(57)【要約】一次、二次及び補助巻線を有するトランスと、アクティブに制御されるスイッチと、前記一次巻線の両端間に直列のキャパシタ及び第１パッシブスイッチとを有し、前記トランスの補助巻線と第２パッシブスイッチとを、前記キャパシタと第１パッシブスイッチとの間のノードに直列に接続し、前記アクティブスイッチを、前記一次巻線の前記第１パッシブスイッチと反対側に接続したスイッチングコンバータ。方法は、ＯＮ状態中、トランスコアに前記一次巻線でエネルギー供給し、キャパシタを放電し、ＯＦＦ状態中、前記アクティブスイッチの両端間の電圧を前記キャパシタでクランプし、磁化エネルギーを前記二次巻線に移動して、最高アクティブスイッチ電圧を制限しながら、スイッチング過渡現象に対応するエネルギーを負荷に効率的に移動する。
2004514398.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一次、二次及び補助巻線を有するトランスと、
アクティブに制御されるスイッチと、
前記一次巻線の両端間に直列のクランプキャパシタ及び第１パッシブスイッチとを具え、前記アクティブに制御されるスイッチを、グランドと、前記一次巻線の前記第１パッシブスイッチと反対側との間に接続し、
前記トランスの補助巻線と第２パッシブスイッチとを、前記クランプキャパシタと、第１パッシブスイッチと、グランドとの間の共通ノードに直列に接続し、前記アクティブに制御されるスイッチが開の場合、前記トランスをリセットし、
前記アクティブに制御されるスイッチが開の場合、前記トランスから電力を選択的に引き込むように構成された、前記二次巻線を含む出力回路を具えることを特徴とするスイッチングコンバータ。
【請求項２】
請求項１に規制のスイッチングコンバータにおいて、前記第１及び第２パッシブスイッチが、各々、半導体ダイオードを具えることを特徴とするスイッチングコンバータ。
【請求項３】
請求項１に記載のスイッチングコンバータにおいて、前記トランスをフライバックトランスとしたことを特徴とするスイッチングコンバータ。
【請求項４】
請求項１に記載のスイッチングコンバータにおいて、前記一次巻線、二次巻線及び補助巻線を、各々、電気的に絶縁したことを特徴とするスイッチングコンバータ。
【請求項５】
請求項１に記載のスイッチングコンバータにおいて、前記アクティブに制御されるスイッチが、金属−酸化物−シリコン電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を具えることを特徴とするスイッチングコンバータ。
【請求項６】
請求項１に記載のスイッチングコンバータにおいて、前記アクティブに制御されるスイッチをパルス幅変調モードにおいて駆動する制御をさらに含むスイッチングコンバータ。
【請求項７】
請求項１に記載のスイッチングコンバータにおいて、前記出力回路が、前記二次巻線、ダイオード及びキャパシタの閉ループ直列接続を具えることを特徴とするスイッチングコンバータ。
【請求項８】
請求項１に記載のスイッチングコンバータにおいて、前記補助巻線、第２パッシブスイッチ及び第１パッシブスイッチと閉ループ回路を形成するキャパシタをさらに具えることを特徴とするスイッチングコンバータ。
【請求項９】
請求項１に記載のスイッチングコンバータにおいて、前記アクティブに制御されるスイッチを、入力電圧源の両端間の磁気的に絶縁されたインダクタと直列にしたことを特徴とするスイッチングコンバータ。
【請求項１０】
請求項１に記載のスイッチングコンバータにおいて、前記トランスの補助巻線と前記第２パッシブスイッチとを、前記第１パッシブスイッチを経て、前記一次巻線とグランド基準キャパシタとの共通ノードに接続したことを特徴とするスイッチングコンバータ。
【請求項１１】
請求項１に記載のスイッチングコンバータにおいて、前記アクティブに制御されるスイッチを、誘電的に絶縁されたインダクタと直列に、全波整流器の整流出力部に接続したことを特徴とするスイッチングコンバータ。
【請求項１２】
請求項１に記載のスイッチングコンバータにおいて、該スイッチングが力率を補正することを特徴とするスイッチングコンバータ。
【請求項１３】
