(57)【要約】本発明に係る方法では、電気機械モータのモータ相（１０Ａ、１０Ｂ）の充電及び放電が電圧源とモータ相（１０Ａ、１０Ｂ）の容量性負荷との間の小さい電圧差により実行される。これは、一連の電圧源（３６）を一度に１個づつ接続することによって達成される。放電動作からのエネルギは、その後の充電動作で使用するために貯蔵される。本発明に係る装置では、電圧源（３６）は容量性または誘導性昇圧または降圧回路、例えばチャージポンピングによって提供される。スイッチ（３４）で充電及び放電を制御することが好ましい。好ましい実施形態では、１モータ相（１０Ａ）のキャパシタンスを使用して、別のモータ相（１０Ｂ）からの放電の結果生じる電荷を貯蔵する。【選択図】図４ｂ
2004520795.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
容量性モータ相（１０、１０Ａ〜１０Ｄ）を有する電気機械モータまたは他のアクチュエータを駆動するための方法であって、
前記容量性モータ相（１０、１０Ａ〜１０Ｄ）と１組の電圧源（３６；３６Ａ〜Ｄ）との間で一度に１つづつ電荷移動を実施することによって前記容量性モータ相（１０、１０Ａ〜１０Ｄ）を充電及び放電するステップと、
容量性電圧上昇によって前記１組の電圧源（３６；３６Ａ〜Ｄ）中の電圧源をサポートするステップと、
の繰返しを含むことを特徴とする方法。
【請求項２】
前記容量性電圧上昇がダイオードに基づくチャージポンピングによって実施されることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記放電ステップで放出されるエネルギの少なくとも一部分を電気的に貯蔵するステップと、
前記貯蔵されたエネルギの少なくとも一部を充電ステップで使用するステップと、
を有することを特徴とする、請求項１または２に記載の方法。
【請求項４】
前記電荷移動の本質的に全部が、充電または放電それぞれの全動作中の前記モータ相（１０、１０Ａ〜１０Ｄ）の全電圧変化と比較して低い抵抗性電圧降下を有することを特徴とする、請求項１乃至３のいずれか１項に記載の方法。
【請求項５】
前記電圧源が実質的に定電圧源（３６；３６Ａ〜Ｄ）であることを特徴とする、請求項１乃至４のいずれか１項に記載の方法。
【請求項６】
前記電圧源の一部として電気機械モータの別のモータ相（１０Ａ〜１０Ｄ）を使用することを特徴とする、請求項１乃至５のいずれか１項に記載の方法。
【請求項７】
容量性モータ相（１０、１０Ａ〜１０Ｄ）を有する電気機械モータまたは他のアクチュエータのための駆動装置であって、
前記容量性モータ相（１０、１０Ａ〜１０Ｄ）を充電するための充電／放電手段を備えており、前記手段は
１組の電圧源（３６；３６Ａ〜Ｄ）と、
前記電圧源（３６；３６Ａ〜Ｄ）を前記容量性モータ相（１０、１０Ａ〜１０Ｄ）に一度に１つづつ接続するスイッチング手段（３４；Ｓ２４〜Ｓ２８）と、
を備え、
前記充電／放電手段が、前記電圧源（３６；３６Ａ〜Ｄ）をサポートするかまたはそれ自体前記電圧源（３６；３６Ａ〜Ｄ）である容量性電圧上昇装置を備えていること
を特徴とする装置。
【請求項８】
前記容量性電圧上昇装置がダイオードに基づくチャージポンプを備えていることを特徴とする、請求項７に記載の装置。
【請求項９】
前記充電／放電手段が、前記容量性モータ相（１０、１０Ａ〜１０Ｄ）の放電中に放出されたエネルギの少なくとも一部を電気的に貯蔵し、かつ、前記貯蔵されたエネルギの少なくとも一部を容量性モータ相（１０、１０Ａ〜１０Ｄ）の充電のために使用するためのエネルギ貯蔵手段をさらに含むことを特徴とする、請求項７または８に記載の装置。
【請求項１０】
前記電圧源（３６；３６Ａ〜Ｄ）の少なくとも２つが常に接地電位より高い異なる大きさの電圧を提供することを特徴とする、請求項７乃至９のいずれか１項に記載の装置。
【請求項１１】
前記電圧源（３６；３６Ａ〜Ｄ）の少なくとも１つが実質的に定電圧源であることを特徴とする、請求項７乃至１０のいずれか１項に記載の装置。
【請求項１２】
前記電圧源（３６；３６Ａ〜Ｄ）の少なくとも１つが容量的に緩衝されることを特徴とする、請求項７乃至１１のいずれか１項に記載の装置。
【請求項１３】
前記電圧源（３６；３６Ａ〜Ｄ）の少なくとも１つが容量的に緩衝されないことを特徴とする、請求項７乃至１２のいずれか１項に記載の装置。
【請求項１４】
電気機械モータの第２容量性モータ相（１０Ａ〜１０Ｄ）が前記電圧源（３６；３６Ａ〜Ｄ）の少なくとも一部であることを特徴とする、請求項７乃至１３のいずれか１項に記載の装置。
【請求項１５】
複数の容量性モータ相（１０、１０Ａ〜１０Ｄ）及び駆動装置を備えた電気機械モータまたは他のアクチュエータであって、前記駆動装置が
前記容量性モータ相（１０、１０Ａ〜１０Ｄ）を充電するための充電／放電手段を備え、前記充電／放電手段が
１組の電圧源（３６；３６Ａ〜Ｄ）と、
前記電圧源（３６；３６Ａ〜Ｄ）を前記容量性モータ相（１０、１０Ａ〜１０Ｄ）に一度に１つづつ接続するスイッチング手段（３４；Ｓ２４〜Ｓ２８）と
を備え、
前記充電／放電手段が、前記電圧源（３６；３６Ａ〜Ｄ）をサポートするかまたはそれ自体前記電圧源（３６；３６Ａ〜Ｄ）である容量性電圧上昇装置を備えていること
