(57)【要約】【課題】コンプレッサを負荷とする永久磁石モータをセンサレスにより効率よく駆動する。【解決手段】位置推定部１１は、ロータの回転速度ωと回転位置θを推定演算する。補正電流生成部１２は、回転位置θの他に、回転速度ωとｑ軸電流Ｉｑと電圧利用率αの中の何れか１つまたは複数の要素に応じて、回転位置θにおけるコンプレッサ２のトルクに対応したｄ軸の補正電流Ｉｃを生成する。回転位置θに遅れの位相誤差があるときは補正電流Ｉｃを負に設定し、進みの位相誤差があるときは補正電流Ｉｃを正に設定する。始動時または加減速時には、スイッチ１３を「０」側に切り替えて安定駆動を図る。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
周期的なトルク変動を生ずるコンプレッサを負荷とする永久磁石モータを駆動するインバータ装置において、
前記永久磁石モータのロータに設けられた永久磁石の磁束方向成分であるｄ軸電流とこれに直交するトルク方向成分であるｑ軸電流とを検出する電流検出手段と、
この電流検出手段により検出された電流を用いて前記ロータの回転位置を推定する位置推定手段と、
この位置推定手段により推定されたロータ位置における前記コンプレッサのトルクに対応したｄ軸電流指令を生成するｄ軸電流指令生成手段と、
前記ｄ軸電流指令と前記電流検出手段により検出されたｄ軸電流とが一致するとともにｑ軸電流指令と前記電流検出手段により検出されたｑ軸電流とが一致するように前記永久磁石モータへの印加電圧を制御する電流制御手段とを備えていることを特徴とするインバータ装置。
【請求項２】
前記ロータの回転速度を推定する回転速度推定手段を備え、
前記電流制御手段は、ｄ軸およびｑ軸の電流偏差に基づいた電圧指令を生成し、
前記ｄ軸電流指令生成手段は、前記位置推定手段により推定されたロータ位置とともに、前記回転速度推定手段により推定された回転速度と前記ｑ軸電流と前記電圧指令の電圧利用率の中の何れか１つまたは複数の要素に応じて前記ｄ軸電流指令を生成することを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。
【請求項３】
始動時および加減速時において、前記ｄ軸電流指令を前記ｄ軸電流指令生成手段により生成される値からゼロ値に切り替える切替手段を備えたことを特徴とする請求項１または２記載のインバータ装置。
【請求項４】
前記ｄ軸電流指令生成手段は、ｄ軸電流指令生成処理手順が記載されたプログラムをマイクロコンピュータが順次実行することにより動作し、
前記ｄ軸電流指令の値はデータ化または関数化されていることを特徴とする請求項１ないし３の何れかに記載のインバータ装置。
【請求項５】
周期的なトルク変動を生ずるコンプレッサ、このコンプレッサを駆動する永久磁石モータおよびこの永久磁石モータを駆動するインバータ装置を備えたインバータシステムにおいて、
前記インバータ装置は、
前記永久磁石モータのロータに設けられた永久磁石の磁束方向成分であるｄ軸電流とこれに直交するトルク方向成分であるｑ軸電流とを検出する電流検出手段と、
この電流検出手段により検出された電流を用いて前記ロータの回転位置を推定する位置推定手段と、
この位置推定手段により推定されたロータ位置における前記コンプレッサのトルクに対応したｄ軸電流指令を生成するｄ軸電流指令生成手段と、
