(57)【要約】【課題】ゼロサフィックス区間等の無信号区間のデータをＯＦＤＭシンボルに重複加算することによってマルチパスフェージングを補償する無線受信装置の通信特性を改善する。【解決手段】ＵＷＢ受信装置１は、受信信号の遅延スプレッドの推定値に基づいて重複加算数を決定する重複加算数決定部２３と、ゼロサフィックス区間に受信されたデータのうち、重複加算数決定部２３により決定された重複加算数に相当するデータを受信信号のＯＦＤＭシンボルの先頭部分に加算する重複加算部１９とを備える。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直交周波数多重変調されたＯＦＤＭシンボルの間に無信号区間を挿入して送信された信号を、無線伝送路を介して受信する無線受信装置であって、
受信信号の遅延特性に基づいて重複加算数を決定する決定部と、
前記無信号区間に受信されたデータのうち、前記決定部により決定された重複加算数に相当するデータを前記受信信号のＯＦＤＭシンボルの先頭部分に加算する加算部と、
を備える無線受信装置。
【請求項２】
前記決定部は、前記受信信号の遅延スプレッドが大きくなるにつれて単調増加するように重複加算数を決定する請求項１に記載の無線受信装置。
【請求項３】
前記受信信号と既知の参照信号との相関演算結果に基づいて、前記遅延特性の評価パラメータを算出する算出部を備え、
前記決定部は、前記評価パラメータに基づいて重複加算数を決定する請求項１に記載の無線受信装置。
【請求項４】
前記決定部は、前記評価パラメータを所定の閾値と比較し、比較結果に応じて前記重複加算数を決定する請求項３に記載の無線受信装置。
【請求項５】
前記決定部は、前記評価パラメータに所定の係数を乗算して得られる乗算結果に対応付けられた重複加算数を選択することにより、前記加算部に適用される重複加算数を決定する請求項３に記載の無線受信装置。
【請求項６】
前記評価パラメータは、遅延スプレッドである請求項３乃至５のいずれかに記載の無線受信装置。
【請求項７】
当該無線受信装置は、周波数ホッピングされた信号を、複数の周波数バンドを切り替えて受信し、
前記決定部は、前記周波数バンド毎に重複加算数を決定する請求項１乃至６のいずれかに記載の無線受信装置。
【請求項８】
直交周波数多重変調されたＯＦＤＭシンボルの間に無信号区間を挿入して送信された信号を、無線伝送路を介して受信した場合の受信信号に対する信号処理方法であって、
前記受信信号の遅延特性に基づいて重複加算数を決定し、
前記無信号区間に受信されたデータのうち、前記決定部により決定された重複加算数に相当するデータを前記受信信号のＯＦＤＭシンボルの先頭部分に加算することを特徴とする信号処理方法。
【請求項９】
前記受信信号と既知の参照信号との相関演算結果に基づいて算出した前記遅延特性の評価パラメータに基づいて前記重複加算数を決定する請求項８に記載の信号処理方法。
【請求項１０】
前記評価パラメータは遅延スプレッドである請求項９に記載の信号処理方法。
【請求項１１】
前記送信された信号は周波数ホッピングされた信号であって、複数の周波数バンドを切り替えて受信され、
前記重複加算数は、前記周波数バンド毎に決定される請求項８乃至１０のいずれかに記載の信号処理方法。
【請求項１２】
請求項８乃至１１のいずれかに記載の信号処理方法をコンピュータに実行させるためのプログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線受信装置に関し、特にゼロサフィックス及びゼロプリフィックス等の無信号区間を送信信号に挿入することによってマルチパスによる遅延波を吸収する方式を採用しているＭＢ−ＯＦＤＭ方式などの無線受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信では、マルチパスフェージングの影響を低減するために、送信信号にガードインターバルを挿入することや、受信側で適応等化受信を行うことが行われている。
