(57)【要約】本発明は、例えば、異なったＡＣ電力網からの異なったＡＣメイン電圧での動作に適する共振変換器（Ａ３）を有するＡＣ／ＤＣコンバータに関する。本発明は特に、以下の考えを用いる。即ち、フルブリッジ回路とハーフブリッジ回路との両方として駆動することができるブリッジ回路（Ａ４）の使用、並びに、少なくともキャパシタ（Ｃ２）を介して共振コンバータ（Ａ３）と結合したアップコンバータとして動作する装置（Ａ２）の使用、並びに、共振コンバータ（Ａ３）中の変圧器の使用、及び、変圧器（Ｔ）の一次巻き線が分割され、この分割点が点（７）として構成される、アップコンバータとして動作する装置（Ａ２）が共振コンバータ（Ａ３）にキャパシタカップリング（Ｃ２）される点（７）の実現である。
2004514391.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
−　ＡＣ／ＤＣコンバータの入力部上の第一ＡＣ電圧から整流されたＡＣ電圧を発生させる第一整流装置と、
−　前記整流されたＡＣ電圧を平滑化し、整流され平滑化されたＡＣ電圧にする第一平滑化キャパシタ装置と、
−　前記整流され平滑化されたＡＣ電圧を他のＡＣ電圧に変換する、第一スイッチ素子、第二スイッチ素子、第三スイッチ素子及び第四スイッチ素子を含むブリッジ回路と、
−　前記他のＡＣ電圧を、前記ＡＣ／ＤＣコンバータの出力部で得ることができるＤＣ出力電圧に変換する共振回路素子を有する共振コンバータと、
−　前記ブリッジ回路の前記スイッチ素子を制御する制御回路であって、第一モードでは、前記ブリッジ回路が、第一スイッチ素子及び第二スイッチ素子のスイッチ状態を変化させ、第三スイッチ素子及び第四スイッチ素子のスイッチ状態は変化させないことによりハーフブリッジ回路として動作し、第二モードでは、前記ブリッジ回路が、四つ全ての前記スイッチ素子の前記スイッチ状態を変化させることによりフルブリッジ回路として動作する、当該制御回路と、
−　前記第一整流装置と前記第一平滑化キャパシタ装置との間に接続されたアップコンバータとして動作する装置であって、少なくとも一つのダイオードとカップリングキャパシタとを有し、当該カップリングキャパシタは、一方の側で前記第一整流装置と前記ダイオードとの間の接点と結合され、他方の側で前記共振コンバータ内の点と結合され、ＡＣ／ＤＣコンバータの動作中に、前記共振コンバータの動作周波数で変調されたポテンシャルがフィードバックされるようにされた当該装置と、
の部品を有するＡＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項２】
−　アップコンバータとして動作する前記装置が、前記第一整流装置と、前記カップリングキャパシタが結合された前記接点との間で直列に接続された他のダイオードを有し、
−　アップコンバータとして動作する前記装置が、特に、前記他のダイオードと前記カップリングキャパシタの前記接点との間で接続されたインダクタンスを含む
ことを特徴とする請求項１に記載のＡＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項３】
−　前記共振コンバータが共振インダクタンスを含み、
−　アップコンバータとして動作する前記装置が、前記第一整流装置と、前記カップリングキャパシタが結合された前記接点との間で直列に接続された他のダイオードを含み、
−　アップコンバータとして動作する前記装置が、前記他のダイオードと前記カップリングキャパシタの前記接点との間で接続され、前記共振コンバータの前記共振インダクタンスと磁気的に結合されたインダクタンスを含む
ことを特徴とする請求項１に記載のＡＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記共振コンバータが、共振回路素子として、前記ブリッジ回路と結合された、
少なくとも一つの共振キャパシタと少なくとも一つの共振インダクタンスとを有し、当該少なくとも一つの共振キャパシタと少なくとも一つの共振インダクタンスとは、
