(57)【要約】【課題】廉価、単純、かつ電力消費を最小化した、高圧ランプを動作させる回路装置を提供する。【解決手段】本発明は、高圧放電ランプを動作させる電子安定器に関するものであり、この電子安定器は、高圧放電ランプにレール電圧を供給するスイッチトモード電源回路（ＳＭＰＳ）と、インダクタンス（Ｌhblf）、及び第１キャパシタ（Ｃs1）と第２キャパシタ（Ｃs2）を直列にしたキャパシタ回路を含む順方向転流半ブリッジ回路を具えた電源回路とを具え、ランプ（ＬＡ）は、前記インダクタンス（Ｌhblf）と、前記第１キャパシタ（Ｃs1）と前記第２キャパシタ（Ｃs2）の間の中点（Ｍ）との間に接続可能であり、前記電子安定器はさらに、前記スイッチトモード電源回路に接続して前記順方向転流半ブリッジ回路のデューティサイクルを制御するデューティサイクル制御回路と、前記キャパシタを過電圧から保護する過電圧保護手段とを具えて、この過電圧保護手段は、前記第１キャパシタと前記第２キャパシタの間の中点の電圧を検出する中点電圧検出回路を具えて、この中点電圧検出回路は、検出した中点電圧を表現する第１信号を供給し、前記過電圧保護手段はさらに、前記第１信号と、前記レール電圧の半値を表現する第２信号との差を測定する電圧差測定回路を具えて、この電圧差測定回路は前記デューティサイクル制御回路に接続して、前記デューティサイクル制御回路は、測定した電圧差が最大電圧差を超えた場合に、前記順方向転流半ブリッジ回路のデューティサイクルを変化させるべく動作可能である。【選択図】図１
2004536432.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
高圧放電ランプを動作させる電子安定器であって、該電子安定器が、
前記高圧放電ランプにレール電圧を供給するスイッチトモード電源回路と；
インダクタンス、及び第１キャパシタと第２キャパシタを直列にしたキャパシタ回路を含む順方向転流半ブリッジ回路を具えた電源回路とを具えて、前記ランプが、前記インダクタンスと、前記第１キャパシタと前記第２キャパシタの間の中点との間に接続可能であり；
前記電子安定器がさらに、前記スイッチトモード電源回路に接続して前記順方向転流半ブリッジ回路のデューティサイクルを制御するデューティサイクル制御回路と；
前記キャパシタを過電圧から保護する過電圧保護手段とを具えて、
該過電圧保護手段が、前記第１キャパシタと前記第２キャパシタの間の中点の電圧を検出する中点電圧検出回路を具えて、前記中点電圧検出回路が、前記検出した中点電圧を表現する第１信号を供給して；
前記過電圧保護手段がさらに、前記第１信号と、前記レール電圧の半値を表現する第２信号との差を測定する電圧差測定回路を具えた電子安定器において、
前記電圧差測定回路を前記デューティサイクル制御回路に接続して、前記デューティサイクル制御回路は、前記測定した電圧差が最大電圧差を超えた場合に、前記順方向転流半ブリッジ回路のデューティサイクルを変化させるべく動作可能であることを特徴とする電子安定器。
【請求項２】
前記中点電圧が、前記レール電圧の半値に前記最大電圧差を加算した値に等しい上限に達すると、前記デューティサイクルを減少させて、前記中点電圧が、前記レール電圧の半値から前記最大電圧差を減算した値に等しい下限に達すると、前記デューティサイクルを増加させることを特徴とする請求項１に記載の電子安定器。
【請求項３】
前記レール電圧の半値を表現する前記第２信号が、予め規定した信号であることを特徴とする請求項１または２に記載の電子安定器。
【請求項４】
前記レール電圧の半値を表現する前記第２信号を、前記レール電圧に接続した検出回路によって供給することを特徴とする請求項１または２に記載の電子安定器。
【請求項５】
前記中点電圧検出回路が、前記レール電圧及び前記中点電圧に接続した抵抗分圧器であることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の電子安定器。
【請求項６】
