(57)【要約】複合型同期電気モータ用の一体型位置レゾルバ。本発明は、レゾルバの作動のためにモータの磁束を利用する複合型同期電気モータ用に新規に改良された一体型位置レゾルバを開示する。モータ内に追加の測定コイルを設け、制御電子機器内を僅かに変更することで課題が解決される。測定コイル（１）により、永久磁石（４）を貫く磁束の変化が測定され、制御電子機器により、一連の相におけるＰＷＭパルスの位相シフトが提供される。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
複合型同期モータであって、全モータ相（三相モータの場合は相Ｕ，Ｖ，Ｗ）の磁極を同時に磁化する永久磁石（４）を貫く磁束を囲む追加の測定コイル（１）を備える複合型同期モータ。
【請求項２】
異なる相に属する動作コイル（６）は、多相動作電流に加えて、高周波数の多相測定電流により給電される、請求項１に記載の複合型同期モータ。
【請求項３】
一連の相におけるＰＷＭパルスの中心の相対的位相シフトを利用して、高周波数の多相測定電流と多相動作電流とが同じインバータにより生成される、請求項１及び２に記載の複合型同期モータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、同期電気モータ用の位置制御の新規な方法を開示する。この新規な方法により、センサレスの方式及びレゾルバを使用した方式の利点が組合わさせる。
【背景技術】
【０００２】
現代の電気モータには、好ましくは、正確な位置制御のための付加的システムが取付けられる。このことを達成するための一つの方法は、外部の位置センサ（光学エンコーダ、磁気レゾルバ等）を使用することである。多くの場合、より好ましい別の方法は、センサレス位置制御である。
【０００３】
同期電気モータにおける回転子位置の多様なセンサレス・モニタリングが既に知られている。このような制御を利用したモータでは、回転子位置の光学エンコーダ、又はレゾルバ、又は他のセンサが必要とされない。このようなセンサレス制御において、回転子位置は、通常、モータ巻線における起電力電圧から決定される。この電圧の一部は、オームの電圧であり、コイルのオーム抵抗及びこれらのコイル中の電流に比例する。他の部分は、モータ・コイルにおける磁気誘導により生成される電圧（通常、大部分を占める）である。この誘導電圧は、回転子の位置を含む複数の変数の複雑な数学関数である。現代のデジタル信号処理装置（ＤＳＰ）解析を利用して、既知の他の変数の値から回転子の位置を決定することが可能である。これらの変数は、全モータ相に属するコイル中の電流（例えば、三相モータにおける三つの電流）、及びこれらのコイルにおける電圧（三相モータにおいて、再び三つの変数）である。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、この方法には、少なくとも一つの重大な欠点がある。それは、零速度である時は誘導電圧が存在しないため、回転子が零速度である時、回転子の位置を決定することができないことである。概して、最先端のセンサレス制御を利用するモータは、始動位置を決定するために、モータ始動時に幾つかの小さなブラインド・ジャーク（ｂｌｉｎｄ  ｊｅｒｋｓ）（例えば、６０電気角によるジャーク）を実行する。しかし、これらのジャークは、所望の円滑な始動と両立しない。それらは、高精度が必須である用途においては、特に好ましくない（ロボット光学、工場の製造工程自動化等における）。
【０００５】
他方では、センサ制御がある。しかしながら、従来のレゾルバ方式では、モータに加えて大規模な部品が導入され、磁気レゾルバとモータとが、数々の設計において問題となり得る磁気干渉を起こす場合がある。
【０００６】
従って、本発明の課題は、モータ及び磁気レゾルバが互いに一体化された複合型同期モータのそのような構成上の変更を見出すことにある。さらに、この変更により、大規模な、高価な、あるいは複雑な部品がモータに導入されるべきではない。従って、構成をあまり変更しない解決方法を考察した。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
センサレス方式と対照的に、本発明では、同じく軽量な、更に零速度であっても回転子の位置に関する正確な情報を取得することのできる何かを備えるモータが導入される。
この課題は、複合型同期モータにおける僅かな構成の追加、即ち、従来のパワー・コイルに追加された特別な測定コイル（以下、この特別なコイルを測定コイルと呼ぶ）により良好に解決することができた。更に、解決方法の別の面は、多相モータ・コイルにおけるパルス幅変調（ＰＷＭ）パルスの生成の特別な方法である。従って、従来のセンサレス複合型同期モータと比較して、本発明に従うモータは、追加された測定コイルと、特別なＰＷＭ発生器と、測定コイルにおいて誘導された起電力から回転子の位置を計算するデコーダとを備える。デジタル信号処理装置（ＤＳＰ）は、回転子の位置から多相コイルの各々におけるＰＷＭパルスの正確な幅を決定するような方法で、同期位相の調節を実行する。
