(57)【要約】【課題】歪補償装置及び歪補償方法に関し、フィードバック信号と参照信号との位相差が正常なときに歪補償及び直交変調の各種補正を行い、不要な帯域外輻射波のリークを防ぎ、出力信号の高品質化を図る。【解決手段】非線形歪を有する電力増幅器１−７から送出される送信器出力信号の一部を直交復調器１−１２で位相調整して復調したフィードバック信号と、歪補償装置に入力され送信される参照（Ｒｅｆ）信号とを比較し、該比較結果を基に歪補償及び直交変調の補正を行うが、フィードバック信号と参照信号とを基に位相調整を行い、該位相調整の結果が前回の位相調整の結果と比較して所定の誤差範囲内となることが所定回数続いたことを条件に、直流成分（ＤＣ）オフセット補正１−２、直交度補正１−３、ＩＱ成分振幅補正１−４等の補正を行う。また、歪補正制御も位相調整の結果が前回の結果と比較して所定の誤差範囲内であることを条件に行う。【選択図】      図１
2007053552.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ディジタル無線通信における直交変調信号を送信する送信機の歪補償装置において、
非線形歪を有する電力増幅器から送出される送信器出力信号の一部を直交復調器で位相調整して復調したフィードバック信号と、前記歪補償装置に入力され送信される参照信号とを比較し、該比較結果を基に歪補償及び直交変調の補正を行う歪補償装置であって、
前記直交変調の補正を行う際に、前記位相調整を前記フィードバック信号と前記参照信号とを基に行い、該位相調整の結果が前回の位相調整の結果と比較して所定の範囲内となれば、前記直交変調の補正を行うことを特徴とする歪補償装置。
【請求項２】
前記直交変調の補正として、同相成分及び直交成分の直流成分のオフセットの補正を、前記位相調整の結果が前回の位相調整の結果と比較して所定の誤差範囲内となることが所定回数続いたことを条件として行うことを特徴とする請求項１に記載の歪補償装置。
【請求項３】
前記直交変調の補正として、同相成分及び直交成分の直交度の補正を、前記位相調整の結果が前回の位相調整の結果と比較して所定の誤差範囲内となることが所定回数続いたことを条件として行うことを特徴とする請求項１に記載の歪補償装置。
【請求項４】
前記直交変調の補正として、同相成分及び直交成分の振幅補正を、前記位相調整の結果が前回の位相調整の結果と比較して所定の誤差範囲内となることが所定回数続いたことを条件として行うことを特徴とする請求項１に記載の歪補償装置。
【請求項５】
前記歪補正を行う際に、前記位相調整の結果が前回の位相調整の結果と比較して所定の誤差範囲内であることを条件として前記歪補正を行うことを特徴とする歪補償装置。
【請求項６】
ディジタル無線通信における直交変調信号を送信する送信機の歪補償方法において、
非線形歪を有する電力増幅器から送出される送信器出力信号の一部を直交復調器で位相調整して復調したフィードバック信号と、前記歪補償装置に入力され送信される参照信号とを比較し、該比較結果を基に歪補償及び直交変調の補正を行う歪補償方法であって、
前記直交変調の補正を行う際に、前記位相調整を前記フィードバック信号と前記参照信号とを基に行い、該位相調整の結果が前回の位相調整の結果と比較して所定の誤差範囲内となることが所定回数続いたことを条件として、前記直交変調の補正を行うことを特徴とする歪補償方法。
【請求項７】
前記直交変調の補正として、同相成分及び直交成分の直流成分のオフセットの補正を、前記位相調整の結果が前回の位相調整の結果と比較して所定の誤差範囲内となることが所定回数続いたことを条件として行うことを特徴とする請求項６に記載の歪補償方法。
【請求項８】
前記直交変調の補正として、同相成分及び直交成分の直交度の補正を、前記位相調整の結果が前回の位相調整の結果と比較して所定の誤差範囲内となることが所定回数続いたことを条件として行うことを特徴とする請求項６に記載の歪補償方法。
【請求項９】
前記直交変調の補正として、同相成分及び直交成分の振幅補正を、前記位相調整の結果が前回の位相調整の結果と比較して所定の誤差範囲内となることが所定回数続いたことを条件として行うことを特徴とする請求項６に記載の歪補償方法。
