(57)【要約】      （修正有）【課題】マルチユーザ干渉（ＭＵＩ）の無い送信技術を提案する。【解決手段】ユーザ特有の拡散コードを適用することによって、シンボルのブロックを、時間又は周波数において拡散することと、サイクリックプレフィックス（ＣＰ）又はゼロパディング（ＺＰ）の形式をとるガードインターバルを適用して、異なる拡散ブロックを分離することとを含み、前記拡散コードは、直交拡散コード、相互シフト直交拡散コード、及び自己シフト直交拡散コードを含むグループから選択される方法。【選択図】図１
2007181199.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
多元接続送信用のシンボルのシーケンスを含む信号を生成する方法であって、
ユーザ特有の拡散コードを適用することによって、シンボルのブロックを、時間又は周波数において拡散することと、
サイクリックプレフィックス（ＣＰ）又はゼロパディング（ＺＰ）の形式をとるガードインターバルを適用して、異なる拡散ブロックを分離することとを含み、
前記拡散コードは、直交拡散コード、相互シフト直交拡散コード、及び自己シフト直交拡散コードを含むグループから選択される方法。
【請求項２】
前記ユーザ特有の拡散コードは、直交かつ相互シフト直交である請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記ユーザ特有の拡散コードは、直交であるが、相互シフト直交ではない請求項１に記載の方法。
【請求項４】
前記ユーザ特有の拡散コードは、相互シフト直交であるが、直交ではない請求項１に記載の方法。
【請求項５】
前記ユーザ特有の拡散コードは、直交かつ相互シフト直交かつ自己シフト直交である請求項１に記載の方法。
【請求項６】
前記ユーザ特有の拡散コードの長さは、各ユーザのデータレートを変更できるように変化しうる請求項１乃至５のうち何れか１項に記載の方法。
【請求項７】
請求項１乃至６のうち何れか１項に記載の方法において、拡散ブロック内のデータからなる各サブブロックに対しプレコードを適用するステップを更に含む方法。
【請求項８】
前記プレコードのステップは、各サブブロックの位相を、ユーザに依存する量まで、同じように漸次回転することを含む請求項７に記載の方法。
【請求項９】
前記プレコードのステップは、まず、各サブブロックに逆ディスクリートフーリエ変換（ＩＤＦＴ）を適用し、次に、各サブブロックの位相を、ユーザに依存する量まで、同じように漸次回転することを含む請求項７に記載の方法。
【請求項１０】
送信のために複数のアンテナを利用するステップを更に含む請求項１乃至９のうち何れか１項に記載の方法。
【請求項１１】
所定のユーザのために、全ての送信アンテナにおいて、信号に、同一の拡散コードが適用される請求項１０に記載の方法。
【請求項１２】
所定のユーザのために、様々な送信アンテナにおいて、信号の全て又は任意の組み合わせに、異なる拡散コードが適用される請求項１０に記載の方法。
【請求項１３】
多元接続送信からシンボルのシーケンスを含む信号を受信する方法であって、
サイクリックプレフィックス（ＣＰ）又はゼロパディング（ＺＰ）の形式をとるガードインターバルを取り除いて、異なる拡散ブロックを得ることと、
ユーザ特有の拡散コードを適用することによって、シンボルのブロックを、時間又は周波数において逆拡散することとを含み、
前記拡散コードは、直交拡散コード、相互シフト直交拡散コード、及び自己シフト直交拡散コードを含むグループから選択される方法。
【請求項１４】
請求項１３に記載の方法において、拡散ブロック内の受信データからなる各サブブロックをデコードするステップを更に含む方法。
【請求項１５】
デコーダが、各サブブロックの位相を、ユーザに依存する量まで、同じように漸次回転させる請求項１３または１４に記載の方法。
【請求項１６】
前記デコードするステップは、各位相回転されたサブブロックに、ディスクリートフーリエ変換（ＤＦＴ）を適用することを更に含む請求項１５に記載の方法。
【請求項１７】
前記デコードするステップは、フィルタの出力において、逆拡散されたデータに、シングルタップ周波数領域等化器を適用することを更に含む請求項１６に記載の方法。
【請求項１８】
請求項１７に記載の方法において、更なる処理のために、前記等化された信号を、逆ディスクリートフーリエ変換（ＩＤＦＴ）を用いて時間領域に変換するステップを更に含む方法。
【請求項１９】
請求項１３乃至１８のうち何れか１項に記載の方法において、複数の受信アンテナを利用するステップを更に含む方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、送信用信号を生成する方法に関する。更に詳しくは、多元接続送信用の信号を生成する方法に関する。更に、そのような信号を受信する方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
本発明は、元来一般的であるが、いくつかの特別なケースを包含するブロックＣＤＭＡスキームに関する。特別なケースのうちの２つは、ＯＦＤＭＡおよびＳＣ−ＦＤＭＡに関連しており、複雑さを低減した多元接続技術である。
【０００３】
