(57)【要約】物体（たとえば、タイヤ１０４）における１つまたは複数のパラメータ（たとえば、温度、圧力）を測定して、データ流（図３Ｃ、図４Ｂ）を外部の読取器／質問器（１０６）へ送ることできるトランスポンダ用弛張発振器。このトランスポンダは通常受動モードで動作して、それの電力（Ｖｘｘ、Ｖｃｃ、Ｖｄｄ）をアンテナ装置（２１０、４１０）により受けられたＲＦ質問信号から取り出すが、電池で電力を供給される能動モードでも動作できる。トランスポンダは、測定値と、較正データと、プログラム可能なトリム設定（４３６ｂ）と、トランスポンダＩＤ等を保存するためのメモリ（２３８、４３８）を含んでいる。測定指示値（ＮＴ、ＮＰ）が、固定されている時間ウィンドウ（ｔＷ、ｔＴ、ｔＰ）中に測定信号（Ｆｏｓｃ’）のカウンティング発振を備えている。測定信号は、測定コンデンサ（ＣＦＸとＣＰ）の交互充電および放電により駆動される弛張発振器（２５２、３１２、４５２、５１２）により発生され、コンデンサの充電速度は電流（温度を示すことができる測定電流Ｉ（Ｔ）Ｂ）と、容量（圧力を示すことができる）との関数である。
2004500760.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
測定スイッチング回路（３１５、５１５ａ、５１５ｂ）と、第１の位相経路（３１４ａ、５１４ａ）および第２の位相経路（３１４ｂ、５１４ｂ）を有するセット‐リセット回路（３１４、５１４）と、出力（Ｆｏｓｃ′）とを備える弛張発振器（２５２、３１２、４５２、５１２）へ測定電流（Ｉ（Ｔ）、Ｉ（Ｔ）／Ｎ、Ｉ（Ｔ）Ｂ）を供給する測定電流源（３０６、３０８）を備えているＲＦトランスポンダ（１０２、２００、４００）において、
論理回路（５３１）と、
測定スイッチング回路内に配置されている測定コンデンサ（ＣＦＸ、ＣＰ）と、
前記論理回路により制御され、測定コンデンサを充電する測定電流を測定コンデンサに供給する第１のトランジスタ（Ｐ９、Ｐ１１）と、
前記論理回路により制御されるトランジスタ（Ｐ１３、Ｎ１３、Ｐ１４、Ｎ１５）を有し、第２のトランジスタ（Ｎ９、Ｎ１１）内の測定電流を写して、測定コンデンサを充電する電流ミラー（Ｎ１０、Ｎ１２）とを備え、
前記論理回路は、測定制御信号（ＰＨＡＳＥ１　ＮＴ、ＰＨＡＳＥ２　ＮＴ、ＰＨＡＳＥ１　ＮＰ、ＰＨＡＳＥ２　ＮＰ）を供給し、セット‐リセット回路の位相を示す信号（ＰＨＡＳＥ１、ＰＨＡＳＥ２）をタイミング発生器（４４２）からの信号（ＣＡＰＴＵＲＥ　ＮＴ、ＣＡＰＴＵＲＥ　ＮＰ）に組合わせて、測定コンデンサの交番する充電と放電をセット‐リセット回路の位相に従って制御することを特徴とするＲＦトランスポンダ（１０２、２００、４００）。
【請求項２】
測定電流が測定されたパラメータを示し、
測定コンデンサが固定された容量値を持ち、弛張発振器出力が測定されたパラメータを示す周波数を有する信号である、
ことを特徴とする請求項１に記載のＲＦトランスポンダ。
【請求項３】
測定されたパラメータが温度であることを特徴とする請求項２に記載のＲＦトランスポンダ。
【請求項４】
測定コンデンサが測定されたパラメータを示す変化する容量値を持ち、弛張発振器出力が測定されたパラメータを示す周波数を有する信号である、
ことを特徴とする請求項１に記載のＲＦトランスポンダ。
【請求項５】
測定電流が測定された第１のパラメータを示し、
測定コンデンサが第２の測定されたパラメータを示す変化する容量値を持ち、弛張発振器出力が第１の測定されたパラメータと第２の測定されたパラメータを示す周波数を有する信号である、
ことを特徴とする請求項１に記載のＲＦトランスポンダ。
【請求項６】
第１の測定されたパラメータが温度であり、第２の測定されたパラメータが圧力であることを特徴とする請求項５に記載のＲＦトランスポンダ。
【請求項７】
弛張発振器に供給された測定電流をスケーリングする（Ｉ（Ｔ）Ｂ）ために測定電流源と弛張発振器の間に挿入されているプログラム可能な電流スケーリング回路（５１０）を備えていることを特徴とする請求項１に記載のＲＦトランスポンダ。
【請求項８】
プログラム可能な電流スケーリング回路が、
少なくとも１つのスケーリング・トリムビット（ＴＲＩＭＢＩＴ　５．．ＴＲＩＭＢＩＴ　９）の設定により制御される少なくとも１つのスケーリング・トリムスイッチ（Ｓ５、Ｓ６、Ｓ７、Ｓ８、Ｓ９）を備え、各スケーリング・トリムスイッチは、測定電流のスケーリングを制御するために、少なくとも１つのスケーリングトランジスタ（Ｐ６．０５、Ｐ６．１、Ｐ６．２、Ｐ６．４）に直列に接続されていることを特徴とする請求項７に記載のＲＦトランスポンダ。
【請求項９】
プログラム可能な電流スケーリング回路が、
アナログ電圧源である電源（Ｖｃｃ）を備えていることを特徴とする請求項７に記載のＲＦトランスポンダ。
【請求項１０】
第１の固定されている基準電圧（Ｖｂｇ）に接続されている負入力端子と、測定コンデンサの充電される側に接続されている正入力端子とを有する、第１の位相経路内の第１の比較器（５１６ａ）と、
第１の固定されている基準電圧より低い第２の固定されている基準電圧（Ｖｂｇ／２）に接続されている正入力端子と、測定コンデンサの充電される側に接続されている負入力端子とを有する、第２の位相経路内の第２の比較器（５１６ｂ）と、
を備えていることを特徴とする請求項１に記載のＲＦトランスポンダ。
【請求項１１】
論理回路により制御され、測定コンデンサを放電するために小さいバイアス電流（Ｉｂｉａｓ）を電流ミラーに接続するバイアス制御トランジスタ（Ｐ１０、Ｐ１２）を備えていることを特徴とする請求項１に記載のＲＦトランスポンダ。
【請求項１２】
第１の位相経路（３１４ａ、５１４ａ）および第２の位相経路（３１４ｂ、５１４ｂ）を有するセット‐リセット回路（３１４、５１４）と、出力（Ｆｏｓｃ′）とを備える弛張発振器（３１２、２５２、５１２、４５２）へ測定電流（Ｉ（Ｔ）、Ｉ（Ｔ）／Ｎ、Ｉ（Ｔ）Ｂ）を供給する測定電流源（３０６、３０８）を備えているＲＦトランスポンダ（１０２、２００、４００）において、
出力を有する第１の測定スイッチング回路（５１５ａ）および出力を有する第２の測定スイッチング回路（５１５ｂ）と、
論理回路（５３１）と、
第１の測定スイッチング回路（５１５ａ）の出力に配置されている第１の測定コンデンサ（ＣＦＸ）と、
論理回路により制御され、第１の測定スイッチング回路の出力をセット‐リセット回路に接続する第１のスイッチ（ＳＴ２）と、
第２の測定スイッチング回路（５１５ｂ）の出力に配置されている第２の測定コンデンサ（ＣＰ）と、
論理回路により制御され、第２の測定スイッチング回路の出力をセット‐リセット回路に接続する第２のスイッチ（ＳＰ２）と、
論理回路により制御され、第１の測定コンデンサを充電する測定電流を第１の測定コンデンサに供給する第１のトランジスタ（Ｐ９）と、
論理回路により制御されるトランジスタ（Ｐ１３、Ｎ１３）を有し、第２のトランジスタ（Ｎ９）内の測定電流を写して、第１の測定コンデンサを充電する第１の電流ミラー（Ｎ１０）と、
論理回路により制御され、第２の測定コンデンサを充電する測定電流を第２の測定コンデンサに供給する第３のトランジスタ（Ｐ１１）と、
論理回路により制御されるトランジスタ（Ｐ１４、Ｎ１５）を有し、第４のトランジスタ（Ｎ１１）内の測定電流を写して、第２の測定コンデンサを充電する第２の電流ミラー（Ｎ１２）とを備え、
論理回路は、セット‐リセット回路の位相を示す信号（ＰＨＡＳＥ１、ＰＨＡＳＥ２）にタイミング発生器（４４２）からの信号（ＣＡＰＴＵＲＥ　ＮＴ、ＣＡＰＴＵＲＥ　ＮＰ）に組合わせて、第１の測定コンデンサの交番する充電と放電をセット‐リセット回路の位相に従って制御する第１の測定制御信号（ＰＨＡＳＥ１　ＮＴ、ＰＨＡＳＥ２　ＮＴ）を供給し、
論理回路は、セット‐リセット回路の位相を示す信号（ＰＨＡＳＥ１、ＰＨＡＳＥ２）にタイミング発生器（４４２）からの信号（ＣＡＰＴＵＲＥ　ＮＴ、ＣＡＰＴＵＲＥ　ＮＰ）に組合わせて、第２の測定コンデンサの交番する充電と放電をセット‐リセット回路の位相に従って制御する第２の測定制御信号（ＰＨＡＳＥ１　ＮＰ、ＰＨＡＳＥ２　ＮＰ）を供給し、
論理回路は、タイミング発生器（４４２）からの信号（ＣＡＰＴＵＲＥ　ＮＴ、ＣＡＰＴＵＲＥ　ＮＰ）を組合わせて、第１のスイッチと第２のスイッチの開閉を制御するコンデンサ選択信号（ＣＦＸ　ＴＯ　ＯＳＣ、ＣＰ　ＴＯ　ＯＳＣ）を供給することを特徴とするＲＦトランスポンダ（１０２、２００、４００）。
【請求項１３】
測定電流が測定されたパラメータを示し、
第１の測定コンデンサが固定された容量値を持ち、弛張発振器出力が、第１のスイッチが閉じられ、第２のスイッチが開かれている時に、第１の測定されたパラメータを示す周波数を有する信号であり、
第２の測定コンデンサが第２の測定されたパラメータを示す、変化する容量値を持ち、弛張発振器出力が、第１のスイッチが開かれ、第２のスイッチが閉じられている時に、第１の測定されたパラメータと第２の測定されたパラメータとを示す周波数を有する信号である、
ことを特徴とする請求項１２に記載のＲＦトランスポンダ。
【請求項１４】
第１の測定されたパラメータが温度であり、第２の測定されたパラメータが圧力であることを特徴とする請求項１３に記載のＲＦトランスポンダ。
【請求項１５】
弛張発振器に供給された測定電流をスケーリングする（Ｉ（Ｔ）Ｂ）ために測定電流源と弛張発振器の間に挿入されているプログラム可能な電流スケーリング回路（５１０）を備えていることを特徴とする請求項１２に記載のＲＦトランスポンダ。
【請求項１６】
プログラム可能な電流スケーリング回路が、
少なくとも１つの温度スケーリング・トリムビット（ＴＲＩＭＢＩＴ　５）の設定により制御され、おのおのが少なくとも１つのスケーリングトランジスタ（Ｐ６．０５、Ｐ６．１、Ｐ６．２、Ｐ６．４）に直列に接続されている少なくとも１つの温度スケーリング・トリムスイッチ（Ｓ５）と、
タイミング発生器からの獲得温度信号（ＣＡＰＴＵＲＥ　ＮＴ）により制御される、おのおのが、少なくとも１つのスケーリングトランジスタの少なくとも１つに直列に接続されて、少なくとも１つの温度スケーリング・トリムスイッチの１つと、少なくとも１つの温度スケーリングスイッチの対応する１つとが閉じられている時に、測定電流のスケーリングを制御する少なくとも１つの温度スケーリングスイッチ（ＳＴ１）と、
少なくとも１つの圧力スケーリング・トリムビット（ＴＲＩＭＢＩＴ　６、ＴＲＩＭＢＩＴ　７、ＴＲＩＭＢＩＴ　８、ＴＲＩＭＢＩＴ　９）の設定により制御され、おのおのが少なくとも１つのスケーリングトランジスタに直列に接続されている少なくとも１つの圧力スケーリング・トリムスイッチ（Ｓ６、Ｓ７、Ｓ８、Ｓ９）と、
タイミング発生器からの獲得圧力信号（ＣＡＰＴＵＲＥ　ＮＰ）により制御される、おのおのが、少なくとも１つのスケーリングトランジスタの少なくとも１つに直列に接続されて、少なくとも１つの圧力スケーリング・トリムスイッチと、少なくとも１つの圧力スケーリングスイッチとが閉じられている時に、測定電流のスケーリングを制御する少なくとも１つの圧力スケーリングスイッチ（ＳＰ１）と、
を備えていることを特徴とする請求項１５に記載のＲＦトランスポンダ。
【請求項１７】
プログラミング可能な電流スケーリング回路が、
少なくとも１つの温度スケーリング・トリムビットと獲得温度信号とにより制御される少なくとも１つの温度スケーリング・トリムスイッチの各１つのための単一のスイッチを形成する、少なくとも１つの温度スケーリング・トリムスイッチの各１つと少なくとも１つの温度スケーリングスイッチの１つとの組合わせと、
少なくとも１つの圧力スケーリング・トリムビットと獲得圧力信号とにより制御される少なくとも１つの圧力スケーリング・トリムスイッチの各１つのための単一のスイッチを形成する、少なくとも１つの圧力スケーリング・トリムスイッチの各１つと少なくとも１つの圧力スケーリングスイッチの１つとの組合わせと、
を更に備えていることを特徴とする請求項１６に記載のＲＦトランスポンダ。
【請求項１８】
プログラム可能な電流スケーリング回路が、
アナログ電源である電源（Ｖｃｃ）、
を備えていることを特徴とする請求項１５に記載のＲＦトランスポンダ。
【請求項１９】
第１の固定されている基準電圧（Ｖｂｇ）に接続されている負入力端子と、第１のスイッチと第２のスイッチにより選択された、第１の測定コンデンサと第２の測定コンデンサとの充電される側に接続されている正入力端子とを有する、第１の位相経路内の第１の比較器（５１６ａ）と、
第１の固定されている基準電圧より低い第２の固定されている基準電圧（Ｖｂｇ／２）に接続されている正入力端子と、第１のスイッチと第２のスイッチにより選択された、第１の測定コンデンサと第２の測定コンデンサとの充電される側に接続されている負入力端子とを有する、第２の位相経路内の第２の比較器（５１６ｂ）と、
を備えていることを特徴とする請求項１２に記載のＲＦトランスポンダ。
【請求項２０】
論理回路により制御され、第１の測定コンデンサを放電するために小さいバイアス電流（Ｉｂｉａｓ）を第１の電流ミラーに接続する第１のバイアス制御トランジスタ（Ｐ１０）と、
論理回路により制御され、第２の測定コンデンサを放電するために小さいバイアス電流（Ｉｂｉａｓ）を第２の電流ミラーに接続する第２のバイアス制御トランジスタ（Ｐ１２）とを備えていることを特徴とする請求項１２に記載のＲＦトランスポンダ。
【請求項２１】
少なくとも１つの測定スイッチング回路（３１５、５１５ａ、５１５ｂ）を有し、発振測定信号（Ｆｏｓｃ′）の周波数は測定されたパラメータ（Ｔ、Ｐ）を示す弛張発振器を有する、ＲＦトランスポンダ（１０２、２００、４００）において発振測定信号（Ｆｏｓｃ′）を発生する方法において、
測定電流（Ｉ（Ｔ）、Ｉ（Ｔ）／Ｎ、Ｉ（Ｔ）Ｂ）を少なくとも１つの測定スイッチング回路に供給することと、
少なくとも１つの測定スイッチング回路（５１５ａ、５１５ｂ）の各１つに測定コンデンサ（ＣＦＸ、ＣＰ）を設けることと、
測定コンデンサを充電するために測定コンデンサに測定電流を供給することと、測定コンデンサを放電するために測定コンデンサに写された測定電流を供給することとを交互に行うことと、
を備えていることを特徴とするＲＦトランスポンダ（１０２、２００、４００）において発振測定信号（Ｆｏｓｃ′）を発生する方法。
【請求項２２】
測定電流（Ｉ（Ｔ）Ｂ）をスケーリングすることを備え、電流スケーリング係数（Ｂ）はプログラムされた設定（ＴＲＩＭＢＩＴ　５．．ＴＲＩＭＢＩＴ　９）と測定されたパラメータの種類（Ｔ、Ｐ）とにより決定され、それにより、測定されたパラメータの指示値（ＮＴ、ＮＰ）を最適にするために発振測定信号の周波数を調整することを特徴とする請求項２１に記載の方法。
【請求項２３】
少なくとも１つの測定スイッチング回路が測定のために使用されていない間に測定コンデンサを放電するために小さいバイアス電流（Ｉｂｉａｓ）を写すことにより、少なくとも１つの測定スイッチング回路のおのおのが測定のために使用されていないときに、少なくとも１つの測定スイッチング回路のおのおのの測定コンデンサを定められた状態に置くことを特徴とする請求項２１に記載の方法。
【請求項２４】
少なくとも１つの測定スイッチング回路の出力をセット‐リセット回路（５１４）へ送ることと、
セット‐リセット回路が測定のために使用されていない間に、少なくとも１つの測定スイッチング回路の出力端子を接地することにより、セット‐リセット回路を測定のために使用されていない時の定められた状態に置くことを特徴とする請求項２１に記載の方法。
【請求項２５】
弛張発振器が始動した時刻と発振測定信号が測定カウンタ／レジスタ（２３０、２３２、２３４、４３２、４３４）へ送られた時刻との間に遅延を加えることにより、測定されたパラメータの読取りが開始される前に弛張発振器が安定できるようにすることを特徴とする請求項２１に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
関連する出願との相互参照
本出願は、それの出願日と同日に出願された、トランスポンダ用弛張発振器（ＲＥＬＡＸＡＴＩＯＮ　ＯＳＣＩＬＬＡＴＯＲ　ＦＯＲ　ＴＲＡＮＳＰＯＮＤＥＲ）という名称のＰＣＴ出願、代理人事件番号Ｎｏ．ＤＮ１９９９９１１６ＰＣＴと、トランスポンダ用のプログラム可能な変調インデックス（ＰＲＯＧＲＡＭＭＡＢＬＥ　ＭＯＤＵＬＡＴＩＯＮ　ＩＮＤＥＸ　ＦＯＲ　ＴＲＡＮＳＰＯＮＤＥＲ）という名称のＰＣＴ出願、代理人事件番号Ｎｏ．ＤＮ１９９９９１１８ＰＣＴと、トランスポンダ用のプログラム可能なトリミング（ＰＲＯＧＲＡＭＭＡＢＬＥ　ＴＲＩＭＭＩＮＧ　ＦＯＲ　ＴＲＡＮＳＰＯＮＤＥＲ）という名称のＰＣＴ出願、代理人事件番号Ｎｏ．ＤＮ１９９９９２５６ＰＣＴとに関連している。
【０００２】
本出願は、Ｙｏｎｅｓにより１９９９年５月１７日に出願された、本願出願人が所有する未決の米国仮特許出願Ｎｏ．６０／１３４，３９８の一部継続出願である。
【０００３】
（技術分野）
本発明は圧力および温度の監視に関するものであり、更に詳しくいえば、圧力測定値と温度測定値を外部（車載の）受信器（読取器、または読取器／質問器）へ送るためにタイヤに組合わされたトランスポンダに関するものである。
【０００４】
（背景技術）
自動車の安全、効率的かつ経済的な運転は、自動車のタイヤの全て（おのおの）を正しい空気圧に維持することに大きく依存している。低い空気圧で自動車を運転するとタイヤの磨耗の過大、ハンドル操作の困難、走行の不安定、燃料消費量の増大などの結果をもたらすことがある。それらの困難の全ては、タイヤがパンクした場合にタイヤ圧が零になった時に大きくなる。
【０００５】
タイヤの使用中にタイヤ圧を監視する必要性は、空気が完全に抜けた状態で使用できるタイヤである、「ランフラット（ぺちゃんこでも走行できる）」タイヤに関連して強調される。そのようなランフラットタイヤは、たとえば本願出願人が所有している米国特許第５，３６８，０８２号、この米国特許の全ては参照することによりここに含まれる、に開示されているように、強化した側壁と、タイヤビードをリムに固着する機構と、惨事をひき起こすような圧力急降下後に運転者が自動車の制御を維持できるようにする空気入りタイヤ内の非空気入りタイヤとを組み込むことができ、かつそれらはタイヤがしぼんだことを運転者がますます気が付かなくなるような点まで進歩している。ランフラットタイヤを使用することの背景にある広い目的は、パンクしたタイヤを修理するために路肩に停車するのではなくて、タイヤを修理するまでに限られた距離（たとえば８０キロメートル）をパンクした空気入りタイヤで自動車の運転者が走行を継続できるようにすることである。したがって、空気入りタイヤの空気圧が漏れていることを運転者に警告する（たとえば表示灯またはブザーで）車両内の低空気圧警報装置を設けることが望ましい。
【０００６】
そのために、空気入りタイヤの圧力を監視し、現在のタイヤ圧の指示を自動車の運転者に行うか、圧力が所定のしきい値レベル以下に低下した時に運転者に警告するいくつかの電子装置や電子システムが知られている。
【０００７】
たとえば、米国特許第４，５７８，９９２号（Ｇａｌａｓｋｏ他、１９８６年４月）が、感圧コンデンサの容量値を変化させるタイヤ圧と共に変化する固有共振周波数を持つ受動発振回路を構成するコイルと、前記感圧コンデンサとを含むタイヤ圧指示装置を開示している。その回路は、タイヤの外部に配置されて自動車に固定されているコイルにより供給されるパルスにより励振され、受動発振回路の固有周波数が検出される。コイル／コンデンサの固有周波数は感圧コンデンサにかかっている圧力を示す。
【０００８】
単なる受動共振回路ではなくて、離れて配置されている受信器へタイヤ圧を示す無線周波数（ＲＦ）信号を送信できる電子装置も知られている。そのような「送信装置」はそれ自身の電源を持つこともできれば、圧力が所定のしきい値より下がったときのみ起動することもできる。あるいは、送信装置は遠方に配置されている受信器から起動（「ターンオン」）できる。この場合には受信器は「質問器」と考えられる。また、送信装置は質問器からのＲＦ信号により電力を受けることができる。更に、タイヤ圧を監視する電子装置は質問器から情報を受信する性能を持つことができる。この場合には電子装置は「トランスポンダ」と呼ばれる。
【０００９】
ここで用いているように、「トランスポンダ」は無線周波数信号の送受信と、送信された信号が測定された単一の状態（たとえばタイヤ圧）または複数の状態（たとえばタイヤの圧力、温度、回転数）を示す時に適切なフォーマットで可変情報（データ）の送り込みと、選択により、受信信号中に存在することがある情報への応答とができる。空気入りタイヤの最も興味のある典型的な状態はタイヤ圧である。「受動」トランスポンダは質問器から受けた信号のエネルギーにより電力を受けるトランスポンダである。「能動」トランスポンダはそれ自体の電源（たとえば、電池）を持ち、質問器からの信号により、または内部の周期的タイマにより、あるいは付属されている装置により「起こされる」まで、最小の電力を用いて、「休眠モード」にある能動トランスポンダを含んでいるトランスポンダである。ここで使用されているように、「タグ」という用語は、送受信性能を有するトランスポンダ、または送信性能のみを有するトランスポンダを指す。一般に、トランスポンダであるタグは本発明のシステムで好適である。ここで使用されているように、「タイヤ圧監視システム」（ＴＰＭＳ）は、タイヤ内のタグと、自動車内に配置されている質問器とすることができる受信器とを備えている全体のシステムを示す。
