(57)【要約】本発明は、搬送波変調受信信号ＳＩＮ のための受信機回路内のＱ調整可能なバンドパスフィルタによる妨害抑圧方法に関する。この場合、バンドパスフィルタ処理された受信信号ＢＯＵＴ が復調され、復調された受信信号ＤＯＵＴ によりスイッチング過程がトリガされる。しかしながら公知の受信機回路のもつ欠点とは、回路面積の寸法が小さいことから受信機の出力領域におけるスイッチング過程により、殊にドライバトランジスタにより、たとえば容量結合に起因する発振器振動というかたちでノイズが引き起こされるが、これを回路内に設けられている増幅制御部によっても除去できないことである。本発明によれば内部で自身により引き起こされる妨害が、バンドパスフィルタのＱ低減を妨害を引き起こすスイッチング過程と相関させることによって排除される。本発明による方法は赤外線受信機用回路の構成にとりわけ適しており、本発明によればそのような回路を小さく製造することができ、外部のコンポーネントを用いずそれゆえ安価に製造することができる。
2004506375.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
搬送波変調受信信号（ＳＩＮ）のための受信機回路内のＱ調整可能なバンドパスフィルタ（２３）による妨害抑圧方法において、
バンドパスフィルタ処理された受信信号（ＢＯＵＴ）を復調し、復調された受信信号（ＤＯＵＴ）によりスイッチング過程をトリガし、
前記バンドパスフィルタ（２３）のＱの低減を前記スイッチング過程と相関させることを特徴とする妨害抑圧方法。
【請求項２】
Ｑの低減期間をスイッチング過程により引き起こされる妨害の期間に制限する、請求項１記載の方法。
【請求項３】
復調された受信信号（ＤＯＵＴ）として搬送波変調受信信号（ＳＩＮ）の包絡線に対応する第１の矩形パルスを前記スイッチング過程のトリガのために発生させ、該第１の矩形パルス（ＤＯＵＴ）の側縁に依存して位相のずらされた第２の矩形パルス（Ｄｔｑｒ）を制御信号（７２）としてバンドパスフィルタ（２３）のＱ低減のために導出する、請求項１または２記載の方法。
【請求項４】
第２の矩形パルス（Ｄｔｑｒ）を第１の矩形パルス（ＤＯＵＴ）に時間的につなげる、請求項３記載の方法。
【請求項５】
第１の矩形パルス（ＤＯＵＴ）の第１の側縁とともにスイッチング過程を導入し、第１の矩形パルス（ＤＯＵＴ）の第２の側縁とともに該スイッチング過程を終了させる、請求項３または４記載の方法。
【請求項６】
復調のためバンドパスフィルタ処理された受信信号（ＢＯＵＴ）をパルス信号（Ｃｏｍｐｓｉｇ）として量子化し、そのパルス列をそのパルス休止期間にわたり増大方向で積分して積分値を形成する、請求項１から５のいずれか１項記載の方法。
【請求項７】
パルス列（Ｃｏｍｐｓｉｇ）が欠落していれば所定の期間後、増大方向での積分を中止して積分値を元に戻す、請求項６記載の方法。
【請求項８】
受信信号の信号の大きさおよび周囲条件により決定される制御量に依存して、該受信信号に対し自動利得調整を行ってからバンドパスフィルタ処理する、請求項１から７のいずれか１項記載の方法。
【請求項９】
前記自動利得調整をバンドパスフィルタ処理された受信信号の復調中、非アクティブ状態に切り替える、請求項８記載の方法。
【請求項１０】
自動利得調整を非アクティブ状態にするため、第１の矩形パルス（ＤＯＵＴ）に対し位相のずらされた第３の矩形パルス（Ｄｓｔｏｐ−ａｇｃ）を発生させ、該第３の矩形パルスのパルス幅は前記第１の矩形パルス（ＤＯＵＴ）のパルス幅よりも長い、請求項５から９のいずれか１項記載の方法。
【請求項１１】
増大方向での積分中および元に戻す間の積分値に依存して第１、第２および第３の矩形パルス（ＤＯＵＴ，ｔｑｒ，Ｄｓｔｏｐ−ａｇｃ）を発生させる、請求項７から１０のいずれか１項記載の方法。
【請求項１２】
請求項１から１１のいずれか１項記載の方法を実施するための回路において、
