(57)【要約】モバイル無線受信機の受信機回路は、可変ゲインレベルを有する制御可能な増幅器（ＰＧＣ）、アナログ−デジタル変換器ステージ（３）、チャンネル選択の目的のデジタルフィルタ構成（ＫＳ１、ＫＳ２）、および信号強度評価器（ＰＥ）を備える。この受信機回路は、信号経路にてモバイル受信機の下流に構成され、選択されたユーザ信号における信号強度を決定するという目的を有する。増幅器（ＰＧＣ）は、信号強度評価器（ＰＥ）によって決定されたユーザチャンネル信号強度の関数として制御される。【選択図】　図１
2004508762.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
モバイル無線受信機の受信機回路であって、該受信機回路において、
可変利得レベルを有する制御可能な増幅器（ＰＧＣ）と、
アナログ−デジタル変換器ステージ（３）と、
チャンネル選択を目的としたデジタルフィルタ構成（ＫＳ１、ＫＳ２）と、
選択されたユーザチャンネル内の信号強度を決定する信号強度評価器（ＰＥ）と、
該信号強度評価器によって決定されるユーザチャンネル信号強度の関数として制御可能な該増幅器（ＰＧＣ）と、
が後述されるシーケンスにおける信号経路内に構成される、受信機回路。
【請求項２】
前記制御可能な増幅器（ＰＧＣ）は、複数の増幅器ステージを含むことと、
前記受信機回路は、評価デバイス（ＰＧＣ−ＰＲＯＧ）を備え、該評価デバイスに、前記信号強度評価器によって決定される前記ユーザチャンネル信号強度が伝達されることと、
ユーザ信号における信号対雑音比が所定の値未満に低下したことを該評価デバイス（ＰＧＣ−ＰＲＯＧ）が検出する場合はいつでも、該回路に接続されることと、
を特徴とする、請求項１に記載の受信機回路。
【請求項３】
前記所定の信号対雑音比は、約２０ｄＢであることを特徴とする、請求項２に記載の受信機回路。
【請求項４】
前記受信機回路は、前記ユーザチャンネルおよび調整チャンネルの信号強度値が格納される、格納手段（ＳＰ）を有することと、
前記評価デバイス（ＰＧＣ−ＰＲＯＧ）は、該格納手段（ＳＰ）に格納される該信号強度値を読み出し得ることと
を特徴とする、請求項２または３に記載の受信機回路。
【請求項５】
前記制御可能な増幅器の少なくともいくつかの増幅器ステージは、異なった利得レベルを有することと、
増幅器ステージが回路に接続された場合、該増幅器ステージは、前記格納手段（ＳＰ）から読み出された該信号強度値の関数として選択されることと、
を特徴とする、請求項２〜４のいずれかに記載の受信機回路。
【請求項６】
前記制御可能な増幅器（ＰＧＣ）は、３〜６個の、特に４個の増幅器ステージを有することを特徴とする、請求項２〜５のいずれかに記載の受信機回路。
【請求項７】
前記アナログ−デジタル変換器ステージ（３）は、デルタシグマ変換器（ＭＯＤ）を用いてインプリメントされることを特徴とする、請求項１〜６のいずれかに記載の受信機回路。
【請求項８】
チャンネル選択を目的とする前記デジタルフィルタ構成（ＫＳ１、ＫＳ２）は、複数のフィルタステージ（Ｆ１、Ｆ２、Ｆ３、Ｆ４）を含むカスケードとして構成されることと、
入力端末フィルタステージおよび、おそらく出力端末フィルタステージを例外として、最小位相フィルタステージ、特に、波形デジタルフィルタおよび／またはブリッジ波形デジタルフィルタが用いられることと、
を特徴とする、請求項１〜７のいずれかに記載の受信機回路。
【請求項９】
デジタルＩＦ混合器ステージ（ｄＭ）は、前記アナログ−デジタル変換器ステージ（３）と前記デジタルフィルタ構成（ＫＳ１、ＫＳ２）との間の前記信号経路内に構成されることを特徴とする、請求項１〜８のいずれかに記載の受信機回路。
【請求項１０】
モバイル無線受信機内の受信信号を処理する方法であって、
受信信号が、可変利得を有する制御可能な増幅器（ＰＧＣ）を用いて増幅される工程と、
該増幅された信号が、アナログ−デジタル変換器ステージ（３）を用いてデジタル化される工程と、
該デジタル化された信号の帯域幅制限が、チャンネル選択を目的として、デジタルフィルタ構成（ＫＳ１、ＫＳ２）を用いて実施される工程と、
