(57)【要約】複数の１Ｄ相関器からなるバンクとして構成された１つまたは複数の光学プロセッサを使用することにより、多重アクセス通信システムの受信および情報識別機能を強化するための方法および装置である。本発明はＤＳ／ＳＳ　ＣＤＭＡ通信システムで特に有用であり、その結果、マルチユーザＣＤＭＡシステムは、多重アクセス干渉（ＭＡＩ）によって制限されるのとは対照的に、搬送波対雑音性能（Ｃ／Ｎ）に近づく。相関器は、ほぼ最適のマルチユーザ検出を実行し、マルチパス結合を実行し、および／または搬送波ドップラー補償を実行するために、１つまたは複数の複雑なアルゴリズムとともに、受信信号の検出および／または復調を行うように並列に配置されている。本発明による改良された受信機は、通信チャネルを介して送信された複数の信号を受信するための手段と；受信信号をマルチチャネル相関器への入力に適した形式に変換するための信号変換器と；特定の波形の存在を識別し、１つまたは複数の相対時間遅延、予想値からの搬送周波数オフセット、複数の受信信号内に存在する各受信スペクトル拡散波形ごとのＲＦ振幅およびＲＦ位相を推定するためのマルチチャネル光学相関器と；適切な１組の基準仮想信号を決定して光学相関器に提供するためのコントローラと；実行すべき正確な受信機機能に応じて１つまたは複数の受信機アルゴリズムとを含む。
2004507131.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の信号を受信するための少なくとも１つの受信機と、
複数の受信信号のうちの少なくとも１つを複数の仮想信号に対して同時に光学的に相関させて、複数の相関関係を含むデータを生成するための少なくとも１つの光学プロセッサと、
生成した複数の相関関係に基づいて、複数の受信信号の識別、ソート、および分離のうちの少なくとも１つを行うために、光学プロセッサが生成したデータに適用するための少なくとも１つの受信機アルゴリズムとを含み、
複数の受信信号間の干渉が低減される、複数ユーザ通信システム。
【請求項２】
複数の仮想信号を光学プロセッサに提供するためのコントローラを含む、請求項１に記載のシステム。
【請求項３】
光学プロセッサが、二次元相関行列を含む出力を生成するための複数の一次元光学相関器を含む、請求項１に記載のシステム。
【請求項４】
複数の受信信号を光学プロセッサへの入力に適した形数に変換するための変換器を含む、請求項１に記載のシステム。
【請求項５】
受信機アルゴリズムが、複雑な信号対雑音強化アルゴリズムを含む、請求項１に記載のシステム。
【請求項６】
受信機アルゴリズムが、マルチユーザ検出、マルチパス結合、ドップラー補償のうちの少なくとも１つを実行する、請求項５に記載のシステム。
【請求項７】
受信機アルゴリズムが、複雑なマルチユーザ受信機アルゴリズムを含む、請求項１に記載のシステム。
【請求項８】
複数ユーザ通信システムがＤＳ／ＳＳ　ＣＤＭＡ通信システムを含み、受信機アルゴリズムが複数ユーザ検出（ＭＵＤ）アルゴリズムを含む、請求項１に記載のシステム。
【請求項９】
複数ユーザ通信システム内の干渉を低減する方法において、
複数の信号を受信することと、
複数の受信信号のうちの少なくとも１つを複数の仮想信号に対して同時に光学的に相関させて、複数の相関関係を含むデータを生成することと、
生成した複数の相関関係に基づいて、複数の受信信号の識別、ソート、および分離のうちの少なくとも１つを行うために、少なくとも１つの受信機アルゴリズムをデータに適用することを含み、
複数の受信信号間の干渉が低減される方法。
【請求項１０】
受信機アルゴリズムが、複雑な信号対雑音強化アルゴリズムを含む、請求項９に記載の方法。
【請求項１１】
受信機アルゴリズムが、マルチユーザ検出、マルチパス結合、ドップラー補償のうちの少なくとも１つを実行する、請求項１０に記載の方法。
【請求項１２】
受信機アルゴリズムが、複雑なマルチユーザ受信機アルゴリズムを含む、請求項９に記載の方法。
【請求項１３】
複数ユーザ通信システムがＤＳ／ＳＳ　ＣＤＭＡ通信システムを含み、受信機アルゴリズムが複数ユーザ検出（ＭＵＤ）アルゴリズムを含む、請求項９に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
（技術分野）
発明の背景
１．発明の分野
本発明は、複数ユーザを同時に許可する多重アクセス通信システムにおける干渉の相殺に関する。周知の応用例としては、セルラー電話システム、パーソナル通信サービス（ＰＣＳ）、ワイヤレス・ローカル・エリア・ネットワーク（ＬＡＮ）などを含む。これらのシステムは、他のすべての同時アクセスするユーザによる「干渉」または「雑音」から各ユーザの伝送を迅速に識別し分離しなければならない。すべての同時伝送をリアルタイムで識別し分離する作業が非常に複雑であることは理解されるだろう。同時ユーザが増えるほど、この作業はより困難になる。その結果、これらのシステムの受信および情報識別機能において重大なボトルネックが発生する。
【０００２】
現行システムでは、単に同時ユーザの数を理論的に可能な数よりかなり少なくなるように制限することにより、識別作業の複雑さを最小限にしようとしてきた。同時ユーザの数を制限することは、一度に使用する帯域幅容量に人工的な制限を加えることであり、すなわち、このような現行システムでは、使用可能な帯域幅を十分に活用していない。したがって、このようなシステムは、このボトルネックに対処するために不必要に小型化されている。
【０００３】
セルラー電話の例では、より多くの発呼者を許可すると、それを識別し処理するためにシステムの能力を超えて雑音レベルが増加するものと思われる。このシステムでは、他のユーザからの伝送である雑音から各ユーザからの欲しい伝送である信号を分離することはできないだろう。更に、ユーザが（追加ユーザがシステムにアクセスしたときに）呼出しまたは伝送の不能または切断に遭遇する場合もあれば、発呼を行うかまたはデータを伝送することを希望するユーザにとってシステムが一時的に「使用不能」になる場合もある。そのうえ、ユーザの要求が増加し続けると、サービス・プロバイダは、同時により多くのユーザに確実に対応するための多大な要求に直面する。伝送を分離するために必要な情報識別機能を実行しながら、より多くの同時ユーザに対処できる、改良された受信機機能が緊急に必要とされている。
【０００４】
信号対雑音比を改善する作業を支援可能な複雑な数学アルゴリズム（以下、「受信機アルゴリズム」という）が開発されてきた。このようなアルゴリズムは、必要な大量のデータを生成する能力を制限するために、通信システムでは現在使用されていない。これらの受信機アルゴリズムは、干渉を推定することおよび／または信号パラメータを推定することによって機能する。各信号は、既知の情報または推定情報（「仮想信号」）に対して迅速かつ繰り返し相関させなければならない。このような仮想信号としては、たとえば、各伝送またはその各部分に対してシステムが割り当てる固有コードを含むことができる。必要な数の同時計算を生成するために装備するコンピュータ・プロセッサは、大きすぎ、重すぎ、しかも高価すぎて実際の役には立たないだろう。たとえば、セルラー電話システムにおいて、伝送を迅速に識別し分離するための機器が各受信タワー上またはその付近に位置されている場合を考えれば、これが有用でないことは明らかである。
【０００５】
好ましい実施形態では、本発明は、マルチユーザ・システムにおいて受信機アルゴリズムの商業的実施を可能にするためにマルチチャネル光学相関器を大いに使用する。このマルチチャネル光学相関器は、多数の仮想信号と照らし合わせて信号の並列（同時）処理を実行し、各伝送を識別する際に有用なデータ（「相関関係」）を生成する。この並列性により、光学相関器は、複雑なデータ・ストリームを処理し、数十億の計算を同時に実行して、そのストリーム内の個々の伝送に関するデータ（相関関係）を生成するのに一意にかつ理想的に適したものになる。光学相関器の使用により生成されたデータは１つまたは複数の受信機アルゴリズムに供給され、次にその受信機アルゴリズムが様々な同時ユーザの伝送を識別し、ソートし、分離する。このようにして、マルチユーザ通信システムは、帯域幅の使用法を最大限にして、現在可能な数より大幅に多い同時ユーザに対処できるようになる。
【０００６】
追加の技術背景情報および定義については、「技術背景」として識別される本明細書の詳細な説明以降に示す。この項では、本発明による説明に使用する頭文字を組み合わせた略語の一部についても、さらに確認できるようにする。
【０００７】
（背景技術）
２．関連技術の説明
通信システム内の所望の信号から不要な干渉を除去するために様々な手法が提案されてきた。前述のように、同時ユーザの数が増加し、ユーザあたりの伝送の長さが増加するにつれて、この作業の複雑さは指数関数的に増加する可能性がある。
【０００８】
このような従来の手法の大多数では、複数の照合フィルタおよび／または相関器を組み合わせた装置が必要である。たとえば、米国特許第５９０３５５０号（Ｓｐｏｃｋ）のように、相関／照合フィルタ機能を実行するために純然たるディジタル・システムが使用されてきたが、同特許には、多くの時間オフセットによるＣＤＭＡ信号の復調を実行し、種々のユーザを順次復調するためのディジタル・システムが記載されている。Ｓｐｏｃｋ特許には、並列相関器を形成する「並列デスプレッド」および「並列チップ積分」が概略的に開示されている。この相関器（光学相関器ではない）は着信信号の１組の格納サンプルについて作用する。
【０００９】
従来技術ではアナログ相関器が開示されている。米国特許第４２６７５８０号（Ｂｏｎｄ他）、米国特許第４８１３００６号（Ｂｕｒｎｓ他）、米国特許第５１２６６８２号（Ｗｅｉｎｂｅｒｇ他）、米国特許第５２７６７０５号（Ｈｉｇｇｉｎｓ）はいずれも、電荷結合素子（ＣＣＤ）技術に基づくアナログ相関器の例である。これらの参考文献は本明細書で教示する通信応用例を具体的に特定するものではないが、ＣＣＤ相関器の使用は周知のものである。米国特許第３９３７９４２号（Ｂｒｏｍｌｅｙ）には、多数の格納された既知の基準信号のうちの１つまたは複数と１つの未知の着信信号とを相関させるために時間遅延積分（ＴＤＩ）センサとして知られるある種の光センサの使用が記載されている。上記の特許に開示されている装置は本発明による改良された受信機内の構成要素として使用するのに適しており、本項で列挙した特許は参照により本明細書に組み込まれる。
【００１０】
