(57)【要約】所定の周波数のＡＣ電圧パルスの検出回路、および検出する方法が提示される。検出回路は、入力信号（１）をサンプル値系列（ｘ（ｋ））に変換するアナログ／デジタル変換器ユニット（Ａ／Ｄ）と、ミックス周波数信号でサンプル値系列（ｘ（ｋ））を乗算する少なくとも一つのミックスステージ（４、５および１２、２１）と、許容し得る中間周波数帯域を定義するための少なくとも一つのフィルタステージ（１３、１４、２２）と、変換されたサンプル値を用いて、ＡＣ電圧パルスが存在するか否かを決定する評価ユニットとを備える。この方法にて、入力信号は、まず、ミックス周波数で乗算されることによって低周波数信号に変形される。このダウンミックスされた信号は、その後、フィルタリングおよび評価され得る。回路は、電話ネットワーク内の料金単位信号を識別するために特に適切である。【選択図】図１
2004514328.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定の周波数のＡＣ電圧パルスを検出する回路であって、該回路は、
入力信号（１）をサンプル値系列（ｘ（ｋ））に変換するアナログ／デジタル変換器ユニット（Ａ／Ｄ）と、
ミックス周波数信号でサンプル値系列（ｘ（ｋ））を乗算する少なくとも一つのミックスステージ（４、５および１２、２１）と、
許容し得る中間周波数帯域を定義するための少なくとも一つのフィルタステージ（１３、１４、２２）と、
該変換されたサンプル値を用いて、ＡＣ電圧パルスが存在するか否かを決定する評価ユニットと
を備える、回路。
【請求項２】
前記回路は、少なくとも一つの間引きステージ（６、７、１０、１１、１５、１６、２３）を備え、該間引きステージは、サンプル値を省略することによって信号レート（ｆｓ）を低減することを特徴とする、請求項１に記載の回路。
【請求項３】
前記ミックスステージ（単数または複数）（４、５および１２、２１）は、各々、直交信号経路（２）および同相信号経路（３）を備え、前記サンプル値系列は、該直交信号経路（２）内のミックス周波数の正弦信号で乗算され、該サンプル値系列は、該同相信号経路（３）内の該ミックス周波数の余弦信号で乗算されることを特徴とする、請求項１または２に記載の回路。
【請求項４】
前記ミックス周波数の前記正弦信号での乗算は、前記サンプル値の系列に系列０、１、０、−１、０、．．．を乗算することによって実行されることを特徴とする、請求項３に記載の回路。
【請求項５】
前記ミックス周波数の前記余弦信号での前記乗算は、前記サンプル値の系列に前記系列１、０、−１、０、１、．．．を乗算することによって実行されることを特徴とする、請求項３または４に記載の回路。
【請求項６】
前記評価ユニットは、各場合について、前記直交信号経路および前記同相信号経路の、前記変換されたサンプル値の二乗、加算および閾値と比較することを特徴とする、請求項３〜５のいずれか一つに記載の回路。
【請求項７】
前記ミックスステージは、前記サンプル値系列にミックス周波数信号を乗算し、該ミックス周波数信号の周波数は、検出されるべき前記ＡＣ電圧パルスの前記周波数に対応することを特徴とする、請求項１〜６のいずれか一つに記載の回路。
【請求項８】
前記回路は、前記サンプル値系列に第１のミックス周波数信号を乗算する第１のミックスステージ（４、５）を備え、該第１のミックス周波数信号の周波数（ｆＭ１）は、前記第１のタイプのＡＣ電圧パルスの周波数に対応することと、該回路は、第２のミックスステージ（１２、２１）を備え、該第２のミックスステージは、該第１のミックスステージ（４、５）と前記評価ユニットとの間に構成されて、該サンプル値系列に第２のミックス周波数信号を乗算し、該第２のミックス周波数信号の周波数（ｆＭ２）は、該第１のタイプのＡＣ電圧パルスと第２のタイプのＡＣ電圧パルスとの間の差に対応することを特徴とする、請求項１〜６のいずれか一つに記載の回路。
【請求項９】
