(57)【要約】【課題】  音声信号に基づいて駆動されるスピーカの音圧を下げるように調整することができる赤外線通信受信機を提供する。【解決手段】  赤外線通信受信機１００は、音声データを表す音声信号を赤外線により受信する受信部２と、受信部２により受信した音声信号に基づいてスピーカ６を駆動するスピーカ駆動部５とを備え、受信部２は、音声信号を受信する受信ブロック３と、受信ブロック３により受信した音声信号のパルス幅を伸縮させるパルス幅伸縮部４とを有する。【選択図】  図１
2007067569.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
音声データを表す音声信号を赤外線により受信する受信手段と、
前記受信手段により受信した前記音声信号に基づいてスピーカを駆動するスピーカ駆動手段とを備え、
前記受信手段は、前記音声信号を受信する受信ブロックと、
前記受信ブロックにより受信した前記音声信号のパルス幅を伸縮させるパルス幅伸縮手段とを有することを特徴とする赤外線通信受信機。
【請求項２】
前記音声データは、ＰＤＭ変調された１ｂｉｔデータ列からなり、
音声データ受信時とＩｒＤＡデータ受信時とでモードを切り換えるモード切換えスイッチをさらに備え、
前記パルス幅伸縮手段は、前記モード切換えスイッチにより音声データ受信時モードに切り換えられたときに、前記音声信号のパルス幅を伸縮させる請求項１記載の赤外線通信受信機。
【請求項３】
前記パルス幅伸縮手段は、容量、電圧及び電流のうちの少なくとも１つが可変になっている単安定マルチバイブレータにより構成される請求項１記載の赤外線通信受信機。
【請求項４】
前記単安定マルチバイブレータは、前記音声信号のパルス幅を伸縮させるための調整用可変電圧供給回路を有する請求項３記載の赤外線通信受信機。
【請求項５】
前記単安定マルチバイブレータは、前記音声信号のパルス幅を伸縮させるための調整用可変電流供給回路を有する請求項３記載の赤外線通信受信機。
【請求項６】
前記単安定マルチバイブレータは、前記音声信号のパルス幅を伸縮させるための調整用容量を有する請求項３記載の赤外線通信受信機。
【請求項７】
前記単安定マルチバイブレータは、前記音声信号のパルス幅を伸縮させるための調整用トリミング回路を有する請求項３記載の赤外線通信受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、赤外線通信受信機に関し、特に、音声データをワイヤレスで受信する赤外線通信受信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、ディジタルの音声信号処理を行う機器の開発が活発に行われている。これに伴って、機器間の接続のためのディジタル音声信号技術もさかんに開発されている。また、携帯電話等機器が小型化されるに伴い、デバイスも小型化され、部品点数を減らす検討がなされている。
【０００３】
赤外線通信の世界標準規格であるＩｒＤＡ（Ｉｎｆｒａ−ｒｅｄ  Ｄａｔａ  Ａｓｓｏｃｉａｔｉｏｎ）に基づいた赤外線通信デバイスにより、音声データを通信する際に、ＰＤＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｄｅｎｓｉｔｙ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）変調された１ｂｉｔデータ列を転送する方式が提案されている（例えば特許文献１参照）。
【０００４】
