(57)【要約】本発明は、過渡信号の非対称性を検出する方法及び装置、並びに、このような非対称性を補正する方法及び装置に関する。非対称性を検出する装置には、入力信号Ｙｉｎを取得し、実質的に入力過渡信号のジュート前だけが存在する第１の出力を与えるため、第１のフィルタ係数の組を用いて入力信号を非対称的にフィルタ処理するプレシュートフィルタ（１）と、入力信号を取得し、実質的に入力過渡信号のアフターシュートだけが存在する第２の出力を与えるため、第２のフィルタ係数の組を用いて入力信号を対称的にフィルタ処理するアフターシュートフィルタ（２）と、第１の出力を所定の時間間隔に亘って加算し、第２の出力を所定の時間間隔に亘って加算し、プレシュートとアフターシュートのうちのいずれかが所定の時間間隔に亘って優位であるかを示す出力信号を得るため、第１の加算出力と第２の加算出力を比較する加算・比較手段（３乃至１１）と、が設けられる。
2004514330.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
過渡入力信号のプレシュート及びアフターシュートを検出するため、入力信号を非対称的にフィルタ処理する手順と、
プレシュートが優位であるか、又は、アフターシュートが優位であるかを示す出力信号を与えるため、プレシュートの量とアフターシュートの量を比較する手順と、
を有する過渡信号の非対称性を検出する方法。
【請求項２】
非対称的にフィルタ処理する手順は、
入力された過渡信号に存在するプレシュートだけを表現する第１の出力を得るため整えられたインパルス応答を生じる第１のフィルタ係数の組を利用して、入力信号をフィルタ処理する手順と、
入力された過渡信号に存在するプレシュートだけを表現する第２の出力を得るため整えられたインパルス応答を生じる第２のフィルタ係数の組を利用して、入力信号をフィルタ処理する手順と、
を有する、請求項１記載の方法。
【請求項３】
該第１のフィルタ係数の組は、該第２のフィルタ係数の組と対称をなさない、請求項２記載の方法。
【請求項４】
非対称的にフィルタ処理する手順は、第１の絶対値を与えるため第１の出力の絶対値を計算し、第２の絶対値を与えるため第２の出力の絶対値を計算する手順を更に有する、請求項２記載の方法。
【請求項５】
非対称的にフィルタ処理する手順は、
第１の加算値を得るため、所定の時間間隔に亘って第１の絶対値を加算する手順と、
第２の加算値を得るため、所定の時間間隔に亘って第２の絶対値を加算する手順と、
を更に有する、請求項４記載の方法。
【請求項６】
該所定の時間間隔は、映像信号のフィールドパルス間の間隔により構成される、請求項５記載の方法。
【請求項７】
比較する手順で得られた出力信号は、フィールド間の変動の影響を低減するため、複数のフィールド周期に亘って平均化される、請求項１記載の方法。
【請求項８】
出力信号は、存在するプレシュートとアフターシュートの相対量の値指標を与える、請求項１乃至７のうちいずれか一項記載の方法。
【請求項９】
入力信号を取得し、実質的に入力過渡信号のプレシュートだけが存在する第１の出力を得るため第１のフィルタ係数の組を利用して入力信号を非対称的にフィルタ処理するプレシュートフィルタと、
入力信号を取得し、実質的に入力過渡信号のアフターシュートだけが存在する第２の出力を得るため第２のフィルタ係数の組を利用して入力信号を非対称的にフィルタ処理するプレシュートフィルタと、
所定の時間間隔に亘って第１の出力を加算し、所定の時間間隔に亘って第２の出力を加算し、所定の時間間隔でプレシュートとアフターシュートのどちらが優位であるかを示す出力信号を得るため加算された第１の出力と加算された第２の出力を比較する加算及び比較手段と、
を有する入力信号の過渡信号の非対称性を検出する装置。
【請求項１０】
プレシュート又はアフターシュートが入力信号の過渡変化中に系統的に優位であるかどうかを示す検出信号を取得する手段と、
過渡変化が実質的に系統的である補正出力を得るため検出信号に応じてピーキングフィルタのフィルタ係数を変える手段と、
を有するピーキングフィルタ回路。
【請求項１１】
入力信号に基づいてピーキング補正を実行するピーキングフィルタは有限インパルス応答フィルタにより構成され、
有限インパルス応答フィルタは、
入力信号を取得し、複数の出力を備えた遅延線と、
各乗算器が、被乗数を表わす遅延線の対応した個別の出力に接続された第１入力端子、乗数を表わす対応したフィルタ係数を取得する第２入力端子、及び対応した積を出力する出力端子を具備した複数の乗算器と、
