(57)【要約】【課題】  高特性のバンドパスフィルターを用いることなく、目的とする周波数の信号を容易に選択でき、抽出波形の歪みの低減を可能とし、しかも比較的簡単で低価格な部品構成で精度向上の可能な測定装置の内挿回路を提供する。【解決手段】  偏位量に応じて変化するｓｉｎθ、ｃｏｓθ信号が入力され搬送波により平行変調を行い出力の位相が異なるｎ個の平衡変調回路２ａ〜２ｄと、これらから出力された被変調波を波形整形するｎ個の波形整形回路４ａ〜４ｄと、これらの出力信号から被変調波のｎ次の高調波信号成分を取り出す抽出回路５と、抽出されたｎ次の高調波信号と被変調波のｎ倍でｓｉｎ位相の周波数信号とを混合する第１混合器７ａと、同様にしてｃｏｓ位相の周波数信号とを混合する第２混合器７ｂとを有し、第１混合器７ａよりｓｉｎｎθ信号、第２混合器７ｂよりｃｏｓｎθ信号を得てｎ倍のＡ相およびＢ相信号を出力する構成の測定装置の内挿回路とした。【選択図】  図１
2007040874.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
偏位量に応じて変化するｓｉｎθ信号とｃｏｓθ信号とが入力され搬送波信号により平行変調を行いかつ出力信号の位相がそれぞれ異なるｎ個の平衡変調回路と、
この平衡変調回路から出力される被変調波を波形整形するｎ個の波形整形回路と、
これらの波形整形回路の出力信号から被変調波のｎ次の高調波信号成分を取り出す抽出回路と、
この抽出回路により抽出されたｎ次の高調波信号と前記被変調波のｎ倍の周波数でｓｉｎ位相の周波数信号とを混合する第１混合器と、
前記抽出手段により抽出されたｎ次の高調波信号と前記被変調波のｎ倍の周波数かつｃｏｓ位相の周波数信号とを混合する第２混合器とを少なくとも有し、
前記第１混合器より取り出されたｓｉｎｎθ信号および上記第２混合器より取り出されたｃｏｓｎθ信号を得ることによりｎ倍のＡ相信号およびＢ相信号を出力する測定装置の内挿回路。
【請求項２】
前記抽出回路はｎ個の波形整形回路の出力信号の排他的論理和によりｎ次の高調波を得る請求項１の測定装置の内挿回路。
【請求項３】
前記平行変調加算回路は、電気角でπ／ｎ間隔ずつ入力信号の位相をずらしている請求項１または２の測定装置の内挿回路。
【請求項４】
前記ｎは偶数である請求項１〜３のいずれかの測定装置の内挿回路。
【請求項５】
前記第１混合器より取り出されたｓｉｎｎθ信号および上記第２混合器より取り出されたｃｏｓｎθ信号を電圧比較内挿してｍ分割した内挿出力を得ることにより全体の分割数がｍ・ｎとなって内挿されたＡ相信号およびＢ相信号を出力する電圧比較内挿回路を有する請求項１〜４のいずれかの測定装置の内挿回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、二物体間の移動量あるいは回転角度等の偏位量を測定する測定装置に関するものであり、特に偏位速度に比例する出力を得ることができる測定装置の内挿回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
工作機械等において、被加工物に対する工具の相対移動量を正確に測定することは、精密加工を行う上で極めて重要であり、このための測定装置が種々製品化されている。
【０００３】
その１つとして、光学格子を２枚重ね合わせることにより得られるモアレ縞を利用したリニアエンコーダである光学式スケールが従来から知られている。この光学式スケールは、反射性のガラススケールの一面に透光部と非透光部が所定のピッチで配列するよう格子（刻線）を設けたメインスケールと、センサ部の表面に設けた透明ガラスの一面に透光部と非透光部が所定のピッチで配列するよう格子（刻線）を設けたインデックススケールを有し、このメインスケールとインデックススケールを微小な間隔を置いて対向させるとともに、メインスケールの格子に対し微小角度傾けられるようにインデックススケールの格子を配置している。
【０００４】
