(57)【要約】デュアル・トーテム（又はＨ型ブリッジ）電力段は、４つのパワー・デバイス（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４）を有し、それらの少なくとも２つが、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御信号（ＶＧ１？，ＶＧ２？，ＶＧ３？，ＶＧ４？）により制御されて、駆動された負荷（１１０）を流れる負荷電流の電流経路を変える。負荷電流を測定する電流センサ（１３０）は、Ｎのターン数を有する２次巻線（Ｓ１）及び１次巻線を有するトランスフォーマ（１２０）を含む。１次巻線は４つの別個の１次巻線セクション（Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４）を有し、それらはそれぞれデュアル・トーテム電力段の４つのパワー・デバイスのうちの異なる１つと直列に結合される。４つの１次巻線セクションのうちの異なるものは、異なるターン数を有し、それにより異なるターン数比が、１次巻線（Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４）と異なる電流経路のための２次巻線との間に生じ、従って被変調信号を２次巻線上に発生する。該被変調信号は、負荷に流れる電流の正確な表示又は再生のため復調される。
2004521317.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
デュアル・トーテム電力段により駆動される負荷に流れる負荷電流を測定する電流センサであって、前記デュアル・トーテム電力段が４つのパワー・デバイスを有し、当該４つのパワー・デバイスのうちの少なくとも２つが、前記負荷電流の電流経路を変えるようパルス幅変調（ＰＷＭ）制御信号により制御される、前記電流センサにおいて、
Ｎのターン数を有する２次巻線を含み、且つまたそれぞれが前記デュアル・トーテム電力段の４つのパワー・デバイスの異なる１つと直列に結合された４つの別個の１次巻線セクションを備える１次巻線を含むトランスフォーマであって、前記４つの１次巻線セクションの異なるセクションは異なるターン数を有し、それにより異なるターン数比が、前記１次巻線と、異なる電流経路のための前記２次巻線との間に生じ、従って被変調信号を前記２次巻線上に発生する、前記トランスフォーマと、
前記トランスフォーマの２次巻線に結合された測定回路であって、前記２次巻線上の被変調信号を復調して、前記負荷を流れる電流のレベルを示す負荷電流出力を与える前記測定回路と
を備える電流センサ。
【請求項２】
前記測定回路は、特定の電流経路から生じるターン数比の関数として異なる利得を前記被変調信号に与えることにより前記負荷電流出力を与える請求項１記載の電流センサ。
【請求項３】
前記測定回路により与えられた異なる利得が、異なる利得極性及び異なる利得振幅を含む請求項２記載の電流センサ。
【請求項４】
前記測定回路が更に、
前記２次巻線に結合され且つ相殺電流を前記２次巻線に与えるよう適合された電流相殺回路であって、前記被変調信号を前記２次巻線から受け取り且つ電圧信号出力を前記被変調信号の関数として与える前記電流相殺回路と、
前記電流相殺回路に結合され、且つ異なる利得を前記電圧信号出力に与えることにより異なる利得を前記被変調信号に与える利得段回路と
を備える請求項３記載の電流センサ。
【請求項５】
前記電流相殺回路に結合され且つ当該電流相殺回路から電圧信号を受け取る磁束均衡化回路を更に備え、
前記磁束均衡化回路は、前記トランスフォーマのコアにおける磁束不均衡を最小にする傾向を有するフィードバック信号を前記２次巻線に前記電圧信号の関数として与える
請求項４記載の電流センサ。
【請求項６】
前記磁束均衡化回路は、前記２次巻線に直接結合され、且つ前記フィードバック信号を前記２次巻線に与える請求項５記載の電流センサ。
【請求項７】
前記磁束均衡化回路が、前記電流相殺回路に結合され、
前記電流相殺回路が、前記相殺電流を前記フィードバック信号の関数として発生する
請求項５記載の電流センサ。
【請求項８】
前記４つのパワー・デバイスのうちの第１及び第２のものは、前記デュアル・トーテム電力段の第１のトーテム上に配置されており、
