(57)【要約】      （修正有）【課題】OFDM方式の通信システムにおけるPAPRを簡易且つ効果的に低減すること。【解決手段】送信機は直交周波数分割信号を送信する。制御部は入力信号のグループを受け取りし、そのグループに基づいて送信信号が生成される。制御部は、入力シンボルからサブキャリアへの複数の割当の中で、受け取った入力シンボルのグループに適用する１つの割当を選択する。利用可能な割当の各々は、利用可能な割当各々の間で別様に各サブキャリアに入力シンボルを割り当てる。割当選択は所定の属性の予測値（例えば、利用可能な様々な割当配置に対する送信信号のピーク平均電力比(PAPR)）に基づく。利用可能な割当は様々なローテーションでもよい。送信機の更なる要素は、選択された割当を用いて送信信号を生成する。そのような割当選択は、大きな処理負担を課すことなく送信信号の所定の属性を改善できる。【選択図】図５
2007259445.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直交周波数分割(OFDM)信号を送信する方法であって、
入力シンボルのグループに基づいて送信信号が生成されるように、入力シンボルのグループを受け取るステップと、
サブキャリアに対する入力シンボルの複数の利用可能な割当の中から、前記受け取った入力シンボルのグループに適用する１つの割当を選択するステップであって、前記利用可能な割当の各々は、入力シンボルをサブキャリア各々に、利用可能な割当の中でお互いに別様に割り当て、前記割当の選択は、利用可能な様々な割当についての前記送信信号の所定の属性の予測値に基づくステップと、
選択された割当を用いて前記送信信号を生成するステップと、
を有する方法。
【請求項２】
前記所定の属性は、割当の関係を利用して生成される送信信号を増幅器が増幅する場合に、前記増幅器の非線形性の推定指標である、請求項１記載の方法。
【請求項３】
前記所定の属性は、割当の関係を利用して生成される送信信号のピーク対平均電力比である、請求項１記載の方法。
【請求項４】
選択される割当は、考察される様々な割当の中で、予想される最低のピーク対平均電力比をもたらす割当である、請求項３記載の方法。
【請求項５】
割当を選択する場合に、可能性がある送信信号が前記利用可能な割当各々について生成され、前記可能性がある送信信号の前記所定の属性の指標が生成され、前記利用可能な割当の１つを選択するのに使用される請求項１乃至４のいずれか１項に記載の方法。
【請求項６】
直交周波数分割多重(OFDM)信号を送信する送信装置であって、
送信信号が入力シンボルのグループに基づいて生成されるように、入力シンボルのグループを受け取る手段と、
サブキャリアに対する入力シンボルの複数の利用可能な割当の中から、前記受け取った入力シンボルのグループに適用する１つの割当を選択する割当選択手段であって、前記利用可能な割当の各々は、入力シンボルをサブキャリア各々に、利用可能な割当の中でお互いに別様に割り当て、前記割当選択手段は、利用可能な様々な割当についての前記送信信号の所定の属性の予測値を取得し、前記予測値について前記割当選択の基礎にする割当選択手段と、
選択された割当を用いて前記送信信号を生成する信号生成手段と、
を有する送信装置。
【請求項７】
直交周波数分割多重(OFDM)信号を受信する方法であって、
受信信号についての割当情報を取得するステップであって、前記割当情報は、前記受信信号に対する送信機によって、前記受信信号で搬送された入力シンボルのグループに、入力シンボルからサブキャリアへの複数の割当のどれが適用されているかを指定するステップと、
前記受信信号を処理し、出力シンボルのグループを復元するステップと、
前記出力シンボルのグループを並べ替えるために取得した割当情報を使用し、前記入力シンボルの前記送信機による前記割当の適用前の順序と同じ順序を前記出力シンボルが有するようにするステップと、
を有する方法。
【請求項８】
直交周波数分割多重(OFDM)信号を受信する受信装置であって、
受信信号についての割当情報を取得する割当情報取得手段であって、前記割当情報は、前記受信信号に関する送信機によって、前記受信信号で搬送される入力シンボルのグループに、入力シンボルからサブキャリアへの複数の割当のどれが適用されているかを指定する割当情報取得手段と、
前記受信信号を処理し、出力シンボルのグループを復元する処理手段と、
前記出力シンボルのグループを並べ替えるために取得した割当情報を使用し、前記入力シンボルの前記送信機による前記割当の適用前の順序と同じ順序を前記出力シンボルが有するようにする並替手段と、
を有する受信装置。
【請求項９】
OFDM送信機で使用するための送信方法であって、
予測OFDM信号の複数のインジケータを取得するステップであって、前記複数のインジケータ中のインジケータ各々は、各信号時点で予測される予測OFDM信号についての所定の属性の大きさを示すステップと、
前記信号時点で予測される大きさが所定の条件を満たすことを示す、前記複数のインジケータ中のインジケータ各々を確認するステップと、
確認したインジケータを累積するステップと、
前記累積結果に依存して、前記信号の送信に対する適性を評価するステップと、
評価された適性に依存して前記信号を又は別の予測OFDM信号を送信するステップと、
を有する送信方法。
【請求項１０】
予測OFDM信号の複数のインジケータを取得するインジケータ取得手段であって、前記複数のインジケータ中のインジケータ各々は、各信号時点で予測される予測OFDM信号についての所定の属性の大きさを示すインジケータ取得手段と、
前記信号時点で予測される大きさが所定の条件を満たすことを示す、前記複数のインジケータ中のインジケータ各々を確認する確認手段と、
確認したインジケータを累積する累積手段と、
前記累積結果に依存して、前記信号の送信に対する適性を評価する評価手段と、
評価された適性に依存して前記信号を又は別の予測OFDM信号を送信する送信手段と、
を有するOFDM送信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は一般に直交周波数分割多重(OFDM)通信システムに関連し、特にそのようなシステムで使用する送信装置及び送信方法に関連する。
【背景技術】
【０００２】
OFDMシステムはマルチキャリア方式の伝送システムであり、１つのデータストリームはN個の並列的なサブキャリア上に変調され、各サブキャリア信号はそれ自身の中心周波数を有する。これらのサブキャリアは、１つの合成されたOFDM信号として一緒に送信され、個々のサブキャリア信号は、サブキャリアの直交性によりOFDM受信機で復元可能である。一般に、サブキャリア数(N)は比較的多く、例えばN=512である。
【０００３】
OFDMシステムは多くの利点を有する。直交周波数分割多重(OFDM)方式は、従来の周波数分割多重化(FDM)に基づく変調技術であるが、従来のFDMよりも非常にスペクトル利用効率が良い。なぜなら、サブチャネル（サブキャリア）は、（サブチャネル各々の間でガードバンドが必要な）FDMシステムよりも周波数的に互いに極めて近接した間隔であるからである（即ち、実際には重複している）。
【０００４】
各サブキャリアの周波数が、互いに直交するように選択されることで（数学的な意味で互いに直交していることを意味する）、各サブキャリアのスペクトルが、互いに干渉せずに他のサブキャリアのスペクトルと重なることが許容される。OFDMサブキャリアの互いに直交する性質の恩恵は、ガードバンドを排除すること及びサブキャリアのスペクトルが互いに重複することを許容することにより、通常のFDMシステムと比較して、必要な帯域がかなり少なくて済み、OFDMシステムの高いスペクトル利用効率が達成される。
【０００５】
OFDMの別の利点は、受信機に至る多重反射した信号の影響であるマルチパスに対する耐性(resilience)である。OFDMシステムは干渉及び周波数選択性フェージングのようなマルチパスに関連する潜在的な問題を克服することができる。なぜなら、信号帯域全体（即ち、所与の時間間隔で送信されるデータ量）が複数のサブキャリアに分割されているからである。この並列的な伝送の結果、各OFDMデータシンボルの周期は比較的長く、個々のサブキャリアは比較的遅いレートを有し、それにより、インパルスノイズや反射に対する改善された耐性をシステムが備えることを可能にする。
【０００６】
OFDMの高いスペクトル利用効率及びマルチパス耐性は、OFDM方式を、無線データトラフィックの要請に合致した非常に適切な技法である。今日、非対称ディジタル加入者回線(ADSL)だけでなく、IEEE802.11a/g(Wi-Fi)及びIEEE802.16(Wi-MAX)のような無線システムでもこの技術が使用されている。また、ディジタルオーディオ及びビデオブロードキャストにも使用されている。現在OFDMは将来的な次世代(第４世代)ネットワークに使用するよう提案されている主要技術の1つである。
【０００７】
OFDM通信システムでは、送信機から１つ又はそれより多くの受信機にデータを搬送するのに複数(N)のサブキャリアが使用される。サブキャリア数Nは比較的大きく、例えばN=512でもよい。OFDM通信システムで生じる１つの問題は、ピーク対平均電力比(以下、PAPRという)が高くなりやすいことである。ピーク電力は一般にサブキャリア数に従って増える。例えば、サブキャリアによって個々に搬送されるN個の信号が同位相であった場合、結果的に生じるマルチキャリア信号の最大電力は、平均電力にN倍に増える。PAPRが大きいと、ダイナミックレンジが非常に広い増幅器が必要になり、それは望ましくない。
【０００８】
OFDM通信システムでPAPRの問題を解決する様々な技法が提案されている。これらの技法のいくつかを説明する前に、OFDM通信システムで使用する送信機の基本的機能を、図１を参照して説明する。
【０００９】
図１はOFDM送信機１０の一部を示す。送信機は入力シンボルの直列ストリームを入力するシリアルパラレル変換器１２を有する。図１には示されていないが、入力シンボルは、１以上のデータソースから提供されるデータシンボルと、パイロットシンボル生成器(不図示)から提供されるパイロットシンボルとを含んでよい。シリアルパラレル変換器は、受信した入力信号をN個の入力右シンボルのグループに分割し、各グループのシンボルX0乃至XN-1を並列に出力する。送信機１０はIFFT処理部１４を更に有し、IFFT処理部はN個のシンボルX0乃至XN-1のグループ各々を逆フーリエ変換(IFFT)処理に委ね、N個のディジタルサンプルの時間領域信号を表すIFFT出力信号x0乃至xN-1を生成する。これらのIFFT出力信号は、パラレルシリアル変換器１６で並直列変換に委ねられる。直列形式に変換された後に、IFFT出力信号はサイクリックプレフィックス(CP)付加部１８に与えられる。
【００１０】
CP付加部１８は各OFDMシンボル期間の始めにサイクリックプレフィックスを付加する（ここで、OFDMシンボル期間はN×Tsであり、Tsは入力シンボル期間（各データシンボル及び各パイロットシンボルの期間）である。）。周知のように、OFDMシステムでは、マルチパスチャネルが含まれると、サブキャリアの直交性は失われてしまう。サイクリックプレフィックスを付加することで受信機での直交性を保つことができる。ただし、サイクリックプレフィックスサンプル時間の分だけエネルギが消費されてしまう。
【００１１】
付加されたサイクリックプレフィックスと共にシリアルIFFT出力信号は、ウインドウ部２０に与えられ、ウインドウ部はパルス整形用のウインドウ処理を実行する。そしてディジタル信号サンプルは、ディジタルアナログ変換器(DAC)２２でアナログベースバンド信号に変換され、アナログベースバンド信号はその後に無線周波数(RF)部２４に与えられる。ＲＦ部２４はそのベースバンド信号をＲＦ信号に変換し、送信機１０のアンテナ２６を介して１以上の受信機へ送信するようにする。
【００１２】
次に、PARP問題を解決するように提案されている位相調整法を図２，図３及び図４を参照しながら説明する。
【００１３】
図２はパーシャル送信シーケンス(PTS:  Partial  Transit  Sequence)法を実行するOFDM送信機４０の一部を示す。
【００１４】
図２では、データソース４２はデータシンボルのシリアルストリームをシリアルパラレル変換器４６に与える。シリアルパラレル変換器４６は、パイロットシンボル生成部４４から時折パイロットシンボル(PS)も受信する。変換器４６は受信したデータシンボルDS及びパイロットシンボルPSを結合し、入力シンボルのグループを形成する。各グループはN個の入力シンボルで構成される。シリアルパラレル変換器４６は、各グループのN個の入力シンボルを並列的にシンボル分割部４８に出力する。シンボル分割部４８は、各グループのN個の入力信号をM個のサブグループ（しばしば、「サブブロック」として言及される）に分割し、その各々はL(＝N/M)個の入力シンボルで構成される。M個のサブブロックX1乃至XMの各々は、対応するIDFT処理部501乃至50Mによって、Lポイントの逆離散フーリエ変換(IDFT)処理に委ねられる。各IDFT処理部５０からのIDFT出力信号は、「パーシャル送信シーケンス」と呼ばれ、対応する複素乗算器521乃至52Mの第１入力へ与えられる。各複素乗算器521乃至52Mは、第２入力として位相調整因子b1乃至bMも受信する。各複素乗算器521乃至52Mは、適用される位相調整因子によって、サブブロックのL個のIDFT出力信号全ての位相を調整する。複素乗算器521乃至52Mの出力はその後にコンバイナ５６で結合される。
【００１５】
個々の位相調整因子は全体で位相ベクトルｂを形成する。最適化部５４は利用可能な複数の位相ベクトルを格納している。最適化部５４はIDFT処理部501乃至50MからIDFT出力信号を受信し、利用可能な複数の位相ベクトルの中から１つの位相ベクトルを選択する。選択される位相ベクトルは、様々なサブブロックのIDFT出力信号についての最善の位相調整の組み合わせをもたらすものである。N個のIDFT出力信号の組み合わせは、送信時に、低く望ましいPAPRをもたらす。
【００１６】
コンバイナ５６から出力される時間領域サンプルは、パラレルシリアル変換、サイクリックプレフィックスの付加及び図１で説明済みの以後の処理(図１の１６，２０，２２，２４での処理)に委ねられる。
【００１７】
最適化部５４は識別情報も出力し、識別情報はサイド情報(side  information)として受信機に送信され、送信機で選択された位相ベクトルを受信機が確認することを支援する。受信機は（送信側と）逆の処理を実行し、データ及びパイロットシンボルを復元する。
【００１８】
PTS法では、達成可能なPARP低減量は、サブブロック数に依存する。サブブロック数が多ければ多いほど、達成可能なPAPR低減能力は大きくなる。しかしながら、サブブロック数を増やすと、送信機における処理負担も増える。例えば、IDFT出力信号の最適な組み合わせの探索の困難さは、サブブロック数が増えるにつれて指数関数的に増加し、一般に法外になってしまう。
【００１９】
PTS法に関する更なる情報は、非特許文献１及び２に記載されている。
【００２０】
提案済みの他の位相調整法は、選択的マッピング(SLM:  Selective  Mapping  Method)法である。図３はSLM法を実行するのに適したOFDM送信機の一部を示す。図３の送信機６０では、入力信号のシリアルストリーム（データシンボル及びパイロットシンボル）が、シリアルパラレル変換器６２に入力される。変換器６２は入力シンボルのグループCを出力し、各グループCの中にN個の入力シンボルがある。
【００２１】
送信機６０は位相ベクトル格納部６４も有し、格納部はU個の一群の利用可能なベクトルPu(u=1,...,U)を格納する。これらの位相ベクトルはランダムに生成され、統計的には独立である。各ベクトルはN個の位相要素φ0,φ1,…,φN-1で形成される。
【数１】
2007259445.tif 000003
ここで、（１）式下側に示されている関係が仮定されている。
【００２２】
各位相要素はN個のサブキャリアの１つに個々に対応し、送信機に適用される位相調整を、処理対象の入力シンボルのグループCのための対応するサブキャリアに設定する。
【００２３】
U個の位相ベクトルP1乃至PU及び入力シンボルのグループCは、候補シンボル生成部５６に与えられる。候補シンボル生成部は、入力信号のグループC及び利用可能な位相ベクトルPu各々のベクトル積を計算し、U個の候補OFDMシンボルCS1乃至CSUを生成する。
【００２４】
候補OFDMシンボルCS1乃至CSUは、選択部６８に与えられる。選択部６８は、次式に従って、各候補シンボルCS1乃至CSUについて可能性のある送信信号を計算する。
【数２】
2007259445.tif 000004
ここで、C=(c0,c1・・・cN-1)は或るコンステレーションによるN個のコンステレーションシンボルのベクトルを表す。信号s(t)に関し、PAPRの指標は次式で与えられる：
【数３】
2007259445.tif 000005
ここで、Eは期待値を表す。
【００２５】
各候補シンボルについて可能な送信信号を計算するには、NポイントのIFFT計算が必要になることが理解されるであろう。従って、選択部６８は、図１を参照しながら説明されたIFFT処理部１４のようなIFFT処理部７０を含む。IFFT処理部７０はNポイントのIFFT計算処理をU回実行することを要する、或いは選択部７０はU個のIFFT処理部701乃至70Uを備えていてもよい。
【００２６】
そのようなPAPR指標を各候補シンボルCS1乃至CSUについて計算した後に、選択部６８は、最低のPAPR指標を有する候補シンボルCSSLMを選択する。選択された候補シンボルCSSLMに対応するIFFT出力信号xSLMは、選択部から出力される。IFFT出力信号ｘSLMはその後にパラレルシリアル変換及びCP付加等の処理(図１に関連して説明済みの処理)に委ねられる。
【００２７】
或いはまた、選択部６８は選択された位相ベクトル(即ち、選択された候補シンボルCSSLMに対応する位相ベクトル)の識別子uを出力する。この識別子uはサイド情報として受信機に送信され、選択された位相ベクトルPuを用いて送信機で適用された位相調整に対応する逆の位相調整を受信機が実行できるようにする。
【００２８】
SLMは顕著なPAPR低減をもたらすが、探索空間のサイズ（処理を要する位相ベクトル数）は、所望の大きさのPARP低減を達成するには大きくなる。このことは、送信機で莫大な処理電力が必要になること、及び識別子uを送信するためのシグナリングオーバーヘッドが多くなってしまうことを意味する。追加的な受信機の複雑さとシグナリングオーバーヘッドの低減とを、例えばブラインド又はセミブラインド受信機を採用することでトレードオフすることも可能であるが、多数の位相ベクトルを含むSLM法は依然として複雑であり、実現には高価である。ちなみに、いわゆるブラインドSLM受信機については例えば非特許文献３に説明されている。送信機及び受信機の複雑さを低減することや、シグナリングオーバーヘッドを減らすことを目的とする基本的なSLM法の様々な改善は、欧州特許出願番号第05256600.7でも説明されており、その全内容は本願のリファレンスに組み入れられる。
【００２９】
SLMに関する別の問題は次のようなことである：一群の位相ベクトルはランダムに決定されるので、理想的な特性(PAPRが無い状態)を達成することは困難であり、特にサブキャリア数が多ければ不可能である。PAPR特性は理論的には位相ベクトル数が増えるにつれて改善し続けるが、多数の位相ベクトルに関し、実際には、パフォーマンス改善は最適レベル以下の或るレベルで飽和するようになることが発見されている。
【００３０】
提案されている別のPAPR低減法は、トーンリザベーション(TR)法である。この技法では、利用可能な一群のサブキャリア全体の内いくつかのサブキャリアが、PARP低減用に確保されている。受信機は、何らのデータも搬送しないサブキャリアを単に無視し、残りのサブキャリアからデータを復元する。TR法の一部として勾配アルゴリズム(gradient  algorithm)を適用することも提案されている。勾配アルゴリズムの基本概念は、クリッピング(clipping)に由来する。勾配アルゴリズムを用いることで、インパルス状の特性を有する信号が、データを一切搬送しないサブキャリアを用いて生成され、IFFT出力信号は、そのインパルス状の特性を有する信号を用いてクリップされる。インパルス状の特性を有する生成された信号がIFFT出力信号に加えられると、データ歪は、データを一切搬送しないいくつかのサブキャリアでしか生じないし、データを搬送する他のサブキャリアでは生じない。
【００３１】
図４は勾配アルゴリズムを用いてTR法を実行するのに適したOFDM送信機８０の一部を示す。
【００３２】
送信機８０はトーン割当部８２を有し、トーン割当部はN-L個の第１入力とL個の第２入力とを有する。第１入力の各々はシリアルパラレル変換器８４に接続され、その変換器は、図１のシリアルパラレル変換器１２と同様に動作するが、図示の例では入力シンボルの各グループが（図１ではNシンボルであったが）N-L個の入力シンボルより成る点が異なる。図１の送信機と同様に、入力シンボルのグループはデータシンボルに加えてパイロットシンボルも含んでよい。トーン割当部８２の第２入力には、L個のピーク低減シンボルが与えられる。数学的には、これらのL個のピーク低減シンボルは、全部でN個の要素を有するピーク低減ベクトルCのL個のゼロでない要素と、Cの残りのN-L個のゼロで表現される。同様に、トーン割当部の第１入力に適用されるN-L個の入力シンボルのグループは、全部でN個の要素を有する入力シンボルベクトルXのN-L個のゼロでない要素と、ゼロであるXの残りのL個の要素で表現可能である。ピーク低減ベクトルC及び入力シンボルベクトルXは、別々の周波数部分空間になければならない。
【００３３】
ピーク低減ベクトルCのL個のゼロでない値及びN-L個の入力シンボルのグループは、IFFT処理部８８の異なる入力に適用され、IFFT処理部はそれらについてNポイントIFFT処理を実行する。IFFT出力信号はパラレルシリアル変換器９０に適用され、一連の時間領域ディジタルサンプルｘを生成する。これらの時間領域信号ｘは、勾配アルゴリズムを実行する勾配アルゴリズム部９２に適用される。
勾配アルゴリズムは、ピーク低減カーネルｐを用いる反復的なクリッピングアルゴリズムである。ｐはリバーストーンロケーションのみの関数である。ｐはベクトルPのIFFT出力であり、そのベクトルの値はリバーストーンロケーションでは１であり、それ以外では０である。ｐが巡回的にシフトされ、スケール調整され、時間領域で位相回転させられる場合、リバーストーンロケーションにおけるPの値は変わるが、他のリバースロケーション以外でのXの値は不変である。従って、入力シンボルベクトルXは、反復的なクリッピングアルゴリズムによっては影響を受けない。時間領域のディジタルサンプルについてのみ最適化が行われる。その結果、１つのIFFT処理のみが必要とされ、複雑さは比較的小さくて済む。TR法に適用される勾配アルゴリズムの動作の詳細については、例えば非特許文献４に説明されている。
【００３４】
勾配アルゴリズムを用いるTR法は、シリアルに計算を実行しなければならない。処理遅延を短くしつつ良好な特性を達成するには、送信機の処理能力は高くなければならない。また、必要な反復回数は一般に多くなり（例えば、非特許文献４では３０回程度の反復が示唆されている）、このことは大きな処理負担及び／又は高い電力消費を招いてしまう。
【非特許文献１】“A  novel  peak  power  reduction  for  OFDM”,  S.H.  Muller,  J.B.Hubeer,  Proc.  IEEE  PIRMC  ’97,  Helsinki,  Finland,  Sep  1997,  pp.1090-94
【非特許文献２】“A  comparison  of  peak  power  reduction  schemes  for  OFDM”,  S.H.Muller,  J.B.  Huber,  Proc.  IEEE  Globecom  ’97,  Phoenix,  Arizona,  USA,  pp.1-5
【非特許文献３】“SLM  and  PTS  peak-power  reduction  of  OFDM  signals  without  side  information”,  A.D.S.  Jayalath  and  C.  Tellambura,  IEEE  Transactions  on  Wireless  Communications,  vol.4,  issue  5,  Sept.  2005,  pp.2006-2013
【非特許文献４】“Tone  reservation  method  for  PAPR  reduction  scheme”,  IEEE  802.16e-03/60rl,  Park,  Sung-Eun  et  al.  Samsung  Elec.,  IEEE  802.16  Broadband  Wireless  Access  Working  Group,  November  10,  2003
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３５】
本発明の課題は、OFDM方式の通信システムにおいてPAPRを簡易且つ効果的に低減することである。
【課題を解決するための手段】
【００３６】
本発明の第1形態による直交周波数分割(OFDM)信号を送信する方法は：入力シンボルのグループに基づいて送信信号が生成されるように、入力シンボルのグループを受け取るステップと、サブキャリアに対する入力シンボルの複数の利用可能な割当の中から、前記受け取った入力シンボルのグループに適用する１つの割当を選択するステップであって、前記利用可能な割当の各々は、入力シンボルをサブキャリア各々に、利用可能な割当の中でお互いに別様に割り当て、前記割当の選択は、利用可能な様々な割当についての前記送信信号の所定の属性の予測値に基づくステップと、選択された割当を用いて前記送信信号を生成するステップとを有する方法である。
【００３７】
本方法は、入力シンボルからサブキャリアへの利用可能な様々な割当の中で、送信信号の所定の属性の観点から他よりも優れた成果をもたらす何らかの割当が存在するであろう、ということを考慮する。様々な利用可能な割当についての所定の属性の予測値に基づいて１つの割当を意図的に選択することで、簡易な方法で送信機のパフォーマンスを改善することができる。
【００３８】
送信信号の適切な如何なる属性が考慮されてよいが、好ましくはその属性は、削減又は制御されなかったならば、送信機で、受信機で又は双方での動作に悪影響をもたらすものである。例えば所定の属性は、生成された送信信号を考察される割当を用いて増幅器が増幅する場合に、増幅器で予想される非線形性の指標であってよい。
【００３９】
一形態では、前記所定の属性は、考察される割当を利用して生成される送信信号のピーク対平均電力比である。特にサブキャリア数が大きい場合、OFDMシステムでピーク対平均電力を削減又は制御することは重要になる。この場合、選択される割当は、考察される様々な割当の中で、予想される最低のピーク対平均電力比をもたらす割当である。これは、可能な最良のPAPRパフォーマンスをもたらす。しかしながらこのことは必須ではない。例えば、割当は次のようなものでもよい:第１に、別の割当を考慮し続けるのではなく、閾値を越えるPAPR低減量をもたらすものが選択されてもよい。これは処理負担の節約になる。
【００４０】
一形態では、割当を選択する際に、送信信号が利用可能な割当各々について生成され、可能性がある送信信号の所定の属性の閾値が生成され、利用可能な割当の内の１つを選択するように使用される。
【００４１】
N個のサブキャリアに関し、可能な異なる割当の総数はN!であることが分かるであろう。これは良好なパフォーマンスを達成するための可能性のある数を与え、N!個の割当を考察することは、許容できないほど大きな処理負担を設定することになる。また、選択される割当の識別子を受信機に通知することに関するシグナリングオーバーヘッド量も大きくなる。
【００４２】
従って、前記利用可能な割当の数は、前記サブキャリアに対する前記入力信号の可能な割当の集合全体の部分集合に限定される。
【００４３】
利用可能な割当を限定する多くの方法が存在するが、好ましい１つの方法は、利用可能な割当を２以上の異なるローテーションに制限することである。これは、シグナリングの観点から負担軽減になる一方、様々な割当の間での妥当な多様性をもたらす。
【００４４】
利用可能な割当は１以上の正規のローテーションである又はそれを含んでもよい。正規のローテーションは、前記グループの入力シンボル全体に同じ巡回シフトを強制し、対応するサブキャリアを決定する。割当が正規のローテーションにのみ限定されるならば、高々N個の割当（ローテーション）しかなく、ここでNはサブキャリア数である。
【００４５】
正規のローテーションの別の主要な利点は、所定の属性の予測値を得る際に生じる。OFDMシステムでは、送信信号を生成するのに完全なIFFT処理が必要である。しかしながら割当が正規のローテーションであった場合、様々な割当全てについて完全なIFFTを行うことは不要になる。完全なIFFT処理は、最初の正規のローテーションについてのみ必要になる。第２の及び後続の如何なる正規のローテーションについての送信信号は、第１の正規のローテーションについて計算された送信信号に基づいて取得可能である。これは非常に有力な利点であり、処理負担を劇的に削減し且つ消費電力を節約できる。電力消費は、携帯送信機では非常に重要な事項である。
