(57)【要約】【課題】外部から供給される制御電圧に応じた発振器の周波数可変量を大きくすると共に直線性の良い周波数変化を得ることを可能とした水晶発振器を提供することを目的とする。【解決手段】ＭＯＳ型電圧可変容量素子を用いて構成した周波数調整回路を備えた水晶発振器に於いて、  前記周波数調整回路は２つのＭＯＳ型電圧可変容量素子とを有し、各ＭＯＳ型電圧可変容量素子バックゲート端子には夫々レベルシフト回路を介して制御用直流電圧が供給されており、前記レベルシフト回路の一方は前記制御用直流電圧の中心電圧より低い領域で一方のＭＯＳ型電圧可変容量素子をＣ−Ｖ特性が直線となる領域で動作するよう、他方のレベルシフト回路は前記制御用直流電圧の中心電圧より高い領域で他方のＭＯＳ型電圧可変容量素子をＣ−Ｖ特性が直線となる領域で動作するよう設定されていることを特徴とするものである。【選択図】  図１
2007019565.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくともインバータ素子と、水晶振動子と、ＭＯＳ型電圧可変容量素子を用いて構成した周波数調整回路と、を備えた水晶発振器に於いて、
前記周波数調整回路は、第１のＭＯＳ型電圧可変容量素子と第２のＭＯＳ型電圧可変容量素子とを有し、
第１のＭＯＳ型電圧可変容量素子のゲート端子はインバータ素子の入力端側に、第２のＭＯＳ型電圧可変容量素子のゲート端子はインバータ素子の出力端側に夫々配置され、
いずれか一方のＭＯＳ型電圧可変容量素子のゲート端子には直流バイアスが印加され、
各ＭＯＳ型電圧可変容量素子のバックゲート端子はコンデンサを介して接地され、
第１及び第２のＭＯＳ型電圧可変容量素子のバックゲート端子には夫々第１及び第２のレベルシフト回路を介して制御用直流電圧が供給されており、
前記レベルシフト回路の一方は前記制御用直流電圧の中心電圧より低い領域で一方のＭＯＳ型電圧可変容量素子をＣ−Ｖ特性が直線となる領域で動作するよう、他方のレベルシフト回路は前記制御用直流電圧の中心電圧より高い領域で他方のＭＯＳ型電圧可変容量素子をＣ−Ｖ特性が直線となる領域で動作するよう電圧のシフト量が設定されていることを特徴とする水晶発振器。
【請求項２】
少なくともインバータ素子と、水晶振動子と、ＭＯＳ型電圧可変容量素子を用いて構成した温度補償回路と、ＭＯＳ型電圧可変容量素子を用いて構成した周波数調整回路と、を備えた水晶発振器に於いて、
前記周波数調整回路は、第１のＭＯＳ型電圧可変容量素子と第２のＭＯＳ型電圧可変容量素子とを有し、
第１のＭＯＳ型電圧可変容量素子のゲート端子はインバータ素子の入力端側に、第２のＭＯＳ型電圧可変容量素子のゲート端子はインバータ素子の出力端側に夫々配置され、
いずれか一方のＭＯＳ型電圧可変容量素子のゲート端子には直流バイアスが印加され、
各ＭＯＳ型電圧可変容量素子のバックゲート端子はコンデンサを介して接地され、
第１及び第２のＭＯＳ型電圧可変容量素子のバックゲート端子には夫々第１及び第２のレベルシフト回路を介して制御用直流電圧が供給されており、
前記レベルシフト回路の一方は前記制御用直流電圧の中心電圧より低い領域で一方のＭＯＳ型電圧可変容量素子をＣ−Ｖ特性が直線となる領域で動作するよう、他方のレベルシフト回路は前記制御用直流電圧の中心電圧より高い領域で他方のＭＯＳ型電圧可変容量素子をＣ−Ｖ特性が直線となる領域で動作するよう電圧のシフト量が設定されていることを特徴とする水晶発振器。
【請求項３】
前記直流バイアスは前記温度補償回路と周波数調整回路との双方の基準電圧として用いられていることを特徴とする請求項２に記載の水晶発振器。
【請求項４】
前記制御用直流電圧の最小値をＶｍｉｎ、最大値をＶｍａｘ、中心電圧をＶｃｅｎｔｅｒとし、ＭＯＳ型電圧可変容量素子の容量が直線的に変化するゲート電圧の下限値をＶＧＢ１、上限値をＶＧＢ２とし、インバータ素子のしきい値をＶＤＤ／２とし、前記直流バイアスをＶｒｅｆとするとき、
直流バイアスを印加したＭＯＳ型電圧可変容量素子に制御電圧を供給するレベルシフト回路では制御用直流電圧がＶｃｅｎｔｅｒからＶｍａｘに変化するときにＶＤＤ／２−ＶＧＢ２からＶＤＤ／２−ＶＧＢ１に変化する電圧を出力するように、