符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）は、ネットワーク内の複数のユーザを同時にサポートするために使用される一般的な多元接続技術である。直接シーケンス（ＤＳ）ＣＤＭＡ、マルチキャリア（ＭＣ）ＣＤＭＡ、サイクリックプレフィックス（ＣＰ）ＣＤＭＡ、及びチップインタリーブブロック拡散（ＣＩＢＳ）ＣＤＭＡを含む多くのＣＤＭＡのバリエーションが存在する。これらのバリエーションに加えて、多くの受信機アーキテクチャが、良く知られたＲＡＫＥ受信機、干渉キャンセル受信機、およびチャネル等化をベースとする受信機のように、ＣＤＭＡシステムへの実装に利用可能である。
【０００４】
いくつかのＣＤＭＡスキームは、干渉で制限されている。すなわち、ネットワークのユーザ数が増加すると、各ユーザによって引き起こされた説明のつかない干渉が増加し、結局、ネットワークの能力を奪い、それにより、同時多元接続をほとんど不可能にする。この説明のつかない干渉は、一般に、ユーザ間の直交性の喪失に起因する。これは、主に、チャネルが一時的に分散している場合に生じる。
【０００５】
いわゆる「一般化されたＭＣ−ＣＤＭＡ」（ＧＭＣ−ＣＤＭＡ）、ＣＩＢＳ−ＣＤＭＡ、シングルキャリア周波数分割多元接続（ＳＣ−ＦＤＭＡ）（ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭとしても知られている）、および効率的スループットブロックＣＤＭＡシステムを含むブロックＣＤＭＡシステムにおける最近のいくつかの開発は、マルチユーザ干渉（ＭＵＩ）の無い送信技術ヘ導いた。
【０００６】
参照によって本明細書に組み込まれたUS 2004120274号公報（特許文献１）は、無線通信用のＣＤＭＡトランシーバ技術を開示している。
【０００７】
参照によって本明細書に組み込まれたUS 2002126740号公報（特許文献２）は、チップインタリーブされたブロック拡散マルチユーザ通信を提案する。
【０００８】
いわゆる「一般化されたＭＣ−ＣＤＭＡ」システムの一例は、参照によって本明細書に組み込まれた"Wireless multicarrier communications", Zhendao Wang, Giannakis, G.B., Signal Processing Magazine, Vol. 17, No. 3, pages 29-48, May 2000（非特許文献１）に記載されている。
【０００９】
Shengli Zhou、Giannakis, G.B.、及びLe Martretは、参照によって本明細書に組み込まれた"Chip-interleaved block-spread code division multiple access", IEEE Transactions on Communications , Vol. 50, No. 2, pages 235-248, February 2002（非特許文献２）のなかで、ＣＩＢＳ−ＣＤＭＡを用いたシステムを説明している。
【００１０】
ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭを使用するシングルキャリア周波数分割多元接続は、参照によって本明細書に組み込まれている"Performance comparison of distributed FDMA and localised FDMA with frequency hopping for EUTRA uplink," NEC Group and NTT DoCoMo, TSG RAN WG1 Meeting 42 R1-050791, August 2005（非特許文献３）と、同様に参照によって本明細書に組み込まれている"A low complexity transmitter structure for OFDM-FDMA uplink systems", D. Galda and H. Rohling, in Proceedings of the IEEE Vehicular Technology Conference (VTC), Vol. 4, pages 1737-1741, May 2002（非特許文献４）とに記載されている。
【００１１】
効率的スループットブロックＣＤＭＡシステムは、参照によって本明細書に組み込まれており、S. Tomasin及びF. Tosatoによる"Throughput Efficient Block-Spreading CDMA: Sequence Design and Performance Comparison" in: Proceedings of the IEEE Global Telecommunications Conference (Globecom), November-December 2005（非特許文献５）によって提案されている。
【００１２】
これらのシステムでは、与えられた最大数までの任意の数のユーザは、理論的には、システム性能の如何なる低下ももたらすことなく同時送信することができる。しかしながら、許可された最大のユーザ数を越えると、このシステムは、他のＣＤＭＡシステムと同様に、干渉によって制限されるようになる。
【特許文献１】US 2004120274号公報
【特許文献２】US 2002126740号公報
【非特許文献１】"Wireless multicarrier communications", Zhendao Wang, Giannakis, G.B., Signal Processing Magazine, Vol. 17, No. 3, pages 29-48, May 2000
