(57)【要約】【課題】入力インピーダンスを整合させたまま、利得が可変である増幅器を実現する。【解決手段】カスコードトランジスタ１７，１８，１９，２０を選択的に動作させることにより、負荷回路に流れる電流を分配する利得切り換え可能な増幅器において、インダクタ２１と容量２２からなる並列共振回路およびインダクタ２３と容量２４と抵抗２５からなる直列共振回路を出力ノードの負荷回路とする。この場合、これら複数の負荷回路の虚数インピーダンス成分が入力信号帯域で無視できるほど小さくする。これにより、入力段トランジスタ１６、インダクタ３１，３３、容量３２からなるインピーダンス整合回路に対する影響を小さくする。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
信号入力端子からの入力信号を受ける入力段トランジスタと、前記入力段トランジスタにカスコード接続された少なくとも２つのカスコードトランジスタと、前記カスコードトランジスタにより選択的に接続可能な少なくとも２つの異なる負荷回路と、前記カスコードトランジスタを制御することにより前記負荷回路への電流の分配比を変化させながら、前記入力段トランジスタに流れる電流を一定にする制御回路とを備え、前記の複数の負荷回路の虚数インピーダンス成分が入力信号帯域で無視できるほど小さいことを特徴とする増幅器。
【請求項２】
前記カスコードトランジスタは、同サイズの組が少なくとも２つ以上備えられることを特徴とする請求項１記載の増幅器。
【請求項３】
前記電流分配の制御回路は、前記カスコードトランジスタを選択的に動作させることで、負荷回路の電流を分配することを特徴とする請求項１記載の増幅器。
【請求項４】
前記カスコードトランジスタは、トランジスタサイズ（Ｗ）を倍ずつ変化させた複数の同サイズトランジスタの組からなることを特徴とする請求項１または２記載の増幅器。
【請求項５】
前記複数の負荷回路は、そのうちの１つは少なくとも２つ以上のＬＣ共振回路からなり、該共振回路は広帯域で虚数インピーダンス成分が無視できるほど小さく、他の１つは抵抗のみからなることを特徴とする請求項１記載の増幅器。
【請求項６】
請求項１乃至５のいずれか一つに記載の増幅器を低雑音増幅器として用いた受信回路を備えた無線通信機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信機器およびその受信回路に関し、特に増幅器とそれを用いた無線通信機器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
通常、無線送受信においては、送信機と受信機との間の距離が大きく変化する、つまり大きな範囲でばらつきが生じるため、受信機における受信信号の強度は大きく変化する。
このため、一般的に受信機全体としては、１００ｄＢにも及ぶダイナミックレンジを持つ必要があり、受信信号の強度に応じて多段階に利得を変化させる必要がある。
【０００３】
そこで、受信回路では、入力回路の初段である低雑音増幅器（ＬＮＡ：Ｌｏｗ  Ｎｏｉｓｅ  Ａｍｌｉｆｉｅｒ）で受信信号強度に応じて大まかに利得を変化させ、後段のＶＧＡ（Ｖａｒｉａｂｌｅ  Ｇａｉｎ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）によってＡＤコンバーターのダイナミックレンジに合わせて利得の微調整を行う。このため、低雑音増幅器には、強い信号を受信した場合には低い利得に切り換えることが要求される。これは、後段の回路（例えば、ミキサー）の線形性への要求を緩和し、強い信号受信時のエラーレート悪化を防ぐ。
【０００４】
低い利得に切り換え可能なＬＮＡとして、切り換えスイッチによりバイパスを設ける方法がある。しかし、この回路方式では、利得を多段階に自由に設定することが難しい。また、部品点数が増加し、スイッチ回路で電力消費を生じる。さらに、スイッチ回路の挿入損失によって受信感度が低下し、また、増幅前にスイッチ回路を挿入することでＮＦ（ノイズ指数）が悪化する。その上に、バイパス回路のインピーダンス不整合による損失が生じる。
