(57)【要約】【課題】  Ｗ−ＣＤＭＡのような符号多重化方式の無線通信システムを構成する通信用半導体集積回路において、ＨＳＤＰＡモードにおいても歪みなく信号を送信できるとともに通常モードの時は増幅回路の電流を少なくして消費電流を減らすことができるようにする。【解決手段】  送信系の増幅回路（１３２，１３６）を多段構成にして各段のアンプを動作電流によってゲインが変わるリニアアンプで構成しておく。そして、送信モードに関する情報やデータの多重数情報をベースバンド回路（１４０）から送信系の増幅回路に供給して、送信モードがＨＳＤＰＡモードになったりデータの多重数が多くなったりした場合には増幅回路の最終段のアンプの動作電流を多くしてダイナミックレンジを広げる。また、前段望ましくは初段のアンプは動作電流を少なくしてゲインを下げ、増幅回路全体としてのゲインが一定に保持されるように各段のアンプのゲイン配分の制御を行なうようにした。【選択図】  図１
2007005996.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
出力レベルを指示する第１の制御情報に応じて送信信号を増幅する可変利得増幅回路を備えた通信用半導体集積回路であって、
前記可変利得増幅回路は、動作電流の大きさによって利得が連続的に変わる複数のリニアアンプが直列に接続されてなり、各リニアアンプは、前記第１の制御情報とは異なる情報でありかつ前記可変利得増幅回路の平均出力電力と最大出力電力の差が異なる複数の通信状態を示す第２の制御情報に応じて動作電流が変更可能に構成され、最終段のリニアアンプは第１の通信状態よりも前記平均出力電力と前記最大出力電力の差が大きい第２の通信状態における動作電流が多くされ、前記最終段のリニアアンプよりも前段のいずれかのリニアアンプは前記第２の通信状態では前記第１の通信状態よりも動作電流が少なくなるように制御される通信用半導体集積回路。
【請求項２】
出力レベルを指示する第１の制御情報に応じて送信信号を増幅する可変利得増幅回路を備えた通信用半導体集積回路であって、
前記可変利得増幅回路は、動作電流の大きさによって利得が変わる複数のリニアアンプが直列に接続されてなり、各リニアアンプは、前記第１の制御情報とは異なる情報であり送信モードを示す第２の制御情報に応じて動作電流が変更可能に構成され、最終段のリニアアンプは第１の送信モードの場合よりも第２の送信モードにおける動作電流が多くされ、前記最終段のリニアアンプよりも前段のいずれかのリニアアンプは前記第２の送信状態では前記第１の送信状態よりも動作電流が少なくなるように制御される通信用半導体集積回路。
【請求項３】
出力レベルを指示する第１の制御情報に応じて送信信号を増幅する可変利得増幅回路を備えた通信用半導体集積回路であって、
前記可変利得増幅回路は、動作電流の大きさによって利得が変わる複数のリニアアンプが直列に接続されてなり、各リニアアンプは、前記第１の制御情報とは異なる情報であり送信データの多重数を示す第２の制御情報に応じて動作電流が変更可能に構成され、最終段のリニアアンプはデータ多重数が多い時にはデータ多重数が少ない時よりも動作電流が多くされ、前記最終段のリニアアンプよりも前段のいずれかのリニアアンプはデータ多重数が多い時にはデータ多重数が少ない時よりも動作電流が少なくなるように制御される通信用半導体集積回路。
【請求項４】
出力レベルを指示する第１の制御情報に応じて送信信号を増幅する可変利得増幅回路を備えた通信用半導体集積回路であって、
前記可変利得増幅回路は、動作電流の大きさによって利得が変わる複数のリニアアンプが直列に接続されてなり、各リニアアンプは送信モードおよび送信データの多重数を示す第２の制御情報に応じて動作電流が変更可能に構成され、最終段のリニアアンプは送信モードが高速データ送信モードの時またはデータ多重数が多い時には通常送信モードの時またはデータ多重数が少ない時よりも動作電流が多くされ、前記最終段のリニアアンプよりも前段のいずれかのリニアアンプは高速データ送信モードの時またはデータ多重数が多い時には通常送信モードの時またはデータ多重数が少ない時よりも動作電流が少なくなるように制御される通信用半導体集積回路。
【請求項５】
前記可変利得増幅回路の増幅利得は、第一の通信状態と第二の通信状態に関わらず前記第二の制御情報により一定となるように制御されることを特徴とした請求項１〜４のいずれかに記載の通信用半導体集積回路。
【請求項６】
送信Ｉ，Ｑ信号を変調する変調回路を備え、前記可変利得増幅回路は前記変調回路により変調された送信信号を増幅する請求項１〜４のいずれかに記載の通信用半導体集積回路。
【請求項７】
前記第２の制御情報は複数ビットの信号からなり、該第２の制御情報をデコードした信号により前記リニアアンプの動作電流が切替え可能に構成されている請求項１〜５のいずれかに記載の通信用半導体集積回路。
【請求項８】
前記リニアアンプは、一対の入力差動トランジスタと、該入力差動トランジスタの共通結合ノードに接続された電流用トランジスタとを含んでなり、該電流用トランジスタとカレントミラー接続されたトランジスタに流す電流が前記第２の制御情報に応じて変化されることにより動作電流が切替え可能に構成されている請求項７に記載の通信用半導体集積回路。
【請求項９】
前記可変利得増幅回路は、３個以上のリニアアンプが直列に接続されてなり、各リニアアンプは第２の制御情報に応じて動作電流が変更可能に構成され、第１の送信状態よりも前記平均出力電力と前記最大出力電力の差が大きい第２の送信状態における動作電流が多くされるリニアアンプは最終段のリニアアンプであり、第１の送信状態よりも前記平均出力電力と前記最大出力電力の差が大きい第２の送信状態における動作電流が少なくされるリニアアンプは初段のリニアアンプである請求項１に記載の通信用半導体集積回路。
【請求項１０】
局部発振回路をさらに備え、前記変調回路は、前記局部発振回路の発振信号を用いて前記送信Ｉ，Ｑ信号を送信周波数帯の信号に周波数変換する請求項６に記載の通信用半導体集積回路。
【請求項１１】
前記変調回路の前段に第１の可変利得増幅回路が設けられ、前記変調回路の後段に第２の可変利得増幅回路が設けられている請求項１０に記載の通信用半導体集積回路。
【請求項１２】