【非特許文献２】"Chip-interleaved block-spread code division multiple access", Shengli Zhou, Giannakis, G.B., Le Martret, IEEE Transactions on Communications , Vol. 50, No. 2, pages 235-248, February 2002
【非特許文献３】"Performance comparison of distributed FDMA and localised FDMA with frequency hopping for EUTRA uplink," NEC Group and NTT DoCoMo, TSG RAN WG1 Meeting 42 R1-050791, August 2005
【非特許文献４】"A low complexity transmitter structure for OFDM-FDMA uplink systems", D. Galda and H. Rohling, in Proceedings of the IEEE Vehicular Technology Conference (VTC), Vol. 4, pages 1737-1741, May 2002
【非特許文献５】"Throughput Efficient Block-Spreading CDMA: Sequence Design and Performance Comparison" in: Proceedings of the IEEE Global Telecommunications Conference (Globecom), S. Tomasin and F. Tosato November-December 2005
【発明の開示】
【００１３】
本発明は簡潔に以下のように要約される。提案する方法は、それぞれの短所を克服する一方、上述したＭＵＩの無い技術の多くの長所を組み合わせることを目的とする。特に、本発明は、３つの重要なケースに対処する。すなわち、複雑さが低減されたＳＣ−ＦＤＭＡ、複雑さが低減されたＯＦＤＭＡ、及び自己シフト直交ＣＰ−ＣＤＭＡである。スケーラブルで、複雑さが低減され、ＭＵＩの無い技術であるので、これら方法は特に興味深い。更に、これらの技術は、複数入力複数出力（ＭＩＭＯ）システムに容易に拡張することができる。
【００１４】
以下の詳細説明から分かるように、本発明は、周知システムに対して多くの長所を提供する。特に、本発明は、サブブロックのプレコード（precoding）およびデコードをサポートする。この柔軟性は、（帯域幅を横切って拡散すること、及び／又は冗長性の導入によって）送信のピーク対平均電力比（ＰＡＲＲ：peak-to-average power ratio）を低減し、送信のロバスト性を高めるために使用することができる。本発明に従ったプレコード及びデコードは、従来技術システムではサポートされていない。
【００１５】
更に、本発明は、以下に説明するようなプレコーダ及びデコーダによって構成可能である。その結果、プレコーダ／デコーダ設計において逆ディスクリートフーリエ変換（ＩＤＦＴ：Inverse Discrete Fourier Transform）を単に含めることによって、シングルキャリア送信とマルチキャリア送信とを切り換えることが容易である。
【００１６】
本発明の第１の局面では、多元接続送信用の信号を生成する方法は、ユーザ特有の拡散コードを適用することにより、時間又は周波数においてシンボルのブロックを拡散することと、サイクリックプレフィックス（ＣＰ）又はゼロパディング（ＺＰ）の形式からなるガードインターバルを適用して、異なる拡散ブロックを分離することとを含む。ここで、拡散コードは、直交拡散コード、相互シフト直交拡散コード、及び自己シフト直交拡散コードを含むグループから選択される。
【００１７】
上記局面の１つの構成では、ユーザ特有の拡散コードは、直交かつ相互シフト直交である。
【００１８】
上記局面の別の構成では、ユーザ特有の拡散コードは、直交であるが相互シフト直交ではない。
【００１９】
上記局面の更なる構成では、ユーザ特有の拡散コードは、相互シフト直交であるが直交ではない。
【００２０】
上記局面の更に別の構成では、ユーザ特有の拡散コードは直交かつ相互シフト直交かつ自己シフト直交である。
【００２１】
上記局面の構成では、ユーザ特有の拡散コードの長さは、各ユーザのためにデータレートを変更できるように変化しうる。
【００２２】
上記局面の更なる構成では、プレコードは、拡散ブロック内のデータからなる各サブブロックに適用される。プレコードは、更に、線形送信フィルタリングを含みうる。
【００２３】
上述した構成の更に特定の構成では、プレコードのステップは、線形送信フィルタリングを適用するステップを含む。
【００２４】
上記局面の別の構成では、プレコードのステップは、ユーザに依存する量まで、同じように各サブブロックの位相を漸次回転することを含む。
【００２５】
上記構成の更に特定の構成では、プレコードのステップは、まず、各サブブロックに逆ディスクリートフーリエ変換（ＩＤＦＴ）を適用し、次に、ユーザに依存する量まで、同じように各サブブロックの位相を漸次回転することを含む。
【００２６】
