(57)【要約】【課題】電動機の速度センサレス速度制御において速度精度を悪化させることなく、安定した運転を可能にする電動機の制御装置を提供する。  【解決手段】  電動機を制御する電動機制御装置において、γ軸電流指令とγ軸電流から位相補正量を演算する位相補正器（８）と、記γ軸電流指令とγ軸電流から電圧補正量を演算する電圧補正器（７）と、位相補正量を第１位相指令に加算し第２位相指令を生成する第１加算器（１０）と、電圧補正量を第１電圧指令に加算し第２電圧指令を生成する第２加算器（９）と、を備え、第２位相指令と第２電圧指令から３相電圧指令を生成するようにした。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
速度指令を入力し、前記速度指令に比例した第１電圧指令を生成するＦＶ変換器と、前記速度指令を積分し第１位相指令を生成する積分器と、所定のγ軸電流指令を生成するγ軸電流指令生成器と、前記第１位相指令から３相電流をγ−δ軸電流に変換する座標変換器と、前記第１電圧指令と前記第１位相指令から３相電圧指令を生成し電力増幅するインバータ回路とを備え、電動機を制御する電動機制御装置において、
前記γ軸電流指令と前記γ軸電流から第１位相補正量を演算する第１位相補正器と、
前記γ軸電流指令と前記γ軸電流から電圧補正量を演算する電圧補正器と、
前記第１位相補正量を第１位相指令に加算し第２位相指令を生成する第１加算器と、
前記電圧補正量を第１電圧指令に加算し第２電圧指令を生成する第２加算器と、
を備え、前記第２位相指令と前記第２電圧指令から３相電圧指令を生成するとともに、前記座標変換器は、３相電流を前記第２位相指令からγ−δ軸電流に変換することを特徴とする電動機制御装置。
【請求項２】
前記δ軸電流から低周波成分を除去し第２δ軸電流を生成するハイパスフィルタと、
前記第２δ軸電流から第２位相補正量を生成する第２位相補正器と、
を備え、前記第１加算器は、前記第１位相指令に前記第１位相補正量と前記第２位相補正量を加算して第２位相指令を生成することを特徴とする請求項１記載の電動機制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インバータを用いて電動機を安定して速度制御するための速度センサレス制御を行う電動機制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、電動機の速度センサレス駆動では、制御軸の位相情報として速度指令の積分値を用いる方式があるが、速度指令の積分による位置情報だけでは駆動時に磁極軸と制御軸がずれた場合は脱調する可能性がある。このた脱調防止策として磁極軸と制御軸の位置誤差を補正する従来技術に、特許文献１がある。従来技術ではモータの出力電流を磁極軸を仮定したｄｃ軸と、ｄｃ軸に直交する軸であるｑｃ軸上に変換した電流値Ｉｄｃ，Ｉｑｃとモータの電気定数よりモータの磁極軸と制御軸の誤差を演算し、補正する事により良好な駆動を実現する手段を提案している。図４は従来技術の構成を示すブロック図である。図４において、同期電動機１０５に回転数指令ωｒ＊を与えるための回転数指令ωｒ＊を発生する回転数指令発生器１０１と、同期電動機１０５の交流印加電圧を演算し、この演算結果を基に、パルス幅制御信号としてのパルス幅変調信号（ＰＷＭ信号）生成してインバータ１０３に印加する制御器１０２と、このＰＷＭ信号により駆動されるインバータ１０３  と、インバータ１０３  に電力を供給する直流電源１０４と、直流電源１０４からインバータ１０３に供給されるインバータ電流を検出する電流検出器（  インバータ電流検出器）１０６で構成され、インバータ１０３の交流出力側には、制御対象として、例えば、磁石モータで構成された同期電動機１０５が接続される。制御器１０２は、変換ゲイン１０７と、積分器１０８と、検出電流処理器１０９と、トルク電流指令（Ｉｑ＊）発生器１１０  と、Ｉｄ＊発生器１１１と、電圧指令演算器１１２と、ｄｑ逆変換器１１３と、Ｐ  Ｗ  Ｍ  発生器１１４と、ω１補正器１１５と、加算器１１６とで構成される。変換ゲイン１０７は、回転数指令発生器１０１の出力による回転数指令ωｒ＊を、同期電動機１０５の極数Ｐを用いて同期電動機１０５の電気角周波数指令（駆動周波数指令）ω１＊に変換し、変換した電気角周波数指令ω１＊を電圧指令演算器１１２と加算器１１６に出力する。加算器１１６は電気角周波数指令ω１＊とω１補正器１１５の出力による修正量Δ  ω１とを加算して駆動周波数ω１ｃを算出し、算出結果を積分器１０８に出力する。