(57)【要約】スペクトル拡散信号を復調する方法及びスペクトル拡散方式トランシーバーが開示される。スペクトル拡散方式位相シフトキーイング（ＰＳＫ）変調情報信号は、信号チャネル上でスペクトル拡散方式受信器内の復調器で受信される。情報信号は、複数の高レートモードチップから形成されたデータシンボルのシーケンスを含む。信号チャネルのプレカーソル部はビタビ検出される。所定の状態数を有する多状態トレリスが形成される。信号チャネルのポストカーソル部は、高レートモードチップをトラッキングするチップ検出回路と、位相及び周波数をトラッキングする搬送波ループ回路とに動作的に接続されたフィードバックタップを有する有限インパルス応答フィルタを用いてフィードバック等化される。情報信号はスペクトル拡散方式符号関数相関器内で逆拡散される。
2004500725.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スペクトル拡散信号を復調する方法であって、
複数の高レートモードチップから形成されたデータシンボルのシーケンスを含み、信号チャネル上のスペクトル拡散方式位相シフトキーイング変調された情報信号をスペクトル拡散受信器内の復調器で受信するステップと、
上記信号チャネルのプレカーソル部を復号化し、所定の状態数を有する多状態トレリスを形成するステップと、
高レートモードチップをトラッキングするチップ検出回路と、位相及び周波数をトラッキングする搬送波ループ回路とに動作的に接続されたフィードバックタップを有する有限インパルス応答フィルタを用いて上記信号チャネルのポストカーソル部をフィードバック等化するステップと、
スペクトル拡散方式符号関数相関器内で上記情報信号をスペクトル拡散方式で逆拡散するステップとを有する方法。
【請求項２】
上記有限インパルス応答フィルタの上記フィードバックタップへの上記多状態トレリスの部分信号トレースバックを実行するステップを更に有する請求項１記載の方法。
【請求項３】
ビタビ検出器回路から上記スペクトル拡散符号関数相関器に信号トレースバックを伝達するステップを更に有する請求項１記載の方法。
【請求項４】
上記情報信号は複数の高レートモードチップから形成されたデータシンボルのシーケンスを含み、上記信号チャネルは有限状態機械を形成し、
上記多状態トレリス内で所定数の状態を確定するステップを更に有する請求項１記載の方法。
【請求項５】
スペクトル拡散信号を復調する方法であって、
複数の高レートモードチップから形成されたデータシンボルのシーケンスを含み、信号チャネル上のスペクトル拡散方式位相シフトキーイング変調された情報信号をスペクトル拡散受信器内の復調器で受信するステップと、
上記信号チャネルのプレカーソル部をビタビ復号化するステップと、
上記信号チャネルのポストカーソル部をフィードバック等化するステップと、
スペクトル拡散方式符号関数相関器内で上記情報信号をスペクトル拡散方式で逆拡散するステップとを有する方法。
【請求項６】
ビタビ復号器から上記スペクトル拡散符号関数相関器に信号トレースバックを伝達するステップを更に有する請求項５記載の方法。
【請求項７】
上記情報信号は複数の高レートモードチップから形成されたデータシンボルのシーケンスを含み、上記信号チャネルは有限状態機械を形成し、
多状態トレリス内で所定数の状態を確定するステップを更に有する請求項５記載の方法。
【請求項８】
上記受信された信号と既知の起こり得る送信状態遷移の間の距離を比較するステップと、
最適受信信号推定量を決定するステップとを更に有する請求項７記載の方法。
【請求項９】
４状態トレリスを作成するステップを更に有する請求項７記載の方法。
【請求項１０】
１６状態トレリスを作成するステップを更に有する請求項７記載の方法。
【請求項１１】
上記受信された信号と既知の起こり得る送信状態遷移の間の距離を比較し、最適受信信号推定量を決定するステップを更に有する請求項７記載の方法。
【請求項１２】
ベースバンドプロセッサ及び上記ベースバンドプロセッサに接続された無線回路を有するスペクトル拡散方式無線トランシーバーであって、
上記ベースバンドプロセッサは、
スペクトル拡散情報信号を構成する複数の高レートモードチップから形成されたデータシンボルを含む信号チャネル上の情報信号をスペクトル拡散方式位相シフトキーイング復調する復調器と、
上記無線回路を介して送信する情報をスペクトル拡散方式位相シフトキーイング変調する変調器とを具備し、
上記復調器は、
所定の拡散符号シーケンスに従って上記情報信号を復号化する少なくとも一つのスペクトル拡散方式符号関数相関器と、
上記情報信号を受信し、上記信号チャネルのプレカーソル部を復号化するビタビ復号器と、
上記情報信号の位相及び周波数をトラッキングする搬送波ループ回路と、
上記搬送波ループ回路と協働し、高レートモードチップをトラッキングするチップ決定回路と、
上記チップ決定回路及び上記搬送波ループ回路と協動し、複数のフィードバックタップを有し、少なくとも１個のフィードバックタップが論理的加減算用に選択され、上記信号チャネルのポストカーソル部を等化する有限インパルス応答フィルタから構成される決定フィードバック等化器とを具備し、
上記変調器は、直交符号シーケンスに従って情報を符号化する少なくとも一つの符号関数符号器を具備することを特徴とするスペクトル拡散方式無線トランシーバー。
【請求項１３】
上記少なくとも一つのスペクトル拡散方式符号関数相関器はウォルシュ符号相関器により構成される請求項１２記載のスペクトル拡散方式無線トランシーバー。
【請求項１４】
上記ビタビ復号器は、上記スペクトル拡散符号関数相関器へのトレースバックソフト決定を発生する手段を更に有する請求項１２記載のスペクトル拡散方式無線トランシーバー。
【請求項１５】
上記ビタビ復号器は、上記有限インパルス応答フィルタの所定のフィードバックタップへの部分トレースバックを発生する手段を更に有する請求項１２記載のスペクトル拡散方式無線トランシーバー。
【請求項１６】
上記搬送波ループ回路は、
搬送波数値制御型発振器（ＮＣＯ）と、
上記搬送波ループ回路の搬送波位相に基づいて上記搬送波数値制御型発振器を選択的に動作させる搬送波数値制御型発振器コントロール手段とを有する請求項１２記載のスペクトル拡散方式無線トランシーバー。
【請求項１７】
ベースバンドプロセッサ及び上記ベースバンドプロセッサに接続された無線回路を有するスペクトル拡散方式無線トランシーバーであって、
上記ベースバンドプロセッサは、スペクトル拡散情報信号を構成する複数の高レートモードチップから形成されたデータシンボルを含む信号チャネル上の情報信号をスペクトル拡散方式位相シフトキーイング復調する復調器と、
上記無線回路を介して送信する情報をスペクトル拡散方式位相シフトキーイング変調する変調器とを具備し、
上記復調器は、
所定の拡散符号シーケンスに従って上記情報信号を復号化する少なくとも一つのスペクトル拡散方式符号関数相関器と、
上記情報信号を受信し、上記信号チャネルのプレカーソル部を復号化するビタビ復号器と、
上記ビタビ復号器と協動し、上記信号チャネルのポストカーソル部を等化する決定フィードバック等化器とを具備し、
上記変調器は、拡散符号シーケンスに従って情報を符号化する少なくとも一つの符号関数符号器を具備することを特徴とするスペクトル拡散方式無線トランシーバー。
【請求項１８】
上記少なくとも一つのスペクトル拡散方式符号関数相関器はウォルシュ符号相関器により構成される請求項１７記載のスペクトル拡散方式無線トランシーバー。
【請求項１９】
上記ビタビ復号器は、上記スペクトル拡散符号関数相関器へのトレースバックソフト決定を発生する手段を更に有する請求項１７記載のスペクトル拡散方式無線トランシーバー。
【請求項２０】
スペクトル拡散情報信号を構成する複数の高レートモードチップから形成されたデータシンボルを含む信号チャネル上の情報信号をスペクトル拡散方式位相シフトキーイング復調する復調器回路を有するスペクトル拡散方式無線トランシーバー用復調器であって、
上記復調器回路は、
所定の拡散符号シーケンスに従って上記情報信号を復号化する少なくとも一つのスペクトル拡散方式符号関数相関器と、
上記情報信号を受信し、上記信号チャネルのプレカーソル部を復号化するビタビ復号器と、
上記情報信号の位相及び周波数をトラッキングする搬送波ループ回路と、
上記搬送波ループ回路と協働し、高レートチップをトラッキングするチップ決定回路と、
上記チップ決定回路及び上記搬送波ループ回路と協動し、複数のフィードバックタップを有し、少なくとも１個のフィードバックタップが論理的加減算用に選択され、上記信号チャネルのポストカーソル部を等化する有限インパルス応答フィルタから構成される決定フィードバック等化器とを具備することを特徴とする復調器。
【請求項２１】
上記少なくとも一つのスペクトル拡散方式符号関数相関器はウォルシュ符号相関器により構成される請求項２０記載の復調器。
【請求項２２】
上記ビタビ復号器は、上記スペクトル拡散符号関数相関器へのトレースバックソフト決定を発生する手段を更に有する請求項２０記載の復調器。
【請求項２３】
上記ビタビ復号器は、上記有限インパルス応答フィルタの所定のフィードバックタップへの部分トレースバックを発生する手段を更に有する請求項２０記載の復調器。
【請求項２４】
上記搬送波ループ回路は、
搬送波数値制御型発振器（ＮＣＯ）と、
上記搬送波ループ回路の搬送波位相に基づいて上記搬送波数値制御型発振器を選択的に動作させる搬送波数値制御型発振器コントロール手段とを有する請求項２０記載の復調器。
【請求項２５】
スペクトル拡散情報信号を構成する複数の高レートモードチップから形成されたデータシンボルを含む信号チャネル上の情報信号をスペクトル拡散方式位相シフトキーイング復調する復調器回路を有するスペクトル拡散方式無線トランシーバー用復調器であって、
上記復調器回路は、
所定の拡散符号シーケンスに従って上記情報信号を復号化する少なくとも一つのスペクトル拡散方式符号関数相関器と、
上記情報信号を受信し、上記信号チャネルのプレカーソル部を復号化するビタビ復号器と、
上記ビタビ復号器と協動し、上記信号チャネルのポストカーソル部を等化する決定フィードバック等化器とを具備することを特徴とする復調器。
【請求項２６】
上記少なくとも一つのスペクトル拡散方式符号関数相関器はウォルシュ符号相関器により構成される請求項２５記載の復調器。
【請求項２７】
上記ビタビ復号器は、上記スペクトル拡散符号関数相関器へのトレースバックソフト決定を発生する手段を更に有する請求項２５記載の復調器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
［関連出願］
本出願は、１９９８年１月１６日に出願された同時係属中の米国仮特許出願第６０／０７１，６５９号に基づく出願である。
【０００２】
［発明の分野］
本発明は、通信電子機器の分野に係り、特に、無線ローカル・エリア・ネットワークで使用されるスペクトル拡散方式トランシーバーに関する。
【０００３】
［発明の背景］
別々の電子装置間のワイヤレス若しくは無線通信は普及している。たとえば、ワイヤレス・ローカル・エリア・ネットワーク（ＷＬＡＮ）は、建物内やキャンパス内の有線ＬＡＮに対する拡張、若しくは、有線ＬＡＮの代替となるフレキシブルなデータ通信システムである。ＷＬＡＮは、空中でデータを送受信するため無線電信（ラジオ）技術を使用するので、配線接続の必要量が削減され、若しくは、最小限に抑えられる。したがって、ＷＬＡＮは、データの接続性とユーザの移動性を結合し、簡単化された構造を通じて、携帯型ＬＡＮを実現する。
【０００４】
過去数年間に亘って、ＷＬＡＮは、たとえば、健康管理、小売業、製造業、卸売業、並びに、学問的な領域を含む多数のユーザの間で受け入れられている。これらの集団は、たとえば、実時間情報を処理用の集中ホストに送信するためハンドヘルド型端末及びノートブック型コンピュータを使用する生産性の向上による恩恵を受ける。近年、ＷＬＡＮは、さらに広範に認められるようになり、より広い範囲のユーザに対し汎用的な接続のための代替として使用されている。その上、ＷＬＡＮは、実装上のフレキシビリティがあり、かつ、配線技術が実際的ではない状況でのコンピュータネットワークの使用を可能にする。
【０００５】
典型的なＷＬＡＮにおいて、アクセスポイントはトランシーバーによって与えられ、すなわち、送信器と受信器の組合せは、固定位置から有線ネットワークに接続する。したがって、アクセストランシーバーは、ＷＬＡＮと有線ネットワークの間でデータを受信し、一時記憶し、送信する。１台のアクセストランシーバーは、約数百フィート（すなわち、数百メートルから１キロメートル程度）の範囲内に収まるユーザの小集団を支援することができる。エンドユーザは、典型的にノートブック型コンピュータにＰＣカードとして実装されたトランシーバー、又は、デスクトップ型コンピュータ用のＩＳＡ若しくはＰＣＩカードを介してＷＬＡＮに接続する。勿論、トランシーバーは、ハンドヘルド型コンピュータのような装置と一体化されても構わない。
【０００６】
スペクトル拡散方式通信は、たとえば、Ｄａｌｅｋｏｔｚｉｎに発行された米国特許第５，５１５，３９６号に記載されるようなジャミングに対する頑強さ、優れた干渉及び多重路の阻止、並びに、本質的に盗聴に対する機密性のある通信を行うため、通信セルラ電話通信のような種々のアプリケーションのため使用されている。Ｄａｌｅｋｏｔｚｉｎの特許は、送信器ハードウェアを実質的に重複させることなく、高次情報レートの伝送を許容するため４個のウォルシュ拡散符号を使用する符号分割多元接続（多重アクセス）ＣＤＭＡ方式セルラ通信システムを開示する。また、Ｐａｄｏｖａｎｉ他に発行された米国特許第５，５３５，２３９号、Ｇｉｌｈｏｕｓｅｎ他に発行された米国特許第５，４１６，７９７号、Ｇｉｌｈｏｕｓｅｎ他に発行された米国特許第５，３０９，４７４号、及び、Ｇｉｌｈｏｕｓｅｎ他に発行された米国特許第５，１０３，４５９号は、ウォルシュ関数拡散符号を使用するＣＤＭＡスペクトル拡散方式セルラ電話通信システムを開示する。上記の特許に開示された内容は、すべて参考のため引用する。
