(57)【要約】【課題】複数種類の受信周波数のいずれかを対象周波数として標準電波を受信する標準電波受信回路。【解決手段】標準電波受信回路10は、複数種類の受信周波数に対応して標準電波を受信する回路で、同調受信部12にてバーアンテナ14と並列に同調コンデンサ24および26を接続し、トランスファ型スイッチのコンデンサ切替スイッチ28が接続制御信号120に応じて同調コンデンサ26の接続を切り替えることにより、対象周波数を示す標準電波を選択的に受信し、これによって、切替スイッチのオフ特性劣化などを防止し、同調受信部によるロスを減少して本回路の受信感度を向上する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数種類の受信周波数のいずれかを対象周波数とするとき、該対象周波数と同等の同期周波数を得て、前記対象周波数および前記同期周波数を共振させて標準電波を選択的に受信する同期受信手段を含み、前記複数種類の受信周波数に対応して標準電波を受信する標準電波受信回路において、
前記同期受信手段は、
前記標準電波を受信するバーアンテナと、
前記同調周波数を決定する同調容量を有する複数の同調コンデンサと、
前記対象周波数に応じて前記複数の同調コンデンサのコンデンサ接続状態を切り替えるコンデンサ切替スイッチとを含み、
前記コンデンサ切替スイッチは、トランスファ型スイッチを用いて構成され、前記対象周波数に応じた第１の接続制御信号により所望の前記コンデンサ接続状態に切り替え、
前記同期受信手段は、前記所望のコンデンサ接続状態に応じて所望の前記同調容量を得て、該所望の同調容量に基づいて前記同調周波数を前記対象周波数と同等にすることを特徴とする標準電波受信回路。
【請求項２】
請求項１に記載の標準電波受信回路において、前記複数の同調コンデンサは、前記コンデンサ切替スイッチによってコンデンサ接続状態が制御される付加的コンデンサを含み、
前記コンデンサ切替スイッチは、コモン端子を前記付加的コンデンサの一端に接続し、
一方のスイッチ端子を前記バーアンテナの一端に接続し、
他方のスイッチ端子を前記付加的コンデンサの他端および前記バーアンテナの他端に接続して、
前記一方のスイッチ端子は、第１の接続制御信号が”H”の場合に前記コモン端子に接続され、第１の接続制御信号が”L”の場合に前記コモン端子から切り離され、
前記他方のスイッチ端子は、第１の接続制御信号が”L”の場合に前記コモン端子に接続され、第１の接続制御信号が”H”の場合に前記コモン端子から切り離されることを特徴とする標準電波受信回路。
【請求項３】
請求項１に記載の標準電波受信回路において、該回路は、前記同調受信手段から供給される第１の無線周波数信号を所定のレベルまで増幅する自動利得制御型の第１の増幅手段を含み、
第１の増幅手段は、利得制御信号に応じて第１の無線周波数信号を増幅する可変利得型の第２の増幅手段と、
第２の増幅手段で増幅した無線周波数信号の振幅に応じて、第２の増幅手段が所定の振幅を得られるように前記利得制御信号を生成して第２の増幅手段に出力する自動利得制御手段とを含み、
第２の増幅手段は、第１の無線周波数信号を前記利得制御信号に応じて増幅して第２の無線周波数信号を出力する前段増幅手段と、
第２の無線周波数信号を入力して、所定の前記受信周波数で共振する水晶振動子を用いて前記対象周波数の帯域内の信号のみを通過させて帯域外の信号を減衰して、第３の無線周波数信号を出力するバンドパスフィルタと、
第３の無線周波数信号を前記利得制御信号に応じて増幅して第４の無線周波数信号を出力する後段増幅手段とを含むことを特徴とする標準電波受信回路。
【請求項４】
請求項１に記載の標準電波受信回路において、前記コンデンサ切替スイッチは、第１の接続制御信号の低域成分を除去するローパスフィルタを含むことを特徴とする標準電波受信回路。
【請求項５】
請求項３に記載の標準電波受信回路において、前記バンドパスフィルタは、前記複数種類の受信周波数のそれぞれに対応する複数の水晶振動子と、
前記対象周波数に応じて前記複数の水晶振動子の水晶振動子接続状態を切り替える水晶振動子切替スイッチとを含むことを特徴とする標準電波受信回路。
【請求項６】
請求項５に記載の標準電波受信回路において、前記水晶振動子切替スイッチは、トランスファ型スイッチを用いて構成され、前記対象周波数に応じた第２の接続制御信号により所望の前記水晶振動子接続状態に切り替えることを特徴とする標準電波受信回路。
【請求項７】
請求項５に記載の標準電波受信回路において、前記水晶振動子切替スイッチは、コモン端子を前記水晶振動子の一端に接続し、
一方のスイッチ端子を第２の無線周波数信号における正成分出力に接続し、
他方のスイッチ端子を前記水晶振動子の他端および第３の無線周波数信号における正成分出力に接続することを特徴とする標準電波受信回路。
【請求項８】
請求項５に記載の標準電波受信回路において、前記水晶振動子切替スイッチは、コモン端子を前記水晶振動子の一端に接続し、
一方のスイッチ端子を第３の無線周波数信号における正成分出力に接続し、
他方のスイッチ端子を前記水晶振動子の他端および第２の無線周波数信号における正成分出力に接続することを特徴とする標準電波受信回路。
【請求項９】
請求項５に記載の標準電波受信回路において、前記水晶振動子切替スイッチは、コモン端子を、第３の無線周波数信号における正成分出力に一端が接続される前記水晶振動子の他端に接続し
一方のスイッチ端子を第２の無線周波数信号における正成分出力に接続し
他方のスイッチ端子を第３の無線周波数信号における正成分出力に接続することを特徴とする標準電波受信回路。
【請求項１０】
請求項５に記載の標準電波受信回路において、前記水晶振動子切替スイッチは、コモン端子を、第２の無線周波数信号における正成分出力に一端が接続される前記水晶振動子の他端に接続し、
一方のスイッチ端子を第３の無線周波数信号における正成分出力に接続し
他方のスイッチ端子を第２の無線周波数信号における負成分出力に接続することを特徴とする標準電波受信回路。
【請求項１１】
請求項７ないし１０のいずれかに記載の標準電波受信回路において、前記一方のスイッチ端子は、第２の接続制御信号が”H”の場合に前記コモン端子に接続され、第２の接続制御信号が”L”の場合に前記コモン端子から切り離され、
前記他方のスイッチ端子は、第２の接続制御信号が”L”の場合に前記コモン端子に接続され、第２の接続制御信号が”H”の場合に前記コモン端子から切り離されることを特徴とする標準電波受信回路。
【請求項１２】
請求項５に記載の標準電波受信回路において、前記水晶振動子切替スイッチは、他方のスイッチ端子をダンピング抵抗を介して接続することを特徴とする標準電波受信回路。
【請求項１３】
請求項３に記載の標準電波受信回路において、第１の増幅手段は、第２の増幅手段における中間出力に応じた帰還減衰量を用いて、第２の増幅手段の入力に対して正帰還動作を行う帰還手段を含むことを特徴とする標準電波受信回路。
【請求項１４】
請求項１３に記載の標準電波受信回路において、前記帰還手段は、第２の増幅手段の中間出力までの元の利得値と、前記帰還減衰量との乗算結果が１以下であるように前記帰還減衰量を決定することを特徴とする標準電波受信回路。
【請求項１５】
請求項１３に記載の標準電波受信回路において、前記帰還手段は、帰還量制御信号に応じて前記帰還減衰量を決定することを特徴とする標準電波受信回路。
【請求項１６】
請求項１３に記載の標準電波受信回路において、前記帰還手段は、前記中間出力のうち前記対象周波数の信号のみを通過させる帰還バンドパスフィルタを含むことを特徴とする標準電波受信回路。
【請求項１７】
請求項１６に記載の標準電波受信回路において、前記帰還手段は、前記複数種類の受信周波数のそれぞれに対応する複数の前記帰還バンドパスフィルタと、
前記対象周波数に応じて前記複数の帰還バンドパスフィルタのバンドパスフィルタ接続状態を切り替えるバンドパスフィルタ切替スイッチとを含むことを特徴とする標準電波受信回路。
【請求項１８】
請求項１６に記載の標準電波受信回路において、前記帰還手段は、前記複数種類の受信周波数のそれぞれに対応する複数の帰還経路を含み、
該帰還経路は、前記所定の受信周波数に応じた帰還量を設定する帰還量制限手段と、前記所定の受信周波数に対応する前記帰還バンドパスフィルタとを含み、
前記帰還手段は、前記対象周波数に応じて前記複数の帰還経路の経路接続状態を切り替えるバンドパスフィルタ切替スイッチを含むことを特徴とする標準電波受信回路。
【請求項１９】
請求項３に記載の標準電波受信回路において、前記バーアンテナは、前記標準電波を受信する受信用コイルと、該受信用コイルに接続する帰還用コイルとを含み、
第１の増幅手段は、第２の増幅手段における中間出力に応じた帰還減衰量を用いて、前記帰還用コイルに対して正帰還動作を行う帰還手段を含み、
前記バーアンテナは、前記受信用コイルで受信した前記標準電波に応じた受信信号と、前記帰還用コイルを介して得た帰還信号とをM結合方式で結合して第１の無線周波数信号を生成することを特徴とする標準電波受信回路。
【請求項２０】
請求項１９に記載の標準電波受信回路において、前記帰還手段は、前記中間出力のうち前記対象周波数の信号のみを通過させる帰還バンドパスフィルタを含み、前記帰還用コイルの巻き数および巻き方向に応じて前記帰還減衰量を調整することを特徴とする標準電波受信回路。
【請求項２１】
請求項３に記載の標準電波受信回路において、第１の増幅手段は、第２の増幅手段における中間出力に応じた帰還減衰量を用いて、第１の無線周波数信号に対して正帰還動作を行う帰還手段を含むことを特徴とする標準電波受信回路。
【請求項２２】
請求項２１に記載の標準電波受信回路において、前記帰還手段は、前記中間出力のうち前記対象周波数の信号のみを通過させる帰還バンドパスフィルタと、
該帰還バンドパスフィルタを通過した信号を入力する可変抵抗を含み、
該可変抵抗の抵抗値を変えて前記対象周波数に応じた前記帰還減衰量を決定することを特徴とする標準電波受信回路。
【請求項２３】
請求項１９または２１に記載の標準電波受信回路において、前記帰還手段は、前記中間出力の正相成分と負相成分とを可変抵抗にてポテンショメータ接続して入力し、前記可変抵抗の抵抗値を変えて前記対象周波数に応じた前記帰還減衰量を決定することを特徴とする標準電波受信回路。
【請求項２４】
請求項３に記載の標準電波受信回路において、第１の増幅手段は、その増幅経路に、無線周波数信号を非線形的に増幅する非線形増幅手段を含むことを特徴とする標準電波受信回路。
【請求項２５】