遮断周波数が、前記差周波数より高い低域フィルタステージ（８、９）は、前記第１のミックスステージ（４、５）と前記第２のミックスステージ（１２、２１）との間に構成されることを特徴とする、請求項８に記載の回路。
【請求項１０】
前記ＡＣ電圧パルスは、電話ネットワーク内の料金単位信号であることを特徴とする、請求項１〜９のいずれか一つに記載の回路。
【請求項１１】
料金単位信号を識別するための、請求項１〜１０のいずれか一つに記載の回路を備える電話。
【請求項１２】
前記料金単位信号は、音声経路を介して検出され、該音声経路を介して、オーディオ信号処理がさらに実行されることを特徴とする、請求項１１に記載の電話。
【請求項１３】
料金単位信号は、前記音声経路内でアナログ／デジタル変換器ユニット（Ａ／Ｄ）によってデジタル化されることを特徴とする、請求項１１または１２に記載の電話。
【請求項１４】
前記サンプル値系列を変換するための前記種々のステージは、一つ以上のデジタル信号プロセッサによって形成されることを特徴とする、請求項１１〜１３のいずれか一つに記載の電話。
【請求項１５】
各々が所定の周波数の、異なったタイプのＡＣ電圧パルスを識別する方法であって、
ａ）入力信号（１）をデジタル化して、デジタル化されたサンプル値系列（ｘ（ｋ））を形成する工程と、
ｂ）任意の所望の工程のシーケンスによって、該サンプル値系列（ｘ（ｋ））を変換する工程であって、該工程のシーケンスは、
該サンプル値系列に予め決定されたミックス周波数信号を乗算する工程と、
許容し得る中間周波数帯域を定義するために、該サンプル値系列をフィルタリングする工程と
を包含する工程と、
ｃ）該変換されたサンプル値系列を用いて、特定のタイプのＡＣ電圧パルスが存在するか否かを決定する工程と
を特徴とする、方法。
【請求項１６】
前記サンプル値系列の前記変換の間、信号レート（ｆｓ）は、サンプル値の数を低減することによって低減されることを特徴とする、請求項１５に記載の方法。
【請求項１７】
ＡＣ電圧パルスが存在するか否かを決定するために、前記変換されたサンプル値は、二乗、加算および閾値と比較されることを特徴とする、請求項１５または１６に記載の方法。
【請求項１８】
前記サンプル値系列は、ミックス周波数信号で乗算され、該信号の周波数は、検出されるべき前記ＡＣ電圧パルスの周波数に対応することを特徴とする、請求項１５〜１７のいずれか一つに記載の方法。
【請求項１９】
前記サンプル値系列は、まず、第１のミックス周波数信号で乗算され、該第１のミックス周波数信号の周波数（ｆＭ１）は、第１のタイプのＡＣ電圧パルスの周波数に対応し、後に、第２のミックス周波数信号で乗算され、該第２のミックス周波数信号の周波数（ｆＭ２）は、該第１のタイプのＡＣ電圧パルスの周波数と第２のタイプのＡＣ電圧パルスの周波数との間の差に対応することを特徴とする、請求項１５〜１７のいずれか一つに記載の方法。
【請求項２０】
前記ＡＣ電圧パルスは、電話ネットワーク内の料金単位信号であることを特徴とする、請求項１５〜１９のいずれか一つに記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
本発明は、所定の周波数のＡＣ電圧パルスを検出する回路、このような回路を有する電話、および所定の周波数のＡＣ電圧パルスを識別する方法に関する。
【０００２】
欧州のアナログ電話ネットワークにおいて、累積する料金が加入者の端末にて検出されることを可能にするために、料金単位パルスが加入者端末装置に伝送される。料金単位パルスは、１６ｋＨｚ、またはいくつかの国々では、約１２ｋＨｚの周波数のＡＣ電圧短パルスである。これらの料金パルスは、加入者デバイスにて識別およびカウントされる。
【０００３】
本来、料金単位信号は、帯域フィルタによって受信経路から出力され、機械的メータに供給された。この機械的メータは、パルス毎に１ステップずつインクリメントされた。より最近の解決策は、料金単位信号が、音声信号処理用に提供される受信経路から出力され、かつ帯域フィルタを用いてフィルタリングされるようになる。料金単位信号は、その後、比較器によって方形波信号に変換される。この方形波の継続時間は、カウンタによってデジタル的に決定される。デジタルで検出された料金パルスの長さが所定の許容帯域幅内である場合、料金パルスが記録される。