積分器１０８は、制御装置内部の交流位相θｄｃを演算し、同期電動機１０５の駆動周波数に関連する交流位相θｄｃを算出する。検出電流処理器１０９は、電流検出器１０６の検出によるインバータ電流に基づいて、回転座標軸（ｄｃ／ｑｃ軸）上の同期電動機１０５の電流成分をＩｄｃ、Ｉｑｃを演算する。トルク電流指令発生器１１０は、検出電流処理器１０９の出力によるｑｃ軸上の電流成分Ｉｑｃ（実際のトルク電流）に基づいて、トルク電流指令としてのｑ軸電流指令Ｉｑ＊を演算する。Ｉｄ＊発生器１１１は、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊を発生する。電圧指令演算器１１２は、Ｉｄ＊  、Ｉｑ＊  、ω１＊  に基づいて、ｄｃ−ｑｃ軸上の同期電動機１０５に印加する電圧指令Ｖｄｃ＊  、Ｖｑｃ＊を演算する。ｄｑ逆変換器１１３は、ｄｃ−ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｄｃ＊、Ｖｑｃ＊を三相交流軸上の三相交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊に変換する。ＰＷＭ発生器１１４は、三相交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊  、ｖｗ＊に基づいて、ＰＷＭ信号を生成し、生成したＰＷＭ信号をインバータ１０３に出力する。ω１補正器１１５は、同期電動機１０５のｄ−ｑ軸と制御軸ｄｃ−ｑｃ軸との軸誤差Δθに起因した状態量を演算し、その演算結果に基づいて同期電動機１０５の電気角周波数指令（駆動周波数指令）ω１＊に対する修正量Δω１を演算する。加算器１６は、変換ゲイン７の出力による電気角周波数指令ω１＊とω１補正器１５の出力による修正量Δω１とを加算して駆動周波数ω１ｃを算出する。すなわち、加算器１１６は、状態量としての修正量Δω１に基づいて交流位相θｄｃを補正するために、電気角周波数指令ω１＊と修正量Δω１とを加算して電気角周波数指令ω１＊を補正して、駆動周波数ω１ｃ  を算出する。検出電流処理器１０９は、電流サンプラー９  １  と、電流再現器９２  、ｄｑ座標変換器９３を備えて構成されている。ｄｑ座標変換器は、電流再現器の再現による交流電流を、同期電動機１０５内部の磁極軸を仮定したｄｃ軸とこのｄｃ軸に直交するｑｃ軸上の電流成分、すなわち回転座標軸であるｄｃ−ｑｃ軸上の電流成分Ｉｄｃ、Ｉｑｃに変換する。次に、動作について説明する。変換ゲイン１０７は、回転数指令発生器１０１の回転数指令ωｒ＊に基づいて、同期電動機１０５の電気角周波数指令ω１＊を演算し、演算結果を電圧指令演算器１１２と加算器１１６に出力する。電圧指令演算器１１２では、電気角周波数ω１＊、電流指令Ｉｄ＊、Ｉｑ＊に基づいて、同期電動機１０５に印加すべき印加電圧Ｖｄｃ＊、Ｖｑｃ＊を次の式（１）によって演算する。
【０００３】
【数１】
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式（１）において位相誤差Δθｃの演算に電圧、電流の他にモータの電気定数である抵抗Ｒ、インダクタンスＬｑを使用している。
【特許文献１】特開２００４−４８８６８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、従来の方式ではモータ電流の他にモータの電気定数の情報が必要であるため、別途、モータの電気定数を測定する必要があり、またモータの電気定数の情報に誤差があった場合、位相の補正量にそのまま誤差が生じ、ロバスト性が悪いという問題がある。
本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、モータの電気定数を使う事なく電流指令値とモータ電流だけで、電動機の速度センサレス速度制御において速度精度を悪化させることなく、安定した運転を可能にする電動機の制御装置を提供する事を目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
