(57)【要約】電源ノイズに対する強さを改善したＲＦ電圧制御発振器（ＶＣＯ）設計。より詳細には、高い回路Ｑ、ノイズに対する強さを提供し、且つ、複数の別個のバンドで同調可能なＶＣＯ共振回路。共振回路は、動作周波数を決定するための同調回路を必要とする集積回路発振器と共に、実現される。上記集積回路発振器は、それが無線電話内の局部発振器（ＬＯ）として使用されるとき、多数の電源ノイズ源にさらされる。符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）無線電話システムにおいては、ＲＦ送信経路の部分への電源は、送信データ・レートに依存して、オン／オフが繰り返される。本発明は、上記電源の繰り返しのため上記電源に誘発されたノイズに対する強さを増大した発振器を提供する。
2004514302.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
アンプと、
所望の動作周波数に当該発振器を同調させるために上記アンプに接続された共振回路と、
を具備する電圧制御発振器（ＶＣＯ）であって、
前記共振回路は、
そのインピーダンスが制御電圧によって決定される可変回路と、
上記共振回路への入力と上記可変回路との間の低周波減衰フィルタと、
を含むＶＣＯ。
【請求項２】
上記低周波減衰フィルタは高域通過フィルタである請求項１のＶＣＯ。
【請求項３】
上記低周波減衰フィルタはバンドパス・フィルタである請求項１のＶＣＯ。
【請求項４】
上記共振回路が平衡回路構成として実現されている請求項１のＶＣＯ。
【請求項５】
上記共振回路は、第二の入力と上記可変回路との間に第二の低周波減衰フィルタをさらに含む請求項４のＶＣＯ。
【請求項６】
上記共振回路は、スイッチと、上記発振器動作周波数を別周波数に同調させるための切換構成要素とをさらに含む請求項５のＶＣＯ。
【請求項７】
上記切換構成要素は、コンデンサである請求項６のＶＣＯ。
【請求項８】
上記スイッチは、ダイオード・スイッチである請求項５のＶＣＯ。
【請求項９】
上記切換構成要素は、コンデンサである請求項８のＶＣＯ。
【請求項１０】
上記共振回路は、スイッチと、上記発振器動作周波数を別周波数に同調させるための切換構成要素とをさらに含む請求項１のＶＣＯ。
【請求項１１】
上記共振回路はさらにインダクタを含み、上記切換構成要素は上記インダクタと並列に接続される請求項１０のＶＣＯ。
【請求項１２】
上記共振回路はさらにインダクタを含み、上記切換構成要素は、上記スイッチが開いている時に上記インダクタと直列に接続される請求項１０のＶＣＯ。
【請求項１３】
電圧制御発振器（ＶＣＯ）のノイズに対する強さを増加する方法であって、
可変回路と、共振回路への入力と上記可変回路との間の低周波減衰フィルタとを有する共振回路を実現することと、
上記共振回路をアンプに接続すること、
を含む方法。
【請求項１４】
各バンドでの共振周波数のレンジにわたって同調可能な複数バンド共振回路であって、
インダクタと、
上記インダクタと直列に接続されたスイッチト・キャパシタと、
そのインピーダンスが制御電圧によって決定される可変回路と、
上記インダクタと上記スイッチト・キャパシタとの直列組合せの第一の端部を、上記可変回路の第一の端部に接続する第一の同調コンデンサと、
上記インダクタとスイッチト・キャパシタとの上記直列組合せの第二の端部を、上記可変回路の第二の端部に接続する第二の同調コンデンサと、
上記第一の同調コンデンサと上記インダクタとの接合部に接続された第一の結合コンデンサと、
上記第二の同調コンデンサと上記スイッチト・キャパシタとの接合部に接続された第二の結合コンデンサと、
上記スイッチト・キャパシタに選択的に短絡接続を提供し、それによって、当該共振回路から上記スイッチト・キャパシタを電気的に取り除くために、上記スイッチト・キャパシタに並列に接続されたスイッチと、
を具備する複数バンド共振回路。
【請求項１５】
各バンドでの共振周波数のレンジにわたって同調可能な複数バンド共振回路であって、
インダクタと、
上記インダクタの第一の端部に接続された第一の結合コンデンサと、
上記インダクタの第二の端部に接続された第二の結合コンデンサと、
スイッチト・キャパシタと、
上記スイッチト・キャパシタと直列に接続されるスイッチであり、それによって、該スイッチと上記スイッチト・キャパシタとの直列組合せが、上記インダクタに並列に接続される、スイッチと、
そのインピーダンスが制御電圧によって決定される可変回路と、
上記インダクタの上記第一の端部を上記可変回路の第一の端部に接続する第一の同調コンデンサと、
上記インダクタの上記第二の端部を上記可変回路の第二の端部に接続する第二の同調コンデンサと、
を具備し、
上記スイッチト・キャパシタは、上記スイッチが入れられたとき、上記共振回路の共振周波数に寄与し、且つ、上記スイッチが切られたときには、上記スイッチト・キャパシタは、上記共振回路の共振周波数に寄与しない、複数バンド共振回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
発明の背景
１．発明の分野
本発明は、電子回路に関する。より詳細には、本発明は、ノイズに強い新規且つ改善されたバンド切換電圧制御発振器（ＶＣＯ）に関する。
【０００２】
２．従来の技術
無線通信システムは、無線による無線周波数（ＲＦ）リンクの予測できる性能に頼っている。無線電話システムは、同時に多数のＲＦリンクをモニタし制御することを要求される。
【０００３】
移動ユニット即ち無線電話は、多数の複雑な回路の合体である。基地局との無線通信リンクを提供するために、ＲＦトランシーバが使用されている。このＲＦトランシーバは、受信機と送信機とから成っている。受信機は、当該移動ユニットにインタフェースされたアンテナによって、上記基地局からのＲＦ送信を受信する。受信機は、その受信信号を増幅し、フィルタリングし、ベースバンド信号にダウンコンバートする。そして、このベースバンド信号は、ベースバンド処理回路に送られる。ベースバンド処理回路は、その信号を復調し、それをスピーカを通したユーザへの放送に適合させる。
【０００４】
キー操作によるユーザ入力又はマイクロホンへの音声入力は、該ベースバンド処理回路において適合させられる。この信号は、変調され、送信機に送られる。送信機は、該移動ユニットで生成されたベースバンド信号を受け取り、その信号をアップコンバートし、フィルタリングし、増幅する。アップコンバートされたＲＦ信号は、上記受信機で使用されたのと同じアンテナにより、基地局に送信される。
【０００５】