【０００４】
この解決策は、料金単位信号の出力および帯域フィルタリングのために比較的大きい数のディスクリートコンポーネントが、必要とされるという不利な点を有する。ディスクリートコンポーネントは高価であり、加入者端末のさらなる小型化を妨げる。
【０００５】
従って、本発明の目的は、所定の周波数のＡＣ電圧パルスの検出回路、およびこのようなＡＣ電圧パルスを識別する方法を提供し、ディスクリートコンポーネントの複雑性をさらに低減することである。
【０００６】
本発明の目的は、請求項１に記載の所定の周波数のＡＣ電圧パルスを検出する回路によって、請求項１１に記載の電話によって、および請求項１５に記載のＡＣ電圧パルスを識別する方法によって達成される。
【０００７】
本発明による検出回路は、入力信号をサンプル値系列に変換するアナログ／デジタル変換器ユニットを有する。サンプル値系列は、少なくとも一つのミックスステージを用いてミックス周波数信号で乗算される。さらに、検出回路は、許容し得る中間周波数帯域を定義するために、少なくとも一つのフィルタステージを有する。変換されたサンプル値は、評価ユニットによって用いられ、ＡＣ電圧パルスが存在するか否かを決定する。
【０００８】
従来技術の状況と対照的に、入来するＡＣ電圧パルスが、まず、デジタル化される。他の処理は、その後、デジタル方式にて実行される。ミックスステージ（単数または複数）またはフィルタステージ（単数または複数）の両方は、デジタル回路またはデジタル信号プロセッサの形態である。
【０００９】
スーパーヘテロダイン原理は、ＡＣ電圧パルスの周波数に限定した検出を可能にするために用いられる。これは、入力信号のサンプル値に周波数ωＭのミックス周波数信号を乗算することによって行われる。従って、周波数ω０のＡＣ電圧パルスは、一方でアップミックスされて周波数ω０＋ωＭに、他方、ダウンミックスされて周波数ω０−ωＭになる。後続のフィルタステージは、許容し得る中間周波数帯域、従って、ＡＣ電圧パルスの周波数の許容帯域を定義する。例えば、アップミックスされたω０＋ωＭ成分は、低域フィルタによって抑制され得る。
【００１０】
さらに、低域フィルタは、ダウンミックスされた成分ω０−ωＭの許容し得る中間周波数帯域を定義するために用いられる。なぜなら、│ω０−ωＭ│≦ωＧ、従って、遮断周波数ωＧにおいてωＭ−ωＧ≦ω０≦ωＭ＋ωＧとなるからである。低域フィルタの代わりに、異なった特性を有するフィルタ、例えば、帯域フィルタは、さらに、許容し得る中間周波数帯域を定義するために用いられ得る。
【００１１】
従って、検出されるべきＡＣ電圧信号は、まず、ダウンミックスされて中間周波数帯域になり、その後、中間周波数帯域を制限することによって、ＡＣ電圧パルスが検出されることが意図される周波数帯域が定義される。評価ユニットは、その後、変換されたサンプル値を用いて、このようにして定義された周波数窓においてＡＣ電圧パルスが生じたか否かを決定する。
【００１２】
所定の周波数のＡＣ電圧パルスを検出するための、本発明によるスーパーヘテロダイン原理の使用は、ディスクリートコンポーネントを有するフィルタ構成の必要がないことを意味する。信号処理は、完全にデジタル的に実行され、かつデジタル信号プロセッサを用いて実行され得、従って、評価回路が空間節約および費用効果的にインプリメントされることを可能にする。
【００１３】
本発明の有利な１実施形態によると、回路は、ＡＣ電圧パルスを検出するための、少なくとも一つの間引きステージを有する。この間引きステージは、サンプル値を省略することによって信号レートを低減する。これらのような間引きステージは、サンプル値のサンプリングレートが低減されることを可能にする。このことは、現在の信号処理が、その後、低いサンプリング周波数にて実行され得ることと一致する。従って、各サンプル値を処理する信号に対して、より多くの処理時間が利用可能であり、従って、デジタル信号プロセッサまたはデジタル評価回路を実行するための必要条件は、それほど厳格でなくともよい。処理周波数が低いことのさらなる利点は、ＤＳＰまたは評価回路の電力消費が低減されるということである。
