(57)【要約】【課題】簡易な回路構成の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。【解決手段】高電圧検出回路１２、および低電圧検出回路１５の出力をそれぞれ独立して設けた高電圧側誤差増幅回路５０と低電圧側誤差増幅回路５１に入力するとともに、互いの極性が反転する構成とし、高電圧側誤差増幅回路５０の出力、または低電圧側誤差増幅回路５１の出力を変換方向切替回路２２で選択し、その出力を昇降圧動作に対して共通のＰＷＭ比較回路２１から制御回路２５に入力することで第１スイッチング手段５と第２スイッチング手段１０を駆動する構成とした。これにより、従来の反転回路が不要になる上、複雑な３端子スイッチを１つにできるので、全体に簡易構成の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを実現できる。【選択図】図１
2007295769.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
高電圧側蓄電素子と低電圧側蓄電素子の間に接続され、
前記高電圧側蓄電素子と前記低電圧側蓄電素子のいずれか一方の電力を他方に充電するための双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記高電圧側蓄電素子の正極端子と直列に接続される第１スイッチング手段と、
前記第１スイッチング手段と直列に接続されるインダクタと、
前記第１スイッチング手段と前記インダクタの接続点に一端が接続され、前記高電圧側蓄電素子の負極端子と前記低電圧側蓄電素子の負極端子に他端が並列に接続された第２スイッチング手段と、
前記高電圧側蓄電素子の電圧を検出して高電圧側制御電圧を出力する高電圧検出回路と、
前記高電圧側制御電圧と高電圧側設定電圧との差を増幅出力する高電圧側誤差増幅回路と、
前記低電圧側蓄電素子の電圧を検出して低電圧側制御電圧を出力する低電圧検出回路と、
前記低電圧側制御電圧と低電圧側設定電圧との差を増幅し、その極性を前記高電圧側誤差増幅回路の出力に対し反転して出力する低電圧側誤差増幅回路と、
前記高電圧側蓄電素子から前記低電圧側蓄電素子への降圧動作、または前記低電圧側蓄電素子から前記高電圧側蓄電素子への昇圧動作のいずれかの切替信号を生成する切替回路と、
前記切替信号に応じて、前記高電圧側誤差増幅回路の出力、または前記低電圧側誤差増幅回路の出力のいずれか一方を選択する変換方向切替回路と、
前記変換方向切替回路の出力と基準三角波電圧を比較して、前記第１スイッチング手段と前記第２スイッチング手段のオンオフ駆動を行う制御信号を出力するＰＷＭ比較回路と、
前記制御信号に基づいて前記第１スイッチング手段と前記第２スイッチング手段を互いに反転動作させる制御回路とを有する双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
請求項１に記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
高電圧検出回路を、高電圧側蓄電素子への電流を検出して高電圧側制御電圧を出力する高電圧側電流検出回路に置き換えるとともに、
低電圧検出回路を、低電圧側蓄電素子への電流を検出して低電圧側制御電圧を出力する低電圧側電流検出回路に置き換えた双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
高電圧側蓄電素子と低電圧側蓄電素子の間に接続され、
前記高電圧側蓄電素子と前記低電圧側蓄電素子のいずれか一方の電力を他方に充電するための双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記高電圧側蓄電素子の正極端子と直列に接続される第１スイッチング手段と、
前記第１スイッチング手段と直列に接続されるインダクタと、
前記第１スイッチング手段と前記インダクタの接続点に一端が接続され、前記高電圧側蓄電素子の負極端子と前記低電圧側蓄電素子の負極端子に他端が並列に接続された第２スイッチング手段と、
前記高電圧側蓄電素子の電圧を検出して第１高電圧側制御電圧を出力する高電圧検出回路と、
第１高電圧側設定電圧の前記第１高電圧側制御電圧に対する差を増幅出力する第１高電圧側誤差増幅回路と、
前記高電圧側蓄電素子への電流を検出して第２高電圧側制御電圧を出力する高電圧側電流検出回路と、
第２高電圧側設定電圧の前記第２高電圧側制御電圧に対する差を増幅出力する第２高電圧側誤差増幅回路と、
前記第１高電圧側誤差増幅回路の出力と前記第２高電圧側誤差増幅回路の出力のうち大きい方を出力する高電圧側選択回路と、
前記低電圧側蓄電素子の電圧を検出して第１低電圧側制御電圧を出力する低電圧検出回路と、
第１低電圧側設定電圧の前記第１低電圧側制御電圧に対する差を増幅し、その極性を前記第１高電圧側誤差増幅回路の出力に対し反転して出力する第１低電圧側誤差増幅回路と、
前記低電圧側蓄電素子への電流を検出して第２低電圧側制御電圧を出力する低電圧側電流検出回路と、
第２低電圧側設定電圧の前記第２低電圧側制御電圧に対する差を増幅し、その極性を前記第２高電圧側誤差増幅回路の出力に対し反転して出力する第２低電圧側誤差増幅回路と、
前記第１低電圧側誤差増幅回路の出力と前記第２低電圧側誤差増幅回路の出力のうち小さい方を出力する低電圧側選択回路と、
前記高電圧側蓄電素子から前記低電圧側蓄電素子への降圧動作、または前記低電圧側蓄電素子から前記高電圧側蓄電素子への昇圧動作のいずれかの切替信号を生成する切替回路と、
前記切替信号に応じて、前記高電圧側選択回路の出力、または前記低電圧側選択回路の出力のいずれか一方を選択する変換方向切替回路と、
前記変換方向切替回路の出力と基準三角波電圧を比較して、前記第１スイッチング手段と前記第２スイッチング手段のオンオフ駆動を行う制御信号を出力するＰＷＭ比較回路と、
前記制御信号に基づいて前記第１スイッチング手段と前記第２スイッチング手段を互いに反転動作させる制御回路とを有する双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
請求項３に記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
第１高電圧側誤差増幅回路は、第１高電圧側制御電圧の第１高電圧側設定電圧に対する差を増幅出力する構成とし、
第２高電圧側誤差増幅回路は、第２高電圧側制御電圧の第２高電圧側設定電圧に対する差を増幅出力する構成とし、
高電圧側選択回路は、前記第１高電圧側誤差増幅回路の出力と前記第２高電圧側誤差増幅回路の出力のうち小さい方を出力する構成とするとともに、
第１低電圧側誤差増幅回路は、第１低電圧側制御電圧の第１低電圧側設定電圧に対する差を増幅し、その極性を前記第１高電圧側誤差増幅回路の出力に対し反転して出力する構成とし、
第２低電圧側誤差増幅回路は、第２低電圧側制御電圧の第２低電圧側設定電圧に対する差を増幅し、その極性を前記第２高電圧側誤差増幅回路の出力に対し反転して出力する構成とし、
低電圧側選択回路は前記第１低電圧側誤差増幅回路の出力と前記第２低電圧側誤差増幅回路の出力のうち大きい方を出力する構成とした双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】
高電圧側蓄電素子と低電圧側蓄電素子の間に接続され、
前記高電圧側蓄電素子と前記低電圧側蓄電素子のいずれか一方の電力を他方に充電するための双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記高電圧側蓄電素子の正極端子と直列に接続される第１スイッチング手段と、
前記第１スイッチング手段と直列に接続されるインダクタと、
前記第１スイッチング手段と前記インダクタの接続点に一端が接続され、前記高電圧側蓄電素子の負極端子と前記低電圧側蓄電素子の負極端子に他端が並列に接続された第２スイッチング手段と、
前記高電圧側蓄電素子の電圧を検出して第１高電圧側制御電圧を出力する高電圧検出回路と、
第１高電圧側設定電圧の前記第１高電圧側制御電圧に対する差を増幅出力する第１高電圧側誤差増幅回路と、
前記高電圧側蓄電素子への電流を検出して第２高電圧側制御電圧を出力する高電圧側電流検出回路と、
第２高電圧側設定電圧の前記第２高電圧側制御電圧に対する差を増幅出力する第２高電圧側誤差増幅回路と、
前記低電圧側蓄電素子の電圧を検出して第１低電圧側制御電圧を出力する低電圧検出回路と、
第１低電圧側設定電圧の前記第１低電圧側制御電圧に対する差を増幅し、その極性を前記第１高電圧側誤差増幅回路の出力に対し反転して出力する第１低電圧側誤差増幅回路と、
前記低電圧側蓄電素子への電流を検出して第２低電圧側制御電圧を出力する低電圧側電流検出回路と、
第２低電圧側設定電圧の前記第２低電圧側制御電圧に対する差を増幅し、その極性を前記第２高電圧側誤差増幅回路の出力に対し反転して出力する第２低電圧側誤差増幅回路と、
前記高電圧側蓄電素子から前記低電圧側蓄電素子への降圧動作、または前記低電圧側蓄電素子から前記高電圧側蓄電素子への昇圧動作のいずれかの切替信号を生成する切替回路と、
