(57)【要約】構成要素数の減少を伴う一群のスイッチング増幅器を提供する。それら増幅器はタップ変圧器（Ｔ１）を作動させる設置基準スイッチから構成される電力変調器（１２）を有する。同期復調器（１６）は変調された電圧を音声信号に変換する。本発明の一実施形態においては、同期復調器（１６）は、拡声器により接地基準に変圧器（Ｔ１）を選択的に接続するＨブリッジ構成におけるスイッチから構成され、両極性電圧を用いてそれを作動させる。双方向スイッチを用いる同期復調器（１６）を機能させるためにＭＯＳＦＥＴを用いる複数の異なる実施形態は総構成要素数を減らし、増幅の効率を向上させる。電力変調器（１２）と同期復調器（１６）のタイミング制御は電力変調器（１２）のゼロ電流スイッチングを可能にする。
2004522343.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＤＣ電源装置から拡声器への電力をデジタル的に処理するための高効率スイッチング増幅器であって：
ＤＣ電圧を供給するための電源；
ＤＣ電圧を変調電圧に変換するための電力変調器；
変調された電圧の振幅を変化させるための変圧器；
拡声器を作動させる音声信号に変調された電圧を再構成するための同期復調器；並びに
電力変調器及び同期復調器の操作を制御するデジタル信号を生成するために音声信号を受信する制御器；
から構成され、
制御器は電力変調器及び同期復調器へのデジタル信号のタイミングを制御し、それ故、デジタル信号は実質的に同期して状態が変化する；
ことを特徴とするスイッチング増幅器。
【請求項２】
第１ターミナル、第２ターミナル、第１センタタップである第３ターミナル、第４ターミナルをもつ第２巻き線、第５ターミナル、及び第２センタタップである第６ターミナルを有する変圧器；
接地基準に変圧器の第１ターミナルを選択的に接続するための第１スイッチ、及び設置基準に変圧器の第２ターミナルを選択的に接続するための第２スイッチから構成される電力変調器；
第３ターミナルと接地基準との間に接続される電源；
ロードにより接地基準に変圧器の第６ターミナルを選択的に接続するためのＨブリッジ構成における４つのスイッチから構成される同機復調器；並びに
電力変調器及び同期復調器の動作を制御するデジタル信号を生成するための音声信号を受信する制御器；
から構成される高効率スイッチング増幅器であって、
Ｈブリッジの４つのスイッチはＨブリッジを横断して接続されるロードに両極性信号を供給し、制御器はゼロ電流スイッチングにおいて両極性信号を動作するために電力変調器のタイミングを制御する；
ことを特徴とする高効率スイッチング増幅器。
【請求項３】
第１ターミナル、第２ターミナル、センタタップである第３ターミナルをもつ第１巻き線と第２巻き線を有する変圧器；
変圧器の第１巻き線に接続される電源；
第１接地基準に変圧器の第１巻き線を選択的に接続するための電力変調器；
第２接地基準に変圧器の第１及び第２ターミナルを選択的に接続するための第１及び第２スイッチ、そしてロードにより第２設置基準に変圧器のセンタタップを選択的に接続するためのＨブリッジ構成における４つのスイッチ、から構成される同期復調器；
電力変調器及び同期復調器の動作を制御するデジタル信号を生成するために音声信号を受信するための制御器；
から構成される高効率スイッチング増幅器であって、
Ｈブリッジの４つのスイッチはＨブリッジを横断して接続されるロードに両極性信号を供給し、制御器はゼロ電流スイッチングにおいてそれらを動作させるために同期復調器の第１及び第２スイッチそして電力変調器のタイミングを制御する；
ことを特徴とする高効率スイッチング増幅器。
【請求項４】
請求項３に記載の高効率スイッチング増幅器であって、電力変調器はプッシュプル電力スイッチである、ことを特徴とする高効率スイッチング増幅器。
【請求項５】
請求項３に記載の高効率スイッチング増幅器であって、電力変調器はハーフブリッジ電力スイッチである、ことを特徴とする高効率スイッチング増幅器。
【請求項６】
請求項３に記載の高効率スイッチング増幅器であって、電力変調器はフルブリッジ電力スイッチである、ことを特徴とする高効率スイッチング増幅器。