請求項２４に記載の標準電波受信回路において、前記非線形増幅手段は、前記後段増幅手段の最終段増幅器に適用されて、前記後段増幅手段における中間出力を非線形的に増幅して増幅出力を出力することを特徴とする標準電波受信回路。
【請求項２６】
請求項２４に記載の標準電波受信回路において、前記後段増幅手段は、前記非線形増幅手段の前方に配置されて、前記中間出力の直流成分を除去するコンデンサと、前記中間出力に直流バイアスを供給してバイアス電圧を調整するバイアス回路とを含むことを特徴とする標準電波受信回路。
【請求項２７】
請求項２４に記載の標準電波受信回路において、前記後段増幅手段は、前記中間出力を差動出力化して正相中間出力および負相中間出力を出力し、
前記非線形増幅手段は、前記正相中間出力を非線形増幅して正相非線形増幅出力を出力する正相非線形増幅手段と、前記負相中間出力を非線形増幅して負相非線形増幅出力を出力する負相非線形増幅手段とを含み、
前記後段増幅手段は、前記正相非線形増幅出力と前記負相非線形増幅出力とを加算した加算出力に基づいて第４の無線周波数信号を生成する演算手段を含むことを特徴とする標準電波受信回路。
【請求項２８】
請求項２７に記載の標準電波受信回路において、前記後段増幅手段は、前記正相非線形増幅手段の前方に配置されて前記正相中間出力の直流成分を除去する正相用コンデンサと、前記負相非線形増幅手段の前方に配置されて前記負相中間出力の直流成分を除去する負相用コンデンサと、前記非線形増幅手段の前方に配置されて前記正相中間出力および前記負相中間出力のそれぞれに直流バイアスを供給してバイアス電圧を調整するバイアス回路とを含むことを特徴とする標準電波受信回路。
【請求項２９】
請求項２７に記載の標準電波受信回路において、前記非線形増幅手段は、前記直流バイアスを非線形増幅して補正用出力を出力する補正用非線形増幅手段を含み、
前記演算手段は、前記加算出力から前記補正用出力を減算して第４の無線周波数信号を生成することを特徴とする標準電波受信回路。
【請求項３０】
請求項２９に記載の標準電波受信回路において、前記非線形増幅手段は、電流量で示される前記増幅出力を出力し、
前記演算手段は、前記増幅出力を電流量に基づいて加減算動作して電流量で示される第４の無線周波数信号を生成し、
前記後段増幅手段は、電流量で示される第４の無線周波数信号を電圧に変換することを特徴とする標準電波受信回路。
【請求項３１】
請求項２４に記載の標準電波受信回路において、前記非線形増幅手段は、前記中間出力などの入力信号が大きい場合に出力信号の非線形性を緩和する抵抗を含むことを特徴とする標準電波受信回路。
【請求項３２】
請求項２７に記載の標準電波受信回路において、前記演算手段は、前記加算出力などの入力信号が過大な場合に出力信号の最大値を制限する抵抗を含むことを特徴とする標準電波受信回路。
【請求項３３】
請求項３に記載の標準電波受信回路において、第１の増幅手段は、前記前段増幅手段と前記バンドパスフィルタとの間に配置されて第２の無線周波数信号の周波数を逓倍する周波数逓倍手段を含み、
前記バンドパスフィルタにおける前記水晶振動子は、前記所定の受信周波数の２倍の共振周波数で共振することを特徴とする標準電波受信回路。
【請求項３４】
請求項３３に記載の標準電波受信回路において、前記周波数逓倍回路は、第２の無線周波数信号を全波整流処理し、その処理後の信号から２倍の周波数の無線周波数信号を通過させることを特徴とする標準電波受信回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電波時計などに用いられる標準電波を受信する標準電波受信回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
時刻情報を示す標準電波は、通常、10〜100kHzの長波領域であって大振幅および小振幅の２状態のみを有するAM変調の電波が用いられ、１bit/secのビット速度で送信される。しかしながら、標準電波は、送信する局によって、受信周波数が異なり、受信側は、複数種類の受信周波数に対応する必要がある。
【０００３】
たとえば、日本では、分、時、その年の元日から数えた日数、西暦下２桁および曜日などの時刻情報により日本標準時を示す標準電波を、データの区切りを示すマーカーＭ、データ”1”およびデータ”0”の３種類の符号を組み合わせたタイムコードとして、毎分送信している。たとえば、福島局では、受信周波数40kHzの標準電波を送信し、佐賀局では、受信周波数60kHzの標準電波を送信している。
【０００４】
また、受信側では、この標準電波を受信してAM検波し、大振幅領域受信時に論理信号”1”（または”0”）を出力し、小振幅領域受信時に論理信号”0”（または”1”）を出力する標準電波受信回路と、この標準電波受信回路からのタイムコード出力のパルス長を３種類の符号ごとに識別して、得られた符号列を時刻情報に変換するタイムデコード回路とを備えることにより、標準電波を受信して日本の標準時をリアルタイムで知ることができる。
【０００５】
従来から、標準電波受信回路は、標準電波を受信する同調受信部と、同調受信部からの無線周波数（Radio Frequency：RF）信号を所定のレベルまで増幅する自動利得制御型の増幅器（AGCA：Auto Gain Control Amplifier）と、AGCAからのRF出力信号を検波して検波出力を出力する検波回路と、検波比較基準電圧を出力する基準電圧回路と、検波出力と検波比較基準電圧を比較してタイムコード構成の論理レベルパルス列を出力する比較器とを含んで構成されるものがある。
【０００６】
この同調受信部は、標準電波を受信するバーアンテナと、このバーアンテナに並列接続されて標準電波に同調して、所望の周波数の標準電波を選択的に受信する同調コンデンサとを含む。
【０００７】
また、AGCAは、利得制御信号に応じて利得値を変えて同調受信部からのRF入力信号を増幅し、RF出力信号を出力する可変利得増幅部（Variable Gain Amplifier：VGA）と、このRF出力信号の振幅を所定の振幅へと制御する利得制御信号をVGAに出力する自動利得制御（Automatic Gain Control：AGC）回路とを含んで構成される。
【０００８】
このVGAは、前段VGAと後段VGAとの間に、水晶振動子を用いたバンドパスフィルタ（Band Pass Filter：BPF）を備えて構成される。前段VGAは、同調受信部からのRF入力信号を利得制御信号に応じて増幅して差動RF出力信号を出力する。BPFは、差動RF出力信号における所定の周波数帯域内の信号を通過させ、この帯域外の信号を減衰させて中間RF信号を出力する。後段VGAは、BPFからの中間RF信号を利得制御信号に応じて増幅してRF出力信号を出力する。
【０００９】
また、BPFは、前段VGAからの正相差動出力に接続される水晶振動子と、前段VGAの逆相差動出力に接続される補償キャパシタと、グランドに接続される終端抵抗とを含んで構成される。
【００１０】
BPFにおいて、水晶振動子は、所定の共振周波数を有し、正相差動出力のうち、この共振周波数のRF信号のみを通過させる。また、正相差動出力におけるにおけるノイズは、水晶振動子の端子間浮遊容量と補償キャパシタの容量とを合わせることによりキャンセルされる。また、終端抵抗Rは、水晶振動子で用いられる抵抗と直列に接続され、水晶振動子の共振特性を抑制してBPFの通過帯域を広げることにより、BPFを所望の通過帯域幅に調整する。
【００１１】
従来から、同調受信部は、第１の同調コンデンサと、付加的な第２の同調コンデンサとを並列に接続して備え、第２の同調コンデンサを接続するか否かをコンデンサ切替スイッチによって切り替えるものがある。
【００１２】
このコンデンサ切替スイッチは、接続制御信号をスイッチ駆動信号に変える制御ドライバと、制御ドライバによって駆動されるMOSトランジスタとからなるスイッチ素子であり、接続制御信号に応じて第２の同調コンデンサの接続を切り替える。
【００１３】
また、同調受信部は、第２の同調コンデンサが接続するか否かに応じて異なる同調容量を有し、たとえば、第１の同調コンデンサが容量C1を有し、第２の同調コンデンサが容量C2を有するならば、第２の同調コンデンサが接続する場合に同調容量C1+C2を有し、それ以外の場合に同調容量C1を有する。
【００１４】
同調受信部の同調周波数は、バーアンテナのインダクタンスと同調コンデンサの同調容量とに基づいて得られるので、同調受信部は、同調容量C1+C2に基づく同調周波数f1を有する場合と、同調容量C1に基づく同調周波数f2を有する場合とがある。
【００１５】
このように、同調受信部は、複数の同調コンデンサを備えてそれらをコンデンサ切替スイッチによって切り替えることにより、複数種類の受信周波数の標準電波を受信することができる。
【００１６】
また、BPFはで、複数種類の受信周波数のそれぞれに対応して複数の水晶振動子が備えられ、対象周波数に応じて複数の水晶振動子の接続を切り替えるために、同調受信部と同様にしてMOSトランジスタおよび制御ドライバからなる水晶振動子切替スイッチを適用する。
【００１７】
たとえば、非特許文献１に記載の受信システムでは、長波電波を受信する受信回路にスーパーヘテロダイン方式を採用して、多局からの電波を受信することができる。
【００１８】
また、特許文献１に記載の高周波デバイスでは、アンテナ端子にバリスタを接続して、アンテナから侵入する高電圧雑音をバリスタで吸収することにより、スイッチなどのダイオードを含む回路を保護することができる。
【００１９】
また、特許文献２に記載のラッチ型センスアンプ回路では、相補型のトランスファゲートで構成されてセンスアンプラッチ活性化信号とその相補信号とをゲートに入力するトランスファスイッチを用いて、センスアンプラッチ活性化信号が変化するときのゲートのソースまたはドレイン間容量による容量結合により、電流電圧変換回路からの出力電圧における雑音を低減することができる。
【００２０】
また、特許文献３に記載のモータの駆動回路では、非線形アンプを設けて感磁素子からの電圧出力波形を歪ませて、コイル駆動信号におけるアコステックノイズを減少させることができる。
【００２１】
また、特許文献４に記載の周波数逓倍装置では、基本信号に対する位相シフト信号を生成する位相シフト部と、基本信号および位相シフト信号のいずれかの振幅レベル値をシフトするレベルシフト部と、基本信号と位相シフト信号とを合成した合成波形を生成する波形合成部と、合成波形と比較閾値との比較を行う比較部とを含んで構成されて、合成された位相シフト信号波形の数と、振幅レベルにおけるレベルシフト量と、比較閾値とに応じて、出力周波数信号の周波数を切り替えることができる。