前記ｄ軸電流指令と前記電流検出手段により検出されたｄ軸電流とが一致するとともにｑ軸電流指令と前記電流検出手段により検出されたｑ軸電流とが一致するように前記永久磁石モータへの印加電圧を制御する電流制御手段とを備えていることを特徴とするインバータシステム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、周期的なトルク変動を生ずるコンプレッサを負荷とする永久磁石モータを駆動するインバータ装置およびインバータシステムに関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、永久磁石モータは、その効率の優秀性から家電機器、産業機器、情報機器などに使用されており、家電機器にあっては、エアコンや冷蔵庫などに搭載されているシングルロータリーコンプレッサやレシプロコンプレッサの駆動用として広く採用されている。また、インバータ装置は、永久磁石モータの効率および制御性を一層高めるため、ロータに設けられた永久磁石の磁束方向成分（ｄ軸）とこれに直交するトルク方向成分（ｑ軸）とに電流を分離して独立に制御するいわゆるベクトル制御を採用するようになっている。
【０００３】
さらに、コンプレッサのように高温、高圧の環境下に永久磁石モータが配置される場合には、ホールセンサなどの位置センサを設けることができないため、いわゆるセンサレス駆動が採用されている。このセンサレス駆動におけるロータの回転位置（ロータ位置）は、ｄ軸電流およびｑ軸電流に基づいて永久磁石モータの誘起電圧を演算することにより推定されている（特許文献１〜３参照）。
【特許文献１】特開２００４−２４２４３０号公報
【特許文献２】特開２００４−０９６９７７号公報
【特許文献３】特開２００３−１９９３９０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
回転によりコンプレッサのトルクが周期的に変化すると、それに伴って回転速度も変化する。一方、位置推定手段は、例えば誘起電圧推定値を比例積分器に入力して回転速度を算出し、それを積分器に入力してロータ位置を求めている。こうした遅れ要素を有する位置推定手段は、１回転内の速度変化に対応したロータ位置を高精度に検出することが難しく、平均的に見れば実際のロータ位置に一致するものの１回転内で見ると速度変化に応じて位相がずれてしまう。その結果、実際のロータ位置と推定したロータ位置との間に差が生じ、モータの誘起電圧と電流との位相がずれるため、モータ効率が低下してしまう。
【０００５】
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、コンプレッサを負荷とする永久磁石モータをセンサレスにより効率よく駆動することができるインバータ装置およびインバータシステムを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記目的を達成するため、請求項１記載の発明は、
周期的なトルク変動を生ずるコンプレッサを負荷とする永久磁石モータを駆動するインバータ装置において、
前記永久磁石モータのロータに設けられた永久磁石の磁束方向成分であるｄ軸電流とこれに直交するトルク方向成分であるｑ軸電流とを検出する電流検出手段と、
この電流検出手段により検出された電流を用いて前記ロータの回転位置を推定する位置推定手段と、
この位置推定手段により推定されたロータ位置における前記コンプレッサのトルクに対応したｄ軸電流指令を生成するｄ軸電流指令生成手段と、
前記ｄ軸電流指令と前記電流検出手段により検出されたｄ軸電流とが一致するとともにｑ軸電流指令と前記電流検出手段により検出されたｑ軸電流とが一致するように前記永久磁石モータへの印加電圧を制御する電流制御手段とを備えていることを特徴とする。
【０００７】
この構成によれば、その時々のロータの回転位置におけるコンプレッサのトルクに対応させてｄ軸電流を周期的に変化させることにより、電流位相の進み／遅れを制御可能となる。すなわち、ｄ軸電流を正側に増大すると電流位相が遅れ、負側に増大すると電流位相が進む。トルクの周期的な変動パターンに応じて、位置推定手段が推定したロータの回転位置と実際のロータの回転位置とのずれ（位相差）は予め予測できるため、それに合わせて上記電流位相を制御することにより誘起電圧と電流の位相を一致させることができる。
【発明の効果】
【０００８】
