(57)【要約】      （修正有）【課題】  回路の簡略化と装置の小型軽量化を可能とし、操作を簡単にする。【解決手段】  整流回路４の出力端子間に接続された平滑用コンデンサＣｉに、第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２からなる直列回路を並列に接続し、共振用インダクタンスを有するトランス１０の１次コイルＮ１と第１の共振用コンデンサＣｐとの直列回路を第２スイッチＱ２に対し並列に接続して設けられた第１共振回路と、共振用インダクタンスを有し１次コイルＮ１に対して磁性体コア１１で電磁結合された２次コイルＮ２に第２の共振用コンデンサＣｓを並列に接続した第２共振回路と、磁性体コア１１の２次側に２次コイルＮ２と同心円状に２次コイルＮ２の巻数の所定倍に巻かれた３次コイルＮ３と、３次コイルＮ３の両端に接続された出力整流回路１６と、オン・オフ周波数で第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２を交互にオン・オフするための制御回路２２ａとを備える。【選択図】      図１
2007068375.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
トランスにおける磁性体コアの１次側に巻かれた１次コイルと前記磁性体コアの２次側に巻かれた２次コイルにそれぞれコイルのインダクタンスに共振する１次共振用コンデンサと２次共振用コンデンサを接続し、
前記トランスの１次コイルと２次コイルにそれぞれ直流共振回路を設け、
前記磁性体コアの２次側に前記２次コイルと同心円状に該２次コイルの巻数の所定倍の３次コイルを巻き、
前記１次側の直流共振回路にスイッチング回路で断続した直流を供給することにより、前記１次コイルおよび２次コイルに交番電圧を誘起させ、前記３次コイルにより前記２次コイルの誘導電圧の所定倍の高電圧とした後、
前記３次コイルの両端に整流回路を接続して直流高電圧電源を得るようにしたことを特徴とする２重共振回路により直流高電圧発生機能を付加させる方法。
【請求項２】
請求項１に記載の２重共振回路により直流高電圧発生機能を付加させる方法において、前記２次コイルの垂下特性部分を利用すると共に、前記１次側の直流共振回路にスイッチング回路で断続した直流を供給する発振周波数を複数種選定し、切換手段により切り換え、直流出力電圧値を複数種切り換え設定するようにしたことを特徴とする２重共振回路により直流高電圧発生機能を付加させる方法。
【請求項３】
請求項１または２に記載の２重共振回路により直流高電圧発生機能を付加させる方法において、前記２次共振用コンデンサの容量を所定倍に大きくすることにより短絡電流値を制御するようにしたことを特徴とする２重共振回路により直流高電圧発生機能を付加させる方法。
【請求項４】
交流電源の出力端子に接続された整流回路と、
該整流回路の出力端子間に接続された平滑用コンデンサと、
第１スイッチと第２スイッチからなる直列回路を前記平滑用コンデンサに対し並列に接続して設けた第１スイッチおよび第２スイッチの直列回路と、
共振用インダクタンスを有するトランスの１次コイルと前記第１の共振用コンデンサとの直列回路を前記第２スイッチに対し並列に接続して設けられた第１共振回路と、
共振用インダクタンスを有すると共に前記１次コイルに対して磁性体コアで電磁結合された２次コイルに第２の共振用コンデンサを並列に接続して設けられた第２共振回路と、
前記磁性体コアの２次側に前記２次コイルと同心円状に該２次コイルの巻数の所定倍に巻かれた３次コイルと、
該３次コイルの両端に接続された出力整流回路と、
オン・オフ周波数で前記第１スイッチと第２スイッチを交互にオン・オフするための制御回路と、を備え、
前記出力整流回路の両端が負荷の接続点となされていることを特徴とする２重共振回路により直流高電圧発生機能を付加させる電源装置。
【請求項５】
請求項４記載の２重共振回路により直流高電圧発生機能を付加させる電源装置において、前記制御回路は制御用周波数を任意に変更可能に構成されていることを特徴とする２重共振回路により直流高電圧発生機能を付加させる電源装置。
【請求項６】
請求項４に記載の２重共振回路により直流高電圧発生機能を付加させる電源装置において、前記第２の共振用コンデンサの容量を変更可能に構成されていることを特徴とする２重共振回路により直流高電圧発生機能を付加させる電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、商用交流電源あるいは発電装置等の交流電源を入力して直流高電圧を発生させ、電力用ケーブルおよび架空配電線等の地絡事故点の絶縁を完全に破壊させると共に、短絡（地絡）電流を制御するための、２重共振回路により直流高電圧発生機能を付加させる方法および２重共振回路により直流高電圧発生機能を付加させる電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、電力用ケーブルあるいは架空配電線路において、絶縁破壊により地絡（接地）事故が発生した場合、地絡事故点を特定するために、種々の装置が使用されている。
電力用ケーブルにおいては、地絡事故点を特定するために、マーレーループ（高圧ブリッジ）が使用されている。その場合、地絡事故点に電流が安定して流れることが前提条件となっているが、地絡事故が発生した場合、不完全接地の場合が多く、地絡事故点を完全に絶縁破壊させるため直流高電圧発生装置が使用されている。
【０００３】