請求項１に記載のスイッチングコンバータにおいて、前記第１及び第２パッシブスイッチが、前記アクティブに制御されるスイッチが堂通している場合、定常状態動作中、逆バイアスされる半導体ダイオードを具え、前記アクティブに制御されるスイッチが、金属−酸化物−シリコン電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）と、効果的に電気的に並列な半導体ダイオードとを具えることを特徴とするスイッチングコンバータ。
【請求項１４】
請求項１に記載のスイッチングコンバータにおいて、前記アクティブに制御されるスイッチが、固有ボディダイオードを有する金属−酸化物−シリコン電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を具えることを特徴とするスイッチングコンバータ。
【請求項１５】
請求項１に記載のスイッチングコンバータにおいて、前記アクティブに制御されるスイッチが、ダイオードと並列の金属−酸化物−シリコン電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を具えることを特徴とするスイッチングコンバータ。
【請求項１６】
請求項１に記載のスイッチングコンバータにおいて、前記アクティブに制御されるスイッチが導通している場合、前記一次巻線からの漏れエネルギーを前記クランプキャパシタから前記補助巻線に移動し、これによって、前記漏れエネルギーを前記二次巻線に誘電的に結合することを特徴とするスイッチングコンバータ。
【請求項１７】
アクティブスイッチ及びトランスを有するフライバックコンバータを効率的にスナッブする方法において、磁化エネルギー及び漏れインダクタンスエネルギーを前記トランスに、このトランスの一次巻線を経て加えるステップと、アクティブスイッチ導通サイクル中、キャパシタを放電するステップとを含み、前記アクティブスイッチの両端間の電圧を前記キャパシタによってクランプするステップと、前記漏れインダクタンスエネルギーを、前記キャパシタと、前記トランスの別個の誘電的にリンクした巻線とを経て回復するステップと、アクティブスイッチ非導通サイクル中、前記磁化エネルギー及び漏れインダクタンスエネルギーを前記トランスに移動するステップとを含み、最高アクティブスイッチ電圧を制限しながらエネルギーを負荷に効率的に移動することを特徴とする方法。
【請求項１８】
請求項１７に記載の方法において、前記アクティブスイッチを制御して、力率を制御し、出力電圧を調整することを特徴とする方法。
【請求項１９】
請求項１７に記載の方法において、前記キャパシタと第１パッシブスイッチとを前記一次巻線の両端間に直列にし、前記アクティブスイッチをグランドと、前記一次巻線の前記第１パッシブスイッチと反対側との間に接続し、前記トランスの別個の誘電的にリンクした巻線と第２パッシブスイッチとを、前記クランプキャパシタと第１パッシブスイッチとグランドとの共通ノードに直列に接続し、前記トランスが二次巻線を具え、前記二次巻線をダイオード及びキャパシタに閉ループにおいて接続することを特徴とする方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
本発明は、スイッチングパワー伝送装置の分野に関し、さらに特に、フライバックコンバータに関する改善されたエネルギー回復方法に関する。
【０００２】
慣例的なＤＣ／ＤＣフライバックコンバータにおけるトランスの漏れインダクタンスは、電力スイッチがターンオフするときに電力スイッチの両端間に電圧スパイクを引き起こす。通常は、Ｒ−Ｃ−Ｄ（抵抗、キャパシタ、ダイオード）スナッバ回路又はアクティブクランプ回路のような回路を使用し、この電圧スパイクを吸収する。前記トランスの漏れエネルギーは、代表的に、前記Ｒ−Ｃ−Ｄスナッバ回路において消費される。
【０００３】
多数の既知の設計が、このエネルギーを回復しようと試みている。これらの方法は、代表的に、前記トランスの漏れエネルギーを回復するのに追加のアクティブスイッチを必要とする。
【０００４】