【請求項１０】
前記歪補正を行う際に、前記位相調整の結果が前回の位相調整の結果と比較して所定の誤差範囲内であることを条件として前記歪補正を行うことを特徴とする請求項６に記載の歪補償方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、歪補償装置及び歪補償方法に関し、特に、ディジタル無線通信における直交変調信号を送信する送信機の歪補償装置及び歪補償方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＩＭＴ２０００などの移動無線通信システムでは広帯域の無線信号が送信され、特に次世代移動通信システムでは更に広帯域の無線信号の送信が検討されている。広帯域無線信号を送信するには、複素ベースバンド信号を一旦中間周波数（ＩＦ）帯の信号に変換し、その後に無線周波数（ＲＦ）の信号に変換するのが一般的である。
【０００３】
しかしながら、そのような周波数変換に起因して生じる高周波成分を充分に抑制するには、急峻な特性を有しかつ通過帯域全般に亘って平坦な特性のバンドパスフィルタを必要とするなど、無線信号の広帯域化に伴って高機能・高性能な回路や素子を用意する必要性が生じるが、そのような回路や素子を用いることは、装置規模や製品コスト等の観点からは好ましくない。このため、ベースバンド信号を直接ＲＦ帯域の信号に変換する直接ＲＦ変調方式が注目されている。
【０００４】
また、近年、無線通信システムにおいて、ディジタル化による高能率伝送方式が多く用いられ、その一つである多値位相変調方式を適用する場合、送信側の特に電力増幅器の非線型歪を抑制し、隣接チャネル漏洩電力を低減するとともに電力効率の向上を図るアダプティブプリディストーション型歪補償送信増幅器の技術は必須である。
【０００５】
上記アダプティブプリディストーション型歪補償送信増幅器は、直交変調後の送信器出力信号を直交復調して得られるフィードバック信号と、直交変調前の送信信号（参照信号）とを比較し、その比較結果に基づいて歪補償係数をリアルタイムに更新し、該歪補償係数を送信信号（参照信号）に乗じて予め逆特性の歪を与えた後、直交変調して電力増幅を行い、送信器出力信号として送出するものである。
【０００６】
しかしながら、直接ＲＦ変調方式を採用すると、アナログ素子の個体差や経年変化等に起因して、直交変調器に入力される同相信号成分及び直交信号成分に誤差が生じるなどして、変調後のアナログ送信信号にイメージ成分として不要波がリークして出力され、送信信号の品質が劣化してしまう虞がある。
【０００７】
また、フィードバック信号と送信信号（参照信号）とを比較する際に、フィードバック信号と送信信号（参照信号）との位相を合わせるために、送信信号（参照信号）に遅延素子により遅延を与えることが行われるが、該遅延素子の遅延時間を、正しく設定しても、アナログ系において、熱雑音、その他の外乱により発生するクロックジッタ等の原因により、フィードバック信号の位相が変動し、良好かつ安定した歪補償動作を得ることができず、不要な帯域外輻射電力を発生する場合がある。
【０００８】
そのため、参照信号とフィードバック信号との位相差を調整し、歪補償後の信号に対して直流成分（ＤＣ）オフセット補正し、直交度を補正し、同相信号成分（Ｉ）及び直交信号成分（Ｑ）の振幅の補正を行って、歪補償の制御と直接ＲＦ変調による不完全性を補正する。
【０００９】
図１に直接ＲＦ変調方式の歪補償を利用した送信盤の機能ブロックを示す。同図において、１−１は歪補償制御部、１−２は直流成分（ＤＣ）補正部、１−３は直交度補正部、１−４はＩＱ補正部、１−５はディジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）、１−６は直交変調器（ＭＯＤ）、１−７は電力増幅器（ＰＡ）、１−８は遅延部、１−９，１−１０はメモリ、１−１１はディジタル発振器（ＮＣＯ）、１−１２は直交復調器（ＤＥＭ）、１−１３はアナログディジタル変換器（ＡＤＣ）、１−１４はダウンコンバータ、１−１５はＣＰＵである。
【００１０】