そして、格子が１ピッチＰ移動すると、モアレ縞は縞の間隔だけ変位することになり、間隔内のスリットの透過光や反射光の変化を読み取ることにより、１ピッチ内の移動量を精密に測定することができるようになる。
【０００５】
この場合、メインスケール及びインデックススケールの格子のピッチをＰ、相互の傾斜角度をθ［ｒａｄ］とすると、モアレ縞の周期Ｗは、Ｗ＝Ｐ／θと示され、モアレ縞の周期Ｗは、光学的に格子ピッチＰを１／θ倍に拡大した周期とされていることになる。このため、格子がＰ移動するとモアレ縞はＷ移動することになり、拡大されたＷの変化を読み取ることにより、格子の移動量を精密に測定することができるようになる。
【０００６】
そして、発光素子と受光素子をインデックススケールが設けられたヘッド本体に配置して、メインスケールの反対側に発光素子（光源）を設け、モアレ縞を透過した発光素子からの光を受光素子（光電変換素子）で受光して、モアレ縞の変化を光学的に検出する。
【０００７】
この場合、メインスケールに対しインデックススケールを相対的に移動させながら、光電変換素子に流れる電流の変化を読み取ると、正弦波状に変化するようになる。そこで、光電変換素子を一周期Ｗと９０°ずらせてＡ相、Ｂ相の２つの光電変換素子を設けると、Ａ相の光電変換素子に流れる電流波形がｓｉｎ波、Ｂ相の光電変換素子に流れる電流波形がｃｏｓ波の電流波形となる。
【０００８】
また、メインスケールとインデックススケールとの相対的な移動方向により、Ａ相の光電変換素子に流れる電流に対するＢ相の光電変換素子に流れる電流の位相は９０゜進相あるいは９０゜遅相となるため、９０゜ずらせて配置した２つの光電変換素子を設けると、両者の間の位相を検出することにより相対的な移動方向を検出することができる。また、この２つのＡ相信号およびＢ相信号の一周期Ｐは、格子のピッチＰだけインデックススケールが移動したことに相当するものとなり、Ａ相信号およびＢ相信号を波形整形してカウンタで計数することにより、インデックススケールの移動距離を測定することができる。
【０００９】
ところで、前記した光学式スケールにおいて、格子を精密にガラス上に形成するには格子のピッチを数ミクロンないし数十ミクロン以上とする必要があるため、これではこの光学式スケールはサブミクロンの移動距離を測定することができないこととなる。そこで、これを解決する手段として、格子のピッチＰを分割して内挿することによりサブミクロン以下の測定を可能とする内挿回路が知られている。
【００１０】
この内挿回路の一例の構成を示すブロック図を図８に示す。図において、電圧加減算回路１１７に入力されるｓｉｎ波１１１およびｃｏｓ波１１２は、それぞれ前記Ａ相信号およびＢ相信号と同じ信号であり、電圧加減算回路１１７からはそのままｓｉｎθ信号およびｃｏｓθ信号として出力されると共に、ｓｉｎ波１１１とｃｏｓ波１１２とが加算されてｓｉｎ（θ＋４５°）信号が、ｓｉｎ波１１１からｃｏｓ波１１２が減算されてｓｉｎ（θ−４５°）信号が出力されている。
【００１１】
この電圧加減算回路１１７から出力される４つの信号は波形整形回路１１８に入力されて、それぞれパルス状に波形整形されて図９ａ，ｂ，ｃ，ｄに示すようなパルス信号となる。この場合、入力されるｓｉｎ波１１１あるいはｃｏｓ波１１２の一周期Ｐが、図９に示す周期Ｐとなる。次いで、パルス信号ａ，ｂを排他的論理和回路（ＥＸＯＲ）１１９に入力すると、同図Ａ相として示すように２倍の周波数のパルス信号とされる。また、パルス信号ｃ，ｄを排他的論理和回路（ＥＸＯＲ）１２０に入力すると、同図Ｂ相として示すように２倍の周波数のパルス信号とされる。
【００１２】
このように２倍の周波数のＡ相，Ｂ相のパルス信号が内挿回路から出力されるが、このＡ相，Ｂ相のパルス信号の立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッジでカウンタを計数させるようにすると、一周期Ｐにおいて８カウントすることができる。すなわち、８倍にパルス信号を内挿することができ、格子のピッチＰが１６ミクロンであるとすると、２ミクロンの分解能で移動距離を測定することができるようになる。
【００１３】
