(57)【要約】【課題】  従来は、フィードバック信号を受信する回路が大規模で装置コストが増大し、装置小型化の妨げとなり、また、プレディストータの処理量が大きく処理に時間がかかるという問題点があり、装置の低コスト化及び小型化を図り、プレディストータの処理量を軽減し、高速且つ高精度で非線形歪を補償することができる無線基地局装置を提供する。【解決手段】  送受信用の０系アンテナ（Ant0）から発射された送信信号を受信専用の１系アンテナ（Ant1）でフィードバック信号として受信して、本来の受信信号とフィードバック信号との周波数多重信号をＡ／Ｄ変換して、デジタル直交検波部４６で直交検波し、時分割のＦＦＴ処理によって受信信号とフィードバック信号とを分離して、歪補償補正部５３が復調されたフィードバックデータに基づいて歪補償テーブル５３を更新する無線基地局装置であり、フィードバック専用の受信回路を不要としている。【選択図】        図２
2007295331.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信信号を増幅する増幅器と、
前記増幅器で発生する非線形歪を補償する歪補償係数を、増幅前の送信信号に乗算すると共に、増幅後の送信信号のフィードバック信号を入力して、前記フィードバック信号に含まれる歪を高速フーリエ変換により検出し、前記歪が最小となるよう前記歪補償係数を更新するプレディストータとを備え、
無線端末との無線信号の送受信を行う無線基地局装置であって、
前記歪補償係数が乗算された増幅前の送信信号を一定時間遅延する遅延回路を備え、
前記プレディストータが、前記フィードバック信号と、前記遅延回路により遅延された信号との差分を高速フーリエ変換することを特徴とする無線基地局装置。
【請求項２】
送信データをデジタル変調する変調部と、前記変調された送信信号を増幅する増幅器と、送受信用若しくは送信専用の第１のアンテナと、受信専用の第２のアンテナと、
前記増幅器で発生する非線形歪を補償する歪補償係数を、増幅前の送信信号に乗算すると共に、増幅後の送信信号のフィードバック信号を入力して、前記フィードバック信号に基づいて前記歪補償係数を更新するプレディストータを備え、
無線端末との無線信号の送受信を行う無線基地局装置であって、
前記第２のアンテナが、無線端末からの無線信号を受信すると共に、前記第１のアンテナから出力された送信信号をフィードバック信号として受信するアンテナであり、
前記第２のアンテナで受信された前記無線端末からの受信信号と前記フィードバック信号とを周波数多重信号として同一サンプリング周波数でサンプリングするＡ／Ｄ変換器と、
前記Ａ／Ｄ変換器でデジタル変換された周波数多重信号をデジタル直交検波するデジタル直交検波部と、
前記デジタル直交検波された信号を時分割で高速フーリエ変換して、前記無線端末からの受信信号と前記フィードバック信号とを分離する高速フーリエ変換部と、
前記分離された両信号を時分割で逆高速フーリエ変換する逆高速フーリエ変換部と、
前記逆高速フーリエ変換された両信号をそれぞれデジタル復調して、前記無線端末からの受信データとフィードバックデータとを出力する２つの復調部とを備え、
前記プレディストータが、前記デジタル変調前の送信信号に含まれる既知のパイロットチャネルのデータと、前記フィードバックデータとの差分に基づいて、前記歪補償係数を更新するプレディストータであることを特徴とする無線基地局装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、移動体通信の無線基地局装置に係り、特に装置構成を簡略化し、高速且つ高精度に電力増幅器の非線形歪を補償することができる無線基地局装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の無線基地局装置における電力増幅器の非線形歪補償方法としては、フィードバック歪補償方式、フィードフォワード歪補償方式、ＰＤ（Pre-Distortion）方式がある。
フィードバック方式は、Ｗ−ＣＤＭＡ（Wideband Code Division Multiple Access）のように広帯域で使用すると不安定性が増すため、無線基地局での使用には適さない。
フィードフォワード方式は、送信信号中の誤差成分を抽出して副増幅器で増幅し、主増幅器の出力信号から差し引く構成となっているため、回路が複雑になると共に、副増幅器の使用により電力効率が低下するという問題がある。
【０００３】
最近では、主増幅器で発生する歪の逆特性を予め与えておくため副増幅器が不要なＰＤ方式が用いられ、特に、ＤＰＤ（Digital Pre-Distortion）方式がよく用いられている。ＤＰＤ方式では、主増幅器の歪信号自体を用いたフィードバック方式やフィードフォワード方式と比べると、正確な逆特性の歪補償値を生成するのは困難であるが、簡易な構成で、比較的精度の高い逆位相の補償値を生成することができるものである。
【０００４】
そして、ＤＰＤ方式では、送信出力信号の一部をフィードバック信号として受信して、プレディストータが送信信号との差を検出し、歪補償に用いる参照テーブルの値を最適化する処理を行い、収束した値で参照テーブルを更新し、次の歪補償に用いるようになっている。
【０００５】
また、これとは別に、デジタル無線通信システムにおいて、通信内容の誤り率を向上させ、通信回線の品質改善を図る方式として、受信ダイバーシティ方式が用いられており、無線基地局装置や端末装置に利用されている。
受信ダイバーシティ方式は、複数の受信機を用意しておき、異なる伝送経路で伝送された信号を受信して、選択あるいは最大比合成等により受信信号の品質を向上させるものである。
【０００６】
尚、受信ダイバーシティ方式を用いた従来の技術としては、平成１１年８月３１日公開の特開平１１−２３９０７７号「ディジタル無線機」（出願人：日立電子株式会社、発明者：加藤数衛）がある。
この従来技術は、受信路は、２つのダイバーシティ受信部の内、アンテナ共用器に接続されていない受信専用のアンテナに第１，第２の周波数帯を切り替えるスイッチを備え、基地局を介した通信での受信信号と、基地局を介さずに端末間直接通信での受信信号とを切り替えて受信し、制御部が、基地局を介した受信信号はダイバーシティ受信し、端末間直接通信での受信信号は非ダイバーシティ受信するよう制御するとともに、送信路は切り替えスイッチを備えない構成として、切り替え回路に起因する非線形歪を除去することができるものである（特許文献１参照）。
【０００７】
