(57)【要約】本発明は、モバイル無線受信器において用いる自動周波数補正のデバイスおよび方法に関する。受信データシンボルの位相は、周波数シフトを決定するために、チャンネル推定が実施された後に解析される。位相補正は、その後、受信データシンボルに対して実施され得る。モバイル無線伝送用の受信ユニットは、伝送チャンネルをモデル化するために、チャンネル係数を決定するチャンネル推定器と、トレーニングシーケンスから引き出された受信データシンボルと周波数エラーのないデータシンボルとの間の位相差のシーケンスを決定し、シーケンスからの受信データシンボルの周波数偏移を決定する周波数推定手段と、周波数偏移に依存して受信データシンボルの位相を補正する周波数補正手段と、チャンネル係数を用いることによって位相補正データシンボルを等化するチャンネル等化器とを含む。
2004508771.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
モバイル無線伝送用の受信ユニットであって、
チャンネル推定器（５）であって、伝送チャンネルをモデル化するために、チャンネル係数ｈ０、．．．ｈＬを決定し、ここで、Ｌはチャンネルメモリである、チャンネル推定器と、
周波数推定手段（７）であって、トレーニングシーケンスから引き出された受信データシンボルｘ（ｋ）と周波数エラーのないデータシンボルｙ（ｋ）との間の位相差のシーケンスｐ（ｋ）を決定し、該シーケンスｐ（ｋ）からの該受信データシンボルｘ（ｋ）の周波数偏移Δωを決定する、周波数推定手段と、
周波数補正手段（８）であって、該周波数偏移Δωに依存して、該受信データシンボルｘ（ｋ）の該位相を補正する、周波数補正手段と、
チャンネル等化器（６）であって、該チャンネル推定器（５）によって決定されたチャンネル係数を用いることによって、位相補正データシンボル
【数１】
2004508771.tif 000013
を等化する、チャンネル等化器と
を提示する受信ユニットであって、
位相差の該シーケンスのシーケンス値ｐ（ｋ）が該シーケンスの平均値ｐｍｅａｎから所定の閾値よりも大きくずれる場合、該シーケンスｐ（ｋ）のスムージングは、該対応するシーケンス値ｐ（ｋ）を先行するシーケンス値ｐ（ｋ−１）と次のシーケンス値ｐ（ｋ＋１）との線形の組み合わせと置換することによって実行され、
該周波数推定該手段（７）は、時間に対してプロットされ、おそらくスムージングされる、位相差の該シーケンスｐ（ｋ）の線形回帰解析を実行し、勾配から周波数偏移Δωを決定することと
を特徴とする、受信ユニット。
【請求項２】
前記周波数推定手段（７）は、前記チャンネル係数ｈ０、．．．ｈＬを用いて無歪トレーニングシンボルｓ（Ｋ１）、．．．（Ｋ１）を再変調することによって、前記周波数エラーのないデータシンボルｙ（ｋ）を生成し、ここで、ｓ（Ｋ１）は第１のトレーニングシンボルであり、ｓ（Ｋ２）は、該無歪トレーニングシーケンスの最後のトレーニングシンボルであることを特徴とする、請求項１に記載の受信ユニット。
【請求項３】
前記チャンネル係数ｈ０、．．．ｈＬを用いる前記トレーニングシンボルｓ（Ｋ１）、．．．（Ｋ２）の再変調は、公式
【数２】
2004508771.tif 000014
によって行われ、ただし、ｋ＝Ｋ１＋Ｌ、．．．Ｋ２であり、ここでｓ（Ｋ１）は第１のトレーニングシンボルであり、ｓ（Ｋ２）は、前記無歪トレーニングシーケンスの前記最後のトレーニングシンボルであることを特徴とする、請求項１または２に記載の受信ユニット。
【請求項４】
前記周波数推定手段（７）は、数式
（ｘ（ｋ））／（ｙ（ｋ））
または、数式
（ｙ（ｋ））／（ｘ（ｋ））
の前記位相を評価することによって、位相差の前記シーケンスｐ（ｋ）を生成することを特徴とする、請求項１〜３の１つに記載の受信ユニット。
【請求項５】
前記周波数推定手段（７）は、数式
ｘ＊（ｋ）・ｙ（ｋ）
または、数式
ｘ（ｋ）・ｙ＊（ｋ）の前記位相を評価することによって、位相差の前記シーケンスｐ（ｋ）を生成し、ただし、ｘ＊（ｋ）、ｙ＊（ｋ）は、ｘ（ｋ）、ｙ（ｋ）の複素共役であることを特徴とする、請求項１〜３の１つに記載の受信ユニット。
【請求項６】
前記周波数補正手段（８）は、ｘ（ｋ）にｅｘｐ（−ｉΔω・ｋ）を乗算することによって、前記受信データシンボルｘ（ｋ）の位相を補正することを特徴とする、請求項１〜５の１つに記載の受信ユニット。
【請求項７】
前記周波数補正手段（８）は、ｘ（ｋ）にｅｘｐ（−ｉΔω・（ｋ−Ｋ０））を乗算することによって、前記受信データシンボルｘ（ｋ）の前記位相を補正し、ここで、Ｋ０は、前記トレーニングシーケンスに属するデータシンボルのインデクスであることを特徴とする、請求項１〜５の１つに記載の受信ユニット。
【請求項８】
前記受信ユニットは、ＧＭＳＫ変調されたデータシンボルを復号化することを特徴とする、請求項１〜７の１つに記載の受信ユニット。
【請求項９】
前記受信ユニットは、８ＰＳＫ変調されたデータシンボルを復号化することを特徴とする、請求項１〜７の１つに記載の受信ユニット。
【請求項１０】
前記受信ユニットは、ＥＤＧＥ基準でデータシンボルを復号化することを特徴とする、請求項１〜７の１つに記載の受信ユニット。
【請求項１１】
データシンボルのモバイル無線伝送における周波数エラーを補正する方法であって、
ａ）伝送チャンネルをモデル化するために、チャンネル係数ｈ０、．．．ｈＬを決定する工程であって、ここで、Ｌはチャンネルメモリである、工程と、
ｂ）トレーニングシーケンスから引き出された受信データシンボルｘ（ｋ）と、周波数エラーのないデータシンボルｙ（ｋ）との間の位相差のシーケンスｐ（ｋ）を決定する工程と、
ｃ）工程ｂ）において決定されたシーケンスｐ（ｋ）から、該受信データシンボルｘ（ｋ）の周波数偏移Δωを決定する工程と、
ｄ）工程ｃ）において決定された該周波数偏移Δωに依存して、該受信データシンボルｘ（ｋ）の位相を補正する工程と、
ｅ）工程ａ）において決定された該チャンネル係数ｈ０、．．．ｈＬを用いることによって、位相補正データシンボル
【数３】
2004508771.tif 000015
を等化する工程と
を特徴とする、方法であって、