前記レール電圧検出回路が、前記レール電圧に接続した抵抗分圧器であることを特徴とする請求項４に記載の電子安定器。
【請求項７】
前記中点電圧検出回路をほぼ対称にして、抵抗負荷を対称に保つことを特徴とする請求項５または６に記載の電子安定器。
【請求項８】
前記最大電圧差が、100Vのオーダーの事前設定値であることを特徴とする請求項１〜７のいずれかに記載の電子安定器。
【請求項９】
前記デューティサイクル制御回路が、フリップフロップに直列接続した周波数発振器を具えて、前記フリップフロップの出力が論理転流信号であることを特徴とする請求項１〜８のいずれかに記載の電子安定器。
【請求項１０】
前記電圧差検出回路が、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を具えて、前記第１スイッチング素子は、前記中点電圧が前記上限である際に導通し、前記第２スイッチング素子は、前記中点電圧が前記下限である際に導通することを特徴とする請求項１〜９のいずれかに記載の電子安定器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高圧放電（ＨＩＤ：high-pressure discharge）ランプを動作させる装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
放電ランプの動作用には、スイッチトモード電源（ＳＭＰＳ：switched-modepower supply）を具えた電子安定器回路が知られている。三段安定器回路では、スイッチトモード電源の第１段がプレコンディショナ、例えばアップコンバータと組み合わせた、幹線電圧（230V、50Hz、二相）二重整流器を具えている。第２段は、出力電流を安定化させるためのダウンコンバータ（ＤＣ−ＤＣコンバータ）を具えることができ、これはフォワード・コンバータまたはバック（buck）コンバータとも称する。安定器回路の第３段階は、インバータ（ＤＣ−ＡＣ変換器）の全ブリッジ（及び点弧子（イグナイタ））を具えてランプの方形波動作を実現する。二段安定器トポロジ（接続関係）では、上記ダウンコンバータ及びインバータ・ブリッジが、順方向転流半ブリッジ（ＨＢＣＦ：half bridge commutating forward）トポロジまたは順方向転流全ブリッジ（ＦＢＣＦ：full bridge commutating forward）トポロジに置き換わる。
【０００３】
ブリッジの一部を、直列な２個の（電解）ブリッジキャパシタで置き換えれば、順方向転流半ブリッジ（ＨＢＣＦ）回路は順方向転流全ブリッジ（ＦＢＣＦ）回路に相当する。このトポロジの安定器は、二重（ダブル）ダウンコンバータとして作用する半ブリッジと組み合わせたアップコンバータを具えている。ＨＩＤランプの動作用の、こうした二段安定器トポロジは、比較的単純かつ比較的廉価である。
【０００４】
ランプの始動段階には、そしてランプの寿命の終期にも、放電ランプの挙動が変則的になり得る。例えば、転流周期の半分の期間中にはランプが導通状態になり、他の期間中には非導通状態になり得る。上述した順方向転流半ブリッジ回路のキャパシタ直列回路では、これにより、半ブリッジの中点電圧の変位が生じて、この電圧が、一方のブリッジ・キャパシタの最大定格電圧を超えることがあり得る。そしてこのことは、キャパシタの損傷、及び／または安定器回路の故障を生じさせ得る。さらに、安定器の動作効率を向上させるために、ランプの始動段階中、即ちランプの点弧中には、ＨＢＣＦのアップコンバータの出力電圧またはレール電圧を昇圧させて、ランプの通常動作中には低下させることがある。従って、始動段階中のランプの変則的あるいは非対称な挙動は、半ブリッジの中点電圧のレベルをさらに高くして、結果的に、ブリッジ・キャパシタの損傷の恐れをさらに高め得る。
【０００５】
安定器の半ブリッジにおいて、最大定格電圧を高くしたキャパシタ直列回路を適用することが、この問題の解決法となり得る。しかし、この解決法は、安定器をより高価にし、かつ安定器の寸法を増加させる。