【請求項７】
第１ターミナル、第２ターミナル、センタタップである第３ターミナル、第４ターミナル及び第５ターミナルをもつ複数のタップ巻き線を有する変圧器；
接地基準に変圧器の第１及び第２ターミナルに選択的に接続するための第１及び第２スイッチから構成される電力変調器；
接地基準と変圧器の第３ターミナルとの間に接続される電源；
変圧器の第４および第５ターミナルと直列に各々接続され共通接続ノードを有する第１及び第２双方向スイッチ、そしてロードにより接地基準に第１及び第２双方向スイッチの共通接続ノードを選択的に接続するためのＨブリッジ構成における４つのスイッチ、から構成される同期復調器；並びに
電力変調器及び同期復調器の動作を制御するデジタル信号を生成するために音声信号を受信する制御器；
から構成される高効率スイッチング増幅器であって、
制御器はゼロ電流スイッチングにおいて動作するために電力変調器のタイミングを制御する；
ことを特徴とする高効率スイッチング増幅器。
【請求項８】
請求項７に記載の高効率スイッチング増幅器であって、同期復調器は、ロードにより接地基準に変圧器の第４及び第５ターミナルに選択的に接続するためのＨブリッジ構成において４つの双方向スイッチから構成される、ことを特徴とする高効率スイッチング増幅器。
【請求項９】
請求項７に記載の高効率スイッチング増幅器であって、電力変調器は、変圧器のセンタタップと直列である第３スイッチから付加的に構成され、Ｈブリッジの４つのスイッチはＭＯＳＦＥＴである、ことを特徴とする高効率スイッチング増幅器。
【請求項１０】
請求項８に記載の高効率スイッチング増幅器であって、変圧器は第１巻き線と第２巻き線とをもつ絶縁性変圧器であり、第２巻き線はセンタタップを有する、ことを特徴とする高効率スイッチング増幅器。
【請求項１１】
請求項１０に記載の高効率スイッチング増幅器であって、同期復調器は、Ｈブリッジ構成における４つのＭＯＳＦＥＴとセンタタップと直列に接続される第５ＭＯＳＦＥＴとから構成される、ことを特徴とする高効率スイッチング増幅器。
【請求項１２】
請求項１１に記載の高効率スイッチング増幅器であって、電力変調器はハーフブリッジ電力変調器である、ことを特徴とする高効率スイッチング増幅器。
【請求項１３】
請求項１１に記載の高効率スイッチング増幅器であって、電力変調器はフルブリッジ電力変調器である、ことを特徴とする高効率スイッチング増幅器。
【請求項１４】
請求項１０に記載の高効率スイッチング増幅器であって、絶縁性変圧器は直列に接続される巻き線を有する２組の絶縁性変圧器に分割される、ことを特徴とする高効率スイッチング増幅器。
【請求項１５】
請求項１４に記載の高効率スイッチング増幅器であって、Ｈブリッジの４つのスイッチの２組は設置基準に接続されるために再配置される、ことを特徴とする高効率スイッチング増幅器。
【請求項１６】
請求項１５に記載の高効率スイッチング増幅器であって、４つのスイッチは設置基準化されたＭＯＳＦＥＴである、ことを特徴とする高効率スイッチング増幅器。
【請求項１７】
ＤＣ電源装置から絶縁された拡声器を作動するためにＤＣ電源装置から電力をデジタル的に処理するための高効率スイッチング増幅器であって：
ＤＣ電圧を供給するための電源；
ＤＣ電圧を変調電圧に変換するための電力変調器；
変調された電圧の振幅を変化させるための変圧器；
変調された電圧の振幅を変化させるための２つの変圧器であって、２つの変圧器は各々第１巻き線及び第２巻き線を有し、２つの第１巻き線は直列に接続される、２つの変圧器；
拡声器を作動させる音声信号に変調された電圧を再構成するための同期復調器であって、復調器は、拡声器により、電源から絶縁された第２接地基準に第２巻き線を選択的に接続する４つの双方向スイッチから構成される、同期復調器；並びに
制御器は電力変調器及び同期復調器へのデジタル信号のタイミングを制御し、それ故、デジタル信号は実質的に同期して状態が変化する；
から構成され、
制御器は電力変調器及び同期復調器へのデジタル信号のタイミングを制御し、それ故、デジタル信号は実質的に同期して状態が変化する；