【０００５】
また、可変利得増幅器の別手法として、入力段にオン・オフ可能な減衰器を設ける回路が提案されている（例えば、特開平１０−２６１９２５号公報に記載の『高周波増幅器』（特許文献１参照））。この回路は、初段の増幅用ＦＥＴのゲートに抵抗を介してドレインが接続され、ソースがキャパシタを介して接続されたバイパス用ＦＥＴからなる可変減衰器を増幅用ＦＥＴのゲートへの主信号路に配置し、バイパス用ＦＥＴのゲート電位を利得制御変圧器により制御して利得を変化させるようにしている。
しかし、前記回路では、いずれも利得を自由に設定することができないという問題がある。
【０００６】
そのため、選択的に動作する入力回路を複数備えることで利得切り換えを実現する手法（例えば、ＪａｒｋｋｏＪｕｓｓｉｌｉａ，Ｊｕｓｓｉ  Ｒｙｙｎａｎｅｎ，Ｋａｌｌｅ  Ｋｉｖｅｋａｓ，Ｌａｕｒｉ  Ｓｕｍａｎｅｎ，Ａａｒｎｏ  Ｐａｒｓｓｉｎｅｎ，Ｋａｒｉ  Ａ．Ｉ．Ｈａｌｏｎｅｎ  “Ａ  ２２−３．０−ｄＢ  ＮＦ  Ｄｉｒｅｃｔ  Ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ  Ｒｅｃｅｉｖｅｒ  ｆｏｒ  ３Ｇ  ＷＣＤＭＡ”（非特許文献１参照）や、バイアス電流の制御によって選択的に動作可能な複数の増幅器を備える手法（例えば、特開２００４−２６６３５６号公報に記載の『受信回路及び無線通信端末装置』（特許文献２参照）が提案されている。
しかしながら、一般的に大きな面積を占める入力回路を複数備えることで、チップ全体の面積が増大し、コストが上昇するという問題があった。また、複数の入力回路のインピーダンスが全て同一になるように調整する必要があり、調整回路が複数必要となって回路が複雑になるという問題がある。
【０００７】
そこで、入力回路は一つとし、増幅器の負荷回路を切り換える手法が提案されている（例えば、特開２００４−１２８７０４号公報に記載の『増幅器及びこれを用いた無線通信装置』（特許文献３参照）あるいはＰａｔｒｉｃｅ  ＧＡＲＣＩＡ，Ｄｉｄｉｅｒ  ＢＥＬＯＴ“Ｉｍｐｒｏｖｅｄ  Ｈｉｇｈ  Ｄｙｎａｍｉｃ  Ｓｗｉｔｃｈｅｄ  Ｇａｉｎ  Ｌｏｗ−Ｎｏｉｓｅ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ  ｆｏｒ  Ｗｉｄｅ−ＣＤＭＡ  Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ”（非特許文献２参照）。
【０００８】
前記従来技術の負荷回路切り換えによる利得可変増幅器の構成について、図２を元に説明する。
入力信号は、ノード４１より与えられ、オンチップもしくはボンディングワイヤによって実装されるインダクタ４２，４４、およびオンチップ容量もしくは入力段トランジスタ４５からなる入力回路に接続される。増幅は、入力段トランジスタ４５、カスコードトランジスタ４６，４７からなるカスコード増幅段回路によって得られる。カスコードトランジスタ４６，４７のドレインノードには負荷回路が接続される。負荷回路は、配線抵抗もしくは人為的な抵抗５３からなる回路と、インダクタ５０および容量５１からなる回路の２つを有する。インダクタ５０と容量５１は、入力信号の中心周波数で共振し、高いインピーダンスとなっている。そして、出力信号は端末５２より取り出される。インダクタ４２，４４と容量４３、入力段トランジスタ４５からなる入力回路によって、入力インピーダンスを整合させ、かつパワーを無駄なく損失させず、かつ抵抗による熱雑音による信号品質劣化を最小限に抑えて増幅される。
【０００９】
入力インピーダンス整合の条件は、入力段トランジスタ４５の動作状態を常に一定に保つことである。増幅器は、出力信号が入力信号にフィードバックすることで系が不安定になることを防ぐため、また、出力インピーダンスを高くして利得を高くするため、カスコード構造をとっている。図２に示す増幅器は、２つのカスコードトランジスタ４６，４７を備えている。上記入力インピーダンス整合の条件を満たすため、制御信号４８，４９を制御することで、常に一定の電流が入力段トランジスタ４５に流れるようにする。