前記４つのパワー・デバイスのうちの第３及び第４のものは、前記デュアル・トーテム電力段の第２のトーテム上に配置されている
請求項２記載の電流センサ。
【請求項９】
前記１次巻線の第１及び第２のものはそれぞれ、前記４つのパワー・デバイスの第１及び第２のものと直列に配置され、
前記４つの１次巻線の第１及び第２のもののそれぞれが、Ｊのターン数を有する
請求項８記載の電流センサ。
【請求項１０】
前記１次巻線の第３及び第４のものはそれぞれ、前記４つのパワー・デバイスの第３及び第４のものと直列に配置され、
前記４つの１次巻線の第３及び第４のもののそれぞれが、Ｊのターン数とは異なるＫの巻線を有する
請求項９記載の電流センサ。
【請求項１１】
前記測定回路により与えられる異なる利得がＪ＋Ｋ、Ｊ−Ｋ、−Ｊ＋Ｋ及び−Ｊ−Ｋを含む請求項９記載の電流センサ。
【請求項１２】
前記Ｊの巻線が２であり、前記Ｋの巻線が１であり、それにより前記測定回路により与えられる利得が、＋３、＋１、−１及び−３を含む請求項１１記載の電流センサ。
【請求項１３】
前記４つの１次巻線セクションのそれぞれが異なるターン数を有する請求項３記載の電流センサ。
【請求項１４】
前記第１、第２、第３及び第４のパワー・デバイスがスイッチである請求項８記載の電流センサ。
【請求項１５】
前記第１及び第４のパワー・デバイスがスイッチであり、前記第２及び第３のパワー・デバイスがダイオードである請求項８記載の電流センサ。
【請求項１６】
デュアル・トーテム電力段により駆動される負荷に流れる負荷電流を測定する電流センサであって、前記デュアル・トーテム電力段が４つのパワー・デバイスを有し、当該４つのパワー・デバイスのうちの少なくとも２つが、前記負荷電流の電流経路を変えるようパルス幅変調（ＰＷＭ）制御信号により制御される、前記電流センサにおいて、
前記負荷からのガルヴァニック分離を与え、且つ前記負荷電流の経路の関数として変調された信号を２次巻線上に発生する複数の異なる１次巻線セクションを有するトランスフォーマ手段と、
前記２次巻線上の前記の変調された信号を復調して、前記負荷に流れる電流のレベルを示す負荷電流を与える測定手段と
を備える電流センサ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
［発明の背景］
本発明は、電流測定の分野に、特にパルス幅変調（ＰＷＭ）回路という文脈の中で関係するものである。より詳細には、本発明は、測定回路と負荷との間のガルヴァニック分離を保ちながら、デュアル・トーテム（Ｈ型ブリッジ）電力段のため負荷を流れる電流の正確な測定を与える回路に関する。
【０００２】
ＰＷＭ回路の例は、米国特許Ｎｏ．５，０７０，２９２、Ｎｏ．５，０８１，４０９、Ｎｏ．５，０８１，４０９及びＮｏ．５，３６５，４２２に示されている。これらの特許の開示は本明細書に援用されている。これらの特許は、一連のパルスを用いて、電源を負荷に選択的に接続する電子的スイッチを制御する回路の例を与える。負荷は、電動機、磁界を生成するため用いられるコイル、又は幾つかの他の負荷であってよい。
【０００３】
上記で引用した特許に記載のタイプのＰＷＭ回路においては、多くの場合、過電流保護の目的のため、又は負荷での被測定電流に基づいて別の回路を制御するため、あるいは他の理由のため、負荷に流れる電流をモニタすることが必要である。負荷電流の直接測定は、それがモニタされている回路の中にインダクタンス又は抵抗を挿入することを必要とするので、望ましくない。電流測定技術は、ガルヴァニック分離、即ち、負荷と測定回路との間で電流が直接流れないことを保証することが好ましい。
【０００４】
しかしながら、従来技術においては、ガルヴァニック分離を保ちながらＰＷＭ回路における負荷電流を測定する技術は僅かしかない。負荷が、トランスフォーマを介して電流測定用の従来の回路に結合されることができる一方、トランスフォーマのコアの磁束の累積が、トランスフォーマの非線形性を強め、そして不正確さを最終の測定に導入する。この問題に対する解法は比較的大きなトランスフォーマを用いることで、その比較的大きなトランスフォーマは、コアの飽和を経験しそうもなく、従って、トランスフォーマの応答が比較的線形である比較的大きな範囲を与える。しかしながら、より大きなトランスフォーマを用いることは、より大きな空間を必要とする欠点を持ち、そしてそれはまた許容できない程高価であり得る。