ことを特徴とする高効率スイッチング増幅器。
【請求項１８】
請求項１７に記載の高効率スイッチング増幅器であって、同期復調器の４つの双方向スイッチはトランジスタである、ことを特徴とする高効率スイッチング増幅器。
【請求項１９】
請求項１７に記載の高効率スイッチング増幅器であって、同期復調器の４つの双方向スイッチはＭＯＳＦＥＴである、ことを特徴とする高効率スイッチング増幅器。
【請求項２０】
電力変調器、変圧器、同期復調器及び制御器を有するスイッチング増幅器のスイッチング損失を減少させるための方法であって；
電力変調器にタイミング信号を適応可能であるように送信する段階；並びに
所定の遅延の後に、同期復調器にタイミング信号を送信する段階；
から構成され、
所定の遅延は電力変調器がゼロ電流スイッチングにおいて動作するようにする；
ことを特徴とする方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般に、パワー変換に関し、特に、スイッチング電力増幅器に関する。
【背景技術】
【０００２】
Ｄクラスのスイッチング増幅器又はデジタル増幅器は電子技術者の周知のテーマである。自動車用シャーシが接地基準となる自動車の応用において、増幅器はバッテリの電圧により動作する必要があり、その電圧は、大気温度が氷点下であるときは７Ｖにすることができ、スタータがアクティブになったときは３．５Ｖまで低下する。最小のバッテリ電圧の結果として、バッテリ電圧により動作する高電力スイッチング増幅器は、図１に示すような、ブースト誘導子、主スイッチ、ブースト整流器及び電流の高レベル処理を行う蓄積コンデンサを有する、図１に示すような、ブースト変換器を必要とする。高電力増幅器が扱う必要がある電流レベルは、たった５０乃至１００Ｗの出力電力に対して非常に高く、即ち数十Ａにすることが可能である。ブースと変換器及びＤクラスの増幅器を用いる従来の方法は、ＭＯＳＦＥＴスイッチ及び所謂“損失のない”スナッバをも含むスナッバネットワークにおいて高損失を生じる。そのような損失のないスナッバにおいて、ショットキ整流器を流れる２０Ａの電流は、その整流器における５Ｗ以上の熱損失をもたらす。しばしば並列にして用いられ、そのような大きい電流をスイッチングするＭＯＳＦＥＴにおいても、同程度の熱量を損失する。それ故、高効率、小型及び低コスト全てに対する要求は簡単に満たされるものではない。これらの要求は、より低電圧のバッテリにより作動する、場内放送用メガホン又はマルチメディアデスクトップコンピュータ等の使用スペースが重要視される可搬型装置に更に適切に適用するものである。勿論、変圧器と整流器を用いることによって殆どのＡＣ電源からＤＣ電圧を得ることが可能である。なるほど、殆どの従来の増幅器においては、電源は主要なものであり、体積が大きく且つ高価な構成要素である。増幅器のエネルギー効率を高めることが可能である技術は優位性を発揮できることになる。
【０００３】
その背景としては、米国特許第５，９６３，０８６号明細書（特許文献１）において、先行技術の音声スイッチング増幅器についての特許の広範囲に亘るリストを提供している。米国特許第５，６１７，０５８号明細書（特許文献２）は、トライステート（ｔｒｉ−ｓｔａｔｅ）電力スイッチを用いるターナリ（ｔｅｒｎａｒｙ）スイッチング増幅器について教示している。米国特許第４，５７３，０１８号明細書（特許文献３）は、音声入力信号により変調された高周波数キャリア電圧がセンタタップを備えた第２巻き線を有する変圧器を通り、音声信号の損失を回復するために整流するような、スイッチング増幅器について教示している。そのような増幅器は、高い誘導性を示す代表的な拡声器を作動することが可能ではなく、ＤＣ電源における双方向的なエネルギーの移動が必要である。米国特許第５，９８６，４９８号明細書（特許文献４）は、類似するキャリア電圧の整流について教示しているが、それ故、位相のずれたネットワークによる大きい歪みと制限された帯域幅に加えて、双方向性のエネルギー移動能力の同様な欠如、及び変圧器を通る信号の速度を低下させる傾向にあるリークインダクタンス及び変圧器における遅延を補償する困難性が厄介である。
