(57)【要約】【課題】  ＬＣ共振回路を負荷としたミキサ回路において、ＬＣ共振回路の共振周波数を変化させてもゲインが大きく変化したりＱの値が大きく低下したりすることがないようにする。【解決手段】  ＬＣ共振回路を負荷としたミキサ回路において、一次側の負荷インダクタ（Ｌ１，Ｌ２）と相互誘導結合される二次側のインダクタ（Ｌ３，Ｌ４）および該インダクタと並列に接続された可変容量（Ｃｖ１，Ｃｖ２）をＬＣ共振回路に設け、可変容量に印加される制御電圧を変化させることで等価インダクタンス値を変化させて、ＬＣ共振回路の共振周波数を変化させるようにした。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１インダクタンス素子と、容量素子と、前記第１インダクタンス素子と相互誘導結合される第２インダクタンス素子とを有する共振回路からなる負荷回路と、第１周波数の第１信号と第２周波数の第２信号を入力信号として前記負荷回路を駆動するトランジスタ回路とを備えるミキサ回路であって、
前記第２インダクタンス素子を含む二次側回路の状態が変化されることにより前記第１インダクタンス素子を含む一次側回路の実効インダクタンス値が変化されて前記負荷回路の共振周波数が所望の範囲に設定されることを特徴とするミキサ回路。
【請求項２】
前記第２インダクタンス素子の端子間に接続された第１可変容量を備え、前記第１可変容量の容量値が変化されることにより前記一次側回路の実効インダクタンス値が変化されることを特徴とする請求項１に記載のミキサ回路。
【請求項３】
前記第１インダクタンス素子の端子間に接続された第２可変容量を備え、前記第２可変容量の容量値が変化されることにより前記負荷回路の共振周波数が変化されることを特徴とする請求項２に記載のミキサ回路。
【請求項４】
前記第１可変容量の容量値が変化されることにより前記負荷回路の共振周波数が所定量変化され、前記第２可変容量の容量値が変化されることにより前記負荷回路の共振周波数が前記所定量よりも少ない量だけ変化されることを特徴とする請求項３に記載のミキサ回路。
【請求項５】
前記第１可変容量は、絶縁ゲート型電界効果トランジスタのゲート端子とソース・ドレイン端子との間のゲート容量を利用した複数のＭＯＳ容量からなり、ゲートとソース・ドレイン間に所定以上の電圧が印加されるＭＯＳ容量の数が変化されることにより前記一次側回路の実効インダクタンス値が変化されることを特徴とする請求項２〜４のいずれかに記載のミキサ回路。
【請求項６】
前記第１可変容量はバラクタダイオードからなり、該バラクタダイオードに印加される電圧が変化されることにより前記一次側回路の実効インダクタンス値が変化されることを特徴とする請求項２〜５のいずれかに記載のミキサ回路。
【請求項７】
第１可変容量を有し共振周波数が可変なＬＣ共振回路を負荷回路とするミキサ回路と、第２可変容量を有し発振周波数が可変なＬＣ共振型電圧制御発振回路とを備え、
前記ミキサ回路は、前記ＬＣ共振型電圧制御発振回路からの発振信号もしくはその信号から派生する信号と、送信信号または受信信号とを入力とし、前記ミキサ回路のＬＣ共振回路と前記ＬＣ共振型電圧制御発振回路のＬＣ共振回路は同一の構成を有し、
前記第２可変容量の容量値の変化によって前記ＬＣ共振型電圧制御発振回路の発振周波数が変化される際に、前記第１可変容量の容量値が変化されて前記ミキサ回路の共振周波数が前記ＬＣ共振型電圧制御発振回路の発振周波数の変化と同じ方向へ変化されるように構成されていることを特徴とする通信用半導体集積回路。
【請求項８】
前記ミキサ回路のＬＣ共振回路と前記ＬＣ共振型電圧制御発振回路のＬＣ共振回路は、それぞれ第１インダクタンス素子と、容量素子と、前記第１インダクタンス素子と相互誘導結合される第２インダクタンス素子とを有する共振回路であることを特徴とする請求項７に記載の通信用半導体集積回路。
【請求項９】
前記第２インダクタンス素子の端子間に接続された第１可変容量を備え、前記第１可変容量の容量値が変化されることにより前記一次側回路の実効インダクタンス値が変化されることを特徴とする請求項８に記載の通信用半導体集積回路。
【請求項１０】
前記第１インダクタンス素子の端子間に接続された第２可変容量を備え、前記第２可変容量の容量値が変化されることにより前記負荷回路の共振周波数が変化されることを特徴とする請求項９に記載の通信用半導体集積回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＬＣ共振回路を負荷回路とするミキサ回路に適用して有効な技術に関し、例えば無線通信装置に使用される送信信号の変調回路や受信信号の復調回路を構成するミキサ回路およびそれを内蔵した通信用半導体集積回路（高周波ＩＣ）に利用して有効な技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話機のような無線通信装置には、送信信号の変調回路や受信信号の復調回路に、差動増幅回路の１種であるギルバートセル型ミキサ回路が用いられている。ギルバートセル型ミキサ回路の負荷には一般に抵抗素子が用いられるが、抵抗を負荷とするミキサ回路はダイナミックレンジが狭くＣＮ比（搬送波対雑音比）も悪いため、送信信号の変調回路や受信信号の復調回路にはインダクタと容量からなるＬＣ共振回路を負荷としたミキサ回路が使用されることがある。
【０００３】