光学相関器を含む様々な光学系は、これまで他の情況においてまたは様々な他の目的のために受信信号を処理するために使用されてきた。二次元（２Ｄ）光学相関器は、当技術分野、特に、指紋識別または軍事ターゲット応用例などのパターン照合応用例で既知のものである。本発明におけるこのような相関器の有用性は確かではない。二次元相関器は、画像などの単一の２Ｄオブジェクトを単一の２Ｄ仮想信号に対して相関させ、一般にその仮想信号で可能なすべての２Ｄ（ｘおよびｙ次元）オフセットをテストする。一般に、これらは単一の２Ｄ積分を実行する。これに対し、本発明において最も有用な光学相関器は、単一の一次元（１Ｄ）オブジェクトを１組の多数の１Ｄ仮想信号に対して相関させて、複数の結果を求めることができるものである。すなわち、複数の１Ｄ相関器からなる装置が１組の独立した１Ｄ積分を実行する。
【００１１】
本発明による使用に適した光学相関器アーキテクチャは、２通りの使用可能な次元を、一方の次元は個別コードとして、もう一方は時間オフセットとして、別々に使用するという特性を有する。そのうえ、この相関器は、好ましくは、１組の仮想信号値のベクトルを光ビームに並列に導入し、時間オフセットが時間変動する可能性がある場合に１つの時間オフセットにおける各仮想信号の相関関係の結果を表す時間変動ベクトルを出力として提供するための機構を有する。
【００１２】
様々なアーキテクチャの適当な光学相関器は当技術分野で既知のものである。米国特許第４２２５９３８号（Ｔｕｒｐｉｎ）には、相関機能およびその他の機能を実行するための、いくつかの時間積分音響光学相関器プロセッサが記載されている。３〜４列の時間積分相関の記載は特に興味深いものである。米国特許第４８３３６３７号（Ｃａｓａｓｅｎｔ他）には、音響光学マルチチャネル空間積分相関器が記載されている。米国特許第４４６８０９３号（Ｂｒｏｗｎ）には、時間対周波数の相互相関を実行するための空間／時間積分光学プロセッサの使用が記載されている。米国特許第４６２０２９３号（Ｓｃｈｌｕｎｔ他）には線形乗算動作を実行するためのあるタイプの光学相関器が示されており、米国特許第４８４３５８７号（Ｓｃｈｌｕｎｔ他）には行列乗算を実行するための光学相関器が示されている。これらの特許に開示されている光学相関器は本発明による改良された受信機で使用するのに適しており、本項で列挙した特許は参照により本明細書に組み込まれる。
【００１３】
しかし、上記の参考文献はいずれも、受信機アルゴリズムに必要なデータ行列を生成するための光学相関技術の使用を教示または提案するものではない。したがって、本発明は、様々な受信機アルゴリズムで使用するためにこのようなデータ行列を生成するための非常に効率のよい方法および装置を提供することにより、通信技術の著しい進歩をもたらすものである。
【００１４】
（発明を実施するための最良の形態）
発明の概要
マルチチャネル光学相関器は、多重アクセス通信システムの性能および能力を強化するために、本発明により有利に使用される。具体的には、本発明は、干渉相殺動作において複雑な受信機アルゴリズムを使用できるようにする。これにより、通信システムは、他のすべての同時ユーザによって代表される干渉から各ユーザの伝送を識別し分離することができる。
【００１５】
一般に、光学相関器は、１つまたは複数のバンクまたはアレイの一次元（１Ｄ）光学相関器として配置することができる。この相関器は、多数の可能なシナリオについて仮想信号の検定を実行することによって機能する。このように生成されたデータ（相関関係）は、マルチユーザ検出、マルチパス結合、ドップラー補償などを実行するためのものなど、１つまたは複数の複雑な信号対雑音強化アルゴリズムに提供される。したがって、本発明によるマルチチャネル相関器の使用により、多重アクセス通信システムに関連する重大な干渉問題を解決する際に複雑な受信機アルゴリズムを使用することができる。
【００１６】
本発明による主たる目的は、マルチユーザ信号間の干渉を実質的に解消可能で、それにより単一ユーザ・システムのものにほぼ等しい帯域幅効率をもたらす、改良された通信受信機を提供することにある。
【００１７】
関連目的は、多重アクセス通信システムが貴重な帯域幅をより良好に利用できるようにし、したがって、より多数の同時ユーザに対応できるようにすることにある。
【００１８】
本発明による他の目的は、マルチチャネル光学相関器と複雑なマルチユーザ受信機アルゴリズムを結合することにある。
【００１９】
より具体的な目的は、たとえば、セルラー電話システム、パーソナル通信サービス（ＰＣＳ）、ローカル・エリア・ネットワーク（ＬＡＮ）、ローカル・マルチポイント配信サービス（ＬＭＤＳ）などの様々なワイヤードまたはワイヤレスＤＳ／ＳＳ　ＣＤＭＡ通信システムに固有のマルチユーザ検出問題を解決するために、このような複雑なアルゴリズムの使用を可能にすることにある。
【００２０】
他の具体的な目的は、それぞれの別々かつ個々の送信機のほぼ最適検出を達成してＭＡＩを除去するために、マルチチャネル光学相関器と様々なＭＵＤアルゴリズムのいずれかを結合することにある。
【００２１】
他の具体的な目的は、このようなマルチパスが存在する場合に性能を改善するために、マルチチャネル光学相関器とＲＦマルチパス結合アルゴリズムを結合することにある。
【００２２】
本発明による追加の具体的な目的は、受信ＲＦ信号上の既存のドップラー・シフトを推定するためにマルチチャネル光学相関器を使用することにある。
【００２３】
本発明による上記その他の目的および利点は、後続の説明、特許請求の範囲、添付図面を考慮することにより、より容易に明らかになるだろう。
【００２４】
発明の詳細な説明
以下の詳細な説明は、本発明を実施する態様のうち現在企図されている最良の態様に関する説明である。この説明は、限定的な意味に解釈すべきではなく、単に本発明による一般原理を例示するためのものである。本発明の範囲は付随の特許請求の範囲によって最も良く定義される。
【００２５】
本発明は、スペクトル拡散（ＳＳ）通信システム、すなわち、伝送帯域が信号帯域幅より大きい通信システムにおいて非常に有用である可能性がある。本発明は、スペクトル拡散符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）システムにおいて、とりわけ直接シーケンス・スペクトル拡散ＣＤＭＡ（ＤＳ／ＳＳ　ＣＤＭＡ）システムにおいて、特定の有用性を有するものと見なされる（以下の追加の技術背景を参照）。本発明は、周波数ホッピング、ＯＦＤＭＡ、ハイブリッド周波数ホッピング、超広帯域（ＵＷＢ）、ＣＡＭＡ（コンボルーション・アンビギュイティ多重アクセス）システムを含むがこれらに限定されない、他のスペクトル拡散システムにも適用可能である。また、本発明は、時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）および周波数分割多重アクセス（ＦＤＭＡ）通信システムでも有用性が認められる可能性がある。
【００２６】
前述のように、本発明は、ＤＳ／ＳＳ　ＣＤＭＡ通信システムで使用する受信機に特に適用可能である。便宜上、本発明については、特定の割当て無線周波（ＲＦ）帯域を占める自由空間から信号が伝送されるＤＳ／ＳＳ　ＣＤＭＡワイヤレス・システムにおいて有利に適用される、いくつかの実施形態に関連して本明細書で説明し例示する。このようなシステムは、セルラー電話システム、パーソナル通信サービス（ＰＣＳ）、ワイヤレス・ローカル・エリア・ネットワーク（ＬＡＮ）、ローカル・マッチポイント配信サービス（ＬＭＤＳ）などでますます使用されている。にもかかわらず、本発明による強化受信機は、信号が自由空間で伝送されず、ゼロ（０）周波数（ベースバンド）を中心とする周波数帯域を占める可能性があるワイヤードＬＡＮおよび光ファイバ配信システムなど、ＤＳ／ＳＳ　ＣＤＭＡを使用する他の通信システムに同様に適用可能になることは言うまでもない。
【００２７】
本発明による改良された光学相関方法および受信機はアナログ信号について機能する。したがって、これらは、通信受信機の「フロントエンド」で都合良く使用され、それにより、信号を処理する前に信号をディジタル化またはサンプリングする必要性が解消される。したがって、本発明は、ワイヤレス通信システムでの応用に特に十分適している。しかし、本発明は、まずディジタル信号またはサンプリングした信号をアナログに変換することにより、ディジタル環境でも使用することができる。様々なディジタル・アナログ変換器は周知のものである。
【００２８】
これらの通信システムのいずれにおいても、複数同時ユーザが発生する信号は相互間の雑音を代表するものである。これは、多重アクセス干渉またはＭＡＩと呼ばれる。このＭＡＩは、可能な数のユーザの一部のみが実際にシステムを同時に使用できるように信号対雑音比（ＳＮＲ）を制限し、その結果、高価な帯域幅の活用が非常に不十分な状態になる。同時顧客またはユーザの数を最大限にするため、それぞれの所望の伝送、たとえば、電話の呼出しが明瞭かつ正確に受信されるように、多重アクセスシステムは様々な形態の干渉または「雑音」を識別し除去することができなければならない。
【００２９】
最も単純な受信機では、各ユーザは、その瞬間に伝送中のすべてのユーザの合計を含む受信信号をその割当て擬似ランダム（ＰＮ）コード（以下の技術背景の項で詳述する）と相関させることになるだろう。図１は、単一ユーザ検出（ＳＵＤ）として知られ、マルチユーザ環境で動作する単純な従来技術の単一ユーザ検出器の一例を示している。他のユーザからの信号１０の存在は、相関のない白色雑音としてＳＵＤによって扱われる。図１に示すように、単純な照合フィルタ相関器２０を使用することができる。しかし、この雑音は実際には相関がないわけではなく、高度に構造化されている。この結果、他のユーザの伝送の拒絶はかなり低くなり、誤り率は増加する。したがって、この手法は、商業的に使用されているが、干渉を除去する際に極めて効率が悪い。
【００３０】
マルチユーザ通信システムがその十分な潜在能力を得るためには、より複雑な受信方法が必要である。このような方法はまとめて複数ユーザ検出（ＭＵＤ）として知られている。図２は、本質的に１組の単一ユーザ検出器を結合するマルチユーザ検出器の一例を示しており、それぞれの単一ユーザ検出器は１組の受信波形からの１つの波形の相関を示し、相関データをＭＵＤプロセスに提供する。
【００３１】
このＭＵＤ問題に対処しようと試みるために、いくつかの受信機アルゴリズムが開発されてきた。様々なＭＵＤアルゴリズムとその複雑さに関する背景情報は以下の技術背景の項に記載されている。
【００３２】
これらのアルゴリズムは、他のユーザに関する知識に基づいてＭＡＩを除去するためのものである。このような知識はアプリオリに知ることができるが、好ましくは受信信号から導出される。このため、システムは、動的通信システムの変化する条件に適合することができる。理論上は、ＭＡＩは、所与の時点で使用しているコード・シーケンスの構造に基づいて予測可能である。
【００３３】
