(57)【要約】本発明は、高圧放電ランプを点灯する装置であって、その高圧放電ランプに電源から給電するスイッチモード電源回路を具え、その電源回路がハーフブリッジ整流フォワード回路を具え、そのハーフブリッジ整流フォワード回路が、インダクタンスと、直列の第１キャパシタ及び第２キャパシタとを有し、前記ランプを、前記インダクタンスと、前記第１キャパシタ及び第２キャパシタ間のポイントとの間で接続可能とし、前記ランプに並列にか電圧保護手段を接続し、その保護手段の両端間の電圧差がブレークオーバ電圧を超えると、高電圧動作のオフ状態から低抵抗動作のオン状態に切り替わり、前記ブレークオーバ電圧を、前記前記第１キャパシタ及び第２キャパシタ間の予め設定された最大電圧に対応するように選択することを特徴とする装置に関する。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
高圧放電ランプを点灯する装置であって、その高圧放電ランプに電源から給電するスイッチモード電源回路（ＳＭＰＳ）を具え、その電源回路がハーフブリッジ整流フォワード（ＨＢＣＦ）回路を具え、そのハーフブリッジ整流フォワード回路が、インダクタンス（Ｌhbcf）と、直列の第１キャパシタ（Ｃs1）及び第２キャパシタ（Ｃs2）とを有し、前記ランプ（ＬＡ）を、前記インダクタンス（Ｌhbcf）と、前記第１キャパシタ（Ｃs1）及び第２キャパシタ（Ｃs2）間のポイント（Ｍ）との間で接続可能とし、前記ランプに並列にか電圧保護手段を接続し、その保護手段の両端間の電圧差がブレークオーバ電圧（Ｖbo）を超えると、高電圧動作のオフ状態から低抵抗動作のオン状態に切り替わり、前記ブレークオーバ電圧（Ｖbo）を、前記前記第１キャパシタ（Ｃs1）及び第２キャパシタ（Ｃs2）間の予め設定された最大電圧に対応するように選択することを特徴とする装置。
【請求項２】
前記過電圧保護手段を流れる電流が最大保持電流より下に降下すると、前記過電圧保護手段がオン状態からオフ状態に切り替わることを特徴とする請求項１記載の装置。
【請求項３】
前記過電圧保護手段が、一つ以上の双方向電圧トリガ半導体装置を具えることを特徴とする請求項１又は２記載の装置。
【請求項４】
前記双方向半導体装置を、ほぼ対称な電流−電圧特性を有するタイプのものとすることを特徴とする請求項３記載の装置。
【請求項５】
前記半導体装置をＳＩＤＡＣとしたことを特徴とする請求項３又は４記載の装置。
【請求項６】
前記半導体装置に直列な他のインダクタを具えることを特徴とする請求項３，４又は５記載の装置。
【請求項７】
前記他のインダクタをエアインダクタとしたことを特徴とする請求項５記載の装置。
【請求項８】
前記ブレークオーバ電圧を、前記スイッチモード電源の動作電圧の０．５〜０．７倍の範囲となるように選択したことを特徴とする請求項１から６のうちのいずれか１項に記載の装置。
【請求項９】
前記保護手段がオン状態のときに前記保護手段に流れる電流を制限するように前記スイッチモード電源を制御する制御手段を具えることを特徴とする請求項１から８のうちのいずれか１項に記載の装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高圧放電（ＨＩＤ）ランプを点灯する装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
放電ランプを駆動するために幹線とランプとの間に接続された、スイッチモード電源（ＳＭＰＳ）を具える放電ランプ点灯用の安定回路が知られている。３段の安定回路において、スイッチモード電源の第１段は、アップコンバータと組合したプレコンディショナー、例えば幹線（２３０Ｖ，５０Ｈｚ）を整流する二重整流器(double rectifier)を具える。第２段は、出力電流を安定するためのフォワード又はバックコンバータとも称されるダウンコンバータ（ＤＣ−ＤＣコンバータ）を具えることができる。安定回路の第３段は、ランプの方形波電流動作を実現する整流器全ブリッジ（及び点火器）を具える。２段安定器配置において、ダウンコンバータ及び整流器ブリッジは、半ブリッジ整流フォワード（ＨＢＣＦ）又は全ブリッジ整流フォワード（ＦＢＣＦ）配置によって置換される。