選択されたユーザチャンネル信号の信号強度が、信号強度評価器（ＰＥ）を用いて決定される工程と、
該増幅器（ＰＧＣ）は、該信号強度評価器（ＰＥ）によって決定される該ユーザチャンネル信号強度の関数として制御される工程と、
を包含する、方法。
【請求項１１】
利得レベルにおける増分変化のみがインプリメントされ得ることと、
ある増幅ステージから、より高い利得レベルを有する増幅ステージへの切り換えは、前記ユーザチャンネルにおける信号対雑音比が所定の値未満に低下した場合に実施されることと、
を特徴とする、請求項１０に記載の方法。
【請求項１２】
前記ユーザチャンネルおよび調整チャンネルの信号強度値が、格納手段（ＳＰ）に格納されることと、
前記利得レベルにおける変化が要求される場合、該格納された信号強度値が、評価デバイス（ＰＧＣ−ＰＲＯＧ）によって格納手段（ＳＰ）から読み出され、該利得の適切なステージレベルが、該読み出された信号強度値を考慮に入れて選択されることと、
を特徴とする、請求項１１に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
本発明は、可変利得レベルを有する制御可能な増幅器を備えるモバイル無線受信機、特に、コードレス電話の受信機回路に関する。さらに、本発明は、受信信号をモバイル無線受信機内で処理する方法に関する。
【０００２】
モバイル通信システムが益々発達した結果、特に、柔軟なサービスが提供され得るように、将来の端末およびそのシステム構成要素に対する新しい要求がなされている。特に、より高い柔軟性、低レベルの電力消費、より小さい寸法およびより低い費用が要求される。
【０００３】
これらの要求を満たす一つの可能な方法は、現代のモバイル無線受信機において主に用いられるアナログ信号処理手段を、デジタル信号処理手段に大幅に、置き換えることである。例えば、過去数年において、デジタル技術力の向上は、比較的高い周波数の中間周波数信号でさえ、さらにデジタル方式で処理することを可能にし、受信機の無線周波数区域におけるアナログ関数の割合が著しく低減されることを可能にした。一般に、デジタル技術への信号処理の課題を実施する手段の増大する変換は、システムコンセプトの統合化および柔軟性の改善、長期安定性の改善、および受信機が最適化された場合の同調点の数の低減をもたらす。
【０００４】
この意味で、アナログ領域におけるチャンネル選択を省略し、その代わりに、広帯域中間周波数信号をデジタル化し、デジタル領域において、デジタルフィルタを用いてチャンネル選択を実行する。
【０００５】
しかしながら、このような解決方法の上述のシステムの利点は、さらに不利な点を伴う。広帯域無線周波数中間周波数信号が、デジタル領域に変換される場合、アナログ−デジタル変換器についてかなりの程度の追加的な出費が必要となる。広帯域中間周波数信号をデジタル化する場合、この変換器は、高い動的要求、および帯域幅に対する高い必要条件を満たすことができなければならない。
【０００６】
高い帯域幅に対する必要条件を満たすことができるように、フラッシュ法によって動作するアナログ−デジタル変換器を用いることが既に公知である。このタイプの変換器は費用が非常にかかり、かつ高価であることが不利な点である。
【０００７】
アナログ−デジタル変換器の動的要求（１００ｄＢまでの動的な差が、受信信号において生じ得る）を低減するために、アナログ区域において自動利得制御ＡＧＣをインプリメントすることが公知である。ＡＧＣは、アナログ−デジタル変換器の入力信号が、常に最適レベルに設定されることを保証する。ＡＧＣが、さらに、著しい規模のインプリメンテーションに関する出費を必要とすることは不利な点である。
【０００８】
ＡＧＣにおいて、信号強度評価は、アナログ信号処理手段の領域において、すなわち、アナログ−デジタル変換器ステージの上流における信号経路にて実施される。ＡＧＣの公知の改変は、ＰＧＣ（プログラマブル利得制御装置）である。ＰＧＣにおいて、利得設定は、デジタル信号処理領域において設けられる信号強度評価器によって出力されるデジタル制御語から引き出される。
