(57)【要約】永久磁石同期モータを、ｄ軸電流およびｑ軸電流とともにｄ軸電流フィードバックループおよびｑ軸電流フィードバックループを用いて制御する。モータの速度および位置を、以下のように求める。第１の信号をｄ軸電流に注入し、ｑ軸電流フィードバックループにおける応答を観測する。ｑ軸電流フィードバック信号の一部は、第１の信号から位相が９０度ずれた第２の信号によって復調される。前記復調信号は、好ましくは、低域フィルタに通された後に、観測制御装置に送られる。前記観測制御装置は、位置推定値および速度推定値を出力し、位置推定値は、ｄ軸電流フィードバック信号を変更するのに利用され、速度推定値は、ｑ軸電流を変更するのに利用される。
2004514392.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
永久磁石同期モータの速度および位置を求める装置であって、前記装置は、
前記モータにｄ軸電流を供給するｄ軸電流供給手段を備えており、前記ｄ軸電流供給手段は、ｄ軸電流フィードバックループを備えており、前記装置は、さらに、
前記モータにｑ軸電流を供給するｑ軸電流供給手段を備えており、前記ｑ軸電流供給手段は、ｑ軸電流フィードバックループを備えており、前記装置は、さらに、
前記ｄ軸電流供給手段に第１の信号を注入する手段と、
前記の注入された第１の信号に応答してフィードバックされる電流を測定し、前記モータの位置推定値を求める位置推定手段と、
前記の注入された第１の信号に応答してフィードバックされる電流を測定し、前記モータの速度推定値を求める速度推定手段と、
を備えていることを特徴とする装置。
【請求項２】
前記モータを制御する三相の制御信号の電流を検出する検出手段と、
前記の検出された電流を、固定フレーム内の二相の信号に変換する第１変換手段と、
前記の固定フレーム内の信号を同期フレーム内の信号に変換する第２変換手段と、
前記ｑ軸電流フィードバックループからの入力を受けて、位置推定値を前記第２変換手段に出力する観測制御装置と、
を備えていることを特徴とする請求項１記載の装置。
【請求項３】
前記ｑ軸電流フィードバックループからの入力を受けて、速度推定値を前記ｑ軸電流供給手段に出力する観測制御装置を備えていることを特徴とする請求項１記載の装置。
【請求項４】
前記モータを制御する三相の制御信号の電流を検出する検出手段と、
前記の検出された電流を、固定フレーム内の二相の信号に変換する第１変換手段と、
前記の固定フレーム内の信号を同期フレーム内の信号に変換する第２変換手段と、を備えており、
前記観測制御装置から前記第２変換手段へと位置推定値が出力されることを特徴とする請求項３記載の装置。
【請求項５】
前記ｑ軸電流フィードバックループからの前記入力が前記観測制御装置に送られる前に前記入力を第２の信号によって復調する第１復調手段を備えており、前記の第２の信号は、前記の第１の信号と位相が９０度ずれたものであることを特徴とする請求項４記載の装置。
【請求項６】
前記の復調された前記入力は、前記観測制御装置に送られる前に、低域フィルタに通されることを特徴とする請求項５記載の装置。
【請求項７】
前記ｄ軸電流供給手段は、前記の第１の信号の周波数における第１ノッチフィルタを備えており、前記ｑ軸電流供給手段は、前記の第１の信号の周波数における第２ノッチフィルタを備えており、前記第１ノッチフィルタは、前記ｄ軸電流フィードバックループ以外の部分に配置されており、前記第２ノッチフィルタは、前記ｑ軸電流フィードバックループ以外の部分に配置されていることを特徴とする請求項５記載の装置。
【請求項８】
前記第１信号は、時間とともに変化する周波数を有することを特徴とする請求項５記載の装置。
【請求項９】
第３の信号を前記ｄ軸電流供給手段に注入する手段と、
前記ｑ軸電流フィードバックループを第４の信号で復調する第２復調手段と、
前記第１復調手段からの出力と前記第２復調手段からの出力とを加算して、出力を前記観測制御装置に送る加算手段と、
を備えていることを特徴とする請求項５記載の装置。
【請求項１０】
第３の信号を前記ｑ軸電流供給手段に注入する手段と、
前記ｄ軸電流フィードバックループを第４の信号で復調する第２復調手段と、
前記第１復調手段からの出力と前記第２復調手段からの出力とを加算して、出力を前記観測制御装置に送る加算手段と、
を備えていることを特徴とする請求項５記載の装置。
【請求項１１】
前記ｑ軸電流フィードバックループを前記の第４の信号で復調する第３復調手段と、
前記ｄ軸電流フィードバックループを前記の第２の信号で復調する第４復調手段と、
前記第３復調手段の出力から前記第４復調手段の出力を減算する第２加算手段と、
前記第２加算手段からの出力に応答して、前記ｄ軸電流供給手段と前記ｑ軸電流供給手段との間のインダクタンスの差を求める手段と、
を備えていることを特徴とする請求項１０記載の装置。
【請求項１２】
前記観測制御装置は、前記入力を受けて、これを第１分岐部、第２分岐部および第３分岐部において処理するものであり、
前記第１分岐部の第１の部分において、前記入力が第１の定数により増幅され、
前記第２分岐部において、前記入力信号が第２の定数により積分され、
前記第１分岐部の第２の部分において、前記第２分岐部の出力と前記第１部分の出力とが結合されて第１結合信号とされ、
前記第１結合信号が積分されて、積分された第１結合信号が発生され、前記速度推定値は、前記の積分された第１結合信号から得られ、
前記第３分岐部において、前記入力信号が第３の定数により増幅され、
前記第１分岐部の第３の部分において、前記第３分岐部の出力と前記の積分された第１結合信号とが結合されて第２結合信号が発生され、
前記推定位置は、前記第２結合信号が積分されることにより得られることを特徴とする請求項４記載の装置。
【請求項１３】
永久磁石同期モータの速度および位置を求める方法であって、