また、架空配電線路の場合、地絡事故点を完全に絶縁破壊させると共に、一定の電流を流し、探査器（地絡電流検出器）を移動させて地絡事故点の特定を行っており、その場合には、地絡事故点を完全に絶縁破壊させる能力の他に、安定して電流を流す能力を有する直流高電圧発生装置が使用されている。
【０００４】
また、上記のような直流高電圧発生装置で典型的なものは、交流電圧の電圧調整を行う電圧調整器と高電圧に変成するための昇圧用トランスおよび交流高電圧を直流に変換するための出力整流回路により構成されている。
この直流高電圧発生装置では、商用電源または発電装置等の交流電源を入力して利用するので、周波数変換回路等を必要とせず原理的に簡単という利点がある（例えば、特許文献１参照。）。
【０００５】
【特許文献１】特開平０９−１９１４７号公報
【特許文献２】特開平０８−１４０３５１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、上述のような直流高電圧発生装置では、商用交流電源あるいは発電装置等の交流電源を使用するため、電圧調整器および昇圧用変圧器が大型化すると共に、電力用ケーブルの地絡事故点の絶縁破壊時に生じる過大な短絡（地絡）電流を抑制するため限流抵抗を直列に接続し、かつ、装置の破壊損傷を防ぐため過電流保護継電器およびそれに連動するしや断器の設置が不可欠になる等、装置が複雑になるという問題があった。
また、架空配電線路の場合には、安定した定電流を一定の大きさで流すため、手動による電圧調整が必要になる等、操作が煩雑であるという問題があった。
【０００７】
本発明の解決しようとする課題は、信頼性や長期安定性があり、回路の簡略化および装置の小型軽量化を可能とし、かつ、簡単な操作で直流高電圧を発生させることができる２重共振回路により直流高電圧発生機能を付加させる方法および２重共振回路により直流高電圧発生機能を付加させる電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記課題を解決するため請求項１記載の２重共振回路により直流高電圧発生機能を付加させる方法は、トランスにおける磁性体コアの１次側に巻かれた１次コイルと前記磁性体コアの２次側に巻かれた２次コイルにそれぞれコイルのインダクタンスに共振する１次共振用コンデンサと２次共振用コンデンサを接続し、前記トランスの１次側と２次側にそれぞれ直流共振回路を設け、前記磁性体コアの２次側に前記２次コイルと同心円状に該２次コイルの巻数の所定倍の３次コイルを巻き、前記１次側の直流共振回路にスイッチング回路で断続した直流を供給することにより、前記１次コイルおよび２次コイルに交番電圧を誘起させ、前記３次コイルにより前記２次コイルの誘導電圧の所定倍の高電圧とした後、前記３次コイルの両端に整流回路を接続して直流高電圧電源を得るようにしたことを特徴とする手段とした。
【０００９】
請求項２記載の２重共振回路により直流高電圧発生機能を付加させる方法は、請求項１に記載の２重共振回路により直流高電圧発生機能を付加させる方法において、前記２次コイルの垂下特性部分を利用すると共に、前記１次側の直流共振回路にスイッチング回路で断続した直流を供給する発振周波数を複数種選定し、切換手段により切り換え、直流出力電圧値を複数種切り換え設定するようにしたことを特徴とする手段とした。
【００１０】
請求項３記載の２重共振回路により直流高電圧発生機能を付加させる方法は、請求項１または２に記載の２重共振回路により直流高電圧発生機能を付加させる方法において、前記２次共振用コンデンサの容量を所定倍に大きくすることにより短絡電流値を制御するようにしたことを特徴とする手段とした。
【００１１】
請求項４記載の２重共振回路により直流高電圧発生機能を付加させる電源装置は、交流電源の出力端子に接続された整流回路と、該整流回路の出力端子間に接続された平滑用コンデンサと、第１スイッチと第２スイッチからなる直列回路を前記平滑用コンデンサに対し並列に接続して設けた第１スイッチおよび第２スイッチの直列回路と、共振用インダクタンスを有するトランスの１次コイルと前記第１の共振用コンデンサとの直列回路を前記第２スイッチに対し並列に接続して設けられた第１共振回路と、共振用インダクタンスを有すると共に前記１次コイルに対して磁性体コアで電磁結合された２次コイルに第２の共振用コンデンサを並列に接続して設けられた第２共振回路と、前記磁性体コアの２次側に前記２次コイルと同心円状に該２次コイルの巻数の所定倍に巻かれた３次コイルと、該３次コイルの両端に接続された出力整流回路と、オン・オフ周波数で前記第１スイッチと第２スイッチを交互にオン・オフするための制御回路と、を備え、前記出力整流回路の両端が負荷の接続点となされていることを特徴とする手段とした。
【００１２】
請求項５記載の２重共振回路により直流高電圧発生機能を付加させる電源装置は、請求項４記載の２重共振回路により直流高電圧発生機能を付加させる電源装置において、前記制御回路は制御用周波数を任意に変更可能に構成されていることを特徴とする手段とした。
【００１３】
請求項６記載の２重共振回路により直流高電圧発生機能を付加させる電源装置は、請求項４に記載の２重共振回路により直流高電圧発生機能を付加させる電源装置において、前記第２の共振用コンデンサの容量を変更可能に構成されていることを特徴とする手段とした。
【発明の効果】
【００１４】
