(57)【要約】【課題】  特性の優れたインピーダンス変換回路を提供する。【解決手段】  入力信号電圧＋Ｖinが供給される入力端子Ｔ1が抵抗器Ｒ1を通じてオペアンプＯＰの反転入力端に接続される。この反転入力端と、オペアンプＯＰの出力端との間に、抵抗器Ｒ2、Ｒ3が直列接続される。入力信号電圧＋Ｖinとは逆相の入力信号電圧−Ｖinの供給される入力端子Ｔ2が、抵抗器Ｒ4を通じて抵抗器Ｒ2、Ｒ3の接続中点に接続される。これら抵抗器Ｒ2〜Ｒ4の接続中点に、所定のインピーダンス手段Ｚが接続される。入力端子Ｔ1、Ｔ2と、オペアンプＯＰの出力端との間に、インピーダンス手段Ｚの逆数の伝達関数を得る。【選択図】  図１
2007006302.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
互いに逆相の入力信号電圧が供給される１対の入力端子の一方が、第１の抵抗器を通じてオペアンプの反転入力端に接続され、
この反転入力端と、上記オペアンプの出力端との間に、第２および第３の抵抗器が直列接続され、
上記出力端が出力端子に接続され、
上記１対の入力端子の他方が、第４の抵抗器を通じて上記第２および第３の抵抗器の接続中点に接続され、
この第２〜第４の抵抗器の接続中点に、所定のインピーダンス手段が接続され、
上記１対の入力端子と、上記出力端子との間に、上記インピーダンス手段の逆数の伝達関数を得る
ようにしたインピーダンス変換回路。
【請求項２】
請求項１に記載のインピーダンス変換回路において、
上記第１〜第４の抵抗器をＲ1〜Ｒ4とするとき、その値を
Ｒ4＝（Ｒ1−Ｒ2）Ｒ3／（Ｒ2＋Ｒ3）
の関係に設定する
ようにしたインピーダンス変換回路。
【請求項３】
第１および第２のオペアンプを有し、
互いに逆相の入力信号電圧が供給される１対の入力端子のうちの一方の入力端子が、第１の抵抗器を通じて上記第１のオペアンプの反転入力端に接続され、
この反転入力端と、上記第１のオペアンプの出力端との間に、第２および第３の抵抗器が直列接続され、
上記出力端が１対の出力端子のうちの一方の出力端子に接続され、
上記１対の入力端子のうちの他方の入力端子が、第４の抵抗器を通じて上記第２および第３の抵抗器の接続中点に接続され、
上記他方の入力端子が、第５の抵抗器を通じて上記第２のオペアンプの反転入力端に接続され、
この反転入力端と、上記第２のオペアンプの出力端との間に、第６および第７の抵抗器が直列接続され、
上記第２のオペアンプの出力端が１対の出力端子のうちの他方の出力端子に接続され、
上記一方の入力端子が、第８の抵抗器を通じて上記第６および第７の抵抗器の接続中点に接続され、
上記第２〜第４の抵抗器の接続中点と、上記第６〜第８の抵抗器の接続中点との間に、所定のインピーダンス手段が接続され、
上記１対の入力端子と、上記１対の出力端子との間に、上記インピーダンス手段の逆数の伝達関数を得る
ようにしたインピーダンス変換回路。
【請求項４】
請求項３に記載のインピーダンス変換回路において、
上記第１〜第８の抵抗器をＲ1〜Ｒ8とするとき、その値を
Ｒ1＝Ｒ5、Ｒ2＝Ｒ6、Ｒ3＝Ｒ7、Ｒ4＝Ｒ8
Ｒ4＝（Ｒ1−Ｒ2）Ｒ3／（Ｒ2＋Ｒ3）
の関係に設定する
ようにしたインピーダンス変換回路。
【請求項５】
第１および第２のインピーダンス変換回路を有し、
これら第１および第２のインピーダンス変換回路のそれぞれは、
互いに逆相の入力信号電圧が供給される１対の入力端子のうちの一方の入力端子が、第１の抵抗器を通じて第１のオペアンプの反転入力端に接続され、
この反転入力端と、上記第１のオペアンプの出力端との間に、第２および第３の抵抗器が直列接続され、
上記出力端が１対の出力端子のうちの一方の出力端子に接続され、
上記１対の入力端子のうちの他方の入力端子が、第４の抵抗器を通じて上記第２および第３の抵抗器の接続中点に接続され、
上記他方の入力端子が、第５の抵抗器を通じて上記第２のオペアンプの反転入力端に接続され、
この反転入力端と、上記第２のオペアンプの出力端との間に、第６および第７の抵抗器が直列接続され、
第２のオペアンプの出力端が１対の出力端子のうちの他方の出力端子に接続され、
上記一方の入力端子が、第８の抵抗器を通じて上記第６および第７の抵抗器の接続中点に接続され、
