(57)【要約】【課題】検波回路のＳ字カーブ特性の線形領域を超える広い周波数範囲に亘って局部発振周波数のフィードバック制御が可能なようにして周波数安定性の低い局部発振器を用いられるようにし、容易に低コスト化できるようにした復調回路およびそれを備えた受信装置を構成する。【解決手段】ＦＳＫ信号に局部発振信号を混合してＩＦ信号を生成するミキサ回路１７と、このＩＦ信号の周波数検波を行う検波回路１１と、検波信号の直流電圧成分を抽出する直流成分抽出回路１２と、この直流電圧と基準電圧との比較を行うコンパレータ２５と、コンパレータ２５の出力信号を積分して局部発振回路１６へ周波数制御電圧信号を与える積分回路２６とを設ける。【選択図】図３
2007142548.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
制御電圧に応じた周波数の局部発振信号を発生する局部発振回路と、周波数変調信号に前記局部発振信号を混合してＩＦ信号を生成するミキサ回路と、前記ＩＦ信号の周波数検波を行って検波信号を出力する検波回路と、予め設定された基準電圧を発生する基準電圧発生回路と、前記検波信号または該検波信号の直流電圧成分と前記基準電圧とを電圧比較して２値論理レベルの電圧信号を出力するコンパレータと、前記２値論理レベルの電圧信号を積分するとともに、積分信号を前記局部発振回路への制御電圧として出力する積分回路と、を備えた復調回路。
【請求項２】
前記検波回路は、前記ＩＦ信号の周波数変化に対する出力電圧の変化が、所定の中心周波数での出力電圧を０としたときに、中心周波数より高い周波数範囲と低い周波数範囲とで出力電圧の極性が異なる特性を示すものである、請求項１に記載の復調回路。
【請求項３】
請求項１または２に記載の復調回路と、前記検波信号を処理する回路とを備えた受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、ＦＭ信号やＦＳＫ信号のような周波数変調信号を復調する復調回路およびそれを備えた受信装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、ＦＭ信号やＦＳＫ信号のような周波数変調信号を受信する受信装置においては、ＲＦ信号に対して局部発振信号をミキシングすることによってＲＦ信号をＩＦ信号（中間周波信号）に変換した後に、そのＩＦ信号を検波するスーパーヘテロダイン方式が採用されている。
【０００３】
上記局部発振器を水晶振動子等を用いて構成すれば、周波数安定性の高い局部発振信号が得られるが低コストに構成できないという問題があった。相対的に低コストな局部発振器はその周波数安定性が低く、このような周波数安定性の低い局部発振信号を用いて周波数変換を行うと、上記検波器の出力波形が変動するため、安定な復調が行えないという問題が生じる。また、送信信号自身の周波数安定性が悪い場合も同様の問題が生じる。
【０００４】
そこで、受信信号の周波数を基にして局部発振回路（ＶＣＯ）にフィードバックをかけて局部発振信号の周波数を所定値に保つ（ＡＦＣ）方式も用いられている。その１つとして、検波回路の出力信号を基にしてフィードバックをかける方法が特許文献１に示されている。
【０００５】
ここで特許文献１の復調回路を図１に示す。図１に示す復調回路は、局部発振器６から発生される局部発振信号と受信したＦＳＫ信号とをミキシングして中間周波信号を生成する混合器７と、この中間周波信号を検波する検波器１と、検波器１の検波出力から直流電圧成分を抽出する直流成分抽出器２と、基準電圧を発生する基準電圧発生器３と、直流成分抽出器２の出力電圧と基準電圧との差分の電圧を出力する電圧比較器４と、この電圧比較器４の出力電圧に応じて局部発振器６に対する制御電圧を生成する周波数調整器５と、から構成されている。
【特許文献１】特開平６−３７８２１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
図１に示した検波器１は、入力される信号の周波数と出力電圧信号との関係が図２に示すようなＳ字カーブを示すが、検波特性を利用するのは、このＳ字カーブのうち周波数変化に対する電圧変化がほぼ直線的に変化する領域（Ｓ字カーブの極小値と極大値の間の線形領域）であり、図１に示した回路もこの周波数範囲で制御可能である。
【０００７】
