(57)【要約】主ＡＣ電力供給装置からのＡＣ電圧入力およびＤＣ出力電圧を持っている能動的力率プリコンバータであって、そのプリコンバータは、動作中において、整流されたＡＣ電圧入力の関数としてＤＣ出力電圧を自動的に調整するための調節手段を具備する。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
主ＡＣ電力供給装置からの整流されたＡＣ電圧入力及びＤＣ出力電圧をもっている能動的力率プリコンバータであって、そのプリコンバータは、動作中において整流されたＡＣ電圧入力の関数となるようにＤＣ出力電圧を自動的に調整する各調節手段からなっていることを特徴とする能動的力率プリコンバータ。
【請求項２】
前記ＤＣ出力電圧を調整する手段は、前記整流されたＡＣ電圧入力と前記ＤＣ出力電圧をサンプリングする手段を含むことを特徴とする請求項１記載の能動的力率プリコンバータ。
【請求項３】
前記調節手段は、前記整流されたＡＣ電圧入力が所定の値より下に降下すると、前記ＤＣ出力電圧を下位のしきい値に調整することを特徴とする請求項１又は２記載の能動的力率プリコンバータ。
【請求項４】
前記調節手段は、前記整流されたＡＣ電圧入力が所定の値を超えて上昇すると、前記ＤＣ出力電圧を上位のしきい値に調整することを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の能動的力率プリコンバータ。
【請求項５】
前記調節手段は、前記整流されたＡＣ電圧入力に追従するように前記ＤＣ出力電圧を調整することを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の能動的力率プリコンバータ。
【請求項６】
前記調節手段は、前記ＤＣ出力電圧を、前記整流されたＡＣ電圧入力よりも定まった値だけ大きいレベルに調整することを特徴とする請求項５記載の能動的力率プリコンバータ。
【請求項７】
前記定まった値は、前記整流された配線電圧の振幅の０％から１５％の間であることを特徴とする請求項６記載の能動的力率プリコンバータ。
【請求項８】
主電力供給装置コンバータに接続されることを特徴とする請求項１乃至７のいずれかに記載の能動的力率プリコンバータ。
【請求項９】
前記主電力供給装置コンバータは同期化パルスを生成すると共に、前記能動的力率プリコンバータは、前記主電力供給装置からの前記同期化パルスがなくなると動作しなくなることを特徴とする請求項８記載の能動的力率プリコンバータ。
【請求項１０】
前記能動的力率プリコンバータが動作しなくなるとき、前記主ＡＣ電力供給装置から補助的なコンバータが依然として電力を取り出すように動作可能であることを特徴とする請求項９記載の能動的力率プリコンバータ。
【請求項１１】
前記主電力供給装置コンバータは、主ステップダウンコンバータのトランジスタスイッチがＯＮのときに、ブーストコンバータのトランジスタスイッチがＯＦＦとなるように、同期化パルスを生成することを特徴とする請求項８、９又は１０記載の能動的力率プリコンバータ。
【請求項１２】
能動的力率プリコンバータのＤＣ出力電圧を、当該プリコンバータへの整流されたＡＣ電圧入力のひとつの関数（ｆｕｎｃｔｉｏｎ）として自動的に調整するステップを含むことを特徴とする能動的力率修正方法。
【発明の詳細な説明】
（技術分野）
本発明は、能動的力率修正に関するものであり、特に能動的力率修正器及び能動的力率修正方法に関するものであり、ＡＣ配線電圧からのＤＣ出力電圧が必要となるものであり、高調波（ｈａｒｍｏｎｉｃ）電流や力率を制御することが望まれているものである。
【０００１】
（背景技術）