上記第２〜第４の抵抗器の接続中点と、上記第６〜第８の抵抗器の接続中点との間に、所定のインピーダンス手段が接続されて
構成され、
上記第１および第２のインピーダンス変換回路が、上記入力端子および上記出力端子を通じて縦続接続され、
上記第２のインピーダンス変換回路の出力端と、上記第１のインピーダンス変換回路の第２および第１のオペアンプの反転入力端との間に、負帰還用の抵抗器が接続され、
上記第２のインピーダンス変換回路の出力端と、上記第１のインピーダンス変換回路の上記第２〜第４の抵抗器の接続中点および上記第６〜第８の抵抗器の接続中点との間に、別の負帰還用の抵抗器が接続され、
上記第１のインピーダンス変換回路における上記インピーダンス手段が抵抗器およびコンデンサの並列回路とされ、
上記第２のインピーダンス変換回路における上記インピーダンス手段が別のコンデンサとされ、
上記第１のインピーダンス変換回路および上記第２のインピーダンス変換回路の縦続回路に２次のハイパスフィルタ特性を得る
ようにしたハイパスフィルタ回路。
【請求項６】
ミキサ回路が平衡型に構成され、
このミキサ回路の１対の出力端のうちの一方の出力端が、第１の抵抗器を通じて第１のオペアンプの反転入力端に接続され、
この反転入力端と、上記第１のオペアンプの出力端との間に、第２および第３の抵抗器が直列接続され、
上記ミキサ回路の１対の出力端のうちの他方の出力端が、第４の抵抗器を通じて上記第２および第３の抵抗器の接続中点に接続され、
上記他方の出力端が、第５の抵抗器を通じて第２のオペアンプの反転入力端に接続され、
この反転入力端と、上記第２のオペアンプの出力端との間に、第６および第７の抵抗器が直列接続され、
上記一方の出力端が、第８の抵抗器を通じて上記第６および第７の抵抗器の接続中点に接続され、
上記第２〜第４の抵抗器の接続中点と、上記第６〜第８の抵抗器の接続中点との間に、抵抗器およびコンデンサが直列接続され、
上記第１および第２のオペアンプの出力端から平衡型の中間周波信号を取り出す
ようにした周波数変換回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、インピーダンス変換回路と、これを用いたハイパスフィルタ回路および周波数変換回路とに関する。
【背景技術】
【０００２】
ＩＣ化が困難な素子としてインダクタンス素子がある。このため、インピーダンス変換回路によりインダクタンス素子を等価的に実現する方法が考えられている。図２７は、そのインピーダンス変換回路の一例を示す。
【０００３】
この回路においては、入力端子Ｔ1が抵抗器Ｒ1を通じてオペアンプ（演算増幅器）ＯＰの反転入力端に接続されるとともに、その反転入力端と出力端との間に、抵抗器Ｒ2、Ｒ3が直列接続され、抵抗器Ｒ2、Ｒ3の接続中点と接地との間に、インピーダンス素子Ｚが接続される。また、オペアンプＯＰの非反転入力端が接地され、その出力端が出力端子Ｔ3に接続される。
【０００４】
したがって、
Ｖin ：端子Ｔ1に入力される信号電圧
Ｖout：端子Ｔ3から出力される信号電圧
Ｖi  ：オペアンプＯＰの反転入力端の信号電圧
Ｖo  ：抵抗器Ｒ2、Ｒ3およびインピーダンス素子Ｚの接続点の信号電圧
とすれば、端子Ｔ1から抵抗器Ｒ1に流れる信号電流と、抵抗器Ｒ2を流れる信号電流とは等しいので、図２８の(1)式が得られる。
【０００５】
そして、
Ａv：オペアンプＯＰの電圧利得
とすれば、
Ｖi×Ａv＝Ｖout
となるので、利得Ａvが十分に大きいとすれば、
Ｖi＝Ｖout／Ａv
＝０
とみなすことができる。したがって、(1)式から図２８の(2)式を得ることができる。
【０００６】
また、電圧Ｖoは、出力電圧Ｖoutと電圧Ｖi（＝０）との差電圧を抵抗器Ｒ3、Ｒ2およびインピーダンス素子Ｚにより分圧した電圧でもあるから、図２８の(3)式が成立する。ただし、‖は、並列接続の値を示す。
【０００７】
したがって、入力端子Ｔ1と出力端子Ｔ3との間の伝達関数Ｖout／Ｖinを求めると、(2)、(3)式から図２８に示す(4)式が得られる。つまり、図２７の回路の入力端子Ｔ1と出力端子Ｔ3との間には、(4)式で示す伝達特性が得られる。
【０００８】
そして、インピーダンス素子ＺとしてコンデンサＣを接続した場合には、
Ｚ＝１／（ｓＣ）
ｓ＝ｊω
であるから、(4)式は図２８の(5)式となる。したがって、図２７の回路は、インピーダンス素子ＺとしてコンデンサＣを接続した場合、インダクタンス値Ｌeが