受信機でのダウンコンバート及び送信機でのアップコンバートを成し遂げるのに必要とされる局部発振器信号を生成するために、周波数シンセサイザが使用されている。上記局部発振器信号を生成するのには、シンセサイザの周波数安定性、得られる信号のスペクトルの純粋性、及びデジタル制御の能力のため、周波数合成が使用されている。
【０００６】
周波数シンセサイザは、ダイレクト型とインダイレクト型とに分類される。ダイレクト・デジタル合成（Ｄｉｒｅｃｔ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｙｎｔｈｅｓｉｓ）においては、複数の論理回路が所望の信号のデジタル表記を生成し、このデジタル表記をアナログ波形に変換するためにＤ／Ａコンバータが使用される。ＤＤＳを実現する一般的な方法の一つは、波形位相のテーブルをメモリに格納しておくことである。そして、位相がメモリから読み出されるレートは、出力信号の周波数と直接的に比例する。ＤＤＳが正弦波の非常に正確な表現を生成することができるのに対して、出力周波数は上記読み出しレートによって制限される。
【０００７】
インダイレクト合成は、発振器の出力にロックされた位相ロックループを利用する。高周波数発振器の出力が位相ロックループの動作範囲内の周波数まで分周することができるので、インダイレクト周波数合成は、高周波数設計のためにより一般に普及している。
【０００８】
図１は、位相ロックループを利用したインダイレクト周波数シンセサイザのブロック図である。ＬＯ出力１１２を提供するために、所望の周波数範囲以上の同調が可能なＶＣＯ１１０が使用されている。このＶＣＯ１１０の出力は、また、分周回路１２０の入力に送られるものであり、なおここで、Ｎは分周比を表すことに注意されたい。分周出力は、位相検波器１３０に、その第一の入力として提供される。この位相検波器１３０への第二の入力は、基準発振器１４０の出力である。位相ロックループは、分周器１２０の出力が上記基準発振器１４０の出力に等しくなるように、ＶＣＯ１１０の出力を調整するよう動作する。位相検波器１３０は、二つの入力信号の間の位相誤差に対応する出力信号を提供する。上記位相検波器１３０の出力は、それがＶＣＯ１１０の周波数制御入力端に供給される前に、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）を通して調整される。而して、ＶＣＯ１１０は、上記基準発振器１４０との位相ロックを維持するように制御される。上記分周比Ｎの値を増加或いは減少させることは、上記基準発振器１４０の周波数に等しい上記ＬＯ出力１１２の周波数を変更させることになるということは、容易にこのブロック図から推論されることができる。上記基準発振器１４０の周波数は、上記ＬＯの周波数ステップ・サイズを決定する。
【０００９】
周波数変化のレートがループ帯域幅より小さいならば、ＶＣＯ１１０の出力における周波数変化のみが、この位相ロックループによって訂正される。位相ロックループは、ループ帯域幅よりも高いレートで生じるＶＣＯ周波数変化は訂正することができない。位相ロックループの整定時間は、初期周波数オフセット及びループ帯域幅に依存するだろう。ループ帯域幅がより広ければ、整定時間はより短くなる。ノイズに強いＶＣＯは、周波数変動を減らし、これにより、位相ロックループの整定時間を短くするだろう。したがって、周波数同調特性を維持しつつ、ノイズに強いＶＣＯを設計することが重要である。
【００１０】
ＶＣＯは、単に同調可能な発振器でしかない。典型的な発振器回路はアンプと共振回路とから成るものであるが、一般には、共振回路と呼ばれている。結果の発振器は、利得が１よりも大きく且つ位相がゼロに等しい周波数出力を持つ。共振回路は、この発振周波数を設定する。その関係は、ボード線図で最も簡単に参照される。図２（Ａ）は、典型的な発振器のためのボード線図を示している。曲線２１０は、左側の縦軸にデシベル表記で参照される発振器の利得であり、曲線２２０は、右側の縦軸に度表記で参照される位相である。点２３０で示されるように、発振は、発振器利得が約１４ｄＢであり且つ位相が約１２４ＭＨｚで発振を生じるゼロであるときに、発生する。
【００１１】
ＶＣＯを構成するために、共振回路は、少なくとも一つの可変コンポーネントから成るもので、ここで、該可変コンポーネントのリアクタンスは、制御信号（典型的に電圧レベル）の関数であり、そのため、０位相の周波数、従って発信周波数もまた、変化する。ＶＣＯが広い周波数範囲にわたって同調させることを要求されるとき、上記可変コンポーネントは、広い周波数レンジにわたって共振回路を同調させることができなければならない。広い周波数範囲をカバーすることができる可変共振回路のため可能な回路構成は、非常に敏感な可変コンポーネントを組み込んだ共振回路、又は、広範な制御電圧レンジを必要とする共振回路を含む。ＭＨｚ／Ｖで測定されるＶＣＯ利得が非常に高くなるので、第一の選択肢は幾つか問題点がある。これは、比較的小さな制御電圧の変化で大きく周波数を変化させてしまうこととなり、同調ライン上に誘発されたノイズに、より影響され易いＶＣＯとなってしまう。また、要求される制御電圧レンジが非常に広いので、第二の選択肢も問題がある。大きな制御電圧は、限られた利用可能供給電圧レンジしか持たない移動式バッテリ駆動電子機器において問題となる。
【００１２】
独特の周波数バンドがサポートされなければならない応用においては、広い同調レンジをカバーするようＶＣＯを設計する第三の選択肢がとられることができる。この状況は、一般にデュアル・バンド無線電話の設計において発生する。無線電話は、セルラ・バンド（送信バンド８２４〜８４９ＭＨｚ、受信バンド８６９〜８９４ＭＨｚ）及びパーソナル通信システム（ＰＣＳ）バンド（送信バンド１８５０〜１９１０ＭＨｚ、受信バンド１９３０〜１９９０ＭＨｚ）で動作するのが最も一般的である。一台の電話が、セルラ・バンドとＰＣＳバンドの両方で動作するよう設計されることができる。電話内部の周波数計画は、典型的に、発振器の数を最小にし、それによって、電話のコストを最小にするように設計される。しかしながら、最も賢明な周波数計画でさえも、一方のバンドで動作するときと他方のバンドで動作するときでは、異なるＬ０周波数を必要とする。セルラ動作バンドとＰＣＳ動作バンドの両方をサポートするために、発振器の共振回路中で、複数のコンポーネントが選択的に切り換えられる。そのような複数コンポーネントは、発振器の共振回路内に含められるものであり、ダイオード・スイッチを使用して切り換えられる。回路の動作周波数は、そのようなスイッチのために使用されるダイオードの種類を制限する。スイッチが閉位置にあるときには、ダイオードは、最小の抵抗を維持すると同時に、変化するＲＦ電流を流すことができなければならない。スイッチが開位置にあるときには、ダイオードは、ＲＦ電圧を絶縁し且つ高い抵抗を維持することができなければならない。一般には、他の種類のダイオードがスイッチとして使用されることができるとはいえ、ＰＩＮダイオード・スイッチがＲＦ周波数でのスイッチのために使用されている。さらに、上記回路はダイオード・スイッチの使用に限られるものではない。閉位置でＲＦ電流を流すことができ且つ開位置でＲＦ絶縁ができるいかなるスイッチも、上記回路内に組み込まれることができる。
