(57)【要約】【課題】ＤＳ−ＣＤＭＡネットワークにおいてベースバンド信号内のシンボルを検出するディジタル受信器を提供する。【解決手段】受信器１００は、多数の間隔の離れたアンテナ１０１を含む。時間周波数レーキ受信器２００は、アンテナの各々に接続される。干渉キャンセラ３００は、時間周波数レーキ受信器２００の各々の各出力２０９に接続される。各干渉キャンセラ３００は、並列に寄与シンボル３０９を生成する。ダイバーシチ結合器１１０は、寄与シンボル３０９からベースバンド信号に対応する決定シンボル１０９を決定する。【選択図】図１
2004507925.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＤＳ−ＣＤＭＡネットワークにおいてベースバンド信号内のシンボルを検出するディジタル受信器であって、
間隔が離れている複数のアンテナと、
前記アンテナの各々に接続された時間周波数レーキ受信器と、
前記時間周波数レーキ受信器の各々の各出力に接続され、寄与シンボルを並列に生成する干渉キャンセラと、
前記複数の寄与シンボルから、前記ベースバンド信号に対応する決定シンボルを決定するダイバーシチ結合器と
を備えたディジタル受信器。
【請求項２】
前記複数のアンテナは、前記ベースバンド信号の波長の略３倍から５倍の間隔で離れている
請求項１記載のディジタル受信器。
【請求項３】
前記各時間周波数レーキ受信器は、複数のレーキフィンガを含み、
前記各アンテナにおいて受信される前記ベースバンド信号は、複数の異なる周波数に変調され、周波数の１つは前記複数のレーキフィンガの各々に関する
請求項１記載のディジタル受信器。
【請求項４】
前記各レーキフィンガは、異なる時間遅延を有する
請求項１記載のディジタル受信器。
【請求項５】
シンボル時間はＴｂであり、
前記各レーキフィンガの出力は、前記シンボル時間Ｔｂにおいてサンプリングされて各干渉キャンセラに関するダウンサンプリングされた信号を形成する
請求項４記載のディジタル受信器。
【請求項６】
前記各干渉キャンセラは、
ダウンサンプル信号ｕｉ，ｊの実部（Ｒｅ（＊））を受信し、複数のタップを含み、前記各タップはタップ重みを有し、前記タップ重みは最小二乗法にしたがってシンボル時間Ｔｂ毎に更新される適応フィルタ
をさらに有する請求項５記載のディジタル受信器。
【請求項７】
前記適応フィルタの出力の符号は、前記適応フィルタによって減法された基準信号である
請求項６記載のディジタル受信器。
【請求項８】
前記基準信号は、初期のトレーニング段の間のトレーニング信号である
請求項７記載のディジタル受信器。
【請求項９】
前記トレーニング信号は、ディジタル受信器に知られている多項式を使用することによって生成される既定のランダムシーケンスである
請求項８記載のディジタル受信器。
【請求項１０】
前記各干渉キャンセラの出力は、エラー信号及び１つの寄与シンボルを含む
請求項１記載のディジタル受信器。
【請求項１１】
前記ダイバーシチ結合器は、前記エラー信号Ｅｉ，ｊにしたがって異なる重みを伴うすべての寄与シンボルＣｉ，ｊを組み合せ、前記決定シンボルｄは次式によって定義され、
【数１】
2004507925.tif 000007
上式でαｉ，ｊは重み係数であり、
【数２】
2004507925.tif 000008
上式でＭはアンテナの数であり、（Ｎ−１）は各アンテナにおける周波数シフトの数である
請求項１記載のディジタル受信器。
【請求項１２】
送信器は、周期的にトレーニング信号を送信して前記各干渉キャンセラの適応フィルタに関して初期のタップ重みを確立する
請求項６記載のディジタル受信器。
【請求項１３】
周波数オフセットは、最も小さいエラー信号を伴う前記決定シンボルの位置を識別することによって概算される
請求項１０記載のディジタル受信器。
【請求項１４】
前記決定シンボルは、最も小さいエラー信号を有する
請求項１０記載のディジタル受信器。
【請求項１５】
前記決定シンボルは、最も高いＳＮ比を有する
請求項１０記載のディジタル受信器。
【請求項１６】
ＤＳ−ＣＤＭＡネットワークにおいてベースバンド信号内のシンボルを検出する方法であって、
複数の間隔の離れたアンテナによって前記ベースバンド信号を受信するステップと、
前記各アンテナにおいて受信された前記ベースバンド信号を周波数シフトするステップと、
