(57)【要約】搬送波同期の提供のため、２つの直接デジタル合成器回路を含むＱＡＭ復調器が開示されている。第１のＤＤＳは、受信機のルート二乗余弦フィルタの上流に配置されて周波数同期を確実にし、一方、第２のＤＤＳは、フィルタの下流にあって位相同期を確実にする。
2004522363.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直交振幅変調（ＱＡＭ）タイプの復調器であって、
入力信号を受信し、第１の信号を生成するアナログデジタル変換器と、
アナログデジタル変換器に電気的に結合され、第１の信号を受信し、ベースバンド信号を生成するベースバンド変換回路とを備え、ベースバンド変換回路は第１の直接デジタル合成器（ＤＤＳ）回路を含み、前記復調器はさらに、
ベースバンド変換回路に電気的に結合され、ベースバンド信号を受信し、フィルタリングされたベースバンド信号を生成する受信フィルタと、
受信フィルタに電気的に結合され、フィルタリングされたベースバンド信号を受信し、フィルタリング後にＱＡＭ信号を生成する搬送波復旧回路とを備え、搬送波復旧回路は第２のＤＤＳ回路を含み、前記復調器はさらに、
搬送波復旧回路に電気的に結合され、フィルタリング後のＱＡＭ信号を受信するシンボル検出回路を備えており、
シンボル検出回路の出力信号は復調されたデータ出力信号である、復調器。
【請求項２】
第１のＤＤＳ回路は乗算器を含む、請求項１に記載の復調器。
【請求項３】
第１のＤＤＳ回路は、
搬送波復旧回路に電気的に結合され、搬送波復旧回路から周波数帰還信号を受信する第１の加算器と、
加算器に電気的に結合されている第１の位相累積回路と、
位相累積回路に電気的に結合され、合成された周波数帰還信号を乗算器へ供給する第１の定数表とをさらに含む、請求項２に記載の復調器。
【請求項４】
搬送波復旧回路は周波数オフセット検出器と位相オフセット検出器とを含み、周波数オフセット検出器は周波数オフセット信号を第１のＤＤＳ回路に供給し、位相オフセット検出器は位相オフセット信号を第２のＤＤＳ回路に供給する、請求項１に記載の復調器。
【請求項５】
第２のＤＤＳ回路は、
位相オフセット検出器に電気的に結合され、位相オフセット信号を受信する第２の加算器と、
第２の加算器に電気的に結合されている第２の位相累積回路と、
第２の位相累積回路に電気的に結合され、合成された位相帰還信号を第１のＤＤＳ回路へ供給する第２の定数表とをさらに含む、請求項４に記載の復調器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【技術分野】
この発明は、直交振幅変調（ＱＡＭ）方式に従って変調された信号を復調するためのＱＡＭタイプの復調器に関する。
【０００２】
【背景技術】
直交振幅変調（ＱＡＭ）は、互いに独立して生成される２つのベースバンド信号を、それぞれ２つの直交搬送波で振幅変調し、結果として生じる信号同士を加えることによってＱＡＭ信号を生成する中間周波数（ＩＦ）変調方式である。ＱＡＭ変調は、デジタル情報を都合のよい周波数帯域に変調するために用いられる。これはおそらく、信号が占めるスペクトル帯域を伝送線の通過帯域に整合させて、信号の周波数分割多重化を可能にしたり、または信号をより小さなアンテナによって放射できるようにするためである。ＱＡＭは、同軸、ハイブリッドファイバ同軸（ＨＦＣ）、およびマイクロ波マルチポート配信無線システム（ＭＭＤＳ）ＴＶネットワークを通してデジタルＴＶ信号を伝送するために、デジタルビデオ放送（ＤＶＢ）、デジタルオーディオビジュアルカウンシル（ＤＡＶＩＣ）およびマルチメディアケーブルネットワークシステム（ＭＣＮＳ）標準化団体に採用されている。
【０００３】
ＱＡＭ変調方式には、２、４、５、６、７、８、９、および１０Ｍｂｉｔ／ｓ／ＭＨｚを提供する可変レベル（４、１６、３２、６４、１２８、２５６、５１２、１０２４）がある。これは、米国の６ＭＨｚのＣＡＴＶチャネルには最大約４２Ｍｂｉｔ／ｓ（ＱＡＭ−２５６）を提供し、８ＭＨｚの欧州のＣＡＴＶチャネルには５６Ｍｂｉｔ／ｓを提供する。これは、単一のアナログＴＶ番組と等価の帯域幅、高解像度テレビ（ＨＤＴＶ）なら約２〜３の番組と等価の帯域幅で伝送される１０のＰＡＬまたはＳＥＣＡＭのＴＶチャネルに相当するということである。音声および映像ストリームはデジタル方式で符号化され、１８８バイトからなるＭＰＥＧ２伝送ストリームパケットにマッピングされる。
【０００４】