ＭＵＤアルゴリズムがＣＤＭＡシステムなどのマルチユーザ通信システムで実現可能である場合、実際の同時ユーザの許可数は、ＳＵＤベースのシステムより２〜３倍、増加し、帯域幅効率を大幅に増すことになるだろう。本明細書に記載するように、本発明は、光学相関器技術を使用することにより、マルチユーザ通信システムにおいて様々なＭＵＤアルゴリズムの使用を可能にするものである。
【００３４】
通信受信機は、マルチパス干渉を識別し除去すること、ＲＦ搬送波のドップラー・シフトの結果発生しそうなＲＦ周波数オフセットを計算し調整すること、チャネル・フェージングを補償することなど、他の信号処理作業も実行する。以下に詳述するように、このようなタイプの干渉を識別する際に、様々なタイプおよび複雑さのアルゴリズムを使用する。ＲＦ信号がビルその他の障害物で反射し、その結果、主経路のものから様々な時間オフセットで受信機に到達するときに、各送信信号はユーザのリモート・ユニットから受信機までいくつかの経路を移動するので、マルチパス干渉が発生する。マルチパス信号を再結合し、信号品質を増すための、ＲＡＫＥアルゴリズムなどのＲＦマルチパス結合アルゴリズムは周知のものである。ＲＡＫＥ受信機は、たとえば、米国特許５６８４７９３号（Ｋｉｅｍａ他）に教示されている。
【００３５】
したがって、受信機は、情報を同時にデコード（またはデスプレッド）してそれを元の帯域幅に復元し、他の同時ユーザ（ＭＡＩ）によって送信中の情報からそれを分離し、様々な他の形態の干渉を排除しなければならない。一般に、所期の干渉ユーザに関して得られる情報が多いほど、ＭＵＤまたはマルチパス結合アルゴリズムあるいはその他のＲＦ補償プロセスをより効果的なものにすることができる。どの瞬間でも、受信機アルゴリズムにとって価値のある情報としては、送信中のすべてのコード、コード相互間の相対位相、各コードのクロック・レート、各受信コードのＲＦ振幅とＲＦ位相、各コードごとの受信ＲＦ信号のドップラー、マルチパス、フェージング特性を含むことができる。通信システムの動作環境は動的なので、変化する条件に適合するようにこの情報を連続的に推定しなければならない。
【００３６】
そのうえ、特にワイヤレス電話の応用例では、データの損失を防止するために、このような計算および補償はすべてリアルタイムで行わなければならない。本発明によれば、受信信号から干渉を識別し除去するために、光学相関器技術を使用して受信情報を処理することにより、多重アクセス通信システムの効率を非常に劇的に強化することができる。
【００３７】
複数の１Ｄ相関器からなるバンクとして構成されたマルチチャネル光学相関プロセッサは、当面の計算に必要なものを容易に提供できることが分かっている。一般に、光学相関プロセッサの場合、相関行列の次元は、光検出器アレイまたは空間光変調器のサイズによって決まる。
【００３８】
例示のため、このような構成要素の有用な作業数は１０２４×１０２４である。しかし、正確なバイアス除去が必要なため、行の半分を使用して相関関数の逆関数を計算し、真の相関関数から減算することができ、その結果、有効サイズが１０２４×５１２に削減される。この光学技術の並列性により、各行列サイトで乗算結果の積算を同時に実行することができ、行列項目の数に相当する並列性が達成される。これらの乗算は、相関器システムまたは印加信号の帯域幅のうち、いずれか小さい方と同等の速度で並列に行われる。システムの帯域幅は選択したアーキテクチャに依存し、何ギガヘルツにもなる可能性がある。
【００３９】
たとえば、２つの相関器システムがあり、一方は現在のＣＤＭＡシステムに有用な２０ＭＨｚの帯域幅で動作し、一方は仮想信号による将来のシステムに適した１ＧＨｚの帯域幅で動作し、どちらも１０２４×５１２の相関行列を生成する場合について検討する。したがって、本発明に記載したタイプの光学相関器は、１０，４８５，７６０ＭＭＡＣ〜５２４，２８８，０００ＭＭＡＣ（１×１０７〜５×１０８）または現行の最良ＤＳＰの２，０００〜１００，０００と同等のものを提供することができる。
【００４０】
上記のように、本発明は、様々なＤＳ／ＳＳ　ＣＤＭＡ通信システム用の受信機に有利に適用することができる。詳細な代替実施形態は、干渉を検出し除去するためにマルチチャネル光学相関器をマルチユーザ受信機アルゴリズムと結合する、ワイヤレスＤＳ／ＳＳ　ＣＤＭＡ通信システムにおける本発明の応用例を示している。これらの好ましい実施形態では、強化受信機は、信号受信器と、複数の１Ｄ光学相関器からなるバンクとして構成され、特定の波形の存在を識別し、複数の受信信号内に存在する各受信スペクトル拡散波形ごとの単数または複数の相対時間遅延、コード位相、予想値からの搬送周波数オフセット、ＲＦ振幅およびＲＦ位相を推定するための光学プロセッサと、適切な１組の基準仮想信号を決定して光学プロセッサに提供するためのコントローラと、実行すべき正確な受信機機能に依存する受信機アルゴリズムとを含む。これらの具体的な好ましい実施形態は本発明の例示的なものであることは言うまでもなく、当業者であれば、本明細書に示す他の通信システムにおける応用例を理解することになるだろう。
【００４１】
本発明によるいくつかの基本的な態様は図３に示されているが、同図では、通信システムで実現された本発明による改良された受信機を示している。図示のシステムの基本構成要素としては、通信チャネルを介して送信される複数の信号１０を受信するための受信器またはアンテナ１２と、受信信号１０をマルチチャネル光学相関器に入力するのに適した形数に変換するための信号変換器１４と、特定の波形の存在を識別し、複数の受信信号内に存在する各受信スペクトル拡散波形ごとの単数または複数の相対時間遅延、予想値からの搬送周波数オフセット、ＲＦ振幅およびＲＦ位相を推定するためのマルチチャネル光学相関器３０と、適切な１組の基準仮想信号１８を決定してマルチチャネル光学相関器３０に提供するためのコントローラ１６と、実行すべき正確な受信機機能に依存する１つまたは複数の受信機アルゴリズム３８とを含む。図３のマルチチャネル光学相関器３０は、複数の一次元相関器からなる１つまたは複数のバンクを含むように構成することができる。
【００４２】
相関機能
本発明が実行する相関機能の一例を理解することは、以下に詳細に説明する実施形態およびアーキテクチャを検討する際に有用である。
【００４３】
受信信号などの情報の不要な部分を排除するために様々な形態のフィルタを使用することは長い間知られてきた。最も基本的なレベルの単純なフィルタは、基本ゲートキーピング機能をそれが通過するのを防止することにより、情報または信号の既知の部分を除去または削除するように作用する。図１および図２に示す照合フィルタは、所望の信号を強化するために複数組のより選択的かつ複雑な基準を使用して、いくらかより高度の動作を実行する。照合フィルタは、ディジタル、アナログ、または光学数にすることができる。並列照合フィルタまたは並列相関器は、並列に配置した複数の照合フィルタまたは複数の照合フィルタからなるバンクを使用する。各照合フィルタは、種々の選択基準に基づいて、複雑な相関を実行することができる。相関とは、ＭＵＤその他のＲＦ処理機能に情報を提供するために使用可能な技法の１つである。
【００４４】
相関は、２つのエンティティの１つまたは複数の特性の類似性を測定することである。本発明によれば、これらのエンティティは、受信波形と、その波形の仮想信号にすることができる。この測定は以下のように表すことができる。
【数１】
2004507131.tif 000003
式中、ｆ１（ｔ）およびｆ２（ｔ）は受信波形および仮想信号であり、τはｆ１（ｔ）とｆ２（ｔ）の間のタイム・シフトであり、Ｔは相関が測定される時間間隔であり、ｒ（τ）は特定の時間オフセットτにおける測定相関である。時間オフセットの関数としてこの相関を測定するために、式（１）に示す測定は１組のＮτについて行われ、Ｃｎ（τｎ）というＮ個の相関値のセットまたはベクトルが得られる。
【数２】
2004507131.tif 000004
【００４５】
このマルチユーザ通信システムの例では、１組の可能な時間オフセットにおいて１組の可能なユーザに対する受信信号の相関が望ましい。これは、Ｍ人の可能なユーザのセットに対応するＭ個の仮想信号Ｈ１、Ｈ２、・・・ＨＭのセットについて式（２）に示すベクトルＣｎ（τｎ）を評価して、サイズＭ×Ｎの相関値Ｃｍ，ｎ（Ｈｍ，τｎ）の二次元アレイまたは行列を形成することによって達成される。
【数３】
2004507131.tif 000005
式中、相関値ｒｍ（τｎ）は、式（１）から計算されるが、その場合、式（４）に示すように、ｆ１をｎ番目の時間オフセットτｎにおける受信信号Ｓ（ｔ）にし、ｆ２をｍ番目の仮想信号Ｈｍにするか
【数４】
2004507131.tif 000006
または、式（５）に示すように、ｆ１をｎ番目の時間オフセットτｎにおけるｍ番目の仮想信号Ｈｍにし、ｆ２を受信信号Ｓ（ｔ）にすることができる。
【数５】
2004507131.tif 000007
【００４６】
いずれの場合も、式（３）の値Ｃｍ，ｎ（Ｈｍ，τｎ）＝Ｒｍ（τｎ）は受信波形Ｓ（ｔ）と両者間のｎ番目の時間オフセットτｎにおけるｍ番目の仮想信号Ｈｍとの相関の値になる。
【００４７】
マルチパスが存在する場合のマルチユーザ・システムでは、受信波形Ｓ（ｔ）は、式（６）に示すように、マルチパス条件に対応する様々な時間遅延で受信機に到達する１組の固有波形の合計から構成される。
【数６】
2004507131.tif 000008
式中、量Ｍ′およびＮ′はそれぞれ、時間ｔに受信した固有波形Ｓの数と、時間ｔに存在するマルチパス遅延τの数である。変数ａｍ，ｎ（ｔ）は、時間ｔにｎ番目のマルチパス・チャネルを通るｍ番目の波形の大きさであり、φｍ，ｎ（ｔ）はその波形の複素振幅の位相である。
【００４８】
式（６）に照らして式（３）を考察すると、各相関値Ｃｍ，ｎ（Ｈｍ，τｎ）は、仮想信号Ｈｍの各相関と、Ｓ（ｔ）内の時間ｔに存在するＭ’個の固有波形およびＮ′個のマルチパス遅延のそれぞれとの合計を表している。特定の仮想信号Ｈｍが時間遅延の１つで固有波形の１つと一致する場合、Ｃｍ，ｎ（Ｈｍ，τｎ）項目の大きさは最大限になり、量Ｃｍ，ｎ（Ｈｍ，τｎ）は一般に自己相関と呼ばれる。そうではない場合、量Ｃｍ，ｎ（Ｈｍ，τｎ）は一般に相互相関と呼ばれる。複数の信号が複数の時間遅延を有する一般的な場合では、１つの相関関係は、この自己相関と、すべての相互相関の合計から構成される。いかなる自己相関も存在しない場合、それぞれの量Ｃｍ，ｎ（Ｈｍ，τｎ）は相互相関の合計のみで構成される。一連の時計タイミングのそれぞれについて測定を繰り返すと、時間変動相関行列Ｃｍ，ｎ（ｔ，Ｈｍ，τｎ）が得られる。さらに、各Ｃｍ，ｎ（ｔ，Ｈｍ，τｎ）項目は、相関値を測定する大きさと、仮想信号と受信波形とのＲＦ位相差を測定する位相とを有する複素数値である。
【００４９】