特にはパソコンの技術分野において、またその他多くの技術分野においても、パソコン内の回路に要請されるように主電源からのＡＣ電圧を低いＤＣ電圧に変換する、といった要請がある。各種のスイッチモード（Ｓｗｉｔｃｈｅｄ　ｍｏｄｅ）電力供給装置（ＳＭＰＳ）は、この要請によく適したものである。これらは、通常負荷の約７０％〜８０％であり、より損失エネルギーが少なく、線型（ｌｉｎｅａｒ）電力供給装置よりもさらに効率的である。各種のＳＭＰＳは、単位ボリュームあるいはウエイトあたりの出力ワットの点で、線型電力供給装置よりもすぐれた出力密度（ｐｏｗｅｒ　ｄｅｎｓｉｔｉｅｓ）を提供する。
【０００２】
（発明の開示）
基本的な入力回路を備える各種のＳＭＰＳの欠点は、主電源からの固有の非正弦波形電流を引きだすことである。結果として生じる非連続的電流は、主波形を歪ませる高調波を電源に導入してしまう。
【０００３】
高調波によって主波形に生ずる電気的歪みは、付加的なものである。ますます多くのパソコンやほかの電気器具が電力配分システムに導入されるにつれ、その問題はより悪化してくる。
【０００４】
増大させられる各高調波は、ＳＭＰＳによって電力を得ている精密な器具の動作中の各種異常、例えばパソコンやその他器具の動作中の各種異常を引き起こすことになる。主電源に持ち込まれる歪みは、二つの基本的な方法によって減少させることができる。その二つの方法とは、受動的力率修正（力率修正：ＰＦＣ）と能動的力率修正である。
【０００５】
本発明は、能動的ＰＦＣに関連すると共に、グリッドから引き出される電流波形を、要求される正弦波形に修正する動的制御を利用するものである。理想的な動的ＰＦＣ回路は、電気エネルギーを高電圧の平滑化されたＤＣの形で電力変換の次の段階に配電する間、主供給電圧と同位相（すなわち、力率１）の正弦波入力電流を引き出し、それによって高調波によって引き起こされる歪みを減少させるものであろう。
【０００６】
（発明を実施するための最良の形態）
従来の能動的ＰＦＣ回路［この用語ではないときは、能動的力率修正器（ａｃｔｉｖｅ　ｐｏｗｅｒ　ｆａｃｔｏｒ　ｃｏｒｒｅｃｔｏｒ）、ブーストプリコンバータ（ｂｏｏｓｔ　ｐｒｅ−ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）、あるいは能動的力率プリコンバータ（ａｃｔｉｖｅ　ｐｏｗｅｒ　ｆａｃｔｏｒ　ｐｒｅ−ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）として知られている。］は、配電線（ｍａｉｎｓ）のＲＭＳ（平均）ＡＣ入力電圧レベルの変動に拘らず、一定のＤＣ出力電圧（あるいはブースト電圧）を維持することを企図している。添付図面の図１には、そのような能動的ＰＦＣ回路の例が示されている。能動的ＰＦＣ回路は、受動的ＰＦＣ回路で使われるインダクタそのものの替りにステップアップ又はブーストコンバータを包含している。ブーストコンバータへの入力は配線ＲＭＳ（平均）ＡＣ電圧（ｔｈｅ　ｍａｉｎｓ　ＲＭＳ　ＡＣ　ｖｏｌｔａｇｅ）である。ステップアップコンバータからの電圧出力はＤＣ電圧であり、このＤＣ電圧は入力ＲＭＳ（平均）ＡＣ電圧より高い。従来の能動的ＰＦＣ回路においては、入力ＡＣ電圧の最大振幅より高い、固定されたＤＣ出力電圧を生成している（典型的には３８０Ｖから４００Ｖ）。図に示される実施例においては固定されたＤＣ出力電圧は３８５Ｖである。この固定された出力電圧は、ＤＣ出力電圧のサンプル値を引き出し、このサンプル値をＰＦＣＩＣ内部に配置された電圧エラー増幅器内で一つの固定された基準値と比較対照するフィードバックループによって維持されている。図１に示されている能動的ＰＦＣ回路の中で使用されているＰＦＣＩＣのブロック図は、添付図面の図２中で示されている。
