(57)【要約】エレクトロルミネセントランプなどの容量性負荷ＣL用の高電圧ＡＣ電源回路には、直列の誘導性部品Ｔと出力ＦＥＴ  Ｓ1が含まれる。出力ＦＥＴ  Ｓ1が脈動することで、誘導性部品Ｔが、ＨブリッジＨを介して容量性負荷ＣLを充電するための電圧を生成できる。出力ＦＥＴ  Ｓ1が閉状態の間、ダイオードＤ1が、容量性負荷ＣLからの電流の放電を防止する。この回路にはまた、誘導性部品Ｔと直列の、貯蔵コンデンサＣRと貯蔵ＦＥＴ  Ｓ3とが含まれる。貯蔵ＦＥＴ  Ｓ3が脈動することで、誘導性部品Ｔが、容量性負荷Ｃ1からのエネルギーを転送することにより、貯蔵コンデンサＣRを充電するための電圧を生成できる。貯蔵ＦＥＴ  Ｓ3が閉状態の間、ダイオードＤ2が、貯蔵コンデンサＣRからの電流の放電を防止する。エネルギーは、容量性負荷ＣLから貯蔵コンデンサＣRに転送され、再び戻って、回路の動作中に捨てられなければならないエネルギー量が低減される。【選択図】図６
2004521457.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
エレクトロルミネセントランプなどの容量性負荷に高電圧を与えるための電子回路であって、
前記回路は、直列に配置された誘導性素子および出力スイッチング素子を備え、
前記出力スイッチング素子は、使用中、第１の状態と第２の状態との間で交番するように動作可能であり、それにより、前記第１の状態では、前記誘導性素子および前記出力スイッチング素子を介して電流路が設けられ、前記電流路は、前記出力スイッチング素子が前記第１の状態から前記第２の状態に変化するとき、前記誘導性素子が、容量性負荷を充電するための電圧を前記回路の出力において生成するように、前記第２の状態で遮断され、
前記回路は、前記出力スイッチング素子が前記第１の状態にある間、電流が前記出力から逆流するのを防止するように配置された出力ダイオードを備え、
前記回路はさらに、貯蔵コンデンサ、前記誘導性素子と直列の貯蔵スイッチング素子、および貯蔵ダイオードを備え、
前記貯蔵スイッチング素子は、第１の状態と第２の状態との間で交番するように動作可能であり、それにより、前記第１の状態では、前記容量性負荷から前記誘導性素子および前記貯蔵スイッチング素子を介して電流路が設けられ、前記電流路は、前記貯蔵スイッチング素子が前記第１の状態から前記第２の状態に変化するとき、前記誘導性素子が前記貯蔵コンデンサを充電するための電圧を生成するように、前記第２の状態で遮断され、
前記貯蔵ダイオードは、前記貯蔵スイッチング素子が前記第１の状態にある間、前記貯蔵コンデンサから電流が逆流するのを防止するように配置され、
それによって、エネルギーは、前記誘導性素子および前記貯蔵スイッチング素子によって、前記容量性負荷から前記貯蔵コンデンサまで転送され、またエネルギーは、前記誘導性素子および前記出力スイッチング素子によって、前記貯蔵コンデンサから前記容量性負荷まで転送されることを特徴とする電子回路。
【請求項２】
前記貯蔵コンデンサは、前記容量性負荷の容量値よりも大きい容量値を有する請求項１記載の電子回路
【請求項３】
前記誘導性素子は変圧器である請求項１または２記載の電子回路。
【請求項４】
前記出力ダイオードは、前記貯蔵スイッチング素子と並列に配置されている請求項１から３のいずれか一項記載の電子回路。
【請求項５】
前記出力ダイオードおよび前記貯蔵スイッチング素子は、単一の電界効果型トランジスタの形態である請求項４記載の電子回路。
【請求項６】
前記貯蔵ダイオードは、前記出力スイッチング素子と並列に配置されている請求項１から５のいずれか一項記載の電子回路。
【請求項７】
前記貯蔵ダイオードおよび前記出力スイッチング素子は、単一の電界効果型トランジスタの形態である請求項６記載の電子回路。
【請求項８】
前記出力スイッチング素子および／または前記貯蔵スイッチング素子は、大地電位に直接接続されている請求項１から７のいずれか一項記載の電子回路。
【請求項９】
前記回路はさらに、前記出力に接続されて、２つの並列リムを有するＨブリッジを備え、各リムは、直列の第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子、および前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子との間のノードを有し、前記容量性負荷は、使用中、前記リムのそれぞれのノード間に接続され、
前記Ｈブリッジの前記スイッチング素子は、第１の条件では、一方のリムの前記第１のスイッチング素子および他方のリムの前記第２のスイッチング素子が導通して、前記出力から前記容量性負荷へと一方向に電流を供給し、第２の条件では、前記２つのリムの残りの２つのスイッチング素子が導通して、前記出力から前記容量性負荷へと反対方向に電流を供給するように交互に制御される請求項１から８のいずれか一項記載の電子回路。
【請求項１０】
前記Ｈブリッジは、前記容量性負荷からのエネルギーが前記貯蔵コンデンサに保存される間、前記第１の条件と前記第２の条件との間で切り替えられるように構成されている請求項９に記載の電子回路。
【請求項１１】
前記回路は、
