(57)【要約】それにより受信された信号（Ｉｐ，Ｉｎ，ＬＯｐ，ＬＯｎ）を混合するバイポーラ・ミクサ段（１４０）、出力チョッピング段（１６０）、及び混合された信号を出力チョッピング段に結合するＡＣ結合段（１４０）を有する改良されたチョッピング・ミクサ（１００）のための装置及び方法である。チョッピング出力段の前での信号は、ＤＣよりむしろチョッピング・クロック周波数で中心付けされる。ＡＣ結合は、所望の周波数領域においてコモン・モード信号の除去を可能にする。また、各シングル・エンデッド出力上に存在する２次成分は、ＡＣ結合キャパシタによりＤＣブロックされて、改善された２次ＩＰ２性能をもたらすであろう。
2004507139.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
それにより受信された信号（Ｉｐ，Ｉｎ，ＬＯｐ，ＬＯｎ）を混合して、それら受信された信号から混合された信号（Ｖｐ，Ｖｎ）を生成するミクサ手段（１４０）と、
出力チョッピング手段（１６０）と、
前記混合された信号を前記出力チョッピング手段に結合する結合手段（１５０）とを備えるチョッピング・ミクサ（１００）において、
前記結合手段が、ＡＣ結合手段（Ｃｎ，Ｃｐ）を備えることを特徴とするチョッピング・ミクサ（１００）。
【請求項２】
前記ＡＣ結合手段が、ＡＣ信号を通す一方ＤＣ信号を阻止するキャパシタンス手段（Ｃｎ，Ｃｐ）を備える請求項１記載のチョッピング・ミクサ。
【請求項３】
前記ミクサ手段が、バイポーラ・トランジスタ・ミクサ（１４２，１４４，１４６，１４８）を備える請求項１又は２記載のチョッピング・ミクサ。
【請求項４】
前記出力チョッピング手段（１６０）がＭＯＳＦＥＴトランジスタ（１６２−１６８）を備える請求項１から３のいずれか一項に記載のチョッピング・ミクサ。
【請求項５】
それに印加された入力信号をチョッピングし、且つ前記のチョッピングされた入力信号を前記ミクサ手段に結合する入力チョッピング手段（１２０，２２０）を更に備える請求項１から４のいずれか一項に記載のチョッピング・ミクサ。
【請求項６】
前記ミクサ手段の入力に結合され、電圧信号を、前記ミクサ手段への印加のための電流信号に変換する電圧／電流変換器手段（１３０）を更に備える請求項１から４のいずれか一項に記載のチョッピング・ミクサ。
【請求項７】
それに印加された入力信号をチョッピングして、当該入力信号からチョッピングされた入力電圧信号を生成する入力チョッピング手段（１２０）と、
前記入力チョッピング手段と前記ミクサ手段との間に結合され、前記ミクサ手段に、前記チョッピングされた入力電圧信号を表す電流信号を印加する電圧／電流変換器手段（１３０）と
を更に備える請求項１から４のいずれか一項に記載のチョッピング・ミクサ。
【請求項８】
前記ミクサ手段の第１の入力に結合され、前記入力チョッピング手段に印加された被チョッピング入力信号を前記ミクサ手段の第１の入力に印加する入力チョッピング手段（２２０）と、
前記ミクサ手段の第２の入力に結合され、前記電圧／電流変換器手段に印加された電圧信号を表す電流信号を前記ミクサ手段の第２の入力に印加する電圧／電流変換器手段（１３０）と
を更に備える請求項１から４のいずれか一項に記載のチョッピング・ミクサ。
【請求項９】
前記入力チョッピング手段（１２０，２２０）がＭＯＳＦＥＴトランジスタ（１２２−１２８，２２２−２２８）を備える請求項５，７，８のいずれか一項に記載のチョッピング・ミクサ。
【請求項１０】
前記信号が差動信号である請求項１から９のいずれか一項に記載のチョッピング・ミクサ。
【請求項１１】
