(57)【要約】【課題】起動時には突入電流を充分に制限し、起動時以降では電源供給ラインから無駄な要素をできるだけ排除できる突入電流保護回路を提供する。【解決手段】本発明の突入電流制限回路１００は、電流制限抵抗ＲＳを介して電源を負荷回路に供給する主電源ＶＶと、電源に対して負荷回路７０に並列に接続された大容量コンデンサＣ６０とを有する。電流制限抵抗に並列に接続されたスイッチング回路ＳＷ１と、電流制限抵抗の両端の電圧を検出し、その電圧がしきい値以下になったとき、切替制御回路ＰＨ１を駆動してスイッチング回路をオン状態に切り替える充電状態監視回路２０とを有する。したがって、起動時の突入電流のピーク値を抑えるために相当に大きな電流制限抵抗を使用しても、起動時の後では、電流制限抵抗の制限を受けることなく、負荷回路に電源を効率的に供給することができる。【選択図】図２
2007189873.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電流制限抵抗を介して電源を負荷回路に供給する主電源と、電源供給に対する負荷回路に並列に接続された大容量コンデンサとを有する突入電流保護回路において、
電流制限抵抗に並列に接続されたスイッチング回路と、
電源供給開始後における電流制限抵抗の両端の電圧を検出し、その電圧がしきい値以下になったときスイッチング回路をオン状態に切り替える充電状態監視回路を備えたことを特徴とする突入電流保護回路。
【請求項２】
充電状態監視回路が、スイッチング回路をオン状態に切り替えるまでは、負荷回路およびその周辺回路をインアクティブに保つ制御切替回路を備えていることを特徴とする請求項１記載の突入電流保護回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、突入電流保護回路に関し、とくに、電流制限抵抗を介して電源を負荷回路に供給する主電源と、電源供給に対して負荷回路に並列に接続された大容量コンデンサとを有する突入電流保護回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図３はこの種の突入電流保護回路の従来例を示す回路図である。この回路においては、抵抗Ｒ１とダイオードＤ１とが比較用の基準電圧を生成し、誤差増幅器ＩＣ１が抵抗Ｒ２と電流制限抵抗ＲＳとの接続点の電圧を基準電圧と比較し、その比較結果に基づいてトランジスタＱ１を制御して、電流制限抵抗ＲＳの両端の電圧を一定にするように制御している（特許文献１）。
【特許文献１】特開平５−１４６１４３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
上記したような従来の突入電流保護回路は、一定電圧の電源が負荷回路に供給されるように、簡潔な回路で巧みに制御している。しかし、起動時の突入電流はできるだけ小さくするが、起動時以外では電流制限抵抗は使用したくないという要望に応えるには、上記の回路は電流制限抵抗ＲＳを取り除くことができないので不都合であった。
【０００４】
本発明は、上記従来の問題を解決するために成されたものであって、起動時には突入電流を充分に制限し、起動時以降では電源供給ラインから無駄な要素をできるだけ排除でき、主電源からできるだけ直接的に負荷回路側に電源を供給することができる突入電流保護回路を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
前述した課題を解決するために、本発明は、電流制限抵抗を介して電源を負荷回路に供給する主電源と、電源供給に対する負荷回路に並列に接続された大容量コンデンサとを有する突入電流保護回路において、電流制限抵抗に並列に接続されたスイッチング回路と、電源供給開始後における電流制限抵抗の両端の電圧を検出し、その電圧がしきい値以下になったときスイッチング回路をオン状態に切り替える充電状態監視回路を備えた構成としている。
【０００６】
このような構成によれば、起動時には電流制限抵抗が突入電流のピーク値を制限して負荷回路側に電源を供給する。そして、大容量コンデンサの電荷がある程度増加した時点で、充電状態監視回路がスイッチング回路をオン状態にさせ電流制限抵抗を短絡するので、それ以降においては、電源は電流制限抵抗の電流制限を受けることなく、負荷回路に効率的に電源を供給することができる。
【０００７】
さらに、本発明においては、充電状態監視回路がスイッチング回路をオン状態に切り替えるまでは、負荷回路およびその周辺回路をインアクティブに保つ制御切替回路を有する。電流制限抵抗の両端の電圧がしきい値以下になって、負荷回路に電力供給を確実にできる以前に負荷回路およびその周辺の回路によって電流が消費されると、異常が発生する可能性があるので、制御切替回路は、負荷回路に電力供給を確実にできる以前において負荷回路およびその周辺の回路が電流を消費しないように、それらをインアクティブにする。