ａ）前記Ｈブリッジを前記第１の条件に切り替えるステップと、
ｂ）前記貯蔵コンデンサからのエネルギーを前記誘導性素子および前記出力スイッチング素子によって前記容量性負荷に転送するステップと、
ｃ）前記容量性負荷からのエネルギーを前記誘導性素子および前記貯蔵スイッチング素子によって前記貯蔵コンデンサに転送するステップと、
ｄ）前記Ｈブリッジを前記第２の条件に切り替えるステップと、
ｅ）前記貯蔵コンデンサからのエネルギーを前記誘導性素子および前記出力スイッチング素子によって前記容量性負荷に転送するステップと、
ｆ）前記容量性負荷からのエネルギーを前記誘導性素子および前記貯蔵スイッチング素子によって前記貯蔵コンデンサに転送するステップと、
ｇ）前記ステップａ）からｆ）を繰り返すステップとに従って動作するように構成されている請求項９または１０記載の電子回路。
【請求項１２】
前記回路におけるエネルギー損失を補償するために、電流がＤＣ電源から前記貯蔵部および／または前記容量性負荷に供給される請求項１から１１のいずれか一項記載の電子回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電子回路に関し、特に、エレクトロルミネセントランプなどの容量性負荷用の高電圧電源において用いることができる電子回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
エレクトロルミネセントランプは、一般に、２つの電極間にドーピングされた硫化亜鉛粉などの蛍光体材料の層を含む。少なくとも１つの電極を、ポリエステルまたはポリエチレンテレフタレート（ＰＥＴ）膜などの透明な基板上に設けられたインジウム錫酸化物（ＩＴＯ）などの透明な材料で構成することは有用である。ランプは、例えば、スクリーン印刷によって電極層および蛍光体層を基板に堆積させることによって形成される。この場合、不透明な電極は、導電性（例えば、銀が充填された）インクで形成される。エレクトロルミネセントデバイスの例は、ＷＯ００／７２６３８およびＷＯ９９／５５１２１に記載されている。
【０００３】
上記の一般的な型のエレクトロルミネセントランプは、ランプの電極間に適切な周波数の交番電圧を印加して蛍光体を励起することによって照明される。通常、エレクトロルミネセントランプにおいて用いられる蛍光体は、数百ボルトの電圧を必要とする。典型的には、このようなエレクトロルミネセントランプは、１００ｐＦから１μＦの範囲の容量値を有する。
【０００４】
本発明者らは、情報を表示するための選択的に照明可能な領域を有するエレクトロルミネセントランプを含むエレクトロルミネセントディスプレイの開発に関与した。このようなディスプレイは、大型であり、可撓性であり、比較的安価であるという利点を有する。このようなエレクトロルミネセントディスプレイに関して、本発明者らは、エレクトロルミネセントランプまたはディスプレイ用の簡単な電源構成を提供することを追及した。
【０００５】
低電圧ＤＣ電源からより高い出力電圧を生成するための回路のタイプとして、「フライバックコンバータ」が知られている。このような回路は、直列に配置されたインダクタおよび揺動スイッチを有する。揺動スイッチと並列に、ダイオードおよびコンデンサが直列に配置されている。スイッチは、開状態と閉状態との間で揺動する。閉状態では、電流は、ＤＣ電源からインダクタおよびスイッチを通って流れる。スイッチが開くと、電流路が遮断されるが、インダクタに伴う磁界によって電流は流れ続ける。従って、インダクタによって電流はダイオードを通って流れ、コンデンサを充電する。ダイオードは、スイッチが閉じている間、コンデンサが放電するのを防止する。従って、コンデンサは、ＤＣ電源電圧よりも高い電圧に充電され、この電圧において電流は、コンデンサから引き出される。
【０００６】
交番電流をフライバックコンバータから負荷に供給するために、Ｈブリッジをコンデンサと並列に設けることもできる。一般に、Ｈブリッジは、２つの並列なリムを有し、各リムは、第２のスイッチと直列に接続された第１のスイッチを有する。第１および第２のスイッチの間の各リム上にはノードがあり、負荷はリムのそれぞれのノードの間に接続されている。電流は、一方のリムの第１のスイッチおよび他方のリムの第２のスイッチを介して一方向に、そして残りの２つのスイッチを介して他方向に流れることができる。Ｈブリッジのスイッチは、電流が負荷を通って、まず一方向に、次に他方向に流れるように動作する。
【０００７】
Ｈブリッジを用いて容量性負荷ＣLに電源電圧Ｖを供給するとき、動作サイクルの前半において、負荷ＣLは、＋Ｖにある。Ｈブリッジが切り替わり負荷の極性を反転させると、電源電圧と負荷との間には−２Ｖの電位差がある。負荷には、電位差がなくなるまで、電源から電流が急速に供給されるが、これには、２ＣLＶ2のエネルギーが必要である。同様に、Ｈブリッジが、サイクルの終わりに、負荷を元の極性に戻すように切り替えられると、負荷を＋Ｖに戻すためにさらに２ＣLＶ2のエネルギーが必要である。
【０００８】