他方のレベルシフト回路では制御用直流電圧がＶｍｉｎからＶｃｅｎｔｅｒに変化するときにＶｒｅｆ−ＶＧＢ２からＶｒｅｆ−ＶＧＢ１に変化する電圧を出力するように設定されていることを特徴とする請求項１乃至３の何れかに記載の水晶発振器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、水晶発振器、特に外部から供給する制御用の直流電圧値に基づいて発振周波数が変化する電圧制御型水晶発振器及び電圧制御型温度補償水晶発振器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、無線通信機器の局部発振器等の信号発生源としてＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋ Ｌｏｏｐ；位相同期ループ）が広く用いられている。高精度のＰＬＬを実現するため、電圧制御発振器としてを水晶振動子を用いたものが一般的である。
【０００３】
例えば、特開２００２−０２６６６０号公報にはインバータ素子を用いて構成した電圧制御型水晶発振器が開示されている。周知のように電圧制御型水晶発振器は共振ループの負荷容量を変化させることにより発振器の共振周波数が変化する現象を利用したものである。前出の公報ではインバータ素子を用い水晶発振器の共振ループ中に電圧可変容量素子を挿入し、電圧可変容量素子に印加する制御用直流電圧によって発振器が出力する周波数を制御している。
【０００４】
一般的な電圧可変容量素子としては可変容量ダイオードが知られている。しかし、可変容量ダイオードは集積化が困難であることから発振回路を構成する他の部品と共にＩＣ化することができず、小型化や低コスト化の妨げとなっていた。
一方電圧可変容量素子としてＭＯＳ型電圧可変容量素子があり、集積化が容易なことから水晶発振器にも適用されつつある。（特開平１１−０８８０５２号公報）
【０００５】
図６はインバータ素子を用いた水晶発振器に、ＭＯＳ型電圧可変容量素子用いた温度補償回路と、ＭＯＳ型電圧可変容量素子用いた周波数調整回路とを付加した電圧制御型温度補償水晶発振器の一例を示す回路図である。
図中１は水晶振動子、Ｒ１ は帰還抵抗、２はインバータ素子、３（破線内）は温度補償回路、４（一点鎖線内）は周波数調整回路をそれぞれ示している。
ここで、周波数調整回路４は２つのＭＯＳ型電圧可変容量素子Ｄ１，Ｄ２と、２つのコンデンサＣ１，Ｃ２と、抵抗Ｒ２，Ｒ３とを備えたものである。
【０００６】
ＭＯＳ型電圧可変容量素子Ｄ１のゲート端子はコンデンサＣ１を介してインバータ素子２の入力端側に、ＭＯＳ型電圧可変容量素子Ｄ２のゲート端子はコンデンサＣ２を介してインバータ素子２の出力端側に夫々配置され、各ＭＯＳ型電圧可変容量素子のバックゲート端子は接地されている。そして外部制御電圧が各ＭＯＳ型電圧可変容量素子のゲート端子とコンデンサとの接続点に抵抗Ｒ２，Ｒ３を介してそれぞれ供給される。
【０００７】
図７はＭＯＳ型電圧可変容量素子のゲート電圧と容量との関係（Ｃ−Ｖ特性）を示すものであり、ゲート電圧を変化させることによりＭＯＳ型電圧可変容量素子の容量値が変化することになる。このＭＯＳ型電圧可変容量素子はこの発振器の共振ループ中の負荷容量の一部を構成するものであるから、上述した原理に基づき外部制御電圧に応じた周波数変化を得ることができるのである。
【特許文献１】特開２００２−０２６６６０号公報
【特許文献２】特開平１１−０８８０５２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、図７から明らかなようにＣ−Ｖ特性が直線的に変化する領域はごく僅かであり、この領域の両側ではゲート電圧の変化に対する容量の変化が徐々に鈍くなり曲線的な動作が現れてしまい、やがてゲート電圧を変化させても容量値は変化しない（飽和）領域に達するという特徴を持っている。
つまり、発振器の周波数可変量を大きくすることが困難であり、直線性の良い領域が少ないため使い勝手が悪いという欠点があった。
本発明は、外部から供給される制御電圧に応じた発振器の周波数可変量を大きくすると共に直線性の良い周波数変化を得ることを可能とした水晶発振器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明は、少なくともインバータ素子と、水晶振動子と、ＭＯＳ型電圧可変容量素子を用いて構成した周波数調整回路と、を備えた水晶発振器に於いて、
