(57)【要約】無線通信システムが、複数のアンテナ（１０８）を有する送信機（１０６）と、少なくとも１つのアンテナを有する受信機（１１２）との間に通信チャネルを有する。該通信チャネルは広帯域であって複数の経路を有する。上記送信機は送信用のデータを複数の副ストリームに分割する手段を有している。上記受信機は、送信される副ストリームの数より少ないアンテナと、副ストリームの数と少なくとも同じ数の実質的に相関されていない受信信号サンプルを決定するサンプリング手段とを有している。一実施例においては、上記チャネル上の送信は符号分割技術を使用し、上記サンプリング手段はレイク受信機を有する。他の実施例においては、充分なサンプルを発生するために最尤度技術が使用される。
2004533787.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一次局と二次局との間に複数の経路を有するような通信チャネルを有する無線通信システムにおいて、前記通信チャネルは広帯域であり、前記一次局は複数のアンテナと、送信用の信号を複数の副ストリームに分割すると共に前記副ストリームの各々を前記複数のアンテナのうちの１以上を介して送信する手段を有するような送信手段とを有し、前記副ストリームの数は前記アンテナの数以下であり、前記二次局は少なくとも１つのアンテナと、前記一次局により送信された前記複数の副ストリームを有するような信号を受信する受信手段であって前記アンテナの数が前記副ストリームの数より少ないような受信手段と、前記副ストリームの数と少なくとも同数の実質的に相関されていないような受信された信号サンプルを決定するサンプリング手段と、前記信号サンプルから前記送信された副ストリームを抽出する抽出手段とを有することを特徴とする無線通信システム。
【請求項２】
請求項１に記載のシステムにおいて、前記チャネルは、該チャネルの遅延の広がりがシンボル期間よりも大幅に大きい場合に広帯域であることを特徴とするシステム。
【請求項３】
請求項１に記載のシステムにおいて、前記チャネル上の伝送は符号分割技術を使用し、前記チャネルは該チャネルの遅延の広がりがチップ期間よりも大幅に大きい場合に広帯域であることを特徴とするシステム。
【請求項４】
一次局と二次局との間に複数の経路を有するような通信チャネルを有する無線通信システムに使用する二次局において、前記通信チャネルは広帯域であり、前記二次局は少なくとも１つのアンテナと、前記一次局により送信された複数の副ストリームを有するような信号を受信する受信手段であって前記アンテナの数が前記副ストリームの数より少ないような受信手段と、前記副ストリームの数と少なくとも同数の実質的に相関されていないような受信された信号サンプルを決定するサンプリング手段と、前記信号サンプルから前記送信された副ストリームを抽出する抽出手段とを有することを特徴とする二次局。
【請求項５】
請求項４に記載の二次局において、前記チャネル上の伝送は符号分割技術を使用し、前記サンプリング手段はレイク受信機を有することを特徴とする二次局。
【請求項６】
請求項４に記載の二次局において、前記サンプリング手段は、受信された信号の複数の実質的に相関されていない時間サンプルを決定する手段を有していることを特徴とする二次局。
【請求項７】
請求項６に記載の二次局において、前記サンプリング手段は最尤系列推定手段を更に有していることを特徴とする二次局。
【請求項８】
請求項７に記載の二次局において、前記最尤系列推定手段は修正されたビタビアルゴリズムを実行することを特徴とする二次局。
【請求項９】
一次局と二次局との間に複数の経路を有するような通信チャネルを有する無線通信システムを動作させる方法であって、前記通信チャネルが広帯域であり、前記一次局が複数のアンテナを有し、前記二次局が少なくとも１つのアンテナを有するような方法において、該方法は、
前記一次局が、送信用の信号を複数の副ストリームに分割すると共に前記副ストリームの各々を前記複数のアンテナのうちの１以上を介して送信するステップであって、前記副ストリームの数が前記一次局のアンテナの数以下であり、前記二次局のアンテナの数が前記副ストリームの数より少ないようなステップと、
前記二次局が、前記一次局により送信された前記複数の副ストリームを有する信号を受信し、前記副ストリームの数と少なくとも同数の実質的に相関されていないような受信された信号サンプルを決定し、且つ、前記信号サンプルから前記送信された副ストリームを抽出するステップと、
を有していることを特徴とする方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、第１及び第２端末間に複数の経路を有するような通信チャネルを有する無線通信システムに関する。また、本発明は、斯様なシステムに使用する端末、及び斯様なシステムを動作させる方法にも関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信システムにおいては、無線信号は典型的には送信機から受信機へ複数の経路を介して伝搬し、各経路は１以上の散乱体からの反射を含む。これらの経路からの受信信号は、受信機において建設的に又は破壊的に干渉しあう（位置依存性フェージングとなる）。更に、上記経路の長さの相違、従って信号が送信機から受信機へ進行するのに掛かる時間の相違はシンボル間干渉を生じ得る。
【０００３】