【０００７】
典型的な低電圧電力供給装置において、一つのＰＦＣ回路は、例えばパソコンのような負荷内の構成要素又は回路のための低いＤＣ出力（５Ｖ、１２Ｖ、３．３Ｖ等）を生成するステップダウンＤＣ−ＤＣコンバータに接続されている。基本的な配置は、添付図面の図３に図式的に示されている。図３には、ブリッジ整流器２に接続されているＡＣ主電力供給装置１を示す。整流器２の整流された出力は、典型的にはステップダウンコンバータである主電力供給装置コンバータ４に送られるＤＣ出力電圧を出力するために、一つの能動的力率プリコンバータ３を通じて与えられる。主電力供給装置コンバータの出力は、典型的にはパソコンの構成要素である接続される負荷５に電力を供給するために使用される。
【０００８】
そのような入力配線の電圧（ｔｈｅ　ｉｎｐｕｔ　ｍａｉｎｓ　ｖｏｌｔａｇｅ）範囲（８０Ｖｒｍｓや１１３Ｖｐｋ）の下端で動作する従来の能動的力率修正装置の効率はよくない。なぜなら、例えば８０Ｖｒｍｓのような比較的低い入力電圧は例えば４００Ｖといった具合に、不必要に高いレベルまでステップアップされ、そしてその後、そのステップアップされた電圧レベルは例えば、３．３Ｖ、５Ｖ、１２Ｖといった低いＤＣ出力を生成するために、主ステップダウンＤＣ−ＤＣコンバータで使用されるからである。
【０００９】
本発明の目的は、従来の能動的力率修正方法を改善すると共に、より効率の良い能動的力率修正装置及び方法を提供することである。
【００１０】
したがって、本発明の一つの実施態様は、主ＡＣ電力供給装置（ａ　ｍａｉｎｓ　ＡＣ　ｐｏｗｅｒ　ｓｕｐｐｌｙ）からの整流されたＡＣ電圧入力及びＤＣ出力電圧を備える能動的力率プリコンバータであって、前記プリコンバータは、動作中において整流されたＡＣ電圧入力の関数となるように、前記ＤＣ出力電圧を自動的に調整する調節手段を含んでいる。
【００１１】
好ましくは、前記ＤＣ出力電圧を調整する手段は、整流されたＡＣ電圧入力と前記ＤＣ出力電圧をサンプリングする手段を含んでいる。
【００１２】
有利には、前記調節手段は、前記整流されたＡＣ電圧入力が所定の値より下に降下すると、前記ＤＣ出力電圧を下位のしきい値に調整するものである。
【００１３】
好適には、前記調節手段は、前記整流されたＡＣ電圧入力が所定の値を超えて上昇すると、前記ＤＣ出力電圧を上位のしきい値に調整するものである。
【００１４】
好ましくは、前記調節手段は、前記整流されたＡＣ電圧入力に追従するように、前記ＤＣ出力電圧を調整する。
【００１５】
有利には、前記調節手段は、前記ＤＣ出力電圧を、前記整流されたＡＣ電圧入力よりも定まった値だけ大きいレベルに調整する。
【００１６】
好適には、前記定まった値は、前記整流された配線電圧の振幅の０％と１５％の間である。
【００１７】
好ましくは、前記能動的力率プリコンバータは、主電力供給装置コンバータに接続される。
【００１８】
有利には、前記主電力供給装置コンバータは同期化パルスを生成するとともに、前記能動的力率プリコンバータは、前記主電力供給装置コンバータからの前記同期化パルスがなくなると、動作しなくなる。
【００１９】
好適には、前記能動的力率プリコンバータが動作しなくなるとき、前記配線ＡＣ電力供給装置から、補助的なコンバータが依然として電力を取り出すように動作可能である。
【００２０】
本発明の別の実施態様は、能動的力率修正の方法であって、能動的力率プリコンバータのＤＣ出力電圧を、該プリコンバータへの整流されたＡＣ電圧入力の一つの関数として自動的に調整するステップを含んでいるものである。
