力電圧を所望の目標出力電圧と一致するように電圧変換して電気負荷に供給するＤＣ−ＤＣコンバータ３６を含んでいる。電力変換器４を構成するＤＣ−ＤＣコンバータ３６は、入力フィルタコンデンサ３７、リアクトル３８、トランジスタ３９ａ、３９ｂとフライホイールダイオード４０ａ、４０ｂを逆並列に接続したパワー素子、及び平滑コンデンサ９からなり、トランジスタ３９ａ、３９ｂをスイッチングすることでリアクトル３８のエネルギーの蓄積、放出を調整して電気負荷３５の端子に印加する出力電圧を制御する。
【００３１】
ここで、ＤＣ−ＤＣコンバータ３６の出力電圧を、所望の目標出力電圧と一致するよう制御するために、制御ユニット５内の制御演算部２４によりＤＣ−ＤＣコンバータ３６の出力側直流部電圧、即ち平滑コンデンサ９の端子間電圧を帰還し目標出力電圧と突き合わせて出力電圧制御演算を行い、トランジスタ３９ａ、３９ｂのスイッチングのデューティ比を算出する。次に、算出したデューティ比に基づいて、スイッチング信号生成部２５によりスイッチング信号を生成しトランジスタ３９ａ、３９ｂを駆動する。
【００３２】
図１１に示す車載用電力変換装置の場合、図８に示した電動機制御に用いる車載用電力変換装置と同様、制御ユニット５は、十数[Ｖ]以下の電圧範囲で動作する電子回路によって構成されるため、直流電源２に接続される電力変換器４に対して電気的な絶縁がされていなければ、過電圧により損壊してしまう。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ３６の出力側直流部電圧情報は、電気的に絶縁して制御ユニット５へ伝送する必要があり、図８に示した電動機制御に用いる電力変換装置の場合と同様にして、出力側直流部電圧情報の伝送は、図９に示した処理経路に基づき、電力変換器４内のマイクロコントローラ１２を用いた図１０に示した手続きでのシリアル通信によって実現される。
【００３３】
このように構成されたＤＣ−ＤＣコンバータを含む車載用電力変換装置の場合も、出力電圧が所望の目標出力電圧に追従して一致するよう制御して電圧変換を行うとき、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力側直流部電圧の情報が電圧検出器１０で検出されてから、制御演算部２４での出力電圧制御演算に反映されるまでの経過時間は、無駄時間に相当し、出力電圧制御系の通過域上限周波数に対して相対的に短い時間でなければ、出力電圧制御特性が劣化して充分な性能を得られないこととなる。
【００３４】
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１に係る車載用電力変換装置を含むシステム全体の構成図であり、図中、図８に示す部分と同一または相当部分にはそれと同一符号を付して示している。図１に於いて、バッテリー等の直流電源２の直流電力は、車載用電力変換装置１により交流電力に変換されて、自動車の動力源となる交流電動機３に供給される。
【００３５】
車載用電力変換装置１は、電力変換器４、制御ユニット５、及び交流電動機３に流れる電動機電流を検出する電動機電流検出器１４ａ、１４ｂ、１４ｃとから構成されている。電力変換器４は、三相インバータ６と、電力変換器４の直流部電圧を検出する電圧検出器１０と、直流部電圧をその変化範囲最大値で規格化する直流部電圧入力インタフェース１１と、規格化後の直流部電圧をデルタシグマ変調して直流部電圧変調信号を出力するデルタシグマ変調器４５、及び直流部電圧変調信号を電気的に絶縁して制御ユニット５へ伝送する絶縁通信素子１３とを備えている。
【００３６】
三相インバータ６は、トランジスタ７ａ乃至７ｆ、フライホイールダイオード８ａ乃至８ｆ、平滑コンデンサ９とから構成される。トランジスタ７ａのエミッタはトランジスタ７ｂのコレクタに接続され、フライホイールダイオード８ａはトランジスタ７ａに逆並列となるようにそのアノードがトランジスタ７ａのエミッタに、カソードがトランジスタ７ａのコレクタに接続されている。
【００３７】
又、フライホイールダイオード８ｂは、トランジスタ７ｂに逆並列となるようにそのアノードがトランジスタ７ｂのエミッタに、カソードがトランジスタ７ｂのコレクタに接続され、これらトランジスタ７ａ、７ｂ、フライホイールダイオード８ａ、８ｂによりＵ相アームが構成される。また、トランジスタ７ａ、７ｂ、フライホイールダイオード８ａ、８ｂと相似の接続関係によってトランジスタ７ｃ、７ｄ、フライホイールダイオード８ｃ、８ｄによりＶ相アームが、トランジスタ７ｅ、７ｆ、フライホイールダイオード８ｅ、８ｆによりＷ相アームが構成される。