図１０は、従来の赤外線通信受信機９０を示すブロック図である。赤外線通信受信機９０は、受信部９２を備える。受信部９２は、ＰＤＭ変調された１ｂｉｔデータ列により表される音声信号を赤外線により受信し、パルス幅拡張部９４に与える。パルス幅拡張部９４は、受信部９２により与えられた音声信号のパルス幅を拡張してスピーカ駆動部９５に与える。スピーカ駆動部９５は、パルス幅拡張部９４によってパルス幅が拡張された音声信号に基づいてスピーカ９６を駆動する。
【０００５】
図１１はパルス幅拡張部９４の構成を示す回路図であり、図１２はその動作を示す波形図である。パルス幅拡張部９４は、トランジスタＴｒ９４と抵抗Ｒ９４と容量Ｃ９４とインバータＩｎｖ９４とを備える。トランジスタＴｒ９４のドレインと抵抗Ｒ９４の一端と容量Ｃ９４の一端とインバータＩｎｖ９４の入力側とは、ポイントＡにおいて互いに結合されている。抵抗Ｒ９４の他端は電源電圧Ｖｄｄを与える端子に接続されており、容量Ｃ９４の他端及びトランジスタＴｒ９４のソースは接地されている。
【０００６】
トランジスタＴｒ９４のゲートにパルス幅ｔ＿ｉｎを有する音声信号Ｓ９４Ａが入力されると、ポイントＡにおいて発生する信号Ｓ９４ＢとインバータＩｎｖ９４のしきい値電圧Ｖｔｈとの交点に基づいて、パルス幅ｔ＿ｉｎよりも長いパルス幅ｔ＿ｏｕｔを伴う音声信号Ｓ９４ＣがインバータＩｎｖ９４から出力される。
【０００７】
この場合、パルス幅は下記の式に従って拡張される。
【０００８】
パルス幅ｔ＿ｏｕｔ  ＝  ｔ＿ｉｎ  ＋  Ｃ×Ｒ×ｌｎ（Ｖｄｄ／Ｖｔｈ）、
ここで、
ｔ＿ｉｎ    ：入力音声信号Ｓ９４Ａのパルス幅、
Ｖｔｈ      ：インバータＩｎｖ９４のしきい値電圧Ｖｔｈ、
である。
【０００９】
このように、パルス幅拡張部９４において音声信号のパルス幅を拡張してパルスの密度を大きくすることにより、より大きな音圧を得ることができる。
【００１０】
図１３は従来の単安定マルチバイブレータ９７の構成を示す回路図であり、図１４はその動作を示す波形図である。単安定マルチバイブレータ９７は、音声信号が入力されるインバータＩｎｖ９１を備える。インバータＩｎｖ９１の出力側には、容量Ｃ９３が接続されている。容量Ｃ９３のインバータＩｎｖ９１と反対側にはインバータＩｎｖ９２と抵抗Ｒ９３とが互いに並列に接続されている。抵抗Ｒ９３の容量Ｃ９３と反対側には電源電圧Ｖｄｄを与える端子が接続されている。
【００１１】
インバータＩｎｖ９２の出力側には、トランジスタＴｒ９７と定電流源Ｉ９７と容量Ｃ９７と比較器Ｃｏｍｐとが設けられている。トランジスタＴｒ９７のドレインと定電流源Ｉ９７の一端と容量Ｃ９７の一端と比較器Ｃｏｍｐの非反転入力端子とは、ラインＣによって互いに結合されている。定電流源Ｉ９７の他端は電源電圧Ｖｄｄを与える端子に接続されており、容量Ｃ９７の他端及びトランジスタＴｒ９７のソースは接地されている。比較器Ｃｏｍｐの反転入力端子は定電圧源Ｖｒｅｆ１に接続されている。
【００１２】
パルス幅ｔ＿ｉｎを有する音声信号Ｓ９７ｉｎがインバータＩｎｖ９１に入力されると、この音声信号Ｓ９７ｉｎの入力パルスの立ち上がりエッジが検出されて、容量Ｃ９３とインバータＩｎｖ９２とを接続するラインＡを通ってインバータＩｎｖ９２にパルス信号Ｓ９７Ａが出力される。インバータＩｎｖ９２は、パルス信号Ｓ９７Ａに基づいてゲートパルスＳ９７Ｂを生成してトランジスタＴｒ９７のゲートに出力する。そしてゲートパルスＳ９７Ｂをスイッチとして、図１４に示す波形の信号Ｓ９７ＣがラインＣを通って比較器Ｃｏｍｐの非反転入力端子に入力され、比較器Ｃｏｍｐは、信号Ｓ９７Ｃを定電圧源Ｖｒｅｆ１と比較してパルス幅ｔ＿ｏｕｔを有する信号Ｓ９７ｏｕｔを生成する。パルス幅ｔ＿ｏｕｔは、下記の式によって定まる。