を特徴とする電気機械モータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般的に、容量性モータ／アクチュエータ相を有する電気機械モータまたは他のアクチュエータの駆動及び制御に関し、一般的に、そのようなモータまたはアクチュエータの消費電力を低減するための方法及び装置に関する。
【０００２】
背景
制御された微小位置決めを行うことのできる小型モータを必要とする多数の適用分野がある。これらの中で、カメラ、電話機、及びポータブルコンピュータなどの携帯装置では、低消費電力、低重量、及び低価格がさらに求められている。
【０００３】
電気機械モータ、例えばメカニカルステップの繰返しを使用する圧電モータは、これらの適用分野における潜在的候補である。現在の欠点の１つは、駆動電子機器のエネルギ損失による低効率である。従来の解決策は圧電部品の機械的共振を含んでおり、それは少なくとも理論的には相当の省エネルギの可能性をもたらす。微小位置決めのため、特にリニアモータでは、共振モータは理想ではなく、例えば慣性または準静的駆動機構が好ましい。電気共鳴を使用して電力損失を低減することが可能ではあるが、それは波形を最適化しステップの何分の１かに位置決めする可能性を低減する。制御された準静的メカニカルステップを行うことのできるモータはこれまで、省エネルギ能力の無い波形発生器により駆動されている。
【０００４】
圧電モータなどの電気機械モータは、印加電圧に従って波形を変化させる部分を含む多数の駆動要素を有する。電気の観点から、駆動要素部分を含むモータ相は容量性であり、これらのコンデンサを駆動する一般的な解決策は、増幅器回路機構を使用することである。基本的に、アナログ制御信号が増幅器への入力信号として使用され、それはモータ相への適切な充電／放電電圧を提供する。モータ相が充電し終わったときに、全電流は増幅器のエネルギ源から生じる。モータ相の零からエネルギ源の電圧への充電中に、増幅器及びコネクタのエネルギ損失が少なくとも１／２ＣＵ２であることは容易に示される。ここでＣはモータ相のキャパシタンスであり、Ｕはエネルギ源の電圧である。モータ相を接地電位に完全に放電したときに、さらに１／２ＣＵ２の損失が発生する。これは、充電−放電サイクルのたびに、少なくともＣＵ２の総エネルギ量が失われることを意味する。電気機械モータの動作周波数は一般的にｋＨｚの範囲であるので、総エネルギ消費は大きくなる。損失の大部分は装置の電子部品で熱に変換されるので、電子機器は通常比較的大きい容量を必要とする。言うまでもなく、これは小型装置にとって不利である。さらに、バッテリ駆動式装置では、高い損失が結果的に動作時間の短縮を招く。
【０００５】
損失量を低減する１つの方法は、モータ相の動作電圧及び／またはキャパシタンスを低減することである。しかし、これは明らかにモータ相の働きに悪影響を及ぼすことになる。
【０００６】
モータまたは容量性負荷を持つ他のアクチュエータ用の駆動回路のエネルギ損失をいかに低減するかの幾つかの解決策が提示されている。参考文献［１］及び［２］を参照されたい。これらの解決策に共通しているのは、エネルギ移動中にエネルギを蓄積するために誘導性部品が使用されることである。誘導性部品に基づく省エネルギの欠点は、無視できない体積の低損失インダクタ、及び充電及び放電中の高度制御アルゴリズムの必要性である。モータ及び駆動電子機器の全体積を小型化する必要がある適用分野では、外部部品が無いか極端に小さい解決策が望まれる。さらに、複雑な制御アルゴリズムは制御電子機器に特定の要求を課し、価格及び物理的大きさの両方を増大させる。
【０００７】
参考文献［３］に、圧電モータの駆動におけるインダクタの有用性が提示されている。放電動作中に、インダクタの電流を高めるために、ある期間スイッチは閉じられる。次いで、スイッチを開くことによって、これにより誘導されるインダクタの電圧を利用して、電流は電源に向けられる。残念ながら、スイッチ制御タイミングは全く簡単ではなく、効率的なインダクタはむしろ体積が大きい。実際、このインダクタに基づく設計は、小型化圧電モータ用にまだ採用されたことがない。
【０００８】
参考文献［４］には、大きい容量性負荷を駆動するための増幅器が開示されている。磁気歪みまたは圧電材料のアクチュエータを駆動するために、多数の独立電力源を持つ駆動回路が使用されている。容量性アクチュエータのエネルギはより小さい電圧ステップで提供されるので、充電／放電中のエネルギ損失は、ｎ個の等間隔電圧レベルを使用した場合、１／ｎに低減する。２つの解決策の提案が挙げられている。１つは、互いに積み重ねて接続される別個の小型電源に基づく。もう１つは、１個の共通電源を持ち、直列接続コンデンサによってより小さい電圧ステップを提供する。前者の実施形態では、多数の電圧源は大きい体積及び高コストを暗示し、それは特に小型システムでは受け入れられない。後者の場合、高電圧の電力源が必要である。これは、使用される構成部品の多くがそれに応じて寸法を決定しなければならないことを意味し、それは小型化システムでは難しい。さらに、損失またはアクチュエータによって実行される仕事は、コンデンサを充電することによって補償しなければならない。したがって、このエネルギは各ステップによってではなく、むしろ主電圧によって直接提供される。