乗算器から夫々の積を取得し、夫々の積を加算し、加算結果を出力する加算回路と、
を有し、
入力信号の過渡変化でプレシュートとアフターシュートのどちらも優位ではないと判定された場合に、該フィルタ係数は必要に応じて所望のピーキング量だけに基づいて決定され、プレシュートが優位であると判定された場合に、該フィルタ係数は付加的なアフターシュートが生成される非対称インパルス応答を与えるように変更され、アフターシュートが優位であると判定された場合に、該フィルタ係数は付加的なプレシュートが生成される非対称インパルス応答を与えるように変更され、これにより該フィルタ係数は可変にされている、
請求項１０記載のピーキングフィルタ回路。
【請求項１２】
プレシュート又はアフターシュートが入力信号の過渡変化において優位であるかどうかを判定する判定手順と、
実質的に対称になるように入力信号を補正する手順と、
を有する入力信号の系統的な過渡非対称歪みを補正する方法。
【請求項１３】
プレシュートが優位であると判定された場合にアフターシュートを加え、アフターシュートが優位であると判定された場合にプレシュートを加えることにより、入力信号を実質的に対称にする、請求項１２記載の方法。
【請求項１４】
プレシュートが優位である場合にアフターシュートを生じさせ、アフターシュートが優位である場合にプレシュートを生じさせ、プレシュートもアフターシュートも優位ではない場合に対称ピーキング補正を加えるように、ピーキングフィルタのフィルタ係数を選択的に変更することによってピーキングフィルタに実現される、請求項１３記載の方法。
【請求項１５】
プレシュートが優位であると判定された場合に、入力信号の高周波成分が入力信号の低周波成分に対して第１の方向へ時間的にシフトされ、アフターシュートが優位であると判定された場合に、入力信号の高周波成分が入力信号の低周波成分に対して該第１の方向とは逆向きの第２の方向へ時間的にシフトされる、請求項１２記載の方法。
【請求項１６】
ピーキングフィルタからの出力は判定手順の入力へフィードバックされる、請求項１４記載の方法。
【請求項１７】
補正信号を得るため請求項１２記載の方法を実行する手段と、
補正信号を表示する手段と、
を有する表示装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
〔発明の分野〕
本発明は、過渡的な非対称性の検出及び補正に係り、特に、非限定的に映像信号における過渡的な非対称性の検出及び補正に関する。
【０００２】
〔発明の背景〕
映像信号に過渡変化が存在すると、ピクチャーに歪みが生じる可能性がある。実際、人の視覚に関して、テレビ視聴者は、非対称的な波形を有する過渡信号に比べると、対称的な波形を有する過渡信号によって邪魔されることは殆ど無い、ということがわかっている。非対称性過渡信号は、たとえば、同軸ケーブル内の反射によって、ケーブルシステム内のチャネルの不正確なコード変換によって、及び、その他の種々の要因によって生じる。
【０００３】
図１ａ〜１ｃは、対称過渡信号の説明図である。図１ａは理想的なステップ応答を示し、図１ｂは対称オーバーシュートを伴うステップ応答を示し、図１ｃは非対称性の帯域制限されたステップ応答を示す図である。
【０００４】
図２ａ及び２ｂは、図１ｂの信号及び図１ｃの信号のステップ応答が非対称的に歪んだ非対称ステップ応答を示す図である。図２ａ及び２ｂに示された歪みは、一般的に、図１の対称過渡現象に歪みを生じさせる伝送誤差、若しくは、不確かな信号処理によって生じる。図２ｂはプレシュートの一例を示し、図２ａは、アフターシュートの一例を示す。図２において、理想的な応答は破線（− − −）で示されている。図２ａは、Ｖ２に接近するときに静定する前にＶ２をオーバーシュートすることによって理想状態から大きく逸脱している応答を示す図である。図２ｂにおいて、実際の応答は、Ｖ１とＶ２の間でステップ変化する前に、Ｖ１よりもかなり大きく低下することにより理想的な応答から逸脱している（この現象はプレシュートと呼ばれる）。
【０００５】
たとえば、クリッピングによって引き起こされるようなその他のタイプの非対称性ステップ応答を想定することが可能である。
【０００６】
米国特許第４，４０４，５８４号（ＲＣＡ）には、非対称ピーキングが実行される装置が記載されているが、この装置は、過渡信号中の非対称性を検出する手段を備えていない。
【０００７】