前記ＡＣ結合手段が、前記チョッピング手段の周波数のほぼ２．５％から５％の範囲にあるコーナ周波数を有する請求項１から１０のいずれか一項に記載のチョッピング・ミクサ。
【請求項１２】
請求項１から１１のいずれか一項に記載のチョッピング・ミクサを備える直接変換無線受信機（１１０）。
【請求項１３】
それに与えられた信号（Ｉｐ，Ｉｎ，ＬＯｐ，Ｌｏｎ）を混合して、それら信号から混合された信号（Ｖｐ，Ｖｎ）を生成するミクサ手段（１４０）を設けるステップと、
出力チョッピング手段（１６０）を設けるステップと、
前記混合された信号を前記出力チョッピング手段に結合する結合手段（１５０）を設けるステップとを備えるチョッピング・ミクサ（１００）を動作させる方法において、
前記結合手段がＡＣ結合手段（Ｃｎ，Ｃｐ）を備えることを特徴とする方法。
【請求項１４】
前記ＡＣ結合手段が、ＡＣ信号を通す一方ＤＣ信号を阻止するキャパシタンス手段（Ｃｎ，Ｃｐ）を備える請求項１３記載の方法。
【請求項１５】
前記ミクサ手段が、バイポーラ・トランジスタ・ミクサ（１４２，１４４，１４６，１４８）を備える請求項１３又は１４記載の方法。
【請求項１６】
前記出力チョッピング手段（１６０）がＭＯＳＦＥＴトランジスタ（１６２−１６８）を備える請求項１３から１５のいずれか一項に記載の方法。
【請求項１７】
それに印加された入力信号をチョッピングする入力チョッピング手段（１２０，２２０）を設けるステップと、
前記のチョッピングされた入力信号を前記ミクサ手段に結合するステップと
を更に備える請求項１３から１６のいずれか一項に記載の方法。
【請求項１８】
前記ミクサ手段の入力に結合され、電圧信号を、前記ミクサ手段への印加のための電流信号に変換する電圧／電流変換器手段（１３０）を設けるステップを更に備える請求項１３から１６のいずれか一項に記載の方法。
【請求項１９】
それに印加された入力信号をチョッピングして、当該入力信号からチョッピングされた入力電圧信号を生成する入力チョッピング手段（１２０）を設けるステップと、
前記入力チョッピング手段と前記ミクサ手段との間に結合され、前記ミクサ手段に、前記チョッピングされた入力電圧信号を表す電流信号を印加する電圧／電流変換器手段（１３０）を設けるステップと
を更に備える請求項１３から１６のいずれか一項に記載の方法。
【請求項２０】
前記ミクサ手段の第１の入力に結合され、前記ミクサ手段の第１の入力に対して、前記入力チョッピング手段に印加された被チョッピング入力信号を印加する入力チョッピング手段（２２０）を設けるステップと、
前記ミクサ手段の第２の入力に結合され、前記ミクサ手段の第２の入力に対して、電圧／電流変換器手段に印加された電圧信号を表す電流信号を印加する電圧／電流変換器手段（１３０）を設けるステップと
を更に備える請求項１３から１６のいずれか一項に記載の方法。
【請求項２１】
前記入力チョッピング手段（１２０，２２０）がＭＯＳＦＥＴトランジスタ（１２２−１２８，２２２−２２８）を備える請求項１７，１９，２０のいずれか一項に記載の方法。
【請求項２２】
前記信号が差動信号である請求項１３から２１のいずれか一項に記載の方法。
【請求項２３】
前記ＡＣ結合手段が、前記チョッピング手段の周波数のほぼ２．５％から５％の範囲にあるコーナ周波数を有する請求項１３から２２のいずれか一項に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
［発明の分野］
本発明は、チョッピング・ミクサに関し、特に（排他的ではないが）直接変換受信機のような無線周波数回路に関する。
【０００２】