請求項１に記載の通信用半導体集積回路と、該通信用半導体集積回路より出力された送信信号を増幅して出力する利得制御可能な電力増幅回路と、前記通信用半導体集積回路によって変調される前記送信Ｉ，Ｑ信号を生成するベースバンド回路と、を有する無線通信装置であって、
前記電力増幅回路は、複数の増幅段が縦続接続されてなり、第１の制御情報に応じて利得が制御され、最終段の増幅段は第１の送信状態よりも前記平均出力電力と前記最大出力電力の差が大きい第２の送信状態における動作電流が多くされ、前記最終段の増幅段よりも前段のいずれかの増幅段は前記第２の送信状態では前記第１の送信状態よりも動作電流が少なくなるように制御される無線通信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信技術さらには符号分割多重化された送信信号を増幅する増幅回路を内蔵した通信用半導体集積回路において消費電流の増加を抑えつつ信号の歪みを低減させる技術に関し、例えばＷ−ＣＤＭＡ（Wideband Code Division Multiple Access）方式の無線通信が可能な無線通信装置を構成する通信用半導体集積回路およびこれを組み込んだ携帯電話機等の無線通信装置に適用して有効な技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話機等の無線通信装置（移動体通信装置）においては、送信するデータの量を多くするため多重化方式が採用されている。現在の携帯電話機における多重化方式には、ＴＤＭＡ方式（時分割多重化方式）とＣＤＭＡ方式（符号分割多重化方式）などがある。ＣＤＭＡ方式は、同一周波数空間において互いに直交性のある複数の拡散符号を用いて搬送波をスペクトラム拡散し、複数のチャネルに割り当てる通信方式であり、Ｗ−ＣＤＭＡ（Wideband Code Division Multiple Access）方式の携帯電話機ではＣＤＭＡ方式が採用されている。ＰＤＣ（Personal Digital Cellular）方式やＧＳＭ（Global System for Mobile Communication）の携帯電話機ではＴＤＭＡ方式が採用されている。
【０００３】
Ｗ−ＣＤＭＡ方式の携帯電話機においては、ベースバンド回路で送信データに基づいて生成されたＩ，Ｑ信号が変調回路を有する送信回路に供給され、局部発振信号をＩ，Ｑ信号で変調した信号がパワーアンプに供給され、電力増幅されてアンテナより出力される。Ｗ−ＣＤＭＡ方式の携帯電話機では、基地局から送られてくる出力要求レベルに対応した平均出力電力のレベルと精度が規格によって規定されており、パワーアンプはベースバンド回路から供給される出力制御信号によって利得が制御され、指定された出力電力で送信を行なうようにシステムが構成される。
【０００４】
ところで、Ｗ−ＣＤＭＡ方式の携帯電話機の規格では、１チャネルから最大６チャネルのデータを多重化して送信できることが規定されているが、データの多重数が多くなるほど送信信号の歪みが大きくなるとともに、隣接チャネルの電力を示すＡＣＰＲ（Adjacent Channel Power Ratio：隣接チャネル電力比）特性が劣化するという不具合がある。これは、データの多重数とピークファクタとが密接に関連しており、多重数が多くなるほどピークファクタが大きくなるためである。なお、ピークファクタとは、送信信号の瞬時最大電力と平均出力電力との差のことである。
【０００５】
ピークファクタが大きい場合には、ダイナミックレンジが狭い増幅回路で送信信号を増幅すると信号の歪みが大きくなるとともに、ＡＣＰＲ特性が劣化するという不具合が生じる。そこで、本発明者らは、多重数が多い場合には送信信号を増幅する増幅回路のダイナミックレンジを広げることで、ピークファクタを小さくし多重数を多くしても歪みなく信号を送信できるとともに多重数が少ない時は増幅回路の電流を少なくして消費電流を減らすことができる無線通信システムに関する発明をなし、先に出願した（特許文献１）。
【特許文献１】特開２００４−１５９２２１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
近年、Ｗ−ＣＤＭＡ方式の規格では、データ通信レートの向上を図るため、電波状態が良好でない場合に行なうＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）変調の他に、電波状態が良好な場合に１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）変調によりデータ通信を行なうＨＳＤＰＡ（High Speed Downlink Packet Access）と呼ばれるモードが規定されている。ＨＳＤＰＡは、ユーザがデータをダウンロードする場合等に基地局から端末へのデータ伝送に用いられる高速通信が可能なモードである。
【０００７】
本発明者らは、ＨＳＤＰＡモードにおけるピークファクタについて検討したところ、１６ＱＡＭ変調を行なうため、ＱＰＳＫ変調を行なう通常のモードに比べてピークファクタが大きく、それによって送信信号の歪みが大きくなるとともに、ＡＣＰＲ特性が劣化するという不具合があることを見出した。そこで、ＨＳＤＰＡモードを有するシステムでも、前記先願の技術を適用することで信号の歪みを低減できるのではないかと考え、検討を行なった。
【０００８】
ところで、前述したように、ＨＳＤＰＡは基地局から端末へのデータ伝送に用いられる通信モードであり、単純に考えるとＨＳＤＰＡモードでは端末は受信デバイスであり、ピークファクタが影響する送信には無関係のように見える。しかし、実際にはＨＳＤＰＡモードでも端末から基地局へ通信状態に関する情報を送るため、送信信号の歪みは回避しなければならない。
【０００９】
前記先願の発明は、送信信号を増幅する増幅回路に動作電流を増やしてダイナミックレンジを広げてもゲインが変わらないという特徴を持つステップアンプを用いることで、ピークファクタを下げるというものである。ところが、ステップアンプはエミッタ抵抗とコレクタ抵抗との比でゲインが決まるため、動作電流を増やしてダイナミックレンジを広げてもゲインが変わらないものの、ゲインを変えるにはエミッタ抵抗の抵抗値を変える必要がある。
【００１０】