【０００３】
例えば、ＥＣＭＡ（European Computer Manufacturer Association）によってＥＣＭＡ−３６８として規格化され、ＰＨＹ層にＭＢ−ＯＦＤＭ（Multi-band Orthogonal Frequency Division Multiplexing）を採用している短距離無線通信規格ＵＷＢ（Ultra wide Band）では、図８に示すように、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）によって生成した１２８サンプルのＯＦＤＭシンボルの後ろに３７サンプル分のゼロサフィックス（ＺＳ）が挿入される。ＵＷＢ送信装置は、ゼロサフィックス挿入後の送信データを搬送波に重畳して送信する。なお、ＵＷＢでは周波数ホッピング技術を採用しているため、ＵＷＢ送信装置は周波数の異なる３つの搬送波を用いて、１ＯＦＤＭシンボル毎に搬送波を周期的に切り替えて送信する。
【０００４】
ゼロサフィックスが挿入された信号を受信したＵＷＢ受信装置は、ＯＦＤＭシンボルの後ろに付加されたゼロサフィックス区間のデータをＯＦＤＭシンボルの先頭部分に加算する。このような加算処理を以下では"重複加算"と呼ぶ。ＵＷＢ受信装置による重複加算処理によって、ＵＷＢ送信装置とＵＷＢ受信装置の間の伝送路におけるマルチパスフェージングの影響を補償することができる。なお、ゼロサフィックスとして挿入される３７個のゼロデータのうちの５個分の時間は、受信装置におけるキャリア周波数の切り替え時間に割り当てられるため、重複加算に使用されるサンプル数は３２個となる。
【０００５】
従来のＯＦＤＭ受信装置７の構成を図９に示す。図９を参照して、ＭＢ−ＯＦＤＭ受信装置７における受信動作の概要を説明する。アンテナ１１で受信された信号はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１２によって帯域選択された後に低雑音アンプ（ＬＮＡ）１３によって増幅される。ＢＰＦ１２は、ＭＢ−ＯＦＤＭの複数のバンドグループから受信するバンドグループを選択し、帯域外雑音、干渉波を除去するためのフィルタである。ＬＮＡ１３によって増幅された信号は、直交復調部１４に入力されて直交復調される。なお、ＭＢ−ＯＦＤＭでは周波数ホッピングが行われるため、図示しない発振器によって生成され、直交復調部に入力されるローカル周波数ｆｃは、周波数ホッピングパタンに応じて周期的に切り替えられる。
【０００６】
直交復調部１４によって復調されたベースバンド信号は、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１５によって高周波成分を除去された後に可変利得アンプ（ＶＧＡ）１６によって所定の信号レベルまで増幅される。
【０００７】
Ａ／Ｄコンバータ（ＡＤＣ）１７は、ＶＧＡ１６によって増幅されたベースバンド信号を入力して標本化及び量子化を行い、デジタル化された離散的なベースバンド信号を出力する。ＡＤＣ１７の出力信号は、同期処理部１８に入力される。
【０００８】
同期処理部１８は、ＯＦＤＭ信号のシンボル同期タイミング及びフレーム同期タイミングを捕捉するとともに、入力されたベースバンド信号に対して、プリアンブルの除去、及び、受信信号の搬送波周波数と直交復調に用いるローカル周波数との位相誤差を補正するための位相回転処理を行う。なお、同期処理部１８は、入力信号と既知のプリアンブル信号との相関値を算出する相関器（不図示）を備えており、相関器によって算出された相関値のピーク位置をもとに、ＯＦＤＭ信号のシンボル同期タイミングを決定する。
【０００９】
重複加算部７９は、入力されたベースバンド信号からゼロサフィックス区間を除去するとともに、ゼロサフィックス区間の３２サンプル分のデータをＯＦＤＭシンボル区間の先頭部分に加算する。
【００１０】
ＦＦＴ部２０は、重複加算後のベースバンド信号に対する高速フーリエ変換を行って、サブキャリア毎の復調データを出力する。
