(57)【要約】【課題】簡単な構成でクランプ回路に用いられるコンデンサの耐圧を下げることができる直接形交流電力変換装置を提供する。【解決手段】第１直流リンク部Ｌ１と第２直流リンク部Ｌ２との間にコンデンサＣ１,Ｃ２が直列に接続された状態で、インバータ部２からの回生電流によりコンデンサＣ１,Ｃ２に充電される。一方、放電時に第１,第２スイッチング回路(Ｑ１,Ｄ１１,Ｑ２,Ｄ１２)がオンすることにより、第１直流リンク部Ｌ１と第２直流リンク部Ｌ２との間にコンデンサＣ１,Ｃ２が並列に接続された状態でコンデンサＣ１,Ｃ２から放電される。【選択図】図１
2007295686.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
三相交流入力電圧を直流電圧に変換するコンバータ部(１)と、
上記コンバータ部(１)により変換された上記直流電圧を所定の三相交流出力電圧に変換するインバータ部(２)と
上記コンバータ部(１)と上記インバータ部(２)とを接続する正極側の第１直流リンク部(Ｌ１)および負極側の第２直流リンク部(Ｌ２)と、
上記第１直流リンク部(Ｌ１)と上記第２直流リンク部(Ｌ２)との間に接続され、少なくとも２つのキャパシタンス素子(Ｃ１,Ｃ２,Ｃ３)を有するクランプ回路(３,１３,２３)と
を備え、
上記クランプ回路(３,１３,２３)は、
上記第１直流リンク部(Ｌ１)と上記第２直流リンク部(Ｌ２)との間に上記各キャパシタンス素子(Ｃ１,Ｃ２,Ｃ３)が直列に接続された状態で、上記インバータ部(２)からの回生電流により上記各キャパシタンス素子(Ｃ１,Ｃ２,Ｃ３)に充電される一方、
上記第１直流リンク部(Ｌ１)と上記第２直流リンク部(Ｌ２)との間に上記各キャパシタンス素子(Ｃ１,Ｃ２,Ｃ３)が並列に接続された状態で上記キャパシタンス素子(Ｃ１,Ｃ２,Ｃ３)から放電されることを特徴とする直接形交流電力変換装置。
【請求項２】
請求項１に記載の直接形交流電力変換装置において、
上記クランプ回路(３)は、
上記第１直流リンク部(Ｌ１)に一端が接続された第１キャパシタンス素子(Ｃ１)と、
上記第２直流リンク部(Ｌ２)に一端が接続された第２キャパシタンス素子(Ｃ２)と、
上記第１キャパシタンス素子(Ｃ１)の他端と上記第２キャパシタンス素子(Ｃ２)の他端との間に順方向に接続されたダイオード素子(Ｄ１)と、
上記ダイオード素子(Ｄ１)と上記第２キャパシタンス素子(Ｃ２)の接続点と、上記第１直流リンク部(Ｌ１)との間に接続され、上記第２キャパシタンス素子(Ｃ２)の放電時にオンする第１スイッチング回路(Ｑ１,Ｄ１１)と、
上記ダイオード素子(Ｄ１)と上記第１キャパシタンス素子(Ｃ１)の接続点と、上記第２直流リンク部(Ｌ２)との間に接続され、上記第１キャパシタンス素子(Ｃ１)の放電時にオンする第２スイッチング回路(Ｑ２,Ｄ１２)と
を有することを特徴とする直接形交流電力変換装置。
【請求項３】
請求項１に記載の直接形交流電力変換装置において、
上記クランプ回路(１３)は、
上記第１直流リンク部(Ｌ１)に一端が接続された第１キャパシタンス素子(Ｃ１)と、
上記第２直流リンク部(Ｌ２)に一端が接続された第２キャパシタンス素子(Ｃ２)と、
上記第１キャパシタンス素子(Ｃ１)の他端と上記第２キャパシタンス素子(Ｃ２)の他端との間に順方向に接続された第１ダイオード素子(Ｄ１)と、
上記第１ダイオード素子(Ｄ１)と上記第２キャパシタンス素子(Ｃ２)の接続点と、上記第１直流リンク部(Ｌ１)との間に逆方向に接続された第２ダイオード素子(Ｄ２)と、
上記第１ダイオード素子(Ｄ１)と上記第１キャパシタンス素子(Ｃ１)の接続点と、上記第２直流リンク部(Ｌ２)との間に逆方向に接続された第３ダイオード素子(Ｄ３)と
を有することを特徴とする直接形交流電力変換装置。
【請求項４】
請求項１に記載の直接形交流電力変換装置において、
上記クランプ回路(２３)は、
上記第１直流リンク部(Ｌ１)に一端が接続された第１キャパシタンス素子(Ｃ１)と、
上記第１キャパシタンス素子(Ｃ１)の他端に一端が接続された第１ダイオード素子(Ｄ１)と、
上記第１ダイオード素子(Ｄ１)の他端に一端が接続された第２キャパシタンス素子(Ｃ２)と、
上記第２キャパシタンス素子(Ｃ２)の他端に一端が接続された第２ダイオード素子(Ｄ２)と、
上記第２ダイオード素子(Ｄ２)の他端に一端が接続され、上記第２直流リンク部(Ｌ２)に他端が接続された第３キャパシタンス素子(Ｃ３)と、
上記第１ダイオード素子(Ｄ１)と上記第１キャパシタンス素子(Ｃ１)の接続点と、上記第２直流リンク部(Ｌ２)との間に逆方向に接続された第３ダイオード素子(Ｄ３)と、
上記第１ダイオード素子(Ｄ１)と上記第２キャパシタンス素子(Ｃ２)の接続点と、上記第１直流リンク部(Ｌ１)との間に逆方向に接続された第４ダイオード素子(Ｄ４)と、
上記第２ダイオード素子(Ｄ２)と上記第２キャパシタンス素子(Ｃ２)の接続点と、上記第２直流リンク部(Ｌ２)との間に逆方向に接続された第５ダイオード素子(Ｄ５)と、
上記第２ダイオード素子(Ｄ２)と上記第３キャパシタンス素子(Ｃ３)の接続点と、上記第１直流リンク部(Ｌ１)との間に逆方向に接続された第６ダイオード素子(Ｄ６)と
を有し、
上記第１ダイオード素子(Ｄ１)は、上記第１キャパシタンス素子(Ｃ１)と上記第２キャパシタンス素子(Ｃ２)との間に順方向に接続され、
上記第２ダイオード素子(Ｄ２)は、上記第２キャパシタンス素子(Ｃ２)と上記第３キャパシタンス素子(Ｃ３)との間に順方向に接続されていることを特徴とする直接形交流電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、直接形交流電力変換装置に関し、詳しくは、直流リンク部にクランプ回路を備えた直接形交流電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
インバータの代表的な主回路構成としては、整流回路と平滑回路を介して商用交流を直流に変換し、電圧形変換器により交流出力を得る間接形交流電力変換回路が一般に用いられている。一方、交流電圧から直接交流出力を得る方式としては、マトリックスコンバータを代表とする直接形交流電力変換装置が知られており、商用周波数による電圧脈動を平滑する大型のコンデンサやリアクトルが不要となることから、変換器の小型化が期待でき、次世代の電力変換器として近年注目されつつある。
【０００３】
また、非特許文献１や特許文献１では、直流リンク付きの直接変換回路として、従来形インバータの直流リンクに平滑回路を持たない回路方式と変調原理が提案されている。この非特許文献１と特許文献１では、直流リンク部の平均電流(電圧)を脈流状に制御し、コンバータ側の電流を台形波状に制御すると共に、インバータ側のＰＷＭ変調をコンバータ側と同期することにより、一定の直流電圧を生成することなく、商用交流から交流出力を直接変換できることが示されている。
【０００４】
上記直流リンク付きの直接変換回路の回路では、コンバータ側に回生機能がないため、直流リンク部に電力を吸収するクランプ回路を必要とする。
【０００５】
上記直流リンク付きの直接変換回路では、直流リンク部に１つの交流コンデンサが接続されるため、入力側のＬＣフィルタ回路に用いられるコンデンサに対して√３倍程度の電圧が印加されるため、コストが高くつくという問題がある。
【０００６】
さらに、上記直流リンク付きの直接変換回路では、クランプ回路のコンデンサの放電を行うために、能動素子と制御回路が必要となり、回路構成が複雑になる。
【非特許文献１】リザイアング・ウェイ(Lixiang.Wei)およびトーマス・エー・リポ(Thomas.A. Lipo)著、「９-スイッチ・デュアル-ブリッジ・マトリックスコンバータの低出力力率動作についての研究(Investigation of 9-switch Dual-bridge Matrix Converter Operating under Low Output Power Factor)」、米国、アイトリプルイー(IEEE)、ISA2003,vol.1、pp.176-181
【特許文献１】米国特許第６,９９５,９９２号明細書
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
そこで、この発明の課題は、簡単な構成でクランプ回路に用いられるコンデンサの耐圧を下げることができる直接形交流電力変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記課題を解決するため、この発明の直接形交流電力変換装置は、
三相交流入力電圧を直流電圧に変換するコンバータ部と、
