(57)【要約】【課題】  ガードインターバルを超える遅延時間の大きい遅延波が到来した時に生じるシンボル間干渉およびキャリア間干渉を高精度で除去する。【解決手段】  受信信号から復調シンボルを抽出する抽出部（１０）と、復調シンボルを複数のサブキャリア信号に分離する分離部（１１）と、伝搬路状態を推定する伝搬路推定部（１５）と、受信信号から復調シンボルを抽出したときのキャリア間の干渉量を推定する干渉量推定部（１７）と、推定した伝搬路状態、推定したキャリア間の干渉量および複数の受信候補信号に基づいて、複数の受信信号レプリカを作成するレプリカ作成部（１９）と、各サブキャリア信号に最も近い受信信号レプリカを選定し、その選定した受信信号レプリカを構成する受信候補信号を、送信元から送信された信号と推定する最尤推定部（２０）と、を備える。【選択図】  図１
2007067878.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
マルチキャリア伝送方式で無線信号を受信する受信機であって、
受信信号から復調シンボルを抽出する抽出部と、
前記抽出された復調シンボルを複数のサブキャリア信号に分離する分離部と、
前記受信信号に基づいて伝搬路状態を推定する伝搬路推定部と、
前記受信信号から復調シンボルを抽出したときのキャリア間の干渉量を推定する干渉量推定部と、
前記推定した伝搬路状態、前記推定したキャリア間の干渉量および複数の受信候補信号に基づいて、複数の受信信号レプリカを作成するレプリカ作成部と、
前記各サブキャリア信号と前記各受信信号レプリカとを対比して、前記各サブキャリア信号に最も近い受信信号レプリカを選定し、その選定した受信信号レプリカを構成する受信候補信号を、送信元から送信された信号と推定する最尤推定部と、を備えることを特徴とする受信機。
【請求項２】
前記推定した伝搬路状態に基づいて窓関数を選定する窓関数選定部をさらに備え、
前記抽出部は、前記窓関数を前記受信信号に乗算することにより復調シンボルを抽出することを特徴とする請求項１記載の受信機。
【請求項３】
前記干渉量推定部は、前記選定された窓関数を複数のサブキャリア信号に分離することにより、前記キャリア間の干渉量を推定することを特徴とする請求項２記載の受信機。
【請求項４】
前記干渉量推定部が推定した干渉量と閾値とを比較し、前記閾値よりも大きい干渉量を有するサブキャリア信号のみを抽出して前記レプリカ作成部へ出力する干渉量抽出部を備えることを特徴とする請求項３記載の受信機。
【請求項５】
前記干渉量抽出部は、前記閾値よりも小さい干渉量を有するサブキャリア信号をヌルシンボルに置き換えて出力することを特徴とする請求項４記載の受信機。
【請求項６】
前記最尤推定部は、前記各サブキャリア信号と前記各受信信号レプリカとを対比して、前記各サブキャリア信号と信号間距離が最も小さい受信信号レプリカを選定し、その選定した受信信号レプリカを構成する受信候補信号を、送信元から送信された信号と推定することを特徴とする請求項１から請求項５のいずれかに記載の受信機。
【請求項７】
請求項１から請求項６のいずれかに記載の受信機を備えることを特徴とする通信端末装置。
【請求項８】
マルチキャリア伝送方式で受信した無線信号を復調する復調方法であって、
受信信号から復調シンボルを抽出するステップと、
前記抽出された復調シンボルを複数のサブキャリア信号に分離するステップと、
前記受信信号に基づいて伝搬路状態を推定するステップと、
前記受信信号から復調シンボルを抽出したときのキャリア間の干渉量を推定するステップと、
前記推定した伝搬路状態、前記推定したキャリア間の干渉量および複数の受信候補信号に基づいて、複数の受信信号レプリカを作成するステップと、
前記各サブキャリア信号と前記各受信信号レプリカとを対比して、前記各サブキャリア信号に最も近い受信信号レプリカを選定し、その選定した受信信号レプリカを構成する受信候補信号を、送信元から送信された信号と推定するステップと、を少なくとも含むことを特徴とする復調方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、マルチキャリア伝送方式で無線信号を受信する受信機、通信端末装置、およびマルチキャリア伝送方式で受信した無線信号を復調する復調方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、例えばＯＦＤＭシステムにおいて、遅延波が到来した場合であってもサブキャリア間の直交性を維持するために、データシンボルの前にガードインターバル（ＧＩ）を付加して送信する手法が採られていた。このガードインターバルは、前記データシンボルの最後尾の一部をコピーしたものである。ＯＦＤＭシステムの受信機において、マルチパス環境下で最初に到来した波からガードインターバル長以下の遅延時間の遅延波が到来した場合、最初に到来した波のデータシンボルに同期してガードインターバルを除去し、データシンボルを取り出し、復調することで隣接データシンボルからの干渉を抑制することができる。一方、最初に到来した波からガードインターバル長を超える遅延時間の遅延波が到来した場合、隣接データシンボルからの干渉を受け、シンボル間干渉、キャリア間干渉が生じ、誤り率が大きく劣化する。この特性劣化への解決策として、ガードインターバル長を大きく設定する方法があるが、冗長度が増加し、通信効率の劣化につながる。例えば、特開２００３−１８８８４７や非特許文献１には、これを解決する技術が開示されている。