さらに、かかるミキサ回路において、複数の周波数帯の送信信号の変調や受信信号の復調を行なう場合に、送受信信号の周波数とＬＣ共振回路の共振周波数とが大きくずれているとＣＮ比が低下する。そこで、ＬＣ共振回路の容量値またはインダクタンス値を、ミキシングする信号の周波数に応じて切り換えて共振周波数を変化させるようにしたミキサ回路に関する発明が提案されている（特許文献１，特許文献２）。
【特許文献１】特開２００３−１５２８１５号公報
【特許文献２】特開２００３−２９８３５５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上記先願発明のうち、特許文献１の発明は主として容量値を切り換えて共振周波数を変化させるもの、特許文献２の発明はインダクタンス値を切り換えて共振周波数を変化させるものである。ところが、ＬＣ共振回路を負荷としたミキサ回路において、特許文献１の発明の実施例のように、ＬＣ共振回路のインダクタンス値を固定したまま容量値を切り換えて共振周波数を変化させると、帯域内の周波数特性がフラットにならないため容量値の切換えによってゲインが変化してしまう。
【０００５】
一方、特許文献２の発明のように、ＬＣ共振回路のインダクタンス値を切り換えて共振周波数を変化させると、ゲイン変化を回避することはできるが、特許文献２では可変インダクタンス回路として素子数の多いアクティブインダクタ回路を使用しているため、回路規模が増大し消費電力も増加してしまうという課題がある。
【０００６】
また、インダクタンス値の切換えのため、複数のインダクタとそれを接続したり切り離したりするためのスイッチ素子とを設ける回路も考えられる。ところが、スイッチ素子としてＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）を使用すると、そのオン抵抗の影響によってＬＣ共振回路のＱ（Quality -factor）の値が低下し、出力振幅が下がるとともにＣＮ比が劣化してしまうという課題がある。
【０００７】
本発明者らが適用しようと考えているＷＣＤＭＡ（Wideband Code Division Multiple Access）方式の無線通信装置の変調回路や復調回路では、変復調に使用される局部発振信号の周波数範囲が従来よりも広いため、従来の共振回路を使用したミキサ回路で対応しようとすると、ゲインの変化が許容範囲を超えてしまうおそれがあることが分かった。
【０００８】
この発明の目的は、負荷回路としてのＬＣ共振回路の共振周波数を変化させてもゲインが大きく変化することがないミキサ回路および該ミキサ回路を送信信号の変調回路または受信信号の復調回路として内蔵する通信用半導体集積回路を提供することにある。
【０００９】
この発明の他の目的は、負荷回路としてのＬＣ共振回路の共振周波数を変化させてもＱの値が大きく低下することがないミキサ回路および該ミキサ回路を送信信号の変調回路または受信信号の復調回路として内蔵する通信用半導体集積回路を提供することにある。
【００１０】
この発明のさらに他の目的は、ＬＣ共振回路を負荷としたミキサ回路および該ミキサ回路を送信信号の変調回路または受信信号の復調回路として内蔵する通信用半導体集積回路において、比較的小規模な回路の追加で、ＬＣ共振回路のインダクタンス値を切り換えて共振周波数を変化させることができるようにすることにある。
【００１１】
この発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴については、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を説明すれば、下記のとおりである。
【００１３】
すなわち、ＬＣ共振回路を負荷としたミキサ回路において、一次側の負荷インダクタと相互誘導結合される二次側のインダクタおよび該インダクタと並列に接続された可変容量をＬＣ共振回路に設け、可変容量に印加される制御電圧を変化させることで等価インダクタンス値を変化させて、ＬＣ共振回路の共振周波数を変化させるようにしたものである。
【００１４】
上記した手段によれば、上記ＬＣ共振回路の等価インダクタンス値を変化させてＬＣ共振回路の共振周波数を変化させるため、容量値を変化させる場合に比べてミキサ回路のゲインを大きく変化させることなく共振周波数を変化させることができる。また、上記ＬＣ共振回路の等価インダクタンスを切り替えるために一次側の負荷インダクタに接続されるスイッチ素子が不要であるので、Ｑの値を大きく低下させることなく共振周波数を変化させることができる。さらに、インダクタンス値を変化させるのにアクティブインダクタ回路を使用しないですむため、占有面積や消費電力を増加させることなく共振周波数を変化させることができる。
【００１５】
ここで、望ましくは、ＬＣ共振回路の一次側にも可変容量を設けて、一次側の可変容量に印加される制御電圧を変化させることでＬＣ共振回路の共振周波数を変化させることができるようにする。二次側の可変容量の容量値の変化によりＬＣ共振回路の等価インダクタンス値を変化させることができることに加え、一次側の容量値も変化させることができる。そのため、二次側の可変容量の容量値の切替えで共振周波数の粗い調整を行ない、一次側の可変容量の容量値の切替えで共振周波数の微調整を行なうことができ、それによって従来よりも広い周波数範囲に亘って精度の高い周波数調整を円滑に行なうことが可能となる。
【発明の効果】
【００１６】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記のとおりである。
【００１７】
