(57)【要約】【課題】複数の子局からのアナログ信号をＳＣＭ多重して親局へ伝送する際、広いダイナミックレンジを確保し、かつ光ビート雑音を抑圧できる光アナログ伝送装置を提供する。【解決手段】子局1a,1b,〜1nにおいて、アナログ信号である情報信号で変調された周波数変調信号により、ファブリペロー型半導体レーザ素子8a,8b,〜8nを１より大きい光変調度で直接変調して得た光信号を、光ファイバ２を介して伝送し、伝送路上で他子局からの光信号とＳＣＭ多重され、親局においては、ＳＣＭ多重された光信号を一つのＰＤ９で一括して受信し、受信信号から所望の子局の信号を抽出し、バイアスティ6により直流バイアスを付加してから復調回路14で周波数復調を行い、情報信号を得る。【選択図】      図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
子局にて受信した情報信号により半導体レーザ素子を直接変調して得た光信号を光伝送路を介して親局へ伝送するようにした光アナログ伝送装置において、
前記子局は無線信号として送信される情報信号を受信する受信手段と、帯域透過フィルタとを備え、
前記受信手段にて受信した情報信号は、周波数変換の信号処理を施さずに、前記帯域透過フィルタを通過して、前記半導体レーザ素子を直接変調する構成をとることを特徴とする光アナログ伝送装置。
【請求項２】
子局にて受信した情報信号により半導体レーザ素子を直接変調して得た光信号を光伝送路を介して親局へ伝送するようにした光アナログ伝送装置において、
前記子局はデジタル信号で角度変調された無線信号として送信される情報信号を受信する受信手段と、
この受信手段にて受信した情報信号を透過させるためのフィルタとを備え、
前記フィルタを通過した情報信号により前記半導体レーザ素子を直接変調する構成とすることを特徴とする光アナログ伝送装置。
【請求項３】
子局にて受信した情報信号を用いて半導体レーザ素子を直接変調することにより得られる光信号を光伝送路を介して親局へ伝送するようにした光アナログ伝送装置において、
前記子局はデジタル信号で角度変調された無線信号にて送信される情報信号を受信する受信手段と、
この受信手段にて受信された前記情報信号を波形等化して半導体レーザ素子の変調信号を得る帯域透過フィルタとを具備することを特徴とする光アナログ伝送装置。
【請求項４】
請求項１乃至３いずれか１項に記載の光アナログ伝送装置において、
前記情報信号は、振幅と角度がデジタル信号で変調されていることを特徴とする光アナログ伝送装置。
【請求項５】
請求項１、請求項３、および請求項４のいずれか１項に記載の光アナログ伝送装置において、
前記帯域透過フィルタは、その３［ｄＢ］透過帯域幅Δｆが、該情報信号のシンボルの伝送速度Ｂsym［symbol／second］に対して、Ｂsym≦Δｆ≦２Ｂsymなる関係を有するものであることを特徴とする光アナログ伝送装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線信号などのアナログ信号を複数の子局から親局へ光ファイバを介してＳＣＭ多重伝送する光伝送装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、移動通信の基地局、もしくはＩＴＶ（Industrial Televisions；工業用テレビ）のモニタに相当する子局をいろいろな場所に配置し、子局から光ファイバで親局に情報を伝送するようにした光ネットワークが知られている。中でも、各子局から送信する信号を、それぞれ異なる副搬送波信号で変調された光信号とし、これらを多重して一括受信するようにした光ＳＣＭ（Sub-Carrier Multiplex）ネットワークは、多数の電気信号を同時に伝送できるので、おおいに注目されている。
【０００３】
しかし、光信号を多重するがために、ビート雑音の発生が避けられず、これが大きな課題となっている。すなわち、複数の子局からの光信号が干渉することによって発生するビート雑音の問題である。
【０００４】
ここで、ビート雑音とは、ある子局からの光信号Ａに対してΔλだけ波長の離れたところに別の子局からの光信号Ｂがあり、これらの光信号を一つの受信器で一括して受信した場合に、受信信号のΔλの周波数帯に生じる雑音成分のことである。
【０００５】
光信号Ａと光信号Ｂの波長が十分離れていないと、つまり、Δλが小さいと、ビート雑音が情報信号帯域内におちてきて、受信感度が劣化し、最悪の場合、全く受信できなくなる。
【０００６】
このビート雑音の問題に対し、各子局からの光信号の干渉性を減らす方式が、下記非特許文献１に紹介されている。
【０００７】
この文献開示の方式を図１８に示す。図１８において、“１”，“０”のデジタル信号である情報信号をＶＣＯ（電圧制御発振器）に入力し、このＶＣＯから出力された周波数変調信号でレーザ素子を直接変調するが、その際に、レーザ素子でクリッピングを起こし、光スペクトルを拡散させて、光信号のコヒーレンシーを減じる、と云うものである。
【０００８】
但し、この方式は、レーザ素子でクリッピングを起こしているため、伝送される光信号５１、５２、５３は、図１９に示されるように波形の振幅が上下非対称となっている。そのため、受信した周波数変調信号を復調すると、情報信号に歪を発生してしまう。
【０００９】
特に、情報信号が多チャンネルのアナログ信号である場合は、図２０に示されるように、ＩＭ３（3ｒｄ Interference Modulation；第３高調波）、ＩＭ５（fifth IM；第５高調波）等の歪みが隣接チャンネルに重なるため、ＣＮＲ（Carrier-to- Noise Ratio；キャリア／雑音比）を低減し、ダイナミックレンジを著しく抑圧してしまう。
【非特許文献１】“Operation of a subcarrier multiple-access passive optical network with multimode lasers in the presence of optical beat interference”,TuQ5, pp..90-91, in OFC'95
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
光ＳＣＭネットワークは、多数の電気信号を同時に伝送できる利点を有する反面、光信号を多重するがために、ビート雑音の発生が避けられず、これが大きな課題となっている。
【００１１】
このビート雑音の問題に対し、各子局からの光信号の干渉性を減らす方式として、デジタルの情報信号をＶＣＯに入力して当該情報信号対応に発振周波数を制御し、その結果、このＶＣＯから出力された周波数変調信号でレーザ素子を直接変調させると共に、その際に、レーザ素子でクリッピングを起こさせるようにし、これによって光スペクトルを拡散させて、光信号のコヒーレンシーを減じるようにし、干渉の影響が生じないようにすると云う技術が提案されている。
【００１２】
しかし、この方式は、レーザ素子でクリッピングを起こさせるようにしているため、伝送される光信号は、クリッピングの影響で波形が上下非対称となっている。そのため、受信した周波数変調信号を復調すると、情報信号に歪を発生してしまう。
【００１３】
特に、情報信号が多チャンネルのアナログ信号である場合は、IM3、IM5等の歪が隣接チャンネルに重なるため、ＣＮＲを劣化させることになり、ダイナミックレンジを著しく抑圧してしまう。
【００１４】
そのため、送信できる情報信号のパワー及び光伝送距離等の制限が厳しくなり、通信品質を低下させる大きな問題となる。
【００１５】
そこで、この発明の目的とするところは、情報信号を複数の子局から親局へ光ファイバを介して、ＳＣＭ多重する光伝送装置において、クリッピングによる光ビート雑音の低減効果を備えつつ、情報信号が多チャンネルのアナログ信号に対しても、広いダイナミックレンジを確保することのできるアナログ光伝送装置を提供することにある。
【００１６】
また、無線基地局では、受信した所望波に対して、近い周波数帯に干渉波が混じることがある。そして、ときには、干渉波のパワーが、所望波のパワーよりも大きいこともある。特に無線基地局を、主にアンテナ部と電気−光変換部だけの構成とし、受信した無線信号を親局に光伝送する光アナログ伝送装置においては、この干渉波は、所望波の光変調度を圧迫する原因となる。
【００１７】
そして、所望波の光変調度が小さく制限されると、親局において、所望波のＣＮＲが小さくなるため、仕様となる誤り率を達成できない場合が生じてしまう。
【００１８】
そこで、本発明の別の目的は、干渉波を抑圧する技術を提供することにある。
【００１９】
また、子局から親局へ伝送する光信号の光変調度を“１”以上として、親局における所望波のＣＮＲを大きくとる方法がある。しかし、所望波が角度変調されている無線信号である場合は、振幅制限のために受信感度が劣化する。そのため、必要となるＣＮＲ値が大きくなり、子局に対する仕様を厳しくしてしまう。
【００２０】
そこで、本発明の更に別の目的は、子局から親局へ伝送する光信号の光変調度を“１”以上とした場合においても、振幅制限による受信感度の劣化を防止できるようにする技術を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
上記目的を達成するためにこの発明の一態様によれば、子局にて受信した情報信号により半導体レーザ素子を直接変調して得た光信号を光伝送路を介して親局へ伝送するようにした光アナログ伝送装置において、前記子局は無線信号として送信される情報信号を受信する受信手段と、帯域透過フィルタとを備え、前記受信手段にて受信した情報信号は、周波数変換の信号処理を施さずに、前記帯域透過フィルタを通過して、前記半導体レーザ素子を直接変調する構成をとることを特徴とする光アナログ伝送装置が提供される。
【発明の効果】
【００２２】
この発明によれば、伝達情報であるアナログ信号で変調した周波数変調信号でレーザ素子を直接変調する際に、よりクリッピングされた光信号を発生させ、伝送に供するようにした光伝送装置において、本発明によれば、周波数復調時のクリッピングによる信号波形の非対称性によるIM3、IM5等の歪発生を抑圧できる。特に、多チャンネルのアナログ信号を扱うような、複数の移動端末を用いた移動通信方式の基地局及び映像信号を取扱うＩＴＶ等に対して、ＦＭ予変調による光変調度に対する入力ダイナミックレンジ改善効果を最大限に得ることができ、より高い通信品質を保証できる光伝送装置を提供することが可能となる。
【００２３】
また、本発明による光伝送装置は、クリッピングによるビート雑音抑圧効果も合わせ持つため、アナログ光伝送において歪及びビート雑音の二つの大きな課題の解決を図ることができ、複数の子局間から親局に、広いダイナミックレンジを確保しつつ、多チャンネルのアナログ信号をＳＣＭ多重伝送できる。しかも、各子局では、歪み特性の優れた高価なレーザ素子を用いることなく、安価なレーザ素子で済ますことができ、さらに波長選定や波長安定制御をする必要がなく、親局では、必要とされる光受信系が一つで済む。よって、装置規模を小さくして構成の簡略化、小型化、低コスト化を実現することが可能となる。
【００２４】
また、本発明は、子局において、ロールオフ整形された情報信号で、レーザを直接変調することを特徴としている。子局が無線基地局であり、情報信号が受信した無線信号とすると、所望波以外の干渉波の強度が大きい場合がある。その際に、ルートロールオフフィルタに無線信号を通すことで、所望波の波形を歪ませずに、干渉波を最大限に抑圧することを可能とする。
【００２５】
そのため、半導体レーザ素子を直接変調する際に、所望波の光変調度を、干渉波によって圧迫されることを回避できる。つまり、干渉波の有無によらず、所望波の安定した信号強度を親局側へ伝達することが可能となる。また、ロールオフ整形された情報信号は、振幅制限を加えても、受信感度の劣化は生じない。
【００２６】
そのため、光信号の光変調度を安定化させるために、レーザ駆動用のアンプにリミッタアンプを適用することが可能となる。リミッタアンプは、ＡＧＣ制御したアンプに比べて、付加構成がないため、子局の構成を簡易化できる。また、光信号の光変調度を“１”以上とし、親局における受信信号の信号強度を大きくできる。
【００２７】
光変調度を“１”以上とすることは、光信号の干渉性を低くでき、他子局からの光信号とバッシプ多重した際に発生するビート雑音の影響を抑圧できる。つまり、受信感度を劣化させずに、信号強度を大きくとれ、また雑音レベルを抑えることができるため、光伝送系におけるダイナミックレンジを拡大することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２８】
以下、図面を参照して、本発明の実施例を説明する。はじめに、光ビート雑音低減とダイナミックレンジ確保に関する技術について説明する。
【００２９】