また、特開昭６２−１３２１０４号公報には、平衡変調加算回路１１３に変調信号としてｓｉｎ波１１１およびｃｏｓ波１１２が入力され、ディジタル回路１１６から搬送波として供給されるｓｉｎωｔ，ｃｏｓωｔ信号をそれぞれ平衡変調して、平衡変調波を加算して出力する内挿回路が開示されている。前記平衡変調加算回路１１３からの出力は、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１１４を通すことにより、ｓｉｎ（ωｔ−θ）信号成分を抽出し、さらに波形整形回路１１５に入力することによりパルス信号に整形される。そして、このパルス信号はディジタル回路１１６に入力されて、内挿されたＡ相信号およびＢ相信号が出力される。
【００１４】
しかし、図８に示す内挿回路は、電圧加減算回路１１７における抵抗値の誤差および波形整形回路のオフセットの誤差により内挿数（分割数）を多くすることができず、分解能を小さくすることができないという問題点がある。また、前記特開昭６２−１３２１０４号公報の内挿回路においては、分周数を大きくすることにより分解能を向上することができるものの、前記出力が速度比例出力とならず、内挿回路出力を他に応用することができないという問題点があった。
【００１５】
このような問題を解決するため、特許第２７４６１７８号公報において、入力されるｓｉｎθ信号とｃｏｓθ信号をｎ倍の角度としたｓｉｎｎθ信号とｃｏｓｎθ信号に変換した後、電圧比較内挿するようにした内挿回路が提案されている。この内挿回路では電圧比較内挿数ｍを少なくしても全体の分割数をｍ・ｎと大きくすることができるため、分解能を向上することができる。また、出力を速度比例出力とすることができるため、リニアモータスケールとした場合にリニアモータの速度フィードバック信号として使用することができ、速度フィードバック信号を得るための格別の構成を省略することができる。
【００１６】
この内挿回路のブロック構成を図１０に示す。この内挿回路１２１は、平衡変調加算回路１２４において、入力されたｓｉｎθ信号１２２が、ディジタル回路１３０から出力される搬送波ｃｏｓωｔ信号と乗算され、同様にｃｏｓθ信号３がディジタル回路１３０から出力される搬送波ｓｉｎωｔ信号と乗算される。そして、乗算された２つの信号は加算されて出力される。すなわち、平衡変調加算回路１２４において次の（１）式の演算が行われる。
ｓｉｎθ・ｃｏｓωｔ＋ｃｏｓθ・ｓｉｎωｔ＝ｓｉｎ（ωｔ＋θ） （１）
ただし、平衡変調回路１２４は後述するようにディジタル的に演算が行われているため、上記（１）式に示す成分のほかに高調波成分が含まれて出力されるようになる。
【００１７】
そこで、この高調波成分を除去するためにＬＰＦ１２５が設けられており、ＬＰＦ１２５からはｓｉｎ（ωｔ＋θ）成分の信号だけが出力されて波形整形回路１２６に入力されるようになる。波形整形回路１２６においては、ｓｉｎ（ωｔ＋θ）信号がパルス波形に整形されるため、波形整形回路１２６からはｓｉｎ（ωｔ＋θ）の基本波およびその奇数次高調波成分からなる次式に示す信号ｂが出力されるようになる。
ｂ＝ｓｉｎ（ωｔ＋θ）＋１／３・ｓｉｎ（３ωｔ＋３θ）＋１／５・ｓｉｎ（５ωｔ      ＋５θ）＋・・・・
【００１８】
この波形整形回路１２６の出力から、ＢＰＦ１２７にてｎ次の高調波成分信号ｃであるｓｉｎ（ｎωｔ＋ｎθ）が取り出され、ミキサ１２８およびミキサ１３１に供給される。
【００１９】
ミキサ１２８にはディジタル回路１３０から信号ｄである搬送波のｎ倍の周波数信号ｓｉｎｎωｔが供給されており、この信号ｄとミキシングされてミキサ１２８からｃｏｓｎθ−ｃｏｓ（２ｎωｔ＋ｎθ）の信号が出力される。また、ミキサ１３１にはディジタル回路１３０から信号ｅである搬送波のｎ倍の周波数信号ｃｏｓｎωｔが供給されており、この信号ｅとミキシングされてミキサ１３１からｓｉｎｎθ＋ｓｉｎ（２ｎωｔ＋ｎθ）の信号が出力される。このミキサ１２８の出力信号はＬＰＦ１２９に入力されて、ｃｏｓｎθ信号だけが抽出されて電圧比較内挿回路１３３に入力され、ミキサ１３１の出力信号はＬＰＦ１３２に入力されて、ｓｉｎｎθ信号だけが抽出されて電圧比較内挿回路１３３に入力される。
