(57)【要約】電圧ブーストパワーコンバータ回路は、入力インダクタと、能動スイッチと、一次巻線、二次巻線および補助巻線を有する変圧器とを備えている。クランプコンデンサと、第１の受動スイッチとが、一次巻線の両端に直列に接続される。補助巻線と、第２の受動スイッチとは、クランプコンデンサと第１の受動スイッチとの間のノードに直列に接続される。能動スイッチは、接地と一次巻線との間に接続される。バルクコンデンサは、能動スイッチと一次巻線とを含む直列ループを形成する。本方法は、オン状態の間に一次巻線を介して負荷に電力を伝達し、誘導結合された別の変圧器巻線を介してクランプコンデンサを放電し、オフ状態の間にクランプコンデンサを用いて能動スイッチ電圧をクランプし、変圧器の漏れインダクタンスを用いてクランプコンデンサを充電し、バルクコンデンサを充電することにより、効果的に変圧器をリセットする。
2004514396.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力インダクタ（Ｌｉｎ）を流れる電流を制御する能動スイッチ（Ｓ）と、一次巻線（Ｎ１）を有する変圧器（Ｔ）と、二次巻線（Ｎ２）と接続される出力回路とを有する電圧ブーストフィードフォワードコンバータ回路であって、
前記一次巻線（Ｎ１）の両端に直列に接続されるクランプコンデンサ（Ｃｓ）および第１の受動スイッチ（Ｄ１）と、
前記クランプコンデンサ（Ｃｓ）と前記第１の受動スイッチ（Ｄ１）と接地との間のノードに直列に接続される前記変圧器（Ｔ）の補助巻線（Ｎ３）および第２の受動スイッチ（Ｄ３）と、
を備え、
前記能動スイッチ（Ｓ）は接地と、前記第１の受動スイッチ（Ｄ１）とは反対側の前記一次巻線（Ｎ１）の側との間に接続されており、
さらに、
前記能動スイッチ（Ｓ）と前記一次巻線（Ｎ１）とを含む直列ループを形成するバルクコンデンサ（Ｃｄ）を備える
ことを特徴とする、電圧ブーストフィードフォワードコンバータ回路。
【請求項２】
前記第１および前記第２の受動スイッチ（Ｄ１，Ｄ３）は、それぞれ半導体ダイオードを有することを特徴とする、請求項１に記載のコンバータ回路。
【請求項３】
前記一次巻線（Ｎ１）、前記二次巻線（Ｎ２）、および前記補助巻線（Ｎ３）は、それぞれ電気的に絶縁されていることを特徴とする、請求項１に記載のコンバータ回路。
【請求項４】
前記能動スイッチ（Ｓ）は、金属−酸化物シリコン電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を有することを特徴とする、請求項１に記載のコンバータ回路。
【請求項５】
制御信号に基づいて前記能動スイッチ（Ｓ）を駆動する、コントロールをさらに備えることを特徴とする、請求項１に記載のコンバータ回路。
【請求項６】
前記出力回路は、前記二次巻線（Ｎ２）にかかるハーフブリッジ整流器（Ｄ２）と、コンデンサ（Ｃｏ）−インダクタ（Ｌｆ）リプルフィルタを有することを特徴とする、請求項１に記載のコンバータ回路。
【請求項７】
前記バルクコンデンサ（Ｃｄ）のキャパシタンスは、前記クランプコンデンサ（Ｃｓ）のキャパシタンスより大きいことを特徴とする、請求項１に記載のコンバータ回路。
【請求項８】
前記変圧器（Ｔ）の前記補助巻線（Ｎ３）と、前記第２の受動スイッチ（Ｄ３）と、前記第１の受動スイッチ（Ｄ１）と、前記バルクコンデンサ（Ｃｄ）とは、直列ループを形成することを特徴とする、請求項１に記載のフィードフォワードコンバータ回路。
【請求項９】
前記補助巻線（Ｎ３）は、前記能動スイッチ（Ｓ）のスイッチング過渡分からのエネルギーを前記二次巻線（Ｎ２）に伝達することを特徴とする、請求項１に記載のフィードフォワードコンバータ回路。
【請求項１０】
前記入力インダクタ（Ｌｉｎ）は、前記変圧器（Ｔ）から磁気的に絶縁されていることを特徴とする、請求項１に記載のフィードフォワードコンバータ回路。