【０００８】
位置制御のこの新規な方法が本発明の主題である。この制御の原理及び機能を、特許番号ＰＣ／ＪＰ０１／０００７０（トロイダル・コイルを備える複合型同期モータ）において説明されたタイプの複合型同期モータに関連付けて説明する。当然、それは、別の種類の複合型同期電気モータにも利用することができる。以下の本文においては、上記した特許において説明されたモータをムカデ・モータ（Ｍｕｋａｄｅ  ｍｏｔｏｒ）と名付ける。
【０００９】
本発明に従う動作制御は、零速度においても低下しない高精度を伴って機能するが、センサレス制御の全ての利点を維持する。小型で非常に単純な測定コイルのみがモータの内部に導入される。他の追加部品はモータ内に存在しない。
【００１０】
本発明に従う機械及び電子機能ブロックの例を図示する図面を参照して、本発明を更に説明する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
トロイダル・コイルを備える三相同期モータ（これはムカデ・タイプのモータである）の例に関連付けて本発明を説明するが、同じ理論は、他の多相複合型同期モータに対しても有効である。
【００１２】
図１に、本発明に従う、トロイダル・コイル及び測定コイルを備える三相複合型同期電気機械の実施形態を示す。同じ実施形態は図２にも示されている。ただし図２においては、回転子（１５）と、ボール・ベアリング（８）を備える固定子（１４）とが別々に示されている。回転子の能動部品は、四つの歯付鉄リング（９，１０，１１，１２）である。固定子の能動部品は、二つの歯付鉄リング（２，３）と、これら二つのリング（２，３）の間に挿入されたリング型永久磁石（４）と、固定子のリング（２，３，４）の集合体に巻付けられたトロイダル・コイル（６）とからなる。本発明では、モータの軸（７）と同軸である単純な測定コイル（１）がリング型永久磁石（４）に巻付けられる。測定コイル（１）は、非常に細いワイヤから形成可能であるためほとんど場所を取らず、モータの他の部品の形状はほとんど変更されない。測定コイル（１）の二つの端部（１ａ，１ｂ）は、固定子ハウジング（５）を介してモータの外に引き出され、それらは、電子制御ユニット、より正確には、回転子位置のデコーダに接続される。
【００１３】
モータの上記した構成上の解決方法は、測定コイル（１）を除いて、既知のものである。従って、ここでは、本発明の主題である測定コイル（１）の機能のみを説明する。
測定コイル（１）はリング型永久磁石（４）の周りに巻付けられ、その測定コイル（１）により、このリング型永久磁石（４）を貫く磁束の変化が測定される。モータの動作中、磁石（４）を貫く磁束は連続的に変化する。それは小さいが、例えば、測定コイル（１）を利用して測定することができる。磁束の変化は、多相モータ・コイル（６）における動作電流が回転子の位置と良好に同期している場合は略零であり、同期化が電気角の理想的な値から外れると直ちに増加する。ムカデ・モータ及び同様な複合型同期モータの数学的理論に従って、この磁束の変化は
【００１４】
【数１】
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となる。
Δφは、永久磁石（４）を貫く磁束の小さな変化（平均値からの変化）である。
Ｋは、乗算の定数であり、おおよその値である。
Φmは、磁石の動作点での、永久磁石（４）を貫く平均磁束である。
Ｉ0は、モータの動作コイル（６）の各相における電流の振幅である。
Ｉ0maxは、モータのピーク・トルクでの電流の振幅である。
γは、動作電流が回転子の位置と最も良く同期している時の位相シフトからの、モータの主コイル（６）における電流の位相シフト（電気角）である。
【００１５】
上の式はモータ・コイル（６）の動作電流（即ち、回転子の位置と同期すべき電流）に対して有効であるが、他の周波数の電流（回転子の位置と同期しない電流）に対しても有効である。唯一の条件は、この電流も、モータ・コイル（６）内の動作電流のような三相電流であることである。電流の周波数がモータの同期周波数でない場合、γは、時間とともに変化する変数である。
【００１６】
本発明では、三相電力信号の発生器（電子インバータ）により、モータ・コイル（６）の三相システムにおける電流が二つの異なる三相電流の合計となるような信号が生成される。
【００１７】