【００１４】
本発明のさらなる有利な実施形態は、ミックスステージ（単数または複数）の各々が、直交信号経路および同相信号経路を有するようにし、サンプル値系列が、その直交信号経路内にてミックス周波数の正弦信号で乗算され、サンプル値系列が、同相信号経路内でミックス周波数の余弦信号に乗算される。
【００１５】
同相信号経路内で用いられるミックス周波数の余弦信号は、直交信号経路内で用いられる正弦信号に対して位相が９０°ずらされる。従って、評価回路の入力に印加されるＡＣ電圧信号は、ミックス周波数信号に対する位相角に依存せず処理され得る。直交信号経路または同相信号経路のどちらかは、入力信号の位相角に依存して、より強い信号を生成する。
【００１６】
この場合、ミックス周波数の正弦信号での乗算は、サンプル値系列に系列０、１、０、−１、０．．．を乗算することによって実行されることが特に有利である。この値系列は、サンプリング周波数としてミックス周波数の４倍が選択される状態において、ミックス周波数の正弦信号のプロファイルに対応する。ミックス周波数が１６ｋＨｚである場合、従って、サンプリング周波数は、６４ｋＨｚであるように選択されなければならない。サンプル値系列と系列０、１、０、−１、０．．．との乗算は、一つおきのサンプル値が０にセットされ、４つおきのサンプル値が反転される、単純な態様で実行され得る。サンプル値系列と系列０、１、０、−１、０．．．との乗算は、まず、一つおきのサンプル値を省略する、単純な態様で間引きステップにリンクされ得る。残りのサンプル値の一つおきのサンプル値が、その後、反転される。
【００１７】
対応する態様にて、サンプリング周波数が、ミックス周波数の４倍大きい場合、ミックス周波数の余弦信号での乗算は、サンプル値系列に系列１、０、−１、０、１、．．．を乗算することによって実行され得る。これは、正弦信号と余弦信号との間の９０°の位相のずれを考慮に入れる。
【００１８】
評価ユニットが、各場合について、直交信号経路および同相信号経路内の変換されたサンプル値を二乗、加算、および閾値と比較することは有利である。ＡＣ電圧パルスが種々のミックスおよびフィルタステージに一旦送られると、直交信号経路および同相信号経路からの変換されたサンプルを二乗および加算することによって信号の大きさの二乗が取得され得る。信号経路を直交信号経路と同相信号経路とに分割すると、常に、ミックス信号に対する入力信号の位相角と関係なく、その大きさの二乗は同じである。
【００１９】
ＡＣ電圧パルスが許容し得る許容帯域内にあり、かつ種々のミックスステージおよびフィルタステージを通過する状態において、評価ユニット内で定義される閾値を超過し、これは、特定のタイプのＡＣ電圧パルスが受信されたことを意味する。他方、ＡＣ電圧パルスの周波数が所定の周波数窓内にない場合、信号は、ミックスステージおよびフィルタステージによって非常に激しく減衰させられるので、信号の大きさの二乗は、閾値よりも小さい。
【００２０】
ミックスステージが、サンプル値系列に、周波数が検出されるべきＡＣ電圧パルスの周波数に対応するミックス周波数信号を乗算することは有利である。ミックス周波数信号ωＭは、周波数ω０のＡＣ電圧パルスをダウンミックスして周波数ω０−ωＭにする。ミックス信号の周波数が検出されるべきＡＣ電圧パルスの周波数に対応する場合、初期に存在するＡＣ電圧信号がダウンミックスされて周波数０Ｈｚまたは非常に低い周波数になる。
【００２１】