【特許文献１】特開平１１−２３９０７７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、従来のＤＰＤ方式では、歪を含む広帯域な送信信号を受信するためのフィードバック回路が別途必要になり、装置コストが増大し、装置小型化の妨げとなるという問題点があった。
【０００９】
また、従来のＤＰＤ方式では、プレディストータが、送信信号が理想に漸近的に近づくように微調整を繰り返しながら参照テーブル値を収束させる必要があり、参照テーブルの収束処理の処理量が大きく、処理に時間がかかるという問題点があった。
【００１０】
特に、フィードバック系を設けるとそれによる新たな歪や、ＡＭ−ＡＭ特性及びＡＭ−ＰＭ特性に対する周波数依存性のメモリ効果が発生し、それらを収束させるために一層処理量が増大して処理時間がかかるという問題点があった。
【００１１】
更に、増幅器が周波数特性を有する場合、それらを考慮すると、多くのパラメータや十分な平均化時間が必要であり、高速に処理することができず、ピークが激しく変動する場合には良好な歪補償特性が得られないことがあるという問題点があった。
【００１２】
本発明は上記実状に鑑みて為されたもので、装置の小型化を図り、プレディストータの処理量を軽減し、高速且つ高精度で非線形歪を補償することができる無線基地局装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記従来例の問題点を解決するための本発明は、送信信号を増幅する増幅器と、増幅器で発生する非線形歪を補償する歪補償係数を、増幅前の送信信号に乗算すると共に、増幅後の送信信号のフィードバック信号を入力して、フィードバック信号に含まれる歪を高速フーリエ変換により検出し、歪が最小となるよう前記歪補償係数を更新するプレディストータとを備え、無線端末との無線信号の送受信を行う無線基地局装置であって、歪補償係数が乗算された増幅前の送信信号を一定時間遅延する遅延回路を備え、プレディストータが、フィードバック信号と、遅延回路により遅延された信号との差分を高速フーリエ変換することを特徴としている。
【００１４】
また、本発明は、送信データをデジタル変調する変調部と、変調された送信信号を増幅する増幅器と、送受信用若しくは送信専用の第１のアンテナと、受信専用の第２のアンテナと、増幅器で発生する非線形歪を補償する歪補償係数を、増幅前の送信信号に乗算すると共に、増幅後の送信信号のフィードバック信号を入力して、フィードバック信号に基づいて歪補償係数を更新するプレディストータを備え、無線端末との無線信号の送受信を行う無線基地局装置であって、第２のアンテナが、無線端末からの無線信号を受信すると共に、第１のアンテナから出力された送信信号をフィードバック信号として受信するアンテナであり、第２のアンテナで受信された無線端末からの受信信号とフィードバック信号とを周波数多重信号として同一サンプリング周波数でサンプリングするＡ／Ｄ変換器と、Ａ／Ｄ変換器でデジタル変換された周波数多重信号をデジタル直交検波するデジタル直交検波部と、デジタル直交検波された信号を時分割で高速フーリエ変換して、無線端末からの受信信号とフィードバック信号とを分離する高速フーリエ変換部と、分離された両信号を時分割で逆高速フーリエ変換する逆高速フーリエ変換部と、逆高速フーリエ変換された両信号をそれぞれデジタル復調して、無線端末からの受信データとフィードバックデータとを出力する２つの復調部とを備え、プレディストータが、デジタル変調前の送信信号に含まれる既知のパイロットチャネルのデータと、フィードバックデータとの差分に基づいて、歪補償係数を更新するプレディストータであることを特徴としている。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によれば、歪補償係数が乗算された増幅前の送信信号を一定時間遅延する遅延回路を備え、プレディストータが、フィードバック信号と、遅延回路により遅延された信号との差分を高速フーリエ変換して、フィードバック信号に含まれる歪を検出する無線基地局装置としているので、高速フーリエ変換されるデータ量を大幅に削減して処理時間を短縮することができ、プレディストータにおける歪補償係数を更新する処理を高速化することができる効果がある。
【００１６】
また、本発明によれば、第２のアンテナが、無線端末からの無線信号を受信すると共に、第１のアンテナから出力された送信信号をフィードバック信号として受信し、Ａ／Ｄ変換器が、第２のアンテナで受信された無線端末からの受信信号とフィードバック信号とを周波数多重信号として同一サンプリング周波数でサンプリングし、デジタル直交検波部が、デジタル変換された周波数多重信号をデジタル直交検波し、高速フーリエ変換部が、デジタル直交検波された信号を時分割で高速フーリエ変換して、無線端末からの受信信号とフィードバック信号とを分離し、逆高速フーリエ変換部が、分離された両信号を時分割で逆高速フーリエ変換し、復調部が、逆高速フーリエ変換された両信号をそれぞれデジタル復調して、無線端末からの受信データとフィードバックデータとを出力し、プレディストータが、デジタル変調前の送信信号に含まれる既知のパイロットチャネルのデータと、フィードバックデータとの差分に基づいて、歪補償係数を更新する無線基地局装置としているので、同一のアンテナで受信された端末からの受信信号とフィードバック信号とを全て共通の回路で処理することにより、フィードバック信号専用の受信回路を不要とし、回路構成を大幅に簡略化して装置コストの低減及び装置の小型化を図ることができると共に、至近距離で発射されたＳ／Ｎ比の高い信号をフィードバック信号として用い、既知のパイロットチャネルの情報との差分に基づいて歪補償係数の最適化処理を行うことにより、プレディストータにおける歪補償係数の最適化の処理を高精度且つ高速に行うことができる効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
本発明の実施の形態に係る無線基地局装置は、歪成分を検出するＦＦＴ（Fast Fourier Transform；高速フーリエ変換）部の前段に、Ａ／Ｄ変換後の歪補償用の送信フィードバック信号から、フィードバック時間分遅延した送信信号を減算する減算器を設け、送信フィードバック信号と送信信号との差分についてＦＦＴを行って参照テーブルの更新を行うものであり、ＦＦＴ部における演算量を低減し、処理を高速化することができるものである。
【００１８】
また、本発明の実施の形態に係る無線基地局装置は、歪補償用の送信フィードバック信号を、ダイバーシティ受信部の２系統のアンテナの内、受信専用アンテナにおいて受信することにより、フィードバック専用の回路を不要とし、装置を簡略化できるものである。