そのため、ゲインをより細かく変えられるようにするには、エミッタ抵抗の数とそれを接続したり切り離したりするためのスイッチ素子の数を多くしなければならず、それによって回路規模が大きくなるとともに、スイッチ回路の雑音も多くなるという課題がある。例えば、ステップアンプにおいて１ｄＢ刻みで９０ｄＢの可変範囲をカバーしようとすると、単純には９０個の抵抗と９０個のスイッチが必要であるが、これを０．１ｄＢ刻みで９０ｄＢの可変範囲をカバーしようとすると、９００個の抵抗と９００個のスイッチが必要になってしまう。
【００１１】
また、一般に、増幅回路のダイナミックレンジを広げるには、回路に流す電流を多くすれば良いことが知られている。しかしながら、増幅回路の電流を多くするとシステム全体の消費電力が大きくなってしまうため、携帯電話機のような電池で動作するシステムではできるだけ回避したい課題である。特に、ＰＤＣのような時分割多重方式の携帯電話機では送信動作と受信動作が別々に行なわれるため消費電流はそれほど多くないが、Ｗ−ＣＤＭＡ方式の携帯電話機では連続的に送信動作と受信動作を同時に行なっているため、消費電流はＰＤＣ方式の携帯電話機よりもかなり大きくなる。そのため、Ｗ−ＣＤＭＡ方式の携帯電話機で増幅回路の電流を多くすることは、もともと短い最大通話可能時間や最大待受け可能時間をさらに短くしてしまうという課題がある。
【００１２】
本発明の目的は、Ｗ−ＣＤＭＡ方式のようなスペクトラム拡散による多重化を行なう無線通信システムにおいて、高速通信が可能なモードにおいても歪みなく信号を送信できるとともに通常のモードの時は消費電流を減らすことができるようにすることにある。
【００１３】
本発明の他の目的は、Ｗ−ＣＤＭＡ方式のようなスペクトラム拡散による多重化を行なう無線通信システムにおいて、データ多重数を多くしても歪みなく信号を送信できるとともに多重数が少ない時は増幅回路の電流を少なくして消費電流を減らすことができるようにすることにある。
【００１４】
本発明のさらに他の目的は、ＡＣＰＲ（隣接チャネルへの漏れ電力比）特性を向上させることができる符号多重化方式の無線通信システムを構成する通信用半導体集積回路およびそれを用いた無線通信システムを提供することにある。
本発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面からあきらかになるであろう。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
先ず、本発明者らが着目したＷ−ＣＤＭＡ方式の携帯電話機の送信系における課題と、本発明における課題の解決の仕方について説明する。
Ｗ−ＣＤＭＡ送信系では、制御データDPCCH (Dedicated Physical Control Channel)とユーザデータDPDCH (Dedicated Physical Data Channel)により所定の周波数で位相が９０°異なる信号（ｓｉｎ波とｃｏｓ波）をそれぞれＢＰＳＫ変調してＩ信号及びＱ信号を生成し、３．８４Ｍｃｐｓの速度のチャネライゼーション符号でスペクトラム拡散する。ユーザデータDPDCHが「０」の場合には、制御データDPCCHのみで変調したＩ信号を生成し、スペクトラム拡散する。ユーザデータDPCCHが「３」の場合には、Ｉ信号に制御データDPCCHとユーザデータの１つ例えばDPDCH2を割当て、またＱ信号にユーザデータの残りの２つDPDCH1、DPDCH3を割り当てて変調し、その後スペクトラム拡散を行なう。一般に上記のようなＩ信号とＱ信号の生成つまり多重化は、ベースバンドと呼ばれる回路で行なわれる。
【００１６】
図１２には、ベースバンド回路で行なわれる符号分割拡散処理（多重化）により生成される信号の各シンボルの位置と変化の方向をＩＱ座標上で表わしたコンスタレーションが示されている。図１２において、（ａ）はＱＰＳＫ変調を行なう通常のモードのときのコンスタレーションを、また（ｂ）は１６ＱＡＭ変調を行なうＨＳＤＰＡモードのときのコンスタレーションをそれぞれ示す。
【００１７】
図１２より原点を通る確率は通常モードのときよりもＨＳＤＰＡモードのときの方が高くなることが分かる。上記コンスタレーションは、チャネル構成すなわち制御コードとデータとの比によっても異なり、データ量やデータ多重数が多いほど図１２（ｂ）に近く、データ量やデータ多重数が少ないほど図１２（ａ）に近くなる。
【００１８】
ここで、あるシンボルから他のシンボルへ移る時に原点を通るということは位相が１８０°変化することであるため、目標とするシンボルの位置から外側へ飛び出す量が他の場合に比べて大きくなる。このように飛び出し量すなわち瞬間最大電力が大きくなることが、図１３に示されているように送信信号のピークファクタが大きくなる原因である。
【００１９】
図１３（ａ），（ｂ）はＷ−ＣＤＭＡ方式における通常モードとＨＳＤＰＡモードのときの送信信号の波形イメージを示す。図１３において、"ａｖｅ．"は出力制御電圧によって決まる平均出力レベルである。Ｗ−ＣＤＭＡ方式の携帯電話機の規格では、図１３に示すように平均出力レベル"ａｖｅ．"が同一であっても、ピークファクタは、通常モードの時よりもＨＳＤＰＡモードの時の方が大きくなる。具体的には、通常モードでのピークファクタは３ｄＢ程度であるが、ＨＳＤＰＡモードの場合には７．５ｄＢまで大きくなることが分かる。通常モードでもデータ多重数が多いときは図１３（ｂ）に近い波形となる。
【００２０】
ところで、回路の線形性を表す指標として、信号を歪ませることなく伝送することができる特性を表わすＩＰＣ（１ｄＢコンプレッションポイント）と呼ばれる指標がある。以下、これを用いて説明する。なお、３次インターセプトポイントＩＰ３や飽和電力ＰｓａｔもＩＣＰとある程度の相関があることが知られているので、本明細書の説明の中のＩＣＰをＩＰ３またはＰｓａｔと置き換えても同じことである。
【００２１】
信号を歪みなく伝送するには、ピークファクタ分だけ送信回路の線形特性範囲すなわちダイナミックレンジを広くとるのが一般的である。つまり、回路に入力される最大レベル（最大のピークファクタ）を受け入れるのに十分なＩＣＰとなるように可変利得増幅部の回路を設計すれば、ＨＳＤＰＡモードの場合にも信号を歪みなく増幅することができる。具体的には、図１３より、通常モードの時に比べてＨＳＤＰＡモードの時のピークファクタは約４．５ｄＢ増加するので、回路のＩＣＰを４．５ｄＢ改善すれば、モードの変更に伴う歪み特性の劣化がないことになる。
【００２２】
