(57)【要約】【課題】操舵力を補助するDCモータを駆動するHブリッジ回路では、電流がトランジスタの逆並列ダイオードを通過する際の電力損失が大きい。またDCモータの電流を検出するのに２個のシャント抵抗器を要するという課題があった。【解決手段】運転者の操舵力を補助するDCモータ２を駆動するHブリッジ回路３１の左右各アームの上下１対のトランジスタを相補PWM駆動し、かつ、左右のアームのHighとLowの状態が互いに逆の関係になる様に駆動する。Ｈブリッジ回路３１のGNDラインにシャント抵抗３３１を挿入して電流を検出する。前記アームのHighの状態での電流検出値から、Lowの状態での電流検出値を減算する減算回路を設けてモータ電流を求める。【選択図】図１
2007295753.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
自動車に搭載され、それぞれが２個のスイッチング素子を直列接続して構成した第一のアームと、第二のアームとを、各アームの両端の同極側同士を互いに接続するＨブリッジ形に接続し、前記両端をこの自動車に搭載されたバッテリ電源に接続し、前記第一のアームの前記２個のスイッチング素子の接続点と、前記第二のアームの前記２個のスイッチング素子の接続点との間にこの自動車の運転者の操舵力を補助する直流モータを接続して構成したモータ駆動回路、
前記直列接続した２個のスイッチング素子を互いに相補PWM駆動するとともに、前記バッテリの同一極に接続された第一のアームのトランジスタと、第二のアームのトランジスタとを互いに相補駆動するスイッチング素子駆動回路、
前記バッテリ電源に直列に挿入されたシャント抵抗器、
このシャント抵抗器の両端電圧を検出するモータ電流検出回路、
この検出電圧の極性を前記スイッチング素子駆動回路の動作タイミングに同期して制御するモータ電流演算回路を備えたことを特徴とする電動パワステアリング装置。
【請求項２】
前記モータ電流検出回路は、前記シャント抵抗器の両端電圧を増幅する差動アンプを含み、前記モータ電流演算回路は、前記スイッチング素子駆動回路の出力タイミングに応じて、前記差動アンプの出力を前記スイッチング素子駆動回路の出力の１／２周期ごとにサンプルホールドするサンプルホールド回路と、前記１／２周期ごとに得た２つのサンプル値の一方から他方を減算する減算回路とを備えたことを特徴とする請求項１に記載の電動パワステアリング装置。
【請求項３】
前記モータ電流検出回路は、前記シャント抵抗の両端電圧を増幅する差動アンプを含み、前記モータ電流演算回路は、前記スイッチング素子駆動回路の出力タイミングに応じて、前記差動アンプの出力を前記スイッチング素子駆動回路の出力の１／２周期ごとに極性を反転する極性反転回路とを備えたことを特徴とする請求項１に記載の電動パワステアリング装置。
【請求項４】
前記運転者の操舵力を検出するトルクセンサ、
前記トルクセンサの出力の極性と前記モータ電流演算回路の出力の極性とを比較して、両者が互いに一致しない状態があらかじめ定めた所定時間継続したとき、この電動パワーステアリング装置が異常状態にあると判定して信号を出力する監視回路、
前記監視回路の前記信号に基づいて前記直流モータへの通電を遮断する遮断回路を備えたことを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載の電動パワステアリング装置。
【請求項５】
前記スイッチング素子はＦＥＴ素子であることを特徴とする請求項１〜から４のいずれか一項に記載の電動パワーステアリング装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は，自動車の運転者の操舵力をＤＣモータにより補助する電動パワーステアリング装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