＜光ビート雑音低減とダイナミックレンジ確保に関する技術＞（第１の実施例）本発明の第１の実施例を説明する。この第１の実施例として示す光アナログ伝送装置は、少なくとも２つ以上の子局においては、情報信号で変調された周波数変調信号により、ファブリペロー型半導体レーザ素子を、１より大きい光変調度で直接変調して得た光信号を、伝送路である光ファイバを介して親局へ伝送し、該光信号は、伝送路で他の子局から伝送された光信号とＳＣＭ(Sub-Carrier Multiplex)多重し、親局は、該ＳＣＭ多重された光信号を一つの光電変換素子（ＰＤ；Photo-Detector）で一括して受信する光伝送装置であって、該情報信号はアナログ信号であり、親局は、該ＰＤの受信信号から、所望の子局の周波数変調信号を抽出し、該抽出信号に直流バイアス電圧を付加し、上下対称にするための振幅制限を施してから、周波数復調して該情報信号を得ることを特徴としている。
【００３０】
通常、周波数復調では、リミッタあるいはＡＧＣ（Auto Gain Control）により受信信号の振幅変動を抑えた後、ディスクリミネータ及び遅延検波、ＰＬＬを用いた同期検波等で情報信号に復調する。
【００３１】
しかし、本発明では、親局において、クリッピングにより上下非対称となった受信信号に直流バイアス電圧を付加することにより、周波数変調信号の平均レベルを適正な位置に戻す振幅制限を施すようにしてから周波数復調を行うようにする。
【００３２】
これによって、周波数復調時の受信信号の平均レベルのずれによる歪が抑圧できるようになり、情報信号のＦＭ予変調による光変調度に対する入力ダイナミックレンジが確保できて、通信品質の高い変換を保証可能にすると共に、また、ファブリペロー型半導体レーザ素子を用いても、歪及び光ビート雑音の影響を受けないため、低コストの光ＳＣＭ多重ネットワークを提供できるようになると云った効果が期待できる。
【００３３】
詳細を説明する。
【００３４】
図１は、本実施例の光伝送装置の構成を示すブロック図である。図において、１ａ，１ｂ，〜１ｎはそれぞれ子局、２は光伝送路、３は親局、４は光カプラ、５ａ，５ｂ，〜５ｎはＦＭ（Frequency Modulation）変調回路、６ａ，６ｂ，〜６ｎはバイアスティ、７ａ，７ｂ，〜７ｎは電流源、８ａ，８ｂ，〜８ｎはレーザ素子、９はＰＤ（Photo Detector）、１０はバンドパスフィルタ、１１は電圧源、１２はリミッタ、１３はバンドパスフィル、１４はＦＭ復調回路、６はバイアスティである。
【００３５】
子局１ａはＦＭ変調回路５ａ、バイアスティ６ａ、電流源７ａ、レーザ素子８ａとを備えて構成されており、子局１ｂはＦＭ変調回路５b、バイアスティ６ｂ、電流源７ｂ、レーザ素子８ｂとを備えて構成されており、子局１ｎはＦＭ変調回路５n、バイアスティ６ｎ、電流源７ｎ、レーザ素子８ｎとを備えて構成されている。
【００３６】
また、親局３はＰＤ９、バンドパスフィルタ１０，１３、電圧源１１、バイアスティ６、リミッタ１２、ＦＭ復調回路とを備えて構成されている。
【００３７】
これらのうち、ＦＭ変調回路５ａ，５ｂ，〜５ｎは入力されるアナログ信号をＦＭ変調して出力するものであり、電流源７ａ，７ｂ，〜７ｎは所定の直流電流を供給するためのものである。また、バイアスティ６ａ，６ｂ，〜６ｎは、ＦＭ変調回路５ａ，５ｂ，〜５ｎから出力されたＦＭ変調信号を電流源７ａ，７ｂ，〜７ｎからの直流バイアス信号と重畳して出力するものであり、レーザ素子８ａ，８ｂ，〜８ｎはバイアスティ６ａ，６ｂ，〜６ｎの出力信号により直接変調されてレーザ光を発振し、これを光信号として光伝送路である光ファイバ２に出力する素子である。
【００３８】
ＦＭ変調回路５ａ，５ｂ，〜５ｎからのＦＭ変調信号を、バイアスティ６ａ，６ｂ，〜６ｎで電流源７ａ，７ｂ，〜７ｎからの直流バイアス信号と重畳して対応のレーザ素子８ａ，８ｂ，〜８ｎに与えることにより、当該レーザ素子８ａ，８ｂ，〜８ｎを直接変調すると、光変調度ＯＭＩ（Optical Modulation Index）が１００［％］を超えるように設定してあれば、出力はクリッピングを発生するので、ここでは光変調度ＯＭＩを１００［％］以上、すなわち、光変調度ＯＭＩを“１”以上に設定して、積極的に出力がクリッピングされるようにしておく。
【００３９】
また、光カプラ４は各レーザ素子８ａ，８ｂ，〜８ｎからの光信号を多重して出力するものであり、親局３側のＰＤ９はこの多重された光信号を光電変換してＳＣＭ多重信号された電気信号として得、これを出力するものであり、バンドパスフィルタ１０はこのＰＤ９からの電気信号から、所望の子局の信号帯域を抽出するためのものである。
【００４０】
電圧源１１は、所要の直流バイアス電圧を供給するためのものであり、バイアスティ６はバンドパスフィルタ１０の出力信号に、電圧源１１からの直流バイアス電圧を付加して、出力信号の平均レベルをクリッピングが存在しない場合の出力信号の平均レベルに合わせるものである。
【００４１】
すなわち、子局から送信された光信号は子局内のレーザ素子側でクリッピングを起こした状態で出力されるようにしているため、クリッピングがない場合の信号の平均レベルと異なっているので、所望信号帯抽出用のバンドパスフィルタ１０を透過させた受信信号に、バイアスティ６で電圧源１１からの直流バイアス電圧を付加することで、平均レベルをクリッピングが存在しない場合の平均レベルに合わせた受信信号に修正するものである。
【００４２】
リミッタ１２は上下対称のリミッタ特性を有する振幅制限回路であり、このバイアスティ６より出力された信号を、上下対称のリミッタ特性による制限を与えることにより上下対称の振幅レベルとなった出力信号を得るものである。また、バンドパスフィルタ１３はリミッタ１２からの出力信号から振幅リミッタにより生じた高調波成分を取り除く回路であり、所望の基地局１ａ，１ｂ，〜１ｎからの受信信号を抽出するものである。
【００４３】
ＦＭ復調回路１４はこのバンドパスフィルタ１３を経て抽出された信号をＦＭ復調して元の情報信号を得る回路であり、ディスクリミネータ及び遅延検波、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）を用いた同期検波等で情報信号に復調する回路である。
【００４４】
次に、このような構成の本システムの作用を説明する。
【００４５】
本システムにおける各子局１ａ，１ｂ，〜１ｎでは、アナログ信号、すなわち、２値のデジタル信号ではない、映像信号や無線信号等のようなアナログ信号６１ａ，６１ｂ，〜６１ｎをＦＭ（Frequency Modulation）変調回路５ａ，５ｂ，〜５ｎに入力することにより、ＦＭ変調を行ってＦＭ変調信号６２ａ，６２ｂ，〜６２ｎを得る。
【００４６】
そのＦＭ変調信号６２ａ，６２ｂ，〜６２ｎは、光変調度を決める直流バイアス電流を重畳し、すなわち、バイアスティ６ａ，６ｂ，〜６ｎで電流源７ａ，７ｂ，〜７ｎからの直流バイアス電流と重畳し、レーザ素子８ａ，８ｂ，〜８ｎに与えることにより、当該レーザ素子８ａ，８ｂ，〜８ｎを直接変調する。
【００４７】
すなわち、直流バイアス電流値の大きさは、レーザ素子８ａ，８ｂ，〜８ｎを直接変調する際の光変調度を決定し、この光変調度のレベルにより、波形がクリッピングされる割合が異なる。
【００４８】
ここで、本発明においてはレーザ素子８ａ，８ｂ，〜８ｎから出力される光信号はその光変調度ＯＭＩ（Optical Modulation Index）が１００［％］を超えるように設定してあり、このＯＭＩが１００［％］以上となる条件下で直接変調することで送信する信号の波形にクリッピングを発生させる。レーザ素子８ａ，８ｂ，〜８ｎには、ファブリーぺロー型半導体レーザ素子を使用する。
【００４９】
その結果、レーザ素子８ａ，８ｂ，〜８ｎ出力である光信号５２ａ，５２ｂ，〜５２ｎの光スペクトルは、図２に示されるように、帯域が広げられてコヒーレンシーが落ち、他光信号との干渉性が低減される。
【００５０】
各子局１ａ，１ｂ，〜１ｎにおける各レーザ素子８ａ，８ｂ，〜８ｎから出力された光信号５２ａ，５２ｂ，〜５２ｎは、光伝送路である光ファイバ２を介し伝送され、光カプラ４で多重された後、親局３へと伝送される。
【００５１】
このようにして子局の出力する光信号は光カプラ４で他子局からの光信号と多重された後、親局３まで伝送される。
【００５２】
各子局１ａ，１ｂ，〜１ｎのＦＭ変調信号６２ａ，６２ｂ，〜６２ｎは、互いに異なる周波数帯に配置されており、親局３では、一括して一つのＰＤ９で受信して、ＳＣＭ多重信号された電気信号を得る。受信した電気信号をバンドパスフィルタ１０を透過させて、所望の基地局（子局）１ａ，１ｂ，〜１ｎからの受信信号６３を抽出する。
【００５３】
受信信号６３の波形の平均レベルは、図３（ａ）に示されるように、子局１ａ，１ｂ，〜１ｎ側でクリッピングを起こしているため、クリッピングがない場合の信号の平均レベルと異なっていて、その差異レベルはＯＭＩに依存している。
【００５４】
そこで、バンドパスフィルタ１０を透過後の信号に、バイアスティ６で電圧源１１からの直流バイアス電圧を付加する。これにより、受信信号６３を図３（ｂ）に示すような、平均レベルをクリッピングが存在しない場合の平均レベルに合わせたかたちの受信信号６４とする。
【００５５】
この受信信号６４をリミッタ１２に入力して、上下対称のリミッタ出力信号６５を得て、バンドパスフィルタ１３を透過させてから、ＦＭ復調回路１４に入力し、情報信号６６を得る。このようなリミッタには、例えばオペアンプがある。
【００５６】
子局１ａ，１ｂ，…１ｎに与える情報信号６１ａ，６１ｂ，…６１ｎを正弦波の２-ｔｏｎｅ信号とし、この情報信号に光変調度１００［％］以上の変調を与えるような直流バイアス信号を与えてレーザ素子８にクリッピングを起こさせるようにした場合での、周波数復調信号（情報信号６６）の周波数スペクトルの数値計算結果を図３（ｄ）に示す。
【００５７】
光多重に伴うビート雑音を抑制する技術として、子局側において、クリッピングにより波形の振幅が上下非対称となった形態で情報信号を光信号として多重して送るようにするが、クリッピングによるこのような上下非対称が今度は復調側でのＩＭ３等の歪発生を呼び、問題となる。しかし、本発明システムでは図３（ｄ）から判るように、受信側である親局では受信信号をバイアスティ６において、リミッタ出力信号６５の波形振幅が上下対称となるような適切な直流バイアス電圧を付加するようにした。そして、このことにより、復調された情報信号にはＩＭ３等の高調波歪の発生が抑圧されてクリッピングによる上下非対称の問題が解消される。
【００５８】
一方、従来装置のように、平均レベルを変更する信号処理を施さない場合、つまり、受信信号６３をそのままリミッタ１２に入力すると、リミッタ出力信号６７は、図４（ｂ）のように波形の振幅が非対称にリミットされた周波数変調信号となる。この出力信号６７をＦＭ復調回路１４に入力して復調すると、クリッピングによる波形の非対称の影響が歪として現れてしまう。
【００５９】
図４（ｃ）に、クリッピングを図３（ｄ）と同条件で起こした場合の、従来装置におけるＦＭ復調信号の周波数スペクトルの数値計算結果を示した。図４（ｃ）からわかるように、従来技術の場合、第３高調波ＩＭ３が大きく生じており、ダイナミックレンジが著しく抑圧されている。
【００６０】
このように、本発明によれば、親局では、子局側でのクリッピングにより波形の振幅が上下非対称となった受信信号に直流バイアス電圧を付加して、周波数変調信号の平均レベルを適正な位置に戻す調整をした後、波形の振幅が上下対称になるように振幅制限してから周波数復調を行うようにしたから、周波数復調時の受信信号の平均レベルのずれによる歪が抑圧でき、情報信号のＦＭ予変調による光変調度に対する入力ダイナミックレンジ改善効果を損なうことなく得られて、通信品質の高い変換を保証できる。また、ファブリペロー型半導体レーザ素子を用いても、歪及び光ビート雑音の影響を受けないため、低コストの光ＳＣＭ多重ネットワークを提供できる。
【００６１】
ところで、上記図１の構成のリミッタ１２として、例えばオペアンプを使用したが、ダイオードを用いる振幅制限もある。そこで、リミッタとしてダイオードを用いる例を第２の実施例として次に説明する。
【００６２】
（第２の実施例）図５（ａ），（ｂ）は、リミッタとしてダイオードを用いるようにした第２の実施例における親局３の構成例を示すブロック図であり、図５の（ａ）と（ｂ）ではダイオードの接続形態をそれぞれで変えてある。
【００６３】
図５において、９はＰＤ(Photo Detector)、１０はバンドパスフィルタ、１１は電圧源、１３はバンドパスフィルタ、１４はＦＭ復調回路、１９はダイオード、２０はバイアスコイル、２１は抵抗、２２はキャパシタである。
【００６４】
ここで、親局３側のＰＤ９は、多重されて伝送されてきた光信号を光電変換してＳＣＭ多重信号された電気信号として得、これを受信信号として出力するものであり、バンドパスフィルタ１０はこのＰＤ９からの電気信号から、所望の子局の信号帯域を抽出するためのものである。
【００６５】
また、電圧源１１は、所要の直流バイアス電圧を供給するためのものであり、バイアスコイル２０はバンドパスフィルタ１０の出力に、電圧源１１からの直流バイアス電圧を付加するためのものである。
【００６６】
図５（ａ）の構成の場合、ダイオード１９はカソード側をバンドパスフィルタ１０の出力側とバイアスコイル２０との接続端側に接続してあり、アノード側はキャパシタ２２を介してバンドパスフィルタ１３の入力側に接続してある。また、ダイオード１９のアノード側は抵抗２１を介して接地されている。