請求項１記載の２重共振回路により直流高電圧発生機能を付加させる方法では、上述のように、トランスにおける磁性体コアの１次側に巻かれた１次コイルと磁性体コアの２次側に巻かれた２次コイルにそれぞれコイルのインダクタンスに共振する１次共振用コンデンサと２次共振用コンデンサを接続し、トランスの１次コイルと２次コイルにそれぞれ直流共振回路を設け、磁性体コアの２次側に２次コイルと同心円状に該２次コイルの巻数の所定倍の３次コイルを巻き、１次側の直流共振回路にスイッチング回路で断続した直流を供給することにより、１次コイルおよび２次コイルに交番電圧を誘起させ、３次コイルにより２次コイルの誘導電圧の所定倍の高電圧とした後、３次コイルの両端に整流回路を接続して直流高電圧電源を得るようにしたことで、回路の簡略化および装置の小型軽量化を可能とし、かつ、簡単な操作で直流高電圧を発生させることができるようになるという効果が得られる。操作が簡単な２重共振回路により直流高電圧発生機能を付加させることができるようになるという効果が得られる。
【００１５】
また、請求項２におけるように、前記２次コイルの垂下特性部分を利用すると共に、１次側の直流共振回路にスイッチング回路で断続した直流を供給する発振周波数を複数種選定し、切換手段により切り換え、直流出力電圧値を複数種切り換え設定するようにすることで、電圧種別に応じて発振周波数を変えるだけで、直流出力電圧が選定できるようになるため、電圧種別に応じてそれぞれ装置を用意する場合に比べて有利であり、前述のように、小型軽量の共用装置を提供することができるようになる。
【００１６】
さらに、請求項３におけるように、前記２次共振用コンデンサの容量を所定倍に大きくすることにより短絡電流値を制御するようにすることで、電力ケーブル等の誘電体負荷絶縁破壊に際し、共振条件が成立しなくなり、２次コイルの誘起起電力が低下し、直流出力電圧も低下し、短絡電流が極端に小さくなるので、短絡に対する保護が不要になる。（回路の簡略化）
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下にこの発明の実施例を図面に基づいて説明する。
【実施例１】
【００１８】
この実施例１の２重共振回路により直流高電圧発生機能を付加させる方法および２重共振回路により直流高電圧発生機能を付加させる電源装置は、請求項１および４に記載の発明に対応する。
まず、この実施例１の２重共振回路により直流高電圧発生機能を付加させる方法および２重共振回路により直流高電圧発生機能を付加させる電源装置を図面に基づいて説明する。
【００１９】
図１はこの実施例１の２重共振回路により直流高電圧発生機能を付加させる電源装置を示す回路図、図２は制御回路の詳細を示すブロック図、図３は負荷２１の等価回路である。なお、この実施例１では、商用交流電源１を入力した場合を説明する。
図１において、４は従来公知のブリッジ整流回路であり、第１の整流ダイオーＤｂ１のアノードと第３の整流ダイオードＤｂ３のカソードの接続点５が６０Ｈｚ商用電源１の一方の電源端子２に接続され、第２の整流ダイオードＤｂ２のアノードと第４の整流ダイオードＤｂ４のカソードの接続点６が他方の電源端子３に接続され、全波整流を出力する第１出力端子７ａが後述するスイッチング回路の一方の直流電源ライン７に接続され、第２出力端子８ａが同じく他方の直流電源ライン８に接続されている。
【００２０】
また、Ｃｉは、ブリッジ整流回路４の第１出力端子７ａと第２出力端子８ａ間の回路に接続された入力平滑用コンデンサであり、該入力平滑用コンデンＣｉの容量は後述する共振用コンデンサＣｐ、Ｃｓより大きな容量を有している。
【００２１】
また、Ｑ１、Ｑ２は、第１、第２の絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（以後、第１ＩＧＢＴ、第２ＩＧＢＴという）であって、第１スイッチ、第２スイッチとして直列回路を構成するように接続されており、入力平滑用コンデンサＣｉの直流電圧をオン・オフするため、その直列回路が該入力平滑用コンデンサＣｉに対し並列に接続されている。
【００２２】
前記第１、第２ＩＧＢＴ  Ｑ１、Ｑ２はコレクタがサブストレートに接続され、コレクタとエミッタ間にスイッチ部Ｓ１、Ｓ２を有し、さらにそのスイッチ部Ｓ１、Ｓ２には、コレクタ電流と反対方向に電流を流すようにしたダイオードＤ１、Ｄ２，が並列に接続されている。
【００２３】
前記第１、第２ＩＧＢＴ  Ｑ１、Ｑ２のターンオン、ターンオフ時の電圧を緩慢にするため、第２ＩＧＢＴ  Ｑ２に並列に第１の共振用コンデンサＣｐとトランス１０の共振用インダクタンスＬ１を有する１次コイルＮ１、および、該１次コイルＮ１に対して磁性体コア１１で電磁結合された共振用インダクタンスＬ２を有する２次コイルＮ２と、第２の共振用コンデンサＣｓとの２組の直列共振回路が接続されている。
【００２４】
つまり、前記第１、第２ＩＧＢＴ  Ｑ１、Ｑ２の接続点９と、グランド側の直流電源ライン８との間に、第１の共振インダクタンスＬ１を有する１次コイルＮ１と第１の共振用コンデンサＣｐとの直列回路が接続されて第１の直列共振回路が形成されている。
【００２５】
また、前記トランス１０は、前記のように、１次コイルＮ１に対して磁性体コア１１で電磁結合された共振インダクタンスＬ２を有する２次コイルＮ２を有しており、磁性体コア１１の同一脚に前記１次コイルＮ１と２次コイルＮ２を適当な離間距離をおいて別々に巻いたリーケージトランスに形成されている。そして、この２次コイルＮ２が接続された第１、第２の交流端子１２、１３間に第２の共振用コンデンサＣｓが接続され、第２の直列共振回路が形成されている。
【００２６】