【０００９】
ＨＳＰ５０２１４Ｂと表示されるＨＡＲＲＩＳ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ（Ｉｎｔｅｒｓｉｌ）から市販されるモバイル無線変換器モジュールが公知である。このモジュールは、ＰＧＣを備え、デジタル信号処理手段（デジタルフィルタを用いる）の領域においてチャンネル選択を実施する。ＰＧＣは、３６個の個別の増幅器ステージを含むカスケードを含む。この増幅器ステージの各々は、２ｄＢの利得レベルを有し、回路と個別に接続され、この回路から切断され得る。信号強度の評価は、デジタル領域において、コンポジット信号に対して、すなわち、チャンネル選択の前に、実施される。
【００１０】
このモジュールの不利な点は、特に、ＰＧＣをインプリメンテーションするための高い出費である。さらなる不利な点は、外部アナログ−デジタル変換器ステージおよびデジタルフィルタ構成のインプリメンテーションに、同様に、高い費用がかかることである。
【００１１】
本発明は、デジタル信号処理領域におけるチャンネル選択を有するモバイル無線受信機の受信機回路を提示するという目的に基づく。この受信機回路は、特に、利得制御に関して、より費用効果的にインプリメントされ得る。さらに、モバイル無線受信機における受信信号を処理する方法が開示される。この方法は、必要なハードウェア機器に関して、費用効果的なインプリメンテーションの形態を可能にする。
【００１２】
本発明が基づく目的は、独立請求項の特徴を用いて達成される。
【００１３】
ユーザチャンネルにおける信号強度に関する情報アイテムが、制御可能な増幅器の適切な利得レベルを設定するために利用可能であるという事実によって、より的確な増幅調整、すなわち、実際の必要条件により良好に適合した増幅調整が増幅器にて実行され得る。
【００１４】
広帯域入力信号の信号強度は、例えば、低下するが、ユーザチャンネル信号の信号強度が一定の状態で保持され、わずかにのみ減少するか、または増加さえし得る。これらの場合、レベル適合を目的とする増幅器の調整は省略され得る。他方、従来技術におけるように、ユーザチャンネルにおける信号強度に関する情報アイテムが利用可能でない場合、利得は、合成した信号の強度が低下する場合はいつでもすぐに再調整されなければならない。なぜなら、チャンネル選択ユーザ信号は、さらに、エネルギーの損失による影響を受けると考えられるからである。
【００１５】
結果として、本発明は、増幅器の費用があまりかからないインプリメント方法を可能にし、回路は非常に良好な制御挙動を有する。
【００１６】
本発明による、受信機回路の有利な一実施形態は、制御可能な増幅器、特に、ＰＧＣが、複数の増幅器ステージを含むということと、受信機回路が、評価デバイスを含み、このデバイスに、信号強度評価器によって決定されるユーザチャンネル信号強度が伝達されるということと、および増幅器ステージは、評価デバイスが、受信信号における信号対雑音比が所定の値未満に低下したことを検出する場合はいつでも回路と接続されるということとを特徴とする。レベル適合のこの形態は、増幅器のさらなる増幅器ステージの回路との接続が、信号の質（信号対雑音比により表される）が過度に低いために、実際に必要である場合にのみ必要とされることを保証する。これは、最小数の増幅切り換え点が、ダイナミックレンジ全体にわたって生じることを保証する。これは、次に、増幅器の増幅ステージの数が最小化されることを可能にする。このことは、インプリメンテーションの出費および増幅器の費用（例えば、ＰＧＣ）がそのステージの数によって決定されるので、アナログ−デジタル変換の上流にてレベル適合するための極めて費用効果的なハードウェアがインプリメントされ得ることを可能にする。
【００１７】
