(57)【要約】気体放電灯を駆動する電子安定器は、整流器と、谷埋め回路と、相補デューティサイクルを有する第1直列接続制御可能導電装置および第2直列接続された制御可能導電装置を有するインバータと、制御可能導電装置を制御する制御回路と、電力を安定器制御回路に提供する独立したキャットイヤー電源とを含む。その結果、大きく改善されたTHDおよび電流波高率を有する安定器が得られる。好ましい実施形態では、谷埋め回路は、制御可能導電装置に応答してエネルギーを貯蔵するエネルギー貯蔵装置を含む。特に好ましい実施形態では、谷埋め回路の制御可能導電装置は、インバータの制御可能導電装置の1つでもある。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
所与のライン周波数においてほぼ正弦波のライン電圧を有するAC電力源から少なくとも1つの気体放電灯を駆動する電子安定器において、
AC入力端子およびDC出力端子を有する整流回路であって、前記AC入力端子が、前記AC電力源に接続可能であり、前記AC入力端子が前記AC電力源によって給電されるとき、前記整流回路が、前記DC出力端子において整流出力電圧を生成する整流回路と、
入力端子および出力端子を有する谷埋め回路であって、谷埋め回路の前記入力端子が、前記整流回路の前記DC出力端子に接続され、谷埋め回路が、インピーダンスおよび第1制御可能導電装置を経て前記DC出力端子から直接充電可能なエネルギー貯蔵装置を含み、前記インピーダンスが、前記エネルギー貯蔵装置の充電電流のみを搬送する谷埋め回路と、
前記谷埋め回路の前記出力端子に接続された入力端子を有し、かつ前記AC入力端子が前記AC電源によって給電されるとき、前記少なくとも1つの気体放電灯に灯電流を流れさせるための高周波駆動電圧を生成するインバータ回路とを備え、
前記インバータ回路が、各180°ライン周波数半周期の90°より大きい時間において、前記整流回路を経て実質的に前記AC電源のみから電流を取り出すように適合され、それにより、前記AC電源から取り出された前記電流が、33.3%より小さい全高調波ひずみを有し、それにより、前記灯電流が、2.1より小さい灯電流波高率を有する電子安定器。
【請求項２】
前記灯電流波高率が、約1.7より小さい、請求項1に記載の電子安定器。
【請求項３】
前記AC電源に接続されたキャットイヤー回路をさらに含み、前記キャットイヤー回路が、前記ライン電圧の第1ゼロ交差に続く第1の比較的短い時間と、前記ライン電圧の次のゼロ交差の前の第2の比較的短い時間とに電流を導電し、それにより、前記AC電源から取り出された前記電流の前記全高調波ひずみを、前記キャットイヤー回路がない場合より低減するように適合される、請求項1に記載の電子安定器。
【請求項４】
前記AC電源から取り出された前記電流が、約20%より小さい全高調波ひずみを有する、請求項3に記載の電子安定器。
【請求項５】
前記ライン電圧の瞬間値が所定の絶対値より小さいとき、前記キャットイヤー回路が、前記AC電源から電流を取り出す、請求項3に記載の電子安定器。
【請求項６】
前記インバータ回路によって取り出された前記電流がほぼゼロであるときのみ、前記キャットイヤー回路が、前記AC電源から電流を取り出す、請求項3に記載の電子安定器。
【請求項７】
前記キャットイヤー回路が、少なくとも、前記インバータ回路によって取り出された前記電流がほぼゼロであるとき、前記AC電源から電流を取り出す、請求項3に記載の電子安定器。
【請求項８】
所与のライン周波数においてほぼ正弦波のライン電圧を有するAC電源から少なくとも1つの気体放電灯を駆動するための電子安定器において、
AC入力端子およびDC出力端子を有する整流回路であって、前記AC入力端子が、前記AC電源に接続可能であり、前記AC入力端子が前記AC電源によって給電されるとき、前記整流回路が、前記DC出力端子において整流出力電圧を生成する整流回路と、
前記整流回路の前記出力端子に接続された入力端子を有し、前記AC入力端子が前記AC電源によって給電されているとき、前記少なくとも1つの気体放電灯に灯電流を流れさせるための高周波駆動電圧を生成するインバータ回路と、
前記AC電源に接続されたキャットイヤー回路であって、前記ライン電圧の第1ゼロ交差に続く第1の比較的短い時間と、前記ライン電圧の次のゼロ交差の前の第2の比較的短い時間とに電流を導電し、それにより、前記AC電源から取り出される電流の全高調波ひずみを、前記キャットイヤー回路がない場合より低減するキャットイヤー回路とを備える電子安定器。
【請求項９】
前記キャットイヤー回路が、キャットイヤー電源をさらに備える、請求項8に記載の電子安定器。
【請求項１０】
前記ライン電圧の瞬間値が、所定の絶対値より小さいときのみ、前記キャットイヤー回路が、前記AC電源から電流を取り出す、請求項8に記載の電子安定器。
【請求項１１】
前記AC電源から前記インバータ回路によって取り出される電流が、ほぼゼロであるときのみ、前記キャットイヤー回路が、前記AC電源から電流を取り出す、請求項8に記載の電子安定器。
【請求項１２】
少なくとも、前記AC電源から前記インバータ回路によって取り出される前記電流がほぼゼロであるとき、前記キャットイヤー回路が、前記AC電源から電流を取り出す、請求項8に記載の電子安定器。
【請求項１３】
前記電子安定器が、前記電子安定器に結合され、かつ補助回路電源入力端子を有する補助回路を有し、前記キャットイヤー回路が、前記補助回路電源入力端子に結合され、かつそれを駆動する、請求項9に記載の電子安定器。
【請求項１４】
所与のライン周波数においてほぼ正弦波のライン電圧を有するAC電源から少なくとも1つの気体放電灯を駆動する電子安定器において、
AC入力端子およびDC出力端子を有する整流回路であって、前記AC入力端子が、前記AC電源に接続可能であり、前記AC入力端子が前記AC電源によって給電されるとき、前記整流回路が、前記DC出力端子において整流出力電圧を生成する整流回路と、
入力端子および出力端子を有する谷埋め回路であって、谷埋め回路の前記入力端子が、前記整流回路の前記DC出力端子に接続される谷埋め回路と、
前記谷埋め回路の前記出力端子に接続された入力端子を有し、前記AC入力端子が前記AC電源によって給電されるとき、前記少なくとも1つの気体放電灯の灯電流を流れさせるための高周波駆動電圧を生成するインバータ回路であって、
実質的に前記AC電源からのみ、および各180°ライン周波数半周期の90°より大きい時間において前記整流回路を経て電流を取り出すインバータ回路と、
前記AC電源に接続されたキャットイヤー回路であって、前記ライン電圧の第1ゼロ交差に続く第1の比較的短い時間と、前記ライン電圧の次のゼロ交差の前の第2の比較的短い時間とに電流を導電し、それにより、前記AC電源から取り出された前記電流の全高調波ひずみを33.3%より小さく低減するように適合されたキャットイヤー回路とを備える電子安定器。
【請求項１５】
前記AC電源から取り出された前記電流の全高調波ひずみが、約20%より小さい、請求項14に記載の電子安定器。
【請求項１６】
前記キャットイヤー回路が、キャットイヤー電源を備える、請求項14に記載の電子安定器。
【請求項１７】
前記ライン電圧が所定の絶対値より小さいときのみ、前記キャットイヤー回路が、前記AC電源から電流を取り出す、請求項14に記載の電子安定器。
【請求項１８】
前記AC電源から前記インバータ回路によって取り出された前記電流が、ほぼゼロであるときのみ、前記キャットイヤー回路が、前記AC電源から電流を取り出す、請求項14に記載の電子安定器。
【請求項１９】
少なくとも、前記インバータ回路によって取り出された前記電流がほぼゼロであるとき、前記キャットイヤー回路が、前記AC電源から電流を取り出す、請求項14に記載の電子安定器。
【請求項２０】
所与のライン周波数においてほぼ正弦波のライン電圧を有するAC電源から少なくとも1つの気体放電灯を駆動する電子安定器において、
AC入力端子およびDC出力端子を有する整流回路であって、前記AC入力端子が、前記AC電源に接続可能であり、前記AC入力端子が前記AC電源によって給電されるとき、前記整流回路が、前記AC出力端子において整流出力電圧を生成する整流回路と、
入力端子および出力端子を有する谷埋め回路であって、谷埋め回路の前記入力端子が、前記整流回路の前記DC出力端子に接続され、谷埋め回路が、インピーダンスおよび第1制御可能導電装置を経て前記DC出力端子から直接充電可能のエネルギー貯蔵装置を含み、前記インピーダンスが、前記エネルギー貯蔵装置の充電電流のみを搬送する谷埋め回路と、
前記谷埋め回路の前記出力端子に接続された入力端子を有し、前記AC入力端子が前記AC電源によって給電されるとき、前記少なくとも1つの気体放電灯に灯電流を流れさせるための高周波駆動電圧を生成するインバータ回路と、
前記エネルギー貯蔵装置に結合され、前記エネルギー貯蔵装置が、各180°ライン周波数半周期の90°より大きい時間において、前記整流回路から充電電流を取り出すのを可能にするように動作可能な谷埋め制御回路であって、それにより、前記AC電源から取り出された前記電流が、33.3%より小さい全高調波ひずみを有する谷埋め制御回路とを備える電子安定器。
【請求項２１】
前記谷埋め制御回路が、インダクタを含む、請求項20に記載の電子安定器。
【請求項２２】
前記谷埋め制御回路が、タップ付きインダクタを含む、請求項20に記載の電子安定器。
【請求項２３】
前記第1制御可能導電装置が、MOSFETである、請求項20に記載の電子安定器。
【請求項２４】
前記インバータ回路が、前記制御可能導電装置を含み、それにより、前記第1制御可能導電装置が、二重目的を果たす、請求項20に記載の電子安定器。
【請求項２５】
前記インバータ回路が、前記インバータ回路の前記入力端子の両端に接続された直列接続された第2制御導電装置および第3制御導電装置を含み、それにより、3つの制御可能導電装置のそれぞれが、独立した装置である、請求項20に記載の電子安定器。
【請求項２６】
所与のライン周波数においてほぼ正弦波のライン電圧を有するAC電源から安定器入力電流を取り出す少なくとも1つの気体放電灯を駆動する電子安定器において、
AC入力端子およびDC出力端子を有する整流回路であって、前記AC入力端子が前記AC電源に接続可能であり、前記AC入力端子が前記AC電源によって給電されているとき、整流回路が、前記DC出力端子において整流出力電圧を生成する整流回路と、
入力端子および出力端子を有する谷埋め回路であって、谷埋め回路の前記入力端子が、前記整流回路の前記DC出力端子に接続される谷埋め回路と、
前記谷埋め回路の前記出力端子と前記少なくとも1つの気体放電灯との間に結合され、直列接続された第1制御可能導電装置および第2制御可能導電装置を含むインバータ回路であって、前記少なくとも1つの気体放電灯に灯電流を流れさせるための高周波駆動電圧を生成するインバータ回路と、
前記直列接続された第1制御可能導電装置および第2制御可能導電装置に結合され、前記直列接続された第1制御可能導電装置および第2制御可能導電装置の導電時間を独立して制御するインバータ制御回路とを備え、
前記インバータ制御回路が、比較的狭いパルスを生成するために前記第1制御可能導電装置の導電時間を低減し、同時に、各ライン周波数半周期の瞬間ピーク絶対電圧の付近の期間中に比較的広いパルスを生成するために前記第2制御可能導電装置の導電時間を増大させるように動作可能であり、それにより、前記灯電流の包絡線の大きさが、導電時間の前記変更がない場合の大きさより小さくなり、それにより前記灯電流の電流波高率が低減され、それにより、前記第2制御可能導電装置の導電時間の前記増大により、前記安定器入力電流が、導電時間の前記増大がない場合の大きさより大きくハンプアップし、それにより、前記安定器入力電流の前記全高調波ひずみが低減される電子安定器。
【請求項２７】
前記灯電流が、2.1より小さい電流波高率を有する、請求項26に記載の電子安定器。