第一の電流は動作電流（モータのトルクを生成する主な電流）であり、それは、モータのトクルに略比例する大きさの振幅を有する。この三相電流の電気位相は回転子の位置と同期する。従って、その周波数はモータの同期周波数である。
【００１８】
第二の電流は非常に高い周波数及び非常に小さな振幅を有する。その他の点では、第二の電流は三相電流であり、隣接した相Ｕ，Ｖ，Ｗにおける電気発振は、１２０電気角だけ互いに位相シフトしている。この第二の電流を測定電流と呼ぶことにする。
【００１９】
この第二の電流は回転子の位置と同期しておらず、従って、測定電流の角シフトγは絶えず変化する。この位相シフトは動作電流の同期位相ωｔと測定電流の位相ω’ｔとの間の差である。そして、
【００２０】
【数２】
2004534498.tif 000004
が得られる。ここで、ωは動作電流の同期角周波数であり、
【００２１】
【数３】
2004534498.tif 000005
として定義される。ここで、
【００２２】
【数４】
2004534498.tif 000006
は回転子の機械角であり、Ｋrは回転子の極（歯）の数である。
【００２３】
ω’は測定電流の角周波数である。
ｔは時間である。
γ0は時間ｔ＝０の時の位相シフトである。
【００２４】
式（１）と（２）とをまとめると、測定電流に起因する小さな磁束変化が得られる。
【００２５】
【数５】
2004534498.tif 000007
これは、永久磁石（４）の磁束であり、従って、それは測定コイル（１）を貫く。同じ磁束が、全三相（Ｕ，Ｖ及びＷ）に属する固定子の極を貫き、故に、それは全三相の情報を含む。測定コイル（１）における誘導電圧Ｕiは磁気誘導の法則及び式（１），（２），（３）に従って、
【００２６】
【数６】
2004534498.tif 000008
となる。ここで、以下の記号表示を使用した。
【００２７】
Ｕiは測定コイルにおいて誘導された電圧である。
Ｎ’は測定コイルにおけるワイヤの巻数である。
Ｉ0は（三相の各々における）測定電流の振幅である。
【００２８】
残りの全てのものは、先のものと同じ意味を持つ。
（測定コイルにおける）この誘導電圧Ｕiの電気位相は、
【００２９】
【数７】
2004534498.tif 000009
で示され、式（４）から
【００３０】
【数８】
2004534498.tif 000010
であることが分かる。動作コイル（６）内の測定電流と測定コイル（１）における誘導電圧との間の位相シフトは
【００３１】
【数９】
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である。確かに、測定電流の位相は、比較対象として選択された三相のうちのどれかに依存する。従って、角γ0も、対象とした位相に依存する。理論的な論証を目的として、莫大な数の、あるいは少なくとも三つ又は五つ以上の相があると仮定する。その結果、γ0
＝０となるような（限定的なモータ相に属する）コイル・セグメントを常に見出すことができる。この特定のコイル・セグメントを零コイル・セグメントと呼ぶことにする。例えば、これはＵ相に属するコイル・セグメントである。そして、この零コイル内の測定電流と測定コイルにおける誘導電圧との間の位相シフトは
【００３２】
【数１０】
2004534498.tif 000012
となる。より一般的には、ωは時間依存性があり（ω（ｔ））、従って積（ωｔ）は積分によって置換されるべきである。
【００３３】
【数１１】
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式（５）を式（６）に代入すると、
【００３４】
【数１２】
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が得られる。式（７）のωｔは、理想的な場合（即ち、同期化が理想的である場合）における同期電気位相であることを再度思い出してみる。回転子が一回転子極分だけ順方向に回転する間に、動作電流の一電気周期が得られる。この時、同期位相ωｔは、正確に全電気角２πだけ増加する。しかし、このことは、ωｔが、回転子の極の数が乗算された回転子の位置の機械角でもあることを意味する。
【００３５】
【数１３】
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ここで、
【００３６】
【数１４】
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は回転子の機械角を意味する。式（９）は機械位相
【００３７】
【数１５】
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と、位相シフト
【００３８】
【数１６】
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との間の直線関係を含む。