【００１１】
サブキャリア復号部２１は、パイロット・トーンを用いたサブキャリア毎の復調データに対する周波数等化処理、デインタリーブ、ビタビ復号、及びデスクランブル等を行い、得られた復号データを出力する。
【００１２】
次に、重複加算部７９において行われる重複加算処理の内容及びその問題点について説明する。図１０（ａ）は、ＵＷＢ受信装置７の受信信号を示す概念図であり、伝送路１乃至３の３つの伝送路を介して到達した信号の様子を示すものである。伝送路１は直接波の伝搬経路に相当し、また、伝送路２及び３は反射波（遅延波）の伝搬経路に相当している。つまり、伝送路２及び３を伝搬して受信された信号は、伝送路１を伝搬して受信された信号に対して遅延している。
【００１３】
このような遅延波の存在に起因する受信信号の歪みを補正するため、重複加算部７９において重複加算が行われる。図１０（ｂ）は、重複加算の概念図を示している。具体的には、直接波の先頭部分から１ＯＦＤＭシンボルに相当する１２８サンプル区間（ＦＦＴ区間）の受信データ８２の先頭に、ゼロサフィックス区間（ＺＳ区間）の３２サンプル分のデータを加算する。これにより、ＦＦＴ区間より時間的に遅れ、ＺＳ区間にはみ出して到達した最大３２サンプルの遅延部分８２１がＦＦＴ区間の受信データ８２に加算される。このように、重複加算を行うことによって、マルチパスによる遅延波の存在に起因する受信信号の歪みを補正できる。
【００１４】
重複加算部７９は、以下の（１）式に示す加算処理を行う。（１）式において、Ｓｎ［ｋ］は重複加算部７９に入力される受信データを表し、Ｓｏｕｔ［ｋ］は重複加算部７９から出力される重複加算後のデータを表している。つまり、重複加算部７９は、ゼロサフィックス区間の３２個のデータＳｎ［１２８］〜Ｓｎ［１５９］をＯＦＤＭシンボルの先頭Ｓｎ［０］〜Ｓｎ［３１］に加算することにより、１６５個の入力データＳｎ［０］〜Ｓｎ［１６４］から、１２８個の出力データＳｏｕｔ［０］〜Ｓｏｕｔ［１２７］を生成する。なお、Ｓｎ［１６０］〜Ｓｎ［１６４］の５個のデータは、周波数ホッピングのために確保されたガードインターバルであるため、これらは重複加算には使用されない。
【００１５】
【数１】
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【００１６】
重複加算部７９の構成例を図１１に示す。このように、重複加算部７９は、１６０個の記憶素子が直列接続されたシフトメモリ８０と、３２個の加算器８１００乃至８１３１によって構成することができる。
【００１７】
なお、重複加算を行うことにより、ゼロサフィックス区間のＤＣオフセットやノイズがＯＦＤＭシンボルに加算されることになる。例えば、上述したＵＷＢ受信装置７では、１２８サンプルのＯＦＤＭシンボルに対して３２サンプルのデータを重複加算するため、重複加算によってノイズが（１２８＋３２）／１２８倍されることになる。つまり、重複加算によって、１０ｌｏｇ１０（１６０／１２８）＝０．９７ｄＢのペナルティを生じ、所要ＣＮＲ（Carrier to Noise Ratio）が約０．９７ｄＢ劣化することになる。従来のＵＷＢ受信装置は、遅延スプレッドの大きさに関わらず、固定的に３２サンプル分のデータを重複加算するため、重複加算によるペナルティは遅延スプレッドの大きさに拠らず一律に発生することになる。ここで、遅延スプレッドとは、マルチパスを伝搬した信号の時間方向の拡がりの程度、つまり遅延特性を示すパラメータである。遅延スプレッドは、遅延時間に対する受信信号の電力分布の広がりの二乗平均値（分散）として定義される。なお、遅延スプレッドの平方根も、受信信号の拡がりを示すパラメータとして用いられているため、以下では、これをＲＤＳ（root-mean-square Delay Spread）と呼ぶ。
【００１８】