【請求項１１】
前記変圧器（Ｔ）の前記補助巻線（Ｎ３）と、前記第２の受動スイッチ（Ｄ３）とは、前記第１の受動スイッチ（Ｄ１）を介して、前記一次巻線（Ｎ１）と前記バルクコンデンサ（Ｃｄ）との共通ノードに接続され、前記バルクコンデンサ（Ｃｄ）は基準接地されていることを特徴とする、請求項１に記載のフィードフォワードコンバータ回路。
【請求項１２】
前記能動スイッチ（Ｓ）は、前記入力インダクタ（Ｌｉｎ）と直列に、全波整流器（ＤＢ）の整流出力端に接続されていることを特徴とする、請求項１に記載のフィードフォワードコンバータ回路。
【請求項１３】
電力が、基本的に前記能動スイッチ（Ｓ）が閉じているときに、前記一次巻線（Ｎ１）から前記二次巻線（Ｎ２）に伝達されるように構成されていることを特徴とする、請求項１に記載のフィードフォワードコンバータ回路。
【請求項１４】
前記能動スイッチ（Ｓ）は、内部ボディダイオード（Ｄｓ）を有する金属−酸化物−シリコン電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を有していることを特徴とする、請求項１に記載のフィードフォワードコンバータ回路。
【請求項１５】
前記能動スイッチ（Ｓ）は、ダイオード（Ｄｓ）と並列に接続される金属−酸化物−シリコン電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を有していることを特徴とする、請求項１に記載のフィードフォワードコンバータ回路。
【請求項１６】
複数の二次巻線（Ｎ２）を備えることを特徴とする、請求項１に記載のフィードフォワードコンバータ回路。
【請求項１７】
一次巻線（Ｎ１）の漏れエネルギーは、前記能動スイッチ（Ｓ）が非導通状態の時に前記クランプコンデンサ（Ｃｓ）から前記補助巻線（Ｎ３）に伝達され、これにより前記漏れエネルギーは前記二次巻線に誘導結合されることを特徴とする、請求項１に記載のフィードフォワードコンバータ回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
発明の属する技術分野
本発明は、電力伝達装置を切り替える分野に関し、より詳しくは、ＤＣ／ＤＣパワーコンバータ用の改良された電圧クランプ装置に関する。
【０００２】
発明の背景
本発明は、図１に示す配置を含むＤＣ／ＤＣコンバータの分野に関する。この分野のコンバータは、電力の供給が単一のスイッチによってゲート制御され、スイッチのオン期間にエネルギーが変圧器の一次巻線から二次巻線まで順方向に伝達されるため、“シングルエンド形フォワード”コンバータと称される。この分野のコンバータでは、変換用の配置が、変圧器コアがスイッチのオフ期間にリセットされるようなメカニズムを本質的に定義するものではないので、特有の問題がある。従来技術においては、様々な解決方法が提案されているが、コンバータのコスト、効率、出力密度など、代わりに犠牲になるものがあった。
【０００３】
図２Ａは、従来技術による、公知のＤＣ／ＤＣフォワードコンバータを示しており、Ｌｋ、Ｄｓ、Ｃｄｓはそれぞれ変圧器Ｔの漏れインダクタンス、ボディダイオード、およびスイッチＳの内部キャパシタンスである。巻線Ｎ１およびＮ２と接続される巻線Ｎ３は、変圧器Ｔをリセットするために用いられる。図２Ｂは、図２Ａにおける典型的な波形を示している。スイッチＳがｔ２においてオフになると、漏れインダクタンスＬｋに蓄えられていたエネルギーが解放され、キャパシタンスＣｄｓを充電し、これによりスイッチＳの両端に高い電圧スパイクが起きる。漏れエネルギーが完全に解放された後、スイッチＳの両端の電圧は定常状態の値になる。その結果、定格電圧の高いスイッチＳが必要となる。
【０００４】