アナログ−デジタル変換器ステージの入力にて存在する広帯域信号が、アナログ−デジタル変換器ステージを過大駆動させないように保証することがさらに必要である。この目的のために、アナログ−デジタル変換器の入力にて生じる信号強度を評価することが必要である。本発明による、アナログ−デジタル変換器ステージの過大駆動に対する保護は、好適には、受信機回路が、ユーザチャンネルおよび調整チャンネルの信号強度値が格納され得る格納手段をさらに備えること、および評価デバイスは、この格納手段に格納された信号強度を読み出し得るということによって達成される。この措置の利点は、このような格納手段およびこの格納手段に格納された情報（例えば、ユーザチャンネルおよび調整チャンネルの電力レベル値または信号レベル値）が、後述される他の理由のために、大抵のデジタルモバイル無線受信機（例えば、ＧＳＭ、ＤＥＣＴおよびブルートゥース受信機）において既に存在していることである。評価デバイスが格納手段に格納された信号強度にアクセスし、増幅器を制御するために、これらの値が適切に考慮に入れられ得るという事実により、アナログ−デジタル変換器ステージの上流（ＡＧＣの場合）または下流（ＰＧＣの場合）にて、さらなる信号強度評価器が省略され得る。
【００１８】
制御可能な増幅器は、好適には、３〜６個、好適には４個の増幅器ステージを備える。
【００１９】
本発明のさらなる有利な改良点は、アナログ−デジタル変換器ステージがデルタシグマ変換器を用いてインプリメントされるということを特徴とする。このタイプの変換器は、慣例的に用いられるフラッシュデジタル−アナログ変換器と比較して、インプリメンテーション費用が低減されるということを特徴とする。
【００２０】
本発明のさらなる有利な改良点は、従属請求項に記載される。
【００２１】
本発明は、例示の実施形態を用いて、および図面を参照して、以下においてより詳細に説明される。
【００２２】
図１は、本発明による、受信機回路設計の例示のブロック回路図を示す。受信機回路は、コードレスデジタル通信システム（例えば、ＤＥＣＴ、ＷＤＣＴ、ブルートゥース、ＳＷＡＰ、ＷＬＡＮ等）において用いられ得る。
【００２３】
受信機回路は、受信端末にて構成され、アナログ信号処理が行われる回路部分１、および出力端末にて構成され、信号処理がデジタル方式で行われる回路部分２、およびアナログ回路部分１とデジタル回路部分２との間の信号経路に提供されるアナログ−デジタル変換器３を有する。
【００２４】
無線信号は、アンテナＡによって受信され、低雑音入力増幅器ＬＮＡに供給される。ＬＮＡの増幅は、調整可能に実施され得、従って、図１に示されるように、ＬＮＡは、同時に、ＰＧＣの最前のステージである。入力増幅器ＬＮＡは、無線周波数アンテナ信号を増幅する。増幅器ＬＮＡの出力信号は、無線周波数混合器ステージＭに供給される。ＲＦ混合器ステージＭは、２つの混合器Ｍ１、Ｍ２を備え、これらの混合器は、増幅された無線周波数信号を中間周波数範囲の中に混合する。混合器Ｍ１およびＭ２は、公知の方法で、９０°の位相オフセットにて調整可能な混合周波数を用いて動作される。出力にて、さらに、それぞれの場合において、アナログ中間周波数信号（同相分岐または矩形分岐）が利用可能である。
【００２５】
ＲＦ混合器ステージＭによって受信される中間周波数信号をプレフィルタリングおよび増幅するためのユニットＥは、ＲＦ混合器ステージＭの下流に接続される。ユニットＥは、入力端末にて、信号分岐毎にアナログ低域フィルタＴＰを有する。この低域フィルタＴＰは、技術分野において、アンチエイリアシングとも呼ばれる。
【００２６】
２つの低域フィルタＴＰの出力は、各々、ＰＧＣに供給される。２つのＰＧＣの増幅は可変であり、共通の制御信号Ｓが供給される共通制御信号入力を用いて調整され得る。制御信号Ｓはデジタル制御語であるので、ＰＧＣの増幅の設定は、プログラミングとも呼ばれる。
【００２７】
各ＰＧＣは、図示されていない態様で、複数の増幅器ステージを備え、これらのステージは、直列に接続され、一定であるが、必ずしも同一でない利得を有する。増幅の設定は、その後、単に、増幅器ステージを回路と接続することによって、または制御信号語Ｓを用いた指示の関数として増幅器ステージから回路を切断することによって実施される。
【００２８】
２つのＰＧＣの出力は、同時に、アナログ回路部分１の出力を含む。
【００２９】