上記コンバータ部により変換された上記直流電圧を所定の三相交流出力電圧に変換するインバータ部と
上記コンバータ部と上記インバータ部とを接続する正極側の第１直流リンク部および負極側の第２直流リンク部と、
上記第１直流リンク部と上記第２直流リンク部との間に接続され、少なくとも２つのキャパシタンス素子を有するクランプ回路と
を備え、
上記クランプ回路は、
上記第１直流リンク部と上記第２直流リンク部との間に上記各キャパシタンス素子が直列に接続された状態で、上記インバータ部からの回生電流により上記各キャパシタンス素子に充電される一方、
上記第１直流リンク部と上記第２直流リンク部との間に上記各キャパシタンス素子が並列に接続された状態で上記キャパシタンス素子から放電されることを特徴とする。
ここで、直流電圧とは、直流電圧成分に交流電圧成分が重畳するような電圧も含むものとする。
【０００９】
上記構成の直接形交流電力変換装置によれば、上記第１直流リンク部と第２直流リンク部との間に各キャパシタンス素子が直列に接続された状態で、インバータ部からの回生電流により各キャパシタンス素子に充電される一方、第１直流リンク部と第２直流リンク部との間に各キャパシタンス素子が並列に接続された状態でキャパシタンス素子から放電される。上記インバータ部からの回生電流により各キャパシタンス素子に充電されるとき、各キャパシタンス素子が直列に接続された状態で第１,第２直流リンク部間の電圧を分圧する。したがって、このような非線形キャパシタ回路を用いることによって、簡単な構成でクランプ回路に用いられるコンデンサの耐圧を下げることができる。
【００１０】
また、一実施形態の直接形交流電力変換装置では、
上記クランプ回路は、
上記第１直流リンク部に一端が接続された第１キャパシタンス素子と、
上記第２直流リンク部に一端が接続された第２キャパシタンス素子と、
上記第１キャパシタンス素子の他端と上記第２キャパシタンス素子の他端との間に順方向に接続されたダイオード素子と、
上記ダイオード素子と上記第２キャパシタンス素子の接続点と、上記第１直流リンク部との間に接続され、上記第２キャパシタンス素子の放電時にオンする第１スイッチング回路と、
上記ダイオード素子と上記第１キャパシタンス素子の接続点と、上記第２直流リンク部との間に接続され、上記第１キャパシタンス素子の放電時にオンする第２スイッチング回路と
を有する。
【００１１】
上記実施形態の直接形交流電力変換装置によれば、上記第１,第２スイッチング回路により放電レベルを制御できるために、充電レベルであるクランプ電圧を制御することが可能となる。
【００１２】
また、一実施形態の直接形交流電力変換装置では、
上記クランプ回路は、
上記第１直流リンク部に一端が接続された第１キャパシタンス素子と、
上記第２直流リンク部に一端が接続された第２キャパシタンス素子と、
上記第１キャパシタンス素子の他端と上記第２キャパシタンス素子の他端との間に順方向に接続された第１ダイオード素子と、
上記第１ダイオード素子と上記第２キャパシタンス素子の接続点と、上記第１直流リンク部との間に逆方向に接続された第２ダイオード素子と、
上記第１ダイオード素子と上記第１キャパシタンス素子の接続点と、上記第２直流リンク部との間に逆方向に接続された第３ダイオード素子と
を有する。
【００１３】
上記実施形態の直接形交流電力変換装置によれば、放電経路にダイオードを適用することによって、能動素子、制御回路が不要となりパッシブスナバー構成とすることができる。
【００１４】
また、一実施形態の直接形交流電力変換装置では、
上記クランプ回路は、
上記第１直流リンク部に一端が接続された第１キャパシタンス素子と、
上記第１キャパシタンス素子の他端に一端が接続された第１ダイオード素子と、
上記第１ダイオード素子の他端に一端が接続された第２キャパシタンス素子と、
上記第２キャパシタンス素子の他端に一端が接続された第２ダイオード素子と、
上記第２ダイオード素子の他端に一端が接続され、上記第２直流リンク部に他端が接続された第３キャパシタンス素子と、
上記第１ダイオード素子と上記第１キャパシタンス素子の接続点と、上記第２直流リンク部との間に逆方向に接続された第３ダイオード素子と、
上記第１ダイオード素子と上記第２キャパシタンス素子の接続点と、上記第１直流リンク部との間に逆方向に接続された第４ダイオード素子と、
上記第２ダイオード素子と上記第２キャパシタンス素子の接続点と、上記第２直流リンク部との間に逆方向に接続された第５ダイオード素子と、
上記第２ダイオード素子と上記第３キャパシタンス素子の接続点と、上記第１直流リンク部との間に逆方向に接続された第６ダイオード素子と
を有し、
上記第１ダイオード素子は、上記第１キャパシタンス素子と上記第２キャパシタンス素子との間に順方向に接続され、
上記第２ダイオード素子は、上記第２キャパシタンス素子と上記第３キャパシタンス素子との間に順方向に接続されている。
【００１５】
上記実施形態の直接形交流電力変換装置によれば、上記インバータ部からの回生電流を充電するときに第１〜第３キャパシタンス素子が直列に接続された状態で第１,第２直流リンク部間の電圧を分圧するので、クランプ回路に用いられるコンデンサの耐圧をさらに下げることができる。また、上記クランプ回路のコンデンサが２つ直列に接続された場合に比べて充電電圧が略１.５倍になる一方、放電レベルは同等になる。これにより、電源電圧(三相交流入力電圧の電圧変動)が最小電圧以下では放電するが、電源電圧が最小電圧以上では、充放電が発生することがなく、三相交流入力電圧の電圧変動に対して、不要な充放電動作による発生損失を回避することができる。
【発明の効果】
【００１６】
以上より明らかなように、この発明の直接形交流電力変換装置によれば、非線形キャパシター回路を適用することにより、クランプ回路のコンデンサ耐圧を半減することができる。さらに、放電経路にダイオードを適用することにより、能動素子、制御回路が不要となりパッシブスナバー構成とすることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下、この発明の直接形交流電力変換装置を図示の実施の形態により詳細に説明する。
【００１８】
〔第１実施形態〕
図１はこの発明の第１実施形態の直接形交流電力変換装置の構成図を示している。
【００１９】
この第１実施形態の直接形交流電力変換装置は、図１に示すように、トランジスタＳrp,Ｓrn,Ｓsp,Ｓsn,Ｓtp,ＳtnとダイオードＤrp,Ｄrn,Ｄsp,Ｄsn,Ｄtp,Ｄtnからなるコンバータ部１と、トランジスタＳup,Ｓun,Ｓvp,Ｓvn,Ｓwp,ＳwnとダイオードＤup,Ｄun,Ｄvp,Ｄvn,Ｄwp,Ｄwnからなるインバータ部２と、上記コンバータ部１のトランジスタＳrp,Ｓrn,Ｓsp,Ｓsn,Ｓtp,Ｓtnおよびインバータ部２のトランジスタＳup,Ｓun,Ｓvp,Ｓvn,Ｓwp,Ｓwnをオンオフするための制御信号を出力する制御部(図示せず)とを備えている。
【００２０】
上記コンバータ部１は、三相交流電源５からの相電圧ｖrを、コイルＬ１１を介してトランジスタＳrpのコレクタとトランジスタＳrnのエミッタに入力している。また、三相交流電源３からの相電圧ｖsを、コイルＬ１２を介してトランジスタＳspのコレクタとトランジスタＳsnのエミッタに入力している。また、三相交流電源３からの相電圧ｖtを、コイルＬ１３を介してトランジスタＳtpのコレクタとトランジスタＳtnのエミッタに入力している。上記トランジスタＳrp,Ｓsp,ＳtpのエミッタをダイオードＤrp,Ｄsp,Ｄtpのアノードに夫々接続し、そのダイオードＤrp,Ｄsp,Ｄtpのカソードを第１直流リンク部Ｌ１に夫々接続している。一方、上記トランジスタＳrn,Ｓsn,ＳtnのコレクタをダイオードＤrn,Ｄsn,Ｄtnのカソードに夫々接続し、そのダイオードＤrn,Ｄsn,Ｄtnのアノードを第２直流リンク部Ｌ２に夫々接続している。
【００２１】
なお、上記コイルＬ１１とトランジスタＳrpのコレクタとの間に、コンデンサＣ１１の一端を接続し、コイルＬ１２とトランジスタＳspのコレクタとの間に、コンデンサＣ１２の一端を接続し、コイルＬ１３とトランジスタＳtpのコレクタとの間に、コンデンサＣ１３の一端を接続している。上記コンデンサＣ１１,Ｃ１２,Ｃ１３の他端を接続している。上記コイルＬ１１,Ｌ１２,Ｌ１３とコンデンサＣ１１,Ｃ１２,Ｃ１３でＬＣフィルタ回路６を構成している。
【００２２】