【００２０】
電圧比較内挿回路１３３の構成は、電圧比較内挿回路１３３の分割数が１２８となる場合は、前記図８に示す内挿回路と同じ構成となり、位相が８分割されることにより内挿されたＡ相およびＢ相出力が出力されるようになる。
【００２１】
そこで、電圧比較内挿回路１３３の分割数をｍとすると、内挿回路１２１の全体の分割数はｍ・ｎとなり、分割数ｍ・ｎで内挿されたＡ相，Ｂ相の出力を内挿回路１２１から得ることができる。すなわち、格子１ピッチ分をインデックススケールが移動した場合ｍ・ｎ個のパルスをカウンタがカウントすることができるようになるため、この内挿回路１によれば分解能をｍ・ｎ倍に向上することができる。
【００２２】
このように、分解能を向上することができ、速度比例信号となる。なお、ＢＰＦ１２７により抽出されるｎ次の高調波において、ｎはある程度以上の振幅が得られる高調波を選択するようにするのが信号処理の点から好適である。また、ＬＰＦ１２５から出力される信号をｓｉｎ（ωｔ−θ）とするようにしても同様に分割数をｍ・ｎとすることができる。この場合には、ｓｉｎθ信号２に搬送波ｓｉｎωｔ信号を乗算し、ｃｏｓθ信号３に搬送波ｃｏｓωｔ信号を乗算して、乗算された２つの信号を加算するようにすればよい。
【００２３】
ところで、このようなスケールの内挿精度を良くするためには、ｓｉｎｎθ，ｃｏｓｎθ信号の歪みを少なくする必要がある。しかし、ｎ次の高調波成分を取り出す抽出手段にはバンドパスフィルター（ＢＰＦ）が用いられているが、理想的な特性のＢＰＦ、つまり特定の周波数帯域だけ選択性良く抽出し、しかも歪みが少ないＢＰＦを得ることは極めて困難である。このため、ＢＰＦの出力信号には目的とする帯域以外の信号が混入していたり、波形の歪みが多くなっていたりして、内挿精度向上の大きな制約となっていた。
【００２４】
また、このような従来の手法では、波形成形により矩形波を生成しているため奇数倍の高調波成分が多く、偶数倍の角速度信号を得ることが極めて困難である。
【特許文献１】特開昭６２−１３２１０４号公報
【特許文献２】特許第２７４６１７８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２５】
本発明の目的は、高特性のバンドパスフィルターを用いることなく、目的とする周波数の信号を容易に選択でき、抽出波形の歪みの低減を可能とし、しかも比較的簡単で低価格な部品構成で精度向上の可能な測定装置の内挿回路を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００２６】
すなわち上記目的は、以下の本発明の構成により達成される。
（１）  偏位量に応じて変化するｓｉｎθ信号とｃｏｓθ信号とが入力され搬送波信号により平行変調を行いかつ出力信号の位相がそれぞれ異なるｎ個の平衡変調回路と、
この平衡変調回路から出力される被変調波を波形整形するｎ個の波形整形回路と、
これらの波形整形回路の出力信号から被変調波のｎ次の高調波信号成分を取り出す抽出回路と、
この抽出回路により抽出されたｎ次の高調波信号と前記被変調波のｎ倍の周波数でｓｉｎ位相の周波数信号とを混合する第１混合器と、
前記抽出手段により抽出されたｎ次の高調波信号と前記被変調波のｎ倍の周波数かつｃｏｓ位相の周波数信号とを混合する第２混合器とを少なくとも有し、
前記第１混合器より取り出されたｓｉｎｎθ信号および上記第２混合器より取り出されたｃｏｓｎθ信号を得ることによりｎ倍のＡ相信号およびＢ相信号を出力する測定装置の内挿回路。
（２）  前記抽出回路はｎ個の波形整形回路の出力信号の排他的論理和によりｎ次の高調波を得る上記（１）の測定装置の内挿回路。
（３）  前記平行変調加算回路は、電気角でπ／ｎ間隔ずつ入力信号の位相をずらしている上記（１）または（２）の測定装置の内挿回路。
（４）  前記ｎは偶数である上記（１）〜（３）のいずれかの測定装置の内挿回路。