上述の出力は、各々、アナログ−デジタル変換器３．１．または３．２に供給される。２つのアナログ−デジタル変換器３．１および３．２は、アナログ−デジタル変換器ステージ３をインプリメントする。帯域幅が低域フィルタＴＰによってのみ制限されるデジタル中間周波数信号は、アナログ−デジタル変換器３．１、３．２の出力にて出力される。このことは、アナログ−デジタル変換器ステージ３によって出力されるデジタル中間周波数信号が、複数の利用可能なユーザチャンネル、特に、その全部でさえも対象として含み得ることを意味する。
【００３０】
アナログ−デジタル変換器３．１および３．２の出力は、複合的なデジタル中間周波数（ＩＦ）混合器ｄＭに供給される。デジタルＩＦ混合器ｄＭは、デジタル信号値に、角周波数ｗ０を有する位相信号ｅｘｐ（ｊｗ０ｔ）を乗算する。この数式において、ｔは時間を示し、ｊは虚数単位を示す。デジタルＩＦ混合器ｄＭは、受信デジタル信号の周波数角を、通常は固定された周波数ｗ０／２πだけずらす。
【００３１】
デジタル混合器ｄＭは、２つの出力を有し、この出力にて、Ｉ分岐の、およびＱ分岐の広帯域デジタル受信信号が出力される。
【００３２】
デジタル混合器ｄＭの下流の信号分岐にて、チャンネル選択ならびにデシメーションステージＫＳ１およびＫＳ２が、それぞれ、各信号分岐にて提供される。２つのチャンネル選択およびデシメーションステージＫＳ１、ＫＳ２は、構造が同じであり、図２との関連でより詳細に説明される。２つのステージＫＳ１およびＫＳ２の各々の出力それぞれにて、デジタル信号が出力される。このデジタル信号の帯域幅は、チャンネル帯域幅に制限され、アナログ−デジタル変換器３．１または３．２のサンプリングレートと比較して低減される信号レート（データシンボルレート）を有する。この信号を所望のユーザチャンネルへの同調は、アナログ調整可能な混合器Ｍ１、Ｍ２を用いて実施される。
【００３３】
チャンネル選択の２つの出力およびデシメーションステージＫＳ１、ＫＳ２は、デジタル復調器ＤＭＯＤに供給される。この復調器は、公知の方式で、信号伝送の基本として用いられる基準により、信号を復調する。復調は、例えば、適応チャンネル評価、等化、チャンネルコード化等を含み得る。図示されない方法で、復調信号は、次に、適切な方法でさらに処理、すなわち、デインターリーブされ、ソースが復号化され、アナログ信号に変換され、増幅され、かつ適切な出力ユニット（例えば、拡声器、モニタ等）に供給される。
【００３４】
２つのチャンネル選択の出力およびデシメーションステージＫＳ１、ＫＳ２は、さらに、電力評価器ＰＥと接続される。電力評価器ＰＥは、電力Ｉ分岐およびＱ分岐の受信デジタル信号に基づいて、ユーザチャンネルにて電力評価を実行する。この電力評価の結果（すなわち、ユーザチャンネルにて測定される電力を示すデジタル符号化された値）は、データ線ＤＬ１を介してＰＧＣプログラミングユニットＰＧＣ−ＰＲＯＧに伝達される。
【００３５】
電力評価の変わりに、信号電圧レベル等の信号強度評価の特定の他の形態、例えば、受信電界強度の決定が、さらに、実行され得る。
【００３６】
ＰＧＣプログラミングユニットＰＧＣ−ＰＲＯＧはＰＧＣを制御する。ＰＧＣが、回路と接続され得るか、または回路から切断され得る複数の増幅器ステージから構成される場合、ＰＧＣプログラミングユニットＰＧＣ−ＰＲＯＧは、いくつの増幅器ステージが活性化されるべきかをＰＧＣに伝達する。増幅器ステージが異なった利得レベルを有する場合、ＰＧＣプログラミングユニットＰＧＣ−ＰＲＯＧによって出力される制御信号は、どの増幅器ステージが活性化されるべきか、またはそれぞれ不活性化されるべきかをさらに通知する。
【００３７】
ＰＧＣの、より大きい利得への切り換え（回路と増幅器ステージの接続）は、帯域幅が制限されたユーザチャンネル信号における信号対雑音比が所定の最小レベルよりも低下する場合はいつでも実施される。最大ビット誤り率が、例えば、デジタル復調器ＤＭＯＤの出力にて、超過されないことを保証する閾値は、最小信号対雑音比として定義され得る。ユーザチャンネルにて測定される電力の関数としてのＰＧＣの切り換え点を制御することは、ユーザチャンネルにて生じる雑音レベルおよび所定の閾値が、（もはや許容不可能なビット誤り率を考慮して）絶対的に必要である場合のみＰＧＣが切り換えられることを保証する。その結果、これは、最小数の切り換え点のみが全体の電力レンジにおいて生じることを保証する。他方、これは、ＰＧＣが増幅器ステージの可能な限り小さい数と共に用いられることを可能にする。
