(57)【要約】【解決手段】二重ＰＬＬ構造で実施されるプロセス可変トランスミッタは、第１の出力信号を生成する第１の帯域幅を有する第１のＰＬＬと、前記第１のＰＬＬの第１の帯域幅よりも狭い第２の帯域幅を有する第２のＰＬＬとを備えている。第１および第２のＰＬＬは、入力信号の周波数にロックするように動作可能であり、それぞれ第１および第２の出力信号を生成する。第２のＰＬＬは、第１のＰＬＬよりも高い精度と高い耐ノイズ性によって入力信号の周波数にロックするように動作可能である。スイッチは、プロセス可変トランスミッタの出力信号を、第１の出力信号と第２の出力信号との間で切り換えるように動作可能である。
2004521331.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の出力信号を生成する第１の帯域幅を有し、入力信号の周波数にロックするように動作可能な第１のフェーズロックドループと、
前記第１の帯域幅よりも狭い、第２の出力信号を生じる第２の帯域幅を有し、かつ前記第１のフェーズロックドループよりも高い精度と高い耐ノイズ性によって入力信号の周波数にロックするように動作可能な第２のフェーズロックドループと、
プロセス可変トランスミッタの出力信号を、前記第１の出力信号と前記第２の出力信号との間で切り換えるように動作可能なスイッチと、を有することを特徴とするプロセス可変トランスミッタ。
【請求項２】
前記第２のフェーズロックドループが入力信号の周波数にロックされたとき、前記第２フェーズロックドループはロックインジケータ信号を生成し、
前記スイッチは、ロックインジケータ信号のステータスに基づいて、前記第１の出力信号と前記第２の出力信号との間の切り換えを行うことを特徴とする請求項１に記載のプロセス可変トランスミッタ。
【請求項３】
前記第１のフェーズロックドループと前記第２のフェーズロックドループの少なくとも１つは、
前記入力信号を受信して検出器出力信号を生成するように動作可能な位相弁別検出器と、
前記検出器出力信号を受信して、フィルタにかけた信号を生成するように動作可能なループフィルタと、
前記フィルタにかけた信号を受信して、発振器信号を発生するように動作可能な電圧制御発振器と、を有し、
前記位相弁別検出器は、さらに、前記発振器信号を、前記第１のフェーズロックドループおよび前記第２のフェーズロックドループの少なくとも一方のフィードバック信号として受信するように動作可能であることを特徴とする請求項１に記載のプロセス可変トランスミッタ。
【請求項４】
前記スイッチと、前記第１のフェーズロックドループおよび前記第２のフェーズロックドループの少なくとも１つに含まれる前記位相弁別検出器、前記ループフィルタ、および前記各電圧制御発振器とは、ソフトウェアプロセスで実施されることを特徴とする請求項３に記載のプロセス可変トランスミッタ。
【請求項５】
前記スイッチと、前記第１のフェーズロックドループおよび前記第２のフェーズロックドループの少なくとも１つに含まれる前記位相弁別検出器、前記ループフィルタ、および前記各電圧制御発振器とは、単一デジタル信号プロセッサチップ上の前記ソフトウェアプロセスで実施されることを特徴とする請求項４に記載のプロセス可変トランスミッタ。
【請求項６】
前記第１のフェーズロックドループおよび前記第２のフェーズロックドループの少なくとも１つに含まれる前記位相弁別検出器は、ヒルベルト変換器を備えていることを特徴とする請求項３に記載のプロセス可変トランスミッタ。
【請求項７】
前記第１のフェーズロックドループおよび前記第２のフェーズロックドループの少なくとも１つは、前記ヒルベルト変換器で前記入力信号を処理する前に、前記入力信号にヘテロダインを発生させるように動作可能なヘテロダイニングモジュールを備えていることを特徴とする請求項６に記載のプロセス可変トランスミッタ。
【請求項８】
前記入力信号の振幅を検知して、前記入力信号の前記振幅がユーザによって制御される値を下回ったとき、低フロー信号を生成するように動作可能な振幅検出器をさらに備えた請求項１に記載のプロセス可変トランスミッタ。
【請求項９】
前記第１のフェーズロックドループおよび前記第２のフェーズロックドループの少なくとも１つによって処理を行う前に、前記入力信号をフィルタにかけるように動作可能な前置フィルタをさらに有し、前記低フロー信号のステータスに基づいて、
前記第２のフェーズロックドループの固定中心周波数は、前記第１の出力信号と２πｆｐｈ（ｆｐｈは前置フィルタの高遮断周波数である）との間で切り換え可能であり、
前記前置フィルタは、ＯＮ状態とＯＦＦ状態との間で切り換え可能であり、
前記スイッチは、前記プロセス可変トランスミッタの前記出力信号を第２の出力信号に切り換えることを特徴とする請求項８に記載のプロセス可変トランスミッタ。
【請求項１０】
測定値、およびその測定値の品質に関する不確定性値を含む、妥当性確認済み不確定性パラメータを生成するように動作可能な自己妥当性を備えたモジュールをさらに備えたことを特徴とする請求項１に記載のプロセス可変トランスミッタ。
【請求項１１】
前記自己妥当性を備えたモジュールによって生成される前記妥当性確認済み不確定性パラメータは、測定ステータス変数を含むことを特徴とする請求項１０に記載のプロセス可変トランスミッタ。
【請求項１２】
前記自己妥当性を備えたモジュールは、ソフトウェアプロセスで実施されることを特徴とする請求項１０に記載のプロセス可変トランスミッタ。
【請求項１３】
前記プロセス可変トランスミッタは、渦流量計を備えていることを特徴とする請求項１に記載のプロセス可変トランスミッタ。
【請求項１４】
通路内における流体の渦の離脱に起因する圧力変化を検知して、その圧力変化を、正弦波特性を有する電気信号の形をとったフローセンサ信号に変換するように動作可能なフローセンサと、
前記フローセンサ信号を受信して、前記通路内における流体の渦の離脱に起因する前記圧力変化に対応した出力信号を生成するように動作可能な信号プロセッサと、を有し、
前記信号プロセッサは、
互いに異なる特性を有するとともに、前記フローセンサ信号を受信して前記フローセンサ信号にロックし、前記フローセンサ信号を示すフェーズロックドループ（ＰＬＬ）出力信号を生成するように動作可能な複数のフェーズロックドループ（ＰＬＬ）と、
ＰＬＬ出力信号の中から、前記信号プロセッサによって生成される前記出力信号を切り換えるためのスイッチと、を有することを特徴とする渦流量計。
【請求項１５】
前記信号プロセッサは、デジタル信号プロセッサチップのソフトウェアプロセスによって実施されることを特徴とする請求項１４に記載の渦流量計。
【請求項１６】
前記複数のＰＬＬの第１のＰＬＬは、他のいずれのＰＬＬよりも高速に前記フローセンサ信号にロックするように動作可能であり、前記複数のＰＬＬの第２のＰＬＬは、前記第１のＰＬＬよりも高い精度と高い耐ノイズ性によって前記フローセンサ信号にロックするように動作可能であることを特徴とする請求項１４に記載の渦流量計。
【請求項１７】
前記スイッチは、前記第２のＰＬＬが前記フローセンサ信号にロックしたとき、前記信号プロセッサによって生成される前記出力信号を、前記第１のＰＬＬの出力信号から前記第２のＰＬＬの出力信号に切り換えることを特徴とする請求項１６に記載の渦流量計。
【請求項１８】
前記フローセンサ信号の振幅を検出するように動作可能な振幅検出器をさらに有し、
前記フローセンサ信号の前記振幅がユーザによって制御される値を下回ったとき、前記振幅検出器は低フロー信号を生成することを特徴とする請求項１４に記載の渦流量計。
【請求項１９】
前記低速のＰＬＬによる処理の前に、前記フローセンサ信号をフィルタにかけるように動作可能なフィルタをさらに有することを特徴とする請求項１８に記載の渦流量計。
【請求項２０】
前記フィルタは、ＯＮ状態とＯＦＦ状態との間で切り換え可能であり、前記低フロー信号に基づいてＯＮ状態に切り換えられることを特徴とする請求項１９に記載の渦流量計。
【請求項２１】
渦流量計によって検知される流量を求める方法であって、
正弦波特性を有する入力信号を信号プロセッサに入力し、ここで、前記信号プロセッサは、第１の帯域幅を有する第１のフェーズロックドループ（ＰＬＬ）と、前記第１の帯域幅よりも狭い第２の帯域幅を有する第２のＰＬＬを備えており、
前記第１のＰＬＬを使用して前記入力信号の周波数にロックし、ここで、前記第１のＰＬＬは、前記第１のＰＬＬが入力信号の周波数に高速にロックできるようにするための大きな固有周波数を有する高速ループフィルタを備えており、
前記第２のＰＬＬを正確に使用して前記入力信号の周波数にロックし、ここで、前記第２のＰＬＬは、前記第２のＰＬＬが前記第１のＰＬＬよりも高い精度と高い耐ノイズ性によって前記入力信号の周波数にロックできるようにするための小さな固有周波数を有する低速ループフィルタを備えており、
前記第２のＰＬＬが前記入力信号の周波数にロックされたとき、ロックインジケータ信号を生成し、
ロックインジケータ信号に基づいて、前記信号プロセッサの出力を、前記第１のＰＬＬによって生成される出力信号と前記第２のＰＬＬによって生成される出力信号との間で切り換えるステップを有することを特徴とする渦流量計によって検知される流量を求める方法。
【請求項２２】
前記信号プロセッサの出力の前記切り換えステップは、前記第２のＰＬＬが前記入力信号の前記周波数にロックされたことを前記ロックインジケータ信号が指示したときに、前記信号プロセッサの出力を、前記第１のＰＬＬの前記出力信号から前記第２のＰＬＬの前記出力信号に切り換えるステップを含むことを特徴とする請求項２１に記載の方法。
【請求項２３】
前記第２のＰＬＬによるロックインを助けるために、前記第１のＰＬＬの前記出力信号を、前記第２のＰＬＬの初期条件周波数として前記第２のＰＬＬに提供するステップをさらに有することを特徴とする請求項２１に記載の方法。
【請求項２４】
前記第２のＰＬＬが前記入力信号の周波数にロックされていないことをロックインジケータ信号が指示するとき、前記信号プロセッサの出力を、前記第２のＰＬＬの出力信号から前記第１のＰＬＬの出力信号に切り換えるステップをさらに有する事を特徴とする請求項２１に記載の方法。
【請求項２５】
入力信号の周波数を取得するための信号処理装置であって、
前記入力信号の前記周波数にロックするように動作可能な第１のフェーズロックドループと、
前記第１のフェーズロックドループが入力信号の周波数にロックされたかどうかに基づいて第１のロックインジケータ信号を生成する第１のロックインジケータと、
前記第１のロックインジケータ信号に基づいて、妥当性確認済み不確定性パラメータを生成するように動作可能な自己妥当性を備えたモジュールと、を有し、
前記妥当性確認済み不確定性パラメータは、前記出力信号に対応した測定値、およびその測定値の品質に関する不確定性値を含むことを特徴とする入力信号の周波数を取得するための信号処理装置。
【請求項２６】
前記入力信号の前記周波数にロックするように動作可能な第２のフェーズロックドループと、
前記第２のフェーズロックドループが前記入力信号の前記周波数にロックされたかどうかに基づいて第２のロックインジケータ信号を生成する第２のロックインジケータと、をさらに有し、
前記自己妥当性を備えたモジュールは、前記第１および第２のロックインジケータ信号に基づいて妥当性確認済み不確定性パラメータを生成するように動作可能であることを特徴とする請求項２５に記載の信号処理装置。
【請求項２７】
前記自己妥当性を備えたモジュールによって生成される前記妥当性確認済み不確定性パラメータは、測定ステータス変数を含むことを特徴とする請求項２５に記載の信号処理装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般にデジタル方式の流量計およびアナログ方式の流量計に関する。
【背景技術】
【０００２】
流量計は、コンジットを通して移送されている材料に関する情報を提供する。例えば、流量計は、コンジットを通して移送されている材料の速度と体積を直接指示する。質量流量計は材料の質量を測定し、密度流量計は材料の密度を測定する。
【０００３】
流量計のタイプの１つとして、渦流発生型流速計または渦流量計がある。渦流量計は、カルマン効果として知られる渦の離脱現象に基づく技術を使用して動作する。渦流量計において、ブラッフボディがコンジット（例えば、パイプ）に置かれる。材料はこのコンジットを経路として通過する。ブラッフボディは、材料のウェークにカルマン渦を発生させる。これらの渦は圧力変化に変動を引き起こし、変動する変化はその後増幅されて処理される。渦の発生中に生じる圧力変化と同様に、カルマン渦の周波数は材料の流量に正比例する。
【０００４】
流量測定を行うために、流量計は最初に渦の離脱周波数ωv（ラジアン/秒）を求める。また、ｆ ＝ Ｋｍωvを使用して、流量計は読み取り値をフローf（１/秒の単位）に変換する。ここで、Ｋｍは適切な計器係数である。この計器係数Ｋｍ（または、Ｋ係数）は、生成された渦の周波数を流量に関連付ける。
【０００５】
従来の渦流量計は、コンジットを通過する材料のしきい値低流量までは渦の離脱周波数を正確に測定することができる。このしきい値を下回る場合は、従来の測定値の精度は信頼できなくなる。その主な理由は、渦の離脱圧力の振幅が低流量で非常に小さくなるからである。その結果、例えば、ポンプの羽根から受ける圧力の脈動によって引き起こされる高調波により、信号に含まれるノイズがさらに増加する。従って、低流量では、渦の離脱圧力の振幅が減少して測定システムに及ぼすノイズの影響が増大するため、流量測定値の不確定性がさらに大きくなり、および/または流量の算出がさらに遅れることになる。
【発明の開示】
【課題を解決するための手段】
【０００６】
流量のさらに広い範囲にわたって流量測定の精度を改善する技術が提供される。特に、本技術によって、流量計は、高精度かつ高速な測定を中程度の流量と高流量で行えるだけでなく、低流量でも行うことができる。
【０００７】
１つの実施例では、プロセス可変トランスミッタは、複数のフェーズロックドループ（ＰＬＬ）を使用した渦流量計を含んで構成される。特に、流量計は、第１の出力信号を発生する第１の帯域幅を有する第１のＰＬＬと、前記第１のＰＬＬの第１の帯域幅よりも狭い第２の帯域幅を有する第２のＰＬＬとを含んで構成されてもよい。第１および第２のＰＬＬは、入力信号の周波数にロックするように動作可能であり、それぞれ第１および第２の出力信号を発生する。第２のＰＬＬは、第１のＰＬＬよりも高い精度と高い耐ノイズ性によって入力信号の周波数にロックするように動作可能である。
【０００８】
実施例には、以下の特徴の１つ以上が含まれてもよい。例えば、プロセス可変トランスミッタは、プロセス可変トランスミッタの出力信号を第１の出力信号と第２の出力信号との間で切り換えるように動作可能なスイッチを備えることができる。第２のＰＬＬが入力信号の周波数にロックされたとき、第２のＰＬＬはロックインジケータ信号を生成する。前記スイッチは、このロックインジケータ信号のステータスに基づいて、第１の出力信号と第２の出力信号との間の切り換えを行うことができる。