【０００６】
過電圧保護用のＳＩＤＡＣ（silicone diode alternative current：双方向サイリスタ・サージ保護デバイス）の使用も考えられる。しかし、ＳＩＤＡＣそのものの電力消費が大きいために、安定器回路の電力効率が低下する。さらに、ランプの変則的（非対称）な動作中には、特に寿命の終期の状況では、ランプに供給する電力が、ランプの固定物の加熱を生じさせる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
本発明の目的は、上述した問題を解決して、高圧ランプを動作させるための、比較的廉価かつ単純であり、そして電力消費を最小化した回路装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明によれば、高圧放電ランプを動作させるための電子安定器が提供され、この電子安定器は、高圧放電ランプにレール電圧を供給するスイッチトモード電源回路（ＳＭＰＳ）と、インダクタンス、及び第１キャパシタと第２キャパシタを直列にしたキャパシタ回路を含む順方向転流半ブリッジ回路を具えた電源回路とを具え、ランプは、前記インダクタンスと、前記第１キャパシタと前記第２キャパシタの間の中点との間に接続可能であり、前記電子安定器はさらに、前記スイッチトモード電源回路に接続して前記順方向転流半ブリッジ回路のデューティサイクルを制御するデューティサイクル制御回路と、前記キャパシタを過電圧から保護する過電圧保護手段とを具えて、この過電圧保護手段は、
前記第１キャパシタと前記第２キャパシタの間の中点の電圧を検出する中点電圧検出回路を具えて、この中点電圧検出回路は、検出した中点電圧を表現する第１信号を供給し；
前記過電圧保護手段はさらに、前記第１信号と、前記レール電圧の半値を表現する第２信号との差を測定する電圧差測定回路を具えて、この電圧差測定回路は前記デューティサイクル制御回路に接続して、前記デューティサイクル制御回路は、測定した電圧差が最大電圧差を超えた場合に、前記順方向転流半ブリッジ回路のデューティサイクルを変化させるべく動作可能である。前記デューティサイクルは、前記中点電圧を上限と下限の間に維持するように変化させる。より詳細には、前記中点電圧が上方にドリフト（ゆらぎ）した際には、前記スイッチトモード電源のデューティサイクルを低減して前記中点電圧を上限レベルに維持して、前記中点電圧が下方にドリフトした際には、このデューティサイクルを増加させて前記中点電圧を下限レベルに維持する。
【０００９】
これにより、前記中点電圧、及び従ってブリッジ・キャパシタの両端の電圧も、安全値に修正することができる。前記過電圧保護回路は、実際には、前記キャパシタ直列回路のキャパシタ毎に過電圧状態を防止する。さらに、前記デューティサイクルは、ランプが導通状態である期間中（これは、前述したランプの変則的な挙動の例である。）の電力供給が最小化されるように増加あるいは減少させる。このことは、安定器における電力消費、及びランプ固定物における熱の発生を低減する。
【００１０】
本発明の好適例によれば、前記中点電圧が、前記レール電圧の半値に最大電圧差を加算した値に等しい上限に達すると、前記デューティサイクルを減少させて、前記デューティサイクルの減少によって、前記中点電圧が前記上限に等しいか、より低くなり、前記中点電圧が、前記レール電圧の半値から前記最大電圧差を減算した値に等しい下限に達すると、前記デューティサイクルを増加させて、前記デューティサイクルの増加によって、前記中点電圧が前記下限に等しいか、より高くなる。
【００１１】