受信機回路に入力増幅器（１）が設けられており、該入力増幅器（１）の後段として制御増幅器（２１）とバンドパスフィルタ（２３）が接続されており、該バンドパスフィルタ（２３）は伝達関数Ｆ（ｓ）
Ｆ（ｓ）＝（ｓ／ω０）／（１＋（ｓ／（ω０Ｑ）＋（ｓ２／ω０２）
による２次のフィルタとして構成されており、ここでｓはラプラス変換されたものでありω０ は共振周波数、Ｑはキュー値を表し、該Ｑは制御信号（Ｄｔｑｒ）に依存して切替スイッチ（２３９）により２つの値Ｑ１ およびＱ２ に設定されることを特徴とする回路。
【請求項１３】
復調のため前記バンドパスフィルタ（２３）の後段にパルス列（Ｃｏｍｐｓｉｇ）形成のための比較器（３１１）が接続されており、該パルス列（Ｃｏｍｐｓｉｇ）はアナログ積分器（３１３）へ供給され、積分値がヒステリシス値のそれぞれ異なる複数のシュミットトリガ（３１６，３１７，３１８）へ転送される、請求項１２記載の回路。
【請求項１４】
前記シュミットトリガ（３１６，３１７，３１８）の出力側は、前記バンドパスフィルタ（２３）のＱ低減のための制御信号（Ｄｔｑｒ）を発生するＡＮＤゲート（Ｌ３）と接続されている、請求項１３記載の回路。
【請求項１５】
制御増幅器（２１）による自動利得調整のため制御ロジック部（４１）およびその後段として接続されたディジタル／アナログ変換器（４２）が設けられており、バンドパスフィルタ処理された受信信号（ＢＯＵＴ）と第３の矩形信号（Ｄｓｔｏｐ−ｓｇｃ）を供給するため、前記制御ロジック部（４１）はバンドパスフィルタ（２３）の出力側および復調器（３１）における複数の比較器のうちの１つ（３１７）とそれぞれ別個の線（７３，７５）を介して接続されている、請求項１２から１４のいずれか１項記載の回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
本発明は、請求項１の上位概念に記載の搬送波変調受信信号用の受信機回路内のＱ調整可能なバンドパスフィルタを用いた妨害抑圧方法ならびにこの方法を実施するための回路に関する。
【０００２】
この種の受信機回路殊に遠隔制御受信機のための公知の集積回路（ＩＣ）たとえば ＴＥＭＩＣ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ ＧｍｂＨ による Ｕ２５４８ などは、そのテクノロジーゆえにいっそう大きい寸法となっており、それにより妨害の結合が僅かである。そのサイズは約１．８ｍｍ２ である。この回路は有効平面上に受信信号、出力信号、給電電圧、アース線のための接続装置ならびに複数の補償調整装置を有している。この種の回路の機能によれば、ホト検出器通常はホトダイオードにより受信された信号すなわち受信信号が入力回路へ供給される。入力回路はトランスインピーダンス増幅器を有しており、これはパルス化された入力電流信号を増幅して電圧信号に変換する。次にこの電圧信号は信号準備処理回路において処理される。信号準備処理回路は制御増幅器とリミッタとバンドパスフィルタを有している。この場合、制御増幅器の役割は、トランスインピーダンス増幅器からの出力電圧を制御設定どおりに増幅することである。また、リミッタの役割は、信号の変動を制限してバンドパスフィルタの過制御を回避することである。バンドパスフィルタにより受信機の選択性が実現され、その帯域幅が制限される。バンドパスフィルタの出力側における信号は評価回路として用いられる復調器において評価される。この復調器は比較器と積分器とシュミットトリガとから成り、スイッチとして動作するドライバトランジスタに対するスイッチング信号を発生し、これによってディジタル制御信号がたとえばマイクロコントローラへ供給されて引き続き処理される。
【０００３】
さらにこの公知の回路によれば増幅制御が行われ、これにより受信機の利得が干渉電磁界に応じて調整され、それによって受信信号に対し高い感度が得られるとともに、たとえば外部光に起因するような干渉作用も十分に抑えられ、そのためドライバトランジスタにより出力パルスが可能なかぎり発生しないようになる。