【０００３】
図１３は、特開２００３−１８８８４７号公報に開示されたマルチキャリア復調装置１２０の構成を示すブロック図である。このマルチキャリア復調装置１２０は、プリアンブル抽出部１２１でアンテナ１２２からの受信信号のうちプリアンブルを抽出する。同期確立部１２３は復調装置全体の同期を取り、遅延時間差推定部１２４は遅延波の遅延時間差を推定する。サブキャリア位相、振幅抽出部１２５は各サブキャリアの位相、振幅情報を検出し、使用シンボル抽出部１２６は遅延時間差推定部１２４で推定した最大遅延時間差に基づいて干渉のないシンボルを抽出する。整合フィルタ部１２７は使用シンボル抽出部１２６で抽出したシンボルを各サブサブキャリアに分離する。キャリア間干渉除去部１２８は整合フィルタ部１２７で分離された各サブキャリアからキャリア間干渉を除去する。伝搬路特性等化部１２９は各サブキャリアの位相、振幅変動を補正し、シンボル判定部１３０は、データ復調信号系列を出力する。Ｐ／Ｓ変換部１３１は並列信号を直列信号に変換して出力する。
【０００４】
図１４は、図１３に示したキャリア間干渉除去部１２８の概略構成を示すブロック図である。図１４の紙面に対して左側から第１段目として、整合フィルタ部１２７から各サブキャリア出力が入力される。整合フィルタ部１２７の出力は、伝搬路特性等化部１２８ａで、サブキャリア位相・振幅情報によって等化処理する。次に、サブキャリアシンボル判定部１２８ｂで仮判定を行ない、伝搬路特性再現部１２８ｃで、サブキャリア位相・振幅情報により、伝搬路特性の影響が再現される。次に、サブキャリア間干渉成分演算部１２８ｄで、遅延時間差推定部１２４の出力する遅延波と最初に到来した波との時間差から求められる使用シンボル長に基づきキャリア間干渉が演算される。これを、減算部１２８ｅにて整合フィルタ部１２７からの出力信号から減算する。
【０００５】
次に、第２段目では、第１段目の減算部１２８ｅの出力を再度、伝搬路特性等化部１２８ａ、サブキャリアシンボル判定部１２８ｂ、伝搬路特性再現部１２８ｃ、サブキャリア間干渉成分演算部１２８ｄの各々において、上記１段目と同じ動作を行い、その結果を減算部１２８ｅにて、整合フィルタ部１２７からの出力信号から減算する。
【０００６】
これらの動作を繰り返すことで、正確にキャリア間干渉が除去でき、精度の高い各サブキャリアの信号を得ることが可能となる。
【０００７】
上記の構成により、ガードインターバルを超える遅延波によるシンボル間干渉を受けていないＯＦＤＭシンボルのみを抽出し、その抽出したＯＦＤＭシンボルを整合フィルタ１２７で各サブキャリアに分離後、上記ＯＦＤＭシンボルを抽出したことにより生じるサブキャリア間干渉を除去することでガードインターバルを超える遅延波が到来しても、通信効率を低下させることなく、大きな特性劣化を防ぐことができることとなる。
【特許文献１】特開２００３−１８８８４７
【非特許文献１】ＩＥＩＣＥ  ＴＲＡＮＳ．ＦＵＮＤＡＭＥＮＴＡＬＳ  ＶＯＬ．Ｅ８５−Ａ，ＮＯ．１２  ＤＥＣＥＭＢＥＲ  ２００２，Ｐ．２８５９
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
上記のような従来の手法では、ＯＦＤＭシンボルから各サブキャリア成分に分離する整合フィルタ１２７とシンボル判定器１３０の間に、使用シンボルを抽出することにより生じるサブキャリア間干渉を除去するキャリア間干渉除去部１２８が必要であり、GI長を長くした場合に匹敵する特性を得るためには、図１４に示すようなマルチステージ形キャンセラなどを採用して高確度で干渉を除去しなければならない。
【０００９】
しかしながら、このマルチステージ形の干渉除去部では、干渉の状況が充分に考慮されていない初段の仮判定部において誤判定がなされると、その誤判定が２段目以降に伝搬してしまい、段数を増やしても特性が改善されない場合が生じてしまい、特性劣化の原因となるという問題がある。
【００１０】
本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、マルチステージ型キャンセラのように初段の判定結果に依存されることなく、ＧＩを超える遅延時間の大きい遅延波が到来した時に生じるシンボル間干渉およびキャリア間干渉を高精度で除去することができる受信機、通信端末装置および復調方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
（１）上記の目的を達成するために、本発明は、以下のような手段を講じた。すなわち、本発明に係る受信機は、マルチキャリア伝送方式で無線信号を受信する受信機であって、受信信号から復調シンボルを抽出する抽出部と、前記抽出された復調シンボルを複数のサブキャリア信号に分離する分離部と、前記受信信号に基づいて伝搬路状態を推定する伝搬路推定部と、前記受信信号から復調シンボルを抽出したときのキャリア間の干渉量を推定する干渉量推定部と、前記推定した伝搬路状態、前記推定したキャリア間の干渉量および複数の受信候補信号に基づいて、複数の受信信号レプリカを作成するレプリカ作成部と、前記各サブキャリア信号と前記各受信信号レプリカとを対比して、前記各サブキャリア信号に最も近い受信信号レプリカを選定し、その選定した受信信号レプリカを構成する受信候補信号を、送信元から送信された信号と推定する最尤推定部と、を備えることを特徴としている。
