(57)【要約】モニタ偏向回路は、高電圧源から水平偏向コイルに電力を印加するバイポーラ・パワー・トランジスタを有する。モニタ偏向回路は、更に、バイポーラ・パワー・トランジスタをオンおよびオフに選択的に切り替えるベース駆動回路を含む。ベース駆動回路は、一次巻き線と、バイポーラ・パワー・トランジスタのベースに結合された二次巻き線と、一次巻き線の一端に結合される電源と、一次巻き線の他端をグランドに結合する駆動スイッチを有するフライバック・トランスを有する。ベース駆動回路は、更に、電源およびフライバック・トランスの一次巻き線の間に結合され、バイポーラ・パワー・トランジスタが導通する前にバイポーラ・パワー・トランジスタのベース電流を制御する定電流回路を有する。
2004517520.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
モニタ偏向回路であって：
制御入力と、第１および第２電極間の主電流経路とを有するスイッチング・トランジスタ；
高電圧を供給する高電圧源であって、前記スイッチング・トランジスタの前記第１電極に結合される高電圧源；
前記第１および第２電極の間に設けられるリトレース・キャパシタおよびダンピング整流器の並列回路；
前記第１および第２電極の間に設けられる水平偏向ヨークおよびＳ補償キャパシタの直列回路；および
前記スイッチング・トランジスタの前記制御入力をドライブする駆動回路であって、一次巻き線と、前記制御入力に結合された二次巻き線と、前記一次巻き線および駆動スイッチの直列回路に結合される電源とを有する駆動回路；
より成り、前記駆動回路が、更に：
前記電源およびフライバック・トランスの一次巻き線の間に結合され、バイポーラ・パワー・トランジスタが導通する前にバイポーラ・パワー・トランジスタのベース電流を制御する定電流回路より成ることを特徴とするモニタ偏向回路。
【請求項２】
請求項１記載のモニタ偏向回路において、前記スイッチング・トランジスタが、ベース、エミッタおよびコレクタを有するベース・トランジスタであり、前記制御入力が前記ベースであり、前記第１および第２電極がそれぞれ前記コレクタおよび前記エミッタであり、前記電源が前記一次巻き線の一端に結合し、前記駆動スイッチが前記一次巻き線の他端をグランドに結合することを特徴とするモニタ偏向回路。
【請求項３】
請求項１記載のモニタ偏向回路において、前記定電流回路が：
ベース、エミッタおよびコレクタを有するｐｎｐトランジスタであって、該ｐｎｐトランジスタの前記エミッタが前記一次巻き線に接続されるところのｐｎｐトランジスタ；
電源を前記ｐｎｐトランジスタの前記コレクタに接続する第１および第２抵抗器の直列回路；
前記第１および第２抵抗器の間の接合部をグランドに接続する第１キャパシタ；
前記接合部を前記ｐｎｐトランジスタのベースに接続するツェーナ・ダイオード；および
前記ｐｎｐトランジスタのベースを前記エミッタに接続する第３抵抗器および第２キャパシタの直列回路であって、前記第３抵抗器および前記第２キャパシタ間の接合部がグランドに接続されるところの直列回路；
より成ることを特徴とするモニタ偏向回路。
【請求項４】
請求項３記載のモニタ偏向回路において、前記駆動回路が、更に、前記駆動スイッチを越える第４抵抗器および第３キャパシタの直列回路より成ることを特徴とするモニタ偏向回路。
【請求項５】
請求項１記載のモニタ偏向回路において、前記モニタ偏向回路が、更に：
前記バイポーラ・パワー・トランジスタのコレクタ・エミッタ経路に直列に配置される高速スイッチング装置より成り、これにより、前記高速スイッチング装置が前記バイポーラ・パワー・トランジスタのターン・オフ・プロセスを高速化することを特徴とするモニタ偏向回路。