米国特許第５，３３９，１１５号（ＴＨＯＭＳＯＮ）には、選択された信号ソースに応じて可変遅延が信号に加えられる対称性制御回路が記載されている。
【０００８】
特開平０２−２３０８７２号（ＭＡＫＯＴＯ　ＭＩＹＡＨＡＲＡ）には、撮像管において入力信号を位相ひずみの逆特性で歪めることにより、位相歪み補正が記載されている。
【０００９】
〔発明の概要〕
本発明の目的は、過渡的な非対称歪み（ＴＡＤ）を測定する方法及び装置の提供を目的とする。本発明の更なる目的は、過渡的な非対称歪みを低減する方法及び装置を提供することである。本発明の更なる目的は、過渡的な非対称歪みの測定と低減が組み合わされた方法及び装置を提供することである。
【００１０】
本発明は、独立請求項に記載されているように、非対称性を検出及び／又は補正する方法並びに装置と、このような装置を含む表示装置とを提供する。従属請求項は、有利な実施例を規定する。
【００１１】
本発明の上記局面及びその他の局面は、以下の実施例を参照することによって明白にされ、解明される。
【００１２】
本発明をよりよく理解するため、また、本発明の実施例が実行される態様を示すため、一例として、添付図面を参照する。
【００１３】
〔好ましい実施例の説明〕
映像信号の人工的な非対称性は、十分に大きい場合には、人の視覚によって検出することができる。殆どの現行のテレビ信号において、この非対称性は人の視覚の閾検出レベルに満たない。しかし、伝送誤差、及び、最新式テレビで行われる強化された内部処理のレベルのため、これらの非対称性の影響は、人の視覚の閾値を超える可能性がある。映像信号における過渡的な非対称歪みの検出を補助するため、（たとえば、図２ｂに示されるような）プレシュートと、（たとえば、図２ａで行われるような）アフターシュートの両方を認識できることが必要である。
【００１４】
これを実行する一つの方法は、ＦＩＲ（有限インパルス応答）フィルタを使用して映像信号のプレシュートとアフターシュートの相対量を評価するため定性的指標を与え、これらの絶対値の和を比較する手段を設けることである。標準解像度映像信号の場合、プレシュートの有無の指標を与える９−タップのＦＩＲフィルタが設けられる。このＦＩＲフィルタの係数は、
ＦＩＲｆｉｌｔｅｒｅａｒｌｙ＝［４，０，−１，０，−１，０，−１，０，−１］　　　（１）
である。
【００１５】
標準解像度映像信号に対するアフターシュートを定量化する適当なフィルタは、以下の係数、
ＦＩＲｆｉｌｔｅｒｌａｔｅ＝［−１，０，−１，０，−１，０，−１，０，４］　　　（２）
を適用することによって見つけられる。
【００１６】
これらのフィルタ係数は、以下の基準に従って選択される。第一に、フィルタの周波数応答は、歪みの導入を阻止するため、着目中の映像信号の帯域に整合させる必要がある。第二に、フィルタＦＩＲｆｉｌｔｅｒｅａｒｌｙ及びフィルタＦＩＲｆｉｌｔｅｒｌａｔｅのインパルス応答は、できる限り非対称にすべきであり、かつ、それぞれ、プレシュート成分及びアフターシュート成分を同等に強調する。２番目の必要条件は、互いに非対称になるように、かつ、各フィルタの係数の和はできるだけ多数のフィルタ係数の組合せに関して零になるように、フィルタ係数を選択することによって達成される。最も適切なフィルタ係数は、本発明のある特定のアプリケーションにおける基礎実験によって決められる。
【００１７】
対称性信号の場合、これらのフィルタの応答間の相関は高く、非対称信号の場合、相関は低い。実際、理想的なピクチャーの場合、フィルタＦＩＲｆｉｌｔｅｒｅａｒｌｙ及びフィルタＦＩＲｆｉｌｔｅｒｌａｔｅは、均等に十分に整合する。関連したフィールド若しくはフレームのエリアに亘って、各フィルタの応答の絶対値を加算することにより、問題となる過渡現象の特性及び歪み量の指標が収集される、
特定の窓内でのプレシュートフィルタの応答の絶対値の和は、次式（３）：
【００１８】
【数１】
2004514330.tif 000003
によって与えられる。
【００１９】
特定の窓内でのアフターシュートフィルタの応答の絶対値の和は、次式（４）：
【００２０】
【数２】
2004514330.tif 000004
によって与えられる。
【００２１】
過渡信号の非対称性の傾向を示すため、絶対値ｅａｒｌｙと絶対値ｌａｔｅの差を求め、
式５：
【００２２】
【数３】
2004514330.tif 000005
によって示されるように、過渡現象の量及びサイズとは別の指標を与えるように、絶対値ｅａｌｒｙと絶対値ｌａｔｅの和を拡大縮小する。
【００２３】