サンプル時間Ｔｂで前記各周波数シフトされたベースバンド信号をダウンサンプリングするステップと、
前記各ダウンサンプリングされた信号を適応的に濾波して並列に寄与シンボルを生成するステップと、
前記複数の寄与シンボルを組み合わせて、前記ベースバンド信号に対応する決定シンボルを決定するステップと
を含むベースバンド信号内のシンボルを検出する方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、一般にワイヤレスディジタル受信器に関し、さらに具体的には、多数の並行送信器を有するワイヤレスＤＳ−ＣＤＭＡ通信ネットワークに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
移動体通信ネットワークの爆発的な拡大は、たとえばセルラネットワーク内の基地局など、融通性があって効率がよい高性能の受信器を必要としている。ワイヤレスＣＤＭＡ通信ネットワーク内では、多元接続干渉（ＭＡＩ）は、ネットワークの性能を限定する主な要因の１つである。ＭＡＩの効果に対抗するために、多くのディジタル受信器が提案されている。しかし、従来技術のディジタル受信器は一般に、計算がかなり複雑であるという特徴がある。
【０００３】
複雑な計算の主な原因は受信器におけるブロック単位の処理、すなわち、受信器が受信されたサンプルのブロックに基づいて信号を検出することにある。マルチユーザ受信器はまた、典型的には符号シーケンス、相対的なタイミング、搬送波フェーズ、および時には、たとえばセルラ電話など、各移動送信器またはトランシーバに関する即時に受信された信号の強さなどを含む、非常に多くの追加の情報を必要とする。
【０００４】
チャネルフェージングは、ワイヤレス通信ネットワークにおいて性能が低下する別の原因である。ワイヤレス通信ネットワーク内で受信器の移動性が増大すると、その結果しばしば高速フェージングが起き、その結果生じるドップラ拡散は受信器の性能を大幅に低下させる。
【０００５】
最近、最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）受信器が開発された。ＭＭＳＥ受信器は利点としてより低い複雑さを有し、検出の決定はシンボルベースである。さらに、空間ダイバーシチ機能を伴うＭＭＳＥ受信器がマルチユーザ検出に関して説明されており、『１９９９年５月のＰｒｏｃ． ｏｆ ＩＥＥＥ　ＶＴＣ’９９の、Ｃｈｏらによる「Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ ｗｉｔｈ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ Ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ ｆｏｒ ａ ＤＳ−ＣＤＭＡ Ｓｙｓｔｅｍ ｉｎ Ｒａｙｌｅｉｇｈ Ｆａｄｉｎｇ」』を参照されたい。ダイバーシチ組合せ技法の使用により、ネットワーク性能および容量は改善されている。
【０００６】
しかし、高速フェージングチャネルの場合、ダイバーシチの次元が増加されても、性能の向上はほとんど達成されない。ＣＤＭＡネットワークにおいて高速フェージングチャネルに対抗する１つの方法は、時間周波数ダイバーシチ組合せ技法の使用であり、２０００年１月１９日、Ｈｏｒｎｇらによって提出された米国特許出願第０９／４８７．０９５号、「Ｓｏｆｔｗａｒｅ−Ｂａｓｅｄ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｒｅｃｅｉｖｅｒ Ａｄａｐｔａｂｌｅ ｔｏ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ Ｓｃｈｅｍｅｓ」を参照されたい。しかし、受信器は単一のユーザのみしか検出できない。受信器の移動性が増大するにつれ、高い移動性は送信された信号に厳しい周波数ドリフトを導入するので、周波数ダイバーシチはさらに重要になってきている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