【００１９】
図１は、本発明の第１の実施の形態に係る無線基地局装置（第１の装置）の構成ブロック図である。尚、図１では、第１の装置の送信系とフィードバック系について示しており、受信系については一般的な構成及び動作であるため図示及び説明を省略する。
図１に示すように、第１の装置は、変調部１１と、デジタル直交変調部１２と、乗算器１３と、Ｄ／Ａ（Digital-Analog）変換器１４と、バンドパスフィルタ
ＢＰＦ；Band Pass Filter）１５と、ミキサ１６と、主増幅器（ＰＡ；Power Amplifier）１７と、方向性結合器１８と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１９と、アンテナ共用器（Duplex）２０と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２１と、ミキサ２２と、周波数生成部２３と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２４と、Ａ／Ｄ（Analog-Digital）変換器２５と、遅延器２６と、加算器２７と、ＦＦＴ部２８と、平均化部２９と、ＬＵＴ（LUT；Look-Up Table：参照テーブル）収束演算部３０と、歪補償テーブル３１とから構成されている。
【００２０】
各構成部分について簡単に説明する。
送信系において、変調部１１は、入力データを拡散処理、ゲイン設定、及びハイブリッド位相シフト変調（Hybrid Phase Shift Keying）して各物理チャネル信号を生成し、合成して出力する。
デジタル直交変調部１２は変調されたデータをアップサンプルし、ヒルベルトフィルタ等を用いてデジタル直交変調する。
乗算器１３は、直交変調された送信データと歪補償テーブル３１からの歪補償係数との複素乗算を行う。
【００２１】
Ｄ／Ａ変換器１４は、デジタル信号をアナログ信号に変換する。
バンドパスフィルタ１５は、所望のＩＦ周波数帯を抽出する帯域制限を行う。
ミキサ１６は、ＩＦ送信信号に周波数生成部２３からの入力周波数を乗算して、無線周波数にアップコンバートする。
【００２２】
主増幅器１７は、送信信号を所定の増幅率で増幅するものであり、増幅の際に非線形歪が発生する。
方向性結合器１８は、増幅された送信信号からフィードバック信号を分岐して取り出す。
バンドパスフィルタ１９は、送信信号を所望の周波数に帯域制限する。
アンテナ共用器２０は、アンテナを送受共用に使用するためのものであり、送信信号をアンテナに出力すると共にアンテナからの受信信号を受信系に出力する。
尚、受信系は、受信信号を復調して受信データを出力する一般的な構成であるので、ここでは説明を省略する。
【００２３】
フィードバック系において、バンドパスフィルタ１９は、方向性結合器１８で分岐されたフィードバック信号を帯域制限するものである。
ミキサ２２は、フィードバック信号に周波数生成部２３からの周波数を乗算して、ＩＦ周波数にダウンコンバートするものである。
【００２４】
周波数生成部２３は、ミキサ１６とミキサ２２へ出力する特定周波数を発振するものである。
バンドパスフィルタ２４は、ＩＦ周波数のフィードバック信号を更に帯域制限するものである。
Ａ／Ｄ変換器２４は、アナログ信号をディジタル信号に変換するものである。
【００２５】
また、遅延器２６は、Ｄ／Ａ変換前の送信信号をフィードバック時間分遅延する。
加算器２７は、Ａ／Ｄ変換器２５からのフィードバック信号から遅延された送信信号を減算するものである。
ＦＦＴ部２８は、高速フーリエ変換を行って帯域外成分を検出するものである。
平均化部２９は、帯域外成分の電力値を一定時間積分して平均化するものである。
【００２６】
歪補償テーブル３１は、歪補償係数を記憶するものである。
ＬＵＴ収束演算部３０は、平均化された電力値が最小となるよう、歪補償テーブル３１の歪補償値を最適化し、収束値で歪補償テーブル３１を更新するものである。
【００２７】
上記構成の第１の装置における送信系及びフィードバック系の動作について説明する。
第１の装置の送信系では、送信データは、変調部１１でデジタル変調され、デジタル直交変調部１２で直交変調された後、Ｉ，Ｑ信号はそれぞれ乗算器１３によって歪補償テーブル３１からの歪補償係数との複素乗算が為されて歪補償され、Ｄ／Ａ変換器１４でアナログ信号に変換される。
また、歪補償された送信データの一部は、遅延器２６に入力されて遅延される。
【００２８】
Ｄ／Ａ変換された送信信号は、ＢＰＦ１５で帯域制限され、ミキサ１６で無線周波数にアップコンバートされ、主増幅器１７で所定の増幅率で増幅される。そして、方向性結合器１８を介してＢＰＦ１９で帯域制限され、アンテナ共用器２０から送信信号としてアンテナに出力され、送信される。
【００２９】
一方、フィードバック系では、方向性結合器１８により分岐されたフィードバック信号は、ＢＰＦ２１で帯域制限され、ミキサ２２でＩＦ周波数にダウンコンバートされ、ＢＰＦ２４で帯域制限されてＡ／Ｄ変換器２５でデジタル信号に変換される。
【００３０】
そして、加算器２７で、デジタル信号に変換されたフィードバック信号から、遅延器２６においてフィードバック時間分遅延された送信信号を減算することで差分が抽出され、ＦＦＴ部２８によって、増幅によって生じた歪に起因する差分（帯域外成分）のスペクトルが出力される。
【００３１】
このように、第１の装置では、フィードバック信号そのものに対してＦＦＴを行うのではなく、送信信号との差分を取ってからＦＦＴを行うようにしているので、データ量を少なくして、ＦＦＴの演算量を大幅に低減し、処理の高速化を図ることができるものである。
【００３２】
そして、平均化部２９でＦＦＴ部２８で抽出された帯域外成分の電力値が平均化され、ＬＵＴ収束演算部３０で帯域外成分の電力値が最小となるよう歪補償値が最適化されて、歪補償テーブル３１が更新されるようになっている。
【００３３】
本発明の第１の実施の形態に係る無線基地局装置によれば、増幅前の送信信号を、フィードバック時間分遅延する遅延器２６を設け、加算器２７が、送信信号のフィードバック信号から、フィードバック時間分遅延した送信信号を差し引いて、ＦＦＴ部２８が、その差分についてＦＦＴを行って、ＬＵＴ収束演算部３０が、帯域外成分の電力値が最小となるよう歪補償テーブル３１を更新するようにしているので、ＦＦＴ部２８に入力されるデータ量を削減してＦＦＴの演算量を大幅に低減することができ、歪補償テーブル３１を更新する処理の高速化を図ることができる効果がある。