マルチパス伝搬により生じる上記問題は受信機における複数のアンテナの使用（受信ダイバーシティ）により低減することができることは良く知られており、斯かる使用は上記複数の経路の幾つか又は全てが解明されるのを可能にする。効果的なダイバーシティのためには、個々のアンテナにより受信される信号が小さい相互相関を有していることが必要である。典型的には、これはアンテナを波長のかなりの割合だけ分離することにより保証されるが、出願人による同時係属中の国際特許出願公開第WO01/71843号（出願人整理番号：PHGB000033）に開示された技術を用いることにより近接して離隔されたアンテナを使用することもできる。実質的に相関されていない信号の使用を保証することにより、破壊的な干渉が何れかの所与の時点においてアンテナの２以上において発生する確率が最小化される。
【０００４】
同様の改善は、送信機において複数のアンテナを使用することによっても達成することができる（送信ダイバーシティ）。ダイバーシティ技術はマルチ入力マルチ出力（ＭＩＭＯ）システムとして知られている送信機及び受信機の両者における複数アンテナの使用に一般化することができ、該システムは一方の側のダイバーシティ構成よりシステム利得を更に増加させることができる。更なる開発につれて、複数のアンテナの存在は空間的多重化を可能にし、これにより送信用のデータストリームは複数の副ストリームに分割され、これら副ストリームの各々が多くの異なる経路を介して送信される。斯様なシステムの一例が米国特許第6,067,290号に記載され、ブラスト（ＢＬＡＳＴ）システムとして知られている他の例が、１９９８年９月２９〜１０月２日、イタリア、ピサにおける信号、システム及びエレクトロニクスに関する１９９８ＵＲＳＩ国際シンポジウムの公開論文集におけるP.W. Wolnaiansky他による“Ｖ−ＢＬＡＳＴ：高散乱無線チャネル上で非常に高いデータレートを実現するためのアーキテクチャ”なる論文に記載されている。
【０００５】
ＢＬＡＳＴにおいては、各副ストリームは単一のアンテナに伝送される。他のシステムにおいては、各副ストリームはアンテナビーム形成技術を使用して異なる空間方向にマッピングすることができる。ビーム方向を動的に変化させるＭＩＭＯシステムの一例は、出願人の同時係属中の未公開国際特許出願第PCT/IB02/00029号（出願人整理番号：PHGB010012）に開示されている。
【０００６】
典型的には、ＭＩＭＯシステムにおいては、元の（オリジナルの）データストリームはＮ個の副ストリームに分割され、これら副ストリームの各々がｎＴ＝Ｎエレメントを備えるアレイの異なるアンテナにより送信される。ｎＲ≧Ｎエレメントを備える同様のアレイが信号を受信するために使用され、該アレイの各アンテナが上記Ｎ個の副ストリームの異なる重畳を受信する。これらの差を、チャネル伝達マトリクスＨの知識と一緒に使用すれば、上記副ストリームを分離し、再結合して、オリジナルのストリームを得ることができる。ヨーロッパ特許出願公開第EP-A2-0,905,920号に開示された斯様なシステムの変形例においては、副ストリームは送信の前に、チャネルを介しての伝搬の後に他の変換がオリジナルの副ストリームを回復するように変換される。しかしながら、斯様なシステムは送信機及び受信機の両方において伝達マトリクスＨの知識を必要とする。何故なら、適用される変換が、当該マトリクスの特異値分解に基づいているからである。
【０００７】
ＭＩＭＯシステムにより達成することができる性能利得は、或るエラー率でデータレートを増加させるため、又は或るデータレートでエラー率を低下させるため、又はこれら２つの何らかの組み合わせに使用することができる。また、ＭＩＭＯシステムは、或るデータレート及びエラー率での全送信エネルギ又は電力を低減するように制御することもできる。理論的に、通信チャネルの容量は、送信機又は受信機上のアンテナの数が小さいほど、線形に増加する。しかしながら、ＭＩＭＯシステムのもっと有用な見方は、チャネルの容量が、環境における散乱体により、送信機と受信機との間の統計的に独立した経路の数により制限されるということである。
【０００８】
加えて、前述したように、既知のＭＩＭＯシステムは実質的に相関されていない信号を達成するために、アンテナを充分に離して配置することに依存している。
【０００９】
移動体無線通信システムに適用された場合の既知のＭＩＭＯシステムの主たる問題は、複数のアンテナを物理的に小さな移動体端末上に、各アンテナにおいて信号の包絡線が相関しないような充分な間隔で配置されねばならないという要件である。加えて、各アンテナに対して別個のＲＦフロントエンドが必要とされる。更に、ＵＭＴＳ（全世界的移動体通信システム）のような未来の第３世代セルラシステムは、２ＧＨｚの領域の周波数で動作する。斯様な周波数及びよく散乱される環境では、λ／２のアンテナ間隔（約７〜８cm）が望ましい。加えて、マルチパスが良く散乱されない（マルチパスの到達の角度的広がりが小さい）ような環境では、アンテナ間の良好な非相関を達成するために一層大きなアンテナ間隔が必要となる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
本発明の目的は、上述した問題に対処することである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明の第１の態様によれば、一次局と二次局との間に複数の経路を有するような通信チャネルを有する無線通信システムであって、前記通信チャネルは広帯域であり、前記一次局は複数のアンテナと、送信用の信号を複数の副ストリームに分割すると共に前記副ストリームの各々を前記複数のアンテナのうちの１以上を介して送信する手段を有するような送信手段とを有し、前記副ストリームの数は前記アンテナの数以下であり、前記二次局は少なくとも１つのアンテナと、前記一次局により送信された前記複数の副ストリームを有するような信号を受信する受信手段であって前記アンテナの数が前記副ストリームの数より少ないような受信手段と、前記副ストリームの数と少なくとも同数の実質的に相関されていないような受信された信号サンプルを決定するサンプリング手段と、前記信号サンプルから前記送信された副ストリームを抽出する抽出手段とを有するような無線通信システムが提供される。