【０００４】
とはいうもののこのような公知の回路のもつ欠点とは、新しい技術を適用するとその回路面積が小さくなり、そのため受信機の出力側領域におけるスイッチング過程に起因して、殊にドライバトランジスタによって、妨害がたとえば発振器振動としてそのときに生じる容量結合やアース電位降下にゆえに回路内で引き起こされ、そのような妨害は利得制御によっても除去することができない。
【０００５】
この種の問題を解決するため、モノリシック光集積回路ＴＰＳ８３１に関する東芝データシートから知られているのは、１０００ｐＦの大きさの外部コンデンサを出力端子Ｖ０ とアース端子ＧＮＤとの間に接続して、そのシートの記載によればこれにより発振を防止するとのことである。このような解決手法の明らかな欠点は、付加的な部品のためにチップコストのほかにもコストがかかってしまうこと、復調された出力パルスがこのコンデンサにより誤ったものになってしまうことである。
【０００６】
したがって本発明の課題は、冒頭で述べた形式の方法において内部で引き起こされる既述の妨害を、従来技術のところで述べた欠点を伴わずに抑圧できるようにすることである。
【０００７】
この課題は請求項１の特徴部分により解決される。本発明によれば、受信機回路出力側におけるスイッチング過程に起因して内部で引き起こされる妨害がその発生時点において、すなわちスイッチング中およびスイッチング過程に続く期間中、バンドパスフィルタのＱを一時的に制限して下げることによりアクティブに抑圧される。有利にはＱ低減の期間はスイッチング過程により引き起こされる妨害の期間に制限され、つまり妨害が鎮まるまでに制限される。
【０００８】
本発明の１つの有利な実施形態によれば、復調器の出力信号は第１の矩形パルスとして搬送波変調受信信号の包絡線に対応するものであり、これはスイッチング信号として受信機の出力トランジスタであるドライバトランジスタへ供給される。そしてこの出力信号に依存してバンドパスフィルタのＱ低減のための制御信号ｔｑｒが導出され、この場合、第１の矩形パルスの側縁に依存して位相のずらされた別の矩形パルスが形成され、このパルスは第１の矩形パルスに時間的につながるものであるとよい。最初に挙げた矩形パルスの第１の側縁とともにスイッチング過程が導入され、たとえば上述のスイッチがスイッチオンされ、この矩形パルスの第２の側縁とともにスイッチング過程が終了させられ、たとえば上述のスイッチがスイッチオフされる。したがって妨害とＱ低減との相関付けが簡単に実現される。
【０００９】
復調器から発せられる矩形パルスはバンドパスフィルタ処理された受信信号から導出され、その際にまずはじめにこの受信信号から量子化によりパルス列が形成され、ついでこそれらのパルス列が積分されて積分値が形成され、パルス列が欠落するとこの積分値が元に戻されるようになる。
【００１０】
さらに別の有利な実施例によれば、制御増幅器により受信信号の自動利得調整が行われる。バンドパスフィルタ処理前にこの制御増幅器に受信信号が供給される。この制御は、受信信号の信号の大きさおよび受信機回路の周囲条件たとえば干渉電磁界に依存して行われる。このような制御によっても場合によっては引き起こされる可能性のある妨害を回避する目的で、この増幅制御もしくは利得調整はバンドパスフィルタ処理された受信信号の復調中つまりは有効なデータビットの受信中、非アクティブ状態に切り替えられる。有利には自動利得調整を非アクティブ状態にするため、第１の矩形パルス（復調器の出力信号）に対し位相のずらされた第３の矩形パルスが形成される。この矩形パルスのパルス幅は第１の矩形パルスのパルス幅よりも長い。
【００１１】
さらに有利には、積分値に依存して増大方向での積分中および元に戻す間の積分値に依存して復調器の出力信号（第１の矩形パルス）、バンドパスフィルタのＱ低減のための制御信号（第２の矩形パルス）および自動利得調整を非アクティブ状態に切り替える制御信号（第３の矩形パルス）が導出される。
