(57)【要約】  【課題】ＰＬＬ等の電源位相検出手段を用いずに入力電流指令を作成し、電源投入時や停電後の復電時等においても迅速に始動可能とした交流直接変換器の制御方法を提供する。  【解決手段】半導体スイッチング素子を用いて多相交流電圧を任意の大きさ及び周波数の多相交流電圧に直接変換するマトリクスコンバータ等の交流直接変換器において、マトリクスコンバータ２の制御回路は、電源電圧を検出する電源電圧検出手段２００と、電源電圧検出値から電源位相を検出せずに交流直接変換器の入力電流指令を作成する入力電流指令作成手段２０１Ａと、入力電流指令に基づいてマトリクスコンバータ２のＰＷＭ信号を作成するＰＷＭ信号作成手段２０２と、電源異常を検出する電源異常検出手段２０３とを備え、電源投入時や停電後の復電時に、入力電流指令作成手段２０１Ａ及びＰＷＭ信号作成手段２０２を動作させてマトリクスコンバータ２を瞬時に始動する。【選択図】図１
2007006589.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
半導体スイッチング素子を用いて多相交流電圧を任意の大きさ及び周波数の多相交流電圧に直接変換する交流直接変換器において、
前記交流直接変換器の制御回路は、電源電圧を検出する電源電圧検出手段と、電源電圧検出値から電源位相を検出せずに前記交流直接変換器の入力電流指令を作成する入力電流指令作成手段と、前記入力電流指令に基づいて前記交流直接変換器の駆動信号を作成する駆動信号作成手段と、を備え、
電源投入時に、前記入力電流指令作成手段及び駆動信号作成手段を動作させて前記交流直接変換器を瞬時に始動することを特徴とする交流直接変換器の制御方法。
【請求項２】
半導体スイッチング素子を用いて多相交流電圧を任意の大きさ及び周波数の多相交流電圧に直接変換する交流直接変換器において、
前記交流直接変換器の制御回路は、電源電圧を検出する電源電圧検出手段と、電源電圧検出値から電源位相を検出せずに前記交流直接変換器の入力電流指令を作成する入力電流指令作成手段と、前記入力電流指令に基づいて前記交流直接変換器の駆動信号を作成する駆動信号作成手段と、電源異常を検出して異常信号を出力する電源異常検出手段と、を備え、
電源異常からの復帰時に、前記入力電流指令作成手段及び駆動信号作成手段の動作により前記交流直接変換器を運転することを特徴とする交流直接変換器の制御方法。
【請求項３】
請求項２に記載した交流直接変換器の制御方法において、
電源異常が停電である場合に前記異常信号により前記交流直接変換器の運転を停止させ、復電後に前記異常信号を解除すると共に前記入力電流指令作成手段及び駆動信号作成手段の動作により前記交流直接変換器を瞬時に再始動することを特徴とする交流直接変換器の制御方法。
【請求項４】
請求項１〜３の何れか１項に記載した交流直接変換器の制御方法において、
前記入力電流指令作成手段は、前記電源電圧検出値と、瞬時有効電力及び瞬時無効電力とを用いて入力電流指令を作成することを特徴とする交流直接変換器の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電圧を任意の大きさ及び周波数の交流電圧に直接変換する交流直接変換器の制御方法であって、特に、電源投入時の直接変換器の始動時間を短縮し、また、電源の停電や欠相、不平衡などの異常時に直接変換器の運転を停止して電源が復帰（以下、復電という）した後に短時間で運転を再開（以下、再始動という）すると共に、電源周波数の変動時においても運転を継続可能とする技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図４は、この種の交流直接変換器の一例であるマトリクスコンバータ及びその制御回路の従来技術を示している。ここでは、マトリクスコンバータ２の入出力を三相とし、入力相をＲ，Ｓ，Ｔ相、出力相をＵ，Ｖ，Ｗ相としてある。