しかし、検波器１の入力信号（ＩＦ信号）の周波数が上記線形領域を外れてしまうと、周波数対出力電圧特性が逆傾向となるため、上記フィードバック制御が負帰還とはならず正帰還となって正常な制御がなされないという問題が生じる。特に、低コストで安定性の低い局部発振器を採用するとＩＦ信号の周波数変動幅が大きいため、図１に示した構成では対応できない。
【０００８】
そこでこの発明の目的は、検波回路のＳ字カーブ特性の線形領域を超える広い周波数範囲に亘って局部発振周波数のフィードバック制御が可能なようにして周波数安定性の低い局部発振器を用いられるようにし、容易に低コスト化できるようにした復調回路およびそれを備えた受信装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
この発明の復調回路は、制御電圧に応じた周波数の局部発振信号を発生する局部発振回路と、周波数変調信号に前記局部発振信号を混合してＩＦ信号を生成するミキサ回路と、前記ＩＦ信号の周波数検波を行って検波信号を出力する検波回路と、予め設定された基準電圧を発生する基準電圧発生回路と、前記検波信号または該検波信号の直流電圧成分と前記基準電圧とを電圧比較して２値論理レベルの電圧信号を出力するコンパレータと、前記２値論理レベルの電圧信号を積分するとともに、積分信号を前記局部発振回路への制御電圧として出力する積分回路と、を備えたことを特徴としている。
【００１０】
前記検波回路として、ＩＦ信号の周波数変化に対する出力電圧の変化が、所定の中心周波数での出力電圧を０としたときに、中心周波数より高い周波数範囲と低い周波数範囲とで出力電圧の極性が異なる特性を示すものを採用する。
【００１１】
また、この発明の受信装置は、上記の復調回路と、その復調回路による検波信号を処理する回路とを備えて構成する。
【発明の効果】
【００１２】
検波信号の直流電圧成分と基準電圧との電圧比較によって得られる２値論理レベルの電圧信号を生成してフィードバックを行うことによって、検波信号の直流電圧成分と基準電圧との大小関係が逆転しない限り、検波回路のＳ字カーブ特性の極小値と極大値の範囲を外れた領域すなわち線形領域を超える周波数範囲についても局部発振回路の発振周波数を正しい方向に制御するフィードバック制御が可能となる。また、上記２値論理レベルの電圧信号が積分されて局部発振回路に対する制御電圧として与えられるので、コンパレータの出力レベルが短時間に変動しても局部発振回路に対する制御電圧が急変することがなく、安定したフィードバックが可能となる。
【００１３】
前記検波回路が、ＩＦ信号の周波数変化に対する直流電圧成分の変化が中心周波数より高い周波数範囲と低い周波数範囲とで極性が異なる特性を示す場合、検波回路のＳ字カーブ特性を示す範囲よりさらに広範囲に亘ってフィードバック制御が可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
第１の実施形態に係る復調回路および受信装置について図３〜図５を基に説明する。
図３は復調回路を備えた受信装置の構成を示すブロック図である。この受信装置１００はいわゆるキーレスエントリーシステムの車載器であり、キーのボタン操作等によって自動車のドアの施錠・解錠を行うものである。
【００１５】
受信装置１００は、アンテナ３１、復調回路３２、復号化回路３３、コントローラ３４、錠駆動回路３５を備えている。
【００１６】
復調回路３２は、アンテナ３１で受けられた周波数変調された信号を復調し、周波数変調に応じた電圧信号を出力する。復号化回路３３はその電圧信号を復号化し、所定のディジタルデータ列のコードを復元する。コントローラ３４はそのコードに基づいて錠駆動回路３５を駆動する。
【００１７】
復調回路３２の構成と作用は次のとおりである。
復調回路３２は、ＲＦフィルタ２１、増幅回路２２、ミキサ回路１７、ＩＦフィルタ回路２３、可変増幅回路２４、検波回路（FSK Demod）１１、直流成分抽出回路１２、コンパレータ２５、基準電圧発生回路１３、積分回路２６、局部発振回路（VCO）１６を備えている。
【００１８】
ＲＦフィルタ２１はアンテナ３１で受けられた信号のうち所定の周波数以外の周波数成分を除去し、増幅回路２２はそのＲＦフィルタ２１を通過した信号を高周波増幅する。ミキサ回路１７はこの増幅された信号に局部発振回路１６の出力信号である局部発振信号を混合してＩＦ信号を出力する。ＩＦフィルタ回路２３は規定の周波数成分のみのＩＦ信号を出力し、可変増幅回路２４はそれを所定レベルまで増幅する。
【００１９】
検波回路１１は増幅されたＩＦ信号の周波数検波を行い、周波数に応じた電圧信号を復調信号として出力する。