【００１２】
本発明は、広帯域チャネルにおいては複数の実質的に相関されていない信号サンプルを各受信信号から決定することができるという認識を利用している。当該システムが符号分割多重アクセス技術を使用する場合は、上記チャネルは当該拡散コードのチップ期間に対して広帯域であるだけでよく、上記信号サンプルはレイク（Rake）受信機により得ることができる。他の場合には、上記チャネルは典型的にはシンボル期間に対して広帯域であることを要し、送信された副ストリームを決定するのに最尤推定技術を利用することができる。
【００１３】
本発明の第２の態様によれば、一次局と二次局との間に複数の経路を有するような通信チャネルを有する無線通信システムに使用する二次局であって、前記通信チャネルは広帯域であり、前記二次局は少なくとも１つのアンテナと、前記一次局により送信された複数の副ストリームを有するような信号を受信する受信手段であって前記アンテナの数が前記副ストリームの数より少ないような受信手段と、前記副ストリームの数と少なくとも同数の実質的に相関されていないような受信された信号サンプルを決定するサンプリング手段と、前記信号サンプルから前記送信された副ストリームを抽出する抽出手段とを有するような二次局が提供される。
【００１４】
本発明の第３の態様によれば、一次局と二次局との間に複数の経路を有するような通信チャネルを有する無線通信システムを動作させる方法であって、前記通信チャネルが広帯域であり、前記一次局が複数のアンテナを有し、前記二次局が少なくとも１つのアンテナを有し、該方法は、前記一次局が、送信用の信号を複数の副ストリームに分割すると共に前記副ストリームの各々を前記複数のアンテナのうちの１以上を介して送信するステップであって、前記副ストリームの数が前記一次局のアンテナの数以下であり、前記二次局のアンテナの数が前記副ストリームの数より少ないようなステップと、
前記二次局が、前記一次局により送信された前記複数の副ストリームを有する信号を受信し、前記副ストリームの数と少なくとも同数の実質的に相関されていないような受信された信号サンプルを決定し、且つ、前記信号サンプルから前記送信された副ストリームを抽出するステップとを有するような方法が提供される。
【００１５】
本発明は、受信信号の独立した時間サンプルを得るのに充分な遅延の広がりが存在するなら、ＭＩＭＯ受信機は送信される副ストリームの数より少ないアンテナを持つことができるという、従来技術にない認識に基づいている。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
以下、本発明の実施例を、添付図面を参照して例示として説明する。尚、図面において同一の符号は対応する特徴を示すために使用されている。
【００１７】
図１は、既知のＭＩＭＯシステムを示している。複数のアプリケーション１０２（ＡＰ１ないしＡＰ４）が送信用のデータを発生する。アプリケーション１０２は、複数のデータストリームを発生することができる。上記データストリームはマルチプレクサ（ＭＸ）１０４により単一のデータストリームへと合成され、該単一のデータストリームが送信機（Ｔｘ）１０６へ供給される。送信機１０６は上記データストリームを副ストリームに分割し、各副ストリームを複数の送信アンテナ１０８のうちの１以上にマッピングする。
【００１８】
多重化をする前に、送信機１０６により典型的には順方向エラー訂正（ＦＥＣ）を含むような適切な符号化を適用することができる。これは垂直符号化として知られており、符号化が全副ストリームにわたって適用されるという利点を有している。しかしながら、共同した復号が必要とされ、且つ、各副ストリームを個別に抽出することは困難であるので、副ストリームを抽出する場合に問題が生じ得る。代替案として、水平符号化として知られた技術のように、各副ストリームを別個に符号化することもでき、該技術は受信機の動作を簡単にする。これらの技術は、例えば２０００年１１月２７日〜１２月１日、サンフランシスコでのＩＥＥＥGlobecom 2000会議の論文集におけるX. Li他による“ＢＬＡＳＴの性能に対する反復的な検波及び復号の影響”なる論文に述べられている。
【００１９】
垂直符号化が使用される場合、適用されるＦＥＣは複数の経路１１０を有する全体のＭＩＭＯチャネルに対処するために充分なエラー訂正能力を有さねばならない。図示の簡略化のために、アンテナ１０８間の直接経路１１０のみが図示されているが、経路の組は典型的には１以上の散乱体により信号が反射されるような間接経路も含むことがわかるであろう。
【００２０】
これも複数のアンテナ１０８を備える受信機（Ｒｘ）１１２は、複数の経路から信号を受信し、これら信号を該受信機は合成し、復号し及び逆多重化して、各アプリケーションに、対応するデータストリームを供給する。送信機１０６及び受信機１１２の両者は同数のアンテナを有するように示されているが、これは実際には必要ではなく、アンテナの各数は空間の及び能力の制約に応じて最適化することができる。同様に、送信機１０６は如何なる数のアプリケーション（例えば、音声のみの携帯電話上では単一のアプリケーション、又はＰＤＡ上では多数のアプリケーション）もサポートすることができる。
【００２１】