このダウンミックスされた信号は、元の比較的高い周波数信号よりも容易に処理され得る。ナイキストの理論によると、ダウンミックスされた信号は、比較的低いサンプリングレートによって検出され得る。従って、入力信号のダウンミキシングは、サンプリング周波数が低減されることを可能にする。さらなる利点は、ダウンミックスされた低周波数信号は、低域フィルタステージによって帯域が制限され得、このようにして、初めに存在したＡＣ電圧信号の許容し得る周波数窓を定義する。この周波数窓は、ωＭ−ωＧからωＭ＋ωＧに拡張される。ここで、ωＭはミックス周波数であり、ωＧは低域フィルタの遮断周波数（ｃｕｔ−ｏｆｆ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）である。
【００２２】
本発明のさらなる有利な実施形態によると、回路は、サンプル値系列に第１のミックス周波数信号を乗算する第１のミックスステージを有する。この第１のミックス周波数信号の周波数は、第１のタイプのＡＣ電圧パルスの周波数に対応する。さらに、回路は、第１のミックスステージと評価ユニットとの間に構成される第２のミックスステージを有し、サンプル値系列に第２のミックス周波数信号を乗算する。第２のミックス周波数信号の周波数は、第１のタイプのＡＣ電圧パルスの周波数と第２のタイプのＡＣ電圧パルスの周波数との間の差に対応する。
【００２３】
入力に印加される第１のタイプのＡＣ電圧パルスは、第１のミックスステージによってダウンミックスされて０Ｈｚの周波数または極めて低い周波数になり、その後、第１の検出経路によってさらに処理され得る。しかしながら、第２のタイプのＡＣ電圧パルスが第１のミックスステージの入力に印加される場合、このＡＣ電圧パルスはダウンミックスされて、第１のタイプのＡＣ電圧パルスと第２のタイプのＡＣ電圧パルスとの間の差周波数に対応する周波数になる。この信号は、後続の第２のミックスステージに供給される。このステージのミックス周波数は、この差周波数に正確に対応する。第２のミックスステージは、その後、印加された差周波数信号をダウンミックスして、０Ｈｚまたは非常に低い周波数にする。第２のミックスステージの出力にて生成される信号は、第２の検出経路によってさらに処理される。フィルタステージは、第１の検出経路（第１のタイプのＡＣ電圧パルスの）および第２の検出経路（第２のタイプのＡＣ電圧パルスの）の両方において構成され得、各場合について、第１のタイプのＡＣ電圧パルスおよび第２のタイプのＡＣ電圧パルスの許容し得る周波数帯域を定義する。
【００２４】
遮断周波数が差周波数より高い低域フィルタステージが、第１のミックスステージと第２のミックスステージとの間に構成されることは、特に有利である。ダウンミックスされた信号ω０−ωＭだけでなく、アップミックスされた周波数ω０＋ωＭの信号もまた、第２のミックスステージの出力にて生成される。第１のミックスステージと第２のミックスステージとの間に構成される低域フィルタステージは、このアップミックスされた信号成分を抑制する。なぜなら、これは、さらなる信号処理のために必要とされないからである。
【００２５】
本発明による回路が、電話ネットワークにおける料金単位信号を検出するために用いられることは特に有利である。この料金単位信号は、約１６ｋＨｚか、またはいくつかの国においては約１２ｋＨｚの定義された周波数のＡＣ電圧短パルスである。本発明による検出回路が、１６ｋＨｚのパルスを処理することに限定して設計される場合、１６ｋＨｚのミックス周波数を有する単一のミックスステージは、入力信号をダウンミックスして低周波数にするために十分である。対応する態様にて、１２ｋＨｚのミックス周波数で動作するミックスステージは、１２ｋＨｚのパルスを検出するために十分である。他方、単一の検出回路が、１２ｋＨｚおよび１６ｋＨｚのパルスの両方を検出するために用いられることが意図される場合、入力信号は、まず、１６ｋＨｚのミックス周波数にて動作される第１のミックスステージによってダウンミックスされ、０Ｈｚ（信号が１６ｋＨｚである場合）か、または４ｋＨｚ（信号が１２ｋＨｚである場合）になり得る。ダウンミックスされて０Ｈｚになった１６ｋＨｚの信号は、すぐに評価され得る。ダウンミックスされて４ｋＨｚになった１２ｋＨｚ信号は、同様に、４ｋＨｚのミックス周波数にて動作される第２のミックスステージによってダウンミックスされて０Ｈｚになり得、その後、評価され得る。