【００３４】
次に、本発明の第２の実施の形態に係る無線基地局装置（第２の装置）について説明する。
第２の装置は、２系統の受信系を備えたダイバーシティ構成の受信部であり、アンテナ共用器に接続されたアンテナから送信された自身の送信信号を、別の受信専用アンテナで受信して、これをフィードバック信号として用いるものであり、特に端末から受信した信号とフィードバック信号とを周波数多重信号として同一のＡ／Ｄ変換器でＡ／Ｄ変換するものである。これにより、回路構成を簡易にできると共に、至近距離で発射されたＳＮ比の高いフィードバック信号が得られ、これに基づいて歪補償係数を最適化して精度の高い歪補償を行うことができる効果が得られるものである。
【００３５】
第２の装置の構成について図２を用いて説明する。図２は、第２の装置の構成ブロック図である。尚、図１と同様の部分については、同一の符号を付して説明する。
図２に示すように、第２の装置は、２系統のアンテナを備えており、アンテナ共用器２０に接続された０系アンテナ（Ant0）と、受信専用の１系アンテナ（Ant1）とを備え、送信は０系アンテナで行われ、受信は０系と１系の両方で行われる受信ダイバーシティ構成となっている。
【００３６】
第２の装置の、０系の送信系は、変調部１１と、デジタル直交変調部１２と、Ｄ／Ａ変換器１４と、ＢＰＦ１５と、周波数発振器５６と、ミキサ１６と、主増幅器１７と、バンドパスフィルタ１９と、アンテナ共用器（Duplex）２０と、０系アンテナ（Ant0）とから構成され、受信専用の１系は、１系アンテナ（Ant1）と、ＬＮＡ（Low Noise Amplifier；低雑音増幅器）４０と、ＢＰＦ４１と、ミキサ４２と、ＢＰＦ４４と、Ａ／Ｄ変換器４５と、デジタル直交検波部４６と、ＦＦＴ部４７と、周波数遷移部４８と、ＬＰＦ（Low Pass Filter）４９と、ＩＦＦＴ部５０と、復調部５１と、歪補償補正部５２と、歪補償テーブル相関値検出回路５３と、複数の周波数発振器５４及び５５とから構成されている。
尚、０系の受信系については一般的な構成及び動作であるため説明を省略する。
【００３７】
０系の送信系は、図１に示した第１の装置における送信系とほぼ同様であるため、ここでは説明を省略するが、変調部１１がデジタル直交変調の前段において歪補償テーブル５３を参照して位相補償及びレベル補償を行う点等が第１の装置とは異なっている。
また、第２の装置では、歪補償テーブルの更新用として、パイロットチャネル（Ｗ−ＣＤＭＡではＣＰＩＣＨ）で予め設定されたビット列を明示的に送信するようになっている。
【００３８】
１系の構成について具体的に説明する。
１系アンテナは、端末からの通常の受信信号だけでなく、自身の０系アンテナから送信した信号もフィードバック信号として受信するものである。
ＬＮＡ４０は、受信信号を増幅するものである。
ＢＰＦ４１，４４は、入力された信号を帯域制限するものである。ここでは、端末からの受信周波数（1950MHz）と、自己の送信周波数（2014MHz）の帯域とを通過させるフィルタを備えている。
ミキサ４２は、受信信号に周波数発振器５４からの周波数を乗算して、ＩＦ周波数にダウンコンバートするものである。
【００３９】
Ａ／Ｄ変換器４５は、周波数発振器５５からのクロック（例えば、チップレートの１６倍である61.44MHz）に基づいて、受信信号をアンダーサンプリングするものである。
デジタル直交検波部４６は、受信デジタル信号を、所定の周波数でデジタル直交検波するものである。第２の装置の特徴として、端末からの受信信号とフィードバック信号とを、周波数多重により１台のデジタル直交検波部で同時に直交検波するようになっている。尚、本例では、デジタル直交検波に伴い、サンプルレートが半減するものとする。
【００４０】
ＦＦＴ部４７は、第１の装置と同様に、ＦＦＴ演算を行うものであり、それと共に受信信号とフィードバック信号とを分離するＢＰＦとしての機能を備えたものである。
周波数遷移部４８は、フィードバック信号について周波数遷移の処理を行うものである。
ＬＰＦ４９は各周波数成分にフィルタ係数を乗算する等して高周波成分を除去するものである。
ＩＦＦＴ部５０は、ＦＦＴの逆演算を行うものである。
復調部５１は、ＩＦＦＴ変換された信号を、逆拡散してデジタル復調するものである。
【００４１】
このように、第２の装置では、１系アンテナの受信回路の構成を受信信号とフィードバック信号で全て共通としており、装置構成を大幅に簡略化することが可能となる。装置を簡略化するために簡易な方向性結合器でフィードバックさせると、結合量や周波数特性等の再現性が低下するが、第２の装置では、送信系から受信系への正規ルートで受信するので、追加部品が不要となり、安定したフィードバック信号が得られるものである。但し、第１の装置のように方向性結合器を用いて受信系にフィードバック信号を結合させることを妨げるものではない。
【００４２】
歪補償補正部５２は、復調部５１で復調されたデータと、送信したパイロットチャネルの変調前データとを比較して、振幅及び位相を比較し、歪補償テーブル５３の歪補償値を更新するものである。歪補償テーブル５３は、送信電力に対応付けて歪補償値を格納するものである。歪補償補正部５２及び歪補償テーブル５３がプレディストータを構成している。尚、ここではプレディストータに歪補償テーブルを備えた構成としているが、テーブルを設けずに、歪補償補正部５２が歪補償の制御値を算出して、直接、変調部１１に制御値を出力するようにしてもよい。
【００４３】
次に、受信信号とフィードバック信号の受信レベルの調整について説明する。
１系においては、端末からの受信信号とフィードバック信号とを多重化して処理するため、両信号の受信レベルを同程度にする必要がある。端末からの受信信号に比べて、フィードバック信号は極めて近い位置で発射された信号であるため、１系アンテナにおける受信レベルが非常に高くなる。そのため、第２の装置では、フィードバック信号の受信レベルを弱めるための構成が設けられている。
【００４４】
フィードバック信号の受信レベルを弱めるための構成としては、ＬＮＡ４０の前段に新たにフィルタを設けて（図示せず）、フィードバック信号の受信レベルを抑えることが考えられる。図３は、第２の装置の１系アンテナに接続されるフィルタの周波数特性を示す概略説明図である。
【００４５】
端末からの受信周波数と、フィードバック信号の周波数（つまり、自身の送信周波数）とは異なるため、図３に示すように、１系アンテナに接続されるフィルタは本来の受信信号帯域はあまり減衰せずに通過させ、送信信号帯域は大幅に減衰させてレベルを低減することにより、端末からの受信信号と、フィードバック信号の両信号のレベルを同程度にすることが可能となるものである。