ビットストリームはｎビットのパケットに分解される。各パケットは、２つの構成要素ＩおよびＱによって表わされるＱＡＭシンボルにマッピングされる（たとえば、ｎ＝４ビットは１つの１６−ＱＡＭシンボルにマッピングされ、ｎ＝８ビットは１つの２５６−ＱＡＭシンボルにマッピングされる）。構成要素ＩおよびＱはフィルタリングされ、正弦および余弦波（搬送波）を用いて変調されて、独自の無線周波数（ＲＦ）スペクトルがもたらされる。構成要素ＩおよびＱは一般に、同相および直交座標を占める可能離散値を表わす群（ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ）として表わされる。伝送された信号ｓ（ｔ）は以下の式によって得られる。
【０００５】
【数１】
2004522363.tif 000003
【０００６】
ここでｆ０は、ＲＦ信号の中心周波数である。構成要素ＩおよびＱは一般に、送信機および受信機で二乗余弦フィルタリングを用いてフィルタリングされた波形である。したがって、結果として生じるＲＦスペクトルはｆ０を中心とし、Ｒ（１＋α）の帯域幅を有しており、ここでＲはシンボル伝送レート、αは二乗余弦フィルタのロールオフ因子である。時間単位１／Ｒごとにｎビットが１つのＱＡＭシンボルにマッピングされるため、シンボル伝送レートは伝送ビットレートの１／ｎである。
【０００７】
変調された搬送波からベースバンド信号を復旧するため、伝送線の受信端において復調器が用いられる。受信機は、信号を受信する入力増幅器の利得を制御し、信号のシンボル周波数を復旧させ、ＲＦ信号の搬送波周波数を復旧させなければならない。これらの主な機能の後、伝送されたＱＡＭシンボルと伝送の際に加わったノイズとの合計である１つの点がＩ／Ｑ群において受信される。受信機は次に、ＱＡＭシンボル同士間の半分の距離の所に位置する線に基づいてしきい値判定を実行し、送信された見込みの最も高いＱＡＭシンボルを判定する。このシンボルから、ビットは変調器で用いたものと同じマッピングを用いてアンマッピングされる。普通、ビットは次に、実際に伝送されたＱＡＭシンボルに対して起こり得る間違った判定を訂正するフォワードエラーデコーダを通過する。フォワードエラーデコーダは通常、デ・インタリーバ（ｄｅ−ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｒ）を含み、デ・インタリーバの役割は、バーストで生じた起こる恐れがあり他の方法では訂正がより難しいであろうエラーを拡散することである。
【０００８】
上述のように、受信機は、信号のサンプリング周波数を復旧させ、ＲＦ信号の搬送波周波数を復旧させる必要がある。先行技術ではしばしば、搬送波周波数は受信フィルタの後で復旧される。たとえば、バット（Ｂｈａｔｔ）に授与された米国特許第５，３１５，６１９号は、搬送波周波数オフセットを補償するための時間多重プロセッサを含む搬送波復旧システムを記載している。搬送波復旧システムはテレビの信号受信機に用いられている。第´６１９号特許では、直接デジタル合成器が搬送波復旧回路に使用されており、バンドパスフィルタユニットとローパスフィルタユニットの後に配置されている。直接デジタル合成器は、アナログデジタル変換回路の前に配置された入力信号プロセッサへ、周波数制御を送り返す。
【０００９】
純粋にデジタルではない搬送波復旧システムでは、電圧制御オシレータ（ＶＣＯ）が一般的に必要となる。純粋にデジタルの搬送波復旧を有することは、ＶＣＯの必要性をなくし、より良好な搬送波復旧を提供する。しかし、先行技術の純粋にデジタルの搬送波復旧システムは一般的に、受信フィルタの後で信号周波数を復旧させる。フィルタリングの後で信号周波数を復旧させるシステムに起因する欠点の１つは、信号がフィルタリングの後でその最大エネルギレベルを失うことであり、これは信号の利得の低下をもたらす。
【００１０】
この発明の目的は、純粋にデジタルの搬送波復旧プロセスを有するベースバンド変換回路を有し、それにより電圧制御オシレータの必要性をなくすＱＡＭ復調器を提供することにある。
【００１１】
この発明のさらなる目的は、正しい信号周波数を受信フィルタの前に復旧させて、等化および搬送波周波数推定の前で最大信号レベルを維持するＱＡＭ復調器を提供することにある。
【００１２】
【発明の概要】
