(57)【要約】正弦波磁化永久磁石と、正弦波インバータと、高位分解能位置センサと、複合鉄固定子ヨークと、複合強化プラスチック回転子のコアおよびシャフトと、高ギヤ比ギヤ・リダクション・ボックスとを備える、低減されたトルク・リプルを有する電気モータ・システムを開示する。磁石と、インバータと、センサ・プラスチック回転子のコアおよびシャフトと、高ギヤ比ギヤ・ボックスとの新規な組合わせは、前記モータ・システムのシャフトに関するトルク・リプルを大幅に低減する。【選択図】図９
2004508792.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
トルク・リプルが低減された電気モータ・システムであって、
固定子および回転子と１つまたは複数の巻線とを有する電気モータを有し、前記電気モータは
永久磁石手段と、
前記回転子の角度位置を感知するのに効果的な高位分解能の位置センサとを備え、
電気モータ・システムはさらに、
前記電気モータの前記１つまたは複数の巻線を通して、１つまたは複数の電流を駆動する正弦波インバータを備え、前記正弦波インバータが、前記高位分解能の位置センサから角度位置情報を受信して、前記巻線の電流が本質的に正弦波であるように制御する目的で適合される、
電気モータ・システム。
【請求項２】
前記永久磁石手段は、本質的に正弦波の磁界を生成するのに効果的である、請求項１に記載の電気モータ・システム。
【請求項３】
前記永久磁石手段は、１つまたは複数の正弦波磁化永久磁石をさらに備える、請求項２に記載の電気モータ・システム。
【請求項４】
前記電気モータが、スロットレス・エアギャップ巻線をさらに備える、請求項１に記載の電気モータ・システム。
【請求項５】
前記電気モータの前記巻線は、歯によって分離されたスロットに配置される、請求項１に記載の電気モータ・システム。
【請求項６】
前記固定子は、粉末鉄複合物から作成される、請求項１に記載の電気モータ・システム。
【請求項７】
前記固定子は、モータ・ハウジングでもある、請求項６に記載の電気モータ・システム。
【請求項８】
前記回転子は、複合強化プラスチックのシャフトをさらに備える、請求項１に記載の電気モータ・システム。
【請求項９】
前記回転子は、複合鉄のシャフトをさらに備える、請求項１に記載の電気モータ・システム。
【請求項１０】
前記電気モータ・システムが、トルク・コマンドをさらに備え、前記巻線電流の前記制御が、前記トルク・コマンドに応答し、前記制御が、電流モード制御である、請求項１に記載の電気モータ・システム。
【請求項１１】
前記電気モータ・システムは、トルク・コマンドをさらに備え、前記巻線電流の前記制御は、前記トルク・コマンドに応答し、前記制御は電圧モード制御である、請求項１に記載の電気モータ・システム。
【請求項１２】
前記高位分解能位置センサは、
増分位置センサと、
基準角度を確定する絶対位置センサとをさらに備える、請求項１に記載の電気モータ・システム。
【請求項１３】
前記絶対位置センサは、１つまたは複数の電気信号をさらに確定し、前記１つまたは複数の電気信号は、それぞれ、第１レベルと第２レベルを含み、前記モータが時計回りに回転しているとき、前記基準角度は１つの前記電気信号の前記第１レベルから前記第２レベルへの遷移に基づき、前記モータが半時計回りに回転しているとき、前記基準角度は前記１つの電気信号の前記第２レベルから前記第１レベルへの遷移に基づく、請求項１２に記載の電気モータ・システム。
【請求項１４】
前記電気モータの始動段階が、
前記絶対位置センサの前記１つまたは複数の電気信号から、角度間隔を決定するステップと、
前記決定された角度間隔に従って、前記モータから１つまたは複数の前記巻線を励磁するステップと、
前記絶対位置センサの前記電気信号の１つが、前記第１および第２レベルの一方から、前記第１および第２レベルの他方への遷移に影響を与えた後、前記巻線電流が本質的に正弦波であるように制御するステップとをさらに含む、請求項１３に記載の電気モータ・システム。
【請求項１５】
前記電気モータの前記１つまたは複数のモータ巻線は、１つまたは複数の相に構成され、前記絶対位置センサが、各前記モータ相に対し１つの電気信号をさらに備える、請求項１２に記載の電気モータ・システム。
【請求項１６】
前記高位分解能位置センサは、
１つまたは複数のマグネトレジスタと、
１つまたは複数の歯付きトラックとを備え、
前記回転子と前記固定子の間の相対回転運動により、前記マグネトレジスタと前記歯付きトラックの間の相対回転運動が生じるように、前記マグネトレジスタと歯付きトラックが前記モータに取り付けられ、
前記マグネトレジスタは、前記相対運動を検出するのに効果的であるように、前記歯付きトラックに十分接近して配置される、請求項１に記載の電気モータ・システム。
【請求項１７】
モータ車両のパワー・アシスト・ステアリング用、トルク・リプルが低減された電気モータ・システムであって、
固定子および回転子と１つまたは複数の巻線とを有する電気モータを有し、前記電気モータは、
永久磁石手段と、
前記回転子の角度位置を感知するのに効果的な高位分解能位置センサとを備え、
電気モータ・システムはさらに、
前記電気モータの前記１つまたは複数の巻線を通して、１つまたは複数の電流を駆動する正弦波インバータを備え、前記正弦波インバータが、前記高位分解能位置センサから角度位置情報を受信して、前記巻線の電流が本質的に正弦波であるように制御する目的で適合される、電気モータ・システム。
【請求項１８】
前記永久磁石手段は、本質的に正弦波の磁界を生成するのに効果的である、請求項１７に記載の電気モータ・システム。
【請求項１９】
前記永久磁石手段は、１つまたは複数の正弦波磁化永久磁石をさらに備える、請求項１８に記載の電気モータ・システム。
【請求項２０】
前記電気モータは、スロットレス・エアギャップ巻線をさらに備える、請求項１７に記載の電気モータ・システム。
【請求項２１】
前記電気モータの前記巻線は、歯によって分離されたスロットに配置される、請求項１７に記載の電気モータ・システム。
【請求項２２】
前記固定子は粉末鉄複合物から作成される、請求項１７に記載の電気モータ・システム。
【請求項２３】
前記固定子が、モータ・ハウジングでもある、請求項２２に記載の電気モータ・システム。
【請求項２４】
前記回転子は複合強化プラスチックのシャフトをさらに備える、請求項１７に記載の発明。
【請求項２５】
前記回転子は複合鉄のシャフトをさらに備える、請求項１７に記載の電気モータ・システム。
【請求項２６】
前記電気モータ・システムは、トルク・コマンドをさらに備え、前記巻線電流の前記制御は前記トルク・コマンドに応答し、前記制御は電流モード制御である、請求項１７に記載の電気モータ・システム。
【請求項２７】
前記電気モータ・システムはトルク・コマンドをさらに備え、前記巻線電流の前記制御は前記トルク・コマンドに応答し、前記制御は電圧モード制御である、請求項１７に記載の電気モータ・システム。
【請求項２８】
前記高位分解能位置センサは、
増分位置センサと、
基準角度を確定する絶対位置センサとをさらに備える、請求項１７に記載の電気モータ・システム。
【請求項２９】
前記絶対位置センサは、１つまたは複数の電気信号をさらに確定し、前記１つまたは複数の電気信号は、それぞれ、第１レベルと第２レベルを含み、前記モータが時計周りに回転するとき、前記基準角度は、１つの前記電気信号の前記第１レベルから前記第２レベルへの遷移に基づき、前記モータが半時計周りに回転するとき、前記基準角度は、１つの前記電気信号の前記第２レベルから前記第１レベルへの遷移に基づく、請求項２８に記載の電気モータ・システム。
【請求項３０】
前記電気モータの始動段階は、
前記絶対位置センサの前記１つまたは複数の電気信号から、角度間隔を決定するステップと、
前記決定された角度間隔に従って、前記モータから１つまたは複数の前記巻線を励磁するステップと、
前記絶対位置センサの前記電気信号の１つが、前記第１および第２レベルの一方から前記第１および第２レベルの他方への遷移に影響を与えた後、前記巻線電流が本質的に正弦波であるように制御するステップとをさらに含む、請求項２９に記載の電気モータ・システム。
【請求項３１】
前記電気モータの前記１つまたは複数のモータ巻線は、１つまたは複数の相に構成され、前記絶対位置センサは、各前記モータ相に対し１つの電気信号をさらに備える、請求項２８に記載の電気モータ・システム。
【請求項３２】
前記高位分解能位置センサは、
１つまたは複数のマグネトレジスタと、
１つまたは複数の歯付きトラックとを備え、
前記回転子と前記固定子の相対回転運動により、前記マグネトレジスタと前記歯付きトラックの相対回転運動が生じるように、前記マグネトレジスタと前記歯付きトラックとが前記モータに取り付けられ、
前記マグネトレジスタが、前記相対運動の検出に効果的であるように、前記は付きトラックに十分接近して配置される、請求項１７に記載の電気モータ・システム。
【請求項３３】
低減されたトルク・リプルを有する前記電気モータ・システムは、前記モータ車両のステアリング・カラムの上に取り付けられる、請求項１７に記載の電気モータ・システム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
技術分野
本発明は、電気パワー・ステアリング・システムを対象とし、具体的には、電気パワー・ステアリングのためのトルク・リプル・フリー・システムを対象とする。
発明の背景
電気パワー・ステアリング（ＥＰＳ）は、従来の油圧式ステアリングと比較して、燃費が良く、制御が容易であるという利点のために、１０年にわたって自動車製造業者と供給業者による開発の主題であった。しかし、ＥＰＳシステムの商業化は進まず、コストと性能の課題のために、現在は、小型および超小型の自動車に限定されている。とりわけ難題な技術上の問題として、ステアリング・ホイールにおける不快な脈動感と可聴雑音がありこれらは、ステアリング要件を満たすために必要な高性能電気ドライブの型に関連する。
発明の概要
いわゆる「トルク・リプル・フリー」（ＴＦＲ）システムは、高度な電気ドライブ概念であり、電気パワー・ステアリング・システムのモータ・トルク脈動と可聴雑音を、油圧パワー・ステアリング・システムを装備した自動車で経験されるものに匹敵する超低レベルまで低減するという特定の目的を持って考案された。理論的には、および理想的な条件下では、新しい概念は、まったくトルク・リプルを生じないはずであり、それゆえにこの名前が付けられている。しかし、以下で議論する実用上の制約のために、低レベルのトルク・リプルがある程度残るのはやむを得ない。