上記局面の別の構成では、送信用の複数アンテナが、送信のために利用される。
【００２７】
上記局面の更なる構成では、所定のユーザのための全ての送信アンテナにおいて、同一の拡散コードが信号に適用される。
【００２８】
また、上記局面の別の構成では、所定のユーザのための種々の送信アンテナにおいて、信号の一部又は全部による任意の組み合わせに、異なる拡散コードが適用される。
【００２９】
本発明の別の局面では、多元接続送信から信号を受信する方法は、ガードインターバル（ＣＰ／ＺＰ）を取り除くことと、受信した信号を、所望のユーザの拡散コードに相関付けることによって逆拡散することとを含む。
【００３０】
上記局面の１つの構成では、拡散されたブロック中の受信データからなる各サブブロックがそれぞれデコードされる。
【００３１】
上記局面の別の構成では、各サブブロックの位相が、ユーザに依存する量まで、同じように漸次回転される。
【００３２】
また、上記局面の別の構成では、ディスクリートフーリエ変換（ＤＦＴ）が、位相が回転された各サブブロックに適用される。
【００３３】
上記局面の更なる構成では、シングルタップ周波数領域等化器が、フィルタの出力において、逆拡散されたデータに適用される。
【００３４】
上記局面の更なる構成では、この等化された信号が、更なる処理のために、ＩＤＦＴを用いて時間領域に変換される。
【００３５】
上記局面の別の局面では、複数のアンテナが、受信のために利用される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３６】
本発明のこれら及びその他の局面を、添付図面を参照して、一例として説明する。
【００３７】
多元接続送信用の信号を生成する方法が示される。更に、多元接続送信からの信号を受信する方法が示される。以下の記載では、多くの具体的な詳細が、本発明の実施例の完全な理解を提供するために示される。しかしながら、本発明を実施するために、これら具体的な詳細を用いる必要はないことは、当該技術分野における熟練者に明らかになるであろう。
【表１】
2007181199.tif 000003
【００３８】
様々な多元接続技術の長所及び短所のまとめが表１に示されている。（＋）印は望ましいことを示し、（−）印は望ましくないことを示し、（○）印はその中間を示す。括弧内の記載はダウンリンク送信に対応し、括弧の無い記載はアップリンク送信に関連している。１つの値だけがセルの中にある場合、その値は、アップリンクとダウンリンクの両方に関連している。
【００３９】
表１は、様々な多元接続技術の長所および短所のまとめを示す。「複雑さが低減されたＳＣ−ＦＤＭＡ」、「複雑さが低減されたＯＦＤＭＡ」、及び「自己シフト直交ＣＰ−ＣＤＭＡ」と題された３つは、本発明の３つの構成である。これらの実施例が以下に詳細に記述される。表１からわかるように、提案された発明は、上述した周知のシステムに対して、システムの複雑さを低減するために使用することができる。あるいは、多元接続送信のピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）を低下するために使用することができる。要するに、提案された発明の利用により得られうる長所は、発明の具体的な実施例に依存する。しかしながら、本発明が持つ１つの長所は、以下に説明するように、具体的な実施例の全てに対して容易に設定可能であるということである。
【００４０】
提案された発明は、図１に示すように、一般的な送信機／受信機構成を有している。ソースから来るデータは、インタリーブ及びそれに続くマップがなされる前に符号化される。あるいは、符号化及びインタリーブのうちの一つ又は両方のステップが省略されうる。この構成の重要な要素は、拡散／逆拡散ブロック、及びプレコードブロックである。送信前に、ガードインターバルがサイクリックプレフィックス（ＣＰ）又はゼロパディング（ＺＰ）の形で適用され、異なる拡散ブロックが分離される。
【００４１】
更に図１に示すように、受信機は、受信信号を逆拡散する前にガードインターバルを取り除く。等化ブロックは、一般に、単一ユーザ、線形又は非線形、時間領域あるいは周波数領域の等化器（すなわち、線形ゼロフォース（ＺＦ）、線形最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）、判定フィードバック等化器（ＤＦＥ）等）をも示しうる。逆マップされ逆インタリーブされた信号はその後、データシンクに出力されるためにデコードされる。あるいは、逆インタリーブ又はデコードのうちの１つあるいは両方のステップが省略されうる。
【００４２】
まず、送信機の動作について検討する。送信されるメッセージは、符号化及び／又はインタリーブされうるビットストリームの形式で構成される。これらのビットは、例えばＭ−ＰＳＫ又はＭ−ＱＡＭのような所定のコンステレーションのメンバーである複素ベースバンドシンボルにマップされる。ここで、Ｍはコンステレーション内の要素の番号である。
【００４３】
結果として得られる複素コンステレーションシンボルは、Ｎ個のシンボルからなるグループへ整えられる。
【００４４】
ベクトルｓｕ（ｉ）が、時間ｉにおけるｕ番目のユーザの長さＮシンボル（カラム）を示すものとする。図１で示される拡散演算は、ベクトルｓｕ（ｉ）に関して単純なＲ回反復を行なう。それは数学的に以下のように定義することができる。  
【数１】
2007181199.tif 000004