すなわち、本発明に従うと、負荷回路としてのＬＣ共振回路の共振周波数を変化させてもゲインが大きく変化することがないとともに、共振周波数を変化させてもＱの値が大きく低下することがないミキサ回路および該ミキサ回路を送信信号の変調回路または受信信号の復調回路として内蔵する通信用半導体集積回路を実現することができる。
【００１８】
また、本発明に従うと、ＬＣ共振回路を負荷としたミキサ回路において、回路規模を増大させたり消費電力を増加させることなく、ＬＣ共振回路のインダクタンス値を切り換えて共振周波数を変化させることができるようになる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
以下、本発明の好適な実施例を図面に基づいて説明する。
【００２０】
図１は、本発明に係るミキサ回路を、搬送波に対して同相成分のＩ信号および直交成分のＱ信号と局部発振信号φvcoとをミキシングして周波数変換および変調を行なう直交変調回路に適用した場合の一実施例を示す。
【００２１】
図１に示されているように、この実施例の直交変調回路は、２つのギルバートセル型ミキサ回路ＭＩＸａとＭＩＸｂとからなり、前記ミキサ回路に共通の負荷回路ＣＯＬとして一対のインダクタＬ１，Ｌ２と可変容量Ｃｖ０とからなるＬＣ共振回路が用いられている。
【００２２】
この実施例の負荷回路ＣＯＬは、並列形態のインダクタＬ１，Ｌ２と、Ｌ１，Ｌ２の一方の端子（ノードＮ１，Ｎ２）間に接続された可変容量Ｃｖ０と、インダクタＬ１，Ｌ２とそれぞれ相互誘導結合されるインダクタＬ３，Ｌ４と、Ｌ３の端子間に接続された可変容量Ｃｖ１と、Ｌ４の端子間に接続された可変容量Ｃｖ２とからなる。上記可変容量Ｃｖ０の容量値は第１の制御信号ＣＳ１および第１の制御電圧Ｖｃ１によって制御され、可変容量Ｃｖ１，Ｃｖ２の容量値は第２の制御信号ＣＳ２および第２の制御電圧Ｖｃ２によって制御される。
【００２３】
ミキサ回路ＭＩＸａは、互いに位相が１８０°ずれた発振信号φ０，／φ０がそれぞれベースに印加されエミッタが共通接続されたトランジスタＱ１１，Ｑ１２およびＱ２１，Ｑ２２と、トランジスタＱ１１，Ｑ１２の共通エミッタに接続されベース端子にＩ信号が印加されたトランジスタＱ１３と、Ｑ２１，Ｑ２２の共通エミッタに接続されベース端子にＩ信号の逆相信号／Ｉが印加されたトランジスタＱ２３と、Ｑ１３，Ｑ２３のエミッタ抵抗Ｒ１，Ｒ２とから構成されている。そして、トランジスタＱ１１，Ｑ２１のコレクタ端子が共通負荷回路ＣＯＬのインダクタＬ１と可変容量Ｃｖ０との接続ノードＮ１に接続され、トランジスタＱ１２，Ｑ２２のコレクタ端子がインダクタＬ２と可変容量Ｃｖ０との接続ノードＮ２に接続されている。
【００２４】
ミキサ回路ＭＩＸｂは、互いに位相が１８０°ずれ上記発振信号φ０とは位相が９０°ずれた発振信号φ１，／φ１がそれぞれベースに印加されエミッタが共通接続されたトランジスタＱ３１，Ｑ３２およびＱ４１，Ｑ４２と、トランジスタＱ３１，Ｑ３２の共通エミッタに接続されベース端子にＱ信号が印加されたトランジスタＱ３３と、Ｑ４１，Ｑ４２の共通エミッタに接続されベース端子にＱ信号の逆相信号／Ｑが印加されたトランジスタＱ４３と、Ｑ３３，Ｑ４３のエミッタ抵抗Ｒ３，Ｒ４とから構成されている。また、トランジスタＱ３１，Ｑ４１のコレクタ端子が共通負荷回路ＣＯＬのインダクタＬ２と可変容量Ｃｖ０との接続ノードＮ２に接続され、トランジスタＱ３２，Ｑ４２のコレクタ端子がインダクタＬ１と可変容量Ｃｖ０との接続ノードＮ１に接続されている。
【００２５】
上記のような構成を有することによって、図１のミキサ回路は、ノードＮ１，Ｎ２に接続された出力端子ＯＵＴ，／ＯＵＴから、入力信号であるＩ，Ｑ信号と発振信号φ０，φ１の周波数差に相当する周波数を有する信号を差動信号として出力する。
【００２６】
図２は図１の直交変調回路を構成する可変容量Ｃｖ０を具体的に示した回路図、図３は可変容量Ｃｖ１，Ｃｖ２をより具体的に示した回路図である。図２，図３に示されているように、この実施例の可変容量Ｃｖ０〜Ｃｖ２は、それぞれ並列形態のバラクタダイオードとＭＯＳ容量からなる。より具体的に説明すると、可変容量Ｃｖ０は、複数のバラクタダイオードＤ１１，Ｄ１２……とＤ２１，Ｄ２２……がアノード端子を背中合わせにしてノードＮ１とＮ２との間に並列に接続され、さらにこれらと並列に複数のＭＯＳ容量Ｍｃ１１，Ｍｃ１２……とＭｃ２１，Ｍｃ２２……がソース・ドレインを共通端子としてノードＮ１とＮ２との間に接続されてなる。
【００２７】
そして、上記バラクタダイオードＤ１１，Ｄ１２……とＤ２１，Ｄ２２……の共通アノード端子に連続的に変化される制御電圧Ｖｃ１が印加され、ＭＯＳ容量Ｍｃ１１，Ｍｃ１２……とＭｃ２１，Ｍｃ２２……の各共通ソース・ドレイン端子に制御信号（バイナリコード）ＣＳ１の各ビットＢ１，Ｂ２……が印加されている。制御信号ＣＳ１が変化されることで可変容量Ｃｖ０は容量値が階段状に変化され、制御電圧Ｖｃ１が変化されることで可変容量Ｃｖ０は容量値がリニアに変化される。
【００２８】
つまり、２種類の容量素子の組合せにより、ＭＯＳ容量Ｍｃ１１，Ｍｃ１２……とＭｃ２１，Ｍｃ２２……で容量値を段階的に変化させ、バラクタダイオードＤ１１，Ｄ１２……とＤ２１，Ｄ２２……で階段の各ステップ間を補間するように容量値を変化させることができるように構成されている。バラクタダイオードを複数個接続しているのは、所定の大きさのバラクタダイオードを並べて所望の値を得るためであり、それぞれ１個のバラクタダイオードに置き換えることも可能である。