従って、Ｈブリッジの動作の各サイクルには４ＣLＶ2のエネルギーが必要であることが理解される。効率が１００％であると仮定し、ｆをＨブリッジの繰り返し周波数とした場合、消費電力は４ＣLＶ2ｆである。これは、周波数および電圧が高い場合には、消費電力が著しく大きくなることを示している。
【０００９】
容量性負荷の急速充放電用の電流を供給するために、Ｈブリッジと並列に（上記のフライバックコンバータのコンデンサなどの）大容量の平滑コンデンサを設けることが有用である。平滑コンデンサは、Ｈブリッジの極性を切り替えることによって生じる大電流から電源を保護し、電源電圧が大幅に低下しなくなるのを確実にする。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
Ｈブリッジの極性が切り替えられると、エネルギーは容量性負荷の再充電において消費される。本発明者らが求めることは、この消費エネルギーの低減にある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明は、エレクトロルミネセントランプなどの容量性負荷に高電圧を与えるための電子回路を提供する。
【００１２】
この回路は、直列に配置された誘導性素子および出力スイッチング素子を有し、
出力スイッチング素子は、使用中、第１の状態と第２の状態との間で交番するように動作可能であり、それにより、第１の状態では、誘導性素子および出力スイッチング素子を介して電流路が設けられ、電流路は、出力スイッチング素子が第１の状態から第２の状態に変化するとき、誘導性素子が、容量性負荷を充電するための電圧を回路の出力において生成するように、第２の状態で遮断され、
前記回路は、出力スイッチング素子が第１の状態にある間、電流が出力から逆流するのを防止するように配置された出力ダイオードを有し、
前記回路はさらに、貯蔵コンデンサ、誘導性素子と直列の貯蔵スイッチング素子、および貯蔵ダイオードを有し、
貯蔵スイッチング素子は、第１の状態と第２の状態との間で交番するように動作可能であり、それにより、第１の状態では、誘導性素子および貯蔵スイッチング素子を介して容量性負荷から電流路が設けられ、電流路は、貯蔵スイッチング素子が第１の状態から第２の状態に変化するとき、誘導性素子が貯蔵コンデンサを充電するための電圧を生成するように、第２の状態で遮断され、
貯蔵ダイオードは、貯蔵スイッチング素子が第１の状態にある間、貯蔵コンデンサから電流が逆流するのを防止するように配置され、
それによって、エネルギーは、誘導性素子および貯蔵スイッチング素子によって、容量性負荷から貯蔵コンデンサまで転送され、またエネルギーは、誘導性素子および出力スイッチング素子によって、貯蔵コンデンサから容量性負荷まで転送される。
【００１３】
このように、本発明によれば、充電された容量性負荷に保存されるエネルギーは、回収されて貯蔵コンデンサに保存され、回路の全消費エネルギーが、既知のフライバックコンバータ構成と比較して低減される。
【００１４】
貯蔵コンデンサは、任意の適切な容量値を有する。しかし、好ましくは、貯蔵コンデンサは、容量性負荷の容量値よりも大きな容量値を有する。このことは、容量性負荷に保存されるエネルギーを貯蔵コンデンサに転送し、かつはるかに低い電圧で保存することができ、それにより、貯蔵コンデンサの充電における電力損失が低減されるという利点を有する。貯蔵コンデンサは、容量性負荷の容量値の少なくとも１０倍、または好ましくは少なくとも１００倍であればよい。
【００１５】
誘導性素子は、必要に応じて動作可能な任意の適切な構成要素であればよい。通常、誘導性素子は、５０μＨから５０ｍＨの範囲、例えば、４７０μＨのインダクタンスを有する。
【００１６】
簡単な形態では、誘導性素子は、インダクタまたはコイルである。しかし、好ましい構成では、誘導性素子は変圧器である。変圧器を設けることにより、貯蔵コンデンサを含む回路の部分と、容量性負荷を含む回路の部分との間でのエネルギーの転送が、変圧器の２つの側の磁界の相互作用によって成し遂げられるという利点が得られる。これにより、容量性負荷から貯蔵コンデンサへと、また貯蔵コンデンサから容量性負荷へと直流電流が流れることはできない。このことは、このような電流の流れを調節するためのスイッチング構成なしに、前記回路を実現することができることを意味する。
【００１７】
変圧器は、実質的に同一の一次および二次巻線を有する。しかし、容量性負荷に電気接続される二次巻線が一次巻線よりもターン数が多いのが有利である。これにより、変圧器は、貯蔵コンデンサから容量性負荷に転送される電圧を昇圧し、また容量性負荷から貯蔵コンデンサに転送される電圧を降圧するように作用する。二次巻線に対する一次巻線のターン数の比は、１から１００の範囲であればよく、一般に１０よりも大きい。
【００１８】
出力スイッチング素子は、変圧器の一方の巻線と直列に配置され、貯蔵スイッチング素子は、変圧器の他方の巻線と直列に配置される。
【００１９】
出力ダイオードは、回路の動作電圧の範囲にわたってのみ一方向に電流の流れを可能にする任意の適切なデバイスであればよく、それに応じて、本明細書では、「ダイオード」という用語を用いる。出力ダイオードの役割は、容量性負荷から誘導性素子に向かって電流が逆流しないように、ＤＣ電源電圧よりも高い電圧を容量性負荷に保存させることにある。貯蔵ダイオードは、回路の動作電圧の範囲にわたってのみ一方向に電流の流れを可能にする任意の適切なデバイスであればよい。貯蔵ダイオードの役割は、貯蔵コンデンサから誘導性素子に向かって電流が逆流しないように、ＤＣ電源電圧よりも高い電圧を貯蔵コンデンサに保存させることにある。