【０００２】
ＴＲＦ電気ドライブ概念の重要な要素には、以下が含まれる。
（ａ）整流トルク・リプルを超低レベルまで低減する正弦波ドライブ。これは、以下によって達成される。
【０００３】
（１）常に、回転子と同期するように、電流を３相に切り替える正弦波インバータ／制御装置。電流は、正弦波形を有するように制御される。
（２）正弦波磁界分布を機械巻線領域に生成し、したがって、正弦波形電圧を機械巻線に誘起するように設計された永久磁石と、
電流の波形が所望の正弦曲線であるように制御するために必要な精確な回転子の位置情報を制御装置に提供する、低コストの高位分解能位置センサ。
【０００４】
（ｂ）コギング・トルクと脈動半径方向力との両方を除去するスロットレス巻線を有する電気機械。図３は、例示のために、ＴＲＦモータ断面の概略図を示す。
【０００５】
（ｃ）成層ヨークと置き替わり、かつ関連するうなり雑音を除去する複合鉄固定子ヨーク。これは、固定子のハウジングとしても同時に機能し、したがって、固定子の製造コストを低減し、この概念に必要なより高価な磁石と位置センサの追加コストをある程度負担する。
【０００６】
（ｄ）複合強化プラスチック回転子のコアおよびシャフト。これは、機械加工の代わりに、成型して形作ることができるので、やはりコストを節約する。さらに、スチールと比較して密度がより低いので、回転子の慣性を低減するのに役立ち、したがって、必要なより大きな磁石のために増大した慣性を補償する。プラスチックの回転子コアを使用することにより、ねじり剛性を低減することになるが、許容可能な角歪みをもたらすことが判明した。
【０００７】
（ｅ）モータのサイズとコストを低減する、高いギヤ比を有するギヤ・リダクション・ボックス。
発明の詳細な説明
電気パワー・ステアリング（ＥＰＳ）システムの基本理論
図１に概略的に示した通常のＥＰＳシステム１０では（図１は、カラムを取り付けたＥＰＳシステムを示す）、運転者のステアリング・ホイール１４の使用によって要求された量のステアリング・アシスト・トルクが、電気制御モータ１２によって提供される。運転者の要求は、インライン・トルク・センサ１６によって感知され、モータ制御装置に伝達される。アシスト・トルクは、一般にトルクをステアリング・カラム１５に加えることによって、従来のラックピニオン・アセンブリ１８を介して車輪に伝達されるが、トルクをラック１７に直接加えることも既知である。モータの実装性を支援するために、減速ギヤ２０は、通常、モータ軸に配置される。ＥＰＳシステムが故障した場合、安全な手動操作のために、機械連結が、ステアリング・ホイールと車輪の間に維持される。電子制御装置２２とパワー・モジュール２４が、ＥＰＳシステムを完成する。
【０００８】
モータのタイプの選択は、ドライブの特性と、出力切替え装置、制御、および結果的なコストに対する要件とを決定するので、重要である。競合する主なものには、永久磁石（ＰＭ）ブラシレス・モータ、永久磁石（ＰＭ）整流子タイプ、誘導モータ（ＩＭ）、および切替え型磁気抵抗（ＳＲ）モータがあり、４つの選択肢のそれぞれは、それ自体の固有の利点と制約とを有する。ＰＭブラシレス・モータが好ましく、整流子タイプのモータとの長年にわたる実験の成果として選択される。整流子タイプのモータは、モータのサイズと回転子の慣性が大きいために、低減されたステアリング・アシスト要件を有する非常に小型の自動車への適用が制限される。さらに、回転子をロックすることがあるブラシ破損の可能性があり、ブラシが故障した場合、モータをドライブ・シャフトから分離するために、クラッチを使用する必要がある。ＳＲドライブは、魅力的で頑強な低コストの選択肢を提供するが、固有の過剰なトルク脈動と可聴雑音を低減するために、特別な措置を取らない限り、そのような影響に悩まされる。カラム・アシストの応用例では、モータは、乗員座席内に配置され、したがって、厳密な実装要件と可聴雑音要件を満たさなければならないが、現在のＳＲモータ技術は、これを満たさない可能性がある。したがって、ＰＭブラシレス・モータは、整流子モータと比較して、低慣性、高効率、および高トルク密度という優れた特性を有し、現在の要件を満たすだけでなく、中型および大型車両の未来の高性能ＥＰＳシステムの要件も満たす可能性を有するようである。
【０００９】
ＥＰＳシステムに使用することが可能なモータは、Ｍａｔｓｕｓｈｉｔａに譲渡された米国第５，７０１，０６６号（誘導モータ）、Ｆｏｒｄに譲渡された米国第５，７４０，８８０号（誘導モータ）、Ｍｉｔｓｕｂｉｓｈｉに譲渡された米国第４，９４０，１０２号（ｄｃ整流子モータ）、Ｒｅｎａｕｌｔに譲渡された米国５，２３８，０７６号（ｄｃ整流子モータ）、Ｄｅｎｓｏに譲渡された米国第５，８８９，３７８号（ｄｃ整流子モータ）、Ｓｕｐｅｒｉｏｒ　Ｅｌｅｃｔｒｉｃに譲渡された米国第４，８６８，４７７号（切替え型磁気抵抗モータ）、ＴＲＷに譲渡された米国第５，４７５，２８９号（切替え型磁気抵抗モータ）、Ｄａｎａに譲渡された米国第５，７４２，１３９号（切替え型磁気抵抗モータ）、Ａｕｓｔｉｎ　Ｒｏｖｅｒに譲渡された米国第４，９３４，４７２号（ＰＭブラシレス・モータ）、Ｈｉｔａｃｈｉに譲渡された米国第５，１０５，１１３号（ＰＭブラシレス・モータ）、Ｇｅｎｅｒａｌ　Ｍｏｔｏｒｓに譲渡された米国第５，９１９，２４１号（ＰＭブラシレス・モータ）、Ｇｅｎｅｒｅｌ　Ｍｏｔｏｒｓに譲渡された米国第５，９８２，０６７号、および１９９９年１０月３〜７日、アリゾナ州フェニックスのＭｕｒｔｈｙ，Ｂ．Ｄｅｒｏｕａｎｅ，Ｂ．Ｌｉｕ、およびＴ．Ｓｅｂａｓｔｉａｎによる「逆起電力ＰＭブラシレス・モータにおけるトルク脈動の最小化（Ｍｉｎｉｍｉｚａｔｉｏｎ　ｏｆ　ｔｏｒｑｕｅ　ｐｕｌｓａｔｉｏｎｓ　ｉｎ　ａ　ｔｒａｐｅｚｏｉｄａｌ　ｂａｃｋ−ｅｍｆ　ＰＭ　ｂｒｕｓｈｌｅｓｓ　ＤＣ　ｍｏｔｏｒ）」、１９９９　ＩＥＥＥ　Ｉｎｄｕｓｔｒｙ　Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ　Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ　Ａｎｎｕａｌ　Ｍｅｅｔｉｎｇに開示されている。これらの開示は、参照によって完全に本明細書に組み込まれている。
【００１０】
従来のモータを使用するＥＰＳシステムのトルク・リプルと雑音が比較的低レベルであるにも関わらず、何十年にわたる開発と改良の歴史を有する従来の油圧式ステアリングの滑らかさと静かさには匹敵しない。消費者は、そのような特徴には、なかなか妥協しようとしない。したがって、名前が示すように、トルク・リプルの源を根絶し（理想的な条件下で）、雑音レベルを大幅に低減する、新しいトルク・リプル・フリー（ＴＲＦ）システムが必要である。当面の目標は、より広範な使用のためにＥＰＳシステムの受容性を増大するという長期目標を持って、ＥＰＳシステムの性能を向上させることである。
【００１１】
使用する技術に関係なく、いくつかの性能とコストの問題が、広範なＥＰＳ商業化の障害となってきたが、困難の程度は変動している。主な性能上の問題は、ステアリング感覚と可聴雑音である。
【００１２】
ステアリング感覚：ＥＰＳをより広範に使用する秘訣は、油圧式ステアリング・システムの滑らかな感覚を手頃な価格で再生することである。モータによって生成された脈動トルクは、非常に低いレベルまで低減されない場合、ステアリング・ホイールにおいて感じられることになる。
【００１３】
可聴雑音：ＥＰＳ可聴雑音は、主に、モータとギヤボックスから発生する。ギヤ雑音は、機械によるものであり、製造許容差によって生じたあそびに由来する。モータが生じた雑音は、主に、ブラシレス・モータのトルク脈動と径方向の磁力、さらに整流子モータの整流子／ブラシ・アセンブリによって起こされた構造振動の結果である。
【００１４】
新しい方式の要素をよりよく理解するために、ＰＭブラシレス・モータに焦点を合わせて、トルク・リプル機構と雑音生成機構に関するより詳細な議論を以下のセクションで提示する。
トルク・リプルの原因と改善
トルク・リプルは、不完全なステアリング感覚の主な原因である。従来のＰＭブラシレス・モータでは、トルク・リプルには２つの源、すなわちコギング・トルクと整流トルクがある。
【００１５】
コギング・トルク（デテント・トルクとしても知られている）は、永久磁石と電機子のスロット付き構造との磁気相互作用によって生じる。コギング・トルクは、すべての速度と、負荷無しを含めてすべての負荷とにおいて、ブラシ無し機械とブラシ有り機械の両方に存在する。磁石の前縁が近づく際に、各個々の固定子歯に及ぼされた磁気引力は、正のトルクを生成し、一方歯と後縁の間の力は、負のトルクを生じる。コギング・トルクの瞬時値は、回転子の位置と共に変化し、モータ速度とスロットの数とに比例する周波数で交代する。コギング・トルクの振幅は、スロット開口／スロット・ピッチ比、磁石の強度、およびエア・ギャップの長さなど、いくつかの設計パラメータによって影響を受け、一方そのプロファイルは、磁極弧／磁極ピッチ比を変化させることによって変更することができる。これらのパラメータを慎重に選択することによって、コギング・トルクを低減することができるが、この手法は、実用上の制約と性能の制約によって限定される。
【００１６】
より一般的で効果的な手法は、固定子歯または回転子磁石を縦方向に傾斜させることによるものであり、これは、磁石が固定子歯の下で動く際の漸進的な遷移に備える。理論的には、１つのスロット・ピッチのスキュー量は、コギングを除去するはずである。しかし、磁界漏れ端効果などの実際的な因子のために、許容差、偏心率、およびある程度の望ましくないコギングに寄与するスキューのばらつきが、依然として存在する。
【００１７】
瞬時トルクは、固定子電流と誘導電圧の積に比例するので、整流トルク・リプルは、固定子電流の高調波成分と回転子界磁の高調波成分との相互作用の結果である。従来のＰＭブラシレス・モータの通常の電流波形と電圧波形を図２Ａに示す。台形電圧波形３２は、エア・ギャップにおける磁界分布の結果である。磁界分布は、ほとんどのＰＭ機械では、磁極下ではほぼ一定であり、極間では極性が変化する。電流波形３４の二重中心の形状は、通常の６ステップ・インバータにおいて、モータの３相間で電流を切り替える（整流）ことによって生じる。電流制限モードで動作し、かつパルス幅変調（ＰＷＭ）技術を使用することにより、図２Ｂに示したように、望ましいデューティ・サイクルに基づいた、より正方形の電流４０となる可能性がある。３６と４６のどちらの場合でも、結果的なトルク・リプルは、モータ電流の基本周波数を６回交代させる。より多くの数の相または切替えステップ（６の代わりに１２など）を使用して、トルク・リプル含有量を低減することができるが、より多くの切替え装置または位置センサ要素を必要とし、コストが増大する。ＰＭブラシレス・モータには、電流成形および整相など、よりコストのかからない他のトルク・リプル低減技術が存在する。しかし、これらの技術は、個々の機械パラメータに大きく依存し、パラメータは、製作のばらつきと許容差のために、大量生産環境では大きく変動することがある。