【０００７】
ビタビ最尤シーケンス推定（ＭＬＳＥ）を使用するＧＳＭセル電話の場合のように、多重路問題を軽減することが可能である。しかし、ＭＬＳＥを８０２．１１高データレート受信器に適用することは複雑である。ビタビアルゴリズムは、それにもかかわらず、８０２．１１スペクトル拡散方式トランシーバーに適用できるならば、とくに、他の等化源と組み合わせて使用されるならば、多重路問題に対抗する有利な方法を与える。
【０００８】
ビタビ符号器及び検出器は、米国特許第５，７７４，５０４号に記載されるようなディジタル通信チャネル、並びに、米国特許第５，８４１，８１９号及び第５，８４４，７４１号に記載されるようなシステム及び回路を含む種々の電子機器用途及びディジタル用途で使用されている。これらの文献は参考のため全体を引用する。
【０００９】
本発明の譲受人は、参考のため全文が引用される米国特許第４，５４５，０５４号及び第４，３４６，４７３号に記載されるようにビタビアルゴリズム及び復号器を使用する。
【００１０】
［発明の概要］
したがって、本発明の目的は、ベースバンドプロセッサと、フィードバック等化を含むビタビアルゴリズムを使用する復調方式とを有するスペクトル拡散方式トランシーバーを提供することである。
【００１１】
本発明によれば、スペクトル拡散信号を復調する方法は、スペクトル拡散受信器内の復調器で、信号チャネル上のスペクトル拡散方式位相シフトキーイング（ＰＳＫ）変調情報信号を受信するステップを有する。情報信号は、複数の高レートモードチップから形成されたデータシンボルのシーケンスを含む。この方法は、信号チャネルのプレカーソル部をビタビ検出し、所定の状態数を有する多状態トレリスを形成するステップを更に有する。この方法は、高レートモードチップをトラッキングするチップ検出回路と、位相及び周波数をトラッキングする搬送波ループ回路とに動作的に接続されたフィードバックタップを有する有限インパルス応答フィルタを用いて信号チャネルのポストカーソル部をフィードバック等化するステップを有する。この方法は、更に、スペクトル拡散方式符号関数相関器内で情報信号を逆拡散するステップを有する。
【００１２】
本発明の別の局面によれば、本発明の方法は、有限インパルス応答フィルタのフィードバックタップへの多状態トレリスの部分信号トレースバックを実行するステップを有する。この方法は、ビタビ検出器回路からスペクトル拡散符号関数相関器に信号トレースバックを伝達するステップを更に有する。この方法は、複数の高レートモードチップから形成されたデータシンボルのシーケンスを含む。信号チャネルは有限状態機械を形成し、この方法は、多状態トレリス内で所定数の状態を確定するステップを更に有する。
【００１３】
本発明によれば、スペクトル拡散方式無線トランシーバーが開示され、このトランシーバーは、ベースバンドプロセッサと上記ベースバンドプロセッサに接続された無線回路とを有する。ベースバンドプロセッサは、信号チャネル上の情報信号をスペクトル拡散位相方式シフトキーイング（ＰＳＫ）復調する復調器を含む。この情報信号は、スペクトル拡散情報信号を形成する複数の高レートモードチップから生成されたデータシンボルを含む。復調器は、所定の直交符号シーケンスに従って上記情報信号を復号化する少なくとも一つのスペクトル拡散方式符号関数相関器とを含む。ビタビ復号器は、情報信号を受信し、信号チャネルのプレカーソル部を復号化する。搬送波ループ回路は、上記情報信号の位相及び周波数をトラッキングする。チップ決定回路は、上記搬送波ループと協動し、高レートチップをトラッキングする。
【００１４】
決定フィードバック等化器は、有限インパルス応答フィルタにより形成され、上記チップ決定回路及び上記搬送波ループ回路と協動する。この等化器は、複数のフィードバックタップを有し、少なくとも１個のフィードバックタップが信号チャネルのポストカーソル部を等化するための論理的加減算用に選択される。変調器は、無線回路を介して送信するため情報をスペクトル拡散位相シフトキーイング変調する。変調器は直交符号シーケンスに従って情報を符号化する少なくとも一つの符号関数符号器を有する。少なくとも一つのスペクトル拡散方式符号関数相関器はウォルシュ相関器により構成される。ビタビ復号器は、スペクトル拡散符号関数相関器へのトレースバックソフト決定を発生する手段を更に有する。ビタビ復号器は、有限インパルス応答フィルタの所定のフィードバック路への部分トレースバックを発生する手段を更に有する。搬送波ループ回路は、搬送波数値制御型発振器（ＮＣＯ）を含む。搬送波ＮＣＯコントロール回路は、搬送波ループ回路の搬送波の搬送波位相に基づいて搬送波ＮＣＯを選択的に動作させる。
【００１５】
本発明のその他の目的、特徴及び効果は、以下の本発明の詳細な説明を添付図面を参照して読むことにより明らかになるであろう。
【００１６】
図１Ａ乃至１Ｆは、本発明に使用され得るように変更が加えられる部品を含むスペクトル拡散方式トランシーバーの構成図である。
【００１７】
［好ましい実施例の詳細な説明］
以下、本発明の好ましい実施例が示された添付図面を参照して、本発明を完全に説明する。しかし、本発明は、多数の異なる形態で実現することが可能であり、実施例に記載された事項によって制限されるものではない。むしろ、これらの実施例は、発明の開示を貫徹し、完成し、本発明の範囲を当業者に充分に伝えるために与えられている。尚、同じ参照番号は全体を通じて同じ構成要素を示すため使用される。
【００１８】
［一般的な技術背景］
本発明の技術的背景についての説明と理解のため基本スペクトル拡散方式無線受信器が以下に詳述される。図１Ａ〜１Ｈに関して説明されたスペクトル拡散方式トランシーバーと関連情報は、無線ローカル・エリア・ネットワークで使用される高レート能力を備えた基本スペクトル拡散無線トランシーバーに関係する。当然、本発明はこのようなトランシーバーに制限されず、このようなトランシーバーは技術的な理解の目的のため例示、説明されている。かかるトランシーバーは、本出願人により１９９７年３月１７日に出願された米国特許出願第０８／８１９，８４６号明細書に記載され、この文献は参考のためすべてここに引用される。
【００１９】
図１Ａを参照するに、本発明に従って変更を加えることができる基本無線トランシーバー３０が示されている。トランシーバー３０は、ＩＥＥＥ勧告８０２．１１規格に準拠した２．４ＧＨｚのＩＳＭバンドにおけるＷＬＡＮアプリケーションのため容易に使用される。トランシーバー３０は、Ｈａｒｒｉｓ品番ＨＦＡ３９２５によって得られるような無線パワー増幅器及び送受信スイッチ３２に接続されたセレクタブルアンテナ３１を含む。当業者には容易に理解できるように空間ダイバーシチ受信のため多数のアンテナが設けられる。
【００２０】
Ｈａｒｒｉｓ品番ＨＦＡ３４２４により与えられるような低ノイズ増幅器３８は、アンテナに動作的に接続される。例示されたアップ／ダウンコンバータ３３は、当業者には容易にわかるように、低ノイズ増幅器３８とＲＦパワーアンプ及び送受信スイッチ３２の両方に接続される。アップ／ダウンコンバータ３３は、たとえば、Ｈａｒｒｉｓ品番ＨＦＡ３６２４により入手できる。アップ／ダウンコンバータ３３は、デュアル周波数シンセサイザ３４と直交ＩＦ変調器／復調器３５に接続される。デュアルシンセサイザ３４はＨａｒｒｉｓ品番ＨＦＡ３５２４でもよく、直交ＩＦ変調器３５はＨａｒｒｉｓ品番ＨＦＡ３７２４でもよい。ここまでに説明した全ての部品は、ＰＲＩＳＭ １という名称でＨａｒｒｉｓ Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎによって製造された２．４ＧＨｚ直接シーケンススペクトル拡散方式無線トランシーバチップセットに含まれる。当業者に容易にわかるように、また、１９９６年３月発行のアプリケーションノートＮｏ．ＡＮ９６１４のようなＨａｒｒｉｓ ＰＲＩＳＭ １チップセットの文献に記載されているように、多数のフィルタ３６及び例示された電圧制御型発振器３７が設けられる。この文献は参考のため全体が引用される。
【００２１】
図１Ａの右半分をより詳細にみると、高データレート直接シーケンススペクトル拡散（ＤＳＳ）方式ベースバンドプロセッサ４０が記載されている。従来のＨａｒｒｉｓ　ＰＲＩＳＭ １チップセットは、ＨＳＰ３８２４という品名で入手可能な低データレートＤＳＳベースバンドプロセッサを含む。この従来のベースバンドプロセッサは、参考のためすべての内容が引用された文献：”Ｄｉｒｅｃｔ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ｂａｓｅｂａｎｄ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ”， Ｍａｒｃｈ １９９６， Ｆｉｌｅ Ｎｏ． ４０６４．４に記載されている。
【００２２】
ＨＳＰ３８２４ベースバンドプロセッサと同様に、本発明の高データレートベースバンドプロセッサ４０は、全二重若しくは半二重パケットベースバンドトランシーバーに要求される全ての機能を備える。プロセッサ４０は、直交ＩＦ変調器３５から受信Ｉ信号及びＱ信号を受信するオンボード・デュアル３ビットＡＤ変換器４１を含む。ＨＳＰ３８２４と同様に、高データレートプロセッサ４０は、オンボード・６ビットＡＤ変換器を用いる受信信号強度インジケータ（ＲＳＳＩ）監視機能を備え、クリア・チャネル・アセスメント（ＣＣＡ）回路ブロック４４は、当業者が容易に理解できるようにデータ衝突を回避し、ネットワークスループットを最適化するため、空きチャネル評価を行う。
【００２３】
１Ｍｂｉｔ／ｓ及び２Ｍｂｉｔ／ｓのＱＰＳＫから５．５Ｍｂｉｔ／ｓのＢＰＳＫ及び１１Ｍｂｉｔ／ｓのＱＰＳＫへのＰＲＩＳＭ １製品の拡張が行なわれる。これは、チップレートを一定の１１Ｍチップ／ｓに維持することにより実現される。これにより、同じＲＦ回路をより高ビットレートに対しても使用できる。高ビットレートモードのシンボルレートは１１ＭＨｘ／８＝１．３７５Ｍシンボル／ｓである。
【００２４】
一例として、５．５Ｍｂｉｔ／ｓモードの場合、ビットはスクランブルされ、４ビットニブルから８チップ修正ウォルシュ関数にエンコードされる。このマッピングの結果として、ＢＰＳＫ単独の場合よりも優れたビット誤り率（ＢＥＲ）性能をもつ陪直交符号が得られる。得られた１１Ｍチップ／ｓのデータストリームはＢＰＳＫ変調される。復調器は、以下に詳述するように、修正ウォルシュ相関器と、関連したチップ追跡、搬送波追跡、及び、再フォーマッティング装置とを含む。
【００２５】
１１Ｍｂｉｔ／ｓモードの場合に、ビットは、同相Ｉ側路と直角位相Ｑ側路とで別々にスクランブルされ、４ビットニブルから８チップ修正ウォルシュ関数にエンコードされる。１シンボル当たり８個の情報ビットが２つの修正ウォルシュ関数に割り当てられる。このマッピングによって、ＱＰＳＫ単独よりも優れたＢＥＲ性能をもつ陪直交符号が得られる。得られた二つの１１Ｍチップ／ｓのデータストリームはＱＰＳＫ変調される。
【００２６】
このタイプの変調の理論的なＢＥＲ性能は、純粋なＢＰＳＫ若しくはＱＰＳＫの場合に、８ｄＢ対９．６ｄＢのＥｂ／Ｎｏで約１０−５である。この符号化利得は陪直交符号化に起因するものである。多重路の抑制と干渉の影響の除去とを助けるため、変調のすべてに対し帯域幅拡張が行なわれる。
【００２７】
図１Ｂを参照するに、ＱＰＳＫ／ＢＰＳＫ変調器及びスクランブラ回路５１の出力は、最下位ビット（ＬＳＢ）から順番に４ビットのサイン−振幅のニブルに分割される。ＱＰＳＫの場合に、２個のニブル、すなわち、Ｂ側直列入力／並列出力ＳＩＰＯ回路ブロック５２ｂからの第１ニブルと、Ａ側ＳＩＰＯ回路ブロック５２ａからの第２ニブルが修正ウォルシュ発生器５３ａ、５３ｂ、．．．に並列に与えられる。２個のニブルはデータのシンボルを形成する。ビットレートは、例示されるように１１Ｍｂｉｔ／ｓである。したがって、シンボルレートは１．３７５Ｍｂｉｔ／ｓ（すなわち、１１／８＝１．３７５）である。ＢＰＳＫの場合に、ニブルはＡ側ＳＩＰＯ回路ブロック５２ａだけから与えられる。Ｂ側ＳＩＰＯ回路ブロック５２ｂは禁止状態にされる。ニブルはデータのシンボルを形成する。この例におけるビットレートは５．５Ｍｂｉｔ／ｓであり、シンボルレートは１．３７５Ｍｂｉｔ／ｓ（５．５／４＝１．３７５）を維持する。
【００２８】
ＳＩＰＯ出力の振幅部は、以下の表に掲載された修正ウォルシュシーケンスの中の一つを指定する。表には、比較のため基本ウォルシュシーケンスも掲載される。
【００２９】
［表］
振　幅　　　　　　基本ウォルシュ　　　　　　修正ウォルシュ
０　　　　　　　　　００　　　　　　　　　　　０３
１　　　　　　　　　０Ｆ　　　　　　　　　　　０Ｃ
２　　　　　　　　　３３　　　　　　　　　　　３０
３　　　　　　　　　３Ｃ　　　　　　　　　　　３Ｆ
４　　　　　　　　　５５　　　　　　　　　　　５６
５　　　　　　　　　５Ａ　　　　　　　　　　　５９
６　　　　　　　　　６６　　　　　　　　　　　６５
７　　　　　　　　　６９　　　　　　　　　　　６Ａ
クロックイネーブルロジック回路５４からのビットＳｅｌ Ｗａｌｓｈ Ａ及びビットＳｅｌ Ｗａｌｓｈ Ｂは、選択されたウォルシュシーケンスを出力に多重化し、最下位ビットＬＳＢが先に出力される。ビットＡ ＳＩＧＮ及びビットＢ ＳＩＧＮは、それぞれの修正ウォルシュ発生器５３ａ、５３ｂを迂回して、シーケンスとＸＯＲ演算される。