Ｌe＝Ｒ2・Ｒ3・Ｃ
のインダクタンス回路として作用することになる。
【０００９】
また、インピーダンス素子Ｚとして、可変抵抗器Ｒを接続すれば、(4)式は(6)式となるので、図２７の回路は、可変抵抗器Ｒにより利得の変化する可変利得回路として作用することになる。
【００１０】
なお、先行技術文献として例えば以下のものがある。
【非特許文献１】堀  敏夫著「アナログフィルタの回路設計法」総合電子出版社、１９９８年１月１０日発行、第169ページ
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
ところで、図２７の回路によりインダクタンス回路を構成した場合、その伝達関数は上述のように(5)式で示される。このため、そのインダクタンス回路には、抵抗（Ｒ2＋Ｒ3）が直列接続されていることになり、純粋なインダクタンスを得ることができない。この結果、図２７の回路によりインダクタンス回路を構成するとともに、そのインダクタンスを使用してフィルタを構成した場合、Ｑ値が低くなってしまう。
【００１２】
また、図２７の回路により可変利得回路を構成した場合、その利得が(6)式で示されるので、最小の利得とした場合でも、利得は（Ｒ2＋Ｒ3）／Ｒ1倍となり、例えば音量であれば、十分に絞ることができない。
【００１３】
この発明は、以上のような点にかんがみ、特性の優れたインピーダンス変換回路を提供しようとするものである。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
この発明においては、
互いに逆相の入力信号電圧が供給される１対の入力端子の一方が、第１の抵抗器を通じてオペアンプの反転入力端に接続され、
この反転入力端と、上記オペアンプの出力端との間に、第２および第３の抵抗器が直列接続され、
上記出力端が出力端子に接続され、
上記１対の入力端子の他方が、第４の抵抗器を通じて上記第２および第３の抵抗器の接続中点に接続され、
この第２〜第４の抵抗器の接続中点に、所定のインピーダンス手段が接続され、
上記１対の入力端子と、上記出力端子との間に、上記インピーダンス手段の逆数の伝達関数を得る
ようにしたインピーダンス変換回路
とするものである。
【発明の効果】
【００１５】
この発明によれば、インピーダンス変換を行ったとき、その変換結果に不要な抵抗成分の残留することがない。しかも、これまでのインピーダンス変換回路に比べ、少ない素子数でインピーダンス変換を行うことができ、低電力化に有利である。
【００１６】
また、すべての動作点を電源電圧の中心に設定することができるので、広い入出力ダイナミックレンジを得ることができるとともに、歪みに強い回路とすることができる。さらに、差動入力・差動出力の構成とすることができ、輻射などのノイズに強いアナログ信号処理が可能となる。また、これによりアナログ処理とデジタル処理が混在している回路にも使用することができる。
【００１７】
さらに、少ない素子数で２次のハイパスフィルタを構成することができ、性能向上および低消費電力化に有利である。また、ダイレクトコンバージョン方式やローＩＦコンバージョン方式などのスーパーヘテロダイン受信回路において、ミキサ回路とその後段とを非常に簡単に接続することができる。また、これによりＩＣの外付けコンデンサを減らすことができ、回路モジュールなどの小型化、低コスト化に有利である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
〔１〕  不平衡型のインピーダンス変換回路
図１において、回路１０は、この発明による不平衡型のインピーダンス変換回路の一例を示す。すなわち、第１の入力端子Ｔ1が抵抗器Ｒ1を通じてオペアンプ（演算増幅器）ＯＰの反転入力端に接続されるとともに、その反転入力端と出力端との間に、抵抗器Ｒ2、Ｒ3が直列接続され、抵抗器Ｒ2、Ｒ3の接続中点と接地との間に、インピーダンス素子Ｚが接続される。
【００１９】
また、第２の入力端子Ｔ2が抵抗器Ｒ4を通じて、抵抗器Ｒ2、Ｒ3およびインピーダンス素子Ｚの接続中点に接続される。そして、入力端子Ｔ1、Ｔ2には、互いに逆相の入力信号電圧＋Ｖin、−Ｖinが供給される。さらに、オペアンプＯＰの非反転入力端が接地され、その出力端が出力端子Ｔ3に接続され、出力信号電圧Ｖoutが取り出される。