【０００９】
一方または両方のＰＬＬは、入力信号を受信して、検出器出力信号を発生するように動作可能な位相弁別検出器と、前記検出器出力信号を受信して、フィルタにかけた信号を発生するように動作可能なループフィルタと、前記フィルタにかけた信号を受信して、発振器信号を発生するように動作可能な電圧制御発振器とを含んで構成されてもよい。また、前記位相弁別検出器は、さらに、前記発振器信号をＰＬＬのフィードバック信号として受信するように動作可能としてもよい。なお、第１のＰＬＬと第２のＰＬＬの少なくとも１つに含まれる位相弁別検出器、ループフィルタ、および電圧制御発振器の各々と、前記スイッチは、ソフトウェアプロセスで実施してもよい。さらに、第１のＰＬＬと第２のＰＬＬの少なくとも１つに含まれる位相弁別検出器、ループフィルタ、および電圧制御発振器の各々と、前記スイッチは、単一デジタル信号プロセッサチップ上のソフトウェアプロセスで実施してもよい。
【００１０】
位相弁別検出器または位相弁別検出器の各々は、ヒルベルト変換器を備えることができる。さらに、入力信号は、ヒルベルト変換器に到着する前に既知の周波数でヘテロダインを発生させられることができる。
【００１１】
前記プロセス可変トランスミッタは、入力信号の振幅を検知して、入力信号の振幅がユーザによって制御される値を下回ったとき、低フロー信号を生成するように動作可能な振幅検出器をさらに備える。加えて、プロセス可変トランスミッタは、第１のＰＬＬと第２のＰＬＬの少なくとも１つによる処理の前に、入力信号をフィルタにかけるように動作可能な前置フィルタを備えてもよい。振幅検出器からの低フロー信号のステータスに基づいて、例えば、第２のＰＬＬの固定中心周波数は、第１の出力信号と２πｆｐｈとの間で切り換え可能である。ここで、ｆｐｈは前置フィルタの高遮断周波数である。前置フィルタは、ＯＮ状態とＯＦＦ状態との間で切り換え可能でもよい。
【００１２】
プロセス可変トランスミッタは、妥当性確認済み不確定性パラメータを生成するように動作可能な自己検証機能を備えたモジュールを備えていてもよい。妥当性確認済み不確定性パラメータには、測定値、およびその測定値の品質に関する不確定性値などが含まれてもよい。自己検証機能を備えたモジュールによって生成される妥当性確認済み不確定性パラメータには、測定ステータス変数が含まれてもよい。自己検証機能を備えたモジュールは、ソフトウェアプロセスで実施してもよい。
【００１３】
別の実施例では、渦流量計は、通路内における流体の渦の離脱に起因する圧力変化を検知して、その圧力変化を、正弦波特性を有する電気信号の形をとったフローセンサ信号に変換するように動作可能なフローセンサを備えてもよい。この特定の実施例は、フローセンサ信号を受信して、通路内における流体の渦の離脱に起因する圧力変化に対応した出力信号を生成するように動作可能な信号プロセッサを備えていてもよい。前記信号プロセッサは、互いに異なる特徴を有するとともに、フローセンサ信号を受信して、前記フローセンサ信号にロックして、前記フローセンサ信号を示すＰＬＬ出力信号を生成するように動作可能な複数のＰＬＬを備えてもよい。信号プロセッサは、ＰＬＬ出力信号の中から、信号プロセッサによって生成される出力信号を切り換えるためのスイッチを備えていてもよい。例として、信号プロセッサは、デジタル信号プロセッサチップ内にソフトウェアプロセスによって実施してもよい。
【００１４】
前記複数のＰＬＬの１つ（第１のＰＬＬ）は、他のいずれのＰＬＬよりも高速でフローセンサ信号にロックするように動作可能とすることができる。また、前記複数のＰＬＬの別の１つ（第２のＰＬＬ）は、第１のＰＬＬよりも高い精度と高い耐ノイズ性によってフローセンサ信号にロックするように動作可能とすることができる。前記スイッチは、第２のＰＬＬがフローセンサ信号にロックしたとき、信号プロセッサによって生成された出力信号を、第１のＰＬＬの出力信号から第２のＰＬＬの出力信号に切り換えるように動作可能とすることができる。そのように実施された場合、第１のＰＬＬはすぐにロックを達成して、起動中および大きな過渡現象の期間中における多少の安定性を保証する。それに対して、より正確な第２のＰＬＬは、渦信号のより高精度でより優れた追跡を保証する（従って、通路を通る材料の流量の評価が改善される）。
【００１５】
渦流量計は、フローセンサ信号の振幅がユーザによって制御される値を下回った場合、フローセンサ信号の振幅を検出して、低フロー信号を生成するように動作可能な振幅検出器を備えていてもよい。加えて、フィルタを内蔵して、第２の（より低速であるがより正確な）ＰＬＬによる処理の前にフローセンサ信号をフィルタにかけてもよい。このフィルタは、ＯＮ状態とＯＦＦ状態との間で切り換え可能であり、振幅検出器からの低フロー信号に基づいてＯＮ状態に切り換えられてもよい。
【００１６】
渦流量計によって検知される流量を求める特定の方法は、正弦波特性を有する入力信号を信号処理装置に入力するステップを含んでもよい。前記信号処理装置は、第１の帯域幅を有する第１のＰＬＬ、および前記第１の帯域幅よりも狭い第２の帯域幅を有する第２のＰＬＬを含んで構成されてもよい。前記方法は、第１のＰＬＬを使用して入力信号の周波数にロックするステップを含んでもよく、この場合、前記第１のＰＬＬは、前記第１のＰＬＬが入力信号の周波数に速やかにロックできるようにするための大きな固有周波数を有する高速ループフィルタを備えている。次に、前記方法は、第２のＰＬＬを正確に使用して入力信号の周波数にロックするステップを含んでもよい。この場合、前記第２のＰＬＬは、第２のＰＬＬが第１のＰＬＬよりも高い精度と高い耐ノイズ性によって入力信号の周波数にロックできるようにするための小さな固有周波数を有する低速ループフィルタを備えている。第２のＰＬＬが入力信号の周波数にロックされたとき、ロックインジケータ信号を生成してもよい。
【００１７】
ロックインジケータ信号に基づいて、信号プロセッサの出力は、第１のＰＬＬによって生成された出力信号と第２のＰＬＬによって生成された出力信号との間で切り換えられてもよい。信号処理装置の出力の切り換えには、第２のＰＬＬが入力信号の周波数にロックされたことをロックインジケータ信号が指示したときに行われる、信号処理装置の出力の、第１のＰＬＬの出力信号から第２のＰＬＬの出力信号への切り換えが含まれる。さらに、第２のＰＬＬが入力信号の周波数にロックされていないことをロックインジケータ信号が指示するとき、信号処理装置の出力は、第２のＰＬＬの出力信号から第１のＰＬＬの出力信号に切り換えてもよい。
【００１８】
第１のＰＬＬの出力信号は、第２のＰＬＬによるロックインを助けるために、第２のＰＬＬの初期条件周波数として第２のＰＬＬに提供されてもよい。
【００１９】
入力信号の周波数を取得するための信号処理装置の実施例には、第１の帯域幅を有するとともに入力信号の周波数にロックするように動作可能な第１のＰＬＬが含まれてもよい。前記信号処理装置は、前記第１の帯域幅よりも狭い第２の帯域幅を有するとともに、前記第１のＰＬＬよりも高い精度と高い耐ノイズ性によって、入力信号の周波数にロックするように動作可能である第２のＰＬＬを備えていてもよい。第１のＰＬＬおよび第２のＰＬＬからの信号を受信して、それらの信号を切り換えることによって出力信号を生成するスイッチを提供してもよい。
【００２０】
さらに、信号処理装置は、出力信号に対応した測定値およびその測定値の品質に関する不確定性値などの妥当性確認済み不確定性パラメータを生成するように動作可能な自己検証機能を備えたモジュールを備えてもよい。自己検証機能を備えたモジュールによって生成される妥当性確認済み不確定性パラメータには、測定ステータス変数が含まれてもよい。
【００２１】
多重ＰＬＬの使用は、渦の離脱周波数あたりの狭帯域フィルタを提供することであると解釈することができる。多重ＰＬＬのノイズ除去パフォーマンスは、渦流量計の最小流量で従来の渦信号処理装置と同程度のまたはさらに優れたノイズ除去パフォーマンスを得られるように設計されている。従来の渦信号処理装置の帯域幅は流量によって異なり、最小流量で最高のノイズ除去パフォーマンスが得られた。しかし、従来の渦信号プロセッサの帯域幅は、流量の増加に伴って増加するため、ノイズ除去パフォーマンスは低下する。ここで留意すべきは、渦信号は高流量で高いＳＮＲを有することである。そのため、高流量では、ＳＮＲが低い低流量の場合と比べれば狭帯域フィルタの使用は重要ではない。しかし、多重（例えば、二重）ＰＬＬのアプローチは、従来の渦信号処理装置と同じ（または、さらに優れた）ノイズ除去パフォーマンスを、流量計の動作の全範囲にわたって最小流量で提供する（すなわち、二重ＰＬＬのフィルタリングの帯域幅は流量に依存しない）。従って、従来の渦信号処理装置の代わりに二重ＰＬＬを使用する利点としては、高流量および低流量で得られるさらに高い精度、パフォーマンスの追跡における著しい改善、および渦流量計のターンダウン比の拡大などが挙げられる。
【００２２】
１つまたは複数の実施例について、添付図面を参照しながら以下の説明の中で詳細に述べる。その他の特徴および効果は、説明や図面、および請求項から明らかとなろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
デジタルおよびアナログで実施する場合の渦流量計の信号処理を改善する。
【００２４】
図１は、内部に渦流量計を使用可能な一実施例としての、プロセス制御システム１１０またはフローリグを簡略化して図示したものである。フローリグ１１０は、貯蔵器１１２、ポンプ（例えば、遠心ポンプ）１１４、コンジット部１１６（例えば、２インチの直径を有するパイプ）、流量を制御する弁１１８、および渦流量計１２０を含んで構成されてもよい。特定のプロセス制御の応用例によっては、プロセス制御システム１１０には、その他の種々のプロセス制御装置またはフィールドデバイスを含めてもよい。さらに、プロセス制御システム１１０は、プロセス制御システム１１０の種々の装置を監視および制御するための通信ネットワーク１２２を含んで構成してもよい。
【００２５】
通信ネットワーク１２２は、代表的な二線式通信構成を使用して実施することができる。通信ネットワーク１２２によって、アナログ（例えば、４〜２０ｍＡ信号）、デジタル、および／またはパルス出力による通信を行うことができる。中央制御装置１２４を設けて、プロセス制御システム１１０に接続された装置を遠隔で監視および制御するようにしてもよい。中央制御装置１２４は、人間とプロセス制御システム１１０との間の対話を容易にするためのグラフィカルユーザインタフェースを備えたコンピュータワークステーションを含んで構成してもよい。
【００２６】
図１に示した簡略実施図では、制御システム１１０はプロセスの代表的なフィードバック制御を行うことができる。例えば、ポンプ１１４を（例えば、中央制御装置１２４で生成される信号によって）制御して、渦流量計１２０によって検知される測定流量に依存した速度でコンジット部１１６を通じて材料をポンプで揚げるようにしてもよい。渦流量計１２０は、コンジット部１１６を通る材料の流量を表す信号を中央制御装置１２４に出力してもよい。従って、中央制御装置１２４は、特定のプロセス制御システム１１０を制御および監視するためのプログラムされたパラメータに従ってポンプ１１４を制御してもよい。
【００２７】
次に図２に進むと、渦流量計１２０の実施例には、センサ部２１０および電子プロセッサ／トランスミッタモジュール２１２が含まれてもよい。センサ部２１０は、コンジット部１１６と同軸に調整してインストールするための流管（例えば、コンジット結合本体）２１４を含んで構成されてもよい。センサ部２１０は、コンジット部１１６を介して流れる材料と相互作用するように置かれたブラッフボディ２１６をさらに含んで構成されてもよい。さらに、センサ部２１０は、材料がコンジット部１１６内のブラッフボディを通過する際に、ブラッフボディ２１６によって生じる渦の変動する圧力を検知するための渦圧力センサ２１８を含んで構成してもよい。この渦圧力センサ２１８は、圧電センサ素子またはその他の感圧性素子を使用して実施してもよい。
【００２８】
電子プロセッサ／トランスミッタモジュール２１２は、センサ部２１０から受信した信号をフィルタリングして処理するための電子回路を内蔵してもよい。電子プロセッサ／トランスミッタモジュール２１２は、例えば、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、フィールドプログラマブルゲートアレイ、ＡＳＩＣ、他のプログラマブルロジックかゲートアレイ、または、プロセッサコアを備えたプログラマブルロジックを使用して実施することができる。電子プロセッサ／トランスミッタモジュール２１２は、少なくとも渦圧力センサ２１８から受信した信号に基づいて、コンジット部１１６を通過する流量の測定値を生成する。電子プロセッサ／トランスミッタモジュール２１２は、とりわけコンジット部１１６を通って流れる材料の流量を表すデータ信号を、通信ネットワーク１２２を介して送信するための電子回路を内蔵してもよい。さらに、電子プロセッサ／トランスミッタモジュール２１２は、デジタルおよび／またはアナログ信号のフィルタリング、処理、および送信が可能な電子回路を内蔵することができる。同様に、中央制御装置１２４は、種々のプロセス制御装置（例えば、渦流量計１２０）から送出されるデジタルおよび／またはアナログ信号を受信して処理することができる。
【００２９】
１つの実施例では、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）によって、渦圧力センサ２１８からの信号をデジタル信号に変換することができる。その後、デジタル信号を、電子プロセッサ／トランスミッタモジュール２１２を実施したＤＳＰに供給することができる。従って、渦流量計の処理および送信のすべてをデジタル方式で行うことができる。言うまでもなく、渦流量計も、すべてアナログ方式による設計で、またはアナログ方式とデジタル方式を混合した設計で実施することができる。
【００３０】
ここで認識すべきことは、上記の制御システム１１０には、例えば、追加のセンサ、トランスミッタ、電源装置、および中央制御装置などを含めることができることである。さらに、通信ネットワーク１２２は、当該ネットワークに接続された種々の装置の間でデジタル、アナログ、およびパルスによる通信を行うことができるとともに、接続された種々の装置（例えば、渦流量計）に電力を供給することができる。
【００３１】
センサ部２１０から送出される代表的な渦センサ信号に関しては、渦の離脱データｙ(t)は、振幅Ａ0と角周波数ωiの正弦波に付加的な帯域制限されたノイズｎ(t)を加えたものとして次のようにモデル化される。
ｙ(t)＝Ａ0ｓｉｎωi＋ｎ(t)
ここで、ωiは、求める周波数である。本モデルによって、以下を仮定する。
【００３２】