本発明のさらなる好適例によれば、前記レール電圧の半値を表現する前記第２信号を、予め規定した信号とする。この比較的簡単な好適例は、前記スイッチトモード電源が供給する前記レール電圧が一定である場合に適用可能である。しかし、前記レール電圧が変化する場合には、例えばランプの始動段階中の状態には、前記レール電圧を昇圧させて十分な開回路電圧を生成して、ランプの通常動作中には、前記レール電圧を低減して安定器の効率を向上させて、このさらなる好適例は、前記レール電圧の半値を表現する前記第２信号を、前記スイッチトモード電源が供給する前記レール電圧に接続した検出回路によって供給する場合に好適である。ここでは、前記第２信号の電圧が、電源の実際のレール電圧に応じたものとなり、これにより、通常動作期間中及び始動動作期間中に共に、過電圧保護を行うことができる。
【００１２】
前記中点電圧検出回路は、前記レール電圧及び前記中点電圧に接続した抵抗分圧器であることが好ましく、前記レール電圧検出回路は、前記レール電圧に接続した抵抗分圧器であることが好ましい。これらの回路は比較的単純である。これに加えて、前記キャパシタの中点に接続した抵抗分圧器をほぼ対称にして、抵抗負荷を対称に保つことができる。
【００１３】
本発明の好適例では、前記デューティサイクル制御回路が、フリップフロップに直列接続した周波数発振器（オシレータ）を具えて、このフリップフロップの出力を、順方向転流半ブリッジ（ＨＢＣＦ）を駆動する論理転流信号とする。この出力は、前記スイッチトモード電源の２個の半ブリッジスイッチング素子を交互に、オン状態とオフ状態に切り換えるために用いる。このフリップフロップがＤ型フリップフロップであり、とりわけ1/2分周器としてのＤ型フリップフロップであることが好ましい。この分周器を前記発振器に直列接続して、50%のデューティサイクルを保証する。
【００１４】
本発明の好適例では、前記電圧差測定回路が、前記中点電圧が前記上限である際に導通する第１スイッチング素子（Ｑ4）と、前記中点電圧が前記下限である際に導通する第２スイッチング素子（Ｑ3）とを具えている。これにより、前記中点電圧の許容範囲の一方の限界に達したか否かを示す１つ以上の第３出力信号を供給する。前記第１スイッチング素子（Ｑ4）を前記フリップフロップのリセット（RESET）入力に接続して、前記第２スイッチング素子を前記フリップフロップのセット（SET）入力に接続した場合には、前記第１スイッチング素子または前記第２スイッチング素子の、非導通モードから導通モードへの遷移がそれぞれ、前記フリップフロップのリセットまたはセットを行う。従って、前記スイッチング素子のいずれかが導通モードに留まる限り、前記フリップフロップの出力端子Ｏの出力はそれぞれ、論理値ロー（低）及び論理値ハイ（高）を有する。このことは、安定器のデューティサイクルの値を減少させか、あるいは増加させる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
本発明のさらなる利点、特徴、及び詳細は、以下の図面を参照した実施例の説明より明らかになる。
【実施例１】
【００１６】
図１に、高圧放電ランプＬＡ用の二段安定器１を示す。安定器の第１段Ｉは、ＡＣ電源電圧（通常230V、50Hzの幹線）をＤＣ電源電圧に変換する整流器２と、このＤＣ電源電圧を昇圧させるアップコンバータまたはブーストコンバータ（昇圧変換器）３とを具えている。図１には、ブーストコンバータまたはアップコンバータの通常のトポロジを示す。とりわけブーストコンバータ３は、インダクタＬboost、スイッチング素子Ｔ、及びダイオードＤで構成される。
【００１７】
ランプの始動段階中には、スイッチトモード電源ＳＭＰＳの出力電圧またはレール電圧を昇圧させて、十分な開回路電圧（ＯＣＶ：open circuit voltage）を生成する。ランプ動作のこの段階に必要な開回路電圧は、使用するＨＩＤ（高圧放電）ランプの種類に依存する。通常、始動段階中には、レール電圧を約500Vまで昇圧させて、250VのＯＣＶを生成する。これに続くランプの通常動作中には、レール電圧を（通常、約400Vまで）低減して、安定器の効率を向上させる。
【００１８】