過渡的な非対称性ｔｒａｎｓｉｅｎｔ＿ａｓｙｍｍｅｔｒｙが０よりも大きい場合、プレシュートが支配的であり、ｔｒａｎｓｉｅｎｔ＿ａｓｙｍｍｅｔｒｙが０よりも小さい場合、アフターシュートが支配的である。
【００２４】
図３には、上記の式を実現する機能的要素を表わすブロック図が示されている。機能的要素は、プレシュートフィルタリング手段、アフターシュートフィルタリング手段、加算手段及び比較手段を含む。図３には、プレシュートフィルタ１と、アフターシュートフィルタ２と、第１の絶対値ブロック３と、第２の絶対値ブロック４と、第１の加算ブロック５と、第２の加算ブロック６と、第１のラッチ７と、第２のラッチ８と、減算器９と、加算器１０と、非対称性検出出力信号を生ずる割算器１１とが示されている。
【００２５】
プレシュートフィルタ１及びアフターシュートフィルタ２の入力部は、入力信号Ｙｉｎを獲得し、適当にフィルタ処理された出力を、それぞれ、第１の絶対値ブロック３及び第２の絶対値ブロック４へ供給する。第１の絶対値ブロック３の出力は、第１の加算ブロック５の第１入力へ供給され、第１の加算ブロック５からの出力は、第１の加算ブロック５の第２入力へ供給され、第１の絶対値ブロック３からの新たにプレシュートフィルタ処理された絶対値化された信号出力と組み合わされ、所定の時間間隔に亘って、本例では１フィールド期間に亘って、プレシュートフィルタ処理された全信号の絶対値を順次に加算する。フィールドパルスＦＰが発生したとき、第１の加算ブロック５によって実行された加算演算の結果は、第１のラッチ７によってラッチされ、ラッチ７の入力は、第１の加算ブロック５の出力及び加算器１０の第１入力に接続され、加算結果が減算器９の正側入力端子へ出力される。同時に、フィールドパルスＦＰは、第１の加算ブロック５（リセット入力ｒ）をリセットし、これにより、第１の加算ブロックは、次のフィールド中に新たな加算演算を実行する準備ができる。
【００２６】
アフターシュートフィルタ２、第２の絶対値ブロック４、第２の加算ブロック６及び第２のラッチ８については、これらの要素は、それぞれ、上述のプレシュートフィルタ１、第１の絶対値ブロック３、第１の加算ブロック５及び第１のラッチ７と同様に動作する。換言すると、アフターシュートフィルタ２は、入力信号Ｙｉｎを受け取り、フィルタ処理する。アフターシュートフィルタ処理された信号は、アフターシュートフィルタ２から絶対値ブロック４へ出力され、絶対値ブロック４の出力は、第２の加算ブロックの第１入力端子へ供給される。第２の加算ブロック６の出力は、第２入力端子へ帰還され、１フィールドの期間に亘って、第２の絶対値ブロック４から順次に出力された値が加算される。１フィールド区間に続いて、フィールドパルスＦＰが発せられ、フィールドパルスＦＰは、（第２の加算ブロック６の出力へ接続された）第２のラッチ８をトリガーして、加算結果を減算器９の負側入力端子及び加算器１０の第２入力へ出力させ、同じフィールドパルスＦＰが第２の加算ブロック６を（上述の第１の加算ブロック５及び第１のラッチ７と共に）リセットさせるため使用される。
【００２７】
上述の通り、第１のラッチ７及び第２のラッチ８からの出力は、減算器９及び加算器１０の入力端子へ供給される。第１のラッチ７からの出力は、減算器９の正側入力端子及び加算器１０の第１入力端子へ供給され、第２のラッチ８からの出力は、減算器９の負側入力端子及び加算器１０の第２入力へ供給される。減算器９の出力は、第１のラッチ７の出力から第２のラッチ８の出力を減算した結果であり、加算器１０の出力は、第１のラッチ７の出力と第２のラッチ８の出力を加算した結果である。
【００２８】
減算器９からの出力及び加算器１０からの出力は割算器１１へ供給され、割算器１１は、減算器９の出力を加算器１０の出力で除算する。このようにして、割算器１１の出力は、式（５）の結果を実現し、過渡的な非対称歪みの量の傾向を与える。
【００２９】
図４には、窓関数ブロック１２が更に設けられている点を除いては、図３のブロック図と同じであるブロック図が示されている。窓関数ブロック１２は、図３に関して説明した要素の上流に配置され、入力信号Ｙｉｎを受け取り、その信号を水平方向及び垂直方向に区切り、窓型に区切られた出力をプレシュートフィルタ１及びアフターシュートフィルタ２に与える。窓関数ブロック１２は、好ましくは、エッジの影響、及び、周縁（リム）の影響を避けるために設けられる。さらに、この窓関数がある窓期間だけで実行される場合、このような関数は、実行に要する時間は短く、必要とする処理能力も少ない。