上述の目的は、一対の直接デジタル合成器（ＤＤＳ）回路を有する直交振幅変調（ＱＡＭ）タイプの復調器によって達成されてきた。第１のＤＤＳ回路は、受信フィルタの前のベースバンド変換回路内に配置され、信号を受信フィルタの帯域幅内になるようデジタル方式で同調させる。第２のＤＤＳ回路は、受信フィルタの後に配置された搬送波復旧回路内にあり、信号の位相を微同調させる役割を持つ。純粋にデジタルの搬送波復旧は、電圧制御オシレータ（ＶＣＯ）の存在を代行（ｅｍｕｌａｔｅ）し、ＶＣＯを使用する必要性をなくし、また、正確性および信号の残存位相ノイズの点でより良好な搬送波復旧を提供する。デュアルＤＤＳ構成は、最大の信号エネルギを維持するために周波数復旧が受信フィルタの前で行なわれるため、周波数復旧に最適であり、また、特に信号上に位相ノイズがある場合、ループが短い搬送波がより良好な位相トラッキングを提供するため、位相復旧にも最適である。
【００１３】
【発明を実行するための最良の形態】
図１を参照すると、この発明のＱＡＭ復調器９９は通常、ネットワークインターフェイスユニット９２の一部として用いられる。ネットワークインターフェイスユニット９２は、ケーブルネットワークから受信された信号９５とデマルチプレクサの入力信号９３との間のインターフェイスブロックとして規定される。ケーブルネットワークからの信号９５はチューナ９６に入力される。チューナはその入力において４７ＭＨｚから８６２ＭＨｚの範囲の周波数を受付け、選択された周波数を或る中間周波数（ＩＦ）にダウンコンバートする。このＩＦ周波数は、地理的場所に関連するようなチャネル帯域幅に依存する。たとえば、ＮＴＳＣ、米国および日本では６ＭＨｚチャネルでＩＦが４４ＭＨｚ近傍であり、ＰＡＬ／ＳＥＣＡＭおよび欧州では８ＭＨｚチャネルでＩＦが３６ＭＨｚ近傍である。チューナの出力は表面弾性波（ＳＡＷ）フィルタ９７へ入力され、ＩＦ周波数はＳＡＷフィルタの中心周波数と等しくなる。ＳＡＷフィルタ９７の出力は、ＳＡＷフィルタの減衰を補償するために用いられる増幅器９８に供給され、次に増幅器９８の出力はＱＡＭ復調器９９に供給される。増幅器９８はまた、ＱＡＭ復調器９９の自動利得制御信号９４によって制御される可変利得も有し得る。ＱＡＭ復調器９９を、無線リンク、無線加入回線、または企業内ネットワークなどのＱＡＭまたはＱＰＳＫ復調を用いたさまざまな他のデジタル伝送システムに用いることも可能である。
【００１４】
図２を参照すると、この発明のＱＡＭ復調器９９は、ＩＦ入力信号１２を受信するアナログデジタル（Ａ／Ｄ）変換器２５を含む。Ａ／Ｄ変換器２５はＩＦ信号１２をサンプリングし、ＩＦ信号１２の中心周波数Ｆ０近傍にデジタルスペクトルを生成する。Ａ／Ｄ変換器２５の出力信号１４はベースバンド変換回路に供給され、それはＩＦ信号をベースバンド信号に変換するため直接デジタル合成器３０を含んでいる。Ａ／Ｄ変換器２５の出力信号１４は、Ａ／Ｄ変換器２５の入力信号１２のアナログ利得を制御するための第１の自動利得制御回路（ＡＧＣ１）１０にも供給される。
【００１５】
信号が信号構成要素Ｉ（同相）およびＱ（直交）を有するベースバンド信号に変換された後、ベースバンド信号は、復調器回路のタイミングを入来信号のシンボルに同期させるために用いられるタイミング復旧回路３５に供給される。タイミング復旧回路３５は入力信号をサンプリングするための連続可変補間フィルタを用いており、それによって回路は、以下にさらに説明されるように、非常に幅広い範囲のシンボルレートを復旧するようになる。信号は次に、第２の自動利得制御（ＡＧＣ２）回路２０の一部であるデジタル乗算器２１０に供給される。次に、信号は受信フィルタ４０を通って等化器４５に供給される。ＡＧＣ２回路２０はデジタルＡＧＣ回路で、等化器４５の入力における信号レベルの微調整を行なう。隣接チャネルが受信フィルタ４０によって除去されるため、デジタルＡＧＣ回路２０は信号自体を考慮するのみであり、したがって、隣接チャネルにより入力電力が減少したかもしれないアナログＡＧＣ１回路１０をデジタル方式で補償する。受信フィルタ４０は、０．１１〜０．３０のロールオフ因子を支持し、タイミング復旧回路の出力信号を受入れ、４３ｄＢよりも高い帯域外除去を確実に行なう、平方根二乗余弦タイプのものである。この著しい除去により、隣接チャネルに対するネットワークインターフェイスユニットのバックオフマージンが増加する。等化器４５は、好ましくない振幅−周波数応答または位相−周波数応答などの、ネットワーク上に発生した異なる欠陥を補償する。中央タップ位置が選択可能なトランスバーサルまたは判定帰還という２つの等化器構造が選択可能である。
【００１６】