【００１３】
ダイオード・スイッチが順方向バイアスされると、切換型コンポーネントが、共振回路内でアクティブになる。ダイオード・スイッチが順方向バイアスされないときには、上記コンポーネントは、共振回路に電気的に寄与しない。共振回路内のコンポーネントの切り換えは、ＶＣＯ利得を対応して増加させることなしに、発振器の同調レンジを大きく広げる。
【００１４】
共振回路は、所望の動作周波数に発振器を同調させるには十分なものでない。共振回路のＱは、所定の制御電圧レベルで特定の出力周波数を維持するのに重要である。図２（Ｂ）は、異なるＱ値を持つ二つの共振回路の位相応答を示すものである。より低い回路Ｑは、よりゆるやかな位相応答を生成するのに対し、より高い回路Ｑは、より鋭い位相応答を生成する。より高い回路Ｑは、出力周波数の小さい位相変動の影響を最小にすることを要求される。比較的低い回路Ｑを持つ回路の位相応答は、曲線２４０で示される。曲線２５０は、より高い回路Ｑを持つ回路を示している。ある位相変動のために、より低い回路Ｑを持つ回路で周波数変化がより大きいということが参照されることができる。ある位相変動のための低いＱの回路の周波数変化ｆ２の大きさは、同じ位相変動のための高いＱの回路の周波数変化ｆ１の大きさよりも大きい。
【００１５】
特定用途向け集積回路は、多くの無線電話機能を一つのＩＣに組み込むのに有効なものである。周波数シンセサイザＩＣは、必要とされたシンセサイザ回路のほとんど全てを一つのチップ上に組み込むのに有効である。典型的に、これらのＩＣの一つのユーザは、合成されたＬＯを生成するために、当該ＩＣに加えて、共振回路、ループ・フィルタ及び基準発振器を提供する必要があるだけである。シンセサイザの残りの構成要素である、ＶＣＯのアンプ部分、分周器、及び位相検波器が、一つのＩＣへ組み込まれる。ユーザは、所望の出力周波数を発生するのに必要とされる共振回路を提供する。ユーザは、また、所望のループ・バンド幅を発生する低域通過フィルタ設計を提供する。
【００１６】
特定用途向けＩＣが、無線電話内部でのＬＯの発生を単純化するとはいえ、無線電話操作環境は、熟考されなければならない追加のノイズ源を提供する。無線電話のコスト及びスペースの制限は、有効なノイズ・フィルタリング解法をさらに束縛する。
【００１７】
移動式電話の設計は、それがサポートする特定の移動式システムに依存して、非常に異なるものである。移動式電話設計を概説している仕様は、通信工業会（ＴＩＡ）／電子工業会（ＥＩＡ）ＩＳ−９５−Ｂ、デュアルモード・スペクトル拡散方式のための移動局‐基地局互換性基準（ＭＯＢＩＬＥ ＳＴＡＴＩＯＮ−ＢＡＳＥ ＳＴＡＴＩＯＮ ＣＯＭＰＡＴＡＢＩＬＩＴＹ ＳＴＡＮＤＡＲＤ ＦＯＲ ＤＵＡＬ−ＭＯＤＥ ＳＰＲＥＡＤ ＳＰＥＣＴＲＵＭ ＳＹＳＴＥＭＳ）や、ＴＩＡ／ＥＩＡ　ＩＳ−９８−Ｂ、デュアルモード・スペクトル拡散セルラ移動局のための勧告された最小限の性能基準（ＲＥＣＯＭＭＥＮＤＥＤ ＭＩＮＩＭＵＭ ＰＥＲＦＯＲＭＡＮＣＥ ＳＴＡＮＤＡＲＤＳ ＦＯＲ ＤＵＡＬ−ＭＯＤＥ ＳＰＲＥＡＤ ＳＰＥＣＴＲＵＭ ＣＥＬＬＵＬＡＲ ＭＯＢＩＬＥ ＳＴＡＴＩＯＮＳ）を含む。パーソナル通信システム（ＰＣＳ）バンドでのＣＤＭＡシステムの動作をカバーする仕様は、アメリカ規格協会（ＡＮＳＩ）Ｊ−ＳＴＤ−００８、１．８〜２．０ＧＨｚ符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）パーソナル通信システムのための個人局‐基地局互換性要件（ＰＥＲＳＯＮＡＬ ＳＴＡＴＩＯＮ−ＢＡＳＥ ＳＴＡＴＩＯＮ ＣＯＭＰＡＴＩＢＩＬＩＴＹ ＲＥＱＵＩＲＥＭＥＮＴＳ ＦＯＲ １．８ ＴＯ ２．０ ＧＨＺ ＣＯＤＥ ＤＩＶＩＳＩＯＮ ＭＵＬＴＩＰＬＥ ＡＣＣＥＳＳ （ＣＤＭＡ） ＰＥＲＳＯＮＡＬ ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＳ ＳＹＳＴＥＭＳ）である。同様に、電話即ち個人局は、ＡＮＳＩ　Ｊ−ＳＴＤ−０１８、１．８〜２．０ＧＨｚ符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）個人局のための勧告された最小限の性能要件（ＲＥＣＯＭＭＥＮＤＥＤ ＭＩＮＩＭＵＭ ＰＥＲＦＯＲＭＡＮＣＥ ＲＥＱＵＩＲＥＭＥＮＴＳ ＦＯＲ １．８ ＴＯ ２．０ ＧＨＺ ＣＯＤＥ ＤＩＶＩＳＩＯＮ ＭＵＬＴＩＰＬＥ ＡＣＣＥＳＳ （ＣＤＭＡ） ＰＥＲＳＯＮＡＬ ＳＴＡＴＩＯＮＳ）で定められている。さらに、移動式電話の仕様は、電話ハードウェアで実現されるとき、電話内部のノイズ源を増加させる傾向があるという特徴を顕著にする。
【００１８】
ＩＳ−９５及びＪ−ＳＴＤ−００８で定められたようなＣＤＭＡ電話システムで利用される１つの有益な特徴は、複数のデータ・レート・セットである。無線電話通信リンクの可変の性質の利点を受け取るために、ＣＤＭＡ仕様は、減じられたレートでのデータ送信を提供する。人が電話で会話しているとき、一方の当事者だけが話している期間が多くある。減じられたスピーチ活動の期間の間、電話は、送信のデータ・レートを減らし、平均送信パワー・レベルをより低くすることができる。
【００１９】
無線電話から基地局への通信リンクは、逆方向リンクと呼ばれる。上記逆方向リンク上では、平均送信パワーの減少は、活動が低い期間の間、その時間の一部で送信機をオフにすることによって成し遂げられる。ＣＤＭＡ逆方向リンクでは、電話は常に最大限のデータ・レートで送信するが、しかしながら、内部構造が減じられたデータ・レートでの動作を許すときには、データは多数回繰り返される。一例として、電話が最大限のデータ・レートの半分で動作することができるとき、情報は、送信されたデータ・レートを最大限のデータ・レートまで持ってくるために、二回繰り返される。同様に、１／４のレート・データは、最大限のデータ・レートを成し遂げるために、４回繰り返される。
【００２０】