【００４６】
また、別の構成として、０系アンテナから１系アンテナへの回り込みを適度に妨げるための反射板を設けることも考えられる。図４は、アンテナに反射板を設けた場合の説明図である。
図４に示すように、別の構成では、０系アンテナと１系アンテナとの間に反射板を設け、０系アンテナから１系アンテナに直接電波が到来しにくくするものであり、１系アンテナにおける送信信号帯域の受信レベルが、所望のレベルになるよう、反射板のサイズを調整しておく。
【００４７】
更に、ＦＦＴ部４７及びＩＦＦＴ部５０によるデジタルＡＧＣ（Auto Gain Control）によって、両信号のレベルの微調整を行うことができ、両信号のレベルを同程度にすることが可能となっている。尚、フィルタと反射板とを組み合わせて用いてもよい。
【００４８】
次に、第２の装置の１系における周波数多重信号の受信方法について具体的に説明する。
図２の例では、３ＧＰＰ（第３世代移動体通信システム標準規格）の仕様に基づくＷ−ＣＤＭＡ方式に、ＩＦ帯アンダーサンプリングを適用している。
３ＧＰＰの２ＧＨｚ帯の周波数では、送信周波数の中心周波数と受信周波数の中心周波数とは１９０ＭＨｚ離れている。例えば、送信周波数を２１４０ＭＨｚとすると、受信周波数は１９５０ＭＨｚである。
【００４９】
１系アンテナでは、１９５０ＭＨｚの受信信号（図では「Ｒｘ」と記載）と、フィードバック信号となる２１４０ＭＨｚの送信信号（図では「Ｔｘ」）を受信し、ＢＰＦ４１で当該周波数帯域を含む周波数多重信号となる。
そして、ローカルオシレータからの周波数によってミキサ４２でダウンコンバートしてＩＦ信号を得、Ａ／Ｄ変換器４５において、６１．４４ＭＨｚでアンダーサンプリングしてデジタル信号に変換すると、受信信号の中心周波数は７．６８ＭＨｚ、フィードバック信号（図では「ＤＰＤ」）の中心周波数は１３．３６ＭＨｚとなり、５．６８ＭＨｚのずれがある。
【００５０】
そして、デジタル直交検波部４６で、周波数多重信号を受信信号の中心周波数７．６８ＭＨｚで直交検波すると、受信信号の中心周波数は０ＭＨｚとなるが、フィードバック信号の中心周波数は、７．６８ＭＨｚシフトしても５．６８ＭＨｚのずれが残っている。
そこで、第２の装置では、このずれをＦＦＴ部４７の後段の周波数遷移部４８によって補正するようにしている。
【００５１】
例えば、直交検波後の信号をＷ−ＣＤＭＡの拡散レート３．８４ＭＨｚの８倍オーバーサンプリングとして扱う場合（３．８４×８＝３０．７２ＭＨｚ）、４０９６ポイントのＦＦＴを用いれば、周波数領域での間隔は７．５ｋＨｚとなる。フィードバック信号の帯域を７５７ポイント（５．６７７５MHz相当）シフトさせてもなお２．５ｋＨｚのずれが残ることになる。このずれは、隣接周波数を用いて補正演算をすることによって吸収する。補正は、線形演算でも高次の補正演算でも構わない。
【００５２】
尚、第２の装置では、デジタル直交検波部４６は、受信信号とフィードバック信号とを分離せずに処理を行うが、ＦＦＴ部４７以降は時分割処理で受信信号とフィードバック信号それぞれについて処理を行うようになっている。図２において、下側の矢印が受信信号を示し、上側の矢印がフィードバック信号を示している。
あるいは、図２に点線で示したように、13.36MHzを中心に直交検波する第２のデジタル直交検波部４６′を別途備えれば、ＦＦＴ部４７も時分割共用になるものの、周波数遷移部４８を不要とすることができる。
【００５３】
ＦＦＴ部４７では、時間領域から周波数領域への変換を行うので、ＦＦＴ部４７の出力は、受信信号とフィードバック信号とに分離されたものとなり、後段の各処理部分においては時分割で各信号毎に処理が行われる。その際、ＦＦＴは多くのサンプルに基づく演算であるため、量子化雑音等の帯域外の信号の抑圧が期待できる。また、有効桁増加によりダイナミックレンジが拡大するので、特願２００６−０１０２９６のようにＦＦＴ処理中にＡＧＣ（Auto Gain Control）を行うことも可能である。
【００５４】
そして、ＬＰＦ４９によって、周波数領域において、受信信号及びフィードバック信号毎に適切なルートナイキストフィルタリング等が施され、高周波成分が除去される。その際、受信系やデジタル直交検波の周波数特性を同時に補正してもよい。また、拡散符号（ロングコード）のフーリエ変換を乗算し、逆拡散を周波数領域で行うことも可能である。あるいは、不要になった高周波側のポイントを削除し、ポイント数を減らしてＩＦＦＴを行うことで、デシメーションも同時に行うことができる。このようにＦＦＴ処理を行うことによって、様々な信号処理を集中的に行うことができ、結果的に演算量を削減できるものである。
そして、フィードバック信号は復調部５１ａで、受信信号は復調部５１ｂでそれぞれデジタル復調されて、受信信号からは受信データが抽出され、別の回路に出力される。また、フィードバック信号の復調データは、歪補償補正部５２に出力される。
【００５５】
そして、歪補償補正部５２で、送信信号の変調前のパイロットチャネル（ＣＰＩＣＨ）のデータと、復調部５１から入力されたフィードバック信号のＣＰＩＣＨの復調データに基づいて、歪補正係数の最適化の処理が行われ、歪補償テーブル５３が更新されて次の歪補償に用いられるようになっている。
【００５６】
次に、第２の装置におけるＩＦ帯周波数、Ａ／Ｄ変換器４５のサンプリングクロック及びデジタル直交検波４６のクロック周波数の関係について説明する。
第２の装置では、受信信号及びフィードバック信号共にＡ／Ｄ変換器４５におけるアンダーサンプリングで検出するので、それぞれの信号のＩＦ帯及びエイリアシング帯が重ならないようにサンプリング周波数と検波周波数を選択しなければならない。また、上述したように、３ＧＰＰでは送受信の中心周波数差は１９０ＭＨｚと固定されており、各周波数帯は５ＭＨｚ（中心周波数±２．５ＭＨｚ）を確保する必要がある。
【００５７】
これらの周波数に関する条件を満たすよう、ＩＦ周波数を決定する。
ＩＦ周波数及びエイリアシングの例について図５を用いて説明する。図５は、ＩＦ周波数とエイリアシングの関係（例１）を示す説明図である。
図５に示すように、エイリアシングは、サンプリング周波数間隔で現れるもの（サンプリング周波数の整数倍の周波数）と、サンプリング周波数の整数倍の周波数の前後に検波周波数分離れて現れるものとがある。これらの内のいずれかをＩＦ帯として選択する。
【００５８】
