(57)【要約】本発明は、チャネル推定器とチャネル等化器とを備えた移動式無線伝送用の受信ユニットに関するものである。チャネル推定器は、初めの６つのチャネル係数に加えて、トレーニング系列に基づいて受信データシンボルを等化するために用いられるさらなるチャネル係数を算出する。ＧＳＭ標準におけるトレーニング系列が６つのチャネル係数を決定するためだけに設計されているにもかかわらず、復号化は著しく改善される。【特許請求の範囲】
【請求項１】
伝送チャネルをモデル化するためにチャネル係数（ｈ０、ｈ１、ｈ２、・・・）を算出するチャネル推定器（１２）と、上記チャネル推定器（１２）によって算出されたチャネル係数を用いて受信データシンボルを等化するチャネル等化器（１３）とを備えた移動式無線伝送用の受信ユニットにおいて、
上記チャネル推定器（１２）は、初めの６つのチャネル係数（ｈ０、ｈ１、・・・ｈ５）に加えて他のチャネル係数を算出し、
上記チャネル等化器（１３）は、６つより多いチャネル係数を用いて受信データシンボルを等化することを特徴とする受信ユニット。
【請求項２】
上記チャネル等化器（１３）は、ビタビ法を用いて受信データシンボルを等化する、トレリスに基づいたチャネル等化器（１３）であることを特徴とする請求項１に記載の受信ユニット。
【請求項３】
上記チャネル推定器（１２）は、受信データシンボルとトレーニング系列との相関を行うことによってチャネル係数を算出することを特徴とする請求項１または２に記載の受信ユニット。
【請求項４】
上記トレーニング系列には２６のデータシンボルが含まれており、受信データシンボルとトレーニング系列との相関は、トレーニング系列の一部に関して算出されることを特徴とする請求項３に記載の受信ユニット。
【請求項５】
上記伝送チャネルは、丘陵地用のチャネルであることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の受信ユニット。
【請求項６】
上記チャネル推定器（１２）は、初めの６つのチャネル係数（ｈ０、ｈ１、・・・ｈ５）に加えて７つ目のチャネル係数（ｈ６）を算出し、上記チャネル等化器（１３）は、７つのチャネル係数（ｈ０、ｈ１、・・・ｈ６）を用いて受信データシンボルを等化することを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の受信ユニット。
【請求項７】
上記チャネル推定器（１２）および上記チャネル等化器（１３）は、８ＰＳＫ変調されたデータシンボルを処理することを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載の受信ユニット。
【請求項８】
上記チャネル推定器（１２）および上記チャネル等化器（１３）は、データシンボルをＥＤＧＥ標準において処理することを特徴とする請求項１〜７のいずれかに記載の受信ユニット。
【請求項９】
ａ）上記伝送チャネルをモデル化するために、少なくとも７つのチャネル係数（ｈ０、ｈ１、・・・ｈ５、ｈ６・・・）を算出する工程と、
ｂ）工程ａ）によって算出されたチャネル係数を用いて受信データシンボルを等化する工程とを有することを特徴とする移動式無線チャネルを介して伝送されるデータシンボルの等化方法。
【請求項１０】
上記受信データシンボルを、トレリスに基づいたチャネル等化器（１３）がビタビ法を用いて等化することを特徴とする請求項９に記載の方法。
【請求項１１】
上記伝送チャネルをモデル化するために、受信データシンボルとトレーニング系列との相関を行うことによって、チャネル推定器（１２）は、少なくとも７つのチャネル係数（ｈ０、ｈ１、・・・ｈ５、ｈ６・・・）を算出することを特徴とする請求項９または１０に記載の方法。
【請求項１２】
上記トレーニング系列には２６のデータシンボルが含まれており、受信データシンボルとトレーニング系列との相関を、上記トレーニング系列の一部に関して算出することを特徴とする請求項１１に記載の方法。
【請求項１３】
上記伝送チャネルは、丘陵地用のチャネルであることを特徴とする請求項９〜１２のいずれかに記載の方法。
【請求項１４】
７つのチャネル係数（ｈ０、ｈ１、・・・ｈ６）だけを算出することを特徴とする請求項９〜１３のいずれかに記載の方法。
【請求項１５】
上記受信データシンボルを、８ＰＳＫ標準に適するように処理することを特徴とする請求項９〜１４のいずれかに記載の方法。
【請求項１６】
上記の受信データシンボルを、ＥＤＧＥ標準に適するように処理することを特徴とする請求項９〜１５のいずれかに記載の方法。
【発明の詳細な説明】
本発明は、チャネル推定器とチャネル等化器とを備えた移動式無線伝送用の受信ユニット、および、移動式無線チャネルを介して伝送されるデータシンボルの等化方法に関するものである。
【０００１】
移動式無線伝送に関して、全ビット誤り率は、３つの誤差源によってほぼ決定される。１つの誤差源は、実際の有効信号と重なり合って復号を妨げるノイズである。他には、全ビット誤り率に影響を与える、いわゆる周波数誤差がある。周波数誤差とは、送信器と受信器との間における周波数離調に起因した誤差のことであり、この周波数離調の原因は、例えばドップラー効果にあるといえる。
【０００２】
他の誤差源として、チャネル歪みを挙げることができる。送信信号は、様々な経路を介して受信器に達し、この経路の違いにより送信信号の遅延も様々に著しく異なる。受信器側では、様々に著しく遅延した信号の重なり合い（いわゆる符号間干渉（ＩＳＩ））が生じる。受信側では、チャネル応答の推定と受信信号の等化とによって符号間干渉を取り除く試みが行われるが、この等化は一部で成功するだけであるため、符号間干渉はビット誤り全体に影響を与える。
【０００３】
移動式無線標準ＧＳＭにおけるＳＮ比は１０ｄＢ未満であるので、ここではノイズが主要な誤差源である。ＧＳＭ標準において用いられるＧＭＳＫ変調には、信号点＋１および信号点−１を有する信号空間が用いられる。この２つの信号点には１８０°の位相差があるので、ＧＳＭは、例えば取り除かれた符号間干渉における残り誤差に起因するような妨害に対して比較的強い。
【０００４】
ＧＰＲＳ（汎用パケット無線サービス）は、１５ｄＢより大きなＳＮ比で駆動しており、２１．４ｋＢｉｔ／ｓまでのデータ伝送率が可能である。この場合、ノイズは主要な誤差源ではないので、ＩＳＩに起因した誤差の克服がますます重要になる。
【０００５】
標準ＥＤＧＥ（ＧＳＭ発展用に機能強化されたデータ速度（Ｅｎｈａｎｃｅｄ Ｄａｔａ Ｒａｔｅｓ ｆｏｒ ＧＳＭ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ））および付属のＥＧＰＲＳ（機能強化されたＧＰＲＳ）は、ＧＳＭ／ＧＰＲＳからＵＭＴＳへの遷移標準であると定義される。ＥＤＧＥではＴＤＭＡ方式（時分割多元接続）が用いられるが、ＧＭＳＫ変調から８ＰＳＫ変調への遷移はすでに行われている。８ＰＳＫ変調では、８つの信号点を有する信号空間が用いられる。このとき、各信号点の間には４５°の位相差がある。この場合、受信信号を等化する際に元来ある（ｂｅｒｅｉｔｓ）わずかな誤差によって、受信データシンボルが誤差を有したまま復号されることになり、それゆえにビット誤り率を上昇させてしまう。これに関して、変調標準８ＰＳＫの場合は、先行標準ＧＭＳＫと比べて、ＩＳＩに起因した誤差に対して著しく弱い。
