(57)【要約】本発明は、整流器（１）と、入力電圧（Ｕｉｎ）を受け取り出力電圧（Ｕｏｕｔ）を供給するコンバータ（２）と、ピーク電流モード制御を行う制御装置（３）とを有するプレコンディショニング装置に使用される発振器に関する。上記発振器は、式（１）の関係に従って入力電圧（Ｕｉｎ）及び出力電圧（Ｕｏｕｔ）に依存する期間（Ｔｐｅｒ）を伴なうスイッチング周波数を有する。この発明のスイッチング周波数制御方式によれば、ブロック状の入力電流が流れ不連続モードで作動するコンバータを提供することが可能となる。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
整流器と、入力電圧を受け取り出力電圧を供給するコンバータと、ピーク電流モードを制御するための制御装置とを有するプレコンディショニング装置に使用される発振器であって、前記発振器が、Ｔｐｅｒ＝１／Ｋ０（１／Ｕｉｎ＋１／（Ｕｏｕｔ−Ｕｉｎ））の関係に従って入力電圧Ｕｉｎ及び出力電圧Ｕｏｕｔに依存する期間Ｔｐｅｒを伴なうスイッチング周波数を有する発振器。
【請求項２】
整流器と、入力電圧を受け取り出力電圧を供給するコンバータと、ピーク電流モード制御を行う制御装置とを有するプレコンディショニング装置に使用される発振器であって、前記発振器はタイミングコンデンサに印加される電圧に依存する出力信号を有し、前記出力信号がローのとき前記タイミングコンデンサをグランドに接続しこれによって放電時間の間に前記タイミングコンデンサの放電を生じさせるために配されるスイッチング素子を有し、前記発振器はツェナーダイオード及びトランジスタを更に有し、前記入力電圧が前記ツェナーダイオードのツェナー電圧を超えるとき電流が前記トランジスタを流れ、これによって前記放電電流が減少して前記放電時間が増加するように、前記ツェナーダイオード及びトランジスタが前記入力電圧に接続された発振器。
【請求項３】
前記トランジスタが、抵抗を通じて前記入力電圧に接続されるエミッタと、ダイオードのアノードに接続されるコレクタと、前記ツェナーダイオードのカソードに接続されたベースとを有し、前記ダイオードのカソードは前記タイミングコンデンサに接続され、前記ツェナーダイオードのアノードはグランドに接続される請求項２に記載の発振器。
【請求項４】
前記入力電圧が前記ツェナー電圧よりも低いとき前記放電電流がＩｄｉｓｃｈａｒｇｅ＝Ｕｃｔ／Ｒ５（Ｒ５は前記タイミングコンデンサをグランドに接続するための抵抗、及びＵｃｔは前記タイミングコンデンサの電圧）であり、前記入力電圧が前記ツェナー電圧よりも高いとき前記放電電流がＩｄｉｓｃｈａｒｇｅ＝Ｕｃｔ／Ｒ５−（Ｕｉｎ−Ｕｚ１）／（Ｒ１＋Ｒ２）（Ｒ１＋Ｒ２は前記トランジスタのエミッタを前記入力電圧に接続するための抵抗）である請求項３に記載の発振器。
【請求項５】
前記発振器が第２のツェナーダイオードを更に有し、前記入力電圧が前記ツェナーダイオードのツェナー電圧と前記第２のツェナーダイオードのツェナー電圧の関数との和に等しい電圧限界を超えたとき前記トランジスタを流れる電流が増加し、これによって更に前記放電電流が減少して前記放電時間が増加するように、前記第２のツェナーダイオードが前記入力電圧に接続される発振器。
【請求項６】
前記第２のツェナーダイオードのカソードが抵抗を通じて前記入力電圧に接続され、前記第２のツェナーダイオードのアノードが、前記ツェナーダイオードのカソード及び前記トランジスタのベースに接続される請求項５に記載の発振器。
【請求項７】
前記発振器が、前記出力信号がハイのとき前記トランジスタのコレクタをグランドに接続するように配された第２のスイッチング素子を更に有する請求項２乃至６のうちのいずれか１項に記載の発振器。
【請求項８】
コイルとスイッチング素子とを有する電圧コンバータであって、前記電圧コンバータは、整流器からの入力電圧が供給され且つ負荷に出力電圧を供給し、前記スイッチング素子が前記ピーク電流モードで作動する制御装置によって制御され、前記制御装置が請求項１乃至７のうちのいずれか１項に記載の発振器を有する電圧コンバータ。
【請求項９】
