(57)【要約】【課題】スイッチング損失を小さくして高出力が得られる車載用モータ制御装置、これを使用したパワーステアリング装置及び電動ブレーキ装置を提供する。【解決手段】直流電源から出力される電源電圧を昇圧する昇圧手段２と、該昇圧手段２から出力される昇圧電圧に基づいて多相モータをパルス幅変調信号で駆動制御するモータ駆動手段４と、該モータ駆動手段４の還流タイミングを検出し、検出した還流タイミングで前記昇圧手段のスイッチング制御を行う昇圧制御手段５とを備えている。【選択図】図２
2007166792.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源から出力される電源電圧を昇圧する昇圧手段と、該昇圧手段から出力される昇圧電圧に基づいて多相モータをパルス幅変調信号で駆動制御するモータ駆動手段と、該モータ駆動手段の還流タイミングを検出し、検出した還流タイミングで前記昇圧手段のスイッチング制御を行う昇圧制御手段とを備えたことを特徴とする車載用モータ制御装置。
【請求項２】
前記昇圧手段は、直流電源の正極側に一端が接続されたインダクタと、該インダクタの他端に順方向に接続されたダイオードと、該ダイオードの出力側に接続された充電用コンデンサと、前記ダイオード及び充放電用コンデンサと並列に接続された第１のスイッチング素子と、該第１のスイッチング素子と前記充放電用コンデンサとの接続点と前記直流電源の負極側との間に接続された第２のスイッチング素子と、前記ダイオード及び充放電用コンデンサの接続点と、前記第２のスイッチング素子及び直流電源の負極側との接続点とから導出された前記モータ駆動回路への出力端子とを有する昇圧部を備えていることを特徴とする請求項１に記載の車載用モータ制御装置。
【請求項３】
前記昇圧制御手段は、還流タイミングを検出していないときに、前記第１のスイッチング素子をオン状態に且つ第２のスイッチング素子をオフ状態に制御して、前記充放電用コンデンサの蓄積電圧を前記リアクトルを介して入力される直流電源電圧に重畳した昇圧電圧をモータ駆動手段に出力し、前記還流タイミングの開始を検出したときに、前記第１のスイッチング素子をオフ状態としてから前記第２のスイッチング素子をオン状態として、前記充放電用コンデンサに電源電圧を充電し、前記還流タイミングが終了するときに、前記第２のスイッチング素子をオフ状態としてから前記第１のスイッチング素子をオン状態として、昇圧電圧供給状態に復帰させる昇圧制御を行うことを特徴とする請求項２に記載の車載用モータ制御装置。
【請求項４】
前記昇圧制御手段は、前記多相モータの低出力状態を検出する低出力検出手段を有し、該低出力検出手段で前記多相モータの低出力状態を検出したときに前記第１のスイッチング素子をオフ状態とし、且つ前記第２のスイッチング素子をオン状態に制御して、前記充放電用コンデンサの充放電を停止させるように構成されていることを特徴とする請求項２に記載の車載用モータ制御装置。
【請求項５】
前記昇圧制御手段は、前記モータ駆動手段のパルス幅変調信号に基づいてハイサイド側及びロウサイド側の何れかでスイッチング素子が全てオン状態となるタイミングを還流タイミングとして検出するように構成されていることを特徴とする請求項１乃至４の何れかに記載の車載用モータ制御装置。
【請求項６】
前記昇圧手段は、互いに並列に接続された複数の前記昇圧部を備え、前記昇圧制御手段は、還流タイミングに合わせて前記複数の昇圧部を交互に昇圧制御するように構成されていることを特徴とする請求項１乃至５の何れか１項に記載の車載用モータ制御装置。
【請求項７】
前記請求項１乃至６の何れか１つに記載の車載用モータ制御装置を搭載したことを特徴とする電動パワーステアリング装置。
【請求項８】
前記請求項１乃至６の何れか１つに記載の車載用モータ制御装置を搭載したことを特徴とする電動ブレーキ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、車両に搭載したバッテリの電力で駆動される車載用モータ制御装置、これを使用した電動パワーステアリング装置及び電動ブレーキ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に車両には、バッテリを電源として車載用モータを通電制御する車載用モータ制御装置が多々使用されている。例えば電動パワーステアリング装置においては、従来から、運転者がステアリングホイールに加える操舵トルクをトルクセンサで検出して、これに応じてモータをパルス幅変調（ＰＷＭ）制御して駆動することによりステアリング機構に操舵補助力を与える。
【０００３】
近年、小型車だけではなく、中型車や大型車に対しても電動パワーステアリング装置を搭載することが望まれ、モータやその制御装置の大容量化が図られている。モータについてはブラシによる電流制約があるブラシ付モータに代えてブラシレスモータを採用することが、また、制御装置については昇圧機能を搭載してより高出力を得ることが提案されている。
【０００４】
昇圧機能を有する車載用モータ制御装置の従来例としては、例えばバッテリから出力されるバッテリ電圧を昇圧回路で昇圧してモータ駆動回路に供給するように構成され、昇圧回路がバッテリの正極側に一端を接続したリアクトルと、このリアクトルの他端側とバッテリの負極側との間に介挿された電界効果トランジスタで構成されるスイッチング素子と、リアクトルとスイッチング素子との接続点にアノードが接続されたダイオードと、このダイオードのカソード側とバッテリの負極側との間に介挿された充放電用コンデンサとで構成し、スイッチング素子のゲートにオン・オフ信号を供給するチョッパ方式を採用したものが知られている（例えば、特許文献１参照）。
【特許文献１】特開２００３−２００８４５号公報（第１頁、図６）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、上記特許文献１に記載された従来例にあっては、バッテリ電圧を昇圧回路で昇圧してモータ駆動回路に供給することにより、モータの駆動電力を増加させることができるものであるが、この場合の昇圧は、スイッチング素子を図１５（ａ）に示すオン・オフ信号によって駆動することにより、スイッチング素子のソース−ドレイン間電圧は図１５（ｂ）に示すように零とバッテリ電圧とを交互に繰り返す。このとき、リアクトルに流れる電流は、図１５（ｃ）に示すように、スイッチング素子がオン状態であるときに電流ＩLが増加し、この状態で、スイッチング素子をオフ状態とすることにより、リアクトルに蓄積されたエネルギーがダイオードを介して充放電用コンデンサを充電して、充放電用コンデンサに高電圧を蓄積する。
【０００６】
ところが、上記従来例では、スイッチング素子に図１５（ｄ）に示すようにスイッチング損失と定常損失とが発生する。スイッチング素子をオン・オフする際に、図１５（ｄ）に示すように多大なスイッチング損失が発生する。このスイッチング損失は、スイッチング素子のオン・オフ反転時の過渡時におけるドレイン・ソース間電圧ＶDSとドレイン電流ＩDとの積で表される。
【０００７】