【０００５】
幾つかの電流測定回路において、検知された負荷電流がＰＷＭ制御信号に応答して変化している時間の間に、電流測定回路の出力は、実際の負荷電流を、所望のレベルの正確さで表さない可能性がある。例えば、幾つかの電流測定回路において、負荷電流を示す出力は、負荷電流の変化率に比例した量だけ誤っている可能性がある。
【０００６】
デュアル・トーテム電力段（Ｈ型ブリッジ）を流れる負荷電流を測定するための従来技術の電流測定回路においては、２個のトランスフォーマが、Ｈ型ブリッジの各トーテムに対して１個当て用いられていた。同様に、従来技術は、各トーテムに対して１つ当てで、２つの磁束均衡化回路及び２つのデコミュテーション（ｄｅｃｏｍｍｕｔａｔｉｏｎ）回路を必要とした。これは、部品点数が増大し、材料及び組み立てコストがより高く、そして電流センサの大きさが増大することを含む多数の欠点を引き起こした。
【０００７】
［発明の概要］
デュアル・トーテム（又はＨ型ブリッジ）電力段が、４つのパワー・デバイス（例えば、２カドラント・ブリッジ（ａ  ｔｗｏ  ｑｕａｄｒａｎｔ  ｂｒｉｄｇｅ）の場合４つのスイッチ、又は２つのスイッチ及び２つのダイオード）を有し、それらの少なくとも一部は、駆動される負荷を流れる電流のレベル又は極性に影響を及ぼす目的をもって負荷の両端間現れる電圧を変えるためパルス幅変調（ＰＷＭ）制御信号により制御される。負荷電流を測定する電流センサは、Ｎのターン数を有する２次巻線と１次巻線とを有するトランスフォーマを含む。１次巻線は４つの別個の１次巻線セクションを有し、各１次巻線セクションは、デュアル・トーテム電力段の４つのパワー・デバイスのうちの異なる１つと直列に結合されている。４つの１次巻線セクションの異なるものは異なるターン数を有し、それにより異なるターン数比が、１次巻線と異なる電流経路に対する２次巻線との間に生じ、従って被変調信号を２次巻線上に発生する。トランスフォーマの２次巻線に結合された測定回路は、２次巻線上の被変調信号を復調して、負荷を流れる電流のレベルを示す負荷電流出力を与える。被変調信号の復調は、特定の電流経路から生じるターン数比の関数として異なる利得を被変調信号に与えることにより生じる。
【０００８】
［好適な実施形態の詳細な説明］
本発明は、静的及び動的の両方の条件下で、デュアル・トーテム又はＨ型ブリッジＰＷＭ回路において検知される負荷電流を連続的にモニタする回路を含む。デュアル・トーテム電力段は、スイッチ、半導体トランジスタ又はダイオードのような４つのパワー・デバイス、又はリレーのような４つの機械的デバイスを含む。デュアル・トーテム電力段が典型的に、本明細書で記載されているように、４つの別個のスイッチ（１つのトーテム当たり２つのスイッチ）を参照して説明されているが、語句「デュアル・トーテム段」はまた、１つのトーテム当たり１つのスイッチと１つのダイオード（又は、他の類似に機能するデバイス）を有するこのタイプの回路を代表することを意図するものである。
【０００９】
静的及び動的の両方の条件下で検知される負荷電流を連続的にモニタする手段を設けることにより、実際の負荷電流のより正確な表示を得ることができる。該回路は、デュアル・トーテム電力段に結合しているトランスフォーマのための新しい１次巻線形態と、該トランスフォーマの２次側からの信号を、Ｈ型ブリッジを流れる負荷電流を正確に表す信号に再構築する又はデコードするための新しい電流デコミュテーション回路（ｃｕｒｒｅｎｔ  ｄｅｃｏｍｍｕｔａｔｉｏｎ  ｃｉｒｃｕｉｔ）との両方を含む。デコミュテーション回路は、利得変化及び反転機能（ｇａｉｎ  ｖａｒｉａｔｉｏｎ  ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ  ｆｕｎｃｔｉｏｎｓ）を実行する。
【００１０】
