(57)【要約】本発明は、一重に合併された回路として可変利得増幅器回路（１０４）及びミキサー（１００）の配置である“スイッチング手段”（ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ　ｓｔａｇｅ）及び“操作手段”（ｓｔｅｅｒｉｎｇ　ｓｔａｇｅ）と称する平列接続（ｐａｒａｌｌｅｌ　ｃｏｕｐｌｉｎｇ）を教示する。本発明に係る合併された可変利得ミキサーは、基礎的なミキサー関数のトランスコンダクタンス（１０３）のみ及び基礎的なミキサー関数に必要なパワーのみを利用するための利得効率及びミキシングを提供する。（その結果、従来技術による回路の付加的なトランスコンダクタンス手段により導かれる非線形性が排除される）。更に、ここで説明された合併された可変利得ミキサーにおいて、基礎的なミキサー関数により要求される以外の付加的な上部空間は必要とされない。本発明は、一重及び二重に平行された構造両方のＡＣ及びＤＣ接続され合併された可変利得ミキサーを有する合併された可変利得ミキサーの多様性を考慮する。【選択図】図４
2004500730.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１及び第２入力対及び出力対を有するスイッチング装置と、第１入力対、入力電圧源、及び入力制御電圧を有する電流操作装置を備えた合併された可変利得ミキサーであって、前記スイッチング装置は、出力信号Ｏｆを前記出力対で生成するための第２入力対に加えた第１入力対及び入力信号Ｉｆに加えた信号ＬＯに応答し易く、前記出力信号Ｏｆは、信号ＬＯ及び入力信号Ｉｆ両方の関数である前記入力信号Ｉｆ及び出力周波数の関数である振幅を有し、
前記電流操作装置は、入力電圧源に接続された供給電圧Ｖｃｃと前記電流操作装置の第１入力対との間の電流を入力制御電圧で加えられた制御電圧Ｖｇｃの関数として制御可能であり、
前記スイッチング装置の第２入力対及び電流操作装置の第１入力対は相互に接続され、従って、前記電流操作装置は、供給電圧Ｖｃｃへの電流部である前記スイッチング装置及びダンピングから離れた前記入力信号Ｉｆの電流操作部により前記出力信号Ｏｆを低減し得ることを特徴とする合併された可変利得ミキサー。
【請求項２】
前記スイッチング装置は、４つのトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３及びＱ４を備え、前記トランジスタＱ１及びＱ２のベースは前記スイッチング装置の第１入力対の第１終端に接続され、前記トランジスタＱ３及びＱ４のベースはスイッチング装置の第１入力対の第２終端に接続され、前記トランジスタＱ１及びＱ３のエミッタは前記スイッチング装置の第２入力対の第１終端に接続され、前記トランジスタＱ２及びＱ４のエミッタは前記スイッチング装置の第２対の第２終端に接続され、前記トランジスタＱ１及びＱ４のコレクタは前記スイッチング装置の出力対の第１終端に接続され、前記トランジスタＱ２及びＱ３のコレクタは前記スイッチング装置の出力対の第２終端に接続されることを特徴とする請求項１記載の合併された可変利得ミキサー。
【請求項３】
前記４つのトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３及びＱ４は、バイポーラトランジスタであることを特徴とする請求項２記載の合併された可変利得ミキサー。
【請求項４】
前記４つのトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３及びＱ４は、電界効果トランジスタであることを特徴とする請求項２記載の合併された可変利得ミキサー。
【請求項５】
前記電流操作装置は、更に前記スイッチング装置の第１入力対に接続された第２入力対を備えることを特徴とする請求項２記載の合併された可変利得ミキサー。
【請求項６】
前記電流操作装置は、４つのトランジスタＱ５、Ｑ６、Ｑ７及びＱ８を備え、前記トランジスタＱ５及びＱ８のベースは前記スイッチング装置の第１入力対の第１終端に接続され、前記トランジスタＱ５及びＱ８のベースは更に抵抗器Ｒ１を介して前記入力制御電圧に接続され、前記Ｑ６のベースは抵抗器Ｒ２を介して前記入力制御電圧に接続され、前記Ｑ７のベースは抵抗器Ｒ３を介して前記入力制御電圧に接続され、前記トランジスタＱ５、Ｑ６、Ｑ７及びＱ８のコレクタは前記入力電圧源で相互に接続され、前記トランジスタＱ５とＱ６のエミッタは前記スイッチング装置の第２入力対の第１終端で相互に接続され、及び前記トランジスタＱ７及びＱ８のエミッタは前記スイッチング装置の第２入力対の第２終端で相互に接続されることを特徴とする請求項２記載の合併された可変利得ミキサー。