【００３０】
当業者が容易に認めるように、ビットをウォルシュシンボルにマッピングする方法は他にもある。また、修正ウォルシュ符号は、モジュロー２で、固定１６進コードを基本若しくは標準ウォルシュ符号に加算することにより生成され、平均ＤＣ信号成分が減少し、全体的な性能が向上する。
【００３１】
ヘッダＣＲＣの最後のシンボルの差分エンコーダＤｉｆｆの出力は高レートデータの基準である。ヘッダは常にＢＰＳＫでも構わない。この基準は、出力の前でＩ信号及びＱ信号にＸＯＲ演算される。これにより、後で詳細に説明される復調器６０は、高レートデータを復号化するエンコーダＤｉｆｆを用いること無く、位相の不確実性を補償することができる。データフリップフロップ（ＤＦＦ）５５ａ及び５５ｂは、マルチプレクサＭＵＸに接続されるが、他の実施例の場合、フリップフロップは当業者によって容易に認められるように更に下流側に配置しても構わない。出力チップレートは１１Ｍｃｈｉｐ／ｓである。ＢＰＳＫの場合に、同じチップシーケンスがマルチプレクサ５７を介してＩ側経路及びＱ側経路に出力される。出力マルチプレクサＭＵＸ５８は、適切なデータレート及びフォーマットを選択する。
【００３２】
図１Ｃを参照するに、インタフェース８０のタイミング及び信号フォーマットが詳細に記載されている。同図の左側のＰＬＣＰプレアンブル９０に関して、ＳＹＮＣはすべて１であり、ＳＦＤは１６進数表記でＦ３Ａ０ｈである。ＰＬＣＰヘッダ９１に関して、ＳＩＧＮＡＬは以下の通りである。
【００３３】
０Ａｈのとき、１Ｍｂｉｔ／ｓ　ＢＰＳＫ
１４ｈのとき、２Ｍｂｉｔ／ｓ　ＱＰＳＫ
３７ｈのとき、５．５Ｍｂｉｔ／ｓ　ＢＰＳＫ
６Ｅｈのとき、１１Ｍｂｉｔ／ｓ　ＱＰＳＫ
ＳＥＥＶＩＣＥは００ｈであり、ＬＥＮＧＴＨはμｓ単位でｘｘｘｘｈであり、ＣＲＣはＳＩＧＮＡＬ、ＳＥＲＶＩＣＥ及びＬＥＮＧＴＨに基づいて計算される。ＭＰＤＵは多数のオクテット（バイト）を有する変数である。
【００３４】
ＰＬＣＰプレアンブル及びＰＬＣＰヘッダは、常に１Ｍｂｉｔ／ｓで、差分エンコードされ、スクランブルされ、１１チップバーカーを用いて拡散される。ＳＹＮＣ及びＳＦＤは内部的に生成される。ＳＩＧＮＡＬ、ＳＥＲＶＩＣＥ及びＬＥＮＧＴＨのフィールドは、コントロールポートを介してインタフェース８０によって与えられる。ＳＩＧＮＡＬは、２個のコントロールビットによって指定され、上述の通りフォーマットされる。インタフェース８０はμｓ単位でＬＥＮＧＴＨを与える。ＰＬＣＰヘッダ内のＣＲＣは、ＳＩＧＮＡＬ、ＳＥＲＶＩＣＥ及びＬＥＮＧＴＨフィールドについて計算される。
【００３５】
ＭＰＤＵは、インタフェース８０によって直列に供給され、通常動作のためスクランブルされた変数データである。ＭＰＤＵの第１シンボルの基準位相は、差分エンコーディングのためのヘッダの最後のシンボルの出力位相である。スクランブラ５１へのヘッダの最後のシンボルの後に、ＭＰＤＵの第１ビットが続く。変数データは、ヘッダ部とは異なるフォーマットで変調、復調されるので、データレートが増加し、図１Ｃに示された切替ポイントで、切替が途中で行なわれる。
【００３６】
次に、図１Ｄを参照するに、高データレート変調器５０のタイミングがよりよく理解される。例示されたタイミングの場合、ＴＸ＿ＲＤＹから第１の高レート出力チップまでの遅延は、１１ＭＨｚクロック周期若しくは９０９．１ｎｓである。他の例示された量は上記の説明と同じ見方により理解される。
【００３７】
図１Ｅを参照して高データレート復調器６０をさらに説明する。高レート回路は、信号フィールドが５．５若しくは１１Ｍｂｉｔ／ｓ動作を指定した後に作動される。搬送波ループ回路は破線１２２で示され、チップ検出回路は破線１２４で示される。ある時点で、スタート位相は搬送波ＮＣＯ６１内でジャミングされ、スタート周波数オフセットは搬送波ループフィルタ６２内でジャミングされる。信号は、Ｃ／ＳＲＯＭ６３及び複素乗算器６４によって周波数変換され、ウォルシュ相関器６５に伝達される。相関器６５の出力は、図示されるようにシンボル決定回路６６を駆動する。シンボル決定回路６６の出力は、ヘッダの最後のシンボルに基づくサイン訂正回路６８を通過後、並列入力／直列出力ＳＩＰＯブロック６７によって、ＰＳＫ復調器及びスクランブラ回路７０のデスクランブラ部分へ順番にシフトされる。切替のタイミングは、望ましくは、シンボル決定を正しい時点で準備させる。
【００３８】
信号は、複素乗算器６４、搬送波ＮＣＯ６１及び搬送波ループフィルタ６２によって位相並びに周波数が追跡される。複素乗算器６４の出力は、搬送波位相誤り検出器７２にも供給される。決定指向チップ位相誤り検出器７２は、例示されたタイミングループフィルタ７５に接続され、タイミングループフィルタ７５はクロックイネーブルロジック７７に接続される。チップ位相誤り検出器７２による決定は、ＳＮ比が高いので、チップ追跡のための早期−遅延相関の代わりに使用される。これにより、高レート動作のため要求される付加的な回路は著しく削減される。クロックコントローラ７４への４４ＭＨｚのマスタークロック入力は、高レートモードチップを±１／８チップステップでトラッキングできるようにする。ステッパーだけは、４４ＭＨｚで動作することを要求されるが、残りの殆どの回路は１１ＭＨｚで動作する。回路は、長いヘッダ及びｓｙｎｃ（同期）で動作することだけが要求される。
【００３９】
図１Ｆを参照して１対のウォルシュ相関器６５ａ及び６５ｂについて説明する。チップトラッキングループからの入力Ｉ＿ＥＮＤ及びＱ＿ＥＮＤは、１１ＭＨｚで入力される。修正ウォルシュ発生器８１は、８個のウォルシュ符号（Ｗ０〜Ｗ７）を１６台（Ｉ＿ＥＮＤ用の８台と、Ｑ＿ＥＮＤ用の８台）の並列相関器に順番に生成する。１６台の相関器は、１．３７５ＭＨｚで利用可能である。ウォルシュ符号（Ｗ０〜Ｗ７）は、高データレート変調器用の上記テーブルに列挙されたものと同じである。１１Ｍｂｉｔ／ｓモードの場合に、Ｉシンボル（Ｉ ＳＹＭ）を形成するため、ピック最大振幅回路８１を用いてＩ側のＷ０からＷ７の中で最大振幅が選択される。Ｉシンボルはサイン−振幅の形にフォーマットされる。振幅Ｍａｇｎｉｔｕｄｅビットは、最大の修正ウォルシュインデックス（０〜７）である。相関及びサインビットＣｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｓｉｇｎは、勝者である相関の入力である。Ｑチャネルは同様に並列に処理される。５．５Ｍｂｉｔ／ｓモードの場合に、ＩシンボルＩｓｙｍを形成するためＩ側Ｗ０からＩ側Ｗ７までの最大振幅が選択される。この場合、Ｉシンボルだけが出力される。タイミング及びコントロール回路によって供給されるＡｃｃＥｎ信号は、相関器のタイミングを制御する。
【００４０】
搬送波トラッキングループのその他の細部（搬送波ループ回路としても知られている）と、チップトラッキングループは、参考のため引用された米国特許出願第０８／８１９，８４６号の第７及び８図に示されている。
【００４１】
上述の通り、直交キーイングについて説明した。Ｍ−ａｒｙ（Ｍ項）陪直交キーイングは、２．４ＧＨｚのＩＳＭバンドにおける高レート用の一つの変調方式の選択である。この技術は、既にレート変更メカニズムを有する同じプレアンブル及びヘッダを組み込むことによって、既存の８０２．１１ネットワークと簡単に相互運用させ得る。Ｍ−ａｒｙ陪直交キーイング（ＭＢＯＫ）は当業者に周知である。
【００４２】
当業者に周知の如く、ＭＢＯＫは、全拡散帯域幅を既存の８０２．１１標準と一致した状態に保つことによってＩＳＭバンドでマルチチャネル動作を可能にさせる。拡散は実際上、８０２．１１バーカー語よりも一様であるが、同じチッピングレートと同じ基本スペクトル形状を有する。スペクトルは１７ＭＨｚまでは３ｄＢのポイントにフィルタリングされ、２２ＭＨｚを超えると３５ｄＢにフィルタリングされる。これにより、三つの干渉しないチャネルをＩＳＭバンド（２．４０ＧＨｚから２．４８３ＧＨｚの範囲）に配置することができ、バンドの端におけるスペクトルエネルギーの減少は許容範囲内に収まる。より積極的なフィルタリングを用いる場合、４チャネルをこのバンドに押し込むことができる。
【００４３】
ＭＢＯＫは、パワー効率が優れた変調方式であり、より高いデータレートに関する優れたレンジが得られる。ＭＢＯＫは頑強であり、干渉及び多重路に対する許容範囲が優れている。Ｍ−ａｒｙ直交キーイング（ＭＯＫ）は、ＦＳＫのような多数の標準的な波形の一般形を表わし得る。
【００４４】
図１Ｇには波形の作成法が示される。データは、スクランブラ９２ａ及びマルチプレクサ９２ｂ（ウォルシュ関数用）に入る。ウォルシュ関数選択回路９２ｃは、８個のウォルシュ関数の中から１個のウォルシュ関数を選択する。この構成では、拡散関数がデータ語によってＭ個の直交ベクトルの組からピックされる（取り上げられる）。Ｉチャネル及びＱチャネルは、コヒーレント的に処理されるとき、無関係であると考えられるので、両方のチャネルはこのように変調され得る。陪直交キーイングは、拡散関数と、その拡散関数の反転型とを使用して変調方式を拡張する。これにより、回路は１シンボル当たり８ビットを詰め込むことができる。
【００４５】
一例として、周知の直交ベクトルの組はウォルシュ関数の組である。この組は、８チップ（２のべき乗）のベクトルに対し有効であり、完全な直交性を有する。基本の組に対する変形は、別の固定ビットパターンを基本の組に加えることによって行なわれる。これは、たとえば、基本の組の中のすべて０を回避するため行なわれ得る。
【００４６】
図１Ｈには、拡張された変調パッケージの４通りの変調モードが示される。８０２．１１方式で１Ｍｂｐｓのモードと、８０２．１１方式で２Ｍｂｐｓのモードの２通りのモードは、基本的にＩチャネル及び／又はＱチャネルの拡散関数の極性を設定する。５．５Ｍｂｐｓモードの場合に、入来データは４ビットのニブルに分類され、４ビット中の３ビットは８個の拡散関数の中から１個の拡散関数を選択し、第４ビットは極性を設定する。選択された拡散シーケンスは、Ｉ側変調器及びＱ側変調器を並列に駆動することによって搬送波をＢＰＳＫ変調する。１１Ｍｂｐｓの変調を行うため、入力データは２個のニブルに分類され、Ｉチャネル及びＱチャネルを別々に変調するため使用される。
【００４７】
既存の８０２．１１ＤＳ変調方式と同じ帯域幅を有する変調を行うため、チッピングレートは１１Ｍｃｐｓに維持され、シンボルレートは１．３７５ＭＳｐｓまで増大され得る。これにより、全体的なビットレートは１１ＭＢｐｓになる。このため、８０２．１１規格のプレアンブル及びヘッダと相互運用されるシステムを容易に構築することができる。拡散レートは一定に保たれるので、ヘッダからデータに移行するときに変化する唯一の事項はデータクロックレートである。
【００４８】
ＭＯＫ変調は、ＢＰＳＫよりも僅かに優れた（１．６ｄｂ）Ｅｂ／ＮＯ性能を有することがわかった。そのため、ＭＯＫ変調は他の変調方式よりも干渉（妨害）に対する許容度が大きい。ＭＯＫ変調の場合に、１シンボル当たりのビット数は増加するので、当然にＢＰＳＫよりも大きいＥｓ／ＮＯを必要とするが、その増加量は最小限に抑えられる。
【００４９】
この波形のスペクトルは、ｓｉｎｘ／ｘの形であり、８０２．１１規格の波形と同じである。
【００５０】
多重路性能は、ＳＮ比と、波形の位相歪み許容度とに依存する。
【００５１】
アンテナダイバーシチは、高信頼性１１Ｍｂｐｓリンクを保証することが望ましい。高レート変調は、より高いＳＮ比が要求される低レート変調よりも多重路干渉及びフィルタ歪みの影響をより受け易い。
【００５２】
ＢＰＳＫ形式で使用されたＭＢＯＫ変調は、５．５Ｍｂｐｓを実現する。直交した（独立の）ＩチャネルとＱチャネルにＭＢＯＫ方式を使用することによって、基本データレートは２倍されて１１ＭＢｐｓに達する。これにより、リンクにストレスが生じた場合に代替レートとして用いられるより頑強な低レートを選択することも可能になる。Ｍ−ａｒｙ陪直交キーイング変調方式が達成する優れたレンジは、ＭＢＯＫがＢＰＳＫよりも優れた性能を有することに起因する。
【００５３】
［アンテナダイバーシチの利点］
アンテナダイバーシチは、二つのアンテナが回路基板に設けられているときに最良のアンテナを決定するため重要である。当業者には周知の如く、典型的に回路基板上に配置された二つのアンテナから離れたデータを復調することが可能である。スペクトル拡散方式トランシーバーの回路は、より明瞭なデータの組を発生したアンテナを決定する。しかし、殆どの従来技術のシステムの場合に、そのために二つの受信器が必要とされる。そのため、優れたダイバーシチ選択メトリック（規準）を獲得することが必要である。
【００５４】
典型的に、ＷＬＡＮ形態で使用されるラップトップコンピュータは、当業者に公知の如く、ラバーコートアンテナとして作製された２本のアンテナを備える。これらのアンテナは基板から突き出る。アンテナダイバーシチには多数の設計法があり、たとえば、引き出されて横に倒されるアンテナや、常に突き出ているアンテナなどがある。２本のアンテナを使用する場合、ピックすべきアンテナを決めることが必要である。そのための従来の一方法は、要求されたアンテナをピックするため、ＳＮ比を使用することである。
【００５５】
しかし、多数の扉や壁が存在する大型オフィスの環境では、この環境は反響室と類似している。受信器に対して最良の信号は必ずしも最大信号ではなく、最大信号は信号を復調する観点からは最良の信号要素であるとは限らない。全てのサインは、多重路による悪影響を受けるおそれがある。かくして、信号が損なわれ、信号が減衰し、ＳＮ比を使用する先行のアルゴリズムが適当である。しかし、多重路がより強く劣化した信号を生じる場合、最大信号を得るためＳＮ比を使用するアルゴリズムは最良ではなくなる。実際の復調された信号は、エネルギーが大きいとしても、非常に誤りの多い信号である。