このときのドレイン電流ＩDは図１６（ａ）で一点鎖線図示のようにスイッチング素子がオフ状態からオン状態に反転すると、零から急峻に立ち上がり、その後緩やかに上昇し、スイッチング素子がオン状態からオフ状態に反転すると急峻に低下して零となる。一方、スイッチング素子のソース・ドレイン間電圧ＶDSは図１６（ａ）で実線図示のようにドレイン電流ＩDとは逆にスイッチング素子がオフ状態からオン状態に反転すると電圧ＶDSが零近傍の値に低下し、この状態をスイッチング素子がオン状態を維持する間継続し、スイッチング素子がオン状態からオフ状態に反転すると、急峻に昇圧電圧まで増加し、その後昇圧電圧を維持し、スイッチング素子がオフ状態からオン状態に反転すると、急峻に零近傍の値に低下する。このため、スイッチング損失は、図１６（ｂ）に示すように、定常損失に比較して無視できない値となる。
【０００８】
このスイッチング損失を低減するためには、モータが低負荷状態であるときには昇圧回路の昇圧電圧を低減してスイッチングを抑制することが考えられるが、このようにスイッチングを抑制すると、突発的に大電力を必要とする場合に、昇圧電圧が目標値となるまでの応答遅れが発生し、滑らかなトルク特性を得ることができなくなると共に、緊急時に昇圧電圧を上昇させるには、昇圧回路の大容量化が必要で、過剰なバッテリ電流が発生してしまうという未解決の課題がある。
【０００９】
しかも、スイッチング損失は、バッテリ電流と昇圧電圧に比例するため、大きなトルクを必要としてモータに大電力を供給する必要があるときに、スイッチング損失も急増する傾向にあり、このスイッチング損失の増加がまたバッテリ電圧の増加を招く結果となる。
以上のように、従来例によると、チョッパ方式のスイッチング損失によりバッテリ電流が増加した割りにモータ出力向上効果が少ないと共に、制御装置の発熱が増加し、放熱器の大型化が必要とするという課題がある。
そこで、本発明は、上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、スイッチング損失を大幅に低下させることができる車載用モータ制御装置、これを使用した電動パワーステアリング装置及び電動ブレーキ装置を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記目的を達成するために、請求項１に係る車載用モータ制御装置は、直流電源から出力される電源電圧を昇圧する昇圧手段と、該昇圧手段から出力される昇圧電圧に基づいて多相モータをパルス幅変調信号で駆動制御するモータ駆動手段と、該モータ駆動手段の還流タイミングを検出し、検出した還流タイミングで前記昇圧手段のスイッチング制御を行う昇圧制御手段とを備えたことを特徴としている。
【００１１】
また、請求項２に係る車載用モータ制御装置は、請求項１の発明において、前記昇圧手段は、直流電源の正極側に一端が接続されたインダクタと、該インダクタの他端に順方向に接続されたダイオードと、該ダイオードの出力側に接続された充電用コンデンサと、前記ダイオード及び充放電用コンデンサと並列に接続された第１のスイッチング素子と、該第１のスイッチング素子と前記充放電用コンデンサとの接続点と前記直流電源の負極側との間に接続された第２のスイッチング素子と、前記ダイオード及び充放電用コンデンサの接続点と、前記第２のスイッチング素子及び直流電源の負極側との接続点とから導出された前記モータ駆動回路への出力端子とを有する昇圧部を備えていることを特徴としている。
【００１２】
さらに、請求項３に係る車載用モータ制御装置は、請求項２の発明において、前記昇圧制御手段は、還流タイミングを検出していないときに、前記第１のスイッチング素子をオン状態に且つ第２のスイッチング素子をオフ状態に制御して、前記充放電用コンデンサの蓄積電圧を前記リアクトルを介して入力される直流電源電圧に重畳した昇圧電圧をモータ駆動手段に出力し、前記還流タイミングの開始を検出したときに、前記第１のスイッチング素子をオフ状態としてから前記第２のスイッチング素子をオン状態として、前記充放電用コンデンサに電源電圧を充電し、前記還流タイミングが終了するときに、前記第２のスイッチング素子をオフ状態としてから前記第１のスイッチング素子をオン状態として、昇圧電圧供給状態に復帰させる昇圧制御を行うことを特徴としている。
【００１３】
さらにまた、請求項４に係る車載用モータの制御装置は、請求項２の発明において、前記昇圧制御手段は、前記多相モータの低出力状態を検出する低出力検出手段を有し、該低出力検出手段で前記多相モータの低出力状態を検出したときに前記第１のスイッチング素子をオフ状態とし、且つ前記第２のスイッチング素子をオン状態に制御して、前記充放電用コンデンサの充放電を停止させるように構成されていることを特徴としている。
【００１４】
なおさらに、請求項５に係る車載用モータ制御装置は、請求項１乃至４の何れか１つに係る発明において、前記昇圧制御手段は、前記モータ駆動手段のパルス幅変調信号に基づいてハイサイド側及びロウサイド側の何れかでスイッチング素子が全てオン状態となるタイミングを還流タイミングとして検出するように構成されていることを特徴としている。
【００１５】
また、請求項６に係る車載用モータ制御装置は、請求項１乃至５の何れか１つの発明において、前記昇圧手段は、互いに並列に接続された複数の前記昇圧部を備え、前記昇圧制御手段は、還流タイミングに合わせて前記複数の昇圧部を交互に昇圧制御するように構成されていることを特徴としている。
さらに、請求項７に係る電動パワーステアリング装置は、請求項１乃至６の何れか１つに記載の車載用モータ制御装置を搭載したことを特徴としている。
さらに、請求項８に係る電動ブレーキ装置は、請求項１乃至６の何れか１つに記載の車載用モータ制御装置を搭載したことを特徴としている。
【発明の効果】
【００１６】
請求項１に係る発明によれば、モータ駆動回路が還流状態であるときに昇圧回路のスイッチング素子のスイッチングを行うので、このときのモータ駆動回路の電源電流が略零となり、昇圧回路のスイッチング時にスイッチング素子に流れる電流や端子間電圧を小さく抑制することができ、これら電流及び端子間電圧の積で表されるスイッチング損失を前述した従来例に比較して格段に低下させることができ、バッテリ電流をモータトルク向上に有効利用することができるという効果が得られる。
【００１７】
また、請求項２及び３に係る発明によれば、モータ駆動回路が還流状態ではないときに、第２のスイッチング素子をオフ状態とし、第１のスイッチング素子をオン状態とすることにより、充放電用コンデンサに蓄積されている充電電圧をリアクトルを通じて供給されるバッテリ電圧に加算した昇圧電圧をモータ駆動回路に供給することができ、この状態からモータ駆動回路が還流状態となったときに、第１のスイッチング素子をオフ状態とし、第２のスイッチング素子をオン状態とすることにより、充放電用コンデンサを充電状態とし、その後第２のスイッチング素子をオフ状態とすることにより、充放電用コンデンサの充電を終了し、さらに第１のスイッチング素子をオン状態とすることにより、昇圧状態に復帰させることができ、昇圧回路の第１及び第２のスイッチング素子のスイッチング動作をモータ駆動回路が還流状態であるときに行うので、第１のスイッチング素子のオン・オフ反転時には端子間電圧は大きいが第１のスイッチング素子を通過する電流が小さい値となるので、スイッチング損失を小さくすることができ、第２のスイッチング素子のオン・オフ反転時には第２のスイッチング素子を流れる電流は多くなるが、端子間電圧は小さくなるので、スイッチング損失を確実に抑制することができるという効果が得られる。