【００１２】
このように、キャリア間の干渉量を考慮して複数の受信信号レプリカを作成し、各サブキャリア信号と各受信信号レプリカとを対比して、各サブキャリア信号に最も近い受信信号レプリカを選定し、その選定した受信信号レプリカを構成する受信候補信号を、送信元から送信された信号と推定するので、高精度に干渉成分を除去することが可能となる。その結果、ガードインターバル長を超える遅延波が到来しても、シンボル間干渉およびキャリア間干渉を高精度で除去することが可能となる。また、誤り伝搬を抑えることもできるため、マルチステージ型キャンセラを用いる場合よりも誤り率を低減させることが可能となる。
【００１３】
（２）また、本発明に係る受信機は、前記推定した伝搬路状態に基づいて窓関数を選定する窓関数選定部をさらに備え、前記抽出部は、前記窓関数を前記受信信号に乗算することにより復調シンボルを抽出することを特徴としている。
【００１４】
このように、復調シンボルを抽出する際に、伝搬路状態に基づいて選定した窓関数を使用するので、ガードインターバル長を超える遅延波に起因する所望の情報シンボルの隣接する情報シンボルからのシンボル間干渉を除去することが可能となる。また、最初の到来波とその到来波からガードインターバル長以下の遅延波を受信した場合は、シンボル間干渉を除去することができるだけでなく、遅延波のうちシンボル間干渉成分を持たない部分を有効に取り込むことが可能となる。その結果、受信信号の電力を有効に利用することが可能となる。
【００１５】
（３）また、本発明に係る受信機において、前記干渉量推定部は、前記選定された窓関数を複数のサブキャリア信号に分離することにより、前記シンボル間の干渉量を推定することを特徴としている。
【００１６】
このように、選定された窓関数を複数のサブキャリア信号に分離するので、抽出部において復調シンボルを抽出したときに認められるキャリア間干渉と同等のキャリア間干渉を再現することができる。これにより、受信信号レプリカを高精度で作成することが可能となる。
【００１７】
（４）また、本発明に係る受信機は、前記干渉量推定部が推定した干渉量と閾値とを比較し、前記閾値よりも大きい干渉量を有するサブキャリア信号のみを抽出して前記レプリカ作成部へ出力する干渉量抽出部を備えることを特徴としている。
【００１８】
このように、干渉量推定部が推定した干渉量と閾値とを比較し、その閾値よりも大きい干渉量を有するサブキャリア信号のみを抽出してレプリカ作成部へ出力するので、受信信号レプリカを作成する際の演算量を低減させることができる。これにより、処理速度を向上させることができる。
【００１９】
（５）また、本発明に係る受信機において、前記干渉量抽出部は、前記閾値よりも小さい干渉量を有するサブキャリア信号をヌルシンボルに置き換えて出力することを特徴としている。
【００２０】
このように、閾値よりも小さい干渉量を有するサブキャリア信号をヌルシンボルに置き換えて出力するので、レプリカ作成部では、閾値よりも大きい干渉量を有するサブキャリア信号のみについて演算を行ない、ヌルシンボルは電力がゼロの信号とみなすことができるので、演算量を低減し、処理速度を向上させることが可能となる。
【００２１】
（６）また、本発明に係る受信機において、前記最尤推定部は、前記各サブキャリア信号と前記各受信信号レプリカとを対比して、前記各サブキャリア信号と信号間距離が最も小さい受信信号レプリカを選定し、その選定した受信信号レプリカを構成する受信候補信号を、送信元から送信された信号と推定することを特徴としている。
【００２２】
このように、各サブキャリア信号と信号間距離が最も小さい受信信号レプリカを選定し、その選定した受信信号レプリカを構成する受信候補信号を、送信元から送信された信号と推定するので、従来生じた誤り伝搬による劣化も抑えられるため、ガードインターバル長を大きく超える遅延波が到来しても、シンボル間干渉およびキャリア間干渉を高精度に除去することが可能となる。その結果、通信品質の急激な劣化を回避することが可能となる。
【００２３】
（７）また、本発明に係る通信端末装置は、請求項１から請求項６のいずれかに記載の受信機を備えることを特徴としている。
【００２４】
この通信端末装置によれば、伝搬路推定結果から選定した窓関数により信号分離に使用するシンボル区間を抽出し、キャリア間の干渉量を考慮して複数の受信信号レプリカを作成し、各サブキャリア信号と各受信信号レプリカとを対比して、各サブキャリア信号に最も近い受信信号レプリカを選定し、その選定した受信信号レプリカを構成する受信候補信号を、送信元から送信された信号と推定するので、高精度に干渉成分を除去することが可能となる。その結果、ガードインターバル長を超える遅延波が到来しても、シンボル間干渉およびキャリア間干渉を高精度で除去することが可能となる。また、マルチステージ型キャンセラで生じる誤り伝搬による劣化も抑えられるため、マルチステージ型キャンセラを用いる場合よりも誤り率を低減させることが可能となる。なお、本発明に係る通信端末装置は、セルラーシステムにおける基地局装置および移動局装置に適用することが可能であると共に、無線ＬＡＮシステムにおけるアクセスポイントおよびステーションに適用することも可能である。