【非特許文献１】受信システム  インターネット＜http://homepage.mac.com/ueji/radio_watch/catalog-C7400-jp.html＞
【特許文献１】特開2003-101434号
【特許文献２】特開2001-84785号
【特許文献３】特開平5-219783号
【特許文献４】特開2003-32047号
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２２】
しかしながら、従来の標準電波受信回路では、同調受信部が1uVrms以下の受信感度で標準電波を受信して微小RF信号を出力するとき、同調受信部やAGCAにおいてRF信号に雑音が重畳することがあり、受信回路の受信品質、すなわち受信感度が低下する。
【００２３】
また、AGCAにおける前段VGAでは、増幅に用いる利得値が非常に大きいので、微小RF信号を入力すると、BPF部から同調受信部への帰還に影響を与えて、発振や不安定な受信動作が生じて受信感度が低下する。
【００２４】
また、同調受信部のコンデンサ切替スイッチは、未接続時において、MOSトランジスタのコモン端子が直流的にどこにも接続されない浮き状態となるので、スイッチ動作が不安定になる。このコモン端子の浮き状態を回避するためには、コモン端子に抵抗値の大きなバイアス抵抗を接続して、スイッチオフ動作を阻害せずに直流バイアスを与える必要がある。
【００２５】
しかし、コンデンサ切替スイッチを集積化する場合には、バイアス抵抗が大きな面積を占有するので、IC（Integrated Circuit）のチップサイズが大きくなりコストが上昇する。また、このバイアス抵抗は、コンデンサ切替スイッチのオフ特性を劣化させて、同調受信部の受信性能を低下させる。
【００２６】
同様に、BPFにおける水晶振動子切替スイッチも、水晶振動子と切替スイッチとの接続点にバイアス抵抗を備える必要があり、このバイアス抵抗が切替スイッチのオフ特性を劣化させて、ノイズ経路を形成して受信回路の受信感度を低下させる。
【００２７】
また、コンデンサ切替スイッチでは、制御ドライバの電源または接続制御信号からノイズがMOSトランジスタのゲートに侵入し、さらにこのノイズは、MOSトランジスタを介して前段VGAに侵入して、信号電力／ノイズ電力（signal/noise：S/N）比を劣化させて受信感度を低下させる。
【００２８】
ところで、複数の送信局がそれぞれ受信周波数の異なる標準電波を送信して、これらの標準電波の電界強度が接近するとき、AGCAにおけるBPFにおいて、複数の水晶振動子は、対象周波数でない電波のRF信号に妨害されて、対象周波数の電波のRF信号の受信、すなわち通過が阻害される。
【００２９】
本発明はこのような従来技術の欠点を解消し、切替スイッチのオフ特性およびS/N比の劣化を防止して、かつ受信感度を低下させることなく、複数種類の受信周波数のいずれかを対象周波数として標準電波を受信する標準電波受信回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００３０】
本発明は上述の課題を解決するために、複数種類の受信周波数のいずれかを対象周波数とするとき、この対象周波数と同等の同期周波数を得て、この対象周波数およびこの同期周波数を共振させて標準電波を選択的に受信する同期受信手段を含み、この複数種類の受信周波数に対応して標準電波を受信する標準電波受信回路において、この同期受信手段は、この標準電波を受信するバーアンテナと、この同調周波数を決定する同調容量を有する複数の同調コンデンサと、この対象周波数に応じてこれら複数の同調コンデンサのコンデンサ接続状態を切り替えるコンデンサ切替スイッチとを含み、このコンデンサ切替スイッチは、トランスファ型スイッチを用いて構成され、この対象周波数に応じた第１の接続制御信号により所望のこのコンデンサ接続状態に切り替え、この同期受信手段は、この所望のコンデンサ接続状態に応じて所望のこの同調容量を得て、この所望の同調容量に基づいてこの同調周波数をこの対象周波数と同等にすることを特徴とする。
【発明の効果】
【００３１】
本発明の標準電波受信回路によれば、同調受信部において、コンデンサ切替スイッチとしてトランスファ型のスイッチを用いることにより、バイアス抵抗を備える必要がなく、切替スイッチのオフ特性劣化や、集積化したICチップ面積の増大を防止して同調受信部によるロスを減少して本回路の受信感度を向上することができる。
【００３２】
また、標準電波受信回路によれば、コンデンサ切替スイッチは、制御ドライバの後方にローパスフィルタ（Low Pass Filter：LPF）を備えることにより、制御信号または電源から、切替スイッチおよびAGCAへのノイズ侵入を防止または軽減してAGCAのVGAにおけるS/N比を向上して本回路の受信感度を向上することができる。
【００３３】
さらに、標準電波受信回路によれば、AGCAのBPFにおける水晶振動子切替スイッチにトランスファ型スイッチを適用することにより、水晶振動子と切替スイッチ間にバイアス抵抗を備える必要がない。これにより、切替スイッチのオフ特性劣化を防止して、対象周波数の標準電波のRF信号は、それ以外のRF信号に妨害されずに受信される。
【００３４】
水晶振動子切替スイッチは、ダンピング抵抗を接続することにより、トランジスタのスイッチ端子間の浮遊容量を経由して生じるノイズの伝達を軽減することもできる。また、水晶振動子切替スイッチは、未接続時のみに用いるスイッチ端子を、水晶振動子が接続する増幅器の逆極性側端子に接続することにより、未接続の水晶振動子がノッチフィルタとして作用し、対象周波数でない標準電波のRF信号を減衰させて受信妨害波となるのを防止することができる。
【００３５】
また、標準電波受信回路によれば、帰還回路は、AGCAの入力から中間出力までの利得値αより大きな減衰量βを発生させて、AGCAの中間出力から入力へと正帰還動作することにより、その中間出力までの増幅器における利得値およびS/N比を向上させることができ、S/N比の改善により本回路の受信感度を向上することができる。また、帰還回路が減衰量βを調整することにより、中間出力までの増幅器は適切なS/N比を得ることができる。
【００３６】
この帰還回路は、複数種類の受信周波数のそれぞれに対応して複数のBPFを備えて、これらのBPFを並列に接続してAGCAの中間出力を帯域制限することにより、S/N比を受信周波数ごとに改善することができる。また、帰還回路は、対象周波数に応じてトランスファスイッチで切り替えて複数のBPFのいずれかを用いることにより、対象周波数の標準電波のRF信号のみに対して、利得値を向上して、S/N比を向上し、本回路の受信感度を向上する。これにより、帰還回路では、対象周波数でない標準電波が受信妨害波となるのを防止することができる。
【００３７】
また、帰還回路は、帰還量制限回路およびBPFを組み合わせた帰還経路を複数種類の受信周波数ごとに備えて、トランスファスイッチで切り替えて複数の帰還経路のいずれかを用いることにより、受信周波数ごとに最適な帰還設定をすることができる。
【００３８】
また、標準電波受信回路によれば、AGCAの後段VGAは、最終段増幅器として非線形増幅器を適用して、大振幅入力領域では大きな利得値を用いて、小振幅入力領域では小さな利得値を用いて増幅することにより、小振幅入力領域のノイズを抑制して、包絡線検波出力の振幅を拡大し、S/N比を向上させることができる。
【００３９】
また、非線形増幅器の出力結果による変調度が浅い場合でも、変調度が深い場合とほぼ同等まで包絡線検波振幅を大きくすることができるので、包絡線検波振幅に対する変調度の深度の影響を小さくすることができる。
【００４０】
この後段VGAは、非線形増幅器の入力側にコンデンサを備えて直流成分を除去し、バイアス回路からの直流バイアスを非線形増幅器に入力してバイアス電圧を調整することにより、非線形増幅器の動作を最適化することができる。
【００４１】
この非線形増幅器は、正相および負相信号にそれぞれ対応する正相非線形増幅器および負相非線形増幅器を含んで構成されて、それぞれの増幅器が半波整流回路として機能し、全体として全波整流回路として機能するので、包絡線検波回路やAGCAの振幅検出に用いられる整流回路を兼ねることができる。
【００４２】
また、標準電波受信回路によれば、AGCAは、前段VGAおよびBPFの間に周波数２逓倍回路を備えて、この逓倍回路が前段VGAの出力周波数を２逓倍化することにより、BPFから同調受信部への帰還を除去または軽減して、本回路に生じる発振や不安定な受信動作などを防止する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４３】
次に添付図面を参照して、本発明による標準電波受信回路の実施例を詳細に説明する。たとえば、受信回路10は、図１に示すように、標準電波を同調受信部12で受信して無線周波数（Radio Frequency：RF）信号を生成し、このRF信号を自動利得制御型の増幅器（AGCA：Auto Gain Control Amplifier）14にて所定のレベルまで増幅してRF出力信号を生成し、このRF出力信号を検波回路16にて検波して検波出力を生成し、この検波出力と基準電圧回路18からの検波比較基準電圧とを比較器20で比較して論理レベルパルス列を生成するもので、本発明ではとくに、同調受信部12にてコンデンサ切替スイッチ28を制御して、バーアンテナ22に対する同調コンデンサ24および26の接続を切り替えることにより、同調受信部12における同調インダクタンスを変えることができる。なお、本発明の理解に直接関係のない部分は、図示を省略し、冗長な説明を避ける。
【００４４】
本回路10は、複数種類の受信周波数の標準電波を受信するもので、複数種類の受信周波数のいずれかを対象周波数として選択し、対象周波数の標準電波を通過させて処理するものである。
【００４５】
同調受信部12は、外部の送信局から標準電波100を受信し、この電波に応じたRF信号を出力するもので、バーアンテナ22および同調コンデンサ24および26からなる共振回路を含んで構成される。
【００４６】
本実施例の同調受信部12は、この共振回路における正端子102および負端子104を介して、それぞれ正成分RF信号106および負成分RF信号108をAGCA 14へと出力する。これらのRF信号は、標準電波100の受信距離に応じてレベルが変動する。