安定器１の第２段は、二重（ダブル）ダウンコンバータとして作用する順方向転流半ブリッジ（ＨＢＣＦ）回路を具えている。このＨＢＣＦ回路は、第１ＭＯＳＦＥＴ（metal oxide semiconductor field effect transistor：金属酸化物半導体電界効果トランジスタ） Ｔ1、第２ＭＯＳＦＥＴ Ｔ2、第１（内部）ボディダイオードＤ1及び第２（内部）ボディダイオードＤ2、ランプに直列接続したランプインダクタＬhblf、ランプに並列接続したランプキャパシタＣR、及び直列接続した２個の電解ブリッジキャパシタＣs1及びＣs2を具えている。ブリッジキャパシタＣs1及びＣs2は比較的小型かつ廉価の電解キャパシタであり、各々が300Vの最大定格電圧を有する。前記順方向転流半ブリッジ回路は厳密な不連続モードで動作させて、ゼロ電圧のスイッチングを可能にする。転流の各半周期（100Hzのオーダーの転流周波数）に、一方のＭＯＳＦＥＴ（第１ＭＯＳＦＥＴ Ｔ1または第２ＭＯＳＦＥＴ Ｔ2）を、他方のＭＯＳＦＥＴのダイオード（Ｄ2またはＤ1）と組み合わせて動作させる。
【００１９】
前記順方向転流半ブリッジ回路は、デューティサイクル制御回路によって動作させて、図２に示すように、このデューティサイクル制御回路は、（通常、約200Hzのクロック信号ＣＬＫを供給する）低周波発振器ＬＦＯ部分を具えている。この発振器は、1/2分周器に直列接続する。この分周器は、正確な50%のデューティサイクルを保証するために設ける。本実施例では、図２に示すように、分周器はＤ型フリップフロップの周辺に構成する。一般に、Ｄ型フリップフロップは、データ入力端子（Ｄ）を自分自身の出力端子Ｏ'（出力端子Ｏの補数、反転論理）に結合すれば、クロックパルスの時点で、現在の出力の補数を入力端子Ｄに検出する。これにより、出力信号は入力信号の半分の周波数になる。前記低周波発振器部分の200Hzの出力信号を、フリップフロップのクロック端子ＣＬＫに接続して、前記半ブリッジを約100Hzの転流周波数で駆動する。
【００２０】
ランプの通常動作中には、前記順方向転流半ブリッジ回路の低周波数（通常、約100Hzの転流周波数）のデューティサイクルが50%になる。ほとんどの場合、ランプの通常動作中には、前記ハーフブリッジの「ランプ」負荷が対称であるので、前記デューティサイクルが50%になる。
【００２１】
しかし、ランプの始動段階中及び／またはランプ寿命の終期（ＥＯＬ）には、ランプの挙動が変則的になって、前記順方向転流半ブリッジ回路のランプ負荷が非対称になり得る。例えば、デューティサイクルの一方の半周期にはランプが導通状態になって、他方の半周期にはランプが非導通状態になる。こうした半ブリッジの非対称な負荷は、キャパシタ直列回路Ｃs1、Ｃs2の中点電圧の変位を生じさせて、即ち、第１電解ブリッジキャパシタＣs1と第２電解ブリッジキャパシタＣs2との間の位置Ｍの電圧が増加あるいは減少する。
【００２２】
ＭＯＳＦＥＴ Ｔ1が導通しＭＯＳＦＥＴ Ｔ2が非導通である第１の半周期中に、図１のランプＬＡが導通状態であり、ＭＯＳＦＥＴ Ｔ1が導通しＭＯＳＦＥＴ Ｔ2が非導通である第２の半周期中に、ランプＬＡが非導通状態である際には、前記中点電圧が増加する。400Vのレール電圧Ｖrailの場合には、前記中点電圧が200Vから離れて、第２電解キャパシタＣs2の最大定格電圧（300V）を超える電圧値までドリフト（変動）し得る。他方では、ＭＯＳＦＥＴ Ｔ1が導通しＭＯＳＦＥＴ Ｔ2が非導通である第１の半周期中に、ランプＬＡが非導通状態であり、ＭＯＳＦＥＴ Ｔ1が導通しＭＯＳＦＥＴ Ｔ2が非導通である第２の半周期中に、ランプＬＡが導通状態である際には、前記中点電圧が減少する。200Vのレール電圧Ｖrailの場合には、前記中点電圧が200Vから離れて、第１電解キャパシタＣs1の最大定格電圧（300V）を超える電圧値までドリフト（変動）し得る。
【００２３】
ランプの始動段階中には、前記レール電圧を500Vまで昇圧させる。250Vの中点電圧が50Vだけ上方または下方にドリフトすれば、それぞれ第２ブリッジキャパシタＣs2または第１ブリッジキャパシタＣs1の最大定格電圧に達する。
【００２４】