【００６７】
図５（ｂ）の構成の場合、バイアスコイルは無く、ダイオード１９はそのカソード側を電圧源１１に接続され、アノード側をバンドパスフィルタ１０の出力側に接続してある。また、バンドパスフィルタ１０の出力側は抵抗２１を介して接地してある。
【００６８】
また、バンドパスフィルタ１０の出力側はキャパシタ２２を介してバンドパスフィルタ１３の入力側に接続してある。
【００６９】
また、ダイオード１９のアノード側は抵抗２１を介して接地されている。このダイオード１９はバンドパスフィルタ１０の出力に、電圧源１１からの直流バイアス電圧を付加した前記受信信号をクリップするためのものであり、カソード側をバイアスコイル２０側に接続してある。
【００７０】
キャパシタ２２は直流成分のカット用であり、このキャパシタ２２を介して交流成分のみを得てこれをバンドパスフィルタ１３に入力することにより、ダイオードで振幅制限されたことにより生じる高調波を取り除いて、所望の周波数成分の信号を抽出するようにしてある。このバンドパスフィルタ１３で抽出された信号をＦＭ復調回路１４で復調して情報信号を得る。
【００７１】
上記構成の本システムの作用を説明する。
【００７２】
この第２の実施例においても第１の実施例同様、親局３において、一括してＰＤ９で受信して得たＳＣＭ多重信号から、バンドパスフィルタ１０で、所望の基地局（子局）１ａ，１ｂ，…１ｎからの受信信号７１を抽出する。そしてダイオード１９により、受信信号７１の片端を振幅制限することで、上下対称の受信信号を得る。
【００７３】
すなわち、子局側から送信されてくる光信号は、ビート雑音を抑制するために、送信情報のＦＭ変調信号を片端についてクリッピングし、これにてレーザ素子を直接変調することにより、光スペクトルを拡散させて光信号のコヒーレンシーを弱めている。従って、信号の波形は上下非対称となっていることから、ダイオード１９により、受信信号７１のクリッピングしていない他方の片端を振幅制限することで、上下対称にした受信信号を得るようにしている。
【００７４】
ダイオード１９の挿入構成としては、例えば、図５(a)、あるいは図５(b)が考えられる。
【００７５】
ここでは、図５(a)について、受信信号７１の振幅制限の様子を説明する。受信信号７１に、電圧源１１からの直流バイアス電圧をバイアスコイル２０を介して付加する。ダイオード特性と直流バイアス電圧を最適に選び、ダイオード１９、直流カットコンデンサ２２を透過させて、図６（ａ）〜（ｃ）に示されるように、上下対称の受信信号７２を得る。
【００７６】
受信信号７２は、さらにバンドパスフィルタ１３を透過させて所要の周波数成分を抽出した後、これを周波数復調回路１４に入力して、復調することにより、情報信号を得る。
【００７７】
この実施例は、リミッタをダイオードにより構成した形態を説明したものであり、第１の実施例と同様の効果が得られて、情報信号に発生する歪は抑えられることになる。
【００７８】
第１の実施例において、ＦＭ復調回路１４がディスクリミネータのような微分回路や同期検波による周波数復調回路であれば、上述のような直流バイアス電圧の付加が効果的である。
【００７９】
一方、周波数復調回路（ＦＭ復調回路１４）には、遅延検波による回路もある。遅延検波によるＦＭ復調回路を用いた親局３の例を図７に示す。
【００８０】
図７に示される親局３の構成において、２９が遅延検波により周波数復調を行う方式のＦＭ復調回路である。このＦＭ復調回路２９は、入力信号を分配する分岐回路２５、入力信号を遅延時間τだけ遅延させる遅延回路２６、分岐回路２５の一方の分岐出力と遅延回路２６の出力との排他的論理和をとるＥｘＯＲ回路２７、このＥｘＯＲ回路２７の出力から所要の周波数帯域の信号成分を抽出する構成されている。
【００８１】
親局３はまた、このＦＭ復調回路２９の前段にコンパレータ２４を設けてあり、このコンパレータ２４により受信信号である周波数変調信号６３を電圧源１１からのスレッショルド電圧信号（Vth）７２と大小を比較して、“１”，“０”のデジタル形式の信号にし、これをＦＭ復調回路２９に与える構成としてある。
【００８２】
このような構成において、子局側からの多重化された光信号は、親局３におけるＰＤ９により光電変換されて電気信号化され、バンドパスフィルタ１０を通すことによって所望の信号帯域を抽出した後、この電気信号（周波数変調信号６３）はコンパレータ２４に入力される。
【００８３】
コンパレータ２４では、周波数変調信号６３を電圧源１１からのスレッショルド電圧信号（Ｖｔｈ）７２と大小を比較して、“１”，“０”のデジタル形式の信号波形７３にして取り出す。取り出した信号７３を分岐回路２５により２つに分岐し、一方を遅延回路２６により時間差τをつけて、ＥｘＯＲ回路２７に入力する。
【００８４】
ＥｘＯＲ回路２７の出力信号をローパスフィルタ２８に通して高周波成分を除去し、信号波形７３の立ち上がり／立ち下がりの位相情報を取り出すことで、周波数復調となり情報信号を取り出せる。
【００８５】
従来の周波数復調回路（ＦＭ復調回路）２９では、図８の上部に示されるように、Ｖｔｈ ７２は、受信した周波数変調信号６３の平均レベルに合わせるようにしている。
【００８６】
しかし、本発明においては子局側でクリッピングが生じているため、図８の下部に示されるように、従来通りのＶｔｈ ７２の設定ではなく、クリッピングが起きていないと仮定した場合の周波数変調信号６３の平均レベルに合わせる。
【００８７】
このVth ７２の設定値の違いは、コンパレータ出力信号７３の位相情報のずれとして現れる。
【００８８】
図８に、両者のコンパレータ出力信号７３を示している。位相情報であるパルス幅にずれが生じているのがわかる。
【００８９】
従来のコンパレータ出力信号７３を復調すると、情報信号に歪が発生するが、本発明によるコンパレータ出力信号７３においては、復調した際に、情報信号に歪は発生しない。
【００９０】
（第３の実施例）本発明の第３の実施例を説明する。
【００９１】
図９は、本実施例の光伝送装置の構成を示すブロック図である。
【００９２】
図９において、第１の実施例と同じ構成要素には同符号を付してある。すなわち、図において、１ａ，１ｂ，…１ｎはそれぞれ子局、２は光伝送路、３は親局、４は光カプラ、５ａ，５ｂ，…５ｎはＦＭ変調回路、６ａ，６ｂ，〜６ｎはバイアスティ、７ａ，７ｂ，…７ｎは電流源、８ａ，８ｂ，〜８ｎはレーザ素子、９はＰＤ（Photo Detector）、１０，１０ａ，１０ｂ，〜１０ｎはバンドパスフィルタ、１１，１１ａ，１１ｂ，〜１１ｎは電圧源、１２，１２a，１２b，〜１２ｎはリミッタ、１３はバンドパスフィル、１４はＦＭ復調回路である。
【００９３】
子局１ａはＦＭ復調回路５ａ、２つのバイアスティ６ａ、電流源７ａ、電圧源１１ａ、バンドパスフィルタ１０ａ、レーザ素子８ａとを備えて構成されており、子局１ｂはＦＭ復調回路５ｂ、２つのバイアスティ６ｂ、電流源７ｂ、電圧源１１ｂ、バンドパスフィルタ１０ｂ、レーザ素子８ｂとを備えて構成されており、子局１ｎはＦＭ復調回路５ｎ、２つのバイアスティ６ｎ、電流源７ｎ、電圧源１１ｎ、バンドパスフィルタ１０ｎ、レーザ素子８ｎとを備えて構成されている。
【００９４】
また、親局３はＰＤ９、バンドパスフィルタ１０，１３、リミッタ１２、ＦＭ復調回路とを備えて構成されている。
【００９５】
この実施例では、図１に示した第１の実施例の構成に対して、子局１a，１b，…１nにおいてはバイアスティ６ａ，６ｂ，〜６ｎ、電圧源１１ａ、１１ｂ，〜１１ｎ、バンドパスフィルタ１０ａ，１０ｂ，〜１０ｎを新たに設け、親局３においては電圧源１１とバイアスティ６を削除した。
【００９６】
電圧源１１ａ，１１ｂ，〜１１ｎは、それぞれ所要の直流バイアス電圧を供給するためのものであり、前段側のバイアスティ６ａ，６ｂ，〜６ｎはそれぞれ前段のＦＭ変調回路５ａ，５ｂ，〜５ｎの出力に、電圧源１１ａ，１１ｂ，〜１１ｎからの直流バイアス電圧を付加して、平均レベルをクリッピングが存在しない場合の平均レベルに合わせた受信信号とするものである。
【００９７】
リミッタ１２ａ，１２ｂ，〜１２ｎは上下対称のリミッタ特性を有する振幅制限回路であり、対応するバイアスティ６ａ，６ｂ，〜６ｎより出力された信号を、上下対称のリミッタ特性による制限を与えることにより上下対称の振幅レベルとなった出力信号を得るものである。
【００９８】
また、バンドパスフィルタ１０ａ，１０ｂ，〜１０ｎはリミッタ１２ａ，１２ｂ，〜１２ｎからの出力信号から所望の周波数帯域の成分を抽出する回路であり、また、後段側のバイアスティ６ａ，６ｂ，〜６ｎは、バンドパスフィルタ１０ａ，１０ｂ，〜１０ｎから出力されたＦＭ変調信号を電流源７ａ，７ｂ，〜７ｎからの直流バイアス信号と重畳して出力するものであり、レーザ素子８ａ，８ｂ，〜８ｎは後段側のバイアスティ６ａ，６ｂ，〜６ｎの出力信号により直接変調されてレーザ光を発振してこれを光信号として光伝送路である光ファイバ２に出力する素子である。
【００９９】
また、光カプラ４は光ファイバ２を介して伝送されてきた各レーザ素子８ａ，８ｂ，〜８ｎからの光信号を多重して出力するものであり、親局３側のＰＤ９はこの多重された光信号を光電変換してＳＣＭ多重信号された電気信号として得、これを出力するものであり、バンドパスフィルタ１０はこのＰＤ９からの電気信号のうちの所望の周波数帯域成分を抽出することにより、所望の基地局１ａ，１ｂ，〜１ｎからの受信信号を抽出するものである。
【０１００】
リミッタ１２は上下対称のリミッタ特性を有する振幅制限回路であり、このバンドパスフィルタ１０より出力された信号を、上下対称のリミッタ特性による制限を与えることにより上下対称の波高レベルとなった出力信号を得るものである。また、バンドパスフィルタ１３はリミッタ１２からの出力信号から所望の周波数帯域の成分を抽出する回路であり、ＦＭ復調回路１４はこのバンドパスフィルタ１３を経た信号をＦＭ復調して元の情報信号を得る回路である。
【０１０１】
このような構成の第３の実施例は、クリッピングによる光信号の波形形状の非対称性を各子局１ａ，１ｂ，〜１ｎ側において補正するようにしたものである。
【０１０２】
すなわち、各子局１ａ，１ｂ，〜１ｎにおいて、アナログである情報信号６１ａ，６１ｂ，〜６１ｎをＦＭ（Frequency Modulation）変調回路５ａ，５ｂ，〜５ｎに入力し、ＦＭ変調を行い、ＦＭ変調信号６２ａ，６２ｂ，〜６２ｎを得る（図１０の〔状態Ａ〕）。
【０１０３】
ＦＭ変調信号６２ａ，６２ｂ，〜６２ｎは、前段側のバイアスティ６ａ，６ｂ，〜６ｎで電圧源１１ａ，１１ｂ，〜１１ｎからの直流バイアス電圧を付加されて、リミッタ１２ａ，１２ｂ，〜１２ｎ、高調波を除去するためのバンドパスフィルタ１０ａ，１０ｂ，〜１０ｎを透過させる。
【０１０４】
これにより、波形の片側がクリッピングされ、且つ、高調波成分の除去された変調信号６９ａ，６９ｂ，〜６９ｎが得られる（図１０の〔状態Ｂ〕）。この変調信号６９ａ，６９ｂ，〜６９ｎは上下が非対称となっている。
【０１０５】
上下が非対称となった変調信号６９ａ，６９ｂ，〜６９ｎは、後段側のバイアスティ６ａ，６ｂ，〜６ｎで電流源７ａ，７ｂ，〜７ｎからの直流バイアス電流に重畳されて、レーザ素子８ａ，８ｂ，〜８ｎをＯＭＩ＞１００［％］で直接変調する。
【０１０６】
ここで、レーザ素子８ａ，８ｂ，〜８ｎのクリッピングによるリミットと、リミッタ１２ａ，１２ｂ，〜１２ｎによるリミットで、伝送される光信号５３ａ，５３ｂ，〜５３ｎの上下が対称となるように、つまり平均レベルに変動がないように、直流バイアス電圧とＯＭＩを調整する（図１０の〔状態Ｃ〕）。
【０１０７】
本第３の実施例では、伝送される光信号５３ａ，５３ｂ，〜５３ｎは信号波形が既に上下対称となっているため、親局３側には、通常のＦＭ復調回路を備える構成でよい。
【０１０８】
次に、伝送される光信号の平均レベルの位置を変動させない、すなわち、ＦＭ変調信号波形の上下振幅を変動させないようにして親局３の構成の簡素化を図るようにした実施例を第４の実施例として説明する。
【０１０９】
（第４の実施例）第４の実施例では、伝送される光信号の平均レベルの位置を変動させない方法を説明する。第４の実施例の光伝送装置の構成を図１１に示す。主な構成は、第１〜第３の実施例と同じであり、同一のものに対しては、同符号を付した。
【０１１０】
ここに示した構成は、親局３から電圧源１１とバイアスティ６を廃止した構成であり、レーザ素子に入力する周波数変調信号６２ａ，６２ｂ，〜６２ｎの振幅を大きくとり、レーザ素子８ａ，８ｂ，〜８ｎの閾値Ｉｔｈ以下のレベルから飽和領域までの範囲で周波数変調信号が振られるようにすることにより、レーザ素子８ａ，８ｂ，〜８ｎの持つＥ／Ｏ特性により、信号の上下をクリップさせるようにすることでこれを実現している。
【０１１１】
通常、レーザ素子の特性は、図１２に示されるような変調電流-光出力特性（Ｅ／Ｏ特性）を持つ。図からわかるように、レーザ素子に印加される変調電流の値が閾値Ｉｔｈ以下では、レーザ素子は発振しないため、光出力は小さく、一方、変調電流の値が大きくなり過ぎると、光出力は飽和する。
【０１１２】