【００２０】
出力スイッチング素子および貯蔵スイッチング素子は、任意の適切なスイッチングデバイスであればよく、一般には、トランジスタである。好ましい構成では、スイッチング素子は、電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）である。特に好ましい構成では、出力スイッチング素子および貯蔵スイッチング素子は、ｎチャネルＦＥＴである。
【００２１】
特に有利な構成では、出力ダイオードは、貯蔵スイッチング素子と並列に配置される。特に、出力ダイオードおよび貯蔵スイッチング素子は、単一の電界効果型トランジスタの形態である。この場合、出力ダイオードは、電界効果型トランジスタを構成した際に付きものの寄生ダイオードによって得られる。
【００２２】
同様に、貯蔵ダイオードは、出力スイッチング素子と並列に配置される。特に、貯蔵ダイオードおよび出力スイッチング素子は、単一の電界効果型トランジスタの形態である。この場合、貯蔵ダイオードは、電界効果型トランジスタを構成した際に付きものの寄生ダイオードによって得られる。
【００２３】
有利なのは、出力スイッチング素子および／または貯蔵スイッチング素子が大地電位に直接接続されることである。この構成によれば、スイッチング素子は、高電圧で切り替えを行うことができる必要はなく、これにより回路の設計が簡単になる。
【００２４】
出力貯蔵スイッチング素子および／または貯蔵スイッチング素子の動作は、任意の適切な手段で制御される。好ましい構成では、制御電圧が、それぞれのスイッチング素子、例えばＦＥＴのゲートに印加される。制御電圧は、パルス幅変調信号としてもよい。通常、制御電圧の周波数は、１０から１００ｋＨｚの範囲である。前記回路はさらに、制御電圧を生成するように構成された発振器を含んでもよい。
【００２５】
本発明による前記回路は、容量性負荷に変動電圧を直接供給するために用いられる。しかし、好ましい構成では、前記回路には、交番電流を容量性負荷に供給するために、Ｈブリッジが設けられる。
【００２６】
このように、前記回路は、２つの並列リムを有するＨブリッジを含んでもよい。各リムは、第２のスイッチング素子と直列の第１のスイッチング素子、および第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子との間のノードを有する。容量性負荷は、使用中、リムのそれぞれのノード間に接続される。Ｈブリッジのスイッチング素子は、第１の条件では、一方のリムの第１のスイッチング素子および他方のリムの第２のスイッチング素子が導通して、出力から容量性負荷へと一方向に電流を供給し、第２の条件では、リムの残りの２つのスイッチング素子が導通して、出力から容量性負荷へと反対方向に電流を供給するように交互に制御される。
【００２７】
平滑コンデンサは、Ｈブリッジのスイッチング素子の不完全な切り替えを補うために、Ｈブリッジと並列に設けられる。しかし、スイッチングコンデンサの容量値は小さく（例えば、容量性負荷の容量値の５０％未満、好ましくは容量性負荷の容量値の１０％と２０％との間に）保たれるのが望ましい。
【００２８】
Ｈブリッジのスイッチング素子は、任意の適切なスイッチングデバイスであればよく、一般に、トランジスタである。好ましい構成では、スイッチング素子は、電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）である。特に好ましい構成では、第１のスイッチング素子は、ｐチャネルＦＥＴであり、第２のスイッチング素子は、ｎチャネルＦＥＴである。
【００２９】
Ｈブリッジのスイッチング素子の動作は、任意の適切な手段によって制御される。好ましい構成では、極性電圧が、スイッチング素子、例えばＦＥＴのゲートに印加される。極性電圧は、パルス幅変調信号であってもよい。このように、回路はさらに、極性電圧を生成するように構成された発振器を含んでもよい。特に都合のよい構成では、発振器からの信号を用いて、貯蔵スイッチング素子および／または出力スイッチング素子用の制御電圧を生成して、随意に分周器によってコンバータおよびＨブリッジを同期動作させることもできる。通常、極性電圧の周波数は、５０Ｈｚから１０ｋＨｚの範囲である。
【００３０】
本発明による前記回路は、Ｈブリッジ構成と組み合わせて用いた場合に特に有用である。なぜなら、Ｈブリッジの極性は、容量性負荷からのエネルギーが貯蔵コンデンサに保存されている間に切り替えることができるからである。このように、Ｈブリッジは、容量性負荷の電圧がほとんどないまたは全くない間に切り替えられ、これにより、エネルギーの損失は低減し、回路の設計は大幅に簡略化される。
【００３１】
前記回路は、
ａ）Ｈブリッジを第１の条件に切り替えるステップと、
ｂ）貯蔵コンデンサからのエネルギーを誘導性素子および出力スイッチング素子によって容量性負荷に転送するステップと、