【００１８】
また、請求項４に係る発明によれば、モータ負荷が低負荷状態であるときには、第１のスイッチング素子をオフ状態とし、且つ第２のスイッチング素子をオン状態とすることより、充放電用コンデンサの充放電を停止させて、充放電用コンデンサを長寿命化させることができるという効果が得られる。しかも、低負荷状態から高負荷状態となった場合には、第１のスイッチング素子をオン状態とし、且つ第２のスイッチング素子をオフ状態とすることにより、瞬時に昇圧電圧を得ることができるという効果が得られる。
【００１９】
さらに、請求項５に係る発明によれば、還流タイミング検出手段は、モータ駆動手段のパルス幅変調信号に基づいて還流タイミングを検出するので、簡易な構成で還流タイミングを正確に検出することができるという効果が得られる。
さらにまた、請求項６に係る発明によれば、複数の昇圧部を交互に昇圧制御するので、各スイッチング素子のオン・オフ動作回数を昇圧部数分の１とすることができると共に、充放電コンデンサの充放電回数も少なくすることができるので、昇圧部を長寿命化して信頼性を向上させることができるという効果が得られる。
【００２０】
また、請求項７に係る発明によれば、スイッチング損失が少なく、バッテリ電流を昇圧電圧に有効に利用することができる高出力の電動パワーステアリング装置を提供することができ、緊急回避時等の急操舵時に、操舵補助力を発生させる車載用モータを高応答性で、迅速に駆動することができるという効果が得られる。
さらにまた、請求項８に係る発明によれば、スイッチング損失が少なく、バッテリ電流を昇圧電圧に有効に利用することができる電動ブレーキ装置を提供することができ、緊急制動時等の急制動時に、電動ブレーキを作動させる車載用モータを高応答性で、迅速に駆動することができるという効果が得られる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
次に、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は本発明を電動パワーステアリング装置に適用した場合の第１の実施形態における概略構成を示すブロック図である。図中、１は通常の車両に搭載されている定格電圧が１２Ｖの直流電源としてのバッテリであって、このバッテリ１から出力されるバッテリ電力がバッテリ１の近傍に配設された昇圧手段としての昇圧回路２に供給され、この昇圧回路２で昇圧された昇圧された昇圧出力が操舵補助力を発生する車載用モータ３の近傍に配設されたモータ駆動回路４に入力されている。このモータ駆動回路４には、バッテリ１のバッテリ電力が制御用電力として供給されている。
【００２２】
ここで、車載用モータ３は、３相交流駆動されるブラシレスモータで構成され、電動パワーステアリング装置の操舵補助トルクを発生する操舵補助力発生用モータとして動作する。この車載用モータ３は、ステアリングホイール６が接続されたステアリングシャフト７に減速機構８を介して連結され、このステアリングシャフト７がラックピニオン機構９に連結され、このラックピニオン機構９がタイロッド等の連結機構１０を介して左右の転舵輪１１に連結されている。
【００２３】
そして、ステアリングシャフト７には、ステアリングホイール６に入力された操舵トルクを検出する操舵トルクセンサ１２が配設されていると共に、車載用モータ３にはモータ回転角を検出するレゾルバ１３が配設され、操舵トルクセンサ１２で検出した操舵トルク検出信号及びレゾルバ１３で検出したモータ回転角検出信号がモータ駆動回路４へ入力されている。
【００２４】
昇圧回路２は、図２に示すように、バッテリ１の正極側端子１ｐ及び負極側端子１ｎに接続された入力端子２０ｐ及び２０ｎと、これら入力端子２０ｐ及び２０ｎに正極ライン２１ｐ及び負極ライン２１ｎを介して接続された出力端子２２ｐ及び２２ｎとを有する。
正極ライン２１ｐには、リアクトルＬ１と順方向のダイオードＤ１とが直列に接続されて介挿されている。リアクトルＬ１と負極ライン２１ｎとの間に平滑用コンデンサＣ１が介挿されていると共に、ダイオードＤ１のカソードと負極ライン２１ｎとの間に充放電用コンデンサＣ２及び第２のスイッチング素子としての電界効果トランジスタＦＥＴ２が直列に介挿され、リアクトルＬ１及びダイオードＤ１の接続点と充放電用コンデンサＣ２と電界効果トランジスタＦＥＴ２の接続点との間に第１のスイッチング素子としての電界効果トランジスタＦＥＴ２が介挿されている。
【００２５】
そして、電界効果トランジスタＦＥＴ１及びＦＥＴ２のゲートに昇圧制御手段としての昇圧制御回路５から出力されるゲートパルスＰＧ１及びＰＧ２が供給されている。
モータ駆動回路４は、図２に示すように、昇圧回路２の出力端子２２ｐ及び２２ｎに接続される入力端子４０ｐ及び４０ｎを有し、入力端子４０ｐ及び４０ｎにインバータ回路４１が接続されている。
【００２６】
インバータ回路４１は、入力端子４０ｐ及び４０ｎ間に直列に介挿された電界効果トランジスタＦＥＴｕ及びＦＥＴｕ′の直列回路、この直列回路と並列に接続された電界効果トランジスタＦＥＴｖ及びＦＥＴｖ′の直列回路及びこの直列回路と並列に接続された電界効果トランジスタＦＥＴｗ及びＦＥＴｗ′の直列回路とで３相ブリッジ回路の構成を有する。そして、各直列回路の電界効果トランジスタＦＥＴｕ，ＦＥＴｕ′の接続点、電界効果トランジスタＦＥＴｖ，ＦＥＴｖ′及び電界効果トランジスタＦＥＴｗ，ＦＥＴｗ′の接続点から夫々モータ出力端子４３ｕ、４３ｖ及び４３ｗが導出され、これら出力端子４３ｕ、４３ｂ及び４３ｗが車載用モータ３のΔ結線された励磁巻線Ｌｕ、Ｌｖ及びＬｗの接続点ｕ、ｖ及びｗに接続されている。
【００２７】
また、インバータ回路４１を構成する各電界効果トランジスタＦＥＴｕ〜ＦＥＴｗ及びＦＥＴｕ′〜ＦＥＴｗ′のゲートにオン・オフ信号を供給するゲートドライブ回路４５が設けられ、このゲートドライブ回路４５にパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を出力するマイクロコンピュータ４６が設けられている。
このマイクロコンピュータ４６には、出力端子４３ｕ及び４３ｗのモータ電流を検出する電流検出回路４７ｕ及び４７ｗの電流検出信号Ｉｍｕ及びＩｍｗがＡ／Ｄ変換入力端子に入力されている。さらに、マイクロコンピュータ４６には、操舵トルクセンサ１２で検出した操舵トルク信号が入力され、これに基づいて操舵トルクを検出するトルク検出回路４８からの操舵トルク検出信号ＴがＡ／Ｄ変換入力端子に入力されると共に、レゾルバ１３の出力信号が入力されたモータ回転角信号を出力するモータ回転角検出回路４９からのモータ回転角信号θM が入力端子に入力され、さらに車速を検出する車速センサ５０から出力される車速検出信号が入力されている。
【００２８】