そこで、レーザ素子８ａ，８ｂ，〜８ｎに印加する周波数変調信号６２ａ，６２ｂ，〜６２ｎの振幅を大きくとり、レーザ素子８ａ，８ｂ，〜８ｎの閾値Ｉｔｈ以下のレベルから飽和領域までの範囲で周波数変調信号が振られるようにすることにより、レーザ素子８ａ，８ｂ，〜８ｎの持つＥ／Ｏ特性により、信号の上下をクリップさせる。
【０１１３】
レーザ素子８ａ，８ｂ，〜８ｎに印加する周波数変調信号６２ａ，６２ｂ，〜６２ｎのバイアス電流レベルを調整して、上下のクリップ量が同量になるように設定することで、図１２に示されるように、光信号５４の平均レベルは、周波数変調信号６２の平均レベルの位置と等しくすることができる。
【０１１４】
親局３側では、光信号５４の平均レベルの位置変動がないため、第１の実施例で述べたようなバイアスを付加するような信号処理を行うことなく、リミッタ１２の出力信号として、上下対称の受信信号が得られ、周波数復調回路１３において、歪みが抑制された情報信号を得ることができる。
【０１１５】
また、図１３（ａ）に示すように、レーザ素子８と並列にダイオード２３を接続する付加回路で振幅制限を行ってもよい。この場合、レーザ素子８に変調電流７１を印加した際、ダイオード２３にかかる電圧が立ち上がり電圧ＶＦを超えていなければ、レーザ素子８に全ての変調電流７１が流れ、レーザ素子８に変調電流７１の変調がかかる。
【０１１６】
しかし、ダイオード２３の立ち上がり電圧ＶＦを超えると、超えた電圧分の変調電流７１はダイオード２３に流れるため、レーザ素子８には、変調電流７１の変調がかからない。
【０１１７】
よって、図１３（ｂ）のようなレーザの変調電流-光出力の特性が得られ、このような簡単な回路の付加で、光信号５５の上下をクリップさせることが可能となる。
【０１１８】
以上、第１〜第４の実施例は、アナログとしての情報信号を周波数変調信号に予変調する構成について述べてきた。理由は、当該周波数変調信号は、復調する際に振幅成分のゆらぎをリミッタ等で除去可能であり、振幅クリッピングに対して伝送特性の劣化がなく、耐力があるから実用的であることによる。しかし、この他にも、無線通信に使用されているπ／４シフトＱＰＳＫ変調であっても同様の効果が得られるので、次にその例を第５の実施例として説明する。
【０１１９】
（第５の実施例）図１４は、本第５の実施例の光伝送装置の構成を示すブロック図であって、子局をπ／４シフトＱＰＳＫ変調の無線信号を受信可能な無線基地局とした場合の例である。主たる構成は第１の実施例と同様であり、同一の構成要素には同一の符号を付して示した。
【０１２０】
図１４において、１ａ，１ｂ，〜１ｎはそれぞれ子局、２は光伝送路、３は親局、４は光カプラ、６ａ，６ｂ，〜６ｎはバイアスティ、７ａ，７ｂ，〜７ｎは電流源、８ａ，８ｂ，〜８ｎはレーザ素子、９はＰＤ、１０はバンドパスフィルタ、１１は電圧源、１２はリミッタ、１３はバンドパスフィル、１５ａ，１５ｂ，〜１５ｎはアンテナ、１６ａ，１６ｂ，〜１６ｎはローノイズアンプ、１７はπ／４シフトＱＰＳＫ復調回路である。
【０１２１】
子局１aはローノイズアンプ１６a、バイアスティ６a、電流源７a、レーザ素子８ａとを備えて構成されており、子局１ｂはローノイズアンプ１６ｂ、バイアスティ６ｂ、電流源７ｂ、レーザ素子８ｂとを備えて構成されており、子局１ｎはローノイズアンプ１６ｎ、バイアスティ６ｎ、電流源７ｎ、レーザ素子８ｎとを備えて構成されている。
【０１２２】
また、親局３はＰＤ９、バンドパスフィルタ１０，１３、電圧源１１、バイアスティ６、リミッタ１２、π／４シフトＱＰＳＫ復調回路１７とを備えて構成されている。
【０１２３】
移動端末などより送られてくる無線信号はπ／４シフトＱＰＳＫ変調されたものとすると、子局１ａ，１ｂ，〜１ｎそれぞれでは自局の持つアンテナ１５ａ，１５ｂ，〜１５ｎで受信した自局サービスエリア内の移動端末からのπ／４シフトＱＰＳＫ変調無線信号を、ローノイズアンプ１６ａ，１６ｂ，〜１６ｎで増幅する。そして、この増幅した信号はバイアスティ６ａ，６ｂ，〜６ｎで電流源７ａ，７ｂ，〜７ｎからの直流バイアス信号を付加して、自局対応のレーザ素子８ａ，８ｂ，〜８ｎに与え、これらレーザ素子８ａ，８ｂ，〜８ｎを直接変調させる。
【０１２４】
このとき、第１〜第４の実施例と同様に、当該レーザ素子８ａ，８ｂ，〜８ｎから出力される光信号５５ａ，５５ｂ，〜５５ｎの光変調度ＯＭＩ（Optical Modulation Index）が１００［％］を超えるように設定し、クリッピングを発生させる。
【０１２５】
ここで任意の子局１Ｌから伝達する無線信号が他の子局１ａ，１ｂ，〜１ｎ（ｎ≠L）から伝達する無線信号と同一の周波数帯であれば、ローノイズアンプ１６ａ，１６ｂ，〜１６ｎ透過後に周波数変換を行い、光カプラ４において、他子局１ａ，１ｂ，〜１ｎ（ｎ≠L）からの光信号とのＳＣＭ多重を可能とする。
【０１２６】
親局３では、この光カプラ４によりＳＣＭ多重されて送られてきた光信号を、一つのＰＤ９で一括して受信し、所望の子局１ａ，１ｂ，〜１ｎからの受信信号をバンドパスフィルタ１０で抽出する。バンドパスフィルタ１０以後の信号処理は第１の実施例と同じであり、バンドパスフィルタ１３を透過してきた受信信号７０を、π／４シフトＱＰＳＫ用の復調回路１７に入力して、伝達情報を得る。
【０１２７】
第１〜第４の実施例までは、アナログとしての情報信号を周波数変調信号に予変調する構成について述べてきた。なぜなら、周波数変調信号は、復調する際に振幅成分のゆらぎをリミッタ等で除去することが可能であり、振幅クリッピングに対して伝送特性の劣化がなく、耐力があるからである。
【０１２８】
これと同様に、π／４シフトＱＰＳＫも、包絡線が一定であり、周波数変調信号と同様に、振幅クリッピングに対し耐力があり、移動通信の無線信号として頻繁に用いられている。
【０１２９】
そのため、本第５の実施例のように、移動通信の子局（基地局）と親局（集中基地局）において、無線信号の変調方式がπ／４シフトＱＰＳＫ変調であれば、周波数変調信号に予変調することなく、このπ／４シフトＱＰＳＫ変調信号でレーザ素子を直接変調するようにし、これによって、波形にクリッピングを起こさせるようにしてもよい。
【０１３０】
以上、第５の実施例の構成においては、π／４シフトＱＰＳＫ変調を対象として本発明を適用可能であることを示した。
【０１３１】
ところで、本発明における主たる目的は、光多重に伴うビート雑音を抑制する技術として、子局側において、クリッピングにより上下非対称となった形態で情報信号を光信号として多重して送るようにした場合に、クリッピングによる信号波形の上下非対称が復調側でのＩＭ３等の高調波による歪発生を呼ぶことに対する改善にある。
【０１３２】
そして、その改善策として第１の実施例の本発明システムでは受信側である親局では受信信号をバイアスティ６において、リミッタ出力信号６５が上下対称となるような適切な直流バイアス電圧を付加するようにし、このことにより、復調された情報信号にはＩＭ３等の歪抑圧がなされてクリッピングによる上下非対称の問題を解消するようにした。
【０１３３】
しかし、確かな信頼性を維持できるシステムにするには、このような処理だけではまだ十分とは云えない。
【０１３４】
すなわち、第１の実施例の構成の場合、親局３側の構成において、バイアスティ６にて付加する電圧源１１からの直流バイアス電圧の大きさにより、ＦＭ復調回路１４による復調後の情報信号中に生じる歪量が違ってくる。また、経年変化等の影響から子局側のレーザ素子において、その特性が変わり、伝送されてくる光信号のクリッピング状態も変化する可能性もある。
【０１３５】
従って、このようなことに対処できて長期的に安定し、信頼性のある光伝送装置を提供するには、直流バイアス電圧を適正な値に制御する必要がある。
【０１３６】
そこで、このような制御を可能にした実施例を次に第６の実施例として説明する。
【０１３７】
（第６の実施例）伝送されてきた信号の持つレーザ素子８によるクリッピングの影響を、当該レーザ素子にてのクリッピングによるリミットと、リミッタ１２によるリミットで、当該伝送されてきた信号の波形の上下が対称となるように、つまり平均レベルに変動がないように、直流バイアス電圧を復調信号の歪み量対応に調整するようにしたものがこの第６の実施例である。
【０１３８】
図１５に、第６の実施例の光伝送装置における親局３の構成図を示す。子局側の構成は、第１の実施例と同一とし、親局３の構成で、第１の実施例と同じものには、同一符号を付した。
【０１３９】
図１５に示す第６の実施例においては、図１に示した第１の実施例での親局構成に、更に歪検出器１８を設け、この歪検出器１８でＦＭ復調回路１４の出力を監視して、ＦＭ復調信号出力に含まれる歪み対応に電圧源１１の電圧値を調整できるようにしたものである。なお、電圧源１１は出力電圧を歪検出器１８の出力対応に可変可能な構成とする。
【０１４０】
親局３側におけるバイアスティ６において付加する電圧源１１からの直流バイアス電圧の大きさにより、ＦＭ復調回路１４による復調後の情報信号中に生じる歪量が違ってくる。また、経年変化等の影響から子局側のレーザの特性が変わり、伝送されてくる光信号のクリッピング状態も変化する可能性もある。
【０１４１】
従って、このようなことに対処できて長期的に安定し、信頼性のある光伝送装置を提供するには、直流バイアス電圧を適正な値に制御する必要がある。
【０１４２】
そのために、この実施例では、ＦＭ復調回路１４からの出力信号を分岐して、歪検出器１８に入力し、この歪検出器１８にて歪み量を検出するようにしている。歪検出器１８には、その検出結果をもとに、電圧源１１に対して、歪み量が抑えられるように、付加する直流バイアス電圧値を制御する機能を持たせておく。
【０１４３】
この結果、歪み対応に電圧源１１の電圧が調整制御され、長期的に安定して、信頼性のある光伝送装置が得られるようになる。
【０１４４】
以上は、伝送されてくる光信号のクリッピング状態の変化等に対して、親局側においてバイアスティ６による直流バイアス電圧の調整を歪検出器の歪み検出量対応に実施する構成としたことにより、ＦＭ復調回路１４による復調後の情報信号中に生じる歪み量を改善するようにし、長期的安定性と信頼性を高めることのできる構成としたものであった。これを子局側において行う構成とすることもできるので、その例を次に第７の実施例として説明する。
【０１４５】
（第７の実施例）伝送する信号の持つレーザ素子８によるクリッピングの影響を、当該レーザ素子にてのクリッピングによるリミットと、リミッタ１２によるリミットで、当該伝送されてきた信号の波形の上下が対称となるように、つまり平均レベルに変動がないように、送信する光信号の歪み量対応に直流バイアス電圧を調整すると共に、送信する光信号の歪み量対応にバイアスティ６で電流源７からの直流バイアス電流の重畳量を調整して、レーザ素子８の光変調度OMIを調整するようにするのがこの第７の実施例である。
【０１４６】
図１６は、第７の実施例の光伝送装置の子局を示す構成図である。親局側の構成は、第３の実施例と同一とし、第１〜第６の実施例と同じものに対しては、同一符号を付した。
【０１４７】
図１６において、子局１はＦＭ変調回路５、バイアスティ６、電圧源１１、レーザ素子８、ＰＤ９、バンドパスフィルタ１３、バイアスティ６、電流源７、リミッタ１２、ＦＭ復調回路１４、そして、歪検出器１８とを備えて構成されている。
【０１４８】
これらのうち、ＦＭ復調回路５は入力されるアナログ信号をＦＭ変調して出力するものであり、電圧源１１は、可変型の電圧発生装置であって所要とするレベルの直流バイアス電圧を供給するためのものであり、バイアスティ６は前段のＦＭ変調回路５の出力に、電圧源１１からの直流バイアス電圧を付加して、光信号５６の平均レベルをクリッピングが存在しない場合での平均レベルに合わせた受信信号とするものである。すなわち、波形の零レベルが本来のＦＭ変調波形のゼロクロス点が、送信される光信号５６のゼロクロス点になるように、ゲタを履かせて調整するのが直流バイアス電圧１１である。
【０１４９】
リミッタ１２は上下対称のリミッタ特性を有する振幅制限回路であり、バイアスティ６より出力された信号を、上下対称のリミッタ特性による制限を与えることにより、波形がこの時点では上下非対称となった出力信号を得るものである。また、バンドパスフィルタ１３はリミッタ１２からの出力信号より所望の周波数帯域の成分を抽出する回路であり、また、電流源７は可変型の電流発生装置であって所要とするレベルの直流バイアス電流を供給するためのものである。
【０１５０】
また、後段のバイアスティ６は、バンドパスフィルタ１３から出力されたＦＭ変調信号に電流源７からの直流バイアス電流を重畳して出力し、レーザ素子８に与えるものである。
【０１５１】
レーザ素子８は後段のバイアスティ６の出力信号により直接変調されてレーザ光を発振してこれを光信号として光伝送路である光ファイバ２に出力する素子である。
【０１５２】
後段のバイアスティ６によって合波される直流バイアス電流とＦＭ変調信号の振幅は、レーザ素子８を直接変調する際の光変調度を決定し、波形のクリッピングされる割合が決まる。
【０１５３】
ＰＤ９は光信号を光電変換して電気信号に戻すためのものであり、ＦＭ復調回路１４はこのＰＤ９の出力する電気信号を周波数復調して元の信号に戻すためのものであり、歪検出器１８はこのＦＭ復調回路１４の復調出力から歪み量を検出し、この検出した歪み対応に電圧源１１の電圧値や電流源７の電流値を調整制御するものである。