ｃ）容量性負荷からのエネルギーを誘導性素子および貯蔵スイッチング素子によって貯蔵コンデンサに転送するステップと、
ｄ）Ｈブリッジを第２の条件に切り替えるステップと、
ｅ）貯蔵コンデンサからのエネルギーを誘導性素子および出力スイッチング素子によって容量性負荷に転送するステップと、
ｆ）容量性負荷からのエネルギーを誘導性素子および貯蔵スイッチング素子によって貯蔵コンデンサに転送するステップと
に従って動作するよう構成される。
【００３２】
ステップａ）からｆ）は、交番電圧で容量性負荷を駆動するために繰り返される。
【００３３】
前記回路におけるエネルギー損失を補償するために、電流がＤＣ電源から貯蔵コンデンサおよび／または容量性負荷に供給される。特に、容量性負荷は、初期に、誘導性素子および出力スイッチング素子によってＤＣ電源から充電される。
【００３４】
通常、ＤＣ電源は、１００Ｖ未満、例えば２から２４Ｖの範囲の電圧を有する。容量性負荷は、電源電圧の５から５００倍の間のピーク電圧に充電される。通常、ピーク電圧は、電源電圧の１０から１００倍の範囲にある。
【００３５】
出力スイッチング素子は、貯蔵スイッチング素子と同じ周波数で、第１の状態と第２の状態との間で交番するように構成される。しかし、出力スイッチング素子は、貯蔵スイッチング素子が第１の状態と第２の状態との間で交番する周波数とは異なる周波数で、第１の状態と第２の状態との間で交番するように構成してもよい。出力スイッチング素子は、Ｈブリッジが第１の状態と第２の状態との間で交番する周波数の倍数である周波数で、第１の状態と第２の状態との間で交番するように構成してもよい。この場合、コンバータおよびＨブリッジのスイッチング素子へのスイッチング信号は、同じ発振器から、例えば分割器を用いて生成される。
【００３６】
好ましい構成では、容量性負荷は、エレクトロルミネセントランプである。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３７】
以下、本発明のいくつかの実施形態について、単なる例として、添付の図面を参照しながら説明する。
【００３８】
以下で説明する実施形態において、対応する参照符号は、対応する構成要素を示すために用いられている。
【００３９】
図１ａを参照すると、Ｈブリッジを組み入れた電子回路が示されている。この回路は、ダイオードＤおよびＨブリッジ構成Ｈと直列の電流源Ｉを有する。平滑コンデンサＣSが、Ｈブリッジ構成Ｈと並列に設けられ、大地電位に接続されている。
【００４０】
図１ａにおけるＨブリッジ構成Ｈは、明瞭化のため、簡単なスイッチとして示される４つのスイッチ素子ＳAからＳDを有する。実際の回路では、スイッチＳAからＳDは、電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）によって得られる。Ｈブリッジは、直列に配置された２つのスイッチＳAとＳD、ＳCとＳBをそれぞれ有する２つの並列なリムから構成される。エレクトロルミネセントランプの形態の容量性負荷ＣLは、リムのスイッチ間にある各リムのノードにおいてＨブリッジのリム間に接続されている。Ｈブリッジは、一端が大地電位に接続されている。
【００４１】
スイッチＳAからＳDの位置は、極性電圧Ｖpによって制御され、その経時的変化は、図
１ａおよび図１ｂに示されている。Ｖpが低いとき、スイッチＳAおよびＳBは開かれて導
通せず、スイッチＳCおよびＳDは閉じられて導通する。この状況は図１ａに示されている
。Ｖpが高いと、スイッチＳAおよびＳBは閉じられて導通し、一方、スイッチＳCおよびＳ
Dが開かれて導通しない。この状況は、図１ｂに例示されている。
【００４２】
以下、図１ａおよび図１ｂに示される回路の動作について説明する。電流源Ｉとして示されるフライバックコンバータまたはフォワードコンバータなどのコンバータは、ダイオードＤを介して、電流を平滑コンデンサＣSおよび容量性負荷ＣLに供給する。容量性負荷ＣLが充電される方向は、スイッチＳAからＳDの位置によって決定される。平滑コンデンサＣSおよび容量性負荷ＣLは、電流源Ｉが電流の供給を停止するまで充電され続ける。この結果、平滑コンデンサＣSおよび容量性負荷ＣLの電圧は上昇する。コンデンサからの逆方向電流の流れは、ダイオードＤによって阻止される。
【００４３】
このように、容量性負荷ＣLが負荷電圧ＶLに完全に充電されると、その電荷はＣLＶLとなり、平滑コンデンサの電荷はＣSＶLとなる。図１ｂに示されるように、極性電圧Ｖpが上昇すると、平滑コンデンサＣSおよび電流源に対する、充電された容量性負荷ＣLの極性は反転される。従って、図１ｂにおけるＹ点は、大地電位に対して電位−ＶLになるのに対して、Ｘ点における電位は、大地電位に対して＋ＶLになる。この電位差により、ＸおよびＹ点が同じ電位になるまで電流は流れ続ける。
【００４４】
図２ａおよび図２ｂは、容量性負荷を高電圧に充電するためのフライバックコンバータの構成を示す。図２に示されるフライバックコンバータは、簡略化のために、Ｈブリッジのない容量性負荷ＣLが示されているが、図１に示されるＨブリッジ構成Ｈと共に用いられる。
【００４５】