【００４７】
また、同調受信部12では、バーアンテナ22のインダクタンスLおよび同調コンデンサ24および26の同調容量Cを用いた共振周波数として、所定の同調周波数f0=1/(2π(LC)1/2)が決定し、この所定の同調周波数f0の標準電波を選択的に受信する。
【００４８】
本実施例において、同調コンデンサ24および26は、バーアンテナ22に並列に配置され、付加的な同調コンデンサ26は、さらにコンデンサ切替スイッチ28に接続されて構成される。ここで、同調コンデンサ24および26がそれぞれ容量C1およびC2を有するとき、同調受信部12は、コンデンサ切替スイッチ28の動作に応じて、同調容量C1またはC1＋C2を有する。したがって、同調受信部12は、コンデンサ切替スイッチ28の動作に応じて、同調周波数f1=1/(2π(LC1)1/2)またはf2=1/(2π(L(C1+C2))1/2)の標準電波を選択的に受信する。
【００４９】
同調受信部12は、複数の同調コンデンサを組み合わせて構成することにより、複数の同調容量、すなわち複数の同調周波数を選択することができる。したがって、複数の同調コンデンサの組み合わせを調整して、これら複数の同調周波数を、複数の送信局から送信される標準電波の複数種類の受信周波数に合致させるとよい。
【００５０】
本実施例の同調受信部12は、２つの同調コンデンサ24および26を有して２種類の受信周波数に対応するが、３つ以上の同調コンデンサを有して３種類以上の受信周波数に対応してもよい。
【００５１】
AGCA 14は、同調受信部12から正成分RF信号106および負成分RF信号108を入力し、これらのRF入力信号を所定のレベルへと増幅してRF出力信号110を出力する。
【００５２】
AGCA 14は、利得制御信号112により利得値を変えて入力のRF信号106および108を増幅してRF信号110を出力する可変利得増幅部（Variable Gain Amplifier：VGA）30と、このRF信号110の振幅が所定の振幅になるように利得制御信号112を制御する自動利得制御（Automatic Gain Control：AGC）回路32とを含んで構成される。
【００５３】
本実施例のVGA 30は、図２に示すように、前段VGA 40、バンドパスフィルタ（Band Pass Filter：BPF）42および後段VGA 44を含んで構成されるもので、負成分RF信号108に基準電圧回路46を接続してもよい。
【００５４】
前段VGA 40は、RF信号106および108を、利得制御信号112により利得値を変えて増幅し、差動RF出力信号として正相RF信号122および逆相RF信号124を出力するものである。
【００５５】
BPF 42は、差動RF出力信号122および124を入力して、所定の周波数帯域のみを通過させて帯域外の信号を減衰して、RF出力信号として正相RF信号126および逆相RF信号128を出力するものである。
【００５６】
本実施例のBPF 42は、図２に示すように、正相RF信号122の側に水晶振動子48および50を接続し、逆相RF信号124の側に補償キャパシタ52を接続して、さらにBPF 42の出力側に終端抵抗54および基準電圧回路56を備える。
【００５７】
水晶振動子48および50は、並列に接続され、複数局の帯域内信号を加算して通過させて、複数種類の受信周波数の標準電波を受信する。
【００５８】
本実施例では、２種類の同調周波数に対応するために、BPF 42は、２つの水晶振動子48および50を有しているが、３つ以上の水晶振動子を有して３種類以上の同調周波数に対応してもよい。
【００５９】
水晶振動子48および50は、図３に示すように、インダクタンス58、キャパシタ60および62、ならびに抵抗64を有する等価回路でよい。このような水晶振動子の共振周波数は、インダクタンス58およびキャパシタ60により決定し、さらに抵抗64により共振特性の良さを示すQ値が決定する。キャパシタ62は、その水晶振動子の端子間浮遊容量を示す。
【００６０】
RF信号には、通常、RF信号成分とノイズ成分とが含まれ、正相RF信号122に含まれるRF信号成分は、インダクタンス58、キャパシタ60および抵抗64からなる共振回路を通り、ノイズ成分は、キャパシタ62を通って出力される。他方、逆相RF信号124に含まれるノイズ成分は、補償キャパシタ62を通る。補償キャパシタ62の容量値を、キャパシタ60の容量値と合わせておくことにより、逆相RF信号124に含まれるノイズ成分と、正相RF信号122に含まれるノイズ成分とが同じ振幅で位相のみが逆相となってキャンセルされる。したがって、BPF 42の出力にはノイズ成分が現れない。
【００６１】
また、終端抵抗54の両端は、正相RF信号126および逆相RF信号128にそれぞれ接続される。基準電圧回路56は、所定の基準電圧を発生するものでもよく、グランドでもよい。
【００６２】
本実施例のBPF 42では、水晶振動子の抵抗56と終端抵抗54とが直接接続されるので、その水晶振動子の共振特性を抑制し、すなわちQ値を低減して、BPF 42の通過帯域を広げることができる。したがって、抵抗値を適宜選定した終端抵抗54を用いれば、所望の通過帯域幅に調整することができる。
【００６３】
また、後段VGA 44は、RF出力信号126および128を、利得制御信号112により利得値を変えて増幅し、RF信号110を出力するものである。
【００６４】
また、AGC回路32は、VGA 30からの出力信号、すなわち後段VGA 44からのRF出力信号110に応じて、RF出力信号110の振幅が所定の振幅になるように利得制御信号112を生成して、VGA 30における前段VGA 40および後段VGA 44に出力する。
【００６５】
検波回路16は、AGC回路32からのRF出力信号110を検波して、その結果の検波出力114を比較器20に出力する。
【００６６】
基準電圧回路18は、検波比較基準電圧116として所定の基準電圧を発生させて出力するものでよい。また、基準電圧回路18は、たとえば図４に示すように、整流回路66、抵抗68、コンデンサ70および直流レベルシフト回路72を含んで構成されるものでよい。基準電圧回路18は、AGCA 14からのRF出力信号110の平均値またはピーク値に応じた電圧値を生成して、検波比較基準電圧116として出力する。
【００６７】
比較器20は、検波回路16からの検波出力114と、基準電圧回路18からの検波比較基準電圧116とを比較して、その結果としてタイムコードなどの論理レベルパルス列118を出力する。
【００６８】
コンデンサ切替スイッチ28は、トランスファ型スイッチであり、コモン端子34を同調コンデンサ26の一端に接続し、２つのスイッチ端子36および38を同調受信部12の両端に接続するもので、さらにスイッチ端子36を同調コンデンサ26の他端にも接続して構成される。コンデンサ切替スイッチ28は、接続制御信号120に応じてコモン端子34とスイッチ端子36および38との接続を切り替える。
【００６９】
コンデンサ切替スイッチ28は、たとえば図５に示すように、スイッチ端子36および38にそれぞれ接続するトランジスタ74および76を含み、トランジスタ74および76のゲート端子は、接続制御信号120と接続され、トランジスタ74および76の他端は、コモン端子34に接続される。
【００７０】
このトランジスタ74のゲート端子は、接続制御信号120を制御ドライバ78を介して入力し、トランジスタ76のゲート端子は、接続制御信号120を制御ドライバ80で逆相にして入力する。制御ドライバ78および80は、接続制御信号120をスイッチ駆動信号に変えて、この駆動信号によってトランジスタ74および76を駆動制御する。また、図６に示すように、コンデンサ切替スイッチ28がPMOS型のトランジスタ74と、NMOS型のトランジスタ76とを有する場合には、制御ドライバ80を備えなくてもよい。
【００７１】
コンデンサ切替スイッチ28は、たとえば、接続制御信号120が「L」レベルの場合、コモン端子34とスイッチ端子38とが接続され、コモン端子34とスイッチ端子36とが切り離される。他方、このスイッチ28は、接続制御信号120が「H」レベルの場合、コモン端子34とスイッチ端子36とが接続され、コモン端子34とスイッチ端子38とが切り離される。
【００７２】
本実施例では、２つの同調コンデンサに対応するために、１つのコンデンサ切替スイッチを有しているが、２つ以上のコンデンサ切替スイッチを有して３つ以上の同調コンデンサに対応してもよい。
【００７３】
次に、本実施例における標準電波受信回路10の動作について説明する。ここでは、本回路10は、２種類の受信周波数f1およびf2の標準電波を受信することができるもので、受信周波数f1およびf2のうち、いずれかを対象周波数として選択するものとする。
【００７４】
まず、本回路10において、受信周波数f1を対象周波数として選択する場合の動作を説明する。
【００７５】
このとき、コンデンサ切替スイッチ28では、「H」レベルの接続制御信号120が供給されて、コモン端子34およびスイッチ端子36間が導通状態となり、コモン端子34およびスイッチ端子38間が非導通状態となる。
【００７６】
これによって、同調受信部12では、同調コンデンサ26の両端子間がショートして、同調容量C1が得られ、同調周波数f1=1/(2π(LC1)1/2)が得られる。
【００７７】
ここで、同調受信部12において、受信周波数f1の標準電波100が受信されると、同調周波数がf1であるので、周波数f1のRF信号106および108がそれぞれ正端子102および負端子104を介してAGCA 14へと出力される。
【００７８】
他方、同調受信部12において、受信周波数f2の標準電波100が受信されると、同調周波数がf1であるので、周波数f2のRF信号は出力されない。
【００７９】
次に、本回路10において、受信周波数f2を対象周波数として選択する場合の動作を説明する。
【００８０】
このとき、コンデンサ切替スイッチ28では、「L」レベルの接続制御信号120が供給されて、コモン端子34およびスイッチ端子38間が導通状態となり、コモン端子34およびスイッチ端子36間が非導通状態となる。
【００８１】
これによって、同調受信部12では、同調コンデンサ24および26が並列接続されて、同調容量C1+C2が得られ、同調周波数f2=1/(2π(L(C1+C2))1/2)が得られる。
【００８２】
ここで、同調受信部12において、受信周波数f1の標準電波100が受信されると、同調周波数がf2であるので、周波数f1のRF信号は出力されない。