【００２９】
可変容量Ｃｖ１，Ｃｖ２の構成と動作は可変容量Ｃｖ０と同様であるので、詳しい説明は省略する。可変容量Ｃｖ０は、その容量を変化させるとＬＣ共振回路のＣの値が変わって直接共振周波数を切り替えるように作用し、可変容量Ｃｖ１，Ｃｖ２はその容量を変化させるとＬＣ共振回路のＬの値が変わって間接的に共振周波数を切り替えるように作用する。
【００３０】
ここで、インダクタＬ１とＬ３の相互インダクタンスをＭ、バラクタダイオードのトータルの容量値をＣvd、ＭＯＳ容量のトータルの容量値をＣmsとおくと、インダクタＬ１の実効インダクタンスＬeffは、次式（１）
Ｌeff＝Ｌ１＋ω2Ｍ×(Ｃvd＋Ｃms)／{１−ω2Ｌ３×(Ｃvd＋Ｃms)} ……（１）
で表わされる。インダクタＬ２も同様である。この式より、Ｃvd，Ｃmsを変化させると、Ｌeffの値が変わって共振周波数が変化することが分かる。
【００３１】
なお、一次側の可変容量Ｃｖ０の容量値の変化による共振周波数の変化は直接的であるのに対し、二次側の可変容量Ｃｖ１，Ｃｖ２の容量値の変化による共振周波数の変化は一旦等価インダクタンス値を変化させる間接的な変化である。そのため、二次側の可変容量の容量値の切替えで共振周波数の粗い調整を行ない、１次側の可変容量の容量値の切替えで共振周波数の微調整を行なうのが望ましく、それにより広い周波数範囲に亘って精度の高い周波数調整を円滑に行なうことが可能となる。ただし、上記とは逆に一次側の可変容量の容量値の切替えで共振周波数の粗い調整を行ない、二次側の可変容量の容量値の切替えで共振周波数の微調整を行なうように構成することも可能である。
【００３２】
図４は、ＭＯＳ容量の容量値Ｃｖとゲート−ドレイン・ソース間電圧Ｖｇとの関係を示す。図４において、破線ＡはＷ／Ｌ比（ゲート幅とゲート長との比）が１６μｍ／２μｍのＭＯＳＦＥＴ１個当たりの容量値の変化を、また実線ＢはＷ／Ｌ比が１６μｍ／２μｍである２４個のＭＯＳＦＥＴで可変容量Ｃｖを構成した場合の容量値の変化を示す。
【００３３】
ゲート−ドレイン・ソース間に１．５Ｖ以上の電圧を印加した時のＭＯＳＦＥＴ１個当たりの容量値を０．１２５ｐＦとすると、２４個並列接続の場合にはトータルで３ｐＦの容量が得られる。従って、可変容量Ｃｖ０〜Ｃｖ２に必要とされる容量値に応じて、可変容量Ｃｖ０〜Ｃｖ２を構成するＭＯＳＦＥＴの個数もしくはゲート幅を設定してやればよい。ＭＯＳ容量のゲート−ドレイン・ソース間が０Ｖすなわちドレイン・ソース端子にゲート端子の印加電圧と同一の電圧が印加された場合、容量値はほぼ０となる。
【００３４】
図５は、制御信号ＣＳ１を切り換えてノードＮ１−Ｎ２間に接続されるＭＯＳ容量の数を変化させた場合における図１の直交変調回路の周波数特性を示す。
【００３５】
図５において、曲線ＡはＮ１−Ｎ２間に接続されるＭＯＳ容量の数を２４個とした時の特性、曲線ＢはＮ１−Ｎ２間に接続されるＭＯＳ容量の数を「０」とした時の特性である。各曲線Ａ，Ｂのピークのときの周波数ｆo2，ｆo1は、ＬＣ共振回路からなる共通負荷回路ＣＯＬの共振点である。ノードＮ１−Ｎ２間に接続されるＭＯＳ容量の数を、「０」と「２４」の間の任意数とすることで、ｆo2，ｆo1の間にピーク値を有し曲線Ａ，Ｂと類似の周波数特性を設定することができる。
【００３６】
図６には、本発明のミキサ回路をＷＣＤＭＡ方式の無線通信装置の送信系回路の変調回路に適用した場合の送信系回路の構成例が示されている。
【００３７】
図６において、１００は実施例の送信系回路を備えた通信用の半導体集積回路（以下、高周波ＩＣと称する）、２００はベースバンド回路である。ベースバンド回路２００は、送信データをＩ信号とＱ信号に変換して高周波ＩＣ１００に供給したり、高周波ＩＣ１００に対する制御信号を生成するもので、１個あるいは数個のＩＣ（半導体集積回路）で構成される。特に制限されるものでないが、Ｉ，Ｑ信号は差動信号Ｉ，／Ｉ，Ｑ，／Ｑとして高周波ＩＣ１００に供給される。
【００３８】
図６の送信系回路は、局部発振信号を発生するローカルＶＣＯ（電圧制御発振器）１３１Ａと、ベースバンド回路２００からのＩ，Ｑ信号を所定のレベルの信号に変換する可変増幅回路１１１ａ，１１１ｂと、Ｉ，Ｑ信号から高周波ノイズを除去するロウパスフィルタ１１２ａ，１１２ｂを備える。また、送信系回路は、ローカルＶＣＯ１３０Ａからの局部発振信号φvcoまたはφvcoを分周回路１１３で１／２分周した信号を１／２に分周するとともに互いに位相が９０°ずつずれた発振信号φ０，／φ０及びφ１，／φ１を生成する分周移相回路１１４と、Ｉ，Ｑ信号で発振信号φ０〜／φ１に直交変調をかける直交変調回路１１５を備える。
【００３９】
ここで、φ０と／φ０は位相が１８０°ずれた信号、φ０とφ１は位相が９０°ずれた信号である。ローカルＶＣＯ１３１Ａは、３．３〜３．９８ＧＨｚのような周波数範囲の局部発振信号φvcoを発生可能で、ベースバンド回路２００からの切換え信号によって選択バンドに対応した周波数で発振する。
【００４０】
さらに、送信系回路は、変調された送信信号を増幅して外部へ出力する３つの増幅回路１１６ａ，１１６ｂ，１１６ｃと、高周波ＩＣ内部を制御する制御回路１５０等を備える。図示しないが、高周波ＩＣ１００内には受信系回路も設けられている。上記３つの増幅回路１１６ａ，１１６ｂ，１１６ｃは、それぞれＷＣＤＭＡのＢＡＮＤ１の周波数帯である１９２０〜１９８０ＭＨｚの信号を増幅する回路と、ＢＡＮＤ２の周波数帯である１８５０〜１９１０ＭＨｚの信号を増幅する回路と、ＢＡＮＤ５の周波数帯である８２４〜８４９ＭＨｚの信号を増幅する回路である。