−　前記共振キャパシタが、一方の側で、前記ブリッジ回路の前記第一スイッチ素子と前記第二スイッチ素子との間の接点と結合され、
−　前記共振インダクタンスが、一方の側で、前記ブリッジ回路の前記第三スイッチ素子と前記第四スイッチ素子との間の接点と結合される
という態様により前記ブリッジ回路と結合されることを特徴とする請求項１、２又は３に記載のＡＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項５】
前記ＡＣ／ＤＣコンバータは、入力部に二つの異なった値の第一ＡＣ電圧がオプション的に存在し、前記制御回路は、前記第一ＡＣ電圧がローのとき前記ブリッジ回路はフルブリッジ回路として動作し、前記第一ＡＣ電圧がハイのとき前記ブリッジ回路はハーフブリッジ回路として動作するように、印加される前記第一ＡＣ電圧に依存して前記ブリッジ回路の二つのモード間で自動的な切り換えが起こるようにされていることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか一項に記載のＡＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項６】
前記制御回路が、前記スイッチ周波数及び前記ブリッジ回路の前記スイッチ素子のデューティサイクルを調節するようにされることを特徴とする請求項１乃至５のいずれか一項に記載のＡＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項７】
−　前記共振コンバータが、互いに直列に接続されており、また、前記共振コンバータの他の素子とも接続されている可能性のある、少なくとも二つのインダクタンスを含み、
−　アップコンバータとして動作する前記装置が前記共振コンバータと容量性カップリングを形成する点が、二つの前記インダクタンス間の直列接続内に位置している
ことを特徴とする請求項１乃至６のいずれか一項に記載のＡＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項８】
−　前記共振コンバータが変圧器を含み、
−　アップコンバータとして動作する前記装置が前記共振コンバータと容量性カップリングを形成する前記の点が、前記変圧器の一次巻き線を分割し、分割点を引き出される
ことを特徴とする請求項１乃至７のいずれか一項に記載のＡＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項９】
請求項１乃至８のいずれか一項に記載のＡＣ／ＤＣコンバータの前記制御回路を少なくとも含む集積回路。
【請求項１０】
請求項１乃至８のいずれか一項に記載のＡＣ／ＤＣコンバータの前記ブリッジ回路の前記四つのスイッチ素子を含むことを特徴とする請求項９に記載の集積回路。
【請求項１１】
請求項１乃至８のいずれか一項に記載のＡＣ／ＤＣコンバータを含むモニター。
【請求項１２】
請求項１乃至８のいずれか一項に記載のＡＣ／ＤＣコンバータを含む平面テレビ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、共振コンバータを有するＡＣ／ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
このようなＡＣ／ＤＣコンバータは、例えば、テレビセット又は放電ランプにおいて、スイッチモード電源の形でメインの電圧をＤＣ供給電圧に変換するようＡＣ電圧をＤＣ電圧に変換するのに用いられる。
【０００３】
【従来の技術】
公共のＡＣ電力網に負荷を生じるＡＣ／ＤＣコンバータには、ＡＣ電力網から取り込むことができる電流に関して特定の条件がある。例えば、ＡＣ／ＤＣコンバータによって取り込まれた電流は、通常限られた高調波部分しか有さない、つまり、ＡＣ／ＤＣコンバータは、実質的にはオーム抵抗を表すべきである。このような条件は、例えばＩＥＣ １０００−３−２に更に明確に示される。
【０００４】
