(57)【要約】チャージポンプ電力コンバータは、チャージポンプ（４４）のスイッチマトリクス（４８）を動的に制御することにより電力を効率的に与える。開ループの発振器ベースの制御ではなく、動的コントローラ（５０）は、出力電圧を感知し、そしてそれに応答してチャージポンプの動作周波数を変更することにより、需要に応じて電力を供給する。更に、この閉ループの動的コントローラは、電力コンバータの下流に降圧電圧レギュレータを非効率的に追加せずに、チャージポンプ電力コンバータの出力電圧を固有に調整する。フライキャパシタ（ＣＦ）及び／又は負荷キャパシタ（ＣＬ）の間に電圧リプルを維持することにより付加的な効率が達成される。又、３状態の制御スキムを使用して、フライキャパシタを充電し、出力電圧が所定レベルに低下するのを待機し、そしてフライキャパシタを放電する。更に、多出力のチャージポンプ電力コンバータは、ポータブル通信電子装置のような装置に対する多数の電圧レベルを与える。
2004508788.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
負荷キャパシタ及びフライキャパシタを含む電力出力段を備え、この電力出力段は、エネルギーソースから入力電圧を受け取り、そして出力端子間に出力電圧を発生するように構成され、上記負荷キャパシタは、出力端子間に電気的に接続され、上記電力出力段は、更に、充電状態と放電状態との間でスイッチするように構成され、充電状態は、上記フライキャパシタが入力電圧に対して電気的に並列になることを含み、そして放電状態は、上記フライキャパシタが上記負荷キャパシタ間に電気的に接続されることを含み、そして
上記電力出力段に作動的に接続された動的コントローラであって、上記負荷キャパシタ間の出力電圧及び所定の基準電圧に応答して、上記フライキャパシタを充電状態へスイッチしそして放電状態へ戻すことにより上記エネルギーソースから負荷キャパシタへ電荷を移送するように構成された動的コントローラを備え、この動的コントローラは、更に、上記フライキャパシタ間のフライキャパシタ電圧に応答して、上記フライキャパシタを充電状態からスイッチし、上記フライキャパシタ電圧の電圧リプルバンドを制御するように構成された電力コンバータ。
【請求項２】
上記動的コントローラは、上記フライキャパシタ電圧に応答して、最大フライキャパシタ電圧スレッシュホールド及び最小フライキャパシタ電圧スレッシュホールドとの比較を行う請求項１に記載の電力コンバータ。
【請求項３】
上記動的コントローラは、上記出力電圧が所定のスレッシュホールドより高いのに応答して、上記フライキャパシタを待機状態へスイッチし、この状態では、上記フライキャパシタが上記エネルギーソース及び負荷キャパシタから電気的に減結合される請求項１に記載の電力コンバータ。
【請求項４】
エネルギーソースと、負荷装置と、これらエネルギーソース及び負荷装置の間に介在された請求項１に記載の電力コンバータとを備えた電子装置。
【請求項５】
上記電子装置は、ポータブル通信装置、ポータブル医療装置及びポータブルオーディオ装置の１つより成る請求項４に記載の電子装置。
【請求項６】
エネルギーソースと、請求項１に記載の電力コンバータと、出力端子とを含むバッテリにおいて、上記出力端子は、負荷装置に電気的に接続され、そして上記電力コンバータは、エネルギーソースと出力端子との間に介在されるバッテリ。
【請求項７】
請求項１に記載の電力コンバータを複数備えた一体的電力コンバータ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【関連出願へのクロスレファレンス】
本出願は、ドラガンＤ．ネブリジック、ミランＭ．ジェブティッチ、ビグ・シェリル、ニコラス・バスコ、ピーター・ハンセン、及びウイリアム・ミラ氏により１９９９年６月２５日に出願された「ＢＡＴＴＥＲＹ ＨＡＶＩＮＧ ＢＵＩＬＴ−ＩＮ ＤＹＮＡＭＩＣＡＬＬＹ−ＳＷＩＴＣＨＥＤ ＣＡＰＡＣＩＴＩＶＥ ＰＯＷＥＲ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ」と題する共通所有の米国プロビジョナル出願第６０／１４１，１１９号の利益を請求しそしてその全体を参考としてここに援用するものである。
【技術分野】
本発明は、ＤＣ／ＤＣ電源コントローラに係り、より詳細には、一体的な電力管理システムのための調整型チャージポンプ電力コンバータに係る。
【０００２】
【背景技術】
電子技術の進歩によりポータブル電子装置の設計及びコスト効率の良い製造が可能になった。従って、ポータブル電子装置の使用は、入手できる製品の数及び製品の形式の両方において増加を続けている。ポータブル電子装置の広い範囲は、例えば、ページャー、セルラー電話、音楽プレーヤー、計算機、ラップトップコンピュータ、パーソナルデジタルアシスタント、等々を含む。
【０００３】
ポータブル電子装置における電子回路は、一般に、直流（ＤＣ）電力を必要とする。通常、このＤＣ電力を供給するために、１つ以上のバッテリがエネルギーソースとして使用されている。理想的には、エネルギーソースは、ポータブル電子装置のエネルギー要求に完全に合致する。しかしながら、バッテリの電圧及び電流は、ポータブル電子装置の電子回路に直接給電するのに適さないことがほとんどである。例えば、バッテリからの電圧レベルが、装置に必要な電圧レベルと異なる。更に、電子回路のある部分は、他の部分とは異なる電圧レベルで動作し、異なるエネルギーソース電圧レベルを必要とする。又、バッテリは、電流需要の急速な変動に素早く応答することができない。
【０００４】
ポータブル電子装置１０の典型的な構成が図１に示され、１つ以上のバッテリのようなエネルギーソース１２と、電力を必要とする電子回路のような負荷装置１４とを備えている。エネルギーソース１２と負荷装置１４との間に介在されるのが、多数の機能を遂行することのできる電源１６である。例えば、電源１６に一体化されるものとして示された電力コンバータ２０は、エネルギーソース１２からの電力に対して必要な変化を与えて、負荷装置１４に適したものにする。
【０００５】
又、電源１６は、電力変換以外の機能を推敲することもできる。例えば、エネルギーソース１２、負荷装置１４及び／又は電力コンバータ２０を、高い電流の持続によるダメージから保護する場合には、エネルギーソース１２をポータブル電子装置１０の他部分から電気的に遮断する必要がある。別の例として、電力コンバータ２０は、始動中に援助を必要とする。
【０００６】
必要とされる電力変換の形式に関して、電力コンバータ２０は、電圧を「昇圧」（即ちブースト）又は「降圧」することができる。即ち、コンバータ２０は、エネルギーソース１２からの入力電圧ＶＳに対し、負荷装置１４へ供給される出力電圧ＶＯＵＴを増加又は減少することができる。又、電力コンバータ２０は、エネルギーソース１２で供給できない短時間スパイク、即ち負荷装置１４による需要増加を満足する量のエネルギーを蓄積することもできる。
【０００７】
又、電力コンバータ２０は、出力電圧ＶＯＵＴを調整し、それを希望の出力電圧レベル付近に保持すると共に、有害なノイズや負荷装置１４の不所望な性能を招く急速な変動を減少することもできる。このような変動は、需要の変化、外部の電磁ソースから誘起されるノイズ、エネルギーソース１２の特性、及び／又は電源１６内の他の部品からのノイズにより生じる。
【０００８】
電力コンバータ２０は、多数の利益を発揮するが、既存の電力コンバータ２０は、ポータブル電子装置１０に不所望な性能上の制約も課する。一般的に知られている電力コンバータ２０の特定の属性を、一般的に遭遇する制約の形式と共に以下に説明する。
一般的に知られている多くの電力コンバータ２０は、特定のエネルギーソース１２と、負荷装置１４からの特定の負荷需要とに対して最適化される。電力コンバータ２０は、エネルギーソース１２及び／又は負荷装置１４の電圧及び電流特性の変動を受け入れないか、又は非効率的にのみ受け入れる。例えば、ある形式の電力コンバータ２０は、入力電圧ＶＳより高い出力電圧ＶＯＵＴを発生することができず、及び／又はそれらの効率は、入力電圧ＶＳが必要な出力電圧ＶＯＵＴにいかに接近しているかに関係している。更に、ある電力コンバータ２０は、０．５ないし１．０Ｗのような中間電力レベルを発生することができない。更に、一般的に知られた電力コンバータ２０は、狭い範囲の入力電圧、出力電圧及び電力容量内でしか動作しない設計である。
【０００９】
更に、図２を参照して以下に説明するように、ある電力コンバータ２０は、非効率的な電圧レギュレータを介してのみ、受け入れられるように調整された出力電圧ＶＯＵＴを達成する。
他の例では、電力コンバータ２０による電圧調整は、負荷装置１４のニーズにとって不充分である。例えば、公称出力電圧ＶＯＵＴは、入力電圧ＶＳの変動、電力コンバータの温度変化、又は負荷装置１４により引き出される出力電流の変動により変化し得る。又、たとえ出力電圧ＶＯＵＴが受け入れられる公称出力レベルであっても、電力コンバータ２０がその公称出力電圧ＶＯＵＴの周りで不所望に振動することがある。この電圧リプルＶＲＩＰは、公称出力電圧ＶＯＵＴの周りでの振動の範囲として定義され、負荷装置１４の適切な動作を損ない又は排除することがある。
【００１０】
それ故、既存の電力コンバータ２０は、需要時に負荷装置に必要な電力を効率的に与えず、又、エネルギーソース及び負荷装置の変動に対して安定な出力電圧ＶＯＵＴを与えるように調整もしない。
更に、既存の電力コンバータ２０は、１ボルト未満の入力電圧ＶＳのような低い入力電圧レベルで動作しない。既存の電力コンバータ２０は、通常、１ボルトより一般的に高い負荷装置１４の出力電圧需要に典型的に匹敵する動作バイアス電圧を必要とする。又、外部及び内部ソースにより、ある量のノイズが入力電圧ＶＳに重畳される。入力電圧レベルＶＳが低いときには、このノイズが相対的に顕著なものとなり、電力コンバータ２０の動作を低下し又は妨げる。
【００１１】
１ボルトより高い入力電圧を必要とする１つの事柄は、他の点で望ましい単一セルのバッテリ又は別の電力ソースが、装置１０のエネルギーソース１２として不適当なことである。例えば、ある電気化学バッテリ又は別の電力ソースにより供給される公称電圧が、１ボルトより低いか、又はその蓄積電荷が減少するにつれて低下する電圧特性を有することがある。このようなバッテリは、著しい量のそしておそらくは大半の蓄積エネルギーを、１ボルト未満のレベルでしか回収できない。従って、ポータブル電子装置１０におけるバッテリの使用寿命は、装置がバッテリからの１ボルト未満の入力電圧ＶＳで動作できないことにより制限される。その結果、バッテリは、相当量の電荷即ち「寿命」がまだあるのに廃棄されてしまう。付加的なバッテリを装置１０に組み込むことによって付加的な使用寿命を得る場合には、装置１０のサイズ及び重量が増加する。
【００１２】
それ故、多数の既存の電力コンバータは、１ボルト未満の入力電圧では動作しない（又は望ましく動作しない）。
更に、たとえ電力コンバータ２０が、１ボルト未満の入力電圧ＶＳで連続的に動作できても、電力コンバータ２０を始動するには一般的に高い入力電圧レベル（即ち１ボルト以上）が要求される。即ち、コンバータは、始動段階には、連続動作に必要な電圧より高い入力電圧を必要とする（例えば、０．４Ｖ高い）。それ故、電力コンバータ２０は、最小始動入力電圧に達すると、連続的に動作され、従って、エネルギーソース１２から回収されるエネルギーの量を改善するように電力を消費しなければならない。
【００１３】
始動段階のために、外部の始動回路（ショットキーダイオードのような）が、既存の電力コンバータ２０にしばしば追加される。始動回路は、始動時に付加的な入力電圧要求を克服し、そして電力コンバータ２０がその設計出力電圧に到達するに必要な時間を短縮する上で助けとなる。しかしながら、一般的に知られている始動回路は、通常、１ボルト未満の入力電圧で動作することができない。又、外部始動回路を使用しなければならないことは、電力コンバータ２０を小型化する程度を制限する。更に、外部始動回路は、電力コンバータ２０が始動状態にないときでも電力を消費する傾向があり、従って、電力コンバータ２０の効率を低下する。
【００１４】
それ故、既存の電力コンバータ２０は、一般的に、１ボルト未満の入力電圧で始動することもできないし、１ボルトより高い入力電圧で効率的に始動を与えることもできない。
既存の電力コンバータ２０に対する別の欠点は、サブ・ミクロンの集積回路に必要とされる出力電圧を効率的に供給できないことである。ポータブル電子装置１０における集積回路設計は、動作電圧の低い回路に向かって移行している。例えば、サブ・ミクロン技術（０．５μｍ以下）をベースとする相補的金属酸化物半導体（ＣＭＯＳ）に対する現在の製造能力は、典型的に、３．０ないし３．３Ｖで動作する装置を提供する。このような集積回路の特徴サイズを減少するために計画されている技術開発は、この動作電圧の更なる低下を意味し、従って、これらの低い動作電圧を発生するための電源及び電力コンバータが開発されねばならない。
【００１５】
例えば、マイクロプロセッサ設計におけるトレンドは、低い動作電圧で動作する電源の必要性及び効果を強調している。低いコストで機能性を高めるために、マイクロプロセッサの集積回路部品の特徴サイズが減少される。従って、１つのチップが、多数のチップ及び個別部品の回路を含むことができる。小さな特徴サイズは、マイクロプロセッサが、その機能を迅速に実行できるようにする。小さな特徴サイズでは、デジタルスイッチングをより迅速に行うことができる。スイッチ部品は、それらがスイッチされる割合に比例して熱を発生する傾向があるので、より高密度にパッケージされ且つより迅速にスイッチされる部品では、放熱がマイクロプロセッサの設計上の制約事項となる。又、スイッチング動作の増加は、各特徴部が高周波（ＲＦ）アンテナとして働き、その隣接特徴部に電磁干渉（ＥＭＩ）を放射することを意味する。マイクロプロセッサの動作電圧を低下すると、特徴サイズの減少、スイッチングの増加及び放熱を受け入れる。更に、上述したように、特徴部により発生される熱は、通常、動作周波数に比例するが、この発生される熱は、動作電圧に二次方程式で関連し、即ち、動作電圧を半分に減少すると、発生される熱は、１／４になる。従って、低い動作電圧の傾向は、典型的なマイクロプロセッサが、１９９０年に５Ｖを使用し、１９９５年に３．３Ｖを使用し、１９９８年に１．８ないし２．４Ｖを使用し、２０００年に１．２ないし２．４Ｖを使用し、そしてその後、１Ｖ未満の使用が予想されることにより明らかであろう。