【請求項７】
前記４つのトランジスタＱ５、Ｑ６、Ｑ７及びＱ８は、バイポーラトランジスタであることを特徴とする請求項６記載の合併された可変利得ミキサー。
【請求項８】
前記４つのトランジスタＱ５、Ｑ６、Ｑ７及びＱ８は、電界効果トランジスタであることを特徴とする請求項６記載の合併された可変利得ミキサー。
【請求項９】
二重に平行された構造を備えた合併された可変利得ミキサーであって、前記合併された可変利得ミキサーは、４つのトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３及びＱ４を有するミキシングクオードと、４つのトランジスタＱ５、Ｑ６、Ｑ７及びＱ８を有するギルバート電流操作クオードとを備え、
前記トランジスタＱ１及びＱ２のベースは第１終端に接続され、前記トランジスタＱ３及びＱ４のベースは第２終端に接続され、前記トランジスタＱ１及びＱ３のエミッタは第３終端に接続され、前記トランジスタＱ２及びＱ４のエミッタは第４終端に接続され、前記トランジスタＱ１及びＱ４のコレクタは第５終端に接続され、前記トランジスタＱ２及びＱ３のコレクタは第６終端に接続され、
前記トランジスタＱ５及びＱ８のベースは第６終端に接続され、前記トランジスタＱ５及びＱ８のベースは更に抵抗器Ｒ１を介して入力制御電圧に接続され、前記Ｑ６のベースは抵抗器Ｒ２を介して前記入力制御電圧に接続され、前記Ｑ７のベースは抵抗器Ｒ３を介して前記入力制御電圧に接続され、前記トランジスタＱ５、Ｑ６、Ｑ７及びＱ８のコレクタは入力電圧源で相互に接続され、前記トランジスタＱ５及びＱ６のエミッタは第３終端で相互に接続され、前記トランジスタＱ７及びＱ８のエミッタは第３終端で相互に接続されることを特徴とする合併された可変利得ミキサー。
【請求項１０】
更に、第１遮断コンデンサーは第１終端を第１局所発信器終端に電気的に接続し、第２遮断コンデンサーは第２終端を第２局所発信器終端に電気的に接続することを特徴とする請求項９記載の合併された可変利得ミキサー。
【請求項１１】
更に、第３遮断コンデンサーは、第７終端を第１局所発信器終端に電気的に接続し、第４遮断コンデンサーはトランジスタＱ６及びＱ７のベースを第２局所発信器終端に電気的に接続することを特徴とする請求項１０記載の合併された可変利得ミキサー。
【請求項１２】
前記トランジスタはバイポーラトランジスタであることを特徴とする請求項９記載の合併された可変利得ミキサー。
【請求項１３】
前記トランジスタは電界効果トランジスタであることを特徴とする請求項９記載の合併された可変利得ミキサー。
【請求項１４】
更に、前記トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３及びＱ４のベースでバイアス信号を供給することができるバイアス装置を備えることを特徴とする請求項９記載の合併された可変利得ミキサー。
【請求項１５】
前記バイアス装置は、バイアス電圧Ｖｂと、前記バイアス電圧Ｖｂを前記トランジスタＱ１及びＱ２のベースに接続する抵抗器Ｒ５と、前記バイアス電源Ｖｂを前記トランジスタＱ３及びＱ４のベースに接続する抵抗器Ｒ６とを備えることを特徴とする請求項１４記載の合併された可変利得ミキサー。
【請求項１６】
一重に平行された構造を備えた合併された可変利得ミキサーであって、前記合併された可変利得ミキサーは、
２つのトランジスタＱ１及びＱ２を有するミキシング手段と、
２つのトランジスタＱ３及びＱ４を有する電流操作手段とを備え、
前記ミキシング手段及び電流操作手段は平行に接続され、前記トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３及びＱ４の前記エミッタは相互に接続されて入力電流終端を形成し、前記Ｑ３及びＱ４のコレクタは入力電圧源で相互に接続され、前記トランジスタＱ１及びＱ２のコレクタは出力終端を形成することを特徴とする合併された可変利得ミキサー。
【請求項１７】