ドイツ特許公開公報第１９８ ２４ ４０９号から、完全に受動的な部品を有するアップコンバータをハーフブリッジの出力と直接接続する共振コンバータを有する、ＡＣ／ＤＣコンバータが既知である。ＩＥＥＥ ＡＰＥＣ ’９６ Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓの６２２〜６２７ページの、Ｗ． Ｃｈｅｎ、Ｆ．Ｃ． Ｌｅｅ及びＴ． Ｙａｍａｕｃｈｉによる、「低ＴＨＤ及び低波効率を持つ改良された“電荷ポンプ”電子安定器」は、このような装置を実現するための更なる可能性を含む。他方では、Ｊ． Ｗｕｓｔｅｈｕｂｅによる、「Ｓｃｈａｌｔｎｅｔｚｔｅｉｌｅ」二訂版の１３９ページ以降においてスイッチオーバ装置を有するブリッジ整流回路について説明されており、ここでこのスイッチオーバは、発生するＤＣ電圧が、印加されたＡＣメイン電圧によらずほぼ同一の値になるように、ブリッジ整流回路がそれぞれに掛かっているＡＣメイン電圧（例えばアメリカでは１１０−１２７ボルト、例えばヨーロッパでは２２０−２４０ボルト）に適応させられることにより行われる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は、例えば、コスト効率が高く、異なったＡＣ電力網からの異なったＡＣメイン電圧での使用に適する共振コンバータを有するＡＣ／ＤＣコンバータを提供することである。そうなると、ＡＣ／ＤＣコンバータにより取り込まれる電流は、オーム抵抗として、実質的には限られた高調波部分及び仕事量しか有さなくなる。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
この目的は、特許請求項１によるＡＣ／ＤＣコンバータにより達成される。
【０００７】
二つのモードを用いることにより、ＤＣ出力電圧の、ＡＣ／ＤＣコンバータの入力部上の第一ＡＣ電圧に対する比が調整されることができる。この調整オプションは、制御回路の条件を低減し、異なったＡＣメイン電圧での動作用に提供され、ここで、このＡＣメイン電圧が、ＡＣ／ＤＣコンバータの第一ＡＣ電圧として掛かるか、又は、異なったＤＣ出力電圧用であるような、ＡＣ／ＤＣコンバータにおいて、同一の部品の使用を可能にする。これは、ＡＣ／ＤＣコンバータのコストの大幅な節約につながる。
【０００８】
共振コンバータと結合されアップコンバータとして動作する装置の使用は、ＡＣ電力網にフィードバックされる高調波部分の更なる低減につながる。更に、アップコンバータとして動作する装置は、整流され平滑化されたＡＣ電圧の安定化を提供する。これもまた制御回路の条件を低減する。
【０００９】
従属請求項２乃至８は、ＡＣ／ＤＣコンバータにより引き起こされるメインの負荷、ＡＣ／ＤＣコンバータの実際的使用、又はＡＣ／ＤＣコンバータの製造費に対して有利な効果を有する本発明の変形例に関する。
【００１０】
しかし、本発明は、少なくとも制御回路を集積する集積回路、又は、少なくとも制御回路に加えて、一つの部品を有するブリッジ回路の四つのスイッチ素子を集積する、集積回路にも関する。このような集積は、製造コストの更なる低減を達成する。
【００１１】
本発明の他の側面は、本発明によるＡＣ／ＤＣコンバータは特に、モニター、及び、例えば平面のテレビセットに適するということである。これらの装置は、法律の指定に従い、メインの電流消費が実質的に正弦的なパターンである、厳密に制御され平滑化された電力供給を必要とする。
【００１２】
本発明のこれらの及び他の側面は、実施例を参照し、また特に、添付された図面を参照して、説明され、明らかにされる。
【００１３】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明によるＡＣ／ＤＣコンバータの実施例を示す。ＡＣ／ＤＣコンバータの入力はＡＣ電圧Ｕｉｎを受け取り、当該ＡＣ電圧は、接合点１で正極を持ち、接合点２で負極を持つ四つのダイオードを有する整流装置Ａ１により、整流されたＡＣ電圧Ｕ１２に変換される。第一ＡＣ電圧Ｕｉｎは、例えば、５０Ｈｚの周波数を持つ、正弦波の２３０ボルトのメイン電圧である。