【００４６】
少なくとも第１及び第２のそのような正規のローテーションが有る実施例では、その恩恵は、前記第１のローテーションについての前記所定の属性の値を予測することで、及び前記第１の正規のローテーションについての予測値を取得するプロセスで生成されたデータを利用し、前記第２の正規のローテーションについて前記所定の属性の値を予測することで利用可能になる。
【００４７】
少なくとも第１及び第２のそのような正規のローテーションが有る実施例では、その恩恵は、前記第１のローテーションについて潜在的な正規のローテーションを生成することで、及び前記第１の正規のローテーションについて生成された可能性のある送信信号に基づいて、前記第２の及び以後の如何なる正規にローテーションについても可能性のある送信信号を生成するために再帰的処理を実行することで利用可能になる。
【００４８】
正規のローテーションと共に利用可能なこれ以外の割当数を増やすため、利用可能な割当は、１以上の正規でないローテーションを含んでもよい。正規でないローテーションは、前記グループの前記入力シンボルを少なくとも第１及び第２のサブグループに分割し、前記第１のグループの各入力シンボルに第１の巡回シフトを強制して対応するサブキャリアを決定し、別のグループの各入力シンボルについて前記第１巡回シフトとは異なる第２の巡回シフトを強制して又は如何なる巡回シフトも強制せずに対応するサブキャリアを決定する。
【００４９】
例えば、前記第１のサブグループが入力シンボルのグループ内の偶数番号の入力シンボルより成り、入力シンボルの前記第２のサブグループが入力シンボルのグループ内の奇数番号の入力シンボルで構成されてよい。この場合、正規でない様々なローテーションの各々は、偶数番号の入力シンボルに或る異なる巡回シフトを強制し且つ奇数番号の入力シンボルに如何なる巡回シフトも行わない。
【００５０】
前記利用可能な割当がハーモナイズドローテーションである又はそれを含み、ハーモナイズドローテーションでは、入力シンボルのグループが、同数の入力シンボルをそれぞれ有する複数のサブグループに更に分割される。この場合、前記サブグループの各々は対応するサブキャリアの一定の集合に割り当てられ、前記ハーモナイズドローテーションの各々は、前記各サブグループの入力シンボルを、サブキャリアの対応する集合のサブキャリア各自に割り当てる。サブキャリアを決定するための入力シンボルの巡回シフトは、全てのサブグループについて同じである。巡回シフトはサブグループの全部又は一部について同じであるので、シグナリングオーバーヘッドは少ない。
【００５１】
好ましくは、送信機は、選択された割当を確認するために前記受信機で使用する受信機割当情報を通知する。
【００５２】
割当情報は割当の識別子でもよい。例えば、ローテーションの場合に、割当情報は、サブキャリアを決定するように、入力シンボルに課された巡回シフトを示すローテーション値でもよい。
【００５３】
割当情報は、送信信号とは別の制御チャネルを用いてサイド情報として受信機に明示的に通知されてもよい。
【００５４】
代替的に又は付加的でさえよいが、前記通知(シグナリング)は、少なくとも１つのローテーションパイロットシンボルを生成し、前記の又は各々のローテーションパイロットシンボルを特定の別のサブキャリアの１つに割り当てることで実行されてもよい。前記別のサブキャリアは、選択された割当に依存し且つ前記入力シンボルが割り当てられるサブキャリア各々とは異なる。これは、サイド情報量を少なく維持できるが、当然に少なくとも１つのサブキャリアが入力シンボルの利用に取り出される。受信機は好ましくは、チャネル推定のような他の目的で送信信号中に含まれている正規のパイロットシンボルを検出するパイロットシンボル検出部を有する。従って別のパイロットシンボルを用いてその割当情報のシグナリングを行うことは、コスト効果的である。また、送信機で、入力シンボルをローテーションする際に、グループ中の適切な場所にローテーションパイロットシンボルを挿入することは簡易である。
【００５５】
ローテーションパイロットは、ロバスト性を強化するため、サブキャリアにわたって適切なパターンで並べられてもよい。また、少なくとも１つのローテーションパイロットシンボルは、PAPRに如何なる重大な影響をもたらすことなしに、入力シンボルより高い電力で送信されてもよい。
【００５６】
前記入力シンボルが、前記シンボルのグループの中で擬似ランダムパターンで並ぶ正規のパイロットシンボルを含むOFDMシステムで利用可能な別の可能性は、選択された割当に依存して、前記グループの中で前記擬似ランダムパターンの開始位置を設定することでシグナリングを行うことである。
【００５７】
前記割当を選択する前に、事前に選択された位相調整各々を、前記グループの受信した入力シンボルに適用することが可能である。この簡易な指標は、割当選択法のパフォーマンスを改善するのに非常に有効である。好ましくは、事前に選択された或る１つの群のみが、受信した入力シンボルのグループ１つに適用するよう利用可能であり、SLMで必要とされるような位相ベクトルの如何なる選択も不要であり、位相ベクトル情報の受信機への如何なるシグナリングも不要である。
【００５８】
位相がこのような方法で調整される場合、割当選択法のパフォーマンスは、割当選択法に存在する利用可能な割当と同数の位相ベクトルを有するSLM法の場合よりも良好である。位相調整と共に割当選択法の複雑さは、SLMより少なく、特に割当が正規のローテーションに限定される場合に少ない。
【００５９】
割当選択法それ自身によるパフォーマンスは有効であるが、その方法を他のPAPR低減法と共に結合することもできる。従って一実施例では、前記送信信号の生成が、１つの割当を選択するのに加えて、前記送信信号の前記所定の属性を制御する別の処理を適用することを含む。前記別の処理は、選択マッピング(SLM)処理、パーシャル送信シーケンス(PTS)及びトーンリザベーション(TR)処理の１つであってよいが、これらに限定されない。
【００６０】
一般に、割当選択法は初期のパフォーマンス改善をもたらすのに使用可能であり、SLM、PTS又はTRのような別の処理が使用可能である。パフォーマンス改善を行う方法は、別の処理単独で利用可能なものよりも、全体的に良好なパフォーマンス成果を得ようとする。パフォーマンス改善を行う別方法は、例えばSLM及びPTSで位相ベクトルをより少なく限定することで或いはTRの勾配アルゴリズムでの反復回数を少なくすることで、別処理の複雑さを低減することができる。例えばTR法でサブキャリアをより少なく予約することで、パフォーマンス改善の別方法はPAPR低減の容量低減を抑制できる。
【００６１】
多くの既知の手法では、別処理は、送信信号を生成するのに使用する複数の利用可能な処理オプションの中から１つの処理オプションを選択することを含む。前記処理オプションの選択は、前記送信信号を生成するのに使用された場合の、様々な処理オプションについての前記所定の属性の予測値に基づく。例えば、PTS及びSLMのような位相調整法では、利用可能な処理オプション各々は、特定の位相調整群を送信信号に適用することを含む。或る位相ベクトル（或る処理オプション）は、様々な位相ベクトルの予測されたPAPR値に基づいて、複数の利用可能な位相ベクトル（複数の利用可能な処理オプション）の中から選択される。
【００６２】
そのような場合、前記割当及び処理オプションを選択する際に、利用可能な割当及び利用可能な処理オプションの組み合わせが全て考慮されてもよい。これはパフォーマンス成果をもたらすが、処理負担は多くなりやすい。
【００６３】
このような観点からは、前記割当及び処理オプションを選択する際に、前記割当が先ず選択され、その後に前記処理オプションが、前記送信信号を生成するために選択された割当との組み合わせに使用される場合の、様々な処理オプションについての前記予測値に基づいて選択される。逆に、前記処理オプションが先ず選択され、その後に前記割当が、前記送信信号を生成するために選択された割当との組み合わせに使用される場合の、様々な処理オプションについての前記予測値に基づいて選択されてもよい。第１の代わりに第２の割当を選択することで、処理負担を減らすために上記の再帰的処理が使用可能な利点が得られる。この方法では考察される組み合わせを制限することで、処理負担を小さくするが、パフォーマンスは全ての組み合わせが考察された場合と同程度ではないかもしれない。
【００６４】
処理負担を節約するために、前記所定の属性の受け入れ可能な値が、別の処理を適用せずに前記割当選択を利用することで達成されるか否かを判定し、達成されるならば、以後の処理を省略する。
【００６５】
他の実施例では、前記別の処理が、一連の反復の各々において、前記送信信号の前記所定の属性に影響を与える制御パラメータを調整するために反復法を利用する。前記一連の反復により、前記制御パラメータが、前記所定の属性の所望値に収束するようになる。TRで使用される勾配アルゴリズムは、そのような反復法の一例である。制御パラメータは例えばTR法のピーク低減コードでもよい。
【００６６】
前記別の処理が反復法を実行することを含む場合に、利用可能な割当各々について、反復法の対応するインスタンスを提供することができる。割当（反復法の対応するインスタンスと共に）は、様々な割当についての所定値に基づいて、反復法の対応する各インスタンスによる処理後に選択される。これは利用可能な割当全てについて並列に反復法を実行することができ、割当の選択はより迅速にすることができる。
【００６７】
前記反復法のインスタンス各々は、前記割当及び前記対応するインスタンスを選択する前に一連の完全な反復について処理される。しかしながら、代替的に、前記反復法の前記インスタンス各々が一連の完全な反復より少なく処理される場合に、前記割当及び前記対応するインスタンスが選択されてもよい。そして、選択されたインスタンスだけが、選択後に処理を継続されてもよい。これは処理負担を減らすことができる。パフォーマンスのペナルティは大きくはない。なぜなら、選択を行う時間内には収束しないインスタンスは、全く収束する見込みはなく、単に処理容量を浪費したままになる。
【００６８】
本発明の第２形態による直交周波数分割多重(OFDM)信号を送信する送信装置は：送信信号が入力シンボルのグループに基づいて生成されるように、入力シンボルのグループを受け取る手段と、サブキャリアに対する入力シンボルの複数の利用可能な割当の中から、前記受け取った入力シンボルのグループに適用する１つの割当を選択する割当選択手段であって、前記利用可能な割当の各々は、入力シンボルをサブキャリア各々に、利用可能な割当の中でお互いに別様に割り当て、前記割当選択手段は、利用可能な様々な割当についての前記送信信号の所定の属性の予測値を取得し、前記予測値について前記割当選択の基礎にする割当選択手段と、選択された割当を用いて前記送信信号を生成する信号生成手段とを有する送信装置である。
【００６９】
本発明の第３形態による直交周波数分割多重(OFDM)信号を受信する方法は：受信信号についての割当情報を取得するステップであって、前記割当情報は、前記受信信号に対する送信機によって、前記受信信号で搬送された入力シンボルのグループに、入力シンボルからサブキャリアへの複数の割当のどれが適用されているかを指定するステップと、前記受信信号を処理し、出力シンボルのグループを復元するステップと、前記出力シンボルのグループを並べ替えるために取得した割当情報を使用し、前記入力シンボルの前記送信機による前記割当の適用前の順序と同じ順序を前記出力シンボルが有するようにするステップとを有する方法である。
【００７０】
そのような方法では、出力信号のグループの復元は、送信機で選択された割当の情報を受信機で必要としない。従って、受信機の複雑さは大幅に増やされずに済む。
【００７１】
一実施例では、受信機は、前記送信機からの前記受信信号に含まれている１以上のローテーションパイロットシンボルを検出し、該検出したローテーションパイロットシンボルの少なくとも１つのサブキャリア位置から、前記受信信号の前記割当情報を導出する。受信機は、おそらくは、チャネル推定のような多目的の送信信号に含まれている正規のパイロットシンボルを検出するパイロットシンボル検出部を有する。従って、別のローテーションパイロットシンボルから割当情報を得ることはコスト効果的である。
【００７２】
送信機が入力シンボルに既知の位相調整群を適用する場合、受信機はそのグループの出力シンボルに予め選択された位相調整各々を適用し、送信機で実行された位相調整に合わせて補償する。仮に、事前に選択された位相調整の或る一群だけが出力シンボルのグループ１つに適用可能であったならば、受信機の複雑さは顕著には増えないが、パフォーマンス効果は上述したように大きい。
【００７３】
本発明の第４形態による直交周波数分割多重(OFDM)信号を受信する受信装置は：受信信号についての割当情報を取得する割当情報取得手段であって、前記割当情報は、前記受信信号に関する送信機によって、前記受信信号で搬送される入力シンボルのグループに、入力シンボルからサブキャリアへの複数の割当のどれが適用されているかを指定する割当情報取得手段と、前記受信信号を処理し、出力シンボルのグループを復元する処理手段と、  前記出力シンボルのグループを並べ替えるために取得した割当情報を使用し、前記入力シンボルの前記送信機による前記割当の適用前の順序と同じ順序を前記出力シンボルが有するようにする並替手段とを有する受信装置である。
【００７４】
本発明はハードウエアでも、ソフトウエアでも又は双方の組み合わせででも実現可能であることは当業者に理解されるであろう。例えば、各送信機及び各受信機の上述したものは、プログラムに従って動作する、ディジタル信号プロセッサ(DSP)のようなプロセッサやコンピュータを備えていてもよい。本発明の別の形態によれば、その機能を実行する、送信機や受信機におけるプロセッサやコンピュータで実行されるのに適したプログラムを備えていてもよい。そのようなプログラムは装置自身に用意されてもよいし、キャリア媒体で用意されてもよい。キャリア媒体はCD-ROMのような記憶媒体でもよいし、信号のような伝送媒体でもよい。
【００７５】
本発明の第５形態によれば、オペレーティングプログラムが提供される。直交周波数分割(OFDM)信号を送信するのに適した送信機中のプロセッサで実行される場合に、当該プログラムは：入力シンボルのグループに基づいて送信信号が生成されるように、入力シンボルのグループを受信するステップと、サブキャリアに対する入力シンボルの複数の利用可能な割当の中から、前記受信した入力シンボルのグループに適用する１つの割当を選択するステップであって、前記利用可能な割当の各々は、入力シンボルをサブキャリア各々に、利用可能な割当の中でお互いに別様に割り当て、前記割当の選択は、利用可能な様々な割当についての前記送信信号の所定の属性の予測値に基づくステップと、選択された割当を用いて前記送信信号を生成するステップとを送信機に実行させる。
【００７６】
本発明の第６形態によれば、オペレーティングプログラムが提供される。直交周波数分割(OFDM)信号を送信するのに適した送信機中のプロセッサで実行される場合に、当該プログラムは：受信信号についての割当情報を取得するステップであって、前記割当情報は、前記受信信号に対する送信機によって、前記受信信号で搬送された入力シンボルのグループに、入力シンボルからサブキャリアへの複数の割当のどれが適用されているかを指定するステップと、前記受信信号を処理し、出力シンボルのグループを復元するステップと、前記出力シンボルのグループを並べ替えるために取得した割当情報を使用し、前記入力シンボルの前記送信機による前記割当の適用前の順序と同じ順序を前記出力シンボルが有するようにするステップとを送信機に実行させる。
【００７７】
上述の送信機は、そのようなシステムのUE（ユーザ端末又は移動局）で又は無線通信システムのノードB（NodeB又は基地局）に含まれてもよい。本発明の更なる形態によれば、無線通信システムの基地局が用意され、基地局は本発明の上述の第２形態を用いる送信機を有する。本発明の更なる形態によれば、無線通信システムにおけるユーザ端末が用意され、ユーザ端末は本発明の上記第２形態を用いる送信機を有する。本発明の更なる形態によれば、上述の第４形態を用いる受信機を有する基地局が用意される。本発明の更なる形態によれば、本発明の上記第４形態を用いる受信機を有するユーザ端末が用意される。
【００７８】
入力シンボルは、ユーザデータを若しくはパイロット情報のような制御情報を又はそれら双方の組み合わせを含んでもよい。
【００７９】
背景技術で言及したように、SLM、PTS又はTRのような以前に考察したPAPR低減法の各々は、送信されたOFDM信号のPAPRを直接的に最小化しようとする。しかしながら、多数の予測OFDM信号から選択されたOFDM信号は、最低のPAPRを有しないので、送信に最良の信号ではないかもしれないことをシミュレーション及び実験は示す。PAPRの直接的な低減に一般的に着目する如何なる方法も、最大値近辺に多くのピークの存在する可能性に必ずしも配慮していない。即ち、或る予測OFDM信号は、他の予測OFDM信号より僅かに高いPAPRを有するが、その最大値近辺では他の予測OFDM信号よりも少ないピークを有する可能性がある。この場合、僅かに高いPAPRを有する予測OFDM信号は、僅かに低いPAPRを有する見込みのあるOFDM信号よりも、より送信に相応しいかもしれない。
【００８０】
OFDM信号に使用される既存の方法に関する上記の問題を解決することが望ましい。特に、好ましい見込みのあるOFDM信号が送信されるように、複数の見込みのあるOFDM信号から見込みのあるOFDM信号を選択するように、そのような方法を利用する送信機及び代替方法を提供することが望ましい。
【００８１】
本発明の第７形態によるOFDM送信機で使用するための送信方法は、見込みのあるOFDM信号の複数のインジケータを取得するステップであって、前記複数のインジケータ中のインジケータ各々は、各信号時点で予測される見込みのあるOFDM信号についての所定の属性の大きさを示すステップと、前記信号時点で予測される大きさが所定の条件を満たすことを示す、前記複数のインジケータ中のインジケータ各々を確認するステップと、確認したインジケータを累積するステップと、前記累積結果に依存して、前記信号の送信に対する適性を評価するステップと、評価された適性に依存して前記信号を又は別の見込みのあるOFDM信号を送信するステップとを有する送信方法である。
【００８２】
上述のOFDM送信機は一般に見込みのあるOFDM信号のピーク電力を見分けようとする。即ち、上述の送信機は１つのピークだけを見分けようとし、従って見分けられたインジケータの累積は一切要求されない。そのような上述の送信機は、予測信号中の他の大きなピークの存在を無視してしまうか或いは適切に考慮しない。これに対して、本発明の第７形態は、所定の条件を満足するインジケータ各々を確認し、それらのインジケータを累積する。従って、有利なことに、そのような実施形態は見込みのあるOFDM信号中の複数のポイント（例えば、複数のピーク）を考慮、そのポイントは、特定のOFDM信号が送信に相応しいか否かを判定する場合に重要になるかもしれない。
【００８３】
好ましくは、複数の見込みのあるOFDM信号について、取得、確認、累積及び評価するステップが実行される。即ち、本発明を利用する方法は、好ましくは、これらの信号各々についてのインジケータを取得することで、送信用の１つより多くの見込みのあるOFDM信号の適性を評価する。この場合、そのような方法は、送信用のこれらの信号の適格性各々に依存して、見込みのあるOFDM信号の１つを送信する。そのような方法はこれらの信号の内最も適切なものを送信するが、他の要因が考慮される必要がある場合には選択的にこれらの信号中の別のものを送信してもよい。
【００８４】
選択的に、所定の条件は、考察されるインジケータの大きさが所定の閾レベルより大きいことである。或いは、所定の条件は、考察されるインジケータの大きさが所定の閾レベルより小さいことである。所定の条件は、考察されるインジケータの大きさが所定の範囲内の値であることでもよい。
【００８５】
好ましくは、各インジケータは見込みがあるOFDM信号の電力レベルを表す。このように、所定の閾レベル（例えば、電力閾レベル）を超えるインジケータを確認することで、本発明を利用する方法は、特定の見込みがあるOFDM信号の信号電力が閾値以上のどの程度であるかの推定値（即ち、累積結果）を得ることができる。
【００８６】
これは送信機の増幅器がクリッピングレベルを有する場合に特に有利である。クリッピングレベルは或る電力レベルであると理解でき、その電力レベルまでは増幅器は線形に動作し、即ちその電力レベル以上では見込みがあるOFDM信号はクリップされなければならず、そのクリップされた信号の線形増幅性を保証する。この場合、所定の閾レベルがそのような増幅器のクリッピングレベルであったならば、各累積結果は、増幅器でクリップされる対応する予測OFDM信号の割合の指標を与える。明らかに、クリッピング量が増えるとBER（ビットエラーレート）の劣化をもたらし、不利になる。この場合、最も適切な見込みがあるOFDM信号は、最低の累積結果を有し、増幅器でクリップされる信号の割合の低いものを示す。
【００８７】
好ましくは、電力閾レベルは送信機中の増幅器のクリッピングレベルより高く設定される。これは確認されるインジケータ数を管理可能なレベルに制限し、それにより送信機での処理負担や、実際の増幅器におけるノイズの影響に対する耐性を制限する。当然に、閾レベルは、通常的に少なくとも２つのインジケータが確認されるように設定されるべきである。
【００８８】
OFDM送信機がディジタルシステムであり、従ってOFDM信号が複数のサンプル時点で決められるとする。好ましくは、本発明を利用する方法は、前記及び各々の見込みのあるOFDM信号について、該サンプル時点各々についてのインジケータを取得する。これは、多数のインジケータを取得可能にし、これにより考察対象の信号の詳細な「様子(picture)」を得ることができる。
【００８９】
上述のように、所定の閾レベルが電力閾レベルであり、インジケータが考察する予測信号の電力レベルを表すならば、確認されたインジケータの電力レベル各々は、閾値を或る量だけ上回る。確認されたインジケータ各々の大きさが或る超過量(excess  amount)だけそれぞれ所定の閾レベルを上回る。好ましくは、前記又は各々の累積するステップが、考察する前記見込みのあるOFDM信号について取得した確認されたインジケータの超過量を加算するステップを有する。これが好ましいのは、累積結果が、増幅器で失われたエネルギ量（考察される見込みのあるOFDM信号におけるエネルギ量）の指標を与えるからである。この結果は、この場合に累積クリップパワー(ACP)値と呼ばれる。
【００９０】
選択的に、前記又は各々の評価するステップは、考察する累積結果とターゲット値とを比較するステップと、該累積結果が前記ターゲット値を下回る場合に、考察している前記OFDM信号が送信に適切であるように確認されるステップとを含んでよい。これは、一連のOFDM信号が順番に評価されることを可能にする、及び第１の許容可能な信号を送信可能にする。これが有利であるのは、送信機は一連の見込みのあるOFDM信号の全てを考慮しなくて済むからである。
【００９１】
好ましくは、前記又は各々の評価するステップが、考察する累積結果と少なくとも１つの他の累積結果とを比較するステップと、該累積結果が少なくとも他の累積結果より小さい場合に、考察している前記OFDM信号が送信に適切であるように確認されるステップとを含む。これは、最低の累積結果を有する信号が、例えば、最低の累積累積クリップパワー(ACP)値を有するものが、送信されてよいという利点をもたらす。
【００９２】
本発明を利用する１つの方法は、位相調整を行うステップを更に有し、２以上の見込みのあるOFDM信号が、位相調整の様々な集合を適用することで同じシンボル群から形成される。この場合、送信ステップは好ましくは、本方法の実行中に送信される信号に対応する位相調整群を利用することを含む。そのような位相調整法は選択マッピング(SLM)法であり、可能なU個の位相ベクトル中の位相ベクトルuが使用される。本発明を利用する方法は、従って、送信されるOFDM信号は、U個の可能な位相ベクトルの何らかの他のものを用いて送信された場合よりも、低いACP値を有するように、U個の可能な位相ベクトルの特定の位相ベクトルを選択可能にする。
【００９３】
本発明を利用する別の方法は、位相調整法を利用するステップを更に有し、２以上の見込みのあるOFDM信号は、位相調整の異なる集合を適用することで、データシーケンスの同じ集合から形成され、シーケンス群中の各シーケンスは、シンボルの対応するサブブロックを逆フーリエ変換したものであり、前記見込みのあるOFDM信号各々について、考察する位相調整群中の位相調整各々は、前記シーケンス中の異なるものに適用される。この場合、送信するステップは、好ましくは、本方法の動作中に送信さえる信号に対応する一群の位相調整を利用するステップを有する。そのような位相調整法はパーシャル送信シーケンス(PTS)法であり、位相因子(位相調整)のB個の可能な集合中の集合ｂが適用可能である。本発明を利用する方法は、従って、B個の可能な集合の位相因子の特定の集合を選択可能にし、送信されるOFDM信号は、B個の可能な集合の何らかの他のものを用いて送信された場合よりも低いACP値を有するようになる。
【００９４】
本発明の更に別の方法は、リザベーション法を使用するステップを更に有し、利用可能な複数のサブキャリアが信号調整用に予約され、前記の又は各々の予約OFDM信号は、初期OFDM信号について実行される反復プロセスの１サイクルの間に形成され、前記プロセスは、第１サイクルで、予約されてないサブキャリア中の或る周波数成分を有しない信号を前記初期OFDM信号から減算し、１つの見込みのあるOFDM信号を形成し、第２及び以後のサイクルで、予約されてないサブキャリア中の或る周波数成分を有しない前記の又は別の信号を、先行するサイクルで形成された見込みのあるOFDM信号から減算し、別の見込みのあるOFDM信号を形成する。この場合、送信ステップは、好ましくは、送信用の見込みのあるOFDM信号を送信するようにする反復プロセスを止める。そのようなリザベーション法は、トーンリザベーション(TR)法であり、予約されたサブキャリア（又はトーン）でのみ値を有するピーク低減カーネルｐ（おそらくは、シフトされ、スケーリングされ又は位相回転された形式）が使用され、適切な見込みのあるOFDM信号が得られるまで連続的な見込みのあるOFDM信号を反復的にクリップする。本発明を利用する方法は、従って、送信されるOFDM信号が少なくとも許容可能なACP値を有するように、反復プロセス（例えば、勾配アルゴリズム）が停止されるようにする。
【００９５】
本発明の第８形態によるOFDM送信装置は、見込みのあるOFDM信号の複数のインジケータを取得するインジケータ取得手段であって、前記複数のインジケータ中のインジケータ各々は、各信号時点で予測される見込みのあるOFDM信号についての所定の属性の大きさを示すインジケータ取得手段と、前記信号時点で予測される大きさが所定の条件を満たすことを示す、前記複数のインジケータ中のインジケータ各々を確認する確認手段と、確認したインジケータを蓄積する蓄積手段と、前記蓄積結果に依存して、前記信号の送信に対する適性を評価する評価手段と、評価された適性に依存して前記信号を又は別の見込みのあるOFDM信号を送信する送信手段とを有するOFDM送信装置である。
【００９６】
本発明の第９実施例によれば、OFDM送信機で実行される場合に、本発明の上記第７形態を利用する方法を送信機に実行させるコンピュータプログラムが提供される。本発明の第７乃至第９形態の実施例は、送信用の見込みのあるOFDM信号の集合の中から或るOFDM信号を選択するツールとして如何なるOFDM送信機に適用されてもよいように想定されている。即ち、本発明の第７乃至第９実施形態は、例えば、信号を選択するためにPAPR指標を利用するように置換を行うように一般に使用されてよい。見込みのあるOFDM信号を選択するツールとしてPAPR以外のACP値（上述）を利用することは、OFDM送信機でより良いパフォーマンスをもたらし、例えば低減したBERを明らかにシミュレーションは示す。
【発明を実施するための最良の形態】
【００９７】
以下、添付図面を参照しながら実施例が説明される。
【実施例１】
【００９８】
図５は本発明の第１実施例によるOFDM送信機の一部を示す図である。本実施例では、送信機は無線通信に適するように仮定されているが、本発明の実施例は送信機及び受信機間で有線コネクションを有する通信システムにも適用可能である。送信機１００は例えば無線通信システムのノードＢであり、受信機（図示せず）は例えばそのような無線通信システムのユーザ装置（ＵＥ）である。
【００９９】
図５では、上述の図１で説明した送信機の要素と同じ要素には同じ参照番号が与えられている。図５の送信機は、データ割当部１０２及び制御部１０４を含む点で、図１の送信機と異なる。
【０１００】