【０１５４】
本システムでは、子局内に信号にゲタを履かせて信号波形の零レベル位置を調整するバイアス電圧印加用のバイアスティ１１と光変調度を決定するバイアス電流印加用のバイアスティ６を設けると共に、子局から親局側に送る光信号中の歪みを監視するために子局に歪検出器１８を設け、この歪検出器１８の検出した歪み対応に電圧源１１の電圧値や電流源７の電流値を調整できるようにしたものであって、第３の実施例における子局に、歪み監視機能を設けてＦＭ変調信号出力に含まれる歪み対応に電圧源１１の電圧値と電流源７の電流値を歪み対応に調整できるようにしたものである。
【０１５５】
第３の実施例で説明したものは、子局において、クリッピングによる光信号の非対称性を子局１側において補正するようにしたものであったが、これに、歪み監視機能を設けてＦＭ変調信号出力に含まれる歪み対応に電圧源１１の電圧値と電流源７の電流値を歪み対応に調整できるようにしたものである。
【０１５６】
このような構成において、子局１では、アナログである情報信号６１をＦＭ変調回路５に入力してＦＭ変調を行い、ＦＭ変調信号６２を得、ＦＭ変調信号６２は、バイアスティ６で電圧源１１からの直流バイアス電圧を付加されて、リミッタ１２、高調波を除去するためのバンドパスフィルタ１０を透過させる。
【０１５７】
これにより、波形の片側がクリッピングされ、且つ、高調波成分の除去された変調信号６９が得られる。この変調信号６９は上下が非対称となっている。
【０１５８】
この上下が非対称となった変調信号６９は、光変調度OMIを決めるために設けてあるバイアスティ６により電流源７からの直流バイアス電流に重畳されて、レーザ素子８をＯＭＩ＞１００［％］で直接変調する。
【０１５９】
ここで、レーザ素子８のクリッピングによるリミットと、リミッタ１２によるリミットで、伝送される光信号５３の上下が対称となるように、つまり、送信される光信号５６の平均レベル位置と、ＦＭ変調回路５の出力信号の平均レベルの位置が一致するように、直流バイアス電圧とＯＭＩを調整する。
【０１６０】
このように、上下が非対称となった変調信号６９をバイアスティ６を介して直流バイアス電流と重畳し、これでレーザ素子８をＯＭＩ＞１００［％］で直接変調することで、コヒーレンシーの低い、従って、ビート雑音の発生しにくい光信号に変換して光ファイバによる伝送路へと送信する。
【０１６１】
ここで、本システムではレーザ素子８のクリッピングによるリミットと、リミッタ１２によるリミットで、伝送される光信号５３の上下が対称となるように、つまり平均レベルに変動がないように、歪検出器１８の検出した歪み量対応に直流バイアス電圧および光変調度ＯＭＩは調整する。
【０１６２】
すなわち、レーザ素子８の出力光をＰＤ９により電気信号に戻し、これをＦＭ復調回路１４で復調して元の信号に戻す。歪検出器１８はこのＦＭ復調回路１４の出力を監視して、ＦＭ復調信号出力に含まれる歪み対応に電圧源１１の電圧値と、電流源７の電流値を調整する。
【０１６３】
歪検出器１８は自己の検出した歪み量に応じ、レーザ素子８のクリッピングによるリミットと、リミッタ１２によるリミットで、伝送される光信号５３の上下が対称となるように、つまり、送信される光信号５６の平均レベル位置と、ＦＭ変調回路５の出力信号の平均レベルの位置が一致するように、直流バイアス電圧値および光変調度ＯＭＩを調整制御する制御出力を発生するように構成してあれば、電圧源１１と電流源７は歪検出器１８の出力対応に出力レベルが調整される結果、レーザ素子８はコヒーレンシーの低い、従って、ビート雑音の発生しにくい光信号で、且つ、歪みのない光信号にＦＭ変調信号を変換して光ファイバによる伝送路へと送信することができるようになる。
【０１６４】
そして、歪み量を監視して歪み量が少なくなるようにバイアス電圧とＯＭＩを制御するようにした結果、レーザ素子８の経年変化、温度変化等の影響で、レーザ素子８のバイアス特性が変わっても、子局１から伝送する光信号５６のクリッピング状態の変化は正常な状態に補正され、クリッピングの状態が変動することによる親局側での復調の際の情報信号に含まれる歪み量を抑制できて、復調した信号の劣化を防止でき、通信品位を維持できるようになる。
【０１６５】
従って、長期的に安定し、信頼性のある光伝送装置を提供することができる。
【０１６６】
以上、第６及び第７の実施例は、レーザ素子の経年変化や温度変化に伴うクリッピング状態の変化を、親局または子局側で補正制御できるようにしたものであった。
【０１６７】
そして、これらの実施例では復元したＦＭ復調信号中に含まれる歪み量を歪検出器１８で検出し、その検出結果に基づいて、歪み量が抑制される方向に電圧源１１による付加する直流バイアス電圧値や、電流源７による付加する直流バイアス電流を制御するが、その直流バイアス電圧値および直流バイアス電流によって、光変調度ＯＭＩが変化する。この光変調度により、光スペクトルの拡散量が変化するため、ビート雑音の抑圧効果が不安定となる。そこで、これについて次に触れておく。
【０１６８】
（第８の実施例）第８の実施例の光伝送装置の構成は、第１の実施例の構成と同じとする。
【０１６９】
レーザ素子８において、光スペクトルの広がりの様子は、ＯＭＩに大きく依存している。図１７にファブリーペローレーザ素子のＯＭＩ［％］と光スペクトルの３ｄＢ帯域［ｎｍ］の関係を示す。
【０１７０】
図１７に示されるように、光変調度ＯＭＩがＯＭＩ＞１００［％］においてクリッピングがはじまると、急激に光スペクトルが広がり出し、ＯＭＩ＝約175［％］で、光スペクトルの広がりはほぼ飽和する。光スペクトルの広がりが大きければ、大きい程、ビート雑音の影響も低減されるので、光変調度ＯＭＩは、ＯＭＩ≧175［％］とするのが良い。
【０１７１】
但し、レーザ素子８の温度状態、経年劣化等によってバイアス条件が変わり、ＯＭＩが変化する可能性がある。そのとき、ＯＭＩ＜175［％］以下となると、光スペクトルの拡散量がＯＭＩに大きく依存するため、ビート雑音の影響が変化して、光伝送装置として安定した通信品質を保証できない。
【０１７２】
以上から、ＯＭＩは、十分に光スペクトルが拡散されており、少々のバイアス条件の変化にも、拡散の様子が変化しない飽和領域内を選択するべきである。従って、図１７によれば、ＯＭＩ≧200［％］が、前述の条件を満たしていると考えられる。従って、直流バイアス電流値はＯＭＩ≧200［％］の範囲でＯＭＩを制御できるような値にする。
【０１７３】
また、レーザ素子８の光スペクトル拡散は、レーザ出力面への戻り光にも依存している。レーザ素子８に接続されている光ファイバ２の接続先等の反射が大きい場合には、その反射による戻り光の影響からレーザ素子８の発振が強まり、光スペクトルが狭化する傾向がある。
【０１７４】
このような反射による戻り光を抑圧するために、レーザ素子８の出力端にアイソレータを挿入することも、光スペクトル拡散に効果がある。
【０１７５】
レーザ素子のクリッピング変調は、子局間の波長の位置関係において、所定の値以上ビート雑音が発生する範囲が減少するという効果もある。つまり、今までは任意の子局間の光源の中心波長を０．５［ｎｍ］以上離さなければ、ビート雑音を所定の値以下に低減できなかったところを、クリッピング変調を用いた場合には０．２［ｎｍ］以上離すだけで良くなると云うような効果である。
【０１７６】
クリッピング変調は、ビート雑音の抑制効果が大きいという利点はあるが、完全に除去できるわけではない。そのため、波長制御と組み合わせて本実施例を用いることも、より高い通信品質を確保でき、有効である。このとき、各子局に対する、従来の波長多重の波長精度及び波長間隔に比べて、クリッピング変調を適用したことで、波長精度および波長間隔に対する要求を大きく緩和することが可能となる。そのため、クリッピング変調と波長多重の併用はビート雑音の抑圧および回避に効果的である。
【０１７７】
なお、本発明は上述した実施例に限定されることなく、種々変形して実施可能である。
【０１７８】
以上、第１の実施例から第８の実施例においては、光ビート雑音低減とダイナミックレンジ確保に関する技術について説明した。次に、干渉波抑圧に関する技術、および、子局から親局へ伝送する光信号の光変調度を“１”以上とした場合においても、振幅制限による受信感度の劣化を防止できるようにする技術について説明する。
【０１７９】
干渉波抑圧に関する技術について説明する。
【０１８０】
＜干渉波抑圧に関する技術＞無線基地局では、受信した所望波に対して、近い周波数帯に干渉波が混じることがある。そして、ときには、干渉波のパワーが、所望波のパワーよりも大きいこともある。特に無線基地局を、主にアンテナ部と電気−光変換部だけの構成とし、受信した無線信号を親局に光伝送する光アナログ伝送装置においては、この干渉波は、所望波の光変調度を圧迫する原因となる。
【０１８１】
そして、所望波の光変調度が小さく制限されると、親局において、所望波のＣＮＲが小さくなるため、仕様となる誤り率を達成できない場合が生じてしまう。
【０１８２】
そこで、これに対処する技術を次に説明することにする。
【０１８３】
ここでは、子局において情報信号と共に受信する干渉波を大きく抑圧できるようにし、情報信号を光信号に変換する際に、安定した光変調度を確保できるようにする技術を第９の実施例として説明する。
【０１８４】
（第９の実施例）子局において情報信号と共に受信する干渉波を大きく抑圧できるようにするために、第９の実施例においては、帯域透過フィルタを子局に設け、受信した情報信号を当該帯域透過フィルタを通すことにより、情報信号と共に受信する干渉波を抑圧する。
【０１８５】
本発明の第９の実施例を説明する。図２２は、本第９の実施例の光伝送装置の構成を示すブロック図である。ここでは、無線信号８１の変調方式をＱＰＳＫ（quadrature phase-shift keying）とした場合での無線送信器２９の構成を示す。
【０１８６】
図２２において、１は子局、２９は移動端末であるユーザの所持する無線送信器、３は親局、２は光ファイバであって、子局１と親局３とを結ぶ光伝送路である。
【０１８７】
これらのうち、無線送信器２９は信号源３０と、直交変調器３１と、局部発振器３３と、乗算器３４と、バンドパスフィルタ３５と、パワーアンプ３６と送信アンテナ３７とからなる。
【０１８８】
変調方式がＱＰＳＫの場合、Ｉチャネル信号８２とＱチャネル信号８３がある。無線送信器２９における信号源３０は、Ｉチャネル信号８２とＱチャネル信号８３を発生するものであり、直交変調器３１はこれら各信号８２，８３を直交変調してＱＰＳＫ信号８４に変換するものである。また、局部発振器３３は局部発振周波数信号を発生するものであり、乗算器３４はこの局部発振周波数信号とＱＰＳＫ信号８４とを乗算して無線伝送用の高い周波数帯の信号に変換するものである。バンドパスフィルタ３５は、乗算器３４にて変換された無線伝送用の高い周波数帯の信号を帯域制限するものであり、パワーアンプ３６はこの帯域制限された無線伝送用の高い周波数帯の信号を増幅するものであり、送信アンテナ３７はこの増幅された無線信号８１を空中に送信するためのものである。
【０１８９】
また、子局１は、バイアスティ６と、電流源７と、レーザ素子８と、アンテナ１５と、ローノイズアンプ１６と、帯域透過フィルタ９１とから構成される。
【０１９０】
子局１におけるアンテナ１５は無線信号を受信するものであり、ローノイズアンプ１６は、アンテナ１５で受信した無線信号８１を、干渉波である無線信号８９と共に増幅するものである。帯域透過フィルタ９１はこの増幅された信号のうちの所要のチャネルの周波数成分を抽出するためのものであり、バイアスティ６はこの帯域透過フィルタ９１によって、抽出された特定のチャネル成分の受信信号８７に、電流源７からの直流バイアス信号を付加して出力するものであり、レーザ素子８はこのバイアスティ６にて直流バイアス信号が付加された特定チャネル成分の受信信号８７が印加されて、当該信号のレベル対応のレーザ光線を発生するものである。このレーザ光線（光信号５７）は光ファイバ３を介して親局３に伝送される構成である。
【０１９１】
また、親局３はＰＤ（光電変換用の受光素子）９、バンドパスフイルタ１０と、プリアンプ３９と、直交復調器４０とからなる。
【０１９２】
親局３におけるＰＤ９は、光ファイバ２を介して伝送されてきた光信号５７を受信し、電気信号に変換するものであり、プリアンプ３９はこの電気信号を増幅するものであり、バンドパスフイルタ１０はこの増幅された電気信号から雑音成分を抑圧して信号成分を抽出するものであり、直交復調器４０はこのバンドパスフイルタ１０透過後の信号を復調して元の情報信号に復元するものである。
【０１９３】
このような構成において、無線送信器２９では信号源３０から、Ｉチャネル信号８２とＱチャネル信号８３を発生する。これら各信号８２，８３は、直交変調器３１により、ＱＰＳＫ信号８４に変換され、さらに局部発振器３３と乗算器３４で、無線伝送用の高い周波数帯に変換される。そして、バンドパスフィルタ３５を通すことで帯域制限された後、パワーアンプ３６を介して、増幅されて無線信号８１として、送信アンテナ３７から子局１側へと送信される。
【０１９４】