【００１４】
整流されたＡＣ電圧Ｕ１２は、ここで、アップコンバータとして動作する装置Ａ２と、平滑化キャパシタを有する第一平滑化キャパシタ装置Ｃ１との直列接続に印加され、ここで、平滑化キャパシタは好適には電解質キャパシタとして構成される。第一整流装置Ａ１の接合点２は、次に、接合点５において平滑化キャパシタ装置Ｃ１の負の側と結合される。接合点４は、アップコンバータとして動作する装置Ａ２と第一平滑化キャパシタ装置Ｃ１との接合点を表す。これに従って、Ｕ４５は、接合点４と５との間の第一平滑化キャパシタ装置Ｃ１に掛かる、整流され平滑化されたＡＣ電圧を表す。
【００１５】
整流され平滑化されたＡＣ電圧Ｕ４５は、第一スイッチ素子Ｓ１、第二スイッチ素子Ｓ２、第三スイッチ素子Ｓ３及び第四スイッチ素子Ｓ４を有するブリッジ回路Ａ４に印加される。スイッチ素子はここでは電界効果トランジスタとして構成される。しかし、この代わりに、例えばＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）などのスイッチの他の実施例も使用されることができる。電圧Ｕ４５は、二つのスイッチ素子Ｓ１及びＳ２により形成された直列接続と他の二つのスイッチ素子Ｓ３及びＳ４により形成された直列接続との両方に掛かっている、つまり、スイッチ素子の二つの直列接続は並列に接続され、接合点４及び５で互いに接続され、第一平滑化キャパシタ装置Ｃ１と接続されている。
【００１６】
スイッチ素子Ｓ１とＳ２との間の接合点６と、スイッチ素子Ｓ３とＳ４との間の接合点８との間で、スイッチ素子Ｓ１乃至Ｓ４がスイッチをオンオフされることで、整流され平滑化されたＡＣ電圧Ｕ４５から更なるＡＣ電圧Ｕ６８が発生する。この更なるＡＣ電圧Ｕ６８は、共振コンバータＡ３の入力に印加され、ＡＣ／ＤＣコンバータの出力でもある当該共振コンバータＡ３の出力において、負荷ＲＬに電力を供給するのに用いられるＤＣ出力電圧Ｕｏｕｔが発生する。ここでオーム負荷として表されるこの負荷ＲＬは、一般的に、誘導的、静電的又はこれらの混合された種類でもあり得る。
【００１７】
共振コンバータＡ３は、共振回路素子を有し、ここでは、共振キャパシタＣＲと、例えば共振インダクタンスＬＲとして動作し、共振コンバータＡ３の入力と出力との間のガルバニ電流分離を行う変圧器Ｔとを有する。共振キャパシタＣＲと変圧器Ｔの一次巻き線とは、接合点６と８との間で直列に合成され、これにより、共振コンバータＡ３の入力側が形成される。共振キャパシタＣＲの一方の側は次に接合点６と接続される。ここでは、変圧器Ｔの二次側で発生するＡＣ電圧は、四つのダイオードを有する第二整流装置Ａ６により整流され、一つの平滑化キャパシタを有する第二平滑化キャパシタ装置Ｃ３により平滑化される。キャパシタＣ３における電圧降下は、ＡＣ／ＤＣコンバータの出力に掛かっているＤＣ出力電圧Ｕｏｕｔである。
【００１８】
スイッチ素子Ｓ１乃至Ｓ４は制御回路Ａ５と結合され、当該制御回路は、スイッチ素子の制御入力に適切な制御信号を加えることによりスイッチ素子を制御する、つまり、スイッチをオンにする（導通モードにする）、又は、スイッチをオフにする（非伝導モードにする）。制御回路Ａ５は、好適には、必要ならば四つのスイッチ素子Ｓ１乃至Ｓ４も含むことができる集積回路（ＩＣ）として実現される。制御回路Ａ５は、このとき、二つの異なるモードでスイッチ素子Ｓ１乃至Ｓ４を制御し、Ｕｏｕｔ／Ｕ６８の比の異なる値を生じさせ、従って、Ｕｏｕｔ／Ｕｉｎの比の異なる値も生じさせる。
【００１９】
このように、モードの変更は、例えば、ＡＣ／ＤＣコンバータの入力に掛かるＡＣメイン電圧の調節に影響を与えることができる。このため特に有利なのは、例えば、ヨーロッパで用いられているＡＣメイン電圧（約２２０〜２４０ボルト）とアメリカで用いられているＡＣメイン電圧（約１１０〜１２７ボルト）とは約二倍異なるため、Ｕｏｕｔ／Ｕｉｎの比が約２倍になる変更である。
【００２０】