【０００３】
半ブリッジ整流フォワード（ＨＢＣＦ）回路は、全ブリッジ整流フォワード（ＦＢＣＦ）回路に対応し、この場合、ブリッジの一部は、２個の直列（電解）キャパシタによって置換される。この配置の安定器は、二重ダウンコンバータとして作動する半ブリッジと組み合わせたアップコンバータを具える。ＨＩＤランプを点灯するためのこのような２段安定器配置は、比較的簡単であり、比較的廉価な電子部品しか必要としない。
【０００４】
安定器の動作効率を上げるために、アップコンバータの出力電圧又はレール電圧は、ランプの始動段階中すなわちランプの点弧中にブーストされ、ランプの通常動作中に低下する。さらに、ランプの始動段階中及び寿命の終了時に、ランプ動作が不規則になる。既に説明したような半ブリッジ整流フォワード回路の直列キャパシタでは、この結果として半ブリッジの中間点電圧の変位が生じ、これによって、キャパシタの１個の最大電圧定格を超えるおそれがある。これによって、キャパシタ及び／又は安定回路が損傷するおそれがある。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
この課題の解決は、増大した最大電圧定格のキャパシタを有するキャパシタ直列回路を安定器の半ブリッジに適用することである。しかしながら、これによって安定器が更に高価なものとなり、その大きさが増大する。
【０００６】
本発明の目的は、この課題を解決するとともに、高圧ランプを点灯する比較的低コストで簡単な回路配置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明によれば、高圧放電ランプを点灯する装置であって、その高圧放電ランプに電源から給電するスイッチモード電源回路（ＳＭＰＳ）を具え、その電源回路がハーフブリッジ整流フォワード（ＨＢＣＦ）回路を具え、そのハーフブリッジ整流フォワード回路が、インダクタンス（Ｌhbcf）と、直列の第１キャパシタ（Ｃs1）及び第２キャパシタ（Ｃs2）とを有し、前記ランプ（ＬＡ）を、前記インダクタンス（Ｌhbcf）と、前記第１キャパシタ（Ｃs1）及び第２キャパシタ（Ｃs2）間のポイント（Ｍ）との間で接続可能とし、前記ランプに並列にか電圧保護手段を接続し、その保護手段の両端間の電圧差がブレークオーバ電圧（Ｖbo）を超えると、高電圧動作のオフ状態から低抵抗動作のオン状態に切り替わり、前記ブレークオーバ電圧（Ｖbo）を、前記前記第１キャパシタ（Ｃs1）及び第２キャパシタ（Ｃs2）間の予め設定された最大電圧に対応するように選択することを特徴とする。
【発明の効果】
【０００８】
不規則な振る舞いを示すランプが、一方の半周期で導通状態であるとともに他方の半周期で非導通状態である場合、中間点電圧、すなわち、第１キャパシタと第２キャパシタとの間の電圧が変位するおそれがある。予め選択したブレークオーバ電圧を超える程度に中間点電圧が変位する場合、過電圧保護手段は、保護手段が高抵抗動作を示し、したがって、（仮想的には）保護手段に電流が流れないオフ状態から、保護手段に電流が流れるオン状態に切り替わる。これによって、中間点電圧は安全値に調整される。したがって、過電圧保護手段によって、キャパシタ直列回路のキャパシタの各々に対する過電圧飽和を防止する。
【０００９】
オン状態のとき、保護手段を流れる電流は、スイッチモード電源（ＳＭＰＳ）の制御手段の短絡制御によって制限される。
【００１０】
好適には、前記過電圧保護手段を流れる電流が最大保持電流より下に降下すると、前記過電圧保護手段がオン状態からオフ状態に切り替わる。ＨＢＣＦ回路の電流の整流中、電流は、予め規定された電流勾配を有する方向に変化する。これは、電流レベルが所定の時間で低く、瞬時では零であることを意味する。したがって、整流中、保護手段を流れる電流は、最小保持電流より下の値まで降下し、その結果、保護手段はオフ状態に戻る。ほぼ手段がオフ状態に戻ると、再び高抵抗モードの動作に入り、その結果、保護手段が電流の流れを停止する。