前記合併された可変利得ミキサーは、ＡＣ接続された合併された可変利得ミキサーとして使用するために配置され、前記トランジスタＱ１及びＱ２のベースはＤＣバイアスを供給され、更に一対のＤＣ遮断コンデンサーを介して局所発信器信号に接続され、前記トランジスタＱ３とＱ４のベースは前記可変利得ミキサーの前記利得を制御するのに適したＤＣバイアス及び制御信号を供給されることを特徴とする請求項１６記載の合併された可変利得ミキサー。
【請求項１８】
前記合併された可変利得ミキサーは、異なる役割ＬＯ１及びＬＯ２を構成する局所発信器信号ＬＯによりスイッチされたＤＣ接続された合併された可変利得ミキサーとして使用するために配置され、前記局所発信器信号ＬＯは、ＤＣバイアス及び利得制御信号を有し、前記Ｑ１及びＱ２のベースはＬＯ１に差動接続され、トランジスタＱ３及びＱ４のベースはＬＯ２に差動接続されることを特徴とする請求項１６記載の合併された可変利得ミキサー。
【請求項１９】
前記トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３及びＱ４は、バイポーラトランジスタであることを特徴とする請求項１６記載の合併された可変利得ミキサー。
【請求項２０】
前記トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３及びＱ４は、電界効果トランジスタであることを特徴とする請求項１６記載の合併された可変利得ミキサー。
【請求項２１】
出力信号Ｏｆを生成するための入力信号Ｉｆをミキシング及び可変増幅する方法であって、前記方法は、
入力周波数と入力電流を有する入力信号Ｉｆを受ける工程、
局所発信器信号を受ける工程、
利得制御電圧Ｖｇｃを受ける工程、
前記利得制御電圧Ｖｇｃと前記局所発信器信号との関数としての前記入力電流の一部を吸収する工程、低減した入力電流を有する低減した入力信号を生成する工程、且つ、
前記低減した入力信号、前記入力周波数、及び前記局所発信器信号の関数である出力信号Ｏｆを生成する工程とを備えることを特徴とする方法。
【請求項２２】
前記制御電圧Ｖｇｃは、前記低減した前記入力電流が前記入力電流に実質的に等しく選択され得ることを特徴とする請求項２１記載の方法。
【請求項２３】
前記信号Ｏｆを生成する工程は、一定値により前記低減した入力電流を増幅する工程とを備えることを特徴とする請求項２１記載の方法。
【請求項２４】
前記一定値とは、１つであることを特徴とする請求項２３記載の方法。
【請求項２５】
前記一定値とは、１つより多いことを特徴とする請求項２３記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
（技術分野）
本発明は、信号のミキシング（ｍｉｘｉｎｇ）及び増幅又低減する回路に関する。より具体的には、本発明は、合併された可変利得ミキサー（ｍｅｒｇｅｄ　ｖａｒｉａｂｌｅ　ｇａｉｎ　ｍｉｘｅｒｓ）の多様性及び変化しやすい入力信号の増幅と低減に関する。
【０００２】
（背景技術）
多数のエレクトロニクスアプリケーションは、ミクシング関数（ｍｉｘｉｎｇ　ｆｕｎｃｔｉｏｎ）及び可変利得関数（ｖａｒｉａｂｌｅ　ｇａｉｎ　ｆｕｎｃｔｉｏｎ）との両方を有する入力周波数信号のプロセスを要求する。例えば、一般的なワイアレスコミュニケーションシステムの送信機及び受信機とは、要望される入力信号を操作するための分離ミキサー（ｓｅｐａｒａｔｅ　ｍｉｘｅｒ）及び可変利得ミキサーを利用する。多数のアプリケーションにおいて、このような回路は、低電圧源（例えば、２．７ボルト、Ｖ）及び非常に低温（例えば、−４０℃）において操作しなければならない。
【０００３】
図１に、要望される出力信号Ｖｏｕｔを生成するために入力信号Ｖｉｎをミキシング及び可変増幅するために適切な従来技術のミクシングと利得制御回路１００を示す。前記回路１００は、いわゆるギルバートセルミキサー１０２、可変利得増幅器１０４、遮断コンデンサー（ｂｌｏｃｋｉｎｇ　ｃａｐａｃｉｔｏｒ）Ｃ１及びＣ２、及び一対の抵抗器Ｒ１及びＲ２によって形成されるバイアス供給源を備えている。ギルバートセルミキサー１０２は、３つの差動接続されたトランジスタ対Ｑ１−Ｑ２、Ｑ３−Ｑ４、及びＱ５−Ｑ６、電流源Ｉ１、及び一対の抵抗器Ｒ３及びＲ４を備えている。当業者は、ギルバートセルミキサー１０２の操作、入力電流のミキシングを行う電流スイッチ又はスイッチングクオード（ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ　ｑｕａｄ）１０５（トランジスタクオード（ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ ｑｕｒｄ）Ｑ１〜Ｑ４により形成）及び線形トランスコンダクター１０３（一対のトランジスタＱ５〜Ｑ６により形成）により定義される機能性をよく知っている。
