(57)【要約】エレクトロルミネセントランプなどの容量性負荷ＣL用の高電圧ＡＣ電源回路には、低電圧ＤＣ電源と、インダクタＬと、ＦＥＴ  Ｓとが直列に含まれる。ＦＥＴ  Ｓは脈動するため、インダクタＬは、ＦＥＴ  Ｓと並列であるＨブリッジＨを介して容量性負荷ＣLを充電するための電圧を生成できる。ＦＥＴ  Ｓが閉状態の間、ダイオードＤは、容量性負荷ＣLからの電流の放電を防止する。ダイオードＤの下流側にあり容量性負荷ＣLと並列の容量の全容量値は、容量性負荷ＣLの容量値よりも小さい。そのため、Ｈブリッジの極性が反転すると、Ｈブリッジにかかる電圧は大地電位まで低下し、容量性負荷ＣLは低電圧ＤＣ電源を介して放電される。この回路は、Ｈブリッジと並列な大型の平滑コンデンサを用いる回路よりも消費電力が少ない。【選択図】図３
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
低電圧ＤＣ電源から高い交番電圧を、エレクトロルミネセントランプなどの容量性負荷に供給するための電子回路であって、
２つの並列リムを有し、各リムは、直列の第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子、および前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子との間のノードを有し、前記容量性負荷は、使用中、前記リムのそれぞれのノード間に接続されるＨブリッジと、
前記低電圧ＤＣ電源によって電力供給され、前記Ｈブリッジに電流を供給して前記容量性負荷をＤＣ電源電圧よりも高い電圧に充電するように構成されたコンバータと、
前記コンバータと前記Ｈブリッジとの間に直列に配置され、電流が前記充電された容量性負荷から逆流するのを防止するダイオードとを備え、
前記Ｈブリッジのスイッチング素子は、第１の条件では、一方のリムの前記第１のスイッチング素子および他方のリムの前記第２のスイッチング素子が導通して、前記コンバータから前記容量性負荷へと電流を一方向に供給し、第２の条件では、前記リムの残りの２つのスイッチング素子が導通して、前記コンバータから前記容量性負荷へと電流を反対方向に供給するように、交互に制御され、
前記ダイオードの下流側に前記Ｈブリッジと並列に設けられた容量の全容量値は、前記容量性負荷の容量値よりも小さいことを特徴とする電子回路。
【請求項２】
前記ダイオードの下流側に前記Ｈブリッジと並列に設けられた容量の全容量値は、前記容量性負荷の容量値の５０％未満である請求項１記載の電子回路。
【請求項３】
前記ダイオードの下流側に前記Ｈブリッジと並列に設けられた容量の全容量値は、前記容量性負荷の容量値の１０％と２０％との間である請求項１記載の電子回路。
【請求項４】
前記コンバータは、直列に配置された誘導性素子および出力スイッチング素子を有し、
前記出力スイッチング素子は、使用中、第１の状態と第２の状態との間で交番するように構成され、それにより、前記第１の状態では、前記誘導性素子および前記出力スイッチング素子を介して電流路が得られ、前記電流路は、前記出力スイッチング素子が前記第１の状態から前記第２の状態に変化するとき、前記誘導性素子が前記容量性負荷を充電するための電圧を前記回路の出力において生成するように、前記第２の状態で遮断される請求項１から３のいずれか一項記載の電子回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電子回路に関し、特に、エレクトロルミネセントランプなどの容量性負荷用の高電圧電源において用いることができる電子回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
エレクトロルミネセントランプは、一般に、２つの電極間にドーピングされた硫化亜鉛粉などの蛍光体材料の層を含む。少なくとも１つの電極を、ポリエステルまたはポリエチレンテレフタレート（ＰＥＴ）膜などの透明な基板上に設けられたインジウム錫酸化物（ＩＴＯ）などの透明な材料で構成することは有用である。ランプは、例えば、スクリーン印刷によって電極層および蛍光体層を基板に堆積させることによって形成される。この場合、不透明な電極は、導電性（例えば、銀が充填された）インクで形成される。エレクトロルミネセントデバイスの例は、ＷＯ００／７２６３８およびＷＯ９９／５５１２１に記載されている。