前記磁性体コア１１の２次側には、前記２次コイルＮ２と同心円状に該２次コイルＮ２の巻数の１００〜３００倍（所定倍）の３次コイルＮ３が巻かれている。
この３次コイルＮ３の第１、第２の交流出力端子１４、１５間に出力整流ダイオードＤ０１、Ｄ０２、Ｄ０３およびＤ０４からなる出力整流回路１６が接続されている。即ち、全波整流回路形成するために、第１の出力整流ダイオードＤ０１のアノードと第３の出力整流ダイオードＤ０３のカソードとの接続点（第１の入力端子）１７が第１の交流出力端子１４に接続され、第２の出力整流ダイオードＤ０２のアノードと第４の出力整流ダイオードＤ０４のカソードとの接続点（第２の入力端子）１８が第２の交流出力端子１５に接続されている。
【００２７】
前記第１、第２の出力整流ダイオードＤ０１、Ｄ０２のカソードの接続点（第１の出力端子）１９ａには、負荷２１の一方の直流入ライン１９が接続され、第３、第４の出力整流ダイオードＤ０３、Ｄ０４のアノードの接続点（第２の出力端子）２０ａには、負荷２１の他方の直流入力ライン２０が接続されている。
【００２８】
また、一対の直流出力ライン側、即ち、出力整流回路１６の第１、第２の出力ライン１９〜２０間には、負荷２１が接続されている。
この負荷２１は、電力用ケーブル（または、架空配電線路）であり、負荷２１の等価回路は図３に示すように、対地静電容量Ｃ０と絶縁抵抗Ｒ０とが並列に接続されたものとなる。
【００２９】
また、２２ａは制御回路であり、第１、第２ＩＧＢＴ  Ｑ１、Ｑ２を交互にオン・オフ制御するものであって、ライン２３，２４によって前記第１、第２ＩＧＢＴ  Ｑ１、Ｑ２の両ゲート間に接続されている。そして、この制御回路２２ａは、図２に詳細に示すように、固定周波数発振回路２５と、制御信号形成回路２６とを有しており、この制御信号形成回路２６は、固定周波数発振回路２５の出力波形をコンパレータで形成して第１、第２ＩＧＢＴ  Ｑ１、Ｑ２を制御するため、図４（Ａ）、（Ｂ）に示すように、方形の第１および第２の制御信号Ｖｇ１、Ｖｇ２を形成するものである。
【００３０】
なお、第１の制御信号Ｖｇ１と第２の制御信号Ｖｇ２は互いに逆位相であり、かつ、僅かなデッドタイム（休止期間）ｔ０〜ｔ１、ｔ２〜ｔ３を有して交互にオン期間になるように設定されている。また、前記第１、第２の制御信号Ｖｇ１、Ｖｇ２の周波数は、交流電源１の周波数（例えば、６０Ｈｚ）よりも充分に大きい値（例えば、１５０〜５００Ｈｚ）を有する。また、第１および第２の制御信号Ｖｇ１、Ｖｇ２オン期間のパルス幅はトランス１０の１次コイルＮ１のインダクタンスＬ１と第１の共振用コンデンサＣｐとの直列共振波形の半波よりも短く設定されている。
【００３１】
次に、この実施例１の動作概要を説明する。
この実施例１では上述のように構成されるため、まず、図１のスイッチング回路ＳＷにおいて、第１、第２ＩＧＢＴ  Ｑ１、Ｑ２をオン・オフすると、入力平滑用コンデンサＣｉの直流電圧Ｖｃｉが断続される。共振用インダクタンスＬ１と第１の共振用コンデンサＣｐとの直列共振回路に対して、第１、第２ＩＧＢＴ  Ｑ１、Ｑ２によって断続された電圧が印加されると共振電流が流れる。
【００３２】
前述のように、図４の（Ａ）、（Ｂ）に示す第１の制御信号Ｖｇ１と第２の制御信号Ｖｇ２のオン期間のパルス幅は、１次コイルＮ１の共振インダクタンスＬ１と第１の共振用コンデンサＣｐとの共振波形の半波より短く設定されているが、これは図１の第１、第２の交流出力端子１２、１３間に広範な周波数帯域（例えば、１５０〜５００Ｈｚ）に亘って正弦波形を出力させるための手段であり、トランス１０の１次コイルＮ１の端子電圧ＶＬ１および２次コイルＮ２の端子電圧ＶＬ２は図４の（Ｅ）、（Ｇ）に示すような波形となる。そして、３次コイルＮ３の端子電圧は、図４の（Ｈ）に示すように、２次コイルＮ２の端子電圧ＶＬ２と相似で大きさは該端子電圧ＶＬ２の１００〜３００倍となる。
【００３３】
また、直流出力電圧Ｖ０は、図３の対地静電容量Ｃ０が充分に大きく、かつ、絶縁抵抗Ｒ０が１０〜１０，０００ＭΩと高抵抗であるので、その波形は交流出力波形ＶＬ３が波高値整流された図４の（Ｉ）に示すような平流となり、直流出力電圧値（実効値）の√２倍程度となる。
【００３４】
［共振動作］
次に、図４を参照して、図１の第１、第２ＩＧＢＴ  Ｑ１，Ｑ２のオン・オフの１周期の動作を説明する。
図４において、Ｖｇ１、Ｖｇ２は第１、第２ＩＧＢＴの第１および第２の制御信号、即ち、ゲート、エミッタ間の電圧、ＶＱ１、ＶＱ２は第１、第２ＩＧＢＴ  Ｑ１、Ｑ２のコレクタ、エミッタ間の電圧、Ｉ１は第１の共振用コンデンサＣｐとトランス１０の共振用インダクタンスＬ１を有する１次コイルＮ１からなる第１の直流共振回路に流れる電流、ＶＬ１は、トランス１０の１次コイルＮ１の誘起起電力、Ｉ２はトランス１０の共振インダクタンスを有する２次コイルＮ２と共振用コンデンサＣｓからなる第２の直流共振回路に流れる電流、ＶＬ１はトランス１０の１次コイルＮ１の誘起起電力、ＶＬ２はトランス１０の２次コイルＮ２の誘起起電力、ＶＬ３はトランス１０の３次コイルＮ３の誘起起電力、即ち交流出力である。
【００３５】
図４において、ｔ０〜ｔ４が第１、第２ＩＧＢＴ  Ｑ１、Ｑ２のオン・オフの１周期であり、第１ＩＧＢＴ  Ｑ１のゲート、エミッタ間電圧Ｖｇ１が高レベルになるｔ１〜ｔ２が第１ＩＧＢＴ  Ｑ１のオン期間、第２ＩＧＢＴ  Ｑ２のゲート、エミッタ間電圧Ｖｇ２が高レベルになるｔ３〜ｔ４が第２ＩＧＢＴ  Ｑ２のオン期間、ゲート、エミッタ間の両電圧Ｖｇ１、Ｖｇ２が共に低レベルとなるｔ０〜ｔ１、ｔ２〜ｔ３がデッドタイムである。ｔ１〜ｔ４の１周期の動作を大別してｔ０〜ｔ１の第１期間と、ｔ１〜ｔ２の第２期間と、ｔ２〜ｔ３の第３期間と、ｔ３〜ｔ４の第４期間とに分けて説明する。なお、以下において電流経路の説明では、回路素子の符号のみによって電流経路を示す。