【０００４】
入力信号Ｖｉｎは、トランジスタＱ５及びＱ６のベースに接続され、これにより、線形トランスコンダクター（ｌｉｎｅａｒ ｔｒａｎｓｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）１０３はＶｉｎを電流信号に切り替える。居所的な発信器信号ＬＯは差動トランジスタ対Ｑ１−Ｑ２及びＱ３−Ｑ４のベースに接続される。遮断コンデンサーＣ１及びＣ２は、ＬＯ信号のＤＣバイアスを分離するのに役立つ。
【０００５】
ミキサー１０２の操作方法は後述する。トランスコンダクター１０３からの電流信号は、局所的な発信器信号ＬＯの周波数で＋１及び−１に基づき増幅される。斯かる周波数の＋１及び−１は局所的な発信器信号ＬＯの周波数で局所的な発信器信号ＬＯがスイッチングクオード１０５のＯＮ及びＯＦＦを切り替えることにより生成する。負荷への出力電流の結果（ここで負荷とはＲ３及びＲ４による利便性のために表されている）は、周波数の和と差で、特に、局所的な発信器信号ＬＯ及び入力信号Ｖｉｎの周波数で信号を阻止する電流である。一般的に、和と差の信号の一方のみが後で使用され、それ以外は単純なフィルタリング（図１には図示せず）により排除される。従って、ミキサー１０２は、局所的な発信器信号ＬＯと入力信号Ｖｉｎと周波数が、入力信号Ｖｉｎをミキサー出力終端Ｍ１及びＭ２の新しい異なる信号へと変換する基本的な増幅器として認識される。
【０００６】
アプリケーションによると、可変利得関数はラジオトランシーバでミキサー関数の先又は後のどちかで使用され得るであろう。伝送アプリケーションにおいて、ミキサーはアンコンバータとして使用される。即ち、入力は一般的に０〜２０ＭＨｚ及び１０〜４００ＭＨｚのベースバンド（ｂａｓｅｂａｎｄ）又は中間の周波数（Ｉｆ）のどちらかであろう。ミキサーからの出力信号は、より高いＲＦ周波数であろう。一般的に、ミキサー前の可変利得関数は、Ｉｆ可変利得と呼ばれ、ミキサー後の可変利得関数はＲＦ可変利得と呼ばれる。
【０００７】
従来技術のギルバートセルミキサーにおいては、入力トランスコンダクターの利得が電流源Ｉ１の利得制御により変化され得ることを特徴とするＩｆ可変利得が実現する。しかしながら、図１において、私たちは、ＲＦ可変利得制御関数（ミキサー後に実行される利得関数等）を図示する。従って、ミキサーの終端Ｍ１及びＭ２により生成された異なる信号は、可変利得増幅器１０４の入力に接続される。図１に図示された増幅器１０４は、単に可変利得増幅器を制御した電圧の単なる概念上の説明である。即ち、電圧Ｖｇｃを制御することにより、増幅器１０４の利得を制御する。
【０００８】
従来技術の図２は、一般的な可変利得増幅器１０４をより詳細に表した概略図である。図２の増幅器１０４は、三つで差動接続された（ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌｌｙ ｃｏｎｎｅｃｔｅｄ）トランジスタ対Ｑ７−Ｑ８、Ｑ９−Ｑ１０及びＱ１１−Ｑ１２、一対の抵抗器Ｒ５及びＲ６、第二電流源Ｉ２を含む。ミキサーの出力Ｍ１及びＭ２は、トランジスタＱ７及びＱ８のベースに接続されている。トランジスタＱ７及びＱ８のエミッタは、第２電流源Ｉ２の第１終端で接続されている。従って、Ｍ１及びＭ２の電圧信号は、トランジスタ対Ｑ７−Ｑ８により形成される別のトランスコンダクタンス手段（ｔｒａｎｓｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎ　ｓｔａｇｅ）により再び電流信号に変換される。当業者は、無数の態様で使用可能な線形トランスコンダクタンス手段として認識するであろう。
【０００９】