【００１０】
タグと、それに組合わされる状態センサ（たとえば、圧力センサ）とを自動車の各タイヤ内に装着して、共通の１つの質問器（または受信器）でそれらのトランスポンダのおのおのからの情報を集め、修正（たとえばタイヤ交換）を要する低いタイヤ圧状態を自動車の運転者に警告することが知られている。たとえば、米国特許第５，５４０，０９２号（Ｈｎｄｆｉｅｌｄ他、１９９６年）、この米国特許の全ては参照することによりここに含まれる、が空気入りタイヤを監視する装置および方法を開示している。その米国特許の図１はトランスポンダ（２２）と受信器（２４）を備えている空気入りタイヤ監視装置（２０）を開示している。
【００１１】
空気入りタイヤ内に装着するのに適しているＲＦトランスポンダの例が米国特許第５，４５１，９５９号（Ｓｃｈｕｅｒｍａｎｎ、１９９５年５月）と、米国特許第５，６６１，６５１号（Ｇｅｓｃｈｋｅ他、１９９７年８月）と、米国特許第５，５８１，０２３号（Ｈａｎｄｆｉｅｌｄ他、１９９６年２月）とに開示されている。それらの米国特許の全体が参照することによりここに含まれる。それらの米国特許に記述されているトランスポンダシステムはトランスポンダに組合わされている質問ユニットと、圧力センサと、温度センサとの少なくとも１つと、多数のトランスポンダシステムのなかでタイヤ／トランスポンダの特定を行う種々の技術とを含んでいる。ほとんどの場合に、そのようなトランスポンダは電池電源を必要とする。
【００１２】
いくつかの場合には、トランスポンダは集積回路（ＩＣ）チップとして実現できる。通常、ＩＣチップおよびその他の部品は印刷回路板（ＰＣＢ）などの基板に装着されたり、接続されたり、装着および接続されたりする。
【００１３】
いくつかの提案されている装置は、タイヤの回転および速度、タイヤＩＤ、タイヤ温度、およびタイヤ圧力の測定と報知を含めた比較的複雑なトランスポンダ・センサ性能を有する。たとえば、米国特許第５，５６２，７８７号（Ｋｏｃｈ他、１９９６年）、および米国特許第５，７３１，７５４号（Ｌｅｅ，Ｊｒ．他、１９９８年）、参照することによりそれらの特許の全体がここに含まれる。
トランスポンダの環境的な考察
タイヤに装着されているトランスポンダがその中で確実に動作しなければならない環境は、タイヤの製造中と使用中を含めて、トランスデュ−サの動作成功に対して数多くの問題を呈する。たとえば、トランスポンダに使用されるセンサ（たとえば、圧力や温度用の）の温度範囲は１２５°Ｃが好ましく、かつ約１７７°Ｃの製造温度に耐えることができなければならない。トラックタイヤの用途では、圧力センサの動作範囲は約３４５ｋＰａから約８２７ｋＰａまで（約５０ｐｓｉから約１２０ｐｓｉまで）でなければならず、かつタイヤの製造中に約２７５９ｋＰａ（約４００ｐｓｉ）の圧力に耐えることができなければならない。それの不正確さへの全ての寄与要素の和を含めた正確さはフルスケールのプラスマイナス３％のオーダーでなければならない。圧力信号の反復性と安定性は指定された確度範囲内になければならない。
【００１４】
しかしそれが満たされ、したがって、タイヤトランスポンダ（タグ）は広い範囲の圧力および温度にもかかわらず確実に動作できなければならない。また、タイヤトランスポンダは、車両が道路の速力規制用の隆起またはくぼみの上を走行する際に遭遇するような大きな機械的衝撃に耐えられねばならない。
【００１５】
トランスポンダまたはタイヤが損傷を与えるおそれのある高すぎる温度にさらされたかどうかを指示するために使用できる装置が、Ｃａｓｅ　Ｗｅｓｔａｒｎ　Ｒｅｓｅｒｖｅ　ＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙのＭｅｈｒａｎ　Ｍｅｈｒｅｇａｎｙ教授により開発された「ＭＴＭＳ」素子すなわち最高温度メモリスイッチである。これはある高温度点において閉じられた状態に切り替わる微小機械加工された素子である。このセンサは、たとえば１メガオームを超える「開かれている」高抵抗状態から、たとえば１００オームより低い「閉じられている」低抵抗状態へ切り替わる。圧力データを送るための電子回路に組合わせて圧力トランスデューサを空気入りタイヤに使用することは一般に周知であるが、タイヤのためのそれらの圧力データシステムはタイヤ環境に固有の諸困難に悩まされてきた。そのような諸困難にはＲＦ信号をタイヤとの間で効果的かつ確実に結合すること、タイヤおよび電子部品の使用状況が厳しいこと、および圧力トランスデューサと電子装置がタイヤ／ホイール系に包含されることからタイヤに悪影響が及ぼされることが含まれる。外部読取器／質問器により電力を供給される「受動」ＲＦトランスポンダの状況では別の問題として、トランスポンダ内の回路がそれの設計仕様を実行できるように、トランスポンダ内で予測可能かつ安定な電圧レベルを発生することがある。
【００１６】
タイヤに装着されるトランスポンダに使用するのに適する圧力トランスデューサには、
（ａ）圧電トランスデューサ、
（ｂ）米国特許第３，８９３，２２８号（Ｇｅｏｒｇｅ他、１９７５年）および米国特許第４，３１７，２１６号（Ｇｒａｇｇ，Ｊｒ．、１９８２年）に開示されているものなどの圧電抵抗素子、
（ｃ）米国特許第４，７０１，８２６号（Ｍｉｋｋｏｒ、１９８７年）、米国特許第５，５２８，４５２号（Ｋｏ、１９９６年）、米国特許第５，７０６，５６５号（Ｓｐａｒｋｓ他、１９９８年）およびＰＣＴ／ＵＳ９９／１６１４０（Ｋｏ他、１９９９年７月７日出願）に開示されているものなどのシリコン容量圧力トランスデューサ、
（ｄ）コンダクタンスがｉｎｋである可変導電性ラミネートで形成された素子、
（ｅ）可変導電性弾性組成で形成された素子、
が含まれる。
気体の圧力に及ぼす温度の影響
広い意味では、熱的平衡状態にある任意の気体の質量に対して、圧力Ｐ、温度Ｔ、および体積Ｖを容易に測定できる。十分に低い密度値に対しては、（１）一定温度に保たれている気体の所与の質量に対して、圧力は体積に逆比例する（ボイルの法則）、および（２）一定圧力に保たれている気体の所与の質量に対して、体積は温度に正比例する（シャルルおよびゲイ‐リュサックの法則）。これにより理想気体の「状態方程式」、すなわち、「理想気体の法則」が導かれる。
【００１７】
ＰＶ＝μＲＴ
ここに、
μは気体のモルで表した質量、
Ｒは気体に関連する定数、
である。
【００１８】
したがって、空気入りタイヤ内に閉じ込められている空気などの、閉じ込められている（固定された）体積の気体に対しては、温度（Ｔ）上昇は圧力（Ｐ）上昇を示す。
【００１９】
理想気体の法則の関係のために、空気入りタイヤの状況においては、任意の種類の圧力センサの動作中に起きる１つの問題が、長時間の走行でタイヤが発熱することである。タイヤが発熱すると、タイヤのほぼ一定で閉じられている容積内に閉じ込められている空気が膨脹して、タイヤ内の圧力を上昇させるが、タイヤ内の全空気量は同じである。名目上の圧力は異なるから、タイヤ圧センサは、タイヤの温度が高い時は低温の場合とは異なる指示を行うことになる。これが、タイヤ圧の点検をタイヤが冷えている時に行うことをタイヤ製造者と自動車製造者が自動車の所有者に推奨している理由である。もちろん、遠隔タイヤ圧センサでは、運転者は車内でタイヤ圧の連続指示を受けることができるが、温度変化のためにその指示は不正確なことがある。したがって、空気入りタイヤ内の膨脹する媒体（「気体」または空気）の温度変化を補償する必要がある。
【００２０】
空気入りタイヤにおいて気体法則の影響を何等かのやり方で取り扱っている米国特許には次のものが含まれる。
【００２１】
米国特許第３，５９６，５０９号（Ｒａｆｆｅｌｌｉ、１９７１年）、米国特許第４，３３５，２８３号（Ｍｉｇｒｉｎ、１９８２年）、米国特許第４，１２６，７７２号（Ｐａｐｐａｓ他、１９７８年）、米国特許第４，９０９，０７４号（Ｇｅｒｒｅｓｈｅｉｍ他、１９９０年）、米国特許第５，０５０，１１０号（ＲｏｔＴ、１９９１年）、米国特許第５，２３０，２４３号（Ｒｅｉｎｅｃｋｅ、１９９３年）、米国特許第４，９６６，０３４号（Ｂｏｃｋ他、１９９０年）、米国特許第５，１４０，８５１号（ＨｅｔＴｒｉｃｈ他、１９９２年）、米国特許第４，５６７，４５９号（Ｆｏｌｇｅｒ他、１９８６年）。それらの米国特許の全ては参照することにより全体がここに含まれる。
【００２２】
米国特許第４，８９３，１１０号（Ｈｅｂｅｒｔ、１９９０年）、参照することにより全体がここに含まれる、が異常を検出するために圧力測定値と温度測定値を用いるタイヤ監視装置を開示している。そこに述べられているように、温度と圧力との比がタイヤ内の気体のモル数の第１の近似を与える。それはタイヤから膨脹流体が漏れることをふさぐために一定に保たなければならない。（コラム１、１８〜２６行）。更に詳しくいえば、各車輪にタイヤの圧力センサ（４）とタイヤの温度センサ（６）と、測定した値を符号化された信号として、米国特許第４，７０３，６５０号に開示されているものなどのような車載のコンピュータ（１２）へ送る素子（８および１０）が組み込まれている。そのコンピュータは各タイヤの圧力と温度の測定値を処理して、各車輪について計算された圧力／温度比（Ｐ／Ｔ見積り）を見積もる。一般に、１本のタイヤについての比を少なくとも他の１本のタイヤについての比と比較し、比較結果（Ｎ）が所定の値範囲からずれた時に警報が出力される。
圧力および温度の指示をタイヤから送信する技術
空気入りタイヤ内の圧力状態と温度状態を共に測定できるとすると、測定された圧力状態と温度状態を示す信号を外部の質問器／受信器へ送るための技術が開発されている。たとえば、下記の米国特許を参照することによりそれらの全体がここに包含される。
【００２３】
位相推移により個々に識別される信号を送信する：米国特許第４，１７４，５１５号（Ｍａｒｚｏｌｆ、１９７９年）、
信号を多重化する：米国特許第５，２８５，１８９号（Ｎｏｗｉｃｋｉ他、１９９４年）、米国特許第５，２９７，４２４号（ＳａｃｋｅｔＴ、１９９４年）、
データ語の別々のセグメントとして信号を符号化する：米国特許第５，２３１，８７２号（Ｂｏｗｌｅｒ他、１９９３年）、米国特許第４，６９５，８２３号（Ｖｅｒｎｏｎ、１９８７年）、この米国特許は遠隔計器と、圧力センサと、温度センサとの少なくとも１つも同じ集積回路チップに含む、
車輪と自動車に装着されているコイルとの間での送信：米国特許第４，５６７，４５９号（Ｆｏｌｇｅｒ他、１９８６年）、
周波数変位キー（ＦＳＫ）信号を使用する：米国特許第５，２２８，３３７号（Ｓｈａｒｐｅ他、１９９３年）、
質問器からのＲＦ信号をセンサからの状態パラメータデータで後方散乱変調し、その後で、後方散乱変調された信号を質問器へ戻す、米国特許第５，７３１，７５４号（Ｌｅｅ，Ｊｒ．他、１９９８年）、
米国特許第４，７０３，６５０号（Ｄｏｓｊｏｕｂ他、１９８７年）、参照することによりそれらの全体がここに包含される、がタイヤ内で測定された２つの変数の値を符号化する回路と、その回路を用いてタイヤを監視する装置とを開示している。符号化回路は、変数、たとえば、圧力および温度、の測定値を時間測定値へ変換する無安定マルチバイブレータを含んでいる。その無安定マルチバイブレータは、温度の関数であるパルス幅と、圧力の関数である周期比とを有するパルス信号を生ずる。
【００２４】
米国特許第５，０５４，３１５号（Ｄｏｓｊｏｕｂ他、１９９１年）、参照することによりそれらの全体がここに包含される、がタイヤ内で測定されたいくつかの量の値を符号化する技術を開示している。そこに開示されているように、
「タイヤ内で測定された任意の数の量、たとえば、それの圧力および温度、の値の符号化が時間間隔の比ＴＰ／Ｔｒ、ＴＴ／Ｔｒを用いて行われる。これはその装置を変調装置の時間経過の影響を受けないようにする。時間経過は前記比の分子と分母に同時に影響する。」（要約）
（発明の概要）
本発明によれば、無線周波数（ＲＦ）トランスポンダが、トランスポンダを外部の読取器／質問器に結び付けるものに独特の情報を送信できる回路を有している。また、１つまたは複数のトランスポンダ・センサ（トランスデューサ）がトランスデューサの場所において実時間パラメータ測定を行う。それらの測定値はデータ流中のデータの形で、トランスポンダにより外部の読取器／質問器へ送られるＲＦ信号にデータ流を加える（変調する）などの、トランスポンダにより出力された信号に載せられて読取器／質問器へ送られる。
【００２５】
本発明によれば、圧力と温度との通常２つの実時間パラメータが測定される。圧力は独立している（「オフチップ」）圧力センサにより測定することが好ましい。その圧力センサは、多項式などの、既知のやり方で、または好ましくは周囲圧のほぼ一次関数として、それの容量値を変化する種類のものである。好ましくは、温度センサはトランスポンダのＩＣチップ内に埋め込まれ（「オンチップ」）、温度補償された真の圧力を容易に計算できるように圧力センサが受けるのとほぼ同じ周囲温度にさらされるように配置される。
【００２６】
本発明の面に従って、トランスポンダは、測定スイッチング回路と、第１の位相経路および第２の位相経路を有するセット‐リセット回路と、出力とを備える弛張発振器へ測定電流を供給する測定電流源を備え、論理回路と、測定スイッチング回路内に配置されている測定コンデンサと、論理回路により制御され、測定コンデンサを充電する測定電流を測定コンデンサに供給する第１のトランジスタと、論理回路により制御されるトランジスタを有し、第２のトランジスタ内の測定電流を写して、測定コンデンサを充電する電流ミラーと、を備え、論理回路はセット‐リセット回路の位相を示す信号をタイミング発生器からの信号に組合わせて、測定コンデンサの交番する充電と放電をセット‐リセット回路の位相に従って制御することを特徴とするものである。
【００２７】
本発明のこの面の特徴に従って、測定電流が測定されたパラメータを示し、測定コンデンサが固定された容量値を持ち、したがって、弛張発振器出力は測定されたパラメータを示す周波数を有する信号である。あるいは、測定コンデンサが測定されたパラメータ（たとえば、周囲圧力）を示す変化する容量値を持ち、したがって、弛張発振器出力は測定されたパラメータを示す周波数を有する信号である。あるいは、測定電流が第１の測定されたパラメータを示し、測定コンデンサが第２の測定されたパラメータを示す変化する容量値を持ち、したがって、弛張発振器出力が第１の測定されたパラメータと第２の測定されたパラメータを示す周波数を有する信号である。測定電流がスケールされた電流であるように、プログラム可能な電流スケーリング回路を測定電流源と弛張発振器の間に挿入でき、電流スケーリング回路は、少なくとも１つのスケーリング・トリムビットの設定により制御されるトリムスイッチを備え、各スイッチは、スケールされた測定電流をプログラム可能なトリム設定に従って変化するために少なくとも１つのスケーリングトランジスタに直列に接続されている。弛張発振器は、測定コンデンサの電圧を第１の固定されている基準電圧および第１の固定されている基準電圧より低い第２の固定されている基準電圧と比較する、セット‐リセット回路内の２つの比較器を備え、したがって、弛張発振器は２つの固定されている基準電圧の間で発振することを特徴とする。小さいバイアス電流を電流ミラーに接続して測定コンデンサを放電するために論理回路により制御されるにバイアス制御トランジスタを付加できる。
【００２８】
本発明の面に従って、弛張発振器は第１の測定スイッチング回路と第２の測定スイッチング回路を備えることができ、各測定スイッチング回路は測定コンデンサと、どの測定スイッチング回路が電圧をセット‐リセット回路に供給するかを制御するスイッチとを有する。測定のために使用されている時は、各測定スイッチング回路は上記個々の測定スイッチング回路と同様に機能する。通常は、測定電流が測定されたパラメータ（たとえば、温度）を示し、第１の測定コンデンサが固定された容量値を持ち、したがって、弛張発振器出力が、第１のスイッチが閉じられ、第２のスイッチが開かれている時に、第１の測定されたパラメータを示す周波数を有する信号であり、第２の測定コンデンサが第２の測定されたパラメータ（たとえば、圧力）を示す、変化する容量値を持ち、したがって、弛張発振器出力が、第１のスイッチが開かれ、第２のスイッチが閉じられている時に、第１の測定されたパラメータと第２の測定されたパラメータとを示す周波数を有する信号である。上記のように、弛張発振器内の第１の測定回路と第２の測定回路により使用される測定電流がスケールされた電流であるように、プログラム可能な電流スケーリング回路を測定電流源と弛張発振器の間に挿入できる。更に、２つの測定スイッチング回路により使用されるスケールされる測定電流に対して異なるスケーリング係数を提供するようにしてプログラム可能な電流スケーリング回路スイッチを制御できる。
【００２９】
本発明の面に従って、発振測定信号の周波数が測定されたパラメータを示す、上記したＲＦトランスポンダなどのＲＦトランスポンダで発振測定信号を発生する方法が記述される。この方法は、弛張発振器の各測定スイッチング回路内の測定コンデンサを充電するために測定電流を供給することと、およびその後で測定コンデンサを放電するために測定コンデンサに写された測定電流を供給することとを交互に行うことより主として成る。測定信号周波数を最適にして各測定されるパラメータについて最適にされた指示を生ずるようにしてプログラム可能にスケールされた測定電流を測定スイッチング回路に供給できる。各測定コンデンサが測定に使用されていない時に各測定コンデンサを接地することにより測定コンデンサを定められた状態に置くことができ、セット‐リセット回路が測定に使用されていない時に接地された入力端子と共にセット‐リセット回路を同様に定められた状態に置くことができる。最後に、弛張発振器が始動した時と測定信号が測定カウンタ／レジスタにゲートされた時との間に遅延を加えることにより、測定されたパラメータの指示が始まる前に弛張発振器を安定にできる。
【００３０】
本発明のその他の目的、その他の面およびその他の利点は以下の説明から明かになるであろう。
【００３１】
（発明の詳細な説明）
本発明の好適な実施形態について子細に参照する。それらの実施形態の例が添付図面に示されている。図面は例示であることを意図したものであって、限定するものではない。本発明をそれらの実施形態の文脈で説明するが、それは本発明の要旨および範囲をそれら特定の実施形態に限定することを意図するものではないことを理解すべきである。
【００３２】
選択された図面中のある要素は図示を簡明にするために正しい尺度で描いていないことがある。
【００３３】
図面全体を通じて類似する要素には類似する参照番号を付していることがしばしばである。たとえば、ある図（または実施形態）中の要素１９９は他の図（または実施形態）中の要素２９９と多くの面で類似していることがある。種々の図または種々の実施形態における類似する要素の間のそのような関係は、もしあれば、もし応用可能であれば、特許請求の範囲および要約を含めて、明細書全体を通じて明らかになるであろう。
【００３４】
ある場合には、類似の要素は単一の図面で類似の番号で参照できる。たとえば、複数の要素１９９を１９９ａ、１９９ｂ、１９９ｃ等で参照できる。
【００３５】
図示を簡明にするために、ここで示されている横断面図は、もしあれば、真の横断面図では見えるある背景線を省いた「輪切り」の形、または「近視」横断面図で提示することがある。
【００３６】
本発明のこの好適な実施形態の構成、動作および諸利点は添付図面を参照して以下の説明について考察すると更に明らかになるであろう。
【００３７】
上記のように、車両のタイヤ圧を監視して、低タイヤ膨脹圧状態が起きた時に運転者に警報する装置を提供することが本発明の一面である。
【００３８】
図１は、空気入りタイヤ１０４内に配置されている（たとえば、それの内面に装着される）ＲＦ（無線周波数）トランスポンダ１０２を備えている先行技術のＲＦトランスポンダ装置１００を示す。（アンテナ（図示していない）がタイヤ１０４内に装着されてトランスポンダ１０２に接続されている。）トランスポンダ１０２は、特有の識別（ＩＤ）情報（たとえば、それ自身の一連番号、またはそれが組合わされている物体、たとえば、タイヤ１０４、の識別番号）と、トランスポンダ１０２に組合わされているセンサ（図示していない）により検出された周囲圧などのパラメータ測定値を示すデータとを外部の読取器／質問器１０６へ送信できる電子装置である。外部の読取器／質問器１０６はトランスポンダ１０２に質問するＲＦ信号を供給し、アンテナ１１０と、トランスポンダ１０２により／から送られた情報を表示する表示パネル１１２と、使用者が読取器／質問器１０６の機能を操作するための操作器（スイッチ、ボタン、つまみ等）とを含んでいる。手持ち式の装置として示されているが読取器／質問器は車両（図示していない）内に搭載される電子装置とすることができる。本発明はＲＦトランスポンダを実現することに主として向けられている。