例えば、デジタル直交検波部４６で、受信信号を７．６８ＭＨｚで取り出す場合、Ａ／Ｄ変換器４５のサンプリングクロックを６１．４４ＭＨｚとすると、ＩＦ帯としては６９．１２ＭＨｚ、１３０．５６ＭＨｚ、１９２．００ＭＨｚ…のいずれかとなる。
【００５９】
仮に、受信ベースバンド信号のＩＦ帯を２５３．４４ＭＨｚとすると、送信ベースバンド信号のＩＦ帯周波数は、１９０ＭＨｚ差の４４３．４４ＭＨｚとなり、図５に示すように、４３０．０８ＭＨｚに対して１３．３６ＭＨｚのずれがあるため、５ＭＨｚの帯域は確保できる。
【００６０】
つまり、サンプリング周波数を６１．４４ＭＨｚとし、デジタル直交検波を７．６８ＭＨｚで行う場合、受信ＩＦ帯とそれに対応する送信ＩＦ帯の組合せ（送受信周波数の差が１９０ＭＨｚ）を任意に選択しても、各周波数帯は５ＭＨｚを確保し、選択したＩＦ帯とは何れのエイリアシングも重ならない、という条件を満たすものであるから、この設定は適切である。
【００６１】
次に、別の例について図６を用いて説明する。図６は、ＩＦ周波数とエイリアシングの関係（例２）を示す説明図である。
デジタル直交検波部４６で、受信信号を７．６８ＭＨｚで検波する場合に、図６に示すように、Ａ／Ｄ変換器４５のサンプリングクロックを３０．７２ＭＨｚとすると、受信信号のＩＦ帯は、３０．７２ＭＨｚの整数倍の周波数及び、当該整数倍の周波数に対して７．６８ＭＨｚ前後に離れた周波数の中のいずれかとなる。
【００６２】
仮に、受信ＩＦ帯を２３８．０８ＭＨｚとすると、これに対応する送信ＩＦ帯は４２８．０８ＭＨｚとなるが、この場合、４３０．０８ＭＨｚに対して２ＭＨｚの隔たりしかなく、５ＭＨｚの帯域幅の確保ができない。したがって、この検波周波数とサンプリング周波数の組合せは不適切である。
【００６３】
次に、更に別の例について図７を用いて説明する。図７は、ＩＦ周波数とエイリアシングの関係（例３）を示す説明図である。
図７に示すように、受信信号の検波を９．５２ＭＨｚ、Ａ／Ｄ変換器４５のサンプリングクロックを３０．７２ＭＨｚとし、受信ＩＦ帯を２３６．２４ＭＨｚとすると、送信ＩＦ帯は４２６．２４ＭＨｚとなり、４３０．０８ＭＨｚとの差は３．８４ＭＨｚである。つまり、中心周波数４２６．２４ＭＨｚ±２．５ＭＨｚが４３０．０８ＭＨｚと重ならないので、５ＭＨｚの帯域は確保でき、この検波周波数とサンプリング周波数の組合せは適切な組合せである。
【００６４】
このように、第２の装置では、受信信号及びフィードバック信号のＩＦ帯及びエイリアシングが重ならないようにＡ／Ｄ変換器４５のサンプリングクロック及びデジタル直交検波の検波周波数を設定し、精度の高いフィードバック信号を取り出すことができるようにしている。
【００６５】
次に、第２の装置の歪補償の制御について説明する。
第２の装置においては、復調部５１から出力される逆拡散済みのパイロットチャネル（ＣＰＩＣＨ）のデータに基づいて、歪補償補正部５２が位相補償量、レベル補償量の補正を行って、歪補償テーブルを更新する。
具体的には、歪補償補正部５２は、復調部５１からのフィードバック信号の内、予め決められたビット列が入っているＣＰＩＣＨを用いて、送信前のＣＰＩＣＨの情報と、フィードバック信号中のＣＰＩＣＨの情報とを比較し、レベルの低下と位相のずれを検出する。
【００６６】
フィードバック信号は隣接するアンテナで送信されたものであるため、伝搬による劣化はないものとして扱うことができ、フィードバック信号の受信レベルを測定して、固定値である受信機利得ＧRXを差し引けば、主増幅器１７による振幅歪量を検出することができるものである。
【００６７】
また、ＣＰＩＣＨの既知のビット列より、位相の回転量つまり複素共役をとった位相補償量も直ちに算出可能である。フィードバック信号は、十分なＳ／Ｎ比が得られるため、平均化時間は従来のＤＰＤに比べて大幅に短くてすむものである。
このように、歪補償値の最適化に既知のパイロットチャネルの情報を用いることにより、歪補償補正部における処理量を削減できるものである。
【００６８】
更に、第２の装置では、フィードバック信号のＳ／Ｎ比が良好であるため、復調部５１の逆拡散時間（拡散符号乗算後の平均処理間隔）も短くすることができ、処理速度の高速化を図ることができるものである。これにより、従来は追随不可能であった瞬時のピークに対しても即座に補正を行うことができ、精度の高い歪補償を行うことができるものである。
【００６９】
次に、歪補償補正部５２における処理について図８を用いて具体的に説明する。図８は、第２の装置の歪補償補正部５２の処理を示すフローチャート図である。尚、図８では、周期Ｔ毎に行われる処理を示しており、歪補償補正部５２が、変調部１１に対して直接、歪補償の補正を行う構成について説明する。
【００７０】
図８に示すように、歪補償補正部５２は、復調部５１からのフィードバック信号の復調データを受信すると、パイロットチャネルＣＰＩＣＨの逆拡散結果ｃ（ｎＴ）＝ａ＋ｊｂを取得する（１００）。ここで、ｎは自然数であり、Ｔは１シンボル時間（ショートコード周期）に相当する。
そして、歪補償補正部５２は、ｄ（ｎＴ）＝ａ2＋ｂ2  により、フィードバック信号の振幅ｄ（ｎＴ）を算出する（１０２）。
【００７１】
一方、歪補償補正部５２は、送信系の変調部１１から、送信信号中のＣＰＩＣＨの複素共役情報Ｃ（ｎＴ）＝（Ａ＋ｊＢ）を取得し（１２０）、時刻（ｎＴ）における送信ＣＰＩＣＨの振幅Ｄ（ｎＴ）を、Ｄ（ｎＴ）＝Ａ2＋Ｂ2  により算出する（１２２）。
【００７２】
そして、歪補償補正部５２は、処理１０２と処理１２０の結果に基づいて、位相補償量Ｐ（ｎＴ）を、Ｐ（ｎＴ）＝（Ｃ（ｎＴ）＊ｃ（ｎＴ）†）／ｄ  により算出する（１０４）。
更に、歪補償補正部５２は、処理１０２及び処理１２２の結果に基づいて、振幅歪の補正量Ｓ（ｎＴ）を、Ｓ（ｎＴ）＝Ｄ÷ｄ÷ＧRX＝exp（logＤ−logｄ−logＧRX）  により算出する（１０６）。ＧRXは、受信系によるレベル低下量であり、既知の定数である。
【００７３】
そして、歪補償補正部５２は、位相補正及び振幅補正を施したパイロットチャネルの情報を変調部１１に与える（１１０）。具体的には、歪補償補正部５２は、既知のデータに位相補正を施して  Ｃ（（ｎ＋１）Ｔ）＝Ｃ（ｎＴ）＊Ｐ（ｎＴ）  とし、更に、振幅補正を施して  Ｃ（（ｎ＋１）Ｔ）＝Ｃ（（ｎ＋１）Ｔ）×Ｓ（ｎＴ）を算出して、これを更新後のＣＰＩＣＨとして変調部１１に出力する。そして、変調部１１では、他の送信データについてもパイロットチャネルと同様に歪補正を施して送信データとするものである。
