(57)【要約】【課題】検出器と変換器をケーブルで接続して低導電率の流体を測定すると、検出器の内部抵抗が増大するので、変換器の入力インピーダンスとの関係で起電力が減衰し、同時にケーブルの浮遊容量の関係で起電力も減衰するという課題を解決する。【解決手段】流量電圧を検出する検出器からこの流量電圧が印加される心線の回りに内部導体を有するシールドケーブルを介して変換器で先の流量電圧を受信し信号処理して出力する電磁流量計において、先の変換器の前置増幅器は、  先の心線と共通電位点との間に接続され先の流量電圧を分圧する入力分圧点を有する入力回路と、この流量電圧を増幅する主増幅回路と、この主増幅回路の出力電圧を受信し先の内部導体と先の入力回路にそれぞれ正帰還電圧として先の出力電圧を異なる比率で配分供給する帰還電圧配分手段とを具備する。【選択図】                    図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
流量電圧を検出する検出器から前記流量電圧が印加される心線の回りに内部導体を有するシールドケーブルを介して変換器で前記流量電圧を受信し信号処理して出力する電磁流量計において、
前記変換器の前置増幅器は、
前記心線と共通電位点との間に接続され前記流量電圧を分圧する入力分圧点を有する入力回路と、
前記流量電圧を増幅する主増幅回路と、
前記主増幅回路の出力電圧を受信し前記内部導体と前記入力回路にそれぞれ正帰還電圧として前記出力電圧を異なる比率で配分供給する帰還電圧配分手段とを具備する
ことを特徴とする電磁流量計。
【請求項２】
前記帰還電圧配分手段は、
前記出力電圧を第１、第２、第３の直列抵抗で分圧し、
前記第１と前記第２抵抗の接続点の第１分圧点からコンデンサを介して帰還率１で前記入力分圧点に配分帰還する
ことを特徴とする請求項１に記載の電磁流量計。
【請求項３】
前記帰還電圧配分手段は、
前記出力電圧を第１、第２、第３の直列抵抗で分圧し、
前記第２と前記第３抵抗の接続点の第２分圧点から前記第２と前記第３抵抗の比率が経験比率になるように前記正帰還電圧として前記外部導体に配分帰還する
ことを特徴とする請求項１叉は２に記載の電磁流量計。
【請求項４】
前記経験比率は、０．９９〜０．９０である
ことを特徴とする請求項３に記載の電磁流量計。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、測定流体の流量を電気信号に変換し、この電気信号を信号処理して流量信号として出力する電磁流量計に係り、特にシールドケーブルを介して低導電率の測定流体の電気信号を変換器に伝送する電磁流量計に関する。
【背景技術】
【０００２】
図２に従来の第１の電磁流量計の構成の概要を示す構成図である。検出器１は、励磁回路１０，励磁コイル１１Ａ，１１Ｂ、検出電極１３Ａ，１３Ｂ、導管１４、接液電極１９等で構成されている。
【０００３】
励磁回路１０は所定の波形、周波数で励磁コイル１１Ａ、１１Ｂに励磁電流Ｉｆを流すと共に信号処理に必要なタイミング信号Ｔ１を変換部１２に出力している。
【０００４】
励磁コイル１１Ａ、１１Ｂは励磁電流Ｉｆに対応する波形・周波数を持つ磁場Ｂを測定流体Ｑに印加している。検出電極１３Ａ，１３Ｂは測定流体Ｑとは絶縁して絶縁性の導管１４に固定されている。これらの検出電極１３Ａ，１３Ｂは変換部１２の前置増幅器１５Ａ，１５Ｂの入力端に端子ＴＡ，ＴＢを介して接続されている。また、測定流体Ｑは接液電極１９を介して接地されている。
【０００５】