【請求項２８】
前記灯電流が、約1.7より小さい電流波高率を有する、請求項26に記載の電子安定器。
【請求項２９】
電流が、前記第2制御可能導電装置を流れないとき、電流が、前記第1制御可能導電装置のみを流れ、またその反対である、請求項26に記載の電子安定器。
【請求項３０】
電流が、前記第1制御可能導電装置と前記第2制御可能導電装置とを交互に流れる、請求項26に記載の電子安定器。
【請求項３１】
前記直列接続された第1制御可能導電装置および第2制御可能導電装置の前記導電時間の和が、前記高周波駆動電圧の期間である、請求項26に記載の電子安定器。
【請求項３２】
前記谷埋め回路が、バック変換器回路である、請求項26に記載の電子安定器。
【請求項３３】
前記谷埋め回路が、切替え抵抗回路を備える、請求項26に記載の電子安定器。
【請求項３４】
前記インバータ制御回路が、マイクロ制御装置を含む、請求項26に記載の電子安定器。
【請求項３５】
前記インバータ回路が、デジタル信号処理回路を含む、請求項26に記載の電子安定器。
【請求項３６】
前記インバータ制御回路が、ASICを含む、請求項26に記載の電子安定器。
【請求項３７】
少なくとも1つの灯を駆動する電子安定器であって、
AC線に動作式に接続可能な整流回路と、
前記整流回路の両端に接続された電流取出し回路と、
灯電流を前記少なくとも1つの灯に供給する、前記整流回路に接続されたインバータ回路とを備え、
前記AC線の瞬間電圧が、安定器によって取り出される入力電流の全高調波ひずみを低減するようにほぼゼロになるとき、前記電流取出し回路が、前記AC線から電流を取り出す電子安定器。
【請求項３８】
前記電流取出し回路が、キャットイヤー回路である、請求項37に記載の電子安定器。
【請求項３９】
前記キャットイヤー回路が、所定のカットイン点とカットアウト点との間において前記AC線から電流を取り出す、請求項38に記載の電子安定器。
【請求項４０】
前記キャットイヤー回路が、前記インバータ回路によって取り出された前記電流を能動的に監視して、前記インバータ回路が、所定の値より大きい電流を取り出していないときのみ電流を取り出す、請求項38に記載の電子安定器。
【請求項４１】
少なくとも1つの灯を駆動する電子安定器であって、
AC線に動作式に接続可能な整流回路と、
キャパシタを含む谷埋め回路であって、
インピーダンスおよび第1電子切替え装置を経て前記整流回路から前記キャパシタを選択的に充電するように動作可能な谷埋め回路と、
灯電流を前記少なくとも1つの灯に供給するための少なくとも1つの電子切替え装置を含むインバータ回路とを備え、
前記キャパシタが、前記AC線の各半周期の少なくとも90°中に充電される電子安定器。
【請求項４２】
前記谷埋め回路が、バック変換器回路を含む、請求項41に記載の電子安定器。
【請求項４３】
前記谷埋め回路が、インダクタを含む、請求項41に記載の電子安定器。
【請求項４４】
前記第1電子切替え装置が、MOSFETである、請求項41に記載の電子安定器。
【請求項４５】
前記谷埋め回路が、前記インバータ回路の前記少なくとも1つの切替え装置の少なくとも1つを含む、請求項41に記載の電子安定器。
【請求項４６】
前記キャパシタへのエネルギーの送達を制御するために、前記キャパシタに結合されたフライバック変圧器をさらに含む、請求項41に記載の電子安定器。
【請求項４７】
前記フライバック変圧器が、制御可能導電装置によって前記キャパシタに接続される、請求項46に記載の電子安定器。
【請求項４８】
少なくとも1つの灯を駆動する電子安定器であって、
AC線に動作式に接続可能な整流回路と、
エネルギー貯蔵装置を含む谷埋め回路であって、
前記エネルギー貯蔵装置を選択的に充電するように動作可能な谷埋め回路と、
灯電流を前記少なくとも1つの灯に提供し、第2電子スイッチと直列接続された第1電子スイッチを含むインバータと、
前記第1電子スイッチおよび前記第2電子スイッチの導電時間を制御する制御回路とを備え、
前記AC線の絶対ピーク値の時間の付近の時間中、前記第1電子スイッチが、比較的より短い時間導電するように制御され、前記第2電子スイッチが、比較的より長い時間導電するように制御され、それにより、安定器入力電流の全高調波ひずみと、前記灯電流の電流波高率とが低減される電子安定器。
【請求項４９】
前記谷埋め回路が、バック変換器回路を備える、請求項48に記載の電子安定器。
【請求項５０】
前記谷埋め回路が、切替え抵抗回路を備える、請求項48に記載の電子安定器。
【請求項５１】
前記制御回路が、マイクロプロセッサを含む、請求項48に記載の電子安定器。
【請求項５２】
前記制御回路が、デジタル信号プロセッサを含む、請求項48に記載の電子安定器。
【請求項５３】
前記制御回路が、ASICを含む、請求項48に記載の電子安定器。
【請求項５４】
前記バック変換器回路が、タップ付きインダクタを含む、請求項49に記載の電子安定器。
【請求項５５】
フライバック変圧器をさらに含み、前記エネルギー貯蔵装置が、前記フライバック変圧器を経て充電される、請求項48に記載の電子安定器。
【請求項５６】
少なくとも1つの灯を駆動する電子安定器であって、
AC線に動作式に接続可能な整流回路と、
エネルギー貯蔵装置を含む谷埋め回路であって、
前記エネルギー貯蔵装置を選択的に充電するように動作可能な谷埋め回路と、
灯電流を灯に供給するインバータ回路を含むバックエンドと、
前記インバータ回路の動作を制御する制御回路と、
電力を前記制御回路に供給するキャットイヤー回路とを備え、前記インバータ回路が、前記AC線の各半周期の90°より大きい各半周期の所定の部分中に、前記AC線から第1電流を取り出す電子安定器。
【請求項５７】
前記インバータ回路が、各前記半周期の第1部分中に前記第1電流を取り出し、前記キャットイヤー回路が、各前記半周期の第2のほぼ重複していない部分中に、前記AC線から第2電流を取り出す、請求項56に記載の電子安定器。
【請求項５８】
前記キャットイヤー回路が、各半周期の所定の固定カットイン点において前記第2電流の取出しを開始する、請求項57に記載の電子安定器。
【請求項５９】
前記キャットイヤー回路が、各半周期の所定の固定カットアウト点において、前記第2電流の取出しを停止する、請求項57に記載の電子安定器。
【請求項６０】
前記キャットイヤー回路が、前記バックエンドによって取り出された前記電流を監視するために、能動バックエンド電流監視回路を含む、請求項57に記載の電子安定器。
【請求項６１】
少なくとも1つの灯を駆動する電子安定器であって、
AC線に動作式に接続可能な整流回路と、
エネルギー貯蔵装置を含む谷埋め回路であって、
インピーダンスおよび第1電子スイッチを経て前記整流回路から前記エネルギー貯蔵装置を選択的に充電するように動作可能な谷埋め回路とを備える電子安定器。
【請求項６２】
前記エネルギー貯蔵装置が、キャパシタである、請求項61に記載の電子安定器。
【請求項６３】
前記インピーダンスが、インダクタである、請求項61に記載の電子安定器。
【請求項６４】
前記インピーダンスが、抵抗である、請求項61に記載の電子安定器。
【請求項６５】
前記第1電子スイッチが、MOSFETである、請求項61に記載の電子安定器。
【請求項６６】
所与のライン周波数においてほぼ正弦波のライン電圧を有するAC電源から少なくとも1つの気体放電灯を駆動する電子安定器によって提供された前記灯電流の前記安定器入力電流全高調波ひずみを33.3%より小さく低減し、かつ前記電流波高率を2.1より小さく低減する方法であって、
a)前記AC電源から前記ほぼ正弦波のライン電圧を受け取るステップと、
b)全波整流電圧を提供するために、前記AC電源から前記ほぼ正弦波のライン電圧を整流するステップと、
c)DC電圧を提供するために、インピーダンスおよび制御可能導電装置を経て前記全波整流電圧からエネルギー貯蔵装置を充電するステップと、
d)谷埋め電圧を提供するために、前記全波整流電圧のピーク間において前記DC電圧を供給することによって前記全波整流電圧を修正するステップと、
e)高周波AC電圧を提供するために、前記谷埋め電圧をインバータに印加するステップと、
f)前記少なくとも1つの気体放電灯に灯電流を流れさせるために、前記高周波AC電圧を使用するステップと、
g)各180°ライン周波数半周期の90°を超える時間において、前記インバータに、前記AC電源から電流を取り出させるステップとを含む方法。
【請求項６７】
所与のライン周波数においてほぼ正弦波のライン電圧を有するAC電源に接続可能である、少なくとも1つの気体放電灯を駆動する電子安定器において、前記安定器入力電流全高調波ひずみを33.3%未満に低減する方法であって、
a)全波整流電圧を提供するために、前記AC電源から前記正弦波ライン電圧を整流するステップと、
b)谷埋め電圧を提供するために、前記全波整流電圧のピーク間においてDC電圧を供給することによって、前記全波整流電圧を修正するステップと、
c)高周波AC電圧を提供するために、前記谷埋め電圧をインバータに印加するステップと、
d)前記少なくとも1つの気体放電灯に電流を流れさせるために、前記高周波AC電圧を使用するステップと、
e)各180°ライン周波数半周期の90°を超える時間において、前記インバータに、インピーダンスおよび制御可能導電装置を経て前記AC電源から電流を取り出させるステップと、
f)ライン電圧ゼロ交差に続く第1時間期間中と、次のライン電圧ゼロ交差の前の第2時間間隔中とに、前記AC電源からキャットイヤー回路を経て追加の電流を取り出すステップとを含む方法。
【請求項６８】
所与のライン周波数においてほぼ正弦波のライン電圧を有するAC電源から少なくとも1つの気体放電灯を駆動する電子安定器において、前記安定器入力電流全高調波ひずみを33.3%より小さく低減する方法であって、
a)全波整流電圧を提供するために、前記AC電源から前記ほぼ正弦波のライン電圧を整流するステップと、
b)谷埋め電圧を提供するために、前記全波整流電圧のピーク間においてDC電圧を供給することによって、前記全波整流電圧を修正するようにエネルギー貯蔵装置を提供するステップと、
c)高周波AC電圧を提供するために、谷埋め電圧をインバータに印加するステップと、
d)前記少なくとも1つの気体放電灯に灯電流を流れさせるために、前記高周波AC電圧を使用するステップと、
e)各180°ライン周波数半周期の90°を超える時間において、前記エネルギー貯蔵装置に、インピーダンスおよび制御可能導電装置を経て前記AC電源から電流を取り出させるステップとを含む方法。
【請求項６９】
所与のライン周波数においてほぼ正弦波のライン電圧を有するAC電源から少なくとも1つの気体放電灯を駆動する電子安定器において、前記安定器入力電流全高調波ひずみを低減し、かつ前記電流波高率を低減する方法であって、
a)全波整流電圧を提供するために、前記AC電源から前記ほぼ正弦波のライン電圧を整流するステップと、
b)谷埋め電圧を提供するために、前記全波整流電圧のピーク間においてDC電圧を供給することによって前記全波整流電圧を修正するステップと、
c)高周波AC電圧を提供するために、少なくとも第1制御可能導電装置および第2制御可能導電装置を有するインバータに前記谷埋め電圧を印加するステップと、
d)前記少なくとも1つの気体放電灯に灯電流を流れさせるために、前記高周波AC電圧を使用するステップと、
e)前記AC電源の絶対ピーク電圧の時間の付近における時間中に、前記安定器入力電流をハンプアップし、かつ前記灯電流をハンプダウンするために、前記第1制御可能導電装置および第2制御可能導電装置の導電時間を制御するステップとを含む方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、蛍光灯などの気体放電灯の電子安定器に関する。
【背景技術】
【０００２】
