(57)【要約】【課題】ＦＭ復調信号のＳ／Ｎ比が６ｄＢ増大し、ＦＭ中間周波信号の中間周波数成分がＦＭ復調信号に影響を与えることのないパルスカウント方式によるＦＭ検波方式の提供を目的とする。【解決手段】リミッター部１と方形波遅延部２と方形波形成部３と単安定マルチバイブレータ４とローパスフィルタ５とから成り、リミッター部１は、ＦＭ中間周波信号を方形波に変換し、方形波遅延部２は、方形波を基に、遅延のかけられていない第１方形波と所定の遅延がかけられた第２方形波と作成し、方形波形成部３は、第１及び第２方形波から第３方形波と第４方形波とを形成し、単安定マルチバイブレータ４は、第３及び第４方形波からＦＭ中間周波信号の中間周波数の２倍のパルス信号を生成し、ローパスフィルタ５は、パルス信号を濾過してＦＭ復調信号を出力する。【選択図】      図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
パルスカウント方式によるＦＭ検波方式であって、
リミッター部と方形波遅延部と方形波形成部と単安定マルチバイブレータとローパスフィルタとから成り、
前記リミッター部は、入力されたＦＭ中間周波信号を方形波に変換して出力し、
前記方形波遅延部は、前記方形波を基に、遅延のかけられていない第１方形波と所定の遅延がかけられた第２方形波とを出力し、
前記方形波形成部は、前記第１及び第２方形波から第３方形波と第４方形波とを形成して出力し、
前記単安定マルチバイブレータは、前記第３及び第４方形波から前記ＦＭ中間周波信号の中間周波数の２倍のパルス信号を生成して出力し、
前記ローパスフィルタは、前記パルス信号を濾過してＦＭ復調信号を出力することを特徴とするＦＭ検波方式。
【請求項２】
請求項１に記載のＦＭ検波方式において、前記単安定マルチバイブレータが前記パルス信号の相補パルス信号を出力し、前記ローパスフィルタが前記相補パルス信号を入力とする差動増幅器であることを特徴とするＦＭ検波方式。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信に用いられるＦＭ検波方式に係り、詳しくは、パルスカウント方式に基づくＦＭ検波方式に関する。
【背景技術】
【０００２】
パルスカウント方式によるＦＭ検波方式は、復調した信号の歪率が他の方式より格段に低い（検波の直線性が極めて良い）、同調コイルのような調整が不要なため無調整で使用でき簡便である、ロジックで検波できるのでＩＣ化し易いなどの特徴を有する。図５は、従来のパルス方式によるＦＭ検波器の回路構成図である。図５において、ＦＭ検波器は、第１インバータ１０と第２インバータ１２とが直列に接続され、入力端子ＩＮに第１インバータの入力端が接続され、第２インバータ１２の出力端と単安定マルチバイブレータ５０の入力端が接続され、単安定マルチバイブレータ５０の出力端がローパスフィルタ５１の入力端に接続され、ローパスフィルタ５１の出力端が出力端子ＯＵＴに接続され、抵抗１１の両端子が第１インバータの入力端及び出力端にそれぞれ接続されて構成される。
【０００３】
第１インバータ１０と第２インバータ１２とにより構成されるリミッター回路は、入力端子ＩＮに入力されるＦＭ信号（中間周波）を方形波に変換し、単安定マルチバイブレータ５０に入力する。単安定マルチバイブレータ５０は、入力された方形波をトリガとして、所定の幅に設定された等しいパルス幅の信号を出力する。このパルス信号はローパスフィルタ５１に入力され、濾過されたＦＭ復調信号が出力端子ＯＵＴから出力される。
【０００４】