この電圧スパイクを無くすため、文献では多くの回路構成が報告されている。その中で、図３に示すＲＣＤスナバは、電圧スパイクを最小限にするための、最も有名な方法の一つである。スナバ回路は、ダイオードＤ１、コンデンサＣｓ、および抵抗器Ｒｓから成る。スイッチＳがオフになると、漏れ電流がダイオードＤ１を流れ、キャパシタンスＣｓを充電する。キャパシタンスＣｓが比較的大きいと、Ｃｓの両端の電圧は大まかにみて変化が無く、電圧をクランプしている。この場合、変圧器の漏れエネルギーはまずＣｓに蓄えられ、次に抵抗器Ｒｓによって散逸される。その結果、コンバータの変換効率は低くなる。つまり、スパイクのエネルギーが熱となって損失される。
【０００５】
従来のＤＣ／ＤＣフォワードコンバータにおける変圧器の漏れインダクタンスは、パワースイッチがオフになったとき、パワースイッチの両端に電圧スパイクを生じさせる。通常、ＲＣＤ（抵抗器、コンデンサ、ダイオード）スナバや能動クランプ回路などの回路が、このような電圧スパイクを吸収するために用いられる。変圧器の漏れエネルギーはＲＣＤスナバ回路で散逸される。
【０００６】
公知の設計の多くは、このエネルギーの回収を模索している。これらの方法では通常、変圧器の漏れエネルギーを回収するのに付加的な能動スイッチを必要としている。
【０００７】
モシェ　ダム（Ｍｏｓｈｅ　Ｄｏｍｂ）による、「非散逸ターンオフスナバによるスイッチングパワー散逸二次降伏ストレスおよびＶｃｅオーバーシュートの軽減」（ＩＥＥＥパワーエレクトロニクススペシャリストコンフェレンス（１９８２））、米国特許第４，７８３，７２７号「ＤＣ／ＤＣコンバータ」、第６，１１５，２７１号「改良された非損失スナバネットワークを有するスイッチングパワーコンバータ」、第５，２６０，６０７号「パワーコンバータ用スナバ回路」などがその例であり、これらの内容は、引用をもって本明細書での記載に代える。
【０００８】
ファリングトン（Ｆａｒｒｉｎｇｔｏｎ）による米国特許第５，８８３，７９５号、ファリングトンによる米国特許第５，８８３，７９３号、ゴウスリン（Ｇａｕｔｈｅｒｉｎ）その他による米国特許第４，６７５，７９６号（これらの内容は引用をもって本明細書での記載に代える）については、後に検討している。
【０００９】
さらに、Ｒ・ワトソン（Ｒ．Ｗａｔｓｏｎ）、Ｆ・Ｃ・リー（Ｆ．Ｃ．Ｌｅｅ）およびＧ・Ｃ・ファ（Ｇ．Ｃ．Ｈｕａ）による、「フライバックコンバータでソフトスイッチングを達成するための能動クランプ回路の利用」（ＩＥＥＥパワーエレクトロニクススペシャリストコンフェレンス（１９９４））もある。
【００１０】
米国特許第６，１０８，２１８号「力率制御を用いた電源切替」には二つの実施の形態が記載されている。図１及び２に示される第１の実施の形態では、変圧器の漏れエネルギーを再利用するスナバ回路は示されていない。図３及び４には、スナバの一部である付加的な能動スイッチが示されている。
【００１１】
米国特許第６，０６１，２５４号「能動クランプ回路を用いたフォワードコンバータ」には、誘導結合された３つの変圧器巻線と、少なくとも２つの能動スイッチとを備える回路が開示されている。
【００１２】
米国特許第５，９８２，６３８号「再生スナバと力率補正（装置）とを備える単一段パワーコンバータ」の図１に示されるコンデンサ４４は、スナバコンデンサとして用いられるだけでなく、力率補正を行うために用いられ、故に入力から出力までの主電力潮流を処理する。よって、このコンデンサ４４を流れる電流は極めて大きいので、コンデンサのサイズおよび値は大きくなければならない。この回路において、スナバコンデンサ４４からのエネルギーの回収は、スイッチ２２がオンになったときに入力インダクタ３８に移動させることによって起きる。コンデンサ４４に蓄えられたエネルギーは大きいため、回路内に高い電力損失を起こす。その結果、この回路の電力変換効率は低い。コンデンサ４４のキャパシタンスは入力電力によって決定され、力率および入力電流高調波の要件を満たしている。
【００１３】