【００１８】
正弦波システム５０の使用は、以下に記述するように、整流リプルをほぼ除去する。この理由は、３相巻線を流れる正弦波電流が、特に正弦波形の誘導電圧と相互作用するとき、図２Ｃに示し、以下でさらに議論するように、一定で滑らかなトルク５６を生成するからである。
可聴雑音
従来のＰＭブラシレス・モータの雑音生成機構は、多面的である。主にモータ雑音に寄与するのは、トルク脈動によって起こされた構造振動である。トルク脈動の原因と改善は、上記で議論した。以下で開示するＴＲＦ概念は、トルク・リプルをほぼ除去し、したがって、この雑音誘因の源をほぼ除去する。
【００１９】
雑音は、径方向の磁力によって起こされた構造振動によっても生じる。これらは、磁石によって、従来のモータの個々の固定子歯に及ぼされた力であり、磁石が、固定子ボアの内部で回転する際に、固定子構造を周期的に屈曲させ、振動させる。ＴＲＦ概念で実現された歯無し構成は、そのような力と関連する雑音を経験することはない。
【００２０】
固定子非正弦波電流の高周波数成分と、ＥＰＳモータのＰＷＭ電流制御または電圧制御によって生じた高周波数成分は、磁界と力を生成し、この磁界と力により、従来のブラシレス・モータの成層構造が、これらの周波数で振動して、磁気うなりとして知られる可聴雑音を生成する。ＴＲＦ概念では成層がないので、この雑音源が根絶される。
【００２１】
可聴雑音の他の源は、気擦である。モータ・エア・ギャップを通る大量の空気の動きが、可聴笛音を生じることがある。この気流は、固定子歯間および／または両極間通気道を有する磁石弧間の不均一ギャップの結果である。ＴＲＦ概念で提案された滑らかな円筒構造は、そのような気擦雑音を低減する。
【００２２】
モータ軸受も、可聴雑音に寄与することがある。この寄与は、滑らかなトルクと最小限のトルク脈動を生じるモータでは、問題ではない。
以下の特徴のすべてを本発明の電気モータに使用することが好ましいが、いくつかは、トルク・リプルと雑音の低減にやはり有用な方式で、他とは独立に使用することが可能であることを理解されたい：（１）正弦波ドライブ、（２）スロットレス・エアギャップ巻線、（３）高次分解能位置センサ、および（４）粉末鉄複合物部品。これらの特徴のすべてを経済的に組み合わせる方法は、本発明の他の特徴であるが、まず、本発明で使用することが可能であるスロットレス・エアギャップ巻線と粉末鉄製造について、例示的で利用可能な技術を記述するのが有用である。「正弦波ドライブ」によって、正弦波インバータと正弦波磁化永久磁石との組合わせ、またはより的確には、正弦波インバータと、永久磁石によって創出されかつエアギャップに正弦波で分布した磁界との組合わせを意味する。これについては、以下でより詳細に記述する。正弦波ドライブにより、整流トルクが除去されるが、コギング・トルクは、影響を受けずに残る。それにもかかわらず、正弦波ドライブは、トルク・リプル全体の６０％程度を除去することが可能である。
正弦波ドライブ
本発明の重要な要素は、正弦波電流を使用して、パワー・ステアリング・システムの整流トルク・リプルを除去することである。もともと、永久磁石（ＰＭ）機械において正弦波電流を使用することは、既知である。そのような機械は、台形または正方形の電流波形を通常使用する「ブラシレスｄｃ機械」と区別するために、「同期永久磁石機械」と呼ばれる。
【００２３】
本出願は、パワー・ステアリング・システムのトルク・リプルを除去するために、正弦波電流によって駆動されたＰＭ機械を使用する、費用効果の高い方式を教示する。これまで、ＰＭ同期機械は、高性能であるが、高コストのドライブであり、したがって、パワー・ステアリング・システムなどの自動車の応用分野には適用できないと一般に考えられていた。本発明は、望ましい高性能、特に低トルク・リプルを保持するが、妥当なコストとする。例えば、重要なコスト品目は、位置エンコーダである。これらのドライブは、位置エンコーダを必要とするが、その理由は、正弦波電流を生成するには、回転子の実際の位置の知識を常時必要とするからである。通常、これは、絶対位置エンコーダ、レゾルバなどで達成される。これらは、通常、複数の感知チャネル（例えば、グレイ・コード・パターンを獲得するため）、またはレゾルバ・タイプのエンコーダではより精巧な電子機器を必要とするので、一般に高価である。
【００２４】
本発明では、絶対位置の知識は、正弦波ドライブのために必要であるが、絶対位置センサは必要でないことが示される。同じ結果を、指標パルスによって補足された増分センサで獲得することができる。利点は、増分センサは、はるかにより単純で、はるかにより低コストなことである。簡単な論理を使用して、指標パルスは、増分パルス情報を絶対位置に変換するが、著しくパワーアップする点が異なる。パワーアップ中、後で説明するように、提案したシステムは、従来の「整流」センサに基づいて、近似的絶対感知方式に依拠する。したがって、本発明は、ドライブが運動停止したときに、メモリのバックアップを必要としない。
スロットレス・エアギャップ巻線
本発明で使用するのに適したスロットレス・エアギャップ巻線の例は、１９８９年９月２６日に発行された電気モータを製造する方法（ＭＥＴＨＯＤ　ＯＦ　ＭＡＫＩＮＧ　ＡＮ　ＥＬＥＣＴＲＩＣ　ＭＯＴＯＲ）のＳｃｈｕｌｔｚらの米国第４，８６８，９７０号に開示されている。この開示は、参照によって、本明細書に完全に組み込まれている。
【００２５】
Ｓｃｈｕｌｔｚの特許は、高エネルギー磁石の使用を開示している。新しい高エネルギー永久磁石材料を有するサーボ・モータ設計者の第１の傾向は、単に他の永久磁石の代わりに新しい高エネルギー永久磁石を使用し、性能の向上を期待するというものであるが、これは、必ずしもそうはならない。サマリウム・コバルト磁石を高エネルギー産物ＮｄＦｅＢ磁石で置換して同様に設計されたモータが、いくつかの事例では、高性能サーボの適用には不十分な範囲に、著しくより低いピーク・トルクを有するモータとなる可能性があるのは、奇妙なことである。室温では、ＮｄＦｅＢ磁石は、サマリウム・コバルト磁石と同様に、著しい消磁特性を示さない。しかし、１００℃を超える高温、特に１４０℃を超える温度では、ＮｄＦｅＢ磁石の保磁力は、「ニー」を超えると急速に降下し、したがって消磁が起きることがある。磁石に加えられた消磁力は、電機子の電流に比例するので、ＮｄＦｅＢを使用する従来の設計は、限定されたピーク電流を有し、したがって、よりエネルギーの高い産物の磁石であるにもかかわらず、低いピーク・トルクを有する。
【００２６】
従来のスロット付き設計も、スロット間の歯における鉄の飽和特性のために、エア・ギャップ磁束密度に制限を課す。磁束密度を増大するには、より広い歯を必要とし、より広い歯は、より狭いスロットとより少ない銅巻線をもたらす。歯の鉄とスロットの銅との兼合いのために、そのような設計は、通常、エア・ギャップの永久磁束密度を約７キロガウスに制限する。エア・ギャップの長さと比較して、磁石の長さによって決定された磁気回路のパーミアンスは、通常、従来のサーボ・モータ設計の４〜６の範囲にある。高エネルギー産物磁石の代用も、製作中の作成または取扱いには実用的でない磁石をもたらす可能性がある。
【００２７】
しかし、Ｓｃｈｕｌｔｚの特許によれば、新しい高エネルギー産物磁石（２６ＭＧＯｅより上、および３０ＭＧＯｅより上が好ましい）の利点は、ある設計パラメータが観測されることを条件として、スロットレス設計を使用することによって実現することができることが判明した。固定子巻線は、磁気エア・ギャップの内部に完全に包含された多相巻線であり、したがって、磁気回路には飽和拘束がなく、エア・ギャップにおいて、約７キロガウスを超える磁束密度を使用することができる。磁石の長さとギャップの長さの比は、０．５から２．０の範囲にある。極間距離と径方向のギャップの長さの比は、１．３より大きい。これらの設計パラメータの範囲内を漂遊することによって、高エネルギー産物磁石を使用して、消磁の危険がなく、かつ高速においてより大きなトルク／動力を提供する低減されたインダクタンスと、磁気抵抗トルクおよびコギングの欠如とのために、動力とトルクが著しく増大されたモータを設計することができる。
【００２８】
サマリウム・コバルト（Ｓｍ２ＣＯ１７）磁石サーボ・モータと、Ｓｃｈｕｌｔｚの特許の発明により作成されたサイズと重量が同等のモータとを比較すると、動的連続トルク速度出力性能が約７０％増大し、間欠性能が約８０％増大していることが示される。
【００２９】
向上した結果を獲得するために、磁束戻り経路を提供する周囲バック鉄円筒シェル内に、巻線を適切に固定することが重要である。固定子歯は排除されるので、巻線は、動作温度の範囲を通して最大モータ・トルク力に耐えるように、十分な接着力で固定子構造に固定されなければならない。導体の動きが、トルクを生成する能力に逆効果を与えるので、巻線は、剛性でなければならない。
【００３０】
また、熱が、巻線から散逸しなければならない。Ｓｃｈｕｌｔｚの特許によれば、巻線は、カプセル化されて、セラミック充填エポキシによって円筒固定子殻に固定される。セラミック充填エポキシは、（１）良好な機械的強度（すなわち、圧縮強さ、引張り強さ、引張りせん断）、（２）良好な熱伝導性、および（３）固定子構造の他の材料に等しいかまたはそれより大きい熱膨張係数、を提供するために選択された。適切な材料は、Ｒｅｘｎｏｒｄ　Ｃｈｅｍｉｃａｌ　Ｐｒｏｄｕｃｔｓ，Ｉｎｃ．によって作成されたＮｏｒｄｂａｋ　７４５１−０１４８／７４５０−００２７エポキシである。他の適切な材料には、Ｗ．Ｒ．Ｇｒａｃｅ＆Ｃｏ．の部門であるＥｍｅｒｓｏｎ　ａｎｄ　Ｃｏｍｍｉｎｇｓによって作成されたＳｔｙｃａｓｔ２７６２がある。
【００３１】