【００３０】
図５には、図３の実施例及び図４の実施例のブロック図に変形を加えた例が示されている。図５では、図４の実施例における機能的なブロックの他に、平均化ブロック１３が更に設けられ、割算器１１の出力側に配置されている。このような平均化関数を組み込むことにより、長期間持続する可能性のあるフィールド間の変化による影響は、低減若しくは除去される利点が得られる。
【００３１】
図３乃至５に示されるような機能的なブロックは、ハードウェア若しくはソフトウェアで実現されることが当業者には明白である。ハードウェアで実装した場合、メモリの必要量は最小値に減少させることが望ましい。この点に関して、プレシュートフィルタとアフターシュートフィルタを構成する二つの９−タップＦＩＲフィルタは、メモリブロックを共用する。
【００３２】
上記の説明から、過渡的な非対称歪みの総量を示す方法が開示されていることが明白であろう。歪みの量が示されると、この歪みをある程度除去若しくは補正する方法及び手段が必要になる。次に、このような方法及び手段を説明する。
【００３３】
第一の補正方法は、ピーキング回路を利用することである。第二の補正方法は、群遅延等化器を利用することである。
【００３４】
図６には、非対称ピーキング回路が示されている。ピーキング回路は殆どのテレビに具備されている。既存のピーキング回路の対称ピーキングフィルタが、上述のような非対称性検出器と協働するように組合せ、若しくは、変更され得る場合、補正は、アフターシュートが支配的であることが判明した場所にプレシュートを効果的に加え、プレシュートが支配的であることが判明した場所にアフターシュートを加えることによって、かなり経済的な方法で実現可能である。ピーキングアルゴリズムは、通常の鮮明さ強調の要求と、新たな非対称性補正の機能の両方を満たすように、最適化されるべきである。
【００３５】
図６には、遅延線１４を含む非対称ピーキング回路が示されている。遅延線１４は、多数の出力１４０、１４１、１４２、１４３、１４４を含む。遅延線からの各出力は、対応した乗算器１５０−１５４の第１入力へ供給される。各乗算器１５０−１５４の第２入力は、対応した乗数：
（−１−ｂａｌ）＊Ｋ１
（−１−ｂａｌ）＊Ｋ２
２＊Ｋ１＋２＋Ｋ２
（−１＋ｂａｌ）＊Ｋ２
（−１−ｂａｌ）＊Ｋ１
が供給される。
【００３６】
変数Ｋ１及びＫ２は、フィルタ定数であり、ピーキング回路自体の所望の特性に応じて選択され、典型的には、１乃至４のレンジに収まる。バランス変数ｂａｌは、過渡的な非対称性検出器の出力から導出され、加えられるべき非対称性復元量を示す。典型的に、変数ｂａｌは、−２乃至２のレンジに収まる。
【００３７】
遅延線１４からの中間出力１４２は、加算器１６の第２入力へも供給される。乗算器１５０−１５４からの出力は、加算回路１７へ入力される。加算回路１７の出力はコアリング回路１８へ供給され、コアリング回路１８の出力は、更なる乗算器１９へ供給され、更なる乗算器１９は減衰手段として作用する。コアリング回路１８の出力は、係数ＡＰ（ピーキングの量）で乗算され、乗算器１９の出力は、加算器１６の第２入力へ供給され、出力Ｙｏｕｔを得るため、遅延線１４の中間出力１４２に加算される。
【００３８】
図６の回路をより詳細に説明するため、図６の回路の主要なコンポーネントは、殆どのテレビ受像機で使用されるような、ある程度標準的なピーキング回路を表わす。遅延線１４、乗算器１５０−１５４、及び、加算回路１７は、ピーキングフィルタを形成する。図６のピーキングフィルタの変形例は、バランス変数ｂａｌの加算に関係する。このバランス変数ｂａｌは、正常時には対称的な回路のインパルス応答を、バランスの変化に応じて、強制的に非対称にさせる。本例の場合、バランス変数の値は、図５の検出器回路によって見つけられた対称性特徴に応じてセットされる。たとえば、図５の検出器が、入力信号は対称であると判定した場合、バランス変数ｂａｌに零がセットされる。これに対し、バランス変数ｂａｌは、アフターシュートが検出された場合に正の値（１）でセットされ、プレシュートが検出された場合に負の値（−１）でセットされる。
【００３９】
図６の回路は、上述のようにバランス変数ｂａｌの値に応じてその特性を変化させることにより、回路のインパルス応答を変更して、過渡現象の対称性を高める傾向がある。このようなピーキング回路のインパルス応答の変更は、回路を、乗算器１５０・・・１５４を用いて、回路をプログラマブルなＦＩＲフィルタにすることによって実現される。