【００２１】
本発明をより容易に理解できるよう、その各実施態様を、添付図面を参照しながら例として記述する。
【００２２】
図１と図２は、従来の能動的力率プリコンバータ及びその関連回路を示している。このプリコンバータは、例えばパソコンの各構成部分の１つの負荷の電力供給装置に組み込まれている。図３は、ブリッジ整流器２に接続されたＡＣ配線電力供給装置１を示す。整流器２の整流された出力は、典型的にはステップダウンコンバータである主電力供給装置コンバータ４にＤＣ出力電圧を供給するために、能動的力率プリコンバータ３を通過するように供給される。この主電力供給装置コンバータの出力は、典型的にはパソコンの各構成部分である接続された負荷５に電力を供給するのに使われる。
【００２３】
本発明を示す改善された能動的力率プリコンバータの一つが図４に示されており、これは従来の能動的力率プリコンバータを単に置換するだけで使用できるものである。実際に、図３を参照すれば、本発明の能動的力率プリコンバ―タが、そのプリコンバータ３として働くように企図されているのが分かる。このように、本発明を具体化した能動的力率コンバータ３は、入力Ｈ１において、整流器２からの整流されたＡＣ主供給電圧（ＡＣ　ｍａｉｎｓ　ｓｕｐｐｌｙ　ｖｏｌｔａｇｅ）を受け入れる。この能動的力率プリコンバータ３の主構成部は、力率修正（ＰＦＣ）制御ＩＣ６であって、これは、例えばユニトロード社（Ｕｎｉｔｒｏｄｅ）の製品であるＵＣＣ８１５１１、ＵＣＣ２８１７、ＵＣＣ２８１８、ＵＣＣ３８１７あるいはＵＣＣ３８１８のような容易に入手できるものである。図４にはＵＣＣ３８１８が示されている。ＰＦＣ制御ＩＣを使用するのが最も簡便ではあるが、このＰＦＣ制御ＩＣを使用した、能動的力率プリコンバータが本発明において必要不可欠なものとなるわけではない。ＰＦＣ制御ＩＣの働きに変わるものとして別個の部品を使用することもできる。
【００２４】
本発明を具体化する能動的力率プリコンバータ３は、ブリッジ整流器２からＤＣ出力を受け取り、そのＤＣ出力をＰＦＣ制御ＩＣ６を経て、従来のブーストＤＣ−ＤＣコンバータ７の入力へ送っている。このブーストコンバータ７の出力は、主電力供給装置コンバータ４への供給を行う出力Ｈ２となっている。このブーストコンバータ７のＤＣ出力電圧は、整流器の入力ＡＣ電圧の範囲内の、平滑化されていない整流器の出力ＡＣ電圧のピークに追従している。好ましい実施態様においては、ＤＣ出力電圧は、好ましくは整流された配線電圧の振幅の２％分、といった具合に固定された量だけ、そのピーク値を上回るように維持される。その量としては、０％から１５％の間が考えられる。本発明のこの点が、出力ＤＣ電圧を決まった値のレベルに（図１の例においては３８５ＶＤＣ）固定する従来の能動的力率プリコンバータ３と比較した場合、明らかに対照的な点である。本発明を具体化している能動的力率プリコンバータ３の、平滑化されていない整流されたＡＣ入力電圧とに関連してＤＣ出力電圧を自動的に調整かつ設定する性能は、本発明の特徴の一つである。
【００２５】
従来の能動的ＰＦＣ回路は、電圧波形と同一形状でかつ同位相の、ＡＣ配線入力からの電流信号を取り出すことをねらいとしている。これは整流された（しかし平滑化されていない）配線電圧に応じて変化する基準信号を生成し、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の負荷サイクルを調整して入力電流レベルがこの基準信号に追従するようにすることによって達成される。この従来の能動的力率プリコンバータ３において、この基準信号の振幅は、一定の、そして固定されたＤＣ出力電圧を維持するように調整されている。本発明は、より高い効率を達成するために、能動的力率プリコンバータ３が稼動しているときに、配線（ｍａｉｎｓ）から供給され整流されたＡＣ電圧に応じてＤＣ出力電圧を自動的に調整することを目的としている。