【０００６】
したがって、ＩＳＩに起因するビット誤り率への影響を払拭するために適切な措置をとることが、ますます重要となっている。
【０００７】
本発明の目的は、移動式無線伝送用の受信ユニット、および、移動式無線チャネルを介して伝送されるデータシンボルの等化方法を提供することにある。このデータシンボルによって、送信出力が一定である場合、ビット誤り率を下げることができる。特に、本発明の目的は、符号間干渉に起因したビット誤り率への影響を減少させることにある。
【０００８】
本発明の目的は、請求項１に記載の移動式無線伝送用の受信ユニットによって、および、請求項９に記載の移動式無線チャネルを介した伝送データシンボルの等化方法によって達成される。
【０００９】
本発明による移動式無線伝送用の受信ユニットは、伝送チャネルをモデル化するためのチャネル係数を算出するチャネル推定器と、チャネル推定器により算出されたチャネル係数を用いて受信データシンボルを等化するチャネル等化器とを含んでいる。チャネル推定器は、初めの６つのチャネル係数（ｈ０、ｈ１、・・・ｈ５）に加えて、さらなるチャネル係数を算出する。次に、受信データシンボルは、チャネル等化器において、６つよりより多いチャネル係数を用いて等化される。
【００１０】
先行技術において、チャネル応答は、４、５または最大６つの各チャネル係数ｈ０、・・・ｈ５を用いてモデル化される。この場合、チャネル長（Ｌ＋１）は、それぞれ（Ｌ＋１）≦６に設定される。以下に、さらなるチャネル係数を用いたチャネル応答の正確なモデル化を阻む３つの理由を示す。
【００１１】
１．符号間干渉への最も重要な影響は、すでに初めの６つのチャネル係数により把握されている。絶対値（ｂｅｔｒａｇｓｍａｅｓｓｉｇ）の小さなチャネル係数ｈ６、ｈ７等を考慮することは、ごくわずかな改善をもたらすだけであり、実際には、チャネル等化を行う場合に悪化を引き起こすということが一般的に前提となっている。
【００１２】
２．チャネル等化を行う場合の計算コストは、チャネル長（Ｌ＋１）（ＧＳＭの場合は２Ｌ＋１）と共に飛躍的に増加する。その理由は、チャネルメモリ（Ｋａｎａｌｇｅｄａｅｃｈｔｎｉｓｓｅｓ）Ｌが改善されたため、トレリスに基づいた系列推定を行う場合に、先行状態の数と目的状態の数との両方が増加するからである。したがって、考慮に入れるチャネル係数を増やすと、計算コストは上昇する。
【００１３】
３．ＧＳＭ標準では、各データバーストはトレーニング系列を含んでおり、そのトレーニングシンボルは受信側に知られている。このトレーニング系列は、ＧＳＭ標準では、最大６つのチャネル係数ｈ０、・・・ｈ５を決定できるように設計されている。７つ目およびさらなるチャネル係数を算出するためには、トレーニング系列を、本来の目的とは違うように使用する必要がある。トレーニング系列を用いると、さらなるチャネル係数を算出できるのだが、これらのチャネル係数には大きな誤差がある。一般的な前提では、等化を行う場合に大きな誤差のあるチャネル係数を考慮することは、ビット誤り率を改善するというよりもむしろ悪化させるということであった。
【００１４】
ＥＤＧＥ用に、および、丘陵地の（Ｈｉｌｌｙ−Ｔｅｒｒａｉｎ）伝送条件に基づいて７つ目およびらなるチャネル係数を用いることにより、これらチャネル係数を決定する際に受け入れざるを得ない誤差があるにもかかわらず、ビット誤り率を著しく減少させることができるということが明らかになる。送信電力（Ｓｅｎｄｅｌｅｉｓｔｕｎｇ）を２〜３ｄＢ減少させることによって、例えば１０−３という所定のビット誤り率を達成できるのである。
【００１５】
したがって、絶対値の小さい、誤差のある７つ目のチャネル係数が予期せず著しい影響を及ぼすことを、以下のように説明できる。つまり、改善されたチャネルモデルに基づいてチャネル等化が行われるのである。これにより、分析を改善でき、歪んだ信号を復号できる。７つ目およびさらなるチャネル係数を考慮することは、多くの場合、効果的な系列推定に決定的な影響を及ぼす。
【００１６】
上記のチャネル等化器は、ビタビ法を用いて受信データシンボルを等価する、トレリスに基づいたチャネル等化器である点で有利である。ビタビ法を用いて等化する場合、個々の受信データシンボルではなく、全シンボル系列を推定する（系列推定）。このために、トレリス図により、異なる経路の推定規準（Ｍｅｔｒｉｋｅｎ）が算出され、互いに比較される。ビタビ法の結果として取得されるシンボル系列は、トレリス図を介するコストを削減された経路である。トレリスに基づいたチャネル等化器を用いて、認識率の高い（ｈｏｈｅｒ Ｅｒｋｅｎｎｕｎｇｓｗａｈｒｓｃｈｅｉｎｌｉｃｈｋｅｉｔ）送信データシンボルを再構築できる。６つより多いチャネル係数を使用するトレリスに基づいた等化器は、最もよく知られた等化器を構成する。
【００１７】
上記のチャネル推定器は、受信データシンボルとトレーニング系列との相関を行うことによってチャネル係数を算出するときに有利である。トレーニングシンボルの歪みのない系列は、受信器側に知られている。多重経路伝搬特性のゆえに、著しく遅延した様々な複数の信号が受信信号に影響する。したがって、歪んだ受信信号は、歪みのない著しく遅延した様々な複数の信号の重なり合ったものである。個々の信号の影響は、歪みのない信号との相関によって算出することができる。そして、様々な相関値からチャネル係数を直接導出できる。
【００１８】
本発明の有効な実施形態では、トレーニング系列に２６のシンボルが含まれている。受信データシンボルとトレーニング系列との相関は、トレーニング系列の一部について算出される。２６シンボルの長さを有するこのようなトレーニング系列は、ＧＳＭ標準において用いられる。チャネル係数ｈ０を決定するために、歪みのないトレーニング系列の中間の１６のシンボルと、受信されたトレーニング系列に含まれる１６のシンボルとの相関が行われる。続いて、チャネル係数ｈ１を取得するために、シンボルの位置が１つ右にずれた系列を用いて、受信されたトレーニングシンボルの相関分析が繰り返される。受信されたトレーニング系列のさらなる右へのずれと続く相関分析とによって、他のチャネル係数も決定できる。トレーニング系列に含まれる２６のシンボルを用いて、チャネル係数ｈ０、・・・ｈ５を誤りなく決定できる。７つ目およびそれに続く全チャネル係数を算出する場合、受信されたトレーニング系列とトレーニングシンボルの歪みのない系列とを部分的にのみ重ね合わせる。このため、チャネル係数ｈ６、ｈ７、・・・を決定する際に誤差が生じる。この誤差にもかかわらず、系列推定はこのさらなるチャネル係数を考慮することにより改善される。この点で、本発明による付加的なチャネル係数を考慮することは、ＧＳＭ標準のトレーニング系列に含まれる２６のシンボルを用いた場合にも有効である。