【００４０】
加算回路１７の出力における典型的な過渡応答は図８に例示的に示されている。この応答は、対称的な過渡変化に使用され、このような場合に、バランス変数ｂａｌは零である。バランス変数ｂａｌが零から離れると、フィルタは、徐々に非対称的になり、検出されたプレシュートを等化する傾向があるアフターシュートを効果的に加えるため、ｂａｌが１になると完全な非対称性フィルタになり、プレシュートを効果的に加えるため、（図１０に示されるように）バランス変数ｂａｌが−１になると、検出されたプレシュートを等化する傾向がある。この信号（加算回路１７の出力信号）は、加算器１６で信号に加算され、プレシュートとアフターシュートが信号に作成される。バランス変数ｂａｌが０に一致しない場合の非対称性に起因して、加算回路１７からの出力信号には、アフターシュートよりも小さい、若しくは、大きいプレシュートが存在する。コアリング回路１８は、小さいかと変化に対するピーキング効果を低下させ、信号のＳＮ比の悪化を防止する。乗算器１９は、加算器１６によって主信号に付加されるべきフィルタ処理後の信号の量を調整し、信号に適用されるピーキングの量を制御する。
【００４１】
回路の検出部に関する説明からわかるように、検出器は、プレシュートとアフターシュートの相対量に関して定性的な指標を与える。これは、定性的な指標であり、直接的な測定値は取得できないので、フィードフォワード測定／補正システムは実現不能であり、代わりに、フィードバックループを採用する必要がある。
【００４２】
図７には、非対称歪みの検出及び補正用の非対称制御システムが示されている。図７には、一般的な機能的な表現で、検出器回路Ｄと、制御回路Ｃと、非対称ピーキングフィルタＦとが示されている。検出器回路Ｄは、一般的に、図４を参照して既に説明した回路の通りである。図７では、図４に示されたコンポーネントと同じコンポーネント、並びに、これらの検出器回路コンポーネントの機能及び相互関係を指定するために同じ参照番号が使用されるので、これ以上の説明の説明は不要であろう。検出器回路Ｄと図４の回路は、コアリングブロックＣｒ１及びＣｒ２と、第１の遅延素子ｄ１とが付加されている点だけで異なる。第１のコアリングブロックＣｒ１は、プレシュートフィルタ１の出力と第１の絶対値ブロック３の入力との間に設けられ、第２のコアリングブロックＣｒ２は、アフターシュートフィルタ２の出力と第２の絶対値ブロック４の入力との間に設けられる。コアリング回路は、映像の一部ではないが、ノイズによって生ずる可能性のある、非常に小さい過渡変化を抑制する。第１の遅延素子ｄ１は、正しい加算結果が減算器９及び加算器１０へ渡されるように、信号の適切な同期を保証するため、第１のラッチ７及び第２のラッチ８のラッチ入力側で、第１の加算ブロック５及び第２の加算ブロック６のリセット時間に対して、フィールドパルスＶの到着を遅らせるため配置される。
【００４３】
制御回路Ｃは、検出器Ｄの出力を取得する符号制御モジュール２０を具備する。符号制御モジュール２０の出力は、アップ／ダウン・カウンタ２１の制御入力ｃに供給される。アップ／ダウン・カウンタ２１はクロック入力ｃｋを具備し、その出力はクリッピング回路２２へ供給される。カウンタ２１へ供給されるクロック信号は、既に遅延素子ｄ１によって遅延させられたフィールドパルスを更に遅延させたものである。遅延素子ｄ２によって取り込まれたフィールドパルスの更なる遅延は、第１のラッチ７及び第２のラッチ８の出力から符号制御モジュール２０から出された適切なアップ／ダウン命令までの遷移時間を補償するように構成される。すなわち、この遅延は、カウンタ２１での信号の適当な同期が保証されるように、第１のラッチ７及び第２のラッチからの出力信号に、減算器９、加算器１０、割算器１１、並びに、符号ブロックモジュール２０によって加えられた伝送遅延を表現する。
【００４４】
図７の具体的な例において、クリッピング回路２２は、最大カウント値の１６、若しくは、最小カウント値の−１６を与える信号を出力するようにセットされる。アップ／ダウン・カウンタ２２のカウント方向は、検出器Ｄによって供給されたプレシュート／アフターシュートバイアスの定性的指標に従って、符号ブロック２１によって制御されている。
【００４５】
非対称ピーキングフィルタＦは、可変係数をもつ有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタ２３と、コアリング回路２４と、加重ブロック２５と、加算器２６とを含む。ＦＩＲフィルタ２３の可変パラメータは、クリッピング回路２２によって与えられたバランス係数Ｂによってセットされ、本例のフィルタ２３の係数は、