図１の左側部分は、電流ＩＬＯＡＤを負荷１１０に与えるパルス幅変調（ＰＷＭ）デュアル・トーテム電力段（Ｈ型ブリッジ）回路１００を示す。デュアル・トーテム回路１００は、スイッチＱ１及びＱ２を第１のトーテムに、そしてスイッチＱ３及びＱ４を第２のトーテムに図示のように構成されて含む。これらスイッチは、他のタイプのパワー・デバイスであることができる。例えば、Ｑ２及びＱ３はダイオードであることができる。Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３及びＱ４の全てがスイッチであるように以下に記載されているが、その記載はまた、これらのパワー・デバイスの一部が他のタイプのデバイスである実施形態に適用可能である。電源電圧ＶＢが、図示のようにデュアル・トーテム電力段１００に跨って印加される。
【００１１】
トランスフォーマ１２０は、デュアル・トーテム電力段回路１００と測定回路１３０との間に接続されている。トランスフォーマ１２０は、これらの２つの回路間に分離境界を与える。図１に示されるように、トランスフォーマ１２０の１次巻線が、デュアル・トーテム電力段回路１００により与えられる電流経路の中にスイッチと直列に含められる。トランスフォーマ１２０には４つの１次巻線、即ち、スイッチＱ１と負荷１１０の第１のノード又は第１の側部１１１との間に接続されている巻線Ｐ１と、スイッチＱ２と負荷１１０の第１のノード１１１との間に接続されている巻線Ｐ２と、スイッチＱ３と負荷１１０の第２のノード１１２との間に接続されている巻線Ｐ３と、スイッチＱ４と負荷１１０の第２のノードとの間に接続されている巻線Ｐ４とがある。図１において１次巻線Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３及びＰ４近くに示されている点は、トランスフォーマ１２０の２次巻線Ｓ１に対して正の電流方向を示す。
【００１２】
スイッチＱ１は電圧ＶＧ１により制御され、それにより該スイッチＱ１及び１次巻線Ｐ１を介した電流の導通を制御する。スイッチＱ２は電圧ＶＧ２により制御され、それにより該スイッチＱ２及び１次巻線Ｐ２を通る電流の導通を制御する。スイッチＱ３は電圧ＶＧ３により制御され、それにより該スイッチＱ３及び１次巻線Ｐ３を介した電流の導通を制御する。同様に、スイッチＱ４は電圧ＶＧ４により制御され、それにより該スイッチＱ４及び１次巻線Ｐ４を介した電流の導通を制御する。スイッチＱ２及びＱ３がダイオードのような他のタイプの非スイッチング・パワー・デバイスである実施形態においては、制御信号ＶＧ２及びＶＧ３を省くことができる。
【００１３】
本発明は、両方のトーテム（Ｑ１、Ｑ２及びＱ３、Ｑ４）に対する全短絡回路保護を与えながらデュアル・トーテム電力段から電流フィードバックを与えるための単一のトランスフォーマ１２０の使用を含む。本発明と従来技術との著しい相違は、特に新しい１次巻線構成を備える単一のトランスフォーマ１２０の使用にある。図１に示される実施形態においては、４つの１次巻線Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３及びＰ４のそれぞれは、符号化された信号をトランスフォーマ１２０の２次巻線Ｓ１上に与えるため１ターンか又は２ターンかのいずれかで構成されている。トランスフォーマ１２０の２次側上にその結果生じる信号は、磁束相殺回路１４０に、そして最終的に、磁束均衡化回路１５０及びデコミュテーション回路１６０に供給される。トランスフォーマ１２０の２次巻線Ｓ１は、比較的大きい負荷電流波形を取るため且つそれをより小さい振幅電流波形に変換するため、典型的には１００と数百（５〜７百）との間であるＮのターン数を有する。
【００１４】
デュアル・トーテム電力段１００の典型的な動作モードにおいては、４つの変調のフェーズが存在する。他のフェーズが可能である間に、次の４つの変調のフェーズが、本発明の概念を実証するため働く。負荷電流ＩＬＯＡＤのための第１の電流経路をもたらす第１の変調フェーズにおいては、信号ＶＧ１及びＶＧ４は、スイッチＱ１及びＱ４を導通させる高論理レベルにある。電流が、スイッチＱ１に、次いで１次巻線Ｐ１に、次いで負荷１１０に、次いで１次巻線Ｐ４に、最後にスイッチＱ４を通るよう流れる。この場合、１次巻線Ｐ１の２ターンが、第１の方向において１次巻線の合計ターン数に対して１次巻線Ｐ４の１ターンに加えられる。これは、負荷電流ＩＬＯＡＤの実際の振幅の３倍を表す振幅を有する信号を２次巻線Ｓ１上にもたらす。換言すると、１次側から２次側へのターン数比は、＋３：Ｎである。