ここでは、図１２（ａ）に示すように、遅延部分８２１の大きさが重複加算の対象となるゼロサフィックス区間（ＺＳ区間）の３２サンプルのデータ長に比べて十分に小さい場合を考える。図１２（ａ）において、符号８３はノイズを示している。つまり、図１２（ａ）は、遅延スプレッドが小さい場合を示している。従来のＵＷＢ受信装置においては、図１２（ａ）のように遅延部分８２１が小さい場合でも、図１２（ｂ）に示すようにＺＳ区間の３２サンプルのデータが固定的に重複加算される。このため、遅延部分８２１に加えて、３２サンプルのＺＳ区間のノイズ８４が常に重複加算される結果となり、上述した約０．９７ｄＢのペナルティが固定的に発生し、通信特性の劣化の原因となる。
【特許文献１】特開２００２−８４３３２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１９】
上述したように、従来のＵＷＢ受信装置では、重複加算を行うことによって、受信信号の遅延スプレッドの大きさに拠らず、重複加算に伴う通信特性の劣化が固定的に発生するという問題がある。このような問題は、上述したＵＷＢ受信装置に限らず、直交周波数多重変調されたＯＦＤＭシンボルの間にゼロサフィックス及びゼロプリフィックス等の無信号区間が挿入された信号を無線伝送路を介して受信し、受信信号に対する重複加算を行う無線受信装置において一般的に発生する問題である。
【００２０】
なお、特許文献１に開示された無線受信装置は、受信信号の遅延スプレッドを推定し、推定した遅延スプレッドの大きさに応じて、パイロットシンボル挿入法によるフェージング歪み補償法と、適応等化器によるフェージング歪み補償法とを選択し、選択した方法によってフェージング歪み補償を行うものである。つまり、図９のサブキャリア復号部２１における周波数等化の方法を遅延スプレッドの大きさに応じて選択可能としたものであり、上述した問題点に対する解決策を示すものではない。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
本発明の第１の態様にかかる無線受信装置は、直交周波数多重変調されたＯＦＤＭシンボルの間に無信号区間を挿入して送信された信号を、無線伝送路を介して受信する無線受信装置であって、受信信号の遅延特性に基づいて重複加算数を決定する決定部と、前記無信号区間に受信されたデータのうち、前記決定部により決定された重複加算数に相当するデータを前記受信信号のＯＦＤＭシンボルの先頭部分に加算する加算部とを備える。ここで、無信号区間とは、ゼロサフィックス区間及びゼロプリフィックス区間等の送信時に有意な信号が存在しない信号区間である。
【００２２】
このような構成によって、受信信号の遅延特性に応じて重複加算数を適応的に変更することが可能となる。したがって、受信信号の遅延時間の広がりを過度に上回るゼロサフィックス区間又はゼロプリフィックス区間のデータを重複加算することに伴う通信特性の劣化を抑制できる。
【００２３】
本発明の第２の態様にかかる信号処理方法は、直交周波数多重変調されたＯＦＤＭシンボルの間に無信号区間を挿入して送信された信号を、無線伝送路を介して受信した場合における受信信号に対する信号処理方法である。具体的には、前記受信信号の遅延特性に基づいて重複加算数を決定し、前記無信号区間に受信されたデータのうち、前記決定部により決定された重複加算数に相当するデータを前記受信信号のＯＦＤＭシンボルの先頭部分に加算することを特徴とする。
【００２４】
このような信号処理方法によって、受信信号の遅延特性に応じて重複加算数を適応的に変更することが可能となる。したがって、受信信号の遅延時間の広がりを過度に上回るゼロサフィックス区間又はゼロプリフィックス区間のデータを重複加算することに伴う通信特性の劣化を抑制できる。
【発明の効果】
【００２５】
本発明により、ゼロサフィックス区間等の無信号区間のデータをＯＦＤＭシンボルに重複加算することによってマルチパスフェージングを補償する無線受信装置の通信特性を改善することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