自動車において、ハンドルに対する運転者の操舵力をモータにより補助する電動パワーステアリング装置がある。このモータとして直流モータを用いるものがある。以下、本発明で言う電動パワーステアリング装置はこの直流モータを用いるもののことを言う。
特許文献１に開示されているＤＣモータを用いた自動車の電動パワーステアリング装置は、Ｈブリッジ回路を構成する４個のＦＥＴの内の上段ＦＥＴの一つをＰＷＭ駆動するとともに該Ｈブリッジ回路の電源ラインにシャント抵抗を挿入してモータ電流を検出する方式が提案されている。
また、特許文献２に開示されたＤＣモータを用いた自動車の電動パワーステアリング装置は、該Ｈブリッジ回路を構成する４個のＦＥＴの内の上段のＦＥＴの一つをＰＷＭ駆動するとともに下段の二つのＦＥＴのソースとＧＮＤとの間にシャント抵抗を挿入してその電圧降下からモータ電流を求める方式が提案されている。
即ち、従来のものでは、ＤＣモータをＨブリッジ回路にて駆動し、該Ｈブリッジ回路を構成する４個のＦＥＴの内の一つをＰＷＭ駆動するとともに、該Ｈブリッジ回路の所定の個所にシャント抵抗を挿入してその電圧降下の値からモータに流れる電流を検出する様になっている。
【０００３】
特許文献１のものでは同文献の図２を見ればわかるとおり、ＰＷＭ駆動されるＦＥＴがＯＦＦの期間、モータ電流は該ＦＥＴと対を成すもう一方のＦＥＴの寄生ダイオードを通過するので、このダイオードによる電圧降下により大きな電力損失を生じる。また、モータ電流をＨブリッジ回路の電源ラインに挿入した一本のシャント抵抗から求める構成となっているが、この構成ではモータ電流の絶対値は検出できるがモータ電流の方向が検出できない、という課題がある。
【０００４】
特許文献２のものでは、同文献の図３に明らかなように、下段の二つのＦＥＴのソースとＧＮＤとの間にシャント抵抗Ｒ１とＲ２を挿入する事によりモータ電流の方向の検出を可能としているのであるが、この構成ではシャント抵抗とそれに付随する電流検出回路が２回路必要で回路規模が増大する、との問題を有している。
【特許文献１】特開２００２-３５９９１９公報
【特許文献２】特開平８−１５０９４６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
従来の電動パワーステアリング装置においては、モータ電流が寄生ダイオードを通過するので、このダイオードによる電圧降下により大きな電力損失を生じる。また、モータ電流の絶対値は検出できるがモータ電流の方向が検出できない。また、シャント抵抗とそれに付随する電流検出回路が２回路必要で回路規模が増大する、などの課題があった。
【０００６】
この発明は、この様な従来のＤＣモータ式電動パワステアリング装置の問題を解決するもので、Ｈブリッジ回路の電力損失を低減するとともに、回路規模を増大させる事なくＤＣモータの電流が方向をも含んで検出できる電動パワステアリング装置を提供する事を目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明にかかる電動パワーステアリング装置は、  自動車に搭載され、それぞれが２個のスイッチング素子を直列接続して構成した第一のアームと、第二のアームとを、各アームの両端の同極側同士を互いに接続するＨブリッジ形に接続し、前記両端をこの自動車に搭載されたバッテリ電源に接続し、前記第一のアームの前記２個のスイッチング素子の接続点と、前記第二のアームの前記２個のスイッチング素子の接続点との間にこの自動車の運転者の操舵力を補助する直流モータを接続して構成したモータ駆動回路、
前記直列接続した２個のスイッチング素子を互いに相補PWM駆動するとともに、前記バッテリの同一極に接続された第一のアームのトランジスタと、第二のアームのトランジスタとを互いに相補駆動するスイッチング素子駆動回路、
前記バッテリ電源に直列に挿入されたシャント抵抗器、
前記シャント抵抗器の両端電圧を検出するモータ電流検出回路、