本発明のインバータ装置によれば、回転に伴う周期的なトルク変動が存在しても、永久磁石モータの誘起電圧と電流の位相を常に一致させることができるので、モータ効率を高めることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
以下、本発明の一実施形態について図面を参照しながら説明する。
図１は、インバータシステムの電気的構成を示している。インバータ装置１は、コンプレッサ２に組み込まれた４極の永久磁石モータ３（以下、モータ３と称す）をいわゆるセンサレスベクトル制御により駆動するものである。コンプレッサ２は、エアコンや冷蔵庫などに搭載されているシングルロータリーコンプレッサまたはレシプロコンプレッサであって、回転に伴い周期的なトルク変動を生じる（図２参照）。
【００１０】
インバータ装置１は、主回路を構成するインバータ４と、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）やＲＩＳＣ（Reduced Instruction Set Computer）などの高速演算プロセッサ（マイクロコンピュータ）からなる制御部５とから構成されている。制御部５を構成するプロセッサは、メモリ、Ａ／Ｄ変換器７（後述）、タイマ、通信機能などがワンチップ化されたものであり、フラッシュメモリなどの不揮発性メモリから制御プログラムを順次読み出して実行するようになっている。その制御周期は、例えばＰＷＭ周期に等しく設定されている。
【００１１】
インバータ４は、ＩＧＢＴなどのスイッチング素子を３相ブリッジ接続してなる周知の電圧形３相インバータとして構成されている。インバータ４とモータ３との間には、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出するためのホールＣＴからなる電流検出器６ｕ、６ｖ、６ｗが設けられている。３相分の電流検出器６ｕ〜６ｗのうち１相分については省略可能である。
【００１２】
続いて、制御部５の具体的な構成を説明する。ここに示す構成は、上述したようにＡ／Ｄ変換器７などの一部構成を除いてソフトウェア処理により実現されている。
Ａ／Ｄ変換器７は、電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを所定分解能でＡ／Ｄ変換し、３相／２相変換器８は、３相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを等価的に２相の電流Ｉα、Ｉβに変換するものである。また、回転座標変換器９は、推定したロータの回転位置θ（ロータ位置θ）を用いて、固定座標上の電流Ｉα、Ｉβを回転座標（ｄｑ座標）上の電流Ｉｄ、Ｉｑに回転座標変換する。これら電流検出器６ｕ〜６ｗ、Ａ／Ｄ変換器７、３相／２相変換器８および回転座標変換器９により電流検出部１０（電流検出手段に相当）が構成されている。
【００１３】
位置推定部１１（位置推定手段、回転速度推定手段に相当）は、後述する電圧指令Ｖｄ（必要に応じてさらに電圧指令Ｖｑ）と検出した電流Ｉｄ、Ｉｑを入力し、モータ３の誘起電圧Ｅｄ（必要に応じてさらに誘起電圧Ｅｑ）を求めることによりロータの回転速度ωと回転位置θを推定演算する。不揮発性メモリには、予めモータ３の定数であるステータ巻線のインダクタンスＬｄ、Ｌｑと抵抗Ｒが記憶されている。以下に、位置推定部１１が実行する２つの異なる推定演算例を示す。
【００１４】
［第１の推定演算例］
位置推定部１１は、永久磁石の作る磁束によってステータ巻線に生ずるｄ軸誘起電圧Ｅｄを次の（１）式により計算する。ここで、ｐは微分演算子である。
Ｅｄ＝Ｖｄ−Ｒ・Ｉｄ−Ｌｄ・ｐＩｄ＋ω・Ｌｑ・Ｉｑ      …（１）
求めたｄ軸誘起電圧Ｅｄを比例積分器に入力し、次の（２）式で計算される値を推定した回転速度ωとする。ここで、Ｇ１、Ｇ２はゲイン定数である。
ω＝−Ｇ１・Ｅｄ−Ｇ２・∫Ｅｄ・ｄｔ      …（２）