【００１５】
負荷を通る第２の電流経路を与える典型的な第２の変調フェーズは、信号ＶＧ１及びＶＧ３が高であり、スイッチＱ１及びＱ３に電流を導通させるとき導入される。このフェーズにおいては、電流は、スイッチＱ１、１次巻線Ｐ１、負荷１１０、１次巻線Ｐ３及び最後にスイッチＱ３を通るよう流れる。これは、１次巻線Ｐ１から第１の方向における合計２ターンを、そして１次巻線Ｐ３から反対方向における１ターンをもたらす。従って、１次側と２次側との間の正味のターン数比は＋１：Ｎである。こうして、その結果は、負荷電流ＩＬＯＡＤの実際の振幅の１倍を表す２次側信号の振幅となる。
【００１６】
負荷１１０を通る第３の電流経路を与える典型的な第３の変調フェーズは、信号ＶＧ２及びＶＧ３が高論理レベルにあり、スイッチＱ２及びＱ３に電流を導通させるとき導入されるとき導入される。この動作フェーズにおいては、電流は、スイッチＱ２、次いで１次巻線Ｐ２及び負荷１１０、次いで１次巻線Ｐ３、最後にスイッチＱ３を通るよう流れる。これは、１次巻線Ｐ２からの第２の方向（第１及び第２の動作フェーズを参照して前述した第１の方向と反対の方向）において合計２ターンを、そして１次巻線Ｐ３からの第２の方向において１ターンをもたらす。従って、トランスフォーマ１２０の１次側と２次側との間の正味のターン数比は−３：Ｎとなる。この変調フェーズは典型的には、負荷電流のレベルが低減されるべきである場合、又は負の負荷電流が存在する場合のみ生じるであろう。
【００１７】
負荷１１０を通る第４の電流経路を与える典型的な第４の変調フェーズは、信号ＶＧ２及びＶＧ４が高論理レベルにあり、スイッチＱ２及びＱ４に電流を導通させるとき導入される。このフェーズにおいては、電流は、スイッチＱ２及び１次巻線Ｐ２、次いで負荷１１０、最後に１次巻線Ｐ４及びスイッチＱ４を通るよう流れる。これは、１次巻線Ｐ２からの第２の方向において合計２ターンを、そして１次巻線Ｐ４からの第１、即ち反対の方向において１ターンをもたらす。従って、１次側と２次側との間の正味のターン数比は、−１：Ｎである。異なる動作フェーズの間にトランスフォーマ１２０の２次巻線Ｓ１上に与えられる信号のデコミュテーション又は復号は、以下で非常に詳細に説明される。また、１次巻線Ｐ１及びＰ２が２ターンを有するように説明され、そして１次巻線部分Ｐ３及びＰ４が１ターンを有するように説明されたが、他のターン数を用いることができる。更に、１次巻線Ｐ１及びＰ２が同じターン数を有すること、又は１次巻線Ｐ３及びＰ４が同じターン数を有することは本質的でない。しかしながら、そうすることは、復調を一層複雑で無いようにすることができる。
【００１８】
電流測定回路１３０は、磁束相殺回路１４０、磁束均衡化回路１５０及び復調器又はデコミュテーション回路１６０を含む。磁束相殺回路１４０は、増幅器Ａ１及び抵抗ＲＳ及びＲＳＣＬを含む。抵抗ＲＳは、増幅器Ａ１のスルー・レート（ｓｌｅｗ  ｒａｔｅ）要件又はクリティカリティ（ｃｒｉｔｉｃａｌｉｔｙ）を低下させる分路抵抗である。増幅器Ａ１の非反転入力が接地されていることにより、増幅器Ａ１は、電圧を抵抗ＲＳＣＬの両端間に発生させ、それは、トランスフォーマ１２０の２次巻線Ｓ１の両端間の電圧をゼロに維持する傾向を持ち、従って磁束相殺回路１４０は、トランスフォーマ１２０の２次側における磁束を相殺するよう作用する。増幅器Ａ１の出力ＶＳＥＣは、トランスフォーマ１２０の２次巻線Ｓ１の電流を表す電圧信号である。より詳細には、増幅器Ａ１の出力での電圧の大きさは、負荷１１０を流れる電流の大きさを示す。
【００１９】
増幅器Ａ１は、２次巻線Ｓ１の電流を相殺する傾向を持つ電圧を該２次巻線Ｓ１の両端間に印加するので、トランスフォーマ１２０のコア内の磁束が、ゼロに近い傾向を持つ。しかしながら、増幅器Ａ１により発生され且つ２次巻線Ｓ１において反対電流を生成するため用いられた信号における限度のある量の誤りが常に存在するので、トランスフォーマ１２０のコア内の磁束は完全には相殺されない。更に、トランスフォーマ１２０の１次巻線を流れる信号のＤＣ成分が存在し得る。完全な磁束相殺の不足は、トランスフォーマ１２０のコア内の「磁束クリーページ（ｆｌｕｘ  ｃｒｅｅｐａｇｅ）」をもたらすであろう。磁束は、ファラデーの法則により示されるように、トランスフォーマ１２０の全てのフェーズにわたって、誘導された電圧の和の、時間に対する積分であるので、又は、換言すると、トランスフォーマ１２０の全てのフェーズにわたるボルト−秒の平均値が非ゼロであるので、磁束は、正味の電圧の極性に依存して増大又は低減するであろうし、そして磁束は、ボルト−秒での不均衡が存在する限り、又はコアが飽和されるまで、増大又は低減し続けるであろう。後者の問題は、後で説明される磁束均衡化回路１５０により解決される。