テストした１組の仮想信号および時間遅延が波形と時間遅延のすべての可能な組合せを包含する場合、式（３）の相関行列は受信波形のＭＡＩ条件を完全に記述する。その後、この相関行列を使用して、存在する他のすべての波形による特定のＳｎ（ｔ）による干渉を推定し除去することができ、その結果、Ｓｎ（ｔ）の最適受信が行われる。
【００５０】
光学相関器は、複雑な相関関係を迅速に実施する際に非常に効率が良いという利点を有する。本発明は、光学部品類の能力を利用して、大きいデータ空間で並列動作を実行し、高性能ＭＵＤアルゴリズムが必要とする情報を提供することにより、従来の技術より改良された性能を提供する。光学プロセッサで使用可能な固有の並列性により、相関行列Ｃｍ，ｎ（Ｈｍ，τｎ）のすべての要素に対するＳ（ｔ）という時計タイミングでの影響を同時計算することができる。多くの仮想信号を並列にテストするための光学プロセッサのこの能力は、本発明による主要要素である。
【００５１】
本発明で価値があるタイプの光学相関器は複数の１Ｄ相関器からなるバンクとして構成される。本発明により使用するのに最も適したアーキテクチャは、使用可能な２つの次元を、一方は個別コードとして、もう一方は時間オフセットとして、別々に使用するという特性を有する。そのうえ、時間オフセットが時間変動する可能性がある場合、相関器は、１組の仮想信号値のベクトルを光ビームに並列に導入し、１つの時間オフセットにおける各仮想信号の相関の結果を表す時間変動ベクトルを出力として提供するための機構を備えていなければならない。上記の通り、光学相関を実行するために様々なアーキテクチャが開発されており、所望の相関を得るために適切なアーキテクチャを選択し構築することは当業者には明らかなことになるだろう。
【００５２】
通信受信機で有用な光学相関器の一構成では、仮想信号波形に対応するために一方の次元を使用し、仮説波形に対する受信信号の時間オフセットに対応するために第２の次元を使用する。ＲＦ　ＣＤＭＡ受信機の例の場合、この仮想信号は、受信波形内に含まれることが予想される１組のバイナリＰＮシーケンスになっている。仮想信号と照らし合わせてテストすべき入力は受信ＲＦ信号である。光学相関器からの出力は、推定ＰＮシーケンスと受信ＲＦとの間の多数の時間オフセット（遅延）に関する各ＰＮシーケンスと受信ＲＦ信号との相関関係を、上記式（３）の相関行列に対応する何らかの時間間隔について積分したものである。
【００５３】
この相関行列は、複素数（実数と虚数）データを処理して複素数（実数と虚数）結果を得るように実現した場合、どのコードが送信中であるかを示す尺度、コード位相、各コードのマルチパス、各コードのＲＦ振幅、各コードのＲＦ位相を提供することができる。経時的に収集した１組のこのような観測結果は、各コードのチャネル・フェージングと、各コードのチップ・レートに関する情報を提供することができる。光学プロセッサに関する現行技術により、式（６）のＭ′およびＮ′にそれぞれ対応する、１０２４通りの連続時間遅延に照らし合わせて１０２４個ものＰＮシーケンスを並列テストすることができるだろう。
【００５４】
好ましい実施形態
本発明による諸目的は、多数の受信波形に関する情報を提供する光学相関プロセッサを含めることによって達成される。このような情報は、様々な受信機アルゴリズムに有利に適用することができる。本発明で有用な光学プロセッサは一般に複数の一次元（１Ｄ）相関器からなるバンクとして構成される。この一般的な構成の変形例については、好ましい実施形態またはアーキテクチャとして本明細書に記載する。この説明および光学処理の知識により、本発明の範囲内の他の変形例も理解されよう。
【００５５】
本発明の一実施形態の一例は図３のブロック図に大体示されているが、同図では、この実施形態による一般的な構成要素がマルチユーザ通信システムに関連して示されている。マルチユーザ信号（Ｓ１（ｔ）などとして示す）を含む信号１０は、受信器またはアンテナ１２によって受信され、信号変換器１４を通過して変換済み信号３２を生成する。受信器１２は、本発明による特定の応用例に応じて選択される。このような受信機は、好ましい実施形態を例示するために使用するＤＳ／ＳＳ　ＣＤＭＡシステムなどの通信システムにおいて周知のものである。
【００５６】
信号変換器１４は、通信受信機で有用なものであれば、どのような信号変換器も使用することができ、具体的なシステムに適切な様々な形態を取ることができる。例としては、ＲＦ／ＩＦ変換（単に信号の中心周波数をシフトすること）、別々のＩ出力とＱ出力を生成する直交ＲＦ／ベースバンド変換、ディジタル受信機に適合させるためのディジタル・アナログ変換などを無制限に含む。正確な形態は、相関器アーキテクチャと、それが機能する通信システムに依存することになるだろう。
【００５７】
コントローラ１６は、複数の仮想信号波形（テストすべき基準仮想信号１８）をマルチチャネル光学相関器（またはマルチチャネル光学相関プロセッサ）３０に提供するように選択された任意の便利なコントローラにすることができる。コントローラ１６は、全体的なシステム・タイミング、すなわち、相関器３０が始動する時期および出力２２が得られる時期も制御することができる。これは、マルチチャネル光学相関器３０が実行する特定の動作を制御し、受信機アルゴリズム３８と協調するように機能する。コントローラ１６は、汎用コンピュータにするか、汎用性は低いがより高速のディジタル信号プロセッサにするか、またはこれらの機能を実行可能で便利な他のディジタルおよびアナログ・ハードウェアにすることができる。
【００５８】
図３に示す構成の一実施形態では、光学相関器生成の相関行列出力２２が１つまたは複数の受信機アルゴリズム３８に提供される（すなわち、任意選択のセットオン復調器３４は使用しない）。受信機アルゴリズム３８は、干渉の推定および／または信号パラメータの推定により機能する信号対雑音強化アルゴリズムにすることができる。多くのこのようなアルゴリズムは既知のものであり、本発明で実現することができる。これらの一般的な特性を発揮する開発済みアルゴリズムであれば、どのアルゴリズムでも本発明で適当に使用できることが分かるだろう。たとえば、既知のマルチユーザ検出（ＭＵＤ）アルゴリズム、ＲＡＫＥマルチパス結合アルゴリズム、ドップラー・シフト補償アルゴリズムを使用することができ、同様に、ドップラー／ＲＡＫＥ結合アルゴリズム、時間遅延補償アルゴリズム（すなわち、ＲＡＫＥとともに使用するため）、時間圧縮補償アルゴリズムも使用することができる。一般に、受信機アルゴリズム（複数も可）３８の動作により、データ回復器２４においてより正確な干渉相殺が可能になる。受信機アルゴリズム３８は、信号１０に関して実行される正確な受信機機能に基づいて選択されることになる。
【００５９】
図３に示す構成の他の実施形態では、任意選択のセットオン復調器３４を使用することができる。任意選択のセットオン復調器３４を使用する場合、任意選択のマルチチャネル相関器３０を使用して、１組の最もありそうなコードおよび時間オフセットで信号３２Ｓ（ｔ）を復調するようセットオン復調器３４に合図する。この任意選択の構成では、復調器３４の出力である復調器生成の相関行列３６が光学相関器出力２２の代わりに受信機アルゴリズム３８に提供される。セットオン復調器３４は、すべての可能なコードおよび時間オフセットからなる小さいサブセットであり、従来のディジタルまたはアナログ技術で実現される。この動作の利点は、任意選択のマルチチャネル相関器３０によって、起こりうる雑音が低減されることである。
【００６０】
マルチチャネル光学相関器３０のアーキテクチャは、信号１０に関して実行される正確な受信機機能ならびに使用される受信機アルゴリズム（複数も可）３８に応じて変えることができる。しかも、光学相関器は、仮想信号を生成する方法に応じて異なる方法で操作することができる。仮想信号を生成するためにコントローラが存在することにより、所与の光学相関器の動作に柔軟性がもたらされる。
【００６１】
しかし、一般に、マルチチャネル光学相関器３０は、出力として二次元相関行列を生成する複数の一次元（１Ｄ）光学相関器からなる装置として構成されることになる。具体的な実施形態に関連して以下に詳述するように、この一般的な枠内で様々な構成またはアーキテクチャが可能である。正確なアーキテクチャは、通信応用例の必要性に応じて選択されることになる。適用すべき受信機アルゴリズム３８ならびにサイズと経済性に関する実用的な制約に対し、考慮を払うことになる。いくつかの大まかなカテゴリのアーキテクチャについては、以下ならびに添付図面で例示する。変形例および変更態様が提案されているが、当業者であれば、特定のマルチユーザ通信システムの必要性に応じて、他の変更態様および適合例についても考慮することになる。また、他の構成またはアーキテクチャも、本明細書に記載し提案した本発明による範囲内に含まれる。
【００６２】
たとえば、図４は、ベースバンドで複雑な相関を実行するための具体的な構成を示す一例における、図３のマルチチャネル光学相関器３０の拡大図を示している。ＲＦ変換器１４からの変換済みベースバンド信号３２の実部４０と虚部４２は、複素相関値を生成するために、別々に相関させて結合しなければならない。実部４０は、仮想信号行列の実部４４を使用して、光学相関器バンク４８で処理される。同様に、虚部４２は、仮想信号行列の虚部４６を使用して、光学相関器バンク４８で処理される。各光学相関器バンク４８からの出力はアナログ・ディジタル変換器５０に送られる。最後に、減算器５４により実部同士を結合し、相関行列２２の実部５６を生成する。また、加算器５２により虚部同士を結合し、相関行列２２の虚部５８を生成する。
【００６３】
図５は、中間周波（ＩＦ）で複雑な相関を実行する具体的な構成を示す一例における、図３のマルチチャネル光学相関器３０の代替拡大図を示している。この場合、出力６２（図３の変換済み信号３２に対応する）はωＩＦというＩＦである。光学相関器バンク４８における処理に続いて、出力６４は、ＲＦミキサ６６と、局部発振器７０と、移相器７２と、低域フィルタ７４とを含む、直交ＲＦ／ベースバンド変換器６８に提供される。アナログ・ディジタル変換器５０による変換によって、相関行列２２の実部５６と相関行列２２の虚部５８がそれぞれ生成される。
【００６４】
式（１）を検討すると、相関関係を実行するためには、受信波形と、仮想信号波形のすべてのサンプルとを乗算し、何らかの時間間隔について積分し、受信波形と仮想信号との時間オフセットを生成するためのメカニズムが存在しなければならないことが明らかになる。光学相関プロセッサの例示的な実施形態には、このようなメカニズムを実現するための種々の手段が記載されている。当業者であれば、好ましい実施形態に記載された基本的なアーキテクチャの変更態様および変形例が数多く存在し、そのそれぞれが本発明による方法および装置で使用可能であることが分かるだろう。
【００６５】