ただし、ピークファクタの要因である最大瞬時電圧は、通常モードの時は図１３（ａ）からも分かるように比較的小さくかつ平均的に現われるが、ＨＳＤＰＡモードになると図１３（ｂ）から分かるように平均的ではなく大きいものと小さいものがランダムに現われかつ比較的大きいものの出現頻度は少ない。従って、ピークファクタに合わせて送信回路のＩＰＣを４．５ｄＢ改善するのが最も望ましいが、実用上は３ｄＢ程度改善すれば問題ないと考えられる。
【００２３】
図１４は、Ｗ−ＣＤＭＡの携帯電話機における一般的な符号分割多重送信回路の可変利得増幅部における電流と１ｄＢコンプレッションポイントＩＣＰとの関係を示す。図１４より可変利得増幅部における電流を１００％増加させると、ＩＣＰを３ｄＢ増加させることができることが分かる。
【００２４】
一方、Ｗ−ＣＤＭＡ送信系における回路の歪みを表す規格に、隣接チャネル漏洩電力比ＡＣＬＲ（Adjacent Channel Leakage Ratio）がある。図１５は、Ｗ−ＣＤＭＡの一般的な符号分割多重送信回路の可変利得増幅部における１ｄＢコンプレッションポイントＩＣＰと隣接チャネル漏洩電力比ＡＣＬＲとの関係を示す。図１５より、回路の線形性を示す１ｄＢコンプレッションポイントＩＣＰを３ｄＢ向上させると、隣接チャネル漏洩電力比ＡＣＬＲを６ｄＢ改善できることが分かる。
【００２５】
例えば、図１５の点Ａ’及び図１４の点Ｂ’のようなＩＣＰとＡＣＬＲが良好になるバイアス点に固定されて送信回路が動作するように回路を設計すると、どのような信号が入力されても送信信号は歪まず、安定したＡＣＬＲ特性を得ることはできる。しかし、そのようにすると、回路で消費される電流は、入力される信号によらず常に大きくなってしまう。
【００２６】
Ｗ−ＣＤＭＡ方式でＨＳＤＰＡモードを使用するのは、動画像データやインターネット接続でパソコンデータのような大きなデータを端末がダウンロードする場合で、音声による通話や、メールなどテキストデータ送信に比べるとその使用頻度は低いと予想される。このような観点から考えると、携帯電話機の最大待ち受け時間や最大通話時間の長大化が要求される近年の状況においては、回路の線形性を確保するために常に多くの電流を流し続けるのは無駄である。
【００２７】
そこで、本発明においては、送信系の増幅回路を多段構成にして各段のアンプを動作電流によってゲインが変わるリニアアンプで構成しておく。そして、送信モードに関する情報やデータの多重数情報をベースバンド回路から送信系の増幅回路に供給して、送信モードがＨＳＤＰＡモードになったりデータの多重数が多くなったりした場合には増幅回路の最終段のアンプの動作電流を多くしてダイナミックレンジを広げる。これとともに、前段望ましくは初段のアンプは動作電流を少なくしてゲインを下げ、増幅回路全体としてのゲインが一定に保持されるように各段のアンプのゲイン配分の制御を行なうようにした。
【００２８】
ここで、ダイナミックレンジを広げる際に最終段のアンプの動作電流を多くしているのは、多段構成の増幅回路で増幅される信号の歪みに与えるアンプのダイナミックレンジの影響は後段のアンプほど大きく、後段のアンプのダイナミックレンジが広いほど歪みを小さくできるためである。
【００２９】
上記した手段によれば、増幅回路に流す電流を変更することにより増幅回路のダイナミックレンジを変化させることができる。そのため、ＨＳＤＰＡモードやデータ多重数を多い送信のときはダイナミックレンジを広くして歪みなく信号を送信できるとともに、通常モードやデータ多重数が少ない送信の時は増幅回路の電流を少なくして消費電流を減らすことができる。これによって、携帯電話機等に適用した場合には電池寿命すなわち１回の充電による最大通話可能時間および最大待受け可能時間を長くできる。
【００３０】
また、送信回路の可変利得増幅部における１ｄＢコンプレッションポイントＩＣＰを向上させることができるため、ＡＣＰＲ（隣接チャネル電力比）特性が改善されるようになる。さらに、各段のアンプをリニアアンプで構成しているため、０．１ｄＢのような小さな刻みでゲインを可変できるように構成する場合にも、回路規模の大幅な増大を回避することができる。
【発明の効果】
【００３１】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、以下のとおりである。
すなわち、Ｗ−ＣＤＭＡ方式のようなスペクトラム拡散による多重化を行なう無線通信システムにおいて、高速通信が可能なＨＳＤＰＡモードに切り替えた場合や多重数が増加した場合にも、信号を歪みなく送信できる。
【００３２】
また、本発明に従うと、送信回路の可変利得増幅部における１ｄＢコンプレッションポイントＩＣＰを向上させることができるため、ＡＣＰＲ特性が良好な通信用半導体集積回路およびそれを用いた無線通信システムを実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３３】
以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。
図１は、本発明をＷ−ＣＤＭＡ方式の携帯電話機の符号分割多重送信回路に適用した場合の一実施形態を示す。
図１に示すように、この実施形態の携帯電話機は、アンテナ１１０と、パワーモジュール１２０と、符号分割多重送信回路１３０と、ベースバンド回路１４０とを有している。なお、図面の簡略化のため、低雑音増幅回路（ＬＮＡ）、フィルタ、アイソレータ、カプラ、周波数シンセサイザ等は図示していないが、必要に応じて適宜設けられることは説明するまでもない。
【００３４】
特に制限されるものでないが、本実施例では符号分割多重送信回路１３０とベースバンド回路１４０は、それぞれ異なる半導体チップ上において半導体集積回路（ＲＦ−ＩＣとベースバンドＩＣ）として形成される。また、パワーモジュール１２０は、電力増幅用半導体トランジスタや該トランジスタにバイアスを与えるバイアス回路が形成された半導体集積回路、カプラなどがセラミックのような絶縁基板上に実装されてなる電子部品として構成されている。図１には示されていないが、符号分割多重送信回路１３０が形成される半導体チップと同一のチップ上に、アンテナ１１０により受信された信号を増幅して復調する受信回路が形成されていても良い。
【００３５】