一般に、マトリクスコンバータは、電解コンデンサ等の大形のエネルギーバッファを用いずに、交流電源電圧から任意の大きさ及び周波数の交流電圧を直接発生する交流直接変換器であり、長寿命、省スペースであって電力回生が可能であると共に、入力電流の制御により高調波を抑制できるという特徴がある。
【０００３】
以下、図４の動作を簡単に説明する。
電源電圧検出手段２００は三相交流電源１の電源電圧ｖｒ，ｖｓ，ｖｔを検出し、位相検出手段２２１により電源位相θを検出する。電源位相θの演算には、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）を用いるのが一般的である。なお、ＰＬＬを用いた電源位相の検出方法は、後述する特許文献１の図４等によって公知となっている。また、ＰＬＬを用いる以外にも、電源電圧をコンパレータによりしきい値と比較して得た矩形波のエッジ相互の間隔をタイマによって測定しても良い。
【０００４】
入力電流指令作成手段２０１は、上記電源位相θに基づいて入力電流指令ｉｒ＊，ｉｓ＊，ｉｔ＊を生成する。ＰＷＭ信号作成手段２０２は、入力電流指令ｉｒ＊，ｉｓ＊，ｉｔ＊と出力電圧指令とに基づいて、マトリクスコンバータ２の９個の双方向スイッチＳＷに対する所定パルスパターンのＰＷＭ信号を作成する。上記双方向スイッチＳＷは、例えば逆耐圧特性のあるＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子を２個、逆並列に接続して双方向に電流を通流可能にした半導体スイッチである。
なお、簡略化のため図示を省略してあるが、通常はマトリクスコンバータ２の電源側に、リアクトル及びコンデンサからなる入力フィルタを備えている。
【０００５】
ここで、電源１の異常要因としては停電や欠相等があり、例えば電源異常として停電が発生すると、電源電圧ｖｒ，ｖｓ，ｖｔが入力されている検電源異常検出手段２０３から異常信号が出力される。この異常信号が入力されたＰＷＭ信号作成手段２０２は、パルスの出力を停止して全ゲートをオしフ、マトリクスコンバータ２は運転を停止する。
【０００６】
その後、電源１が復電すると、電源異常検出手段２０３からの異常信号は解除されるが、前述したようにＰＷＭ信号の作成には入力電流指令ｉｒ＊，ｉｓ＊，ｉｔ＊が必要であり、この入力電流指令の演算には電源位相θが確立していることが不可欠である。
通常、電源位相θを検出するＰＬＬの演算結果が安定するまでには、復電後に電源周期の１／２〜数倍程度の時間を必要とするので、電源１の復電直後に入力電流指令を作成することは困難であり、復電後に瞬時にマトリクスコンバータ２を再始動することは不可能である。
【０００７】
なお、後述する非特許文献１には、電源が瞬時停電した場合に、入力フィルタコンデンサの存在によってマトリクスコンバータの入力電圧が直流になることから停電を検出して運転を停止すると共に、復電後に電源位相を検出してマトリクスコンバータを再始動する技術が記載されているが、前述したように電源位相の検出に時間を要するため、復電してから再始動までに要する時間は電源周期の３／４程度となっている。
【０００８】
一方、特許文献１には、マトリクスコンバータを再始動するまでに要する時間を短縮する方法が開示されている。図５は、この特許文献１に係る発明を図４に即して再構成したものであり、図４と同一の構成要素には同一の番号を付してある。
【０００９】
図５において、通常位相検出手段２２２はＰＬＬにて電源位相θ１を検出し、瞬時位相検出手段２２３は電源電圧の瞬時値から電源位相θ２を検出する。ここで、瞬時位相検出手段２２３は、電源電圧の大小関係と三相電圧のうち中間の大きさを有する中間電圧相の極性とに応じて電源一周期を１２の区分に分割し、電源位相θ２を検出している。