前記周波数調整回路は、第１のＭＯＳ型電圧可変容量素子と第２のＭＯＳ型電圧可変容量素子とを有し、
第１のＭＯＳ型電圧可変容量素子のゲート端子はインバータ素子の入力端側に、第２のＭＯＳ型電圧可変容量素子のゲート端子はインバータ素子の出力端側に夫々配置され、
いずれか一方のＭＯＳ型電圧可変容量素子のゲート端子には直流バイアスが印加され、
各ＭＯＳ型電圧可変容量素子のバックゲート端子はコンデンサを介して接地され、
第１及び第２のＭＯＳ型電圧可変容量素子のバックゲート端子には夫々第１及び第２のレベルシフト回路を介して制御用直流電圧が供給されており、
前記レベルシフト回路の一方は前記制御用直流電圧の中心電圧より低い領域で一方のＭＯＳ型電圧可変容量素子をＣ−Ｖ特性が直線となる領域で動作するよう、他方のレベルシフト回路は前記制御用直流電圧の中心電圧より高い領域で他方のＭＯＳ型電圧可変容量素子をＣ−Ｖ特性が直線となる領域で動作するよう電圧のシフト量が設定されていることを特徴とするものである。
【００１０】
また、請求項２に係る発明は、少なくともインバータ素子と、水晶振動子と、ＭＯＳ型電圧可変容量素子を用いて構成した温度補償回路と、ＭＯＳ型電圧可変容量素子を用いて構成した周波数調整回路と、を備えた水晶発振器に於いて、
前記周波数調整回路は、第１のＭＯＳ型電圧可変容量素子と第２のＭＯＳ型電圧可変容量素子とを有し、
第１のＭＯＳ型電圧可変容量素子のゲート端子はインバータ素子の入力端側に、第２のＭＯＳ型電圧可変容量素子のゲート端子はインバータ素子の出力端側に夫々配置され、
いずれか一方のＭＯＳ型電圧可変容量素子のゲート端子には直流バイアスが印加され、
各ＭＯＳ型電圧可変容量素子のバックゲート端子はコンデンサを介して接地され、
第１及び第２のＭＯＳ型電圧可変容量素子のバックゲート端子には夫々第１及び第２のレベルシフト回路を介して制御用直流電圧が供給されており、
前記レベルシフト回路の一方は前記制御用直流電圧の中心電圧より低い領域で一方のＭＯＳ型電圧可変容量素子をＣ−Ｖ特性が直線となる領域で動作するよう、他方のレベルシフト回路は前記制御用直流電圧の中心電圧より高い領域で他方のＭＯＳ型電圧可変容量素子をＣ−Ｖ特性が直線となる領域で動作するよう電圧のシフト量が設定されていることを特徴とするものである。
【００１１】
また、請求項３に係る発明は、前記直流バイアスは前記温度補償回路と周波数調整回路との双方の基準電圧として用いられていることを特徴とするものである。
【００１２】
また、請求項４に係る発明は、前記制御用直流電圧の最小値をＶｍｉｎ、最大値をＶｍａｘ、中心電圧をＶｃｅｎｔｅｒとし、ＭＯＳ型電圧可変容量素子の容量が直線的に変化するゲート電圧の下限値をＶＧＢ１、上限値をＶＧＢ２とし、インバータ素子のしきい値をＶＤＤ／２とし、前記直流バイアスをＶｒｅｆとするとき、
直流バイアスを印加したＭＯＳ型電圧可変容量素子に制御電圧を供給するレベルシフト回路では制御用直流電圧がＶｃｅｎｔｅｒからＶｍａｘに変化するときにＶＤＤ／２−ＶＧＢ２からＶＤＤ／２−ＶＧＢ１に変化する電圧を出力するように、
他方のレベルシフト回路では制御用直流電圧がＶｍｉｎからＶｃｅｎｔｅｒに変化するときにＶｒｅｆ−ＶＧＢ２からＶｒｅｆ−ＶＧＢ１に変化する電圧を出力するように設定されていることを特徴とするものである。
【発明の効果】
【００１３】
本発明に係る水晶発振器は、制御電圧をレベルシフト回路を介して各ＭＯＳ型電圧可変容量素子に別個に供給するようにしたので、外部から供給される制御電圧に応じた発振器の周波数可変量を大きくすると共に直線性の良い周波数変化が得られるという利点がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
以下本発明を実施例に基づき詳細に説明する。
図１は本発明に係る水晶発振器の実施形態例を示す回路図であって、図６にて示した回路図と共通する部分には同じ符号を付してその説明を省略する。
図６の従来の回路と異なる本発明の特徴点は周波数調整回路５の構成にある。