逆方向リンクで節電するために、各２０ｍＳデータ・フレームは、１６個の１．２５ｍＳ時間グループに細分される。電話が最大限のデータ・レートで動作しているとき、フレーム内の１６個全てのグループが送信される。しかしながら、電話が減じられたデータ・レートで動作するときには、１６個のグループの一部分だけが送信される。送信されたグループの部分は、データ・レートにおける減少と等しい。電話が半分で動作するとき、最大限のデータ・レートの半分のグループが送信される。しかしながら、データがデータ・レート減少に反比例で繰り返されるので、データは消失しないという点に注意されたい。半分のレート・データが二回繰り返されるが、しかし、半分のデータだけが送信される。データの重複した部分は、送信されない。同様に、１／８のレート・データは８回繰り返されるが、しかし、１／８のデータだけが送信される。
【００２１】
電話が減じられたデータ・レートで動作するとき、電力は送信経路上のアクティブ回路を選択するためにゲート制御される。データが送信されていないときには、上記回路への電力はオフにゲート制御される。電力は、所望のデータ・グループの送信に先立って、上記回路をオンに戻すようゲート制御される。電力ゲート制御は、無線電話内部の電力を節約するために働く。これは、非常に切望されている延長したバッテリ寿命になる。
【００２２】
電力ゲート制御の逆の影響は、電話の電源に突然の負荷変化を与えるということである。オン／オフ切り換えされるＲＦ送信経路の部分は、電源に対して最も大きな負荷を与える。従って、電力ゲート制御の間、電話の電源は、それが経験するだろう最も大きな負荷変動を受ける。電源が負荷変動に無感応ではないので、電力ゲート制御が発生するレートで、電源の出力は電圧リップルを見せるだろう。給電ライン上の実際の電圧リップルは、電源負荷除去と、電力ゲート制御のレートと、電力ゲート制御のための電源負荷の変化との関数である。電源負荷の変化は、当該電話が基地局と維持しているＲＦ通信リンクに関して変化する。負荷電流の変化は、電話が減少されたＲＦ電力レベルで送信しているときよりも、電話がより高いＲＦ電力レベルで送信しているときのほうが大きいだろう。電力ゲート制御は、逆方向リンク上で各データ・フレームのために使用される各１．２５のｍＳ時間グループで発生することができる。これは、重要な８００のＨｚ周波数コンポーネントで、電源負荷変動を引き起こす。
【００２３】
一定の制御電圧の印加で、安定した出力周波数を維持する電圧制御発振器設計が望まれている。ＶＣＯは、二つの別個の周波数バンドで同調されるように切り換えられることができなければならない。さらに、ＶＣＯ出力は、電源ノイズに無感応でなければならない。特に、ＶＣＯがＣＤＭＡ電話内部に組み込まれるとき、ＶＣＯ出力は、ＲＦ送信経路の電源ゲート制御によって発生する電源ノイズに無感応でなればならない。本発明の別の目的は、ＶＣＯ内の共振回路として使用するための、高いＱ、低コスト、少コンポーネント数の、コンポーネント切り換え型の、ノイズに無感応な回路の設計である。
【００２４】
発明の要約
本発明は、よりノイズに強い、新規且つ改善された複数バンド電圧制御発振器（ＶＣＯ）である。さらに、本発明は、切換型コンポーネントを含み、高いＱを持ち、且つ、ノイズに無感応である、新規な共振回路構成と見られることができる。新規な共振回路は、複数バンドのカバーレージ、ノイズ無感応、及び周波数安定性の特徴を持つＶＣＯを構成するために、アンプ又は特定用途向けＩＣで実現されることができる。
【００２５】
第一の実施形態においては、共振回路の構成要素の全ては、インダクタを除いて、バランス型構成で接続される。第一及び第二の結合コンデンサは、共振回路への正及び負平衡接続を含む。上記第一及び第二の結合コンデンサの出力は、スイッチト・キャパシタと直列のインダクタとを使用して、互いに接続されている。第一の同調コンデンサは、第一の結合コンデンサの出力を第一の可変コンデンサに接続する。第二の同調コンデンサは、第二の結合コンデンサの出力を第二の可変コンデンサに接続する。第一及び第二の可変コンデンサの反対側は共に接続され、それによって、共振回路の平衡接続に関してバランス型構成を維持する。ダイオード・スイッチは、該ダイオード・スイッチが順方向バイアスされないときに、上記スイッチト・キャパシタが共振回路に電気的に接続されるように、上記スイッチ・キャパシタに並列接続されている。上記ダイオード・スイッチが順方向バイアスされたときには、上記スイッチト・キャパシタは上記共振回路に電気的に接続されない。
【００２６】
第一の実施形態においては、第一及び第二の同調コンデンサは、電圧制御型可変回路として利用される。第一の実施形態においては、上記可変回路の静電容量値は、制御電圧の印加で変化させられる。制御電圧を使用して共振周波数を同調できるように、そのインピーダンスが印加された電圧に従って変化する種類の可変回路が共振回路中に使用されることができる。本発明で述べられた好ましい実施形態は、そのような可変回路として、可変コンデンサを利用する。
【００２７】
上記スイッチの動作によって、上記ＶＣＯの中心周波数が二つの値、ｆ１とｆ２、の間でシフトするようになる。より詳細には、上記スイッチの駆動によって、共振回路の共振周波数が変化するようになり、それによって、ｆ１とｆ２の間でＶＣＯの中心周波数をシフトする。
【００２８】
第一の実施形態は、回路Ｑを最大にするという効果を持つ。これは、一つのインダクタだけが回路中で利用されるからである。インダクタＱは、高い回路Ｑを成し遂げることへの制約である。回路中の多数のインダクタの除去は、回路Ｑを最大にする。しかしながら、この回路は、第二の実施形態ほどノイズに無感応なものではない。
【００２９】
第二の実施形態においては、共振回路の構成要素の全てが、バランス型構成で接続される第一及び第二の結合コンデンサは、まさに第一の実施形態におけるように、共振回路へ正及び負平衡接続を含む。上記第一及び第二の結合コンデンサの出力は、第一及び第二のインダクタに接続される。上記第一及び第二のインダクタは、上記結合コンデンサの一方とグラウンドとにそれぞれ接続している。第一の同調コンデンサは、上記第一の結合コンデンサの出力を第一の可変コンデンサに接続する。第二の同調コンデンサは、上記第二の結合コンデンサの出力を第二の可変コンデンサに接続する。上記第一及び第二の可変コンデンサの反対側は共に接続され、それによって、共振回路の平衡接続に関してバランス型構成を維持する。第二の実施形態は、後述するように、共振回路の入力に関して完全にバランスされている。スイッチト・キャパシタの一端は、上記第二の結合コンデンサの出力に接続されている。このスイッチト・キャパシタは、上記第一の結合コンデンサの出力に接続されたダイオード・スイッチに直列に接続されている。上記第一の結合コンデンサの出力は、上記ダイオード・スイッチと直列の上記スイッチト・キャパシタを使用して、上記第二の結合コンデンサの出力に接続されている。共振回路は、上記スイッチト・キャパシタが、上記第二の結合コンデンサの出力に接続された上記ダイオード・スイッチと共に上記第一の結合コンデンサの出力に接続されているかどうか、即ち、上記スイッチト・キャパシタの位置と上記ダイオード・スイッチの位置が置き換えられるかどうかは、重要なものでない。