等化器４５の出力信号は、搬送波信号を復旧する搬送波復旧回路５０に供給される。搬送波復旧回路５０により、シンボルレートの１２％にもなる周波数オフセットの収集およびトラッキングが可能になる。復旧された周波数オフセットはＩ２Ｃインターフェイスを介してモニタ可能である。この情報を用いて、チューナまたは復調器の周波数を再調整し、信号のフィルタリング劣化を低減させることが可能であり、これはビットエラーレートの向上に役立つ。搬送波復旧回路５０の出力信号５２はシンボル判定回路５５に供給され、また、デジタルＡＧＣ２回路２０内の電力比較器回路２３０およびデジタルループフィルタ２２０にも供給されて、利得制御信号２２５が乗算器２１０に提供される。シンボル判定回路５５内では、信号はシンボルしきい値検出器に供給され、次に差動デコーダに、最後にＤＶＢまたはＤＡＶＩＣデ・マッパ（ｄｅ−ｍａｐｐｅｒ）に供給され、それはフォワードエラー訂正回路６０へ送られる復旧されたビットストリーム５７を生成する。シンボル判定回路の出力５７は、電力比較器回路２３０にも供給される。
【００１７】
フォワードエラー訂正（ＦＥＣ）回路６０はまずフレーム同期６１を行ない、ここで出力においてビットストリームが２０４バイトのパケットに分解される。パケットは次にデ・インタリーバおよびリード−ソロモン（ＲＳ）デコーダ６５に供給され、ここでパケットはデ・インタリーブされ、次に１パケット当り最大８エラー（バイト）の訂正がＲＳデコーダによって行なわれる。ＲＳデコーダはまた、訂正されなかったパケット、およびパケット内の訂正されたバイトの位置に関する他の情報も、もしあれば提供する。１２（ＤＶＢ／ＤＡＶＩＣ）および１７という２つの深度（ｄｅｐｔｈ）がインタリーバ用に選択可能である。深度１７はインパルスノイズに対するシステムの強度を高めるが、信号はモニタでの値と同じ値でインタリーブされていると仮定している。ＲＳデコーディングの後、パケットはエネルギ分散除去のためスクランブル解除（ｄｅ−ｓｃｒａｍｂｌｅ）される。ＦＥＣ回路６０のデータ出力９３はＭＰＥＧ２伝送システム（ＴＳ）パケットで構成されており、復調器９９の出力となっている。また、ビットエラーレート信号６８、６９はデュアルビットエラーレート推定器回路７０に伝送され、デュアルビットエラーレート推定器回路７０は、エラー訂正およびフレームパターン認識に基づいて低いビットエラーレートと高いビットエラーレートとを推定し、ビットエラーレート信号７２を生成する。
【００１８】
上述のように、デュアル自動利得制御（ＡＧＣ）回路が受信フィルタの前と後とに配置され、信号の受信レベルを制御する。第１のＡＧＣ回路１０は、Ａ／Ｄ変換器の入力信号のアナログ利得を制御する。図３を参照すると、Ａ／Ｄ変換器２５の出力信号１４が、ＡＧＣ１  １０の電力推定回路１１０に供給され、受信信号１４の信号レベルを推定し、それを予め定められた信号レベルと比較する。電力推定回路１１０は、信号１４を比較器１４０に入力されるべき方形波に変換するための方形モジュール１３０を含む。比較器１４０は、入力信号を予め定められた基準電圧または比較器しきい値電圧と比較し、入力信号のレベルが比較器しきい値電圧のレベルに適合する場合に出力信号を生成する。比較器しきい値電圧または基準電圧は、修正回路１２０によって適合可能である。修正回路１２０は、隣接チャネル１２５からの信号の存在をモニタし、それに従って基準電圧を適合させる。また、飽和カウンタ１１５の検出は、Ａ／Ｄ変換器において飽和があるかどうかを検出し、もしあれば、信号を修正回路１２０へ送って基準電圧を調整し、飽和をなくす。信号が比較器１４０を通過した後、電力推定器回路１１０の出力信号はデジタルループフィルタ１５０に供給され、それは信号から搬送波周波数構成要素および高調波を除去するが、信号の元の変調周波数は通過させる。デジタルループフィルタ１５０は構成信号１５２を受信するが、これは増幅器最大利得構成を設定して非線形性を制限する。デジタルループフィルタ１５０の出力信号１６２は、パルス幅変調（ＰＷＭ）信号１６０に変換され、それはＲＣフィルタ１７０に供給され、ＲＣフィルタ１７０はＡ／Ｄ変換器の増幅器のアナログ利得を制御する信号１６７を生成する。デジタルループフィルタの別の出力は、デジタルループフィルタの利得値をモニタするための信号１５５を提供する。電力推定はデジタルループ制御によって推定されるため、アナログ利得を制御するＰＷＭ信号は非常に安定した制御をもたらす。
【００１９】