［発明の背景］
本発明の分野において、セルラ電話方式のような応用のため無線受信機において直接変換又はゼロＩＦ受信機を用いることが既知である。そのような受信機において、受信のため用いられるチャネルのスペクトル純度を維持することが必要である。制限された狭帯域感度のため、２次相互変調歪み（ＩＭ２）は、望ましくないスペクトル成分を関心の信号帯域内に与える。これは、２つ又はそれより多い干渉信号の周波数差が所望の信号のＩＦ帯域幅より小さいのであるが、その２つ又はそれより多い干渉信号が幾らかの２次非線形性に起因して相互に混合し、そしてベースバンド・スペクトル成分を生成するとき起こる。信号経路における臨界的回路ブロック（ｃｒｉｔｉｃａｌ　ｃｉｒｃｕｉｔ　ｂｌｏｃｋｓ）内での２次相互変調の影響を最小にするため、当該技術において差動回路を用いることは既知である。理論においては、差動回路は、２次相互変調歪みに対して無限の減衰を有する。しかしながら、実際には、これは、デバイス不整合、パラメータの不均衡、不完全なレイアウト、及び所望の２次より低い入力交点（ＩＩＰ２）を与える不均衡を起こす他のデバイス特性の不均等に少なからず起因して真実から遠い。当業者により認められるように、統合されたミクサ技術において今日まで達成された最良のＩＩＰ２は、システム要件に著しく下回っている場合がある。従って、上記の困難さを克服するのを可能にするように改善されたチョッピング・ミクサ性能を提供することは極めて有利である。この改善されたチョッピング・ミクサ性能を無線又は有線通信、ミクサ回路を採用する装置、スイッチ、及びパラメータの不整合又は不均衡を示す他の構成要素に適用することは、非常に有利であろう。
【０００３】
米国特許ＵＳ−Ａ−５８５９５５９（レイセオン）は、集積回路の一部として含めるのに適したミクサ構造を記述する。スプリアス信号は、入力差動増幅器の相互コンダクタンスを増強する細流電流（ｔｒｉｃｋｌｅ　ｃｕｒｒｅｎｔｓ）を導入することにより回避されている。
【０００４】
英国特許出願Ｎｏ．ＧＢ−Ａ−２１５１８６３（東芝）は、第１及び第２の差動増幅器を有する増幅器回路を記述する。スイッチ回路は、出力信号の動的範囲を増大するのを可能にする。第１及び第２の出力は、第１及び第２の信号の積を得るように負荷に印加される。
【０００５】
本発明の目的は、前述の不利益を軽減するチョッピング・ミクサ性能の改良方法及び装置を提供することにある。
【０００６】
［発明の陳述］
【０００７】
本発明の第１の局面に従って、請求項１に記載されたチョッピング・ミクサが提供される。
【０００８】
本発明の第２の局面に従って、請求項１３に記載されたチョッピング・ミクサを動作させる方法が提供される。
【０００９】
本発明を利用してチョッピング・ミクサ性能を改善する方法及び装置が、ここに添付図面を参照して、例示のみにより、記載されるであろう。
【００１０】
［好適な実施形態の説明］
最初に図１を参照すると、直接変換無線受信機１１０に使用のためのＡＣチョッピング・ミクサ１００が示されている。ＡＣチョッピング・ミクサ１００は、２対のＭＯＳＦＥＴチョッパー・トランジスタ１２２及び１２４と１２６及び１２８から構成された入力チョッパー・セル１２０を有する。そのチョッパー・トランジスタ１２２−１２８は、チョッパー・クロック信号ｃｌｋｐ及びｃｌｋｎ（図２を参照）、及びＲＦ入力ポートでの交差結合された差動入力信号ＲＦｐ及びＲＦｎを受け取るよう結合されている。入力チョッパー・セル１２０は、チョッピングされた差動電圧出力信号Ｖｉｐ及びＶｉｎを生成する。
【００１１】