−８−Ｂ／２
−１６−Ｂ
４８
−１６＋Ｂ
−８＋Ｂ／２
である。
【００４６】
図７に示されるように、過渡非対称歪みの検出及び補償用の合成システムは、以下の通り動作する。第一に、検出器回路Ｄ及び制御回路Ｃからなるフィードバックループについて説明する。
【００４７】
検出器回路Ｄへ入力された信号は、図４に関して説明したステップに応じて処理され、式（５）に従って検出器回路出力が得られ、過渡非対称性制御値ｔｒａｎｓｉｅｎｔ＿ａｓｙｍｍｅｔｒｙは、制御回路Ｃへ供給される。制御値ｔｒａｎｓｉｅｎｔ＿ａｓｙｍｍｅｔｒｙは、零よりも大きい場合には、プレシュートが優位であることを示し、零よりも小さい場合には、アフターシュートが優位であることを示す。この正又は負の値は、符号制御モジュール２０へ入力される。この符号制御モジュール２０は、入力が正であるか負であるかを検出し、正の入力の場合にはアップカウント信号を、負の入力の場合にはダウンカウント信号をアップ／ダウン・カウンタ２１へ供給する。新たな計算がフィールドパルス毎に検出器回路Ｄによって準備されるとき、制御回路Ｃは、クロック入力ｃｋへ入力された遅延したフィールドパルス信号に従って、フィールドパルス毎に、アップ／ダウン・カウンタ２１をインクリメントさせるか、若しくは、デクリメントさせるように設定される。たとえば、アップ／ダウン・カウンタの出力が零で始まり、Ｂで表されたクリッピング回路２２の出力も零である場合を想定する。この場合、ＦＩＲフィルタ２３の係数は、
−８，−１６，４８，−１６，８
であり、プレシュートもアフターシュートも支配的ではない。次に、検出器が、プレシュートの方が優位である旨を示す出力を生じたとする。この場合、符号制御モジュール２０への入力は、負の値へ変化し、符号制御モジュール２０は、ダウンカウントを実行すべき旨を示す出力を、アップ／ダウン・カウンタ２１へ供給する。
その結果として、次のクロックパルスｃｋの受信の際に、値Ｂはデクリメントされ、アフターシュートが作成されるようにＦＩＲフィルタ２３の係数を変更する。プレシュートが支配的であり続ける場合、順当に、アップ／ダウン・カウンタ２１は、クリッピング回路２２によって決定される負の最大限界まで減少方向にカウントし続ける。この極端な点で、値Ｂは−１６であり、ＦＩＲフィルタ２３の係数は、
０，０，４８，−３２，−１６
である。
【００４８】
これに対し、アフターシュートが支配的である場合、符号値モジュール２０への入力は正であり、アップ／ダウン・カウンタ２１でアップカウントが実行されるべき旨を示し、アフターシュートが効率的に付加される。アフターシュートが支配的であり続ける殆どの極端な場合に、ＦＩＲフィルタ２３によって与えられる補償の最大量は、Ｂ＝１６のときに得られ、このとき、フィルタの係数は、
−１６，−３２，４８，０，０
になる。
【００４９】
次に、非対称ピーキングフィルタＦをより詳細に検討する。この回路は、基本的に適応フィルタを実現し、適応フィルタのパラメータは、検出回路Ｄ及び制御回路Ｃを含むフィードバックループによって制御される。この適応ＦＩＲフィルタ２３は、入力信号Ｙｉｎを受け入れ、適応的にフィルタ処理された値をコアリング回路２４へ出力する。コアリング回路２４は、６４の換算係数による割算を表現する拡大縮小係数に出力を与える。加重ブロック２５によって実施されるこの割算結果は、加算器２６へ出力される。加算器２６は、更に、完全な入力信号Ｙｉｎが与えられる。フィルタの中央タップの係数は４８であるため、適用される最大ピーキング補正は、
４８／６４×Ｙｉｎ＝０．７５Ｙｉｎ
に達する。このようにして、高周波がＹｉｎの０．７５倍の最大値まで加えられる。この最大値は約４ｄＢに相当する。
【００５０】