図２ａに示されるように、フライバックコンバータは、インダクタＬおよびスイッチＳと直列のＤＣ電源を有する。スイッチＳは、インダクタと大地電位との間に接続されている。実際の構成では、スイッチＳは、電界効果型トランジスタにより得られる。しかし、明瞭化のため、図２ａおよび図２ｂでは、スイッチＳは、単純なスイッチとして示されている。
【００４６】
スイッチＳと並列に、容量性負荷ＣLと直列のダイオードＤが設けられている。容量性負荷ＣLは、ダイオードと大地電位との間に配置されている。
【００４７】
スイッチＳは、図２ａに示されるように、経時的に変化するスイッチ電圧ＶSによって制御される。スイッチ電圧ＶSが高いと、スイッチＳは閉じられて導通する。この状況は、図２ａに示されている。スイッチ電圧ＶSが低いと、スイッチＳは開かれて導通しない。この状況は図２ｂに示されている。
【００４８】
図２ａおよび図２ｂに示される回路は、以下のように動作する。図２ａに示されるように、スイッチ電圧ＶSが高い間、電流Ｉは、ＤＣ電源からインダクタＬおよび閉じられたスイッチＳを通って大地へと流れる。容量性負荷ＣLの電圧がＤＣ電源電圧よりも高いと想定すると、電流はダイオードＤを通って流れない。
【００４９】
図２ｂに示されるように、スイッチ電圧ＶSが低下すると、インダクタＬおよびスイッチＳを介した電流路は、開かれたスイッチＳによって遮断される。しかし、インダクタＬに伴う磁界に保存されたエネルギーにより、電流Ｉは流れ続け、インダクタＬは十分に高い電圧を生成し、電流ＩはダイオードＤを通って流れて容量性負荷ＣLを充電する。このように、スイッチ電圧ＶSが高から低へと遷移する度に、図２ｂに示されるように、容量性負荷ＣLの電圧ＶLは上昇する。ダイオードＤは、スイッチＳが閉じられているとき、電流が容量性負荷ＣLから大地またはＤＣ電源へと流れるのを防止する。
【００５０】
従って、容量性負荷ＣLは、交番スイッチ電圧ＶSをスイッチＳに印加することにより、任意の所望の電圧に充電可能であることがわかる。
【００５１】
図３ａから図３ｃは、本発明による改善されたフライバックコンバータを示す。同様に、この構成もまた、図１に示されるＨブリッジと共に用いられるが、簡略化のため、容量性負荷ＣLに直接接続されている回路が示されている。この構成は、インダクタＬと直列のＤＣ電源を有するという点で、図２の構成と同様である。インダクタＬはまた、スイッチＳ1と直列であり、スイッチＳ1はインダクタＬと大地電位との間に接続され、図２におけるスイッチＳに対応する。スイッチＳ1と並列なのは、図２のダイオードＤに対応する出力ダイオードＤ1と容量性負荷ＣLである。容量性負荷ＣLは、一方の側が大地電位に接続されている。
【００５２】
図２に示される回路の構成要素に対応する構成要素に加えて、図３の構成はまた、出力ダイオードバイパススイッチＳ2を含む。出力ダイオードバイパススイッチＳ2は、閉じられているとき、出力ダイオードＤ1をバイパスして、電流を容量性負荷ＣLからインダクタＬへと流させる。
【００５３】
ＤＣ電源とインダクタＬとの間には、容量性負荷ＣL、出力ダイオードＤ1、出力ダイオードバイパススイッチＳ2、および出力スイッチＳ1の構成と実質的にミラー関係にある構成部品が配置されている。従って、貯蔵スイッチＳ3が、インダクタＬと大地電位との間に設けられている。貯蔵スイッチＳ3と並列に、貯蔵コンデンサＣRが設けられている。貯蔵コンデンサＣRもまた、一方の側が大地電位に接続されている。ＤＣ電源とインダクタＬとの間には、貯蔵コンデンサＣRからインダクタＬを通って電流が流れるのを防止するために、貯蔵ダイオードＤ2が配置されている。貯蔵ダイオードバイパススイッチＳ4が、インダクタＬを通して貯蔵コンデンサＣRの放電を選択的に可能にするために、貯蔵ダイオードＤ2と並列に設けられている。電源スイッチＳ5が、回路への電流の供給を選択的に許可また禁止するために、ＤＣ電源と直列に設けられている。
【００５４】
図３ａから図３ｃに示される回路は、容量性負荷ＣLからのエネルギーが貯蔵コンデンサＣRに保存されるように、容量性負荷ＣLをＤＣ電源よりも高い電圧に充電した後、容量性負荷ＣLの放電を行うことができる。次に、容量性負荷ＣLに対して、貯蔵コンデンサＣRから再充電することができる。このように、容量性負荷ＣLに対して、エネルギーを大幅に無駄にせずに、充電および放電を行うことができる。
【００５５】
図３ａから図３ｃに示される回路は、以下のように動作する。図３ａに示されるように、電源スイッチＳ5および貯蔵ダイオードバイパススイッチＳ4は、閉じられて、ＤＣ電源からインダクタＬを介した電流路が得られる。貯蔵スイッチＳ3および出力ダイオードバイパススイッチＳ2は、開かれている。従って、この状態における回路は、図２ａおよび図２ｂに示される回路と実質的に電気的に等価であることがわかる。従って、出力スイッチＳ1は、図２ａおよび図２ｂに関連して説明したものと対応して、容量性負荷ＣLを所望の電圧に充電するために、開位置と閉位置との間で脈動する。
【００５６】