（５）  前記第１混合器より取り出されたｓｉｎｎθ信号および上記第２混合器より取り出されたｃｏｓｎθ信号を電圧比較内挿してｍ分割した内挿出力を得ることにより全体の分割数がｍ・ｎとなって内挿されたＡ相信号およびＢ相信号を出力する電圧比較内挿回路を有する上記（１）〜（４）のいずれかの測定装置の内挿回路。
【発明の効果】
【００２７】
本発明によれば、高特性のバンドパスフィルターを用いることなく、目的とする周波数の信号を容易に選択でき、抽出波形の歪みの低減が可能であり、偶数次の高調波も容易に得られ、しかも比較的簡単で低価格の部品構成で精度向上が可能な測定装置の内挿回路を提供することができる。また、得られた信号は入力信号に比例したアナログ信号であり、その後の処理によりさらに高精度の信号を容易に得ることもできる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２８】
本発明の測定装置の内挿回路は、例えば図１に示すように、偏位量に応じて変化するｓｉｎθ信号とｃｏｓθ信号とが入力され搬送波信号により平行変調を行いかつ出力信号の位相がそれぞれ異なるｎ個の平衡変調回路と、この平衡変調回路から出力される被変調波を波形整形するｎ個の波形整形回路と、これらの波形整形回路の出力信号から被変調波のｎ次の高調波信号成分を取り出す抽出回路と、この抽出回路により抽出されたｎ次の高調波信号と前記被変調波のｎ倍の周波数でｓｉｎ位相の周波数信号とを混合する第１混合器と、前記抽出手段により抽出されたｎ次の高調波信号と前記被変調波のｎ倍の周波数かつｃｏｓ位相の周波数信号とを混合する第２混合器とを少なくとも有し、前記第１混合器より取り出されたｓｉｎｎθ信号および上記第２混合器より取り出されたｃｏｓｎθ信号を得ることによりｎ倍のＡ相信号およびＢ相信号を出力するものである。
【００２９】
このように平行変調加算回路を複数ｎ個設け、これらの出力信号を波形整形し、これらの複数の出力信号から高調波を抽出することで、極めて容易に偶数次の高調波を得ることができ、測定装置の精度を飛躍的に向上させることができる。
【００３０】
次に、内挿回路のブロック構成を図１に示し、同図における各部のタイミングチャートを図２に示して詳細な構成について説明する。なお、図２における実線は停止時のタイミングチャート、点線はある動作時におけるタイミングチャートを表している。
【００３１】
先ず、内挿回路１は、平衡変調加算回路４において、入力されたリサージュ波形であるｓｉｎθ信号が、ディジタル回路１０から出力される搬送波ｃｏｓωｔ信号と乗算され、同様にｃｏｓθ信号がディジタル回路１０から出力される搬送波ｓｉｎωｔ信号と乗算される。そして、乗算された２つの信号は加算されて出力される。すなわち、平衡変調加算回路２ａ〜２ｄにおいて次の（１）式の演算が行われる。
ｓｉｎθ・ｃｏｓωｔ＋ｃｏｓθ・ｓｉｎωｔ＝ｓｉｎ（ωｔ＋θ） （１）
【００３２】
ただし、平衡変調回路２ａ〜２ｄは後述するようにディジタル的に演算が行われているため、上記（１）式に示す成分のほかに高調波成分が含まれて平衡変調加算回路２ａ〜２ｄから出力されるようになる。平行変調加算回路２ａの出力信号を図２のａ１に示す。
【００３３】
また、複数の平行変調加算回路２ａ〜２ｄは、それぞれ入力信号の位相を変化させ、各出力信号ａ１，ｂ１，ｃ１，ｄ１の位相がそれぞれ異なるようにしている。つまり、電気角でπ／ｎだけそれぞれ位相がずれている。具体的には０°、４５°、９０°、１３５°というように、０°から４５°ずつ１８０°を４分割するように位相がずれて異なっている。なお、図示例では４倍の高調波を得るために１８０°を４分割した値だけ位相をずらした４個の平行変調加算回路を設けたが、π／ｎずつ位相をずらせたｎ個の平行変調加算回路を設けることでｎ次の高調波を得ることができる。
【００３４】
つまり、上記各位相の場合は、以下の式（２）〜（４）に示すような信号が生成される。
ｓｉｎ（ωｔ＋θ）・・・・・・・（２）
ｓｉｎ（ωｔ−１／４π＋θ）・・（３）
ｓｉｎ（ωｔ−１／２π＋θ）・・（４）
ｓｉｎ（ωｔ−３／４π＋θ）・・（５）
【００３５】