【００４５】
ここで１Ｒは、１からなる長さＲ列ベクトルであり、ＩＮは、ＮｘＮ単位行列で、  
【数２】
2007181199.tif 000005
【００４６】
は、クロネッカー積演算子である。この反復は、図２に図示される。熟練者であれば、この「ブロック拡散」は、その後適切なチップ・インタリーバが続く従来ＤＳ−ＣＤＭＡシステムにおけるように、単純なシンボル拡散によって達成できることを認識するだろう。
【００４７】
拡散演算に続いて、プレコード演算が、データ・ベクトルに適用される。プレコーダは線形である。したがって、プレコードされた信号は、  
【数３】
2007181199.tif 000006
【００４８】
のように表すことができる。ここで  
【数４】
2007181199.tif 000007
【００４９】
はｕ番目のユーザのＰ’ｘＰ（恐らくはリダンダント）プレコード行列である。Ｐ＝ＲＮ，Ｐ’＝ＲＮ’，Ｎ’≧Ｎ、Ｐ’≧Ｐであることに注意されたい。Ｌがチャネル・インパルス応答のメモリ順序である場合、受信機における複雑さの少ない逆拡散及び検出を実現するために、Ｎ’≧Ｌ＋１が真であることは重要である。
【００５０】
プレコード演算に続いて、サイクリックな拡張子がユーザのメッセージに追加される。この拡張子は、サイクリックプレフィックス（ＣＰ）あるいはゼロパディング（ＺＰ）の形式をとる。ブロック間干渉が緩和されるように、ＣＰ／ＺＰは、  
【数５】
2007181199.tif 000008
【００５１】
個のシンボルから成ると仮定される。更に、チャネルが、各個別ブロックの間、不変を保つことが仮定される。従って、一時的な変数ｉは、普遍性を失うことなく、以下の議論から省略することができる。
【００５２】
次に、受信機の動作について議論する。同時の同期送信を仮定すると、Ｕ人全てのユーザからの信号は、チャネル内で互いに干渉し、その結果、図３に示すように、受信機において合成される。したがって、受信機における信号は、ＣＰ／ＺＰを除去した後、  
【数６】
2007181199.tif 000009
【００５３】
のように表わすことができる。ここで  
【数７】
2007181199.tif 000010
【００５４】
は、ｕ番目のユーザと受信機との間のチャネルのインパルス応答を記述するＰ’×Ｐ’循環チャネル行列であり、ｖは、ゼロ平均ホワイトガウシアンノイズの長さＰ’ベクトルであり、それぞれ次元当たり  
【数８】
2007181199.tif 000011
【００５５】
の分散を持っている。
【００５６】
受信ベクトルｒはデスプレッダを通り、所望のユーザの信号が、その他全てのユーザの信号から分離される。これは、  
【数９】
2007181199.tif 000012
【００５７】
によって示される。ここで、  
【数１０】
2007181199.tif 000013
【００５８】
は、ｕ番目のユーザのＰ’ｘＮ逆拡散行列である。従って、プレコード行列および逆拡散行列は、ｕ全てに対して、  
【数１１】
2007181199.tif 000014
【００５９】
になるように設計されるべきである。更に、検出の観点から、修正されたノイズ  
【数１２】
2007181199.tif 000015
【００６０】
がホワイトのままであることが望ましい。この設計基準は、以下のように要約される。
【００６１】
ＭＵＩの無い通信については、プレコード行列および逆拡散行列は、  
【数１３】
2007181199.tif 000016
【００６２】
のように設計されるべきである。ここで、０Ｎは、ゼロから成るＮｘＮ行列であり、ｃは定数である。
【００６３】
最後に、長さＮの逆拡散シンボル・ベクトルｙｕが等化器を通って、送信されたデータの推定値が復元される。逆拡散シンボル・ベクトルｙｕは、理想的に他のユーザからの干渉を含まないことに注目することは重要である。従って、どのような従来の単一ユーザ線形又は非線形の等化器も、逆拡散信号に適用することができる。
【００６４】
次の考察は、プレコード行列および逆拡散行列の設計に当てはまる。循環チャネル行列Ｈｕは、  
【数１４】
2007181199.tif 000017
【００６５】
のように表現されると示すことができる。ここで、ＪＲは、１つの要素ずつ列に沿って循環的に下方へシフトされたＩＲであり、Ｈｕ，ｏ及びＨｕ，１は、チャネル・インパルス応答を定義するそれぞれ下部及び上部のＮ’ｘＮ’Toeplitz行列である。チャネル行列のこのような表現により、直感的に、ｕ番目のユーザのプレコード行列を  
【数１５】
2007181199.tif 000018
【００６６】
のように定義することができる。ここでＣｕは、Ｒ×Ｒ対角拡散符号行列であり、  
【数１６】
2007181199.tif 000019
【００６７】
は、Ｎ’ｘＮサブブロックプレコード行列である。同様に、ｕ番目のユーザの逆拡散行列は、  
【数１７】
2007181199.tif 000020
【００６８】
のように設計されるべきである。ここでｄｕは、Ｒｘ１逆拡散ベクトルであり、  
【数１８】
2007181199.tif 000021
【００６９】
は、Ｎ’×Ｎサブブロックデコード行列である。これらの定義により、Ｇ（ｕ，ｕ’）は、  
【数１９】
2007181199.tif 000022
【００７０】