【００８３】
他方、同調受信部12において、受信周波数f2の標準電波100が受信されると、同調周波数がf2であるので、周波数f2のRF信号106および108がそれぞれ正端子102および負端子104を介してAGCA 14へと出力される。
【００８４】
このように、本実施例において、本回路10の同調受信部12は、コンデンサ切替スイッチ28の切り替えに応じて対象周波数を変えて、標準電波を受信するものである。
【００８５】
また、本回路10の同調受信部12は、複数の同調コンデンサ24および26を切り替えるコンデンサ切替スイッチ200において、ローパスフィルタ（Low Pass Filter：LPF）202を備えることにより、接続制御信号120の低域成分を除去して、ノイズをフィルタリングすることにより、アンテナ12の接続端子へ侵入するノイズを除去または低減することができる。
【００８６】
同調受信部12は、たとえば図７に示すように、MOSトランジスタ204および制御ドライバ206を含む通常のスイッチ回路をコンデンサ切替スイッチ200として用いて、同調コンデンサ26の接続を切り替えるものがある。このMOSトランジスタ204には、バイアス抵抗208が接続されてもよい。
【００８７】
ここで、切替スイッチ200では、MOSトランジスタ204と制御ドライバ206との間にLPF 202を挿入して接続することにより、制御信号120に重畳するノイズや制御ドライバ206の電源からのノイズをフィルタリングして、除去または低減することができる。本実施例のLPF 202は、抵抗210およびコンデンサ212を含んで構成されるものでよい。
【００８８】
また、同調受信部12が、図５および６に示すようなトランスファ型スイッチを用いたコンデンサ切替スイッチ28を適用する場合においても、図８および９に示すように、制御ドライバ78および80の後方にLPB 214および216を接続することにより、制御信号120におけるノイズを除去または低減して、スイッチ回路に供給することができる。
【００８９】
ところで、本回路10において、BPF 42は、図10に示すように、水晶振動子切替スイッチ302および304を備えて、それぞれ水晶振動子48および50を切り替えることにより、いずれかの水晶振動子を用いて所望の帯域内信号のみを通過させることができる。
【００９０】
ここでは図示しないが、BPF 42は、水晶振動子48および50と、水晶振動子切替スイッチ302および304とのそれぞれの接続点に、バイアス供給用の抵抗を備えて、水晶振動子切替スイッチにおける非接続端子の直流的な浮き状態を回避してもよい。
【００９１】
水晶振動子切替スイッチ302および304は、それぞれ、水晶振動子48および50に直列接続されるもので、図10に示すように、水晶振動子48および50の前方に設置されてもよく、図11に示すように、水晶振動子48および50の後方に設置されてもよい。これらのスイッチ302および304は、制御信号130および132に応じて制御され、水晶振動子48および50のいずれかのみを接続するもので、制御信号130をインバータを通した出力を制御信号132としてもよい。
【００９２】
制御信号130および132は、対象周波数に対応する水晶振動子を選択的に接続するように、水晶振動子切替スイッチ302および304を制御する信号である。
【００９３】
このように、対象周波数でない水晶振動子は、水晶振動子切替スイッチで切り離されても、ノイズ通過経路とならないので、信号電力／ノイズ電力（signal/noise：S/N）比が増大して本回路10の受信感度が向上する。
【００９４】
また、水晶振動子の切り替えにより、複数局からの標準電波のうち、所望の局の準電波を選択的に受信する場合、対象周波数でない標準電波を送信する局からの入力信号を阻止できる。
【００９５】
さらに、BPF 42は、図12に示すように、水晶振動子切替スイッチ302および304にトランスファ型スイッチを適用して、バイアス供給用の抵抗を備えることなく、水晶振動子切替スイッチの非接続端子における直流的な浮き状態を回避することができる。
【００９６】
本実施例の水晶振動子切替スイッチ302および304は、水晶振動子48および50の前方に設置される場合、図12に示すように、コモン端子306および312を、それぞれ水晶振動子48および50の入力に接続し、スイッチ端子308および314を前段VGA 40からの正相RF信号122の出力に接続する。これらのスイッチ302および304のスイッチ端子310および316は、水晶振動子48および50の出力と接続して後段VGA 44の正相RF信号126の入力に接続してもよく、図13に示すように、後段VGA 44の逆相RF信号128の入力に接続してもよい。
【００９７】
また、水晶振動子切替スイッチ302および304は、水晶振動子48および50の後方に設置される場合、図14に示すように、コモン端子306および312を、それぞれ水晶振動子48および50の出力に接続し、スイッチ端子308および314を後段VGA 44の正相RF信号126の入力に接続する。これらのスイッチ302および304のスイッチ端子310および316は、水晶振動子48および50の入力と接続して前段VGA 40の正相RF信号122の出力に接続してもよく、図15に示すように、前段VGA 40の逆相RF信号124の出力に接続してもよい。
【００９８】
これらの水晶振動子切替スイッチ302および304は、制御信号130および132に応じて制御され、水晶振動子48および50のいずれかのみを導通させるものである。たとえば、対象周波数f1が選択されるとき、図12に示すBPF 42において、制御信号130は、対象周波数f1に対応する水晶振動子48側、すなわち受信側のスイッチ302の端子306および308間を導通にして端子306および310間を非導通にすることで水晶振動子48にRF信号を通過させ、制御信号132は、対象周波数f1でない水晶振動子50側、すなわち非受信側のスイッチ304の端子312および314間を非導通にして端子312および316間を導通にすることで水晶振動子50におけるRF信号の通過を阻止する。
【００９９】
また、水晶振動子切替スイッチの他端のスイッチ端子を、対応する水晶振動子が接続する増幅器の逆極性端子と接続させると、コモン端子とこのスイッチ端子とが接続されるスイッチ側、すなわち対象周波数でない水晶振動子は、その増幅器の端子間に接続される。たとえば、他端のスイッチ端子316を、図13または図15に示すように、後段VGA 44の逆相RF信号128、または前段VGA 40の逆相RF信号124に接続させると、対象周波数でない水晶振動子50は、後段VGA 44の入力間、または前段VGA 40の出力間に接続する。この水晶振動子は、ノッチフィルタとして作用して、対象周波数でない非受信側のRF信号を減衰させる。
【０１００】
また、水晶振動子切替スイッチ302および304は、他端のスイッチ端子310および316にダンピング抵抗318および320を接続してもよい。ダンピング抵抗318および320は、たとえば、図14および図15に示すように、他端のスイッチ端子310および316に直列に接続される。
【０１０１】
ダンピング抵抗318および320は、対象周波数でない水晶振動子においてノイズにより生じる不要振動電流の発生を防止し、非受信側の水晶振動子切替スイッチにおいて浮遊容量などにより生じるノイズを軽減できる。
【０１０２】
また、本実施例のAGCA 14は、図16に示すように、帰還回路400を備えて、前段VGA 40の中間出力から入力に対して、帰還減衰量βの微正帰還をかけて、その増幅器の利得値とS/N比とを向上させることができる。
【０１０３】
前段VGA 40は、正成分RF信号106および負成分RF信号108などのRF入力信号134を入力し、このRF入力信号134と帰還回路400からの帰還量を示す減衰信号136とを加算器402で加算して入力信号138を生成する。また、前段VGA 40は、増幅器404および406にて利得制御信号112に応じて入力信号138を増幅して正相RF信号122および逆相RF信号124を出力する。また、前段VGA 40は、増幅器404における増幅処理後の中間出力140を帰還回路400に供給し、帰還回路400は、中間出力140に応じた減衰信号136を加算器402に入力する。
【０１０４】
帰還回路400は、たとえば、図17に示すように、可変抵抗408および抵抗410を含み、中間出力140を可変抵抗408に入力し、可変抵抗408で得た電圧を抵抗410に供給することにより、帰還量を得て減衰信号136として加算器402に出力する。帰還回路400は、図17では、抵抗410の後方にコンデンサ412を備えるが、備えなくてもよい。
【０１０５】
前段VGA 40の増幅器404が元の利得値αで増幅処理し、帰還回路400が帰還量βの減衰信号136を出力する場合、中間出力140にかけられている正帰還利得値Gpは、帰還回路400の正帰還動作により、次式（１）で算出される。
Gp=α/(1-αβ)  ・・・（１）
この正帰還動作において発振しないためには、（１）式の分母＞０である必要があり、すなわち帰還回路400における帰還減衰量βが増幅器404における元の利得値αよりも大きい必要がある。ここで、αβ≒０の場合には、GP≒αとなるので、利得値の増大が期待できない。
【０１０６】
元の利得値α、帰還減衰量βおよび正帰還利得値Gpは、たとえば、図18に示すような関係で値を得ることができる。このとき、元の利得値αに対する帰還減衰量βを、α＋0.1＜β＜α+20（単位はdB）の範囲で設定すると、正帰還動作による正帰還利得値Gpは、α＋0.9＜Gp＜α+18.8（単位はdB）の範囲で得られる。このように、正帰還利得値Gpは、フラットな正帰還によって、元の利得値αよりも大きい有意な値にすることができる。
【０１０７】
また、帰還回路400は、図19に示すように、帰還減衰量βを作用させる帰還量制限部414と、通過帯域を制限して対象周波数のRF信号のみを通過させるBPF 416とを含んで構成されてもよい。このBPF 416は、図19では、帰還量制限部414の前方に直列接続されるが、帰還量制限部414の後方に直列接続されてもよい。
【０１０８】
本実施例の帰還回路400において、帰還量制限部414は、図20に示すように、可変抵抗408および抵抗410を含んで構成される。また、BPF 416は、対象周波数に対応する水晶振動子418を含み、可変抵抗408を利用するように構成される。