【００１０】
位相切替手段２２４は、電源１の状態に応じて、電源健全時には通常位相検出手段２２２により検出した位相θ１を選択し、また、電源異常時には瞬時位相検出手段２２３により検出した位相θ２を選択し、両者の何れかを電源位相θとして入力電流指令作成手段２０１に出力する。
電源１が停電した場合の復電直後は、ＰＬＬは正確な電源位相を検出できないため、位相切替手段２２４は瞬時位相検出手段２２３からの位相θ２を選択し、一定期間経過後に、通常位相検出手段２２２による検出位相θ１を選択するように切替動作する。
上記の動作により、入力電流指令作成手段２０１では、復電直後であっても適切な電源位相θを用いて入力電流指令を演算することができ、その結果、復電後瞬時にマトリクスコンバータ２を再始動可能にしている。
【００１１】
【非特許文献１】原英則，姜俊求，山本栄治，山田健二，善家充彦，渡邊英司，「マトリクスコンバータドライブの性能改善」，平成１４年電気学会産業応用部門大会論文集、pp.931-934
【特許文献１】特開２００３−３０９９７４号公報（［０００５］〜［０００８］、図１，図９等）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
図４や非特許文献１に記載された従来技術では、停電後の復電直後にはＰＬＬの演算結果が安定しないため、入力電流指令を演算できず、マトリクスコンバータ２を瞬時に再始動することができない。
また、図５に示した特許文献１に記載されている方法では、電源一周期を１２分割するシーケンスが複雑となり、演算装置の演算量が増加する。更に、瞬時位相検出手段２２３による位相演算結果の誤差により、復電直後の制御性能が悪化する恐れがあり、位相切替時に検出した二つの電源位相θ１，θ２が大きく異なる場合には動作が不安定になる可能性もある。
【００１３】
加えて、何れの従来技術も通常運転時にＰＬＬを用いて電源位相を検出しているので、電源投入直後からマトリクスコンバータ２を始動するまでに時間がかかるほか、電源周波数が連続的に変化した場合には、電源位相を正確に検出することができない。このように電源位相が検出できないと過電流トリップ等を生じる恐れがあり、マトリクスコンバータ２の運転を継続できなくなるという問題がある。
【００１４】
そこで本発明の解決課題は、ＰＬＬを用いずに入力電流指令を作成可能とし、電源投入時や復電による再始動時、電源周波数の変動時等においても、演算負荷の増加や複雑なシーケンスを要することなく交流直接変換器を迅速に始動できるようにした交流直接変換器の制御方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、半導体スイッチング素子を用いて多相交流電圧を任意の大きさ及び周波数の多相交流電圧に直接変換する交流直接変換器において、
前記交流直接変換器の制御回路は、電源電圧を検出する電源電圧検出手段と、電源電圧検出値から電源位相を検出せずに前記交流直接変換器の入力電流指令を作成する入力電流指令作成手段と、前記入力電流指令に基づいて前記交流直接変換器の駆動信号を作成する駆動信号作成手段と、を備え、
電源投入時に、前記入力電流指令作成手段及び駆動信号作成手段を動作させて前記交流直接変換器を瞬時に始動するものである。
【００１６】
請求項２に記載した発明は、半導体スイッチング素子を用いて多相交流電圧を任意の大きさ及び周波数の多相交流電圧に直接変換する交流直接変換器において、
