(57)【要約】      （修正有）【課題】簡易な回路で大入力信号を遮断したり、信号強度を検出する。【解決手段】局部発振器と、差動回路を構成し、それぞれの電流制御端子に前記局部発振器の出力が供給され、電源電位との各接続部での差動出力が前記入力信号の変換出力とされる第１のトランジスタおよび第２のトランジスタと、前記第１のトランジスタおよび第２のトランジスタと接地との間に設けられ、前記差動回路の電流源として動作し、電流制御端子に前記入力信号が入力される第３のトランジスタと、を有する。【選択図】図２
2007266918.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号のキャリア周波数を異なる周波数へ変換して出力するミキサー回路において、
局部発振器と、
差動回路を構成し、それぞれの電流制御端子に前記局部発振器の出力が供給され、電源電位との各接続部での差動出力が前記入力信号の変換出力とされる第１のトランジスタおよび第２のトランジスタと、
前記第１のトランジスタおよび第２のトランジスタと接地との間に設けられ、前記差動回路の電流源として動作し、電流制御端子に前記入力信号が入力される第３のトランジスタと、
を有することを特徴とするミキサー回路。
【請求項２】
請求項１記載のミキサー回路を用いた無線回路であって、
前記ミキサー回路出力を復調して復調データを出力する復調回路を有することを特徴とする無線回路。
【請求項３】
請求項２記載の無線回路において、
前記入力信号を前記ミキサー回路へ出力するバッファと、
前記バッファと、前記ミキサー回路と、前記復調回路の電源の供給状態を切替える起動／スリープ切替回路と、
前記第１のトランジスタまたは第２のトランジスタの電源電位との接続部における信号レベルに応じて前記起動／スリープ切替回路による前記復調回路の電源の供給状態を切替える制御回路と、を有することを特徴とする無線回路。
【請求項４】
請求項２記載の無線回路において、
前記入力信号を前記ミキサー回路へ出力する利得制御可能なバッファと、
前記第１のトランジスタまたは第２のトランジスタの電源電位との接続部における信号レベルに応じて前記の利得を切替える制御回路と、を有することを特徴とする無線回路。
【請求項５】
請求項２記載の無線回路を備える第１の無線局と、第２の無線局とを有する無線システムであって、
前記第２の無線局は、
送信信号のレベルが制御可能な送信機出力アンプと、
前記送信機出力アンプの送信信号のレベルを制御する受信部と、を具備し、
前記第１の無線局は、
前記第１のトランジスタまたは第２のトランジスタの電源電位との接続部における信号レベルに応じて前記送信機出力アンプの送信信号のレベルを制御する信号を出力する制御回路と、
前記制御回路出力を前記受信部へ送信する送信部と、
を具備することを特徴とする無線回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ミキサー回路とこれを用いた無線回路、該無線回路を用いた通信システムに関し、特に、低消費電力を実現するミキサー回路とこれを用いた無線回路、該無線回路を用いた通信システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
図１４は通常の高周波ＲＦミキサー回路の入出力特性を示す。回路の入出力特性は通常線形の関係であることが好まれる。その理由は線形性が崩れると出力信号にひずみ成分が含まれ、元の信号に対してひずみのノイズを付加さることになり信号が劣化するからである。しかし実際の回路では電源電圧の制限や、回路そのものの持つ非線形性などにより図１４に示すような飽和特性をもつ。飽和のレベルを上げるためには、回路の非線形性を向上させる必要があり、回路の消費電流を増加させたりする。
【０００３】
例えば特許文献１（特開平１０−７９６８２号公報）に開示される発明では、ミキサーの出力信号レベルをモニターして、出力レベルが大きいときのみミキサーの電流を増加させる方法を取り、大入力レベルのときには消費電力を犠牲にしてでも大入力レベル信号を受け、小レベル入力信号を受けているときには消費電力を下げる努力が払われている。通常の無線通信ではダイナミックレンジが大きいことの優先度が高いため、このような努力が払われている。
【０００４】