ｄ軸電流を前記モータに供給し、ｄ軸電流フィードバックループを提供し、
ｑ軸電流を前記モータに供給し、ｑ軸電流フィードバックループを提供し、
前記ｄ軸電流フィードバックループ以外の部分で第１の信号を前記ｄ軸電流に注入し、
前記の注入された第１の信号に応答してフィードバックされる電流を測定し、前記モータの位置推定値を求め、
前記の注入された第１の信号に応答してフィードバックされる電流を測定し、前記モータの速度推定値を求める、
ことを特徴とする方法。
【請求項１４】
前記モータを制御する三相の制御信号の電流を検出し、
前記の検出された電流を、固定フレーム内の二相の信号に変換し、
前記の固定フレーム内の信号を同期フレーム内の信号に変換し、
前記ｑ軸電流フィードバックループからの入力を受けて位置推定値を求め、この位置推定値を、前記の固定フレーム内の信号から同期フレーム内の信号への変換に利用する、
ことを特徴とする請求項１３記載の方法。
【請求項１５】
前記ｑ軸電流フィードバックループからの入力を受け、
前記ｑ軸電流フィードバックループからの前記入力に基づいて速度推定値を求め、
前記速度推定値を基準周波数と結合させて、前記のｑ軸電流を供給する際に用いることを特徴とする請求項１３記載の方法。
【請求項１６】
前記モータを制御する三相の制御信号の電流を検出し、
前記の検出された電流を、固定フレーム内の二相の信号に変換し、
前記の固定フレーム内の信号を同期フレーム内の信号に変換し、
前記ｑ軸電流フィードバックからの入力に基づいて位置推定値を求め、この位置推定値を、前記の固定フレーム内の信号から同期フレーム内の信号への変換に利用する、
ことを特徴とする請求項１５記載の方法。
【請求項１７】
前記ｑ軸電流フィードバックループからの前記入力に基づいて前記速度推定値および前記位置推定値を求める前に、ｑ軸電流フィードバックを第２の信号で復調し、前記の第２の信号は、前記の第１の信号と位相が９０度ずれたものであることを特徴とする請求項１６記載の方法。
【請求項１８】
前記ｑ軸電流フィードバックループからの前記入力に基づいて前記速度推定値および前記位置推定値を求める前に、前記の復調されたｑ軸電流フィードバックを低域フィルタに通すことを特徴とする請求項１７記載の方法。
【請求項１９】
前記のｄ軸電流を供給する際には、前記の第１の信号の周波数をフィルタリングにより遮断し、前記のｑ軸電流を供給する際には、前記の第１の信号の周波数をフィルタリングにより遮断し、これらのフィルタリングを、前記ｄ軸電流フィードバックループの外部でかつ前記ｑ軸電流フィードバックループの外部で行うことを特徴とする請求項１７記載の方法。
【請求項２０】
前記の第１の信号は、時間とともに変化する周波数を有することを特徴とする請求項１７記載の方法。
【請求項２１】
第３の信号を前記ｄ軸電流に注入し、
前記ｑ軸電流フィードバックループを第４の信号で復調し、
前記の第２の信号により復調された信号と前記の第４の信号により復調された信号とを加算し、
前記の加算された信号を前記観測制御装置に送る、
ことを特徴とする請求項１７記載の方法。
【請求項２２】
第３の信号を前記ｑ軸電流に注入し、
前記ｄ軸電流フィードバックループを第４の信号で復調し、
前記の第２の信号により復調された信号と前記の第４の信号により復調された信号とを加算し、
前記の加算された信号を前記観測制御装置に送る、
ことを特徴とする請求項１７記載の方法。
【請求項２３】
前記ｑ軸電流フィードバックループを前記の第４の信号で復調し、
前記ｄ軸電流フィードバックループを前記の第２の信号で復調し、
前記の第４の信号により復調された信号から前記の第２の信号により復調された信号を減算し、
前のステップに基づいて、前記ｄ軸電流と前記ｑ軸電流との間のインダクタンスの差を求める、
ことを特徴とする請求項２２記載の方法。
【請求項２４】
前記速度推定値および前記位置推定値の決定を、前記入力を受けて第１分岐部、第２分岐部および第３分岐部で処理することにより行い、
前記第１分岐部の第１の部分において、前記入力を第１の定数により増幅し、
前記第２分岐部において、前記入力を第２の定数により積分し、
前記第１分岐部の第２の部分において、前記第２分岐部の出力と前記の第１の部分の出力とを結合して第１結合信号を発生させ、
前記第１結合信号を積分して、積分された第１結合信号を発生させ、前記速度推定値を、前記の積分された第１結合信号から得て、
前記第３分岐部において、前記入力を第３の定数により増幅し、
前記第１分岐部の第３の部分において、前記第３分岐部の出力と前記の積分された第１結合信号とを結合して第２結合信号を発生させ、
前記第２結合信号を積分して前記位置推定値を得る、
ことを特徴とする請求項１７記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【技術分野】
本発明は、エレベータ用モータの位置検出の分野に関し、特に、エンコーダを用いずにモータの位置を検出することに関する。
【０００２】
【背景技術】
機械的位置センサもしくは速度センサを用いない交流駆動装置のための運転制御産業が注目されている。このような運転モードは、通常、センサレス制御と称される。シャフトセンサは、高価で、損傷し易く、さらに、付加的なケーブルにより接続する必要があることから、運転制御装置からシャフトセンサを取り除くことによって、システムのコストを抑えながら、システム全体の信頼性を高めることができると予想される。
【０００３】
同期交流モータの固定子に注入された波形（通常は電圧）の位相が回転子の位置に対応している場合にのみ、同期交流モータによって所望のトルクを発生させることができる。従って、回転子の位置を知ることは、エレベータの駆動装置を円滑に運転するために不可欠である。
【０００４】