本出願は、Electronic Ballastという名称の2001年6月22日に出願された同時継続出願第09/887,848号に関し、かつその一部継続出願であり、またSingle Switch Electonic Dimming Ballastという名称の2001年11月5日に出願された同時継続出願第10/006,036号に関する。これらの全開示は、参照によって本明細書に組み込まれている。
【０００３】
蛍光灯の電子安定器は、通常、「フロントエンド」および「バックエンド」を備えるものとして分析することができる。フロントエンドには、通常、交流(AC)ライン電圧を直流(DC)バス電圧に変更する整流器と、DCバス電圧をろ過するフィルタ回路とが含まれる。フィルタ回路は、通常、エネルギー貯蔵キャパシタを備える。電子安定器は、しばしば、DCバス電圧の大きさをブーストするブースト回路をも使用する。さらに、安定器入力電流全高調波ひずみを低減するために、受動力率補正手段を使用する電子安定器が知られている。これらの手段は、ライン周波数においておよびライン周波数の最初の30の高調波についてインピーダンスが高いライン周波数フィルタ回路を含む。ライン周波数フィルタ回路の高いインピーダンスは、安定器入力電流前高調波ひずみに対して著しい低減効果を有する。これらのフィルタは、ライン周波数、および関連する高調波においてインピーダンスが低く、したがって、安定器入力電流全高調波ひずみに対して著しい効果を有さないEMIフィルタとは対照的である。
【０００４】
安定器バックエンドには、通常、DCバス電圧を高周波AC電圧に変換する切替えインバータと、高周波AC電圧を灯電極に結合するために比較的高いインピーダンスを有する共振タンク回路とが含まれる。安定器バックエンドは、通常、灯電流を監視して、所望の灯電流の大きさを維持するようにインバータの切替えを制御する制御信号を生成するフィードバック回路をも含む。
【０００５】
安定な灯の動作を維持するために、通常の従来の技術の電子安定器は、バス電圧のリプルを最小限に抑えるようにDCバス電圧をろ過する。これは、通常、比較的大きな静電容量と、したがって比較的大きなエネルギー貯蔵能力とを有するバスキャパシタを提供することによって達成される。比較的大きなバスキャパシタを提供することによって、整流ピーク電圧から崩壊する量は、1つの半周期から次の半周期まで最小限に抑えられる。DCバス上のリプルの量を最小限に抑えることにより、灯電流の電流波高率(CCF)も最小限に抑えられることになる。灯電流のCCFは、灯電流の2乗平均(RMS)の大きさに対するピーク灯電流の大きさの比として定義される。
【０００６】
【数１】
2004533200.tif 000003
【０００７】
蛍光灯などの気体放電灯の灯電流品質の重要な指標は、灯電流の電流波高率(CCF)である。低いCCFが好ましいが、その理由は、高いCCFは、灯のフィラメントを劣化させることがあり、その後、灯の寿命を大きく短縮することになるからである。日本工業規格(JIS)JIS C8117‐1992によって、2.1以下のCCFが推奨されており、国際電気標準会議(IEC)規格921‐1988‐07によって、1.7以下のCCFが推奨されている。
【０００８】
しかし、DCバス電圧に対するリプルを最小限に抑えるために比較的大きいバスキャパシタを使用することには、欠点を伴う。バスキャパシタが大きくなるほど、より高価になり、印刷回路板などの上でより多くの面積を占め、安定器の内部でより多くの体積を使用する。また、バスキャパシタは、バス電圧レベルがACライン電圧の瞬間絶対値より大きいときはいつでも放電しており、したがって、バスキャパシタは、ACライン電圧の絶対値ピーク電圧の付近である各線半周期内の比較的短い時間中にのみ再充電される。したがって、通常の従来の技術の安定器は、図1に示すように、バスキャパシタが充電されている短い時間中に比較的大量の電流を取り出す。その結果、安定器入力電流波形はひずみ、望ましくない高調波および望ましくないレベルの全高調波ひずみ(THD)を生じさせる。
【０００９】
AC電力システムでは、電圧または電流の波形は、基本振動および一連の高調波として表すことが可能である。これらの高調波は、ライン電圧またはライン電流の基本周波数のある倍数周波数を有する。具体的には、AC波形のひずみは、基本周波数の整数倍である成分を有する。第3高調波の整数倍である高調波が特に重要である。これらの高調波は、3段階電力システムの中性線を数値的に追加する。通常、全高調波ひずみは、基本周波数の初めの30の高調波を使用して計算される。安定器入力電流の全高調波ひずみ(THD)は、3段階電力システムにおいて中性ワイヤの過熱を防止するために、33.3%より小さいことが好ましい。さらに、照明システムの多くの使用者は、安定器が20%未満の安定器入力電流全高調波ひずみを有することを必要とする。
【００１０】
安定器入力電流全高調波ひずみを低減し、かつ安定器力率を改善する1つの手法は、周知の能動力率修正(APFC)回路を使用することであった。この手法は、安定器の複雑さの追加、より多くの構成要素、より高いコスト、信頼性の潜在的な低下、およびおそらくは電力消費の増大を含めて、ある兼合いを有する。さらに、APFCを有する安定器は、通常、比較的大きなバスキャパシタを使用し、上記で留意した欠点を伴う。
【００１１】
安定器入力電流全高調波ひずみを低減する他の手法は、整流器とインバータとの間で谷埋め回路を使用することであった。通常の従来の技術の谷埋め回路の1つの欠点は、より大きなバスリプルを有することがあることであり、これにより、灯電流波高率はさらにより高くなり、灯の寿命を短縮することがある。
【００１２】
改善された力率およびTHDを有する電子安定器を提供する従来の手法は、T.-F.Wu、Y.-J.Wu、C.-H.Chang、およびZ.R.Liuの「Ripple-Free,Single-Stage Electronic Ballasts with Dither-Booster Power Factor Corrector」、IEEE Industry Applications Society Annual Meeting、2372〜77ページ、1977と、Y.-S.Youn、G.Chae、およびG.-H.Choの「A Unity Power Factor Electronic Ballast for Fluorescent Lamp having Improved Valley Fill and Valley Boost Converter」、IEEE PESC97 Record、53〜59ページ、1997と、G.Chae、Y.-S.Youn、およびG.-H.Choの「High Power Factor Correction Circuit using Valley Charge-Pumping for Low Cost Electronic Ballasts」、IEEE 0-7803-4489-8/98、2003〜8ページ、1998とにおいて議論されている。
【００１３】
改善された力率および全高調波ひずみを有する電子安定器を提供する試行を示す従来の特許には、米国特許第5,387,847号、「Passive Power Factor Ballast Circuit for the Gas Discharge Lamps」、1995年2月7日にWoodに発行と、米国特許第5,399,944号、「Ballast Circuit for Driving Gas Discharge」、1995年3月21日にKonopkaらに発行と、米国特許第5,517,086号、「Modified Valley Fill High Power Factor Correction Ballast」、1996年5月14日にEl-Hamamsyらに発行と、米国特許第5,994,847号、「Electronic Ballast with Lamp Current Valley-fill Power Factor Correction」、1999年11月30日発行とが含まれる。
【００１４】
他に参考文献は、Peter M.Wood、1998による「Fluorescent Ballast Design Using Passive P.F.C.and Crest Factor Control」である。この参考文献は、ライン周波数においておよびライン周波数の最初の30の高調波について大きなインピーダンスを有するライン周波数フィルタを使用するタイプの安定器を示している。
【特許文献１】
同時継続出願第09/887,848号
【特許文献２】
同時継続出願第10/006,036号
【特許文献３】
米国特許第5,387,847号
【特許文献４】
米国特許第5,399,944号
【特許文献５】
米国特許第5,517,086号
【特許文献６】
米国特許第5,994,847号
【特許文献７】
米国特許第5,041,763号
【特許文献８】
米国特許第5,387,847号
【非特許文献１】
T.-F.Wu、Y.-J.Wu、C.-H.Chang、およびZ.R.Liuの「Ripple-Free,Single-Stage Electronic Ballasts with Dither-Booster Power Factor Corrector」、IEEE Industry Applications Society Annual Meeting、2372〜77ページ、1977
【非特許文献２】
Y.-S.Youn、G.Chae、およびG.-H.Choの「A Unity Power Factor Electronic Ballast for Fluorescent Lamp having Improved Valley Fill and Valley Boost Converter」、IEEE PESC97 Record、53〜59ページ、1997
【非特許文献３】
G.Chae、Y.-S.Youn、およびG.-H.Choの「High Power Factor Correction Circuit using Valley Charge-Pumping for Low Cost Electronic Ballasts」、IEEE 0-7803-4489-8/98、2003〜8ページ、1998
【非特許文献４】
Peter M.Wood、1998による「Fluorescent Ballast Design Using Passive P.F.C.and Crest Factor Control」
【発明の開示】
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明の第1の特徴によれば、気体放電灯を駆動する新規な電子安定器には、AC線入力電圧を整流電圧に変換する整流回路と、切替えインピーダンスを経て充電されるエネルギー貯蔵装置を含む谷埋め回路であって、この装置のエネルギーが、谷埋め電圧を生成するために連続する整流電圧ピークの間の谷を埋めるため使用される谷埋め回路と、谷埋め電圧を高周波AC電圧に変換するために直接に接続された制御可能導電装置を有するインバータ回路とが含まれる。エネルギー貯蔵装置は、キャパシタまたはあらゆる他のエネルギー貯蔵構成要素または構成要素の組合せとすることができる。エネルギー貯蔵装置を充電することは、エネルギー貯蔵装置に貯蔵されるエネルギーが増大することを意味する。制御可能導電装置は、導電を外部信号によって制御することができる装置である。これらの制御可能導電装置には、金属酸化物半導体電界効果トランジスタ(MOSFET)、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ(IGBT)、バイポーラ接合トランジスタ(BJT)、トライアック、SCR、中継器、スイッチ、真空管、および他の切替え装置などの装置が含まれる。高周波AC電圧は、気体充電灯に電流を流れさせるために共振タンク回路に印加される。所望の灯電流を気体充電灯に送達し、かつ安定器入力電流の全高調波ひずみを低減するために、制御可能導電装置における導電を新規な方式で制御する制御回路が提供される。記述する本発明の電子安定器は、2つ以上の気体充電灯を駆動することができる。