【００１３】
パルス幅ｔ＿ｏｕｔ  ＝  ｔｇ  ＋  Ｃ９７×Ｖｒｅｆ１／Ｉ９７、
ここで、
ｔ＿ｇ      ：ゲートパルスＳ９７Ｂのパルス幅、
Ｃ９７      ：容量、
Ｖｒｅｆ１  ：定電圧、
Ｉ９７      ：定電流、
である。
【００１４】
図１３に示す単安定マルチバイブレータ９７は、ＩｒＤＡデバイスにおいて受信した音声信号のパルス幅を安定化することができる。
【００１５】
また、出力信号の電圧変化に起因する不要パルスの発生を回避する受信回路が知られている（特許文献２参照）。
【特許文献１】特開２００４−１３５３２１号公報（平成１６年４月３０日公開）
【特許文献２】特開２００５−１３００８８号公報（平成１７年５月１９日公開）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
しかしながら、図１３及び図１４を参照して前述した単安定マルチバイブレータ９７では、パルス幅を安定化することはできるが、パルス幅は一定であり、幅を広げたり狭めたりして調整することができないという問題がある。
【００１７】
また、図１０〜図１２を参照して前述した赤外線通信受信機９０では、パルス幅は入力されたパルス幅よりも拡張されるのみであり、縮小することはできない。したがって、パルス幅を縮小してスピーカの音圧を下げることができないという問題がある。また、受信部９２（ＩｒＤＡデバイス）に加えて、パルス幅拡張部９４が必要となるので、部品点数が増加し、小型化が困難であるという問題がある。
【００１８】
本発明は、上記従来の問題点に鑑みなされたものであって、その目的は、音声信号に基づいて駆動されるスピーカの音圧を下げるように調整することができる赤外線通信受信機を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
本発明の赤外線通信受信機は、上記課題を解決するために、音声データを表す音声信号を赤外線により受信する受信手段と、前記受信手段により受信した前記音声信号に基づいてスピーカを駆動するスピーカ駆動手段とを備え、前記受信手段は、前記音声信号を受信する受信ブロックと、前記受信ブロックにより受信した前記音声信号のパルス幅を伸縮させるパルス幅伸縮手段とを有することを特徴としている。
【００２０】
上記構成によれば、パルス幅伸縮手段により、赤外線通信受信機の受信ブロックで受信した音声信号のパルス幅が伸縮される。即ち、従来技術のようにパルス幅を拡張するのみならず、パルス幅を圧縮することができ、従って、スピーカの音圧を上げるのみならず、音圧を下げることもできる。
【００２１】
また、パルス幅伸縮手段は集積回路化して受信手段内に設けることができるので、部品点数を削減することができる。具体的には、従来技術における受信手段とパルス幅拡張手段とスピーカ駆動手段とスピーカという４点構成に比較して、パルス幅伸縮手段を集積回路化した受信手段とスピーカ駆動手段とスピーカという３点構成となり、部品点数を削減できる。
【００２２】
また、本発明の赤外線通信受信機では、前記音声データは、ＰＤＭ変調された１ｂｉｔデータ列からなり、音声データ受信時とＩｒＤＡデータ受信時とでモードを切り換えるモード切換えスイッチをさらに備え、前記パルス幅伸縮手段は、前記モード切換えスイッチにより音声データ受信時モードに切り換えられたときに、前記音声信号のパルス幅を伸縮させることが好ましい。