図１の送信機と同様に、シリアルパラレル変換器１２はシリアルな入力シンボルを受け取り、本実施例では入力シンボルはデータシンボルＤＳ及びパイロットシンボルＰＳを含むように仮定される。データシンボルＤＳは既に符号化されており、例えば１／２又は３／４のような符号化率のターボ符号化が施されている。データシンボル及びパイロットシンボルは、例えば直交位相シフトキーイングQPSKのような所定の変調方式に従って既に変調されている。従ってデータシンボル及びパイロットシンボルはコンステレーションシンボルと言及されてもよく、各シンボルは、選択された変調方式で利用可能なコンステレーションポイントの中から選択されたコンステレーションポイントを有する。
【０１０１】
シリアルパラレル変換器１２はNシンボルのグループを形成し、各グループのシンボルX0乃至XN-1を並列に出力する。シンボルのグループはデータ割当部１０２及び制御部１０４の双方に与えられる。データ割当部１０２は制御部１０４から割当制御信号ACSも受信し、割当制御信号は、入力シンボルX0乃至XN-1の特定のグループについて、制御部で選択された入力シンボルX0乃至XN-1の配置(アロケーション)を示す。
【０１０２】
データ割当部１０２はNシンボルの出力RX0乃至RXN-1を有する。シンボルX0乃至XN-の各々は、割当制御信号ACSに従ってシンボル出力RX0乃至RXN-1の個々に排他的に対応付けられる。従ってデータ割当部１０２は、シンボルX0乃至XN-1を並べ替える(又はシャッフルする)よう機能する。
【０１０３】
制御部１０４は各送信期間の間に割当制御信号ACSを設定する（ここで、送信期間はOFDMシンボル期間−N×Ts−である。TsはデータシンボルDS及びパイロットシンボルPSのシンボル期間である。）。
【０１０４】
本実施例では制御部１０４は、そのグループのシンボルをデータ割当部１０２のシンボル出力に割り当てるのに利用可能な２つ以上の配置各々について、PAPR特性を推定する。制御部１０４で考慮されてよい可能な割当の最大数はN!である。しかしながら、実際には、制御部１０４及びシグナリングオーバーヘッド(後述)の処理負担を減らすため、制御部１０４による選択に利用可能な割当数は、N!より非常に少なく制限されてよい。例えば、考察される割当数がN程度でさえも、効果的な結果が達成されるし、考察される割当数がたった２つでさえも何らかの改善がなされる。
【０１０５】
各割当についてPARPパフォーマンスを推定する好ましい方法は、上述の数式(2)を用いて可能性のある送信信号を計算することである。そして、利用可能な割当配置の各々について、可能性がある送信信号のPAPRの指標が、上述の(3)を用いて得られる。ちなみに、数式(3)を用いてPAPRの指標を得る代わりに、累積クリップパワー(ACP:  Accumulated  Clipped  Power)指標と呼ばれる別の指標を利用することも可能であり、ACPについては図４３乃至図５６を参照しながら後述される。PAPRやACPの値を生成する代わりに、送信信号の何らかの他の適切な特性についての予測値が取得可能なことは理解されるであろう。例えば、そのような信号特性は、特定の利用可能な割当配置に基づいて送信信号が生成された場合の増幅器の非線形動作の指標でも良い。制御部１０４は、利用可能な割当配置についての個々のPAPR指標を比較し、最低のPARPの割当配置を選択する。制御部１０４は、選択された割当配置を特定する割当制御信号ACSを出力する。
【０１０６】
データ割当部１０２は、選択された割当配置をシンボルのグループX0乃至XN-1に適用し、選択された割当配置に従って並べ替えられたシンボル出力RX0乃至RXN-1をIFFT処理部１４に与える。IFFT処理部は、並べ替えられたシンボル出力RX0乃至RXN-1についてNポイントのIFFT処理を実行し、IFFT出力信号rx0乃至rxN-1を生成する。ちなみに、本発明のこの実施例及び他の実施例では呼の処理はIFFT処理であるが、その代わりに他の実施例での処理は逆離散フーリエ変換(IDFT)処理でもよいことが理解されるであろう。
【０１０７】
パラレルなIFFT出力信号rx0乃至rxN-1は、パラレルシリアル変換器１６により、一連の時間領域サンプルの送信信号に変換される。以後、その時間領域サンプルは図１を参照しながら説明された処理（サイクリックプレフィックスの付加、ウインドウ処理、ディジタルアナログ変換及びRF変換等の処理）に委ねられる。
【０１０８】
当然に、制御部１０４が、可能性がある送信信号を計算するのに完全なIFFT処理を適用することで、利用可能な割当配置についてPARP値を予測するならば、選択された割当配置を含む全ての利用可能な割当配置についてIFFT出力信号rx0乃至rxN-1を既に計算していることになる。従って、この場合、別のIFFT処理部１４は必須でなく、制御部１０４は、選択された割当配置に対応する最終的な送信信号を構築するために、IFFT出力信号rx0乃至rxN-1それ自身を利用可能である。
【０１０９】
IFFT処理部１４でのシンボル出力RXx0乃至RXN-1の各々は、N個のサブキャリアの対応する１つに排他的に関連付けられることが理解されるであろう。データ割当部１０２及び制御部１０４の処理により、入力シンボルX0乃至XN-1のグループは一群のサブキャリアに柔軟に割当可能になる。入力シンボルのサブキャリアへの割当はグループ毎に変更可能である。かくて、図１の送信機とは異なり、入力シンボルのサブキャリアへの単独の不変な割当配置は存在しない。
【０１１０】
第１実施例では、考慮される割当配置で達成可能なPAPR特性各々の比較に基づいて、利用可能な２以上の割当配置の中から、グループの入力シンボルからサブキャリアへの特定の割当配置を選択することで、PARP特性の有益な改善をもたらすことができる。この改善は、たとえ更なる処理がPARPを減らすように一切行われなかったとしても達成可能であり、更なる処理は例えば図２を参照しながら説明されたPTSのようなポストIFFT処理や、図４を参照しながら説明された勾配アルゴリズム等である。従って、場合によっては、PARPを減らすための何らかのポストIFFT処理を実行することを避け、特定の入力シンボル／サブキャリア割当配置を選択することだけを当てにし、適切なPARP低減を達成することができる。
【実施例２】
【０１１１】
次に、図６を参照しながら、本発明の第２実施例によるOFDM送信機１１０が説明される。第２実施例では、入力シンボルのサブキャリアへの割当は、「規則的な(regular)」循環的な割当に制限される。言い換えれば、割当は、入力シンボルX0乃至XN-1のグループ全体を回転させることで実行され、並べ替えられたシンボル出力RX0乃至RXN-1を生成する。従って図６に示されるように、図５ではデータ割当部１０２の代わりに、図６の送信機１１０は巡回データ割当部１１２を有する。巡回データ割当部１０２は巡回値RCDAを受け、入力シンボルX0乃至XN-1を循環させる量を決定する。例えば、RCDA=1ならば、RX0=XN-1、RX1=X0等々である。このように巡回値RCDAは、図５を参照しながら説明された割当制御信号ACSに相当する。
【０１１２】
第２実施例で巡回的なデータ割当を行うことは、多くの利点をもたらす。第１の利点は、巡回数（ローテーション数）がＮなので、計算に要する利用可能な割当の最大数もＮになることであり、通常これは望ましく小さい。当然に、可能な全ての巡回値が利用可能なことは必須でない。例えば、利用可能なローテーション数はＮより少なく制限されてもよい。第２の利点は、巡回データ割当部１１２はハードウエアでもソフトウエアでも非常に簡易に実現可能なことである。第３の利点は、利用可能なローテーション数は高々Ｎなので、ローテーション値RCDAをサイド情報として受信機に通知するためのシグナリングオーバーヘッドは(もしも必要ならば)、望ましく小さくなることである。
【０１１３】
図７を参照しながら、入力シンボルからサブキャリアへの割当がローテーションである場合に受けることの可能な別の恩恵を説明する。
【０１１４】
先ず、図６を参照するに、図６の巡回データ割当部１１２は、次のように或る演算子R(.)で数学的に表現可能なローテーション処理を実行する
Cr=R(C,r)      (4)
ここで、Crは次式のようにコンステレーションシンボルの回転させられるベクトルである：
Cr=1=(cN-1  c0  ・・・  cN-2)      (5)
各回転ベクトル（利用可能なローテーション）に関し、可能性がある送信信号は次式のように決定可能である：
【数４】
2007259445.tif 000006
【０１１５】
そして、可能性がある送信信号各々のPAPRは数式(8)を用いて決定され、PAPRを最適にする巡回値が最良の巡回割当配置として選択される：
【数５】
2007259445.tif 000007
数式(6),(7)及び(8)の処理は制御部１１４で実現される。一見すると、数式(6)は様々な可能な巡回値各々について完全なIFFT処理を要するように見える。
【０１１６】
しかしながら、第２実施例の巡回割当を考慮し、数式(6)を計算する方法を簡略化することができる。
【０１１７】
ある特定の巡回値ｒについてOFDM信号のディジタルサンプル各々は、個々の領域で次のように表現できる：
【数６】
2007259445.tif 000008
Tsはサンプリング期間であり、nsはサンプル数である。かくて次の巡回値ｒ＋１についてのサンプルは、次のように簡易に決定できる：
【数７】
2007259445.tif 000009
【０１１８】
従って一切巡回されてない入力シンボルX0乃至XN-1について(即ち、r=0について)IFFT出力信号が一旦得られると、以後の全ての巡回値について必要なOFDM信号サンプル(即ち、r=1乃至N-1)は、数式(10)を用いて再帰的に求めることができる。
【０１１９】
図７は再帰的な処理が行われる図６の制御部１１４の一例を示す。この好適実施例による制御部１１４は、IFFT処理部１１６、再帰的処理部１１８、PAPR計算部１２０及び選択部１２２を有する。IFFT処理部１１６は入力シンボルX0乃至XN-1を受信し、それらに対して数式(9)に従ってNポイントのIFFT処理を施し、r=0についてのIFFT出力信号を生成する。これらのIFFT出力信号は、r=0に対するOFDM信号の一群のディジタルサンプルで構成され、再帰的処理部１１８に与えられる。再帰的処理部１１８は、数式(10)に従って、巡回値r=1乃至r=N-1の各々について一群のディジタルサンプルを決定する。
【０１２０】
全ての巡回値についての一群のディジタルサンプルは、以後PAPR計算部１２０に供給され、PAPR計算部は、その値について供給された一群のサンプルに基づいて、各巡回値についてのPARP指標を計算する。これは数式(8)を利用して判定される。PAPR指標ξrは選択部１２２に与えられ、選択部はPAPR指標を比較し、最低のPAPR指標をもたらすローテーションの巡回値を巡回値RCDAとして選択する。
【０１２１】
第２実施例では、送信機１１０は巡回値RCDAをサイド情報として受信機に送信してよい。サイド情報は、受信機で信頼性高く受信されることを保証するため、何らかの方法で保護(プロテクト)されることを要するかもしれない。巡回値の送信は、明らかに、厳しい環境でさえも適用可能であり、そのような環境は例えば、不変的で安定的なフェージングチャネル（屋内、WiMAX、無線LAN、ハイパーラン等）だけでなく、高速に変化するフェージング移動通信環境（屋外、RAN、LCE  UTRAN、4G等）をも含む。
【実施例３】
【０１２２】
次に、図８を参照しながら、本発明の第３実施例による送信機１３０が説明する。送信機１３０は、巡回値RCDAが受信機に通知される方法に関して、第２実施例の送信機１１０と異なる。第２実施例の巡回データ割当部１１２の代わりに、第３実施例は巡回データ割当及びパイロット挿入部１３２を有する。
【０１２３】
第３実施例では、シリアルパラレル変換器１２により並列的に出力された入力シンボルのグループは、第２実施例のNシンボルとは異なり、N-1個の入力シンボルX0乃至XN-2で構成される。巡回データ割当及びパイロット挿入部１３２はこのN-1個の入力シンボルのグループを受信し且つ追加的なパイロットシンボルPSrotも受信し、このパイロットシンボルは、他の目的（例えばチャネル推定）のために送信信号に含まれる如何なるパイロットシンボル（他のパイロットシンボル）とも異なる。これらの他のパイロットシンボルは図８では「レギュラー(regular)」パイロットシンボルPSregとして示されている。
【０１２４】
送信機１３０は制御部１３４を有し、制御部は概して第２実施例の制御部１１４と同様であり、例えば、図７を参照しながら説明されたように構成される。制御部１３４は入力シンボルのグループX0乃至XN-2を受信し且つ巡回パイロットシンボルPSrotも受信する。
【０１２５】
図９には、第３実施例の基本動作が示されている。図９は、巡回値r=0,r=1及びr=2の各々について、入力シンボルグループ及び巡回パイロットシンボルPSrotがN個のサブキャリアにどのように割り当てられるかを示す。図９から理解できるように、r=0の場合、巡回パイロットシンボルPSrotはシンボル出力RX0として現れ、サブキャリア0に割り当てられる。r=1の場合、巡回パイロットシンボルPSrotはシンボル出力RX1として現れ、サブキャリア1に割り当てられる。r=2の場合、巡回パイロットシンボルPSrotはシンボル出力RX2として現れ、サブキャリア2に割り当てられる。N-2個の入力シンボルのグループ（上述したように、データシンボルだけでなく正規のパイロットシンボルPSregを含んでよい）は、巡回パイロットシンボルPSrotが割り当てられているサブキャリアに続く残りのサブキャリアの順番に現れる。
【０１２６】
以下で詳細に説明されるように、その又は各々の受信機では、受信信号はNポイントの高速フーリエ変換(FFT)処理に委ねられ、あるグループのN-1個のオリジナルシンボル及び巡回パイロットシンボルPSrotを復元する。受信機は、FFT出力信号の中で巡回パイロットシンボルPSrotのサブキャリア位置を検出し、検出した位置に基づいて巡回値RCDAを判定する。受信機は巡回パイロットシンボルPSrotを破棄し、残りのN-1個の受信シンボルに逆のローテーションを適用し、それらを各自当初の順序に復元する。
【０１２７】
図９で説明された巡回パイロットシンボル法は、フェージングが厳しくないシステムに相応しく、例えば無線LANのような屋内アプリケーションや、WiMAXのようなエンドユーザアプリケーションに相応しい。そのようなシステムでは、パイロットシンボルの統計的な挙動がデータシンボルのものに類似している。
【０１２８】
しかしながらフェージングがより厳しい場合、図９の方法のロバスト性を高めることも可能である。例えば、図１０に示される第１の代替法では、依然として１つの巡回パイロットシンボルPSrotが存在しているが、この巡回パイロットシンボルにはデータシンボルよりも僅かに高い電力が与えられる。巡回パイロットシンボルの電力を増やすことによるPAPRの影響は無視できる。
【０１２９】
図１１では第２の代替法が示され、４つの巡回パイロットシンボルPSrotが各OFDMシンボルに含まれている。これらの巡回パイロットシンボルの位置は、図１１では斜線のある影の部分で示されている。更に、図１１に示される方法では、９つ毎のサブキャリアが正規のパイロットシンボルPSregを送信するのに使用される。上述したように、これらの正規のパイロットシンボルは、例えばチャネル推定のような、巡回値のシグナリング以外の目的に使用される。これら正規のパイロットシンボルは、図１１で斜線の無い影の部分で示されている。理解できるように、これらの正規のパイロットシンボルは、データシンボルと同様に巡回させられる。（データシンボルと同じ電力を有する）巡回パイロットシンボルを２ブロック利用することは、より厳しいフェージング状態を有する屋内アプリケーションに有効になり得る。
【０１３０】
図１２は第３の代替方法を示し、図１１と同様に巡回パイロットシンボルの２グループが使用されているが、その巡回パイロットシンボルは残りのデータシンボル及び正規のパイロットシンボルよりも僅かに高い電力を有する。この場合、４つの巡回パイロットシンボル各々で増やされる電力量は、図１０の方法で１つの巡回パイロットシンボルで増やされる電力量よりも少なくて済む。図１２は図１１の方法に比べて更に強化されたロバスト性をもたらす。
【０１３１】
第４の代替方法は、図９乃至１２の方法の任意の１つと、第２実施例に関して説明した巡回値の明示的なシグナリングとの組み合わせを利用することである。これは制御シグナリングオーバーヘッドの観点からはコスト高になるが、最も大きなロバスト性をもたらすことができる。
【０１３２】
OFDMシステム、特に多数（例えば、数千又はそれ以上）のサブキャリアを有するシステムでは、複数の正規のパイロットシンボルが、（多数の）サブキャリアにわたって擬似乱数パターンで配置可能である。そのようなシステムでは、擬似乱数パターンの開始位置が、巡回値RCDAを表すように使用可能である。そのようなシステムにおける受信機は、FFT出力信号中の擬似乱数パターンの開始位置を検出するよう構成され、その開始位置から巡回値RCDAを確認できる。
【０１３３】
次に、図１３を参照しながら、第１実施例のOFDM送信機と共に使用するのに適したOFDM受信機２００が説明される。
【０１３４】
受信機２００では、送信機１００から送信された信号はアンテナ２０２で受信される。受信されたRF信号はベースバンド信号に変換され、アナログディジタル変換器（ADC）２０４でアナログディジタル変換が行われる。送信機で付加されたサイクリックプレフィックスも除去される。その結果の信号はシリアルパラレル変換器２０６に与えられ、その変換器はN個の時間領域サンプルrx0乃至rxN-1をFFT処理部２０８に与える。FFT処理部２２０８はN個のサンプルrx0乃至rxN-1についてNポイントのFFT処理を実行し、NシンボルのグループRX0乃至RXN-1を出力する。これらのシンボルRX0乃至RXN-1は、送信機のデータ割当部１０２で生成されたシンボルRX0乃至RXN-1にそれぞれ対応することが理解されるであろう。また、上述したように、受信機での処理は、FFT処理の代わりに、離散フーリエ変換(DFT)処理でもよい。
【０１３５】
受信機２００は更にデータ割当部２１０を有し、データ割当部は、送信機に設けられたデータ割当部１０２に概して対応する。しかしながら、データ割当部２１０は、送信機のデータ割当部１０２で実行されたシンボルの並べ替えの逆動作を行い、送信機で実行された操作と逆の割当を実行する。データ割当部２１０は、送信機の制御部１０４で生成されたような割当制御信号ACS（又はそれから導出された信号）を受信する。信号ACSはサイド情報として受信機に明示的に通知されてもよい。或いは、図１４に関して説明されるように、ACS信号（或いは、例えば、巡回値RCDA）は、送信機によってシンボル中に含められた1以上の巡回パイロットシンボルの位置を検出することで取得されてもよい。
【０１３６】
図１３から理解できるように、受信機２００は直接的且つ簡易な方法で動作することができる。特に、FFT処理を実行するために、入力シンボルとサブキャリアとの送信機で選択された割当配置に関する知識を持つことは、受信機２００にとって不要である。従って、受信機は従来の受信機と比較してそのような追加的な処理を必要とせず、唯一の余分な処理は、それら当初の順序にシンボルを復元するのに必要な逆割当処理である。
【０１３７】
図１４は、第３実施例のOFDM送信機で使用するのに適したOFDM受信機２２０の一部を示す。図１３の要素と同じ要素は同じ参照番号を有し、それらの要素についての更なる説明はここではなされない。図１４の受信機は、図１３のデータ割当部２１０の代わりに、巡回データ割当部２２２を有する。また、受信機２２０は巡回パイロット検出部２２４を含む。巡回データ割当部２２２は、送信機１３０の巡回データ割当及びパイロット挿入部１３２に概して対応する。巡回データ割当部２２２は、送信機１３０の制御部１３４で選択された巡回値RCDAを受信し、シンボルRX0乃至RXN-1の逆割当を実行し、当初のシンボルX0乃至XN-2のグループを再生する。巡回パイロットシンボルPSrotは、この例では巡回データ割当部２２２によって破棄される。
【０１３８】
巡回パイロット検出部２２４は、FFT処理部２０８からのシンボル出力に基づいて、少なくとも巡回パイロットシンボルPSrotをデコードするデコーダを有する。そして巡回パイロット検出部２２４は、巡回パイロットシンボルの位置を検出する。巡回パイロットシンボルPSrotの検出位置に基づいて、巡回パイロット検出部２２４は、巡回値RCDAを巡回データ割当部２２２に出力する。
【０１３９】
ちなみに、受信機は巡回パイロットシンボルPSrotの位置についての事前の知識を持っていないので、検出部２２４は実際には全ての受信シンボル（データ及び正規のパイロットシンボルを搬送する受信シンボル）を検査及びデコードしなければならない。従って、検出部２２４は完全なOFDMシンボル検出部を含み、その場合、データ割当部２２２の後に例えばブロック２１２の中で、別個の更なるデコーダが必要になる。
【０１４０】
上述の第２及び第３実施例では、利用可能な割当配置は、「正規の(regular)」巡回的な割当（ローテーション）に限定され、全ての入力シンボルに同じ巡回シフトｒを適用していた。上述したようにこれは、利用可能な割当数が望ましく少なくなり（高々Ｎ）、送信機における処理負担を管理可能に維持し、如何なるサイド情報も望ましくコンパクトに維持できるという利点をもたらす。しかしながら、送信機で余分な電力が利用可能ならば、そしてサイド情報用のオーバーヘッドが利用可能ならば、同じ巡回シフトｒを全ての入力シンボルに適用していない「正規でない」巡回割当（イレギュラーローテーション）を実行することも可能である。例えば、偶数番号の入力シンボルを巡回し且つ奇数番号の入力シンボルを同じ位置に維持することに基づいて、別の利用可能な割当がなされてもよい。これは、利用可能な割当数をN/2-1だけ増やす。このように、数式(7)の探索空間のサイズは、N個の利用可能な割当（N個の正規のローテーションはr=0を含む）から(3N/2)-1個の利用可能な割当に増やされる。これは、より良いPAPR低減効果をもたらす。
【０１４１】
別の可能性は、各グループを複数のサブグループに細分し、各サブグループの入力シンボルに独立なローテーションを適用することである。
【実施例４】
【０１４２】
図１５を参照しながら、本発明の第４実施例によるOFDM送信機が説明する。図１５の送信機２４０の構成は、本発明の第２実施例の送信機の構成と概して同様であり、同一の要素は図６と同じ参照番号を有する。
【０１４３】
図１５の送信機２４０は、位相調整部２４２がシリアルパラレル変換器１２及び巡回データ割当部１１２の間に挿入されている点で図６の送信機と異なる。
【０１４４】
位相調整部２４２は、N個の入力シンボル(X0乃至XN-1)を受信し、ランダムに生成された既知の一定の位相ベクトルPを用いて入力シンボルの各位相を調整する。この位相ベクトルはＮ個の位相要素βnを有し、各位相要素はサブキャリアの個々の１つに対応し、位相調整部２４２で適用される位相調整を、対応するサブキャリアに割り当てられる入力シンボルに設定する。位相調整部２４２は位相調整済みシンボルのグループPX0乃至PXN-1を出力し、ここで、
【数８】
2007259445.tif 000010
である。
【０１４５】
時間領域では、位相調整部２４２の出力は次式のように表現可能である：
【数９】
2007259445.tif 000011
ここで、βnはＮ次元の位相ベクトルである。
【０１４６】
制御部１１４及び巡回データ割当部１１２は、本実施例では、第２実施例のようにオリジナルの入力シンボルではなく、位相調整済みシンボルのグループPX0乃至PXN-1を受信する。制御部１１４は、位相調整済みシンボルのサブキャリアへの利用可能な割当各々について、PAPR指標を計算する。これらの指標は様々な割当について比較され、最低のPAPR指標を有する割当が選択される。巡回データ割当部１１２は、巡回値RCDAを用いて、選択された割当の通知を受け、位相調整済みシンボルPX0乃至PXN-1を並べ替え、並べ替えられたシンボル出力RX0乃至RXN-1を生成する。従って、IFFT処理部１４及びパラレルシリアル変換器１６デの処理は、第２実施例と同様である。
【０１４７】
最終的な送信信号は選択された巡回値を反映する。
【数１０】
2007259445.tif 000012
選択されたRCDAは、パイロットを介して又は制御シグナリングを介して受信機に通知される。
【０１４８】
図１６は、第４実施例のOFDM送信機２４０と共に使用するのに適したOFDM受信機２５０の一部を示す。受信機２５０は、第３実施例で使用するのに適した受信機２２０（図１４）と概して同様であり、図１４のものと同じ図１６中の要素は同じ参照番号を有する。
【０１４９】
受信機２５０は、FFT処理部２０８及び巡回データ割当部２２２の間に位相調整部２５２が挿入されている点で図１４の受信機２２０と異なる。
【０１５０】
FFT処理部２０８では、サブキャリアｎのFFT出力信号は次のように表現可能である：
【数１１】
2007259445.tif 000013
ここで、HnはサブキャリアNのフェージングチャネルの周波数応答を表現し、nnは複素加法性白色ガウシアンノイズ(AWGN)を表現する。
【０１５１】
位相調整部２５２はFFT出力シンボルRX0乃至RXN-1を受信し、送信機で適用された位相ベクトルPの知識を利用して、サブキャリアに対する逆位相調整を適用し、位相調整された並べ替えられたシンボルPRX0乃至PRXN-1を生成する。位相調整部２５２で実行される処理は周波数領域では次式で表現され、
【数１２】
2007259445.tif 000014
ここで、P*は送信機で使用された既知のベクトルPの複素共役である。
【０１５２】
巡回パイロット検出部２２４は、位相調整された並べ替えられたシンボルグループPRX0乃至PRXN-1内で巡回パイロットの位置を判定する。巡回パイロット検出部２２４は、検出された位置から巡回値RCDAを導出し、その値を巡回データ割当部２２２に適用する。巡回データ割当部２２２は、送信機で実行された割当の逆割当を、位相調整済みの並べ替えられたシンボルRX0乃至RXN-1に適用し、シンボルX0乃至XN-1を当初の順序で出力する。以後の処理は、図１４の受信機と同様である。
【０１５３】
以下で詳細に説明されるように、第４実施例は、第２実施例のものよりも非常に優れた、(N個より多くの)U個の位相ベクトルを有する従来のSLMのような技術と比較してさえも非常に優れたPAPR低減効果を達成できる。
【０１５４】
従来のSLMに関する問題の１つは、利用可能な位相ベクトル数Uの如何なる増加も、送信機の複雑さを増やしてしまうこと及び選択された位相ベクトルの識別子を受信機にサイド情報として送信するのに要するシグナリングオーバーヘッド量を増やしてしまうことである。第４実施例では、送信機の複雑さは比較的少ない（唯一第２実施例より僅かに複雑である）。特に、位相調整部２４２を実現するのに一群の複素乗算しか要しない。また、第２実施例（図７）に関して説明されたように、各巡回値についての可能性がある送信信号の計算は再帰的に実行可能なので、唯１回の完全なIFFT処理しか要しない。
【０１５５】
以下の表１は、特徴及びパフォーマンスの比較例を示す：（１）第２実施例（U個のローテーションだが位相調整無し）；（２）U個の位相ベクトルを有する従来のSLM（図３及び背景技術の関連する説明参照）；及び（３）第４実施例（１つの所定の位相調整を伴うU個のローテーション）。（１）及び（３）に関し、U<Nである。
【表１】
2007259445.tif 000015
【０１５６】
シミュレーションを用いて、本発明の上記実施例のパフォーマンスが（ａ）及び（ｂ）と比較された。（ａ）のシステムでは、増幅器はクリッピングを行うが、PAPR低減技法を行わない。（ｂ）のシステムでは、本発明の実施例で利用可能な割当（ローテーション）が存在する場合に、同数の位相ベクトルUを利用する通常のSLM法を利用する。シミュレーションに関してなされる仮定は、以下の表２のとおりである。
【表２】
2007259445.tif 000016
【０１５７】
第１のシミュレーションでは、第２実施例のパフォーマンス（ｂ）がシミュレートされ、PAPR低減を行わないシステム（ａ）と比較された。図１７は、信号雑音比(Eb/N0)に対するビットエラーレート(BER)の変化の観点から比較されたシステムのパフォーマンスを示し、５１２個のサブキャリアが想定されている。図１８は図１７に関連するグラフであるが、サブキャリア数が２５６である場合のシステムパフォーマンスを比較する。図１７及び図１８双方で変調方式は16QAMである。
【０１５８】
PAPRを低減する観点からは、第２実施例は、正規のローテーションを利用することでPAPRを0.9dB乃至1.5dBの低減を達成できることが分かる。イレギュラーなローテーションが利用可能ならば、達成されるPAPRは2dBを上回ることが可能である。達成されるパフォーマンス改善効果は比較的控え目であるが、第２実施例はSLMやPTSのような技術に比較してかなり簡易であり、TR技術のような無駄な容量はない。従って、第２実施例は、PAPRが顕著ではないが、SLMやPTSのような複雑な処理技術及びTRの容量損失に対して余裕のない状況で特に有利である。
【０１５９】