【００１１】
他の好適例において、過電圧保護手段は、一つ以上の双方向電圧トリガ半導体装置を具え、それは、高速スイッチング特性を伴う。この例において、双方向装置を、ほぼ対称な電流−電圧Ｉ−Ｖ特性を有するタイプのものとすることができる。これは、高い正電圧値に変位する中間点電圧の飽和が高い負電圧値に変位する中間点電圧の飽和と同様に取り扱われることを意味する。好適には、過電圧保護手段が、ＳＩＤＡＣ、又は高抵抗領域の動作及びほぼショートにシミュレートする動作の領域を有する同等の半導体装置を具える。この装置は、装置を流れる電流が遮断され又は最小保持電流より下に降下するまで「ショート」にシミュレートする。その後、半導体装置は、それ自体をリセットするとともに、高抵抗モードの動作に戻る。
【００１２】
他の好適な実施の形態において、装置は、保護手段の半導体装置に直列接続した他のインダクタを具える。このような他のインダクタは、過電圧保護手段それ自体の半導体装置を保護し、装置がオフ状態からオン状態に切り替わる際に並列な第３のキャパシタによって生じる半導体装置の電流スパイクを制限するように含まれる。好適には、他のインダクタをエアインダクタとする。その理由は、半導体装置を流れる電流が比較的大きい場合でもエアインダクタが飽和しないからである。
【００１３】
他の好適例において、ブレークオーバ電圧はスイッチモード電源の動作電圧の０．５〜０．７倍の範囲となるように選択される。約５００Ｖのレール電圧すなわち２５０Ｖの開路電圧を処理するレールに対して、動作電圧の０．５４倍に相当する約２７０Ｖのブレークオーバ電圧が選択される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
図１は、高圧放電灯ＬＡ用の２段安定器を示す。安定器の第１段Ｉは、交流電圧（典型的には２３０Ｖ５０Ｈｚ幹線）を直流電源電圧に変換する整流器２と、直流電源電圧をブーストするアップコンバータ又はブースとコンバータ３とを具える。図１において、ブーストコンバータ又はアップコンバータの典型的な配置を示す。ブーストコンバータは、特に、インダクタＬｂｏｏｓｔと、スイッチング素子Ｔと、ダイオードＤとによって構成される。
【００１５】
ランプの始動段階中、切替モード電源ＳＭＰＳの出力電圧又はレール電圧をブーストして、十分な開路電圧（ＯＣＶ）を生成する。ランプ点灯のこの段階に要求される開路電圧は、使用されるＨＩＤランプのタイプに依存する。典型的には、レール電圧は、始動段階中に約５００Ｖまでブーストされて、２５０ＶのＯＣＶを生成する。次のランプの通常点灯中、レール電圧が（典型的には４００Ｖまで）減少して、安定器の効率を向上させる。
【００１６】
安定器の第２段IIは、二重ダウンコンバータとして動作するハーフブリッジ整流フォワード(half bridge commutating forward :HBCF)回路を具える。ＨＢＣＦ回路は、第１ＭＯＳＦＥＴ  Ｔ１，第２ＭＯＳＦＥＴ  Ｔ２、第１及び第２（内部）ボディダイオードＤ１，Ｄ２、ランプに直列なランプインダクタＬhbcf、ランプに並列接続したランプキャパシタＣｒ、並びに直列接続した二つの電解キャパシタＣｓ１，Ｃｓ２を有する。キャパシタＣｓ１，Ｃｓ２は、比較的サイズが小さく廉価な電解キャパシタであり、その各々は、３００Ｖのみの最大電圧定格を有する。ハーフブリッジ整流フォワード回路は、臨界的な不連続モードで動作して、零電圧スイッチングを許容する。半整流周期の各々で、一つのＭＯＳＦＥＴ（第１ＭＯＳＦＥＴ  Ｔ１又は第２ＭＯＳＦＥＴ  Ｔ２）は、他のＭＯＳＦＥＴのダイオード（Ｄ２又はＤ１）と組み合わさって動作する。
【００１７】