この検出電圧の極性を前記スイッチング素子駆動回路の動作タイミングに同期して制御するモータ電流演算回路を備えたものである。
【発明の効果】
【０００８】
操舵力をアシストするＤＣモータを駆動するＨブリッジ回路の左右各アームの上下１対のトランジスタを相補ＰＷＭ駆動し、かつ、左右のアームのＨｉｇｈとＬｏｗの状態が互いに逆の関係になる様に駆動することにより、電流がトランジスタの寄生ダイオードを流れることを無くした。これにより、Ｈブリッジ回路の電力損失を低減する事が出来る。
また、Ｈブリッジ回路のＧＮＤラインにシャント抵抗を挿入して電流を検出するとともに、このアームのＨｉｇｈ状態での電流検出値からＬｏｗ状態での電流検出値を減算してモータ電流を算出する様にしたので、１つのシャント抵抗で、方向をも含んだＤＣモータの電流を検出することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
図１は，この発明の実施の形態１による電動パワーステアリング装置の構成を示す図である。同図において図示しない自動車のハンドルの軸に取り付けられ、運転者の操舵力を検出するトルクセンサ１から現在のトルク信号が検出され、制御装置３に入力される。図示しないハンドルの軸には運転者の操舵力を補助するＤＣモータ２が取り付けられている。制御装置３は、自動車のバッテリ４から電源の供給を受けてＤＣモータ２を駆動するＨブリッジ回路３１と、このＨブリッジ回路３１を構成する４個のＦＥＴ（ＦＥＴ１，ＦＥＴ２，ＦＥＴ３，ＦＥＴ４）を駆動するＦＥＴドライバ３２と、Ｈブリッジ回路３１のＦＥＴのソース電流（４個のＦＥＴの合計電流）を検出する電流検出回路３３と、ＤＣモータ２の電流制御を司るＣＰＵ３４とを備えている。Ｈブリッジ回路３１は、それぞれが２個のスイッチング素子を直列接続して構成した第一のアームと、第二のアームとを、各アームの両端の同極側同士を互いに接続して構成したものである。この両端をこの自動車に搭載されたバッテリ電源に接続し、第一のアームの２個のスイッチング素子の接続点と、第二のアームの２個のスイッチング素子の接続点との間に前述の操舵力補助を行う直流モータが接続されている。Ｈブリッジ回路はモータ駆動回路とも言う。
【００１０】
次に、Ｈブリッジ回路３１の相補ＰＷＭ駆動の動作に付いて説明する。なお、理解を助けるため、従来（特許文献１のもの）のＨブリッジ回路の動作についての比較説明を本実施の形態の後半において述べる。
図１のＨブリッジ回路３１のＰＷＭ駆動動作に付いて、まず図２により説明する。
図２は、ＰＷＭ駆動の１周期内の各ＦＥＴのＯＮとＯＦＦの動作を示したタイミングチャートである。ＰＷＭ周期は、１周期(ＴＰＷＭ)が２０μs前後で動作させる。本発明のＨブリッジ回路３１では各ＦＥＴはいわゆる相補ＰＷＭ駆動を行う。即ち、相補ＰＷＭ駆動では、Ｈブリッジ回路の左右のアームを構成する上下で対を成すＦＥＴのＯＮとＯＦＦの状態が互いに逆となる。即ち、上段ＦＥＴがＯＮの区間では下段ＦＥＴがＯＦＦ、上段ＦＥＴがＯＦＦの区間では下段ＦＥＴがＯＮの状態に駆動される。
また、  バッテリの同一極に接続された第一のアームのトランジスタと、第二のアームのトランジスタも互いに相補駆動される。
ここで、ＰＷＭ駆動パルスのＯＮとＯＦＦのタイミングは、図２に示す様にアップダウンカウンタにて構成されるタイマの値１０１と、Ｄｕｔｙ比を設定するＤｕｔｙ比設定値１０２（制御状態により上下する）とを比較する事により得る。
【００１１】