回転位置θは、上記回転速度ωを積分器で積分して次の（３）式のように求める。
θ＝∫ω・ｄｔ      …（３）
【００１５】
［第２の推定演算例］
位置推定部１１は、永久磁石の作る磁束によってステータ巻線に生ずるｄ軸誘起電圧Ｅｄ、ｑ軸誘起電圧Ｅｑを次の（４）式、（５）式により計算する。
Ｅｄ＝Ｖｄ−Ｒ・Ｉｄ−Ｌｄ・ｐＩｄ＋ω・Ｌｑ・Ｉｑ      …（４）
Ｅｑ＝Ｖｑ−ω・Ｌｄ・Ｉｄ−Ｒ・Ｉｑ−Ｌｑ・ｐＩｑ      …（５）
求めたｄ軸誘起電圧Ｅｄとｑ軸誘起電圧Ｅｑを比例積分器に入力し、次の（６）式で計算される値を推定した回転速度ωとする。
ω＝Ｇ１・Ｅｑ−Ｇ２・Ｅｄ      …（６）
回転位置θは、上述した（３）式と同様に求める。
【００１６】
補正電流生成部１２（ｄ軸電流指令生成手段に相当）は、ロータの回転位置θにおけるコンプレッサ２のトルクに対応したｄ軸の補正電流Ｉｃを生成するもので、回転位置θの他に、回転速度ωとｑ軸電流Ｉｑと電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの電圧利用率αの中の何れか１つまたは複数の要素に応じて補正電流Ｉｃを決定するようになっている。スイッチ１３（切替手段に相当）は、ゼロ値と上記補正電流Ｉｃの何れか一方を選択してｄ軸電流指令Ｉdrefを出力するもので、後述するように起動時と加減速時にはゼロ値を選択し、その他の時には補正電流Ｉｃを選択するようになっている。
【００１７】
速度制御部１４は、減算器１５とＰＩ制御器１６とから構成されている。減算器１５は、回転速度指令ωrefから回転速度ωを減算して速度偏差Δωを出力し、ＰＩ制御器１６は、その速度偏差Δωを入力してＰＩ演算しｑ軸電流指令Ｉqrefを出力するようになっている。
【００１８】
電流制御部１７（電流制御手段に相当）は、減算器１８、１９とＰＩ制御器２０、２１とから構成されている。減算器１８は、ｄ軸電流指令Ｉdrefからｄ軸電流Ｉｄを減算してｄ軸電流偏差ΔＩｄを出力し、ＰＩ制御器２０は、ｄ軸電流偏差ΔＩｄを入力してＰＩ演算によりｄ軸電圧指令Ｖｄを出力するようになっている。同様に、減算器１９は、ｑ軸電流指令Ｉqrefからｑ軸電流Ｉｑを減算してｑ軸電流偏差ΔＩｑを出力し、ＰＩ制御器２１は、ｑ軸電流偏差ΔＩｑを入力してＰＩ演算によりｑ軸電圧指令Ｖｑを出力するようになっている。
【００１９】
回転座標変換器２２は、推定したロータの回転位置θを用いて、回転座標上の電圧指令Ｖｄ、Ｖｑを固定座標上の電圧指令Ｖα、Ｖβに回転座標変換する。電圧生成部２３は、いわゆる空間ベクトル法により、６つの基本ベクトルと２つのゼロベクトルとを選択して実効的に電圧指令Ｖα、Ｖβと等価な電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの組み合わせを決定するものである。ＰＷＭ信号形成部２４は、上記電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの組み合わせに基づいて、インバータ４を構成するスイッチング素子に対するＰＷＭ信号を出力する。
【００２０】
次に、本実施形態の作用について図２ないし図４も参照しながら説明する。
位置推定部１１は、演算に用いるモータ定数とモータ３のモータ定数とが一致しており、一定速度、一定トルクの場合には、ロータの回転速度ωと回転位置θを正確に推定することができる。これに対し、回転速度やトルクが大きく変動する場合には、位置推定部１１内部の比例積分器の動作などに起因して推定誤差が生じる。
【００２１】
図２は、コンプレッサ２のトルク（以下、負荷トルクという）、モータ３の実回転速度およびモータ電流（例えばＵ相電流Ｉｕ）の波形を示している。負荷トルクは、１回転を単位として周期的に大きく変化し、これに伴って回転速度も変化する。こうしたトルク変動があると、上述したように位置推定部１１において周期的な推定誤差が生じる。
【００２２】