【請求項６】
請求項５記載のモニタ偏向回路において、前記フライバック・トランスが、直列に並んだ第１および第２の二次巻き線より成り、前記バイポーラ・トランジスタのベース・エミッタ経路および前記高速スイッチング装置が前記第１の二次巻き線に対して結合され、前記ヨークおよび前記Ｓ補償キャパシタに加えて、前記ダンピング抵抗器および前記リトレース・キャパシタの並列回路が、前記バイポーラ・パワー・トランジスタのコレクタ・エミッタ経路および前記第２の二次巻き線にかけて配置されることを特徴とするモニタ偏向回路。
【請求項７】
請求項５記載のモニタ偏向回路において、前記フライバック・トランスが、直列に並んだ第１および第２の二次巻き線より成り、前記バイポーラ・パワー・トランジスタのベース・エミッタ経路および前記高速スイッチング装置が前記第１の二次巻き線にかけて結合され、前記第２の二次巻き線が高電圧源および前記バイポーラ・パワー・トランジスタのエミッタの直列回路に配置され、前記ヨークおよび前記Ｓ補償キャパシタの直列回路に加えて、前記ダンピング・ダイオードおよびリトレース・キャパシタの前記並列回路が、前記第２の二次巻き線、前記バイポーラ・パワー・トランジスタのコレクタ・エミッタ経路および前記高速スイッチング装置にかけて配置されることを特徴とするモニタ偏向回路。
【請求項８】
請求項１記載のモニタ偏向回路において、前記フライバック・トランスが、直列に並んだ第１および第２の二次巻き線より成り、前記バイポーラ・パワー・トランジスタのベース・エミッタ経路が、前記第１の二次巻き線に結合され、前記ヨークおよび前記Ｓ補償キャパシタの直列回路に加えて、前記ダンピング・ダイオードおよび前記リトレース・キャパシタの並列回路が、前記バイポーラ・パワー・トランジスタのコレクタ・エミッタ経路および前記第２の二次巻き線にかけて配置されることを特徴とするモニタ偏向回路。
【請求項９】
請求項３記載のモニタ偏向回路において、前記モニタ偏向回路が、更に：
前記バイポーラ・パワー・トランジスタのコレクタ・エミッタ経路に直列に配置される高速スイッチング装置より成り、これにより、前記高速スイッチング装置が前記バイポーラ・パワー・トランジスタのターン・オフ・プロセスを高速化することを特徴とするモニタ偏向回路。
【請求項１０】
請求項９記載のモニタ偏向回路において、前記高速スイッチング装置がＭＯＳＦＥＴであることを特徴とするモニタ偏向回路。
【請求項１１】
請求項９記載のモニタ偏向回路において、前記フライバック・トランスが、直列に並んだ第１および第２の二次巻き線より成り、前記バイポーラ・トランジスタのベース・エミッタ経路および前記高速スイッチング装置が前記第１の二次巻き線に対して結合され、前記ヨークおよび前記Ｓ補償キャパシタに加えて、前記ダンピング抵抗器および前記リトレース・キャパシタの並列回路が、前記バイポーラ・パワー・トランジスタのコレクタ・エミッタ経路および前記第２の二次巻き線にかけて配置されることを特徴とするモニタ偏向回路。
【請求項１２】
請求項９記載のモニタ偏向回路において、前記フライバック・トランスが、直列に並んだ第１および第２の二次巻き線より成り、前記バイポーラ・パワー・トランジスタのベース・エミッタ経路および前記高速スイッチング装置が前記第１の二次巻き線にかけて結合され、前記第２の二次巻き線が高電圧源および前記バイポーラ・パワー・トランジスタのエミッタの直列回路に配置され、前記ヨークおよび前記Ｓ補償キャパシタの直列回路に加えて、前記ダンピング・ダイオードおよびリトレース・キャパシタの前記並列回路が、前記第２の二次巻き線、前記バイポーラ・パワー・トランジスタのコレクタ・エミッタ経路および前記高速スイッチング装置にかけて配置されることを特徴とするモニタ偏向回路。