第２のＡＧＣ回路２０は受信フィルタ４０の後に配置されており、したがってＱＡＭ信号自体の受信電力を考慮に入れるだけでよく、内部増幅レベルをしきい値判定前の正しいレベルに適合させる。第２のＡＧＣ回路２０は、隣接チャネルの存在によって生じる第１のＡＧＣ回路１０の減衰を補償し、また、信号レベルをＱＡＭ信号の判定しきい値レベルちょうどに適合させる。図４を参照すると、タイミング復旧回路の出力信号４２は、第２のＡＧＣ回路２０のデジタル乗算器２１０に供給される。デジタル乗算器２１０は信号を乗算し、信号は次に、上述のように、受信フィルタ４０、等化器４５、および搬送波復旧回路５０に供給される。搬送波復旧回路５０の出力は第２のＡＧＣ回路２０の電力比較器回路２３０にフィードバックされ、それは搬送波復旧回路からの出力信号５２と１組のＱＡＭ値とを比較する。デジタルループフィルタ２２０は、いかなるエラー信号もフィルタリングして除去し、利得制御信号２２５をデジタル乗算器２１０へ提供する。また、利得の量をモニタするため、信号２２７がデジタルループフィルタから提供可能である。
【００２０】
図５および６を参照すると、前述の直接デジタル合成器（ＤＤＳ）３０は、受信機の周波数オフセットが大きい場合でも、Ａ／Ｄ変換器２５からの信号１４をデジタル方式で同調させて受信フィルタ４０の帯域幅内になるようにし、入力信号が用いる周波数の値により柔軟性を持たせる。中間周波数（ＩＦ）からベースバンド信号への変換は、受信フィルタ４０の前で第１のＤＤＳ３０の組合せを用いて信号をデジタル方式で同調させて受信フィルタの帯域幅内になるようにし、搬送波復旧回路５０内の第２のＤＤＳ５４５を用いてタイミング復旧回路３５および等化器回路４５の後で信号の位相を微同調させることにより、達成される。
【００２１】
図６を参照すると、ＩＦ信号１２がＡ／Ｄ変換器２５を通過した後、Ａ／Ｄ変換器の出力デジタル信号１４は、ＤＤＳ１  ３０の一部である乗算器３０４に供給される。乗算器３０４はデジタル信号１４を、ＱＡＭシンボルを形成する２つの平行な構成要素であるＩ（同相）およびＱ（直交）に変換する。これらの信号構成要素は、上述のように、受信フィルタ４０、等化器４５、および搬送波復旧回路５０を通過する。図５を参照すると、搬送波復旧回路５０は、搬送波信号を復旧させてデジタルＡＧＣ２回路２０とシンボル検出回路５５とに送るための周波数オフセット検出回路５２５および位相オフセット検出回路５３５を含む。復旧された周波数オフセットはＩ２Ｃインターフェイスを介してモニタ可能であり、その情報を用いてチューナ周波数を再調整し、信号上のフィルタリング劣化を低減させ、それによりビットエラーレートを向上させることができる。また、この情報を信号５２７としてＤＤＳ１回路３０へ送り、受信フィルタ４０の前で完全に正確な周波数を復旧させることもできる。位相検出回路５３５は信号５３７をＤＤＳ２回路５４５へ送る。ループが長い周波数のダウンコンバージョンは、等化と搬送波周波数推定の前に最大の信号エネルギを維持するために受信フィルタ４０の前で行なわれるため、周波数復旧に最適であり、一方、ループが短い搬送波の位相復旧は、特に信号上に位相ノイズがある場合、位相トラッキングに最適であるので、デュアルＤＤＳ構成を採用してＩＦ信号のベースバンド信号へのダウンコンバージョンを制御することは有利である。
【００２２】
図６を参照すると、搬送波復旧周波数帰還信号５２７は、ＤＤＳ１回路３０内の加算器回路３０６に供給される。加算器回路３０６は周波数帰還信号５２７を構成されたＩＦ周波数２７に加算し、結果として生じる信号は位相累積回路３０５へ供給され、それは周波数帰還信号５２７により決定される周波数要素を累積する。信号は、信号を合成する正弦波の値を含む定数表３０３に供給される。合成された信号３１６は乗算器３０４にまた供給される。図５を再度参照すると、第２のＤＤＳ２回路５４５は、位相検出回路５３５の出力信号５３７を合成するという点以外は同様に動作する。純粋にデジタルの搬送波復旧は、電圧制御オシレータ（ＶＣＯ）を使用する必要をなくし、正確性および信号の残存位相ノイズの点でより良好な搬送波復旧を提供する。
【００２３】
図７を参照すると、タイミング復旧回路３５は、入力信号をリサンプリングするための、シンボルレートに連続して適応する補間フィルタ３５２を用いている。ｔ／Ｔｓ（時間／サンプリング間隔）の関数として規定される補間関数を用いる先行技術の補間方法とは対照的に、タイミング復旧回路３５で用いられる補間方法は、ｔ／Ｔｉ（時間／補間間隔）の関数として規定される。これにより、補間フィルタリングは性能および複雑性の点でシンボルレートから完全に独立することになり、補間子が受信チャネルの帯域幅外の信号の大部分を除去するため、隣接チャネルはより良好に除去される。