前記切替信号に応じて、前記第１高電圧側誤差増幅回路の出力、または前記第１低電圧側誤差増幅回路の出力のいずれか一方を選択する変換方向切替回路と、
前記第２高電圧側誤差増幅回路の出力が最大の時は前記第２高電圧側誤差増幅回路の出力を、前記第２低電圧側誤差増幅回路の出力が最小の時は前記第２低電圧側誤差増幅回路の出力を、それ以外の時は前記変換方向切替回路の出力を、それぞれ選択する制御電圧選択回路と、
前記制御電圧選択回路の出力と基準三角波電圧を比較して、前記第１スイッチング手段と前記第２スイッチング手段のオンオフ駆動を行う制御信号を出力するＰＷＭ比較回路と、
前記制御信号に基づいて前記第１スイッチング手段と前記第２スイッチング手段を互いに反転動作させる制御回路とを有する双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項６】
請求項５に記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
第１高電圧側誤差増幅回路は、第１高電圧側制御電圧の第１高電圧側設定電圧に対する差を増幅出力する構成とし、
第２高電圧側誤差増幅回路は、第２高電圧側制御電圧の第２高電圧側設定電圧に対する差を増幅出力する構成とし、
第１低電圧側誤差増幅回路は、第１低電圧側制御電圧の第１低電圧側設定電圧に対する差を増幅し、その極性を前記第１高電圧側誤差増幅回路の出力に対し反転して出力する構成とし、
第２低電圧側誤差増幅回路は、第２低電圧側制御電圧の第２低電圧側設定電圧に対する差を増幅し、その極性を前記第２高電圧側誤差増幅回路の出力に対し反転して出力する構成とするとともに、
制御電圧選択回路は、前記第２高電圧側誤差増幅回路の出力が最小の時は前記第２高電圧側誤差増幅回路の出力を、前記第２低電圧側誤差増幅回路の出力が最大の時は前記第２低電圧側誤差増幅回路の出力を、それ以外の時は変換方向切替回路の出力を、それぞれ選択する構成とした双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、双方向に電力変換が可能な双方向ＤＣ−ＤＣコンバータに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
ＤＣ−ＤＣコンバータは、ある直流電圧を異なる直流電圧に変換する装置であり、様々な分野において広く利用されている。ＤＣ−ＤＣコンバータの動作には、ある直流電圧をそれよりも低い直流電圧に変換する降圧動作や、ある直流電圧をそれよりも高い直流電圧に変換する昇圧動作があるが、例えば電圧の異なる２種類の蓄電素子の間で降圧や昇圧を双方向に動作させて充電するような双方向ＤＣ−ＤＣコンバータも開発されている。
【０００３】
このような双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、簡単には降圧動作と昇圧動作を行うＤＣ−ＤＣコンバータをペアで用いれば実現できるが、回路構成が２倍になるため複雑化してしまう。そこで、降圧動作と昇圧動作で共通な回路構成を単一とし、降圧動作時、および昇圧動作時に対し回路構成が異なる部分についてそれぞれスイッチを切り替える双方向ＤＣ−ＤＣコンバータが特許文献１に示されている。図６はこのような従来の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータのブロック回路図である。なお、特許文献１は定電圧出力制御、または定電流出力制御のいずれに対しても、降圧動作、および昇圧動作ができる例を示しているが、そのうち図６では定電圧出力制御を行う場合に必要な回路構成についてのみ抽出して説明する。
【０００４】
図６において、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１は高電圧側蓄電素子２と低電圧側蓄電素子３の間に接続されている。これにより、高電圧側蓄電素子２と低電圧側蓄電素子３のいずれか一方の電力を他方に双方向に充電することができる。
【０００５】
高電圧側蓄電素子２の正極に接続された高電圧側正極端子４には第１スイッチング手段５が接続されている。また、第１スイッチング手段５にはインダクタ６が直列に接続されている。インダクタ６の他端には低電圧側正極端子７を介して低電圧側蓄電素子３の正極が接続されている。
【０００６】
第１スイッチング手段５とインダクタ６の接続点と、高電圧側蓄電素子２の負極に接続された高電圧側負極端子８および低電圧側蓄電素子３の負極に接続された低電圧側負極端子９の接続点の間には、両蓄電素子に対し並列になるように第２スイッチング手段１０が接続されている。
【０００７】
高電圧側正極端子４と高電圧側負極端子８の間には、高電圧側蓄電素子２の電圧を検出して高電圧側制御電圧１１を出力する高電圧検出回路１２、および高電圧側正極端子４への出力電圧を平滑化する高電圧側コンデンサ１３がそれぞれ並列に接続されている。なお、高電圧検出回路１２は２つの抵抗１２ａ、１２ｂを直列に接続し、中点電圧を出力する構成としている。
【０００８】
低電圧側正極端子７と低電圧側負極端子９の間にも、高電圧側と同様に低電圧側蓄電素子３の電圧を検出して低電圧側制御電圧１４を出力する低電圧検出回路１５、および低電圧側コンデンサ１６がそれぞれ並列に接続されている。なお、低電圧検出回路１５の構成は高電圧検出回路１２と同様に２つの抵抗１５ａ、１５ｂの直列接続とした。
【０００９】
高電圧側制御電圧１１、および低電圧側制御電圧１４は制御電圧切替回路１７に接続される。制御電圧切替回路１７は２つの入力の内いずれか一方を出力する２入力１出力型３端子スイッチと等価であり、その出力端子は電圧誤差増幅回路１８に接続されている。また、制御電圧切替回路１７の切替信号１９ａは切替回路２０から得ている。なお、切替回路２０は図示しない外部制御回路からの信号に応じて切替信号１９ａを生成、出力する構成としている。
【００１０】
電圧誤差増幅回路１８の出力はＰＷＭ比較回路２１に入力され、第１スイッチング手段５、および第２スイッチング手段１０のオンオフ駆動を行うパルス信号を出力する。パルス信号は電圧の変換方向切替回路２２により反転回路２３を通すか否かが選択された後、制御信号２４として制御回路２５に入力される。なお、変換方向切替回路２２は１つの入力を２つの出力のいずれかに切り替える１入力２出力型３端子スイッチと等価であり、制御電圧切替回路１７と同様に切替回路２０からの切替信号１９ａにより切替制御されている。
【００１１】
制御回路２５は入力された制御信号２４に基づいて第１スイッチング手段５と第２スイッチング手段１０を互いに反転動作させるもので、詳しくは、一方は制御信号２４をそのまま第１ドライブ回路２６に入力し、他方は制御信号２４をＰＷＭ反転回路２７で反転させて第２ドライブ回路２８に入力することで互いの反転動作を実現している。なお、第１ドライブ回路２６と第２ドライブ回路２８への制御信号２４の入力は、各々動作スイッチ２９によってオンオフされる。動作スイッチ２９の制御は切替回路２０からの動作信号１９ｂにより行われる。ここで、第１ドライブ回路２６と第２ドライブ回路２８は制御信号２４が動作スイッチ２９によってオフにされると、それぞれ第１スイッチング手段５、および第２スイッチング手段１０をオフにする回路構成としてある。
【００１２】
次に、従来の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１の動作を説明するにあたって、図６に示したブロック回路図に記載される電圧誤差増幅回路１８とＰＷＭ比較回路２１を図７により詳細に説明する。
【００１３】
まず、電圧誤差増幅回路１８は制御電圧切替回路１７で選択された高電圧側制御電圧１１、または低電圧側制御電圧１４のいずれかがオペアンプ１８ａの反転入力側に入力される。一方、オペアンプ１８ａの非反転入力側には高電圧側、または低電圧側の設定電圧が入力される。ここで、設定電圧は降圧動作と昇圧動作で異なるので、高電圧側設定電圧１８ｂと低電圧側設定電圧１８ｃを設定電圧切替回路１８ｄで選択している。従って、設定電圧切替回路１８ｄも切替回路２０の切替信号１９ａにより制御される２入力１出力型３端子スイッチと等価である。これらの構成から、電圧誤差増幅回路１８は制御電圧と設定電圧との差を増幅出力している。
【００１４】
次に、ＰＷＭ比較回路２１は電圧誤差増幅回路１８の出力をオペアンプ２１ａの非反転入力側に入力するとともに、発振回路２１ｂで生成される基準三角波電圧をオペアンプ２１ａの反転入力側に入力する。これにより、両者を比較することで電圧誤差増幅回路１８の出力に応じたオンオフ比のパルス信号が生成される。
【００１５】
次に、従来の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの動作について説明する。
【００１６】
まず、高電圧側から低電圧側への降圧動作について述べる。切替回路２０からの切替信号１９ａにより、降圧動作時の３端子構成の各スイッチは実線に示す方向に切り替えられる。また、動作信号１９ｂにより動作スイッチ２９はオンになる。この状態で、低電圧検出回路１５の出力である低電圧側制御電圧１４が制御電圧切替回路１７を介して電圧誤差増幅回路１８に入力される。