前記交流直接変換器の制御回路は、電源電圧を検出する電源電圧検出手段と、電源電圧検出値から電源位相を検出せずに前記交流直接変換器の入力電流指令を作成する入力電流指令作成手段と、前記入力電流指令に基づいて前記交流直接変換器の駆動信号を作成する駆動信号作成手段と、電源異常を検出して異常信号を出力する電源異常検出手段と、を備え、
電源異常からの復帰時に、前記入力電流指令作成手段及び駆動信号作成手段の動作により前記交流直接変換器を運転するものである。
【００１７】
請求項３に記載した発明は、請求項２において、
電源異常が停電である場合に前記異常信号により前記交流直接変換器の運転を停止させ、復電後に前記異常信号を解除すると共に前記入力電流指令作成手段及び駆動信号作成手段の動作により前記交流直接変換器を瞬時に再始動するものである。
【００１８】
請求項４に記載した発明は、請求項１〜３の何れか１項において、
前記入力電流指令作成手段は、前記電源電圧検出値と、瞬時有効電力及び瞬時無効電力とを用いて入力電流指令を作成するものである。
【発明の効果】
【００１９】
本発明によれば、ＰＬＬを用いずに電源電圧検出値に基づいて入力電流指令を作成するため、電源異常からの再始動時に演算装置の演算量を増加させたり複雑な切替シーケンスを用いることなく、マトリクスコンバータ等の交流直接変換器のＰＷＭ信号を作成することができる。従って、復電後には瞬時かつ安定して交流直接変換器を再始動可能であり、電源周波数が変動した場合にも、交流直接変換器の安定した運転を継続可能な制御方法を実現することができる。
更に、ＰＬＬを用いて電源位相を検出する従来技術に比べ、電源投入から始動までの間においても、電源電圧検出値に基づいて直ちに入力電流指令を作成できるため、ＰＬＬの演算結果が安定するまでの待機時間を不要にして始動までの時間を短縮できるという効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、図１は本発明の第１実施形態を示すマトリクスコンバータ及びその制御回路の構成図である。
本実施形態におけるマトリクスコンバータ２の制御回路は、三相交流電源１に接続された電源電圧検出手段２００と、電源電圧検出値ｖｒ，ｖｓ，ｖｔが入力される入力電流指令作成手段２０１Ａと、入力電流指令ｉｒ＊，ｉｓ＊，ｉｔ＊が出力電圧指令と共に与えられる駆動信号作成手段としてのＰＷＭ信号作成手段２０２と、電源電圧検出値ｖｒ，ｖｓ，ｖｔから電源１の停電、欠相等を検出してＰＷＭ信号作成手段２０２に異常信号を出力する電源異常検出手段２０３と、を備えている。
【００２１】
本実施形態では、入力電流指令作成手段２０１Ａが、電源位相情報を用いずに、電源電圧検出値から入力電流指令を作成する。電源位相情報を用いずに入力電流指令を作成する方法は、例えば本出願人の先願である特願２００４−８０３０２（本願の出願時において未だ出願公開されていない）に開示されている。
以下、上記先願に開示された入力電流指令の演算方法について説明する。
【００２２】
まず、直交２軸の静止座標上で表した電源電圧をｖα，ｖβとし、同じく直交２軸の静止座標上で表した入力電流指令をｉα＊，ｉβ＊とすれば、瞬時有効電力、瞬時無効電力はそれぞれ数式１，２によって表される。
【００２３】
［数式１］
ｐ＝ｖαｉα＋ｖβｉβ
［数式２］
ｑ＝ｖβｉα−ｖαｉβ
【００２４】
マトリクスコンバータの場合、入力電流の振幅は出力電力と電源電圧に依存する。従って、瞬時有効電力で電源電圧及び入力電流指令を規格化すれば、瞬時有効電力は“１”となる。ここで、瞬時無効電力の指令値をｑ＊とすれば、数式１，２はそれぞれ数式３，４となる。
【００２５】
［数式３］
１＝ｖαｉα＊＋ｖβｉβ＊
［数式４］
ｑ＊＝ｖβｉα＊−ｖαｉβ＊
【００２６】
数式３，４から直交２軸の静止座標上の入力電流指令ｉα＊，ｉβ＊を求めると、数式５，６となる。