よく知られている慣例的なＤＣ／ＤＣフライバックコンバータを図１に示し、ここで、ＬｋをトランスＴの漏れインダクタンスとする。図１の代表的なスイッチング波形を図２に示す。スイッチＳがｔ２においてターンオフする場合、漏れ電流はスイッチＳ（Ｓの出力キャパシタンスを図１には示さない）の寄生出力キャパシタンスを充電し、これは、スイッチＳの両端間に高い電流スパイクを引き起こす。漏れエネルギーが完全に開放された後、スイッチＳの両端間の電圧は、その定常値に達する。結果として、高定格電圧のスイッチＳが必要になる。
【０００５】
この電圧スパイクを除去するために、多数の回路トポロジが文献において報告されている。これらの中で、Ｒ−Ｃ−Ｄスナッバは、図３に示すような電圧スパイクを最小にする最も評判がいい方法の１つである。前記スナッバ回路は、ダイオードＤ１と、キャパシタＣＳと、抵抗ＲＳとから成る。スイッチＳがターンオフする場合、漏れ電流はダイオードＤ１を流れ、キャパシタンスＣＳを充電する。キャパシタンスＣＳが比較的十分に大きいと、ＣＳの両端間の電圧はおおよそ変化せず、その結果、前記電圧をクランプする。この場合において、前記トランスに関する漏れエネルギーは、最初にＣＳに充電され、次に抵抗ＲＳによって消耗される。結果として、前記電圧クランプは、低い変換効率、すなわち、加熱する前記スパイクに固有のエネルギー損失の犠牲において達成される。
【０００６】
他の先行技術の回路を図４に示す。モシェドン（Ｍｏｓｈｅ Ｄｏｍｂ）「無損失ターンオフスナッバは、スイッチング電力損失第２ブレークダウンストレスとＶｃｅオーバシュートとを軽減する：解析、設計手順及び実験検証」ＩＥＥＥパワーエレクトロニクス専門家会議（１９８２）を参照されたい。この回路において、スイッチＳがターンオフする場合、トランスＴの漏れエネルギーは、クランプキャパシタＣＳに、Ｄ１を経て伝送される。スイッチＳの両端間の電圧ストレスは、入力電圧Ｖｉｎと、ＣＳの両端間のクランプ電圧Ｖｃとの和であり、以下のように表される。
Ｖｄｓ，ｍａｘ＝Ｖｉｎ＋Ｖｃ
【０００７】
スイッチＳがターンオンする場合、クランプキャパシタＣＳ及びインダクタＬｒは、共振タンクを形成する。キャパシタＣＳに格納されたエネルギーは、インダクタＬｒに移動し、キャパシタＣＳの両端間の電圧極性は、共振によって反転する。キャパシタ電圧ｖｃが反転し、入力電圧Ｖｉｎに達する場合、ダイオードＤ１は導通する。Ｌｒに格納されたエネルギーは、入力源に伝達される。したがって、前記トランスの漏れエネルギーは、最終的には前記入力源にフィードバックされる。この方法において、追加の別個のインダクタＬｒが必要であり、これはコストを上昇させる。各々が参照によってここに含まれる米国特許明細書第４７８３７２７号「ＤＣ／ＤＣコンバータ」、第６１１５２７１号「改善されたロスレススナッバネットワークを有するスイッチング電力コンバータ」、及び、第５２６０６０７号「電力コンバータ用スナッバ回路」を参照されたい。
【０００８】
他のよく知られた先行技術の方法は、図５に示すようなアクティブクランプを与える。Ｒ．ワトソン、Ｆ．Ｃ．リー及びＧ．Ｃ．フア「フライバックコンバータにおけるソフトスイッチングを達成するためのアクティブクランプ回路の使用」ＩＥＥＥパワーエレクトロニクス専門家会議（１９９４）を参照されたい。アクティブスイッチＳａ及びキャパシタＣｓを直列に設け、トランスＴの一次巻線に接続する。スイッチＳがターンオフする場合、スイッチＳａはターンオンする。漏れエネルギーはスイッチＳａを経てキャパシタに移動し、Ｃｓの両端間の電圧は、前記トランスをリセットするのに使用される。結果として、スイッチＳの両端間の電圧はクランプされる。しかしながら、このようなコンバータは、追加のアクティブスイッチとそのコントローラとを必要とする。これはコストを増し、製造者にとって望ましくない。
【０００９】
参照によってここにそのまま含まれ、後に考察する米国特許明細書第４６７５７９６号を参照されたい。また、参照によってここにそのまま含まれるファリングトンの米国特許明細書第５８８３７９５号と、ファリングトンの米国特許明細書第５８８３７９３号も参照されたい。
【００１０】
米国特許明細書第６１０８２１８号「力率制御を伴うスイッチング電源」は、２つの実施形態を提供する。その図１及び２に示す第１の実施形態において、トランスの漏れエネルギーを再利用するスナッバ回路は示されていない。図３及び４は、追加のアクティブスイッチをスナッバの一部として与える。