第１に、ωi∝f、流量（ただし、低い流量では通常の流体力学的修正を行う必要がある）。第２に、Ａ0∝ｆ2。周知の流体力学的結果であるが、圧力変動に対応した電気信号を変換して増幅する電子回路の飽和状態が高流量でこれに影響を及ぼす可能性がある。第３に、ｎ(t)は、おそらく低流量から高流量に著しく増加する可能性があるが、所定の流動様式に対して統計学的に一貫性がある。フローが増加するに従ってＳＮ比（ＳＮＲ）が改善されることが予想される。第１の仮定は、すべての渦流量計に共通であり、第２の仮定は、主に低流量の場合に適用される。また、第３の仮定は、結果としての方法の精度を求めるために必要であるが、基本設計には影響を及ぼさない。
【００３３】
図３Ａから図３Ｃは、渦周波数を測定する際のいくつかの難点を示したものである。特に、図３Ａから図３Ｃは、直径が公称２インチのパイプを備えた代表的なフローリグから記録した渦の離脱（圧力）データを示す。このフローリグの内部では、フローがインペラーポンプによって駆動される。
【００３４】
図３Ａは、１ｋＨｚのサンプリングレートで得られる、２．５リットル／秒の（中程度の）流量に対応した０．５秒のデータを示す。一部の従来の渦流量計は、ピークまたはゼロ交差計数法を使用して渦の離脱周波数を計算することが知られていた。図３Ａでは、渦周波数は約２４Ｈｚであるが、この値はピークまたはゼロ交差を数えることによって求めることができる。図３Ａに示される信号は、振幅と周波数が変化する正弦波と見なすことができる（例えば、ピークとゼロ交差との間の時間帯における変化に注目）。
【００３５】
ゼロ交差の方法による周波数推定値には、対応する量の「ジッタ」が含まれる。その結果、流量測定に不確定性が生じる。しかし、多数の周期にわたって周波数の推定値を平均することによって、このジッタを許容可能な量に減少させることができる。例えば、渦周波数が約２４Ｈｚであって、フローデータを２秒毎に供給する場合、４８周期にわたって波形の平均値を算出することになる。その結果、分散で４８および標準偏差で約７の減少が達成される。一般に、このことは、単純なゼロ交差技術を使用した従来の渦流量計では、高流量でのみ許容可能なフローデータが得られることを意味する。
【００３６】
図３Ｂは、０．２５リットル／秒のみの場合の、さらに小さな流量での未処理信号を図示したものである。この場合、ほとんどの標準の渦流量計については、カットオフ流量を下回る。また、標準の渦流量計では、標準の渦流量計のカットオフポイントを下回る流量を正確に測定することができない。渦の離脱の振幅は図３Ａに示される信号よりもずっと小さく（１００分の１）、（例えば、ポンプの羽根からの圧力の脈動によって引き起こされる高調波成分からの）信号にはより多くのノイズが含まれることに注意する必要がある。ゼロ交差の方法は、ノイズによって引き起こされる偽りの交差によって誤った結果を生じる場合がある。（シュミットトリガ回路を使用した場合など）ヒステリシスによるゼロ交差方法によって、誤差を取り除くことができる。しかし、ヒステリシス帯域幅の設計には細心の注意を払う必要がある。なぜなら、平均レベルにゆっくりとした変動があり、それによって信号が全体として０を下回るかまたは０を上回るためである（図３Ｂに示される９．５秒付近のデータに注目）。
【００３７】
１つのアプローチとしては、ローパス（または、帯域）フィルタを使用する方法がある。このフィルタによって、図３Ｃのグラフに示されるデータが得られる。帯域フィルタは、測定済みの渦の離脱周波数を使用してフィルタの周波数設定を行う適応フィルタにすることができる。適応フィルタの基本的意図は、低い周波数のカットオフが渦の離脱周波数の半分であり、高い周波数のカットオフが渦の離脱周波数の二倍である帯域通過を確立して維持することである。しかし、ゼロ交差プロセスが周波数の正しい測定に失敗すると、帯域フィルタに誤った中心周波数が提供されることになる。その結果、周波数の推定にさらに誤差が生じて、ロックが失われる。従って、ゼロ交差プロセスにとって、低流量での測定値の取得と保持が困難になる。そのため、ゼロ交差の方法を使用する計器は、最小限保証された流量を有する。
【００３８】
図３Ｃではデータは「クリーン」に見えるにもかかわらず、長期の変化によってそれでもなおゼロ交差の方法に問題が生じる場合がある。さらに、周波数は現在２．４Ｈｚのみであるため（より低い流量によって）、データを平均して正確な推定値を与える方法は１０倍長い時間を要する（例えば、図３Ａについて上述したのと同じ平均効果を得るのに２０秒要する）。ゼロ交差法の基本的問題は、ゼロ交差法が１周期当たり２（または３）ポイントのみで情報を使用することである。それに対して、図３Ｃの検査は周期全体にわたってデータを利用可能なことを示す。
【００３９】
＝＝＝フェーズロックドループ＝＝＝
ノイズの正弦波を追跡する別の方法は、フェーズロックドループ（ＰＬＬ）を使用することである。ＰＬＬの目的は、局部的に生成された信号の周波数を入力信号の周波数と同期させることである。これによって、周波数変化または振幅変化のいずれかの形で入力信号によって搬送されるデータに、たとえかなりのノイズが含まれる場合でもアクセスすることができる。ＰＬＬの使用は、ロックされた周波数のあたりで狭帯域フィルタリングを行うことであると解釈することができる。この周波数にロックするには、フィードバックループを使用する。また、フィードバックループは、信号間の位相差を誤差として使用する。
【００４０】
注意すべき重要な点は、ＰＬＬはゼロ交差に着目しないことである。むしろ、ＰＬＬは、ノイズによって生じる未処理信号の偽りの交差を含む未処理信号内に覆い隠されている可能性のある正弦波を見つけ出すことができる。本質的に、ＰＬＬは、例えば、図３Ｂに示すような未処理のデータ信号を、例えば、図３Ｃに示すような滑らかなデータ信号に変形する。
【００４１】
図４は、ＰＬＬ  ４１０の基本構造の例を図示したものである。ＰＬＬ  ４１０は、位相弁別検出器（ＰＳＤ）４１２（位相変移探知器とも呼ばれる）、ループフィルタ４１４、公称中心周波数入力ノード４１６、および電圧制御発振器（ＶＣＯ）４１８を含んで構成される。ＰＳＤ  ４１２は、信号ｅ＝φｉ−φｏを提供する。この信号は、入力正弦波Ａ０ｓｉｎφｉ（ｔ）と局部的に生成された正弦波ｓｉｎφｏ（ｔ）との間のフェーズエラーである。ループフィルタ４１４は、ｅを確実に小さくしようと試みる（願わくば、０）ＰＬＬフィードバックループの「コントローラ」部分である。ｅが小さな値であるか０の場合、ＰＬＬ  ４１０は「ロック状態」にあると見なされるともに、生成された正弦波ｓｏ（ｔ）は入力正弦波ｓｉ（ｔ）と同じ周波数を有する。
【００４２】
ループフィルタ４１４は、固有周波数ωｎによる二次閉ループを提供する比例積分（ＰＩ）コントローラ４２０を内蔵してもよい。この固有周波数ωｎは、本質的にＰＬＬの帯域幅を決定するとともに、ＰＬＬの固有周波数を記述するのに用いられる。さらに、ωｎの値は、重要な設計パラメータである。ωｎの値が「大きい」とトラッキングが速くなるが（例えば、流量を変化させている間）、低い流量に対しては精度が低下して好ましくない結果となる。
【００４３】
ＶＣＯ  ４１８は、入力電圧と比例した周波数を有する正弦波を生成する。「ＶＣＯ」という用語は、単にアナログ方式による電子実施例を連想させる。実際に、ＶＣＯ  ４１８は、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）のソフトウェアプロセスにおいて実施することができる。デジタル方式の場合、ＶＣＯの出力は、全体的なプロセスを実現するＤＳＰチップ内の「ｓｉｎ」関数によって単純に生成される。
【００４４】
最終的に、公称中心周波数入力ノード４１６に加えられる信号ωバーは、公称中心周波数を提供するために存在しており、その結果、ＰＬＬの起動時に正弦波が生成され、ロックインが相対的に速くなる。
【００４５】
渦の離脱周波数データは、以下の属性を有する。これらの属性によって、デジタル方式およびアナログ方式による「標準」のＰＬＬに関する諸問題が生じることが知られている。
【００４６】
・渦の離脱周波数は、流量によって線形に変化する。これらの変化は１００：１程度であるが、表１に示すように流量計の寸法に依存する。この変化の範囲は、標準のＰＬＬの範囲（一般的に、１：１．５）と比較して相対的に大きいため、ＰＬＬの有するωｎを小さく調整することは困難である。
【００４７】
＜表１＞
2004521331.tif 000003
【００４８】
・渦の離脱の周波数は、０．５〜４００Ｈｚの代表的な値を有する。これが意味することは、アナログ乗算器ＰＬＬのＰＳＤによって取り込まれる第二高調波を特に最低０．５Ｈｚの周波数で最小限に抑えるには、ωｎの値を小さくする必要があることである。ここで、ωｎは、渦の離脱のωｉラジアン／秒よりもかなり小さくする必要がある。標準のＰＬＬは、これよりも非常に高い周波数（例えば、１００ＭＨｚ）で最も首尾よく動作する。
【００４９】
・渦の離脱の振幅は、Ａ０＝αＱ２であるため流量によって異なる。これらの変化は、２００００：１のオーダーである。アナログ乗算器ＰＬＬのループゲインは入力信号の振幅に依存するため、アナログ乗算器ＰＬＬではＰＩコントローラの調整が厄介な問題となる。
【００５０】
・渦の離脱信号は、ポンプインペラーとパイプラインの振動によって発生する他の周波数の高調波に汚染される。低流量でのこれらの高調波の振幅は、図５の下側のトレースで示されるように、渦の離脱振幅と比較して有意であるとともに、ＰＬＬが誤った信号にロックされる原因となる可能性がある。実際に、渦の離脱に対するＳＮＲは、１：１０程度である（例えば、０．１リットル／秒のフローに対して）。
【００５１】
・入力データに極度のノイズが含まれている場合、または入力データが急速に変化している場合、ＰＬＬのロックが損なわれたり、ＰＬＬが偽りの測定値を引き起こす可能性がある。
【００５２】
渦流量計と関連付けられたこれらの代表的な問題により、渦流量計のような商用計測器においてアナログ方式および／またはデジタル方式のＰＬＬの使用が阻害された。さらに、多くの標準のＰＬＬは、ノイズの影響を受けやすく、「誤ったロック」を引き起こす可能性がある（すなわち、ＰＬＬが入力信号の高調波にロックされる可能性がある）。
【００５３】
＝＝＝ヒルベルト変換器位相弁別検出器＝＝＝
誤ったロックを避け、速いロックインを与え、フローの振幅に依存しない信頼性の高い動作を確実にするために、ヒルベルト変換器を含むようにＰＳＤ  ４１２を修正してもよい。さらに詳細に説明すると、ＰＬＬ構造内にあるＰＳＤ  ４１２の役割の１つは、入力信号φｉの位相とＰＬＬ出力信号φｏの位相との差として誤差信号ｅ（ｔ）を生成することである。入力信号をｓｉ（ｔ）＝Ａ０ｓｉｎφｉと仮定すると（ここで、Ａ０はその振幅であり、ＰＬＬ  ４１０の出力はｓｏ（ｔ）＝ｓｉｎφｏである）、誤差信号（φｉ−φｏ）は三角法を使用して次のように生成することができる。
【数１】
2004521331.tif 000004
従って、誤差信号（φｉ−φｏ）を生成するようにＰＳＤを設計することができる。この誤差信号は、入力信号の振幅Ａ０に依存しない。ただし、この種のＰＳＤを適切に動作させるには、Ａ０ｓｉｎφｉを−Ａ０ｃｏｓφｉに変換するための９０°移相器が必要となる。既知の周波数に使用する移相器を設計することは比較的単純な仕事であるが、渦流量計によって要求される広い周波数範囲（例えば、１００：１）を対象とした移相器を設計することは、より困難な仕事である。
【００５４】
９０°移相器は、単純に、入力信号の振幅に影響を及ぼすことなく周波数の範囲にわたって９０°位相シフトされた出力を行うフィルタである。９０°移相器を備えたＰＳＤを設計する１つの方法は、ヒルベルト変換器を使用することである。単体としてのヒルベルト変換器は、非因果関係のパルスレスポンスを有する。
【数２】
2004521331.tif 000005
単体としてのヒルベルト変換器は、９０°の位相シフトを有する。なぜならば、そのパルスレスポンスは、各素子ｈ(n)ｚ−ｎが対応する−ｈ(n)ｚｎを有する奇関数であるからである。ヒルベルト変換器の周波数レスポンスは、以下の式で表される。
ｈ(n)ｅ−ｊｎω−ｈ(n)ｅｊｎω＝−ｊ２ｈ(n)ｓｉｎｎω
ヒルベルト変換器の周波数レスポンスＨ（ｅｊω）は、０≦ω＜πの場合は−ｊに、π≦ω＜０の場合はｊに収束する。
【００５５】
実用的なヒルベルト変換器を製造するために、周波数範囲は正規化された周波数によって定義される。つまり、ｆｉ／ｆＮと定義される。ここで、ｆｉ（Ｈｚ）は入力信号の周波数であり、ｆＮ（Ｈｚ）はナイキスト周波数である（半分のサンプリング周波数の半分）。例えば、Ｍａｔｌａｂ（登録商標）の信号処理ツールボックス内にあるｒｅｍｅｚ関数を使用することによって、正規化された周波数範囲にわたって、ヒルベルト変換器のマグニチュードレスポンスの近似値を単位利得とともに得ることができる。ｒｅｍｅｚ関数は、係数の指定された長さｍおよび指定された正規化済み周波数範囲［β１  ．．．β２］に対する、望ましいマグニチュードレスポンスにとって最適な（等リップル）を見つけてから、対応するパラメータｈ（ｎ）を計算する。ｒｅｍｅｚ関数は、遷移正規化された周波数β１＝０およびβ２＝１では最大の誤差を生じる傾向があることに留意する必要がある。ｍが偶数である場合、プロセスは｜Ｈ（０）｜＝０および｜Ｈ（１）｜＝０となる。しかし、ｍが奇数である場合、プロセスは｜Ｈ（０）｜＝０および｜Ｈ（１）｜＝１となる。図６に示すように、長さｍを有する近似ヒルベルト変換器６１０に入力信号を通過させることによって、およびｍ／２と等しい長さの遅延回路６１２に入力信号を通過させることによって、因果関係を課すことができる。その結果、それらの出力であるｘ１（ｔ）とｘ２（ｔ）との間の位相シフトは９０°になる。
【００５６】
図７に、ヒルベルト変換器ＰＳＤ（ＨＴＰＳＤ）の１つの実施例を示す。ＨＴＰＳＤ  ７１０は、入力信号ｓｉ（ｔ）がヒルベルト変換器７１２（９０°移相器）に加えられるような構造にすることができる。入力信号ｓｉ（ｔ）も、いくつかの三角関数ノード７１４の１つに加えられる。例えば、図４に示すＶＣＯ  ４１８によって生成される信号φｏがＨＴＰＳＤ  ７１０へ入力される。ここで、φｏはｓｉｎφｏとｃｏｓφｏの成分に変換される。これらの信号の全ては、図示されるように種々の三角関数ノード７１４によって動作して誤差信号出力ｅを生成する。この誤差信号出力ｅは、ｅ＝φｉ−φｏに対応する。ここで、上記のＨＴＰＳＤ  ７１０は、図４のＰＳＤ  ４１２の代わりに使用可能であることを認識する必要がある。さらに、ＨＴＰＳＤ  ７１０は、ＤＳＰ内のソフトウェアを使用してデジタル方式で実現することができる。
【００５７】
図７に示されるＨＴＰＳＤ  ７１０は、標準のアナログ方式およびデジタル方式のＰＬＬに勝るいくつかの利点を有する。第１に、ＨＴＰＳＤは、−π．．．πの範囲にわたって線形である。第２に、すべてのωｎに対して、ロックインに要する時間は、伝統的なアナログＰＬＬよりも約８倍速く、従来のデジタルＰＬＬよりも約１．３３倍速い。第３に、誤差ｅのレスポンスは、本質的に入力信号の振幅Ａ０に依存しない。第４に、入力された振幅Ａ０のリップルのない推定値はすぐに計算できる。第５に、ループがロック状態にあるとき、出力ｅには第二高調波成分またはそれより高い高調波成分がない。これは、誤ったロックを避ける際に、および周波数推定値のために「クリーン」な信号を提供する際に特に役立つが、関与する周波数にわたって移相器が単位利得を有する場合のみ当てはまる。