【０１０９】
このように、帰還回路400がBPF 416を用いて対象周波数のみを通過帯域としてRF信号に正帰還を作用させると、前段VGA 40は、対象周波数以外のRF信号を元の利得値αで増幅し、対象周波数のRF信号のみを正帰還動作による正帰還利得値Gpで増幅することができる。
【０１１０】
たとえば、３段の可変利得増幅器である前段VGA 40が、10uVrmsの入力信号を入力するとき、帰還回路400が正帰還なしで動作する場合には、各段の出力結果は、図21に示す関係を有して、最終段の出力信号のS/N比が1.8となる。また、帰還回路400が、初段にて10dBの利得値を増すフラット正帰還で動作する場合には、図22に示す関係を有して、S/N比が1.92となる。また、帰還回路400が、初段にて帯域内成分のみに10dBの利得値を増して、20Hz幅のBPF 416を介する正帰還で動作する場合には、図23に示す関係を有して、S/N比が5.6となる。
【０１１１】
前段VGA 40は、最終段の出力信号のS/N比が大きくほど高性能であり、S/N比が改善されると本回路10が高感度になる。帰還回路400は、フラット正帰還や、帯域内成分のみ利得値を増してBPFを介する正帰還によって動作することにより、前段VGA 40のS/N比を改善することができる。
【０１１２】
また、帰還回路400は、図24に示すように、本回路10が対応する受信周波数の種類数に応じて、複数のBPF 420および422を備えてもよい。たとえば、本回路10が受信周波数f1およびf2に対応する場合、帰還回路400は、図25に示すように、BPF 420に対応して共振周波数f1の水晶振動子424を備え、BPF 422に対応して共振周波数f2の水晶振動子426を備えて、これらの水晶振動子424および426を並列に接続して備える。
【０１１３】
ところで、帰還回路400は、図26に示すように、帰還制御信号142に応じて、帰還減衰量βを決定してもよい。帰還回路400は、たとえば図27に示すように、抵抗410と、スイッチ回路428に接続された抵抗430および432とを含んで構成される。このスイッチ回路428は、たとえばMOSトランジスタ型のスイッチでよく、帰還制御信号142に応じて、抵抗432の接続を切り替える。
【０１１４】
また、帰還回路400は、複数のBPF 420および422を備えて複数の受信周波数に対応する場合、図28に示すように、トランスファ型スイッチなどのスイッチ回路434を備えて、複数のBPF 420および422のいずれかを導通させるように切り替えることができる。トランスファ型スイッチ434は、そのコモン端子436を中間出力140に接続し、スイッチ端子438および440をそれぞれBPF 420および422に接続して、帰還制御信号142に応じて、BPF 420および422に中間出力140を接続させる。
【０１１５】
このトランスファ型スイッチ256は、たとえば図29に示すように、図５のトランスファ型スイッチ28と同様の構成のものでよく、トランジスタ442および444と制御ドライバ446および448とを含んで構成される。
【０１１６】
また、帰還回路400は、複数の受信周波数のそれぞれに対応して複数の帰還量制限部を備えて、受信周波数に応じて帰還量を設定し、かつ通過帯域を制限することができる。複数の帰還処理部450ならびに452は、たとえば図30に示すように、それぞれ、帰還量制限部454およびBPF 456、ならびに帰還量制限部458およびBPF 460を含んで構成される。これら複数の帰還処理部450および452は、トランスファ型スイッチなどのスイッチ回路462で選択的に切り替えられて、いずれかの帰還処理部からの帰還量を減衰信号136として出力する。このスイッチ回路462は、帰還制御信号142に制御されるものでよい。
【０１１７】
この帰還回路400は、たとえば図31に示すように、受信周波数f1に対応する帰還処理部450として水晶振動子464および可変抵抗466を含み、受信周波数f2に対応する帰還処理部452として水晶振動子468および可変抵抗470を含んで構成されるものでよい。
【０１１８】
また、本回路10では、帰還回路400からの帰還信号136を同調受信部12に供給するように構成されてもよい。
【０１１９】
この同調受信部12は、たとえば図32に示すように、バーアンテナ22にコイル472を巻いて構成され、帰還回路400からの帰還信号136を入力し、帰還信号136をコイル472に供給する。
【０１２０】
バーアンテナ22は、受信した標準電波100による入力信号と、コイル472を介して得られる帰還信号とをM結合方式で加算して、AGCA 14へのRF入力信号106および108を生成する。
【０１２１】
帰還回路400は、コンデンサ474、可変抵抗476および抵抗478を含んで構成されてよく、増幅器404からの中間電力140に応じて帰還信号136をコイル472に供給する。帰還回路400は、可変抵抗476の抵抗値を制御することにより、帰還信号136の帰還量および位相を調整することができる。
【０１２２】
また、帰還回路400は、図33に示すように、増幅器404が中間電力140を差動出力して正相出力150および逆相出力152を出力するとき、正相出力150および逆相出力152を可変ポテンショメータ接続して構成されてよい。この帰還回路400は、可変抵抗476と抵抗478との間にコンデンサ480を備えてもよい。
【０１２３】
また、帰還回路400は、図34に示すように、所定の受信周波数に対応する水晶振動子482を備えて、帰還信号136における所定の受信周波数を帯域制限し、BPFとして機能してもよい。この帰還回路400は、巻き数および巻き方向を調整してコイル472を備えることにより、帰還信号136の帰還量および位相を調整することができる。
【０１２４】
帰還回路400は、水晶振動子482に対して、コンデンサ484を並列に接続し、抵抗486を直列に接続して構成されるものでよく、コンデンサ484の容量値を水晶振動子482の端子間浮遊容量値と一致させることにより、水晶振動子482を通って帰還する帯域外信号と、コンデンサ484を通る帯域外信号とは、逆位相で同じレベルであるのでキャンセルされ、帯域外信号が帰還されなくなる。
【０１２５】
また、帰還回路400は、図35および36に示すように、帰還信号136を同調受信部12からの正成分RF信号106に接続して加算することができる。この帰還回路400は、可変抵抗476、抵抗478およびコンデンサ480を含んで構成されて、可変抵抗476の抵抗値を制御することにより、帰還信号136の帰還量および位相を調整するとよい。また、帰還回路400は、帰還信号136を負成分RF信号108に接続して加算してもよい。
【０１２６】
また、帰還回路400は、図37に示すように、前段VGA 40からの正相RF信号122および逆相RF信号124に応じて正帰還動作するように構成することもできる。帰還回路400は、水晶振動子482として、AGCA 14のBPF 42における水晶振動子、たとえば受信周波数f1に対応する水晶振動子48を用い、コンデンサ484として、BPF 42における補償キャパシタ52を用いて構成されてよい。
【０１２７】
この帰還回路400は、水晶振動子48を介するRF信号122を同調受信部12のコイル472に供給することにより、正帰還動作による帰還信号136と受信した標準電波100の入力信号とを加算することができる。また、帰還回路400は、コイル472における加算結果の帰還後信号154を後段VGA 44に供給してよい。この帰還回路400において、帰還信号136の帰還量および位相は、コイル472の巻き数および巻き方向に応じて調整される。
【０１２８】
ところで、後段VGA 44において線形増幅器を用いるとき、線形増幅器は、入力の電圧信号Viに対して、同等の振幅を有する電圧信号Voを出力する。この線形増幅器は、たとえば、大振幅VIHおよび小振幅VILの電圧信号Viに対して、図38に示すように、大振幅VOHおよび小振幅VOLの電圧信号Voを出力し、その振幅の比率は、VIH/VIL=VOH/VOLとなる。このように、線形増幅器の入出力特性158として、入力Viに対する出力Voの変化率ΔVo/Viが線形性を有している。
【０１２９】
本実施例の後段VGA 44は、図39に示すように、利得制御信号112に制御されるVGA 500と最終段増幅器502とを含むもので、この最終段増幅器502に非線形増幅器を適用して構成することができる。
【０１３０】
後段VGA 44の最終段増幅器502に非線形増幅器を用いることにより、最終段増幅器502の入出力特性160は、図40に示すように、非線形性を有して、入力Viに対する出力Voの変化率ΔVo/Viが増大する。
【０１３１】
本実施例において、VGA 500は、利得制御信号112に応じて正相RF信号126および逆相RF信号128を増幅して、中間出力156を出力する。また、非線形増幅器502は、中間出力156を非線形的に増幅してRF出力信号110を生成する。
【０１３２】
この非線形増幅器502は、たとえば、大振幅VIHおよび小振幅VILの中間出力156に対して、大振幅VOHおよび小振幅VOLの出力110を出力し、それらの振幅の比率は、VIH/VIL＜VOH/VOLとなり、出力の比VOH/VOLを大きくすることができる。
【０１３３】
このように、出力比VOH/VOLを大きくすると、変調度((VOH-VOL)/VOH)が浅い場合でも、包絡線検波振幅ΔVdを変調度が深い場合とほぼ同等にまで大きくすることができ、また、小振幅VILのRF信号に重畳されるノイズを抑圧することができる。
【０１３４】
また、非線形増幅器502は、バイポーラ型トランジスタやMOS型トランジスタで構成されてよく、このとき、正入力側または逆入力側に対してのみ出力して、逆極性の負入力側または正入力側はカットオフ状態となるので、包絡線検波回路や自動可変利得制御回路の振幅検出に用いられる整流回路として利用される。
【０１３５】
また、後段VGA 44は、図41に示すように、VGA 500と非線形増幅器502との間にRF信号の直流成分、すなわち受信周波数の低域成分を除去するコンデンサ504を備え、さらに非線形増幅器502の入力側にバイアス電圧162を供給するバイアス回路506を接続して構成してもよい。
【０１３６】
コンデンサ504は、交流成分と直流成分とを含むRF信号である中間出力156から、直流成分を除去して、交流成分のみを含むRF信号を中間出力156として非線形増幅器502に供給する。
【０１３７】