本発明では、永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）の特性を用いて、モータの位置を求める。電気モータは、電磁気の２つの基本特性を利用したものである。第１の特性は、電流がワイヤを流れている状態では常に、このワイヤの周りに磁界が発生し、この磁界の強度は電流の大きさに比例するということものである。第２の特性は、ワイヤが磁界中を移動している状態では常に、このワイヤに電流が流れ、この電流の大きさは、磁界強度、ワイヤの寸法、ワイヤが磁界中を移動する速度および距離に依存するということである。
【０００５】
ＰＭＳＭモータは、固定子と称される固定部分および回転子と称される回転部分を備えた交流モータである。固定子のワイヤ巻線およびＮ／Ｓ磁極は、これらの巻線に交流電流が流された場合に固定子の周りを回転する磁界が発生するように、配置されている。このような回転する磁界によって、回転子に電流が誘導される。このような誘導電流によって、固定子の回転する磁界に追従する磁界が発生し、これによって、回転子（シャフトに取り付けられている）が回転する。磁界の回転速度は、モータの同期速度と称される。回転子の電磁気は、固定子の回転する磁界に追いつこうとし、しかし、回転子の電磁気が固定子と整列した位置に近づくに従って、回転子の導線に回転磁界がもはや交差しなくなり、これによって、誘導電流は減少し、回転子の磁界が弱まる。これによって、回転子の速度が減少し、固定子の回転磁界の速度以下に「滑る」。回転子の速度が減少すると、回転磁界が導線と交差するようになり、これによって、再び、回転子に電流が誘導されて磁界が発生し、これが固定子の磁界に追従し始める。このような同期モータは、定常状態では、注入された交流電圧の周波数に依存したほぼ一定の速度で動作する。このような交流モータのトルクは、注入された交流電圧の振幅および位相に依存する。
【０００６】
同期モータの回転子の位置を迅速にかつ信頼性をもって検出しようとする試みがなされてきた。Ｔ．アイハラ、Ａ．トバ、Ｔ．ヤナセ、Ａ．マシモおよびＫ．エンドウの「突極付同期モータの零速度運転時におけるセンサレストルク制御」（ＩＥＥＥトランス．パワーエレクトロニクス、１４（１０）、１９９９年、２０２〜２０８ページ）には、ＰＭＳＭの逆起電力を用いた位置および速度のセンサレス制御が開示されている。これは、電圧信号をｄ軸線に注入して、ｑ軸電流の応答を観察するものである。高速フーリエ変換（ＦＦＴ）により処理が行われる。
【０００７】
Ｍ．．Ｊ．コーレイおよびＲ．．Ｄ．ローレンツの「ＰＭＳＭの停止状態および高速状態における回転子の位置および速度の推定」（ＩＥＥＥ　ＩＡＳ　アニューアルミーティング，１９９６年、３６〜４１頁）には、評価用電圧信号を両軸線（主にｄ軸線であり、この文献では、これがｑ軸線と称されている）に注入し、続いて、ｑ軸電流から位置を決定することが開示されている。このアルゴリズムによって、定常状態でのオフセットが得られる。
【０００８】
「交流機の駆動装置におけるトランスデューサレス位置・速度推定のための方法および装置」という名称の米国特許第５，５８５，７０９号および米国特許第５，５６５，７５２号（ジャンセン等）には、モータの固定子巻線における基本駆動周波数に高周波数の信号を注入することが開示されている。
【０００９】
Ｊ．Ｍ．キム、Ｓ．Ｊ．カング、およびＳ．Ｋ．サルの「シャフトサンサを用いない埋込型ＰＭＳＭのベクトル制御」（アプライドパワーエレクトロニクスカンファレンス（Ａｐｐｌｉｅｄ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ）、１９９７年、７４３〜７４８ページ）には、ｑ軸線に評価用電流信号を注入してスイッチングパターンを変更し、電圧の応答を処理して位置の誤差を推定することが開示されている。このことは、注入周波数を電流調整器の帯域内に入れる必要があることを意味する。
【００１０】
「高周波数の信号の注入による、誘導機のセンサレス磁界方向制御方法」という名称の米国特許第５，８８６，４９８号（サル等）には、固定子の基本周波数と同期して回転する基準フレーム内で変動する高周波数の信号を注入することが開示されている。
【００１１】
「電気角度検出装置、および同装置を用いた同期モータ駆動システム」という名称の米国特許第５，６０８，３００号（カワバタ等）、および「モータ制御装置およびモータ制御方法」という名称の米国特許第５，９５２，８１９号（ヤマダ等）では、ステップ信号および正弦波信号をモータに注入する場合について検討されている。正弦波信号を注入する場合、帯域フィルタを用いて応答の重要な部分を抽出する。これらの特許は、回転子の初期位置の検出に着目したものである。
【００１２】
「永久磁石同期モータのセンサレス制御システムおよびセンサレス制御方法」という名称の米国特許第５，９０３，１２８号（サカキバラ等）には、供給電圧を変更して、システムの応答から位置を推定できるようにすることが開示されている。しかし、このような変更は、極めて簡単なもの（１つもしくは複数のパルス）であるため、性能が制限されると思われる。
【００１３】
【発明の開示】
簡単に述べると、永久磁石同期モータを、ｄ軸電流およびｑ軸電流、ｄ軸電流フィードバックループおよびｑ軸電流フィードバックループを用いて制御する。本発明の一実施例（以下で詳細に説明される）によると、ｄ軸電流に第１の信号を注入し、ｑ軸電流フィードバックループにおける応答を観測することによって、モータの速度および位置が求められる。ｑ軸電流フィードバック信号の一部が、第１の信号から位相が９０度ずれた第２の信号により復調される。この復調信号は、好ましくは、低域フィルタに通された後に、観測制御装置に送られる。観測制御装置からは、位置推定値および速度推定値が出力される。位置推定値は、ｄ軸電流フィードバック信号の修正に用いられ、速度推定値は、ｑ軸電流の修正に用いられる