前置増幅器１５Ａ，１５Ｂの出力端に現れる電気信号は差動増幅器１６で差動演算がなされて信号処理回路１７に出力される。ここで信号処理がなされて変換部１２の出力端１８に流量信号として出力される。変換部１２での信号処理の際にタイミング信号Ｔ１が用いられる。
【０００６】
図３は図２に示す電磁流量計の前置増幅器１５Ａ，１５Ｂの構成の詳細を示す構成図である。いずれの前置増幅器１５Ａ，１５Ｂも同じように構成されているので、ここでは前置増幅器１５Ａをベースとして説明する。ただし、検出器１は検出電極１３Ａ側のみ記載している。
【０００７】
Ｖｄは検出電極１３Ａで検出される起電力である。電界効果トランジスタＱ２のゲートＧは、一端が検出電極１３Ａに接続され、さらに抵抗Ｒ５とＲ６が直列に接続された直列回路を介して共通電位点ＣＯＭに接続されている。
【０００８】
電界効果トランジスタＱ２のソースＳは抵抗Ｒ７を介して電源ＶＳＳに接続されると共に演算増幅器Ｑ３の非反転入力端（＋）に接続されている。また、そのドレインＤは抵抗Ｒ８を介して電源ＶＤＤに接続されている。従って、この電界効果トランジスタＱ２はソースホロワとして機能している。
【０００９】
演算増幅器Ｑ３の出力端ＴＣ１は、コンデンサＣ３を介して電界効果トランジスタＱ２のドレインＤに接続され、さらにこの出力端ＴＣ１は演算増幅器Ｑ３の反転入力端（―）に接続されると共にコンデンサＣ４を介して抵抗Ｒ５とＲ６との接続点に接続されている。これらの抵抗Ｒ５、Ｒ６、およびコンデンサＣ４で入力側に正帰還をかけるブートストラップ回路ＢＳ１を構成している。
【００１０】
また、抵抗Ｒ５と電界効果トランジスタＱ２は高インピーダンス回路を構成しているので、これらの周囲はシールド板２０で覆われ、このシールド板２０は出力端ＴＣ１に接続されて、互いに同電位に保持されている。
【００１１】
以上の構成において、電界効果トランジスタＱ２はソースホロワとして機能しているので、この場合の電界効果トランジスタＱ２の相互コンダクタンスをｇｍとすれば、その増幅度は、ｇｍ／［（１／Ｒ７）＋ｇｍ］となりＲ７を大きくとることにより、ほぼ１となる。
【００１２】
また、演算増幅器Ｑ３はボルテージホロワとして構成されているので、この増幅度も１である。このため、電界効果トランジスタＱ２と演算増幅器Ｑ３とを総合した合成の増幅度はほぼ１となるので、これらの間は交流的に同一電位に保持されていることとなる。
【００１３】
また、電界効果トランジスタＱ２のゲートＧとドレインＤの電位は同一になっているので、この間には容量ＣＧＤは形成されない。さらに、電界効果トランジスタＱ２はソースホロワとして機能しているので、そのゲートＧとソースＳとの間は交流的にはほぼ同電位になっており、これらの間にも容量ＣＧＳは形成されない。これらを総合すると、電界効果トランジスタＱ２の入力容量は全て除去される。
【００１４】
そして、ゲートＧと共通電位点ＣＯＭとの間に接続されている抵抗Ｒ５とＲ６との接続点にはコンデンサＣ４を介して、演算増幅器Ｑ３の出力端の電圧が印加されているので、抵抗Ｒ５とＲ６との接続点は実質的にゲートＧと同電位になっており、抵抗Ｒ５には電流が流れない。従って、検出電極１３Ａ側から電界効果トランジスタＱ２側をみたインピーダンスは無限大となる。
【００１５】
従って、図３に示す前置増幅器１５Ａは、低導電率の測定流体Ｑを測定する場合など、検出器１の内部抵抗が高くなっても、変換器１２の前置増幅器１５Ａでブートストラップ回路ＢＳ１を用いて前置増幅器１５Ａの入力インピーダンスを等価的に上げることにより、起電力Ｖｄを受信する際に信号の減衰が起きないようにしている。
【００１６】
つまり、図３に示す前置増幅器１５Ａを用いることにより、低導電率の測定流体Ｑを誤差なく測定できる。