加入者の無線送信器２９から送信された無線信号８１は、子局１のアンテナ１５で受信される。この際、他加入者もしくは他無線サービスで使用している無線信号８９も、アンテナ１５で受信されることになる。
【０１９５】
子局１ではそのアンテナ１５で受信した無線信号８１は、干渉波である無線信号８９と共に、ローノイズアンプ１６に送られ、ここで増幅される。そして、更に帯域透過フィルタ９１に通され、特定のチャネル成分が抽出される。そして、この帯域透過フィルタ９１を通過した受信信号８７は、バイアスティ６で電流源７からの直流バイアス信号を付加されて、レーザ素子８に印加され、当該レーザ素子８を直接変調する。
【０１９６】
この変調により、レーザ素子８から光信号５７が出力される。そして、レーザ素子８から出力された光信号５７は、光ファイバ２を介して、親局３へと伝送される。親局３では、この伝送されてきた光信号５７をＰＤ９で受信し、電気信号に変換してからプリアンプ３９で増幅する。そして、バンドパスフイルタ１０を通すことによって雑音成分を抑圧し、直交復調器４０に入力して、伝達信号を得る。
【０１９７】
子局１において、図２３（ａ）に示すように、所望波である無線信号８１よりも、干渉波である無線信号８９のほうが大きい場合がある。
【０１９８】
このような場合、光信号５７の光変調度は、干渉波の強度で決定されてしまい、所望波の光変調度が制限される。そして、親局３における受信信号のＣＮＲが制限されてしまう。
【０１９９】
そのため、子局１において、電気−光変換の前に（すなわち、レーザ素子８による光変換の前に）、図２３（ｂ）に点線で示されるような透過特性を持つ帯域透過フィルタ９１に、無線信号８１及び８９を含む受信信号を通過させる必要がある。
【０２００】
帯域透過フィルタ９１は、図２３（ｂ）に点線で示されるような透過特性を持つ結果、所望波である無線信号８１は透過させるが、干渉波である無線信号８９の帯域は通さないので、干渉波を抑圧することになる。そのため、干渉波の信号強度にかかわらず、所望波の光変調度を安定させることができ、光変調度の上限を大きくすることができる。
【０２０１】
所望波と干渉波の周波数間隔が十分離れていない場合は、帯域透過フィルタ２３の透過帯域をより狭帯化することで、干渉波の抑圧度を大きくする。
【０２０２】
しかし、帯域透過フィルタ９１の透過帯域が狭過ぎると、所望波において符号間干渉が起こる。その際、選択できる最も狭帯域の通過帯域フィルタ９１は、波形等化のためのフィルタとなる。
【０２０３】
伝送系で行う理想的な波形等化は、受信信号に対して、符号判定時点で符号間干渉を零とする。受信信号のシンボルレートをＢsym ［symbol／second］、シンボルレートＢsym の１／２となるナイキスト周波数をｆN ［Ｈｚ］とする。波形等化のための理想的な帯域等過フィルタは、図２４に示されるように、遮断周波数（ここでの遮断周波数は、理想的に透過率が“０”となる周波数）は、透過中心周波数ｆc ［Ｈｚ］に対し、ｆc ±ｆNとなる。また、３［ｄＢ］透過帯域幅Δｆは、Δｆ＝２ｆN ＝Ｂsymとなる。
【０２０４】
しかし、符号判定時点に、時間的偏差が生ずると、符号間干渉が極めて大きくなるという欠点がある。そのため、実際には遮断周波数をｆc ±（１＋α）ｆNとして透過帯域を広げ、帯域内でのフィルタ特性を緩やかにしても符号間干渉のない伝送系を用いる。
【０２０５】
このαをロールオフ率といい、０≦α≦１である（但し、α＝０は理想フィルタ)。
【０２０６】
上記の（１＋α）倍までの遮断周波数を持つフィルタを通過させた波形整形は、ロールオフ整形と呼ばれている。
【０２０７】
ロールオフ整形の透過特性ｇ(x)は以下のように表される。
【０２０８】
ｇ（ｘ）＝１（但し、｜ｘ｜＜１−α）
ｇ（ｘ）＝（１／２）・［１−sin｛（π／２α）・（ｘ−１）｝］
（但し、１−α≦｜ｘ｜≦１−α）
ｇ（ｘ）＝０（但し、１＋α＜｜ｘ｜）
なお、ｘは中心周波数ｆc からの周波数差を、ナイキスト周波数ｆN で正規化したものである。
【０２０９】
ロールオフ整形は、インパルス応答の収束が理想フィルタに比べて早くなるため、判定時点の時間偏差の影響が少ない。通常、無線通信では、送信側と受信側に等しいフィルタを挿入し、双方のフィルタの通過特性で、ロールオフ整形を行う。このフィルタは、ルートロールオフフィルタと呼ばれる。
【０２１０】
図２５に、子局１に備えた帯域透過フィルタ９１の３［ｄＢ］透過帯域幅とシンボルレートＢsym の関係を示す。
【０２１１】
帯域透過フィルタ９１は、情報信号の中心周波数ｆc を中心に、３［ｄＢ］通過帯域幅をΔｆ［Ｈｚ］とする。子局１の受信側においてのみ、情報信号にロールオフ整形を施す場合は、Δｆ＝Ｂsym となる。また送信側で既にロールオフ整形されている情報信号に対しては、Δｆ＝２Ｂsym とし、情報信号の信号成分を抑圧しないようにする。
【０２１２】
そして、送信側と受信側において、ロールオフ係数αのルートロールオフフィルタで波形等化を行う場合は、理想的には、△ｆ＝（α＋３）Ｂsym ／３であるが、フィルタ特性のふらつきを考慮してＢsym ≦Δｆ≦２Ｂsymとする。
【０２１３】
以上から、子局１に備える帯域透過フィルタ２３の３［ｄＢ］通過帯域幅Δｆ［Ｈｚ］の条件は、シンボルレートＢsym ［symbol／second］に対して、Ｂsym ≦Δｆ≦２Ｂsymの範囲にあると最適であることがわかる。
【０２１４】
ビットレートＢsym ［bit ／second］とシンボルレートＢsym は、変調方式により異なるため、帯域透過フィルタの３［ｄＢ］通過帯域幅ΔｆをビットレートＢm では表せない。
【０２１５】
一例として、情報信号がＱＰＳＫ変調である場合、ビットレートがＢbit であれば、シンボルレートＢsym は、Ｂsym ＝Ｂbit ／２である。さらに、ナイキスト周波数ｆN ［Ｈｚ］は、ｆN ＝Ｂsym ／２＝Ｂbit ／４の関係となる。
【０２１６】
以上、第９の実施例によれば、子局１に帯域透過フィルタ３８を設け、当該子局１において受信した情報信号を帯域透過フィルタ３８に通過させることにより、所望のチャネルの情報信号を抽出し、この抽出した情報信号でレーザ素子８を駆動して親局３に光伝送するようにしたものであるから、子局１では情報信号と共に受信する干渉波を前記帯域透過フィルタ９１を通したことにより大きく抑圧できるようになる。従って、本発明によれば、情報信号を光信号に変換する際に、安定した光変調度を提供することが可能となる。
【０２１７】
以上は子局において、帯域透過フィルタにより特定チャネルの情報信号を抽出した後、光電変換して親局に伝送する構成であって、チャネル選択により、情報信号に含まれている干渉波を抑圧できることを利用するものであったが、子局において、情報信号は単一チャネルではなく、複数チャネルあることから、任意の所望チャネルを選択できるようにしたいところである。従って、次に情報信号中から所望チャネルの情報信号を選択して波形等化できるようにする例を第１０の実施例として次に説明する。
【０２１８】
（第１０の実施例）図２６は、本第１０の実施例の光伝送装置の構成を示すブロック図である。尚、図２６において、子局１と親局３については、第９の実施例と同一の構成に対し、同一の符号を付した。なお、第９の実施例と同様に、無線信号８１の変調方式をＱＰＳＫ（quadrature phase-shift keying）とする。
【０２１９】
図２６において、１は子局、２９は移動端末であるユーザの所持する無線送信器、２は光ファイバ、３は親局である。無線送信器２９は第９の実施例と同様、信号源３０と、直交変調器３１と、局部発振器３３と、乗算器３４と、バンドパスフィルタ３５と、パワーアンプ３６と送信アンテナ３７とからなる。そして、第１０の実施例の光伝送装置においては、更に送信側ルートロールオフフィルタ３２を設けており、直交変調器３１の出力を帯域制限するようにしてある。
【０２２０】
すなわち、変調方式がＱＰＳＫであるので、無線送信器２９における信号源３０にてＩチャネル信号８２とＱチャネル信号８３を発生させ、直交変調器３１にてこれら各信号８２，８３を直交変調してＱＰＳＫ信号８４に変換し、このＱＰＳＫ信号８４を波形ロールオフ整形するための送信側ルートロールオフフィルタ３２を通すことによって帯域制限するようにし、この帯域制限したＱＰＳＫ信号８４を乗算器３４にて局部発振器３３からの局部発振周波数信号と乗算して無線伝送用の高い周波数帯の信号に変換する構成である。
【０２２１】
バンドパスフィルタ３５は、乗算器３４にて変換された無線伝送用の高い周波数帯の信号を帯域制限するものであり、パワーアンプ３６はこの帯域制限された無線伝送用の高い周波数帯の信号を増幅するものであり、送信アンテナ３７はこの増幅された無線信号８１を空中に送信するためのものである。
【０２２２】
また、子局１は、バイアスティ６と、電流源７と、レーザ素子８と、アンテナ１５と、ローノイズアンプ１６と、局部発振器３３ａと、乗算器３４ａと、受信側ルートロールオフフィルタ３８とが設けられて構成される。
【０２２３】
すなわち、ここでは局部発振器３３ａと、乗算器３４ａを新たに設け、所望のチャネルを選択できる機能を設け、帯域透過フィルタ９１の代わりに受信側ルートロールオフフィルタ３８を用い、チャネル選択、波形等化、周波数変換の際に生じるイメージ除去の機能を持たせる点が第９の実施例と異なる。
【０２２４】
子局１におけるローノイズアンプ１６は、子局１のアンテナ１５で受信した無線信号８１を、干渉波である無線信号８９と共に増幅するものである。乗算器３４ａは局部発振器３３ａからの局部発振周波数信号とローノイズアンプ１６の出力とを乗算して周波数ダウンコンバートするものであり、受信側ルートロールオフフィルタ３８はこのダウンコンバートされた受信信号中から波形ロールオフ整形して所望の特定チャネル成分の受信信号８７を抽出するものであり、バイアスティ６はこの抽出された信号に電流源７からの直流バイアス信号を付加して出力するものであり、レーザ素子８はこのバイアスティ６にて直流バイアス信号が付加された特定チャネル成分の受信信号８７が印加されて、当該信号のレベル対応のレーザ光線を発生するものである。このレーザ光線（光信号５７）は光ファイバ３を介して親局３に伝送される構成である。
【０２２５】
また、親局３はＰＤ（光電変換用の受光素子）９、バンドパスフイルタ１０と、プリアンプ３９と、直交復調器４０とからなる。
【０２２６】
親局３におけるＰＤ９は、光ファイバ２を介して伝送されてきた光信号５７を受信し、電気信号に変換するものであり、プリアンプ３９はこの電気信号を増幅するものであり、バンドパスフイルタ１０はこの増幅された電気信号から雑音成分を抑圧して信号成分を抽出するものであり、直交復調器４０はこのバンドパスフイルタ１０透過後の信号を復調して元の情報信号に復元するものである。
【０２２７】
このような構成の第１０の実施例の光伝送装置の作用を説明するが、ここでも第９の実施例と同様に無線信号８１の変調方式はＱＰＳＫ（quadrature phase-shift keying）として説明する。
【０２２８】
加入者の無線送信器２９において、信号源３０から、Ｉチャンネル信号８２とＱチャンネル信号８３を発生する。各信号８２，８３は、直交変調器３１により、ＱＰＳＫ信号８４に変換され、送信側ルートロールオフフィルタ３２を通されて、帯域制限されたＱＰＳＫ信号８５となる。ＱＰＳＫ信号８５は、局部発振器３３と乗算器３４で、無線伝送用の高い周波数帯に変換される。
【０２２９】
そして、バンドパスフィルタ３５、パワーアンプ３６を介して、無線信号８１として、送信アンテナ３７から子局１側へ送信される。加入者の無線送信器２９から送信された無線信号８１は、子局１のアンテナ１５で受信する。この際、他加入者もしくは他無線サービスで使用している無線信号８９も、アンテナ１５で受信することになる。受信した無線信号８１は、干渉波である無線信号８９と共に、ローノイズアンプ１６で増幅されて、局部発振器３３ａと乗算器３４ａにより、低い周波数帯のＱＰＳＫ信号８６に変換される。
【０２３０】
そして、このＱＰＳＫ信号８６は、受信側ルートロールオフフィルタ３８で帯域制限されることで、干渉波である無線信号８９を大きく抑圧する。また無線信号８１及び８９の周波数帯をダウンコンバートすることで、より隣接して、強度の大きい干渉波も抑圧することが可能となる。
【０２３１】
受信側ルートロールオフフィルタ３８を透過した受信信号８７は、バイアスティ６で電流源７からの直流バイアス信号を付加されて、レーザ素子８を直接変調する。レーザ素子８から出力された光信号５７は、第９の実施例と同様、光ファイバ２を介して、親局３へ伝送される。
【０２３２】
親局３では、この伝送されてきた光信号５７をＰＤ９で受信し、電気信号に変換してからプリアンプ３９で増幅する。そして、バンドパスフイルタ１０を通すことによって雑音成分を抑圧し、直交復調器４０に入力して、伝達信号を得る。
【０２３３】
この実施例では、ルートロールオフフィルタを送信側および受信側に設け、送信側ではこのルートロールオフフィルタを通して波形ロールオフ整形することによって無用な周波数成分を抑圧し、特定チャネルの周波数に絞って送信し、受信側では受信信号をルートロールオフフィルタを通して波形ロールオフ整形することによって無用な周波数成分を抑圧し、所望の特定チャネルの周波数に絞って受信できるようにしたことにより、情報信号中から任意の所望チャネルを選択して波形等化できるようにしたものである。