【００１７】
電圧誤差増幅回路１８は低電圧側制御電圧１４と低電圧側設定電圧１８ｃの差を増幅して出力する。この出力はＰＷＭ比較回路２１に入力され、前記差に応じたパルス信号を出力する。ここで、変換方向切替回路２２は反転回路２３側に切り替えられていないため、パルス信号はそのまま制御信号２４として制御回路２５に入力される。
【００１８】
制御回路２５では第１ドライブ回路２６には制御信号２４がそのまま入力され、第２ドライブ回路２８にはＰＷＭ反転回路２７で制御信号２５を反転して入力される。これにより、第１スイッチング手段５と第２スイッチング手段１０は互いにオンオフ動作が反転される。この結果、高電圧側蓄電素子２の電圧を降圧して低電圧側蓄電素子３を充電する。その際の低電圧側蓄電素子３の電圧は低電圧検出回路１５で検出され、電圧誤差増幅回路１８に入力される以降の動作が繰り返されるので、低電圧側蓄電素子３の電圧が低電圧側設定電圧１８ｃと等しくなるようにフィードバック制御がなされることになり、定電圧の降圧動作が可能となる。
【００１９】
次に、低電圧側から高電圧側への昇圧動作について述べる。切替回路２０からの切替信号１９ａにより、昇圧動作時の３端子構成の各スイッチは点線に示す方向に切り替えられる。また、動作信号１９ｂにより動作スイッチ２９はオンになる。この状態で、高電圧検出回路１２の出力である高電圧側制御電圧１１が制御電圧切替回路１７を介して電圧誤差増幅回路１８に入力される。
【００２０】
電圧誤差増幅回路１８は高電圧側制御電圧１１と高電圧側設定電圧１８ｂの差を増幅して出力する。この出力はＰＷＭ比較回路２１に入力され、前記差に応じたパルス信号を出力する。ここで、変換方向切替回路２２は反転回路２３側に切り替えられているので、パルス信号は反転されて制御信号２４として制御回路２５に入力される。このようにパルス信号を反転させることにより、第１スイッチング手段５と第２スイッチング手段１０の動作が降圧時と逆になるため、昇圧することができる。
【００２１】
制御回路２５では降圧時と同様に第１スイッチング手段５と第２スイッチング手段１０が互いに反転したオンオフ動作を行う。この結果、低電圧側蓄電素子３の電圧を昇圧して高電圧側蓄電素子２を充電する。その際の高電圧側蓄電素子２の電圧は高電圧検出回路１２で検出され、電圧誤差増幅回路１８に入力される以降の動作が繰り返されるので、降圧時と同様にフィードバック制御がなされ、定電圧の昇圧動作が可能となる。
【００２２】
なお、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを動作させる必要がないときには切替回路２０からの動作信号１９ｂにより動作スイッチ２９をオフにする。これにより、第１スイッチング手段５と第２スイッチング手段１０がオフになるので、昇降圧動作のいずれもが停止する。
【００２３】
以上の動作により、降圧、または昇圧を切り替えて双方向に電圧変換が可能なＤＣ−ＤＣコンバータを実現していた。
【特許文献１】特開２００４−９６８２６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２４】
このような従来の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは降圧動作時や昇圧動作時に電圧誤差増幅回路１８やＰＷＭ比較回路２１を共用することができるので、確かに回路構成の簡略化が図れる。しかし、そのためには降圧動作、および昇圧動作の切替時に制御電圧切替回路１７、設定電圧切替回路１８ｄ、および変換方向切替回路２２を同時に切り替えなければならず、外部制御可能な３端子スイッチが多数必要な構成であった。
【００２５】
ここで、外部制御可能な３端子スイッチとしては信頼性の観点から半導体（例えばＦＥＴ）を組み合わせた構成が一般的である。この場合の３端子スイッチの回路構成例を図８に示す。この３端子スイッチ３０は２入力１出力型３端子スイッチ（図７の制御電圧切替回路１７、設定電圧切替回路１８ｄ）、および１入力２出力型３端子スイッチ（図７の変換方向切替回路２２）の両方に適用することができる。
【００２６】
図８に示した３端子スイッチ３０は、２個のＦＥＴ３２を直列に接続したものを２組用いて、切替信号１９ａの出力に応じ各組のＦＥＴ３２のオンオフを逆転させることにより、一方の配線経路をオンに、他方をオフにする構成としている。ここで、ＦＥＴ３２は点線で示すボディーダイオード３５が形成されているので、出力から入力への電流の逆流防止用に、互いに逆向きのＦＥＴ３２を直列に接続している。
【００２７】
以上のことから、３端子スイッチに相当する実際の回路構成ではＦＥＴ３２が合計４個、およびスイッチ用反転回路３７が１個必要となる。この３端子スイッチを３個使用する従来の構成では、降圧動作と昇圧動作を行うＤＣ−ＤＣコンバータをペアで用いるよりは簡素化できるものの、全体の回路構成としては依然複雑さが残るという課題があった。
【００２８】
本発明は、前記従来の課題を解決するもので、簡易な回路構成の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２９】
前記従来の課題を解決するために、本発明の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、定電圧出力制御の場合、高電圧検出回路、および低電圧検出回路の出力をそれぞれ独立して設けた高電圧側誤差増幅回路と低電圧側誤差増幅回路に入力するとともに、互いの極性が反転する構成とし、前記高電圧側誤差増幅回路の出力、または前記低電圧側誤差増幅回路の出力を変換方向切替回路で選択し、その出力を昇降圧動作に対して共通のＰＷＭ比較回路から制御回路に入力することで第１スイッチング手段と第２スイッチング手段を駆動する構成とした。これにより、従来の反転回路２３、制御電圧切替回路１７、および設定電圧切替回路１８ｄを省略できる。
【００３０】
また、本発明の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、定電流出力制御の場合、前記定電圧出力制御の構成に対し、高電圧検出回路を、高電圧側蓄電素子への電流を検出して高電圧側制御電圧を出力する高電圧側電流検出回路に置き換えるとともに、低電圧検出回路を、低電圧側蓄電素子への電流を検出して低電圧側制御電圧を出力する低電圧側電流検出回路に置き換えた構成とした。これによっても、従来の反転回路２３、制御電圧切替回路１７、および設定電圧切替回路１８ｄを省略できる。
【００３１】
また、本発明の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、定電圧出力制御、および定電流出力制御を両方行う場合、高電圧検出回路の出力である第１高電圧側制御電圧、高電圧側電流検出回路の出力である第２高電圧側制御電圧、低電圧検出回路の出力である第１低電圧側制御電圧、および低電圧側電流検出回路の出力である第２低電圧側制御電圧をそれぞれ独立して設けた第１高電圧側誤差増幅回路（第１高電圧側設定電圧の前記第１高電圧側制御電圧に対する差を増幅出力する）、第２高電圧側誤差増幅回路（第２高電圧側設定電圧の前記第２高電圧側制御電圧に対する差を増幅出力する）、第１低電圧側誤差増幅回路（第１低電圧側設定電圧の前記第１低電圧側制御電圧に対する差を増幅し、前記第１高電圧側誤差増幅回路の出力に対し極性を反転して出力する）、および第２低電圧側誤差増幅回路（第２低電圧側設定電圧の前記第２低電圧側制御電圧に対する差を増幅し、前記第２高電圧側誤差増幅回路の出力に対し極性を反転して出力する）に入力し、前記第１高電圧側誤差増幅回路と前記第２高電圧側誤差増幅回路の出力のうち大きい方を高電圧側選択回路で出力するとともに、前記第１低電圧側誤差増幅回路と前記第２低電圧側誤差増幅回路の出力のうち小さい方を低電圧側選択回路で出力し、前記高電圧側選択回路の出力、または前記低電圧側選択回路の出力を変換方向切替回路で選択し、その出力を昇降圧動作に対して共通のＰＷＭ比較回路から制御回路に入力することで第１スイッチング手段と第２スイッチング手段を駆動する構成とした。これによっても、従来の反転回路２３、制御電圧切替回路１７、および設定電圧切替回路１８ｄを省略できる。
【００３２】
なお、前記構成において、第１高電圧側誤差増幅回路は、第１高電圧側制御電圧の第１高電圧側設定電圧に対する差を増幅出力する構成とし、第２高電圧側誤差増幅回路は、第２高電圧側制御電圧の第２高電圧側設定電圧に対する差を増幅出力する構成とし、高電圧側選択回路は、前記第１高電圧側誤差増幅回路の出力と前記第２高電圧側誤差増幅回路の出力のうち小さい方を出力する構成とするとともに、第１低電圧側誤差増幅回路は、第１低電圧側制御電圧の第１低電圧側設定電圧に対する差を増幅し、その極性を前記第１高電圧側誤差増幅回路の出力に対し反転して出力する構成とし、第２低電圧側誤差増幅回路は、第２低電圧側制御電圧の第２低電圧側設定電圧に対する差を増幅し、その極性を前記第２高電圧側誤差増幅回路の出力に対し反転して出力する構成とし、低電圧側選択回路は前記第１低電圧側誤差増幅回路の出力と前記第２低電圧側誤差増幅回路の出力のうち大きい方を出力する構成としてもよい。これによっても、従来の反転回路２３、制御電圧切替回路１７、および設定電圧切替回路１８ｄを省略できる。