【００１６】
安定器の好ましい実施形態では、谷埋め回路のエネルギー貯蔵装置は、谷埋めキャパシタと通常呼ばれるキャパシタを含む。このキャパシタは、ACライン電圧の各半周期の第1充電部分中にエネルギーを貯蔵して、エネルギーをインバータ回路に送達し、このインバータ回路は、ACライン電圧の各半周期の第2放電部分中に、気体放電灯に灯電流を流れさせる。谷埋め回路の切替えインピーダンスは、制御可能導電装置と直列の抵抗を含み、これを経て、谷埋めキャパシタは充電される。
【００１７】
代替実施形態では、谷埋め回路のエネルギー貯蔵装置は、谷埋めキャパシタを含み、切替えインピーダンスは、バック変換器回路構成において共に接続された制御可能導電装置と直列のインダクタを含む。谷埋めキャパシタは、ACライン電圧の各半周期の第1充電部分中にエネルギーを貯蔵して、ACライン電圧の各半周期の第2放電部分中に、エネルギーをインバータ回路に送達する。バック回路インダクタは、谷埋めキャパシタの充電期間中に制御可能導電回路の導電に応答してエネルギーを貯蔵し、谷埋めキャパシタの充電期間中に制御可能導電装置の非導電に応答して貯蔵エネルギーを谷埋めキャパシタに移送する。
【００１８】
代替実施形態では、バック回路インダクタは、様々な放電時間および充電時間を谷埋めキャパシタに提供するために、整流ダイオードを経てバス電圧に接続されたタップを備える。
【００１９】
本発明の第2の特徴によれば、気体放電灯を駆動する新規な電子安定器には、AC線入力電圧を全波整流電圧に変換する整流回路と、谷埋め電圧を生成するために、連続する整流電圧ピークの間の谷を埋める谷埋め回路と、谷埋め電圧を高周波AC電圧に変換するための直列接続切替え装置(制御可能導電装置)を有するインバータ回路と、高周波AC電圧を気体放電灯に結合するための共振タンクと、所望の電流を気体放電灯に送達するために制御可能導電装置の導電を制御する制御回路と、安定器入力電流全高調波ひずみが低減されるように、AC線入力電圧のゼロ交差付近において入力電流を取り出す手段とが含まれる。
【００２０】
安定器の好ましい実施形態では、ゼロ交差付近において電流を取り出す手段は、キャットイヤー回路である。キャットイヤー回路は、制御回路または他のハウスキーピングおよび補助回路を動作するのに必要な電力を供給することも可能であるキャットイヤー電源であることが好ましい。キャットイヤー回路は、各半周期の前縁または各半周期の後縁において、ACライン電圧のゼロ交差付近でAC線から電流を取り出す。キャットイヤー回路の名称は、入力電流波形の特徴的な波形に由来する。この電流は、ゼロ電圧交差付近においてAC線から安定器によって取り出された電流波形を「埋める」または補足する。キャットイヤー回路は、固定入力電圧レベルに応答してキャットイヤー回路を「カットイン」または「カットアウト」する回路を備えることが可能である。代替として、キャットイヤー回路は、安定器バックエンドによって取り出された電流を監視して、バックエンドが大きな電流を取り出していないときのみキャットイヤー回路に入力電流を取り出させる回路を備えることが可能である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
以上の概要と、ならびに好ましい実施形態の以下の詳細な記述とは、添付の図面と関連して読むときより良く理解される。本発明を示すために、現在のところ好ましい図面および実施形態が示されている。同じ参照符合は、図面のいくつかにわたって同じ部分を表す。しかし、本発明は、開示する特有の方法および手段に限定されないことを理解されたい。
【００２２】
安定器の概要
まず図2を参照すると、本発明により構築された電子安定器810の簡略化したブロック図が示されている。安定器810は、整流回路820を含み、この整流回路は、所与のライン周波数を有するAC電源に接続することができる。通常、AC電源の所与のライン周波数は、50Hzまたは60Hzである。しかし、本発明は、これらの特定の周波数に限定されない。装置が、接続される、結合される、電流関係において接続される、または他の装置に接続可能であるときはいつでも、装置をワイヤによって直接接続することが可能である、または代替として、抵抗、ダイオード、制御可能導電装置(これに限定されない)などの他の装置を経て接続することが可能であることを意味し、この接続は、直列構成または並列構成とすることが可能である。整流回路820は、AC入力電圧を全波整流電圧に変換する。本発明の一実施形態では、整流回路820は、ダイオード840を経て、記述する新規な谷埋め回路830に接続される。高周波バイパスフィルタキャパシタ850が、谷埋め回路830の入力端子の両端に接続される。谷埋め回路830は、谷埋め電圧を創出するように、記述するエネルギー貯蔵装置を選択的に充電し、放電させる。谷埋め回路830の出力端子は、インバータ回路860の入力端子に接続される。インバータ回路860は、整流DC電圧を高周波AC電圧に変換する。インバータ回路860の出力端子は、出力回路870に接続され、この出力回路は、通常、共振タンクを含み、結合変圧器を含むことも可能である。出力回路870は、インバータ回路860の出力をろ過して、本質的に正弦波の高周波電圧を供給し、ならびに電圧利得および増大した出力インピーダンスを提供する。出力回路870は、たとえば蛍光灯である気体放電灯などの負荷880を駆動するために接続することが可能である。負荷880に結合された出力電流感知回路890は、負荷電流フィードバックを制御回路882に提供する。制御回路882は、所望の負荷電流を負荷880に提供するように、谷埋め回路830およびインバータ回路860の動作を制御する制御信号を生成する。キャットイヤー回路884が、整流回路820の出力端子の両端に接続され、制御回路882の適切な動作に必要な電力を提供する。
【００２３】
谷埋め回路
ここで図3を参照すると、図2の谷埋め回路830の第1実施形態910の概略的な回路図がバック変換器回路の形態で示されている。第1入力端子912と第2入力端子914の両端には、エネルギー貯蔵装置916が、キャパシタの形態で第1ダイオード918と直列に接続されている。バック変換器回路910の機能は、制御された充電電流をキャパシタ916に提供することである。このキャパシタ916は、谷埋めキャパシタとも呼ばれる。キャパシタ916と第1ダイオード918のカソードとの接合部には、インダクタ920が接続され、このインダクタは、第2(任意選択)ダイオード922および制御可能導電装置であるスイッチ924と直列で、共通回路に接続される。制御可能導電装置924は、金属酸化物半導体電界効果トランジスタ(MOSFET)として示されているが、バイポーラ接合トランジスタ(BJT)、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ(IGBT)、または他の制御可能導電装置とすることが可能である。バック変換器回路910は、第3整流ダイオード926をも含み、このダイオードは、適切に制御された同期整流器またはMOSFETとすることも可能であり、バックインダクタ920と第2ダイオード922との接合部と、入力912に接続されたキャパシタ916の一端子との間に接続される。第1出力端子928が、入力端子912と、キャパシタ916と、整流ダイオード926のカソードとに接続される。第2出力端子930が、第2入力端子914と、共通回路と、ダイオード918のアノードと、スイッチ924とに接続される。
【００２４】
バック変換器回路910の動作について、図3、4、5、および6に関して記述する。バック変換器回路910は、2つの異なる条件下で動作する。条件I(図4の間隔I)では、バック変換器回路910の入力端子912、914に印加された瞬間整流ライン電圧1010は、キャパシタ916の両端の電圧1012に等しいかまたはそれより小さく、したがって、キャパシタ916は、その貯蔵エネルギーのいくらかをインバータ回路に放電する。この条件では、ダイオード840(図2)には、逆バイアスがかけられ、ダイオード918には、導電するように順バイアスがかけられる。これにより、共通回路端子930からダイオード918およびキャパシタ916を経てバック変換器出力端子928まで、キャパシタ916の放電経路が確立される。スイッチ924は、整流ライン電圧の周波数より十分に大きい通常約30kHzまたはそれを超える周波数において、交互に開放および閉鎖される。スイッチ924が導電しているとき、以前の充電周期からバックインダクタ920に依然としてある残りのエネルギーが、ダイオード922およびスイッチ924を経て共通回路に放電される。その後、電流がさらにはバックインダクタ920を流れないように、ダイオード922および926に逆バイアスがかけられる。
【００２５】
条件II(図4の間隔II)では、瞬間整流ライン電圧は、キャパシタ916の両端の電圧より大きく、キャパシタ916は、貯蔵エネルギーを増大させている。間隔II中、バック変換器の動作は、スイッチ924の導電状態に依拠する。
【００２６】
スイッチ924が導電しているとき、バック変換器回路910は、図5の簡略化した形態とされ、バックインダクタ920の両端の電圧は、瞬間整流ライン電圧からキャパシタ916の両端の電圧を引いたものに等しい。したがって、キャパシタ916は、入力912からキャパシタ916とバックインダクタ920とスイッチ924とを経て共通回路まで流れる電流によって充電される。さらに、エネルギーは、スイッチ924が導電しているとき、バックインダクタ920に印加される電圧によって、バックインダクタ920において貯蔵される。スイッチ924が導電していないとき(図6に示すように)、バックインダクタ920を流れる電流1210は、ダイオード926を経て整流されて、キャパシタ916に流れ込み、したがって、バックインダクタ920に貯蔵されているエネルギーのいくらかまたはすべてをキャパシタ916に移送する。条件IIでは、キャパシタ916は、スイッチ924が導電しているときと、スイッチ924が導電していないときの両方において、充電されることに留意されたい。
【００２７】
バック変換器回路910の動作の結果、キャパシタ916は、図7に示すように安定器が完全光出力において動作している時間期間1310にわたって充電される。谷埋めキャパシタ916の充電は、各線半周期の90度を超えて行われることが好ましい。
【００２８】
谷埋めキャパシタの充電が、各180度ライン周波数半周期の90度を超えて行われるとき、結果的な安定器入力電流全高調波ひずみは、低減されることが判明した。
【００２９】
バック変換器回路910の他の利点は、各充電周期の開始時におけるキャパシタ916への突入電流が、バックインダクタ920によって限定されることである。これも、図7において見ることができ、ピークライン電流1312が、能動力率修正(APFC)回路または谷埋め回路のない通常の従来の技術の安定器のピークライン電流1314と比較して大きく低減されている。突入電流の限定は、初めに安定器をターンオンする際にさらにより著しい。したがって、電力が、通常の能動力率修正安定器にまず加えられたとき、エネルギー貯蔵キャパシタは、キャパシタの電圧がACライン電圧のピーク電圧に上昇するまで充電される。この充電期間中、入力電流は、本質的に、ワイヤ抵抗と安定器に供給するAC電力源のインピーダンスとによってのみ限定される。本発明の安定器のバック変換器回路910は、本質的に電流が限定されており、それにより、APFCタイプの安定器の他の重大な欠点が克服される。
【００３０】
バック変換器回路910の他の利点は、キャパシタ916の過電圧保護を提供することである。すなわち、灯が接続されていないなど、負荷のない条件において、キャパシタ916は、ピーク整流ライン電圧を超えて充電されることはない。これは、負荷のない条件においてエネルギー貯蔵キャパシタを潜在的に途方もなく高い電圧まで充電するのを防止するために余分な回路を追加しなければならない従来のブースト変換器およびバックブースト変換器とは対照的である。