図２は、ＰＷＭパルスのＤｕｔｙ比が丁度５０％となる様に、Ｄｕｔｙ比設定値１０２が設定されている場合を示している。タイマの値１０１とこの設定値１０２とを刻々と比較してパルスのＯＮとＯＦＦのタイミングが得られ、ＦＥＴ１、ＦＥＴ２、ＦＥＴ３、ＦＥＴ４は同図に示す様に駆動される。即ち、Ｈブリッジ回路３１の左アームの上段のＦＥＴ１はタイマ値１０１がＤｕｔｙ比設定値１０２より大きい区間でＯＮされて、設定値以下となる区間ではＯＦＦされる。それと対を成す上段のＦＥＴ２は前記ＦＥＴ１とはＯＮとＯＦＦが逆の状態に駆動される。右アームはこの左アームとは逆にタイマ値が設定値以上の区間でＯＦＦされて設定値以下の区間でＯＮされる。それと対を成す下段のＦＥＴ４はこのＦＥＴ２とはＯＮとＯＦＦが逆の状態に駆動される。この様に図２では左右のアームがともに５０％のＤｕｔｙ比で駆動され、モータのＭ＋端子とＭ−端子には同一の平均電圧が印加されるので、平均値としては、モータの両端子間に電圧差が無いことになる。モータ回路の時定数はＰＷＭ駆動の周期に比して十分に長い時定数を有している（Ｌ／Ｒが大きい）ので結果的にモータには電流が流れない。
【００１２】
次に図３は、ＰＷＭパルスのＤｕｔｙ比が５０％よりも小さくなる様に設定されている場合を示している。この図３ではＦＥＴ１のＯＮの期間（区間Ｍ１と図示している）は同図に示す様に５０％よりもα減少した場合を示している。この時のＦＥＴ１、ＦＥＴ２、ＦＥＴ３、ＦＥＴ４のＯＮとＯＦＦの関係は図２と同様である。この設定値ではＨブリッジ回路の左アームがＨｉｇｈとなる時間比率が５０％よりもα低く、右アームがＨｉｇｈとなる時間比率が５０％よりもα高い。従って、モータのＭ＋端子に印加される平均電圧はＭ−端子に印加される平均電圧よりも低くなり、モータにはＭ−端子からＭ＋端子に向かって電流が流れる。
【００１３】
図３の状態での電流の流れる電流経路を図４、図５に示す。尚、同図では理解をたすけるためＦＥＴ回路記号に代えて、ＯＮとＯＦＦの動作をスイッチの接点記号を用いて模式的に表している。尚、スイッチの接点と並列に挿入されたダイオードはＦＥＴの寄生ダイオードを表す。
図４は図３中に「Ｍ０」にて記したＦＥＴ１とＦＥＴ４がＯＦＦで、ＦＥＴ２とＦＥＴ３がＯＮの区間の電流経路を示したもので、モータ電流はバッテリのプラスから出てＦＥＴ２、モータ、ＦＥＴ３を経てシャント抵抗３３１を下流に向けて流れて、バッテリのマイナスへと戻る経路を流れる。さて、時間の比率が区間Ｍ０の方が区間Ｍ１よりも長く、モータ回路の時定数が前述したように長いので、区間Ｍ１になってもモータ部分には区間Ｍ０の時と同じ方向の電流が流れつづける。図５は図３中に「Ｍ１」にて記したＦＥＴ１とＦＥＴ４がＯＮの区間の電流経路を示したもので、モータ電流はバッテリのマイナスから出てシャント抵抗を上流に向けて流れてＦＥＴ４、モータ、ＦＥＴ１を経てバッテリのプラスへと戻る経路を流れる。
【００１４】
図６は上記の図３とは逆に、ＰＷＭパルスのＤｕｔｙ比が５０％よりも高くなる様に設定されている場合を示している。この設定ではＦＥＴ１のＯＮの期間は同図に示す様に５０％よりもα増加した場合を示している。この時のＦＥＴ１、ＦＥＴ２、ＦＥＴ３、ＦＥＴ４のＯＮとＯＦＦの関係は図２と同様である。この設定値ではＨブリッジ回路の左アームがＨｉｇｈとなる時間比率が５０％よりもα高く、右アームがＨｉｇｈとなる時間比率が５０％よりもα低い。従って、モータのＭ＋端子に印加される平均電圧はＭ−端子に印加される平均電圧よりも高くなり、モータには平均してＭ＋端子からＭ−端子に向かって電流が流れる。
【００１５】
上記の様にＰＷＭ駆動した場合のＨブリッジ回路内の電流経路に付いて図７、図８に従って説明する。尚、同図ではＦＥＴの回路記号に代えて、ＦＥＴのＯＮとＯＦＦの動作をスイッチの接点記号を用いて模式的に表している。
図７、図８は前記図６に示すＤｕｔｙ比でＨブリッジ回路３１を駆動した場合の回路内電流経路を示す図である。図８は図６中に「Ｍ１」にて記したＦＥＴ１とＦＥＴ４がＯＮの区間の電流経路を示したもので、モータ電流はバッテリのプラスから出てＦＥＴ１、モータ、ＦＥＴ４を経てバッテリのマイナスへと戻る経路を流れる。