如何なる“並列”タイプの通信システムの背後にある中心的な原理は、受信機側で何らかの方法で区別することができるような、通信すべき複数の方法を見付けることである。例えば、ＯＦＤＭシステムにおいては、実際には、異なる副ストリームは異なる搬送周波数において伝送され、これらの間隔は、直交していて受信機において区別することができるようなものである。同様に、ＢＬＡＳＴシステムにおいては、良く散乱される環境では、送信アンテナをλ／２なる最小距離で互いに分離させることにより、単一のアンテナにより受信される信号は各副ビームの線形な和からなり、各副ストリームの位相及び振幅は独立している。しかしながら、斯かる副ストリームは上記単一のアンテナからは更なる情報無しでは区別することはできない。即ち、該問題はＮ個の未知数（副ストリーム）を持つ連立方程式を解くのと似ており、これには、Ｎ個の未知数を明確に区別するには少なくともＮ個の関係のない、即ち独立した式が必要である。ＢＬＡＳＴシステムにおいては、これは、各々が他のものからλ／２なる最小距離により離隔されたｎＲ（≧Ｎ）個のアンテナを持つことにより達成される。この最小の間隔は、各受信機アンテナからのｎＲ個の信号がＮ個の未知副ストリームのｎＲ個の独立した線形な組み合わせを提供することを保証する、即ち、上記ｎＲ個の組み合わせが、必要とされる連立方程式である。これら式の係数は、ｎＴ個の送信機アンテナとｎＲ個の受信機アンテナとの間の、伝達マトリクスＨ（以下に説明する）と記載される複素チャネル伝達係数である。
【００２２】
上記説明は、伝搬チャネルが“狭帯域”である、即ち遅延の広がりが信号伝達ビット又はシンボルの期間と較べて小さい、ことを暗黙的に仮定している。これが実際に意味するところは、単一アンテナ受信機に関する限り、この信号が実際には異なる角度及び時刻で到達する多くのマルチパス波からなるにも拘わらず、マルチパス信号がシンボル期間内で単一の信号として現れるということである。受信機１１２はシンボル期間内では実効的に全てのものを統合する。これの他の見方は、受信機１１２が個々のマルチパス成分を（時間的に）分解する帯域幅を有していないということである。
【００２３】
しかしながら、遅延の広がりがシンボル期間よりも大きいような筋書きも存在し、その場合には当該チャネルは“広帯域”である。この場合、受信機１１２は幾つかのマルチパス信号を分解することができ、これが可能な程度は、上記遅延の広がりのシンボル期間に対する比に依存する。斯様な場合には、シンボル間干渉が、当該チャネルを介しての最大データレートを減少させる。
【００２４】
本発明は、斯様な広帯域の筋書きに適用可能である。当該マルチパス信号がＪ個の信号ｒ(1)，ｒ(2)，…，ｒ(j)，…，ｒ(J)を生じるようにＪ（≧ｎＴ）個のタイムビンに分解することができるならば、ｎＴ個の副ストリームに関して明確に解くために、これらの信号を独立した式として使用することができる。この方法の有効さは、各タイムビンが送信された副ストリームの異なる和からなり、マルチパス信号の到達時刻及び到達角の間に何の相関も存在しないという仮定に基づいている。複数のタイムビンを使用することにより、受信機１１２上のアンテナ１０８の所要の数は低減することができ、かくして、副ストリームの抽出を可能にする要件はＪｎＲ≧ｎＴとなる（何故なら、各アンテナ１０８はＪ個の独立した時間サンプルを供給することができるからである）。
【００２５】
本発明の実施例においては、タイムビンの最大数Ｊは、（遅延の広がり）／（シンボル期間）の最大整数である。しかしながら、これは、Ｊの最適値ではないかもしれない。例えば当該遅延の広がりがシンボル期間のＪ−１倍より僅かだけ大きい場合のように、最後のタイムビンに殆ど信号エネルギがない場合、該最後のタイムビンの有効性は無視できる程度のものであり、タイムビンの有効最大数はＪ−１となる。
【００２６】
本発明の主たる利点は、アンテナ１０８の数、従って受信機１１２において必要なＲＦフロントエンドの数の低減である。加えて、本発明は広帯域チャネルにおけるシンボル間干渉を利用して該チャネルの能力を増加させるのを助ける都合良い方法を提供する。この能力の増加はダウンリンク信号に対してのみ生じることに注意すべきである（移動局が基地局よりも多いアンテナを有さない場合であり、有する場合は、該増加はアップリンク信号に対してのみ生じる）。しかしながら、多くの通信システムにおいては、アップリンクトラフィックより大幅に多いダウンリンクトラフィックが存在するから、この制限は大きな欠点とはならない。広帯域チャネルの要件は、通常当てはまるように、チップ期間が遅延の広がりよりも大幅に小さいような場合にＣＤＭＡ（符号分割多重アクセス）システムにおいても満たされる。
【００２７】
本発明の２つの実施例を非ＣＤＭＡシステムに関して考察するが、これら実施例は共に既知の移動体通信処理技術を利用するものである。第１実施例は、上述したＢＬＡＳＴシステムの変形例であり、該実施例においてはアンテナ１０８からの複数の信号の処理がＪ個の独立した時間サンプルの処理により置換（少なくとも一部）される。第２実施例は、例えば１９９９年にジョン・ワイリ・アンド・サンにより出版されたS.R. Saundersによる“無線通信システムのアンテナ及び伝播”の第１６章に記載されたような最尤系列推定（ＭＬＳＥ：Maximum Likelihood Sequence Estimation）の一般化である。
【００２８】