ＡＣ／ＤＣコンバータの入力部上のこのようなＡＣメイン電圧の調節は、例えば制御回路Ａ５により自動的に行われることができる。この目的のため、制御回路Ａ５は、ＡＣ／ＤＣコンバータが二つの異なるＡＣメイン電圧Ｕｉｎでの動作に対応することができるよう構成される。次に、提供された二つのＡＣメイン電圧Ｕｉｎの内どちらが現在動作中のＡＣ／ＤＣコンバータに印加されるのかは、制御回路Ａ５により、例えば整流され平滑化されたＡＣ電圧Ｕ４５から導出されることができるか、又は、制御回路Ａ５によるＵｉｎの直接測定が行われることができる。作成された二つのＡＣメイン電圧の自動調節を実行するには、制御回路Ａ５は次に、作成された二つのＡＣメイン電圧の内低い方がＡＣ／ＤＣコンバータの入力に掛かっていれば第二モードへスイッチし、作成された二つのＡＣメイン電圧の内高い方がＡＣ／ＤＣコンバータの入力に掛かっていれば第一モードを使用する。
【００２１】
第一モードでは、制御回路Ａ５は、スイッチ素子Ｓ１乃至Ｓ４を、ブリッジ回路Ａ４がハーフブリッジ回路として動作するように制御する。この目的のため、例えば、二つのスイッチ素子Ｓ３又はＳ４の内の一方は常にスイッチがオフにされており、他方は常にスイッチがオンにされている。つまり、例えばＳ３は常にスイッチがオフにされておりＳ４は常にスイッチがオンにされている。他の二つのスイッチ素子Ｓ１及びＳ２は交互にスイッチがオンオフされる。しかし、基本的には、スイッチのペアＳ３及びＳ４ と、Ｓ１及びＳ２とも、交換されることができる。このハーフブリッジ動作のため、スイッチＳ１が導通性のときは、整流され平滑化されたＡＣ電圧Ｕ４５は共振コンバータＡ３の入力の他のＡＣ電圧Ｕ６８として存在し、スイッチＳ１がブロックされているときは、他のＡＣ電圧Ｕ６８は、理想的には０ボルトという短絡回路の値に降下する。
【００２２】
第二モードでは、制御回路Ａ５は、ブリッジ回路Ａ４がフルブリッジ回路として動作するようスイッチ素子Ｓ１乃至Ｓ４を制御する。この目的のため、スイッチ素子Ｓ１乃至Ｓ４はペアとして交互にスイッチがオンオフされる、つまり、二つのスイッチＳ１及びＳ４は同時にスイッチがオンオフされ、二つのスイッチＳ２及びＳ３は同時にスイッチがオンオフされ、スイッチのペアＳ１及びＳ４と、Ｓ２及びＳ３とは、交互にスイッチがオンオフされる。このフルブリッジ動作の結果として、スイッチＳ１乃至Ｓ４が導通性のときは、整流され平滑化されたＡＣ電圧Ｕ４５は共振コンバータＡ３の他のＡＣ電圧Ｕ６８として存在し、スイッチＳ１乃至Ｓ４がブロック状態のときは、負の、整流され平滑化されたＡＣ電圧Ｕ４５が存在する。第一モードのハーフブリッジ動作ではスイッチＳ１のブロック状態のとき共振コンバータＡ３の入力は短絡電圧の０ボルトだが、第二モードのフルブリッジ動作では、負の、整流され平滑化されたＡＣ電圧Ｕ４５が掛かる。これは、更に同一の回路条件でのＵｏｕｔ／Ｕｉｎの比を増加させる。
【００２３】
代わりに、ドイツ特許公開公報第１９８ ２４ ４０９号及びそこで引用された、１９９１年９月のＦｉｘｅｄ−Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ， Ｒｅｓｏｎａｎｔ−Ｓｗｉｔｃｈｅｄ Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｗｉｔｈ Ｐｈａｓｅ−Ｓｈｉｆｔｅｄ Ｃｏｎｔｒｏｌ誌の５−１〜５−７ページの、Ｂｏｂ Ｍａｍｍａｎｏ及びＪｅｆｆ Ｐｕｔｓｃｈによる「Ｕｎｉｔｒｏｄｅ電力供給セミナー、ＳＥＭ−８００」の文献（特に図１）に記述されたように、四つのスイッチ素子Ｓ１乃至Ｓ４のいわゆる位相シフトＰＷＭフルブリッジ制御が、第二モードとして選択されることができる。
【００２４】
両方のモードで、制御回路Ａ５はスイッチ周波数の調節及びスイッチ素子Ｓ１乃至Ｓ４のデューティサイクルの調節も実行することができる。更に、位相シフトＰＷＭフルブリッジ制御が用いられるとき、Ｓ１とＳ４とのペアと、Ｓ２とＳ３とのペアとの、二つのスイッチのペアのスイッチ時点間での位相シフトの規模も調節されることができる。
【００２５】