電力増幅器（ＰＡ）１−７から出力される送信信号はその一部が分岐され、該一部の信号はダウンコンバータ１−１４により中間周波数領域に風は数変換された後、アナログディジタル変換器（ＡＤＣ）１−１３によりアナログ信号からディジタル信号に変換され、直交復調器（ＤＥＭ）１−１２により直交復調され、フィードバック（ＦＢ）信号としてメモリ１−１０に蓄えられる。
【００１１】
また、該送信盤に入力される送信信号は、その一部が参照（Ｒｅｆ）信号として分岐され、フィードバック（ＦＢ）信号の帰還時間に相当する分、遅延部１−８により遅延が与えられた後、メモリ１−９に蓄えられる。メモリ１−９，１−１０にそれぞれ蓄えられた参照（Ｒｅｆ）信号及びフィードバック（ＦＢ）信号は、ＣＰＵ１−１５の制御の下に歪補償制御部１−１に入力され、歪補償制御部１−１では該フィードバック（ＦＢ）信号と参照（Ｒｅｆ）信号とを比較し、その比較結果に基づいて歪補償係数をリアルタイムに更新する。そして、該歪補償係数を参照（Ｒｅｆ）信号に乗じ、電力増幅器（ＰＡ）１−７等の歪特性の逆特性の歪を予め与えることにより、電力増幅器（ＰＡ）１−７等による歪を補償する。
【００１２】
なお、フィードバック（ＦＢ）信号の位相変動に対処するために、直交復調器（ＤＥＭ）１−１２に用いるディジタル発振器（ＮＣＯ）１−１１の初期位相を調整する。この初期位相θの調整方法について以下に説明する。
【００１３】
メモリ１−９，１−１０にそれぞれ格納された参照（Ｒｅｆ）信号データ及びフィードバック（ＦＢ）信号データを用い、以下演算をＣＰＵ１−１５で行う。ここで、参照（Ｒｅｆ）信号をＲｅｆ、その同相成分をＲｅｆ＿ｉｃｈ、直交成分をＲｅｆ＿ｑｃｈ、フィードバック（ＦＢ）信号をＦＢ、その同相成分をＦＢ＿ｉｃｈ、直交成分をＦＢ＿ｑｃｈとすると、以下のように表される。
Ｒｅｆ＝Ｒｅｆ＿ｉｃｈ＋ｊＲｅｆ＿ｑｃｈ
ＦＢ＝ＦＢ＿ｉｃｈ＋ｊＦＢ＿ｑｃｈ
相関値＝ΣＲｅｆ×ＦＢ*＝Σ（Ｒｅｆ＿ｉｃｈ＋ｊＲｅｆ＿ｑｃｈ）×（ＦＢ＿ｉｃｈ−ｊＦＢ＿ｑｃｈ）
【００１４】
また、ＦＢ＝Ｒｅｆ×Ａｅｘｐ（−ｊθ）とすると、
相関値＝ΣＲｅｆ×ＦＢ＊＝ΣＲｅｆ×Ｒｅｆ＊×Ａｅｘｐ（ｊθ）＝Ａ・Σ｜Ｒｅｆ｜２ｅｘｐ（ｊθ）
ｅｘｐ（ｊθ）＝ｃｏｓθ＋ｊｓｉｎθより
相関値（実部）＝Ａ・Σ｜Ｒｅｆ｜２ｃｏｓθ
相関値（虚部）＝Ａ・Σ｜Ｒｅｆ｜２ｓｉｎθ
【００１５】
この相関値結果から、
θ＝ｔａｎ−１｛相関値（実部）／相関値（虚部）｝
が求まる。この位相値θを、直交復調器（ＤＥＭ）１−１２で用いるディジタル発振器（ＮＣＯ）１−１１の初期位相として設定する。この制御フローを図２に示す。
【００１６】
位相調整の位相調整の制御は、図２に示すように、まず、フィードバック（ＦＢ）信号データをメモリ１−１０に書き込み（ステップ２−１）、また、参照（Ｒｅｆ）信号データをメモリ１−９に書き込む（ステップ２−２）。そして、メモリ１−１０に書き込まれたフィードバック（ＦＢ）信号データを全て読み出し（ステップ２−３）、該フィードバック（ＦＢ）信号データを積分する（ステップ２−４）。同様に、メモリ１−９に書き込まれた参照（Ｒｅｆ）信号データを全て読み出し（ステップ２−５）、該参照（Ｒｅｆ）信号データを積分する（ステップ２−６）。
【００１７】
次に、上述の演算式で示したように、相関値（実部）の算出（ステップ２−７）及び相関値（虚部）の算出（ステップ２−８）を行い、該相関値（実部）及び相関値（虚部）から位相値θを算出し（ステップ２−９）、該位相値θをディジタル発振器（ＮＣＯ）１−１１の初期位相として設定する（ステップ２−１０）。
【００１８】
次に、直流成分（ＤＣ）補正部１−２による直流成分（ＤＣ）オフセット補正について、図３を参照して説明する。直流成分（ＤＣ）補正部１−２の構成は、図３の（ａ）に示すように、同相成分（Ｉｃｈ）補正値及び直交成分（Ｑｃｈ）補正値を、それぞれ同相成分（Ｉｃｈ）及び直交成分（Ｑｃｈ）に加算器３ａ−１，３ａ−２により加算する構成である。
【００１９】
ここで、前述の位相調整を行った後のフィードバック（ＦＢ）信号を
ＦＢ＝ＦＢ＿ｉｃｈ＋ｊＦＢ＿ｑｃｈ
とし、
参照（Ｒｅｆ）信号を
Ｒｅｆ＝Ｒｅｆ＿ｉｃｈ＋ｊＲｅｆ＿ｑｃｈ
とすると、
補正ベクトルは、