【００１１】
米国特許明細書第５９８２６３８号「再生スナッバ及び力率補正を有する単段電力コンバータ」は、図１においてキャパシタ４４を与え、これをスナッバキャパシタとして使用するだけでなく、力率補正を達成し、したがって、入力から出力へのメイン電力フローを扱うのにも使用する。したがって、このキャパシタ４４を流れる電流はきわめて大きく、サイズ及び値において大きいキャパシタを必要とする。この回路において、スナッバキャパシタ４４からのエネルギーの回復は、スイッチ２２がターンオンするときの入力インダクタ３８への移動によって起こる。キャパシタ４４に格納されたエネルギーが大きいため、前記回路においてより高い電力損失が生じる。結果として、より低い電力変換効率を有する。キャパシタ４４のキャパシタンスは、入力電力によって決定され、力率及び入力電流調波必要条件を満たす。
【００１２】
米国特許明細書第５９９１１７２号「改善された力率と減少したスイッチング損失とを有するＡＣ／ＤＣフライバックコンバータ」は、トランスの漏れエネルギーを回復するだけでなく、スイッチング損失を減少し、力率を改善するのにも使用される第３トランス巻線を提供する。漏れエネルギーは、この回路によって消費される。したがって、消費性Ｒ−Ｃ−Ｄスナッバ全体の効率における実際的な改善を与えない。
【００１３】
米国特許明細書第５９９９４１９号「電流誘導を伴う非絶縁ブーストコンバータ」は、ツリー巻線トランスを有するバックブーストコンバータに関する。
【００１４】
米国特許明細書第５８９６２８４号「回復エネルギーＲｏを負荷に与える回復回路を有するスイッチング電源装置」は、漏れインダクタンスエネルギーを使用し、効率を向上する、例えば磁気的に絶縁されたインダクタを有する電源回路に関する。
【００１５】
米国特許明細書第５６１５０９４号「スイッチドモード電源用非消費性スナッバ回路」は、電源の二次回路用スナッバ回路に関する。
【００１６】
米国特許明細書第５６９４３０４号「高効率共振スイッチングコンバータ」及び米国特許明細書第５３７９２０６号「アクティブ回復スイッチを有する低損失スナッバ回路」は、各々、二重アクティブスイッチアーキテクチャコンバータを提供する。
【００１７】
米国特許明細書第５０５５９９１号「無損失スナッバ」は、アクティブスイッチと、５つの誘導的に結合された巻線を有するトランスとを有するコンバータ回路に関する。
【００１８】
米国特許明細書第５０１９９５７号「順方向コンバータ形式のスイッチド電源」は、二重アクティブスイッチ順方向電力コンバータに関する。
【００１９】
米国特許明細書第４８０５０７９号「スイッチド電圧コンバータ」は、スナッバ回路を有するコンバータを提供する。
【００２０】
米国特許明細書第４７６０５１２号「トランジスタストレスを減少し、電力コンバータのトランスコアをリセットする回路」は、単一アクティブスイッチ、三重誘電的結合巻線トランス順方向コンバータに関する。
【００２１】
米国特許明細書第４７３６２８５号は、２つのアクティブスイッチを有する「順方向コンバータ用消磁回路」に関する。
【００２２】
米国特許明細書第４６８８１６０号「磁化電流の共振整流を伴う単一端順方向コンバータ」は、共振キャパシタを用いてトランスコアをリセットする順方向コンバータを提供する。
【００２３】
米国特許明細書第４５６１０４６号「無損失磁気コアリセット及びスナッバネットワークを有する単一トランジスタ順方向コンバータ」は、単一スイッチと、３つの誘電的にリンクされた巻線を有するトランスとを有する順方向コンバータに関する。
【００２４】
米国特許明細書第４４４１１４６号「単一端順方向コンバータにおけるトランスのコアの最適なリセット」は、３つの誘電的にリンクされた巻線を有するトランスを有する順方向ＤＣ／ＤＣコンバータを提供する。
【００２５】
米国特許明細書第４３５５３５２号「ＤＣ　ＤＣコンバータ」は、３つの結合されたインダクタ巻線を有し、２つのキャパシタ及び２つのスイッチング装置（１つはアクティブ、もう一つはパッシブ）を有し、無リップル入力及び出力電流を与えるコンバータに関する。