一方のキャパシタの最大定格電圧を超えることを防止するために、過電圧保護手段を設ける。図１に示す実施例によれば、２つの抵抗分圧器を設ける。第１抵抗分圧器は、キャパシタの中点電圧を検出する分圧器ＭＶＤであり、この分圧器は、前記半ブリッジを動作させるレール電圧Ｖrail、及び２個のブリッジキャパシタＣs1とＣs2の間の中点に接続して、検出した中点電圧を表現する第１出力信号を供給する。第２抵抗分圧器はレール電圧の分圧器ＲＶＤであり、この分圧器は、前記レール電圧に接続して、前記半ブリッジを動作させる実際のレール電圧を表現する第２出力信号を供給する。前述したように、ランプの始動段階中のレール電圧を昇圧させると、前記第２分圧器が昇圧したレール電圧に追従して、前記第２出力信号が、この時点の実際のレール電圧を表現する。
【００２５】
他の好適な実施例（図示せず）では、ランプの動作中に前記レール電圧が一定である。この場合には、前記第２分圧器は省略することができ、そして、前記キャパシタ中点電圧検出分圧器からの第１信号を、前記一定のレール電圧を表現する一定の信号と比較することができる。
【００２６】
図２に、前記キャパシタ中点電圧検出分圧器、及び前記レール電圧分圧器を、より詳細に示す。前記キャパシタ中点電圧検出分圧器を対称にして、比較的小さい抵抗負荷も対称に保つ。前記キャパシタの電圧分布が対象である通常の状態では、前記第１抵抗分圧器及び前記第２抵抗分圧器の出力信号が等価になる。
【００２７】
図１に示すように、前記抵抗分圧器を、独立した差分電圧測定回路に結合する。この回路は、前記キャパシタ中点電圧検出分圧器が供給する第１信号と、前記レール電圧分圧器が供給する第２信号との電圧差を測定する。測定した電圧差の絶対値が所定レベルを超えると、検出した差の値を表現する第３信号を供給する。この信号は、電圧差の測定値に比例させることができる。
【００２８】
しかし、本実施例では、前記第３信号は実際には２つの信号から成り、これらの信号を組み合わせて、最大電圧差に達したか否かについての情報を、（以下に説明する）デューティサイクル制御回路に提供して、最大電圧差に達している場合には、下限に達しているか上限に達しているかについての情報を提供する。本実施例では、図２に示すように、前記差分電圧測定回路が、第１スイッチング素子Ｑ4及び第２スイッチング素子Ｑ3を具えている。測定した電圧差が前記所定値を正の値で超えると、即ち、測定した電圧差が中点電圧の上限（例えば+300V）に達すると、第１スイッチング素子Ｑ4が導通状態になる。これにより、前記デューティサイクル制御回路のフリップフロップＦＦにはリセット信号が供給される。測定した電圧差が前記所定値を負の値で超えると、即ち、測定した電圧差が中点電圧の下限（例えば+100V）に達すると、第２スイッチング素子Ｑ3が導通状態になる。これにより、前記フリップフロップＦＦにはセット信号が供給される。
【００２９】
半ブリッジの、通常の対称な動作中には、セット及びリセット信号は不活性状態である。キャパシタ中点電圧の分布が非対称になると、第１スイッチング素子Ｑ4または第２スイッチング素子Ｑ3のいずれかが活性状態になる。第１スイッチング素子Ｑ4が導通状態になって前記フリップフロップにリセット信号が供給されると、このフリップフロップの出力が論理値０（ロー）にされ、一方、第２スイッチング素子Ｑ3が導通状態になって前記フリップフロップにセット信号が供給されると、このフリップフロップの出力が論理値１（ハイ）にされる。これにより、以下に説明するデューティサイクルの適応が行われる。
【００３０】