以下では、本発明を適用した具体的な実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。各図面において、同一要素には同一の符号が付されており、説明の明確化のため、必要に応じて重複説明は省略する。なお、以下に示す発明の実施の形態は、ＵＷＢ受信装置に本発明を適用したものである。
【００２７】
発明の実施の形態１．
本実施の形態にかかるＵＷＢ受信装置１の構成を図１に示す。図１において、遅延スプレッド推定部２２は、受信信号の遅延スプレッドを算出する。上述したように、遅延スプレッドは、マルチパスを伝搬したことによる受信信号の遅延時間の拡がりが反映された評価パラメータである。重複加算数決定部２３は、遅延スプレッド推定部２２によって算出された遅延スプレッドに応じて、重複加算数を決定する。ここで、重複加算数とは、後述する重複加算部１９において、ＯＦＤＭシンボルに対して重複加算されるゼロサフィックス区間のサンプル数である。ＯＦＤＭ受信装置の場合、重複加算数の最大値は３２であり、最小値はゼロである。
【００２８】
重複加算部１９は、入力されたベースバンド信号からゼロサフィックス区間を除去するとともに、ゼロサフィックス区間のデータをＯＦＤＭシンボル区間の先頭部分に加算する。なお、重複加算部１９において重複加算されるゼロサフィックス区間のデータ長、つまりサンプル数は、重複加算数決定部２３によって決定された重複加算数に応じて変更可能である。
【００２９】
重複加算部１９が行う重複加算処理は、以下の（２）式で表される。ここで、ＮＯＡＡは、重複加算数決定部２３によって決定される重複加算数であり、ＯＦＤＭ受信装置の場合、０≦ＮＮＯＡＡ≦３２である。
【００３０】
【数２】
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【００３１】
このように、本実施の形態にかかるＵＷＢ受信装置１は、遅延スプレッドの大きさに応じて、重複加算されるゼロサフィックス区間のデータ長を適応的に変更できる。なお、重複加算部１９、遅延スプレッド推定部２２及び重複加算数決定部２３を除く他の構成要素は、図９に示した従来のＵＷＢ受信装置７の構成要素と同一であるため、図９と同じ符号を付して詳細な説明を省略する。
【００３２】
次に、図２乃至図４を用いて、遅延スプレッドの大きさに応じて重複加算数を１６又は３２に切り替え可能とした、遅延スプレッド推定部２２、重複加算数決定部２３及び重複加算部１９の構成例を説明する。
【００３３】
図２は、遅延スプレッド推定部２２及び重複加算数決定部２３の構成を示している。図２の遅延スプレッド推定部２２は、相関器３１、加算器３２１乃至３２３、乗算器３２４乃至３２７、並びに遅延回路３２８乃至３２９により構成されている。ここで、遅延回路３２８乃至３２９は、１サンプル分の遅延を発生させる回路である。相関器３１は、入力信号と既知のプリアンブル、具体的にはプリアンブル中のパケット同期シーケンスとの相関値を算出する。
【００３４】
相関器３１としては、例えば、図３に示すデジタル・マッチトフィルタを用いればよい。図３において、シフトメモリ３１１は、記憶素子が直列に接続されたシフトメモリであり、１ＯＦＤＭシンボルに相当する１２８サンプル分の受信データを保持可能である。シフトメモリ３１１の保持値は１サンプル時間毎にシフトされる。１２８個のＸＮＯＲ演算器３１２は、シフトメモリ３１１の保持値に保持されたデータと、既知のパケット同期シーケンスパタンとの間でＸＮＯＲ演算を実行する。ＸＮＯＲ演算結果は、加算器３１３によって加算された後に出力される。なお、この相関器３１の処理内容は、パケット同期タイミングを捕捉するために同期処理部１８が備える相関器（不図示）と同一である。このため、２つの相関器は別個に設けず、これらを共通化することが望ましい。
【００３５】