なお、入力信号の位相を変化させるためには、例えばフェーズシフター等、公知の位相コントロール用の回路技術を用いることで、容易に達成することができる。しかし、本発明は平行変調加算回路を有する構成であるため、後述するような平行変調加算回路における混合信号のデコード順位を組み替えて位相をずらすようにすると、新たな回路を設けることなく容易に行うことができる。
【００３６】
ここで、平衡変調加算回路２ａ〜２ｄの詳細な構成について説明する。図３は、平行変調加算回路２ａ〜２ｄの基本構成を示す回路図、図４は平行変調加算回路の入力Ｃ１〜Ｃ３と端子ｔ０からの各出力ａ１，ｂ１の信号波形の関係を示すタイミングチャートである。この平衡変調加算回路２ａ〜２ｄにおいて、ｓｉｎθ信号２はオペアンプＯＰ１を介して正相のまま抵抗回路ＲＴに供給されると共に、オペアンプＯＰ２により反転されて抵抗回路ＲＴに供給される。さらに、ｃｏｓθ信号３はオペアンプＯＰ３を介して正相のまま抵抗回路ＲＴに供給されると共に、オペアンプＯＰ４により反転されて抵抗回路ＲＴに供給される。なお、信号反転回路は、同様の機能を有するものであれば図示例の回路に限定されるものではなく、種々の公知の回路を用いることができる。また、オペアンプの周囲に配置されている抵抗も、必要に応じて省略したり、追加することが可能である。
【００３７】
抵抗回路ＲＴにおいて、以下に示すような位相と電圧の異なる混合信号が複数作成されて、変調回路ＡＭの入力端子（０）〜（７）にそれぞれ供給される。また、この変調回路ＡＭの入力端子Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３には２進の重み付けがされたパルス幅を有するスイッチング信号がデジタル回路９から供給されており、変調回路ＡＭは３つのスイッチング信号をデコードすることにより、入力端子０〜７に入力されている混合信号Ｘ０〜Ｘ７の一つを選択するようにして、出力端子ｔ0 から出力信号として出力している。
Ｘ０：−０．７０７・ｓｉｎ（θ）・・・１８０°
Ｘ１：０．５・（−ｓｉｎ（θ）−ｃｏｓ（θ））・・・２２５°
Ｘ２：−０．７０７・ｃｏｓ（θ）・・・２７０°
Ｘ３：０．５・（ｓｉｎ（θ）−ｃｏｓ（θ））・・・３１５°
Ｘ４：０．７０７・ｓｉｎ（θ）・・・０°
Ｘ５：０．５・（ｓｉｎ（θ）＋ｃｏｓ（θ））・・・４５°
Ｘ６：０．７０７・ｃｏｓ（θ）・・・９０°
Ｘ７：０．５・（−ｓｉｎ（θ）＋ｃｏｓ（θ））・・・１３５°
【００３８】
これにより、平衡変調加算回路２ａ〜２ｄからは出力信号ａ１〜ｄ１として高調波成分の含まれたｓｉｎ（ωｔ−θ）信号を得ることができる。なお、この場合の搬送波ｓｉｎωｔ，ｃｏｓωｔはスイッチング信号の基本波となる。なお、その詳細については特開昭６２−１３２１０４号公報を参照されたい。
【００３９】
また、変調回路ＡＭの入力端子（０）〜（７）には、その重み付けに従って前記抵抗回路ＲＴの出力信号Ｘ０〜Ｘ７が接続され、これを順次デコードすることでｓｉｎ（ωｔ−θ）信号を得ることができるが、変調回路ＡＭの入力端子（０）〜（７）に接続される前記抵抗回路ＲＴの出力信号Ｘ０〜Ｘ７順番を組み変えることで、出力信号の位相を制御することができる。つまり、図３，４に示すように、ａ１出力側では、入力端子（０）〜（７）にＸ０〜Ｘ７が順次接続されているため、出力信号ａ１もＸ０から始まり、一周期で順次Ｘ７まで出力され、入力信号に対して位相０°の信号が出力される。一方、ｂ１出力側では、入力端子（０）〜（７）に対してＸ７，Ｘ１〜Ｘ６が順次接続されているため、出力信号ｂ１もＸ７から始まり、一周期でＸ０〜Ｘ６までが順次出力され、入力信号に対して位相４５°の信号が出力されることになる。同様にして、入力端子（０）〜（７）に接続される出力信号Ｘ０〜Ｘ７の順番を変えることで、位相を４５°単位で変化させることができる。
【００４０】