図１に示すように、この実施の形態にかかる符号分割多重送信回路１３０は、第１の可変利得増幅部１３１と、変調部１３２と、局部発振器１３３と、第２の可変利得増幅部１３４とを有するダイレクトアップコンバージョン方式の送信回路として構成されている。かかる構成を有する符号分割多重送信回路１３０においては、ベースバンド回路１４０から出力されたＩ，Ｑ信号が第１の可変利得増幅部１３１で増幅されて変調部１３２に入力され、変調部１３２では局部発振器１３３からの局部発振振号にＩ，Ｑ信号で変調をかけて出力する。
【００３６】
第２の可変利得増幅部１３４は、変調部１３２で変調された信号を増幅して、パワーモジュール１２０へ出力する。このとき第２の可変利得増幅部１３４は、ベースバンド回路１４０からの利得制御信号Ｖapcに応じて平均出力レベルを調整する。第１の可変利得増幅部１３１もベースバンド回路１４０からの利得制御信号Ｖapcに応じて平均出力レベルを調整する。第２の可変利得増幅部１３４の出力は、さらにパワーモジュール１２０によって増幅されてアンテナ１１０より送出される。パワーモジュール１２０もベースバンド回路１４０からの利得制御信号Ｖapcに応じて平均出力レベルを調整する。
【００３７】
ここで、第２の可変利得増幅部１３４から出力される送信信号は、送信のモードすなわちベースバンド回路１４０から出力されるＩ，Ｑ信号の変調方式やデータ多重数に応じてピークファクタが変動する。前述したように、送信モードがＨＳＤＰＡモードになったりデータ多重数が増加すると、平均電力が変化しなくても最大瞬時電力が大きくなり、信号の歪みの原因になる。
【００３８】
アンテナ１１０より送出された送信信号を受信する基地局では、平均受信レベルに応じてそのレベルが所定のレベルになるように出力レベル指示コマンドＴＰＣを生成して送って来る。携帯電話機側では、このコマンドに応じてベースバンド回路１４０で利得制御信号Ｖapcを発生して、パワーモジュール１２０と送信回路１３０に供給する。ただし、このままでは最大瞬時電力に関しては注意が払われていないため、送信回路１３０での信号の歪みは避けられない。
【００３９】
この実施形態では、第２の可変利得増幅部１３４は、それぞれ動作電流切替え可能な２つのリニアアンプが直列に接続されて構成されている。そして、この第２の可変利得増幅部１３４には、ベースバンド回路１４０から送信回路１３０に対して送信モードが通常モードかＨＳＤＰＡモードかを示す１ビットの制御信号ＨＳが供給され、この制御信号ＨＳに応じて第２の可変利得増幅部１３４の動作電流が切り替えられるようにされている。また、リニアアンプは、動作電流を変えるとダイナミックレンジが変わるが、同時にゲインも変わる。そこで、図２や図３に示すように、ＨＳＤＰＡモードの時は全体のゲインを一定に保持したまま、前段のアンプＡＭＰ１の動作電流は通常モードの時よりも少なくなり、後段のアンプＡＭＰ２の動作電流は通常モードの時よりも多くなるように、動作電流の切替えが行なわれる。
【００４０】
図２に示すように、例えば、通常モードで前段のアンプＡＭＰ１のゲインＧ１が１０ｄＢ、後段のアンプのゲインＧ２が１５ｄＢで、トータルのゲインＧｔが２５ｄＢである場合に、制御信号ＨＳがＨＳＤＰＡモードを示す状態に変化したとする。すると、ＨＳＤＰＡモードでは、例えば前段のアンプＡＭＰ１のゲインＧ１を３ｄＢ減らして７ｄＢとし、後段のアンプＡＭＰ２のゲインを３ｄＢ増やして１８ｄＢとする。これにより、トータルのゲインＧｔを２５ｄＢに保持したまま、後段のアンプの動作電流を通常モードの時よりも多くしてダイナミックレンジを広げることが行なわれる。このように、後段のアンプのダイナミックレンジを広げているのは、後段のアンプの信号の方が振幅は大きく、信号に歪が発生しやすいためである
【００４１】
図３において、Ｐ１は前段のアンプの制御電圧Ｖapcに対する出力の特性を、Ｐ２は後段のアンプの特性を、Ｐｔは前段のアンプと後段のアンプを合わせた可変利得増幅部１３４のトータルの特性をそれぞれ示す。また、図３のうち（Ａ）は通常モードでの特性、（Ｂ）はＨＳＤＰＡモードでの特性を示す。図３の（Ａ）と（Ｂ）のトータルの特性Ｐｔを比較すると、モードが変わってもトータル特性は同じであることが分かる。
【００４２】
上記のような切替え制御により、本実施形態では、第２の可変利得増幅部１３４の後段のアンプアンプＡＭＰ２のダイナミックレンジが広くされ、信号に歪みを与えることなく信号を増幅することができる。また、単に後段のアンプのダイナミックレンジを広くするだけでなく、後段のアンプアンプＡＭＰ２の動作電流を増加させた分前段のアンプアンプＡＭＰ１の動作電流を減らすようにしているため、トータルの電流は増加せず、低消費電流を達成することができるようになる。
【００４３】
なお、ここでは、制御信号ＨＳが１ビット（２値）の場合を説明したが、制御信号ＨＳを２ビット以上あるいは多値レベルとして、送信信号のチャネル構成すなわち制御コードとデータの比率に応じて動作電流を多段階に切り替えるように構成しても良い。具体的には、例えば制御コードとデータの比が大きいときは、後段のアンプの動作電流を少なくし、制御コードとデータの比が小さいときは、後段のアンプの動作電流を多くする。
【００４４】
図４は、本実施形態の変形例を示す。この変形例は、第２の可変利得増幅部１３４を３段のアンプＡＭＰ１，ＡＭＰ２，ＡＭＰ３により構成したものである。このように、第２の可変利得増幅部１３４が３段のアンプからなる場合にも、制御信号ＨＳに基づいてＨＳＤＰＡモードでは最終段のアンプＡＭＰ３の動作電流が増加されてゲインＧ３が高くされる。そして、このとき前段のアンプＡＭＰ１の動作電流が減少されてゲインＧ１が低くされる。ゲインを低くするアンプは２段目のアンプＡＭＰ２でも良いが、初段のアンプＡＭＰ１の方が望ましい。
【００４５】
図５および図６は、本発明をＷ−ＣＤＭＡ方式の携帯電話機の符号分割多重送信回路に適用した場合の第２の実施形態を示す。この実施形態は、ベースバンド回路１４０から送信回路１３０に対して与えられる送信のモードを示す制御情報の与え方が、第１の実施形態と異なる。
【００４６】
具体的には、この第２の実施形態の送信回路１３０には、ベースバンド回路１４０から供給される各種動作モードを指定するモード制御信号に応じて送信回路の電源のオン／オフや局部発振器１３３の周波数の設定などＲＦ−ＩＣチップ内部の制御を行なうモード制御回路１３７が設けられており、このモード制御回路１３７とベースバンド回路１４０との間は３本の信号線により接続されている。３本の信号線のうち一本はクロック信号ＣＬＫを供給する信号線、他の一本はデータＤＡＴＡをシリアル転送するための信号線、残りの一本はデータの取込みを許可するロードイネーブル信号ＬＥを供給する信号線である。