【０２３４】
そして、子局１において、受信した情報信号から所望チャネルを選択し、その所望チャネルである情報信号を波形等化することは以下の効果をもたらす。
【０２３５】
すなわち、チャネル選択は、情報信号に含まれている干渉波を抑圧する。そのため、情報信号の強度が干渉波へ依存せず、光信号に変換する際に、情報信号に対する光変調度を安定化できる。
【０２３６】
また、情報信号に波形等化を施すと、伝送系に振幅制限等の非線形信号処理があっても、情報信号の受信感度は劣化しない。そのため、子局から親局への伝送系に使用するコンポーネント、または伝送方式の自由度が広がり、光アナログ伝送装置の構成を多種多様にすることができる。
【０２３７】
第１０の実施例では、受信側である子局において受信信号をルートロールオフフィルタを通して波形ロールオフ整形することにより、無用な周波数成分を抑圧し、所望の特定チャネルの周波数に絞って受信できるようにしたことにより、情報信号中から任意の所望チャネルを選択して親局に伝送することができるようにしている。
【０２３８】
無線基地局では、受信した所望波に対して、近い周波数帯に干渉波が混じることがあるが、ときとして干渉波のパワーが、所望波のパワーよりも大きいこともあり、特に無線基地局を、主にアンテナ部と電気−光変換部だけの構成とし、受信した無線信号を親局に光伝送する光アナログ伝送装置においては、この干渉波は、所望波の光変調度を圧迫する原因となる。
【０２３９】
そして、所望波の光変調度が小さく制限されると、親局において、所望波のＣＮＲが小さくなるため、仕様となる誤り率を達成できない場合が生じてしまう。しかし、以上の第９及び第１０の実施例により、これを解消することができる。
【０２４０】
＜伝送光信号の光変調度を高くする技術＞以上は干渉波抑圧の技術について説明した。次に、子局から親局へ伝送する光信号の光変調度を高くする技術を説明する。
【０２４１】
子局から親局へ伝送する光信号の光変調度を“１”以上として、親局における所望波のＣＮＲを大きくとる方法がある。しかし、所望波が角度変調されている無線信号である場合は、振幅制限のために受信感度が劣化する。そのため、必要となるＣＮＲ値が大きくなり、子局に対する仕様を厳しくしてしまう。
【０２４２】
そして、子局から親局には光信号で伝送するが、親局において受信する光信号の強度は高い方が良い。しかし、光信号の受信側である親局３で受信する光信号の強度を確保するために、送信側での１チャネル当たりの光変調度を大きくとるようにすると、光信号の光変調度ＯＭＩ（Optical Modulation Index）が１００［％］を超え易く、クリッピング（振幅制限）されてＣＮＲ（キャリアノイズ比）が劣化する心配がある。
【０２４３】
このような心配を解消して光信号の光変調度の限界を１００［％］以上とすることができる実施例を次に第１１の実施例として説明する。
【０２４４】
（第１１の実施例）本発明においては、子局１において波形等化をしてから光変調し、親局に対して光伝送するようにし、これによって、クリッピングによる受信感度の劣化を起こらないようにして、子局側での光信号の光変調度の限界を１００［％］以上とすることを可能にする。そして、親局３において、より大きいＣＮＲの受信信号を得られるようにする。
【０２４５】
本発明の第１１の実施例を説明する。図２７は、本第１１の実施例の光伝送装置の構成を示すブロック図である。子局１と親局３で、第９の実施例と同一の構成に対しては、同一の符号を付した。
【０２４６】
子局１は、バイアスティ６と、電流源７と、レーザ素子８と、アンテナ１５と、ローノイズアンプ１６と、局部発振器３３Ａ，３３Ｂ，〜３３Ｎと、乗算器３４Ａ，３４Ｂ，〜３４Ｎと、フィルタ５０Ａ，５０Ｂ，〜５０Ｎと、加算器４３が設けられて構成される。
【０２４７】
すなわち、ここでは局部発振器３３Ａ，３３Ｂ，〜３３Ｎと、乗算器３４Ａ，３４Ｂ，〜３４Ｎと、フィルタ５０Ａ，５０Ｂ，〜５０Ｎと、加算器４３とが新たに設けられ、複数のチャネルに対して波形等化を行う点が第１０の実施例と異なる。
【０２４８】
子局１におけるローノイズアンプ１６は、子局１のアンテナ１５で受信した無線信号８１を、干渉波である無線信号８９と共に増幅するものである。乗算器３４Ａは局部発振器３３Ａからの局部発振周波数信号とローノイズアンプ１６の出力とを乗算して周波数ダウンコンバートするものであり、フィルタ５０Ａはこのダウンコンバートされた受信信号中から所望の特定チャネル成分の受信信号８７Ａを抽出するものであり、乗算器３４Ｂは局部発振器３３Ｂからの局部発振周波数信号とローノイズアンプ１６の出力とを乗算して周波数ダウンコンバートするものであり、フィルタ５０Ｂはこのダウンコンバートされた受信信号中から所望の特定チャネル成分の受信信号８７Ｂを抽出するものであり、… …乗算器３４Ｎは局部発振器３３Ｎからの局部発振周波数信号とローノイズアンプ１６の出力とを乗算して周波数ダウンコンバートするものであり、フィルタ５０Ｎはこのダウンコンバートされた受信信号中から所望の特定チャネル成分の受信信号８７Ｎを抽出するものである。
【０２４９】
加算器４３は、これらＡ，〜Ｎの各系統の出力であるフィルタ５０Ａ，５０Ｂ，〜５０Ｎの出力（受信信号８７Ａ，〜８７Ｎ）を合波するものであり、バイアスティ６はこの合波された信号に電流源７からの直流バイアス信号を付加して出力するものであり、レーザ素子８はこのバイアスティ６にて直流バイアス信号が付加された合波信号が印加されて、当該信号に従った変調がかけられたレーザ光線を発生するものである。このレーザ光線（光信号７０）は光ファイバ３を介して親局３に伝送される構成である。
【０２５０】
また、親局３はＰＤ（光電変換用の受光素子）９、バンドパスフイルタ１０と、プリアンプ３９と、直交復調器４０とからなる。
【０２５１】
親局３におけるＰＤ９は、光ファイバ２を介して伝送されてきた光信号５７を受信し、電気信号に変換するものであり、プリアンプ３９はこの電気信号を増幅するものであり、バンドパスフイルタ１０はこの増幅された電気信号から雑音成分を抑圧して信号成分を抽出するものであり、直交復調器４０はこのバンドパスフイルタ１０透過後の信号を復調して元の情報信号に復元するものである。
【０２５２】
このような構成の第１０の実施例の光伝送装置の作用を説明するが、ここでも第９の実施例と同様に無線信号８１の変調方式はＱＰＳＫ（quadrature phase-shift keying）として説明する。
【０２５３】
子局１において、まずアンテナ１５で、複数の無線信号８１Ａ，８１Ｂ〜８１Ｎを受信する。受信した無線信号８１Ａ，８１Ｂ，〜８１Ｎは、ローノイズアンプ１６で増幅して、所望のチャンネル数Ｎに分割する。無線信号８１Ａ，８１Ｂ，〜８１Ｎは、局部発振器３３Ａ，３３Ｂ，〜３３Ｎと乗算器３４Ａ，３４Ｂ，〜３４Ｎにより周波数変換され、フィルタ５０Ａ，５０Ｂ，〜５０Ｎを通過して、受信信号８７Ａ，８７Ｂ，〜８７Ｎを得る。
【０２５４】
受信信号８７Ａ，８７Ｂ，〜８７Ｎは、それぞれ異なる周波数を持ち、３次相互変調歪みが落ちてこない周波数配置にする。また、受信信号８１Ａ，８１Ｂ，〜８１Ｎは、フィルタ５０Ａ，５０Ｂ，〜５０Ｎにより波形等化される。
【０２５５】
受信信号８７Ａ，８７Ｂ，〜８７Ｎは、加算器４８で合波された後、バイアスティ６で電流源７からの直流バイアス信号を付加されて、レーザ素子８を直接変調する。
【０２５６】
レーザ素子８から出力される光信号９０は、光ファイバ２を介して親局３へ伝送される。親局３では、送信されてきた光信号９０をＰＤ９で受信し、プリアンプ３９で増幅する。そして、バンドパスフイルタ１０で、複数チャネルＡ，Ｂ〜Ｎのうちの所望のチャネルの受信信号８８を抽出する。バンドバスフィルタ１０は、受信信号８８の変調帯域より広くとり、信号波形を劣化させないようにする。受信信号８８は、復調器４９に入力されて復調され、伝達情報を得る。
【０２５７】
本実施例においては、Ａ，Ｂ，〜Ｎの系統別に局部発振器（３３Ａ，３３Ｂ，〜３３Ｎ）、乗算器（３４Ａ，３４Ｂ，〜３４Ｎ）、フィルタ（５０Ａ，５０Ｂ，〜５０Ｎ）があり、複数チャネルＡ，Ｂ，〜Ｎ分が加算器４３により合波されてこれによりレーザ素子８を変調する構成である。そのため、子局１のレーザ素子８から出力される光信号９０は、複数チャネルＡ，Ｂ，〜Ｎ構成となっている。
【０２５８】
そして、親局３では、送信されてきた光信号９０をＰＤ９で受信し、プリアンプ３９で増幅し、バンドパスフイルタ１０で複数チャネルＡ，Ｂ〜Ｎのうちの所望のチャネルの受信信号８８を抽出する。
【０２５９】
従って、親局３において、受信する信号強度を得るために、１チャネル当たりの光変調度を大きくとりたいところであるが、１チャネル当たりの光変調度を大きくとると、光信号の光変調度ＯＭＩ（Optical Modulation Index）が１００［％］を超え易く、クリッピング（振幅制限）される可能性が高くなる。
【０２６０】
しかし、本発明においては、子局においてフィルタ５０Ａ，５０Ｂ，〜５０Ｎによりそれぞれチャネル別に波形等化をしているため、振幅制限に耐力が備わり、クリッピングによる受信感度の劣化は起こらない。よって、光信号の光変調度の限界を１００［％］以上とすることができ、親局３において、より大きいＣＮＲの受信信号８８を得ることが可能となる。
【０２６１】
ところで、加入者からの情報信号はリモート局としての子局で受信され、その受信された情報信号は子局から親局に送られるが、子局親局間の伝送は光伝送で行われるので親局において受信する光信号の強度は高い方が良い。しかし、子局での受信信号中に干渉波があり、所望波の光信号信号強度が揺らいでいると、で親局側へ安定したＣＮＲを持つ所望信号を伝達することが難しくなる。
【０２６２】
そこで、次に干渉波がある場合においても、所望波の光信号を安定した信号強度で親局側へ伝送することができるようにする実施例を第１２の実施例として説明する。
【０２６３】
（第１２の実施例）受信した無線信号をルートロールオフフィルタの狭帯域バンドパスフィルタを通すことにより、所望波以外の干渉波を大きく抑圧することができる。従って、子局にルートロールオフフィルタの狭帯域バンドパスフィルタを設け、受信した無線信号を当該ルートロールオフフィルタの狭帯域バンドパスフィルタを通して抽出するようにする。
【０２６４】
本発明の第１２の実施例を説明する。図２８は、本第１２の実施例の光伝送装置の構成を示すブロック図である。加入者の無線送信器２９、子局１及び親局３の構成は、図２６で説明した第１０の実施例と同じである。
【０２６５】
但し、親局３に、複数の子局１ａ，１ｂ，〜１ｎが、光カプラ４によりパッシブ多重（ＳＣＭ多重）されて収容される。尚、図２８において、図２６と同一の構成に対しては、同一の符号を付した。
【０２６６】
第１０の実施例と同様に、無線信号８１の変調方式をＱＰＳＫ（Quadrature phase・shift keying）とし、送信アンテナ３７から子局１ａ，１ｂ，〜１ｎ側へ送信する。加入者の無線送信器２９から送信された無線信号８１は、複数の子局１ａ，１ｂ，〜１ｎのうち、ある子局、例えば、子局１ａのアンテナ１５ａで受信する。
【０２６７】
子局１ａにおいて、受信した無線信号８１は、ローノイズアンプ１６ａで増幅されて、局部発振器３３と乗算器３４により、低い周波数帯のＱＰＳＫ信号８６に変換される。そして、ＱＰＳＫ信号８６は、受信側ルートロールオフフィルタ３８ａで帯域制限される。ここで、ルートロールオフフィルタ３８ａとしては、波形ローオフ整形する狭帯域バンドパスフィルタを用いており、従って、所望波以外の干渉波を大きく抑圧することができるようになる。
【０２６８】
そのため、半導体レーザ素子を直接変調する際に、所望波の光変調度を、干渉波によって圧迫されることを回避でき、干渉波の有無によらず、所望波の安定した信号強度を親局側へ伝達することが可能となる。
【０２６９】
受信側ルートロールオフフィルタ３８ａを透過した受信信号８７は、バイアスティ６ａで電流源７ａからの直流バイアス信号を付加されて、レーザ素子８ａを直接変調する。ここで、レーザ素子８ａから出力される光信号５７ａの光変調度ＯＭＩ（Optical Modulation Index）は、１００［％］を超えるように設定する。また、任意の子局１Ｌ（１≦Ｌ≦Ｎ）から伝達される無線信号８７Ｌは、他の子局１ａ，〜１ｎ（≠Ｌ）から伝達される無線信号８７とは異なる周波数帯に設定し、他子局１ａ，〜１ｎ（≠Ｌ）からの光信号とのＳＣＭ多重を可能とする。
【０２７０】
親局３では、ＳＣＭ多重された光信号を一つのＰＤ９で一括して受信し、プリアンプ３９で増幅する。そして、バンドパスフィルタ１０を通すことにより、子局１ａ，１ｂ，〜１ｎのうちの所望の子局からの受信信号８８を抽出する。
【０２７１】
なお、バンドパスフイルタ１０は、受信信号８８の変調帯域より広くとり、信号成分を劣化させないようにする。受信信号８８は、直交復調器４０に入力し、ここで復調して伝達情報を得る。また、レーザ素子８としては、ファブリーペロー型半導体レーザ素子でも、分布帰還型半導体レーザ素子でも良いが、より干渉性が小さくなるファプリーペロー型半導体レーザ素子を採用するのが好ましい。