さて、時間の比率が区間Ｍ１の方が区間Ｍ０よりも長く、モータ回路の時定数が前述したように長いので、区間Ｍ０になってもモータ部分には区間Ｍ１の時と同じ方向の電流が流れつづける。即ち、図７は図６中に「Ｍ０」にて記したＦＥＴ２とＦＥＴ３がＯＮの区間の電流経路を示したもので、モータ電流はバッテリのマイナスから出てシャント抵抗を上流に向けて流れてＦＥＴ３、モータ、ＦＥＴ２を経てバッテリのプラスへと戻る経路を流れる。
【００１６】
以上説明した様に、このＰＷＭ駆動方法では対角線上の一対のＦＥＴからなる２組のＦＥＴのいずれかの組が常にＯＮ状態にあるので、モータ電流がＦＥＴの寄生ダイオードを流れる事は無く、従って寄生ダイオードの電圧降下に伴う電力損失も生じない。言うまでもなく、ＦＥＴにおける電圧降下はダイオードに比してきわめて小さい。また、このＰＷＭ駆動方法では、モータ電流は必ずシャント抵抗３３１を流れるとともに、その流れる方向はモータ電流の方向と、どのＦＥＴの組が動作しているかの両方に依存している。即ち、モータ電流の方向が同一であってもＦＥＴのＯＮとＯＦＦの状態に依り方向が互いに逆となる。従って、シャント抵抗の両端の電圧差を差動アンプにて検出し、その出力を前記ＣＰＵ３４によつて、以下に述べる様に処理する事により方向をも含んだモータ電流を求める事が出来る。図１ではシャント抵抗器３３１はグランドに接続された位置に挿入されているが、差動増幅器に絶縁型を使用するなど必要な配慮をするならば、バッテリ４に直列挿入される位置でもよい。
【００１７】
以下、方向をも含んだモータ電流を求める方法に付いて図１、及び信号チャート説明図、図９にもとづいて説明する。なお図９は、例として図６〜図８に対応して、Ｍ１区間の方が長い状態における電流検出の状態を示したものである。電流検出回路３３はシャント抵抗３３１と差動アンプ３３２を有する。図１に示す様に差動アンプ３３２はシャント抵抗３３１の上端電位から下端電位を減じた電圧、即ちシャント抵抗器の両端の電圧差を増幅する構成となっているので、モータ電流が該シャント抵抗３３１の下流（図に向かって下流、即ちバッテリのマイナス端子へと流れる方向）へ向かって流れる時に差動アンプ３３２の出力がプラスとなり、上流（図に向かって上流、即ちバッテリのマイナス端子から流れ出る方向）へ向かって流れる時にマイナスとなる。即ち、図９の２００は説明のための素子の駆動タイミングを示し、２０１はモータの電流（例として漸増状態）を示す。２０２はシャント抵抗器３３１の両端電圧及び差動増幅器３３２の出力を示し、素子の駆動のタイミングにより極性が２０２ａ、２０２ｂのように反転することを示している。ＣＰＵ３４は、アップダウンカウンタにて構成されたタイマ３４３と、このタイマに同期して動作するサンプルホールド回路３４６、及びＡ／Ｄ変換器３４７を備えており、タイマ３４６の出力波形の山となる最大値のタイミング（区間Ｍ１の中央、図９にＸと記載）と、谷となる最小値のタイミング（区間Ｍ０の中央、図９にＺと記載）にて該差動アンプ３３２の出力をサンプルホールドする。サンプルホールドした値は図９の２０３に示す。ＣＰＵは更に、サンプルホールドした値をＡ／Ｄ変換し、谷のタイミングで得たＡ／Ｄ変換結果(Ib)から山のタイミングで得たＡ／Ｄ変換結果(Ip)を減算して（即ち同極性にそろえて加算して）モータ電流(ＩＭ)を算出する。算出した結果は図９の２０４に示す。
ここで、タイマ３４３の山のタイミングとは、図２、図３、図６に「Ｍ１」で記したＦＥＴ１とＦＥＴ４のＯＮ区間の中心のタイミングであり、谷のタイミングとは同図中に「Ｍ０」で記したＦＥＴ１のＯＦＦ区間の中心のタイミング（各図では図の端）である。
【００１８】