電圧−電流（Ｖ−Ｉ）変換器１３０はバイポーラ・トランジスタ１３２及び１３４から構成され、それらバイポーラ・トランジスタ１３２及び１３４のベース電極は、バイアス電圧Ｖｂを受け取るよう共通に結合されている。入力チョッパー・セル１２０のチョッパー・トランジスタ１２２−１２８からの出力はそれぞれ、電圧−電流変換器１３０の中のバイポーラ・トランジスタ１３２及び１３４のエミッタ電極に接続され、それによりトランジスタは、それらのコレクタ電極電流Ｉｐ及びＩｎを引き込み、それらコレクタ電極電流Ｉｐ及びＩｎは、入力チョッパー・セル１２０からの電圧出力信号Ｖｉｐ及びＶｉｎのそれぞれに比例する。
【００１２】
無線周波数（ＲＦ）ミクサ・セル１４０は、２対のバイポーラ・トランジスタ１４２及び１４４と、１４６及び１４８とから構成されている。そのトランジスタ１４２及び１４８のベース電極は、入力信号ＬＯｎを受け取るよう共通に結合され、そしてそのトランジスタ１４４及び１４６のベース電極は、入力信号ＬＯｐを受け取るよう共通に結合されている。信号ＬＯｐ及びＬＯｎは、差動入力信号ＲＦｐ、ＲＦｎ（ＲＦ入力ポートにおける）と混合されるべき差動入力信号（ＬＯ入力ポートにおける）を形成する。バイポーラ・トランジスタ１４２及び１４４のエミッタ電極は、電圧−電流変換器１３０のバイポーラ・トランジスタ１３４のコレクタ電極に共通に結合され、そしてバイポーラ・トランジスタ１４６及び１４８のエミッタ電極は、電圧−電流変換器１３０のバイポーラ・トランジスタ１３２のコレクタ電極に共通に結合されている。バイポーラ・トランジスタ１４２及び１４６のコレクタ電極は、基準電位源Ｖｐｐに（抵抗Ｒｉｐを介して）共通に結合され、その基準電位源Ｖｐｐにバイポーラ・トランジスタ１４４及び１４８のコレクタ電極も（抵抗Ｒｉｎを介して）共通に結合されている。
【００１３】
ＡＣ結合セル１５０は、キャパシタＣｎ及びＣｐから構成されている。キャパシタＣｎの１つの電極は、バイポーラ・トランジスタ１４４及び１４８の共通に接続されたコレクタ電極に接続され、そしてキャパシタＣｐの１つの電極は、バイポーラ・トランジスタ１４２及び１４６の共通に接続されたコレクタ電極に接続されている。以下で説明されるように、キャパシタＣｎ及びＣｐは、それらのキャパシタンスを変えるのを可能にするようプログラム可能なキャパシタ構造（図示せず）として実現され得る。
【００１４】
出力チョッパー・セル１６０は、２対のＭＯＳＦＥＴチョッパー・トランジスタ１６２及び１６４と、１６６及び１６８とにより構成されている。チョッパー・トランジスタ１６２−１６８は、チョッパー・クロック信号ｃｌｋｐ及びｃｌｋｎを受け取るよう結合され、そしてＡＣ結合セル１５０に接続されて、電圧信号Ｖｎｃ及びＶｐｃをキャパシタＣｎ及びＣｐのそれぞれから受け取る。チョッパー構成要素１６２及び１６４の出力は、差動出力信号Ｖｏｎ及びＶｏｐを（ＢＢ出力ポートにおいて）生成するよう交差結合され、それら差動出力信号Ｖｏｎ及びＶｏｐは、差動入力信号ＲＦｎ及びＲＦｐ（ＲＦ入力における）及びＬＯｐ及びＬＯｎ（ＬＯ入力ポートにおける）を混合して得られる。
【００１５】
ＡＣチョッピング・ミクサ１００回路の性能は、次のとおりに解析され得る。
チョッパー出力段で、差動出力対差動入力関係は、次式により与えられる。
【００１６】
ｃｌｋｐがアクティブ（ｃｌｋｐ＝１，ｃｌｋｎ＝０）であるとき、
Ｖｏｐ＝Ｖｐｃ　及び　Ｖｏｎ＝Ｖｎｃ
ｃｌｋｎがアクティブ（ｃｌｋｐ＝０，ｃｌｋｎ＝１）であるとき、
Ｖｏｐ＝Ｖｎｃ　及び　Ｖｏｎ＝Ｖｐｃ
これは、次の等式をもたらす。
【００１７】
ｃｌｋｐがアクティブであるとき、