【００５６】
できるだけ劣化が少なく、かつ、最大パワーではない信号を見つけることが望ましい。本発明は、従来技術のように最大パワーの信号だけを探すのではなく、復調するために最良であり、かつ、最も劣化の少ない信号を決定するため相関技術を使用する。
【００５７】
スペクトル拡散技術において、当業者に公知の如く、特定のタイプの繰り返されるスペクトル拡散波形を使用するときに、相関器から、ノイズ信号とインパルス信号が獲得される。エコーが獲得され、一つのエコーが強い場合には、そのエコーは所望の信号として使用することができる。たとえば、信号は壁を通過するので減衰する。しかし、壁から離れて扉から放出された信号は、より強い信号である。これらの信号と、これらの信号に前後する悪影響を受けた信号は、追跡される。壁を通過する信号は、減衰した信号であっても、復調するために望ましい信号である。
【００５８】
本発明は、より優れた信号を決定するため相関器からのタップを使用する方法及びその方法を実現する回路を提供する。たとえば、各サンプル間隔中には２２サンプルのタップが存在し得る。復調のため使用されるサンプルは、時間的に相関ピークを与えたサンプルである。このアルゴリズムは、ピークの前にサンプルを獲得し、ピークの後にサンプルを獲得し、両方のサンプルを合計する（比較と、ピークからの減算とがなされ、異なるアンテナを用いて測定が行われる）。より明瞭なアンテナが選択される。
【００５９】
基本的に、システムは、基準の周囲を探し、より明瞭な信号を獲得するため減算を行う。ダイバーシチ方式は、２本のアンテナの中で次の信号を受信するためより優れたアンテナを決定する。受信路が良好な場合、逆の送信路は、常に保証はされないが、一般的に良好であるので、より優れたアンテナの決定は、次の信号を送信するためにも行なわれる。この測定規準（メトリック）は、多重路による信号劣化環境に効果を奏する。
【００６０】
測定はバーカー符号に基づいて行なわれた。ウォルシュ、又は、他の類似した信号のどちらが優れているかは、バーカー符号だけに基づかなくても決定することができる。いずれの信号がより優れているかについての評価をさらに正確にするため付加的な第２アンテナダイバーシチを使用することが可能である。かくして、ダイバーシチ方式の性能を改良することができる。
【００６１】
アンテナダイバーシチの効果は、２本の充分に物理的に離間したアンテナによって、通常、不完全に相関したチャネルが生じるということから得られる。ラップトップの寸法（たとえば、１２インチ）は、アクセスポイントと、おそらくはデスクトップＰＣだけが、コストを最低限に抑えるためダイバーシチを有するような近い将来の殆どのアプリケーションの場合でも、有意なアンテナダイバーシチ性能を得るために充分な物理的間隔を与える。将来、無線ネットワークハードウェアをラップトップに集積するならば、ユーザはアンテナ配線から解放される。
【００６２】
実際に達成される性能の向上は、動作的な環境の細部に非常に依存する。限界の場合として、チャネルが相関されず、最良のアンテナが正確に選択されるとき、混合されたメッセージレートは、独立した経路の数のべき乗まで増大する。たとえば、５０％損失したメッセージレートは、二重受信ダイバーシチを用いた場合、理論的に２５％まで低下し、二重送信及び受信ダイバーシチを用いる場合、６．２５％まで低下する。アンテナダイバーシチは、ユーザにとって非常に煩わしいデッドスポットの確率を低下させる。
【００６３】
アンテナダイバーシチの複雑さ及び性能は、残りのモデムの性能に従うべきである。種々の相互運用コスト／性能オプションを与えることは、製品の質を高めることによって、実現可能な用途（家庭、オフィス、工業製品、カスタム品）の幅を拡大し、コストを下げる。たとえば、低コストの非ダイバーシチＩＦ制限受信器は、ユーザの価格に対する敏感度に応じて、アンテナダイバーシチ、等化器、及び、付加的処理が付け加えられる。本発明が適用される別の例は、図１Ａ〜１Ｆに示されたトランシーバーである。
【００６４】
ローエンドから始めると、ＩＦ制限信号を用いてＳＮ比を最適化する（１ＭＢＰＳ及び２ＭＢＰＳの仕様）現在のアンテナダイバーシチメトリックは、有効なＩＦ制限遅延拡散に対し多重路性能を最適化するため容易に修正される。非常に大きい遅延拡散におけるメトリックの精度性能は、制限受信器の有効レンジ外では不要である。
【００６５】
１ＭＢｐｓ及び１１ＭＢｐｓで性能を最適化するには、多重路効果によって受ける影響が非常に異なるので、異なるメトリックが必要とされる。データレートは、アンテナダイバーシチ決定時に不明であるので、ヘッダと１１Ｍｂｐｓデータの先頭との間でアンテナダイバーシチを再実行する場合に、特定のデータレートに対し最適化された非常にロバスト性のある精確なハードウェア効率メトリックを得る間に、１又は２Ｍｂｐｓの仕様変更を行う必要はない。非常にロバスト性のある精確なハードウェア効率メトリックは、その方式が各アンテナで受信された符号語ベクトル（一実施例では、８個のウォルシュ基準ベクトル）を使用し、相関が最良の相関を決めるために行なわれるときに利用され得る。
【００６６】
多重路を補正する高性能受信器は、処理されたシンボル誤り率を最低限に抑える必要がある。これを実現する方法は、具体的な受信処理に応じて変化する。典型的な例には、等化器からのＲＭＳ残留誤差と、最尤アルゴリズムからのトレースバック情報とが含まれる。
【００６７】
以下に説明する単なアクセスポイント（ＡＰ）送信アンテナダイバーシチ方式は、ハードウェア上の不利を伴うこと無く有意な改良を行うため、受信ダイバーシチ方式に付け加えることが可能である。
【００６８】
低価格のＩＦ制限受信器は、最低限のハードウェアを用いて２５〜５０ｎｓのＲＭＳ遅延拡散に対し優れた多重路ダイバーシチ性能を必要とする。この低価格受信器は、遅延拡散が大きい場合に著しくスループットを失う。しかし、ダイバーシチ方式は、利用可能であるならば、低遅延拡散アンテナを選択するためより高い遅延拡散によって動作する。
【００６９】
ダイバーシチ方式は現在のＩＥＥＥ８０２．１１仕様に完全に準拠する。本発明のダイバーシチ選択処理はＩＥＥＥ８０２．１１仕様の高レート波形に最適である。
【００７０】
本発明の一面におけるダイバーシチは、現在行なわれているバーカープレアンブル中に行なわれる。データレートは、ダイバーシチ決定時の受信器には不明であるため、性能には妥協が必要とされる。妥協は、性能が有効動作ＲＭＳ遅延拡散を上回る１００ｎｓのＲＭＳで許容できるときに行なわれる。
【００７１】
ダイバーシチ方式は、ＩＦ制限器と共に動作し、すべての有効遅延拡散で優れた性能を得ることができる。１ＭＢｐｓ及び１１ＭＢｐｓでの性能の最適化は異なるメトリックを必要とする。データレートはアンテナダイバーシチ決定時には不明であるので、ヘッダと１１ＭＢｐｓデータの先頭の間でアンテナダイバーシチをやり直すことは合理的である。目標は、複雑さと、付加的なゲート数（１０００ゲート）を最小限に抑えることである。
【００７２】
本発明の符号語ベクトルダイバーシチは、高レートが選択されたヘッダと高レートデータとの間に第２アンテナダイバーシチ期間を挿入する。一例として、第２アンテナダイバーシチ期間はウォルシュ基準ベクトルでも構わない。レートフィールドを除いて、現行の８０２．１１仕様に変更を加える必要が無いので、複数の符号語ベクトルをアンテナ毎に受信できるようになる。本発明の一面によれば、一例として、符号語ベクトルは８個のウォルシュ基準である。
【００７３】
受信制限器はＡＧＣ機能を削除することによってコストを削減できる。ダイバーシチ方式は、差分的に検出された非コヒーレントビット同期サンプルを用いて動作する。この情報は、既に存在し、その分散を減少させるため、非コヒーレント的に組み合わされる。
【００７４】
本発明は、複雑さ及び付加的ゲート数を最小限に抑えることが可能である。これは、約５００個の付加的ゲートだけが多重路ダイバーシチメトリックのため必要とされるときに実現された。
【００７５】
ＩＦ制限器ダイバーシチビット同期メトリック一例は以下の通りである。
【００７６】
メトリック＝−Ｓ−２ｃｈｉｐｓ−Ｓ−１ｃｈｉｐｓ＋Ｓ０−Ｓ＋１ｃｈｉｐｓ−Ｓ＋２ｃｈｉｐｓ
又は、損失が少ない場合、
メトリック＝−Ｓ−１ｃｈｉｐｓ＋Ｓ０−Ｓ＋１ｃｈｉｐｓ−Ｓ＋２ｃｈｉｐｓ
但し、
Ｓ０＝ビット同期ピークサンプル
を表わす。
【００７７】
本発明によるＩＦ制限器ダイバーシチビット同期メトリックは、所定のビット同期サンプル（たとえば、４ビット同期サンプル）、ビット同期ピークのいずれかの側の所定数のチップをピーク（１ビット及び２ビット）から減算することによって計算される。より高い結果を含むアンテナが選択される。サンプルを減算しない場合、所定数のチップは初期に少ない性能損失しか生じない。
【００７８】
符号語距離、すなわち、復調されたシンボルが誤りを生じる程度に関するロバスト性のある測定量は、以下の手順により計算される。
１．一方のチャネル（Ｉ又はＱチャネル）で順番に送信された符号語ベクトルの最小相関を検出する。
２．相関ピークを含まない両方のチャネルで相互相関の絶対値の最大値を検出する。
３．手順２で獲得された結果を手順１で獲得された結果から減算する。ウォルシュベクトルが使用される場合、８個のウォルシュ基準ベクトルが使用される。
【００７９】
符号語距離がメッセージ誤り率を表わしている場合、符号語距離はアンテナダイバーシチ精度の簡易指標として使用される。
【００８０】
上記ＩＦ制限器のメトリック性能に関して、非コヒーレントビット同期メトリックとウォルシュ距離との相関は、１０ｎｓのＲＭＳ（図２）、２５ｎｓのＲＭＳ（図３）、５０ｎｓのＲＭＳ（図４）及び１００ｎｓのＲＭＳ（図５）に対し示される。各図中、試行回数は１０００回である。着目中の遅延拡散及びＩＦ制限受信器に関して、このメトリックはシンボル誤り率と非常に高い相関のあることがわかる。
【００８１】
符号語ベクトルダイバーシチの仮定に関して、より高性能の受信器は、１００ｎｓを超える遅延拡散で性能が改良されたアンテナダイバーシチメトリックを必要とする。このメトリックは、高性能ＩＦ制限受信器及び線形受信器の両方で使用され得る。これは、全ての遅延拡散で優れた性能を備えたＩＦ制限受信器で動作し得る。
【００８２】
１ＭＢｐｓ及び１１ＭＢｐｓの性能を最適化するためには、異なるメトリックすが必要とされる。データレートはアンテナダイバーシチ決定時には不明であるため、ヘッダと１１ＭＢｐｓデータの先頭との間でアンテナダイバーシチを再度行うことは好ましい方法である。さらに、目標は複雑さ及び付加的なゲート数を最小限に抑えることである。
【００８３】
符号語ベクトルダイバーシチの概念は、第２アンテナダイバーシチ期間を、高レートが選択されたヘッダと、高レートデータの先頭との間に挿入する。高レートデータフィールドのフォーマットは無指定であり、無指定データレートの受信は現行の仕様で処理されるので、現行のＩＥＥＥ８０２．１１仕様（レートフィールドを除いて）に対する変更は必要ではない。
【００８４】
この概念は、符号語ベクトル（ウォルシュベクトルが使用される場合、８個のウォルシュベクトル）を２回送信し、アンテナ毎に符号語ベクトルを受信できるようにすることである。この方法を用いると、複雑さと性能の間で妥協点が見出される。符号語ベクトルは実際にチャネルを通過するので、精密な性能評価のために逆コンボリューションを行う必要がない。
【００８５】
相関器は既にデータ復調用に存在しているので、符号語距離はハードウェア上の効率がよい。最小処理及び最大処理を実現するため約１０００ゲートが必要とされる。
【００８６】
図６Ａに示されるような提案された高レートフレームフォーマットは、受信アンテナダイバーシチをやり直すための新しいフィールドを含む。この変形例には、メッセージ中に高レート部分が含まれるので、決定は波形のバーカー部分だけに基づくこと無く改良される。この時点で、後続のデータレートは既知である。アンテナダイバーシチはそのレートに対し最適化され得る。ＭＡＣは、フィールドの長さを計算するとき、このフィールドを考慮する必要が無い。ヘッダ中の未使用ビットを使用することにより、ＢＢＰはこのフィールドが格納されているかどうかを復号化し、短い１１ＭＢｐｓのメッセージはこの約１５ミリ秒のフィールドを選択的に削除できるようになる。
【００８７】
図６Ｂに示されるような高レートフィールドフォーマットは、受信アンテナダイバーシチを再実行するため要求される６個の新しいサブフィールドを含む。この実現方式は、メッセージのウォルシュ／ＣＣＫ部からのフィードバックを用いること無くバーカー符号だけに基づいて決定がなされることを仮定している。これらのサブフィールドは以下の通りである。
１．最適な１ＭＢｐｓ動作のため選択された現在のアンテナに対する符号語距離（ウォルシュ距離でも構わない）
２．アンテナ切替及びフィルタ減衰時間のためのガード時間
３．他のアンテナに関するタイミング及び搬送波位相の取得。１１Ｍｂｐｓ動作に対するＳＮ比は、１Ｍｂｐｓ動作のときよりも高くしなければならないので、１〜３８チップシンボルが十分な量である。
４．同じ８シンボルシーケンスを使用する他のアンテナ用の符号語距離（ウォルシュ距離でも構わない）
５．アンテナ切替及びフィルタ減衰時間のためのガード時間。受信器は、元のアンテナが選択されない限りこのガード時間を必要としないが、ガード時間は収容されるべきである。
６．選択されたアンテナに対するタイミング及び搬送波位相の取得。これは短縮してもよいが、保護のため収容されるべきである。
【００８８】
ＡＰプロトコル送信ダイバーシチの前提条件に関して、送信アンテナダイバーシチは、僅かなコストで受信ダイバーシチを上回る有意なスループットの改良を行う。簡単化されたアクセスポイント（ＡＰ）送信アンテナダイバーシチ方式は、スループットを低コストで改良することができる。