【００２０】
電流測定回路１３０はまた復調又はデコミュテーション回路１６０を含み、該復調又はデコミュテーション回路１６０は、デュアル・トーテム電力段回路１００における負荷電流信号を符号化するため利用される１次巻線構成から生じる符号化された信号をトランスフォーマ１２０の２次巻線Ｓ１上に再構築するよう適合されている。復調又はデコミュテーション回路１６０は４つの利得段１６２、１６４、１６６及び１６８を含み、その各々は、異なる利得及び極性を信号ＶＳＥＣに与えるよう適合されている。利得段１６２は−１の利得を与えるよう適合され、利得段１６４は＋１の利得を与えるよう適合され、利得段１６６は−３の利得を与えるよう適合され、利得段１６８は＋３の利得を与えるよう適合されている。図１に図示されている一般的実施形態においては、復調又はデコミュテーション回路１６０に設けられた４個の別々のスイッチＵ１、Ｕ２、Ｕ３及びＵ４は、それぞれ入力ＣＳ１、ＣＳ２、ＣＳ３及びＣＳ４により制御され、それにより出力ＶＯは、印加された適切な利得を有する信号ＶＳＥＣのバージョンである。この実施形態においては、典型的にはスイッチのうちの唯１つが任意の一時に閉じられる。復調又はデコミュテーション回路１６０により与えられる適切な利得の決定は、つぎのようであることができる。
【００２１】
電流信号を再構築するため、ターン数比が＋３：Ｎであるように動作フェーズがあるとき、復調又はデコミュテーション回路１６０のスイッチは、出力信号ＶＯが＋１の与えられた利得を持ったＶＳＥＣを示すように制御される（即ち、利得段１６４及び閉じたスイッチＵ２が信号ＶＳＥＣを出力に結合する）。ターン数比が＋１：Ｎであるように動作フェーズがあるとき、＋３の復調利得を信号ＶＳＥＣに与えてそれを第１段の動作からのパルスと揃えるため、利得段１６８及びスイッチＵ４を用いて、信号ＶＳＥＣを出力に結合する。
【００２２】
デュアル・トーテム電力段回路１００のスイッチは実効的ターン数比が−３：Ｎであるように制御される動作フェーズにおいては、利得段１６２及びスイッチＵ１は、−１の復調利得を与えるため信号ＶＳＥＣを出力に結合する。デュアル・トーテム電力段回路１００のスイッチが−１：Ｎのターン数比を確立するように制御される動作フェーズにおいては、利得段１６６及びスイッチＵ３は、−３の利得を信号ＶＳＥＣに与えるため用いられる。
【００２３】
図２は、本発明の第１の実施形態に従った、４つの動作フェーズのそれぞれにおけるＰＷＭ制御信号ＶＧ１、ＶＧ２、ＶＧ３及びＶＧ４を図示するタイミング図である。また、図２には、図示のように制御信号のタイミングから生じる負荷電流ＩＬＯＡＤ及び電圧信号ＶＳＥＣを示すプロットが図示されている。電圧信号ＶＳＥＣのための電圧波形を図示する図２の底部におけるプロット上に、復調又はデコミュテーション回路１６０により与えられるべき復調利得が、図示された各異なる時間期間に対して示されている。
【００２４】
図３には電流測定回路１３０のより詳細な実施形態が示され、そこにおいて磁束均衡化回路１５０の１つの特定の実施形態が示されている。また、唯２つのスイッチを用いる復調回路１６０の第１のより特定の実施形態が示されている。
【００２５】
図３に示される復調回路１６０に初めに参照すると、この特定の実施形態においては、復調回路１６０は、第１の増幅器Ａ２及び第２の増幅器Ａ３を含む。第１の増幅器Ａ２は、該増幅器Ａ２が反転増幅器として機能するように構成されている抵抗２００及び２０２を含む。抵抗２００はＲの抵抗値を有する一方、抵抗２０２は２Ｒの抵抗値を有する。増幅器Ａ２の出力が、スイッチＵＡ及び抵抗２０４（これも２Ｒの値を有する。）を介して増幅器Ａ３の反転入力に選択的に与えられる。抵抗２０６（これもまた２Ｒの抵抗値を有する。）は、増幅器Ａ１の出力ＶＳＥＣと増幅器Ａ３の反転入力との間のこれらの構成要素と並列に接続されている。６Ｒの抵抗値を有する抵抗２１０は、増幅器Ａ３の反転入力と出力ＶＯとの間に接続されている。３Ｒの抵抗値を有する抵抗２０８はまた、（信号Ｂの制御下で）スイッチＵＢにより、増幅器Ａ３の反転入力と出力ＶＯとの間に選択的に結合される。