【００４１】
上記直交変調回路１１５として図１に示されている実施例のミキサ回路が使用される。直交変調回路１１５は、ベースバンド回路２００からのＩ，／Ｉ信号と分周移相回路１１４からの発振信号φ０，／φ０とを混合するミキサＭＩＸａと、ベースバンド回路２００からのＱ，／Ｑ信号と分周移相回路１１４からの発振信号φ１，／φ１とを混合するミキサＭＩＸｂと、これらのミキサの共通負荷回路ＣＯＬとから構成されている。
【００４２】
なお、この実施例では、直交変調回路１１５が各バンドで共用されるようにされており、直交変調回路１１５の出力がＢＡＮＤ１の増幅回路１１６ａと、ＢＡＮＤ２の増幅回路１１６ｂと、ＢＡＮＤ５の増幅回路１１６ｃに供給される。制御回路１５０は、内部にレジスタＣＲＧを備え、このレジスタＣＲＧに設定された値に基づいて、上記直交変調回路１１５の共通負荷回路ＣＯＬの可変容量Ｃｖ０〜Ｃｖ２の容量値を制御する制御信号ＣＳ１，ＣＳ２や制御電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２を生成する。Ｖｃ１，Ｖｃ２は図示しないＤＡ変換回路によって、ディジタルバイナリコードをアナログ電圧に変換することで生成される。
【００４３】
制御回路１５０によって、共通負荷回路ＣＯＬであるＬＣ共振回路の容量値ＣやインダクタンスＬを変化させることで、共振周波数を広い範囲に亘って調整することが可能となり、直交変調回路１１５を複数のバンドで共用させることができ、回路の占有面積ひいてはチップサイズの低減が可能となる。また、送信信号の周波数に応じてＬＣ共振回路の共振周波数を調整することで、送信信号の周波数が変化しても変調回路の利得をほぼ一定にすることができるとともに、周波数が許容範囲内の最大周波数または最小周波数であっても中心周波数と同等なダイナミックレンジを確保することができる。
【００４４】
図７には、本発明のミキサ回路をＷＣＤＭＡ方式の無線通信装置の受信系回路の復調回路に適用した場合の受信系回路の構成例が示されている。
【００４５】
図７に示されている受信系回路は、ＷＤＣＭＡのＢＡＮＤ１の周波数帯である２１１０〜２１７０ＭＨｚの受信信号を増幅するＬＮＡ（ロウノイズアンプ）１２１Ａと、ＢＡＮＤ２の周波数帯である１９３０〜１９９０ＭＨｚの信号を増幅するＬＮＡ１２１Ｂと、ＢＡＮＤ５の周波数帯である８６９〜８９４ＭＨｚの信号を増幅するＬＮＡ１２１Ｃを備える。
【００４６】
また、受信系回路は、ローカルＶＣＯ１３０Ｂからの局部発振信号φvcoを１／２に分周する分周回路１２３と、ＶＣＯ１３０Ｂからの信号φvcoまたは分周回路１２３で分周された信号を１／２に分周するとともに互いに位相が９０°ずつずれた発振信号φ０，／φ０及びφ１，／φ１を生成する分周移相回路１２４を備える。
【００４７】
さらに、受信系回路は、上記ＬＮＡ１２１ａ〜１２１ｃの出力をそれぞれ差動信号に変換するバッファアンプ１２２ａ〜１２２ｃと、アンプ１２２ａ〜１２２ｃの出力と分周移相回路１２４からの発振信号φ０〜／φ１とをミキシングして直交復調を行ないＩ，Ｑ信号を生成する直交復調回路１２５を備える。直交復調回路１２５の後段には、復調されたＩ，Ｑ信号を所定のレベルまで増幅してベースバンドＩＣ２００へ渡す高利得増幅回路（ＰＧＡ）１２６ａ，１２６ｂが設けられている。
【００４８】
デュアルバンドやトリプルバンドに対応した受信系回路を構成する場合、一般に受信信号と局部発振信号とを混合するミキサはそれぞれのバンド毎に設けられる。しかし、これでは回路規模が大きくチップサイズが増加する。本実施例では、直交復調回路に図１の実施例のミキサ回路を使用することで、図７に示すように、ＷＤＣＭＡの前記３つのバンドＢＡＮＤ１，ＢＡＮＤ２，ＢＡＮＤ５に対応して設けられたＬＮＡ１２１ａ〜１２１ｃの後段の直交復調回路１２５を複数のバンドで共用できるようにした。
【００４９】
制御回路１５０は、上記直交復調回路１２５の共通負荷回路ＣＯＬの可変容量Ｃｖ０〜Ｃｖ２の容量値を制御する制御信号ＣＳ１，ＣＳ２や制御電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２を生成するもので、図６に示されている送信系回路の制御回路と共用させることができる。制御回路１５０によって、共通負荷回路ＣＯＬであるＬＣ共振回路の容量値ＣやインダクタンスＬを変化させることで、共振周波数を広い範囲に亘って調整することが可能となり、直交復調回路１２５を複数のバンドで共用させることができ、回路の占有面積ひいてはチップサイズの低減が可能となる。
【００５０】
図８には、図６の送信系回路と図７の受信系回路が１つの半導体チップ上に形成された高周波ＩＣとそれを用いた無線通信装置の全体の構成例が示されている。図６および図７に示されている回路ブロックと同一の回路ブロックには同一の符号を付して重複した説明は省略する。
【００５１】
図８に示されているように、この実施例の無線通信装置は、信号電波の送受信用アンテナ４００、バンド切替え用のスイッチ４１０、送信信号と受信信号とを分離するデュプレクサ（分波器）４２０ａ〜４２０ｃ、送信信号を増幅する高周波電力増幅回路（パワーモジュール）４３０ａ〜４３０ｃを有する。さらに、受信信号を復調したり送信信号を変調したりする高周波ＩＣ１００、送信信号から高調波を除去するバンドパスフィルタ４４０ａ〜４４０ｃ、送信データをＩ，Ｑ信号に変換したり高周波ＩＣ１００を制御したりするベースバンドＩＣ２００などを有する。