【００３８】
平滑コンデンサ９の一端は、各相アームの図に於いて上端であるトランジスタ７ａ、７ｃ、７ｅのコレクタと供に直流電源２の出力の高電位側端子Ｐ０に接続され、平滑コンデンサ９の他端は、各相アームの図に於いて下端であるトランジスタ７ｂ、７ｄ、７ｆのエミッタと供に直流電源２の出力の低電位側端子Ｎ０に接続される。
【００３９】
更に、Ｕ相アームの中間点であるトランジスタ７ａのエミッタとトランジスタ７ｂのコレクタの接続部には，交流電動機３のＵ相端子が接続される。同様にＶ相アームの中間点であるトランジスタ７ｃのエミッタとトランジスタ７ｄのコレクタの接続部には、交流電動機３のＶ相端子が、Ｗ相アームの中間点であるトランジスタ７ｅのエミッタとトランジスタ７ｆのコレクタの接続部には、交流電動機３のＷ相端子が、それぞれ接続される。
したがってトランジスタ７ａから７ｆをスイッチングして導通、非導通を切り替えることにより、交流電動機３の端子電圧を調整することができる。
【００４０】
制御ユニット５は、信号入力インタフェース２０と、Ａ／Ｄ変換器２１と、シリアル通信器２２と、回転角度・速度算出手段２３と、制御演算部２４と、スイッチング信号生成部２５、及び復調手段４６を備えている。制御ユニット５は、交流電動機３の動作指令、電動機電流、交流電動機３の回転子の回転角度、回転速度、直流部電圧等の信号を受け取り、これらの情報に基づき電動機制御演算を行い、三相インバータ６の各トランジスタ７ａ乃至７ｆを動作させるためのスイッチング信号を生成し、三相インバータ６へ伝送する。
【００４１】
以上のように構成された車載用電力変換装置に於いて、電力変換器４内の直流部電圧の情報は、電気的に絶縁され、以下に述べる構成、経路により制御ユニット５へ伝送される。図２は、直流部電圧情報伝送の詳細な構成、経路を示すブロック図であり、図２を用いて直流部電圧情報の伝送について説明する。先ず、電圧検出器１０が電力変換器４の直流部電圧を検出し、直流部電圧信号を出力する。この信号は直流部電圧入力インタフェース１１へ入力され、予め設定された電圧変化範囲の最大値で規格化された、０.０から１.０を値域とする規格化直流部電圧信号となる。規格化は直流部電圧信号を直流部電圧入力インタフェース１１内の増幅回路に通すことで行われる。
【００４２】
デルタシグマ変調器４５は、規格化直流部電圧信号が入力されると、これを変調して直流部電圧変調信号となす。ここで、デルタシグマ変調器４５は、サンプラ５１と、減算器５２と、加算器５３と、遅延器５４、５６と、１ビット量子化器５５と、１ビットＤ／Ａ変換器５７と、増幅回路５８と、クロック発振器５９、及び分周器６０とから構成されている。このデルタシグマ変調器４５は、以下のように動作する。
【００４３】
先ず、デルタシグマ変調器４５に入力された規格化直流部電圧信号は、サンプラ５１によりサンプリング周期Δｔmで標本化される。このサンプリング周期Δｔmは、制御ユニット５の制御演算部２４での電動機制御演算に於ける直流部電圧値の更新単位時間に相当し、電動機制御の制御通過域上限周波数の逆数(＝周期)に比べて１/１０倍程度以上の短周期に設定され、直流部電圧情報伝送の経過時間による位相の遅れを低減する他、巨視的には電圧値の変化が連続的とみなせるようにされている。
【００４４】
次に、減算器５２は、標本化後の規格化直流部電圧信号から１ビットＤ／Ａ変換器５７の出力、即ち１ビット量子化器５５の出力を１クロック遅延しアナログ量に変換した信号を減算し、加算器５３へ伝達する。続いて加算器５３は、減算器５２の出力と遅延器５４の出力を加算し出力する。ここで加算器５３と遅延器５４は、１クロック前周期の積分結果に今回周期の入力値を加算する離散時間積分器を構成している。
【００４５】
更に、加算器５３の出力は、１ビット量子化器５５により閾値０.０との大小比較が行われ、０.０以上(符号がプラス)の場合は論理値「１」が、０.０未満(符号がマイナス)の場合は論理値「−１」が出力される。この１ビット量子化器５５の出力は、上記のように遅延器５６、１ビットＤ／Ａ変換器５７を通過して減算器５２に帰還される。
【００４６】
以上の、サンプラ５１の入力から１ビット量子化器５５の出力までの間の動作は、標本化した入力信号と１クロック前周期の１ビット量子化出力論理を比較し、その差分（量子化誤差）を積分することで、即ち負帰還で積分することで、平均的には量子化誤差がゼロに近付くよう二値論理でパルス密度変調した信号を出力するものとなっている。
【００４７】