【００１７】
図４は従来の第２の電磁流量計の構成の概要を示す構成図である。図４は、図２に示す前置増幅器１５Ａに対応する位置にある他の前置増幅器２１の例である。この場合も検出器１は検出電極１３Ａ側のみ記載している。この従来例は、接地電極１９と検出電極１３Ａ間の内部抵抗Ｒｄを有し起電力Ｖｄが発生する検出器１と前置増幅器２１との間がシールドケーブル２３を介して接続されている場合である。
【００１８】
シールドケーブル２３は、内部導体２４で心線２５が覆われ、内部導体２４の外部は外部導体２６で覆われ、外部導体２６は接地されている。そして、心線２５と内部導体２４との間には浮遊容量Ｃｓ１が、内部導体２４と外部導体２６との間には浮遊容量Ｃｓ２が形成されている。
【００１９】
電極１３Ａと演算増幅器Ｑ４の非反転入力端（＋）の間は抵抗Ｒ１０を介して心線２５で接続されている。演算増幅器Ｑ４の出力端ＴＣ２は反転入力端（−）と接続されて、演算増幅器Ｑ４はボルテージホロワを構成している。
【００２０】
そして、出力端ＴＣ２は抵抗Ｒ１１と抵抗値を可変出来る抵抗Ｒ１２との直列回路で共通電位点ＣＯＭに接続され、抵抗Ｒ１１と抵抗Ｒ１２との接続点は内部導体２４に接続されているので、内部導体２４に対して正帰還がかけられ、これにより内部導体２４はシールドドライブされている。
【００２１】
そして、この正帰還の帰還率を、例えば１にすると心線２５の電位と内部導体２４との電位が同一となるので、心線２５の電位と内部導体２４との間に存在する浮遊容量Ｃｓ１の影響を除去することができ、これによりケーブルをより長く敷設することが出来る。
【００２２】
以上のことから、図４に示す前置増幅器２１は、ケーブルの浮遊容量Ｃｓ１により起電力Ｖｄが減衰するのを防止することができるので、測定流体の導電率が高く内部抵抗Ｒｄが高い流体を測定する場合に用いて効果的である。
【００２３】
【特許文献１】特開平６−２４１８５６号公報
【特許文献２】特開平２００４−２１９３７２号公報
【特許文献３】特開平５−１７２６０２号公報
【特許文献４】特開平５−２３１８９０号公報
【特許文献５】特開平７−２７５８０号公報
【特許文献６】特開２００４−１３８４５７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２４】
低導電率の測定流体の測定の場合に、図３の場合は前置増幅器の入力インピーダンスを上げることにより起電力の減衰を避ける方法により、図４の場合は検出器と変換器を結ぶケーブルの浮遊容量による起電力の減衰を避ける方法により、それぞれ低導電率の流体を誤差なく測定できるようにしている。
【００２５】
しかし、実際に、検出器と変換器をケーブルで接続して低導電率の流体を測定するには、前置増幅器の入力インピーダンスを上げ、同時にケーブルの浮遊容量による起電力の減衰も避ける必要があり、これを１つの前置増幅器で実現する必要がある。
【００２６】
従って、本発明の目的は、検出器と変換器をケーブルで接続して低導電率の流体を測定する場合に、１つの前置増幅器で、前置増幅器の入力インピーダンスを向上させると同時にケーブルの浮遊容量による影響も除去できる手段を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２７】
このような課題を達成するために、本発明のうち請求項１に記載の発明は、流量電圧を検出する検出器からこの流量電圧が印加される心線の回りに内部導体を有するシールドケーブルを介して変換器で先の流量電圧を受信し信号処理して出力する電磁流量計において、先の変換器の前置増幅器は、先の心線と共通電位点との間に接続され先の流量電圧を分圧する入力分圧点を有する入力回路と、この流量電圧を増幅する主増幅回路と、この主増幅回路の出力電圧を受信し先の内部導体と先の入力回路にそれぞれ正帰還電圧として先の出力電圧を異なる比率で配分供給する帰還電圧配分手段とを具備するようにしたものである。