【００３３】
また、本発明の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、定電圧出力制御、および定電流出力制御を両方行う他の構成の場合、高電圧検出回路の出力である第１高電圧側制御電圧、高電圧側電流検出回路の出力である第２高電圧側制御電圧、低電圧検出回路の出力である第１低電圧側制御電圧、および低電圧側電流検出回路の出力である第２低電圧側制御電圧をそれぞれ独立して設けた第１高電圧側誤差増幅回路（第１高電圧側設定電圧の前記第１高電圧側制御電圧に対する差を増幅出力する）、第２高電圧側誤差増幅回路（第２高電圧側設定電圧の前記第２高電圧側制御電圧に対する差を増幅出力する）、第１低電圧側誤差増幅回路（第１低電圧側設定電圧の前記第１低電圧側制御電圧に対する差を増幅し、前記第１高電圧側誤差増幅回路の出力に対し極性を反転して出力する）、第２低電圧側誤差増幅回路（第２低電圧側設定電圧の前記第２低電圧側制御電圧に対する差を増幅し、前記第２高電圧側誤差増幅回路の出力に対し極性を反転して出力する）に入力し、前記高電圧側誤差増幅回路の出力、または前記低電圧側誤差増幅回路の出力を変換方向切替回路で選択し、前記第２高電圧側誤差増幅回路の出力が最大の時は前記第２高電圧側誤差増幅回路の出力を、前記第２低電圧側誤差増幅回路の出力が最小の時は前記第２低電圧側誤差増幅回路の出力を、それ以外の時は前記変換方向切替回路の出力を、それぞれ制御電圧選択回路で選択し、その出力を昇降圧動作に対して共通のＰＷＭ比較回路から制御回路に入力することで第１スイッチング手段と第２スイッチング手段を駆動する構成とした。これによっても、従来の反転回路２３、制御電圧切替回路１７、および設定電圧切替回路１８ｄを省略できる。
【００３４】
なお、前記構成において、第１高電圧側誤差増幅回路は、第１高電圧側制御電圧の第１高電圧側設定電圧に対する差を増幅出力する構成とし、第２高電圧側誤差増幅回路は、第２高電圧側制御電圧の第２高電圧側設定電圧に対する差を増幅出力する構成とし、第１低電圧側誤差増幅回路は、第１低電圧側制御電圧の第１低電圧側設定電圧に対する差を増幅し、その極性を前記第１高電圧側誤差増幅回路の出力に対し反転して出力する構成とし、第２低電圧側誤差増幅回路は、第２低電圧側制御電圧の第２低電圧側設定電圧に対する差を増幅し、その極性を前記第２高電圧側誤差増幅回路の出力に対し反転して出力する構成とするとともに、制御電圧選択回路は、前記第２高電圧側誤差増幅回路の出力が最小の時は前記第２高電圧側誤差増幅回路の出力を、前記第２低電圧側誤差増幅回路の出力が最大の時は前記第２低電圧側誤差増幅回路の出力を、それ以外の時は変換方向切替回路の出力を、それぞれ選択する構成としてもよい。これによっても、従来の反転回路２３、制御電圧切替回路１７、および設定電圧切替回路１８ｄを省略できる。
【発明の効果】
【００３５】
本発明の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータによれば、電圧誤差増幅回路が増えるものの、それより回路構成が複雑な３端子スイッチを従来の３個から１個に減らすことができ、さらに反転回路も不要となるので、全体として簡易な回路構成の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３６】
以下、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照しながら説明する。
【００３７】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１における双方向ＤＣ−ＤＣコンバータのブロック回路図である。図２は、本発明の実施の形態１における双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの一部詳細ブロック回路図である。図１、および図２において従来の図６、および図７と同じ構成要素については同じ符号を用い、詳細な説明を省略する。また、本実施の形態１では定電圧出力制御を行う場合について説明する。
【００３８】
まず図１において、図６に示した従来例との回路構成上の相違点を以下に示す。
【００３９】
１）高電圧側蓄電素子２の電圧を検出する高電圧検出回路１２の出力（高電圧側制御電圧１１）は高電圧側誤差増幅回路５０に、低電圧側蓄電素子３の電圧を検出する低電圧検出回路１５の出力（低電圧側制御電圧１４）は低電圧側誤差増幅回路５１に、それぞれ独立して入力される構成とした。
【００４０】
２）それに伴って制御電圧切替回路１７を廃した。
【００４１】
３）高電圧側誤差増幅回路５０の出力と低電圧側誤差増幅回路５１の出力の極性が互いに反転する構成とした。なお、本実施の形態１では高電圧側誤差増幅回路５０の出力に対し低電圧側誤差増幅回路５１の出力の極性が反転するように、図２に示すオペアンプ１８ａの非反転入力と反転入力を互いに逆に接続する構成としている。
【００４２】
４）それに伴って、反転回路２３を廃した。
【００４３】
５）高電圧側誤差増幅回路５０の出力と低電圧側誤差増幅回路５１の出力を図８の３端子スイッチ３０で構成される変換方向切替回路２２の入力端子にそれぞれ接続した。
【００４４】
６）変換方向切替回路２２の出力を共通のＰＷＭ比較回路２１に接続した。
【００４５】
７）ＰＷＭ比較回路２１の出力を共通の制御回路２５に接続した。
【００４６】
以上の相違点から図１と図６の回路構成を比較すると、本実施の形態１では電圧誤差増幅回路１８が高電圧側誤差増幅回路５０と低電圧側誤差増幅回路５１に分かれるとともに、制御電圧切替回路１７が無い構成となることがわかる。また、反転回路２３も無い構成となる。なお、ＰＷＭ比較回路２１と制御回路２５は従来と同様に共通とした構成である。
【００４７】
次に、さらに詳細に両者の相違点を図２、および図７の対比から以下に示す。
【００４８】
８）高電圧側設定電圧１８ｂを高電圧側誤差増幅回路５０に、低電圧側設定電圧１８ｃを低電圧側誤差増幅回路５１に、それぞれ内蔵した。
【００４９】
９）それに伴い、設定電圧切替回路１８ｄを廃した。
【００５０】
以上の相違点から図２と図７の回路構成を比較すると、本実施の形態１では高電圧側誤差増幅回路５０と低電圧側誤差増幅回路５１にそれぞれオペアンプ１８ａが必要となるため、オペアンプ１８ａが１個増加しているものの、制御電圧切替回路１８ｄが無い構成となることがわかる。
【００５１】
従って、図１、図２より従来との回路構成上の相違点をまとめると、本実施の形態１はオペアンプ１８ａが１個増え、制御電圧切替回路１７、および制御電圧切替回路１８ｄの２個の３端子スイッチ３０が無く、反転回路２３も不要である以外は、従来と同じであることがわかる。ここで、外部制御可能な３端子スイッチ３０の回路構成は図８で説明した通り多くの部品を使用する複雑な構成であり、一方、オペアンプ１８ａについては、例えば１パッケージに４個のオペアンプが内蔵されたＩＣが容易に入手可能であることから、オペアンプ１８ａが１個増えても回路構成がそれほど複雑になることはない。
【００５２】
以上のことから、全体的には本実施の形態１の回路構成の方が従来の多数の３端子スイッチ３０や反転回路２３を使用する構成より簡易であることがわかる。
【００５３】
次に、本実施の形態１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１の動作について説明する。
【００５４】
まず、高電圧側から低電圧側への降圧動作について述べる。切替回路２０から生成された切替信号１９ａにより、降圧動作時の変換方向切替回路２２は実線に示す方向に切り替えられる。また、動作信号１９ｂにより動作スイッチ２９はオンになる。この状態で、高電圧検出回路１２の出力である高電圧側制御電圧１１が高電圧側誤差増幅回路５０に、低電圧検出回路１５の出力である低電圧側制御電圧１４が低電圧側誤差増幅回路５１に、それぞれ入力される。この際、図２に示すようにオペアンプ１８ａへの接続は非反転入力と反転入力が高電圧側誤差増幅回路５０と低電圧側誤差増幅回路５１で互いに逆になるようにしている。これにより、両者の出力は極性が互いに反転することになる。
【００５５】
入力された各電圧はそれぞれ高電圧側設定電圧１８ｂ、および低電圧側設定電圧１８ｃとの差を増幅して高電圧側誤差増幅回路５０、および低電圧側誤差増幅回路５１から互いに反転した状態で出力される。
【００５６】
高電圧側誤差増幅回路５０の出力、および低電圧側誤差増幅回路５１の出力は変換方向切替回路２２に入力されるが、降圧動作の場合は後者の出力が選択される。これにより、低電圧側の出力電圧を一定に制御できる。
【００５７】