図３に、前記中点電圧を上方にドリフトさせる非対称な負荷の場合の、前記キャパシタ直列回路の中点電圧（信号Ｓa）、前記フリップフロップ（ＦＦ）のセット／リセット入力用の制御信号（信号Ｓb）、及び論理転流出力信号（信号Ｓc）のグラフを示す。安定器がオン状態になった後には、ランプの負荷が非対称であることによって、前記電解ブリッジキャパシタの中点電圧が急速に上昇する。各転流周期の後には、前記中点電圧は大きな値に上昇している。２、３の転流周期の後には、前記中点電圧が+300Vの上限に達する。この上限に達すると、前記電圧差検出回路の第１スイッチング素子Ｑ4が導通状態になる。第１スイッチング素子Ｑ4からの制御信号（信号Ｓb）が特定の最小値を超えると、これにより、前記フリップフロップのリセット入力端子の活性化が行われて、その結果、このフリップフロップからの転流出力信号が論理値０（ロー）にされる。前記中点電圧が前記上限以下の値に低下するまでは、転流出力値がこのローの値を保つ。前記中点電圧レベルが前記上限以下になると、第１スイッチング素子Ｑ4がオフ状態に切り換わって、前記転流出力信号は再び、（1/2に分周された）前記発振器からの信号に従う。
【００３１】
以上説明したように、ＬＦ（低周波数）転流回路は非対称な動作を強いられる。結果的な大幅に非対称なデューティサイクルは、前記中点電圧が危険（上限）レベルを超えることを防止し（信号Ｓc）、従って、第２ブリッジキャパシタＣ2の最大定格電圧を超えることを防止する。
【００３２】
図４に、前記中点電圧が下方にドリフトする逆の場合の、前記キャパシタ直列回路の中点電圧（信号Ｓd）、前記フリップフロップのセット／リセット入力用の制御信号（信号Ｓe）、及び前記論理転流信号（信号Ｓf）のグラフを示す。前記中点電圧が前記下限に達すると、前記電圧差検出回路の第２スイッチング素子Ｑ3が導通状態になる。これにより、前記フリップフロップのセット入力端子の活性化が行われて、その結果、前記フリップフロップからの転流出力信号が論理値１にされる。このことは、ＬＦ転流回路が逆の非対称な動作を強いられることを意味する。結果的な大幅に非対称なデューティサイクルは、前記中点電圧が危険（下限）レベルを超えることを防止し、従って、第１ブリッジキャパシタＣ1の最大定格電圧を超えることを防止する。
【００３３】
図３及び図４に示すように、（非対称な動作中に、）ランプが導通状態になる方向に供給される電力が制限される。こうした期間には、元の転流周期（通常は1/100秒）に比べて短い期間中のみに、電力がランプに供給される。このことは特に、ランプの寿命の終期に関係し、全体的な電力消費、及び熱の発生がより少なくなる。
【００３４】
本発明は、上述した好適な実施例に限定されるものではなく、権利範囲は請求項によって規定され、そして本発明の範囲内で、多数の変形が考えられる。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】本発明の好適な実施例による電子安定器の図式的な回路図である。
【図２】図１の回路図の一部を、より詳細に示す図である。
【図３】キャパシタ直列回路の中点電圧が上方にドリフトした場合の、キャパシタ直列回路の中点電圧、制御信号、及び論理転流信号のグラフである。
【図４】キャパシタ直列回路の中点電圧が下方にドリフトした場合の、キャパシタ直列回路の中点電圧、制御信号、及び論理転流信号のグラフである。
【符号の説明】
【００３６】
１  二段安定器
２  整流器
３  アップコンバータ（ブーストコンバータ）
４
Ｉ  第１段
ＩＩ  第２段
ＬＡ  高圧放電ランプ
Ｌboost  インダクタ
Ｔ  スイッチング素子
Ｄ  ダイオード
Ｔ1  第１ＭＯＳＦＥＴ
Ｔ2  第２ＭＯＳＦＥＴ
Ｄ1  第１ボディダイオード
Ｄ2  第２ボディダイオード
Ｌhblf  ランプインダクタ
ＣR  ランプキャパシタ
Ｃs1、Ｃs2  電解ブリッジキャパシタ
ＭＶＤ  キャパシタ中点電圧検出分圧器
ＲＶＤ  レール電圧分圧器
ＦＦ  フリップフロップ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【国際公開パンフレット】
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【国際調査報告】
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