また、上記インバータ部２は、三相交流出力電圧の相電圧ｖuの出力端子にトランジスタＳupのエミッタとトランジスタＳunのコレクタを接続し、相電圧ｖvの出力端子にトランジスタＳvpのエミッタとトランジスタＳvnのコレクタを接続し、相電圧ｖwの出力端子にトランジスタＳwpのエミッタとトランジスタＳwnのコレクタを接続している。上記トランジスタＳup,Ｓvp,Ｓwpのコレクタを第１直流リンク部Ｌ１に夫々接続する一方、トランジスタＳun,Ｓvn,Ｓwnのエミッタを第２直流リンク部Ｌ２に夫々接続している。また、上記トランジスタＳup,Ｓvp,Ｓwpのコレクタとエミッタとの間にダイオードＤup,Ｄvp,Ｄwpを夫々逆方向に接続すると共に、上記トランジスタＳun,Ｓvn,Ｓwnのコレクタとエミッタとの間にダイオードＤun,Ｄvn,Ｄwnを夫々逆方向に接続している。
【００２３】
上記インバータ部２の相電圧ｖu,ｖv,ｖwの出力端子に、三相スター結線された負荷(コイルＬ２１,Ｌ２２,Ｌ２３と抵抗Ｒ２１,Ｒ２２,Ｒ２３)を接続している。
【００２４】
また、上記第１直流リンク部Ｌ１に第１キャパシタンス素子の一例としてのコンデンサＣ１の一端を接続し、そのコンデンサＣ１の他端にダイオード素子の一例としてのダイオードＤ１のアノードを接続している。上記ダイオードＤ１のカソードに第２キャパシタンス素子の一例としてのコンデンサＣ２の一端を接続し、そのコンデンサＣ２の他端を第２直流リンク部Ｌ２に接続している。また、上記ダイオードＤ１のカソードにトランジスタＱ１のコレクタを接続し、そのトランジスタＱ１のエミッタをダイオードＤ１１のアノードに接続している。上記ダイオードＤ１１のカソードを第１直流リンク部Ｌ１に接続している。上記ダイオードＤ１のアノードにトランジスタＱ２のエミッタを接続し、そのトランジスタＱ１のコレクタをダイオードＤ１２のカソードに接続している。そして、上記ダイオードＤ１２のアノードを第２直流リンク部Ｌ２に接続している。上記コンデンサＣ１,Ｃ２とダイオードＤ１,Ｄ２,Ｄ３とトランジスタＱ１,Ｑ２でクランプ回路３を構成している。上記トランジスタＱ１とダイオードＤ１１で第１スイッチング回路を構成している。また、上記トランジスタＱ２とダイオードＤ１２で第２スイッチング回路を構成している。
【００２５】
また、上記直接形交流電力変換装置は、電圧Ｖcl(コンデンサＣ２の両端電圧)が非反転入力端子に印加され、基準電圧Ｖthが反転入力端子に印加された差動増幅器４を備え、差動増幅器４から出力される制御信号ＳclをトランジスタＱ１,Ｑ２のベースに入力している。上記基準電圧Ｖthは、コンデンサＣ１,Ｃ２放電を開始するときにトランジスタＱ１,Ｑ２をオンするための基準電圧である。
【００２６】
図１に示すように、直列に接続された２つのコンデンサＣ１,Ｃ２により第１,第２直流リンク部Ｌ１,Ｌ２間の電圧を分圧するため、入力側のＬＣフィルタ回路６のコンデンサＣ１１〜Ｃ１３の印加電圧に対して、コンデンサＣ１,Ｃ２の印加電圧を√３／２程度に低減できる。
【００２７】
上記第１実施形態の直接形交流電力変換装置では、図２の放電レベルを制御できるために、充電レベルＶ1であるクランプ電圧を制御することが可能となる。ここでは、図２に示すように直流リンク電圧の瞬時値において最大電圧の波高値が中間電圧の最小値の２倍となることに着目して、１／２の電圧で放電するスナバーとしてクランプ回路３を用いる。
【００２８】
上記構成の直接形交流電力変換装置によれば、インバータ部２からの回生電流によりコンデンサＣ１,Ｃ２に充電されるとき、コンデンサＣ１,Ｃ２が直列に接続された状態で第１,第２直流リンク部Ｌ１,Ｌ２間の電圧を分圧するので、簡単な構成でクランプ回路に用いられるコンデンサの耐圧を下げることができる。
【００２９】
また、上記第１,第２スイッチング回路(Ｑ１,Ｄ１１,Ｑ２,Ｄ１２)により放電レベルを制御できるために、充電レベルＶ1であるクランプ電圧を制御することが可能となる。
【００３０】
〔第２実施形態〕
図３はこの発明の第２実施形態の直接形交流電力変換装置の構成図を示している。この第２実施形態の直接形交流電力変換装置は、クランプ回路を除いて第１実施形態の直接形交流電力変換装置と同一の構成をしており、同一構成部は同一参照番号を付して説明を省略する。
【００３１】
上記第１直流リンク部Ｌ１に第１キャパシタンス素子の一例としてのコンデンサＣ１の一端を接続し、そのコンデンサＣ１の他端に第１ダイオード素子の一例としてのダイオードＤ１のアノードを接続している。上記ダイオードＤ１のカソードに第２キャパシタンス素子の一例としてのコンデンサＣ２の一端を接続し、そのコンデンサＣ２の他端を第２直流リンク部Ｌ２に接続している。また、上記ダイオードＤ１のカソードに第２ダイオード素子の一例としてのダイオードＤ２のアノードを接続し、そのダイオードＤ２のカソードを第１直流リンク部Ｌ１に接続している。そして、上記ダイオードＤ１のアノードに第３ダイオード素子の一例としてのダイオードＤ３のカソードを接続し、そのダイオードＤ３のアノードを第２直流リンク部Ｌ２に接続している。上記コンデンサＣ１,Ｃ２とダイオードＤ１,Ｄ２,Ｄ３でクランプ回路１３を構成している。
【００３２】
上記第２実施形態の直接形交流電力変換装置では、放電に要する期間により放電レベルが決定されるため、充電レベルが最大電圧の波高値を上回るが、充電時の電圧上昇により、放電時に中間電圧として作用する期間が長くなるため、コンデンサ電圧は平衡するよう作用する。
【００３３】
図９は比較のための従来方式の直接形交流電力変換装置の構成を示しており、図９において、Ｓam,Ｓbm,Ｓcmはコンバータ側のトランジスタ、Ｓup,Ｓvp,Ｓwp,Ｓun,Ｓvn,Ｓwnはインバータ側のトランジスタ、Ｓcはクランプ回路のトランジスタである。また、図１０は図９に示す直接形交流電力変換装置について、遅れ力率負荷０.６２(５１.５°)におけるシミュレーション結果を示したものである。図１０(a)は入力電流を示し、図１０(b)は出力電流を示し、図１０(c)は直流リンク電流を示し、図１０(d)はクランプコンデンサ電圧と直流リンク電圧を示し、図１０(e)はアクティブクランプダイオード電流を示し、図１０(f)はアクティブクランプＩＧＢＴ(絶縁ゲートバイポーラトランジスタ)電流を示している。
【００３４】
また、図４はこの第２実施形態の直接形交流電力変換装置について、遅れ力率負荷０.６２(５１.５°)におけるシミュレーション結果を示したものである。図４(a)は入力電流を示し、図４(b)は出力電流を示し、図４(c)は直流リンク電流を示し、図４(d)はクランプＣ直列電圧と直流リンク電圧およびクランプＣ並列電圧を示し、図４(e)はパッシブクランプ充電電流を示し、図４(f)はパッシブクランプ放電電流を示している。
【００３５】
図９に示す従来の直接形交流電力変換装置では、閾値電圧３５０Ｖにてクランプされるために、クランプ電圧で充放電を繰り返すのに対して、第２実施形態では、中間電圧が最小となる期間で放電電圧が決定されるために、放電電圧の２倍のクランプ電圧が得られ、無制御にて定電圧クランプ動作が実現できる。
【００３６】
また、上述の非特許文献１には、出力電流の位相角がπ／６以上の領域において、直流リンク部に電流が回生されることが示されている。
【００３７】
以降、回生期間とクランプ電圧の関係について説明する。
【００３８】
図５(a)〜(e)はこの第２実施形態の直接形交流電力変換装置の力率１のときの回生状態について、入力電流と直流電流の関係を各部の波形で示したものあり、図６(a)〜(e)はπ／４遅れ、力率０.７のときの回生状態について、入力電流と直流電流の関係を各部の波形で示したものある。ここで、図５(a), 図６(a)は入力される相電圧波形を示し、図５(b), 図６(b)は直流電圧を示し、図５(c), 図６(c)は線電流を示し、図５(d), 図６(d)は直流電流を示し、図５(e), 図６(e)は時比率ｔ4,ｔ6を示している。
【００３９】
直流リンク部(第１,第２直流リンク部Ｌ１,Ｌ２)には、選択される２つのベクトルにより、二相の線電流が流れることとなる。図５中モード１において、Ｖ4期間にインバータ部２のＵ相の上アーム(Ｓup)がオンとなることから線電流Ｉuが直流リンク部に流れ、Ｖ6期間にインバータ部２のＷ相の下アーム(Ｓwn)がオンとなるため、線電流−Ｉwが直流リンク部に流れることが分かる(図５(c)参照)。また、遅れ位相に対してはπ／６まで直流リンク電流が正となることが、波形より読み取れる(図５(c)参照)。
【００４０】
一方、図６(a)〜(e)はこの第２実施形態の直接形交流電力変換装置のπ／４遅れ(力率０．７)の場合を示しているが、Ｖ6期間においてπ／１２期間電流が負となり、この領域においてのみ、クランプ回路１３に充電電流が流れ込むことなる(図６(c),図６(d)参照)。
【００４１】