【００２６】
本発明は、フライバックトランスに誘電的に結合された巻線−キャパシタ−ダイオードスナッバを使用し、スイッチの両端間の電圧をクランプすることによって、フライバックトランスの漏れエネルギーを出力に効率的に再利用し、スイッチの両端間の電圧スパイクを減少するスイッチング電力回路を提供する。
【００２７】
したがって、前記トランスの漏れインダクタンスによるメインスイッチの両端間の電圧をクランプし、前記スイッチの両端間のピーク電圧における減少を達成し、電圧スパイクにおける固有のエネルギーを再捕獲し、全体的な回路効率を増大させる。さらに、前記回路を、１個のアクティブスイッチ及び１個の誘電的に結合されたトランス構造を使用して構成することができる。したがって、コストが低く、前記回路は追加の空間をほとんど占めない。
【００２８】
スナッバキャパシタＣＳは、漏れエネルギーのみに関係し、これは、前記回路によって処理される合計の電力の約２％にすぎない。加えて、キャパシタＣＳのサイズは、入力電力レベルに依存しない。
【００２９】
漏れエネルギーは、トランスの追加の巻線によって回復され、メインスイッチＳがターンオンするとき、磁化エネルギーの一部になる。
【００３０】
したがって、本発明の目的は、別個のアクティブスイッチも別個のインダクタも必要とせずに、アクティブスイッチの両端間の電圧クランプを行い、クランプされた過渡現象からエネルギーを再利用する、フライバックコンバータ用巻線−キャパシタ−ダイオードスナッバを提供することである。
【００３１】
本発明の他の目的は、アクティブスイッチと、ダイオードと、キャパシタと、フライバックトランスと、前記アクティブスイッチの両端間の電圧スパイク過渡現象を減少する巻線−キャパシタ−ダイオードスナッバとを有し、前記巻線−キャパシタ−ダイオードスナッバを、前記電圧スパイク過渡現象から前記フライバックトランスに結合されたインダクタを経て出力部へエネルギーを移動するように形成したフライバックコンバータ回路を提供することである。スナッビングエネルギー回復スイッチングは、前記ダイオードを通じてパッシブであり、したがって、追加のアクティブスイッチは必要ない。
【００３２】
本発明のさらに他の目的は、フライバックコンバータを改善された効率のために動作する方法であって、前記フライバックコンバータ回路が、アクティブスイッチと、ダイオードと、キャパシタと、フライバックトランスと、前記アクティブスイッチの両端間の電圧スパイク過渡現象を減少する巻線−キャパシタ−ダイオードスナッバとを有し、前記巻線−キャパシタ−ダイオードスナッバがパッシブにスイッチングし、前記電圧スパイク過渡現象から前記フライバックトランスに結合されたインダクタを経て出力部へエネルギーを移動する、方法を提供することである。
【００３３】
本発明のブーストフライバックスイッチングコンバータ実施形態によれば、入力インダクタと、アクティブに制御されたスイッチとを有し、一次、二次及び補助巻線を有するトランスと、前記一次巻線の両端間に直列にクランプキャパシタと、第１パッシブスイッチとを具え、前記トランスの補助巻線と第２パッシブスイッチとを、前記クランプキャパシタと第１パッシブスイッチとグランドとの間のノードに直列に接続し、前記アクティブスイッチを、グランドと、前記一次巻線の前記第１パッシブスイッチと反対側との間に接続した、エネルギー効率的スナッバ回路が提供される。この回路を、力率補正回路として形成してもよい。
【００３４】
トランスを有するコンバータ回路におけるアクティブスイッチを効率的にスナッブする本発明の方法によれば、磁化エネルギー及び漏れインダクタンスエネルギーをトランスに供給し、クランプキャパシタが前記アクティブスイッチの導通状態中に放電し、前記磁化エネルギー及び漏れインダクタンスエネルギーが前記負荷に移動し、前記クランプキャパシタが前記アクティブスイッチの非導通状態中に充電する。したがって、前記トランスの二次巻線を含む回路を、前記アクティブスイッチがターンオフする場合、エネルギーを受けるように形成する。前記クランプキャパシタは、ターンオフ過渡現象中、前記アクティブスイッチの両端間の電圧をクランプする。前記クランプキャパシタを通過する漏れインダクタンスエネルギーを、前記トランスの補助巻線による負荷に再利用し、前記トランスをリセットする。前記回路は、したがって、最高アクティブスイッチ電圧を制限し、前記トランスを各サイクルで正確にリセットし、単一のアクティブスイッチと単一の誘導性構成要素とのみを使用しながら、前記アクティブスイッチのスイッチング過渡現象に対応するエネルギーを含むエネルギーを前記負荷に効率的に移動する。前記回路は、もちろん、他の構成要素を含んでもよい。