【０００４】
このように、自動車と可搬型の応用についての増幅器のため、又は、特に電力についての要求が１００Ｗ以上であるときのＡＣ主作動増幅器のためでさえある一般にはバッテリ作動増幅器のために、より良好な対処法が待望されている。
【特許文献１】米国特許第５，９６３，０８６号明細書
【特許文献２】米国特許第５，６１７，０５８号明細書
【特許文献３】米国特許第４，５７３，０１８号明細書
【特許文献４】米国特許第５，９８６，４９８号明細書
【発明の開示】
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明は、低電圧により主に作動する一群の大電力増幅器を提供する。この一群の増幅器は、より高いレベルに変調電圧を変化させる変圧器に変調電圧を供給する電力変調器から構成される。同期変調器は、高レベルの変調電圧からの音声信号を再構成し、拡声器を作動させる。電力変調器は、反対方向に高電流を流すスイッチを、それらの高電流の差を処理するスイッチに本質的に一体化させ、その結果、電気伝導及びスイッチングの損失、更に、スナッダネットワークのような補助回路の損失を大幅に削減する。更に、単一段階電力処理がＮクラスの増幅器の多くの実施形態に適用される。種々の実施形態において用いられる一部の変圧器は、電流の差のみを伝導するタップを備えた巻き線のみを有しており、それ故、それらの変圧器は、同じ電力を処理する従来の多重巻き線変圧器に比較して非常に小さく、それぞれの巻き線はかなり大きい電流を導く。
【発明の効果】
【０００６】
従って、本発明の幾つかの目的及び利点は次のような内容である。
（ａ）音声信号を高効率で増幅するための方法及び装置を提供する。
（ｂ）バッテリ作動システムのためのスイッチング増幅器のサイズを最小化するための方法及び装置を提供する。
（ｃ）スイッチング増幅器における構成要素数を最少化するための方法及び装置を提供する。
（ｄ）高効率スイッチング増幅器のための方法及び装置を提供する。
（ｅ）更なる本発明の目的及び利点は、図とそれに伴う説明を考慮することにより明らかになるであろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００７】
本発明の一群のＮクラスのスイッチング増幅器は、図１に一般的なブロック図を示すように、変圧器Ｔ１を作動させるパルス幅変調（ＰＷＭ：ｐｕｌｓｅ−ｗｉｄｔｈ  ｍｏｄｕｌａｔｅｄ）電圧１４を生成する電力変調器１２に電力を供給する電源１０から構成される。同期復調器１６は、拡声器ＬＳ１を作動する増幅音声信号１８に変圧器Ｔ１により送り戻されるＰＷＭ電圧１４からの信号を再構成する。入力としての音声信号を受信する制御器２６は、適切なパルスを用いてそれらを作動することにより同期復調器１６と電力変調器１２の操作を制御する。電力変調器１２とそれが適合された同期復調器は、同じ時間にＰＷＭ電圧１４を本質的に処理する。
【０００８】
定義と用語を明らかにするに、変調器は、一般に、振幅、位相、パルスデューティ比、エネルギー等のような特性の少なくとも１つが入力又は変調信号により変化する、パルス又は波形を供給することができる電気回路又は装置である。電力変調器１２は、入力信号に従って高電圧を変調し又はチョッピングすることにより、一般に高エネルギー信号を発する。復調器は、変調された信号を他の異なる特性をもつ信号に変換する回路又は装置であり、特に、変調された信号からオリジナルの変調信号を抽出する回路又は装置である。同期復調器は、復調器が処理する変調された信号とのある所定のタイミング関係にある外部のタイミング信号を用いて変調された信号で作動する復調器である。このような仕様において、変調器１２と同期復調器１６の両者は、低い状態と高い状態の２つの状態を本質的にもつ信号を処理し、それ故、それらは信号をデジタル的に処理するとみなされる。
【０００９】
