(57)【要約】本発明の装置は分圧器（Ｒｖ１，Ｒｖ２）を有している。センサ加熱部がスイッチオンされ、センサの内部抵抗（Ｒｐｖｓ）に比例する電圧（ＶＲｐｖｓ）が所定の目標値（Ｓｏｌｌ）を下回るまでは（領域２）、この分圧器の２つの端子には相互に逆相の発振器信号が供給される。目標値を下回ってからは（領域１）、発振器（ＯＳＺ）の出力信号が同相で分圧器の２つの端子に供給される。このようにして振幅の切換（振幅の増幅）が行われる。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電流を発生する発振器（ＯＳＺ）を有しており、
前記交流電流はデカップリングコンデンサ（Ｃｖ）を介して、一方ではセンサ端子（Ｖｓ＋）からセンサ内部抵抗（Ｒｐｖｓ）に印加され、他方では増幅器（Ｒｐｖｓ＿Ａｍｐ）で増幅され、続いて整流され、さらに該交流電流からセンサ内部抵抗（Ｒｐｖｓ）に比例する電圧（ＶＲｐｖｓ）がセンサ加熱部に対する制御信号として形成される、
内燃機関のリニア酸素センサの内部抵抗を求める装置において、
２つの端子に発振器（ＯＳＺ）の出力信号が供給される分圧器（Ｒｖ１，Ｒｖ２）が設けられており、分圧器のタップで電圧が形成されてセンサ内部抵抗（Ｒｐｖｓ）を流れる交流電流が発生され、
駆動電圧のスイッチオンの時点からセンサ内部抵抗（Ｒｐｖｓ）に比例する増幅器（Ｒｐｖｓ＿Ａｍｐ）の出力側の電圧（ＶＲｐｖｓ）が所定の目標値（Ｓｏｌｌ）を下回るまでは（領域２）、発振器（ＯＳＺ）の出力信号が分圧器（Ｒｖ１，Ｒｖ２）の２つの端子に相互に逆相で供給され、これにより酸素センサが加熱され、
目標値を下回ってからは（領域１）、発振器（ＯＳＺ）の出力信号が分圧器（Ｒｖ１，Ｒｖ２）の２つの端子に同相で供給される
ことを特徴とするリニア酸素センサの内部抵抗を求める装置。
【請求項２】
第１のＥＸ‐ＯＲ素子（Ｅｘｏｒ１）が設けられており、該素子の第１の入力側（１）には切換スイッチ（Ｓ）を介して駆動電圧のハイ電位（Ｖｃｃ）またはロー電位（ＧＮＤ）が接続され、第２の入力側（２）には発振器（ＯＳＺ）の出力側が接続されており、
第２のＥＸ‐ＯＲ素子（Ｅｘｏｒ２）が設けられており、該素子の第１の入力側（３）には発振器（ＯＳＺ）の出力側が接続され、第２の入力側（４）にはロー電位（ＧＮＤ）が接続されており、
第１のＥＸ‐ＯＲ素子（Ｅｘｏｒ１）の出力側は第１の抵抗（Ｒｖ１）および第２の抵抗（Ｒｖ２）の直列回路から成る分圧器を介して第２のＥＸ‐ＯＲ素子（Ｅｘｏｒ２）の出力側に接続されており、
前記分圧器のタップ、すなわち２つの抵抗（Ｒｖ１，Ｒｖ２）の接続点はデカップリングコンデンサ（Ｃｖ）を介してセンサ端子（Ｖｓ＋）および増幅器（Ｒｐｖｓ＿Ａｍｐ）の入力側に接続されている、
請求項１記載の装置。
【請求項３】
比較器（Ｋ）が設けられており、該比較器には出力電圧（ＶＲｐｖｓ）、所定の目標値（Ｓｏｌｌ）および命令（Ａｎｆ）が供給され、
駆動開始時に駆動電圧がスイッチオンされてから出力電圧（ＶＲｐｖｓ）が所定の目標値（Ｓｏｌｌ）を上回っているあいだは（領域２）第１のＥＸ‐ＯＲ素子（Ｅｘｏｒ１）の第１の入力側（１）に切換スイッチ（Ｓ）を介して駆動電圧のハイ電位（Ｖｃｃ）が接続され、
出力電圧（ＶＲｐｖｓ）が所定の目標値（Ｓｏｌｌ）よりも小さくなると（領域１）第１のＥＸ‐ＯＲ素子（Ｅｘｏｒ１）の第１の入力側（１）に切換スイッチ（Ｓ）を介して駆動電圧のロー電位（ＧＮＤ）が接続される、