【００１９】
本発明の他の有効な実施形態では、上記の伝送チャネルは丘陵地用のチャネルである。丘や山の多い領域において移動式無線伝送を行う場合、信号経路が多数あるがゆえに符号間干渉が生じる。受信信号が、著しく遅延した信号から適度な影響をも受けているので、より上位（ｈｏｅｈｅｒｅｒ Ｏｒｄｎｕｎｇ）のチャネル係数をも考慮することが、丘陵地用のチャネルを用いる場合には特に重要である。したがって、７つ目および場合によってはその他のチャネル係数をも考慮することによって、特に丘陵地用のチャネルを用いる場合には、基礎となるチャネルモデルは改善され、それゆえビット誤り率は明らかに減少する。
【００２０】
特に、初めの６つのチャネル係数に加えて７つ目のチャネル係数を決定し、それをチャネル等化を行う場合に使用することが、利点である。７つ目のチャネル係数を考慮することによって、ビット誤り率を十分に減少できる。
【００２１】
本発明の他の有効な実施形態では、チャネル推定器およびチャネル等化器が、８ＰＳＫに変調されたデータシンボルを処理する。信号空間の各信号点間の位相差が４５°と少ないゆえに、チャネル応答の不十分なモデル化によって、８ＰＳＫ変調は比較的粗いＧＭＳＫ変調よりもはるかに著しく妨害される。誤差のあるチャネル推定は、８ＰＳＫ変調を用いた場合に、ビット誤り率をすぐに増加させる。逆に、付加的なチャネル係数を考慮することによって、チャネルモデルを改善し、それによって個々の位相状態をより効果的に確認できる。したがって、特に８ＰＳＫ変調を用いた場合、正確にチャネルをモデル化することが利点である。
【００２２】
特に、チャネル推定器およびチャネル等化器は、ＥＤＧＥ標準におけるデータシンボルの処理に有効である。これの後続であるＧＳＭ標準では、８ＰＳＫ変調が使用されている。このＳＮ比は比較的高いので、雑音はますます減少する。この２つの理由から、等化を効果的に行うことによって符号間干渉を解消することが重要である。
【００２３】
次に、添付図面に示した実施例に基づいて本発明を詳述する。図１は、チャネル係数を用いたチャネル応答のモデル化の方法を示した概略図である。図２は、チャネル推定器とチャネル等化器とを含んだ移動式無線受信器を示す図である。図３は、トレーニング系列を有する受信データバーストの構造を示す図である。図４は、トレーニング系列との相関特性に基づいたチャネル係数ｈ０・・・ｈ６の決定を示す図である。
【００２４】
図１には、１組のチャネル係数ｈ０・・・ｈＬ（Ｌはチャネルメモリを指す）による移動式無線チャネルの応答の記述方法が示されている。
【００２５】
移動式無線伝送を行っている間、送信信号は、様々な伝搬路を介して受信器に達する。例えば受信器が送信器から直接的に第１信号を受信し、一方第２信号が建物の壁で反射してから受信器に達する場合もある。第２信号は第１信号よりも遅れて受信器に到達する場合もあるし、受信信号は重なり合った第１および第２信号からなる場合もある。さらに、著しく遅延した様々な他の信号が受信信号に影響を与える場合もあり、この場合の信号は、全て、様々な経路を介して著しく遅延した異なる信号の重なり合わせから構成されている。このような符号間干渉（ＩＳＩ）の原因は、多重経路信号伝搬にある。
【００２６】
図１には、チャネル係数を用いてチャネルの伝送特性のシミュレーションの（Ｎａｃｈｂｉｌｄｕｎｇ）ためのモデルが示されている。ここでは、入力信号１は、送信信号に相当し、符号間干渉を発生させない。入力信号１は、初めのチャネル係数ｈ０によって乗算され、少なくとも遅延信号２を供給する。この信号２は、加算器３に供給され、重なり合った信号４となる。
【００２７】
第２信号６を取得するために、入力信号１は、第１遅延部５においてデータシンボル時間Ｔまで遅延される。Ｔは、標本化周波数ｆａｂｔａｓｔによって決定される。つまり、
Ｔ＝１／ｆａｂｔａｓｔ
である。
【００２８】
続いて、遅延信号は、第２チャネル係数ｈ１によって乗算される。この第２信号６も、加算器３に供給され、重なり合った信号４となる。第６信号９を供給するために、第５遅延部７では、チャネル係数ｈ５によって乗算された５倍遅延した入力信号８が測定される。
【００２９】
本発明による解決の際に、チャネル応答のモデル化のために、チャネル係数ｈ０〜ｈ５に加えて７つ目のチャネル係数ｈ６を提供する。これによって、重なり合った信号４を形成する際に、付加的な第７信号１１を考慮することができる。この信号１１は、信号９と比較してさらに遅延しており、この遅延Ｔは遅延部１０に起因する。
【００３０】
このチャネルモデルに応じて、重なり合った信号４を
【００３１】
【数１】
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【００３２】
で表すことができる。なお、ｓ（１）、・・・ｓ（Ｋ）は、歪みのないデータシンボルを示している。
【００３３】
著しく遅延した信号が全信号に影響するとき、本発明によって修正されたチャネルモデルによって、特に受信信号の復号が改善される。このようにして示された多重経路信号伝搬は、例えば、丘や山の多い無線領域において期待されており、したがって、本発明は、特に丘陵地用チャネルの使用に適している。
【００３４】
図２は、本発明による移動式無線受信器を示すブロック図である。データバーストのデータシンボルｘ（１）、・・・ｘ（Ｋ）の受信系列は、チャネル推定器１２とチャネル等化器１３との両方に供給される。チャネル推定器１２は、トレーニング系列を用いてチャネルから生じる歪みを推定し、図１に示したチャネルモデルのチャネル係数ｈ０〜ｈ６を決定する。チャネル係数ｈ０、・・・ｈ６は、歪みを有するトレーニング系列ｘ（Ｋ１）、・・・ｘ（Ｋ２）と、受信側で既知の歪みのないトレーニング系列ｓ（Ｋ１）、・・・ｓ（Ｋ２）との相関を行うことによって決定される。
【００３５】
算出されたチャネル係数ｈ０〜ｈ６は、受信データシンボルｘ（１）、・・・ｘ（Ｋ）の等化を行うチャネル等化器１３に供給される。チャネル等化器は、受信データシンボルの系列推定をビタビアルゴリズムを用いたトレリスに基づいたチャネル等化器であってもよく、このようにして、等化されたデータシンボルｕ（１）、・・・ｕ（Ｋ）を取得できる。
【００３６】
図３は、データシンボルｘ（１）、・・・ｘ（Ｋ）を含んだ受信データバースト１４の構造を示している。ＧＳＭ標準では、トレーニング系列は、ミッドアンブル（Ｍｉｔｔａｍｂｅｌ）として伝送される。つまり、トレーニング系列のトレーニングシンボルは、Ｋ１番目のデータシンボルからＫ２番目のデータシンボルも含めて送信される。このように、受信データバースト１４は、データシンボルｘ（Ｋ１）、・・・ｘ（Ｋ２）を有する歪みのあるトレーニング系列１５を含む。しかし、このことは、歪みのないすでに知られたトレーニング系列ｓ（Ｋ１）、・・・ｓ（Ｋ２）と、データシンボルｘ（Ｋ１）、・・・ｘ（Ｋ２）を有する歪みのあるトレーニング系列１５との両方を、受信側のチャネル推定器において使用できるということである。移動式無線チャネルが伝送されたデータシンボルを歪ませるため、データシンボルについての歪みを有する系列と歪みのない系列とを比較することで、チャネル推定器１２は算出できる。