本発明による第１の応用例では、それぞれの別々かつ個々の送信機（ユーザ）のほぼ最適検出を達成してＭＡＩを除去するために光学相関プロセッサと様々なＭＵＤアルゴリズムのいずれかを結合する。すべてのユーザの知識が適切に検出プロセスに組み込まれた場合、全負荷状態のスペクトル拡散通信システムであっても、単一ユーザのみが存在する場合のシステムと同じ性能に近づくことができる。したがって、最終検出で信号環境に関するより完全な情報を利用できる場合、検出プロセスを改善することができる。これにより、結果として得られる通信システムの能力を増すかまたは品質を高めることができる。
【００６６】
すべての蓋然的または既知のシグネチャ波形を包含する１組の仮想信号波形と受信信号を同時に相関させるマルチチャネル光学相関プロセッサを本発明により使用して、所望の情報を迅速に提供し、この目標を達成することができる。さらに、通信システム・アーキテクチャが定義するすべての可能な時間オフセットを包含する、受信波形と仮想信号波形とのすべての時間オフセットからなるセットについて相関を実行することができる。光学相関器の出力は各仮想信号波形に関する１組のデータであり、それぞれのデータは仮想信号と受信信号内に存在するそれぞれの信号との相関の複素数値化した合計の推定値であり、可能な時間オフセットごとに１つのデータが存在する。
【００６７】
本発明による第２の応用例では、マルチチャネル光学相関プロセッサをＲＦマルチパス結合アルゴリズムと結合し、このようなマルチパスが存在する場合の性能を改善する。光学相関器プロセッサは、可能なすべての時間遅延を包含する１組の仮想信号波形と受信信号とを相関させて、特定の受信信号のマルチパスの測定値を提供する。送信波形のマルチパス・レプリカは、直接経路信号の時間遅延バージョンとして特徴づけることができる。相関関係は、主経路信号とは異なる時間オフセットで求められ、様々なマルチパス経路に沿った移動時間の差と等しい。検出可能な十分な大きさを備えた複数の相関データの存在は、受信信号内のマルチパスの存在を示す。さらに、その複素数値が示すように、相関関係が発生する時間オフセットならびに相関関係のＲＦ位相により、別々の受信マルチパス信号ごとの時間遅延とＲＦ位相オフセットの推定値が得られる。ＲＡＫＥ受信機などのマルチパス結合アルゴリズムにこのデータを提供して、マルチパス効果を除去し、受信信号の品質向上を可能にする。
【００６８】
本発明による第３の応用例では、光学相関プロセッサを使用して、受信ＲＦ信号の既存のドップラー・シフトの推定値を提供する。光学相関プロセッサは、ＲＦ信号のドップラー・シフトの結果として得られるすべての蓋然的または既知のシグネチャ波形および蓋然的ＲＦ周波数オフセットを包含する１組の仮想信号波形と受信信号を同時に相関させる。特定の受信波形の具体的なドップラー・シフトは、その結果、その特定の波形に関連する１組の仮想信号に関する最高値の大きさを備えた相関データが得られるような仮想信号として識別される。ドップラー・シフト補償アルゴリズムにこのデータを提供して、ドップラー・シフトの存在を調整し、受信信号の品質向上を可能にする。
【００６９】
本明細書に記載する光学プロセッサは、解決すべき相関問題のために適切な受信機アルゴリズム（複数も可）を選択し、適切な相関関係を生成するために適切な光学プロセッサ・アーキテクチャを選択することにより、本発明により、他の応用例でも使用できることが分かるだろう。
【００７０】
第１の好ましいアーキテクチャ：
検出器積分・検出器変位アーキテクチャ（ＤＩＤＤ）
本発明によるマルチチャネル光学相関器の第１の例示的な実施形態では、Ｂｒｏｍｌｅｙ他（米国特許第３９３７９４２号）が開示する時間遅延積分（ＴＤＩ）センサとして知られるある種の光センサの固有の特性を使用する。ＴＤＩセンサは、電荷結合素子（ＣＣＤ）として知られる、より大まかな分類の電子デバイスから得られる。ＣＣＤは、ウェルとして知られる１列の電子電荷保持領域を含む。クロック信号により、電子を含む電荷が１つのウェルから次の隣接ウェルに順次移動する。ＣＣＤの出力は、ＣＣＤ列の最後のウェルに保持されている電荷の量を感知することによって作成される電気信号である。感知後、最後のウェル内の電荷は放電される。
【００７１】
ＴＤＩセンサは、各ウェルが、それに衝突する光の強度に比例する電子電荷を蓄積し、その蓄積電荷をウェル内の既存の電荷に加える光能動感知領域になるようにすることにより、ＣＣＤから作成される。したがって、ＴＤＩセンサの出力は、ＣＣＤ列に沿った各ウェルに蓄積された電荷を含む、最後のウェル内に含まれる感知電荷である。この第１の好ましい実施形態では、ＣＣＤ列に沿ってシフトするにつれて電荷を蓄積するというこの特性を使用して、積分のための手段と、各仮想信号に照らし合わせて受信信号のタイム・シフトを生成するための手段の両方を提供する。
【００７２】
図６は、検出器積分・検出器変位（ＤＩＤＤ）アーキテクチャと呼ばれる、この第１の好ましい実施形態の基本光学相関プロセッサ・アーキテクチャの一例を示している。図６に示すＤＩＤＤアーキテクチャは、図３に示すシステムでマルチチャネル光学相関器３０として使用できるだろう。この実施形態の単純な構成により、マルチチャネル光学相関器を小さいパッケージとして低コストで製造することができる。これは、たとえば、通信システムで使用するための移動ハンドセット受信機に含めるのに適したものになるだろう。
【００７３】
図６のＤＩＤＤアーキテクチャは、変調光源７６と、１組の仮想信号要素または値８２を含むマスク８０と、複数のＴＤＩ感知行８８を含むＴＤＩセンサ８６とを含む。変調光源７６は、信号３２の信号振幅によって輝度変調された幅広い光ビーム７８を発生する。図３のブロック図を参照すると、光ビーム７８は信号変換器１４の出力によって輝度変調される。変調光源７６は、半導体レーザ・ダイオードなど、コヒーレント光を発生するのに適した光源になる場合もあれば、発光ダイオード（ＬＥＤ）など、インコヒーレント光を発生するのに適したものである場合もある。
【００７４】
マスク８０は、デバイスの特定の領域に衝突する光にデバイスのその特定の領域の透過率または反射率を掛ける任意の二次元空間光変調器にすることができる。この領域の透過率または反射率は、その特定の領域に記憶された仮想信号の値と同等である。例示的なマスクとしては、ガラス上の金属などの固定マスク、または液晶変調器、磁気光学変調器、マイクロメカニカル・ミラー・デバイスなどのプログラム可能マスクを含む。マスク８０から出る光は、空間的に分散した複数のビームである。
【００７５】
光源７６から出る光は、Ｓ（ｔ）という時間変動強度を有し、マスク８０に記憶された仮想信号要素Ｈｍ（ｔｎ）８２のアレイ全体に入射される。マスク８０から出る光は、Ｓ（ｔ）Ｈｍ（ｔｎ）という強度を備えたＭ′行×Ｎ′列のビーム・アレイを含む。各ビームは、Ｍ′行でＮ′個のウェルＤｍ，ｎを含む、対応するＴＤＩセンサ８８に個々に入射される。各ウェルは、ＴＤＩクロックの周期に等しい時間間隔τの間、衝突光の強度に比例する電荷を蓄積し、そのウェル内の既存の電荷にその電荷を追加する。
【００７６】
動作が繰り返される場合、Δτという積分期間後、その電荷は次のウェルＤｍ，ｎ＋１にシフトする。次に、ウェルＤｍ，ｎは、遅延Ｓ（ｔ）を備えた仮説Ｈｍ（ｔｎ）に前の蓄積に関連するΔτ秒を掛けた結果得られる電荷を蓄積する。
【００７７】
一般に、任意のクロック時間Ｔにおけるｎ＞０の任意のウェル内の値は、式（７）に示すように、最後の積分期間Δτの間の積分の値に、任意の時間遅延τの間の前のｎ−１回の積分すべての合計を加えたものになる。
【数７】
2004507131.tif 000009
（７）の量τはさらに以下のように定義される。
【数８】
2004507131.tif 000010
式中、Ｋは、時間オフセットが何らかの初期値τ０だったときから発生したΔｔという持続時間のクロック・サイクルの数である。
【００７８】
最後のウェルＤｍ，Ｎの内容が以下の式で示されることは、式（７）により容易に明らかになる。
【数９】
2004507131.tif 000011
【００７９】
仮想信号要素Ｈｍ（ｔｎ）のアレイは仮想信号時系列Ｈｍ（ｔ）を表すので、その結果は以下のように書くことができる。
【数１０】
2004507131.tif 000012
【００８０】
式（１０）は、ＮΔτ秒の持続時間で積分されたτ秒の時間オフセットの場合に受信波形Ｓ（ｔ）と任意の時間Ｔにおける仮想信号マスク８０のｍ番目の行との相関関係である。さらに、式（８）により、各連続時間Ｔ＋Δτの間に時間遅延τがΔτだけ増加し、したがって、Ｄｍ，Ｎの時系列出力は仮想信号Ｈｍに関する受信波形の連続時間遅延の相関になる。
【００８１】
一般に、ＲＦ変換器からのベースバンド信号の実部と虚部は、図４に示すように、別々に相関させ、電気的に結合しなければならない。
【００８２】
そのうえ、光は輝度変調されて強度検出され、強度は必ず正の値になるので、式（９）に示す出力は積分期間中の平均値に等しいバイアスにある。このバイアスは、正確な相関値を得るために除去しなければならない。このバイアスの除去は、推定平均値を減算することにより、電子的に実行することができる。より堅固な方法は、仮想信号と仮想信号の否定の両方と受信波形を相関させ、その結果を減算して絶対バイアス除去を可能にすることである。
【００８３】
Ｎ′個の時間オフセットτｎに対応するＮ′個の時計タイミングでサンプリングされ、実／虚処理およびバイアス除去のための手段を備えた、Ｍ′行の仮想信号マスク８０とＭ′行のＴＤＩ検出器８８からなるシステムは、本発明による受信機アルゴリズム（複数も可）３８に必要な式（６）の受信波形Ｓ（ｔ）について式（３）の相関行列Ｃｍ，ｎ（Ｈｍ，τｎ）を計算する。この場合も、図３を参照すると、ＴＤＩ感知行８８からの相関出力９０は１つまたは複数の受信機アルゴリズム３８に向けられるだろう。
【００８４】
図７は、図６の一般的なアーキテクチャを実施するデバイスで達成可能な非常に小型のスタック構造の一例を示している。拡散光源９２は、変調光源７６（図６に示す）と、デバイス上に均一に光を分散させるために適切な光学部品類（図示せず）とを含む。空間光変調器構成要素は、仮想信号マスク８０（図６に示す）を含む。電荷結合素子（ＣＣＤ）はＴＤＩセンサ８０（図６に示す）を使用することができる。
【００８５】
図８は、図６に示す相関動作の数学表現である。時間が進むにつれてＴＤＩ感知行８８の連続段階で相関出力２２を蓄積することが示されている。
【００８６】
第２の好ましいアーキテクチャ：
積分マスクを備えた検出器積分・検出器変位アーキテクチャ（ＤＩＤＤ−ＩＭ）
本発明による光学相関器の第２の例示的な実施形態は、図６に概要を示し、前述したＤＩＤＤアーキテクチャの変形例である。この第２の好ましいアーキテクチャは、仮想信号マスクとＴＤＩセンサを積分することにより、ＤＩＤＤアーキテクチャを簡略化するものである。ほぼ同じように動作するが、ＤＩＤＤ−ＩＭアーキテクチャにより、物理的に分離したマスクの必要性が解消される。図９に示すように、変調光源７６は、積分仮想信号ＴＤＩセンサ１０６の積分サイト８８を直接照射する。