このとき、遅延器５４、５６は、クロック発振器５９が出力するクロック信号に基づき周期Δｔeを１クロックの単位として遅延処理する。又、サンプラ５１は、クロック発振器５９からのクロック信号を分周器６０で分周した周期Δｔmをサンプリング周期として標本化する。即ち、上記のようにサンプリング周期Δｔmは、電動機制御の制御通過域上限周波数の逆数(＝周期)に比べて１/１０倍程度以上の周期に設定し、又、周期Δｔeの整数倍がサンプリング周期Δｔmとなるようクロック信号を生成する。
【００４８】
次に、増幅回路５８は、１ビット量子化器５５の出力にオフセット量としての論理値「１」を加算後、１/２倍して、値が「１」、「０」の二値で変化するよう変化幅を変換後、論理値「１」に対して電圧レベル「Ｈ」が、論理値「０」に対して電圧レベル「Ｌ」が、夫々対応するように設定して直流部電圧変調信号となし、デルタシグマ変調器４５から出力する。更に、この直流部電圧変調信号は、フォトカプラやトランス等の絶縁通信素子１３により電気的に絶縁されて制御ユニット５へ伝送される。
【００４９】
続いて、制御ユニット５内の信号入力インタフェース２０は、直流部電圧変調信号を入力し振幅を２倍した後、論理値「１」相当の電圧レベルを減算し復調手段４６へ出力する。この処理により、直流部電圧変調信号は、論理値「１」、「−１」に対応した電圧レベルとなるよう設定される。
【００５０】
次に、復調手段４６は、信号入力インタフェース２０を通過した直流部電圧変調信号に基づき、直流部電圧値を復調する。ここで、復調手段４６は、サンプラ６１、６４と、加算器６２と、遅延器６３、６８と、増幅回路６５と、クロック発振器６６、及び分周器６７から構成されており、その詳細な動作は次のようになる。
【００５１】
先ず、サンプラ６１は、信号入力インタフェース２０の出力信号をサンプリング周期Δｔeで標本化し、その電圧レベルに対応した論理値(「１」か「−１」のいずれか)を加算器６２へ出力する。次に、加算器６２は、サンプラ６１からの論理値と遅延器６３の出力を加算し出力する。遅延器６３は、加算器６２の出力を１クロック遅延し伝送しており、加算器６２と遅延器６３とは、１クロック前周期の結果に今回周期の入力論理値を加算する論理状態計数器６９を構成している。
【００５２】
更に、加算器６２が出力する論理状態計数結果は、サンプラ６４によってサンプリング周期Δｔmで標本化され、増幅回路６５へ伝達の後、Δｔe/Δｔm倍されて直流部電圧値となる。即ち、直流部電圧情報の更新単位時間に当たるサンプリング周期Δｔmにわたって直流部電圧変調信号の論理を計数し、論理値「１」、「−１」の分布状態をΔｔm毎にまとめ、変調前の直流部電圧を再現(復調)することとなる。この直流部電圧値は、制御演算部２４へ伝送されて、電動機制御演算の入力情報として使用される。尚、ここで復調した直流部電圧値は規格化後のものであり、０.０から１.０を値域とする。物理量として直流部電圧値を得るためには、さらに電圧変化範囲の最大値を乗ずる。
【００５３】
ここで、サンプラ６１と遅延器６３、６８とは、クロック発振器６６が出力するクロック信号に基づきデルタシグマ変調器４５と同様の周期Δｔeを１クロックの単位として動作する。又、サンプラ６４は、クロック発振器６６からのクロック信号を分周器６７で分周した周期Δｔmをサンプリング周期として、論理状態計数器６９の出力を標本化する。
【００５４】
一方、論理状態計数器６９は、分周器６７の出力を遅延器６８で１クロックΔｔeだけ遅延した信号に基づき、周期Δｔm毎に計数値をゼロにクリアする。即ち、論理状態計数器６９は、周期Δｔmを時間範囲として毎周期内の論理状態を計数し、計数結果をサンプラ６４が標本化したタイミングの１クロックΔｔe後に計数値をゼロにクリアして、再び、論理状態の計数を始めるよう動作する。
【００５５】
以上説明した直流部電圧情報の変調、復調の動作波形は、図３のように示される。図３に於いて、(ａ)は変調前の直流部電圧信号と対応する復調後の直流部電圧値を、(ｂ)は復調手段４６内での論理状態計数値と復調後の直流部電圧値を、夫々示しており、いずれも横軸は縮尺が共通の時間軸である。
【００５６】
図３の(ａ)の特性線Ｖc１は、信号入力インタフェース１１の出力する規格化直流部電圧であり、連続時間で変化する信号である。特性線Ｖd１は、特性線Ｖc１をデルタシグマ変調器４５内のサンプラ５１で周期Δｔmにて標本化した標本化後規格化直流部電圧であり、階段状に離散時間で変化する信号である。さらに特性線Ｖm１は、復調手段４６が出力する直流部電圧値の復調結果である。
【００５７】