ｃ１）位相差のシーケンス値ｐ（ｋ）が、該シーケンスの平均値ｐｍｅａｎから、所定の閾値よりも多くずれる場合のための該シーケンスｐ（ｋ）のスムージング工程であって、対応するシーケンス値ｐ（ｋ）は、先行するシーケンス値ｐ（ｋ−１）と続くシーケンス値ｐ（ｋ＋１）との線形の組み合わせで置換される、下位工程と、
ｃ２）時間に対してプロットされ、下位工程ｃ１）においておそらくスムージングされた、該シーケンスｐ（ｋ）の線形回帰解析を実行する下位工程と、
ｃ３）下位工程ｃ２）において実行された該線形回帰解析によって取得された勾配から、該周波数偏移Δωを決定する下位工程と
を特徴とする、方法。
【請求項１２】
前記周波数エラーのないデータシンボルｙ（ｋ）は、前記チャンネル係数ｈ０、．．．ｈＬを用いる再復調によって、無歪トレーニングシーケンスのトレーニングシンボルｓ（Ｋ１）、．．．ｓ（Ｋ２）から取得され、ここで、ｓ（Ｋ１）は第１のトレーニングシンボルであり、ｓ（Ｋ２）は、前記無歪トレーニングシーケンスの前記最後のトレーニングシンボルであることを特徴とする、請求項１１に記載の方法。
【請求項１３】
前記チャンネル係数ｈ０、．．．ｈＬを用いる前記トレーニングシンボルｓ（Ｋ１）、．．．ｓ（Ｋ２）の前記再復調は、公式
【数４】
2004508771.tif 000016
によって行われ、ただし、ｋ＝Ｋ１＋Ｌ、．．．Ｋ２であり、ここで、ｓ（Ｋ１）は、第１のトレーニングシンボルであり、ｓ（Ｋ２）は、前記無歪トレーニングシーケンスの最後のトレーニングシンボルであることを特徴とする、請求項１１または１２に記載の方法。
【請求項１４】
前記受信データシンボルｘ（ｋ）と前記周波数エラーのないデータシンボルｙ（ｋ）との間の位相差の前記シーケンスｐ（ｋ）は、数式
（ｘ（ｋ））／（ｙ（ｋ））
または、数式
（ｙ（ｋ））／（ｘ（ｋ））
の位相として取得されることを特徴とする、請求項１１〜１３の１つに記載の方法。
【請求項１５】
前記受信データシンボルｘ（ｋ）と前記周波数エラーのないデータシンボルｙ（ｋ）との間の位相差の前記シーケンスｐ（ｋ）は、数式ｘ＊（ｋ）・ｙ（ｋ）、または数式ｘ（ｋ）・ｙ＊（ｋ）の位相として取得され、ここで、ｘ＊（ｋ）、ｙ＊（ｋ）は、ｘ（ｋ）、ｙ（ｋ）の複素共役であることを特徴とする、請求項１１〜１３の１つに記載の方法。
【請求項１６】
データシンボルの前記受信されたシーケンスの値ｘ（ｋ）の前記位相補正は、ｘ（ｋ）にｅｘｐ（−ｉΔω・ｋ）を乗算することによって実行されることを特徴とする、請求項１１〜１５の１つに記載の方法。
【請求項１７】
データシンボルの前記受信シーケンスの値ｘ（ｋ）の前記位相補正は、ｘ（ｋ）にｅｘｐ（−ｉΔω・（ｋ−Ｋ０））を乗算することによって実行され、ここで、Ｋ０は、前記トレーニングシーケンスに属するデータシンボルのインデクスであることを特徴とする、請求項１１〜１５の１つに記載の方法。
【請求項１８】
前記受信データシンボルは、８ＰＳＫ基準により復調されることを特徴とする、請求項１１〜１７の１つに記載の方法。
【請求項１９】
前記受信データシンボルは、ＥＤＧＥ基準により復調されることを特徴とする、請求項１１〜１７の１つに記載の方法。
【請求項２０】
前記受信データシンボルは、ＧＳＭＫ基準により復調されることを特徴とする、請求項１１〜１７の１つに記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
本発明は、モバイル無線伝送の受信ユニット、およびデータシンボルのモバイル無線伝送における周波数エラーを補正する方法に関する。
【０００２】
データシンボルがモバイル無線チャンネルを介して伝送されると、共に、特定の伝達電力に関するビット誤り率を決定する複数のエラー源が生じる。従来の最重要エラー源は、雑音である。
【０００３】
さらに、いわゆる周波数エラーもまた、ビット誤り率を引き起こす重大な原因となる。これは、送信および受信端末にて、異なった発振器によって引き起こされるエラーを意味する。伝送端末における発振器周波数と受信端末における発振器周波数との間の不一致は、発振器と、用いられる発振水晶における製造許容差によって引き起こされ得る。高精度の周波数基準を提供するために必要な費用は、基地局において実現可能であったが、移動局においては、用いられる発振器が、費用の最適化により、著しい周波数のゆらぎを示す。
【０００４】
さらに、ドップラー効果は、周波数エラーを引き起こす原因となる。送信器と受信器との間の相対運動は、送信された信号において周波数偏移をもたらす。モバイル無線加入者が、（２００ｋｍ）／ｈの速度の自動車から９００ＭＨｚの送信周波数にて電話していると想定すると、これは
（２００ｋｍ／ｈ）／（３・１０５ｋｍ／ｓ）・９００ＭＨｚ≒１６７Ｈｚ
の最大ドップラー偏移をもたらす。
【０００５】
モバイル無線基準ＧＳＭにおいて、１０ｄＢ未満の比較的低い信号／雑音比が用いられる。従って、この雑音は、この場合、主要なエラー源である。ＧＳＭ基準において用いられるＧＳＭＫ変調は、信号点＋１および−１を有する信号空間を用いる。これらの２つの信号点は、１８０°の位相差を有するので、小さい位相または周波数エラーは、ビット誤り率を増加させない。従って、ＧＳＭＫ変調が原因で、ＧＳＭは、周波数エラーに対して抵抗性がある。
【０００６】
ＧＰＲＳ（Ｇｅｎｅｒａｌ　Ｐａｃｋｅｔ　Ｒａｄｉｏ　Ｓｅｒｖｉｃｅ）の場合、状況は異なる。なぜなら、ここでは１５ｄＢより大きい、比較的高い信号／雑音比が用いられるからである。これは、２１．４ｋｂｉｔ／秒までのデータ伝送速度を提供する。雑音は、この場合、エラー源としてはあまり重要ではなく、周波数エラー、特にドップラー偏移が主要エラー源になる。
【０００７】
ＧＳＭ／ＧＰＲＳとＵＭＴＳとの間の中間基準として、ＥＤＧＥ（Ｅｎｈａｎｃｅｄ　Ｄａｔａ　Ｒａｔｅｓ　ｆｏｒ　ＧＳＭ　Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）基準および関連するＥＧＰＲＳ（Ｅｎｈａｎｃｅｄ　ＧＰＲＳ）パケットサービスが定義されている。ＥＤＧＥは、ＴＤＭＡ（Ｔｉｍｅ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ａｃｃｅｓｓ）法であり、これは、ＧＳＭＫ変調から８ＰＳＫ変調にすでに変更されている。８ＰＳＫ変調において、８信号点を有する信号空間が用いられ、個々の信号点間の位相差は４５°である。この理由のために、小さい位相または周波数エラーでさえ、混信効果を有し、ビット誤り率を著しく増加させる原因となる。