【００２０】
なお、オペアンプＯＰは、その電圧利得が十分に大きいものとされる。また、このインピーダンス変換回路１０は全体がＩＣ化される。さらに、インピーダンス素子Ｚは、後述するように、単独の素子であってもよく、複数の素子の組み合わせあるいは回路であってもよい。また、入力信号電圧±Ｖinは、もとの不平衡の入力信号電圧＋Ｖinを差動アンプに供給して得てもよく、あるいは反転アンプを使用して得てもよい。
【００２１】
このような構成において、
Ｖo：抵抗器Ｒ2〜Ｒ4およびインピーダンス素子Ｚの接続点の信号電圧
とすれば、端子Ｔ1から抵抗器Ｒ1に流れる信号電流と、抵抗器Ｒ2を流れる信号電流とは等しいので、図２７の場合の(2)式と同様、図２の(11)式が得られる。
【００２２】
また、抵抗器Ｒ2〜Ｒ4およびインピーダンス素子Ｚの接続点に流れ込む電流の総和と、その接続点から流れ出る電流の総和とは等しいので、図２の(12)式が得られる。そして、(12)式を電圧Ｖoについてまとめると、図２の(13)式が得られ、この(13)式に(11)式を代入すると、図２の(14)式が得られる。そして、この(14)式を電圧Ｖinについてまとめると、図２の(15)式が得られる。
【００２３】
そこで、入力端子Ｔ1、Ｔ2と出力端子Ｔ3との間の伝達関数Ｖout／Ｖinを求めると、その伝達関数は、(15)式を変形して図２の(16)式となる。そして、変数ｒを図２の(17)式のように定めると、(16)式は図２の(18)式のとおりとなる。さらに、ｒ＝０であるとすれば、(18)式は図２の(19)式となる。
【００２４】
つまり、図１の回路１０は、ｒ＝０のとき、伝達関数Ｖout／Ｖinが(19)式で示されるインピーダンス変換回路として動作する。そして、このとき、(19)式によれば、伝達関数Ｖout／Ｖinには、直列の抵抗分も並列の抵抗分も含まれず、純粋のインピーダンス（あるいはアドミタンス）を示すことになる。また、伝達関数Ｖout／Ｖinが(19)式で示されるので、インピーダンス素子Ｚを可変とすれば、伝達関数Ｖout／Ｖinを可変とすることができる。
【００２５】
ここで、ｒ＝０になる条件を求めると、(17)式から図２の(20)式が得られる。したがって、インピーダンス変換回路として必要な特性が得られるように抵抗器Ｒ1〜Ｒ3の値を設定し、その値にしたがって(20)式により抵抗器Ｒ4の値を設定すれば、(19)式により示される伝達関数Ｖout／Ｖinのインピーダンス変換回路を得ることができるとともに、必要な特性を得ることができる。
【００２６】
図３は、インピーダンス変換回路１０を等価的に示す。ここで、(2)式と同様にして図４の(21)式が得られるので、これを変形して図４の(22)式が得られる。そして、この(22)式と、(19)式とを比較して(23)式が得られる。
【００２７】
〔２〕  インダクタンス回路および微分回路
図５は、上述のインピーダンス変換回路１０によりインダクタンス回路を構成した場合の一例を示し、インピーダンス素子ＺとしてコンデンサＣが接続される。したがって、この場合には、
Ｚ＝１／（ｓＣ）
ｓ＝ｊω
であるから、(19)式は図６の(31)式となる。
【００２８】
したがって、この場合のインピーダンス変換回路１０は、インダクタンス値Ｌeが、
Ｌe＝Ｒ2・Ｒ3・Ｃ
のインダクタンス回路として作用することになる。そして、その場合、インダクタンスＬeは、コンデンサＣの容量に値Ｒ2・Ｒ3が乗算されているので、コンデンサＣの容量が小さくても、等価的に大きなインダクタンスＬeを得ることができる。また、コンデンサＣを例えば可変容量ダイオードにより構成すれば、インダクタンスＬeを可変とすることができる。
【００２９】
さらに、このインピーダンス変換回路１０は単独であっても、インダクタンスＬeとして作用するので、微分特性を得ることができ、この結果、単独でも微分回路として機能させることができる。
【００３０】
〔３〕  キャパシタンス回路および積分回路
図７は、インピーダンス変換回路１０によりキャパシタンス回路を構成した場合の一例を示し、インピーダンス素子ＺとしてコイルＬが接続される。したがって、この場合には、
Ｚ＝ｓＬ
であるから、(19)式は図８の(32)式となる。