【００３１】
図8に示すように、灯が約10パーセントの光出力に減光される際に、キャパシタ916の充電時間は減少する。同時に、バスリプル電圧も低減され、灯電流の電流波高率はより低くなる。
【００３２】
ここで図9を参照すると、インバータ回路860を有するバック変換器回路1410の第2実施形態が示されている。以下でより詳細に記述するインバータ回路860は、高側スイッチ2112および低側スイッチ924を有する。高側スイッチ2112および低側スイッチ924は、両方とも、MOSFETまたはIGBTなどの制御可能導電装置である。この実施形態では、バック変換器回路1410とインバータ回路860とは、制御可能導電装置924を共有する。バック変換器回路1410の第2実施形態は、それ以外については、バック変換器回路910の第1実施形態と本質的に同じ方式で動作する。
【００３３】
ここで図10を参照すると、バックインダクタ920がタップ付きインダクタ1520と置き換えられているバック変換器回路1510の第3実施形態が示されている。整流ダイオード926のアノードは、タップ付きインダクタ1520とダイオード922との接合部ではなく、タップにおいてタップ付きインダクタ1520の内部コイルに結合される。インダクタタップの配置により、インダクタ1520の放電時間を変更する能力が提供される。バック変換器の連続モード動作は、低減または完全に排除することが可能である。しかし、この余分な適応性には、スイッチ924に対する余分な電圧応力の兼合いが付随する。したがって、タップ付きインダクタ1520がエネルギーをキャパシタ916に移送しているとき、タップ付きインダクタ1520は、スイッチ924の両端に印加された電圧が、タップ付きインダクタ1520の巻数比を乗算したキャパシタ916の両端の電圧に等しくなるように作用する。スナバ抵抗1554とスナバキャパシタ1556との並列組合せと直列のスナバダイオード1552を含むスナバ回路が、タップ付きバックインダクタにおいて非結合残留エネルギーを散逸させるために、タップ付きバックインダクタ1520とダイオード922との接合部と共通回路との間に結合される。
【００３４】
図10のタップ付きバックインダクタ回路の一実施形態では、キャパシタ916は、2つの47マイクロファラドで250ボルトのキャパシタの並列組合せであり、ダイオード918および926は、MUR160ダイオードであり、ダイオード922および1552は、1000ボルト1アンペアのダイオードであり、抵抗1554は、2つの91キロオームで1ワットの抵抗の直列組合せであり、キャパシタ1556は、.0047でマイクロファラド630ボルトにキャパシタであり、スイッチ924は、250ボルトのIRFI634G MOSFETである。タップ付きバックインダクタ1520は、ダイオード918のカソードからダイオード922のアノードまで約180の全巻数を有し、かつ約1.427ミリヘンリーのインダクタンスを有し、ダイオード918のカソードからタップまでの巻数は約75で、約244マイクロヘンリーのインダクタンスを有し、タップからダイオード922のアノードまでの巻数は約105で、約492マイクロヘンリーのインダクタンスを有する。
【００３５】
谷埋め回路830(図2)の以前に記述した実施形態のそれぞれでは、キャパシタ916の充電電流は、制御可能導電スイッチ924の導電時間が長くなるにつれて増大する。灯が低光レベルまで減光されるとき、スイッチ924はより長い時間導電し、キャパシタ916の電荷の蓄積が増大し、これにより、バス電圧が上昇する。低い光レベルにおいてより高い電圧を有することが有利であるが、その理由は、灯電圧が、低い光レベルにおいて増大し、より高いバス電圧が、より高いインピーダンスを経て灯を駆動することが可能になるからである。より高い出力インピーダンスにより、灯の安定性が改善される。これは、1991年8月20日にSullivanらに発行され、かつLutron Electronics Co.,Inc.に譲渡された米国特許第5,041,763号において議論されている。
【００３６】
充電電流は、整流ライン電圧とキャパシタ916の両端の電圧との電位差が増大する際にも増大する。この結果、タップ付きバックインダクタの瞬間充電電流は、線半周期の中間において最高になり、線半周期の周辺に向かって小さくなり、これにより、安定器入力電流の全高調波ひずみは低減される。
【００３７】
ここで図11を参照すると、谷埋め回路の他の実施形態1570が示されている。この実施形態では、谷埋め回路1570には、キャパシタ916と、ダイオード922と、スイッチ924との他に、キャパシタ916と端子912との間に結合されたダイオード1572と、ダイオード1574と、「フライバック」変圧器1576とが含まれる。変圧器1576の「1次」巻線は、ダイオード922のアノードと谷埋め回路1570の端子928との間に接続される。変圧器1576の「2次」巻線は、共通回路とダイオード1574のアノードとの間に接続され、ダイオード1574のカソードは、キャパシタ916とダイオード1572のアノードとの接合部に接続される。
【００３８】
図11の端子912、914に印加された整流ライン電圧が、キャパシタ916の両端の電圧を超えるとき、フライバック変圧器1576の「2次」巻線の両端に印加された電圧は、ダイオード1574を経てキャパシタ916を再充電する。整流ライン電圧がキャパシタの両端の電圧より低くなるとき、キャパシタ916は、出力端子928および930を経て放電する。
【００３９】
ここで図12を参照すると、容量エネルギー貯蔵装置のみを使用する谷埋め回路の第4実施形態1610が示されている。この実施形態では、谷埋め回路1610は、回路1610への第1入力端子912および第2入力端子914にわたって第1ダイオード1634と直列に接続された第1エネルギー貯蔵装置1632を含む。第2エネルギー貯蔵キャパシタ1616が、第2ダイオード1636と直列に接続され、このダイオードのカソードは、入力912に結合される。第3ダイオード1638が、キャパシタ1632とダイオード1634との接合部とキャパシタ1616とダイオード1636の接合部との間に接続される。エネルギー貯蔵キャパシタ1616の他の端子は、抵抗1620と並列の第4ダイオード1618によって第2入力端子1914に接続される。
【００４０】
端子912、914に印加される整流ライン電圧が、ダイオード1638の両端の順電圧の降下によって、キャパシタ1632の両端の電圧と1616の両端の電圧との和を超えるとき、ダイオード1634、1636、および1618には逆バイアスがかけられ、ダイオード1638には順バイアスがかけられ、エネルギー貯蔵キャパシタ1632、1616は、キャパシタ1632と、ダイオード1638と、キャパシタ1616と、抵抗1620との直列経路を経て充電される。抵抗1620が、エネルギー貯蔵キャパシタ1632、1616への充電電流を限定して、線から安定器によって取り出される電流の電流スパイクを低減し、それにより、安定器入力電流全高調波ひずみが低減される。キャパシタ1632、1616は、通常、それぞれ同じ値を有し、約2分の1ピーク入力電圧まで充電される。
【００４１】
端子912、914に印加される整流ライン電圧が、キャパシタ1632の両端の電圧と1616の両端の電圧との和より下がるとき、ダイオード1638には逆バイアスがかけられる。入力端子912、914にわたる電圧が、キャパシタ1632の両端の電圧よりダイオード1634のターンオン電圧よりも多く下がった後、キャパシタ1632は、ダイオード1634ならびに出力端子928および930を経て放電する。入力端子912、914の両端の電圧が、キャパシタ1616の両端の電圧よりダイオード1636のターンオン電圧よりも多く下がった後、キャパシタ1616は、ダイオード1636、抵抗1620、および出力端子928、930を経て放電する。抵抗1620の両端の電圧降下が、ダイオード1618のターンオン電圧を超えるとき、キャパシタ1616は、ダイオード1636、1618および出力端子928、930を経て放電する。
【００４２】
まとめると、キャパシタ1632、1616は、直列で充電され、並列で放電して、気体放電灯を駆動するインバータ回路に貯蔵エネルギーを送達する。バス電圧におけるリプルの量は、それにより低減され、安定器によって送達される灯電流の電流波高率は改善される。
【００４３】
図12の谷埋め回路は、米国特許第5,387,847号のWoodの谷埋め回路とは大きく異なる。Woodは、自分の特許の図2において、2つのキャパシタの間に接続されたダイオードと直列の抵抗を示していることに最も注目されたい。対照的に、図12の谷埋め回路は、キャパシタ1616と共通回路との間に対で接続される、ダイオード1618と並列の抵抗1620を提供する。この新規な構成は、安定器入力電流全高調波ひずみについて所望の改善を提供するが、追加の改善により容易に役立つ方式で行われる。
【００４４】
安定器入力電流全高調波ひずみをさらに改善するために、図12の谷埋め回路1610は、図13に示すように、制御可能導電装置924を抵抗1620と直列に配置することによって修正することが可能である。これにより、切替え抵抗回路が創出される。制御可能導電装置924は、通常、高周波において、すなわちACライン電圧の基本周波数より数倍大きい周波数において動作する。安定器入力電流全高調波ひずみは、スイッチ924の導電時間が各線半周期の中間またはピークの付近において増大されるように、スイッチ924の導電を制御することによって改善することが可能である。これにより、ACライン電圧波形とより密接に整合する安定器入力電流波形が得られる。
【００４５】
図13の谷埋め回路は、図14に示す安定器インバータ回路と統合することが可能であり、この場合、制御可能導電装置924は、谷埋め回路1810とインバータ回路2110とによって共有される。代替として、図13の谷埋め回路1710のスイッチ924は、インバータ回路860のスイッチのそれぞれとは別の独立して制御される制御可能導電装置とすることが可能である。
【００４６】
図13の谷埋め回路1710における抵抗損は、図15に示すように、抵抗1620をスイッチ924と直列のインダクタ1920によって置き換えることによって低減することが可能である。代替構成では、インダクタ1920とスイッチ924との組合せは、単一のインダクタによって置き換えることが可能である。しかし、スイッチ924の高周波切替え行為により、比較的小さく安価なインダクタ1920を使用することが可能になる。
【００４７】
スイッチ924の代替として、図16に示すように、高周波変圧器からの2次巻線2024を代用することが可能である。高周波変圧器は、通常、安定器に存在する。適切な巻数の2次巻線を(好ましくはすでに存在する変圧器に)追加することによって、極性が交代する電圧をインダクタ1920と直列に導入して、インダクタ1920を流れる電流の流れの妨害と補助を交互に行うことが可能である。それにより、巻線2024は、スイッチとして効果的に機能する。
【００４８】
インバータ回路
図17および18からわかるように、キャパシタ916およびバック変換器1510の出力には、気体放電灯に灯電流を流れさせるために、高周波電圧を図18の共振タンク回路2220に提供する高周波インバータ回路2110が接続される。インバータ回路2110は、直列に接続された第1制御可能導電装置2112および第2制御可能導電装置924を含む。バス電圧は、整流ライン電圧またはキャパシタ916の両端の電圧より大きい。整流ライン電圧がキャパシタ916に対する電圧より大きいとき、インバータ回路2110は、AC線から直接電流を取り出す。整流ライン電圧がキャパシタ916に対する電圧より小さいとき、インバータ回路2110は、キャパシタ916から電流を取り出す。