【００３７】
図４は、歪みを有するトレーニング系列ｘ（Ｋ１）、・・・ｘ（Ｋ２）と歪みのないトレーニング系列ｓ（Ｋ１）、・・・ｓ（Ｋ２）との相関によるチャネル係数ｈ０、・・・ｈ６の決定方法を示している。ＧＳＭ標準では、トレーニング系列は２６のデータシンボルから構成されている。実際の相関計算に用いられるトレーニング系列の中間部分１６は、１６のデータシンボルを含んでいる。前方部分１７および後方部分１８は、５つのシンボルをそれぞれ含んでいる。
【００３８】
第１チャネル係数ｈ０を決定するために、歪みを有するトレーニング系列の中間部分１６と歪みのないトレーニング系列１９との相関を計算する。ＧＳＭ標準では、各データシンボルの値は−１および＋１と仮定できる。ビットを用いた乗算および加算によって、２つの系列の相関が獲得される。（２つの系列が一致している場合）、この２つの系列の最大値は＋１６である。算出された相関値は、ｈ０に比例する。また、この相関値をｈ０に直接換算できる。続いて、１シンボル分右に位置がずれた歪みのないトレーニング系列２０と歪みを有するトレーニング系列との相関が、計算される。こうして、歪みのないトレーニングシンボルｓ（Ｋ１＋５）、・・・ｓ（Ｋ２−５）と、歪みを有するトレーニングシンボルｘ（Ｋ１＋６）、・・・ｘ（Ｋ２−４）との相関が決定される。シンボル位置の１つの右へのずれは、１つのデータシンボル時間Ｔ分の遅延に相当する。また、相関結果から、直接的にチャネル係数ｈ１を獲得できる。
【００３９】
シンボル位置が２つ右へずれた歪みのないトレーニング系列２１と、受信トレーニングシンボルｘ（Ｋ１＋７）、・・・ｘ（Ｋ２−３）との相関によって、チャネル係数ｈ２を獲得できる。この相関を行う際に、歪みを有するトレーニング系列の後方部分１８の２つのデータシンボル（つまり、データシンボルｘ（Ｋ２−４）、ｘ（Ｋ２−３））も用いられる。トレーニング系列のこの後方部分１８は、誤差のない相関計算を行うために備えられている。トレーニング系列の後方部分１８の後から、つまりデータシンボルｘ（Ｋ２＋１）以降、有効な情報を含んだデータシンボルがようやく始まる。
【００４０】
同様に、さらにシンボル位置が右へずれた歪みのないトレーニング系列２２・２３・２４と、受信トレーニング系列の中間部分１６および後部部分１８のデータシンボルとの相関によって、チャネル係数ｈ３・ｈ４・ｈ５を決定する。このとき、トレーニング系列のデータシンボルは相関を計算するためだけに、使用される。
【００４１】
本発明による７つ目のチャネル係数ｈ６の計算において、歪みのないトレーニング系列２５は、受信トレーニング系列と比較して、シンボル位置が正確に６つ右にずれている必要がある。このことは、６つ分のデータシンボル時間Ｔ遅延することに相当する。しかし、図４から認識できるように、相関計算を、トレーニング系列内では完全にこれ以上実行できない。
【００４２】
歪みのないトレーニング系列２５の初めの１５のシンボルに関して、中間部分１６および後部部分１８と受信データシンボルとの相関が行われる。しかし、最後のトレーニングシンボル２６については、有効データを表す初めのデータシンボルとの相関がすでに行われている必要がある。ＧＳＭ標準において、トレーニング系列の後部部分１８は、７つ目のチャネル係数を算出するための相関をトレーニング系列内で完全に行う程には十分に長くはない。有効データ系列の一部を構成する初めのデータシンボルを任意の値にそれぞれ仮定でき、この状態においては、トレーニングシンボル２６の相関による影響によって誤差が生じる。
【００４３】
ＧＳＭ標準のトレーニング系列は、最大６つのチャネル係数を決定するために設計されている。正確度の高いチャネル係数ｈ０、・・・ｈ５を算出できる一方で、付加的なチャネル係数ｈ６、ｈ７などにおいては有効系列の一部と重なり合うので、当然ながら大きな誤差が生じる。付加的なチャネル係数ｈ６、ｈ７などは、大抵の場合、絶対値が非常に小さい。
【００４４】
図２から、チャネル推定器１２によって算出されたチャネル係数は、チャネル等化器１３に供給され、このチャネル等化器１３は、受信データシンボルｘ（１）、・・・ｘ（Ｋ）をｈ０、・・・ｈＬによって予め与えられたチャネルモデルに応じて等化し、そして、等化されたデータシンボルｕ（１）、・・・ｕ（Ｋ）の系列を供給するということが分かる。さらに、受信シンボルの系列推定は、ビタビアルゴリズムに基づいて行われる。トレリス図を用いて様々な経路のコストを計算する場合、２Ｌの先行状態（Ｖｏｒｇａｅｎｇｅｒｚｕｓｔａｅｎｄｅｎ）から２Ｌの目的状態（Ｚｉｅｌｚｕｓｔａｅｎｄｅｎ）への状態遷移がそれぞれ考慮される。状態遷移が行われている間、常に、経路には、２状態（ＧＭＳＫ変調）または８状態（８ＰＳＫ変調）を有する新たなデータシンボルがさらに加えられる。系列推定用の全計算コストは、（ＧＭＳＫ偏重の場合は）２Ｌ＋１に比例、あるいは、（８ＰＳＫ変調の場合は）８Ｌ＋１に比例している。したがって、チャネル係数の数が６から７に上昇すると、チャネル等化を行うとき、ＧＭＳＫの場合の計算コストは２倍になり、８ＰＳＫの場合の計算コストは８倍になる。しかし、処理能力（Ｐｒｏｚｅｓｓｏｒｌｅｉｓｔｕｎｇ）が常に上昇するので、このコストの上昇はビット誤り率が明らかに下降したことを考慮に入れると受け入れられるものである。伝送電力を約２〜３ｄＢ減少させることによって、所定のビット誤り率をすぐに確保できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】
チャネル係数を用いてチャネル応答のモデルの形成方法を示した概略図である。
【図２】
チャネル推定器とチャネル等化器とを含んだ移動式無線受信器を示す図である。
【図３】
トレーニング系列を有する受信データバーストの構造を示す図である。
【図４】
トレーニング系列との相関特性に基づいてチャネル係数ｈ０・・・ｈ６を決定する図である。
【国際公開パンフレット】
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【手続補正書】
【提出日】平成14年10月4日(2002.10.4)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【発明の詳細な説明】
【書類名】明細書
【発明の名称】移動式無線受信器用に改善されたチャネル等化
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信データシンボルと２６のデータシンボルからなるトレーニング系列との相関によって、伝送チャネルをモデル化するためにチャネル係数（ｈ０、ｈ１、ｈ２、・・・）を算出するチャネル推定器（１２）と、上記チャネル推定器（１２）によって算出されたチャネル係数を用いて受信データシンボルを等化するチャネル等化器（１３）とを備え、