上記両実施例に共通なものは、チャネルマトリクスＨを測定する要件である。本発明の筋書きによれば、Ｈの要素ｈｊｉは受信機１１２におけるｊ番目のサンプル期間とｉ番目の送信機アンテナ１０８との間の複素伝達係数である。この測定は、データのバーストのプリアンブルにおけるトレーニングビットの既知のシーケンスを用いて実行することができる。バーストの開始時にＨが一旦決定されたら、この時間内にチャネルが著しく変化しない限りにおいて、該測定は当該バーストの持続時間に対しては有効であり続ける。両実施例の基となる基礎は良く知られたものであるから、以下の説明は本発明への適用に際して生じる問題に対して焦点を当てる。
【００２９】
第１実施例はＢＬＡＳＴシステムに基づくものである。Ｊ個の時間サンプルが一旦受信されると、すべき事は、不所望な及び既に抽出された副ストリームの通常の無効化及び減算を用いて、ｎ番目のシンボル期間において送信された別個の副ストリームを抽出することである。しかしながら、副ストリームを抽出するよう試みる場合に、シンボル間干渉の２つの源が存在する。即ち、（ｎ−１）番目のシンボル期間における“前の”ビットからのものと、（ｎ＋１）番目のシンボル期間における“次の”ビットからのものである。
【００３０】
この問題を図２を参照して説明するが、該図は２つのアンテナ１０８（ｎＴ＝２）を有する送信機１０６からのマルチパス信号の到達を示している。第１アンテナ１０８からの信号は実線で示される一方、第２アンテナ１０８からのものは点線で示され、線の高さは受信された信号の強度を示している。この例において、シンボル期間はＴであり、遅延の広がりは２つのシンボル期間にわたって延びている。上の行の信号は（ｎ−１）番目のシンボル期間において送信された副ストリームに関するものであり、真ん中の行はｎ番目のシンボル期間に送信された副ストリームに関するものであり、下の行は（ｎ＋１）番目のシンボル期間に送信された副ストリームに関するものである。ｓ２(n)はｎ番目のシンボル期間における第２アンテナからの送信副ストリームに対応し、ｒ(n)はｎ番目のシンボル期間における受信信号に対応する。
【００３１】
副ストリームｓ１(n)及びｓ２(n)を抽出することが期待される２つのタイムビンを有するような受信信号ｒ(n)及びｒ(n+1)を考察されたい。前のシンボル期間の間に送信された副ストリームｓ１(n-1)及びｓ２(n-1)からの干渉は、原理的に、相殺することができる。何故なら、上記副ストリームが一旦抽出されたら、これら副ストリームは、当該チャネルを表すフィルタを通過させて（実際には、Ｈにより乗算される）、どのような信号が受信機１１２により受信されるであろうかを決定することができるからである。次いで、これらの信号はｎ番目のシンボル期間に関係する２つの時間サンプルから減算することができ、これにより、それらの影響を相殺することができる。これは、単純に、等化技術に使用されるような１つの形態の判定帰還である。
【００３２】
しかしながら、次のシンボル期間、ｓ１(n+1)及びｓ２(n+1)、の間に送信される副ストリームの影響の除去は素直にはいかない。何故なら、これら副ストリームは未だ抽出されていないので、簡単には相殺することができないからである。原理的には、これら副ストリームの影響は、（ｎ＋１）番目の期間からビットを抽出する過程において除去することができる。しかしながら、これを行うには独立変数が存在するのと同じ数だけの式を必要とする。
【００３３】
再び図２を参照すると、（ｎ−１）番目のシンボル期間において送信された副ストリームの影響がｎ番目のシンボル期間において受信された信号ｒ(n)から除去された場合、ｎ番目のシンボル期間に送信された副ストリームからの貢献のみが存在することになる。しかしながら、ｓ１(n)及びｓ２(n)を決定するには２つの独立した式が必要であり、これらの式の２番目のものは次に受信される信号ｒ(n+1)からこなければならない。残念ながら、図２からも分かるように、この信号は２つの更なる未知数、即ち次のシンボル期間で送信される副ストリームｓ１(n+1)及びｓ２(n+1)、からの貢献を含んでいる。従って、状況は４つの未知数において２つの式が存在するということになる。更なる測定が、最早、事態を改善することはない。従って、この方法は、シンボル間干渉により、達成可能なエラー率に対する下限が減少し得ないものとなる。
【００３４】
第２実施例は、最尤度方法を用いることにより第１実施例の問題を克服することを狙いとしている。斯様な方法の基本的な思想は、例えばｒ(1),ｒ(2),…,ｒ(j),…,ｒ(J)のような一連の信号を受信する際に、チャネルマトリクスＨを有するチャネルを介して一旦伝搬された場合、ｎＴ個の送信アンテナから送信された何のビットのシーケンスが受信信号を生じさせた可能性が一番高いかについて判断がなされる。
【００３５】
原理的に、非常に大きな計算能力及び資源が与えられた場合、この方法の直接的な適用は、例えばＬ個のシンボル期間（各シンボル期間は複数の副ストリームに関する情報を含む）を含むような大きなデータのバーストを受信し、次いで全バーストに対して共同の最大尤度判定を実行することである。数学的には、Ｌ個のサンプルがベクトルｒ（ｒ＝［ｒ(1),ｒ(2),…,ｒ(j),…,ｒ(J)］Ｔ）として扱われる場合、目標はＳがとることができる全ての可能性のあるシーケンスに関して条件付き確率p(r|S,H)を計算することであり、ここでＳはＬシンボル期間にわたって送信されたｎＴ個の副ストリームのマトリクスである。最高の確率を与える特定のシーケンスＳが、最も確実な送信されたシーケンスとして選択される。しかしながら、ｎＴ＝２及びＬ＝１００なる緩やかな筋書きを考察されたい。ＳはｎＴｘＬのマトリクスであるので、各副ストリームに対して二進変調が使用されたと仮定すると、Ｓがとることができる異なる値の数は２２００（約１０６０）となる。従って、このような方法は実施可能とは思われない。