図１でアップコンバータとして動作している装置Ａ２は、ダイオードＤ２及びカップリングキャパシタＣ２を有する。ダイオードＤ２は接合点１で第一整流装置Ａ１と結合されており、接合点５で第一平滑化キャパシタ装置Ｃ１と結合されている。カップリングキャパシタＣ２は一方の側で第一整流装置Ａ１とダイオードＤ２との間の接合点３と結合されている。他方の側ではカップリングキャパシタＣ２は共振コンバータＡ３内の点７と結合されている。この、共振コンバータＡ３内の点７は、変圧器Ｔの一次巻き線を分割し、外部の点７を引き出すことにより作製される。
【００２６】
この結合は、ＡＣ／ＤＣコンバータの動作中にカップリングキャパシタＣ２を介して共振コンバータＡ３の動作周波数に変調されたポテンシャルＵ３７が、アップコンバータとして動作する装置Ａ２の中の接合点３へフィードバックされるようにする。ダイオードＤ２は接合点３から接合点４へ向かう方向へのみ電流を流すため、このフィードバックは、ＡＣ電圧Ｕ４５が第一平滑化キャパシタ装置Ｃ１において降下する、整流され平滑化されたＡＣ電圧Ｕ４５のアップコンバージョンを引き起こす。接合点１の方向へ電流を流す第一整流装置Ａ１の二つのダイオードは、ＡＣ／ＤＣコンバータの入力への電流のフィードバックを防止する。
【００２７】
この動作原理の更なる説明と変形例については、再びドイツ特許公開公報第１９８ ２４ ４０９号が参照される。この文献では、点７を作製する他の可能性が示されており、これらは全て共振コンバータＡ３の動作周波数に変調されたポテンシャルＵ３７を接合点３へフィードバックするという目的を達成する。専門家にとって更なる変形例を見つけるのは難しくないであろう。
【００２８】
フィードバックされたポテンシャルＵ３７は、共振コンバータＡ３の動作周波数に変調されている。この動作周波数は、通常ＡＣ／ＤＣコンバータの入力に存在するＡＣメイン電圧Ｕｉｎの周波数、例えば５０Ｈｚより極めて高くなるよう選択される。これは、共振コンバータＡ３が作製され動作する際の大幅なコストの節約を提供する。フィードバックでこれらの高い動作周波数において所望の結果が示されるには、アップコンバータとして動作する装置Ａ２のダイオードＤ２と、接合点１の方向へ電流を流す第一整流装置Ａ１の二つのダイオードとの両方が、十分速く応答するダイオードを選択することが必要である。第一整流装置Ａ１の残りの二つのダイオードは、「遅い」ダイオードであっても良い、つまり、これらは、ＡＣメイン電圧Ｕｉｎの周波数（例えば５０Ｈｚ）で動作するのに十分な程度に速く動作することができればダイオードとして使用されるのに十分である。
【００２９】
図２は、本発明による、アップコンバータとして動作する装置Ａ２の変形例を示す。
【００３０】
第一に、他のダイオードＤ１がアップコンバータとして動作する装置Ａ２に含まれた。このダイオードＤ１は、第一整流装置Ａ１と、カップリングキャパシタＣ２が結合された接合点３との間に接続される。これは、このダイオードＤ１及びアップコンバータとして動作するＡ２の第一ダイオードＤ２として、速く応答するダイオードを用いることを意図している。接合点１の方向へ電流を流す第一整流装置Ａ１の二つのダイオードは、第一整流装置Ａ１の他の二つのダイオードと同様に、遅いダイオードとして構成されることができ、これはコストの節約につながる。
【００３１】
更に、インダクタンスＬＨがアップコンバータとして動作する装置Ａ２に含まれ、このインダクタンスは他のダイオードＤ１とカップリングキャパシタＣ２の接合点３との間に接続される。しかし、このインダクタンスＬＨは省略可能な部品である、つまり、図２に示されるインダクタンスＬＨ無しの装置でも本発明の目的には十分である。しかし、インダクタンスＬＨの使用は、アップコンバータとして動作する装置Ａ２における更なるエネルギー貯蔵につながり、よって、ＡＣ／ＤＣコンバータのメインの負荷及び装置Ａ２のアップコンバージョンの効果を改良する。
【００３２】
図３は、本発明による、アップコンバータとして動作する装置Ａ２の他の変形例を示す。
【００３３】