【００３９】
知られているように、ＩＤとパラメータ測定情報との少なくとも一方は、トランスポンダ１０２により送られる信号上で各種のやり方で符号化でき（加えられ）、その後で使用者に表示するために読取器／質問器１０６で「復号される」（復旧される）。ＲＦトランスポンダ１０２は「受動」として、外部読取器／質問器１０６により発生されてアンテナ１０８により放射されたＲＦ信号により電力を供給されるようにできる。あるいは、ＲＦトランスポンダ１０２は「能動」として、電池により電力を供給されるようにできる。ここで説明しているトランスポンダ装置１００などのトランスポンダ装置は周知である。
【００４０】
本出願の出願人が所有している、Ｐｏｌｌａｃｋ、Ｂｒｏｗｎ、Ｂｌａｃｋ、およびＹｏｎｅｓにより１９９８年４月１４日に出願された未決のＰＣＴ特許出願Ｎｏ．ＰＣＴ／ＵＳ９８／０７３３８が、参照することによりそれの全体がここに含まれる、トランスポンダ、特に、それの動作電力を外部の無線周波数（ＲＦ）源から得て、圧力データと温度データの少なくとも一方の識別および送信に使用するために空気入りタイヤに組合わされる「受動」トランスポンダを開示している。
【００４１】
上記ＰＣＴ特許出願Ｎｏ．ＰＣＴ／ＵＳ９８／０７３３８は、本発明のトランスポンダの以前のモデル（モデル番号「３０７０Ｃ」であるトランスポンダを開示している。本発明は以前のモデルとの共通性と、改良部分とを含んでいる。以前のモデルの関連する部分については、図２、図３、図３Ａ、図３Ｂおよび図３Ｃを参照して以下で説明する。
【００４２】
図２は主な機能部品を示すモデル３０７０Ｃ　ＲＦトランスポンダ２００（１０２と比較されたい）のブロック図である。この例としての装置は圧力と温度を測定することが好ましい実施形態として説明するが、適切なセンサを含んでいるその他のパラメータの測定を含むことは本発明の範囲内である。
【００４３】
トランスポンダ２００は破線２０２内に示されている単一の集積回路（ＩＣ）チップ上で実現することが好ましい。その集積回路にいくつかの外部部品が接続される。この図の他の破線がトランスポンダ２００の主な機能「ブロック」を含み、トランスポンダ「心臓部」２０４およびセンサインタフェース２０６を含んでいる。ＩＣチップ２０２の外部の部品は、アンテナ２１２を含むアンテナシステム２１０と、このアンテナ２１２に並列に接続されてＬ‐Ｃ共振タンク回路を構成しているコンデンサ２１４と、外部の精密抵抗（Ｒｅｘｔ）２１６と、外部の圧力感知コンデンサ（Ｃｐ）２１８と、外部の最高温度測定スイッチ（ＭＴＭＳ）２２０とを備えている。最高温度測定スイッチ２２０は使用するか否かは随意である。アンテナ２１２はコイルアンテナ、ループアンテナ、ダイポールアンテナ、等の形とすることができる。あるいは、このトランスポンダにより出力される信号は伝送線で供給できる。それらのアンテナ実施例のあるもの（たとえば、ループアンテナ）に対しては、コンデンサ２１４は省略できる。その理由は、そのようなアンテナの同調にはそのコンデンサは利益がないためである。以後の説明の大部分は、コイルアンテナを有するトランスポンダについて説明する。
【００４４】
圧力感知コンデンサＣｐは対象とする圧力範囲内で高い感度と良い直線性を有する容量対圧力応答をもつ頑丈で、温度係数が小さいセンサであることが好ましい。それの１の例が、この技術で知られており、上で説明した圧力センサなどの全シリコン「タッチモード」容量圧力センサである。
【００４５】
トランスポンダの心臓部２０４は、アンテナ２１２により受信された無変調の１２５ｋＨｚ（キロヘルツ）搬送波信号などのＲＦ信号を処理し、受けたＲＦ信号を整流し、かつＩＣチップ２０２の他の回路に電力を供給するインタフェース回路２２２を含んでいる。たとえば、そのインタフェース回路は２．５ボルトの安定化された電源電圧（Ｖｄｄ）と、温度とは独立している１．３２ボルトのバンドギャップ電圧（Ｖｂｇ）とを供給する。トランスポンダ回路への種々の電源電圧および基準電圧の供給については図３Ｂを参照して以下に詳しく説明する。インタフェース回路２２２は受けたＲＦ信号を、好ましくはそれが受けた入力周波数（Ｆｉ）で、ＩＣチップ内の他の回路のタイミングを制御するために既知のやり方でクロック信号を発生するクロック発生回路２２４に供給し、かつ、トランスポンダ２００により送られる信号の出力周波数（Ｆｃ）を外部読取器／質問器（たとえば、１０６）へ供給する。
【００４６】
タイミング発生器／シーケンサ回路２２６はクロック発生回路２２４からクロックパルスを受け、それらのクロックパルスを処理して（たとえば、分周する）、パラメータ（たとえば、温度と圧力）の測定を行う所定の時間（それぞれｔＴとｔＰ）の間タイミングウィンドウ（ＷＴとＷＰ、下で説明する）を発生する。タイミングウィンドウＷＴとＷＰはほぼ等しい長さにすることもできれば、異なる長さにすることもできる。タイミング発生器／シーケンサ回路２２６はセンサインタフェース２０６で行われる種々の機能（たとえば、圧力の測定と捕獲、温度の測定と捕獲、これについて後で説明する）のタイミングと順序を制御もする。そのタイミング発生器／シーケンサ回路２２６はアルゴリズム状態マシン（ＡＳＭ）として実現することが好ましい。
【００４７】
トランスポンダの心臓部２０４は、温度測定値（カウント）および圧力測定値（カウント）をそれぞれ捕獲および保存する温度レジスタ２３２（たとえば、１２ビット）と、圧力レジスタ２３４（たとえば、１２ビット）と、ＥＥＰＲＯＭアレイを含んでいるアドレス可能なメモリ（たとえば、１２０ビット）のブロック２３６とを含んでいるレジスタ／カウンタ回路２３０を更に含んでいる。レジスタ２３２、２３４とＥＥＰＲＯＭアレイ２３６は、ＩＣチップ２０２上のアドレス可能なメモリのブロックを表している破線２３８内に示されている。
【００４８】
レジスタ／カウンタ回路２３０は、信号（たとえば、データ）が線２４４を経て変調回路２４６へ送られる順序を制御するためにマルチプレクサおよび列デコーダ２４０と、行デコーダ２４２も含んでいる。変調回路２４６は、データ流中の選択されたタイヤ動作特性測定値を、インタフェース回路２２２とアンテナ装置２１０を介して、読取器／質問器（たとえば、１０６）へ送る。
【００４９】
トランスポンダ心臓部２０４は、変調情報（たとえば、温度測定値および圧力測定値）を変調回路２４６へ供給するレートを制御するボーレート発生器２４８も含んでいる。ボーレート発生器２４８は、トランスポンダの出力周波数Ｆｃを制御するデータ搬送波クロックと、測定値と較正情報および識別コード等を含んでいるデータ流がトランスポンダ２００の出力搬送波信号を変調する速度を制御するデータ速度クロックとを供給もする。
【００５０】
センサインタフェース２０６は、外部抵抗（Ｒｅｘｔ）２１６に重畳される温度感知成分（たとえば、トランジスタＱ１のＶｂｅ、後で説明する）の予測できる特性電圧に関連する出力電流Ｉ（Ｔ）／Ｎを線２５１上に発生する回路２５０を含んでいる。線２５１上の出力電流Ｉ（Ｔ）／Ｎは弛張発振器２５２に供給される。一般的ないい方では、弛張発振器２５２は、線２５１上の出力電流Ｉ（Ｔ）／Ｎと、弛張発振器２５２に関連する内部容量ＣＦＸ１、ＣＦＸ２と、発振器回路内にスイッチで接続できるとすることができる外部容量（Ｃｐ）２１８との関数である電圧変化率（ｄＶ／ｄＴ）により制御される周波数で発振する。後で詳しく説明するが、周囲温度と周囲圧力を示す、弛張発振器２５２からの出力信号Ｆｏｓｃ’が線２５３に供給される。ここで使用する「周囲」という用語はトランスポンダ２００の付近で、またはより具体的にはトランスポンダ２００に組合わされているそれぞれのセンサの付近で測定されるパラメータを指す。トランスポンダ２００、１０２が空気入りタイヤ（たとえば、１０４）内に装着されると、「周囲圧力」と「周囲温度」はタイヤ１０４内の膨脹媒体（たとえば、空気）の圧力と温度を指す。
【００５１】
動作時には、外部源（すなわち、読取器／質問器、示されていない、１０６を参照、）からのＲＦ信号がアンテナ２１２により受けられる。このＲＦ信号は整流されてＲＦトランスポンダ２００に電力を供給するために使用される。変調回路２４６に加えられる変調情報はアンテナ装置２１０の諸特性（たとえば、インピーダンス、共振周波数等）を変更するために用いられる。それらの変更は外部読取器／質問器１０６により検出され、復号されて温度および圧力の情報をＲＦトランスポンダ２００から外部読取器／質問器１０６へ送る。
【００５２】
タイミング発生器／シーケンサ回路２２６は、弛張発振器２５２により出力される周波数Ｆｏｓｃ’の発生に外部圧力検出容量（Ｃｐ）２１８が含まれているいる時を制御し、かつデータ獲得回路２５４を介する圧力カウントおよび温度カウントの獲得も制御する。たとえば、温度を測定するために、温度感知電流Ｉ（Ｔ）が内部発振器コンデンサ（ＣＦＸ１とＣＦＸ２）を通るが、圧力検出容量（Ｃｐ）２１８はそれらの容量から切り離される（含まれていない）。これは、線２５３上で見られる発振器出力信号の周波数Ｆｏｓｃ’が温度のみの関数であることを意味する。圧力検出コンデンサ（Ｃｐ）２１８が「接続される」と、線２５３における発振器２５２の出力信号の周波数Ｆｏｓｃ’は、後で非常に詳しく説明するように、圧力および温度の両方の関数である。後で非常に詳しく説明するように、圧力‐温度測定から「圧力のみ」指示を取出すために読取器／質問器１０６であるアルゴリズムが採用される。
【００５３】
「圧力指示」、「圧力カウント」、「圧力応答」、「圧力レジスタ」等に対してここで行っている言及は、実際にはハイブリッド圧力‐温度指示を生ずるこのトランスポンダ技術により測定される「圧力」を全体として指すものである。このハイブリッド指示の温度成分を除去するためにこのハイブリッド指示が処理されると、その指示は「圧力のみ」指示と呼ばれる。
【００５４】
タイミング発生器／シーケンサ回路２２６により制御されるにつれて、データ獲得回路２５４は弛張発振器の出力信号Ｆｏｓｃ’を、温度と圧力のいずれが測定されているかに応じて、線２５５を介して温度レジスタ２３２へ、または線２５７を介して圧力レジスタ２３４へ送る。カウンタは発振器の周波数Ｆｏｓｃ’をレジスタ２３２、２３４に保存されるカウントに変換する。タイミング発生器／シーケンサ回路２２６により提供されるタイミング「ウィンドウ」は既知の被制御持続時間を持つ。その結果、タイミングウィンドウが「閉じる」時に温度レジスタ２３２または圧力レジスタ２３４に（獲得されて）残っているカウントは弛張発振器２５２の周波数Ｆｏｓｃ’の関数であり（それに比例する）、したがって、そのタイミングウィンドウ中に温度または圧力のいずれが測定されたにしても、温度または圧力の関数である。
【００５５】
ＥＥＰＲＯＭアレイ２３６は、たとえば表示器１１２を介して使用者に表示できる温度指示と圧力指示に温度カウントと圧力カウント（それぞれＮＴ、ＮＰ、後で非常に詳しく説明する）を変換するために読取器／質問器（たとえば、１０６）が使用する較正定数を保持するために用いられる。ＥＥＰＲＯＭアレイ２３６はトランスポンダのＩＤと、トランスポンダのための較正データと、所与のトランスポンダに特有のその他のデータとを保存することもできる。
【００５６】
図３は図２のトランスポンダ２００の部品のいくつか、主として図２のセンサインタフェース部２０６に関して上で説明した部品、のより詳細な回路図３００である。
【００５７】
この回路図３００では通常の回路記号が用いられている。たとえば、相互に交差している線は、それらの交点に「黒点」がなければ相互に接続されておらず、黒点があれば線は相互に接続されている。通常の記号はトランジスタ、ダイオード、接地接続、抵抗、コンデンサ、スイッチ、比較器、インバータ、論理ゲート（たとえば、「ＡＮＤ」、「ＮＡＮＤ」、「ＯＲ」、「ＮＯＲ」）のためにも用いられている。
【００５８】
この回路はＣＭＯＳ実施例に関して説明する。ここに、「Ｐ」の後に数字が付されているもの（たとえば、「Ｐ１」）はＰＭＯＳ（Ｐチャネル）トランジスタを示し、「Ｎ」の後に数字が付されているもの（たとえば、「Ｎ１」）はＮＭＯＳ（Ｎチャネル）トランジスタを示す。ＣＭＯＳトランジスタはＦＥＴ（電界効果トランジスタ）型であって、３つの「ノード」または「端子」−すなわち、「ソース」（Ｓ）、「ドレイン」（Ｄ）、およびソースとドレインの間の電流の流れを制御する「ゲート」（Ｇ）をおのおの有する。以下の説明では、いくつかのＰＭＯＳトランジスタとＣＭＯＳトランジスタとは「ダイオード接続されている」、それらのトランジスタのドレイン（Ｄ）はそれのゲート（Ｇ）に接続されていることを意味する、ことが明らかであろう。トランジスタ、とくにＣＭＯＳの動作の一般的な理論は、本発明が最も近く属している技術の当業者には周知である。
【００５９】
以下の説明から明らかであろうが、いくつかのＣＭＯＳトランジスタが「電流ミラー」構成で接続されている。電流ミラーの概念は周知であり、それの最も簡単な形態は２個の同じ極性のトランジスタ（たとえば、２個のＰＭＯＳトランジスタ）を用い、それらのトランジスタのゲートが相互に接続され、一対のトランジスタの一方がダイオード接続されているものである。電流ミラーはダイオード接続されているトランジスタに電流を流させることを一般に含んでいる。その結果として、その電流を生ずるために必要なゲート電圧がダイオード接続されているトランジスタに生ずることになる。一般に、ダイオード接続されているトランジスタのゲート電圧はそのトランジスタを流れるミラー電流を生ずるために必要な電圧にさせられる。ダイオード接続されているトランジスタには、それの定義により、ダイオード接続されているトランジスタのゲート電圧を任意の他の同じように接続されているトランジスタに加えることにより、ゲート電流が流れないので、ミラーされた電流が同じように接続されているトランジスタに流れる。通常は、電流ミラートランジスタは同じ物理的面積を有する。その場合にはミラーされた電流は現にミラーされている電流と本質的に同じである。トランジスタの一方（の面積）を他方より物理的に大きくするか、小さくすることにより、現にミラーされている電流より大きいか、小さいミラーされた電流を生ずることが知られている。異なる面積を持つそのように同じように接続されているトランジスタが電流ミラー構成で接続されていると、それらのトランジスタの尺度が異なる（大きい、または小さい）面積がそれに対応して大きさが異なる（大きいか、小さい）電流を生ずる。
【００６０】
以後は概して、回路の種々の部品の間の数多くの接続が図に明確に示されており、説明は、全てが図に明確に示されている、回路の種々の部品の間のどの接続も（うんざりするほど）列挙することではなくて、回路の種々の部品の種々の機能と、種々の部品の間の種々の相互作用について強調して説明する。
【００６１】
アンテナ装置２１０はコイルアンテナ２１２と、コンデンサ２１４（コイルアンテナ２１２の端子間に接続されてＬ−Ｃ共振タンク回路を構成する）を備え、交流電流（ＡＣ）を全波整流器回路３０２に供給する。コンデンサ２１４は使用するか否かは随意である。
【００６２】
全波整流器回路３０２（２２２に匹敵する）は、図示のように、従来のやり方で接続されている２個のＰＭＯＳトランジスタと２個のダイオードを有し、全波整流された直流（ＤＣ）電圧を線３０３に出力する。コンデンサ３０４が線３０３とアースの間に接続されて、線３０３に存在する全波整流された直流（ＤＣ）電圧中の変動（「リップル」）を「平滑」（濾波）にする。そうすると線３０３における電圧はトランスポンダの残りの部品のために使用できる電圧、この場合には線３０３における正の電源電圧Ｖｃｃ、になる。
【００６３】
図２のベース‐エミッタ間電圧‐電流変換器２５０にほぼ対応する温度検出回路３０６が線３０３（Ｖｃｃ）とアースの間に接続され、４個のＣＭＯＳトランジスタＰ１、Ｐ２およびＮ１、Ｎ２と、横バイポーラトランジスタＱ１とを含み、外部抵抗２１６（Ｒｅｘｔ）に接続されている。トランジスタＰ２とＮ１は図示のようにダイオード接続されている。２個のトランジスタＰ１とＰ２は電流ミラー構成で接続されており、２個のトランジスタＮ１とＮ２も電流ミラー構成と一般に考えることができるもので接続されている。トランジスタＮ１のソース（Ｓ）はトランジスタＱ１を介して接地され、トランジスタＮ２のソース外部抵抗（Ｒｅｘｔ）２１６を介して接地されている。
【００６４】
明らかとなるであろうように、検出された周囲温度（たとえば、トランスポンダが組合わされているタイヤ内の）に比例する信号（すなわち、電流）を発生する温度検出回路３０６の性能は、トランジスタＱ１のベース‐エミッタ電圧が温度の極めて予測可能で反復可能である特性に大きく依存する。抵抗（Ｒｅｘｔ）２１６は外部の精密基準抵抗であって、それの値は温度にはほとんど独立している（トランジスタＱ１の温度依存性とは対照的である）。抵抗（Ｒｅｘｔ）２１６の適切な値はたとえば２０．５キロオームまたは４５５キロオームである。
【００６５】
トランジスタＮ２はトランジスタＰ２と外部抵抗（Ｒｅｘｔ）２１６の間に「ソース‐ホロワ」モードで接続されている。電圧がトランジスタＮ２のゲート（Ｇ）に加えられると、それのソース電圧はそれのゲート電圧（マイナスそれのゲートとそれのソースとの間の固有の電圧降下（Ｖｇｓ））に「追従」する。
【００６６】
トランジスタＮ１を電流が流れると、それのゲート電圧はトランジスタＱ１のエミッタ電圧より高いトランジスタＮ１のゲート‐ソース電圧降下（Ｖｇｓ）により打ち消される。トランジスタＮ１とＮ２はほぼ同一であるので、同じ電流が２個のトランジスタＮ１とＮ２のおのおのを同じ電流が流れ、それらのトランジスタのゲート‐ソース電圧降下（Ｖｇｓ）は同じである。その結果、トランジスタＮ２のソースにおける外部抵抗（Ｒｅｘｔ）２１６の端子間電圧はトランジスタＱ１のエミッタにおける電圧にほぼ等しい。したがって、オームの法則（Ｅ＝ＩＲ、またはＩ＝Ｅ／Ｒ）を適用すると、外部抵抗（Ｒｅｘｔ）２１６を流れる電流はトランジスタＱ１のエミッタ電圧を外部抵抗（Ｒｅｘｔ）２１６抵抗値で除したものに等しい。
【００６７】
正常な動作では、外部抵抗（Ｒｅｘｔ）２１６を流れる全ての電流はトランジスタＮ２のソースを流れ、したがって、ダイオード接続されているトランジスタＰ２を流れる。電流ミラー接続により、トランジスタＰ２を流れる電流はトランジスタＰ１において複製される（ミラーされる）。これによりトランジスタＮ１、Ｎ２を流れる電流は常に同じにされ、それによりトランジスタＱ１のエミッタ電圧と外部抵抗（Ｒｅｘｔ）２１６の端子間電圧を、電圧変動や処理の相違とは独立に、確実に同じにすることを更に支援する。上記のように、トランジスタＮ１、Ｎ２は電流ミラー構成と一般に考えることができるようにして接続される。しかし、それらは厳密には同じに接続されていないので、回路３０６におけるそれらのトランジスタの機能は主としてＱ１と外部抵抗（Ｒｅｘｔ）を「整合」することである。
【００６８】
要するに、温度検出回路３０６は、外部抵抗（Ｒｅｘｔ）を流れる電流Ｉ（Ｔ）を予測できるようにすること、およびそれがトランジスタＱ１の絶対温度（Ｔ）の関数であるようにする。後で更に詳しく説明するように、外部抵抗（Ｒｅｘｔ）２１６を流れる電流Ｉ（Ｔ）は弛張発振器（３１６、後で説明する）に鏡像のように移されてトランジスタＱ１の温度を示す信号を外部読取器（１０６、図１）に与える。後で更に詳しく説明するように、弛張発振器３１２の出力周波数Ｆｏｓｃ’はトランジスタＱ１の絶対温度（Ｔ）の関数である。
【００６９】
この点で、全体のトランスポンダ回路の温度検出素子として採用されているのは本質的にトランジスタＱ１であることに注目することが有用である。このトランスポンダ回路は、トランジスタＱ１のベース‐エミッタ電圧が予測できる量−２．２ｍｖ／°Ｃ（セ氏度当りのミリボルト）だけ変化するという、ＣＭＯＳ技術で製造されたそのようなトランジスタの固有の特性を採用しているので有利である。
【００７０】
本発明のトランスポンダを、それの回路に電力を供給するために外部源（１０６、図１）により供給されるＲＦ電力に依存する、「受動」装置に関して説明していることに注目すべきである。しかし、トランスポンダが、電池などの、それ自身の電源を含んでいることは本発明の範囲内である。いずれの場合にも、温度検出回路３０６に関して説明したように最初に電力を供給する時には、それの静止状態からそれの正常な動作状態まで「徐々に」達するようにすることが重要である。そのために、温度検出回路３０６と「始動」回路３０８の間に接続されている２本の線３０５と３０７が示されている。
【００７１】