【００１６】
特徴サイズが小さくなるにつれて、各特徴部の電流搬送能力も減少される。従って、低い動作電圧は、この電流を減少して、特徴部がフェイルしないようにする。
更に、特徴部と特徴部との間の距離が減少され、従って、特徴部と特徴部との間の絶縁材料の量が減少される。その結果、低い動作電圧は、特徴部と特徴部との間の薄い絶縁材料を通してブレークダウンが生じてマイクロプロセッサの故障を招くのを回避する。
それ故、小型で且つ高速の集積回路及びマイクロプロセッサに要求される低い動作電圧に向けられた出力電圧ＶＯＵＴを発生することのできる電力コンバータが強く要望される。より詳細には、この電力コンバータは、０．８ないし１．６Ｖの範囲の調整された出力電圧ＶＯＵＴを効果的に発生できることが要望される。
【００１７】
既存の電力コンバータ２０に対する更に別の欠点は、それらがポータブル装置の所望の小型化レベルに適さず、そしてシリコン・オン・インスレータ（ＳＯＩ）及びシリコン・オン・メタル（ＳＯＭ）のような集積回路構造を考慮しても、埋め込み用途には適さないことである。ある場合には、集積回路製造に適合しない多数の個別外部部品が必要とされるので、小型化が不可能である。従って、これらの部品は、サイズ及び製造経費が完全な集積回路の場合より顕著であるプリント回路板（ＰＣＢ）、ハイブリッド又はマルチチップモジュール（ＭＣＭ）設計を必要とする。
更に、一般に知られている電力コンバータ２０の効率は、更なる小型化に適さないような量の発熱を招くものである。
【００１８】
それ故、既存の電力コンバータ２０は、特に、負荷装置１４と共に埋め込まれて集積回路として製造することができない。
従来の電力コンバータに対する更に別の欠点は、それらが、望ましからぬ量の電磁干渉（ＥＭＩ）を放射し、それを負荷装置１４の距離及び／又はシールドにより制御しなければならないことである。ＥＭＩは、電力コンバータ２０に組み込まれたインダクタから生じるか、又は電力コンバータ２０において回路の特徴サイズを減少した結果として生じる。小型部品を使用することにより個別部品のサイズを減少しようとするときには、エネルギー蓄積及び伝達能力も当然減少される。それ故、同じ量の電力を転送するには、高い動作周波数が必要となる。しかしながら、高い動作周波数は、ポータブル電子装置１０に有害なＥＭＩも生じさせる。更に、ポータブル電子装置１０それ自体は、一般に、充分高い動作周波数では越えることのあるＲＦ放射に関する連邦指令限界がある。
【００１９】
それ故、電力コンバータ２０は、負荷装置１４へ発生する熱又は放射エネルギー（ＥＭＩ）の量を好都合にも最小限にし、従って、同じ集積回路又はモジュールに埋め込むのに適したものとすることも望まれる。
上述した問題の多くは、多数の電圧レベルを必要とする装置において合成される。例えば、ポータブルワイヤレステレコミュニケーション装置は、必要に応じて異なる電圧で動作する処理、メモリ、送信及び表示機能を含む。これらの要素の多くは、満足に実行するためには電圧調整及び低いＥＭＩを要求する。更に、バッテリの寿命を延長し、そして装置サイズを小さくすることも通常望まれる。
それ故、種々の既存の形式の電力コンバータ２０は、上述した欠点の１つ以上に対処しそして業界及び市場のニーズを満足するのに適していない。従って、上述した種々の欠点に対処するように電力コンバータを改良することが望まれる。
【００２０】
【発明の開示】
本発明は、負荷装置による需要があるときにエネルギーソースから電力を効率的に伝達する動的に制御され固有に調整される電力コンバータのための装置及び方法を提供することにより、公知技術の上記及び他の欠点を克服する。
特に、本発明の１つの特徴においては、動的なコントローラが、負荷キャパシタＣＬ間に出力電圧ＶＯＵＴを維持する割合で電荷をポンピングするように容量性電力出力段を動作する。より詳細には、動的なコントローラは、出力電圧ＶＯＵＴが基準電圧ＶＲＥＦより下がったときにフライキャパシタＣＦを負荷キャパシタＣＬへと放電させる。それ故、負荷の需要に対応するレベルで動作すると、電力コンバータの効率が改善される。更に、出力電圧ＶＯＵＴは、所定の電圧レベルを維持する割合で電荷が転送されるように固有に調整される。それ故、効率の悪い下流の電圧レギュレータが不要になる。
【００２１】
本発明の別の特徴においては、動的なコントローラ及び容量性電力出力段に低制御スレッシュホールドスイッチを効果的に組み込むことにより、１ボルト未満の入力電圧ＶＳで電力コンバータを動作することができる。
本発明の更に別の特徴においては、動的コントローラがオフであるときに始動キャパシタを充電する漸進的始動スイッチを使用することにより、放電状態から１ボルト未満の入力電圧で電力コンバータを動作することができる。充電されると、始動キャパシタは、次いで、出力段の電力スイッチを閉じ、動的コントローラが電力出力段の制御を執り行うに充分なほど負荷キャパシタＣＬが充電されるまで、その負荷キャパシタＣＬに電荷を供給する。
【００２２】
本発明の更に別の特徴においては、電力コンバータは、入力電圧に対して増加又は減少された（昇圧又は降圧された）所定の出力電圧を供給する。この電力コンバータは、入力電圧や温度のようなファクタに不感な固有の調整で出力電圧を柔軟に供給し、例えば、０．８ないし１．６Ｖ、又はそれ以下の所定の低い出力電圧が効率的に供給されるようにする。
【００２３】
本発明の更に別の特徴においては、一体的な電力コンバータは、効率的で且つ調整された電力変換を与え、従って、ほとんど熱を発生しない。特に、この一体的電力コンバータは、キャパシタンスのみで、インダクタをもたないことによりＥＭＩ放射が本来的に低い。更に、この一体的電力コンバータは、低い容量需要の間にゆっくりとスイッチングすることによりＥＭＩ放射を軽減する。インダクタがないことは、ある用途において、一体的な回路キャパシタを組み込むことで外部部品をもたないことにより、更に小型化することができる。このため、ある用途では、この一体的な電力コンバータは、負荷装置と共に集積回路に効果的に埋め込むことができる。更に、ある用途では、この一体的な電力コンバータは、低入力電圧及び／又は低出力電圧に対して構成される。
【００２４】
【発明を実施するための最良の形態】
本発明のこれら及び他の目的並びに効果は、添付図面及びそれを参照した説明から明らかとなろう。
本明細書の一部分を形成する添付図面は、本発明の実施形態を示すもので、上述した本発明の一般的な説明、及び以下に述べる実施形態の詳細な説明と共に、本発明の原理を例示する。
【００２５】
電力変換
本発明の原理によるチャージポンプの動的制御の動作及び効果は、既存の電力コンバータにおける別の電力変換技術を考慮することにより最も良く理解されよう。
例えば、リニアレギュレータは、既存の電力コンバータの一形式である。リニアレギュレータの効率は、入力電圧ＶＳと出力電圧ＶＯＵＴとの比に直接比例する。従って、入力電圧ＶＳが、必要な出力電圧ＶＯＵＴの２倍であると、エネルギーソース１２からの電力の約半分が電力コンバータ２０により非効率的に消費される。効率が低く、その結果、熱を発生するために、リニアレギュレータは、ヒートシンクを必要とし、これは、ＰＣＭＣＩＡ仕様標準に合致するもののような低背型パッケージへの一体化をしばしば複雑にし、又は妨げる。更に、リニアレギュレータは、入力電圧ＶＳを昇圧できず、従って、ある用途には適していない。例えば、補聴器のような小型のポータブル電子装置１０は、０．８ないし１．４Ｖの電圧を発生する低廉な単一セルのアルカリバッテリから利益が得られる。しかしながら、負荷装置１４、この場合は、補聴器の電子回路は、３．０Ｖを必要とする。リニアレギュレータは、このような用途には適していない。
【００２６】
インダクタベースの電力コンバータ及びキャパシタンスのみ（チャージポンプ）の電力コンバータは、各々、入力電圧ＶＳを昇圧又は降圧することができる。このような設計は、一般に、１．５ないし３．３Ｖの入力電圧ＶＳを必要とし、そして１．８ないし５．０Ｖの出力電圧ＶＯＵＴを発生し、供給電流は、１０ないし２００ｍＡ連続である。これらの設計では、１ボルト未満の入力電圧又は出力電圧は、一般に不可能である。更に、多数の電力コンバータ２０を並列に配置して、それらの各出力を合成し、従って、その合成により消費される電力が増加するという解決策による以外、２００ないし５００ｍＷの範囲の出力電力も一般には得られない。
【００２７】
インダクタベースの電力コンバータは、通常、低電力用途（例えば２００ｍＷまで）の場合に、キャパシタンスのみのチャージポンプ電力コンバータを越えて選択される。というのは、チャージポンプ設計に比して比較的効率が良いからである。又、チャージポンプの場合より、所望の出力電圧ＶＯＵＴも達成し易い。より詳細には、出力電圧ＶＯＵＴは、インダクタのインダクタンス値に電流の導関数（ｄｉ／ｄｔ）を乗算したものに比例する。従って、入力における高い動作周波数及び／又は高い電流レベルは、一般に、得られる出力電圧に直接的に影響しない。しかしながら、インダクタベースの電力コンバータは、一般に、インダクタに対して非リニアなフェライトコイル又はフェライトビードを必要とすると共に、外部抵抗及びキャパシタも必要とする。従って、インダクタベースの電力コンバータは、更に小型化することが容易でない。又、インダクタは、不所望なＥＭＩを発生する「ノイズ性」部品でもある。
【００２８】
図２を参照すれば、発振器制御の電力コンバータ２０（又は「オープンループのチャージポンプ」）及び下流の電圧レギュレータ２２を組み込んだ１つの一般的に知られているキャパシタンスのみの電源１６が示されている。バッテリのようなエネルギーソース１２が、説明上、電源１６の一部分として示されている。このような設計は、一体化の問題や、インダクタを使用するＥＭＩの問題を回避するという効果を有する。
【００２９】
オープンループの制御とは、発振器制御の電力コンバータ２０が、その出力の調整を助けるのにフィードバックを効果的に使用しないことを示す。これに対して、動的（又は閉ループ）制御は、一般に、改良された制御が必要とされるときに使用される。例えば、時間による調理は、オープンループの制御方法であり、調理不足又は調理し過ぎを回避するために周期的なチェックを必要とする。従って、温度プローブを伴う調理は、動的な閉ループ制御の一例であり、食品の重量や調理エネルギー（例えば、オーブンの熱又はマイクロ波エネルギー）が変化しても食品が所望の温度に到達することを保証する。
【００３０】
しかしながら、オープンループのチャージポンプ２０は、非効率的であり、多数のチャージポンプを並列に加えて所望の出力電流を得るようにしない限り、２００ｍＡ以上の出力電流を発生しない。従って、増加した電流を与えることはできるが、非効率的である。多数のチャージポンプをカスケード接続するこの必要性により、電力スイッチＭ１ないしＭ４が使用され、これらは、オンになったときに直列抵抗（寄生抵抗）として働く。高い入力電流レベルでは、それにより生じる寄生抵抗が動作効率を非常に悪くする。というのは、回路により消費される電力が、入力電流の自乗にスイッチの寄生抵抗を乗算する関数だからである。従って、一般的に得られる効率は、３０ないし９０％の範囲であり、チャージポンプがその指定の最大容量で動作して負荷装置による最大需要に応じるときに、高い効率が達成される。低い需要レベルでは、チャージポンプは、状態と状態との間を不必要にスイッチングするときに更に電力ロスをこうむる。
【００３１】
更に、発振器ベースの電力コンバータ２０の別の欠点は、そのほとんどが約３個の外部キャパシタを必要とし、回路の一体化及び小型化を妨げることである。
図２の電力コンバータ２０（又は「オープンループチャージポンプ」）は、出力段２４及び発振器コントローラ２６を備えている。このオープンループチャージポンプ２０の基礎となる基本的な原理は、出力段２４が、発振器コントローラ２６に応答して、充電段階と、放電（即ちポンピング）段階との間で交番することである。これらの段階間をスイッチングするタイミングは、通常、負荷装置に予想されるピーク需要に基づいて予め決定される。
【００３２】
電力出力段２４の形式は、反転及び非反転形態と、電荷を移送及び蓄積するための種々の数の容量性部品を伴う形態とを含む。非反転出力段２４は、図２において、スイッチマトリクス２８、１つのフライキャパシタＣＦ、及び１つの負荷（又は蓄積）キャパシタＣＬと共に示されている。スイッチマトリクス２８は、集積回路でよいが、一般的に知られたフライ及び負荷キャパシタＣＦ、ＣＬは、個別部品である。スイッチマトリクス２８は、発振器コントローラ２６に応答して、エネルギーシース１２、フライキャパシタＣＦ、及び負荷キャパシタＣＬを充電構成及び放電構成へと接続する。
【００３３】
より詳細には、スイッチマトリクス２８は、４つの電力スイッチＭ１ないしＭ４を含む。第１の電力スイッチＭ１は、発振器コントローラ２６からの充電スイッチ信号Ｓ１に応答して閉じ、エネルギーソース１２の正の端子３０（入力電圧ＶＳ）をフライキャパシタＣＦの第１端子３１に電気的に接続する。第２の電力スイッチＭ２は、発振器コントローラ２６からの放電スイッチ信号Ｓ２に応答して閉じ、フライキャパシタＣＦの第１端子３１を負荷キャパシタＣＬの第１端子３２（ＶＩＮＴ）に電気的に接続する。第３の電力スイッチＭ３は、充電スイッチ信号Ｓ１に応答して閉じ、エネルギーソース１２の基準端子３３をフライキャパシタＣＦの第２端子３４に電気的に接続する。第４の電力スイッチＭ４は、放電スイッチ信号Ｓ２に応答して閉じ、フライキャパシタＣＦの第２端子３４をエネルギーソース１２の正の端子３０に電気的に接続する。