【００８９】
この方式は、ＩＥＥＥ８０２．１１プロトコルと一体化される。ネットワークは、ＡＰと１台以上の局を有する「ハブ−スポーク」である。全てのトラヒックはＡＰを通過する。ＡＰは二重アンテナダイバーシチを有し、（重要なシナリオとして）局はもたない。この方式は、局に事前の知識が無い場合でも、ダイバーシチと非ダイバーシチの両方で動作する。ノードはＡＰであるかどうかを知っている。ＡＰは二重ダイバーシチであるかどうかがわかる。チャネルは幾つかのメッセージに対し安定である（多重路の仕様はこれを前提としている）。単一及び多数の別々のメッセージは肯定応答（ＡＣＫ）を伴うと仮定する。１ＭＢｐｓのヘッダ損失の確率は、かなり低い。ＡＰメディアアクセスコントローラ（ＭＡＣ）は、選択されたアンテナに対し、１局当たり１ビットを記憶し、処理することができる。１ビットの未使用ヘッダビットは、ＡＣＫ／ＮＡＫビットとして使用され得る。リトライはできる限り早く行なわれる。往復チャネルは必要ではないが、使用しても構わない。ＮＡＫは、他の局がＣＣＡを介して送信することを阻止する。
【００９０】
ＡＰプロトコル送信ダイバーシチに関して、以下に基本シーケンスを時間的に説明する。
１．ＡＰは受信Ｒｘ局に送信する情報を有する。受信局のあらかじめ選択した送信Ｔｘアンテナが使用される。
２．ＡＣＫが受信された場合、送信アンテナはその局への次の送信のため最初に使用される。ヘッダ内のロバストＡＣＫビットがその役割を果たす。送信アンテナは受信局からの後の受信によって変更され得る。
３．ＡＣＫが受信されない場合、メッセージは他のアンテナに直ちに再送信される。
４．手順２を参照せよ。
５．ＡＣＫが受信されなかった場合、いずれの送信アンテナも作動しない。この場合、システムからはメッセージが失われたように見える。受信局の選択したアンテナは、過去において最良であった状態のまま保たれる。
６．局はＡＰに送信すべき情報を保持する。ＡＰの現在のハードウェアダイバーシチは受信アンテナを選択するため使用される。
７．データが確認された場合、受信アンテナは、その局へのＡＣＫと次の送信のため使用される。ヘッダ内のロバストＡＣＫビットはこの働きを担う。送信アンテナは受信局からの後の受信によって変更される。
８．データが確認されなかった場合、ＮＡＫが受信アンテナに送られ、メッセージは、他のアンテナ上での受信のため直ちに再送される。受信アンテナは、他の通信が無いため、ＮＡＫのため使用される。ＮＡＫは他の局が送信することを阻止する。
９．手順７を参照せよ。
１０．データが確認されない場合、いずれの受信アンテナも動作しない。これは、システム側には、メッセージの損失のように見える。ＮＡＫが制御状態の数を減少させるため再送される。
【００９１】
以下の説明は別のシーケンシャル処理を示す。
１．局はＡＰに送信すべき情報を保持する。
２．ＡＣＫが受信されたとき、メッセージが受信される。ヘッダ内のロバストＡＣＫビットがこの機能を果たす
３．ＡＣＫが受信されないとき、メッセージは直ちに再送される。
４．手順２を参照せよ。
５．ＡＣＫが受信されないとき、ＡＰ側の受信アンテナは動作しない。これは、システム側からはメッセージの損失としてみなされる。
６．ＡＰは局に送信すべき情報を保持する。
７．データが確認されたとき、ＡＣＫがＡＰに送信される。ヘッダ内のロバストＡＣＫビットがこの役割を果たす。
８．データが確認されないとき、ＮＡＫが送信され、メッセージは直ちに再送される。ＮＡＫは他の局が送信することを阻止する。
９．手順７を参照せよ。
１０．データが確認されないとき、ＡＰ側の送信アンテナは動作しない。これはシステム側からは、メッセージの損失としてみなされる。ＮＡＫは制御状態の個数を削減するため再送される。
【００９２】
この方式は、ＡＰ側の送信アンテナダイバーシチを追加することにより、ＡＰから局へのメッセージを補助し、短いプローブメッセージが使用されない限り、局からＡＰへのメッセージのスループットのために役立たない。多数の現実的な仮定に基づいて改良することができる。たとえば、局からＡＰに受信に基づいて使用すべき受信アンテナを通知させ、往復チャネルを仮定する。このためには、プレアンブルの変更、または、メッセージ間のギャップタイミングの変更が必要である。
【００９３】
図６Ｃには、パケットシンボル内でビット同期ピークサンプルを判定し、ビット同期ピークサンプルの一方側の所定のチップ数で所定数のビット同期サンプルを減算する図１Ａの高データレート復調器６０の回路部が示されている。図６Ｃに示されるように、Ｉチャネル及びＱチャネルの入力は３ビットアナログ・ディジタル変換器４１に供給され、時不変整合フィルタ相関器９４ａ、９４ｂに供給される。相関信号は、振幅判定回路９４ｃに供給され、次に、シンボルを累積するアキュムレータ９４ｄに送られる。この処理は実時間で行われ、同期した波形が実時間で現れる。減算器は、当業者に周知の如く、最先からピークを経由して最新までの適当な減算素子９４ｅと、適切な加算及び減算素子９４ｆ、９４ｇを含む。これらの素子はＤＰＳＫ復調器及びデスクランブラの一部となり得る。
【００９４】
［多重路軽減］
本発明は、さらに、５．５ＭＢｐｓ及び１１ＭＢｐｓの高データレートで多重路を軽減する高性能で、複雑さの少ない技術を提供する。本発明の以下の説明は、１１ＭＢｐｓに関して行なわれる。しかし、５．５ＭＢｐｓにダウンスケールするために必要とされる変更は明白である。
【００９５】
上記の多重路は、スペクトル拡散方式通信、特に、ＷＬＡＮシステムを使用する場合に繰り返し生ずる問題である。別の決定メトリックは、チャネルインパルス応答を使用して多重路を軽減するため使用される。かくして、上記の決定メトリックのようにアンテナが選択された後、信号は依然として一掃されている可能性がある。本発明によれば、上述のタイプのベースバンドプロセッサと共に等化器段が使用される。
【００９６】
本発明の局面における一つの問題は、一つのタイプの波形に（１）プレアンブル部と（２）より長いデータ部の二つの部分が存在することである。プレアンブル部は、バーカー符号を形成する１１チップ符号の部分と、直交符号シーケンスを形成する８チップ符号であるウォルシュ符号を形成し得る部分とを含む。ここに説明したアーキテクチャは、多重路問題を最低限に抑えるため、任意の符号化部内で使用される。しかし、本発明の方法及びアーキテクチャは、例示の目的のためウォルシュ符号相関器と共に詳細に説明される。勿論、本発明は、ウォルシュ符号相関器に限定されるものではない。
【００９７】
上述の通り、プレアンブルは同期とアンテナ選択を行うため使用される。プロセッサが最終的にデータ部を獲得し、図１Ａ乃至１Ｆに示されたベースバンドプロセッサを用いて上記の処理を開始したとき、波形は、上記のＮＣＯ及びＣ／ＳＲＯＭを使用する搬送波トラッキングループ（搬送波ループ回路とも称される）によって復調され得る。スペクトル拡散方式波形に現れた各チップ毎に、そのチップに関する決定が行われ、搬送波再生ループは、本発明の用途のため変更することができるベースバンドプロセッサの例を示す図１Ａ乃至１Ｆを参照して説明されたように実行される。
【００９８】
上述の通り、送信器は、同時に１符号語ずつを送信し、受信器は上記の最大相関を判定するため相関処理を行う必要がある。多重路歪みに伴う問題は、相関器に到達するチップが受信器に到達する多重路（エコー）によって歪むことである。本発明は、多重路歪みを均等化するため等化器を使用するので有利である。本発明の特定のタイプの等化器は、ＦＩＲフィルタを使用する決定フィードバック等化器である。チャネルインパルス応答は推定可能であり、多重路が判定された後、システムは、タップのあるべきを解析的に計算する。タップは初期化され得る。
【００９９】
本発明の一局面によれば、完全な等化器は使用されず、インパルス応答フィルタのフィードバック構造だけが使用される。このフィードバック構造は、加算と減算だけを必要とし、決定は、±１として得られる。チップ決定回路は搬送波再生と共に動作的であり、チップ決定がなされたとき、基本広帯域プロセッサのため使用されたチップ決定は、搬送波再生を用いて作られた等化器のためにも使用される。有限インパルス応答フィルタは、加重タップを有するシフトレジスタとして本来的に当業者に公知である。ＦＩＲは、エコーを局部的に複製し、再合成し、取り除き、エコーキャンセラとして機能する。かくして、図３１に示された後尾部は打ち消される。フィードバックタップはキャンセルされる対象を変更するため変えられる。
【０１００】
本発明の他の局面によれば、全乗算器を必要とするフィードフォワード段を追加してもよい。フィードフォワード段はループ内には付加されないが、先頭部を除波する。
【０１０１】
信号処理技術は、最大２００ｎｓｅｃのＲＭＳまでの多重路拡散で１０％未満のパケット誤り率の理論的性能を与える。本発明は、従来の方法が無視している多重路チャネルのある特性、すなわち、統計的に、インパルス応答ピークの後に続く支配的なチャネルインパルス応答エネルギーを調べる点で独特である。また、本発明は、信号に他の制約のある波形特性が負わされたときに、データレート容量の損失を回避する。
【０１０２】
これらの戦略は、低い複雑さレベルで高いビット／Ｈｚのスペクトル効率を実現しようとするときに有利であることがわかる。本発明は、既存のプレアンブル又は新しい短いプレアンブルを用いて機能する。精確なチャネルインパルス応答推定だけがデータモードトラッキング用の復調器を構成するため必要とされる。
【０１０３】
背景として、受信器が処置すべき線形歪みの量及びタイプが示される。良好な性能のため、歪みは補償されるべきである。補償技術は複雑さを著しく増大させる可能性がある。図７に示された線形歪みを含む主要なシステムコンポーネントは、送信器フィルタ１００と、多重路フェージング１０２と、受信器１０４である。
【０１０４】
図８は、本発明で使用可能な変調器／復調器フィルタを示す。送信フィルタ１０５は、スペクトルマスクを充たし、ＴＸ ＳＡＷフィルタ１０６を含むべきである。制限帯域幅の消費量は、マルチユーザ用途の場合に重要である。受信フィルタ１０７はノイズ、干渉、及び、制御周波数変換歪みを制限し、ＲＸ ＳＡＷフィルタ１０８を含む。コスト効率のよいフィルタが選択される。これらのフィルタのモデルは性能解析に使用される。
【０１０５】
図９Ａ及び９Ｂは、ＳＡＷフィルタの実験室測定特性を示す。図９Ａは周波数応答を示し、図９Ｂはインパルス応答を示す。３次推移エコーの存在、すなわち、ＳＡＷフィルタの特性が図示される。
【０１０６】
得られた変調器／復調器インパルスは、エンド・ツー・エンドモデムフィルタ応答に関して図１０に示される。フィルタは、多数のチップ間隔歪みを生じさせる。この歪みは現実的な解析に含まれる。モデムフィルタのインパルス応答は、多重路チャネルの数値と畳み込まれる。これにより、チャネル数値の有意なスミアが生じる。
【０１０７】
フィルタは、散乱プロットに有意な量のアイクロージャーを生じる。多重路と争う技術は、モデムフィルタによって誘起された歪みの軽減に寄与する。
【０１０８】
性能を評価するため使用される指数減衰レイリーフェージング多重路モデムについて説明する。図１１には、離散型指数減衰レイリーフェージングチャネルモデルの特性が示される。確率論的実現例は、各離散時点での複素ガウシアンＲＶにより構成される。このモデルは多重路コンポーネントを使用する。これらは精細に離間される。本発明は、後尾部に含まれるエネルギーが３０ｄＢ以上低下するまで全てのエネルギーを維持する。
【０１０９】
図１２に示された１００ｎｓｅｃＲＭＳ多重路に対する確率論的実現例は、指数減衰フェージングの例である。本発明は１チップ当たり８サンプルを使用する。チップレートは１１ＭＨｚである。インパルス応答は、１００ｎｓｅｃＲＭＳ拡散チャネルの場合に、典型的に６乃至８チップに及ぶ。コヒーレント帯域幅は約０．５ＭＨｚである。
【０１１０】
次に、エンド・ツー・エンドに広がる線形フィルタリング効果を検査するエンド・ツー・エンド効果について説明する。図１３は、１００ｎｓｅｃＲＭＳ多重路拡散の場合の確率論的実現例を示す。信号は、インパルス応答ピークの回りで１サンプル／チップまで間引き（デシメーション）される。１００ｎｓｅｃＲＭＳ遅延チャネルは、典型的に６乃至８チップに亘ってエネルギーを拡散する。
【０１１１】
図１３Ａはインパルス応答を示す。図１３Ｂはナイキスト帯域幅における周波数応答を示す。図１３Ｃは対応した信号点配置図である。
【０１１２】
図１４には、２００ｎｓｅｃのＲＭＳ多重路拡散の場合の確率論的実現例が示されている。図１４Ａはインパルス応答を示し、図１４Ｂはナイキスト帯域幅での周波数応答を示す。エネルギーは、典型的に１２〜１６チップに亘って拡散される。バーカー符号は、この長さに亘るチャネルインパルス応答を推定するためには性能が制限される。
【０１１３】
図１５には、支配的なチャネル特性としてのポストカーソルコンポーネントが示される。エンド・ツー・エンドエネルギーは、ＲＭＳ遅延拡散の約６倍に広がる。受信器は、この影響によって複雑化する。典型的に、チャネルは、インパルス応答ピークに先行して少量のプレカーソルエネルギーを有し、そのピークに後続して多量のポストカーソルエネルギーを有する。
【０１１４】
熱雑音は別の重要な問題である。熱雑音は、大部分が受信器フロントエンドで発生され、ノイズ指数によって測定される。伝播損失は、ノイズ下限に対する信号の大きさとして定義される。ｒが送信ＴＸ／受信ＲＸの隔離距離を表わすとき、一部の環境では、１／ｒｅであり、別の環境では、１／ｒ４である。
【０１１５】
線形処理のため、ＡＧＣセットアップは、図１６に示されるように重要な問題であり、同図によれば、受信器内の信号パワーは通信リンクの影響を受ける。