【００５８】
図７に示されるＨＴＰＳＤ  ７１０の実施例では、arctan関数７１６を使用して適切な４象限動作を達成することに注意が必要である。さらに、ヒルベルト変換器７１２と三角関数ノード７１４の追加によって、ＤＳＰまたは他の構成部への計算の負担が増大することにも注意する必要がある。このような事情により、高速動作させるには、場合によっては係数の数ｍをかなり小さくする必要がある。これは、設計された周波数範囲が制限されている場合に達成できる。実際に、このＰＳＤの適切な動作は、ヒルベルト変換器７１２の設計に依存している。位相シフトは常に正確であるが、ｍの切り捨てによって生じる振幅誤差によって、ＰＳＤの出力ｅの中に第二高調波が誘起される可能性がある。
【００５９】
＝＝＝ヘテロダイニング＝＝＝
図７に示して説明したようにＨＴＰＳＤには数多くの利点があるにもかかわらず、ヒルベルト変換器を使用することによって少なくとも２つの問題に遭遇する。第１に、代表的なヒルベルト変換器を使用する場合、十分な程度の精度で対処できるのは約１：３０の周波数範囲のみである。それに対して、広い周波数範囲に対処するには多くの係数ｍが必要となる（渦の離脱周波数の範囲は１００：１程度であったことを思い起こすとよい）。第２に、低周波での設計にとってＨＴＰＳＤのマグニチュードレスポンスはかなり困難であるため、ＨＴＰＳＤが振幅に依存するようになる。これは、ループ内における第二高調波の発生につながる。
【００６０】
ヘテロダイニングを使用することによって、これらの問題を解決することができる。ヘテロダイニングによって、入力周波数は、ＨＴＰＳＤがより効果的に動作するさらに高い範囲に移行する。例えば、入力信号ｓｉ（ｔ）＝Ａ０ｓｉｎφｉにおけるヘテロダインの発生には、ｓｉ（ｔ）と別の信号ｓｈ（ｔ）＝ｃｏｓωｈｔとの乗算がともなう。ここで、ωｈ（ラジアン／秒）は既知の周波数である。これによって波形が変調され、ωｈ±ωｉで２つの側波帯が得られる。その後、図８に示すように、高域フィルタＨｈ（ｓ）を使用して低周波成分（ωｈ−ωｉ）をフィルタリングした後、周波数ωｈ＋ωｉを有するデータがＰＬＬの動作のために残される。最後に、ＰＬＬによるロックインの後、既知の周波数ωｈを減算して測定周波数を得る。
【００６１】
図９に、ヘテロダイニングモジュール９１０の実施例を示す。図示されているように、ヘテロダイニングモジュール９１０は、周波数乗算器９１２、および高域フィルタ９１４を含んで構成される。ヘテロダイニングは、ヘテロダイニングモジュール９１０を、図７のＨＴＰＳＤ  ７１０の構造における、信号ｓｉ（ｔ）がヒルベルト変換器７１２に到達する前の箇所に挿入することによって実現することができる。
【００６２】
信号ｓｉ（ｔ）にヘテロダインを発生させると、次の結果が得られる。
【数３】
2004521331.tif 000006
ここで、Φは一定の位相シフトである。図１０を参照すると、ヒルベルト変換器の設計は、図７を参照してすでに論じたように、ｓｉ（ｔ）の代わりに信号ｓｉｎ（（ωｉ＋ωｈ）ｔ＋Φ）に対して行わなければならない。重ねて、ＰＬＬの周波数推定値から既知の周波数ωｈを減じて、所定の周波数ωｉを得ることに注意する必要がある。
【００６３】
適切なヘテロダイニング周波数ωｈを選択するための条件の例としては、ωｈ＞＞ωｉ，ｍｉｎおよびωｈ≧ωｉ，ｍａｘとなるようにωｈを選ぶことであり、これによって、正規化された周波数の範囲を対象としたヒルベルト変換器を設計する。
【数４】
2004521331.tif 000007
従って、ヘテロダイニングを使用することによって、ヒルベルト変換器は、ヘテロダイニングを使用せず周波数変化の範囲が１００：１程度となる場合と比較して、最大比率がおよそ２：１となり周波数変化の範囲がさらに小さくなるように設計される。
【００６４】
高域フィルタ９１４は、渦の離脱の最小周波数ωｉ，ｍｉｎで設計することができる。図１１にも示されるように、低周波成分（ωｈ−ωｉ）と高周波成分（ωｈ＋ωｉ）は共に非常に接近している。従って、図１１にも示されるように、高域フィルタ９１４は、低周波信号を最適に減衰させる非常に鋭いロールオフ１１１０を使用して設計される。例えば、高域フィルタ９１４の遮断周波数ωｃｈは、ωｈ−ωｉ，ｍｉｎとωｈ＋ωｉ，ｍｉｎの中間にすることができる（すなわち、ヘテロダイニング周波数ωｈと等しい）。
【００６５】
さらに、適切な設計によって高域フィルタ９１４を実施すると仮定すると、ヘテロダイニングモジュール９１０による入力信号ｓｉ（ｔ）のヘテロダイニングは入力信号ｓｉ（ｔ）のＳＮＲにはほとんどまたは全く影響を及ぼさない。
【００６６】
＝＝＝多重ＰＬＬ構造およびプロセス＝＝＝
ここで、ＰＬＬの設計に関する重要な２つが両立しない問題（すなわち、入力信号の高速トラッキングと高精度）に戻ると、一方の改善を、他方を低下させずに行うことは困難であることに注意する必要がある。言い換えれば、ＰＬＬ  ４１０（すなわちループフィルタ４１４）の固有周波数ωｎは、その値によって異なる結果を生む。すなわち、ωｎが大きいと高速トラッキングが可能であるが、精度が低下し、さらに高ノイズ条件下でロック状態を維持することができなくなる。一方、ωｎが小さいと高精度でノイズに対する耐性が高まるが、ロックイン時間が非常に長くなる。この問題は、多重ＰＬＬ構造を採用することによって解決することができる。多重ＰＬＬ構造の１つの実施例においては、この問題は渦周波数の測定に関するものであるため、例えば、二重ＰＬＬ構造を使用することによって克服することができる。図１２に示すように、二重ＰＬＬ構造では各々のＰＬＬはＨＴＰＳＤを使用する。ここで認識すべきことは、二重ＰＬＬ構造に関する以下の記述は、当業者に理解されるほんの僅かな修正を施すだけで、３つ以上のＰＬＬを備えた多重ＰＬＬ構造にかなり容易に適合することである。
【００６７】
＝＝＝多重ＰＬＬの帯域幅＝＝＝
図１２は、二重ＰＬＬ  １２１０の実施例を図示したものである。二重ＰＬＬ  １２１０は、第１のＰＬＬ（ＰＬＬ１）１２１２、第２のＰＬＬ（ＰＬＬ２）１２１４、およびそれぞれＰＬＬ１  １２１２とＰＬＬ２  １２１４の出力θ１とθ２を切り換えるための切り換え機構１２１６を含んで構成される。ＰＬＬ１  １２１２は、起動から高速トラッキングするために大きな固有周波数ωｎを有しており、例えば、１秒以内に入力信号にロックする。言い換えれば、ＰＬＬ１  １２１２は、帯域幅ωｎ１を大きくすることによって起動および過渡現象を考慮した設計とされてもよい。ＰＬＬ２  １２１４は、対照的に、高精度を確保するとともにＳＮＲが低くてもロック状態を維持できるように低い固有周波数ωｎを有する。なお、図１２に示される二重ＰＬＬ  １２１０は、ハードウェアで実施することができるが、完全にＤＳＰチップ内のソフトウェアプロセスによって実現してもよい。
【００６８】
ＰＬＬ１  １２１２の中心周波数は、単純にθ０（すなわち、ｆ０）である。この中心周波数は、通常は渦流量計の周波数範囲の中間に固定されてもよい。さらに、ＰＬＬ２  １２１４は、一定の流量で高精度（精度）を確保できるように小さな帯域幅ωｎ２を有するように設計されてもよい。これによって、流量測定値の不確定性を改善できる。ロック解除の状態では、ＰＬＬ２  １２１４の中心周波数は、ＰＬＬ２  １２１４がＰＬＬ１  １２１２の助けによりロック状態に移行できるようにθ１（ＰＬＬ１  １２１２の周波数推定値）によって入力することができる。帯域幅ωｎ２が小さいため、ＰＬＬ２  １２１４が大きなスルーレートで過渡現象を追跡する時間は非常に長く、さらに重要なことには、ＰＬＬ２  １２１４単独では、起動時に信号にロックする時間が非常に長くかかる。ＰＬＬＩ  １２１２が必要なのは、このような理由による。
【００６９】
切り換え機構１２１６は、渦流量計の起動中および過渡現象の期間中にＰＬＬ１  １２１２の測定値（周波数推定値θ１）を取得するように設計することができる。ただし、流量が一定である場合、または小さなスルーレートによって流量が異なる場合は、切り換え機構１２１６はＰＬＬ２  １２１４の測定値（周波数推定値θ２）を取得することができる。従って、より正確な流量の推定値を得ることができる。切り換え条件は、ＰＬＬ２  １２１４のロックインジケータＬＩ２を綿密に設計することによって設定することができる。例えば、ＰＬＬ２  １２１４がロック解除状態のとき、ＰＬＬ２  １２１４がロックされて「０」となった場合、ＬＩ２は信号「１」を指示するようにする。ロックインジケータＬＩ２は、低速に設計してロックインを確実に指示するようになっているが、ＰＬＬ２  １２１４のロック解除は高速に判断できるようにしてもよい。さらに、ＬＩ２がロックを指示したらすぐに、切り換え機構１２１６は、ＰＬＬ２  １２１６の中心周波数を固定値θ０バー（すなわち、ｆ０バー）に切り換えることができる。
【００７０】
図１２に示される二重ＰＬＬ  １２１０は、２つの固有周波数（ωｎ）を使用するプロセッサによって実施してもよい。ＰＬＬ１  １２１２の帯域幅ωｎ１は高速トラッキング用に設計されているのに対して、ＰＬＬ２  １２１４の帯域幅ωｎ２は高精度（正確さ）を目的に設計されてもよい。帯域幅ωｎ２の選択は、図１に示す渦流量計１２０の最小流量での精度パフォーマンスに基づいてもよい。言い換えれば、ＰＬＬ２  １２１４の精度は、ＰＬＬ２  １２１４からの信号対雑音比ＳＮＲＬが最小流量で従来の渦流量計の信号対雑音比ＳＮＲ０以上（例えば、渦の離脱周波数は０．５Ｈｚに相当する）となるように設計されてもよい。例えば、ωｎ２は、この設計基準を満たすように多くても２ラジアン／秒としてもよい。
【００７１】
しかし、帯域幅ωｎ１の選択は、渦流量計１２０の起動パフォーマンスに基づくようにしてもよい。設計の選択は、図１のポンプ１１４が１つのステップとしてフローを開始することを前提にしてもよい。また、最悪のシナリオを考慮して、設計の選択は、図１３に示す最大流量ωｍａｘへのステップとしてフローが開始されることも前提にしていてもよい。ＰＬＬ１  １２１２の中心周波数θ０は、渦の離脱の最大周波数と最小周波数の中間としてもよい。従って、θ０≒ωｍａｘ／２とする。そこで、設計基準を選択する１つの方法は、起動時間をｔｘ≦Ｔとして（ここで、例えば、Ｔ＝１）、周波数の推定値がロックインの範囲内ΔωＬ≒１．３５πωｎ１に収まるようにすることである。
【００７２】
従って、次のようにする。
【数５】
2004521331.tif 000008
さらに、ＰＬＬ１  １２１２の帯域幅をほぼ次のような値にする。
【数６】
2004521331.tif 000009
【００７３】
これを考慮して、渦流量計１２０が、例えば、（直径２インチのコンジット部１１６とはめ合わせるための）直径２インチの流管２１４を含んで構成される場合、渦の離脱の最大周波数は、２π１３０ラジアン／秒である。図１４は、この例における、異なるωｎ１の値に対する起動時間ｔｓの関係を示す。図１４から判断すると、この例のとおり、ＰＬＬ１  １２１２を１秒以内に起動することが要求される場合、ＰＬＬ１  １２１２の帯域幅ωｎ１はωｎ１≧２０ラジアン／秒となるように選ばれてもよいことが分かる。
【００７４】
さらに、図９に関してすでに論じたように、ヘテロダイニングの後、例えば、周波数減算モジュールによって、既知の周波数ωｈがＰＬＬ１  １２１２および／またはＰＬＬ２  １２１４の周波数推定値から減算されてもよい。その結果、所定の周波数ωｉのみがＰＬＬ１  １２１２および／またはＰＬＬ２  １２１４（両方のＰＬＬともまたは一方のＰＬＬのみがヘテロダイニングモジュールを含むかどうかによる）からの周波数推定値として出力されるようになる。また、切り換え機構１２１６に信号を入力する前のある時点でも、既知の周波数ωｈがＰＬＬＩ  １２１２および／またはＰＬＬ２  １２１４の周波数推定値から減算される。
【００７５】
＝＝＝前置フィルタ＝＝＝
すでに簡単に論じたように、流量が低い間は、渦の離脱信号の振幅は小さいためノイズレベルは有意となる。しかし、実際に利用された場合、ノイズは単純に白色ガウス雑音ではない。図５に示すように、例えば、ポンプ１１４とコンジット部１１６からの振動によって発生する他の周波数の高調波がある。従って、低流量では、ＰＬＬは渦信号の代わりに別の周波数にロックすることによって誤った測定値を提供する可能性がある。
【００７６】
この問題を解決するには、図１５に示すような二重ＰＬＬ  １５１０を使用してもよい。二重ＰＬＬ  １５１０は、振幅検出器１５１２を使用して前置フィルタ１５１４を制御する。二重ＰＬＬ  １５１０は、ＰＬＬ１  １２１２、ＰＬＬ２  １２１４、および図１２で導入された切り換え機構１２１６で構成される。前置フィルタ１５１４は、高遮断周波数ｆｐｈ（Ｈｚ）と低遮断周波数ｆｐｌ（Ｈｚ）を有する帯域フィルタとして実施されてもよい。測定された振幅Ａ＾がしきい値（ユーザによる制御が可能）振幅Ａバーを下回る場合、振幅検出器１５１２は前置フィルタ１５１４をＯＮに切り換えてもよい。また、測定された振幅Ａ＾がしきい値（ユーザによる制御が可能な）振幅Ａバーを上回る場合、振幅検出器１５１２は前置フィルタ１５１４をＯＦＦに切り換えてもよい。前置フィルタ１５１４がＯＮに切り換えられると、前置フィルタは入力信号をフィルタにかける。その後、入力信号はＰＬＬ２  １２１４に入力される。前置フィルタ１５１４がＯＦＦに切り換えられると、入力信号はフィルタにかけられずにＰＬＬ２  １２１４に入力される。
【００７７】
前置フィルタの遮断周波数ｆｐｈとｆｐｌは、以下のステップを使用して決定されることができる。第１に、レノルズ数Ｒｅを使用して、しきい値流量Ｑを決定する。このしきい値流量は、その値を下回ると前置フィルタ１５１４がＯＮに切り換えられてもよい流量である。レイノルズ数と流体速度との標準的な関係Ｒｅ＝ＶＤ／μを使用することができる。ここで、Ｖは流体速度（単位、ｍ／ｓ）であり、Ｄはパイプ（例えば、コンジット部１１６）の直径（単位、ｍ）であり、μは流体力学的粘性率である。ちなみに、μは水では１０−６に等しい。従って、しきい値流量（単位、リットル／秒）は、Ｒｅ、渦流量計の直径Ｓ（単位、インチ）、およびμによって次のように表すことができる。
Ｑバー＝（２５π／４）μＳＲｅ
【００７８】