【００８７】
この第２の好ましいアーキテクチャは、アナログ・マスク・レジスタまたはバイナリ・マスク・レジスタのいずれかを使用して構築することができる。図１０は、アナログ・マスク・レジスタを仮想信号レジスタ９５として使用する場合の一例を示している。この実施形態の各行のＴＤＩセンサ８６は、単独検出器要素９４と、分離型アナログ加算レジスタ１００と、時間順次仮想信号値８２を含む追加のアナログＣＣＤシフト・レジスタ９５によって作られる。仮想信号レジスタ９５内のｍ番目の項目の仮想信号値８２にｍ番目の積分サイト９４の蓄積電荷値を掛けるために、アナログ乗算器９６も設けられている。加算器９８は、その結果と、蓄積レジスタ１００のｍ−１番目の段階に含まれる値とを合計し、合計した結果を蓄積レジスタ１００のｍ番目の段階に入れる。
【００８８】
図１１は、仮想信号がバイナリ値からなるときに適用可能なＤＩＤＤ−ＩＭアーキテクチャの派生実施形態の一例を示している。この実施形態では、バイナリ・レジスタを仮想信号レジスタ９５として使用する。図１０のアナログ乗算器９６は、スイッチング手段１０２で置き換えられている。ｍ番目の仮想信号レジスタ値８２が「１」に等しい場合、スイッチング手段１０２により、ｍ番目の検出器要素９４の蓄積電荷をアナログ加算レジスタ１００のｍ−１番目の段階と合計することができる。ｍ番目の仮想信号レジスタ値８２が「０」に等しい場合、スイッチング手段１０２により、ｍ番目の検出器要素９４の蓄積電荷を廃棄することができる。
【００８９】
第３の好ましいアーキテクチャ：
空間積分進行波変位アーキテクチャ（ＳＩＴＷＤ）
図１２に示す、本発明によるマルチチャネル光学相関器の第３の例示的な実施形態では、空間積分進行波変位（ＳＩＴＷＤ）アーキテクチャを使用する。図１２に示すＳＩＴＷＤアーキテクチャは、図３に示すシステムのマルチチャネル光学相関器３０として使用できるだろう。このアーキテクチャは、空間に物理的に分散されたすべての光ビームを集め、それを単一の光検出器要素上に集束させ、そこでそれらがそれぞれの輝度の合計に比例した出力信号を生成することにより、積分機能を実行する。このクラスの光学相関アーキテクチャの例は、米国特許第４８３３６３７号（Ｃａｓａｓｅｎｔ他）に見られる。図１２に示すように、この実施形態では、信号３２と仮想信号８２とのタイム・シフトを発生するための手段とともに、ｘ軸に沿って伝搬する進行音波を使用して、受信波形または信号３２の空間分散を発生させる。
【００９０】
進行音波は、ブラッグ・セルとして知られる音響光学変調器装置１１０で生成される。ブラッグ・セルは、一方の端部に圧電変換器が結合された光学的に透明なクリスタルを含む。この変換器に印加される電気信号により、それは印加信号３２のエネルギに比例して伸縮する。この伸縮により、印加信号３２の振幅および位相に比例した瞬間的な振幅および位相を備えた音波がクリスタル内で発射される。音波は端部に到達するまで軸ｘに沿ってクリスタル内を速度ｖで移動し、その端部でクリスタル内に反射して戻らないように吸収される。したがって、クリスタルの伝搬軸ｘに沿った任意の点ｘで音波ｇ（ｘ）は以下に示す入力信号を表す。
【数１１】
2004507131.tif 000013
【００９１】
ｘ／ｖはある量の時間を表すので、式（１１）は以下のように書くこともできる。
【数１２】
2004507131.tif 000014
【００９２】
任意の時間ｔにおけるブラッグ・セル１１０内の任意の点ｘの音波ｇ（ｘ）は、変換器からの距離ｘに比例した時間だけ遅延した入力信号１０に等しい。一定強度の光源１０８が発生した空間分散光はブラッグ・セル１１０のクリスタルを通過する。この光は、光がブラッグ・セル１１０に衝突する各点における音波の値が、クリスタルから出る光（光ビーム７８）に掛けられるように、音波と相互作用する。
【００９３】
図１２のＳＩＴＷＤアーキテクチャでは、一定強度Ａの光源１０８が光ビーム７８として示されたブラッグ・セル１１０の長さＸ′を均一に照射するようになっている。受信波形または信号３２はブラッグ・セル１１０の変換器１１３に印加される。複数の光ビーム１１４はブラッグ・セル１１０から出るが、各ビーム１１４には特定のビーム１１４がブラッグ・セル１１０を通過した位置ｘに存在する信号３２（Ｓ（ｔ））の値が乗算されている。
【００９４】
ブラッグ・セル１１０から出る複数のビーム１１４は、仮想信号マスク８０を照射して、各単独ビーム１１４が１列の一定時間遅延の仮想信号マスク８０を照射するようになっている。仮想信号マスク８０は、上記の第１の好ましいアーキテクチャに記載したような任意の二次元空間光変調器にすることができる。仮想信号マスク８０を照射する各ビーム１１４には、このような照射ビーム１１４がマスク８０に達する点で仮想信号マスク８０に表される仮想信号要素または値８２の値が乗算される。仮想信号マスク８０から出る複数のビーム１１５は、フォトダイオード・ポイント検出器１１２のアレイを照射して、ｍ番目の仮想信号行８２に関連する仮想信号マスク８０の領域から出るすべてのビーム１１５がｍ番目のフォトダイオード・ポイント検出器１１７を照射するようになっている。ｍ番目のフォトダイオード・ポイント検出器１１７に達する複数のビーム１１５により、検出器１１７は、瞬間的にこのような検出器１１７に達する複数のビーム１１５の強度の合計に比例する電圧または電流を備えた瞬時電気信号を発生する。ｍ番目の検出器１１７が発生する電気信号は、受信信号３２とｍ番目の仮想信号８２との相関を示す尺度である。相関出力９０はこのように生成され、相関行列２２を発生する。もう一度、図３を参照すると、相関行列２２は、任意選択のセットオン復調器３４または受信機アルゴリズム３８のいずれかに提供されることになる。
【００９５】
図１３は、図１２に示すアーキテクチャの１つのチャネルの一例を示している。
【００９６】
ＳＩＴＷＤアーキテクチャの動作は、以下のように数学的に記述することができる。
【００９７】
複数の光ビーム１１４としてブラッグ・セル１１０から出て軸ｘに空間的に分散する光はｇ（ｘ）である。
【数１１】
2004507131.tif 000015
【００９８】
ｘについてマスクの変調機能を定義すると、以下のようになる。
【数１３】
2004507131.tif 000016
【００９９】
マスクを出てｘおよびｍに空間的に分散する光はｆｍ（ｘ）である。
【数１４】
2004507131.tif 000017
【０１００】
任意の光検出器Ｄｍ１１７に光ビーム１１５を集束させることは、光検出器１１７の出力がＣｍ（ｔ）である場合に空間方向ｘに沿った積分と同等である。
【数１５】
2004507131.tif 000018
【０１０１】
式（１４）と式（１１）を式（１５）に代入すると、Ｘ′がブラッグ・セル・アパーチャの物理的長さである場合の空間積分に関する時間変動相関関数が得られる。
【数１６】
2004507131.tif 000019
【０１０２】
各時計タイミングごとに、相関関数Ｃｍ（ｔ）の値は、移動音波ｇ（ｘ）と固定位置マスクＨｍ（ｘ）との間の異なる時間オフセットにおける相関の値になる（すなわち、任意の仮想信号要素または値８２）。
【０１０３】
上記のように、任意のＲＦ信号変換器１４からのベースバンド信号の実部と虚部は、別々に相関させ、適切に結合しなければならない。さらに、光は輝度変調されて強度検出され、強度は正の値になるので、式（１６）に示す出力は積分期間中の平均値に等しいバイアスにある。このバイアスは、正確な相関値を得るために除去しなければならない。このバイアスの除去は、推定平均値を減算することにより、電子的に実行することができる。より堅固な方法は、仮想信号と仮想信号の否定の両方と受信波形を相関させ、その結果を減算して絶対バイアス除去を可能にすることである。
【０１０４】
上記の実施形態は、バイアス除去および実／虚処理のための手段とともに、Ｎ′個の時間オフセットτｎに対応するＮ′個の時計タイミングでサンプリングされたＭ′個の仮想信号とＭ′個の光センサとを含む。図３に戻って参照すると、この実施形態は、受信信号（すなわち、式（６）の波形Ｓ（ｔ））について相関行列２２（すなわち、式（３）のＣｍ，ｎ（Ｈｍ，τｎ）を計算する。次に、相関行列２２は、任意選択のセットオン復調器３４または受信機アルゴリズム３８のいずれかに提供することができる。
【０１０５】
第４の好ましいアーキテクチャ：
コヒーレント検波用の参照ビームを備えたＳＩＴＷＤアーキテクチャ
本発明によるマルチチャネル光学相関器の第４の例示的な実施形態を図１４に示す。この実施形態は、図１２の空間積分進行波変位（ＳＩＴＷＤ）アーキテクチャから得られ、参照ビーム１２０が含まれている。さらに、図１４は、本発明によるいくつかの実施形態を実現する際に使用可能な光学部品類（ビーム形成レンズ１２４、結像レンズ１２５、積分レンズ１２６）を詳細に示している。当業者であれば、図９、図１２、図１３、図１５〜１８に示す実施形態に同様の光学部品類を当然含むことができるが、提案したアーキテクチャの主要構成要素の一部を示す際に明瞭にするために、そのような光学部品類がこれらの図から省略されていることが分かるだろう。
【０１０６】
図１４では、ビーム・分割／合成器１１９が非変調参照ビーム１２０を作成し、そのビームは、主ビーム１１８が同図に示すように処理された後で、ミラー１２２および第２のビーム・分割／合成器１１９により、そのビーム１１８とともにフォトダイオード・アレイ１１２上で一致するようになっている。
【０１０７】
このアーキテクチャでは、ブラッグ・セル１１０を出る光がＩＦ周波数と等しい量だけ周波数偏移するという追加の事実も利用する。参照ビーム１２０の存在により、主ビーム１１８は、参照ビーム１２０と主ビーム１１８のヘテロダイン乗算によってコヒーレント検波することができる。主ビーム１１８はＩＦ周波数だけ周波数偏移されており、参照ビーム１２０は周波数偏移されていないので、２つのビームを乗算した結果、２つのビームの差周波数の信号が得られる。これにより、光検出器アレイ１１２の出力には、相関値９０に等しい複素変調によるＩＦ信号が生成される。次に、この出力９０は、要素６８として図５に示すような直交ＲＦ／ベースバンド・ダウン・コンバータによってベースバンド複素数（実数および虚数）値に変換することができるだろう。コンバータ６８は、相関値に等しい複素変調値のみを出力する。
【０１０８】
第５の好ましいアーキテクチャ：
検出器積分進行波変位アーキテクチャ（ＤＩＴＷＤ）