【００２６】
各種のＰＦＣ制御ＩＣ６は、典型的に、内部的電圧エラー増幅器７（図２参照）を組み込んでいる。従来の能動的力率プリコンバータ３においては、ＤＣ出力電圧はＤＣ出力電圧のサンプル（ＶＳＥＮＳＥ）を引き出し、それを電圧エラー増幅器の中で固定された基準電圧と比較するフィードバックループによって、固定されたレベルに維持されるようになっている。この追従機能は、内部的電圧エラー増幅器７の基準値を入力平均（ｒｍｓ）電圧の関数としてプログラムすることによってＰＦＣ制御ＩＣ６に導入することができる。この方法は、エラー増幅器の否反転入力（図２参照）への直接的なアクセスを必要とする。そしてこれは、ＵＣＣ３８１８やその他多くの各種ＰＦＣ制御ＩＣでは不可能なことである。別の方法としては、ＰＦＣ制御ＩＣに加えた外部的電圧エラー増幅器の使用が可能である。それゆえに、図４に示される実施例中の出力電圧追従回路８は、ＰＦＣ制御ＩＣの出力（ＤＲＶＯＵＴ）を変えるように電圧エラー増幅器の反転入力値を修正しなければならない。ＤＲＶＯＵＴは、ブーストコンバータ回路９への供給値となる。好ましい実施態様においては、ＤＣ出力は、整流された入力電圧のピーク値に追従し、ブーストコンバータを適正に働かせるに必要な微少値ほど、このピーク値を上回るように維持される。このことは、入力における不必要なブースト作用を回避し、従ってそれにより効率改善へとつながる。このＤＣ出力電圧の調整は、整流されたＡＣ入力電圧の追従方法の一つとみなされる。この追従は、当該技術分野の技術者によって理解される多くの異なる方法によっても可能である。出力電圧の追従回路の三つの例が以下に示される。
【００２７】
図４に示される本発明を具体化した能動的力率プリコンバータ３の出力電圧追従回路は出力電圧追従機能を、ＰＦＣ制御ＩＣ６と関連して使用される通常の外部的な構成要素に加えた、抵抗Ｒ２２、バイポーラ接続トランジスタＱ４、キャパシタＣ１４、抵抗Ｒ２６、抵抗Ｒ２３およびキャパシタＣ１５によって、ＰＦＣ制御ＩＣ６の外部で実行する。これらの構成要素は、整流されたＡＣ電圧入力の関数としてＤＣ出力電圧の調整に使用されるアルゴリズム又は関数を決定する。
【００２８】
図４に示される能動的力率プリコンバータ３の回路は、出力電圧追従を実行する可能な方法の一つを表現している。この能動的力率プリコンバータ３の実施例においては、内部的電圧エラー増幅器の否反転入力は、出力電圧追従回路８によって効率的に妨げられる。出力電圧追従機能の遂行は、他の多くの方法においても可能である。図６は、同様の機能を達成する目的で外部的電圧エラー増幅器を使用した、他の可能な実行形態を示している。もう一つの出力電圧追従機能を実行するための最も容易な実行方法は、内部的電圧エラー増幅器の否反転入力値へアクセスすること、及び整流されたＡＣ電圧入力値の関数としてこの入力値を変化させることになるだろう。この方法は、電圧エラー増幅器の否反転入力端へ供給すべき固定の基準電圧を適合させる必要を省くことになる。
【００２９】