次に、しきい値振幅Ａバーは、Ａバー＝α（Ｑバー）２の関係を使用して見出すことができる。ここで、αはキャリブレーション定数（Amplitude-Flow Ratio（ＡＦＲ））である。キャリブレーション定数は、渦流量計のサイズ（直径）が同じであれば一定である。次に、前置フィルタ１５１４の高遮断周波数ｆｐｈをＫＱバーに設定してもよい。ここで、Ｋは計器係数である。低遮断周波数ｆｐｌは、ｆｐｌ＝０．５ｆｍｉｎとなるように選んでもよい。ここで、ｆｍｉｎは、使用している渦流量計１２０での渦の離脱の最小周波数である（表１を参照）。ここで留意すべきは、前置フィルタ１５１４の低遮断周波数は、二重ＰＬＬ  １５１０による測定に使用する渦の離脱信号を準備するために、電子プロセッサ／トランスミッタモジュール２１２によって使用される増幅器からの直流オフセットをすべてフィルタにかけて除去する必要があることである。
【００７９】
振幅検出器１５１２は、入力信号の振幅Ａを測定するためのピーク検出器を使用して実施されてもよい。この理由から、Ａ＾＜Ａバーの場合に前置フィルタはＯＮに切り換えられる。ただし、ピーク検出器に関しては、２つの設計上の問題を考慮に入れうる。第１に、しきい値振幅Ａバーは、センサのノイズレベルｓｎよりも大きくされていることである。ほとんどの場合、センサノイズはおよそ５ｍＶであるため、Ａバー＞５ｍＶとなる。第２に、Ａ＾がＡバーを下回るかどうかを検出するのにリレーが用いられることである。幅のヒステリシスｈＡは、ｈＡ＝３σＡバーとなるように設計することができる。これは、しきい値レベルＡバーにおける振幅推定値の９９．７％信頼区間と等しい。
【００８０】
二重ＰＬＬ  １５１０は、前置フィルタ１５１４がＯＮに切り換えられたとき、ＰＬＬ２  １２１４がＰＬＬ１  １２１２の助けを借りずにデータ（入力信号）に作用するように実施してもよい。これは、ＰＬＬ２  １２１４の中心周波数が、一定の中心周波数θ＝２πｆｐｈに切り換えることができることを意味する。ここで、ｆｐｈは前置フィルタ１５１４の高遮断周波数である。
【００８１】
上記に概略を述べた基準を使用した設計の例として、２インチの渦流量計およびＲｅ＝１００００（この値を下回ると信号にかなりのノイズが生じる）によって、しきい値流量Ｑバー＝０．４リットル／ｓおよびＡバー＝０．０５Ｖという結果になる。従って、前置フィルタの高遮断周波数はｆｐｈ≒４Ｈｚであり、低遮断周波数はｆｐｌ≒０．５Ｈｚである。
【００８２】
＝＝＝切り換え機構＝＝＝
ここで切り換え機構１２１６の１つの実施例とその設計に注目すると、切り換え機構１２１６は二重ＰＬＬ  １５１０の測定値を提供するインタフェースであり、ＰＬＬ２  １２１４の中心周波数はＰＬＬ１  １２１２からの周波数推定値である。切り換え機構１２１６は、ＰＬＬ１  １２１２からのθ１またはＰＬＬ２  １２１４からのθ２をロックインジケータＬＩ２に基づく流量測定値として選択する。すでに論じたように、測定された振幅Ａ＾がしきい値レベルＡバーを下回る場合、切り換え機構１２１６の出力は、単純に、固定中心周波数θ＝２πｆｐｈを有するＰＬＬ２  １２１４からのθ２である。ここで、ｆｈｐは前置フィルタ１５１４の高遮断周波数である。しかし、測定された振幅Ａ＾がＡバーより大きい場合、切り換え機構１２１６は、過渡現象の期間中および起動中はＰＬＬ１  １２１２から周波数推定値を出力し、またフローが一定であるときはＰＬＬ２  １２１４から周波数推定値を出力する。切り換え機構１２１６は、ロックインジケータＬＩ２に応じてこれらのモードから選択する。
【００８３】
切り換え機構１２１６の設計に関しては、次の２つの問題を考慮に入れることができる。第１に、ＰＬＬ１  １２１２の固有周波数ωｎ１は、ノイズのある中心周波数θ１（これは、ＰＬＬ１  １２１２からの周波数推定値である）であるにもかかわらずＰＬＬ２  １２１４のロックインを確実にするのに十分な程度の大きさが選択されることができる。第２に、θ１に含まれるノイズの周波数推定値θ２に及ぼす影響が考慮されることができる。
【００８４】
図１６を参照すると、中心周波数θ１と位相ノイズφ０との間の伝達関数は次のとおりである。
【数７】
2004521331.tif 000010
【００８５】
ここで、調整パラメータは、ζ＝１、Ｔｉ＝２／ωｎ２、およびＫ’＝ωｎ２である。図１６および上記の方程式で示されるように、ＰＬＬ２  １２１４は、１に等しい減衰率ζ、ωｎ２に等しい固有周波数ωｎ１、および大きな周波数に使用する２／ωｎ２に等しい利得｜Ｈφ（ｊω）｜を有する高域フィルタとして中心周波数θ１に作用する。すべての周波数に対して｜Ｈφ（ｊω）｜≒２／ωｎ２となるようにωｎ２は小さいと仮定すると、中心周波数に起因する位相ノイズの変化は次のように表すことができる。
【数８】
2004521331.tif 000011
【００８６】
従って、ＰＬＬ１  １２１２の周波数推定値に起因するＰＬＬ２  １２１４の位相ノイズの変化は、次のように表すことができる。
【数９】
2004521331.tif 000012
【００８７】
ここで、ωｎ１はＰＬＬ１  １２１２の帯域幅であり、ωｎ２はＰＬＬ２  １２１４の帯域幅であり、Ａ０は入力信号の振幅であり、およびＳ０は信号に悪影響を及ぼしているノイズのスペクトル高さである。この結果は、ＰＬＬ２  １２１４に入力された、ノイズを含む中心周波数θ１に起因して、入力信号に関する異なるパラメータＡ０、Ｓ０、およびＰＬＬ１  １２１２とＰＬＬ２  １２１４の帯域幅（すなわち、ωｎ１とωｎ２）がどのようにＰＬＬ２  １２１４の位相ノイズＶａｒ（φ０）の変化に影響を及ぼすかを実証する。位相ノイズφ０が、ＰＬＬの実施に用いられるＨＴＰＳＤ  ７１０のキャプチャレンジ（π／２）を超えるべきではないと仮定すると、さらに９９．７％信頼区間が３ＳＤ（φ０）＜π／２であることを使用すると、所定のωｎ２、Ｓ０、およびＡ０に対するωｎ１の最大限度は次のように表される。
ωｎ１＜（π２Ａ０２ωｎ２２／７２Ｓ０）１／３
【００８８】
上記の議論から分かるように、ωｎ２が増加するとωｎ１の最大限度も増加する。これは、ωｎ２の増加に伴いさらに多くのノイズを除去するという高域フィルタの機能を果たす伝達関数Ｈφ（ｓ）に起因する。さらに、ここでは、Ａ０はしきい値振幅Ａバーを参照することに注意する必要がある。なぜならば、Ａバーに満たない場合、ＰＬＬ１  １２１２は使用不可であるためである（すなわち、切り換え装置１２１６は、Ａ＾がＡバーに満たない場合、ＰＬＬ１  １２１２の周波数推定値を流量測定の出力として使用しない。ただし、測定された振幅Ａ＾が見かけ上しきい値振幅Ａバーを横切ることとなるような極端な過渡現象の状況にある場合は例外である）。
【００８９】
ここで、周波数推定値θ２に及ぼすθ１に含まれるノイズの影響に注目すると、θ２をθ１に関連づける伝達関数は次のように表される。
【数１０】
2004521331.tif 000013
【００９０】
この場合、ζ＝１、Ｔｉ＝２／ωｎ２、およびＫ’＝ωｎ２という同じ調整パラメータが使用される。この伝達関数によって示されるように、Ｈω（ｓ）は、フィルタＨφ（ｓ）の同じ減衰率ζと固有周波数ωｎ１を有する高域フィルタである（すなわち、それぞれ１とωｎ２）。しかし、フィルタ｜Ｈω（ｊω）｜のゲインは大きな周波数に対しては１であり、小さなωｎ２が使用されると仮定すれば、周波数推定値θ２の変化は、Ｖａｒ（θ１）に対して上述した方程式によって得られる変化を伴う中心周波数θ１の変化とほぼ等しい。ＰＬＬ２  １２１４によっていったんロックが得られれば、ノイズが多い中心周波数θ１に起因するθ２に含まれるノイズは、θ１を一定の値に固定することによって除去することができる。その結果、θ２のノイズの根源は入力信号に含まれるノイズのみとなる。
【００９１】
図１７は、図１２および図１５で導入された切り換え機構１２１６の実施例を図示したものである。スイッチＳ１、Ｓ２、およびＳ３は、結合して、ＰＬＬ２  １２１４への中心周波数θとともに二重ＰＬＬ  １５１０の周波数推定値を出力する。例えば、ＬＩ２が「ＯＦＦ」である場合、Ｓ１はＰＬＬ１  １２１２の周波数推定値θ１をＰＬＬ２  １２１４の中心周波数θとして提供する。ＬＩ２が「ＯＮ」である場合、Ｓ１は固定中心周波数θバーを出力する（すなわち、θバーはその最後の値で固定される）。ＬＩ２が「ＯＮ」（一定の流量）である場合、Ｓ２はＰＬＬ２  １２１４からの周波数推定値θ２を出力する。その他の場合は、Ｓ２はＰＬＬ１  １２１２からの周波数推定値θ１を出力する（例えば、起動中および大きなスルーレート過渡現象の期間中）。渦の離脱の振幅がしきい値Ａバーを超える場合、Ｓ３はＳ２から出力を得る。しかし、測定された振幅Ａ＾がＡバーを下回る場合は、Ｓ３はＰＬＬ２  １２１４からの周波数推定値θ２を出力する。なぜならば、ＰＬＬ２  １２１４は固定中心周波数θ＝２πｆｐｈを有しているとともに前置フィルタ１５１２がＯＮに切り換えられているからである。
【００９２】
＝＝＝ロックインジケータ＝＝＝
図１８は、図１２で導入されたロックインジケータＬＩ１とＬＩ２の実施例を示す。ロックインジケータＬＩ２の用途は、切り換え機構１２１６の信頼性の高い動作を保証することである。さらに、別の用途として、ＬＩ２がロックを指示したらすぐに、二重ＰＬＬ  １５１０の出力をフィルタにかけるためにＬＩ２を使用して平滑フィルタ１／（１＋ｓＴ）をＯＮに切り換えてもよい。その上、さらに以下で論じられるように、ＰＬＬ１  １２１２からのＬＩ１とＰＬＬ２からのＬＩ２を組み合わせることによって、自己検証機能を有する渦流量計の実施例に測定の不確定性が生じる可能性がある。図１８に示すように、ロックインジケータ１８００は、乗算器１８１０、低域フィルタ１８１２、およびリレー１８１４で構成されてもよい。
【００９３】
入力信号（ＰＬＬｉｎｐｕｔ）はｓｉ（ｔ）＝Ａ０ｓｉｎφ＋ｎ（ｔ）と表すことができる。ここで、ｎ（ｔ）は、ゼロ平均の白色ガウス雑音とスペクトル高さＳ０であると仮定される。この信号は、ｓｉｈ＝Ａ０／２ｓｉｎφｉ＋ｎｈ（ｔ）を与えるヘテロダイニング段を通過する。ここで、ｎｈ（ｔ）はＳ０／２のスペクトル高さを有する。ＰＬＬからのノイズ出力は無視することができ、出力（ＰＬＬｏｕｔｐｕｔ）は単純にｓｎ（ｔ）＝ｓｉｎφｏである。従って、乗算器１８１０の出力は次のように表される。
【数１１】
2004521331.tif 000014
ここで、ノイズｎ’（ｔ）のスペクトル高さはＳ０／４である。
【００９４】
信号ｌ（ｔ）は単純な一次フィルタに通されるため、フィルタの出力は次のように表される。
【数１２】
2004521331.tif 000015
【００９５】
ここで、｜Ｇ（ｊω）｜はフィルタのゲインであり、次のように表される。
｜Ｇ（ｊω）｜＝１／（１＋ω２Ｔ２Ｌ）１／２
従って、ＰＬＬがロック状態にあるとき、φｉ≒φｏとなり、フィルタの出力は平均Ａ０／４を有する。この場合のヘテロダイニングは、ｌ（ｔ）に含まれる第二高調波を減少させるという利点がある。その理由は、マグニチュードレスポンス｜Ｇ（ｊω）｜におけるヘテロダイニング周波数ωｈによって入力信号の周波数がさらに取得されるからである。
【００９６】
しかし、ＰＬＬがロック解除状態にあるとき、フィルタの出力は次のように表される。
【数１３】
2004521331.tif 000016
この場合、ゼロ平均を伴う。従って、リレーしきい値Ｌ＊は、ｌｆ＞Ｌ＊の場合にリレー出力は１になり、その他の場合は０となるように選ぶことができる。
【００９７】
このロックインジケータの設計においては、リレーのしきい値Ｌ＊はＡ０，ｍｉｎ／４となるように選ばれている。ここで、Ａ０，ｍｉｎは最小流量における渦の離脱の振幅である。図１９は、ωｎ＝１の場合におけるＰＬＬのロックインジケータのシミュレーションを図示したものである。正弦波信号の振幅はＡ０＝１であり、信号に加えられるノイズは１ｅ−４のスペクトル高さと１００Ｈｚの帯域幅を有する。入力信号の周波数は、３０ラジアン／秒から５０ラジアン／秒までの範囲の階段状変化として変動する。図１９は、Ｌ＊およびフィルタ時定数ＴＬを慎重に選ぶべきであることを示す。
【００９８】
ここでは低ノイズ分析を使用すればよい。前置フィルタ１５１２を使用して低流量でのノイズをフィルタにかけて除去するため、高いＳＮＲがＰＬＬ２  １２１４に入力されるからである。従って、ＰＬＬがロック解除状態にあるとき、ノイズｎｊ（ｔ）はＡ０｜Ｇ（ｊΔω）｜／４と比較して非常に小さく、第二高調波信号はヘテロダイニングのために低域フィルタ１８１２によって著しく減衰される。その結果、ＰＬＬがロック解除状態にあるとき、両方のノイズ成分を無視することができる。
【００９９】
ロック解除の状態では、フィルタにかけられた信号ｌｆ（ｔ）の振幅は、Ａ０｜Ｇ（ｊω）｜／４＜Ｌ＊となるように常にリレー１８１４のしきい値よりも小さくなければならない。これを次のように単純化して表すことができる。
１＋ω２Ｔ２Ｌ＞（Ａ０／４Ｌ＊）２
【０１００】
図１９に示すように、第二高調波は、ロックイン周波数あたりに最大振幅を有する。ここで、ΔωＬ≒２ωｎである。このように、フィルタ時定数ＴＬは次のように表すことができる。
【数１４】
2004521331.tif 000017
【０１０１】
しきい値レベルが小さくかつＡ０／４Ｌ＊＞＞１である場合、フィルタ時定数ＴＬは次のように単純化することができる。
【０１０２】
ＴＬ＞（１／２ωｎ）（Ａ０／４Ｌ＊）
これは、Ｌ＊→０、ＴＬ→∞であり大きな時定数が必要であることを示す。従って、このロックインジケータは入力信号の振幅に依存しており、ロック解除状態では、大きな時定数を有するフィルタ１８１２を使用してノイズレベルを小さなしきい値Ｌ＊を下回るように維持する。信号の振幅は低流量では非常に小さいため、これはおそらく渦フィルタの応用例である。
【０１０３】
ロックインジケータＬＩ１、ＬＩ２の別の実施例を図２０に示す。図２０では、ロックインジケータ２０００は、三角関数２０１０、フィルタＦ（ｓ）、およびリレー２０１２で構成される。上述したようにＰＬＬの入力および出力をロックインジケータ１８００に入力する代わりに、ＨＴＰＳＤ  ７１０の内部信号を使用してＰＬＬ  １２１２およびＰＬＬ  １２１４のロック／ロック解除を指示することができる。図２０を参照すると、信号ｘ＝Ａ０ｓｉｎ（φｉ−φｏ）およびｙ＝Ａ０ｃｏｓ（φｉ−φｏ）は、次のように使用される。振幅推定値Ａ＾は、√（ｘ２＋ｙ２）を使用して求めることができ、単純な低域フィルタＦ（ｓ）＝１／（１＋ｓＴＬ）を使用してフィルタにかけＡＦ＾を得ることができる。同様に、信号ｙは、フィルタＦ（ｓ）を使用してフィルタにかけｙＦを得る。比率ｌ（ｔ）＝ｙＦ／ＡＦ＾は、ロックｌ（ｔ）→１またはロック解除ｌ（ｔ）→０を指示するのに使用することができる。高いＳＮＲを対象にしたロックインジケータの設計は、この応用に受け入れることができる。なぜならば、前置フィルタ１５１４は、低流量において二重ＰＬＬ  １５１０に入力される信号：ノイズの改善に使用されるからである。
【０１０４】
図２１は、３０ラジアン／秒から５０ラジアン／秒までの範囲で変化する入力信号の周波数の階段状変化に応じた、ωｎ＝１である場合のＰＬＬの比率ｌｆ（ｔ）  ＝  ｙＦ／Ａ＾Ｆを示す。正弦波信号は、振幅Ａ０＝１および付加的ノイズσｎ＝０．１を有する。
【０１０５】