請求項１乃至７のうちのいずれか１項に記載の発振器を有するプレコンディショニング装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、整流器と、入力電圧を受け取り出力電圧を供給するコンバータと、一定出力電圧を維持するためにピーク電流モードを制御する制御装置とを有するプレコンディショニング装置に使用される発振器に関する。本発明は、このような発振器を備えた電圧コンバータ及びこのような発振器を有するプレコンディショニング装置にも関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＡＣ源をＤＣ出力に整流する簡単な方法は、ダイオードブリッジ整流器及びコンデンサを使うことである。しかし、入力パワーが７５Ｗ以上のとき、これはＩＥＣ１０００−３−２の条件によれば許容されない。
【０００３】
その他の方法として、電源からの電流を制御するために、例えばダイオードブリッジ整流器及びブーストコンバータを有するスイッチモード電源（ＳＭＰＳ）を使うことができる。（例えば、力率制御器（ＰＦＣ）を使うことによって）電源から正弦状の電流を得ることができるが、少なくとも或るパワーレベルにおいては、ブロック状の電流又は台形状の電流を使うこともできる。ブロック状の入力電流を使う利点は、同じ出力パワーに対して、ピーク値が正弦状の電流よりも１．２７低いことである。低いピークレベルは、より小さい誘導素子（コイル）を使うことができ、必要なコスト及びスペースが削減することを意味する。
【０００４】
台形状の入力電流を得るブーストコンバータを組み合わせた整流器の一例が米国特許ＵＳ５６１５０９８に与えられており、その米国特許の主な対象はより単純な制御電子装置を得ることである。しかし、このコンバータは連続モードで作動する。不連続モードで作動するブーストコンバータも当業界で周知である。このようなコンバータでは、各スイッチング期間の間、ブーストコイルの電流は或る最大値に到達しついには再びゼロになる（三角形状）である。このようなコンバータは連続モードのコンバータと比較して小さいコイルを有し、スイッチング時においてゼロ電流であるためターンオン損失及び放射レベルが低く、出力の制御が簡単である。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は、不連続モードで作動するパワーコンバータの周波数制御をピーク電流モード制御で改良することを目的とする。
【０００６】
本発明の第２の目的は、ブーストコンバータのブーストコイルの要求される寸法を小さくすることにある。
【０００７】
本発明の第３の目的は、ブロック状又は台形状の入力電流が流れるコンバータを提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明の第１の態様によれば、これら及び他の目的は、請求項１に記載される特徴を有する、導入部で言及した型式の発振器によって達成される。
【０００９】
この発明のスイッチング周波数制御方式によれば、ブロック状の入力電流が流れ不連続モードで作動するコンバータを提供することが可能となる。この発明の態様の重要な内容は、入力電圧と出力電圧との両方がスイッチング周波数に影響を与えることが可能であることである。本発明によるスイッチング期間（Ｔｐｅｒ）の関数は、コンバータに供給される入力電流のより良好な制御、特に、本質的に一定の平均入力電流を得ることを可能にする。
【００１０】
本発明の別の態様によれば、上記のスイッチング期間は導入部で言及した型式の発振器によって実質的に実現され、この発振器は、タイミングコンデンサに印加された電圧に依存した出力信号を有し、この出力信号がローのときタイミングコンデンサがグランドに接続され、これによって放電時間の間にタイミングコンデンサの放電を生じさせるように配されるスイッチング素子を有する。上記発振器はツェナーダイオード及びトランジスタを更に有する。上記入力電圧が上記ツェナーダイオードのツェナー電圧を超えるとき電流が上記トランジスタを流れ、これによって上記放電電流が減少して上記放電時間が増加するように、上記ツェナーダイオード及びトランジスタは上記入力電圧に接続される。