第２のシミュレーションでは、第４実施例のパフォーマンスが、第２実施例（ｃ）、PAPR低減無しのシステム（ａ）及びSLMを用いるシステム（ｂ）と比較された。図１９は、信号雑音比に対するBER変化の観点から比較されたシステムのパフォーマンスを示し、サブキャリア数は２５６であり、（ｃ）第２実施例で利用可能なローテーション数は２５６であり、（ｄ）第４実施レで利用可能なローテーション数は１６である。
【０１６０】
第４実施例は、ローテーション数（この場合は、１６）がSLM法の位相ベクトル数と同じになる場合にシステム（ｂ）を凌ぐことが理解できる。SLMと比較して第４実施例が優れていることは、以下のように説明できる。N個のローテーション及び１つのランダム化の重ね合わせは、N個のランダム位相ベクトルに等価になる。しかしながら、SLMとは異なり、サブキャリアに適用される唯１つの固定されたランダム位相ベクトルがあり、それは送信機及び受信機双方に既知であり、シグナリングオーバーヘッドは不要であり、何らのメモリも何らの乗算器も不要である。第２に、データは或るOFDMシンボルから次のものに変化するので、ランダム位相調整及びローテーションの重ね合わせは、可変な全体的な位相パターンを構成し、そのパターンは、送信機及び受信機双方で一定の位相パターンしか有しないSLMよりもかなり有用である。第３に、SLMの位相ベクトルはランダムに生成され、入力シンボルからサブキャリアへの可能な最良の割当を利用しない。第４実施例では、１つの既知の位相ベクトルで設定される位相調整は、様々な全体的な位相パターンを生成するようにシャッフルされる。最終的にランダムにシャッフルされた位相パターンだけでなく、入力シンボルからサブキャリアへの可能な最良のシャッフル又は割当配置をも利用する。このような理由により、１つのランダム位相調整で巡回データ割当(CDA)を利用することは、複雑でなく(SLMより少ない乗算、高々N*(U-1))且つシグナリングの少ないPAPR低減効果（即ち、SLMでは不可能な巡回パイロットによるシグナリングの可能性）の観点から、SLM法を凌ぐ。
【０１６１】
OFDMシステムに十分な処理能力の余裕があれば、上述の実施例の任意のCDA法とSLM法とを組み合わせることも可能である。背景技術で言及したように、探索空間（利用可能な位相ベクトル数）は、従来法では、良好なPAPRパフォーマンス改善を達成する程度に大きいことを要する。このことは、送信機及び受信機双方に莫大な処理能力及びシグナリングオーバーヘッドを要することを意味する。課題は、CDAのPAPR低減能力を利用し、SLM法のパフォーマンスを強化することである。例えば、１つの可能性は、CDAで達成可能なPAPR低減を利用し、SLMに必要な位相ベクトル数を減らすことである。或いは、SLMでの位相ベクトル数が維持され、全体的に組み合わせられたシステムのPAPRパフォーマンスを更に改善するためにCDAが使用されてもよい。
【実施例５】
【０１６２】
図２０は、本発明の第５実施例によるOFDM送信機の一部を示す。第５実施例の送信機３００の構成は第２実施例の送信機のものと概して同様であり、図６中の要素と同じ図２０中の要素は同じ参照番号を有する。
【０１６３】
第５実施例の送信機３００は、組み合わせられたSLM及びCDA処理部３０２が、送信機１１０の巡回データ割当部１１２の代わりに使用されている点で第２実施例の送信機１１０と異なる。この組み合わせられたSLM及びCDM処理部３０２は、２つの制御信号を受ける。これらの制御信号の第１のものは、第２実施例と同様に、選択された入力シンボルからサブキャリアへの割当の巡回値RCDAである。第２制御信号は、SLMについて選択された位相ベクトルの識別子uSLMである。後に詳細に説明されるように、組合SLM/CDA処理部３０２は、SLM法で選択された位相ベクトルPuSLMを用いて入力シンボルのグループX0乃至XN-1の位相を調整し、入力シンボルのサブキャリアへの巡回割当を実行し、並べ替えられたシンボル出力RX0乃至RXN-1を生成するようにする。以後、並べ替えられたシンボルは、IFFT処理部１４でIFFT処理に委ねられ、送信機中の残りの処理は第２実施例と同様である。
【０１６４】
第５実施例では、送信機３００は制御部３０４を有し、制御部は、入力シンボルからサブキャリアへの割当を実行するのに適切な巡回値を選択しなければならないだけでなく、SLMに適切な位相ベクトルも選択しなければならない点で第２実施例の制御部１１４と異なる。これら２つの選択を実行するのに利用可能な多数の様々な方法が存在する。
【０１６５】
第１のアプローチでは、図21(A)及び21(B)に概略的に示されているように、利用可能な割当(ローテーション)及び利用可能な位相ベクトルの全ての組み合せが考察され、SLM及び最良の割当について最良の位相ベクトルが共に選択される。図21(A)では、全ての利用可能な割当（ローテーション）r=1乃至λが、利用可能な位相ベクトルP1乃至Puの各々について考慮される。制御部３０４はその後に最良の組合せを選択し、即ち最良のPAPRパフォーマンスを達成する組合せを選択する。図21(B)のアプローチでは、利用可能な位相ベクトルP1乃至Puの全てが、利用可能な割当(ローテーション)r=1乃至λの各々について考慮される。制御部３０４は、最良の組合せ−即ち、最良のPAPRパフォーマンスを有する組合せを選択する。
【０１６６】
数学的には、図21(A)及び21(B)の方法を実行する制御部に必要な処理は、以下の数式(14)乃至(16)で表現可能である。制御部３０４は、位相ベクトルPu及び巡回値ｒの組合せの各々について可能性がある送信信号を計算することを要する：
【数１３】
2007259445.tif 000017
ここで、ｒはCDAで実行されるローテーション数を表す。そして、可能性がある送信信号のPAPR指標は次式で決定される：
【数１４】
2007259445.tif 000018
【０１６７】
入力シンボルからサブキャリアへの割当及び位相ベクトルの最良の組合せは、次式で決定される：
【数１５】
2007259445.tif 000019
【０１６８】
図21(A)及び21(B)に示される方法では、計算される必要のある可能性がある送信信号数はU*λに等しいことが理解されるであろう。Uは利用可能な位相ベクトルの総数であり、λは利用可能な割当(ローテーション)の総数である。図21(B)に示される場合では、これは完全なIFFT処理をU*λだけ必要とする。図21(A)の場合には、上記の数式(10)の再帰的処理を利用し、Uに至るのに必要な完全なIFFT処理の数を減らすことができる。しかしながら、必要な再帰的な処理回数はU*(λ−1)であり、これは依然として厳しい要請である。
【０１６９】
第1の方法の処理要請を考慮し、図22(A),22(B)を参照しながら説明されるように、代替方法はシリアルな方法を採用することである。図22(A)の第1の可能なシリアルな方法では先ず制御部３０４は、当初の入力シンボルの順序に基づいて、利用可能な位相ベクトル各々について、可能性がある送信信号を計算する。数学的には、可能性がある送信信号は次式で表現可能である：
【数１６】
2007259445.tif 000020
ここで、C=()は或るコンステレーション中のN個のコンステレーションシンボルのベクトルを表現する。u~は考慮中の利用可能な位相ベクトルである。信号s(t)に関し、PARは次式で与えられる：
【数１７】
2007259445.tif 000021
【０１７０】
そして制御部３０４はU個の利用可能な位相ベクトルP1乃至PuについてPAPR指標各自を比較し、次式の位相ベクトルを選択する。
【数１８】
2007259445.tif 000022
これは次式の条件の下でPAPRを最小化する。
【数１９】
2007259445.tif 000023
SLMについて最良の位相ベクトルを選択した後で、制御部は、選択された位相ベクトルPuSLMとの組合せでのみ利用可能な割当(ローテーション)を考察する。そのような利用可能な割当に関し、制御部３０４は可能性がある送信信号を次式に従って計算する。
【数２０】
2007259445.tif 000024
そして、可能性がある送信信号の各々について、PAPR指標ξrが決定され、以下のメトリック
【数２１】
2007259445.tif 000025
を最小化するローテーションが、最良の巡回割当として又はPAPRを最大化する巡回値RCDAとして選択される。
【０１７１】
図22(B)には、第２の可能なシリアルな方法が示されている。この第２の方法では、先ず制御部３０４は入力シンボルの当初の位相に基づいて最良のローテーションを選択する。そして制御部３０４は、U個の位相ベクトルの内１つを単に選択し、それは選択された巡回値RCDAと組み合わせることで最良のPAPR低減効果を達成するものである。
【０１７２】
図22(A)の場合には、選択された位相ベクトルについての可能性がある送信信号各々の計算が、数式(10)に関して上述した再帰的処理を用いて実行可能であり、処理負担が更に低減される。この場合、処理負担は（最良の位相ベクトルを選択するための）完全なIFFT処理U回と（選択された位相ベクトルについて最良のローテーションを選択するための）再帰的処理(λ-1)回である。
【０１７３】
図22(A),22(B)のシリアルな方法では、考慮される可能性がある送信信号の数は、（各々の場合に）U+N個の可能性がある送信信号に減少することが理解されるであろう。これは、図21(A)及び21(B)の方法に比べて複雑さをかなり減らしている。しかしながら、当然に、図22(A),22(B)の方法で与えられる解は最善の解であり、即ち、利用可能な位相ベクトル及び利用可能なローテーションの一群の完全な組み合せの中に、より良い解が存在するかもしれない。
【０１７４】
第５実施例では、受信機は、巡回値RCDAだけでなく選択された位相ベクトルの識別子uSLM  をも通知を要することが理解されるであろう。図２３に概略的に示されているように、第１の可能性は、RCDAを受信機に通知するために、一群のサブキャリア中の適切な場所で巡回パイロットシンボルPSrotを使用し、識別子uSLMをサイド情報として受信機に明示的に通知することである。図９乃至１２に関して上述した如何なる方法でもRCDAを通知するのに使用可能である。
【０１７５】
図２３では、OFDM受信機３１０はLSM-OFDM受信部３１２を有する。SLM受信部３１２は送信機により選択された位相ベクトルの識別子uSLMをサイド情報として制御チャネルで受信する。SLM受信部３１２は、送信機３００で利用可能な位相ベクトル全ての情報を有する。例えば、SLM受信部３１２は、利用可能な位相ベクトル各々を表すデータを、或いはひょっとすると、位相ベクトルを利用可能な送信機にそれぞれ対応する他のベクトルを表すデータを予め格納していてもよい。例えば、受信部３１２は送信機で利用可能な位相ベクトルP1乃至Pu各々の複素共役P1＊乃至Pu＊を格納してもよい。受信部３１２は、データシンボルを、正規のパイロットシンボルを及び１以上のローテーションシンボルPSrotを含むデコードされたシンボルグループを出力する。
【０１７６】
受信機３１０は巡回パイロット検出部３１４を更に有し、巡回パイロット検出部は図１６の巡回パイロット検出部２２４と同様に、受信部３１２からのデコードされたシンボル出力のグループの中で、送信機によって追加されたその又は各々の巡回パイロットシンボルPSrotの位置を決定する。巡回パイロット検出部３１４は、検出された位置に基づいて巡回値RCDAを出力する。
【０１７７】
受信機３１０は巡回データ割当部３１６を更に含み、巡回データ割当部は図１６の巡回データ割当部２２２と同様に、送信機で実行された入力シンボルの並べ替えを元に戻し、当初の順序で入力信号を再生する。
【０１７８】
図２４は送信機から受信機へ巡回値RCDA及び識別子USLMをシグナリングするのに利用可能な別方法を示す。この場合、巡回値RCDAは制御チャネルを介して受信機に明示的に通知される。これはシグナリングオーバーヘッドを追加するデメリットを有するが、受信機の構成は簡易になり、図２４の受信機３２０では、図２３の受信機３１０の巡回パイロット検出部３１４が省略可能になっている。シグナリングオーバーヘッドが重要事項になっているOFDMシステムでは、（おそらくは、巡回値RCDAと共に）識別子uSLMのシグナリングは許容できないかもしれない。
【０１７９】
選択された位相ベクトルの識別子u~の送信に関連するシグナリングオーバーヘッドを避けるために、ブラインドSLM受信機が提案されており、これについては例えば次の文献に説明されている：
“A  blind  SLM  receiver  for  PAR-reduced  OFDM”,  A.D.S.  Jayalath  and  C  Tellambura,  Proceedings  of  IEEE  Vehicular  Technology  Conference,  pp218-222,  Vancouver,  Canada,  24  to  28  September  2002。
【０１８０】
ブラインドSLM受信機は、（１）cnが例えばQPSKのような所与の信号コンステレーションに制限されていること、（２）一群の利用可能な位相ベクトルは固定され且つ受信機に既知であること及び（３）
【数２２】
2007259445.tif 000026
がu≠vの場合に十分に異なっていることに基づいて動作する。言い換えれば、一群の利用可能な位相ベクトルは、大きなハミング距離を有し、受信機で利用可能な固有のダイバーシチをもたらす。ブラインド受信機が動作するのに必要な条件は、次式のとおりである。
【数２３】
2007259445.tif 000027
【０１８１】
一群の利用可能な位相ベクトルは、これを保証するように簡易に選択可能である。
【０１８２】
歪もノイズもないチャネルを仮定すると、ブラインドSLM受信機は、最少のPAPRを有するものとして送信機で決定されるOFDMシンボルfu~(c)を受信する。受信機は次式を計算する。
【数２４】
2007259445.tif 000028
上記の３つの仮定に起因して、
【数２５】
2007259445.tif 000029
は、j=u~でない限り、選択された変調方式のコンステレーションφ中の有効なシンボルベクトルにならないであろう。
【０１８３】
この縮小化を実行するために、ブラインドSLM受信機に対する最適判定メトリックは、
【数２６】
2007259445.tif 000030
であり、
【数２７】
2007259445.tif 000031
の最小距離が決定され、ここでP0*はP0の共役である。
【０１８４】
これは符号化システムの場合にはビタビアルゴリズムを用いて或いは非符号化q-ary変調の場合には全てのqNデータシーケンスを探索することで達成可能である。この最小距離判定は、利用可能な位相ベクトルの各々について反復される。グローバルな最小距離解は、ｃ及びu~についての最良の推定をもたらす。符号化システムの場合、全体的な複雑さは、SLMを行わないシステムのU倍になる。
【０１８５】
非符号化システムの場合、数式(22)は|・|2の処理をUN4N回実行することでのみ解くことができる。これは非常に複雑であり、Nが比較的小さい場合にのみ実現可能である。
【０１８６】
Jayalath及びTellamburaは上記の論文で簡略化した判定メトリックを開示しており、それは数式(22)のメトリックより簡易である：
【数２８】
2007259445.tif 000032
【０１８７】
送信機がSLM-CDAの組合せ送信機であった場合、ブラインド受信機に関する最適判定メトリックは次式のようになる。
【数２９】
2007259445.tif 000033
数式(24)に対応する簡略化された判定メトリックは次式のようになる。
【０１８８】
【数３０】
2007259445.tif 000034
【０１８９】
添付図面の図２５は数式(25)の簡略化された判定メトリックを利用するブラインドSLM受信機３３０の一部を示す。図２５のブラインドSLM受信機３３０はNポイントのDFT処理部３３２を有し、DFT処理部はベースバンド信号を受信し、DFT復調を行い、受信信号rnを得る。受信機３３０はチャネル推定部３３４も有し、チャネル推定部はｎ番目のサブキャリアのチャネル推定値Hn^を受信信号から導出する。受信機３３０は、U個の利用可能な位相ベクトルP1乃至PUを知っており、U個の利用可能な位相ベクトルP1乃至PUにそれぞれ対応するU個のベクトル乗算器3361乃至336Uを有する。各ベクトル乗算器336iは受信信号rnとその対応する位相ベクトルPiの複素共役Pi*を受信し、受信信号と複素共役とを乗算し、
【数３１】
2007259445.tif 000035
を生成する。受信機３３０は、U個の利用可能な位相ベクトルにそれぞれ対応するU個の処理部3381乃至338Uも有する。各処理部338iは、その対応する位相ベクトルPiについて
【数３２】
2007259445.tif 000036
の最小距離を計算する。
【数３３】
2007259445.tif 000037
とrnとを比較することで、rnは最も近いコンステレーションポイントcnに検出される。こうして各サブキャリアについてハード判定が行われる。例えば、所与のトレリス構造を有する符号化OFDMシステムでは、各処理部338iでビタビアルゴリズムが使用可能である。
【０１９０】
利用可能な位相ベクトル各々について最小距離を計算した後に、位相ベクトルに対する最小距離各々は選択部３４０に適用され、選択部は、最少のユークリッド距離の解を与える位相ベクトルを見分ける。選択部３４０は、最少ユークリッド距離の解を、検出され並べ替えられたデータシンボルcnのグループとして出力する。
【０１９１】
並べ替えられたデータシンボルは、巡回データ割当部３４２及びパイロット検出部３４４の入力に適用される。これらの処理部は図２３の処理部３１４，３１６と同様に機能し、並べ替えられたシンボルのグループの中でその又は各々の巡回パイロットシンボルPSrotの位置を検出し、それらから巡回値RCDAを導出し、そのデータシンボル（及び何らかの正規のパイロットシンボル）の並べ替えを実行し、それらを当初の順序で格納する。
【０１９２】
図２６は、送信機３５０及び所謂「セミブラインド(semi-blind)」SLM-CDA受信機３６０を有する別のOFDM受信機の概略を示す。送信機３５０は概して図２０の送信機３００と同様であるが、選択された位相ベクトルの識別子uSLM及び巡回値RCDAを受ける加算器３５２を含む点で異なる。加算器３５２は、巡回値を位相ベクトルの識別子から減算し、その結果の(uSLM−RCDA)をサイド情報として受信機３６０に制御チャネルを介して送信する。
【０１９３】
受信機３６０はブラインドSLM受信部３６２を有し、ブラインドSLM受信部は、巡回データ割当部３４２及びパイロット検出部３４４を除き、図２５に示される要素全てを有する。この場合、選択部３４０は、最小距離解を与えた利用可能なベクトルの識別子uSLMを出力するように追加的に使用される。これは加算器３６６の一方の入力に与えられる。加算器３６６の他方の入力は、送信機３５０から受信機３６０へ明示的に送信されたサイド情報(uSLM-RCDA)を受ける。加算器３６６は、受信したサイド情報(uSLM−RCDA)を受信機で出力した識別子uSLMから減算し、巡回値RCDAを復元する。
【０１９４】
復元された巡回値RCDAは巡回データ割当部３６４に適用され、巡回データ割当部は巡回データ割当部３４２と同様に機能し、受信したシンボルグループを並べ替え、その受信シンボルをそれらの元の順序に戻す。
【０１９５】
従って図２６のシステムでは、受信機は識別子uSLMをブラインド検出するが、(uSLM−RCDA)をサイド情報として受信し、それをブラインド検出によるuSLMと共に使用し、巡回値RCDAを復元する。これは或る状況で必要なシグナリングビット数を減らすことができるが、当然に、選択された巡回値RCDAが０又は非常に小さな値であった場合には（場合によっては必然的に生じる）、シグナリング良は全く減らない又はuSLMそれ自身通知される場合に比較して顕著には減少しない。
【０１９６】
図２５のブラインドSLM受信機で使用される簡略化された判定メトリック(25)は、受信機で実行される数式(25)中の|・|2の計算回数はqUNであるという利点を有し、ここでｑはq-ary変調を示す。例えばQPSK変調の場合、ｑ＝４である。受信機側で或る低度の処理の簡潔化を達成できる点に加えて、選択された位相ベクトルの識別子u~を送信機から受信機へ送信することに関連するシグナリングオーバーヘッドを回避できる点で図２の受信機は効率的である。
【０１９７】
第５実施例のパフォーマンスが、以下の表３に記載されているシミュレーション諸元の下にシミュレートされた。
【表３】
2007259445.tif 000038
【０１９８】
図２７は或るシミュレーション結果を示す。図２７では、信号雑音比(Eb/N0)に対するビットエラーレート(BER)の変化が示されている。第５実施例による送信機のパフォーマンス（ｃ）が、（ａ）何らのPAPR低減処理もなされないシステム、（ｂ）U=16の利用可能な位相ベクトルと共に通常のSLM法を用いるシステム（図３のシステムのようなもの）と比較される。第５実施例（ｃ）の場合、サブオプショナルシリアル法(sub-optional  serial  approach)の使用されることが仮定されている。利用可能な位相ベクトル数Uは１６であること、利用可能な割当（ローテーション）の数は１２８であり、サブキャリア数に等しいことも仮定されている。変調方式は16QAMに仮定されている。サブオプショナルシリアル法でさえ、（システム（ｂ）と同数の位相ベクトルを使用する）第５実施例はかなり良いパフォーマンスゲインをもたらすことが理解できる。
【０１９９】
図２８は図２７と同様なグラフを示すが、第５実施例の２例のパフォーマンスと、（ａ）何らのPAPR低減処理もなされないシステム、及び（ｂ）U=8の利用可能な位相ベクトルと共に通常のSLMを利用する別システムとを比較する。第５実施例の第１の例（ｃ）は、U=8の利用可能な位相ベクトルとλ=16の利用可能なローテーションを有するよう仮定されている。第２の例（ｄ）は、U=8の位相ベクトルとλ=32の利用可能なローテーションを有するよう仮定されている。全ての場合においてサブキャリア数は16QAMであるように仮定されている。
【０２００】
最後に、図２９は図２８で既に提示した結果に第５実施例の別の例（ｅ）を追加しており、その別の例では、U=8の利用可能な位相ベクトル及びλ=32の利用可能なローテーションと共に、最適ノンシリアル法(optimum  non-serial  approach)が使用される。パフォーマンスは、同数の位相ベクトルを有するシステム（ｂ）のものよりもかなり優れている。期待されるように、最適ノンシリアル法のパフォーマンスは、U=8及びλ=32のサブオプティマルシリアル法（ｄ）のものよりかなり良くなることが示される。当然に、この優れた特性とのトレードオフにより、送信機での処理負担は増える。
【０２０１】
（図示されてはいないが）更なるシミュレーションは、SLM-CDAの結合法は或るパフォーマンスレベルを達成するよう成し遂げ、そのパフォーマンスレベルは従来のSLM法が４倍多くの一群の位相ベクトルと共にしか達成できないものである。PAPR低減の観点からは、結合されたSLM-CDA法は、SLMで達成される低減に加えて、正規のローテーションについて0.9dB乃至1.5dBの削減を達成する。イレギュラーなローテーションも利用可能ならば、2dBより多くのPAPR低減も達成可能である。
【０２０２】
第５実施例では、図１５を参照しながら説明された第４実施例のように、別のランダム位相パターンを利用し、入力シンボルの位相を調整することもできる。これは別のランダム位相調整なしにSLM及びCDAの組合せで達成されるものを上回る改善をもたらすことができる。
【０２０３】
第５実施例は以下の主な利点をもたらす。第１に、多数のサブキャリアについてSLMの複雑さを低減できる。第２に、SLMに対するパフォーマンス障害を破り、従来のSLMによるものを十分に上回るパフォーマンス結果を達成できる。第５実施例は、SLMよりも少ない位相ベクトルと共に改善されたBER特性及び／又は改善されたPAPR低減効果を得ることもできる。更に、PAPR低減は、送信機及び受信機にとって非常に簡易な構造と共に達成される。SLM及びCDAの結合は、PAPRを低減する最良の位相パターンだけでなく、入力シンボルからサブキャリアへの最良の割当をも利用する可能性を生み出す。第５実施例は、大規模な位相ベクトル群に対するSLMの特性飽和の基本的問題を解決することができる。更に、TRとは異なり、結合されたSLM-CDA法は、（そのために）消費されるサブキャリアや容量を必要としない。
【実施例６】
【０２０４】
次に、図３０を参照しながら本発明の第６実施例によるOFDM送信機４００が説明する。送信機４００は、パーシャル送信シーケンス(PTS)法に加えて第３実施例のCDA法を実行するのに適している。図３０では、図２を参照しながら説明された従来のPTS送信機４０の要素と同じ送信機４００の要素は、同じ参照番号を有する。
【０２０５】
図３０の送信機４００は、シリアルパラレル変換器４６及びシンボル分割部４８の間に巡回データ割当及びパイロット挿入部４０２が挿入されている点で図２の送信機４０と異なる。送信機４００は制御部４０４も有し、制御部は、巡回データ割当及びパイロット挿入部４０２の動作を制御する。
【０２０６】
この実施例では、処理部４０２，４０４の動作は原則として第３実施例（図８）の処理部１３２，１３４の動作と基本的には同じである。
【０２０７】
N-1個のシンボルのグループX0乃至XN-2は、巡回データ割当及びパイロット挿入部４０２及び制御部４０４に、シリアルパラレル変換器４６により並列的に出力される。制御部４０４は、次式を用いて、入力シンボルからサブキャリアへの利用可能な割当の各々について、可能性がある送信信号を計算する。
【数３４】
2007259445.tif 000039
そして、可能性がある送信信号各々について、PAPRの指標ζrが数式(10)の再帰的処理を用いて決定され、次式のように、PARPを最適にするローテーションが最良の巡回割当として選択される：
【数３５】
2007259445.tif 000040
RCDAに対応する並べ替えられたシンボルグループは、XRCDAとして言及される。
【０２０８】
この並べ替えられたシンボルグループは、巡回パイロットシンボルPSrotを含み、図９を参照しながら説明されたような巡回値RCDAを通知する。当然に、シグナリングのロバスト性を強化するため、１より多くのパイロットシンボルPSrotが、並べ替えられたシンボルグループ中に含まれてもよい。
【０２０９】
並べ替えられたシンボルグループはシンボル分割部４８に与えられ、分割部は並べ替えられたシンボルのM個のサブグループにシンボルグループを分割し、各サブグループはL=(M/N)個のシンボルを有する。各サブグループは対応するIDFT処理部501乃至50Mに適用され、各IDFT処理部はサブグループ中のシンボルについてIDFT処理を実行し、サブグループIDFT出力信号sx1-sxMを生成する。そのような出力信号sx1-sxMの各々は、時間領域信号の個々のパーシャル送信シーケンスであり、一群のディジタルサンプルで構成される。これら一群のディジタルサンプルは、パーシャル送信シーケンスと呼ばれる。なぜなら、それらは最終的な送信シーケンスを形成するように結合される、即ち、最終的に送信される一群のディジタルサンプルになるからである。
【０２１０】
各サブグループのパーシャル送信シーケンスは、そのサブグループに対応する複素乗算器521乃至52Mの第1入力に供給される。M個のパーシャル送信シーケンスsx1-sxMは、PST処理を実行する最適化部５４にも供給される。最適化部５４は位相ベクトルｂの最善の値を決定する。位相ベクトルｂはサブグループの各々について１つの位相調整値b1乃至bMを有する。各複素乗算器521乃至52Mはそれらの第２入力で対応する位相調整値b1乃至bMを受け、位相調整されたパーシャル送信シーケンスpsx1-psxMをコンバイナ５６に出力する。コンバイナ５６は位相調整されたパーシャル送信シーケンスpsx1-psxMを合成し、合成された送信シーケンスcsを生成する。この合成された送信シーケンスcsは以後通常のポストIDFT処理（パラレルシリアル変換、サイクリックプレフィックスの付加、ディジタルアナログ変換等）に委ねられる。
【０２１１】
最適化部５４は位相ベクトルの識別子Vを出力し、その位相ベクトルは、合成された送信シーケンスcsを生成するために乗算器521乃至52Mに適用されたものである。識別子Vはサイド情報として受信機に与えられ、受信機が、受信信号について逆の処理を実行できるようにする。
【０２１２】
図３１は、第６実施例のOFDM送信機４００と共に使用するのに適したOFDM受信機４１０の一部を示す。受信機４１０は、PTS受信部４１２、巡回データ割当部４１４及び巡回パイロット検出部４１６を有する。受信機４１０では、送信機から受信した信号はPTS受信部４１２に与えられる。PTS受信部４１２は、送信機により送信信号に適用された位相ベクトルの上述の識別子Vをサイド情報として受信する。サイド情報は受信信号とは別の制御チャネルを介して受信される。PTS受信部４１２は、識別子Vの位相ベクトルに適切な受信信号について逆のPTS処理を実行し、並べ替えられたシンボルのグループを巡回データ割当部４１４に出力する。
【０２１３】