図１５に示す、本発明によるマルチチャネル光学相関器の第５の例示的な実施形態は、検出器積分進行波変位（ＤＩＴＷＤ）アーキテクチャの一例である。この一般的なアーキテクチャの例は米国特許第４２２５９３８号（Ｔｕｒｐｉｎ）に見られる。このアーキテクチャは、ＣＣＤまたは他の２Ｄ時間積分検出器にすることができる検出器サイト１２８で時間間隔Ｔの時間積分により積分機能を実行する。時間オフセットｎτは、上記のＳＩＴＷＤ実施形態（第３の好ましい実施形態）と同じようにブラッグ・セル１１０内の軸ｘに沿った進行音波によって生成される。
【０１０９】
図１５のＤＩＴＷＤアーキテクチャでは、複数の輝度変調光ビーム７８がブラッグ・セル１１０の物理的アパーチャを超えて入射する。変調ビーム７８は、複数の光源のそれぞれの直接変調によって生成することができる（要素１２７として示す変調光源のアレイはそれぞれの仮想信号Ｈｌ，ｍ（ｔ）の時系列による）。各光源は、ＬＥＤなどのインコヒーレント源またはレーザ・ダイオードなどのコヒーレント源にすることができる。また、その光源は、互いにコヒーレントである場合もあれば、そうではない場合もある。別法として、複数のビーム７８は、単一の一定強度インコヒーレントまたはコヒーレント光源と、音響光学または電気光学変調器などの複数の輝度変調器から生成することができ、それぞれの変調器が１組の仮想信号時系列のうちの１つを備えたビームを変調する。
【０１１０】
複数の輝度変調ビーム７８が生成される手段とは無関係に、各ビーム７８はブラッグ・セル１１０のアパーチャを超えて入射し、そのブラッグ・セルは式（１０）のように受信信号３２の音波表現を含む。ブラッグ・セル１１０から出る複数のビーム１１４には、Ｓ（ｔ）という値が乗算されており、ＣＣＤまたは他の２Ｄ時間積分検出器にすることができる検出器サイト１２８に入射する。また、ビーム１１４は、ｍ番目の仮想信号に対応するｍ番目のビーム１１４がｍ番目の組の光センサ（すなわち、光センサ行８８）のＮ個の光センサすべてを照射するように検出器サイト１２８に入射する。さらに、各ｍ番目のビーム１１４は、ブラッグ・セル１１０内のＳ（ｔ）という値で示される各ｎτ時間間隔がその組内のｎ番目の光センサに入射するように、ｍ番目の組の光センサに入射する。
【０１１１】
積分時間Ｔ後、光センサ内の蓄積値が感知され、ｍ番目の仮想信号相関値Ｃｍ（ｎ）のｎ番目の時間オフセットを表す電圧または電流電気信号に変換される。感知した信号は、各ｍ番目の仮想信号ごとに順次出力され、ｎ番目の時間遅延ｎτにおけるｍ番目の仮想信号の相関の値に対応する複数の時間出力Ｃ１．．．Ｎ（ｎτ）を作成する。これらは、相関値９０を含む相関行列２２として図１５に表されている。
【０１１２】
ＤＩＴＷＤアーキテクチャの動作は、以下のように数学的に記述することができる。
【０１１３】
ｍ番目の変調ビームをＨｍ（ｔ）とする。ブラッグ・セルから出る光ｆｍ（ｔ）は以下のようになる。
【数１７】
2004507131.tif 000020
【０１１４】
時間量ｘ／ｖがｎ番目の時間遅延ｎτになるようにすると、式（１６）は以下のようになる。
【数１８】
2004507131.tif 000021
【０１１５】
時間間隔Ｔの間に光センサＤｍ，ｎについて式（１８）を積分すると、式（３）に定義したように相関Ｃｍ，ｎが計算される。
【数１９】
2004507131.tif 000022
【０１１６】
上記のように、任意のＲＦ信号変換器１４からのベースバンド信号の実部と虚部は、別々に相関させ、適切に結合して、複素相関値を生成しなければならない。さらに、光は輝度変調されて強度検出され、強度は必ず正の値になるので、式（１９）に示す出力は積分期間中の平均値に等しいバイアスにある。このバイアスは、正確な相関値を得るために除去しなければならない。このバイアスの除去は、推定平均値を減算することにより、電子的に実行することができる。より確実な方法は、仮想信号と仮想信号の否定の両方と受信波形を相関させ、その結果を減算して絶対バイアス除去を可能にすることである。
【０１１７】
上記の実施形態は、バイアス除去および実／虚処理のための手段とともに、Ｎ′個の時間オフセットτｎに対応するＭ′個の仮想信号とＭ′×Ｎ′個の光センサとを含む。図３に戻って参照すると、この実施形態は、受信信号１０（すなわち、式（６）の波形Ｓ（ｔ））について相関行列２２（すなわち、式（３）のＣｍ，ｎ（Ｈｍ，τｎ）を計算する。次に、相関行列２２は、任意選択のセットオン復調器３４または受信機アルゴリズム３８のいずれかに提供される。
【０１１８】
第６の好ましいアーキテクチャ：
時間積分並列負荷（ＴＩＰＬ）
図１６〜１９は、時間積分アーキテクチャの様々な実施形態を示している。
【０１１９】
本発明によるマルチチャネル光学相関器の第６の例示的な実施形態では時間積分を使用する。この一般的なカテゴリのアーキテクチャのいくつかの実施形態を図１７〜１９に示す。このカテゴリは、ＤＩＴＷＤアーキテクチャから得られたものと想像することができる。
【０１２０】
図１６は、図１７および図１８の理解を容易にするためのものである。図１６の例示のため、図１５の変調器１２８のアレイ（第５の好ましいアーキテクチャとして記載したＤＩＴＷＤアーキテクチャ）が単一ポイント変調器１３０で置き換えられている。
【０１２１】
図１７〜１８では、第１のアレイの変調器１３２を使用する。もう一度、図１５（ＤＩＴＷＤアーキテクチャ）を参照すると、ブラッグ・セル１１０に含まれる音波表現は、図１６〜１９では第２のアレイまたは複数の輝度変調器（またはポイント変調器）１３２で置き換えられている。変調器１３２は音響光学または電気光学変調器にすることができ、それぞれが複数の光ビーム７８または１１５を変調する。第１の構成では、第１のアレイの変調器１３２のそれぞれが受信信号３２により第１の複数の変調ビーム７８を変調する。これらの値は、時間変動受信信号３２に応答して連続的に変化することになる。この１組の値は、たとえば、受信信号１０の時間遅延バージョンにして、必要な時間オフセットｔｏを生成することができる。別法として、この１組の値は、ドップラー仮想信号を掛けた受信信号１０またはその組合せにすることもできる。受信信号の他のバージョンを使用して、他の望ましい相関関係を実現することもできる。ＴＩＰＬ実施形態の時間遅延は、ＤＩＴＷＤアーキテクチャの場合のように連続的である必要はない。むしろ、信号変換器１４（たとえば、図３に示すもの）により独立して決定することができる。１組の変調器１３２に印加される受信信号３２のバージョンは時間遅延がそれぞれ異なる必要はない。たとえば、周波数が異なる場合もあれば、時間と周波数の両方が異なる場合もある。これらは、図３のマルチチャネル光学相関器３０への複数の入力を作成する信号変換器１４によって作成することができる。
【０１２２】
図１７および図１８を参照すると、第１の複数の変調ビーム７８からのそれぞれのビームには、第２の複数の変調器１３２に印加される値８２が掛けられ、第２の複数の変調ビーム１１５を生成する。第１の複数のビーム７８が複数ビームの一次元アレイまたはベクトルである場合、第２の複数のビーム１１５は、第２の複数の変調器１３２のすべての値８２が掛けられた第１の複数７８のすべてのビームからなる、複数ビームの二次元アレイである。
【０１２３】
第２の複数のビーム１１５は複数の光センサからなる第２の二次元時間積分アレイ１２８に入射する。説明中のこの第１の構成では、第２のアレイの変調器１３２のそれぞれが、１組の仮想信号値８２からの１つの値により第２の複数の変調ビーム１１５を変調する。この場合、第１の複数のビーム７８からの単一ビームは、第２の複数の変調器１３２の１つによりさらに変調されており、アレイ１２８内の単一光センサを照射する。一般に、このような第２の複数のビーム１１５からの変調ビームは、１行（または列）の二次元光センサ・アレイ１２８を照射することになる。第１の複数のビーム７８に第２の複数の変調器１３２のすべての変調器に含まれる値８２を掛けた結果得られる１組の変調ビーム１１５は、１列（または行）の光センサを照射する。
【０１２４】
第２の構成は容易に使用可能であることが分かるだろう。この場合、第１のアレイの変調器１３２は仮想信号値８２を提供し、第２のアレイの変調器１３２は信号３２を提供することになる。
【０１２５】
図１９は、図１８のアーキテクチャを実施する小型モジュール・スタックの概念図である。
【０１２６】
追加の技術情報
ＤＳ／ＳＳ　ＣＤＭＡ　‐　ＤＳ／ＳＳ　ＣＤＭＡシステムでは、情報（すなわち、データ、音声、インターネット、ビデオ）に拡張コードを掛けて、その情報の帯域幅が必要とするより広い帯域幅で情報を送信する。複数のユーザが同時に同じ周波数帯域を使用して送信するので、互いに差別化するために送信信号に固有のディジタル・コード（たとえば、擬似ランダム（ＰＮ）コード・シーケンス）を割り当てる。受信機は、信号に既知の拡張コードを掛けることにより個々の送信信号を区別する。この相関関数は、広帯域信号をデスプレッドして、データのより狭い自然帯域幅に戻す。
【０１２７】
あるカテゴリのＤＳ／ＳＳ　ＣＤＭＡは超広帯域（ＵＷＢ）として知られている。この場合、ディジタル・コードは、１組の短いパルスの位置（パルス間の時間）に基づくコーディングにより、ほぼ１サイクルのＲＦ（１ＧＨｚで１ナノ秒）の非常に短いパルスを発生する。このコーディングにより位置が変化する。これは、「オン」値のわずかな部分により、非常に高いチップ・レートで生成したコードを有することと同じである。基本相関動作は同じである。ＵＷＢの例は米国特許第５６１０９０７号（Ｂａｒｒｅｔｔ）と米国特許第４９７９１８６号（Ｆｕｌｌｅｒｔｏｎ）に示されている。
【０１２８】
複雑な受信機アルゴリズム‐通信システム内の複数同時ユーザが発生する信号は、相互に雑音を与える。これは、多重アクセス干渉またはＭＡＩと呼ばれる。理想的なＭＵＤアルゴリズムは、すべてのＭＡＩを完全に除去し、熱雑音の雑音レベルを有する所望の信号を残し、存在するユーザの数とは無関係に最大デスプレッドＳＮＲを達成することになる。Ｓ． Ｖｅｒｄｕが「Ｍｕｌｔｉｕｓｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ」（Ｃｈａｐｔｅｒ ４， ｐｐ１５４‐２３３， Ｃａｍｂｒｉｄｇｅ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ Ｐｒｅｓｓ， １９９８）で教示するように、この理想的なアルゴリズムは、最適ＣＤＭＡ（ＯＣＤＭＡ）として知られている。ＯＣＤＭＡを使用するシステムでは、システムの帯域幅効率を情報容量の理論上の限界まで最大化しなければならない。しかし、ＯＣＤＭＡは、適度に多数のユーザにとって実現するにはひどく複雑なアルゴリズムであると見なされ、ＯＣＤＭＡアルゴリズムに供給するのに必要な莫大な量のデータを生成するための実用的な方法がなく、ＯＣＤＭＡアルゴリズムが規定する操作をそのデータについて実行するための実用的な方法もない。
【０１２９】