【０００９】
先行技術の小型電気機械システムの一般的な問題は、安価な装置を使用してエネルギ経済的な電圧供給回路を得ることである。
【００１０】
発明の開示
本発明の一般的な目的は、容量性モータ相を有する電気機械モータまたは他のアクチュエータの駆動電子機器におけるエネルギ損失を低減するための方法及び装置を提供することである。本発明の別の目的は、駆動電子機器の体積を低減することである。本発明のさらなる目的は、電気機械モータの駆動電子機器用のより安価な制御手段を提供することである。さらに別の目的は、電源の電圧を超えるモータ相用の動作電圧を提供することである。
【００１１】
上記の目的は、同封する特許請求の範囲に記載の方法及び装置によって達成される。一般的に、電気機械モータにおけるモータ相の充電及び放電は、電圧源と容量性負荷との間の小さい電圧差により実行される。放電動作からのエネルギは貯蔵されて、その後の充電動作時に使用される。電圧源は、低電圧エネルギ源によって提供される昇圧すなわち電圧上昇によって、好ましくは容量性昇圧／降圧回路、例えばダイオードに基づくチャージポンピングによって提供され、スイッチで充電及び放電イベントが制御される。
【００１２】
本発明による１つの利点は、エネルギ損失がトランジスタに基づく先行技術の装置の損失の何分の１かにまで低減されることである。さらなる利点は、駆動電子機器の体積を今や非常に小さくすることができることである。さらに別の利点は、モータを低電圧電源によって駆動できることである。
【００１３】
詳細な説明
本発明において、「モータ相」とは、１つの同一電圧信号によって一緒に駆動される１つまたは複数の電気機械的駆動要素部分を指す。容量性モータ相は２つの端子を持ち、そのうち一方の端子は特に明記しなければ接地され、他方の端子は調整電圧を受ける。時々、用語「モータ相」は調整電圧の端子のみを指す。用語「モータ相」は、正確には「モータ」ではないアクチュエータ装置にも使用される。
【００１４】
本発明は電気機械モータによって例示するが、容量性「モータ相」を扱うどんなアクチュエータシステムにも適用することができる。
【００１５】
図１は、トランジスタに基づく先行技術に係るモータ相１０を駆動するために使用される典型的駆動装置１２を示す。駆動装置１２は、低電圧電源Ｕlogicによって駆動される集積回路２２を含む。集積回路２２は、データバス２１を介して、ディジタルアナログ変換器２０にディジタル信号を提供する。アナログ電圧はその後ディジタルアナログ変換器２０から増幅器回路１６に送られ、モータ相１０への出力端子１４の電圧を調整する。
【００１６】
モータ相１０を充電するとき、電荷（チャージ）は増幅器回路１６からモータ相１０に流れる。この充電中にエネルギの損失が発生する。電荷は基本的に電圧Ｕの電源１８から取り出されるので、駆動装置全体の損失はモータ相の電圧と電源電圧Ｕとの間の差に依存する。通常増幅器は、増幅器による電圧降下の結果要求される出力電圧が得られるように、それらの抵抗を調整すると考えることができる。そうすると、増幅器の電力損失は単純に電圧降下×電流となる。これは、先行技術に係るトランジスタ利用電圧調整器を使用すると真である。この開示では、そのようなエネルギ損失は、電荷移動中の抵抗電圧降下からのエネルギ損失と呼ばれる。
【００１７】
モータ相を放電するとき、モータ相１０の電荷は接地電位に開放される。モータ相１０がＵ＊の電圧に充電された場合、モータ相１０に貯蔵されたエネルギは１／２ＣＵ＊２に等しい。エネルギ回収機能が無ければ、このエネルギはモータ相の放電中に失われる。
【００１８】
充電及び放電による電気損失は低減することができる。このエネルギ節約における重要な構成要素は、モータ相が放電するときに、そのエネルギの少なくとも一部をその後のまたは同時充電動作中に電荷を供給するために使用できるような仕方で、電荷を電荷シンクに運ぶ必要があるということである。すでに示した通り、エネルギ回収はインダクタに基づくチャージポンピングを使用して、または小さい電圧差による充電及び放電を使用して行うことができる。後者には下記の様な利点がある。電荷シンクにモータ相電圧よりごくわずかに低い電圧を持たせることによって、抵抗電圧降下からのエネルギ損失は相当低下する。電荷シンク電圧を徐々に低下することによって、モータ相を完全に放電することができる。同様の仕方で、モータ相の再充電中に、モータ相と電圧源との間の電圧差はあらゆる場合に低く維持しなければならない。
【００１９】
電圧源とモータ相の容量性負荷との間の小さい差を得る１つの方法は、［４］にあるように、モータ相を循環するときに、一連の本質的に独立した電圧源を使用することである。上述した通り、トランジスタ調整電圧は役に立たないが、電気機械モータドライバの要求を満たす一連の電圧を達成する幾つかの他の解決策がある。
【００２０】
放電中に多数のｎ個の等間隔の電圧源を含む電荷シンクを使用し、モータ相がこれらの電圧間の交替によって切り替えられた場合、エネルギ損失は１／ｎ×１／２ＣＵ＊２となる。レベルの数が高くなればなるほど、エネルギ損失は低くなる。
【００２１】