【請求項１３】
請求項３記載のモニタ偏向回路において、前記フライバック・トランスが、直列に並んだ第１および第２の二次巻き線より成り、前記バイポーラ・パワー・トランジスタのベース・エミッタ経路が、前記第１の二次巻き線に結合され、前記ヨークおよび前記Ｓ補償キャパシタの直列回路に加えて、前記ダンピング・ダイオードおよび前記リトレース・キャパシタの並列回路が、前記バイポーラ・パワー・トランジスタのコレクタ・エミッタ経路および前記第２の二次巻き線にかけて配置されることを特徴とするモニタ偏向回路。
【請求項１４】
請求項４記載のモニタ偏向回路において、前記モニタ偏向回路が、更に：
前記バイポーラ・パワー・トランジスタのコレクタ・エミッタ経路に直列に配置される高速スイッチング装置より成り、これにより、前記高速スイッチング装置が前記バイポーラ・パワー・トランジスタのターン・オフ・プロセスを高速化することを特徴とするモニタ偏向回路。
【請求項１５】
請求項１４記載のモニタ偏向回路において、前記高速スイッチング装置がＭＯＳＦＥＴであることを特徴とするモニタ偏向回路。
【請求項１６】
請求項１４記載のモニタ偏向回路において、前記フライバック・トランスが、直列に並んだ第１および第２の二次巻き線より成り、前記バイポーラ・トランジスタのベース・エミッタ経路および前記高速スイッチング装置が前記第１の二次巻き線に対して結合され、前記ヨークおよび前記Ｓ補償キャパシタに加えて、前記ダンピング抵抗器および前記リトレース・キャパシタの並列回路が、前記バイポーラ・パワー・トランジスタのコレクタ・エミッタ経路および前記第２の二次巻き線にかけて配置されることを特徴とするモニタ偏向回路。
【請求項１７】
請求項１４記載のモニタ偏向回路において、前記フライバック・トランスが、直列に並んだ第１および第２の二次巻き線より成り、前記バイポーラ・パワー・トランジスタのベース・エミッタ経路および前記高速スイッチング装置が前記第１の二次巻き線にかけて結合され、前記第２の二次巻き線が高電圧源および前記バイポーラ・パワー・トランジスタのエミッタの直列回路に配置され、前記ヨークおよび前記Ｓ補償キャパシタの直列回路に加えて、前記ダンピング・ダイオードおよびリトレース・キャパシタの前記並列回路が、前記第２の二次巻き線、前記バイポーラ・パワー・トランジスタのコレクタ・エミッタ経路および前記高速スイッチング装置にかけて配置されることを特徴とするモニタ偏向回路。
【請求項１８】
請求項４記載のモニタ偏向回路において、前記フライバック・トランスが、直列に並んだ第１および第２の二次巻き線より成り、前記バイポーラ・パワー・トランジスタのベース・エミッタ経路が、前記第１の二次巻き線に結合され、前記ヨークおよび前記Ｓ補償キャパシタの直列回路に加えて、前記ダンピング・ダイオードおよび前記リトレース・キャパシタの並列回路が、前記バイポーラ・パワー・トランジスタのコレクタ・エミッタ経路および前記第２の二次巻き線にかけて配置されることを特徴とするモニタ偏向回路。
【請求項１９】
請求項１記載のモニタ偏向回路を有することを特徴とするモニタ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
［発明の背景］
［発明の技術分野］
本件で対象とする発明は、モニタにおける電子ビームを偏向させる回路に関連する。
【０００２】
［関連技術の説明］