【００２３】
この構成によれば、１個のデバイスにより、音声データとＩｒＤＡデータとの双方を受信可能である。
【００２４】
また、本発明の赤外線通信受信機では、前記パルス幅伸縮手段は、容量、電圧及び電流のうちの少なくとも１つが可変になっている単安定マルチバイブレータにより構成されることが好ましい。
【００２５】
この構成によれば、簡単な構成により音声信号のパルス幅を伸縮させることができる。
【００２６】
また、本発明の赤外線通信受信機では、前記単安定マルチバイブレータは、前記音声信号のパルス幅を伸縮させるための調整用可変電圧供給回路を有することが好ましい。
【００２７】
この構成によれば、可変抵抗と電流源と比較器という簡単な構成の調整用可変電圧供給回路を有する単安定マルチバイブレータにより、音声信号のパルス幅を伸縮させることができる。
【００２８】
また、本発明の赤外線通信受信機では、前記単安定マルチバイブレータは、前記音声信号のパルス幅を伸縮させるための調整用可変電流供給回路を有することが好ましい。
【００２９】
この構成によれば、可変抵抗と２個のトランジスタという簡単な構成の調整用可変電流供給回路を有する単安定マルチバイブレータにより、音声信号のパルス幅を伸縮させることができる。
【００３０】
また、本発明の赤外線通信受信機では、前記単安定マルチバイブレータは、前記音声信号のパルス幅を伸縮させるための調整用容量を有することが好ましい。
【００３１】
この構成によれば、簡単な構成の単安定マルチバイブレータにより、音声信号のパルス幅を伸縮させることができる。
【００３２】
また、本発明の赤外線通信受信機では、前記単安定マルチバイブレータは、前記音声信号のパルス幅を伸縮させるための調整用トリミング回路を有することが好ましい。
【００３３】
この構成によれば、トリミングにより音声信号のパルス幅を伸縮させることができる。
【発明の効果】
【００３４】
本発明の赤外線通信受信機は、以上のように、受信ブロックにより受信した音声信号のパルス幅を伸縮させるパルス幅伸縮手段を備えている。
【００３５】
それゆえ、音声信号に基づいて駆動されるスピーカの音圧を下げるように調整することができる赤外線通信受信機を提供できるという効果を奏する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３６】
（実施の形態１）
本発明の一実施形態について図１ないし図８に基づいて説明すれば、以下の通りである。図１は、本発明における赤外線通信受信機１００の実施の一形態を示すブロック図である。赤外線通信受信機１００は、音声データを表す音声信号を赤外線により受信する受信部２を備えている。受信部２は、受信ブロック３とパルス幅伸縮部４とを有している。受信ブロック３には、赤外線ＬＥＤ１３と電圧比較器１４と比較レベル発生回路１５とが設けられている。
【００３７】
赤外線通信受信機１００には、スピーカ駆動部５が設けられている。スピーカ駆動部５は、受信部２により受信した音声信号に基づいてスピーカ６を駆動する。
【００３８】
赤外線通信受信機１００は、例えばＩｒＤＡ受信用デバイスであり、通信レート１．１５２Ｍｂｐｓ（ＭＩＲ）、パルス幅（１／４）×Ｔ、Ｔ＝８６８ｎｓｅｃの仕様、または、通信レート４Ｍｂｐｓ（ＦＩＲ）、パルス幅（１／４）×Ｔ、Ｔ＝５００ｎｓｅｃの仕様で受信するＩｒＤＡ受信用デバイスであることが好適である。通信レート２．４ｋｂｐｓ〜１１５．２ｋｂｐｓ（ＳＩＲ）、パルス幅（３／１６）×Ｔ、Ｔ＝８．６８μｓｅｃ〜１０４μｓｅｃの仕様で受信するＩｒＤＡ受信用デバイスであってもよい。