米国特許第５，９９１，１７２号「力率が改良され、スイッチ損失が減少したＡＣ／ＤＣフライバックコンバータ」には、変圧器の漏れエネルギーの回収に用いられるのではなく、スイッチ損失を減少させ、力率を改善するために用いられる第３の変圧器巻線が開示されている。この回路においては、漏れエネルギーは散逸されている。このように、この回路は、効率の面では、散逸性ＲＣＤスナバと実質的に変わらない。
【００１４】
米国特許第５，９９９，４１９号「電流ステアリングを伴う非絶縁ブーストコンバータ」は、３巻線変圧器を有するバックブーストコンバータに関する。
【００１５】
米国特許第５，８９６，２８４号「負荷へ戻り（ｒｅｔｕｒｎ）エネルギーを供給する戻り（ｒｅｔｕｒｎ）回路を備える切替電力供給装置」は、例えば磁気的に絶縁されたインダクタを用いて、効率を上げるために漏れインダクタンスエネルギーを利用する電力供給回路に関する。
【００１６】
米国特許第５，６１５，０９４号「切替モード電源装置用の非散逸スナバ回路」は、電源装置の二次回路用のスナバ回路に関する。米国特許第５，６９４，３０４号「効率の高い共振スイッチングコンバータ」および米国特許第５，３７９，２０６号「能動リカバリースイッチを有する低損失スナバ回路」は、それぞれ二重能動スイッチ構造コンバータに関する。
【００１７】
米国特許第５，０５５，９９１号「非損失スナバ」は、能動スイッチと、５つの誘導結合された巻線を有する変圧器とを備えるコンバータ回路に関する。
【００１８】
米国特許第５，０１９，９５７号「フォワードコンバータ形切替電源装置」は、二重能動スイッチフォワードパワーコンバータに関する。
【００１９】
米国特許第４，８０５，０７９号「切替電圧コンバータ」は、スナバ回路を有するコンバータを開示している。
【００２０】
米国特許第４，７６０，５１２号「トランジスタのストレスを減少し、パワーコンバータの変圧器コアをリセットする回路」は、単一の能動スイッチ、三重誘導結合巻線変圧器フォワードパワーコンバータに関する。
【００２１】
米国特許第４，７３６，２８５号は、２つの能動スイッチを有する「フォワードコンバータ用の消磁回路」に関する。
【００２２】
米国特許第４，６８８，１６０号「磁化電流の共振転流があるシングルエンド形フォワードコンバータ」は、変圧器のコアをリセットするのに共振コンデンサを採用しているフォワードコンバータを開示している。
【００２３】
米国特許第４，５６１，０４６号「非損失磁気コアリセットとスナバネットワークのある単一トランジスタフォワードコンバータ」は、単一のスイッチと、３つの誘電結合された巻線を有する変圧器とを備えるフォワードコンバータに関する。
【００２４】
米国特許第４，４４１，１４６号「シングルエンド形フォワードコンバータ内の変圧器コアの最適なリセット」は、３つの誘電結合された巻線を有する変圧器を備えるフォワードＤＣ／ＤＣコンバータを開示している。
【００２５】
米国特許第４，３５５，３５２号「ＤＣ／ＤＣコンバータ」は、３つの結合されたインダクタ巻線と、２つのコンデンサと、２つのスイッチ装置（１つは能動型で、１つは受動型）とを備え、リプルを伴わない入力及び出力電流を提供するための、コンバータに関する。
【００２６】
発明の概要および目的
本発明は、変圧器に誘導結合された巻線−コンデンサ−ダイオードスナバを用いてスイッチの両端の電圧をクランプすることにより、変圧器の漏れエネルギーが効果的に出力端に再生利用され、スイッチの両端における電圧スパイクが減少する、フォワードＤＣ／ＤＣコンバータ回路を提供するものである。
【００２７】
よって、変圧器の漏れインダクタンスによるメインスイッチの両端の電圧は、スイッチの両端のピーク電圧の減少を達成しながらクランプされ、電圧スパイクに内在するエネルギーは回収され、全体の回路効率を上げる。さらに、この回路は、単一の能動スイッチと、単一の誘導結合変圧器構造を用いて構成することもできる。このように、コストは低く、またこの回路は付加的な場所はほとんど必要としない。