請求項１に記載の発明は、速度指令を入力し、前記速度指令に比例した第１電圧指令を生成するＦＶ変換器と、前記速度指令を積分し第１位相指令を生成する積分器と、所定のγ軸電流指令を生成するγ軸電流指令生成器と、前記第１位相指令から３相電流をγ−δ軸電流に変換する座標変換器と、前記第１電圧指令と前記第１位相指令から３相電圧指令を生成し電力増幅するインバータ回路とを備え、電動機を制御する電動機制御装置において、前記γ軸電流指令と前記γ軸電流から第１位相補正量を演算する第１位相補正器と、前記γ軸電流指令と前記γ軸電流から電圧補正量を演算する電圧補正器と、前記第１位相補正量を第１位相指令に加算し第２位相指令を生成する第１加算器と、前記電圧補正量を第１電圧指令に加算し第２電圧指令を生成する第２加算器と、を備え、前記第２位相指令と前記第２電圧指令から３相電圧指令を生成するとともに、前記座標変換器は、前記第２位相指令から３相電流をγ−δ軸電流に変換することを特徴とするものである。
請求項２に記載の発明は、請求項１記載の電動機制御装置において、前記δ軸電流から低周波成分を除去し第２δ軸電流を生成するハイパスフィルタと、前記第２δ軸電流から第２位相補正量を生成する第２位相補正器と、を備え、前記第１加算器は、前記第１位相指令に前記第１位相補正量と前記第２位相補正量を加算して第２位相指令を生成することを特徴とするものである。
【発明の効果】
【０００６】
本発明によると、モータの電気定数を使う事なく電流指令値とモータ電流だけで、電動機の速度センサレス速度制御において速度精度を悪化させることなく、安定した運転を可能にする電動機の制御装置を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００７】
以下、図１を参照しながら本発明の原理について説明する。電動機における回転子の磁極方向をｄ軸とし、更にｄ軸から９０度進んだ軸をｑ軸とした直交座標をｄ−ｑ軸とする。また、本発明では位置検出器といった磁極位置を測定する手段を要しておらず、回転子の磁極位置、つまりｄ−ｑ軸の検出は不可能なので、位相指令θｒｅｆ上の軸をγ軸とし、更にγ軸から９０度進んだ軸をδ軸とした直交座標系γ−δ軸を設定し、制御はγ−δ軸上で行なう。電動機制御の理想状態はγ軸とｄ軸とのなす角θｅは零となる。
まずγ軸、δ軸の電圧と電流の関係を示す。インダクタンスＬｄ，Ｌｑ、抵抗Ｒ、誘起電圧Ｅγ，Ｅδ、速度ωとすると、それぞれの軸の電圧と電流の関係は式（２）、（３）となる。
【０００８】
【数２】
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駆動中にトルクリップルが生じた場合、位相の変動が発生し誘起電圧が変動する。そして、電圧はインバータにより一定に制御されているので、式（２）、（３）より誘起電圧の変動は電流に影響が出ることがわかる。つまり、トルクリップルが生じた場合、位相が変動し、その変動の影響は電流に出る事になる。このトルクリップルによる位相変化量をθｅ、γ軸からの電圧ベクトルの位相差をθｉとすると、出力電流Ｉとγ軸電流Ｉγ、δ軸電流Ｉδの関係は図１より式（４）（５）となる。
【０００９】
【数３】
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式（４）、（５）のｓｉｎ、ｃｏｓ関数を展開し、θｅ≒０よりｓｉｎθｅ≒θｅ、ｃｏｓθｅ≒１と近似すると式（６）、（７）となる
【００１０】
【数４】
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ここで、負荷変動がない限りθｉは固定値とみなせるので、変動するのはθｅ、つまり右辺第２項だけである。よってγ軸電流かδ軸電流のそれぞれをハイパスフィルタに通す事によりＩ・θｅ・ｓｉｎθｉ、Ｉ・θｅ・ｃｏｓθｉが抽出できＩ、ｓｉｎθｉ  、ｃｏｓθｉは固定値だから抽出した変化量は位相変化量θｅに比例している。つまり、トルクリップルによる位相偏差はγ軸電流やδ軸電流により判別が可能である。
また、電流指令がある場合は電流指令と実電流の偏差もハイパスフィルタに通した変化量と同等の変化量となる。
【実施例１】
【００１１】
以下、本発明の第１の実施の形態について図に基づいて説明する。図２は本発明の第１の実施の形態に係る電動機の制御装置のブロック線図である。図２において速度指令ωｒｅｆがＦＶ変換器１に入力され、ＦＶ変換器１は第１電圧指令Ｅｒｅｆを出力する。また、速度指令ωｒｅｆは積分器４に入力され、第１位相指令θｒｅｆを出力する。
一方、同期電動機の電機子電流Ｉｕ、Ｉｗを電流座標変換器５によって位置指令θｒｅｆと位相補正器６から出力された位相補正量Δθとの和を加算器１０により求めた補正位相指令θ’ｒｅｆと同位相に座標変換して得られるγ軸電流Ｉγと電流指令器６の出力であるγ軸電流指令Ｉγｒｅｆの偏差を入力として、位相補正器８は比例制御を行い位相補正量Δθを出力する。