【００５２】
この実施例においては、送信系回路における変調に必要な局部発振信号を生成するＶＣＯ１３０Ａと、受信系回路における復調に必要な局部発振信号を生成するＶＣＯ１３０Ｂとして、図９に示すようなＬＣ共振型ＶＣＯを用いている。そして、そのＬＣ共振回路として、図１に示されているミキサ回路の共通負荷回路ＣＯＬであるＬＣ共振回路と同様な構成を有し、同一構造のインダクタンス素子や容量素子を使用するＬＣ共振回路を用いている。
【００５３】
また、ＬＣ共振回路を構成する可変容量の容量値Ｃとインダクタンス値Ｌを変えて共振周波数を変化させることでＶＣＯ１３０Ａと１３０Ｂで発生される局部発振信号の周波数を変化させるように構成されている。なお、ＶＣＯ１３０Ａと１３０ＢのＬＣ共振回路の一次側可変容量Ｃｖ１には、ＰＬＬ回路のループフィルタからの電圧Ｖｔが制御電圧Ｖｃ１として印加されることで容量値が変化される。
【００５４】
図９のＶＣＯは、ソースが共通接続されかつ互いにゲートとドレインとが交差結合された負性抵抗としての一対のＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２を有する。該ＭＯＳＦＥＴ  Ｑ１，Ｑ２の共通ソースと接地点ＧＮＤとの間に定電流源が接続され、ＭＯＳＦＥＴ  Ｑ１，Ｑ２のドレイン間に、ＭＯＳ容量アレーとバラクタダイオードなどからなる可変容量素子Ｃｖ０が接続され、Ｑ１，Ｑ２のドレイン端子と電源電圧端子Ｖｃｃとの間に、インダクタＬ１とＬ２が接続されている。そして、このインダクタＬ１，Ｌ２と対向するように配置されてＬ１と相互誘導結合されるインダクタＬ３，Ｌ４が設けられ、該インダクタＬ１，Ｌ２の端子間に可変容量Ｃｖ１，Ｃｖ２がそれぞれ接続されている。
【００５５】
さらに、本実施例においては、局部発振信号を生成するＶＣＯ１３０Ａを含む送信用ＰＬＬ回路１４０Ａと、ＶＣＯ１３０Ｂを含む送信用ＰＬＬ回路１４０Ｂ内に、それぞれ使用する発振周波数帯を選択するためのバンド選択回路とキャリブレーション機能が設けられている。そして、制御回路１５０は、変調回路１１５や復調回路１２５内の共通負荷回路ＣＯＬであるＬＣ共振回路の容量値ＣやインダクタンスＬを周波数に応じて切り替える際に、ＰＬＬ回路１４０Ａ，１４０Ｂのキャリブレーションによって得られた情報に基づいて調整を行なうように構成されている。
【００５６】
ＬＣ共振回路のインダクタンス素子としてオンチップの素子を使用する場合、その素子のばらつきは同一チップ上ではほぼ同じようなばらつきとなる。そのため、ＬＣ共振型ＶＣＯのキャリブレーションによって得られた情報に基づいて変調回路や復調回路のミキサ回路の共通負荷回路ＣＯＬであるＬＣ共振回路の調整を行なうことで、ミキサ回路についてキャリブレーションを行なう必要がなくなる。また、製造ばらつきによるミキサ回路の共通負荷回路ＣＯＬの共振周波数のずれを補正することができるようになる。
【００５７】
ＰＬＬ回路１４０Ａと１４０Ｂは同一構成を有するので、以下、ＰＬＬ回路１４０として説明する。
【００５８】
ＰＬＬ回路１４０は、図１０に示すように、ＶＣＯ１３０と、ＶＣＯの使用バンドを選択する自動バンド選択回路１３２と、ＶＣＯ１３０で生成された発振信号を分周する可変分周器１３３および基準発振回路１６０からの基準クロックφrefを分周する分周器１３４を有する。ＰＬＬ回路１３０は、さらに、分周器１３３および１３４で分周された信号の位相を比較する位相比較器１３５と、その位相差に応じた電圧を発生するチャージポンプ１３６およびループフィルタ１３７を有する。
【００５９】
ＰＬＬ回路１４０内のＶＣＯ１３０の周波数の切替えは制御回路１５０によって行なわれる。制御回路１５０内のレジスタにベースバンドＩＣ２００からの信号に基づいて発振周波数（分周比）の設定が行なわれ、レジスタに設定された値が自動バンド選択回路１３２内のレジスタや可変分周回路１３３に供給される。これとともに、ベースバンドＩＣ２００からの指令（コマンドコード等）に基づいて、自動バンド選択回路１３２が使用するバンドの選択動作とキャリブレーションを開始する。
【００６０】
自動バンド選択回路１３２は、発振周波数切替え制御信号（図２のＣＳ１（Ｂ１，Ｂ２……）やＶｃ１）を切り替えながら、分周器１３３および１３４で分周された信号の位相の進みや遅れを判定して、例えば図１１に示すような１６個のバンド＃０〜＃１５の中から最適な使用バンドを見つけ制御信号Ｂ１，Ｂ２……を決定する。
【００６１】
なお、ＶＣＯ１３０のバンドが決定すると、ループ上のスイッチＳＷ１が切り替わって自動バンド選択回路１３２からの制御電圧Ｖｃ１に代えてループフィルタ１３７のチャージ電圧ＶｔがＶＣＯ１３０に発振制御電圧として供給され、周波数の引き込みが行なわれるようになる。このような動作を送受信の開始直前に行なうことにより、ばらつきを補正するためのデータを記憶しておくメモリが不要になるとともに、温度変動でＶＣＯの特性が変化したとしてもそれに応じたキャリブレーションが可能となる。これによって、ベースバンドＩＣの負担が小さくなるという利点もある。
【００６２】
ここで、ＶＣＯ１３０の目標発振周波数が例えば３９００ＭＨｚで、図１１のようにバンド＃１１が選択され、制御電圧Ｖｔが１．３ＶでＶＣＯ１３０の発振周波数が３９００ＭＨｚになった場合を考えると、ミキサ回路のＬＣ共振回路には、制御電圧Ｖｃ１として周波数可変範囲の中心電圧である１．５Ｖが与えられる。図１２には、ミキサ回路のＬＣ共振回路の周波数特性が示されている。ここでは、ミキサ回路のＬＣ共振回路もＶＣＯと同様に１６個のバンド＃０〜＃１５を有するようにされているものとする。ただし、図６に示されているように、ミキサ回路ＭＩＸにはＶＣＯの発振信号を１／２分周した信号が供給されるので、共振周波数は図１１のＶＣＯの発振周波数の１／２になっている。