【００２８】
スナバコンデンサＣｓは、漏れエネルギーのみを処理し、これは回路が処理する総電力のほんの一部にすぎない。そのため、比較的小さいスナバコンデンサの使用が可能になる。さらに、コンデンサＣｓのサイズは、入力電力レベルから比較的独立している。
【００２９】
漏れエネルギーは、変圧器の特別な巻線によって回収され、メインスイッチＳがオンになるときの、磁化エネルギーの一部となる。
【００３０】
よって、本発明の目的は、能動スイッチの両端の電圧をクランプし、別の能動スイッチや、別のインダクタを必要とすることなく、クランプされた過渡分からのエネルギーを再利用する、フォワードＤＣ／ＤＣコンバータ用のスナバを提供することにある。
【００３１】
本発明のもう一つの目的は、能動スイッチ、ダイオード、コンデンサ、変圧器、および能動スイッチの両端の電圧スパイクの過渡を減少させるための巻線−コンデンサ−ダイオードスナバを備え、巻線−コンデンサ−ダイオードスナバは電圧スパイクの過渡分から出力端へ、変圧器に接続されたインダクタを通してエネルギーを移動させることを特徴とする、フォワードＤＣ／ＤＣコンバータ回路を提供することにある。スナバのエネルギー回収スイッチはダイオードを介した受動型であり、よって、能動スイッチを付加する必要はない。
【００３２】
本発明のもう一つの目的は、能動スイッチ、ダイオード、コンデンサ、変圧器、および能動スイッチの両端における電圧スパイクの過渡分を減少させるための巻線−コンデンサ−ダイオードスナバを備え、巻線−コンデンサ−ダイオードスナバは受動的に切り替わって電圧スパイクの過渡分から出力端へ、変圧器に接続されたインダクタを通してエネルギーを移動させることを特徴とする、効率が改良されたフォワードＤＣ／ＤＣコンバータ回路の動作方法を提供することにある。
【００３３】
本発明による電圧ブーストフォワードコンバータ回路の実施の形態の目的は、入力インダクタを流れる電流を制御する能動スイッチと、一次巻線を有する変圧器と、二次巻線に接続された出力回路を有する回路であって、一次巻線と直列に接続されるクランプコンデンサおよび第１の受動スイッチと、クランプコンデンサと第１の受動スイッチと接地との間のノードに直列に接続される変圧器の補助巻線および第２の受動スイッチとを備え、能動スイッチは接地と一次巻線側の第１の受動スイッチと反対側との間に接続され、バルクコンデンサが能動スイッチと一次巻線とを含む直列ループを形成している回路を提供することにある。
【００３４】
本発明による、電圧ブーストフォワードＤＣ／ＤＣコンバータの実施の形態を効果的にリセットする方法の目的は、能動スイッチの導通期間に変圧器の一次巻線を通して負荷に電力を伝達し、クランプコンデンサを充電し、バルクコンデンサを放電させ、能動スイッチの非導通サイクルの間にクランプコンデンサにより能動スイッチの両端の電圧をクランプし、変圧器における別の、誘電結合した巻線を通してクランプコンデンサを受動的に放電させ、バルクコンデンサを充電することにより、切り替え過渡分に相当するエネルギーを負荷に効果的に伝達することにある。
【００３５】
コンバータは、例えば二次巻線に接続された出力回路の波形に基づく、公知の意味でのコントローラであってもよい。回路は複数の二次巻線を備えていてもよい。好ましくはそれぞれの巻線は電気的に絶縁されているとよい。能動スイッチを公知の意味で制御するコントローラが設けられてもよい。
【００３６】
第１および第２の受動スイッチはそれぞれ半導体ダイオードを有していてもよく、一方能動スイッチは金属酸化物シリコン電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）であるのが好ましい。この回路は内部ＭＯＳＦＥＴボディダイオードに依存してもよく、また外部または関連づけされたダイオードを有していてもよい。好ましくはバルクコンデンサはクランプコンデンサより大きいキャパシタンスを有する。