【００２４】
モデム用途における補間の目的は、１／Ｔｓのレートでアナログデジタル変換器により生成されたデジタルサンプルｘ（ｋＴｓ）３２５を処理して、伝送ボーレート１／Ｔの倍数である１／Ｔｉのレートで「補間出力」ｙ（ｋＴｉ）３６５を生成することにある。
【００２５】
次に、時間連続フィルタを用いた補間について記載する。図８を参照して数学的モデルを説明する。これはアナログインパルス８１４を生成する架空のデジタルアナログ変換器８０２を含み、次に時間連続フィルタｈ（ｔ）８０４、および時間ｔ＝ｋＴｉでのリサンプラ８０６が続く。出力された補間出力８２０は以下の式によって表わされる。
【００２６】
【数２】
2004522363.tif 000004
【００２７】
図７を再度参照すると、リサンプル時刻ｐ＝ｋＴｉは数値制御オシレータ３５８によって送られる。数値制御オシレータ３５８は、時間ｍＴｓごとに２つの信号を生成する。第１の信号３６１はオーバーフロー信号ζで、リサンプル時刻（ｔ＝ｋＴｉ）が最後のＴｓ周期中に起こったことを示す。第２の信号３６２はＴｉ−部分信号ηで、ηＴｉは最後のリサンプル時刻からの時間を表わす。
【００２８】
数値制御オシレータ３５８は、比率Ｔｓ／Ｔｉを推定する信号Ｗ（ｍ）によって制御される。実用的なモデム用途では、Ｗ（ｍ）は、位相エラー推定器またはタイミングエラー検出器３５４によって駆動されるループフィルタ３５６によって送られる。
【００２９】
この数学的記載は以下の式を用いて書くことができる。
【００３０】
【数３】
2004522363.tif 000005
【００３１】
サンプリング周期Ｔｓによって正規化されたフィルタｈ（ｔ）を用いる先行技術の補間方法は、Ｔｓ基準点指数とＴｓ分数インターバルとを導入している。この発明が用いる補間方法では、上述の式（１）はｈを変数η・Ｔｉの関数にして書き直される。関数ｈのこの特性により、補間のタイミングおよび周波数応答は、補間出力のレートに対して、したがってボーレートに対して不変となる。これを達成するには、まず、サンプリング時刻ｍＴｓは以下のように書くことができることに注目されたい。
【００３２】
【数４】
2004522363.tif 000006
【００３３】
ここで、η（ｍ）はｎｃｏの直接出力であり、（ｌｍ−１）はｔ＝０から時間ｔ＝ｍＴｓまでのオーバーフロー（ζ＝１）の数である。ｌｍ＝１となるようなすべてのｍを含む整数インターバルｉ１を導入することにより、式（１）は以下のように書くことができる。
【００３４】
【数５】
2004522363.tif 000007
【００３５】
ｈ（ｔ）が間隔［Ｉ１Ｔｉ，Ｉ２Ｔｉ］にわたる有限長インパルス応答であると仮定すると、式（３）は、指数ｊ＝ｋ−ｌの場合、以下の式（４）のように再構成される。
【００３６】
【数６】
2004522363.tif 000008
【００３７】
ただし、
【００３８】
【数７】
2004522363.tif 000009
【００３９】
である。
最後の式は、補間出力がａｊ（ｌＴｉ）の（Ｉ１＋Ｉ２＋１）項を加算し遅延させることにより計算されることを示し、ここでａｊ（ｌＴｉ）は、時間間隔［ｌ−１）Ｔｉ，ｌＴｉ］にわたって入力サンプルｘ（ｍＴｓ）と係数ｈ［（ｊ＋η（ｍ））Ｔｉ］との積を累算したものである。
【００４０】
図９を参照すると、ａｊは、オーバーフロー信号ζ（ｍ）＝１の場合にリセットされる乗算器−累算器演算子９０８を用いて実用的に実現されている。入力η（ｍ）が数値制御オシレータ（ＮＣＯ）９１０によって出力されると、係数ｈ［（ｊ＋η（ｍ））Ｔｉ］が係数計算ブロック９０９によって送られる。
【００４１】
なお、乗算器−累算器は１／Ｔｓの周波数で動作し、ａｊの合計は１／Ｔｉの周波数で計算される。低い比率Ｔｓ／Ｔｉに対しては、多数の乗算−累算が長いＴｉ周期中に処理される。これにより、Ｔｉ−補間子は、Ｔｓに関して時間インパルス応答がより長くなり、サンプリング周波数に関して周波数帯域幅がより狭くなる。
【００４２】
実用上の理由により、ｈ［（ｊ＋η）Ｔｉ］は間隔［０，１］にわたるηの多項式関数であってもよく、ｈ［（ｊ＋η）Ｔｉ］＝ｐｊ（η）である。三次の多項式が実用的な実現用に選択されているが、これは、計算の複雑性を低減させ、ほんの少しの間隔Ｔｉ（通常４から８）でインパルス応答ｈ（ｔ）に対する非常に良好な性能が可能となるためである。多項式の特定の形を用いて計算の複雑性をさらに低減させることもできる。多項数の次数、形、および数（Ｉ１＋Ｉ２＋１）が一旦選択されると、多項式のパラメータは、インパルス応答ｈ（ｔ）上のスペクトルの制約を表わすコスト関数を最小限に抑えることによって計算される。