一方、これから開発が期待されるセンサーネットのような小規模な電池駆動の無線ノードで、マルチホップの無線ネットワークを構成する場合、比較的近距離の通信に限定することが想定される。従って互いの通信に必要で十分な信号レベルになるように無線ノードを設置することができるという特徴があり、これは従来の無線システムのようにダイナミックレンジをとにかく広くとる必要があるという発想とは異なるものである。
【０００５】
上記のような無線システムでも無線ノード間では通常お互いに認証手続きを取り合って通信を開始することにより、仲間同士でないものとは通信しない仕組みを備えると思われるが、仲間でないかどうかの判断をするために一連の処理が入るために無線ノードはその間電力を消費することになる。
【特許文献１】特開平１０−７９６８２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
先にも述べたように用途にもよるが、無線ノードは通常配線のとれないところに設置するので、電源もコンセントから取ることが出来ないケース、すなわち電池動作での動作が想定される。従って、間欠動作を積極的にさせて無駄な電力消費を抑える施策がとられる。このような無線ノードが先ほど述べたように仲間かどうかの判断のために一連の処理が行われ、結果、仲間でなかったという場合には、一連の処理に費やされた電力はまったくの浪費となってしまう。
【０００７】
本発明は近距離での通信を行う無線ノードの、回路の簡素化、消費電力の低減を可能とするミキサー回路とこれを用いた無線回路、該無線回路を用いた通信システムを実現することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明のミキサー回路は、入力信号のキャリア周波数を異なる周波数へ変換して出力するミキサー回路において、
局部発振器と、
差動回路を構成し、それぞれの電流制御端子に前記局部発振器の出力が供給され、電源電位との各接続部での差動出力が前記入力信号の変換出力とされる第１のトランジスタおよび第２のトランジスタと、
前記第１のトランジスタおよび第２のトランジスタと接地との間に設けられ、前記差動回路の電流源として動作し、電流制御端子に前記入力信号が入力される第３のトランジスタと、
を有することを特徴とする。
【０００９】
本発明の無線回路は、上記のミキサー回路を用いた無線回路であって、
前記ミキサー回路出力を復調して復調データを出力する復調回路を有することを特徴とする。
【００１０】
この場合、前記入力信号を前記ミキサー回路へ出力するバッファと、
前記バッファと、前記ミキサー回路と、前記復調回路の電源の供給状態を切替える起動／スリープ切替回路と、
前記第１のトランジスタまたは第２のトランジスタの電源電位との接続部における信号レベルに応じて前記起動／スリープ切替回路による前記復調回路の電源の供給状態を切替える制御回路と、を有することとしてもよい。
【００１１】
また、前記入力信号を前記ミキサー回路へ出力する利得制御可能なバッファと、
前記第１のトランジスタまたは第２のトランジスタの電源電位との接続部における信号レベルに応じて前記の利得を切替える制御回路と、を有することとしてもよい。
【００１２】
本発明の無線システムは、上記の無線回路を備える第１の無線局と、第２の無線局とを有する無線システムであって、
前記第２の無線局は、
送信信号のレベルが制御可能な送信機出力アンプと、
前記送信機出力アンプの送信信号のレベルを制御する受信部と、を具備し、
前記第１の無線局は、
前記第１のトランジスタまたは第２のトランジスタの電源電位との接続部における信号レベルに応じて前記送信機出力アンプの送信信号のレベルを制御する信号を出力する制御回路と、
前記制御回路出力を前記受信部へ送信する送信部と、
を具備することを特徴とする。
【００１３】
上記の構成によるミキサー回路では、入出力特性が所望の入力信号レベルでピークを持ち、その入力レベル以上になるとその出力信号が入力信号レベル増加と共に減少するものとなる。
【００１４】
これは、入力信号が所望のレベルに達したときに、入力信号が入力される電流源の特性が電流源特性から抵抗特性に遷移することによるものであり、遷移する抵抗特性の抵抗値が遷移前の電流源の出力抵抗より１桁以上小さくする設計も容易となる。
【００１５】
これにより、ピーク以上のレベルの入力信号については、出力を小さくし、例えば後段の回路が出力として認識せず、動作しない程度に小さくする設計も可能となる。このような設計とした場合には、ピーク以上のレベルの入力信号については後段の回路は動作しないこととなり、消費電力を低減することができる。
【００１６】