図２１は、信頼性の高いロックの検出は、およそ０．５のしきい値（０から１までの中間）を有するリレー２０１２を使用して達成できることを示す。ここで、ｌｆ／（ｔ）が０．５を超える場合、リレーは「１」（すなわち、ロック）を出力する。ｌｆ／（ｔ）が０．５に満たない場合、リレーは「０」（すなわち、ロック解除）を出力する。さらに、信号ｌｆ（ｔ）の最悪の状態（最もノイズが大きい）は、ＰＬＬがロック解除された状態でＰＬＬの周波数推定値がロックイン範囲（ほぼΔωＬ≒２ωｎに等しい）に到達したときに発生する。従って、フィルタ時定数Ｔは、信号ｙ＝ｃｏｓΔφをフィルタにかけること、およびこのフィルタの出力をリレー２０１２のしきい値レベル（０．５）よりも小さく維持することを考慮することによって設計することができる。図２１に示すように、ｌｆ（ｔ）はロックイン範囲ΔωＬあたりに最大値を有する。
【０１０６】
従って、次の式が成り立つ。
【数１５】
2004521331.tif 000018
ここで、ζ＝１である。
【０１０７】
ＳＮＲが高いと仮定すれば、ロックインジケータ２０００の利点は、入力信号の振幅にかかわらずしきい値レベルＬ＊が常に０．５であることである。さらに、ロックインジケータ２０００は、第二高調波のないＨＴＰＳＤ  ７１０を使用することである（すなわち、ノイズがより少ない）。
【０１０８】
上述したように、ＰＬＬ２  １２１４のロックインジケータＬＩ２は、過渡現象の期間中および起動中にロック解除を指示するようにしてもよい。そのため、二重ＰＬＬ  １５１０の出力は単純にＰＬＬ１  １２１２の周波数推定値であり、二重ＰＬＬ  １５１０は、流量が一定となりＰＬＬ２  １２１４がロックを得るとすぐに、ＰＬＬ２  １２１４の周波数推定値を出力する。
【０１０９】
ＰＬＬ２  １２１４の中心周波数は、ＰＬＬ１  １２１２の周波数推定値であるとしてもよい。このとき、ＰＬＬ１  １２１２はおそらく高流量で常にロックされている。そのため、図２２に示すように、流量が変化しつつある場合（例えば、ランプ変化として）、ロックインジケータＬＩ２は過渡現象中にＯＮまたはＯＦＦに切り換えられてもよい。図２２では、正弦波信号が、その周波数がランプ変化として２０Ｈｚから５０Ｈｚまでの範囲で変化していく状態で（３リットル／ｓ２の変化率）ＰＬＬに入力される。正弦波信号に加えられるノイズのＳＴＤは、σ＝０．１である。図２２に示すように、過渡現象の期間中、二重ＰＬＬ  １５１０の周波数推定値はＰＬＬ１  １２１２の出力とＰＬＬ２  １２１４の出力との間で切り換えられる。なぜならば、ＰＬＬ２のロックインジケータＬＩ２は、過渡現象の期間中にもＯＮ／ＯＦＦが切り換えられるからである。この理由は、ＰＬＬ２  １２１４の中心周波数はＰＬＬ１  １２１２によって提供され、ＰＬＬ２  １２１４がロック状態になるのを助けるからである。しかし、流量が引き続き変化する場合は（大きなスルーレート）、ＰＬＬ２  １２１４は間もなくロック解除状態に入る。
【０１１０】
そのため、ロックインジケータ（ＬＩ２）のさらなる実施例は、低速ではあるが確実にロックを指示する一方で、ＰＬＬ２  １２１４のロック解除の判断は高速に行うという設計に従うことができる。図２３を参照すると、この設計は、ロックインジケータ２３００に構成部品を追加することによって実施されてもよい。図示されるように、ＬＩ２の出力（リレー１８１４の出力）はヒットクロッシング２３１０を通過する。ヒットクロッシング２３１０は、リレーの出力がＯＮ状態（すなわち、１）からＯＦＦ状態（すなわち、０）に変化するときに、ＬＩ２がロック解除の状態であることを信号で伝える。ヒットクロッシング２３１０によってＬＩ２がロック解除の状態であることが指示されるとすぐに、スイッチ２３１２は、ヒットクロッシング２３１０がＯＮである時間ｔ１をメモリ２３１４に保存する。この時間は、クロック２３１６によって提供される。スイッチ２３１８は、時間ｔｄの間、（例えば、定数モジュール２３２０によって制御される「０」信号を出力することによって）ＬＩ２の出力を０に保持するように作動する。時間ｔｄは、時間モジュール２３２２によって制御される設計パラメータである。クロック出力ｔｃとｔ１との間の時間差（例えば、マルチプレクサ２３２４や関数ブロック２３２６によって決定される）が指定された値ｔｄより大きいことが関係ブロック２３２４によって判断されるとすぐに、ＬＩ２の出力は単純にリレー１８１４の出力になる。
【０１１１】
図２３に示される新しい構成部品を追加することによって、いったんＰＬＬ２  １２１４がロック解除になると、時間ｔｄの間、ロックインジケータＬＩ２の出力を０に保持する構造を得ることができる。従って、二重ＰＬＬ  １５１０は、時間差がｔｃ−ｔ１＞ｔｄとなるまで、ＰＬＬ１  １２１２の周波数推定値を過渡現象中の二重ＰＬＬ  １５１０の流量測定出力として単純に出力することができる。その後、二重ＰＬＬ  １５１０の出力はＰＬＬ２  １２１４の周波数推定値となる。図２３に示されるロックインジケータの変形例を追加した後の、二重ＰＬＬプロセッサのパフォーマンスを図２４に示す。なお、ロックインジケータの出力は、過渡時はＯＦＦであり、図２２の場合のようにＯＮ／ＯＦＦ間で切り換えを繰り返して行うことはない。
【０１１２】
フロー変化のスルーレート（スロープ）が、ＰＬＬ２  １２１４にロックを失わせる程十分に大きくない場合、ＬＩ２はＯＮのまま保持され、二重ＰＬＬ  １５１０はＰＬＬ２  １２１４から測定値を取得する。しかし、フロー変化のスルーレートが大きい場合（最大スルーレートは、πωｎ２２／２）、二重ＰＬＬ  １５１０は、ＰＬＬ２  １２１４の周波数推定値に切り換えられるまで、時間ｔｄの間、ＰＬＬ１  １２１２の周波数推定値を出力する。例えば、ｔｄは、ｔｄ≦５となるように選ぶことができる。これは任意の選択である。この選択は、流量が変化してＰＬＬ２  １２１４がロックを失う場合、ＬＩ２の実際の出力はｔｄ秒後に取得されることを意味する。しかし、ｔｄが過渡現象の時間（ＰＬＬ２はロック解除状態である）より小さい場合、二重ＰＬＬ  １５１０は、過渡現象の間、ＰＬＬ１  １２１２の出力とＰＬＬ２  １２１４の出力の間で切り換えられるが、図２２に示されるよりも頻度は低い。
【０１１３】
＝＝＝単一ＰＬＬと多重ＰＬＬのパフォーマンス比較＝＝＝
以下、図２５を参照しながら、２つのＰＬＬ構造を分析して比較する。一方の構造は、帯域幅ωｎ１を有する単一ＰＬＬ  ２５１０を使用しており、その後段に時定数Ｔを有する一次フィルタ２５１２を設け、ＰＬＬ  ２５１０からの周波数推定値を平滑化する。他方の構造は、高速ＰＬＬ（ＰＬＬ１）の帯域幅であるωｎ１と低速ＰＬＬ（ＰＬＬ２）の帯域幅であるωｎ２を有する二重ＰＬＬ  ２５１４である。ここで、比較の目的は、二重ＰＬＬプロセッサを適切に調整することによって、二重ＰＬＬ  ２５１４は平滑フィルタ２５１２を後段に設けた単一ＰＬＬ  ２５１０よりも優れたパフォーマンスを達成できることを実証することである。
【０１１４】
単一ＰＬＬ２５１０からの、ノイズｎ’と周波数推定値θ１との間の伝達関数は、次のように表される。
【数１６】
2004521331.tif 000019
【０１１５】
ここで、Ｋ＝２ωｎ、Ｔｉ＝２／ωｎ、ζ＝１であり、ｎ’はゼロ平均のガウス雑音であり、さらにスペクトル高さはＳ０／Ａ０２と等しい（Ａ０は入力正弦波信号の振幅である）。この場合、平滑フィルタ２５１２を考慮に入れると、ｎ’と平滑化された周波数推定値θ１ｆとの間の伝達関数は次のように表される。
【数１７】
2004521331.tif 000020
ここで、ａ＝１／Ｔである。
【０１１６】
周波数推定値θ１ｆの変化は、次のように表される。
【数１８】
2004521331.tif 000021
【０１１７】
これを単純化すると、平滑化された周波数推定値の変化は次の式で表される。
【数１９】
2004521331.tif 000022
【０１１８】
この式を使用して、単一ＰＬＬ  ２５１０の周波数推定値に及ぼす平滑フィルタ２５１２の影響について次のように調べることができる。
（１）ａ＝∞の場合（すなわち、Ｔ＝０かつフィルタリングを使用しない場合）
【数２０】
2004521331.tif 000023
（２）大きな時定数Ｔが使用されていてかつａ＜＜ωｎ１の場合
【数２１】
2004521331.tif 000024
（３）ａ＝ωｎ１の場合
【数２２】
2004521331.tif 000025
従って、上記の「フィルタリングなし」の場合と比較して４分の１に減少させた値が得られる。
【０１１９】
二重ＰＬＬ  ２５１４の（ソフトウェアプロセスまたはハードウェアの）精度が、平滑フィルタ２５１２を後段に設けた単一ＰＬＬ  ２５１０の（ソフトウェアプロセスまたはハードウェアの）精度と等しいと仮定すると（Ｖａｒ（θ２）＝Ｖａｒ（θ１ｆ））、次の式が成り立つ。
【数２３】
2004521331.tif 000026
【０１２０】
例えば、図１４に関してすでに論じたように、直径が２インチの渦流量計では、起動を１秒以内に行うための（例えば、ＰＬＬ１または単一ＰＬＬ  ２５１０の）ωｎ１は２０ラジアン／秒以上である。図２６は、ωｎ１＝２０ラジアン／秒の場合、Ｖａｒ（θ２）＝Ｖａｒ（θ１ｆ）となるような、ωｎ２と平滑フィルタ２５１２の必要時定数Ｔとの関係を示したものである。図２６は、帯域幅ωｎ１＝２０ラジアン／秒を有する単一ＰＬＬ  ２５１０（二重ＰＬＬ  ２５１４内のＰＬＬ  １にも適用可能）を使用した場合、ωｎ２＝２ラジアン／秒を有する二重ＰＬＬ  ２５１４を使用して得られるのと同じ周波数推定値の変化をθ１の平滑化によって得るには、約Ｔ＝１．５秒の時定数を有する平滑フィルタ２５１２が必要であることをさらに示す。なお、データを平滑化して、周波数推定値の変化を、ωｎ２＝２を有する二重ＰＬＬ  ２５１４を使用して得られる変化と等しく保持するために、ωｎ１を大きくするとそれに伴いより大きな時定数Ｔが必要になることである。そこで、図１４に示すように、ωｎ１を小さくすれば（例えば、１５ラジアン／秒）必要な時定数Ｔも小さくなるが、起動パフォーマンスが低下する。
【０１２１】
平滑フィルタ２５１２を後段に設けた単一ＰＬＬ  ２５１０の過渡現象パフォーマンスについて検討する。ここで、傾斜αｆを有する周波数ランプを、単一ＰＬＬ  ２５１０構造と二重ＰＬＬ  ２５１４構造の両方に入力すると仮定する。単一ＰＬＬ  ２５１０構造に関しては、総誤差は単一ＰＬＬ  ２５１０と平滑フィルタ２５１２に起因する複合誤差である。単一ＰＬＬ  ２５１０は、２αｆ／ωｎ１と等しい誤差と、次式と等しいランプ入力によって一次フィルタＦ（ｓ）＝１／（１＋ｓＴ）で生じる誤差を有することが示される。
【数２４】
2004521331.tif 000027
【０１２２】
従って、ランプ周波数に左右される単一ＰＬＬ  ２５１０構造の総誤差は次のように表される。
【数２５】
2004521331.tif 000028
【０１２３】
一方、ＬＩ２が適切に設計されていれば（すなわち、ＬＩ２に小さなフィルタリング時定数が使用される）、二重ＰＬＬ  ２５１４構造の誤差は２αｆ／ωｎ１と等しい。従って、平滑フィルタ２５１２を後段に設けた単一ＰＬＬ  ２５１０の過渡現象パフォーマンスには、αｆＴと等しい、過渡現象の期間中の、余分な誤差が含まれる。このように、単一ＰＬＬ  ２５１０（これに平滑フィルタ２５１２が組み合わされる）と二重ＰＬＬ  ２５１４の精度パフォーマンスが同じ場合、二重ＰＬＬ  ２５１４によって、特に大きなスルーレートαｆで、単一ＰＬＬ  ２５１０（平滑フィルタ２５１２を備える）よりも優れた起動パフォーマンスおよび過渡現象パフォーマンスを得ることができる。
【０１２４】
＝＝＝多重ＰＬＬの設計プロセス＝＝＝
図２７は、例えば、二重ＰＬＬ  １５１０（図１５に示す）を設計するためのプロセス２７００の一実施例を図示したものである。最初に、ＰＬＬ１  １２１２（すなわち、「より高速な」ＰＬＬ）にとって適切な帯域幅を選ぶことができる（ステップ２７１０）。すでに論じたように、ＰＬＬ１  １２１２は渦周波数に敏速にロックするように設計されてもよい（例えば、１秒以内）。
【０１２５】
従って、固有周波数ωｎ１は次の式に従って決めることができる。
【数２６】
2004521331.tif 000029
ここで、ω２ｍａｘは渦の離脱信号の最大周波数である。
【０１２６】
次に、ＰＬＬ２  １２１４（すなわち、「より低速な」ＰＬＬ）にとって適切な帯域幅を選ぶ（ステップ２７１２）。既にすでに論じたように、ＰＬＬ２  １２１４は、従来の渦流量計よりも優れたノイズ除去パフォーマンスで渦周波数にロックするように設計されていてもよい。これは、例えば、ωｎ２≦０．１５ωｍｉｎとなるようなωｎ２を選択することによって達成することができる。ここで、ωｍｉｎは渦の離脱信号の最小周波数である（表１から、２インチサイズの流量計でおよそ２Ｈｚである）。
【０１２７】
次に、ロックインジケータＬＩ２は、起動中および大きなスルーレートでの過渡現象の期間中、例えば、二重ＰＬＬ  １５１０の出力が単純にＰＬＬ１  １２１２の出力となるように設計されてもよい（ステップ２７１４）。ＰＬＬ２  １２１４がいったんロックを得れば、流量が一定であるとき、または小さなスルーレートでのフロー変化の間、二重ＰＬＬ  １５１０の出力は単純にＰＬＬ２  １２１４の出力となってもよい。ＨＴＰＳＤ  ７１０（図２０に関して論じたような）の内部信号に基づくロックインジケータが使用されてもよく、フィルタの時定数はＴ＞１／ωｎ２に基づいてもよい。
【０１２８】
次に、前置フィルタ１５１４の帯域幅は、インペラーポンプ１１４によって発生する周波数の高調波と低流量での他の干渉がフィルタリングで除去されるように設計されてもよい（ステップ２７１６）。ほとんどの場合、これらの高調波は高周波を有し、前置フィルタ１５１４の帯域幅の範囲外である。高周波カットオフｆｐｈ（Ｈｚ）は、次の式に基づいて求めることができる。
ｆｐｈ＝Ｋ（２５π／４）μＳＲｅ
ここで、Ｋは計器のＫ係数であり、μは動粘性率であり、Ｓは渦流量計のサイズ（直径：単位はインチ）であり、Ｒｅはレイノルズ数である（この値を下回った場合に、前置フィルタ１５１４がＯＮに切り換えられる）。しかし、前置フィルタ１５１４の低遮断周波数は、単純にｆｐｌ≒０．５ｆｍｉｎであってもよい。ここで、ｆｍｉｎは渦の離脱信号の最小周波数（単位、Ｈｚ）である。
【０１２９】
最後に、前置フィルタ１５１４をＯＮに切り換えるリレー（例えば、振幅検出器１５１２）は、振幅ノイズを考慮するために幅ｈｒのヒステリシスを有してもよい（ステップ２７１８）。ヒステリシス幅は、ｈｒ＝３σＡバーとなるように選ばれることができる。この値は、しきい値レベルＡバーでの振幅ノイズの９９．７％信頼区間であり、キャリブレーション中に推定することができる。
【０１３０】