【００３９】
図２は、パルス幅伸縮部４の構成を示す回路図である。パルス幅伸縮部４は、単安定マルチバイブレータ７によって構成されている。単安定マルチバイブレータ７は、音声信号が入力されるインバータＩｎｖ１を備える。インバータＩｎｖ１の出力側には、容量Ｃ３が接続されている。容量Ｃ３のインバータＩｎｖ１と反対側にはインバータＩｎｖ２と抵抗Ｒ３とが互いに並列に接続されている。抵抗Ｒ３の容量Ｃ３と反対側には電源電圧Ｖｄｄを与える端子が接続されている。
【００４０】
インバータＩｎｖ２の出力側には、トランジスタＴｒと、可変電流Ｉ１を供給する調整用可変電流供給回路９と、可変容量Ｃ１を有する可変コンデンサ１０と、比較器Ｃｏｍｐ１とが設けられている。トランジスタＴｒのドレインと調整用可変電流供給回路９の一端と可変コンデンサ１０の一端と比較器Ｃｏｍｐ１の非反転入力端子とは、ラインＣによって互いに結合されている。調整用可変電流供給回路９の他端は電源電圧Ｖｄｄを与える端子に接続されており、可変コンデンサ１０の他端及びトランジスタＴｒのソースは接地されている。比較器Ｃｏｍｐ１の反転入力端子は可変電圧Ｖｒｅｆ２を供給する調整用可変電圧供給回路８に接続されている。
【００４１】
図３は、調整用可変電圧供給回路８の構成を示す回路図である。調整用可変電圧供給回路８は、比較器Ｃｏｍｐ２を有している。比較器Ｃｏｍｐ２の非反転入力端子には、定電流Ｉｒｅｆを供給する定電流源と、可変抵抗ＶＲ１とが互いに並列に接続されている。定電流源の比較器Ｃｏｍｐ２と反対側には、電源電圧Ｖｄｄを与える端子が接続されている。可変抵抗ＶＲ１の比較器Ｃｏｍｐ２と反対側は接地されている。比較器Ｃｏｍｐ２の出力は、その反転入力端子に接続されている。
【００４２】
比較器Ｃｏｍｐ２から出力される可変電圧Ｖｒｅｆ２は、下記の式により定められる。
【００４３】
Ｖｒｅｆ２  ＝  Ｉｒｅｆ×ＶＲ１
ここで、
Ｉｒｅｆ：定電流、
ＶＲ１  ：可変抵抗、
このように、Ｉｒｅｆを定電流とし、可変抵抗ＶＲ１を変化させることにより可変電圧Ｖｒｅｆ２の調整が可能である。
【００４４】
図４は、調整用可変電流供給回路９の構成を示す回路図である。調整用可変電流供給回路９は、互いのゲートが接続された２個のトランジスタＭ１・Ｍ２を備えている。トランジスタＭ１・Ｍ２のソースは、電源電圧Ｖｄｄを与える端子にそれぞれ接続されている。トランジスタＭ１のドレイン及びゲートとトランジスタＭ２のゲートとは、可変抵抗ＶＲ２に接続されている。可変抵抗ＶＲ２のトランジスタＭ１と反対側は接地されている。
【００４５】
トランジスタＭ２のドレインから供給される可変電流Ｉ１は、下記の式により定められる。
【００４６】
Ｉ１  ＝  （Ｖｄｄ−Ｖｇｓ１）／ＶＲ２、
ここで、
Ｖｇｓ１：トランジスタＭ１のゲートとソースとの間の電圧、
である。
【００４７】
このように、可変抵抗ＶＲ２を変化させることにより、可変電流Ｉ１の調整が可能である。
【００４８】