【００３６】
（ｔ０〜ｔ１の第１期間）
ｔ０の直前は、第１の制御信号Ｖｇ１が低レベル、第２の制御信号Ｖｇ２が高レベルである。ｔ０の時点で第２の制御信号Ｖｇ２が高レベルから低レベルに転換すると、第２ＩＧＢＴ  Ｑ２がオンからオフに転換する。従って、ｔ１の直前では第１、第２ＩＧＢＴ  Ｑ１、Ｑ２は共にオフの状態にある。
【００３７】
（ｔ１〜ｔ２の第２期間）、
ｔ１の時点で第１の制御信号Ｖｇ１が低レベルから高レベルに転換すると、第１ＩＧＢＴ  Ｑ１がオフからオンに転換する。この第１ＩＧＢＴ  Ｑ１がオンになると、第１の直列共振回路は、Ｃｉ−７−Ｑ１−９−Ｃｐ−Ｌ１−８−Ｃｉの閉回路に１次共振電流Ｉ１が流れる。この１次共振電流Ｉ１の電流波形は、直列共振条件から図４の（Ｄ）に示すように、正の波型の半波となり、第１の共振用コンデンサＣｐに電荷（静電エネルギー）が蓄積される
また、同時に、Ｌ２−１２−Ｃｓ−１３−Ｌ２からなる第２の直流共振回路の２次コイルＮ２にも２次共振電流Ｉ２が流れる。この２次共振電流Ｉ２の波形は、図４の（Ｆ）に示すように、正の正弦波形の半波となり、第２の共振用コンデンサＣｓに電荷（静電エネルギー）が蓄積される。
【００３８】
１次共振電流Ｉ１が共振インダクタンスＬ１を有するトランス１０の１次コイルＮ１に流れると、Ｉ１とＬ１との積に比例した電圧ＶＬ１が１次コイルＮ１に誘起され、その波形は図４の（Ｅ）のＶＬ１に示すように正の波形の半波となる。
また、２次共振電流Ｉ２が共振インダクタンスＬ２を有するトランス１０の２次コイルＮ２に流れると、Ｉ２とＬ２との積に比例した電圧ＶＬ２が２次コイルＮ２に誘起され、その波形は図４の（Ｇ）のＶＬ２に示すように正の波形の半波となる。同時に、３次コイルＮ３には、ＶＬ２の巻数比倍、即ちＮ３／Ｎ２倍の電圧ＶＬ３が誘起され、その波形は、図４の（Ｈ）のＶＬ３に示すように、正の正弦波の半波となり、電圧ＶＬ２と相似となる。
【００３９】
（ｔ２〜ｔ３の第３期間）、
ｔ２の時点で第１の制御信号Ｖｇ１が高レベルから低レベルに転換すると、第１ＩＧＢＴ  Ｑ１がオンからオフに転換する。従って、ｔ３の直前では第１、第２ＩＧＢＴ  Ｑ１、Ｑ２は共にオフの状態にある。
【００４０】
（ｔ３〜ｔ４の第４期間）
ｔ３の時点で第２の制御信号Ｖｇ２が低レベルから高レベルに転換すると、第２ＩＧＢＴ  Ｑ２がオフからオンに転換する。第２ＩＧＢＴ  Ｑ２がオンになると、第１の直列共振回路には、第１の共振用コンデンサＣｐに蓄積された電荷が放電され、Ｃｐ−９−Ｑ２−８−Ｌ１−Ｃｐの閉回路を１次共振電流Ｉ１となって流れる。ｔ３〜ｔ４の第４期間の電流Ｉ１の波形は、図４の（Ｄ）に示すように、負の波形の半波となる。また、第２ＩＧＢＴ  Ｑ２がオフからオンに転換すると、第２の直列共振回路にも第２の共振用コンデンサＣｓに蓄積された電荷の放電による２次共振電流Ｉ２が、Ｃｓ−１２−Ｌ２−１３−Ｃｓの閉回路を流れる。ｔ３〜ｔ４の第４期間の電流Ｉ２の波形は、図４の（Ｆ）のＩ２に示すように、負の波形の半波となる。
【００４１】
１次共振電流Ｉ１が共振インダクタンスＬ１を有する１次コイルＮ１に流れると、Ｉ１とＬ１との積に比例した電圧ＶＬ１が１次コイルＮ１に誘起され、その波形は図４の（Ｅ）のＶＬ１に示すように正の波形の半波となる。
また、２次共振電流Ｉ２が共振インダクタンスＬ２を有するトランス１０の２次コイルＮ２に流れると、Ｉ２とＬ２との積に比例した電圧ＶＬ２が２次コイルＮ２に誘起され、その波形は図４の（Ｇ）のＶＬ２に示すように正の波形の半波となる。同時に、３次コイルＮ３には、ＶＬ２の巻数比倍、即ちＮ３／Ｎ２倍の電圧ＶＬ３が誘起され、その波形は、図４の（Ｈ）のＶＬ３に示すように、正の正弦波の半波となり、電圧ＶＬ２と相似となる。
【００４２】
［直流出力電圧］
前記３次コイルＮ３の第１、第２の交流出力端子１４、１５間に接続された出力整流ダイオードＤ０１、Ｄ０２、Ｄ０３およびＤ０４からなる出力整流回路１６により、全波整流され直流に変換された後、図３に示すように、対地静電容量Ｃ０が形成され、かつ、絶縁抵抗Ｒ０が１０〜１０，０００ＭΩと高い回路定数が並列に接続された負荷２１の等価回路を有する負荷２１が直流出力端子１９ａ、２０ａ間に接続されるため、波高値整流された図４の（Ｉ）のＶ０に示すような平流が出力され、直流出力電圧値は交流出力電圧（実効値）の√２倍程度になる。
【００４３】
この種装置の特性として、共振回路において負荷電流により共振周波数が変化するが、その場合、無負荷で共振周波数は最も高く、負荷電流が増加すると、低周波域に移行する。また、振幅は、無負荷の場合が一番大きく、負荷電流が増加すると振幅は小さくなって行くことが判っている。
【００４４】
本発明では、前記のように、図５に示すように、電圧−周波数特性曲線の垂下特性部分を利用しているが、この電圧−周波数特性曲線は、前記のように、負荷２１が図３に示すような絶縁抵抗Ｒ０と対地静電容量Ｃ０との並列回路であり、無負荷に近い状態になっている。
地絡事故点が直流高電圧印加により、絶縁破壊し、前記絶縁抵抗Ｒ０が零になり、短絡状態になると、共振周波数が低周波域に移行し、振幅も小さくなるので、短絡電流値は小さくなる。
【００４５】