第１の本発明の増幅器の実施形態においては、図２に示すように、一対のプッシュプルスイッチＱ５−Ｑ６から構成される電力変調器１２はセンタタップ主巻き線４０を作動し、一対の第２プッシュプルスイッチＱ７−Ｑ８は変圧器Ｔ１のセンタタップ第２巻き線４２を作動する。結果として得られた昇圧されパルス化した出力電圧ＶＯＵＴは従来のＨブリッジＱ１−Ｑ４に供給されるが、同期復調器１６のようにターナリ（又はトライステート）モードにおいて作動され、スイッチング増幅器を形成する。このスイッチング（又はＮクラスと呼ばれる）増幅器の操作は次のようなものである。
【００１０】
ＭＯＳＦＥＴであるＱ１が、正方向においてスピーカＬＳ１を作動するために制御器によりオンにする必要があるときはいつでも、その反対のＭＯＳＦＥＴであるＱ４は又、制御器２６によりオンにされ、一対のＭＯＳＦＥＴであるＱ５／Ｑ８又は一対のＱ６／Ｑ７も同様に順にオンにされる。この時間の間に、電圧Ｖｉｎ＊ｎが、拡声器ＬＳ１と直列であるＬＣ出力フィルタ２４に印加される。ＭＯＳＦＥＴであるＱ１がオフにされるとき、その相補的なＭＯＳＦＥＴであるＱ２はオンにされ、ＭＯＳＦＥＴであるＱ５及びＱ６の両方がオフである同じ時間の間に、ＭＯＳＦＥＴであるＱ４は伝導し続ける。この時間の間に、減少しつつある電流が、直列であるＬＣ出力フィルタ２４と拡声器ＬＳ１から構成されるロードにより循環し続ける。同様に、ＭＯＳＦＥＴであるＱ２が、負方向においてスピーカＬＳ１を作動するために制御器によりオンにする必要があるときはいつでも、その反対のＭＯＳＦＥＴであるＱ３は又オンにされ、一対のＭＯＳＦＥＴであるＱ６／Ｑ７も同様にオンにされる。ＭＯＳＦＥＴであるＱ２がオフにされるとき、その相補的なＭＯＳＦＥＴであるＱ４はオンにされ、ＭＯＳＦＥＴであるＱ５及びＱ６の両方がオフである同じ時間の間に、ＭＯＳＦＥＴであるＱ３は伝導し続ける。このように、ＨブリッジのスイッチＱ１−Ｑ４は、ロード即ち拡声器ＬＳ１に両極性電圧を印加するように制御されることが可能である。本発明の回路配列は、殆どの拡声器がそうであるように反応の速いロードを作動させるスイッチング増幅器のために必要な双方向性エネルギー移動を可能にする。絶縁性が必要とされるとき、即ち第１接地基準３０が第２接地基準３２から電気的に絶縁されているとき、図３における回路配列は本発明の好適な実施形態を示しているが、理解し易いように、スイッチの動作メカニズムの詳細については示していない。出発点としてこの回路を用いると、図４に示すように、このＮクラスの増幅器の第１サイドは半分のブリッジの電力変調器１２ＨＢとすることが可能であり、又は、図５に示すように、電力変換関連の文献において一般的に知られている完全なＨ形（又は、フルブリッジ）電力変調器１２ＦＢとすることが可能である。
【００１１】
本発明の他のＮクラス増幅器の実施形態を図６に示す。この実施形態においては、タップ変圧器Ｔ１を用いている。それは、プシュプルスイッチＱ５−Ｑ６に対して小さい電流ストレスをもっている。このようなＮクラス増幅器の実施形態は、上述のように、ターナリモデルにおいて最も良好に機能する。ＭＯＳＦＥＴであるＱ７−Ｑ８は、それらの効率を高めるための同期整流器としてではなく、双方向にエネルギーを移動するための双方向スイッチとして用いられることを指摘することは適切なことである。しかしながら、ＭＯＳＦＥＴであるＱ１−Ｑ２の単一方向の及びＨブリッジのターナリ動作モードのために、全くの双方向スイッチに代えて通常のＭＯＳＦＥＴであるＱ７−Ｑ８を用いることができる。ある程度は、ＭＯＳＦＥＴであるＱ７−Ｑ８は、ＭＯＳＦＥＴであるＱ１−Ｑ２のように反対方向に接続され、それ故、それらの組み合わせにおいて、それらは双方向スイッチを形成する。そのスイッチのＨブリッジＱ１−Ｑ４は、ここでは、同期変調器を形成するために、先行技術のＤクラス増幅器のようなバイナリモードではなく、双方向スイッチＱ７−Ｑ８に関連してターナリまたはトリステートモードで動作する。実際には、電圧ＶＯＵＴのスイッチング特性により、この実施形態において、バイナリモードで動作するＨブリッジを用いることは可能ではない。更に、ＨブリッジはＮクラス増幅器についての唯一、実施可能なものではない。
【００１２】