Ｖｏｐ−Ｖｏｎ＝Ｖｐｃ−Ｖｎｃ　　及び
ｃｌｋｎがアクティブであるとき、
Ｖｏｐ−Ｖｏｎ＝−（Ｖｐｃ−Ｖｎｃ）
【００１８】
従って、差動入力Ｖｐ−Ｖｎは、クロック信号ｃｌｋを乗算され、それにより信号Ｖｐ−Ｖｎは、ｃｌｋからＤＣへ周波数ダウン変換され、そこで、
【００１９】
【数１】
2004507139.tif 000003
【００２０】
しかしながら、コモン・モードに対しては、状況が異なる、即ち、コモン・モード出力対コモン・モード入力の関係は、次式により与えられる。
【００２１】
ｃｌｋｐがアクティブであるとき、
Ｖｏｐ＋Ｖｏｎ＝Ｖｐｃ＋Ｖｎｃ　　及び
ｃｌｋｎがアクティブであるとき、
Ｖｏｐ＋Ｖｏｎ＝Ｖｐｃ＋Ｖｎｃ
従って、チョッパー段出力でのコモン・モードは、入力と同じであり、そこで、
【００２２】
【数２】
2004507139.tif 000004
【００２３】
従って、チョッパー段がコモン・モード信号入力を変えないことを分かることができる。
【００２４】
また、ＲＦミクサ・セルがチョッパー段のように振る舞うであろう、即ち、差動出力対差動入力関係は、次式により与えられるであろうことが理解されるであろう。
【００２５】
ＬＯｎがアクティブ（ＬＯｎ＝１，ＬＯｐ＝０）であるとき、
Ｖｐ−Ｖｃｃ＝−Ｒｉｐ・Ｉｐ　　そして
Ｖｎ−Ｖｃｃ＝−Ｒｉｎ・Ｉｎ　　　　及び
ＬＯｐがアクティブ（ＬＯｎ＝０，ＬＯｐ＝１）であるとき、
Ｖｐ−Ｖｃｃ＝−Ｒｉ・Ｉｐ　　そして
Ｖｎ−Ｖｃｃ＝−Ｒｉｎ・Ｉｐ
そこで、
【００２６】
ＬＯｎがアクティブであるとき、
Ｖｐ−Ｖｎ＝Ｒｉ（Ｉｎ−Ｉｐ）　　及び
ＬＯｐがアクティブであるとき、
Ｖｐ−Ｖｎ＝Ｒｉ（Ｉｐ−Ｉｎ）
従って、
【００２７】
【数３】
2004507139.tif 000005
【００２８】
また、コモン・モード出力対コモン・モード入力の関係は、次式により与えられる。
【００２９】
ＬＯｎがアクティブであるとき、
Ｖｐ＋Ｖｎ＝−Ｒｉ（Ｉｐ＋Ｉｎ）＋２Ｖｃｃ　　及び
ＬＯｐがアクティブであるとき、
Ｖｐ＋Ｖｎ＝−Ｒｉ（Ｉｐ＋Ｉｎ）＋２Ｖｃｃ
【００３０】
そこで、ＲＦミクサ段はコモン・モード信号入力を変化させないことが認められるであろう。
たとえＶ−Ｉ変換器が線形段として理想化されているとは言え、それは、実際には、電圧入力Ｖｉｐ及びＶｉｎに対する多項式関係としてモデル化されることができる出力電流についての非線形の挙動を導入するであろう。２次の出力電流のみを考慮に入れ、且つ有用な信号を捨てることにより、次式の関係が与えられる。
【００３１】
【数４】
2004507139.tif 000006
【００３２】
発生された２次電流成分は、低周波数に現れるであろう。これらの２次電流は、コモン・モード電流信号
【００３３】
【数５】
2004507139.tif 000007
を発生する。このコモン・モード電流信号は、ＲＦミクサ出力でコモン・モード電圧信号、即ち、
【００３４】
【数６】
2004507139.tif 000008
をもたらし、それは、電流信号と同じスペクトルを、即ち、低周波数において占め、それにより、ＡＣ結合回路網は、それらの低周波数の中の内容を低減するであろう（ＡＣ結合コーナ周波数は、チョッピング・クロック周波数のほぼ２．５％から５％の範囲に位置するよう選定され得て、そして前述のようにプログラム可能なキャパシタ構造の使用によりこの範囲内で可変であり得る。）。
【００３５】
また、それらの２次成分に対してＲＦミクサ出力におけるシングル・エンデッド電圧を考慮する（ここで、ＲｉｐがＲｉｎとは異なる（即ち、抵抗不整合が存在する）と仮定する）と、次の関係が生成される。