同様に、充電動作中に、モータ相は、モータ相よりごくわずかに高い電圧を有する電圧源から充電することが好ましい。充電中のエネルギ損失は上記と同様の仕方で、ｎ個の等間隔の電圧レベルを使用した場合、１／ｎに低減される。
【００２２】
理想的な場合、電圧レベルの数が増加すればするほど、低減が大きくなる。しかし、実際には、電圧レベル間の切替えは特定のエネルギ損失を伴い、それが有用な電圧ステップの数を制限する。
【００２３】
単純な実施形態を図２に示す。この回路では、駆動装置３０は、均等な差動電圧Ｕを提供する４個の別個の電源３２Ａ、３２Ｂ及び３２Ｃを含む。電源は直列に接続され、最初の１つ３２Ａの負端子は接地される。スイッチ３４は４個の選択可能な電圧源端子３６Ａ、３６Ｂ、３６Ｃ及び３６Ｄを備えている。駆動装置３０の出力端子３８は、スイッチ３４によって電圧源端子３６Ａ〜Ｄのいずれかに接続することができる。モータ相１０は、駆動装置の出力端子３８と接地電位との間に接続される。
【００２４】
［４］の回路との類似性を持つ別の回路を図３に示す。ここでは、分圧を提供するために抵抗器及びツェナダイオードを使用し、コンデンサが各電圧の電荷蓄積を達成する。図の複雑さを軽減するために、モータ相はここでは省略されている。駆動装置３０は１個の単一電源４０を含み、出力電圧Ｕを持つ。この電圧は、モータ相によって要求される総電圧を提供するのに充分大きくなければならない。４個の抵抗器Ｒ３〜Ｒ６は電源４０の前後に直列に接続される。これらの抵抗器Ｒ３〜Ｒ６の各々と並列に、それぞれのコンデンサＣ１〜Ｃ４及びそれぞれのツェナダイオードＺ１〜Ｚ４が設けられる。通常、Ｚ１は省略することができる。スイッチ３４はこの回路では、電源電極及び各抵抗器Ｒ３〜Ｒ６の中間に接続されている５つの選択可能な電圧源端子３６を有する。公称端子電圧Ｕ０、Ｕ４、Ｕ５、Ｕ６、Ｕ７は、抵抗器Ｒ３〜Ｒ６が理想値を持つ場合、それぞれ０、１／４Ｕ、１／２Ｕ、３／４Ｕ、及びＵである。
【００２５】
公称電圧時にツェナダイオードは有意に導通しない。放電動作中に、エネルギを貯蔵するために、中間電圧を多少増加させなければならない。したがって、抵抗器の値は、サイクル時間の尺度で電圧を有意に調整しないように充分高くなければならず、ツェナダイオードも活性化してはならない。しかし、中間電圧でモータにかなりのエネルギ損失（またはモータによって為される仕事）がある場合、抵抗器を通して、かつ電圧が充分に降下する場合はツェナダイオードを通して、これらの電圧のかなりのサポートが必要になる。
【００２６】
この状況で、トランジスタに基づく先行技術は依然として優れているが、本発明に従ってさらなる改善を達成することができる。本発明では、中間電圧は、一次低電圧の昇圧によって達成される。低電圧源による低電圧から始めて、この電圧を連続的に上昇して様々な中間電圧を提供することによって、多数の利点が達成される。主な利点は低電圧電源だけが必要とされることであり、それはそのような装置の体積及びコストを低減する。さらに、中間ステップで生じるエネルギ損失は、高電圧電荷を使用することによってそれ以上のエネルギを失うことなく補償することができる。従来、昇圧技術は一般的に単一高電圧を達成するために使用される。しかし本発明では、電圧源に電力を供給するためにも部分ステップを使用するので、昇圧技術はいっそう効率的に使用される。すなわち昇圧技術は明らかな相乗効果を有する。誘導性または容量性電荷移動メカニズム、例えばダイオードに基づくチャージポンピングを使用する、幾つかの昇圧／降圧技術が利用可能である。
【００２７】
図４ａに本発明に係る駆動装置３０を示す。ここで、電圧源端子はダイオード−コンデンサに基づくチャージポンピングによってサポートされる。９個のダイオードＤ１〜Ｄ９が同一方向を向いて直列に接続される。第１ダイオードＤ１の陽極は電圧Ｕの電源４２に接続され、ダイオードＤ１〜Ｄ９は電源から離れる方向に向けられる。各ダイオードＤ１〜Ｄ９の間、及びダイオード列の頂部に、コンデンサＣ１０〜１８の第１側が接続される。各コンデンサの反対側は低電圧信号源に接続される。全ての第２コンデンサＣ１０、Ｃ１２、Ｃ１４、Ｃ１６及びＣ１８はこれにより、電圧信号Ｕａを出す第１低電圧信号源４４に接続され、残りのコンデンサＣ１１、Ｃ１３、Ｃ１５、Ｃ１７は、電圧信号Ｕｂを出す第２低電圧信号源４６に接続される。接地端子の他、５個の電圧源端子３６がそれぞれのダイオードＤ１０〜Ｄ１４を介して、コンデンサＣ１０、Ｃ１２、Ｃ１４、Ｃ１６及びＣ１８の第１側の各々に接続される。ダイオードＤ１０〜Ｄ１４は、電流を電圧源端子３６の方向に流すように方向付けられる。電圧源端子３６は、好ましくは等値の抵抗器Ｒ８〜Ｒ１１によって直列に相互接続され、その２分の１の値の抵抗器Ｒ７は接地電位の隣の電圧源端子と一定電源４２の正端子との間に接続される。コンデンサＣ５〜Ｃ９は各電圧源端子と接地電位との間に接続される。
【００２８】
図５に、電圧信号源４２及び４４からの典型的な電圧信号を示す。第１電圧信号源４２はこの実施形態では、Ｕの振幅を有する方形電圧信号を提供する。第２電圧信号源４４は、同様の信号であるが反転した信号を提供する。第１電圧信号源４２が高レベルになると、第２電圧信号源４４は低レベルになり、その逆もしかりである。