【０２７２】
通常、光信号５７の光変調度を１００［％］以上とすると、親局３における受信信号８８のＣＮＲはより大きくなり、雑音成分は小さくなるが、反面、伝送信号の振幅が制限されることとなるため、受信信号８８の波形は歪み、受信感度が劣化してしまう。
【０２７３】
しかし、子局１において、伝送信号にロールオフ整形を施してから、振幅を制限した場合は、波形の歪にかかわらず、受信感度は劣化しない。図２９に、ＱＰＳＫ変調されている無線信号８８のＣＮＲに対する誤り率特性を示す。
【０２７４】
子局１に、ルートロールオフフィルタ３８を備えた場合と、ルートロールオフフィルタ以外の狭帯域フィルタ(ここではパターワースフィルタ)を備えた場合の誤り率を、“ロールオフ整形有り”、“ロールオフ整形無し”として、理論限界に対して示す。
【０２７５】
なお、光変調度は２５０［％］とした。ロールオフ整形が無い場合、受信感度が、理論限界から１［ｄＢ］弱劣化する。受信感度の劣化は、無線信号８８に要求されるＣＮＲを大きくすることになるとともに、ダイナミックレンジを狭めてしまう。
【０２７６】
一方、ロールオフ整形が有りの場合は、誤り率は理論限界に等しく、受信感度の劣化はない。よって、無線信号８８に対して、仕様の要求を厳しくするにとなく、光変調度を大きくとれる。
【０２７７】
また、ＱＰＳＫ信号は、ロールオフ整形された後は、ソフトリミットもしくはハードリミットを行っても受信感度の劣化は起こらない。子局１のＬＤ（レーザ素子）８を変調する際に用いるドライバアンプにリミッタアンプを使用しても良い。
【０２７８】
本実施例では、子局１において、伝送信号にロールオフ整形を施してから、振幅を制限したので、その結果、波形の歪にかかわらず、受信感度は劣化しない。
【０２７９】
図３０に、本発明で用いるＬＤ８の駆動回路部分の構成の詳細を示す。
【０２８０】
図３０に示す如く、本発明で用いるＬＤ８の駆動回路は、ドライバアンプ４１、カプラ４２、パワーデテクタ４３、参照電圧発生器４４、比較器４５、ループフィルタ４６とより構成される。
【０２８１】
ドライバアンプ４１はゲイン可変型のアンプであって、電流源７からの直流バイアス信号を付加されてバイアスティ６から出力される受信信号を増幅してレーザ素子８に出力するものであり、レーザ素子８はこのバイアスティ６にて直流バイアス信号が付加された受信信号８７が印加されて、当該信号対応に変調されたレーザ光線を発生するようにしてある。
【０２８２】
ドライバアンプ４１で信号を増幅してレーザ素子８を駆動する場合、通常、レーザ素子８から出力される光信号の光変調度を一定値に保つためには、ドライバアンプ４１のＡＧＣ（Auto Gain control）を行う必要がある。
【０２８３】
そのため、ＡＧＣとしては、図３０に示す構成の場合、まず、ドライバアンプ４１の出力信号をカプラ４２で一部分岐して、パワーデテクタ４３で、信号強度を検知し、この検知した信号強度は、参照電圧発生器４４からの参照電圧値と比較器４５で比較して差信号を得、当該比較器４５からの差信号出力をループフィルタ４６を通すことによって抽出した信号で、ドライバアンプ４１のゲインを制御する。
【０２８４】
このように、受信側ルートロールオフフィルタ３８を透過した受信信号８７を、バイアスティ６で電流源７からの直流バイアス信号を付加して、レーザ素子８を直接変調するにあたり、レーザ素子８を駆動するに十分な信号レベルとなるようにドライバアンプ４１を介して信号増幅し、レーザ素子８に与えるようにするが、レーザ素子からの光信号出力の光変調度を一定値に保つために、カプラ４２、パワーデテクタ４３、参照電圧発生器４４、比較器４５、ループフィルタ４６とより構成されるドライバアンプ４１のＡＧＣ回路で自動利得制御を実施する構成としてある。
【０２８５】
しかし、ＡＧＣ回路を必要とするドライバアンプを用いずとも、もっと簡単な構成でもレーザ素子８を駆動することができる。その例を次に図３１で説明する。ドライバアンプを用いずにレーザ素子８を駆動するにはリミッタアンプを用いると良い。
【０２８６】
図３１に、リミッタアンプを用いた場合のＬＤ８の駆動回路例を示す。すなわち、受信側ルートロールオフフィルタ３８ａを透過した受信信号８７は、バイアスティ６ａで電流源７ａからの直流バイアス信号を付加されて後、リミッタアンプ４７を介して増幅してからレーザ素子８に印加する構成とする。
【０２８７】
リミッタアンプ４７は、パワーデテクタや比較器等を必要とせず、レーザ素子（ＬＤ）８の駆動回路構成を簡素化することができる。そのため、無線基地局である子局１の一層の小型化を促進することも可能となる。
【０２８８】
通常、アナログ信号を伝送する際には、上下の振幅がクリップされて受信感度が劣化するため、リミッタアンプは使用されない。しかし、ロールオフ整形されたＱＰＳＫ信号は、振幅がクリップされても受信感度は劣化しない。従って、このようなケースの場合にはリミッタアンプ４７にて増幅してからレーザ素子８に印加する構成が利用可能となる。
【０２８９】
なお、上記は、無線信号がＱＰＳＫ信号の場合について実施例を示したが、１／４シフトＱＰＳＫ信号、あるいはオフセットＱＰＳＫ信号等の角度変調方式でもよい。また、送信側フィルタ３２、受信側フィルタ３８とも、ルートロールオフフィルタとしたが、送受信側のフィルタを合わせた透過特性がロールオフ整形であればよい。
【０２９０】
一方、送信側でフルロールオフ整形された無線信号を伝送するような無線信号を収容する子局１では、フィルタ３８には、ロールオフ整形を行わないフィルタを使用すればよい。
【０２９１】
以上、第１２の実施例は、子局において、干渉波を含む受信した無線信号をルートロールオフフィルタの狭帯域バンドパスフィルタを通すようにすることで、所望波以外の干渉波を大きく抑圧するようにした。そのため、子局から親局に受信信号を光伝送するに当たり、子局において光変換のために半導体レーザ素子を直接変調する際に、所望波の光変調度を、干渉波によって圧迫されることを回避できるようにしたものである。そのため、第１２の実施例によれば、受信した信号に干渉波が含まれていても、いなくとも、所望波を安定した信号強度で親局側へ光信号伝達することが可能となる。
【０２９２】
また、本実施例では、各子局１ａ，１ｂ，…１ｎでのレーザ素子８の光変調度を１００［％］以上とすることで、出力される光信号５７ａ，５７ｂ，…５７ｎの干渉性を抑えることができる。そのため、複数の子局１ａ，１ｂ，…１ｎを光ＳＣＭ多重して一括して親局３のＰＤ９で受信した際に、発生するビート雑音量も低減させることが可能である。つまり、子局１で一緒に受信される干渉波、複数の子局１を多重することにより生じるビート雑音の影響を回避でき、安定したＣＮＲを持つ受信信号８８を得ることが可能となる。
【０２９３】
以上、第９〜１２の実施例において、情報信号にデジタル信号でＱＰＳＫ変調した信号を用いる例を示したが、このＱＰＳＫの変調方式以外で、π／４シフトＱＰＳＫ、あるいはＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）を含むＡＰＳＫ（Amplitude Phase-shift keying）変調を用いる構成にも本実施例は適用可能である。
【０２９４】
また、従来は受信信号である情報信号のロールオフ整形は、親局の復調器内のデジタルフィルタで行っていた。しかし、取り扱う情報信号が高速になると、高いサンプル周波数および高速な信号処理機能を持つデジタル回路が必要とされる。特に複数の子局からの情報信号を扱う親局では、受信器の数も多いため、そのようなデジタル回路は規模を大きくし、消費電力も大きくとることになる。しかし、本発明によれば、親局は、各子局において中間波帯でロールオフ整形された受信信号を取り扱うため、デジタル回路に波形等化の機能は必要ない。そのため、親局の消費電力およびシステム規模を縮小することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【０２９５】
【図１】本発明を説明するための図であって、本発明の第１の実施例を示した構成図である。
【図２】本発明を説明するための図であって、本発明の第１の実施例における子局からの出力光信号の光スペクトルを示した図である。
【図３】本発明を説明するための図であって、本発明の第１の実施例における親局での復調過程を示した図である。
【図４】従来装置における親局での復調過程を示した図である。
【図５】本発明を説明するための図であって、本発明の第２の実施例を示した構成図である。
【図６】本発明の第２の実施例における親局での振幅制限を示した図である。
【図７】遅延検波による周波数復調回路を示した図である。
【図８】遅延検波におけるクリッピングの波形への影響を示した図である。
【図９】本発明を説明するための図であって、本発明の第３の実施例を示した構成図。
【図１０】本発明を説明するための図であって、本発明の第３の実施例における子局での光変調過程を示した図。
【図１１】本発明を説明するための図であって、本発明の第４の実施例を示した構成図。
【図１２】本発明を説明するための図であって、本発明の第４の実施例における子局での光変調過程を示した図である。
【図１３】本発明の第４の実施例におけるレーザへの付加回路を示した図である。
【図１４】本発明を説明するための図であって、本発明の第５の実施例を示す構成図である。
【図１５】本発明を説明するための図であって、本発明の第６の実施例を示す親局構成図である。
【図１６】本発明を説明するための図であって、本発明の第７の実施例を示す子局構成図である。
【図１７】本発明を説明するための図であって、本発明の第８の実施例に関するOMIと光スペクトルの関係を示す図である。
【図１８】従来のＦＭ変調信号によるクリッピングを適用した光伝送装置の構成図である。
【図１９】クリッピングを起こした場合の光信号波形を示す図である。
【図２０】従来のＦＭ復調後の多チャンネルアナログ信号の周波数スペクトルを示す図である。
【図２１】光変調度ＯＭＩの定義を示した図。
【図２２】本発明を説明するための図であって、本発明の第９の実施例を示した構成図。
【図２３】本発明を説明するための図であって、第９の実施例における、所望波と干渉波の関係図。
【図２４】本発明を説明するための図であって、波形等化フィルタの透過特性を示す図である。
【図２５】本発明を説明するための図であって、帯域透過フィルタの３［ｄＢ］透過帯域幅とシンボルレートの関係を示す図である。
【図２６】本発明を説明するための図であって、本発明の第１０の実施例を示した構成図。
【図２７】本発明を説明するための図であって、本発明の第１１の実施例を示す構成図である。
【図２８】本発明を説明するための図であって、本発明の第１２の実施例を示す構成図である。
【図２９】本発明を説明するための図であって、第１２の実施例における、受信感度を示す図である。
【図３０】本発明を説明するための図であって、ＡＧＣ制御したアンプによるレーザ駆動回路を示す図である。
【図３１】本発明を説明するための図であって、リミッタアンプによるレーザ駆動回路を示す図である。
【符号の説明】
【０２９６】
１a，１b，〜１n…子局、２…光ファイバ、３…親局、４…光カプラ、５a，５b，〜５n…周波数変調回路、６，６a，６b，〜６n…バイアスティ、７a，７b，〜７n…電流源、８，８a，８b，〜８n…レーザ素子（ＬＤ）、９…フォトデテクタ（ＰＤ）、１０，１３，１１a，１１b，〜１１n…バンドパスフィルタ、１１，１１a，１１b，〜１１n…電圧源、１２，１２a，１２b，〜１２n…リミッタ、１４…周波数復調回路、１５ａ，１５ｂ，〜１５ｎ…アンテナ、１６ａ，１６ｂ，〜１６ｎ…ローノイズアンプ、１７…π／4シフトＱＰＳＫ復調回路、１８…歪検出器、１９…ダイオード、２０…バイアス付加用コイル、２１…抵抗、２２…直流カット用コンデンサ、２４…コンパレータ、２５…分岐回路、２６…遅延回路、２７…ＥｘＯＲ回路、２８…ローパスフィルタ、３０…信号源、３１…直交変調器、３２…送信側ルートロールオフフィルタ、３３，３３ａ…局部発振器、３４，３４ａ…乗算器、３５…バンドパスフィルタ、３６…パワーアンプ、３７…アンテナ、３８…受信側ルートロールオフフィルタ、３９…プリアンプ、４０…直交復調器、４１…ドライバアンプ、４２…カプラ、４３…パワーデテクタ、４４…参照電圧、４５…比較器、４６…ループフィルタ、４７…リミッタアンプ、４８…加算器、４９…復調器、５０Ａ，５０Ｂ，〜５０Ｎ…波形等化フィルタ、８１…無線信号、８２…Ｉチャネル信号、８３…Ｑチャネル信号、８４…ＱＰＳＫ信号、８５…ルートロールオフ整形されたＱＰＳＫ信号、８６…受信信号、８７…ロールオフ整形されたＱＰＳＫ信号、８８…受信信号、８９…干渉波である無線信号、９０…光信号
【図１】
2007166678.tif 000003
【図２】
2007166678.tif 000004
【図３】
2007166678.tif 000005
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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