並べ替えられたシンボルグループは、受信部４１２により巡回パイロット検出部４１６に供給され、巡回パイロット検出部は、図１４を参照しながら説明されたように、送信機によってそのグループ中に挿入された巡回パイロットシンボルPSrotのシンボルグループ中の位置を検出する。検出された位置に基づいて、巡回パイロット検出部４１６は巡回値RCDAを巡回データ割当部４１４に出力する。そして巡回データ割当部４１４は、受信した巡回値RCDAに従ってシンボルグループを並べ替え、そのシンボルをそれら当初の順序に戻す。並べ替えられたシンボルは、受信機４１０内の更なる処理に備えて出力される。
【実施例７】
【０２１４】
次に、図３２を参照しながら本発明の第７実施例によるOFDM送信機が説明する。第７実施例のOFDM送信機４２０は、第６実施例の巡回データ割当(CDA)及びパーシャル送信シーケンス(PTS)法を実行するように適合される。しかしながら第７実施例では、個々のローテーションがサブグループX1乃至XNの各々に適用可能である。
【０２１５】
第６実施例のPTS送信機のものと同じ図３２の送信機４２０の要素は、図３２と同じ参照番号を有する。
【０２１６】
送信機４２０では、巡回データ割当部４２２が、シンボル分割部４８及びIFFT処理部501乃至50M各々の間に挿入されている。巡回データ割当部４２２は、M個の別個のCDA処理部4241乃至424Mを有する。これら個々のCDA処理部4241乃至424Mの各々は、少なくとも１つの巡回パイロットシンボルPSrot1乃至PSrotM及び巡回値RCDA1乃至RCDAMを受信する。例えば、第１のCDA処理部4241は巡回パイロットシンボルPSrot1及び巡回値RCDA1を受信する。CDA処理部4241はL-1個の入力シンボルのサブグループX1を受信する（ここで、L=N/Mである。）。CDA処理部4241はこのL-1シンボルのサブグループを並べ替え、並べ替えられたシンボルのサブグループを生成する。CDA処理部4241は、並べ替えられたシンボルのサブグループ中の適切な場所に巡回パイロットシンボルPSrot1も含める。巡回パイロットシンボルを含む並べ替えられた結果のシンボルのサブグループは、対応するIDFT処理部501に出力される。
【０２１７】
残りのCDA処理部4242乃至424Mも同様に機能する。
【０２１８】
本実施例で利用可能な割当は、様々なCDA処理部4241乃至424M各々について様々なローテーションを選択可能にする。かくて特定の利用可能な割当配置は、M個のCDA処理部全てについて個々のローテーションを設定し、M個のローテーション値の組合せRCDA1乃至RCDAMとして表現可能である。
【０２１９】
制御部４２６は入力シンボルの各サブグループX1乃至XUを受信する。制御部４２６は、利用可能な各割当（M個のCDA処理部4241乃至424Mに対するローテーションの組合せ各々）について、可能性がある送信信号を計算する。個々の巡回値がCDA処理部4241乃至424M各々について設定可能なので、計算する可能性がある送信信号数はL*L!になる。
【０２２０】
この可能性がある送信信号は、初期の最適化されていない一群の位相調整を利用して、即ち通常のPTS最適化に従って一群の位相調整を最適化せずに、排他的に計算される。従って、可能性がある送信信号各々は、初期の最適化されてない一群の位相調整を、並べ替えられたシンボルのサブグループの各IDFT出力信号sx1乃至sxMに適用することに基づいて計算される。言い換えれば、PTSアルゴリズムの最適化プロセスは、サブグループローテーションの最良の組合せが決定されるまでディセーブルにされる。
【０２２１】
可能性がある送信信号各々のPAPRの指標ζが決定され、最良のPAPRをもたらすサブグループローテーションの組合せが選択される。選択の結果はM個の巡回値RCDA1乃至RCDAMとして出力される。
【０２２２】
選択されたサブグループローテーションは個々のCDA処理部4241乃至424Mに適用され、巡回パイロットシンボルPSrot1乃至PSrotMは、選択された巡回値に対応する位置で、並べ替えられたシンボルのサブグループ各々に付加される。
【０２２３】
以後の処理は第６実施例(図３１)におけるものと同様である。特に、PTSアルゴリズムの最適化プロセスは、選択された割当（サブグループのローテーションの組合せ）についてだけ実行され、送信信号のピーク対平均電力比を更に低減する。
【０２２４】
図３３は第７実施例のOFDM送信機４２０と共に使用するのに適したOFDM受信機４３０の一部を示す。
【０２２５】
受信機４３０は、PTS受信部４１２、巡回データ割当部４３２、巡回パイロット検出部４３６及びシンボル結合部４３８を有する。PTS受信部４１２は、受信機４３０のPTS受信部と同様に動作する。上記と同様に、PTS処理部４１２は送信機４２０によって選択された位相ベクトルの識別子Vをサイド情報として受信し、その識別子を利用して、並べ替えられたシンボルのサブグループを再生する。これを行うためにPTS受信機で如何なる並べ替えの情報も必要とされない。
【０２２６】
巡回データ割当部４３２はN個の個別的なCDA処理部4341乃至434Mを有する。個々のCDA処理部4341乃至434Mの各々は、PTS受信部４１２により出力された並べ替えられたシンボルのサブグループを受信する。PTS受信部４１２は、並べ替えられたシンボルのサブグループを巡回パイロット検出部４３６に出力し、巡回パイロット検出部は、各サブグループについて、送信機４２０によって各サブグループに付加された巡回パイロットシンボルPSrot1乃至PSrotMの位置を検出する。各サブグループについて検出された位置に基づいて、巡回パイロット検出部４３６は、対応する巡回値RCDA1乃至RCDAMを巡回データ割当部４３２に出力する。
【０２２７】
各CDA処理部4341乃至434Mは、対応する巡回値RCDA1乃至RCDAMを受信し、そのサブグループのシンボルを並べ替え、それらを自身の当初の順序に戻す。それらの当初の順序に並ぶシンボルのサブグループは、シンボル結合器４３８に出力され、シンボル結合器はそのサブグループを結合し、完全なシンボルグループを再構成する。
【０２２８】
図３４を参照しながら、第７実施例の送信機と共に使用するのに適した別の受信機が説明される。この場合、サイド情報に関連するシグナリングオーバーヘッドを削減するため、送信機４２０は、選択された重みベクトルの識別子Vを受信機に送信しないことが仮定される。従って、図３４の受信機は「ブラインド」PTS受信機である。ブラインドPTS受信機の構成及び動作は、上記に引用したJayalath及びTellamburaによる論文で説明されている。第7実施例の送信機と共にブラインドPTS受信機を動作可能にするのに必要な、ブラインドPTS受信機に対する修正が以下に説明される。送信機は、選択された巡回値RCDA1乃至RCDAMをブラインド受信機に（上述したような）巡回パイロットシンボルを用いて通知することが仮定される。
【０２２９】
受信機４４０は、ブラインドPTS受信部４２２、CDA処理部４３２、巡回パイロット検出部４３６及びシンボル結合部４３８を有する。処理部４３２，４３６，４３８は図３３の対応する処理部と同様であり、それについての説明は省略される。
【０２３０】
受信信号は次式で与えられるように仮定される。
【数３６】
2007259445.tif 000041
エンコードされたデータは次式で与えられる。
【数３７】
2007259445.tif 000042
ここで、bmはｍ番目のサブグループに適用される最適な位相調整を表す。サイド情報なしに、最適な位相ベクトルV~を決定するために、次の量が仮定される。
【数３８】
2007259445.tif 000043
ｍ番目のサブグループの位相調整因子を決定するために、ブラインドPTS受信部４４２のデコーダにおける判定メトリックは、次のように修正される：
【数３９】
2007259445.tif 000044
ここで、b^m∈ｂ及びH^nは推定されたチャネルである。
【０２３１】
第６実施例のパフォーマンスは、以下の表４に記載されているシミュレーション諸元を用いてシミュレートされた。
【表４】
2007259445.tif 000045
【０２３２】
シミュレーションは、利用可能な割当が正規のローテーションに制限される場合に、PTSで達成される低減に加えて、0.9dB乃至1.5dBの更なるPAPR低減を達成可能なことを示す。イレギュラーなローテーションが許容されるならば、達成可能な更なるPAPRは2dBを越えることができる。従って、14dBの信号対雑音比の信号において、0.01のBERを有するPTSシステムでは0.003乃至0.005のBER改善が達成可能である。
【０２３３】
第６及び第７実施例で達成される利点は、SLM法の場合における第５実施例で達成されるものと類似する。特に、第６及び第７実施例は、サブキャリア数が大きい場合でさえも、PTSを実現可能にする作用効果を有する。従ってBER及び／又はPAPRパフォーマンスは、少数のサブブロック（小さなM）の場合でさえ改善可能であり、従来のPTS法で必要とされるよりも少ないIFFT処理が実行される場合にも改善可能である。第６及び第７実施例の結合されたCDA-PTS法は、個々の又は集合的な形式でサブグループの中でより良いデータ割当を行う可能性を生み出す。PTS法は、CDA法による処理済みの及びPAPR低減処理済みの信号に基づいてPAPR低減を開始するので、CDA法で提供される初期の利得は、所望の閾値に合うPAPRの全体的な見込みを改善することができる。
【０２３４】
第６及び第７実施例に関する多くの変形例が可能なことは理解されるであろう。
【０２３５】
第７実施例に対する第１の変形例は、利用可能な割当を、各CDA処理部4241乃至424Mにおける同じローテーションに制限することである。これには、唯1つの巡回値しか必要でないこと及び探索空間のサイズがかなり減るという利点がある。この場合、巡回値はサイド情報として供給されてもよいし、或いは並べ替えられたシンボルのサブグループの少なくとも1つに巡回パイロットシンボルPSrotを挿入することで通知がなされてもよい。
【０２３６】
第６又は第７実施例に対する第２の変形例は、利用可能な割当及び利用可能なPTS位相ベクトルの利用可能な組合せ各々について、可能性がある送信信号を計算することである。そのような可能性がある送信信号各々に関し、PAPR指標が生成可能であり、最低のPAPRをもたらす割当及び位相ベクトルの組み合わせが選択可能である。PTS処理はSLMを上回る利点を有し、それは適切な位相ベクトルの探索がIFFT処理後に実行される。
【０２３７】
利用可能な割当数がλであり、割当全てについて可能性がある送信信号を計算するためにλ×M回のIDFT処理が必要になると仮定する。利用可能な割当各々について、M回のIDFT処理により生成されるパーシャル送信シーケンスは、V個の利用可能な位相ベクトル各々について可能性がある送信信号を計算するのにV回使用可能である。
【実施例８】
【０２３８】
次に、図３５を参照しながら、第８実施例によるOFDM送信機５００が説明する。第８実施例の送信機５００は、巡回データ割当(CDA)及びトーンリザベーション(TR)法を互いに組み合わせて実行するように適合される。図３５では、図４の通常のTR送信機８０の要素と同じ送信機５００の要素は、図４中の要素と同じ参照番号を有する。
【０２３９】
第８実施例の送信機５００は、巡回データ割当部５０２が、シリアルパラレル変換器８４（図４のデータ情報処理部に対応する）及びトーン割当部８２の間に挿入される点で図４の送信機８０と異なる。シリアルパラレル変換器８４は、巡回データ割当部５０２のN−L個の入力シンボルのグループを並列に出力する。巡回データ割当部５０２は、並べ替えられた入力シンボルのグループをトーン割当部８２に出力する。
【０２４０】
送信機５００は制御部５０４も有し、制御部は巡回データ割当部５０２の動作及びTR法の動作、特に勾配アルゴリズム処理部９２の動作を制御するよう適合されている。制御部５０４は、選択された巡回値RCDAを巡回データ割当部５０２へ出力し、巡回データ割当部は選択された巡回値RCDAに従って入力シンボルのグループを並べ替える。
【０２４１】
制御部５０４は、CDA及びTRの組み合わせを利用することでPAPRを低減しようとする以下に説明されるように、多数の様々な方法が制御部５０４により使用されてよい。しかしながら、これらの様々な方法を説明する前に、TR法の基本特性が説明される。
【０２４２】
送信機５００のようなTR送信機では、N個の利用可能なOFDMサブキャリア中のL個が予約される。これらL個の予約されたサブキャリアは如何なるデータ情報を運ぶことにも使用されず、送信されるOFDM信号のPAPR値を減らすためだけに使用される。トーンリザベーションの名称は、L個のサブキャリア（又は、トーン）を予約することに由来する。
【０２４３】
並べ替えられた入力シンボルは、トーン割当部８２からデータベクトルXとして供給される。トーンリザベーションシンボルは、ピーク低減シンボル部８６からトーン割当部８２へベクトルC（ピーク低減ベクトルと言及される）として供給される。
【０２４４】
データベクトルX及びCは、別々の周波数部分空間にあるように構成される、即ち
Xk=0,k∈{il,...,iL}  及び
【数４０】
2007259445.tif 000046
である。即ち、ベクトルX及びCは同じサイズであるが、一方がゼロを有する場合、他方はゼロでない値を有する。効果的なことに、これはデータベクトルXのデータシンボルがN個の利用可能なサブキャリア中のN-L個で送信されること、及びピーク低減ベクトルCのシンボルはN個の利用可能なサブキャリア中の残りのL個のサブキャリアで送信されることを意味する。理解されるように、この数式は歪のないものであり、データシンボルの簡易なデコードを導き、そのデータシンボルは、受信器のFFT出力において、
【数４１】
2007259445.tif 000047
の一群の値に排他的にフォーカスすることで、受信機における最終的に送信されるOFDM信号から抽出される。更に、ピーク低減ベクトルCの計算に関し、簡易な最適化を許容する。CにおけるL個のゼロでない値は、ピーク低減トーンと呼ばれる。
【０２４５】
L個のトーン{il,...iL}は、送信開始時に固定され、送信が終了するまで或いはそのチャネルについて何らかの新たな情報が送信機にフィードバックされるまで変えられないように仮定される。即ち、L個の選択されたサブキャリアはこの説明に関して固定されているように仮定される。しかしながら、L個のトーンの様々な分布が可能なことは理解されるであろう。
【０２４６】
Cのゼロでない値C^（C^=[Cil...CiL]T）及びQ^=[qil|…|qiL](列{il,...iL}を選択することで構成されるQのサブマトリクス)を用意すると、c=QC=Q^C^である。直接的なPAPR低減に関するTR法を使用する上記で考察したOFDM送信機では、x+cのPAPRを最小化するために、我々はベクトルc*を計算しなければならず、即ち、最大ピーク値を最小化しなければならない:
【数４２】
2007259445.tif 000048
勾配アルゴリズムは、簡易にc*を計算するための好適な１つの解である。勾配アルゴリズムの基本概念は、予想されるOFDM信号をクリッピングする反復的プロセスである。当該技術分野でよく知られているように、増幅器は一般にそれらの線形領域外で信号を処理することができない。従って予想されるOFDM信号ピークをその時間領域でのクリッピングレベルで打ち切ることは有利になる。このクリッピングは、OFDM信号からインパルス関数を減算するように解釈でき、そのインパルスはクリップされる信号ピーク位置に時間シフトされたものであり、ピークトーンの電力が所望のターゲットクリッピングレベルに減少するようにスケーリングされる。
【０２４７】
理想的なインパルス関数を利用することは不利になる。なぜなら、そのようなインパルス関数は全てのサブキャリア周波数に周波数成分を有するからである。即ち、時間領域の予想されるOFDM信号から純粋なインパルス応答を減算すると、周波数領域で対応するOFDMシンボルのサブキャリアシンボル全てに影響を及ぼす。従って時間領域におけるこの減算は、CだけでなくXをも変えてしまう。
【０２４８】
この問題を解決するため、インパルスに似た関数が用意され、それは予約されたトーンロケーションで周波数成分を有する、即ちL個のトーンロケーション{il,...iL}で周波数成分を有する。従って、送信機５００では、特定のベクトルPが事前に格納され、ピーク低減シンボル処理ソース８６を介して、ピーク低減ベクトルCの初期シード値として入力されてよい。或いは、Pは予め決められているので、Pに関するIFFT出力ベクトルPは、利用可能なPのバージョンの各々について事前に計算され、以下に説明されるように格納されていてもよい。ベクトルPは次式で定義されてよい：
【数４３】
2007259445.tif 000049
また、ベクトルPのIFFT出力(ベクトルｐ)は、p=[p0p1...pN-1]のように規定されてよい。即ち、ベクトルｐはそのベクトルPのIFFT出力であり、その値はトーンの場所{il,...iL}では１であり、それ以外では０である。ベクトルｐはピーク低減カーネル(kernel)として言及され、周波数領域では、受信したトーンの場所{il,...iL}のみの関数である。
【０２４９】
ピーク低減カーネルｐはデータシンボルと独立なので、送信機５００の通常動作に先行して計算可能であり、メモリ９４に格納可能である。ピーク低減カーネルｐはトーンロケーション{il,...iL}の関数であるので、即ち予約されたトーンを送信するのに選択されたサブキャリアの関数であるので、様々なピーク低減カーネルｐが、N個の利用可能なトーン（サブキャリア）のうちのL個の予約されたトーン（サブキャリア）の異なる選択の各々に必要とされるのは当然に理解されるであろう。従って、多数の様々なピーク低減カーネルｐがメモリ９４に格納され、各々は、L個の予約されたトーンの様々な選択内容に対応する。
【０２５０】
ピーク低減カーネルｐはロケーションp0でピークを有するが、ロケーションp1…pN-1でもいくらかのリークのあることが理解されるであろう。予約されたトーンLの数が大きくなると、ロケーションp0でのピークは当然に大きくなり、ロケーションp1…pN-1での洩れは小さくなり、送信機のより良いパフォーマンスをもたらす。しかしながら、逆に、数Lが大きくなると、データを搬送するのに使用されるNサブキャリアが少なくなるので、システムの冗長性が増えてしまう。これはシステムスループットの減少を招く。従って数Lを選択する場合には、パフォーマンスとシステムスループットの間でトレードオフがある。
【０２５１】
従って送信機５００のメモリ９４は１以上のピーク低減カーネルベクトルｐ格納し、各々はL個のサブキャリアの異なる集合に関連し、そのサブキャリアは予約されたトーンとして選択されてよいものである。動作中に、制御部５０４は制御信号をトーン割当部８２に供給し、どのL個のサブキャリアが予約トーンとして使用されるかを制御する。制御部５０４はメモリ９４にアクセスし、対応するピーク低減カーネルベクトルｐを勾配アルゴリズム処理部９２に供給する。
【０２５２】
送信機の動作は従ってピーク低減ベクトルC又はベクトルPと共に進行し、ベクトルPは選択されたピーク低減カーネルベクトルｐに対応し、データベクトルXと共にトーン割当部８２に供給される。NポイントのIFFT処理は、NポイントのIFFT処理部８８により実行され、その結果はパラレルシリアル変換器９０で並直列変換を受ける。
【０２５３】
そして勾配アルゴリズムは、勾配アルゴリズム処理部９２により、パラレルシリアル変換器９０の出力について、信号が送信時点で許容可能なPAPR値を有するようになるまで実行される。
【０２５４】
勾配アルゴリズムは、選択されたピーク低減カーネルベクトルｐを利用する反復的なクリッピングアルゴリズムである。当初の出力信号(OP1)はピーク検出部に与えられ、そこから消去されるべきピーク（又はいくつかのピーク）が検出される。しかしながら、ここでの説明では、唯１つのピークが各反復の間に消去されるように仮定される。ピーク検出部から導出される情報は、巡回シフト、スケーリング、及び位相回転を選択されたピーク低減ベクトルｐに対して時間領域で行うのに使用される。選択されたピーク低減カーネルベクトルｐのピークが出力信号の中で検出されるピークに整合するように、及びそのポイントでクリッピングレベルを上回る出力信号の大きさに等しい大きさを有するようにシフト、スケーリング及び位相回転が実行される。シフトされ、スケーリングされ及び位相回転させられたバージョンの選択されたピーク低減カーネルベクトルｐは、オリジナルの出力信号OP1から減算され、修正された出力信号OP2を生成する。
【０２５５】
選択されたピーク低減カーネルベクトルｐを生成したベクトルPはトーンロケーション{il,...iL}でのみ値を有するので、時間領域におけるシフト、スケーリング及び位相回転は、これらのトーン（サブキャリア）の値だけに影響し、他のトーン（サブキャリア）は不変のまま残る。即ち、重要なことに、データベクトルXは修正された出力信号OP2の中に存在したままであり、反復的なクリッピング動作によって影響を受けない。
【０２５６】
PAPR値が許容できるように考えられるならば、制御部５０４は修正された出力信号OP2を送信用に伝送する。そうでなければ、修正された出力信号OP2が入力に再び戻るように伝送される。従って反復的プロスが続き、更に修正された出力信号OP3が得られる。重要なことに、データベクトルXは更に修正された信号OP3の中でもそのまま残り、更に修正された全ての出力信号の中で、反復的なクリッピング処理によって影響を受けない。修正された出力信号が許容可能なPAPR値を有するまで、或いは設定された反復回数が実行されるまで、反復的なクリッピング処理が実行される。そして、最終的に修正された出力信号が送信用に伝送される。
【０２５７】
最適化は時間領域信号にういて実行されることが理解されるであろう。従って、唯１回のIFFT処理しか必要とされず、非常に簡潔である。
【０２５８】
勾配アルゴリズムの一例は、以下の反復式に基づいてもよい：
【数４４】
2007259445.tif 000050
ここで、
ｉは反復インデックスであり；
μは更新するステップサイズであり；
ｎは、サンプルxnがクリッピング閾値より大きくなるインデックスであり；
【数４５】
2007259445.tif 000051
ｐはピーク低減カーネルベクトルである。
【０２５９】
上述したように、カーネルはそのロケーションで可能な限り理想インパルスに近い時間領域信号であり、サンプル振幅は所定の閾値より大きい。こうして、２次的なピークを発生させずに、できるだけ多くのピークをキャンセルできる。
【０２６０】
数式（３３）の勾配アルゴリズムは、上述したように１つのピークだけでなく、各反復サイクルで|xni|＞Aを満たす全てのピークをキャンセルしようとする。或いは、送信機５００の演算負担の上限を決めるために、|xni|＞Aを満たす全てのピークでなく、１回の反復でキャンセルする一定数のピークを選択することもできる。
【０２６１】
図３６には、第８実施例の制御部５０４で使用可能な第１の方法が示されている。図３６に示されるように、制御部はN個の計算部5101乃至510N及び選択部５１２を有する。この例では、利用可能な巡回データ割当の数（ローテーション数）はNであるように仮定されており、Nはサブキャリア数である。もちろん、利用可能なローテーション数は望まれるならばNより大きくてもよいし、Nより小さくてもよい。各計算部５１０は利用可能な可能性があるローテーションの個々の１つに対応する。各ローテーションについての計算部は、可能性がある送信信号を、TR法の影響を考慮せずに次式のように計算する。
【数４６】
2007259445.tif 000052
個々の利用可能なローテーションについて個々の可能性がある送信信号が選択部５１２に供給され、選択部は、可能性がある送信信号各々のPAPR指標を、例えば上述の(3)式に従って計算する。そして選択部５１２は、最低のPAPR指標を有する可能性がある送信信号rxbestを選択し、選択された可能性がある送信信号を勾配あるとリズム処理部９２に出力する。選択部５１２は、巡回データ割当部５０２に巡回値RCDA（選択された可能性がある送信信号に対応する次式の巡回値）も出力する。
【０２６２】
【数４７】
2007259445.tif 000053
巡回値RCDAは、受信機にサイド情報として明示的に通知されてもよいし、或いは巡回パイロットシンボルPSrotと共に並べ替えられたシンボルのグループの１つを利用することで通知されてもよい。
【０２６３】
あるOFDMシステムでは、PAPRレベルが臨界値より小さく、増幅器は適切な良好なクリッピングレベルを有する。そのようなシステムでは、入力シンボルのほとんどのグループについて、勾配アルゴリズムの過剰な適用を避けることが望ましい。そのようなOFDMシステムでは、CDAだけで達成可能なPAPR低減が、入力シンボルの多くのグループに十分である。
【０２６４】
次に、図３７を参照しながら、図３５の制御部５０４で使用されてよい第２の方法が説明される。この方法では、制御部５０４は選択部５１４を有し、選択部は、最低のPAPRを有する可能性がある送信信号rxbestを選択することに加えて、最良の信号rxbestについてのPAPR指標を閾値と比較する。最良の信号rxbestをによって達成されるPAPR低減が既に閾値を上回っていた場合、選択部５１４は勾配アルゴリズム処理部９２をバイパスさせ、勾配アルゴリズムの適用なしにその最良の信号に基づいて最終的な送信信号を生成する。このようにして、処理負担が減らされる。可能性がある送信信号rxbestで達成されるPAPR低減が閾値を下回っていた場合にのみ、勾配アルゴリズム処理部９２がアクティブにされ、それを用いて最終的な送信信号rxbest＋Cを第１の方法のように生成する。
【０２６５】
図３８を参照しながら、第８実施例の制御部５０４で使用可能な第３の方法が説明する。図３６及び図３７の方法はノンオプティマルシリアル法であり、最良の可能性がある送信信号rxbestの選択後にTR法が実行される。図３８では、最適なノンシリアル法が使用され、巡回データ割当(r)及びTRコードCの利用可能な全ての組み合わせについて、最少のPAPR解を求める。特に、図３８の方法では制御部は、次式を決めるように探索する。
【数４８】
2007259445.tif 000054
【０２６６】
図３８に示されているように、第３の方法における制御部５０４は、N個の計算部5101乃至510Nを利用して、個々の可能性がある送信信号rx1乃至rxNを、N個の様々な利用可能なローテーションについて計算する。この場合、制御部３８は勾配アルゴリズム処理部921乃至92Nを利用可能な各ローテーションについて有し、それに従って勾配アルゴリズムを可能性がある送信信号rx1乃至rxNの全てに同時に適用する。勾配アルゴリズム処理部921乃至92Nは、TR調整済みの可能性がある送信信号rx1+C1乃至rxN+CNをそれぞれ出力する。選択部５１８は、そのような信号各々についてPAPRの指標を計算し、最低のPAPRを有する可能性がある送信信号を選択する。選択的に、選択部５１８はPAPRを各可能性がある送信信号rx1乃至rxNについて先ず計算する。この場合、何らかの送信信号rx1乃至rxNのPAPR値が既に或る閾値を下回っていたならば、勾配アルゴリズム処理部は一切起動されない。許容可能なPAPR値を有するこの送信信号は、勾配アルゴリズムを全く適用せずに単に選択され、処理電力を節約するようにする。
【０２６７】
図３９を参照しながら、第８実施例の処理部５０４で使用可能な第４の方法が説明される。この方法の制御部は、第３の方法と同様に利用可能なローテーション各々について可能性がある送信信号rx1乃至rxNを計算する。結果の可能性がある送信信号は、勾配アルゴリズム処理部1921乃至192Nにそれぞれ適用される。これらの勾配アルゴリズム処理部1921乃至192Nは、基本的には上述の方法の勾配アルゴリズム処理部921乃至92Nと同様に機能するが、勾配アルゴリズム処理部1921乃至192Nの処理が最初のM回に制限されている点が異なる。
【０２６８】
個々のTR調整済みの可能性がある送信信号rx1＋C1乃至rxN＋CNは、選択部５２０に適用される。選択部５２０は、最低のPAPRを有するTR調整済みの可能性がある送信信号を選択する。この信号は選択部５２０によって別の勾配アルゴリズム処理部192Fに供給され、その処理部は選択された可能性がある送信信号について勾配アルゴリズムを継続するために使用される。別の勾配アルゴリズム処理部192Fが更に必要な反復回数Pを実行した後に、送信用の最終的な信号が生成される。
【０２６９】
CDA及びTRを結合する場合に、予約されたトーンの影響を受けずに入力シンボルが巡回するように、予約されたトーンを回転する入力シンボルから分離することが可能なことは理解されるであろう。しかしながら、予約されたトーンの中で入力シンボルを巡回させることも可能である。受信機が巡回値RCDAの通知を事前に受ける限り、巡回する予約されたトーンの識別子は受信機によって確認可能である。この場合、ピーク低減カーネルは次式のように書ける。
【数４９】
2007259445.tif 000055
【０２７０】
次に、上述の第３の方法（図８）での制御部５０４の動作が詳細に説明される。必要な処理はオフライン計算（送信機の起動前に一度だけ実行される）と、オンライン反復（勾配アルゴリズムの反復各々について実行される）とを含む。
【０２７１】
（オフライン計算）