【００４７】
この実施形態のモード制御回路１３７には、１０ビットのシフトレジスタと１０ビットのコントロールレジスタが設けられており、図６に示されているようなタイミングで上記ベースバンド回路１４０から供給されるクロック信号ＣＬＫに同期してシリアルデータＤＡＴＡがシフトレジスタに取り込まれてシフトされる。そして、ロードイネーブル信号ＬＥの立下りに同期してシフトレジスタのデータが一括してコントロールレジスタにラッチされる。図６において、ロードイネーブル信号ＬＥに付されている破線は、この期間にシフトレジスタに取り込まれたデータが有効であることを表わしている。
【００４８】
この実施形態では、モード制御回路１３７とベースバンド回路１４０との間を接続する３本の信号線を利用して送信のモードを示す制御情報ＨＣがベースバンド回路１４０から送信回路１３０へ供給される。この情報を受けたモード制御回路１３７は、シフトレジスタに取り込まれたデータの中から送信のモードを示す制御情報ＨＣを抽出して可変利得増幅部１３４に与え、各段のアンプのゲインおよびダイナミックレンジを切り替えることができる。
【００４９】
また、この実施形態は、送信のモードを示す制御情報の他にデータ多重数を示す制御情報にも従って可変利得増幅部１３４の各段のアンプのゲインおよびダイナミックレンジを切り替える制御を行なうのに好適である。具体的には、データ多重数が少ないときは、可変利得増幅部１３４の各段のアンプのゲイン配分を前述の通常モードの際のような配分とし、データ多重数が多いときは、可変利得増幅部１３４の各段のアンプのゲイン配分を前述のＨＳＤＰＡモードの際のような配分とする。これにより、データ多重数の多い送信のときはダイナミックレンジを広くして歪みなく信号を送信できるとともに、トータルの消費電流が増加するのを回避することができる。
【００５０】
図７は、本発明をＷ−ＣＤＭＡ方式の携帯電話機の符号分割多重送信回路に適用した場合の第３の実施形態を示す。この実施形態は、図７に示すように、変調部１３２の後段に第１の可変利得増幅部１３１を設けるとともに、第１の可変利得増幅部１３１と第２の可変利得増幅部１３４との間に、ミキサからなる周波数変換回路１３５を設けたものである。周波数変換回路１３５は第１の可変利得増幅部１３１で増幅された信号と第２局部発振器１３６からの発振信号とを合成することでアップコンバートした信号を出力するようにされる。
【００５１】
すなわち、この実施形態は、第１局部発振器１３３からの発振信号を用いて変調部１３２で変調と第１段階のアップコンバートとを行ない、その後さらに第２局部発振器１３６からの発振信号を用いて第２段階のアップコンバートを行なうスーパーヘテロダイン方式の送信回路に適用したものである。第１局部発振器１３３は、第２局部発振器１３６の発振信号の周波数よりも低い中間周波数の発振信号を生成するように構成される。
【００５２】
また、第１の可変利得増幅部１３１と第２の可変利得増幅部１３４は、それぞれ複数のリニアアンプにより多段アンプとして構成されている。そして、第１の可変利得増幅部１３１と第２の可変利得増幅部１３４のそれぞれが、ベースバンド回路１４０から供給される送信のモードを示す制御信号ＨＳに従って、ＨＳＤＰＡモードの際にトータルのゲインを一定に保持したまま後段のアンプの動作電流を増加させてダインナックレンジを広げるように制御される。
【００５３】
次に、上記実施形態の送信回路１３０に用いられる、動作電流すなわちダイナミックレンジが可変な増幅回路の具体的な回路例を開示する。
図８の増幅回路は、バイポーラトランジスタからなる増幅回路の例である。この実施例の増幅回路は、一対の入力差動トランジスタＱ１，Ｑ２を有する差動増幅段と、定電流用トランジスタＱ３，Ｑ４の電流を切り替える電流切替え回路１３８とから構成されている。差動増幅段は、入力差動トランジスタＱ１，Ｑ２と、Ｑ１，Ｑ２のコレクタと電源電圧端子Ｖccとの間に接続されたコレクタ負荷抵抗Ｒc1、Ｒc2と、Ｑ１，Ｑ２のエミッタと接地点との間に接続された定電流用トランジスタＱ３，Ｑ４およびエミッタ抵抗Ｒe1，Ｒe2とから、リニアアンプとして構成されている。この実施例では、定電流源が２つのトランジスタＱ３，Ｑ４およびそのエミッタ抵抗Ｒe1，Ｒe2により構成されているが、これは回路のバランスを考えたためであり、これらの素子はそれぞれ１つの素子で置き換えることができる。つまり、１組のトランジスタとエミッタ抵抗とすることができる。
【００５４】
電流切替え回路１３８は、上記定電流用トランジスタＱ３，Ｑ４とカレントミラー接続されたトランジスタＱ５と、出力制御電圧Ｖapcに応じた電流を流す定電流源ＣＣＳと、該定電流源ＣＣＳと直列に接続されたトランジスタＱ１０と、Ｑ１０とカレントミラー接続されたトランジスタＱ１１，Ｑ１２，Ｑ１３を有する。また、電流切替え回路１３８は、カレントミラー・トランジスタＱ１１，Ｑ１２，Ｑ１３と直列に接続されたスイッチＭＯＳＦＥＴ  Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ２３と、送信のモードを示す前記制御信号ＨＳやデータ多重数を示す制御情報ＭＣをデコードするデコーダＤＥＣを有する。デコーダＤＥＣの出力は、前記スイッチＭＯＳＦＥＴ  Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ２３のゲート端子にオン・オフ制御信号として印加される。
【００５５】
なお、上記トランジスタのうちＱ１〜Ｑ５はＮＰＮトランジスタ、Ｑ１０〜Ｑ１３はＰＮＰトランジスタであり、Ｑ３〜Ｑ５にはエミッタ抵抗Ｒｅ１〜Ｒｅ３が、Ｑ１０〜Ｑ１３にはエミッタ抵抗Ｒｅ４〜Ｒｅ７が接続されている。また、トランジスタＱ１１〜Ｑ１３は互いにコレクタが共通接続されて電流加算回路を構成し、この加算回路により加算された電流が前記トランジスタＱ５にコレクタ電流として流される。
【００５６】
この実施例の増幅回路は、送信のモードを示す制御信号ＨＳやデータ多重数を示す制御情報ＭＣによってトランジスタＱ５に流れる電流を切り替えることにより、定電流用トランジスタＱ３，Ｑ４の電流を７段階に変化させるように構成されている。しかも、トランジスタＱ１０〜Ｑ１３のエミッタサイズ比と制御情報ＭＣによってオンされるＭＯＳＦＥＴ  Ｑ２１〜Ｑ２３の組合せを適当に設定することにより、定電流用トランジスタＱ３，Ｑ４の電流を一定の変化率でなく所定の特性曲線に従って変化させることができるように構成することができる。