【００３７】
出力回路は、二次巻線にかかるハーフブリッジ整流器と、コンデンサ−インダクタリプルフィルタを有していてもよい。
【００３８】
好ましくは、この回路は変圧器の補助巻線、第２の受動スイッチ、第１の受動スイッチ、およびバルクコンデンサが直列ループを形成するように構成される。好ましくは補助巻線は、能動スイッチのスイッチ過渡分からのエネルギーを二次巻線に伝達する。変圧器の補助巻線と、第２の受動スイッチとは、好ましくは第１の受動スイッチを介して一次巻線とバルクコンデンサとの共通ノードに接続されており、バルクコンデンサは基準接地されている。第１および第２の受動スイッチは、例えば、能動スイッチが導通する定常動作状態の間に逆バイアスされる半導体ダイオードを有している。一次巻線からの漏れエネルギーは、好ましくは能動スイッチが非導通状態の時にクランプコンデンサから補助巻線に伝達され、それにより漏れエネルギーは二次巻線に誘導結合される。この装置には様々な修正が可能であり、回路がスイッチの両端の電圧を制限し、能動スイッチのオンオフによるエネルギーを効率的に回収する機能は、基本的にそれらの修正によって変更されるものではない。
【００３９】
好ましくは、入力インダクタは変圧器から磁気的に絶縁される。力率補正用の実施の形態では、能動スイッチは入力インダクタと共に直列に全波整流器の整流出力端に接続される。
【００４０】
これらの目的は、「好適な実施の形態の詳細な説明」と、図面とを検討することにより、明らかになる。
【００４１】
以下に、本発明の好適な実施の形態を、図面を参照しながら説明する。
【００４２】
好適な実施の形態の詳細な説明
比較の実施例１
その引用をもって本明細書の記載にかえる、ファリングトンによる米国特許第５，８８３，７９５号の回路、特に図１のもの、が図４に示されている。さらに、その引用をもって本明細書の記載にかえる、ファリングトンによる米国特許第５，８８３，７９３号と、ゴウスリン他による米国特許第４，６７５，７９６号を参照されたい。
【００４３】
ＤｓおよびＣｄｓはそれぞれ、ボディダイオードおよびスイッチＳの内部接続キャパシタンスである。Ｌｋは、変圧器Ｔの漏れインダクタンスである。コンデンサＣｓはスイッチオフ期間にスイッチＳの両端の電圧をクランプするクランプコンデンサである。巻線Ｎ３は変圧器Ｔと誘導結合されている。ダイオードＤ３は巻線Ｎ３と直列に接続され、漏れインダクタンスＬｋとクランプコンデンサＣｓとの間の共振をループＶｉｎ−Ｎ１−Ｌｋ−Ｃｓ−Ｄ３−Ｎ３を介して止めている。
【００４４】
図５は、図４に示す回路の典型的なスイッチング波形を示している。スイッチＳはｔ１の前はオフであり、漏れエネルギーがコンデンサＣｓに伝達される。Ｓがｔ１においてオンになると、電圧Ｖｃが巻線Ｎ３に印加される。巻線Ｎ３が巻線Ｎ２に接続されているため、コンデンサＣｓと入力源Ｖｉｎとの放電電流は、負荷電流となる。コンデンサＣｓは放電する性質があるため、放電電流は時の経過と共に小さくなり、入力源Ｖｉｎからの電流は、入力源から負荷電流が十分に供給され、コンデンサＣｓが放電をやめる時間である、ｔ２まで増加する。コンバータは、ｔ２の後従来のフォワードコンバータとして動作し、スイッチＳがオフになる時間であるｔ３まで入力源から電力を伝達する。
【００４５】
スイッチＳはｔ３においてオフとなり、漏れ電流はまず出力キャパシタンスＣｄｓを充電し、次にダイオードＤ１を介してクランプコンデンサＣｓを充電する。コンデンサ電圧Ｖｃは巻線Ｎ１において接続され、巻線Ｎ３の両端の電圧を誘導する。Ｎ３内で誘導された巻線電圧が入力電圧Ｖｉｎを超過すると、ダイオードＤ３は導通し始め、磁化エネルギーが入力源に戻る。クランプ電圧Ｖｃは、以下の式によって決定される。