【０００８】
この理由のために、周波数エラーを補正する措置がとられなければならない。
【０００９】
この目的のために、伝送チャンネルをモデル化するために、チャンネル推定器によって決定されるチャンネル係数を、チャンネル検査器を用いて、現在の伝送状態に連続的に適合させることが提示される。しかしながら、いかなる周波数エラーの有効な補正も、チャンネル係数を規則的に再決定することによって達成され得ない。
【００１０】
従って、本発明の目的は、モバイル無線伝送用の受信ユニットおよびモバイル無線伝送においてビット誤り率が低減され、伝達電力は同じ状態で保持されることを可能にする周波数エラーを補正する方法を提供することである。
【００１１】
本発明のこの目的は、請求項１に記載のモバイル無線伝送用の受信ユニット、および請求項１５に記載のモバイル無線伝送における周波数エラーを補正する方法によって達成される。
【００１２】
本発明による受信ユニットは、伝送チャンネルをモデル化するチャンネル係数ｈ０、．．．ｈＬ（ここで、Ｌはチャンネルメモリを示す）を決定するチャンネル推定器を有する。さらに、受信ユニットは、受信データシンボルｘ（ｋ）の周波数偏移Δωを決定する周波数推定の方法を有する。各々の場合における周波数補正手段は、解析によって決定された周波数偏移Δωに依存して、受信データシンボルの位相を補正する。さらに、受信ユニットは、チャンネル推定器によって決定されるチャンネル係数により、位相補正データシンボルを等化するチャンネル等化器を備える。
【００１３】
本発明によると、チャンネル係数は本来受信されたデータシンボルを用いて決定されるが、チャンネル等化は、さらに、明示的な位相補正データシンボルに基づく。データシンボルの位相補正を実行することができるように、周波数偏移Δωは解析によって決定される。受信データシンボルの位相は、周波数偏移Δωの大きさに応じて補正される。
【００１４】
従来技術と異なり、本発明による解決法において、周波数補正は、チャンネル推定とチャンネル等化との間で実行される。周波数エラーの有効な補償は、チャンネル推定器が本来のデータシンボルを処理し、チャンネル等化器が位相補正データシンボルを等化する場合にのみ達成され得る。本発明による解決法は、ビット誤り率を適切に低減し、伝達電力は同じ状態で保持される。従って、所定のビット誤り率は、はるかに低い伝達電力によって達成され得る。本発明による自動周波数補正は、伝達電力が、所定のビット誤り率にて数ｄＢだけ低減されることを可能にする。
【００１５】
本発明の有利な実施形態により、周波数を推定する手段は、受信データシンボルｘ（ｋ）と、トレーニングシーケンスから引き出された周波数エラーのないデータシンボル（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−ｅｒｒｏｒ−ｆｒｅｅ　ｄａｔａ　ｓｙｍｂｏｌｓ）ｙ（ｋ）との間の位相差のシーケンスｐ（ｋ）を決定し、このシーケンスｐ（ｋ）から周波数偏移Δωを決定する。
【００１６】
受信データシンボルのそれぞれの位相エラーを決定することができるように、周波数エラーのないデータシンボルシーケンスｙ（ｋ）が必要とされる。各バーストと共に伝送されるトレーニングシーケンスは、これらの周波数エラーのないデータシンボルｙ（ｋ）を決定するために用いられる。トレーニングシーケンスについては、基本伝送トレーニングシンボルおよび実際に受信されたトレーニングシンボルの両方は、受信器端末にて知られ、これらから、特定の数の周波数エラーのないデータシンボルｙ（ｋ）が受信器端末にて決定され得る。
【００１７】
ＧＳＭ、ＧＰＲＳ、ＥＤＧＥ、ＥＧＰＲＳといったすべての基準は、各データバーストと共に伝送されるべきトレーニングシーケンスを提供する。
【００１８】
従って、本発明による解決法に必要とされるトレーニングシーケンスは、種々の基準においてすでに存在し、従って、本発明による解決法は、任意のさらなる複雑性を要求しない。すでに提供されるトレーニングシーケンスは、周波数エラーのないデータシンボルｙ（ｋ）のシーケンスを決定するための新しい方法でのみ用いられる。
【００１９】
本発明のさらなる有利な実施形態によると、周波数推定手段は、チャンネル係数ｈ０、．．．ｈＬを用いて無歪（ｕｎｄｉｓｔｏｒｔｅｄ）トレーニングシンボルｓ（Ｋ１）．．．ｓ（Ｋ２）を再変調することにより周波数エラーのないデータシンボルｙ（ｋ）を生成するｓ（Ｋ１）は、第１のトレーニングシンボルであり、ｓ（Ｋ２）は、無歪トレーニングシーケンスの最後のトレーニングシンボルである。
【００２０】
受信器端末にて、基本伝送トレーニングシンボルｓ（Ｋ１）、．．．ｓ（Ｋ２）およびトレーニングシーケンスの受信トレーニングシンボルｘ（Ｋ１）、．．．ｘ（Ｋ２）の両方が把握される。さらに、伝送チャンネルを数学的にモデル化するチャンネル係数ｈ０、．．．ｈ１は、チャンネル推定によって決定され、受信器端末にて利用可能である。この情報は、周波数エラーがない場合に、伝送チャンネルが公知のトレーニングシンボルｓ（Ｋ１）、．．．ｓ（Ｋ２）を伝送する態様を計算するために用いられ得る。「再変調」と呼ばれるこの方法は、トレーニングシンボルに基づいて、複数の理想的な周波数エラーのないデータシンボルｙ（ｋ）を計算するために用いられ得る。従って、データシンボルｙ（ｋ）は、実際に受信されたデータシンボルではなく、チャンネルモデルを基準として用いることによって数学的に合成されるデータシンボルである。
【００２１】
【数５】
2004508771.tif 000003
ただし、ｋ＝Ｋ１＋Ｌ、．．．Ｋ２である、公式に従って、チャンネル係数ｈ０、．．．ｈＬを用いてトーニングシンボルｓ（Ｋ１）、．．．ｓ（Ｋ２）の再変調を実行することは有利である。
【００２２】
この公式を明示的に完全に詳しく書くと、トレーニングシーケンスの無歪データシンボルｓ（Ｋ１）、．．．ｓ（Ｋ２）が周波数エラーのないシーケンスｙ（ｋ）
【００２３】
【数６】
2004508771.tif 000004
を送達するために組合される態様が明らかになる。
【００２４】