【００６３】
ＶＣＯが設計通りの特性を有する場合、目標発振周波数が３９００ＭＨｚのときに本来ならばバンド＃１０が選択されるべきところが、インダクタや容量素子の製造ばらつきの影響で図１１のようにバンド＃１１が選択されたとすると、ＶＣＯの周波数特性は図１１において下側へずれていることになる。このとき、同じ素子（インダクタンス値と容量値はそれぞれＶＣＯの２倍）を使用しているミキサ回路のＬＣ共振回路の周波数特性も下側へずれていることになる。そのため、ミキサ回路のＬＣ共振回路もＶＣＯと同様にバンド＃１１を選択することで、製造ばらつきによる周波数ずれを補正することができる。
【００６４】
しかも、制御電圧Ｖｔが１．３ＶのときのＶＣＯの発振周波数３９００ＭＨｚを１／２分周した周波数と、設定電圧１．５Ｖによるミキサ回路のＬＣ共振回路の共振周波数との周波数差は１０ＭＨｚ程度にすぎないため、ミキサ回路の利得のずれを小さくできる。また、ＶＣＯの目標発振周波数が変わるとそれに応じてミキサ回路のＬＣ共振回路のバンドも切り替わり、共振周波数が変わるため、共振周波数と入力信号の周波数との差は使用範囲全体に亘って小さくなり、ミキサ回路の利得の周波数特性の平坦化が実現される。
【００６５】
なお、図６の実施例では、ミキサ回路のＬＣ共振回路のインダクタンス値と容量値は、分周回路１１３で分周された信号が入力される場合を考えて、ＶＣＯのＬＣ共振回路のインダクタンス値と容量値の４倍の値に切替えができるように構成しておくのが望ましい。
【００６６】
また、ＶＣＯとミキサ回路のＬＣ共振回路のＬＣの切り替え数すなわちバンド数を増加させると、さらに精度の高い発振周波数および共振周波数の制御が可能である。ただし、ＶＣＯの発振周波数の精度に対する要求と、ミキサ回路の利得の精度に対する要求は、それぞれ基準が異なっており、ミキサ回路の利得の精度に対する要求の方が緩やかな場合が考えられる。そのような場合には、ミキサ回路の切り替え可能なバンド数をＶＣＯの切り替え可能なバンド数よりも少なく設計することにより回路の簡素化を図り、占有面積を低減させることが可能である。
【００６７】
表１には、ＶＣＯの発振周波数のバンド数とミキサ回路の共振周波数のバンド数を同一の１６バンドにする場合の各バンドの周波数カバー範囲の設定例を示す。また、表２には、ＶＣＯの発振周波数のバンド数を１６バンドにし、ミキサ回路の共振周波数のバンド数は半分の８バンドにする場合の各バンドの周波数カバー範囲の設定例を示す。
【００６８】
このうち、表１はＶＣＯとミキサ回路のＬＣ共振回路のバンド数を共に１６個とした場合のもの、表２はＶＣＯのバンド数を３２個、ミキサ回路のＬＣ共振回路のバンド数を１６個とした場合のものである。ただし、これらの設定例に限定されるものでなく、ＶＣＯのバンド数に対してミキサ回路のＬＣ共振回路のバンド数を１／４とか１／８に設定するようにしてもよい。
【表１】
2007189607.tif 000003
【表２】
2007189607.tif 000004
【００６９】
図１３には、本発明に係るミキサ回路を直交変調回路として有する高周波ＩＣの他の実施例及びそれを用いた無線通信装置の構成例を示す。
【００７０】
この実施例の高周波ＩＣ１０１は、前記ＷＣＤＭＡ方式による信号の変復調に加えて、ＧＳＭとＤＣＳとＰＣＳ（Personal Communication System）の通信方式による変復調が可能に構成したものである。
【００７１】
これを可能にするためこの実施例では、直交変調回路１１５の後段に、ＷＣＤＭＡ方式で変調された送信信号を増幅する利得可変アンプ１１６の他に、ＧＳＭ用のバッファＢＦＦ１および利得可変アンプＧＣＡ１と、ＤＣＳ，ＰＣＳ用のバッファＢＦＦ２および利得可変アンプＧＣＡ２が設けられている。バッファＢＦＦ１，ＢＦＦ２はＧＭＳＫ変調された信号の振幅を制限するためのリミッタ機能を有するアンプで、利得可変アンプＧＣＡ１，ＧＣＡ２は８−ＰＳＫ変調を伴うＥＤＧＥモードの信号を増幅するのに適したリニア特性の良いアンプである。
【００７２】
ＢＰＦ１、ＢＰＦ２，ＢＰＦ３の後段には、ＧＳＭの送信波を増幅する電力増幅器４５０ａ、ＤＣＳ及びＰＣＳの送信波を増幅する電力増幅器４５０ｂ、ＷＣＤＭＡの送信波を増幅する電力増幅器４５０ｃを含むパワーアンプ４５０が設置されている。
【００７３】
上記バッファＢＦＦ１，ＢＦＦ２と利得可変アンプＧＣＡ１，ＧＣＡ２及び電力増幅器４５０ａ、４５０ｂ、４５０ｃのいずれを選択するかの指定は、ベースバンドＩＣ２００からの指令に応じて制御回路１５０から出力される選択モードを示す制御信号Ｓ１と選択バンドを示す制御信号Ｓ２とによって行なわれる。前記実施例と同様に、制御回路１５０から直交変調回路１１５へは、共振回路のＬの値やＣの値を決定する制御信号ＣＳ１，ＣＳ２および制御電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２が供給される。
【００７４】