平行変調加算回路２ａ〜２ｄから出力された変調された搬送波は、ローパスフィルター３ａ〜３ｄに入力され、高調波成分が除去される。この結果、ローパスフィルター３ａ〜３ｄからはｓｉｎ（ωｔ＋θ）成分の信号だけが出力されて波形整形回路６に入力されるようになる。なお、以下特に必要がない場合には上記式（２）の位相シフトが０°の信号のみを例示して説明し、その他の式（３）〜（５）に示す信号の処理については省略する。
【００４１】
波形整形回路４ａ〜４ｄは、ローパスフィルターの出力信号であるｓｉｎ（ωｔ＋θ）信号をパルス状の波形に整形する。ｓｉｎ（ωｔ＋θ）信号がパルス波形に整形されるため、波形整形回路６からはｓｉｎ（ωｔ＋θ）の基本波およびその奇数次高調波成分からなる次式（６）に示す信号ｂが出力されるようになる。
ｂ＝ｓｉｎ（ωｔ＋θ）＋１／３・ｓｉｎ（３ωｔ＋３θ）＋１／５・ｓｉｎ（５ωｔ＋５θ）＋・・・・    （６）
なお、奇数次高調波成分の位相は、ｎ次の高調波の場合はｎθとなる。
【００４２】
各波形整形回路４ａ〜４ｄからの出力信号ａ，ｂ，ｃ，ｄは、抽出回路である排他的論理和回路５に入力され、それぞれの信号の排他的論理和が演算され、その結果高調波成分が抽出されて出力される。このとき、各波形整形回路４ａ〜４ｄからの出力信号ａ，ｂ，ｃ，ｄは、図２に示すように、それぞれ等しく電気角π／ｎ（上記例ではｎ＝４）ずつ位相がずれている。このため、これらの信号の排他的論理を演算処理すると、下記式（７）に示すように、４倍の信号が生成されることになる。つまり、等しい間隔で位相のずれたｎ個の信号の排他的論理和をとると、ｎ倍の信号が得られる。
ｓｉｎ（４ωｔ＋４θ）      （７）
【００４３】
排他的論理和回路５の出力は、ローパスフィルター６に入力され、上記と同様なｎ次の高調波成分信号が取り出され、その出力信号ｅは第１の混合器であるミキサ７ａと第２の混合器であるミキサ７ｂに入力される。
【００４４】
第１混合器であるミキサ７ａには、ディジタル回路９から搬送波のｎ倍の周波数信号ｓｉｎｎωｔ（この例ではｎ＝４）が供給されており、この信号ｄとミキシングされて以下の式（８）に示すような高調波を含む信号ｇが出力される。
ｓｉｎ（４ωｔ＋４θ）×｛ｃｏｓ（４ωｔ）−１／３ｃｏｓ（１２ωｔ）＋１／５ｃｏｓ（２０ωｔ）・・・｝      （８）
【００４５】
同様に第２混合器であるミキサ７ｂには、ディジタル回路９から搬送波のｎ倍の周波数信号ｃｏｓｎωｔ（この例ではｎ＝４）が供給されており、この信号ｄとミキシングされて以下の式（９）に示すような高調波を含む信号ｈが出力される。
ｓｉｎ（４ωｔ＋４θ）×｛ｓｉｎ（４ωｔ）＋１／３ｓｉｎ（１２ωｔ）＋１／５ｃｏｓ（２０ωｔ）・・・｝      （９）
【００４６】
このミキサ７ａ，７ｂのより具体的な構成を図５に示す。この図に示す構成において、入力される信号ｓｉｎ（ｎωｔ＋ｎθ）はスイッチ３２に入力され、反転アンプ３０により反転された信号−ｓｉｎ（ｎωｔ＋ｎθ）はスイッチ３３に入力される。このスイッチ３２、スイッチ３３の開閉は、搬送波のｎ倍の周波数信号ｓｉｎｎωｔ、およびこの信号を反転した信号−ｓｉｎｎωｔにより行われる。そして、スイッチ３２、スイッチ３３の出力を加算器３４により合成することにより、ミキサ出力ｃｏｓｎθ−ｃｏｓ（２ｎωｔ＋ｎθ）を得ることができる。そして、このミキサに信号ｓｉｎ（ｎωｔ＋ｎθ）を入力して、搬送波のｎ倍の周波数信号ｃｏｓｎωｔを制御信号としてスイッチ３２およびスイッチ３３をスイッチングすることにより、ミキサ出力ｓｉｎｎθ＋ｓｉｎ（２ｎωｔ＋ｎθ）を得ることができる。
【００４７】
２つのミキサ７ａ，７ｂの出力信号は、ローパスフィルター８ａ，８ｂに入力されて高調波成分が除去され、ｓｉｎｎθ、ｃｏｓｎθ信号だけが抽出される。この結果、出力信号は、元のｓｉｎθ、ｃｏｓθ信号のｎ倍のアナログ信号となるｓｉｎｎθ、ｃｏｓｎθ信号が出力され、分割数ｎで内挿されたＡ相，Ｂ相の出力を内挿回路１から得ることができる。
【００４８】
このように、ｎ個の平行変調加算回路を並列に接続して、その出力信号の排他的論理和を取ることで、容易に偶数次を含むｎ倍の高調波が得られる。しかも回路構成も簡単で、容易かつ安価に高精度の内挿回路を構成することができる。なお、ｎ個の平行変調加算回路を設けるため部品点数は多くなるが、安価な電子部品で構成できるため、コストの上昇はあまり問題にならず、精度向上のメリットは大きい。