図１に示されるように、従来の偏向回路は、バイポーラ・パワー・トランジスタＢＪＴ、ダンピング・ダイオードＤｒ、リトレース（ｒｅｔｒａｃｅ）キャパシタＣｒ、水平偏向コイルＬｙ、Ｓ−補償（Ｓ−ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）キャパシタＣｓ、およびベース・ドライバ回路を含む。ベース・ドライバ回路は、フライバック分離トランスＴ、ダンピング抵抗器Ｒ１，Ｒ２、スナバ（ｓｎｕｂｂｅｒ）回路Ｄ１，Ｒ３，Ｃ１、および駆動スイッチＳ１より成る。図２は、偏向回路の主要な波形を示す。動作時にあっては、バイポーラ・トランジスタＢＪＴと逆向きに並列に位置するダンピング・ダイオードＤｒが、ｔ０でターン・オンする。電圧Ｖｓが偏向コイルＬｙに印加され、偏向コイル電流ｉｙを増加させる。ダンピング・ダイオードＤｒはｔ１におけるゼロ電位でターン・オフし、偏向コイル電流ｉｙは逆流する。その後トランジスタＢＪＴがターン・オンし、偏向コイル電流を取得する。駆動回路Ｓ１はｔ２でターン・オンし、トランジスタＢＪＴのベース・エミッタに負の電圧が印加される。蓄積時間の後、トランジスタＢＪＴはｔ３でターン・オフする。偏向コイル電流ｉｙおよびリトレース・キャパシタＣｒは、偏向コイル電流ｉｙをリセットする高電圧を生成するところの共鳴回路を形成する。ＢＪＴのコレクタおよびエミッタにかかるこの高電圧Ｖｃｅ，ｍａｘは、次式で表現することができる：
【０００３】
【数１】
2004517520.tif 000003
ここで、ｔｓおよびｔｒはそれぞれ掃引時間およびリトレース時間である。
【０００４】
パワー・トランジスタＢＪＴは大きなテール（ｔａｉｌ）電流を有するので、これはコレクタ−エミッタ電圧にオーバーラップし（時間的に重複し）、大きなターン・オフ切り替え損失を生成する。さらに、高電圧クラスのパワー・トランジスタは小さな電流ゲインｈｆｅ（ベース電流に対するコレクタ電流の比率）を有し、装置をオンおよびオフに切り替えるために大きなベース電流を必要とする。したがって、ベース駆動回路におけるパワー損失が問題になる。
【０００５】
トランジスタＢＪＴのベース電流波形は、そのパワー損失に関し大きな影響を有する。ＭＯＳＦＥＴおよびＩＧＢＴのような多数キャリア・パワー・スイッチとは異なり、ＢＪＴは装置をオンおよびオフに切り替えるために大きなベース電流を必要とし、通常１０以下の低い電流利得を有するところの高電圧および大電流バイポーラ・トランジスタでは特にそうである。モニタの用途では、ＢＪＴのコレクタ電流は、図２に示されるように、掃引時間と共に線形に増加する。必要とされるベース駆動電流は、コレクタ電流波形に従ってＢＪＴの適切な動作を行うべきである。言い換えれば、ＢＪＴが最大の偏向コイル電流を流すところのｔ２における水平掃引の終端で最大のベース駆動電流を必要とする。また、水平偏向コイルは典型的には３０ｋＨｚないし８６ｋＨｚまでの広い周波数範囲で動作し、高解像度用では１００ｋＨｚにも及ぶので、ベース駆動電流はその動作周波数範囲に対して適切なベース電流を供給することが可能であるべきである。従来のベース駆動回路はフライバック・トランスを使用してバイポーラ・トランジスタＢＪＴにベース電流を供給し、一次側の回路における電流レベルを減少させるために高い切り替え速度を利用している。図２に示されるように、Ｓ１がターン・オンすると、二次巻き線で生成される負の電圧がエミッタ・ベース接合に印加され、トランジスタＢＪＴをターン・オフする。磁性電流（ｍａｇｎｅｔｉｚｉｎｇ  ｃｕｒｒｅｎｔ）を増加させる一次巻き線に供給電圧が与えられる。駆動スイッチＳ１がターン・オフすると、磁性電流は、二次巻き線に反映され、トランジスタＢＪＴをターン・オンさせるベース電流として使用される。