また、γ軸電流Ｉγとγ軸電流指令Ｉγｒｅｆを入力として、電圧補正器７は積分制御を行い電圧補正量ΔＶを出力する。
次に、前記電圧補正量ΔＶを前記電圧指令Ｅｒｅｆとの和を加算器９より求め、その出力である第２電圧指令Ｖｒｅｆと前記第２位相指令θ’ｒｅｆをインバータ２に入力する。
インバータ２は第２電圧指令と第２位相指令から３相電圧指令を生成し、さらにパルス幅変調によってＰＷＭ信号に変換する。次にＰＷＭ信号を絶縁増幅してインバータ２を構成するスイッチング素子を駆動し、電動機に電力を供給する。
このように、電動機３の位相偏差は、図２のベクトル図に示す、γ−δ軸のγ軸電流Ｉγとγ軸電流指令Ｉγｒｅｆの偏差に比例することから、γ軸電流Ｉγとγ軸電流指令Ｉγｒｅｆの偏差を位相指令θｒｅｆに、位相補正量Δθとして加算することにより、電動機３の動作は安定化される。
【実施例２】
【００１２】
次に、本発明の第２の実施の形態について図に基づいて説明する。
図３は本発明の第２の実施の形態に係る電動機の制御装置のブロック線図である。図３において、図１２に示した第１の実施の形態と異なる構成は、位相補正量Δθを出力する位相補正器６８の入力として、γ軸電流Ｉγと電流指令器６の出力であるγ軸電流指令Ｉγｒｅｆの偏差の他にδ軸電流Ｉδを１次ハイパスフィルタ１２出力であるδ軸電流擬似偏差ΔＩδを加えた点である。
まず速度指令ωｒｅｆがＦＶ変換器１に入力され、ＦＶ変換器１は電圧指令Ｅｒｅｆを出力する。また、速度指令ωｒｅｆは積分器４に入力され、位置指令θｒｅｆを出力する。
一方、同期電動機の電機子電流Ｉｕ、Ｉｗを電流座標変換器５によって位置指令θｒｅｆと第１位相補正器８から出力された第１位相補正量Δθ１と第２位相補正器１１から出力された第２位相補正量Δθ２の和を加算器１０により求めた補正位相指令θ’ｒｅｆと同位相に座標変換して得られるγ軸電流Ｉγと電流指令器６の出力であるγ軸電流指令Ｉγｒｅｆの偏差を入力として、第１位相補正器８は比例制御を行い第１位相補正量Δθ１を加算器１０へ出力する。
更に補正位相指令θ’ｒｅｆから９０度進んだ軸に座標変換して得られるδ軸電流Ｉδを１次ハイパスフィルタ１２に通してδ軸電流擬似偏差ΔＩδを生成し、第２位相補正器１２はΔＩδを入力として比例制御を行い第２位相補正量Δθ２を生成し、Δθ２を加算器１０へ出力する。
また、γ軸電流Ｉγとγ軸電流指令Ｉγｒｅｆを入力として、電圧補正器７は積分制御を行い電圧補正量ΔＶを出力する。
次に、前記電圧補正量ΔＶを前記電圧指令Ｅｒｅｆとの和を加算器９より求め、その出力である第２電圧指令Ｖｒｅｆと前記第２位相指令θ’ｒｅｆをインバータ２に入力する。
インバータ２は第２電圧指令と第２位相指令から３相電圧指令を生成し、さらにパルス幅変調によってＰＷＭ信号に変換する。次にＰＷＭ信号を絶縁増幅してインバータ２を構成するスイッチング素子を駆動し、電動機に電力を供給する。
このように、電動機３の位相偏差は、γ−δ軸のγ軸電流Ｉγとγ軸電流指令Ｉγｒｅｆの偏差に比例し、またδ軸電流偏差ΔＩδにも比例することから、γ軸電流Ｉγとγ軸電流指令Ｉγｒｅｆの偏差より求めた第１位相補正量Δθ１を位相指令θｒｅｆに加算し、更にδ軸電流偏差ΔＩδより求めた第２位相補正量Δθ２も加算することにより、電動機３の動作は安定化される。
【産業上の利用可能性】
【００１３】
本発明は、モータの電気定数を使わなくとも、速度精度を悪化させず、安定した運転ができるので経済的であり、一般産業用途をはじめ、幅広い分野への適用が期待できる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】本発明の原理を説明するためのベクトル図
【図２】本発明の第１の実施の形態に係る電動機の制御装置のブロック線図
【図３】本発明の第２の実施の形態に係る電動機の制御装置のブロック線図
【図４】従来技術の構成を示すブロック図
【図５】従来技術の動作を示すブロック図
【符号の説明】
【００１５】
１  ＦＶ変換器
２  インバータ回路
３  同期電動機
４  積分器
５  電流座標変換器
６  電流指令器
７  電圧補正器
８  第１位相補正器
９  第２加算器
１０  第１加算器
１１  第２位相補正器
１２  １次ハイパスフィルタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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