このとき、クランプ回路１３のコンデンサＣ１,Ｃ２は、放電時の２倍の一定電圧を保持し、コンバータ部１のスイッチングにより直流リンク電圧が中間電圧Ｅmidになった時に放電を行う。なお、ここで、保持される電圧は、インバータ部２側の負荷位相と放電位相のバランスにより平衡する。
【００４２】
図６の充電時の電荷についてみると、図６(e)中に示す時比率ｔ4,ｔ6でＰＷＭ変調されていることから、平均電流は、電流値(図６(d))と時比率(図６(e))を掛け合わすことで求められる。
【００４３】
ｔ6期間に現れる直流電流Ｉv6はＷ相電流が反転して表れ、電流遅れ位相角(力率角)をφとすると、直流電流Ｉv6は、
2007295686.tif 000003
となる。ここで、遅れ位相の角度が小さいことから、正弦波を線形で近似して考えると、電流値と時比率は次式で表される。
2007295686.tif 000004
【００４４】
従って、平均電流Ｉv6ｔ6は、
2007295686.tif 000005
となり、充電電荷ｑcは、平均電流Ｉv6ｔ6を積分することにより、
2007295686.tif 000006
で求まる。
【００４５】
一方、放電電荷については、中間電圧に接続される期間、つまり、入力力率１で制御されるために、入力電流が中間相である期間(モード１ではＳ相電流)にクランプ回路１３のコンデンサＣ１,Ｃ２が電荷を放出するため、放電位相と電荷の関係を求めればよい。
【００４６】
同様に線形で近似し、位相角φdと放電電荷ｑdの関係を求めると、
2007295686.tif 000007
となり、充電電荷ｑcと放電電荷ｑdが等しくなるように放電位相を求めれば、放電電圧レベルが決定される。
【００４７】
負荷力率、出力の電圧制御率ｋsにより両者の関係は変化するため、次式にて補正する。
2007295686.tif 000008
【００４８】
また、得られた放電位相と電圧レベルの関係は、直流リンク波形より次の関係となる。
2007295686.tif 000009
【００４９】
上記の関係式により、負荷力率と電圧レベルの関係を求めた結果を図７に示す。図７では、２００Ｖの三相交流入力電圧が入力されたときの負荷位相角に対する放電レベル,充電レベルおよび負荷力率の変化を示している。また、図７において、白丸印は放電レベル[Ｖ]、黒丸印は充電レベル[Ｖ]、三角印は負荷力率である。
【００５０】
図７に示すように、負荷位相角が大きくなるほど、負荷力率が下がり、放電レベルと充電レベルは上昇する。
【００５１】
以上に示したように、負荷力率により充電電荷が決定され、充電電荷により放電レベルが一意的に決定されるため、本方式においてはパッシブ回路を用いた場合においても、クランプ電圧が平衡することが分かる。
【００５２】
上記構成の直接形交流電力変換装置によれば、インバータ部２からの回生電流によりコンデンサＣ１,Ｃ２に充電されるとき、コンデンサＣ１,Ｃ２が直列に接続された状態で第１,第２直流リンク部Ｌ１,Ｌ２間の電圧を分圧するので、簡単な構成でクランプ回路に用いられるコンデンサの耐圧を下げることができる。
【００５３】
また、放電経路にダイオードを適用することによって、能動素子や制御回路が不要となり、パッシブスナバー構成とすることができる。
【００５４】
〔第３実施形態〕
図８はこの発明の第３実施形態の直接形交流電力変換装置のクランプ回路の構成図である。この第２実施形態の直接形交流電力変換装置は、クランプ回路を除いて第１実施形態の直接形交流電力変換装置と同一の構成をしており、同一構成部は同一参照番号を付して説明を省略し、図１を援用する。
【００５５】
上記第１直流リンク部Ｌ１に第１キャパシタンス素子の一例としてのコンデンサＣ１の一端を接続し、そのコンデンサＣ１の他端に第１ダイオード素子の一例としてのダイオードＤ１のアノードを接続している。上記ダイオードＤ１のカソードに第２キャパシタンス素子の一例としてのコンデンサＣ２の一端を接続し、そのコンデンサＣ２の他端を第２ダイオード素子の一例としてのダイオードＤ２のアノードに接続している。さらに、上記ダイオードＤ２のカソードを第３キャパシタンス素子の一例としてのコンデンサＣ３の一端に接続し、コンデンサＣ３の他端を第２直流リンク部Ｌ２に接続している。また、上記ダイオードＤ１のアノードに第３ダイオード素子の一例としてのダイオードＤ３のカソードを接続し、そのダイオードＤ３のアノードを第２直流リンク部Ｌ２に接続している。上記ダイオードＤ１のカソードに第４ダイオード素子の一例としてのダイオードＤ４のアノードを接続し、そのダイオードＤ４のカソードを第１直流リンク部Ｌ１に接続している。また、上記ダイオードＤ２のアノードに第５ダイオード素子の一例としてのダイオードＤ５のカソードに接続し、そのダイオードＤ５のアノードを第２直流リンク部Ｌ２に接続している。さらに、上記ダイオードＤ２のカソードに第６ダイオード素子の一例としてのダイオードＤ６のアノードを接続し、そのダイオードＤ６のアノードを第１直流リンク部Ｌ１に接続している。上記コンデンサＣ１〜Ｃ３とダイオードＤ１〜Ｄ６でクランプ回路２３を構成している。
【００５６】
上記第３実施形態の直接形交流電力変換装置は、第２実施形態の直接形交流電力変換装置と同様の効果を有すると共に、クランプ回路２３に用いられるコンデンサＣ１〜Ｃ３の耐圧をさらに下げることができる。また、図２に示すように、クランプ回路のコンデンサが２つ直列に接続された充電レベルＶ1の場合に比べて、この第３実施形態では、充電レベルＶ2が略１.５倍になる一方、放電レベルは同等になる。これにより、電源電圧(三相交流入力電圧の電圧変動)が最小電圧以下では放電するが、電源電圧が最小電圧以上では、充放電が発生することがなく、三相交流入力電圧の電圧変動に対して、不要な充放電動作による発生損失を回避することができる。
【００５７】
上記第１〜第３実施形態では、コンバータ部１とインバータ部２を備えた直接形交流電力変換装置について説明したが、コンバータ部とインバータ部の回路構成はこれに限らず、三相交流入力電圧を直流電圧に変換するコンバータ部と、そのコンバータ部により変換された直流電圧を所定の三相交流出力電圧に変換するインバータ部とを備え、コンバータ部とインバータ部とを接続する直流リンク部に平滑用のフィルタを有しない直接形交流電力変換装置にこの発明を適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００５８】
【図１】図１はこの発明の第１実施形態の直接形交流電力変換装置の構成図である。
【図２】図２は上記直接形交流電力変換装置の直流電圧を示す図である。
【図３】図３はこの発明の第２実施形態の直接形交流電力変換装置の構成図である。
【図４】図４は上記直接形交流電力変換装置のシミュレーション結果を示す図である。
【図５】図５は上記直接形交流電力変換装置の力率１のときの回生状態について、入力電流と直流電流の関係を各部の波形を示す図である。
【図６】図６は上記直接形交流電力変換装置の力率０．７のときの回生状態について、入力電流と直流電流の関係を各部の波形を示す図である。
【図７】図７は上記直接形交流電力変換装置の負荷力率と電圧レベルの関係を求めた結果を示す図である。
【図８】図８はこの発明の第３実施形態の直接形交流電力変換装置のクランプ回路の構成図である。
【図９】図９は従来の直接形交流電力変換装置の構成図である。
【図１０】図１０は上記直接形交流電力変換装置のシミュレーション結果を示す図である。
【符号の説明】
【００５９】
１…コンバータ部
２…インバータ部
３,１３,２３…クランプ回路
４…差動増幅器
５…三相交流電源
６…ＬＣフィルタ回路
Ｃ１〜Ｃ３…コンデンサ
Ｑ１,Ｑ２…トランジスタ
Ｄ１〜Ｄ６…ダイオード
Ｄ１１,Ｄ１２…ダイオード
Ｓrp,Ｓrn,Ｓsp,Ｓsn,Ｓtp,Ｓtn,Ｓup,Ｓun,Ｓvp,Ｓvn,Ｓwp,Ｓwn…トランジスタ
Ｄrp,Ｄrn,Ｄsp,Ｄsn,Ｄtp,Ｄtn,Ｄup,Ｄun,Ｄvp,Ｄvn,Ｄwp,Ｄwn…ダイオード
【図１】
2007295686.tif 000010
【図２】
2007295686.tif 000011
【図３】
2007295686.tif 000012
【図４】
2007295686.tif 000013
【図５】
2007295686.tif 000014
【図６】
2007295686.tif 000015
【図７】
2007295686.tif 000016
【図８】
2007295686.tif 000017
【図９】
2007295686.tif 000018
【図１０】
2007295686.tif 000019
【手続補正書】
【提出日】平成19年4月20日(2007.4.20)