Ｒｅｆ−ＦＢ
となる。
【００２０】
図３の（ｂ１）は参照（Ｒｅｆ）信号のベクトルを示し、図３の（ｂ２）は位相調整後のフィードバック（ＦＢ）信号のベクトルの例を示している。同図に示すように、参照（Ｒｅｆ）信号には直流成分（ＤＣ）のオフセットが無いが、フィードバック（ＦＢ）信号には、直交変調器（ＭＯＤ）１−６等において直流成分（ＤＣ）が生じてしまう。
【００２１】
図３の（ｃ）は、直流成分（ＤＣ）オフセット補正のフローを示す。直流成分（ＤＣ）オフセット補正は、フィードバック（ＦＢ）信号の位相調整（ステップ３ｃ−１）の後、メモリ１−１０からフィードバック（ＦＢ）信号データを全て読み出し（ステップ３ｃ−２）、該フィードバック（ＦＢ）信号データを積分する（ステップ３ｃ−３）。なお、フィードバック（ＦＢ）信号データのメモリ１−１０への書き込みは、前述の位相調整の段階で実施されている。
【００２２】
同様に、メモリ１−９から参照（Ｒｅｆ）信号データを全て読み出し（ステップ３ｃ−４）、該参照（Ｒｅｆ）信号データを積分する（ステップ３ｃ−５）。該参照（Ｒｅｆ）信号データのメモリ１−９への書き込みも、前述の位相調整の段階で実施されている。そして、積分後の参照信号Ｒｅｆから積分後のフィードバック信号ＦＢを減算することにより補正ベクトルを算出し（ステップ３ｃ−６）、該補正ベクトルを直流成分（ＤＣ）補正値として設定する（ステップ３ｃ−７）。
【００２３】
次に、直交度補正部１−３による直交度補正方法について説明する。直交度偏差を有する直交変調器（ＭＯＤ）１−６の出力信号は、直交変調の角周波数をω、直交偏差角をφ、入力信号の同相成分をＩ、直交成分をＱとすると、
Ｉｃｏｓωｔ＋Ｑｓｉｎ（ωｔ＋φ）
と表される。
【００２４】
この出力信号は、フィードバック信号として帰還され、直交復調器（ＤＥＭ）１−１２で直交復調されてベースバンド信号に変換される際に、
｛Ｉｃｏｓωｔ＋Ｑｓｉｎ（ωｔ＋φ）｝・（ｃｏｓωｔ＋ｊｓｉｎωｔ）
の処理が行われる。該演算式の実数部は、
Ｉｃｏｓ２ωｔ＋Ｑｓｉｎ（ωｔ＋φ）ｃｏｓωｔ＝（１／２）・｛Ｉ（１＋ｃｏｓ２ωｔ）＋Ｑ（ｓｉｎ（２ωｔ＋φ）＋ｓｉｎφ）｝
となり、この出力信号の高調波成分を除去すると、
実数部＝（１／２）・（Ｉ＋Ｑｓｉｎφ）
となる。
【００２５】
また、上記演算式の虚数部は、
Ｉｃｏｓωｔ・ｓｉｎωｔ＋Ｑｓｉｎ（ωｔ＋φ）・ｓｉｎωｔ＝（１／２）・｛ｓｉｎ２ωｔ＋Ｑ（ｃｏｓφ−ｃｏｓ（２ωｔ＋φ）｝
となり、この出力信号の高調波成分を除去すると、
虚数部＝（１／２）・Ｑｃｏｓφ
と成る。
【００２６】
即ち、フィードバック（ＦＢ）信号として、
（１／２）・｛（Ｉ＋Ｑｓｉｎφ）＋ｊＱｃｏｓφ｝
が出力される。この信号を直交偏差の無い形（Ｉ＋ｊＱ）とするためには、
Ｑ’＝Ｑ／ｃｏｓφ
Ｉ’＝Ｉ−Ｑｔａｎφ
とすればよい。
【００２７】
次に直交偏差角φを求める手法について説明する。ここで、参照（Ｒｅｆ）信号を、
Ｒｅｆ＝Ｒｅｆ＿ｉｃｈ＋ｊＲｅｆ＿ｑｃｈ
フィードバック（ＦＢ）信号を、
ＦＢ＝ＦＢ＿ｉｃｈ＋ｊＦＢ＿ｑｃｈ
とすると、参照（Ｒｅｆ）信号の電力Ｐｏｗ＿Ｒｅｆは、
Ｐｏｗ＿Ｒｅｆ＝Ｒｅｆ＿ｉｃｈ２＋  Ｒｅｆ＿ｑｃｈ２
となる。
【００２８】
フィードバック（ＦＢ）信号にθの位相回転、φの直交偏差角が有るとした場合、該フィードバック信号ＦＢは、
ＦＢ＝｛（Ｒｅｆ＿ｉｃｈ＋Ｒｅｆ＿ｑｃｈ・ｓｉｎφ）＋ｊＲｅｆ＿ｑｃｈ・ｃｏｓφ｝×（ｃｏｓθ＋ｊｓｉｎθ）
となる。
【００２９】
上記の式を変形すると、
ＦＢ＝｛Ｒｅｆ＿ｉｃｈ・ｃｏｓθ＋Ｒｅｆ＿ｑｃｈ・ｓｉｎ（φ−θ）｝＋ｊ｛Ｒｅｆ＿ｉｃｈ・ｓｉｎθ＋Ｒｅｆ＿ｑｃｈ・ｃｏｓ（φ−θ）｝
となり、該フィードバック信号ＦＢの電力Ｐｏｗ＿ＦＢは、
Ｐｏｗ＿ＦＢ＝Ｒｅｆ＿ｉｃｈ２＋Ｒｅｆ＿ｑｃｈ２＋２Ｒｅｆ＿ｉｃｈ・Ｒｅｆ＿ｑｃｈ・ｓｉｎφ＝Ｐｏｗ＿Ｒｅｆ＋２Ｒｅｆ＿ｉｃｈ・Ｒｅｆ＿ｑｃｈ・ｓｉｎφ
となる。
【００３０】
以上より、直交偏差角φは、
φ＝ｓｉｎ−１｛（Ｐｏｗ＿ＦＢ−Ｐｏｗ＿Ｒｅｆ）／（２Ｒｅｆ＿ｉｃｈ・Ｒｅｆ＿ｑｃｈ）｝
により求められる。
【００３１】