【００３６】
ＬＯｎがアクティブであるとき、
Ｖｐ＝Ｖｃｃ−Ｒｉｐ・ａ２ｐ（Ｖｉｐ）２　　及び
ＬＯｐがアクティブであるとき、
Ｖｐ＝Ｖｃｃ−Ｒｉｐ・ａ２ｎ（Ｖｉｎ）２
それは、Ｖｐを次式のように表すのを可能にし、
【００３７】
【数７】
2004507139.tif 000009
【００３８】
そして、Ｖｎを次式のように表すのを可能にする。
【００３９】
【数８】
2004507139.tif 000010
【００４０】
Ｖｐ及びＶｎの両方について、項Ｒｉｘ（ａ２ｐ（Ｖｉｐ）２＋ａ２ｎ（Ｖｉｎ）２）／２は、２次成分に起因した低周波数コモン・モード変化として現れ、それは、キャパシタによりＤＣブロック（ＤＣが阻止）され、そして低減されるであろう。項（ＬＯｘ−ＬＯｎ）Ｒｉｘ（ａ２ｐ（Ｖｉｐ）２−ａ２ｎ（Ｖｉｎ）２）／２は、局部発振器周波数によりシフトされ、そこでそれは、その寄与分が最小にされるように容易にフィルタリングされるであろう。
【００４１】
第２項を捨てることによりＶｐｃ及びＶｎｃは次のように表すことができる。
【００４２】
【数９】
2004507139.tif 000011
【００４３】
ここで、Ｈｐｃは正経路上の高域通過フィルタであり、そして＊は畳み込み演算を示し、及び
【００４４】
【数１０】
2004507139.tif 000012
【００４５】
ここで、Ｈｎｃは負経路上の高域通過フィルタであり、そして＊は畳み込み演算を示す。
出力チョッパーで、次の関係
【００４６】
【数１１】
2004507139.tif 000013
が満たされ、そして、次の関係を生成する。
【００４７】
【数１２】
2004507139.tif 000014
【００４８】
２次コモン・モード成分は、ＡＣ結合により低減され、そして
【００４９】
【数１３】
2004507139.tif 000015
【００５０】
これは、完全に整合された出力チョッパー段、即ち、｛ｃｌｋｐ｝＝｛ｃｌｋｎ｝を仮定する。しかしながら、不完全に整合された出力チョッパー（例えば、非５０％デューティ・サイクル・クロック又は非類似のスイッチに起因した）は、差動２次成分の低減を制限し、そして
【００５１】
【数１４】
2004507139.tif 000016
【００５２】
この場合、（ＲｉｎＨｎｃ−ＲｉｐＨｐｃ）が（Ｒｉｎ−Ｒｉｐ）より低周波数領域（０から２００ＫＨｚ）で非常に小さいならば、ＡＣ結合は、非ＡＣ結合ネットワークに対して追加のＩＲ２利得改善を与えるであろう。しかしながら、出力チョッパーにより導入される２次非線形性は、ＩＭ２差動性能を制限するであろう。
【００５３】
ここで図３を参照すると、第２のＡＣチョッピング・ミクサ２００（これは、前述のＡＣチョッピング・ミクサ１００に対する代替物として用いられ得る。）は、ＡＣチョッピング・ミクサ１００と多くの構成要素を共用し、そしてこれらの共用された構成要素は、図３において図１におけるのと同じ参照番号が与えられている。
【００５４】
（ＡＣチョッピング・ミクサ１００においては、ＬＯ入力がミクサ・セル１４０に直接に結合され、そしてＲＦ入力がミクサ・セル１４０にチョッパー・セル１２０及び電圧−電流変換器セル１３０を介して結合されているのに対して、）第２のＡＣチョッピング・ミクサ２００においては、ＬＯ入力がミクサ・セル１４０にチョッパー・セル２２０（ＭＯＳＦＥＴチョッパー・トランジスタ２２２，２２４，２２６及び２２８から構成されている。）を介して結合され、そしてＲＦ入力がミクサ・セル１４０に電圧−電流変換器セル１３０を介して結合されている点で、第２のＡＣチョッピング・ミクサ２００は、ＡＣチョッピング・ミクサ１００と異なる。ＡＣチョッピング・ミクサ１００におけるように第２のＡＣチョッピング・ミクサ２００においては、ミクサ・セル１４０の出力は、ＡＣ結合セル１５０を介して出力チョッピング・セル１６０に結合され、その出力チョッピング・セル１６０の出力は、ＢＢ出力に接続されていることが分かるであろう。