負荷回路であるＬＣ共振回路は、入力信号周波数で共振するため、所望の帯域で増幅することができる。
【００１０】
入力信号が弱く、増幅器によって高い利得を得る必要がある場合（ハイゲインモードの時）には、カスコードトランジスタ４７に流れる電流を増やすように制御することで、出力パワーを多く取り出すことができる。
一方、入力信号が弱く、増幅器や後段の回路の非線形性によって信号品質の悪化が問題となる場合には、低い利得とする必要があり（ローゲインモードの時）、カスコードトランジスタ４７に流れる電流を少なく制御することで、出力パワーを少なくすることができる。
しかしながら、上記手法では、利得切り換えによって入力インピーダンスが変化し、特に広帯域入力信号に対しては入力インピーダンスを整合させることが困難であった。
【００１１】
図３は、ハイゲインモードとローゲインモードでの入力整合の度合いをＳパラメータを用いて示した図である。
太い線がハイゲインモード、鎖線がローゲインモードの特性を示しており、横軸は周波数（Ｈｚ）、縦軸は入力整合の度合い（ｄＢ）をそれぞれ示す。信号の反射による信号劣化や、接続するフィルタやアンテナの特性悪化を防ぐため、入力整合の度合いＳ１１の値は低くすること（約−１０ｄＢ以下）が望ましいが、ハイゲインモード、ローゲインモードの両方で前記条件を満たす帯域はわずかしかない。
【００１２】
【特許文献１】特開平１０−２６１９２５号公報
【特許文献２】特開２００１−２５１３５６号公報
【特許文献３】特開２００４−１２８７０４号公報
【非特許文献１】ＪａｒｋｋｏＪｕｓｓｉｌｉａ，Ｊｕｓｓｉ  Ｒｙｙｎａｎｅｎ，Ｋａｌｌｅ  Ｋｉｖｅｋａｓ，Ｌａｕｒｉ  Ｓｕｍａｎｅｎ，Ａａｒｎｏ  Ｐａｒｓｓｉｎｅｎ，Ｋａｒｉ  Ａ．Ｉ．Ｈａｌｏｎｅｎ  “Ａ  ２２−３．０−ｄＢ  ＮＦ  Ｄｉｒｅｃｔ  Ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ  Ｒｅｃｅｉｖｅｒ  ｆｏｒ  ３Ｇ  ＷＣＤＭＡ”
【非特許文献２】Ｐａｔｒｉｃｅ  ＧＡＲＣＩＡ，Ｄｉｄｉｅｒ  ＢＥＬＯＴ“Ｉｍｐｒｏｖｅｄ  Ｈｉｇｈ  Ｄｙｎａｍｉｃ  Ｓｗｉｔｃｈｅｄ  Ｇａｉｎ  Ｌｏｗ−Ｎｏｉｓｅ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ  ｆｏｒ  Ｗｉｄｅ−ＣＤＭＡ  Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ”
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
前述のように、利得が切り換え可能な増幅器において、利得を切り換えても入力インピーダンス整合を保つことは困難である、という問題点があった。
近年、広帯域を用いた通信規格が提唱され、実用化に向けて検討がなされており、広帯域信号に対応できる増幅器が望まれている。しかしながら、従来の増幅器では、特に広帯域入力信号に対して整合条件を満たすことは困難であった。
無線通信機器では、高い受信特性を得るために信号品質の劣化を最小限に抑え、かつ製造コスト削減のために回路面積を小さくすることが要求される。
【００１４】
（目的）
本発明の目的は、信号品質を劣化させることがない簡素な回路構造で、入力インピーダンス整合を保ったまま多段階に利得を切り換えることができる広帯域入力信号対応の増幅器及びこれを低雑音増幅器として用いた無線通信機器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
上記目的を達成するため、本発明の増幅器は、信号入力端子からの入力信号を受ける入力段トランジスタと、前記入力段トランジスタにカスコード接続された少なくとも２つのカスコードトランジスタと、前記カスコードトランジスタによって選択的に接続可能な少なくとも２つの異なる負荷回路と、前記カスコードトランジスタを制御することで前記負荷回路への電流の分配比を変化させながら入力段トランジスタに流れる電流を一定にする制御回路とを備え、前記の複数の負荷回路の虚数インピーダンス成分が入力信号帯域で無視できるほど小さくする（請求項１参照）。
