(57)【要約】位相／振幅フィルム・マトリックス・エンコーダを用いて４または５チャネルのオリジナルから方向的に符号化された２入力チャネルにおいてステレオ信号を変換する音響再生システム。前記信号は、位相／振幅符号化装置により方向的に符号化される少なくとも１つの成分と、例えば、中央と前方左と前方右と側方左と側方右と後方左と後方右などの多数の出力チャネルに対する信号へ方向的に符号化されないが２つの入力チャネルにおいて異なる少なくとも１つの成分とを含む、前記音響再生システムが、右方入力チャネルに記録された楽器が出力チャネルの右側にありかつ左側で記録された楽器が左側にあるように、かつ全ての出力チャネルにおける全ての楽器の明瞭なラウドネスが入力信号の方向的に符号化された成分の方向の如何に拘わらず同じであるように、左右のチャネルの各々間の最大分離と各出力チャネルにおける入力チャネルの方向的に符号化されない成分の総エネルギとの両方を保持しながら、所望の方向における入力信号の方向的に符号化された成分を強調し符号化される方向と関連しないチャネルにおけるかかる信号の振幅は低減する復号装置を含み、更に、相関されない左側と右側の入力に対するデコーダにおける分離を改善し、側方と後方との間の明瞭な動きの再生を改善し、音場の前方象限における信号へ印加されるブーストを補償し、方向制御信号の他の１つが変化しつつあるとき該信号の各々の最大エクスカーションを制限する回路を含む。
2004507904.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
聴取領域を包囲するラウドスピーカを介して再生するため、方向的に符号化された成分と非方向性成分とを含む１対の左右の音響入力信号を複数の出力チャネルへ再分配するための、前記左右の音響信号の方向内容を決定しかつこれから少なくとも左右の指向信号と中心−サラウンド指向信号とを生成する手段を包含するサラウンド音響デコーダであって、
遅延した左右の音響信号を生じるため、前記左右の音響入力信号の各々を遅延させる遅延手段と、
各々が遅延した前記左の音響信号を受取る第１の要素と遅延された前記右の音響信号を受取る第２の要素とが対に構成され、各々が可変マトリックス係数で入力音響信号を乗じて出力信号を生じる、複数の前記出力チャネル数の２倍に等しい複数の乗算手段と、
可変マトリックス係数が、前記指向信号の一方または両方により制御されることと、
１対の前記乗算手段の出力信号を受取り該複数の出力信号の１つを出力に生じる、複数の前記出力チャネルの各々に対して１つずつの複数の加算手段と、
を備え、
前記デコーダが、意図された方向での再生には直接含まれない出力における方向的に符号化された音響成分を減じ、前記信号に対する一定の総合出力を維持するように意図された方向での再生に直接含まれる出力における方向的に符号化された音響成分を強調し、前記指向信号の如何に拘わらず非方向性信号の左右のチャネル成分間の高い分離を保持しながら、方向的に符号化された信号が存在するか否かに拘わらず、かつその意図された方向があってもその如何に拘わらず有効に一定な非方向性信号の総合音響出力レベルとして定義されるラウドネスを維持するように構成された前記可変マトリックス値を有する
サラウンド音響デコーダ。
【請求項２】
前記左右の音響入力信号が最初は５チャネルから２チャネルへ符号化され、前記左右の音響入力信号が増幅と５つの前記増幅された出力信号の聴取者を取り囲むように配置された５つのラウドスピーカに対する印加とによって再生される５つの出力信号へ復号されるように前記出力信号数が５である請求項１記載のデコーダ。
【請求項３】
前記ラウドスピーカが、聴取位置の左前方、中央前方、右前方、左後方および右後方への場所に配置され、前記出力信号が、聴取者の位置に対してその意図された方向の場所に従って典型的に指定される請求項２記載のデコーダ。
【請求項４】
低周波の音響効果を生じるよう意図される減じた帯域幅の６番目の音響出力信号が、列記された５つの出力信号に加えて与えられる請求項３記載のデコーダ。
【請求項５】
左右の前記音響入力信号がアナログ回路により複数の前記出力信号へ復号される請求項１ないし４のいずれか一つに記載のデコーダ。
【請求項６】
最初に前記入力信号をディジタル形態へ変換し、最後に前記出力信号を聴取者を取り囲む同数のラウドスピーカにおける再生に適するアナログ形態へ再び変換した後、左右の前記音響入力信号がディジタル信号処理回路により複数の前記出力信号へ復号される請求項１ないし４のいずれか一つに記載のデコーダ。
【請求項７】
前記後方の出力信号のレベルを決定する前記可変マトリックス係数が、前記左右の指向信号が小さな振幅であるとき３ｄＢ低いレベルに維持され、かつ該信号が２２．５度以上の指向角度に等しい振幅に達するとき全振幅まで増加するが、テレビジョンの音響再生のため意図される動作モードにおいて前記中央−サラウンド指向信号とは独立的であり、これにより前方向に指向が生じるとき、前方出力に対する後方出力の音響レベルの比較的小さな変化を生じて更に自然かつ平滑なサラウンド音響効果を生じる結果となる請求項３記載のデコーダ。
【請求項８】
前記指向信号の一方が急激に変化するとき該指向信号の他方の絶対値が制限され、これにより動的効果に対する改善された応答性を提供する請求項３記載のデコーダ。
【請求項９】
各前方象限において、入力信号の左右の成分に対して計算された係数が、中央−サラウンド指向信号がゼロに近いとき前記要素の平方和が１に等しくなるようになされ、指向の結果としてラウドスピーカへ送られる全出力の不要な変化を減じる請求項３記載のデコーダ。
【請求項１０】
指向されない音響の最大限の左右の分離を維持しながら、前方における中央音源の最小限の明瞭な動きを結果として生じるように、中央ブースト関数が提供される請求項３記載のデコーダ。
【請求項１１】
前方へ３０度の有効角度まで中央チャネル出力が標準形式のデコーダより３ｄＢ低い値まで増加し、次いで全前方指向において標準形式のデコーダにおいて用いられる同じ最大レベルに達するよう更に急激に増加するように、新たな中央前方マトリックス係数が前記中央−サラウンド指向信号に従ってなされ、デコーダの各出力からの出力の和において、前記デコーダに対する左右の前記音響入力信号が得られたエンコーダに対する他の全ての入力信号の総合出力に対する中央入力信号の出力の比を保持するように、左右の前方チャネルにおける信号の中央成分のレベルを更に切り取り、これにより信号が符号化される前に存在したような中央信号と他の信号との間の同じ均衡を保持するとともに、２チャネルの再生のため最初に混合された録音における中央信号と他の信号との間の均衡を保持する請求項３記載のデコーダ。
【請求項１２】
全帯域幅音響の５チャネルを２つの出力チャネルへ符号化するのに適するアクティブ・エンコーダであって、前記５入力チャネルがそれぞれ左前方、中央前方、右前方、左後方またはサラウンド、および右後方またはサラウンドであり、前記出力チャネルが左即ちＡチャネルおよび右即ちＢチャネルをそれぞれ含むアクティブ・エンコーダにおいて、
それぞれ、前記左前方チャネルと中央前方チャネルと右前方チャネルと左サラウンド・チャネルと右サラウンド・チャネルとに対する第１の入力端子と第２の入力端子と第３の入力端子と第４の入力端子と第５の入力端子と、
前記中央前方信号を係数ｆｅｎだけ減衰させるため前記第２の入力端子に接続された減衰回路と、
前記減衰回路から減衰された中央前方信号を、かつ前記第１の入力端子から左前方入力を直接に受取る第１の加算回路と、減衰された前記中央前方信号と右前方信号とを前記第３の入力端子から直接に受取る第２の加算回路と、
前記第４の入力端子から受取った前記左サラウンド信号を減衰するための減衰係数ｆｃ（ｌ，ｌｓ）を持つ第１の関数減衰器と、
前記第５の入力端子から受取った前記右サラウンド信号を減衰するための減衰関数ｆｃ（ｒ，ｒｓ）を持つ第２の関数減衰器と、
前記第４の入力端子から受取った前記左サラウンド信号を減衰するための減衰関数ｆｓ（ｌ，ｌｓ）を持つ第３の関数減衰器と、
前記第５の入力端子から受取った前記右サラウンド信号を減衰するための減衰関数ｆｓ（ｒ，ｒｓ）を持つ第４の関数減衰器と、
各々が前記第１と第２と第３と第４の関数減衰器から出力信号をそれぞれ受取る減衰係数−ｃｒｘを有する第１と第２と第３と第４の交差フィード減衰器と、
各々が前記第１と第２と第３と第４の関数減衰器から出力信号をそれぞれ受取る減衰係数０．９１を有する第１と第２と第３と第４の固定減衰器と、
各々が前記第１と第２と第３と第４の固定減衰器から出力信号をそれぞれ受取り、これら減衰器に対して前記第２と第１と第４と第３の交差フィード減衰器からの出力信号をそれぞれ加算する第１と第２と第３と第４の加算器と、
前記第１と第２の加算器の出力をそれぞれ受取る、移相関数−９０°を有する第１と第２の移相回路と、
前記第１の加算回路と第２の加算回路とが前記第３の加算器と第４の加算器の出力をもそれぞれ受取り、これら出力を、前記第２の入力端子に接続された前記減衰回路からの減衰された中央前方信号と共に、左前方入力信号と右前方入力信号とにそれぞれ組合わせる、前記第１の加算回路と第２の加算回路の出力をそれぞれ受取る移相関数−０°を有する第３と第４の移相回路と、
前記左即ちＡ出力信号を第１の出力端子へ与えるため、前記第１の移相回路と前記第３の移相回路とからの出力信号をそれぞれ加算する第３の加算回路と、
前記右即ちＢ出力信号を第２の出力端子へ与えるため、前記第２の移相回路と前記第４の移相回路とからの出力信号をそれぞれ加算する第４の加算回路と、
前記第１と第２と第３と第４と第５の入力端子へ印加された信号の振幅を検出するための第１と第２と第３と第４と第５の対数振幅検出手段と、
前記左側における前方信号と前記右側における後方信号の対数振幅をそれぞれ比較する第１と第２の比較手段と、
優勢な信号の方向が左前方から左サラウンドへ変化するとき、前記第１の比較手段の出力に応答して、補完的に前記第１の関数減衰器の関数ｆｃ（ｌ，ｌｓ）を１からゼロまで低減し、かつ前記第３の関数減衰器の関数ｆｓ（ｌ，ｌｓ）をゼロから１まで増加する手段と、
優勢な信号の方向が右前方から右サラウンドへ変化するとき、前記第２の比較手段の出力に応答して、補完的に前記第２の関数減衰器の関数ｆｃ（ｒ，ｒｓ）を１からゼロまで低減し、かつ前記第４の関数減衰器の関数ｆｓ（ｒ，ｒｓ）をゼロから１まで増加する手段と、
前記前方信号の対数振幅を前記後方信号の対数振幅に比較する第３の比較手段と、
前記前方信号が前記後方信号を８ｄＢ以上越えるとき、前記第３の比較手段からの出力信号に応答して関数ｆｃｎを３ｄＢまで低減する手段と、
前記第４の入力端子と前記第５の入力端子とに印加される左サラウンド入力信号と右サラウンド入力信号との間の位相と振幅とを比較する第４の比較手段と、
前記第４の比較手段からの出力信号に応答して、２つのサラウンド信号が振幅と位相とにおいて類似するとき前記第１の関数減衰器と前記第２の関数減衰器の利得を２．２ｄＢまで低減し、かつ前記２つのサラウンド信号が振幅において類似するが逆位相であるとき前記第３の関数減衰器と前記第４の関数減衰器の利得を増加することにより、前記出力ＡおよびＢを指向されない条件を示す象限の位相関係にあるように強制する手段と、
を備えるアクティブ・エンコーダ。
【請求項１３】
低周波の効果信号を受取る第６の入力端子と、
前記低周波の効果信号を増幅する利得２．０の利得段と、
を更に備え、
前記第１の出力端子と前記第２の出力端子とにおける出力Ａと出力Ｂの両方においてそれぞれ等しく同相であるように見えるように、増幅された前記低周波効果信号が前記第１の加算回路と第２の加算回路との更なる入力に等しく印加される
請求項１２記載のエンコーダ。
（相互引証）
本願は、１９９６年７月１９日出願の米国特許出願第０８／６８４，９４８号「最大側方分離による多チャネル・アクティブ・マトリックス音響再生（Ｍｕｌｔｉｃｈａｎｎｅｌ　Ａｃｔｉｖｅ　Ｍａｔｒｉｘ　Ｓｏｕｎｄ　Ｒｅｐｒｏｄｕｃｔｉｏｎ　ｗｉｔｈ　Ｍａｘｉｍｕｍ　Ｌａｔｅｒａｌ　Ｓｅｐａｒａｔｉｏｎ）」の一部継続出願である１９９６年１１月１日出願の同第０８／７４２，４６０号「最大側方分離による多チャネル・アクティブ・マトリックス・エンコーダおよびデコーダ（Ｍｕｌｔｉｃｈａｎｎｅｌ　Ａｃｔｉｖｅ　Ｍａｔｒｉｘ　Ｅｎｃｏｄｅｒ　ａｎｄ　Ｄｅｃｏｄｅｒ　ｗｉｔｈ　Ｍａｘｉｍｕｍ　Ｌａｔｅｒａｌ　Ｓｅｐａｒａｔｉｏｎ）」の一部継続出願である１９９７年９月５日出願の米国仮特許出願第６０／０５８，１６９号「５−２−５マトリックス・エンコーダおよびデコーダ・システム（５−２−５　Ｍａｔｒｉｘ　Ｅｎｃｏｄｅｒ　ａｎｄ　Ｄｅｃｏｄｅｒ　Ｓｙｓｔｅｍ）」に基く。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
発明の分野
本発明は、聴取者を包囲するように配置された複数のラウドスピーカによる適切な増幅後の再生のため同数の出力信号への１対のステレオ音響入力信号の復号を含む音響再生システムに関する。
【０００２】
特に、本発明は、入力音響信号の方向的に符号化された成分の方向の如何に拘わらず一定音響レベルにおける非方向的符号化成分を維持しながら、ステレオ信号の左右の成分間の高度の分離による最適な音響心理学的性能を有する復号マトリックスを生じる改善された設計基準の組合わせおよびその解決法に関する。
【０００３】
更に、本発明は、本発明によるデコーダによる再生のため２つのチャネルへの多チャネル音響の符号化（エンコーディング）に関する、特に、本発明は、５−２−５マトリックス・エンコーダおよびデコーダ・システムに対する改善されたマトリックス化係数に関する。
発明の背景
複数の出力信号への１対の左右のステレオ入力音響信号を復号する装置は、一般にサラウンド音響デコーダあるいはプロセッサと呼ばれる、サラウンド音響デコーダは、複数Ｎの出力信号を生じるように異なる比率における左右の入力音響信号を組合わせることによって働く、入力音響信号の種々の組合わせは、特定の出力信号に含まれる左右いずれかの入力音響信号の比率をそれぞれ関連付ける２Ｎ個の係数があるＮ行×２列のマトリックスに関して数学的に記述される。
【０００４】
マトリックス係数は固定され得、この場合はマトリックスはパッシブと呼ばれ、あるいは、これらマトリックスは１つ以上の制御信号により規定されるように時間的に変化し得、この場合はマトリックスはアクティブと言われる、復号マトリックスにおける係数は、実数あるいは複素数であり得る、複素数の係数は、実際には高価である正確な直角位相ネットワークの使用を含み、従って最近のサラウンド音響デコーダはかかるネットワークは含まず、その結果マトリックス係数の全ては実数である。本願に記載される記述のおおよそにおいては、マトリックス要素もまた実数的である。実数の係数は安価であり、本願において記述されるアクティブ・エンコーダにより符号化される５チャネル・フィルムを最適に復号する。
【０００５】
しかし、本願において記述されるようなパッシブ・エンコーダを用いて５チャネルのオリジナルから符号化されたフィルムを復号するときは実数の係数は最適ではなく、また従来技術の標準的４チャネル・エンコーダで作られたフィルムを復号するときも最適ではない。このようなフィルムを最適に復号するデコーダ設計に対する修正についても、記載される。本文の記述はデコーダの入力に対する位相コレクタについてであるが、この補正もまたマトリックス要素を複素数にすることによって行うことができる。
【０００６】
ドルビー・サラウンド・マトリックスのような係数が一定であるマトリックスとして定義されるパッシブ・マトリックスにおいては、係数の適切な選択によって幾つかの理想的な特性が達成される。これらの特性は、下記のものを含む。
【０００７】
即ち、標準的なエンコーダで符号化された信号は、その符号化された方向の如何に拘わらず等しい音の大きさを持つパッシブ・マトリックス・デコーダによって再生される。
【０００８】
デコーダに対する２つの入力が補正を持たないように記録された音楽のような特定の符号化方向がない信号、即ち、相関解除信号が、全ての出力チャネルにおいて等しい音の大きさで再生されることになる。
【０００９】
入力信号が方向的に符号化された成分と相関解除成分との組合わせであるとき、方向的に符号化された成分の符号化方向が変化するとき、音の大きさかあるいは相関性のない成分の明瞭な分離のいずれかに変化がない。
【００１０】
パッシブ・デコーダの欠点は、入力信号の方向成分と相関解除成分の両方の分離が最適でないことである。例えば、前方中央からくるように意図された信号もまた、通常は僅かに３ｄＢのレベル差を持つ左右の前方出力チャネルにおいて再生される。従って、最も新しいデコーダは、優勢な音源の明瞭な方向を持つマトリックス係数のある変化を用いる。即ち、これらマトリックス係数はパッシブではなくアクティブである。
【００１１】
元のドルビー・サラウンド・デコーダ・フォーマットにおいては、１つの後方チャネル出力のみが与えられ、この出力が典型的に１つ以上のラウドスピーカよりも再生され、このような全てのラウドスピーカが並列に駆動され、その結果後方チャネルには左右の分離がない。しかし、反対方向に符号化される信号間には高い分離が生じる。
【００１２】
前述の米国特許は、ステレオ音響信号対の複数の出力信号への変換のためのアクティブ・マトリックス・サラウンド音響デコーダの多くの特質について記載している。従来技術は、ステレオ信号対の左右のチャネルにおける成分の振幅の和とその間の差との間の割合の対数と共に、方向的に符号化される信号成分の明瞭な方向をどのように前記左右のチャネルにおける成分の振幅比の対数から決定することができるかについて記載している。この技術は、本文においては、前記のように得、あるいは他の方法で得た方向の制御信号を平滑化することに関する多くの技術と共に、仮定される。これら２つの方向の制御信号が使用可能な形態で存在することが前提とされる。本発明の目的のためには、これらの方向制御信号は、おそらくは、１つのディジタル音響信号のサブチャネルで記録される方向の情報から得ることができる。
【００１３】
本発明は、これら方向制御信号が２つの入力における信号を用いてこれら信号を方向制御信号に応じて適切に変化する比率で多数の出力チャネルに分散させるアクティブ・マトリックスの制御において置かれる使用法に関する。
【００１４】
このようなマトリックスの一例は、Ｓｃｈｅｉｂｅｒの米国特許第３，９５９，５９０号により示される。同じ用途における別のマトリックスは、同第５，０４６，０９８号に記載されたＭａｎｄｅｌｌのマトリックスである。４つの出力を持つマトリックスについては、Ｇｒｉｅｓｉｎｇｅｒの同第４，８６２，５０２号に記載され、このマトリックスの完全な数学的な記述は、６つの出力マトリックスの数学的な記述と共に、Ｇｒｉｅｓｉｎｇｅｒの同第５，１３６，６５０号に示される。異なる６つのマトリックスは、Ｆｏｓｇａｔｅの同第５，３０７，４１５号に記載されている。これらの従来のマトリックスは全て、先に述べたように、入力音響信号を方向制御信号の制御下で種々の出力に分散させるものである。
【００１５】
これらのマトリックスの各々は、やや異なるように構成されるが、それぞれの場合に各出力が２つの入力信号の和によって形成され、各入力信号は最初にある係数で乗じられていた。このため、従来技術における各マトリックスは、出力ごとに２つの係数の値を知り、先に述べたように方向の情報を提供する方向制御信号の関数としてこれらの係数がどのように変化するかを知ることによって完全に特定することができる。これら２つの係数は、Ｎ×２マトリックスのマトリックス要素であり、ここでＮは出力チャネル数であり、これがデコーダの特性を完全に特定化する。大部分の従来技術において、これらマトリックス要素は明確には示されず、文中の記述から推論することができる。ある特定の実施形態では、これら要素も容易に計測することができる。
【００１６】
１９９２年４月４日発行のＧｒｉｅｓｉｎｇｅｒの米国特許第５，１３６，６５０号は、各マトリックス要素の方向の制御信号に対する完全な関数的な依存性を示している。
【００１７】
上記のＧｒｉｅｓｉｎｇｅｒの発行以来、フィルム産業が「５プラス１」なる離散的音響規格を開発した。５つの個々の全帯域幅音響チャネル、即ち、中央、左前方、右前方、左後方および右後方の音響チャネルと共に、超長波（ＶＬＦ）周波数効果を意図した狭い帯域幅の６番目の音響チャネルを含むサウンドトラックを持つ多くの劇場映画向けリリースおよび一部の家庭用リリースが作られた。このようなサウンドトラックの再生は、音響トラックを５＋１出力チャネルへ多重分離し圧縮解除する特別なディジタル・ハードウエアを必要とする。しかし、アナログとディジタルの両方の２チャネルのサウンドトラック・マトリックス符号化フォーマットを用いる以前にリリースされたフィルム・プリントおよびビデオの非常に広い選択肢がある。このようなサウンドトラックは、標準化された４チャネル／２チャネル・エンコーダを用いるマトリックス・プロセスの間に符号化される。
【００１８】
Ｇｒｉｅｓｉｎｇｅｒおよび他の往時の研究が種々の信号の複雑な和、即ち、入力信号、その和と差、および方向制御信号により制御される可変利得増幅器を通過した後の同じ４つの信号の和に関するデコーダの出力について記載しているが、特定の入力と関連する各出力項を集め、これによりマトリックスを完全に閉じた形態で記述することが可能であり、その結果デコーダをディジタルあるいはアナログのいずれかのハードウエア構成要素において実現することができる。
【００１９】
標準的なフィルム・デコーダにおいては、対話のような指向性の強い信号が存在するとき前方チャネルにブーストが加えられる。これが、このような信号と背景効果即ち音楽との間の均衡を、離散的な５チャネルの映画劇場システムにおけるこれら信号間の均衡に対して反転させる。本文に述べる改善されたアクティブ・エンコーダは、指向性の強い前方信号と音楽間の均衡を正すために必要である。また、左側および右側の信号に関してエンコーダとデコーダの性能を改善する必要もある。デコーダにおける更なる改善は、急激な変化に対する良好な動的応答を提供するため方向制御信号における急激な変化の効果を制限することである。
【００２０】
更に、本発明は、前述のＧｒｉｅｓｉｎｇｅｒの米国特許のデコーダに対する更なる改善をなすものである。
発明の概要
本発明は、音響心理学的性能を最適化する特性を有するアクティブ・マトリックスの実現に関するものである。
【００２１】
本発明は、指向信号の如何に拘わらず指向性のない信号の左右のチャネル成分間の高度の分離を維持しながら、かつ方向的に符号化された信号が存在するか否かに拘わらず、またそれらの意図される方向があってもそれに拘わらず、有効に一定の指向性のない符号化信号の総合音響出力レベルとして規定される音響強さ（ラウドネス）を維持しながら、意図される方向における音響成分の再生に直接関与しない出力における方向的に符号化された音響成分を減じ、このような信号に対する一定の総合出力を維持するように意図される方向での再生に直接関与する出力における方向的に符号化された音響成分を強調するように構成された可変マトリックス値を有するサラウンド音響デコーダである。
【００２２】
望ましい実施の形態において、方向的に符号化された成分と非方向性成分とを含む１対の左右の音響入力信号を聴取域を包囲するラウドスピーカを介して再生するための複数の出力チャネルへ再分散させ、かつ左右の音響信号の方向の内容を決定しこれから少なくとも１つの左右の指向信号と中央のサラウンド指向信号とを生成する回路を組み込むために、サラウンド音響デコーダが提供される。
【００２３】
当該デコーダは、遅延した左右の音響信号を生じるように左右の音響入力信号の各々を遅延させる遅延回路と、出力チャネルの数の２倍に等しく対に構成された複数の乗算器とを含み、各対の第１の要素が遅延した左の音響信号を受取り、第２の要素が遅延した右の音響信号を受取り、前記乗算器の各々はその入力音響信号を可変マトリックス係数で乗じて出力信号を生じ、可変マトリックス係数は指向信号の一方または両方によって制御される、複数の出力チャネルごとに１つずつ複数の加算装置が設けられ、各加算器が１対の乗算器の出力信号を受取ってその出力に複数の出力信号の１つを生じる。当該デコーダは、意図された方向での再生には直接関与しない出力における方向的に符号化された音響成分を減じるように構成され、従って、指向信号の如何に拘わらず非指向性信号の左右のチャネル成分間の高い分離を保持しながら、前記信号に対する一定の総合出力を維持するように意図された方向における再生に直接関与する出力における方向的に符号化された音響成分を強調するように構成され、従って、方向的に符号化された信号が存在するか否かに拘わらず、かつその意図された方向があってもその如何に拘わらず非指向性信号の総合音響出力レベルとして定義されるラウドネスを維持するように構成される可変マトリックス値を有する。
【００２４】
本発明はまた、強く指向された前方信号と標準的なフィルム・デコーダに生じる前方信号のブーストによる相関性のない音楽信号との間の均衡を正し、かつ相関されない左右の側方入力がエンコーダに対して与えられるときエンコーダ出力間の分離を増強する改善されたアクティブ・エンコーダの実施の形態も含んでいる。この実施の形態はまた、左または右の符号化された信号に関してフィルム・デコーダ仕様において修正された性能をも包含する。デコーダの更なる改善は、指向性の制御信号における急激な変化の影響に関するものであり、急激に変化する信号に対する良好な動的応答を提供するため更にゆるやかに変化する信号を制限する。
【００２５】
本発明については、アナログ的な実施の形態に関して主として記述されるが、本発明の利点はディジタル信号プロセッサとして実現できることである。
【００２６】
本発明の利点は、復号マトリックスの設計が全ての出力チャネルにおける高い左右の分離を提供することである。
【００２７】
本発明の更なる利点は、優勢な符号化信号の方向の如何に拘わらずこのような高い分離を維持することである。
【００２８】
本発明の別の利点は、任意の符号化されない相関性のない信号の総合出力エネルギ・レベルが優勢な符号化信号の方向の如何に拘わらず一定の状態を維持することである。