【００１１】
この発振器では、放電電流は、入力電圧がツェナー電圧よりも低いか高いかに依存して、２つの領域に分割される。
【００１２】
この回路は、トランジスタのエミッタを抵抗を通じて入力電圧に接続し、このトランジスタのコレクタをカソードがコンデンサに接続されるダイオードのアノードに接続し、そのトランジスタのベースをアノードがグランドに接続されるツェナーダイオードのカソードに接続することによって実現することができる。
【００１３】
好適実施例によれば、上記入力電圧が第１のツェナーダイオードのツェナー電圧と第２のツェナーダイオードのツェナー電圧の関数との和に等しい電圧限界を超えたとき上記トランジスタを流れる電流が増加し、これによって更に上記放電電流が減少して上記放電時間が増加するように、第２のツェナーダイオードが上記入力電圧に接続される。
【００１４】
放電電流は、（１）第１のツェナ−電圧の下、（２）ツェナー電圧と電圧限界との間、及び（３）電圧限界の上の３つの領域に分割される。
【００１５】
この回路は、第２のツェナーダイオードのカソードを抵抗を通じて入力電圧に接続し、第２のツェナーダイオードのアノードを第１のツェナーダイオードのカソード及びトランジスタのベースに接続することによって実現することができる。
【００１６】
発振器は、出力信号がハイのときトランジスタのコレクタをグランドに接続するように配される第２のスイッチング素子を好ましくは有する。
【００１７】
本発明の他の態様は、コンバータ及びこのような発振器を有するプレコンディショニング装置を含む。
【００１８】
本発明のこれら及び他の態様は、添付図面を基準にしてより具体的に記載された好適実施例から明らかであろう。
【００１９】
【発明の実施の形態】
図１は、全波整流器１、ブーストコンバータ２及び制御装置３を有するプレコンディショニング装置の回路図を示す。整流器１はブーストコンバータ２に入力電圧Ｕｉｎを供給し、ブーストコンバータからの出力電圧Ｕｏｕｔは平滑コンデンサ５に並列に配される負荷４に供給される。ブーストコンバータ２は、ブーストコイル６、スイッチング素子７及びダイオード８を含む。制御装置３は、ブーストコンバータ入力電流のピーク電流モードを制御するためのパルス幅変調器（ＰＷＭ）９と、ＰＷＭ９にスイッチング周波数を供給する発振器回路とを含む。発振器回路は、ブーストコンバータの入力電圧Ｕｉｎ及び出力電圧Ｕｏｕｔがそれぞれ与えられる。
【００２０】
このプレコンディショニング装置の動作原理によれば、制御装置３はブーストコンバータのスイッチング素子７を制御し、これによって、ブーストコイル６のピーク電流Ｉｐｅａｋを制御するためのそのコイル６への正又は負の電圧の印加が生じる。パルス幅変調器９は発振器回路１０からのスイッチング周波数が供給され、本発明は、最適な方法でこの発振周波数を決定することに関する。
【００２１】
図２は、ブーストコイル６を流れる電流の変化を示す図である。Ｉｐｅａｋがピーク電流である場合、コイルに正の電圧が印加され電流が増加する時間は以下の式で与えることができる。
【数１】
2004536546.tif 000003
ここで、Ｕｉｎは整流器１からの入力電圧であり、Ｌ１はブーストコイルのインダクタンスである。
【００２２】
同じコイルに負の電圧が印加され電流が減少する時間は以下の式で与えることができる。
【数２】
2004536546.tif 000004
ここでＵｏｕｔはブーストコンバータからの出力電圧である。
【００２３】
Ｔｐｏｓｉｔｉｖｅ及びＴｎｅｇａｔｉｖｅの後、ブーストコイル６を流れる電流はゼロであり、再び正の電圧がコイルに印加され電流が再び増加し始める前の特定の期間（Ｔｚｅｒｏ）、電流はゼロを維持することができる。したがって、１サイクル全体の期間は、Ｔｐｅｒ＝Ｔｐｏｓｉｔｉｖｅ＋Ｔｎｅｇａｔｉｖｅ＋Ｔｚｅｒｏである。
【００２４】
一期間の平均電流は、次のように表すことができる。
【数３】
2004536546.tif 000005
又は
【数４】
2004536546.tif 000006
以下の式に従って、全期間ＴｐｅｒをＵｉｎ及びＵｏｕｔに依存させることによって、