チャンネルメモリＬに基づいて、これは、関連する値ｓ（Ｋ１＋Ｌ）だけでなく、値ｙ（Ｋ１＋Ｌ）の原因となる過去の値ｓ（Ｋ１＋Ｌ−１）、．．．ｓ（Ｋ１）でもある。チャンネルメモリＬに基づいて、（Ｋ２−Ｋ１−Ｌ＋１）周波数エラーのない値ｙ（Ｋ１＋Ｌ）、．．．ｙ（Ｋ２）のみが、（Ｋ２−Ｋ１＋１）初期シンボルｓ（Ｋ１）、．．．ｓ（Ｋ２）から生成され得る。ｙ（ｋ）の値は、受信端末において大規模な計算の労力なしに短時間内に計算され得る。
【００２５】
数式
（ｘ（ｋ））／（ｙ（ｋ））
または、数式
（ｙ（ｋ））／（ｘ（ｋ））
の位相を評価することによって、位相差のシーケンスｐ（ｋ）を生成することは有利である。
なぜなら、商が形成されるので、数式
（ｘ（ｋ））／（ｙ（ｋ））
の位相は、ｘ（ｋ）の位相とｙ（ｋ）の位相との間の差に対応し、従って、それぞれの位相偏移に対応する。
【００２６】
あるいは、数式
ｘ＊（ｋ）・ｙ（ｋ）
または数式
ｘ（ｋ）・ｙ＊（ｋ）
（ここで、ｘ＊（ｋ）、ｙ＊は、ｘ（ｋ）、ｙ（ｋ）の複素共役である）を評価することによって位相差のシーケンスｐ（ｋ）を生成することは有利である。ｘ＊（ｋ）の位相とｘ（ｋ）の位相は、符号が異なる。従って、数式
ｘ＊（ｋ）・ｙ（ｋ）
は、ｙ（ｋ）の位相とｘ（ｋ）との間の差として取得される。
【００２７】
（ｙ（ｋ））／（ｘ（ｋ））
の評価と比較して、数式ｘ＊（ｋ）・ｙ（ｋ）の評価は、除法を用いる計算時間が回避され得るという利点を有する。ｘ（ｋ）＝０またはｙ（ｋ）＝０である場合には特異点は生じ得ない。
【００２８】
周波数推定手段が、時間に対してプロットされ、位相差のシーケンスｐ（ｋ）の線形回帰解析を実行し、勾配から周波数偏移Δωを決定する場合に有利である。ｋの増加（ｋは時間の測度）を伴うｐ（ｋ）の線形の増加／減少は、一定の周波数オフセットΔωに対応する。Δωが大きいほど、ｐ（ｋ）は時間の経過とともにより変化する。従って、ｐ（ｋ）の勾配は、周波数偏移Δωの測度である。この勾配は、線形回帰解析によって決定され得る（最小誤差二乗法）によって決定され得る。
【００２９】
ｐ（ｋ）とΔωとの間に線形関係があると想定すると、送信器と受信器との間の固定された周波数のずれ（ｐｅｒｍａｎｅｎｔ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ｄｅｔｕｎｉｎｇ）の貢献およびドップラー偏移の貢献の両方がこれに含まれる。高次項は、それぞれの位相エラーにはるかに少ない程度にしか貢献しないので、従って、無視され得る。線形回帰解析は、わずかな計算労力で実行され得る。
【００３０】
ここで、線形回帰解析が実施される前に、位相差のシーケンスｐ（ｋ）の統計的スムージングが実行される場合は有利である。実質的に取得されたｐ（ｋ）の値は、周波数エラーによって引き起こされる位相偏移を完全に含む。しかしながら、経験は、シーケンスｐ（ｋ）の特定の値が、他の値によって示される変化から大きく離れて位置することを示す。これらの離れた値は、Δωの計算の結果の質を著しく低下させる。従って、シーケンスｐ（ｋ）を統計的にスムージングし、この離れた値を評価の際に考慮の対象としないでおくことは有利である。
【００３１】
特に、位相差のシーケンスのシーケンス値ｐ（ｋ）がシーケンスの平均値から所定の閾値よりも多くずれる場合に、対応するシーケンス値ｐ（ｋ）は、先行するシーケンス値ｐ（ｋ−１）と次のシーケンス値ｐ（ｋ＋１）との一次結合で置き換えられると有利である。
【００３２】
大きくずれるｐ（ｋ）の値は、平均値Ｐｍｅａｎおよび所定の閾値の支援により容易に識別され得る。大きくずれる各シーケンス値ｐ（ｋ）は、ｐ（ｋ−１）とｐ（ｋ＋１）との一次結合線形で置き換えられる。特に、エラーを有すると検出されたシーケンス値ｐ（ｋ）を、先行するシーケンス値と次のシーケンス値との相加平均
（ｐ（ｋ−１）＋ｐ（ｋ＋１））／２
で置き換えることは意味を成す。これは、各場合においてシーケンス値ｐ（ｋ）の総数が一定の状態で保持され、これは次の線形回帰解析を利用するというさらなる利点を有する。
【００３３】
周波数補正手段が受信データシンボルｘ（ｋ）の位相を
ｅｘｐ（−ｉΔω・ｋ）
でｘ（ｋ）を乗算することによって受信データシンボルｘ（ｋ）の位相を補正する場合は有利である。
【００３４】
周波数偏移Δωは、ｋと線形的に増加し、位相ランプ関数（ｐｈａｓｅ　ｒａｍｐ　ｆｕｎｃｔｉｏｎ）を用いて補正され得る位相エラーを引き起こす。この目的のために、受信データシンボルｘ（ｋ）の位相は−Δω・ｋによって補正される。各複素数データシンボルｘ（ｋ）は、複素正弦信号
ｅｘｐ（−ｉΔω・ｋ）＝ｃｏｓ（Δω・ｋ）−ｉ・ｓｉｎ（Δω・ｋ）
によって乗算される。
【００３５】
これは、サイン／コサイン係数テーブルを用いて単純な態様で行なわれ得る。あるいは、「Ｖｅｒｆａｈｒｅｎ　ｕｎｄ　Ｓｃｈａｌｔｕｎｇｓｏｒｄｎｕｎｇ　ｚｕｒ　ｄｉｇｉｔａｌｅｎ　Ｆｒｅｑｕｅｎｚｋｏｒｒｅｋｔｕｒ　ｅｉｎｅｓ　Ｓｉｇｎａｌｓ」［Ｍｅｔｈｏｄ　ａｎｄ　ｃｉｒｃｕｉｔ　ａｒｒａｎｇｅｍｅｎｔ　ｆｏｒ　ｔｈｅ　ｄｉｇｉｔａｌ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ　ｏｆ　ａ　ｓｉｇｎａｌ］と称されるドイツ国特許出願第１９９　４８　８９９．１号に記載される、いわゆるＣＯＲＤＩＣアルゴリズムがさらに用いられ得る。
【００３６】
周波数補正手段は、
ｅｘｐ（−ｉΔω・（ｋ−Ｋ０））
（Ｋ０はトレーニングシーケンスに属するデータシンボルのインデクスである）で乗算することによって受信データシンボルｘ（ｋ）の位相を補正する場合に有利である。項（ｋ−Ｋ０）は、トレーニングシーケンスに属する受信データシンボルｘ（Ｋ０）が位相補正係数によって変更されないことを達成することを可能にする。
【００３７】
通例、Δω＜＜２πが当てはまるので、トレーニングシーケンスに属する残りのデータシンボルｘ（Ｋ１）、．．．ｘ（Ｋ２）は、さらに、位相補正係数
ｅｘｐ（−ｉΔω・（ｋ−Ｋ０））
によってわずかにのみ変更される。
【００３８】
従って、トレーニングシーケンスの位相補正データシンボル＼ｘ（Ｋ１）、．．．＼ｘ（Ｋ２）（本明細書中、以下の＼は￣を示す。例えば、
【００３９】
【数７】
2004508771.tif 000005