【００３９】
回転子の位置に関する情報は、位相シフト
【００４０】
【数１７】
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により与えられる。一モータ周期の間、位相シフト
【００４１】
【数１８】
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は、０から２πまで直線的に増加する。これは、０から２πまで直線的に増加する多相動作電流の位相と同時であり、系列Ｕ，Ｖ，Ｗにおける多相コイルに電力を供給する。位相シフト
【００４２】
【数１９】
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は式（８）に従う計算法を利用して計算される。
【００４３】
ムカデ型のモータの全計算が完了すると、測定電流により動作コイルに誘導された電圧の振幅と対比した誘導電圧Ｕiの振幅が分る。
【００４４】
【数２０】
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ここで、
Ｕi0は測定コイルにおいて誘導された電圧の振幅である。
【００４５】
Ｕp0は（動作コイル内の）測定電流の電圧の振幅である。
Ｎ’は測定コイルにおける巻数である。
Ｎは（特にはムカデ）モータの一セグメントの巻数である。
【００４６】
【数２１】
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は回転子及び固定子の極の幾何配置、並びに空隙幅により決定され、典型的な値は約０．０３３である。
【００４７】
ωは同期動作電流の角周波数である。
ω’は測定電流の角周波数である。
本発明で更に不可欠なものとして方法がある。その方法では、多相（通常、三相）動作電流及び多相（通常、三相）測定電流が単一のインバータにより同時に生成され得る。概して、動作電流の正弦波信号は一定のパルス周波数を有するのＰＷＭパルスから構成される。例えば、この周波数が１７ｋＨｚである場合、パルス列の一周期は約６０マイクロ秒である。第一の相に属するコイル（Ｕ相，コイルＵ）におけるＰＷＭパルスは第一のパルス列に相当する。本発明では、第二の相に属するコイル（コイルＶ）におけるＰＷＭパルスは、Ｕ相におけるパルスと比較して、パルス周期の三分の一だけ（この例では、２０マイクロ秒だけ）位相シフトしている。同様に、コイルＷにおけるパルスはパルス周期の三分の二だけ（この例では、４０マイクロ秒）位相シフトしている。本発明に従う三相同期モータの全三コイル（Ｕ，Ｖ，Ｗ）におけるＰＷＭパルスの時間パターンを図３に示す（ＰＷＭ位相変調）。
【００４８】
ＰＷＭの中心を各相において独立にシフトさせるこの方法により、モータの固定子コイル（６）において、角周波数ω’を有する新たな回転磁場が生成される。
各相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）に、同期角周波数ωを有する正弦波動作電流が存在する。この動作電流はＰＷＭパルスからなり、そのパルスの中心は角周波数ω’だけ間隔を空けている。上記した例では、ω’＝２π・１７ｋＨｚ＝１．０７・１０5ｓ-1である。
【００４９】
先の説明は、三相システムに対して与えたものである。より一般的には、この方法は、あらゆる多相システムに対して規定される。ｊ＝０．．．（ｎ−１）として、ｎ個の動作電流Ｉjを有するｎ相システムを定義する。各電流Ｉjは、ＰＷＭパルスの中心を各相、独立にシフトさせることのできるＰＷＭ発生器により生成される。任意のある基準位置に従って、ｊ相に属する各ＰＷＭパルスの中心の位相シフトζjを定義する。本発明では、位相シフトは
【００５０】
【数２２】
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として示される。ここで、ｋ＝０．．．（ｎ−１）である。機械位相と測定コイルにおける誘導電圧の位相との間の関係は、三相モータの上記した例のような
【００５１】
【数２３】
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という特別な場合において、直線的である。
【００５２】
適度に短い時間間隔内で、一連のパルスは略等しく、パルス列は、角周波数ω’の周期関数により近似可能である。ここで、フーリエ展開によりこの周期関数を表すことができる。角周波数ω’は、正確に、この展開における一次の高調波成分の角周波数である。従って、相Ｕ，Ｖ及びＷにおいて、この一次の高調波成分は三分の一周期だけ互いに位相シフトする。コイルＵにおける一次の高調波成分と比較して、コイルＶにおける一次の高調波成分はパルス周期の三分の一（この例では、２０マイクロ秒）だけ位相シフトし、コイルＷにおける一次の高調波成分はパルス周期の三分の二（４０マイクロ秒）だけ位相シフトする。これは、まさしく、三相電流システムにおいて必要とされたのと同じ方法である。このように、単一のインバータのみを利用して、三相動作電流に加え、三相測定電流を生成することができる。三相測定電流は、まさに、相Ｕ，Ｖ，Ｗにおけるパルス列の一次の高調波成分である。