ここで、モータ回転角検出回路４９は、励磁信号をレゾルバ１３に供給し、このレゾルバ１３から出力される余弦及び正弦波信号を受け、これらに基づいてモータ回転角を検出し、このモータ回転角をデジタル値に変換して、１２ビットのデジタル信号をマイクロコンピュータ４６の入力端子へ供給する。
そして、マイクロコンピュータ４６では、図３に示す操舵補助制御処理を実行する。
【００２９】
この操舵補助制御処理は、図３に示すように、先ず、ステップＳ１で電流検出回路４７ｕ及び４７ｗで検出した車載用モータ３へ出力する相電流Ｉｍｕ及びＩｍｗを読込み、次いでステップＳ２に移行して、読込んだ相電流Ｉｍｕ及びＩｍｗに基づいて相電流Ｉｍｖを算出し、次いでステップＳ３に移行して、トルク検出回路４８で検出された操舵トルクＴ及び車速センサ５０で検出した車速Ｖｓを読込んでからステップＳ４に移行する。
【００３０】
このステップＳ４では、読込んだ操舵トルクＴｓ及び車速Ｖｓをもとに図７に示す操舵補助指令値算出マップを参照してモータ指令電流値で表される操舵補助指令値ＩM*を算出する。
ここで、操舵補助指令値算出マップは、図４に示すように、横軸に操舵トルク検出値Ｔをとり、縦軸に操舵補助指令値ＩM*をとり、車速検出値Ｖｓをパラメータとした特性線図で構成され、操舵トルクＴｓが“０”から正方向に増加して第１の設定値Ｔｓ１に達するまでの間は車速検出値Ｖｓにかかわらず比較的緩い勾配で延長する直線部Ｌ１と、操舵トルクＴｓが第１の設定値Ｔｓ１より増加したときに、車速検出値Ｖｓが比較的速い状態では、比較的緩やかな勾配で延長する直線部Ｌ２及びＬ３と操舵トルク検出値Ｔｓが第１の設定値Ｔｓ１より大きい第２の設定値Ｔｓ２に近傍で横軸と平行となる直線部Ｌ４及びＬ５と、車速検出値Ｖｓが遅い状態では、比較的勾配の大きい直線部Ｌ６及びＬ７と、これら直線部Ｌ６及びＬ７より勾配の大きい直線部Ｌ８及びＬ９と、直線部Ｌ８より勾配の大きい直線部Ｌ１０と、直線部Ｌ９及びＬ１０の終端から横軸と平行に延長する直線部Ｌ１１及びＬ１２とで構成される４本の特性線が形成され、同様に操舵トルクＴｓが負方向に増加する場合には、上記と原点を挟んで点対象となる４本の特性線が形成された構成を有する。
【００３１】
次いで、ステップＳ５に移行して、モータ回転角検出回路４９で検出したモータ回転角θM を読込み、次いでステップＳ６に移行して、ステップＳ４で算出した操舵補助指令値ＩM*とモータ回転角θM とに基づいて車載用モータ３のＵ相、Ｖ相及びＷ相の目標相電流値Ｉｍｕ* 、Ｉｍｖ* 及びＩｍｗ* に変換する三相分相処理を行ってからステップＳ７に移行する。
【００３２】
このステップＳ７では、ステップＳ１で読込んだモータ相電流Ｉｍｕ及びＩｍｗとステップＳ２で算出したモータ相電流Ｉｍｖと上記ステップＳ６で変換した目標相電流値Ｉｍｕ* 、Ｉｍｖ* 及びＩｍｗ* とに基づいて両者の偏差にＰＩＤ処理を行って電流指令値Ｉｕｔ、Ｉｖｔ及びＩｗｔを算出する電流フィードバック処理を行い、次いでステップＳ８に移行して、算出した各相の電流指令値Ｉｕｔ、Ｉｖｔ及びＩｗｔに対応するパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を形成し、これをゲートドライブ回路４５へ出力してから前記ステップＳ１に戻る。
【００３３】
また、昇圧制御回路５は、図２に示すように、マイクロコンピュータ４６からゲートドライブ回路４５に出力されるインバータ回路４１のハイサイドの電界効果トランジスタＦＥＴｕ〜ＦＥＴｗに対するパルス幅変調信号ＰＷＭｕ〜ＰＷＭｗが入力されるアンドゲート５１と、インバータ回路４１のロウサイドの電界効果トランジスタＦＥＴｕ′〜ＦＥＴｗ′に対するパルス幅変調信号ＰＷＭｕ′〜ＰＷＭｗ′が入力されるアンドゲート５２と、両アンドゲート５１及び５２の出力が入力されるオアゲート５３と、このオアゲート５３の出力を反転するインバータ５４とで構成され、インバータ５４から昇圧回路３の第１のスイッチング素子としての電界効果トランジスタＦＥＴ１のゲートに供給するゲートパルスＰＧ１が出力され、オアゲート５３から昇圧回路３の第２のスイッチング素子としての電界効果トランジスタＦＥＴ２のゲートに供給するゲートパルスＰＧ２が出力される。これらゲートパルスＰＧ１及びＰＧ２はゲートドライブ回路５５を介して昇圧回路２の電界効果トランジスタＦＥＴ１及びＦＥＴ２に供給される。
【００３４】
次に、上記第１の実施形態の動作を説明する。
今、例えば車両が停止状態で、ステアリングホイール６を運転者が右操舵して据え切り状態とすると、このときの車速センサ５０で検出する車速Ｖｓは“０”であるが、トルクセンサ１２で検出される操舵トルクＴが比較的大きな値となり、このため、モータ駆動回路４のマイクロコンピュータ４６で図３に示す操舵補助制御処理が実行されると、ステップＳ１でモータ相電流Ｉｍｕ及びＩｍｗを読込、次いでステップＳ２に移行して、モータ相電流Ｉｍｖを算出してからステップＳ３で操舵トルクＴｓ、車速Ｖｓを読込み、次いでステップＳ４に移行して、操舵トルクＴｓ及び車速Ｖｓに基づいて図４の操舵補助指令値算出マップを参照して操舵補助指令値ＩM*を算出し、次いでモータ回転角検出回路４９からモータ回転角θMを読込んでからステップＳ６に移行して三相文相処理を行って、車載用モータ３のＵ相、Ｖ相及びＷ相の目標相電流値Ｉｍｕ* 、Ｉｍｖ* 及びＩｍｗ* を算出し、次いでステップＳ７に移行して、モータ相電流Ｉｍｕ及びＩｍｗとステップＳ２で算出したモータ相電流Ｉｍｖと上記ステップＳ６で変換した目標相電流値Ｉｍｕ* 、Ｉｍｖ* 及びＩｍｗ* とに基づいて両者の偏差にＰＩＤ処理を行って電流指令値Ｉｕｔ、Ｉｖｔ及びＩｗｔを算出する電流フィードバック処理を行い、次いでステップＳ８に移行して算出した電流指令値Ｉｕｔ、Ｉｖｔ及びＩｗｔをゲートドライブ回路４５に出力してからステップＳ９に移行し、制御を終了するか否かを判断し、制御を継続する場合には前記ステップＳ１に戻る。
【００３５】
このようにゲートドライブ回路４５に、電流指令値Ｉｕｔ、Ｉｖｔ及びＩｗｔが出力されると、このゲートドライブ回路４５でパルス幅変調処理を行って電流指令値Ｉｕｔ、Ｉｖｔ及びＩｗｔに対応したデューティ比のパルス幅変調信号ＰＷＭｕ〜ＰＷＭｗ及びＰＷＭｕ′〜ＰＷＭｗ′を算出し、算出したパルス幅変調信号ＰＷＭｕ〜ＰＷＭｗをインバータ回路４１のハイサイドの電界効果トランジスタＦＥＴｕ〜ＦＥＴｗのゲートに、パルス幅変調信号ＰＷＭｕ′〜ＰＷＭｗ′をインバータ回路４１のロウサイドの電界効果トランジスタＦＥＴｕ′〜ＦＥＴｗ′のゲートに夫々供給することにより、インバータ回路４１から車載用モータ３に三相駆動信号が出力されて、この車載用モータ３が回転駆動されて、操舵トルクＴｓに応じた操舵補助力を発生し、この操舵補助力が減速機構８を介してステアリングシャフト７に伝達されることにより、ステアリングホイール６を軽い操舵力で操舵することができる。
【００３６】