この実施例では、ＧＳＭおよびＷＣＤＭＡの送信系回路１１０とＧＳＭの受信系回路１２０とで、局部発振信号を生成するＶＣＯ１３０が共用され、ＶＣＯ１３０で生成された発振信号φRFが直交変調回路１１５と受信系回路１２０に供給されている。また、ＷＣＤＭＡでは送信と受信が同時に行なわれるので、充分なアイソレーションを図るため、この実施例では、送信系回路とＷＣＤＭＡの受信系回路３００は別個の半導体チップ上に形成されている。ただし、ＷＣＤＭＡの受信系回路３００も同一のチップ１０１に形成するようにしても良い。
【００７５】
従来、このようなシステムでは、直交変調回路１１５は、ＧＳＭ用とＤＣＳ，ＰＣＳおよびＷＣＤＭＡ用の２つの直交変調回路が設けられるのが一般的であった（例えば特開２００４−３４３１６４号）。これに対し、本発明のミキサ回路を適用した場合には、図１３のように１つの直交変調回路１１５ですべての信号の変調が可能となる。
【００７６】
以上本発明者によってなされた発明を実施例に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。例えば前記実施例では、本発明を２つのギルバートセルと共通負荷回路とからなる直交変復調回路に適用したものを説明したが、負荷回路にインダクタンス素子を使用する単独のギルバートセル回路にも適用することができる。
【００７７】
また、前記実施例では、可変容量としてＭＯＳ容量とバラクタダイオードとを組み合わせた回路を使用したものを説明したが、周波数可変範囲がそれほど広くない用途やあまり高い周波数精度が要求されない用途には、ＭＯＳ容量またはバラクタダイオードのいずれか一方のみからなる可変容量とすることも可能である。
【００７８】
さらに、上記実施例では、ＶＣＯの発振周波数がミキサ回路のＬＣ共振回路の共振周波数の２倍または４倍であると説明したが、ＶＣＯの発振周波数がミキサ回路のＬＣ共振回路の共振周波数と同一である場合や、ＶＣＯの発振周波数がミキサ回路のＬＣ共振回路の共振周波数の１／２あるいは１／４等である場合にも本発明を適用することができる。
【産業上の利用可能性】
【００７９】
以上の説明では主として本発明者によってなされた発明をその背景となった利用分野であるＷＣＤＭＡ方式の無線通信装置を構成する変復調回路に適用した場合を説明した。本発明はそれに限定されるものでなく、周波数の異なる２つの信号をミキシングする回路に適用することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００８０】
【図１】本発明に係るミキサ回路を直交変調回路に適用した場合の一実施例を示す回路図である。
【図２】図１の直交変調回路を構成する可変容量Ｃｖ０の具体例を示した回路図である。
【図３】図１の直交変調回路を構成する可変容量Ｃｖ１，Ｃｖ２の具体例を示した回路図である。
【図４】ＭＯＳ容量の容量値Ｃｖとゲート−ドレイン・ソース間電圧Ｖｇとの関係を示すグラフである。
【図５】制御信号を切り換えて接続されるＭＯＳ容量の数を変化させた場合における図１の直交変調回路の周波数特性を示すグラフである。
【図６】本発明のミキサ回路をＷＣＤＭＡ方式の無線通信装置の送信系回路の変調回路に適用した場合の送信系回路の構成例を示すブロック図である。
【図７】本発明のミキサ回路をＷＣＤＭＡ方式の無線通信装置の受信系回路の復調回路に適用した場合の送信系回路の構成例を示すブロック図である。
【図８】図６の送信系回路と図７の受信系回路が１つの半導体チップ上に形成された高周波ＩＣとそれを用いた無線通信装置の全体の構成例を示すブロック図である。
【図９】実施例で用いられるＬＣ共振型ＶＣＯの具体的な回路例を示す回路図である。
【図１０】ＶＣＯを含むＰＬＬ回路の構成例を示すブロック図である。
【図１１】実施例のＶＣＯの制御電圧と発振周波数との関係を示すグラフである。
【図１２】実施例のミキサ回路の制御電圧と共振周波数との関係を示すグラフである。
【図１３】本発明に係るミキサ回路を直交変調回路として有する高周波ＩＣの他の実施例及びそれを用いた無線通信装置の構成例を示す。
【符号の説明】
【００８１】
Ｃｖ０〜Ｃｖ２    可変容量
Ｌ１〜Ｌ４    インダクタンス素子
１００,１０１  高周波ＩＣ
１１５  直交変調回路（変調＆アップコンバート用ミキサ）
１２１  ロウノイズアンプ
１２５  直交復調回路（復調＆ダウンコンバート用ミキサ）
１２６  高利得増幅回路
１３０Ａ  送信側発振回路（ＶＣＯ）
１３０Ｂ  受信側発振回路（ＶＣＯ）
１５０  制御回路
２００  ベースバンドＩＣ
４００  送受信用アンテナ
４１０  バンド切替え用のスイッチ
４２０  デュプレクサ
４３０,４５０  パワーアンプ
【図１】
2007189607.tif 000005
【図２】
2007189607.tif 000006
【図３】
2007189607.tif 000007
【図４】
2007189607.tif 000008
【図５】
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【図６】
2007189607.tif 000010
【図７】
2007189607.tif 000011
【図８】
2007189607.tif 000012
【図９】
2007189607.tif 000013
【図１０】
2007189607.tif 000014
【図１１】
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【図１２】
2007189607.tif 000016
【図１３】
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