【数５】
2004536546.tif 000007
上記のＩａｖｅ，ｉｎの式は、以下のように単純化される。
【数６】
2004536546.tif 000008
【００２５】
換言すれば、発振器１０のスイッチング周波数を制御し、上記の式（３）に等しいスイッチング期間を得ることによって、平均電流はピーク電流Ｉｐｅａｋが一定に保たれる限り一定である。このことが本発明の基本的な概念である。このような期間Ｔｐｅｒが発振回路においてどのようにして実現することができるかについて、この明細書の以下の部分に記載される。
【００２６】
期間Ｔｐｅｒは、通常、発振器１０のタイミングコンデンサの充電時間及び放電時間によって決定される。このコンデンサのＴｃｈａｒｇｅを１／（ｋ０＊Ｕｉｎ）に等しいように選択し、同じコンデンサのＴｄｉｓｃｈａｒｇｅを１／（ｋ０＊（Ｕｏｕｔ−Ｕｉｎ））に等しいように選択することによって、上記の式に等しい全期間Ｔｐｅｒを実現することができる。
【００２７】
充電時間及び放電時間を制御する１つの方法は、コンデンサを流れる電流を制御することにある。この原理を具体化する回路は、図３に与えられている。
【００２８】
入力電圧に依存する電流源Ｉｃｈａｒｇｅを選択することによって、以下の式の充電時間が得られる。
【数７】
2004536546.tif 000009
ここで、ＲＴ１は充電抵抗、ＣＴはタイミングコンデンサの静電容量、及びΔＵＣはコンデンサの電圧スイープ（Ｕｔｈｒｅｓｈｏｌｄ−Ｕｔｒｉｇｇｅｒに等しい）である。
【００２９】
ＵｏｕｔとＵｉｎとの差に依存する電流源Ｉｄｉｓｃｈａｒｇｅを選択することによって、得られる放電時間は、以下のように表すことができる。
【数８】
2004536546.tif 000010
ここでＲＴ２は放電抵抗である。
【００３０】
Ｔｃｈａｒｇｅ及びＴｄｉｓｃｈａｒｇｅを合わせると、以下の式を得る。
【数９】
2004536546.tif 000011
１／ｋ０＝ΔＵｃＣＴＲＴであれば、上の式３による所望の関数に一致する。
【００３１】
図４は、入力電圧Ｕｉｎに対してプロットされたＴｐｅｒ、Ｔｃｈａｒｇｅ及びＴｄｉｓｃｈａｒｇｅのグラフを示す。グラフは、以下の値のパラメータＣＴ＝１５０ｐＦ、ＲＴ＝１Ｍ８、ΔＵｃ＝２．５Ｖ、及びＵｏｕｔ＝４００Ｖを使用することによって計算された。
【００３２】
図３の回路による解決策は、図５に示されるような回路で実現できる。
【００３３】
より実用的な第２の実施例によれば、図５の回路は、コストの削減及び生産容易性のために単純化される。このような回路は、図６に示されている。
【００３４】
図６の回路では、出力電圧Ｕｏｕｔは一定であるとみなされ、このことにより回路はかなり単純化される。
【００３５】
システムブロックＡ３は、２つの比較器と、以下の機能を満たすラッチとを有する。
【００３６】
【表１】
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【００３７】
Ａ３の出力がハイのとき（すなわち、充電時間の間）、スイッチＸ３はインバータＡ１によって開いており、コンデンサＣｔは抵抗Ｒ４及びＲ５を通じて入力電圧に接続されている。同時に、スイッチＸ２は閉じられ、それゆえに、Ｑ１のコレクタによって供給される電流はグランドに短絡され、充電時間に影響しない。
【００３８】
充電電流は、入力電圧ＵｉｎとタイミングコンデンサＣｔに印加される電圧ＵＣｔとの差並びに抗Ｒ４及びＲ５によって、以下のように決定される。
【数１０】
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この充電電流により充電時間は以下のようになる。
【数１１】
2004536546.tif 000014
通常、ＵｃｔはＵｉｎよりも非常に小さいので、この数式は式（４）の理想ケースにほとんど等しい。
【００３９】
Ａ３の出力がローのとき（すなわち放電時間の間）、スイッチＸ３はインバータＡ１によって閉じ、従って、コンデンサＣｔは抵抗Ｒ５を通じてグランドに接続され、コンデンサの放電を引き起こす。同時に、スイッチＸ２は開く。
【００４０】