のように表現される。これは、拡散コード（つまりＣｕの対角要素）および逆拡散ベクトルｄｕを注意深く設計することによって、ユーザは受信機において完全に分離されることを示す。
【００７１】
上記式を考慮して、拡散符号及び逆拡散符号を設計することができる。上で得られたＧ（ｕ，ｕ’）のための式は、ユーザが受信機において完全に分離されるためには、全てのユーザのための拡散コードが、直交  
【数２０】
2007181199.tif 000023
【００７２】
及び相互シフト直交  
【数２１】
2007181199.tif 000024
【００７３】
でなければならないことを示唆する。これらの基準を満足する拡散コードは、容易に確認されるように、ＲｘＲ  ＤＦＴ行列の列を含んでいる。
【００７４】
あるいは、拡散コードは、直交ではあるが、相互シフト直交ではないように定義することもできる。この場合、サブブロックのプレコード行列及びデコード行列は、Ｎ’−Ｌ≧Ｎである限り、Ｎ’×Ｎ’上部三角行列Ｈｕ，１のヌル空間内にあるように設計することができる。例えば、Ｎ＝２およびＮ’＝５である場合、ｕ番目のユーザのサブブロックプレコード行列は、  
【数２２】
2007181199.tif 000025
【００７５】
のように定義することができる。あるいは、ｕ番目のユーザのサブブロックデコード行列は、  
【数２３】
2007181199.tif 000026
【００７６】
のように定義することができる。あるいは、その両方を定義することができる。サブブロックプレコーダ／デコーダの設計に関する重要な局面は、サブブロックプレコード行列内のゼロではない入力が初めのＮ行にのみ限定され、サブブロックデコード行列内のゼロではい入力が最後のＮ行にのみ限定されることに留意されたい。このようにして拡散コード行列及びプレコード／デコード行列を設計する利点は、拡散コードに対する設計制限が緩和されるということである。その結果、ＤＦＴ行列の列のような複素数値の拡散シーケンスを用いる代わりに、実数値長さＲのHadamard-Walshシーケンスを拡散コードとして用いることが可能である。この結果は、ＵＷＢシステム（ここでは、低分解能デジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）／低分解能アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）分解能は、一般にわずか４乃至５ビット）のような、低分解能のデジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）及びアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）を使用するシステムにとって重要な意味を持つ。
【００７７】
拡散コードを設計するための別のアプローチは、直交性が満たされていない間、ユーザコード間の相互シフト直交条件が満たされていることを保証することである。この場合、行列Ｈｕ，ｏは常にフルランク（full rank）であり、空のヌル空間を持っているので、プレコーダ／デコーダ設計に関わらず、説明がつかない干渉があるだろう。しかしながら、このアプローチは、多くの場合、計算上複雑であるが、マルチユーザ検出（ＭＵＤ）技術は、今までどおりユーザのメッセージを復元するために使用することができる。
【００７８】
そして、拡散コードは、直交かつ相互シフト直交かつ自己シフト直交になるように設計することができる。すなわち、  
【数２４】
2007181199.tif 000027
【００７９】
このアプローチをとる利点は、結果として得られる受信され逆拡散された信号が、（今までそうだったような循環チャネルではなく）線形の時間不変チャネルを通った従来のシングルキャリア送信に似ているということである。このシナリオが与えられると、連続的に干渉を取り除くような技術、及びその他の従来の時間領域等化器を容易に使用することができる。また、送信された信号はこの場合、全帯域幅に及ぶ。したがって、チャネルの周波数ダイバーシチが最大限に活用される。対照的に、ＤＦＴ行列の列が拡散コードとして使用される場合、送信された信号は、ＦＤＭＡのような構造を持っている。この結果は図４に示される。図４は、ＤＦＴコードが拡散コードとして使用された場合と、自己シフト直交拡散コードが使用された場合とにおける帯域幅利用を示している。ｃｕ＝Ｃｕ１Ｒを定義すると、これら直交特性を備えたシーケンスの一例は、  
【数２５】
2007181199.tif 000028
【００８０】
の通りとなる。
【００８１】
この例において与えられたコードは、２人のユーザを同時にサポートすることができる。シーケンスに自己シフト直交条件を課すことが要求される余分な自由度が、ネットワーク内に同時にサポートされるユーザ数の減少（半分に）をもたらすことに注目することは重要である。
【００８２】
データレートは、拡散コードの長さを変更することによりにより調整される。ユーザのデータレートは、単に拡散ファクタＲを変えることによって変更できることを上記議論から理解するのは容易である。もしもこのアプローチが取られれば、拡散コードそれ自身が変化するであろう。例えば、（スループットの増加により）Ｒが、４から２に減少した場合、与えられたユーザのための拡散コードは、長さ４のＤＦＴコードから、長さ２のHadamard-Walshコードに変わりうる。熟練エンジニアであれば、拡散コード及び拡散ファクタに対して無限数の可能な変更があることを認識するであろう。