【００２６】
所定の周波数のＡＣ電圧パルスの本発明による検出回路は、電話における使用に特に適切であり得、電話ネットワークを介して伝送される料金単位信号を検出する。本発明による検出回路が備えられる電話は、欧州にて用いられるすべての料金単位信号標準規格に適合され得る。製造コストは、この場合、以前の解決策よりも低い。
【００２７】
この場合、料金単位信号が、音声経路（ｓｐｅｅｃｈ　ｐａｔｈ）を介して検出されることが特に有利で、この経路においてもまたオーディオ信号処理が実行される。以前の解決策を用いる状況と対照的に、音声経路から料金単位パルスを出力する必要がなく、ディスクリートコンポーネントを有するフィルタ構成は、本発明による解決策にとっては不必要である。
【００２８】
特に、料金単位信号が、音声経路内でアナログ／デジタル変換器ユニットによってデジタル化されることは有利である。最近の電話は、アナログ／デジタル変換器ユニットを有する。このユニットは、入来するオーディオ信号をデジタルサンプル値に変換する。本発明による解決策において、このアナログ／デジタル変換器ユニットは、入来する料金単位信号をデジタル化するというタスクもまた実行する。従って、料金単位信号のためのアナログ／デジタル変換器には別々のアナログ／デジタル変換器モジュールは必要とされない。
【００２９】
サンプル値系列を変換する種々の処理ステージが、一つ以上のデジタル信号プロセッサの形態であることは、特に有利である。ミックスステージ、フィルタステージ、および料金単位信号を評価するために必要とされる間引きステージは、デジタル信号プロセッサによって完全に形成され得る。デジタル信号プロセッサは、さらに、サンプル値を二乗および加算する評価ユニットのために用いられ得る。
【００３０】
各々所定の周波数の異なったタイプのＡＣ電圧パルスを識別するための本発明による方法において、入力信号は、第１のステップにてデジタル化される。このようにして取得されたデジタル化されたサンプル値系列は、その後、サンプル値系列と所定のミックス周波数信号との乗算、およびサンプル値系列のフィルタリングを含む種々のステップを実行することによって変換される。許容され得る中間周波数帯域は、サンプル値系列をフィルタリングすることによって定義される。その後、変換されるサンプル値系列を用いて、特定のタイプのＡＣ電圧パルスが存在するか否かを決定することが可能である。
【００３１】
本発明による方法は、種々のタイプのＡＣ電圧パルスの、デジタル選択的識別を完全に可能にする。本発明による方法において、入力信号は、異なったミックス周波数信号で乗算することによって、ダウンミックスされて低い周波数になる。この方法は、第１に、この信号が低周波数の中間周波数帯域において、元の入力信号周波数帯域におけるよりもはるかに容易にフィルタリングされ得るという利点を有する。さらなる利点は、一旦入力信号が低周波数帯域に変形されると、著しく低い信号レートを用いることが可能であることである。これは、それほどパワフルでない信号プロセッサが用いられること、および回路の電力消費が低減されることを意味する。
【００３２】
本発明は、以下の記載において、図面に示される例示的実施形態を用いてより詳細に説明される。
【００３３】
所定の周波数のＡＣ電圧パルス用の、図１に示されるような検出回路は、電話ネットワークを介して伝送される料金単位信号を検出するために特に適切である。しかしながら、本発明による回路、および本発明による検出原理は、この用途に限定されず、所定の周波数の識別パルスが選択的に検出されることが意図されるところではどこでも用いられ得る。
【００３４】
アナログ入力信号１は、まず、アナログ／デジタル変換器Ａ／Ｄに印加され、かつデジタルサンプル値系列ｘ（ｋ）に変換される。電話の中の回路が、料金単位パルスを検出するために用いられる場合、料金単位信号は、音声信号をデジタル値に変換するためにも用いられるものと同じアナログ／デジタル変換器によってデジタル化される。なぜなら、料金単位パルスは、本発明による解決策において音声経路から出力されないからである。