【００１２】
請求項１２から１５には、本発明による方法を実施するための有利な回路の特徴構成が示されている。
【００１３】
本発明による方法を実施するためのこの種の受信機回路はモノリシック回路として製造され、これは赤外線遠隔制御用受信機として動作させるために１つのホトダイオードしか必要とせず、数１００ｐＡの範囲のごく僅かな電流であっても復調可能であるが、３００ＭΩのオーダの高いトランスインピーダンスを必要とする。これに対し復調器の出力側におけるドライバトランジスタは、数ｍＡまでの最大電流において完全なロジックレベル変位（たとえば５Ｖ）を切り替える。チップサイズをいっそう小さくする新しいテクノロジーを用いてこのような回路を実現する場合、たとえば１ｍｍ２ のチップ面積であると、それによってドライバトランジスタと受信機回路入力側との間隔がいっそう小さくなり、ドライバトランジスタの大きい電圧変位により受信機回路入力側に対し引き起こされる結合に起因して、内部的に引き起こされる既述の妨害（発振）が発生することになる。また、チップサイズとは無関係にこのような回路は、ドライバ電流により引き起こされるアース電位降下に起因して発振しがちである。本発明によれば既述のすべての妨害ないしは干渉が抑圧され、これはチップサイズには依存しないので、さらに縮小化を押し進めることになる将来のテクノロジーであっても本発明をそのまま有利に利用することができる。
【００１４】
次に、図面を参照しながら実施例に基づき本発明による方法について説明する。
【００１５】
図１は、本発明による受信機回路のブロック図である。
【００１６】
図２は、受信機回路において図１に従って使用される復調器のブロック図である。
【００１７】
図３は、図２による復調器の動作説明のためのロジックダイアグラムである。
【００１８】
図４は、受信機回路において図１に従って使用される積分器のブロック図である。
【００１９】
図５は、図４による積分器の動作説明のためのロジックダイアグラムである。
【００２０】
図６は、受信機回路において図１に従って使用されるジャイレータ型バンドパスフィルタの基本回路図である。
【００２１】
図１には、受信機回路１０およびその周辺のブロック図が示されている。光送信ダイオード６から放射される搬送波変調データは赤外線パルスパケットとしてホトダイオード５により受信される。ホトダイオード５に投射されるたとえば３８ｋＨｚの搬送周波数をもつ赤外線パルスパケットは電流信号ＳＩＮ に変換される。この信号は受信機回路１０の入力端子１１に到来する。そしてこの電流信号ＳＩＮ はトランスインピーダンス増幅器として動作する入力回路１へ供給され、これによって電流信号ＳＩＮ が増幅されて電圧信号に変換される。その際、変換された電圧は、後続の信号準備処理段においてノイズ成分を無視できるほど大きくなければならない。後続の信号準備処理部２において、この電圧信号はもう一度、制御増幅器２１によって増幅されリミッタ２２により制限され、ついでバンドパスフィルタ２３においてフィルタリングされる。このバンドパスフィルタ２３はアナログ入力側のほかにも制御入力側を有しており、これによってバンドバスフィルタのＱを２つの値の間で切り替えることができる。
【００２２】
このため、後続のバンドパスフィルタ２３の過制御を防止し、さらにたとえば給電端子Ｖｓ を介して受信機に入り込むパルス状の妨害を抑圧する目的で、リミッタ２２による信号制限が必要とされる。信号準備処理部２に続く評価部３において、バンドパスフィルタリング処理された信号ＢＯＵＴ が復調器３１により復調され、負荷抵抗３２を伴うドライバトランジスタ３２を介して出力信号ＳＯＵＴ としてマイクロコントローラ７へ供給されて後続処理が行われる。復調器３１は制御信号ｔｑｒも発生し、この信号はライン７２を介してバンドパスフィルタ２３の制御入力側へ供給される。このようにしてドライバトランジスタ３２の切換過程に続いてバンドパスフィルタ２３のＱが短期間低減され、これによってドライバトランジスタ３２により実行されるスイッチング過程に起因する発振器振動の発生が阻止され、したがって集積回路として構成された受信機回路における妨害結合が抑えられるようになる。このため、有効信号の搬送波周波数において動作し回路の選択性を実現するバンドパスフィルタ２３はたとえば１０というＱをもち、これを以下で説明するように制御信号ｔｑｒに基づき１まで低減することができる。