１．考察されるローテーション及び２ノルム基準に基づいて、オリジナルのカーネルベクトルPrを計算する。これは1rKのIFFTである（ガードバンドを除く全てのトーン）。
２．オリジナルのカーネルを定量化し、導出されるカーネルを求め、それを前もってメモリ９４に格納する（図３５）。
【０２７２】
（オンライン反復）：アルゴリズムは入力OFDMシンボル各々に基づく。
１．ターゲットPAPR値及び対応する閾値Aを選択する。
２．|xr,ni|＞Aについて全てのサンプルロケーションniを見つける。閾値を越える最少サンプル数と共に最良のr=Rを選択する。全てのサンプルが既に閾値を下回るならば、信号を送信する。
３．そうでなければxi=0＝xRを設定し、対応する１RK及びｐRを選択する。
４．|xni|＞Aにおけるロケーションniと共に一定のサンプル数（順序）を見出す。
５．全てのサンプルがターゲット閾値を下回るならば、xiを送信する。そうでなければ、導出されたカーネルを探索し、合致するもの及び時間領域で適切な巡回シフトを見出す。
６．数式(33)に従ってxiを更新する。
７．ｉが最大反復上限に達するまで、ステップ４乃至ステップ６を反復する。最終的なxiを送信する。
第４方法に対応する詳細な動作は次のとおりである。
【０２７３】
（オフライン計算）
１．考察されるローテーション及び２ノルム基準に基づいて、オリジナルのカーネルベクトルPrを計算する。これは1rKのIFFTである（ガードバンドを除く全てのトーン）。
２．オリジナルのカーネルを定量化し、導出されるカーネルを求め、それを前もって格納する。
【０２７４】
（オンライン反復）：アルゴリズムは入力OFDMシンボル各々に基づく。
１．ターゲットPAPR値及び対応する閾値Aを選択する。
２．xi=0＝xRを設定し、対応する１RK及びｐRを選択する。
３．|xni|＞Aにおけるロケーションniと共に一定のサンプル数（順序）を見出す。
４．全てのローテーションに関し、全てのサンプルがターゲット閾値を下回るならば、基準を満たす巡回させた信号を送信する。そうでなければ、最少のniと共にM個のローテーションr1,...,rMを選択する。
５．xi=0＝xrmの各々について(m=1…M)、数式（３３）のように
アルゴリズムの第１の反復を実行する。
６．全てのローテーションの第１反復の適用結果について、|xni|＞Aに関する全てのサンプルロケーションniを見出す。
７．そうでなければ、閾値を上回る最少サンプル数と共に、最良のrm=Rを選択する。
８．他のローテーション全てを落とし、それらの反復数式を更に更新せず、次の更新に備えて最良のrm=Rと共に勾配アルゴリズムと共にのみ処理を続ける。
９．|xni|＞Aのロケーションniと共にサンプルの一定数（順序）を見出す。
１０．全てのサンプルがターゲット閾値を下回るならば、xiを送信する。そうでなければ、導出されるカーネルを探索し、時間領域いでの適切なシフト及び合致するものを見出す。
１１．数式（３３）に従ってxiを更新する。
１２．ｉが最大反復上限に達するまで、ステップ９乃至ステップ１１を反復する。最終的なxiを送信する。
【０２７５】
ステップ７で選択される１ローテーションを除き、反復アルゴリズムはステップ８で止まり、反復全体を実行する必要性を回避する。
【０２７６】
図４０は、第８実施例のOFDM送信機５００と共に使用するのに適したOFDM受信機５３０の一部を示す。受信機５３０は、TR受信部５３２、巡回パイロット検出部５３４及び巡回データ割当部５３６を有する。TR受信部５３２はその入力で送信機５００から送信された信号を受信する。TR受信部５３２はその受信信号について逆のTR処理を実行し、並べ替えられたシンボルのグループを生成する。並べ替えられたシンボルのグループは、巡回パイロット検出部５３４にも供給され、巡回パイロット検出部は、並べ替えられたシンボルのグループ中での巡回パイロットシンボルPSrotの位置を検出する。巡回パイロット検出部５３４は、検出した位置に対応する巡回値RCDAを出力する。巡回データ割当部５３６は、巡回値RCDAに応じてシンボルグループを並べ替え、そのシンボルをそれらの元の順序に戻す。
【０２７７】
図４１は第８実施例の送信機５００と共に使用するのに適した別のOFDM受信機を示す。この場合、送信機は巡回値RCDAを受信機５４０にサイド情報として制御チャネルを介して送信する。従って、受信機５３０の巡回パイロット検出部５３４は省略可能である。
【０２７８】
第８実施例の送信機のパフォーマンスが、以下の表５に記載されているシミュレーション諸元に基づいてシミュレートされた。
【表５】
2007259445.tif 000056
【０２７９】
図４２にシミュレーション結果が示されている。図４２では、５つの異なるシステムのパフォーマンスが表されており、それらは（ａ）PAPR低減処理を一切行ってないOFDMシステム、（ｂ）予約サブキャリア数Lが３０に設定されている場合のパーク(Park)の論文に記述されているシステム、（ｃ）L=60の場合のパークのOFDMシステム、（ｄ）L=30の場合の第８実施例及び（ｅ）L=60の場合の第８実施例である。各々の場合に、図４２は、ターゲットPAPR値PAPRoが変化する場合の、PAPRの相補累積分布関数(CCDF)の変化を示す。CCDFはSシンボルについてターゲット値PAPRoを達成することについての確率Prの指標である（図４２ではS=1,000,000である。）。実際上、CCDFはPAPR低減処理の失敗に関する指標であり、即ち実際のPAPRがターゲッットPAPRoを越える確率の指標である。図４２では曲線が左に向かうほど、特定値のPAPRoに適合しない確率は下がる。
【０２８０】
図４２から理解できるように、第８実施例によるシステム（ｄ）及び（ｅ）は、他のシステムに比較してかなりのパフォーマンス改善をもたらす。CDAの利用は、初期の0.8dB乃至2dBのPAPR低減効果をもたらす（正規の又は正規でないローテーションが利用可能か否かに依存する。）。そして、TR法はPAPRを更に低減し、図４２に示されるような結果をもたらす。実際上、TRは既に処理された信号と共に始まり、より少ない反復回数を要し、PAPRを所望のターゲットレベルに減らす。
【０２８１】
第８実施例では、第４実施例に関連して既に説明されたように、ランダムに生成された既知の位相調整をCDAに加えることもできる。
【０２８２】
CDA及びTRの組み合わせを利用することで第８実施例で達成される利点は、第５乃至第７実施例を参照しながら既に説明されたような、CDA及びSLMの又はCDA及びPTSの組み合わせを用いることで得られるものに概して似ている。例えば、CDA及びTRの組み合わせは、サブキャリア数が多い場合でさえTRを実行可能にすることができる。BER特性及び／又はPAPR特性は、より少なく確保されたサブキャリアを用いて改善可能であり、これは容量を改善する効果をもたらす。本質的には、CDA及びTRの組み合わせは、入力シンボルからサブキャリアへのより良い割当を利用する可能性を生み出し、TR法のPAPRパフォーマンスを更に強化する。PAPR低減の観点からは、CDAで達成される初期ゲインは、ターゲット閾値を上回るPAPRの全体的確率を改善可能にする。
【０２８３】
図４３は本発明を利用する方法のフローチャート６０１を示す。本方法６０１はステップS1乃至S5を有する。ステップS1では、１以上のインジケータ群が取得され、各インジケータ群は様々な予測されるOFDM信号に関連する。取得されたインジケータ各々は、各信号時間で期待される関連する予測的なOFDM信号についての所定の属性の大きさを示す。所定の属性は例えば、電圧、電流又は電力レベル等でもよい。
【０２８４】
その又は各々の予測的な信号は、何らかのデータ量を表すかもしれない。例えば、その又は各々の予測的な信号は１つのOFDMシンボルを表現してもよいし、或いは複数のOFDMシンボルを有するOFDMフレームを表現してもよい。インジケータが関連する信号時間は、考察される予測的なOFDM信号間で規則的に又は不規則的に離れていてよい。
【０２８５】
ステップS2では、所定の条件を満たすこれらのインジケータが各群について確認される。所定の条件は、例えば、その大きさが閾レベルを超えたことでもよい。例えば、所定の属性が信号電力レベルであった場合、所定の条件は閾電力レベルでもよい。
【０２８６】
ステップS3では、確認されたインジケータがインジケータ群各々について累積される。累積は、各群について確認されたインジケータ数をカウントすることを含む。代替的に又は付加的に、その累積は、各群について確認されたインジケータの大きさを合計すること、或いは各群について確認されたインジケータの大きさの一部を合計することを含んでよい。本発明の好適実施例では、累積は、閾レベルを超える確認されたインジケータの大きさの部分を合計することを含む。確認されるインジケータは、当然に、別の方法で累積されてもよい。
【０２８７】
ステップS4では、その又は各々の予測的なOFDM信号の適合性は、その累積結果に基づいて評価される。送信用の特定の予測されるOFDM信号の適合性は、その信号についての累積結果を、所定の適合性閾レベルと又は一群の閾レベルと比較することで評価されてもよい。この評価方法は、例えば、唯１つの予測されるOFDM信号が存在する場合に実行されてもよい。或いは、送信用の特定の予測されるOFDM信号の適合性は、その予測信号についての累積結果と他の予測信号についての累積結果とを比較することで評価されてもよい。その場合、或る見込みのあるOFDM信号は、他の見込みのあるOFDM信号よりも送信に一層適しているかもしれない。例えば、その見込みのあるOFDM信号はより高い（又はより低い）累積結果を有するかもしれない。
【０２８８】
ステップS5では、或る予測信号がステップS4の適合性評価結果に基づいて送信される。例えば、最も適切な見込みのあるOFDM信号が送信されてもよい。
【実施例９】
【０２８９】
図４４は、本発明の第９実施例による送信機６０２の概略図である。送信機６０２は方法６０１を実行するよう動作し、従ってインジケータ取得部６０４、見込みのあるOFDM信号群を格納する信号格納部６０６、確認部６０８、累積部６１０、評価部６１２及び送信部６１４を有する。
【０２９０】
インジケータ取得部６０４は、１以上のインジケータ群を取得するよう動作し、各群は、信号格納部６０６に格納される信号群の様々な見込みのあるOFDM信号に関連する。確認部６０８は、各群について、所定の条件を満たすインジケータを確認するよう動作する。累積部６１０は、各群について、確認部６０８で確認された確認済みインジケータを累積するよう動作する。評価部６１２は、累積部６１０で実行した累積結果に基づいて、送信用のその又は各々の見込みのあるOFDM信号の適合性を評価するよう動作する。送信部６１４は、評価部６１２で実行した適合性評価結果に基づいて、予測信号を送信OFDM信号６１５として送信するよう動作する。
【０２９１】
後述の本発明の第１０，第１１及び第１２実施例では、取得されるインジケータは、各信号時間に期待される見込みのあるOFDM信号の信号電力の大きさを表す。更に、これらの実施例では、インジケータは、考察される信号時間で信号電力に予測される大きさが、所定の信号電力閾レベルを越えるか否かの確認を受ける（所定の条件）。
【０２９２】
所定の信号電力閾レベルは、本発明を利用する送信機の増幅器の実際の信号電力クリッピングレベルでもよい。しかしながら、所定の信号電力閾レベルとして別のレベルを利用することが有利になるかもしれない。例えば、一群の見込みのあるOFDM信号の各々は、大きさの変化する多くのピークを有するが、各々は送信機の増幅器の実際のクリッピングレベルを超えるかもしれない。この場合、多数のインジケータが、その増幅器に関して多くの処理負担をかけるように確認されるかもしれない。更に、そのようなピークは、実際の送信機のノイズに部分的に寄与するかもしれない。
【０２９３】
従って、増幅器の実際の信号電力クリッピングレベルを上回る所定の信号電力閾レベルを利用することは、有利なことかもしれない。このことは、その高い閾値を越える同じ予測信号中のピーク数が減るという効果をもたらす。これは、増幅器の処理負担を低減することになり、実際の送信機における送信機のノイズ感度を減らす。所定の閾値を設定する際に、一方では見込みのあるOFDM信号間を区別するのに十分にインジケータを累積することと、他方では送信機で行われる処理負担を増やすこととの間でトレードオフがなされるかもしれないことが理解されるであろう。そのレベルが過剰に高く設定されると、何らのインジケータも累積されない、又はピーク電力レベルを表す１つのインジケータのみが累積されるかもしれない。
【０２９４】
本発明の第１０、第１１及び第１２実施例では、確認されるインジケータの累積は、累積されたクリップ電力(ACP)値をもたらす。なぜなら、インジケータ各々は信号電力レベルを表現するからである。ACP値は、見込みのあるOFDM信号の予測される信号エネルギ量を表すように考えられ、そのエネルギ量は、予測信号が信号電力閾レベル(クリッピングレベル)で打ち切られた場合に失われる。他の累積法が実行されてもよいが、ここで開示される本発明の別の実施例で行われる累積の結果は、累積されるクリップ電力(ACP)として言及されることが理解されるであろう。
【実施例１０】
【０２９５】
図４５は、本発明の第１０実施例によるOFDM送信機６２０の概略図である。OFDM送信機６２０はSLM技法を使用する。
【０２９６】
送信機６２０は、利用可能な位相ベクトル格納部６２２、位相ベクトル選択部６２４及び送信部６２６を有する。利用可能な位相ベクトル格納部６２２は、U個の利用可能な位相ベクトルに関するデータを格納する。各位相ベクトルPuはN個の位相要素φ0,φ1,φ2,...,φN-1で構成される。従って次式のように書ける。
【数５０】
2007259445.tif 000057
【０２９７】
位相ベクトル選択部６２４は、格納済みの利用可能な位相ベクトルにアクセスし、入力データのブロックCを受信し、そのブロックは特定の送信時間間隔(TTI)で送信機６２０から送信される。当該技術分野で周知のように、OFDMシンボルはN個の変調シンボルのブロックで構成され、N個の変調シンボルの各々はN個の直交するサブキャリアの１つで送信される。隣接するサブキャリア間隔はΔf=1/Tであり、TはOFDM信号期間(TTI期間)である。結果のOFDM信号は、U個の利用可能な位相ベクトルの１つに適用される前の時点では、次式のように表現されてもよい。
【数５１】
2007259445.tif 000058
ここで、C=(c0  c1…cN-1)は或るコンステレーション中のN個のコンステレーションシンボルのベクトルを表す。
【０２９８】
位相ベクトル選択部６２４は、入力データベクトルCと各利用可能な位相ベクトルPuとのベクトル積を計算し、U個の見込みのあるOFDMシンボルを生成する。
【０２９９】
結果の見込みのあるOFDM信号各々は、U個の利用可能な位相ベクトルの１つの適用後に、次のように表現される。
【数５２】
2007259445.tif 000059
結果のOFDM信号各々の時間領域サンプルは次式により与えられる。
【０３００】
S(u)=[s0(u),s1(u),…,sM-1(u)]T,  u=1…U      (39)
ここで、Mはサンプル数を表す。
【０３０１】
送信機６２０の増幅器で実行される振幅クリッピングは、入力信号のピークエンベロープを所定値に制限する、そうでなければ入力信号を歪なしに伝送させることが仮定される。これは次式のように表現される。
【数５３】
2007259445.tif 000060
ここで、φ(s)はSの位相である。
【０３０２】
送信機６２０で実行されるSLM技法について、累積され打ち切られる電力(ACP)の計算は、以下の手順に基づいて規定される。各見込みのあるOFDM信号についての平均信号電力μは、即ち、U個の利用可能な位相ベクトルの各位相ベクトルPuの適用後に、次式のように決定される。
μ＝E(|sk(u)|2),  k=1…M    (41)
ここで、Eは期待値／平均化の関数である。
【０３０３】
クリッピングレベルAcは次のように規定される。
(Ac)dB=μdB＋AdB    (42)
従って、クリッピングレベルAc(即ち、インジケータを確認するために使用される閾値)は、本実施例では平均信号電力μを上回る或るレベルAに設定されることが理解できる。しかしながら、クリッピングレベルAcは如何なるレベルに設定されてもよいことは理解されるであろう。
【０３０４】
OFDM信号の各候補について（即ち、U個の利用可能な位相ベクトル個々の１つの位相ベクトルPuを用いて形成される見込みのあるOFDM信号各々について）、累積されクリップされる電力(ACP)は、次式のように計算されてもよい。
【数５４】
2007259445.tif 000061
【０３０５】
インジケータは値|sk(u)|2であること、それらは数式(43)のACP値を与えるように累積されること（即ち、Acを越える部分が合計されること）が理解されるであろう。数式(43)は、確認されたインジケータを累積だけするように機能する。なぜなら、他のインジケータは数式(44)で(値０を割り当てることで)事実上無視され、それらは累積に影響しないようになるからである。
【０３０６】
最も適切な見込みのあるOFDM信号、即ち最低のACPを有するOFDM信号を送信機から送信するために、位相選択部６２４は以下の数式が最小化されるようにベクトルuACP（即ち、ベクトルPu、u=uACP）を選択する。
【０３０７】
2007259445.tif 000062
【０３０８】
更なる簡易化のため、対応する見込みのあるOFDM信号が最低のACPを有するようにするU個の利用可能な位相ベクトルの１つが、送信部６２６による使用に備えて選択され、U個の値uはuACPと言及される。
【０３０９】
従って、最低のACPを有する(即ち、選択された位相ベクトルPuACPを有する)候補OFDMシンボルは、送信部６２６により以後送信される。
【０３１０】
図４６は送信機で実行される動作を説明するためのフローチャートである。従って図４６のフローチャートは、本発明を利用する方法６２８を説明する。本方法６２８はステップS10乃至S13を有する。
【０３１１】
ステップS10では、位相ベクトル選択部６２４が、送信機６２０から送信されるデータのブロックCを受信する。ステップS11では位相ベクトル選択部６２４が、U個の利用可能な位相ベクトルの各々について、ベクトル積
【数５６】
2007259445.tif 000063
を計算する。
【０３１２】
ステップS12では、最低のACPを有するOFDM信号をもたらす位相ベクトルPuACPが確認され、例えば、各位相ベクトルPuの適用に関して予測されるACP値を計算するために数式(43)を利用し、最少のAPC値を探すことにより確認される。ステップ６１３では、データブロックCが、OFDM信号６２７として確認された位相ベクトルPuACPを利用しながら送信される。
【０３１３】
図４７及び図４８は、２つの予測信号A,Bを形成する波形例をそれぞれ示す。図４７は、見込みのあるOFDM信号Aの期待される信号電力レベルを示し、信号Aは、データブロックCが第1の位相ベクトルP1でコンバインされた場合に送信機６２０から送信されるものである。図４８は、見込みのあるOFDM信号Bの期待される信号電力レベルを示し、信号Aは、データブロックCが第２の位相ベクトルP2でコンバインされた場合に送信機６２０から送信されるものである。所定の信号電力クリッピングレベルは、図４７及び図４８各々に示されており、送信機６２０の増幅器の実際のクリッピングレベルでもよいし、或いは異なるレベルに設定されてもよい。
【０３１４】
図４７及び図４８を比較すると、予測信号Aは予測信号Bより僅かに低いPAPRを有するよう期待できることが分かる。２つの信号は概ね似ているが、図４８の波形の信号ピークは図４７の波形の信号ピークより高いからである。従って、SLM法を利用し且つ最低のPAPRと共に見込みのあるOFDM信号を送信しようとする以前に考察したOFDM送信機は、予測信号Bでなく、位相ベクトルP1を利用する予測信号Aを送信するよう選択するであろう。
【０３１５】
また、図４７を図４８と比較すると、予測信号Bよりも予測信号Aでより強い信号成分がクリッピングを受けることが理解できる。従って予測信号Bは、予測信号Aよりもかなり低い全体的ACPを有する。従って、本発明を利用する送信機６２０は、予測信号Aではなく、位相ベクトルP2を利用する予測信号Bを送信するよう選択を行う。
【０３１６】
シミュレーションは、以前に考察されたOFDM送信機（直接的なPAPR低減処理に基づくSLM法を利用するもの）と、本実施例を利用する（例えば、送信機６２０を利用する）送信機との処理を比較するよう実行された。送信機６２０は、SLM法を利用するが、直接的なACP低減処理に基づく。
【０３１７】
図４９は、シミュレーションにおける送信に使用されたシステムパラメータを列挙するテーブルを示す。図４９は、２つの異なる送信機構成を用いてシミュレーションが実行されることを示す。第１に、シミュレーションは１２８個のサブキャリア（即ち、利用可能な位相ベクトル総数）及び６４のSLMセットサイズで実行される。第２に、シミュレーションは５１２個のサブキャリア及び１２８のSLMセットサイズで実行される。シミュレーションでは、同期は完全に確保され、使用される変調方式は16QAMであり、使用されるクリッピングレベルは2dBであり、サブキャリア間隔は19.5kHzであり、送信チャネルはAWGN(加法性白色ガウシアンノイズ)モデルを用いてモデル化された。シンボル当たり256及び1024サンプルのサンプリングレートがシミュレーションで使用された。
【０３１８】
図５０及び図５１は、シミュレーション結果のグラフを示し、直接的なPAPR低減処理を行う以前に考察された「従来の」SLMと、本発明を利用する直接的なACP処理を利用するALMとを比較する。図５０のグラフは、１２８個のサブキャリア及び６４のSLMセットサイズを用いて実行されたシミュレーション結果を示す。図５１のグラフは、５１２個のサブキャリア及び１２８のSLMセットサイズを用いて実行されたシミュレーション結果を示す。
【０３１９】
図５０及び図５１のグラフを考察すると、本発明の実施例で実行されるような、ACP低減処理を行うSLM法の適用例各々で、直接的なPAPR低減処理を行うSLM法の適用例と比較して改善されたBER（ビットエラーレート）がもたらされることが分かる。
【実施例１１】
【０３２０】
図５２は、本発明の第１１実施例によるOFDM送信機６３０の概略図である。OFDM送信機６３０はPTS法を利用する。
【０３２１】
送信機６３０は、データシンボルソース６３２、パイロットシンボルソース６３４、分割部６３６、副分割部６３８、複数のIDFT処理部6401乃至640M、複数の乗算器6421乃至642M、最適化部６４４及び合計部６４６を有する。
【０３２２】
送信用データシンボルDSは、データシンボルソース６３２から、パイロットシンボルソース６３４からのパイロットシンボルPSと共に、分割部６３６に与えられ、分割部ではシンボルは利用可能なN個のサブキャリアに割り振られるようにベクトルブロックXに区分けされる。
【０３２３】
各ブロックXは分割部６３６から副分割部６３８に出力され、それはM対の別個のサブブロックXmに分けられる（1≦m≦M）。他のサブブロックで既に表現されているXmの全てのサブキャリア位置は、ゼロに設定され、次式が満たされる。
【数５７】
2007259445.tif 000064
【０３２４】
送信機６３９で実行される全体的なプロセスは、ACPが最少の最適な結合出力シーケンスを得るために、いくつもの反復を介して各サブブロックのサブキャリアの位相を変えようとする。
【０３２５】
次式のように複素回転因子bmを導入することで、位相角の回転は達成される。
【数５８】
2007259445.tif 000065
【０３２６】
この因子bmの導入は、次式のようにサブキャリアベクトルを修正可能にし、
【数５９】
2007259445.tif 000066
これは、集合{bm,1≦m≦M}が既知の場合に、ベクトルXと同じ情報を表す。明らかに、サブブロックｍの中で同じ角度φm=arg(bm)だけ全てのサブキャリアの単なるジョイントローテーション（一括位相回転）が実行される。
【数６０】
2007259445.tif 000067
を計算するために、IDFTの線形性が利用される。従って、サブブロックは、IDFT処理部6401乃至640MでM個の別々の並列的なIDFTによって次式のように変換される。
【数６１】
2007259445.tif 000068
【０３２７】
ここで、M個のパーシャル送信シーケンスxm=IDFT{Xm}が導入されている。
【０３２８】
パーシャル送信シーケンスxmに基づいて、最適化プロセスが最適化部６４４で実行され、ベクトルｂ（利用可能なbmの可能な集合）を選択し、出力信号が最少のACPを有するようにする。以下に説明されるように、最適化部６４４は、図５２に示されるような乗算器6421乃至642Mに適用される次式の最適化ベクトルを選択する。
【数６２】
2007259445.tif 000069
【０３２９】
第1に、信号x~の時間領域サンプルは次式のように表現されてよいことが理解されるであろう：
【数６３】
2007259445.tif 000070
ここで、0≦k≦NL-1であり、L回オーバーサンプルされた時間領域信号を仮定している。
【０３３０】
第２に、送信機６３０の増幅器での振幅クリッピングは、入力信号の包絡線ピークを所定値に制限する、或いはそうでなければ入力信号を変えずに伝送することが仮定される（図４５の送信機６２０に関して説明したのと同様である）。即ち、次式が成り立つ。
【数６４】
2007259445.tif 000071
ここで、φ(x~)はx~の位相である。
【０３３１】
信号x~の平均電力は次のように定義される。
μ=E(|sk|2)        （53）
平均値は当然に上記の数式51で選択されるベクトルｂに依存する。なお、Eは平均化／期待値の関数である。
【０３３２】
増幅器のクリップレベル又はそれに相当する別のレベルであるAcは次のように決定される：
(Ac)dB=μdB+AdB      (54)
従って、各ベクトルｂについてのACP値、即ちACPbは次のように決定される。
【数６５】
2007259445.tif 000072
ここで、ベクトルbACPは次のように選択される。
【数６６】
2007259445.tif 000073
【０３３３】
従って、選択されたベクトルbACPと共に、出力信号は次のようにして送信される。
【数６７】
2007259445.tif 000074
【０３３４】
数式５８の出力信号は、サメンション部６４６で形成され、送信機６３０から送信される。
【０３３５】
図５２のPTS送信機６３０にACP法を適用することは、図４６のSLM送信機２０にACP法を適用するのと同様であることが理解されるであろう。
【０３３６】
図５２で波線で示されているように、選択的に、ベクトルｂは長さM-1であり、M個のサブブロックの1つを除く全てに適用されてよいことが当業者は理解するであろう。即ち、サブブロックの１つに対する信号は位相シフトされない、又は位相シフト量がゼロであるように仮定できる。従って乗算器6421は送信機６３０では選択的である。
【０３３７】
図５３は送信機６３０で実行される動作を説明するのに使用されるフローチャートを示す。従って図５３のフローチャートは、本発明を利用する方法６４０を説明する。本方法６４０はステップS14乃至Ｓ１９を有する。
【０３３８】
ステップＳ１４では、データブロックＸが分割部６３６から副分割部６３８により受信される。ステップS15では、ブロックXがM個のペアの別々のサブブロックXmに更に分割される。ステップS16では各サブブロックXmは、対応するIDFT処理部640mにおけるIDFTにより変換され、対応するパーシャル送信シーケンス(PTS)を生成する。
【０３３９】
ステップS17では、ベクトルbACPが、上記の数式57に従って送信機６３０により使用されるように選択される。ステップS18では、パーシャル送信シーケンスxmが、乗算器642mでbACPの各自の位相ベクトルの分だけ位相シフトされ、ステップS19では乗算結果が合計部６４６で送信に備えて加算される。
【実施例１２】
【０３４０】
図５４は本発明の第１２実施例によるOFDM送信機６５０の一部を示す概略図である。OFDM送信機６５０はTR法を使用する。
【０３４１】
送信機６５０は、トーンリザベーションシンボルソース６５２、データシンボルソース６５４、トーン割当部６５６、NポイントのIFFT処理部６５８、パラレルシリアル変換器６６０、メモリ６６２、コントローラ６６４、第1スイッチ６６６、ピーク検出部６６８、巡回シフト部６７０、スケーリング及び位相回転部６７２、加算／減算器６７４、第2スイッチ６７６及びACP計算部６７８を有する。
【０３４２】
送信機６５０の動作では、N個の利用可能なOFDMサブキャリアの内L個が予約される。これらL個の予約されたサブキャリアは、如何なるデータ情報を運ぶためにも使用されず、送信されたOFDM信号のACP値を減らすためにのみ使用される。L個のサブキャリア(トーン)を予約することに因んで、トーンリザベーション法と呼ばれている。
【０３４３】
データシンボルは、データシンボルソース６５４からトーン割当部６５６にデータベクトルXとして供給される。トーンリザベーションシンボルは、トーンリザベーションシンボルソース６５２からトーン割当部６５６にベクトルCとして供給され、以後ピーク低減ベクトルと言及される。