【００２７】
［数式５］
ｉα＊＝（ｖα＋ｖβｑ＊）／（ｖα２＋ｖβ２）
［数式６］
ｉβ＊＝（ｖβ−ｖαｑ＊）／（ｖα２＋ｖβ２）
【００２８】
つまり、数式５，６により入力電流指令を与えれば瞬時有効電力は一定となり、瞬時無効電力は数式４で示される所望の値ｑ＊に一致する。なお、通常は入力力率が１になるように制御されるので、瞬時無効電力指令ｑ＊はゼロを用いるのが一般的であり、その場合には、入力電流指令ｉα＊，ｉβ＊を電源電圧ｖα，ｖβのみから演算できることになる。
以上により、電源位相θを検出せずに電源電圧検出値のみを用いた簡単な演算によって入力電流指令を作成することができる。
【００２９】
ここで、図２は図１における入力電流指令作成手段２０１Ａの具体的な構成を示している。
すなわち、図１の電源電圧検出手段２００から出力された電源電圧検出値ｖｒ,ｖｓ,ｖｔを三相／二相変換手段２０１ａにより直交２軸の静止座標上のｖα，ｖβに変換し、二相電流指令演算手段２０１ｂにより数式５，６に基づいて静止座標上の電流指令ｉα＊，ｉβ＊を求める。更に、二相／三相変換手段２０１ｃにより、電流指令ｉα＊，ｉβ＊を三相量に変換して入力電流指令ｉｒ＊，ｉｓ＊，ｉｔ＊を得る。この入力電流指令ｉｒ＊，ｉｓ＊，ｉｔ＊を用いたＰＷＭ信号作成等、以後の動作は図４，図５と同様である。
【００３０】
なお、本実施形態では、電源電圧が低下すれば、すなわちｖα，ｖβが低下すれば、数式３に従って入力電流指令ｉα＊，ｉβ＊は増加し、電源電圧が上昇すれば入力電流指令は低下する。このため、停電等により電源電圧がゼロまで低下すると、理論上、入力電流指令は無限大となるが、実際のＣＰＵ等では無限大を演算することはできないので、入力電流指令作成手段２０１Ａ内にリミッタを設け、入力電流指令が上限値を超えないように演算を行うことが必要である。
【００３１】
本実施形態によれば、従来のようにＰＬＬを用いて電源位相を検出することなく、電源電圧検出値から入力電流指令を直接演算するので、例えば電源投入から始動までの間において、ＰＬＬによる演算結果が安定するまで待機する必要がなく、直ちに入力電流指令を演算してＰＷＭ信号を作成し、マトリクスコンバータ２を始動することができる。
また、停電時に電源異常検出手段２０３からの異常信号によりＰＷＭ信号作成手段２０２を介してマトリクスコンバータ２が動作を停止しても、入力電流指令作成手段２０１Ａが入力電流指令を演算することができる。更に、復電直後でも直ちに入力電流指令を演算することができ、電源異常検出手段２０３からの異常信号が解除された後は、マトリクスコンバータ２を瞬時に再始動することが可能になる。
加えて、電源周期を分割して電源位相を検出するような複雑なシーケンスも必要なく、位相切替時の位相差に起因した不安定動作の心配もない。
【００３２】
また、本実施形態では電源周波数が急峻に変化したり、連続的に変化したりしても、過電流トリップを発生させることなく運転を継続することができる。
なお、図１では図示を省略しているが、マトリクスコンバータ２の電源側にリアクトル及びコンデンサからなる入力フィルタを備える場合には、電源電圧ｖｒ，ｖｓ，ｖｔを入力フィルタの一次側、二次側のどちらから検出しても構わない。
【００３３】
ここで、ＰＷＭ信号作成手段２０２では、特開２００４-２２２３３８号公報に開示されているように、マトリクスコンバータを仮想のＰＷＭ整流器及びインバータに見立て、それぞれのＰＷＭパルスまたはそれぞれの入力電流指令と出力電圧指令とからＰＷＭ信号を作成しても良い。また、特開平１１−３４１８０７号公報に係る「三相ＰＷＭサイクロコンバータの制御装置」や、小山純，夏暁戎，樋口剛，黒木恒二，山田英二，古賀高志による文献「ＰＷＭサイクロンコンバータのＶＶＶＦオンライン制御」（電気学会論文誌Ｄ部門  vol.116 No.6, pp.664-651, 1996）に開示されているように、入力電流指令に基づいて入力電流分配率を決定し、この入力電流分配率と出力電圧指令とを用いてＰＷＭ信号を作成しても良い。