フライバック・トランスの性質に起因して、ベース電流は掃引時間と共に線形に減少する。コレクタ電流の増加と共に、駆動回路により与えられるベース電流は実際には減少させられる。このことは、大きなコレクタ電流に対して大きなベース電流が必要とされるところの要請に反している。掃引時間の終端ｔ２において偏向コイル電流を充分に導通させる程度に、ベース電流が大きく維持されるならば、トランジスタＢＪＴはトランジスタＢＪＴ導通初期においてオーバードライブされなかったであろう。その結果、大きなパワー損失が生じ、ベース駆動回路で高速の素子を用いる必要性が生じ、結果としてコストを増加させてしまう。
【０００６】
［発明の概要］
本発明は、コストを削減するために電力消費の少ない偏向回路用のベース駆動回路を提供することを目的とする。
【０００７】
この目的に対して、本発明の第１形態によれば、請求項１に記載されているようなモニタ偏向回路が提供される。本発明の第２形態によれば、請求項１９に記載されているようなモニタが提供される。
【０００８】
導通前にバイポーラ・パワー・トランジスタのベース電流を制御するための低電流回路を備えることによって、ベース電流は顕著に減少し、電力損失が減少させられることを本願発明者は見出した。
【０００９】
最適なベース電流波形を有するバイポーラ・トランジスタに簡易なベース駆動回路を提供する点で本発明は有利である。
【００１０】
更に、ベース駆動回路を提供し、広い動作周波数範囲においてコレクタ電流に比例するベース電流を提供する点で本発明は有利である。
【００１１】
［好適実施例の説明］
上述した及び関連する目的および以下に登場する利点に留意しつつ、添付図面を参照しながら本発明を説明する。
【００１２】
図３は、モニタ偏向回路の第１実施例を示し、これはベース駆動回路およびパワー・トランジスタＢＪＴにおける電力損失を低減させるものである。ベース駆動回路では、供給電圧Ｖｃが、ダンピング抵抗器Ｒ１０，Ｒ１１の直列配列に、およびＰＮＰトランジスタＴＲのエミッタに印加される。ツェーナ・ダイオードＤＷは、トランジスタＴＲのベースを、ダンピング抵抗器Ｒ１０およびＲ１１の間の接合部に接続し、キャパシタＣ１０はその接合部をグランドに接続する。抵抗器Ｒ１２はベースをグランドに接続し、トランジスタＴＲのコレクタは、キャパシタＣ１１を通じてグランドに、およびフライバック・トランジスタＴの一次巻き線Ｎ１の端部に接続される。一方、一次巻き線Ｎ１の他方端は、駆動スイッチＳ１およびキャパシタＣ１２と抵抗器Ｒ１３との直列配列を通じてグランドに接続される。
【００１３】
フライバック・トランスＴは、第１の二次巻き線Ｎ２を有し、一方で抵抗器Ｒｂにより、他方でＭＯＳＦＥＴと直列のパワー・トランジスタＢＪＴのベース・エミッタにより、分流される。第２の二次巻き線Ｎ３は、第１の二次巻き線Ｎ２の下部に接続される一端を有する。高電圧ＶＢ＋は、インダクタＬＢを通じてトランジスタＢＪＴのコレクタに結合される。ダイオードＤｒおよびキャパシタＣｒの並列接続は、トランジスタＢＪＴのコレクタを第２の二次巻き線Ｎ３の他方端に接続する。最後に、偏向コイルＬｙおよびキャパシタＣｓの直列接続は、トランジスタＢＪＴのコレクタを二次巻き線Ｎ３の他方端に接続する。
【００１４】