【００３６】
この実施例の遙かに効率的な実施化は、前述したSaundersによる書籍に記載されたビタビアルゴリズムの修正版を使用することである。最大の確率のシーケンスの計算を、受信シーケンスｒとu(S,H)との間の相関を最大化する計算として再表現することができる。この後者の項は、副ストリームＳのシーケンスがチャネルマトリクスＨを介して伝送されたとしたら受信されたであろう（ノイズなしで）シーケンスである。これらのシーケンスのｌ（エル）番目のシンボル期間までの相関は、メトリックなる用語が与えられ、
【数１】
2004533787.tif 000003
と表され、ここで、Ｒ{z}はｚの実数部を表す。この式は、当該バーストの最後のシンボル期間と前の全てのシンボル期間とにわたる相関に分解することができる。
【数２】
2004533787.tif 000004
【００３７】
１シンボル期間にわたる増分メトリックＺ(S)は、計算するのが遙かに容易である。何故なら、考慮すべきＳの置換（permutation）が遙かに少ないからである。該増分メトリックがとることができる異なる値の数は、当該チャネルの遅延の広がりと、送信アンテナ１０８の数とに依存する。例えば、ｎＴ＝２であり、且つ、遅延の広がりが２シンボル期間にわたって延びる（従って、所与のビット期間においては前のビットのみが干渉する）場合は、合計で２４の可能性がある。何故なら、各シンボル期間に貢献するのは４ビットであるからである（２シンボル期間の遅延広がりにわたり各アンテナに対し１ビット）。これは、Ｍ項変調方法に一般化することができ、ｎＴアンテナ及びＪシンボル期間にわたって延びる遅延広がりの場合、Ｚ(S)に対してＭ**(ｎＴＪ)の可能性を与える。従って、複雑さは遅延広がり及び送信アンテナ１０８の数の増加に伴い依然として非常に急激に増加し得る。
【００３８】
ビタビアルゴリズムの原理は、ｌ番目のシンボル期間において干渉するビットの全ての可能性のある値で終了する最もありそうな経路に関するメトリックを記憶することである。これらの干渉するビットに対しては、合計でＭ**(ｎＴ（Ｊ−１）)の可能性がある。何故なら、現シンボル期間は含まれないからである。これらの可能性（又は状態）の各々からは、（ｌ−１）番目からｌ番目のシンボル期間への進展を記述するＭ**ｎＴの増分メトリックが存在する。最大であるか又は最もありそうなメトリックが選択される。従って、次のシンボル期間において干渉するであろうビットに対して、上記状態の各々に関して１つのメトリックが決定される。この処理は、送信バーストの最後のシンボル期間が到達されるまで繰り返され、その際に、ビットの最もありそうな送信シーケンスＳについて、最大の最終メトリックを選択することにより判断をすることができる。
【００３９】
次に、ＣＤＭＡ送信機及びレイク受信機を有するＭＩＭＯシステムに関する図３に示した本発明の第３実施例を考察されたい。送信機１０６は入力としてＮ個の副ストリームｓ１(t)ないしｓＮ(t)を取り込む。各副ストリームは、対応するミキサ３０２により拡散コードｃ(t)と混合され、次いで更なるミキサ３０４により、信号源３０６により供給される無線周波数信号と混合される、信号源３０６は全て同一の角周波数ωｃを有すると共に、オプションとして、対応する異なる位相ずれψ１ないしψＮを有している。図示した実施例においては、各無線周波数信号は簡略化のために対応するアンテナ１０８に供給されているが、前述したように、ビーム形成技術を使用して異なる副ストリームを異なる空間的方向に向けることもできる。
【００４０】
上記無線信号は複数の経路１１０を介して、単一のアンテナ１０８を有するレイク受信機１１２に伝播する。斯様な受信機の動作原理は良く知られているので、ここでは概要のみを述べる。副ストリーム及び経路の全ての組み合わせの和を有する受信信号ｒ(t)は、信号源３０６により供給されるミキサ３０８によりベースバンドへ下降ミキシングされる。該下降変換された信号は、次いで、複数のレイクフィンガに供給されるが、これらフィンガの各々は、当該信号に遅延ブロック３１２を介して供給される拡散コードｃ(t)を混合すると共に結果としての信号をシンボル期間Ｔにわたり積分するミキサ３１０を有している。各フィンガに対して適切な遅延τ１ないしτＪを選択することにより、個々のマルチパス信号を抽出することができ、これら信号は当該受信機１１２からｒ^1(t)ないしｒ^J(t)として出力される。
【００４１】
レイク受信機のマルチパス成分を弁別する能力は、チャネルが拡散系列のチップ期間Ｔｃに対して広帯域であることに依存する。図３に示す受信機１１２、各成分が充分な強さのもので且つＴｃより大きな遅延により分離されている限りにおいて、Ｊ個のマルチパス成分を区別することができる。抽出された各マルチパス成分は、送信された副ストリームの非相関線形和である。
【００４２】
本発明により作製された受信機においては、副ストリームｓ１ないしｓＮの相関されていないサンプルが、ＭＩＭＯ処理を実行するために使用される。しかしながら、各フィンガからの相関されていないサンプルという仮定は、使用される拡散コードの劣った自己相関特性に加えて、コード間の劣った相互相関により生じる余分なノイズ電力により、現実的ではないであろう。これらの要因を以下に検討する。
【００４３】
他のユーザが存在しないと仮定すると、ｊ番目のフィンガにおける受信信号は、
【数３】
2004533787.tif 000005