【００４３】
なお、係数ｈ［（ｊ＋η（ｍ））Ｔｉ］の計算に用いられる変数ηは、先行技術のＴｓ−補間方法の場合と同様、さらなる計算および近似をまったく必要としない。
【００４４】
図１０を参照すると、前述の搬送波復旧回路５０は、ＱＡＭ復調器によって見られる残存位相ノイズおよび付加的ノイズの推定を作り出す位相ノイズ推定回路５０６、および付加的ノイズ推定回路５０７を含む。この推定によりユーザは、搬送波ループ帯域幅を最適化して位相ノイズと付加的ノイズとの最良の兼ね合いに達することができる。受信されたＱＡＭシンボル５０４は、シンボル検出または判定ブロック５０８に供給される。受信されたＱＡＭシンボル５０４は、距離的には可能伝送ＱＡＭシンボルに近いがノイズのために異なっている、Ｉ／Ｑ座標における１つの点である。シンボル検出ブロック５０８は、受信ＱＡＭシンボルと可能伝送ＱＡＭシンボル（しきい値シンボル）との最小距離を探索することにより、最も見込みのある伝送ＱＡＭシンボルを判定する。このように、シンボル検出ブロック５０８はどのＱＡＭシンボルが伝送されたかを判断する。判定されたＱＡＭシンボル５０９と受信されたＱＡＭシンボル５０４との最小二乗平均（ＬＭＳ）エラーが、当該技術分野において公知であるようなＬＭＳエラー方法５０５によって判断され、ＬＭＳエラー信号５１２が、判定されたＱＡＭシンボル５０９とともに、位相ノイズ推定器５０６および付加的ノイズ推定器５０７の各々に供給される。
【００４５】
位相ノイズの推定は最小二乗平均エラー（ｄｘ＋ｊｄｙ）に基づいており、ここで、ｄｘ＋ｊｄｙ＝（受信点−判定されたＱＡＭシンボル）である。このエラーは、ＩおよびＱ上に最大かつ同じ振幅を有するＱＡＭシンボル（｜ａ｜＋ｊ｜ａ｜）に対してのみ考慮される。平均位相ノイズはその場合、Ｅ［ｄｘ＊ｄｙ］＝−｜ａ｜２Ｅ（ｐｈ２）によって得られ、ここでＥは平均を表わし、ｐｈは残存位相ノイズを表わす。位相ノイズ推定器の結果５１８は、付加的ノイズに依存しない。
【００４６】
付加的ノイズの推定は、位相ノイズの推定と同様、同じエラー信号５１２に基づいて行なわれるが、ノイズを推定する場合のエラーは、ＩおよびＱ上に最小振幅（｜ａ｜＝１）を有するＱＡＭシンボルのみに基づいている。平均付加的ノイズは、Ｅ［ｄｘ＊ｓｇｎ（Ｉ）＊Ｉ＋ｄｙ＊ｓｇｎ（Ｑ）＊Ｑ）２］＝Ｅ［ｎ２］によって得られ、ここでｎは複合付加的ノイズを示す。付加的ノイズ推定器の結果は信号の位相に依存しない。
【００４７】
図１１を参照すると、前述のシンボル検出回路からの復旧されたビットストリーム５７は、フォワードエラー訂正（ＦＥＣ）デコーダ６０内のフレーム同期復旧（ＦＳＲ）回路６１に供給される。ＦＳＲ回路６１は、出力においてビットストリームを２０４バイトのパケットに分解する。次にパケットはフレームパターンカウンタ６２に供給され、それはＦＥＣエンコーダによって符号化されない同期パターンなどのさらなる情報を得るために、十分に多数のフレームにわたってフレームの認識可能なパターンをカウントし続ける。この情報は、デュアルＢＥＲユニット７０の第１のビットエラーレート推定器７１５に入力される。ビットストリームパケットは次に、ＭＰＥＧ  ＴＳデータ出力信号９３を上述の方法で生成するデ・インタリーバおよびＦＥＣデコーダユニット６５に供給される。訂正可能なエラー６９は、デュアルＢＥＲユニット７０内のカウンタ７０５に提供され、次に第２のビットエラーレート推定器７１６に提供される。第１のＢＥＲ推定器ユニット７１５および第２のＢＥＲ推定器ユニット７１６の出力は、２つのＢＥＲ出力を比較するソフトウェア処理ユニット７１０へ行く。これにより、ノイズがバーストによって生じたかまたは分布エラーによって生じたかなどのノイズの種類についてのさらなる情報が得られる。１０−３未満というような低いビットエラーレートの場合、第２のビットエラーレート推定器７１６はより正確な値を生成する。ＢＥＲが高い場合、またはバーストエラーの場合は、符号の訂正能力を上回っているため、第２のＢＥＲ推定器７１６は精密ではなくなる。この場合、第１のＢＥＲ推定器７１５がより精密になる。
【００４８】