Ｑ１が回路に存在しなければ、放電時間Ｔｄｉｓｃｈａｒｇｅは、以下の式のように、入力電圧の全範囲に渡って一定となるだろう。
【数１２】
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【数１３】
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【００４１】
トランジスタＱ１を回路に導入することによって、これはもはや当てはまらず、放電電流Ｉｄｉｓｃｈａｒｇｅは（５）で与えられる放電電流関数に近い３つの領域に分割される。
１．入力電圧ＵｉｎがダイオードＤ３のツェナー電圧Ｕｚ１よりも高くないとき、トランジスタＱ１は導通しておらず、充電時間は上の式（１０）に従って一定である。
２．入力電圧Ｕｉｎがツェナー電圧Ｕｚ１より高いが、ｕｌｉｍｉｔ＝（Ｒ１＋Ｒ２）Ｕｚ２／Ｒ２＋Ｕｚ１（ここでＵｚ２はダイオードＤ４のツェナー電圧）よりも高くないとき、放電電流は、以下の式で表される電流値に減少する。
【数１４】
2004536546.tif 000017
放電時間は以下のようになる。
【数１５】
2004536546.tif 000018
３．入力電圧がｕｌｉｍｉｔ＝（Ｒ１＋Ｒ２）Ｕｚ２／Ｒ２＋Ｕｚ１より高いとき、放電電流はさらに減少し以下の式に等しくなる。
【数１６】
2004536546.tif 000019
放電時間は以下の式に等しい。
【数１７】
2004536546.tif 000020
【００４２】
図７は、図６の回路による入力電圧Ｕｉｎの関数として放電時間（曲線Ａ）を示す。図７は、図４に示すような上の式５による理論関数（曲線Ｂ）も示す。
【００４３】
このようにして、過電圧保護（ＯＶＰ）は、放電時間を増加させる第３の放電電流を導入することによって簡単に実現することができる。この一例は図８に示されており、Ｕｏｕｔが保護電圧である。
【００４４】
上記の実施例は本発明の幾つかの実施例にすぎず、本発明では電圧コンバータのピーク電流モード制御用の発振器におけるスイッチング挙動を向上することを概して狙っている。当業者は、特許請求の範囲から離れずに、上に挙げられた回路の例を当然に修正することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例によるプレコンディショニング装置の回路図である。
【図２】図１の回路のコイルを流れる電流を示す。
【図３】図１の発振器の回路図を示す。
【図４】図３のコンデンサの充電時間及び放電時間の図を示す。
【図５】図１の発振器の典型的な回路レイアウトを示す。
【図６】図１の発振器の簡略化された回路レイアウトを示す。
【図７】図６のコンデンサの放電時間の図を示す。
【図８】図１のプレコンディショニング装置に適した過電圧保護の一例を示す。
【図５】
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【国際公開パンフレット】
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2004536546.tif 000023
2004536546.tif 000024
2004536546.tif 000025
2004536546.tif 000026
2004536546.tif 000027
2004536546.tif 000028
2004536546.tif 000029
2004536546.tif 000030
2004536546.tif 000031
2004536546.tif 000032
2004536546.tif 000033
2004536546.tif 000034
2004536546.tif 000035
2004536546.tif 000036
2004536546.tif 000037
【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
2004536546.tif 000038
【国際調査報告】
2004536546.tif 000039
2004536546.tif 000040