このとき、ゲートドライブ回路４５から出力されるパルス幅変調信号ＰＷＭｕ，ＰＷＭｕ′、ＰＷＭｖ，ＰＷＭｖ′及びＰＷＭｗ，ＰＷＭｗ′が例えば図５（ａ）〜（ｆ）に示すように、インバータ回路４１のハイサイドでは１ＰＷＭ周期におけるオン区間がＰＷＭｕが一番長くデューティ比が大きくなり、次いでＰＷＭｗ、ＰＷＭｖの順にデューティ比が小さくなり、ロウサイドでは、ハイサイドの反転信号となることから１ＰＷＭ周期におけるオン区間がＰＷＭｖ′が一番長くデューティ比が大きくなり、次いでＰＷＭｗ′、ＰＷＭｕ′の順にデューティ比が小さくなるものとする。
【００３７】
このため、図６に示す昇圧制御回路５で形成されるゲート信号ＰＧ１及びＰＧ２は、ハイサイド側のＰＷＭｕ〜ＰＷＭｗがアンドゲート５１に供給されることから、このアンドゲート５１の出力は、入力されるＰＷＭｕ〜ＰＷＭｗが共にオン状態となって、図６に示すようにインバータ回路４１のハイサイド側で還流状態となる時点ｔ１〜ｔ２及びｔ５〜ｔ６間で、オン状態となる。一方、ロウサイド側のＰＷＭｕ′〜ＰＷＭｗ′がアンドゲート５２に供給されることから、このアンドゲート５２の出力は入力されるＰＷＭｕ′〜ＰＷＭｗ′が共にオン状態となって、図７に示すようにインバータ回路４１のロウサイド側で還流状態となる時点ｔ３〜ｔ４及びｔ７〜ｔ８間で、オン状態となる。
【００３８】
このため、オアゲート５３から出力されるゲートパルスＰＧ２は図５（ｈ）に示すように、時点ｔ１〜ｔ２、ｔ３〜ｔ４、ｔ５〜ｔ６及びｔ７〜ｔ８間でオン状態となり、他の区間でオフ状態となる。また、インバータ５４から出力されるゲートパルスＰＧ１は図５（ｇ）に示すように、時点ｔ０〜ｔ１、ｔ２〜ｔ３、ｔ４〜ｔ５、ｔ６〜ｔ７間でオン状態となり、他の区間でオフ状態となる。
【００３９】
このため、昇圧回路２では、図８に示すように、今、ロウサイドの還流状態が終了した図７の時点ｔ０の直後では、ゲートパルスＰＧ１がオン状態であり、ゲートパルスＰＧ２がオフ状態であるので、昇圧回路２の第１のスイッチング素子としての電界効果トランジスタＦＥＴ１がオン状態となり、第２のスイッチング素子としての電界効果トランジスタＦＥＴ２がオフ状態となって、昇圧回路２は、図８（ａ）に示すように、充放電用コンデンサＣ２の負極側が電界効果トランジスタＦＥＴ１を介してリアクトルＬ１の他端側に接続された状態となる。このため、今、充放電用コンデンサＣ２が１０Ｖに充電されているものとすると、バッテリ１からリアクトルＬ１を介して電界効果トランジスタＦＥＴ１を介して充放電用コンデンサＣ２に１０Ｖのバッテリ電圧Ｖｂが供給されると、このバッテリ電圧Ｖｂに充放電用コンデンサＣ２の充電電圧（１０Ｖ）が加算されて計２０Ｖの昇圧電圧となり、これがモータ駆動回路４のインバータ回路４１に供給されるので、このインバータ回路４１で車載用モータ３を高電圧駆動することができ、この車載用モータ３で十分な操舵補助力を余裕を持って発生することができる。
【００４０】
この昇圧状態を維持したまま時点ｔ１の直前の時点ｔ１′となると、時点ｔ１でＰＷＭｖがオン状態となるときの貫通電流を抑制するためのデッドタイム期間となり、ＰＷＭｖ′が先にオフ状態となることから、インバータ回路４１で半還流状態となり、その後時点ｔ１で、インバータ回路４１でハイサイド側が完全な還流状態となる。このため、インバータ回路４１では流入する電源電流が“０”となり、この時点ｔ１で、ゲートパルスＧＰ１がオン状態からオフ状態となるスイッチングが行われる。このとき、昇圧回路２は図８（ｂ）に示すように、充放電用コンデンサＣ２の充電電圧が上記昇圧状態で例えば１Ｖ放電されて９Ｖに低下し、第１のスイッチング素子としての電界効果トランジスタＦＥＴ１がオフ状態となるとドレイン・ソース間電圧は９Ｖとなるが、ドレイン電流は０Ａとなり、リアクトルＬ１から流入する電流は平滑用コンデンサＣ１を充電する電流のみとなる。
【００４１】
このため、第１のスイッチング素子としての電界効果トランジスタＦＥＴ１がオン状態からオフ状態にスイッチングしても、電界効果トランジスタＦＥＴ１のドレイン電流が０Ａであることからドレイン電流とドレイン・ソース間電圧との積で表されるスイッチング損失は略零となり極めて小さいものとなる。
この時点ｔ１では、ゲートパルスＧＰ２がオフ状態からオン状態となるので、これによって昇圧回路２は、図８（ｃ）に示すように、第２のスイッチング素子としての電界効果トランジスタＦＥＴ２がオン状態となって、充放電用コンデンサＣ２の負極側が負極ライン２１ｎに接続されることになり、破線図示のリアクトルＬ１のエネルギによる電流によって充放電用コンデンサＣ２の充電が開始される。このとき、電界効果トランジスタＦＥＴ２のドレイン・ソース間電圧は１Ｖであって、小さい電圧であるので、充電電流が流れたとしても電界効果トランジスタＦＥＴ２のスイッチングによるスイッチング損失は小さく抑制される。
【００４２】
その後、充放電用コンデンサＣ２の充電状態を継続して、時点ｔ２となると、ゲートパルスＧＰ２がオン状態からオフ状態に反転し、これに応じて昇圧回路２の第２のスイッチング素子としての電界効果トランジスタＦＥＴ２が図８（ｄ）に示すようにオフ状態にスイッチングするが、この状態では、充放電用コンデンサＣ２の充電が完了してその負極側が接地電位の０Ｖとなっていることから、電界効果トランジスタＦＥＴ２のドレイン・ソース間電圧も０Ｖとなることからスイッチング損失を小さく抑制することができる。
【００４３】
この時点ｔ２では、ゲートパルスＧＰ１がオフ状態からオン状態に反転し、これによって第１のスイッチング素子としての電界効果トランジスタＦＥＴ１が図８（ｅ）に示すようにオン状態となり、充放電用コンデンサＣ２の負極側が電界効果トランジスタＦＥＴ１を介してリアクトルＬ１に接続されるが、インバータ回路４１が還流状態から半還流状態に移行するが、まだ車載用モータ３に電流を供給する状態ではないので、リアクトルＬ１から平滑用コンデンサＣ１を充電する充電電流のみが流れる。この電界効果トランジスタＦＥＴ１のスイッチング時でも、そのドレイン電流が略０であるので、スイッチング損失は小さい値に抑制することができる。
【００４４】
その後、時点ｔ２から僅かなデッドタイムが経過してＰＷＭｖ′がオン状態となる時点で、半還流状態が解消されてモータ通電状態に復帰すると、前述した図８（ａ）と同様の昇圧状態に復帰する。
その後、時点ｔ３〜ｔ４間のインバータ回路４１のロウサイド側で還流が発生する場合も上記と同様に昇圧回路２の電界効果トランジスタＦＥＴ１及びＦＥＴ２のスイッチングを行って充放電用コンデンサＣ２の充電を行い、その後、インバータ回路４１での還流状態が発生する毎に同様の動作を行う。
【００４５】
このように、上記実施形態によると、インバータ回路４１で還流状態にあって車載用モータ３に電流が供給されない状態で昇圧回路２の電界効果トランジスタＦＥＴ１及びＦＥＴ２のスイッチングを行うことにより、スイッチング素子のドレイン・ソース間電圧又はドレイン電流が極めて小さい状態で、スイッチングを行うことができ、スイッチング損失を小さい値に抑制することができる。このため、バッテリ１のバッテリ電力を有効に利用して昇圧電圧をインバータ回路４１に供給することができ、急操舵を行う場合に車載用モータに大電力を必要とする場合でも最適な操舵補助力を発生させることができ、良好な操舵制御を行うことができる。
さらに、昇圧制御回路５を簡単な論理回路の組み合わせで容易に構成することができる。