【００２５】
（８）また、本発明に係る復調方法は、マルチキャリア伝送方式で受信した無線信号を復調する復調方法であって、受信信号から復調シンボルを抽出するステップと、前記抽出された復調シンボルを複数のサブキャリア信号に分離するステップと、前記受信信号に基づいて伝搬路状態を推定するステップと、前記受信信号から復調シンボルを抽出したときのキャリア間の干渉量を推定するステップと、前記推定した伝搬路状態、前記推定したキャリア間の干渉量および複数の受信候補信号に基づいて、複数の受信信号レプリカを作成するステップと、前記各サブキャリア信号と前記各受信信号レプリカとを対比して、前記各サブキャリア信号に最も近い受信信号レプリカを選定し、その選定した受信信号レプリカを構成する受信候補信号を、送信元から送信された信号と推定するステップと、を少なくとも含むことを特徴としている。
【００２６】
この復調方法によれば、伝搬路推定結果から選定した窓関数により信号分離に使用するシンボル区間を抽出し、キャリア間の干渉量を考慮して複数の受信信号レプリカを作成し、各サブキャリア信号と各受信信号レプリカとを対比して、各サブキャリア信号に最も近い受信信号レプリカを選定し、その選定した受信信号レプリカを構成する受信候補信号を、送信元から送信された信号と推定するので、高精度に干渉成分を除去することが可能となる。その結果、ガードインターバル長を超える遅延波が到来しても、シンボル間干渉およびキャリア間干渉を高精度で除去することが可能となる。また、マルチステージ型キャンセラで生じる誤り伝搬も抑えられるため、マルチステージ型キャンセラを用いる場合よりも誤り率を低減させることが可能となる。
【発明の効果】
【００２７】
本発明によれば、伝搬路推定結果から選定した窓関数により信号分離に使用するシンボル区間を抽出し、キャリア間の干渉量を考慮して複数の受信信号レプリカを作成し、各サブキャリア信号と各受信信号レプリカとを対比して、各サブキャリア信号に最も近い受信信号レプリカを選定し、その選定した受信信号レプリカを構成する受信候補信号を、送信元から送信された信号と推定するので、高精度に干渉成分を除去することが可能となる。その結果、ガードインターバル長を超える遅延波が到来しても、シンボル間干渉およびキャリア間干渉を高精度で除去することが可能となる。また、マルチステージ型キャンセラで生じる誤り伝搬も抑えられるため、マルチステージ型キャンセラを用いる場合よりも誤り率を低減させることが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２８】
次に、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、以下に説明する実施形態は、本発明の一例に過ぎず、これらに限定されるものではない。
【００２９】
（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信機の概略構成を示すブロック図である。この受信機１は、アンテナ２でＯＦＤＭ信号を受信し、この受信信号を復調シンボル導出部１０とパイロット抽出部１２に入力する。
【００３０】
パイロット抽出部１２は、受信信号からパイロットシンボルを抽出する。また、同期部１３は、パイロットシンボルから最初に到来したとする波との同期を取り、伝搬路推定部１５は、パイロットシンボルから遅延波の遅延時間の推定と各サブキャリアの位相、振幅を推定する。窓関数選定部１６は、復調シンボルを抽出する際に使用する窓関数を選定し、干渉量推定部１７は、受信信号から復調シンボルを抽出することによるキャリア間干渉を推定する。伝搬路推定部１５および干渉量推定部１７の出力信号は、各サブキャリアのキャリア間干渉量とサブキャリアの位相、振幅より受信信号レプリカ候補を作成するレプリカ作成部１９に入力される。
【００３１】
レプリカ作成部１９では、メモリ部１９ａにおいて、式（１）で示される送信パターン候補系列（信号）を格納する。伝搬路乗算部１９ｂは、上記の送信パターン候補系列に伝搬路推定部１５において推定され、式（２）で示される伝搬路値を乗算する。干渉成分重付部１９ｃは、式（３）で示される伝搬路乗算部１９ｂの出力信号に対して、干渉量推定部１７で推定され、式（４）で示されるキャリア間干渉推定値を畳み込み演算する。
【００３２】
【数１】
2007067878.tif 000003
【００３３】
【数２】
2007067878.tif 000004
【００３４】
【数３】
2007067878.tif 000005
【００３５】
【数４】
2007067878.tif 000006
なお、上記式（３）の「．＊」は、系列を構成する要素毎の乗算を示す。また、
ｍ＝０，１，２，…ｂＬ−１：ｂ＝変調多値数、
Ｌ＝サブキャリア数、ｎ＝０，１・・・Ｎ−１、ＮはＦＦＴサンプルポイント数を表わす。
【００３６】
図２は、干渉成分重付部１９ｃの概略構成を示すブロック図である。図２に示すように、干渉成分重付部１９ｃは、Ｎ−１個の遅延素子部１９ｄと、Ｎ個の要素乗算部１９ｅとＮ個の乗算結果を合成する合成部１９ｆとから構成されている。合成部１９ｆは、式（５）で示されるレプリカ候補を最尤推定部２０へ出力する。