は＼ｘ（Ｋ）として示される）は、受信トレーニングシンボルｘ（Ｋ１）、．．．ｘ（Ｋ２）と、わずかにのみ異なる。従って、当然、位相エラーを有するデータシンボルｘ（Ｋ１）、．．．ｘ（Ｋ２）は、このチャンネル推定において用いられているにもかかわらず、最初に実行されたチャンネル推定が依然として用いられ得る。従って、チャンネル係数ｈ０、．．．ｈＬの決定は、繰返される必要がある。
【００４０】
Ｋ０＝（Ｋ１＋Ｋ２）／２
を定義することは適切である。
【００４１】
本発明のさらなる有利な実施形態によれば、受信ユニットは、ＧＳＭＫ変調されたデータシンボルを復号化する。これは、周波数エラーによって引き起こされたビット誤り率の低減を達成することを可能にする。
【００４２】
特に、受信ユニットが８ＰＳＫ変調されたデータシンボルを復号化する場合は有利である。８ＰＳＫ変調において、８レベルのデータシンボルを有する信号空間が用いられる。従って、近傍の信号空間点間の位相角は４５°である。位相エラーは、本発明による周波数エラー補正を用いることによって、従って、復調の際に、より高いヒット率を提供する８ＰＳＫ変調を用いて、著しく低減され得る。
【００４３】
本発明のさらなる有利な実施形態により、受信ユニットは、ＥＤＧＥ基準におけるデータシンボルを復号する。ＥＤＧＥ（Ｅｎｈａｎｃｅｄ　Ｄａｔａ　Ｒａｔｅｓ　ｆｏｒ　ＧＳＭ　Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）基準は、ＧＳＭの後続基準であり、このＧＳＭにおいて、８ＰＳＫ変調は、ＧＭＳＫ変調の代わりに用いられる。ＥＤＧＥ、および、特に、ＥＧＰＲＳ（Ｅｎｈａｎｃｅｄ　ＧＰＲＳ）サービスは、データ伝送速度のさらなる増大を提供する。本発明による周波数補正を用いて、ドップラー偏移といった周波数エラーを大幅に消去する。
【００４４】
以下の文面において、本発明は、図面に示される例示の実施形態を参照して、かなり詳細に説明される。
【００４５】
図１は、従来技術によるＴＤＭＡシステムの受信ユニットを示す。このユニットは、チャンネル推定器１およびチャンネル等化器２を備える。データバーストの受信データシンボルｘ（１）、．．．ｘ（Ｋ）は、チャンネル推定器１およびチャンネル等化器２に供給される。
【００４６】
データバーストの構造が、図２に示される。データバースト３は、伝送チャンネルによって歪められた受信データシンボルｘ（１）．．．ｘ（Ｋ）を備える。各データバースト３、トレーニングシーケンス４が伝送される。歪められたトレーニングシーケンス４の受信トレーニングシンボルｘ（Ｋ１）、．．．ｘ（Ｋ２）は、受信データバースト３の成分である。歪められないトレーニングシーケンスの基本トレーニングシンボルｓ（Ｋ１）、．．．ｓ（Ｋ２）が、受信器端末で知られ、チャンネル推定器１に利用可能である。チャンネル推定器１は、歪められないトレーニングシーケンスｓ（Ｋ１）、．．．ｓ（Ｋ２）と受信された歪められないトレーニングシーケンスｘ（Ｋ１）、．．．ｘ（Ｋ２）との間の相関解析によって、伝送チャンネルの多重通路伝送特性を決定し得る。
【００４７】
チャンネル特性をモデル化するために、チャンネル係数ｈ０、．．．ｈＬが決定される。チャンネル係数は、全信号における、異なった量の遅延を有する信号成分のそれぞれの比を特定する。Ｌは、いわゆるチャンネルメモリである。チャンネル係数は、チャンネル等化器２に供給される。このチャンネル等化器は、等化データシンボルｕ（１）、．．．ｕ（ｋ）を取得するために、これらのチャンネル係数により、受信データシンボルｘ（ｋ）を等化する。
【００４８】
図３は、本発明による、変調された受信ユニットの概観を示す。チャンネル推定器５およびチャンネル等化器６により、本発明による受信ユニットは、周波数推定器７、および周波数補正８用ユニット備える。
【００４９】
チャンネル推定器５は、チャンネル係数ｈ０、．．．ｈＬを決定する。このチャンネル係数は、受信データシンボルｘ（ｋ）および公知の無歪トレーニングシーケンスのトレーニングシンボルｓ（Ｋ１）、．．．ｓ（Ｋ２）から、チャンネル等化器６およびチャンネル推定器７の両方に供給される。チャンネル推定器７は、受信データシンボルｘ（ｋ）、無歪トレーニングシーケンスのトレーニングシンボルｓ（Ｋ１）、．．．ｓ（Ｋ２）、およびチャンネル係数ｈ０、．．．ｈＬから受信データシンボルの周波数偏移Δωを計算する。
【００５０】
周波数推定器７により決定された周波数偏移Δωは、周波数補正８用ユニットに供給され、このユニットは、この周波数位相により、受信データシンボルｘ（１）、．．．ｘ（Ｋ）の位相補正を実行し、位相補正データシンボル＼ｘ（１）、．．．＼ｘ（Ｋ）を生成する。
【００５１】
位相補正データシンボル＼ｘ（１）、．．．＼ｘ（Ｋ）は、依然として、伝送チャンネルのシンボル間妨害（ＩＳＩ）特性を示し、従って、チャンネル係数ｈ０、．．．ｈＬを用いて、チャンネル等化によって等化されなければならない。等化データシンボルｕ（１）、．．．ｕ（Ｋ）は、チャンネル等化器６の出力にて出現する。
【００５２】
図４は、周波数推定器７が歪曲および無歪トレーニングシーケンスのデータシンボルから、およびチャンネル係数から周波数偏移Δωを決定する方法を示すために用いられる。
【００５３】
この目的のために、データシンボルｙ（ｋ）の周波数エラーのないシーケンスが、「再変調」と呼ばれる第１の工程９において計算される。この目的のために、周波数推定器７に公知の無歪トレーニングシーケンスのトレーニングシーンボルｓ（Ｋ１が考えられる。これらの公知の無歪トレーニングシンボルがチャンネル係数ｈ０、．．．ｈＬによって歪曲される方法が計算される。この計算を実施するために、チャンネル推定器５によって決定されるチャンネル係数ｈ０、．．．ｈＬが用いられる。歪曲周波数エラーのないデータシンボルｙ（ｋ）を計算する公式は、
【００５４】
【数８】
2004508771.tif 000006
であり、ここで、ｋ＝Ｋ１＋Ｌ、．．．Ｋ２、または明示的に、略さずに
【００５５】
【数９】
2004508771.tif 000007
と詳述される。
【００５６】
正確に（Ｋ２−Ｋ１＋１）である公知のトレーニングシンボルｓ（Ｋ１）、．．．ｓ（Ｋ２）が利用可能であり、このトレーニングシンボルから、（Ｋ２−Ｋ１−Ｌ＋１）の周波数エラーのないデータシンボルｙ（Ｋ１＋Ｌ）、．．．ｙ（Ｋ２）が計算され得る。なぜなら、ｓ（ｋ）（Ｌ＋１）の場合の正確な値は、チャンネルメモリＬが原因で、ｙ（ｋ）の各値を計算するために考慮に入れられなければならないからである。