【００２０】
直流成分抽出回路１２は検波回路１１の出力信号のうち直流電圧成分を抽出する。コンパレータ２５は、この直流成分抽出回路１２から出力される電圧と基準電圧発生回路１３から出力される基準電圧との大小比較を行い、２値論理レベルの電圧信号を出力する。積分回路２６はコンパレータ２５から出力される電圧信号を所定の時定数で積分し、その信号を局部発振器１６に対する制御電圧信号として与える。局部発振回路１６は、この制御電圧に応じた周波数で発振し、ミキサ回路１７へ局部発振信号を与える。
【００２１】
図３に示した復調回路および受信装置の各種具体的な数値は次のとおりである。
ＲＦ信号の周波数  ３１５ＭＨｚ
変調条件  ２値ＦＳＫ、２４００ＢＰＳ、変調時の周波数変化±１０ｋＨｚ、
局部発振信号の周波数  ３０４．３ＭＨｚ
検波回路のＳ字カーブの線形領域の周波数幅（ｆH−ｆL）  ２００ｋＨｚ
【００２２】
図４は図３に示した積分回路２６の入力信号と出力信号の時間経過に伴う変化の例を示している。ここでＳｃはコンパレータ２５の出力信号（積分回路２６の入力信号）、Ｓｉは積分回路２６の出力信号（局部発振回路１６への制御電圧信号）である。横軸は経過時間、縦軸は電圧である。但し、この図４は積分回路２６の作用について説明するため図であり、特に横軸の経過時間の単位および数値は特定のものではない。コンパレータ２５の出力信号Ｓｃがハイレベル（３．５Ｖ）である区間で積分回路２６の出力信号Ｓｉはその積分作用によって出力電圧Ｓｉが次第に上昇する。またコンパレータ２５の出力電圧がローレベル（０．５Ｖ）である区間で積分回路２６の作用によって出力電圧Ｓｉが次第に低下する。
【００２３】
基準電圧発生回路１３が発生する基準電圧は、ＩＦ信号が規定の周波数となるように局部発振回路１６の局部発振周波数が制御されている状態で直流成分抽出回路１２が発生する電圧と等しくなるように設定しておく。したがって、図４に示すように、初期状態からの時間経過に伴って、直流成分抽出回路１２の発生する電圧が基準電圧を上回ったり下回ったりする頻度が高くなっていくので、コンパレータ２５の出力信号の電圧レベルが短時間周期で反転を繰り返すことになる。その結果、積分回路２６の出力電圧Ｓｉは定常状態に収束し、その状態でミキサ回路１７が規定周波数の中間周波信号を出力することになる。
【００２４】
なお、局部発振回路１６の発振周波数は、その周波数安定性に応じて変動し、キーレスエントリーシステムのキーから送信される電波の送信周波数も変動するので、コンパレータ２５の出力信号を積分した信号を局部発振回路１６の周波数制御信号として与えることによってフィードバックをかけた際に、上記の周波数変動に応じてコンパレータ２５の出力レベルが頻繁に反転することになる。
【００２５】
さらに、受信しようとする信号はＦＳＫ信号の変調信号であり、例えば施錠・解錠の制御コードを含むバイナリのシリアル信号が重畳されているが、上記バイナリコードの“０”区間と“１”区間の発生順が擬似的にランダムであり、且つ発生頻度がほぼ等しいので、バイナリコードによって直流成分が重畳されることはない。そのため、直流成分抽出回路１２から上記バイナリコードによる直流成分が出力されることはない。
【００２６】
図５は図３に示した検波回路１１の入力信号の周波数に対する出力電圧の関係を示す図である。ＩＦ信号の周波数が所定の中心周波数ｆｏである時、出力電圧はＶｒｅｆとなり、周波数ｆL〜ｆHの範囲で周波数の上昇に伴って出力電圧が直線的に上昇する線形性を示す。周波数がｆLより低い領域およびｆHより高い領域では、周波数の上昇に伴って出力電圧が低下する特性を示す。図１に示した従来の復調回路における制御可能な周波数領域はｆL−ｆHであったが、この第１の実施形態では、周波数が中心周波数ｆｏより高い領域で出力電圧が正となる領域ｆｏ−ｆHHと、周波数がｆｏより低くて出力電圧が負になる領域ｆｏ−ｆLLを合わせたｆLL〜ｆHHの範囲が制御可能領域である。
【００２７】
このようにして従来の復調回路に比べて広い周波数範囲に亘ってＡＦＣが可能となり、その分、周波数安定性の低い低コストな局部発振回路１６を用いることができ、全体に低コストな受信装置を構成できる。
【００２８】
次に、第２の実施形態に係る復調回路について、図６を参照して説明する。