また、バイアス回路506は、交流成分のみを含むRF信号である中間出力156に対して、直流バイアス162を供給して中間出力156のバイアス電圧を調整する。
【０１３８】
これにより、非線形増幅器502は、図42に示すように、VOH/VOLの値を大きく効率的にする入力範囲で中間出力156を入力してその非線形動作を最適化し、その結果、出力110の非線形性が一様となるような入出力特性164を有する。
【０１３９】
また、後段VGA 44は、図43に示すように、VGA 500の出力を差動出力化して、VGA 500が正相中間出力166および負相中間出力168を出力する。また、後段VGA 44は、最終段増幅器として非線形増幅器508および510を含んで、それぞれ正相中間出力166および負相中間出力168を非線形増幅する。さらに、後段VGA 44は、演算器512を含んで、正相非線形増幅器508からの正相非線形増幅出力170と、負相非線形増幅器510からの負相非線形増幅出力172とを加算し、その加算結果をRF出力信号110としてを出力する。
【０１４０】
これにより、正相非線形増幅器508は、正相信号の半波整流回路として動作し、負相非線形増幅器510は、負相信号の半波整流回路として動作して、演算器512が正相信号170および負相信号172からなる加算出力110を出力するので、全体としては全波整流回路として動作する。
【０１４１】
すなわち、後段VGA 44は、全波整流回路として動作して、図44に示すように、同周期内でピークVOHおよびVOLに達する回数を増加させてRF出力信号110を生成することができる。
【０１４２】
また、図45に示すように、後段VGA 44が正相中間出力166だけを出力するVGA 500を用いる場合には、１倍の利得値で正相中間出力166を逆相出力するインバータ514を用いることにより負相中間出力168を生成してもよい。
【０１４３】
さらに、後段VGA 44が正相非線形増幅器508および負相非線形増幅器510を有して構成される場合でも、図46に示すようにコンデンサ516および518とバイアス回路506とを備えて、正相中間出力166および負相中間出力168の直流成分を除去し、直流バイアス162を供給してバイアス電圧を調整するとよい。これにより、後段VGA 44は、非線形動作を最適化しつつ全波整流回路を構成することができる。
【０１４４】
また、後段VGA 44は、図47に示すように、補正用非線形増幅器520を備えてバイアス回路506からの直流バイアス162を非線形増幅して補正用出力174を生成し、演算器512にて正相非線形増幅出力170および負相非線形増幅出力172の加算出力176から補正用出力174を減算して出力110を生成してもよい。この演算器512では、加算器522が正相非線形増幅出力170および負相非線形増幅出力172を加算して加算出力176を生成し、加算器524が加算出力176を入力し、また補正用出力174を極性反転して入力して、加算出力176と反転した補正用出力174とを加算することにより出力110を生成する。
【０１４５】
このように、後段VGA 44は、整流出力176から補正用出力174を減算して、直流バイアス162が供給されることにより整流出力176に生じる微小の直流成分を除去することができる。
【０１４６】
これらの非線形増幅器を用いる後段VGA 44では、電圧信号を電流信号に変換して電流信号を出力する非線形増幅器を用いることもある。この場合には、図48に示すように、演算器512の後方に電流電圧変換器526を備えて、演算結果の出力電流178を電圧信号110に変換する。
【０１４７】
また、後段VGA 44は、正相非線形増幅出力170、負相非線形増幅出力172および反転した補正用出力174をすべて入力して加算する加算器を演算器512として用いてもよい。たとえば図49に示すように、演算器512は、正相非線形増幅器508からの正相出力電流170、および負相非線形増幅器510からの負相出力電流172を入力し、さらに補正用非線形増幅器520から補正用の出力電流174を反転して入力して、これらを加算する。
【０１４８】
また、補正用非線形増幅器520が反転した補正用出力電流174を出力する場合には、演算器512は、図50に示すように、補正用出力電流174を反転せずに入力して、正相出力電流170および負相出力電流172とともに加算する。
【０１４９】
後段VGA 44は、たとえば図51に示すように構成される。ここでは、バイアス回路506は、トランジスタ528および530、ならびに抵抗532および534を含んで構成される。また、正相非線形増幅器508および負相非線形増幅器510は、それぞれトランジスタ536および538を含み、ともに抵抗540を用いるように構成される。また、補正用非線形増幅器520は、トランジスタ542を含んで構成される。
【０１５０】
この抵抗540は、正相非線形増幅器508と負相非線形増幅器510とで共有され、入力信号が小さい場合には無視できるほどの効果しか生じないが、入力信号が大きい場合には、入出力間の非線形性を緩和し、すなわち線形化してこれらの非線形増幅器が過大な利得値を生じることを防止する。
【０１５１】
また、この後段VGA 44における演算器512は、抵抗544、ならびにトランジスタ546および548を含んで構成される。この演算器512は、正相出力電流170および負相出力電流172をワイヤードORの形式で電流加算して、その加算結果の出力電流を抵抗544を介してトランジスタ546および548からなるミラー回路に供給する。
【０１５２】
ところで、非線形増幅器を用いると、大きい入力に対して出力が非常に大きくなり電流または電力を過大に消費するという障害が発生する。そこで、演算器512において、抵抗544を用いることにより、非線形増幅器の最大出力電流を所定値以下に制限して過大電力消費などの障害の発生を防止することができる。
【０１５３】
また、ミラー回路は、抵抗544からの出力電流を折り返し、すなわち極性反転して電流信号176を生成する。さらに、ミラー回路は、電流信号176と補正用出力電流174とをワイヤードORの形式で電流加算して出力電流信号178を生成する。
【０１５４】
この後段VGA 44では、演算器512の後方に電流電圧変換器520として備えた抵抗550によって、出力電流信号178を電圧信号110に変換して出力する。
【０１５５】
抵抗540は、たとえば図52に示すように、入力ViがVIH以上である場合、すなわちVoが所定の制御レベルの場合に、非線形増幅器の入出力特性180として、Viに対するVoを線形化して出力する。
【０１５６】
さらに、本装置10では、図53に示すように、AGCA 14のVGA 30において、前段VGA 40およびBPF 42の間に周波数逓倍回路600を挿入して構成してもよい。
【０１５７】
ところで、同調受信部12からの正成分RF信号106および負成分RF信号108が小さい場合、前段VGA 40では利得値が非常に大きくなる。この場合、同調受信部12とBPF
42とが接近して配置されていると、BPF 42から同調受信部12への帰還、たとえば浮遊容量結合やリーク抵抗による帰還、および誘導結合による帰還が強まるので、発振したり受信感度が不安定になるなどの障害が生じる。
【０１５８】
周波数逓倍回路600は、前段VGA 40からの正相RF信号122および逆相RF信号124の周波数f0を逓倍して、本実施例では２倍にしてRF信号182および184を生成し、BPF 42に入力することにより、BPF 42から同調受信部12への帰還の効果を除去または低減する。
【０１５９】
この場合、BPF 42は、受信周波数の２倍の周波数で共振する水晶振動子を備えるとよく、たとえば水晶振動子48および50は、それぞれ共振周波数2f1および2f2を有するとよい。
【０１６０】
周波数２逓倍回路600は、全波整流回路602とBPF 604とを含んで構成される。全波整流回路602は、前段VGA 40から正相RF信号122および逆相RF信号124を入力し、全波整流処理して出力信号186をBPF 604へ出力する。
【０１６１】
BPF 604は、たとえば、BPF 606およびバッファアンプ608を含んで構成され、全波整流回路602からの出力信号186を帯域フィルタリングし、フィルタ駆動差動出力信号182および184を生成して出力する。
【０１６２】
BPF 606は、抵抗610ならびにコンデンサ612および614を含んで構成されて、抵抗610の一端をバイアス電圧616と接続することにより、出力信号186を帯域フィルタリングして差動信号188および190を出力する。
【０１６３】
また、バッファアンプ608は、出力188および190を所定のフィルタリング信号で帯域フィルタリングして駆動差動出力信号182および184を生成する。
【０１６４】
また、BPF 604は、BPF 42を駆動する駆動電力と、周波数変換に伴うレベルロスとを補償する増幅機能を有するとよい。
【０１６５】
次に、本実施例の周波数２逓倍回路600の動作について説明する。周波数２逓倍回路600では、まずたとえば図54に示すような、周波数f0を有する正相RF信号122および逆相RF信号124が入力する。
【０１６６】
周波数２逓倍回路600において、これらの正相RF信号122および逆相RF信号124は、全波整流回路602に入力して全波整流処理され、図55に示すような、周波数f0の２倍の周波数を有する出力信号186が得られる。出力信号186は、水平方向の直線で示すように、大振幅時と小振幅時とで直流レベルが変動するもので、波形の尖り、すなわち高調波成分を含んでいる。
【０１６７】
次に、出力信号186は、BPF 604に入力して直流波成分および高周波成分が除去されて、図56に示すような、駆動差動出力信号182および184が得られる。周波数２逓倍回路600では、理想的には、図57に示すような波形の駆動差動出力信号182および184が得られるとよい。
【０１６８】
また、周波数２逓倍回路600は、たとえば図58に示すように構成される。ここでは、全波整流回路602は、トランジスタ620、622および624を含んで構成され、BPF 606は、抵抗610、ならびにコンデンサ612および614を含んで構成され、バッファアンプ608は、トランジスタ626、628、630、632、634、636、638および640、コンデンサ642および644、ならびに抵抗646、648および650を含んで構成される。
【０１６９】