図６におけるＮクラス増幅器の実施形態の更なる改良におけるより単純なＮクラス増幅器について図７に示。ここで、復調器１６は、センタタップ変圧器Ｔ１のエンドタップＥ１−Ｅ２に直接接続されるＨブリッジを形成する４つのスイッチＳ１−Ｓ４から構成される。このＨブリッジはバイナリモード又はターナリモードにおいて動作することが可能であり、電力変調器１２からの昇圧電圧を伴い、接地基準スイッチＱ５−Ｑ６と複数のタップ変圧器Ｔ１から構成される。ターナリモードで動作される場合、その可能な実施の１つとしては、図８に示すように、スイッチＳ３−Ｓ４の両方が伝導する時間の間に、スイッチＱ５−Ｑ６がブロッキングするとき、ブロッキングするスイッチＳ７の追加を伴って、改良されたＨブリッジを形成して、反対に接続される通常のＭＯＳＦＥＴを用いる。この場合の変圧器Ｔ１は、磁束の２つの側において動作する可能な等しくないパルス幅による僅かな磁束の不均衡を有するところとなる。バッテリＢＴ１の電圧が低いことにより、この磁束の不均衡は大したことはなく、変圧器Ｔ１の２つの側についてコアリセット回路により、又は飽和自足レベル以下の磁束密度を保つための変圧器Ｔ１についての大きな断面により、補償されることが可能である。Ｈブリッジの実施は、接地基準スイッチＳ３−Ｓ４−Ｑ５−Ｑ６と変圧参照スイッチＳ１−Ｓ２により動作するために、特に単純であり、図９に示すように、変圧器Ｔ１における２つより多いタップを用いて動作されることが可能である。従って、このようなＮクラス増幅器の実施は、従来のＨブリッジドライバを必要とせず、それ故、最もコストパフォーマンスのよいものとすることが可能である。殆どの拡声器の誘導特性により、この実施形態のスイッチＳ１−Ｓ４が両方向に電流を導き、それ故、接地基準スイッチＱ５−Ｑ６もそうであるが、全てのスイッチはビルトインの一方向性整流器を有するＭＯＳＦＥＴと共に実施されることが可能であること、を指摘することは大事なことである。繰り返すが、接地基準スイッチＱ５−Ｑ６はバッテリ電流の一部のみを伝導するため、それらの損失は小さい。従って、この実施形態に従ったＮクラス増幅器は、全てのスイッチング増幅器の全体的なエネルギー効率を最も大きくすることが可能である一方、部品点数は最も少なくて済む。
【００１３】
電源とロード即ち拡声器との間の電気的絶縁が必要とされるとき、第１巻き線とセンタタップ第２巻き線をもつ変圧器Ｔ１は、図１０に示すように、図９のＨブリッジが改良されたものを用いることが可能であり、ここで、スイッチＳ７は変圧器Ｔ１の第２サイドに置かれている。このスイッチＱ７は、スイッチＱ３−Ｑ４の両方が伝導し且つ電力変調器１２のスイッチＱ５−Ｑ６が両方ともオフのとき、ブロックされる。この実施形態は、パルスの最大デューティ比における本来の限界のために、ターナリモードにおいて最も良好に機能する。図１１Ａに示すように、絶縁されたＮクラス増幅器の他の実施形態においては、図１０のスイッチＱ７が必要ではない２つの同一の変圧器Ｔ１Ａ−Ｔ１Ｂを用いることにより、改良されたＨブリッジスイッチＳ１−Ｓ４から構成される同期復調器１６を用いている。スイッチＳ１−Ｓ２を変圧器Ｔ１Ａ−Ｔ１Ｂの接地基準サイドに移動させることにより、図１１Ｂに示す、４つのスイッチＳ１−Ｓ４全てが、ここで、接地基準化され、非常に容易に動作することとなる。絶縁変圧器Ｔ１のセンタタップ第２巻き線４２に直接接続される改良されたＨブリッジを用いる他の変形実施例は、変圧器Ｔ１の第１サイドにおいて、図１２に示すように、ハーフブリッジ電力変調器１２ＨＢから構成され、及び、図１３に示すように、フルブリッジ電力変調器１２ＦＢから構成される。これらの絶縁された変圧器の実施形態を適切に実施することにより、上述の場合と同様なやり方で変圧器の磁束の不均衡の問題に対処しなければならない。これらの実施形態はスイッチング電流が低い特性をもっていない。他方、これらの実施形態は、大部分は、高電圧の応用に用いられ、それ故、大きいスイッチング電流がしばしば問題にはならない。
【００１４】
以上の全ての実施形態においては、制御器２６の詳細についての説明を省いた。制御器２６は、同一出願者による一周期応答ＰＷＭ制御器について開示している同時係属出願特許のテーマである。その制御器２６は非線形性制御器であり、本出願特許の請求範囲とは別の内容となっている。