【００２９】
図５の電圧信号を図４ａの回路機構に印加することによって、チャージポンピング機能が達成されることを当業者は理解するだろう。第１電圧信号Ｕaが高レベルになり、第２電圧信号Ｕｂが低レベルになると、電流は第１電圧信号源４２から第２電圧信号源４４に流れることができる。ダイオードＤ２、Ｄ４、Ｄ６、Ｄ８及びＤ１０〜Ｄ１４は電流を流し、コンデンサＣ５〜Ｃ９に電荷を蓄積する。代わりに第２電圧信号Ｕｂが高レベルに切り替わり、第１電圧信号Ｕａが低レベルに切り替わると、電流は第２電圧信号源４４から第１電圧信号源４２に流れる。ここで、ダイオードＤ２、Ｄ４、Ｄ６及びＤ８は抑制され、代わりにダイオードＤ１、Ｄ３、Ｄ５、Ｄ７及びＤ９が電流を流す。
【００３０】
定常状態で、それ以上チャージポンピングを行うことができないとき、第１チャージポンピングコンデンサＣ１０の第１側の電位は、Ｃ１０の反対側の駆動信号Ｕａが低レベルか高レベルかによってＵから２Ｕまで変動する。したがって、電圧源端子Ｕ８の電位は２Ｕである。第２チャージポンピングコンデンサＣ１１の駆動信号Ｕｂが低レベルのとき、このコンデンサの第１側の電位はその最低点となる。この瞬間のＣ１０の電位は２Ｕであり、したがってこれはＣ１１の最低電位になり、それにより駆動信号Ｕｂが高レベルになるときに、Ｃ１１の高電位は３Ｕと定義される。この論法を回路全体に延長すると、電圧源端子の電位は、Ｕo＝０、Ｕ８＝２Ｕ、Ｕ９＝４Ｕ、Ｕ１０＝６Ｕ、Ｕ１１＝８Ｕ、及びＵ１２＝１０Ｕとなると推論することができる。ダイオードの電圧降下のため、実際の電位は多少低くなる。それでも、低電圧降下のダイオードを使用すると、電源を３．６Ｖまで下げたときでも、このチャージポンプの効率は充分満足できる。
【００３１】
モータ相が循環するときに、最も高い電圧源端子は放電中に償還を得ず、次に高いレベルから最高電圧レベルへの充電動作がエネルギ消費の大部分に伴うのはこの理由による。
【００３２】
図４ａの略図で、電圧源端子は全ての第２チャージポンピングコンデンサから出ている。当然、全てのチャージポンピングコンデンサの電圧源端子を導入しない論理的な根拠は無い。これは、希望するレベルの数及び電源電圧によって与えられる電圧間隔の問題である。
【００３３】
スイッチ３４の動作は以前の説明と同様である。
【００３４】
別の同様の解決策を図４ｂに示す。駆動装置３０は、少しの例外を除いては、図４ａのものと同様である。各電圧源端子３６の容量緩衝は、頂部電圧源端子Ｕ１２以外は除去されている。したがって、残りの電圧源端子３６は、少なくとも直接的には容量的に緩衝されていないとみなすことができる。抵抗器Ｒ７〜Ｒ１１（図４ａ）も除去されている。代わりに、ダイオードＤ１５が電圧源端子Ｕ８と、ダイオードＤ２とＤ３の間の点との間に接続されている。ダイオードＤ１６〜Ｄ１８は、電圧源端子Ｕ９〜Ｕ１１と同様に接続されている。最高電圧の電圧源端子Ｕ１２は依然としてコンデンサＣ９により緩衝されている。この電圧源端子はツェナダイオードＺ５を介して電源Ｕにも接続され、最高レベルの最大電圧を定義する。この実施形態は、それぞれの電圧源端子からもチャージポンピングを行うことができるという利点を持つ。そうすると、放電中のモータ相からの電荷はいずれにしても処理することができるので、コンデンサを各電圧源端子に直接接続する必要性は無くなる。また、電圧を安定化する直列接続された抵抗器（図４ａ）も省略することができる。これにより回路の体積が低減される一方、特定の状況下で省エネルギ能力は依然として相当のものである。
【００３５】
電気機械モータは一般的に複数のモータ相を有する。これらの相はしばしば相互に位相をずらして駆動される。これは、１つのモータ相の充電動作を明らかに別のモータ相の放電動作と一致させることができることを意味する。図４ｂから始めて、トランジスタに基づく先行技術の性能とのエネルギ効率の比較を実行する。２つのモータ相１０Ａ及び１０Ｂについて、１０Ａが接地電位レベルから完全に再充電され、モータ相１０Ｂが最高レベルから完全に放電される場合を考慮する。スイッチ３４はこの実施形態では二重スイッチ、すなわち２つの独立出力端子を有するスイッチである。これらの出力端子の各々が１つのモータ相に接続される。
【００３６】
第１ステップで、モータ相１０Ａは電圧源端子Ｕ１１に接続される一方、モータ相１０Ｂは電圧源端子Ｕ８に接続される。１０Ａはこれにより１レベル放電され、エネルギは最高レベルに送り返され、これは全てのエネルギを接地電位に放出するより効率的である。モータ相１０Ｂは、低電圧電源からのチャージポンピングを使用して第１レベルに充電される。Ｕ８の電圧がトランジスタ調整電圧であった場合、固有の抵抗性電圧降下はＵ８と、Ｕ８電圧の約４倍のトランジスタ供給電圧Ｕ１２との間の差となったであろう。
【００３７】
第２ステップで、モータ相１０Ａは電圧源端子Ｕ１０に接続される一方、モータ相１０Ｂは電圧源端子Ｕ９に接続される。エネルギについての考察は第１ステップと同様である。第３ステップで、モータ相１０Ａは電圧源端子Ｕ９に接続される一方、モータ相１０Ｂは電圧源端子Ｕ１０に接続される。この状況で、さらなるエネルギを最高レベルにポンピングしても、ツェナダイオードを通して消散するだけなので、無駄である。幸運にも、電荷は今、モータ相１０Ａからモータ相１０Ｂにポンピングされているので、モータ相１０Ａは電圧源の一部、すなわち電荷ドナーであり、モータ相１０Ｂは電圧シンクの一部、すなわち電荷受容体である。電荷ドナーと受容体との間の電圧差は小さく、電荷移動中の関連抵抗性電圧降下は、トランジスタに基づく先行技術を使用する相の対応する個別電圧調整の場合よりずっと低い。