図３は、１回転におけるモータ電流、ロータの実際の回転位置および推定した回転位置θの波形を示している。図中に示す０ｄｅｇ（＝７２０ｄｅｇ：電気角）では回転位置θの誤差はほぼ０となるが、半回転の位置３６０ｄｅｇ（電気角）付近では回転位置θの位相が遅れていることが分かる。従って、従来構成のように回転位置θをそのまま用いて制御すると、制御部５における回転座標にずれが生じ、誘起電圧と電流との位相がずれて効率の低下を招く虞がある。
【００２３】
そこで、補正電流生成部１２は、補正電流Ｉｃを生成し、スイッチ１３を介して補正電流Ｉｃをｄ軸電流指令Ｉdrefとする。この場合、回転位置θに対する負荷トルクの大きさと、負荷トルクの大きさに対する回転位置θの位相ずれの特性とに基づいて、回転位置θに対する補正電流Ｉｃを決定する。
【００２４】
図３に示すように回転位置θの位相が遅れるときには、制御部５内においてその遅れ位相分だけ電流位相を進める必要があり、補正電流Ｉｃ（ｄ軸電流指令Ｉdref）を負に設定する。これにより、制御上用いる回転位置θに位相遅れが存在しても、ｄ軸電流指令Ｉdrefとｑ軸電流指令Ｉqrefとから定まる電流指令Ｉrefがその分だけ進み位相となる。逆に回転位置θの位相が進み方向にずれるときには、その進み位相分だけ電流位相を遅らせる必要があり、補正電流Ｉｃ（ｄ軸電流指令Ｉdref）を正に設定すればよい。
【００２５】
コンプレッサ２の特性上、１回転の間のトルクの変動パターンはほぼ一定している。また、回転速度が高くなると、負荷トルクおよびｑ軸電流が増加する特性がある。そこで、ロータの回転位置と回転速度に対応させて補正電流Ｉｃをデータ化または関数化しておき、それを予めメモリに記憶しておく。そして、補正電流生成部１２は、ｄ軸電流指令生成処理手順が記載された制御プログラムに従って、推定した回転位置θと回転速度ωに対応したテーブル参照によりまたは関数演算により補正電流Ｉｃを求めて出力する。
【００２６】
また、これに替えてロータの回転位置とｑ軸電流（ｑ軸電流指令でもよい）に対応させて補正電流Ｉｃをデータ化または関数化しておき、回転位置θとｑ軸電流Ｉｑに対応したテーブル参照によりまたは関数演算により補正電流Ｉｃを求めて出力してもよい。さらに、精度を上げるため、ロータの回転位置と回転速度とｑ軸電流に対応させて補正電流Ｉｃをデータ化または関数化しておき、回転位置θと回転速度ωとｑ軸電流Ｉｑに対応したテーブル参照によりまたは関数演算により補正電流Ｉｃを求めて出力してもよい。
【００２７】
その他、ロータの回転位置と回転速度と電圧利用率に対応させて補正電流Ｉｃをデータ化または関数化しておき、回転位置θと回転速度ωと電圧利用率αに対応したテーブル参照によりまたは関数演算により補正電流Ｉｃを求めて出力してもよい。ここで、電圧利用率αとは、電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと出力可能な最大電圧Ｖumax、Ｖvmax、Ｖwmaxとの比である。
【００２８】
図４は、回転位置θの位相ずれの影響を説明するための波形図である。図中に示す「Ａ」〜「Ｅ」は、それぞれＵ相における以下の物理量を表している。
「Ａ」：モータ３の実際の誘起電圧Ｅｕ
「Ｂ」：従来構成のインバータ装置を用いた場合のモータ電流ＩuA
「Ｃ」：本実施形態のインバータ装置１を用いた場合のモータ電流ＩuB
「Ｄ」：誘起電圧Ｅｕ×モータ電流ＩuA（発生トルクに相当）
「Ｅ」：誘起電圧Ｅｕ×モータ電流ＩuB（発生トルクに相当）
【００２９】
この図４では、図３に示す波形を模式化して表すために、電気角で初めの１周期（０〜３６０ｄｅｇ）では負荷トルクが小さく回転速度がやや高く、電気角で後の１周期（３６０〜７２０ｄｅｇ）では負荷トルクが大きく回転速度がやや低くなっている状態を示している。横軸は、推定した回転位置θ［ｄｅｇ］を示している。上述したように、回転位置θは、３６０ｄｅｇ付近で誘起電圧Ｅｕに対する位相遅れが最大になっている。