【００４９】
インバータ回路が、AC線のピークの時間の付近において各180°ライン周波数半周期の90°を超えてAC線から直接電流を取り出すとき、安定器入力電流の結果的なTHDは、33.3%未満であることが判明した。
【００５０】
インバータ回路2110の動作について、ここで図19と関連して記述する。インバータ回路2110は、固定周波数D(1-D)相補デューティサイクル切替え動作モードを使用する。これは、切替え装置2112、924の一方および一方のみが、常に導電していることを意味する。この議論では、デューティサイクルDは、第1スイッチ2112の導電時間を指し、相補デューティサイクル(1-D)は、第2スイッチ924の導電時間を指す。装置2112、924の一方が常に導電していることを考慮すると、各それぞれの装置のDおよび(1-D)と示された導電時間の和は、切替え周波数の周期である。実際の電子回路では、装置2112、924が両方とも導電していないむだ時間と一般的に呼ばれる時間が通常存在する。このむだ時間は、通常、装置2112、924の導電時間と比較して非常に短い。このむだ時間の目的は、装置2112、924の両方が同時に導電しないことを保証することである。しかし、このむだ時間を長くして、インバータ回路の追加の制御パラメータとして使用することが可能である。スイッチ2112(図19ではSW1と示す)が導電しているとき、インバータ回路2110の出力は、谷埋め電圧であるバック変換器回路出力端子928に接続される。切替え装置924(図19ではSW2と示す)が導電しているとき、インバータ回路2110の出力は、共通回路であるバック変換器回路出力端子930に接続される。所与の瞬間谷埋め電圧では、その瞬間谷埋め電圧について気体放電灯に送達することができる最大灯電流は、2つの切替え装置2112、924の導電時間が等しいとき達成される。この電子安定器では、灯電流は、瞬間谷埋め電圧と切替え装置2112、924の導電時間との両方に依拠する。切替え装置2112、924の導電時間は、図18に示す気体放電灯2210、2212を流れる電流に応答して、図17に示す制御回路882によって制御される。制御回路の動作について、以下で詳細に記述する。
【００５１】
電子安定器インバータを制御するために使用される従来の制御アルゴリズムは、通常、rms灯電流を一定値に維持するように、制御可能導電装置の導電時間を調節する。従来の制御ループは、制御可能導電装置の導電時間をライン周波数半周期の過程にわたってほぼ一定に維持するように、対応して緩慢である。このアルゴリズムは、谷埋めタイプの安定器に適用されたとき、谷埋め電圧の変調のために、灯電流の高い電流波高率をもたらす。
【００５２】
現在の好ましい実施形態の制御回路は、制御可能導電装置の導電時間を調節する。スイッチ2112の導電時間は、比較的狭いパルスを提供するように低減され、スイッチ924の導電時間は、比較的広いパルスを提供するように増大される。これにより、ライン周波数半周期のピーク付近において高周波灯電流の包絡線のピークが低減される。これ以後、これを灯電流の「ハンプダウン」と呼ぶ(図19)。
【００５３】
ライン周波数半周期のピーク付近において灯電流を低減することにより、インバータ回路によって取り出される電流が低減される。この効果は、それ自体で安定器入力電流を低減し、安定器入力電流全高調波ひずみを上昇させる。しかし、本発明の安定器では、灯電流の減少は、スイッチ924の導電時間の増大と関連する。導電電流のこの増大により、谷埋めキャパシタの充電電流が増大する。谷埋め電流のこの増大により、ライン周波数半周期のピークの付近において安定器によって取り出される全電流が増大する。ライン周波数半周期のピーク付近において安定器電流が増大することは、安定器入力電流全高調波ひずみを低減させる有利な効果を有する。この改善は、ピーク灯電流を低減することによって生じるTHDの増大の影響を相殺する。谷埋め回路によって取り出される電流が増大するために、ライン周波数半周期のピーク付近において安定器入力電流が増大することを、これ以後、安定器入力電流の「ハンプアップ」と呼ぶ。図19を参照されたい。
【００５４】
比較的狭いパルスを生成するようにスイッチ2112の導電時間を低減し、比較的広いパルスを生成するようにスイッチ924の導電時間を増大することについて記述してきたが、当業者なら、安定器入力電流の同じハンプアップと灯電流のハンプダウンとを達成するように、スイッチ2112の導電時間と谷埋め回路の適切な回路構成を有するスイッチ924とを逆にすることができる。
【００５５】
共振タンク回路
再び図17、18を参照すると、インバータ回路2110の出力は、インダクタ2222およびキャパシタ2224を備える共振タンク回路2220に接続される(図18)。共振タンク回路2220は、本質的に正弦波の電流を気体放電灯2210、2212に供給するように、インバータ回路2110の出力電圧をろ過する。さらに、共振タンク回路2220は、電圧利得および増大した出力インピーダンスを提供する。共振タンク回路2220の出力は、変圧器2230によって気体放電灯2210、2212の電極に結合される。DC阻止キャパシタ2232は、DC電流が変圧器2230の1次巻線に流れるのを防止する。
【００５６】
電流感知回路
図18を参照すると、安定器は、また、第1ダイオード2242および第2ダイオード2244を備える電流感知回路2240と、灯2210、2212と直列に結合された抵抗2246とを含む。電流感知回路2240は、抵抗2246の両端の半波整流電圧を生成し、この電圧は、灯電流に比例し、気体放電灯の実際の光出力の尺度を表す。半波整流電圧は、入力として図17の制御回路882に印加される。代替実施形態では、電流感知は、電流変圧器または代替として全波接続ダイオードを使用することによって、周知の方式で実施することが可能である。非減光安定器と、中程度の性能のみが必要とされる安定器とでは、電流感知回路は省略することが可能である。
【００５７】
制御回路
図17の制御回路882について、図20、21、および22を参照してより詳細に記述する。制御回路882の第1実施形態は、切替え装置2112および924(図20および22)の導電を制御する信号を生成する。制御回路882は、入力として、電流感知回路2240から半波整流電圧を受け取り、灯からの実際の光出力を表すDC電圧を生成する。光出力を表すこのDC電圧は、光出力電圧を表す電圧と基準電圧との差を最小限に抑えるように、切替え装置2112、924のデューティサイクルを調節するために、所望の光レベルと比較される。減光電子安定器では、基準電圧は、0から10ボルトの制御信号などの外部入力によって提供することが可能である。代替として、基準電圧は、安定器が2ワイヤ減光制御により供給されるとき、ACライン電圧によって安定器に加えられた位相角度制御信号を検出することによって生成することが可能である。安定器の好ましい実施形態では、基準電圧は、「減光ホット」入力によって図17、20、22に示すように、安定器への追加の入力を介して安定器に加えられた位相角度制御信号から生成される。
【００５８】
制御回路は、電流感知回路2240および制御入力回路2460からの入力を受信するために接続されたフィードバック回路2440(図20)を含み、導電信号を制御可能導電装置2112、924の制御端子に供給する。制御回路は、以下で詳細に記述するように、追加の入力をフィードバック回路2440に提供するために、波成形回路2480を任意選択として含むことが可能である。
【００５９】
図22からわかるように、フィードバック回路2440は、電流感知回路2240からの灯光出力を表す入力信号を反転端子2444において受信し、かつ所望の光レベル基準信号を非反転端子2446において受信するために接続された差動増幅器2442を含む。差動増幅器2442は、実際の光出力と所望の光出力との差を表すエラー信号を生成する。エラー信号は、パルス幅変調(PWM)回路2448に提供され、このパルス幅変調回路は、駆動信号を生成し、この駆動信号は、インバータ回路スイッチ2112、924のゲートに加えられる。PWM回路2448は、当技術分野では周知であり、したがってここでは詳細に記述しない。
【００６０】
波成形回路2480は、制御入力回路2460からの本質的にDCの基準電圧信号と合計されたAC基準電圧信号を提供する。AC基準電圧信号の形状は、様々な波形を取るようにすることができるが、安定器にすでに存在する波形を利用する特に効果的であるが簡単な回路を設計することができる。図22に詳細に示す波成形回路2480は、抵抗2482を含む分圧器を含む。この抵抗は、バック変換器回路1510から谷埋め電圧の縮尺調整バージョンを提供する自動利得制御(AGC)回路2690と直列に接続される。AGC2690の詳細を図23に示し、以下で議論する。非減光安定器においてなど、波成形回路2480の利得を調節する必要がない場合、AGC2690は、任意選択として、抵抗などの受動インピーダンスによって置き換えることが可能である。
【００６１】
分圧器からの縮尺調整電圧信号は、分圧器の出力に接続されたアノードと、DC基準電圧VREFに接続されたカソードとを有するダイオード2486によってクリッピングされる。次いで、クリッピングされた信号は、DC阻止キャパシタ2488を通過して、制御入力回路2460からのDC基準電圧と合計される。
【００６２】
制御回路は、制御入力、波成形、およびフィードバック回路の共通結合点と共通回路との間に接続された下端クランプ2680をも含む。下端クランプ2680は、灯を流れる電流を維持することができないほど基準電圧が低くなるのを防止する。
【００６３】
AC基準信号の追加は、入力ライン電圧のゼロ交差の付近などにおいて谷埋め電圧がより低いとき、組み合わされた基準電圧を低減し、入力ライン電圧が瞬間ピーク値に近付いているときなど、谷埋め電圧が増大する際に、組み合わされた基準電圧を増大する効果を有する。同様に、インバータ回路2110によって灯に供給される灯電流は、谷埋め電圧がより低いとき減少し、谷埋め電圧が増大するとき増大する。したがって、谷埋め電圧を追跡するまたは谷埋め電圧に追従するAC基準信号の追加は、灯によって取り出される電流が、谷埋め電圧の波形と同様の波形となるように成形する効果を有する。その結果、安定器入力電流は、バレー付近においてより低く、かつACライン電圧のピーク付近においてより高い形状を有し、それにより、安定器入力電流全高調波ひずみが改善される。しかし、安定器入力電流全高調波ひずみのこの改善は、灯電流のクレスタファクタがより大きいということを代償とする。
【００６４】
波成形回路2480の追加の特徴は、AC基準信号のピークをクリッピングするためのダイオード2486である。AC基準電圧信号がクリッピングされている時間中、組合せ基準電圧は、谷埋め電圧がピークに達している最中は一定である。制御回路の全応答は、「迅速」であるように設計され、したがって、制御回路は、スイッチ2112の導電時間を低減し、かつスイッチ924の導電時間を増大させて、より多くの一定高周波電圧を共振タンクに送達し、したがって一定灯電流を灯に送達するように、バス電圧がピークにある最中に迅速に応答する。正味の効果は、灯電流包絡線のピークを低減し、したがって、灯電流の電流波高率を低減することである。これを灯電流のハンプダウンとして図19に示す。同時に、スイッチ924の導電時間の増大により、図19に示すように、キャパシタ916によって取り出される充電電流が増大する。これにより、安定器入力電流は、キャパシタ916の充電電流が増大していない場合よりも増大し、したがって安定器入力電流はハンプアップする。この効果により、安定器入力電流全高調波ひずみは低減される。記述した波成形回路で構築された電子減光安定器は、安定器入力電流全高調波ひずみが20%より小さく、かつ灯電流の電流波高率が1.7より小さい状態で、安定な動作を達成した。