直交度補正部の構成を図４の（ａ）に、直交度補正の処理フローを図４の（ｂ）に示す。直交度補正部の構成は、入力される同相成分Ｉ及び直交成分Ｑに対して前述のとおり
Ｑ’＝Ｑ／ｃｏｓφ
Ｉ’＝Ｉ−Ｑｔａｎφ
の演算処理を行う構成により実現される。従って、前述の式によって求められる直交偏差角φに対して、そのｔａｎφ及び（１／ｃｏｓφ）の値を得るためのｔａｎテーブル４ａ−１及び１／ｃｏｓテーブル４ａ−２を設け、該テーブルの参照によりｔａｎφ及び（１／ｃｏｓφ）の値を取得し、該値を図４の（ａ）に示す演算回路に与えることにより、直交度補正出力Ｉ’，Ｑ’が得られる。
【００３２】
直交度補正処理のフローは、図４の（ｂ）に示すように、フィードバック（ＦＢ）信号の位相調整（ステップ４ｂ−１）の後、メモリ１−１０からフィードバック（ＦＢ）信号データを読み出し（ステップ４ｂ−２）、該フィードバック（ＦＢ）信号データを元にフィードバック信号の電力Ｐｏｗ＿ＦＢを算出する（ステップ４ｂ−３）。なお、フィードバック（ＦＢ）信号データのメモリ１−１０への書き込みは、前述の位相調整の段階で実施されている。
【００３３】
次に、メモリ１−９から参照（Ｒｅｆ）信号データを読み出し（ステップ４ｂ−４）、該参照（Ｒｅｆ）信号データを元に参照信号の電力Ｐｏｗ＿Ｒｅｆを算出する（ステップ４ｂ−５）。なお、参照（Ｒｅｆ）信号データのメモリ１−１０への書き込みは、前述の位相調整の段階で実施されている。
【００３４】
次に、参照（Ｒｅｆ）信号の実数部と虚数部との積（Ｒｅｆ＿ｉｃｈ×Ｒｅｆ＿ｑｃｈ）の計算を行う（ステップ４ｂ−６）。上記ステップ４ｂ−２からステップ４ｂ−６までの処理を、フィードバック（ＦＢ）信号データ及び参照（Ｒｅｆ）信号データの全てについて繰り返し行う（ステップ４ｂ−７）。
【００３５】
全てのデータについてフィードバック信号の電力Ｐｏｗ＿ＦＢを積分して平均化し（ステップ４ｂ−８）、同様に参照信号の電力Ｐｏｗ＿Ｒｅｆを全てのデータについて積分して平均化し（ステップ４ｂ−９）、また、参照（Ｒｅｆ）信号の実数部と虚数部との積（Ｒｅｆ＿ｉｃｈ×Ｒｅｆ＿ｑｃｈ）についても同様に全てのデータについて積分し平均化する（ステップ４ｂ−１０）。
【００３６】
上記の計算により得られるフィードバック信号の電力Ｐｏｗ＿ＦＢ、参照信号の電力Ｐｏｗ＿Ｒｅｆ及び参照（Ｒｅｆ）信号の実数部と虚数部との積（Ｒｅｆ＿ｉｃｈ×Ｒｅｆ＿ｑｃｈ）の算出結果を元に、前述の演算式により直交偏差角φを算出し（ステップ４ｂ−１１）、該直交偏差角φを直交度補正値として設定する（ステップ４ｂ−１２）。
【００３７】
次に、ＩＱ補正部１−４による同相成分（Ｉ）及び直交成分（Ｑ）の振幅補正について説明する。参照（Ｒｅｆ）信号の累積値をＲｅｆ＿Ａｃｍ＝ΣＲｅｆ、フィードバック（ＦＢ）信号の累積値をＦＢ＿Ａｃｍ＝ΣＦＢとすると、参照（Ｒｅｆ）信号の絶対値平均Ｒｅｆ＿Ｂａｌは、
Ｒｅｆ＿Ｂａｌ＝Ｒｅｆ＿Ａｃｍ（正−負）
また、フィードバック（ＦＢ）信号の絶対値平均ＦＢ＿Ｂａｌは、
ＦＢ＿Ｂａｌ＝ＦＢ＿Ａｃｍ（正−負）
である。ここで、Ａｃｍ（正−負）は、正のものについての積算値から負のものについての積算値を減算した値を表すものとする。同相成分（Ｉ）及び直交成分（Ｑ）の振幅の誤差は、ＦＢ＿Ｂａｌ−Ｒｅｆ＿Ｂａｌにより算出され、該算出結果を元に同相成分（Ｉ）及び直交成分（Ｑ）の振幅を補正する。
【００３８】
図５の（ａ）にＩＱ補正部の構成を示し、図５の（ｂ）にＩＱ補正処理のフローを示す。ＩＱ補正部の構成は、同相成分（Ｉ）及び直交成分（Ｑ）にそれぞれの補正値（Ｉｃｈ補正値及びＱｃｈ補正値）を乗じる構成とすることにより実現することができる。
【００３９】
同相成分（Ｉ）及び直交成分（Ｑ）の振幅補正の処理フローは、図５の（ｂ）に示すように、フィードバック（ＦＢ）信号の位相調整（ステップ５ｂ−１）の後、メモリ１−１０からフィードバック（ＦＢ）信号データを読み出し（ステップ５ｂ−２）、該フィードバック（ＦＢ）信号データを正及び負のものに分けてそれぞれ積算する（ステップ５ｂ−３）。なお、フィードバック（ＦＢ）信号データのメモリ１−１０への書き込みは、前述の位相調整の段階で実施されている。
【００４０】