変換方向切替回路２２の出力はＰＷＭ比較回路２１に入力され、前記差に応じたパルス信号、すなわち制御信号２４を出力する。この動作の詳細は従来と同様である。制御信号２４は制御回路２５に入力される。
【００５８】
制御回路２５の動作は従来と同じであるので説明を省略するが、これにより第１スイッチング手段５と第２スイッチング手段１０は互いにオンオフが反転する動作を行う。なお、第１スイッチング手段５と第２スイッチング手段１０にはＦＥＴを用いた。この結果、高電圧側蓄電素子２の電圧を降圧して低電圧側蓄電素子３を充電する。その際の低電圧側蓄電素子３の電圧が低電圧検出回路１５で検出され、低電圧側誤差増幅回路５１に入力される以降の動作が繰り返されるので、低電圧側蓄電素子３の電圧が低電圧側設定電圧１８ｃと等しくなるようにフィードバック制御がなされることになり、定電圧の降圧動作が可能となる。
【００５９】
次に、低電圧側から高電圧側への昇圧動作について述べる。切替回路２０からの切替信号１９ａにより、昇圧動作時の変換方向切替回路２２は点線に示す方向に切り替えられる。また、動作信号１９ｂにより動作スイッチ２９はオンになる。この状態で、降圧動作時と同様に高電圧側制御電圧１１が高電圧側誤差増幅回路５０に、低電圧側制御電圧１４が低電圧側誤差増幅回路５１に、それぞれ入力される。
【００６０】
入力された各電圧はそれぞれ高電圧側設定電圧１８ｂ、および低電圧側設定電圧１８ｃとの差を増幅して高電圧側誤差増幅回路５０、および低電圧側誤差増幅回路５１から互いに極性が反転した状態で出力される。
【００６１】
高電圧側誤差増幅回路５０の出力、および低電圧側誤差増幅回路５１の出力は変換方向切替回路２２に入力されるが、昇圧動作の場合は前者の出力が選択される。これにより、高電圧側の出力電圧を一定に制御できる。
【００６２】
変換方向切替回路２２の出力はＰＷＭ比較回路２１に入力され、前記差に応じた制御信号２４を出力する。制御信号２４は制御回路２５に入力される。
【００６３】
制御回路２５の動作は従来と同じであるので説明を省略するが、これにより第１スイッチング手段５と第２スイッチング手段１０は互いにオンオフが反転する動作を行う。この際、高電圧側誤差増幅回路５０の出力が低電圧側誤差増幅回路５１の出力に対し極性が反転しているため、制御信号２４は降圧動作と逆の出力となる。これにより、低電圧側蓄電素子３の電圧を昇圧して高電圧側蓄電素子２を充電する。その際の高電圧側蓄電素子２の電圧が高電圧検出回路１２で検出され、高電圧側誤差増幅回路５０に入力される以降の動作が繰り返されるので、高電圧側蓄電素子２の電圧が高電圧側設定電圧１８ｂと等しくなるようにフィードバック制御がなされることになり、定電圧の昇圧動作が可能となる。
【００６４】
なお、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを動作させる必要がないときには従来と同様に切替回路２０からの動作信号１９ｂにより動作スイッチ２９をオフにする。これにより、第１スイッチング手段５と第２スイッチング手段１０がオフになるので、昇降圧動作のいずれもが停止する。
【００６５】
このような動作から、本実施の形態１の回路構成でも従来と全く同様の降圧動作、および昇圧動作が可能であることがわかる。
【００６６】
以上の構成、動作により、降圧、または昇圧を切り替えて双方向に定電圧出力制御が可能な簡易双方向ＤＣ−ＤＣコンバータが実現できた。
【００６７】
（実施の形態２）
図３は、本発明の実施の形態２における双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの一部詳細ブロック回路図である。図３において図２と同じ構成要素については同じ符号を用い、詳細な説明を省略する。また、本実施の形態２では定電流出力制御を行う場合について説明する。
【００６８】
まず、図３において図２との回路構成上の相違点を以下に示す。
【００６９】
１）定電流出力制御とするため、高電圧側電流検出回路５２、および低電圧側電流検出回路５３を設けた。
【００７０】
２）それに伴い、高電圧検出回路１２、および低電圧検出回路１５を廃した。
【００７１】
上記以外の回路構成は実施の形態１と同じである。従って、定電流出力制御を行う場合についても３端子スイッチ３０は変換方向切替回路２２のみであり、反転回路２３も不要となるので、従来に比べオペアンプ１８ａが１個増えるものの、全体としての回路構成は簡易化されることがわかる。
【００７２】
図３の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１の動作は、降圧動作、昇圧動作ともに、実施の形態１で述べた定電圧出力制御に替わって定電流出力制御になる以外は全く同じである。すなわち、降圧動作の場合は、まず低電圧側電流検出回路５３から低電圧側蓄電素子３への電流に比例した電圧出力を得る。なお、低電圧側電流検出回路５３はホール素子等の電流センサで構成してもよいし、低抵抗をインダクタ６と直列に接続し、その両端電圧から求めてもよい。
【００７３】
電流に比例した電圧出力は低電圧側誤差増幅回路５１に入力され、そこで低電圧側設定電圧１８ｃとの差を増幅して出力する。それ以降の動作は実施の形態１と同じである。その結果、低電圧側蓄電素子３に流れる電流が低電圧側設定電圧１８ｃで決定される電流値になるようにフィードバック制御される。
【００７４】
また、昇圧動作の場合も高電圧側電流検出回路５２で高電圧側蓄電素子２への電流に比例した電圧出力が高電圧側誤差増幅回路５０に入力され、そこで高電圧側設定電圧１８ｂとの差を増幅して出力する。この出力は低電圧側誤差増幅回路５１の出力と極性が反転しているので、昇圧動作が行われる。この反転した出力は変換方向切替回路２２を介してＰＷＭ比較回路２１に入力される。それ以降の動作は実施の形態１と同じである。その結果、高電圧側蓄電素子２に流れる電流が高電圧側設定電圧１８ｂで決定される電流値になるようにフィードバック制御される。
【００７５】
なお、動作スイッチ２９の役割と動作も実施の形態１と同じである。
【００７６】
このような動作から、本実施の形態２の回路構成でも従来と同様に定電流出力制御による降圧動作、および昇圧動作が可能であることがわかる。
【００７７】
以上の構成、動作により、降圧、または昇圧を切り替えて双方向に定電流出力制御が可能な簡易双方向ＤＣ−ＤＣコンバータが実現できた。
【００７８】
（実施の形態３）
図４は、本発明の実施の形態３における双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの一部詳細ブロック回路図である。図４において図２、および図３と同じ構成要素については同じ符号を用い、詳細な説明を省略する。また、本実施の形態３では定電圧出力制御、および定電流出力制御を両方行う場合について説明する。
【００７９】
まず、図４において図２との回路構成上の相違点を以下に示す。
【００８０】
１）高電圧側に高電圧検出回路１２、および高電圧側電流検出回路５２を両方設け、同様に低電圧側に低電圧検出回路１５、および低電圧側電流検出回路５３を両方設けた。
【００８１】
２）それに伴い、それぞれの出力に電圧誤差増幅回路、すなわち順番に第１高電圧側誤差増幅回路５４、第２高電圧側誤差増幅回路５５、第１低電圧側誤差増幅回路５６、および第２低電圧側誤差増幅回路５７を接続した。
【００８２】
３）それぞれの電圧誤差増幅回路に内蔵される設定電圧を順番に第１高電圧側設定電圧１８ｈ、第２高電圧側設定電圧１８ｅ、第１低電圧側設定電圧１８ｆ、および第２低電圧側設定電圧１８ｇとして設けた。
【００８３】
４）第１高電圧側誤差増幅回路５４の出力は第１高電圧側設定電圧１８ｈの第１高電圧側制御電圧６２に対する差の増幅出力とし、第１低電圧側誤差増幅回路５６の出力は第１低電圧側制御電圧６０の第１低電圧側設定電圧１８ｆに対する差の増幅出力となるように接続することで、極性が互いに反転するようにした。なお、例えば「第１高電圧側設定電圧１８ｈの第１高電圧側制御電圧６２に対する差」とは、後者（第１高電圧側制御電圧６２）を基準とした時の前者（第１高電圧側設定電圧１８ｈ）との差を示すものであり、回路上では図４のオペアンプ１８ａの反転入力側に入力される電圧を前者（第１高電圧側設定電圧１８ｈ）に、非反転入力側に入力される電圧を後者（第１高電圧側制御電圧６２）に接続したことを示す。従って、第１高電圧側誤差増幅回路５４の出力と第１低電圧側誤差増幅回路５６の出力の極性を互いに反転させるために、第１低電圧側誤差増幅回路５６においては第１高電圧側誤差増幅回路５４とは逆に「第１低電圧側制御電圧６０の第１低電圧側設定電圧１８ｆに対する差」を増幅出力している。これは、回路上では図４のオペアンプ１８ａの反転入力側に第１低電圧側制御電圧６０を、非反転入力側に第１低電圧側設定電圧１８ｆを接続する構成となる。この回路構成により、第１低電圧側設定電圧１８ｆの第１低電圧側制御電圧６０に対する差を増幅し、その極性を第１高電圧側誤差増幅回路５４の出力に対し反転して出力することと等価になる。なお、以下の説明においても前記と同様の記述は同様の意味であると定義する。