【００２９】
本発明の別の利点は、（５＋１）チャネルの離散的サウンドトラック・リリースの音響と緊密に整合するように従来の符号化サウンドトラックを再生できることである。
【００３０】
本発明の更に別の利点は、５チャネルのオリジナルからの非常に僅かな相違で５以上のチャネルへ復号する５チャネルのサウンドトラックの２つのチャネルへの単純なパッシブ・マトリックスのエンコーディングを提供することである。
【００３１】
本発明の別の利点は、左右のサラウンド入力に関してパッシブな５チャネル・エンコーダにより達成可能な性能より優れた性能を有するアクティブ・エンコーダを提供することである。
【００３２】
本発明のデコーダは５チャネル・アクティブ・エンコーダにおいて最適に動作するが、本発明の別の利点は、付加された位相補正ネットワークにより、従来技術の標準的な４チャネルのパッシブ・エンコーダかあるいは本発明の特質である５チャネルのパッシブ・マトリックス・エンコーダのいずれかにより符号化された映画のサウンドトラックを最適に再生することも可能であることである。
【００３３】
本発明のアクティブ・マトリックス・エンコーダの利点は、標準的なフィルム・デコーダにおいて強く指向された前方信号に印加されるブーストを補償するため当該強く指向された信号と非指向性の音楽との間の均衡の動的制御を提供することである。
【００３４】
当該エンコーダの更なる利点は、標準的なフィルム・デコーダにより復号されるとき同時の左側と右側の信号の改善された分離を提供することである。
【００３５】
本発明の利点は、信号が聴取者のいずれかの側へパンされるとき、後方に対する前方のラウドスピーカに更に多くのレベル変化を提供して、このような信号源の明瞭な動きを改善することである。
【００３６】
本発明によるデコーダの別の利点は、２つの指向信号の一方が急激に変化するとき他方の信号の絶対値を制限して、その結果動的効果が良好に再生されるようにすることである。
【００３７】
特に、本発明は、Ｇｒｉｅｓｉｎｇｅｒの米国特許第４，８６２，５０２号（１９８９年）、同第５，１３６，６５０号（１９９２年）、１９９６年７月のＧｒｉｅｓｉｎｇｅｒの米国特許出願第０８／６８４，９４８号、および１９９７年９月出願の米国特許仮出願において開示されたように１９９６年１１月の同第０８／７４２，４６０号において前に開示された如き適切な可変マトリックス係数の偏移に対する改善に関する。先に用いられた係数は、本文ではバージョン１．１１として示されるデコーダにおいて実現された。本発明は、前述の１９９６年７月１９日の米国特許出願第０８／６８４，９４８号において得られた係数に対する２つの主な変更を含んでいる。その第一は、後方チャネルにおける「ＴＶマトリックス」の補正に対する変更である。指向が後方向であるときは変更はないが、指向が前方になるとき後方の出力レベルにおける３ｄＢの低減が維持されるならば結果が良好であることが判った。出力レベルは、制御信号の絶対値｜ｌｒ｜がゼロから２２．５度まで増加するときは元のレベルに再び増加するが、制御信号の値｜ｃｓ｜とは独立的である。このような変化は、ＴＶマトリックス補正についての章に記載され、ＬＲＬおよびＬＲＲに対する改定図に示される。このような改定に対して特許請求された利点は、指向が前方向に生じるとき後方チャネルの相対的な音響レベルの変化が少なく、更に自然かつ平滑なデコーディングを生じることである。
【００３８】
第二の変更は、前方チャネルと中央チャネルの処理にある。デコーダの改定バージョン１．１１を広く検討すると、中央チャネルの処理の決定に際して全てのチャネルにおける出力を考察することが必要であることを示す。前述の米国特許出願（１９９６年）における中央チャネルについての章における数学は、このような変更を反映するように修正された。前提とするのは、他のチャネルにおける出力に対するエンコーダの中央入力チャネルの出力の比がデコーダの出力における総合音響出力に保持されねばならないことである。中央チャネルにおける当該変更は、ＬＲＬマトリックス要素を実現するための異なる方策を必要とする。ここに述べた方策は数学的にはエレガントであるが、除算を含んでいる。このような除算の実現は、２次元の索引テーブルを代わりに用いる。特に、当該発明は、３つの米国特許および米国特許出願において得られた係数値に対する下記の改善を含んでいる。
【００３９】
第一に、ｃｓ＝０境界に近い左後方の象限におけるＬＲＬマトリックス要素に対する内挿を付加する。
【００４０】
第二に、ｌｒ＝０境界に沿った左後方象限におけるＬＲＲマトリックス要素におけるソフトウエアのエラーを補正する。
【００４１】
第三に、左後方出力へ指向される入力が左前方出力から除去されるように、左後方象限におけるＬＦＬおよびＬＦＲのマトリックス要素へ複雑さを付加する。
【００４２】
第四に、ｌｒ＝０軸に沿ってブーストを保持しながら、左から中央へ、および右から中央への境界に沿って正弦と余弦のカーブになるようにＬＦＬおよびＬＦＲマトリックス要素を修復する。
【００４３】
第五に、前方左象限におけるＬＦＬおよびＬＦＲの要素に対する数学的分析を再計算する、（１９９１年の米国特許を凌駕する）再設計の目的は、ｃｓ＝０軸に沿って１に等しい要素の２乗の和を行うことである。当該発明の利点は、指向の結果として総合出力の不要な変動を減じることである。
【００４４】
第六に、デコーダのバージョン１．１１における速度より遅い速度で増加する再設計された中央チャネルのブースト機能を含むこと、本発明の当該特質において、利点は、音声と共に存在する楽器の左右の間隔を最大化しながら、中央ブースト関数が左右の主スピーカと中央スピーカ間の音声即ち対話の動きの最小方向を生じるように聴取テストに基いて慎重に選択したことである。
【００４５】
第七に、カットでｌｒ＝０軸に沿ったＬＦＲにおける前のブーストを置換する特殊な関数ＣＦを加えることで、デコーダの出力からの出力和に、エンコーダへの信号の総合出力に対するエンコーダに対する信号の中央成分の出力の比を保持するように意図される。本発明の当該特質の利点は、この手順が音楽における音声を生じることであり、フィルムにおける対話がエンコーディング前に素材中に持った復号環境における同じ均衡を有することである。この手順はまた、２つのチャネルの再生のため最初に混合された記録における均衡を保存する、新たな関数ＣＦはゼロに近い状態を保持する。すなわち、左前方出力を生じるときデコーダの左入力からデコーダに対する右入力の差し引きがなく、この低い値はｃｓが前方に向けて約３０度に達するまで保持される。制御信号ｃｓが当該範囲にわたって増加するとき、中央チャネル・レベルが最初はドルビー・プロ・ロジックに対する値より約３ｄＢ低いの値まで急激に増加し、次いで一定の状態を保持する、ｃｓが３０度を越えて増加するとき、中央レベルはドルビー・プロ・ロジックに対して用いられた同じ最大値まで急激に増加する。ＣＦ関数はまた当該範囲にわたって急激に低減し、減算を増長し、左右の前方出力から中央成分を除去する。制御信号ｌｒの絶対値が境界に接近するとき、ＣＦ値も前の値まで急激に低下する。
【００４６】
第八に、レベルを境界に沿って補正する新たな中央マトリックス要素に対するパン動作の補正を組み込む。本発明のこのような特質は、これらの方向における指向中にレベルの変動を低減する利点を伝えるものである。
【００４７】
本発明の主な利点は、指向が前方に対するときの特に後方信号に、また指向が他の方向におけるときの中央信号に強い指向が存在する場合の種々の方向信号の変動における低減である。このことは、特にＴＶマトリックスの復号に対する補正において見受けられる。
【００４８】
本発明の更なる利点は、指向動作による中央前方信号の総合音響出力の不要な変動もなく、サラウンド音響効果の更に平滑でありかつ更に透明な再生を提供することである。
【００４９】
本発明の別の利点は、均衡が復号された環境においてエンコーディング前の素材の環境と同じであるように、音楽における音声レベルおよび非方向性音響に関するフィルムにおける対話を更に正確に均衡させることである。
【００５０】
本発明の別の利点は、２つのチャネルの再生に対して初めに混合された記録における均衡を保持することである。
発明の詳細な記述
本発明の望ましい実施の形態は、他のチャネル数を持つデコーダに適用される一般的な設計原則についても述べるが、最大の側方分離を備える５チャネル・デコーダと７チャネル・デコーダとを含むものである。
【００５１】
パッシブ・マトリックスの設計において、エンコーディングは、標準的なドルビー・サラウンド・マトリックスによるものとし、デコーダはデコーダからの左出力信号が左入力×１を含み、中央が左入力×０．７（厳密には、√０．５、即ち、０．７０７１）プラス右入力×０．７であり、右出力信号は右入力信号×１であり、後方出力は左入力×０．７および右入力×−０．７の和であるように、４つの出力を有する。
【００５２】
図１において、これら信号の関係が保持される従来技術によるパッシブ・ドルビー・サラウンド・マトリックス・デコーダ１の簡単な概略図が示される。Ａ（左）およびＢ（右）の音響信号は、入力端子２、４へそれぞれ印加され、利得１のバッファ増幅器６、８によりそれぞれバッファされる。これらの信号もまた、信号コンバイナ１０、１２によって上記比率で組合わされる。バッファ６、８の出力はそれぞれ左（Ｌ）および右（Ｒ）の出力端子１４、１６に現れ、信号コンバイナ１０、１２の出力は中央（Ｃ）出力端子１８およびサラウンド（Ｓ）端子２０に現れる。
【００５３】
先に述べたように、このマトリックスは、全ての方向に一定の利得を持ち、入力が相関が解除されるとき全ての出力は振幅において等しい。
【００５４】
パッシブ・マトリックス設計を４チャネル以上に拡張することが可能である、左後方スピーカを欲するならば、適切なマトリックス要素を用いて適切な信号を作ることができるが、独特な分解能を形成するには更に他の条件が要求され、信号の相関が解除された成分のラウドネスが全ての出力において等しくなければならず、分離は反対方向において高くなければならない。
【００５５】
マトリックス要素は、出力の方向角の正弦および余弦によって与えられる、例えば、全左出力に対してａ＝０であり前方中央における出力に対しては９０°であるように角度ａが規定されるならば、前方中央マトリックス要素は、
左マトリックス要素＝ｃｏｓ（ａ／２）　　　　　　　　　　　　　　（１）
右マトリックス要素＝ｓｉｎ（ａ／２）　　　　　　　　　　　　　　（２）
このため、ａ＝９０°の場合、標準的ドルビー・サラウンド・マトリックスにより規定されるように、両マトリックス要素は０．７１である。
【００５６】
式（１）および（２）により規定される如きマトリックス要素はａ＝０（全左方）からａ＝１８０°（全右方）に対して有効であり、この場合左方に対するマトリックス要素の符号が変化する。左後方象限に対しては、ａが０°から−９０°になり、その結果右成分の符号は負となる。しかし、右後方象限に対しては、左マトリックス要素の符号は負である。中央後方では、ａ＝２７０°または−９０°となり、２つの成分は大きさが等しく符号が反対であり、従来はこの場合右信号の係数は負である。このことは、式（１）および（２）におけるａの範囲を［−９０°、２７０°］と記述することにより規定することができ、この場合大かっこは隣接する限度値を含むことを示唆し、かっこがこの限度が前記範囲に含まれないことを示唆する。
【００５７】
２つの出力間の分離は、デシベル（ｄＢ）で表わされた１つの出力における信号と他の出力における信号のレベル間の差と定義される。このため、全左方信号があるならば、右入力成分はゼロであり、左出力と中央出力における成分はそれぞれ１×左入力信号および０．７１×左入力信号である。この分離は、０．７１即ち−３ｄＢのレベル比である（マイナス符号は通常は外される）。
【００５８】
９０°の角度差を持つ任意の２つの方向間の分離は、当該マトリックスではつねに３ｄＢである。９０°より小さい角度により分離される方向では、分離は３ｄＢより小さくなる。例えば、全後方（ａ＝−９０°）および左後方（ａ＝−４５°）における出力は下式により与えられる分離を有することになる。
【００５９】
Ｓｅｐｅｒａｔｉｏｎ＝ｃｏｓ（４５°）＊Ｌ／（ｃｏｓ（２２．５°）＊Ｌ）＝０．７７
＝２．３ｄＢ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 （３）
このような状況は、アクティブ・マトリックスにより改善することができる。アクティブ・マトリックスの目的は、デコーダ入力における方向的に符号化された信号が存在するとき隣接する出力間の分離を増加することである。また、入力がもっぱら相関性のない「音楽」からなるときこのデコーダがどのように挙動するか、および方向信号と音楽との混成があるときデコーダがどのように挙動するかという設問も生じ得る。この関係において、先にステレオ音響入力信号から得るものとされた方向的な両制御信号が実効的にゼロであるというような複雑な相関性のない任意の信号を示すのに用語「音楽」を用いるものとする。
【００６０】
下記の設計基準は、今日の技術のデコーダにより種々の成功度で満たされることを知れば、任意のアクティブ・マトリックスに適用され得る。
Ａ．相関しない信号がないとき、方向性信号の再生に関与したチャネルと関連しないチャネルからの最小出力がなければならない。例えば、右と中央との中間の場所において再生されることが意図される信号が左チャネルと後方チャネルには出力を生じないはずである。同様に、中央に対して意図される信号は、左出力あるいは右出力のいずれにおいても出力があってはならない。（これは、サラウンド音響の再生に拡張される如き対をなすミキシングの原則である。）
Ｂ．方向性信号に対するデコーダからの出力は、符号化される方向の如何に拘わらず等しいラウドネスを持たねばならない。即ち、一定レベルの方向成分が全ての方向に移動されるならば、種々の出力の平方和は一定でなければならない。今日の技術の大半のデコーダは、このような基準を完全に達成するものではない。全てにおけるラウドネス・エラーがあっても、これらのエラーは実際には重要ではない。これは、一定ラウドネスの基準である。
Ｃ．入力信号の音楽（即ち、相関性のない）成分のラウドネスは、入力の方向成分がどのように移動されるかに拘わらず、かつ方向性成分および音楽の相対レベルの如何に拘わらず、全ての出力チャネルにおいて一定でなければならない。このような要件は、マトリックス要素が方向と共に変化するとき、各出力に対するマトリックス要素の平方和が一定でなければならないことを意味する。今日の技術におけるデコーダは、しばしば耳障りな状態において当該基準に従わない。これは、一定出力の基準と呼ばれる。
Ｄ．相関性のない音楽成分のみの再生と方向性信号のみの再生との間の遷移は、それらの相対レベルが変化するとき、平滑に生じねばならず、かつ音の明瞭な方向における偏移を含まないものでなければならない。このような基準はまた、今日の技術のデコーダによって様々に著しく破られる。
【００６１】
ドルビー・プロ・ロジックに対する仕様に従わねばならないフィルム・デコーダにおいては、一般に使用されるサラウンド音響再生システムの前述の基準Ｄは適用せず、その代わり下記の基準Ｅが満たされねばならない。
Ｅ．部屋の前方における任意の方向、左から中央を経て右へ変わるよう意図される信号は、入力信号の相関性のない成分がほとんどあるいは全くない（即ち、音楽が存在しない）とき、パッシブ・ドルビー・サラウンド・マトリックスにおける信号が持つようなレベルに対して３ｄＢだけレベルにおいてブーストされねばならない。音楽が優勢な入力信号である（相関成分が存在しない）とき、レベルはブーストされない。このため、デコーダが音楽のみの信号から純粋に方向的に符号化された信号への遷移を生じるとき、前方の半球空間における方向性信号のレベルが増加されねばならない。
【００６２】
ドルビー・プロ・ロジック仕様に一致するデコーダの最適な設計は、強い方向的に符号化された信号がある出力を除いて全てのチャネルにおける相関性のない音楽成分を持たねばならず、これらのチャネルにおける音楽は音楽に対する方向性信号の振幅に比例して最大３ｄＢのレベルで増加し得る。音楽レベルは、方向的に符号化された信号がないどんな出力においても決して減少しない。これは、最小利得便乗基準（ｍｉｎｉｍｕｍ　ｇａｉｎ−ｒｉｄｉｎｇ　ｃｒｉｔｅｒｉｏｎ）と呼ばれる。
【００６３】
全ての今日のアクティブ・マトリックス・デコーダにおいて、示唆される動作原則は、方向的に符号化された信号がないとき、所望の出力チャネル数に対して構成されるように、マトリックスが先に述べたパッシブ・マトリックスへ立ち戻るべきであることである。このような前提は、最初の印象では妥当であるように見えるが、音響心理学的認識の観点からは必要なものでも望ましいものでもない。本発明によるデコーダは、上記の前提を次の要件で置換する。
Ｆ．アクティブ・デコーダ・マトリックスは、相関性のない音楽信号の再生中も、また方向的に符号化された信号があるときの音楽信号に対しても、つねに最大の側方分離を生じなければならない。例えば、音楽信号が左側ではバイオリンのみ、右側ではセロのみであるならば、同時に存在する方向性信号の振幅あるいは方向の如何に拘わらず、これらの場所が維持されるべきである。このような要件は、強い方向的に符号化された信号が再生してはならない出力から除去されているときにのみ、緩和され得る。このような条件下では、指向される方向と反対方向から影響を受けるチャネルに対して更なるエネルギを付加するようにマトリックス要素が変更されなければ、音楽はレベルにおいて低下することになる。これは分離を低下することになるが、このような分離の低減は、強い方向的に符号化された信号がある場合には聴き取ることが難しい。
【００６４】
（特に、方向的に符号化される信号がないときの）高い分離の必要は音響心理学から生じる。従来技術は、全ての方向が等しく重要であると見なして、マトリックスを本質的に対称的に認識してきた。しかし、これは、実際の場合ではない。人間は２つの耳を持ち、フィルムを見たりあるいは音楽に聴き入るときは、人間は一般に前方を向く。このように、前方および側方の音は異なって認識される。
【００６５】
４ｄＢまでの分離を有する音場とそれ以上の分離を有する音場との間には劇的な差が存在する。（この事実は、パッシブ・デコーダにおいて、前方から後方の分離を犠牲にしながら８ｄＢを越える側方分離を有するＣＢＳ　ＳＱマトリックスにおいて認識された。）発明者の見解においては、離散的な５チャネルのフィルム再生と従来のマトリックス再生との間の相違は、サラウンド・チャネル間の低い側方分離によるものである。
【００６６】
Ｇｒｉｅｓｉｎｇｅｒの米国特許第５，１３６，６５０号は、当該要件（Ｆ）の値を認識しており、２つ多いチャネルが聴取者の側に置かれるように設計される６チャネルのデコーダについて記載している。これらの出力は、出力の方向性成分が前方の半球へ指向される限り、左後方と右後方の出力チャネルに対する所望の特性を有する。即ち、これらの出力は、その方向の如何に拘わらず指向される成分のレベルを低減し、方向的に符号化された信号がないときに全左右分離を呈する。前掲の米国特許に記載された出力は、指向された信号が存在するとき方向的に符号化されない音楽に対する一定レベルを持たず、このような欠点が本発明において是正される。
【００６７】
前掲の米国特許におけるエンコーダの設計は、多数の市販デコーダを作るため修正を施して用いられた。これらのデコーダに対する後半球におけるマトリックスの設計は発見的に開発されたが、一般に先に述べた要件をやや良好に満たすものである。しかし、音楽では最適である以上の「ポンピング」が生じ、左右の出力間の指向される信号の漏れは要求レベル以上である。この文脈において、「ポンピング」とは、方向的に符号化される信号の方向に応答する方向性制御信号の変動による音楽信号の可聴変化である。
【００６８】
両方の理由から、デコーダの設計を改善することが必要であり、本発明はこのような設計努力の結果から生まれた。先の要件ＡないしＦがマトリックスを一義的に規定することになり、これについては以下に数学的に記述する。
【００６９】
数学的な簡潔化のために、デコーダの設計において仮定されるエンコーダは単純な左右のパン・ポットである。左から中心へ更に右へ指向するときは、先の式（１）および（２）により記述されたように、標準的な正弦／余弦カーブが用いられる。これらは、次の形態で記述し直すことができる。
【００７０】
Ｌ＝ｃｏｓ ｔ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（４）
Ｒ＝ｓｉｎ ｔ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（５）
但し、
τ＝ａ／２　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 （６）
前述の前方指向モードにおいては、角度ｔは０ないし９０°の間で変化する。部屋の後半球における左から後方（サラウンド）および右への指向においては、右チャネルのパン・ポット出力の極性は逆になる。このことは、下記の対の式によって記述することができる。
【００７１】
Ｌ＝ｃｏｓ ｔ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（７）
Ｒ＝−ｓｉｎ ｔ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（８）
ｔ＝４５°であるとき全後方指向が生じ、ｔ＝２２．５°であるとき左と右との間の中間の位置である左サラウンドへの指向が生じる。
【００７２】
先に述べたパッシブ・マトリックスのマトリックス要素に対するこのようなエンコーディングが類似することに注目されたい、しかし、この場合には、指向角度は２で除され、後方の指向に対する符号の変化が明らかに含まれる。
【００７３】
デコーダの設計において、どの出力が提供されるか、また指向角度を指向する入力エンコーディングが変化するとき入力の指向される成分の振幅が各出力においてどのように変化するかを最初に決定しなければならない。下記の数学的記述において、このような関数は不定であり得る。しかし、２つの出力間で信号がパンするときラウドネスが保持されるように一定のラウドネス基準である要求Ｂを満たすために、これらの振幅関数に対して幾つかの明瞭な選択が存在する。
【００７４】
前方の左、右および中央の出力が存在するものと仮定して、これら出力の各々に対する振幅関数が角度ｔの２倍の正弦または余弦となるものと仮定される。例えば、ｔが左方即ちｔ＝０°から中央即ちｔ＝４５°へ変化するとき、出力振幅は下記でなければならない。
【００７５】
Ｌｅｆｔ ｏｕｔｐｕｔ＝ｃｏｓ ２ｔ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（９）
Ｃｅｎｔｅｒ ｏｕｔｐｕｔ＝ｓｉｎ ２ｔ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（１０）
Ｒｉｇｈｔ ｏｕｔｐｕｔ＝０　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（１１）
ｔが中央から右、ｔ＝４５°ないし９０°になるとき、
Ｌｅｆｔ ｏｕｔｐｕｔ＝０　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 （１２）
Ｃｅｎｔｅｒ ｏｕｔｐｕｔ＝ｓｉｎ（２ｔ− ９０°）＝− ｃｏｓ ２ｔ 　　　　　　　　　　　 （１３）
Ｒｉｇｈｔ ｏｕｔｐｕｔ＝ｃｏｓ（２ｔ− ９０°）＝ｓｉｎ ２ｔ　　　　　　　　　　　　　　 （１４）
これら関数は、左と中央間および右と中央間の最適なソース配置を生じる結果となる。これら関数はまた、マトリックス問題に対する非常に簡単な解決法をもたらす結果ともなる。上記のいずれかの場合に、部屋の後方における再生を意図される任意の出力信号は等しくゼロでなければならない。
【００７６】
改善されたデコーダの５チャネル・バージョンの設計において、左と左サラウンド間の後方半球ｔ＝０ないしｔ＝２２．５°へ指向される信号は、下記の値を持たねばならない。
【００７７】
Ｌｅｆｔ ｒｅａｒ ｏｕｔｐｕｔ＝ｓｉｎ ４ｔ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（１５）
Ｒｉｇｈｔ ｒｅａｒ ｏｕｔｐｕｔ＝０　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 　（１６）
そして、左サラウンドと全後方間に指向されるとき、全後方出力は同じ状態に止まらなければならない。これを達成するため用いられるマトリックス係数は、一定ではなく、全後方において右入力のためのマトリックス要素の左後方出力への指向がゼロになるように変化する。
【００７８】
７チャネルの実施の形態においては、ｔが０から２２．５°になるとき、左側方と左後方の両方における出力がｓｉｎ ４ｔに比例して等しくかつ平滑に増加するものでなければならない。ｔが２２．５°から４５°になるとき、左側方における出力は６ｄＢ低下し、左後方における出力は２ｄＢになり、各出力の平方和である総合ラウドネスを一定に保持する。
【００７９】
先に述べたように、改善されたデコーダにおいては、指向される信号が完全に後方になるときでさえ、左後方出力への右入力に対する（かつ、右後方出力への左入力に対する）マトリックス要素がゼロで完全な分離を生じる結果となるので、左後方および右後方の出力が相関性のない音楽に対して最大の分離を生じる。指向角度ｔが０°から２２．５°になるとき右後方が指向された信号に対してゼロ出力となるが、このような信号打ち消しを得るため用いられるマトリックス要素は、音楽出力が一定であり左後方における音楽信号と最小の相関関係を有するように調整される。
【００８０】
サラウンド音場における相関関係を更に減じるため、７チャネルの実施の形態は、側方チャネルにおいて約１５ｍｓの時間的遅延を含み、両バージョンでは後方チャネルは約２５ｍｓだけ遅延される。
【００８１】