ところで、端子ＩＮに入力されるＦＭ信号の中間周波数を６０ｋＨｚ、周波数偏移Ｄｅｖを±１．５ｋＨｚ、単安定マルチバイブレータ５０の方形波の電圧レベルＡを３．０Ｖｐ−ｐとすると、単安定マルチバイブレータ５０がハイになる時間ＴＨは、１／（６０ｋＨｚ×２）から８．３３μｓｅｃとなる。これらのパラメータを基に簡易的にＦＭ復調電圧Ｖｏｕｔを求めると、２・Ａ・ＴＨ・Ｄｅｖ／２√２から、２６．５ｍＶｒｍｓを得る。一般的な小信号デバイスのノイズフロアは０．５ｍＶｒｍｓ程度あるため、Ｓ／Ｎ比は３５ｄＢとなり、狭帯域ＦＭ受信機においては、実用的な値ではない。また、ＦＭ信号の中間周波数６０ｋＨｚの周波数成分がＦＭ復調信号に現れるため、これを取り除き、ＦＭ復調信号だけを取り出す手段がさらに必要となる。ところが中間周波数の６０ｋＨｚはＦＭ復調信号のカットオフ周波数４０ｋＨｚに近接しているため、完全に取り除くことは困難であった。特許文献１は、パルスカウント方式のＦＭ復調器に用いた場合のように、出力にローパスフィルタを接続したとき、その出力パルス幅を安定にした単安定マルチバイブレータが記載されている。
【特許文献１】昭５５−４１０４５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明は、このような問題を解決するためになされたものであり、ＦＭ復調信号のＳ／Ｎ比が６ｄＢ増大し、ＦＭ中間周波信号の中間周波数成分がＦＭ復調信号に影響を与えることのないパルスカウント方式によるＦＭ検波方式の提供を目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明のＦＭ検波方式は、パルスカウント方式によるＦＭ検波方式であって、リミッター部と方形波遅延部と方形波形成部と単安定マルチバイブレータとローパスフィルタとから成り、リミッター部は、入力されたＦＭ中間周波信号を方形波に変換して出力し、方形波遅延部は、方形波を基に、遅延のかけられていない第１方形波と所定の遅延がかけられた第２方形波とを出力し、方形波形成部は、第１及び第２方形波から第３方形波と第４方形波とを形成して出力し、単安定マルチバイブレータは、第３及び第４方形波からＦＭ中間周波信号の中間周波数の２倍のパルス信号を生成して出力し、ローパスフィルタは、パルス信号を濾過してＦＭ復調信号を出力することを特徴とする。
【０００７】
本発明のＦＭ検波方式の単安定マルチバイブレータがパルス信号の相補パルス信号を出力し、ローパスフィルタが相補パルス信号を入力とする差動増幅器であることを特徴とする。  
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、ＦＭ復調信号のＳ／Ｎ比が６ｄＢ増大し、ＦＭ中間周波信号の中間周波数成分がＦＭ復調信号に影響を与えることのないパルスカウント方式によるＦＭ検波方式を提供することができるため、狭帯域ＦＭ受信機に適用することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
本発明によるＦＭ検波方式の実施の形態について、図を用いて説明する。図１は、本発明によるＦＭ検波方式の回路ブロック図である。図１において、ＦＭ検波方式の回路構成は、リミッター部１と方形波遅延部２と方形波形成部３と単安定マルチバイブレータ４とローパスフィルタ５とが直列に接続されて構成される。リミッター部１は、第１インバータ１０と第２インバータ１２が直列に接続され、第１インバータ１０の入力端及び出力端に抵抗１１の両端が接続されて成り、入力信号に所定の条件でリミットを掛ける。第１インバータ１０の入力端は、入力端子ＩＮに接続されている。方形波遅延部２は、リミッター部１の出力を直接出力する接続線と、遅延を掛けるために直列に接続された第３インバータ１３及び第４インバータ１４とから成る。
【００１０】
図１において、第１インバータ１０と第２インバータ１２とにより構成されるリミッター部１は、入力端子ＩＮに入力されるＦＭ信号（中間周波）を方形波に変換し、方形波遅延部２に入力する。方形波遅延部２は、この方形波を遅延のかけられていない第１方形波として直接出力すると共に、第３インバータ１３及び第４インバータ１４により所定の遅延がかけられた第２方形を出力する。方形波形成部３は、この第１及び第２方形波を入力として、第３及び第４方形波を形成して出力する。単安定マルチバイブレータ４は、入力された第３及び第４方形波をトリガとして、ＦＭ中間周波信号の中間周波数の２倍の相補パルス信号を生成し出力する。またこの相補パルス信号は、所定の幅に設定された等しいパルス幅の相補パルス信号となっている。さらにこの相補パルス信号は、差動増幅器から成るローパスフィルタ５に入力され、濾過されたＦＭ復調信号が出力端子ＯＵＴから出力される。