【手続補正１】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図１
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図１】
2007295686.tif 000020
【手続補正２】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図３
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図３】
2007295686.tif 000021
【手続補正書】
【提出日】平成19年7月19日(2007.7.19)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
三相交流入力電圧を上記三相交流入力電圧よりも高周波の交流電圧に変換するコンバータ部(１)と、
上記コンバータ部(１)により変換された上記三相交流入力電圧よりも高周波の交流電圧を所定の三相交流出力電圧に変換するインバータ部(２)と
上記コンバータ部(１)と上記インバータ部(２)とを接続する正極側の第１直流リンク部(Ｌ１)および負極側の第２直流リンク部(Ｌ２)と、
上記第１直流リンク部(Ｌ１)と上記第２直流リンク部(Ｌ２)との間に接続され、少なくとも２つのキャパシタンス素子(Ｃ１,Ｃ２,Ｃ３)を有するクランプ回路(３,１３,２３)と
を備え、
平滑にされた直流電圧を生成することなく、上記コンバータ部(１)と上記インバータ部(２)により上記三相交流入力電圧を上記三相交流出力電圧に直接変換すると共に、
上記クランプ回路(３,１３,２３)は、
上記第１直流リンク部(Ｌ１)と上記第２直流リンク部(Ｌ２)との間に上記各キャパシタンス素子(Ｃ１,Ｃ２,Ｃ３)が直列に接続された状態で、上記インバータ部(２)からの回生電流により上記各キャパシタンス素子(Ｃ１,Ｃ２,Ｃ３)に充電される一方、上記第１直流リンク部(Ｌ１)と上記第２直流リンク部(Ｌ２)との間に上記各キャパシタンス素子(Ｃ１,Ｃ２,Ｃ３)が並列に接続された状態で上記キャパシタンス素子(Ｃ１,Ｃ２,Ｃ３)から放電されることによって、上記インバータ部(２)からの回生電力を吸収するクランプ回路であることを特徴とする直接形交流電力変換装置。
【請求項２】
請求項１に記載の直接形交流電力変換装置において、
上記クランプ回路(３)は、
上記第１直流リンク部(Ｌ１)に一端が接続された第１キャパシタンス素子(Ｃ１)と、
上記第２直流リンク部(Ｌ２)に一端が接続された第２キャパシタンス素子(Ｃ２)と、
上記第１キャパシタンス素子(Ｃ１)の他端と上記第２キャパシタンス素子(Ｃ２)の他端との間に順方向に接続されたダイオード素子(Ｄ１)と、
上記ダイオード素子(Ｄ１)と上記第２キャパシタンス素子(Ｃ２)の接続点と、上記第１直流リンク部(Ｌ１)との間に接続され、上記第２キャパシタンス素子(Ｃ２)の放電時にオンする第１スイッチング回路(Ｑ１,Ｄ１１)と、
上記ダイオード素子(Ｄ１)と上記第１キャパシタンス素子(Ｃ１)の接続点と、上記第２直流リンク部(Ｌ２)との間に接続され、上記第１キャパシタンス素子(Ｃ１)の放電時にオンする第２スイッチング回路(Ｑ２,Ｄ１２)と
を有することを特徴とする直接形交流電力変換装置。
【請求項３】
請求項１に記載の直接形交流電力変換装置において、
上記クランプ回路(１３)は、
上記第１直流リンク部(Ｌ１)に一端が接続された第１キャパシタンス素子(Ｃ１)と、
上記第２直流リンク部(Ｌ２)に一端が接続された第２キャパシタンス素子(Ｃ２)と、
上記第１キャパシタンス素子(Ｃ１)の他端と上記第２キャパシタンス素子(Ｃ２)の他端との間に順方向に接続された第１ダイオード素子(Ｄ１)と、
上記第１ダイオード素子(Ｄ１)と上記第２キャパシタンス素子(Ｃ２)の接続点と、上記第１直流リンク部(Ｌ１)との間に逆方向に接続された第２ダイオード素子(Ｄ２)と、
上記第１ダイオード素子(Ｄ１)と上記第１キャパシタンス素子(Ｃ１)の接続点と、上記第２直流リンク部(Ｌ２)との間に逆方向に接続された第３ダイオード素子(Ｄ３)と
を有することを特徴とする直接形交流電力変換装置。
【請求項４】
請求項１に記載の直接形交流電力変換装置において、
上記クランプ回路(２３)は、
上記第１直流リンク部(Ｌ１)に一端が接続された第１キャパシタンス素子(Ｃ１)と、
上記第１キャパシタンス素子(Ｃ１)の他端に一端が接続された第１ダイオード素子(Ｄ１)と、
上記第１ダイオード素子(Ｄ１)の他端に一端が接続された第２キャパシタンス素子(Ｃ２)と、
上記第２キャパシタンス素子(Ｃ２)の他端に一端が接続された第２ダイオード素子(Ｄ２)と、
上記第２ダイオード素子(Ｄ２)の他端に一端が接続され、上記第２直流リンク部(Ｌ２)に他端が接続された第３キャパシタンス素子(Ｃ３)と、
上記第１ダイオード素子(Ｄ１)と上記第１キャパシタンス素子(Ｃ１)の接続点と、上記第２直流リンク部(Ｌ２)との間に逆方向に接続された第３ダイオード素子(Ｄ３)と、
上記第１ダイオード素子(Ｄ１)と上記第２キャパシタンス素子(Ｃ２)の接続点と、上記第１直流リンク部(Ｌ１)との間に逆方向に接続された第４ダイオード素子(Ｄ４)と、
上記第２ダイオード素子(Ｄ２)と上記第２キャパシタンス素子(Ｃ２)の接続点と、上記第２直流リンク部(Ｌ２)との間に逆方向に接続された第５ダイオード素子(Ｄ５)と、
上記第２ダイオード素子(Ｄ２)と上記第３キャパシタンス素子(Ｃ３)の接続点と、上記第１直流リンク部(Ｌ１)との間に逆方向に接続された第６ダイオード素子(Ｄ６)と
を有し、
上記第１ダイオード素子(Ｄ１)は、上記第１キャパシタンス素子(Ｃ１)と上記第２キャパシタンス素子(Ｃ２)との間に順方向に接続され、
上記第２ダイオード素子(Ｄ２)は、上記第２キャパシタンス素子(Ｃ２)と上記第３キャパシタンス素子(Ｃ３)との間に順方向に接続されていることを特徴とする直接形交流電力変換装置。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、直接形交流電力変換装置に関し、詳しくは、直流リンク部にクランプ回路を備えた直接形交流電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
インバータの代表的な主回路構成としては、整流回路と平滑回路を介して商用交流を直流に変換し、電圧形変換器により交流出力を得る間接形交流電力変換回路が一般に用いられている。一方、交流電圧から直接交流出力を得る方式としては、マトリックスコンバータを代表とする直接形交流電力変換装置が知られており、商用周波数による電圧脈動を平滑する大型のコンデンサやリアクトルが不要となることから、変換器の小型化が期待でき、次世代の電力変換器として近年注目されつつある。
【０００３】
また、非特許文献１や特許文献１では、直流リンク付きの直接変換回路として、従来形インバータの直流リンクに平滑回路を持たない回路方式と変調原理が提案されている。この非特許文献１と特許文献１では、直流リンク部の平均電流(電圧)を脈流状に制御し、コンバータ側の電流を台形波状に制御すると共に、インバータ側のＰＷＭ変調をコンバータ側と同期することにより、一定の直流電圧を生成することなく、商用交流から交流出力を直接変換できることが示されている。
【０００４】
上記直流リンク付きの直接変換回路の回路では、コンバータ側に回生機能がないため、直流リンク部に電力を吸収するクランプ回路を必要とする。
【０００５】
上記直流リンク付きの直接変換回路では、直流リンク部に１つの交流コンデンサが接続されるため、入力側のＬＣフィルタ回路に用いられるコンデンサに対して√３倍程度の電圧が印加されるため、コストが高くつくという問題がある。
【０００６】
さらに、上記直流リンク付きの直接変換回路では、クランプ回路のコンデンサの放電を行うために、能動素子と制御回路が必要となり、回路構成が複雑になる。
【非特許文献１】リザイアング・ウェイ(Lixiang.Wei)およびトーマス・エー・リポ(Thomas.A. Lipo)著、「９-スイッチ・デュアル-ブリッジ・マトリックスコンバータの低出力力率動作についての研究(Investigation of 9-switch Dual-bridge Matrix Converter Operating under Low Output Power Factor)」、米国、アイトリプルイー(IEEE)、ISA2003,vol.1、pp.176-181
【特許文献１】米国特許第６,９９５,９９２号明細書
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