【０１１６】
重要な問題は、多重路効果に対し重要なノイズの程度を評価することである。ある種の設計の場合、多重路に対する頑強性（ロバスト性）は高いが、ノイズに対する頑強性が低い。実世界の状況では、性能に関する重み付けの重要性に関する問題が生じる。
【０１１７】
本発明によれば、信号設計は、高データレートＷＬＡＮ伝送用の波形を選択するため説明される。波形を選択するための明確な方針はない。この技術に習熟したエンジニアの直観によって、できる限りコスト及び拡張性に基づいて、最終的な選択が行われる。しかし、挟帯域等化シグナリングは、その著しい利点を明らかにするまでには解析されていない。
【０１１８】
高レート８０２．１１シグナリングの視点を支配する２通りの従来の通信パラグラムは、帯域幅制限され、パワー制限されるシナリオである。これは、図１８に示されている。付加的な要因には、多重路及びマルチユーザ容量が含まれる。加法的白色ガウシアン雑音（ＡＧＷＮ）におけるシグナリングの容量（キャパシティ）方程式を用いることにより、一般的な結論が導き出される。残念ながら、現状は他の要因によって複雑になる。多重路は、ＡＧＷＮと共に主要な性能制限障害である。また、共用されるスペクトル源が存在するので、関心のある帯域（２．４ＧＨｚ〜５ＧＨｚ）内で高いマルチユーザ容量をもつことが望ましい。これらの付加的な要因によって、当業者に知られる一般的な経験則が通用しなくなる。
【０１１９】
それにもかかわらず、一般的に大多数の人は、媒体を通じてより高いデータレートを実現しようとする。一人のユーザは、性能が良好である限り、データレートの増加には関心がない。単独の分離型送信／受信モデムのペアの場合、シンボル誤り率性能が優れた高データレートは、パワーを節約するか、若しくは、帯域幅を節約することによって獲得され得る。これは、図１９に、シンボル誤り率１０−５のディジタル変調容量圧縮として示されている。帯域幅を維持する信号（ＱＰＳＫ、８ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ）は、通信に成功するようにＥｂ／Ｎｏが増大されるべきである。低いＥｂ／Ｎｏで動作することにより送信パワーを節約する信号は、必ず帯域幅を無駄に使用する。８０２．１１委員会に提案された波形は、これらの領域内に収まる。ＲＡＫＥベース技術は、帯域幅を浪費するグループに含まれるが、等化ベース技術はパワーを消費するグループに含まれる傾向がある。ビット／周波数軸を調べると、等化器ベース通信は、単独ユーザレベルで帯域幅を節約することがわかる。
【０１２０】
システム設計者は、全てのユーザが複合したときの性能に関心があるので、これらの問題を検討する。今日の殆どの通信は、米国のＦＣＣのような政府機関によって割り当たられた不足したスペクトル資源で行なわれる。多数のユーザは同時に正しく利用できなければならない。その結果として、システム設計者は、スペクトル帯域の複合容量に関心がある。以下の説明で、ビット／Ｈｚのメトリックは全てのユーザを含む。
【０１２１】
帯域容量を最適化するため、２通りの対策がある。第１の解決法では、単独ユーザレベルで帯域幅を節約し、多数の単独ユーザが干渉のない形式で帯域内に同時に詰め込まれる。第２の解決法によれば、帯域幅をたくさん使用してユーザが頻繁に干渉することを許容し、高い信号・干渉比（ＳＩＲ）を拒絶し、対処する処理が使用される。第２の干渉システムが巧く動作するためには、適応パワー制御が非常に重要である。これらの２通りの観点は、標準１１４、帯域幅１１６及び処理１１８の欄と、ＴＤＭＡ標準及びＣＤＭＡ標準の行とにより構成された図２０に示されるようにセルラ／ＰＣＳの環境に適用される。
【０１２２】
広帯域手法でユーザをコーディネートすることによって帯域容量を最大限に活かすことは困難であるため、第一に挟帯域容量最適化手法が好ましい。広帯域手法の場合、必要か否かとはかかわりなく、ユーザの範囲が拡大する。８０２．１１帯域で生ずるＣＤＭＡは、低すぎるので適切な処理の利点が得られない。多重アクセス（多次元接続）を実現するため必要とされる適応パワー制御は困難である。ＷＬＡＮシステムは、当業者にはよく知られた理由によって、セルラ／ＰＣＳシステムほどには調整されない傾向がある。
【０１２３】
挟帯域セルラ／ＰＣＳシステムは等化器を使用する傾向があるが、広帯域システムはＲＡＫＥを使用する。本発明は、帯域幅を確保しながら多重路歪みを抑えるため等化器を使用する。
【０１２４】
波形特徴のオーバーヘッドによる容量損失に関するセクションに記載されたある種の提案された波形は、帯域幅を消費しデータレートを制限する特徴をもち、容量性能を制限する傾向がある。本発明は、これらの制約によって拘束されずに、シングルユーザ容量及びマルチユーザ容量を最大限にさせる波形を提案する。
【０１２５】
ＩＥＥＥ委員会よりも前の多数の提案は、単純な情報ビットローディング以外のある種の特徴を含む。その中の第１の波形特徴は、シンボル間干渉を制限する。
これは、ＯＦＤＭ及びＲＡＫＥ（相関ベース処理）の場合には明らかな特徴である。両方のシステムにおいて、通常のシグナリングシンボルは、多重路拡散よりも間隔を長くする必要がある。図２１にはそのための目標が示され、シンボル間隔を増加することによってＩＳＩが最小限に抑えられ、その結果として、コンボリューションスミアがシンボルの僅かな割合になる。
【０１２６】
チャネル多重路拡散は、隣接したシンボルを互いに不鮮明にさせる。このシンボル間干渉（ＩＳＩ）は重大であり、性能損失を軽減するため等化を必要とする場合がある。ＯＦＤＭシステムは、その影響を最小限に抑えるため、波形サイクリック拡張部（バッファリング）内で、遅いＩＦＦＴ／ＦＦＴシグナリングレートを使用する。ＲＡＫＥ受信器は、従来、同じ理由から長い持続期間のシンボルに対し大きいチップ／シンボルの値を有する。
【０１２７】
残念ながら、多重路拡散は、実際のＲＡＫＥシンボル期間よりも非常に長い。したがって、重大な多重路拡散の下で、８０２．１１で提案されたＲＡＫＥ技術は、ＩＳＩによる重大な損失を被る。これは、ＲＡＫＥシンボルがかなり良好な相関特性を有する場合でも当てはまる。
【０１２８】
頻繁に求められる第２の波形特徴は優れた相関特性である。ＲＡＫＥ受信器は、シンボルがインパルス自己相関特性及び略ゼロの相互相関特性とを有するように設計された場合に最良の性能を生ずる。その理由には、ＲＡＫＥ組合せによるシンボル検出が含まれる。ＲＡＫＥ合成器は、先行相関段が特定の伝送シンボルとは無関係にチャネルインパルス応答と一致した相関出力を発生しない限り、巧く動作しない。この特徴が真ではない場合、シンボル距離が減少する。
【０１２９】
この欠点は、優れた相関特性を有するシンボルの設計が図２２に示されるように帯域幅をたくさん使用することである。非常に広い帯域幅が必要である。これは、波形が既にＣＤＭＡ、または、コヒーレント帯域幅を超える帯域幅拡散によるダイバーシチ改良のいずれかに対し多量の帯域幅を使用している場合には問題にならない。これは、パワー制限変調設計と互換性がある。
【０１３０】
相関特性を獲得するため帯域幅を無駄に使用することは、帯域幅が情報ビットを送信するために使用されないことを意味する。これは、単独ユーザの容量を制限し、帯域内のマルチユーザ容量を制限する。
【０１３１】
良好な自己相関特性を備えた信号の用途を著しく狭くする別の状況が起こる。これは、より高いデータレートがベース波形を用いて試みられた場合に生ずる。この主要な例は、１１ビットのバーカー符号を使用するＬｕｃｅｎｔ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ社のＰＰＭ変調である。１１ビットのバーカー語は、その自己相関特性が維持されるので、低データレートで巧く作用する。しかし、多数の情報ビットを１１ビットバーカー語にロードさせようとすることによって、全体の良好な特性が失われる。多数のビットがロードされたとき、カーネルパルス上で、距離はシンボル間で容易に失われる。さらに、多重路の歪みが問題になり始める。インパルス自己相関カーネルの便宜性は大部分失われる。複雑なチャネルインパルス応答は、潜在的な送信シンボルをまとめてスミアする。直交シグナリングは、虚部チャネルタップによって相互にクロストークを生し、同相シンボルは歪む。
【０１３２】
最尤相関の大きい組を最適処理のため併せて検査する必要がある。候補同相シンボル及び候補直交シンボルを併せて検索し、６４シンボルの組を形成する。これは非常に複雑であり、準最適の簡単な手順を行うべきである。また、ＩＳＩは大きく、ＰＰＭによってさらに増大されるので、ＭＬＳＥビタビ等化器を用いて抑えられるべきである。
【０１３３】
１ＭＢｐｓ及び２ＭＢｐｓの標準の開発後、８０２．１１は、１０及び１１ＭＢｐｓまでのより高いデータレートにアップグレードする問題に直面した。その通常のパターンを歴史的にたどると、１０Ｍｂｐｓ標準が存在するとき、新しい標準への要求は２０ＭＢｐｓ乃至３０ＭＢｐｓに上昇する。殆どの提案内容は、基本的にデータに制限がある。しかし、本発明は、マイクロ波リンク及び音声帯域モデムが固定帯域幅を維持したままより高いデータレートに進む場合と同じような形で、２０乃至３０ＭＢｐｓまで拡張可能な波形を与える。本発明は、レートを高くするため基盤設備に多大な変更を加える必要が無いので、ユーザから非常に高い評価を受け、ユーザを拡大する。
【０１３４】
本発明は、図２３の動機の要約に示されるような動機付けによってチップレベル等化を使用する。上述した他の波形に対する問題点は回避される。以下の説明からわかるように、本発明は、あまり複雑ではなく、高性能のアーキテクチャを実現する。さらに、ＳＮ比が十分に優れている場合、チップレベル等化が有効である（ＴＤＭＡ標準、マイクロ波リンク）。帯域幅は良好な相関特性を得るために無駄に使用されない。ＩＳＩが除去されるので、シンボル期間は多重路拡散において考慮しなくてもよく、処理が簡単化される。
【０１３５】
一つの問題は、「チップレベルＳＮ比が十分に高く、チップレベル処理が許容されるか、あるいは、多数チップシンボルの処理利益が適切な性能を実現するために必要か」ということである。この質問に答えるため、図２４を参照する。同図には、Ｉチャネル上の８チップ及びＱチャネル上の８チップウォルシュのシンボル誤り率（ＳＥＲ）性能対ＱＰＳＫチップ誤り率が示される。２ｄＢ未満でＳＮ比性能差１０−５が観察される。この差は、多数の情報ビットを僅かな個数のチップに詰め込もうとするために生じる。このデータパッキングは、制限帯域幅に多数のデータビットを押し込むことによって生ずる。パワー制限及び帯域制限容量曲線に示したように、高いビット／Ｈｚを達成するためには、高いＥｂ／Ｎｏを使用する必要がある。
【０１３６】
同様の分析結果は、Ｌｕｃｅｎｔ ＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙのＰＰＭ波形についても観察される。この種の例の場合、多数のビットが１１ビットバーカー符号にパックされる。非常に大きい距離が失われるので、ＱＰＳＫチップがＱＰＳＫシンボル及びＱＰＳＫでそのまま送られた情報ビットに変換された場合と同程度の性能になる。
【０１３７】
本発明の等化は、Ｍ−ａｒｙ直交波形を使用できないということを意味するものではない。Ｍ−ａｒｙ直交波形は、熱雑音における直交処理の利益を得るため使用される。あるいは、ＰＰＭ波形がチップレベル等化と共に使用され得る。チップレベルＩＳＩを除去することは、ＲＣＶ処理アーキテクチャが非常に簡単化されることを意味する。
【０１３８】
多数の等化器技術が存在するので、いずれのタイプの等化器を使用するかを考慮することが不可欠である。図２５には、最も一般的な技術の性能ランキングが示されている。整合フィルタ限界は等化器技術ではないが、他の全ての技術を比較するためのベンチマークである。本発明は、受信器の要求を満たすため、ＭＬＳＥとＤＦＥ（決定フィードバック等化器）の両方の等化器を使用することができる。
【０１３９】
等化器の学習は、本発明による８０２．１１に対する重大な障害ではない。ＤＦＥ及びＭＬＳＥの学習は、同様にセルラ／ＰＣＳ　ＴＤＭＡシステムの重大な障害ではない。
【０１４０】
本発明は、高いビット／Ｈｚ効率のため有効かつ簡単なトラッキングアーキテクチャを提供する。本発明は、従来技術の方式では無視されていたチャネル特性を活用する。チャネルは、殆どの場合に最小位相である。本発明によれば、最小位相歪みは、決定フィードバック等化器内でフィードバックタップを使用する加算及び減算を用いで低減され得る。
【０１４１】
本発明は、高分解能アーキテクチャスケーラビリティを提供する。設計の実現は、性能若しくはパワードローのニーズに非常に適合する。設計者は全てのシナリオに対し一つの特別なアーキテクチャを使用するようには強制されない。設計の組は、同じ波形に関して特定の特徴を最適化することが可能である。最低の複雑さは良好な環境で得られる。中間の複雑さは適当な多重路環境で得られる。最高の複雑さは、厳しい多重路環境に対し確保される。
【０１４２】
本発明の波形は、ＲＡＫＥ波形制約によって制限されない。波形の距離特性は他のシステムと等価であり、同じビット／Ｈｚスペクトル効率を要求する。信号は、２．４ＧＨｚと５ＧＨｚの両方に適用可能である。等化器による獲得は、チャネルインパルス応答の推定しか必要としないので、短いプレアンブルが収容され得る。容易な拡張によって、最大２０乃至３０ＭＢｐｓまでのデータレートが得られる。
【０１４３】