【００３８】
第４ステップで、モータ相１０Ａは電圧源端子Ｕ８に接続される一方、モータ相１０Ｂは電圧源端子Ｕ１１に接続される。エネルギについての考察は第３ステップと同様である。最終ステップで、モータ相１０Ａは接地される一方、モータ相１０Ｂは最高レベルに接続される。モータ相１０ＢをＵ１１電圧から最高レベルに充電するときに、第１及び第２ステップで貯蔵されたエネルギは、この段階で最高レベルまでさらにチャージポンピングする必要性を排除する。これは図４ａの実施形態と全く異なる点であり、図４ａの場合は、この最終ステップが理想的にチャージポンピングを伴う唯一のステップであり、電源から電荷をはるばる（５つのレベルを経て）ポンピングすることによって最高レベルを回復する必要がある。各ステップに対し電荷が通過する総レベル数を計数すると、図４ｂの実施形態は、記載した充電／放電動作のために図４ａの実施形態の約２倍のエネルギを消費すると予想される。実際の消費はこれより多少低くなる。それは、図４ｂの電圧源端子の緩衝がより少なく、したがってその電圧が負荷に対して調整され、端子と負荷との間の抵抗性電圧降下が最小化される事実による。代わりに、端子及び負荷の電圧はその場合、チャージポンピング中に一緒に徐々に変化する。
【００３９】
要約すると、図４ｂの実施形態の性能は電圧源の一部としてモータ相に依存し、したがって図４ｂの小型設計は利益になり得るが、図４ａの実施形態は必要なエネルギが多少少なくてすむ。加えて、この解決策は、以下でさらに述べるバイポーラスイッチの小型の実現によく適している。
【００４０】
別の昇圧技術を図６ａ〜６ｃの実施形態によって説明する。図６ａに、第１動作モードの接続を示す。５個のコンデンサＣ１９〜Ｃ２３が電源４８に接続されている。そうすると各単一コンデンサＣ１９〜Ｃ２３の両端の電圧もＵに等しくなる。図６ｂでは、第２動作モードの接続を示す。ここでは５個のコンデンサＣ１９〜Ｃ２４が代わって、電源の上に直列に接続されている。電圧源端子３６は各コンデンサに接続されており、理想的な場合には、それはＵ０＝０、Ｕ１３＝Ｕ、Ｕ１４＝２Ｕ、Ｕ１５＝３Ｕ、Ｕ１６＝４Ｕ、Ｕ１７＝５Ｕ及びＵ１８＝６Ｕの電圧を提供する。
【００４１】
図６ａ及び６ｂに示した回路の変形を異なる方法で実現することが可能である。スイッチに基づく実施形態を図６ｃに示す。各コンデンサの正端子は、それぞれのダイオードＤ２３〜Ｄ２７を介して電源に接続されている。コンデンサの負電圧端子は、それぞれのスイッチＳ１〜Ｓ４によって接地電位に切り替えることができる一方、別の４個のスイッチＳ６〜Ｓ９が各コンデンサの低電圧端とその隣接コンデンサの１つの高電圧端との間に設けられる。この方法で、図６ａ及び６ｂの機構間の簡単な切替えが達成される。スイッチＳ６〜Ｓ９及びＳ１１を開き、スイッチＳ０〜Ｓ４を閉じることによって、図６ｃの機構は図６ａの機構と同等になる。代わってスイッチＳ０〜Ｓ４及びＳ１１を開き、スイッチＳ６〜Ｓ９及びＳ１１を閉じることによって、図６ｃの機構は電気的に図６ｂの機構と同等になる。電荷を電源に戻す必要がある場合、ダイオードＤ２３〜Ｄ２７をスイッチに置き換えなければならない。
【００４２】
上記の実施形態には、各モータ相を所望の電圧端子に方向付けるスイッチがある。これらのスイッチは一般的にＦＥＴまたはＣＭＯＳスイッチである。しかし、バイポーラトランジスタスイッチも使用することができる。
【００４３】
図７には、一方向スイッチの基本が図示されている。ｐｎｐバイポーラトランジスタＴ１はそのエミッタが電圧端子Ｕｘと接続される。トランジスタＴ１のコレクタはダイオード３０を介してモータ相１０に接続される。トランジスタＴ１のベースはｎｐｎバイポーラトランジスタＴ２のコレクタに接続される。トランジスタＴ２のベースは論理制御装置６０に接続され、エミッタは抵抗器Ｒ２０を介して接地される。論理制御装置５０からの信号が低レベルであるときに、トランジスタＴ２を流れる電流は阻止され、したがって電流は電圧端子Ｕｘからモータ相１０に流れることができない。論理制御装置６０からの信号が高レベルであるときに、トランジスタＴ２は導通し、したがってトランジスタＴ１も導通する。したがって電流はモータ相１０に流れることができる。モータ相１０の電圧が電圧端子Ｕｘの電圧より高いときに、トランジスタＴ１の逆極性を防止するためにダイオードＤ３０が使用される。明らかに、Ｕｘがシステムの最高電圧である場合、Ｄ３０は必要ない。
【００４４】
図８では、双方向スイッチを得るために、２個の一方向スイッチが結合されている。２個のｐｎｐトランジスタＴ１Ａ及びＴ１ＢならびにそれぞれのコレクタダイオードＤ３１、Ｄ３２は、いずれかの方向に導通することができるように配設される。トランジスタＴ１Ａ及びＴ１Ｂのベースを別個に駆動する代わりに、該ベースはダイオードＤ３３、Ｄ３４を介して１つの同一ｎｐｎトランジスタＴ２のコレクタに接続されている。再びこれらのダイオードＤ３３、Ｄ３４は、逆極性を防止するためのものである。見て分かる通り、バイポーラスイッチは低電圧論理制御装置６０から容易に制御される。