本発明の一実施例によると、永久磁石同期モータの速度および位置を求める装置は、ｄ軸電流をモータに供給するｄ軸電流供給手段を備えており、前記ｄ軸電流供給手段は、ｄ軸電流フィードバックループを備えている。前記装置は、さらに、ｑ軸電流をモータに供給するｑ軸電流供給手段を備えており、前記ｑ軸電流供給手段は、ｑ軸電流フィードバックループを備えている。前記装置は、さらに、前記ｄ軸電流供給手段に第１の信号を注入する手段と、前記の注入された第１の信号に応答してフィードバックされる電流を測定し、モータの推定位置を求める位置推定手段と、前記の注入された第１の信号に応答してフィードバックされる電流を測定し、モータの推定速度を求める速度推定手段と、を備えている。
【００１４】
本発明の一実施例によると、永久磁石同期モータの速度および位置を求める方法において、（ａ）ｄ軸電流をモータに供給し、ｄ軸電流フィードバックループを提供し、（ｂ）ｑ軸電流をモータに供給し、ｑ軸電流フィードバックループを提供し、（ｃ）ｄ軸電流フィードバックループ以外の部分で第１の信号をｄ軸電流に注入し、（ｄ）前記の注入された第１の信号に応答してフィードバックされる電流を測定し、モータの推定位置を求め、（ｅ）前記の注入された第１の信号に応答してフィードバックされる電流を測定し、モータの推定速度を求める。
【００１５】
【発明を実施するための最良の形態】
計算モデル
装置のモデル化による想定は、標準的なものであり、磁力が線形性を有するとともに、極および相が幾何学的に対称であり、トルクのコギングが発生せず、かつ相互インダクタンスおよび自己インダクタンスが全て調和（空間的に）しているとされたものである。本発明では、直流成分および第２高調波成分のみを想定する。より高次の高調波成分を含んでも、永久磁石による磁束ベクトルが複雑になるだけであるからである。以上の想定に基づき、本発明では、装置の電気的サブシステムのモデルを、想定された同期フレーム内に描く。ＬΣ＝（Ｌｄ＋Ｌｑ）／２およびＬΔ＝（Ｌｄ−Ｌｑ）／２であり、ＬΣは、ｄ軸線のインダクタンスおよびｑ軸線のインダクタンスの平均値であり、ＬΔは、ｄ軸線のインダクタンスとｑ軸線のインダクタンスとの間の差である。「ハット（ｈａｔ）」が付けられた値（例えばｘ＾）は、推定値（ｘの）を示しており、「ティルデ（ｔｉｌｄｅｓ）」が付けられた値は、誤差（例えばｘ〜＝ｘ−ｘ＾）を示している。これによって、電気的サブシステムに対して以下のように書くことができる。
【００１６】
【数１】
2004514392.tif 000003
【００１７】
さらに、機械的サブシステム（慣性モーメントＨおよびＰ個の極の対を有する）に対しては、以下のように書くことができる。
【００１８】
【数２】
2004514392.tif 000004
【００１９】
このような目的のためには機械的サブシステムは低速であるため、パラメータの推定のために電気的サブシステムのみが用いられる場合を考察する。原理的には、標準的推定理論を用いて、未知の値（位置および電気的パラメータ）を式１から求めることが可能である。標準的推定理論とは、電気的量（電圧および電流）を測定し、これらの信号を処理して、微分（ｄｅｒｉｖａｔｉｖｅ）に対する適した近似値を得て（例えば状態フィルタ（ｓｔａｔｅ ｆｉｌｔｅｒ）や他の帯域制限微分（ｂａｎｄ−ｌｉｍｉｔｅｄ ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｔｉｏｎ）を用いることより）、未知のパラメータを推定する（例えば、最小自乗法により）ものである。重要な問題は、励磁を持続させる必要があること、つまり、このような推定が可能となるほどに信号を変化させる（通常運転中に）必要があることである。しかし、このような条件は、通常、実際には満たされないため、推定が可能となるように電圧および電流を修正しかつエネルギー効率のよい運転を維持することが要求されている。まず最初の問題は、入力の形態の１つ、すなわち、既存の式から位置θ〜および電気的パラメータＲ，ＬΣ、ＬΔを信頼性をもって推定できるようにするためにどのようなｖｄ（ｔ）およびｖｑ（ｔ）を選択すべきかということである。このような「注入」は、低周波数（ＤＣ）で起こるエネルギー変換に影響しないものとすべきである。
【００２０】
本発明の一実施例によると、以下のような形態の電圧信号が既存のモータ制御命令に重ねられる。
【００２１】
【数３】
2004514392.tif 000005
【００２２】
好適な実施例によると、以下の形態の電圧信号が重ねられる。
【００２３】
【数４】
2004514392.tif 000006
【００２４】
すなわち、Ｖｄｓｉｎ（ωｉｔ）＝０である。位置の誤差がない場合（つまりθ〜＝０）には、トルクを発生させる電流は変化しない（ｉｑｉ＝０）。実際は、注入周波数ωｉは、８００〜８５０Ｈｚ程度である。通常のエレベータ駆動装置の動作範囲に亘って、式（１）の最後の項（逆起電力）は、注入周波数ωｉでは、無視できる値である。式（１）から、注入周波数における電流は、以下の式を満たす。
【００２５】
【数５】
2004514392.tif 000007
【００２６】
ここで、行列のエントリは、以下の通りである。
Ｌ１１＝ｊωｉ（ＬΣ−ＬΔｃｏｓ２θ〜）−ω＾ＬΔｓｉｎ２θ〜＋２ω＾ＬΔｓｉｎ２θ〜＋Ｒ
Ｌ１２＝ｊωｉＬΔｓｉｎ２θ〜＋ω＾（ＬΣ−ＬΔｃｏｓ２θ〜）＋２ω＾ＬΔｃｏｓ２θ〜
Ｌ２１＝ｊωｉＬΔｓｉｎ２θ〜−ω＾（ＬΣ＋ＬΔｃｏｓ２θ〜）＋２ω＾ＬΔｃｏｓ２θ〜
Ｌ２２＝ｊωｉ（ＬΣ＋ＬΔｃｏｓ２θ〜）＋ω＾ＬΔｓｉｎ２θ〜−２ω＾ＬΔｓｉｎ２θ〜＋Ｒ