【００３０】
上記スイッチの動作によって、ＶＣＯの中心周波数が二つの値、ｆ１とｆ２、の間でシフトするようになる。より詳細には、上記スイッチの駆動によって、共振回路と関連した静電容量が変化するようになり、それによって、共振回路の共振周波数をシフトし、従って、ＶＣＯの中心周波数をｆ１からｆ２へ変化させる。
【００３１】
また、第二の実施形態は、高域通過フィルタの追加のポールのため、よりノイズに強い。入力側から見ると、平衡入力の各々は、高域通過フィルタを効果的に持つ。これは、インダクタに関する結合コンデンサの構成による。この高域通過フィルタは、共振回路上に誘発されたノイズの大多数を除去するのに効果的に機能する。ノイズが、可変コンデンサに影響を及ぼすことから除去され、それによって、共振回路の動作に対する誘発されたノイズの影響を除去する。
【００３２】
好ましい実施形態の詳細な説明
図３は、無線電話中で使用される一般的な局部発振器の構成を示すブロック図である。合成発振器ＩＣ３００は、位相同期ループ（ＰＬＬ）３０２と、発振器３０４として構成されたアンプとを組み込んだものである。合成発振器ＩＣ３００は、動作するために、外部の共振回路とループ・フィルタ３１０とを必要とする。上記共振回路が制御電圧の印加によって同調されることができるならば、発振器３０４は電圧制御発振器（ＶＣＯ）として構成される。
【００３３】
上記共振回路は、容量性ネットワークと、それに並列なインダクタ３２０とから成る。上記容量性ネットワークは、直列に接続された第一及び第二の可変コンデンサ３４２及び３４４を利用する。上記第一の可変コンデンサ３４２は、第一の同調コンデンサ３３２を介して、上記インダクタ３２０の第一の端部に接続されている。上記第二の可変コンデンサ３４４は、第二の同調コンデンサ３３４を介して、上記インダクタ３２０の第二の端部に接続されている。上記第一の可変コンデンサ３４２と上記第二の可変コンデンサ３４４との接続点は、信号用グラウンドに連結されている。
【００３４】
上記合成発振器ＩＣ３００内の上記発振器３０４は、上記共振回路の周波数で動作する。上記発振器３０４の出力のサンプルが、上記ＰＬＬ３０２に送られる。上記ＰＬＬ３０２は、上記発振器３０４の出力信号の位相を基準信号（図示せず）と比較する。結果として生じる誤差信号が、ループ・フィルタ３１０に渡され、そこから上記共振回路に印加される。上記ループ・フィルタ３１０の出力は、第一及び第二のバイアス抵抗器３５２及び３５４を介して、上記可変コンデンサ３４２及び３４４に印加される。上記第一のバイアス抵抗器３５２は、上記ループ・フィルタ３１０の出力端を、上記第一の可変コンデンサ３４２の上記第一の同調コンデンサ３３２に接続された端子に接続する。同様に、上記第二のバイアス抵抗器３５４は、上記ループ・フィルタ３１０の出力端を、上記第二の可変コンデンサ３４４の上記第二の同調コンデンサ３３４に接続された端子に接続するのに使用される。上記第一の可変コンデンサ３４２及び上記第二の可変コンデンサ３４４は、バラクタ・ダイオードとして実現されることができる。上記ループ・フィルタ３１０の出力は、これらバラクタ・ダイオードの逆バイアスに使用される。バラクタ・ダイオードは、印加された逆バイアスのレベルに基づいてその静電容量値を変化させるものである。従って、上記バラクタ・ダイオードの逆バイアス電圧を制御することによって、上記発振器の周波数が制御されることができる。上記制御電圧は、上記ＰＬＬ３０２の位相同期を維持するために変えられる。
【００３５】
図３に示されるように無線電話ＬＯが構成されるとき、上記発振器３０４は、上記共振回路のレンジで同調することができるだけである。電話が複数の周波数バンドをカバーすることができるような広い周波数スパンで同調することを上記発振器３０４が必要とされるならば、上記共振回路は上記全レンジで同調可能でなければならない。広いレンジでの図３の共振回路の同調は、二つの方法で成し遂げられることができる。
【００３６】
第一の方法は、非常に高感度の可変コンデンサ３４２及び３４４を利用するものである。非常に高感度な可変コンデンサが使用されると、制御電圧レンジは最小限の値に維持される。しかしながら、上記可変コンデンサの感度は、上記共振回路を、当該回路上で誘発されたノイズに敏感にする。上記可変コンデンサ・バイアスで誘発されたノイズのいかなる源も、上記回路の共振周波数にシフトを引き起こす。誘発されたノイズのレートがループ帯域幅より高いならば、上記ＰＬＬ３０２は、誤差を訂正することができない。
【００３７】
第二の方法は、広げた制御電圧レンジで、低感度の可変コンデンサを利用するものである。しかしながら、上記広げた制御電圧レンジは、バッテリ電力で動作する無線電話のためには問題となる。バッテリによって提供される電圧は比較的低いので、上記制御電圧レンジの拡大は、使用可能な電圧のステップ・アップを必要とする。電圧のステップ・アップは、ＤＣ−ＤＣコンバータで成し遂げられる。ＤＣ−ＤＣコンバータは、１００％効率で動作するものではない。上記ステップ・アップ電圧変換での損失は、浪費されたバッテリ電力である。バッテリ電力消費を最小にすることは、無線電話では重大なプライオリティである。無線電話における別の重大なプライオリティは、物理的なサイズを最小にすることである。これらプライオリティの高い設計制約は両方とも、無線電話での広げた制御電圧レンジの使用を妨げる。
【００３８】
代わりの共振回路構成は、切換型コンポーネントを上記共振回路に組み込むものである。上記コンポーネントは、第一の周波数帯での動作のためには上記共振回路から切換切断され、また、第二の周波数帯での動作のためには、上記コンポーネントは上記共振回路に切換接続される。
【００３９】
本発明の第一の実施形態は、図４に示されている。上記ＬＯ構成は、図３で述べられたのと同様の合成発振器ＩＣ３００とループ・フィルタ３１０とを利用する。しかしながら、図４における共振回路の構成は、図３で示されたものとは異なっている。図４に示された共振回路は、上記回路に対し、ダイオード・スイッチ４２０のバイアスに従って、切換接続及び切換切断されることができるスイッチト・キャパシタ４１４を含む。しかしながら、図４に示される共振回路は、図３の共振回路には組み込まれていない追加の構成要素を含んでいる。