【００４５】
この型の双方向バイポーラスイッチは安価であり、かつ、例えば図４ａ及び４ｂに示した実施形態を制御するのに適している。図９では、図４ｂの回路機構に４個の切替え装置Ｓ２４〜Ｓ２７が実現されている。図４ｂのダイオードＤ１０〜Ｄ１３及びＤ１５〜Ｄ１８はスイッチ回路に組み込まれ、それぞれダイオードＤ３１及びＤ３２に対応している。さらに、最高電圧のために図７に係る一方向スイッチＳ２８も組み込まれ、接地スイッチ用に単一トランジスタＴ９及び抵抗Ｒ３０が使用されている。スイッチの全ての出力は相互接続され、かつ制御対象のモータ相に接続されている。
【００４６】
さらに、モータ要素の電圧をより滑らかに変更するために、バイポーラスイッチに電流制限を組み込むことは極めて簡単である。これは例えば抵抗器及び調整トランジスタを導入することによって実現される。抵抗器の値は、電流制限に達したときに抵抗器の両端で０．６Ｖの降下が得られるように選択され、次いで調整トランジスタがスイッチトランジスタのベース電流を制限し始める。興味深いことに、ダイオードはソースの実効電圧を低減するが、スイッチの抵抗器は電荷移動が発生する速度に影響するだけであり、所定の電荷移動のためのエネルギ消散には影響しない。
【００４７】
図１０は、電気機械モータを駆動する主題に関連する電流制限スイッチ付きの適用例を表わす。この場合、ステッパモータドライバ６２からの４個の出力Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ１３、Ｑ１４はスイッチ制御のためだけでなく、高電圧源としても使用される。切替え装置Ｓ２０は４個のトランジスタＴ３〜Ｔ６、３個の抵抗器Ｒ２１〜Ｒ２３、及び２個のダイオードＤ３５〜Ｄ３６を含む。Ｒ２１はこの実施形態では５９Ωの値を持ち、Ｒ２２及びＲ２３は３３０ｋΩの値を持つ。Ｑ１１が低レベルであり、Ｑ１２が高レベルである場合、トランジスタＴ６は導通し、接続されたモータ相１０Ａの電圧は、所定の電流、この場合は１０ｍＡによって与えられる率で低下する。抵抗器Ｒ２１の電流が１０ｍＡのときに、Ｒ２１による電圧降下はＴ５を導通させる。Ｔ５は事実上Ｔ６からベース電流を得、したがってＴ６はこの制限を超えて導通することができない。代わりにＱ１１が高レベルであり、Ｑ１２が低レベルである場合、Ｔ３及びＴ４で同様の状況が発生し、接続されたモータ要素は１０ｍＡの率で充電される。Ｑ１１及びＱ１２の両方が高レベルである場合、スイッチ回路Ｓ２０からの出力インピーダンスが高くなる。すなわちモータ相の電圧はフローとのままである。以下で述べるように電圧を高レベルと低レベルの間のどこかに置きたい場合、これは有利になり得る。
【００４８】
図１０には、同一ステッパモータドライバ６２に接続された別の３個のスイッチング回路Ｓ２１〜Ｓ２３及びそれぞれのモータ相が図示されている。モータ相は抵抗器Ｒ２４〜Ｒ２７によって相互接続される。したがって、各モータ要素の浮動点は２つの隣接するモータ相の電圧によって画定され、ステッパモータドライバ６２の正常運転の場合の最大電圧の２分の１となる。
【００４９】
以前の議論の一部で、１つのモータ相を充電したときに、別の相を同時に再充電したので、２つの相電圧の和が常に最大電圧に維持された。これは当該電気機械モータの動作のむしろ一般的な選択であり、我々はこれまで各相が接地電位を参照する略図を提示してきたが、代替構成として、２つのモータ相を直列に接続し、２つの相のうちの１つを最大電圧に参照させることを選択する。この構成が図１１に示されており、電圧調整の対象となるモータ端子の数が事実上低減されている。モータ要素の数が４またはそれ以上である場合、モータケーブルの数もこの配列によって低減される。
【００５０】
図１２に、本発明に係る方法の基本的概念を示す流れ図を示す。手順はステップ１００で開始される。ステップ１０２で、低電圧が提供される。この低電圧はステップ１０４で昇圧されて１組の電圧源を形成する。これらの電圧源の最高電圧と最低電圧との間の電圧差は、当初の低電圧の少なくとも２倍である。残りの方法は基本的に２つの主要ステップ、すなわち充電ステップ１０６及び放電ステップ１０８を含む。充電ステップ１０６及び放電ステップ１０８は両方とも、モータ相と一度に１つづつ１組の電圧源との間の電荷移動を実施するステップを含む。手順はステップ１１０で終了する。破線１１２で示すように、ステップのいずれも必要に応じて繰り返される。
【００５１】
時々、モータ相を所定の電圧まで充電するのではなく、モータ相に指定の電荷を帯電させることが望ましい。これは時々、電流制御循環と呼ばれる。エネルギ節約に関しては、これは全く同じであり、本書に記載した発明を依然として使用することができる。唯一の基本的な相違は、最終電圧が事前に分からず、スイッチ制御論理がより複雑になることである。さらに、低速作動時には、これらのモータは多くの電力を消費しないので、モータを高速で作動させるために本発明を使用しながら、低速時には微小位置決めのためにトランジスタ調整による先行技術を考慮することができる。また、従来の技術を本開示の実施形態と組み合わせて、例えば従来の最終増幅器に、本発明に係る電圧源によって電力を供給することも可能である。