【００１６】
また、本発明の増幅器は、カスコードトランジスタが同サイズの組が少なくとも２つ以上有する（請求項２参照）。
また、本発明の増幅器は、電流分配制御回路において、前記カスコードトランジスタを選択的に動作させることで、負荷回路の電流を分配する（請求項３参照）。
また、本発明の増幅器は、カスコードトランジスタのサイズ（Ｗ）を倍ずつ変化させた複数の同サイズトランジスタの組から構成される（請求項４参照）。
また、本発明の増幅器は、複数の負荷回路が、そのうちの１つは少なくとも２つ以上のＬＣ共振回路からなり、その共振回路は広帯域で虚数インピーダンス成分が無視できるほど小さく構成され、もう１つの負荷回路は抵抗のみから構成される（請求項５参照）。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、入力信号強度に応じて利得が切り換え可能で、かつ利得を切り換えても入力インピーダンス整合が悪化して信号品質を劣化させることがない増幅器を実現できる（請求項１参照）。
また、同サイズのカスコードトランジスタを備えているので、利得を切り換えても入力段トランジスタのインピーダンスを一定に保つことができる（請求項２参照）。
また、カスコードトランジスタを選択的に動作させているので、簡単な制御回路で制御でき、回路規模の縮小による製造コストの削減を期待できる（請求項３参照）。
【００１８】
また、カスコードトランジスタを倍ずつ変化させた複数の組からなるため、カスコードトランジスタの組数分のビット数で利得を制御することができる（請求項４参照）。
また、広帯域で虚数インピーダンス成分が小さくなるため、広帯域入力信号に対しても、ゲイン切り換えによる入力インピーダンス不整合をなくすことができる（請求項５参照）。
また、前記請求項１〜５記載のいずれか１項の増幅器を低雑音増幅器として用いているため、広帯域信号を受信できる（請求項６参照）。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係る広帯域低雑音増幅器の回路例図である。
入力信号はノード１１から入力され、インピーダンス整合回路２８を通して入力段トランジスタ１６に入力される。増幅器は２段からなるカスコード構造であり、カスコードトランジスタ１７，１８，１９，２０を備える。出力信号は、ノード２６より取り出される。
負荷回路は、インダクタ２１と容量２２からなる共振回路と、インダクタ２３と容量２４とからなる共振回路と抵抗２５から構成される。負荷回路の２つの共振回路は、互いに虚数インピーダンスを打ち消す。
一方、カスコードトランジスタ１７，１９を流れる経路は、抵抗２９を駆動するが、出力ノードには接続されていない。
【００２０】
図１の回路の動作について説明する。
電源から入力段トランジスタ１６へと流れる電流の経路は、カスコードトランジスタ１７，１９を通る経路と、カスコードトランジスタ１８，２０を通る経路の２通りを備え、それぞれ制御信号１２と１３、１４と１５のうちのいずれか一方を選択的にオンにする。
これにより、入力トランジスタ１６に流れる総電流量を一定にしながら、２つの経路に流れる電流の分配比を変化させることができる。従来の方式では、１組のカスコードトランジスタの制御電圧をアナログ的に制御することにより、総電流量を一定としていたが、図１の方式では、トランジスタの組み合わせを増やし、制御信号はディジタル的に制御することで、制御信号線は多くなるが、制御自体を簡潔な構造にしている。
【００２１】
出力信号強度は、カスコードトランジスタ１８，２０を通る経路を流れた電流が負荷回路を駆動することによって決定される。この負荷回路は、並列ＬＣ回路と直列ＬＣ回路の並列回路となっており、入力信号の中心周波数でともに共振し、かつ入力信号帯域で虚数インピーダンス成分が無視できるほど小さくなるように設定されている。
【００２２】