【００５７】
周波数エラーがない場合、計算された周波数エラーのないデータシンボルｙ（ｋ）は、受信データシンボルｘ（ｋ）と適合する。対照的に、周波数エラーがある場合、周波数エラーのないｙ（ｋ）の位相は、周波数エラーを有するｘ（ｋ）の位相から特徴的な態様でずれる。つまり、２つの位相間で取得された差は、位相ランプであり、位相ランプの勾配は周波数偏移Δωによって定義される。
【００５８】
図４における工程１０は、受信データシンボルｘ（ｋ）と、計算された周波数エラーのないデータシンボルｙ（ｋ）との間の位相差ｐ（ｋ）を決定するために用いられる。このシーケンスｐ（ｋ）は、以下の公式
ｐ（ｋ）＝ａｒｇ（ｘ（ｋ）−ｙ＊（ｋ）），ｋ＝Ｋ１＋Ｌ，．．．Ｋ２
を用いて計算され得る。ここで、ｙ＊（ｋ）は、ｙ（ｋ）の複素共役である。演算子ａｒｇ（．．．）は、各場合において、その複素引数（ｃｏｍｐｌｅｘ　ａｒｇｕｍｅｎｔ）の位相を提供する。
【００５９】
従って、工程１０の終了時にて、位相差のシーケンスｐ（ｋ）の（Ｋ２−Ｋ１−Ｌ＋１）値のシーケンスが利用可能である。経験は、見出されたｐ（ｋ）の値は、位相変化を実質的に反映し、大幅にずれる、および周波数推定において無視される個々のシーケンス値が存在することを示した。１つの可能性は、ローパスフィルタを用いて位相関数ｐ（ｋ）をフィルタリングすることである。しかしながら、次の工程１１において、位相関数ｐ（ｋ）の統計的スムージングを実行することがより有効である。この目的のために、相加平均Ｐｍｅａｎおよびｐ（ｋ）の標準的ずれＰｓｔｄが最初に計算される。
【００６０】
【数１０】
2004508771.tif 000008
これに続いて、このシーケンスの、相加平均からのずれが、標準的ずれに対して所定の閾値ｔよりも大きいか否かに関して、各シーケンス値ｐ（ｋ）について実施される。所定の閾値よりも大きい場合、すなわち、
【００６１】
【数１１】
2004508771.tif 000009
対応するｐ（ｋ）が離れた値である場合である。この離れた値は、その後、先行するｐ（ｋ−１）および次の値ｐ（ｋ＋１）を用いて置換される。対照的に、所定の閾値ｔが超過されない場合、シーケンス値ｐ（ｋ）は不変の状態である。
【００６２】
従って、方法工程１１は、以下の解法
【００６３】
【数１２】
2004508771.tif 000010
により、位相差のスムージングされたシーケンス＼ｐ（ｋ）を供給する。
位相差のこのスムージングされたシーケンス＼ｐ（ｋ）に基づいて、周波数偏移Δωは、次の方法工程１２において決定され得る。＼ｐ（ｋ）（ただし、ｋ＝Ｋ１＋Ｌ、．．．Ｋ２）の勾配を決定するために、線形回帰解析は、最小誤差二乗法によって実行される。表記を簡略化するために、シーケンス
ｑ（ｎ）＝＼ｐ（ｋ−Ｋ１−Ｌ）
であり、ｎ＝０、１、．．．Ｎ−１が決定され、ここで、Ｎ＝Ｋ２−Ｋ１−Ｌ＋１は、＼ｐ（ｋ）の利用可能なシーケンス値の数である。
【００６４】
周波数偏移Δωを取得するために、線形数式の以下のシステム
【００６５】
【数１３】
2004508771.tif 000011
が解かれなければならない。
周波数偏移Δωの計算を用いて、周波数推定器７によって実行される方法工程９〜１２が完結される。
【００６６】
図３から見出され得るように、決定された周波数偏移Δωは、周波数補正用ユニット８に供給される。周波数補正８用ユニットは、周波数偏移Δωを補償するために受信されたデータシンボルｘ（ｋ）の位相を補正する。
【００６７】
これは図５に示される。受信されたデータシンボルｘ（ｋ）が周波数偏移Δωの複素数値正弦波信号
【００６８】
【数１４】
2004508771.tif 000012
によって乗算され、
ここで、Ｋ０は、Ｋ１とＫ２との間のインデクスである。Ｋ＝Ｋ０について、複素数値正弦関数（ｃｏｍｐｌｅｘ−ｖａｌｕｅｄ　ｓｉｎｕｓｏｉｄａｌ　ｆｕｎｃｔｉｏｎ）のべき指数は０になり、信号シーケンス値ｘ（Ｋ０）の位相は、不変の状態で保持される。例えば、
Ｋ０＝（Ｋ１＋Ｋ２）／２
を選択することが可能である。なぜなら、通例、Δω＜＜２πが当てはまるので、トレーニングシーケンスに属する残りのトレーニングシーケンスｘ（Ｋ１）、・・・ｘ（Ｋ２）も、わずかに変更される。このことは、最初に実行されたチャンネル係数ｈ０、．．．ｈＬを決定するチャンネル推定が依然として用いられ得ることを保証する。
ｅｘｐ（−ｉΔω・ｋ）＝ｃｏｓ（Δω・ｋ）−ｉ・ｓｉｎ（Δω・ｋ）
であるので、複素数シーケンスｘ（ｋ）の位相補正は、サイン／コサイン係数テーブルを用いて実行され得る。別の可能性は、「Ｖｅｒｆａｈｒｅｎ　ｕｎｄ　Ｓｃｈａｌｔｕｎｇｓａｎｏｒｄｎｕｎｇ　ｚｕｒ　ｄｉｇｉｔａｌｅｎ　Ｆｒｅｑｕｅｎｚｋｏｒｒｅｋｔｕｒ　ｅｉｎｅｓ　Ｓｉｇｎａｌｓ」［Ｍｅｔｈｏｄ　ａｎｄ　ｃｉｒｃｕｉｔ　ａｒｒａｎｇｅｍｅｎｔ　ｆｏｒ　ｔｈｅ　ｄｉｇｉｔａｌ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ　ｏｆ　ａ　ｓｉｇｎａｌ］と称される、特許出願第１９９　４８　８９９．１号に記載の、いわゆるＣＯＲＤＩＣアルゴリズムを用いることである。
【００６９】
周波数補正用ユニット８は、シンボル間妨害によって依然として歪曲される、位相補正データシンボル＼ｘ（１）、．．．＼ｘ（Ｋ）のシーケンスを供給する。位相補正データシンボル＼ｘ（１）、．．．＼ｘ（Ｋ）のこのシーケンスは、チャンネル係数ｈ０、．．．ｈＬの支援を用いて、等化データシンボルｕ（１）、．．．ｕ（Ｋ）を決定するチャンネル等化器６に供給される。チャンネル等化のために、ヴィテルビ法を用いて位相補正データシンボル＼ｘ（１）、．．．＼ｘ（Ｋ）を等化するトレリスベースのチャンネル等化器が用いられ得る。
【００７０】
従って、本発明による受信ユニットにおいて、受信データシンボルｘ（ｋ）の明示的自動周波数補正は、チャンネル推定の後であるが、チャンネル等化よりも前に実行される。従来技術と異なって、等化されるのは、受信データシンボルｘ（ｋ）ではなく、むしろ、位相補正データシンボル＼ｘ（ｋ）である。このことは、等化データシンボルｕ（１）、．．．ｕ（ｋ）のビット誤り率を低減することを可能にする。
【図面の簡単な説明】
【図１】
図１は、チャンネル推定器とチャンネル等化器とを備える従来技術による受信ユニットを示す。