例えば、図６に示すような構造のトランス１０で、１次コイルＮ１を６００回、２次コイルＮ２を１００回、３次コイルＮ３を２５，０００回、１次側共振用コンデンサＣｐを５０μＦ、２次側共振用コンデンサＣｓを５０μＦとした場合、図５に示すように、３５１Ｈｚの点で、直流出力電圧４０ＫＶが得られ、６ＫＶ用電力ケーブルの絶縁破壊時の短絡電流は、負荷２１の直流入力ライン１９で計測した結果、５ｍＡであった。
【００４６】
本実施例１の２重共振回路により直流高電圧発生機能を付加させる電源装置では、入力が一定である商用交流電源１を利用して小型、軽量化された、長寿命で安価な直流高電圧発生装置として最適に使用することができる。
【００４７】
次に、他の実施例について説明する。この他の実施例の説明にあたっては、前記実施例１と同様の構成部分については図示を省略し、もしくは同一の符号を付けてその説明を省略し、相違点についてのみ説明する。
【実施例２】
【００４８】
この実施例１の２重共振回路により直流高電圧発生機能を付加させる方法および２重共振回路により直流高電圧発生機能を付加させる電源装置は、請求項２および５に記載の発明に対応する。
この実施例２の２重共振回路により直流高電圧発生機能を付加させる電源装置は、前記直流出力電圧を２〜５種切り換え設定できるようにした点が前記実施例１とは相違したものである。
【００４９】
図７は本実施例２の２重共振回路により直流高電圧発生機能を付加させる電源装置を示す回路図、図８は制御回路の詳細を示すブロック図であり、この実施例２における制御回路２２ｂは、図８に詳細を示すように、可変周波数発振器２７と、制御信号形成回路２８とを組み合わせた構造とした点に特徴がある。
前記可変周波数発振器２７に接続された制御信号形成回路２８は、可変周波数発信回路２７の出力波形をコンパレータで整形して、第１、第２ＩＧＢＴ  Ｑ１、Ｑ２を制御するための方形の第１、第２の制御信号Ｖｇ１、Ｖｇ２を図４の（Ａ）、（Ｂ）に示すように形成するものである。なお、前記第１、第２の制御信号Ｖｇ１、Ｖｇ２は、互いに逆位相であり、かつ、僅かなデッドタイム（休止期間）ｔ０〜ｔ１、ｔ２〜ｔ３を有して交互にオン期間になる。また、前記第１、第２の制御信号Ｖｇ１、Ｖｇ２の周波数は、商用交流電源１の周波数（例えば、６０Ｈｚ）よりも充分に高い値（例えば、１５０〜５００Ｈｚ）を有する。また、前記第１、第２制御信号Ｖｇ１、Ｖｇ２のオン期間のパルス幅は、トランス１０の１次コイルＮ１のインダクタンスＬ１と第１の共振用コンデンサＣｐとの直列共振波形の半波よりも短く設定されている。
【００５０】
［動作概要］
なお、トランス１０の動作は前記実施例１と同様であるため、その説明は省略する。
負荷２１は、電力用ケーブル（または、架空配電線路）であり、負荷２１の等価回路は図３に示すように、対地静電容量（コンデンサ）Ｃ０と絶縁抵抗Ｒ０とが並列に接続され、直流入力ライン１９、２０によって出力整流回路１６に接続されている。この場合、共振動作および直流電圧出力については、前記の第１、第２ＩＧＢＴ  Ｑ１、Ｑ２のオン・オフ周波数が固定の場合と同様であるが、前記可変周波数発振回路２７によって発振周波数を変化させることにより、直流出力電圧値を変化させることができるようになっている。
【００５１】
例えば、直流出力電圧を低くするためには、前記発振周波数を高くするだけでよい。これは、図９の電圧−周波数特性曲線から判るように、周波数が高くなるとトランス１０の２次コイルＮ２の誘起起電力ＶＬ２が低くなり、この誘起起電力ＶＬ２に比例して３次コイルＮ３の誘起起電力ＶＬ３も低くなり、直流電圧値も低くなるのである。
【００５２】
次に、直流出力電圧値を段階的に切り換える方法を、図９の電圧−周波数特性曲線に基づいて説明する。図９の電圧−周波数特性曲線の横軸は発振周波数（Ｈｚ）、縦軸は直流出力電圧（ＫＶ）を表している。この電圧−周波数特性曲線は、各周波数（Ｈｚ）における直流出力電圧（ＫＶ）を表している。
【００５３】
発振周波数としてその大きい方からｆ１、ｆ２、ｆ３およびｆ４の４種設定し、前記可変周波数発振回路２７に前記ｆ１、ｆ２、ｆ３およびｆ４の４種の周波数を発振可能にし、その中から１波づつ選択可能に構成することにより、４種類の直流出力電圧（ＫＶ）Ｖ０１、Ｖ０２、Ｖ０３およびＶ０４を選択出力させることができるようになっている。
【００５４】
電力ケーブルまたは架空配電線路には、６ＫＶや２０ＫＶ等の種類があり、電圧種別に応じて発振周波数を変えるだけで、直流出力電圧が選定できることは、電圧種別に応じてそれぞれ装置を用意する場合に比べて有利であり、前述のように、小型軽量の共用装置を提供することができるようになる。
【実施例３】
【００５５】
この実施例３の２重共振回路により直流高電圧発生機能を付加させる方法および２重共振回路により直流高電圧発生機能を付加させる電源装置は、請求項３および６に記載の発明に対応する。
この実施例３の２重共振回路により直流高電圧発生機能を付加させる電源装置は、前記第２の共振用コンデンサＣｓの容量を変更可能に構成されている点が、前記実施例１、２とは相違したものである。
図１０は本実施例３の２重共振回路により直流高電圧発生機能を付加させる電源装置を示す回路図であり、この実施例３における制御回路２２ｂは、前記実施例２と同様で、図１１に詳細を示すように、可変周波数発振器２７ｂと、制御信号形成回路２８とを組み合わせた構造となっている。
【００５６】