請求項１または２記載の装置。
【請求項４】
前記目標値（Ｓｏｌｌ）は切換スイッチ（Ｓ）をハイ電位（Ｖｃｃ）からロー電位（ＧＮＤ）へ切り換えた後に出力電圧（ＶＲｐｖｓ）がハイ電位（Ｖｃｃ）よりも小さくなるように選定されている、
請求項３記載の装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
本発明は、請求項１の上位概念に記載の内燃機関のリニア酸素センサ（ラムダセンサ）の内部抵抗を求める装置に関する。
【０００２】
内燃機関の排気管に供給される燃料空気混合気の酸素量を求めるリニアラムダセンサの拡散バリアのダイナミック抵抗は、複数のＲＣ素子での温度依存性の複雑なリアクタンスとして表される。このセンサは温度依存性であるため、変換比すなわち測定結果に誤りをもたらすことがある。これに対処するには、センサ温度を測定し、ラムダセンサ内に組み込まれたヒータエレメントを介してこの温度を一定の値（例えば７５０℃）に制御する。コスト上の理由からこの場合に温度測定に対して個別の温度計エレメントを設けることはできない。その代わりに温度に強く依存するラムダセンサの内部抵抗Ｒｐｖｓを測定している。
【０００３】
リニア酸素センサ（ラムダセンサ）の内部抵抗Ｒｐｖｓをセンサ端子Ｖｓ＋に例えば５００μＡｓｓ［ｓｓはピーク‐ピークを意味する］、３ｋＨｚの交流電流が印加される。内部抵抗Ｒｐｖｓでこの交流電圧信号は降下する。Ｒｐｖｓ＝１００Ωとすると５００μＡｓｓ＊１００Ω＝５０ｍＶｓｓである。この交流の電圧信号は増幅され、整流され、酸素センサの温度制御のためにマイクロプロセッサのアナログ／ディジタルコンバータに供給される。
【０００４】
加熱フェーズ中はセンサ抵抗Ｒｐｖｓはきわめて高くなり（２００℃で約１ＭΩ）、ここで降下する交流電圧信号の振幅は相応に大きくなる（最大で５Ｖｓｓ）。
【０００５】
早期に内部抵抗Ｒｐｖｓを検出できるようにするためには、増幅器Ｒｐｖｓ＿Ａｍｐは小さな増幅度を有さなければならない。典型的な測定領域はセンサのコールド状態（領域２）で０．．．２４＊Ｒ０となり、Ｒ０は定格の目標センサ抵抗（例えば７５０℃で１００Ω）に相応する。通常動作、すなわちセンサのウォーム状態（領域１）では測定領域がより大きく拡散され、例えば０．．．６＊Ｒ０となる。
【０００６】
周知の構成では、測定領域の変更は増幅器Ｒｐｖｓ＿Ａｍｐの増幅度を例えば領域２の加熱フェーズでの＊４と領域１の通常フェーズでの＊１６とのあいだで切り換えることにより行われる。センサ内部抵抗Ｒｐｖｓの値は、これにより、増幅および整流後に０．．．４．８Ｖの範囲の出力電圧へ変換される。この直流電圧にはさらに０．１Ｖのオフセット電圧が加えられ、０．１Ｖ．．．４．９Ｖの出力電圧が得られる。この電圧領域は整流器で処理され、駆動電圧５Ｖとなり、アナログ／ディジタルコンバータの領域で利用される。
【０００７】
ただしこの手段には重大な欠点があり、交流電圧信号の振幅が加熱フェーズ中に最大で５Ｖｓｓまで大きくなるということである。これによりセンサタイプによってはいわゆる黒化のためにセラミクスが損なわれることさえあり、許容できない。典型的な最大値は約２Ｖｓｓである。つまり交流電圧信号はセンサが低オームで充分に暖まってからスイッチオンする必要がある。
【０００８】