制御電圧Ｖｇｃは、トランジスタ対Ｑ９−Ｑ１０及びＱ１１−Ｑ１２のベースに接続されている。Ｑ９及びＱ１０のエミッタはトランジスタＱ７のコレクタに接続されている。Ｑ１１及びＱ１２のエミッタは、トランジスタＱ８のコレクタに接続されている。トランジスタＱ９及びＱ１２のコレクタと抵抗器Ｒ５及びＲ６の第一終端は供給電圧Ｖｃｃに接続されている。抵抗器Ｒ５の第二終端はトランジスタＱ１０のコレクタに接続され、抵抗器Ｒ６の第二終端はトランジスタＱ１１のコレクタに接続されている。出力信号Ｏｆは、従ってＱ１０及びＱ１１のコレクタで生成される。
【００１０】
従来技術の代表例として、図１及び図２に図示したミキシング及び利得回路１００は数々の欠点を有する。一つの主要な欠点は、二つのトランスコンダクタンス手段（Ｑ５〜Ｑ６及びＱ７〜Ｑ８等）により導かれる非線形である。別の深刻な欠点は、電流源Ｉ１及びＩ２に基づくパワーロスである。このパワーロスは２．７Ｖ（及び低電圧下）と低温での操作環境下で特有の問題である。
【００１１】
図３に、従来技術の第２ミキシングと利得制御回路２００を図示する。仮に、ギルバートセルミキサー１０２がトランジスタ対Ｑ９−Ｑ１０及びＱ１１−Ｑ１２に直列に接続されたならば、回路２００にはトランジスタ対Ｑ７及びＱ８により形成される第２トランスコンダクタンス手段は不必要であるという認識により駆動される。そうすると、図３に示すように、利得制御電圧信号Ｖｇｃを直接にギルバートセルミキサー１０２を介して電流を制御し得る。これは、第２電流源Ｉ２を排除することによりパワー効率を改良するのと同様に第２トランスコンダクタンス手段により導かれる非線形を排除する。
【００１２】
回路図２００の線形性及びパワー効率の改良は自由ではない。図３の可変利得増幅器と直列に接続されたギルバートセルミキサー１０２は、４つのトランジスタの電圧降下（ｖｏｌｔａｇｅ　ｄｒｏｐ）を被る回路を形成し、特に、３つのトランジスタはギルバートセルミキサー１０２を横切る際に降下し、１つのトランジスタは一対のトランジスタＱ９−Ｑ１０とＱ１１−Ｑ１２を横切る際に降下する。これは、低電圧源が問題である回路２００を利用する。
【００１３】
必要とされるのは、多様なトランスコンダクタンス手段のパワーの非効率性と非線形性が欠如したミキサー及び可変利得増幅器である。更に、低電圧源で適切に操作可能なミキサーと可変利得増幅器である。
【００１４】
（発明の開示）
本明細書において本発明は、“スイッチング手段”、及び“ステアリング手段”と称する平列接続（ｐａｒａｌｌｅｌ　ｃｏｕｐｌｉｎｇ）を説明する。その結果、一つの合併された回路としてミキサーと可変利得増幅器回路を配置する。本発明に係る合併された可変利得ミキサーのために必要なパワーのみ及び基礎的なミキサー関数のトランスコンダクタンスのみ利用するミキシング及び利得効率を提供する（その結果、従来技術による回路の付加的なトランスコンダクタンス手段により導かれる非線形性が排除される）。更に、ここで説明された合併された可変利得ミキサーにおいて基本的なミキサー関数により要求される以外の付加的な上部空間は必要とされない。本発明は一重及び二重に平行された配置の両方のＡＣ及びＤＣ接続され合併された可変利得ミキサーを含む合併された可変利得ミキサーの多様性を考慮する。
【００１５】
例えば、本発明に係る一実施態様は、平行に接続された電流操作装置（又は手段）及びスィッチング装置（又は手段）を備えた合併された可変利得ミキサーを教示する。スィッチング装置は、出力対で出力信号Ｏｆを生成するための第１入力対に加える発信器信号ＬＯ及び第２入力対に加える入力信号Ｉｆに反応しやすい。出力信号Ｏｆは、入力信号Ｉｆ及び信号ＬＯの両方の関数である出力周波数及び入力信号Ｉｆの関数である振幅を有するであろう。電流操作装置は入力電圧源に接続された供給電圧Ｖｃｃ及び電流操作装置の第１入力対との間の制御入力電圧と電流を加える制御電圧Ｖｇｃの関数として制御可能である。スイッチング装置の第２入力対及び電流操作装置の第１入力対は相互に接続され、これにより、電流操作装置は、供給電圧Ｖｃｃからの電流部であるスイッチング装置及びダンピング（ｄｕｍｐｉｎｇ）から離れた入力信号Ｉｆの電流部を操作することにより、出力信号Ｏｆを低減させ得る。
【００１６】