【００３１】
したがって、この場合のインピーダンス変換回路１０は、容量Ｃeが、
Ｃe＝Ｌ／（Ｒ2・Ｒ3）
キャパシタンス回路として作用することになる。
【００３２】
さらに、このインピーダンス変換回路１０は単独であっても容量Ｃeとして作用するので、積分特性を得ることができ、この結果、単独でも積分回路として機能させることができる。
【００３３】
〔４〕  可変利得回路
図９は、インピーダンス変換回路１０により可変利得回路を構成した場合の一例を示し、インピーダンス素子Ｚとして可変抵抗器Ｒが接続される。したがって、この場合には、
Ｚ＝Ｒ
であるから、(19)式は図１０の(33)式となる。したがって、この場合のインピーダンス変換回路１０は、可変抵抗器Ｒの値によって利得の変化する可変利得回路として作用することになる。
【００３４】
〔５〕  ハイパスフィルタ
図１１は、インピーダンス変換回路１０によりハイパスフィルタを構成した場合の一例を示す。この例においては、インピーダンス素子Ｚとして、コンデンサＣと抵抗器Ｒとの直列回路が接続される。したがって、この場合には、
Ｚ＝１／（ｓＣ）＋Ｒ
であるから、(19)式は図１２の(34)式となる。
【００３５】
したがって、この場合のインピーダンス変換回路１０はハイパスフィルタとして作用することになる。このとき、カットオフ周波数は、コンデンサＣと抵抗器Ｒとの積ＣＲで決まる。
【００３６】
〔６〕  ローパスフィルタ
図１３は、インピーダンス変換回路１０によりローパスフィルタを構成した場合の一例を示す。この例においては、インピーダンス素子Ｚとして、コイルＬと抵抗器Ｒとの直列回路が接続される。したがって、この場合には、
Ｚ＝ｓＬ＋Ｒ
であるから、(19)式は図１４の(35)式となる。
【００３７】
したがって、この場合のインピーダンス変換回路１０はローパスフィルタとして作用することになる。また、カットオフ周波数は、やはりコンデンサＣと抵抗器Ｒとの積ＣＲで決まる。
【００３８】
〔７〕  バンドパスフィルタ
図１５は、インピーダンス変換回路１０によりバンドパスフィルタを構成した場合の一例を示す。この例においては、インピーダンス素子Ｚとして、コンデンサＣと、コイルＬと、抵抗器Ｒとの直列共振回路１１が接続される。したがって、この場合には、
Ｚ＝１／（ｓＣ）＋ｓＬ＋Ｒ
であるから、(19)式は図１６の(36)式となる。
【００３９】
そこで、値Ｌe、Ｃe、Ｒeを、図１６の(37)式のように定義すると、(36)式は図１６の(38)式となる。そして、この(38)式は、図１７にも示すように、インダクタンスＬeと、容量Ｃeと、抵抗Ｒeとの並列回路に、係数１／Ｒ1が乗算されたものと等価である。
【００４０】
したがって、この場合のインピーダンス変換回路１０は、中心周波数が、等価インダクタンスＬeおよび等価容量Ｃeの共振周波数に等しいバンドパスフィルタとして作用することになる。そして、このとき、(37)式によれば、
Ｌe・Ｃe＝Ｌ・Ｃ
なので、このバンドパスフィルタ（インピーダンス変換回路１０）の中心周波数は、コイルＬおよびコンデンサＣの共振周波数でもある。
【００４１】
したがって、インピーダンス変換回路１０は、中心周波数が、コイルＬおよびコンデンサＣの共振周波数に等しいバンドパスフィルタとして作用することになる。また、このとき、インダクタンスＬeおよび容量Ｃeの共振回路は、抵抗ＲeによりＱダンプされているので、抵抗器Ｒの値を選定することによりバンドパスフィルタの通過帯域特性のＱ値を変更することができる。
【００４２】
〔８〕  トラップ回路（バンドエリミネートフィルタ）
図１８は、インピーダンス変換回路１０によりトラップ回路を構成した場合の一例を示す。この例においては、インピーダンス素子Ｚとして、コンデンサＣおよびコイルＬの並列共振回路１２と、抵抗器Ｒとの直列回路が接続される。したがって、この場合には、
Ｚ＝（（１／（ｓＣ））‖ｓＬ）＋Ｒ
であるから、(19)式は図１９の(39)式となる。
【００４３】
そこで、(37)式の等価インダクタンスＬe、等価容量Ｃe、等価抵抗Ｒeを(39)式に適用すると、(39)式は図１９の(40)式となる。そして、この(40)式は、図２０にも示すように、インダクタンスＬeおよび容量Ｃeの直列共振回路と、抵抗Ｒeとの並列回路に、係数１／Ｒ1が乗算されたものと等価である。