図４の能動的力率プリコンバータ３の操作においては、図５に示されるように、Ｈ２におけるＤＣ出力電圧、Ｖｂｏｏｓｔ（ｘ）は、整流された入力ＡＣ電圧Ｖｒｅｃｔ（ｘ）を追従する。ＰＦＣ制御ＩＣ６の内部的に生成された電圧ＶＦＦ（ピン８）は、整流された入力ＡＣ電圧Ｖｒｅｃｔ（ｘ）の一つのＤＣレベルを表すものになる。分圧器Ｒ２３、Ｒ２６は、ＶＦＦのサンプル値をバイポーラー接合トランジスタＱ４のベースに伝達する。回路は、１６５Ｖｒｍｓより下の入力レベルでＱ４がオフされ、ＤＣ出力電圧Ｖｂｏｏｓｔ（ｘ）がＲ１８とＲ２４によって２４５Ｖｄｃにセットされるように補正される。配線電圧が１６５Ｖを超えるとＱ４が動作し、１７５ＶでＱ４が完全に飽和する。１７５ＶＲＭＳでＱ４が飽和している時、ＡＣ入力電圧Ｖｒｅｃｔ（ｘ）とＤＣ出力電圧Ｖｂｏｏｓｔ（ｘ）は、３６０ＶＤＣのレベルでキャップ（ｃａｐｐｅｄ）される。しかし、配線入力電圧Ｖｒｅｃｔ（ｘ）のピークが３６０Ｖを超えると、ブーストコンバータ９は、ブーストコンバータ９のブーストダイオードＤ１を通って出力キャパシタ（Ｃ２）に直接流れ込む電流によってバイパスされる。この場合、ＰＦＣ回路は動作しなくなり、出力キャパシタＣ２は、従来の整流回路と同様に配線電圧がピークになっている間にチャージされる。高調波の制御規制が平均電圧が２３０ＶＲＭＳを超えるＡＣには適用できないため、この操作モードにおいて重要なのは決定値である。Ｒ２２は、電圧エラー増幅器に伝達されるＤＣ出力電圧のサンプル値を再補正して降下させるものであってＲ２４と実質的に平行に接続されている（ＶＳＥＮＳＥピン１１）。これはＤＣ出力電圧を３６０Ｖまで増大させる。キャパシタＣ１４は、二つのＤＣ出力電圧間の順調な変換を考慮して、主電力リップルを取り除く。
【００３０】
ブーストコンバータ９は、図４に示されているように、インダクタＬ１、ＭＯＳＦＥＴＱ１、ダイオードＤ１とＤ２とから構成されている。ブーストコンバータ９とそれと共に用いられるＰＦＣ制御ＩＣは、ＰＦＣ（力率修正）と高調波の制御のために広く使用されている標準的な回路である。
【００３１】
ＤＣ出力電圧を固定せず、整流されたＡＣ電圧入力の一つの関数としてＤＣ出力電圧を調整することの有利な点は、電力供給の全域に亘って、特に、低い配電線の入力電圧と低い負荷において、一定の出力電圧をもつ標準的な能動的ＰＦＣ回路のもとで達成される効率よりも高い効率を提供するということである。
【００３２】
本発明を具体化した能動的力率プリコンバータ３は主電力供給装置コンバータ４と、二つの分離している経路によって接続されている。まず最初に、Ｈ２上のＤＣ電圧出力は、主入力を主電力供給装置コンバータ４に供給する。第二に、能動的力率プリコンバータ３は、主電力供給装置コンバータ４から同期化パルスを受けるようになっている入力端子Ｈ４をもっている。同期化パルスは、ＰＦＣ制御ＩＣ６を、主電力供給装置コンバータと同期化させるようにする。
【００３３】
これに関して、同期化パルスは、主ステップダウンコンバータ４のトランジスタスイッチがＯＮである間中、ブーストコンバータ９のトランジスタスイッチをＯＦＦにすることを確実にしている。この逆位相（ａｎｔｉ−ｐｈａｓｅ）同期化は、主コンバータ４によって電流パルスが引き起こされるのと同じ間、ブーストコンバータ９による電流パルス出力が、生起されることを確実にしている。逆位相同期化は、バルクキャパシタＣ２中を流れるＡＣ電流が減少されることを確実にするとともに、より小型で安価なバルクキャパシタの使用を可能にすることを確実にしている。
【００３４】
さらに、Ｈ４上に供給される各同期化パルスは、各同期化パルスが受信されているかぎり、イネーブルピン（ＯＶＰ／ＥＮ）をハイ（ｈｉｇｈ）にしている。Ｈ４上に同期化パルスがきていないとき、イネーブルピンはロウ（ｌｏｗ）にされ、ＰＦＣ制御ＩＣ６が動作しないようにする。こうして、主電力供給装置コンバータが停止されるとき、例えば、パソコンが節電モードに置かれているとき、主電力供給装置コンバータからの各同期化パルスは休止すると共にＰＦＣ制御ＩＣ６は出力降下され、そのことによって電力が節約される。入力端子Ｈ３はＰＦＣ制御ＩＣに対する電力供給を行う。ＰＦＣ（力率修正）回路がオフされているときでさえ、一つの補助的なコンバータは、依然としてＰＦＣＩＣ６をバイパスして、配電線の電圧から電力を取り出すことができることに留意すべきである。