まず、図３に示す、Ｄｕｔｙ設定値が５０％よりも小さい場合に付いて見る。この場合、モータ電流は図４及び図５に示す様にモータのＭ−端子からＭ＋端子に向かって流れる。今、モータ電流の絶対値をＩｍと置く。図３の谷のタイミングでは図４に示す様にシャント抵抗３３１の下流に向かって電流が流れているので差動アンプ３３２の出力には＋Ｉｍの信号が得られ、図３の山のタイミングでは図５に示す様にシャント抵抗３３１の上流に向かって電流が流れているので差動アンプ３３２の出力には−Ｉｍの信号が得られる。従って、谷のタイミングで得た＋Ｉｍから山のタイミングで得た−Ｉｍを減算する事によりＩｍ−（−Ｉｍ）＝２Ｉｍの検出電流値(Ｉｍ)を得る。次に、図６に示す、Ｄｕｔｙ設定値が５０％よりも大きい場合に付いて見る。この場合、モータ電流は図７及び図８に示す様にモータのＭ＋端子からＭ−端子に向かって流れる。図６の谷のタイミングでは図７に示す様にシャント抵抗３３１の上流に向かって電流が流れるので差動アンプ３３２の出力には−Ｉｍの信号が得られ、図６の山のタイミングでは図８に示す様にシャント抵抗３３１の下流に向かって電流が流れるので差動アンプ３３２の出力に＋Ｉｍの信号が得られる。従って、谷のタイミングで得た−Ｉｍから山のッタイミングで得た＋Ｉｍを減算して−Ｉｍ−（＋Ｉｍ）＝−２Ｉｍの検出電流値(ＩＭ)を得る。
以上説明した様に、この方法によれば、モータ電流がモータのＭ−端子からＭ＋端子に向かって流れる時にプラスの電流値を得て、モータ電流がＭ＋端子からＭ−端子に向かって流れる時にマイナスの電流値を得る。即ち、方向をも含んだモータ電流値を得る事が出来る。
なお、ＣＰＵ３４によって差動アンプの出力信号について上記演算を行う部分の構成はこの発明でモータ電流演算回路と呼ぶ。
【００１９】
以下、モータ電流の制御に付いて図１と図１０、図１１に従って説明する。図１０はトルクセンサ１の特性図である。トルクセンサ１は、図１０に示す様に自動車の運転者の操舵トルクに比例した信号を出力する。運転者がハンドルを右回り方向に操舵するとプラスの信号を出力し、左回り方向に操舵するとマイナスの信号を出力する。このトルクセンサ１の出力を受けて、ＣＰＵ３４の目標電流設定ブロック３４１は、図１１に示す特性を持った目標電流値(ＩＴ)、即ちＤＣモータ２に通電すべき電流の目標値を設定する。トルクセンサ１の出力がプラスの場合はプラスの目標電流値(ＩＴ)を設定し、トルクセンサ１の出力がマイナスの場合はマイナスの目標電流値(ＩＴ)を設定する。次に、この目標電流値(ＩＴ)と前記検出電流値(Ｉｍ)との差を求め、Ｄｕｔｙ比算出ブロック３４２にてこの差が零となる方向に、例えば比例積分制御の手法によりＨブリッジ回路３１を駆動すべきＰＷＭのＤｕｔｙ比を算出する。次段の比較器３４４では、前述した様に、アップダウンカウンタから成るタイマ３４３の値と前記Ｄｕｔｙ比算出ブロック３４２で算出されたＤｕｔｙ比設定値とを比較してパルスのＯＮとＯＦＦのタイミングを発生する。次段のパルス発生器３４５では、このＯＮとＯＦＦのタイミングを受けて、Ｈブリッジ回路３１を構成する４個のＦＥＴの駆動パルスを発生する。Ｈブリッジ回路３１は、ＦＥＴドライバ３２を介して、この駆動パルスにより駆動される。以上の様にしてＤＣモータ２に運転者の操舵力に応じた所定の電流が通電され補助力が制御される。
【００２０】
以上に説明した本願のＨブリッジ回路の動作が従来のものとどのように異なるのか理解を助けるため、従来の装置、例えば特許文献１の図２に示された負荷駆動手段８（以下、説明の都合上、Ｈブリッジ回路と呼ぶ）の動作について本願の説明と類似する説明方法で説明する。図１２、図１３、図１４、図１５、図１６は従来装置のＨブリッジ回路のＰＷＭ駆動の動作を示すものであって、図１２はＰＷＭ駆動の１周期内のＯＮとＯＦＦのタイミングを示す。この種のＰＷＭ駆動は多くの場合、２０Ｋｈｚの周波数にてチョッピングされ、従って１周期(ＴＰＷＭ)は２０μsであって、この内の所定の期間(Ｔ１)にＦＥＴがＯＮされ、残りの所定の期間(Ｔ２)にＯＦＦされる。図１３、図１４は左アームの上段のＦＥＴ１がＰＷＭ駆動されている場合を示し、図１５、図１６は右アームの上段のＦＥＴ２がＰＷＭ駆動されている場合を示す。尚、図１３、図１４、図１５、図１６では、ＦＥＴのＯＮとＯＦＦの動作をスイッチの接点の図を用いて模式的に表している。尚、スイッチの接点と並列に挿入されたダイオードはＦＥＴの寄生ダイオードを表す。