Ｓｃｈｕｌｔｚの特許には、モータとエア・ギャップの巻線を組み立てる方法がさらに含まれる。巻線は、低減された直径セクションを一端に有する円筒担持を使用して形成される。一実施形態では、ファイバガラス・スリーブが、一様な直径部分の円筒担持の周囲に配置され、その後、型巻コイルが、適所に配置される。ファイバガラス・スリーブは、コイルを担持するためには必要ではなく、他の実施形態では、スリーブを使用しないことを理解されたい。
【００３２】
Ｓｃｈｕｌｔｚの発明は、「鉄無し」固定子巻線を備えるモータを有するディスク・ドライブ・データ記憶システムである。スピンドル・モータには、ハウジングと、静止部材と、回転部材とが含まれる。軸受は、回転部材が中心軸の周りに回転可能なように、回転部材と静止部材を相互接続する。磁石が、回転部材に取り付けられ、スピンドル・モータの回転子の一部を形成する。「鉄無し」固定子巻線は、回転子磁石と共軸であり、回転子磁石を駆動する回転磁界を提供する。一実施形態では、スピンドル・モータには、動圧軸受と、固定子巻線に取り付けられた磁界集中部材またはバックアイアンとが含まれる。バックアイアンは、固定子巻線によって生成された磁束を集中させる。固定子巻線は、バックアイアンが巻線の外部にあるという点で、「鉄無し」である。固定子巻線の内部には、固定子コアまたは他の磁石材料は存在しない。他の実施形態では、スピンドル・モータには、固定子巻線の周囲に配置された第１回転子磁石と第２回転子磁石が含まれる。他の実施形態では、動圧軸受は、モータと一体化され、軸受は、第１回転子磁石によって形成された第１軸受面と、固定子巻線によって形成された第２軸受面とを有する。
【００３３】
動圧軸受と「鉄無し」固定子巻線の組合わせにより、データ記憶ディスク・ドライブに純音振動を引き起こす強制機能が低減される。動圧スピンドル・モータは、機械軸受を有するスピンドル・モータよりはるかに静かである。しかし、実験を通して、動圧スピンドル・モータでは、背景振動レベルが低下するために、純音振動がより著しくなることが判明した。純音振動は、もはや背景に隠れていない。「鉄無し」固定子巻線では、固定子のパーミアンス振動は著しく低減され、これにより、純音振動の励起が低減される。結局は、非常に静かに動作することができる動圧スピンドル・モータということになる。
粉末鉄部品
１９９１年１１月５日に発行されたＤＯＵＢＬＹ−ＣＯＡＴＥＤ　ＩＲＯＮ　ＰＡＲＴＩＣＬＥＳのＲｕｔｚらの米国特許第５，０６３，０１１号は、二重コーティング鉄粒子の方法を開示している。この方法は、拡大周波数領域にわたって一定の透磁率を有する磁石構成要素の準備に有用な組成を形成する。Ｒｕｔｚの特許の開示は、参照によって、完全に本明細書に組み込まれている。方法は、鉄粒子をリン酸で処理して、鉄粒子の表面に含水リン酸鉄の層を形成するステップと、含水層をリン酸鉄層に変換するのに十分な温度で、十分な時間、不活性環境において鉄粒子を加熱するステップと、粒子を熱可塑性プラスチックでコーティングして、リン酸鉄層を囲むそのような材料のほぼ一様な周囲コーティングを提供するステップとを含む。
【００３４】
高周波数磁石構成要素を成型するために、二重コーティング鉄粒子を混合することは、Ｒｕｔｚの特許にも開示されている。混合は、約２０〜２００ミクロンの重量平均粒子サイズを有する鉄コア粒子を備え、粒子は、表面のリン酸鉄の層と、リン酸鉄層を囲むほぼ一様な熱可塑性材料の周囲コーティングとを有する。好ましい実施形態では、熱可塑性材料は、コーティングした粒子の重量で、約０．２％から約１５．０％を構成する。
【００３５】
１９９１年１２月３日に発行された個体コア材料の高比率を含むモールド可能なマイクロカプセルおよびその製造方法（ＭＯＬＤＡＢＬＥ　ＭＩＣＲＯＣＡＰＳＵＬＥ　ＴＨＡＴ　ＣＯＮＴＡＩＮＳ　Ａ　ＨＩＧＨ　ＰＥＲＣＥＮＴＡＧＥ　ＯＦ　ＳＯＬＩＤ　ＣＯＲＥ　ＭＡＴＥＲＩＡＬ，ＡＮＤ　ＭＥＴＨＯＤ　ＯＦ　ＭＡＮＵＦＡＣＴＵＲＥ　ＴＨＥＲＥＯＦ）のＶｅｒｓｉｃ，Ｒｏｎａｌｄ　Ｊ．による米国特許第５，０６９，９７２号の開示は、参照によって、完全に本明細書に組み込まれている。Ｖｅｒｓｉｃの特許に開示されているのは、マイクロカプセルであり、これは、固体コア材料の高い装填率を有し、少なくとも７５％が固体コア材料を備える固体本体内へ、同様のマイクロカプセルと共に成形することができる。また、プライマ・コーティングとして薄いが強いパレリンの保護内部層を有する、リザーバ・マイクロカプセルが開示されている。この層は、この層に熱可塑性材料の層を接合するのに適しており、熱可塑性材料の層は、同様のマイクロカプセルの熱可塑性材料の対応する層とうまく成型される。
【００３６】
Ｖｅｒｓｉｃの特許は、固体コア粒子の周囲にコーティングの複数の疎水層を有するマイクロカプセルを教示している。コーティングの内側の１つは、コア粒子の表面と共形であり、ピンホールがなく、分子堆積によって構築され、任意の所望の厚さに構築することができる。
【００３７】
Ｖｅｒｓｉｃの特許は、磁気材料の固体コアを有するマイクロカプセルも教示している。磁気材料は、モノマーの遊離基の分子堆積によって形成された層によってコーティングされ、モノマーは、重合して、固体コア粒子の表面上に共形のピンホールのない層を形成し、基は、表面とは反応しない。
【００３８】
Ｖｅｒｓｉｃの特許は、固体内部粒子をカプセル化する複数の疎水性コーティング層を有するマイクロカプセルも教示している。内層は、粒子の表面と共形な、ピンホールのない電気絶縁層であり、その層より外側の層より高い融点を有する電気絶縁層である。
【００３９】
Ｖｅｒｓｉｃの特許では、固体粒子は、強磁性特性を有するまたは有していない可能性があり、約１ミクロノンから約５００ミクロン程度の範囲の直径を有し、パリレンという一般的な名称で知られているポリパラキシリレンのピンホール・フリー層によってカプセル化されている。この層は、パリレン・モノマーの遊離基の分子堆積によって、各個体粒子の全表面上に形成され、モノマーは、粒子が、モノマーのクラウドが存在する状態で転がる際に、表面上の適所で重合するパリレン・モノマーの遊離基の分子堆積によって、各個体粒子の表面全体にわたって形成される。パリレン層は、米国特許第４，５０８，７６０号と第４，７５８，２８８号に示されかつ記述された技術と装置を使用して、堆積させることができる。この開示は、参照によって、完全に本明細書に組み込まれている。そのように生成された重合パリレンの当初の分子層は、酸化または腐食が生じるために必要な酸化材料の通過または電流に対する強くかつ途切れのない電気絶縁障壁として、各粒子の表面の構成に正確に合致する。ピンホール・フリー・パリレンは、コア粒子全体にわたる途切れのない絶縁層であるだけでなく、次のカプセル化層をパリレンでコーティングしたコア粒子に接合する良好なプライマ・コートである。
【００４０】
Ｖｅｒｓｉｃの特許によれば、次の層は、任意の熱可塑性樹脂または熱効果性樹脂とすることができ、マイクロカプセルが、ＡＢＳ、エポキシ、ナイロン、ポリエチレン、ポリプロピレン、ポリスルホン、ポリエーテルスルホン、ポリエーテルエーテルケトン、フェノール樹脂、およびその他など、成形した構造内へ後で形成されるときに、結合剤として役立つことができる。ポリスルホンとポリエーテルスルホンは、特に申し分のないことが判明している。結合剤材料は、成形構造を形成するプロセスで、潤滑剤としても役立つべきであることが好ましい。結合剤材料を望ましい構造内へ成形することができる温度は、障壁層としてのパリレンの有効性が、成形プロセスに必要なあらゆる熱によって悪影響を受けないように、使用するパリレンの融点より低いことが重要である。
トルク・リプル・フリー（ＴＲＦ）モータ
図３を参照すると、本発明のＴＲＦモータの実施形態が図示されている。（ａ）スロットレス・エア・ギャップ巻線６８と、（ｂ）粉末鉄から作成されることが好ましい、ハウジングとしても作用する複合鉄ヨーク７０とを有する新規な固定子が示されている。新規な回転子は、（ｃ）正弦波に磁化された高エネルギー磁石６６、（ｄ）成型複合プラスチック・シャフト６２、および（ｅ）磁気抵抗感知要素とスチール・ホイールを有する新しい高次分解能位置センサを有することが示されている。モータは、正弦波インバータで駆動されることが好ましい。正弦波インバータと、正弦波磁化磁石と、位置センサとの組合わせは、本明細書で「正弦波ドライブ」と呼ぶものである。
【００４１】
スロットレス巻線のコイルは、通常、高速ワインダを使用して、マンドレルに事前に巻き付けられ、所望の３相構成で構成され、次いで、円筒固定子ヨークまたは磁束キャリアの内表面上に配置され、プレスされ、および接着される。ＴＲＦモータ用の提案した巻線は、ＥＬＩＮＣＯ，Ｉｎｃ．によって作成された。ＥＬＩＮＣＯ，Ｉｎｃ．は、そのような巻線を作成するプロセスに関する、１９８５年１２月３日に発行された電気機械のコイルユニットおよびコイル形式（ＣＯＩＬ　ＵＮＩＴ　ＡＮＤ　ＣＯＩＬ　ＦＯＲＭ　ＦＯＲ　ＥＬＥＣＴＲＩＣＡＬ　ＭＡＣＨＩＮＥＳ）のＨｅｎｄｒｉｃｋｓ，Ｈ．Ｆ．による米国第４，５５６，８１１号を保有しており、この開示は、参照によって、本明細書に完全に組み込まれている。
【００４２】
しかし、磁気回路の一部として鉄歯がないことは、それにより磁気回路が弱体化するので、一般的には望ましくないことを強調するべきである。結果は、より厚く、より高価な磁石となり、これにより、回転子の慣性も増大する。固定子巻線の巻数も、より多くする必要があり、これにより、抵抗の損失がより高くなる。したがって、この選択肢は、利点、すなわちこの場合はコグの除去と正弦場が欠点に勝る場合のみ、採用される。これらの兼合いの結果は、以下で記述する代替構成の１つをもたらすことがある。
【００４３】
磁束キャリアとして巻線の周りの成層固定子ヨークを使用し、次いで電機子アセンブリをアルミニウム・ハウジングの内部に配置する代わりに、例示的な実施形態の巻線は、１部品複合鉄シリンダ７０内に直接収容される。マイクロカプセル化した粉末鉄材料は、低い導電率と、適切な磁気特性および機械特性を特徴とする。低導電率により、成層の必要性が排除される。磁気特性は、極間を循環する磁束を搬送するのに適切であり、機械的強さは、巻線をハウジング内へ組み立てる最中に及ぼされる高圧力に耐えるように、事後焼成することによって向上する。前述したように、この簡単な固定子の構築は、磁石およびセンサの追加のコストをある程度負担するというコスト面の利点を提示する。
【００４４】