【００４４】
したがって、この場合のインピーダンス変換回路１０は、容量ＣeおよびインダクタンスＬeの共振周波数をヌル周波数とするトラップ回路として作用することになる。なお、そのヌル周波数も、コイルＬおよびコンデンサＣの共振周波数に等しい。また、このトラップ回路も抵抗ＲeによりＱダンプされるので、抵抗器Ｒの値を選定することにより通過阻止特性のＱ値を変更することができる。
【００４５】
〔９〕  広帯域のトラップ回路
図２１は、インピーダンス変換回路１０により広帯域のトラップ回路を構成した場合の一例を示す。この例においては、インピーダンス素子Ｚとして、コンデンサＣ1〜ＣnおよびコイルＬ1〜Ｌnの並列共振回路１２１〜１２ｎと、抵抗器Ｒとの直列回路が接続される。
【００４６】
したがって、この場合には、並列共振回路１２１〜１２ｎのそれぞれが図１８の並列共振回路１２と同様に作用するので、並列共振回路１２１〜１２ｎの並列共振周波数を違えておくことにより、広帯域のトラップ回路を実現できる。
【００４７】
〔１０〕  平衡型のインピーダンス変換回路
図２２において、回路２０は、インピーダンス変換回路を平衡型に構成した場合の一例である。すなわち、端子Ｔ1〜Ｔ3に対して第１のオペアンプＯＰおよび抵抗器Ｒ1〜Ｒ4の１組が図１のインピーダンス変換回路１０と同様に接続されるとともに、端子Ｔ2、Ｔ1、Ｔ4に対して第２のオペアンプＯＰおよび抵抗器Ｒ1〜Ｒ4の１組が同様に接続される。また、第１の抵抗器Ｒ2、Ｒ3の接続中点と、第２の抵抗器Ｒ2、Ｒ3の接続中点との間に、インピーダンス素子Ｚ20が接続される。なお、
Ｚ20＝２・Ｚ
である。
【００４８】
そして、端子Ｔ1、Ｔ2には、互いに逆相の入力信号電圧、すなわち、平衡な入力信号電圧＋Ｖin、−Ｖinが供給され、端子Ｔ3、Ｔ4に信号電圧＋Ｖout、−Ｖoutが取り出される。なお、オペアンプＯＰ、ＯＰの非反転入力端は接地される。また、オペアンプＯＰ、ＯＰの電圧利得は十分に大きいものとされる。さらに、この回路２０は、全体がＩＣ化される。
【００４９】
このような構成において、図２３に示すように、図２２の回路２０のインピーダンス素子Ｚ20を、２つのインピーダンス素子Ｚ1、Ｚ2の直列回路に置き換えるとともに、その接続中点を接地した状態を考える。ただし、
Ｚ1＝Ｚ2＝Ｚ（＝Ｚ20／２）
とする。
【００５０】
すると、この図２３の回路の上半分は図１のインピーダンス変換回路１０と等しい構成であり、下半分も等しい構成である。したがって、入力端子Ｔ1、Ｔ2と、出力端子Ｔ3、Ｔ4との間の伝達関数Ｖout／Ｖinは、図１のそれに等しくなり、(18)式で示される。つまり、この図２３の回路２０もインピーダンス変換回路として作用する。
【００５１】
そして、このとき、インピーダンス素子Ｚ1を流れる信号電流ｉ1と、インピーダンス素子Ｚ2を流れる信号電流ｉ2とは、大きさが等しくて方向が逆なので、結果として、インピーダンス素子Ｚ1、Ｚ2と、接地との間に信号電流は流れない。したがって、インピーダンス素子Ｚ1、Ｚ2の直列回路と、図２２に示すインピーダンス素子Ｚ20とは等価である。
【００５２】
したがって、抵抗器Ｒ1〜Ｒ4を(20)式に示すように設定すれば、ｒ＝０となり、図２２の回路２０は平衡型のインピーダンス変換回路として動作するとともに、その伝達関数Ｖout／Ｖinは、(19)式で示される。そして、このとき、インピーダンス変換回路２０は、平衡型に構成されているとともに、平衡な動作なので、信号電流が接地に流れることがなく、耐ノイズ性に強くなるとともに、ＩＣ化にも有利である。
【００５３】
〔１１〕  ハイパスフィルタ
図２４は、インピーダンス変換回路２０により２次の平衡型ハイパスフィルタを構成した場合の一例を示す。すなわち、インピーダンス変換回路２０Ａ、２０Ｂのそれぞれがインピーダンス変換回路２０と同様に構成されるとともに、入力端子Ｔ1、Ｔ2と出力端子Ｔ3、Ｔ4との間に縦続接続される。なお、インピーダンス変換回路２０Ａ、２０Ｂのうち、図２２のインピーダンス変換回路２０の素子と対応する素子には、同一符号にサフィックスＡ、Ｂを付ける。
【００５４】
このとき、前段のインピーダンス変換回路２０Ａのインピーダンス素子Ｚ20は、抵抗器ＲAとコンデンサＣAとの並列回路とされ、後段のインピーダンス変換回路２０Ｂのインピーダンス素子Ｚ20はコンデンサＣBとされる。なお、