尚、具体的には、ここで更新された歪補正の情報（位相補償量、振幅補正量）は、時刻（ｍｔ＋ｎＴ＋ｔ0）における送信信号に対して適用されるものである。但し、ｍは自然数でｍｔ≦Ｔを満たすものであり、ｔは１サンプル時間、ｔ0は処理１００〜１１０までの処理遅延に相当する。
このようにして、第２の装置の歪補償補正部５２の処理が行われるものである。本例では、更新周期がＴであるものの、瞬時に更新されるものであり、また、チャネル電力制御周期は１０シンボルであるため、大まかな電力変動には十分追従可能である。
【００７４】
尚、ここでは、歪補償補正部５２が直接変調部１１のに対して歪補償の補正を行う場合の処理について説明したが、図２の構成のように、歪補償テーブル５３に位相と振幅の歪補償係数を記憶している場合には、処理１０４で算出された位相補償量と、処理１０６で算出された振幅歪に基づいて、処理１２２で算出された電力に対応する歪補償テーブル５３の歪補償係数を更新し、変調部１１が更新された歪補償テーブル５３を参照して次の歪補償を行うようにすればよい。
あるいは、逆拡散を行わず、チップレートより高速なサンプルレート周期で処理１００〜１１０を行うと共に、Ｐ（ｎＴ）とＳ（ｎＴ）をＩＩＲ（Infinite Impulse Response）フィルタにおいて平均化する処理を、処理１０６の後に行ってもよい。
【００７５】
本発明の第２の実施の形態に係る無線基地局装置によれば、アンテナ共用器を備えた送受信用の０系アンテナ（Ant0）と、受信専用の１系アンテナ（Ant1）とを備え、受信ダイバーシティ方式で受信する無線基地局装置であって、０系アンテナから発射された送信信号を１系アンテナでフィードバック信号として受信して、本来の受信信号とフィードバック信号との周波数多重信号をＡ／Ｄ変換器４５がアンダーサンプリングし、デジタル直交検波部４６が直交検波し、ＦＦＴ部４７が、時分割のＦＦＴ処理において検出する帯域を変えることにより受信信号とフィードバック信号とを分離して、ＩＦＦＴ部５０が時分割で逆ＦＦＴ変換して復調器５１がデジタル復調して受信データとフィードバックデータを出力し、歪補償補正部５２が、送信データ中のパイロットチャネル（ＣＰＩＣＨ）とフィードバックデータのＣＰＩＣＨとの差分に基づいて、位相補償量と振幅歪補正量を算出して歪補償テーブル５３を更新する（又は変調部１１に位相補償量と振幅歪補正量を出力し、変調部１１が位相補償量と振幅歪補正量を反映させた次の送信データを出力する）ようにしているので、フィードバック信号専用の受信回路が不要となり、回路構成を大幅に簡易にすることができ、装置コストの低減及び装置の小型化を図ることができると共に、至近距離で発射されたＳ／Ｎ比の高い信号をフィードバック信号と既知のパイロットチャネルの情報を用いることにより、平均化時間を短縮し、歪補償補正部５２の処理を大幅に低減して、歪補償係数の最適化を高精度且つ高速に行うことができる効果がある。
【００７６】
また、第２の無線基地局装置によれば、１系において、アンテナからデジタル直交検波部４６までは、本来の受信信号とフィードバック信号とを周波数多重信号として、分離せずに処理し、ＦＦＴ部４７で両信号を分離した後は、共通の回路構成で時分割処理を行うようにしているので、装置の構成を一層簡単にすることができる効果がある。
【００７７】
更に、第２の無線基地局装置によれば、Ａ／Ｄ変換器４５におけるサンプリング周波数をチップレートの８倍以上に設定し、分解能も高いもの（例えば１６ｂｉｔ以上）を採用し、更にＦＦＴのような大規模フィルタ手段を用いたことで、アナログＡＧＣを用いなくても、レベルの変動する受信信号ＩＦ帯と送信信号ＩＦ帯とを同時に扱える帯域及びダイナミックレンジを確保することができる。従って、簡易な構成で高いＳ／Ｎ比のフィードバック信号を得ることができ、歪補償の精度を向上させることができる効果がある。
【００７８】
更にまた、第２の無線基地局装置によれば、１系アンテナに、０系アンテナから送信された送信信号（フィードバック信号）の帯域は大幅に減衰させ、端末から送信された本来の受信信号の帯域はあまり減衰させない特性を備えたフィルタを設けているので、フィードバック信号と受信信号とのレベルを同程度にすることができ、周波数多重信号として不都合なく扱うことができる効果がある。
【００７９】
次に、本発明の第３の実施の形態に係る無線基地局装置について説明する。
第３の装置は、０系アンテナで送信した信号を１系アンテナでフィードバック信号として受信する点は第２の装置と同様であるが、アナログ信号での処理を受信信号とフィードバック信号とで別々の回路で行い、デジタル直交検波以降のデジタル処理を共通の構成で時分割で行うようにしており、フィードバック信号専用の受信系を設けるのに比べて装置構成を簡易にすることができ、送信信号と受信信号とのアイソレーション特性を良好にできるものである。
【００８０】
図９は、本発明の第３の実施の形態に係る無線基地局装置（第３の装置）の構成ブロック図である。尚、図１及び図２と同様の構成を取る部分については同一の符号を用いて説明する。
図９に示すように、第３の装置は、アンテナ共用器２０を備えた０系アンテナ（Ant0）と、受信専用の１系アンテナ（Ant1）とを備え、０系の送信系、受信系は何れも図２に示した第２の装置と同じであるため、説明を省略する。
【００８１】
１系アンテナは、端末からの本来の受信信号と、自身の０系アンテナから送信されたフィードバック信号とを受信するものである。
第２の装置と異なる点は、受信信号の受信回路として、第２の装置と同様のＬＮＡ４０と、ＢＰＦ４１と、ミキサ４２と、ＢＰＦ４４と、Ａ／Ｄ変換器４５とを備え、それとは別にフィードバック信号の受信回路として、アッテネータ（ＡＴＴ）６０と、ＢＰＦ６１と、ミキサ６２と、ＢＰＦ６４と、Ａ／Ｄ変換器６５とを備え、更に、受信信号とフィードバック信号とを時分割で切り替えてデジタル直交検波部４６に入力するスイッチ６６を備えている。
【００８２】
上記構成部分の内、受信信号系のＢＰＦ４１は、受信信号の周波数帯域を通過させるフィルタであり、ここでは１９５０ＭＨｚとしている。ＬＮＡ４０，ミキサ４２，ＢＰＦ４４については第２の装置と同様であるため、説明を省略する。
Ａ／Ｄ変換器４５は、６１．４４ＭＨｚのサンプリングクロックで受信信号をサンプリングして中心周波数が７．６８ＭＨｚの受信デジタル信号を得るものである。
デジタル直交検波部４６は、受信デジタル信号を７．６８ＭＨｚの直交信号と乗算してデジタル直交検波するものである。
【００８３】
また、フィードバック信号系のアッテネータ６０は、フィードバック信号の振幅を減衰させて適切な受信レベルとするものである。