【００３７】
【数５】
2007067878.tif 000007
なお、上記式（５）の「．＊」は、系列を構成する要素毎の乗算を示す。
【００３８】
復調シンボル導出部１０では、復調シンボル抽出部１０ａにおいて、伝搬路推定部１５で推定した結果に基づいて最大遅延時間を有する遅延波のＯＦＤＭシンボル先頭部と同期部１３で得た最初に到来したとする波のＯＦＤＭシンボル最後尾との区間の受信ＯＦＤＭシンボルを取り出す。この際、窓関数選定部１６で選定された窓関数を用いる。また、ヌルシンボル挿入部１０ｂにおいて、復調シンボル抽出部１０ａで抽出したシンボルとＦＦＴ部１１（ＦＦＴ：高速フーリエ変換）のＦＦＴサンプルポイント数との差分のヌルシンボルを、復調シンボル抽出部１０ａで抽出したシンボルに付加する。
【００３９】
復調シンボル抽出部１０ａおよびヌルシンボル挿入部１０ｂは復調シンボル導出部を構成し、伝搬路推定部１５、窓関数選定部１６、干渉量推定部１７、およびレプリカ作成部１９は、レプリカ導出部２２を構成する。
【００４０】
また、ＦＦＴ部１１は、復調シンボル導出部１０の出力である時間信号を各サブキャリア信号に分離し、最尤推定部２０は、レプリカ作成部１９で生成したレプリカ候補（受信信号候補）と各サブキャリア信号との信号間距離を算出し、最も尤度の大きい送信信号パターンを導出する。Ｐ／Ｓ変換部２１は、最尤推定部２０から出力されたパラレル信号をシリアル信号に変換する。
【００４１】
図３は、最尤推定部２０の概略構成を示すブロック図である。最尤推定部２０は、信号間距離算出部２０ａにおいて、レプリカ作成部１９で作成したレプリカ候補とＦＦＴ部１１からの出力信号の信号間距離を算出する。最小距離レプリカ選定部２０ｂは、信号間距離算出部２０ａで算出した信号間距離が最小となるレプリカを選定して出力する。
【００４２】
図４は、パケット内の先頭と最後尾にパイロットシンボルを1シンボルずつ時間多重した構成例を示す図である。なお、図４に示すパケット構成はあくまでも一例であり、パケット内の先頭のみや中段に時間多重した構成を採ることもできる。図４に示すフォーマットをした信号を受信機がアンテナより受信すると、パイロット抽出部１２においてパイロットシンボルが抽出される。また、各パイロットシンボル、各データシンボルは、各シンボルの後部をコピーしたガードインターバル（ＧＩ）を付加した１ＯＦＤＭシンボルからなる。上記フォーマットは本発明の構成で復調可能なフォーマットの一例であり、プリアンブルなど伝搬路特性が得られるデータがあれば、上記フォーマットに限定されない。
【００４３】
次に、第１の実施形態に係る受信機の動作について、図５に示すフローチャートを参照しながら説明する。図５において、まず、送信機からの送信信号ｓ（ｔ）が伝搬路ｈ（ｔ）を通って受信機が受信したとすると（ステップＳ１）、送信信号ｓ（ｔ）は、式（６）のように書くことができ、受信信号ｒ（ｔ）は、式（７）のように書くことができる。なお、ここでは説明の簡素化のためノイズは省略している。
【００４４】
【数６】
2007067878.tif 000008
式（６）において、ａｌは送信データ、Ｌはサブキャリア数、ωｌはサブキャリアの中心周波数を表わす。
【００４５】
【数７】
2007067878.tif 000009
次に、パイロット抽出部１２において、アンテナからの受信信号ｒ（ｔ）からパイロットシンボルを抽出する（ステップＳ２）。抽出したパイロットシンボルから、同期部１３では情報シンボルの先頭を選定し、同期をとる。また、伝搬路推定部１５では抽出したパイロットシンボルから式（８）で示される伝搬路推定値を推定し（ステップＳ３）、到来した遅延波の遅延時間、各サブキャリアの位相、振幅情報を推定する。
【００４６】
【数８】
2007067878.tif 000010
次に、窓関数選定部１６では、伝搬路推定部１５で推定した最大遅延時間で到来した遅延波の情報シンボルの先頭と同期部１３で選定した最初に到来したとする波の情報シンボルの最後尾との区間を抽出する窓関数ｗ（ｔ）を選定する（ステップＳ４）。復調シンボル抽出部１０ａでは、選定された窓関数に従って情報シンボルから復調するシンボルを抽出する（ステップＳ７）。
【００４７】
図６は、抽出シンボル区間を示す図である。上記のように、抽出シンボル区間を決めることで、最初の到来波とその到来波からガードインターバル長以上の遅延波が到来する場合には、ガードインターバル長を超える遅延波に起因する所望情報シンボルの隣接する情報シンボルからのシンボル間干渉を除去することができる。また、最初の到来波とその到来波からガードインターバル長以下の遅延波を受信した場合は、上記シンボル間干渉を除去できるだけでなく、かつ遅延波のうちシンボル間干渉成分を持たない部分を有効に取り込むことができ、受信した信号の電力を有効に利用することができる。また、前記抽出例はガードインターバルが付加されたＯＦＤＭシンボルについて記載したが、これに限らず、ガードインターバルが付加されていないＯＦＤＭシンボルにおいても同様に抽出できる。
【００４８】
次に、干渉量推定部１７では、窓関数ｗ（ｔ）を用いて、受信した情報シンボルから復調シンボルを抽出したことで生じる各サブキャリアの干渉のパターンＷ（ｎ）（ただし、ｎ＝０，・・・Ｎ−１、ＮはＦＦＴのサンプル数）について、窓関数ｗ（ｔ）に対してＦＦＴを行なうことで推定する（ステップＳ５）。