【００１５】
本発明と先行技術である米国出願特許第４，５７３，０１８号明細書及び米国出願特許第４，９８０，６４９号明細書との間の主な違いは、同期復調器１６の双方向エネルギー移動の能力であり、それ故、本発明のＮクラス増幅器は誘導拡声器又は容量性拡声器であっても動作させることが可能である。第２の主な先行技術との違いは、制御器２６により同期復調器１６の動作を直接制御することにある。このような同期復調器１６の直接制御はタイミングに関して極めて正確に行うことが可能であり、用いられるロジック回路の速度のみに制約され、それ故、Ｎクラス増幅器は非常に低い歪み及び非常に高い効率特性を有する。本明細書のはじめの方で説明したように、電力変調器１２の構成及び操作派スイッチ及び変圧器Ｔ１における低損失に著しく寄与するが、制御器２６により与えられる正確なタイミングのために、変圧器Ｔ１及びスイッチにおけるあらゆる遅延は制御器２６により補償されることが可能である。
【００１６】
制御器２６が伝慮来変調器１２及び同期復調器１６の両方にタミング信号を供給するという事実は、他の本発明の主な利点に導く。
【００１７】
図３を参照するに、同期復調器１６のスイッチＱ１−Ｑ４をオンにする前に電力変調器１２のスイッチＱ５−Ｑ６をオンにする制御器２６を有していることにより、そして、逆に、同期復調器１６の適切なスイッチＱ１−Ｑ２をオフにした後に電力変調器１２のスイッチＱ５−Ｑ６をオフにすることにより、電力変調器１２のゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ：ｚｅｒｏ  ｃｕｒｒｅｎｔ  ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）を達成することが可能である。実際には、例として尚も図３を参照するに、同期復調器１６のスイッチＱ１−Ｑ２の両者がオフであり、スイッチＱ３−Ｑ４の両者がオンであるとき、変圧器Ｔ１のセンタタップ４２から電流は流れないため、電力変調器１２の各々のスイッチＱ５及びＱ６はＺＣＳにおいてオン又はオフにされることが可能である。このように、通常大きい電流を流すスイッチＱ５−Ｑ６のスイッチング損失は殆ど０である。実際には、制御器２６による動機復調器２６と電力変調器１２とのタイミング制御の簡便性により、本発明のＮクラス増幅器の異なる電力変調器全ては、ＺＣＳにおいて動作するように制御されることが可能である。ＺＣＳを用いることにより、スナッダは必要なくなった。拡声器ＬＳ１を作動させる音声信号１８（図１）の歪みを更に増加させることなく、ＺＣＳを全く教示していない先行技術の回路において、ＺＣＳ挙動を実施することは非常に困難である。
【００１８】
上述の内容から、本発明の回路配列についての、次のような、多くの優位点が明らかとなった。
ａ．スイッチにおける電流ストレスは、非絶縁性Ｎクラス増幅器においては非常に小さい。
ｂ．変圧器は、従来のプッシュプル変圧器に比べて非常に小さくすることができる。
ｃ．エネルギー効率は、全ての構成要素における伝導損失が低いことと大きい電流を流すスイッチにおける略０のスイッチング損失とにより、非常に高い。
ｄ．従来のＤクラス増幅器及びその独立した電力供給に比較して構成要素数が少なくて済む。
【産業上の利用可能性】
【００１９】
従って、周知のＤクラス又は他のスイッチング増幅器に比べて、本発明の回路配列は、自動車又はバッテリ駆動エレクトロニクスと同様にＡＣ主電源において非常に利用価値があることを、認識されるであろう。
【００２０】
第１回路と第２回路との間に絶縁性が要求されるとき、Ｎクラス増幅器は更にエネルギー効率及び構成要素数において利点があり、それ故、高信頼性、小型化と軽量化、及びコスト削減において優位性がある。そのような絶縁性増幅器は、ＡＣ電源又はＤＣ電源があるところであればどこにおいても、低電圧と高電圧の何れについても、用いられることが可能である。
【００２１】