図２の加算器３２１乃至３２３、乗算器３２４乃至３２７、並びに遅延回路３２８乃至３２９は、（３）式に示す相関器３１の出力の分散σ２を演算する回路である。つまり、図２の遅延スプレッド推定部２２は、相関器３１の出力の分散σ２によって、遅延スプレッドを推定している。（３）式において、ｘｉは相関器３１の出力値、ｎは分散σ２の演算に使用する標本数である。標本数ｎは、相関器３１のサンプリング周波数ｆｓ［Ｈｚ］と、遅延スプレッドの平方根ＲＤＳの最大許容値Ｔｓｐ［ｓｅｃ］を用いて、以下の（４）式によって表される。ＲＤＳの最大許容値は通信距離に応じて変化するものであるが、ＵＷＢでは目安としてＴｓｐ＝２６ｎｓと定義されている。この場合、相関器３１のサンプリング周波数を５２８ＭＨｚとすると、標本数ｎは１４となる。
【００３６】
【数３】
2007336312.tif 000005
【００３７】
【数４】
2007336312.tif 000006
【００３８】
一方、図２に示す重複加算数決定部２３は、コンパレータ３３を備えている。コンパレータ３３は、遅延スプレッド推定部２２によって演算された遅延スプレッドを閾値Ｃｔｈの二乗と比較し、比較結果を制御信号Ｓ１として出力する。乗算器３４は、閾値Ｃｔｈの二乗を演算するために設けてある。
【００３９】
閾値Ｃｔｈは、以下の（５）式により決定することができる。（５）式において、Ｔｔｈは、重複加算数の切り替えのための閾値であり、単位は秒によって表される。つまり、受信信号に対して算出した遅延スプレッドの平方根ＲＤＳがＴｔｈ以上であれば信号Ｓ１がＨｉｇｈレベルとなり、Ｔｔｈ以下であれば信号Ｓ１がＬｏｗレベルとなる。
【００４０】
【数５】
2007336312.tif 000007
【００４１】
図４は、重複加算部１９の構成例を示している。図４の重複加算部１９と、従来のＵＷＢ装置７が備える重複加算部７９（図１１を参照）との相違点は、重複加算数決定部２３が出力する制御信号Ｓ１に応じて、ゼロサフィックスの後半１６サンプルを重複加算するか否かを選択するめの１６個のセレクタ１９１を備えている点である。具体的には、制御信号Ｓ１がＨｉｇｈレベルである場合に、各セレクタ１９１は、シフトメモリ８０からの入力を選択し、ゼロサフィックスの後半１６サンプルＳｎ［１４４］〜Ｓｎ［１５９］をＯＦＤＭシンボルの先頭部分に重複加算する。一方、制御信号Ｓ１がＬｏｗレベルである場合に、各セレクタ１９１は、入力ゼロを選択する。このときは、ゼロサフィックスの後半１６サンプルＳｎ［１４４］〜Ｓｎ［１５９］は重複加算の対象から除外される。
【００４２】
図２乃至図４を用いて説明した構成によれば、遅延スプレッドが所定の閾値より大きい場合にゼロサフィックス区間の３２サンプルの重複加算を行い、遅延スプレッドが所定の閾値より小さい場合にはゼロサフィックス区間の１６サンプルのみを重複加算することが可能となる。
【００４３】
なお、遅延スプレッドの大きさに対する閾値及び重複加算数の組合せは、シミュレーションやＬＳＩ評価によって適切な値を決定すれば良い。また、図２乃至図４を用いて説明した構成は一例であり、重複加算数を１６及び３２以外の値としてもよいし、遅延スプレッドの大きさに応じて重複加算数を３種類以上の値から選択する構成としてもよい。例えば、重複加算数決定部２３は、遅延スプレッドの平方根ＲＤＳが５ｎｓ未満、５ｎｓ以上１０ｎｓ未満、及び１０ｎｓ以上のいずれであるかに応じて、３種類の重複加算数８、１６及び３２を選択するものとし、選択された重複加算数によって重複加算が行われるように重複加算部１９を構成することが考えられる。なお、このような動作を実現する具体的な回路構成は、図２乃至図４に示す構成の拡張を含めて様々な構成が想定されるが、本明細書の記載を元に当業者が容易に設計をなし得るものであるため、詳細な説明を省略する。
【００４４】