【００４６】
次に、本発明の第２の実施形態を図９及び図１０について説明する。
この第２の実施形態では、昇圧回路２で常時昇圧する場合に代えて、車載用モータ３で高電圧を必要とする場合のみ昇圧回路２で昇圧を行うようにしたものである。
すなわち、第２の実施形態では、図９に示すように、前述したステアリングシャフト７に操舵角を検出する操舵角センサ６０を設け、この操舵角センサ６０で検出した操舵角検出値θをマイクロコンピュータ６１に入力し、このマイクロコンピュータ６１で、昇圧制御処理を実行すると共に、昇圧制御回路５から出力されるゲートパルスＰＧ１及びＰＧ２を選択スイッチＳＷ１及びＳＷ２の一方の入力側に供給し、これら選択スイッチＳＷ１及びＳＷ２の他方の入力側にマイクロコンピュータ６１から出力されるゲートパルスＰＧ１ｓ及びＰＧ２ｓを供給し、これら選択スイッチＳＷ１及びＳＷ２をマイクロコンピュータ６１から出力される選択信号ＳＬで切換え、選択スイッチＳＷ１及びＳＷ２の選択出力を夫々ゲートドライブ回路５５を介して昇圧回路２の電界効果トランジスタＦＥＴ１及びＦＥＴ２のゲートに供給するように構成されている。
【００４７】
そして、マイクロコンピュータ６１で実行する昇圧制御処理は、図１０に示すように、先ず、ステップＳ１１で、操舵角センサ６０で検出した操舵角検出値θを読込み、次いでステップＳ１２に移行して、読込操舵角検出値θを微分して操舵角速度θｖを算出し、次いでステップＳ１３に移行して、算出した操舵角速度θｖが予め設定した設定値θｖｓ以上であるか否かを判定し、θｖ＜θｖｓであるときにはステアリングホイール６の操舵速度が遅く、車載用モータ３で大電力を必要としないものと判断して、ステップＳ１４に移行する。
【００４８】
このステップＳ１４では、選択スイッチＳＷ１に対して低レベルのゲートパルスＰＧ１ｓを出力すると共に、選択スイッチＳＷ２に対して高レベルのゲートパルスＰＧ２ｓを出力し、次いでステップＳ１５に移行して、選択スイッチＳＷ１及びＳＷ２に対してゲートパルスＰＧ１ｓ及びＰＧ２ｓを選択する例えば論理値“０”の選択信号ＳＬを出力してから前記ステップＳ１１に戻る。
【００４９】
一方、前記ステップＳ１３の判定結果が、θｖ≧θｖｓであるときには、ステアリングホイール６の操舵速度が速く車載用モータ３で大電力を必要とするものと判断してステップＳ１６に移行して、選択スイッチＳＷ１及びＳＷ２に対して昇圧制御回路５からのゲートパルスＰＧ１及びＰＧ２を選択する論理値“１”の選択信号ＳＬを出力してから前記ステップＳ１に戻る。
【００５０】
この図１０の処理において、ステップＳ１１〜Ｓ１３の処理及び操舵角センサ６０が低出力検出手段に対応している。
この第２の実施形態では、ステアリングホイール６の操舵速度が遅い場合には、通常の操舵操作であるものと判断して、選択スイッチＳＷ１及びＳＷ２に対して低レベルのゲートパルスＰＧ１ｓ及び高レベルのゲートパルスＰＧ２ｓを出力してから選択信号ＳＬを論理値“０”とすることにより、選択スイッチＳＷ１及びＳＷ２でゲートパルスＰＧ１ｓ及びＰＧ２ｓを選択して昇圧回路２の電界効果トランジスタＦＥＴ１及びＦＥＴ２に出力する。
【００５１】
このため、昇圧回路２の電界効果トランジスタＦＥＴ１が常時オフ状態に制御されると共に、電界効果トランジスタＦＥＴ２が常時オン状態に制御されることになる。このため、充放電用コンデンサＣ２が正極ライン２１ｐ及び負極ライン２１ｎ間に常時接続された状態となり、バッテリ電圧Ｖｂの充電状態を維持しながら平滑用コンデンサＣ１と同様に平滑化機能を発揮するだけで、充放電制御及びリアクトルＬ１の出力電圧に充電電圧を加算する昇圧機能を有さない状態となるので、リアクトルＬ１から出力されるバッテリ電圧Ｖｂがそのままインバータ回路４１に供給されて、インバータ回路４１によってバッテリ電圧Ｖｂで車載用モータ３を回転駆動して、操舵補助制御を行う。
【００５２】
このステアリングホイール６の操舵速度が遅い状態で走行していて、前方の障害物を避けるために、急操舵送を行うと、これによって、図１０のステップＳ１２で算出される操舵角速度θｖが大きな値となり、設定値θｖｓ以上となるので、ステップＳ１３からステップＳ１６に移行して、選択スイッチＳＷ１及びＳＷ２に対して論理値“１”の選択信号ＳＬを出力する。
このため、選択スイッチＳＷ１及びＳＷ２で昇圧制御回路５から出力されるゲートパルスＰＧ１及びＰＧ２を選択して、これらを夫々ゲートドライブ回路５５を介して昇圧回路２の電界効果トランジスタＦＥＴ１及びＦＥＴ２に供給する。
【００５３】
このため、前述した第１の実施形態における図８と同様の昇圧処理及び充電処理が実行されることになり、このとき、充放電用コンデンサＣ２は既にバッテリ電圧Ｖｂの充電状態であるので、直ちに昇圧電圧をインバータ回路４１に供給することができ、緊急回避操舵等の車載用モータ３に大電力を必要とする操舵状態となっても、高応答性をもって昇圧電圧をインバータ回路４１を介して車載用モータ３に供給することができる。
【００５４】
この第２の実施形態では、急操舵が行われて、車載用モータ３で大電力を必要とする場合にのみ昇圧回路２の電界効果トランジスタＦＥＴ１及びＦＥＴ２がスイッチングされると共に、充放電用コンデンサＣ２の充放電が行われるので、特に充放電用コンデンサの充放電回数を減少させて、充放電特性の劣化を少なくして長寿命化させることができ、装置全体の信頼性を向上させることができる。
【００５５】
なお、上記第２の実施形態では、車載用モータ３の低出力時をステアリングホイールの操舵速度で検出する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、操舵トルクの変化率が小さいか否かを検出して低出力状態であるか否かを判定するようにしてもよく、さらには操舵補助制御処理で算出される操舵補助指令値ＩM*の変化量に基づいて車載用モータ３が低出力状態であるか否かを判定するようにしてもよい。
【００５６】
また、上記第１及び第２の実施形態においては、昇圧回路２を構成する昇圧チョッパをリアクトルＬ１とダイオードＤ１と２つの電界効果トランジスタＦＥＴ１及びＦＥＴ２で構成する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、ダイオードＤ１に代えて電界効果トランジスタを適用するようにしてもよい。
さらに、上記第１及び第２の実施形態においては、車載用モータ３の励磁巻線Ｌｕ、Ｌｖ及びＬｗがΔ結線されている場合について説明したが、これに限定されるものではなく、励磁巻線Ｌｕ、Ｌｖ及びＬｗをＹ結線する場合にも本発明を適用することができる。
【００５７】
次ぎに、本発明の第３の実施形態を図１１〜図１３について説明する。
この第３の実施形態では、昇圧回路２に二組の昇圧部を並列に形成し、これら昇圧部を交互に作動させて昇圧制御を行うようにしたものである。