【００８３】
以下では、我々は、位相回転プレコーダについて考える。上述したように、送信に先立って、線形プレコーダを各サブブロックに適用することができる。このプレコーダの一つの特別なケースは、冗長ではない（すなわち、Ｎ’＝Ｎ）長さＮの位相ランプの形式をとりうる。この場合、ｕ番目のユーザのサブブロックプレコード行列は、  
【数２６】
2007181199.tif 000029
【００８４】
のように設計されるべきである。ここで、ｄｉａｇ｛・・・｝は、対角線上に、変数の要素を備えた対角行列を示す。また、  
【数２７】
2007181199.tif 000030
【００８５】
は、集合｛０，１，・・・，Ｒ−１｝内の整数であるユーザ特有パラメータである。
【００８６】
次に、対応する位相回転デコーダを示す。上述したように、線形デコーダは、各受信サブブロックに適用することができる。このデコーダの１つの特別なケースは、冗長ではない（すなわち、Ｎ’＝Ｎ）長さＮの位相ランプの形式をとりうる。一般には、サブブロックプレコーダも位相ランプである場合にこのデコーダが使用される。この場合、ｕ番目のユーザのサブブロックデコード行列は、ｕ番目のユーザのサブブロックプレコード行列に等しいべきであり、  
【数２８】
2007181199.tif 000031
【００８７】
によって与えられる。
【００８８】
ＩＤＦＴ／位相回転プレコーダに戻ると、位相回転を適用することに加えて、プレコーダが、ＩＤＦＴ演算を含むように設計されうることは、注目に値する。この特別なケースでは、プレコーダは、長さＮの位相ランプが、後続する冗長ではない（すなわち、Ｎ’＝Ｎ）ＮポイントＩＤＦＴの形式をとりうる。したがって、ｕ番目のユーザのサブブロックプレコード行列は、  
【数２９】
2007181199.tif 000032
【００８９】
のように設計されるべきである。ここで、ＦＮは、ＮｘＮ  ＤＦＴ行列であり、  
【数３０】
2007181199.tif 000033
【００９０】
は、集合｛０，１，・・・，Ｒ−１｝内の整数であるユーザ特有パラメータである。
【００９１】
次に、ＤＦＴ／位相回転デコーダについて検討する。サブブロックデコード行列はＩＤＦＴを含むが、サブブロック・デコーダの実際の利用は、この行列の共役−転置を含む。これは、ＤＦＴを利用することになる。ｕ番目のユーザのサブブロック・デコーダは、ＤＦＴ演算を含むように設計することができる。この特別なケースでは、デコード行列は、長さＮの位相ランプが、後続する冗長ではない（すなわち、Ｎ’＝Ｎ）ＮポイントＩＤＦＴの形式をとりうる。一般に、サブブロックプレコーダが、上述したような位相ランプが後続するＩＤＦＴ又は位相ランプである場合に、このデコーダは使用される。このデコード行列は、  
【数３１】
2007181199.tif 000034
【００９２】
によって与えられる。
【００９３】
シングルタップ等化器が、逆拡散されデコードされたメッセージに適用される。サブブロック・デコーダが、指定されたようなＤＦＴ演算を含む場合、デコードされたメッセージから歪みを取り除くために、シングルタップ周波数領域等化器を使用することができる。この等化器は、ゼロフォース（ＺＦ）、最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）、判定フィードバック等のような資料で見つけることができる任意の数の基準に従って設計することができる。サブブロックプレコード行列が、それぞれ送信されたサブブロックについてＩＤＦＴを実行しない（つまり、送信されたメッセージが、シングルキャリア送信のように時間領域で定義されている）場合、受信機において等化された周波数領域メッセージは、たとえばチャネルデコードとシンボル・マッピングのような更なる処理のために、ＮポイントＩＤＦＴを用いて時間領域に変換されて戻されるべきである。
【００９４】
以下では、複数の送信／受信アンテナの使用について検討する。複数の送信アンテナが使用される場合、上述した技術は、アンテナの各々において適用することができる。特に、異なる拡散コードを、単一ユーザのために、異なる送信アンテナにおいて、メッセージの任意のサブセットに適用することができる。例えば、同じ拡散コードを、全ての送信アンテナにおいて、メッセージに適用することができる。その場合、受信機は、受信信号を逆拡散し、所望のユーザの複数アンテナ送信が復元される。この場合は、ユーザ分離およびその後のＭＩＭＯ検出を示す図５に例示される。逆拡散処理の完了後、よく研究された複数入力複数出力（ＭＩＭＯ）検出問題が残ることが観察される。
【００９５】
あるいは、単一のユーザのために、異なる拡散コードが、各送信アンテナにおいて適用されうる。この場合、受信機は、図６に示すように、様々な送信アンテナから送信された単一ユーザのメッセージと同様に、全てのユーザのメッセージを分離することができる。同時ユーザおよび複数のストリーム分離は、受信機ＲＸに同時にストリームを送信するユーザ１およびユーザ２の例で示される。この例において、ユーザ１，２の各々は、ストリームをプレコードするために３つの符号ベクトル  
【数３２】
2007181199.tif 000035
【００９６】