即ち、ＭＯＳ型電圧可変容量素子Ｄ１のゲート端子をインバータ素子の入力端側に、ＭＯＳ型電圧可変容量素子Ｄ２のゲート端子を直流カット用コンデンサＣｃを介してインバータ素子の出力端側に夫々配置すると共に、ＭＯＳ型電圧可変容量素子Ｄ１，Ｄ２のバックゲート端子をコンデンサＣａ，Ｃｂを介してそれぞれ接地し、ＭＯＳ型電圧可変容量素子Ｄ１，Ｄ２のバックゲート端子には夫々レベルシフト回路６，７を介して制御用直流電圧を供給するよう構成されているのである。
【００１５】
尚、このときＭＯＳ型電圧可変容量素子Ｄ２のゲート端子には直流バイアスＶｒｅｆを印加する。ちなみにこの直流バイアスＶｒｅｆは温度補償回路３の基準電圧源としても機能している。
【００１６】
また、必要に応じて前記レベルシフト回路６，７の前段に制御用直流電圧の電圧値（振れ幅）を調整するためのゲイン調整部８を挿入しても良い。
【００１７】
ここで、周波数調整回路５の動作について説明する。
図２はＭＯＳ型電圧可変容量素子のＣ−Ｖ特性を示す図であり、同図に示すように直線性の優れた領域を呈するゲート電圧の下限値をＶＧＢ１、上限値をＶＧＢ２と定義する。
また、前記制御用直流電圧の最小値をＶｍｉｎ、最大値をＶｍａｘ、中心電圧をＶｃｅｎｔｅｒとそれぞれ定義する。
更にインバータ素子２のしきい値をＶＤＤ／２と定義する。
【００１８】
図３は外部から供給される制御用直流電圧と、レベルシフト回路６、７からＭＯＳ型電圧可変容量素子Ｄ１，Ｄ２に供給される電圧ＶＣ１，ＶＣ２との関係を示す図であり、図４は外部から供給される制御用直流電圧と、ＭＯＳ型電圧可変容量素子のゲート電圧との関係を示す図である。
図３に示すように、ＭＯＳ型電圧可変容量素子Ｄ１に制御電圧を供給するレベルシフト回路では制御用直流電圧がＶｍｉｎからＶｃｅｎｔｅｒに変化するのに応じて（Ｖｒｅｆ−ＶＧＢ２）から（Ｖｒｅｆ−ＶＧＢ１）に変化する電圧を出力するように、ＭＯＳ型電圧可変容量素子Ｄ２に制御電圧を供給するレベルシフト回路では制御用直流電圧がＶｃｅｎｔｅｒからＶｍａｘに変化するときに（ＶＤＤ／２−ＶＧＢ２）から（ＶＤＤ／２−ＶＧＢ１）に変化する電圧を出力するように設定する。
【００１９】
このようにレベルシフト回路を設定ことにより図４に示すように制御用直流電圧がＶｍｉｎからＶｃｅｎｔｅｒのときはＭＯＳ型電圧可変容量素子Ｄ１にＶＧＢ２からＶＧＢ１のゲート電圧が印加され、制御用直流電圧がＶｃｅｎｔｅｒからＶｍａｘのときはＭＯＳ型電圧可変容量素子Ｄ２にＶＧＢ２からＶＧＢ１のゲート電圧が印加される。
よって図５に示すように、従来よりも広い範囲で直線的な制御電圧ｖｓ周波数可変量の関係を得ることができる。
【００２０】
要するに、本発明は前記レベルシフト回路の一方は前記制御用直流電圧の中心電圧より低い領域で一方のＭＯＳ型電圧可変容量素子をＣ−Ｖ特性が直線となる領域で動作するよう、他方のレベルシフト回路は前記制御用直流電圧の中心電圧より高い領域で他方のＭＯＳ型電圧可変容量素子をＣ−Ｖ特性が直線となる領域で動作するよう電圧のシフト量が設定されていることを特徴とするものである。
尚、上記の実施形態例では温度補償回路３を含んだものを示したが、この温度補償回路を省略した電圧制御型水晶発振器に本発明を適用してもよい。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】本発明に係る水晶発振器の実施形態例を示す回路図。
【図２】ＭＯＳ型電圧可変容量素子のＣ−Ｖ特性を示す図。
【図３】制御用直流電圧とレベルシフト回路供給される電圧との関係を示す図
【図４】制御用直流電圧とＭＯＳ型電圧可変容量素子のゲート電圧との関係を示す図。
【図５】制御電圧ｖｓ周波数可変量の関係を示す図。
【図６】従来の水晶発振器の実施形態例を示す回路図
【図７】ＭＯＳ型電圧可変容量素子のＣ−Ｖ特性を示す図。
【符号の説明】
【００２２】
１  水晶振動子
２  インバータ素子
３  温度補償回路
５  周波数調整回路
６，７  レベルシフト回路
Ｄ１，Ｄ２  ＭＯＳ型電圧可変容量素子
Ｃａ，Ｃｂ  コンデンサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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