上記チャネル推定器（１２）は、初めの６つのチャネル係数（ｈ０、ｈ１、・・・ｈ５）に加えて少なくとも１つの他のチャネル係数を算出し、少なくとも１つの他のチャネル係数を算出する場合の方が初めの６つのチャネル係数を算出する場合よりも、トレーニング系列との相関に用いられる受信データシンボルは、トレーニング系列の受信データシンボルを、少なくとも１つ少なく含み、
上記チャネル等化器（１３）は、６つより多いチャネル係数を用いるように設計されている移動式無線伝送用の受信ユニット。
【請求項２】
上記チャネル等化器（１３）は、ビタビ法を用いて受信データシンボルを等化する、トレリスに基づいたチャネル等化器（１３）であることを特徴とする請求項１に記載の受信ユニット。
【請求項３】
上記伝送チャネルは、丘陵地用のチャネルであることを特徴とする請求項１または２に記載の受信ユニット。
【請求項４】
上記チャネル推定器（１２）は、初めの６つのチャネル係数（ｈ０、ｈ１、・・・ｈ５）に加えて７つ目のチャネル係数（ｈ６）を算するよう設計されており、上記チャネル等化器（１３）は、７つのチャネル係数（ｈ０、ｈ１、・・・ｈ６）を用いて受信データシンボルを等化するように設計されていることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の受信ユニット。
【請求項５】
上記チャネル推定器（１２）および上記チャネル等化器（１３）は、８ＰＳＫ変調されたデータシンボルを処理するように設計されていることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の受信ユニット。
【請求項６】
上記チャネル推定器（１２）および上記チャネル等化器（１３）は、データシンボルをＥＤＧＥ標準において処理するように設計されていることを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の受信ユニット。
【請求項７】
ａ）上記伝送チャネルをモデル化するために、受信データシンボルと２６のデータシンボルからなるトレーニング系列とを相関することによって、６つおよび少なくとも１つの他のチャネル係数（ｈ０、ｈ１、・・・ｈ５、ｈ６・・・）を算出し、トレーニング系列との相関に用いられる受信データシンボルは、少なくとも１つの他のチャネル係数を算出する場合の方が初めの６つのチャネル係数を算出する場合よりも、トレーニング系列の受信データシンボルを少なくとも１つ少なく含み、
ｂ）工程ａ）によって算出されたチャネル係数を用いて受信データシンボルを等化することを特徴とする移動式無線チャネルを介して伝送されるデータシンボルの等化方法。
【請求項８】
上記受信データシンボルを、トレリスに基づいたチャネル等化器（１３）がビタビ法を用いて等化することを特徴とする請求項７に記載の方法。
【請求項９】
上記伝送チャネルをモデル化するために、受信データシンボルとトレーニング系列との相関を行うことにより、チャネル推定器（１２）を用いて、少なくとも７つのチャネル係数（ｈ０、ｈ１、・・・ｈ５、ｈ６・・・）を算出することを特徴とする請求項７または８に記載の方法。
【請求項１０】
上記伝送チャネルは、丘陵地用のチャネルであることを特徴とする請求項７〜９のいずれかに記載の方法。
【請求項１１】
７つのチャネル係数（ｈ０、ｈ１、・・・ｈ６）だけを算出することを特徴とする請求項７〜１０のいずれかに記載の方法。
【請求項１２】
上記受信データシンボルを、８ＰＳＫ標準に適するように処理することを特徴とする請求項７〜１１のいずれかに記載の方法。
【請求項１３】
上記の受信データシンボルを、ＥＤＧＥ標準に適するように処理することを特徴とする請求項７〜１２のいずれかに記載の方法。
【発明の詳細な説明】
本発明は、チャネル推定器とチャネル等化器とを備えた移動式無線伝送用の受信ユニット、および、移動式無線チャネルを介して伝送されるデータシンボルの等化方法に関するものである。
【０００１】
移動式無線伝送に関して、全ビット誤り率は、３つの誤差源によってほぼ決定される。１つの誤差源は、実際の有効信号と重なり合って復号を妨げるノイズである。他には、全ビット誤り率に影響を与える、いわゆる周波数誤差がある。周波数誤差とは、送信器と受信器との間における周波数離調に起因した誤差のことであり、この周波数離調の原因は、例えばドップラー効果にあるといえる。
【０００２】
他の誤差源として、チャネル歪みを挙げることができる。送信信号は、様々な経路を介して受信器に達し、この経路の違いにより送信信号の遅延も様々に著しく異なる。受信器側では、様々に著しく遅延した信号の重なり合い（いわゆる符号間干渉（ＩＳＩ））が生じる。受信側では、チャネル応答の推定と受信信号の等化とによって符号間干渉を取り除く試みが行われるが、この等化は一部で成功するだけであるため、符号間干渉はビット誤り全体に影響を与える。
【０００３】
移動式無線標準ＧＳＭにおけるＳＮ比は１０ｄＢ未満であるので、ここではノイズが主要な誤差源である。ＧＳＭ標準において用いられるＧＭＳＫ変調には、信号点＋１および信号点−１を有する信号空間が用いられる。この２つの信号点には１８０°の位相差があるので、ＧＳＭは、例えば取り除かれた符号間干渉における残り誤差に起因するような妨害に対して比較的強い。
【０００４】
ＧＰＲＳ（汎用パケット無線サービス）は、１５ｄＢより大きなＳＮ比で駆動しており、２１．４ｋＢｉｔ／ｓまでのデータ伝送率が可能である。この場合、ノイズは主要な誤差源ではないので、ＩＳＩに起因した誤差の克服がますます重要になる。
【０００５】
標準ＥＤＧＥ（ＧＳＭ発展用に機能強化されたデータ速度（Ｅｎｈａｎｃｅｄ Ｄａｔａ Ｒａｔｅｓ ｆｏｒ ＧＳＭ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ））および付属のＥＧＰＲＳ（機能強化されたＧＰＲＳ）は、ＧＳＭ／ＧＰＲＳからＵＭＴＳへの遷移標準であると定義される。ＥＤＧＥではＴＤＭＡ方式（時分割多元接続）が用いられるが、ＧＭＳＫ変調から８ＰＳＫ変調への遷移はすでに行われている。８ＰＳＫ変調では、８つの信号点を有する信号空間が用いられる。このとき、各信号点の間には４５°の位相差がある。この場合、受信信号を等化する際に元来ある（ｂｅｒｅｉｔｓ）わずかな誤差によって、受信データシンボルが誤差を有したまま復号されることになり、それゆえにビット誤り率を上昇させてしまう。これに関して、変調標準８ＰＳＫの場合は、先行標準ＧＭＳＫと比べて、ＩＳＩに起因した誤差に対して著しく弱い。
【０００６】
したがって、ＩＳＩに起因するビット誤り率への影響を払拭するために適切な措置をとることが、ますます重要となっている。
【０００７】
明細書ＵＳ　５，１８５，７６４では、チャネル推定器を用いて一定数のチャネルパラメータを測定し、測定されたチャネルパラメータを受信信号を等化するために使用する受信器が記載されている。
【０００８】