ＲA＝２・Ｒ、ＣA＝Ｃ1／２、ＣB＝Ｃ2／２
である。
【００５５】
また、後段のインピーダンス変換回路２０ＢのオペアンプＯＰB、ＯＰBの出力端が、負帰還用の抵抗器Ｒ5、Ｒ5を通じて前段のインピーダンス変換回路２０ＡのオペアンプＯＰ、ＯＰの反転入力端に接続されるとともに、別の負帰還用の抵抗器Ｒ6、Ｒ6を通じて、前段のインピーダンス変換回路２０Ａの抵抗器Ｒ2A、Ｒ3A、Ｒ4Aの接続点、および抵抗器Ｒ2A、Ｒ3A、Ｒ4Aの接続点に接続される。
【００５６】
このような構成によれば、インピーダンス回路２０Ａ、２０Ｂの伝達関数Ｖout／Ｖinはやはり(18)式と同様に示される。そこで、抵抗器Ｒ5、Ｒ6、Ｒ4Aの値を図２５の(41)式に示すように設定しておけば、ｒ＝０となって図２５の(42)式が成立する。つまり、２次のバイクォード型ハイパスフィルタが構成されたことになる。
【００５７】
そして、一般に、２次のハイパスフィルタを構成する場合には、入力信号から、バンドパスフィルタの出力成分と、ローパスフィルタの出力成分とを減算する必要があるので、そのバンドパスフィルタ用と、ローパスフィルタ用と、減算用とで、３組６個のオペアンプを必要とするが、図２４に示すハイパスフィルタにおいては、後段のインピーダンス変換回路２０Ｂが微分回路として作用するので、図２４にも示すように、オペアンプは２組４個でよく、したがって、素子数を減らすことができる。
【００５８】
〔１２〕  周波数変換用のハイパスフィルタ
スーパーヘテロダイン方式の受信機として、局部発振周波数を受信周波数に近づけることにより中間周波数を受信周波数に比べてかなり低くした、いわゆるローＩＦコンバージョン方式のものがある。また、局部発振周波数を受信周波数に等しくすることにより中間周波数をゼロとした、いわゆるダイレクトコンバージョン方式のものもある。
【００５９】
ところが、これらの方式の場合、ミキサ回路に直流オフセットを生じ、ミキサ出力に直流分や直流に近い周波数成分の含まれることがある。このため、この種の受信機用ＩＣにおいては、ミキサ回路に負帰還を掛けることにより直流成分が生じないようにしている。しかし、負帰還により直流成分を生じないようにすると、そのための負帰還回路が複雑になるので、素子数が増加して消費電力が増加し、電池を電源とする受信機では、電池の寿命が短くなってしまう。
【００６０】
図２６は、そのような場合に好適なハイパスフィルタの一例を示す。すなわち、この例においては、ミキサ回路３２が平衡型に構成され、アンテナ同調回路３１から平衡な受信信号±ＳRXが取り出されてミキサ回路３２に供給されるとともに、局部発振回路３３から平衡な局部発振信号±ＳLOが取り出されてミキサ回路３２に供給される。こうして、ミキサ回路３２において、受信信号±ＳRXは局部発振信号±ＳLOにより平衡な中間周波信号±ＳIFに周波数変換され、この中間周波信号±ＳIFがミキサ回路３２から出力される。
【００６１】
この場合、上述のように、局部発振周波数を受信周波数に近づけることによりローＩＦコンバージョン方式とされ、あるいは局部発振周波数を受信周波数に等しくすることによりダイレクトコンバージョン方式とされる。また、ミキサ回路３２の出力信号には、中間周波信号±ＳIF以外に、不要な信号成分、例えば上記の直流オフセットによる直流成分なども含まれる。
【００６２】
そこで、このミキサ回路３２の出力信号が、平衡型のインピーダンス変換回路２０に供給される。この場合、このインピーダンス変換回路２０のインピーダンス素子Ｚは、抵抗器Ｒ20とコンデンサＣ20との直列回路とされる。なお、
Ｒ20＝２・Ｒ、Ｃ20＝Ｃ／２
とされる。また、図示はしないが、インピーダンス回路２０の出力信号は中間周波回路に供給される。
【００６３】
このような構成によれば、インピーダンス変換回路２０は、そのインピーダンス素子Ｚが抵抗器Ｒ20およびコンデンサＣ20の直列回路とされているので、インピーダンス変換回路２０は、図１１のインピーダンス変換回路１０と同様、ハイパスフィルタとして作用する。
【００６４】