ラウドネス関数が指向された条件下で種々の出力に対していったん選定されると、これら関数は左から右に対する対称性を有し、指向角度におけるマトリックス要素の関数の依存度を計算することができる。
【００８２】
標準的ドルビー・サラウンド装置は全てのサラウンド・ラウドスピーカが位相的に結合され、ドルビー・スクリーン投影劇場が同様に装備される、しかし、図１に関して先に述べた標準的なパッシブ・マトリックスは、左後方と右後方の出力における問題を有する。左からサラウンドへのパンはＬとＬ−Ｒ間の遷移を生じる結果となり、右からサラウンドへのパンはＲからＲ−Ｌになる。このため、２つの後方出力が完全に後方に指向されるとき、これら出力は位相がずれる。とりわけ米国特許第５，３０７，４１５号に記載されたＦｏｓｇａｔｅの６軸デコーダは、このような位相異常を呈する。このようなデコーダを聴取すると、面のフライバイ（ｐｌａｎｅ　ｆｌｙ−ｂｙ）のような後方に指向された音が後方では薄くかつフェイジー（ｐｈａｓｅｙ）になったとき、このような位相の反転は不快に感じられる。本発明のデコーダは、全後方指向状態における右後方出力の符号を変動させる移相器を含んでいる。移相は、サラウンドにおける中央の対数比の関数とされ、前方の指向が存在するときは不動作状態にある。このような目的のための典型的な移相器については、図５ａおよび図５ｂに関して以下に述べる。
【００８３】
現実のデコーダは、先に述べたパン・ポットのような簡単なものではない。しかし、入力の指向角度を検出する方法の慎重な選定によって、標準的な４チャネルのエンコーダにおける問題を大幅に回避することができる。
【００８４】
このように、４チャネル・エンコーダにより作られる標準的フィルムでさえ、後半球における実質的な方向的な操作量で復号を行うことになる。
【００８５】
先行するＧｒｉｅｓｉｎｇｅｒの米国特許第５，１３６，６５０号の図１に示される如き従来技術による標準的なエンコーダ２１を示す図２において、図示のように対応する端子２２、２４、２６および２８と、信号コンバイナと移相要素とへ印加されるＬ、Ｒ、ＣおよびＳ（それぞれ、左、右、中央およびサラウンド）の４つの入力信号が存在する。端子２２からの左（Ｌ）信号２８と、端子２４からの中央（Ｃ）信号２５とは、それぞれ比１および０．７０７で信号コンバイナ３０へ印加され、端子２６からの右（Ｒ）信号２７と中央（Ｃ）信号２５とは、信号コンバイナ３２に対して同じ比率で同様に印加される。信号コンバイナ３０の出力３１は移相器３４へ印加され、信号コンバイナ３２の出力３３は第２の同じ移相器３８へ印加される。端子２８からのサラウンド（Ｓ）信号２９は、移相器３４、３８に対して９０°の位相遅れを持つ第３の移相器３６へ印加される。移相器３４の出力３５は、移相器３６の出力３７の０．７０７倍と共に信号コンバイナ４０へ印加される。同様に、移相器３８の出力３９は、信号コンバイナ４２における移相器３６の出力３７の−０．７０７倍で組合わされる。エンコーダの出力ＡおよびＢは、それぞれ信号コンバイナ４０、４２の出力信号４１、４３である。
【００８６】
数学的には、これらエンコーダ出力は、下式によって記述することができる。
Ｌｅｆｔ ｏｕｔｐｕｔ（Ａ）＝Ｌ＋０．７０７Ｃ−０．７０７ｊＳ　　　　　　　　　　　　 　（１７）
Ｒｉｇｈｔ ｏｕｔｐｕｔ（Ｂ）＝Ｒ＋０．７０７Ｃ＋０．７０７ｊＳ　　　　　　　　　　　　　 （１８）
標準的な４チャネル・エンコ− ダは５チャネルの離散的なフィルムでは働かないが、本発明による改善されたデコーダで非常に良好に働く５チャネル・エンコーダを設計することが可能である。このようなエンコーダが図３に関して記述される。
【００８７】
新規なエンコーダ４８の更に他の要素が、先に述べた図２の標準的なエンコーダ２１の前段に印加される。
【００８８】
左、中央および右の信号５１、５３および５５は、図３の端子５０、５２および５４へそれぞれ印加される。左、中央および右のチャネルの各々において、それぞれ移相関数φ（ｆ）（φとして示される）を持つ全通過型移相器５６、５８および６０が信号経路に挿入される。左サラウンド信号６３は、入力端子６２へ印加され、次いで移相関数（φ−９０°）を持つ全通過型移相器６６を介して印加される。入力端子６４からの右サラウンド信号６５は、（φ−９０°）移相器６８へ印加される。
【００８９】
信号コンバイナ７０は、移相器５６からの左移相された出力信号５７を移相器６６からの左のサラウンド移相された出力信号６７の０．８３倍と組合わせてＬで示された出力信号７１を生じ、この出力信号は端子７６を介して標準エンコーダ２１の左の入力端子２２へ印加される。
【００９０】
同様に、信号コンバイナ７２は、移相器６０からの右移相された出力信号６１を移相器６８からの右サラウンド移相された出力信号６９の−０．８３倍と組合わせてＲで示される出力信号７３を生じ、この出力信号は端子８２を介して標準エンコーダ２１の右入力端子２６へ印加される。
【００９１】
同様に、信号コンバイナ７４は、移相器６６からの左のサラウンド移相器出力信号６７の−０．５３倍を移相器６８からの右サラウンド移相された出力信号６９の０．５３倍と組合わせてＳで示される出力信号７５を生じ、この出力信号は標準エンコーダ２１のサラウンド入力端子２８へ端子８０を介して印加される。
【００９２】
中央移相器５８のＣで示された出力信号５９は、端子７８を介して標準的エンコーダ２１の中央入力端子２４へ印加される。
【００９３】
図３のエンコーダは、離散的入力ＬＳ、Ｌ、Ｃ、ＲおよびＲＳのいずれかにおける信号が本発明のデコーダにより正しく再生される符号化信号を生じる特性を有する。標準的エンコーダの出力ＡおよびＢが直角位相にあるので、２つのサラウンド入力ＬＳ、ＲＳにおける同相の信号が完全に後方へ指向される入力を生じ、前記２つの入力における位相のずれた信号が指向されない信号を生じることになる。
【００９４】
図２の標準的エンコーダに関して用いられる図３のエンコーダの数学的記述は、下記の形態で与えられる。
【００９５】
Ａ＝（Ｌ−ｊ０．８３ＬＳ）＋０．７１Ｃ＋０．３８（ＲＳ−ＬＳ）　　　　　　　　　　　 　　（１９）
Ｂ＝（Ｒ＋ｊ０．８３ＲＳ）＋０．７１Ｃ−０．３８（ＲＳ−ＬＳ）　　　　　　　　　　　　 　　（２０）
アクティブ・マトリックスを使用する全ての現サラウンド・デコーダは、入力信号から供給される情報に基いてマトリックス係数を制御する。本発明のデコーダを含む全ての現デコーダは、整流され平滑化された左右の入力信号ＡおよびＢの対数、およびその和（Ａ＋Ｂ）および差（Ａ−Ｂ）を見出すことによって前記情報を取得する。これら４つの対数は、左右の信号の比ｌ／ｒの対数と、中央からサラウンドにおけるｃ／ｓとして識別される和信号と差信号の比率の対数とを得るため差し引かれる。本文においては、ｌ／ｒおよびｃ／ｓは、左のチャネルが右チャネルより音量が大きければｌ／ｒは正であり、信号が前方へ指向されるならば、即ち和信号が差信号より大きければ、ｃ／ｓが正であるように、デシベル単位で表わされるものと見なされる。上記の５チャネルのパッシブ・エンコーダにおける減衰値は、角度ｔが２２．５°（後方）に設定されたときデコーダを設計するため簡素化エンコーダが用いられるものと理解して、ＬＳ入力のみが駆動されるとき同じｌ／ｒ値を生じるように選定される。この場合、ｌ／ｒは２．４１、即ち約８ｄＢである。
【００９６】
Ａ＝ｃｏｓ ｔおよびＢ＝±ｓｉｎ ｔであるような２つの入力チャネル間に簡素化エンコーダにより分散されたモノーラル信号の場合は、ｌ／ｒおよびｃ／ｓは独立的でない。指向角度ｔを見出すためには、右レベルにより除した左レベルの逆正接を見出すだけでよく、あるいは全左レベルをｔ＝０として定義するならば、
ｌ／ｒが先に述べたようにｄＢ単位であるならば、
ｔ＝９０°−ａｒｃｔａｎ（１０＾（（ｌ／ｒ）／２０））　　　　　　　　　　　　　　　 （２１）
度である。
【００９７】
しかし、前記２つのレベルが振幅のみで比較されるので、指向が前方あるいは後方のいずれであるかを判定するためには、前方の指向では正でありかつ後方の指向では負であるｃ／ｓの符号を知る必要がある。
【００９８】
現実には、デコーダに対する入力信号は、パン・ポットからではなく直角位相の移相器を用いる図２に示される如きエンコーダから得られる。更に、指向された信号と共に存在する相関性のない「音楽」がほとんどつねに存在する。
【００９９】
以上の記述において、マトリックス要素を規定する問題は、符号化されるスペースの象限、即ち、左前方、左後方、右前方あるいは右後方のどの象限が使用されるかに従って、４つの部分に分けられる。
【０１００】
左前方、中央、右前方、左側方、右側方、左後方および右後方の出力を持つ７チャネルのデコーダを仮定する。２つのマトリックス要素は、各出力に対して規定されねばならず、これら要素は指向に対する象限に従って異なることになる。マトリックスが左右の対称性を有するので前後の軸周囲の反射によって右前方および右後方の象限係数を見出すことができ、従って、ここでは左前方および左後方の指向効果についてのみ記述する。
【０１０１】
前方象限に対しては、ドルビー・サラウンドに対する先の要件Ｅではなく要件Ｄが用いられ、補正を後で加えるものとする。
【０１０２】
前方の指向はＧｒｉｅｓｉｎｇｅｒ（米国特許第５，１３６，６５０号）に類似するが、本発明における指向を記述する関数は異なっており一義的である。これら関数を見出すために、各出力を個々に考察しなければならない。
【０１０３】
中央に指向される信号が左前方チャネルに現れることを欲しないので、角度ｔが０°から４５°へ変化するとき左出力はゼロに低減しなければならない、ｔ＝０が全左方であるならば、角度は下記のように定義する。
【０１０４】
ｔｓ＝ａｒｃｔａｎ（１０＾（（ｃ／ｓ）／２０））−４５°　　　　　　　　　　　　　　　（２２）
左出力は、マトリックス要素ＬＬ×左入力プラス、マトリックス要素ＬＲ×右入力である。簡素化エンコーダからの完全指向信号が当該範囲にわたり左入力Ａ＝ｃｏｓ ｔｓおよび右入力部材＝ｓｉｎ ｔｓを生じる結果となる。ｔが増加するとき、関数ＦＬ（ｔｓ）に従って左出力におけるレベルが平滑に低減することが望ましいが、これは当事例ではデコーダがｃｏｓ（２ｔｓ）に等しいものと仮定される。このように、左出力は下式により表わされる。
【０１０５】
Ｌｅｆｔ ｏｕｔｐｕｔ（左出力）＝ＬＬｃｏｓ ｔｓ＋ＬＲｓｉｎ ｔｓ
＝ＦＬ（ｔｓ）＝ｃｏｓ（２ｔｓ）　　　　　　　　　　　　　　　 （２３）
相関性のない音楽に対する出力が一定であるならば、マトリックス係数の平方和は１でなければならない。即ち、
ＬＬ２＋ＬＲ２＝１　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 （２４）
基本的には全ての出力に対して同じ形態であるこれらの式は、２つの解を持つＬＦＲに対する２次方程式を結果として生じる。いずれの場合も、これらの解の１つが他の解より明らかに望ましい。左出力に対しては、
ＬＲ＝ｓｉｎ ｔｓ ｃｏｓ（２ｔｓ）＋／−ｃｏｓ ｔｓ ｓｉｎ（２ｔｓ）　　　　　　　　　　　　　（２５）
ＬＬ＝ｃｏｓ　ｔｓｃｏｓ（２ｔｓ）−／＋ｓｉｎ ｔｓ ｓｉｎ（２ｔｓ）　　　　　　　　　　　　　　　（２６）
式（２５）におけるマイナスおよび式（２６）におけるプラスである望ましい符号を選定し、かつ恒等式を用いて、これらが更に下記に対して簡素化する。
【０１０６】
ＬＬ＝ｃｏｓ ｔｓ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（２７）
ＬＲ＝−ｓｉｎ ｔｓ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 （２８）
右出力は角度ｔｓの同じ範囲にわたりゼロでなければならない。即ち、
Ｒｉｇｈｔ ｏｕｔｐｕｔ（右出力）＝ＲＬｃｏｓ ｔｓ＋ＲＲｓｉｎ ｔｓ＝０　　　　　 　　（２９）
再び、相関性のない音楽は一定でなければならず、従って
ＲＬ２＋ＲＲ２＝１　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（３０）
また、これらは同様な理由により次の結果を導く。
【０１０７】
ＲＬ＝−ｓｉｎ ｔｓ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 （３１）
ＲＲ＝ｃｏｓ ｔｓ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（３２）
指向が左あるいは右に移るとき中央出力は平滑に低減しなければならず、この低減はｃ／ｓの大きさではなくｌ／ｒの大きさによって制御されねばならない。左方向または右方向における強い指向がこのような低減を生じるはずである。この結果、中央左マトリックス要素ＣＬおよび中央右マトリックス要素ＣＲに対する全く異なる値を生じる結果となり、これは指向が右から左へ切換わるときにスワップする。ｌ／ｒに基く指向角度は、本文ではｔｌと呼ばれる。指向が完全に中央にあるときかあるいは指向信号がないときに全左方における０から４５°へ進むものと仮定される。
【０１０８】
ｔｌ＝９０°−ａｒｃｔａｎ（１０＾（（ｌ／ｒ）／２０））　　　　　　　　　　　　　　　　　（３３）
但し、ｌ／ｒはｄＢ単位で表わされる。
【０１０９】
中央出力は、ｔｌが０（全左）から４５°（中央）へ変化するとき平滑に増加しなければならない。このような増加に対する関数はＦＣ（ｔｌ）と呼ばれ、これは当該実施の形態におけるｓｉｎ（２ｔｌ）に等しい。上記の方法により、
Ｃｅｎｔｅｒ ｏｕｔｐｕｔ（中央出力）＝ＣＬ ｃｏｓ ｔｌ＋ＣＲ ｓｉｎ ｔｌ＝ＦＣ（ｔｌ）
＝ｓｉｎ（２ｔｌ）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（３４）
再び、音楽の一定のラウドネスに対して
ＣＬ２＋ＣＲ２＝１　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（３５）
これは次の解を生じる。
【０１１０】
ＣＲ＝ｓｉｎ ｔｌ ｓｉｎ（２ｔｌ）−／＋ｃｏｓ ｔｌ ｃｏｓ（２ｔｌ）　　　　　　　　　　　　　 （３６）
ＣＬ＝ｃｏｓ ｔｌ ｓｉｎ（２ｔｌ）＋／−ｓｉｎ ｔｌ ｃｏｓ（２ｔｌ）　　　　　　　　　　　　　 （３７）
望ましい信号は、式（３６）ではプラス、式（３７）ではマイナスである。前方の指向における後方出力に対するマトリックス要素は、前方出力に対するものとして得るほど簡単なものではない。これら要素を得るために、Ｇｒｉｅｓｉｎｇｅｒ（米国特許第５，１３６，６５０号）において示される引き数および公式を用いる。
【０１１１】
問題は、指向がないとき左後方のＬＲＬマトリックス要素が１となることを必要とし、更に左あるいは中央の指向中の当該チャネルからの方向性出力は必要でないことである。先に用いた方法に従うならば、信号が左または中央へ指向されるときは出力を生じないが指向がないときは出力が２つの入力信号の和となるマトリックス要素が得られる。これは従来の解決法であり、これにおいては指向が停止するときは分離が劣る、完全分離を必要とし、これは、指向が生じなければＬＲＬが１でなければならずかつＬＲＲがゼロでなければならないことを意味する。
【０１１２】
この問題を解消するためには、ｌ／ｒの値およびｃ／ｓの値の両方に基いてマトリックスが作られねばならない。解決法は、左側および右側の出力が「補助出力」であるＧｒｉｅｓｉｎｇｅｒ（米国特許第５，１３６，６５０号）において示されている。ここで得られる解決法は、左側出力における全ての角度における方向成分を打ち消す問題を解決するが、指向が全中央になるとき出力の音楽成分は３ｄＢだけ低減する。
【０１１３】
係数を因数（ｃｏｓ ｔｓ＋ｓｉｎ ｔｓ）で乗じることによって、このような欠点を避けるように係数を補正することができる。ここで、ｔｓはｃ／ｓが１であるときにゼロである角度であり、ｃ／ｓが大きく正であるときは４５°まで増加する。下式において、角度ｔｓおよびｔｌはｃ／ｓおよびｌ／ｒからそれぞれ得られる。
【０１１４】
ｔｓ＝ａｒｃｔａｎ（ｃ／ｓ）−４５°　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（３８）
ｔｌ＝ａｒｃｔａｎ（ｌ／ｒ）−４５°　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 （３９）
この場合のｔｌは中央出力に対して前に規定された角度とは異なることに注目されたい。
【０１１５】
前掲の米国特許の用語では、幾つかの可変利得増幅器（ＶＧＡ）に対する入力に生じる制御信号は、左、中央、右およびサラウンドに対してそれぞれＧＬ、ＧＣ、ＧＲおよびＧＳと呼ばれ、２つの補助信号ＧＳＬおよびＧＳＲが左右のサラウンドＶＧＡに対する信号から得られる。本文に記述される係数は、ｃ／ｓから得られるｔｓおよびｌ／ｒから得られるｔｌの２つの角度の関数として左右の係数を生じるようにＧ値の一次的組合わせを使用する。
【０１１６】
定義により、
ＧＬ＝（（ｃｏｓ ｔｌ−ｓｉｎ ｔｌ）／ｃｏｓ ｔｌ）＝１−ｔａｎ　ｔｌ　　　　　　　　　　　（４０）
ＧＣ＝２（ｓｉｎ ｔｓ／（ｃｏｓ ｔｓ＋ｓｉｎ ｔｓ））　　　　　　　　　　　　　　　　 （４１）
（前述の米国特許の書類では省かれた２の因数がある）
ＧＳ＝０　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 （４２）
（前方の象限であるので）
【０１１７】
【数１】
2004507904.tif 000003
【０１１８】
かつ左右の補助信号は、下式により与えられる。
【０１１９】
【数２】
2004507904.tif 000004
【０１２０】
このため、係数ＬＳＬおよびＬＲＬは、下式により与えられる。
ＬＳＬ＝ＬＲＬ＝（ｃｏｓ ｔｓ ＋ ｓｉｎ ｔｓ）（１−ＧＳＬ−０．５ＧＣ）　　　　　　　　（４６）
これは、ある操作後に、下式となる。
【０１２１】
ＬＳＬ＝ＬＲＬ＝（ｃｏｓ ｔｓ＋ｓｉｎ ｔｓ）（ｓｅｃ ｔｌ−１）×（ｓｅｃ ｔｌ−ｔａｎ ｔｌ）−ｓｉｎ ｔｓ　　（４７）
係数ＬＳＲおよびＬＲＲもまた等しく、下式により与えられる。
【０１２２】
ＬＳＲ＝ＬＲＲ＝（ｃｏｓ ｔｓ ＋ ｓｉｎ ｔｓ）（−０．５ＧＣ−ＧＬ）　　　　　　　　　　　（４８）
これは、ある操作後に下式となる。
【０１２３】
ＬＳＲ＝ＬＲＲ＝（ｃｏｓ ｔｓ ＋ ｓｉｎ ｔｓ）（ｔａｎ ｔｌ−１）−ｓｉｎ ｔｓ　　　　　　　　　（４９）
出力が左と中央との間で指向されるとき右側および後方の出力を前の方法で見出すことができるが、使用された指向角度はｃ／ｓから得られるｔｓでなければならず、従ってこれは指向がないとき右入力へ戻ることになる。中央へ指向される信号を除去するだけでよい。解くべき式は、
Ｒｉｇｈｔ ｒｅａｒ ｏｕｔｐｕｔ（右後方出力）＝ＲＲＬｃｏｓ ｔｓ−ＲＲＲｓｉｎ ｔｓ＝０　（５０）
および
ＲＲＬ２＋ＲＲＲ２＝１　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（５１）
これは次の解を生じる。
【０１２４】
ＲＲＲ＝ＲＳＲ＝ｃｏｓ ｔｓ
ＲＲＬ＝ＲＳＬ＝ｓｉｎ ｔｓ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 （５２）
上式は、前方指向のためのマトリックス要素を完全に指定する。後方指向のために、ｃ／ｓが負であるとき、下記のことが真となる。
【０１２５】
左右の主な要素は、ｌｏｇ（ｃ／ｓ）の絶対値から角度ｔｓが決定されることを除いて、前方指向のためのものと同じであり、下式を得、
ｔｓ＝ａｒｃｔａｎ（１０＾（ｓ／ｃ）／２０））−４５°　　　　　　　　　　　　　　　（５３）
そして、交差マトリックス要素の符号が逆になり、下式を得る
ＬＬ＝ｃｏｓ ｔｓ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 （５４）
ＬＲ＝ｓｉｎ ｔｓ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 （５５）および
ＲＬ＝ｓｉｎ ｔｓ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 （５６）
ＲＲ＝ｃｏｓ ｔｓ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 （５７）
中央のマトリックス要素は、ｌ／ｒから得る角度にのみ依存するので、後方指向においては同じであり、ｃ／ｓの符号には依存しない。
【０１２６】
左側方および右側方の出力は、指向が少ないかゼロであるとき、完全分離を生じなければならない。しかし、強い左側方指向があるときは、左側方と後方の出力における信号が除去されねばならない。
ｔｌが０から２２．５°へ変化するとき、ｔｌに対する前の定義を用いて、
ｔｌ＝９０°−ａｒｃｔａｎ（１０＾（（ｌ／ｒ）／２０））　　　　　　　　　　　　　 （５８）
強い指向においては、右側方および左側方の出力は、ｔｌ＝０°であるときはゼロであるが、値ｓｉｎ ４ｔｌに従ってｔｌと共に増加する。信号Ａ＝ｃｏｓ ｔ、Ｂ＝−ｓｉｎ ｔにより表わされる相関性のない音楽が存在する場合、係数ＬＳＬ、ＬＲＬ、ＬＳＲおよびＲＳＲは、側方および後方において等しい出力を持つためには下記を満たさねばならず、
ＬＳＬ＝ＬＲＬ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（５９）
ＬＳＲ＝ＬＲＲ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 （６０）
かつ指向中の振幅は、ＦＳ（ｔｌ）＝ｓｉｎ ４ｔｌに従う。その結果
ＬＳＬ ｃｏｓ ｔｌ−ＬＳＲ ｓｉｎ ｔｌ＝ＦＳ（ｔｌ）　　　　　　　　　　　　　　　　 （６１）
音楽が一定レベルを持つためには
ＬＳＬ２＋ＬＳＲ２＝１　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（６２）
前のように解いて、
−ＬＳＲ＝ｓｉｎ ｔｌ ＦＳ（ｔｌ）＋／−ｃｏｓ ｔｌ√（１−ＦＳ（ｔｌ）２）　　　 　　　　　　（６３）
ＬＳＬ＝ｃｏｓ ｔｌ ＦＳ（ｔｌ）−／＋ｓｉｎ ｔｌ√（１−ＦＳ （ｔｌ）２）　　　　　　　 　（６４）
前のように式を簡単にし望ましい符号を用いると
−ＬＳＲ＝ｓｉｎ ｔｌ ｓｉｎ ４ｔｌ＋ｃｏｓ ｔｌ ｃｏｓ ４ｔｌ　　　　　　　　　　 （６５）
ＬＳＬ＝ｃｏｓ ｔｌ ｓｉｎ ４ｔｌ−ｓｉｎ ｔｌ ｃｏｓ ４ｔｌ　　　　　　　　　　　（６６）
上式は更に下式に約分される
−ＬＳＲ＝ｃｏｓ ３ｔｌ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（６７）
ＬＳＬ＝ｓｉｎ ３ｔｌ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 （６８）
右側方および右後方の出力は、左後方象限に指向があるときは本質的に左側入力がないが、中央あるいは後方へ指向された信号は除去しなければならず、従ってｃ／ｓに感応する項が含まれねばならない。右側方および右後方の出力は、異なる遅れを除いて等しく、そして下式を解かねばならない。
【０１２７】
Ｒｉｇｈｔ ｒｅａｒ／ｓｉｄｅ ｏｕｔｐｕｔ（右側後方および右側方出力）＝ＲＳＬｃｏｓ ｔｓ ＋ ＲＳＲ ｓｉｎ ｔｓ＝０　　　　　（６９）
ＲＳＬ２＋ＲＳＲ２＝１　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（７０）
この式は下記の解を得る。
【０１２８】
ＲＳＬ＝ｓｉｎ ｔｓ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 （７１）
ＲＳＲ＝ｃｏｓ ｔｓ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 （７２）
このように、デコーダの設計が初めに設定された全ての要件を満たす、信号が帰属しない場合にこれら信号が出力から除かれ、指向がないとき完全分離が維持され、指向の如何に拘わらず音楽が全ての出力に一定レベルを有する。不都合なことに、後方象限における後方出力に対するこれら要件の全てを満たすことはできない。前提の１つが破られねばならず、破っても最も問題のないものは、指向が完全後方になるときの一定の音楽レベルの前提である。標準的なフィルム・デコーダは、後方スピーカに対するレベルはブーストせず、このため、標準的なフィルム・デコーダは、音響効果が後方へ移るとき音楽レベルを増加しない。標準的なフィルム・デコーダは、後方チャネルにおける分離は生じない。強い後方指向中に音楽レベルを３ｄＢだけ増加させるだけで必要な後方分離を得ることができる。このことは、実施において満足以上のものである。これら条件下における音楽レベルのある程度の増加は耳に聴こえず、これは満足できるものでさえある。
【０１２９】
ｌ／ｒレベル比から得る指向角度ｔｌに基いて後方に対するマトリックス要素を発見してきた。ｔｌ＝２２．５°からｔｌ＝４５°へ移動するとき、中央からのサラウンド比（ｃ／ｓ）の対数が大きな負の値になる間、ｄＢ単位で表わされるこの比はゼロへ低減する。
【０１３０】
ｔｌ＝２２．５°における指向性信号が非指向性の音楽へフェード・ダウンされるときになにが起こるのか考察しよう。この場合、非指向性の音楽が優勢になるとき、ｌ／ｒの対数が再びゼロに低減する。この場合を指向が後方へ強くなる上記の場合から弁別する必要がある。最良の解決法は、音楽レベルを一定に保持しながらｌ／ｒがゼロになるとき高い分離に対してマトリックス要素を緩やかにすることである。その結果は、下記を得ることが容易である。
【０１３１】
ｔｌ＝９０°−ａｒｃｔａｎ（ｌ／ｒ）　　　　　　　　　　　 　　　　　　　（７３）
ＬＲＬ＝ｃｏｓ（４５°−ｔｌ）　　　　　　　　　　　　　　　　 　　 （７４）
ＬＲＲ＝−ｓｉｎ（４５°−ｔｌ）　　　　　　　　　　　 　　　　　　 （７５）