回転子は、高エネルギー産物（Ｎｄ−Ｆｅ−Ｂなど）リング磁石を使用するのが最も好ましい。リング磁石は、組立てを簡単にするために、磁化されていない状態で回転子の上に組み立て、次いでその場で磁化することが好ましい。適切に間隔を空けて配置し、保持する必要があるいくつかの磁石弧の代わりに、リング磁石を使用することにより、高体積応用でのブラシレス・モータのコストを下げることが可能である。高エネルギー・リング磁石を使用する課題の１つは、磁石の熱膨張係数と、磁石に通常取り付けられるスチール・コアの熱膨張係数の相違である。これにより、磁石に過度のフープ応力が生じ、温度サイクル条件下で故障することがある。この問題を克服するために、磁石をそのコアに取り付けるための有標プロセスが開発されており、ＴＲＦモータと多くの他の原型モータとにうまく適用された。
【００４５】
磁石は、磁石の表面上で測定した磁界について図４に示したように、正弦波に磁化される。磁界が、大きな磁気ギャップ（巻線）領域を通過する際に、高調波成分がろ過されるので、正確な正弦波からの逸脱は、エア・ギャップ巻線を有する機械では重要ではない。磁石を正弦波に磁化することは、従来の台形磁化と比較して、コストの追加に寄与しないが、その理由は、適切な磁化器の幾何学的形状を使用するだけのことだからである。しかし、欠点は、磁石によって提供される有用な磁束の量が、同等な台形磁化磁石より約１８％少ないと推定されることである。すなわち、正弦波磁化磁石で、所与の量の磁束を実現するためには、台形の場合より、１８％より長い磁石（より高いコスト）が必要である。
【００４６】
回転子の表面上に取り付けられた正弦波磁化リング磁石は、好ましい実施形態を構成する。しかし、本発明の秘訣は、本質的に正弦波の磁界波形をエアギャップに生成する、回転子の上の永久磁石アセンブリである。したがって、リング磁石以外の他の永久磁石アセンブリも、可能である。これらには、表面に取り付けられた正弦波磁化磁石弧と、いわゆる「ハルバッハ」磁石アレイと、埋込み永久磁石構造の様々な構成とが含まれるが、これに限定されるものではない。
【００４７】
また、台形エアギャップ磁界波形を有する機械で、正弦波電流を使用することも可能である。これは、ある応用分野では、魅力的な兼合いとなる可能性がある。従来のシステムと比較して、トルク・リプルと雑音を低減することになるが、同時に、この手法は、従来のブラシレスｄｃモータ回転子を使用することも可能にし、コストを節約する可能性がある。
【００４８】
リング磁石とその磁束搬送コアは、複合プラスチックで作成されることが好ましいシャフトの上に配置される。大量生産では、ＢＡＳＦによって作成された「ＵＬＴＲＡＭＩＤ」、およびＧＥによって作成された「ＵＬＴＥＭ２３００」などの複合熱可塑性プラスチック材料は、費用高価が高く、かつ成型プロセス中に、ウォームおよび磁束キャリアなどの他の構造構成要素を統合しながら、容易に成型して形作ることができる。シャフトは、位置センサの歯付きホイールをも担持し、位置センサの感知要素は、静止端部ベルの上に収容される。センサについて、以下でより詳細に記述する。
【００４９】
正弦波の形状を有するモータ電流を生成するために、インバータ切替え装置（ＭＯＳＦＥＴなど）を特定の回転子角度位置でターン・オンおよびターン・オフしなければならない。したがって、回転子の位置は、常に既知でなければならず、エンコーダが必要である。この要件は、正弦波ドライブのコストを追加する因子の１つであり、したがって、従来は、正弦波ドライブを高性能の応用分野に適用することを制限していた。ＥＰＳは、実際に高性能ドライブであり、依然として、一般的な自動車に使用するために実用化する場合、厳密なコスト制限を満たさなければならない。したがって、高分解能と低コストを組み合わせる新しいタイプのエンコーダが使用される。
【００５０】
角度位置を感知する２つの最も一般的な方式は、光検出と磁界変化に基づく。光エンコーダは、温度が制約され、汚れやすい。一方、ホール効果センサまたはマグネトレジスタなど（ＭＲ）の半導体ベースの磁気センサは、より高温で作用することができ、自動車の応用分野では、すでに使用されている。
【００５１】
図５を参照すると、好ましい角度位置センサ８０が示されており、これは、静止永久磁石８４の上に取り付けられた１組のマグネトレジスタ８２（ＭＲ）を有する。磁石は、いくつかのトラック８８、９０を有するスチール・ホイール８６と対面し、トラックのそれぞれは、歯とスロットを周囲に有する。歯とスロットは，磁石の場を変化させ、磁界のこれらの変化は、ＭＲ８２によって感知される。ホイール上の様々なトラックにより、センサは、いくつかの機能を同時に実施することが可能になる。高分解能トラック８８は、正弦波電流をモータに生成することを可能にする増分信号を提供する。図からわかるように、高分解能トラック８８は、低分解能トラック９０より多くの歯を周囲に有するので、そのように名前付けされており、その対応するＭＲは、増分位置センサ８２ｉと指定される。３つの他のトラック９０は、６０電気角度ごとに絶対信号を提供し、関連するＭＲは、絶対位置センサ８２ａと指定される。これらの絶対信号は、モータの整流に使用される。すなわち、電流を適切な相に向けるために使用され、これは、始動時には重要である。
【００５２】
ＴＲＦ装置用のエンコーダは、センサを低コストであるように十分簡単にしたまま、可能な最も高い分解能を有する必要がある。ホイールの周囲の歯が多くなると、分解能は高くなる。しかし、歯の数を増やすことには、実用上の制約がある。この制約は、ＭＲの厚さと磁石とＭＲ表面上にある保護層とを見込み、かつセンサと対象ホイールの間にいくらか隙間を提供するために、対象のホイールから１．５ｍｍよりはるかに近い位置に、磁石を配置することが困難であるということによって生じる。ホイール周囲の特徴が、磁石とホイールの間のギャップよりはるかに小さい場合、磁界の変調は大きくなく、生成された信号は、小さ過ぎて有用ではない。したがって、センサの分解能は、センサ・ホイールの直径に比例する。この特定の応用例では、１つのＭＲが、ほぼ４機械角度の分解能を提供するが、これは十分ではない。したがって、いくつかのＭＲを使用して、追加の信号を生成し、分解能を十分なレベルまで上げる。
【００５３】
複数のＭＲを有するセンサを設計する困難は、ＭＲ信号は、すべて同じ大きさでなければならないということにある。ＭＲ信号は、通常、ｄｃバイアスを有する振動信号である。最終的な方形波信号出力を獲得するために、ｄｃバイアスを除去しなければならない。結果として得られる信号のゼロ交差を使用して、フリップ・フロップをトリガし、方形波を生成する。しかし、ｄｃバイアスは、エア・ギャップ、ホイールの同心度、温度、ＭＲ材料のドーピングなどで変化するので、予測するのが困難である。したがって、ＭＲ信号は、互いに比較するのが最適であるが、その理由は、これにより、これらの変化の多くに対し、自動的な内部補償が提供されるからである。そのような補償が可能であるように、センサは、様々なＭＲ間で、最大限の一様性を保証するように設計されなければならない。同じトラックに対面するいくつかのＭＲのアレイを有する構成が、選択される。例示的な数は、４である。この手法では、ＭＲチップは、互いに接近して配置され、したがって、エア・ギャップと磁界の一様性を保証する。さらに、様々なＭＲは、それらの元である半導体ウエハ上の本質的に同じ位置から来るように設計し、それにより、ＭＲ材料のばらつきを最小限に抑えることが可能である。様々なＭＲ間の比較と、ｄｃバイアスの除去は、以下のように達成される。ＭＲアレイの両端に配置されたＭＲは、正確に歯ピッチの２分の１離れて配置され、したがって、信号出力は、半周期ずれる。したがって、出力を平均すると、ｄｃバイアスとなる。これは、１．２５機械角度（２つの極対を有する２．５電気角度）の分解能を提供する。ドライブ全体の試験は、この分解能が、この応用には十分であることを立証した。
【００５４】
図６と７を参照すると、４つのＭＲが、可能な限り一様な場によってバイアスされることを保証するために、薄い強磁性層（０．１３ｍｍ程度の厚さ）が、ＭＲアレイより下の磁石表面上に配置される。強磁性層の効果を図６に示す。図には、強磁性層有りと無しの場合の静止磁石について実施された試験の結果がプロットされている。磁束密度は、対象ホイールに似せたスチール対象物が存在する状態で、磁石表面を横切って測定された。図７は、実験のセット・アップを示す。強磁性層がない場合、磁束密度パターンは、ドーム型になる。ＭＲが０．５ｍｍ離れている４つのＭＲアレイが存在する場合、隣接するＭＲ間で、磁気バイアスの差が１％となる。強磁性層がある場合、磁気バイアスは同一であり、この１％の差は、除去される。強磁性層は、単に、ＭＲを保持し、かつＭＲを外部と接続するために使用されたリードフレームである。
【００５５】
好ましい実施形態では、光センサではなく、磁気ベースのセンサを使用するが、主な理由は温度であり、ならびに、光センサは汚れやすいからである。様々な磁気センサが、多様な構成で同様に可能である。例えば、ホール・センサは、移動する永久磁石アセンブリに刻印された北極と南極のパターンを感知することができる。電気コイルは、可変磁気抵抗原理を使用するように、または変化する自己インダクタンスあるいは相互インダクタンスを感知するように、設計することもできる。好ましい実施形態では、マグネトレジスタが選択されたが、その理由は、ホール・センサと比較して、温度能力がより高く、ならびに固有信号がより大きいからである。本明細書に記述した特定の構成が選択されたが、その理由は、この構成は、静止永久磁石の単一表面上で互いに接近しているすべての活動感知要素をグループ分けするからであり、これは、重要なコスト低減ファクタであった。しかし、異なる技術の組合わせを含めて、上記に対する様々な修正が可能である。例えば、ホール・センサをベースとする整流センサ（容易に購入可能）を、ユニット上に別々に取り付けられたＭＲベース・エンコーダ、ホール効果ベース・エンコーダ、または封止光エンコーダと共に、使用することができる。最後に、「位相ロック・ループ」など、様々な既知の方法を使用して、センサ信号の分解能を向上させることが可能である。
【００５６】
特有の設計構成がどのようなものであっても、上述したエンコーダの本質的な要素は、本発明に関するので、以下の通りである。
第１に、指標パルスで補足された増分エンコーダを使用して、モータ始動段階中以外の動作中に、低コストで、絶対位置センサを獲得する。始動段階は、ステアリング・モータの初期回転の段階を備える。そのシステムが装備されている車両が、初めて走行するとき、始動段階は、システムを初期化する方式として、慎重に実施される可能性がある。
【００５７】
第２に、近似的絶対エンコーダを使用して、モータの始動段階中に、粗であるが絶対的な位置情報を獲得して、他の時間の所望の指標パルスを生成する。