即ち、この実施例３では、図１０に示すように、切り換えスイッチＳ３の一方の接点と一方の第２の共振用コンデンサＣｓ１の直列回路が、トランス１０の２次コイルＮ２の第１、第２の交流出力端子１２、１３間に並列に接続され、切り換えスイッチＳ３の他方の接点と他方の第２の共振用コンデンサＣｓ２との直列回路がトランス１０の２次コイルＮ２の第１、第２の交流出力端子１２、１３間に並列に接続され、この他方の第２の共振用コンデンサＣｓ２の静電容量が、一方の第２の共振用コンデンサＣｓ１の静電容量の２〜１０倍となるように設定されている。
【００５７】
［動作概要］
なお、トランス１０の動作は前記実施例１、２と同様であるため、その説明は省略する。
まず、負荷２１に直流電圧を印加し、地絡事故点が絶縁破壊すると、切り換えスイッチＳ３の接点が一方の第２の共振用コンデンサＣｓ２側から他方の第２の共振用コンデンサＣｓ２側に切り換えられる。同時に、制御回路２２ｂの可変周波数発振回路２７ｂにより、発振周波数をｆ０（Ｈｚ）から低周波域へ移行させる。図１２において、曲線Ｂは、第２の共振用コンデンサＣｓ２側に切り換えられた場合の短絡電流−周波数特性を表している。図１２の電流−周波数特性曲線Ｂから判るように、負荷２１に流れる電流は、周波数が低周波域に移行すると大きくなって行き、地絡電流値が定電流設定値Ｉｃに達すると、定電流回路が機能し、地絡電流を一定値Ｉｃに保持するように発信周波数が変化する。
【００５８】
［発信周波数の低周波域への移行］
発振周波数をｆ０（Ｈｚ）から低周波域への移行方法例を図１０を参照し、図１３に基づいて説明する。なお、図１３において、３３は発信周波数移行回路、３４は定電流回路を示す。
図中ＰＢは押しボタンスイッチであり、力を加えない状態では接点が閉じている。ＰＣ１はフォトセルであり、発光ダイオードＬＥＤ１と受光部を構成するカドミュウムシェルＣｄｓ１を組み合わせた構造になっており、発光ダイオードＬＥＤ１の発光の度合いにより、カドミュウムシェルＣｄｓ１の抵抗が変化することを利用している。
【００５９】
発光ダイオードＬＥＤ１の発光がない場合、つまり、発光ダイオードＬＥＤ１に電流が流れていない状態では、カドミュウムシェルＣｄｓ１の抵抗が非常に大きく、例えば、数ＭΩであるが、発光ダイオードＬＥＤ１の発光量が大きい場合は低い抵抗値、例えば、数１０Ωまで低下する。ＣＲ発信器は、タイミング抵抗ＲＴとタイミングコンデンサＣＴの組み合わせにより発信周波数が決まり、タイミング抵抗ＲＴとタイミングコンデンサＣＴとの積が大きいと発信周波数は低く、タイミング抵抗ＲＴとタイミングコンデンサＣＴの積が小さいと発信周波数は高くなる。
【００６０】
図１３において、押しボタンスイッチＰＢを押すまではＶcc（電源）−Ｒ２（抵抗）−ＰＢ−Ｐｃ１−ＧＮＤ（グランド）の経路で電流が流れ、発光ダイオードＬＥＤ１の発光量が大きく、タイミング抵抗ＲＴは抵抗Ｒ１とほぼ同じで、その時の発信周波数はｆ０（Ｈｚ）になっている。
【００６１】
押しボタンスイッチＰＢを押した直後は、コンデンサＣは全く充電されていないので、発信周波数はｆ０（Ｈｚ）であるが、コンデンサＣが抵抗Ｒ２を通じて充電されて行くと電流値は減少して行き、発光ダイオードＬＥＤ１の発光量も小さくなって行く。従って、前記説明のように、カドミュウムシェルＣｄｓ１の抵抗は大きくなって行き、発信周波数は低周波域に移行して行くのである。
【００６２】
［定電流制御動作］
次に、図１２を参照して、図１０および図１３により、定電流制御動作を説明する。なお、図１３における定電流回路３４部分については符号のみ付してその説明を省略する（ＰＣ２はフォトセルであり、発光ダイオードＬＥＤ２と受光部を構成するカドミュウムシェルＣｄｓ２を組み合わせた構造になっている。Ｒ３〜Ｒ７は抵抗である。）。
図１２は、縦軸に負荷２１に流れる短絡電流（ｍＡ）を、横軸に第１、第２ＩＧＢＴ  Ｑ１、Ｑ２のオン・オフ周波数をとり、負荷２１の抵抗Ｒ０を小さくし、定格交流入力電圧とした時の両者の関係を図表化したもので、曲線Ｂがそれに該当する。曲線Ａは、縦軸に直流出力電圧Ｖ０（ＫＶ）を、横軸に第１、第２ＩＧＢＴ  Ｑ１、Ｑ２のオン・オフ周波数をとり、負荷２１の等価回路抵抗Ｒ０が非常に大きく、無負荷に近い状態での両者の関係を図表化したものである。
【００６３】
前記の発信周波数の低周波域への移行で説明したように、人為時に発信周波数を図１２のｆ０（Ｈｚ）から低周波域に移行した場合について説明する。
発信周波数がｆ０（Ｈｚ）の場合、短絡電流は僅かであるが、発信周波数が低い領域へ移行して行くと、図１２の曲線Ｂから判るように、短絡電流（ｍＡ）は大きくなって行く。
【００６４】
図１０において、抵抗ＲＧは電流が流れると、端子間に電位差を生じることを利用した電流−電圧変換器として作用している。
制御回路２２ｂは第１、第２ＩＧＢＴ  Ｑ１、Ｑ２を交互にオン・オフ制御するものであって、一対の出力電圧検出ライン２９、３０によって前記抵抗ＲＧの両端に接続されていると共に、ライン２３、２４によって前記第１、第２ＩＧＢＴ  Ｑ１、Ｑ２のゲートに接続されている。
【００６５】
また、制御回路２２ｂは、図１１に詳しく示すように、誤差増幅器３２と、基準電圧源３１と、可変周波数発信回路２７ｂと、制御信号形成回路２８とを有する。
前記誤差増幅器３２の一方の入力端子はライン２９によって電流−電圧変換用抵抗ＲＧの負荷２１側に接続され、他方の入力端子は基準電圧源２６に接続され、誤差増幅器３２の出力端子は可変周波数発信回路２７ｂに接続されている。
【００６６】
前記誤差増幅器３２は、地絡電流をライン２９、３０で検出した電圧と、基準電圧源３１の電圧との差に対応する電圧を出力するものである。