このような推定方法によると、位置の誤差をＬ２１の項から導くことができる。Ｌ２１の虚部を計算することによって、高速動作領域での速度依存の影響を最小にすることができる。実際には、抵抗値が、分母（ｄｅｎｏｍｉｎａｔｏｒ）に位相（ｐｈａｓｅ）を加える際に大きく影響し、これによって、推定が困難になる可能性がある。しかし、ωｉを含む項が全ての量（ｅｘｐｒｅｓｓｉｏｎ）を左右するように、注入周波数を選択することができる。さらに、予想される動作点に対して通常の遅れを計算し、後で補償することができる。経験的には、Ｓ／Ｎ比を改善できるほど高い注入周波数（ωｉ／ωｒａｔｅｄ≒２０）が用いられている。
【００２７】
フィードフォアード電圧信号がｄ軸線（ｄ；直接軸線つまり励磁軸線）に注入される場合、電流調整器にフィードバックされる電流によって、ｄ軸線における信号の位相およびｑ軸線（ｑ；直交軸線もしくはトルク軸線）における信号レベルが注入信号の周波数において変化する。注入信号がこのように歪むことがないように、十分な帯域幅を有するノッチフィルタが、フィードフォアード電圧が注入される前の段階で用いられる。想定されたフレーム内のｑ軸線フィードバック電流は、注入周波数での位置誤差情報を含む。このような誤差を０にする１つの方法として、観測器（ｏｂｓｅｒｖｅｒ）を利用するものが挙げられる。
【００２８】
図１を参照すると、位置誤差（θ〜＝θ−θ＾）を入力αθ〜として受ける観測制御装置１０が示されている。入力αθ〜は、増幅器１２により増幅され、これとは別に、積分器１４および増幅器１６に入力される。増幅器１２および積分器１４の出力は、１８で結合される。１８の出力は、積分器２０に入力され、２２で増幅器１６の出力と結合され、続いて、積分器２４に入力される。積分器２４の出力は、位置推定値θ＾である。周波数推定値ω＾は、積分器２０の出力から得られる。このような観測器を、従来技術のエンコーダに代えて用いる。観測器は、入力される位置誤差信号が０になるように（すなわち、回転子の推定位置が回転子の実際の位置に近づくように）、位置推定値ω＾を変更する。観測器は、モータシャフトの位置および速度、ひいてはエレベータの運転に要求されるトルクと電力供給用電子素子により供給されるトルクとの間の不整合量を推定する（観測する）。このような観測器は、本質的に、同じ目的のために設計された他の観測器とは異なる。Ｋｐ，ＫＩおよびβは、特性多項式ｓ３＋βｓ２＋Ｋｐｓ＋Ｋｉが動的要求を満たすように選択される。Ｋｐは、システムの比例定数であり、ＫＩは、システムの積分定数である。本発明では、極配置法を用いて、全ての極を、２０ｒａｄ／秒に配置されるように選択する。このようなセンサレス制御アルゴリズムの初期化に必要な情報は、別の初期位置検出アルゴリズムから得られる。このようなアルゴリズムの例としては、米国特許第５，６０８，３００号（カワバタ等）もしくは米国特許第５，９５２，８１０号（ヤマダ等）に開示されているようなものが挙げられ、これは、エレベータのブレーキが解放される毎に実行されるものである。
【００２９】
図２を参照すると、本発明のエンコーダレス駆動装置の制御回路３０の一実施例が示されている。永久磁石同期モータ３２は、ＰＷＭ（パルス幅変調）インバータ３４の出力により制御される。モータ３２からは、実際の位置θおよび実際の速度ωが出力される。電流センサ３６，３８，４０によって、ＰＷＭインバータ２４の出力が検出され、これらの出力は、３／２変換ブロック４２において、通常はソフトウェアにより変換される。３／２変換ブロック４２においては、測定された信号が、固定フレーム内で３相から２相へと変換される。このような２相の信号は、固定−同期フレーム変換ブロック４４において、同期変換行列と乗算される。観測制御装置１０からの出力θ＾は、この変換行列に入力される。ブロック４４からのｄ軸電流フィードバックＩｄ＾は、加算接続部４６において、基準ｄ軸電流Ｉｒｅｆｄから減算され、この結果は、ｄ軸電流調整器５８と、ωｉを遮断するノッチフィルタ６０と、を通過する。ノッチフィルタ６０の出力は、注入電圧Ｖｄｃｏｓ（ωｉｔ）とともに、加算接続部６２に入力され、続いて、同期−固定フレーム変換ブロック６４に入力され、ここで、この信号が、ＰＷＭコンバータ３４により読取り可能な形式に変換される。
【００３０】
観測制御装置１０からの周波数推定値ω＾は、加算接続部５０において、基準周波数ωｒｅｆから減算される。この出力は、比例積分制御装置５２に入力される。ブロック４４からのｑ軸電流フィードバックＩｑ＾は、加算接続部４８において比例積分制御装置５２の出力から減算され、続いて、ｑ軸電流調整器５４に入力される。ｑ軸電流調整器５４の出力は、ωｉを遮断するノッチフィルタ５６に通される。ノッチフィルタ５６の出力は、固定フレーム変換ブロック６４に送られ、ここで、ＰＷＭコンバータ３４により読み取り可能なものに変換される。
【００３１】
注入信号Ｖｄｃｏｓ（ωｉｔ）と位相が９０度ずれた復調信号ｓｉｎ（ωｉｔ）が、６６においてｑ軸電流フィードバックＩｑ＾と結合され、続いて、低域フィルタ６８に通される。低域フィルタ６８からの信号は、観測器１０の入力αθ〜となる。
【００３２】
図３では、本発明により得られた速度推定値と、追従すべき基準速度と、が比較されている。本発明により得られた速度推定値は、エンコーダにより得られた速度推定値とほぼ一致している。
【００３３】
図１および図２に示された回路を参照する。位置θの変化は、電気的パラメータ（負荷に依存するインダクタンス）の変化よりもはるかに速い。従って、複数段階の推定プロセスが行われる。つまり、機械的パラメータ（すなわち位置）の推定が最速のブロックで行われ、電気的パラメータ（ある場合には、さらに速度）の推定がより低速で行われる。電気的パラメータ（位置がわかることにより決まる）の推定は、線形的な問題である。更なる実施例によると、（１）例えばランダム成分によりωｉを時間に依存するように変化させて騒音を減少させる。（２）複数の周波数ωｉを注入して推定の条件を改善する。（３）両軸線に信号を注入して（すなわちＶｑｉ≠０）、推定の条件を改善する。本発明では、定常状態における関係を用いて電気的サブシステムをモデル化しているため、注入周波数ωｉを、ωｉの複数（例えば１０）のサイクルに亘ってほぼ一定値に維持する必要がある。