すなわち、第３の実施形態では、図１１に示すように、前述した第１実施形態のダイオードＤ１に代えて充電制御用電界効果トランジスタＦＥＴ３を設けると共に、この電界効果トランジスタＦＥＴ３と充放電用コンデンサＣ２との接続点と出力端子との間に放電制御用電界効果トランジスタＦＥＴ４を設けて１つの昇圧部２５Ａを構成し、さらにこの昇圧部２５Ａと並列に同様の構成を有する昇圧部２５Ｂを接続して昇圧回路２を構成すると共に、昇圧制御回路５を図１２に示すように構成したことを除いては前述した第１の実施形態と同様の構成を有し、図２との対応部分には同一符号を付し、その詳細説明はこれを省略する。なお、車載用モータ３としてＹ結線モータが記載されているが、Δ結線モータを適用するようにしてもよい。
【００５８】
ここで、昇圧制御回路５は、図１２に示すように、ゲートドライブ回路４５から出力されるインバータ回路４１のロウサイド側に対するパルス幅変調信号ＰＷＭｕ′、ＰＷＭｖ′及びＰＷＭｗ′が入力されるナンドゲート７１と、ゲートドライブ回路４５から出力されるパルス幅変調周期の１／２を表すトグル信号ＳＴがクロック入力端子ＣＫに入力され、Ｄ入力端子に肯定出力端子Ｑから出力される出力パルスがインバータ７２で反転されて入力されるＤ型フリップフロップ回路７３と、このＤ型フリップフロップ回路７３の肯定出力端子から出力されるトグル分周信号ＳＴａ及びナンドゲート７１の出力信号ＳＡが入力されるアンドゲート７４と、インバータ７２から出力されるトグル分周信号ＳＴａを反転させたトグル分周信号ＳＴｂ及びナンドゲート７１の出力ＳＡが入力されるアンドゲート７５と、前述した第２の実施形態における選択信号ＳＬに相当するステップアップ許可信号ＳＰが入力されるインバータ７６と、このインバータ７６の出力とインバータ７２の出力ＳＴｂとが入力されるオアゲート７７と、ステップアップ許可信号ＳＰ及びアンドゲート７４の出力が入力されるアンドゲート７９と、ステップアップ許可信号ＳＰ及びアンドゲート７５の出力が入力されるアンドゲート８０とで構成されている。
【００５９】
そして、オアゲート７７から出力されるゲートパルスＰＧ１１が昇圧部２５Ａの電界効果トランジスタＦＥＴ２及びＦＥＴ３のゲートに供給され、アンドゲート７９から出力されるゲートパルスＰＧ１２が昇圧部２５Ａの電界効果トランジスタＦＥＴ１のゲートに供給され、Ｄ型フリップフロップ回路７３の肯定出力端子Ｑから出力されるトグル分周信号ＳＴａが昇圧部２５Ａの電界効果トランジスタＦＥＴ４のゲートに供給される。
【００６０】
また、オアゲート７８から出力されるゲートパルスＧＰ２１が昇圧部２５Ｂの電界効果トランジスタＦＥＴ２及びＦＥＴ３のゲートに供給され、アンドゲート８０から出力されるゲートパルスＰＧ２２が昇圧部２５Ｂの電界効果トランジスタＦＥＴ１のゲートに供給され、インバータ７２から出力されるトグル分周信号ＳＴｂが昇圧部２５Ｂの電界効果トランジスタＦＥＴ４のゲートに出力される。
【００６１】
次ぎに、上記第３の実施形態の動作を説明する。
今、ステアリングホイール６が操舵されて、マイクロコンピュータ４６で実行される操舵補助制御処理で、操舵トルク検出値Ｔｓに応じた例えば図１３に示すパルス幅変調信号ＰＷＭｕ〜ＰＷＭｗ及びＰＷＭｕ′〜ＰＷＭｗ′がゲートドライブ回路４５に出力されているものとする。
このとき、ステアリングホイール６の操舵速度が遅く、第２の実施形態におけるマイクロコンピュータ６１から論理値“０”のステップアップ許可信号ＳＰが出力されているものとする。
【００６２】
このため、アンドゲート７９及び８０から出力されるゲートパルスＰＧ１２及びＰＧ２２がオフ状態であり、これによって、昇圧部２５Ａ及び２５Ｂの第１のスイッチング素子としての電界効果トランジスタＦＥＴ１がオフ状態となると共に、オアゲート７７及び７８から出力されるゲートパルスＰＧ１１及びＰＧ２１がオン状態となるので、昇圧部２５Ａ及び２５Ｂの第２のスイッチング素子としての電界効果トランジスタＦＥＴ２と電界効果トランジスタＦＥＴ３とがオン状態となる。このため、昇圧部２５Ａ及び２５Ｂの充放電用コンデンサＣ２の負極側が負極ライン２１ｎに接続される。
【００６３】
さらに、図１３の時点ｔ１でトグル信号ＳＴがオン状態となり、これによってＤ型フリップフロップ回路７３の肯定出力端子Ｑから出力されるトグル分周信号ＳＴａがオン状態となると、これが昇圧部２５Ａの電界効果トランジスタＦＥＴ４に供給されるので、この電界効果トランジスタＦＥＴ４がオン状態となることにより、リアクトルＬ１から出力されるバッテリ電圧Ｖｂがそのまま昇圧部２５Ａを介してインバータ回路４１に供給され、このバッテリ電圧Ｖｂで車載用モータ３が操舵トルク検出値Ｔｓに応じた操舵補助力を発生するように駆動制御される。
【００６４】
その後、時点ｔ２でトグル信号ＳＴがオフ状態となり、時点ｔ３で再度トグル信号ＳＴがオン状態となると、Ｄ型フリップフロップ回路７３から出力されるトグル分周信号ＳＴａがオフ状態となり、これに応じてインバータ７２から出力されるトグル分周信号ＳＴｂがオン状態となり、これが昇圧部２５Ｂの電界効果トランジスタＦＥＴ４のゲートに供給されるので、この電界効果トランジスタＦＥＴ４がオン状態となることにより、リアクトルＬ１から出力されるパッ照り電圧Ｖｂがそのまま昇圧部２５Ｂを介してインバータ回路４１に供給され、このバッテリ電圧Ｖｂで車載用モータ３が操舵トルク検出値Ｔｓに応じた操舵補助力を発生するように駆動制御される。
【００６５】
このように、車載用モータ３の回転速度が低い低出力状態では、ステップアップ許可信号ＳＰが論理値“０”となって、昇圧部２５Ａ及び２５Ｂは昇圧作用を行うことなく単に充放電用コンデンサＣ２がバッテリ電圧Ｖｂに充電されて平滑化のみを行う。
この状態から、前方の障害物に対して緊急回避等を行うために、ステアリングホイール６を速い速度で操舵して車載用モータ３を高出力状態で駆動する必要が生じた場合には、マイクロコンピュータ６１から論理値“１”のステップアップ許可信号ＳＰが出力され、これが昇圧制御回路５に入力されるので、アンドゲート７９及び８０が開状態となると共に、オアゲート７７及び７８から出力されるゲートパルスＰＧ１１及びＰＧ２１がトグル分周信号ＳＴａ及びＳＴｂに対応したものとなる。
【００６６】
このため、図１３に示すように、インバータ回路４１で還流状態である時点ｔ１でトグル分周信号ＳＴａがオン状態となり、これがゲートパルスＰＧ１３として昇圧部２５Ａの電界効果トランジスタＦＥＴ４のゲートに供給されるので、この電界効果トランジスタＦＥＴ４がオン状態となり、これより僅かに遅れた同様にインバータ回路４１が還流状態を維持している時点ｔ１′でゲートパルスＰＧ１２がオン状態となることにより、昇圧部２５Ａの第１のスイッチング素子としての電界効果トランジスタＦＥＴ１がオン状態となるので、前述した第１の実施形態における図８（ａ）に示すように、リアクトルＬ１から出力されるバッテリ電圧Ｖｂに昇圧部２５Ａの充放電用コンデンサＣ２の充電電圧を加算した２０Ｖの昇圧電圧をインバータ回路４１に直ちに供給することになる。
【００６７】
このため、インバータ回路４１で、昇圧電圧で車載用モータ３を操舵トルク検出値Ｔｓに基づく操舵補助力を発生するように回転駆動制御するので、緊急回避等の急操舵を過不足なく最適状態で行うことができる。