【発明の効果】
【０００８】
本発明の突入電流保護回路は、以上において説明したように構成されているので、起動時には電流制限抵抗によって突入電流のピーク値を制限して負荷回路に電源を供給しようとしている。そして、大容量コンデンサの電荷がある程度増加すると、充電状態監視回路が電流制限抵抗の両端にかかる電圧からそのことを検出し、スイッチング回路をオン状態にして電流制限抵抗を短絡させる。このことにより、電流制限抵抗の短絡以降においては、電源は電流制限抵抗の電流制限を受けることなく、負荷回路に効率的に供給される。したがって、突入電流のピーク値を押さえる目的で電流制限抵抗を相当に大きくしても、通常動作時に電流制限抵抗の制限を全く受けることがない。また、電流制限抵抗の両端の電圧に基づいてスイッチング回路の切り替えを判断しているので主電源の変動に影響されることが少ない。
【０００９】
さらに、電源供給ルート切替回路がスイッチング回路をオン状態に切り替えるまでは、負荷回路およびその周辺回路をインアクティブに保つ制御切替回路を有する場合には、電流制限抵抗の両端の電圧がしきい値以下になって、負荷回路に電力供給を確実にできる以前に負荷回路およびその周辺の回路によって電流が消費されると、異常が発生する可能性があるので、制御切替回路は、負荷回路に電力供給を確実にできる以前においては負荷回路及びその周辺の回路が電流を消費しないようにインアクティブにし、誤動作を防止することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
以下、本発明の実施の形態について添付図面に基づいて説明する。図１は、本発明の突入電流保護回路の実施の形態を示すブロック図であり、図２は、図１の各部の構成を詳細に示す回路図である。
【００１１】
図１に示す突入電流保護回路１００は、スイッチＳＷ０が“オン”にされたとき、主電源ＶＶからの電力が、電源供給ルート切替回路１０と、充電状態監視回路２０と、安定化電源回路３０と、制御切替回路４０と、制御用電源回路５０の働きにより、大容量コンデンサＣ６０に蓄積されると共に、インバータ７０などの後続の回路に供給される。上述の各回路１０，２０，３０，４０，５０の詳細は図２に示されている。
【００１２】
図２から分かるように、スイッチＳＷ０が“オン”にされると、電流は電源供給ルート切替回路１０の電流制限抵抗ＲＳを経由して大容量コンデンサＣ６０への充電動作を開始する。スイッチＳＷ０が“オン”にされた初期においては、大容量コンデンサＣ６０には電荷が少ないので、大きな電流が電流制限抵抗ＲＳを流れる。この場合、流れる電流のピーク値は電流制限抵抗ＲＳによって制限される。
【００１３】
電流制限抵抗ＲＳを経由して電力供給を受けた安定化電源回路３０は、ゼナーダイオードＺＤＡで決まる電圧の安定化電源を充電状態監視回路２０のコンパレータＣＭに供給し始める。安定化電源の供給を受けたコンパレータＣＭは、電流制限抵抗ＲＳの両端のノードＰ１，Ｐ２間の電圧がしきい値以下であるか否かをチェックする。スイッチＳＷ０が“オン”にされた初期においては、電流制限抵抗ＲＳの両端のノードＰ１，Ｐ２間の電圧は大きいので、この電圧を入力とするコンパレータＣＭは、出力を“Ｌ”（ロウレベル）レベルにする。そこで、コンパレータＣＭの出力を受ける否定回路Ｎは、出力端を“Ｈ”（ハイレベル）にする。
【００１４】
否定回路Ｎが出力端を“Ｈ”にすると、ノードＰ３は、ノードＰ１に比較して電位が低くないので、抵抗Ｒ１２と、切替制御回路ＰＨ１と、ダイオードＤ２１とを結ぶラインに電流は流れず、切替制御回路ＰＨ１は、スイッチング回路ＳＷ１を“オフ”状態を保ち、電源電流は電流制限抵抗ＲＳを流れ続ける。
【００１５】
他方、制御切替回路４０については、否定回路Ｎの出力端が“Ｈ”であるので、抵抗Ｒ４１と、ゼナーダイオードＺＤＢと、ダイオードＤ２３とを結ぶラインにも電流が流れず、制御切替回路４０は“オフ”であって、制御用電源回路５０をインアクティブに保っている。したがって、後続の回路、例えば、制御用電源回路５０から制御電力を受けるインバータ７０（図１）は作動を開始しない。
【００１６】