【００４９】
図７は、式（９）で示される矩形窓（窓関数）で復調シンボルを抽出したときのＷ（ｎ）を示す図である。ただし、図７は、Ｎ＝６４，ｋ＝４８，３２の場合を示している。横軸はｎ、縦軸はＷ（ｎ）である。図７に示すように、サイドローブが干渉成分であり、復調シンボルを抽出することにより直交性が崩れて、他サブキャリアの干渉成分となっている。
【００５０】
【数９】
2007067878.tif 000011
なお、窓関数選定部１６、干渉量推定部１７についての説明は、矩形窓を窓関数とした一例であり、ハニング窓、ハミング窓等の窓関数を使用することも可能である。
【００５１】
図６に示すように、抽出された復調シンボル区間ｔｅのサンプル点をＮｅとすると、復調シンボルは、復調シンボル抽出部１０ａの後段のヌルシンボル挿入部１０ｂで、ＦＦＴサンプルポイントＮとの差分Ｎ−Ｎｅ個のヌルシンボルを付加され（ステップＳ８）、ＦＦＴ部１１で各サブキャリア信号に分離される（ステップＳ９）。ＦＦＴ部１１からの出力信号Ｒ（ｎ）は、式（１０）に示すような値になる。式（１０）において、Ｈ（ｎ）は、伝搬路ｈ（ｔ）をサンプリングして、周波数領域で表現したものである。
【００５２】
【数１０】
2007067878.tif 000012
なお、上記式（１０）の「．＊」は、系列を構成する要素毎の乗算を示す。
【００５３】
式（１０）において、ｎ＝０、・・・Ｎ−１で、ＮはＦＦＴのサンプル数を表わす。
【００５４】
次に、レプリカ作成部１９において、伝搬路推定値とＩＣＩ（キャリア間干渉）パターン推定値より受信信号に最尤のレプリカの候補を作成する（ステップＳ６）。ＦＦＴ部１１からの出力信号Ｒ（ｎ）に最尤の信号レプリカ候補を式（１１）に示すものであるとすると、伝搬路推定部１５で導出した伝搬路推定値（式（８））とＩＣＩパターン推定値（式（４））より、式（１２）から式（１６）のように表わすことができる。
【００５５】
【数１１】
2007067878.tif 000013
【００５６】
【数１２】
2007067878.tif 000014
なお、上記式（１２）の「．＊」は、系列を構成する要素毎の乗算を示す。
【００５７】
【数１３】
2007067878.tif 000015
【００５８】
【数１４】
2007067878.tif 000016
【００５９】
【数１５】
2007067878.tif 000017
【００６０】
【数１６】
2007067878.tif 000018
【００６１】
【数１７】
2007067878.tif 000019
ただし、式（１２）〜式（１６）において、ＮはＦＦＴサンプリングポイント数を表す。
【００６２】
なお、式（１７）は、推定した伝搬路（式（８））を周波数領域で表わしたものである。
【００６３】
上記の各式において、サブキャリア数ＬがＬ＜Ｎの場合、式（１４）の右辺の要素ａｍ（ｎ）（ｎ＝Ｌ＋１，Ｌ＋２・・・，Ｎ−１）にはヌルシンボルが入っている。式（１４）のｍ個のパターンに対する式（１２）右辺の要素（ただし、ｍ＝０，１，２，…ｂＬ−１：ｂ＝変調多値数）が受信信号に最尤の信号レプリカ候補となる。ここで、各サブキャリアがＢＰＳＫ変調されていた場合は、ｍ＝２Ｌ個である。
【００６４】
次に、最尤推定部２０は、レプリカ作成部１９で作成したｂＬ個の各々のレプリカ候補（式（１２）の左辺）とＦＦＴ部１１からの出力信号Ｒ（ｎ）との信号距離を算出する（ステップＳ１０）。信号距離をｄｍとすると、式（１８）のように表わすことができる。
【００６５】
【数１８】
2007067878.tif 000020
信号距離ｄｍが最小となる場合の式（１２）の右辺を受信信号に最尤のレプリカと判定する。ここで、式（１９）を受信信号との信号距離が最小となるレプリカの送信信号パターンとすると、式（２０）のように表わすことができる。
【００６６】
【数１９】
2007067878.tif 000021
【００６７】
【数２０】
2007067878.tif 000022
（ただし、ｍ＝１，２，・・・ｂＬ）
ここで、式（１９）は、式（２１）のように表わすことができ、式（２１）の右辺の要素を送信信号パターンと判定し（ステップＳ１１）、Ｐ／Ｓ変換部２１でシリアル信号に変換された後、誤り訂正復号が行なわれる。
【００６８】
【数２１】
2007067878.tif 000023
以上のように、第１の実施形態に係る受信機によれば、伝搬路推定結果から選定した窓関数により信号分離に使用するシンボル区間を抽出し、抽出したことで生じる干渉を考慮したレプリカ候補を作成し、そのレプリカ候補と受信信号の信号間距離が最小になるレプリカ候補を送信信号とするので、ガードインターバルを大きく超える遅延波が到来するような劣悪な伝搬路環境においも、従来のように帰還処理の繰返しによる誤り伝搬が生じることないため、ガードインターバルを超える遅延波により生じるシンボル間干渉、キャリア間干渉を高精度に除去することが可能となる。その結果、急激な特性劣化を抑えることが可能となる。
【００６９】
なお、上記の説明では、受信信号とレプリカ候補との信号間距離が最小となる式（１９）の要素を送信信号パターンと判定する硬判定による判定方法を説明したがそれに限らず、受信信号とレプリカ候補との信号間距離ｄｍを尤度とする軟判定も可能であり、軟判定にすることにより、硬判定時よりさらに誤り率を低減することも可能である。