【００３４】
動作中に、発振器コントローラ２６は、充電スイッチ信号Ｓ１をターンオンして、第１及び第３の電力スイッチＭ１、Ｍ３を閉じる一方、放電スイッチ信号Ｓ２をターンオフして、第２及び第４の電力スイッチＭ２、Ｍ４を開く。従って、負荷キャパシタＣＬは、未調整の出力電圧（又は中間電圧ＶＩＮＴ）を与え、そしてフライキャパシタＣＦ及びエネルギーソース１２から電気的に切り離される。又、フライキャパシタＣＦは、エネルギーソース１２と電気的に並列に配置され、従って、エネルギーソース１２の入力電圧ＶＳ以下であるフライキャパシタ電圧まで充電される。フライキャパシタＣＦへ移送される電荷の量は、フライキャパシタＣＦが完全に放電したかどうか、発振器コントローラ２６がフライキャパシタＣＦを充電構成に放置する時間長さ、フライキャパシタＣＦの電気的特性、及び入力電圧ＶＳを含む多数のファクタに依存する。簡単化のために、フライキャパシタＣＦは、完全充電に到達し、従って、フライキャパシタの電圧ＶＦが充電段階の終わりにＶＳに等しくなったと仮定する。
【００３５】
発振器コントローラ２６は、次いで、充電スイッチ信号Ｓ１をターンオフして、第１及び第３の電力スイッチＭ１、Ｍ３を開き、そして放電スイッチ信号Ｓ２をターンオンして、第２及び第４の電力スイッチＭ２、Ｍ４を閉じることにより、所定の時間に放電構成へとスイッチする。従って、フライキャパシタＣＦを、エネルギーソース１２と加算的な電気的直列状態に配置することにより、フライキャパシタ電圧ＶＦ（ここでは、ＶＳであると仮定する）がエネルギーソース１２の入力電圧ＶＳに加えられる。その組合体は、負荷キャパシタＣＬ間に電気的接続される。従って、放電段階中に、負荷キャパシタＣＬの第１端子３１における中間電圧ＶＩＮＴは、入力電圧ＶＳのほぼ２倍に近づくように充電される。
【００３６】
この場合も、負荷キャパシタＣＬへ移送される電荷の量は、放電段階の所定の時間巾、負荷キャパシタＣＬの電気的特性、放電段階の始めのフライキャパシタＣＦ及び負荷キャパシタＣＬにおける電荷の量、入力電圧ＶＳ、及びＶＯＵＴにおいて負荷装置１４により負荷キャパシタＣＬから引き出される電力量のような多数のファクタに依存する。
【００３７】
従って、実際の中間電圧ＶＩＮＴは、通常、各フライキャパシタＣＦの入力電圧ＶＳの１．６ないし１．９倍である。相当の増加を得るには、多数のフライキャパシタＣＦが必要となり、充電段階中には各フライキャパシタがエネルギーソース１２と電気的に並列に接続され、そして放電段階中には全フライキャパシタがエネルギーソースと電気的に直列に接続される。従って、それにより得られる中間電圧ＶＩＮＴは、不都合にも、入力電圧ＶＳ及びフライキャパシタＣＦの数で決定されるある範囲に制限される。
【００３８】
下流の電圧レギュレータ２２は、発振器ベースの電力コンバータ２０からの未調整の中間電圧ＶＩＮＴを、所望の調整された出力電圧ＶＯＵＴへと制限し、通常は、降圧するために必要とされる。
通常、電圧レギュレータ２２は、未調整の中間電圧ＶＩＮＴを、電圧基準回路３８からの基準電圧ＶＲＥＦと比較して、出力ＶＯＵＴを決定する。電圧レギュレータ２２は、発振器制御の電圧コンバータ２０と一体的ではなく、その電圧コンバータ２０とは機能的に個別で且つそれに続くものであるという点で下流にある。
【００３９】
従って、キャパシタンスのみの電源１６は、スイッチマトリクス２８のスイッチングによる電気エネルギー、常時動作する発振器コントローラ２６、及び電圧レギュレータ２２により消費される電力を消費する。電圧レギュレータ２２による電力消費は、公知のキャパシタのみの電源１６を使用して、入力電圧ＶＳに対して出力電圧ＶＯＵＴを降圧（減少）するときには、特に欠点となる。発振器ベースの電力コンバータ２０は、入力電圧ＶＳを昇圧するだけである。従って、電圧レギュレータ２２は、中間電圧ＶＩＮＴを降圧するときに、より多くの電力を消費する。
【００４０】
電力コンバータにおける動的制御
上述した既存の電力コンバータ２０を参照して、本発明の一実施形態を以下に説明する。図３には、本発明の１つの特徴による電力コンバータ４０がブロック図の形態で示されており、エネルギーソース１２から、出力端子４２、４３間の出力電圧ＶＯＵＴに接続された負荷装置１４への電力転送の動的制御について説明する。電力コンバータ４０は、入力電圧ＶＳ、並びに電力コンバータ４０の転送及び蓄積特性に変動があっても、負荷装置１４からの需要に適応するという点で動的に制御される。
【００４１】
電力コンバータ４０は、転送される電荷の量が需要に対応するだけでなく、出力電圧ＶＯＵＴを許容範囲内に保つように電荷転送の割合を制御するという点で、固有に電圧調整される。これは、一般に、許容電圧リプルＶＲＩＰ内に保つと称される。従って、調整は、その後の段階では実行されず、図２を参照して述べたような典型的な個別の電圧レギュレータ２２の複雑さ及び消費電力の追加が排除される。
電力コンバータ４０は、負荷装置１４へ電荷を転送する電力出力段４４と、この電力出力段４４に接続され、適当な量の電荷の転送を応答的に指令するための電力コントローラ４６とを備えている。
【００４２】
１つの実施形態では、電力出力段４４は、出力端子４２、４３間に負荷キャパシタＣＬを組み込んだ容量性のチャージポンプである。負荷キャパシタＣＬは、電荷を蓄積し、そしてその蓄積された電荷に関連して出力電圧ＶＯＵＴを発生する。又、電力出力段４４は、エネルギーソース１２から負荷キャパシタＣＬへ電荷を転送するためのフライキャパシタＣＦも組み込んでいる。負荷キャパシタＣＬ及びフライキャパシタＣＦ用のキャパシタは、電力コンバータ４０の消費電力が低くなるように、内部抵抗の小さなものが選択されるのが好都合である。電力出力段４４は、フライキャパシタＣＦ、負荷キャパシタＣＬ及びエネルギーソース１２に接続されたスイッチマトリクス４８を備え、これは、チャージポンプと同様に、電力出力段４４を充電段階と放電（又はポンピング）段階との間に構成する。より詳細には、充電段階中に、スイッチマトリクス４８は、フライキャパシタＣＦをエネルギーソース１２と電気的に並列に接続し、フライキャパシタＣＦを充電する。又、充電段階中に、負荷キャパシタＣＬは、負荷装置１４に電力を供給し、エネルギーソース１２及びフライキャパシタＣＦから電気的に減結合される。
【００４３】
放電段階中に、スイッチマトリクス４８は、エネルギーソース１２及びフライキャパシタＣＦの「蓄積された」電圧を、上述したように、負荷キャパシタＣＬと電気的に直列に入れて放電するように構成される。従って、電力出力段４４は、負荷キャパシタをエネルギーソース１２の入力電圧ＶＳより高い出力電圧ＶＯＵＴへと充電することができる。
【００４４】
ある用途では、電力出力段４４は、図３に示したものと同じ構成で、入力電圧ＶＳを降圧（減少）できることが明らかである。スイッチマトリクス４８は、フライキャパシタ電圧ＶＦを伴うフライキャパシタＣＦのみが放電段階中に負荷キャパシタＣＬ間に接続されるようにスイッチできる。通常、フライキャパシタＣＦは、負荷キャパシタよりも蓄積容量が小さい。従って、特に、以下に詳細に述べる動的制御が与えられると、各放電段階だけで負荷キャパシタを過充電するのは不充分である。これに対して、従来の電力コンバータ２０は、フライキャパシタＣＦ及びエネルギーソース１２を放電段階中に直列に接続するよう構成することにより出力電圧を昇圧するように前もって構成される。放電段階中にフライキャパシタＣＦのみを接続して降圧するように前もって構成を変更すると、動的なコントローラ５０が所望の出力電圧ＶＯＵＴを得るように必要に応じて再構成できるという柔軟性を得ることができない。
【００４５】
それ故、電力コンバータ４０は、入力電圧を降圧できると共に、入力電圧を昇圧（増加）できるので、図２の発振器制御の電力コンバータ２０について上述した非効率的な下流の電圧レギュレータ２２は、必要とされない。
加えて、電力出力段４４は、出力電圧が入力電圧ＶＳに対して逆の代数符号を有するかどうかに関して反転でも非反転でもよい。例えば、２．２Ｖの入力電圧ＶＳは、−１．６Ｖの出力電圧ＶＯＵＴへと変換されてもよい。一般的に、非反転の実施形態を以下に明確に示すが、当業者であれば、ここでの開示の利益が分かれば、反転型の電力コンバータ４０への適用も理解できよう。
【００４６】
多ループ電力コントローラ４６は、動的なコントローラ５０と、電圧基準回路５２と、電力出力段４４を効果的に制御するための環境コントローラ６４とを備えている。第１制御ループ５６は、出力端子４２から動的なコントローラ５０へフィードバックとして与えられる出力電圧ＶＯＵＴにより形成される。動的なコントローラ５０は、出力電圧ＶＯＵＴが所定値ＶＲＥＦより低いのに応答してエネルギーソース１２から負荷キャパシタＣＬへ付加的な電荷を転送するようにスイッチマトリクス４８に指令する。動的なコントローラ５０は、ＶＯＵＴが電圧基準回路５２からの基準電圧ＶＲＥＦに比して所定値より低いかどうかの決定を行う。１つの適当なＶＲＥＦは、電圧基準回路５２を簡単化するに充分なほど電圧安定であれば（例えば、リチウムバッテリは電圧安定である）、エネルギーソース１２によって与えることができる。従って、電圧基準回路５２は、所望の基準電圧Ｖを得るように入力電圧ＶＳの電圧分割器又は乗算器によって形成することができる。
【００４７】
本発明のある用途については、調整された出力電圧ＶＯＵＴを得るように電力コンバータ４０の電力転送を動的に制御するのに、第１制御ループ５６だけで充分である。
第１制御ループ５６に加えて、多ループ電力コントローラ４６は、第２制御ループ５８も含むことができる。この第２制御ループ５８では、フライキャパシタＣＦの電荷が、動的コントローラ５０によりフライキャパシタ電圧ＶＦとして感知される。従って、需要時のフライキャパシタＣＦの放電は、フライキャパシタＣＦが最初に約８０％の最適な充電状態に到達する際に予想することができる。最適な充電状態が存在するのは、フライキャパシタＣＦが充電不足であると、不必要なスイッチングロスが発生し、そしてフライキャパシタＣＦが過充電であると、電力転送レートを不必要に制限するからである。
【００４８】
不必要なスイッチングロスに関しては、スイッチマトリクス４８の動的な制御は、第１制御ループについて述べたように、より多くの電荷が必要となるまで（即ちＶＯＵＴがＶＲＥＦより低下するまで）放電段階に留まることにより、一部分効率を達成する。これに対して、発振器ベースのチャージポンプ２０は、必要でないときでも一定の割合でスイッチングされる。スイッチマトリクス４８の動的制御における付加的な効率は、フライキャパシタＣＦが相当量の電荷を得るに充分な時間にわたり充電段階に留まることにより、実現される。例えば、完全充電の８０％ではなく４０％に充電することは、同じ電力を転送するのに動作周波数が２倍になることを必要とする。電力スイッチＭ１ないしＭ４は、この高い動作周波数に関して電力を消費する。従って、第２制御ループ５８は、フライキャパシタＣＦの電圧レベルを感知して、充電段階中の充電不足を回避し、ひいては、不必要なスイッチングロスを回避する。
【００４９】
フライキャパシタＣＦの電荷を最適化することは、過充電を回避することも含む。キャパシタは、時間の関数としての充電率により特徴付けられる。より詳細には、キャパシタが完全充電状態に近づくと、付加的な電荷を受け入れる割合が減少する。従って、キャパシタが獲得する初期の電荷量は、その後同じ量の電荷を獲得する時間より短い。例えば、同じ量の電荷がフライキャパシタＣＦにより受け入れられるとしても、フライキャパシタＣＦを９０％に一度充電する時間よりも、フライキャパシタＣＦを４５％に二度充電する時間の方が短い。従って、フライキャパシタＣＦの最適な充電レベルを得るに必要な以上の時間周期にわたってスイッチマトリクス４８を充電段階に放置すると、より多くの電力を転送する機会を失う。
【００５０】
最適な充電レベルは、当業者に明らかなように、実験及び／又は分析で決定できることが明らかであろう。
上述した１つ以上の他の制御ループ５６、５８との組み合わせにおいて、電力コンバータ４０は順方向制御ループ６０を含むのが好都合であり、これにより、エネルギーソース１２の１つ以上のパラメータが動的コントローラ５０に与えられる。順方向制御ループ６０の１つの使い方は、エネルギーソース１２において非安全状態又は性能制限状態が感知されることにより電力コンバータ４０をディスエイブルし（即ち出力端子４２、４３への出力電流を遮断し）及び／又はバイパスする（即ちエネルギーソース１２を出力端子４２、４３に直接接続する）ことを含む。例えば、低い入力電圧は、電力コンバータ４０の連続動作を保証するには不充分な電荷しかエネルギーソース１２に残っていないことを指示する。別の例として、エネルギーソース１２から引き出される電流は、持続動作のためには高過ぎることがある。従って、制御ループ６０に基づいて出力端子４２、４３への出力電流を遮断するために、電力コンバータ４０に保護回路が含まれる。
【００５１】
更に別の例として、負荷装置１４による大きな需要が、出力端子４２、４３へのエネルギーソース１２の直接接続と並列に、電力コンバータ４０の継続動作を保証することができる。これは、入力電圧ＶＳ及び所望の出力電圧ＶＯＵＴがほぼ同じであるときに特に言えることである。出力端子４２、４３へ電流を供給する２つの経路をもたせることにより、高い出力電流ＩＬを得ることができる。
更に別の例として、フライキャパシタの電圧ＶＦ（第２制御ループ５８）及び入力電圧ＶＳ（順方向制御ループ６０）は、電力コンバータ４０が放電されそして始動状態にあることを指示する。この始動状態は、急速な漸次始動回路の使用を好都合にも保証し、その一例を以下に述べる。
【００５２】