そこで、この発明の課題は、簡単な構成でクランプ回路に用いられるコンデンサの耐圧を下げることができる直接形交流電力変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記課題を解決するため、この発明の直接形交流電力変換装置は、
三相交流入力電圧を上記三相交流入力電圧よりも高周波の交流電圧に変換するコンバータ部と、
上記コンバータ部により変換された上記三相交流入力電圧よりも高周波の交流電圧を所定の三相交流出力電圧に変換するインバータ部と
上記コンバータ部と上記インバータ部とを接続する正極側の第１直流リンク部および負極側の第２直流リンク部と、
上記第１直流リンク部と上記第２直流リンク部との間に接続され、少なくとも２つのキャパシタンス素子を有するクランプ回路と
を備え、
平滑にされた直流電圧を生成することなく、上記コンバータ部と上記インバータ部により上記三相交流入力電圧を上記三相交流出力電圧に直接変換すると共に、
上記クランプ回路は、
上記第１直流リンク部と上記第２直流リンク部との間に上記各キャパシタンス素子が直列に接続された状態で、上記インバータ部からの回生電流により上記各キャパシタンス素子に充電される一方、
上記第１直流リンク部と上記第２直流リンク部との間に上記各キャパシタンス素子が並列に接続された状態で上記キャパシタンス素子から放電されることによって、上記インバータ部からの回生電力を吸収するクランプ回路であることを特徴とする。
ここで、直流電圧とは、直流電圧成分に交流電圧成分が重畳するような電圧も含むものとする。
【０００９】
上記構成の直接形交流電力変換装置によれば、上記第１直流リンク部と第２直流リンク部との間に各キャパシタンス素子が直列に接続された状態で、インバータ部からの回生電流により各キャパシタンス素子に充電される一方、第１直流リンク部と第２直流リンク部との間に各キャパシタンス素子が並列に接続された状態でキャパシタンス素子から放電される。上記インバータ部からの回生電流により各キャパシタンス素子に充電されるとき、各キャパシタンス素子が直列に接続された状態で第１,第２直流リンク部間の電圧を分圧する。したがって、このような非線形キャパシタ回路を用いることによって、簡単な構成でクランプ回路に用いられるコンデンサの耐圧を下げることができる。
【００１０】
また、一実施形態の直接形交流電力変換装置では、
上記クランプ回路は、
上記第１直流リンク部に一端が接続された第１キャパシタンス素子と、
上記第２直流リンク部に一端が接続された第２キャパシタンス素子と、
上記第１キャパシタンス素子の他端と上記第２キャパシタンス素子の他端との間に順方向に接続されたダイオード素子と、
上記ダイオード素子と上記第２キャパシタンス素子の接続点と、上記第１直流リンク部との間に接続され、上記第２キャパシタンス素子の放電時にオンする第１スイッチング回路と、
上記ダイオード素子と上記第１キャパシタンス素子の接続点と、上記第２直流リンク部との間に接続され、上記第１キャパシタンス素子の放電時にオンする第２スイッチング回路と
を有する。
【００１１】
上記実施形態の直接形交流電力変換装置によれば、上記第１,第２スイッチング回路により放電レベルを制御できるために、充電レベルであるクランプ電圧を制御することが可能となる。
【００１２】
また、一実施形態の直接形交流電力変換装置では、
上記クランプ回路は、
上記第１直流リンク部に一端が接続された第１キャパシタンス素子と、
上記第２直流リンク部に一端が接続された第２キャパシタンス素子と、
上記第１キャパシタンス素子の他端と上記第２キャパシタンス素子の他端との間に順方向に接続された第１ダイオード素子と、
上記第１ダイオード素子と上記第２キャパシタンス素子の接続点と、上記第１直流リンク部との間に逆方向に接続された第２ダイオード素子と、
上記第１ダイオード素子と上記第１キャパシタンス素子の接続点と、上記第２直流リンク部との間に逆方向に接続された第３ダイオード素子と
を有する。
【００１３】
上記実施形態の直接形交流電力変換装置によれば、放電経路にダイオードを適用することによって、能動素子、制御回路が不要となりパッシブスナバー構成とすることができる。
【００１４】
また、一実施形態の直接形交流電力変換装置では、
上記クランプ回路は、
上記第１直流リンク部に一端が接続された第１キャパシタンス素子と、
上記第１キャパシタンス素子の他端に一端が接続された第１ダイオード素子と、
上記第１ダイオード素子の他端に一端が接続された第２キャパシタンス素子と、
上記第２キャパシタンス素子の他端に一端が接続された第２ダイオード素子と、
上記第２ダイオード素子の他端に一端が接続され、上記第２直流リンク部に他端が接続された第３キャパシタンス素子と、
上記第１ダイオード素子と上記第１キャパシタンス素子の接続点と、上記第２直流リンク部との間に逆方向に接続された第３ダイオード素子と、
上記第１ダイオード素子と上記第２キャパシタンス素子の接続点と、上記第１直流リンク部との間に逆方向に接続された第４ダイオード素子と、
上記第２ダイオード素子と上記第２キャパシタンス素子の接続点と、上記第２直流リンク部との間に逆方向に接続された第５ダイオード素子と、
上記第２ダイオード素子と上記第３キャパシタンス素子の接続点と、上記第１直流リンク部との間に逆方向に接続された第６ダイオード素子と
を有し、
上記第１ダイオード素子は、上記第１キャパシタンス素子と上記第２キャパシタンス素子との間に順方向に接続され、
上記第２ダイオード素子は、上記第２キャパシタンス素子と上記第３キャパシタンス素子との間に順方向に接続されている。
【００１５】
上記実施形態の直接形交流電力変換装置によれば、上記インバータ部からの回生電流を充電するときに第１〜第３キャパシタンス素子が直列に接続された状態で第１,第２直流リンク部間の電圧を分圧するので、クランプ回路に用いられるコンデンサの耐圧をさらに下げることができる。また、上記クランプ回路のコンデンサが２つ直列に接続された場合に比べて充電電圧が略１.５倍になる一方、放電レベルは同等になる。これにより、電源電圧(三相交流入力電圧の電圧変動)が最小電圧以下では放電するが、電源電圧が最小電圧以上では、充放電が発生することがなく、三相交流入力電圧の電圧変動に対して、不要な充放電動作による発生損失を回避することができる。
【発明の効果】
【００１６】
以上より明らかなように、この発明の直接形交流電力変換装置によれば、非線形キャパシター回路を適用することにより、クランプ回路のコンデンサ耐圧を半減することができる。さらに、放電経路にダイオードを適用することにより、能動素子、制御回路が不要となりパッシブスナバー構成とすることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下、この発明の直接形交流電力変換装置を図示の実施の形態により詳細に説明する。
【００１８】
〔第１実施形態〕
図１はこの発明の第１実施形態の直接形交流電力変換装置の構成図を示している。
【００１９】
この第１実施形態の直接形交流電力変換装置は、図１に示すように、トランジスタＳrp,Ｓrn,Ｓsp,Ｓsn,Ｓtp,ＳtnとダイオードＤrp,Ｄrn,Ｄsp,Ｄsn,Ｄtp,Ｄtnからなるコンバータ部１と、トランジスタＳup,Ｓun,Ｓvp,Ｓvn,Ｓwp,ＳwnとダイオードＤup,Ｄun,Ｄvp,Ｄvn,Ｄwp,Ｄwnからなるインバータ部２と、上記コンバータ部１のトランジスタＳrp,Ｓrn,Ｓsp,Ｓsn,Ｓtp,Ｓtnおよびインバータ部２のトランジスタＳup,Ｓun,Ｓvp,Ｓvn,Ｓwp,Ｓwnをオンオフするための制御信号を出力する制御部(図示せず)とを備えている。
【００２０】
上記コンバータ部１は、三相交流電源５からの相電圧ｖrを、コイルＬ１１を介してトランジスタＳrpのコレクタとトランジスタＳrnのエミッタに入力している。また、三相交流電源５からの相電圧ｖsを、コイルＬ１２を介してトランジスタＳspのコレクタとトランジスタＳsnのエミッタに入力している。また、三相交流電源５からの相電圧ｖtを、コイルＬ１３を介してトランジスタＳtpのコレクタとトランジスタＳtnのエミッタに入力している。上記トランジスタＳrp,Ｓsp,ＳtpのエミッタをダイオードＤrp,Ｄsp,Ｄtpのアノードに夫々接続し、そのダイオードＤrp,Ｄsp,Ｄtpのカソードを第１直流リンク部Ｌ１に夫々接続している。一方、上記トランジスタＳrn,Ｓsn,ＳtnのコレクタをダイオードＤrn,Ｄsn,Ｄtnのカソードに夫々接続し、そのダイオードＤrn,Ｄsn,Ｄtnのアノードを第２直流リンク部Ｌ２に夫々接続している。
【００２１】