この入力電流分配率は、例えば、入力電流指令ｉｒ＊，ｉｓ＊，ｉｔ＊のある位相区間における最大入力電流指令と中間入力電流指令との比であり、この入力電流分配率、出力電圧指令及びキャリアを用いて所望のパルスパターンを有するＰＷＭ信号を作成することができる。なお、入力電流分配率は、入力電流指令ｉｒ＊，ｉｓ＊，ｉｔ＊に基づいて予め計算しておき、ＰＷＭ信号作成手段２０２に記憶しておけばよい。
【００３４】
次に、図３は、本発明の第２実施形態を示す交流直接変換器及びその制御回路の構成図である。
本発明は、図１に示したマトリクスコンバータ２ばかりでなく、図３に示す第２実施形態のように、ＰＷＭ整流器２１及びインバータ２２を備え、直流リンク部に電解コンデンサ等のエネルギーバッファを有しない交流直接変換器２Ａの制御にも適用可能である。
【００３５】
すなわち、第１実施形態と同様に構成された入力電流指令作成手段２０１Ａにより電源電圧検出値から入力電流指令ｉｒ＊，ｉｓ＊，ｉｔ＊を作成すると共に、この指令を駆動信号作成手段としての整流器ＰＷＭ信号作成手段２１０に入力してＰＷＭ整流器２１の半導体スイッチＳＷ１に対するＰＷＭ信号を作成し、ＰＷＭ整流器２１の入力電流を上記入力電流指令ｉｒ＊，ｉｓ＊，ｉｔ＊に従って制御すればよい。２１１は、インバータ２２の半導体スイッチＳＷ２に対するＰＷＭ信号を作成する駆動信号作成手段としてのインバータＰＷＭ信号作成手段である。
なお、電源異常検出手段２０３からの異常信号は整流器ＰＷＭ信号作成手段２１０及びインバータＰＷＭ信号作成手段２１１に入力されており、電源異常時にはＰＷＭ整流器２１及びインバータ２２の双方が運転を停止するように構成されている。
【００３６】
この実施形態においても、電源位相を用いずに入力電流指令を演算してＰＷＭ整流器２１のＰＷＭ信号を作成することにより、電源投入時の始動や復電後の再始動を瞬時に行うことができ、電源の周波数変動等に対しても支障なく運転を継続することが可能である。
【００３７】
上記実施形態では、三相入出力の交流直接変換器を対象として説明したが、本発明は更に多相の交流直接変換器を制御する場合にも適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００３８】
【図１】本発明の第１実施形態を示すマトリクスコンバータ及びその制御回路の構成図である。
【図２】図１における入力電流指令作成手段の構成図である。
【図３】本発明の第２実施形態を示す交流直接変換器及びその制御回路の構成図である。
【図４】従来技術を示すマトリクスコンバータ及びその制御回路の構成図である。
【図５】特許文献１に係る従来技術を示すマトリクスコンバータ及びその制御回路の構成図である。
【符号の説明】
【００３９】
１：三相交流電源
２：マトリクスコンバータ
２Ａ：交流直接変換器
２１：ＰＷＭ整流器
２２：インバータ
２００：電源電圧検出手段
２０１Ａ：入力電流指令作成手段
２０１ａ：三相／二相変換手段
２０１ｂ：二相電流指令演算手段
２０１ｃ：二相／三相変換手段
２０２：ＰＷＭ信号作成手段
２０３：電源異常検出手段
２１０：整流器ＰＷＭ信号作成手段
２１１：インバータＰＷＭ信号作成手段
ＳＷ：双方向スイッチ
ＳＷ１，ＳＷ２：半導体スイッチ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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