【００２３】
送信ダイオード６から送出される有効信号の増幅つまりは受信機の感度を最適化する目的で、受信機回路１０は制御回路４を有している。この制御回路４は制御増幅器２１へ制御信号を供給し、さらにこの制御回路４自体は入力信号として、線７５を介してバンドパスフィルタ２３の出力信号ＢＯＵＴ を、ならびに線７４を介して復調器の発生した信号Ｄｓｔｏｐ−ａｇｃ を受け取る。この制御回路４の役割は、入力信号の増幅度ないしは利得をその大きさに依存して変化させることでＳＮ比を最適化することである。制御回路４は制御ロジック部（ＡＧＣ）４１とディジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）４２とによって構成されている。制御ロジック４１により有効信号が妨害信号から分離され、有効信号に対する利得ができるかぎり高いレベルに調整され、これによって有効信号に対し高い感度が得られる。これと同時にたとえば外部光などによる妨害作用が抑えられる。ディジタル／アナログ変換器４２により、制御ロジック部４１から発生したディジタル増幅器情報が制御増幅器２１用のアナログ制御電圧に変換される。
【００２４】
次に、図２に基づき復調器３１の動作を図３による対応するパルスダイアグラムを参照しながら詳しく説明する。殊にここではドライバトランジスタ３２をスイッチングする復調器３１の出力信号ＤＯＵＴ とバンドパスフィルタ２３のＱを低減する制御信号Ｄｔｑｒ との相関関係について示すことにする。
【００２５】
図２に示されているようにバンドパスフィルタ２３から到来する出力信号ＢＯＵＴ は比較器３１１によりディジタル化される。この比較器の閾値電圧３１９は一定に調整された基準値を成しているが、これは帯域フィルタのノーマルレベルないしは中心レベルに対し信号に応じて複数の段階にわたり調整可能である。パルス列Ｃｏｍｐｓｉｇ （図３のパルスダイアグラム３１１参照）として表される比較器３１１のディジタル信号がアナログ積分器回路３１３において積分される。この積分器３１３は制御限界０％もしくは１００％まで充電ないしは放電の状態を識別し、これにより制限された積分電圧経過特性（図３のパルスダイアグラム３１３参照）が出力信号ＩｎｔＯＵＴ として形成される。積分器３１３の出力側にはその後段として、ヒステリシスのそれぞれ異なる３つのシュミットトリガ３１６，３１７，３１８が接続されている。この実施例では、シュミットトリガ３１６に対するオン／オフスイッチング過程が８０％と４０％のところにあり（図３のパルスダイアグラム３１６参照）、シュミットトリガ３１７は８５％と１０％のところにあり（図３のパルスダイアグラム３１７参照）、さらにシュミットトリガ３１８は５０％と２５％のところにある（図３のパルスダイアグラム３１８参照）。３つのシュミットトリガ出力信号ＤＯＵＴ，Ｄｓｔｏｐ−ａｇｃ および３１８の時間的なオーバラップから、論理結合Ｌ２およびＬ３によって制御信号Ｄｔｑｒ（７２），Ｄｓｔｏｐ−ａｇｃ（７３）および７６が得られる。
【００２６】