【００４０】
図４に示された共振回路は、第一及び第二の結合コンデンサ４０２及び４０４を組み込んでいる。これらの結合コンデンサは、上記発振器のピンから上記共振回路までのいかなるノイズのレベルをも減少させるだろう。各結合コンデンサの第一の端子は、上記共振回路を上記発振器３０４のそれぞれの端子に接続するために使用される。各結合コンデンサ４０２及び４０４の第二の端子は、上記共振回路の残りの反対側の端部に接続されている。上記第一の結合コンデンサ４０２の上記第二の端子は、スイッチト・キャパシタ４１４と直列に配置されているインダクタ４１０に接続されている。上記スイッチト・キャパシタ４１４の上記インダクタに接続されていない側の端部は、上記第二の結合コンデンサ４０４の上記第二の端子に接続されている。
【００４１】
ダイオード・スイッチ４２０が、上記スイッチト・キャパシタ４１４と並列に接続されている。上記ダイオード・スイッチ４２０のアノードは、上記第二の結合コンデンサ４０４の上記第二の端子に接続され、上記ダイオード・スイッチ４２０のカソードは、上記インダクタ４１０と上記スイッチト・キャパシタ４１４との接合部に接続されている。上記ダイオード・スイッチ４２０のアノードは、プル・アップ抵抗器４６２を使用して給電レールにプル・アップされている。上記第一の結合コンデンサ４０２と上記インダクタ４１０の接合部に接続されているのは、上記ダイオード・スイッチ４２０の順方向バイアスを制御するために使用される回路である。この回路は、ＤＣスイッチ４６６に接続されたプル・ダウン抵抗器４６４を含む。上記ＤＣスイッチ４６６が閉じられると、上記プル・ダウン抵抗器４６４は、上記インダクタ４１０からのＤＣ経路を開放し、電流は該ＤＣ経路を流れない。上記ＤＣスイッチ４６６に接続された制御抵抗４６８を駆動する帯域選択信号が、上記ＤＣスイッチ４６６を制御する。上記スイッチト・キャパシタ４１４に並列に配置された上記スイッチの構成は、重要ではない。図４に示された上記順方向バイアスされたダイオード・スイッチ４２０は、一例でしかなく、上記共振回路で使用されることができるスイッチ構成を何ら限定するものではない。上記スイッチト・キャパシタ４１４と並列に配置されるいかなる類似のスイッチも許される。
【００４２】
図４の共振回路の残りのものは、図３に示されたものと非常に類似の構成である。第一の同調コンデンサ４３２は、上記第一の結合コンデンサ４０２の上記第二の端子を第一の可変コンデンサ４４２に接続する。第二の同調コンデンサ４３４は、上記第二の結合コンデンサ４０４の上記第二の端子を第二の可変コンデンサ４４４に接続する。上記二つの可変コンデンサ４４２及び４４３の上記同調コンデンサ４３２及び４３４と反対側の端部は、共に接続され、グラウンドに連結されている。上記ループ・フィルタ３１０からの上記制御電圧信号は、バイアス抵抗器４５２及び４５４を介して、上記可変コンデンサ４４２及び４４４の各々に印加される。第一のバイアス抵抗器４５２は、上記ループ・フィルタ３１０からの上記制御電圧信号を、上記第一の可変コンデンサ４４２と第一の同調コンデンサ４３２との接合部に接続する。第二のバイアス抵抗器４５４は、上記ループ・フィルタ３１０からの上記制御電圧信号を、上記第二の可変コンデンサ４４４と第二の同調コンデンサ４３４との接合部に接続する。上記バイアス抵抗器４５２及び４５４は、上記可変コンデンサ４４２及び４４４がバラクタ・ダイオードとして実現されるとき、上記制御電圧信号を上記可変コンデンサに逆バイアスで印加する。本実施形態においては、上記制御電圧は、０〜３ボルトに変えられることができる。上記制御電圧信号は、コンポーネント中の変動や温度変動のために本発明を調節するのに使用される。
【００４３】
本第一の実施形態の周波数バンド・スイッチの能力は、以下のように述べられる。上記ＤＣスイッチ４６６が閉じられると、上記ダイオード・スイッチ４２０は、順方向にバイアスされ、導通する。上記ダイオード・スイッチ４２０が導通すると、上記スイッチト・キャパシタ４１４は短絡され、電気的に上記共振回路に寄与しない。そして、上記共振周波数ｆ１は、上記可変コンデンサ４４２及び４４４に関して、上記同調コンデンサ４３２及び４３４から成る容量性の同調回路と並列な上記インダクタの値によって決定される。上記帯域選択信号が上記ＤＣスイッチ４６６を開放状態に制御するとき、上記ダイオード・スイッチ４２０はもはや導通しない。
【００４４】
上記ダイオード・スイッチ４２０が導通していないとき、上記スイッチト・キャパシタ４１４は、電気的に上記共振回路に接続される。上記スイッチト・キャパシタ４１４が電気的に上記共振回路に寄与するとき、上記回路の上振周波数ｆ２は増大される。上記スイッチト・キャパシタ４１４が上記インダクタ４１０と直列に現れるので、上記共振周波数ｆ２は増大される。上記直列の組合せは、各リアクタンスの合計であるリアクタンスになる。インダクタのリアクタンスがコンデンサのリアクタンスとは反対であるので、直列の組合せの効果は、上記二つのリアクタンスのうちの大きい方よりも小さいリアクタンスである。上記スイッチト・キャパシタ４１４のリアクタンスは、上記二つの構成要素の直列の組合せが、同等により小さいインダクタのリアクタンスを持つように、上記インダクタ４１０のリアクタンスよりも小さくなるよう選択される。上記共振回路中のインダクタが小さくなれば、上記共振周波数がより高くなる。
【００４５】
図４に示された本発明の第一の実施形態は、いくつかの効果を奏する。一つ効果は、本実施形態が回路Ｑを最大にするということである。上記回路が最小限の数のインダクタで実現されるので、上記回路Ｑは最大にされる。その物理的な構造のため、インダクタは、コンデンサよりも非常に低いコンポーネントＱと、コンデンサよりも大きなサイズを持つ。インダクタの追加及び除去によってバンド切り換えを成し遂げる共振回路は、コンデンサの追加及び除去によってバンド切り換えを成し遂げる共振回路よりも低い回路Ｑを持つだろう。また、回路Ｑは、上記インダクタ４１０とスイッチト・キャパシタ４１４の直列組合せによって、最大にされる。より大きいインダクタ４１０の値が使用されるので、上記回路Ｑは、上記インダクタ４１０とスイッチト・キャパシタ４１４の上記直列組合せで、より高い。インダクタ４１０のコンポーネントＱがＸＬ／ＲＬとして決定されるので、インダクタンスがより大きな値となれば、コンポーネントＱはより大きくなる。また、コンデンサ値がインダクタ値よりも細かい階調で使用可能であるので、インダクタとそれより高いコンデンサとを使用する二つの動作周波数の中心を見出すことは、より簡単である。