始動回路３０８（図２のベース−エミッタ電圧−電流変換器２５０の一部でもある）は線３０３における電源電圧（Ｖｃｃ）とアースの間に接続されて次の２つの主な目的を果たす。（ｉ）トランスポンダ（２００）が電力を供給されていない状態から最初に始動した時に温度検出回路３０６に電流を流すこと、および（ｉｉ）トランジスタＰ２を流れている電流を電源を基準にしている電流からアースを基準にしている電流に鏡像のように変換すること。
【００７２】
始動はトランジスタＰ３により開始される。トランジスタＰ３は「弱い引上げモード」で機能するように高いチャネル抵抗値持つように製造される。それのゲートが接地されているのでそれは常に「オン」であり、高い抵抗値（たとえば、＞１メグオーム）を持つ抵抗のように本質的に動作する。
【００７３】
始動時には、回路の他の場所には電流は流れないので、トランジスタＰ３は動作してトランジスタＮ３のゲートを電源電圧（Ｖｃｃ）へ向かって引き上げることにより、トランジスタＮ３をターンオンする。そうするとトランジスタＮ３の接地されているソースがそれのドレイン（Ｄ）へ実効的に接続され、それによりトランジスタＰ１、Ｐ２、Ｐ４のゲートが接地されると共に、ダイオード接続されているトランジスタＰ２のドレインも接地される。そうすると温度検出回路３０６のトランジスタＰ２を通じてトランジスタＮ３のドレインに電流が流される。トランジスタＰ１、Ｐ２、Ｐ４は（「Ｐｂｉａｓ」線３０５を介して）電流ミラー接続されているので、トランジスタＰを今流れている電流はトランジスタＰ１とＰ４でのミラー電流にされる。電流がトランジスタＰ４を通じてトランジスタＮ５のドレインに流れ込むと、トランジスタＮ４とＮ５の間の電流ミラー接続が対応する電流をトランジスタＮ４に流すことにより、トランジスタＮ３のゲートをアース電位に引き下げ、それによりトランジスタＮ３を流れている電流を効果的に「停止」する。
【００７４】
しかし、今は電流が電流ミラートランジスタＰ１、Ｐ２、Ｐ４を流れているので、トランジスタＰ１からダイオード接続されているトランジスタＮ１を通じてトランジスタＱ１に流れ込む電流が温度検出回路３０６をそれの安定な動作点状態（それの零電流状態ではなくて）において「始動」させる。始動後は、トランジスタＮ３は回路からほぼ「離れて」、それの意図されている機能を実行する。
【００７５】
トランジスタＮ５はトランジスタＮ４と（および後で説明するように、トランジスタＮ６と）電流ミラー構成で接続されている。したがって、本質的には、外部抵抗（Ｒｅｘｔ）２１６を流れている電流に等しい電流がトランジスタＮ５を流れるので、同じ電流がトランジスタＮ４を流れ、それにより線３０９上に基準電圧（Ｎｂｉａｓ）を設定する。線３０９上のその基準電圧（Ｎｂｉａｓ）と、線３０９′における電源電圧（Ｖｄｄ）は電流スケーリング回路３１０に供給される。
【００７６】
線３０９′における電源電圧（Ｖｄｄ）は、チップの他の場所で従来のやり方で発生された多数のバンドギャップ電圧（Ｖｂｇ）などの適切な任意のやり方で提供され、それの大きさ（たとえば、１．３２ボルト）は、チップの製造に採用されるシリコン法に固有のように、温度とは独立していなければならない。そのような安定な（たとえば、バンドギャップ）電圧（たとえば、Ｖｂｇ）およびそれから取出された電源電圧（たとえば、Ｖｄｄ）の提供は、本発明が最も近く属している技術の当業者の十分な理解範囲内であり、それについては後で図３を参照して非常に詳しく説明する。
【００７７】
電流スケーリング回路３１０（図２のベース−エミッタ電圧−電流変換器２５０の一部でもある）は次のような例示的やり方で構成される。トランジスタＰ５、Ｐ６のソースが電源電圧Ｖｄｄに接続されている。トランジスタＮ６のゲートは線３０９上の基準電圧（Ｎｂｉａｓ）を受ける。トランジスタＮ６は電流ミラー構成でトランジスタＮ５（および前記トランジスタＮ４）に接続され、したがって、トランジスタＮ４とＮ５を流れる電流Ｉ（Ｔ）の流れを写す。したがって、ダイオード接続されているトランジスタＰ５を流れる電流の流れはトランジスタＮ４、Ｎ５、Ｎ６を流れる電流の流れを写す。
【００７８】
トランジスタＰ５とＰ６は電流ミラー構成で接続されているが、トランジスタＰ６を流れる電流がトランジスタＰ５の物理的面積とトランジスタＰ６の物理的面積との比（Ｎ）だけ大きくされたり、小さくされたりする。たとえば、トランジスタＰ６の寸法がトランジスタＰ５の寸法より小さい（すなわち、トランジスタＰ５の面隻がトランジスタＰ６の面積の「Ｎ」倍である）とすると、トランジスタＰ６を流れる電流はトランジスタＰ５を流れる電流より相応して小さい（Ｎ分の１）。したがって、トランジスタＰ６を流れる「スケールされた」電流は、図では「Ｉ（Ｔ）／Ｎ」と記されており、線３１１を介して弛張発振器回路３１２（２５２参照）に供給される。トランジスタＰ５とＰ６を流れる電流の比は、トランジスタの一方を他方より単に大きく製造したり、集合面積が２個のトランジスタの一方の面積より大きいように、２個のトランジスタの他方を２つまたはそれ以上の同じ寸法のトランジスタの集合として製造することなどの、従来の回路処理技術により容易に設定できる。
【００７９】
弛張発振器回路３１２（２５２参照）はかなり従来の構成のものであって、２つの位相経路３１４ａと３１４ｂを供えているセット‐リセット回路３１４の「フロントエンド」に測定スイッチング回路３１５を含んでいる。この回路３１５は、１つの位相経路（φ１）３１４ａのフロントエンドにおいて測定コンデンサＣＦＸ１の充電される側に接続されている一対の相補トランジスタＰ７、Ｎ７と、他の測定コンデンサＣＦＸ２の充電される側に接続されている他の一対の相補トランジスタＰ８、Ｎ８と、プラス、他の測定コンデンサＣｐを付加するスイッチ３５０とを備えている。測定コンデンサＣＦＸ２とスイッチ３５０および測定コンデンサＣＰは全て他の位相経路（φ２）のフロントエンドにある。
【００８０】
所与のトランジスタ対（たとえば、Ｐ７とＮ７）について図示のように接続されているので、それらのトランジスタの共通ゲート電圧が高い（すなわち、正の電源へ向かう）とそれの出力（たとえば、位相経路３１４ａへ）は接地され（接地されて線３１１における電流Ｉ（Ｔ）／Ｎから分離されている）、それらのトランジスタの共通ゲート電圧が低いと、それの出力は線３１１を通じて弛張発振器３１２の位相経路のそれぞれ１つ（たとえば、３１４ａ）に流れる電流Ｉ（Ｔ）／Ｎを供給する。弛張発振器３１２などの回路について知られているように、一対のトランジスタ（たとえば、Ｐ７とＮ７）の一方における共通ゲート電圧が高いと、一対のトランジスタ（たとえば、Ｐ７とＮ７）の他方における共通ゲート電圧は低く、これの逆もそうである。このようにして、各位相経路３１４ａと３１４ｂはあるデューティサイクル（すなわち、それの「オン」時間）を有する。そのデューティサイクルは同じにでき、または他の位相経路３１４ａと３１４ｂのデューティサイクルとそれぞれ異ならせることができる。そうすると、各トランジスタ対（たとえば、Ｐ７とＮ７）はそれのそれぞれの位相経路（たとえば、３１４ａ）への「入力スイッチ」と考えることができる。
【００８１】
弛張発振器３１２の各位相経路３１４ａと３１４ｂはそれの入力端子に比較器３１６ａと３１６ｂをそれぞれ有し、かつ比較器３１６ａと３１６ｂの負（−）入力端子とアースの間に接続されている固定された値のコンデンサＣＦＸ１とＣＦＸ２をそれぞれ有する。コンデンサＣＦＸ１とＣＦＸ２の容量はたとえばそれぞれ２〜５ｐｆ（ピコファラド）および２〜５ｐｆであり、小さい温度係数（たとえば、２０ｐｐｍより小さい）を示すポリ−ポリコンデンサなどの、等しい値の「オンチップ」素子として実現することが好ましい。比較器３１６ａと３１６ｂの正（＋）入力端子は一緒に接続され、１．３２ボルトなどの、温度とは独立の基準しきい値電圧Ｖｂｇに設定されている。
【００８２】
各位相経路３１４ａと３１４ｂの入力端子に「ＮＯＲ」ゲート３１８ａと３１８ｂがそれぞれ接続され、２つのＮＯＲゲート３１８ａと３１８ｂは交差結合されて、線３１９ａと３１９ｂに出力を生ずる保持回路を形成している。したがって、交差結合されているＮＯＲゲート３１８ａと３１８ｂはフリップフロップ、すなわち、ＲＳ（リセット／セット）ラッチとして機能できる。
【００８３】
入力スイッチ（たとえば、Ｐ７とＮ７）の一方の共通ゲート電圧が高いと、その位相経路（たとえば、３１４ａ）のためのそれぞれのコンデンサ（たとえば、ＣＦＸ１）が接地される（短絡されて電荷を失わせられる）。それとは逆に、入力スイッチ（たとえば、Ｐ７とＮ７）の一方の共通ゲート電圧が低いと、線３１１からのスケールさせられた電流Ｉ（Ｔ）／Ｎがその位相経路（たとえば、３１４ａ）のためのそれぞれのコンデンサ（たとえば、ＣＦＸ１）に加えられ（流れ込むことを許される）、そのコンデンサは充電を開始する（コンデンサの端子間電圧が高くなる）。コンデンサＣＦＸ１／ＣＦＸ２の端子間電圧が比較器の基準電圧Ｖｂｇに達すると、比較器３１６ａ／３１６ｂの出力は低くなり、線３１９ａ／３１９ｂにおけるラッチ３１８ａ／３１８ｂの出力の状態を変更する。このようにして、弛張発振器３１２はコンデンサＣＦＸ１とＣＦＸ２の立上がり時間、および重要なことに、コンデンサＣＦＸ１とＣＦＸ２に供給されているスケールさせられた電流Ｉ（Ｔ）／Ｎにより決定される周波数Ｆｏｓｃで発振する。より大きい電流Ｉ（Ｔ）／Ｎが供給されると、コンデンサＣＦＸ１とＣＦＸ２の電圧は速く立ち上がって、しきい値電圧と速く交差し、弛張発振器３１２を速く発振させることにより、線３１９ａにおける信号の周波数Ｆｏｓｃを高くする。線３１９ａにおける信号は図示のようにインバータ３２０により反転されて周波数Ｆｏｓｃ’を線３２１に供給する。
【００８４】
後で一層詳しく説明するように、発振器３１２は、温度検出モード（時刻ｔ０とｔ１の間）および圧力検出モード（時刻ｔ１とｔ２の間）の相互に排他的な２つのモードで動作するように、タイミング発生器／シーケンサにより制御されている。発振器の出力信号の周波数Ｆｏｓｃ（およびＦｏｓｃ’）はそれらのモードのおのおのにおいて異なる。
温度指示値および圧力指示値の発生
空気入りタイヤに組合わされているトランスポンダ２００の状況の例では、空気入りタイヤ内の圧力を決定することが主として望ましい。たとえば、通常の乗用車は約２２１ｋＰａ（約３２ｐｓｉ）で適切に膨脹できる。タイヤ膨脹圧は通常は「常温」圧（タイヤが走行により発熱していない時に測定される圧力）として指定されており、かつ監視装置は最もありそうなことに使用中したがって「温度が高い」タイヤ内で測定した圧力を通知するので、空気入りタイヤ内部の膨脹媒体（たとえば、空気）の温度を決定することが２番目に望ましい。温度測定値を用いて、監視装置（たとえば、１０６）はたとえば測定圧力を、理想気体の法則（ＰＶ＝μＲＴ）を基にした簡単な計算で「常温」圧に変換できる。この「常温」圧は「温度とは独立の」圧力と考えることができ、それはタイヤ内に含まれている空気の質量を示すものでもある。トランスポンダ２００を参照して、それが生ずるハイブリッド「圧力」測定値はそのような気体法則計算に使用できる前に真の圧力のみ測定値に変換できねばならない（後で詳細に説明する種々の計算により）。
【００８５】
たとえば、車両の空気入りタイヤがそれの指定圧力で走行したならば約１０％の燃料消費量減少を実現できるものと見積もられている。プロのトラック運転者はこの問題に通常敏感で、タイヤ圧を頻繁に点検および調整しているが、乗用車の平均的な運転者は、たとえばタイヤが目に見えるほどへこむまでタイヤ圧に気を付けることはしばしば少ない。そのような場合には、自動車のダッシュボードにおけるＬＣＤ（液晶表示器）指示がタイヤの動的な膨脹情報を運転者に提供する。その車両の空気入りタイヤにはここで説明しているトランスポンダなどのトランスポンダが装着されている。重要なことのうちで、種々のタイヤ製造者により市販されている「パンクしても走行できる（ランフラット）」タイヤの出現がある。グッドイヤーのＥＭＴ（移動性延長技術（ｅｘｔｅｎｄｅｄ　ｍｏｂｉｌｉｔｙ　ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ））シリーズのタイヤが「ランフラット」タイヤの一例である。それの全体的な目的は、パンクした（「平らになった」）タイヤで、「妥当な」運転速力（たとえば、時速約１４４キロメートル（時速約６０マイル））で、自動車の正常なコントロールを維持しながら、約１２０キロメートル（約５０マイルまで）走行できるようにすることである。そのようなランフラットタイヤは一般に周知であるので、それ自体は本発明の一部を構成するものではない。ランフラットタイヤで「パンクした」状態で走行している場合には、タイヤが実際に「パンクしていて」、運転者の最も近くの都合の良い場所で（およびランフラットの走行距離限度以前に）修理する必要があることを視覚的にまたは音声（ピーという音）で主として指示されている「借りている時間」だけ運転者が運転している事実を運転者が警報されることが特に重要である。
【００８６】
弛張発振器３１２が動作できるようにすることにより、それの出力信号の周波数Ｆｏｓｃ（およびＦｏｓｃ’）はトランジスタＱ１の（検出された）絶対温度の関数である。これは温度検出モード動作と圧力検出モード動作においてそうである。
【００８７】
温度検出モードでは、およびコンデンサＣＦＸ１とＣＦＸ２の容量値が等しい、これは好ましい、場合には、弛張発振器３１２は対称的な（平衡された、５０％）デューティサイクルを持つ。圧力検出モードでは、圧力検出コンデンサ（Ｃｐ）２１８がコンデンサＣＦＸ２の端子間の半導体スイッチ３５０により切り替えられる。それは弛張発振器３１２のデューティサイクルと出力周波数Ｆｏｓｃ（およびＦｏｓｃ’）を変化する。
【００８８】
圧力検出モードでは、固定コンデンサＣＦＸ１とＣＦＸ２のみが交互に充電され（および放電され）て、周期が周囲温度に比例する５０％のデューティサイクルとなる。圧力検出モードでは、圧力検出コンデンサ（Ｃｐ）２１８が発振器３１２の位相経路３１４ｂへ切り替えられる。したがって、所与の温度に対しては、発振器の周期の最初の半分で位相経路３１４ａは温度検出モードにおけるのと同じように振る舞い、発振器の周期の第２の半分では位相周期３１４ｂが、固定コンデンサＣＦＸ２の容量値プラス圧力検出コンデンサ（Ｃｐ）２１８の容量値に比例するようにして振る舞う。これは、実際に、発振器の動作を遅くしてそれのデューティサイクルを変化する。デューティサイクルの変化はＣｐとＣＦＸ２の比を示す。したがって、２つの周期（回路中にＣｐがある場合と無い場合）の比から、追加の容量Ｃｐがどのようであるか、したがって検出された圧力がどのようであるかを計算することは容易である。後で詳しく説明するように、圧力検出モードにおける発振器出力の温度依存性は、直線的なやり方で、完全に解消できる。
【００８９】
圧力検出コンデンサ（Ｃｐ）２１８が発振器回路に切り替えられた時の発振器の動作が「低速になる」と、所与の圧力測定ウィンドウ（たとえば、Ｗｐ）中のカウントする発振器の出力パルスが、同様な温度測定ウィンドウ（たとえば、ＷＴ）中のカウントする発振器の出力パルスより比較的少なくなる（出力周波数が低くなる）ことが避けられない。いいかえると、「低速になった」発振器はパラメータ測定値を示すカウントが集められる速さを低くする。圧力測定ウィンドウ（Ｗｐ）中に発生されたカウント（Ｎｐ）の分解能（数）を高くするために、適切な数の圧力カウントを獲得できるようにするように、圧力測定ウィンドウ（Ｗｐ）のサイズを大きくできる（持続時間を変化できる）。これは、圧力検出モードにおける圧力測定ウィンドウ（ＷＰ）（時刻ｔ１とｔ２の間）の終りを定める時刻ｔ２の値を、その値を制御するタイミング発生器／シーケンサ回路２２６により単に大きくする（他の場合よりも）ことにより容易に行うことができる。たとえば、温度測定ウィンドウＷＴ（時刻ｔ０とｔ１の間）を何ミリ秒のオーダー（たとえば、８ミリ秒）にできる。あるいは、電流スケーリング回路３１０から弛張発振器３１２へ流れ出るスケールさせられた電流（Ｉ（Ｔ）／Ｎ）を圧力測定ウィンドウ（Ｗｐ）中に増加できるようにして、弛張発振器３１２の基本周波数を高くすることにより、圧力カウントの全体の分解能を高くすることを意図している。これは、たとえば、トランジスタＰ５より大きさ（面積）が小さいトランジスタＰ６の場合に、トランジスタＰ６の代わりにトランジスタＰ６′（図示していない）を単に導通状態にすることにより容易に行うことができる。トランジスタＰ５とＰ６の面積比が１に近く（すなわち、減少度合いが小さい）、弛張発振器３１２への電流が増大し、したがって、それのカウント速度が高くなるように、トランジスタＰ６′の面積はトランジスタＰ６の面積より広い。他のトランジスタＰ６′のそのような導通化は、圧力検出コンデンサ（Ｃｐ）２１８の切り替えを行う前記スイッチ３５０に匹敵するスイッチ（図示していない）で容易に行われる。本発明が最も近く属している技術の当業者は、圧力検出コンデンサ（Ｃｐ）２１８が発振器回路に接続された時に発振器の「低速化」をどのようにして避けるかを、この明細書における教示に従って容易に理解されるであろう。
圧力応答性の最適化
空気入りタイヤの圧力監視時に最高に重要である正確な圧力指示値を獲得（および表示）するのに、トランスポンダ回路のあるパラメータを決定してそれの圧力応答性を最高にする、したがって、外部読取器／質問器（たとえば、１０６）により表示される圧力指示値の確度を高くすることができる。
【００９０】
上記のように、このトランスポンダは、外部読取器／質問器１０６へ送られる１２ビット語の値を変化することにより圧力センサすなわち圧力検出コンデンサ（Ｃｐ）２１８の変化する容量に応答する。この２進語は、タイミング発生器シーケンサ２２６により設定された圧力測定ウィンドウ（Ｗｐ）（時刻ｔ１とｔ２の間）中の発振器周波数のカウントである。したがって、圧力応答は圧力検出コンデンサ（Ｃｐ）２１８の容量の単位変化当りのカウント変化として記述できる。
【００９１】
トランスポンダの圧力応答性（および分解能）はいくつかの要因に依存していることが判明している。それらの要因のおのおのは解析できる。たとえば、
（ａ）温度測定ウィンドウＷＴより大きくするために圧力測定ウィンドウＷｐを大きくすると、圧力検出コンデンサ（Ｃｐ）２１８の所与の値に対して圧力カウントＮｐが増加して、圧力測定中に生ずる発振器の周波数を温度測定時と比較して比較的低くする（上で詳しく述べたように）。
【００９２】
（ｂ）発振器３１２に供給されるスケールされた電流Ｉ（Ｔ）／Ｎを増加すると、圧力検出コンデンサ（Ｃｐ）２１８の所与の値に対して圧力カウントＮｐがそれに比例して増加する。
【００９３】
（ｃ）コンデンサＣＦＸ１とＣＦＸ２の少なくとも一方の値を増加すると、圧力検出コンデンサ（Ｃｐ）２１８の所与の値に対して圧力カウントＮｐがそれに比例して増加する。
【００９４】
（ｄ）スケールされた電流Ｉ（Ｔ）／Ｎを増加すると、（圧力検出コンデンサＣｐの所与の値に対して）圧力カウントＮｐが、コンデンサＣＦＸ１とＣＦＸ２の値の減少よりも速く、その増加に比例して増加する。
【００９５】
（ｅ）スケールされた電流Ｉ（Ｔ）／Ｎを増加すると、圧力測定ウィンドウＷｐ中にのみ電流を増加できなければ、圧力カウントＮｐと温度カウントＮＴが増加する。
【００９６】
（ｆ）コンデンサＣＦＸ１とＣＦＸ２の少なくとも一方の値を減少すると、それらのコンデンサの一方のみが変化されたとしても、圧力カウントＮｐと温度カウントＮＴが増加する。
【００９７】
一般的な提案として、圧力カウントＮｐの増加が望ましい。しかし、本発明が最も近く属している技術の当業者は、ＩＣチップのある回路の性能にとって受け容れることができないほど高くなることがある周波数で圧力カウントを増加するには実際上の上限があることを容易に理解されるであろう。
パラメータの測定
図３Ａはトランスポンダにおける温度測定値と圧力測定値の獲得の最終段階に含まれる部品を示す。弛張発振器３１２により出力された信号Ｆｏｓｃ’は線３２１（２５３参照）を介してデータ獲得回路２５４の２つのＡＮＤゲート３６０、３６２の入力端子に供給される。測定された温度を示すカウント（「データ」または「指示値」）ＮＴを線２５５を介して温度レジスタ２３２に負荷するように、温度測定ウィンドウ（ＷＴ）中に信号（「Ｃａｐｔｕｒｅ　Ｔｅｍｐ」）がタイミング発生器／シーケンサ２２６によりＡＮＤゲート３６０の他の入力端子に供給される。測定された圧力を示すカウント（「データ」または「指示値」）Ｎｐを圧力レジスタ２３４に負荷するように、圧力測定ウィンドウ（Ｗｐ）中に他のデータ信号（「Ｃａｐｔｕｒｅ　Ｐｒｅｓｓ」）がタイミング発生器／シーケンサ２２６によりＡＮＤゲート３６２の他の入力端子に供給される。各レジスタ２３２、２３４には入来発振信号Ｆｏｓｃ’を保存されるカウントに変換するためにカウンタ（図示していない）が組合わされている。その後で２つのカウントＮＴ、Ｎｐはレジスタ２３２、２３４からＭＵＸ２４０を介して上記変調回路２４６に桁送り出される。
【００９８】