加熱フェーズを監視するために、ポンピング電流Ｉｐが監視される。センサが充分に低オームである場合、ポンピング電流Ｉｐが流れ、Ｉｐ制御部が安定化することを利用する。ただしこの手法はあまり精確ではなく、マイクロコントローラのソフトウェアのコストが大きくなってしまう。
【０００９】
さらなる問題は、回路の使用開始時に発振器を停止させなければならないことである。発振器の出力側は０Ｖまたは５Ｖとなる。この時点できわめて高オームとなっているセンサ端子Ｖｓ＋は抵抗ＲｖおよびコンデンサＣｖを介して発振器出力側に接続されている。コンデンサＣｖが放電するので、センサ端子Ｖｓ＋での電位は発振器出力側の電位に追従し、同様に０Ｖまたは５Ｖとなる。
【００１０】
ここでこの値は定格の作業領域から外れている。図示していないが、診断回路はこの状態をアースまたはバッテリ電圧への短絡として識別し、存在しない誤り（見かけ上の誤り）が報告される。これも抑圧するためには煩雑なソフトウェア手段が必要となる。
【００１１】
本発明の課題は、リニア酸素センサの内部抵抗を求める装置を提供し、発振器が加熱フェーズ中に評価回路へ接続され、交流電圧信号の振幅が目標領域内にとどまったまま、センサ内部抵抗の測定値が得られるようにすることである。
【００１２】
この課題は本発明により、請求項１に記載の特徴を有する装置を構成して解決される。
【００１３】
本発明の実施例を以下に図に則して詳細に説明する。図１にはセンサ内部抵抗Ｒｐｖｓを求める周知の装置によってリニアラムダセンサを駆動する従来の装置が示されている。図２にはセンサの内部抵抗Ｒｐｖｓを求める本発明の装置が示されている。図３には本発明の装置の発振器出力信号が示されている。図４にはセンサの内部抵抗Ｒｐｖｓに依存する出力信号ＶＲｐｖｓが示されている。図５には領域２すなわち加熱フェーズでの出力信号ＶＲｐｖｓおよびセンサ電圧が示されている。図６には領域１すなわち通常フェーズでの出力信号ＶＲｐｖｓおよびセンサ電圧が示されている。
【００１４】
図１には周知のリニアラムダセンサの駆動装置が示されている。この装置は従来のセンサ内部抵抗を求める装置を有している。
【００１５】
左上方にセンサが存在しており、このセンサはキャリブレーション抵抗Ｒｃ（端子Ｒｃ、Ｖｐ＋）と、等価の抵抗値Ｒｉｐおよび分極電圧Ｖｐを有するポンピングセル（端子Ｖｐ＋、Ｖｐ−）と、ネルンスト電圧Ｖｓおよびセンサ内部抵抗Ｒｖｐｓを有する測定セル（端子Ｖｓ＋、Ｖｓ−）とを備えている。
【００１６】
センサの下方には従来の評価回路すなわちＩｐ制御部が存在しており、この評価回路は差動増幅器Ｄｉｆｆ＿Ａｍｐと、基準電圧源Ｖｒｅｆと、制御増幅器ＰＩＤと、中間電圧源Ｖｍと、ポンピング電流源Ｉｐ＿Ｓｏｕｒｃｅと、並列抵抗Ｒｐとを有している。
【００１７】
センサおよび評価回路の右方には、センサ内部抵抗Ｒｐｖｓを測定する周知の装置が一点鎖線の囲みで示されている。この装置は発振器ＯＳＺ、抵抗Ｒｖ、デカップリングコンデンサＣｖ、増幅器Ｒｐｖｓ＿Ａｍｐおよび整流器ＧＬＲを有している。
【００１８】
ラムダセンサおよびその評価回路は基本的に周知であるので、ここではこれ以上詳細には説明しない。
【００１９】