図３に於いて、時刻Ｔaで標本化された規格化直流部電圧は、周期Δｔm後の時刻Ｔa’に直流部電圧値として復調される。また、時刻Ｔbで標本化された規格化直流部電圧は周期Δｔm後の時刻Ｔb’に、時刻Ｔcで標本化された規格化直流部電圧は周期Δｔm後の時刻Ｔc’に、夫々直流部電圧値として復調される。ここで時刻Ｔa’は時刻Ｔbに、時刻Ｔb’は時刻Ｔcに夫々一致する。信号入力インタフェース１１での規格化処理は、デルタシグマ変調器４５での変調処理、及び復調手段４６での復調処理に比べてはるかに高速に時間遅延が少なく実行されることから、電圧検出器１０が検出する直流部電圧は、ほぼ周期Δｔm後に復調手段４６から直流部電圧値として再現（復調）される。
【００５８】
又、図３の(ｂ)に示す特性線ＣＮＴ１は、論理状態計数器６９が出力する直流部電圧変調信号の論理状態計数結果をΔｔe/Δｔm倍して表示したものであり、周期Δｔm毎にゼロにクリアされて鋸波状の波形となる。特性線Ｖm１は図３の(ａ)に示されるものと同じで、サンプラ６４が論理状態計数値の鋸波状波形の頂点に対応する時刻Ｔa’、Ｔb’、Ｔc’、‥で標本化し、増幅回路６５でΔｔe/Δｔm倍した直流部電圧値の復調結果である。
【００５９】
図４は、直流部電圧情報更新周期のΔｔmに時間を拡大した直流部電圧情報の変調、復調の動作波形であり、(ａ)は変調前の直流部電圧信号を、(ｂ)はデルタシグマ変調器４５の積分動作部分の出力(加算器５３の出力)を、(ｃ)は直流部電圧変調信号を、(ｄ)は復調手段４６内での論理状態計数値と復調後の直流部電圧値を、夫々示しており、いずれも横軸は縮尺が共通の時間軸である。
【００６０】
図４の(ａ)に於いて、特性線Ｖc２は信号入力インタフェース１１の出力する規格化直流部電圧、特性線Ｖd２は特性線Ｖc２をデルタシグマ変調器４５内のサンプラ５１で周期Δｔmにて標本化した標本化後規格化直流部電圧である。サンプラ５１は、時刻ＴdでＶc２を標本化し、次いでΔｔm後の時刻Ｔeで標本化しており、時刻Ｔdから時刻Ｔeまでは時刻Ｔdで標本化した値が保持される。
【００６１】
図４の(ｂ)に於いて、特性線Iｔg２はデルタシグマ変調器４５の積分動作部分の出力、図４の(ｃ)に於いて特性線Ｍsig２は直流部電圧変調信号であり、特性線Iｔg２を１ビット量子化器５５に通して閾値０.０と大小比較した結果を二値論理「１」、「−１」で表現した後、増幅回路５８に通して電圧レベル「Ｈ」と電圧レベル「Ｌ」で信号伝送する関係にある。図４に於いて、Iｔg２が閾値０.０未満でマイナス値の場合に直流部電圧変調信号は電圧レベル「Ｌ」であり、Iｔg２が閾値０.０以上でプラス値の場合に直流部電圧変調信号は電圧レベル［Ｌ］である。
【００６２】
ここで、積分動作、１ビット量子化動作は、１クロック周期Δｔeを処理単位時間としており、また、Δｔeの整数倍がΔｔmとなるようクロック信号が生成されるため、標本化後規格化直流部電圧の変調信号は、周期Δｔmを電圧情報の展開、伝送期間として逐次パルス列として伝送されて行く。このときのΔｔmとΔｔeの比率が変調情報の分解能に相当し、Δｔmに対してΔｔeが小さいほど、変調、復調に起因して復調後の直流部電圧値に発生する誤差は少なく済む。
【００６３】
図４の(ｄ)の特性線ＣＮＴ２は、論理状態計数器６９が出力する直流部電圧変調信号の論理状態計数値をΔｔe/Δｔm倍して表示したものであり、特性線Ｖm２は復調した直流部電圧値である。図４に於いて、時刻Ｔdでの論理状態計数値が標本化され、併せて復調結果の直流部電圧値が定まる。更に、処理単位時間のΔｔe後に論理状態計数値は一旦ゼロにクリアされ、再び論理状態の計数をゼロから始める。ここで、復調手段４６内のサンプラ６１は、直流部電圧変調信号が電圧レベル「Ｈ」の場合に論理値「１」を、電圧レベル「Ｌ」の場合に論理値「−１」を出力するため、計数はそれぞれ、「１」を加算、「１」を減算(「−１」を加算)することとなる。
【００６４】
時刻ＴdからΔｔmが経過して時刻Ｔeとなると、再び論理状態計数値が標本化され、これをΔｔe/Δｔm倍して復調結果の直流部電圧値が定まる。ここで、時刻Ｔdで標本化された規格化直流部電圧は、Δｔmの間、変調信号に変換されて信号伝送し、時刻Ｔeで復調される。即ち、Δｔmの経過時間でもって制御演算に使用可能な状態に情報伝送される。
【００６５】
以上説明した構成、動作によって電力変換器４の直流部電圧情報が電気的に絶縁されて伝送し、制御ユニット５内の制御演算部２４での算術計算に使用可能な状態となる。
【００６６】