他の制御ループ５６、５８及び６０の１つとの組み合わせにおいて、電力コントローラ４６は、環境コントローラ６４により表わされた適応制御ループ６２を更に備えている。環境コントローラ６４は、制御パラメータ６６を感知し、そして出力電圧ＶＯＵＴに対する所定値を変更するためにコマンド６８を動的コントローラ５０へ与える。例えば、環境コントローラ６４は、動的コントローラ５０が不安定になったことを感知し、そしてそれに応答して、動的コントローラ５０を安定出力状態に駆動する信号を発生することができる。より詳細には、環境コントローラ６４は、電力コンバータ４０の不安定な動作状態、例えば、各々一定値に近づきつつある瞬時出力電圧及び電流を感知するように構成される。次いで、環境コントローラ６４は、電力コンバータ４０を安定な動作状態に駆動するように所定値を調整することができる。更に、所定値のこのような変更は、動的コントローラ５０を安定な初期状態にリセットすることを含む。
【００５３】
別の例として、適応制御ループ６２は、環境コントローラ６４へ入力される制御信号ＳＣを含み、これにより、動的コントローラ５０は、負荷装置１４（例えば、ＣＰＵ、揮発性メモリ、アナログ／デジタルコンバータ、デジタル／アナログコンバータ）における変化又は他のパラメータに応答することができる。負荷装置１４は、好都合にも、電力コンバータ４０からの調整された出力電圧ＶＯＵＴで良好に動作することができる。別の例として、出力制御信号ＳＣは、例えば、所望の反転又は非反転モード又は所定の出力電圧ＶＯＵＴを選択するための再構成制御信号でもよい。更に別の例として、負荷装置１４へのダメージを防ぐために、ＳＣコマンドにより保護機能（例えば、出力電圧をバイパスし、ディスエイブルし又は変更する）が指示されてもよい。例えば、負荷装置１４は、大電流状態で故障することがあり、従って、そのような発生を防ぐために限界が課せられてもよい。
【００５４】
本発明において使用されるスイッチマトリクス４８の形式に基づき、スイッチ信号Ｓ１、Ｓ２及びＳ３ないしＳＮで示されたように、スイッチマトリクス４８に対して動的コントローラ５０により種々の制御信号が発生され、これらについて以下に詳細に説明する。
フライキャパシタＣＦ及び負荷キャパシタＣＬは、電荷蓄積及び転送部品を例示するものであり、個別キャパシタ又は集積回路キャパシタアレーを表わすことが理解されよう。
【００５５】
更に、動的コントローラ５０の融通性により、フライキャパシタＣＦ及び負荷キャパシタＣＬは、種々のレベルの蓄積容量を含んでもよく、例えば、小さなキャパシタ（例えば、セラミック、チップ厚膜、タンタル、ポリマー）及び大きなキャパシタ（例えば、ウルトラキャパシタ、擬似キャパシタ、二重層キャパシタ）を含んでもよい。キャパシタンスの大きさは、蓄積容量の大きさを表わす。従って、同じ量のエネルギー転送を与えるのに、少量の電荷を小さなフライキャパシタＣＦから高い動作周波数で転送するか、又は多量の電荷をゆっくりと転送することが必要となる。従って、電力コンバータ４０は、図５を参照して詳細に述べるように、同じ動的コントローラ５０が種々の電力出力段４４を制御できるという点で融通性がある。より詳細には、公知の発振器制御の電力コンバータ２０とは異なり、動的コントローラ５０は、以下に述べるように、ウルトラキャパシタを組み込んだ電力出力段４４に適した低い動作周波数範囲で動作することができる。
【００５６】
エネルギーソース１２は、１つ以上の電気化学的セル（例えば、バッテリ）、光電池、直流（ＤＣ）ジェネレータ（例えば、再充電式バッテリと組み合わされて運動付勢型ジェネレータにより充電される腕時計）、及び他の適用可能な電源のような種々の電荷蓄積又は発生装置を含むことが更に理解されよう。
別の例として、本発明による電力コンバータ４０は、他の電源により付勢される電子装置に効果的に使用することができる。例えば、標準的な交流（ＡＣ）壁プラグから電力を受ける装置は、一般に、ＡＣ電力を、装置の電子部分のための直流（ＤＣ）電力に変換する。このように与えられるＤＣ電力は、更に調節及び調整しないと、電子回路全体又は一部分に適さない。例えば、マイクロプロセッサは、２．２Ｖで動作し、一方、入力／出力電子回路は、５Ｖで動作する。従って、本発明による電力コンバータ４０は、マイクロプロセッサへの入力電圧を降圧するように使用できる。
【００５７】
容量性チャージポンプ出力段
図４には、図３に電力コンバータ４０として示された本発明の実施形態に対する１つの適当なチャージポンプ電力出力段４４が示されている。この電力出力段４４は、反転及び非反転の両方であるように構成できる。ＤＣソースのようなエネルギーソース１２及び適当なフライキャパシタＣＦを、図２を参照して述べたように、負荷キャパシタＣＬに対して充電段階と放電段階との間でスイッチングするために、４つのスイッチＭ１、Ｍ２、Ｍ３、Ｍ４が使用される。より詳細には、スイッチＭ１及びＭ３は、スイッチ信号Ｓ１に応答して閉じ、従って、Ｍ１は、エネルギーソース１２の正の端子３０（入力電圧ＶＳ）をフライキャパシタＣＦの第１端子３１に接続し、そしてＭ３は、フライキャパシタＣＦの第２端子３４を接地接続する。スイッチＭ２及びＭ４は、充電段階中にはオープンである。
【００５８】
放電段階中には、スイッチ信号Ｓ１が除去されて、スイッチＭ１及びＭ３が開く。次いで、スイッチＭ２及びＭ４がスイッチ信号Ｓ２に応答して閉じることにより、エネルギーソース１２の入力電圧ＶＳ及びフライキャパシタＣＦが直列構成に入れられる。従って、フライキャパシタＣＦの第１端子３１は、スイッチＭ２を経て負荷キャパシタＣＬに接続することができ、そしてキャパシタＣＦの第２端子３４は、スイッチＭ４を経てエネルギーソース１２の正の端子３０（ＶＳ）に接続される。
【００５９】
再構成スイッチ信号Ｓ３及びＳ４は、電力出力段４４が反転又は非反転モードで動作できるようにフライキャパシタＣＦ及びエネルギーソース１２の直列結合体を負荷キャパシタＣＬにまたがってどんな方向に配置するか制御する。非反転モードとは、出力電圧ＶＯＵＴが正の出力端子４２（ＶＯＵＴ＋）に発生されそして負の出力端子４３（ＶＯＵＴ−）が一般的に接地基準とすることを意味する。反転モードとは、出力電圧ＶＯＵＴが負の出力端子４３（ＶＯＵＴ−）に発生されそしてエネルギーソース１２の入力電圧ＶＳとは逆の代数符号であることを意味する。このとき、正の出力端子４２（ＶＯＵＴ＋）は、一般的に接地基準である。負荷キャパシタＣＬの（正極性）第１端子３２は、正の出力端子４２（ＶＯＵＴ＋）に電気的に接続される。負荷キャパシタＣＬの（負極性）第２端子３５は、負の出力端子４３（ＶＯＵＴ−）に電気的に接続される。
【００６０】
非反転モードは、信号Ｓ３で再構成スイッチＭ５及びＭ８を閉じ、そして信号Ｓ４で再構成スイッチＭ６及びＭ７を開くことにより、電力出力段４４で実行される。スイッチＭ５又はＭ８のいずれかがスイッチＭ６又はＭ７のいずれかと同時に閉じるのを防止し、それにより、負荷キャパシタＣＬを偶発的に短絡するのを防止するために、信号Ｓ３及びＳ４のコマンドの重畳が回避される。従って、非反転モードでは、負荷キャパシタの（正極性）第１端子３２が、スイッチＭ５の閉成により、スイッチＭ２を経てフライキャパシタＣＦの第１端子３１に接続される。負荷キャパシタＣＬの（負極性）第２端子３５は、スイッチＭ８の閉成により接地基準とされる。
【００６１】
反転モードは、信号Ｓ３で再構成スイッチＭ５及びＭ８を開きそして信号Ｓ４で再構成スイッチＭ６及びＭ７を閉じることにより、電力出力段４４で実行される。従って、負荷キャパシタＣＬは、上述したように出力端子４２、４３に接続されるのに加えて、スイッチＭ７の閉成によりその第１端子３２が接地基準となり、従って、正の出力端子４２（ＶＯＵＴ＋）が接地基準となる。負荷キャパシタＣＬの第２端子３５は、スイッチＭ８の閉成により、スイッチＭ２を経てフライキャパシタＣＦの第１端子３１に接続される。
【００６２】
電力出力段４４を再構成すると、１つの回路が、同じ出力端子４２、４３に非反転又は反転の両出力電圧を選択的に付与できることを理解されたい。従って、再構成可能な電力出力段４４をベースとする完全一体化リニア電源は、７８ＸＸ（非反転）及び７９ＸＸ（反転）の両マイクロチップ（例えば、ＴＯ−２２０、ＴＯ−３、ＳＯ８−ＴＳＯＰ−８、ＳＯＴ２３、ＳＯＴ２２３等の形式のパッケージに収容された）を１つのマイクロチップのみと置き換えることができる。２つの形式のデバイスを１つのデバイスに置き換えることは、好都合にも、より経済的な製造を行えると共に、在庫管理を簡単化する。
【００６３】
更に、電力コンバータ４０の環境コントローラ６４は、外部パラメータＳＣ又は内部パラメータ６６に基づいて、反転又は非反転の適当なモードに対して電力出力段４４を自動的に構成することができる。従って、所望のモードに容易に構成される電力コントローラ４６を組み込むことにより、設計プロセス中又は動作中にポータブル電子装置１０に対して更なる融通性が与えられる。例えば、電力出力段４４を制御する電力コントローラ４６は、個別部品の負荷キャパシタＣＬの極性のような感知されたパラメータに応答して、構成スイッチＭ５−Ｍ８の操作を開始することができる。或いは又、再構成可能なスイッチＭ５−Ｍ８が、外部で閉じることのできるマイクロチップのピンを含んでもよい。
【００６４】
本発明に適合する他の種々の電力出力段４４を使用できることも更に理解されたい。例えば、２つ以上のフライキャパシタＣＦが各々エネルギーソース１２と並列に充電され、そしてより大きな電圧昇圧能力を得るように直列に加算的に配置されてもよい。更に、電力コンバータ４０は、反転及び非反転のハイブリッド構成を備えてもよく、この場合に、電力コンバータ４０の一部分は、動的に制御され固有に電圧調整された正の出力電圧を、接地基準で、正の出力端子４２に与える。同時に、電力コンバータ４０の別の部分は、動的に制御され固有に電圧調整された負の出力電圧を、接地基準で、負の出力端子４３に与える。
【００６５】
本発明に適合する別のスイッチマトリクス４８は、非反転又は反転のいずれかの形態で出力電圧ＶＯＵＴを再構成可能に降圧できることを理解されたい。例えば、入力電圧ＶＳに対して出力電圧ＶＯＵＴを降圧（減少）するときには、フライキャパシタＣＦのみが負荷キャパシタＣＬ間に接続される。従って、電圧を降圧するように構成された電力コンバータ４０は、充電段階にあるか放電段階にあるかに関わらず、フライキャパシタＣＦの第２端子３４を永久的に接地接続してもよいし、又はスイッチＭ３を閉じそしてスイッチＭ４を開いた状態に保持することにより再構成されてもよい。従って、充電段階中には、フライキャパシタＣＦがエネルギーソース１２にまたがって電気的に接続されて充電される。放電段階中には、フライキャパシタＣＦのみが（即ちエネルギーソース１２を伴わずに）負荷キャパシタＣＬにまたがって電気的に接続される。
【００６６】
付加的な例として、他の変更では、出力電圧ＶＯＵＴの大きさが入力電圧の大きさＶＳより小さいときに、入力電圧ＶＳを反転することが許される（０＞ＶＯＵＴ＞−ＶＳ）。図４に示すように負荷キャパシタＣＬをスイッチングするのではなく、負荷キャパシタＣＬは、その第１端子３２が電気的に接地されると共に、正の出力端子ＶＯＵＴ＋４２にも電気的に接続される。負荷キャパシタＣＬの第２端子３５は、負の出力端子ＶＯＵＴ−４３に電気的に接続される。充電段階中に、フライキャパシタＣＦは、上述したようにエネルギーソース１２にまたがって充電される。放電段階中には、上述したように、非反転の降圧構成として、フライキャパシタＣＦのみが負荷キャパシタＣＬにまたがって接続される。正の出力端子ＶＯＵＴ＋４２は、電気的に接地されるので、負の出力端子ＶＯＵＴ−４３が動的に制御される。
【００６７】
動的に制御されるチャージポンプの分析
図５には、図３の電力コンバータに使用するためのチャージポンプ電力出力段４４（又は「チャージポンプ」）の一実施形態が示されている。この電力出力段４４は、図２の発振器制御の電力コンバータ２０について上述したように充電及び放電（即ちポンピング）の２つの段階で動作される。電力出力段４４は、入力電圧ＶＳを発生するエネルギーソース１２と、電流負荷ＩＬを受け入れる負荷装置１４との間に接続される。図２とは異なり、電圧レギュレータ２２は示されていない。電力出力段４４は、図２について上述したように、負荷キャパシタＣＬ、フライキャパシタＣＦ、及び４つの電力スイッチＭ１−Ｍ４で構成される。本発明の１つの特徴に基づいてチャージポンプを動的に制御することの効果を示すために、以下の分析展開では、電力出力段４４がいかに効率的にスイッチされるかを説明する。電力コントローラ４６は、チャージポンプの動作を充電及び放電の２つの段階に分割する。従って、「充電」及び「放電」という語は、フライキャパシタＣＦを指す。充電段階中には、入力電圧ＶＳがフライキャパシタＣＦを充電し、そして負荷キャパシタＣＬが負荷に電力を供給する。放電段階中には、フライキャパシタＣＦから負荷及び負荷キャパシタＣＬの両方へ電荷が流れる。従って、「充電」及び「放電」という語は、フライキャパシタＣＦを指す。２つのパラメータが、チャージポンプの動作に影響を及ぼす。
１．ε：フライキャパシタＣＦが充電されるところの入力電圧ＶＳの一部分で、０＜ε＜ＶＳ。
２．ＴＤＩＳ：出力電圧ＶＯＵＴをブーストするためにフライキャパシタＣＦが放電される最小時間長さ。
【００６８】
最大負荷電流ＩＬを供給するために満足しなければならない電力出力段４４の境界条件が図６に示されている。出力電圧ＶＯＵＴは、フライキャパシタＣＦが充電段階中に充電されるときに低下する。それに続く放電段階の終わりに、負荷電圧ＶＯＵＴを基準電圧ＶＲＥＦへ戻すように増加するために充分な電荷が転送されねばならない。
この分析のために、電力スイッチＭ１−Ｍ４及び蓄積キャパシタＣＦ、ＣＬは、入力電圧ＶＳがいかに低いか又は負荷装置１４が存在するかどうかに関わらず、時間（ｔ）＝０において初期放電状態（即ちＶＯＵＴ＝０、ＶＦ＝０）から動作すると仮定する。更に、この分析は、充電状態が負荷キャパシタＣＬ及びフライキャパシタＣＦの両方に対し各々監視されるような第１及び第２の制御ループ５６、５８の実施を仮定する。更に、負荷キャパシタＣＬ間の負荷電圧ＶＬは、出力電圧ＶＯＵＴと交換可能に使用される。
【００６９】