動作時にあっては、Ｒ１０，Ｒ１１，Ｒ１２，ＤＷ，Ｃ１１およびＴＲより成る定電流源を利用して、トランジスタＢＪＴが導通する前にベース電流を制御する。図４に示されるように、ＢＪＴはｔ１以前で小さなコレクタ電流を流し、偏向コイル電流が正になる場合には、必要なベース電流は非常に小さい。従って、電流源ｉ１の値は数ミリアンペアにすぎず、これにより、ベース駆動回路における顕著な損失の削減となる。定電流回路は動作周波数と独立である。その結果、ベース駆動回路は、最小の電力損失を維持しつつ、広範な周波数範囲内で動作することが可能になる。本発明では、ベース電流は、ｔ０およびｔ１間の期間におけるものおよびｔ１およびｔ２間の期間におけるものより低い。したがって、電力損失を減少しつつ、ベース電流は顕著に減少する。ｔ１以後に、トランジスタＢＪＴは偏向コイル電流を導通させ始める。巻き線Ｎ２，Ｎ３は堅固に結合される。アンペールの法則によれば、ベース電流ｉｂは、次式で与えられる：
【００１５】
【数２】
2004517520.tif 000004
トランジスタＢＪＴのベース電流は、主にコレクタ電流の一部として提供される。巻き線Ｎ２およびＮ３の間の切り替え速度が、適切に選択され、例えば５のようなトランジスタＢＪＴの電流ゲインに等しいならば、ベースに供給されるエネルギは、駆動供給電圧Ｖｃからのものではなく、偏向回路からのものである。更に、ベース電流ｉｂは、式（２）に従ってコレクタ電流に比例し、このことはトランジスタＢＪＴが効率的に動作する観点から好ましい。巻き線Ｎ３による電圧降下は、
【００１６】
【数３】
2004517520.tif 000005
により与えられ、ここでＶｂｅは、ベース・エミッタ間の順方向バイアス電圧降下であり、典型的には１．０Ｖ近辺である。したがって、巻き線Ｎ３の電圧降下は約０，２Ｖであり、偏向コイル電流の線形性に影響を与えない程度である。
【００１７】
トランジスタＢＪＴは小数キャリア・パワー・デバイスであるので、相当長い蓄積期間を有し、これは様々なパラメータにも依存する。このことは制御システムをより複雑にする。また、ターン・オフする際にトランジスタＢＪＴは比較的長いテール電流を有し、大きなターン・オフ切り替え損失となる。本発明による回路では、高速切り替えデバイスのＭＯＳＦＥＴ  ＳｂがトランジスタＢＪＴに直列に位置し、トランジスタＢＪＴのターン・オフ・プロセスを高速化する。ＭＯＳＦＥＴ  Ｓｂがターン・オフすると、直ちにエミッタ電流をカットし、トランジスタＢＪＴを通じて何らのテール電流も流れないようにする。その結果、テール電流に起因するパワー損失は顕著に減少する。また、ＭＯＳＦＥＴ  Ｓｂの切り替え時間を適切に制御することによって、蓄積期間も制御可能であり、蓄積期間トレランス（ｔｏｌｅｒａｎｃｅ）も削減され得る。図４に示されるように、スイッチＳ１がターン・オンすると、供給電源Ｖｃが一次巻き線Ｎ１に供給され、巻き線Ｎ２にかかる負の電圧を誘発する。この負の電圧は、負のバイアス電圧をベース・エミッタに与え、トランジスタＢＪＴをターン・オフさせる。コレクタＮ領域およびエミッタには余分な少数キャリアが存在するので、負のベース電流はその少数キャリアをエミッタ及びコレクタの外に追い払う。ｔ３において、トランジスタＢＪＴのエミッタ電流をカットするＭＯＳＦＥＴ  Ｓｂはターン・オフする。その結果、負のベース電流がコレクタ電流に等しくなり、ベースの外側に流れ、ターン・オフ・プロセスを高速化する。ＭＯＳＦＥＴ  Ｓｂのターン・オフ速度はトランジスタＢＪＴよりも非常に高速なので、トランジスタＢＪＴにおける切り替え損失は顕著に減少する。少数キャリアが総てコレクタから排除されると、トランジスタＢＪＴは基本的にターン・オフし、偏向コイル電流はキャパシタＣｒと共鳴し始め、正弦波形状の電圧Ｖｃｅを増加させる。高電圧Ｖｃｅは、ｔ４まで偏向コイル電流を負の値にリセットし、逆向きの並列接続のダイオードＤｒが導通し始める。
【００１８】