【００３５】
前記アクティブスイッチを制御する制御回路は、既知の形式のものであり、例えば、パルス幅変調モードにおける動作を与える。出力回路は、より複雑な設計を用いることができるとしても、例えば、キャパシタフィルタを有する単一のダイオードに接続された前記二次巻線を含む。
【００３６】
前記パッシブスイッチを、例えば、半導体ダイオードとし、前記アクティブスイッチを、例えば、金属−酸化物−シリコン電界効果トランジスタとする。前記トランスを、補助巻線を有するフライバックトランスとする。前記種々のトランス巻線を、好適には電気的に絶縁し、設計を、複数の二次巻線を有する回路設計と適合させる。
【００３７】
例えば、クランプキャパシタ波形と位相がずれた電圧波形を有するキャパシタを、好適には、前記アクティブスイッチと前記一次巻線との間に直列に設ける。前記トランスの補助巻線及び第２パッシブスイッチを、好適には、前記キャパシタの両端間の前記第１パッシブスイッチと直列にし、前記アクティブスイッチを、好適には、入力電圧源の両端間の磁気的に絶縁されたインダクタと直列にし、前記トランスの補助巻線及び第２パッシブスイッチを、好適には、前記第１パッシブスイッチを経て前記一次巻線及びグランド基準キャパシタの共通ノードに接続する。前記回路の機能を本質的に変えず、前記スイッチの両端間の電圧を制限し、前記アクティブスイッチのターンオフからのエネルギーを効率的に再獲得する、前記配置の種々の変形が可能である。オン状態の間、前記一次巻線からの漏れエネルギーを、前記クランプキャパシタから前記補助巻線へ、前記磁化エネルギーの一部として移動し、これによって、前記漏れエネルギーを、前記二次巻線に誘導的に結合する。前記アクティブスイッチは、固有ダイオードを含んでもよく、又は、外部に又は分離して設けてもよい。したがって、前記補助巻線は、前記アクティブスイッチのスイッチング過渡現象から前記二次巻線にエネルギーを移動する。
【００３８】
力率補正実施形態において、前記アクティブスイッチを、誘電的に絶縁されたインダクタによって、全波整流器の整流出力部に直列に接続する。
【００３９】
これら及び他の目的は、好適実施形態の詳細な説明及び図面の調査から明らかになるであろう。
【００４０】
例１
図６は、本発明によるフライバックコンバータ回路を示す。図６に示す回路において、スイッチＳのオン状態は、トランスＴの一次巻線Ｎ１にエネルギーを供給する。二次巻線Ｎ２及び整流器Ｄ０の極性を、主要な電力移動が、前記アクティブスイッチがターンオフするまで生じないようにする。前記スナッバキャパシタに格納された漏れエネルギーは、前記アクティブスイッチオン期間中に磁化エネルギーに変換し、前記スイッチがターンオフした後、出力部に異動し、比較的小さいキャパシタの使用を可能にする。
【００４１】
これは、参照によってここにそのまま含まれるガウゼリン（Ｇａｕｔｈｅｒｉｎ）他の米国特許明細書第４６７５７９６号（例えば図７）による、本発明と比較してトランス二次巻線及び整流器の個々の極性が反対であることにより、前記スイッチがオンである場合に主要な電力移動が主に生じる回路とまったく異なっている。したがって、ガウゼリン他は、本発明と異なるモードの動作を有する回路を開示している。ファリングトンの米国特許明細書第５８８３７９５号と、ファリングトンの米国特許明細書第５８８３７９３号も、参照によってここにそのまま含まれる。
【００４２】
図６において、Ｌｋは、トランスＴの漏れインダクタンスである。キャパシタＣＳは、クランプキャパシタであり、前記スイッチオフ期間中にスイッチＳの両端間の電圧をクランプする。巻線Ｎ３を、トランスＴの巻線Ｎ１及びＮ２に結合する。ダイオードＤ２を巻線Ｎ３と直列にし、漏れインダクタンスＬｋとクランプキャパシタＣＳとの間の全波共振を停止する。