したがって、より大きな容量、より低いビットエラー率を有し、チャネルフェージングおよび多元接続干渉の影響をあまり受けないマルチユーザ受信器を提供することが望ましい。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明は、ＤＳ−ＣＤＭＡネットワーク内で多数のユーザ信号を検出する適応受信器を提供する。この受信器は多数のアンテナを含む。時間周波数レーキ受信器はアンテナの各々に接続されている。干渉キャンセラは各レーキ受信器の出力に接続され、各干渉キャンセラの出力に接続されたダイバーシチ結合器は、アンテナにおいて受信された入力信号に対応する決定シンボルを決定する。アンテナは、ベースバンド信号の波長の約３倍から５倍の間隔で置かれている。
【０００９】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
本発明は、直接シーケンス符号分割多元接続（ＤＳ−ＣＤＭＡ）ネットワークにおいてディジタルシンボルを検出する適応マルチユーザ受信器を提供する。本発明の受信器は、空間時間周波数ダイバーシチを使用して、チャネルフェージングおよび多元接続干渉の効果を緩和する。発明者らは多数のアンテナ、ノイズ干渉キャンセラ（ＩＣ）および周波数変調器を使用して異なるダイバーシチを生成する。適応ノイズＩＣの動作は、最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）基準に基づいている。本発明の受信器は、適切なトレーニング信号を伴い、マッチドフィルタ（ｍａｔｃｈｅｄ ｆｉｌｔｅｒ）を使用する従来の受信器に比較してより大きな容量およびより低いビット誤り率を有する。
【００１０】
受信器の概観
図１は、本発明による適応ＤＳ−ＣＤＭＡマルチユーザ受信器１００を示す。この受信器は、たとえば、セルラ電話などの多数の送信器から同時にベースバンド信号を検出する。受信器１００は、Ｍ個のアンテナ１０１を含む。各アンテナ１０１は、各々同時に受信されるベースバンド信号ｒｉ−ｒＭ１０２が、別のアンテナにおいて受信された任意の信号から独立していると見なせるくらいに、広い間隔を置いて位置している。この要件を満足させるため、アンテナ１０１間の距離は、受信される信号の波長の約３倍から５倍である。
【００１１】
各アンテナ１０１は、時間周波数レーキ（Ｔ−Ｆレーキ）受信器２００に接続されており、詳細については図２を参照されたい。各Ｔ−Ｆレーキ受信器２００の出力２０９、すなわち、ｊ＝１，２，・・・，Ｎに関するｚｉ，ｊは、シンボル時間Ｔｂ１０３においてサンプリングされ、ダウンサンプリングされた信号ｕｉ，ｊ１０４を形成する。各ダウンサンプリングされた信号ｕｉ，ｊは、ＭＭＳＥ適応フィルタに基づいた干渉キャンセラ（ＩＣ）３００によって干渉キャンセルおよびチャネル等化のために濾波される。図３を参照されたい。
【００１２】
ＩＣ３００は、初期化段の間にトレーニング信号１０５を使用して干渉キャンセラの等化器タップの係数に関する重み付けを確立する。ＭＭＳＥに基づいたＩＣ３００は、エラー信号Ｅｉ，ｊ３０８および寄与シンボルＣｉ，ｊ３０９という２つの信号を出力し、結合器１１０によってデータ決定する。この結合器は、ＩＣ３００から組み合わされた寄与シンボル３０９に関して比を最大化することによって、決定シンボルｄ１０９を作成する。
【００１３】
本発明の受信器１００は、適応ＭＭＳＥ干渉キャンセラ３００を使用するため、ブロックベースではなくビット長さベースで信号を検出することが可能である。本発明の受信器は、従来技術の、従来のブロック処理に基づいた受信器よりも簡単である。さらに、本発明の受信器は、周波数ダイバーシチ機能を使用することによって、高速フェージングチャネルに対抗する。これは従来のＭＭＳＥ受信器の性能が低下する主な原因である。したがって、本発明の受信器は、セルラ電話ネットワーク内の基地局に、特に適している。
【００１４】
Ｔ−Ｆレーキ受信器
図２は、Ｔ−Ｆレーキ受信器２００をより詳細に示す。このＴ−Ｆレーキ受信器は、時間ダイバーシチと周波数ダイバーシチを組み合わせて、マルチパスフェージングチャネルに対抗する。受信されたベースバンド信号ｒｉ１０２は、多数の周波数シフト２１０を使用して異なるドップラ周波数に変調され、周波数ダイバーシチを生成する。周波数シフトの数は、チャネル条件に応じて異なる。周波数シフトの典型的な数は１から２である。
【００１５】