図５は、パルス幅伸縮部４を構成する単安定マルチバイブレータ７の動作を説明するための波形図である。パルス幅ｔ＿ｉｎを有する音声信号Ｓ７ｉｎがインバータＩｎｖ１に入力されると、容量Ｃ３と抵抗Ｒ３とにより構成されたハイパスフィルタにより、この音声信号Ｓ７ｉｎの入力パルスの立ち上がりエッジが検出されて、パルス信号Ｓ７ＡがラインＡを通ってインバータＩｎｖ２に出力される。インバータＩｎｖ２は、パルス信号Ｓ７Ａに基づいてゲートパルスＳ７Ｂを生成してトランジスタＴｒのゲートに出力する。そしてゲートパルスＳ７Ｂをスイッチとして、図５に示す信号Ｓ７ＣがラインＣを通って比較器Ｃｏｍｐ１の非反転入力端子に入力され、比較器Ｃｏｍｐ１は、信号Ｓ７Ｃを可変電圧Ｖｒｅｆ２と比較してパルス幅ｔ＿ｏｕｔを有する信号Ｓ７ｏｕｔを生成する。信号Ｓ７ｏｕｔのパルス幅ｔ＿ｏｕｔは、下記の式によって定まる。
【００４９】
パルス幅ｔ＿ｏｕｔ  ＝  ｔｇ  ＋  Ｃ１×Ｖｒｅｆ２／Ｉ１、
ここで、
ｔｇ        ：ゲートパルスＳ７Ｂのパルス幅、
Ｃ１        ：調整用可変容量、
Ｖｒｅｆ２  ：調整用可変電圧、
Ｉ１        ：調整用可変電流、
である。
【００５０】
可変電圧Ｖｒｅｆ２を変化させると、信号Ｓ７Ｃとの交点が移動し、信号Ｓ７ｏｕｔのパルス幅ｔ＿ｏｕｔを調整することができる。例えば、手動のボリューム調整つまみにより、可変電圧Ｖｒｅｆ２を減少させると、信号Ｓ７Ｃとの交点が図５において左下側に移動し、その結果、信号Ｓ７ｏｕｔのパルス幅ｔ＿ｏｕｔを縮小させることができる。可変電圧Ｖｒｅｆ２を増大させると、信号Ｓ７Ｃとの交点が図５において右上側に移動し、その結果、パルス幅ｔ＿ｏｕｔを拡大することができる。
【００５１】
また、可変電流Ｉ１と可変容量Ｃ１とのいずれかを変化させることによって、信号Ｓ７Ｃの波形の傾きを変化させることができ、信号Ｓ７Ｃと可変電圧Ｖｒｅｆ２との交点を移動させて、パルス幅ｔ＿ｏｕｔを伸縮させることができる。
【００５２】
例えば、可変電流Ｉ１を増大させると、信号Ｓ７Ｃの傾きが増大し、信号Ｓ７Ｃと可変電圧Ｖｒｅｆ２との交点が図５において左側に移動する結果、パルス幅ｔ＿ｏｕｔを縮小させることができる。可変電流Ｉ１を減少させると、信号Ｓ７Ｃの傾きが減少し、可変電圧Ｖｒｅｆ２との交点が右側に移動する結果、パルス幅ｔ＿ｏｕｔを拡大することができる。
【００５３】
また、可変容量Ｃ１を増大させると、信号Ｓ７Ｃの傾きが減少し、可変電圧Ｖｒｅｆ２との交点が右側に移動する結果、パルス幅ｔ＿ｏｕｔを拡大することができる。可変容量Ｃ１を減少させると、信号Ｓ７Ｃの傾きが増大し、可変電圧Ｖｒｅｆ２との交点が左側に移動する結果、パルス幅ｔ＿ｏｕｔを縮小させることができる。
【００５４】
このように、可変容量Ｃ１、可変電流Ｉ１及び可変電圧Ｖｒｅｆ２のいずれかを変化させることにより信号Ｓ７ｏｕｔのパルス幅ｔ＿ｏｕｔを調整することができる。
【００５５】
また、上式の第１項のｔｇは、第２項のＣ１×Ｖｒｅｆ２／Ｉ１に比べて、通常無視できる程度に小さい。この場合、パルス幅ｔ＿ｏｕｔは可変容量Ｃ１、可変電圧Ｖｒｅｆ２に対して比例関係となるので、パルス幅の調整が容易になる。
【００５６】
本実施の形態によれば、単安定マルチバイブレータ７に入力される音声信号Ｓ７ｉｎのパルス幅ｔ＿ｉｎよりも狭いパルス幅を出力することが可能であるため、音圧を下げる方向にも音声信号を調整することができる。
【００５７】
図６は、パルス幅伸縮部４の単安定マルチバイブレータ７に設けられた調整用トリミング回路１８の構成を示す回路図である。調整用可変電圧供給回路８の可変抵抗ＶＲ１、及び調整用可変電流供給回路９の可変抵抗ＶＲ２は、この調整用トリミング回路１８によって構成することができる。調整用トリミング回路１８によれば、トリミングビット数ｎに応じて、
Ｒ×２ｎ、
によって表される抵抗値が得られる。トリミング素子ｔｒｉｍ１・ｔｒｉｍ２・ｔｒｉｍ３・ｔｒｉｍ４・ｔｒｉｍ５・ｔｒｉｍ６に対して、（ｏｎ，ｏｆｆ，ｏｎ，ｏｆｆ，ｏｎ，ｏｆｆ）で調整した場合、調整用トリミング回路１８の抵抗値は、