【００４３】
この回路は、図４に示す先行技術の回路と同様であり、結合されたＮ３を使用し、図４の純粋なインダクタを置き換えることが特に異なる。こうすることにより、１つの磁気構成要素を省くだけでなく、漏れエネルギーを、図４の回路に置けるように入力部に供給する代わりに、出力部に直接供給する。結果として、前記回路は、少なく構成要素数と、低コストと、高い変換効率とを有する回路を与える。
【００４４】
図７は、図６の代表的なスイッチング波形を示す。ｔ１の前に、スイッチＳをオフにする。Ｓがｔ１においてターンオンする場合、電圧Ｖｃが巻線Ｎ３に印加される。キャパシタンスＣＳと、巻線Ｎ３における磁化インダクタンスとは、共振回路を形成する。キャパシタＣＳに格納されたエネルギーは、前記磁化インダクタンスに、巻線Ｎ３における電流と、クランプキャパシタ放電電流とがｔ２においてゼロに達するまで移動する。その間に、キャパシタ電圧Ｖｃが巻線Ｎ３に印加され、この電圧は巻線Ｎ１における電圧を含む。したがって、
【数１】
2004514398.tif 000003
によって与えられる入力電圧Ｖｉｎと、Ｎ１の両端間の巻線電圧との間の電圧差が、漏れインダクタンスＬｋに、ｔ１からｔ２までの期間中印加される。
【００４５】
前記漏れインダクタンスを流れる電流は、
【数２】
2004514398.tif 000004
から計算される。
【００４６】
磁化電流ｉＬｍは、漏れインダクタ電流ｉＬｋと、巻線Ｎ３から反射されたＮ１における巻線電流との和であり、
【数３】
2004514398.tif 000005
のように表される。
【００４７】
この式から、前記スナッバキャパシタにおいて格納されたエネルギーが、前記磁化エネルギーに、この期間中に変換され、最終的に、前記出力部にスイッチオフ期間中に伝達されることがわかる。前記磁化電流が前記入力源及びクランプキャパシタＣｓによってこの期間中に供給されることは明らかである。
【００４８】
ｔ２の後、スイッチＳがターンオフすると、前記コンバータは、慣例的なフライバックコンバータとして動作し、前記磁化電流は、入力電圧源Ｖｉｎからｔ３まで完全に流れる。スイッチＳがターンオフすると、磁化インダクタ及び漏れインダクタの双方は、スイッチＳの出力キャパシタを、スイッチＳの両端間のドレイン−ソース電圧ｖｄｓが、前記入力電圧とクランプ電圧Ｖｃとの和に達するまで充電し、次に、クランプダイドードＤ１は、導通を開始する。前記クランプキャパシタ電圧は、前記磁化インダクタ及び漏れインダクタに印加され、２つのインダクタンス間の分圧器を形成する。前記クランプキャパシタは、前記磁化インダクタンスの両端間の電圧がダイオードＤ０を順方向バイアスするのに十分になるまで、充電され続ける。次に、前記一次巻線電圧は、前記反射された出力電圧によってクランプされる。
【００４９】
クランプキャパシタＣｓ及び前記漏れインダクタは、共振回路を形成し、前記クランプキャパシタ電圧がその最高値に達し、キャパシタ充電電流がゼロに等しい場合、すべての漏れエネルギーは、ｔ４においてクランクキャパシタＣｓに移動し、ダイオードＤ１は導通を停止する。したがって、スイッチＳの両端間の最高電圧は、
Ｖｄｓ，ｍａｘ＝Ｖｉｎ＋Ｖｃ，ｍａｘ
によって与えられる。
【００５０】
ｔ４の後、電流はクランプキャパシタＣｓ及び漏れインダクタンスＬｋを流れず、スイッチＳの両端間の電圧は、Ｖｉｎ＋ｎＶ０に等しくなり、ここで、ｎ＝Ｎ１／Ｎ２である。前記磁化エネルギーは、ここで前記負荷に出力する。
【００５１】
上記解析は、前記トランスの漏れエネルギーが完全に回復されることを証明する。このエネルギーは、最初に前記クランプキャパシタに移動し、次に前記磁化インダクタにカップリング巻線を経て伝達し、最後に前記負荷に出力する。
【００５２】
例２
本発明の実施形態によれば、図１による回路は、図８及び９に示すような拡張の基礎を与える。
【００５３】
図８は、ＤＣ／ＤＣブーストコンバータにＤＣ／ＤＣフライバックコンバータを統合するコンバータであり、図９における回路は、その対応する力率補正回路である。
【００５４】