【００５２】
本発明の範囲から逸脱することなく、本発明に様々な変形及び変化を施すことができ、本発明の範囲は添付の請求の範囲によって画定されることを、当業者は理解されるであろう。
【００５３】
参考文献
［１］  「新しい圧電アクチュエータ応用のトレンドとチャレンジ（レビュー）」、ケー・スパナー及びダブリュ・ダブリュ・ウォルニー、アクチュエータ９６、新しいアクチュエータに関する第５国際会議、１９９６年６月２６〜２８日、ブレーメン、ドイツ、１４０〜１４６ページ(“Trends and Challenges in New Piezoelectric Actuator Applications (review)”, K. Spanner and W. W. Wolny, ACTUATOR 96, 5th International Conference on New Actuators, 26-28 June 1996, Bremen, Germany, pp. 140-146.)
［２］  「圧電アクチュエータのモデリングと新たに開発された自動車内利用のための制御ユニット」、ティー・ベッター及びエイチ・シー・ルス、アクチュエータ９６、新しいアクチュエータに関する第５交際会議、１９９６年６月２６〜２８日、ブレーメン、ドイツ、１８７〜１９２ページ(“Modelling of Piezoactuators and a Newly Developed Control Unit for Inside-automotive Applications, T. Vetter and H. C. Reuss, ACTUATOR 96, 5th International Conference on New Actuators, 26-28 June 1996, Bremen, Germany, pp. 187-192.)
［３］  「圧電アクチュエータのスイッチング増幅器への新しいアプローチ」、エイチ・ジャノカ及びシー・スティーベル、アクチュエータ９８、新しいアクチュエータに関する第６国際会議、１９９８年６月１７〜１９日、ブレーメン、ドイツ、１８９〜１９２ページ(“New Approach to a Switching Amplifier for Piezoelectric Actuators” by H. Janocha and C. Stiebel, in ACTUATOR 98, 6th International Conference on New Actuators, 17-19 June 1998, Bremen, Germany, pp. 189-192.)
［４］  米国特許第５２６４７５２号（US5,262,752）
【図面の簡単な説明】
【００５４】
本発明は、そのさらなる目的及び利点と共に、以下の説明を添付の図面と併せて参照することによって最も良く理解することができる。
【図１】図１はトランジスタに基づく先行技術に係るモータ相用の典型的な駆動装置の回路図である。
【図２】図２は３個の直列接続電源を持つ駆動装置の回路図である。
【図３】図３は単一電圧供給源から４個の電圧源に電力が供給される駆動装置の回路図である。
【図４ａ】図４ａは本発明に係る５つの離散電圧ステップを持つダイオード利用チャージポンピング式駆動装置の一実施形態の回路図である。
【図４ｂ】図４ｂは本発明に係る２つのモータ相を駆動するための５個の電圧源を持つダイオード利用チャージポンピング式駆動装置の一実施形態の回路図である。
【図５】図５は図４の実施形態で使用される電圧パルスを示すグラフである。
【図６ａ．ｂ．ｃ】図６ａ、ｂ、及びｃは本発明に係る６個の電圧源を持つコンデンサ利用昇圧駆動装置の一実施形態を示す。
【図７】図７は本発明で有用な一方向バイポーラトランジスタスイッチを示す回路図である。
【図８】図８は本発明で有用な双方向バイポーラトランジスタスイッチを示す回路図である。
【図９】図９は図７及び図８に係るスイッチを実現した、図４ｂに示すものと同様の実施形態を示す回路図である。
【図１０】図１０はここではステッパモータドライバと共に使用した、固有の電流制限を持つスイッチを示す回路図である。
【図１１】図１１はモータ相の直列接続を示す回路図である。
【図１２】図１２は本発明に係る方法の基本的ステップを示す流れ図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図５】
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【図１２】
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【国際公開パンフレット】
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【国際調査報告】
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2004520795.tif 000042