次に、メモリ１−９から参照（Ｒｅｆ）信号データを読み出し（ステップ５ｂ−４）、該参照（Ｒｅｆ）信号データを正及び負のものに分けてそれぞれ積算する（ステップ５ｂ−５）。なお、参照（Ｒｅｆ）信号データのメモリ１−１０への書き込みは、前述の位相調整の段階で実施されている。
【００４１】
上記ステップ５ｂ−２からステップ５ｂ−５までの処理を、フィードバック（ＦＢ）信号データ及び参照（Ｒｅｆ）信号データの全てについて繰り返し行う（ステップ５ｂ−６）。全てのデータについてフィードバック信号の絶対値平均ＦＢ＿Ｂａｌと参照信号の絶対値平均Ｒｅｆ＿Ｂａｌとから振幅誤差を計算し（ステップ５ｂ−７）、該計算結果を元に同相成分（Ｉ）及び直交成分（Ｑ）の振幅補正値を設定する（ステップ５ｂ−８）。
【００４２】
上述の歪補償制御における位相調整ついては本願出願人による特願２００４−５１０１２６の明細書及び図面（発明の名称：歪補償装置）に開示している。また、直接ＲＦ変調方式の直交変調システムにおける位相調整、同相信号成分及び直交信号成分の振幅補正、直交度補正等については、本願出願人による特願２００４−９９９６３の明細書及び図面（発明の名称：直交変調システム）に開示している。また、直交変調器におけるオフセット補償については、同じく本願出願人による許願２００４−１２５８４９の明細書及び図面（発明の名称：オフセット補償装置）に開示している。
【００４３】
また、本願発明に関連する先行技術文献として下記の特許文献１は、高出力電力増幅器の非線形歪補償回路を備えるディジタル無線方式の線形送信回路において、参照信号とフィードバック信号との位相差に対して、バースト信号の立ち上がり時間中に該位相差を測定し、その測定結果に基づいて復調位相を調整することにより、位相差を最も位相測定誤差の少ない状態で測定し、歪補償を正常に動作させるようにした線形送信回路について開示している。
【特許文献１】特開平６−３７８３１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００４４】
前述したとおり、歪補償及び直接ＲＦ直交変調の各種補正を行う前に、直交復調器（ＤＥＭ）の出力信号の位相調整を行う必要がある。この位相調整では、参照（Ｒｅｆ）信号とフィードバック（ＦＢ）信号とから位相差を求め、直交復調器（ＤＥＭ）に入力するディジタル発振器（ＮＣＯ）の信号の初期位相（θ）を設定する。
【００４５】
ここで、アナログ回路部でのダウンコンバータ用発振器の異常などにより、位相差が正しく求められない場合、歪補償や上記補正処理が正常に行われず、誤動作してしまう。図６にダウンコンバータ用発振器の異常時の場合と正常時の場合の位相調整結果を示す。同図に示すように、正常時の場合は略９０°の位相値が設定されるが、異常時の場合は約−１８０°から１８０°までのランダムな位相値が設定されてしまう。
【００４６】
本発明は、上記課題を解決するために、位相差が正常値か異常値であるかを判定して、位相差が正常値であるときのみ、歪補償制御又は直交変調の各種補正を行うことにより、歪補償を行って直交変調信号を送信する送信器から、不要な帯域外輻射波をリークすることなく、高品質の出力信号を送出することができる歪補償装置及び歪補償方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００４７】
本発明の歪補償装置は、（１）ディジタル無線通信における直交変調信号を送信する送信機の歪補償装置において、非線形歪を有する電力増幅器から送出される送信器出力信号の一部を直交復調器で位相調整して復調したフィードバック信号と、前記歪補償装置に入力され送信される参照信号とを比較し、該比較結果を基に歪補償及び直交変調の補正を行う歪補償装置であって、前記直交変調の補正を行う際に、前記位相調整を前記フィードバック信号と前記参照信号とを基に行い、該位相調整の結果が前回の位相調整の結果と比較して所定の範囲内となれば、前記直交変調の補正を行うことを特徴とする。また、更に位相調整の結果が前回の位相調整の結果と比較して所定の範囲内とることが所定回数続いたことを条件として前記直交変調の補正を行う構成とすることができる。
【００４８】