また、上記の構成によるミキサー回路では、前記第１のトランジスタまたは第２のトランジスタの電源電位との接続部における信号レベルは出力信号と比例したものとなる。これを用いて、受信回路の電源供給を制御したり、受信強度の最適化、無線システムにおける送信出力の最適化を図ることにより、装置やシステムでの消費電力を低減することができる。
【発明の効果】
【００１７】
以上述べたように、簡易な回路で大入力信号を遮断したり、信号強度を検出することができるので、メッシュ無線ノードのような、近距離で相手の信号レベルをあらかじめ設定できるような無線ノードでは、回路の簡素化、消費電力の低減が可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
次に、本発明の実施例について図面を参照して説明する。
【００１９】
図１はあるミキサーの入出力特性を示す図であり、図１に示すような入力レベルピークを持っている。この入力レベルピークを所望の入力レベル、たとえば、無線ノード間の必要最低限な入力信号レベルより少し高いところに設定すれば、所望のレベルよりも大きな入力があった場合に出力信号が急峻に低下することになる。
【００２０】
図１は本発明によるミキサー２０８を用いた復調回路の一実施例の構成を示す回路図である。
【００２１】
ミキサー２０８には、入力部２０２を介するＲＦ信号２０１と局部発振器２０３が出力する周波数信号とが入力され、これらをミキシングして信号レベル２０４と出力信号２０５とを出力する。出力信号２０５は復調回路２０６にて復調されて復調データ２０７として復調回路２０６より出力される。
【００２２】
ミキサー２０８の入出力特性を図１に示したものとした場合、ミキサー２０８の入力レベルピークよりも大きな入力信号についてはミキサー２０８より後段に配置された復調回路２０６は信号を検出することは無く、復調動作しないため無駄な消費電力を抑えることが出来る。
【００２３】
図３は図２に示したミキサー２０８の具体的な構成を示す回路図である。
【００２４】
図３に示した回路はいわゆる差動回路である。この差動回路はトランジスタ３０２、３０３により構成されている。トランジスタ３０２、３０３の電流制御端子であるソースはトランジスタ３０４を介して接地され、ドレインはそれぞれがミキサー２０８の出力端子ＯｕｔＰ，ＯｕｔＮとされるもので、抵抗ＲＬを介して電源Ｖｄｄに接続されている。トランジスタ３０２、３０３のゲートには局部発振器３０１出力が供給され、これらの各ゲート間には抵抗３０６、３０７が直列に設けられ、抵抗３０６、３０７の接続点は電源３０５が接続されている。また、トランジスタ３０８の電流制御端子であるゲートと接地との間には基準電圧ＶＲＦおよび局部発振器３０８が設けられている。
【００２５】
ミキサー２０８は、電流源（カレントソース）となるトランジスタ３０８の電流制御端子であるゲートに受信信号を入力する。本実施例では受信信号の入力レベルによってトランジスタ３０８の特性が図４に示すように状態Ｉ，ＩＩと変化する機能を具備している。図４について説明すると、入力信号がある設定値レベル以下の時には図４（ａ）に示す［状態Ｉ］にあり、入力信号の振幅に応答して電流量ＩＳが変化する。入力信号のレベルがある設定値レベル以上になると図４（ｂ）に示す［状態ＩＩ］に変わる。このようにカレントソースの状態を切り替えることにより図１４に示したような入出力特性を得ることができる。
【００２６】
この原理を説明する前に図３に示したミキサー２０８の動作について述べる。ミキサー２０８は差動部を構成するトランジスタ３０２、３０３を局部発振器３０１で励振させ、トランジスタ３０２、３０３により構成される差動部のｇｍ（トランスコンダクタンス）を局部発振器３０１の基本周波数で変動させる（ｇｍの瞬間最大値をｇｍｍａｘとおいてｇｍｍａｘを最大値とする単振動になる）。
【００２７】
一方、入力信号は信号振幅に応じてカレントソースの電流値（図４（ａ）におけるＩＳ）を入力信号の基本周波数で変動させる。差動部のｇｍｍａｘはカレントソースの電流値ＩＳの関数となっているので以下に説明するように周波数変換動作する。
【００２８】