【００３８】
信号対雑音比は、データ線ＤＬ１および雑音レベルを介してＰＧＣプログラミングユニットＰＧＣ−ＰＲＯＧに伝達される電力値から計算される。雑音レベルは、受信機の入力雑音および受信機のアナログ回路部分１の固有雑音によって、すなわち、アナログ信号経路の寸法調整によって決定される。この雑音レベルは、ここで、ＰＧＣの選択された利得レベルに依存する。ＰＧＣの任意の可能なプログラミングのそれぞれの雑音レベルの値は、ＰＧＣプログラミングユニットＰＧＣ−ＰＲＯＧに格納される。ユーザチャンネルにて生じる信号対雑音比は、その後、電力評価器ＰＥによって出力される電力値と、ＰＧＣプログラミングユニットＰＧＣ−ＰＲＯＧに格納される雑音レベルとの商を、選択されたプログラミングを考慮して形成することによって計算される。別の可能性は、直接的に測定することによってユーザチャンネルにおける雑音レベルを決定することである。
【００３９】
本発明による、回路との増幅ステージへの接続、および回路からの切断を説明するために、図３（ａ）および図３（ｂ）の参照がなされる。図３（ａ）において、対数信号対雑音比ＳＮＲ（単位ｄＢ）は、ＰＧＣの上流における入力信号のレベルの対数比に対してプロットされ、この入力信号（単位ｄＢｍ）の、最大許容可能な信号レベルを形成する。最小の許容可能な信号対雑音比は、本例において、２０ｄＢである。ＰＧＣの入力における０ｄＢｍの最大信号強度（変調限界）に基づいて、増幅器ステージは、信号対雑音比が２０ｄＢよりも少ない場合はいつでも、すなわち、切り換え点Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３にて回路と接続される。４つの増幅器ステージを備えるＰＧＣは、説明された方法を実施するために十分である。
【００４０】
図３（ｂ）は、ＰＧＣ（各場合において、単位ｄＢｍ）の上流の入力信号のレベルを考慮して、チャンネル選択およびデシメーションステージＫＳ１およびＫＳ２（曲線Ｋ１）の下流のユーザチャンネルにおける信号のレベル、ＰＧＣ（曲線Ｋ２）の下流の（広帯域）コンポジット信号のレベル、およびユーザチャンネルにおける（利得に依存する）雑音レベル（曲線３）を示す。図３ａおよび図３ｂにおける２つの図は、共通のｘ軸を有する。増幅器ステージが回路と接続される場合はいつでも、ユーザ信号レベルが急激に増加することが明らかになる（曲線Ｋ１）。入力信号のレベルが上昇して増幅ステージが不活性化される場合、逆のことが当てはまる。
【００４１】
曲線Ｋ３は、ユーザチャンネルにおける雑音レベルが、増幅器ステージがスイッチオフされる場合に必ずしも低下しないことを示す。増幅器ステージが、さらに、信号経路におけるその上流にある関数ブロックの雑音を増幅するので、増幅器ステージがスイッチオフされる場合、雑音全体の低減は、原則的に、予測され得る。しかしながら、点Ｐ３にて、この効果は重要でない。なぜなら、そこでは（示される特定の例において）最前の増幅器ステージにおける増幅率が変更されるからである。中央増幅器ステージが除去されると、点Ｐ２にて、雑音の低減が検出され得る。点Ｐ１における増幅器は、最後の増幅器ステージを形成するスイッチキャパシタ構成の利得を変更することによって（特定の例において）実施される。この増幅器ステージは、増幅器の値の設定が小さい場合に、極めて高い固有雑音を有し、従って、受信経路にて結果として生じる雑音全体は、増加（さえ）する。
【００４２】