この場合、ｔｌは２２．５°から４５°になる。これらのマトリックス要素は音楽レベルを一定に保持するが、指向された信号が後方になるときはこれらマトリックス要素は当該信号の出力を３ｄＢだけ低減させる。ｃ／ｓへの依存性を加えることにより、ＬＲＬ値をｃ／ｓ比の対数の増加に比例する量だけブーストすることによってこの状態を固定することができる。後方の出力レベルを一定に保持するのに必要なブースト値について解くと、その結果を表に示すことができる。
【０１３２】
【表１】
2004507904.tif 000005
【０１３３】
これらの結果に関して、５チャネル・バージョンにおける左後方出力のマトリックス係数は、
ＬＳＬ＝ｃｏｓ（４５°−ｔｌ） ＋ ＲＢＯＯＳＴ（ｌｏｇｃ／ｓ） 　　　　　　　　　　　　　（７６）
ＬＳＲ＝ｓｉｎ（４５°−ｔｌ）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 （７７）
および、同様に、右チャネルについては
ＲＳＬ＝ｓｉｎ（４５°−ｔｌ）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 （７８）
ＲＳＲ＝ｃｏｓ（４５°−ｔｌ） ＋ ＢＯＯＳＴ（ｌｏｇｃ／ｓ）　　　　　　　　　　　　　　（７９）
本発明の７チャネルの実施の形態の場合、完全左方から左後方への指向の場合に左側方および右後方の係数が等しかったことを想起して、指向が完全後方になるとき左側方および右側方のチャネルにおける出力の所要の低減を考慮に入れるためｃ／ｓへの更なる依存性を付け加える。側方出力の低減は、指向された信号における一定の出力を維持するため対応する後方出力におけるブーストが伴う。また、分離を僅かに低減する交差項を増加することも望ましいが、明らかにこれは聞こえない。
【０１３４】
下記のように、ｃ／ｓの値から得る角度ｔｓを用いて後方のブーストＲＳＢＯＯＳＴ（ｔｓ）を定義する。
【０１３５】
ｔｓ＝９０°−ａｒｃｔａｎ（ｓ／ｃ）
但し、ｔｓは２２．５°から４５°まで変動し、その結果ＲＳＢＯＯＳＴ関数がｔｓ＝２２．５°におけるゼロからｔｓ＝４５°における０．５まで向上する。
【０１３６】
次に、
ＲＳＢＯＯＳＴ＝０．５ｓｉｎ（２（ｔｓ−２２．５°））　　　　　　　　　　　　　（８０）
かつ、側方出力においては、
ＬＳＬ＝ｃｏｓ（４５°−ｔｌ）＋ＲＳＢＯＯＳＴ（ｌｏｇ ｃ／ｓ）−ＲＳＢＯＯＳＴ（ｔｓ）　 　　　　（８１）
ＬＳＲ＝−ｓｉｎ（４５°−ｔｌ）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（８２）
ＲＳＬ＝ｓｉｎ（４５°−ｔｌ）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 （８３）
ＲＳＲ＝ｃｏｓ（４５°−ｔｌ）＋ＢＯＯＳＴ（ｌｏｇ ｃ／ｓ）−ＲＳＢＯＯＳＴ（ｔｓ）　　　 　　　 （８４）
かつ、後方出力においては、
ＬＲＬ＝ｃｏｓ（４５°−ｔｌ）＋ＲＳＢＯＯＳＴ（ｌｏｇ ｃ／ｓ）＋０．５ＲＳＢＯＯＳＴ（ｔｓ）　　　　（８５）
ＬＲＲ＝−ｓｉｎ（４５°−ｔｌ）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（８６）
ＲＲＬ＝ｓｉｎ（４５°−ｔｌ）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 （８７）
ＲＲＲ＝ｃｏｓ（４５°−ｔｌ）＋ＲＳＢＯＯＳＴ（ｌｏｇ　ｃ／ｓ）＋０．５ＲＳＢＯＯＳＴ（ｔｓ）　　　 （８８）
フィルム・デコーダ・モードにおいては、先の基準Ｄを、全ての前方向における３ｄＢだけ前方チャネルにおけるレベルのブーストが後続する基準Ｅで置換しなければならない。マトリックスは、前方への指向中に同様に得られるブースト項を前方要素に付加することによって当該方法を実施させるようにできる。例えば、ここではＬＦＬと呼ばれる左方への指向中、ＬＬマトリックス要素はｌ／ｒに依存するブースト関数により増加されねばならず、ここで次の２つの角度を定義する。
【０１３７】
ｔｌｒ＝９０°−ａｒｃｔａｎ（ｌ／ｒ）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 （８９）
ｔｒｌ＝９０°−ａｒｃｔａｎ（ｒ／ｌ）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 （９０）
従って（先の式（２７）参照）
ＬＦＬ＝ｃｏｓ ｔｓ ＋ ＬＦＢＯＯＳＴ（ｔｌｒ）　　　　　　　　　　　 　　　（９１）
更に、右方への指向においては、
ＲＦＲ＝ｃｏｓ ｔｓ ＋ ＬＦＢＯＯＳＴ（ｔｒｌ）　　　　　　　　　　　 　　　（９２）
両方の中央マトリックス要素もまた、中央指向中にブーストされ、
ＣＬ＝ｓｉｎ ｔｌ ＋ ０．７ＬＦＢＯＯＳＴ（ｔｓ）　　　　　　　　 　　　　　　（９３）
ＣＲ＝ｃｏｓ ｔｌ ＋ ０．７ＬＦＢＯＯＳＴ（ｔｓ）　　　　　　　　 　　　　　　（９４）
これらの式は、フィルム・デコーダに対する更なる要件を完全に指定する。
【０１３８】
中央チャネルのラウドスピーカがないとき、ドルビー仕様は、中央チャネル出力に左前方および右前方の出力へ−３ｄＢ即ち０．７０７の利得を付加されるべきことを示唆する。これは、適正なレベルの中央チャネルの対話を再生するが、左方と右方との間の分離を低減する。例えば、指向がないとき、中央出力は０．７１Ｌ＋０．７１Ｌとなる。これを左方と右方へ付加すると、１．５Ｌ＋０．５Ｒの左出力と１．５Ｒ＋０．５Ｌの右出力とを生じ、その結果分離は０．５／１．５＝９．５ｄＢに低減される。
【０１３９】
このような効果を避けるため、中央の指向が存在するとき、ｃ／ｓから得る角度ｔｓを用いて左と右のマトリックス要素を修正する方がよく、その結果
ＬＦＬ＝１＋ＬＦＢＯＯＳＴ（ｔｓ）　　　　　　　 　　　　　　　　　　 （９５）
ＲＦＲ＝１＋ＬＦＢＯＯＳＴ（ｔｓ）　　　　　　　 　　　　　　　　　　 （９６）
ＬＦＲ＝ＲＦＬ＝０　　　　　 　　　　　　　　　　　　　　　　（９７）
前に得たマトリックス係数とは異なり、これらマトリックス係数は対話を左チャネルから右チャネルへ除くことがなく、また指向が前半球内にある限り音楽に対して完全な左／右分離を維持しながら、当該係数を室内の適正なラウドネスに保持する。
【０１４０】
図４に示される望ましい５チャネルの実施の形態においては、先に述べた７チャネルの内の５チャネルが実現され、デコーダは左、中央、右、左後方および右後方の出力を生じ、左側方および右側方の出力は除外される。前記の数学的記述から、図示した左および右のサラウンド出力に対する回路と同様な回路によって、１５ｍｓの遅延を実現するブロック９６、１１８に類似する更なる１０ｍｓの遅延を有する７チャネルのデコーダの左後方および右後方の出力に対する回路が得られることが理解される。
【０１４１】
最後のセクションＩＮＢフィルム・デコーダ・モードと失われた中央チャネル・モードである、７チャネル・デコーダに対して述べた如きＲＢＯＯＳＴ、ＲＳＢＯＯＳＴおよびＬＦＢＯＯＳＴの追加は、当業者には明らかな簡単な修正となる。ディジタル構成においては、これらの修正は、多重化された出力信号を生じるため必要な乗算および加算を行う前に対応するマトリックス係数に対する指向される方向に基く適切な規定により角度ｔｓおよびｔｌから得る適切なブースト式を付加するだけに過ぎない。
【０１４２】
図４のデコーダ９０においては、入力端子９２および９４はそれぞれ、直接に、あるいは典型的なオーディオ再生メディアを介する送信／記録および受信／再生後に、図２、図３あるいは図７のエンコーダからの出力であるＡおよびＢで示される左右のステレオ音響入力信号を受取る。
【０１４３】
端子９２における信号Ａは、同様な期間内にｌ／ｒおよびｃ／ｓ信号を結果として生じる信号処理を完了することを可能にするように、以下に述べる他の回路要素への印加前に短い（典型的に、１５ｍｓ）遅延で通過し、これにより制御信号を適切なラウドスピーカへ指向させるよう制御信号を遅延した音響信号に対して正確に正しい時点において働かせる。
【０１４４】
端子９２からの信号Ａは、１の利得バッファ９８によりバッファされ、整流回路１００と対数増幅器１０２へ送られる。
【０１４５】
同様に、端子９４からの信号Ｂは、バッファ１０４、整流器１０６および対数増幅器１０８を介して送られる。
【０１４６】
対数増幅器１０２、１０８のＡ″およびＢ″で示される出力はそれぞれ、減算器１１０により組合わされてｌ／ｒ方向制御信号を生じ、この信号はスイッチ１１２を経て以下に述べるマトリックス回路へ送られる。スイッチ１１２の交番位置において、抵抗１１４とコンデンサ１１６を含む時定数がｌ／ｒ信号の出力の遷移を減速するため当該経路に介挿される。
【０１４７】
端子９４からの信号Ｂもまた、先に述べた理由から１５ｍｓの遅れにより送られる。
【０１４８】
端子９２からの信号Ａおよび端子９４からの信号Ｂは、アナログ加算器１２０で組合わされ、整流器１２２により整流され、対数増幅器１２４を介して送られる。
【０１４９】
同様に、信号ＡおよびＢは、減算器１２６において減算され、次いで整流器１２８および対数増幅器１３０を介して送られる。対数増幅器１２４、１３０からの信号は、減算器１３２において組合わされて信号ｃ／ｓを生じ、この信号はスイッチ１３４を介して送られる。スイッチ１３４の他の位置では、対応する構成要素１１４、１１６と同じ値を有する抵抗１３６およびコンデンサ１３８により形成される時定数を介して信号が送られる。これまでは、制御電圧生成回路について記述した、かかる回路の典型として、ｌ／ｒおよびｃ／ｓ信号は、これら信号の左Ａおよび右Ｂの、および中央（和）およびサラウンド（差）の振幅間の比の対数に比例して変化する。
【０１５０】
マトリックス要素は、それぞれ前の式に従ってモデル化する係数に従ってラベルで示される回路ブロック１４０〜１５８により示される。このため、例えば、ＬＬで示されるブロック１４０は、式（２７）、（５４）、（９１）または（９５）により記述される関数を適当に実行する。それぞれの場合、この関数は、矢印を付した当該ブロックに対する入力として示されるｃ／ｓ出力に依存し、これを音響信号入力ではなく制御入力として表示する。音響入力は、遅延ブロック９６を通過した後左の入力信号Ａの遅延バージョンであり、これはブロック１４０において係数ＬＬにより乗じられて当該ブロックからの出力信号を生じる。
【０１５１】
幾つかのマトリックス要素の出力は加算器１６０〜１６８で加算され、これにより５つの出力Ｌ、Ｃ、Ｒ、ＬＳおよびＲＳを端子１７２、１７４、１７６、１７８および１８０にそれぞれ与える。先に述べたように、信号ＲＳは、出力端子１８０へ印加される前に可変移相器１７０を介して送られる。移相器１７０は、前方から後方へ信号ｃ／ｓが指向するとき０°から１８０°へ変化する位相偏移を生じるようにｃ／ｓ信号によって制御される。
【０１５２】
デコーダの７チャネル・バージョンにおいては、回路要素１５２〜１５８、１６６、１６８および１７０が複写され、図４に示されるそれらの対応する要素と同じ点から送られるが、それぞれ１５２〜１５８に対応するブロックにおいて係数ＬＲＬ、ＬＲＲ、ＲＲＬおよびＲＲＲを付しかつブロック９６、１１８に類似する更に１０ｍｓの遅延で送られ、これらは前記ブロックの前か対応する加算器要素の後でブロック１６６および１６８に対して挿入される。
【０１５３】
アナログ構成が図４に示されるが、ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）チップを用いてデコーダ機能を完全にディジタル形態で実現することもまた可能でありかつ物理的にはるかに簡単である。このようなチップは、当業者には馴染みのものであり、図４のブロック図は、本発明によるデコーダの完全な機能性を提供するよう、先に述べた式において用いられるように、種々の信号遅延、乗算および加算を行うと共に、信号ｌ／ｒおよびｃ／ｓを取得し、かつこれら信号から信号ｔｌおよびｔｓを取得するため前記ＤＳＰにおいて動作するプログラムとして容易に実現される。
【０１５４】
図５ａにおいて、移相器１７０のアナログ・バージョンが示される。当該移相器回路においては、入力信号ＲＳ′は演算増幅器１８２によりバッファされ、次いで入力抵抗１８６と１の利得を規定する等価のフィードバック抵抗１８８を含む第２の演算増幅器１８４によって反転される。増幅器１８２、１８４の出力は、それぞれ可変抵抗１９０およびコンデンサ１９２を介して第３の演算増幅器１９６へ印加され、この増幅器が可変抵抗１９０およびコンデンサ１９２の接合点において電圧をバッファして図４の端子１８０に対する出力信号ＲＳを生じる。この回路は、全通過特性を有する従来の単極移相器である。
【０１５５】
可変抵抗１９０は、信号が前方へ指向されるとき移相器の切換え周波数が高くなるようにｃ／ｓ信号により制御され、その結果（マトリックス係数により）後方出力信号が異なる位相となるが信号が後方へ指向するときは低減し、従って後方の出力信号は右後方出力ＲＳの反転により同じ位相になる。移相器は全ての周波数において同じではないが、この移相器の音響心理学的効果は快いものとなり後方信号の位相関係（ｐｈａｓｉｎｅｓｓ）を実質的に低減する。当業者には明らかなように、更に複雑な多極移相器を使用することもできるが、全ての出力チャネルにおいて更に多くの回路を必要とし、従って要求される場合に１つの後方チャネルの位相を平滑に反転するコスト効率のよい方法を提供するものではない。
【０１５６】
図５ｂには、図４の回路の遅延ブロック１７０のディジタル的な実施の形態の実現において用いられる従来の可変ディジタル遅延素子が示される。このような回路においては、利得値ｇは図５ａのアナログ移相器に対するものと同じ機能を生じるように制御信号ｃ／ｓの値によって制御される。この回路においては、加算器２００へ印加される信号は加算されて遅延ブロック２０２により遅延され、このブロックの出力は利得ｇの乗算器２０４を介して加算器２００の入力の１つにフィードバックされる。ＲＳ′信号は、加算器２０４の他方の入力へ印加され、かつ乗算器２０６へも印加され、この乗算器で係数−ｇで乗じられる。遅延ブロック２０２からの出力信号は、乗算器２０８において（１−ｇ２）で乗じられ、加算器２１０における乗算器２０６からの信号へ加算されて加算器２１０の出力に信号ＲＳを生じる。
【０１５７】
当該移相器の性能は図５ａにおけるそのアナログ版の性能と全く同じではないが、この性能は所望の効果を生じるのに充分な類似のものである。
【０１５８】
図６ａないし図６ｅは、図４のデコーダの種々のマトリックス係数のバリエーションを示し、当該デコーダの動作を更に明らかにするため図４の記述に先行するセクションにおける式により記述されたその強化性能を示すグラフである。
【０１５９】
図６ａにおいて、カーブＡおよびＢは、それぞれ０ｄＢないし約３３ｄＢのｃ／ｓ値の範囲として係数ＬＬ（ＬＦＬ）およびＬＲ（−ＬＦＲ）のバリエーションを示している。これらのカーブは、式（２７）および（２８）において得られたような正弦／余弦の法則に従う。ＲＲ（ＲＲＲ）およびＲＬ（ＲＦＬ）のバリエーションは、右前方象限における指向のための形態に類似している。
【０１６０】
カーブＣおよびＤは、比較のため前掲のＧｒｉｅｓｉｎｇｅｒの米国特許第５，１３６，６５０号によるデコーダに対するＬＦＬおよびＬＦＲの対応する値をそれぞれ示している。強い中央の指向における値０．５に近似するこれらのカーブにおいては、音楽成分は低すぎる３ｄＢであり、従って古いカーブでは該当しないが、０．７１に見合う新たなデコーダのカーブＡおよびＢが一定の音楽レベルを生じる。
【０１６１】
図６ｂには、中央（０ｄＢ）から左方（３３ｄＢ）へのｌ／ｒの指向における中央の係数ＣＬおよびＣＲを示すカーブＥおよびＦが示される。指向が左方へ移るとき、右方の係数ＣＲはゼロに減じるが、左方の係数ＣＬは３ｄＢだけ増加する。右方への指向のときは、反対方向ではあるが同様な考察が妥当する。
【０１６２】
カーブＧおよびＨは、前掲のＧｒｉｅｓｉｎｇｅｒの米国特許のデコーダにおけるＣＬおよびＣＲをそれぞれ示し、カーブＧが要求される３ｄＢだけ増加しないとき、音楽レベルが再び一定に維持されないことを示している。
【０１６３】
図６ｃにおいて、比ｌ／ｒが０ｄＢ（無指向あるいは中央の指向）から完全左方指向を表わす３３ｄＢになるとき、カーブＪおよびＫが係数ＬＳＬおよびＬＳＲの値をそれぞれ表わしている。音楽レベルが室内で一定の状態を維持するようにＬＳＲ信号が増加するが、ＬＳＬカーブＪは、左方サラウンド・チャネルから左信号を除去しつつあるときゼロに低減する。これらカーブから、後方に対して２２．５°の指向角度に対応するブレークポイントが８ｄＢにあることが明らかである。ここで、マトリックス要素は、入力が方向性信号のみを含むとき（ｒ．ｍ．ｓ．方式で）合計１とならねばならない。これは、カーブから判るように、マトリックス要素がｃｏｓ２２．５°即ち０．９２およびｓｉｎ２２．５°即ち０．３８の値を持つならば達成される。
【０１６４】
このことに関して、信号が完全に後方へ指向されるときかあるいは信号の指向成分が存在しないとき、ｌ／ｒがゼロｄＢであり得ることに注目されたい。いずれの場合も、マトリックスは、要求される完全な左右分離へ弛緩する。
【０１６５】
図６ｄにおいて、カーブＬは表１において先に示し式（７６）および（７９）において、かつその後でも用いたＲＢＯＯＳＴ値を表わす。値ＬＳＬは、全後方へ指向するときは小さ過ぎ、従って音楽レベルを一定に保持するためＲＢＯＯＳＴの値がこれに加算される。ＬＳＬのみがブーストされ、従って完全な分離が維持される。ｃ／ｓが−８ｄＢから−３３ｄＢ（完全後方）に変化するとき、即ち、グラフのｘ軸が−ｃ／ｓ（ｃ／ｓはｄＢ単位）であるとき、値ＲＢＯＯＳＴはｃ／ｓにのみ依存する。
【０１６６】
図６ｄにも示されているのは、値ＲＢＯＯＳＴを表わすカーブＭである。デコーダの７チャネル・バージョンにおいては、左後方（−８ｄＢ）と全後方（−３３ｄＢ）間の指向において、この値は左側方係数から差し引かれ、その半分が左後方成分へ加算される。再び、当該軸は−（ｄＢ単位のｃ／ｓ）であり、このカーブは先の式（８０）に示されるようにゼロから０．５になる。
【０１６７】
最後に、図６ｅにおいては、式（３９）後で先に述べたように、音楽レベルを一定に保持するため制御信号ｃ／ｓが後方チャネルおよび側方サラウンド・チャネルへ印加されると補正係数（ｓｉｎ ｔｓ＋ｃｏｓ ｔｓ）の変化を表わすカーブＮが示される。
【０１６８】
図７において、一般に映画のサウンドトラック・エンコーディングにおいて、特に先に述べたデコーダの実施の形態に関する使用に適するアクティブ・エンコーダが示される。
【０１６９】
図７において、同じ５つの信号ＬＳ、Ｌ、Ｃ、ＲおよびＲＳが図３のエンコーダにおけると同じ番号を付した端子６２、５０、５２、５４、６４へそれぞれ印加される。これら信号の各々には、これら信号の各々の振幅の対数に比例する信号を生じるため対応するレベル検出器および対数増幅器が存在する。これら要素は、番号２１２〜２３０が付されている。対数信号は、入力ＬＳ、Ｌ、Ｃ、ＲおよびＲＳに対応してｌｓｌ、ｌｌ、ｃｌ、ｒｌおよびｒｓｌのラベルがそれぞれ付されている。これら信号のラベルは、作用について以下に述べるコンパレータ・ブロック（図示せず）において比較される。
【０１７０】
減衰器２５４および２５６は、係数０．５３および０．８３だけ信号ＬＳをそれぞれ減衰し、減衰器２５８および２６０は係数０．８３および０．５３だけ信号ＲＳをそれぞれ減衰する。
【０１７１】
５つの入力信号はそれぞれ全通過型移相器ネットワークを通過し、２３２、２３４で示されるブロックを通過して、それぞれ減衰器２５４、２５６からの減衰されたＬＳ信号に対して移相関数φおよびφ−９０°をそれぞれ生じ、ブロック２３６、２３８、２４０を通過してＬ、ＣおよびＲ信号の各々へ移相関数φをそれぞれ生じる。信号コンバイナ２４２は、０．３８ＬＳを−０．３８ＲＳに加えて、移相関数φを持つ移相器ブロック２４４へ中央サラウンド信号を与える。移相器ブロック２４６および２４８は、それぞれ減衰器２５８、２６０からのＲＳチャネルに移相関数φ−９０°、φをそれぞれ与える。
【０１７２】
信号結合マトリックス２５０は、減衰器２５４により減衰された利得ｓｉｎθＬＳを持つＬＳ（φ）信号と、Ｌ（φ）信号と、利得０．７０７を持つＣ（φ）信号と、Ｓ（φ）で示される位相φを持つサラウンド信号Ｓ＝（０．３８ＬＳ−０．３８ＲＳ）とを加算して、端子４４に左出力信号Ａを生じる。
【０１７３】
同様なマトリックス２５２は、利得ｓｉｎθＲＳを持つＲＳ（φ）信号と、利得ｃｏｓθＲＳを持つＲＳ（φ−９０°）信号と、利得０．７０７を持つＣ（φ）信号と、Ｓ（φ）信号とを加算して、端子４６に右出力Ｂを生じる。
【０１７４】
指向角度θＬＳおよびθＲＳは、本発明の当該実施の形態において下記のように対数振幅信号ｌｓｌ、ｌｌ、ｃｌ、ｒｌおよびｒｓｌに応じて作られる。即ち、
ｌｓｌが残りの任意の信号より大きいときはつねに、θＬＳは９０°に近づき、さもなければ、θＬＳは０に近づく。これらの値は、平滑なカーブの極値である。同様に、ｒｓｌが他の任意の信号より大きければ、θＲＳは９０°に近づき、さもなければ、θＲＳは０に近づく。
【０１７５】
当該動作モードの特定の利点は、信号がＬＳ入力またはＲＳ入力のみに印加されるとき、エンコーダの出力は実数であり、簡素化されたエンコーダとパッシブ・エンコーダにより生じる同じ値である２．４１：１（８ｄＢ）のデコーダにおける比ｌ／ｒを生じることである。
【０１７６】
マトリックスにおける実数の係数ではなく複素数の係数を有する本発明によるデコーダの一部を示す図８において、同図は、マトリックスにおける複素数の係数の生成を行うため図４のデコーダの前に置かれる図９の更に他の移相器ネットワークを変更するため用いられる（図４におけるデコーダにより生じる信号ｌ／ｒおよびｃ／ｓに加えて）第３の制御信号ｌｓ／ｒｓを生成する方法を示す。
【０１７７】
信号Ａおよび信号Ｂが、図４の端子９２および９４の代わりに、端子３００および３０２へそれぞれ印加されることが判る。位相ｆの位相関数φ（ｆ）を有する全通過型移相ネットワーク３０４と、位相関数φ（ｆ）−９０°を有する第２の全通過型移相ネットワーク３０６とは、端子３００から信号Ａを受取る。ネットワーク３０４からの移相された信号は、減衰器３０８において係数−０．４２だけ減衰され、ネットワーク３０６からの遅延象限移相信号は、減衰器３１０において係数０．９１だけ減衰される。減衰器３０８および３１０の出力は、加算器３１２において加算される。
【０１７８】
端子３０２における信号Ｂは、加算器３１２の出力が移相器３１４の出力における信号Ｂに対して６５°だけ移相された信号Ａであるように、全通過型移相ネットワーク３１４を介して送られる。
【０１７９】
加算器３１２の出力は、減衰係数０．４６を持つ加算器３１６を介して加算器３１８の１つの入力へ送られ、ここでこの出力は移相器３１４からの移相信号Ｂに加算される。同様に、移相器３１４の出力は、同じ係数０．４６を持つ減衰器３２０により減衰されて加算器３２２へ送られ、ここで加算器３１２の出力である移相信号Ａへ加算される。減衰器３０８、３１０、３１６および３２０における係数の特定の選択は、パッシブ・エンコーダのＬＳ入力のみに印加された信号が加算器３０８では出力を生じず、かつＲＳ入力にのみ印加された信号が加算器３２２で出力を生じないように行われる。このように、目的は、信号がエンコーダの左側あるいは右側へのみ印加される場合これをデコーダの入力として認識する回路を設計することである。この回路は、条件が存在するとき２つの信号の一方または他方がゼロになるように、打ち消し手法によりこれを行う。
【０１８０】
加算器３２２の出力はレベル検出器３２８および対数増幅器３３０を介して送られるが、加算器３１８の出力はレベル検出回路３２４および対数増幅器３２６へ送られる。対数増幅器３２６および３３０の出力は、その対数比に比例する出力を生じる減算器３３２へ送られる。この出力は、スイッチ３３４により選択され、あるいは図４に示された対応する構成要素と同じ値を有する抵抗３３６およびコンデンサ３３８により形成されるＲ−Ｃ時定数からの出力は、スイッチ３３４により交互に選択され、指向信号ｌｓ／ｒｓとして端子３４０へ送られる。
【０１８１】
このように、信号ｌｓ／ｒｓは、信号がパッシブ・エンコーダのＬＳ入力へ印加されるとき最大の正の値となるか、あるいは信号がＲＳ入力へ印加されるときは最大の負の値となる。
【０１８２】
信号ｌｓ／ｒｓの目的は、図４のデコーダへ印加される入力位相を制御することである。この理由から、図９のネットワークは、図４の端子９２および９４へ印加される信号Ａと信号Ｂの間に介挿される。
【０１８３】
図８における３０６と同じ移相器でよい位相関数φ−９０°の移相器３４６は減衰係数ｓｉｎθＲＳを持つ減衰器３４８を介して送られるが、図９に示される回路は、減衰値ｃｏｓθＲＳを持つ減衰器３４４が後続する図８における３０４と同じ移相器でよい位相機能φの移相器３４２を含んでいる。減衰器３４４および３４８の出力は加算器３５０により加算されて、図４の端子９２に直接接続される端子３５２に修正された信号Ａを生じる。
【０１８４】
図９の下方において、信号Ｂが図８におけるように端子３０２へ印加され、かつ１つの分岐において位相関数φの移相器３５４と減衰係数ｃｏｓθＬＳの減衰器３５６とを通過するが、他の分岐においては、位相係数φ−９０°の移相器３５８と減衰係数ｓｉｎθＬＳの減衰器３６０とを通過する。減衰器３５６および３６０からの信号は、減算器３６２において組合わされて、図４における端子９４に直接接続されるべき端子３６４において修正信号Ｂを生じる。位相変化の結果は、パッシブ・エンコーダのＬＳ入力あるいはＲＳ入力のみが信号により駆動されつつあるとき、デコーダのＬＳ出力およびＲＳ出力（ならびに、７チャネル・バージョンにおけるＬＲ出力およびＲＲ出力）間の良好な分離を生じることである。
【０１８５】
制御信号ｌｓ／ｒｓと指向角度θＬＳ間の関係は、図９の組グラフに示される。ｌｓ／ｒｓが３ｄＢに達すると、角度θＬＳは高いｌｓ／ｒｓ値において０°から６５°へ変化し始める。正確に補完する関係が、ｒｓ／ｌｓと呼ぶｌｓ／ｒｓの逆数により制御される他の指向角度θＲＳに妥当し、その結果ｒｓ／ｌｓが３ｄＢを越えるとき、値θＲＳは０°から増加し始め、ｒｓ／ｌｓがその最大値にあるとき−６５°における漸近点へ移動する。θＬＳおよびθＲＳが変化するとき、マトリックス係数は、図４に示されたデコーダの主要部分に対する入力における位相変化により有効に複素数になる。