本発明の幾つかの面によれば、３通りの異なるアーキテクチャが提案される。当然、本発明はこれらのアーキテクチャに制限されない。当業者はその他の例を想到し得る。これらのアーキテクチャは同一の送信側変調で動作する。１１ＭＢｐｓの場合に、変調はＱＭＢＯＫである。ＱＭＢＯＫは、直角Ｍ−ａｒｙ陪直交キーイングにより構成される。８ビットが１シンボルに割り当てられる。４ビットは、Ｉチャネル及びＱチャネルのチャネル毎に８個のウォルシュシンボルの中の１個のウォルシュシンボル上でサインを選択する。ウォルシュシンボルは８チップを有するとみなすことができる。直角シグナリングはＱＰＳＫチップを形成する。以下では、ＱＰＳＫチップを用いる１１ＭＢｐｓのＱＭＢＯＫ波形について説明する。５．５ＭＢｐｓへの代替は、１チャネルだけで標準的なＭＢＯＫを用いることにより実現されるので、ウォルシュチップはＢＰＳＫである。チップレートは１１ＭＨｚである。
【０１４４】
図２６に示された最も簡単なアーキテクチャは、低コスト、良好な多重路環境を目標とする。このブロック図は、図１Ａ乃至１Ｆ、特に、図１Ｅに示されたスペクトル拡散方式復調器回路の一部分の基本的な概略図である。説明の簡単化のため、基本ブロックコンポーネントは上述の図１Ａ乃至１Ｆを参照することなく説明される。このアーキテクチャは３０ｎｓｅｃ以下の遅延拡散に対し動作する。等化器は使用されない。低コストかつ非線形の制限ＩＦが使用される。同図には、Ｉ／Ｏ入力１２０と、搬送波ループ回路１２２と、チップ決定回路１２４と、本例ではウォルシュ相関器１２６である符号語相関器と、シンボル決定回路１２８とが示されている。これらの構成要素は図１Ｅにも示され、搬送波ループ回路１２２及びチップ決定回路１２４は破線で概略的に示されている。これらの構成要素は、図１Ｅでは一般的に表わされている。多重路性能をシミュレーションするグラフは図２７に示される。
【０１４５】
本発明によれば、等化器を使用する本発明の種々の局面において例示されるように性能・複雑さの特性が向上する。パケット誤り率（ＰＥＲ） １０％の多重路性能は、理論的に、１００ｎｓｅｃＲＭＳ遅延拡散を上回る。瞬間的な等化器学習は、チャネルインパルス応答の推定量だけを用いて実現される。インパルス応答推定量は、１チップ当たり２サンプル（２チップ／サンプル）ずつ存在するので、好ましい決定位相を選択することができると考えられる。これは、ＤＦＥ内のフィードフォワードタップを用いてノイズ増幅を最小限に抑える。
【０１４６】
決定フィードバック等化器は図２８に概略的に示される。多重路環境において、ＤＦＥ（並びに、後述されるビタビ）等化器は線形等化器よりも性能が優れている。ＤＦＥ性能は、フィードバック段にノイズ増幅が無い場合に得られる。
【０１４７】
理論的に、ＤＦＥは、２種類のチャネル情報を別々に処理する。最小位相チャネル成分は、フィードバックＦＢ段１３０によって処理される。フィードバック段１３０は、当業者に公知のように、フィードバックタップを有する有限インパルス応答フィルタによって構成され、すなわち、重み付きタップを備えたシフトレジスタとして構成される。最大位相チャネル成分は、フィードフォワードＦＦ部１３２によって処理される。１００ｎｓｅｃ遅延拡散に対する典型的なインパルス応答は図２９に示される。インパルス応答のピークは、一般的に、最小位相チャネル成分と最大位相チャネル成分の間の分割を定義する。ピーク前方（プレカーソル）内のエネルギーは最大位相であり、一方、ピーク後方（ポストカーソル）のエネルギーは最小位相である。
【０１４８】
ＦＩＲ（有限インパルス応答）チャネルに対し、最小位相ゼロは、ｚ平面の単位円内に入る。最大位相ゼロは単位円の外側にある。これは、図３１に示されたチャネルのための図３０に示されたゼロプロットに表わされている。単位円の外側にある２個のゼロは、図２９に示された２個のプレカーソルタップに対応する。単位円に収まるゼロはフィードバックタップによって処理される。
【０１４９】
決定フィードバック等化器は、一般的に、当業者には公知のように、ゼロ・フォーシング（ゼロ強制）メトリックＺＦ、又は、最小平均２乗誤差メトリックＭＭＳＥを用いて学習される。殆どの文献は、低速再帰アルゴリズム（ＬＭＳ）又は高速再帰アルゴリズム（ＲＭＳ）と共に学習シーケンスを使用する。あるいは、無線環境のため、チャネルインパルス応答の推定量を用いて直ちに学習する技術が開発された。プレアンブル（ＩＳ−５４）又はミッドアンブル（ＧＳＭ）は、チャネル推定を行うためインパルス性自己相関特性と共に使用される。チャネルインパルス応答はＤＦＥタップを計算するため使用され得る。
【０１５０】
最も一般的には、８０２．１１多重路は、図３１の二つの例に示されるように現れる。第１の例では、プレカーソル（最大位相）成分は存在しない。第１の例において、理想的な等化器は、内容をフィードバックＦＢタップだけで重み付けし、フィードフォワードＦＦタップでは重み付けしない。ＦＢタップはチャネルインパルス応答に対し等しく設定される（１サンプル／チップ）。
【０１５１】
図３１の第２の例は、ＦＢ重みが計算される前に、ＦＦ重み計算を必要とする。ゼロ強制ＺＦ規準を用いることにより、２個のＦＦ重みは図３２に示されたマトリックスを使用して決められる。チャネルインパルス応答がわかった後、係数マトリックスがわかる。単純な逆変換によって結果が得られる。２個のＦＦ重みｗ１及びｗ０の解法は簡単であり、同じ複素定数を用いてｈ１及びｈ０だけスケーリングされる。３個のＦＦタップに対する解法は同じである。
【０１５２】
ＦＦ重みが計算された後、ＦＢタップは、チャネルインパルス応答をＦＦ重みでコンボリューション演算することによって導出される。出力コンボリューション内の後続のタップはＦＢタップである。
【０１５３】
複雑さを変えるため、設計者は、所望の性能レベルを得るために必要なタップ数を決定する。このオプションは、ＦＢタップだけを使用する場合、２個のＦＦタップだけを使用する場合、並びに、３個のＦＦタップを使用する場合について説明される。ＦＢタップの数は場合に応じて変化する。
【０１５４】
ＦＢタップだけを使用するＤＦＥに対するアーキテクチャ及び性能は図３３に示される。ＱＰＳＫシグナリング素子として、フィードバックＦＩＲ出力の計算は、乗算を必要とせず、加算及び減算だけで行なわれるので非常に簡単である。ＱＰＳＫ素子の決定は±１±ｊである。図２６に示された基本回路コンポーネントが設けられ、その他に、当業者に知られるようにタップを有するフィードバックＦＩＲ（有限インパルス応答）フィルタ１３０が追加される。
【０１５５】
関連した多重路性能は、本発明によって控えめに評価される。パケット誤りは、確率論的チャネル実現がＱＰＳＫチップレベルでクローズドアイを有するときに常に存在することが仮定される。これは、高速ウォルシュ変換の相関の利点を無視するので控えめな評価（最悪のケースの限度）である。６４バイトと１０００バイトのパケットは区別されない。これは、アイクロージャを実現するため必要とされるデータパターンが小さい確率のイベントであるので控えめである。
【０１５６】
多重路内の性能は図３４に示される。ＦＢタップの数は、０、１、２、４、６、８及び１０の間で変化する。
【０１５７】
６個のＦＢタップは、６０ｎｓｅｃのＲＭＳ多重路に対し１０％未満のパケット誤りを発生し、１１０ｎｓｅｃのＲＭＳ多重路に対しては２０％未満のパケット誤りを生ずる。これは、単純な構成にも係らず非常に優れた性能を示す。この場合、１チップ毎に６回の複素加算（若しくは減算）だけが必要とされる。このアーキテクチャは、多数のターゲット環境に対し十分に良好である。
【０１５８】
ＦＢタップだけのケースは、プレカーソル多重路成分を抑制しようとしないので、フィードフォワードＦＩＲフィルタ１３２がウォルシュ相関器と直列に挿入されている図３５に示されるような２個のＦＦタップを用いることによる僅かな複雑さしか付加しない。
【０１５９】
パケット誤りは、確率論的チャネル実現がＱＰＳＫチップレベルでクローズドアイを有するときに生じると仮定する。これは、高速ウォルシュ変換の相関の利点を無視するので控えめな評価（最悪のケースの限度）である。６４バイトと１０００バイトのパケットは区別されない。これは、アイクロージャを実現するため必要とされるデータパターンが小さい確率のイベントであるので控えめである。
【０１６０】
図３５の構造に対する多重路内の性能は図３６に示される。同図において、ＦＦタップは２個であり、ＦＢタップは多数個である。ＦＢタップの数は、１、２、４、６、８及び１０の間で変化する。グラフからわかるように、２個のＦＦタップと６個のＦＢタップだけを使用するとき、８０ｎｓｅｃのＲＭＳ多重路に対し１０％未満のパケット誤りを発生し、１２０ｎｓｅｃのＲＭＳ多重路に対しては２０％未満のパケット誤りを生ずる。これは、単純な構成にも係らず非常に優れた性能である。この場合、付加的な乗算が１チップ毎に要求される。
【０１６１】
３個のＦＦタップを使用することも可能である。そのとき、図３５に示されたアーキテクチャが保たれる。図３６には、２個のＦＦタップと種々の個数のＦＢタップに対する多重路におけるパケット誤り率性能が示される。図３７には、３個のＦＦタップと種々の個数のＦＢタップの場合の多重路におけるパケット誤り率性能が示される。
【０１６２】
このグラフからわかるように、３個のＦＦタップと６個のＦＢタップだけを使用するとき、１００ｎｓｅｃのＲＭＳ多重路に対し１０％未満のパケット誤りを発生し、１４０ｎｓｅｃのＲＭＳ多重路に対しては２０％未満のパケット誤りを生ずる。これは、単純な構成にも係らず非常に優れた性能である。この場合、付加的な２回の乗算が１チップ毎に要求される。
【０１６３】
［ビタビ／決定フィードバック等化器］
本発明は、ソフト決定情報がスペクトル拡散シンボル決定を行うため、符号語相関器（たとえば、ウォルシュ相関器）に送出される場合にビタビ／決定フィードバック等化器を使用することができる。ビタビアルゴリズムは、ＰＳＫチップを処理するときに使用された。本発明の出願人により１９９８年１１月１７日に出願された米国特許出願第０９／１９３，２５６号は、ビタビアルゴリズム及び回路を開示する。ビタビ等化器は、相関器がより良く動作するように、等化信号ソフト決定を相互相関器からシフトする。これは、本発明と、参考のため全体が引用された米国特許出願第０９／１９３，２５６号の間の主要な相違点である。
【０１６４】
本発明のスペクトル拡散システムは、スペクトル拡散信号がチップ自体を殆ど認識できる場合には十分に低い処理効果を有する。ビタビ誤り訂正符号はトレリスで多重路を取り扱う。受信回路は、メモリ若しくは送信器が信号に与えた多重路を検知する。トレリスは最も確からしいものを判定する。誤り訂正符号はビタビシステムと共に使用される。かくして、多重路は、実際に誤り訂正符号を信号に配置し、信号が送信器から現われ、壁から反射し、ＷＬＡＮ環境を通るとき、受信器はプレアンブルを受信し、信号及び符号化を解析、決定する。回路は、多重路によって符号化された送信波形を判定するためトレリスを使用する。
【０１６５】
さらに、ビタビ／決定フィードバック等化器を使用することが可能である。このアーキテクチャは、性能・複雑さの特性が増加すると共に変化し得る。
【０１６６】
ビタビＤＦＥを使用する主要な動機は、多重路チャネル内のプレカーソル歪みを強く抑えることである。ＤＦＥのフィードフォワードタップはその容量が制限される。
【０１６７】
１０％のパケット誤り率（ＰＥＲ）多重路性能は、理論的に２００ｎｓｅｃのＲＭＳ遅延拡散に達し得る。瞬時的な等化器学習はチャネルインパルス応答の推定だけを使用して実現される。
【０１６８】
加法的白色ガウシアンノイズ、シンボル間干渉環境の場合に、最適な受信器は最尤受信器である。この受信器は、当業者には公知の最尤シーケンス評価（ＭＬＳＥ）を行う複雑さ制限ビタビアルゴリズムを用いて実現され得る。ビタビＭＬＳＥ受信器はＧＳＭセル電話に使用されている。残念ながら、現時点で、ＭＬＳＥを８０２．１１　高データレート受信器に適用することは非常に複雑である。
【０１６９】
しかし、ビタビベースのＭＬＳＥ受信器の複雑さは、決定フィードバック技術を利用することによって良好な性能を維持したまま著しく軽減することができる。ＭＳＬＥ評価は、チャネルのプレカーソル部で使用され、フィードバック等化はチャネルのポストカーソル部で使用される。
【０１７０】
チャネルは図３８に示された有限状態機械（ＦＳＭ）を形成する。遅延素子のシンボルは状態を形成する。新しいシンボルの入力は状態遷移を生じさせる。状態遷移はトレリスにより表わされる。受信信号はメモリを含む。最適検出器は、受信信号と既知の起こり得る送信遷移との間の距離を比較する。最小距離シーケンスは最適受信信号推定である。
【０１７１】
トレリス内の状態数は、Ｌタップチャネルを有するＭ−ａｒｙ変調の場合に、ＭＬ−１に一致する。ＱＰＳＫチップの場合、Ｍは４である。１００ｎｓｅｃのＲＭＳ遅延拡散チャネルの場合に、Ｌは８に達し得る。これは、１６ｋ個の状態を確定する。この複雑さの程度は容易に取り扱えない。ＱＰＳＫ素子の場合に、４本の分岐がトレリスの各状態を出入りする。
【０１７２】
図３９は、決定フィードバックが複雑さを許容可能なレベルまで低下させ得ることを説明する図である。チャネルＦＳＭが決定フィードバック段とカスケード接続された場合、全体的な複雑さは、プレカーソルタップの複雑さの程度まで低減される。これは受信器で利用される。
【０１７３】
フィードバック段用受信器内の決定は、図４０に示されるようにトレリスの部分トレースバックから得られる。完全トレースバックはデータ決定を行うため使用されるが、ＦＢタップに供給される部分トレースバックは、屡々、送信シンボルの優れた推定である。トレースバックの各ステップは、１個の余分なメモリを送信シンボルキューに後退させることと等価である。推定の信頼性はトレースバックステップ毎に増加する。
【０１７４】
この信頼性は図４１に示される。信頼性増加の欠点は、トレリス内の状態数が余分な遅延毎にＭ−ａｒｙ倍ずつ増加することである。