容量性負荷ＣLの放電を行うために、電源スイッチＳ5および貯蔵ダイオードバイパススイッチＳ4は、開状態に保持される。出力スイッチＳ1は開状態に保持され、また出力ダイオードバイパススイッチＳ2は閉状態に保持されるため、容量性負荷ＣLからインダクタＬを介した電流路が形成される。貯蔵スイッチＳ3は、容量性負荷ＣLから電流を引き出しながら、図２に関連して説明したように、貯蔵コンデンサＣRを充電するために脈動する。
【００５７】
図３ｃに示されるように、容量性負荷ＣLに対して、貯蔵コンデンサＣRから再充電が行われる。この場合、容量性負荷がＤＣ電源から充電されると、スイッチＳ1からＳ4の構成は、図３ａの構成と同じである。しかし、この場合、電源スイッチＳ5は、電流がＤＣ電源から引き出されないように開状態に保持される。
【００５８】
このように、図３に示される回路は、負荷からのエネルギーを捨てずに、容量性負荷に対して充電および放電を行うことが可能であることがわかる。
【００５９】
図４は、大地電位への接続を必要としない、図３の実施形態の代替構成を示す。この構成によれば、接続が容量性負荷ＣLと貯蔵スイッチＳ3との間でなされ、また接続が貯蔵コンデンサＣRと出力スイッチＳ1との間でなされる。回路の動作は、図３ａから図３ｃに示される回路の動作と同様であるが、この構成では、出力スイッチＳ1および貯蔵スイッチＳ3は、一方が開かれているとき、他方が閉じられ、また一方が閉じられているとき、他方が開かれるように逆位相で動作するように構成されている点を除く。
【００６０】
図５ａから図５ｃは、インダクタＬの代わりに変圧器Ｔを用いた本発明の他の実施形態を示す。この構成は、貯蔵コンデンサＣRと容量性負荷ＣLとの間に直流経路が存在せず、これにより回路内で必要とされるスイッチの数が削減されるという利点を有する。
【００６１】
回路は、変圧器Ｔによって誘導結合される２つの半体から構成される。回路の一方の半体は、直列に接続された貯蔵コンデンサＣR、変圧器Ｔの一次巻線、および出力スイッチＳ1からなる。貯蔵ダイオードＤ2は、出力スイッチＳ1と並列に設けられている。ＤＣ電源は、電源スイッチＳ5と直列で、貯蔵コンデンサＣRと並列に設けられている。
【００６２】
回路の他の半体は、変圧器Ｔの二次巻線および貯蔵スイッチＳ3と、それらに直列の容量性負荷ＣLからなる。出力ダイオードＤ1は、出力スイッチＳ3と並列に設けられている。一次および二次巻線は、二次巻線に誘導される電流の方向が一次巻線に誘導される電流の方向とは反対になるように構成されている。
【００６３】
図５ａから図５ｃに示される回路の動作は以下の通りである。図５ａに示されるように、ＤＣ電源から容量性負荷ＣLを充電するために、電源スイッチＳ5は閉じられて、貯蔵スイッチＳ3は開かれる。出力スイッチＳ1が脈動するため、エネルギーが、変圧器Ｔの巻線の誘導結合によって、変圧器の貯蔵部側から容量性負荷ＣLに転送される。このようにして、容量性負荷ＣLは、高電圧に充電される。
【００６４】
容量性負荷ＣLの放電を行うために、電源スイッチＳ5は開状態に保持され、出力スイッチＳ1も開状態に保持され、貯蔵スイッチＳ3は脈動して、エネルギーが変圧器Ｔ内の誘導結合によって容量性負荷ＣLから貯蔵コンデンサＣRに転送される。この状況は図５ｂに示される。
【００６５】
エネルギーを貯蔵コンデンサＣRから容量性負荷ＣLに転送するために、電源スイッチＳ5は、開状態に保持され、貯蔵スイッチＳ3も開状態に保持され、出力スイッチＳ1は脈動して、エネルギーが変圧器Ｔ内の誘導結合によって貯蔵コンデンサＣRから容量性負荷ＣLに転送される。
【００６６】
図５の簡単な構成により、容量性負荷ＣLは高電圧に充電され、また容量性負荷ＣLからのエネルギーは貯蔵コンデンサＣRに逆転送されるため、エネルギー損失を最小限に抑えられることがわかる。
【００６７】
図６は、本発明の好ましい実施形態による回路を示す。この回路は、図５の構成および図１のＨブリッジの特徴を組み合わせたものである。
【００６８】
図６に示される回路は、変圧器Ｔの一次巻線およびｎチャネルＦＥＴと、それらと直列の、約１μＦの容量値を有する貯蔵コンデンサＣRとから構成される。ｎチャネルＦＥＴは、出力スイッチＳ1を構成し、またＦＥＴを構成した際に付きものの寄生ダイオードによる貯蔵ダイオードＤ2も構成する。ｎチャネルＦＥＴ  Ｓ1のゲートには、順方向電圧信号ＶFが供給される。
【００６９】
ＤＣ電源は、電流ＩSを供給するための貯蔵コンデンサＣRと並列に配置されている。
【００７０】
図６に示される回路はさらに、変圧器Ｔの二次巻線およびＨブリッジＨと直列の別のｎチャネルＦＥＴを有する。このｎチャネルＦＥＴは、貯蔵スイッチＳ3と、ＦＥＴの寄生ダイオードによる出力ダイオードＤ1とを構成する。ＦＥＴ  Ｓ3のゲートには、逆方向電圧ＶRが供給される。
【００７１】
平滑コンデンサＣSが、ＨブリッジＨと並列に設けられ、約１ｎＦの容量値を有する。
【００７２】
ＨブリッジＨは２つの並列なリムから構成される。第１のリムは、ｎチャネルＦＥＴ  ＳDと直列のｐチャネルＦＥＴ  ＳAを有する。２つのＦＥＴ  ＳAとＦＥＴ  ＳDとの間には、約１０ｎＦの容量値を有するエレクトロルミネセントランプである容量性負荷ＣL用の接続がある。ＦＥＴ  ＳAおよびＦＥＴ  ＳDのゲートには、極性電圧ＶPが供給される。Ｈブリッジの他のリムは、ｎチャネルＦＥＴ  ＳBと直列のｐチャネルＦＥＴ  ＳCを有する。容量性負荷ＣLは、２つのＦＥＴ  ＳCとＦＥＴ  ＳBとの間の点に接続されている。ＦＥＴ  ＳCとＦＥＴ  ＳBのゲートには、インバータＩＮＶにより極性電圧Ｖpの反転電圧が供給される。