【０１８６】
図１０は、移相ネットワークを簡素化することによる図７のエンコーダとは異なるエンコーダの代替的な実施の形態を示している。移相ネットワークの数は、信号をφ移相器を介して送る前に実信号を組合わせることによって減じることができ、これにより結果として僅かに２個のφおよびφ−９０°移相ネットワークとなる。θＬＳおよびθＲＳの記述もまた簡素化される。ｌｓｌ／ｒｓｌが３ｄＢより大きくなるときθＬＳは９０°に接近し、さもなければ、（デコーダ設計におけるように）ゼロとなる。同様に、ｒｓｌ／ｌｓｌが３ｄＢより大きくなるときθＲＳは９０°に接近し、さもなければゼロとなる。
【０１８７】
図１０において、図７の右半分における要素と対応する要素、即ち、減衰器２５４〜２６０およびφ−９０°移相器２３４および２４６が対応する番号を付される。当該エンコーダと図７のエンコーダ間の相違の更に詳細な論議を行うために、そのように対応していない図１０の要素もまた番号が付される。５つのφ移相器２３２、２３６〜２４０および２４８が２つの移相器２８６〜２８８により置換されたが、図７の信号コンバイナ要素２４２、２５０および２５２に示される係数が信号コンバイナから取出され、減衰器要素２６２〜２７４関連する各信号に個々に適用されること、およびこのように修正されたこれら信号が簡単な加算装置２７６〜２８４において組合わされることが判るであろう。
【０１８８】
図１０において、図７の端子６２からのＬＳ信号に対する信号経路は減衰器要素２５６およびφ−９０°移相器２３４を前のように通過し、次いで図７の信号コンバイナ２５０に前に示した係数である減衰係数ｃｏｓθＬＳを持つ能動的に制御される減衰器２７０を通過する。この信号は、図７の端子４４においてＡで示される信号出力の１つの成分として加算器２７６において加算される。
【０１８９】
図７の端子６４におけるＲＳ信号に対する信号経路は、減衰器２５８および移相器２４６を同様に通り、次いで図７の信号コンバイナ２５２の一部であった減衰係数ｃｏｓθＲＳを持つアクティブな減衰器２７４を通って加算器２８０に達し、ここで図７の端子４６におけるＢで示される信号の一成分となる。
【０１９０】
図７の端子５２からの中央信号Ｃに対する信号経路は、最初に減衰係数０．７１を持つ減衰器２６６を通り、その後加算器２７８および２８２へ印加される。図７の端子５０からのＬ信号は、加算器２７８へ直接印加される。図７の端子５４からのＲ信号は加算器２８２へ直接印加される。ＬＳ信号もまた減衰器２５４を介して印加され、減衰係数ｓｉｎθＬＳを持つアクティブ減衰器２６８を経て加算器２７８へ印加される。ＲＳ信号もまた、減衰器２６０および減衰係数θＲＳを持つアクティブ減衰器２７２を経て加算器２８２へ送られる。最後に、ＬＳ信号は係数０．３８の減衰器２６２を通り、ＲＳ信号は係数−０．３８の減衰器３６４を通り、両方の減衰信号は、結果が正の符号を持つ加算器２７８と負の符号を持つ加算器２８２とに印加される前に、加算器２８４において加算される。
【０１９１】
加算器２７８の出力は、φ移相器２８６を経て加算器２７６へ送られ、加算器２８２の出力はφ移相器２８８を経て加算器２８０へ送られ、加算器２７６および２８０はそれぞれ信号Ａおよび信号Ｂを図７の端子４４および４６へそれぞれ与える。
【０１９２】
出力ＡおよびＢの各々に対する信号ＬＳ、Ｌ、Ｃ、ＲおよびＲＳの各々の減衰および加算の調べると、これら出力信号が内容において図７の信号と同じであるが、図７に関して高価な移相器が３個少ないことが判るであろう。
【０１９３】
図１０には、角度θＲＳと右側象限に指向される信号に対するｒｓ／ｌｓ（または、−ｌｓ／ｒｓ）の値間の関係も示される。この角度は、矢印により示されるように回路要素２７２および２７４に影響を及ぼす。指向角度θＬＳとｌｓ／ｒｓ値間によく似た関係が存在し、この角度は回路要素２６８および２７０に影響を及ぼす。
【０１９４】
図１１において、構造が図１０のエンコーダによく似たエンコーダが示される。従って、機能が対比し得る要素は対応するように番号が付される。幾つかの新たな要素、即ち、４個の利得制御要素、可変減衰器２９０〜２９３および２個の制御信号発生器要素２９４、２９５がある。入出力端子は図７と対応して番号が付されている。
【０１９５】
付加された利得制御要素の目的は、強く指向された前方信号と音楽間の均衡と、同時の左側方信号と右側方信号に応答する分離の低減との両方を補正することである。強く指向される信号が左方、中央あるいは右方のチャネルに生じると、ドルビー・プロ・ロジック互換形式のデコーダ、即ち、この場合は基準Ｄではなく基準Ｅを満たすデコーダが、前方チャネルにおいて３ｄＢのブーストを加える。このブーストは、例えば、対話と音楽間の均衡の偏移として非常に明瞭に聞き分けられる。典型的には、ドルビー・プロ・ロジックと互換のデコーダにより再生のためのサウンドトラックを混合する際、対話と他の強く指向される前方チャネルの記録レベルは、前記ブーストを加えるデコーダによりサウンドトラックを聴く音響ミキサによって補償される。しかし、パッシブ・エンコーダ、あるいは図７および図１０に関して先に述べたアクティブ・エンコーダ形式のいずれかを介して符号化された５チャネル・フィルムは、このようには補償されない。
【０１９６】
新規なエンコーダにおいては、３つの前方信号Ｌ、ＣおよびＲが、それぞれ利得係数ＧＬ、ＧＣおよびＧＲを持つ３つの可変減衰器２９０〜２９２を介して送られる。これらの係数は、エンコーダの出力から得た制御信号を指向させることによって制御される。これを行うために、出力信号ＡおよびＢが、図４のデコーダの回路と同じ回路を含む指向信号電圧発生器２９４の入力へ送られる。２つの指向電圧ｌ／ｒおよびｃ／ｓはこのように得られ、アクティブ・デコーダにおいて生成される電圧と同じである。これらの２つの指向電圧は、図１２ａおよび図１２ｂに示される方法で利得係数に影響を及ぼす。要素２９１の利得ＧＣはｃ／ｓによって制御されるが、信号ｌ／ｒおよび逆のｒ／ｌが要素２９０および２９２の利得ＧＬおよびＧＲを制御する。
【０１９７】
ｌ／ｒが正である（指向が左方へのものである）とき、値ＧＲは１のままであるが、値ＧＬは図１２ａに示されたカーブに従って１から低減される。同様に、ｌ／ｒが負であるとき、値ＧＬは１で一定であるが、値ＧＲは同じカーブに従って（｜ｌ／ｒ｜に関して）低減される。同様に、前方／後方の指向ｃ／ｓが正である（前方へ指向される）とき、利得ＧＣは図１２ａのカーブに従ってｃ／ｓと共に変化するが、信号ｃ／ｓが負であるとき利得ＧＣは１のままである。図１２ａのカーブは、図６ｅに示されたカーブＮの逆数である。
【０１９８】
信号ｌ／ｒおよびｃ／ｓがフィードバック・ループ内で生成されるので、利得の変更も指向電圧に影響を及ぼすゆえに、前方信号のそれぞれに印加される補正はフィルム・デコーダにおいてこれら信号に加えられるブーストと正確に一致することになる。この結果は、元の５チャネルが２つのチャネルへ符号化され次いで５チャネルまたは７チャネルへ再び復号されるとき、対話、音楽および強い左または右の音響効果が元の離散的混成の均衡を維持することである。実際に、２チャネル・バージョンが５チャネルのオリジナルに比較されると、主体品質の損失が非常に少ない。ほとんどの場合、明らかな相違は全くない。
【０１９９】
図１１のエンコーダにおける更なる改善は、制御電圧発生回路２９５により制御される可変減衰器２９３の利得係数ＧＳの付設である。利得係数ＧＳは、（０．３８で乗じた）左側方と右側方の入力信号間の差信号である加算器２８４からの信号に対して働く。この側方差信号の目的は、エンコーダに対して強く指向される左側方（ＬＳ）あるいは右側方（ＲＳ）の入力があるときにｃ／ｓ信号の適正な負の値を生じることである。しかし、この側方差信号は、左側方と右側方の両入力が同時に存在するときこれら入力間の分離を減じる。このような分離における低減は、ＬＳ入力およびＲＳ入力が略々等しいが音楽、拍手あるいは雨などのサラウンド効果のように相関性がないときに特に重要である。
【０２００】
これらの非指向効果の間は、差信号を不動作状態にすることが好まれ、これは、エンコーダに印加される左側方と右側方の信号間に強い相関性がないとき、ＧＳの値を減じることによって行うことができる。
【０２０１】
相関性の存在は、要素２９４における制御電圧発生回路２９５を用いて、エンコーダに対する左側方と右側方の入力から得られる指向電圧から決定することができ、これにより制御信号ｌｓ／ｒｓおよびｃｓ／ｓｓを生じる。ｌｓ／ｒｓ指向電圧もまた、値θＬＳおよびθＲＳを制御するため図７に示されたアクティブ・エンコーダの元のバージョンにおいて得られた。このような特徴は図１１のエンコーダに保持されるが、更に別の回路が側方信号の前方／後方成分を決定する。ｌｓ／ｒｓおよびｃｓ／ｓｓの両ｓｎは、減衰器要素２９３の利得係数ＧＳを制御する。ｌｓ／ｒｓ信号もまた減衰器２７０および２７２において指向角度ｔｌｓを制御し、前記信号の逆数ｒｓ／ｌｓは減衰器２７２および２７４において指向角度ｔｒｓを制御する。
【０２０２】
ＧＳの値は、信号ｌｓ／ｒｓおよびｃｓ／ｓｓの絶対値の大きい方を用い、この値を７ｄＢに制限し、７で除し、次にその結果を１から差し引くことによって決定される。このため、７ｄＢ以上の相関性を持つ任意の信号が、エンコーダが前のように働くように、但し相関性のない信号がＬＳおよびＲＳに印加されるときにＧＳ＝１を結果として生じ、ＧＳの値が然るべく減衰し、デコーダがこれら入力間の高い分離へ戻ることになる。
【０２０３】
符号化／復号信号と符号化されない多チャネル音響とを比較する過程において、側方の指向中に左前方チャネルあるいは右前方チャネルからの出力が充分に低減されなかったことが明らかになった。左側方および右側方のチャネルを含まないドルビー・プロ・ロジック仕様によれば、デコーダの左前方出力が振幅において僅かに２．５ｄＢだけ低減する。前方チャネルの挙動は、ドルビー仕様に従うためには意図的であるが、標準的なドルビー仕様では、復号する側方チャネルはなく、１つの後方出力のみがある。従って、側方スピーカがあるときは、後方指向の間左右の前方出力に対してドルビー仕様を修正する必要がある。
【０２０４】
修正された仕様においては、同じ側方に後方指向があるとき、左前方出力と右前方出力が３ｄＢよけいに低減される。このため、前方の左信号は、信号が左から左側方へパンするとき前記量だけ低減され、右前方信号は、信号が右から右側方へパンするときに同様に低減される。側方スピーカが設定されると、このことは明らかに前方からどちらかの側方へ、次いで後方へ移動する信号の明瞭な移動を改善するが、標準的プロ・ロジックで符号化されたフィルムでは聞き分けられる充分な相違を生じるほど大きな分離はない。左から左側方の指向のためのＬＬおよびＬＲマトリックス要素に対する利得における変化が、図１２ｂおよび図１２ｃにそれぞれ示される。同様なカーブが、右側方の指向にも妥当する。
【０２０５】
デコーダ改善の別の特質は、ｌ／ｒおよびｃ／ｓの方向制御信号へディジタル的に加えられる特別な制限補正である。これは、指向の速度および精度を改善する利点を有する。強く指向される信号の左から中央へのパンの間、ｌ／ｒ信号およびｃ／ｓ信号は独立的でないが、図１３に示された補完経路に従う。対数検出器が迅速に働くならば、このカーブは動的に追従されるが、時定数が含まれるときは、増進する信号の値は急激に増加し得るが、降下する信号は通常は比較的低速度で変化する。その結果は、降下信号があるべきよりも高くなり、動的な分離を低減することである。この問題を正すために、他の信号が図１３のカーブに追従することを制限するため更に迅速に変化する信号が用いられる。一部の従来技術のデコーダは急激な変化の間の制御電圧のエクスカーションを制限する回路を含んでいたが、これら回路は制御信号の変化率に基くことなくむしろその絶対値に基くものであった。変化率法の特に有利な点は、マトリックスの前の方向における指向を表わす降下信号が更に急激に変化する信号に服するように強制されるが、増進する信号は急激に増加することが許容されることである。
【０２０６】
これらの信号の規定を想起すれば、相関性のない音楽の存在時には達することがない最大限に生じ得る制御信号間の関係を図ることは非常に容易である。
【０２０７】
左から中央へのパン、Ｌ＝ｃｏｓ ｔおよびＲ＝ｓｉｎ ｔについて考察すると、制御信号は
ｌ／ｒ＝２０＊ｌｏｇ１０（ｃｏｓ ｔ／ｓｉｎ ｔ）　　　　　　　　　　　　　　（９８）
ｃ／ｓ＝２０＊ｌｏｇ１０（（ｃｏｓ ｔ＋ｓｉｎ ｔ）／（ｃｏｓ ｔ−ｓｉｎ ｔ））　　　　　　　（９９）
これらの関係は、図１３において相互にプロットされる。
【０２０８】
図１４は、参考として、先行する米国特許出願第０８／６８４，９４８号によるデコーダにおいて実現されるように、図４のマトリックスにおいて用いられる左後方左（ＬＲＬ）マトリックス要素係数の形態を示している。この係数の値は、図４のデコーダにおける通常の対数比検出器から得られるｃｓおよびｌｒ制御信号に関して縦座標の高さとして３次元フォーマットでプロットされる。ｃｓ信号は、後方サラウンド信号の振幅に対する中央前方の比を表わし、ｌｒ信号は左対右の信号振幅比を表わす。これら信号の各々は、ゼロから９０度にわたる角度として符号化される。図において判るように、左の頂点付近のこの要素の値に不連続が存在し、信号が後方へ進むとき小さな「落ち込み」を形成する。また、この図には、中心の「谷」もある。図１５は、ｌｒ＝０軸に沿って後方への同様な不連続を呈する左後方右マトリックス要素の値を同様に示している。
【０２０９】
これらの不連続は、前述の米国特許出願に記載された理論における誤りによる。この問題は、拘束ｌｒと呼ばれる変数により表示される表によりなされた左後方象限におけるマトリックス要素へ補正が加えられることである。これは、補正されている誤りが対称的であるときにのみこの種の補正が働くことにする。ｃｓ軸に沿った補正は対称的であるが、ｌｒ＝０境界に沿う補正は対称的ではない。この補正を行う優れた方法は、ｌｒ軸に沿ったＬＲＲマトリックス要素に対する前掲の論文における理論においてなされたように、内挿による。実際に、この内挿は、ほとんど計算によらない更に２つの索引テーブルによって行うことができる。このような内挿のための式は、後で示される。
【０２１０】
ＬＲＲマトリックス要素は、ｌｒ軸に沿って適正に内挿される。しかし、図１５において判るように、ｃｓ軸に沿って不連続が存在する。かかる不連続は、デコーダ・バージョン１．１１におけるプログラミングによるものであった。前述の米国特許出願で提示された理論は、図１６に示されるマトリックス要素を生じる。図１６は、不連続が除去された前述の米国特許出願によるバージョン１．１１のデコーダにおいて左後方右マトリックス要素が構成されるべきであったこのマトリックス要素を示している。適切な内挿および構成により、ｌｒ＝０境界には不連続が存在しない。
【０２１１】
次に、ＴＶ音響マトリックスについて、図１７は、米国特許第４，８６２，５０２号および最大値が１であるようにドルビー・プロ・ロジックで実現されたようなＬＦＬマトリックス要素を示している。
【０２１２】
１９８９年の米国特許におけるｃｓおよびｌｒが中央／サラウンドおよび左／右軸における度単位の指向方向であるとすると、前方マトリックス要素は下記のように与えされた。
【０２１３】
左前方象限においては、
ＬＦＬ＝１−０．５＊Ｇ（ｃｓ） ＋ ０．４１＊Ｇ（ｌｒ）　　　　　　　　　　　　　　　（１００）
ＬＦＲ＝−０．５＊Ｇ（ｃｓ）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（１０１）
右前方象限においては、
ＬＦＬ＝１−０．５＊Ｇ（ｃｓ）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 （１０２）
ＬＦＲ＝−０．５＊Ｇ（ｃｓ）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（１０３）
左後方象限においては、
ＬＦＬ＝１−０．５＊Ｇ（−ｃｓ） ＋ ０．４１＊Ｇ（ｌｒ）　　　　　　　　　　　　　　　（１０４）
ＬＦＲ＝０．５＊Ｇ（−ｃｓ）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（１０５）
右後方象限においては、
ＬＦＬ＝１−０．５＊Ｇ（−ｃｓ）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 （１０６）
ＬＦＲ＝０．５＊Ｇ（−ｃｓ）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（１０７）
関数Ｇ（ｘ）は、米国特許第４，８６２，５０２号に記載され、米国特許第５，３０７，４１５号において規定されている。これは、ｘが０度から４５度まで変化するとき０から１まで変化する。前掲の米国特許出願においては、これが１−ｔａｎ（｜ｒ｜／｜ｌ｜）に等しいことが示され、ここで｜ｒ｜および｜ｌ｜は右および左の入力振幅である。
【０２１４】
図１８において、米国特許第４，８６２，５０２号およびドルビー・プロ・ロジックからのＬＦＲマトリックス要素が、最小値および最大値が±０．５であるように０．７１でスケールされて示される。前述の米国特許出願第０８／６８４，９４８号においては、これら要素が指向されない素材のラウドネスが指向方向の如何に拘わらず一定でなければならないという要件を付加することによって改善された。数学的には、このことは、ＬＦＬおよびＬＦＲマトリックス要素の平均２乗平方根が一定であるべきことを意味する。前記米国特許出願において、このような目標が指向の方向において緩和されるべきこと、即ち、指向が全左方であるときマトリックス要素の平方和が３ｄＢだけ増加すべきことが指摘された。上記マトリックス要素がかかる要件を満たさないことが判る。
【０２１５】
図１９においては、最大値が１であるようにスケールされた米国特許第４，８６２，５０２号からのＬＦＬおよびＬＦＲの平方和の平方根が示される。この値が無指向から右方の軸に沿って０．７１で一定であることに注目されたい。無指向かた左方は、値１まで３ｄＢだけ増加し、無指向から中央あるいは後方は値０．５まで３ｄＢだけ低減する。後方向は中央方向と同じであるが、このような遠近感により容易に判らない。
【０２１６】
前述の米国特許出願第０８／６８４，９４８号は、マトリックス要素における関数Ｇ（ｘ）を正弦および余弦で置換することによってこのような振幅誤差を補正した。
【０２１７】
左前方象限に対しては、
ＬＦＬ＝ｃｏｓ（ｃｓ） ＋ ０．４１＊Ｇ（ｌｒ）　　　　　　　　　　　　　　 　　 （１０８）
ＬＦＲ＝−ｓｉｎ（ｃｓ）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 （１０９）
右前方象限に対しては、
ＬＦＬ＝ｃｏｓ（ｃｓ）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（１１０）
ＬＦＲ＝−ｓｉｎ（ｃｓ）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 （１１１）
左後方象限に対しては、
ＬＦＬ＝ｃｏｓ（−ｃｓ） ＋ ０．４１＊Ｇ（ｌｒ）　　　　　　　　　　　　　　　　　（１１２）
ＬＦＲ＝ｓｉｎ（−ｃｓ）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 （１１３）
右後方象限に対しては、
ＬＦＬ＝ｃｏｓ（−ｃｓ）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 （１１４）
ＬＦＲ＝ｓｉｎ（−ｃｓ）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 （１１５）
図２０には、最大値が１となるようにスケールされた前述の米国特許出願第０８／６８４，９４８号からのＬＦＬおよびＬＦＲマトリックス要素の和の平方根が示される。紙面の右半分全体における０．７１の一定値と、左頂点に向かって１までの緩やかな立上がりに注目されたい。
【０２１８】
デコーダ・バージョン１．１１は、これらマトリックス要素に対する幾つかの変更がなされた。基本的な関数の依存性を保持しながら、更なるブーストが前方においてｃｓ軸に沿って加えられ、遮断が後方においてｃｓ軸に沿って加えられた。ブーストの理由は、前方へパンされるステレオ音楽を含む演奏を改善することであった。後方における前記遮断の目的は、ステレオ音楽が後方へパンされたときに前方チャネルと後方チャネル間の分離を増すことであった。
【０２１９】
前方左象限に対しては、
ＬＦＬ＝（ｃｏｓ（ｃｓ）＋０．４１＊Ｇ（ｌｒ））＊ｂｏｏｓｔ１（ｃｓ）　　　　　　　　　（１１６）
ＬＦＲ＝（−ｓｉｎ（ｃｓ））＊ｂｏｏｓｔ１（ｃｓ）　　　　　　　　　　　　　　　（１１７）
右前方象限に対しては、
ＬＦＬ＝（ｃｏｓ（ｃｓ））＊ｂｏｏｓｔ１（ｃｓ）　　　　　　　　　　　　　　　　（１１８）
ＬＦＲ＝（−ｓｉｎ（ｃｓ））＊ｂｏｏｓｔ１（ｃｓ）　　　　　　　　　　　　　　　 （１１９）
左後方象限に対しては、
ＬＦＬ＝（ｃｏｓ（−ｃｓ）＋０．４１＊Ｇ（ｌｒ））／ｂｏｏｓｔ（ｃｓ）　　　　　　　　　　（１２０）
ＬＦＲ＝（ｓｉｎ（ｃｓ））／ｂｏｏｓｔ（ｃｓ）　　　　　　　　　　　　　　　　 （１２１）
右後方象限に対しては、
ＬＦＬ＝（ｃｏｓ（ｃｓ））／ｂｏｏｓｔ（ｃｓ）　　　　　　　　　　　　　　　　　（１２２）
ＬＦＲ＝（ｓｉｎ（ｃｓ））／ｂｏｏｓｔ（ｃｓ）　　　　　　　　　　　　　　　　　（１２３）
関数Ｇ（ｘ）は、前述の米国特許出願において定義された。この関数はＧ（ｘ）＝１−ｔａｎ（４５−ｘ）に等しく、かつドルビー・マトリックスにおいて用いられる同じ関数である。
【０２２０】
デコーダ・バージョン１．１１で用いられた如き関数ｂｏｏｓｔ１（ｃｓ）は、最初の２２．５度の指向にわたり印加される合計３ｄＢの線形ブーストであり、次の２２．５度において再び０ｄＢまで減じる。（下記の疑似コードにおけるｃｏｒｒ１参照）ｂｏｏｓｔ（ｃｓ）は、コメントの前に記号％が付される下記のコードにおけるｃｏｒｒ（ｘ）により与えられる。
【０２２１】
2004507904.tif 000006
これらの式は、デコーダ・バージョン１．１１におけるＬＦＬマトリックス要素に対して図２１に示された紙面を生じる。指向が中央へ移動するときブーストがｌｒ＝０に沿ってと同時に左から中央の境界に沿って印加されることに注目されたい。また、指向が後方へ移動するときレベルにおける低減にも注目されたい。
【０２２２】
境界に沿ったブーストは、パンの誤りを生じる。また、後方向における遮断も最適ではない。性能を改善できる２つの領域がある。その第一は、左方と中央間および右方と中央間の境界に沿った指向の挙動にある。強い単一信号が左方から中央へパンするとき、図２１において、ＬＦＬマトリックス要素の値が左方と中央間で最大値の半分まで増加することが判る。この値の増加は、中央信号がステレオ音楽に付加されるとき、左方と右方の主出力に対するレベルにおける緩やかな増加の意図されない結果である。
【０２２３】
前の開示において説明したように、ステレオ信号が前方へパンされるとき、左方と右方の前方出力が、これら出力からの相関成分のマトリックスによる除去分を補償するためレベルにおいて増加することが望ましい。しかし、これらの条件下のレベルの増加に用いられた方法は、入力のｌｒ成分が最小になるとき、即ち左方または右方の正味指向がないときにのみ生じるべきである。しかし、バージョン１．１１のデコーダにおけるこのような増加を実現するため選定された方法は、値ｌｒとは独立的であり、強い信号が境界に跨がってパンしたときにレベルの増加が結果として生じる。
【０２２４】
この問題は、ブーストがｌｒ＝０軸に沿ってのみ必要であることである。ｌｒがゼロでないとき、マトリックス要素はブーストされてはならない。この問題は、多重ではなくマトリックス要素に対する追加項を用いることによって解消することができる。新たな指向指数、即ち制限されたｃｓ値の境界を下記のコードで定義する。
【０２２５】
ｃｓおよびｌｒが１から４６へ変化するマルタブ（ｍａｌｔａｂ）変換に従うことを前提として、ｌｒとｃｓの両方が左前方象限における信号に対して＞０ものとする、即ち、
2004507904.tif 000007
ｃｓ＜２２．５およびｌｒ＝０ならば、（マルタブ変換において、ｃｓ＜２４およびｌｒ＝１）ｂｃｓはｃｓに等しい。しかし、ｌｒが増加するときｂｃｓがゼロまで低減する。ｃｓ＞２２．５ならば、ｌｒが増加するとき、ｂｃｓはまた低減する。
【０２２６】
次に、必要な補正関数を見出すため、ｌｒ＝０に沿ってブーストされるマトリックス要素とブーストされないマトリックス要素との間の差を見出す。この差を、ｃｏｓ＿ｔｂｌ＿ｐｌｕｓおよびｓｉｎ＿ｔｂｌ＿ｐｌｕｓと呼ぶ。（このコードは、修正マルタブで書かれ、この場合、変数は多値ベクトルである。コメントは、％記号を先に付す）
ａ＝０：４５ ％ ｄｅｆｉｎｅ ａ ｖｅｃｔｏｒ ｉｎ ｏｎｅ ｄｅｇｒｅｅ ｓｔｅｐｓ． ａ ｈａｓ ｔｈｅ ｖａｌｕｅｓ ｏｆ ０ ｔｏ ４５ ｄｅｇｒｅｅｓ
ａ１＝２＊ｐｉ＊ａ／３６０； ％ ｃｏｎｖｅｒｔ ｔｏ ｒａｄｉａｎｓ
％ ｎｏｗ ｄｅｆｉｎｅ ｔｈｅ ｓｉｎｅ ａｎｄ ｃｏｓｉｎｅ ｔａｂｌｅｓ， ａｓ ｗｅｌｌ ａｓ ｔｈｅ ｂｏｏｓｔ ｔａｂｌｅｓ
ｆｏｒ ｔｈｅ ｆｒｏｎｔ ｓｉｎ＿ｔｂｌ＝ｓｉｎ（ａｌ）；
ｓｉｎｎ＿ｔｂｌ＝ｓｉｎ（ａ１）；
ｃｏｓ＿ｔｂｌ＝ｃｏｓ（ａｌ）；
ｃｏｓ＿ｔａｌ＿ｐｌｕｓ＝ｃｏｓ（ａｌ）．＊ｃｏｒｒ１（ａ＋１）；
ｃｏｓ＿ｔｂｌ＿ｐｌｕｓ＝ｃｏｓ＿ｔｂｌ＿ｐｌｕｓ−ｃｏｓ＿ｔｂｌ； ％ ｔｈｉｓ ｉｓ ｔｈｅ ｏｎｅ ｗｅ ｕｓｅ
ｃｏｓ＿ｔｂｌ＿ｍｉｎｕｓ＝ｃｏｓ（ａ１）．／ｃｏｒｒ（ａ＋１）；
ｓｉｎ＿ｔｂｌ＿ｐｌｕｓ＝ｓｉｎ（ａｌ）．＊ｃｏｒｒ１（ａ＋１）；