【００３５】
デジタル化されたサンプル値ｘ（ｋ）は、ここで、第１のミックスステージに供給され、この目的のために、直交信号経路２と同相信号経路３とに分割される。直交信号経路のミキサ４において、この信号は、ミックス周波数ωＭ１の正弦信号ｓｉｎ（ωＭ１・ｔ）で乗算される。ここで、ωＭ１＝（１／２π）・１６ｋＨｚに選択され、従って、１６ｋＨｚの料金単位パルスの周波数に対応する。
【００３６】
同相信号経路のミキサ５において、信号は、ωＭ１は、（１／２π）・１６ｋＨｚの余弦信号ｃｏｓ（ωＭ１・ｔ）、すなわち、位相が９０°ずらされたミックス信号で乗算される。従って、料金単位パルスは、ミックス周波数信号に対するそれらの位相角に依存せず検出され得る。
【００３７】
アナログ／デジタル変換器の出力ならびにミキサ４および５内の信号レートは、６４ｋＨｚであり、従って、ミックス周波数ｆＭ１の４倍である。従って、サンプリングは、ミックス周波数のクロックサイクル毎に４回であり、従って、系列０、１、０、−１、０，．．．（ｓｉｎ（π・ｋ／２）、ただしｋ＝０、１、２、．．．）であり、ミックス周波数の正弦信号である。対応する態様で、系列１、０、−１、０、１、．．．（ｃｏｓ（π・ｋ／２）、ただしｋ＝０、１、２、．．．）は、ミックス周波数の余弦信号について取得される。従って、ミキサ４における入力信号と正弦信号との乗算は、一つおきの値が０に等しくセットされる信号系列をもたらす。一つおきの値が０と等しい信号系列は、さらに、同相信号経路のミキサ５の出力にて生成される。次に続く間引きステージ６および７において、信号レートは、各場合について、信号系列内で０にセットされた値を省略することによって、ｆｓ＝６４ｋＨｚからｆｓ＝３２ｋＨｚに低減される。
【００３８】
各場合についてアップミックスされた信号およびダウンミックスされた信号は、ミキサ４およびミキサ５の出力にて現れ、アップミックスされた信号の周波数は、入力信号およびミックス信号の入力の周波数の合計に対応し、ダウンミックスされた信号の周波数は、入力信号とミックス信号との間の差周波数に対応する。１６ｋＨｚのパルスは、ミックス周波数ｆＭ１＝１６ｋＨｚによって、一方で、アップミックスされて３２ｋＨｚになり、他方、ダウンミックスされて０ｋＨｚになる（スーパーヘテロダイン原理）。対応して、第１のミックスステージの入力に印加される１２ｋＨｚのパルスは、１６ｋＨｚのミックス周波数によって、一方で、アップミックスされて２８ｋＨｚになり、他方、ダウンミックスされて４ｋＨｚになる。低域フィルタ８および９（ＴＰ１）は、アップミックスされた周波数成分をフィルタリング除去し、かつ１６ｋＨｚのパルスの０ｋＨｚ成分および１２ｋＨｚのパルスの４ｋＨｚ成分のみが通過することを可能にする。従って、直交経路および同相経路において、低域フィルタ８および９（ＴＰ１）の遮断周波数を４．５ｋＨｚに定義するだけの価値がある。低域フィルタ８および９に、間引きステージ１０および１１が続く。これらのステージは、信号を再びｆｓ＝３２ｋＨｚからｆｓ＝１６ｋＨｚに低減する。信号レートの低減の反復は、さらなる信号処理が著しく簡略化されることを可能にする。
【００３９】
以下の記載は、料金単位パルスの検出回路が１６ｋＨｚのパルスを識別するようにセットされたという想定に基づく。この場合、第２のミックス周波数を用いて、間引きステージ１０および１１の出力にて生成される信号を再びアップミックスまたはダウンミックスする必要がない。なぜなら、１６ｋＨｚのパルスは、すでにミキサ４および５によってダウンミックスされて１６ｋＨｚから０ｋＨｚになっているからである。
【００４０】