いま、図３の回路が局部発振回路により基本周波数ωＬＯの周波数の正弦波で駆動されると、出力端子ＯｕｔＰ，ＯｕｔＮとの間の差分電圧である出力電圧Ｖｏｕｔは、Ｖｏｕｔ＝ＲＬ×ｇｍｍａｘ×ｃｏｓ（ωＬＯｔ）で与えられる。差動部のｇｍｍａｘはカレントソースの電流値に依存し、差動部を構成するトランジスタ３０２、３０３の特性が２乗特性を有していると仮定すると、カレントソースの電流値ＩＳのルートに比例する関係にある。ここで議論を簡単にするために、カレントソースの制御ノード電圧にカレントソースの電流が２乗の関係にあるとすれば、カレントソースの制御端子の電圧にｇｍｍａｘは比例することになる。今、カレントソースの制御ノードが基本周波数ωＲＦなる入力信号であるとすると、ｇｍｍａｘをｇｍｍａｘ×ΔＶＲＦ×ｓｉｎ（ωＲＦｔ）と置き換えることができる。
【００２９】
従って、Ｖｏｕｔ＝ＲＬ×｛ｇｍｍａｘ×ΔＶＲＦ×ｓｉｎ（ωＲＦｔ）｝×ｃｏｓ（ωＬＯｔ）と表される。ωＲＦ＞ωＬＯとしてωＲＦ−ωＬＯの信号をミキサーの出力として取り出すとする、と上式の積和変換から所望部分を抜き出し、Ｖｏｕｔ＝０．５×ＲＬ×ｇｍｍａｘ×ΔＶＲＦ×ｓｉｎ（（ωＲＦ−ωＬＯ）ｔ）となる。ただし、ΔＶＲＦは入力信号の振幅を表す。
【００３０】
電圧変換利得Ｃｏｎｖは、Ｃｏｎｖ＝（ｍａｇｎｉｔｕｄｅ  ｏｆ  Ｖｏｕｔ）／ΔＶＲＦ＝０．５×ＲＬ×ｇａｍｍａｘとなる。この式からｇｍｍａｘが大きければ大きいほど変換利得が大きくなることがわかる。以上でミキサーの動作の説明を終える。
【００３１】
次に、本実施例の入力信号レベルにより状態Ｉ，ＩＩに切り替わる制御カレントソースが付加された差動回路型のミキサー２０８の説明にもどり、本発明の原理について説明する。
【００３２】
本実施例のミキサー２０８は、状態Ｉの時には出力インピーダンスの高い電流源として動作しているので、図５（ａ）の［状態Ｉ］の時の差動特性に示すように両相のバランスが良く取れてｇｍｍａｘが最大となる。これに対してミキサーのカレントソースが［状態ＩＩ］の時には、図５（ｂ）の［状態ＩＩ］の時の差動特性に示すようにカレントソースの出力インピーダンスが低下することによりの差動バランスが崩れてｇｍｍａｘが大幅に減少する。
【００３３】
カレントソースの出力インピーダンスが一桁変わるとトランスコンダクタンスも上がり、ミキサー２０８のの利得も一桁ほど変わり、ミキサーの利得も桁で変化させることが出来る。例えば、状態Ｉの時のカレントソースの出力インピーダンスが１０ｋΩで状態ＩＩの時のそれが１０Ωにすれば３桁ほどの利得の変動が可能となる。
【００３４】
状態Ｉから状態ＩＩへの変化が入力レベルの１０ｄＢ程度の変動で遷移することを想定すると１０ｄＢ以上の利得低下変動があって始めて出力レベルが低下するので（１０ｄＢの利得低下では飽和特性になるので）、カレントソースの出力インピーダンス変動は状態Ｉと状態ＩＩで一桁以上とれれば図１に示すような入出力特性を得ることが可能である。
【００３５】
図６は本実施例の設計方法を説明するための図であり、図６（ａ）は図３に示した回路の等価回路図、（ｂ）はその特性を示す図である。図７はカレントソースのトランジスタのＩＶ特性を負荷線とともに示す負荷線図、である。
【００３６】
図６（ａ）においては、図３における局部発振器３０１、トランジスタ３０２，３０３、トランジスタ３０４のそれぞれは局部発振器６０１、トランジスタＭ１，Ｍ２、電流源６０４として示されている。また、トランジスタＭ１，Ｍ２により構成される差動ペアトランジスタ６０３が示され、図３における局部発振器３０８による信号は受信信号６０２として示されている。
【００３７】
図６（ａ）に示す回路を設計する方法について、図６および図７を参照して以下に説明する。
【００３８】
図７（ａ）はカレントソースのトランジスタのＩＶ特性を負荷線とともに示した。入力レベルが小さい場合には、バイアスポイントと示したところにＤＣ電流成分があるが、入力レベルが大きくなると電流がオンオフするスイッチングモードになり、スイッチングモードに入ってからさらに入力レベルを大きくすると、ＤＣ電流成分が大きくなり最終的には図７（ａ）中の白丸のところまで上昇する。結果、カレントソーストランジスタのリニア領域に入るため、ミキサーとしての変換利得が低下する（状態ＩＩになる）。そのため、図１に示したような特性を得ることが出来る。
【００３９】
上記のリニア領域に入る入力レベルは、カレントソースのｇｍと電源電圧とＲＬで決まる回路に流れうる最大電流から設計することが出来る。なお、図７（ｂ）に示すような、カレントソースを構成するトランジスタ（ＦＥＴ）の寄生抵抗がオン抵抗を支配する場合には、状態ＩＩの抵抗を寄生抵抗以下に小さく出来ないので、状態Ｉと状態ＩＩでの変換利得比を大きくとることが出来ない。従って実際の設計では図７（ａ）のようなトランジスター特性になるようカレントソースを選択する。すなわち、ゲート幅を大きくし、負荷抵抗を大きくする方が変換利得比を稼げる。なお、状態ＩＩに遷移するとカレントソースの電圧が低下することから、カレントソースの電圧をモニターすることにより、状態ＩＩに遷移したこと、すなわち入力レベルがある設計した閾値を越えたことを知ることが出来る。