なる形態を有し、ここで、１≦｛ｊ，ｊ’｝≦Ｊである。最初の項は副ストリームの所要の線形和であり、項νｊは熱効果により生じる加法的白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）を表している。第２項は、使用される拡散コード（ＰＮ系列又は直交コード）の不完全な自己相関によるものである。言い換えると、自己相関関数Ｒｃｃは零以外のオフセットに対しては非零である。Ｒｃｃは、
【数４】
2004533787.tif 000006
と定義され、ここで、Ｍはシンボル期間Ｔにおけるチップ期間Ｔｃの数である。
【００４４】
式（３）における第２項は自己相関雑音と見なすことができる。これの影響は、レイク受信機１１２のフィンガ間の相関を増加させることである。何故なら、それが実際上は或る形態のチップ間干渉であるからである。言い換えると、他の時間遅延又はフィンガｊ’からのエネルギが現フィンガｊに漏れ込む。
【００４５】
次に、各々が自身の拡散コードｃｋ(t)を持つＫ個の受信機１１２に作用するダウンリンクチャネルの影響を考察されたい。ｋ番目のユーザに対するｊ番目のフィンガの出力はｒ^jkであり、
【数５】
2004533787.tif 000007
により与えられ、ここで１≦｛ｊ，ｊ’｝≦Ｊ及び１≦｛ｋ，ｋ’｝≦Ｋである。式（５）における第３項は、ＡＷＧＮ項νｊに加わる余分な雑音項である。この余分な雑音は、拡散コード間の不完全な相互相関により生じる。
【００４６】
異なるユーザに関する拡散コード間の相互相関Ｒckck’は、
【数６】
2004533787.tif 000008
により与えられる。
【００４７】
理想的には、式（４）及び式（６）により各々定義される拡散コードの自己相関及び相互相関特性は、下記の特性を有すべきである：
Ｒcc(τ)＝δ(τ)
Ｒckck’(τ)＝０
言い換えると、当該コードは、チップ間干渉を防止するためにインパルス状の自己相関を有すると共に、他の受信機１１２を意図する送信信号からの干渉を防止するために零のコード間相互相関を有する必要がある。しかしながら、実際には、拡散コードの選択は、ＰＮ系列（ｍ系列若しくはゴールドコード）又はウォルシュアダマールコードのような直交系列に限定されている。
【００４８】
ＰＮ系列は良好なインパルス状自己相関特性を有するが、余り相互相関特性は良くない（Ｒckck’(τ)はτの全ての値に対して比較的小さい）ことが知られている。対照的に、ウォルシュアダマールコードは直交マトリクスＵ（即ち、ＵＵＴ＝１）から取り出された列である。従って、零遅延（τ＝０）に対しては相互相関が零であることは保証されるが、他の全ての遅延に対しては、該相互相関は非常に大きくなり得る。また、斯かるコードの自己相関特定もかなり劣り、関数Ｒccは、通常、コードの全体の長さにわたり三角形の態様でエネルギの広がりを有する。従って、遅延されたマルチパス成分を伴う如何なる環境においても（このＭＩＭＯ技術が動作する環境にも対応する）、直交コードの相互相関は劣り、斯かるコードの劣った自己相関も相俟って、ＰＮ系列が多分最良の選択である。
【００４９】
次に、ＵＭＴＳ
ＦＤＤ（周波数分割複信）モードダウンリンクに関する特別なＣＤＭＡの実施例を考察されたい。ＵＭＴＳのチップ周期Ｔｃは０.２６μｓ（３.８４Ｍチップ／ｓ）であり、殆どの典型的な移動体チャネルは広帯域であると考えられる。ＵＭＴＳシステムにおいては、異なるユーザに対する信号は、対応する直交ウォルシュアダマールコード（チャネル化コード）を用いて拡散される。次いで、１つの基地局からの送信用の信号の組み合わされた組は、ゴールドコードと呼ばれる特定のＰＮ系列を用いてスクランブルされ（本質的には、拡散され）、各セル又は基地局に対しては異なるゴールドコードが選択される。
【００５０】
結果として、受信されたデータストリームがレイク受信機１１２を用いてスクランブル解除される場合、前記フィンガの出力は、上記ゴールドコードのインパルス状自己相関特性により非常に良好な非相関を有する。ＵＭＴＳ ＦＤＤ用の送信機１０６及び受信機１１２のアーキテクチャは、図３に示すものと非常に類似している。主な相違点は、送信機１０６において拡散コードｃ(t)がｃｋ(t)δ(t)により置換され、ここでｃｋ(t)はｋ番目のユーザに対するチャネル化コードであり、δ(t)は特定のセルにおける全ユーザに対するスクランブルコードである一方、受信機１１２においては拡散コードｃ(t)がｃｋ(t)δ*(t)により置換される。上記スクランブルコードδ(t)は複素数であるから、その複素共役が必要であることに注意されたい。
【００５１】
受信されるベースバンド信号ｒ(t)は、
【数７】
2004533787.tif 000009
となる。従って、ｋ番目のユーザに対するｊ番目のレイクフィンガの出力は、
【数８】
2004533787.tif 000010
と表すことができる。ｊ’＝ｊの場合にスクランブルコードσ(ｔ−τｊ)が該コードの複素共役σ*(ｔ−τｊ)により乗算され、これはビット期間Ｔにわたり１の連続した列を与えることが分かる。従って、ｊ’＝ｊとなるような全ての項を抽出することができ、
【数９】
2004533787.tif 000011
となり、ここで、ｆij’k’(ｔ−τｊ)はｊ’≠ｊとなる全ての項を表している。上記（９）式の導出には、ウォルシュアダマールコードに関してはＲcc(0)＝１及びＲckck(0)＝０であるという事実が利用されている。
【００５２】
最初の項は、各アンテナ１０８から送信された別個の副ストリームの所要の線形和である。最後の項は、ｋ番目のユーザに関する不所望な信号ｓik（即ち、自己相関雑音）に依存する項と、他の全てのユーザからの信号ｓik’（即ち、相互相関雑音）に依存する項とに分解することができる：
【数１０】
2004533787.tif 000012
【００５３】