従って、ミキサ１２は、インアクティブ（ｉｎａｃｔｉｖｅ）になるように切り換えられるか、またはこれに印加されるすべての値に１を乗算する。ダウンミックスされた信号を制限する現在の帯域は、低域フィルタ１３および１４（ＴＰ２／ＴＰ３、ＴＰ２）によって実行される。低域フィルタ１３、１４は、ＡＣ電圧パルスが、検出されることが意図される中間周波数帯域を定義するように用いられる。例えば、低域フィルタ１３および１４の遮断周波数が、０．５ｋＨｚに固定される場合、−０．５ｋＨｚ〜＋０．５ｋＨｚの周波数のＡＣ電圧が低域フィルタを通過し得る。これは、入力信号内の１５．５ｋＨｚ〜１６．５ｋＨｚの許容し得る周波数帯域に対応する。計算例は、検出されるべきＡＣ電圧パルスの許容し得る帯域範囲が、中間周波数の低域フィルタリングによって単純な態様で定義され得ることを示す。
【００４１】
サンプリング周波数は、次の間引きステージ１５および１６（ｆｓ＝１６ｋＨｚからｆｓ＝８ｋＨｚに）にて一つおきの信号値を省略して再び二分される。その後、あとに残る信号値は、乗算器１７および１８に供給される。この乗算器は、各信号値を二乗する。加算器１９は、各場合について、直交信号および同相信号値の二乗の和を形成し、従って、入力信号の位相角に依存せず、それぞれの信号値の大きさの二乗を正確に決定する。閾値判定器２０は、加算器１９から供給された結果と所定の閾値とを比較する。この閾値を超過した場合、閾値判定器２０からの検出信号ｙ１６（ｋ）は、１６ｋＨｚのパルスが受信されたことを示す。
【００４２】
約１２ｋＨｚの周波数の料金単位パルスが、いくつかの欧州諸国にて用いられる。図１に示される回路が、このような１２ｋＨｚパルスを評価することが意図される場合、ｆＭ１＝１６ｋＨｚの第１のミックス周波数に加えて、ｆＭ２＝４ｋＨｚの第２のミックス周波数もまた用いられなければならない。この目的で、間引きステージ１０の出力にて生成され、かつミキサ４によってダウンミックスされて４ｋＨｚの中間周波数になる直交信号が、ミキサ１２および２１に供給される。ミキサ１２および２１は、これらに印加された信号に、ミックス周波数ｆＭ２＝４ｋＨｚの正弦信号系列および余弦信号系列をそれぞれ乗算する。
【００４３】
サンプリング周波数ｆｓが、この場合、１６ｋＨｚであり、従って、ミックス周波数の４倍であるので、余弦信号系列は、再び、１、０、−１、０、１、．．．（ｃｏｓ（π・ｋ／２）、ただし、ｋ＝０、１、２、．．．）になり、正弦系列は、０、１、０、−１、０、．．．（ｓｉｎ（π・ｋ／２）、ただし、ｋ＝０、１、２、．．．）になる。
【００４４】
周波数４ｋＨｚのミックス周波数信号での乗算は、中間周波数信号をもたらし、この信号は、ミキサ１２および２１に印加されて、アップミックスされて８ｋＨｚになり、他方、ダウンミックスされて０ｋＨｚになる。信号経路内の後続に構成される低域フィルタ１３および２２（ＴＰ２／ＴＰ３、ＴＰ３）は、一方で、アップミックスされた８ｋＨｚ成分を除去する。他方、ダウンミックスされて０ｋＨｚになった信号成分を考慮に入れて、低域フィルタ１３および２２の遮断周波数は、パルスが検出される許容し得る中間帯域範囲を定義する。
【００４５】
後続の間引き器１５および２３は、一つおきのサンプル値を省略することによって、信号レートをｆｓ＝１６ｋＨｚからｆｓ＝８ｋＨｚに二分する。評価は、乗算器１７および２４、加算器２５および閾値判定器２６によって実行される。信号値の二乗の和が、所定の閾値よりも大きい場合、１２ｋＨｚのパルスが存在する。これは、検出信号ｙ１２（ｋ）が、閾値判定器２６の出力にて生成されることによって示される。
【図面の簡単な説明】
【図１】
図１は、１６ｋＨｚの信号および１２ｋＨｚの信号の両方を検出し得る、料金単位信号用の、本発明による検出回路を示す。
【国際公開パンフレット】
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【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
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【国際調査報告】
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