図６及び７の上記説明では、非対称性検出器からの信号が、ピーキング回路を利用して非対称性補正を行うため使用される一つのアプローチが記載されている。このような回路の代替例は、群遅延等化器の動作を制御するため検出器信号を使用することである。周知のように、過渡信号は、低周波成分部と高周波成分部に分割される。過渡変化が対称であるならば、低周波と高周波は、それぞれの過渡変化の中心が時間的に一致する。しかし、元の過渡変化が非対称であるならば、低周波過渡変化と高周波過渡変化の中心の間に時間差が生じる。プレシュートを伴う過渡信号の場合、高周波成分の中心は、低周波成分の中心よりも前に現れ、これに対して、アフターシュートを伴う信号の場合、逆になる。この特質は、群遅延等化器を用いて高周波を低周波に対して時間的にシフトすることによって非対称過渡変化を補正するため利用される。群遅延等化器は、信号の振幅を変化させずに信号の位相だけを変化させるフィルタである。したがって、群遅延等化器内でフィルタ設定値の遅延を変化させることによって、高周波は、非対称性を補正するため、低周波よりも多量、若しくは、少量の程度で遅延させられる。したがって、プレシュートを補正するため、高周波成分は、中心が低周波成分の中心と時間的に一致するように遅延させられ、後フィルタを補正するため、低周波成分は、その中心が高周波成分の中心と一致するように遅延させられる。このようにして、アフターシュートを等化するためプレシュートを加算するのではなく、或いは、プレシュートを等化するためアフターシュートを加算するのではなく、非対称性自体を補正する問題に対する解決策は、このような時間シフト装置を、図７に関して説明したピーキング回路の代わりに、フィードバックループに組み込むことによって実現される。
【００５１】
プレシュートとアフターシュートは、どちらも支配的ではないことが判明した場合、プレシュートとアフターシュートは、共に、等しい量で加算される。
【００５２】
上記の通り、本発明は、過渡信号の系統的な非対称性を検出し、補正を行う好都合な手段を提供する。上記説明では、ハードウェアコンポーネントについて記述しているが、これらのコンポーネント及び／又は機能は、適宜ソフトウェアで実装してもよく、その逆もまた同様である。
【００５３】
本発明は、上述の装置を具備し、或いは、上述の方法に従って動作する映像信号処理装置を含む。
【００５４】
当業者は、本発明の精神を逸脱することなく、上述の装置及び方法に種々の変更をなし得ることがわかるであろう。本発明の範囲は、請求項に記載された事項だけによって限定される。請求項の記載中、括弧付きの番号は、請求項に係る発明を限定するものではない。「含む」、「有する」などの語句は、請求項に列挙されていない要素若しくは手順の存在を排除するものではない。要素は単数で表されていても、複数個のこのような要素の存在を除外するものではない。幾つかの手段を列挙する装置クレームにおいて、これらの手段のうちの幾つかを全く同一のハードウェア品によって実現することが可能である。ある種の手段が別々の従属請求項で引用されているとしても、これらの手段の組合せが有利になるように使用され得ないということを示すものではない。
【図面の簡単な説明】
【図１Ａ】
対称過渡応答の説明図である。
【図１Ｂ】
対称過渡応答の説明図である。
【図１Ｃ】
対称過渡応答の説明図である。
【図２Ａ】
非対称過渡応答の説明図である。
【図２Ｂ】
非対称過渡応答の説明図である。
【図３】
非対称過渡歪みを測定・検出する手段及び方法を説明する概略図である。
【図４】
非対称過渡歪みを測定・検出する窓化関数を含む手段及び方法を説明する概略図である。
【図５】
非対称過渡歪みを測定・検出する平均化関数を含む手段及び方法を説明する概略図である。
【図６】
過渡的な非対称歪みを低減する非対称ピーキングフィルタを説明する概略図である。
【図７】
過渡的な非対称歪みの検出及び補償用の合成システムを説明する概略図である。
【図８】
値バランスが零である場合の図６のフィルタの加算器コンポーネント１７の過渡応答を定性的に説明する図である。
【図９】
値バランスが最大値である場合の図６のフィルタの加算器コンポーネント１７の過渡応答を定性的に説明する図である。
【図１０】
値バランスが最小値である場合の図６のフィルタの加算器コンポーネント１７の過渡応答を定性的に説明する図である。
【国際公開パンフレット】
2004514330.tif 000006
2004514330.tif 000007
2004514330.tif 000008
2004514330.tif 000009
2004514330.tif 000010
2004514330.tif 000011
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【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
2004514330.tif 000030
【国際調査報告】
2004514330.tif 000031
2004514330.tif 000032