【００２８】
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の発明において、先の帰還電圧配分手段は、先の出力電圧を第１、第２、第３の直列抵抗で分圧し、この第１と第２抵抗の接続点の第１分圧点からコンデンサを介して帰還率１で先の入力分圧点に配分帰還するようにしたものである。
【００２９】
請求項３に記載の発明は、請求項１叉は２に記載の発明において、先の帰還電圧配分手段は、先の出力電圧を第１、第２、第３の直列抵抗で分圧し、この第２と第３抵抗の接続点の第２分圧点からこの第２と第３抵抗の比率が経験比率になるように先の正帰還電圧として先の外部導体に配分帰還するようにしたものである。
【００３０】
請求項４に記載の発明は、請求項３に記載の発明において、先の経験比率が０．９９〜０．９０になるようにしたものである。
【発明の効果】
【００３１】
以上説明したことから明らかなように、本発明によれば次のような効果がある。請求項１に記載した発明によれば、帰還電圧配分手段により入力回路と内部導体にそれぞれ正帰還電圧を異なる比率で配分帰還するようにしたので、二重の正帰還にもかかわらず、システムを発振させることなく、かつ流体導電率とケーブル長に対応して信号を減衰させることなく流量信号を変換器に伝送させることができる効果がある。
【００３２】
また、請求項２に記載した発明によれば、請求項１に記載した発明の効果に加え、帰還電圧配分手段を第１、第２、第３の直列抵抗で構成させ、帰還電圧配分手段はこのうちの第１と第２抵抗の接続点の第１分圧点からコンデンサを介して帰還率１で入力分圧点に正帰還させているので、高い入力インピーダンスを確保でき、起電力の減衰を防ぐことができる効果がある。
【００３３】
さらに、請求項３に記載した発明によれば、請求項１に記載した発明の効果に加え、帰還電圧配分手段を第１、第２、第３の直列抵抗で構成させ、帰還電圧配分手段はこのうちの第２と第３抵抗の接続点の第２分圧点から第２と第３抵抗の比率が経験比率になる帰還率で、発振を起こしやすい容量性負荷である外部導体に正帰還させているので、経験比率において所定の精度に対応するケーブル長で導電率の下限を決めることができる効果がある。
【００３４】
請求項４に記載した発明によれば、請求項３において、経験比率を所定の精度に対応する値として０．９９〜０．９０になるようにしたものであり、これにより運用が行いやすくなる効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３５】
以下本発明について図面を用いて詳細に説明する。図１は本発明に係る変換器の前置増幅器の１実施例を示す構成図である。以下の説明において、図２，図３、および図４に示す従来の電磁流量計と同一の機能を有する構成要素については同一の符号を付して適宜にその説明を省略する。なお、この前置増幅器３０は、図２に示す前置増幅器１５Ａ、１５Ｂに対応する位置付けにある。
【００３６】
前置増幅器３０は、入力回路３１、主増幅回路３２，帰還電圧配分手段３３等により構成されている。
【００３７】
入力回路３１は、抵抗Ｒ３０の１端が電極１３Ａに、他端がコンデンサＣ３０の１端に接続され、さらにコンデンサＣ３０の他端は電界効果トランジスタＱ５のゲートＧに接続されている。またコンデンサＣ３０の他端は抵抗Ｒ３１と抵抗Ｒ３２の直列回路を介して共通電位点ＣＯＭに接続され、この抵抗Ｒ３１と抵抗Ｒ３２との接続点は入力分圧点Ｄpiを構成している。