トランスポンダに電力が供給されると、温度と圧力が連続して測定され、それらの測定値はデータ流中のデータ語として外部読取器／質問器１０６へ送られる。たとえば、温度パラメータと圧力パラメータのおのおのを、より大きい（たとえば、１４４ビット）データ流の選択された（既知の）部分中の１２ビットデータ語として読取器／質問器１０６へ送ることができる。全データ流中の１ビットをＭＴＭＳスイッチ２２０の状態（たとえば、「閉じられている」または「開かれている」）に専用できる。トランスポンダにより外部の読取器／質問器へ送られるデータ流の例についての完全な説明を以下に図３Ｃを参照して説明する。
【００９９】
温度は、周期ｔＴを有する固定されている時間（ｔ０からｔ１までの時間のウィンドウＷＴ）の間に発振器３１２から出力されたサイクルの数を数えることにより適切に測定される。たとえば、ダウンカウンタ（図示していないが、温度レジスタ２３２に組合わされている）を発振器によりクロックして、ウィンドウＷＴの周期ｔＴの終りに温度カウントＮＴを発生できるようにする。温度カウントＮＴと温度との間の関係は、この実施形態の回路３００については、ほぼ直線的である。
【０１００】
同様に、周期ｔＰを有する固定されている時間（ｔ１からｔ２までの時間のウィンドウＷｐ）の間に発振器３１２から出力されたサイクルの数を数えることにより適切に測定される。たとえば、ダウンカウンタ（図示していないが、圧力レジスタ２３４に組合わされている）を発振器によりクロックして、ウィンドウＷｐの周期ｔＰの終りに圧力カウントＮｐを発生できるようにする。圧力カウントＮｐと圧力との間の関係は、この実施形態の回路３００については、実際の圧力と温度との予測できる関数である。以下に説明するように、温度カウント（ＮＴ）と「圧力」カウント（Ｎｐ）を取り扱うことによりこのハイブリッド圧力−温度値を圧力のみの値の決定に使用できる。
読取器／質問器における圧力のみの指示値の獲得
発振器３１２の基本周波数はＩＣチップ（たとえば、２０２）で設定され、かつ上記のように、それは温度に依存している。したがって、圧力応答すなわち圧力カウントＮｐは温度と圧力との関数（ハイブリッド）であり、ＮｐとＣｐの関係は非直線である。したがって、圧力応答を計算するために一次方程式を用いると、測定される圧力の範囲にわたって大きな誤差を生ずることは避けられない。しかし、限られた範囲の圧力、たとえば、約１３８ｋＰａ（２０ｐｓｉ）の範囲、にわたって測定するためには、一次方程式を使用することは受け容れることができる。より良い近似を多元方程式を用いて獲得できるかもしれないが、これは読取器／質問器の論理を複雑にし、応答を遅くして、追加の較正定数を必要とする。
【０１０１】
上記トランスポンダ回路を用いることの利点は、ＮＴ／Ｎｐと圧力センサ容量Ｃｐの関係が直線的で、読取器／質問器１０６が圧力を計算するためにそれにより使用される方程式（アルゴリズム）中に温度補償項を必要とせず、それにより読取器／質問器の設計を極めて簡単にする。（これは、圧力と容量の間にほぼ直線的な関係を持つ圧力センサ（Ｃｐ）２１８の使用を仮定もしている。）この有利な「比率計的」関係は次の式により容易に示すことができる。
【０１０２】
一般に、
カウント＝カウントされるウィンドウ時間（ｔ）＊周波数（Ｆ）
Ｈ＝１／周期
充電時間＝Ｖ＊Ｃ／Ｉ
電流Ｉで電圧Ｖまで充電すべき容量がＣであるコンデンサに対して。
【０１０３】
周波数がＦｏｓｃ’の出力信号を持つ弛張発振器３１２の周期は、２つの位相経路３１４ａと３１４ｂ中の容量の充電時間の和であるので、ＣＦＸ１とＣＦＸ２を有するそのような弛張発振器からのカウントについての一般的な方程式を得るために上の式を取り扱うことができる。たとえば、
カウント＝ｔ／（Ｖ＊ＣＦＸ１／Ｉ＋ＣＦＸ２／Ｉ）
＝ｔ＊Ｉ／（Ｖ＊（ＣＦＸ１＋ＣＦＸ２））
温度カウントと圧力カウントに値を代入すると
ＮＴ＝（ｔＴ＊Ｉ（Ｔ）／ｎＴ）／（Ｖｂｇ＊（ＣＦＸ１＋ＣＦＸ２））
・・・［式Ａ］
Ｎｐ＝（ｔＰ＊Ｉ（Ｔ）／ｎＰ）／（Ｖｂｇ＊（ＣＦＸ１＋ＣＦＸ２＋Ｃｐ））ここに、ｎＴとｎＰは、温度測定ウィンドウと圧力測定ウィンドウ中で異なることが有り得るスケールされた電流Ｉ（Ｔ）／Ｎ中の換算係数Ｎの値である。
【０１０４】
式ＮＴをＮｐで除すと
ＮＴ／Ｎｐ＝（ｔＴ／ｔＰ）＊（ｎＴ／ｎＰ）＊（ＣＦＸ１＋ＣＦＸ２＋Ｃｐ）／（ＣＦＸ１＋ＣＦＸ２）
すなわち、
ＮＴ／Ｎｐ＝（ｔＴ／ｔＰ）＊（ｎＴ／ｎＰ）＊（１＋（Ｃｐ／（ＣＦＸ１＋Ｃ
ＦＸ２））
・・・［式Ｂ］
が得られる。この式Ｂの右辺の項は、圧力検出容量Ｃｐを除いて全て定められた定数であるから、ＮＴ／ＮｐとＣｐ（したがって、圧力）の間に直線関係が存在することがわかる。これは、ＮＴ／Ｎｐが圧力の関数だけであって、温度変化やコンデンサ充電電流の変動には左右されないことを意味する。
【０１０５】
上で説明した応答最適化ステップのいずれも利用されなければ、コンデンサＣＦＸ１とＣＦＸ２が同じ値ＣＦＸを有し、測定ウィンドウＷＴとＷｐは同じ時間幅ｔＴ＝ｔＰ＝ｔＷ（たとえば、８．１９２ｍｓ）を持ち、電流減少係数ｎＴとｎＰは同じ値Ｎを持つので式Ｂを簡単にできる。
【０１０６】
ＮＴ／Ｎｐ＝１＋（Ｃｐ／２＊ＣＦＸ）
式Ａから、温度カウントＮＴと電流Ｉ（Ｔ）（これは温度に比例する）の間に直線関係が既に存在することがわかる。
【０１０７】
測定式ＡとＢの両方で直線関係が存在することがわかるが、それらの式の勾配と交差は、所与のトランスポンダの構成に特有の多数のパラメータの複雑な組合わせであって、製造誤差のために所与の構成の各トランスポンダごとでさえも異なる傾向がある。本発明の簡単な実施形態では、トランスポンダはカウントＮＴとＮｐのみを読取器／質問器へ送ることができ、温度と圧力を決定するために読取器／質問器は勾配と交差について仮定された平均値を使用せねばならない。これは大きな不正確さをもたらすので、ここで説明している好適な実施形態は較正定数をトランスポンダのメモリ（たとえば、２３６）に保存し、読取器／質問器（たとえば、１０６）が、測定値を発生する個々のトランスポンダについて特に用意され／最適にされた一次方程式を用いて温度と圧力を正確に計算できるように、それらの較正定数を測定カウントＮＴおよびＮｐと共に送る。読取器／質問器の例（たとえば、１０６）で使用される一次方程式は周知の「ポイント勾配（ｐｏｉｎｔ−ｓｌｏｐｅ）」形である。
【０１０８】
ｙ−ｙ１＝ｍ（ｘ−ｘ１）
ここに、
（ｘ１，ｙ１）は決定点（ｄｅｆｉｎｉｎｇ　ｐｏｉｎｔ）、
ｍは勾配である。
勾配ｍは直線（ｘ１，ｙ１），（ｘ２，ｙ２）上の任意の２点から決定できる。
【０１０９】
ｍ＝（ｙ２−ｙ１）／（ｘ２−ｘ１）
ｘとｙについて代入すると、温度直線についての特定の式が、
ＮＴ−ＮＴ１＝ｍＴ（Ｔ−Ｔ１）
になる。温度Ｔ１について２５°Ｃなどの値を選択すると式
ＮＴ−ＮＴ２５＝ｍＴ（Ｔ−２５）
を生ずる。この式をＮＴについて解くと温度応答直線について次の式を生ずる。
【０１１０】
ＮＴ＝ｍＴ（Ｔ−２５）＋ＮＴ２５
ここにこの温度応答直線の勾配ｍＴは
ｍＴ＝（ＮＴ２−ＮＴ１）／（Ｔ２−Ｔ１）
である。読取器／質問器が仮定されている決定点温度（たとえば、２５°Ｃ）を「知っている」限り、読取器／質問器へ送られる較正定数、すなわち、決定点温度カウントＮＴ２５と、勾配ｍＴを用いて、温度カウントＮＴの受けた値から温度（Ｔ）を計算できる。送られた圧力（および温度）カウントと圧力較正定数から圧力を決定するために同様な方程式の組を適用できる。上で注意したように、圧力のみの指示値は、圧力カウントＮｐそのものの代わりに比ＮＴ／Ｎｐ（温度カウントを圧力カウントで除した）を用いる一次方程式から最も良く決定できる。
【０１１１】
較正定数は、各トランスポンダを制御された、既知の温度条件と圧力条件の組合わせにさらすことと、そのトランスポンダにより発生された温度カウントＮＴと圧力カウントＮｐの対応する組合わせを記録することを含んでいる較正プロセスで決定される。それらの較正試験結果についての計算により４つの較正定数が決定される。それらの結果はその後でトランスポンダメモリ（たとえば、２３６）に保存される。４つの較正定数は温度対温度カウントＮＴの直線応答についての勾配と決定点、および圧力（のみ）対カウント比ＮＴ／Ｎｐの直線応答についての勾配と決定点を表す数である。
信頼できる電源電圧および基準電圧の発生
上記したように、比較器３１６ａと３１６ｂの正（＋）入力端子（端子）は一緒に接続されて、１．３２ボルトなどの温度とは独立の基準「バンドギャップ」電圧Ｖｂｇに設定されている。また上で述べたように、線３０９′における電源電圧（Ｖｄｄ）は、電流スケーリング回路３１０と弛張発振器３１２のための安定な動作電圧であるように、多数の基準バンドギャップ電圧（Ｖｂｇ）として供給できる。
【０１１２】
図３Ｂは電源電圧Ｖｄｄの発生に適する回路３７０を示す。温度とは独立の計算できるバンドギャップ電圧Ｖｂｇは、ＩＣチップの製造に採用されている処理技術を基にして、選択されたプロセス（たとえば、ＣＭＯＳ）に固有のものとして、容易に得ることができる。このバンドギャップ電圧Ｖｂｇは、利得を持つ帰還ループに、図示のように接続されている演算増幅器の正（＋）入力端子に供給されて、バンドギャップ電圧Ｖｂｇの整数倍として電源電圧Ｖｄｄを供給する。
データ流の例
上記のように、トランスポンダからの情報（データ）はデータ流の形で外部の読取器／質問器へ送られる。そのデータ流の一部が温度カウントＮＴであり、他の一部が圧力カウントＮｐであり、別の一部がＭＴＭＳスイッチ（２２０）の状態（たとえば、「閉じられている」または「開かれている」）を表す。データ流の残りの部分には、所与のトランスポンダのＩＤ情報（たとえば、一連番号）、較正定数等などのそのトランスポンダに個別の情報を含むことができる。
【０１１３】
図３Ｃは、トランスポンダ２００内のメモリ（たとえば、２３８）に保存される情報と、トランスポンダ２００により外部の読取器／質問器１０６へ送られるデータ流とのアーキテクチャの例を示す。トランスポンダ心臓部２０４のメモリ２３８はたとえば１４４ビットのアドレス空間を有する。そのアドレス空間はプログラム可能なメモリの１１９ビット（百十九）と、ＭＴＭＳスイッチ２２０の状態に専用される１つのアドレス場所−プログラム可能なメモリのそれらの１２０（百二十）ビットはＥＥＰＲＯＭ１３６を構成している−プラスそれぞれ１２ビットの温度レジスタ２３２および圧力レジスタ２３４とを含んでいる。
【０１１４】
プログラム可能なメモリの１１９ビットのおのおのは、同期（ｓｙｎｃ）パターン情報と、一般的なデータと、誤り検出コードと、温度および圧力較正データとを含めたデータの任意の組合わせ付きで別々に書込むことができる。ＥＥＰＲＯＭは「ブロックで書込ことができる」。これは、「書込みモード」ではＥＥＰＲＯＭの１２０ビットの全てが「１」の論理（２進）値にプログラムされることを意味する。個々のビットは「消去」できる（チップをビットの物理的アドレスにロックし、チップを「消去」モードに置くことだけで「０」の論理値にセットされる）。アドレス場所は保存される。
【０１１５】
この例では、最初の１２のデータ場所（行１の０００．．０１１）は同期のために留保される。次の７１のデータ場所（行２ないし７における０１２．．０８２）は一般的な情報と、ＣＲＣ（周期的冗長性検査）などのデータ妥当性検査アルゴリズムのためである。次のデータ場所（０８３）はＭＴＭＳスイッチ２２０の論理レベル（状態）を含む。論理値「１」はＭＴＭＳスイッチが開かれていることを示し、論理値「０」はＭＴＭＳスイッチが閉じられていることを示す。
【０１１６】
上記のように、各トランスポンダユニットはタイヤ内に装着される前に適切に較正される。次の１２のデータ場所（行８の０８４．．０９５）は温度較正（たとえば、決定点）データ（「ＴＥＭＰ　ＣＯＭＰ」）を保持する。次の１２のデータ場所（行９の０９６．．１０７）は圧力較正（たとえば、決定点）データ（「ＰＲＥＳＳ　ＣＯＭＰ」）を保持する。次の１２のデータ場所（行１０の１０８．．１１３および１１４．．１１９）はそれぞれ温度および圧力較正（たとえば、勾配）情報を保持する。
【０１１７】
上記のように、温度と圧力のためのカウントＮＴとＮｐが発生されると、それらは全体のメモリ空間の行１１と１２に保存される。それらの行は温度レジスタ２３２と圧力レジスタ２３４にそれぞれ対応する。あふれおよび短絡などの誤り状態を指示するために種々の所定の値を保存できる。
動作周波数および変調
本発明のトランスポンダは特定のどのような周波数にも限定されない。動作周波数の選択は、トランスポンダが監視する対象に関連してそのトランスポンダが装着される場所や、読取器／質問器アンテナ（１０８）の場所、および全ＲＦ周波数スペクトラムの選択された部分に前記した種類のデータ送信を許可する（逆に制限する）関連する国家の法規などの要因に大きく依存している。
【０１１８】
アメリカ合衆国におけるトランスポンダの動作に適切な動作周波数の例は６０ＫＨｚないし４９０ＫＨｚである。
【０１１９】
このトランスポンダは読取器／質問器１０６により第１の「質問」周波数（Ｆｉ）でポールでき（かつ電力を供給でき）、データ流を、質問周波数の制数倍または整数で分割されたものであることが都合が良い第２の「データ搬送波」周波数（Ｆｃ）で読取器／質問器へ送ることができる。たとえば、Ｆｃ＝Ｆｉ／２またはＦｃ＝Ｆｉ／４である。データ流が読取器／質問器へ送られる周波数（Ｆｃ）はデータ伝送速度とは独立している。そのデータ伝送速度はクロック発生器２２４およびボーレート発生器２４８により設定される。しかし、本発明が最も近く属している技術の当業者は、利用できるボーレートの範囲は質問周波数（Ｆｉ）より通常大幅に低いことを認識するであろう。ボーレートは読取器／質問器の質問周波数（Ｆｉ）の整数で分割されたものなどの、その質問周波数（Ｆｉ）から取り出すことが好ましい。たとえば、ボーレートはＦｉ／３２に設定できる（またはＦｃ＝Ｆｉ／２の場合には、ボーレートはＦｃ／１６に設定できる）。
【０１２０】
たとえば、質問周波数（Ｆｉ）を１２５ＫＨｚに、データ搬送波（Ｆｃ）を６２．５ＫＨｚ、または質問周波数の半分に設定できる。
【０１２１】
他の例では、１３．５６ＭＨｚの質問周波数（Ｆｉ）が適切であることが判明している。
【０１２２】
図３Ｃを参照して説明したデータ流の例などのデータ流は変調器回路２４６によりアンテナ２１２に供給され、読取器／質問器１０６へ送られる。振幅変調（ＡＭ）、周波数変調（ＦＭ）、周波数変位キーイング（ＦＳＫ）、および位相変位キーイング（ＰＳＫ）を含めた適切な任意の変調法を採用することが本発明の範囲内である。しかし、位相変位キーイング（ＰＳＫ）が好ましい。ＡＭ変調はデジタル伝送には特に良く適してはいない。ＦＭまたはＦＳＫなどの周波数変調法はデータで変調されたトランスポンダ出力信号を空気入りタイヤ（たとえば、１０４）の媒体を通じて伝播させることには多少問題がある。
比対信号強度
圧力指示のために比ＮＴ／Ｎｐを使用することには別の利点が在る。その理由は、比をとられた値が読取器／質問器とトランスポンダの間の結合の変化に対して、ＮＴまたはＮｐの測定値を単独に取る場合におけるよりも、感じないことが確認されているからである。これが、測定カウント（縦軸３９４）と電力（横軸３９２）のグラフを示す図３Ｄに示されている。本発明の好適な実施形態において説明したトランスポンダなどの受動トランスポンダ２００については、トランスポンダ電力は読取器／質問器（たとえば、１０６）からのＲＦ信号により供給される。長すぎる距離または妨害を含めた送信問題または受信問題によってＲＦの結合の強さが弱くなったとすると、トランスポンダ２２回路中の電力が減少することがある。ある値ＰＷＲ１より低い電力レベルでは、弛張発振器３１２は正常周波数信号より低いＦｏｓｃ’を出力し、したがって、温度カウントＮＴと圧力カウントＮｐを、所与の温度および圧力に対して当然得られる値よりも小さくする。この影響が、最小電力ＰＷＲ１より下へ延長している温度カウントＮＴの下向き曲線３９６と、圧力カウントＮｐの下向き曲線３９８により示されている。幸運にも、小電力の影響は両方のカウントに対して比例的に同じであるので、比ＮＴ／Ｎｐ（曲線３９９）はトランスポンダ２００を動作させるために必要な最小電力ＰＷＲ０までの全ての電力レベルに対して比較的安定したものになる。したがって、トランスポンダにおけるＮＴ／Ｎｐの比を取られた値を（較正中に）決定し、較正データを保存することにより、読取器／質問器とトランスポンダの間の結合の変動にあまり影響を受けない圧力のみの指示値を決定する性能が簡単にされ、かつ一層信頼できるものにされる。
改良、一般的
本発明は、上で説明した従来のモデル「３０７０Ｃ」トランスポンダ２００の改良を実現する新規な「ＲＦＩＱ」トランスポンダ４００（図４Ａ参照）を取り扱うものである。いくつかの改良が施されており、かつ下記のものを含めた新規な特徴が得られたが、得られた特徴はそれらに限定されるものではない。
・小消費電力、
・電力または周波数についての発振器の安定度の向上、
・温度カウントおよび圧力カウントの分解度の向上、
・静電放電（ＥＳＤ）防止が２２００Ｖ以上に向上、
・プログラム可能な変調度（ＲＦ信号に加えられるＰＳＫ変調の大きさ）の向上
・プログラミングおよび試験のための外部接続ピンの数の減少、
・デジタルおよびアナログでの試験可能性の向上、
・データ流の１９２ビットへの増加、
・プログラム可能なＥＥＰＲＯＭの１５６ビットへの増加、
・取り付けられているアンテナによりプログラムが可能であること、
・パリティ６ビット−ＮＴ、Ｎｐデータの各４ビットごとに１ビット、
・圧力と温度について指示カウントを独立に最適にするためにプログラム可能に電流を減少できること、
・トランスポンダの「能動」実現に使用するために３Ｖ電池で電力を供給するモード（「能動タグ」、
・電力オン・リセット
・試験ピンへのベースバンドデータ出力。
解決すべき諸問題
特に、上記従来のトランスポンダ２００の構成には一般的な問題が存在する。本発明の主題である改良によってそれらの問題のいくつかは改良される。
【０１２３】
・所望の圧力範囲や所望の温度範囲に対して圧力カウントＮｐと温度カウントＮＴを最適にするために従来の構成のトランスポンダ２００の弛張発振器を調整できるが、その調整は集積回路の製造中に行えるだけである。集積回路の製造後にそれらのカウントＮｐとＮＴを最適にする方法を得ることが望ましい。
【０１２４】
・従来の構成のトランスポンダ２００を使用する（受動トランスポンダして）場合には、始動中などの電力入力が少なすぎる時、または読取器／質問器から遠く離れている時、に不正確な結果が送られることがある。（たとえば、図３Ｄ参照。）また、従来のモデルは、任意の強さの質問信号を受けると変調（送信）を直ちに開始し、データ語中の無作為の場所で送信を開始する。最初の信号（遠方の読取器／質問器からの）が弱かったとすると、電圧供給が妥当な温度指示値と圧力指示値を生ずるには不十分なことがある。また、十分な電力レベルが生ずる前に変調が開始されたとすると、信号変調の電力消費が不十分な電力の諸問題を悪化させる。弛張発振器が定められた一貫した状態で各サイクルごとに始動しないとすると別の問題が起きる。
【０１２５】
・従来の構成のトランスポンダ２００は、集積回路の製造中に決定される一定の変調度（ＲＦ信号の変調の大きさ）を有する。アンテナ（「コイル」）と読取器／質問器１０６の種々の組合わせに対して、および種々の動作状態に対してトランスポンダを最適にするやり方を得ることが望ましい。また、安定度を高くするためにあるトランスポンダの応用がアンテナ２１０の端子間に外部ツェナークランプを用いるが、そのツェナーは従来の構成のトランスポンダ２００の「読取りを制限」させる。
【０１２６】
・従来の構成のトランスポンダ２００は製造中にそれのある動作特性を調整できる（たとえば、トランジスタのサイズを調整して電流を調整する）が、それらの製造中の変化は永久的なものであって、トランスポンダごとに変更することは容易ではない。更に、プログラム可能なメモリ（たとえば、ＥＥＰＲＯＭ）で調整設定を行うとすると、電力増大中にそれらの設定を、行デコーダ（２４２）と列デコーダ（２４０）を通るのではなくて連続して、アクセスすることに他の問題が生ずる。
【０１２７】
その他の改良、および問題解決は以下の説明から明らかになるであろう。
一般的な説明
改良されたＲＦＩＱ（商標）トランスポンダ４００（２００、１０２に匹敵する）は、低周波「受動」（ＲＦ信号により電力を供給される）トランスポンダまたは「能動」（電池で電力を供給される）測定装置として温度と圧力を測定できるカスタムＣＭＯＳ、低電圧集積回路（「ＩＣ」、または「チップ」）である。このＩＣは、（ａ）部品が能動であるか受動であるか、（ｂ）温度および圧力分解度を調整するか、および（ｃ）変調度およびコイルのクランピング強度（受動モードにある時）、を決定するプログラム可能なトリミングを行う。
【０１２８】