カスコード増幅器では、入力トランジスタ１６のドレインノード３０の小信号変化が、出力ノード３４の小信号変化に比べて小さくできるため、入力信号による入力段トランジスタの動作に与える影響を小さくする、シールド効果が期待できる。しかしながら、近年のＣＭＯＳプロセスの微細化に伴うＭＯＳＦＥＴの固有利得低下に伴って、シールド効果は小さくなっている。その上、入力インピーダンスはインダクタ３１，３３、容量３２、及び入力段トランジスタ１６で構成される共振回路によって整合されているため、負荷回路の虚数インピーダンス成分による電流の位相変化の影響は入力インピーダンスに大きな影響を与え、特に広帯域増幅器の入力インピーダンス整合に大きな影響を与える。
【００２３】
本実施形態による増幅器の出力ノード側経路に接続された負荷回路は、入力信号帯域で虚数インピーダンス成分が小さくなるため、所望帯域内での入力信号に対する入力段トランジスタ１６を流れる電流の位相変化は小さくなり、入力インピーダンスに与える影響を小さくすることが可能である。
【００２４】
図４は、図１の回路例を用いた低雑音増幅器の入力整合の度合いをＳパラメータにより示した特性図である。
図４の入力Ｓパラメータは、図３に示した従来技術による入力Ｓパラメータと比較すると、広帯域で入力インピーダンス整合されており、かつ利得切り換えによる入力インピーダンスの変動が少ないことがわかる。
【００２５】
（第２の実施形態）
図５は、本発明の第２の実施形態に係る広帯域低雑音増幅器の回路例を示す図である。
図５に示す増幅器は、図１の回路例において、出力ノード側の負荷回路を変更した別形態を示している。すなわち、図５では、低雑音増幅器の出力ノードを、次段のミキサーのＲＦ入力トランジスタ６６に接続し、ミキサーの入力回路の一部を本実施形態に係る増幅器の負荷回路の一部としても用いている。
【００２６】
次に、図５の回路の動作について説明する。
前記図１の回路例においては、図１の抵抗２５で消費されていた出力パワーが存在したが、本実施形態の回路例では、この出力パワーを次段ミキサーＲＦ入力トランジスタ６６に伝達することができ、受信系回路全体の消費電力を減らすことができる。また、図１の抵抗２５において発生する熱雑音をなくすことができ、信号品質の劣化を防ぐことができる。
【００２７】
なお、第１または第２の実施形態において、増幅器のカスコードトランジスタ１７，１８，１９，２０のサイズ（Ｗ）を倍ずつ変化させた複数の同サイズトランジスタの組から構成することも可能である。
例えば、トランジスタ１７に対する１８のサイズ（Ｗ）の比を２倍とし、トランジスタ１９に対する２０のサイズ（Ｗ）の比を２倍としてそれぞれの組を構成し、電流分配制御回路がカスコードトランジスタ１７〜２０を選択的に動作させることで、負荷回路の電流を分配するようにもできる。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る増幅器の回路構成例図である。
【図２】従来技術による増幅器の回路構成例図である。
【図３】図２に示す従来技術による増幅器の入力整合の度合を示す特性図である。
【図４】図１に示す本発明の第１の実施形態に係る増幅器の入力整合の度合を示す特性図である。
【図５】本発明の第２の実施形態に係る増幅器の回路構成例図である。
【符号の説明】
【００２９】
１１  入力ノード
１２，１３，１４，１５  カスコードトランジスタの制御ノード
１６  入力段トランジスタ
１７，１８，１９，２０  カスコードトランジスタ
２１，２２  並列共振負荷回路
２３，２４，２５  直列共振負荷回路
２６  出力ノード
２８  整合回路
２９  抵抗負荷回路
３０  入力段トランジスタドレインノード
３１，３３  インダクタ
３２  容量
６１，６２  共振負荷回路
６３，６５  インダクタ
６４  容量
６６  ミキサーＲＦ入力トランジスタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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