【００２１】
まず、図１３、図１４に従って左アームの上段のＦＥＴ１がＰＷＭ駆動された場合の動作に付いて説明する。この場合、ＦＥＴ２とＦＥＴ３は常時ＯＦＦの状態に有り、ＦＥＴ４は常時ＯＮの状態に有る。図１３は図１１に示すＯＮ期間(Ｔ１)の電流経路を示し、図１４はＯＦＦ期間(Ｔ２)の電流経路を示す。ＦＥＴ１がＯＮされている期間、モータ電流は図１３に破線と矢印にて示す経路に従ってモータのＭ＋端子からＭ−端子へと流れる。次にＴ２の期間にてＦＥＴ１がＯＦＦされてもモータ回路の時定数はＰＷＭ周期（ＴＰＷＭ）より十分に長いので、モータには同じ方向の電流が流れつづける。即ち、モータ電流は図１４に破線と矢印にて示す経路を流れる。同図に示す様に、このＴ２の区間ではモータ電流はＦＥＴ３の寄生ダイオードを流れて循環する。次に、図１５、図１６に従って右アームの上段のＦＥＴ２がＰＷＭ駆動された場合の動作に付いて説明する。この場合、ＦＥＴ１とＦＥＴ４は常時ＯＦＦの状態に有り、ＦＥＴ３は常時ＯＮの状態に有る。図１５は図１１に示すＯＮ期間(Ｔ１)の電流経路を示し、図１６はＯＦＦ期間(Ｔ２)の電流経路を示す。ＦＥＴ２がＯＮされている期間、モータ電流は図１５に破線と矢印にて示す経路に従ってモータのＭ−端子からＭ＋端子へと流れる。次にＴ２の期間にてＦＥＴ２がＯＦＦされてもモータ回路の時定数はＰＷＭ周期（Ｔｐｗｍ）より十分に長いので、モータには同じ方向の電流が流れつづける。即ち、モータ電流は図１６に破線と矢印にて示す経路を流れる。同図に示す様に、このＴ２の区間ではモータ電流はＦＥＴ４の寄生ダイオードを流れて循環する。
【００２２】
以上述べた様に、従来のものではＰＷＭ駆動のＯＦＦの期間(Ｔ２)に、モータ電流はＦＥＴの寄生ダイオードを介して循環するのであるが、この寄生ダイオードの電圧降下は通常約０.７Ｖ前後であるのでモータ電流が流れる事によって大きな電力損失を生じる。また、図１３、図１４、図１５、図１６に破線と矢印にて示した様に、この駆動方式ではＨブリッジ回路の電源ライン、又はＧＮＤラインを流れる電流はモータ電流の方向に依らず常に一定の方向を流れるのでこれらのラインにシャント抵抗を挿入してモータ電流の方向を検出する事は出来ない。
【００２３】
実施の形態２．
以下に、装置の異常状態の検出回路と、異常時の処置回路を設けた実施の形態２の電動パ和ステアリング装置に付いて図１７の構成図により説明する。
実施の形態１で説明したように、装置が正常に動作している間、トルクセンサ１の出力の正負の極性と、減算回路の出力の正負の極性とは制御の過渡時を除けば一致しているはずである。この極性が一致していない場合とは、例えば運転者が右方向に操舵しているにも拘わらず、モータが逆の左方向にアシスト力を発生している事を示しており、制御過渡時の極短い時間を超えて長時間続くのは極めて危険な状態である。
監視回路３５は、トルクセンサ１の出力と、減算回路の出力とを比較して両信号の正負の極性が不一致の状態が所定の時間継続した場合に装置が異常であると判定し、ＤＣモータ２への通電を遮断する。図１７では、ＤＣモータ２への通電経路を機械式リレーにて遮断する場合の構成を示しているが、この遮断方法としては、例えばＦＥＴドライバを遮断する方法や、Ｈブリッジ回路３１の電源を遮断する方法等を用いてもよい。
【００２４】
実施の形態３．