次に、電動機制御演算、及び、トランジスタ７を動作するためのスイッチング信号の生成に関して図を用いて説明する。図５は制御ユニット５内での制御演算の信号の流れを説明するブロック図である。図５に於いて、先ず、制御ユニット５の外部から直流部電圧変調信号、電動機動作指令信号、電動機電流信号、回転信号が入力され、信号入力インタフェース２０に伝達される。
【００６７】
信号入力インタフェース２０は、それぞれの入力信号に対応して、所望の電圧レベルへの変換、信号の立ち上がり、立ち下がり特性の劣化等を回復する波形整形を行った後、直流部電圧変調信号は復調手段４６へ、電動機動作指令信号はシリアル通信器２２へ、電動機電流信号はＡ／Ｄ変換器２１へ、回転信号は回転角度・速度算出手段２３へ、夫々伝達される。
【００６８】
復調手段４６は、先に説明したように直流部電圧値を復調して出力する。シリアル通信器２２は、図示していない車載用電力変換装置１の外部装置からシリアル通信で入力する交流電動機３の動作指令信号を受信し、受信データを出力する。又、Ａ／Ｄ変換器２１は、電動機電流検出器１４ａ、１４ｂ、１４ｃが検出する交流電動機３の三相の電動機電流を標本化、量子化してデジタル値に変換し出力する。回転角度・速度算出手段２３は、回転検出器１５が出力する回転信号に基づき、回転角度、回転速度を算出し出力する。
【００６９】
更に、制御演算部２４は、ベクトル制御法に基づく電動機制御演算を行って交流電動機３に印加する交流電圧の指令量を算出する。ここで、制御演算部２４は、電流指令生成手段７２と、減算器７３、７４と、ｄ軸電流制御器７５と、ｑ軸電流制御器７６と、第一座標変換器７１、及び第二座標変換器７７とにより構成されており、その詳細な動作は次のようになる。
【００７０】
先ず、電流指令生成手段７２は、復調手段４６からの直流部電圧値、シリアル通信器２２からの電動機動作指令信号の受信データ、回転角度・速度算出手段２３からの回転速度を入力する。電動機動作指令信号の受信データは，交流電動機３の出力トルク指令として復号され、回転速度と合わせて交流電動機３の動作点を定める。また、直流部電圧値から三相インバータ６が出力可能な交流電動機３の端子間電圧(線間電圧)を算出し、これらに基づいて交流電動機３の回転子磁束に一致する方向の目標電流量（ｄ軸電流指令値）と、回転子磁束に直交する方向の目標電流量（ｑ軸電流指令値）を算出する。
【００７１】
次に、第一座標変換器７１は、Ａ／Ｄ変換器２１からの三相の電動機電流値と回転角度・速度算出手段２３からの回転角度に基づき、三相の電動機電流値を交流電動機３の回転子磁束に一致する方向の成分（ｄ軸電流帰還値）と、回転子磁束に直交する方向の成分（ｑ軸電流帰還値）に分解、出力する。続いて、減算器７３はｄ軸電流指令値からｄ軸電流帰還値を減算しｄ軸電流誤差として、減算器７４はｑ軸電流指令値からｑ軸電流帰還値を減算しｑ軸電流誤差として、夫々出力する。
【００７２】
次に、ｄ軸電流制御器７５は、ｄ軸電流誤差を入力して誤差がゼロとなるように比例積分等の演算を行い、交流電動機３の回転子磁束に一致する方向の目標電圧量（ｄ軸電圧指令値）を算出、出力する。また、ｑ軸電流制御器７６はｑ軸電流誤差を入力して誤差がゼロとなるように比例積分等の演算を行い、交流電動機３の回転子磁束と直交する方向の目標電圧量（ｑ軸電圧指令値）を算出し出力する。続いて、第二座標変換器７７はｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値、及び、回転角度・速度算出手段２３からの回転角度に基づき、交流電動機３の端子に印加すべき三相の交流電圧の指令量を算出し出力する。
【００７３】
上記の説明のように、算出された三相の交流電圧の指令量は、復調手段４６が出力する直流部電圧値と共にスイッチング信号生成部２５に入力される。スイッチング信号生成部２５では、直流部電圧値と突き合わせて三相の交流電圧指令量通りの電圧が端子に印加されるよう、パルス幅変調したスイッチング信号を生成する。このスイッチング信号が三相インバータ６内に伝達され、トランジスタ７ａ乃至７ｆがスイッチング動作することから、ひいては交流電動機３に所望の電圧が印加されて指令信号にしたがった電動機動作が行われる。
【００７４】
このように実施の形態１による車載用電力変換装置によれば、電力変換器の直流部電圧情報を制御ユニットへ電気的に絶縁して伝送するにあたり、従来の装置のように電力変換器内に高性能なマイクロコントローラを実装して、直流部電圧のＡ／Ｄ変換、通信用データ加工、シリアルデータ通信といった煩雑な処理手続きを経る必要が無く、簡易な構成で低コストに実現可能である。また、電動機制御の通過域上限周波数における直流部電圧情報の伝送経過時間による位相遅れを低減することが容易であり、通過域上限周波数が高い場合であっても制御応答性を良好に保つことが可能である。