【０１７５】
ビタビアルゴリズムの複雑さは、分岐メトリックを計算し、分岐生き残りを判定し、最良の状態を識別し、トレースバックを行うことにより得られる。メモリは実時間演算を考慮して決まる。
【０１７６】
ビタビＤＦＥ用のアーキテクチャは図４２に示される。この図は定性的な詳細を示す。Ｉ／Ｑ入力はＭＬＳＥビタビ回路１４０に進められる。搬送波ループ回路１２２、チップ決定回路１２４、及び、フィードバックＦＩＲ１３０は、一つの分岐回路ループ内でＭＬＳＥビタビ回路１４０と協働する。トレースバックＳＤ信号は、ＭＬＳＥビタビ回路１４０からウォルシュ相関器１２６に送られる。
【０１７７】
４状態トレリスビタビＤＦＥは図４３に示される。これらの曲線はＤＦＥに対し使用されたものと類似した控えめな限界設定技術を用いて生成される。アイクロージャメトリックは、ＭＬＳＥ／ＤＦＥの複合演算が与えられた場合に計測される。実際上、ビタビはトレースバックを通じて瞬間的なアイクロージャを屡々解決する。
【０１７８】
１６状態トレリスビタビＤＦＥの性能は図４４に示される。これらの曲線はＤＦＥに対し使用されたものと類似した控えめな限界設定技術を用いて生成される。アイクロージャメトリックは、ＭＬＳＥ／ＤＦＥの複合演算が与えられた場合に計測される。実際上、ビタビはトレースバックを通じて瞬間的なアイクロージャを屡々解決する。
【０１７９】
一つの性能の要約が図４５の表に記載される。多重路性能は、２５ｎｓｅｃから２００ｎｓｅｃの範囲に２５ｎｓｅｃのＲＭＳ増分量で示される。１０％のパケット誤り率を実現するため必要とされる最小アーキテクチャが示される。
【０１８０】
多数の時点で、非常に厳しい環境において、２０％パケット誤り率が満たされる。これが許容できるならば、ＦＦタップを含まず、ＦＢタップだけを含むゼロ強制（ＺＦ）ＤＦＥは、７５ｎｓｅｃまで使用され得る。２個のフィードフォワードタップを有するＺＦ　ＤＦＥは、１５０ｎｓｅｃのＲＭＳ拡散までの至る所で使用可能である。また、４状態ビタビＤＦＥは、１７５乃至２００ｎｓｅｃのＲＭＳ拡散まで達し得る。これは、条件が厳しいときに１０％の好ましいパケット誤り率が２０％まで徐々に劣化することを許容することによって、コスト及びパワードローを著しく低減させることができる。
【０１８１】
次に、図４６に示されるようなＤＦＥだけの場合の複雑さを説明する。４状態アーキテクチャは非常に合理的であることがわかる。
【０１８２】
ＤＦＥの複雑さは、図４７の表に示される。ＦＦタップは、それぞれ複素乗算を必要とする。複素乗算は、４回の実部乗算と、２回の実部加算である。決定がＱＰＳＫであるため、ＦＢタップは、加算／減算だけで動作する。
【０１８３】
２個のＦＦタップ及び６個のＦＢタップの場合に、ゲート推定はＤＥＥトラッキング構造の場合に１０ｋゲートであり、重み学習計算の場合に２０ｋゲートであり、チャネルインパルス応答推定の場合に５ｋゲートである。１ＭＢｐｓ及び２ＭＢｐｓシリコン上にはゲートデルタがある。おそらく、６ビットＡ／Ｄ変換器が必要とされる。これが優勢になる傾向がある。
【０１８４】
多重路の軽減は、図４８に示されるようにチャネルインパルス応答の推定を必要とする。本発明は、チャネルインパルス応答推定が十分に正確である場合、短いプレアンブルを使用することができる。１１ビットのバーカー符号はより大きい多重路拡散に対し十分に正確ではない。
【０１８５】
本願は、本願発明と同一発明者により本願と同日に出願され、本願と同一出願人に譲受された同時係属中の特許出願の”ＷＩＲＥＬＥＳＳ ＬＯＣＡＬ ＡＲＥＡ ＮＥＴＷＯＲＫ ＳＰＲＥＡＤ ＳＰＥＣＴＲＵＭ ＴＲＡＮＳＣＥＩＶＥＲ ＷＩＴＨ ＭＵＬＴＩＰＡＴＨ ＭＩＴＩＧＡＴＩＯＮ”及び”ＭＥＴＨＯＤ ＯＦ ＰＥＲＦＯＲＭＩＮＧ ＡＮＴＥＮＡ ＤＩＶＥＲＳＩＴＹ ＩＮ ＳＰＲＥＡＤ ＳＰＥＣＴＲＵＭ ＩＮ ＷＩＲＥＬＥＳＳ ＬＯＣＡＬ ＡＲＥＡ ＮＥＴＷＯＲＫ”に関連している。
【０１８６】
上記の説明で及び添付図面に開示された技術の利点を有する本発明の多数の変形並びにその他の実施例は、当業者が容易に想到し得るものである。したがって、本発明は、開示された特定の実施例に限定されるものではなく、本発明の種々の変形及び実施例は従属請求項に係る発明の範囲に含まれることが意図される。
【図面の簡単な説明】
【図１Ａ】
スペクトル拡散トランシーバーの基本回路部品図である。
【図１Ｂ】
本発明による変更と共に使用することができる高データレートベースバンドプロセッサの復調器部分の回路図である。
【図１Ｃ】
図１Ａ及び１Ｂに示された回路により生成される信号のタイミングチャートである。
【図１Ｄ】
図１Ａ及び１Ｂの回路によって生成される更なる信号のタイミングチャートである。
【図１Ｅ】
図１Ａに示されたベースバンドプロセッサの復調器部分の回路図である。
【図１Ｆ】
図１Ａの復調器の相関器部分の回路図である。
【図１Ｇ】
Ｍ−ａｒｙ直交キーイング（ＭＯＫ）に対する波形が発生される様子を説明する部品図である。
【図１Ｈ】
拡張された変調パッケージの４通りの変調モードを示す図である。
【図２】
１０ｎｓＲＭＳの場合に、ウォルシュ距離を用いる本発明の非コヒーレントビット同期メトリックの相関を説明する図である。
【図３】
２５ｎｓＲＭＳの場合に、ウォルシュ距離を用いる本発明の非コヒーレントビット同期メトリックの相関を説明する図である。
【図４】
５０ｎｓＲＭＳの場合に、ウォルシュ距離を用いる本発明の非コヒーレントビット同期メトリックの相関を説明する図である。
【図５】
１００ｎｓＲＭＳの場合に、ウォルシュ距離を用いる本発明の非コヒーレントビット同期メトリックの相関を説明する図である。
【図６Ａ】
波形のバーカー部分以外にも基づくことにより決定が改良されるように、メッセージ内に符号セット高レート部分を含む符号セットダイバーシチ高レートフレームフォーマットを示す図である。
【図６Ｂ】
決定がメッセージのウォルシュ／ＣＣＫ部からのフィードバックを用いることなくバーカー符号だけに基づいて行われることを前提とする実装方式における別の符号セット高レートフィールドフォーマットを示す図である。
【図６Ｃ】
ビット同期ピークサンプルを決定し、所定数のビット同期サンプルを減算する図１Ａの復調器回路部分のブロック回路図である。
【図７】
エンド・ツー・エンド線形歪みを生じさせる主要なシステムコンポーネントを示すブロック図である。
【図８】
送信フィルタ及び受信フィルタに関する線形歪みを示すブロック図である。
【図９】
９Ａ及び９Ｂは、実部ＳＡＷフィルタ特性に関する周波数応答及びインパルス応答と、３次推移エコーとを示す図である。
【図１０】
１０Ａ及び１０Ｂはエンド・ツー・エンドモデムフィルタ応答を示す図である。
【図１１】
離散型指数減衰レイリーフェージングチャネルモデルを示すグラフである。
【図１２】
１２Ａ及び１２Ｂは、１０ｎｓｅｃのＲＭＳ遅延拡散の場合の確率論的実現に対する指数フェージングの例を示すグラフである。
【図１３】
１３Ａ、１３Ｂ及び１３Ｃは、１００ｎｓｅｃのＲＭＳ遅延拡散の確率論的実現のためのモデム／チャネルカスケード接続例に関するインパルス応答、周波数応答及びナイキスト帯域幅、並びに、対応した信号点配置を示すグラフである。
【図１４】
１４Ａ及び１４Ｂは、２００ｎｓｅｃのＲＭＳ遅延拡散の確率論的実現のためのインパルス応答及び周波数応答を示すグラフである。
【図１５】
ポストカーソルコンポーネントを説明するグラフである。
【図１６】
スペクトル拡散方式受信器内の信号パワーが通信リンクによる影響を受ける様子を説明する図である。
【図１７】
理想的なＡＧＣ（自動利得制御）のセットアップ位置を示す図である。
【図１８】
高レート８０２．１１シグナリングを支配する種々の視点を説明する図である。
【図１９】
シンボル誤り率１０−５のディジタル変調の容量比較を説明するグラフである。
【図２０】
セルラ／ＰＣＳシグナリングパラダイムを説明する図表である。
【図２１】
ＩＳＩがシンボル期間を増大することによって最小限に抑えられ、コンボリューションスミアがシンボルの僅かな割合を占める理由を説明するチャートである。
【図２２】
帯域幅を多量に使用する良好な相関特性を示すグラフである。
【図２３】
チップレベル等化を使用する主要な利点を説明する図である。
【図２４】
シンボルレベル処理とチップレベル処理とでシンボル誤り率を比較するグラフである。
【図２５】
等化器の性能を比較するチャートである。
【図２６】
図１Ａ−１Ｆに総体的に示された復調器アーキテクチャのための簡略化されたブロック図である。
【図２７】
図２６に示されたアーキテクチャの多重路性能を示すグラフである。
【図２８】
本発明で使用され得るフィードフォワード部とフィードバック部が示された決定フィードバック等化器の回路図である。
【図２９】
１００ｎｓｅｃＲＭＳでの典型的なエンド・ツー・エンドインパルス応答を示すグラフである。
【図３０】
図２９に示されたインパルス応答に対するチャネルゼロを示すグラフである。
【図３１】
典型的な多重路特性を強調するチャネルグラフである。
【図３２】
２タップフィードフォワードＤＦＥ　ＺＦ重み計算を説明する図である。
【図３３】
スペクトル拡散方式復調器のフィードバックタップだけを含む復調アーキテクチャの略ブロック図である。
【図３４】
種々のフィードバックタップ量に関して多重路のパケット誤り率性能を示すグラフである。
【図３５】
フィードフォワードＤＦＥタップを含む復調器アーキテクチャの略ブロック図である。
【図３６】
２個のフィードフォワードタップと種々のフィードバックタップ量に関するパケット誤り率性能及び多重路を示すグラフである。
【図３７】
３個のフィードフォワードタップと種々のフィードバックタップ量に関するパケット誤り率性能及び多重路を示すグラフである。
【図３８】
３８ＡはＦＳＭを構成するチャネルインパルス応答に関する有限状態機械チャネルの視点を示し、３８Ｂは代表的なトレリスを表す図である。
【図３９】
有限状態機械の複雑さが決定フィードバックを通じて軽減される様子を説明する図である。
【図４０】
決定フィードバック段への供給用に使用される部分トレースバックを説明するトレリス図である。
【図４１】
部分トレースバック遅延の増加に伴うビタビＤＦＥ性能変動を示すグラフである。
【図４２】
ビタビ／ＤＦＥのための復調器アーキテクチャを示す略ブロック図である。
【図４３】
４状態ビタビ／ＤＦＥのための多重路拡散性能曲線を示すグラフである。
【図４４】
１６状態ビタビ／ＤＦＥのための多重路拡散性能曲線を示すグラフである。
【図４５】
異なるタップを有する種々のＲＭＳ多重路拡散に対するパケット誤り率を説明するチャートである。
【図４６】
マップ演算／チップを有する基本ＤＦＥ構造を示す図である。
【図４７】
２個のフィードフォワードタップ及び６個のフィードバックタップを含むＤＦＥのゲート数の複雑さを示す図表である。
【図４８】
振幅及び位相情報を表すチャネルインパルス応答の説明図である。
【図１】
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2004500725.tif 000009
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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【図３７】
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【図３８】
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【図３９】
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【図４０】
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【図４１】
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【図４２】
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【図４３】
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【図４４】
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【図４５】
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【図４６】
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【図４７】
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【図４８】
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【国際公開パンフレット】
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【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
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【国際調査報告】
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2004500725.tif 000161
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