特に、好ましい実施形態では、近似的絶対エンコーダは、１組の３つの「整流」センサを備える。この場合、「整流センサ」は、従来のブラシレスｄｃモータにおいて使用されることを理解されたい。
【００５８】
ギヤ減速機は、電気モータによって生成されたトルクを車両の操舵力を補助するのに必要なレベルまで大きくするために、ＥＰＳシステムでは、非常に好ましい。ギヤ比が大きくなると、モータのサイズは小さくなり、コストは下がる。これは、永久磁石の重量とコストが本質的に不利であるＴＲＦ概念のスロットレス構成では、特に望ましい。この応用例に特によく適しているギヤ・ドライブには、ウォーム・ギヤ・ドライブ、調和ギヤ・ドライブ、ハイポイド・ギヤ・ドライブ、およびフェース・ギヤ・ドライブが含まれるが、これに限定されるものではない。
【００５９】
ＴＲＦ−ＥＰＳモータによって生成されたトルクは、正弦波巻線電流の振幅と位相を制御することによって（電流モード制御）、または正弦波印加電圧を制御することによって（電圧モード制御）、制御することができる。どちらの制御手法とも、本発明について実施され、評価された。
【００６０】
電流モード制御では、電流は、逆起電力電圧と同相であるように制御され、生成されたトルクは、電流基準の振幅に正比例する。電流モード制御は、高精度を達成するために、相電流フィードバックと比例積分（ＰＩ）制御を必要とする。電流モード制御は、アンペアあたりの最大トルクと、より低いトルク・リプルと、迅速で精確なトルク制御と、固有過電流保護と、モータ速度の変化とパラメータの変化に対する無反応性という利点を提供する。電流モード制御の主な欠点は、完全デジタル電流モード制御装置を実装するために、少なくとも２つの絶縁電流センサと、より複雑な制御装置が必要なことである。
【００６１】
電圧モード制御では、生成されたトルクは、モータ速度と機械パラメータに依存する。印加電圧が、逆起電力電圧と同相である簡単な場合では、定常状態のトルクは、次式によって与えられる。
【００６２】
【数１】
2004508792.tif 000003
上式で、Ｋ２とＫｅは一定、ωは電気周波数、Ｒは巻線の抵抗、Ｌは相あたりの機械同期インダクタンスである。この式は、所与の電圧に対するトルクが、速度の非線形関数であることを示す。ＴＲＦ−ＥＰＳモータでは、磁気エアギャップが大きいので、誘導性リアクタンスは、抵抗より小さく、これにより、トルクの式を下式のように簡単にすることができる。
【００６３】
【数２】
2004508792.tif 000004
一定トルクを達成するために、印加電圧は、速度と、機械パラメータＲおよびＫｅとの関数として制御されなければならない。電圧モード制御は、電流フィードバックを必要とせず、したがって実施がより簡単である。しかし、精確なトルク制御を達成するために、クリーンな速度フィードバック信号（雑音無し）と機械パラメータの知識が不可欠である。基準電圧Ｖの振幅が、トルク・コマンドに基づいて計算された後、ＰＷＭデューティ・サイクルが、以下で説明するように生成される。速度項のない電圧モード制御、すなわち式（２）の簡単な実施により、トルクは、高速で所望より迅速に低下し、良好な道路感覚を生成する、
図８を参照すると、ＥＰＳ制御装置パワー・ステージは、従来の台形モータに類似しているが、相電流センサが異なる。３相フル・ブリッジ・インバータ１００は、出力ＭＯＳＦＥＴスイッチ１０２を使用して、高切替え周波数における切替え損失を最小限に抑える。出力は、バッテリの正極側と直列の中継器１０４を通して、インバータの入力に接続される。中継器は、故障した場合に開くことができ、それにより、バッテリをインバータから絶縁する。ブートストラップ・ゲート・ドライブ回路１０６を使用して、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１０２を駆動する。この方法により、コストがかかる絶縁電源と、上方チャネルＭＯＳＦＥＴを駆動するためのレベル・シフタの必要性が排除される。ゲート・ドライブ回路へのＯＮ／ＯＦＦ制御信号は、以下で説明するように、デジタル制御装置によって生成される。ＭＯＳＦＥＴのＰＷＭ切替え周波数は、約１９ｋＨｚに設定され、したがって、インバータの切替えによる可聴雑音は、最小限に抑えられる。ＴＲＦ−ＥＰＳモータの場合には、電流リプルを最小限に抑えるために、高切替え周波数も必要であるが、その理由は、モータのインダクタンスが、エアギャップ巻線のために、非常に低いからである。
【００６４】
電流制御モードでは、ＴＲＦ−ＥＰＳ１０システムは、モータのトルクを精確に制御するために、整合した利得とゼロ・オフセットとを有する２つの相電流センサ１０８が必要である。３相電流は、Ｙ接続モータにゼロを加えるので、３番目の相電流は、他の２つの相電流から獲得することができる。精密抵抗を電流測定に使用することができるが、ＰＷＭインバータの信号対雑音比が非常に悪いので、この場合には好ましくない。代わりに、パワー・ステージは、その出力において、２つの低コストの開ループ・ホール効果電流センサを使用する。このセンサは、絶縁電流フィードバック信号を提供する。各電流センサ１０８は、フェライト・トロイドのギャップに配置された線形ホール・センサを備え、電流搬送導体の１巻きは、トロイドの中心を通過する。オペアンプをセンサの出力において使用して、利得とオフセットを調節する。各センサは、ゼロ電流で２．５０Ｖ（Ａ／Ｄコンバータの入力に適合するように）と、２０ｍＶ／Ａの増分信号とを提供するように較正される。電流センサの線形範囲は、−１００Ａから＋１００Ａであり、これに対して、センサの出力範囲は、０．５Ｖから４．５Ｖである。どちらのセンサも、利得とゼロ・オフセットについて、標準的なレーザ・トリミング技術で、生産環境において同時に較正することができる。
【００６５】
正弦波ＰＷＭの従来のアナログ実施は、切替え周波数における三角搬送波と、正弦波基準信号を比較することによって実現され、この場合、交点は、インバータ出力装置を切り替える瞬間を決定する。高搬送周波数（＞基準周波数の２０倍）は、搬送信号が基準波形と同期されていないときでも、高調波ひずみが低いことを保証する。基本出力電圧の振幅は、搬送波の振幅に対して基準信号の振幅を変化させることによって変化する。３相ＰＭモータでは、回転子絶対位置情報を使用して、モータの逆起電力に同期された３つの正弦波基準信号が必要である。しかし、アナログ方法には、利得とオフセットがドリフトする問題がある。さらに、ＴＲＦ−ＥＰＳモータの正弦波電流制御には、乗算器、三角関数生成装置など、多くの非線形要素が必要である。それらをアナログ・ハードウエアにおいて実施することは、高価で、かつ制御装置の同調をより難しくする。
【００６６】
したがって、完全デジタル制御装置の実施が、より実用的な提案であることが判明した。完全デジタル手法では、ＰＷＭ信号は、デジタル方式で同期された搬送波と基準信号とによって提供されたデジタル・コンパレータによって生成される。
【００６７】
図９を参照すると、完全デジタル制御装置ハードウエア１１０は、一般に、２５ＭＨｚで動作するＴＭＳ３２ＯＣ１４ＤＳＰチップ１１２と、２チャネル同時サンプリング能力を有する４チャネル３Ｎｓ１０ビット・アナログ・デジタル・コンバータ（ＭＬ２３７５）１１４と、絶対位置検出とアドレス復号（以下で説明）用のプログラム可能論理装置（ＰＬＤ）１１６と、２つの電流感知増幅器と、システム制御装置へのシリアルＤＡＣインタフェースとを備える。ＤＳＰチップには、２つの１６ビット数を１６０ｎｓで乗算することができる高速ＡＬＵと、プログラム記憶装置用の４ＫのＥＰＲＯＭ１１８と、２５６バイトのデータＲＡＭと、６チャネルのデジタルＰＷＭコンパレータ１２２と、速度測定用の２つのタイマ・カウンタ１２４とが含まれる。制御装置に含まれる他の周辺機器には、ホスト・コンピュータ１２６へのＲＳ−２３２シリアル・インタフェースと、指標位置オフセットならびに電流ループ積分および比例利得などのシステム・パラメータを記憶するための２５６バイトＥＥＰＲＯＭ１２０とがある。
【００６８】
構築された実験ハードウエアでは、外部スイッチ１２８を使用して、電圧モードまたは電流モードの動作モードを選択することができる。トルク・コマンドは、シリアルＤＡＣ１１８を介してアナログ信号として受信され、電流フィードバック信号と共に、Ａ／Ｄコンバータ１１４によってデジタル化される。ＤＳＰ１１２は、ＰＬＤから回転子絶対位置を読み取り、ＡＤＣからトルク・コマンドとフィードバック電流を読み取って、適切なアルゴリズムを使用して、内部デジタル・コンパレータを使用することにより３相ＰＷＭ信号を生成する。これらのＰＷＭ信号は、ＰＷＭ出力論理によってさらに処理されて、先端ＭＯＳＦＥＴ制御信号と末端ＭＯＳＦＥＴ制御信号の間にデッドタイムを挿入し、その後、ＰＷＭ信号をパワー・ステージのゲート駆動回路に加える。全体の制御アルゴリズム実行時間は、１００μｓｅｃ未満であり、純粋な正弦波電流と低トルク・リプルを達成するのに十分迅速であることが立証された。
【００６９】
上記で説明したように、ＴＲＦ−ＥＰＳシステムで使用した回転子位置センサは、図１０に示したように、２．５°の分解能（電気）を有する増分高分解能信号（方形信号ＥＡとＥＢを組み合わせることによって獲得される）と、方向信号（等技術分野で既知の方式で、方形信号ＥＡとＥＢから導出される、図示せず）と、６０°の分解能を有する絶対位置情報を提供する３つの整流信号（Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３）とを提供する。ここで、および図１０では、「度」は「電気角度」であることを理解しなければならない。
【００７０】
したがって、これらの信号を使用して、絶対位置を導出する必要がある。これは、３つの整流信号（Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３）から指標パルスを導出し、それと増分信号を組み合わせることによって達成される。すなわち、システムが指標パルスを生成するたびに、位置がリセットされ、次いで、位置は、増分信号に従って調節される。より具体的には、回転信号の方向を使用して、増分信号が生成されるたびに、一ステップを追加または削除する。
【００７１】