【００７５】
更に、直流部電圧情報の伝送路に於ける通信データが、従来技術のように符号化されておらず、いずれの時点の論理値情報を取り出しても残る他の時点の論理値情報と同じ重要度である。このため、伝送路に重畳するノイズによって伝送信号の論理を一時的に誤ったとしても、ノイズ重畳のタイミング次第で直流部電圧値が大きく異なるものとなってしまう懸念がなく、直流部電圧情報の復調においてノイズ耐量を高くすることが可能である。
【００７６】
尚、実施の形態１による車載用電力変換装置では、図５に示す制御ユニット５による電動機制御の様態を示したが、別の構成により電動機制御が実現されるものであって良い。
例えば、回転角度、回転速度の帰還情報は、回転検出器１５が出力する回転信号に基づき回転角度・速度算出手段２３で算出されるが、回転検出器１５を備えずに交流電動機３の電気特性から回転角度、回転速度の推定演算を行って、電動機制御演算に用いるようにした回転検出器レス制御等が考えられる。
【００７７】
実施の形態２．
図６は、この発明の実施の形態２に係る車載用電力変換装置を含むシステム全体の構成図であり、図中、図１、図１１と同一又は相当部分にはそれと同一符号を付してある。図６に於いて、ＤＣ−ＤＣコンバータ３６は、直流電源２から入力する電圧を所望の目標出力電圧に変換して電気負荷３５に印加する電圧変換回路であって、入力フィルタコンデンサ３７と、リアクトル３８と、トランジスタ３９ａ、３９ｂと、フライホイールダイオード４０ａ、４０ｂ、及び平滑コンデンサ９とから構成される。
【００７８】
トランジスタ３９ａのエミッタはトランジスタ３９ｂのコレクタに接続され、フライホイールダイオード４０ａは、トランジスタ３９ａに逆並列となるようにそのアノードがトランジスタ３９ａのエミッタに、カソードがトランジスタ３９ａのコレクタに接続される。又、フライホイールダイオード４０ｂは、トランジスタ３９ｂに逆並列となるようにそのアノードがトランジスタ３９ｂのエミッタに、カソードがトランジスタ３９ｂのコレクタに接続され、これらトランジスタ３９ａ、３９ｂ、フライホイールダイオード４０ａ、４０ｂによりアームが構成される。
【００７９】
アームの中間点であるトランジスタ３９ａのエミッタとトランジスタ３９ｂのコレクタの接続部には、リアクトル３８の一端が接続され、リアクトル３８の他端は、入力フィルタコンデンサ３７の一端と供に直流電源２の出力の高電位Ｐ０側端子に接続される。又、入力フィルタコンデンサ３７の他端は、トランジスタ３９ｂのエミッタと供に直流電源２の出力の低電位Ｎ０側端子に接続される。更に、平滑コンデンサ９の一端は、トランジスタ３９ａのコレクタと共に電力変換器４の高電位Ｐ側出力端子として電気負荷３５に接続され、平滑コンデンサ９の他端は、トランジスタ３９ｂのエミッタと共に直流電源２の出力の低電位Ｎ０側端子と同電位となる低電位Ｎ側出力端子として電気負荷３５に接続される。
【００８０】
トランジスタ３９ａとトランジスタ３９ｂは、相補にスイッチング動作する。即ち、トランジスタ３９ａが導通である場合にはトランジスタ３９ｂは非導通である。逆に、トランジスタ３９ａが非導通である場合にはトランジスタ３９ｂは導通である。トランジスタ３９ｂが導通の場合、トランジスタ３９ａは非導通であって、逆並列のフライホイールダイオード４０ａは逆バイアスとなり、トランジスタ３９ｂのコレクタの電位は略直流電源２の低電位Ｎ０側端子の電位と等しくなって、リアクトル３８には電流が流れてエネルギーが蓄積される。
【００８１】
又、トランジスタ３９ｂが非導通の場合、トランジスタ３９ａは導通であってフライホイールダイオード４０ｂは逆バイアスとなり、リアクトル３８に蓄積されたエネルギーは平滑コンデンサ９、電気負荷３５へ向けて放出される。このようにトランジスタ３９ａ、３９ｂをスイッチングする一連の動作によって電圧変換が行われる。電力変換器４の出力電圧を所望の目標出力電圧に追従させるため、制御ユニット５は出力電圧制御演算を行い、トランジスタ３９ａ、３９ｂの導通、非導通のデューティを調整するスイッチング信号を生成し出力する。
【００８２】