【００４６】
本第一の実施形態の別の効果は、ノイズに対する強さをより強くするということである。ＣＤＭＡ無線電話システムにおける減じられたレートでの送信の間、電力を節約するために、送信経路の回路がゲート制御でパワー・オン／オフされるとき、上記電源負荷の突然の変化は、上記電源出力の変動を引き起こす。上記電源出力の変動は、全ての能動部分に影響を及ぼす。上記合成発振器ＩＣ３００は、上記電源変動によって影響を受け、全ての出力ライン上に、対応する電圧リップルを現すことがある。上記電圧リップルは、上記ループ・フィルタ３１０への上記制御電圧ライン上に加えて、上記共振回路につながる端子上に現れるだろう。
【００４７】
上記二つの結合コンデンサ４０２及び４０４は、発振器ピンを介して上記共振回路上に誘発されたいかなるノイズの影響も減少させるのを助ける。上記結合コンデンサ４０２及び４０４は、上記可変コンデンサ４４２及び４４４に最終的に到達する電圧リップルのレベルを減らすのに役立つ追加のリアクタンスを提供する。
【００４８】
上記共振回路のバンド切換構成は、上記ＶＣＯ利得を最小にすることによって、よりノイズに強いものとなる。上記ＶＣＯ利得は、上記ＶＣＯの同調感度の尺度であり、Ｋｖで表され、一般にＭＨｚ／Ｖの測定単位である。上記バンド切換構成は、上記共振回路中の上記可変コンデンサの必要とされる静電容量変化を制限することによって、上記ＶＣＯ利得を最小にする。周波数バンドを切り換えるのに必要とされる大規模な変更が上記スイッチト・キャパシタ４１４の包含によって行われるので、静電容量レンジは最小にされる。従って、制限された電圧制御レンジは、Ｋｖの値を増大することなしに両方のバンドで発振器周波数を正確に制御することができる。本第一の実施形態においては、Ｌ及びＣの値は、上記Ｋｖ値が、動作周波数ｆ１及びｆ２でほぼ同じであるように、選択される。
【００４９】
図５に示される本発明の第二の実施形態は、回路Ｑのわずかな低下で、より一層、ノイズに強くするものである。また、この第二の実施形態は、バンド切換共振回路構成を利用する。本第二の実施形態は、上記第一の実施形態と非常に同様のものである。
【００５０】
本第二の実施形態は、共振回路への入力として、第一及び第二の結合コンデンサ５０２及び５０４を組み込んでいる。上記合成発振器ＩＣ３００は、外部の共振回路のために、一対の平衡接続を持っている。上記第一の結合コンデンサ５０２の第一の端子は、上記合成発振器ＩＣ３００の正共振回路インタフェース結合部に接続している。上記第一の結合コンデンサの第二の端子は、第一のインダクタ５１２に接続している。上記第一のインダクタ５１２は、グラウンドへの回路経路を提供する。同様に、上記第二の結合コンデンサ５０４の第一の端子は、上記合成発振器ＩＣ３００の負共振回路インタフェース結合部に接続している。上記第二の結合コンデンサ５０４の第二の端子は、第二のインダクタ５１４に接続している。上記第二のインダクタ５１４は、グラウンドへの回路経路を提供する。
【００５１】
ダイオード・スイッチ５２０とそれに直列なスイッチト・キャパシタ５２２は、上記第一の結合コンデンサ５０２の上記第二の端子を、上記第二の結合コンデンサ５０４の上記第二の端子に接続する。上記ダイオード・スイッチ５２０のアノードは、直列接続で上記スイッチト・キャパシタ５２２に接続されている。図５は、上記スイッチト・キャパシタ５２２が、上記第二の結合コンデンサ５０４の上記第二の端子に接続され、上記ダイオード・スイッチ５２０のカソードが、上記第一の結合コンデンサ５０２の上記第二の端子に接続されていることを示している。しかしながら、上記スイッチト・キャパシタ５２２とダイオード・スイッチ５２０の直列接続は、当該回路の動作に影響を及ぼすことなく、逆にすることができる。即ち、回路動作の変化なしで、上記ダイオード・スイッチ５２０のカソードが、上記第二の結合コンデンサ５０４の上記第二の端子に接続され、上記スイッチト・キャパシタが、上記第一の結合コンデンサ５０２の上記第二の端子に接続される。
【００５２】
上記ダイオード・スイッチ５２０をバイアスするのに必要とされる回路は、一端が上記ダイオード・スイッチ５２０のアノードに接続され、他端がＤＣスイッチ５６６に接続された、プル・アップ抵抗器５６４を含む。上記ＤＣスイッチ５６６は、閉じられた状態で上記プル・アップ抵抗器５６４を電源レールに接続する。上記ＤＣスイッチ５６６が閉じられたとき、ＤＣ電流の流れは、上記プル・アップ抵抗器５６４、順方向バイアスされた上記ダイオード・スイッチ５２０、及び上記第一のインダクタ５１２を介してグラウンドへの経路をたどる。上記ＤＣスイッチ５６６が開状態にあるときには、上記プル・アップ抵抗器５６４は開放とされ、電流は上記プル・アップ抵抗器５６４を流れない。上記ＤＣスイッチ５６６の制御端子に接続された制御抵抗５６８を駆動する帯域選択信号が、上記ＤＣスイッチ５６６の動作を制御する。
【００５３】
共振回路の残りの部分は、上記第一の実施形態におけるものと同様の手段で構成されている。第一の同調コンデンサ５３２は、上記第一の結合コンデンサ５０２の上記第二の端子を、第一の可変のコンデンサ５４２に接続する。第二の同調コンデンサ５３４は、上記第二の結合コンデンサ５０４の上記第二の端子を、第二の可変コンデンサ５４４に接続する。上記二つの可変コンデンサ５４２及び５４４の、上記同調コンデンサ５３２及び５３４とは反対側の端部は、共に接続され、グラウンドに連結される。上記ループ・フィルタ３１０からの制御電圧信号は、バイアス抵抗器５５２及び５５４を介して、上記可変コンデンサ５４２及び５４４の各々に印加される。第一のバイアス抵抗器５５２は、上記ループ・フィルタ３１０からの上記制御電圧信号を、上記第一の可変コンデンサ５４２と第一の同調コンデンサ５３２との接合部に接続する。第二のバイアス抵抗器５５４は、上記ループ・フィルタ３１０からの上記制御電圧信号を、上記第二の可変コンデンサ５４４と第二の同調コンデンサ５３４との接合部に接続する。上記バイアス抵抗器５５２及び５５４は、上記可変コンデンサ５４２及び５４４がバラクタ・ダイオードとして実現されるとき、上記制御電圧信号を上記可変コンデンサに逆バイアスで印加する本実施形態においては、上記制御電圧は、０〜３ボルトに変えられることができる。上記制御電圧信号は、コンポーネント中の変動や温度変動のために本発明を調節するのに使用される。
【００５４】