始動中、電力出力段４４は、負荷キャパシタＣＬに充電される出力電圧ＶＯＵＴが所定値（所望出力電圧）又は電圧基準ＶＲＥＦより上昇するまで、多数の充電−放電段階を経て進む。ＣＬが完全に充電された（即ちＶＯＵＴ＞ＶＲＥＦ）後に、電力出力段４４は、負荷が与えられるまで放電状態に留まり、図６の最も左部分に示すように、出力電圧ＶＯＵＴを基準電圧ＶＲＥＦより低下させる（ＶＯＵＴ＜ＶＲＥＦ）。時間（ｔ）＝０に充電段階が開始される前にデッドタイム遅延ＴＤＥＬが生じる。フライキャパシタＣＦは、その電圧ＶＦが時間（ｔ）＝ａに入力電圧の一部分εＶＳに到達するまで充電される。ＣＦが充電された後に、電力出力段４４は、時間（ｔ）＝ｂで始まりそして時間（ｔ）＝ｃで終わるＴＤＩＳにより与えられる最小時間周期にわたって放電段階に戻る。この最小時間ＴＤＩＳは、フライキャパシタＣＦが放電するに充分な時間を与える。この最小放電時間の後、電力出力段４４は、ＶＯＵＴ＞ＶＲＥＦの間、放電段階に留まる。この分析は、最大電力容量状態を示すので、ＶＯＵＴは、時間（ｔ）＝ｃにおいてＶＲＥＦのすぐ下である。従って、放電段階中に基準電圧ＶＲＥＦを越えることはなく、充電段階／放電段階が再び実行される。
【００７０】
時間（ｔ）＝ａと、時間（ｔ）＝ｂとの間のデッドタイム遅延ＴＤＥＬは、瞬間的な短絡の可能性を排除するためにスイッチＭ１−Ｍ４が全て開いた状態で充電段階と放電段階との間に生じる（即ち、トランスコンダクタンスを軽減するための介在遅延）。例えば、スイッチＭ１及びＭ２が同時に閉じた場合には、エネルギーソース１２の正の端子３０が正の出力端子４２へ短絡される。スイッチＭ１及びＭ４が同時に閉じた場合には、フライキャパシタＣＦが短絡し、性能を低下すると共に、おそらく、発熱によりダメージを生じさせる。
【００７１】
この分析は、スイッチマトリクスを最適な割合でスイッチする機会が存在することを示す。先ず、出力電圧ＶＯＵＴが、最小放電時間ＴＤＩＳの後に基準電圧ＶＲＥＦを越えた場合には、放電段階に留まる機会が存在する。充電段階へ不必要に（従って非効率的に）スイッチングして戻ることは、適宜遅延される。同様に、フライキャパシタＣＦが充電されるときを感知することも、充電時間ＴＣＨＧが短過ぎることによる不必要なスイッチングを回避し、又は充電時間ＴＣＨＧが長過ぎるときに多くの電荷を転送する機会を失うのを回避する。
【００７２】
エネルギーソース１２としてバッテリを使用する用途では、本発明の電力出力段４４は、バッテリの効率を最大にしながらバッテリの寿命にわたり多数の性能上の制約を満足することができる。効率を高めると、バッテリの使用寿命が延びる。性能上の制約は、許容出力電圧リプルＶＲＩＰの限界を越えずに供給できるピーク出力負荷電流ＩＬの最小値を含む。出力電圧リプルＶＲＩＰは、出力電圧ＶＯＵＴの変動の範囲である。オーディオの用途では、ノイズを最小にするために、動作周波数（即ち、充電段階と放電段階との間を繰り返す割合）の最大許容値も必要とされる。動作周波数が高過ぎる場合には、電力出力段４４により消費される電荷が、チャージポンプの効率を低下させる。幾つかの目的は、互いに矛盾する。例えば、高い動作周波数は、出力電圧リプルＶＲＩＰを減少するが、電力出力段４４の効率も低下させる。従って、最適化を行うには、性能上の制約を満足できるパラメータのサブセットを見出す必要がある。充分な余裕がある場合には、このサブセット内で設計の効率を最大にする値を選択することにより、設計を最適化することができる。これは、出力性能の制約を満足しながらバッテリ寿命を延ばすといった電力コンバータ４０の効果を与える。電力スイッチＭ１−Ｍ４及び典型的な電力要求を伴う電力出力段４４を最適化することについて以下に説明する。
【００７３】
図５に示す回路のための方程式で始めて、ループ電流及びノード電圧を、電力出力段４４の充電及び放電サイクル中の負荷電流ＩＬ及び固定パラメータの関数として見出すことができる。固定パラメータは、入力電圧ＶＳ、電力スイッチＭ１−Ｍ４の抵抗、キャパシタンス値ＣＦ及びＣＬ、並びに基準電圧ＶＲＥＦを含む。入力電圧ＶＳは、時間と共に変化するが、最悪の場合、分析では、その寿命中に最低予想値に固定されると仮定する。他の固定パラメータの幾つかは、それらが所与の設計に対して選択されるという点で固定である（例えば、キャパシタＣＦ、ＣＬのサイズ、電力スイッチＭ１−Ｍ４の形式等）。可変パラメータは、ε及びＴＤＩＳである。境界条件を評価することにより、方程式に対する特定の解を見出すことができる。境界条件は、負荷電流ＩＬが、固定及び可変パラメータの現在セットに対して考えられる最大値であるように選択される。従って、異なる方程式の解は、パラメータの特定セットに対して供給できる最大負荷電流ＩＬについて解くことができる。パラメータを変化させることにより、それら値のある範囲にわたり最大負荷電流ＩＬを見出すことができる。最大負荷電流ＩＬは、パラメータの連続関数である。これは、最大負荷電流ＩＬの最大値が最小許容値を越えた場合には、パラメータのサブセットがこの条件も満足することを意味する。従って、電力出力段４４の効率は、パラメータ値のこのサブセットに対して最大にすることができ、最小の性能制約を満足しながら効率を与えることができる。
【００７４】
放電段階中には、ＣＦ及びＣＬ間の電圧は、次の通りである。
【数１】
2004508788.tif 000003
であり、そしてＶＦＯ及びＶＬＯは、放電サイクルの始めにおける初期フライキャパシタ電圧ＶＦＯ及び負荷電圧ＶＬＯである。フライキャパシタＣＦが充電されているときには、負荷キャパシタＣＬは放電されている。充電段階中には、ＣＦ及びＣＬ間の電圧は、次の通りである。
【数２】
2004508788.tif 000004
初期フライ電圧及び負荷電圧ＶＦ、ＶＬは、充電段階の始めのものである。
【００７５】
この１組の４つの方程式は、４つの未知の値ＶＦ、ＶＬ、ＩＬ及びＴＣＨＧも有し、それ故、独特の解をもつ（もしあれば）。図６に示した境界条件を使用してこの解を見出すアルゴリズムは、次の通りである。充電時間ＴＣＨＧは、次の式を求めることにより見出される。
【数３】
2004508788.tif 000005
この式を解くＴＣＨＧの値は、ゼロより大きなものが有効であると限定されねばならない。固定及び可変パラメータの全ての組合せに対して解は存在しない。
【００７６】
ＴＣＨＧが分かると、パラメータの現在値に対する最大負荷電流ＩＬは、次のように表わされる。
【数４】
2004508788.tif 000006
放電段階の終わりのフライキャパシタＶＦ間の電圧は、次のように表わされる。
【数５】
2004508788.tif 000007
放電段階の始めに負荷電圧ＶＬが到達する最低電圧は、次のように表わされる。
【数６】
2004508788.tif 000008
この電圧と基準電圧ＶＲＥＦとの間の差は、リプルＶＲＩＰである。
ＶＲＩＰ＝ＶＲＥＦ−ＶＬＯ
このパラメータセットに対する動作周波数（即ち電圧リプルの周波数）は、次のように表わされる。
【数７】
2004508788.tif 000009
【００７７】
ピーク入力電圧も求める価値があり、これは、充電段階の始めか又は放電中に発生し得る。負荷電流ＩＬは、一定であると仮定するので、放電中のピーク入力電流ＩＳは、この段階の始め又は終わりに発生する。全サイクル中のピーク電流は、これら値の最大値となる。
【数８】
2004508788.tif 000010
【００７８】
2004508788.tif 000011
【００７９】
【表１】
2004508788.tif 000012
【００８０】
充電段階中に遭遇する直列抵抗（ＲＣＨＧ）及び放電段階中に遭遇する直列抵抗（ＲＤＩＳ）は、テーブル１の３つの動作点欄に示したように、電力出力段４４の最大電流容量に最も意義のある作用を及ぼす。大きなフライキャパシタ（ＣＦ）及び負荷キャパシタ（ＣＬ）は、この容量を改善するが、それらの抵抗値が増加するにつれて、改善の程度が少なくなる。キャパシタンス値を増加すると、電流容量ではなく、出力電圧リプルＶＲＩＰの減少に大きな比例的作用を及ぼすと思われる。
上述した分析が示すことは、出力電圧がフィードバックとして感知されるならば、所望の出力電圧ＶＯＵＴを得るように電力出力段４４を動的に制御できることである。
【００８１】
電子装置に広く使用されている典型的な「電子」キャパシタ（導体間の誘電体、例えば、タンタルポリマー）は、数マイクロ秒ないし数ミリ秒以内に自己放電し、そして百万ないし１千万の充電サイクルというサイクル寿命を有することを特徴とする。電子キャパシタにとって自己放電時間が短いという欠点は、発振器ベースのチャージポンプ２０が、電子キャパシタを充電及び放電できる割合と、電子キャパシタが自己放電する割合との間のデューティサイクルで動作しなければならないことを意味する。従って、チャージポンプ出力段２４の既知の発振器コントローラ２６は、５０ないし２００Ｈｚの範囲のチャージポンプ動作周波数を考慮していない。低い需要レベルでは、チャージポンプは、１Ｈｚ以下で動作するのが好都合である。
【００８２】
従って、既知の発振器ベースのチャージポンプ２０は、数週間又は数ヶ月と測定される自己放電時間を有するウルトラキャパシタや同様の高蓄積装置の利点を取り入れることができない。ウルトラキャパシタは、電解溶液を分極化することにより静電気的にエネルギーを蓄積する電気化学的二重層キャパシタである。そのエネルギー蓄積物理作用には化学的反応が含まれない。従って、ウルトラキャパシタは、著しく両方向性（回復可能）であり、従って、電気化学バッテリのような同等の蓄積方法とは異なり、数千回も充電及び放電することができる。適当なウルトラキャパシタの一例は、カリフォルニア州、サンディエゴのＭａｘｗｅｌｌ（登録商標）テクノロジーから入手できるＰＳ−１０である。
【００８３】
「ウルトラキャパシタ」という用語は、電荷漏れが比較的低いために高い効率を有することを一般的に特徴とする多数の形式の大型キャパシタを包含することを意味すると理解されたい。従って、「ウルトラキャパシタ」は、二重層電解キャパシタ（しばしば、スーパーキャパシタ、ウルトラキャパシタ及び電力用キャパシタとして知られている）や、擬似キャパシタを含む。
本発明の別の特徴によれば、フライキャパシタＣＦ及び負荷キャパシタＣＬとしてウルトラキャパシタを組み込んだチャージポンプは、５Ｗ以上の電力を供給することができ、この割合に対し５０ないし２００Ｈｚの動作周波数が適当である。
【００８４】
以下に詳細に説明する本発明の一実施形態による動的なコントローラ５０は、発振器ベースのチャージポンプ２０の周波数で動作できるが、この動的なコントローラ５０は、非常に低い動作周波数でも動作することができる。従って、動的なコントローラ５０は、ウルトラキャパシタの付加的な蓄積能力の利点を取り入れることができる。
【００８５】
１ボルト未満の電力コンバータ
図７には、本発明の原理に基づいて動的に制御される電力コンバータ４０Ａの一実施形態がトップレベルブロック図の形態で示されている。以下の説明で明らかとなるように、ここに例示する実施形態は、非反転チャージポンプ電力出力段４４Ａを動的に制御することによりエネルギーソース１２からの入力電圧ＶＳを調整された出力電圧ＶＯＵＴへと昇圧又は降圧することができる。又、電力コンバータ４０Ａは、１ボルトより低い入力電圧ＶＳでも動作することができる。より詳細には、電力スイッチＭ１−Ｍ４は、低スレッシュホールドスイッチング信号Ｓ１及びＳ２に応答するように構成される。更に、以下で明らかとなるように、電力コンバータ４０Ａは、集積回路として容易に実施することができ、ひいては、小サイズ、低コストとすることができる。
【００８６】
図７に示す電力コンバータ４０Ａは、電力コントローラ４６Ａと、図５を参照して上述したものと同様の電力出力段４４Ａとを備えている。電力コントローラ４６Ａは、ＶＯＵＴが基準電圧ＶＲＥＦより低下するのに応答してスイッチング信号を発生するための比較器９４を備えている。比較器９４は、更に、フライキャパシタの電圧ＶＦ及び入力電圧ＶＳにも応答して、充電段階の時間を制御するのが好都合である。より詳細には、比較器入力スイッチング回路９８は、同じ比較器９４を、充電及び放電の両サイクル中に、次のように使用できるようにする。
【００８７】
充電段階中に、入力電圧の所定の一部分εＶＳが、充電サイクルスイッチ信号Ｓ１に応答して閉じる比較器入力スイッチＭ９を経て、第１比較器入力１００へ接続される。スイッチＭ９とエネルギーソース１２との間に介在されたＶＳ分割器１０２は、所定の割合εを与え、それによりＶＳを減少する。フライキャパシタ電圧ＶＦは、これも充電サイクルスイッチ信号Ｓ１に応答する比較器入力スイッチＭ１０を経て、第２比較器入力１０４に接続される。次いで、比較器は、フライキャパシタ電圧ＶＦが入力電圧の所定の一部分εＶＳに到達したときにスイッチング信号を発生する。
【００８８】
放電段階中に、放電サイクルスイッチ信号Ｓ２に応答して比較器入力スイッチＭ１１を経て第１比較器入力１００へ基準電圧ＶＲＥＦが接続される。又、ＶＯＵＴ分割器１０８により与えられるＶＯＵＴの所定の一部分も、スイッチ信号Ｓ２に応答して、比較器入力スイッチＭ１２により第２比較器入力１０４へ接続される。
【００８９】
比較器９４への種々の入力のスケーリングに関して、当業者であれば、特定の用途に対してスケーリングを種々組み合わせるのが適当であることが明らかであろう。例えば、ここに例示する例は、昇圧電力コンバータ構成と、比較的低い電圧基準ＶＲＥＦとをベースとしている。従って、ＶＯＵＴ分割器１０８は、必要に応じてＶＯＵＴをスケールダウンし、単一基準電圧を使用して、ある範囲の所望の出力電圧ＶＯＵＴを得られるようにする。ＶＯＵＴが基準電圧より低い用途では、ＶＯＵＴ乗算器乗算器を使用するか又は分割器を使用して電圧基準９６からの出力を所望の基準電圧ＶＲＥＦへスケールダウンすることができる。同様に、降圧電力コンバータに対して他の変更も明らかである。更に、もし必要であれば、比較器９４に加えて、第２の比較器を使用してもよい。
【００９０】