【００３８】
主増幅回路３２は、定電流回路ＣＣを構成要素に持つ差動増幅器ＤＡと、演算増幅器Ｑ９等により構成されている。
そして、定電流回路ＣＣは、電源ＶＳＳと共通電位点ＣＯＭとの間に抵抗Ｒ３７と、ベースとコレクタが接続されたトランジスタＱ８と、抵抗Ｒ３５が直列に接続され、さらにトランジスタＱ８のベースとベースが接続されたトランジスタＱ７のエミッタが抵抗Ｒ３６を介して電源ＶＳＳに接続されており、全体としてカレントミラー回路として構成されている。
【００３９】
さらに、差動増幅器ＤＡは、電界効果トランジスタＱ５とＱ６のソースＳにトランジスタＱ７のコレクタが接続され、電界効果トランジスタＱ５のドレインＤは抵抗Ｒ３３を介して電源ＶＤＤに、電界効果トランジスタＱ６のドレインＤは抵抗Ｒ３４を介して電源ＶＤＤに、それぞれ接続されている。
【００４０】
また、演算増幅器Ｑ９は、電界効果トランジスタＱ５のドレインＤがその反転入力端（−）に、電界効果トランジスタＱ６のドレインＤがその非反転入力端（＋）に接続され、その出力端は出力端３４に接続されると共に抵抗Ｒ３８と抵抗Ｒ３９の直列回路を介して共通電位点ＣＯＭに接続されている。そして、抵抗Ｒ３８と抵抗Ｒ３９の接続点は電界効果トランジスタＱ６のゲートＧに接続されている。
【００４１】
なお、演算増幅器Ｑ９の反転入力端（−）と非反転入力端（＋）との間に抵抗Ｒ４０とコンデンサＣ３１との直列回路が接続されているが、これは高周波ノイズを除去するためのものである。
【００４２】
次に、帰還電圧配分手段３３は、抵抗Ｒ４１、抵抗Ｒ４２、抵抗Ｒ４３がこの順序で直列に接続された分圧回路と、コンデンサＣ３２等により構成されている。抵抗Ｒ４１の１端は、反転入力端（−）が出力端に接続されその非反転入力端（＋）が演算増幅器Ｑ９の出力端に接続されてボルテージホロワとして機能する演算増幅器Ｑ１０の出力端に接続されている。
【００４３】
そして、抵抗Ｒ４１の他端は抵抗Ｒ４２に接続され、その接続点が第１分圧点Ｄｐ１となり、抵抗Ｒ４２と抵抗Ｒ４３との接続点は第２分圧点Ｄｐ２となる。さらに抵抗Ｒ４３の他端は共通電位点ＣＯＭに接続されている。また、第１分圧点Ｄｐ１からはコンデンサＣ３２を介して入力回路３１の入力分圧点Ｄpiに接続されている。
【００４４】
以上の構成において、主増幅回路３２は、電界効果トランジスタＱ５ゲートＧに印加される入力電圧をＶｉとし、演算増幅器Ｑ９の出力電圧をＶｏとすると、電界効果トランジスタＱ６のゲートＧには［Ｖｏ・Ｒ３９／（Ｒ３８＋Ｒ３９）］の電圧が印加される。
【００４５】
そして、演算増幅器Ｑ９はその反転入力端（−）と非反転入力端（＋）との電位差がゼロになるように動作し、このとき電界効果トランジスタＱ５とＱ６のドレインＤの電圧が
等しい状態となる。これは、電界効果トランジスタＱ５とＱ６のゲートＧの電圧が等しい状態であるので、式（１）を満足する。
Ｖｉ＝Ｖｏ・Ｒ３９／（Ｒ３８＋Ｒ３９）    （１）
【００４６】
従って、主増幅回路３２の増幅度Ａは、式（２）を満足する。
Ａ＝Ｖｏ／Ｖｉ＝（Ｒ３８＋Ｒ３９）／Ｒ３９＝１＋（Ｒ３８／Ｒ３９）    （２）
となる。このように、主増幅回路３２の増幅度Ａを上げるのは、前置増幅器３０の後段に接続される増幅器の入力換算ノイズの影響を受け難くするのに有効であるからである。
【００４７】
さらに、帰還電圧配分手段３３のコンデンサＣ３２と、入力回路３１の抵抗Ｒ３１，Ｒ３２とでブートストラップ回路ＢＳ２を構成して、これらにより前置増幅器３０の入力インピーダンスＺｉを高めて、検出器１からの起電力の減衰を防止する。