ランプの始動段階中及び／又は寿命終了時（ＥＯＬ）に、ランプ点灯が不規則になる。この結果、回路に直列のキャパシタＣｓ１，Ｃｓ２において、中間点電圧が変位し、それは、第１電解キャパシタＣｓ１と第２電解キャパシタＣｓ２との間の位置Ｍの電圧である。ランプＬＡが、例えばスイッチモード電源ＳＭＰＳの第１の半周期で導通状態であるとともに第２の半周期で非導通状態である場合、中間点電圧は、（５００Ｖのレール電圧の場合の）２５０Ｖから、電解キャパシタＣｓ１，Ｃｓ２の一方の最大電圧定格（３００V）を超える電圧値まで移動する。
【００１８】
キャパシタの一方の最大電圧定格を超えるのを防止するために、過電圧保護手段を設ける。図１に示す実施の形態によれば、ＳＩＤＡＣ４を、ハーフブリッジ整流フォワードコイルＬＨＢＣＦの「コールド」側と直列キャパシタ回路Ａの中間点Ｍとの間に配置される。ＳＩＤＡＣは固体装置であり、比較的低い電圧が端子間に印加されるとともに装置が動作の待機モード（オフ状態）である場合、装置は、高いオフ状態抵抗のために、小さい漏れ電流Ｉdrmを除いて電流が流れない。しかしながら、ブレークオーバ電圧Ｖｂｏを超える高電圧が端子間に出現すると、装置は、装置に電流が流れ始めるオン状態に切り替わる。
【００１９】
図２は、ＳＩＤＡＣのＩ−Ｖ特性を示す。図示したように、オン状態でＳＩＤＡＣを流れる漏れ電流Ｉｄｒｍは、ＳＡＩＤＡＣ電圧がブレークオーバ電圧Ｖｂｏに到達するまで零付近のレベルとなる。ブレークオーバ電圧は、最大で所望の中間点電圧に対応するように選択され、それは、電解キャパシタの最大電圧定格より下である。３００Ｖの最大電圧定格の場合、ＳＩＤＡＣを、約２７０Ｖのブレークオーバ電圧Ｖboを有するように選択することができる。ランプが導通状態でない第１周期中の中間点電圧は、変位する。ＳＩＤＡＣの両端間の電圧差は、ランプ電圧に等しく、ランプのこのような導通状態中には比較的低い。ランプが導通状態でなく、全開路電圧（ＯＣＶ）がＳＩＤＡＣ端子の両端間にある間、この電圧は、第１周期の電圧変位が大きいときに高くなる。第２周期のＯＣＶが（２７０Ｖの場合の）ＳＩＤＡＣのブレークオーバ電圧に等しい又はそれを超えるとき、ＳＩＤＡＣは、動作の通常抵抗モード（オフ状態）から電流導通状態に遷移する。ＳＩＤＡＣのこのようなオン状態において、中間点電圧は安全値まで補正される。
【００２０】
電流の次の整流中、すなわち、ランプが導通状態にある次の半周期が開始するとき、整流中にＳＩＤＡＣが導通をやめ、電流が遮断され又は少なくともＳＩＤＡＣの最小保持電流Ｉｈより下に降下する。したがって、整流中、ＳＩＤＡＣは、高抵抗オフ状態に戻り、端子の両端間の電圧がブレークオーバ電圧を再び超えるときにのみ不作動状態となる。
【００２１】
上記実施の形態において、ハーフブリッジ整流フォワード（ＨＢＣＦ）回路の電流の整流の結果としてオン状態からオフ状態への切替が自動的に行われるので、過電圧保護手段を制御する制御手段を省略することができる。
【００２２】
図３において、本発明の他の実施の形態を示す。本実施の形態において、他のインダクタＬairが、ＳＩＤＡＣに直列であるとともにランプに並列に配置される。このインダクタは、ＳＩＤＡＣがオン状態に切り替わるとともに導通状態となったときにＳＩＤＡＣの電流スパイクを制限するために設けられる。この電流スパイクは、並列キャパシタＣｒによって生じる。インダクタは、ＳＩＤＡＣを流れる電流が大きい場合に飽和を回避する必要のないエアインダクタである。
【００２３】
本発明は、上記実施の形態に限定されるものではなく、幾多の変更及び変形が可能である。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】本発明の第１の実施の形態の線形回路図を示す。
【図２】ＳＩＤＡＣの電流Ｉ−電圧Ｖのグラフを示す。
【図３】本発明の第２の実施の形態の線形回路図を示す。
【国際公開パンフレット】
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【国際調査報告】
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