図２に既に表された部品に加えて、更なるインダクタンスＬＴがアップコンバータとして動作する装置Ａ２に挿入される。このインダクタンスＬＴはインダクタンスＬＨとカップリングキャパシタＣ２の接合点３との間に接続される。これはカップリングｋを介して共振コンバータＡ３の共振インダクタンスＬＲと磁気的に結合される。図１を参照しても説明されるように、この目的のためには、共振インダクタンスＬＲは、共振コンバータＡ３に含まれる変圧器Ｔの一次側のインダクタンスとして実現される。しかし、このような実現は必須ではなく、共振インダクタンスＬＲの他の形も専門家には容易に考え得る。
【００３４】
磁気カップリングｋは、例えば、変圧器Ｔの一次巻き線が巻かれるのと同一のコアにインダクタンスＬＴの巻き線が被覆されることにより影響を受けることができる。しかし、他の可能性も考えられる。この接続についてはドイツ特許公開公報第１９８ ２４ ４０９号、特には当該文献中の図８が再び参照される。
【００３５】
図３に示されるインダクタンスＬＨもまた省略可能な部品である。インダクタンスＬＴを適切に設計することにより、分離されたインダクタンスＬＨは省略することができる。
【００３６】
共振コンバータＡ３に対するアップコンバータとして動作する装置Ａ２の磁気カップリングｋは、第二カップリング機構を、今回はカップリングキャパシタＣ２により引き起こされる静電カップリングに加えて誘導カップリング機構として提供する。アップコンバータとして動作する装置Ａ２の共振コンバータＡ３に対する影響は、これにより低減され、ＡＣ／ＤＣコンバータの好適な動作が得られる。この動作モードの更なる説明には、ドイツ特許公開公報第１９８ ２４ ４０９号が再び参照される。
【００３７】
図４、５及び６は、本発明による共振コンバータＡ３の変形例を示す。専門家にとって明らかであり、共振コンバータＡ３の負荷回路の変更も有することができる、共振コンバータＡ３のこれらの及び他の変形例は、ＡＣ／ＤＣコンバータを負荷ＲＬの条件に適応させるのに有利に使用することができる。
【００３８】
図４では、共振コンバータＡ３内で共振キャパシタＣＲと変圧器Ｔとの順序が交換されている。これは、変圧器Ｔの一次側が、一方の側で接合点６と結合され、他方の側で共振キャパシタＣＲと結合されており、更に、この共振キャパシタＣＲはこれと他方の側で接合点８と結合されていることを意味する。
【００３９】
図５では、共振キャパシタＣＲは二つの共振キャパシタＣＲ１及びＣＲ２で置換され、第一共振キャパシタＣＲ１、変圧器Ｔ及び第二共振キャパシタＣＲ２は接合点６と接合点８との間でこの順序で直列で接続される。
【００４０】
図６では、共振キャパシタＣＲ及び変圧器Ｔが再び用いられた。しかし、二つの更なるインダクタンスＬＲ１及びＬＲ２が追加で共振コンバータＡ３に含まれた。これらの部品はＣＲ、Ｔ 、ＬＲ１そしてＬＲ２という順序で接合点６と接合点８との間で直列接続で接続される。
【００４１】
図４及び５では、アップコンバータとして動作する装置Ａ２のカップリングキャパシタＣ２が結合される点７が、図１のように、変圧器Ｔの一次巻き線の分割として、更に実現される。他方では図６では、点７は二つの更なるインダクタンスＬＲ１とＬＲ２との間に位置する。
【００４２】
図１並びに３乃至６のこれら全ての回路配置は、共振コンバータＡ３の入力側の点７は、二つの側がいずれも、別個に実現されるインダクタンス（図６のＬＲ１及びＬＲ２）、又は、変圧器Ｔの一次巻き線の分割により実現されるインダクタンス（図１、３、４及び５）により取り囲まれているということを共通して持っている。他方でこれらの二つのインダクタンスは、ドイツ特許公開公報第１９８ ２４ ４０９号で既に説明されたとおり、カップリングキャパシタＣ２によりフィードバックされる電流及び電圧を制限する。他方で、点７の二つの側に接続されたインダクタンスにより形成される比の選択は、共振コンバータＡ３の他の部品のサイズ決定と共に、ＡＣ／ＤＣコンバータの構成の更なる自由度を形成する。この自由度は、ＡＣ／ＤＣコンバータの入力に掛かるＡＣメイン電圧に関係なく負荷ＲＬに必要な一定の電力を提供するのに、例えば、ヨーロッパ（約２２０〜２４０ボルト）及びアメリカ（約１１０〜１２７ボルト）といった、異なった高いＡＣメイン電圧で動作するようＡＣ／ＤＣコンバータを設計するのに有利に使用することができる。