出力電圧制御演算を行うため、制御ユニット５は、電圧変換動作指令信号と共に電力変換器４の出力側直流部電圧情報が入力される。このとき、直流電源２からの入力電圧を更に昇圧する方向に電圧変換することから、電力変換器４の出力電圧範囲は、４０[Ｖ]から数百[Ｖ]程度となる。これに対して制御ユニット５は、十数[Ｖ]以下の電圧範囲で動作する電子回路によって構成されており、電力変換器４と制御ユニット５の間の信号入出力が電気的に絶縁されていないと、電子回路は過電圧により損壊してしまうことになる。
【００８３】
従って、実施の形態１の場合と同様に、電力変換器４の出力側直流部電圧情報は図２に示される経路の通り、デルタシグマ変調を施した後に絶縁通信素子を介して変調信号として制御ユニット５へ伝送される。即ち、電圧検出器１０が検出する電力変換器４の出力側直流部電圧信号を、直流部電圧入力インタフェース１１に通して規格化直流部電圧信号を得、この規格化直流部電圧信号をデルタシグマ変調器４５により変調して直流部電圧変調信号を生成する。
【００８４】
直流部電圧変調信号は、絶縁通信素子１３を介して制御ユニット５へ伝送され、信号入力インタフェース２０に於いて論理値「１」、「−１」に対応した電圧レベルを持つ信号に変換される。更に、復調手段４６が直流部電圧変調信号の論理状態を計数し、制御演算部２４での算術計算に使用可能なように出力側直流部電圧値を復調する。
【００８５】
次に、出力電圧制御演算、及び、トランジスタ３９を動作させるためのスイッチング信号の生成に関して、図を用いて説明する。図７は、制御ユニット５内での出力電圧制御演算の信号の流れを説明するブロック図である。図７に於いて、先ず、制御ユニット５の外部から直流部電圧変調信号、及び電圧変換動作指令信号が入力され、信号入力インタフェース２０に伝達される。信号入力インタフェース２０は、夫々の入力信号に対応して、所望の電圧レベルへの変換、信号の立ち上がり、立ち下がり特性の劣化等を回復する波形整形を行う。その後、直流部電圧変調信号は復調手段４６へ、電圧変換動作指令信号はシリアル通信器２２へ伝達される。
【００８６】
復調手段４６は、電力変換器４の出力側直流部電圧値を復調して出力する。シリアル通信器２２は、図示していない車載用電力変換装置１の外部装置からシリアル通信で入力されＤＣ−ＤＣコンバータ３６の電圧変換動作指令信号を受信し、受信データを出力する。
【００８７】
次に、制御演算部２４は、出力電圧制御演算を行ってトランジスタ３９ａ、３９ｂのスイッチングのデューティを算出する。ここで、制御演算部２４は、電圧指令生成手段８１と、減算器８２と、電圧制御器８３とにより構成されており、その詳細な動作は次のようになる。先ず、電圧指令生成手段８１は、シリアル通信器２２からの電圧変換動作指令信号の受信データを入力して、電力変換器４の出力電圧指令値を復号し出力する。
【００８８】
続いて、減算器８２は、出力電圧指令値から復調手段４６が出力する出力側直流部電圧値を減算し出力電圧誤差として出力する。次に電圧制御器８３は、出力電圧誤差を入力して誤差がゼロとなるように比例積分等の演算を行い、トランジスタ３９ａ、３９ｂのスイッチングの目標デューティを算出し出力する。
【００８９】
制御演算部２４から出力されるスイッチングの目標デューティは、スイッチング信号生成部２５に入力される。スイッチング信号生成部２５は、上記目標デューティに基づいて、スイッチング信号を生成する。このスイッチング信号がＤＣ−ＤＣコンバータ３６内に伝達され、トランジスタ３９ａ、３９ｂがスイッチング動作することから、電力変換器４の出力電圧が所望の目標出力電圧に追従し一致するよう制御することができる。
【００９０】
このように実施の形態２による車載用電力変換装置によれば、電力変換器の出力側直流部電圧情報を制御ユニットへ電気的に絶縁して伝送するに当たり、従来の装置のように電力変換器内に高性能なマイクロコントローラを実装して、直流部電圧のＡ／Ｄ変換、通信用データ加工、シリアルデータ通信といった煩雑な処理手続きを経る必要が無く、簡易な構成で低コストに実現可能である。又、出力電圧制御の通過域上限周波数での出力側直流部電圧情報の伝送経過時間による位相の遅れを低減することが容易であり、通過域上限周波数が高い場合であっても制御応答性を良好に保つことが可能である。
【００９１】
更に、出力側直流部電圧情報の伝送路に於ける通信データは、従来の装置のように符号化されておらず、いずれの時点の論理値情報を取り出しても残る他の時点の論理値情報と同じ重要度である。このため、伝送路に重畳するノイズによって伝送信号の論理を一時的に誤ったとしても、ノイズ重畳のタイミング次第で直流部電圧値が大きく異なるものとなってしまう懸念がなく、直流部電圧情報の復調においてノイズ耐量を高くすることが可能である。