比較器９４からのスイッチングコマンドは、タイミングコントローラ１１２により受け取られて、充電スイッチ信号Ｓ１及び放電スイッチ信号Ｓ２が発生される。比較器９４とタイミングコントローラ１１２との間に効果的に介在されるのは、遅延回路１１４であり、これは、不必要なスイッチングを回避すると共に、高い動作周波数によるＥＭＩ放射の影響を減少するためにスイッチングにヒステリシスを生じさせる。
【００９１】
ブートストラップ始動回路１１６は、図１１を参照して詳細に述べるように、放電時に、動的なコントローラ５０Ａが電力出力段４４Ａの制御を行わないときに、電力出力段４４Ａの動作を開始するために図７に示されている。
始動回路１１６は、半導体がコールドスタート中に接地にラッチされて（即ち最初に放電された負荷キャパシタＣＬ）、動的なコントローラ５０Ａが電力出力段４４Ａの制御を行うのを防止するような本発明の集積回路実施形態の場合に必要となる。より一般的には、始動回路は、所望の出力電圧ＶＯＵＴで動作するまでコールドスタート中に必要とされる時間を短縮する。
【００９２】
始動回路１１６は、エネルギーソース１２の正の端子３０を、負荷キャパシタＣＬの第１端子３２に直接接続するのではなく、フライキャパシタＣＦの第１端子３１に接続するものとして示されている。しかしながら、常閉スイッチＭ２の選択により、始動回路は、以下に述べるように、始動（コールドスタート）状態で負荷キャパシタＣＬに効果的に接続されることを理解されたい。
【００９３】
電力コントローラ４６Ａに含まれるバイパス制御回路１１８は、電力コンバータ４０Ａの容量を越える過渡的な高い負荷のようなある状態の間に使用される。過渡的な高い負荷は、付加的な容量を必要とする所定の大きさのものである出力電圧の低下（電圧垂下）によって特徴付けられる。従って、バイパス回路１１８は、ＶＯＵＴを基準電圧ＶＲＥＦと比較する。電圧垂下がＶＯＵＴにおいて検出されたときには、バイパス回路１１８は、バイパススイッチＭＢのためのバイパススイッチ信号ＳＢを発生し、このバイパススイッチは、それに応答して、エネルギーソース１２の正の端子３０を出力端子４２に直接接続する。同様に、バイパス回路１１８は、低い入力電圧による電力コンバータ４０の差し迫った故障に応答することもでき、電力コンバータ４０Ａの電力消費を取り除くことによって使用寿命の延長に最良に応じるようにされる。従って、バイパス回路１１８は、入力電圧ＶＳを基準電圧ＶＲＥＦと比較し、そしてそれに応じてスイッチＭＢを動作する。
【００９４】
図７の電力コンバータ４０Ａの動作が図８ないし１０のフローチャートに示されている。図８を参照すれば、電力コンバータの動作１３０は、蓄積素子が放電された状態で開始し、従って、図９及び１１を参照して述べるように、集積回路実施において接地へのラッチを防止するために始動動作１３２が実行される。この始動動作１３２の後に、電力コンバータの動作１３０は、図９を参照して述べるように、動的な動作１３４へと移行する。
【００９５】
動的な動作１３４は、一般的に、ブロック１３６で示されたように、出力電圧ＶＯＵＴの垂下が生じたかどうか判断し、もし生じない場合に、動的な動作１３４が継続するようにすることにより、遮断するまで続けられる。ＶＯＵＴの電圧垂下は、電力コンバータ４０Ａの能力を越える大きな過渡負荷を示す出力電圧ＶＯＵＴの低下である。ブロック１３６において、ＶＯＵＴの垂下が検出された場合には、過渡バイパスが行われて、出力端子が、上述したように、ある時間周期にわたりエネルギーソースに電気的に接続される（ブロック１３８）。本発明に適合するある用途では、過渡バイパスは、エネルギーソース１２及び出力端子４２、４３から電力コンバータ４０Ａを電気的に切断する。この切断の効果は、過渡状態が終わった後に回復周期を生じるような電力出力段４４Ａの放電を回避することを含む。本発明に適合する他の用途では、過渡バイパスは、エネルギーソース１２及び出力端子４２、４３から電力コンバータ４０Ａを切断せず、従って、電力コンバータ４０Ａは、負荷装置１４により要求される電力を供給するよう貢献する。
【００９６】
出力電圧が依然低状態に保たれる場合には（ブロック１４０）、バイパスがラッチ状態に入れられる（ブロック１４２）。ブロック１４０において、ＶＯＵＴが回復した場合には、ブロック１４４において、電流過負荷状態が存在するかどうかを判断することにより別の保護特徴が実行される。例えば、エネルギーソースは、おそらく、ある時間中に供給できる電流の量について安全限界を有する。或いは又、出力電流を引き出す負荷装置１４は、故障モードにあり、これが電力コンバータの動作１３０に通知される。従って、電流過負荷である場合には（ブロック１４４）、出力端子がエネルギーソースから切断される（ブロック１４６）。しかしながら、ブロック１４４において、電流過負荷がない場合は、ブロック１４８において、コントローラがオフであるかどうかの判断がなされる。これは、種々の保護手段が、電力コンバータを再始動する必要がある状態を招くという状況を表わす。従って、コントローラがオフである場合には（ブロック１４８）、電力コンバータの動作１３０は、始動動作へ戻り（ブロック１３２）、さもなければ、動的な動作へ戻る（ブロック１３４）。
図８に示された順次流れ線図は、独立して及び連続的に実行することのできる種々の保護モードを示し、或いは本発明に適合する保護特徴の種々の組合せが含まれることを理解されたい。
【００９７】
図９は、図８で説明した始動動作１３２を流れ線図形態で示す。この始動動作１３２の利点は、本発明による電力コンバータ４０Ａを１ボルト未満の入力電圧でいかに始動できるか示すことを含む。これは、特に、負荷キャパシタＣＬのような蓄積キャパシタの放電が電力コントローラ４６Ａの不作動を招くような集積回路用途に望ましいものである。更に、始動動作１３２は、電力コンバータ全体で消費される電力を減少できる低い出力需要の別のチャージポンプとしての本発明の使用を示唆する。
【００９８】
典型的な発振器ベースの電力コンバータ２０は、エネルギーソース１２から負荷キャパシタＣへ電気的に接続されたブートストラップ外部大電力ショットキーダイオードを組み込んでいる。このショットキーダイオードは、負荷キャパシタ電圧ＶＬが低いときに導通し、負荷キャパシタＣＬの充電を開始すると共に、負荷装置１４へ電力を供給し始める。この付加的なショットキーダイオードがないと、負荷装置１４は、典型的な集積回路スイッチマトリクス４８が接地にラッチする傾向があるために、負荷キャパシタＣＬの充電を妨げる傾向がある。
【００９９】
ショットキーダイオードを追加することは、発振器制御の電力コンバータ２０の所望の小型化を妨げる。更に、ショットキーダイオードは、発振器制御の電力コンバータ２０の通常の動作中に電力を消費し、従って、効率を低下させる。
それ故、通常の動作中に効率に悪影響を及ぼさずに、動的に制御される電力コンバータ４０Ａを始動することが望まれる。又、外部部品を伴わずに電力コンバータ４０Ａと一体化できるやり方でそれを行うことも望まれる。
【０１００】
始動動作１３２は、ブロック１５０において電力コンバータに負荷が既にかけられており、そしてブロック１５２において電力コンバータへの入力電圧が得られるという初期条件で開始される。次いで、電力コントローラがオフで電力出力段を制御しないかどうかの判断がなされる（ブロック１５４）。電力コントローラがオンである場合には（ブロック１５４）、小さな始動キャパシタＣＱＰＵＭＰがフローティング状態にされ（ブロック１５６）、そして始動動作１３２が実行される。
【０１０１】
ブロック１５４においてコントローラがオフである場合には、始動スイッチが閉じて、入力電圧ＶＳを始動キャパシタＣＱＰＵＭＰへ供給し（ブロック１５８）、そして始動キャパシタＣＱＰＵＭＰが接地基準となる（ブロック１６０）。始動キャパシタＣＱＰＵＭＰが充電されると（ブロック１６２）、それが蓄積キャパシタ（例えば、負荷キャパシタ）へと放電され（ブロック１６４）、そして始動キャパシタＣＱＰＵＭＰを含む始動回路が電力コンバータのスイッチマトリクスから切断される（ブロック１６６）。次いで、始動動作１３２は、ブロック１５４へ戻り、この始動サイクルがコントローラをアクチベートするに充分であったかどうか調べると共に、必要に応じてその後の始動動作サイクルを繰り返す。
【０１０２】
図１０には、図８に示された動的な動作１３４が流れ線図の形態で示されている。先ず、フライキャパシタが入力電圧ＶＳと並列にスイッチされて、フライキャパシタが充電される（ブロック１７０）。フライキャパシタの電圧ＶがＦ入力電圧ＶＳの所定の割合（例えば、ＶＳの８０％）を越えると（ブロック１７２）、充電段階は終了となり、フライキャパシタＣＦを入力電圧ＶＳとの並列接続から切断すると共に（ブロック１７４）、デッドタイム遅延ＴＤＥＬの間だけ遅延させる（ブロック１７６）。
【０１０３】
次いで、放電サイクルは、ブロック１７７において、動的な動作１３４が昇圧動作であるか降圧動作であるか判断することにより開始される。昇圧である場合には、放電段階中に、フライキャパシタ電圧ＶＦが入力電圧ＶＳに加えられるが、降圧である場合には、フライキャパシタ電圧ＶＦのみが使用される。この選択は、動的動作１３４の各段階中に決定されるのではなく、予め決定されそしてプリセットされてもよいが、これらの付加的な決定は、好都合にも、例えば、基準電圧ＶＲＥＦを変化させることにより出力電圧ＶＯＵＴを希望通りに調整できるようにする。
【０１０４】
従って、ブロック１７７では、基準電圧ＶＲＥＦが入力電圧ＶＳより低いか（即ち降圧動作であるか）どうかの判断が行われる。もしそうであれば、フライキャパシタＣＦのみが負荷キャパシタＣＬにまたがって入れられる（ブロック１７８）。さもなければ、入力電圧ＶＳ及びフライキャパシタＣＦが負荷キャパシタＣＬにまたがって直列に入れられる（ブロック１７９）。ブロック１７８又は１７９のいずれかの後に、最小放電時間遅延ＴＤＩＳが行われて、出力電圧ＶＯＵＴに関わりなくフライキャパシタＣＦの完全放電を行うことができる（ブロック１８０）。
【０１０５】
次いで、動的な動作１３４は、この状態において、出力電圧ＶＯＵＴが基準電圧ＶＲＥＦより大きい間待機となる（ブロック１８２）。これは、比較器の非補償特性のためである。手前の充電／放電サイクル中に転送された電荷の量が、ＶＯＵＴがＶＲＥＦを越えるように負荷キャパシタＣＬを充電するのに不充分である場合には、その直後に別の充電／放電サイクルが必要となる。他の場合には、手前の充電／放電サイクルで充分である。従って、動的動作１３４は、負荷装置又は負荷キャパシタの自己放電が負荷キャパシタを充分に放電させるまでの時間周期中、待機し続ける。ＶＯＵＴがＶＲＥＦより大きくないときには、フライキャパシタＣＦが負荷キャパシタＣＬから切断され（ブロック１８４）、これは、昇圧の場合に、入力電圧ＶＳを負荷キャパシタＣＬから切断することを含む。次いで、別のデッドタイム遅延ＴＤＥＬが課せられ（ブロック１８６）、そしてブロック１７０の充電段階へ戻ることによりサイクルが繰り返される。
【０１０６】
明瞭化のために、上記の動的動作１３４は、例えば、放電段階が保証されるときまでフライキャパシタＣＦを充電することで始まることを理解されたい。しかしながら、ここに示す実施形態では、充電段階は、実際上、放電段階内のネスト状の動作である。より詳細には、電力コンバータは、放電段階を開始し、そして付加的な電荷が必要となる（例えば、ＶＯＵＴがＶＲＥＦより下がる）ときまでそこに留まる。次いで、充電段階が実行される。それが完了するや否や、必要な上記遅延の後に、放電段階が再び始まる。その後、電力コンバータ４０Ａは、再び放電状態に留まり、更に電荷が必要とされるのを待機する。
【０１０７】
図１１を参照すれば、図７の電力コンバータ４０Ａに対する一体化された電力出力段４４Ａが、好都合にも、参考としてここに援用する２０００年３月２２日に出願された「Ｌａｔｅｒａｌ Ａｓｙｍｍｅｔｒｉｃ Ｌｉｇｈｔｌｙ Ｄｏｐｅｄ Ｄｒａｉｎ ＭＯＳＦＥＴ」と題するＹｉｎｇ　Ｘｕ氏等の共通所有の米国特許出願（Ｐ＆Ｇケース７９９２）に開示されたように、低スレッシュホールド（例えば、１ボルト未満）で制御できるＭＯＳＦＥＴトランジスタスイッチを使用して０．３５ミクロンの二重サリサイドプロセス（２つの金属、２つのポリサリダイド）で実施された集積回路によって示されている。低スレッシュホールド制御をもつのに加えて、そこに開示されたＭＯＳＦＥＴデバイスは、本発明により使用されるスイッチマトリクス４８の効率に直接貢献する低いオン抵抗を有する。
【０１０８】
電力スイッチＭ１−Ｍ４、並びにバイパススイッチＭＢは、低スレッシュホールドＭＯＳＦＥＴデバイスのアレーを組み込むことにより所望のピーク出力電流まで拡張可能な電流容量を有するが、図１１には単一のトランジスタとして示されている。ＭＯＳＦＥＴ電力スイッチＭ１−Ｍ４は、上記特許出願に説明されたように、スイッチマトリクス４８を効率的に動作するために、低いオン抵抗及び高いオフ抵抗で設計されるのが好都合である。
【０１０９】
一般に、ｎ型ＭＯＳＦＥＴデバイスは、製造するのに小さく、スイッチングが迅速で、ゲート電圧がないと、通常オフであるために選択される。しかし、ある場合には、ｐ型ＭＯＳＦＥＴスイッチも、効果的に使用される。第１に、以下で明らかとなるように、フライキャパシタＣＦの第１端子３１と、負荷キャパシタＣＬの第１端子３２との間にｐ型電力スイッチＭ２を使用すると、本発明の１つの特徴により、電力コンバータ４０Ａを始動するのに１つの電力スイッチＭ１をバイアスするだけでよい１ボルト未満の漸次始動回路１１６を形成できる。
【０１１０】
この始動回路１１６は、電力出力段４４Ａが放電されたときにこの始動回路１１６をアクチベートするように構成されたｐ型ＭＯＳＦＥＴ始動スイッチＭＳを備えている。スイッチングを制御するための種々の信号（例えば、Ｓ１、Ｓ２、Ｓ２Ｎ、・・）は以下で詳細に説明する。ＭＳのドレインは、入力電圧ＶＳに接続され、そしてそのゲート及びソースの両方は、フライキャパシタＣＦの第１端子３１に接続される。フライキャパシタＣＦの第２端子３４に接続される２つの電力スイッチＭ３及びＭ４は、ｎ型であり、従って、フライキャパシタＣＦがこの状態においてフローティングであるようにオープンである。しかしながら、電力スイッチＭ２は、上述したようなｐ型トランジスタであり、従って、電力コントローラ４６Ａが最初にこの状態において付勢されない状態で閉じている。その結果、始動スイッチＭＳは、そのゲート及びソースも、最初にゼロであるＶＯＵＴに接続されている。従って、始動スイッチＭＳのゲートは接地され、そして始動スイッチＭＳは、負荷キャパシタＣＬへ入力電圧ＶＳを導通し始める。