図３のパルスダイアグラムからわかるように、最大値（１００％）の８０％まで積分値が上昇したときに矩形復調器出力信号ＤＯＵＴ の正の側縁が形成され、積分値が４０％の値まで戻ったときに負の側縁が形成される。同様に上述の値によって矩形信号Ｄｓｔｏｐ−ａｇｃ （３１７）が形成され、これは制御ロジック部４１へ供給され、有効なデータビットの伝送中および伝送後短期間、制御回路４の制御を非アクティブ状態に保持する。このようにして、ドライバトランジスタにより制御回路４に及ぼされる妨害作用も回避されることになる。制御信号Ｄｔｑｒ を発生させるため、矩形信号３１８と信号Ｄｓｔｏｐ−ａｇｃ（３１７） と反転された信号ＤＯＵＴ とがＮＡＮＤゲートＬ３によってＡＮＤ結合される。したがってＤＯＵＴ 信号が低レベルをとるときに矩形信号７２の正の側縁が発生する一方、その負の側縁は矩形信号３１８の負の側縁と時間的に一致する。
【００２７】
ＮＡＮＤゲートＬ２を用いることで、反転されたＤＯＵＴ 信号３１６とＤｓｔｏｐ−ａｇｃ 信号３１７とによってさらに別の矩形信号７６が形成され、この信号は比較器３１１から発せられたＣｏｍｐｓｉｇ パルス列とともにＡＮＤゲートＬ１へ供給される。この矩形パルス７６のパルス期間は、ＤＯＵＴ 信号３１６のパルス終端からＤｓｔｏｐ−ａｇｃ 信号３１７のパルス終端までに相応する。これにより制御回路４が非アクティブ状態に切り替えられている間、比較器３１１の後続のトリガが阻止される。
【００２８】
復調器３１において用いられているアナログ積分器３１３はディジタル化されたパルス列Ｃｏｍｐｓｉｇ を積分し、しかもこれは簡単に実現することができる。次にこれについて、一例として図４およびそれに対応する図５のパルスダイアグラムを参照しながら説明する。
【００２９】
一例として図５に示されているパルス列Ｃｏｍｐｓｉｇ にはパルス休止のそれぞれ異なる種々の期間のパルスが含まれており、これはトリガ＆ホールド素子Ｔへ供給され、この素子は最初のパルスが発生すると電流源Ｑをスイッチオンし、電流源Ｑは電流Ｉ１により積分コンデンサＣｉｎｔ を充電する。この場合、復調器３１は不完全なパルス列を不完全であると識別しなければならず、それによって出力信号を生じさせてはならない。この目的でトリガ＆ホールド素子Ｔの保持機能が用いられ、これによれば周波数に依存して１．６／ｆ０ に従い選定可能な所定の期間経過後にパルス欠落により増大方向での積分動作が中止され、同じ速度で減少方向での積分が開始され、このとき積分コンデンサＣｉｎｔ の放電のため電流シンクＳがスイッチオンされる。この種の保持機能はパルスダイアグラムにおいてホールド１．６／ｆ０ によって表されており、これによれば時点ｔ１ と時点ｔ２ における最初の２つのパルスの間のパルス休止が橋絡されることが示されており、つまりこれらのパルス休止期間中さらに積分されていくけれども、完全にではなく第２のパルスへと続く休止すなわち時点ｔ２ とｔ３ との間で積分されていく。それゆえ保持時間１．６ｆ０ の経過までしかつまり時点ｔ３ までしか増大方向には積分されない。ついで積分コンデンサＣｉｎｔ を電流Ｉ２で放電させるため時点ｔ４ までトリガ＆ホールド素子Ｔが電流シンクＳとつながれる。時点ｔ４ において次のパルスが発生して上昇方向での積分が行われ、これは時点ｔ５ において後続のパルスが生じているにもかかわらず１００％の最大積分値に達してしまうまで続けられ、この保持時間１．６ｆ０ は時点ｔ６ ではじめて終了する。その後、時点ｔ７ まで減少方向に積分され、時点ｔ７ において積分出力信号ＩｎｔＯＵＴ の積分値は再び０％の出力値に到達する。
【００３０】
図６にはＱを設定可能なバンドパスフィルタ２３の一例としての構造が描かれており、これを図１による受信機回路に利用することができる。図示されているこのバンドパスフィルタは２次のジャイレータ型フィルタを成しており、このフィルタの一般的な伝達関数Ｆ（ｓ）は次式で与えられる：
Ｆ（ｓ）＝（ｓ／ω０）／（１＋（ｓ／（ω０Ｑ）＋（ｓ２／ω０２）
ただしｓはラプラス変換されたものないしはラプラス変数であり、ω０ は共振周波数、Ｑは共振の鋭さを表す。後述の回路はこの伝達関数を置き換えたものである。
【００３１】