また、別の変形例として、例えば、図５（ａ）に示す構成が考えられる。図５（ａ）の遅延スプレッド推定部２２´は、遅延スプレッドの二乗平均平方根ＲＤＳを算出する。具体的には、図２に示した遅延スプレッド推定部２２の出力の平方根を演算する構成とすればよい。図５（ａ）の重複加算数決定部２３は、乗算器４１によってＲＤＳ値に定数ｋを乗算し、加算器４２によって定数ｊを加算する。リミッタ回路４３は、加算器４２の出力が重複加算数として許容される最大数（ＵＷＢ受信装置の場合は３２）を超える値や負の値にならないように制限する。また、図５（ａ）の重複加算部１９は、重複加算数決定部２３が出力する重複加算数をデコードし、重複加算数に相当するゼロサフィックス区間のデータを１２８サンプルのＯＦＤＭシンボル区間（ＦＦＴ区間）の先頭部分に加算する。このような構成を採用すれば、図５（ｂ）に示すように、重複加算数を最大でゼロから３２までの３３段階の範囲内で細かく設定することが可能である。
【００４５】
このように、遅延スプレッドの大きさに応じた重複加算数の決定方式には様々な方式が考えられるが、遅延スプレッドが大きくなるにつれて重複加算数を漸増する必要があるため、典型的には、遅延スプレッドの大きさに応じて重複加算部２３に適用される重複加算数が単調増加していくように決定するとよい。
【００４６】
また、図２乃至図４では、遅延スプレッド推定部２２、重複加算数決定部２３、及び重複加算部１９を専用回路で実現する構成例を示したが、これらの処理をＤＳＰ（Digital Signal Processor）で実現することも可能である。また、遅延スプレッド推定部２２、重複加算数決定部２３、及び重複加算部１９が行う処理を記述したソフトウェアをコンピュータシステムで実行することによって、上述した処理を実現することも可能である。
【００４７】
続いて以下では、本実施の形態にかかるＵＷＢ受信装置における通信特性の改善効果について説明する。上述したように、従来のＵＷＢ受信装置では、常にゼロプリフィックス区間の３２サンプルのデータを重複加算の対象とするため、受信信号の遅延スプレッドが小さい場合にも３２サンプル分のノイズがＯＦＤＭシンボルに加算される結果となる。１２８サンプルのＯＦＤＭシンボルに対して３２サンプル分のノイズを加算することによるペナルティは、１０ｌｏｇ１０（１６０／１２８）＝０．９７ｄＢであり、重複加算によって所要ＣＮＲ（Carrier to Noise Ratio）が約０．９７ｄＢ劣化することになる。さらに、ＡＤＣ１７が出力するベースバンド信号にＤＣオフセットが発生している場合には、ＤＣオフセット成分の重複加算によって所要ＣＮＲがさらに劣化する。ただし、ＤＣオフセットによる所要ＣＮＲの劣化量はＵＷＢ受信装置の具体的な回路構成に依存するため、ここではＤＣオフセットを考慮せずに説明を行う。
【００４８】
これに対して、本実施の形態にかかるＵＷＢ受信装置１は、遅延スプレッドの大きさに応じて重複加算数を適応的に変化させる点が特徴である。つまり、図６（ａ）に示すように、遅延スプレッドが小さい場合は、３２サンプルのゼロサフィックス区間（ＺＳ区間）の全体ではなく、この一部に相当する区間、つまり図６（ａ）に示す加算区間だけがＦＦＴ区間の受信データ８２の先頭部分に加算される。これによって、図６（ｂ）に示すように、受信データ８２に加算されるノイズ８４は、図１２に示す固定的に３２サンプル分を加算する構成に比べて小さくなる。例えば、遅延スプレッドが小さい場合の重複加算数を１６とした場合、重複加算によるペナルティは、１０ｌｏｇ１０（１４４／１２８）＝０．５１ｄＢとなる。これにより、従来のＵＷＢ受信装置に比べて０．４６ｄＢだけ許容ＣＮＲが改善される。またさらに、マルチパスフェージングが発生しない場合に重複加算数をゼロに設定すれば、従来のＵＷＢ受信装置に比べて０．９７ｄＢだけ許容ＣＮＲが改善される。
【００４９】
発明の実施の形態２．
ＰＨＹ層にＭＢ−ＯＦＤＭを採用するＵＷＢ方式では、送受信に使用する搬送波の周波数バンドを３つの周波数バンドの間で周期的に切り替える周波数ホッピングを行う。この場合、周波数バンドによって受信信号の遅延スプレッドが異なる可能性がある。この点を考慮し、本実施の形態にかかるＵＷＢ受信装置２は、使用される周波数バンド毎に遅延スプレッドを推定し、周波数バンド毎に重複加算数を決定することを特徴としている。