２Ｒ＋８Ｒ＋３２Ｒ＝４２Ｒ、
となる。
【００５８】
ここでは、ｏｎの場合トリミング素子はショートされ、ｏｆｆの場合トリミング素子はオープンとする。
【００５９】
ＩＣに内蔵できるトリミング素子のためのトリミング方法として、ポリシリコンレーザートリミング，ポリシリコン溶断トリミング，ツェナーザップダイオードトリミング等の方法が知られている。
【００６０】
図７はパルス幅伸縮部４を構成する単安定マルチバイブレータの他の実施の形態を示す回路図であり、図８はその動作を説明するための波形図である。図２及び図５において前述した構成要素と同一の構成要素には同一の参照符号を付し、その詳細な説明は省略する。
【００６１】
単安定マルチバイブレータ７Ａは、誤動作防止用回路１２を有している。誤動作防止用回路１２には、トランジスタＴｒ７と定電流源Ｉ２と容量Ｃ７と比較器Ｃｏｍｐ７とインバータＩｎｖ７とが設けられている。トランジスタＴｒ７のドレインと定電流源Ｉ２の一端と容量Ｃ７の一端と比較器Ｃｏｍｐ７の反転入力端子とは、ラインＤによって互いに結合されている。定電流源Ｉ２の他端は電源電圧Ｖｄｄを与える端子に接続されており、容量Ｃ７の他端及びトランジスタＴｒ７のソースは接地されている。比較器Ｃｏｍｐ７の非反転入力端子は定電圧源Ｖｒｅｆ３に接続されている。トランジスタＴｒ７のゲートには、パルス幅ｔ＿ｉｎを有する音声信号Ｓ７ｉｎが入力される。
【００６２】
容量Ｃ３及び抵抗Ｒ３とインバータＩｎｖ２との間には、インバータＩｎｖ８とＮＡＮＤ回路１９とがこの順番に設けられている。インバータＩｎｖ８の出力端子は、ＮＡＮＤ回路１９の一方の入力端子に接続されており、誤動作防止用回路１２に設けられたインバータＩｎｖ７の出力端子は、ＮＡＮＤ回路１９の他方の入力端子に接続されている。
【００６３】
パルス幅ｔ＿ｉｎを有する音声信号Ｓ７ｉｎが誤動作防止用回路１２のトランジスタＴｒ７のゲートに入力されると、図８に示す信号Ｓ７ＤがラインＤを通って比較器Ｃｏｍｐ７の反転入力端子に入力され、比較器Ｃｏｍｐ７は、信号Ｓ７Ｄを定電圧源Ｖｒｅｆ３と比較してパルス幅ｔ＿ｓｔｏｐを有する信号Ｓ７Ｅを生成してＮＡＮＤ回路１９の他方の端子に供給する。このため、ゲートパルスＳ７Ｂの出力後、一定期間（パルス幅ｔ＿ｓｔｏｐの期間）誤動作を防止することができる。
【００６４】
このように構成された単安定マルチバイブレータ７Ａでも、可変容量Ｃ１、可変電流Ｉ１及び可変電圧Ｖｒｅｆ２のいずれかを変化させることによりパルス幅ｔ＿ｏｕｔを伸縮させることができる。
【００６５】
図９は、赤外線通信受信機の他の実施の形態を示すブロック図である。図１を参照して前述した構成要素と同一の構成要素には同一の参照符号を付し、その詳細な説明は省略する。
【００６６】
赤外線通信受信機１００Ａの受信部２Ａは、識別部１６を有している。識別部１６は、受信ブロック３によって受信されたデータが、ＰＤＭ変調された１ｂｉｔデータ列であるか、ＩｒＤＡデータであるかを識別する。受信部２Ａにはモード切換スイッチ１７が設けられている。モード切換スイッチ１７は、識別部１６による識別結果に基づいて、受信ブロック３に設けられた電圧比較器１４の出力先を切り換える。受信されたデータがＰＤＭ変調された１ｂｉｔデータ列であると識別部１６により識別されたときは、モード切換スイッチ１７は電圧比較器１４の出力先をパルス幅伸縮部４に切換える。ＩｒＤＡでは、データ転送の前にプリアンプル期間があり、そのプリアンプル期間でデバイスの認識等を行っている。ＩｒＤＡデータであるか否かは、プリアンプル期間で認識できる。“ＰＤＭ変調された１ｂｉｔデータ列”では、プリアンプル期間に認識できないため、ＩｒＤＡデータとは区別可能である。