本発明のレーキ受信器は、異なる時間遅延を伴う多数のフィンガ２２０を使用することによって、時間ダイバーシチを達成する。高速フェージングチャネルの場合、Ｔ−Ｆレーキ受信器２００は、１０−４のＢＥＲ（ビット誤り率）で、ＳＮ比（信号対ノイズ比）において３ｄＢの改善を提供する。２０００年１月１９日にＨｏｒｎｇらによって提出された米国特許出願第０９／４８７，０９５号、「Ｓｏｆｔｗａｒｅ−Ｂａｓｅｄ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｒｅｃｅｉｖｅｒ Ａｄａｐｔａｂｌｅ ｔｏ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ Ｓｃｈｅｍｅｓ」を参照されたい。
【００１６】
各Ｔ−Ｆレーキフィンガ２２０の出力２０９（ｊ＝１，２，・・・，Ｎであるｚｉ，ｊ）は、シンボル時間Ｔｂ１０３においてサンプリングされ、ダウンサンプリングされた信号ｕｉ，ｊ１０４を形成し、この信号は干渉キャンセラ３００のための入力を形成する。
【００１７】
干渉キャンセラ
図３は、ＩＣ３００をより詳細に示す。ダウンサンプリングされた信号ｕｉ，ｊ１０４の実部（Ｒｅ（＊））３０１は、対応する適応フィルタ３１０に適用される。この適応フィルタ３１０は、最小二乗法（ＬＭＳ）（適応プロセス）３２０にしたがってシンボル時間Ｔｂ１０３毎にタップ重みｗｉ，ｊを更新する。適応フィルタ出力３０３の符号３０２は、基準信号として扱わられる。この基準信号は、適応フィルタ出力によって減法され（３３０）、エラー信号ｅｉ，ｊ３０８を形成する。このエラー信号は適応プロセス３２０のための入力として使用され、適応フィルタ３１０の係数を更新する。タップ重みベクトルｗｉ，ｊは次のように更新される。
【００１８】
【数３】
2004507925.tif 000003
【００１９】
上式でμは、ＬＭＳプロセス３２０のステップサイズである。
【００２０】
トレーニング段では、適応フィルタ出力の符号、つまり寄与シンボルＣｉ，ｊ３０９の代わりに、トレーニング信号１０５が基準信号として使用される。
【００２１】
トレーニングシーケンス
トレーニング信号１０５は、多項式を使用して生成された既定の疑似ランダム（ＰＮ）シーケンスである。受信器はシーケンスを知っている。たとえばセルラ電話などの送信器は、トレーニング信号を周期的に送信する。異なるＰＮオフセットまたは異なるＰＮシーケンスが異なるユーザ電話のために選択され、ユーザの間の干渉を解消する助けとなる。チャネル取得（トレーニング）の間、受信器の等化器は、ＰＮトレーニングシーケンスの局所的に格納されたバージョンを使用して、受信されたトレーニングシーケンスと比較する。２つの差が使用されて、適応等化器の係数を更新する。等化器がトレーニング段にわたって収束すると、決定エラーはしだいに低減する。これによって、適応フィルタの係数がトレーニング段の終わりにチャネル等化に関して最適化される。
【００２２】
結合器
すべての寄与シンボルＣｉ，ｊ３０９は、最適な方法で組み合わされて、決定シンボルｄ１０９を形成する。ここで、本発明では最大比結合器１１０を使用して、組合せ動作を実行する、すなわち、寄与シンボルＣｉ，ｊ３０９は、エラー信号Ｅｉ，ｊ３０８にしたがって異なる重みで結合される。決定シンボルｄ１０９は、次式のように定義される。
【００２３】
【数４】
2004507925.tif 000004
【００２４】
上式でαｉ，ｊは、重み付け係数であり、次式のように定義される。
【００２５】
【数５】
2004507925.tif 000005
【００２６】
複雑さを低減するために、選択組合せを使用して組合せ動作を実行する、すなわち、ダイバーシチ結合器は、最も高いＳＮ比（ＳＮＲ）またはもっとも小さいエラー信号Ｅｉ，ｊ３０８を瞬時に有するブランチを選択する。
【００２７】
周波数オフセット補償
本発明の受信器の性能をさらに改善するために、本発明ではドップラ効果によって生じた周波数オフセットを補償する。一般に、周波数オフセットが小さい方が、性能がよい。本発明の受信器は、最も小さいエラー信号Ｅｉ，ｊ３０８を伴う可能な寄与シンボルＣｉ，ｊの位置を識別することによって周波数オフセットを概算する、すなわち、ｊｉは、第ｉのアンテナ要素内の第ｊのブランチに関するインデックスである。
【００２８】
第ｉのアンテナにおける周波数オフセットΔｆは、次式によって決定され、
【００２９】
【数６】
2004507925.tif 000006
【００３０】