センサ内部抵抗Ｒｐｖｓを測定するために、センサには発振器ＯＳＺで形成された測定信号、例えば５００μＡｓｓ、３ｋＨｚの矩形の交流電流が印加される。高オームの抵抗ＲｖとデカップリングコンデンサＣｖとを介して信号はラムダセンサの第１の端子Ｖｓ＋に供給される。内部抵抗Ｒｐｖｓが例えば１００Ωであるとすれば、得られる矩形電圧は５００μＡｓｓ＊１００Ω＝５０ｍＶｓｓである。この矩形電圧は増幅器Ｒｐｖｓ＿Ａｍｐで増幅され、整流器ＧＬＲで整流され、直流電圧ＶＲｐｖｓとして図示されていないマイクロプロセッサへ供給され、ラムダセンサの温度制御用の制御信号となる。この回路の欠点は上述した通りである。
【００２０】
図２には本発明のセンサ内部抵抗Ｒｐｖｓを求める装置の回路が一点鎖線の囲みで示されている。この回路には図１の例と同様に発振器ＯＳＺ、増幅器Ｒｐｖｓ＿Ａｍｐ、整流器ＧＬＲ、およびデカップリングコンデンサＣｖが存在する。
【００２１】
本発明では抵抗Ｒｖは２つの抵抗Ｒｖ１、Ｒｖ２によって置換され、付加的に２つのＥＸ‐ＯＲ素子Ｅｘｏｒ１、Ｅｘｏｒ２（例えばタイプ７４ＨＣ８６）と１つの切換スイッチＳとが設けられている。
【００２２】
発振器ＯＳＺの出力側は第１のＥＸ‐ＯＲ素子Ｅｘｏｒ１の第２の入力側２と第２のＥＸ‐ＯＲ素子Ｅｘｏｒ２の第１の入力側３とに接続されている。発振器の出力信号は矩形電流としてセンサ内部抵抗Ｒｐｖｓに印加される。第２のＥＸ‐ＯＲ素子Ｅｘｏｒ２の第２の入力側４はロー電位ＧＮＤ（基準電位）へ置かれ、第１のＥＸ‐ＯＲ素子Ｅｘｏｒ１の第１の入力側１は切換スイッチＳを介してロー電位ＧＮＤまたはハイ電位Ｖｃｃ＝５Ｖ（駆動電位）へ置かれる。
【００２３】
第１のＥＸ‐ＯＲ素子Ｅｘｏｒ１の出力側は抵抗Ｒｖ１を介して、また第２のＥＸ‐ＯＲ素子Ｅｘｏｒ２の出力側は抵抗Ｒｖ２を介してデカップリングコンデンサＣｖに接続されている。このコンデンサは周知の手段で増幅器Ｒｐｖｓ＿Ａｍｐおよび整流器ＧＬＲへ接続されており、さらにセンサ内部抵抗Ｒｐｖｓへ通じている。
【００２４】
抵抗Ｒｖ１，Ｒｖ２は次のようにして求められる。すなわち
Ｒｖ１＝Ｚ／｛０．５＊（１−Ｎ）｝，（＝２６．６７ｋΩ）
Ｒｖ２＝Ｚ／｛０．５＊（１＋Ｎ）｝，（＝１６．００ｋΩ）
である。ここでＮは領域１の電圧と領域２の電圧との電圧比（例えば０．２５）であり、Ｚは抵抗Ｒｖ１，Ｒｖ２を並列としたときの全抵抗（例えば１０ｋΩ）である。
【００２５】
この装置は次のように動作する。駆動電圧Ｖｃｃ＝５Ｖがスイッチオンされると、まずセンサ加熱部がオンとなって領域２が選択される。なぜならコールド状態ではＲｐｖｓ＞１００ｋΩだからである。第１のＥＸ‐ＯＲ素子Ｅｘｏｒ１の第１の入力側１はハイ電位の５Ｖに置かれる。第１のＥＸ‐ＯＲ素子はインバータとして、第２のＥＸ‐ＯＲ素子Ｅｘｏｒ２は非反転バッファとして動作する。この２つのＥＸ‐ＯＲ素子は相互に逆相で動作する。出力側には３ｋＨｚの矩形信号が相互に逆相で現れる。つまり第１のＥＸ‐ＯＲ素子Ｅｘｏｒ１の出力側がロー（０Ｖ）となりかつ第２のＥＸ‐ＯＲ素子Ｅｘｏｒ２の出力側がハイ（５Ｖ）となるか、または第１のＥＸ‐ＯＲ素子Ｅｘｏｒ１の出力側がハイ（５Ｖ）となりかつ第２のＥＸ‐ＯＲ素子Ｅｘｏｒ２の出力側がロー（０Ｖ）となる。
【００２６】
抵抗Ｒｖ１，Ｒｖ２はこのとき１０ｋΩの内部抵抗を有する分圧器を形成している。したがって抵抗Ｒｖ１，Ｒｖ２の接続点には、抵抗の分圧比に依存して、Ｖｃｃ［Ｒｖ１／（Ｒｖ１＋Ｒｖ２）］＝１．８７Ｖまたは
Ｖｃｃ［Ｒｖ２／（Ｒｖ１＋Ｒｖ２）］＝３．１３Ｖ
の交流電圧が生じ、１．２５Ｖｓｓとなる（図３の領域２を参照）。相応にセンサ内部抵抗Ｒｐｖｓの値を流れる交流電流も求められる。