【０１１１】
しかしながら、この１つの小さなＭＯＳＦＥＴの電流容量では、負荷キャパシタＣＬを充電するのに不充分である。それ故、始動スイッチＭＳは、電力スイッチＭ１を閉じるように間接的に使用されて、負荷キャパシタＣＬに入力電圧ＶＳが与えられるようにする。より詳細には、始動スイッチＭＳのソースからｎ型スイッチＭ１３のゲートへ入力電圧が接続される。スイッチＭ１３は、スイッチＭＳからの入力電圧ＶＳにより閉じる。スイッチＭ１３が閉じると、そのドレインの入力電圧ＶＳがソースへ通され、これは、次いで、始動キャパシタＣＱＰＵＭＰの第１端子１９０へ接続される。始動キャパシタＣＱＰＵＭＰの第２端子１９２は、電力コントローラ４６Ａが不作動であるときに始動キャパシタＣＱＰＵＭＰの第２端子１９２を接地するように構成されたトランジスタ対Ｍ１４、Ｍ１５に接続される。さもなければ、トランジスタ対Ｍ１４、Ｍ１５は、始動キャパシタＣＱＰＵＭＰの第２端子１９２をフローティングするように構成される。より詳細には、始動キャパシタＣＱＰＵＭＰの第２端子１９２は、ｐ型スイッチＭ１５のドレイン及びｎ型スイッチＭ１４のソースに接続される。スイッチＭ１５は、そのソースが接地され、そしてそのゲートが負のバイアスによりバイアスされて、電力コントローラ４６Ａが動作しているときにスイッチＭ１５を開くようにされている。それ故、電力コントローラ４６Ａが動作しているときは、始動キャパシタＣＱＰＵＭＰの第２端子１９２が接地から切断される。スイッチＭ１４は、そのドレインが入力電圧ＶＳに接続され、そしてそのゲートが正のバイアスによりバイアスされて、電力コントローラが動作しているときにスイッチＭ１４を閉じるようにされる。
【０１１２】
図１２には、図７の電力コンバータ４０Ａに適した回路が示されている。図１２は、充電段階中及び放電段階中に比較を行うために比較器９４をバイアスする１つの回路例を示す。充電及び放電段階中に、この回路は、既に始動されており、そして電力コントローラ４６Ａは、スイッチング信号（例えば、Ｓ１、Ｓ２等）を発生するように動作される。Ｓ１がＭ９及びＭ１０を閉じる充電段階中には、入力電圧ＶＳの分割器１０２が、図７を参照して述べたように、フライキャパシタ電圧ＶＦと比較するために所定の割合（例えば、８０％）だけ入力電圧ＶＳを減少する。Ｓ２がＭ１１及びＭ１２を閉じる放電段階中には、ＶＯＵＴ分割器１０８が、電圧基準９６からの基準電圧と正しく比較するために出力電圧ＶＯＵＴをスケーリングする。
【０１１３】
又、図１２は、電力コントローラ回路４６Ａのタイミングコントローラ１１２が、以下に詳細に述べる複数の信号Ｐ＿Ｓ２ＮＢ、Ｐ＿Ｓ２ＮＡ、Ｓ２、Ｓ２Ｎ、Ｐ＿Ｓ１、Ｓ１、Ｓ１Ｎを発生して、充電スイッチ信号Ｓ１及び放電スイッチ信号Ｓ２と同等のことを実行する。この複数の信号は、ここに示す実施形態の場合に、電力スイッチＭ１−Ｍ４が他のスイッチより多量の電流を必要とし、そして電力スイッチＭ２、Ｍ４がｐ型であり、従って、ｎ型の電力用ＭＯＳＦＥＴの電力スイッチＭ１、Ｍ３よりゆっくりとスイッチングするために必要とされる。Ｍ１、Ｍ３の一方又は両方がＭ２、Ｍ４の一方又は両方と同時に閉じる場合のトランスコンダクタンスを防止するために、各ゲートへの信号にある程度の遅延が必要とされる。
【０１１４】
図１３には、電圧基準回路９６の一実施形態が示されており、これは、本発明の特徴に基づき１ボルト未満の入力電圧ＶＳで動作することができる。定電流回路２００は、レールに対する電圧基準回路２０２を付勢し、該回路２０２を入力電圧ＶＳの変化から分離する。出力バッファ２０４は、レールに対する電圧基準回路２０２からの未増幅の基準電圧を増幅する。レールに対する電圧基準回路２０２を温度補償するために、並列ダイオードアレーの「絶対温度に比例する（ＰＴＡＴ）」回路２０６がその回路２０２をバイアスする。
【０１１５】
図１４及び１５には、図７の電力コントローラ４６Ａに対する比較器９４の一実施形態が示されている。差動増幅器２０６−２１０は、共通モード信号を拒絶するのに有効であるので効果的に使用される。例えば、共通モード信号は、入力に誘起されるノイズである。集積回路の差動増幅器は、比較的低い出力利得を有する。これは、２つの点で意味をもち、即ち入力コントローラ４６Ａの入力トランジスタに非直線性がありそしてその後段に対して必要な電流利得を与える際に非直線性があることである。入力の非直線性をある程度打ち消すために、３つの差動増幅器の組合せが示されており、第１の差動増幅器２０６は、その負入力にＶ＋入力をそしてその正入力にＶ−を受け取る。第２の差動増幅器２０８は、その負端子にＶ−をそしてその正端子にＶ＋を受け取る。第１差動増幅器２０６の出力は、第３差動増幅器２１０の負端子に接続され、そして第２差動増幅器２０８の出力は、第３差動増幅器２１０の正入力に接続される。第４差動増幅器２１２は、電圧ホロワバッファとして構成されて、第３差動増幅器２１０からの比較器スイッチング信号（Ｏｕｔ＋、Ｏｕｔ−）の電流を増加する。
【０１１６】
図１６には、図７の電力コントローラ４６Ａに対するタイミングコントローラ回路１１２の一実施形態が示されている。基本的に、このタイミングコントローラ回路１１２は、必要な個々のスイッチコマンドを実行して、電力出力段４４Ａを充電段階と放電段階との間で構成する役割を果たす。更に、電力コントローラ４６Ａのタイミングコントローラ回路１１２は、対にされたスイッチ及びシーケンス付けされたスイッチを、あるスイッチ組合せを回避するように正しくフェージングしなければならない。例えば、充電段階にある電力スイッチＭ１及びＭ３は、いずれも、放電段階にあるいずれの電力スイッチＭ２及びＭ４とも同時に閉じてはならない。さもなければ、交差導通（又はトランスコンダクタンス）が発生し、例えば、エネルギーソース１２が、上述したように、出力端子４２へ瞬間的に短絡される。
【０１１７】
図１７は、タイミングコントローラ回路１１２のタイミング図である。より詳細には、Ｓ１信号は、動的なコントローラ５０により内部で使用される充電段階信号である。Ｓ２信号は、動的なコントローラ５０により内部で使用される放電段階信号である。Ｐ＿Ｓ２Ｎｂ信号は、ｐ型ＭＯＳＦＥＴ　Ｍ２に対する高電流スイッチ信号で、交差導通を防止するためにＳ２信号に対して遅延され、そしてｐ型ＭＯＳＦＥＴ　Ｍ２が正の電圧でオープンされるためにＳ２から反転されている。Ｐ＿Ｓ２Ｎａは、ｐ型ＭＯＳＦＥＴ　Ｍ４に対する高電流スイッチ信号で、Ｐ＿Ｓ２Ｎｂに対して遅延されている。Ｐ＿Ｓ１信号は、電力用ＭＯＳＦＥＴスイッチＭ１、Ｍ３に対するＳ１の高電流バージョンである。Ｓ２Ｎ信号は、始動回路１６、特に、スイッチＭ１４に対するＳ２信号の反転バージョンである。Ｓ１Ｎ信号は、始動回路１６、特に、スイッチＭ１５に対するＳ１信号の反転バージョンである。
【０１１８】
本発明は、多数の実施形態について説明し、そしてそれら実施形態は、非常に詳細に説明したが、特許請求の範囲に規定された本発明の範囲をそれらの細部に何ら限定するものではない。付加的な効果や変更が当業者に容易に明らかであろう。
例えば、非反転のチャージポンプ電力出力段４４Ａを動的に制御することについて述べたが、ここでの開示の利益が得られると、本発明により反転型のチャージポンプ電力出力段を動的に制御することも当業者に明らかであろう。
【０１１９】
本発明による電力コンバータ４０Ａは、種々様々な製品に組み込むことができる。例えば、集積回路で達成できる小型サイズ及び上述した低電力消費特性の効果を取り入れた電力コンバータ４０Ａは、好都合にも、バッテリパッケージに組み込んで、バッテリの使用寿命、及び需要時のエネルギー及び振幅を向上させることができる。
更に、本発明による電力コンバータ４０Ａは、エネルギーソース１２の内部に組み込まれるか、エネルギーソース１２を使用する負荷装置１４に組み込まれるかに関わらず、種々様々なポータブル電子装置１０を改善し又は可能にする。例えば、エネルギーソース１２のサイズ及び重量の減少は、着用式であるか植え込み式であるかに関わらず、侵襲性の低い医療診断、エネルギー供給、又は操作式薬剤投与装置を許す。
【０１２０】
更に、バッテリ又は同様のエネルギーソース１２で現在付勢されているポータブル電子装置は、本発明による電力コンバータを組み込むことにより改良することができる。例えば、ポータブル通信装置及びポータブルオーディオ装置において、効率の引き上げにより改良された使用寿命が得られ、そして需要の低下により許されるときに、電力コンバータ４０の動作周波数、ひいては、ノイズを低下することにより、性能を向上することができる。
又、本発明によるほぼ又は完全に一体化された電力コンバータ４０Ａは、メモリ、論理回路及び他の集積デバイスのための充分に小型で効率のよい電源を与える。例えば、電力コンバータ４０Ａは、メモリ、論理回路又は他の集積デバイスも含む集積回路の一部分に埋め込まれてもよい。
【０１２１】
更に、入力電圧、特に、低い入力電圧に動的に適応することに関する本発明の特徴は、入力電圧が非持久性であるか、さもなければ、一般に知られた電力コンバータに適していない用途を考慮している。例えば、光電池は、表面積及び入射放射エネルギーの量に関連して電力を発生する。従って、光電池を使用する装置は、光が不充分であるためにしばしば不作動になったり、得られる通常の電力量内に留まるために機能を制限しなければならなかったり、及び／又は光電池専用の表面積を増加しなければならなかったりする。従って、電力コンバータ４０Ａは、小さな光電池を考慮し、そして広範囲の光条件で使用することができる。
【０１２２】
更に別の付加的な例として、明瞭化のために単一のフライキャパシタＣＦ及び負荷キャパシタＣＬが示された。当業者であれば、本発明による電力コンバータ４０Ａは、複数のフライキャパシタＣＦ及び／又は複数の負荷キャパシタＣＬを含んでもよいことが明らかであろう。更に、フライキャパシタＣＦ及び／又は負荷キャパシタＣＬは、電気及び磁気エネルギーのための種々の蓄積装置より成ってもよい。
【０１２３】
別の例として、本発明による電力コンバータ４０Ａは、種々様々な製品に組み込むことができる。例えば、上述した小サイズ及び低電力消費（即ち高効率）特性の利点を取り入れる電力コンバータ４０Ａは、好都合にも、バッテリパッケージに組み込まれて、バッテリの使用寿命、並びに需要時のエネルギー及び振幅を向上させることができる。電力コンバータ４０Ａを組み込むことは、全てが１９９８年４月２日に出願された以下の共通所有の特許出願に開示されたのと同様に行われる。ブラディミア・ガートステイン及びドラガンＤ．ネブリジック氏の「ＰＲＩＭＡＲＹ ＢＡＴＴＥＲＹ ＨＡＶＩＮＧ Ａ ＢＵＩＬＴ−ＩＮ ＣＯＮＴＲＯＬＬＥＲ ＴＯ ＥＸＴＥＮＤ ＢＡＴＴＥＲＹ ＲＵＮ ＴＩＭＥ」と題する米国特許出願第０９／０５４，１９２号；ブラディミア・ガートステイン及びドラガンＤ．ネブリジック氏の「ＢＡＴＴＥＲＹ ＨＡＶＩＮＧ Ａ ＢＵＩＬＴ−ＩＮ ＣＯＮＴＲＯＬＬＥＲ ＴＯ ＥＸＴＥＮＤ ＢＡＴＴＥＲＹ ＳＥＲＶＩＣＥ ＲＵＮ ＴＩＭＥ」と題する米国特許出願第０９／０５４，１９１号；ブラディミア・ガートステイン及びドラガンＤ．ネブリジック氏の「ＢＡＴＴＥＲＹ ＨＡＶＩＮＧ Ａ ＢＵＩＬＴ−ＩＮ ＣＯＮＴＲＯＬＬＥＲ」と題する米国特許出願第０９／０５４，０８７号；及びドラガンＤ．ネブリジック、ミランＭ．ジェブティティッチ、ビグ・シェリル、ニック・ブスコ、ピーター・ハンセン及びウイリアム・ミラム氏の「ＢＡＴＴＥＲＹ ＨＡＶＩＮＧ Ａ ＢＵＩＬＴ−ＩＮ ＣＯＮＴＲＯＬＬＥＲ ＴＯ ＥＸＴＥＮＤ ＢＡＴＴＥＲＹ ＳＵＲＶＩＣＥ ＲＵＮ ＴＩＭＥ」と題する米国プロビジョナル特許出願第６０／０８０，４２７号。これらの特許出願は、全て、その全体を参考としてここに援用する。
【０１２４】
３状態チャージポンプ制御
ここに述べる本発明の他の形態では、チャージポンプを動的に制御して、フライキャパシタ電圧及び／又は負荷キャパシタ電圧を所定の電圧リプルバンド内に維持することができる。フライキャパシタを所定の電圧リプル内で充電及び放電する効果は、効率を向上することを含む。フライキャパシタは、電荷転送の割合及び転送中の内部ロスが最適化される電圧領域内で使用される。フライキャパシタの各充電／放電サイクル中の電荷転送を最適化することによりスイッチングロスが軽減される。同様に、負荷キャパシタ間の電圧を所定の電圧リプルバンド内に維持する効果の１つは、効率の改善である。
【０１２５】
電圧リプルは、ソース電圧ＶＳ（例えば、バッテリ電圧ＶＢＡＴ）に関して定義することができ、フライキャパシタの電圧リプルバンドを定義するのに、バッテリ電圧の２つのスケーリングされたスレッシュホールドが使用される（例えば、αＶＢＡＴ、βＶＢＴＡ）。しかしながら、バッテリ電圧は、特に、ピーク負荷の間及びバッテリの使用寿命の後の部分中には、バッテリの内部抵抗により減衰する。従って、フライキャパシタの電圧リプルバンドも低くなる。スイッチＭ１−Ｍ４の抵抗値と、キャパシタＣＬ及びＣＦのＥＳＲは、バッテリの内部抵抗に比して低いので、バッテリの電圧降下は、回路において安定性の問題を引き起こす。その結果、本発明の特徴による実施形態は、不安定の問題を回避するために固定の電圧基準を使用している。
【０１２６】
しかしながら、バッテリ電圧の低下傾向に応答して固定の電圧基準を減少するのが好都合である。例えば、倍電圧チャージポンプでバッテリ電圧が所定値に下がると、所望の出力電圧を得ることができなくなる。バッテリ電圧の低下を感知するのに応答して、付加的なチャージポンプ段又は付加的なフライキャパシタを使用して、所望の出力電圧を得る一方、充電／放電サイクルをトリガーするのに使用される電圧スレッシュホールドを減少することができる。バッテリ電圧の傾向を決定する１つの方法は、無負荷状態の間、例えば、クロスバー電流を防止するのに使用される充電サイクルと放電サイクルとの間の時間遅延の間に、バッテリ電圧をサンプリングすることである。