ＢＰＦ６１は、フィードバック信号の周波数帯域２１４０ＭＨｚを通過させるフィルタである。
【００８４】
ミキサ６２は、ミキサ４２と共通のローカルオシレータからの周波数でフィードバック信号をＩＦ周波数にダウンコンバートするものである。
ＢＰＦ６４は、ＩＦ周波数に変換されたフィードバック信号を帯域制限するものであり、ここでは通過帯域の中心周波数を２５９．１２ＭＨｚとしている。
【００８５】
Ａ／Ｄ変換器６５は、サンプリングクロック６１．４４ＭＨｚでアンダーサンプリングして、中心周波数１３．３６ＭＨｚのデジタル信号を得るものである。
デジタル直交検波部４６′は、１３．３６ＭＨｚの直交信号で、入力されるフィードバックデジタル信号をデジタル直交検波するものである。
【００８６】
そして、スイッチ６６は、デジタル直交検波部４６からの受信デジタル信号と、デジタル直交検波部４６′からのフィードバックデジタル信号とを時分割で切り替えて、ＦＦＴ部４７に出力するものである。
ＦＦＴ部４７以降の処理は第２の装置と同様であるため説明は省略する。
【００８７】
第３の装置における１系での受信動作について簡単に説明する。
１系アンテナで受信された受信信号は、ＬＮＡ４０で増幅され、ＢＰＦ４１で帯域制限され、ミキサ４２でＩＦ周波数にダウンコンバートされ、更にＢＰＦ４４で帯域制限されて、Ａ／Ｄ変換器４５でダウンサンプリングされてデジタル信号に変換され、デジタル直交検波部４６で直交検波されて、スイッチ６６によって時分割でＦＦＴ部４７に出力される。
【００８８】
一方、１系アンテナで受信されたフィードバック信号は、アッテネータ６０でレベルを低減され、ＢＰＦ６１で帯域制限され、ミキサ６２でＩＦ周波数にダウンコンバートされ、更にＢＰＦ６４で帯域制限されて、Ａ／Ｄ変換器６５で受信信号と共通のサンプリングクロックでデジタル信号に変換され、デジタル直交検波部４６′で直交検波されて、スイッチ６６によって時分割でＦＦＴ部４７に出力される。
【００８９】
入力された受信信号及びフィードバック信号は、ＦＦＴ部４７で、ＦＦＴ処理を行って受信信号とフィードバック信号とが分離され、フィードバック信号は周波数遷移部４８で周波数変換される。
【００９０】
そして、受信信号、フィードバック信号は、それぞれ、ＬＰＦ４９で帯域制限され、ＩＦＦＴ部５０で逆ＦＦＴ変換されて、復調部５１で逆拡散されて、受信データとフィードバックデータが出力される。
フィードバックデータは、歪補償補正部５２において、第２の装置と同様にパイロットチャネルの変調データとの差分が求められ、これに基づいて位相補償量と振幅歪補正量が算出され、歪補償テーブル５３が更新される。そして、送信系の変調部１１が、更新された歪補償テーブル５３に基づいて次の送信データの歪補償を行うようになっている。
尚、第３の装置の０系送信系及び０系受信系の動作は第２の装置と同様であるため、説明は省略する。
【００９１】
本発明の第３の実施の形態に係る無線基地局装置では、デジタル直交検波部４６以降の構成を、受信信号とフィードバック信号で共通に用いることにより、フィードバック信号用の独立した受信系を設けるのに比べて装置構成を簡略化することができ、且つ、アナログ信号の部分を２系統に分離して周波数多重しない構成としているので、第２の装置に比べて送信信号とフィードバック信号のアイソレーション特性を向上させることができる効果がある。
【００９２】
また、デジタル直交検波部４６を周波数調整が可能なものとしてスイッチ６６の後に設け、受信信号とフィードバック信号で共用とし、受信信号は７．６８ＭＨｚで直交検波し、フィードバック信号は１３．３６ＭＨｚで直交検波するようにしてもよい。
【産業上の利用可能性】
【００９３】
本発明は、装置構成を簡略化し、高速且つ高精度に電力増幅器の非線形歪を補償することができる無線基地局装置全般に適している。受信機を備え、フィードバック系と共用するものであればアンテナ間の結合の利用は必須ではないが、受信ダイバーを行う基地局の他に、ＡＡＡ（Adaptive Array Antenna）やＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）を利用した無線ＬＡＮルータ等にも適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００９４】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る無線基地局装置（第１の装置）の構成ブロック図である。
【図２】本発明の第２の実施の形態に係る無線基地局装置（第２の装置）の構成ブロック図である。
【図３】第２の装置の１系アンテナに接続されるフィルタの周波数特性を示す概略説明図である。
【図４】アンテナに反射板を設けた場合の説明図である。
【図５】ＩＦ周波数とエイリアシングの関係（例１）を示す説明図である。
【図６】ＩＦ周波数とエイリアシングの関係（例２）を示す説明図である。
【図７】ＩＦ周波数とエイリアシングの関係（例３）を示す説明図である。
【図８】第２の装置の歪補償補正部５２の処理を示すフローチャート図である。
【図９】本発明の第３の実施の形態に係る無線基地局装置（第３の装置）の構成ブロック図である。
【符号の説明】
【００９５】
１１…変調部、  １２…デジタル直交変調部、  １３…乗算器、  １４…Ｄ／Ａ変換部、  １５，１９，２１，２４，４１，４４，６１，６４…バンドパスフィルタ、  １６，２２，４２，６２…ミキサ、  １７…主増幅器、  １８…方向性結合器、  ２０…アンテナ共用器、  ２３…周波数発振器、  ２５，４５，６５…Ａ／Ｄ変換器、  ２６…遅延器、  ２７…加算器、  ２８…ＦＦＴ部、  ２９…平均化部、  ３０…ＬＵＴ収束演算部、  ３１，５３…歪補償テーブル、  ４０…ＬＮＡ、  ４６…デジタル直交検波部、  ４７…ＦＦＴ部、  ４８…周波数遷移部、  ４９…ＬＰＦ、  ５０…ＩＦＦＦ部、  ５１…復調部、  ５２…歪補償補正部、  ６０…アッテネータ、  ６６…スイッチ
【図１】
2007295331.tif 000003
【図２】
2007295331.tif 000004
【図３】
2007295331.tif 000005
【図４】
2007295331.tif 000006
【図５】
2007295331.tif 000007
【図６】
2007295331.tif 000008
【図７】
2007295331.tif 000009
【図８】
2007295331.tif 000010
【図９】
2007295331.tif 000011