【００７０】
（第２の実施形態）
図８は、第２の実施形態に係る受信機の概略構成を示すブロック図である。第２の実施形態に係る受信機では、第１の実施形態よりも演算量を減少させるために、干渉量推定部１７とレプリカ作成部１９との間にＩＣＩパターン抽出部１８を備えている。このＩＣＩパターン抽出部１８は、干渉量推定部１７で推定したＩＣＩパターンと閾値とを比較し、閾値よりも大きいサンプルポイントの干渉成分を抽出し、閾値よりも小さいサンプルポイントの干渉成分に変えてヌルシンボルを挿入する。
【００７１】
また、レプリカ作成部１９の干渉成分重付部１９ｃの構成が第１の実施形態に係る受信機とは異なっている。図９に示すように、干渉成分重付部１９ｃは、Ｎ−１個の遅延素子部１９ｄと、切替部１９ｇがＯＮである（Ｎ−Ｎ０）個（ただし、Ｎ０は、ＯＦＦになっている切替部１９ｇの数）で演算を実行するＮ個の要素乗算部１９ｆと、ＩＣＩパターン抽出部１７から入力されたＷｅ（ｆ）がヌルシンボルである要素の場合はＯＦＦ、その他の場合はＯＮに切り替える切替部１９ｇ、１９ｈと、（Ｎ−Ｎ０）個（ただし、Ｎ０は、ＯＦＦになっている切替部１９ｈの数）の乗算結果を合成する合成部１９ｅから構成される。
【００７２】
このように、干渉成分重付部１９ｃにおいて、Ｗｅ（ｎ）にヌルシンボルが挿入されている要素の切替部１９ｇ、１９ｈをＯＦＦにすることにより、要素乗算部１９ｆの乗算数、および合成部１９ｅでの加算の数を削減することができる。これにより、ＩＣＩパターン抽出部１８の出力Ｗｅ（ｎ）に従ってレプリカ候補を作成することにより、式（１２）の計算量を減らすことが可能となる。その結果、第２の実施形態に係る受信機の演算量を低減させることが可能となる。
【００７３】
あるいは、切替部１９ｇ、１９ｈを、ＩＣＩパターン推定部で推定したＩＣＩパターンが閾値より小さい場合にＯＦＦにすることにより、要素乗算部１９ｆの乗算数、および合成部１９ｅでの加算の数を削減することも可能である。
【００７４】
その他の構成については、図１に示す第１の実施形態に係る受信機と同様である。
【００７５】
次に、第２の実施形態に係る受信機の動作について、図１０に示すフローチャートを参照しながら説明する。図１０において、まず、送信機からの送信信号ｓ（ｔ）が伝搬路ｈ（ｔ）を通って受信機が受信したとすると（ステップＴ１）、送信信号ｓ（ｔ）は、式（６）のように書くことができ、受信信号ｒ（ｔ）は、式（７）のように書くことができる。なお、ここでは説明の簡素化のためノイズは省略している。
【００７６】
次に、パイロット抽出部１２において、アンテナからの受信信号ｒ（ｔ）からパイロットシンボルを抽出する（ステップＴ２）。抽出したパイロットシンボルから、同期部１３では情報シンボルの先頭を選定し、同期をとる。また、伝搬路推定部１５では抽出したパイロットシンボルから式（８）で示される伝搬路推定値を推定し（ステップＴ３）、到来した遅延波の遅延時間、各サブキャリアの位相、振幅情報を推定する。
【００７７】
次に、窓関数選定部１６では、伝搬路推定部１５で推定した最大遅延時間で到来した遅延波の情報シンボルの先頭と同期部１３で選定した最初に到来したとする波の情報シンボルの最後尾との区間を抽出する窓関数ｗ（ｔ）を選定する（ステップＴ４）。復調シンボル抽出部１０ａでは、選定された窓関数に従って情報シンボルから復調するシンボルを抽出する（ステップＴ９）。
【００７８】
次に、干渉量推定部１７では、窓関数ｗ（ｔ）を用いて、受信した情報シンボルから復調シンボルを抽出したことで生じる各サブキャリアへ干渉のパターンＷ（ｎ）（ただし、ｎ＝０，・・・Ｎ−１、ＮはＦＦＴのサンプル数）について、窓関数ｗ（ｔ）に対してＦＦＴを行なうことで推定する（ステップＴ５）。ステップＴ５において、干渉量推定部１７で推定したＩＣＩパターン（式（１５））につき、その各要素と閾値Ｗｔｈと比較し、式（２２）を満たすサンプルポイントにはＷ（ｎ）をそのままおき、式（２３）を満たすサンプルポイントにはヌルシンボルを挿入する（ステップＴ６、ステップＴ７）。
【００７９】
【数２２】
2007067878.tif 000024
【００８０】
【数２３】
2007067878.tif 000025
ＩＣＩパターン抽出部の出力信号Ｗｅ（ｎ）は、式（２４）のように表わすことができる。
【００８１】
【数２４】
2007067878.tif 000026
図１１および図１２は、ＩＣＩパターン抽出の一例を示す図である。なお、ここでは、ｎ＝６４，ｋ＝３２，Ｗｔｈ＝０．１の場合を示している。図１１は、ＩＣＩパターン抽出部１８に入力された信号Ｗ（ｎ）を示しており、各サンプルポイントにおいて、閾値Ｗｔｈと比較する。図１２は、ＩＣＩパターン抽出部１８の出力Ｗｅ（ｎ）を示しており、式（２３）を満たすサンプルポイントはヌルシンボルに置き換えられている。
【００８２】
ＩＣＩパターン抽出部１８の出力Ｗｅ（ｎ）はレプリカ作成部１９に入力され、レプリカ作成部１９において、式（２５）に示す処理が行われ、レプリカ候補を作成する（ステップＴ８）。
【００８３】
【数２５】
2007067878.tif 000027