このとき、昇圧部２５Ｂでは、時点ｔ１で、ゲートパルスＰＧ２１がオン状態となることにより、電界効果トランジスタＦＥＴ３及び第２のスイッチング素子としての電界効果トランジスタＦＥＴ２がオン状態に制御され、これによって昇圧部２５Ｂの充放電用コンデンサＣ２が充電状態に維持される。
【００６８】
その後、インバータ回路４１で還流状態となっている時点ｔ３で、トグル分周信号ＳＴａがオフ状態となり、これに代えてトグル分周信号ＳＴｂがオン状態となることにより、ゲートパルスＰＧ１３がオフ状態となり、ゲートパルスＰＧ２３がオン状態となることにより、昇圧部２５Ａの電界効果トランジスタＦＥＴ４がオフ状態、昇圧部２５Ｂの電界効果トランジスタＦＥＴ４がオン状態となり、これより僅かに遅れた時点でゲートパルスＰＧ２２がオン状態となって、昇圧部２５Ｂの第１のスイッチング素子としての電界効果トランジスタＦＥＴ１がオン状態となるので、リアクトルＬ１から出力されるバッテリ電圧Ｖｂに昇圧部２５Ｂの充放電用コンデンサＣ２の充電電圧を加算して２０Ｖの昇圧電圧を形成することができ、これがインバータ回路４１に供給されるので、このインバータ回路４１で引き続き車載用モータ３を高電圧駆動することができる。このときも、他方の昇圧部２５Ａでは、電界効果トランジスタＦＥＴ３及び第２のスイッチング素子としての電界効果トランジスタＦＥＴ２がオン状態となって、昇圧部２５Ａの充放電用コンデンサＣ２を充電状態に維持する。
【００６９】
このように、上記第３の実施形態では、昇圧回路２を２つの昇圧部２５Ａ及び２５Ｂを並列に接続した構成とし、昇圧電圧を形成する場合には、両昇圧部２５Ａ及び２５Ｂを一方を昇圧制御状態とし、他方を充電状態とし，これらを交互に切換えて、充電及び放電制御を交互に行うので、昇圧電圧が変動することなく、安定した昇圧電圧を形成することができる。
しかも、両昇圧部２５Ａ及び２５Ｂのスイッチング素子としての電界効果トランジスタＦＥＴ１〜ＦＥＴ４を全てインバータ回路４１が還流状態となっている間にスイッチングするので、前述した第１の実施形態と同様にスイッチング損失を小さくしてバッテリ電力を有効利用して、最適な昇圧電圧を形成することができる。
【００７０】
また、車載用モータ３が大電力を必要としない場合には、前述した第２の実施形態と同様に昇圧部２５Ａ及び２５Ｂを充放電用コンデンサＣ２を平滑コンデンサとして作用させて充電状態に維持し、車載用モータ３が大電力を必要とする場合に、直ちに何れかの昇圧部の充放電用コンデンサＣ２の充電電圧をリアクトルＬ１から出力されるバッテリ電圧Ｖｂに加算して昇圧電圧を瞬時に形成することができ、高応答性をもって昇圧制御状態に移行することができる。
【００７１】
なお、上記実施形態においては、モータ駆動回路４のマイクロコンピュータ４６で操舵補助制御処理を実行する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、別途操舵補助制御を行う操舵補助制御装置を設け、この操舵補助制御装置からモータ電流指令値をマイクロコンピュータ４６に供給してモータ駆動制御を行うようにしてもよい。
さらに、上記実施形態においては、モータ回転角がレゾルバ１３を使用して検出される場合について説明したが、これに限定されるものではなく、ロータリエンコーダやホール素子等を使用した回転角センサを適用するようにしてもよい。
【００７２】
さらに、上記実施形態においては、本発明を電動パワーステアリング装置に適用した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、電動ブレーキ装置に本発明を適用するようにしてもよい。この電動ブレーキ装置としては、例えば図１５に示すように、ブレーキディスク６１の両面に対向する摩擦パッド６２，６３を有し、一方の摩擦パッド６３にボールねじ機構６４のボールねじ軸６５が連結され、ボールねじ機構６４のボールナット６６が例えば遊星歯車機構等の減速機構６７を介して車載用モータ３に連結されたキャリパ６８を備え、車載用モータ３が前述した昇圧回路２から昇圧電圧が印加されるモータ駆動回路４によって駆動制御される。ここで、モータ駆動回路４のマイクロコンピュータ４６では、前述した図３の操舵補助制御処理に代えてブレーキペダルの踏込量や、ヨーレート制御、トラクション制御等で必要とする制動量等に基づいて制動用電流値を算出するブレーキ制御処理を実行することを除いては同様の処理を実行する。この他、本発明は他の任意の車載用モータ制御装置に適用することができる。
さらにまた、上記実施形態においては、車載用モータ３としてブラシレスモータを適用し、このブラシレスモータを三相交流駆動する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、５相以上の交流駆動するようにしてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００７３】
【図１】本発明を電動パワーステアリング装置に適用した場合の実施形態を示す概略構成図である。
【図２】本発明を適用し得る昇圧回路、昇圧制御回路、モータ駆動回路の一例を示すブロック図である。
【図３】モータ駆動回路のマイクロコンピュータで実行する操舵補助制御処理手順の一例を示すフローチャートである。
【図４】操舵補助電流値算出用制御マップを示す特性線図である。
【図５】第１の実施形態の動作の説明に供するタイムチャートである。
【図６】インバータ回路のハイサイド側の還流状態を示す説明図である。
【図７】インバータ回路のロウサイド側の還流状態を示す説明図である。
【図８】第１の実施形態における昇圧回路の動作の説明に供する説明図である。
【図９】本発明の第２の実施形態を示すブロック図である。
【図１０】第２の実施形態における昇圧制御処理手順の一例を示すフローチャートである。
【図１１】本発明の第３の実施形態を示すブロック図である。
【図１２】第３の実施形態の昇圧制御回路を示すブロック図である。
【図１３】第３の実施形態の動作の説明に供するタイムチャートである。
【図１４】本発明を電動ブレーキ装置に適用した場合の実施形態を示す構成図である。
【図１５】従来例のスイッチング損失の説明に供するタイムチャートである。
【図１６】スイッチング損失のより詳しい説明に供するタイムチャートである。
【符号の説明】
【００７４】
１…バッテリ、２…昇圧回路、３…車載用モータ、４…モータ駆動回路、５…昇圧制御回路、６ステアリングホイール、７…ステアリングシャフト、１１…転舵輪、１２…操舵トルクセンサ、１３…レゾルバ、Ｌ１…リアクトル、ＦＥＴ１，ＦＥＴ２…電界効果トランジスタ、Ｄ１…ダイオード、Ｃ２…充放電用コンデンサ、４１…インバータ回路、４５…ゲートドライブ回路、４６…マイクロコンピュータ、４７ｕ，４７ｗ…モータ電流検出回路、４８…操舵トルク検出回路、４９…モータ回転角検出回路、５０…車速センサ、６０…操舵角センサ、６１…マイクロコンピュータ６１…ブレーキディスク、６２，６３…摩擦パッド、６４…ボールねじ機構、６７…減速機構、６８…キャリパ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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