異なる手段は、異なる配置の多様性に適用し得るだろう。例えば、二重に平行され合併された可変利得ミキサーにおいて、ミキシング手段は４つのトランジスタを備えたミキシングクオード（ｍｉｘｉｎｇ　ｑｕａｄ）及び別の４つのトランジスタを備えた操作型クオードからなる操作手段として形成され得る。或いは、一重に平行され合併された可変利得ミキサーにおいて、ミキシング手段は、他のトランジスタ対により形成されるステアリング手段及びトランジスタ対により形成される。
【００１７】
本発明は出力信号Ｏｆを生成するための入力信号Ｉｆを可変増幅及びミキシングするための方法も教示する。斯かる方法は、入力周波数と入力電流を有する入力信号Ｉｆを受ける工程、局所発信器信号を受ける工程、利得制御電圧Ｖｇｃを受ける工程、前記利得制御電圧Ｖｇｃと前記局所発信器信号との関数としての前記入力電流の一部を吸収する工程、低減した入力電流を有する低減した入力信号を生成する工程、且つ、前記低減した入力信号、前記入力周波数、及び前記局所発信器信号の関数である出力信号Ｏｆを生成する工程を有する。
【００１８】
（本発明を実施するための最良の形態）
本明細書において本発明は、一重に合併された回路として可変利得増幅器回路及びミキサーの配置である“スイッチング手段”（ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ　ｓｔａｇｅ）及び“電流操作手段”（ｃｕｒｒｅｎｔ　ｓｔｅｅｒｉｎｇ　ｓｔａｇｅ）と称する平列接続（ｐａｒａｌｌｅｌ　ｃｏｕｐｌｉｎｇ）を説明する。本発明に係る合併された可変利得ミキサーのために必要なパワーのみ及び基礎的なミキサー関数のトランスコンダクタンスのみ利用するミキシング及び利得効率を提供する（その結果、従来技術による回路の付加的なトランスコンダクタンス手段により導かれる非線形性が排除される）。更に、ここで説明された合併された可変利得ミキサーにおいて基礎的なミキサー関数により要求される以外の付加的な上部空間は必要とされない。本質的に本発明は、ほとんど自由な可変利得関数を提供する。“ほとんど”とは、局所的な発信器信号ＬＯで必要とされる大きな力により、個別に提供される基礎的なミキサー関数と比較するとＬＯ回路によるパワーの消費量がやや大きい。
【００１９】
図４に、本発明に係る一実施形態に基づくＡＣ接続され二重に平行され合併された可変利得ミキサー３００（ｄｏｕｂｌｅ　ｂａｌａｎｃｅｄ　ｍｅｒｇｅｄ　ｖａｒｉａｂｌｅ　ｇａｉｎ　ｍｉｘｅｒｓ）が図示されている。図４の合併された可変利得ミキサー３００は、４つのトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３及びＱ４を備えたスイッチングクオード（ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ　ｑｕａｄ）と、４つのトランジスタＱ５、Ｑ６、Ｑ７及びＱ８を備えた操作クオード（ｓｔｅｅｒｉｎｇ　ｑｕａｄ）とを備えている。トランジスタＱ１及びＱ２のベースは、相互に接続され、更にＤＣ遮断コンデンサーＣ１を介して局所的な発信器の信号のための第１入力ＬＯ１に接続されている。トランジスタＱ３及びＱ４のベースは、相互に接続され、更にＤＣ遮断コンデンサーＣ２を介して局所的な発信器の信号のための第２入力ＬＯ２に接続されている。トランジスタＱ１、Ｑ３、Ｑ５及びＱ６のエミッタは相互に接続され、差動入力信号電流Ｉｆのために第１入力ＩＦ１を形成している。トランジスタＱ２、Ｑ４、Ｑ７及びＱ８のエミッタは相互に接続され、入力信号Ｉｆのための第２入力を形成している。
【００２０】
トランジスタＱ５及びＱ８のベースは相互に接続され、更にＤＣ遮断コンデンサーＣ３を介して第１発信器入力ＬＯ１と、抵抗器Ｒ１とＲ４を介して制御電圧Ｖｂ＋Ｖｇｃの両方に接続されている。トランジスタＱ６及びＱ７のベースは相互に接続されＤＣ遮断コンデンサーＣ４を介して第２発信器の信号ＬＯ２と、抵抗器Ｒ２及びＲ３を介して制御電圧Ｖｂ＋Ｖｇｃの両方に接続されている。ＬＯ１及びＬＯ２は局所的な発信器信号ＬＯの差動部を構成すると認識される。バイアス電流は、抵抗器Ｒ５及びＲ６を介して、個々にトランジスタＱ１及びＱ２のベースとトランジスタＱ３及びＱ４のベースに接続されている。
【００２１】
合併された可変利得ミキサー３００は、一般的に、後述するように操作される。最大利得（最小低減等）を達成するために、制御電圧Ｖｇｃは、操作型クオードトランジスタＱ５〜Ｑ８に分けられるように適応される。完全に分けられた時、出力信号Ｏｆを操作するための全ての電流に代えて、これらのトランジスタを介して取り除かれる電流は存在しない。普通のミキサーと比較して、合併された可変利得ミキサー３００を操作する状態を記載する。