【００２７】
２つの抵抗Ｒｖ１，Ｒｖ２の接続点、すなわち分圧器のタップでの出力交流電圧は例えば３．１３Ｖと１．８７Ｖとのあいだで無負荷時に１．２５Ｖｓｓとなるか、または温度依存性の内部抵抗Ｒｐｖｓに応じて相応にこれより低くなる。
【００２８】
この値はデカップリングコンデンサＣｖを介して増幅器Ｒｐｖｓ＿Ａｍｐの入力側に供給される。これにより回路のエラーの識別誤りは回避される。
【００２９】
領域２でセンサ内部抵抗Ｒｐｖｓが設定された値、例えば６００Ωを下回って降下する（または出力信号ＶＲｐｖｓが相応の電圧値を下回って降下する）と、切換スイッチＳを介して第１のＥＸ‐ＯＲ素子Ｅｘｏｒ１の第１の入力側１はハイ電位からロー電位へ移行し、領域１へ切り換えられ、増幅度は係数４だけ引き上げられる。
【００３０】
第１のＥＸ‐ＯＲ素子Ｅｘｏｒ１の第１の入力側１はロー電位ＧＮＤ（０Ｖ）に置かれている。このとき２つのＥＸ‐ＯＲ素子Ｅｘｏｒ１、Ｅｘｏｒ２は両方とも非反転バッファとして同相で動作する。つまりこれらの素子の出力側には無負荷動作時５Ｖｓｓ，３ｋＨｚの矩形信号が同相で生じる。これらはロー電位またはハイ電位を取る。抵抗Ｒｖ１，Ｒｖ２は並列接続されているものと見なすことができ、Ｒｖ１＝１６ｋΩ、Ｒｖ２＝２６．６７ｋΩで全抵抗はＲｖ１／Ｒｖ２＝１０ｋΩである。相応にこの抵抗を介して５Ｖｓｓ／１０ｋΩ＝５００μＡｓｓの交流電流がセンサ抵抗Ｒｐｖｓへ流れる。これにより５Ｖｓｓの交流電圧が生じる（図３の領域１を参照）。
【００３１】
直流電圧のデカップリングのためにデカップリングコンデンサＣｖが挿入されているので、交流電流源からセンサ抵抗に対して内部抵抗１０ｋΩと無負荷電圧１．２５Ｖｓｓ（領域２）または５Ｖｓｓ（領域１）とが加わる。
【００３２】
切換スイッチＳの切換は比較器Ｋに作用し、領域２で出力電圧ＶＲｐｖｓと設定された目標値Ｓｏｌｌとを比較させる。ＶＲｐｖｓ＞Ｓｏｌｌである場合、出力１はハイ電位に置かれる。ＶＲｐｖｓ＜Ｓｏｌｌになると、出力１はロー電位へ切り換えられる（領域１）。この位置で出力は係止され、センサ内部抵抗Ｒｐｖｓは出力信号ＶＲｐｖｓを介して駆動電圧がオフになるまで１００Ω／７５０℃へ制御される。
【００３３】
比較器Ｋは集積回路、例えば図中、実線の囲みで示されているマイクロプロセッサμＰの一部である。この集積回路には一点鎖線の囲みとして存在している装置も少なくとも部分的に集積されており、また図１の評価回路は全体が集積されている。駆動電圧のスイッチオン時（駆動開始時）には比較器は命令Ａｎｆにより切換スイッチＳが第１のＥＸ‐ＯＲ素子Ｅｘｏｒ１の第１の入力側１とハイ電位（領域２）とを接続するようにセットされる。
【００３４】
図３には領域１（５Ｖｓｓ）および領域２（１．２５Ｖｓｓ）での発振器の出力信号が示されている。
【００３５】
図４にはセンサ内部抵抗Ｒｐｖｓまたは増幅器Ｒｐｖｓ＿Ａｍｐの入力側で降下する電圧の信号振幅がセンサ内部抵抗Ｒｐｖｓに依存して示されている。この抵抗は温度Ｔ＝２０℃で１００ｋΩよりもはるかに大きく、Ｔ＝２００℃付近でほぼ１００ｋΩとなる（図の右方を参照）。増幅器の入力側には約１．１６Ｖｓｓ、最大で１．２５Ｖｓｓの電圧がかかる。
【００３６】
温度制御が行われ、センサ内部抵抗ＲｐｖｓがＴ＝７５０℃で定格値１００Ωに置かれる場合、増幅器の入力側には約０．３５Ｖｓｓの電圧がかかる（図の左方、ゼロ点付近を参照）。温度Ｔは抵抗値が下がるにつれて、つまり図の横軸の右方から左方へ進むにつれて上昇する。