ＰＧＣが切り換わると、ＰＧＣの下流の広帯域コンポジット信号がアナログ−デジタル変換器３．１および３．２の過大駆動をもたらさないような方法にて選択される回路に（降下する入力信号レベルの場合）接続される利得の大きさが選択されることを保証することが必要である。ＰＧＣの下流のコンポジット信号は、調整チャンネルにてユーザ信号および可能な（特定の環境のもとでより大きい）信号を含むので、アナログ−デジタル変換器３．１および３．２の入力にて過大駆動することを確実に回避するために、ユーザ信号における電力のみを評価することは（電力評価器ＰＥによって出力される情報により）十分ではない。
【００４３】
アナログ対デジタル変換器３．１、３．２の過大駆動を防止する１つの可能な方法は、チャンネルリストの調整チャンネルから信号電力レベルを取得することである。この可能性を説明するために、図２および図４の参照がなされる。
【００４４】
図２は、図１に示される受信機回路の（破線によって輪郭が示される）詳細図Ａをより詳細に示す。デジタル回路部分２は、入力が電力評価器ＰＥの出力に接続されるメモリＳＰを有する。メモリＳＰの出力は、データ線ＤＬ２を介してＰＧＣプログラミングユニットＰＧＣ−ＰＲＯＧと接続される。
【００４５】
調整可能な混合器ステージＭを用いて、ＲＳＳＩ走査と呼ばれるものが規則的な時間間隔で実施される。このＲＳＳＩ走査中、信号強度（または電力）は、すべての利用可能なチャンネルにおいて決定され、メモリＳＰによって管理されるリストに書き込まれる。このようなチャンネルリストの例は、図４に表される。この例は、１０個の利用可能な周波数帯域（チャンネル）および１２個のタイムスロットを有するＦＤＭＡ／ＴＤＭＡ多重アクセススシステムに基づく。示される例において、周波数帯域５におけるユーザ信号は、タイムスロット５内で受信され得る。チャンネルリストにおいて、ＲＳＳＩ走査中に電力評価器ＰＥによって決定されたすべての利用可能なチャンネルの信号強度値は、単位ｄＢｍで書き込まれる。信号強度が、例えば、−９６ｄＢｍよりも少ないチャンネルは、空き（ｆｒｅｅ）チャンネルとしてリストに特徴付けられる。従って、チャンネル１〜４、６、９および１０は空きである。比較的大きい信号が測定されるチャンネル（チャンネル５、７、８）は、使用中（ｓｅｉｚｅｄ）と表示される。
【００４６】
チャンネルリストは、通常、空きのチャンネルはどれかを見つけ出すためにのみ用いられ、従って、可能な引渡し（ｈａｎｄｏｖｅｒ）のために利用可能である。示される発明の例において、チャンネルリストに含まれる情報は、さらに、アナログ−デジタル変換器ステージ３の入力の過大駆動を防止するために用いられる。
【００４７】
この目的のために、過度に低い信号対雑音比が原因でＰＧＣにおける利得が上昇し得るときはいつでも、ＰＧＣプログラミングユニットＰＧＣ−ＰＲＯＧはタイムスロット５のチャンネルリストに書き込まれた信号強度値を読み出し、最高信号値（この場合チャンネル８において−３０ｄＢｍである）を決定する。ＰＧＣの利得は、その後、制御信号Ｓを用いて設定され、最大干渉信号（チャンネル８）を考慮に入れてさえ、過大駆動がアナログ−デジタルコンバータステージ３の入力にて生じないようにされる。特に、回路と接続される場合、アナログ−デジタル変換器３．１および３．２の過大駆動をもたらさない、これらの増幅器ステージの中で、最大利得を有する増幅器ステージが選択され、かつ回路と接続され得る。
【００４８】
ユーザ信号よりも大きい信号強度（チャンネル５）を有する調整干渉信号（チャンネル７および８）がＰＧＣの設定において考慮にいれられなかった場合、特に、ユーザチャンネルにて弱い受信信号が存在する場合、アナログ−デジタル変換器３．１、３．２の過大駆動が生じ得る。
【００４９】
特に、アナログ−デジタル変換器ステージが過大駆動されることを示す、すなわち、最大値を想定する信号レベル値がリスト内に現れる場合に、増幅器ステージは、さらに、チャンネルリスト内に格納される信号強度値を参照することによってスイッチオフされ得る。さらなる信号レベル評価器が、アナログ−デジタル変換器ステージ３の入力（ＡＧＣの場合）にて、または出力（ＰＧＣの場合）にて提供される場合、これは、当然、増幅器ステージのスイッチオフを起こさせるためにも用いられ得る。
【００５０】