図６はこの第２の実施形態に係る復調回路で用いる検波回路の入力信号の周波数に対する出力電圧の関係を示す図である。図５に示した例では入力信号の周波数がｆHHよりさらに上昇すれば出力電圧が中心周波数ｆｏでの電圧Ｖｒｅｆより再び低下し、また周波数がｆLLより低い領域では出力電圧がＶｒｅｆより再び上昇する特性を示した。この図６に示す検波回路も、入力信号の周波数が中心周波数ｆｏである時、出力電圧がＶｒｅｆとなり、周波数がｆHの時にＳ字カーブの極大、ｆLの時にＳ字カーブの極小値を示す。しかし、周波数がｆHより高くなるに従って出力電圧は低下するがＶｒｅｆより下回ることがなく、また周波数がｆLより低下するに伴って出力電圧が上昇するがＶｒｅｆを上回ることがない。このような特性の検波回路を用いれば、ＩＦ信号の周波数が所定の中心周波数ｆｏより高ければ出力電圧が基準電圧Ｖｒｅｆより大きくなり、ｆｏより低ければ出力電圧がＶｒｅｆより小さくなる。したがってこの関係を満たす限り、ＩＦ信号がどのような周波数であってもそれを中心周波数ｆｏに近づく方向に局部発振回路１６の発振周波数を制御できることになる。
【００２９】
次に、第３の実施形態に係る復調回路について、図７を参照して説明する。図７は第３の実施形態に係る復調回路の具体的な回路図である。
【００３０】
基準電圧発生回路１３は抵抗Ｒ４，Ｒ５による分圧回路であり、正の電源電圧を所定の分圧比で分圧することによって基準電圧Ｖｒｅｆを出力する。
【００３１】
コンパレータ２５はオペアンプＯＰから構成していて、基準電圧を非反転入力端子に与え、検波回路１１の出力信号を抵抗Ｒ３を介してオペアンプＯＰの反転入力端子に与えるようにしている。またこのオペアンプＯＰの出力端子は抵抗Ｒ２を介して正の電源端子にプルアップしている。したがってオペアンプＯＰの反転入力端子の電圧が基準電圧Ｖｒｅｆより高くなれば、オペアンプＯＰの出力がローレベルに引き込まれ、コンパレータ２５の出力はローレベルとなる。オペアンプＯＰの反転入力端子の電圧が基準電圧Ｖｒｅｆより低ければオペアンプＯＰの出力はローレベルに引くことがなくプルアップ抵抗Ｒ２によってハイレベルとなる。
【００３２】
積分回路２６は直列抵抗Ｒ１と並列コンデンサＣ１とからなるＣＲ時定数回路である。
局部発振回路１６は可変容量素子を含む電圧制御発振器（ＶＣＯ）である。
【００３３】
なお、図７に示した例では検波回路１１の出力信号をそのままコンパレータ２５へ与えるようにしているが、検波回路１１の出力信号のうち直流成分を抽出してコンパレータ２５へ与える場合には、コンデンサと抵抗によるＣＲ時定数回路を挿入すればよい。また、図７に示した回路で抵抗Ｒ３のオペアンプＯＰの接続側に並列に平滑用コンデンサを挿入してもよい。さらには、オペアンプＯＰの入力部および検波回路１１の出力部には浮遊容量が存在するので、その容量成分と抵抗Ｒ３とによって直流成分抽出回路を構成してもよい。
【００３４】
但し、上記バイナリコードの“０”区間と“１”区間の発生順が擬似的にランダムであり、且つ発生頻度がほぼ等しいので、積分回路２６の積分作用によって、バイナリコードの変調による影響は相殺される。したがって、検波回路１１とコンパレータ２５との間に必ずしも直流成分抽出回路を設ける必要はない。
【００３５】
なお、上記の各実施形態においては周波数変調としてＦＳＫを採用するものについて説明したが、この発明は、アナログのＦＭ変調信号の復調回路に対しても同様に適用できるものである。
【図面の簡単な説明】
【００３６】
【図１】特許文献１に示されている復調回路の構成を示す図である。
【図２】同復調回路で用いられる検波器の特性を示す図である。
【図３】第１の実施形態に係る復調回路および受信装置の構成を示す図である。
【図４】同復調回路に用いる積分回路の入力信号と出力信号の変化の例を示す図である。
【図５】同復調回路で用いる検波回路の特性を示す図である。
【図６】第２の実施形態に係る復調回路で用いる検波回路の特性を示す図である。
【図７】第３の実施形態に係る復調回路の構成を示す図である。
【符号の説明】
【００３７】
１１−検波回路
１２−直流成分抽出回路
１３−基準電圧発生回路
１６−局部発振回路
１７−ミキサ回路
２１−ＲＦフィルタ
２２−増幅回路
２３−ＩＦフィルタ回路
２４−可変増幅回路
２５−コンパレータ
２６−積分回路
３１−アンテナ
３２−復調回路
１００−受信装置
【図１】
2007142548.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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