受動モードでは、このＩＣは、トランスポンダのアンテナ入力端子に結合されている外部ＬＣ回路に結合されている読取器／質問器ＲＦ信号から電力を発生する。このトランスポンダは受けた信号を用いて電力およびオンチップクロックを発生する。トランスポンダはアンテナのインピーダンスを変調する、これは「後方散乱された変調」として知られている、ことによりそれのメモリ内容を読取器へ送り返す。読取器は戻されたデータを復調してセンサ識別（「ＩＤ」）およびセンサデータならびにそのデータを解釈するために必要な較正定数を獲得する。
【０１２９】
トランスポンダは１９６ビット直列位相変位キーされた（「ＰＳＫ」）データ流を１６個の１２ビット語として送る。最初の１２ビットはプログラム可能な同期語であり、各同期ビットは１．５ビット幅である。次に、正常なビット幅であるＥＥＰＲＯＭの１４４ビットが送られる。１４４ビットはトランスポンダの特有のＩＤコードと、温度および圧力データの較正定数と、誤り検査のためのＣＲＣとを含んでいる。その後でトランスポンダは３６ビットのデータを送る。その３６ビットは、１２ビットの温度カウント（ＮＴ）、１２ビットの圧力カウント（Ｎｐ）、１２ビットの語で構成されており、その語は、１としての使用されていない５ビットと、温度センサに対するＭＴＭＳの状態を示す１ビットと、偶数パリティの６ビットとで構成されている。パリティビットは、それぞれ１ビットがＮｐデータとＮＴデータの４ビットごとに対するものである。
【０１３０】
能動モードでは、トランスポンダは外部のハードウェアにより制御しなければならない。その制御ハードウェアはＩＣに電力を供給し、クロック信号をＣＬＫパッドまたはＶＢパッドを介して提供する。固定されている期間中に温度と圧力が集められるようにクロックは正確なクロック速度で与えられなければならず、したがって、温度および圧力の最高の分解度を達成するためにハードウェアはビット当りのクロッキング時間を最適にできる。このＩＣは能動モードでは２．８Ｖのように低い電圧まで動作できる。
【０１３１】
受動タグまたは能動タグ（トランスポンダ）として、ＩＣは組立て後に電力を供給して４ピンインタフェースを介してチップと交信することにより試験できる。このインタフェースによって使用者はチップのＥＥＰＲＯＭをアクセスできると共に、チップの機能を試験できる。ＥＥＰＲＯＭデータは読取り、クリヤ、またはプログラムができ、発振器は周波数を直接読み取ることにより試験される。チップセンサ発振器も試験でき、能動モードで温度と圧力を読み取る第２の方法を提供する。
ＲＦＩＱ（商標）トランスポンダ回路の概観
図４Ａは図２に匹敵する図であって、改良されたＲＦＩＱ（商標）トランスポンダ４００（１０２、２００を参照）の関連する部分のブロック図であり、以後の信号と、端子と、機能ブロック（区画）と、それら相互間の接続を示している。この例示されている装置は圧力と温度を測定することが好ましい実施形態として説明するが、適切なセンサを採用してその他のパラメータを測定することを含むことも本発明の範囲内である。
【０１３２】
トランスポンダ４００は破線４０２（２０２参照）内に示されている単一の集積回路（ＩＣ）チップ上に実現することが好ましい。そのチップにはいくつかの外部部品が接続される。図中のその他の破線はトランスポンダ４００の大きな機能「ブロック」（「区画」）を示し、アドレス可能なメモリのブロック４３８（２３８参照）と、センサインタフェース部４０６（２０６参照）とを含んでいる。
【０１３３】
ＩＣチップ４０２の外部の部品は、アンテナ（コイル）４１２と、このコイル４１２の端子間に接続されてＬＣ共振タンク回路を構成しているコンデンサ４１４と、外部精密抵抗（Ｒｅｘｔ）４１６と、外部圧力検出コンデンサ（Ｃｐ）４１８（２１８参照）と、外部の最高温度測定スイッチ（ＭＴＭＳ）４２０（２２０参照）とを含んでいる。コンデンサ４１４とスイッチ４２０は使用するか否かは随意である。各外部部品は図４Ａに示されているような適切にラベルがつけられている接続パッド、すなわち、アンテナ装置４１０のためのＶＡとＶＢ、精密抵抗４１６のＲｅｘｔ、圧力検出コンデンサ４１８の高い側のためのＣｐ、および最高温度測定スイッチ４２０の高い側のためのＭＴＭＳを有する。アナログ外部部品Ｒｅｘｔ、Ｃｐ、およびＭＴＭＳの接地はアナログ接地ＡＧＮＤパッドを介して行うべきである。他の接地パッド（ＧＮＤ）は外部デジタル接続の接地のためのものである。残りの接続パッドは、上記のように、トランスポンダ４００の能動動作モードまたは試験動作モードに使用するためのものである。
【０１３４】
アンテナ４１２はコイルアンテナ、ループアンテナ、ダイポールアンテナ等の形式とすることができる。アンテナはトランスポンダが受動モードにあるときに主として使用される。あるいは、トランスポンダ４００が能動モードにある時は、アンテナ装置４１０は無くてもよく、トランスポンダ４００により出力される信号はＤＡＴＡパッドへの直接接続を介して行うことができる。下記の主要部では、コイルアンテナを有し、受動モードで使用されるトランスポンダについて説明する。
【０１３５】
トランスポンダＩＣ４０２は、アンテナ４１２により受信された周波数がＦｉ（たとえば、１２５ＫＨｚ）である無変調の搬送波信号などのＲＦ信号を処理し、受動モードで動作しているトランスポンダ４００に電力を供給するために使用できるように、その受信したＲＦ信号を整流するインタフェース回路４２２（２２２参照）を含んでいる。信号処理は、トランスポンダ４００のためのタイミングパルス／クロックパルスを発生するために使用するのに適切な形の入来信号に対して行うこと、およびアンテナ装置４１０で送信するために搬送波信号に変調を加えることを含む。
【０１３６】
整流された搬送波信号は、ＩＣ４０２の基板の降伏を阻止するために最高約１３．０ボルトに制限される。制限された整流信号は、ＶＰＰパッドで読み取ることができる０から１３ボルトの範囲の電圧Ｖｐｐを有する。その後で電圧Ｖｐｐは最高６．５ボルトまでにシャント調整される。その調整された電圧はＶＸＸパッドで読取ることができる電源電圧（または「入力電圧」）Ｖｘｘと名付けられる。ＩＣ４０２内のＣＭＯＳに損傷を加えるおそれがあるほど十分に高くなることを阻止するために、Ｖｘｘ電圧レベルは調整される。
【０１３７】
電圧Ｖｘｘは電力供給オン・リセット（ＰＯＲ）回路４８２（これはこのモデルのトランスポンダには新しいものである）と、ＩＣチップ４０２に種々の電圧を供給するための調整およびバンドギャップ基準回路４２３（２２２参照）とに供給される。
【０１３８】
電力供給オン・リセット回路４８２は、トランスポンダ４００がセンサの指示値の記録を開始し、またはトランスポンダ４００が適切に機能できるようにするために十分な電力が、受けた搬送波信号によって供給されるまでデータを送るようにするために設けられている。ＰＯＲ回路４８２は電圧Ｖｘｘレベルを評価して、電圧Ｖｘｘが十分であると見なされるまで出力されないリセット信号を出力する。所望によっては、試験のためなどに、リセット信号はチップ４０２の外部からＲＥＳ接続パッドを介して加えることができる。
【０１３９】
受動モードでは、電源電圧Ｖｘｘが十分である（ＰＯＲ回路４８２により決定されるが、最低４ボルト）限り、調整およびバンドギャップ基準回路４２３は電圧Ｖｘｘを調整して、動作範囲が２．８Ｖ（安定な弛張発振器４５２の最低電圧）から約３．５Ｖである、約３ボルトの調整されたアナログ電源電圧Ｖｃｃを供給する。デジタル電源電圧Ｖｄｄは、電圧Ｖｃｃに接続されているソースホロワにより調整され、電圧Ｖｃｃとは独立に電流を供給できる（先に説明した図３Ｂに示されている以前の方法に匹敵する）。電圧Ｖｄｄは通常はＶｃｃより１しきい値だけ低くて、約２．５ボルトであり、１．２Ｖ（論理およびメモリが安定に動作するための最低電圧）から約３．５Ｖの範囲であって、読取り中にデジタル論理およびＥＥＰＲＯＭ４３６（メモリ）アレイ４３６に供給される。トランスポンダのプログラミング中は、電圧ＶｃｃとＶｄｄはパッドＶＰＰに供給される電力により影響を受けない。電圧ＶｃｃとＶｄｄはそれらに対応して名付けられているパッド（ＶＣＣとＶＤＤ）を介して外部から読取ることができる。また、能動（電池で電力を受ける）モードでは、パッドＶＣＣとＶＤＤに外部電力を供給することにより調整器は無くて済む。最後に、安定な基準電圧を必要とする回路のために、調整およびバンドギャップ基準回路４２３は温度とは独立のバンドギャップ電圧Ｖｂｇを供給する。その電圧Ｖｂｇは、チップ電源電圧Ｖｘｘが最低動作レベルより上である限り、その電圧Ｖｘｘとは独立している。調整およびバンドギャップ基準回路４２３は、たとえば、−４０ないし１５０°Ｃのトランスポンダ動作範囲にわたって約１．２０ボルトの温度とはほぼ独立している電圧Ｖｂｇを出力する。バンドギャップ電圧ＶｂｇはＶｘｘ、ＶｃｃおよびＶｄｄ調整器４２３と、弛張発振器４５２および電力供給オン・リセット回路４８２により基準電圧として使用される。
【０１４０】
インタフェースおよび整流回路４２２は受けたＲＦ信号、それが受けた入力周波数（Ｆｉ）が好ましい、を、ＩＣチップ４０２における他の回路のタイミングを制御するためにクロック信号を既知のやり方で発生するタイミングおよびクロック発生器回路４２４（２２４、２２６参照）に供給する。発生されるクロック信号はデューティサイクルが５０％で、周波数がＦｉであることが好ましい方形波で、トランスポンダのＰＳＫ送信のためにトランスポンダ４００によりアンテナ装置４１０に加えられるどのような変調とも独立している。タイミングおよびクロック発生器回路４２４はシステムクロックも分周してアドレス可能なメモリ４３８内のデータのアドレッシングのため、および変調のためのタイミングを発生する。たとえば、システムクロック周波数Ｆｉを２分の１にしてＰＳＫ変調された戻り搬送波信号の周波数を決定する。周波数Ｆｉの他の分周がデータ送信のためのボー速度の決定のために使用される。能動動作モードまたは試験動作モードでは、タイミングおよびクロック発生器回路は使用しないこともできれば、ＣＬＫパッドまたはＶＢアンテナパッドを介するクロック信号の直接入力のためのバッファとして使用することもできる。
【０１４１】
タイミングおよびクロック発生器回路４２４から種々のクロック信号が、列デコーダ４４０（２４０参照）と、列−データ変換器４４１と、アドレス可能なメモリ４３８に記憶されているデータへのアクセスを制御する行デコーダ＆ＮＴ、Ｎｐ制御回路４４２（２４２参照）とのいくつかの制御論理回路に供給される。クロック信号は、弛張発振器４５２およびデータ獲得回路４５４のタイミングを制御するために行デコーダ＆ＮＴ、Ｎｐ制御回路４４２によっても使用される。データ獲得回路４５４は温度指示値（カウント）ＮＴと圧力指示値（カウント）Ｎｐを発生して、それらを温度レジスタ４３２と圧力レジスタ４３４にそれぞれ保存する。
【０１４２】
アドレス可能なメモリブロック４３８はＥＥＰＲＯＭアレイ４３６（２３６参照）といくつかのハードウェアレジスタ４３２、４３４、および４３５（２３２および２３４参照）を含んでいる。ＥＥＰＲＯＭアレイ４３６は、後で説明する保存されている各種の情報でプログラムされる。
【０１４３】
ＥＥＰＲＯＭの最後の２行（たとえば、行１４と１５）はトリミング情報を保存するためにプログラムされているトリミングビット部４３６ｂを構成している。トリミング情報は、（ａ）弛張発振器４５２に供給される電流の減少を（ベース−エミッタ電圧−電流変換器４５０において）制御して圧力カウントと温度カウントとの分解度を制御し、（ｂ）変調回路４４６における変調度を設定して所与のアンテナ装置４１０と所与のトランスポンダ用途に対する信号送信を最適にし、（ｃ）動作モード（能動または受動）を設定し、（ｄ）整流回路４２２の端子間電圧Ｖｐｐにおけるクランプのインピーダンスを最適にする。トリミング線４８５を用いて、トリミングビット部４３６ｂに保存されているトリミング情報を、トランスポンダの動作（能動または受動）中の任意の時刻にその情報が働き掛ける回路（たとえば、４５０、４４６、４８４、４２２、４８２）が直接読み取ることができる。あるいは、ある試験モードおよびプログラミングモードにおけるように、試験論理回路４８４により制御されて、ＤＡＴＡ接続パッドを介するＥＥＰＲＯＭ４３６メモリの残りと一緒に、トリミングビット部４３６ｂを外部読出しおよび書込み（プログラミング）のためにアクセスでき、かつ列−データ変換器４４１を介してトランスポンダデータ線４４４により通信できるようにする。
【０１４４】
従来のモデルトランスポンダ２００について先に説明したように、温度レジスタ４３２と圧力レジスタ４３４のおのおのは、センサインタフェース部４０６から来る周波数Ｆｏｓｃ’のセンサデータ信号によりクロックされるダウンカウンタのカウント（たとえば、１２ビット）を保持する。
【０１４５】
パリティ、メモリのＭＴＭＳ部４３５もこのトランスポンダ４００のモデルにとっては新しい。それは、たとえば、１２ビットのデータを保存するハードウェアのレジスタとして実現される。その１２ビットのうちの５ビットは永久にセットされ（値＝１）、その後にＭＴＭＳスイッチ（高すぎる温度にさらされると閉じる）の開き／閉じ（Ｉ／Ｏ）状態に従ってセット／クリヤする１ビットがあり、最後に圧力カウントと温度カウントのパリティを一時的に保存する６ビットがある。それらのパリティビットのうちの３ビットが圧力レジスタ４３４のカウントＮｐに対するものであり、その後の３つのパリティビットが温度レジスタ４３２カウントＮＴに対するものである。パリティビットは、センサデータの獲得中に、ＮｐダウンカウンタとＮＴダウンカウンタ（それぞれ圧力レジスタ４３４および温度レジスタ４３２）における変化するカウントに従って常に更新される。各パリティビットは対応する圧力レジスタ４３４または温度レジスタ４３２内の４個の順次ビット（「ニッブル」）のパリティを表す。最上位のビットはカウントの最上位のニッブルを表し、中位のパリティビットはカウントの中位のニッブルを表し、最下位のパリティビットはカウントの最下位のニッブルを表す。
【０１４６】
トランスポンダチップ４０２のセンサインタフェース部４０６（２０６参照）は、接続パッド「Ｒｅｘｔ」を持つベース−エミッタ電圧−電流変換器４５０（参照）と、接続パッド「ＣＰ」を持つ弛張発振器４５２（２５２参照）と、「ＭＴＭＳ」接続パッドと、それをパリティ、ＭＴＭＳレジスタ４３５（ＭＴＭＳビットの以前の場所に対する２３６と匹敵する）中のＭＴＭＳビットに接続する線４５９とで構成されている。
【０１４７】
ベース−エミッタ電圧−電流変換器４５０は、図３の部分３０６ないし３１０を参照して上で詳しく説明した変換器２５０と類似するやり方で機能する。性能を向上するために、新しいベース−エミッタ電圧−電流変換器４５０中の部分３０６、３０８、３１０の回路は１段電流ミラー（たとえば、トランジスタＰ１、Ｐ２、Ｐ４、Ｐ６のための）の代わりにカスコードを利用し、外部抵抗Ｒｅｘｔ４１６は、５００キロオームなどの、異なる好適な抵抗値を持つことができる。カスコードが望ましい理由はそれの電力除去比（ＰＳＳＲ）が高いことである。また、後で図５を参照してより詳しく説明する特徴においては、ベース−エミッタ電圧−電流変換器４５０の終段５１０（３１０参照）は部分３０８に異なるやり方で接続されて、トリミングビットレジスタ部４３６ｂにおけるプログラムされた設定と共同して動作し、線４５１、４５５上の減少された比例−温度電流Ｉ（Ｔ）Ｂ（線２５１、３１１上の電流Ｉ（Ｔ）／Ｎに匹敵する）を弛張発振器４５２（２５２参照）に供給する。以前の構成とは対照的に、電流スケーリング回路５１０（３１０参照）は電流Ｉ（Ｔ）を、トリミングビットレジスタ部４３６ｂ内でのプログラムされた設定により決定された可変スケーリング係数「Ｂ」だけスケールできる。
【０１４８】
弛張発振器４５２は、行デコーダ＆ＮＴ、Ｎｐ制御回路４４２の制御の下に、外部容量性圧力センサＣｐ４１８と共に動作して、行デコーダ＆ＮＴ、Ｎｐ制御回路４４２により決定されるタイミングウィンドウに依存して、周囲温度または周囲圧力を示す周波数Ｆｏｓｃ’の信号を線４５３（２５３参照）を生ずる。データ獲得回路４５４は、行デコーダ＆ＮＴ、Ｎｐ制御回路４４２のタイミング制御の下に、Ｆｏｓｃ’信号を（タイミングウィンドウに依存する）適切なハードウェアレジスタへ、すなわち、線４５５を介して温度レジスタ４３２へ、線４５７を介して圧力レジスタ４３４へ送る。
【０１４９】
電流スケーリング回路５１０（ベース−エミッタ電圧−電流変換器４５０の一部）と弛張発振器４５２は弛張発振器２５２と比較していくつか改良されており、ＭＴＭＳ４２０の状態が以前の実現におけるもの（ＥＥＰＲＯＭ２３６）とは異なるメモリ場所（レジスタ４３５）へ送られる。さもなければ、センサインタフェース部４０６は以前のモデル３０７０Ｃトランスポンダ２００における対応する部分２０６と本質的に同じように動作する。
【０１５０】
以前のモデル２００を参照して上で説明したように、「周囲」という用語はトランスポンダ４００の付近、更に具体的にいえばトランスポンダ４００に組合わされているそれぞれのセンサの付近で測定されるパラメータを指す。また、ここで「圧力指示値」、「圧力カウント」、「圧力応答」、「圧力レジスタ」等と呼んでいる「圧力」という用語はハイブリッド圧力−温度指示値を実際に生ずるこのトランスポンダ技術により測定される「圧力」を全体的に指す。このハイブリッド指示値の温度成分を除去するためにこのハイブリッド指示値が処理されると、その指示値は「圧力のみ」指示値と呼ばれる。
【０１５１】
列デコーダ４４０および行デコーダ４４２と共に、列−データ変換器４４１は、データ流中の測定されたタイヤ動作特性のうちから選択されたものをアンテナ装置４１０を介して外部の読取器／質問器（たとえば、１０６）へ、インタフェースおよび整流回路４２２（２２２参照）を介して送る変調回路４４６（２４６に匹敵する）へ線４４４（２４４に匹敵する）を介して信号（すなわち、データ）が出力される順序を制御する。線４４４はデータ流を試験論理回路４８４へも送り、そこでＤＡＴＡ接続パッドを介してそのデータ流を直接アクセスできる。
【０１５２】
変調回路４４６は線４４４からのデータ流をそれを表すインピーダンス変化の列（変調）に変換する。それらの変化はインタフェースおよび整流回路４２２を介してアンテナ装置４１０に加えられる。本発明のトランスポンダ４００の新規な特徴は、変調指数（変調の大きさ）を動作電力レベルに合うように調整し、使用中の個々のトランスポンダ４００と、アンテナ装置４１０と、読取器／質問器１０６のために最適にされた変調指数を（トリミングビット部４３６ｂを介して）選択できる性能である。
【０１５３】
受動モード動作では、外部源（たとえば、読取器／質問器１０６）からのＲＦ搬送波信号がアンテナ４１２により受けられる。このＲＦ信号は整流されて、ＲＦトランスポンダ４００に電力を供給するために用いられるとともに、タイミング／クロック信号を供給するために用いられる。変調回路４４６により加えられる変調情報はアンテナ装置４１０のＬＣタンク回路の特性（たとえば、インピーダンス、共振周波数等）を変更するために用いられる。それらの変更は負荷の変化として外部の読取器／質問器１０６により検出され、復号され、データのＲＦトランスポンダ４００から外部の読取器／質問器１０６への送り返しを行う。トランスポンダ４００の受動的な電力は受けたＲＦ信号から取り出され、かつその信号の変調はその電力のうちのいくらかから行われるので、ＰＯＲ回路４８２は受動電力の供給中はリセット信号を保持し、トランスポンダの電力レベルが変調中のトランスポンダ４００の安定な動作を確保するために十分に高くなるまではそのリセット信号をクリヤしない（それにより変調を行えるようにする）。
【０１５４】
試験論理回路４８４は、ウェハーの分類、最初のボードの組立レベルプログラミング、前較正段階におけるプログラミング、トランスポンダの較正およびトリミング、および容器封入によりひき起こされるオフセット誤差に対するトリミングビット４３６ｂを調整するための後較正プログラミングを含めた、トランスポンダの製造および使用のあらゆる段階で実行できる試験を可能にする。
【０１５５】
本発明のＲＦＩＱ（商標）トランスポンダ４００の重要な部分についてのより詳細な説明を以下の部分で行う。
メモリ割当ておよびデータ流
アドレス可能なメモリブロック４３８は、以前のモデル３０７０Ｃトランスポンダ２００よりも改良されたデータ流を提供するようにして構成されている。列デコーダ４４０と、列−データ変換器４４１とは一緒に動作してアドレス可能なメモリブロック４３８との間のデータの流れを制御する。能動モードまたは受動モード（すなわち、試験モードまたはプログラミングモードではない）で動作している時は、回路４４０、４４１、４４２はメモリ場所を最初のアドレスから最後まで（各データ「語」中の最上位ビットから最下位まで、語は最も下位番号の語から最も上位の語まで順序付けられている）１度に１つずつアクセスすることにより、送信のための直列データ列を生ずる。以下の説明から、データ流中に含めるべき行は動作モード（すなわち、受動／能動、または各種の試験モードおよびプログラミングモード）に従って選択されることがわかるであろう。行デコーダ＆ＮＴ、Ｎｐ制御回路４４２の付加機能は、データ送信の１つの部分中に（たとえば、語／行２ないし６を送信中に）温度に関連するカウントを温度レジスタ４３２に蓄積し、かつデータ送信の他の部分中に（たとえば、語／行９ないし１３を送信中に）圧力に関連するカウントを圧力レジスタ４３４に蓄積するように、センサインタフェース回路４０６を（線４８７を介して）制御することである。それらの蓄積は、データ流のそれらのカウントの部分が（たとえば、語１４と１５）正当である時にレジスタ４３２と４３４から読み出すべきカウントについての時間までに両方とも終了すべきである。