Ａ．Ｂａｉｅｒ等の論文「狭帯域ＴＤＭＡデジタル移動式無線システム用の適応性のビタビ等化器におけるビット同期化およびタイミング感度」（フィリップス情報産業株式会社、３７７〜３８４ページ）には、信号を等化するための５つまたは６つのチャネルパラメータの使用について、記載されている。
【０００９】
Ｒ．Ｍ．Ｊｏｙｃｅ等の論文「測定された伝搬データを用いたＧＳＭ性能の予測」（『ＩＥＥＥ』第４６回車両技術会議（Ｖｅｈｉｃｕｌａｒ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ）「人類のための移動技術（Ｍｏｂｉｌｅ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ ｆｏｒ ｔｈｅ Ｈｕｍａｎ Ｒａｃｅ）」１９９６年４月２８日〜５月１日、アトランタ、Ｇ．Ａ．アメリカ、ニューヨーク、ニューヨーク州、アメリカ、ＩＥＥＥ、ＵＳ、１９９６年４月２８日、３２６〜３３０ページ）には、ＧＳＭデータシンボルと、２６のビットからなるトレーニング系列との等化について記載されている。この等化のために、５つのチャネルパラメータが計算される。
【００１０】
本発明の目的は、移動式無線伝送用の受信ユニット、および、移動式無線チャネルを介して伝送されるデータシンボルの等化方法を提供することにある。このデータシンボルによって、送信出力が一定である場合、ビット誤り率を下げることができる。特に、本発明の目的は、符号間干渉に起因したビット誤り率への影響を減少させることにある。
【００１１】
本発明の目的は、請求項１に記載の移動式無線伝送用の受信ユニットによって、および、請求項９に記載の移動式無線チャネルを介した伝送データシンボルの等化方法によって達成される。
【００１２】
本発明による移動式無線伝送用の受信ユニットは、受信データシンボルと２６のデータシンボルからなるトレーニング系列との相関によって、伝送チャネルをモデル化するためのチャネル係数を算出するチャネル推定器と、チャネル推定器により算出されたチャネル係数を用いて受信データシンボルを等化するチャネル等化器とを含んでいる。チャネル推定器は、初めの６つのチャネル係数（ｈ０、ｈ１、・・・ｈ５）に加えて、少なくとも１つのさらなるチャネル係数を算出する。少なくとも１つの他のチャネル係数を算出する場合の方が初めの６つのチャネル係数を算出する場合よりも、トレーニング系列との相関に用いられる受信データシンボルは、トレーニング系列の受信データシンボルを、少なくとも１つ少なく含む。次に、受信データシンボルは、チャネル等化器において、６つよりより多いチャネル係数を用いて等化される。
【００１３】
先行技術において、チャネル応答は、４、５または最大６つの各チャネル係数ｈ０、・・・ｈ５を用いてモデル化される。この場合、チャネル長（Ｌ＋１）は、それぞれ（Ｌ＋１）≦６に設定される。以下に、さらなるチャネル係数を用いたチャネル応答の正確なモデル化を阻む３つの理由を示す。
【００１４】
１．符号間干渉への最も重要な影響は、すでに初めの６つのチャネル係数により把握されている。絶対値（ｂｅｔｒａｇｓｍａｅｓｓｉｇ）の小さなチャネル係数ｈ６、ｈ７等を考慮することは、ごくわずかな改善をもたらすだけであり、実際には、チャネル等化を行う場合に悪化を引き起こすということが一般的に前提となっている。
【００１５】
２．チャネル等化を行う場合の計算コストは、チャネル長（Ｌ＋１）（ＧＳＭの場合は２Ｌ＋１）と共に飛躍的に増加する。その理由は、チャネルメモリ（Ｋａｎａｌｇｅｄａｅｃｈｔｎｉｓｓｅｓ）Ｌが改善されたため、トレリスに基づいた系列推定を行う場合に、先行状態の数と目的状態の数との両方が増加するからである。したがって、考慮に入れるチャネル係数を増やすと、計算コストは上昇する。
【００１６】
３．ＧＳＭ標準では、各データバーストはトレーニング系列を含んでおり、そのトレーニングシンボルは受信側に知られている。このトレーニング系列は、ＧＳＭ標準では、最大６つのチャネル係数ｈ０、・・・ｈ５を決定できるように設計されている。７つ目およびさらなるチャネル係数を算出するためには、トレーニング系列を、本来の目的とは違うように使用する必要がある。トレーニング系列を用いると、さらなるチャネル係数を算出できるのだが、これらのチャネル係数には大きな誤差がある。一般的な前提では、等化を行う場合に大きな誤差のあるチャネル係数を考慮することは、ビット誤り率を改善するというよりもむしろ悪化させるということであった。
【００１７】
ＥＤＧＥ用に、および、丘陵地の（Ｈｉｌｌｙ−Ｔｅｒｒａｉｎ）伝送条件に基づいて７つ目およびらなるチャネル係数を用いることにより、これらチャネル係数を決定する際に受け入れざるを得ない誤差があるにもかかわらず、ビット誤り率を著しく減少させることができるということが明らかになる。送信電力（Ｓｅｎｄｅｌｅｉｓｔｕｎｇ）を２〜３ｄＢ減少させることによって、例えば１０−３という所定のビット誤り率を達成できるのである。
【００１８】
したがって、絶対値の小さい、誤差のある７つ目のチャネル係数が予期せず著しい影響を及ぼすことを、以下のように説明できる。つまり、改善されたチャネルモデルに基づいてチャネル等化が行われるのである。これにより、分析を改善でき、歪んだ信号を復号できる。７つ目およびさらなるチャネル係数を考慮することは、多くの場合、効果的な系列推定に決定的な影響を及ぼす。
【００１９】
上記のチャネル等化器は、ビタビ法を用いて受信データシンボルを等価する、トレリスに基づいたチャネル等化器である点で有利である。ビタビ法を用いて等化する場合、個々の受信データシンボルではなく、全シンボル系列を推定する（系列推定）。このために、トレリス図により、異なる経路の推定規準（Ｍｅｔｒｉｋｅｎ）が算出され、互いに比較される。ビタビ法の結果として取得されるシンボル系列は、トレリス図を介するコストを削減された経路である。トレリスに基づいたチャネル等化器を用いて、認識率の高い（ｈｏｈｅｒ Ｅｒｋｅｎｎｕｎｇｓｗａｈｒｓｃｈｅｉｎｌｉｃｈｋｅｉｔ）送信データシンボルを再構築できる。６つより多いチャネル係数を使用するトレリスに基づいた等化器は、最もよく知られた等化器を構成する。
【００２０】
トレーニングシンボルの歪みのない系列は、受信器側に知られている。多重経路伝搬特性のゆえに、著しく遅延した様々な複数の信号が受信信号に影響する。したがって、歪んだ受信信号は、歪みのない著しく遅延した様々な複数の信号の重なり合ったものである。個々の信号の影響は、歪みのない信号との相関によって算出することができる。そして、様々な相関値からチャネル係数を直接導出できる。
【００２１】