図６によれば、リミッタ２２により制限されたアナログ信号がバンドパスフィルタの入力端子Ｅを介して、３つの入力側（２つの正の入力側と１つの負の入力側）を備えた加算器２３１の正の入力側へ供給される。３つの入力側に加わる信号に加わる信号から形成される加算信号は増幅器２３２により係数ω０ だけ増幅され、容量をシミュレートする制限を付ける積分器２３３へ転送される。ついで、積分された信号はトランジスタ特性曲線をシミュレートする信号成形器により成形され、これはバンドパスフィルタ２３の出力信号ＢＯＵＴ を成す。同時にこの出力信号ＢＯＵＴ は一方では、増幅係数−ω０ をもつ別の増幅器２３５およびその後段として接続され積分器２３３の構造に相応する別の積分器２３６から成るフィードバック回路を介して、加算器２３１の第２の正の入力側へ供給される。他方、この出力信号ＢＯＵＴ は増幅器２３７および２３８を介して切替スイッチ２３９へ供給され、この切替スイッチ２３９はそこへ供給される制御信号Ｄｔｑｒ に依存して増幅係数０．１（＝１／Ｑ１、Ｑ値が１０に相応）をもつ増幅器２３７を、あるいは増幅係数１（＝１／Ｑ２、Ｑ値が１に相応）をもつ増幅器２３８を、加算器２３１の負の入力側と接続する。
【００３２】
Ｄｔｑｒ 信号が高レベルである間つまりドライバトランジスタ３２のスイッチオフ期間中およびその後の短期間にわたりＱを下げることにより、フィルタはエネルギー消費容量の僅かな状態へ移行し、その結果、バンドパス入力側における跳躍的変化のかたちでドライバトランジスタ３２により引き起こされる妨害をいっそう迅速に鎮めることができる。制御信号Ｄｔｑｒ がアクティブである期間は、バンドパスフィルタ２３の前段として接続された回路部分においてドライバトランジスタ３２の妨害が続いている期間の長さがなければならない。この場合、有効信号の復調に対し悪影響が及ぼされることはない。その理由は、妨害抑圧のための期間は有効信号の１つのビット列の休止期間よりもはるかに短いからである。
【００３３】
受信機の一般的な機能のために必要とされるこの種のバンドパスフィルタ２３の特性は主として受信機の帯域幅を制限することにあり、これにより先行の回路段およびホトダイオードのノイズが最低限に抑えられひいては有効信号に対する感度がいっそう高まり、最終的には中心周波数以外の妨害も抑圧されることになる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による受信機回路のブロック図である。
【図２】受信機回路において図１に従って使用される復調器のブロック図である。
【図３】図２による復調器の動作説明のためのロジックダイアグラムである。
【図４】受信機回路において図１に従って使用される積分器のブロック図である。
【図５】図４による積分器の動作説明のためのロジックダイアグラムである。
【図６】受信機回路において図１に従って使用されるジャイレータ型バンドパスフィルタの基本回路図である。
【国際公開パンフレット】
2004506375.tif 000003
2004506375.tif 000004
2004506375.tif 000005
2004506375.tif 000006
2004506375.tif 000007
2004506375.tif 000008
2004506375.tif 000009
2004506375.tif 000010
2004506375.tif 000011
2004506375.tif 000012
2004506375.tif 000013
2004506375.tif 000014
2004506375.tif 000015
2004506375.tif 000016
2004506375.tif 000017
2004506375.tif 000018
2004506375.tif 000019
2004506375.tif 000020
2004506375.tif 000021
【国際調査報告】
2004506375.tif 000022
2004506375.tif 000023
2004506375.tif 000024
2004506375.tif 000025