実施の形態１では電流演算方法としてディジタル回路でサンプルホールドを行う例を用いて説明した。もちろんこの種の回路はアナログでも構成することが出来る。以下、方向をも含んだモータ電流を求める方法に付いて、実施の形態１で説明した信号チャート図９にもとづいて説明する。なお図９は、例として図６〜図８に対応して、Ｍ１区間の方が長い状態における電流検出の状態を示したものである。電流検出回路３３はシャント抵抗３３１と差動アンプ３３２を有する。差動アンプ３３２はシャント抵抗３３１の上端電位から下端電位を減じた電圧、即ちシャント抵抗器の両端の電圧差を増幅する構成となっているので、モータ電流がシャント抵抗３３１の下流（図に向かって下流、即ちバッテリのマイナス端子へと流れる方向）へ向かって流れる時に差動アンプ３３２の出力がプラスとなり、上流（図に向かって上流、即ちバッテリのマイナス端子から流れ出る方向）へ向かって流れる時にマイナスとなる。即ち、図９の２００は説明のための素子の駆動タイミングを示し、２０１はモータの電流（例として漸増状態）を示す。２０２はシャント抵抗器３３１の両端電圧及び差動増幅器３３２の出力を示し、素子の駆動のタイミングにより極性が反転する。
ＣＰＵ３４は、区間Ｍ０と区間Ｍ１を把握しているので、区間Ｍ０の間は差動増幅器の出力を検出信号ＩＭとして直接にＤｕｔｙ比算出３４２の入力端に出力させ、区間Ｍ１の間は差動増幅器３３２の出力を図示しない反転増幅器を介して極性を反転してから検出信号ＩＭとしてＤｕｔｙ比算出部３４２の入力端へと出力させる。
【産業上の利用可能性】
【００２５】
この発明の電動パワステアリング装置は、自動車のハンドル制御に限らず、工作機械やロボットシステムなど一般のサーボモータシステムに利用することが出来る。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】この発明の実施の形態１による電動パワステアリング装置を示すブロック図である。
【図２】図１の電動パワステアリング装置のデューティ比５０％動作を示すタイミングチャートである。
【図３】図１の電動パワステアリング装置の動作を示すタイミングチャートである。
【図４】図３のタイミングチャートにおける電流の経路を示す図である。
【図５】図３のタイミングチャートにおける電流の経路を示す図である。
【図６】図１の電動パワステアリング装置の動作を示すタイミングチャートである。
【図７】図６のタイミングチャートにおける電流の経路を示す図である。
【図８】図６のタイミングチャートにおける電流の経路を示す図である。
【図９】電流検出回路の動作を説明する信号タイムチャートである。
【図１０】トルクセンサの特性を示す図である。
【図１１】目標電流設定ブロックの特性を示す図である。
【図１２】比較説明のため従来のＨ２ブリッジ回路のタイミングチャートを示す図である。
【図１３】従来のＨブリッジ回路の図１１の状態での電流経路を示す図である。
【図１４】従来のＨブリッジ回路の図１１の状態での電流経路を示す図である。
【図１５】従来のＨブリッジ回路の図１１の状態での電流経路を示す図である。
【図１６】従来のＨブリッジ回路の図１１の状態での電流経路を示す図である。
【図１７】この発明の実施の形態２による電動パワステアリング装置を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００２７】
１  トルクセンサ、    ２  ＤＣモータ、    ３  制御装置、
３１  Ｈブリッジ回路、    ３２  ＦＥＴドライバ、
３３  モータ電流検出回路、    ３４  ＣＰＵ、    ３５  監視回路、
２０１  モータ電流値、    ２０２  シャント抵抗両端電圧、
２０３  サンプルホールドされた信号、    ２０４  減算器出力信号、
３３１  シャント抵抗、    ３３２  差動アンプ、
３４１  目標電流設定ブロック、    ３４２  Ｄｕｔｙ比算出ブロック、
３４３  タイマ、    ３４４  比較器、
３４５  パルス発生器、    ３４６  サンプルホールド回路、
３４７  Ａ／Ｄ変換器。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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