自己及び相互相関雑音項は、（１０）式において第２及び第３項により各々表されている。これらの項は、使用されたゴールドコードにより良好な自己及び相互相関特性を有する傾向にあるであろうことを示すことができる。簡単に言うと、相関の積分はシーケンスの間のランダムさの程度を測定し、ゴールドコードσ(t)が異なる遅延の同一のコードに対して良好なランダムさ特性（インパルス状自己相関）を有していることが分かる。従って、乗算σ(ｔ−τj’)ｘσ*(ｔ−τｊ)（但し、ｊ’≠ｊ）は他のランダムシーケンスを生成する筈であり、該シーケンスのランダムさはスクランブルコードの自己相関関数の小さな値、Ｒσσ(τｊ−τｊ’)、により示される（ここで、Ｒσσ(τ)＝∫σ(t)σ(ｔ−τ)dtである）。チャネル化コードによる後の乗算は当該シーケンスを本質的にランダム（大凡等しい数の±１）に維持する筈である。何故なら、チャネル化コードはスクランブルコードとは無関係であるからである。最悪の場合では、チャネル化コードが１００％相関され得、上記積分はＲσσ(τｊ−τｊ’)に減少するが、これはｊ’≠ｊの場合に小さくなることが分かっている。
【００５４】
上述した説明から注記すべき最も重要な点は、スクランブルコードの良好な自己相関特性により、自己相関及び相互相関雑音項が小さいままに維持されるだろうということである。これは、Ｊ個のレイクフィンガからＮ個の送信副ストリームのうちのＪ個の非相関組み合わせを残存させる。これは元の要件であり、ＢＬＡＳＴ及び空間-時間符号化等の一連のＭＩＭＯ技術の使用を可能にする。
【００５５】
スクランブルのために他のゴールドコードを使用している隣接するセルにおける他の基地局との相互相関からの更なる干渉源が存在することに注意すべきである。この干渉の大きさは、隣接するセルにおける基地局（セルの境界におけるのを除く）からの余分な経路損失により、小さそうであり、ＭＩＭＯシステムにとっては余り重要ではない。何故なら、相互相関はレイクフィンガの増加した相関というよりは余分な雑音としてのみ知覚されるであろうからである。
【００５６】
本発明は原理的に高スペクトル効率のデータレート（即ち、比較的狭い帯域幅での高データレート）を得るために如何なる無線通信筋書きにも適用することができ、本発明が効果的に動作するための主たる要件は、角度により分離された充分に独立したマルチパス成分である。しかしながら、本発明は移動体送受話器上に要するアンテナの数に対する要件を低減する潜在能力を有しているので、ＵＭＴＳのような将来のセルラシステムに特別に適用可能であり、斯かるシステムでは本発明に対してＣＤＭＡ技術の使用が特に適している。
【００５７】
上述した解析の殆どは、送信機１０６及び受信機１１２が準静止的である、言い換えるとチャネルマトリクスＨの要素が非常に遅くのみ変化すると仮定した。しかしながら、該システムは、フレーム持続時間がチャネルマトリクスの変化が発生する平均期間よりも大幅に短い限りにおいて、移動する送信機及び／又は受信機にも対処することができる。従って、本発明は移動体セルラ通信及び固定のポイントツーポイント室内無線リンクにも適している。
【００５８】
上述した説明においては、独立した信号サンプルが各アンテナにより受信された信号から導出されたが、本発明は、アンテナアレイが特定の方向の組から信号を受信するためにビーム形成技術を利用するようなシステムにも適用することができる。
【００５９】
本発明は、送信される副ストリームの数よりも少ないアンテナ１０８の数を有するものに関して説明された。しかしながら、各アンテナから受信された信号から複数の非相関サンプルを決定する方法は、より広い適用可能性を有することができる。特に、該方法は如何なる数のアンテナを有するシステムにも適用することができる。即ち、副ストリームよりも多いサンプルによれば、チャネルマトリクスＨは過度に判定され、これは各副ストリームに関する信号対雑音比、従ってシステム全対の強さを改善し得る。
【図面の簡単な説明】
【００６０】
【図１】図１は、既知のＭＩＭＯ無線システムの概略ブロック図である。
【図２】図２は、２つのアンテナを有する送信機から到達するマルチパス信号を示す。
【図３】図３は、ＣＤＭＡ送信機とレイク受信機とを有するＭＩＭＯシステムの概略ブロック図である。
【国際公開パンフレット】
2004533787.tif 000013
2004533787.tif 000014
2004533787.tif 000015
2004533787.tif 000016
2004533787.tif 000017
2004533787.tif 000018
2004533787.tif 000019
2004533787.tif 000020
2004533787.tif 000021
2004533787.tif 000022
2004533787.tif 000023
2004533787.tif 000024
2004533787.tif 000025
2004533787.tif 000026
2004533787.tif 000027
2004533787.tif 000028
2004533787.tif 000029
2004533787.tif 000030
2004533787.tif 000031
2004533787.tif 000032
2004533787.tif 000033
2004533787.tif 000034
2004533787.tif 000035
2004533787.tif 000036
【国際調査報告】
2004533787.tif 000037
2004533787.tif 000038
2004533787.tif 000039