次に、スイッチＳＷ０が“オン”にされてから所定の時間が経過すると、大容量コンデンサＣ６０の充電が進み、電流制限抵抗ＲＳを流れる電流は次第に減少し、電流制限抵抗ＲＳの両端のノードＰ１，Ｐ２間の差分電圧がしきい値以下になり、これを検知したコンパレータＣＭは、出力を“Ｌ”から“Ｈ”に切り替える。コンパレータＣＭの出力が“Ｈ”になると、否定回路Ｎの出力は“Ｌ”になり、ノードＰ１からノードＰ３に向け、抵抗Ｒ１２と、切替制御回路ＰＨ１と、ダイオードＤ２１とを経由して電流が流れ、切換制御回路ＰＨ１は、スイッチング回路ＳＷ１を“オン”に切り替える。スイッチング回路ＳＷ１が“オン”になると、電流は、電流制限抵抗ＲＳの制限を受けることなく抵抗値の極めて少ないスイッチング回路ＳＷ１を経由して大容量コンデンサＣ６０およびその負荷回路たる後続の回路に直接的に供給される。
【００１７】
また、コンパレータＣＭの出力が“Ｈ”になり、否定回路Ｎの出力が“Ｌ”になると、制御切替回路４０の抵抗Ｒ４１と、ゼナーダイオードＺＤＢと、ダイオードＤ２３とを結ぶラインにも電流が流れ、制御切替回路４０は“オン”状態になり、制御用電源回路５０をアクティブに切り替える。制御用電源回路５０がアクティブになると、後続のインバータ７０は、制御用電源回路５０から制御電力を受け、スイッチング回路ＳＷ１からは駆動電力を受けることとなり、通常の動作を開始する。このとき、駆動電力供給ラインには、電流制限抵抗ＲＳ等のように電圧を下げあるいは電力を無駄に消費する素子は存在せず、消費電力の小さいスイッチング回路ＳＷ１を経由するだけになる。
【００１８】
したがって、この突入電流保護回路１００においては、スイッチＳＷ０が“オン”にされた初期においては、電流制限抵抗ＲＳを大きくすることにより突入電流のピークを所望通りに低下でき、且つ、所定の時間が経過し、大容量コンデンサＣ６０の充電が進んだ時点では、電流制限抵抗ＲＳを切り離して無駄な電圧低下あるいは電力消費を無くすことができる。この例においては、安定化電源回路３０を設けたことにより、充電状態監視回路２０は安定的に動作可能であり、さらに、充電状態監視回路２０は充電の度合いを電流制限抵抗ＲＳの両端の電位差で判定しているために主電源ＶＶの電圧変動に影響されにくいという利点がある。
【００１９】
すなわち、充電状態監視回路２０は、電流制限抵抗ＲＳの第１端部と第２端部の電位差で充電の度合いをみている。このため、充電状態監視回路２０は、とくに主電源ＶＶが二次電池のような充放電可能なバッテリであるときに、主電源ＶＶの電圧が低下しても、その電圧低下に影響されずに充電状態を確実に監視することができる。
【００２０】
電源供給ルート切替回路１０のスイッチング回路ＳＷ１には、好ましい例としてＦＥＴ（電界効果型トランジスタ）を用いている。このため、主電源ＶＶからスイッチング回路ＳＷ１を介してインバータ７０側に電圧を供給する際に、電圧降下をほとんど生じることがなく、通常のＮＰＮトランジスタをスイッチとして用いた場合に比べて突入電流保護回路１００の消費電力の低減を図ることができる。
【００２１】
また、図１及び図２に示すように、主電源ＶＶのプラス側に対してスイッチＳＷ０が直接設けてあり、主電源ＶＶ及びスイッチＳＷ０で構成される第１ユニットと、突入電源保護回路１００、インバータ７０及び大容量コンデンサＣ６０で構成される第２ユニットとを別々に設定することができる。これにより、第１ユニットは使用者の手元側に置いて、第２ユニットはモータを含む実際の機器側に配置できるメリットがあり、実用上有効である。
【００２２】
なお、この種の回路においては、制御用電源回路５０が消費する電流と、電流制限抵抗ＲＳ（例えば、突入電流ピーク値を下げるために電流制限抵抗ＲＳを大きくしたような場合）を経由して流れ込む電流とが同等になり、電流制限抵抗ＲＳの両端の電圧が一定値よりも下がらなくなってしまうという現象が推定できる。しかし、この例では、制御切替回路４０および制御用電源回路５０を設けたことにより、大容量コンデンサＣ６０への充電が所望のレベルまで到達するまでは、制御切替回路４０が制御用電源回路５０を“オフ”状態に保つので、このような現象を確実に防止することができるという利点がある。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】本発明の突入電流保護回路の実施の形態を示すブロック図である。
【図２】図１の各部の構成を詳細に示す回路図である。
【図３】突入電流保護回路の従来例を示す回路図である。
【符号の説明】
【００２４】
１０    電源供給ルート切替回路
２０    充電状態監視回路
３０    安定化電源
４０    制御切替回路
５０    制御切替回路
６０    大容量コンデンサ
７０    インバータ
１００  突入電流保護回路
ＲＳ    電流制限抵抗
ＳＷ０  スイッチ
ＳＷ１  スイッチング回路
【図１】
2007189873.tif 000003
【図２】
2007189873.tif 000004
【図３】
2007189873.tif 000005