【００５７】
この実施例の増幅回路は、リニアアンプであるため、動作電流Ｉeeを変化させることでダイナミックレンジを変化させることができるが、同時にゲインも変化する。そこで、前述したように、後段のアンプの動作電流Ｉeeを増やしてダイナミックレンジを広げることでゲインが増加した分、前段のアンプの動作電流Ｉeeを減らすことでゲインを下げるようにしている。そして、このようにゲインを下げると、前段のアンプのダイナミックレンジは狭くなるが、ダイナミックレンジの信号歪に与える影響は後段のアンプの方が大きいため、全体としての信号歪みを少なくすることができる。
【００５８】
なお、ダイナミックレンジが可変な増幅回路は図８のような回路に限定されるものでなく、例えば図８のバイポーラトランジスタＱ１〜Ｑ５の代わりにＮチャネルＭＯＳＦＥＴを、またＱ１０〜Ｑ１３の代わりにＰチャネルＭＯＳＦＥＴを用いた回路であっても良い。また、図９に示すような構成を有する回路であっても良い。
【００５９】
図９の増幅回路は、互いに対をなす複数組の差動バイポーラトランジスタＱ１１，Ｑ１２；Ｑ２１，Ｑ２２……Ｑｎ１，Ｑｎ２のコレクタに共通のコレクタ抵抗Ｒc1，Ｒc2が接続されている。これとともに、Ｑ１１，Ｑ１２；Ｑ２１，Ｑ２２……Ｑｎ１，Ｑｎ２のエミッタにスイッチＳＷ１１，ＳＷ１２；ＳＷ２１，ＳＷ２２……ＳＷｎ１，ＳＷｎ２を介して共通の電流源ＶＣＳ３，ＶＣＳ４が接続／離反可能に構成されている。トランジスタＱ１１，Ｑ１２；Ｑ２１，Ｑ２２……Ｑｎ１，Ｑｎ２は互いに同一サイズでも良いが、エミッタサイズの異なるトランジスタとしても良い。
【００６０】
かかる構成の増幅回路は、オン状態されるスイッチすなわち電流源ＶＣＳ３，ＶＣＳ４に接続されるバイポーラトランジスタの数が少ないほど、もしくは電流源ＶＣＳ３，ＶＣＳ４に接続されるバイポーラトランジスタのエミッタサイズが小さいほど利得が小さなアンプとして動作する。また、接続されるトランジスタの数が多いほど、もしくはエミッタサイズが大きいほど利得が大きなアンプとして動作する。
【００６１】
そこで、この実施例の増幅回路では、ベースバンド回路１４０から供給される利得制御電圧Ｖapcが高いほど前記スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２；ＳＷ２１，ＳＷ２２……ＳＷｎ１，ＳＷｎ２のうちオン状態にされるものが多くなるように、ＡＤ変換回路１３９の出力が前記スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２；ＳＷ２１，ＳＷ２２……ＳＷｎ１，ＳＷｎ２に配分される。あるいは、利得制御電圧Ｖapcが高いほどエミッタサイズの大きなトランジスタに対応したスイッチがオンされるように、ＡＤ変換回路１３９の出力が前記スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２；ＳＷ２１，ＳＷ２２……ＳＷｎ１，ＳＷｎ２に配分される。
【００６２】
なお、ＶＣＳ３，ＶＣＳ４は可変定電流源であり、電流切替え回路１３８によってベースバンド回路１４０から供給される送信のモードを示す制御信号ＨＳやデータ多重数を示す制御情報ＭＣに基づいて電流が切り替えられてダイナミックレンジが可変に構成される。スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２；ＳＷ２１，ＳＷ２２……ＳＷｎ１，ＳＷｎ２は、ベースバンド回路１４０からの出力制御電圧Ｖapcをディジタルコードに変換するＡＤ変換回路１３９の出力によって、オン、オフ制御される。ベースバンド回路１４０からの出力制御電圧Ｖapcはアナログ電圧でも良いが、ディジタルコードで与えるように構成しても良い。
【００６３】
次に、本発明の他の実施形態を、図１０および図１１を用いて説明する。
この実施形態は、ベースバンド回路１４０から供給される送信のモードを示す制御信号ＨＳやデータ多重数を示す制御情報ＭＣに基づいて、前記送信回路１３０内の第２の可変利得増幅部１３４とパワーモジュール１２０内のパワーアンプの両方のダイナミックレンジを変化させるようにしたものである。図１１は、ダイナミックレンジが可変なパワーアンプの回路例を示す。
【００６４】
図１１に示されているパワーアンプは、３つの増幅段２１１，２１２，２１３がインピーダンス整合回路ＭＮ１〜ＭＮ３を介して縦続接続されている。各増幅段には、電力増幅用電界効果トランジスタ（以下、電界効果トランジスタをＦＥＴと記す）が設けられており、図１１にはこのうち最終増幅段２１３の具体的な回路構成が示されている。図示しないが１段目と２段目の増幅段２１１、２１２も最終増幅段２１３と類似の構成を備えている。ＭＮ４は最終増幅段２１３のＦＥＴのドレイン端子と出力端子ＯＵＴとの間に接続されたインピーダンス整合回路で、整合回路ＭＮ１〜ＭＮ４はそれぞれセラミック基板上に形成されたマイクロストリップラインなどからなるインダクタンス素子と容量素子などで構成される。
【００６５】
最終増幅段２１３は、前段の増幅段２１２の出力をインピーダンス整合回路ＭＮ３を介してゲート端子に受ける電力増幅用ＦＥＴ３１と、該ＦＥＴ３１とカレントミラー接続されたＦＥＴ３２とから構成されており、ＦＥＴ３１のドレイン端子にはインダクタンス素子Ｌ３を介して電源電圧Ｖddが印加されている。バイアス制御回路２３０から供給される制御電流Ｉc3がＦＥＴ３２に流されることによって、この電流と同一もしくは比例したドレイン電流ＩｄがＦＥＴ３１に流されるようにされている。１段目と２段目の増幅段２１１、２１２も同様である。
【００６６】
このようにバイアス制御回路２３０が各増幅段２１１〜２１３に与えるバイアス電流Ｉc1，Ｉc2，Ｉc3によって各段の増幅度を制御することによって、高周波入力信号Ｐｉｎの直流成分をカットし交流成分を所望のレベルまで増幅した信号Ｐｏｕｔが出力される。上記制御電流Ｉc1，Ｉc2，Ｉc3は、バイアス制御回路２３０によってベースバンド回路１４０から供給される利得制御電圧Ｖapcに応じて、増幅段２１１〜２１３全体として所望の出力電力となるように生成される。