全波整流回路602は、トランジスタ620および622のいずれかゲート電位が高い側でソース電位が決定するので、両者のゲート電位が同じ場合のソース電位を最低ソース電位とし、いずれかのゲート電位が最高電位である場合のソース電位を最高ソース電位として出力信号186を生成する。
【０１７０】
また、BPF 606は、コンデンサ612および抵抗610によりハイパスフィルタ（High Pass Filter：HPF）として動作し、コンデンサ614および抵抗610によりLPFとして動作する。BPF 606は、抵抗610の抵抗値×コンデンサ612の容量値＞抵抗610の抵抗値×コンデンサ614の容量値として設定されると、低域カットオフ時定数が抵抗610の抵抗値×コンデンサ612の容量値で、高域カットオフ時定数が抵抗610の抵抗値×コンデンサ614の容量値であるBPFが構成される。BPF 606は、受信周波数帯域内に２逓倍周波数が入るようにこれらの時定数を設定するとよい。
【０１７１】
バッファアンプ608は、コンデンサ642および抵抗646によりHPFとして動作し、コンデンサ644および抵抗648および650によりLPFとして動作する。バッファアンプ608は、抵抗646の抵抗値×コンデンサ642の容量値＞抵抗648および650の抵抗値の和×コンデンサ644の容量値として設定されると、低域カットオフ時定数が抵抗646の抵抗値×コンデンサ642の容量値で、高域カットオフ時定数が抵抗648および650の抵抗値の和×コンデンサ644の容量値であるBPF 652が構成される。バッファアンプ608は、受信周波数帯域内に２逓倍周波数が入るようにこれらの時定数を設定するとよい。
【０１７２】
また、バッファアンプ608は、トランジスタ634および636で吸い込み電流をそれぞれ設定するソースフォロワトランジスタ638および640を有し、BPF 652の出力をこれらのトランジスタ638および640を介して低インピーダンス出力することにより、BPF 42を駆動可能にしている。
【０１７３】
バッファアンプ608は、ソース間抵抗646と、負荷抵抗648および650との比によって受信周波数領域の利得値が決まるので、この比を適宜設定するとよい。
【図面の簡単な説明】
【０１７４】
【図１】本発明の標準電波受信回路の一実施例を示すブロック図である。
【図２】図１に示す受信回路のVGAの構成例を示すブロック図である。
【図３】図２に示すVGAのBPFにおける水晶振動子の構成例を示すブロック図である。
【図４】図１に示す受信回路の基準電圧回路の構成例を示すブロック図である。
【図５】図１に示す受信回路のコンデンサ切替スイッチの構成例を示すブロック図である。
【図６】図１に示す受信回路のコンデンサ切替スイッチの構成例を示すブロック図である。
【図７】図１に示す受信回路のコンデンサ切替スイッチの構成例を示すブロック図である。
【図８】図１に示す受信回路のコンデンサ切替スイッチの構成例を示すブロック図である。
【図９】図１に示す受信回路のコンデンサ切替スイッチの構成例を示すブロック図である。
【図１０】図２に示すVGAのBPFの構成例を示すブロック図である。
【図１１】図２に示すVGAのBPFの構成例を示すブロック図である。
【図１２】図２に示すVGAのBPFの構成例を示すブロック図である。
【図１３】図２に示すVGAのBPFの構成例を示すブロック図である。
【図１４】図２に示すVGAのBPFの構成例を示すブロック図である。
【図１５】図２に示すVGAのBPFの構成例を示すブロック図である。
【図１６】図２に示すVGAの前段VGAに帰還回路を適用する構成例を示すブロック図である。
【図１７】図１６に示す帰還回路の構成例を示すブロック図である。
【図１８】図１６に示す帰還回路で得られる帰還量を表わす例図である。
【図１９】図１６に示す帰還回路の構成例を示すブロック図である。
【図２０】図１６に示すVGAにおける帰還回路の構成例を示すブロック図である。
【図２１】図１６に示す帰還回路で得られるS/N比を表わす例図である。
【図２２】図１６に示す帰還回路で得られるS/N比を表わす例図である。
【図２３】図１９に示す帰還回路で得られるS/N比を表わす例図である。
【図２４】図１６に示す帰還回路の構成例を示すブロック図である。
【図２５】図１６に示す帰還回路の構成例を示すブロック図である。
【図２６】図１６に示す帰還回路の構成例を示すブロック図である。
【図２７】図１６に示す帰還回路の構成例を示すブロック図である。
【図２８】図１６に示す帰還回路の構成例を示すブロック図である。
【図２９】図１６に示す帰還回路の構成例を示すブロック図である。
【図３０】図１６に示す帰還回路の構成例を示すブロック図である。
【図３１】図１６に示す帰還回路の構成例を示すブロック図である。
【図３２】図１に示す受信回路における帰還回路の適用例を示すブロック図である。
【図３３】図１に示す受信回路における帰還回路の適用例を示すブロック図である。
【図３４】図１に示す受信回路における帰還回路の適用例を示すブロック図である。
【図３５】図１に示す受信回路における帰還回路の適用例を示すブロック図である。
【図３６】図１に示す受信回路における帰還回路の適用例を示すブロック図である。
【図３７】図１に示す受信回路における帰還回路の適用例を示すブロック図である。
【図３８】線形増幅器の入出力特性の例示したグラフである。
【図３９】図２に示すVGAの後段VGAにおける非線形増幅器の適用例を示すブロック図である。
【図４０】図３９に示す非線形増幅器の入出力特性の例示したグラフである。
【図４１】図３９に示すVGAの後段VGAの構成例を示すブロック図である。
【図４２】図４１に示す非線形増幅器の入出力特性の例示したグラフである。
【図４３】図３９に示すVGAの後段VGAの構成例を示すブロック図である。
【図４４】図４３に示す非線形増幅器の入出力特性の例示したグラフである。
【図４５】図３９に示すVGAの後段VGAの構成例を示すブロック図である。
【図４６】図３９に示すVGAの後段VGAの構成例を示すブロック図である。
【図４７】図３９に示すVGAの後段VGAの構成例を示すブロック図である。
【図４８】図４３に示す非線形増幅器の演算器の構成例を示すブロック図である。
【図４９】図４７に示す非線形増幅器の演算器の構成例を示すブロック図である。
【図５０】図４７に示す非線形増幅器の演算器の構成例を示すブロック図である。
【図５１】図４７に示す非線形増幅器の構成例を示すブロック図である。
【図５２】図５１に示す非線形増幅器の入出力特性の例示したグラフである。
【図５３】図２に示すVGAにおける周波数逓倍回路の適用例を示すブロック図である。
【図５４】図５３に示す周波数逓倍回路における無線周波数信号の例図である。
【図５５】図５３に示す周波数逓倍回路における無線周波数信号の例図である。
【図５６】図５３に示す周波数逓倍回路における無線周波数信号の例図である。
【図５７】図５３に示す周波数逓倍回路における無線周波数信号の例図である。
【図５８】図５３に示す周波数逓倍回路の構成例を示すブロック図である。
【符号の説明】
【０１７５】
10  標準電波受信回路
12  同調受信部
14  自動利得制御型増幅器
16  検波回路
18  基準電圧回路
20  比較器
22  バーアンテナ
24、26  同調コンデンサ
28  コンデンサ切替スイッチ
30  可変利得増幅部
32  自動利得制御回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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【図３７】
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【図３８】
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【図３９】
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【図４０】
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【図４１】
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【図４２】
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【図４３】
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【図４４】
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【図４５】
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【図４６】
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【図４７】
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【図４８】
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【図４９】
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【図５０】
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【図５１】
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【図５２】
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【図５３】
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【図５４】
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【図５５】
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【図５６】
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【図５７】
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【図５８】
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