ベース駆動回路におけるパワー損失は１ワットより少ないことが実験により確認されたが、従来の回路では、８５ｋＨｚの動作周波数で４ワット以上のパワー損失および６Ａのヨーク（ｙｏｋｅ）電流を示していた。さらに、ＢＪＴトランジスタの蓄積期間も、ＭＯＳＦＥＴ  Ｓｂのタイミングを適切に制御することによって顕著に減少させ得る。エミッタ・スイッチＳｂに起因して、ＢＪＴトランジスタには何らのテール電流も存在せず、スイッチング損失が少なくなる。
【００１９】
図５は、図３と実質的に同様な特性を有する本発明による第２実施例を示す。本実施例では、結合する巻き線Ｎ３は、エミッタ端子とは逆の、ＢＪＴトランジスタのコレクタ端子に結合される。従って、図３の実施例とは対照的に、ＭＯＳＦＥＴ  Ｓｂのソースはグランドに接続され、ＭＯＳＦＥＴ  Ｓｂに対して何らのゲート分離トランスもレベル・シフタも必要としない。その結果、更にコストを削減することが可能になる。
【００２０】
図６は、図３のものと実質的に同様な特性を有する本発明の第３実施例を示す。本実施例では、ＭＯＳＦＥＴ  Ｓｂが削除され、トランジスタＢＪＴのエミッタに接続されていたエミッタ開放スイッチが設けられていない。この形態は更にコストを削減するが、図３および５の回路と比較して、より大きなスイッチング損失を有する。
【００２１】
図７は、本発明による偏向回路３より成るモニタを示す。入力映像信号１（例えば：複合又は分離同期信号およびＲＧＢ信号）は、同期信号を処理して駆動信号６を得るために同期回路２、および映像信号処理回路５に供給される。偏向回路３は、電子ビームを受像管４の近辺に整える偏向コイルに、偏向電流７を供給する。映像信号処理回路５は、映像駆動信号８（通常は、Ｒ，Ｇ，Ｂ）を受像管４に供給し、電子ビームの強度を変調する。
【００２２】
ここに開示した構造に関する多くの代替例および変形例が、当業者に理解されるであろう。しかしながら、上記実施例は説明のためのものに過ぎず、本発明を制限するものとして解釈されるべきではない。本発明の精神から逸脱しないそのような修正例は、特許請求の範囲の範疇に包含されることを意図する。
【図面の簡単な説明】
【図１】
図１は、既知の偏向回路の概略図を示す。
【図２】
図２は、図１の偏向回路における典型的な波形を示す。
【図３】
図３は、本発明の偏向回路の第１実施例を示す。
【図４】
図４は、図３の偏向回路で生じる波形を示す。
【図５】
図５は、本発明の偏向回路の第２実施例を示す。
【図６】
図６は、本発明の偏向回路の第３実施例を示す。
【図７】
図７は、本発明による偏向回路を有するモニタを示す。
【図１】
2004517520.tif 000006
【図２】
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【国際公開パンフレット】
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2004517520.tif 000024
2004517520.tif 000025
【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
2004517520.tif 000026
2004517520.tif 000027
【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
2004517520.tif 000028
2004517520.tif 000029
【国際調査報告】
2004517520.tif 000030
2004517520.tif 000031
2004517520.tif 000032
2004517520.tif 000033