【０３４４】
データベクトルX及びCは、別々の周波数部分空間にあるように構成される。即ち、Xk=0,k∈{il,...,iL}且つ
【数６８】
2007259445.tif 000075
である。即ち、ベクトルX及びCは同じサイズであるが、他方がゼロでない値を有する場所でゼロの値を有する。実際上これが意味するのは、データベクトルXのデータシンボルはN個の利用可能なサブキャリアの内N-L個で送信されること、及びピーク低減ベクトルCのシンボルはN個の利用可能なサブキャリアの内残りのL個で送信されることである。理解されるように、この式は歪を導入せず、データシンボルの簡易なデコードをもたらし、そのデータシンボルは、受信機のFFT出力における一群の値
【数６９】
2007259445.tif 000076
について排他的に着目することで、最終的に送信されたOFDM信号から受信機で抽出される。更に、これは、ピーク低減ベクトルCの計算に関し、簡易な最適化を可能にする。CにおけるL個のゼロでない値は、ピーク低減トーンと言及される。
【０３４５】
第１２実施例による送信機６５０に関してより良く理解するために、TR法に関する或る背景技術情報が以下のように概説され、これについては例えば次の文献（上記の論文）に説明されている：
“Tone  Reservation  method  for  PAPR  Reduction  scheme”,IEEE  802.16e-03/60rl,  Sung-Eun  Park  et  al.,  Samsug    Elec.。
【０３４６】
L個のトーン{il,...iL}は、送信開始時に固定され、送信が終了するまで或いはそのチャネルについて何らかの新たな情報が送信機にフィードバックされるまで変えられないように仮定される。即ち、L個の選択されたサブキャリアはこの説明に関して固定されているように仮定される。しかしながら、L個のトーンの様々な分布が可能なことは理解されるであろう。
【０３４７】
Cのゼロでない値C^（C^=[Cil...CiL]T）及びQ^=[qil|…|qiL](列{il,...iL}を選択することで構成されるQのサブマトリクス)を用意すると、c=QC=Q^C^である。直接的なPAPR低減に関するTR法を使用する上記で考察したOFDM送信機では、x+cのPAPRを最小化するために、我々はベクトルc*を計算しなければならず、即ち、最大ピーク値を最小化しなければならない:
【数７０】
2007259445.tif 000077
【０３４８】
勾配アルゴリズムは、簡易にc*を計算するための好適な１つの解である。勾配アルゴリズムの基本概念は、予想されるOFDM信号をクリッピングする反復的プロセスである。当該技術分野でよく知られているように、増幅器は一般にそれらの線形領域外で信号を処理することができない。従って予想されるOFDM信号ピークをその時間領域でのクリッピングレベルで打ち切ることは有利になる。このクリッピングは、OFDM信号からインパルス関数を減算するように解釈でき、そのインパルスはクリップされる信号ピーク位置に時間シフトされたものであり、ピークトーンの電力が所望のターゲットクリッピングレベルに減少するようにスケーリングされる。
【０３４９】
理想的なインパルス関数を利用することは不利になる。なぜなら、そのようなインパルス関数は全てのサブキャリア周波数に周波数成分を有するからである。即ち、時間領域の予想されるOFDM信号から純粋なインパルス応答を減算すると、周波数領域で対応するOFDMシンボルのサブキャリアシンボル全てに影響を及ぼす。従って時間領域におけるこの減算は、CだけでなくXをも変えてしまう。
【０３５０】
この問題を解決するため、インパルスに似た関数が用意され、それは予約されたトーンロケーションで周波数成分を有する、即ちL個のトーンロケーション{il,...iL}で周波数成分を有する。従って、本発明の本実施例では、特定のベクトルPが使用され、トーンリザベーションシンボルソース６５２を介して、ピーク低減ベクトルCの好ましいバージョンとして入力されてよいし、或いは、以下に説明されるように、そのIFFT出力形式Pで送信機６５０により使用されるだけでもよい。好ましくは、P及びCが送信機６５０に入力される。ベクトルPは次式で定義されてよい：
【数７１】
2007259445.tif 000078
また、ベクトルPのIFFT出力(ベクトルｐ)は、P=[P0P1...PN-1]のように規定されてよい。即ち、ベクトルｐはそのベクトルPのIFFT出力であり、その値はトーンの場所{il,...iL}では１であり、それ以外では０である。ベクトルｐはピーク低減カーネルとして言及され、周波数領域では、受信したトーンの場所{il,...iL}のみの関数である。
【０３５１】
ピーク低減カーネルｐはデータシンボルと独立なので、送信機６５０の通常動作に先行して計算可能であり、メモリ６６２に格納可能である。ピーク低減カーネルｐはトーンロケーション{il,...iL}の関数であるので、即ち予約されたトーンを送信するのに選択されたサブキャリアの関数であるので、様々なピーク低減カーネルｐが、N個の利用可能なトーン（サブキャリア）のうちのL個の予約されたトーン（サブキャリア）の様々な選択の各々に必要とされるのは当然に理解されるであろう。従って、多数の様々なピーク低減カーネルｐがメモリ６６２に格納され、各々は、L個の予約されたトーンの様々な選択内容に対応する。
【０３５２】
ピーク低減カーネルｐはロケーションp0でピークを有するが、ロケーションp1…pN-1でもいくらかのリークのあることが理解されるであろう。予約されたトーンLの数が大きくなると、ロケーションp0でのピークは当然に大きくなり、ロケーションp1…pN-1での洩れは小さくなり、送信機のより良いパフォーマンスをもたらす。しかしながら、逆に、数Lが大きくなると、データを搬送するのに使用されるNサブキャリアが少なくなるので、システムの冗長性が増えてしまう。これはシステムスループットの減少を招く。従って数Lを選択する場合には、パフォーマンスとシステムスループットの間でトレードオフがある。
【０３５３】
上記の説明に基づいて、送信機６５０のメモリ６６２は１以上のピーク低減カーネルｐを格納し、その各々は予約されたトーンとして選択されるかもしれないL個のサブキャリアの様々な集合に関連する。動作の間、コントローラ６６４は、信号６９０をトーン割当部６５６に供給し、どのL個のサブキャリアが予約トーンとして使用されるかを制御する。
【０３５４】
コントローラ６６４はメモリ６６２にアクセスし、対応するピーク低減カーネルベクトルｐを巡回シフト部６７０に信号線６８２を介して供給する。
【０３５５】
送信機の動作は従ってピーク低減ベクトルC又はベクトルPと共に進行し、ベクトルPは選択されたピーク低減カーネルベクトルｐに対応し、データベクトルXと共にトーン割当部６５６に供給される。NポイントのIFFT処理は、NポイントのIFFT処理部６５８により実行され、その結果はパラレルシリアル変換器６６０で並直列変換を受ける。
【０３５６】
この時点で、コントローラ６６４は第１スイッチ６６６を信号線６８０を介して制御し、パラレルシリアル変換器６６０の時間領域出力信号が、信号線６９２から信号線６９４へ伝わるようにする。勾配アルゴリズムは、パラレルシリアル変換器９０の出力について、信号が送信時点で許容可能なACP値を有するようになるまで実行される。
【０３５７】
勾配アルゴリズムは、選択されたピーク低減カーネルベクトルｐを利用する反復的なクリッピングアルゴリズムである。当初の出力信号(OP1)は信号線６９４からピーク検出部６６８に伝搬し、ピーク検出部では、そこから消去されるべきピーク（又はいくつかのピーク）が検出される。しかしながら、ここでの説明では、唯１つのピークが各反復の間に消去されるように仮定される。ピーク検出部６６８から導出される情報は、巡回シフト、スケーリング、及び位相回転を選択されたピーク低減ベクトルｐに対して時間領域で行うのに使用される。選択されたピーク低減カーネルベクトルｐのピークが出力信号の中で検出されるピークに整合するように、及びそのポイントでクリッピングレベルを上回る出力信号の大きさに等しい大きさを有するようにシフト、スケーリング及び位相回転が実行される。シフトされ、スケーリングされ及び位相回転させられたバージョンの選択されたピーク低減カーネルベクトルｐは、加算／減算器６７４によりオリジナルの出力信号OP1から減算され、修正された出力信号OP2を生成する。
【０３５８】
選択されたピーク低減カーネルベクトルｐを生成したベクトルPはトーンロケーション{il,...iL}でのみ値を有するので、時間領域におけるシフト、スケーリング及び位相回転は、これらのトーン（サブキャリア）の値だけに影響し、他のトーン（サブキャリア）は不変のまま残る。即ち、重要なことに、データベクトルXは修正された出力信号OP2の中に存在したままであり、反復的なクリッピング動作によって影響を受けない。
【０３５９】
ACP計算部６７８は、修正された出力信号OP2についてACP値を取得し、それをコントローラ６６４へ信号線６８４を介して供給する。ACP値は、本発明の上述の実施例で実行されたようにして、出力信号Skのサンプルから取得可能である。例えば、サンプルSkを有する特定の出力信号についてのACP値は、次式のようにして決定される。
【数７２】
2007259445.tif 000079
ここで、Kは特定の出力信号についてのサンプル総数である。ここで、ηkは次式で定義される。
【数７３】
2007259445.tif 000080
更に、クリッピングレベルAcは次式で定義される。
(Ac)dB=μdB+AdB        (63)
平均電力は次式で定義される。
μ=E(|sk|2),  k=1…M      (64)
【０３６０】
ACP値が許容可能であるように考えられるならば、コントローラ６６４は第2スイッチ６７６を信号線６８６を介して制御し、修正された出力信号OP2を送信用に伝送する。そうでなければ、だい２スイッチ６７６は、修正された出力信号OP2が信号線６９６を介して第１スイッチ６６６に再び戻るように制御される。この時点で、第１スイッチ６６６は、信号線６９６から信号線６９４へ入力を伝送するよう制御される。従って反復的プロスが続き、更に修正された出力信号OP3が得られる。重要なことに、データベクトルXは更に修正された信号OP3の中でもそのまま残り、更に修正された全ての出力信号の中で、反復的なクリッピング処理によって影響を受けない。
【０３６１】
修正された出力信号が許容可能なACP値を有するまで、或いは設定された反復回数が実行されるまで、反復的なクリッピング処理が実行される。そして、最終的に修正された出力信号が送信用に伝送される。
【０３６２】
本発明の別の実施例では、当初の出力信号OP1のACP値は、勾配アルゴリズムの適用前に得られてよいことが理解されるであろう。この場合、信号OP1は許容可能なACP値を有し、従って信号OP1は勾配アルゴリズムの適用なしに送信可能である。最適化は時間領域信号について実行されることが更に理解されるであろう。従って、唯１つのIFFT処理しか必要とされず、複雑度は非常に低い。
【０３６３】
勾配アルゴリズムは、実現に際して、時間領域信号C（即ち、ベクトルCからのIFFT出力）について、次式に従って実行される処理であるように考えられる。
【数７４】
2007259445.tif 000081
ここで、αkは、反復ｋで発見された最大ピークに依存するスケール及び位相回転因子である。表記p[((n-nk))N]は、ピーク低減カーネルｐがnkの値の分だけ時間的に巡回的にシフトされることを意味する。
【０３６４】
このカーネルはn=0で時間領域における最大値を有し、上述したように、その目的は、n≠nkでOFDMシンボルの他の値を過剰に増やさずに、nkで発見された高いピークを減らすことである。トーンロケーション{il,...iL}の選択は、ACP低減処理の重要なポイントである。ベクトルｐに関する即ち予約トーンに関する選択は、だい２ピークを最小化することで得られる。
【０３６５】
勾配アルゴリズムは、使用に際して、以下の反復的数式の実行であるように代替的に考えられる：
【数７５】
2007259445.tif 000082
ここで、
ｉは反復インデックスであり；
μは更新するステップサイズであり；
ｎは、サンプルxnがクリッピング閾値より大きくなるインデックスであり；
【数７６】
2007259445.tif 000083
ｐはピーク低減カーネルベクトルである。
【０３６６】
上述したように、カーネルはそのロケーションで可能な限り理想インパルスに近い時間領域信号であり、サンプル振幅は所定の閾値より大きい。こうして、２次的なピークを発生させずに、できるだけ多くのピークをキャンセルできる。
【０３６７】
送信機６５０の動作は、メモリ６６２を考慮することで簡略化できることが理解されるであろう。即ち、スケーリング及び位相回転部６７２の代わりに、可能な位相回転空間がｓ個の部分に等しく分割され、可能な振幅空間はｔ個の部分に分割され、その部分は異なるFFTサイズ及びステップ長に従ういくつかの空間値で表現される。例えば、FFTサイズが1024であった場合、位相は、±π/6，±π/2，±5π/6で表現される６つの部分（即ち、s=6）に等しく分割され、振幅は、0.01,0.04,0.08,0.12,0.16の中から選択可能である(即ち、t=5)。位相シフト及び振幅についてｔｘｓ個の組み合わせが存在し、これらのピーク低減カーネルPの修正は前もって格納可能であることが理解できる。目下の例では、たった３０個のピーク低減カーネルしか格納される必要がない(5×6=30)。
【０３６８】
数式（６７）の可能な勾配アルゴリズムは、図５４に関連して上述したように１つのピークだけでなく、各反復サイクルで|xni|＞Aを満たす全てのピークをキャンセルしようとする。従って、|xni|＞Aを満たす全てのピークでなく、１回の反復でキャンセルする固定数を選択することで、送信機６５０の計算処理負担のバランスをとってよいことが理解できる。
【０３６９】
図５５は送信機６５０で実行される動作を説明するのに使用するフローチャートである。従って図５５のフローチャートは、本発明の第１２実施例で使用する方法７００を説明する。方法７００は送信機６５０の「通常(normal)」な処理に先行して実行されてよい。例えば、方法７００は送信機６５０がオフラインのときに実行されてもよい。方法７００はステップS20乃至S24を有する。
【０３７０】
ステップS20では、送信機６５０で利用可能なN個のサブキャリアの部分集合L個がトーンリザベーションに選択される。部分集合Lは隣接して位置するサブキャリアであることは必須でなく、利用可能なN個のサブキャリアにわたって均等に又は不均等に分散していてもよい。即ち、L個のサブキャリアはデータ送信用には使用されず、送信されるOFDM信号のACP値を最適化するためにのみ使用される。
【０３７１】
ステップS21では、ベクトルPが、選択されたL個のサブキャリアについて取得される。図５４を参照しながら上述したように、取得したベクトルPはL個の予約されたサブキャリアの各々については１の値を有し、残りのN-L個のサブキャリアの各々については0の値を有する。ステップS22では、ピーク低減カーネルｐは、ベクトルｐについてIFFTを実行することで生成される。本方法はステップS24に進み、ステップS24ではピーク低減カーネルｐが送信機６５０のメモリ６６２に格納される。
【０３７２】
或いは、本方法７００はステップS22からステップS24へステップS23を介して進んでもよい。ステップS23では、ピーク低減カーネルｐのスケーリングされ位相シフトされた複数のバリエーションが生成される。例えば、図５４に関しては、３０個のバリエーションが生成されてよい。ピーク低減カーネルｐのバリエーションは、本方法700のステップS24で送信機６５０のメモリ６６２に格納される。
【０３７３】
図５６は、送信機６５０で実行される処理を説明するために使用するフローチャートを示す。図５６のフローチャートは、本発明を利用する方法７１０を説明する。本方法７１０は、送信機６５０の通常動作中に（例えば、送信機がオンラインの場合に）実行されてよい。本方法７１０はステップS25乃至S39を有する。
【０３７４】
ステップS25では、データベクトルX及び予約トーンベクトルCが受信される。ステップS26では、ベクトルX及びCが組み合わせられ、IFFT処理がそれらについて実行され、見込みのあるOFDM信号を生成する(S27)。ベクトルCは方法７００のステップS21のベクトルPに選択的に一致してよいことが理解されるであろう。
【０３７５】
ステップS28では、ステップS27の予測信号が送信に受け入れられるか否かの判定が行われる。この判定は、ACP値を確認することで、及びACP値が許容可能か否かを評価することでなされる。ACP値は上記の数式61乃至64を用いて決定される。確認されたACP値の受容性は、それと受け入れ可能に考えられているターゲットACP値とを比較することで決定されてよい。
【０３７６】
ステップS27の予測信号が送信に受け入れ可能であったならば、本方法７１０はステップS39に進み、ステップS39では、ステップS27の予測信号が送信される。そして、本方法は終了する。しかしながら、ステップS27の予測信号のACP値が、ステップS27の予測信号は送信に受け入れ可能でないことを示した場合には、本方法はステップS29に進み、勾配アルゴリズムが開始される。
【０３７７】
ステップS30では、カウンタｉがゼロに設定される。ステップS31では、最新の予測信号中の（この場合、ステップS27の予測信号中の）１つ又は複数のピークが検出される。ステップS32では、送信機６５０のメモリ６６２に格納されているピーク低減カーネルｐは、予測信号中で検出された１以上のピークを打ち切るのに適切に位置するように、スケーリングされ、位相回転させられ、シフトされる。当然に、ステップS32では、スケーリングされ、位相回転させられ及びシフトされるピーク低減カーネルは、生成されるのではなく、送信機６５０のメモリ６６２から選択されてもよいことは理解されるであろう。生成ではないこの選択は、例えば、方法７００が既にステップS23でピーク低減カーネルの必要なバリエーションを生成済みであり且つそれらをメモリ６６２にステップS24で格納済みであった場合に実行される。
【０３７８】
ステップS33では、スケーリングされ、位相回転させられ及びシフトされるピーク低減カーネルが、最新の予測信号（この場合、ステップS27の予測信号）から減算され、それによりステップS34で新たな予測信号を生成する。
【０３７９】
ステップS35では、カウンタｉが最大値iMAXに等しいか否かの判定がなされる。即ち、ステップS35では、本方法７１０がステップS31乃至S34を所定回数通ったか否かの判定がなされる。i=iMAXであったならば、本方法はステップS38に進み、勾配アルゴリズムは終了し、最新の予測信号（この場合は、ステップS34の予測信号）がステップS39で送信される。しかしながら、i≠iMAXであったならば、本方法７１０はステップS36に進み、最新の予測信号が受け入れ可能なACP値を有するか否かの判定がなされる。最新の（最も新しい）予測信号が受け入れ可能なACP値を有していたならば、本方法はステップS38に進み、勾配アルゴリズムが終了し、最新の予測信号がステップS39で送信される。
【０３８０】
ステップS36にて、最新の予測信号が受け入れ可能なACP値を有していないことが確認された場合、本方法はステップS37に進み、カウンタｉがインクリメントされる（即ち、i=i+1が実行される）。そして本方法はステップS31に進み、勾配アルゴリズムの２回目が実行される。本方法７１０は上述のステップS32乃至S34を通じて進行する。
【０３８１】
ステップS35又はS36から肯定的な判定結果が得られるまで、本方法７１０はステップS31乃至S34を介するサイクルを継続することが理解されるであろう。従って反復ステップS31乃至S34は、勾配アルゴリズムの反復関数を実行する。
【０３８２】
方法７００及び７１０の可能な手段は、次のようにまとめることができる：
・（オフライン計算）（方法７００，図５５）：
１．２ノルム基準に基づいて、オリジナルのカーネルベクトルPを計算する。これは1KのIFFTである（ガードバンドを除く全てのトーン）。
２．オリジナルのカーネルを定量化し、導出されるカーネルを求め、それを前もって格納する（例えば、メモリ６６２に格納する）。
【０３８３】
・（オンライン反復）：（方法７１０，図５６）：このアルゴリズムは各入力OFDMシンボルに基づく。
１．ターゲットACP値及び対応する閾値Aを選択する。閾値は増幅器のクリッピングレベルに対応する。閾値Aは、増幅器の実際のクリッピングレベルとは異なるレベルに関連してもよいことに留意を要する。
２．始めに、x0=x  を設定する。
３．シンボルの全サンプルについて、|xr,ni|＞AのロケーションniについてACPを決定する。
４．全体的なACPがターゲット閾値を下回るならば、xiを送信する。そうでなければ、導出されたカーネルで合致するもの及び時間領域での適切な巡回シフトを探す。
５．数式53に従ってxiを更新する。
６．ｉが最大反復上限に達するまで、ステップ３乃至ステップ５を反復し、最終的なxiを送信する。
図４３乃至図５６を参照しながら説明された本発明の実施例はACP法を利用し、累積クリップ電力指標が見込みのあるOFDM信号から得られることは当然に理解されるであろう。最低の又は許容可能なACP値を有する複数のOFDM信号の中から１つの予測信号を送信用に選択することで、本発明のこれらの実施例が、送信信号のACP値を低減しようとしてよいことは更に理解されるであろう。上述の数式61乃至64は、一般的なACP計算式として理解され、それは如何なるOFDM送信機でも使用されてよい。従って、複数の予測OFDM信号から１つの見込みのあるOFDM信号を選択するためのツールとしてACP値を利用することは、上述のSLM、PTS及びTR方式のOFDM送信機以外の如何なるOFDM送信機に適用されてもよい。そのような送信機及びそこで使用される方法は、従って、本発明を利用可能である。
【０３８４】
本発明の実施例はハードウエアで、１以上のプロセッサで実行されるソフトウエアで、又はそれらの組み合わせで実現されてもよい。即ち、マイクロプロッサ又はディジタル信号処理装置(DSP)は、本発明を利用する送信機の機能の全部又は一部を実現するために実際に使用されてよいことを、当業者は理解するであろう。本発明は、ここで説明された何らかの方法の全部又は一部を実行する１以上のデバイス又は装置プログラム（例えば、コンピュータプログラム及びコンピュータプログラムプロダクト）として実現されてよい。本発明を利用するそのようなプログラムは、コンピュータ読取可能な媒体に格納されてもよし、或いは例えば１以上の信号形式におけるものであってもよい。そのような信号は、インターネットウェブサイトからダウンロード可能であってもよいし、キャリア信号で提供されてもよいし、或いは他の如何なる形式であってもよい。
【０３８５】
多数のサブキャリアが含まれている場合に、本発明の実施例はSLM及びPTS法をより一層実現可能にすることが理解されるであろう。数学的計算の法外な複雑さやこの例でのシグナリングは削減可能である。
【０３８６】
図５０及び図５１に示されるように、本発明の第１０実施例は、直接的なPAPR低減処理で見受けられる「従来の」SLM法のパフォーマンス限度を突破することができる。即ち、第１０実施例は、従来の技法のBER特性を上回り、U個の同数の位相ベクトルと無視可能な程度に増やされる処理電力と共に、送信機の増幅動作の改善を図る。従って、直接的なPAPR低減処理が見受けられていた従来のSLM送信機と同じパフォーマンスを得るために、本発明のSLM実施例では使用される数Uは少なくて済む。
【０３８７】
本発明の第１１実施例も、直接的なPAPR低減処理で見受けられる「従来の」PTS法のパフォーマンス限度を突破することができる。即ち、その実施例は、従来法のBER特性を上回り、同数のサブキャリア、同数のIFFT処理ブロック及び同数の位相因子群と共に送信機の増幅動作を改善することができる。従って、少ない数のサブブロック、少ない数のIFFT処理ブロック及び少ない数の位相因子群を、本発明のPTS実施例で使用し、直接的なPAPR低減処理で見受けられる従来のPTS送信機と同程度のパフォーマンスを発揮できる。
【０３８８】
同様に本発明の第１２実施例も、直接的なPAPR低減処理で見受けられる「従来の」TR法のパフォーマンス限度を突破することができる。勾配アルゴリズムは或るポイントで停止され、そのポイントは、許容可能なPAPR値ではなく、許容可能なACP値を見込みのあるOFDM信号が有するポイントである。この動作はより良好な全体的BERをもたらすことをシミュレーションは示す。
【０３８９】
本発明の第９乃至第１２実施例は、より低い送信電力で動作可能であり、従って既存のOFDM送信機と比較して、少なくとも同程度のパフォーマンスを維持しつつ、少ないバッテリ消費量で動作可能であることが理解されるであろう。
【０３９０】
本発明の実施例は例えばWiMAX及びLTE  UTRANシステムで使用されてよいことが予想される。
【０３９１】
本発明の実施例における制御部のような様々な処理部は、適切なソフトウエアを走らせるDSPのようなプロセッサによって実現されてもよい。処理負担を減らすことで、より低い処理容量を有するプロセッサが使用されてもよく、コストを節約できる。当然に、処理部はハードウエアで実現されてもよく、その場合、処理負担の低減は、ハードウエア量の低減を可能にし、この場合もコストを節約できる。
【０３９２】
以下、本発明により教示される手段を例示的に列挙する。
【０３９３】
（付記１）
直交周波数分割(OFDM)信号を送信する方法であって、
入力シンボルのグループに基づいて送信信号が生成されるように、入力シンボルのグループを受け取るステップと、
サブキャリアに対する入力シンボルの複数の利用可能な割当の中から、前記受け取った入力シンボルのグループに適用する１つの割当を選択するステップであって、前記利用可能な割当の各々は、入力シンボルをサブキャリア各々に、利用可能な割当の中でお互いに別様に割り当て、前記割当の選択は、利用可能な様々な割当についての前記送信信号の所定の属性の見込みのある値に基づくステップと、
選択された割当を用いて前記送信信号を生成するステップと、
を有する方法。
【０３９４】
（付記２）
前記所定の属性は、考察される割当を利用して増幅器が送信信号を増幅する場合に、前記増幅器で予想される非線形性の指標である付記１記載の方法。
【０３９５】
（付記３）
前記所定の属性は、考察される割当を利用して生成される送信信号のピーク対平均電力比である付記１記載の方法。
【０３９６】
（付記４）
選択される割当は、考察される様々な割当の中で、予想される最低のピーク対平均電力比をもたらす割当である付記３記載の方法。
【０３９７】
（付記５）
割当を選択する場合に、可能性がある送信信号が前記利用可能な割当各々について生成され、前記可能性がある送信信号の前記所定の属性の指標が生成され、前記利用可能な割当の１つを選択するのに使用される付記１乃至４のいずれか１項に記載の方法。
【０３９８】
（付記６）
前記利用可能な割当の数が、前記サブキャリアに対する前記入力信号の可能な割当の集合全体の部分集合に限定される付記１乃至５のいずれか１項に記載の方法。
【０３９９】
（付記７）
前記利用可能な割当は、２以上の異なるローテーションに制限される付記１乃至６のいずれか１項に記載の方法。
【０４００】
（付記８）
前記利用可能な割当は１以上の正規のローテーションである又はそれを含み、該正規のローテーションの各々は、前記グループの入力シンボル全体に同じ巡回シフトを強制し、対応するサブキャリアを決定する付記１乃至７のいずれか１項に記載の方法。
【０４０１】
（付記９）
少なくとも第１及び第２の正規のローテーションが有り、当該方法は、
前記第１のローテーションについての前記所定の属性の値を予測するステップと、
前記第１の正規のローテーションについての予測値を取得するプロセスで生成されたデータを利用し、前記第２の正規のローテーションについて前記所定の属性の値を予測するステップと、
を有する付記８記載の方法。
【０４０２】
（付記１０）
少なくとも第１及び第２の正規のローテーションが有り、当該方法は、
前記第１のローテーションについて潜在的な正規のローテーションを生成するステップと、
前記第１の正規のローテーションについて生成された可能性がある送信信号に基づいて、前記第２の及び以後の如何なる正規にローテーションについても可能性がある送信信号を生成するために再帰的処理を実行するステップと、
を有する付記８記載の方法。
【０４０３】
（付記１１）
前記利用可能な割当は１以上の正規でないローテーションである又はそれを含み、前記又は各々の正規でないローテーションは、前記グループの前記入力シンボルを少なくとも第１及び第２のサブグループに分割し、前記第１のグループの各入力シンボルに第１の巡回シフトを強制して対応するサブキャリアを決定し、別のグループの各入力シンボルについて前記第１巡回シフトとは異なる第２の巡回シフトを強制して又は如何なる巡回シフトも強制せずに対応するサブキャリアを決定する付記１乃至１０のいずれか１項に記載の方法。
【０４０４】
（付記１２）