上式で、θは図２における周波数シフト２１０である。たとえば、エラー信号Ｅ２，３３０８は、第２のアンテナにおけるもっとも小さいエラー信号であり、すなわち、式（４）においてｊ２＝３であり、第２のアンテナにおける周波数オフセットΔｆ２は（２θ）に等しい。
【００３１】
周波数オフセット補償は、受信器（基地局）において／受信器によって実行されるか、または移動体送信器（セル電話）において／移動体送信器によって実行される場合がある。ここでは、これらの２つの場合を考える。
【００３２】
ケース１
移動体トランシーバ（セル電話）は、Ｔ−Ｆレーキ受信器を有しない。この場合、移動体トランシーバは式（４）を使用して周波数オフセットを概算できないので、補償は基地局からのダウンリンク送信の間に実行される。
【００３３】
図４に示すように、補償器５００は、周波数オフセットΔｆｉを決定し、この周波数オフセットΔｆｉによって送信搬送波の周波数調整を行う。この調整された搬送波は各送信器アンテナ４０１において使用され、送信されたデータ５０１を変調する。各アンテナ４０１において、ｉ＝１，２，・・・，Ｍである重みＷｉ４０２が使用され、送信ダイバーシチの目的のためにアンテナのビーム形成が生成され、システムの性能を改善する。
【００３４】
図５は、補償器５００をより詳細に示す。第ｉのアンテナにおける周波数オフセットΔｆｉは、式（４）に基づいてまず決定され、ついで、搬送波周波数ｆｉｃがΔｆｉによって調整される。
【００３５】
ケース２
移動体トランシーバはＴ−Ｆレーキ受信器を有する。この場合、移動体受信器は周波数オフセットを概算する機能を有し、移動体受信器によるネットワークへのアクセスがランダムなので、補償は移動体ユーザ側で実行される。図４に示されたものと同様な回路を使用して、移動体送信器はアップリンク送信において補償を行うことが可能である。
【００３６】
本発明が好ましい実施の形態の例によって説明されたが、本発明の精神および範囲内で種々のほかの適応および修正が行われる可能性があることを理解されたい。したがって、そのようなすべての変形例および修正例が、本発明の真の精神および範囲の中にはいることが、添付の特許請求の範囲の目的である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による、適応ＤＳ−ＣＤＭＡマルチユーザ受信器の構成を示す図である。
【図２】図１のマルチユーザ受信器のＴ−Ｆ（時間−周波数）レーキ受信器の構成を示す図である。
【図３】図１のマルチユーザ受信器の適応フィルタに基づいた干渉キャンセラの構成を示す図である。
【図４】図１のマルチユーザ受信器によって使用される補償器の構成を示す図である。
【図５】図４の補償器の詳細な構成を示す図である。
【図１】
2004507925.tif 000009
【図２】
2004507925.tif 000010
【図３】
2004507925.tif 000011
【図４】
2004507925.tif 000012
【図５】
2004507925.tif 000013
【国際公開パンフレット】
2004507925.tif 000014
2004507925.tif 000015
2004507925.tif 000016
2004507925.tif 000017
2004507925.tif 000018
2004507925.tif 000019
2004507925.tif 000020
2004507925.tif 000021
2004507925.tif 000022
2004507925.tif 000023
2004507925.tif 000024
2004507925.tif 000025
2004507925.tif 000026
2004507925.tif 000027
2004507925.tif 000028
2004507925.tif 000029
2004507925.tif 000030
2004507925.tif 000031
2004507925.tif 000032
2004507925.tif 000033
2004507925.tif 000034
【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
2004507925.tif 000035
【国際調査報告】
2004507925.tif 000036
2004507925.tif 000037
2004507925.tif 000038