ｓｉｎ＿ｔｂｌ＿ｐｌｕｓ＝ｓｉｎ＿ｔｂｌ＿ｐｌｕｓ−ｓｉｎ＿ｔｂｌ；＿％ ｔｈｉｓ ｉｓ ｔｈｅ ｏｎｅ ｗｅ ｕｓｅ
ｓｉｎ＿ｔｂｌ＿ｍｉｎｕｓ＝ｓｉｎ（ａｌ）．／ｃｏｒｒ１（ａ＋１）；
ｓｉｎ＿ｔｂｌ＿ｐｌｕｓ および ｃｏｓ＿ｔｂｌ＿ｐｌｕｓ は平坦な正弦と余弦間の差であり、ブーストされた正弦および余弦である。ここで、次のように定義する。
【０２２７】
ＬＦＬ＝ｃｏｓ（ｃｓ）＋０．４１＊Ｇ（ｌｒ）＋ｃｏｓ＿ｔｂｌ＿ｐｌｕｓ（ｂｃｓ）　　　　　　　 （１２４）
ＬＦＲ＝−ｓｉｎ＿ｔｂｌ＿ｐｌｕｓ（ｂｃｓ）＋ｓｉｎ（ｃｓ）　　　　　　　　　　　　 （１２５）
前方右象限におけるＬＦＬおよびＬＦＲは同じであるが、＋０．４１＊Ｇ項は含まない。これらの新たな定義は下記のマトリックス要素を導く。
【０２２８】
後方象限における指向はいずれも最適ではない。前記カーブにおいては、指向が後方へのものであるとき、マトリックス要素は下式により与えられる。
【０２２９】
ＬＦＬ＝ｃｏｓ＿ｔｂｌ＿ｍｉｎｕｓ（−ｃｓ）＋０．４１＊Ｇ（−ｃｓ）　　　　　　　　　　　（１２６）
ＬＦＲ＝ｓｉｎ＿ｔｂｌ＿ｍｉｎｕｓ（−ｃｓ）　　　　　　　　　　　　　　　　　 （１２７）
これらのマトリックス要素は、ドルビー・マトリックス要素に非常に近似している。強い信号が左方から後方へパンする場合を考える。ドルビー要素は、この信号が完全に後方に対するものであるときにのみ、前方左出力からの出力の完全な打ち消しがあるように設計される。しかし、本発明によるデコーダにおいては、符号化信号が左後方向に達する（ｃｓ＝２２．５およびｌｒ＝２２．５である）とき左前方出力からの出力がゼロであるべきことが望ましい。左前方出力は、信号が更に全後方へパンするときにゼロのままである。バージョン１．１１のデコーダで使用されるマトリックス要素（先に述べたもの）が、信号が左後方位置へパンされるとき、前方左チャネルにおける出力を結果として約−９ｄＢにする。このレベル差が、マトリックスの良好な性能を生じるのに充分であるが、これがあり得るほど良好ではない。
【０２３０】
この性能は、左後方象限におけるＬＦＬおよびＬＦＲマトリックス要素を変化させることによって改善することができる。ここで、マトリックス要素が左方と後方間の境界に沿ってどのように変化するかに関心があることに注目されたい。境界に沿った要素の挙動を見出すため、ＡＥＳのＤ．Ｇｒｉｅｓｉｎｇｅｒの論文「両耳の聴取者のための多チャネル・マトリックス・サラウンド・デコーダ（Ｍｕｌｔｉｃｈａｎｎｅｌ　Ｍａｔｒｉｘ　Ｓｕｒｒｏｕｎｄ　Ｄｅｃｏｄｅｒｓ　ｆｏｒ　Ｔｗｏ−Ｅａｒｅｄ　Ｌｉｓｔｅｎｅｒｓ）」（ＡＥＳ　Ｐｒｅｐｒｉｎｔ　第４４０２号、１９９６年１０月）で示された数学的手法を用いることができる。ｔが０（左）から−２２．５度（左後方）に変化するとき、左前方出力の振幅が関数Ｆ（ｔ）と共に低減すべきものとしよう。本方法は、下記マトリックス要素を生じる。
【０２３１】
ＬＦＬ＝ｃｏｓ（ｔ）＊Ｆ（ｔ）−／＋ｓｉｎ（ｔ）＊（ｓｑｒｔ（１−Ｆ（ｔ）＾２））　　　　　　　 　　（１２８）
ＬＦＲ＝−（ｓｉｎ（ｔ）＊Ｆ（ｔ）＋／−ｃｏｓ（ｔ）＊（ｓｑｒｔ（１−Ｆ（ｔ）＾２）））　　　　　　　　　（１２９）
Ｆ（ｔ）＝ｃｏｓ（４＊ｔ）を選択しかつ正しい符号を選択すると、これらが下記へ簡約する。
【０２３２】
ＬＦＬ＝ｃｏｓ（ｔ）＊ｃｏｓ（４＊ｔ）＋ｓｉｎ（ｔ）＊ｓｉｎ（４＊ｔ）　　　　　　　　　　　 （１３０）
ＬＦＲ＝−（ｓｉｎ（ｔ）＊ｃｏｓ（４＊ｔ） − ｃｏｓ（ｔ）＊ｓｉｎ（４＊ｔ）　　　　　　　　　　 （１３１）
これらの要素は良好に働き、前方左の出力は、ｔが０から−２２．５度まで変化するとき、ゼロまで平滑に低減される。図２２は、左前方左マトリックス要素が左から中央の境界に沿って、ならびに中央から右方中央の境界に沿って正しい振幅を持つことを示す。
【０２３３】
指向が２２．５度から４５度（全後方）まで継続するときゼロのままであることを欲する、境界のこの部分に沿って、
ＬＦＬ＝−ｓｉｎ（ｔ）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（１３２）
ＬＦＲ＝ｃｏｓ（ｔ）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（１３３）
これらマトリックス要素が、前掲の米国特許出願において値が下記であるとき、ｌｒ＝０の境界に沿ってマトリックス要素からの遠く離れていることに注目されたい。即ち、
ＬＦＬ＝ｃｏｓ（ｃｓ）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 （１３４）
ＬＦＲ＝ｓｉｎ（ｃｓ）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 （１３５）
図２３は、左方と全後方間の後方境界に沿ったＬＦＬおよびＬＦＲの挙動を示している。小さな不調は、２２．５度に点がないことによる。
【０２３４】
ｌｒおよびｃｓが境界に接近するとき上記式を境界に沿った式に平滑に変換する方法を必要とする。線形の内挿法を用いることができる。増設が高価似つくこれらデコーダにおいて典型的に用いられるプロセッサにおいて、優れた方策は新たな変数を−ｌｒおよびｃｓの最小値を定義することである。即ち、
2004507904.tif 000008
ｂｐに依存する新たな補正関数は、
2004507904.tif 000009
従って、前記象限におけるＬＦＬおよびＬＦＲを下記のように定義する。
【０２３５】
ＬＦＬ＝ｃｏｓ（ｃｓ）／（ｃｏｓ（ｃｓ）＋ｓｉｎ（ｃｓ））−ｆｒｏｎｔ＿ｂｏｕｎｄａｒｙ＿ｔａｂｌｅ（ｂｐ）＋０．４１＊Ｇ（ｌｒ）
（１３６）
ＬＦＲ＝ｓｉｎ（ｃｓ）／（ｃｏｓ（ｃｓ）＋ｓｉｎ（ｃｓ））＋ｆｒｏｎｔ＿ｂｏｕｎｄａｒｙ＿ｔａｂｌｅ（ｂｐ）　　 （１３７）
ｃｏｓ（ｃｓ）＋ｓｉｎ（ｃｓ）の補正に注目されたい。ｃｏｓ（ｃｓ）をこの因数で除すとき、当該象限におけるドルビー・マトリックスと同じである関数１−０．５＊Ｇ（ｃｓ）を得る。
【０２３６】
右後方象限において、
ＬＦＬ＝ｃｏｓ（ｃｓ）／（ｃｏｓ（ｃｓ）＋ｓｉｎ（ｃｓ））　　　　　　　　　　　　　　（１３８）
ＬＦＲ＝ｓｉｎ（ｃｓ）／（ｃｏｓ（ｃｓ）＋ｓｉｎ（ｃｓ））　　　　　　　　　　　　　　（１３９）
図２４は、左後方から見たときの左前方左マトリックス要素を示している。左／後方境界に沿った大きな補正に注目されたい。これは、指向が左方から後方へ進むとき前方左出力をゼロにする。この出力は、指向が全後方へ進むときゼロを維持する。しかし、ｌｒ＝０軸に沿って、かつ右後方象限において、関数はドルビー・マトリックスと同じである。
【０２３７】
図２５は、左前方右のマトリックス要素を示している。左方から後方の境界における大きなピークに注目されたい。これは、指向が左後方から全後方へ進むときＬＦＬマトリックス要素に関して前方出力を当該境界に沿ってゼロに減じるように働く。再びｌｒ＝０軸に沿って後方向にかつ後方右の象限において、マトリックス要素はドルビー・マトリックスと同じである。
【０２３８】
本発明の改善されたマトリックスの設計の主な設計目標の１つは、同時に存在する指向信号の方向の如何に拘わらず、デコーダの入力に対して与えられる無指向の素材の所与の出力におけるラウドネスが一定でなければならないことである。先に述べたように、このことは、指向方向の如何に拘わらず、各出力に対するマトリックス要素の平方和が１でなければならないことを意味する。先に説明したように、この要件は、問題の出力の方向に強い指向があるときに緩和されねばならない。即ち、左前方出力に注目すると、指向が全左方に進むとき、マトリックス要素の平方和が３ｄＢだけ増加しなければならない。
【０２３９】
マトリックス要素の平方和の平方根をプロットすることによって、当該設計の成功を検証することができる。
【０２４０】
図２６は、新規な設計を用いて、ＬＦＬおよびＬＦＲの平方根の平均２乗和を示している。（このプロットでは、後方象限における１／（ｓｉｎ（ｃｓ）＋ｃｏｓ（ｃｓ）補正を削除し、従って、結果として得る和が正確にどのように１になるかを認めることができる。）左方向における３ｄＢのピーク値と、信号が無指向から中央方向における２２．５度へ進むときのやや小さいピーク値とに注目されたい。このピーク値は、前方半分の指向における左右の出力の緩やかなブーストの結果である。他の象限では、所期の設計におけるように、ｒｍｓ和が１に非常に近いことに注目されたい。マトリックス要素を生じるため用いた方法が近似法ではなく一致法がかなり良好であるので、後方左象限における値は１に等しくない。
【０２４１】
図２７は、左後方から見た後方レベルへの補正を含むＬＦＬおよびＬＦＲの平方和の平方根を示している。右方軸への無指向（中間）は値１となり、中央の頂点は値０．７１となり、後方の頂点は値０．５となり、左方の頂点は値１．４１となる。中央軸に対して中間に沿ったピークに注目されたい。
【０２４２】
本発明が対処する次の関心事は、前方指向における後方マトリックス要素の値の補正である。
【０２４３】
Ｇｒｉｅｓｉｎｇｅｒの１９８９年の米国特許第４，８６２，５０２号における後方マトリックス要素は、下記により与えられる。
【０２４４】
前方左象限に対しては、
ＬＲＬ＝０．７１−０．７１＊Ｇ（ｌｒ）＋０．４１＊０．７１＊Ｇ（ｃｓ）　　　　　　　　　 （１４０）
ＬＲＲ＝−０．７１＊Ｇ（ｌｒ）＋０．４１＊０．７１＊Ｇ（ｃｓ）　　　　　　　　　　　　（１４１）
後方左に対しては、
ＬＲＬ＝０．７１−０．７１＊Ｇ（ｌｒ）＋０．４１＊０．７１＊Ｇ（−ｃｓ）　　　　　　　　　（１４２）
ＬＲＲ＝０．７１＊Ｇ（ｌｒ）＋０．４１＊０．７１＊Ｇ（−ｃｓ）　　　　　　　　　　　　（１４３）
（紙面の右半分は同じであるが、ＬＲＬおよびＬＲＲを切換える）
ドルビー・プロ・ロジックにおける後方マトリックス要素は、
前方左象限に対しては、
ＬＲＬ＝０．７１−０．７１＊Ｇ（ｌｒ）＋０．４１＊０．７１＊Ｇ（ｃｓ）　　　　　　　　　（１４４）
ＬＲＲ＝−０．７１＊Ｇ（ｌｒ）＋０．４１＊０．７１＊Ｇ（ｃｓ）　　　　　　　　　　　 （１４５）
後方左に対しては、
ＬＲＬ＝０．７１−０．７１＊Ｇ（ｌｒ）　　　　　　　　　　　　　　　　　　 （１４６）
ＬＲＲ＝０．７１＊Ｇ（ｌｒ）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 （１４７）
（紙面の右半分は同じであるが、ＬＲＬおよびＬＲＲを切換える）
ドルビー・プロ・ロジックにおけるサラウンド・レベルにおける小さな逸脱−ドルビー要素が前方では同じであるが後方ではｃｓに依存するブーストは含まないことに注目されたい。この差は、実際に非常に重要である。上式は、これらデコーダが実際に用いられる方法をやや擬している。全てのマトリックス要素が比較的任意のスケーリングを有する。ほとんどの場合、当該要素は、あたかも１．４１の最大値を有するかのように提示される。実際には、技術的な理由から、マトリックス要素が１の最大値を持つように全て実質的にスケールされている。更に、デコーダが最終的に使用に供されるとき、ラウドスピーカに対する各出力の利得は、左方、中央、右方および後方の４つの主な方向から符号化されたデコーダへ信号が与えられるとき、聴取位置において音響出力が同じであるように調整される。実施において、このことは、デコーダの４つの出力が全指向条件下で等しくなるようにマトリックス要素の実際のレベルがスケールされることを意味する。
【０２４５】
ドルビー・デコーダにおける後方向におけるレベル・ブーストの欠如は、校正手順において後方出力の利得が他の出力に比して３ｄＢだけ増加されることを意味する。実際に、実施されたドルビー・デコーダにおいては、
ＬＲＬ＝１−Ｇ（ｌｒ）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 　 （１４８）
ＬＲＲ＝−１　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（１４９）
この差は小さなものではない。１つの方向に全指向が存在するとき前方要素が１の最大値を持つようにスケールされると、無指向条件の間、前記の１９８９年の米国特許からの要素が値０．７１を有し、要素の平方和が値１を有することが判る。このことは、校正されたときドルビーの後方要素では真でない。ＬＲＬは、１の無指向値を有し、平方和は２、即ち１９８９年の米国特許の出力より３ｄＢだけ高い。マトリックスが指向されないとき、校正手順が「ドルビー・サラウンド」パッシブ・マトリックスには対応しないマトリックスを生じる結果となることに注目されたい。このドルビー・サラウンド・パッシブ・マトリックスは、後方出力が値０．７１＊（Ａｉｎ＋Ｂｉｎ）を持つべきことを規定し、ドルビー・プロ・マトリックスはこの規定を満たさない。このような出力を共有する２つのスピーカある場合、各スピーカが３ｄＢだけソフトになり、これがデコーダ入力が相関されないとき、全ての５つのスピーカに略々等しい音響出力を持たせる。前記の１９８９年の米国特許からのマトリックス要素が用いられるとき、同じ校正手順が、デコーダ入力が相関されないとき、３ｄＢ少ない後方からの音響出力を生じる結果となる。新規な設計における後方出力に対する要素は、出力が完全に指向される−左右いずれかの側方あるいは完全に後方へ指向されるとき、ある形態のレベル・ブーストを含む。このため、当該要素は、指向されないときは、そのサラウンド・レベルに関して前記１９８９年の米国特許に従う。
【０２４６】
この問題の重要性を知るために、３つの構成要素、相関されない左右の成分および別の相関されない中央成分からなるデコーダに対する入力があるときになにが起こるかについて考察しよう。
【０２４７】
Ａｉｎ＝Ｌｉｎ ＋ ０．７１＊Ｃｉｎ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 （１５０）
Ｂｉｎ＝Ｒｉｎ ＋ ０．７１＊Ｃｉｎ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 （１５１）
ＡｉｎとＢｉｎとがステレオで演奏されるとき、室内の音響出力はＬｉｎ＾２＋Ｒｉｎ＾２＋Ｃｉｎ＾２に比例する。３つの成分全てが略々等しい振幅を持つならば、左プラス右の成分に対する中央成分の比は１：２となる。
【０２４８】
当該デコーダが、ＬｉｎおよびＲｉｎに対するＣｉｎの出力比の如何に拘わらず、室内でステレオと略々同じ出力比で音響出力を再生することが望ましい。このことは数学的に表わすことができる。特に、他の全てのマトリックス要素が所与のままとするならば、等しい出力比の要件がｃｓ軸に沿った中央マトリックス要素の関数形態を規定することになる。マトリックスが完全に指向されるとき後方の音響出力が他の３つの出力より３ｄＢ少なくなるように、即ち、マトリックスの指向されない条件がドルビー・サラウンドと同じになるように校正されたドルビー・マトリックス要素を前提とするならば、中央マトリックス要素は図２８および図２９により示される形状を持たねばならない。
【０２４９】
図２８において、ステレオと同じ音響出力比を前提として、かつ典型的に用いられるよりも後方において３ｄＢ少ない出力を持つドルビー・マトリックス要素を用いて、実線カーブが中央マトリックス値をｄＢ単位のｃｓ＋１の関数として示している。点線カーブは、ドルビー・プロ・ロジックにおける中央マトリックス要素の実際の値である。実際の値が指向されない信号と完全に指向された信号に対する妥当な結果を与えるが、これらの値が中間においては約１．５ｄＢ低いことに注目されたい。
【０２５０】
同様に、図２９においては、マトリックス要素に与えられるステレオに対する等しい出力比とドルビー・プロ・ロジックにおいて実際に用いられる校正とを前提として、実線カーブが中央マトリックス要素の値を示している。点線カーブは、ドルビー・プロ・ロジックにおける中央マトリックス要素の実際の値を示している。実際の値が全ての指向に対して３ｄＢ以上低いことに注目されたい。
【０２５１】
これら２つの図は、ミクサ技術者がしばしば心得るあること−即ち、ドルビー・プロ・ロジック・システムにおける再生のため用意されるミックスがしばしばステレオにおける再生のため用意されるミックスより多くの中央ラウドネスを必要とし得ることを示す。反対に、ステレオに対して用意されるミックスは、ドルビー・プロ・ロジック・デコーダにおいて再生されるとき音声の清澄感を失うことになる。皮肉なことに、このことは、前図の指向されない条件と同じであるパッシブ・ドルビー・サラウンド・デコーダのは当てはまらない。
【０２５２】
本発明はまた、以下に述べるように、２つの独立的な後方出力の生成をも含んでいる。
【０２５３】
前記の１９８９年の米国特許の要素とドルビー要素の両方における主な問題は、唯一つの後方出力しかないことである。Ｇｒｉｅｓｉｎｇｅｒの１９９１年の米国特許第５，１３６，６５０号において示された開示が側方において２つの独立的出力を生じ、この米国特許における数式は１９９６年７月の米国特許出願第０８／６８４，９４８号の前方左象限に組み込まれていた。この象限における要素の目標は、同時に存在する指向されない素材に対する左後方チャネルからの一部の出力を維持しながら左から中央へ指向された信号の出力を除去することであった。この目標を達成するため、ＬＲＬマトリックス要素が下記の形態を持つと仮定した。
【０２５４】
左前方象限に対しては、
ＬＲＬ＝１−ＧＳ（ｌｒ） − ０．５＊Ｇ（ｃｓ）　　　　　　　　　　　　　　　　　 （１５２）
ＬＲＲ＝−０．５＊Ｇ（ｃｓ） − Ｇ（ｌｒ）　　　　　　　　　　　　　　　　　　 （１５３）
明らかなように、これらマトリックス要素は、１９８９年のＧｒｉｅｓｉｎｇｅｒの米国特許第４，８６２，５０２号のマトリックス要素と非常に似ているが、ＬＲＲにおけるＧ（ｌｒ）項とＬＲＬにおけるＧ（ｌｒ）項が付加されている。Ｇ（ｌｒ）は、指向された信号が除去されつつあったとき一部の指向されない信号出力を生じるように、デコーダのＢ入力チャネルからの信号を左後方出力へ加えるために含まれた。左から中央へ移動する完全に指向された信号を含む信号出力があってはならない基準を用いて、関数ＧＳ（ｌｒ）について解を求めた。更に複雑な式が１９９１年の米国特許（第５，１３６，５６０号）に示されるが、ＧＳ（ｌｒ）に対する式がＧ＾２（ｌｒ）に等しくなった。この２つの式は、同じであることを示すことができる。
【０２５５】
１９９６年７月の米国特許出願においては、これら要素が指向されない素材に対する一定のラウドネスに近づけるように（ｓｉｎ（ｃｓ）＋ｃｏｓ（ｃｓ））のブーストが与えられることによって補正される。右後方象限においては完全に良好であるが、補正は左前方象限ではそれほど良好ではない。
【０２５６】
右前方象限に対しては、マトリックス要素は１９８９年の米国特許（第４，８６２，５０２号）に示されバージョン１．１１デコーダにおいて実現された後方の要素と同じである。
【０２５７】
左前方象限の諸問題は、先に述べたように、デコーダなったバージョン１．１１において実現されたマトリックス要素を用いて、ＬＲＬおよびＬＲＲの平方和の平方根を示す図３０において示される。前方左象限において中間から左頂点への線に沿って３ｄＢの窪みがあり、かつ左と中央間の境界に沿ってレベルにおける略々３ｄＢのブーストがあることに注目されたい。後方象限における山の範囲については、後で論述する。この図面は、この射影では見えにくい面の中間における３ｄＢの「ＴＶマトリックス」の窪みを含んでいる。
【０２５８】
第一に、ｃｓ＝０軸に沿って平方和における窪みについて考察する。この窪みは、ＬＲＲにおいてＧ（ｌｒ）を使用するゆえに存在する。このような選択は、アナログ回路における構成を容易にするが、完全に不定である。理想的には、この式に関数ＧＲ（ｌｒ）があり、ｃｓ＝０軸に沿って一定であるＬＲＬおよびＬＲＲの平方和を保持し、かつ左と中央間の境界に沿って出力ゼロを保持するようにＧＳ（ｌｒ）およびＧＲ（ｌｒ）を選択することが望ましい。これは、行うことができる。また、マトリックス要素がｌｒ＝０に沿った右前方象限におけるマトリックス要素と同じであることを確証したい。このため、
ＬＲＬ＝ｃｏｓ（ｃｓ） − ＧＳ（ｌｒ）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 （１５４）
ＬＲＲ＝−ｓｉｎ（ｃｓ）−ＧＲ（ｌｒ）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（１５５）
であるものと仮定する。
【０２５９】
前記平方和がｃｓ＝０軸に沿って１であることが必要であり、従って
（１−ＧＳ（ｌｒ））＾２ ＋ （ＧＲ（ｌｒ））＾２＝１　　　　　　　　　　　　　　　　（１５６）
であり、かつ出力は指向された信号に対して、あるいはｔがゼロから４５度に変化するとき、ゼロでなければならない。
【０２６０】
ＬＲＬ＊ｃｏｓ（ｔ） ＋ ＬＲＲ＊ｓｉｎ（ｔ）＝０　　　　　　　　　　　　　　　　 （１５７）
これら２つの式は、数値的に解くことができるＧＲおよびＧＳに対する難物な象限式を結果として得る。
【０２６１】
図３１は、ｃｓ＝０軸に沿った一定の出力レベルに対するＧＳおよびＧＲ、および左と中央間の境界に沿ったゼロ出力に対する数値解を示している。
【０２６２】
図示のようなＧＳおよびＧＲを用いることが、所期のようにｌｒ＝０軸に沿った大きな改善をもたらす結果となる。しかし、左と中央間の境界に沿った平方和におけるピークが残る。実際の設計においては、このようなエラーを補償することはおそらくはそれほど重要ではないが、下記の方策によってこのような補償を試みることができる。ｌｒとｃｓに基く新たに組合わせた変数に依存する係数だけ両方のマトリックス要素を除すことになる。新たな変数をｘｙｍｉｎと呼ぶ。（実際では、この除算は、以下に述べる係数の逆数による乗算で置換することができる。）ｘｙｍｉｎを規定する手順（マトラブ表記法）は、
2004507904.tif 000010
ｘｙｍｉｎがゼロから２２．５度まで変化することに注目されたい。これを４で乗じるならば、ゼロから９０度に変化し、下記のように用いることができる。
【０２６３】
前方左象限においては、
ＬＲＬ＝（ｃｏｓ（ｃｓ）−ＧＳ（ｌｒ））／（１＋０．２９＊ｓｉｎ（４＊ｘｙｍｉｎ））　　　　　　　 （１５８）
ＬＲＲ＝（−ｓｉｎ（ｃｓ）−ＧＲ（ｌｒ））／（１＋０．２９＊ｓｉｎ（４＊ｘｙｍｉｎ））　　　　　　　（１５９）
前方右象限においては、
ＬＲＬ＝ｃｏｓ（ｃｓ）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 （１６０）
ＬＲＲ＝−ｓｉｎ（ｃｓ）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（１６１）
先の論文で説明されたように、これらの要素は「ＴＶマトリックス」補正によって更に乗じられ、これは指向が紙面の中間に近いとき振幅を低減する。ＴＶマトリックスに対する補正を、ｔｖｃｏｒｒ（｜ｌｒ｜＋｜ｃｓ｜）と呼ぶ。Ｔｖｃｏｒｒ（｜ｌｒ｜＋｜ｃｓ｜）は、ゼロｉｎ−３ｄＢであり、引き数が２２．５度以上であるとき１である。
【０２６４】
図３２は、ＧＲおよびＧＳに対する新たな値を用いて、ＬＲＬおよびＬＲＲの平方和の平方根を示している。この係数は、図３２において、ゼロ指向を中心とする谷として示す。「ＴＶマトリックス」補正により生成される谷を除いて、平方和は１に近くかつ連続的であることに注目されたい。
【０２６５】
本発明において、ｃｓが正面であるとき「ＴＶマトリックス」補正がｌｒの絶対値のみに依存するように修正された。このことは、上面が正面におけるｌｒ＝０軸に沿って０．７１に止まらせることになる。この場合、ＴＶマトリックスに対する補正はｔｖｃｏｒｒ（｜ｌｒ｜）になる。Ｔｖｃｏｒｒ（｜ｌｒ｜）はゼロにおいて−３ｄＢであり、引き数が２２．５度以上であるとき１である。
【０２６６】
後方の指向中の後方のマトリックス要素については、図１４ないし図１６に関して先に論述した。１９９１年の米国特許（第５，１３６，６５０号）に示された後方マトリックス要素は、５チャネル・デコーダに対しては適切なものでなく、Ｌｅｘｉｃｏｎ社のＣＰ−３製品において発見的に修正された。１９９６年７月の米国特許出願（第０８／６８４，９４８号）は、左後方象限の境界に沿ったこれら要素を得るため数学的手法を用いた。前掲の論文に記載されたように、当該手順はｌｒ＝０軸およびｃｓ＝０軸に沿った不連続を結果として得た。デコーダ・バージョン１．１１においては、これらの不連続はマトリックス要素に対する付加的な補正によって（ほとんど）修復され、これは指向境界に沿ったマトリックス要素の挙動を保存するものであった。ＬＲＲ要素におけるソフトウエアのエラーが、ＬＲＬ要素に対するｃｓ＝０境界に沿った小さな不連続（図１４および図１５）として当該米国特許出願において先に示された。
【０２６７】
ここで述べる新たな要素に対しては、これらのエラーが、最初はＬＲＬに対するｃｓ＝０境界に沿って内挿法を用いることにより補正され、この場合、ｃｓがゼロであるとき値はＧＳ（ｌｒ）の値に一致させられ、かつｃｓが後方に向けて負の方向に増加するとき前の数式により与えられる値まで平滑に増加する。新たなソフトウエアにおいて、ＬＲＲがＧＲ（ｌｒ）に対してｃｓ＝０に沿って補間する。デコーダ・バージョン１．１１においては、ＬＲＲがＧ（ｌｒ）に補間した。
【０２６８】
最初に、指向が中立であるかあるいは全右方および右後方間のどこかであるときの左後方左マトリックス要素と左後方右マトリックス要素について考察する。即ち、ｌｒは０から−４５度まで変化し得、ｃｓは０から−２２．５度まで変化し得る。
【０２６９】
これらの条件下では、入力の指向された成分は左出力から取除かれねばならず、指向が右方あるいは右後方へのときは後方左チャネルからは出力があってはならない。
【０２７０】
１９９１年の米国特許（５，１３６，６５０）に示されたマトリックス要素は、この目標を達成している。これら要素は、指向されないラウドネスに対するｓｉｎ（ｃｓ）＋ｃｏｓ（ｃｓ）を付加すると、４チャネル・デコーダにおける後方マトリックス要素と実質的に同じものである。これが行われると、マトリックス要素は単純である。このような範囲にわたるｃｓの正弦および余弦に単に等しい２つの新たな関数を定義することになる。