【図２】
図２は、受信データシンボルのバーストの構造を示す。
【図３】
図３は、自動周波数補正を用いる、本発明による受信ユニットの概観を示す。
【図４】
図４は、周波数偏移Δωを決定する本発明によるフローチャートを示す。
【図５】
図５は、本発明による周波数補正が実行される態様を示す。
【図４】
2004508771.tif 000017
【国際公開パンフレット】
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2004508771.tif 000019
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2004508771.tif 000042
2004508771.tif 000043
2004508771.tif 000044
2004508771.tif 000045
【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
2004508771.tif 000046
2004508771.tif 000047
【手続補正書】
【提出日】平成14年9月27日(2002.9.27)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１０
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００１０】
公報ＷＯ９８／３４３５７　Ａ１号において、ドップラー補正ステージを有するモバイル無線伝送用の受信ユニットが記載される。この目的のために、受信ユニットは、受信データが供給され、これらのチャンネル係数から計算されるチャンネル推定器を示す。周波数推定手段は、各データビットの周波数偏移を決定し、周波数補正手段は、決定された周波数偏移を用いて、受信データシンボルの位相を補正する。最終的に、チャンネル等化器は、チャンネル係数を用いて位相補正データシンボルを等化する。
公報ＥＰ０　６４８　０３７　Ａ１号の主題は、受信信号の復調である。復調は、受信信号の位相の回帰解析から取得される基準位相を用いて実行される。
Ｍ．ＬｕｉｓｅおよびＲ．Ｒｅｇｇｉａｎｎｉｎｉらによる、公報「Ｃａｒｒｉｅｒ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｒｅｃｏｖｅｒｙ　ｉｎ　Ａｌｌ−Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｍｏｄｅｍｓ　ｆｏｒ　Ｂｕｒｓｔ−Ｍｏｄｅ　Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｓ」ＩＥＥＥ、Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ　ｏｎ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、１９９５年、Ｖｏｌｕｍｅ４３、１１６９〜１１７８ページにおいて、搬送周波数の周波数偏移を計算するアルゴリズムが記載される。周波数偏移は、受信データシンボルと、トレーニングシーケンスから引き出された周波数エラーのないデータシンボルとの間の位相差のシーケンスから計算される。
本発明の目的は、モバイル無線伝送用の受信ユニットおよびモバイル無線伝送においてビット誤り率が低減され、伝達電力は同じ状態で保持されることを可能にする周波数エラーを補正する方法を提供することである。
本発明のこの目的は、請求項１に記載のモバイル無線伝送用の受信ユニット、および請求項１１に記載のモバイル無線伝送における周波数エラーを補正する方法によって達成される。
本発明による受信ユニットは、伝送チャンネルをモデル化するチャンネル係数ｈ０、．．．ｈＬ（ここで、Ｌはチャンネルメモリを示す）を決定するチャンネル推定器を有する。さらに、受信ユニットは、受信データシンボルｘ（ｋ）の周波数偏移Δωを決定する周波数推定の方法を有する。各々の場合における周波数補正手段は、解析によって決定された周波数偏移Δωに依存して、受信データシンボルの位相を補正する。さらに、受信ユニットは、チャンネル推定器によって決定されるチャンネル係数により、位相補正データシンボルを等化するチャンネル等化器を備える。
本発明によると、チャンネル係数は本来受信されたデータシンボルを用いて決定されるが、チャンネル等化は、さらに、明示的な位相補正データシンボルに基づく。データシンボルの位相補正を実行することができるように、周波数偏移Δωは解析によって決定される。受信データシンボルの位相は、周波数偏移Δωの大きさに応じて補正される。
周波数補正は、本発明による解決法における、チャンネル推定とチャンネル等化との間で実行される。周波数エラーに対する有効な補償は、チャンネル推定器が本来のデータシンボルを処理し、チャンネル等化器が位相補正データシンボルを等化する場合にのみ達成され得る。本発明による解決法は、ビット誤り率の適切な低減を提供する。従って、所定のビット誤り率は、はるかに低い伝達電力を用いて達成され得る。本発明による自動周波数補正は、伝達電力が所定のビット誤り率にて数ｄＢだけ低減されることを可能にする。
本発明により、周波数を推定する手段は、受信データシンボルｘ（ｋ）と、トレーニングシーケンスから引き出された周波数エラーのないデータシンボル（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−ｅｒｒｏｒ−ｆｒｅｅ　ｄａｔａ　ｓｙｍｂｏｌｓ）ｙ（ｋ）との間の位相差のシーケンスｐ（ｋ）を決定し、このシーケンスｐ（ｋ）から周波数偏移Δωを決定する。
受信データシンボルのそれぞれの位相エラーを決定することができるように、周波数エラーのないデータシンボルシーケンスｙ（ｋ）が必要とされる。各バーストと共に伝送されるトレーニングシーケンスは、これらの周波数エラーのないデータシンボルｙ（ｋ）を決定するために用いられる。トレーニングシーケンスについては、基本伝送トレーニングシンボルおよび実際に受信されたトレーニングシンボルの両方は、受信器端末にて知られ、これらから、特定の数の周波数エラーのないデータシンボルｙ（ｋ）が受信器端末にて決定され得る。