【００２６】
信号Ａ及びＢは、スイッチＵＡ及びＵＢを制御するための制御信号である。それらは高論理レベルにあるとき、対応するスイッチは閉成される。しかしながら、制御信号Ａ及びＢは、常時閉スイッチが常時開スイッチの代わりに用いられる場合は反転されることができる。図４は、一実施形態においてＰＷＭ制御信号ＶＧ１、ＶＧ２、ＶＧ３及びＶＧ４に対する制御信号Ａ及びＢのタイミングを示すタイミング図を図示する。（制御信号ＶＧ１、ＶＧ２、ＶＧ３及びＶＧ４により制御されるように）デュアル・トーテム電力段回路１００の動作の様々なフェーズ中における制御信号Ａ及びＢのための図示された制御信号パターンを用いて、スイッチＵＡ及びＵＢは、復調回路１６０が適切な利得及び極性（即ち、前述のような＋１、−１、＋３又は−３）を電圧信号ＶＳＥＣに与えるように制御されることができる。
【００２７】
ここで、図３における磁束均衡化回路１５０を参照すると、一実施形態においては、第２の磁束相殺機構は、増幅器Ａ１の出力で電圧信号ＶＳＥＣのピーク・エクスカーションをモニタリングするための２つの同一のピーク検出回路１５２及び１５４を含む。典型的な実施形態においては、ピーク検出回路１５２は、スイッチＵＣ、キャパシタＣＰ１、増幅器Ａ４、及びＲＰの値を有する抵抗１５６を含む。この典型的な実施形態においては、第２のピーク検出回路１５４は、スイッチＵＤ、キャパシタＣＰ２、増幅器Ａ５、及びＲＰの値を有する抵抗１５８を含む。スイッチＵＣは信号Ｃにより制御される。スイッチＵＤは信号Ｄにより制御される。信号Ｃ及びＤは、Ｈ型ブリッジＰＷＭ回路１００を駆動するため用いられるＰＷＭ信号ＶＧ１及びＶＧ２から導出され、そして図４に１つの例示的実施形態のため図示されている。それらはまた、図２の底部の波形における、信号ＶＳＥＣのパルス幅に関連して、示されている。
【００２８】
第１の実施形態においては、信号ＣはＶＧ１と同じであることができ、そして信号ＤはＶＧ２と同じであることができ、即ち、両方共、電流を負荷に与えるためデュアル・トーテム電力段回路１００におけるスイッチを駆動する信号と同じであることができる。しかしながら、一部の実施形態においては、信号ＶＧ１及びＶＧ２の立ち上がり端に関して時間遅延をスイッチ制御信号Ｃ及びＤに導入することが好ましい。また、幾つかの実施形態においては、信号Ｃ及びＤは、信号ＶＧ１及びＶＧ２より狭いパルス幅で且つピークをより正確に捕捉するためこれらのパルス内でほぼ中心付けされているパルス幅を有する。
【００２９】
更に他の実施形態においては、信号Ｃ及びＤは信号ＶＧ１及びＶＧ２から導出され、それによりピーク検出回路１５２及び１５４は、負荷を通る電流の矩形パルスのほぼ中心でピークを捕捉する。当業者は、他のタイミング・スキームを用いて、ピーク検出回路１５２及び１５４を駆動するため用いられる信号Ｃ及びＤを発生することができることを認めるであろう。
【００３０】
ピーク検出回路１５２は次のように動作する。スイッチＵＣが閉成されたとき、キャパシタＣＰ１は、増幅器Ａ１の出力ＶＳＥＣに現れる電圧のレベルまで充電される。キャパシタＣＰ１の値は、該キャパシタＣＰ１がＰＷＭパルスの平均期間よりはるかに長い期間にわたり電荷を保持することができるに十分な程大きい。従って、キャパシタＣＰ１は、それに与えられた最後の電圧を「覚えている」。増幅器Ａ４は、バッファとして作用して、キャパシタＣＰ１を放電することなしに次の段（以下に説明される筈である。）を駆動するのを可能にする。ピーク検出回路１５４は、類似の要領で動作する。
【００３１】
信号Ｃ及びＤの導出の要領に起因して、２つのピーク検出回路１５２及び１５４は、トランスフォーマの巻線比が±１：Ｎである時間中に、増幅器Ａ１の出力で、正及び負の方向において、電圧のピーク・エクスカーションを測定する。ピーク検出回路は１５２及び１５４は、ピークが基本のＨ型ブリッジＰＷＭ回路１００を制御する信号ＶＧ１及びＶＧ２の微分（ｄｅｒｉｖａｔｉｏｎｓ）により制御されることに起因してピークを正しく検出する。