【００３０】
従来構成のインバータ装置を用いると、誘起電圧Ｅｕとモータ電流ＩuAとの積は「Ｄ」に示すようになり、１８０ｄｅｇ、３６０ｄｅｇ、５４０ｄｅｇ付近において発生トルクが一時的に負になる。これに対し、本実施形態のインバータ装置１を用いると、誘起電圧Ｅｕとモータ電流ＩuBとの位相が一致するので、発生トルクは常に正になる。また、誘起電圧Ｅｕとモータ電流ＩuA（ＩuB）との積も、本実施形態のインバータ装置１の方が大きくなることが分かる。
【００３１】
この制御は、定常運転時には有効であるが、始動時など回転速度が低い時や回転速度の変化率が大きい加減速時には制御系が不安定になる虞がある。そこで、スイッチ１３を設け、始動時、加減速時または効率向上効果を望めない時にはｄ軸電流指令Ｉdrefを０とし、安定運転時または効率向上効果が大きい時には補正電流Ｉｃをｄ軸電流指令Ｉdrefとする。これにより、安定動作を保証しながらモータ効率を高めることができる。
【００３２】
以上説明したように、本実施形態のインバータ装置１は、モータ３のロータの回転速度ωと回転位置θとを推定する位置推定部１１を備えており、磁束方向成分であるｄ軸電流とこれに直交するトルク方向成分であるｑ軸電流とを独立して制御する。モータ３はコンプレッサ２に組み込まれているので、その周期的なトルク変動により回転位置θに位相誤差が生じる。
【００３３】
これに対し、補正電流生成部１２は、補正電流Ｉｃを生成してそれをｄ軸電流指令Ｉdrefとするので、電流指令Ｉrefの位相の進み／遅れを制御可能となる。その結果、トルク変動が存在しても、モータ３の誘起電圧と電流の位相を常に一致させることができ、モータ効率を高めることができる。また、始動時、加減速時などにあってはｄ軸電流指令Ｉdrefを０とするので、制御系を安定に保つことができる。
【００３４】
なお、本発明は上記し且つ図面に示す実施形態に限定されるものではなく、例えば以下のように変形または拡張が可能である。
電流の検出には、ホールＣＴからなる電流検出器６に限られない。インバータ４の図示しない各相ブリッジの下側スイッチング素子と直流母線の負側との間にシャント抵抗を配置し、このシャント抵抗に流れる電流を検出してもよい。
位置推定部１１による回転速度ωと回転位置θの推定演算は、上述した第１、第２の推定演算に限られない。上記制御は、周期的なトルク変動により推定誤差が生じ得る位置推定部に対し広く適用できる。
【００３５】
補正電流生成部１２は、モータ３の誘起電圧と電流の位相を常に一致させるのに必要且つ十分な補正電流Ｉｃを生成することが好ましいが、制御系が不安定になる場合などには、やや小さい補正電流Ｉｃを生成するように構成してもよい。これは、制御系として回転速度ω、ｑ軸電流Ｉｑ、電圧利用率αから補正電流Ｉｃを得る際のゲインを下げることと等価である。
【図面の簡単な説明】
【００３６】
【図１】本発明の一実施形態を示すインバータシステムの電気的構成図
【図２】コンプレッサのトルク波形、モータの実回転速度およびモータ電流波形を示す図
【図３】モータ電流波形、ロータの実際の回転位置および推定した回転位置を示す図
【図４】回転位置の位相ずれの影響を説明するための波形図
【符号の説明】
【００３７】
図面中、１はインバータ装置、２はコンプレッサ、３は永久磁石モータ、１０は電流検出部（電流検出手段）、１１は位置推定部（位置推定手段、回転速度推定手段）、１２は補正電流生成部（ｄ軸電流指令生成手段）、１３はスイッチ（切替手段）、１７は電流制御部（電流制御手段）である。
【図１】
2007181352.tif 000003
【図２】
2007181352.tif 000004
【図３】
2007181352.tif 000005
【図４】
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