【００４０】
図６（ｂ）に入出力特性およびトランジスタＭ１，Ｍ２のドレイン電圧（モニター端子と呼ぶことにする）の入力レベル依存性のシミュレーション結果を示す。出力レベルが低下するのと同時にモニター端子のレベルも低下していることがわかる。図８は実際に作製した回路の入出力特性を示す図であるが、シミュレーションとほぼ同一な入出力特性を確認することができる。
【００４１】
以上が本発明の一実施例である。他方、通常の図３に示したミキサーのカレントソースのバイアス条件は図９に示すように負荷抵抗を小さく、バイアス電流値を高めに設定する。こうすることにより出力のダイナミックレンジが高くなり、入力信号が大きくなっても前述の状態ＩＩへ遷移せず、図１４に示すように飽和特性を示す。
【００４２】
次に、本発明を用いた具体的回路の実施例について示す。
【００４３】
まず、図２に示した通常の無線回路に本発明の構成のミキサー部を使用した実施例が挙げられる。本発明によるミキサー２０８は設定したレベルを超える大入力の場合には出力が出ないため、ミキサー２０８より後段の復調回路２０６などは動作しない（受信したと認識しない）という特徴を有する。結果として復調回路２０６は動作することがない。
【００４４】
図１０に示す実施例は、本発明によるミキサーの信号レベルモニター端子の信号検出機能を基に、回路を制御する例である。
【００４５】
ミキサー１００３はバッファ１０１０を介する通信相手からのＲＦ信号入力１００１と局部発振器１００２の出力とを入力する。図２に示した例と同様にミキサー１００３は設定したレベルを超える大入力の場合には出力が出ないため、ミキサー１００３より後段の復調回路１００８などは動作することなく、復調データ１００９も出力されない。
【００４６】
本実施例では、この他に、起動信号１００６およびミキサー１００３が出力する信号レベル（図６に示したトランジスタＭ１またはＭ２のドレイン電圧）１００７とを入力する制御回路１００５と、該制御回路１００５の制御により、バッファ１０１０、ミキサー１００３および復調回路１００８からなる受信回路の電源の供給状態を切替える起動／スリープ切替回路１００４とが設けられている。
【００４７】
制御回路１００５は起動信号１００６により、起動／スリープ切替回路１００４に受信回路への電源の供給動作を開始させる。その後の受信動作において、ＲＦ信号入力１００１がミキサー１００３に設定されたたレベルを超える大入力の場合には出力されないため、出力と連動する信号レベル１００７も出力されない。制御回路１００５は信号レベル１００７が出力されない場合には、起動／スリープ切替回路１００４に受信回路への電源の供給動作を停止させる。
【００４８】
本実施例と図２に示した実施例とを比較すると、図２に示した実施例では復調回路が復調動作を行わないだけであるのに対し、バッファ１０１０、ミキサー１００３および復調回路１００８からなる受信回路の電源供給が停止されるので、一層の消費電力の低減が可能となる。
【００４９】
図１１は比較例としての従来より用いられている回路の構成を示す図である。
【００５０】
ＲＦ信号入力１１０１および局部発振器１１０２出力を入力するミキサー１１０３の出力は復調回路１０４に入力されて復調データ１１０８に復調される。このとき、図１０に示した回路のような出力信号レベルに応じた電源供給を制御するため、出力信号レベルを検出するためのバンドパスフィルタおよびローパスフィルタ（ＢＰＦ／ＬＰＦ）１１０５，１１０７や検波回路１１０６を設けて信号レベル１１０９を検出していた。このように、通常のシステムではミキサー１１０３の出力から信号を分岐して別途信号強度を検出するための回路を設けなければならないが、本発明によるミキサーでは、ミキサーそのものが検出回路を兼ねているので回路の簡素化が可能となっている。
【００５１】
図１２は本発明のミキサーが出力するレベルモニター信号を使用して、ミキサーより前段の回路の利得を制御し、最適レベルへ信号を変換する回路の実施例である。
【００５２】