【００８４】
５）第２高電圧側誤差増幅回路５５の出力は第２高電圧側設定電圧１８ｅの第２高電圧側制御電圧６３に対する差の増幅出力とし、第２低電圧側誤差増幅回路５７の出力は第２低電圧側制御電圧６１の第２低電圧側設定電圧１８ｇに対する差の増幅出力となるように接続することで、極性が互いに反転するようにした。
【００８５】
６）第１高電圧側誤差増幅回路５４と第２高電圧側誤差増幅回路５５の出力のうち大きい方を出力する高電圧側選択回路５８、および第１低電圧側誤差増幅回路５６と第２低電圧側誤差増幅回路５７の出力のうち小さい方を出力する低電圧側選択回路５９を設けた。
【００８６】
７）高電圧側選択回路５８の出力と低電圧側選択回路５９の出力を変換方向切替回路２２に接続した。
【００８７】
以上のように構成することで、反転回路２３が不要な上、３端子スイッチ３０が変換方向切替回路２２のみの簡易な回路構成で、かつ検出された被制御側の電圧、または電流が一定になるように動作できる双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１が得られる。
【００８８】
次に、本実施の形態３の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１の動作について説明する。なお、ここでは双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１を以下に示す自動車に応用した例について説明する。
【００８９】
自動車に双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１を搭載するシステムとしては、例えば高電圧側蓄電素子２として自動車のバッテリ（定格電圧１２Ｖ）が、低電圧側蓄電素子３として電気二重層キャパシタを直列や直並列に接続したキャパシタユニット（定格電圧５Ｖ）が接続されたものが想定される。ここで、キャパシタユニットの定格電圧をバッテリの定格電圧より下げるのは、キャパシタの必要数が削減でき小型化が可能となるからである。但し、その分、バッテリとキャパシタ間の充電時に双方向ＤＣ−ＤＣコンバータが必要となる。
【００９０】
このような構成のシステムは、自動車が制動動作をしている時に発生する発電機（バッテリに並列接続されている）の電力を急速充放電特性に優れるキャパシタユニットに一旦蓄え、非制動時にキャパシタユニットの電力を補機やバッテリに放出することにより制動エネルギーを電気エネルギーとして回生できるので、低燃費化に貢献できる。
【００９１】
ここでは上記システムにおいて、バッテリとキャパシタユニットの相互充電動作について説明する。但し、キャパシタユニットは電気二重層キャパシタを直列、または直並列に接続することにより定格電圧を５Ｖとした構成について説明するが、電気二重層キャパシタ１個あたりの定格電圧が約２．５Ｖであるので、定格電圧を２．５Ｖとして単体で用いる構成としてもよいし、これを複数並列に接続して大容量化した構成としてもよい。
【００９２】
まず、高電圧側蓄電素子２（バッテリや発電機）から低電圧側蓄電素子３（キャパシタユニット）への充電に対する降圧動作について説明する。切替回路２０からの切替信号１９ａにより、降圧動作時の変換方向切替回路２２は実線に示す方向に切り替えられる。従って、高電圧検出回路１２から第１高電圧側誤差増幅回路５４を介して得られる出力と高電圧側電流検出回路５２から第２高電圧側誤差増幅回路５５を介して得られる出力のうち、大きい方の出力（高電圧側選択回路５８により得られる）は、降圧動作には使用されない。また、動作信号１９ｂにより動作スイッチ２９はオンになっている。
【００９３】
この状態で、低電圧検出回路１５の出力電圧である第１低電圧側制御電圧６０が第１低電圧側誤差増幅回路５６に、低電圧側電流検出回路５３の出力電圧である第２低電圧側制御電圧６１が第２低電圧側誤差増幅回路５７にそれぞれ入力される。第１低電圧側誤差増幅回路５６では第１低電圧側制御電圧６０の第１低電圧側設定電圧１８ｆに対する差を増幅して出力する。一方、第２低電圧側誤差増幅回路５７では第２低電圧側制御電圧６１の第２低電圧側設定電圧１８ｇに対する誤差を増幅して出力する。これら２つの出力電圧は低電圧側選択回路５９に入力される。低電圧側選択回路５９は入力された２つの電圧の比較を行い、電圧の小さい方をそのまま出力する。このように出力することにより、定電圧出力制御、または定電流出力制御のいずれか設定電圧に近い方で降圧制御を行うことになる。
【００９４】
その後の動作は実施の形態１、２と同様にＰＷＭ比較回路２１で制御信号２４を生成し、制御回路２５に入力することで第１スイッチング手段５と第２スイッチング手段１０をフィードバック制御して定電圧出力制御、または定電流出力制御を行う。
【００９５】
このような制御は、前記自動車のシステムにおいて、例えば車両制動時のようにキャパシタユニット（図示せず）に制動エネルギーを蓄える動作に相当する。この場合、最初にキャパシタユニットには電荷が蓄えられていないので、その両端電圧は０Ｖ近傍となる。従って、第１低電圧側制御電圧６０は０Ｖ近傍である。そこに制動により発電した電力が高電圧側正極端子４を介して双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１に入力される。この時、被制御側であるキャパシタユニットの設定電圧（第１低電圧側設定電圧１８ｆ）は定格の５Ｖであるので、第１低電圧側制御電圧６０（０Ｖ近傍）と比べ後者の前者に対する差、すなわち第１低電圧側設定電圧１８ｆを基準とした時の第１低電圧側制御電圧６０との差が極めて大きい状態であることになる。従って、低電圧側選択回路５９は低電圧側電流検出回路５３の出力である第２低電圧側制御電圧６１の第２低電圧側設定電圧１８ｇに対する差を増幅した電圧の方が小さいので、その電圧を選択し、それを基に定電流出力制御を行う。これにより、キャパシタユニットへは、まず定電流で充電される。
【００９６】
このようにして定電流充電が進むと、キャパシタユニットの両端電圧は上昇し、やがて低電圧検出回路１５の出力である第１低電圧側制御電圧６０の第１低電圧側設定電圧１８ｆに対する差の方が小さくなる。これにより、低電圧側選択回路５９は第１低電圧側制御電圧６０の第１低電圧側設定電圧１８ｆに対する差を増幅した電圧を選択し、それを基に定電圧出力制御を行うことになる。その結果、キャパシタユニットへは定電流出力制御のみによる満充電時の電圧オーバーシュートを避けることができ、キャパシタユニットの劣化を抑制した充電が自動的に行える。
【００９７】
次に、低電圧側蓄電素子３（キャパシタユニット）から高電圧側蓄電素子２（バッテリ）への充電に対する昇圧動作について説明する。切替回路２０からの切替信号１９ａにより、昇圧動作時の変換方向切替回路２２は点線に示す方向に切り替えられる。従って、低電圧検出回路１５から第１低電圧側誤差増幅回路５６を介して得られる出力と低電圧側電流検出回路５３から第２低電圧側誤差増幅回路５７を介して得られる出力のうち、小さい方の出力（低電圧側選択回路５９により得られる）は、昇圧動作には使用されない。また、動作信号１９ｂにより動作スイッチ２９はオンになっている。
【００９８】
この状態で、高電圧検出回路１２の出力電圧、すなわち第１高電圧側制御電圧６２が第１高電圧側誤差増幅回路５４に、高電圧側電流検出回路５２の出力電圧、すなわち第２高電圧側制御電圧６３が第２高電圧側誤差増幅回路５５にそれぞれ入力される。第１高電圧側誤差増幅回路５４では第１高電圧側設定電圧１８ｈの第１高電圧側制御電圧６２に対する差を増幅して出力する。一方、第２高電圧側誤差増幅回路５５では第２高電圧側設定電圧１８ｅの第２高電圧側制御電圧６３に対する差を増幅して出力する。これら２つの出力電圧は高電圧側選択回路５８に入力される。高電圧側選択回路５８は入力された２つの電圧の比較を行い、電圧の大きい方を出力する。この出力は前記した降圧動作時の出力とは極性が反転しているので、定電圧出力制御、または定電流出力制御のいずれか設定電圧に近い方で昇圧制御を行うことになる。
【００９９】
その後の動作は実施の形態１、２と同様にＰＷＭ比較回路２１で制御信号２４を生成し、制御回路２５に入力することで第１スイッチング手段５と第２スイッチング手段１０をフィードバック制御して定電圧出力制御、または定電流出力制御を行う。
【０１００】