【００３４】
信号を注入する目的は、注入信号の周波数スペクトルを広げて注入信号を純音でなく雑音のような形態にして、顧客および／または使用者への妨害を低減することである。ωｉｏ＋ｓｉｎ（ωｔ）のように時間に依存する信号を、図２に示されたωｉの全ての例と置き換えることができる。この周波数の最初のｄｃ項は、一定であり、正弦波部分は、低速で変化する信号である。このことによって、注入信号が純音でなく雑音として聞こえるという効果が得られる。
【００３５】
図４Ａ〜４Ｂを参照すると、任意により２つの周波数Ｖｄ１ｃｏｓ（ωｉ１ｔ）＋Ｖｄ２ｃｏｓ（ωｉ２ｔ）が加算接続部６２において注入されている。このような場合、復調信号ｓｉｎ（ωｉ１ｔ）およびｓｉｎ（ωｉ２ｔ）がそれぞれ７２および７４においてｑ軸電流フィードバックＩｑ＾に結合された後に低域フィルタ６８を通るようにフィードバックループを変更する必要がある。さらに別の周波数を同様な方式で注入することも可能である。
【００３６】
図５Ａ〜図５Ｂを参照すると、両軸線に信号が注入されている。このことは、ＬＰＦブロックの後に得られる信号のＳ／Ｎ比を改善するとともに、モータの全てのインダクタンス成分を推定することを目的としている。このようなインダクタンス成分Ｌ１１，Ｌ１２，Ｌ２１，Ｌ２２は、式（５）に記載されている。Ｌ１２およびＬ２１からは、観測制御装置１０を駆動するのに要する誤差信号を得ることができ、Ｌ１１およびＬ２２からは、ｄ軸線のインダクタンスおよびｑ軸線のインダクタンスを決定することができる。これらのインダクタンス（Ｌ１１およびＬ２２）は、さらに、電流調整器を設計する際に用いたり、このようなセンサレス運転による推定の精度を判断するのに用いることができる。加算接続部６２において注入電圧Ｖｄｃｏｓ（ωｉｄｔ）をｄ軸線に注入するだけでなく、加算接続部７６において別の注入電圧Ｖｄｓｉｎ（ωｉｄｔ）がｑ軸線に注入される。これらの２つの注入周波数を、等しくすることも、それぞれ異なるものとすることも可能である。
【００３７】
このような場合には、図５Ｂに示されたようにフィードバックループを変更する必要がある。両軸電流ＩｄおよびＩｑが処理される。復調信号ｓｉｎ（ωｉｄｔ）およびｃｏｓ（ωｉｑｔ）が、７８においてｑ軸電流フィードバックＩｑ＾と、８０においてｄ軸電流フィードバックＩｄ＾とそれぞれ結合され、続いて、加算接続部８６において加算され、続いて、低域フィルタ６８に通される。さらに、復調信号ｓｉｎ（ωｉｄｔ），ｃｏｓ（ωｉｑｔ）が、任意により、８２においてｑ軸電流フィードバックＩｑ＾と、８４においてｄ軸電流フィードバックＩｄ＾とそれぞれ結合された後に、加算接続部８８において減算され、この結果が、ブロック９０におけるＬΔの決定に利用される。ＬΔを決定することによって、本発明の方法がまだ信頼性をもって利用できるか否かを判断することができる。このようにＬΔを決定することは、好ましい。モータに負荷がかかるに従って、回転子の鉄心が飽和してＬΔが０に近づき、推定の精度に悪影響が及ぶためである。従って、ＬΔを監視することによって、本発明の方法がどの程度信頼性をもって利用できるかを調べることができる。
【００３８】
我々は、以下のような特徴は斬新であると考えている。（１）推定が複数段階で行われること（位置が高速のループで推定され、電気的パラメータが低速のループで推定される）。（２）運転中に変化する機械的パラメータへの依存度が低減されているため、電気的パラメータを主要な駆動用制御装置に用いることができるとともに、推定装置自体にも用いることができる。（３）複数の周波数を注入すること。（４）ランダム成分などにより時間に依存して変化する周波数を注入すること。（５）例えばそれぞれ異なる周波数の信号を２つの軸に別々に注入すること。
【００３９】
従来技術とは異なり、注入信号のフィルタリングがノッチフィルタ５６，６０により行われ、フィードバックループでは行われない。このような違いは、命令信号が注入周波数近傍のスペクトル成分を有する場合には、重要である。このよな信号成分は、推定プロセスに悪影響を及ぼす可能性があるため、ノッチフィルタにより取り除かれる。
【００４０】
特定の好適な実施例および付随の図面に関して本発明が説明されたが、当業者であれば、本発明が好適な実施例に制限されるものではなく、付随の請求項に規定された本発明の範囲から逸脱することなく様々な変更などを加えることが可能であることは、理解できるだろう。
【図面の簡単な説明】
【図１】
本発明の一実施例に用いられる観測制御装置を示す図。
【図２】
本発明の一実施例におけるエンコーダレス駆動装置の制御回路を示す図。
【図３】
本発明により得られた速度推定値と基準速度とを比較した図。
【図４Ａ】
本発明の制御回路の他の実施例を示す図。
【図４Ｂ】
本発明の制御回路の他の実施例を示す図。
【図５Ａ】
本発明の制御回路の他の実施例を示す図。
【図５Ｂ】
本発明の制御回路の他の実施例を示す図。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４Ａ】
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【図４Ｂ】
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【図５Ａ】
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【図５Ｂ】
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【国際公開パンフレット】
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【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