したがって、ミキサ回路３２に直流オフセットがあっても、インピーダンス変換回路２０からは直流成分を含まない中間周波信号±ＳIF（および他の不要な周波数成分）が取り出される。そして、その場合、このミキサ回路３２およびインピーダンス変換回路２０によれば、負帰還回路を設ける必要もないので、消費電力が増加することもなく、電池を電源とする受信機では、電池の寿命が長くすることができる。
【００６５】
〔１３〕  まとめ
上述のインピーダンス変換回路によれば、(19)式にも示すように、インピーダンス変換を行ったとき、その変換結果に不要な抵抗成分の残留することがない。しかも、これまでのインピーダンス変換回路に比べ、少ない素子数でインピーダンス変換を行うことができ、低電力化に有利である。また、少ない素子数でインピーダンス変換回路を構成できるので、使用周波数帯域が広がり、高周波までのアクティブ・フィルタが構成できる。
【００６６】
さらに、入力部やドライブ部に電圧・電流変換回路を用いているので、すべての動作点を電源電圧の中心に設定することができ、広い入出力ダイナミックレンジを得ることができるとともに、歪みに強い回路とすることができる。さらに、差動入力・差動出力の構成が容易なので、輻射などのノイズに強いアナログ信号処理が可能となる。また、これによりアナログ処理とデジタル処理が混在している回路にも使用することができる。
【００６７】
また、微分回路として十分な特性を得ることができるので、少ない素子数で２次のハイパスフィルタを構成することができ、性能向上および低消費電力化に有利である。
【００６８】
さらに、ダイレクトコンバージョン方式やローＩＦコンバージョン方式などのスーパーヘテロダイン受信回路において、ミキサ回路とその後段とを非常に簡単に接続することができる。また、これによりＩＣの外付けコンデンサを減らすことができ、回路モジュールなどの小型化、低コスト化に有利である。さらに、直流オフセットを生じないようにするための負帰還回路も不要となる。
【００６９】
〔略語の一覧〕
ＩＣ      ：Integrated Circuit
ＩＦ      ：Intermediate Frequency
Ｑ        ：Quality Factor
オペアンプ：Operational Amplifier
【図面の簡単な説明】
【００７０】
【図１】この発明の一形態を示す接続図である。
【図２】図１の回路を説明するための数式を示す図である。
【図３】図１の回路の等価回路を示す図である。
【図４】図３の回路を説明するための数式を示す図である。
【図５】この発明の他の形態を示す接続図である。
【図６】図６の回路を説明するための数式を示す図である。
【図７】この発明の他の形態を示す接続図である。
【図８】図７の回路を説明するための数式を示す図である。
【図９】この発明の他の形態を示す接続図である。
【図１０】図１０の回路を説明するための数式を示す図である。
【図１１】この発明の他の形態を示す接続図である。
【図１２】図１１の回路を説明するための数式を示す図である。
【図１３】この発明の他の形態を示す接続図である。
【図１４】図１３の回路を説明するための数式を示す図である。
【図１５】この発明の他の形態を示す接続図である。
【図１６】図１５の回路を説明するための数式を示す図である。
【図１７】図１５の回路を説明するための等価回路図である。
【図１８】この発明の他の形態を示す接続図である。
【図１９】図１８の回路を説明するための数式を示す図である。
【図２０】図１８の回路を説明するための等価回路図である。
【図２１】この発明の他の形態を示す接続図である。
【図２２】この発明の他の形態を示す接続図である。
【図２３】この発明を説明するための接続図である。
【図２４】この発明の他の形態を示す接続図である。
【図２５】図２４の回路を説明するための数式を示す図である。
【図２６】この発明の他の形態を示す接続図である。
【図２７】この発明を説明するための回路図である。
【図２８】図２７の回路を説明するための数式を示す図である。
【符号の説明】
【００７１】
１０および２０…インピーダンス変換回路、ＯＰ…オペアンプ、Ｒ1〜Ｒ4…抵抗器、Ｔ1およびＴ2…入力端子、Ｔ3およびＴ4…出力端子、Ｚ…インピーダンス素子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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