【００１１】
単安定マルチバイブレータ４から出力される相補パルス信号は、ＦＭ中間周波信号の中間周波数の２倍の信号となっているため、中間周波数が６０ｋＨｚであれば１２０ｋＨｚの周波数成分がローパスフィルタ５に入力されることになる。この１２０ｋＨｚの周波数成分は、ＦＭ復調信号のカットオフ周波数４０ｋＨｚからかけ離れているため、ローパスフィルタ５で十分取り除くことができ、ＦＭ復調信号だけを取り出すことが可能となる。またローパスフィルタ５は、相補パルス信号を入力としているため、従来に比べて倍の６ｄＢ増大した出力を得ることができ、Ｓ／Ｎ比を２倍に改善できる。
【００１２】
図２は、方形波形成部において形成される方形波のタイミング関係を示すタイムチャートである。図１の方形波遅延部２において、第１方形波は、リミッター部１の出力が直接出力され、第２方形波は、所定の遅延を掛けるために直列に接続された第３インバータ１３及び第４インバータ１４を通して出力されている。図２において、第３方形波は、方形波形成部２に入力された第１方形波の立ち上がりと、第２方形波の立下りとをトリガとして形成されている。第４方形波は、入力された第２方形波の立ち上がりと、第１方形波の立下りとをトリガとして形成されている。
【００１３】
図３は、単安定マルチバイブレータの真理値表である。図１において、単安定マルチバイブレータ４のＡ端子に第３方形波が、Ｂ端子に第４方形波が入力される。またＣＬＲバー端子は電源に接続されている。図２、３から、Ａ端子に入力された第３方形波の立ち上がり時点において、Ｂ端子の第４方形波はローレベルであり、ＣＬＲバー端子はハイレベルであるため、出力端子Ｑ、Ｑバーからは相補パルス信号が出力される。また、Ｂ端子に入力された第４方形波の立ち下がり時点において、Ａ端子の第３方形波はハイレベルであり、ＣＬＲバー端子はハイレベルであるため、出力端子Ｑ、Ｑバーからは同様の相補パルス信号が出力される。これにより、相補パルス信号を、ＦＭ中間周波信号の中間周波数の２倍の信号とすることができる。ＣＬＲバー端子がローレベルになると、Ａ、Ｂ端子の状態に関係なく出力端子のレベルはリセット状態となる。
【００１４】
図４は、図１のローパスフィルタ５を実現するための一例を示す差動増幅回路の回路図である。それぞれの回路定数は、中間周波数、入力信号レベルなどのパラメータから、従来の手法により適宜決定される。相補パルス信号を入力とすることにより、従来に比べて２倍の出力を得ることが可能となる。
【００１５】
以上説明したように、本発明によると、ＦＭ復調信号のＳ／Ｎ比が６ｄＢ増大し、ＦＭ中間周波信号の中間周波数成分がＦＭ復調信号に影響を与えることのないパルスカウント方式によるＦＭ検波方式を提供することができるため、狭帯域ＦＭ受信機に適用することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明によるＦＭ検波方式の回路ブロック図。
【図２】方形波形成部で形成される方形波のタイミング関係を示すタイムチャート。
【図３】単安定マルチバイブレータの真理値表。
【図４】ローパスフィルタを実現する差動増幅回路の回路図。
【図５】従来のパルス方式によるＦＭ検波器の回路構成図。
【符号の説明】
【００１７】
１  リミッター部
２  方形波遅延部
３  方形波形成部
４  単安定マルチバイブレータ
５  ローパスフィルタ
１０  第１インバータ
１１  抵抗
１２  第２インバータ
１３  第３インバータ
１４  第４インバータ
５０  単安定マルチバイブレータ
５１  ローパスフィルタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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