【０２７１】
ＬＲＬ＝ｃｏｓ（−ｃｓ）＝ｓｒｉ（−ｃｓ）　　　　　　　　　　　　　　　　　　（１６２）
ＬＲＲ＝ｓｉｎ（−ｃｓ）＝ｓｒｉｃ（−ｃｓ）　　　　　　　　　　　　　　　　　 （１６３）
ｃｓ＝０ないし−２２．５の範囲にわたりＬＲＬおよびＬＲＲを完成するためには、「ＴＶマトリックス」モードに対する利得の低減を加えねばならない。再び、「ＴＶマトリックス」モードにおいて、指向が中立であるときは３ｄＢより小さい出力であるが、指向が後方へ２２．５度以上であるときは「ロジック７」デコーダ・バージョンにおける値まで増加する出力を要する。この低減を｜ｌｒ｜および｜ｃｓ｜の和に感応させることによって、性能はやや改善される。ＫＯＲＥＨＡ、今日の設計において、和がゼロであるとき３ｄＢだけＲＲＲおよびＲＲＬの両要素を減じ、和が２２．５度になるときはその元の値まで増加させることによって達成される。再び、かかる利得の変化の勾配は、ＲＲＲおよびＲＲＬの両者が同じように変化させられる限り、比較的不定である。ＴＶマトリックスに対する補正をｔｖｃｏｒｒ（｜ｌｒ｜＋｜ｃｓ｜）と呼ぶ。Ｔｖｃｏｒｒ（ｌｒ｜｜＋｜ｃｓ｜）は、ゼロのとき−３ｄＢであり、引き数が２２．５度以上であるとき１である。
【０２７２】
ＬＲＬ＝ｃｏｓ（−ｃｓ）＊ｔｖｃｏｒｒ（｜ｌｒ｜＋｜ｃｓ｜）＝ｓｒｉ（−ｃｓ）＊ｔｖｃｏｒｒ（｜ｌｒ｜＋｜ｃｓ｜）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（１６４）
ＬＲＲ＝ｓｉｎ（−ｃｓ）＊ｔｖｃｏｒｒ（｜ｌｒ｜＋｜ｃｓ｜）＝ｓｒｉｃ（−ｃｓ）＊ｔｖｃｏｒｒ（｜ｌｒ｜＋｜ｃｓ｜）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 （１６５）
０ないし２２．５度の範囲にわたりｓｉｎ（ｘ）に等しい新たな関数ｓｒｉｃ（ｘ）と、ｃｏｓ（ｘ）に等しいｓｒｉ（ｘ）とを定義したことに注目されたい。これらの関数関数を左方の指向中に左後方マトリックス要素の定義において用いる。
【０２７３】
次に、ｃｓが−２２．５度より大きくなるとき同じマトリックス要素について考察しよう。先に引用したＧｒｉｅｓｉｎｇｅｒの往時のＡＥＳ論文および米国特許および米国特許出願において述べたように、ＬＲＬはこの範囲にわたって１位上に増加し、ＬＲＲはゼロに低減しなければならない。簡単な関数がこのことを達成する。
（ｃｓが負であることを思い出されたい）
ＬＲＬ＝（ｃｏｓ（４５＋ｃｓ）＋ｒｂｏｏｓｔ（−ｃｓ））＝（ｓｒｉ（−ｃｓ）＋ｒｂｏｏｓｔ（−ｃｓ））　　　　　 （１６６）
ＬＲＲ＝ｓｉｎ（４５＋ｃｓ）＝ｓｒｉｃ（−ｃｓ）　　　　　　　　　　　　　　　　　（１６７）
右方の指向中の左後方マトリックス要素が完成する。左後方左および左後方右の要素の挙動は更に複雑である。左後方左の要素は、ｌｒが４５度から２２．５度あるいはゼロへ減じるとき、ゼロから最大値付近まで急激に増加しなければならない。１９９６年１１月の米国特許補正出願に示されたマトリックス要素がこれを行うが、先に示したように、ｃｓ＝０境界において連続の問題が存在する（図１５参照）。
【０２７４】
デコーダ・バージョン１．１１においては、１つの変数と幾つかの条件項の関数を用いる解決法が見出された。先に引用した、ＧｒｉｅｓｉｎｇｅｒのＡＥＳ論文および米国特許出願において、境界の前方ではＬＲＬマトリックス要素がＧＳ（ｌｒ）により与えられるので、ｃｓ＝０境界における問題が生じる。後方では、ＡＥＳ論文により示された関数が同じ終端点を持つが、それらの間には相違がある。
【０２７５】
ＡＥＳの論文における数学的方法が、範囲２２．５＜ｌｒ＜４５（ｔ＝４５−ｌｒであることを思い出されたい）にわたる左後方マトリックス要素に対する下式を提供する。
【０２７６】
ＬＲＬ＝ｃｏｓ（４５−ｌｒ）＊ｓｉｎ（４＊（４５−ｌｒ））−ｓｉｎ（４５−ｌｒ）＊ｃｏｓ（４＊（４５−ｌｒ））
＝ｓｒａ（ｌｒ）　　 　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（１６８）
ＬＲＲ＝−（ｓｉｎ（４５−ｌｒ）＊ｓｉｎ（４＊（４５−ｌｒ））＋ｃｏｓ（４５−ｌｒ）．＊ｃｏｓ（４＊（４５−ｌｒ）））
＝−ｓｒａｃ（ｌｒ）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（１６９）
ｃｓ＜＝２２．５ならば、ｌｒはやはり０から４５まで変化し得る。ＡＥＳ論文は、ｌｒが、ＡＥＳ論文における図６に示されたような範囲０＜ｌｒ＜２２．５を持つときにＬＲＬおよびＬＲＲを定義している。
【０２７７】
ＬＲＬ＝ｃｏｓ（ｌｒ）＝ｓｒａ（ｌｒ）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 （１７０）
ＬＲＲ＝−ｓｉｎ（ｌｒ）＝−ｓｒａｃ（ｌｒ）　　　　　　　　　　　　　　　　　　 （１７１）
前記２つの関数ｓｒａ（ｘ）およびｓｒａｃ（ｘ）は、０＜ｌｒ＜４５に対して定義される。
【０２７８】
バージョン１．１１デコーダにおいて、ｃｓ＝０境界に跨がる不連続を固定するため下記の手法が用いられる。ＡＥＳ論文において、ｃｓ＝０付近では、ＬＲＬおよびＬＲＲがともに１つの変数の関数である。ｃｓ＝０境界に沿った不連続の欠如を固定するために、ｌｒおよびｃｓの複合数の関数を加える。新たな変数は、ｌｒおよびｃｓ間の拘束差であるｌｒ＿ｂｏｕｎｄｅｄである。この変数の定義は、これを疑似ｃ（マトラブ）形態で表わすほどに複雑である。
【０２７９】
2004507904.tif 000011
ｃｓ＝０であるとき、前の式間の差に等しい新たな関数を定義する。これは、ｒｅａｒ＿ａｃｔｉｖｅ＿ｃｏｒｒｅｃｔ（ｌｒ＿ｂｏｕｎｄｅｄ）である。
【０２８０】
０＜ｘ＜４５の場合、
Ｒｅａｒ＿ａｃｔｉｖｅ＿ｃｏｒｒｅｃｔ（ｘ）＝ｓｒａ（ｘ）−（１−ＧＬＳ（ｘ））　　　　　　　　（１７２）
ＬＲＬ＝（ｓｒｉ（ｃｓ）＋ｓｒａ（ｌｒ）−ｒｅａｒ＿ａｃｔｉｖｅ＿ｃｏｒｒｅｃｔ（ｌｒ＿ｂｏｕｎｄｅｄ）−１）
＊ｔｖｃｏｒｒ（｜ｌｒ｜＋｜ｃｓ｜）　　　　　　　　　　　　　　　　（１７３）
この手法における重要点は、これがｌｒ＜２２．５であるときに働くことであるが、ｌｒが更に大きいときはこれが働かない。バージョン１．１１デコーダでは使用されなかったより優れた手法は、ＬＲＲに対して用いられる補間法である。
【０２８１】
バージョン１．１１デコーダのＬＲＲ係数は、優れた手法を用いる。これにおいては、２つの不連続が存在する。ｃｓ＝０境界に沿って、後方におけるＬＲＲは前方向に対するＬＲＲと一致しなければならず、これはｃｓ＝０境界に沿ったＬＲＲ＝−Ｇ（ｌｒ）を示している。
【０２８２】
「ロジック７」デコーダのバージョン１．１１において用いられる選択─やや計算集約的であるが─は、０ないし１５度の範囲にわたるｃｓの値に基く補間を用いることである。換言すれば、ｃｓがゼロであるとき、ＬＲＲを見出すためにＧ（ｌｒ）を用いる。ｃｓが１５度に増加するとき、ｓｒａｃ（ｌｒ）の値に対して補間する。
【０２８３】
また、ｌｒ＝０に沿って不連続の可能性も存在する。ｃｓ＿ｂｏｕｎｄｅｄを用いることにより見出されるＬＲＲに対する項を加えることによって、これを解くことができる。この項は、単にｓｒｉｃ（ｃｓ＿ｂｏｕｎｄｅｄ）である。この項は、ｌｒ＝０に跨がる連続を保証することになる。
【０２８４】
最初に、ｃｓ＿ｂｏｕｎｄｅｄを定義する
2004507904.tif 000012
ｃｓ＝０ないし１５に対しては、
ＬＲＲ＝（−（ｓｒａｃ（ｌｒ）＋（ｓｒａｃ（ｌｒ）−Ｇ（ｌｒ））＊（１５−ｃｓ）／１５）
＋ｓｒｉｃ（ｃｓ＿ｂｏｕｎｄｅｄ））＊ｔｖｃｏｒｒ（｜ｌｒ｜＋｜ｃｓ｜）；
ｃｓ＝１５ないし２２．５に対しては、
ＬＲＲ＝（−ｓｒａｃ（ｌｒ）＋ｓｒｉｃ（ｃｓ＿ｂｏｕｎｄｅｄ））＊ｔｖｃｏｒｒ（｜ｌｒ｜＋｜ｃｓ｜）；
本発明によるデコーダにおいて、ＬＲＬは、ＬＲＲに対するように、補間法によって計算される。
【０２８５】
ｃｓ＝０ないし１５に対しては、
ＬＲＬ＝（（ｓｒａ（ｌｒ）＋（ｓｒａ（ｌｒ）−ＧＳ（ｌｒ））＊（１５−ｃｓ）／１５）
＋ｓｒｉ（−ｃｓ））＊ｔｖｃｏｒｒ（｜ｌｒ｜＋｜ｃｓ｜）；
ｃｓ＝１５ないし２２．５に対しては、
ＬＲＬ＝（ｓｒａ（ｌｒ）＋ｓｒｉ（−ｃｓ））＊ｔｖｃｏｒｒ（｜ｌｒ｜＋｜ｃｓ｜）；
指向が左後方から全後方になるとき、後方のラウドネスに対する補正を付加して、要素は前記ＡＥＳ論文で示されたものに従う。
【０２８６】
ｃｓ＞２２．５、ｌｒ＜２２．５に対しては、
ＬＲＬ＝（ｓｒａ（ｌｒ）＋ｓｒｉ（ｃｓ）＋ｒｂｏｏｓｔ（ｃｓ））　　　　　　　　　　　　　　 （１７４）
ＬＲＲ＝−ｓｒａｃ（ｌｒ）＋ｓｒｉｃ（ｃｓ＿ｂｏｕｎｄｅｄ）　　　　　　　　　　　　　　（１７５）
これは、左方の指向中ＬＲＬおよびＬＲＲのマトリックス要素を完成する。右方の指向に対する値は、定義において左方と右方をスワップすることによって見出すことができる。
【０２８７】
次に論議する改善は、本発明における中央マトリックス要素の構成である。
デコーダ・バージョン１．１１における中央マトリックス要素は、前述の１９９６年７月の米国特許出願における中央要素との主な相違を有する。１９８９年の米国特許およびドルビー・プロ・ロジックは、下記のマトリックス要素を有する。
【０２８８】
前方指向に対しては、
ＣＬ＝１＋０．４１＊Ｇ（ｃｓ）−Ｇ（ｌｒ）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（１７６）
ＣＲ＝１＋０．４１＊Ｇ（ｃｓ）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 （１７７）
後方指向に対しては、
ＣＬ＝１−Ｇ（ｌｒ）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 （１７８）
ＣＲ＝１　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（１７９）
マトリックス要素が左／右の軸に対する対称性を有するので、ＣＬおよびＣＲをスワップすることにより、右方指向に対するＣＬおよびＣＲの値を見出すことができる。
【０２８９】
図３３は、３次元でプロットされた４チャネルおよびドルビー・プロ・ロジック・デコーダの中央左（ＣＬ）マトリックス要素を示している。これは、左右をスワップするならば、中央右マトリックス要素のグラフでもある。グラフの中間、および右頂点および後方頂点が値１を有する。中央頂点は、値１．４１を有する。実施においては、この要素は最大値が１となるようにスケールされる。
【０２９０】
１９９６年７月の米国特許出願においては、これらの要素は正弦および余弦によって置換される。即ち、
前方の指向に対しては、
ＣＬ＝ｃｏｓ（４５−ｌｒ）＊ｓｉｎ（２＊（４５−ｌｒ））−ｓｉｎ（４５−ｌｒ）＊ｃｏｓ（２＊（４５−ｌｒ））＋０．４１＊Ｇ（ｃｓ）
（１８０）
ＣＲ＝ｓｉｎ（４５−ｌｒ）＊ｓｉｎ（２＊（４５−ｌｒ））＋ｃｏｓ（４５−ｌｒ）＊ｃｏｓ（２＊（４５−ｌｒ））＋０．４１＊Ｇ（ｃｓ）
（１８１）
これらの式は、決して実現されなかった。バージョン１．１１の構成は、１９８９年の米国特許における指向に基いているが、異なるスケーリングを持ち、またｃｓの異なる関数を持つ。中央出力の指向されないレベルを減じることが重要であることを発見し、プロ・ロジック・レベルより４．５ｄＢ小さい値が選択された。ｃｓが部屋の中央へ増加するとき、ブースト関数（０．４１＊Ｇ（ｃｓ））がマトリックス要素の値を再びプロ・ロジック値まで増加するように変更された。バージョン１．１１のデコーダにおけるブースト関数が比較的不定に選択された。
【０２９１】
バージョン１．１１においてｃｓの新たなブースト関数が前のようにゼロで始まり、ｃｓがゼロから２２．５度になるときＣＬおよびＣＲが４．５ｄＢ増加するような方法でｃｓと共に増加する。バージョン１．１１において、この増加はｃｓにおける増加の各ｄＢに対する一定数のｄＢである。この関数は、次の２０度でマトリックス要素が更に３ｄＢ増加し、次いで一定となるように勾配が変化する。このため、指向が「半分の前方」（８ｄＢ、即ち２３度）であるとき、新たなマトリックス要素が古いマトリックス要素の中立値に等しい。指向が前方へ移動し続けるとき、新たなマトリックス要素と古いマトリックス要素とが等しくなる。
【０２９２】
このように中央チャネルの出力は、指向が中立であるとき古い出力より４．５ｄＢ小さいが、指向が完全に中央へのときは古い値まで増加する。図３３は、ロジック７のデコーダ・バージョン１．１１における中央左のマトリックス要素を示している。図３３のプロットに対して、中間値および右左の頂点が４．５ｄＢだけ低減したことに注目されたい。ｃｓが増加するとき、中央は２つの勾配で値１．４１まで増加する。
【０２９３】
バージョン１．１１において用いられた中央に対する解は最適ではない。実施におけるデコーダにおけるかなりの実験が、なじみのある音楽録音の中央部分を示し、ステレオ（２チャネル）再生とマトリックスを介する再生との間で切換えるとき、一部のフィルムにおける対話が聞こえなくなりがちである。更に、中央チャネルがレベルにおいて変化するとき、前方スピーカから等距離にない聴取者は中央音声の移動の明瞭な場所が判る。この問題は、本文に示した新たなマトリックスの生成時に広く分析された。後で判るように、信号が境界に沿って左から中央へあるいは右から中央へパンするときにも問題がある。上記の値では、パン途中で中央のスピーカからの出力が低すぎる。
【０２９４】
次に、新規な設計における中央チャネルについて考察する。
中央チャネル出力は、デコーダに対するＡ入力およびＢ入力から得られなければならない。マトリックス手法を用いて中央チャネル出力からＡ入力またはＢ入力を取除くことは可能であるが、指向が左または右にバイアスされないとき、中央チャネルは、ブーストであれカットであれある利得係数を持つＡ入力およびＢ入力の和を再生しなければならない。これはどれだけ大きくあるべきか？
この質問に対する回答は、左右の主出力の挙動に依存する。ＬＦＬおよびＬＦＲに対して先に述べたマトリックス値は、指向が前方に動くとき、入力信号の中央成分を除去するように意図される。入力信号がステレオ幅制御のようななんらかの形式の交差ミクサで前方に符号化されたならば、先に示したマトリックス要素（１９８９年の米国特許第４，８６２，５０２号の要素、１９９６年７月の米国特許出願の要素、バージョン１．１１のデコーダ要素、および本発明による新たな要素）は全てオリジナルの分離を完全に復元する。（ｃｓが略々２２．５であるときのブースト・レベルを持つ）バージョン１．１１要素もまたオリジナルの分離を復元する。
【０２９５】
しかし、デコーダに対する入力が相関されない中央チャネルが付加された相関されない左右のチャネルからなる。即ち、
Ａ＝Ｌｉｎ ＋ ０．７１＊Ｃｉｎ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 （１８２）
Ｂ＝Ｒｉｎ ＋ ０．７１＊Ｃｉｎ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 （１８３）
従って、ＣｉｎのレベルがＬｉｎおよびＲｉｎに対して増加するとき、デコーダのＬおよびＲの前方出力のＣ成分は、ＣｉｎがＬｉｎおよびＲｉｎに比して大きくなければ、完全には除去されない。一般に、ＬおよびＲの前方出力にＣｉｎの一部が残る。聴取者はなにを聴くのか？
聴取者が聴くものを計算する２つの方法がある。聴取者が左、右および中央のスピーカから正確に等距離にあるならば、聴取者は各スピーカからの音圧の和を聴くことになる。このことは、３つの前方出力の和に等価である。これらの条件下では、中央スピーカの振幅の如何に拘わらず、左右のスピーカの中央成分のなんらかの低減が中央成分からの正味の音圧損失を招く結果となることを示すのは容易である。これは、中央スピーカ信号がつねにＡとＢの入力の和から得られるゆえであり、その振幅が増加するとき、Ｌｉｎ信号およびＲｉｎ信号の振幅がＣｉｎ信号の振幅と共に増加しなければならない。
【０２９６】
しかし、聴取者が各スピーカから等距離になければ、聴取者は、３つの前方出力の平方和に等価である各スピーカからの音響出力の和を更に聴きがちである。実際に、拡散した聴取は、実際には、全てのスピーカの出力和が実は重要であることを示し、従ってデコーダの全ての出力の平方和について考察しなければならない。
【０２９７】
マトリックスを設計することを欲するならば、ステレオ再生とマトリックス再生間で切換えを行うときＬｉｎ、ＲｉｎおよびＣｉｎの振幅の比が保持され、中央出力からのＣｉｎ成分の音響出力が左右の出力からのその音響出力における低減、および後方出力におけるその低減に正確に比例して増加しなければならない。これ以上の問題は、左右の前方出力が先に述べたレベルのブーストを有することである。このことは、比を一定に保持するため中央がやや大きくなることを必要とすることになる。このような要件は、音響出力に対する１組の式で表わすことができる。これらの式は、中央スピーカを必要とする利得関数について解くことができる。
【０２９８】
種々の条件におけるドルビー・プロ・ロジック・デコーダに対するエネルギ関係を示すグラフを先に示した。ドルビー・プロ・ロジック・デコーダは最適ではない。新規なデコーダに対しても同じことである。
【０２９９】
図３５において、指向が前方に向けて増加するとき入力信号の中央成分のエネルギが前方３チャネルにおいて保持されるならば、実線カーブが新たなＬＦＬおよびＬＦＲに対して要求される中央の減衰を示している。点線カーブは、標準的デコーダに対する中央値を示している。
【０３００】
実線カーブで判るように、中央チャネルのレベルにおいて必要な増加が非常に急で、この増加は指向値のｄＢ当たりの振幅の多くのｄＢである。振幅におけるこのような急な変化は、実際に耳に聞こえる。また、広く普及したレコーディングにおける中央チャネル情報の相対的な均衡はよく保持されるが、中央スピーカ近くに立つと、レベルの急激な変化が煩わしいことがある。更に、中央チャネルのラウドネスが極値である。このカーブを調べて中央のばらんすが優れたものであることは判ったが、前方の音響ステージは中央ラウドスピーカが独占し左右の分離が最小であった。
【０３０１】
優れた解決法がある。図３５に示される中央の減衰が、ＬＦＬおよびＬＦＲに対して予め与えられたマトリックス要素を前提として得られる。異なる要素を用いるとどうなるか？特に、左右の前方出力から中央成分を除去することに積極的である必要があるか？
聴取テストは、バージョン１．１１デコーダ要素が中央成分の除去に無用に積極的であることを示している。音響的には、デコーダ要素がそうであることは必要ない。これら要素から除去されたエネルギは、中央ラウドスピーカへ与えられねばならない。このエネルギを除去しなければ、このエネルギは左右の前方スピーカから入り、音場は類似する。このトリックは、左右のスピーカにおける中央出力と中央スピーカにおける中央出力との間の均衡を達成することである。
【０３０２】
ｃｓがｌｒ＝０軸に沿って増加するとき、中央出力におけるレベルの増加に対する比較的ゆるやかな関数を最初に選定することによって、最適なシステムを生成する。従って、室内の音場におけるＣｉｎ成分の出力を一定に保持するため左右の前方出力において必要であるレベルの低減について解決することができる。
【０３０３】
中央チャネルがＧｒｉｅｓｉｎｇｅｒの１９８９年のデコーダ（米国特許第４，８６２，５０２号）におけるレベルより４．５ｄＢ低く、即ち、−７．５ｄＢの合計減衰レベルが低減されるものとしよう。これは、係数０．４２である。
【０３０４】
前方指向の場合は、
ＣＬ＝０．４２ − ０．４２＊Ｇ（ｌｒ） ＋ ＧＣ（ｃｓ）　　　　　　　　　　　　　　 （１８４）
ＣＲ＝０．４２ ＋ ＧＣ（ｃｓ）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 （１８５）
後方指向の場合は、
ＣＬ＝０．４２ − ０．４２＊Ｇ（ｌｒ）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 （１８６）
ＣＲ＝０．４２　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 （１８７）
幾つかの関数がＧＣ（ｃｓ）に対して試みられた。以下に示す関数は、度単位の角度ｃｓに関して規定され、試行錯誤によって得られた。
【０３０５】
マトラブ表記法においては、
2004507904.tif 000013
この関数は、実線カーブとして図３６にプロットされる。
【０３０６】
ＬＦＬ、ＬＲＬおよびＬＲＲに対する関数を仮定するならば、ＬＦＲに対して必要な関数について解くことができる。左右の出力におけるＣｉｎ成分が低減すべき比について解き、次いでこのような低減比を提供するマトリックス要素を設計することを欲する。これらのマトリックス要素もまた、ＬｉｎおよびＲｉｎ成分のあるブーストを与えなければならず、かつ中央に対する右の境界と同様に、中央に対する左の境界においてその時の形状を持たなければならない。
【０３０７】
下記のことを仮定する、即ち、
ＬＦＬ＝ＧＰ（ｃｓ）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 （１８８）
ＬＦＲ＝ＧＦ（ｃｓ）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 （１８９）
ＣＬ＝０．４２ − ０．４２＊Ｇ（ｌｒ） ＋ ＧＣ（ｃｓ）　　　　　　　　　　　　　　 （１９０）
ＣＲ＝０．４２ ＋ ＧＣ（ｃｓ）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 （１９１）
前方左右のスピーカからの出力は、下式により与えられる。即ち、
ＰＬＲ＝（ＧＰ＾２＋ＧＦ＾２）＊（Ｌｉｎ＾２＋Ｒｉｎ＾２）＋（ＧＰ−ＧＦ）＾２＊Ｃｉｎ＾２　　　　（１９２）
中央スピーカからの出力は、
ＰＣ＝ＧＣ＾２＊（Ｌｉｎ＾２＋Ｒｉｎ＾２）＋２＊ＧＣ＾２＊Ｃｉｎ＾２　　　　　　　　　　（１９３）
後方スピーカからの出力は、使用するマトリックス要素に依存する。前方の指向中後方チャネルが３ｄＢだけ減衰されること、およびＬＲＬがｃｏｓ（ｃｓ）でありＬＲＲがｓｉｎ（ｃｓ）であることを前提としよう。従って、１つのスピーカからは、
ＰＲＥＡＲ＝（０．７１＊（ｃｏｓ（ｃｓ）＊（Ｌｉｎ＋０．７１＊Ｃｉｎ）−ｓｉｎ（ｃｓ）＊（Ｒｉｎ＋０．７１＊Ｃｉｎ）））＾２
（１９４）
Ｌｉｎ＾２およびＲｉｎ＾２が略々等しいものとすると、２つのスピーカの場合、
ＰＲＥＡＲ＝０．５＊Ｃｉｎ＾２＊（（ｃｏｓ（ｃｓ）−ｓｉｎ（ｃｓ））＾２＋Ｌｉｎ＾２　　　　　　　　（１９５）
全てのスピーカからの総合出力は、ＰＬＲ＋ＰＣ＋ＰＲＥＡＲとなり、このため、
ＰＴ＝（ＧＰ＾２＋ＧＣ＾２＋ＧＣ＾２）＊（Ｌｉｎ＾２＋Ｒｉｎ＾２）＋（（ＧＰ−ＧＦ）＾２＋２＊ＧＣ＾２）＊Ｃｉｎ＾２＋ＰＲＥＡＲ
（１９６）
従って、ＬｉｎおよびＲｉｎに対するＣｉｎ出力の比は、（等しいＬｉｎ＾２およびＲｉｎ＾２を仮定して）、
ＲＡＴＩＯ＝（（ＧＰ＾２＋ＧＦ＾２＋ＧＣ＾２）＊（Ｌｉｎ＾２＋Ｒｉｎ＾２）＋（（ＧＰ−ＧＦ）＾２
＋２＊ＧＣ＾２）＊Ｃｉｎ＾２＋ＰＲＥＡＲ）／ＰＲＥＡＲ
＝（（（ｇｐ（ｃｓ）−ｇｆ（ｃｓ））＾２＋２＊ｇｃ（ｃｓ）＾２＋０．５＊（ｃｏｓ（ｃｓ）−ｓｉｎ（ｃｓ））＾２）＊Ｃｉｎ＾２／
２＊（ｇｐ（ｃｓ）＾２＋ｇｃ（ｃｓ）＾２＋ｇｆ（ｃｓ）＾２）＋１）＊Ｌｉｎ＾２
＝（Ｃｉｎ＾２／Ｌｉｎ＾２）＊（（ｇｐ（ｃｓ）−ｇｆ（ｃｓ））＾２＋２＊（ｇｃ（ｃｓ）＾２）＋０．５＊（ｃｏｓ（ｃｓ）
−ｓｉｎ（ｃｓ））＾２）／２＊（ｇｐ（ｃｓ）＾２＋ｇｃ（ｃｓ）＾２＋ｇｆ（ｃｓ）＾２）＋１）　　　　（１９７）
通常のステレオの場合、ＧＣ＝０、ＧＰ＝１およびＧＦ＝０である、従って、ＬＲに対する中央の出力比は、
ＲＡＴＩＯ＝（Ｃｉｎ＾２／Ｌｉｎ＾２）＊０．５　　　　　　　　　　　　　　　　（１９８）
この比が、望ましいアクティブ・マトリックスに対するＣｉｎ＾２／Ｌｉｎ＾２の値の如何に拘わらず一定であるならば、
（（ｇｐ（ｃｓ）−ｇｆ（ｃｓ））＾２−２＊ｇｃ（ｃｓ）＾２）＋０．５＊（ｃｏｓ（ｃｓ）−ｓｉｎ（ｃｓ））＾２）
＝（ｇｐ（ｃｓ）＾２＋ｇｃ（ｃｓ）＾２＋ｇｆ（ｃｓ）＾２）−０．５）　　　　　　　　　　 （１９９）
式（１９９）は、数値的に解くことができる。ＧＣ値を上のとおり、かつＧＰ＝ＬＦＬを前のとおり仮定すると、図３６は、実線カーブにおけるＧＦに対して結果として得る値、即ち、ｓｉｎ（ｃｓ）＊ｃｏｒｒ１（前のＬＦＲ要素）を鎖線カーブで、ｓｉｎ（ｃｓ）を点線カーブで示している。ｃｓが３０度に達するまでＧＦがゼロに近いままであり、その後急激に増加することに注目されたい。実施において、鎖線と点線のカーブのように０．７１の値に達するようにＧＦを３０度をこえて任意に増加させる。これにより、強い指向の間左右における中央チャネルの完全な取り消しを生じる。また、ＧＦは、境界に沿って前の値へ平滑に補間しなければならない。これらのカーブは全て実際に負の符号を有する。
【０３０８】
ｃｓがゼロから中央へ増加するとき、ＧＦはｌｒ＝０軸に沿ったＬＦＲマトリックス要素の形状を生じる。このような挙動を前のＬＦＲ要素の挙動に混合させる方法を必要とし、これは左と中央の間ならびに右から中央までの境界に沿って保持されねばならない。ｃｓ≦２２．５度であるときこれを行う方法は、ＧＦとｓｉｎ（ｃｓ）間の差関数を定義することである。次いで、この関数を色々な方法で制限する。
【０３０９】
マトラブ法では、
2004507904.tif 000014
ＬＦＲ要素は次のように書くことができる。
【０３１０】
2004507904.tif 000015
ｇｆ＿ｄｉｆｆの符号が上式では正であることに注目されたい。このため、ｇｆ＿ｄｉｆｆがｓｉｎ（ｃｓ）の値を打ち消し、要素の値をｌｒ＝０軸の最初の部分に沿ってゼロに低減させる。
【０３１１】