【００４８】
そのためには、抵抗Ｒ３１とＲ３２の接続点である入力分圧点Ｄpiに、出力電圧Ｖｏを帰還率１で帰還電圧Ｖｆ１としてコンデンサＣ３２を介して正帰還をかけることにより、入力分圧点Ｄpiには入力電圧Ｖｉと等しい電圧が印加され、このため抵抗Ｒ３１に電流が流れず、前置増幅器３０の入力インピーダンスＺｉが理論的には無限大になる。
【００４９】
具体的には、式（２）を考慮して、１／［１＋（Ｒ３８／Ｒ３９）］となるように、Ｒ４１、Ｒ４２、Ｒ４３の値を決定する。つまり、式（３）を満足する。
１／［１＋（Ｒ３８／Ｒ３９）］＝（Ｒ４２＋Ｒ４３）／（Ｒ４１＋Ｒ４２＋Ｒ４３）＝１／［１＋Ｒ４１／（Ｒ４２＋Ｒ４３）］    （３）
【００５０】
結局、式（４）を満足する。
（Ｒ３８／Ｒ３９）＝Ｒ４１／（Ｒ４２＋Ｒ４３）    （４）
【００５１】
次に、このようにして決められたＲ４１、Ｒ４２、Ｒ４３の値の下で、シールドケーブル２３の内部導体２４には、シールドドライブとして、第２分圧点Ｄｐ２から正帰還がかけられるが、この帰還電圧Ｖｆ２は決定された抵抗Ｒ４２とＲ４３の合成抵抗値を維持しながら抵抗Ｒ４２とＲ４３の比率を決定する。
【００５２】
帰還電圧Ｖｆ２が入力電圧Ｖｉと等しくなる経験比率Ｋ＝１．０（＝１００％）に近づけると、ケーブルが容量性負荷であるので増幅器自身が発振しやすくなり、逆に０（＝０％）に近づけると発振は避けられるが、浮遊容量Ｃｓ１により起電力の減衰が起こり、精度低下を招く。
【００５３】
そこで、所定の精度に対して、流体の導電率、ケーブルの種類・長さを考慮して経験的にＲ４２とＲ４３の値が決められる。通常、経験比率Ｋは、許容精度内で、系が発振を起こさない範囲として、０，９〜０．９９（＝９０％〜９９％）程度の値が選択される。
【００５４】
一例を挙げれば、帰還率１のブートストラップをかけ、シールドドライブを経験比率 Ｋ＝０．９１（＝９１％）の状態において、接地電極１９と検出電極１３Ａ間の内部抵抗Ｒｄが５００ＫΩ（導電率：１０μＳ／ｃｍ当）で１０ｍのケーブル長の場合のスパン誤差は−０．１９％となり所定精度内に入る値であった。
【図面の簡単な説明】
【００５５】
【図１】本発明の１実施例を示す構成図である。
【図２】従来の第１の電磁流量計の構成の概要を示す構成図である。
【図３】図２に示す電磁流量計の前置増幅器の構成の詳細を示す構成図である。
【図４】従来の第２の電磁流量計の構成の概要を示す構成図である。
【符号の説明】
【００５６】
１  検出器
１０  励磁回路
１１Ａ、１１Ｂ  励磁コイル
１２  変換器
１３Ａ、１３Ｂ  検出電極
１５Ａ、１５Ｂ、２１、３０  前置増幅器
１６  差動増幅器
１７  信号処理回路
１８  出力端
１９  接液電極
２３  シールドケーブル
２４  内部導体
２５  心線
２６  外部導体
３１  入力回路
３２  主増幅回路
３３  帰還電圧配分手段
ＣＣ  定電流回路
ＤＡ  差動増幅回路
ＢＳ１、ＢＳ２  ブートストラップ回路
Ｃｓ１、Ｃｓ２  浮遊容量
Ｄｐｉ  入力分圧点
Ｄｐ１  第１分圧点
Ｄｐ２  第２分圧点
Ｖｆ１、Ｖｆ２  帰還電圧
Ｚｉ  入力インピーダンス
Ｖｉ  入力電圧
Ｖ０  出力電圧
Ｑ５、Ｑ６  電界効果トランジスタ
Ｑ９、Ｑ１０  演算増幅器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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