ミキサー１２０３はバッファ１２０８を介する通信相手からのＲＦ信号入力１２０１と局部発振器１２０２の出力とを入力する。図２に示した例と同様にミキサー１２０３は設定したレベルを超える大入力の場合には出力が出ないため、ミキサー１２０３より後段の復調回路１２０６などは動作することなく、復調データ１２０７も出力されない。
【００５３】
本実施例では、この他に、ミキサー１２０３が出力する信号レベル（図６に示したトランジスタＭ１またはＭ２のドレイン電圧）１２０５を入力する制御回路１２０４が設けられている。バッファ１２０８はその利得が制御可能に構成されており、制御回路１２０４は、信号レベル１２０５の強度に応じてミキサー１２０３に入力される信号のレベルが最適となるように制御を行う。
【００５４】
図１３は本発明のレベルモニター信号を使って通信相手の送信レベルをコントロールする実施例の構成を示す図である。
【００５５】
通信相手局１３０１に設けられる送信機出力アンプ１３０２は受信部１３０３の制御によりその送信信号のレベルが制御される。自局１３０４に設けられるミキサー１３０６は送信機出力アンプ１３０２からのＲＦ信号入力と局部発振器１３０５の出力とを入力する。図２に示した例と同様にミキサー１３０６は設定したレベルを超える大入力の場合には出力が出ないため、ミキサー１３０６より後段の復調回路１３１０などは動作することなく、復調データ１３１１も出力されない。
【００５６】
自局１３０４には、この他に、ミキサー１３０６が出力する信号レベル（図６に示したトランジスタＭ１またはＭ２のドレイン電圧）１３０７を入力するレベル判別回路１３０８と、レベル判別回路１３０８の出力を通信相手局１３０１内の受信部１３０３へ送信する送信部１３０９が設けられている。レベル判別回路１３０８は、信号レベル１３０７の強度に応じてミキサー１３０６に入力される信号のレベルが最適となるように、送信部１３０９、受信部１３０３を介して送信機出力アンプ１３０２の制御を行う。
【００５７】
このような方法で通信相手の信号をあらかじめ無線ノードを設置時に最適なレベルへ設定しておけば、たとえば信号レベルが大きい信号はすべて妨害波と判断できるので、通常の認証シーケンスを通すことなく、即通信を遮断することができるので無駄な処理を削減することが出来る。
【００５８】
なお、図１０、図１２および図１３にそれぞれ示した実施例は適宜組み合わせることが可能であり、これらを組み合わせた構成も本発明に含まれる。
【図面の簡単な説明】
【００５９】
【図１】本発明の入出力特性の一例を示す図である。
【図２】本発明のミキサーを用いた無線回路例を示す図である。
【図３】差動回路型ミキサー回路を示す図である。
【図４】本発明の差動回路のカレントソースの２つの状態を示す図である。
【図５】差動回路の入出力特性、ｇｍ特性を示す図である。
【図６】本発明の原理を示す図である。
【図７】カレントソース部のＩＶ特性と負荷線、およびバイアスポイントを示す図である。
【図８】本発明の実測例を示す図である。
【図９】従来型ミキサーのカレントソース部のＩＶ特性と負荷線、バイアスポイントを示す図である。
【図１０】本発明のミキサーを用いた無線回路の別な例を示す図である。
【図１１】従来型のミキサーを用いたときの信号検出回路例を示す図である。
【図１２】本発明のミキサーを用いた無線回路の別な例を示す図である。
【図１３】本発明のミキサーを用いた無線回路の別な例を示す図である。
【図１４】従来型のミキサーの入出力特性を示す図である。
【符号の説明】
【００６０】
２０１    ＲＦ信号
２０２    入力部
２０３    局部発振器
２０４    信号レベル
２０５    出力信号
２０６    復調回路
２０７    復調データ
【図１】
2007266918.tif 000003
【図２】
2007266918.tif 000004
【図３】
2007266918.tif 000005
【図４】
2007266918.tif 000006
【図５】
2007266918.tif 000007
【図６】
2007266918.tif 000008
【図７】
2007266918.tif 000009
【図８】
2007266918.tif 000010
【図９】
2007266918.tif 000011
【図１０】
2007266918.tif 000012
【図１１】
2007266918.tif 000013
【図１２】
2007266918.tif 000014
【図１３】
2007266918.tif 000015
【図１４】
2007266918.tif 000016