【０１２７】
図１８は、フライキャパシタの電圧リプルを制御するための１つの回路の動作を示す流れ線図である。先ず、フライキャパシタが最大フライキャパシタ電圧に充電されたかどうか、即ちＶＦ≧ＶＦ，ＭＡＸであるかどうかの判断がなされる（ブロック２００）。もしそうでなければ、フライキャパシタは、最大フライキャパシタ電圧に到達するまで充電される（ブロック２０２）。フライキャパシタが充分に充電された場合には、フライキャパシタがソース電圧及び負荷キャパシタから切断され（ブロック２０４）、そして待機状態と称される状態に入れられる。この待機状態は、充電状態及び放電状態に加えてチャージポンプの第３の状態になる。フライキャパシタが充電されそして展開を待機している状態では、遅延が回避される（即ち出力電圧が著しく低く降下したと感知された後にフライキャパシタを充電しなければならない遅延）。従って、チャージポンプの電力容量が増加される。加えて、あるチャージポンプ構成においては、ソース電圧及びフライキャパシタを切断した状態で負荷キャパシタが出力電圧を与えるようにするのが好都合である（例えば、降圧構成）。それ故、本発明の１つの特徴に基づいて組み込まれる待機状態は、これらに関して好都合である。
【０１２８】
フライキャパシタが待機状態にあるときには、ブロック２０６において、出力電圧が基準電圧以下であるかどうか、即ちＶＯ≦ＶＲＥＦであるかどうか判断がなされる。出力電圧が基準電圧以下でない場合は、フライキャパシタが必ずしも出力に必要とされず、コントローラは、待機状態に保たれる（ブロック２０４）。出力電圧が基準電圧以下に降下すると（ブロック２０６）、フライキャパシタが出力に接続され、そして放電状態に入れられる（ブロック２０８）。フライキャパシタは、フライキャパシタ電圧ＶＦが最小フライキャパシタ電圧ＶＦ，ＭＩＮ未満であるという判断がなされる（ブロック２１０）まで放電状態に保持される。この最小フライキャパシタ電圧においてフライキャパシタ電圧リプルバンドの底部まで放電すると、制御は、ブロック２０２へ戻り、フライキャパシタを再充電すると共に、本発明により次の充電−対キー放電サイクルに対して準備する。
図１８には示されていないが、出力電圧の電圧リプルを更に制御できるように出力電圧に対する最大及び最小電圧基準の両方について更なる判断を行えることが明らかであろう。従って、制御における更なるヒステリシスを使用することができる。
【０１２９】
多出力の電力コンバータ
選択可能な種々の出力電圧レベルを与える回路のブロック図である図１９には別の実施形態の電力コンバータ２３０が示されている。例えば、１．８Ｖ、２．５Ｖ、３．０Ｖ、３．３Ｖ及び５．５Ｖのレベルが示されている。それより低い電圧（例えば、１．２Ｖ、１．５Ｖ）及びそれより高い電圧（例えば、７．０Ｖ）のような他の電圧レベルも意図されることが明らかである。
種々の電圧レベルに対する各一体的な出力段２３２ａ−２３２ｅは、各々フライキャパシタＣＦ１−ＣＦ５及び負荷キャパシタＣＬ１−ＣＬ５を伴う上記の昇圧又は降圧チャージポンプ電力出力段でよい。図１９には、５つのレベル及びそれに関連した出力段が示されている。
【０１３０】
各出力段２３２ａ−２３２ｅの動的な制御は、多出力コントローラ２３４により行われる。この多出力コントローラ２３４は、各出力段２３２ａ−２３２ｅを制御するのに必要な種々のスレッシュホールドレベルに基準電圧ＶＲＥＦをスケーリングするためのバンドギャップ電圧基準２３６を受け取る。又、この多出力コントローラ２３４は、イネーブルバス２３８に応答して、各出力段２３２ａ−２３２ｅを選択的にターンオンする。多出力コントローラ２３４は、本発明により信号バスＳ１１−５及びＳ２１−５として各々示された充電及び放電スイッチ信号を各出力段２３２ａ−２３２ｅへ供給する。多出力コントローラ２３４は、フライキャパシタ電圧ＶＦ１−ＶＦ５及び５つの出力電圧（即ち１．８ＶＯＵＴ−５．０ＶＯＵＴ）に応答してこれらの充電／放電信号を発生する。
【０１３１】
図２０には、図１９の電力出力段２３２ａ−２３２ｅの一例の回路が、図５について述べたのと同様に示されている。ノードＶｎＦＬＹ−ＨＩＧＨとＶｎＦＬＹ−ＬＯＷとの間に接続されたフライキャパシタＣＦ、及びノードＶＯＮから接地へと接続された負荷キャパシタＣＬは、図示されていない。
図２０に示された電力用ＭＯＳＦＥＴ　Ｍ１Ａ、Ｍ２Ａ、Ｍ１Ｂ及びＭ２Ｂは、上述したスイッチＭ１、Ｍ２、Ｍ３及びＭ４に対応する。更に、ｐ型ＭＯＳＦＥＴスイッチＭ３は、始動中に負荷キャパシタＣＬ１−ＣＬ５を充電するために、多出力コントローラ２３４がデアクチベートされたときに、ソース電圧（ＶＣＣ）を出力に接続する。その後、出力電力段２３２ａ−２３２ｅが動作されるときに、多出力コントローラ２３４によりＳ３ｎ信号が発生される。上述したように、使用するＭＯＳＦＥＴの形式（例えば、ｐ型、ｎ型）に基づいて、あるスイッチの制御信号は、他のスイッチの信号に対して反転又は遅延される（例えば、Ｓ１、Ｓ１ｎ、Ｓ２、Ｓ２ｎ等）。
【０１３２】
図２１は、多出力コントローラ２３４の１つのチャンネル又は電圧レベル（例えば、１．８Ｖ）に対して構成された出力コントローラ２３４ａを示すブロック図である。フライキャパシタ電圧ＶＦ１の電圧リプル制御は、比較器２５０においてフライキャパシタ電圧ＶＦと比較されるバッテリ電圧ＶＢＡＴに基づいて、２つのスケーリングされたスレッシュホールドαＶＢＡＴ、βＶＢＡＴの間でスイッチングすることにより行われる。各負荷キャパシタ間の出力電圧ＶＯの電圧リプル制御は、比較器２５２において出力電圧ＶＯ１と比較される基準電圧ＶＲＥＦに基づいて、２つのスケーリングされたスレッシュホールドαＶＲＥＦ、βＶＲＥＦの間でスイッチングすることにより行われる。スイッチ式比較の結果は、スイッチロジック及びクロスバー遅延回路２５４へ供給され、該回路は、次いで、充電及び放電信号Ｓ１１及びＳ２２を発生する。入力マルチプレクサ（ＭＵＸ）２５６は、コントローラ２３４ａが現在充電モードにあるか放電モードにあるかに応答してスレッシュホールド間のスイッチングを制御する。スイッチロジック及びクロスバー遅延回路２５４からの信号Ｓ３１は、図２０について上述したように、好都合にも始動を考慮したものである。
【０１３３】
１つ又は複数の入力電圧（ＶＩＮ）に基づき、１つ以上の出力段２３２ａ−２３２ｂは、昇圧（ブースト）又は降圧（バック）として永久的に構成されてもよいし、或いは再構成可能な昇圧／降圧であってもよい。後者の場合に、出力コントローラ２３４ｎは、バッテリ電圧ＶＢＡＴが基準電圧ＶＲＥＦより高いか低いか感知する比較器２５８を備え、その結果は、入力ＭＵＸ２５６と、スイッチロジック及びクロスバー遅延回路２５４の両方に送られる。
図２２は、図２１のコントローラ２３４ａのような出力コントローラの一実施形態を示す論理図である。この形態において、４つの比較器２６１−２６４での比較を連続的に実行し、そしてスイッチング論理制御回路２７０において下流のスイッチングを使用し、それらの出力が出力区分２８０へ通されるようにすることにより、スイッチ式比較が実行される。
【０１３４】
Ｓ３＿ｎ出力は、３入力ＡＮＤゲートからの５０ｍｓ遅延出力として示されており、それらの入力は、ソース電力ＶＣＣのフィルタされた形態であるパワーアップ（ＰＵＰ）信号と、ＶＯＮを基準電圧ＶＲＥＦと比較したものと、基準電圧ＶＲＥＦをソース電圧（ＶＣＣ）と比較したものである。従って、Ｓ３＿ｎを使用した負荷キャパシタＣＬの始動充電は、基準電圧がソース電圧（ＶＣＣ）及び出力電圧ＶＯＮに対して安定した５０ｍｓ後に遮断される。
図２３には、パワーアップ（ＰＵＰ）信号を発生するためのパワーアップ回路が示されている。特に、ソース電圧ＶＣＣは、ＡＮＤゲートの一方の入力に与えられる。ＡＮＤゲートの第１及び第２入力は、抵抗器Ｒ３１を経て接続される。又、第２入力は、キャパシタＣ１により接地される。その結果、ＰＵＰは、第２入力がソース電圧ＶＣＣのローパスフィルタされたものを見るので、ソース電圧ＶＣＣが安定化した後に高レベルとなる。
【０１３５】
図２４は、多出力電力コンバータ２３０のピン出力図である。上述した例示のための回路図は、モノリシック集積回路製造に適したものであることを理解されたい。従って、多出力電力コンバータ２３０全体は、組み込まれるキャパシタと共に、小体積のＩＣパッケージ内に完全に収容され、これについては、参考としてその全体をここに援用する１９９９年１１月２２日に出願されたドラガンＤ．ネブリジック氏等の「ＡＣＴＩＶＥ ＰＡＣＫＡＧＥ ＦＯＲ ＩＮＴＥＧＲＡＴＥＤ ＣＩＲＣＵＩＴ」と題する共通に所有された米国特許出願第６０／１６６，８２３号に開示されている。
【０１３６】
図２４のピン出力は、各電圧出力に対し個別入力電力（ＶＩＮ１−ＶＩＮ５）及び個別電力接地（ＰＷＲＧＮＤ）の利点を与える。例えば、各段を完全に分離することによりノイズを減少することができる。更に、多出力電力コンバータ２３０の所与の部分への入力電力を除去すると、使用されていない制御部分をデアクチベートすることにより効率が永久的に向上される。
イネーブルピン（ＥＮＡＢＬＥ１−ＥＮＡＢＬＥ５）は、多出力電力コンバータ２３０の各部分のプログラム可能なデアクチベーションを使用して間欠的なデアクチベーションを行えるようにする。例えば、セルラー電話用途のようなアプリケーション内でバッテリ使用寿命の後段階において、送信機能により使用されるような過酷な電力消費を防止しながら、５つの出力電圧レベルの２つを維持して、表示機能、処理機能、及びメモリ機能を持続することが重要であると思われる。その後、低い電圧レベルにおいて、５つの出力電圧レベルの１つだけを持続して、例えば、メモリが消えないようにすることができる。
【０１３７】
従って、多出力電力コンバータ２３０は、次の要件の１つ以上が存在する電子装置において得に有用である。（１）バッテリ消費を減少するための効率的な電力変換、（２）低い電磁干渉（ＥＭＩ）放射、（３）電子回路及びエネルギーソースに割り当てられた小さな体積、（４）経済的な製造及び組み立て、（５）調整された多電圧出力レベル、及び（６）広範囲の電力需要にわたる効率的な動作。これらの要件を伴う電子装置は、例えば、ポータブルセルラー電話又は衛星電話、パーソナルデジタルアシスタンス（ＰＤＡ）及びラップトップコンピュータ、並びにポータブルマルチメディア娯楽装置を含む。データ処理及び通信装置が集中するにつれて、このような多出力電力コンバータ２３０のニーズが高くなる。
本発明の特徴による電力コンバータ２３０は、用途に応じて、出力レベルの数と、電力及び制御に対するそれらの相互依存性が変化することを理解されたい。
【図面の簡単な説明】
【図１】
電力コンバータを伴う電源を組み込んだポータブル電子装置のトップレベルブロック図である。
【図２】
発振器制御の電力コンバータ（オープンループのチャージポンプ）のトップレベルブロック図である。
【図３】
動的に制御され固有に調整される電力コンバータのトップレベルブロック図である。
【図４】
図３の電力コンバータの電力出力段に対する回路の一実施形態である。
【図５】
図３の電力コンバータの電力出力段に対する回路の別の実施形態である。
【図６】
図５の電力出力段の最大負荷条件に対する境界条件の電圧グラフである。
【図７】
動的に制御される電力コンバータの実施形態を示すトップレベルブロック図である。
【図８】
図７の電力コンバータの動作を示すフローチャートである。
【図９】
図８の始動動作のフローチャートである。
【図１０】
図８の動的な動作のフローチャートである。
【図１１】
図７の電力コンバータの電力出力段に対する回路の一実施形態である。
【図１２】
図７の電力コンバータの電力コントローラ回路の一実施形態である。
【図１３】
図１２の電力コントローラの電圧基準回路の一実施形態である。
【図１４】
図１２の電力コントローラの比較回路の一実施形態である。
【図１５】
図１４の比較回路の詳細な回路図である。
【図１６】
図１２の電力コントローラのタイミング制御回路の一実施形態である。
【図１７】
図１６のタイミング制御回路のタイミング図である。
【図１８】
一体的な容量性素子を含む多出力電力コンバータ集積回路部品の一実施形態である。
【図１９】
図１８の多出力電力コンバータのブロック図である。
【図２０】
図１９の多出力電力コンバータの電力出力段の１つの一実施形態である。
【図２１】
図１９の多出力コントローラの出力コントローラの一実施形態である。
【図２２】
図２１の出力コントローラの回路図である。
【図２３】
図２２に示されたパワーアップ信号の回路を示す図である。
【図２４】
図１９ないし２３の多出力電力コンバータのピン出力図である。
【図１】
2004508788.tif 000013
【図２】
2004508788.tif 000014
【図３】
2004508788.tif 000015
【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２１】
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【図２２】
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【国際公開パンフレット】
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【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
2004508788.tif 000105
2004508788.tif 000106
【国際調査報告】
2004508788.tif 000107
2004508788.tif 000108
2004508788.tif 000109