【００６５】
図22に示すAGC回路2690は、安定器が、灯電流を低減し、それにより灯を減光することを要求されるとき、波成形回路2480の出力を変更する。図23のAGC回路2690には、第1トランジスタ2691および第2トランジスタ2692と、抵抗2693、2494、および2695と、ダイオード2696とが含まれる。第1トランジスタ2691の導電は、制御入力2460(図22)の出力によって制御される。入力電圧が低くなるとき、これは減光条件を表し、第1トランジスタ2691の導電は増大し、第2トランジスタ2692のベースの電圧は下がり、それにより、第2トランジスタ2692の導電性は低下し、波成形回路2480に提示されるAGC回路2690のインピーダンスは効果的に増大される。AGC回路2690のインピーダンスの増大により、AGC回路2690と抵抗2482との接合部の電圧が増大し、より多くの信号が、ダイオード2480によってクリッピングされることになる。このように電圧が上昇して、ますますクリッピングされるようになるにつれ、この電圧のAC部分は減少し、それにより、波成形回路の効果が低減される。
【００６６】
図20のフィードバック回路2440の第2実施形態が、図24に示されており、これは、マイクロプロセッサ26102を含む。このマイクロプロセッサは、所望の光レベルおよび灯電流を表す入力を受信して、インバータ回路の制御可能導電装置の制御端子を駆動するための出力信号を生成する。この使用に適した1つのそのようなマイクロプロセッサは、MC68HC08のモデル番号でMotorola Coporationによって製造されている。簡略化のために、マイクロプロセッサ26102を安定器のアナログ回路とインタフェースするために必要なアナログデジタル回路およびデジタルアナログ回路は、当技術分野の通常の技術の範囲内において考慮し、ここでは示さない。
【００６７】
図20のフィードバック回路2440第3の実施形態が、図25に示されており、これは、ゲートドライバ回路26104を含む。このゲートドライバ回路26104は、マイクロプロセッサ26102の他に、マイクロプロセッサ26102から単一ゲート駆動信号を受信して、インバータ回路スイッチの動作を制御することができる信号を生成するゲートドライバ回路26104を含む。この使用に適した1つのそのようなゲートドライバ回路は、部品番号IR2111でInternational Rectifierによって製造されている。当然、他の適切なマイクロプロセッサ(Microchip Technology Inc.、アリゾナ州チャンドラーのPIC 16C54A)およびゲートドライバを、本明細書において記述する特定の実施形態について代用することが可能である。さらに、特定用途向け集積回路(ASIC)(図示せず)またはデジタル信号プロセッサ(DSP)(図示せず)を代用して、本明細書において開示するマイクロプロセッサと同じ機能を提供することが可能である。
【００６８】
図26に示す図24および25のフィードバック制御回路実施形態の動作を示す高レベルフローチャートには、灯電流ILを測定するステップ(ステップ26110)と、所望の光レベルを表す減光信号VDIMを測定するステップ(ステップ26120)とが含まれる。測定した灯電流ILを測定した減光信号VDIMと比較し(ステップ26130)、ILがVDIMより小さい場合、インバータ回路の制御可能導電装置の導電時間は、より等しくされる(ステップ26140)。ILがステップ26150において決定されたVDIMより大きい場合、インバータ回路の制御可能導電時間の導電時間は、より等しくないようにされる(ステップ26160)。ILがVDIMに等しい場合、インバータ回路の制御可能導電装置の導電時間は変更されず、プロセスが反復される。
【００６９】
キャットイヤー回路
2ワイヤの制御回路、白熱灯のトライアックベースの減光装置、およびファンモータに電力を提供するために、キャットイヤー回路が長年使用されてきた。通常の従来の技術のキャットイヤー回路を図27に示す。照明負荷の標準的な電子減光装置は周知であり、イヤーキャット電源回路を使用する回路も周知である。そのような応用例では、減光装置は、AC線と負荷との間に配置され、入力としてAC線から正弦波電圧を受け取り、出力として正弦波入力電圧の「切頭」形態を提供する。切頭形態では、トライアックが導電しているとき、入力電圧波形の前縁は、非導電トライアックによって阻止され、入力電圧波形の尾部部分のみが、トライアックによって負荷に渡される。トライアックは、所定の時間にターンオンされ、入力電圧波形の次のゼロ交差まで導電する。ACライン電圧のゼロ交差に関して、トライアックの導電までの時間を変更することによって、負荷に送達される電力の量を制御することが可能である。
【００７０】
2ワイヤ減光装置の従来の技術のキャットイヤー回路は、トライアックが導電していないとき、入力電圧波形の一部中にAC線から電力を取り出す。すなわち、従来の技術のキャットイヤー回路は、膨大な負荷電流が通常は流れていない時間中に、線から負荷を経て電流を取り出す。しかし、これまで、キャットイヤー回路は、電子装置内の制御回路を動作する補助的な電源を導出するためにのみ使用されてきた。電子装置によって線から取り出された入力電流を意図的に成形するためには使用されていなかった。具体的には、キャットイヤー回路は、これまで、入力電流の成形を補助するためには電子安定器において使用されず、また電子安定器において補助的な電源としても使用されていなかった。本発明の安定器では、キャットイヤー回路の入力電流成形の利点は、安定器電流全高調波ひずみの低減に寄与する。
【００７１】
本発明の安定器は、整流回路820の出力の両端に接続されたキャットイヤー回路884(図2)を含む。キャットイヤー回路は、一般には、線周期の選択部分中に線から電流を取り出すように設計される回路として定義することが可能である。したがって、キャットイヤー回路は、安定器入力電流全高調波ひずみを改善するように、安定器入力電流波形を成形するための新規かつ独自な方式で使用することが可能である。実際、キャットイヤー回路は、スイッチモード電源およびAC線DC変換器など、様々な電子装置の入力電流波形を生成して、入力電流全高調波ひずみを低減するために使用することが可能である。
【００７２】
キャットイヤー回路884(図20)は、図28に示すように、入力線周期の「尾部」、すなわちライン電圧ゼロ交差付近の入力線周期の領域においてのみ、整流器820から電流を取り出す。キャットイヤー回路884は、ライン電圧ゼロ交差付近において電流を取り出し、それにより、安定器のバックエンドがAC線から電流を取り出していないとき(図19)、AC線から取り出された入力ライン電流の尾部を「埋める」。尾部を埋めることによって、安定器によって取り出されたライン電流は、より連続的になり、それにより、図31に関して記述するように、安定器入力電流全高調波ひずみが低減される。
【００７３】
キャットイヤー回路は、図31に示すように、各180度ライン周波数半周期の尾部において、比較的短時間の間に安定器入力電流を取り出す。一実施形態では、キャットイヤー回路は、ゼロ交差に続く各180度ライン周波数半周期の約45度において安定器入力電流を取り出す(図31の間隔I)。次いで、インバータ回路は、各180度ライン周波数半周期の約90度において安定器入力電流を取り出す(図31の間隔II)。最後に、キャットイヤー回路は、その次のゼロ交差の前の各180度ライン周波数半周期の約45度において安定器入力電流を取り出す(図31の間隔III)。
【００７４】
この実施形態は、ゼロ交差の後の約45度およびその次のゼロ交差の前の約45度において安定器入力電流を取り出すキャットイヤー回路を示す。しかし、当業者なら、キャットイヤー回路が安定器入力電流を取り出す時間を変更することが可能であることを理解することができる。たとえば、所望の最大THDを超えず、かつ本発明の範囲または精神から逸脱せずに、キャットイヤー回路が、ゼロ交差に続く各180度ライン周波数半周期の約35度において安定器入力電流を取り出し、インバータ回路が、各180度ライン周波数半周期の約90度において安定器入力電流を取り出し、最後に、キャットイヤー回路が、その次のゼロ交差の前の各180度ライン周波数半周期の約55度において安定器入力電流を取り出す。また、当業者なら、所望の最大THDを超えず、かつ本発明の範囲または精神から逸脱せずに、安定器入力電流がキャットイヤー回路またはインバータ回路によって取り出されないあるむだ時間が生じる可能性があることを理解することができる。
【００７５】
図29に示すキャットイヤー回路884の第1実施形態2810では、キャットイヤー回路2810は、固定電圧カットイン点およびカットアウト点を有して設計される。すなわち、キャットイヤー回路の第1実施形態2810は、整流ライン電圧が固定値より小さいときのみ、AC線から電流を取り出す。この条件は、ライン電圧ゼロ交差付近の時間期間に生じる。カットアウト電圧点およびカットイン電圧点は、キャットイヤー回路2810がライン電圧ゼロ交差の直後の時間から図22のインバータ回路2110がAC線から電流を取り出している時間までの第1間隔中と、インバータ回路2110がAC線からの電流の取り出しを停止した時間から次の電圧ゼロ交差までの第2間隔中とに電流を取り出すように調節される。
【００７６】
整流ライン電圧が選択された電圧より低いとき、充電トランジスタ2812(図29)が、エネルギー貯蔵キャパシタ2814の充電を可能にするように動作し、これにより電圧VCCに向かって充電される。キャパシタ2814の充電率は、MOSFETトランジスタ2812のドレインと直列の抵抗2816によって決定される。キャットイヤー回路によって取り出されたこの電流は、安定器のバックエンド回路によって取り出された電流と組み合わされたとき、事実上区分的に連続の安定器入力電流を形成するように組み合わされる。トランジスタ2812はMOSFETとして示されているが、限定的ではなくBJTまたはIGBTなどのあらゆる適切な制御可能導電装置とすることが可能である。
【００７７】
整流ライン電圧が、所定の電圧と等しいかまたはそれより大きいとき、カットアウトトランジスタ2818は、導電を開始する。カットアウトトランジスタ2818のコレクタは、ツェナーダイオード2820のカソードをVCCに向けて引き、これにより、充電トランジスタ2818が効果的にターンオフされる。所定のカットイン電圧およびカットアウト電圧は、カットアウトトランジスタ2818のベースが接続される抵抗2822および2824を含む抵抗分圧器ネットワークによって決定される。
【００７８】
本発明のキャットイヤー回路は、安定器の制御回路の電源をも提供することに留意されたい。これにより、安定器が、AC線の各半周期の所定の部分中に電流を取り出すことが可能になる。この部分は、ライン電圧ゼロ交差の前および後の期間、またはそのような期間の一方のみ、または半周期中のあらゆる他の有用な期間を含むことができる。
【００７９】
図30に示すキャットイヤー回路884の第2実施形態2910では、キャットイヤー回路2910は、安定器のバックエンドから取り出される電流を能動的に監視して、バックエンドが所定の値より大きい電流を取り出していないときのみ、キャットイヤー回路に線からの電流を取り出させる回路を含む。電流監視回路には、トランジスタ2930と、キャパシタ2932と、抵抗2934、2936と、ダイオード2938、2940とが含まれる。安定器バックエンド電流は、入力整流回路820に戻る際に、ダイオード2938、2940および抵抗2936を流れる。安定器バックエンドが、所定の値より大きい電流を取り出しているとき、トランジスタ2930のエミッタにおける電圧は、ダイオード2938、2940の組み合わされた順電圧降下に等しい電圧だけ負になる。抵抗2934を経て、トランジスタ2930ベースエミッタ接合部に順バイアスがかけられ、それによりトランジスタ2930がターンオンされる。トランジスタ2930をターンオンすることにより、トランジスタ2812のゲートが下に引かれ、それにより、トランジスタ2812がターンオフされる。バックエンド電流が、抵抗2936、2934の分圧器によって設定された所定の値より小さくなるとき、トランジスタ2930はターンオフされて、トランジスタ2812をターンオンするのを可能にし、かつキャパシタ2814の充電経路を提供する。この第2実施形態は、第1実施形態と比較して、安定器入力電流全高調波ひずみをわずかに改善する。