【００４９】
さらに、得られたｎ倍のＡ相、Ｂ相出力信号を、別の内挿処理を行う等して最大０．５nm程度の分解能を得ることもできる。
【実施例】
【００５０】
発明サンプルとして、図１に示す構成の内挿回路を有するリニアエンコーダを用意した。また、比較サンプルとして、図１０に示す構成の内挿回路を有するリニアエンコーダを用意した。これらのリニアエンコーダにおいて、ガラススケールの長さが公称読み取り長３２０mmの一般的なものを用い、内挿回路とそれに関する処理回路以外は同一構成とした。
【００５１】
これら、発明サンプルと比較サンプルの分割精度について評価した。評価方法としては、スライドユニットを０〜８μm 移動させたときの実際の移動距離に対する読み取り移動距離の差を測定した。なお、実際の移動距離の測定には、レーザー比較測長装置（アジレントテクノロジー社製、レーザー光源：５５１７Ｂ、エアーセンサー：１０７５１Ｃ、物体センサー：１０７５７Ｄ）により測定した。測定時の条件としては、温度２５℃、湿度５０％、気圧７６０mmHgであった。結果を、図６，７に示す。
【００５２】
図６，７から明らかなように、図６の発明サンプルでは、測定誤差のばらつきが１μm 程度以下と非常に少なくなっているのに対し、図７の比較サンプルでは、測定誤差のばらつきが２μm を超える場合もあって大きく変動していることがわかる。なお、発明サンプルの微少な変動は、測定装置の読み取り分解能に由来するものである。以上の結果から、本発明の効果が明らかである。
【産業上の利用可能性】
【００５３】
本発明は、工作機械等の加工時における相対移動量を測定するリニアエンコーダや、種々の直線距離、移動量、変位量の測定が必要なエンコーダの内挿回路に有用であり、その他にも位相差２信号により変位量が出力される測定装置の内挿回路に応用することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００５４】
【図１】本発明の内挿回路の具体的構成を示すブロック構成図である。
【図２】本発明図１の内挿回路の各部の動作を示すタイミングチャートである。
【図３】平行変調加算回路のより具体的な構成を示す回路図である。
【図４】図３の平行変調加算回路の各部の信号を示すタイミングチャートである。
【図５】混合器のより具体的な構成を示す回路図である。
【図６】本発明サンプルの分割制度を評価したグラフである。
【図７】比較サンプルの分割制度を評価したグラフである。
【図８】従来の内挿回路の一構成例を示すブロック図である。
【図９】図８の各部の動作を示すタイミングチャートである。
【図１０】従来の他の内挿回路の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００５５】
１    内挿回路
２ａ〜２ｄ  平行変調加算回路
３ａ〜３ｄ  ローパスフィルター（ＬＰＦ）
４ａ〜４ｄ  波形整形回路
５    排他的論理和回路
６    ローパスフィルター
７ａ  第１混合器
７ｂ  第２混合器
８ａ，ｂ  ローパスフィルター
９    デジタル回路
３０    反転アンプ
３１    反転アンプ
３２    スイッチ
３３    スイッチ
３４    加算器
１１７    電圧加減算回路
１１８    波形整形回路
１１９    排他的論理和回路
１２１    内挿回路
１２２    ｓｉｎθ信号
１２４    平衡変調加算回路
１２５    ＬＰＦ
１２６    波形整形回路
１２７    ＢＰＦ
１２８    ミキサ
１２９    ＬＰＦ
１３０    ディジタル回路１３０
１３１    ミキサ
１３２    ＬＰＦ１３２
１３３    電圧比較内挿回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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