なお、上記コイルＬ１１とトランジスタＳrpのコレクタとの間に、コンデンサＣ１１の一端を接続し、コイルＬ１２とトランジスタＳspのコレクタとの間に、コンデンサＣ１２の一端を接続し、コイルＬ１３とトランジスタＳtpのコレクタとの間に、コンデンサＣ１３の一端を接続している。上記コンデンサＣ１１,Ｃ１２,Ｃ１３の他端を接続している。上記コイルＬ１１,Ｌ１２,Ｌ１３とコンデンサＣ１１,Ｃ１２,Ｃ１３でＬＣフィルタ回路６を構成している。
【００２２】
また、上記インバータ部２は、三相交流出力電圧の相電圧ｖuの出力端子にトランジスタＳupのエミッタとトランジスタＳunのコレクタを接続し、相電圧ｖvの出力端子にトランジスタＳvpのエミッタとトランジスタＳvnのコレクタを接続し、相電圧ｖwの出力端子にトランジスタＳwpのエミッタとトランジスタＳwnのコレクタを接続している。上記トランジスタＳup,Ｓvp,Ｓwpのコレクタを第１直流リンク部Ｌ１に夫々接続する一方、トランジスタＳun,Ｓvn,Ｓwnのエミッタを第２直流リンク部Ｌ２に夫々接続している。また、上記トランジスタＳup,Ｓvp,Ｓwpのコレクタとエミッタとの間にダイオードＤup,Ｄvp,Ｄwpを夫々逆方向に接続すると共に、上記トランジスタＳun,Ｓvn,Ｓwnのコレクタとエミッタとの間にダイオードＤun,Ｄvn,Ｄwnを夫々逆方向に接続している。
【００２３】
上記インバータ部２の相電圧ｖu,ｖv,ｖwの出力端子に、三相スター結線された負荷(コイルＬ２１,Ｌ２２,Ｌ２３と抵抗Ｒ２１,Ｒ２２,Ｒ２３)を接続している。
【００２４】
また、上記第１直流リンク部Ｌ１に第１キャパシタンス素子の一例としてのコンデンサＣ１の一端を接続し、そのコンデンサＣ１の他端にダイオード素子の一例としてのダイオードＤ１のアノードを接続している。上記ダイオードＤ１のカソードに第２キャパシタンス素子の一例としてのコンデンサＣ２の一端を接続し、そのコンデンサＣ２の他端を第２直流リンク部Ｌ２に接続している。また、上記ダイオードＤ１のカソードにトランジスタＱ１のコレクタを接続し、そのトランジスタＱ１のエミッタをダイオードＤ１１のアノードに接続している。上記ダイオードＤ１１のカソードを第１直流リンク部Ｌ１に接続している。上記ダイオードＤ１のアノードにトランジスタＱ２のエミッタを接続し、そのトランジスタＱ１のコレクタをダイオードＤ１２のカソードに接続している。そして、上記ダイオードＤ１２のアノードを第２直流リンク部Ｌ２に接続している。上記コンデンサＣ１,Ｃ２とダイオードＤ１,Ｄ２,Ｄ３とトランジスタＱ１,Ｑ２でクランプ回路３を構成している。上記トランジスタＱ１とダイオードＤ１１で第１スイッチング回路を構成している。また、上記トランジスタＱ２とダイオードＤ１２で第２スイッチング回路を構成している。
【００２５】
また、上記直接形交流電力変換装置は、電圧Ｖcl(コンデンサＣ２の両端電圧)が非反転入力端子に印加され、基準電圧Ｖthが反転入力端子に印加された差動増幅器４を備え、差動増幅器４から出力される制御信号ＳclをトランジスタＱ１,Ｑ２のベースに入力している。上記基準電圧Ｖthは、コンデンサＣ１,Ｃ２放電を開始するときにトランジスタＱ１,Ｑ２をオンするための基準電圧である。
【００２６】
図１に示すように、直列に接続された２つのコンデンサＣ１,Ｃ２により第１,第２直流リンク部Ｌ１,Ｌ２間の電圧を分圧するため、入力側のＬＣフィルタ回路６のコンデンサＣ１１〜Ｃ１３の印加電圧に対して、コンデンサＣ１,Ｃ２の印加電圧を√３／２程度に低減できる。
【００２７】
上記第１実施形態の直接形交流電力変換装置では、図２の放電レベルを制御できるために、充電レベルＶ1であるクランプ電圧を制御することが可能となる。ここでは、図２に示すように直流リンク電圧の瞬時値において最大電圧の波高値が中間電圧の最小値の２倍となることに着目して、１／２の電圧で放電するスナバーとしてクランプ回路３を用いる。
【００２８】
上記構成の直接形交流電力変換装置によれば、インバータ部２からの回生電流によりコンデンサＣ１,Ｃ２に充電されるとき、コンデンサＣ１,Ｃ２が直列に接続された状態で第１,第２直流リンク部Ｌ１,Ｌ２間の電圧を分圧するので、簡単な構成でクランプ回路に用いられるコンデンサの耐圧を下げることができる。
【００２９】
また、上記第１,第２スイッチング回路(Ｑ１,Ｄ１１,Ｑ２,Ｄ１２)により放電レベルを制御できるために、充電レベルＶ1であるクランプ電圧を制御することが可能となる。
【００３０】
〔第２実施形態〕
図３はこの発明の第２実施形態の直接形交流電力変換装置の構成図を示している。この第２実施形態の直接形交流電力変換装置は、クランプ回路を除いて第１実施形態の直接形交流電力変換装置と同一の構成をしており、同一構成部は同一参照番号を付して説明を省略する。
【００３１】
上記第１直流リンク部Ｌ１に第１キャパシタンス素子の一例としてのコンデンサＣ１の一端を接続し、そのコンデンサＣ１の他端に第１ダイオード素子の一例としてのダイオードＤ１のアノードを接続している。上記ダイオードＤ１のカソードに第２キャパシタンス素子の一例としてのコンデンサＣ２の一端を接続し、そのコンデンサＣ２の他端を第２直流リンク部Ｌ２に接続している。また、上記ダイオードＤ１のカソードに第２ダイオード素子の一例としてのダイオードＤ２のアノードを接続し、そのダイオードＤ２のカソードを第１直流リンク部Ｌ１に接続している。そして、上記ダイオードＤ１のアノードに第３ダイオード素子の一例としてのダイオードＤ３のカソードを接続し、そのダイオードＤ３のアノードを第２直流リンク部Ｌ２に接続している。上記コンデンサＣ１,Ｃ２とダイオードＤ１,Ｄ２,Ｄ３でクランプ回路１３を構成している。
【００３２】
上記第２実施形態の直接形交流電力変換装置では、放電に要する期間により放電レベルが決定されるため、充電レベルが最大電圧の波高値を上回るが、充電時の電圧上昇により、放電時に中間電圧として作用する期間が長くなるため、コンデンサ電圧は平衡するよう作用する。
【００３３】
図９は比較のための従来方式の直接形交流電力変換装置の構成を示しており、図９において、Ｓam,Ｓbm,Ｓcmはコンバータ側のトランジスタ、Ｓup,Ｓvp,Ｓwp,Ｓun,Ｓvn,Ｓwnはインバータ側のトランジスタ、Ｓcはクランプ回路のトランジスタである。また、図１０は図９に示す直接形交流電力変換装置について、遅れ力率負荷０.６２(５１.５°)におけるシミュレーション結果を示したものである。図１０(a)は入力電流を示し、図１０(b)は出力電流を示し、図１０(c)は直流リンク電流を示し、図１０(d)はクランプコンデンサ電圧と直流リンク電圧を示し、図１０(e)はアクティブクランプダイオード電流を示し、図１０(f)はアクティブクランプＩＧＢＴ(絶縁ゲートバイポーラトランジスタ)電流を示している。
【００３４】
また、図４はこの第２実施形態の直接形交流電力変換装置について、遅れ力率負荷０.６２(５１.５°)におけるシミュレーション結果を示したものである。図４(a)は入力電流を示し、図４(b)は出力電流を示し、図４(c)は直流リンク電流を示し、図４(d)はクランプＣ直列電圧と直流リンク電圧およびクランプＣ並列電圧を示し、図４(e)はパッシブクランプ充電電流を示し、図４(f)はパッシブクランプ放電電流を示している。
【００３５】
図９に示す従来の直接形交流電力変換装置では、閾値電圧３５０Ｖにてクランプされるために、クランプ電圧で充放電を繰り返すのに対して、第２実施形態では、中間電圧が最小となる期間で放電電圧が決定されるために、放電電圧の２倍のクランプ電圧が得られ、無制御にて定電圧クランプ動作が実現できる。
【００３６】
また、上述の非特許文献１には、出力電流の位相角がπ／６以上の領域において、直流リンク部に電流が回生されることが示されている。
【００３７】
以降、回生期間とクランプ電圧の関係について説明する。
【００３８】
図５(a)〜(e)はこの第２実施形態の直接形交流電力変換装置の力率１のときの回生状態について、入力電流と直流電流の関係を各部の波形で示したものであり、図６(a)〜(e)はπ／４遅れ、力率０.７のときの回生状態について、入力電流と直流電流の関係を各部の波形で示したものである。ここで、図５(a), 図６(a)は入力される相電圧波形を示し、図５(b), 図６(b)は直流電圧を示し、図５(c), 図６(c)は線電流を示し、図５(d), 図６(d)は直流電流を示し、図５(e), 図６(e)は時比率ｔ4,ｔ6を示している。
【００３９】