【００８０】
記述したキャットイヤー回路の特定の実施形態は、整流回路を経てAC電力源に接続されたキャットイヤー回路を示す。当然、整流回路を経るのではなく、直接AC電力源に接続されるキャットイヤー回路を構築することが可能である。たとえば、記述したキャットイヤー回路の特定の実施形態は、代替として、AC電力源に接続するための別の整流器を含むことができる。
【００８１】
安定器入力電流全高調波ひずみを改善するように安定器によって取り出される入力電流を成形する手段を提供するに加えて、キャットイヤー回路は、以下の追加の特徴を提供する。キャットイヤー回路は、安定器のより迅速な開始をも提供し、かつ通常の従来の技術の細流充電およびブートストラップシステムが影響を受けるのと同じようには、安定器の動作モードによって影響されないことが有利である。事実上、キャットイヤー回路およびインバータ回路は、他に影響を与えずにそれぞれの微調整を可能にするように、互いから分離される。
【００８２】
本発明の改良された谷埋め回路、制御回路、およびキャットイヤー回路を組み合わせる結果を図31に見ることが可能である。キャットイヤー回路は、入力ACライン電圧波形のゼロ交差付近において入力電流を取り出す手段を備え、それにより、安定器入力電流全高調波ひずみは、大きく低減される。すなわち、キャットイヤー回路は、ゼロ交差付近において電流波形を埋める。
【００８３】
本発明の改良された谷埋め回路は、AC入力電圧の各半周期の大部分にわたってエネルギー貯蔵装置を充電する手段を備え、それにより、安定器入力電流全高調波ひずみが低減される。これを、図31に理想的な波形で示す。各線半周期の中間部分において、理想的な波形は、ほぼ正弦波の電流波形に一致することを認めることが可能である。
【００８４】
キャットイヤー回路と改良された谷埋め回路との組合せは、AC電源から電流を選択的に取り出す手段を備える。
【００８５】
安定器の動作は、本明細書において開示した制御回路によってさらに改善される。この制御回路は、バス電圧に応答してインバータ回路スイッチの導電時間を選択的に変更する手段を備える。これにより、エネルギー貯蔵装置は、図19に示すように、ACライン電圧の各線半周期のピークの時間付近においてAC電源からより多くの電流を取り出し、ACライン電圧の各線半周期の谷付近においてより少ない電流を取り出す。
【００８６】
独立した電源、すなわち、安定器のバックエンドまたはAPFCに関連付けられた変圧器の電源の二次側ではなく、安定器自体の整流器ステージを経て、または安定器自体の専用整流器を経て、安定器の前端において線から直接電力を導出する電源を提供することにより、開始時、停止時、および異常状態または障害状態中に過渡条件に対処することが簡単になる。この場合、そのような独立電源の好ましい形態は、電源として構成された以前に記述したキャットイヤー回路である。したがって、好ましい実施形態の独立した電源は、バックエンドから電源を分離して、それにより安定器の制御を簡略化し、一方、安定器入力電流全高調波ひずみを低減するように線から電流を取り出す方式をより精確に制御する手段を同時に提供することに備える。
【００８７】
本発明の特定の実施形態に関して本発明を記述してきたが、多くの他の変更および修正ならびに他の使用法が、当業者には明らかであろう。したがって、本発明は、本明細書における特有の開示によって限定されず、添付の請求項によってのみ限定されることが好ましい。
【図面の簡単な説明】
【００８８】
【図１】いくつかの理想的な波形が破線で示されている、APFCまたは谷埋め回路のない従来の技術の電子安定器における電圧波形および電流波形を示す図である。
【図２】本発明の電子安定器の実施形態の1つの簡略的なブロック図である。
【図３】本発明の電子安定器において使用することができるバック変換器回路を使用する谷埋め回路の第1実施形態の簡略化した概略的回路図である。
【図４】動作の方法を示す、図3のバック変換器回路における谷埋め電圧を簡略的に示す図である。
【図５】動作の第1モードを示す、図3のバック変換器回路の簡略化した概略的回路図である。
【図６】動作の第2モードを示す、図3のバック変換器回路の簡略化した概略的回路図である。
【図７】完全光出力における図3のバック変換器回路を含む電子安定器における様々な電圧波形および電流波形を簡略的に示す図である。
【図８】10パーセント光出力のおける図3のバック変換器回路を含む電子安定器における様々な電圧波形および電流波形を簡略的に示す図である。
【図９】本発明によるインバータ回路と統合されたバック変換器回路を有する谷埋め回路の第2実施形態の簡略化した概略的回路図である。
【図１０】本発明によるバック変換器回路においてタップ付きインダクタを有する統合バック変換器回路を有する谷埋め回路の第3実施形態の簡略化した概略的回路図である。
【図１１】谷埋めキャパシタを再充填するためのフライバック変圧器を有する谷埋め回路の他の代替実施形態の簡略化した概略的回路図である。
【図１２】本発明による谷埋め回路の第4実施形態の簡略化した概略的回路図である。
【図１３】本発明による谷埋め回路の第5実施形態の簡略化した概略的回路図である。
【図１４】本発明によるインバータ回路と統合された谷埋め回路の第6実施形態の簡略化した概略的回路図である。
【図１５】本発明による谷埋め回路の第7実施形態の簡略化した概略的回路図である。
【図１６】本発明による谷埋め回路の第8実施形態の簡略化した概略的回路図である。
【図１７】本発明により構築された安定器の簡略した概略的回路図である。
【図１８】本発明により構築された安定器の簡略した概略的回路図である。
【図１９】ライン電圧の半周期にわたって変化する図17のインバータ回路スイッチ導電時間と、安定器によって取り出された結果的なライン電流とを示す共通の時間に基づく1組の図である。
【図２０】本発明により構築された電子安定器の第2実施形態の簡略化した概略的回路図である。
【図２１】本発明により構築された電子安定器の第2実施形態の簡略化した概略的回路図である。
【図２２】制御回路と、波成形回路と、フィードバック回路との詳細を含む図20および21の安定器の簡略化した部分的な概略回路図である。
【図２３】図22の波成形回路の自動利得制御回路の簡略化した概略的回路図である。
【図２４】図20のフィードバック回路の第2実施形態の簡略化したブロック図である。
【図２５】図20のフィードバック回路の第3実施形態の簡略化したブロック図である。
【図２６】図24および25のフィードバック回路の動作を示す簡略化したフローチャートである。
【図２７】従来の技術のイヤーキャット電源の簡略化した概略的回路図である。
【図２８】図20および22のキャットイヤー電源によって取り出されたライン電流の簡略化した波形を示す図である。
【図２９】本発明による固定カットイン点および固定カットアウト点を有するキャットイヤー回路の第1実施形態の簡略化した概略的回路図である。
【図３０】バックエンド電流の能動監視を含むキャットイヤー回路の第2実施形態の簡略化した概略的回路図である。
【図３１】図20および21の電子安定器によって取り出されたライン電流の簡略化した波形を示す図である。
【符号の説明】
【００８９】
810  電子安定器
820  整流回路
830  谷埋め回路
840  ダイオード
860  インバータ回路
870  出力回路
880  負荷
882  制御回路
884  キャットイヤー回路
910  バックインバータ回路
912  第1入力端子
914  第2入力端子
916  エネルギー貯蔵装置
918  第1ダイオード
920  インダクタ
922  第2ダイオード
924  制御可能導電装置
926  第3整流ダイオード
928  第1出力端子
930  第2出力端子
992  第2ダイオード
1010  瞬間整流ライン電圧
1210  電流
1310  時間期間
1312  ピークライン電流
1314  ピークライン電流
1410  バック変換器回路
1510  バック変換器回路
1520  タップ付きインダクタ
1552  スナバダイオード
1554  スナバ抵抗
1556  スナバキャパシタ
1570  谷埋め回路
1572  ダイオード
1574  ダイオード
1576  フライバック変圧器
1610  谷埋め回路
1616  第2エネルギー貯蔵キャパシタ
1618  第4ダイオード
1620  抵抗
1632  第1エネルギー貯蔵装置
1634  ダイオード
1636  第2ダイオード
1638  ダイオード
1710  谷埋め回路
1810  谷埋め回路
1920  インダクタ
2024  巻線
2110  高周波インバータ回路
2112  第1制御可能導電装置
2210  気体放電灯
2212  気体放電灯
2220  共振タンク回路
2230  変圧器
2232  DC阻止キャパシタ
2240  電流感知回路
2242  第1ダイオード
2244  第2ダイオード
2246  抵抗
2440  フィードバック回路
2442  差動増幅器
2444  反転端子
2446  非反転端子
2448  PWM回路
2460  制御入力回路
2480  波成形回路
2482  抵抗
2486  ダイオード
2488  DC阻止キャパシタ
2680  下端クランプ
2690  自動利得制御(AGC)回路
2691  第1トランジスタ
2692  第2トランジスタ
2693  抵抗
2694  抵抗
2695  抵抗
2696  ダイオード
26102  マイクロプロセッサ
2810  キャットイヤー回路
2812  充電トランジスタ
2814  エネルギー貯蔵キャパシタ
2816  抵抗
2818  カットアウトトランジスタ
2820  ツェナーダイオード
2822  抵抗
2824  抵抗
2910  キャットイヤー回路
2930  トランジスタ
2932  キャパシタ
2934  抵抗
2936  抵抗
2938  ダイオード
2940  ダイオード
【図１】
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【図２】
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【図４】
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【図７】
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【図８】
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【図１４】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【国際公開パンフレット】
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2004533200.tif 000097
2004533200.tif 000098
【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
2004533200.tif 000099
2004533200.tif 000100
【国際調査報告】
2004533200.tif 000101
2004533200.tif 000102
2004533200.tif 000103