上記の説明にしたがって実施した二重ＰＬＬプロセッサからの出力を、図２８の上下のトレースで示す。図２８の上側のトレースで示されるように、二重ＰＬＬの出力は起動中のＰＬＬ１からのフロー推定値であり、ロックされるとすぐに二重ＰＬＬの出力はＰＬＬ２に切り換えられる。小さなスルーレートでの過渡現象の期間中は、ロックされたままである。図２８の下側のトレースで示されるように、より大きなスルーレートでの過渡現象の状態では、ＰＬＬ２がロックを得るまでは二重ＰＬＬの出力はＰＬＬ１から得られる。その後、二重ＰＬＬの出力は単純にＰＬＬ２から得られる。
【０１３１】
＝＝＝渦流量計を使用した流量の測定プロセス＝＝＝
図２９を参照すると、渦流量計１２０によって実現される代表的な流量測定手順２９００は、コンジット部１１６を通る材料の流量を測定するために使用されてもよい。一般に、この手順は、図１に示されるプロセス制御システム１１０の中央制御装置１２４にデータをリアルタイムで提供するために連続的に実行することができる。
【０１３２】
プロセス制御システム１１０の起動中、材料のフローはポンプ１１４によってコンジット部１１６に誘導されてもよい（ステップ２９１０）。この時点で、渦流量計１２０のセンサ部２１０は、材料のフローの検知を開始して（すなわち、材料が通過する際にブラッフボディ２１６に伴って発生する流れである渦を検知する）、電気信号を電子プロセッサ／トランスミッタ部２１２に送出することができる。電子プロセッサ／トランスミッタ部２１２において、渦の離脱周波数の測定が開始される（ステップ２９１２）。未処理の渦の離脱信号が電子プロセッサ／トランスミッタ部２１２に到着する前または後に、渦の離脱信号は処理を容易にするために増幅されてもよい。さらに、未処理の渦の離脱信号は、電子プロセッサ／トランスミッタ部２１２に到着する前または後に、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）によってデジタル信号に変換される。いずれにせよ、渦の離脱信号は、さらに処理するために電子プロセッサ／トランスミッタ部２１２に入力されてもよい。
【０１３３】
電子プロセッサ／トランスミッタ部２１２が電気信号（渦の離脱信号）を入力として受信するとすぐに、振幅検出器１５１２は、入力信号の振幅Ａ＾があらかじめ決められた（ユーザによって制御される）しきい値振幅Ａバーを超えているかどうか判定することができる（ステップ２９１４）。すでに論じたように、低い振幅は低フロー状況を指示することができ、より高い振幅は通常の（より高い）フロー状況を指示することができる。測定された振幅Ａ＾があらかじめ決められたしきい値レベル（Ａバー）より高い場合、低フロー前置フィルタ１５１４は「ＯＦＦ」になるように制御されることができる（ステップ２９１６）。
【０１３４】
この通常の（より高い）フロー状況では、ＰＬＬ１  １２１２を使用して渦の離脱周波数に速やかにロックすることができる（ステップ２９１８および２９２０）。ＰＬＬ１  １２１２が渦の離脱周波数にロックするとすぐに、その推定された出力ｆ１は渦流量計１２０の流量測定信号として出力される（少なくとも、ＰＬＬ２  １２１４がより正確に渦の離脱周波数にロックすることができるまで）（ステップ２９２２）。
【０１３５】
ＰＬＬ２  １２１４のロックインを「ジャンプスタート」させるために、ＰＬＬ１  １２１２がロックされたらすぐに、ＰＬＬ２  １２１４の中心周波数ｆバーをＰＬＬ１  １２１２の周波数推定値ｆ１と等しく設定することは有益である（ステップ２９２４）。さらに、ＰＬＬ１  １２１２とＰＬＬ２  １２１４が両方とも並行して動作可能なように二重ＰＬＬ  １５１０を設計しておけば、ＰＬＬ１  １２１２がロックしている間でもＰＬＬ２  １２１４は能動的にロックすることができる。次に、ＰＬＬ２  １２１４がロック状態にあるかどうかを調べることができる（ステップ２９２６およびステップ２９２８）。例えば、図１２についてすでに既に論じたように、ロックインジケータＬＩ２を使用して、ＰＬＬ２  １２１４がロック状態にあるかどうかを指示することができる。ＬＩ２が「ＯＮ」である場合、ＰＬＬ２  １２１４は、電子プロセッサ／トランスミッタ部２１２に入力される渦の離脱周波数にロックされる。従って、ＬＩ２が「ＯＮ」であれば、ＰＬＬ２  １２１４の中心周波数ｆバーはその最後の値を維持するように制御されることができ（ステップ２９３０）、渦流量計１２０の出力はＰＬＬ２  １２１４の周波数推定値ｆ２に設定されることができる（ステップ２９３２）。
【０１３６】
一般に、起動中、材料のフローは、渦の離脱信号の測定される振幅Ａ＾が振幅検出器１５１２のしきい値振幅Ａバーを上回るように急速に増加する。従って、起動中および大きな過渡現象の期間中、代表的な流量測定手順２９００はステップ２９１４から２９３２までを適用することができる。これらのステップでは、ＰＬＬ１  １２１２とＰＬＬ２  １２１４を連続して使用して流量測定値の出力を達成する。
【０１３７】
低流量の状態では、より高い精度を有するが低速であるＰＬＬ２  １２１４を使用して流量を測定することが適切である。特に、測定された入力信号の振幅Ａ＾（ステップ２９１４）があらかじめ決められた（ユーザによって制御される）しきい値振幅Ａバーに満たない場合、低フロー前置フィルタ１５１４は「ＯＮ」になるように制御される（ステップ２９３４）。この時点で、流量は低い流量に決定される。また、流量を正確に測定するための最も適切な手順は、ＰＬＬ２  １２１４のみを排他的に使用することであろう。従って、ＰＬＬ２  １２１４の中心周波数ｆバーは、二重ＰＬＬ  １５１０の固定中心周波数ｆ０バーに設定される（ステップ２９３６）。さらに、ＰＬＬ２  １２１４の推定出力ｆ２は、渦流量計１２０の流量測定信号として出力される（ＰＬＬ２  １２１４が渦の離脱周波数にまだ正確にロックしていない場合でも）（ステップ２９２２）。ＰＬＬ２  １２１４がロック状態にあるかどうかを継続的に調べる（ステップ２９２６およびステップ２９２８）。再び、ＬＩ２が「ＯＮ」である場合、ＰＬＬ２  １２１４は、電子プロセッサ／トランスミッタ部２１２に入力される渦の離脱周波数にロックされる。従って、ＬＩ２が「ＯＮ」であれば、ＰＬＬ２  １２１４の中心周波数ｆバーはその最後の値を維持するように制御されることができ（ステップ２９３０）、渦流量計１２０の出力はＰＬＬ２  １２１４の周波数推定値ｆ２に設定されることができる（ステップ２９３２）。
【０１３８】
なお、例えば、ステップ２９１４から２９３６までは、必要に応じて、繰り返し、選択的なスキップ、再配置、グループ化、ネストしたループ化、サブルーチンへの設定、またはランダム化を行ってもよい。さらに、代表的な流量測定手順２９００のステップは、渦流量計１２０を使用したプロセス制御システム１１０のコンジット部を通る材料の流量を測定する他の種々のステップで補ってもよい。
【０１３９】
ここで認識すべきことは、前述した実施例は一方が他方よりも高速にロックする２つのＰＬＬを備えた渦流量計に関するものであったが、その代わりにこの渦流量計は互いに異なる特性（例えば、ロック速度）を有するＰＬＬをいくつ備えても構成できる。その上、ＤＳＰにＰＬＬを実施する場合、例えば、ＰＬＬソフトウェアプロセスを使用すれば、単一のＰＬＬソフトウェアプロセスを使用した後でＰＬＬソフトウェアプロセスによって使用されるソフトウェアパラメータを単に調節するだけで、種々のより高速なまたはより低速なＰＬＬをそれぞれ実施することができる。言い換えれば、ＤＳＰにおけるＰＬＬソフトウェアプロセスは、第１セットのパラメータ（例えば、値）を使用することによって、高速ロックＰＬＬを実施し、高速ロックでＰＬＬ調整されたＰＬＬソフトウェアプロセスを使用して渦周波数を推定し、高速ロックＰＬＬによって推定された渦周波数を渦流量計から出力し、ＰＬＬソフトウェアプロセスによって使用されるパラメータを変更することによってＰＬＬソフトウェアプロセスを調整して低速ロックＰＬＬを実施し、高速ロックＰＬＬ周波数推定値を低速ロックＰＬＬの開始中心周波数として使用し、さらに低速ロックでＰＬＬ調整されたＰＬＬソフトウェアプロセスを使用して渦周波数を推定する。低速ロックＰＬＬが渦周波数にロックされるとすぐに、ＤＳＰは低速ロックＰＬＬによって推定された渦周波数を渦流量計から出力することができる。加えて、（ソフトウェアまたはハードウェアによって実施された）２つの実際のＰＬＬによる出力をいずれかに切り換える切り換えソフトウェアルーチンまたはデバイスを使用する代わりに、「切り換え」をＰＬＬソフトウェアプロセスによって使用されるパラメータの変更という形式にして実現してもよい。さらに、ＰＬＬソフトウェアプロセスを調整するこのプロセスは、必要に応じて繰り返すことによって異なる特性を有するＰＬＬをいくつでも実施することができる。
【０１４０】
なおその上に、図２７および図２９によって示される代表的なプロセスに含まれるステップは、再編成したり、他のステップで補ったり、組み合わせたり、または選択的に取り除いたりすることのできるものが多い。
【０１４１】
＝＝＝自己検証機能を備えたセンサの属性＝＝＝
渦流量計は、自己検証機能を備えたセンサを含む制御システムで使用されてもよい。この目的のために、渦流量計は自己検証機能を備えた計器として実施されることができる。自己検証機能を備えた計器およびその他のセンサは、「SELF-VALIDATING SENSORS」と題する米国特許No.5,570,300に記述されており、参考のために示す。
【０１４２】
一般に、自己検証機能を備えた計器によって、計器が利用可能なすべての情報に基づいて、監視中のパラメータ（例えば、流量）の値に対する最良推定値を得ることができ出来る。最良推定値は部分的に非測定データに基づくため、最良推定値は必ずしも現在の（おそらく誤りのある）測定データによって指示される値と合致するとは限らない。また、自己検証機能を備えた計器によって、センサの動作状態に関する情報のみでなく、最良推定値の不確定性と信頼性に関する情報をも得ることができる。不確定性情報は、既知の不確定性分析に由来しており、誤りのない場合でも得ることができる。
【０１４３】
自己検証機能を備えた計器は、次の４つの基本パラメータを提供することができる。妥当性確認済み測定値（ＶＭＵ）、妥当性確認済み不確定性（ＶＵ）、測定値が生成されたステータスの指示（ＭＶステータス）、およびデバイスステータスである。ＶＭＶは、計器が有する測定されるパラメータの値の最良推定値である。ＶＵおよびＭＶステータスはＶＭＶと関連付けられている。計器は、測定値ごとに別個のＶＭＶ、ＶＵ、およびＭＶステータスを生成する。デバイスステータスは、計器の動作状態を指示する。
【０１４４】
計器は他の情報も提供することができる。例えば、制御システムからの要求（例えば、中央制御装置１２４からの要求）を受け取ったとき、計器は、計器のステータスに関する詳細な診断情報を提供することができる。また、測定値があらかじめ決められた限度を超えた場合、または超えようとした場合、計器は制御システムに警報信号を送出することができる。異なる警報レベルを使用して、測定値があらかじめ決められた値から逸脱した程度を表す重大度を指示することができる。
【０１４５】
ＶＭＶおよびＶＵは数値である。例えば、ＶＭＶを２００度と評価した温度測定値、およびＶＵ（すなわち、ＶＭＶの不確定性）を９度とする。この場合、測定される実際の温度が、ＶＵによって指定されるＶＭＶあたりの包絡線の範囲に入る（すなわち、１９１度から２０９度まで）高い可能性（一般的に９５％）がある。
【０１４６】
一実施例において、計器の電子プロセッサ/トランスミッタモジュールは、センサから送られる基礎となるデータに基づいてＶＭＶを生成する。最初に、電子プロセッサ/トランスミッタモジュールは、センサからの信号に基づく未処理の測定値（ＲＭＶ）を導き出す。一般に、電子プロセッサ/トランスミッタモジュールが異常を検出しなければ、電子プロセッサ/トランスミッタモジュールはＲＭＶに対する公称信頼度を有し、ＶＭＶをＲＭＶと等しく設定する。電子プロセッサ/トランスミッタモジュールがセンサによって異常を検出した場合、電子プロセッサ/トランスミッタモジュールはＶＭＶをＲＭＶと等しく設定しない。その代わりに、電子プロセッサ/トランスミッタモジュールは、ＶＭＶを、電子プロセッサ/トランスミッタモジュールが実際のパラメータのＲＭＶよりも良い推定値であるとみなす値と等しく設定する。
【０１４７】
電子プロセッサ/トランスミッタモジュールは、ＲＭＶの動的な不確定性分析の結果である未処理の不確定性信号（ＲＵ）に基づいてＶＵを生成する。電子プロセッサ/トランスミッタモジュールは、サンプリング期間ごとにこの不確定性分析を実行する。不確定性分析は、元来、「単一試料の実験における不確定性について（Describing Uncertainties in Single Sample Experiments）」 S. J. Kline & F.A. McClintock, Mech. Eng., 75, 3-8 (1953)において説明されたものであり、これまで広範囲に適用されてきたことから、キャリブレーションに関する国際標準の地位を獲得している。本質的に、不確定性分析は測定値の「品質」に関する指標を提供する。すべての測定値には関連付けられた誤差が含まれるが、それについてはもちろん未知である。しかし、その誤差の妥当な限度は、しばしば単一の不確定性番号によって表現することができる(ANSI/ASME PTC 19.1-1985 第1部、測定の不確定性：器具と装置（Measurement Uncertainty: Instruments and Apparatus)。
【０１４８】
KlineおよびMcClintockによって説明されるように、観察された任意の測定値Mに対して、MとWMの不確定性は次のように定義することができる。
Ｍｔｒｕｅ∈［Ｍ−ｗＭ，Ｍ＋ｗＭ］
ここで、Ｍは、ある特定の信頼度のレベル（一般的に９５％）を有する真である（Ｍtrue）。この不確定性は、測定値の割合として相対的な形式で容易に表される（すなわち、ｗＭ/Ｍ）。
【０１４９】
一般に、ＶＵは、理想的な状況であってもゼロ以外の値を有する（すなわち、制御された実験用の環境で作動する欠点のないセンサ）。これは、センサによって生成される測定値が決して完全には確実なものではなく、そのため誤差を含む若干の可能性が常にあるからである。ＶＭＶと同様に、電子プロセッサ/トランスミッタモジュールが異常を検出しなければ、電子プロセッサ/トランスミッタモジュールはＶＵをＲＵと等しく設定する。ＲＭＶの信頼性に部分的な影響のみを及ぼす誤りを電子プロセッサ/トランスミッタモジュールが検出した場合、電子プロセッサ/トランスミッタモジュールは、一般的に新しい不確定性分析を実行することによって、誤りの影響を明らかにしてＶＵをこの分析の結果と等しく設定する。ＲＭＶが実際の測定された値とは無関係であると電子プロセッサ/トランスミッタモジュールが判定した場合、電子プロセッサ/トランスミッタモジュールは、ＶＵを過去のパフォーマンスに基づく値に設定する。
【０１５０】