デュアルビットエラーレート推定器回路により、ひどく歪んだ、またはノイズのあるチャネルの場合でも、伝送リンクの品質を評価することが可能になり、これは受信不良の原因を識別するのに役立つことができる。特に、ＦＥＣデコーダ６５は、インタリーバの力が十分なエラー拡散を提供してエラーをフレーム中に均一に、エラー訂正符号の訂正能力を下回るように分布させる場合には、非常に正確な情報を提供するが、長いバーストエラーの場合には非常に不正確な情報を提供する。
【００４９】
２種類の情報を比較することにより、ネットワーク上に起こり得るノイズエラーの種類を検出する方法が提供される。これにより、たとえば、受信不良がバーストノイズによるものか、または位相ノイズ、フェージングなどの他の問題によるものかが検出できる。バーストノイズが非常に長いいくつかの場合では、エラーのすべてが伝送の或る特定の瞬間に起こったものであるにもかかわらず、ＦＥＣデコーダが比較的低いビットエラーレートを示して、たとえばＴＶ画像、オーディオサウンドなどの伝送リンクによって伝えられる情報の内容を完全に変えてしまう場合がある。デュアルＢＥＲ推定器回路は、不良伝送の原因の判断、およびそれによる問題の解決をより簡単にする。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の復調器が使われてもよいネットワークインターフェイスユニットのブロック図である。
【図２】この発明の復調器のブロック図である。
【図３】図２に示された復調器の第１のＡＧＣユニットのブロック図である。
【図４】図２に示された復調器の第２のＡＧＣユニットのブロック図である。
【図５】図２に示された復調器の一部のブロック図である。
【図６】図２に示された復調器の直接デジタル合成器のブロック図である。
【図７】図２に示された復調器のデジタルタイミング復旧回路のブロック図である。
【図８】公知の補間モデルのブロック図である。
【図９】図７のデジタルタイミング復旧回路において用いられる補間モデルのブロック図である。
【図１０】図２の復調器のシンボル検出回路において用いられる位相ノイズおよび付加的ノイズ推定器のブロック図である。
【図１１】図２の復調器において用いられるデュアルビットエラーレート推定器のブロック図である。
【図１】
2004522363.tif 000010
【図２】
2004522363.tif 000011
【図３】
2004522363.tif 000012
【図４】
2004522363.tif 000013
【図５】
2004522363.tif 000014
【図６】
2004522363.tif 000015
【図７】
2004522363.tif 000016
【図８】
2004522363.tif 000017
【図９】
2004522363.tif 000018
【図１０】
2004522363.tif 000019
【図１１】
2004522363.tif 000020
【国際公開パンフレット】
2004522363.tif 000021
2004522363.tif 000022
2004522363.tif 000023
2004522363.tif 000024
2004522363.tif 000025
2004522363.tif 000026
2004522363.tif 000027
2004522363.tif 000028
2004522363.tif 000029
2004522363.tif 000030
2004522363.tif 000031
2004522363.tif 000032
2004522363.tif 000033
2004522363.tif 000034
2004522363.tif 000035
2004522363.tif 000036
2004522363.tif 000037
2004522363.tif 000038
2004522363.tif 000039
2004522363.tif 000040
2004522363.tif 000041
2004522363.tif 000042
2004522363.tif 000043
2004522363.tif 000044
2004522363.tif 000045
2004522363.tif 000046
2004522363.tif 000047
2004522363.tif 000048
【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
2004522363.tif 000049
【国際調査報告】
2004522363.tif 000050
2004522363.tif 000051
2004522363.tif 000052