また、（２）前記直交変調の補正として、同相成分及び直交成分の直流成分のオフセットの補正を、前記位相調整の結果が前回の位相調整の結果と比較して所定の誤差範囲内となることが所定回数続いたことを条件として行うことを特徴とする。
【００４９】
また、（３）前記直交変調の補正として、同相成分及び直交成分の直交度の補正を、前記位相調整の結果が前回の位相調整の結果と比較して所定の誤差範囲内となることが所定回数続いたことを条件として行うことを特徴とする。
【００５０】
また、（４）前記直交変調の補正として、同相成分及び直交成分の振幅補正を、前記位相調整の結果が前回の位相調整の結果と比較して所定の誤差範囲内となることが所定回数続いたことを条件として行うことを特徴とする。
【００５１】
また、本発明の（５）前記歪補正を行う際に、前記位相調整の結果が前回の位相調整の結果と比較して所定の誤差範囲内であることを条件として前記歪補正を行うことを特徴とする。
【００５２】
また、本発明の歪補償方法は、（６）ディジタル無線通信における直交変調信号を送信する送信機の歪補償方法において、非線形歪を有する電力増幅器から送出される送信器出力信号の一部を直交復調器で位相調整して復調したフィードバック信号と、前記歪補償装置に入力され送信される参照信号とを比較し、該比較結果を基に歪補償及び直交変調の補正を行う歪補償方法であって、前記直交変調の補正を行う際に、前記位相調整を前記フィードバック信号と前記参照信号とを基に行い、該位相調整の結果が前回の位相調整の結果と比較して所定の誤差範囲内となることが所定回数続いたことを条件として、前記直交変調の補正を行うことを特徴とする。
【００５３】
また、（７）前記直交変調の補正として、同相成分及び直交成分の直流成分のオフセットの補正を、前記位相調整の結果が前回の位相調整の結果と比較して所定の誤差範囲内となることが所定回数続いたことを条件として行うことを特徴とする。
【００５４】
また、（８）前記直交変調の補正として、同相成分及び直交成分の直交度の補正を、前記位相調整の結果が前回の位相調整の結果と比較して所定の誤差範囲内となることが所定回数続いたことを条件として行うことを特徴とする。
【００５５】
また、（９）前記直交変調の補正として、同相成分及び直交成分の振幅補正を、前記位相調整の結果が前回の位相調整の結果と比較して所定の誤差範囲内となることが所定回数続いたことを条件として行うことを特徴とする。
【００５６】
また、（１０）前記歪補正を行う際に、前記位相調整の結果が前回の位相調整の結果と比較して所定の誤差範囲内であることを条件として前記歪補正を行うことを特徴とする。
【発明の効果】
【００５７】
本発明は、直交復調における位相調整結果を用い、該位相調整結果が前回の位相調整結果と比較して所定の誤差範囲内であることを条件として、フィードバック信号と参照信号との位相差が正常値か異常値であるかを判定して、位相差が正常値であることを条件に歪補償制御又は直交変調の各種補正を行うことにより、歪補償制御又は直交変調の各種補正を適正に行うことができ、送信器から不要な帯域外輻射波をリークすることなく、高品質の出力信号を送出することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００５８】
本発明による歪補償及び直接ＲＦ直交変調の各種補正の処理フローを図７に示す。図７の（ａ）はメイン処理フローを示し、図７の（ｂ）は直交変調の各補正を行うためのサブ処理フローを示す。メイン処理フローでは、歪補償制御及び直接ＲＦ直交変調の各種補正（ＲＦ補正１〜ＲＦ補正４）を、それぞれ実施するか否かを判定しながら順次実施する。
【００５９】
直接ＲＦ直交変調の各種補正（ＲＦ補正１〜ＲＦ補正４）は、それぞれ図７の（ｂ）に示す処理フローに従い、まず開始時に補正回数を所定の値Ｋに設定する（ステップ７−１）。次に、位相調整正常（ＯＫ）回数を初期値０に設定する（ステップ７−２）。
【００６０】
次に、位相値θを読み出し（ステップ７−３）、位相調整の実施の結果得られる位相調整結果θ’を取得し（ステップ７−４）、前回の位相値θと今回の位相調整結果θ’とを比較し、その差が±Ｎ°以内であるかを判定する（ステップ７−５）。