これらの回路は、図６による回路と、例えば磁気的に絶縁されたインダクタによって与えられる入力インダクタンスＬｉｎが、電源と、前記コンバータ回路の残りとの間に設けられる点において異なる。このインダクタンスは、結果として、スイッチＳのスイッチングによるブースト機能を生じる。したがって、図６による回路の解析と異なり、前記スイッチ電圧はより高く、共振ピークを受ける。これらの２つの回路の動作の原理は、その他の点では、図６及び７における回路と同様である。
【００５５】
スイッチＳがターンオンする場合、入力源電圧ＶｉｎはインダクタＬｉｎを充電し、入力電流ｉｉｎは線形に増加する。キャパシタＣｓは、スイッチＳ、ダイオードＤ２及び巻線Ｎ３を経て放電する。この放電電流は、巻線Ｎ１に結合され、前記磁化電流の一部になる。同時に、電圧Ｖｄは、一次巻線Ｎ１に印加され、前記磁化電流の一部になる。スイッチＳがターンオフする場合、インダクタ電流ｉｉｎは、キャパシタＣｄを、ループＬｉｎ−Ｎ１−Ｌｋ−Ｃｄ−Ｖｉｎを経て充電する。前記漏れエネルギーは、ダイオードＤ１を経てキャパシタＣｓに移動し、キャパシタ電圧Ｖｓは、一次巻線Ｎ１に印加され、出力ダイオードＤ０を順方向バイアスし、前記磁化エネルギーは回復され、スイッチＳの両端間の電圧はクランプされる。
【００５６】
この第２実施形態による回路は、電流供給電力コンバータであるため、力率補正用途に好適である。図９は、図８と比較して、ＶｉｎをＡＣライン入力部及び全波ダイオードブリッジ整流器ＤＢで置き換えるならば、力率補正回路を示す。
【００５７】
他の実施形態は、当業者には、ここに開示した本発明の明細及び実施の考察から明らかであろう。前記明細及び例を単なる例とみなし、本発明の真の範囲を請求項によって示すことを意図する。
【図面の簡単な説明】
【図１】先行技術による慣例的なＤＣ／ＤＣフライバックコンバータを示す。
【図２】図１による回路のスイッチング波形を示す。
【図３】先行技術によるＲ−Ｃ−Ｄスナッバを有するＤＣ／ＤＣフライバックコンバータを示す。
【図４】先行技術による、インダクタと、別個のインダクタを有するＣ−Ｄスナッバと
を有するＤＣ／ＤＣフライバックコンバータを示す。
【図５】先行技術によるアクティブクランプを有するＤＣ／ＤＣフライバックコンバータを示す。
【図６】トランスの漏れエネルギー回復を伴うフライバックコンバータの回路図を示す。
【図７】図６による回路のスイッチング波形を示す。
【図８】本発明によるＤＣ／ＤＣフライバックコンバータを有するＤＣ／ＤＣブーストコンバータを示す。
【図９】本発明による力率補正回路を示す。
【国際公開パンフレット】
2004514398.tif 000006
2004514398.tif 000007
2004514398.tif 000008
2004514398.tif 000009
2004514398.tif 000010
2004514398.tif 000011
2004514398.tif 000012
2004514398.tif 000013
2004514398.tif 000014
2004514398.tif 000015
2004514398.tif 000016
2004514398.tif 000017
2004514398.tif 000018
2004514398.tif 000019
2004514398.tif 000020
2004514398.tif 000021
2004514398.tif 000022
2004514398.tif 000023
2004514398.tif 000024
【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
2004514398.tif 000025
【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
2004514398.tif 000026
【国際調査報告】
2004514398.tif 000027
2004514398.tif 000028
2004514398.tif 000029
2004514398.tif 000030
2004514398.tif 000031
2004514398.tif 000032