その他のあまり複雑ではないＭＵＤアルゴリズムが開発されてきた。このようなＭＵＤアルゴリズムも莫大なデータ入力を必要とするが、これらはＯＣＤＭＡアルゴリズムに近づくためにのみ設計されており、したがって、実際のＭＡＩの一部分のみを除去することになるだろう。米国特許第５３４３４９６号（Ｈｏｎｉｇ）および米国特許第６０１４３７３号（Ｓｈｉｌｌｉｎｇ他）は、潜在的に使用可能なＭＵＤアルゴリズムを提案している。にもかかわらず、実際にマルチユーザ通信システムでＭＵＤアルゴリズムを実現するためのメカニズムはまったく開発も提案もされておらず、通常、このような通信システムは依然としてあまり効率の良くないＳＵＤ方法に頼っている。
【０１３０】
前述のように、ＭＵＤアルゴリズムは今まで主として数学的な関心事だった。必要な莫大な数の同時計算を提供するための実用的なメカニズムはまったく開発されていないので、ＣＤＭＡ通信システムでそれを実現する実用的なシステムまたは方法は一切存在していない。
【０１３１】
たとえば、計算性能を測定するための測定基準が１秒あたりの乗算結果の積算数（百万単位）（ＭＭＡＣ）であることを検討する。この尺度は、ディジタル信号プロセッサ（チップ）またはＤＳＰをサイジングする際に一般的に使用する用語である。実際に使用可能なレートはかなり低く、おそらく半分未満になるが、相関処理用に最適化された現行および提案されているハイエンドＤＳＰデバイスは２４００〜４８００ＭＭＡＣの範囲の定格になっている。
【０１３２】
ＭＵＤなどのジョイント検出アルゴリズムで使用するためには、複数相関値の二次元行列が必要である。単純にするために、ｆ１が仮想信号であり、ｆ２が測定すべき受信信号である場合、各ｆ１と、各ｆ１の各時間オフセットは、相関関数の個別計算を必要とする他の仮想信号になる。相関行列の行は特定のｆ１仮想信号の時間オフセットになり、列は異なるｆ１仮想信号になる。ＣＤＭＡシステムのｆ１（列）は種々のユーザを表し、時間オフセット（行）はマルチパス信号を表す。
【０１３３】
相関値の行列を計算するために必要なＭＭＡＣの数は、行列内の項目数によって決まり、すなわち、ユーザ数×時間オフセット数×それぞれがサンプリングされるレート１／ΔＴになる。このサンプル・レートは、少なくとも信号の帯域幅と同じ程度の高さでなければならず、好ましくは２〜４倍の高さでなければならない。各サンプルごとに、２つの複素数の必須乗算を実行するために４ＭＡＣが必要である。一例として、セルラーＣＤＭＡ用の現在の標準であるＩＳ−９５（ＣＤＭＡｏｎｅ）では、１．２５ＭＨｚの帯域幅を使用し、理論上の最大ユーザ数は６４人であり、セル・セクタあたり可能なチップ遅延は１２８である。したがって、１つのセクタに関する相関行列を完全に埋めるためには以下のＭＭＡＣが必要である。
ＭＭＡＣ＝ユーザ数＊遅延数＊オーバサンプル＊帯域幅（ＭＨｚ）＊サンプルあたりのＭＡＣ＝６４＊１２８＊２＊１．２５＊４＝８１，９２０
このため、現行の最良ＤＳＰチップのうち、約２０〜４０が必要になるだろう。
【０１３４】
今後のシステム（３Ｇ以上）は、帯域幅（３倍）、ユーザ数（８倍）、時間オフセット数（８倍）を増加し、計算に必要なものを最高１９２倍だけ増加し、したがって、１．５×１０６ＭＭＡＣ程度が必要になるものと予想される。隣接セクタからのユーザ情報を処理したいという希望を含めると、さらにもう１桁、処理要件が増加する。最終的な性能レベルを達成し、帯域幅の使用法を最大限にするために、明らかにＤＳＰ処理よりかなり強力な技術が必要になる。
【０１３５】
本明細書の説明は本発明による特定の実施形態に言及しているが、その精神から逸脱せずに多くの変更態様が可能であることが分かるだろう。付随の特許請求の範囲は、本発明による真の範囲および精神に該当すると思われるような変更態様を含むものである。
【０１３６】
したがって、現在開示されている実施形態は、あらゆる点で限定的なものではなく例示的なものであると見なすべきであり、本発明による範囲は、上記の説明ではなく付随の特許請求の範囲に示され、したがって、特許請求の範囲と同等の意味および範囲に該当するすべての変更はそこに包含されるものとする。
【図面の簡単な説明】
【図１】単一ユーザ照合フィルタ相関受信機（従来技術）の一例を示す図である。
【図２】マルチユーザ照合フィルタ相関受信機（従来技術）の一例を示す図である。
【図３】本発明によるマルチチャネル光学相関器と例示的な受信機アルゴリズムとの組合せの一例を示すブロック図である。
【図４】ベースバンドで複雑な相関を実行するための光学相関器の構成を示す一例における、図３のマルチチャネル光学相関器の拡大図を示すブロック図である。
【図５】ＩＦ周波数での複雑な相関を示す一例における、図３のマルチチャネル光学相関器の拡大図を示すブロック図である。
【図６】本発明による光学相関器に関する検出器積分・検出器変位アーキテクチャの一例を示す図である。
【図７】図６のアーキテクチャを実施するために使用可能な小型構造の一例を示す図である。
【図８】図６に示す相関動作の数学表現である。
【図９】積分マスクおよび時間遅延積分（ＴＤＩ）検出器を使用する、本発明による光学相関器に関する簡略検出器積分検出器変位（ＤＩＤＤ）アーキテクチャの一例を示す図である。
【図１０】図９のＤＩＤＤアーキテクチャで使用するための一般的な積分マスクおよび時間遅延積分検出器の一例を示す図である。
【図１１】図９のＤＩＤＤアーキテクチャで使用するための積分マスクおよび時間遅延積分（ＴＤＩ）検出器の簡略バイナリ・マスク・バージョンの一例を示す図である。
【図１２】本発明による光学相関器に関する空間積分進行波変位アーキテクチャの一例を示す図である。
【図１３】図１２のＳＩＴＷＤアーキテクチャの単一チャネルの一例を示す図である。
【図１４】図１２のＳＩＴＷＤアーキテクチャの一変形例の平面図である。
【図１５】本発明による光学相関器に関する検出器積分進行波変位アーキテクチャの一例を示す図である。
【図１６】本発明による光学相関器に関する時間積分ベクトル行列乗算器アーキテクチャの一例を示す図である。
【図１７】直列ロードではなく並列ロードを実行するための拡張入力を備えた、図１６のアーキテクチャの変形例である時間積分行列行列乗算器アーキテクチャの一例を示す図である。
【図１８】図１７の時間積分行列行列乗算器アーキテクチャの実施形態の一例を示す図である。
【図１９】図１８のアーキテクチャを実施する小型モジュール・スタックの概念図である。
【図１】
2004507131.tif 000023
【図２】
2004507131.tif 000024
【図３】
2004507131.tif 000025
【図４】
2004507131.tif 000026
【図５】
2004507131.tif 000027
【図７】
2004507131.tif 000028
【図８】
2004507131.tif 000029
【図１０】
2004507131.tif 000030
【図１１】
2004507131.tif 000031
【図１３】
2004507131.tif 000032
【図１４】
2004507131.tif 000033
【図１６】
2004507131.tif 000034
【図１７】
2004507131.tif 000035
【図１８】
2004507131.tif 000036
【国際公開パンフレット】
2004507131.tif 000037
2004507131.tif 000038
2004507131.tif 000039
2004507131.tif 000040
2004507131.tif 000041
2004507131.tif 000042
2004507131.tif 000043
2004507131.tif 000044
2004507131.tif 000045
2004507131.tif 000046
2004507131.tif 000047
2004507131.tif 000048
2004507131.tif 000049
2004507131.tif 000050
2004507131.tif 000051
2004507131.tif 000052
2004507131.tif 000053
2004507131.tif 000054
2004507131.tif 000055
2004507131.tif 000056
2004507131.tif 000057
2004507131.tif 000058
2004507131.tif 000059
2004507131.tif 000060
2004507131.tif 000061
2004507131.tif 000062
2004507131.tif 000063
2004507131.tif 000064
2004507131.tif 000065
2004507131.tif 000066
2004507131.tif 000067
2004507131.tif 000068
2004507131.tif 000069
2004507131.tif 000070
2004507131.tif 000071
2004507131.tif 000072
2004507131.tif 000073
2004507131.tif 000074
2004507131.tif 000075
2004507131.tif 000076
2004507131.tif 000077
2004507131.tif 000078
2004507131.tif 000079
2004507131.tif 000080
2004507131.tif 000081
2004507131.tif 000082
2004507131.tif 000083
2004507131.tif 000084
2004507131.tif 000085
2004507131.tif 000086
2004507131.tif 000087
2004507131.tif 000088
2004507131.tif 000089
2004507131.tif 000090
2004507131.tif 000091
2004507131.tif 000092
2004507131.tif 000093
2004507131.tif 000094
2004507131.tif 000095
2004507131.tif 000096
2004507131.tif 000097
2004507131.tif 000098
【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
2004507131.tif 000099
2004507131.tif 000100
【国際調査報告】
2004507131.tif 000101
2004507131.tif 000102
2004507131.tif 000103