本発明の好適な実施形態は図を参照しながら詳細に説明したが、そのような実施形態は例として示したに過ぎないことは明らかである。本発明の主旨から逸脱することなく、数多くの変形、変更、及び置換を実施することが可能であることを、当業者は容易に認識するであろう。従って、本発明の適用範囲は、以上で例示した内容ではなく、請求の範囲及び法的に同等と認識される範囲により規定されるべきである。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】本発明のスイッチング増幅器の基本構造を示すブロック図である。
【図２】プッシュプル電力変調器、センタタップ変圧器及び同期復調器を用いる本発明のスイッチング増幅器の第１実施形態を示す図である。
【図３】第１実施形態の絶縁バージョンを示す図である。
【図４】ハーフブリッジ電力変調器を用いる絶縁性スイッチング増幅器を示す図である。
【図５】フルブリッジ電力変調器を用いる絶縁性スイッチング増幅器を示す図である。
【図６】プッシュプル電力変調器及び６つのスイッチをもつ同期復調器を用いるスイッチング増幅器を示す図である。
【図７】Ｈブリッジにおいて４つの双方向スイッチを用いる同期復調器及びプッシュプル電力変調器を用いるスイッチング増幅器を示す図である。
【図８】電力変調器に関連する変調されたＨブリッジ構成において４つのＭＯＳＦＥＴを用いるスイッチング増幅器を示す図である。
【図９】図８に用いられるＭＯＳＥＦＴを動作させる容易さを示す図である。
【図１０】修正されたＨブリッジを用いる絶縁性スイッチング増幅器を示す図である。
【図１１Ａ】２つの変圧器に接続された修正されたＨブリッジを用いる他の絶縁性スイッチング増幅器を示す図である。
【図１１Ｂ】２つの絶縁された変調器と４つの接地基準ＭＯＳＦＥＴを用いる他の絶縁性スイッチング増幅器を示す図である。
【図１２】ハーフブリッジ電力変調器に関連する修正されたＨブリッジを用いる絶縁性スイッチング増幅器を示す図である。
【図１３】フルブリッジ電力変調器に関連する修正されたＨブリッジを用いる絶縁性スイッチング増幅器を示す図である。
【図１】
2004522343.tif 000003
【図２】
2004522343.tif 000004
【図３】
2004522343.tif 000005
【図４】
2004522343.tif 000006
【図５】
2004522343.tif 000007
【図６】
2004522343.tif 000008
【図７】
2004522343.tif 000009
【図８】
2004522343.tif 000010
【図９】
2004522343.tif 000011
【図１０】
2004522343.tif 000012
【図１１Ａ】
2004522343.tif 000013
【図１１Ｂ】
2004522343.tif 000014
【図１２】
2004522343.tif 000015
【図１３】
2004522343.tif 000016
【国際公開パンフレット】
2004522343.tif 000017
2004522343.tif 000018
2004522343.tif 000019
2004522343.tif 000020
2004522343.tif 000021
2004522343.tif 000022
2004522343.tif 000023
2004522343.tif 000024
2004522343.tif 000025
2004522343.tif 000026
2004522343.tif 000027
2004522343.tif 000028
2004522343.tif 000029
2004522343.tif 000030
2004522343.tif 000031
2004522343.tif 000032
2004522343.tif 000033
2004522343.tif 000034
2004522343.tif 000035
【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
2004522343.tif 000036
【国際調査報告】
2004522343.tif 000037
2004522343.tif 000038
2004522343.tif 000039