前記第１のサブグループが入力シンボルのグループ内の偶数番号の入力シンボルより成り、入力シンボルの前記第２のサブグループが入力シンボルのグループ内の奇数番号の入力シンボルより成り、正規でない様々なローテーションの各々は、偶数番号の入力シンボルに或る異なる巡回シフトを強制し且つ奇数番号の入力シンボルに如何なる巡回シフトも行わない付記１１記載の方法。
【０４０５】
（付記１３）
前記利用可能な割当がハーモナイズドローテーションである又はそれを含み、ハーモナイズドローテーションでは、入力シンボルのグループが、同数の入力シンボルをそれぞれ有する複数のサブグループに更に分割され、前記サブグループの各々は対応するサブキャリアの一定の集合に割り当てられ、前記ハーモナイズドローテーションの各々は、前記各サブグループの入力シンボルを、サブキャリアの対応する集合のサブキャリア各自に割り当てる付記１１記載の方法。
【０４０６】
（付記１４）
選択された割当を確認するために前記受信機で使用する受信機割当情報を通知するステップを更に有する付記１乃至１３のいずれか１項に記載の方法。
【０４０７】
（付記１５）
前記通知は、少なくとも１つのローテーションパイロットシンボルを生成し、前記の又は各々のローテーションパイロットシンボルを特定の別のサブキャリアの１つに割り当てることで実行され、前記別のサブキャリアは、選択された割当に依存し且つ前記入力シンボルが割り当てられるサブキャリア各々とは異なる付記１４記載の方法。
【０４０８】
（付記１６）
前記入力シンボルより高い電力で前記の又は少なくとも１つのローテーションパイロットシンボルを送信するステップを更に有する付記１５記載の方法。
【０４０９】
（付記１７）
前記入力シンボルは、前記シンボルのグループの中で擬似ランダムパターンで並ぶ正規のパイロットシンボルを含み、前記通知は、選択された割当に依存して、前記グループの中で前記擬似ランダムパターンの開始位置を設定することで実行される付記１４記載の方法。
【０４１０】
（付記１８）
前記割当を選択する前に、事前に選択された位相調整を、前記グループの受信した入力シンボルにそれぞれ適用するステップを更に有する付記１乃至１７のいずれか１項に記載の方法。
【０４１１】
（付記１９）
事前に選択された位相調整の或る１つの群のみが、受信した入力シンボルのグループ１つに適用するよう利用可能である付記１８記載の方法。
【０４１２】
（付記２０）
前記送信信号の生成は、１つの割当を選択するのに加えて、前記送信信号の前記所定の属性を制御する別の処理を適用することを含む付記１乃至１９のいずれか１項に記載の方法。
【０４１３】
（付記２１）
前記別の処理は、選択マッピング(SLM)処理、パーシャル送信シーケンス(PTS)及びトーンリザベーション(TR)処理の１つである付記２０記載の方法。
【０４１４】
（付記２２）
前記別の処理は、送信信号を生成するのに使用する複数の利用可能な処理オプションの中から１つの処理オプションを選択することを含み、前記処理オプションの選択は、前記送信信号を生成するのに使用された場合の、様々な処理オプションについての前記所定の属性の予測値に基づく付記２０又は２１に記載の方法。
【０４１５】
（付記２３）
前記割当及び処理オプションを選択する際に、利用可能な割当及び利用可能な処理オプションの組み合わせが全て考慮される付記２２記載の方法。
【０４１６】
（付記２４）
前記割当及び処理オプションを選択する際に、前記割当が先ず選択され、その後に前記処理オプションが、前記送信信号を生成するために選択された割当との組み合わせに使用される場合の、様々な処理オプションについての前記予測値に基づいて選択される付記２２記載の方法。
【０４１７】
（付記２５）
前記割当及び処理オプションを選択する際に、前記処理オプションが先ず選択され、その後に前記割当がが、前記送信信号を生成するために選択された割当との組み合わせに使用される場合の、様々な処理オプションについての前記予測値に基づいて選択される付記２２記載の方法。
【０４１８】
（付記２６）
前記利用可能な処理オプション各々が、特定の位相調整群を前記送信信号に適用することを含む付記２２乃至２５のいずれか１項に記載の方法。
【０４１９】
（付記２７）
前記送信信号の生成が、前記所定の属性の受け入れ可能な値が、別の処理を適用せずに前記割当選択を利用することで達成されるか否かを判定し、達成されるならば、以後の処理を省略することを含む付記２０乃至２６のいずれか１項に記載の方法。
【０４２０】
（付記２８）
前記別の処理が、一連の反復の各々において、前記送信信号の前記所定の属性に影響を与える制御パラメータを調整するために反復法を利用し、前記一連の反復により、前記制御パラメータが、前記所定の属性の所望値に収束するようにする付記２０乃至２７のいずれか１項に記載の方法。
【０４２１】
（付記２９）
前記別の処理は、前記反復法の対応するインスタンスを前記利用可能な割当各々について実行することを含み、前記選択するステップでは、前記割当及び前記反復法の対応するインスタンスが、前記反復法の対応するインスタンス各自による処理後に、様々な割当についての前記予測値に基づいて選択される付記２８記載の方法。
【０４２２】
（付記３０）
前記反復法の前記インスタンス各々は、前記割当及び前記対応するインスタンスを選択する前に一連の完全な反復について処理される付記２９記載の方法。
【０４２３】
（付記３１）
前記反復法の前記インスタンス各々が一連の完全な反復より少なく処理される場合に、前記割当及び前記対応するインスタンスが選択され、選択されたインスタンスだけが、選択後に処理を継続する付記２９記載の方法。
【０４２４】
（付記３２）
前記反復法が勾配アルゴリズムである付記２８乃至３１のいずれか１項に記載の方法。
【０４２５】
（付記３３）
前記別の処理がトーンリザベーション(TR)法である付記２８乃至３２のいずれか１項に記載の方法。
【０４２６】
（付記３４）
前記制御パラメータが、前記TR法のピーク低減コードである付記３３記載の方法。
【０４２７】
（付記３５）
直交周波数分割多重(OFDM)信号を送信する送信装置であって、
送信信号が入力シンボルのグループに基づいて生成されるように、入力シンボルのグループを受け取る手段と、
サブキャリアに対する入力シンボルの複数の利用可能な割当の中から、前記受け取った入力シンボルのグループに適用する１つの割当を選択する割当選択手段であって、前記利用可能な割当の各々は、入力シンボルをサブキャリア各々に、利用可能な割当の中でお互いに別様に割り当て、前記割当選択手段は、利用可能な様々な割当についての前記送信信号の所定の属性の予測値を取得し、前記予測値について前記割当選択の基礎にする割当選択手段と、
選択された割当を用いて前記送信信号を生成する信号生成手段と、
を有する送信装置。
【０４２８】
（付記３６）
直交周波数分割多重(OFDM)信号を受信する方法であって、
受信信号についての割当情報を取得するステップであって、前記割当情報は、前記受信信号に対する送信機によって、前記受信信号で搬送された入力シンボルのグループに、入力シンボルからサブキャリアへの複数の割当のどれが適用されているかを指定するステップと、
前記受信信号を処理し、出力シンボルのグループを復元するステップと、
前記出力シンボルのグループを並べ替えるために取得した割当情報を使用し、前記入力シンボルの前記送信機による前記割当の適用前の順序と同じ順序を前記出力シンボルが有するようにするステップと、
を有する方法。
【０４２９】
（付記３７）
前記送信機からの前記受信信号に含まれている１以上のローテーションパイロットシンボルを検出し、該検出したローテーションパイロットシンボルの少なくとも１つのサブキャリア位置から、前記受信信号の前記割当情報を導出するステップを更に有する付記３６記載の方法。
【０４３０】
（付記３８）
事前に選択された位相調整各々を前記グループの出力シンボルに適用し、前記送信機で実行された関連する位相調整に合わせて補償するステップを更に有する付記３６又は３７に記載の方法。
【０４３１】
（付記３９）
前記事前に選択された位相調整の１つの群が、前記出力シンボルのどの１つの群に適用するのにも利用可能である適用される付記３８記載の方法。
【０４３２】
（付記４０）
直交周波数分割多重(OFDM)信号を受信する受信装置であって、
受信信号についての割当情報を取得する割当情報取得手段であって、前記割当情報は、前記受信信号に関する送信機によって、前記受信信号で搬送される入力シンボルのグループに、入力シンボルからサブキャリアへの複数の割当のどれが適用されているかを指定する割当情報取得手段と、
前記受信信号を処理し、出力シンボルのグループを復元する処理手段と、
前記出力シンボルのグループを並べ替えるために取得した割当情報を使用し、前記入力シンボルの前記送信機による前記割当の適用前の順序と同じ順序を前記出力シンボルが有するようにする並替手段と、
を有する受信装置。
【０４３３】
（付記４１）
入力シンボルのサブキャリアへの割当の適用に加えて、前記送信機が送信される信号に別の処理を適用し、前記処理手段が、前記別の処理を考慮して、前記受信信号を処理し、前記出力シンボルのグループを復元する付記４０記載の受信装置。
【０４３４】
（付記４２）
前記別の処理は、選択マッピング(SLM)処理、パーシャル送信シーケンス(PTS)及びトーンリザベーション(TR)処理の１つである付記４１記載の受信装置。
【０４３５】
（付記４３）
前記割当情報取得手段が、前記送信機からの前記受信信号に含まれている１以上のローテーションパイロットシンボルを検出するパイロットシンボル検出手段を有し、前記割当情報取得手段は、少なくとも１つの検出したローテーションパイロットシンボルのサブキャリア位置から前記割当情報を導出する付記４０、４１又は４２に記載の受信装置。
【０４３６】
（付記４４）
前記処理手段は、前記グループの前記出力シンボルに事前に選択された位相調整を適用し、前記送信機で実行された関連する位相調整に合わせて補償する付記３８乃至４１のいずれか１項に記載の受信装置。
【０４３７】
（付記４５）
送信機中のプロセッサにより実行され、直交周波数分割多重（OFDM）信号を送信するためのオペレーティングプログラムであって、付記１乃至３４のいずれか１項に記載の送信方法を前記送信機に実行させるオペレーティングプログラム。
【０４３８】
（付記４６）
受信機中のプロセッサにより実行され、直交周波数分割多重（OFDM）信号を受信するためのオペレーティングプログラムであって、付記３６乃至３９のいずれか１項に記載の受信方法を前記受信機に実行させるオペレーティングプログラム。
【０４３９】
（付記４７）
OFDM送信機で使用するための送信方法であって、
見込みのあるOFDM信号の複数のインジケータを取得するステップであって、前記複数のインジケータ中のインジケータ各々は、各信号時点で予測される見込みのあるOFDM信号についての所定の属性の大きさを示すステップと、
前記信号時点で予測される大きさが所定の条件を満たすことを示す、前記複数のインジケータ中のインジケータ各々を確認するステップと、
確認したインジケータを累積するステップと、
前記累積結果に依存して、前記信号の送信に対する適性を評価するステップと、
評価された適性に依存して前記信号を又は別の見込みのあるOFDM信号を送信するステップと、
を有する送信方法。
【０４４０】
（付記４８）
複数の見込みのあるOFDM信号について、取得、確認、累積及び評価するステップを実行するステップと、送信用の信号の適性各々に依存して前記見込みのあるOFDM信号の１つを送信するステップとを有する付記４７記載の送信方法。
【０４４１】
（付記４９）
前記所定の条件が、考察するインジケータの大きさが所定の閾レベルより大きいことである付記４７乃至４９のいずれか１項に記載の送信方法。
【０４４２】
（付記５０）
前記インジケータの各々が、見込みのあるOFDM信号の電力レベルを表す付記４７、４８又は４９に記載の送信方法。
【０４４３】
（付記５１）
前記所定の閾レベルが、電力閾レベルである付記４９又は５０に記載の送信方法。
【０４４４】
（付記５２）
前記電力閾レベルは、前記送信機における増幅のクリッピングレベルに等しく、該クリッピングレベルまで前記増幅器は線形に動作する付記５１記載の送信方法。
【０４４５】
（付記５３）
前記電力閾レベルは、前記送信機における増幅のクリッピングレベルより高く、該クリッピングレベルでまで前記増幅器は線形に動作する付記５１記載の送信方法。
【０４４６】
（付記５４）
前記又は各々の見込みのあるOFDM信号が複数のサンプル時点で決められ、当該方法は、前記及び各々の見込みのあるOFDM信号について、該サンプル時点各々についてのインジケータを取得する付記４７乃至５３のいずれか１項に記載の送信方法。
【０４４７】
（付記５５）
確認されたインジケータ各々の大きさが或る超過量だけそれぞれ所定の閾レベルを上回り、前記又は各々の累積するステップが、考察する前記見込みのあるOFDM信号について取得した確認されたインジケータの超過量を加算するステップを有する付記４９乃至５４のいずれか１項に記載の送信方法。
【０４４８】
（付記５６）
前記又は各々の評価するステップが、考察する累積結果とターゲット値とを比較するステップと、該累積結果が前記ターゲット値を下回る場合に、考察している前記OFDM信号が送信に適切であるように確認されるステップとを含む付記４７乃至５５のいずれか１項に記載の送信方法。
【０４４９】
（付記５７）
前記又は各々の評価するステップが、考察する累積結果と少なくとも１つの他の累積結果とを比較するステップと、該累積結果が少なくとも他の累積結果より小さい場合に、考察している前記OFDM信号が送信に適切であるように確認されるステップとを含む付記４７乃至５５のいずれか１項に記載の送信方法。
【０４５０】
（付記５８）
位相調整を行うステップを更に有し、２以上の見込みのあるOFDM信号が、位相調整の様々な集合を適用することで同じシンボル群から形成される付記４７乃至５７のいずれか１項に記載の送信方法。
【０４５１】
（付記５９）
位相調整法が選択マッピング(SLM)法である付記５８に記載の送信方法。
【０４５２】
（付記６０）
位相調整法を利用するステップを更に有し、２以上の見込みのあるOFDM信号は、位相調整の異なる集合を適用することで、データシーケンスの同じ集合から形成され、
シーケンス群中の各シーケンスは、シンボルの対応するサブブロックを逆フーリエ変換したものであり、
前記見込みのあるOFDM信号各々について、考察する位相調整群中の位相調整各々は、前記シーケンス中の異なるものに適用される付記４７乃至５８のいずれか１項に記載の送信方法。
【０４５３】
（付記６１）
前記位相調整法がパーシャル送信シーケンス(PTS)法である付記６０に記載の送信方法。
【０４５４】
（付記６２）
リザベーション法を使用するステップを更に有し、利用可能な複数のサブキャリアが信号調整用に予約され、前記の又は各々の予約OFDM信号は、初期OFDM信号について実行される反復プロセスの１サイクルの間に形成され、前記プロセスは、第１サイクルで、予約されてないサブキャリア中の或る周波数成分を有しない信号を前記初期OFDM信号から減算し、１つの見込みのあるOFDM信号を形成し、第２及び以後のサイクルで、予約されてないサブキャリア中の或る周波数成分を有しない前記の又は別の信号を、先行するサイクルで形成された見込みのあるOFDM信号から減算し、別の見込みのあるOFDM信号を形成する付記４７乃至５８のいずれか１項に記載の送信方法。
【０４５５】
（付記６３）
前記予約法がトーンリザベーション(TR)法である付記６２に記載の送信方法。
【０４５６】
（付記６４）
見込みのあるOFDM信号の複数のインジケータを取得するインジケータ取得手段であって、前記複数のインジケータ中のインジケータ各々は、各信号時点で予測される見込みのあるOFDM信号についての所定の属性の大きさを示すインジケータ取得手段と、
前記信号時点で予測される大きさが所定の条件を満たすことを示す、前記複数のインジケータ中のインジケータ各々を確認する確認手段と、
確認したインジケータを累積する累積手段と、
前記累積結果に依存して、前記信号の送信に対する適性を評価する評価手段と、
評価された適性に依存して前記信号を又は別の見込みのあるOFDM信号を送信する送信手段と、
を有するOFDM送信装置。
【図面の簡単な説明】
【０４５７】
【図１】過去に提案済みのOFDM送信機を示す図である。
【図２】PTS法を実行する過去に提案済みのOFDM送信機の一部を示す図である。
【図３】SLM法を実行する過去に提案済みのOFDM送信機の一部を示す図である。
【図４】TR法を実行する過去に提案済みのOFDM送信機の一部を示す図である。
【図５】本発明の第１実施例によるOFDM送信機の一部を示す図である。
【図６】本発明の第２実施例によるOFDM送信機の一部を示す図である。
【図７】図６の送信機の一部の例を示す図である。
【図８】本発明の第３実施例によるOFDM送信機の一部を示す図である。
【図９】本発明の第３実施例で使用可能な様々なシグナリング方法例の概要を示す図である。
【図１０】本発明の第３実施例で使用可能な様々なシグナリング方法例の概要を示す図である。
【図１１】本発明の第３実施例で使用可能な様々なシグナリング方法例の概要を示す図である。
【図１２】本発明の第３実施例で使用可能な様々なシグナリング方法例の概要を示す図である。
【図１３】第１実施例の送信機で使用するのに適したOFDM受信機の一部を示す図である。
【図１４】第３実施例のOFDM送信機で使用するのに適したOFDM受信機の一部を示す図である。
【図１５】本発明の第４実施例によるOFDM送信機の一部を示す図である。
【図１６】第４実施例の送信機で使用するのに適したOFDM受信機の一部を示す図である。
【図１７】本発明の実施例及び他のシステムのシミュレーションパフォーマンスに関するグラフを示す図である。
【図１８】本発明の実施例及び他のシステムのシミュレーションパフォーマンスに関するグラフを示す図である。
【図１９】本発明の実施例及び他のシステムのシミュレーションパフォーマンスに関するグラフを示す図である。
【図２０】本発明の第５実施例によるOFDM送信機の一部を示す図である。
【図２１Ａ】第５実施例の送信機で使用可能な第１アプローチを説明するのに使用される説明図である。
【図２１Ｂ】第５実施例の送信機で使用可能な第１アプローチを説明するのに使用される説明図である。
【図２２Ａ】第５実施例の送信機で使用可能な別のアプローチを説明するのに使用される説明図である。
【図２２Ｂ】第５実施例の送信機で使用可能な別のアプローチを説明するのに使用される説明図である。
【図２３】第５実施例の送信機が使用可能な第１のOFDMシステムの一部を示す図である。
【図２４】第５実施例の送信機が使用可能な第２のOFDMシステムの一部を示す図である。
【図２５】第５実施例の送信機と共に使用するのに適したOFDM受信機の一部を示す図である。
【図２６】第５実施例の送信機が使用可能な第３のOFDMシステムの一部を示す図である。
【図２７】本発明の第５実施例及び他のシステムのシミュレーションパフォーマンスに関するグラフを示す図である。
【図２８】本発明の第５実施例及び他のシステムのシミュレーションパフォーマンスに関するグラフを示す図である。
【図２９】本発明の第５実施例及び他のシステムのシミュレーションパフォーマンスに関するグラフを示す図である。
【図３０】本発明の第６実施例によるOFDM送信機の一部を示す図である。
【図３１】第６実施例の送信機と共に使用するのに適したOFDM受信機の一部を示す図である。
【図３２】本発明の第７実施例によるOFDM送信機の一部を示す図である。
【図３３】第７実施例の送信機と共に使用するのに適したOFDM受信機の一部を示す図である。
【図３４】第７実施例の送信機と共に使用するのに適した別のOFDM受信機の一部を示す図である。
【図３５】本発明の第８実施例によるOFDM送信機の一部を示す図である。
【図３６】第８実施例の送信機で使用可能な第１アプローチを説明するのに使用する説明図である。
【図３７】第８実施例の送信機で使用可能な第２アプローチを説明するのに使用する説明図である。
【図３８】第８実施例の送信機で使用可能な第３アプローチを説明するのに使用する説明図である。
【図３９】第８実施例の送信機で使用可能な第４アプローチを説明するのに使用する説明図である。
【図４０】第８実施例の送信機と共に使用するのに適したOFDM受信機の一部を示す図である。
【図４１】第８実施例の送信機と共に使用するのに適した別のOFDM受信機の一部を示す図である。
【図４２】第８実施例及び他のシステムのシミュレーションパフォーマンスに関するグラフを示す図である。
【図４３】本発明の別の形態による送信方法のフローチャートである。
【図４４】本発明の第９実施例による送信機の概略図である。
【図４５】本発明の第１０実施例による送信機の概略図である。
【図４６】第１０実施例の送信機の動作を説明するためのフローチャートである。
【図４７】予測信号Ａ，Ｂの例示的な波形を示す図である。
【図４８】予測信号Ａ，Ｂの例示的な波形を示す図である。
【図４９】シミュレーションパラメータテーブルを示す図である。
【図５０】シミュレーション結果のグラフを示す図である。
【図５１】シミュレーション結果のグラフを示す図である。
【図５２】本発明の第１１実施例による送信機の概略図である。
【図５３】第１１実施例の送信機の動作を説明するためのフローチャートである。
【図５４】本発明の第１２実施例による送信機の概略図である。
【図５５】第１２実施例の送信機の動作を説明するためのフローチャートである。
【図５６】第１２実施例の送信機の動作を説明するためのフローチャートである。
【符号の説明】
【０４５８】
１０  OFDM送信機
１２  シリアルパラレル変換器
１４  IFFT処理部
１６  パラレルシリアル変換器
１８  サイクリックプレフィックス付加部
２０  ウインドウ処理部
２２  ディジタルアナログ変換器
２４  RF処理部
４０  OFDM送信機
４２  データソース
４４  パイロットシンボル生成部
４６  シリアルパラレル変換器
４８  シンボル分割部
５０  IDFT部
５２  乗算部
５４  最適化部
５６  コンバイナ
６０  OFDM送信機
６２  シリアルパラレル変換器
６４  位相ベクトル格納部
６６  候補シンボル生成器
６８  選択部
８０  OFDM送信機
８２  トーン割当部
８４  シリアルパラレル変換器
８６  予約トーン
８８  NポイントのIFFT処理部
９０  パラレルシリアル変換器
９２  勾配アルゴリズム処理部
９４  メモリ
９６  コントローラ
１００  OFDM送信機
１０２  データ割当部
１０４  制御部
１１０  OFDM送信機
１１２  巡回データ割当部
１１４  制御部
１１６  IFFT処理部
１１８  再帰的処理部
１２０  PAPR計算部
１２２  選択部
１３０  OFDM送信機
１３２  巡回データ割当及びパイロット挿入部
１３４  制御部
１９２  勾配アルゴリズム処理部
２００  OFDM受信機
２０２  アンテナ
２０４  アナログディジタル変換器
２０６  シリアルパラレル変換器
２０８  FFT処理部
２１０  データ割当部
２１２  パラレルシリアル変換及びデコード部
２２２  データ割当部
２２４  ローテーションパイロット検出部
２４０  OFDM受信機
２４２  位相調整部
２５２  位相調整部
３００  SLM-CDA-OFDM送信機
３０２  SLM＆CDA結合処理部
３０４  制御部
３１０  SLM-CDA-OFDM受信機
３１２  SLM受信部
３１４  パイロット検出部
３１６  巡回データ割当部
３２０  SLM-CDA-OFDM受信機
３３０  OFDM受信機
３３２  NポイントのDFT処理部
３３４  チャネル推定部
３３６  ベクトル乗算部
３３８  処理部
３４０  選択部
３４２  巡回データ割当部
３４４  パイロット検出部
３５０  SLM-CDA-OFDM送信機
３５２  加算器
３６０  セミブラインドSLM-CDA-OFDM受信機
３６２  ブラインドSLM受信部
３６４  巡回データ割当部
３６６  加算部
４００  OFDM送信機
４０２  巡回データ割当部
４０４  制御部
４１２  PTS受信部
４１４  巡回データ割当部
４１６  ローテーションパイロット検出部
４２０  OFDM送信機
４２２  巡回データ割当部
４２４  CDA処理部
４２６  制御部
４３２  巡回データ割当部
４３４  CDA処理部
４３６  ローテーションパイロット検出部
４３８  シンボル結合部
４４２  ブラインドPTS受信部
５０２  CDA処理部
５０４  制御部
５１０  計算部
５１２  選択部
５１４  選択部
５１６  スイッチ
５１８  選択部
５２０  選択部
５３２  TR受信部
５３４  ローテーションパイロット検出部
５３６  巡回データ割当部
６０２  送信機
６０４  インジケータ取得部
６０６  見込みのあるOFDM信号処理部
６０８  確認部
６１０  累積部
６１２  評価部
６１４  送信部
６２０  送信機
６２２  位相ベクトル格納部
６２４  位相ベクトル選択部
６２６  送信部
６３０  OFDM送信機
６３２  データシンボルソース
６３４  パイロットシンボルソース
６３６  一次分割部
６３８  二次分割部
６４０  IDFT部
６４２  乗算部
６４４  最適化部
６４６  コンバイナ
６５０  OFDM送信機
６５２  予約トーンシンボル
６５４  データシンボル
６５６  トーン割当部
６５８  NポイントのIFFT処理部
６６０  P/S変換部
６６２  メモリ
６６４  コントローラ
６６６，６７６  スイッチ
６６８  ピーク検出部
６７０  巡回シフト部
６７２  スケーリング及び位相回転部
６７８  ACP計算部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１Ａ】
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【図２１Ｂ】
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【図２２Ａ】
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【図２２Ｂ】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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【図３７】
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【図３８】
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【図３９】
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【図４０】
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【図４１】
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【図４２】
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【図４３】
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【図４４】
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【図４５】
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【図４６】
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【図４７】
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【図４８】
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【図４９】
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【図５０】
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【図５１】
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【図５２】
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【図５３】
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【図５４】
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【図５５】
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【図５６】
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【外国語明細書】
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2007259445.tif 000281
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