【００６７】
このように、音声データ通信時とＩｒＤＡデータ通信時との間でモードを切り換えるモード切換えスイッチ１７を備えることにより、１つの受信デバイスで音声データとＩｒＤＡデータとの両方を受信することができる。
【００６８】
本実施の形態では、ＩｒＤＡ受信用デバイスの例を示したが、本発明はこれに限定されない。例えば赤外線リモコン受信用デバイスに対しても本発明を適用することができる。赤外線リモコン受信用デバイスでは、通信レートは１ｋｂｐｓ以下であり、パルス幅は送信コードに応じて異なる。
【００６９】
また、パルス幅伸縮部４の単安定マルチバイブレータ７において、容量と電流と電圧とのすべてが可変になっている構成例を示したが、本発明はこれに限定されない。容量と電流と電圧との少なくとも１つが可変になっているように構成すればよい。
【００７０】
なお、本発明は、上述した実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。
【産業上の利用可能性】
【００７１】
本発明は、赤外線通信受信機に適用することができ、特に、音声データをワイヤレスで受信する赤外線通信受信機に適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００７２】
【図１】本発明における赤外線通信受信機の実施の一形態を示すブロック図である。
【図２】上記赤外線通信受信機に設けられたパルス幅伸縮部の構成を示す回路図である。
【図３】上記パルス幅伸縮部に設けられた調整用定電圧回路の構成を示す回路図である。
【図４】上記パルス幅伸縮部に設けられた調整用定電流回路の構成を示す回路図である。
【図５】上記パルス幅伸縮部の動作を説明するための波形図である。
【図６】上記パルス幅伸縮部に設けられた調整用トリミング回路の構成を示す回路図である。
【図７】上記パルス幅伸縮部の他の実施の形態を示す回路図である。
【図８】上記パルス幅伸縮部の他の実施の形態の動作を説明するための波形図である。
【図９】上記赤外線通信受信機の他の実施の形態を示すブロック図である。
【図１０】従来の赤外線通信受信機を示すブロック図である。
【図１１】上記赤外線通信受信機に設けられたパルス幅拡張部の構成を示す回路図である。
【図１２】上記パルス幅拡張部の動作を示す波形図である。
【図１３】従来の単安定マルチバイブレータの構成を示す回路図である。
【図１４】上記単安定マルチバイブレータの動作を示す波形図である。
【符号の説明】
【００７３】
１    赤外線通信受信機
２    受信部（受信手段）
３    受信ブロック
４    パルス幅伸縮部（パルス幅伸縮手段）
５    スピーカ駆動部（スピーカ駆動手段）
６    スピーカ
７    単安定マルチバイブレータ
８    調整用可変電圧供給回路
９    調整用可変電流供給回路
１０  調整用容量
１１  調整用トリミング回路
１２  誤動作防止用回路
１３  赤外線ＬＥＤ
１６  識別部
１７  モード切換スイッチ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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