図２は、図１からの低域フィルタＴＰとの関連で、アナログ−デジタル変換器ステージ３をより詳細に示す。アナログ−デジタル変換器は、次数Ｌのデルタシグマ変調器ＭＯＤを用いて実施され、チャンネルフィルタリングは、３つのデシメーションステージＤＺ１、ＤＺ２、ＤＺ３および４つのフィルタステージＦ１、Ｆ２、Ｆ３、Ｆ４を含むカスケードを用いて実施される。フィルタステージＦ１、Ｆ２、Ｆ３、Ｆ４およびデシメーションステージＤＺ１、ＤＺ２、ＤＺ３は、代替的に構成されて、サンプリングレートの低減が、例えば、ファクタ２によって、各フィルタステージから次のフィルタステージへと行われる。
【００５１】
信号経路における入力端末にて構成されるフィルタステージＦ１は、Ｌ＋１次のシンク（ｓｉｎｃｋ）フィルタと呼ばれるものを用いてインプリメントされ得る。２つの後続のフィルタステージＦ２およびＦ３は、最小位相ブリッジ波形フィルタ（ｂｒｉｄｇｅ　ｗａｖｅ　ｆｉｌｔｅｒ）または波形デジタルフィルタ（ｗａｖｅ　ｄｉｇｉｔａｌ　ｆｉｌｔｅｒ）によってインプリメントされる。例えば、第２のフィルタステージＦ２は、バイレシプロカル（ｂｉ−ｒｅｃｉｐｒｏｃａｌ）波形デジタルフィルタであり得、第３のフィルタステージＦ３は、ブリッジ波形デジタルフィルタであり得る。
【００５２】
出力端末フィルタステージＦ４は、単純なダンピングフィルタ（等化器フィルタ）の形態でインプリメントされ得る。このフィルタＦ４は、上流に接続される再帰フィルタが原因で生じる群遅延ひずみを補償するために用いられる。
【００５３】
線形位相ＦＩＲフィルタの補償において、最小位相ブリッジ波形または波形デジタルフィルタＦ２およびＦ３は、これらのフィルタが最小の群遅延を有することを特徴とする。さらに、これらのフィルタＦ２およびＦ３をインプリメンテーションする際にかかる費用は、ＦＩＲフィルタのインプリメンテーション費用よりも著しく少ない。従って、示されるフィルタコンセプトは、ＦＩＲフィルタを用いるフィルタカスケードと比較して著しい利点を有する。
【００５４】
下流に接続されるＦＩＲフィルタカスケードを有するフラッシュアナログ−デジタル変換器と比較して、図２に示される構成（デルタシグマ変調器ＭＯＤ、Ｆ１、ＤＺ１、Ｆ２、ＤＺ２、Ｆ３、ＤＺ３、Ｆ４）は、さらに、アナログ信号処理手段（すなわち、デルタシグマ変調器ＭＯＤ）の領域において、インプリメンテーション費用が低減される。
【００５５】
さらに、ＰＧＣプログラミングユニットＰＧＣ−ＰＲＯＧは、さらに、低雑音入力増幅器ＬＮＡの利得を設定するために最適な方法で用いられ得ることに留意されたい。この場合、ＰＧＣの増幅ステージが選択される場合、低雑音入力増幅器ＬＮＡの選択利得が、さらに、考慮に入れられる。ＰＧＣプログラミングユニットＰＧＣ−ＰＲＯＧから低雑音入力増幅器に延びるデータ制御線は、ＤＬ３によって図１に示される。
【図面の簡単な説明】
【図１】
図１は、本発明による、受信機回路の模式的回路図を示す。
【図２】
図２は、図１からの詳細Ａの模式的回路図をより詳細に示す。
【図３】
（ａ）は、ユーザチャンネルにおける信号対雑音比がＰＧＣの入力信号のレベルに対してプロットされる図を示す。（ｂ）は、ＰＧＣの下流における、ユーザチャンネルにおける信号全体、ユーザ信号および雑音信号のレベルが、ＰＧＣの入力信号のレベルに対してプロットされる図を示す。
【図４】
図４は、特定のタイムスロットを考慮に入れて、利用可能な周波数帯域が与えられるテーブルを示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【国際公開パンフレット】
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【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
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【国際調査報告】
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