【００２２】
出力信号Ｏｆを低減させるために、制御電圧Ｖｇｃは、トランジスタ対Ｑ１−Ｑ５、Ｑ３−Ｑ６、Ｑ４−Ｑ７、及びＱ２−Ｑ８の間の制限されたオフセットを作るために適応される。局所的な発信器信号ＬＯのＡＣ接続及びＤＣオフセットの結合は制御されたオフセットが動的になるようにする。即ち、オフセットは、全ＬＯサイクルの所要時間において維持される。斯かる動的効果は、スイッチングの間中、入力電流の一部を、スイッチされた出力電流から離れて転送又は操作されるようにする。操作電流は、例えば直接に電流源へ流れるように、本質的に浪費される。操作電流量は、制御されたオフセットに依存する。
【００２３】
一般的なラジオトランシーバーにおいては、該トランシーバーは一般的に出力電流及び制御電圧間で思考上の線形関係（ｌｏｇ−ｌｉｎｅａｒ　ｒｅｌａｔｉｏｎｓｈｉｐ）を得ることが好ましい。当業者にとって、斯かる関係を奏するために必要な制御回路はよく知られ、且つ、当業者は従来技術の制御回路により本発明に係る合併された可変利得ミキサーを使用し得るだろう。
【００２４】
合併された可変利得ミキサー３００において、遮断コンデンサーＣ１〜Ｃ４は、局所的な発信器回路の考慮しているＤＣからスイッチングクオードを分離するのに役立つ。しかしながら、局所的な発信器回路もスイッチングクオードを駆動するためのバイアス信号を有する様に構成され、従って、抵抗器Ｒ５及びＲ６を介してバイアス信号を供給する必要性を排除する。斯かる場合において、遮断コンデンサーＣ１〜Ｃ４は取り除かれ、且つ、分離された局所的な発信信号ＬＯを介して導かれる２つのクオード間のオフセット電圧は制御されなければならない。適切な実施の形態はここでは図示されていない。
【００２５】
図５には本発明の別の実施の形態に係るＤＣ接続され二重に平行され接続され合併された可変利得ミキサー４００が図示されている。合併された可変利得ミキサー４００は、ＤＣ接続された局所的な発信器回路を使用するために構成されている。従って、図５の可変利得ミキサー４００では遮断コンデンサーは必要とされない。他の全ての点においては、合併された可変利得ミキサー４００は、図４の合併された可変利得ミキサー３００同様の配置と操作で実現し得る。
【００２６】
２つのＬＯ波形ＬＯ１及びＬＯ２はＡＣ特性に関する限りにおいて実質的に等しい。しかしながら、制御回路を介して導かれるオフセットにより、平均値は異なる。斯かる動的オフセットは、スイッチングの間中の電流操作において、既に記述したのと同じ方法で、正確に作用する。斯かる出力電流と入力電流間の関係を、よく知られた方程式で示す。
Ｉｏｕｔ／Ｉｉｎ＝Ａ×｛１／（１＋ｅｘｐ（Ｖｃｏｎｔｒｏｌ／Ｖｔ））｝
ＡはＬＯスイッチングによるミキサーの変換利得に依存する定数である。Ｖｃｏｎｔｒｏｌは、維持スイッチング装置と補助的な操作装置との間のオフセット電圧であり、且つＶｔはよく知られた関係Ｖｔ＝ｋＴ／σ　により与えられる温度電圧である。
【００２７】
Ｖｃｏｎｔｒｏｌ＞４×Ｖｔ（２５℃において約１００ｍＶ）、スイッチング装置及び操作装置によってもたらされる全電流は、ＬＯサイクル中の全ての点で遮断される。これは、最大利得の点である。Ｖｃｏｎｔｒｏｌ＝Ｖｔの時、利得は最大利得の値の２分の１に減少する。Ｖｔ未満では、利得は実質的に、急激に減少する。
【００２８】
本発明のある特徴を更に強調するために、図５にスイッチング装置４０２を単独で表したスイッチングクオード及び電流操作装置４０４を単独で表した操作クオードを備えた合併された可変利得ミキサー４００を示す。図から明らかなように、スイッチング装置４０２及び電流操作装置４０４が平行に接続されている。従って、本発明に係る合併された可変利得ミキサーは、同一又は同様な配置（スイッチングトランジスタ等）の単体のミキサーと比較して供給電圧又は電流に関する付加的な制約はない。当業者は本発明の本質は、上述の改良された特性を有する合併された可変利得ミキサーを形成するための適切なスイッチング装置を備えた適切な電流操作装置を接続するために使用され得ることだと認識するであろう。
【００２９】