【００３２】
磁束均衡エラー回路１７０は増幅器Ａ６及び抵抗ＲＥを含む。この回路は、増幅器Ａ４及びＡ５により発生された信号の和を増幅する。増幅器Ａ６の出力が非ゼロである程度まで、それは、トランスフォーマにおけるＤＣ成分から生じるいずれの磁束不均衡を表す。この出力は、トランスフォーマ１２０の２次巻線Ｓ１にフィードバックされて、ＤＣ成分を相殺して、コアでの平均磁束密度をゼロ又はゼロ近くに維持する。
【００３３】
トランスフォーマのコアにおける磁束をゼロ又はゼロ近くに維持する点には幾つかの利点がある。トランスフォーマは、１次側の電流と２次側に誘発された電流との間で非線形関係を呈し、そしてこの非線形性は、トランスフォーマのコアが飽和に近づくとき高磁束レベルで特別にはっきりと分かるようになる。更に、これらの非線形性は温度に依存している。磁束レベルをゼロ近く維持することは、そのような問題を避け又は最小にする。磁束をゼロに又はゼロ近くに維持することはまた、比較的小さいトランスフォーマを用いて、比較的高い線形性を達成し、従って回路のコスト、回路の重量及び回路により占有される空間を低減することが実現可能であるという利点を有する。
【００３４】
図５及び図６は、本発明に従った電流測定回路１３０の代替実施形態を図示する。図５及び図６に示されるように、復調回路１６０は、第１の制御可能増幅器５０２及び第２の制御可能増幅器５０４を用いて実現されることができる。第１の制御可能増幅器５０２は、復調回路１６０に与えられる利得の極性を確立するためＶＳＥＣに＋１又は−１を乗算するよう信号Ａ１を用いて制御される。次いで、第２の制御可能増幅器５０４は、第１の制御可能増幅器５０２の出力に＋１又は＋３を乗算するよう信号Ｂ１を用いて制御される。
【００３５】
図５に示される回路においては、磁束均衡化回路１５０の出力が、前の実施形態におけるようにトランスフォーマ１２０の２次巻線Ｓ１に与えられる。しかしながら、図６に示されるように、磁束均衡化回路１５０の出力を反転する（例えば、インバータ６０２を用いて）ことによるのと同じ結果は、磁束均衡化回路１５０の反転された出力を磁束相殺回路１４０の増幅器Ａ１の非反転入力に与えることにより達成されることができる。
【００３６】
本発明が特定の実施形態に関して説明されたが、本発明は、開示の範囲内で他の方法で修正されることができる。例えば、増幅器及びスイッチの特定の形態を変えることができる。また、１次巻線Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３及びＰ４のターン数を変えることができ、その結果復調中に与えられる利得の変更をもたらす。そのような修正、及び当業者に明らかであろう他のことは、特許請求の範囲の趣旨及び範囲内とみなされるべきである。
【図面の簡単な説明】
【図１】
図１は、本発明に従った、デュアル・トーテム電力段における負荷電流を測定するための電流測定回路の略ブロック図である。
【図２】
図２は、図１に示される回路の動作を図示するタイミング図である。
【図３】
図３は、本発明の第１のより特定的実施形態に従った、デュアル・トーテム電力段における負荷電流を測定するための電流測定回路の略ブロック図である。
【図４】
図４は、本発明の一実施形態に従って、図３に示される回路の復調スイッチを制御するため用いられる論理を図示するタイミング図である。
【図５】
図５は、本発明の第１の代替実施形態を図示する略ブロック図である。
【図６】
図６は、本発明の第２の代替実施形態を図示する略ブロック図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【国際公開パンフレット】
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【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
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【国際調査報告】
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