【００６１】
前回の位相値θと今回の位相調整結果θ’との差が±Ｎ°以内である場合、位相調整正常（ＯＫ）回数に１を加えてインクリメントする（ステップ７−６）。前回の位相値θと今回の位相調整結果θ’との差が±Ｎ°以上である場合、位相調整正常（ＯＫ）回数を０に設定して（ステップ７−７）、後述するステップ７−１０へ移る。
【００６２】
前回の位相値θと今回の位相調整結果θ’との差が±Ｎ°以内である場合は、位相調整正常（ＯＫ）回数のインクリメント（ステップ７−６）の次に、該位相調整正常（ＯＫ）回数が予め定めた回数ｍ以上であるか否かを判定する（ステップ７−８）。位相調整正常（ＯＫ）回数がｍ以下である場合は、補正処理を行うことなく、ステップ７−１０へ移る。
【００６３】
位相調整正常（ＯＫ）回数がｍ以上である場合、直接ＲＦ直交変調の各種補正（ＲＦ補正１〜ＲＦ補正４）の一つを実施し、実施補正回数をインクリメントする（ステップ７−９）。そして、実施補正回数が予め定めた回数Ｋを越えたか否かを判定し（ステップ７−１０）、Ｋ以下であれば前述のステップ７−３に戻って同様の処理を繰り返す。
【００６４】
実施補正回数が予め定めた回数Ｋを越えた場合は、当該ＲＦ補正のサブ処理フローを終了し、図７に示すメイン処理フローに戻り、該メイン処理フローに従う次のＲＦ補正のサブ処理を実施する。このように、位相調整正常（ＯＫ）回数がｍ回以上続いた場合に、ＲＦ補正をＫ回実施する。なお、上記Ｎ、ｍ、Ｋは適宜適切に設定されるパラメータであり、Ｎは許容される位相誤差、ｍ及びＫは１又は２以上の整数とすることができる。
【００６５】
図８は歪補償制御の実施判定の処理フローを示す。歪補償制御が開始されると（ステップ８−１）、前回の位相値θを読み出し（ステップ８−２）、今回の位相調整の実施の結果得られる位相調整結果θ’を取得し（ステップ８−３）、前回の位相値θと今回の位相調整結果θ’とを比較し、その差が±Ｎ’°以内であるかを判定する（ステップ８−４）。
【００６６】
前回の位相値θと今回の位相調整結果θ’の差が±Ｎ’°以内であれば、歪補償制御を実施可能状態（ＯＮ）に設定し（ステップ８−５）、現時点のタイミングが歪補償実施期間であるか否かを判定し（ステップ８−６）、歪補償実施期間であれば、その期間中、歪補償を実施し、歪補償実施期間でなければ、歪補償制御を実施不可状態（ＯＦＦ）に設定する（ステップ８−７）。
【００６７】
このように、位相調整結果’が、前回の位相調整結果θと比較して±Ｎ’°以内となった場合に歪補償制御を実施するよう、歪補償制御を実施するか否かを判定しながら、歪補償制御を実施する。なお、Ｎ’は許容される位相誤差として適宜適切に設定されるパラメータである。
【図面の簡単な説明】
【００６８】
【図１】直接ＲＦ変調方式の歪補償を利用した送信盤の機能ブロックを示す図である。
【図２】位相調整の制御フローを示す図である。
【図３】直流成分（ＤＣ）オフセット補正の説明図である。
【図４】直交度補正の説明図である。
【図５】同相成分（Ｉ）及び直交成分（Ｑ）の振幅補正の説明図である。
【図６】異常時の場合と正常時の場合の位相調整結果を示す図である。
【図７】本発明による歪補償及び直接ＲＦ直交変調の各種補正の処理フローを示す図である。
【図８】本発明による歪補償制御の実施判定の処理フローを示す図である。
【符号の説明】
【００６９】
１−１  歪補償制御部
１−２  直流成分（ＤＣ）補正部
１−３  直交度補正部
１−４  ＩＱ補正部
１−５  ディジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）
１−６  直交変調器（ＭＯＤ）
１−７  電力増幅器（ＰＡ）
１−８  遅延部
１−９，１−１０  メモリ
１−１１  ディジタル発振器（ＮＣＯ）
１−１２  直交復調器（ＤＥＭ）
１−１３  アナログディジタル変換器（ＡＤＣ）
１−１４  ダウンコンバータ
１−１５  ＣＰＵ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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