制御システムによるＶＭＶとＶＵの適切な使用を確実にするために、ＭＶステータスはそれらの計算方法に関する情報を提供する。電子プロセッサ/トランスミッタモジュールは、センサが作動していないときでも、すべての状況下でＶＭＶとＶＵを生成する。制御システムは、ＶＭＶおよびＶＵが「生の」データまたは過去のデータのいずれに基づいているかについて知っている必要がある。例えば、制御システムがＶＭＶとＶＵをフィードバック制御に使用しており、センサが操作不能である場合、制御システムは、ＶＭＶとＶＵが過去のパフォーマンスに基づいていることを知っている必要がある。
【０１５１】
ＭＶステータスは、任意の異常状態の予想される持続性と、ＲＭＶに対する電子プロセッサ/トランスミッタモジュールの信頼度とに基づいている。ＭＶステータスの４つの主要な状態は、表２に従って生じる。
【０１５２】
＜表２＞
2004521331.tif 000030
【０１５３】
ＭＶステータス「CLEAR」は、ＲＭＶが所定のプロセス条件に対して通常の範囲内にある場合に生じる。ＭＶステータス「DAZZLED」はＲＭＶが完全に異常であることを指示するが、異常の期間は短いことが予想される。一般的に、電子プロセッサ/トランスミッタモジュールがＭＶステータスをDAZZLEDに設定するのは、1つのセンサからの信号に突然の変化があり、その変化が診断をまだ下せないセンサ誤りによるものなのか、または測定中の変数に突然の変化が生じたことによるものなのかを、電子プロセッサ/トランスミッタモジュールが明確に確かめることができない場合である。ＭＶステータス「BLURRED」は、ＲＭＶは異常であるが、測定中のパラメータに合理的に関係していることを指示する。例えば、ＲＭＶが雑音の多い信号である場合、電子プロセッサ/トランスミッタモジュールは、ＭＶステータスをBLURREDに設定することができる。ＭＶステータス「BLIND」は、ＲＭＶが完全に信頼できないだけでなく、誤りが持続することを指示する。
【０１５４】
その他に、ＭＶステータスには「UNVALIDATED」、「SECURE」というさらに２つの状態がある。UNVALIDATEDは、電子プロセッサ/トランスミッタモジュールがＶＭＶの妥当性確認を実行していない場合のＭＶステータスである。SECUREは、ＶＭＶが冗長な測定値から生成される場合のＭＶステータスであり、その冗長な測定値に関して電子プロセッサ/トランスミッタモジュールは公称信頼度を有する。
【０１５５】
デバイスステータスは、計器の健全さを集約する包括的で離散的な値である。デバイスステータスは、主として制御システムの誤り発見ルーチンおよびメンテナンスルーチンによって使用される。一般的に、デバイスステータスは６つの状態のいずれか1つにあり、それぞれ計器の異なる動作状態を指示する。６つの状態とは、GOOD、TESTING、SUSPECT、IMPAIRED、BAD、およびCRITICALである。デバイスステータス「GOOD」は、計器が公称状態にあることを意味する。デバイスステータス「TESTING」は、計器がセルフチェックを実行しており、このセルフチェックが測定品質の一時的な低下に責任を持つことができることを意味する。デバイス装置ステータス「SUSPECT」は、計器に異常なレスポンスが生じたが、電子プロセッサ/トランスミッタモジュールには詳細な誤り診断結果がないことを意味する。デバイスステータス「IMPAIRED」は、診断済みの誤りによって計器が損なわれており、それがパフォーマンスに多少の影響を与えていることを意味する。デバイスステータス「BAD」は、計器がひどく故障しており、メンテナンスが必要であることを意味する。最後に、デバイスステータス「CRITICAL」は、漏れ、火事、または爆発などの危険を引き起こす可能性がある（または、すでに引き起こした）程度まで計器が故障していることを意味する。
【０１５６】
ＰＬＬ１（ＬＩ１）のロックインジケータやＰＬＬ２（ＬＩ２）のロックインジケータなど、自己検証機能を備えた計器として渦流量計を実施する１つの方法は、周波数測定値およびそれと関連した不確定性に加えて、渦流量計によって生成される他の信号を利用することである。ＬＩ１およびＬＩ２を組み合わせて、自己検証機能を備えた測定値、およびメトリクスでのＶＭＶとＶＵの測定値を得ることができる。一実施例においては、流量測定値ＱはＱ＝Ｋｆｉを使用して見出される。ここで、Ｋ  Ｌ／ｓ／Ｈｚは較正係数であり、ｆｉＨｚは渦の離脱の周波数である。流量測定値Ｑは、不確定性ΔＱと関連付けられている。その結果、真の測定値Ｑｔｒｕｅが、ある特定の程度の信頼度（例えば、９５％）で次の式で表される間隔に収まるようになっている。
Ｑ−ΔＱ≦Ｑｔｒｕｅ≦Ｑ＋ΔＱ
【０１５７】
この間隔は、相対的な不確定性の測定について次のように表すことができる。
ｗＱ＝ΔＱ／ＱはＱ（１−ｗＱ）≦Ｑｔｒｕｅ≦Ｑ（１＋ｗＱ）
【０１５８】
Ｋおよびｆｉが独立していると仮定すると、渦流量計の流量測定値についての不確定性は伝搬規則を使用して見出すことができる。これによって、以下の結果を得ることができる。
【数２７】
2004521331.tif 000031
【０１５９】
ここで示されるのは、流量測定値Ｑについての不確定性は、較正中のＫ係数Ｋおよび周波数推定値ｆｉの不確定性の総計であるということである。ここで、ｆｉの不確定性は、渦流量計から周波数の変化を推定することによってオンラインで見出すことができる（９５％信頼区間は、およそ２σｆと等しい）。流量計の較正係数およびその不確定性（±０．５％から±２％）は、通常メーカーによって較正される。それ故に、渦の離脱の周波数を測定する高精度なプロセスを備えることは、流量測定の不確定性を減少させることになるため非常に有益なことである。
【０１６０】
＜表３＞
2004521331.tif 000032
【０１６１】
表３は、図３０に示される自己検証機能を備えた渦流量計に使用するＭＶメトリクスの実施例をまとめたものである。CLEARは、ＶＭＶ測定値が好ましく、流量測定値は高流量領域にあることを指示する。ここで、精度は高いことが予想される。CLEAR信号は、ＰＬＬ１のＬＩ１が「ＯＮ」でありかつＰＬＬ２のＬＩ２が「ＯＮ」である場合に生成される。BLURREDは、ＶＭＶ測定値が好ましく、流量測定値が低流量領域の範囲内であるかまたは過渡現象状態にあることを指示する。この信号は、例えば、前置フィルタ１５１４のスイッチがＯＮにされたとき、そしてその結果、ＬＩ１が「ＯＦＦ」でありかつＬＩ２が「ＯＮ」である場合（低流量）、またはＬＩ１が「ＯＮ」でありかつＬＩ２が「ＯＦＦ」である場合（過渡現象または起動）に生成される。DAZZLEDは、ＶＭＶ測定値がサーチ状態にあることを指示する。また、DAZZLEDは、ＬＩ１およびＬＩ２が両方とも「ＯＦＦ」である場合に発せられる。BLINDは、ＶＭＶ測定値が好ましくなく、流量計は、例えば、電子回路の誤りが原因で（例えば、電源装置が切れている）、または流量計をフローが通過しないことを原因として、測定値を提供することができないことを指示する。BLINDは、DAZZLED状態がｔ秒を超えて継続する場合、単純に発せられる。ここで、ｔは設計者によって固定される時間パラメータである。
【０１６２】
他の実施例においては、単一のロックインジケータ信号（例えば、ＬＩ２）を使用して、渦流量計に対する自己検証機能確認済み不確定性パラメータを生成することができる。例えば、ロックインジケータがＯＮである場合、自己検証機能を備えた計器の示すＭＶステータスはCLEARを示すことができ、ロックインジケータがＯＦＦである場合、自己検証機能を備えた計器の示すＭＶステータスはDAZZLEDを示すことができる。さらに、あらかじめ決められたリカバリまでの待ち時間、ロックインジケータがＯＦＦのままである場合がある。
【０１６３】
以上、多くの実施例について説明したが、それにもかかわらず、種々の修正が可能であることが理解されよう。例えば、二重ＰＬＬ １５１０は、素子単位に、ハードウェア（例えば、回路）とソフトウェア（例えば、ＤＳＰチップ内のソフトウェアプロセスとして）の組合せによって実施することもできる。別の例として、渦流量計電子プロセッサ/トランスミッタ部２１２は、多重PLL構造（すなわち、３つ以上のＰＬＬ）を有するように実施することもできる。
【図面の簡単な説明】
【０１６４】
【図１】渦流量計を備えたプロセス制御システムの模範的な構造を示す図である。
【図２】図１の渦流量計の基本構造を示す図である。
【図３Ａ】代表的な渦周波数データ信号を示すグラフである。
【図３Ｂ】代表的な渦周波数データ信号を示すグラフである。
【図３Ｃ】代表的な渦周波数データ信号を示すグラフである。
【図４】フェーズロックドループ（ＰＬＬ）の基本構造を示す図である。
【図５Ａ】０．１リットル/秒の流量で渦信号の時系列およびパワースペクトル推定値を示す一組のグラフである。
【図５Ｂ】０．１リットル/秒の流量で渦信号の時系列およびパワースペクトル推定値を示す一組のグラフである。
【図６】ヒルベルト変換器の基本構造を示す図である。
【図７】ヒルベルト変換器位相弁別検出器の１つの実施例を示す図である。
【図８】ヘテロダイニング後の、信号のスペクトル密度を示すグラフである。
【図９】ヘテロダインモジュールの簡略化された実施例を示す図である。
【図１０】ヘテロダインを発生させた入力信号を受信するヒルベルト変換器の設計基準を示すグラフである。
【図１１】低流量に対応したヘテロダインを発生させた渦信号の高周波成分の高域フィルタリングを示すグラフである。
【図１２】２つのＰＬＬモジュールを使用する渦信号プロセッサの実施例を示す図である。
【図１３】図１２の渦流量計設計の起動基準を示すグラフである。
【図１４】図１２の渦信号プロセッサに含まれるＰＬＬ１の起動時間対固有周波数ωn1を示すグラフである。
【図１５】前置フィルタとともに２つのＰＬＬモジュールを使用する渦信号プロセッサの実施例を示す図である。
【図１６】中心周波数分析を実行するシステムを示す図である。
【図１７】図１２と図１５の渦信号プロセッサと関連付けられた切り換え装置の実施例を示す図である。
【図１８】図１２のロックインジケータＬＩ１、ＬＩ２の実施例を示す図である。
【図１９Ａ】ＰＬＬのロックインジケータの出力を示すグラフである。
【図１９Ｂ】ＰＬＬのロックインジケータの出力を示すグラフである。
【図２０】ヒルベルト変換器の位相弁別検出器の内部信号に基づくロックインジケータの実施例を示すブロック図である。
【図２１Ａ】図２０のロックインジケータの出力を示すグラフである。
【図２１Ｂ】図２０のロックインジケータの出力を示すグラフである。
【図２２Ａ】図１５に示される二重ＰＬＬのロックインジケータＬＩ２の過渡現象動作を示すグラフである。
【図２２Ｂ】図１５に示される二重ＰＬＬのロックインジケータＬＩ２の過渡現象動作を示すグラフである。
【図２３】ロックインジケータＬＩ２の別の実施例を示すブロック図である。
【図２４Ａ】図２３に示されるロックインジケータＬＩ２の過渡現象動作を示すグラフである。
【図２４Ｂ】図２３に示されるロックインジケータＬＩ２の過渡現象動作を示すグラフである。
【図２５Ａ】平滑フィルタを後段に設けた単一ＰＬＬと、二重ＰＬＬ構造とを比較するためのブロック図である。
【図２５Ｂ】平滑フィルタを後段に設けた単一ＰＬＬと、二重ＰＬＬ構造とを比較するためのブロック図である。
【図２６】図２５に示される、平滑フィルタを後段に設けた単一ＰＬＬと、二重ＰＬＬ構造について、パフォーマンスを比較するためのグラフである。
【図２７】図１５に示される二重ＰＬＬを実施するためのプロセスを示すフローチャートである。
【図２８Ａ】図１５に示される二重ＰＬＬプロセッサからの出力を示すグラフである。
【図２８Ｂ】図１５に示される二重ＰＬＬプロセッサからの出力を示すグラフである。
【図２９】図１５に示される二重ＰＬＬ構造を備えた渦流量計を使用して、材料のフローを測定するためのプロセスを示すフローチャートである。
【図３０】自己検証機能を備えた流量計の実施例の特徴を示す図である。
【図１】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
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【図３Ｃ】
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【図４】
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【図５Ａ】
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【図５Ｂ】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９Ａ】
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【図１９Ｂ】
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【図２０】
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【図２１Ａ】
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【図２１Ｂ】
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【図２２Ａ】
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【図２２Ｂ】
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【図２３】
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【図２４Ａ】
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【図２４Ｂ】
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【図２５Ａ】
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【図２５Ｂ】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８Ａ】
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【図２８Ｂ】
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【図２９】
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【図３０】
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【国際公開パンフレット】
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【国際調査報告】
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