このような制御は、前記した自動車のシステムにおいて、例えば車両制動によりキャパシタユニットに蓄えられた電力でバッテリ（図示せず）を充電する動作に相当する。この場合、バッテリの両端電圧は通常時であれば定格電圧に近い１２Ｖ近傍となる。従って、第１高電圧側制御電圧６２は１２Ｖ近傍である。そこにキャパシタユニットの電力が低電圧側正極端子７を介して双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１に入力される。この時、被制御側であるバッテリの設定電圧（第１高電圧側設定電圧１８ｈ）は定格の１２Ｖであるので、第１高電圧側設定電圧１８ｈの第１高電圧側制御電圧６２に対する差、すなわち後者を基準とした前者との差は０近傍となる。一方、第２高電圧側制御電圧６３の出力は、電流が流れることにより第２高電圧側設定電圧１８ｅと異なった値となり、後者の前者に対する差は負の値を有することになる。これは、オペアンプ１８ａへの第２高電圧側制御電圧６３と第２高電圧側設定電圧１８ｅの接続が低電圧側におけるオペアンプ１８ａへの接続と逆転しているためである。従って、高電圧側選択回路５８は第１高電圧側設定電圧１８ｈの第１高電圧側制御電圧６２に対する差と、第２高電圧側設定電圧１８ｅの第２高電圧側制御電圧６３に対する差のうち、電圧の大きい方を選択出力するので、この場合では高電圧側選択回路５８は後者の差を出力し、それを基に定電圧出力制御を行う。これにより、バッテリへは定電圧で充電されるので、満充電時の電圧オーバーシュートを避けることができ、バッテリの劣化を抑制した充電が行える。
【０１０１】
一方、大電力を消費する補機（例えばスターターモーターや電動パワーステアリング等）が使用されているときは、バッテリの両端電圧は定格電圧を相当下回り、数Ｖオーダーになることがある。従って、第１高電圧側制御電圧６２は数Ｖ程度である。この場合でも被制御側であるバッテリの設定電圧（第１高電圧側設定電圧１８ｈ）は定格の１２Ｖであるので、第１高電圧側設定電圧１８ｈの第１高電圧側制御電圧６２に対する差は負の値を持ち、極めて小さくなる。従って、高電圧側選択回路５８は第２高電圧側設定電圧１８ｅの第２高電圧側制御電圧６３に対する差を増幅した電圧の方が大きいので、その電圧を選択し、それを基に定電流出力制御を行う。これにより、バッテリへは、まず定電流で充電される。
【０１０２】
このようにして定電流充電が進んだり、大電力を消費する補機が停止すると、バッテリの両端電圧は上昇し、やがて第１高電圧側設定電圧１８ｈの第１高電圧側制御電圧６２に対する差の方が大きくなる。これにより、高電圧側選択回路５８は第１高電圧側設定電圧１８ｈの第１高電圧側制御電圧６２に対する差を増幅した電圧を選択し、それを基に定電圧出力制御を行うことになる。その結果、バッテリへは定電流出力制御のみによる満充電時の電圧オーバーシュートを避けることができ、バッテリの劣化を抑制した充電が自動的に行える。
【０１０３】
なお、動作スイッチ２９の役割と動作は実施の形態１と同じである。
【０１０４】
このような動作から、本実施の形態３の回路構成でも従来と同様に定電圧出力制御、または定電流出力制御による降圧動作、および昇圧動作が可能であることがわかる。
【０１０５】
以上の構成、動作により、降圧、または昇圧を切り替えて双方向に定電圧出力制御、または定電流出力制御が可能な簡易双方向ＤＣ−ＤＣコンバータが実現できた。
【０１０６】
なお、本実施の形態３における４個のオペアンプ１８ａへの反転入力、および非反転入力を全て逆に接続する構成としてもよい。但し、この場合は高電圧側選択回路５８に入力される２種類の電圧の極性が反転するので、高電圧側選択回路５８は２つの入力電圧のうち小さい方を出力するとともに、低電圧側選択回路５９に入力される２種類の電圧の極性も反転するので、低電圧側選択回路５９は２つの入力電圧のうち大きい方を出力する構成とする必要がある。
【０１０７】
（実施の形態４）
図５は、本発明の実施の形態４における双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの一部詳細ブロック回路図である。図５において図４と同じ構成要素については同じ符号を用い、詳細な説明を省略する。また、本実施の形態４でも実施の形態３と同様に定電圧出力制御、および定電流出力制御を両方行う場合について説明する。
【０１０８】
まず、図５において図４との回路構成上の相違点を以下に示す。
【０１０９】
１）第１高電圧側誤差増幅回路５４の出力、および第１低電圧側誤差増幅回路５６の出力を変換方向切替回路２２に接続した。
【０１１０】
２）第２高電圧側誤差増幅回路５５の出力、第２低電圧側誤差増幅回路５７の出力、および変換方向切替回路２２の出力を制御電圧選択回路６４に接続した。
【０１１１】
３）制御電圧選択回路６４は第２高電圧側誤差増幅回路５５の出力が最大の時はその出力を、第２低電圧側誤差増幅回路５７の出力が最小の時はその出力を、それ以外の時は変換方向切替回路２２の出力を、それぞれ選択する構成とした。
【０１１２】
４）制御電圧選択回路６４の出力がＰＷＭ比較回路２１に入力される構成とした。
【０１１３】
５）以上の構成に伴い、高電圧側選択回路５８、および低電圧側選択回路５９を廃した。
【０１１４】
このように構成することで、反転回路２３が不要で、３端子スイッチ３０が変換方向切替回路２２のみとなり、さらに高電圧側選択回路５８、および低電圧側選択回路５９を制御電圧選択回路６４に統合した簡易な回路構成となり、かつ検出された被制御側の電圧、または電流が一定になるように動作できる双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１が得られる。
【０１１５】
次に、本実施の形態４の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１の動作について実施の形態３と異なる部分を中心に説明する。
【０１１６】
まず、高電圧側蓄電素子２から低電圧側蓄電素子３への充電に対する降圧動作について説明する。この場合も変換方向切替回路２２は実線に示す方向に切り替えられる。従って、高電圧検出回路１２から第１高電圧側誤差増幅回路５４を介して得られる出力は、降圧動作には使用されない。また、動作信号１９ｂにより動作スイッチ２９はオンになっている。
【０１１７】
この状態で、低電圧検出回路１５の出力電圧である第１低電圧側制御電圧６０が第１低電圧側誤差増幅回路５６に、高電圧側電流検出回路５２の出力電圧である第２高電圧側制御電圧６３が第２高電圧側誤差増幅回路５５に、低電圧側電流検出回路５３の出力電圧である第２低電圧側制御電圧６１が第２低電圧側誤差増幅回路５７にそれぞれ入力される。これらの入力は順に、第１低電圧側設定電圧１８ｆ、第２高電圧側設定電圧１８ｅ、および第２低電圧側設定電圧１８ｇとの差を増幅されて出力される。なお、本実施の形態４における差を得る際の基準となる電圧は、高電圧側では制御電圧であり、低電圧側では設定電圧とした。
【０１１８】
これら３種の出力は全て制御電圧選択回路６４に入力される。なお、第１低電圧側誤差増幅回路５６の出力は変換方向切替回路２２を介して入力される。制御電圧選択回路６４は第２高電圧側誤差増幅回路５５の出力が最大の時はその出力を、第２低電圧側誤差増幅回路５７の出力が最小の時はその出力を、それ以外の時は変換方向切替回路２２の出力を、それぞれ選択する構成としている。ここでは降圧動作についての説明であるので、その場合の制御電圧選択回路６４の動作について述べる。
【０１１９】
実施の形態３で述べたように降圧動作の初期では低電圧側蓄電素子３が蓄電されておらず０Ｖ近傍である。この場合、低電圧側蓄電素子３を満充電するために、高電圧側蓄電素子２から低電圧側蓄電素子３に電流が流れる。この時の電流値は高電圧側蓄電素子２と低電圧側蓄電素子３の電圧差が最大であるので、大電流が流れようとする。この電流値は低電圧側蓄電素子３への電流値を検出する低電圧側電流検出回路５３から第２低電圧側制御電圧６１として出力される。この出力は第２低電圧側誤差増幅回路５７に入力され、第２低電圧側設定電圧１８ｇに対する差が増幅される。従って、低電圧側蓄電素子３への電流値は直ちに第２低電圧側設定電圧１８ｇを超える。ここで、図５より第２低電圧側誤差増幅回路５７のオペアンプ１８ａにおいて、第２低電圧側制御電圧６１は反転入力側に、第２低電圧側設定電圧１８ｇは非反転入力側にそれぞれ入力されているため、前者が最大の場合には第２低電圧側誤差増幅回路５７の出力が負で最小となる。
【０１２０】
その結果、制御電圧選択回路６４は前記したように第２低電圧側誤差増幅回路５７の出力が最小であるので、その出力を選択し、ＰＷＭ比較回路２１に出力する。その後の動作は実施の形態３と同様に、第２低電圧側設定電圧１８ｇに相当する電流値になるように定電流出力制御を行う。
【０１２１】
これにより、現在の低電圧側蓄電素子３への電流値である第２低電圧側制御電圧６１は第２低電圧側設定電圧１８ｇに近づき、第２低電圧側誤差増幅回路５７の出力は最小ではなくなる。その結果、制御電圧選択回路６４は前記したように変換方向切替回路２２の出力を選択する。これにより、低電圧側蓄電素子３の電圧値に相当する第１低電圧側制御電圧６０が第１低電圧側設定電圧１８ｆで設定される電圧値になるように定電圧出力制御がなされる。
【０１２２】
このような動作により、実施の形態３と同様に、まず定電流出力制御で充電され、満充電に近づくと定電圧出力制御に自動的に切り替えられる。その結果、低電圧側蓄電素子３への満充電時の電圧オーバーシュートを避けることができ、低電圧側蓄電素子３の劣化が抑制される。
【０１２３】
さらに、本実施の形態４では何らかの故障等で定電圧出力制御中に急に電流が増えた場合は第２低電圧側誤差増幅回路５７の出力が最小となるので、定電流出力制御に切り替わり、大電流が流れることによる過充電や発熱等の危険を回避することができる特長も併せ持つ。