直流リンク部(第１,第２直流リンク部Ｌ１,Ｌ２)には、選択される２つのベクトルにより、二相の線電流が流れることとなる。図５中モード１において、Ｖ4期間にインバータ部２のＵ相の上アーム(Ｓup)がオンとなることから線電流Ｉuが直流リンク部に流れ、Ｖ6期間にインバータ部２のＷ相の下アーム(Ｓwn)がオンとなるため、線電流−Ｉwが直流リンク部に流れることが分かる(図５(c)参照)。また、遅れ位相に対してはπ／６まで直流リンク電流が正となることが、波形より読み取れる(図５(c)参照)。
【００４０】
一方、図６(a)〜(e)はこの第２実施形態の直接形交流電力変換装置のπ／４遅れ(力率０．７)の場合を示しているが、Ｖ6期間においてπ／１２期間電流が負となり、この領域においてのみ、クランプ回路１３に充電電流が流れ込むことなる(図６(c),図６(d)参照)。
【００４１】
このとき、クランプ回路１３のコンデンサＣ１,Ｃ２は、放電時の２倍の一定電圧を保持し、コンバータ部１のスイッチングにより直流リンク電圧が中間電圧Ｅmidになった時に放電を行う。なお、ここで、保持される電圧は、インバータ部２側の負荷位相と放電位相のバランスにより平衡する。
【００４２】
図６の充電時の電荷についてみると、図６(e)中に示す時比率ｔ4,ｔ6でＰＷＭ変調されていることから、平均電流は、電流値(図６(d))と時比率(図６(e))を掛け合わすことで求められる。
【００４３】
ｔ6期間に現れる直流電流Ｉv6はＷ相電流が反転して表れ、電流遅れ位相角(力率角)をφとすると、直流電流Ｉv6は、
2007295686.tif 000022
となる。ここで、遅れ位相の角度が小さいことから、正弦波を線形で近似して考えると、電流値と時比率は次式で表される。
2007295686.tif 000023
【００４４】
従って、平均電流Ｉv6ｔ6は、
2007295686.tif 000024
となり、充電電荷ｑcは、平均電流Ｉv6ｔ6を積分することにより、
2007295686.tif 000025
で求まる。
【００４５】
一方、放電電荷については、中間電圧に接続される期間、つまり、入力力率１で制御されるために、入力電流が中間相である期間(モード１ではＳ相電流)にクランプ回路１３のコンデンサＣ１,Ｃ２が電荷を放出するため、放電位相と電荷の関係を求めればよい。
【００４６】
同様に線形で近似し、位相角φdと放電電荷ｑdの関係を求めると、
2007295686.tif 000026
となり、充電電荷ｑcと放電電荷ｑdが等しくなるように放電位相を求めれば、放電電圧レベルが決定される。
【００４７】
負荷力率、出力の電圧制御率ｋsにより両者の関係は変化するため、次式にて補正する。
2007295686.tif 000027
【００４８】
また、得られた放電位相と電圧レベルの関係は、直流リンク波形より次の関係となる。
2007295686.tif 000028
【００４９】
上記の関係式により、負荷力率と電圧レベルの関係を求めた結果を図７に示す。図７では、２００Ｖの三相交流入力電圧が入力されたときの負荷位相角に対する放電レベル,充電レベルおよび負荷力率の変化を示している。また、図７において、白丸印は放電レベル[Ｖ]、黒丸印は充電レベル[Ｖ]、三角印は負荷力率である。
【００５０】
図７に示すように、負荷位相角が大きくなるほど、負荷力率が下がり、放電レベルと充電レベルは上昇する。
【００５１】
以上に示したように、負荷力率により充電電荷が決定され、充電電荷により放電レベルが一意的に決定されるため、本方式においてはパッシブ回路を用いた場合においても、クランプ電圧が平衡することが分かる。
【００５２】
上記構成の直接形交流電力変換装置によれば、インバータ部２からの回生電流によりコンデンサＣ１,Ｃ２に充電されるとき、コンデンサＣ１,Ｃ２が直列に接続された状態で第１,第２直流リンク部Ｌ１,Ｌ２間の電圧を分圧するので、簡単な構成でクランプ回路に用いられるコンデンサの耐圧を下げることができる。
【００５３】
また、放電経路にダイオードを適用することによって、能動素子や制御回路が不要となり、パッシブスナバー構成とすることができる。
【００５４】
〔第３実施形態〕
図８はこの発明の第３実施形態の直接形交流電力変換装置のクランプ回路の構成図である。この第２実施形態の直接形交流電力変換装置は、クランプ回路を除いて第１実施形態の直接形交流電力変換装置と同一の構成をしており、同一構成部は同一参照番号を付して説明を省略し、図１を援用する。
【００５５】
上記第１直流リンク部Ｌ１に第１キャパシタンス素子の一例としてのコンデンサＣ１の一端を接続し、そのコンデンサＣ１の他端に第１ダイオード素子の一例としてのダイオードＤ１のアノードを接続している。上記ダイオードＤ１のカソードに第２キャパシタンス素子の一例としてのコンデンサＣ２の一端を接続し、そのコンデンサＣ２の他端を第２ダイオード素子の一例としてのダイオードＤ２のアノードに接続している。さらに、上記ダイオードＤ２のカソードを第３キャパシタンス素子の一例としてのコンデンサＣ３の一端に接続し、コンデンサＣ３の他端を第２直流リンク部Ｌ２に接続している。また、上記ダイオードＤ１のアノードに第３ダイオード素子の一例としてのダイオードＤ３のカソードを接続し、そのダイオードＤ３のアノードを第２直流リンク部Ｌ２に接続している。上記ダイオードＤ１のカソードに第４ダイオード素子の一例としてのダイオードＤ４のアノードを接続し、そのダイオードＤ４のカソードを第１直流リンク部Ｌ１に接続している。また、上記ダイオードＤ２のアノードに第５ダイオード素子の一例としてのダイオードＤ５のカソードに接続し、そのダイオードＤ５のアノードを第２直流リンク部Ｌ２に接続している。さらに、上記ダイオードＤ２のカソードに第６ダイオード素子の一例としてのダイオードＤ６のアノードを接続し、そのダイオードＤ６のアノードを第１直流リンク部Ｌ１に接続している。上記コンデンサＣ１〜Ｃ３とダイオードＤ１〜Ｄ６でクランプ回路２３を構成している。
【００５６】
上記第３実施形態の直接形交流電力変換装置は、第２実施形態の直接形交流電力変換装置と同様の効果を有すると共に、クランプ回路２３に用いられるコンデンサＣ１〜Ｃ３の耐圧をさらに下げることができる。また、図２に示すように、クランプ回路のコンデンサが２つ直列に接続された充電レベルＶ1の場合に比べて、この第３実施形態では、充電レベルＶ2が略１.５倍になる一方、放電レベルは同等になる。これにより、電源電圧(三相交流入力電圧の電圧変動)が最小電圧以下では放電するが、電源電圧が最小電圧以上では、充放電が発生することがなく、三相交流入力電圧の電圧変動に対して、不要な充放電動作による発生損失を回避することができる。
【００５７】
上記第１〜第３実施形態では、コンバータ部１とインバータ部２を備えた直接形交流電力変換装置について説明したが、コンバータ部とインバータ部の回路構成はこれに限らず、三相交流入力電圧を直流電圧に変換するコンバータ部と、そのコンバータ部により変換された直流電圧を所定の三相交流出力電圧に変換するインバータ部とを備え、コンバータ部とインバータ部とを接続する直流リンク部に平滑用のフィルタを有しない直接形交流電力変換装置にこの発明を適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００５８】
【図１】図１はこの発明の第１実施形態の直接形交流電力変換装置の構成図である。
【図２】図２は上記直接形交流電力変換装置の直流電圧を示す図である。
【図３】図３はこの発明の第２実施形態の直接形交流電力変換装置の構成図である。
【図４】図４は上記直接形交流電力変換装置のシミュレーション結果を示す図である。
【図５】図５は上記直接形交流電力変換装置の力率１のときの回生状態について、入力電流と直流電流の関係を各部の波形を示す図である。
【図６】図６は上記直接形交流電力変換装置の力率０．７のときの回生状態について、入力電流と直流電流の関係を各部の波形を示す図である。
【図７】図７は上記直接形交流電力変換装置の負荷力率と電圧レベルの関係を求めた結果を示す図である。
【図８】図８はこの発明の第３実施形態の直接形交流電力変換装置のクランプ回路の構成図である。
【図９】図９は従来の直接形交流電力変換装置の構成図である。
【図１０】図１０は上記直接形交流電力変換装置のシミュレーション結果を示す図である。
【符号の説明】
【００５９】
１…コンバータ部
２…インバータ部
３,１３,２３…クランプ回路
４…差動増幅器
５…三相交流電源
６…ＬＣフィルタ回路
Ｃ１〜Ｃ３…コンデンサ
Ｑ１,Ｑ２…トランジスタ
Ｄ１〜Ｄ６…ダイオード
Ｄ１１,Ｄ１２…ダイオード
Ｓrp,Ｓrn,Ｓsp,Ｓsn,Ｓtp,Ｓtn,Ｓup,Ｓun,Ｓvp,Ｓvn,Ｓwp,Ｓwn…トランジスタ
Ｄrp,Ｄrn,Ｄsp,Ｄsn,Ｄtp,Ｄtn,Ｄup,Ｄun,Ｄvp,Ｄvn,Ｄwp,Ｄwn…ダイオード