前記の記載は、二重に平行された配置の合併された可変利得ミキサーに着目した。しかしながら、本発明は、更にＡＣ及びＤＣ両方に接続された一重に平行され合併された可変利得ミキサーについて考慮する。図７は、ＤＣ接続され一重に平行された可変利得ミキサー６００の概略図を提供する一方、図６は、ＡＣ接続された一重に平行された可変利得ミキサー５００の概略図を提供する。
【００３０】
前述した合併された可変利得ミキサー同様、各々可変利得ミキサー５００及び６００は、ステアリング手段に平行に接続されたスイッチング手段を有する。しかしながら、一重に平行に合併された可変利得ミキサーを実行するためには、４つのトランジスタ（８つに対応させるものとして）のみが必要とされることを記載する。図６及び図７を参照して、二重に平行され接続された可変利得ミキサーの前述の記載の類似方法により、当業者は容易に本発明に係る一重に平行された可変利得ミキサーの操作と実施を理解するであろう。
【００３１】
本発明に係る合併された可変利得ミキサーは、局所的な発信器回路上で大きなパワーを要求する。例えば、図４及び図５の実施の形態では局所的な発信器回路が８つのトランジスタを駆動しなくてはならないのに対して、従来技術を示す図１においては、発信器回路は４つのトランジスタのみで駆動しなければならない。これは重要な制限ではない。
【００３２】
ここでは、本発明に係るいくつかの実施の形態のみを詳細に記述したが、本発明は本発明の概念又は範囲から逸脱しない多くの他の特別の形態において実施され得ることを理解されるべきであろう。
【００３３】
例えば、図においてトランジスタを表示するために使用した記号は、一般的にバイポーラタイプのトランジスタ技術を表すのに使用されている。しかしながら、ＭＯＳＦＥＴのように電圧降下トランジスタ（ＦＥＴ）が本発明に適していると認識されるであろう。
【００３４】
更に、認識されるように、本発明はアップ及びダウン切り替えミキサー両方の実施での使用に適する。
【００３５】
従って、本発明の実施例及び実施形態は、図示したものであり、制限するものではないと考えられ、本発明は、ここに述べた詳細に制限されることなく、添付した請求の範囲の範囲内において改良することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】
従来技術を示す図１は、従来型の可変利得増幅器回路及びミキサーの概略図である。
【図２】
従来技術を示す図２は、図１の可変利得増幅器のより詳細な概略図である。
【図３】
従来技術を示す図３は、ミキサー及び可変利得増幅器との別の従来型の接続による概略図である。
【図４】
図４は、本発明に係る一実施形態に従うＡＣ接続され二重に平行され合併された可変利得ミキサーの概略図である。
【図５】
図５は、本発明に係る別の実施形態に従うＤＣ接続されと二重に平行され合併された可変利得ミキサーの概略図である。
【図６】
図６は、本発明に係る更に別の実施形態に従うＡＣ接続され一重に平行され合併された可変利得ミキサーの概略図である。
【図７】
図７は、本発明の分離した実施形態に従うＤＣ接続され二重に平行され合併された可変利得ミキサーの概略図である。
【符号の説明】
３００、４００　　合併された可変利得ミキサー
４０２　　　　　　スイッチング装置
４０４　　　　　　電流操作装置
５００、６００　　可変利得ミキサー
Ｉｆ　　入力信号
Ｏｆ　　出力信号
Ｖｃｃ　 供給電圧
Ｖｇｃ　 制御電圧
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４ 　　遮断コンデンサー
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４ 、Ｒ５、Ｒ６　　抵抗器
Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６、Ｑ７、Ｑ８　 トランジスタ
【図１】
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【図２】
2004500730.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【国際公開パンフレット】
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【国際調査報告】
2004500730.tif 000032