【００３７】
図５にはセンサ内部抵抗Ｒｐｖｓまたは増幅器Ｒｐｖｓ＿Ａｍｐの入力側での領域２における信号振幅が上方に示されており、下方には整流器ＧＬＲの出力側で領域２において取り出される直流電圧ＶＲｐｖｓが示されている（図４も参照）。センサ温度Ｔ＝２０℃でＲｐｖｓが１００ｋΩよりはるかに大きい駆動開始から、まず増幅器の出力側が飽和し、センサは加熱される。センサ内部抵抗Ｒｐｖｓ＜２．４ｋΩとなると、出力電圧ＶＲｐｖｓは低下する。Ｒｐｖｓ≦６００Ωとなると、領域１へ切り換えられる（図６も参照）。
【００３８】
図６には上方にセンサの信号振幅が示されており、下方に出力側で取り出される直流電圧ＶＲｐｖｓが示されている。これらはそれぞれ領域１、すなわちセンサ加熱部に対する本来の制御領域における値である。これによりセンサ内部抵抗Ｒｐｖｓは１００Ωへ制御される。
【００３９】
本発明の回路は次の利点を有する。
【００４０】
ａ）領域１、２での増幅度の切換が交流電圧信号の振幅切換によって行われる。すなわち
領域１：０．．．６Ｒ０で（通常の駆動時）振幅５Ｖｓｓである。
【００４１】
領域２：０．．．２４Ｒ０で（センサの稼働時）振幅５Ｖｓｓ／４＝３．１２Ｖ−１．８７Ｖ＝±０．６２５Ｖ＝１．２５Ｖｓｓ
となる（図３を参照）。ここでＲ０は７５０℃でのＲｐｖｓ、つまり１００Ωである。
【００４２】
ｂ）２つの領域が２つの抵抗を用いてきわめて簡単に定義される。
【００４３】
ｃ）ソース抵抗はこれらの領域から独立してつねに一定である。
【００４４】
ｄ）回路を簡単に集積でき、また標準のコンポーネントによって製造できる。
【００４５】
ｅ）センサのコールド時に許容される最大のセンサ電圧±２Ｖ（４Ｖｓｓ）が超過されない。
【図面の簡単な説明】
【図１】
周知のリニアラムダセンサを駆動する従来の装置を示す図である。
【図２】
センサの内部抵抗Ｒｐｖｓを求める本発明の装置を示す図である。
【図３】
本発明の装置の発振器出力信号を示す図である。
【図４】
センサの内部抵抗Ｒｐｖｓに依存する出力信号ＶＲｐｖｓを示す図である。
【図５】
加熱フェーズでの出力信号ＶＲｐｖｓおよびセンサ電圧を示す図である。
【図６】
通常フェーズでの出力信号ＶＲｐｖｓおよびセンサ電圧を示す図である。
【図１】
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【図３】
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【図５】
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【図６】
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【国際公開パンフレット】
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【国際調査報告】
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2004517327.tif 000026
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