【００７３】
図６の電圧グラフにより示されているように、回路の１サイクルは、４つの別個の段階ａ、ｂ、ｃおよびｄを含む。段階ａでは、極性電圧Ｖpは低いため、ＦＥＴ  ＳCおよびＦＥＴ  ＳDは導通しないが、ＦＥＴ  ＳAおよびＦＥＴ  ＳBは導通する。逆方向電圧ＶRは低いため、貯蔵ＦＥＴ  Ｓ3は導通しない。順方向電圧ＶFは脈動するため、出力ＦＥＴ  Ｓ1は導通および非導通を交互に行う。この結果、変圧器Ｔの一次巻線を通る変動電流は、二次巻線に電流を誘導し、ＦＥＴ  ＳAを介して、平滑コンデンサＣSおよび容量性負荷ＣLを充電する。図６の矢印方向における容量性負荷ＣLの両端電圧ＶLは、Ｘ点における電圧ＶHVのように、容量性負荷ＣLの電荷が増大するため上昇する。
【００７４】
段階ｂでは、順方向電圧ＶFは低く保持されるため、出力ＦＥＴ  Ｓ1は導通しない。極性電圧ＶPは低いままであるため、ＦＥＴ  ＳCおよびＦＥＴ  ＳDは導通しないが、ＦＥＴ  ＳAおよびＦＥＴ  ＳBは導通し続ける。逆方向電圧ＶRは脈動するため、逆方向電圧ＶRが高いと、電流は、容量性負荷ＣLからＦＥＴ  ＳAを介して変圧器Ｔの二次巻線および貯蔵ＦＥＴ  Ｓ3を通って大地へと流れる。順方向電圧ＶFが低くなると、貯蔵ＦＥＴ  Ｓ3は、導通が停止され、変圧器Ｔの二次巻線におけるエネルギーにより、一次巻線に電流が流されて貯蔵コンデンサＣRは充電される。この結果、容量性負荷ＣLの両端電圧ＶLは、Ｘ点における電圧ＶHVのように低下する。
【００７５】
段階ｃでは、極性電圧ＶPは高くなるため、ＦＥＴ  ＳAおよびＦＥＴ  ＳBは導通を停止し、ＦＥＴ  ＳCおよびＳDは導通し始める。従って、Ｘ点に対する容量性負荷ＣLの極性は反転される。しかし、この極性の変化が発生すると、容量性負荷ＣLの電荷は、小さくなることに留意されたい。このようにして、Ｈブリッジの極性が切り替えられる際に、大幅な電流を引き出すことが不要になる。
【００７６】
段階ｃの間、逆方向電圧ＶRは低いため、貯蔵ＦＥＴ  Ｓ3は導通しない。順方向電圧ＶFは脈動するため、電流が貯蔵コンデンサＣRから変圧器Ｔの一次巻線を通して間欠的に引き出され、電流を二次巻線に誘導し、容量性負荷ＣLを充電する。しかし、ＦＥＴ  ＳAおよびＦＥＴ  ＳBではなくＦＥＴ  ＳCおよびＦＥＴ  ＳDが導通しているため、容量性負荷ＣLは、段階ａの電流とは反対方向の電流で充電され、Ｘ点における電圧ＶHVに対して負の電圧が容量性負荷ＣLに与えられる。
【００７７】
段階ｄでは、容量性負荷ＣLは放電され、エネルギーは、段階ｂと同様に、貯蔵コンデンサＣRに保存される。
【００７８】
段階ｄと段階ａの繰り返しとの間で、極性電圧ＶPは低くなる。これもまた、容量性負荷ＣLの電圧が小さい間に生じるため、大幅な電流を引き出すことが不要になる。
【００７９】
このように、本構成によれば、エレクトロルミネセントランプ用の、簡単でエネルギー効率の良好な電源が提供されることがわかる。
【００８０】
要約すると、エレクトロルミネセントランプなどの容量性負荷用の高電圧ＡＣ電源回路には、直列の誘導性部品および出力ＦＥＴが含まれる。この出力ＦＥＴが脈動することで、誘導性部品が、Ｈブリッジを介して容量性負荷を充電するための電圧を生成できる。出力ＦＥＴが閉じられている間、ダイオードによって、電流が容量性負荷から放電するのが防止される。回路はまた、誘導性部品と直列の貯蔵コンデンサおよび貯蔵ＦＥＴを有する。この貯蔵ＦＥＴが脈動することで、誘導性部品が、エネルギーを容量性負荷から転送することにより貯蔵コンデンサを充電するための電圧を生成できる。貯蔵ＦＥＴが閉じられている間、ダイオードによって、電流が貯蔵コンデンサから放電されるのが防止される。エネルギーは、容量性負荷から貯蔵コンデンサに転送され、再び戻り、回路の動作中に捨てなければならないエネルギーの量が低減される。
【図面の簡単な説明】
【００８１】
【図１ａ】本発明で用いられるＨブリッジの動作を示す図
【図１ｂ】本発明で用いられるＨブリッジの動作を示す図
【図２ａ】フライバックコンバータの動作を例示する図
【図２ｂ】フライバックコンバータの動作を例示する図
【図３ａ】本発明の実施形態の動作を例示する図
【図３ｂ】本発明の実施形態の動作を例示する図
【図３ｃ】本発明の実施形態の動作を例示する図
【図４】図３の実施形態の代替形態の構成を例示する図
【図５ａ】本発明の他の実施形態の動作を例示する図
【図５ｂ】本発明の他の実施形態の動作を例示する図
【図５ｃ】本発明の他の実施形態の動作を例示する図
【図６】本発明の好ましい実施形態の動作を例示する図
【国際公開パンフレット】
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【国際調査報告】
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