【００３５】
図６は、外部的エラー増幅器を利用した、能動的力率プリコンバータ３の別の実施態様を示している。電圧エラー増幅器の否反転入力は、ＤＣ出力電圧の分割降下されたサンプル値を受け取り、これは電圧エラー増幅器の反転入力端のピン８ＶＦＦからの整流された入力配線電圧のサンプル値と比較される。これらのサンプル値間の誤差は、ＤＣ出力電圧をかけ、変更させるのに直接使用される。この実施例中で使用されるＰＦＣ制御ＩＣは、内部的電圧エラー増幅器の例で使用されているものと同一である。しかし、内部的電圧エラー増幅器は、単独で、ゲインステージとして使用される。
【００３６】
市場は、世界のどこにおいても稼動すべきであり、またいわゆる汎用入力である、９０Ｖから２６５Ｖの範囲で変わる各ＡＣ配線電圧に対処可能な、パソコンや他の器具のような低ＤＣ電圧入力を要する商品の電力供給装置を要求している。図５から理解できるように、入力ＡＣ電圧供給が低い場合、例えば日本のように１１５Ｖであるとき、本発明を具体化する能動的力率プリコンバータは、例えば３８５Ｖといった高い値に固定されたＤＣ出力電圧にまでＤＣ出力電圧を上げなければならない、といった従来の能動的力率プリコンバータにおいてなされている方法とは反対に、整流されたＡＣ配線供給電圧よりもわずかに大きいＤＣ出力電圧Ｖｂｏｏｓｔ（ｘ）を供給するために、ブーストコンバータ９を動作させることになる。
【００３７】
この明細書において“構成する”とは“含む”あるいは“から成る”ことを意味し、“構成している”は“含んでいる”あるいは“から成っている”ということを意味している。
【００３８】
詳細な説明、各請求事項あるいは添付の図面中で特定の形式で開示されている本発明の特徴、もしくは開示された機能を実行する手段、あるいは開示された結果を得るための方法又はプロセスの用語で表現されている本発明の各構成は、本発明の目的を遂行する上で適当なら、各々単独でも、またはその構成の組合せにおいても、多様な形態でもっても実施でき、使用可能なものであるとする。
【図面の簡単な説明】
【図１】
一つのブリッジ整流器と一つの従来の力率プリコンバータとに接続されているＡＣ主電力供給装置の回路図である。
【図２】
従来の力率プリコンバータで使用される一つの力率修正制御ＩＣの回路のブロック図である。
【図３】
能動的力率修正構成を備える電力供給装置のブロック図である。
【図４】
本発明を具体化した能動的力率プリコンバータの回路図である。
【図５】
図４の能動的力率プリコンバータの入力ＡＣの整流された電圧と電流並びにＤＣ出力電圧を示すグラフである。
【図６】
本発明を具体化した別の能動的力率修正プリコンバータの回路図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【国際公開パンフレット】
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【国際調査報告】
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2004508798.tif 000031
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