【００５０】
本実施の形態にかかるＵＷＢ受信装置２の構成を図７に示す。重複加算数決定部３３は、３つの周波数バンド毎に重複加算数を算出し、算出した重複加算数を３つの保持回路２４１乃至２４３のいずれかに格納する。３つの保持回路２４１乃至２４３は、重複加算数を保持するためのメモリである。３つの保持回路２４１乃至２４３はそれぞれ、使用される３つの周波数バンドのいずれかと一対一に対応付けられている。重複加算部２９は、受信データの周波数バンドに応じた重複加算数を保持する保持回路を保持回路２４１乃至２４３のうちから選択し、選択した保持回路に格納された重複加算数にしたがって重複加算を行う。なお、ＵＷＢ受信装置２が備える他の構成要素は、発明の実施の形態１にかかるＵＷＢ受信装置１と同様であるため、これらに関する詳細な説明を省略する。
【００５１】
このような構成により、周波数バンドによって受信信号の遅延スプレッドが異なる場合に、適切な重複加算数を周波数バンド毎に選択することができる。
【００５２】
その他の実施の形態．
上述した発明の実施の形態１及び２では、マルチパスを伝搬したことによる受信信号の遅延時間の拡がりの程度、つまり受信信号の遅延特性を評価するパラメータとして遅延スプレッドを採用し、遅延スプレッドの大きさに応じて重複加算数を変更することとした。しかしながら、遅延スプレッドと異なる他の評価パラメータによって、受信信号の遅延特性を評価することも可能である。例えば、受信信号と既知のプリアンブル信号との相関値に現れる複数のピーク位置の時間差によって直接波と反射波の到達時間差を求め、これを評価パラメータとしてもよい。
【００５３】
さらに、本発明は上述した実施の形態のみに限定されるものではなく、既に述べた本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能であることは勿論である。
【図面の簡単な説明】
【００５４】
【図１】発明の実施の形態１にかかるＵＷＢ受信装置の構成図である。
【図２】発明の実施の形態１にかかるＵＷＢ受信装置の具体的な構成例を説明するための図である。
【図３】発明の実施の形態１にかかるＵＷＢ受信装置の具体的な構成例を説明するための図である。
【図４】発明の実施の形態１にかかるＵＷＢ受信装置が備える重複加算部の構成例を示す図である。
【図５】発明の実施の形態１にかかるＵＷＢ受信装置の具体的な構成例を説明するための図である。
【図６】本発明の効果を説明するための図である。
【図７】発明の実施の形態２にかかるＵＷＢ受信装置の構成図である。
【図８】ＵＷＢの送信データフォーマットを示す図である。
【図９】従来のＵＷＢ受信装置の構成図である。
【図１０】重複加算の概念を説明するための図である。
【図１１】従来のＵＷＢ受信装置が備える重複加算部の構成例を示す図である。
【図１２】従来のＵＷＢ受信装置の問題点を説明するための図である。
【符号の説明】
【００５５】
１、２  ＵＷＢ受信装置
１１  アンテナ
１２  バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
１３  低雑音アンプ（ＬＮＡ）
１４  直交復調部
１５  ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
１６  可変利得アンプ（ＶＧＡ）
１７  Ａ／Ｄコンバータ（ＡＤＣ）
１８  同期処理部
１９、２９  重複加算部
２０  ＦＦＴ部
２１  サブキャリア復号部
２２、２２´  遅延スプレッド推定部
２３、３３  重複加算数決定部
３１  相関器
２４１〜２４３  保持回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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