【００６７】
この実施例においては、最終増幅段２１３のＦＥＴ３１と並列に複数のＦＥＴ３２……ＦＥＴ３ｎが接続され、これらのＦＥＴ３２……ＦＥＴ３ｎのゲート端子とＦＥＴ３１のゲート端子との間には切替えスイッチＳＷ３２……ＳＷ３ｎが設けられている。ＦＥＴ３２……ＦＥＴ３ｎはＦＥＴ３１よりも素子サイズ（ゲート幅）が小さな素子として形成される。スイッチＳＷ３１……ＳＷ３ｎは、ベースバンド回路１４０からの送信のモードを示す制御信号ＨＳやデータ多重数を示す制御情報ＭＣをデコードするデコーダＤＥＣの出力によって制御され、ＦＥＴ３２……ＦＥＴ３ｎのゲート端子にＦＥＴ３１のゲート電圧と同一の電圧または接地電位を選択的に印加するように構成されている。
【００６８】
全てのスイッチＳＷ３１……ＳＷ３ｎがＦＥＴ３２……ＦＥＴ３ｎのゲート端子に接地電位を印加する側に切り替えられている状態では、ＦＥＴ３１のみが増幅動作する。そして、ＦＥＴ３１のゲート電圧と同一の電圧をＦＥＴ３２……ＦＥＴ３ｎのゲート端子に印加する側に切り替えられているスイッチが多くなると、最終増幅段２１３の電流が増加してダイナミックレンジが拡大される。一方、このとき１段目と２段目の増幅段２１１、２１２は、ゲート端子に接地電位を印加する側に切り替えられているスイッチが多くなり、電流が減少してゲインが下がるように制御される。
【００６９】
なお、最終段の電力増幅用トランジスタ３１や１段目と２段目の増幅段のトランジスタは、図１１の実施例ではＦＥＴが使用されているが、バイポーラトランジスタやＧａＡｓＭＥＳＦＥＴ、ヘテロ接合バイポーラトランジスタ（ＨＢＴ）、ＨＥＭＴ（High Electron Mobility Transistor）等他のトランジスタを用いることも可能である。
【００７０】
以上本発明者によってなされた発明を実施例に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。例えば、前記実施例においては、ＨＳＤＰＡモードか通常モードかで、またこれらのモードとデータ多重数とで、送信系のリニアアンプのダイナミックレンジとゲインを切り替えるようにしたものを説明したが、通常モードでもデータの多重数が多い場合と少ない場合とでダイナミックレンジとゲインを切り替えるように構成しても良い。
【００７１】
また、前記実施例では、モードを示す制御信号ＨＳや多重数を示す制御情報ＭＣがベースバンド回路１４０から符号分割多重送信回路１３０へ供給されるとした。ベースバンド回路以外にシステム全体を制御するマイクロプロセッサのようなコントローラを備えるシステムにおいては、モードを示す制御信号ＨＳや多重数を示す制御情報ＭＣをコントローラから符号分割多重送信回路１３０やパワーモジュール１２０へ与えるように構成しても良い。
【産業上の利用可能性】
【００７２】
以上の説明では主として本発明者によってなされた発明をその背景となった利用分野であるＷ−ＣＤＭＡ方式による通信が可能な携帯電話機およびそれに使用される通信用半導体集積回路としてのＲＦ−ＩＣに適用した場合を説明したが、本発明はそれに限定されるものでない。例えば、ＧＭＳＫ変調と８−ＰＳＫ変調による送信が可能なＥＤＧＥモードを有するＧＳＭ方式の携帯電話機に利用することができる。また、本発明は、ｃｄｍａ２０００方式の携帯電話機やＷ−ＣＤＭＡ方式とＰＤＣ方式の２つの方式による通信が可能なデュアルモードの携帯電話機などスペクトラム拡散による多重化を行なう通信が可能な携帯電話機に利用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００７３】
【図１】本発明を適用したＷ−ＣＤＭＡ方式の携帯電話機の送信系回路の第１の実施形態を示すブロック図である。
【図２】第１の実施形態の送信系回路における利得可変増幅回路の構成例を示すブロック図である。
【図３】図３（Ａ）は第１の実施形態の利得可変増幅回路の通常モードにおける前段と後段のアンプの出力特性を示すグラフ、図３（Ｂ）はＨＳＤＰＡモードにおける前段と後段のアンプの出力特性を示すグラフである。
【図４】利得可変増幅回路の他の構成例を示すブロック図である。
【図５】本発明を適用したＷ−ＣＤＭＡ方式の携帯電話機の送信系回路の第２の実施形態を示すブロック図である。
【図６】図５の実施形態の携帯電話機におけるベースバンド回路と送信系回路との間の制御系信号の送信タイミングを示すタイミングチャートである。
【図７】本発明を適用したＷ−ＣＤＭＡ方式の携帯電話機の送信系回路の第３の実施形態を示すブロック図である。
【図８】可変利得増幅回路を構成するダイナミックレンジが可変なリニアアンプと電流切替え回路の具体例を示す回路図である。
【図９】ダイナミックレンジが可変なリニアアンプの他の例を示す回路図である。
【図１０】本発明を適用したＷ−ＣＤＭＡ方式の携帯電話機の送信系回路の第４の実施形態を示すブロック図である。
【図１１】図１０の携帯電話機におけるパワーモジュールの具体例を示す回路図である。
【図１２】ベースバンド回路で行なわれる符号分割拡散処理により生成される信号の各シンボルの位置と変化の方向をＩＱ座標上で表わしたコンスタレーション図である。
【図１３】Ｗ−ＣＤＭＡ方式における通常モードとＨＳＤＰＡモードのときの送信信号の波形イメージを示す波形図である。
【図１４】Ｗ−ＣＤＭＡ方式の携帯電話機の符号分割多重送信回路の可変利得増幅部におけるバイアス電流と１ｄＢコンプレッションポイントＩＣＰとの関係を示すグラフである。
【図１５】Ｗ−ＣＤＭＡ方式の携帯電話機の符号分割多重送信回路の可変利得増幅部における１ｄＢコンプレッションポイントＩＣＰとＡＣＬＲ（隣接チャネル漏洩電力比）特性との関係を示すグラフである。
【符号の説明】
【００７４】
１１０  アンテナ
１２０  パワーモジュール
１３０  符号分割多重送信回路（通信用半導体集積回路，ＲＦ−ＩＣ）
１３２  変調回路
１３１，１３４  可変利得増幅回路
１３３，１３６  局部発振器
１３５  ミキサ（周波数変換回路）
１３７  モード制御回路
１３８  電流切替え回路
１３９  ＡＤ変換回路
１４０  ベースバンド回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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