２６シンボルの長さを有するトレーニング系列は、ＧＳＭ標準において用いられる。チャネル係数ｈ０を決定するために、歪みのないトレーニング系列の中間の１６のシンボルと、受信されたトレーニング系列に含まれる１６のシンボルとの相関が行われる。続いて、チャネル係数ｈ１を取得するために、シンボルの位置が１つ右にずれた系列を用いて、受信されたトレーニングシンボルの相関分析が繰り返される。受信されたトレーニング系列のさらなる右へのずれと続く相関分析とによって、他のチャネル係数も決定できる。トレーニング系列に含まれる２６のシンボルを用いて、チャネル係数ｈ０、・・・ｈ５を誤りなく決定できる。７つ目およびそれに続く全チャネル係数を算出する場合、受信されたトレーニング系列とトレーニングシンボルの歪みのない系列とを部分的にのみ重ね合わせる。このため、チャネル係数ｈ６、ｈ７、・・・を決定する際に誤差が生じる。この誤差にもかかわらず、系列推定はこのさらなるチャネル係数を考慮することにより改善される。この点で、本発明による付加的なチャネル係数を考慮することは、ＧＳＭ標準のトレーニング系列に含まれる２６のシンボルを用いた場合にも有効である。
【００２２】
本発明の他の有効な実施形態では、上記の伝送チャネルは丘陵地用のチャネルである。丘や山の多い領域において移動式無線伝送を行う場合、信号経路が多数あるがゆえに符号間干渉が生じる。受信信号が、著しく遅延した信号から適度な影響をも受けているので、より上位（ｈｏｅｈｅｒｅｒ Ｏｒｄｎｕｎｇ）のチャネル係数をも考慮することが、丘陵地用のチャネルを用いる場合には特に重要である。したがって、７つ目および場合によってはその他のチャネル係数をも考慮することによって、特に丘陵地用のチャネルを用いる場合には、基礎となるチャネルモデルは改善され、それゆえビット誤り率は明らかに減少する。
【００２３】
特に、初めの６つのチャネル係数に加えて７つ目のチャネル係数を決定し、それをチャネル等化を行う場合に使用することが、利点である。７つ目のチャネル係数を考慮することによって、ビット誤り率を十分に減少できる。
【００２４】
本発明の他の有効な実施形態では、チャネル推定器およびチャネル等化器が、８ＰＳＫに変調されたデータシンボルを処理する。信号空間の各信号点間の位相差が４５°と少ないゆえに、チャネル応答の不十分なモデル化によって、８ＰＳＫ変調は比較的粗いＧＭＳＫ変調よりもはるかに著しく妨害される。誤差のあるチャネル推定は、８ＰＳＫ変調を用いた場合に、ビット誤り率をすぐに増加させる。逆に、付加的なチャネル係数を考慮することによって、チャネルモデルを改善し、それによって個々の位相状態をより効果的に確認できる。したがって、特に８ＰＳＫ変調を用いた場合、正確にチャネルをモデル化することが利点である。
【００２５】
特に、チャネル推定器およびチャネル等化器は、ＥＤＧＥ標準におけるデータシンボルの処理に有効である。これの後続であるＧＳＭ標準では、８ＰＳＫ変調が使用されている。このＳＮ比は比較的高いので、雑音はますます減少する。この２つの理由から、等化を効果的に行うことによって符号間干渉を解消することが重要である。
【００２６】
次に、添付図面に示した実施例に基づいて本発明を詳述する。図１は、チャネル係数を用いたチャネル応答のモデル化の方法を示した概略図である。図２は、チャネル推定器とチャネル等化器とを含んだ移動式無線受信器を示す図である。図３は、トレーニング系列を有する受信データバーストの構造を示す図である。図４は、トレーニング系列との相関特性に基づいたチャネル係数ｈ０・・・ｈ６の決定を示す図である。
【００２７】
図１には、１組のチャネル係数ｈ０・・・ｈＬ（Ｌはチャネルメモリを指す）による移動式無線チャネルの応答の記述方法が示されている。
【００２８】
移動式無線伝送を行っている間、送信信号は、様々な伝搬路を介して受信器に達する。例えば受信器が送信器から直接的に第１信号を受信し、一方第２信号が建物の壁で反射してから受信器に達する場合もある。第２信号は第１信号よりも遅れて受信器に到達する場合もあるし、受信信号は重なり合った第１および第２信号からなる場合もある。さらに、著しく遅延した様々な他の信号が受信信号に影響を与える場合もあり、この場合の信号は、全て、様々な経路を介して著しく遅延した異なる信号の重なり合わせから構成されている。このような符号間干渉（ＩＳＩ）の原因は、多重経路信号伝搬にある。
【００２９】
図１には、チャネル係数を用いてチャネルの伝送特性のシミュレーションの（Ｎａｃｈｂｉｌｄｕｎｇ）ためのモデルが示されている。ここでは、入力信号１は、送信信号に相当し、符号間干渉を発生させない。入力信号１は、初めのチャネル係数ｈ０によって乗算され、少なくとも遅延信号２を供給する。この信号２は、加算器３に供給され、重なり合った信号４となる。
【００３０】
第２信号６を取得するために、入力信号１は、第１遅延部５においてデータシンボル時間Ｔまで遅延される。Ｔは、標本化周波数ｆａｂｔａｓｔによって決定される。つまり、
Ｔ＝１／ｆａｂｔａｓｔ
である。
【００３１】
続いて、遅延信号は、第２チャネル係数ｈ１によって乗算される。この第２信号６も、加算器３に供給され、重なり合った信号４となる。第６信号９を供給するために、第５遅延部７では、チャネル係数ｈ５によって乗算された５倍遅延した入力信号８が測定される。
【００３２】
本発明による解決の際に、チャネル応答のモデル化のために、チャネル係数ｈ０〜ｈ５に加えて７つ目のチャネル係数ｈ６を提供する。これによって、重なり合った信号４を形成する際に、付加的な第７信号１１を考慮することができる。この信号１１は、信号９と比較してさらに遅延しており、この遅延Ｔは遅延部１０に起因する。
【００３３】
このチャネルモデルに応じて、重なり合った信号４を
【００３４】
【数１】
2004508769.tif 000023
【００３５】
で表すことができる。なお、ｓ（１）、・・・ｓ（Ｋ）は、歪みのないデータシンボルを示している。
【００３６】
著しく遅延した信号が全信号に影響するとき、本発明によって修正されたチャネルモデルによって、特に受信信号の復号が改善される。このようにして示された多重経路信号伝搬は、例えば、丘や山の多い無線領域において期待されており、したがって、本発明は、特に丘陵地用チャネルの使用に適している。
【００３７】
図２は、本発明による移動式無線受信器を示すブロック図である。データバーストのデータシンボルｘ（１）、・・・ｘ（Ｋ）の受信系列は、チャネル推定器１２とチャネル等化器１３との両方に供給される。チャネル推定器１２は、トレーニング系列を用いてチャネルから生じる歪みを推定し、図１に示したチャネルモデルのチャネル係数ｈ０〜ｈ６を決定する。チャネル係数ｈ０、・・・ｈ６は、歪みを有するトレーニング系列ｘ（Ｋ１）、・・・ｘ（Ｋ２）と、受信側で既知の歪みのないトレーニング系列ｓ（Ｋ１）、・・・ｓ（Ｋ２）との相関を行うことによって決定される。
【００３８】
算出されたチャネル係数ｈ０〜ｈ６は、受信データシンボルｘ（１）、・・・ｘ（Ｋ）の等化を行うチャネル等化器１３に供給される。チャネル等化器は、受信データシンボルの系列推定をビタビアルゴリズムを用いたトレリスに基づいたチャネル等化器であってもよく、このようにして、等化されたデータシンボルｕ（１）、・・・ｕ（Ｋ）を取得できる。
【００３９】