また、前記可変周波数発信回路２７ｂは、前記誤差増幅器３２の出力電圧に対応した周波数信号を出力する。
そして、この可変周波数発信回路２７ｂの周波数信号は、前記出力電圧検出ライン２９、３０の検出電圧が高くなった時に高くなり、逆に検出電圧が基準電圧より低くなった時は、誤差増幅器３２からの出力電圧は低くなる。
【００６７】
前記制御信号形成回路２８は、可変周波数発信回路２７ｂの出力波形をコンパレータで整形して、第１、第２ＩＧＢＴ  Ｑ１、Ｑ２を制御するための方形の第１、第２制御信号Ｖｇ１，Ｖｇ２を図４の（Ａ）、（Ｂ）に示すように形成するものである。
【００６８】
前記のように、図１２の曲線Ｂが定電流設定値より低い領域では、発信周波数は定電流制御回路の影響を受けることがないが、定電流設定値を超えると、誤差増幅器３２から電圧が出力され、可変周波数発信回路からの周波数は高くなり、図１２の曲線Ｂは高い周波数へ移行する。曲線Ｂは発信周波数が高くなって定電流設定値を下回ると、誤差増幅器３２からの出力電圧は低くなり、発信周波数は低周波域に移行し、再び、定電流設定値を超える。このようなことを繰り返して結果的に定電流を保持するようになる。
【００６９】
次に、負荷２１の絶縁破壊時に切り換えスイッチＳ３により、一方の第２の共振用コンデンサＣｓ１側から他方の第２の共振用コンデンサＣｓ２側に切り換えを行う理由について説明する。
即ち、前記のように、負荷２１の地絡事故点が絶縁破壊して短絡状態になると、共振周波数が低周波域に移行し、かつ、振幅が小さくなるので、短絡電流は小さい。
【００７０】
前記のように、架空配電線路では、地絡事故点を特定するため安定した定電流を一定の大きさで流し続ける必要があり、そのためには、一方の第２の共振用コンデンサＣｓ１では静電容量が足りず、十分な電流を流すことができない。そのため、一方の第２のコンデンサＣｓ１の２〜１０倍の静電容量を有する他方の第２の共振用コンデンサＣｓ２に切り換えるのである。
【００７１】
図１２は、横軸に発振周波数ｆ（Ｈｚ）、縦軸に直流発生電圧Ｖ０（ＫＶ）および負荷２１に流れる短絡電流（ｍＡ）を図表化したものを示し、負荷２１の絶縁抵抗Ｒ０が絶縁破壊した場合、直流出力電圧Ｖ０（ＫＶ）は、発振周波数ｆ０（Ｈｚ）では非常に低い値となり、その値は図１２の短絡電流の周波数特性を示す曲線Ｂと比例関係にある。切り換えスイッチＳ３により、一方の第２の共振用コンデンサＣｓ１側から他方の第２の共振用コンデンサＣｓ２側に切り換え、発振周波数ｆ０（Ｈｚ）を高周波数域から低周波数域へ移行させると、図１２の曲線Ｂに示すように、増加して行く。曲線Ｂの短絡電流値が定電流定値に達すると、定電流機能が作動し、短絡電流値を一定に保持するのである。
【００７２】
以上のように、この実施例３の２重共振回路により直流高電圧発生機能を付加させる電源装置によれば、架空配電線路に地絡事故点を探索するための短絡電流（探索電流）を安定して供給するため、あるいは、電力ケーブルで完全に絶縁破壊を極めて小さい電力で効果的に行うことができる直流高電圧発生装置として最適に使用することができるようになる。
【００７３】
以上本実施例を説明してきたが、本発明は上述の実施例に限られるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等があっても、本発明に含まれる。
例えば、実施例では、３次コイルＮ３の巻数を２次コイルＮ２の巻数の１００〜３００倍としたが、この倍数は任意である。
【図面の簡単な説明】
【００７４】
【図１】実施例１の２重共振回路により直流高電圧発生機能を付加させる電源装置を示す回路図である。
【図２】実施例１における制御回路の詳細を示すブロック図である。
【図３】実施例１における負荷２１の等価回路を示す図である。
【図４】実施例１における制御回路の作動を示すタイムチャートである。
【図５】実施例１における直流出力電圧−周波数特性図である。
【図６】実施例１におけるトランスを示す摸式図である。
【図７】実施例２の２重共振回路により直流高電圧発生機能を付加させる電源装置を示す回路図である。
【図８】実施例２における制御回路の詳細を示すブロック図である。
【図９】実施例２における直流出力電圧−周波数特性図である。
【図１０】実施例３の２重共振回路により直流高電圧発生機能を付加させる電源装置を示す回路図である。
【図１１】実施例３における制御回路の詳細を示すブロック図である。
【図１２】実施例３における直流出力電圧−周波数特性図、および短絡電流−周波数特性図である。
【図１３】実施例３における発振周波数の低周波域への移行および定電流制御装置を示す回路図である。
【符号の説明】
【００７５】
１  商用交流電源
４  ブリッジ整流回路
１０  トランス
１１  磁性体コア
１６  出力整流回路
２１  負荷
２２ａ  制御回路
Ｃｉ  平滑用コンデンサ
Ｃｐ  第１の共振用コンデンサ
Ｃｓ  第２の共振用コンデンサ
Ｎ１  １次コイル
Ｎ２  ２次コイル
Ｎ３  ３次コイル
Ｑ１  第１の絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（第１スイッチ）
Ｑ２  第２の絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（第２スイッチ）
【図１】
2007068375.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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