【０１２４】
このようにして降圧動作が行われるが、この場合、高電圧側電流検出回路５２は高電圧側蓄電素子２への電流値を検出するので、降圧動作の場合は電流が逆向きに流れることになる。従って、通常は第２高電圧側誤差増幅回路５５の出力が最大となることがないため、降圧動作の時の制御電圧選択回路６４の出力は第２低電圧側誤差増幅回路５７の出力、または変換方向切替回路２２の出力のいずれかになる。但し、何らかの故障等で本来流れないはずの高電圧側蓄電素子２への大電流を検出した時は、第２高電圧側誤差増幅回路５５の出力が最大となるので、過電流を防止するために制御電圧選択回路６４の出力は第２高電圧側誤差増幅回路５５の出力となり、第２高電圧側設定電圧１８ｅで決定される電流値になるように定電流出力制御がなされる。このような観点からも本実施の形態４では安全側に動作するように構成されている。
【０１２５】
なお、高電圧側蓄電素子２への大電流を検出した時に第２高電圧側誤差増幅回路５５の出力が最大となるのは、第２高電圧側誤差増幅回路５５のオペアンプ１８ａへの非反転入力と反転入力の接続が第２低電圧側誤差増幅回路５７の接続と逆にしてあるためである。
【０１２６】
次に、低電圧側蓄電素子３から高電圧側蓄電素子２への充電に対する昇圧動作について説明する。この場合も変換方向切替回路２２は点線に示す方向に切り替えられる。従って、低電圧検出回路１５から第１低電圧側誤差増幅回路５６を介して得られる出力は、昇圧動作には使用されない。また、動作信号１９ｂにより動作スイッチ２９はオンになっている。
【０１２７】
この状態で、高電圧検出回路１２の出力電圧である第１高電圧側制御電圧６２が第１高電圧側誤差増幅回路５４に、高電圧側電流検出回路５２の出力電圧である第２高電圧側制御電圧６３が第２高電圧側誤差増幅回路５５に、低電圧側電流検出回路５３の出力電圧である第２低電圧側制御電圧６１が第２低電圧側誤差増幅回路５７にそれぞれ入力される。これらの入力は順に、第１高電圧側設定電圧１８ｈ、第２高電圧側設定電圧１８ｅ、および第２低電圧側設定電圧１８ｇとの差を増幅されて出力される。
【０１２８】
これら３種の出力は全て制御電圧選択回路６４に入力される。なお、第１高電圧側誤差増幅回路５４の出力は変換方向切替回路２２を介して入力される。制御電圧選択回路６４の選択動作は降圧動作時の説明で述べた通りである。
【０１２９】
以下に、昇圧動作における制御電圧選択回路６４の動作について述べる。
【０１３０】
まず、高電圧側蓄電素子２の電圧に相当する第１高電圧側制御電圧６２が第１高電圧側設定電圧１８ｈと極めて近い場合は、ほとんど電流が流れないので、第２高電圧側誤差増幅回路５５の出力が最大になったり、第２低電圧側誤差増幅回路５７の出力が最小になることはない。従って、制御電圧選択回路６４は変換方向切替回路２２の出力を選択するので、定電圧出力制御を行う。
【０１３１】
次に、何らかの負荷（補機）の動作により高電圧側蓄電素子２の電圧が下がった場合は、高電圧側蓄電素子２に大電流が流れる。その結果、第２高電圧側誤差増幅回路５５の出力が最大になり、制御電圧選択回路６４は第２高電圧側誤差増幅回路５５の出力を選択するので、定電流出力制御を行う。この詳細は降圧動作と同様である。
【０１３２】
その後、第２高電圧側制御電圧６３が第２高電圧側設定電圧１８ｅに近づくと、第２高電圧側誤差増幅回路５５の出力は最大ではなくなる。その結果、制御電圧選択回路６４は変換方向切替回路２２の出力を選択し、上記したように定電圧出力制御がなされる。
【０１３３】
このような動作により、降圧動作と同様に、まず定電流出力制御で充電され、満充電に近づくと定電圧出力制御に自動的に切り替えられる。その結果、高電圧側蓄電素子２への満充電時の電圧オーバーシュートを避けることができ、高電圧側蓄電素子２の劣化が抑制される。
【０１３４】
なお、定電圧出力制御中に何らかの故障等による双方向の電流増大に対しても、降圧動作時と同様に自動的に定電流出力制御に切り替わるため、昇圧動作時においても安全側に動作するように構成されている。
【０１３５】
また、動作スイッチ２９の役割と動作は実施の形態１と同じである。
【０１３６】
このような動作から、本実施の形態４の回路構成でも従来と同様に定電圧出力制御、または定電流出力制御による降圧動作、および昇圧動作が可能であることがわかる。
【０１３７】
以上の構成、動作により、降圧、または昇圧を切り替えて双方向に定電圧出力制御、または定電流出力制御が可能であり、かつ実施の形態３よりさらに簡易な回路構成の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータが実現できた。
【０１３８】
なお、本実施の形態４では高電圧側電流検出回路５２、および低電圧側電流検出回路５３をそれぞれ高電圧側蓄電素子２、および低電圧側蓄電素子３の直近に配置したが、これは図５に楕円点線で示したいずれかの位置に配置してもよい。
【０１３９】
また、本実施の形態４における４個のオペアンプ１８ａへの反転入力、および非反転入力を全て逆に接続する構成としてもよい。但し、この場合は制御電圧選択回路６４に入力される電圧の極性が反転するので、制御電圧選択回路６４は第２高電圧側誤差増幅回路５５の出力が最小の時はその出力を、第２低電圧側誤差増幅回路５７の出力が最大の時はその出力を、それ以外の時は変換方向切替回路２２の出力を、それぞれ選択する構成とする必要がある。
【産業上の利用可能性】
【０１４０】
本発明にかかる双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは反転回路が不要な上、回路構成が複雑な３端子スイッチを従来の３個から１個に減らすことができ、簡易な回路構成となるので、双方向に電力変換が可能な簡易双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ等として有用である。
【図面の簡単な説明】
【０１４１】
【図１】本発明の実施の形態１における双方向ＤＣ−ＤＣコンバータのブロック回路図
【図２】本発明の実施の形態１における双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの一部詳細ブロック回路図
【図３】本発明の実施の形態２における双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの一部詳細ブロック回路図
【図４】本発明の実施の形態３における双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの一部詳細ブロック回路図
【図５】本発明の実施の形態４における双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの一部詳細ブロック回路図
【図６】従来の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータのブロック回路図
【図７】従来の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの一部詳細ブロック回路図
【図８】従来の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの３端子スイッチの回路図
【符号の説明】
【０１４２】
１  双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ
２  高電圧側蓄電素子
３  低電圧側蓄電素子
４  高電圧側正極端子
５  第１スイッチング手段
６  インダクタ
７  低電圧側正極端子
８  高電圧側負極端子
９  低電圧側負極端子
１０  第２スイッチング手段
１１  高電圧側制御電圧
１２  高電圧検出回路
１４  低電圧側制御電圧
１５  低電圧検出回路
１８ｂ  高電圧側設定電圧
１８ｃ  低電圧側設定電圧
１８ｅ  第２高電圧側設定電圧
１８ｆ  第１低電圧側設定電圧
１８ｇ  第２低電圧側設定電圧
１８ｈ  第１高電圧側設定電圧
１９ａ  切替信号
２０  切替回路
２１  ＰＷＭ比較回路
２２  変換方向切替回路
２３  反転回路
２４  制御信号
２５  制御回路
５０  高電圧側誤差増幅回路
５１  低電圧側誤差増幅回路
５２  高電圧側電流検出回路
５３  低電圧側電流検出回路
５４  第１高電圧側誤差増幅回路
５５  第２高電圧側誤差増幅回路
５６  第１低電圧側誤差増幅回路
５７  第２低電圧側誤差増幅回路
５８  高電圧側選択回路
５９  低電圧側選択回路
６０  第１低電圧側制御電圧
６１  第２低電圧側制御電圧
６２  第１高電圧側制御電圧
６３  第２高電圧側制御電圧
６４  制御電圧選択回路
【図１】
2007295769.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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