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【手続補正書】
【提出日】平成15年2月6日(2003.2.6)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】特許請求の範囲
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
永久磁石同期モータの速度および位置を求める装置であって、前記装置は、
前記モータにｄ軸電流を供給するｄ軸電流供給手段を備えており、前記ｄ軸電流供給手段は、ｄ軸電流フィードバックループを備えており、前記装置は、さらに、
前記モータにｑ軸電流を供給するｑ軸電流供給手段を備えており、前記ｑ軸電流供給手段は、ｑ軸電流フィードバックループを備えており、前記装置は、さらに、
前記ｄ軸電流供給手段に第１の信号を注入する手段と、
観測制御装置と、を備えており、前記観測制御装置は、前記の注入された第１の信号に応答してフィードバックされる電流を測定し、前記モータの位置推定値を求める３次位置推定手段と、前記の注入された第１の信号に応答してフィードバックされる電流を測定し、前記モータの速度推定値を求める速度推定手段と、を備えていることを特徴とする装置。
【請求項２】
前記モータを制御する三相の制御信号の電流を検出する検出手段と、
前記の検出された電流を、固定フレーム内の二相の信号に変換する第１変換手段と、
前記の固定フレーム内の信号を同期フレーム内の信号に変換する第２変換手段と、を備えており、前記観測制御装置は、前記ｑ軸電流フィードバックループからの入力を受けて、位置推定値を前記第２変換手段に出力することを特徴とする請求項１記載の装置。
【請求項３】
前記観測制御装置は、前記ｑ軸電流フィードバックループからの入力を受けて、速度推定値を前記ｑ軸電流供給手段に出力することを特徴とする請求項１記載の装置。
【請求項４】
前記モータを制御する三相の制御信号の電流を検出する検出手段と、
前記の検出された電流を、固定フレーム内の二相の信号に変換する第１変換手段と、
前記の固定フレーム内の信号を同期フレーム内の信号に変換する第２変換手段と、を備えており、
前記観測制御装置から前記第２変換手段へと位置推定値が出力されることを特徴とする請求項３記載の装置。
【請求項５】
前記ｑ軸電流フィードバックループからの前記入力が前記観測制御装置に送られる前に前記入力を第２の信号によって復調する第１復調手段を備えており、前記の第２の信号は、前記の第１の信号と位相が９０度ずれたものであることを特徴とする請求項４記載の装置。
【請求項６】
前記の復調された前記入力は、前記観測制御装置に送られる前に、低域フィルタに通されることを特徴とする請求項５記載の装置。
【請求項７】
前記ｄ軸電流供給手段は、前記の第１の信号の周波数における第１ノッチフィルタを備えており、前記ｑ軸電流供給手段は、前記の第１の信号の周波数における第２ノッチフィルタを備えており、前記第１ノッチフィルタは、前記ｄ軸電流フィードバックループ以外の部分に配置されており、前記第２ノッチフィルタは、前記ｑ軸電流フィードバックループ以外の部分に配置されていることを特徴とする請求項５記載の装置。
【請求項８】
前記第１信号は、時間とともに変化する周波数を有することを特徴とする請求項５記載の装置。
【請求項９】
第３の信号を前記ｄ軸電流供給手段に注入する手段と、
前記ｑ軸電流フィードバックループを第４の信号で復調する第２復調手段と、
前記第１復調手段からの出力と前記第２復調手段からの出力とを加算して、出力を前記観測制御装置に送る加算手段と、
を備えていることを特徴とする請求項５記載の装置。
【請求項１０】
第３の信号を前記ｑ軸電流供給手段に注入する手段と、
前記ｄ軸電流フィードバックループを第４の信号で復調する第２復調手段と、
前記第１復調手段からの出力と前記第２復調手段からの出力とを加算して、出力を前記観測制御装置に送る加算手段と、
を備えていることを特徴とする請求項５記載の装置。
【請求項１１】
前記ｑ軸電流フィードバックループを前記の第４の信号で復調する第３復調手段と、
前記ｄ軸電流フィードバックループを前記の第２の信号で復調する第４復調手段と、
前記第３復調手段の出力から前記第４復調手段の出力を減算する第２加算手段と、
前記第２加算手段からの出力に応答して、前記ｄ軸電流供給手段と前記ｑ軸電流供給手段との間のインダクタンスの差を求める手段と、
を備えていることを特徴とする請求項１０記載の装置。
【請求項１２】
前記観測制御装置は、前記入力を受けて、これを第１分岐部、第２分岐部および第３分岐部において処理するものであり、
前記第１分岐部の第１の部分において、前記入力が第１の定数により増幅され、
前記第２分岐部において、前記入力信号が第２の定数により積分され、
前記第１分岐部の第２の部分において、前記第２分岐部の出力と前記第１部分の出力とが結合されて第１結合信号とされ、
前記第１結合信号が積分されて、積分された第１結合信号が発生され、前記速度推定値は、前記の積分された第１結合信号から得られ、
前記第３分岐部において、前記入力信号が第３の定数により増幅され、
前記第１分岐部の第３の部分において、前記第３分岐部の出力と前記の積分された第１結合信号とが結合されて第２結合信号が発生され、
前記推定位置は、前記第２結合信号が積分されることにより得られることを特徴とする請求項４記載の装置。
【請求項１３】
永久磁石同期モータの速度および位置を求める方法であって、
ｄ軸電流を前記モータに供給し、ｄ軸電流フィードバックループを提供し、
ｑ軸電流を前記モータに供給し、ｑ軸電流フィードバックループを提供し、
前記ｄ軸電流フィードバックループ以外の部分で第１の信号を前記ｄ軸電流に注入し、