図３７は、ｌｒ＝０軸に沿って中央レベルに対する補正を含む左中央右（ＬＦＲ）マトリックス要素を示している。この値が紙面の中間においてゼロであり（指向がない）、ｃｓがｌｒ＝０軸に沿って２２．５度まで増加するときゼロのままであることに注目されたい。次いで、この値は、左から中央へおよび右から中央への境界に沿って前の値に一致するように降下する。
【０３１２】
次に、中央の出力におけるパンにおけるエラーについて考察する。
図３８は、新たな中央のブースト関数ＧＣ（ｃｓ）を持つ中央左方（ＣＬ）のマトリックス要素を示している。左と中央間の境界に沿ってパンするための補正に注目されたい。
【０３１３】
代わって、（このように書けば）新たな中央の関数
ＣＬ＝０．４２−０．４２＊Ｇ（ｌｒ） ＋ ＧＣ（ｃｓ）　　　　　　　　　　　　　　（２００）
ＣＲ＝０．４２＋ＧＣ（ｃｓ）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（２０１）
は、ｌｒ＝０軸に沿って良好に挙動するが、左と中央間、および右と中央間の境界に沿ってパンのエラーを生じる。前述の１９９６年７月の米国特許出願における値は、左方の境界に沿ったｃｏｓ（２＊ｃｓ）の平滑関数を提示しており、これが左と中央間の平滑なパンの動きを生じる。新たな中央関数にこの境界に沿った同様な挙動を持たせたい。
【０３１４】
（マトラブ法における）ｘｙｍｉｎなる別の関数を加えることによりうまくいくだろうマトリックス要素に対する補正を行うことができる。即ち、
ｃｅｎｔｅｒ＿ｆｉｘ＿ｔｂｌ＝０．８＊（ｃｏｒｒ１−１）；
ＣＬ＝０．４２−０．４２＊ＧＣ（ｃｓ）＋ｃｅｎｔｅｒ＿ｆｉｘ＿ｔａｂｌｅ（ｘｙｍｉｎ）
ＣＲ＝０．４２＋ＧＣ（ｃｓ）＋ｃｅｎｔｅｒ＿ｆｉｘ＿ｔａｂｌｅ（ｘｙｍｉｎ）
図３９は、中央出力と左出力のレベルを中央から左への信号パンとして示している。補正により中央のパン動作が、完全ではないが、左出力の逆数に適正に近いことに注目されたい。（ｃｓ軸における値が反転される）
次に、先に述べた式およびアルゴリズムにより定義されたデコーダにより正しく動作するように設計される新規な５チャネル・エンコーダ（「ロジック７」と呼ぶ）について考察する。
【０３１５】
当該エンコーダに対して２つの主な目標がある。第一に、５．１チャネル・テープを符号化されたバージョンを本発明によるロジック７デコーダによって復号することを可能にするように符号化することができねばならない。第二に、符号化された出力はステレオ互換でなければならない。即ち、同じ素材のマニュアル２チャネル・ミックスにできるだけ近い音でなければならない。このようなステレオ互換性における１つの要因は、標準的なステレオ・システムにおいて演奏されたとき、エンコーダの出力が元の５チャネル・ミックスにおける各音源に対して同じに感じられるラウドネスを生じなければならないことである。ステレオにおける音源の明瞭な位置もまた、５チャネルのオリジナルにおける前記の明瞭な位置にできるだけ近くなければならない。
【０３１６】
ドイツ国ミュンヘンにおける放送技術協会（ＩＲＴ）との論議において、先に述べたようなステレオ信号のステレオ互換性の目標がエンコーダの１つの調整では満たし得ないことが明らかになった。全てのチャネルが等しいフォアグランドの重要性を有する５チャネル録音が、先に述べたように符号化されねばならない。このようなエンコーディングは、エネルギが保存されるようにサラウンド・チャネルがエンコーダの出力に混合されることを必要とする。即ち、エンコーダＮＯ出力における全エネルギは、どの入力が駆動されているかに拘わらず同じでなければならない。この手法は、楽器が全て５つのラウドスピーカに割当てられたほとんどのフィルム・ソースおよび５チャネルの音楽ソースを含むことになる。このような音楽ソースは今日では一般的でないが、これらのソースが将来において一般的になるということが発明者の見解である。しかし、フォアグランドの楽器が前方の３チャネルにおかれる音楽の録音は、後方のチャネルにおける主な反響により、異なるエンコーディング技術を必要とする。
【０３１７】
ＩＲＴその他における一連のテストの後、サラウンド・チャネルが他のチャネルより３ｄＢ低い出力で混合されたとき、このような形式の音楽録音がステレオ互換な形態で良好に符号化されたものと結論された。このような３ｄＢのレベルがヨーロッパにおけるサラウンド・エンコーディングに対する規格として採用されたが、この規格は、他のサラウンド・レベルを特別な目的に用いることができることを規定する。後で判るように、この新規なエンコーダは、サラウンド・チャネルにおける強い信号を検出するアクティブ回路を含んでいる。このような信号が偶発的に存在するとき、エンコーダは全サラウンド・レベルを用いる。サラウンド入力が前方チャネルに比して連続的に−６ｄＢ以下ならば、サラウンド利得はヨーロッパ規格に対応するように徐々に３ｄＢ下げられる。
【０３１８】
ミュンヘンにおけるＩＲＴによるテストにおいて、特定のテープがＡＥＳ論文（プリプリント第４４０２号）に記載されたエンコーダによって不正に符号化されたことが発見された。このテープにおける問題を解決するため新規なアーキテクチャが開発された。この特定のテープのエンコーディングは限界的に改善されたに過ぎなかったが、新規なエンコーダは広範な難しい素材においてその性能が優れている。元のエンコーダは、最初はパッシブ・エンコーダとして開発され、種々の入力信号を用いてかなり良好に動作した。この新たなエンコーダは、パッシブ・モードにおいても動作するが、主としてアクティブ・エンコーダ（即ち、エンコーディングがその入力に与えられた信号の種類に依存するもの）として動作するよう意図される。アクティブ回路は、設計における幾つかの小さな誤りを正すものである。しかし、アクティブな補正によらずとも、性能は先に述べたエンコーダの性能より優れている。
【０３１９】
広範囲なリスニングの後、最初のエンコーダにおける幾つかの小さな問題が発見された。多くはあるが全てでないこれらの問題が新規なエンコーダにおいて対処された。例えば、ステレオ信号がエンコーダの前方と後方の両入力に対して同時に印加されるとき、結果として得るエンコーダ出力は前方に対して過度にバイアスされる。新規なエンコーダは、後方バイアスを僅かに増すことによってこのような効果を補償する。同様に、フィルムが実質的なサラウンド内容で符号化されるとき、中央チャネルにおける対話の信号出力を減じようとする正味の後方バイアスが存在することを発見した。このことは、対話の了解度が特に重要であるフィルムにおいては重要であり得る。新規なエンコーダは、エンコーダに対する中央チャネル入力を僅かにこれらの条件以下で上げることによってこのような効果を補償する。
【０３２０】
図４０に概略ブロック図に示される新規なエンコーダは、減衰器３０２における中央減衰関数ｆｃｎが０．７１即ち−３ｄＢに等しいことを前提として、左、中央および右のチャネルを以前の設計と同じように、かつドルビー・エンコーダと同じように取扱う。
【０３２１】
図１０および図１１に示されたエンコーダの従前の設計によれば、左（Ｌ）、中央（Ｃ）および右（Ｒ）の信号がエンコーダ回路の入力端子５０、５２および５４へそれぞれ与えられる。左側方（ＬＳ）および右側方（ＲＳ）の信号は、入力端子６２および６４へそれぞれ与えられる。（５＋１ミックスにおける低周波効果に対する）更に他の信号ＬＦＥは、新たな入力端子３７０へ印加される。Ｃ信号およびＬＦＥ信号は、減衰器／利得要素３７２、３７４をそれぞれ通り、ここでＣが係数ｆｃｎだけ、ＬＦＥが係数２．０だけ増幅される。これらの信号は、加算回路２７８、２８２の両方へそれぞれ印加される。信号Ｌは加算回路２７８へ直接印加され、信号Ｒは加算回路２８２へ同様に印加される。サラウンド信号もまた。これらの加算回路へ印加されるが、実際よりも複雑に見えるある操作後にのみ印加される。サラウンド・チャネル減衰器３７６、３７８、３８０および３８２においては、関数ｆｃ（）およびｆｓ（）が、（移相要素２３４および２４６を介して）前方チャネルに対して（移相器２８６および２８８を介して進む）９０度の位相のずれで経路へ、あるいは相対的な位相のずれなしに経路へ、サラウンド・チャネルを指向させる。基本的なエンコーダにおいては、ｆｃは１でありｆｓはゼロであり、その結果アクティブな経路は９０度の移相器を介する。このため、信号ＬＳは変化されずにブロック３７６を介して減衰器３９６へ進み、ここで信号が係数０．９１で乗じられ、次いで加算器４０６へ進み、ここで信号は利得−ｃｒｘを有する減衰器４０４からの交差結合された信号ＲＳと混合される。ｃｒｘの値は、典型的に０．３８である。この値は、各サラウンド・チャネルに対する負の交差フィード量を制御する。次にこの信号は、９０度の移相器２３４と加算器２７６とを経て進み、ここで移相器２８６から前記加算器への他の信号と混合され、「Ａ」信号として出力端子４４へ進む。従前のエンコーダにおけるように、サラウンド・チャネルの１つに対して唯一つの入力があるとき、端子４４および４６における出力ＡおよびＢはそれぞれ−０．３８および０．９１の振幅を有し、この振幅は後方に対する２２．５度の指向角度を生じる結果となる。
【０３２２】
端子６４へ印加される信号ＲＳは、同様に、１の利得を持つ減衰器３８２を経て反転要素４００へ進み、次いでＬＳチャネルに対するような０．９１の利得を持つ減衰器４０２を経て進む。この信号は、次に、加算器４０８において−ｃｒｘ×未修正の信号ＲＳに加算される。ＬＳチャネルにおけるように、当該信号は、９０度移相要素２４６を経て進み、その後加算要素２８０へ進む。信号Ｒ、ＣおよびＬＥＥは、加算回路２８２における組合わせの後、移相要素２８８を介して加算器２８０へ進み、ここでこれら信号は移相されたＲＳ信号および交差フィードされたＬＳ信号と混合されて端子４６に「Ｂ」出力信号を与える。
【０３２３】
通常、端子４４および４６における出力信号のそれぞれにおいて、０．３８および０．９１の平方和が１であるとき、出力レベルが１である。
【０３２４】
唯一つのチャネルが駆動されるときはエンコーダの出力は単純であるが、両方のサラウンド入力が同時に駆動されるときは問題となる。フィルムにおける一般的な慣例である、入力ＬＳおよびＲＳを同じ信号で駆動するならば、加算ノードにおける全ての信号が同相となり、従って出力における合計レベルは０．３８＋０．９１、即ち１．２９である。この出力は、係数１．２９即ち２．２ｄＢだけ強すぎる。アクティブな回路（図示しないが、デコーダにおけるアクティブな回路に類似する）は、このような状況が起きるとき、即ち、２つのサラウンド・チャネルが振幅において類似し同相であるとき、利得を２．２ｄＢ係数だけ減じるためエンコーダに含まれる。
【０３２５】
２つのサラウンド入力がレベルにおいて等しく位相が異なるときに、別のエラーが生じる。この場合、２つの減衰係数が差し引かれ、その結果出力レベルは０．９１−０．３８、即ち０．５３となる。この信号は、低減したレベルにおいて中央方向信号として復号する。従前のエンコーダは、これらの条件下で指向されない信号を低減し、これは妥当である。後方の入力端子へ印加された信号が中央に指向される信号を生じる結果となることは妥当でない。このため、アクティブな回路（図示しないが、デコーダにおける回路と類似する）は、２つの後方チャネルがレベルにおいて類似するが位相は逆であるとき値ｆｓを増加する。後方経路と後方チャネルに対して移相された経路の双方を混合する結果として、出力チャネルＡおよびＢ間に９０度の位相差が生じ、これは望ましい結果である指向されない信号を表わす。
【０３２６】
ミュンヘンのＩＲＴにおける論議では、ヨーロッパ刺激信号のサラウンド・エンコーダが存在することが注目された。このエンコーダは、２つのサラウンド・チャネルを単に３ｄＢだけ減衰して、これらチャネルを前方チャネルへ追加する。このため、左後方チャネルが３ｄＢ減衰され、左前方チャネルへ追加される。このエンコーダは、多チャネル・フィルム音響を、あるいはサラウンド・チャネルに割当てられた特定の楽器を有する録音をエンコーディングするとき、多くの欠点を有する。これらの楽器のラウドネスおよび方向がともに不適正に符号化されることになる。しかし、このエンコーダは、古典音楽ではむしろ良好に働き、この場合、２つのサラウンド・チャネルが主として反響である。ステレオ互換性エンコーディングを生じるように、聴取テストにより３ｄＢの減衰が慎重に選定された。古典音楽が符号化されつつあったとき本発明の新規なエンコーダもまた当該３ｄＢの減衰を含むべきこと、およびエンコーダにおける前方チャネルおよびサラウンド・チャネルの相対的レベルを監視することによりこの条件の検出が可能であることが結論された。
【０３２７】
従って、サラウンド・チャネルにおける関数ｆｃの主な機能は、サラウンド・チャネルが前方チャネルよりもはるかにソフトであるとき、出力ミックスにおけるサラウンド・チャネルのレベルを３ｄＢだけ減じることである。前方および後方のレベルを比較するデコーダにおける回路に類似する回路が提供され、後方が３ｄＢだけ少ないとき、値ｆｃは３ｄＢの最大値に減じられる。後方チャネルが前方チャネルより８ｄＢだけ少ないとき、この最大３ｄＢの減衰に達する。当該アクティブ回路は良好に働くように見える、これは、新規なエンコーダを古典音楽用のヨーロッパ規格エンコーダと互換可能にする。しかし、後方チャネルにおいて強くすべき楽器が全レベルで符号化される。
【０３２８】
サラウンド・チャネルに対して経路を混合する実際の係数の別の機能がある。この経路もまた、加算回路２７８および２８２へ印加される前に、減衰器３７８および３８０を介して、交差フィード要素３８４および３８６を経て主信号経路における０．９１の減衰要素３８８および３９０を有する反対側のチャネルにおける加算器３９２および３９４へ進むことに注目されたい。音響が左前方入力から左後方入力へ移動するとき、アクティブな回路（図示せず）がこれらの入力におけるレベルを比較し、これら信号が振幅および位相において類似することを検出し、これらの条件下では、ｆｓは１に増加されるがｆｃはゼロへ低減される。エンコーディングにおける実際の係数へのこのような変化は、この種のパンの更に正確なエンコーディングを生じる結果となる。実際には、この機能はおそらくは必須ではないが、エレガントな精練のように見える。
【０３２９】
従って、要約すれば、アクティブな回路は、それぞれの側における前方チャネルと後方チャネル間のレベルと位相とを比較し、前方チャネルと後方チャネルにおける相対的エネルギを比較する要素を含む。これらの回路は、対数比検出器の形態で容易に実現され、当業者にはよく知られる。
【０３３０】
これらの検出器からの出力に従って、これらアクティブな回路は、
１．信号が同相であるとき、サラウンド・チャネルのレベルを２．２ｄＢだけ低減し、
２．２つの後方チャネルが位相が異なるとき指向されない条件を生じるのに充分に、後方チャネルに対する実際の係数混合経路を増加し、
３．サラウンド・レベルが前方チャネルよりはるかに少ない（−８ｄＢ）とき、サラウンド・チャネルのレベルを３ｄＢまで低減し、
４．後方チャネルのレベルが前方チャネルに類似するとき、後方チャネルのレベルと負の位相を増加し、
５．音源が前方入力から対応する後方入力へパンするとき、サラウンド・チャネル・ミックスに実際の係数を使用させる。
【０３３１】
エンコーダに対する更なる改善が、２つの前方チャネルが位相が異なるときエンコーダがデコーダをして音を現在におけるように後方に置かせないよう前方チャネルに対する特徴を含むことが多いが、このような条件を検出して符号化される出力を指向されないように見せることになる（即ち、チャネルＡおよびチャネルＢ間の象限の位相のずれが生じる結果となる。）
本発明の望ましい実施の形態について本文に記述し図示したが、他の多くの可能な実施の形態が存在し、本発明の趣旨から逸脱することのないこれらおよび他の修正および変更は当業者には明らかであろう。
図面の簡単な説明
発明の新規な特徴と信じられる特性は、頭書の特許請求の範囲に記載される。本発明自体ならびに本発明の他の特徴および利点は、添付図面に関して実施の形態の以降の詳細な記述を参照することにより最もよく理解されよう。
【０３３２】
【図１】
従来技術によるパッシブ・マトリックス・ドルビー・サラウンド・デコーダのブロック図である。
【０３３３】
【図２】
従来技術による標準的ドルビー・マトリックス・エンコーダのブロック図である。
【０３３４】
【図３】
本発明による離散的５チャネル・サウンドトラックのドルビー・マトリックスと比肩するエンコーディングを生じるための５チャネル・エンコーダの概略ブロック図である。
【０３３５】
【図４】
本発明によるデコーダの５チャネルの実施の形態を示すブロック図である。
【０３３６】
【図５】
５ａおよび５ｂは、図４の回路において使用される典型的な移相器に対する詳細図を示す。
【０３３７】
【図６】
６ａないし６ｅは、図４のデコーダにおける種々の信号間の関係を示す図である。
【０３３８】
【図７】
本発明によるアクティブ・エンコーダのブロック図である。
【０３３９】
【図８】
図９の位相補正回路において用いられるｌｓ／ｒｓ信号の生成のための位相感応検出回路を示す図である。
【０３４０】
【図９】
制御信号ｌｓ／ｒｓと指向角度θＬＳ間の関係を示すグラフを含むパッシブ符号化映画のサウンドトラックの最適な復号のための図４のデコーダに先立ち加えられる入力位相補正回路を示すグラフである。
【０３４１】
【図１０】
制御信号ｒｓ／ｌｓに対する指向角度θＲＳのグラフを含む本発明による簡単なアクティブ・エンコーダを示すブロック図である。
【０３４２】
【図１１】
本発明による、強い指向性の前方信号に対する増幅補償と同時の側方入力に対する良好な分離を有するアクティブ・マトリックス・エンコーダを示すブロック図である。
【０３４３】
【図１２】
１２ａないし１２ｃは、図１１の左側からエンコーダにおける左側へ指向が移動するとき、前方象限の指向に対するＧＬ、ＧＣおよびＧＲ信号、および左−左（ＬＬ）および左−右（ＬＲ）のマトリックス要素の変動を示すグラフである。
【０３４４】
【図１３】
図４のデコーダおよびその７チャネル変更例へ印加されるとき、左と中心間に指向される信号に対して他が変化するとき、制御信号ｌ／ｒおよびｃ／ｓのそれぞれの最大許容値を示すグラフである。
【０３４５】
【図１４】
左の頂点付近の不連続を示す図４の汎用タイプのデコーダのバージョン１．１１における左後方の左（ＬＲＬ）マトリックス要素の値を示すグラフである。
【０３４６】
【図１５】
ｌｒ＝０に沿った後方における不連続を示すデコーダのバージョン１．１１の左後方の右（ＬＲＲ）マトリックス要素を示す同様なグラフである。
【０３４７】
【図１６】
実際に実現された図１４における欠損マトリックス要素と対照されたデコーダ・バージョン１．１１において意図されたときのＬＲＬマトリックス要素を示すグラフである。
【０３４８】
【図１７】
米国特許第４，８６２，５０２号からの左前方の左（ＬＦＬ）マトリックス要素と最大値が１であるようにスケールされたドルビー・プロ・ロジックを示す同様なグラフである。
【０３４９】
【図１８】
米国特許第４，８６２，５０２号からの左前方の右（ＬＦＲ）マトリックス要素と最小値および最大値が±０．５であるように、０．７１でスケールされたドルビー・プロ・ロジックを示す同様なグラフである。
【０３５０】
【図１９】
後方向の特性が中心方向の特性と同じである、左へ向けられず値１に対して３ｄＢだけ増加し、中心あるいは後方へ向けられず値０．５に対して３ｄＢだけ低減する間、値が右へ向けられない軸に沿った０．７１において一定であることを示す、最大値が１であるようにスケールされた米国特許第４，８６２，５０２号からのＬＦＬおよびＬＦＲの２乗の和の平方根を示すグラフである。
【０３５１】
【図２０】
最大値が１であるようにスケールされた前の米国特許出願第０８／７４２，４６０号からのＬＦＬおよびＬＦＲマトリックス要素の和の平方根を示し、面の右半分全体における０．７１の一定値と左の頂点に向けて緩やかな増加を示す同様なグラフである。
【０３５２】
【図２１】
指向が中心へ移動するときのブーストがｌｒ＝０に沿ってかつ左から中心境界に沿って印加され、指向が後方へ移動するときのレベルにおける低下もを示す、デコーダ・バージョン１．１１における左前方の左（ＬＦＬ）マトリックス要素を示す同様なグラフである。
【０３５３】
【図２２】
左から中心境界に沿って、ならびに中心から右境界に沿って正しい振幅を有する左前方の左マトリックス（ＬＦＬ）要素を示す同様なグラフである。
【０３５４】
【図２３】
僅かな欠点が２２．５度における点がないためである、左と最後部間の後方境界に沿ってＬＦＬおよびＬＦＲの挙動を示すグラフである。
【０３５５】
【図２４】
指向が最後部へ進むとき出力がゼロのままであるがｌｒ＝０に沿ってかつ右後方の象限において関数がドルビー・マトリックスと同じである、左から左後方へ指向が移動するとき前方左出力をゼロにする左後方境界に沿って大きな補正を示す左後方から見た左前方左（ＬＦＬ）マトリックス要素を示すグラフである。
【０３５６】
【図２５】
指向が左から最後部へ移動するときＬＦＬマトリックス要素に関して左から後方の境界における大きなピークが前記境界に沿って前方出力をゼロまで低減し、かつ再びｌｒ＝０に沿って後方向に低減するよう働き、後方右象限ではマトリックス要素がドルビー・マトリックスと同じである、左前方右（ＬＦＲ）マトリックス要素を示す同様なグラフである。
【０３５７】
【図２６】
本発明によるＬＦＬおよびＬＦＲの平方根平均２乗和を示すグラフである。
【０３５８】
【図２７】
左後方から見た後方レベルに対する補正を含むＬＦＬおよびＬＦＲの２乗和の平方根を示し、右へ指向されない（中間の）軸が値１を持ち、中心頂点が値０．７１を持ち、後方頂点が値０．５を持ち、左頂点が値１．４１を持つことを示し、かつ中間から中心軸に沿ったピークを示すグラフである。
【０３５９】
【図２８】
ステレオと同じ音響出力比を前提とし典型的に用いられるより後方で３ｄＢ少ない出力を持つドルビー・マトリックス要素を用いて、ｄＢ単位のＣＳの関数としての中心マトリックス値を実線カーブとして示し、をプロ・ロジックにおける中心マトリックス要素の実際値を点線カーブとしてこの実際値が指向されない信号および完全に指向される信号に対する妥当な結果を生じるがこれら値が中間において約１．５ｄＢ低すぎることを示すグラフである。
【０３６０】
【図２９】
ドルビー・プロ・ロジックにおいて実際に用いられるマトリックス要素および校正が与えられるとステレオに等しい出力比を前提として、中心マトリックス要素の値を実線カーブとして、かつプロ・ロジックにおける中心マトリックス要素の実際の値を点線カーブとして同様に示し、実際の値が全ての指向に対して３ｄＢ以上低いことを示すグラフである。
【０３６１】
【図３０】
デコーダ・バージョン１．１１において実現された要素を用いて、前方左象限で中間から左頂点への線に沿って３ｄＢの弛みがあり、かつ左と中心間の境界に沿ってレベルにおいて約３ｄＢのブーストがあることを示すＬＲＦおよびＬＲＲの平方和の平方根を示し、かつこの時の射影では見にくい面の中心に３ｄＢの「ＴＶマトリックス」の弛みを含む後方象限における「高い範囲」を示すグラフである。
【０３６２】
【図３１】
ｃｓ＝０軸に沿った一定出力レベルおよび左と中心間の境界に沿ったゼロの出力に対するＧＳおよびＧＲに対する数値分解能を示すグラフである。
【０３６３】
【図３２】
本発明によるＧＲおよびＧＳに対する値を用いてＬＲＬおよびＬＲＲの平方和の平方根をそれぞれ示し、「ＴＶマトリックス」補正により生じる谷部を除いて平方和が１に近くかつその後続くことを示すグラフである。
【０３６４】
【図３３】
左右が反対であるならば中心右（ＣＲ）のマトリックス要素のグラフでもある、４チャネル・デコーダ（および、プロ・ロジック・デコーダ）の中心左（ＣＬ）マトリックス要素を同様に示し、グラフの中間と右および後方の頂点とが値１を持ち、中心頂点は値１．４１を持つが実際にはこの要素が最大値が１であるようにスケールされることを示すグラフである。
【０３６５】
【図３４】
中間値と右および後方の頂点とが４．５ｄＢだけ減じられ、その結果ｃｓが増加するとき中心が２つの勾配で値１．４１に増加するデコーダ・バージョン１．１１における中心左マトリックス要素を比較のため示すグラフである。
【０３６６】
【図３５】
指向が前方に増加するとき入力信号の中心成分のエネルギが前方の３チャネルで保持されるならば、本発明によるＬＦＬおよびＬＦＲの値に対して必要となる中心の減衰を実線カーブとして示し、かつ標準的デコーダに対する中心値を点線カーブとして示すグラフである。
【０３６７】
【図３６】
本発明による中心減衰ＧＣにより一定のエネルギ比に対して必要となるＧＦ値を実線カーブとして示し、かつ点線カーブがｓｉｎ（ｃｓ）を示すが、ｓｉｎ（ｃｓ）＊ｃｏｒｒｌ（前のＬＦＲ要素）の値を点線カーブとして示し、ｃｓが３０度に達するまでＧＦがゼロに近く次いで急激に増加することを示すグラフである。
【０３６８】
【図３７】
ｌｒ＝０軸に沿って中心レベルに対する補正を持つ左前方右（ＬＦＲ）マトリックス要素を示し、面の中間において値がゼロであり（指向がない）かつｃｓがｌｒ＝０軸に沿って２２．５度まで増加するときはゼロのままであり、左から中心および右から中心への境界に沿って前の値と一致するようオフとなることを示すグラフである。
【０３６９】
【図３８】
本発明による付加される中心ブースト関数を持つ中心左（ＣＬ）マトリックス波長をそれぞれ示し、かつ左と中心間の境界に沿ったパンの補正をも示すグラフである。
【０３７０】
【図３９】
補正により中心のパン動作が、完全ではないが、左出力の逆数（ｃｓ軸における値が逆）に妥当に近いことを示す中心から左への信号パンとして中心の出力と左の出力のレベルを示すグラフである。
【０３７１】
【図４０】
本発明によるアクティブ・エンコーダを示すブロック図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【国際公開パンフレット】
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【国際調査報告】
2004507904.tif 000157