図３は、データシンボルｘ（１）、・・・ｘ（Ｋ）を含んだ受信データバースト１４の構造を示している。ＧＳＭ標準では、トレーニング系列は、ミッドアンブル（Ｍｉｔｔａｍｂｅｌ）として伝送される。つまり、トレーニング系列のトレーニングシンボルは、Ｋ１番目のデータシンボルからＫ２番目のデータシンボルも含めて送信される。このように、受信データバースト１４は、データシンボルｘ（Ｋ１）、・・・ｘ（Ｋ２）を有する歪みのあるトレーニング系列１５を含む。しかし、このことは、歪みのないすでに知られたトレーニング系列ｓ（Ｋ１）、・・・ｓ（Ｋ２）と、データシンボルｘ（Ｋ１）、・・・ｘ（Ｋ２）を有する歪みのあるトレーニング系列１５との両方を、受信側のチャネル推定器において使用できるということである。移動式無線チャネルが伝送されたデータシンボルを歪ませるため、データシンボルについての歪みを有する系列と歪みのない系列とを比較することで、チャネル推定器１２は算出できる。
【００４０】
図４は、歪みを有するトレーニング系列ｘ（Ｋ１）、・・・ｘ（Ｋ２）と歪みのないトレーニング系列ｓ（Ｋ１）、・・・ｓ（Ｋ２）との相関によるチャネル係数ｈ０、・・・ｈ６の決定方法を示している。ＧＳＭ標準では、トレーニング系列は２６のデータシンボルから構成されている。実際の相関計算に用いられるトレーニング系列の中間部分１６は、１６のデータシンボルを含んでいる。前方部分１７および後方部分１８は、５つのシンボルをそれぞれ含んでいる。
【００４１】
第１チャネル係数ｈ０を決定するために、歪みを有するトレーニング系列の中間部分１６と歪みのないトレーニング系列１９との相関を計算する。ＧＳＭ標準では、各データシンボルの値は−１および＋１と仮定できる。ビットを用いた乗算および加算によって、２つの系列の相関が獲得される。（２つの系列が一致している場合）、この２つの系列の最大値は＋１６である。算出された相関値は、ｈ０に比例する。また、この相関値をｈ０に直接換算できる。続いて、１シンボル分右に位置がずれた歪みのないトレーニング系列２０と歪みを有するトレーニング系列との相関が、計算される。こうして、歪みのないトレーニングシンボルｓ（Ｋ１＋５）、・・・ｓ（Ｋ２−５）と、歪みを有するトレーニングシンボルｘ（Ｋ１＋６）、・・・ｘ（Ｋ２−４）との相関が決定される。シンボル位置の１つの右へのずれは、１つのデータシンボル時間Ｔ分の遅延に相当する。また、相関結果から、直接的にチャネル係数ｈ１を獲得できる。
【００４２】
シンボル位置が２つ右へずれた歪みのないトレーニング系列２１と、受信トレーニングシンボルｘ（Ｋ１＋７）、・・・ｘ（Ｋ２−３）との相関によって、チャネル係数ｈ２を獲得できる。この相関を行う際に、歪みを有するトレーニング系列の後方部分１８の２つのデータシンボル（つまり、データシンボルｘ（Ｋ２−４）、ｘ（Ｋ２−３））も用いられる。トレーニング系列のこの後方部分１８は、誤差のない相関計算を行うために備えられている。トレーニング系列の後方部分１８の後から、つまりデータシンボルｘ（Ｋ２＋１）以降、有効な情報を含んだデータシンボルがようやく始まる。
【００４３】
同様に、さらにシンボル位置が右へずれた歪みのないトレーニング系列２２・２３・２４と、受信トレーニング系列の中間部分１６および後部部分１８のデータシンボルとの相関によって、チャネル係数ｈ３・ｈ４・ｈ５を決定する。このとき、トレーニング系列のデータシンボルは相関を計算するためだけに、使用される。
【００４４】
本発明による７つ目のチャネル係数ｈ６の計算において、歪みのないトレーニング系列２５は、受信トレーニング系列と比較して、シンボル位置が正確に６つ右にずれている必要がある。このことは、６つ分のデータシンボル時間Ｔ遅延することに相当する。しかし、図４から認識できるように、相関計算を、トレーニング系列内では完全にこれ以上実行できない。
【００４５】
歪みのないトレーニング系列２５の初めの１５のシンボルに関して、中間部分１６および後部部分１８と受信データシンボルとの相関が行われる。しかし、最後のトレーニングシンボル２６については、有効データを表す初めのデータシンボルとの相関がすでに行われている必要がある。ＧＳＭ標準において、トレーニング系列の後部部分１８は、７つ目のチャネル係数を算出するための相関をトレーニング系列内で完全に行う程には十分に長くはない。有効データ系列の一部を構成する初めのデータシンボルを任意の値にそれぞれ仮定でき、この状態においては、トレーニングシンボル２６の相関による影響によって誤差が生じる。
【００４６】
ＧＳＭ標準のトレーニング系列は、最大６つのチャネル係数を決定するために設計されている。正確度の高いチャネル係数ｈ０、・・・ｈ５を算出できる一方で、付加的なチャネル係数ｈ６、ｈ７などにおいては有効系列の一部と重なり合うので、当然ながら大きな誤差が生じる。付加的なチャネル係数ｈ６、ｈ７などは、大抵の場合、絶対値が非常に小さい。
【００４７】
図２から、チャネル推定器１２によって算出されたチャネル係数は、チャネル等化器１３に供給され、このチャネル等化器１３は、受信データシンボルｘ（１）、・・・ｘ（Ｋ）をｈ０、・・・ｈＬによって予め与えられたチャネルモデルに応じて等化し、そして、等化されたデータシンボルｕ（１）、・・・ｕ（Ｋ）の系列を供給するということが分かる。さらに、受信シンボルの系列推定は、ビタビアルゴリズムに基づいて行われる。トレリス図を用いて様々な経路のコストを計算する場合、２Ｌの先行状態（Ｖｏｒｇａｅｎｇｅｒｚｕｓｔａｅｎｄｅｎ）から２Ｌの目的状態（Ｚｉｅｌｚｕｓｔａｅｎｄｅｎ）への状態遷移がそれぞれ考慮される。状態遷移が行われている間、常に、経路には、２状態（ＧＭＳＫ変調）または８状態（８ＰＳＫ変調）を有する新たなデータシンボルがさらに加えられる。系列推定用の全計算コストは、（ＧＭＳＫ偏重の場合は）２Ｌ＋１に比例、あるいは、（８ＰＳＫ変調の場合は）８Ｌ＋１に比例している。したがって、チャネル係数の数が６から７に上昇すると、チャネル等化を行うとき、ＧＭＳＫの場合の計算コストは２倍になり、８ＰＳＫの場合の計算コストは８倍になる。しかし、処理能力（Ｐｒｏｚｅｓｓｏｒｌｅｉｓｔｕｎｇ）が常に上昇するので、このコストの上昇はビット誤り率が明らかに下降したことを考慮に入れると受け入れられるものである。伝送電力を約２〜３ｄＢ減少させることによって、所定のビット誤り率をすぐに確保できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】
チャネル係数を用いてチャネル応答のモデルの形成方法を示した概略図である。
【図２】
チャネル推定器とチャネル等化器とを含んだ移動式無線受信器を示す図である。
【図３】
トレーニング系列を有する受信データバーストの構造を示す図である。
【図４】
トレーニング系列との相関特性に基づいてチャネル係数ｈ０・・・ｈ６を決定する図である。
【国際調査報告】
2004508769.tif 000024
2004508769.tif 000025
2004508769.tif 000026
2004508769.tif 000027
2004508769.tif 000028
2004508769.tif 000029