【００５３】
三相システム用の前記インバータのブロック図を図４に示す。クロック発生器により、２πｆpwmに等しいＰＷＭ搬送角周波数ω’が生成される。三つの個別のＰＷＭ発生器は、クロック入力により前記周波数にクロック合わせされ、位相入力により外部と同期する。可変パラメータ値により各相のＰＷＭの幅が独立に決定され、それにより同期動作電流が生成される。
【００５４】
低動作角周波数ωと同様に、角周波数ω’を有する一次の高調波成分を高次の高調波成分に加えた合計としてＰＷＭパルスを表すことができる。高次の高調波成分の相対値は、フーリエ解析により決定することができる。実際には、これらの高次の高調波成分が、上記で説明した測定方法の精度に影響を与える場合がある。
【００５５】
一次の高調波成分が三相電流の基準に従うことが理解される。更なる解析では、四次の、七次の．．．高調波成分により三相電流が生成される（必然的に、これらの高次の高調波成分の周波数を伴う）ことが示される。二次の、五次の．．．高調波成分により三相電流が生成されるが、これは、逆の系列の相、即ちＵ，Ｖ，ＷではなくＷ，Ｖ，Ｕを有する。三次の、六次の．．．高調波成分により、三相電流は全く生成されないが、全三相において（同じ相の隣接するコイル・セグメントにおいて部分的に相殺される）同時発振が生じる。以下の表は、高次の高調波成分の状態を示す。各高調波成分に対して、どのような種類の発振が、三相コイルＵ，Ｖ，Ｗにおいて生成されるかを、概略的に見ることができる。
【００５６】
【表１】
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位置決めの精度に対する高次の高調波成分の不都合な影響を適切に低減する良好な方法は、角周波数約ωの中心及び約２ωのフィルタ幅を備えるバンドパス・フィルタを適用することである。
【００５７】
図５は位置デコーダのブロック図を示す。先ず第一に、測定コイルの誘導電圧（ＵI）がバンドパス・フィルタを経由して導かれる。狭帯域フィルタを使用したため、ω’の高次の高調波成分及びωがフィルタにより除去され、ω’の所望の一次の高調波成分のみがデジタル位相検出器へ導かれる。検出器は、一次の高調波の位相を基準位相ζjと比較する。ここでｊは任意である（それは、三相システムに対しては、相Ｕ，Ｖ又はＷとしてもよい）。
【図面の簡単な説明】
【００５８】
【図１】本発明に従う測定コイルを備える三相複合型同期電気機械の一部断面の斜視図。
【図２】図１と同一であって、回転子及び固定子を別々に示した図。
【図３】本発明に従う三相同期モータの（相Ｕ，Ｖ，Ｗに属する）三つのコイルにおけるＰＷＭパルスの時間パターン。
【図４】本発明に従う、三相システム用の特別なＰＷＭパルス発生器のブロック図。
【図５】本発明に従う、回転子位置のデコーダのブロック図。
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【国際公開パンフレット】
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2004534498.tif 000031
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2004534498.tif 000033
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2004534498.tif 000040
2004534498.tif 000041
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2004534498.tif 000043
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2004534498.tif 000046
2004534498.tif 000047
2004534498.tif 000048
2004534498.tif 000049
【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
2004534498.tif 000050
【国際調査報告】
2004534498.tif 000051
2004534498.tif 000052