【００５５】
第２のＡＣチョッピング・ミクサ２００は、前述したＡＣチョッピング・ミクサ１００と同様に機能することが認められるであろう。また、第１及び第２のミクサの両方は、チョッピング・クロック信号ｃｌｋｎ及びｃｌｋｐの周波数ｆｃｌｋの整数倍だけ、ＬＯ入力ポートでの局部発振器周波数から異なるＲＦ入力ポートでの信号に非理想に応答するであろうことが認められるであろう。しかしながら、第２のＡＣチョッピング・ミクサ２００においては、この非理想的な信号応答が、ＡＣチョッピング・ミクサ１００に比べて、第１のミクサにおけるＲＦ入力ポートから第２のミクサにおけるＬＯ入力ポートへの入力チョッピング段の移動により減少されることが理解されるであろう。このように、第２のＡＣチョッピング・ミクサ２００は、より高いスプリアス応答分離を通して第１のＡＣチョッピング・ミクサ１００より良好な性能を提供することが認められるであろう。
【００５６】
前述のチョッピング・ミクサ性能を改善する方法及び装置は、次の利点を与えることが理解されるであろう。
【００５７】
・　バイポーラ・ミクサがチョッピング・モードで動作しているときそのバイポーラ・ミクサ出力をＡＣ結合することにより、出力チョッピング段の前の信号がＤＣにおけるよりチョッピング・クロック周波数において中心付けされるので、利点が得られる。
【００５８】
・　また、ＡＣ結合することにより、０−２００ＫＨｚの要求された周波数範囲においてコモン・モード信号の除去が可能になる。
【００５９】
・　また、各シングル・エンデッド出力上に存在する２次成分がまた、結合キャパシタによりＤＣブロックされ、それは、２次のＩＰ２における改善をもたらすであろう。
【００６０】
・　チョッパー・ミクサ及びＲＦバイポーラ・ミクサが類似の挙動を有し、それらのコモン・モード出力対コモン・モード入力が、１に等しく、そしていずれの周波数変換をもたらさない。しかしながら、差動入力は、周波数に変換されるであろう。これは、全体のミクサ構成内で発生される低周波数コモン・モード信号（０−２００ＫＨｚ）のみが出力で低周波数コモン・モード信号として存在するであろうことを意味する。これらの低周波数コモン・モード信号の大部分は、ミクサ構成の２次非線形性により、主にＶ−Ｉ変換器段において発生されるが、しかしＡＣ結合は、それらの成分を阻止し、そしてそれらのレベルを低減する。
【図面の簡単な説明】
【図１】
図１は、直接変換無線受信機における第１のＡＣチョッピング・ミクサの略回路図を示す。
【図２】
図２は、図１のＡＣチョッピング・ミクサに用いられるクロック信号の波形タイミング図を示す。
【図３】
図３は、第２のＡＣチョッピング・ミクサの略回路図を示す。
【図２】
2004507139.tif 000017
【国際公開パンフレット】
2004507139.tif 000018
2004507139.tif 000019
2004507139.tif 000020
2004507139.tif 000021
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【国際調査報告】
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