【０１５６】
図４Ｂ（図３Ｃに匹敵する）はアドレス可能なメモリブロックの「マップ」であって、それの物理的編成を示し（「行」により）、かつ能動モードまたは受動モードのデータ流の編成を示す（「語」により）。個々で説明しているトランスポンダ４００の好適な実施形態では、各語または各行は長さが１２ビット（または列）で、データ中には１６語があり、全部で１９２ビットある（１２掛ける１６）。図４Ａにおけるメモリブロック４３８の描写は物理的編成を理解する助けとなる。物理的メモリ（ＥＥＰＲＯＭ４３６）の行１ないし１３はデータ流の語１ないし１３に対応すること、ただし物理的メモリ（ＥＥＰＲＯＭ４３６）の行１４と１５はデータ流の部分ではないことに注目すべきである。その代わりに、温度レジスタ４３２は語１４として読出され、圧力レジスタ４３４はデータ流の語１５として読出される。データ流の最後の語、語１６、は物理的メモリのハードウェアレジスタ（パリティ、ＭＴＭＳレジスタ部４３５）から読出される。
【０１５７】
アドレス可能なメモリブロック４３８の例のＥＥＰＲＯＭ４３６部分は１２列×１５行のアレイとして配列されている１８０個のセルを有している。各セルは少なくとも１つのｎチャネル選択ゲートと１つの対応するＥＥＰＲＯＭトランジスタで構成されている。初めの１３行（ｓｙｎｃ、Ｉ．Ｄ．、較正、ＣＲＣ４３６ａ）は、トランスポンダ４００が能動または受動であるようにプログラムされていようが正常な読出しモードで読出し可能である。それら初めの１３行中のＥＥＰＲＯＭメモリ場所は通常のやり方で選択され、ＥＥＰＲＯＭトランジスタごとに１つのｎチャネルトランジスタ行選択ゲートが選択される。行１４と１５におけるＥＥＰＲＯＭセル（トリミングビット部４３６ｂ）はトリミング情報の１２ビットのためのデータを保持し、トランスポンダにおけるそれの特殊な役割を容易にするために異なって構成される。各トリミングビット部４３６ｂのＥＥＰＲＯＭセルは１つのゲートの代わりに２つのゲートを有し、トランスポンダ動作のある試験モードにおけるようにＲＥＡＤ　ＴＲＩＭ選択ゲートが可能状態にされていなければ、トリミングビット４３６ｂをデータ流に付加できないように、特殊なＲＥＡＤ　ＴＲＩＭ選択ゲートを行選択ゲートに直列に付加する。特殊なトリミングビットレジスタ４３６ｂの別の特徴は、各トリミングビット４３６ｂがＥＥＰＲＯＭビット設定（プログラムされたトリミング情報）をトランスポンダ４００回路の適切な部分に必要に応じて知らせるための付加された検出線を有することでもある。
【０１５８】
したがって、ＥＥＰＲＯＭ４３６と関連する論理が、トリミングビット４３６ｂを、温度カウントおよび圧力カウントの代わりにデータ流中の語１４および１５としてビットを順次読出す「ＲＥＡＤ　ＴＲＩＭ」試験モードにより、外部から読出すことができる。「読出し」試験モードでは、正常な動作におけるように、トリムビットはデータ流中には見られないが、検出増幅器により依然としてアクセスされて、プログラムされたトリム設定をトランスポンダ４００の適切な部分へ知らせる。「書込み」試験モードでは、全てのＥＥＰＲＯＭ４３６セル（トリムビット４３６ｂを含む）が同時にアドレスされて書込まれる。これにより「１」が全てのＥＥＰＲＯＭセルに実際に書込まれ、それらに高いしきい値を与える。「消去」試験モードでは、個々のセルを消去できる（低い負のしきい値が与えられて「０」にプログラムされる）。クロックＣＬＫ信号がＥＥＰＲＯＭセルアレイを検索すると、ＶＰＰパッドにおける電圧をプログラミング温度まで上昇して、ＤＡＴＡパッドを高くすることにより消去を可能にすることにより、アドレスされた列とアドレスされた行との交点におけるセルが消去される。
【０１５９】
図４Ｂを参照して、マップは、初めの１２のデータ場所（行１中のビット０００．．０１１）が同期（「ｓｙｎｃ」）データのために留保されている編成の例を示す。次の４８のデータ場所（行２ないし５中のビット０１２．．０５９）は個々のトランスポンダ４００を特定する一般的な情報のためのものである。上記のように、各トランスポンダユニットはタイヤに装着される前に適切に較正される。次の２４のデータ場所（行６ないし７中のビット０６０．．０８３）は温度較正データ（たとえば、決定点と勾配）を保持する。次の２４のデータ場所（行８ないし９中のビット０８４．．１０７）は圧力較正データ（たとえば、決定点と勾配）を保持する。次の３６のデータ場所（行１０ないし１２中のビット１０８．．１４３）はＩＣチップ４０２に関する追加の識別情報を保持する。次の１２のデータ場所（行１３中の）はチップ較正についての識別情報の４ビット（ビット１４４．．１４７）と、ＣＲＣ（周期的冗長性検査）などのデータ有効化アルゴリズムについての８ビット値（ビット１４８．．１５５）を保持する。データ流中の次の２語（語１４．．１５、ビット１５６．．１７９）は温度レジスタ４３２と圧力レジスタ４３４からそれぞれ読出される。このデータ流の最後の語（語１６、ビット１８０．．１９１）はパリティ、ＭＴＭＳレジスタ４３５から読出される。そのレジスタは５つの「開き」ビット（ビット１８０．．１８４）と、ＭＴＭＳスイッチ４２０の論理レベル（状態）を含んでいる。その後の１ビット（ビット１８５）と、最後に、各ビットが圧力カウントのパリティおよびその後に続く温度カウントのパリティに対するものである３ビットを含んでいる６ビット（ビット１８６．．１９１）とを含んでいる。５つの開かれているビットは使用されず、論理「１」値として固定されている。
【０１６０】
列デコーダ４４０と、列−データ変換器４４１と、行デコーダ＆ＮＴ、Ｎｐ制御器４４２回路とはアドレス可能なメモリブロック４３８に対するアドレッシングとアクセスを調整する。
【０１６１】
列デコーダ４４０は１２の１デコーダをアドレスする４ビット同期カウンタで構成される。列デコーダ４４０からの出力はプログラミングおよび読出しの最中にメモリアレイの１２列をアドレスする。列をアドレスするために、アドレスされた列を充電するためにアドレスｎチャネル装置が小電力電流源の経路を定める。ビットが書込まれるとすると、列は高く引き上げられるが、消去されるとすると、列は低く引き下げられる。電流源の出力はバッファされ、列を通じてデータ変換器４４１と、変調回路４４６と、試験論理回路４８４とに至るトランスポンダデータ線４４４を駆動する。列は、タイミングおよびクロック発生器４２４により、またはＣＬＫパッドを介して外部から供給されるタイミング論理クロック信号のレートで、列１から列１２まで順次アドレスされる。列１２をアドレッシングした後で、列デコーダ４４０は行デコーダ＆ＮＴ、Ｎｐ制御器４４２をトリガしてそれを次の行へクロックし、かつそれ自身を列１へ戻すようにサイクルする。リセット信号（ターンオンされ、その後でターンオフされる）が電力供給オン・リセット回路４８２から（またはＲＥＳパッドを介して）受けられた後で、列デコーダ４４０と行デコーダ＆ＮＴ、Ｎｐ制御器４４２はそれらのアドレッシング順序をリセットして行１の列１で、すなわち、アドレス可能なメモリブロック４３８の最初のビットすなわちセルでスタートする。列デコーダ４４０は読出し動作モードのいずれかまたは消去中にＥＥＰＲＯＭアレイ４３６を直列にアドレスする。書込み試験モードでは、ＥＥＰＲＯＭメモリ全体が書込み動作のために同時にアドレスされるので、それは何の影響も及ぼさない。
【０１６２】
行デコーダ＆ＮＴ、Ｎｐ制御器４４２は１６の１デコーダをアドレスする４ビット同期カウンタである。そのデコーダはデータメモリ４３６ａの１３行を行１から１３までアドレスする。書込み試験モード、消去試験モードおよびＲＥＡＤ＃ＴＲＩＭ試験モードでは、それはトリミングビットのためにＥＥＰＲＯＭメモリ４３６ｂの行１４と１５もアドレスする。正常な読出し（能動モードまたは受動モード）中は、デコーダは行アドレス１４の温度ハードウェアレジスタ４３２と、行アドレス１５の圧力ハードウェアレジスタ４３４とをアドレスする。動作モードとは無関係に、行１６アドレスは特殊なデータ行、すなわち、パリティ、ＭＴＭＳハードウェアレジスタ４３５、へ送られる。読出し試験モードおよび消去試験モードでは、各行は列デコーダ４４０の最後のビットの立ち下がり縁部で順次アドレスされる。受動モードまたは能動モードでは、リセット信号が行デコーダ＆ＮＴ、Ｎｐ制御器４４２を行１にセットする。それは同期語である。書込みモードでは、全ての行は同時にアドレスされる。それは全ての選択線と制御ゲートを電圧Ｖｐｐへ引き上げる。上で述べたように、行デコーダ＆ＮＴ、Ｎｐ制御回路４４２の付加機能は、温度レジスタ４３２と圧力レジスタ４３４の指定された時間（データ収集ウィンドウ）中に温度に関連するカウントを温度レジスタ４３２に蓄積し、圧力に関連するカウントを圧力レジスタ４３４に蓄積するように、センサインタフェース回路４０６を制御することである。
プログラム可能な電流スケーリング
従来のモデル３０７０Ｃトランスポンダ２００について上で説明したように、線３１１、２５１を介して弛張発振器３１２、２５２に入力されるスケールされた電流Ｉ（Ｔ）／Ｎ　は、図３の電流スケーリング回路３１０内のＰ５、Ｐ６などの電流ミラートランジスタの物理的面積の比により決定される固定された量だけスケールしなければならない。物理的面積は製造中に設定されている。
【０１６３】
図５の一部が、本発明のＲＦＩＱ（商標）トランスポンダ４００のベース−エミッタ電圧−電流変換器４５０の一部である改良した（プログラム可能な）電流スケーリング回路５１０の例を示す。電流スケーリング回路５１０（３１０参照）はスケールされた電流Ｉ（Ｔ）Ｂを線５１１（３１１参照）に生ずる。ここにスケーリング係数「Ｂ」は、トランスポンダ４００製造後の任意の時にトリミングビット４３６ｂのあるものを介してトランスポンダ４００中にプログラムできる。電流スケーリングは今は温度測定（たとえば、温度スケーリング係数ＢＴ＝１または１．５）と、圧力測定（たとえば、圧力スケーリング係数ＢＰ＝０．５刻みで１ないし８．５）とに対して別々にプログラムでき、弛張発振器５１２（３１２参照）に供給される電流を比例−周囲温度（ＰＴＡＴ）電流Ｉ（Ｔ）の１．５ないし８．５までプログラム可能に増加できる。電流スケーリング回路５１０において電流ミラーをプログラミングすることにより、度当りのカウントまたはＰＳＩ当りのカウントをプログラム可能に最大にでき、それにより温度カウントと圧力カウント（ＮＴとＮＰ）の分解度と安定度を高くする。上記のように、圧力カウントを最適にすることが特に望ましく、したがって、広い範囲の圧力スケーリング係数ＢＰがプログラミング（トリミング）のために利用できるようにされる。より狭い範囲の温度スケーリング係数ＢＴは、ダイレベルにおける処理の移動と、外部精密抵抗（Ｒｅｘｔ）４１６の変化を補償するために一般に適切である。同様なやり方で、温度スケーリング係数ＢＴと圧力スケーリング係数ＢＰのために他の適切なスケーリング係数値を設けることは本発明の範囲内である。
【０１６４】
図５を参照して、プログラム可能な電流スケーリング回路５１０は破線により囲まれている。トランジスタＰ６が電流ミラー構成で、温度検出および圧力ミラー回路中のトランジスタＰ１、Ｐ２、Ｐ４（図３の３０６、３０８に匹敵するが、ず５にはとたＰ４とＰ５のみが示されている）に接続されて、それらの電流ミラーゲートが、基準電圧ＰｂｉａｓをトランジスタＰ６のゲートに供給する線５０５（３０５に匹敵する）に接続されるようにしている。電流ミラー接続のために、トランジスタＰ４とＰ５を流れる電流は外部抵抗Ｒｅｘｔ４１６、３１６を流れるＰＴＡＴ電流Ｉ（Ｔ）を写す。プログラミング可能な電流スケーリング回路５１０の電圧源は線５０３（３０３に匹敵する）に供給される電圧Ｖｃｃである。上記のように電圧Ｖｃｃは調整されて温度とはほぼ独立している。アナログ電源電圧Ｖｃｃの使用はデジタル電源電圧Ｖｄｄの従来の使用（回路３１０）の改良である。その理由は、電圧Ｖｃｃは「よりきれい」で、デジタル電圧に含まれるスイッチングノイズを含んでいないからである。簡単にするために、トランジスタＰ４、Ｐ６、Ｐ６．０５、Ｐ６．１、Ｐ６．２、Ｐ６．４は単一のトランジスタとして示されている。それらのトランジスタを、図３の回路３０６、３０８のＰ１、Ｐ２、Ｐ４などのトランジスタについて上で説明したように、カスコードとして実現することは本発明の範囲内である。電流ミラー構成で使用されるそのようなカスコードトランジスタは、カスコード電流ミラーの各段のトランジスタのゲートを接続する別々のバイアス線（たとえば、ＰｂｉａｓがＰｂｉａｓ′とＰｂｉａｓ″に分割される）を有する。
【０１６５】
電流スケーリング回路３１０におけるように、トランジスタＰ４とＰ６は電流ミラー構成で接続されている。しかし、ミラーされる電流をスケールするために物理的面積の固定された比を持つ回路３１０のトランジスタＰ５とＰ６の代わりに、本発明のプログラム可能な回路ではトランジスタＰ６は、Ｐ６がミラー接続されちるトランジスタＰ４（および回路３０６、３０８のトランジスタＰ１、Ｐ２）と比較される物理的面積のプログラム可能な比を持つ。トランジスタＰ６の物理的面積は、トランジスタＰ６に並列に付加されて、トリミングビット４３６ｂのあるものと、行デコーダ＆ＮＴ、ＮＰ制御回路４４２からの制御信号との制御の下にスイッチにより使用に切り替えられる。図５に示されているトランジスタＰ４、Ｐ６、Ｐ６．０５、Ｐ６．１、Ｐ６．２、およびＰ６．４のおのおのは、ここのトランジスタのサイズにより決定でき、または並列に組合わされてまとめて「単一トランジスタ」として記されている多数のトランジスタの物理的面積を一緒に加え合わせた結果とすることができる、適切な面積を有することを理解すべきである。たとえば、物理的面積が１（任意の「単位」で）であるトランジスタＰ５を、物理的面積が１．０単位である１個のトランジスタとして、または物理的面積がおのおの０．５単位である２個のトランジスタとして製造できる。図５に示されている実施形態では、トランジスタＰ４、Ｐ６、Ｐ６．０５、Ｐ６．１、Ｐ６．２、およびＰ６．４のおのおのは「Ａ＝」ｎとして記されている相対的な物理的面積を持つ。ここにｎは任意の単位での物理的面積である。各トランジスタＰ４、Ｐ６、Ｐ６．１の物理的面積は１．０単位で、トランジスタＰ６．０５、Ｐ６．２、およびＰ６．４はそれぞれ０．５、２．０、および４．０の物理的面積を有する。図３のミラーされるトランジスタＰ１、Ｐ２、Ｐ４もＰ６と同じ物理的面積を有するので、それらの物理的面積は１．０単位であることを理解すべきである。それらの付加されたトランジスタＰ６．０５、Ｐ６．１、Ｐ６．２、およびＰ６．４（「Ｐ６．ｎ」）の種々の組合わせで切り替えることにより、０．０から７．５単位までの組合わされた物理的面積をトランジスタＰ６の面積（１．０単位）に０．５単位の増分で付加できる。上記のように、ミラーされるトランジスタの物理的面積の比（たとえば、比（Ｐ６＋Ｐ６．ｎ）／４）はプログラム可能な電流スケーリング回路５１０から線５１１に出るミラーされた電流Ｉ（Ｔ）ＢをＰＴＡＴ電流Ｉ（Ｔ）から、全物理的面積の比に等しい係数Ｂだけ増大させる。
【０１６６】
付加された各トランジスタＰ６．ｎは、ここでは一方の側の線により示されている制御入力を持つボックスとして示されている、直列の１つまたは複数の制御半導体スイッチ（スケーリング・トリムスイッチＳ５、Ｓ６、Ｓ７、Ｓ８、およびＳ９、温度スケーリング・スイッチＳＴ１、および圧力スケーリング・スイッチＳＰ１）を有する。反転と標準（非反転）の２種類の半導体スイッチが示されている。スイッチＳＴ１とＳＰ１は、たとえば、Ｎチャネルトランジスタとして実現でき、制御信号がそれのゲートに加えられる標準半導体スイッチである。そのようなスイッチは、制御信号が高い（論理「１」、「真」、または「セット」などのアースより高い電圧）時は導通し（スイッチ「オン」すなわち、「閉じられる」）、低い（アース、論理「０」、「偽」、または「クリヤ」）の時は導通しない。反転スイッチＳ５、Ｓ６、Ｓ７、Ｓ８、およびＳ９は、対応するトリムビット５ないし９が「クリヤされる」としてプログラムされるならば、「オン」（閉じられる）にプログラムされる。ここで説明しているトランスポンダ４００に実施形態では、トリムビット５〜９はトリミングビット４３６ｂレジスタ内の唯一の「低−真」論理ビットであることに注目できる。そのようなＰチャネルトランジスタ・スイッチを使用することの利点は、それらがトランスポンダの電力増大中に電圧レベルが上昇するにつれてＮチャネルトランジスタ・スイッチよりも速く機能することである。トリムビットは、線４８５を介して通信させられる、ＥＥＰＲＯＭトリミングビット・レジスタ４３７ｂ内のビットアドレスである。この例では、トリムビット５は温度カウント精密トリミングを制御し、トリムビット６は圧力カウント精密トリミングを制御し、トリムビット７、８、９は圧力カウント総トリミングを制御する。スケーリング・トリムビット「ｎ」の設定が「ＴＲＩＭＢＩＴ　」ｎ（すなわち、スケーリング・トリムビット５ないし９のためのスケーリング・トリムビット信号ＴＲＩＭＢＩＴ　５．．ＴＲＩＭＢＩＴ　９）として示されている。非反転スケーリングスイッチＳＴ１とＳＰ１が行デコーダ＆ＮＴ、ＮＰ制御器４４２から線８４７に来る信号ＣＡＰＴＵＲＥ　ＮＴおよびＣＡＰＴＵＲＥ　ＮＰによりそれぞれオン／オフ制御される。スケーリングスイッチＳＴ１とＳＰ１は種々のスケールされた電流Ｉ（Ｔ）Ｂを温度測定期間中または圧力測定期間中に（それぞれ時間ウィンドウＷＴとＷＰ）に弛張発振器４５２、５１２により使用可能にする。したがって、電流スケーリング係数Ｂの値は、温度測定ウィンドウＷＴ中（信号ＣＡＰＴＵＲＥ　ＮＴがオン）はＢＴ（１または１．５）であり、圧力測定ウィンドウＷＰ中（信号ＣＡＰＴＵＲＥ　ＮＰがオン）はＢＰ（０．５刻みで１ないし８．５）である。図５はスイッチ（たとえば、Ｓ５とＳＴ１）の直列配置を示しているが、Ｉ（Ｔ）Ｂ信号の累積スイッチング損失をデジタル論理を用いることにより避けて制御信号を組合わせ、単一のスイッチを制御することは本発明の範囲内である。たとえば、ＡＮＤゲート、それの出力がスイッチＳＴ１を制御する、によりＣＡＰＴＵＲＥ　ＮＴ信号を反転されたＴＲＩＭＢＩＴ　５信号に組合わせることによりスイッチＳ５をなくすことができる。
弛張発振器
トランスポンダ２００の以前のモデル３０７０Ｃについて上で説明したように、弛張発振器３１２、２５２は、温度読取りのための容量ＣＦＸ１とＣＦＸ２、または圧力読取りのための容量ＣＦＸ１および（ＣＦＸ２プラスＣＰ）との２つの容量の交互充電により決定される周波数Ｆｏｓｃ′を生ずる。それらの容量の充電速度は容量の大きさと、それらを充電するために用いられるスケールされた電流Ｉ（Ｔ）／Ｎの大きさとにより決定される。容量の放電速度は要因ではない。その理由は、各容量は他の容量が充電中に放電し、かつ放電路の抵抗値が低いために充電よりも速く放電するためである。弛張発振器３１２のセット‐リセット部は、容量の１つがバンドギャップ電圧Ｖｄｇのすぐ上のレベルまで充電した時にのみトリガされたフリップフロップする。
【０１６７】
図５の一部は、本発明のＲＦＩＱ（商標）トランスポンダ４００の弛張発振器４５２をほぼ構成する改良した弛張発振器回路の例を示す。
【０１６８】