指標パルスは、以下のように導出することが可能である。まず、ゼロ基準角度を選択しなければならない。例えば、モータが順方向に回転しているとき、ゼロ基準角度として、相Ａの逆起電力の正のゼロ交差を選択することが可能である。次いで、信号（Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３）の遷移の１つがそのゼロ基準角度に対応するように、制御装置を設計する。これは、まず、信号Ｈ１（例えば）が相Ａの逆起電力に対応するように、組立て中にセンサを配置し、およびまた、レベル０からレベル１への信号Ｈ１の遷移（およびその反対）が逆起電力のゼロ交差に対応するように、センサを配置することによって達成することができる。
【００７２】
立上り縁または立下り縁のこれらの２つの遷移のどちらが、選択したゼロ基準角度に対応するかは、回転の方向に拠る。時計周りの回転中に、立上り縁がゼロ基準角度に対応する場合、立下り縁は、半時計周りの回転中に、ゼロ基準角度に対応する。したがって、回転方向信号を使用して、Ｈ１の立上り縁または立下り縁のどちらがゼロ基準角度であるかを識別する。
【００７３】
絶対位置を決定するために採用した方法は、次いで、８ビットのアップ／ダウン位置カウンタを使用する。このカウンタは、方向信号を使用して、高分解能パルスをカウントし、カウントがアップかダウンかを決定する。このカウンタの最大カウントは、１４３に設定され、これは、３５７．５°に対応する。
【００７４】
始動時、カウンタは、３つの整流信号によって決定された６０°セクタの中間点に等しい角度値で初期化される。したがって、初期位置は最大で±３０°のエラーを有することがある。これは、始動中に、３つの整流センサを絶対位置センサではなく、粗位置センサとして使用することを示している。これにより、最悪の場合、初期トルクをコマンド値の８６．６％に低減することになる。そのため、制御装置は、Ｈ１、Ｈ２、またはＨ３のいずれか１つの遷移が感知されると直ぐに、または第１指標パルスが生成されると直ぐに、正弦波電流制御に切り替えることができる。
【００７５】
始動段階をより広範に考えると、前述した６０°など、大きな角度間隔を確定する任意の粗絶対位置センサを使用することができる。その場合、システムは、始動時に、感知した大きな角度間隔が広いか狭いかに関係なく、モータがその中間にあると想定する。図１０Ａの信号Ｈ１、Ｈ２、およびＨ３を提供する整流センサは、ブラシレス・モータと共に一般的に使用される技術なので、ここでは、好ましい実施形態として提案される。ある意味では、この手法により、方形波形を有する電流を使用するブラシレス・モータとしてシステムを開始し、Ｈ１、Ｈ２、またはＨ３の遷移が感知されると直ぐに、または第１指標パルスが生成されると直ぐに、より望ましい正弦波制御に切り替えることが可能になる。
【００７６】
位置カウンタ初期化論理を図１０に示す。この場合、整流信号Ｈ１の立上り縁は、増大する角度について、相Ａの逆起電力の正のゼロ交差と位置合わせされていると想定されている。前述したように、モータが回転を開始した後、任意の整流信号の遷移を使用して、回転子位置カウンタを絶対値に設定することができ、カウンタは、その絶対値から、２．５°の増分で、位置を追跡し続けることができる。代替として、１つの整流信号（Ｈ１）のみを使用して、絶対位置を訂正することが可能である。これにより、論理が簡単になり、整流信号の不均一な間隔の影響が最小限に抑えられる。したがって、位置カウンタは、増大する角度について、Ｈ１信号の立上り縁上で０°にリセットされ、減少する角度について、Ｈ１信号の立下り縁上で３５７．５°にプリセットされる。この方式により、システムの開始時から一電気サイクル内の絶対位置を追跡することが可能になる。絶対位置を検出するためのすべての論理は、Ａｌｔｅｒａ　ＥＰＭ５１２８プログラム可能論理装置（ＰＬＤ）において実施される。位置カウンタの初期化と絶対位置の読取りは、ＤＳＰによって実施される。相Ａ逆起電力のゼロ基準点からのＨ１の基準縁のあらゆるずれは、制御装置ソフトウエアにおいて訂正される。
【００７７】
従来の正弦波変調機能では、任意の所与の瞬間における結果的な３相ＰＷＭパルスの単位あたりデューティ・サイクルは、次式によって与えられる。
【００７８】
【数３】
2004508792.tif 000005
上式で、−１＜Ｖ＜１は、基準正弦波の振幅であり、θは、回転子の位置である。
【００７９】
この変調方法で獲得可能な最大線間ＲＭＳ基本電圧は、０．６１２４Ｖｄｃである。Ｖｄｃは、インバータ・バス電圧である。しかし、トリプレン高調波（第３、第９、第１５など）を変調関数に注入することによって、電流を正弦波に維持しながら、ＲＭＳ基本電圧を増大することができるが、その理由は、Ｙ接続モータが、トリプレン電流が流れることを可能にしないからである。ＴＲＦ−ＥＰＳシステムは、空間ベクトル変調を使用し、この場合、変調関数ｓｉｎ（θ）は、次式によって置き換えられる。
【００８０】
【数４】
2004508792.tif 000006
この変調方法は、０．７０７１ＶｄｃのＲＭＳ基本線間電圧を提供する。これは、単純な正弦変調より１５．５％高い。空間ベクトル変調関数と、ならびに３相デジタルＰＷＭ関数は、ＤＳＰチップによって実施される。正弦関数は、ルックアップテーブルから獲得され、基準電圧を乗算して、ＰＷＭデューティ・サイクル値を生成する。デジタルＰＷＭ信号の分解能は、４０ｎｓであり、ＰＷＭ周波数は、１９ｋＨｚに設定される。
【００８１】
図１１の断面図に示した最適化したＴＲＦモータ設計が、構築され、試験された。台上試験は、ａ）正弦波電圧波形および正弦波電流波形と、センサ信号と、分解能との質によって測定されたシステムの性能の検証と、ｂ）基準モータと比較したトルク・リプル含有量の評価とを備える。
【００８２】
誘導電圧波形の質を評価するために、機械は、生成装置として動力計によって駆動され、ニュートラルに対する３相の負荷無し誘導電圧波形が、２０００ｒｐｍで記録された。図１２に示した波形は、見事な正弦波の質を示している。しかし、図１２の３相すべてを追加することにより、少量の第３高調波成分（＜１％）が明らかになり、これは、トルク・リプルに大きく寄与することは予想されない。理想的には、純粋は正弦波形では、３相すべての和は、常時ゼロであるべきである。したがって、本発明の目的では、電流に関する「正弦波」という用語は、「ほぼ」正弦波、または「本質的に」正弦波を意味すると解釈されるべきであることに留意されたい。一般に、本発明のモータのトルク・リプルは、０から３％の範囲内、好ましくは０から２％の範囲内、より好ましくは０から１％の範囲内、および最も好ましくは１％未満の範囲内にある。
【００８３】
電流波形の質と電子制御装置全体の信頼度は、エンコーダ信号の頑強性に大きく依存する。組立て前の別々のＭＲエンコーダのＴＲＦシステムに関する試験は、最高で０．６ｍｍのエア・ギャップでは、整流センサと高分解能センサの両方の十分な動作を示した。これは、動作の安全限界を表す。図１３Ａと１３Ｂは、０．１ｍｍエア・ギャップと０．５ｍｍエア・ギャップにおける高分解能追跡ＭＲ出力を同じスケールで示す。点線は、アレイの両端に置かれたＭＲの出力を平均することによって計算されたｄｃバイアスを表し、平均との交点における信号間の角度距離は、予想したように、約１．２５機械角度である。この信号に関する振動は、振動を除去しようとする設計努力にもかかわらず、どんなに小さい振動であっても、依然としてＭＲ信号間に残存したことを示す。エンコーダの分解能をさらに上げる、またはセンサの頑強性を向上させるには、より強い信号が必要であり、これは、ＭＲ上の保護層の厚さを減らすことを目的とした、センサ・パッケージの改良によって実施することができる。磁石とセンサ外表面との距離は、試験をした原型では、１．３３ｍｍであった。
【００８４】
図１４Ａと１４Ｂは、機械が１５６０ｒｐｍで運転され、１．３５Ｎ−ｍのトルクを動力計負荷に伝達している場合の相電流波形とその周波数スペクトルをそれぞれ示す。ここで再び、電流波形は、非常に良い正弦波の質を示している。周波数スペクトルは、５２Ｈｚの基本周波数における成分と、１９ｋＨｚのＰＷＭ周波数における非常に小さい成分とを示す。この良好な正弦波の質は、速度と負荷の範囲にわたって観測された。
【００８５】
トルク・リプル含有量は、自動データ獲得システムを装備した試験台において評価された。結果は、基準として役立てるために、譲受人によって使用された台形モータの結果と比較された。トルク・リプル試験は、電圧モード動作（試験時の主流手法）について、低モータ速度（１０ｒｐｍ）において実施された。その理由は、高速では、システムの慣性（試験したモータと動力計モータの両方の）が、存在するあらゆるトルク・リプルを遮蔽する傾向があるからである。これは、既知の測定困難であり、克服されていない。データは、それぞれ基準とＴＲＦモータについて図１５と１６に示したように、２つの機械回転分解能について収集された。ＴＲＦシステムは、基準システムより、はるかに小さいトルク・リプル含有量、（ピーク−ピーク）／平均を提示することが明らかである（２．５％対１８％）。
【００８６】
より速く、かつより現実的な動作速度では、特に電圧モード制御の場合、電流波形のひずみが増大するために、台形システムのトルク・リプル含有量は、増大することが予想されることを強調するのは重要である。正弦波の場合、トルク・リプル含有量は、変化しないはずであるが、その理由は、トルク・プロファイルの原因である電流波形は、変化せず、すべての速度において、ほぼ正弦波に制御されるからである。
【００８７】
いくつかの因子が、「現実世界」の正弦波機械に生成されるトルク・リプルの量に影響を与える。とりわけ、製造許容差のための機械偏心率、エンコーダの分解能、電流センサの不整合またはずれ、および制御装置の丸めの誤差と処理誤差または雑音である。したがって、トルク・リプルは、「現実世界」のシステムでは、決してゼロに等しくない。しかし、ＴＲＦ−ＥＰＳシステムの固有行動は、無視できるコギング・トルク・リプルと整流トルク・リプルをもたらし、したがって、すべての他の因子が同等である場合、等価なブラシレス・システムの感覚より、著しくより滑らかな感覚を常に有することになる。
【００８８】
実験用の小型車両は、さらなる道路と雑音の評価のために、ＴＲＦ−ＥＰＳシステムを装備していた。当初の試験は、半無響室において実施された。同じ試験施設を使用して、比較のために、台形モータ／インバータを有する従来のＥＰＳシステムを評価した。試験結果は、雑音とトルク・リプルの影響を最小限に抑えるために、基本システムの試験結果、および特別な準備（防振ゴムの上に取り付けられた回転子とフレーム）を装備した他の従来のシステムの試験結果と比較された。ステアリング感覚は、特に電流モード制御で、非常に滑らかであることが判明した。