前記の注入された第１の信号に応答してフィードバックされる電流を測定し、
前記のフィードバックされる電流に応答して、３次観測器を用いて前記モータの位置を推定し、前記モータの位置推定値を求め、
前記のフィードバックされる電流に応答して、前記モータの速度推定値を求める、
ことを特徴とする方法。
【請求項１４】
前記モータを制御する三相の制御信号の電流を検出し、
前記の検出された電流を、固定フレーム内の二相の信号に変換し、
前記の固定フレーム内の信号を同期フレーム内の信号に変換し、
前記ｑ軸電流フィードバックループからの入力を受けて位置推定値を求め、この位置推定値を、前記の固定フレーム内の信号から同期フレーム内の信号への変換に利用する、
ことを特徴とする請求項１３記載の方法。
【請求項１５】
前記ｑ軸電流フィードバックループからの入力を受け、
前記ｑ軸電流フィードバックループからの前記入力に基づいて速度推定値を求め、
前記速度推定値を基準周波数と結合させて、前記のｑ軸電流を供給する際に用いることを特徴とする請求項１３記載の方法。
【請求項１６】
前記モータを制御する三相の制御信号の電流を検出し、
前記の検出された電流を、固定フレーム内の二相の信号に変換し、
前記の固定フレーム内の信号を同期フレーム内の信号に変換し、
前記ｑ軸電流フィードバックからの入力に基づいて位置推定値を求め、この位置推定値を、前記の固定フレーム内の信号から同期フレーム内の信号への変換に利用する、
ことを特徴とする請求項１５記載の方法。
【請求項１７】
前記ｑ軸電流フィードバックループからの前記入力に基づいて前記速度推定値および前記位置推定値を求める前に、ｑ軸電流フィードバックを第２の信号で復調し、前記の第２の信号は、前記の第１の信号と位相が９０度ずれたものであることを特徴とする請求項１６記載の方法。
【請求項１８】
前記ｑ軸電流フィードバックループからの前記入力に基づいて前記速度推定値および前記位置推定値を求める前に、前記の復調されたｑ軸電流フィードバックを低域フィルタに通すことを特徴とする請求項１７記載の方法。
【請求項１９】
前記のｄ軸電流を供給する際には、前記の第１の信号の周波数をフィルタリングにより遮断し、前記のｑ軸電流を供給する際には、前記の第１の信号の周波数をフィルタリングにより遮断し、これらのフィルタリングを、前記ｄ軸電流フィードバックループの外部でかつ前記ｑ軸電流フィードバックループの外部で行うことを特徴とする請求項１７記載の方法。
【請求項２０】
前記の第１の信号は、時間とともに変化する周波数を有することを特徴とする請求項１７記載の方法。
【請求項２１】
第３の信号を前記ｄ軸電流に注入し、
前記ｑ軸電流フィードバックループを第４の信号で復調し、
前記の第２の信号により復調された信号と前記の第４の信号により復調された信号とを加算し、
前記の加算された信号を前記観測制御装置に送る、
ことを特徴とする請求項１７記載の方法。
【請求項２２】
第３の信号を前記ｑ軸電流に注入し、
前記ｄ軸電流フィードバックループを第４の信号で復調し、
前記の第２の信号により復調された信号と前記の第４の信号により復調された信号とを加算し、
前記の加算された信号を前記観測制御装置に送る、
ことを特徴とする請求項１７記載の方法。
【請求項２３】
前記ｑ軸電流フィードバックループを前記の第４の信号で復調し、
前記ｄ軸電流フィードバックループを前記の第２の信号で復調し、
前記の第４の信号により復調された信号から前記の第２の信号により復調された信号を減算し、
前のステップに基づいて、前記ｄ軸電流と前記ｑ軸電流との間のインダクタンスの差を求める、
ことを特徴とする請求項２２記載の方法。
【請求項２４】
前記速度推定値および前記位置推定値の決定を、前記入力を受けて第１分岐部、第２分岐部および第３分岐部で処理することにより行い、
前記第１分岐部の第１の部分において、前記入力を第１の定数により増幅し、
前記第２分岐部において、前記入力を第２の定数により積分し、
前記第１分岐部の第２の部分において、前記第２分岐部の出力と前記の第１の部分の出力とを結合して第１結合信号を発生させ、
前記第１結合信号を積分して、積分された第１結合信号を発生させ、前記速度推定値を、前記の積分された第１結合信号から得て、
前記第３分岐部において、前記入力を第３の定数により増幅し、
前記第１分岐部の第３の部分において、前記第３分岐部の出力と前記の積分された第１結合信号とを結合して第２結合信号を発生させ、
前記第２結合信号を積分して前記位置推定値を得る、
ことを特徴とする請求項１７記載の方法。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００８
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００８】
「交流機の駆動装置におけるトランスデューサレス位置・速度推定のための方法および装置」という名称の米国特許第５，５８５，７０９号および米国特許第５，５６５，７５２号（ジャンセン等）には、モータの固定子巻線における基本駆動周波数に高周波数の信号を注入することが開示されている。
「誘導機の速度センサレス制御システム」という名称の米国特許第６，１３７，２５８号（ジャンセン）には、誘導機の回転子の位置を推測するための２次突極型追跡装置が開示されている。
「誘導機の駆動装置におけるトランスデューサレス磁束推測方法およびトランスデューサレス磁束推測装置」という名称の米国特許第５，５５９，４１９号、および「ノッチフィルタを備えた改善されたモータ電流制御装置を備えた電気補助式ステアリングシステム」という名称のＥＰ０９４３５２７Ａ２には、ノッチフィルタを使用することが開示されている。
【国際調査報告】
2004514392.tif 000037
2004514392.tif 000038
2004514392.tif 000039