をそれぞれ使用する。受信すると、受信機ＲＸは、各アンテナｑにおいて受信したユーザ１およびユーザ２からのストリームを逆拡散する。最終的に、受信されたメッセージが等化される。複数の受信アンテナが適用された場合、受信されたメッセージは、例えばＭＩＭＯ検出のような更なる処理の前に、各アンテナについて逆拡散される。
【００９７】
上述した本発明は、全てが固有の特性を持っている少なくとも３つのケースを包含する。これらケースの各々は、使用される拡散コード、サブブロックプレコード／デコード行列の設計によって定義される。下記では、これら３つの特別なケース各々の利点が要約される。
【００９８】
複雑さが低減されたＳＣ−ＦＤＭＡ。
【００９９】
・拡散コード：ＤＦＴ行列の列。  
・サブブロックプレコード行列。：ＮｘＮ位相ランプ。  
・サブブロックデコード行列。：ＮｘＮ位相ランプ。
【０１００】
名前が意味するように、複雑さが低減されたＳＣ−ＦＤＭＡ特別ケースの主な利点は、従来のＳＣ−ＦＤＭＡシステムに対する複雑さの低減である。この複雑さの低減は、従来のＳＣ−ＦＤＭＡ技術で使用されているようなＲＮポイントＤＦＴ／ＩＤＦＴとは逆に、周波数領域等化を実行するために、ＮポイントＤＦＴ／ＩＤＦＴのみが必要とされる事実からくる。この複雑さの低減は、Ｒ＝３３の分散ＳＣ−ＦＤＭＡシステムのためのサブブロック長に対する周波数領域等化の複雑さを示す図７で例示される。
【０１０１】
複雑さが低減されたＯＦＤＭＡ。  
・拡散コード：ＤＦＴ行列の列。  
・サブブロックプレコード行列：ＩＤＦＴ、Ｎ×Ｎ位相ランプ。  
・サブブロックデコード行列：ＩＤＦＴ、ＮｘＮ位相ランプ。
【０１０２】
複雑さが低減されたＳＣ−ＦＤＭＡと同様に、複雑さが低減されたＯＦＤＭＡ特別ケース主な利点は、従来のＯＦＤＭＡシステムに対する複雑さの低減である。この複雑さの低減は、従来のＳＣ−ＦＤＭＡ技術で用いられているＲＮポイントＤＦＴ／ＩＤＦＴとは逆に、周波数領域等化を実行するために、ＮポイントＤＦＴ／ＩＤＦＴのみが必要とされる事実からくる。この複雑さの低減は、図７で例示される。
【０１０３】
自己シフト直交ＣＰ（ＺＰ）−ＣＤＭＡ。  
・拡散コード：自己シフト直交シーケンス。  
・サブブロックプレコード行列：全て。  
・サブブロックデコード行列：全て。
【０１０４】
自己シフト直交方法の主な利点は、チャネルの周波数ダイバーシチの効率的な利用である。前述の２つのケースでは、ＦＤＭＡのような送信構造によって、ＭＵＩの無い送信が維持される。これは、図４に示すように、帯域幅を超えてデータを拡散する自己シフト直交送信の場合には当てはまらない。
【０１０５】
本発明を組み込んだＭＩＭＯシステムの標準ブロック図を図８に示す。ソースから来るデータは、インタリーブされる前に符号化され、インタリーブ後にマップされる。あるいは、符号化ステップとインタリーブステップとのうちの何れか一方あるいはその両方が省略されるかもしれない。この直列的なデータストリームは、次に、多くの並列のデータストリームに変換される。この構成の重要な要素は、やはり拡散／逆拡散ブロック、及びプレコードブロックである。これらを介して、並列のストリームが渡される。送信前に、異なる拡散ブロックを分離するために、サイクリックプレフィックス（ＣＰ）又はゼロパディング（ＺＰ）の形式で、ガードインターバルが適用される。
【０１０６】
図８に示すように、受信機は、受信した並列信号を逆拡散する前に、各ストリームのガードインターバルを取り除く。既に述べたように、等化ブロックは、一般に、任意の単一ユーザ、線形又は非線形、時間領域又は周波数領域の等化器（すなわち線形ゼロフォース（ＺＦ）、線形最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）、判定フィードバック等化器（ＤＦＥ）等）も示すことができる。その後、並列ストリームは、直列データストリームに変換される。逆マップされ、逆インタリーブされたこの信号は、データシンクへの出力のためにデコードされる。あるいは、インタリーブステップ又はデコードステップのうちの何れか一つ又は両方が省略されうる。
【０１０７】
熟練者には、他の多くの有効な代案が思い浮かぶだろう。本発明は、上述した実施例に限定されておらず、特許請求の範囲の精神および範囲内にある技術において、熟練者に明らかな変形例を包含することが理解されるだろう。
【図面の簡単な説明】
【０１０８】
【図１】図１は、本発明による送信機／受信機構造のブロック図を示す。
【図２】図２は、拡散演算を示す。
【図３】図３は、チャネル内で互いに干渉し、受信機において結合するユーザ信号の例を示す。
【図４】図４は、ＤＦＴコードが拡散コードとして使用された場合と、自己シフト直交拡散コードが使用された場合とにおける帯域幅利用を示す。
【図５】図５は、ユーザ分離およびその後のＭＩＭＯ検出を示す。
【図６】図６は、同時ユーザおよび複数ストリーム分離を示す。
【図７】図７は、Ｒ＝３３の分散ＳＣ−ＦＤＭＡシステムの場合における周波数領域等化対サブブロック長さの複雑さを示す。
【図８】図８は、本発明を組み込んだＭＩＭＯシステムのブロック図を示す。
【図１】
2007181199.tif 000036
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
2007181199.tif 000041
【図７】
2007181199.tif 000042
【図８】
2007181199.tif 000043
【外国語明細書】
2007181199000001.pdf