回路５１２は依然として弛張発振器であり、上記の今はプログラム可能である電流スケーリング回路５１０（３１０参照）から線５１１に供給されたスケールされた電流（測定電流）により駆動される。位相経路φ１とφ２（それぞれ位相１経路５１４ａと位相２経路５１４ｂ）を持つ、弛張発振器５１２のセット‐リセット部５１４（３１４ａと３１４ｂ参照）は同じ一般的なやり方で機能するが、比較器５１６（５１６ａ、５１６ｂ、３１６ａ、３１６ｂ参照）の入力の変化を許容するために既知のやり方で僅かに修正されている。大きな回路変更は、温度測定と圧力測定のためにそれぞれ２つの測定スイッチング回路５１５ａと５１５ｂに分割されているフロントエンド、スイッチング装置に対してである。コンデンサＣＦＸ２は無くされているので、今は温度測定期間中はコンデンサＣＦＸ（ＣＦＸ１参照）のみが使用され、圧力測定期間中はコンデンサＣＰ（４１８、２１８参照）のみが使用される。ある測定期間中は、周波数出力信号周波数Ｆｏｓｃ′は今はコンデンサＣＦＸまたはＣＰの交互充放電により決定される。それらのコンデンサは行デコーダ＆ＮＴ、ＮＰ制御器４４２により選択される。比較器５１６ａと５１６ｂはそれぞれたとえばＶｂｇ、Ｖｂｇ／２（バンドギャップ電圧とバンドギャップ電圧の半分）の基準電圧を有しているので、選択されたコンデンサＣＦＸまたはＣＰは電圧レベルＶｂｇのすぐ上まで充電すべき（スケールされた）測定電流Ｉ（Ｔ）Ｂを使用する。それはセット‐リセット回路５１４をトリガしてそれの第１の状態（たとえば、ＰＨＡＳＥ１＝真）から第２の状態（たとえば、ＰＨＡＳＥ２＝真）へフリップフロップさせる。それは充電電流Ｉ（Ｔ）Ｂをオフにし、その代わりに、スケールされた電流Ｉ（Ｔ）Ｂを、Ｉ（Ｔ）Ｂに等しいミラーされた電流により、選択されたコンデンサＣＦＸまたはＣＰを電圧レベルＶｂｇから電圧レベルＶｂｇ／２以下まで放電させる電流ミラーを通るように転流する。それはセット‐リセット回路５１４をトリガしてそれの第１の状態へ再びフリップフロップし、選択されたコンデンサＣＦＸまたはＣＰの充電を再開する。アース（零ボルト）からＶｂｇ／２への最初の充電の後で、説明した動作が、スケールされた電流Ｉ（Ｔ）Ｂと選択されたコンデンサＣＦＸ（温度測定のため）またはＣＰ（圧力測定のため）の大きさにより決定される周波数を持つ一様な５０％デューティサイクルの波形になる。本発明の弛張発振器５１２、４５２の別の新規な特徴は、測定の使用のために使用されていないコンデンサＣＦＸまたはＣＰのいずれかにスイッチインされて、徐々にアースへ放出されるためにミラーされる小さいバイアス電流Ｉｂｉａｓを供給することであり、使用しない時にそれらのコンデンサを接地することが、セット‐リセット回路５１４が測定のために使用される各時間の前に、その回路を定められた状態にセットするためにも使用される。
【０１６９】
弛張発振器回路５１２の例は２つのアナログ入力、すなわち、線５１１に供給される（プログラム可能に）スケールされるＰＴＡＴ電流Ｉ（Ｔ）Ｂと、線５１３に供給されるバイアス電流Ｉｂｉａｓとを有する。バイアス電流Ｉｂｉａｓは、上で説明した電流スケーリング手順などの既知のやり方で得られたＰＴＡＴ電流Ｉ（Ｔ）の小さい分数（たとえば、Ｉ（Ｔ）／１０）である。
【０１７０】
弛張発振器回路５１２の例は、行デコーダ＆ＮＴ、ＮＰ制御器４４２から線４８７に供給される２つのデジタル（論理または制御）入力、すなわち、温度と圧力のいずれかが測定されているかをそれぞれ決定するＣＡＰＴＵＲＥ　ＮＴ信号と、ＣＡＰＴＵＲＥ　ＮＰ信号とを有する。制御信号入力はそれの対応する数によりいくつかの場所で示されている。たとえば、ＣＦＸ　ＴＯ　ＯＳＣ信号は丸の中の数字１により示され、そこから論理回路５３１を出、またそこからスイッチＳＴ２に入力される。位相経路φ１とφ２の出力はそれぞれ制御信号ＰＨＡＳＥ１およびＰＨＡＳＥ２として用いられ、また反転されて制御信号として用いられる。すなわち、位相経路φ１信号はインバータ５２０ａにより反転されて信号
【０１７１】
【外１】
2004500760.tif 000003
【０１７２】
となり、位相経路φ２信号はインバータ５２０ｂにより反転されて信号
【０１７３】
【外２】
2004500760.tif 000004
【０１７４】
となる。ここで名称の上に示されている線は論理が反転されていること、すなわち、「ＮＯＴ」、を示すので、たとえば、
【０１７５】
【外３】
2004500760.tif 000005
【０１７６】
は「位相１ではない」こと（すなわち、ＰＨＡＳＥ１信号が高い、すなわち、論理レベル１であると、
【０１７７】
【外４】
2004500760.tif 000006
【０１７８】
信号は低い、すなわち、論理レベル０）を意味する。ＰＨＡＳＥ１、ＰＨＡＳＥ２、
【０１７９】
【外５】
2004500760.tif 000007
【０１８０】
、
【０１８１】
【外６】
2004500760.tif 000008
【０１８２】
信号は、論理回路５３１への入力としてＣＡＰＴＵＲＥ　ＮＴ信号およびＣＡＰＴＵＲＥ　ＮＰ信号に組合わされる。その論理回路は６つの制御信号−２つのコンデンサ選択信号、すなわち、ＣＦＸ　ＴＯ　ＯＳＣ（＃１）およびＣＰ　ＴＯ　ＯＳＣ（＃２）と、４つの測定制御信号ＰＨＡＳＥ１　ＮＴ（＃３）、ＰＨＡＳＥ２　ＮＴ（＃４）、ＰＨＡＳＥ１　ＮＰ（＃５）、およびＰＨＡＳＥ２　ＮＰ（＃６）とを出力する。
【０１８３】
論理５３１に含まれているデジタル信号の詳細が、図５に示されている論理回路例５３１ａ．．５３１ｆ（それぞれ信号（＃１）．．（＃６）のため）として示されている。各論理回路５３１ａ．．５３１ｆは論理回路５３１から出力すべきそれの制御信号を生ずるためにＮＡＮＤゲートと１つのインバータを利用する。ここで説明しているように挙動する信号（＃１）．．（＃６）を発生するその他の形態の論理回路５３１を含むことは本発明の範囲内である。出力信号（＃１）、（＃２）は、１つのパラメータ（ＮＴまたはＮＰ）を測定するのであって、他のパラメータ（ＮＰまたはＮＴ）を測定するのではない時であることを一般に意味することがわかる。それらの信号は、「ｃａｐｔｕｒｅ．．．」信号の設定とは無関係に、反対のパラメータを測定するのではない時には常に真（論理１）でもあることに注目されたい。このように、信号ＣＦＸ　ＴＯ　ＯＳＣ（＃１）はＣＡＰＴＵＲＥ　ＮＰが偽である時は常に真であり、信号ＣＰ　ＴＯ　ＯＳＣ（＃２）はＣＡＰＴＵＲＥ　ＮＴが偽である時は常に真である。（＃１）、（＃２）信号はスイッチＳＴ２とＳＰ２をそれぞれ制御するので、この論理は、逆のコンデンサＣＰ／ＣＦＸがセット‐リセット回路５１４に接続されていない時には、スイッチＳＴ２／ＳＰ２にコンデンサＣＦＸ／ＣＰをセット‐リセット回路５１４に常に接続させる。これはセット‐リセット回路５１４を定められた状態に始終留める助けをする。
【０１８４】
各出力信号（＃３）ないし（＃６）は、真である時に、発振器がどの位相（位相１または位相２）にあるか、およびどのコンデンサ（温度のためのＣＦＸ、または圧力のためのＣＰ）、もしあれば、が測定のために使用中であるかを主として決定する信号の状態を一般に示す。図５Ａに示されているＮＡＮＤゲート論理の例でわかるように、各出力信号（＃３）ないし（＃６）は、反対の測定が選択された時、または測定が選択されないとしても、位相とは無関係に、常にまた真であることがわかる。たとえば、論理回路５３１ｃ中のＮＡＮＤゲートは信号ＰＨＡＳＥ１　ＮＴ（＃３）を出力する。温度が測定されているとすると、ＰＨＡＳＥ１　ＮＴは位相１（ＣＦＸ充電）中は高く、位相２（ＣＦＸ放電）中は低い。しかし、温度が測定されていないと（すなわち、ＣＡＰＴＵＲＥ　ＮＴが低、真でない）、発振器の位相とは無関係に、温度や圧力が測定されていないとしても、ＰＨＡＳＥ１　ＮＴは高い。同様な論理が、丸で囲まれている数＃３、＃４、＃５、および＃６により示され、かつ図５Ａに論理回路５３１ｃないし５３１ｆとして示されている４つの制御信号（＃３）ないし（＃６）のおのおのに適用される。
【０１８５】
線５２１（４５３と同じ、３２１と２５３を参照）、における
【０１８６】
【外７】
2004500760.tif 000009
【０１８７】
信号は、温度カウントと圧力カウントを対応するレジスタ４３２と４３４にそれぞれ累積するためにトランスポンダ４００により使用される、（反転された）弛張発振器出力信号Ｆｏｓｃ′である。弛張発振器出力信号Ｆｏｓｃ′はバッファされてレベルをデジタル論理信号レベルに移行させられることがわかる。弛張発振器５１２は、トランスポンダ４００を（能動モード）試験状態、「ＲＥＡＤ　ＴＥＭＰ」と「ＲＥＡＤ　ＰＲＥＳＳ」、のいずれかに置くことにより試験でき、または直接読取ることができる。それらの試験状態により弛張発振器５１２を温度および圧力のためにそれぞれ可能にし、弛張発振器出力信号Ｆｏｓｃ′をＤＡＴＡパッドへ送る。
【０１８８】
弛張発振器５１２のフロントエンドは２つのほぼ同じである測定スイッチング回路５１５ａと５１５ｂで構成されている。それらの回路は温度測定コンデンサＣＦＸまたは圧力測定コンデンサＣＰと、適切なフロントエンドスイッチング回路５１５をセット‐リセット回路５１４に接続する温度測定直列スイッチＳＴ２または圧力測定直列スイッチＳＰ２を利用している。スイッチＳＴ１とＳＰ１について上で説明したように、スイッチＳＴ２とＳＰ２はＮチャネルトランジスタを用いて実現できる、またはＣＭＯＳで実現できるスイッチなどの標準（非反転）半導体スイッチである。チップ４０２におけるコンデンサはポリ‐ポリ・コンデンサであって、非常に低い温度係数と、高い分解度を与える面積（容量）を有するが、エッチング誤差や位置合わせ誤差などの処理要因に対する感度が低い。温度測定コンデンサＣＦＸは、たとえば、６ｐｆ（＋／−１０％）のポリ‐ポリ・コンデンサである。圧力測定コンデンサＣＰ４１８（２１８参照）はオフチップであって、上記したものと同様な頑丈で安定な特性を持つことが好ましい（たとえば、直線容量対絶対圧力応答を持ち、４〜４０ｐｆの間で変化する接触モード容量性圧力センサ）。
【０１８９】
温度測定スイッチング回路５１５ａは、たとえば、ＰチャネルトランジスタＰ９、Ｐ１０、Ｐ１３と、ＮチャネルトランジスタＮ９、Ｎ１０、Ｎ１３、Ｎ１４と、インバータ５１７ａと、半導体スイッチＳＴ２（ＮチャネルＣＭＯＳトランジスタなど）と、温度測定コンデンサＣＦＸとで構成されている。圧力測定スイッチング回路５１５ｂは、たとえば、ＰチャネルトランジスタＰ１１、Ｐ１２、Ｐ１４と、ＮチャネルトランジスタＮ１１、Ｎ１２、Ｎ１５、Ｎ１６と、インバータ５１７ｂと、半導体スイッチＳＰ２と、圧力測定コンデンサＣＰ（４１８、トランスポンダチップ４０２の外部で、接続パッドＣｐを介して接続されている）とで構成されている。上記した種々の制御入力が丸で囲まれている数字１により示されているように測定スイッチング回路５１５に接続されかつ電流Ｉｂｉａｓも図示のように入力される。
【０１９０】
以下、含まれている技術を示すために、温度測定スイッチング回路５１５ａについて説明する。圧力測定スイッチング回路５１５ｂは適切な並列のようにして機能する。
【０１９１】
トランスポンダ４００が弛張発振器５１２を温度測定モードに置くと、行デコーダ＆ＮＴ、ＮＰ制御回路４４２は、温度測定ウィンドウＷＴとしてそれが選択する時間ｔＴの間ＣＡＰＴＵＲＥ　ＮＴを高くセットし（およびＣＡＰＴＵＲＥ　ＮＰを低くセットする）、それにより論理回路５３１ａと５３１ｂを介してスイッチＳＴ２を閉じ（およびスイッチＳＰ２を開放状態に保つ）。セット‐リセット回路５１４は動作を位相１（すなわち、φ１、５１４の出力が高く、φ２、位相２、５１４ｂの出力が低い）でスタートする。その理由は弛張発振器が測定のために使用されていない時には測定スイッチング回路５１５が常に低い電圧にされ（下で説明するように）、この低い電圧は、上記のように信号＃１、＃２のための論理によって比較器５１６ａと５１６ｂに供給されるからである。信号ＰＨＡＳＥ１＝真かつＰＨＡＳＥ２＝偽であるので、論理回路５３１は次の信号、丸で囲まれている数字により特定されている、を出力する、すなわち、ＰＨＡＳＥ１　ＮＴ（＃３）、ＰＨＡＳＥ１　ＮＰ（＃５）、ＰＨＡＳＥ１　ＮＰ（＃６）＝真、ＰＨＡＳＥ１　ＮＴ（＃４）＝偽。それらの信号はトランジスタＰ１３をオフにし、Ｐ９をオンにすることにより、スケールされた電流Ｉ（Ｔ）ＢをＰ９を通じてコンデンサＣＦＸを充電する。スイッチＳＴ２は信号（＃１）により閉じられているので、セット‐リセット回路５１４はコンデンサＣＦＸの立ち上がる電圧を検出する。同時に、トランジスタＮ１４がオンに保たれて、トランジスタＮ９のゲートを接地し、充電されているコンデンサＣＦＸの電流漏れ経路が存在しないようにそれをオフに保つ。トランジスタＰ１０とＮ１３もオフに保たれているので、トランジスタＮ９への他の入力はなく、トランジスタＮ１０の状態は問題ではない。
【０１９２】
セット‐リセット回路５１４が位相２（ＰＨＡＳＥ１＝偽、ＰＨＡＳＥ２＝真）へフリップフロップすると、信号ＰＨＡＳＥ１　ＮＴ（＃３）は偽へ変化し、ＰＨＡＳＥ２　ＮＴ（＃４）は真（ただしＰＨＡＳＥ１　ＮＰ（＃５）とＰＨＡＳＥ２　ＮＰ（＃６）は「真」に留まる）へ変化する。それらの信号はトランジスタＰ１３をオンにし、Ｐ９をオフにすることにより、スケールされた電流Ｉ（Ｔ）ＢをトランジスタＮ１０へ送る。トランジスタＮ１３がオンにされ、トランジスタＮ１４がオフにされているので、トランジスタ対Ｎ１０／Ｎ９は今は電流ミラーを形成し、したがって、トランジスタＮ１０を通ってアースへ流れる電流は、トランジスタＮ９を通じてアースへ流れてコンデンサＣＦＸを放電する等しい電流によりミラーされる。いまはターンオンされている制御トランジスタＰ１０を通じて電流Ｉｂｉａｓを接続することの意図されなかった副作用は、トランジスタＮ１０／Ｎ９を流れる電流がスケールされた電流Ｉ（Ｔ）Ｂとバイアス電流Ｉｂｉａｓの和であり、それによりコンデンサＣＦＸの放電速度を充電速度と比較してわずかに高くする。バイアス電流Ｉｂｉａｓは比較的小さいので、これは弛張発振器５１２のデューティサイクルを５０％−５０％から僅かにずれるように変化するが、カウンティングプロセスには影響を及ぼさない。（意図的に対称的なデューティサイクルで動作させられる、上記の、従来のモデルのトランスポンダ４００と比較されたい。）スイッチＳＴ２は信号（＃１）により依然として閉じられているので、セット‐リセット回路５１４はコンデンサＣＦＸの降下する電圧を検出できる。
【０１９３】
温度測定ウィンドウＷＴが閉じられていると（トランスポンダ４００はもはや温度測定モードにない）、行デコーダ＆ＮＴ、ＮＰ制御回路４４２に温度レジスタ４３２内のデータ獲得を停止させる。この点では、ＣＡＰＴＵＲＥ　ＮＴ信号が依然として低いので、スイッチＳＴ２は閉じられたままである（信号ＣＦＸ　ＴＯ　ＯＳＣ）。ＣＡＰＴＵＲＥ　ＮＰ信号が高くセットされた（およびＣＡＰＴＵＲＥ　ＮＴ信号が低い）とするとスイッチＳＴ２は他の時に開くだけである、すなわち、圧力が測定され、温度は測定されない。ＣＡＰＴＵＲＥ　ＮＴ信号が低いと、論理回路５３１は信号ＰＨＡＳＥ１　ＮＴ（＃３）とＰＨＡＳＥ２　ＮＴ（＃４）を真にする。それらの信号はトランジスタＰ１３とＰ９をオフにすることにより、温度測定スイッチング回路５１５ａを流れるスケールされた電流Ｉ（Ｔ）Ｂの流れを遮断する。しかし、トランジスタＮ１３がオンにされ、トランジスタＮ１４がオフにされているので、トランジスタ対Ｎ１０／Ｎ９は電流ミラーを依然として形成し、バイアス制御トランジスタＰ１０がオンであるのでトランジスタＮ１０をアースまで流れるバイアス電流Ｉｂｉａｓは、トランジスタＮ９を通じてアースへ流れてコンデンサＣＦＸを放電する等しい電流によりミラーされる。（小さい）バイアス電流Ｉｂｉａｓはミラー回路Ｎ１０／Ｎ９を流れることを許されている唯一の電流であるので、コンデンサはアース（０ボルト）まで徐々に放電させられ、ＣＡＰＴＵＲＥ　ＮＴ制御信号を高く（真）にすることにより次の温度測定ウィンドウＷＴが開かれるまでそこに保持される。スイッチＳＴ２は依然として閉じられているので、比較器５１６ａと５１６ｂへの接地された入力はセット‐リセット回路５１４に、ＰＨＡＳＥ１＝高い、ＰＨＡＳＥ２＝低いという定められた状態で発振を停止させる。温度カウントＮＴまたは圧力カウントＮＰを累積するために測定コンデンサＣＦＸとＣＰの各使用の前に、測定コンデンサＣＦＸとＣＰを定められた状態（零電圧）にリセットするために小さいバイアス電流Ｉｂｉａｓを利用するここで開示している手段を設けることが本発明の特徴である。本発明の別の特徴は、セット‐リセット回路５１４の各使用前にセット‐リセット回路５１４を定められている状態に更に置くためにここで説明している手段を使用することである。
【０１９４】
上記の説明例は、トランスポンダ４００回路の種々の部分において、たとえば、電流変換器４５０（電流スケーリング回路５１０）へのベース‐エミッタ電圧において、弛張発振器４５２（５１２）において、およびデータ獲得回路４５４（図３Ａに示されている回路２５４とほぼ同じ）において、種々の目的のために制御信号ＣＡＰＴＵＲＥ　ＮＴおよびＣＡＰＴＵＲＥ　ＮＰを利用する。適切な順序で事象が起きるように、それらの回路４５０、４５２、および４５４のおのおのへの制御信号のタイミングを変えることは本発明の範囲内である。たとえば、回路４５４は、弛張発振器５１２の時間が安定な動作することができるようにして、測定コンデンサＣＦＸとＣＰにおける電圧Ｖｂｇ／２とＶｂｇの間で発振するように、ターンオンを遅延させることができる（たとえば、２５６μｓｅｃの遅延１ビット幅時間）。
【０１９５】
トランスポンダ４００の典型的な受動モード動作について上で注意したように、行デコーダ＆ＮＴ、ＮＰ制御回路４４２は制御信号をセンサインタフェース回路４０６へ（線４８７を介して）供給して、データ送信の１つの部分（たとえば、語／行２ないし６を送信している間に）中に温度に関連するカウントを温度レジスタ４３２に累積し、データ送信の別の部分（たとえば、語／行９ないし１３を送信している間に）中に圧力に関連するカウントを圧力レジスタ４３４に累積する。データ獲得回路４５４について遅延されたターンオンを実現するために、行デコーダ＆ＮＴ、ＮＰ制御回路４４２は、たとえば、行２のビット１へクロッキングした時にＣＡＰＴＵＲＥ　ＮＴ信号をプログラム可能な電流スケーリング回路５１０と、弛張発振器回路５１２へ送ることができ、その後で、行２のビット２へクロッキングした時に異なる「Ｃａｐｔｕｒｅ　Ｔｅｍｐ」信号をデータ獲得回路４５４へ送ることができる。同様にして、ＣＡＰＴＵＲＥ　ＮＴ信号と「Ｃａｐｔｕｒｅ　Ｔｅｍｐ」信号を異なる時刻に、あるいは一緒にも（たとえば、行７のビット１へクロッキングした時に）送ることができる。
【０１９６】
図面および以上の説明で本発明を示し、記述したが、それは例示であって特徴を限定するものではないと考えるべきであり、好適な実施形態のみを示して説明したものであることを理解すべきであり、全ての改変は本発明の要旨内に入り、保護されることが望まれる。疑いもなく、上記「主題」に対する他の多くの「変化」は本発明が最も近く属している技術の当業者には着想されるものであり、それらの変化はここに開示している本発明の範囲内に含まれるべきであることを意図している。
【図面の簡単な説明】
【図１】
外部読取器／質問器および空気入りタイヤ内のＲＦトランスポンダを備えている本発明のＲＦトランスポンダ装置の一般化した図である。
【図２】
本発明の以前のモデルのＲＦトランスポンダの主要部品のブロック図である。
【図３】
本発明の以前のモデルの図２のＲＦトランスポンダの主要部の回路図である。
【図３Ａ】
本発明の以前のモデルの図２のＲＦトランスポンダの一部の回路図である。
【図３Ｂ】
本発明の以前のモデルの図２のＲＦトランスポンダの一部の回路図である。
【図３Ｃ】
本発明の以前のモデルに従って、データをどのように配列し、送信するかを示す図２のＲＦトランスポンダのメモリ空間内の図である。
【図３Ｄ】
本発明の以前のモデルの図２のＲＦトランスポンダのトランスポンダ指示値とトランスポンダ電力のグラフである。
【図４Ａ】
本発明のＲＦトランスポンダの主な部品のブロック図である。
【図４Ｂ】
本発明の以前のモデルに従って、データをどのように配列し、送信するかを示す図４ＡのＲＦトランスポンダのメモリ空間内の図である。
【図５】
本発明の、図４ＡのＲＦトランスポンダの電流スケーリング部と弛張発振器部の回路図である。
【図５Ａ】
本発明の、図５の弛張発振器部の論理部の回路図である。
【図２】
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【図３】
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【図３Ａ】
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【図３Ｃ】
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【図３Ｄ】
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【図４Ａ】
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【図４Ｂ】
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【図５】
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【国際公開パンフレット】
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【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
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2004500760.tif 000098
【国際調査報告】
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2004500760.tif 000100