なお、上記式（２５）の「．＊」は、系列を構成する要素毎の乗算を示す。
【００８４】
なお、レプリカ作成部１９の構成は、第１の実施形態と同様であり、干渉成分重付部１９ｃは、伝搬路乗算部１９ｂの出力（式（３））にＩＣＩパターン抽出部１８で抽出したＩＣＩパターンＷｅ（ｎ）を畳み込み演算する。
【００８５】
次に、図６に示すように、抽出された復調シンボル区間ｔｅのサンプル点をＮｅとすると、復調シンボルは、復調シンボル抽出部１０ａの後段のヌルシンボル挿入部１０ｂで、ＦＦＴサンプルポイントＮとの差分Ｎ−Ｎｅ個のヌルシンボルを付加され（ステップＴ１０）、ＦＦＴ部１１で各サブキャリア信号に分離される（ステップＴ１１）。ＦＦＴ部１１からの出力信号Ｒ（ｎ）は、式（１０）に示すような値になる。
【００８６】
次に、最尤推定部２０は、レプリカ作成部１９で作成したｂＬ個の各々のレプリカ候補（式（１２）の左辺）とＦＦＴ部１１からの出力信号Ｒ（ｎ）との信号距離を算出する（ステップＴ１２）。信号距離をｄｍとすると、式（１８）のように表わすことができる。
【００８７】
信号距離ｄｍが最小となる場合の式（１２）の右辺を受信信号に最尤のレプリカと判定する。ここで、式（１９）を受信信号との信号距離が最小となるレプリカの送信信号パターンとすると、式（２０）のように表わすことができる。
【００８８】
ここで、式（１９）は、式（２１）のように表わすことができ、式（２１）の右辺の要素を送信信号パターンと判定し（ステップＳ１１）、Ｐ／Ｓ変換部２１でシリアル信号に変換された後、誤り訂正復号が行なわれる。
【００８９】
以上のように、第２の実施形態に係る受信機によれば、ＩＣＩパターン抽出部１８の出力Ｗｅ（ｎ）に従ってレプリカ候補を作成することにより、式（１２）における演算量を減らすことが可能となる。その結果、処理時間の短縮を図ることが可能となる。
【００９０】
以上説明した実施形態では、最尤推定部が、送信されたであろうと考えられる全てパターンのレプリカを作成し、信号間距離を求め、最も尤度が大きいレプリカを選ぶ機能を果たしている。しかしながら、本発明は、これに限定されるわけではなく、演算量、回路規模の点から、簡易な(擬似的な)最尤推定を行なう場合にも当然に適用が可能である。例えば、あるパラメータに従って作成するレプリカ数を減らす手法などが考えられる。この擬似的な最尤推定では、必ずしも最も尤度が大きいレプリカを選ぶとは限らない。このように、回路規模、演算量削減の観点から使用される擬似的な最尤推定であっても本発明の有効性は失われない。
【図面の簡単な説明】
【００９１】
【図１】第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信機の概略構成を示すブロック図である。
【図２】干渉成分重付部の概略構成を示すブロック図である。
【図３】最尤推定部の概略構成を示すブロック図である。
【図４】パケット内の先頭と最後尾にパイロットシンボルを1シンボルずつ時間多重した構成例を示す図である。
【図５】第１の実施形態に係る受信機の動作を示すフローチャートである。
【図６】抽出シンボル区間を示す図である。
【図７】式（９）で示される矩形窓（窓関数）で復調シンボルを抽出したときのＷ（ｎ）を示す図である
【図８】第２の実施形態に係る受信機の概略構成を示すブロック図である。
【図９】第２の実施形態に係る干渉成分重付部の構成を示す図である。
【図１０】第２の実施形態に係る受信機の動作を示すフローチャートである。
【図１１】ＩＣＩパターン抽出の一例を示す図である。
【図１２】ＩＣＩパターン抽出の一例を示す図である。
【図１３】特開２００３−１８８８４７号公報に開示されたマルチキャリア復調装置の構成を示すブロック図である。
【図１４】図１３におけるキャリア間干渉除去部の概略構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００９２】
１  受信機
２  アンテナ
１０  復調シンボル導出部
１０ａ  復調シンボル抽出部
１０ｂ  ヌルシンボル挿入部
１１  ＦＦＴ部
１２  パイロット抽出部
１３  同期部
１５  伝搬路推定部
１６  窓関数選定部
１７  干渉量推定部
１８  ＩＣＩパターン抽出部
１９  レプリカ作成部
１９ａ  メモリ部
１９ｂ  伝搬路乗算部
１９ｃ  干渉成分重付部
２０  最尤推定部
２０ａ  信号間距離算出部
２０ｂ  最小距離レプリカ選定部
２１  Ｐ／Ｓ変換部
【図１】
2007067878.tif 000028
【図２】
2007067878.tif 000029
【図３】
2007067878.tif 000030
【図４】
2007067878.tif 000031
【図５】
2007067878.tif 000032
【図６】
2007067878.tif 000033
【図７】
2007067878.tif 000034
【図８】
2007067878.tif 000035
【図９】
2007067878.tif 000036
【図１０】
2007067878.tif 000037
【図１１】
2007067878.tif 000038
【図１２】
2007067878.tif 000039
【図１３】
2007067878.tif 000040
【図１４】
2007067878.tif 000041