【００８９】
試験は、ＴＲＦ−ＥＰＳシステムと、防振ゴム有りおよび無しの従来のモータを比較するために、音質設備の独立試験実験室によって実施された。試験は、エンジンを停止した場合と、エンジンがアイドリングしている場合の両方について実施された。実際の雑音スペクトル結果のサンプル（エンジン・アイドリングについて、３０ｒｐｍでの操舵）を図１７Ａ〜Ｃに示す。
【００９０】
基準モータ（１２スロット）と比較して、６００ｋＨｚにおける雑音レベルは、エンジンを停止した場合、４７ｄＢかＡら３１ｄＢＡに劇的に減少し、３０ｒｐｍで操舵しながらエンジンをアイドリングした場合、４７ｄＢＺから３６ｄＢＡに劇的に減少した。回転子とハウジングの両方の上に二重防振ゴムがある場合、従来のモータは、同じ条件下で、それぞれ３４ｄＢＡと２４ｄＢＡのレベルを達成した。１００ｋＨｚでは、ＴＲＦモータの雑音は、エンジンを停止した場合、防振の３７ｄＢＡに対し、４２ｄＢＡから２８ｄＢＡに減少し、エンジンをアイドリングした場合、防振の３６ｄＢＡに対し、４０ｄＢＡから３１ｄＢＡに減少した。すなわち、ＴＲＦ概念は、シャフトとハウジングの防振ゴムのみでおそらくは達成可能なレベルまで、従来のモータよりはるかに静かな動作を実証した。そのような防振の追加コストのほかに、ハウジングの防振は、モータのサイズを大きくし、実装性に影響を与える。
【００９１】
前述したように、非ゼロ・トルク・リプルまたは寄生トルク・リプルをもたらす現実的な制約が存在する。この寄生トルク・リプルは、電流センサのオフセットと利得の不整合、モータの偏心率、不均衡な磁石磁化、軸受の摩擦、ソフトウエア打切り誤差など、システムの構築要素の制約に由来する。この寄生トルク・レベルのレベルは、設計段階で、原因を慎重に考慮することによって、最小限に抑えることができる。
【００９２】
トルク・リプル・フリーの概念は、究極的な滑らかさと静かさを意味するが、ＴＲＦシステムのいくつかの特徴のみを実施することは、部分的な解決法を提供して、より利用可能性の広い製造基盤を有するより多くの従来の機械を使用することを可能にすることができる。これらは、トルク・リプルと雑音を低減する能力という点で、ＴＲＦシステムと基本システム（基準）の中間の領域に相当するはずであり、一方では性能と、他方では便利さおよびおそらくはさらにより低いコストとの可能な兼合いについて、調査されるべきである。調査する価値のある３つの妥協解決法が存在する。
正弦波インバータと従来のモータ
可能な実施形態は、正弦波インバータ（正弦波電流）と従来の機械（台形電圧）とを組み合わせる。整流トルク・リプルと雑音の大きさは、台形電圧波形の平坦頂点の幅に応じて、基本システムより小さくすることができる。コギング・トルクは、磁石または固定子歯を傾斜させることによって、従来の方式で低減される。この選択肢では、より安価な高エネルギー磁石を有する従来のモータを使用することができる。
正弦波インバータと正弦波磁化磁石および従来の固定子を有するモータ
他の実施形態は、前述の実施形態と同じであるが、正弦波磁化磁石を有する。等価な性能のためには、機械の活動長は、台形とは対照的に、正弦波形に関連する磁束の減少を補償するために、約１８％だけ長くしなければならない。しかし、この選択肢は、ＴＲＦシステムの低トルク・リプル・レベルに近づく可能性を有する。スロットレス巻線の簡単さから利益を得るだけでなく、スロットレス構築のために、高価な高エネルギー磁石を必ずしも必要としない。安価な磁石と高価な磁石の決定は、この場合、実装と経済的な制約とに基づく。
台形磁界波形を有するスロットレス巻線
他の可能な代替実施形態は、台形磁界波形をエアギャップに生成する従来の回転子と、ならびにスロットレス固定子とを備える。そのような構成は、コギング・トルクを完全に除去し、振動と可聴雑音の源である半径方向力を著しく低減する。台形電流と磁界波形が使用される限り、整流トルク・リプルは、依然として存在する。
【００９３】
回転式機械は、電気パワー・ステアリングにとって最も一般的な技術を構成する。回転式機械は、本明細書に包まれている図に示したように、径方向場のタイプであり、または軸場のタイプとすることもできる。しかし、線形モータが選択肢である限りは（米国第５，９２４，５１８号）、「強制力」リプルを低減するために、本発明の様々な態様を線形モータ構成において使用することができる。
【００９４】
好ましい実施形態について、示し、記述してきたが、本発明の精神と範囲から逸脱せずに、様々な修正と代用を好ましい実施形態に対して実施することが可能である。したがって、本発明は、単に例示として記述されており、本明細書で開示したそのような例示と実施形態は、請求項に対する限定と解釈されるべきではないことを理解されたい。
【図面の簡単な説明】
【図１】
電気パワー・ステアリング・システムの概略図である。
【図２】
図２Ａは、ＰＭブラシレス・モータの電流波形を示す図である。
図２Ｂは、ＰＭブラシレス・モータの電圧波形を示す図である。
図２Ｃは、ＰＭブラシレス・モータの瞬時トルク波形を示す図である。
【図３】
ＴＲＦモータ断面の実施形態の概略図である。
【図４】
正弦波磁化磁石の表面において測定した磁束密度の図である。
【図５】
磁気抵抗位置エンコーダ構成の図である。
【図６】
強磁性層有りと強磁性層無しの磁石表面上の磁束密度分布の図である。
【図７】
試験セット・アップの図である。
【図８】
ＴＦＲ−ＥＰＳパワー・ステージの簡略化した概略図である。
【図９】
デジタル信号プロセッサをベースとするＴＲＦ−ＥＰＳ制御装置アーキテクチャの図である。
【図１０】
図１０Ａは、位置センサ信号を示す図である。
図１０Ｂは、対応する位置初期化論理を示す図である。
【図１１】
ＴＲＦモータの断面と物理的な寸法を示す図である。
【図１２】
２０００ｒｐｍにおける負荷が誘起されていない電圧を示す図である。
【図１３】
図１３Ａは、高分解能アレイのＭＲ信号を示す図である。
図１３Ｂは、高分解能アレイのＭＲ信号を示す図である。
【図１４】
図１４Ａは、１．３５Ｎｍで１５６０ｒｐｍの電流波形を示す図である。
図１４Ｂは、１．３５Ｎｍで１５６０ｒｐｍの周波数を示す図である。
【図１５】
１０ｒｐｍにおける、基準モータのトルク・リプルを示す図である。
【図１６】
１０ｒｐｍにおける、ＴＲＦモータのトルク・リプルを示す図である。
【図１７】
図１７Ａは、３０ｒｐｍにおける、基準モータの可聴雑音スペクトルを示す図である。
図１７Ｂは、３０ｒｐｍにおける、二重遮音材を有するモータの可聴雑音スペクトルを示す図である。
図１７Ｃは、３０ｒｐｍにおける、エンジンをアイドリングしている場合と操舵している場合のＴＲＦモータの可聴雑音スペクトルを示す図である。
【図１】
2004508792.tif 000007
【図２】
2004508792.tif 000008
【図４】
2004508792.tif 000009
【図６】
2004508792.tif 000010
【図７】
2004508792.tif 000011
【図８】
2004508792.tif 000012
【図９】
2004508792.tif 000013
【図１０】
2004508792.tif 000014
【図１２】
2004508792.tif 000015
【図１３】
2004508792.tif 000016
【図１４】
2004508792.tif 000017
【図１５】
2004508792.tif 000018
【図１６】
2004508792.tif 000019
【図１７】
2004508792.tif 000020
【国際公開パンフレット】
2004508792.tif 000021
2004508792.tif 000022
2004508792.tif 000023
2004508792.tif 000024
2004508792.tif 000025
2004508792.tif 000026
2004508792.tif 000027
2004508792.tif 000028
2004508792.tif 000029
2004508792.tif 000030
2004508792.tif 000031
2004508792.tif 000032
2004508792.tif 000033
2004508792.tif 000034
2004508792.tif 000035
2004508792.tif 000036
2004508792.tif 000037
2004508792.tif 000038
2004508792.tif 000039
2004508792.tif 000040
2004508792.tif 000041
2004508792.tif 000042
2004508792.tif 000043
2004508792.tif 000044
2004508792.tif 000045
2004508792.tif 000046
2004508792.tif 000047
2004508792.tif 000048
2004508792.tif 000049
2004508792.tif 000050
2004508792.tif 000051
2004508792.tif 000052
2004508792.tif 000053
2004508792.tif 000054
2004508792.tif 000055
2004508792.tif 000056
2004508792.tif 000057
2004508792.tif 000058
2004508792.tif 000059
2004508792.tif 000060
2004508792.tif 000061
2004508792.tif 000062
2004508792.tif 000063
2004508792.tif 000064
2004508792.tif 000065
2004508792.tif 000066
2004508792.tif 000067
2004508792.tif 000068
2004508792.tif 000069
2004508792.tif 000070
2004508792.tif 000071
2004508792.tif 000072
2004508792.tif 000073
2004508792.tif 000074
2004508792.tif 000075
2004508792.tif 000076
2004508792.tif 000077