【００９２】
尚、この実施の形態２による車載用電力変換装置では、図７に示す制御ユニット５による出力電圧制御の様態を示したが、別の構成により出力電圧制御が実現されるものであって良い。例えば、電力変換器４の出力側直流部電圧情報を帰還することに加え、電力変換器４の出力電流、或いは入力電流を帰還して多重帰還制御系を構成するようにしても良く、又、電力変換器４の目標出力電圧値と入力側直流部電圧値の比率に基づくスイッチングデューティの予想値を、電圧制御器８３の出力へ加算して補償する構成としても良い。更に、電力変換器の入力側直流部電圧情報を、制御ユニットに電気的に絶縁して伝送する場合であっても、変調、伝送、復調に関して同様な構成、動作で行えば良い。
【００９３】
尚、以上のべた実施の形態１、及び実施の形態２に係る車載用電力変換装置は、この発明の好適な実施の形態として例示したものであり、必ずしもこの形態どおりの構成、動作に制限されるものではなく、この発明の精神を逸脱しない範囲で別な構成、動作を行うものであっても良いことは勿論である。
【図面の簡単な説明】
【００９４】
【図１】この発明の実施の形態１に係る車載用電力変換装置を含んだシステム全体の構成を示すブロック図である。
【図２】この発明の実施の形態１に係る車載用電力変換装置の直流部電圧情報伝送の詳細な構成、経路を示すブロック図である。
【図３】この発明の実施の形態１に係る車載用電力変換装置の直流部電圧情報の変調及び復調動作を説明する波形図である。
【図４】この発明の実施の形態１に係る車載用電力変換装置の直流部電圧情報の変調及び復調動作を、時間を拡大して示す波形図である。
【図５】この発明の実施の形態１に係る車載用電力変換装置の制御ユニットの電動機制御演算の信号の流れを説明するブロック図である。
【図６】この発明の実施の形態２に係る車載用電力変換装置を含んだシステム全体の構成を示すブロック図である。
【図７】この発明の実施の形態２に係る車載用電力変換装置の制御ユニットの出力電圧制御演算の信号の流れを説明するブロック図である。
【図８】この発明の基礎となる技術１に係る車載用電力変換装置を含むシステム全体の構成を示すブロック図である。
【図９】この発明の基礎となる技術１に係る車載用電力変換装置の詳細な構成、経路を示すブロック図である。
【図１０】この発明の基礎となる技術１に係る車載用電力変換装置の手続き一覧を示す表である。
【図１１】この発明の基礎となる技術２に係る車載用電力変換装置を含むシステム全体の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００９５】
１    車載用電力変換装置
２    直流電源
３    交流電動機
４    電力変換器
５    制御ユニット
６三相インバータ
７ａ、７ｂ、７ｃ、７ｄ、７ｅ、７ｆ、３９ａ、３９ｂ    トランジスタ
８ａ、８ｂ、８ｃ、８ｄ、８ｅ、８ｆ、４０ａ、４０ｂ    フライホイールダイオード
９    平滑コンデンサ
１０    電圧検出器
１１    直流部電圧入力インタフェース
１３    絶縁通信素子
１４ａ、１４ｂ、１４ｃ    電動機電流検出器
１５    回転検出器
２０    信号入力インタフェース
２１、３１    Ａ／Ｄ変換器
２２、３３    シリアル通信器
２３    回転角度・速度算出手段
２４    制御演算部
２５    スイッチング信号生成部
２６    マイクロコントローラ
２７、３２    演算処理器
２８、３４、５９、６６    クロック発振器
３５    電気負荷
３６    ＤＣ−ＤＣコンバータ
３７    入力フィルタコンデンサ
３８    リアクトル
４５    デルタシグマ変調器
４６    復調手段
５１    サンプラ
５２、７３、７４、８２    減算器
５３、６２    加算器
５４、５６、６３、６８    遅延器
５５    １ビット量子化器
５７    １ビットＤ／Ａ変換器
５８、６５    増幅回路
６０、６７    分周器
６１、６４    サンプラ
６９    論理状態計数器
７１    第一座標変換器
７２    電流指令生成手段
７５    ｄ軸電流制御器
７６    ｑ軸電流制御器
７７    第二座標変換器
８１    電圧指令生成手段
８２    減算器
８３    電圧制御器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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