本発明の第二の実施形態も、バンド切換発振器を実現する。上記ダイオード・スイッチ５２０が順方向バイアスされると、上記スイッチト・キャパシタ５２２は、電気的に上記共振回路に接続される。上記スイッチト・キャパシタ５２２は、上記共振回路中で、上記同調コンデンサ５３２及び５３４と上記可変コンデンサ５４２及び５４４とから成る容量性ネットワークと並列に現れる。従って、上記スイッチト・キャパシタ５２２は、上記共振回路における静電容量値を増大する。その効果は、上記共振回路の共振周波数をｆ１に下げることである。ダイオードがオフのときには、上記回路はより高い共振周波数ｆ２で動作する。本第二の実施形態における共振回路は、バンド切換共振回路の使用を通しての両方の発振器周波数バンドでのカバーレージを提供することによって、低い値のＶＣＯ利得Ｋｖを維持する。
【００５５】
本第二の実施形態の共振回路の主要な効果は、ノイズに対する強さに関してである。上記第一の実施形態の場合と同様に、本第二の実施形態は、バンド切換構成を利用していない広帯域発振器と比較されるとき、より強いノイズに対する強さを提供する。上記バンド切換発振器におけるより低いＶＣＯ利得Ｋｖの値は、そのバンド切換発振器を、制御電圧ライン上に誘発されたノイズに、より敏感にする。上記ループ・フィルタ３１０が上記制御電圧ライン上に誘発されたノイズの大多数を除去するだろうとはいえ、上記ノイズの全てが除去されるというわけではないだろう。上記広帯域発振器の制御電圧ライン上の同等の電圧リップルは、より大きい周波数逸脱になるだろうし、そして、上記バンド切換発振器の制御電圧ライン上に同様の電圧リップルを誘発することになるだろう。バンド切換設計のためのノイズに対する強さの改良は、二つの発振器設計のためのＶＣＯ利得の比率である。
【００５６】
上記共振回路の完全な平衡設計はまた、共振回路への入力に誘発されたノイズに対する増大された強さを生ずる。どちらの入力端子から見ても、上記共振回路は高域通過フィルタとして構成される。分路中の上記第一又は第二のインダクタ５１２又は５１４の何れかに関連する直列結合コンデンサ５０２又は５０４の組合せは、二つのポール高域通過フィルタを生ずる。上記高域通過フィルタ構成は、上記合成発振器ＩＣ３００からノイズを除去する際に特に役に立つ。上記合成発振器ＩＣ３００からのノイズの一つの特定の源は、送信信号経路中のアクティブ装置の電力サイクリングに対応する電源電圧変動に起因している。上記送信信号経路中のアクティブ装置の電力サイクリングは、ＣＤＭＡ無線電話が減じられたデータ・レートで動作するときに発生する。上記ＣＤＭＡ電話が減じられたデータ・レートで動作しているときには、多数繰り返されるデータ期間のうちの一つのコピーだけが送信される。これは、上記電話の節電になるだけでなく、上記電話から送信される平均ＲＦ電力の減少にもなる。上記減じられた平均電話ＲＦ送信電力は、同じバンドで動作している他の電話に対し、より小さい妨害にしかならない。送信電力サイクリングは、重要な８００Ｈｚ周波数コンポーネントで、電源ノイズになる。上記電源ノイズは、上記合成発振器ＩＣ３００のインタフェース結合部を通して上記共振回路上に誘発される。上記共振回路の設計に組み込まれた高域通過フィルタは、上記可変コンデンサ５４２及び５４４からノイズを除去する。その結果は、上記共振回路中の他のいかなるコンポーネントも電圧変動によって影響を受けないので、上記共振回路は上記合成発振器ＩＣ３００から誘発されたノイズに影響されないということである。そして、上記共振回路がノイズによって影響を受けないので、上記発振器３０４の出力は、より良好な位相ノイズを現す。
【００５７】
本発明は、要求された特徴の大多数を持つ発振器を提供する。上記共振回路の高いＱは、上記発振器が所定の制御電圧のために安定した動作周波数を維持することを確実にする。上記バンド切換設計は、ＶＣＯ利得の低い値を維持すると同時に、上記発振器が複数の周波数バンドをカバーするのを許す。これは、制御電圧ライン上のノイズに対し上記ＶＣＯ出力の感度を下げることによって、上記発振器出力の位相ノイズを改善する。最も重大なのは、上記共振回路設計は、誘発されたノイズに比較的強いということである。合成発振器ＩＣのようなアクティブ発振器回路から誘発されたノイズは、それが共振回路内の同調構成要素上で影響を持つことができる前に、上記共振回路中でフィルタリングされる。上記フィルタは、高域通過構成に上記共振回路の構成要素を組み立てることによって構成される。従って、上記共振回路を構成するまさしくその構成要素は、同時に、いかなるノイズもフィルタリングするのに役立つ。その結果は、上記発振器回路の雑音が多い操作環境に関係なく、純粋な発振器出力である。
【００５８】
以上の好ましい実施形態の説明は、いかなる当業者も本発明を実施即ち使用できるようにするために提供されたものである。これらの実施形態への種々の修正は、当業者には容易であることは明らかであり、ここで定義された包括的な原理は、発明能力の使用なしで、他の態様に適用することができる。従って、本発明は、ここで示された上記実施形態に限定されるものではなく、ここに開示された原理及び新規な特徴と一致した最も広い範囲に一致させられるべきである。
【図面の簡単な説明】
【図１】
合成局部発振器のブロック図である。
【図２】
（Ａ）及び（Ｂ）はそれぞれ発振器回路を特徴づける振幅プロット及び位相プロットを示す図である。
【図３】
集積回路合成発振器のブロック図である。
【図４】
集積回路発振器に組み込まれた本発明の第一の実施形態を示すブロック図である。
【図５】
集積回路発振器に組み込まれた本発明の第二の実施形態を示すブロック図である。
【符号の説明】
３００　　　合成発振器ＩＣ
３０２　　　位相同期ループ（ＰＬＬ）
３０４　　　発振器
３１０　　　ループ・フィルタ
４０２，４０４，５０２，５０４　　　結合コンデンサ
４１０，５１２，５１４　　　インダクタ
４１４，５２２　　　スイッチト・キャパシタ
４２０，５２０　　　ダイオード・スイッチ
４３２，４３４，５３２，５３４　　　同調コンデンサ
４４２，４４４，５４２，５４４　　　可変コンデンサ
４５２，４５４，５５２，５５４　　　バイアス抵抗器
４６２，５６４　　　プル・アップ抵抗器
４６４　　　プル・ダウン抵抗器
４６６，５６６　　　ＤＣスイッチ
４６８，５６８　　　制御抵抗
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【国際公開パンフレット】
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【国際調査報告】
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2004514302.tif 000036