【００４６】
【数１】
2004514396.tif 000003
その結果、スイッチＳのオフ期間にその両端の電圧は、以下の式で与えられる。
【００４７】
【数２】
2004514396.tif 000004
時間ｔ４において変圧器が完全にリセットされると、ダイオードＤ１およびＤ３は自然にオフとなる。
【００４８】
上述の記載から、漏れインダクタンスおよび磁化インダクタンスに蓄えられたエネルギーは回収され、電力源に供給される。スイッチの両端の電圧は、クランプコンデンサによってクランプされる。よって、この回路の電力変換効率は、図３に示す回路より高い。図２Ａに示すフォワードＤＣ／ＤＣコンバータと比較すると、負荷コンデンサが用いられるのみである。
【００４９】
実施例２
本発明の実施の形態によると、実施例１の回路は図６および図７に示すように強化できるものであるが、その回路動作原理は図４のものと似ている。
【００５０】
スイッチＳがオンになると、入力源電圧ＶｉｎはインダクタＬｉｎを充電し、入力電流ｉｉｎは直線的に増加する。コンデンサＣｓは、スイッチＳ、ダイオードＤ３、および巻線Ｎ３を介して放電する。同時に、電圧Ｖｄが一次巻線に印加され、やはり負荷を供給する。この放電電流は巻線Ｎ２と接続され、負荷を供給する。スイッチＳがオフとなると、インダクタ電流ｉｉｎはループＬｉｎ−Ｎ１−Ｌｋ−Ｃｄ−Ｖｉｎを介してコンデンサＣｄを充電する。漏れエネルギーはダイオードＤ１を介してコンデンサＣｓに伝達され、コンデンサ電圧Ｖｓが一次巻線Ｎ１に印加される。巻線Ｎ３の両端の誘導電圧が電圧Ｖｄより高いとき、ダイオードＤ３はオンになり、磁化エネルギーはコンデンサＣｄに伝達される。Ｃｄは、相対的に見てバルクコンデンサである。よって、漏れエネルギーと磁化エネルギーはどちらも回収され、スイッチＳの両端の電圧はクランプされる。
【００５１】
第２の実施の形態による回路は電流供給形パワーコンバータであるので、力率補正用途に適している。図７は、図６のＶｉｎをＡＣ線入力と、全波ダイオードブリッジ整流器ＤＢとで置き換えた力率補正回路を示している。
【００５２】
当業者であれば、本明細書を検討し、中に開示された本発明を実行することにより他の実施の形態についても理解できるであろう。本明細書及び実施例は、単に説明のためのものであり、本発明の実際の範囲は以下の請求項により示されるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】
従来技術の一般的な級のシングルエンド形フォワードコンバータを示す図。
【図２Ａ】
予備変圧器巻線を有する、従来技術のリセット回路を示す図。
【図２Ｂ】
図２Ａのリセット機構の動作を説明する図。
【図３】
従来技術のコンデンサ−抵抗−ダイオードスナバネットワークを示す図。
【図４】
クランプモードフォワードＤＣ／ＤＣコンバータを示す図。
【図５】
図４の回路のスイッチング波形を示す図。
【図６】
本発明による、電圧クランプを伴う電流供給形パワーコンバータを示す図。
【図７】
本発明による、電圧クランプを伴う力率補正回路を示す図。
【国際公開パンフレット】
2004514396.tif 000005
2004514396.tif 000006
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2004514396.tif 000019
2004514396.tif 000020
2004514396.tif 000021
【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
2004514396.tif 000022
【国際調査報告】
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