ＧＳＭ、ＧＰＲＳ、ＥＤＧＥ、ＥＧＰＲＳといったすべての基準は、各データバーストと共に伝送されるべきトレーニングシーケンスを提供する。従って、本発明による解決法に必要とされるトレーニングシーケンスは、種々の基準においてすでに存在し、従って、本発明による解決法は、任意のさらなる複雑性を要求しない。すでに提供されるトレーニングシーケンスは、周波数エラーのないデータシンボルｙ（ｋ）のシーケンスを決定するための新しい方法でのみ用いられる。
周波数推定手段は、さらに、時間に対してプロットされ、位相差のシーケンスｐ（ｋ）の線形回帰解析を実行し、勾配から周波数偏移Δωを決定する。Δωが大きいほど、ｐ（ｋ）は、時間の経過とともにより変化する。従って、ｐ（ｋ）の勾配は、周波数偏移Δωの測度である。この勾配は、線形回帰解析（最小誤差二乗法）によって決定され得る。
ｐ（ｋ）とΔωとの間に線形関係があると想定すると、送信器と受信器との間の固定された周波数のずれ（ｐｅｒｍａｎｅｎｔ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ｄｅｔｕｎｉｎｇ）の貢献およびドップラー偏移の貢献の両方がこれに含まれる。高次項は、それぞれの位相エラーにはるかに少ない程度にしか貢献しないので、従って、無視され得る。線形回帰解析は、わずかな計算労力で実行され得る。
ここで、線形回帰解析が実施される前に、位相差のシーケンスｐ（ｋ）の統計的スムージングが実行される場合は有利である。実質的に取得されたｐ（ｋ）の値は、周波数エラーによって引き起こされる位相偏移を完全に含む。しかしながら、経験は、シーケンスｐ（ｋ）の特定の値が、他の値によって示される変化から大きく離れて位置することを示す。これらの離れた値は、Δωの計算の結果の質を著しく低下させる。従って、シーケンスｐ（ｋ）を統計的にスムージングし、この離れた値を評価の際に考慮の対象としないでおくことは有利である。
本発明によれば、位相差のシーケンスのシーケンス値ｐ（ｋ）がシーケンスの平均値から所定の閾値よりも多くずれる場合に、対応するシーケンス値ｐ（ｋ）は、先行するシーケンス値ｐ（ｋ−１）と次のシーケンス値ｐ（ｋ＋１）との一次結合で置き換えられると有利である。
平均値Ｐｍｅａｎおよび所定の閾値を用いて、大幅にずれるｐ（ｋ）の値が容易に識別され得る。本発明により、大幅にずれる各シーケンス値ｐ（ｋ）は、ｐ（ｋ−１）およびｐ（ｋ＋１）の線形の組み合わせで置換される。
本発明の有利な実施形態によると、周波数推定手段は、チャンネル係数ｈ０、．．．ｈＬを用いて無歪（ｕｎｄｉｓｔｏｒｔｅｄ）トレーニングシンボルｓ（Ｋ１）．．．ｓ（Ｋ２）を再変調することにより周波数エラーのないデータシンボルｙ（ｋ）を生成するｓ（Ｋ１）は、第１のトレーニングシンボルであり、ｓ（Ｋ２）は、無歪トレーニングシーケンスの最後のトレーニングシンボルである。


【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１１
【補正方法】削除
【補正の内容】
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１２
【補正方法】削除
【補正の内容】
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１３
【補正方法】削除
【補正の内容】
【手続補正５】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１４
【補正方法】削除
【補正の内容】
【手続補正６】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１５
【補正方法】削除
【補正の内容】
【手続補正７】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１６
【補正方法】削除
【補正の内容】
【手続補正８】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１７
【補正方法】削除
【補正の内容】
【手続補正９】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１８
【補正方法】削除
【補正の内容】
【手続補正１０】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１９
【補正方法】削除
【補正の内容】
【手続補正１１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２８
【補正方法】削除
【補正の内容】
【手続補正１２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２９
【補正方法】削除
【補正の内容】
【手続補正１３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３０
【補正方法】削除
【補正の内容】
【手続補正１４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３１
【補正方法】削除
【補正の内容】
【手続補正１５】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３２
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００３２】
シーケンスｐ（ｋ）のスムージングにおいて、エラーを有することが見出されたシーケンス値ｐ（ｋ）を先行するシーケンス値と次のシーケンス値との相加平均
（ｐ（ｋ−１）＋ｐ（ｋ＋１））／２
によって置き換えることは、得に適切である。これは、各場合においてシーケンス値ｐ（ｋ）の総数が一定の状態で保持され、これは次の線形回帰解析を利用するというさらなる利点を有する。




【国際調査報告】
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2004508771.tif 000049
2004508771.tif 000050
2004508771.tif 000051
2004508771.tif 000052
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