【００４３】
特に、図６では、点７の位置の動作原理が明らかになる。この目的のため、変圧器Ｔにより導入された一次側のインダクタンスは、二つの他のインダクタンスＬＲ１及びＬＲ２と比較して小さいと仮定する。従って、この図６の一次側インダクタンスは、図１、３、４及び５で用いられる記号ＬＲの代わりに記号ｎでも表される。ＬＲ１／ＬＲ２の比が適切な方法で選択されると、接合点６と８との間に掛かっている他のＡＣ電圧Ｕ６８は、点７における異なったポテンシャルへ二つの半波で導かれる。
【００４４】
例えば、ブリッジ回路Ａ４が第二モードでフルブリッジ回路として動作する場合を考え、更に、もしＬＲ１がＬＲ２より大きくなるよう選択されると、点７において、Ｕ６８の負の半波の間、つまり接合点８が正のポテンシャルにあるとき、Ｕ６８の正の半波の間よりも高いポテンシャルが発生する。従ってこの場合、整流され平滑化されたＡＣ電圧Ｕ４５は、Ｕ６８の正の半波の間と比較してＵ６８の負の半波の間により多くアップコンバートされることができる。このことは、本発明によれば、図６に示される部品の適切な選択により、ＤＣ出力電圧Ｕｏｕｔが、ＡＣ／ＤＣコンバータの入力に掛かるＡＣメイン電圧Ｕｉｎに依存しなくなることを明らかにする。図１並びに３乃至５に示される配置により、変圧器Ｔの分割点及び他の部品の正しいサイズが適切に選択されることにより、同一のことが到達される。
【００４５】
図１並びに３乃至６では、共振コンバータＡ３は常に変圧器Ｔと共に示されていた。変圧器Ｔの使用の利点は、特には、結果的に大きくなった共振コンバータＡ３のＵｏｕｔ／Ｕ６８転換比、及び、Ｔにより引き起こされるＵｏｕｔとＵ６８との間のガルバニ電流分離である。更に、点７の変圧器Ｔの一次巻き線の分割としての実現は、例えば、図６に示される共振コンバータＡ３のインダクタンスＬＲ１及びＬＲ２などの、更なる別個のインダクタンスの使用を節約する。しかし、専門家には、共振コンバータのＡＣ／ＤＣコンバータの全てのアプリケーションが変圧器を本当に必要とするわけではないということは分かっている。これに関しては、本発明にそのような変形例は含まれている。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるＡＣ／ＤＣコンバータの実施例。
【図２】本発明による、アップコンバータとして動作する装置の変形例である、本発明によるＡＣ／ＤＣコンバータの部品。
【図３】本発明による、共振コンバータの共振インダクタンスとの磁気的結合を示す、アップコンバータとして動作する装置の他の変形例。
【図４】本発明による共振コンバータの変形例。
【図５】本発明による共振コンバータの変形例。
【図６】本発明による共振コンバータの変形例。
【国際公開パンフレット】
2004514391.tif 000003
2004514391.tif 000004
2004514391.tif 000005
2004514391.tif 000006
2004514391.tif 000007
2004514391.tif 000008
2004514391.tif 000009
2004514391.tif 000010
2004514391.tif 000011
2004514391.tif 000012
2004514391.tif 000013
2004514391.tif 000014
2004514391.tif 000015
2004514391.tif 000016
2004514391.tif 000017
2004514391.tif 000018
2004514391.tif 000019
【国際調査報告】
2004514391.tif 000020
2004514391.tif 000021
2004514391.tif 000022