【０００３】
上記の一般的な型のエレクトロルミネセントランプは、ランプの電極間に適切な周波数の交番電圧を印加して蛍光体を励起することによって照明される。通常、エレクトロルミネセントランプにおいて用いられる蛍光体は、数百ボルトの電圧を必要とする。典型的には、このようなエレクトロルミネセントランプは、１００ｐＦから１μＦの範囲の容量値を有する。
【０００４】
本発明者らは、情報を表示するための選択的に照明可能な領域を有するエレクトロルミネセントランプを含むエレクトロルミネセントディスプレイの開発に関与した。このようなディスプレイは、大型であり、可撓性であり、比較的安価であるという利点を有する。このようなエレクトロルミネセントディスプレイに関して、本発明者らは、エレクトロルミネセントランプまたはディスプレイ用の簡単な電源構成を提供することを追及した。
【０００５】
低電圧ＤＣ電源からより高い出力電圧を生成するための回路のタイプとして、「フライバックコンバータ」が知られている。このような回路は、直列に配置されたインダクタおよび揺動スイッチを有する。揺動スイッチと並列に、ダイオードおよびコンデンサが直列に配置されている。スイッチは、開状態と閉状態との間で揺動する。閉状態では、電流は、ＤＣ電源からインダクタおよびスイッチを通って流れる。スイッチが開くと、電流路が遮断されるが、インダクタに伴う磁界によって電流は流れ続ける。従って、インダクタによって電流はダイオードを通って流れ、コンデンサを充電する。ダイオードは、スイッチが閉じている間、コンデンサが放電するのを防止する。従って、コンデンサは、ＤＣ電源電圧よりも高い電圧に充電され、この電圧において電流は、コンデンサから引き出される。
【０００６】
交番電流をフライバックコンバータから負荷に供給するために、Ｈブリッジをコンデンサと並列に設けることもできる。一般に、Ｈブリッジは、２つの並列なリムを有し、各リムは、第２のスイッチと直列に接続された第１のスイッチを有する。第１および第２のスイッチの間の各リム上にはノードがあり、負荷はリムのそれぞれのノードの間に接続されている。電流は、一方のリムの第１のスイッチおよび他方のリムの第２のスイッチを介して一方向に、そして残りの２つのスイッチを介して他方向に流れることができる。Ｈブリッジのスイッチは、電流が負荷を通って、まず一方向に、次に他方向に流れるように動作する。
【０００７】
Ｈブリッジを用いて容量性負荷ＣLに電源電圧Ｖを供給するとき、動作サイクルの前半において、負荷ＣLは、＋Ｖにある。Ｈブリッジが切り替わり負荷の極性を反転させると、電源電圧と負荷との間には−２Ｖの電位差がある。負荷には、電位差がなくなるまで、電源から電流が急速に供給されるが、これには、２ＣLＶ2のエネルギーが必要である。同様に、Ｈブリッジが、サイクルの終わりに、負荷を元の極性に戻すように切り替えられると、負荷を＋Ｖに戻すためにさらに２ＣLＶ2のエネルギーが必要である。
【０００８】
従って、Ｈブリッジの動作の各サイクルには４ＣLＶ2のエネルギーが必要であることが理解される。効率が１００％であると仮定し、ｆをＨブリッジの繰り返し周波数とした場合、消費電力は４ＣLＶ2ｆである。これは、周波数および電圧が高い場合には、消費電力が著しく大きくなることを示している。
【０００９】
容量性負荷の急速充放電用の電流を供給するために、Ｈブリッジと並列に（上記のフライバックコンバータのコンデンサなどの）大容量の平滑コンデンサを設けることが有用である。平滑コンデンサは、Ｈブリッジの極性を切り替えることによって生じる大電流から電源を保護し、電源電圧が大幅に低下しなくなるのを確実にする。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかし、平滑コンデンサを容量性負荷よりも小さくなるように選定した場合、Ｈブリッジの極性を切り替えた際に、容量性負荷によって平滑コンデンサから引き出される電流が平滑コンデンサを完全に放電させて、高電圧源を破壊させることがわかった。この場合、Ｈブリッジを切り替えたほぼ直後に、容量性負荷に供給される電流は、大型の平滑コンデンサ内に高電圧で電荷が蓄積されてそこからではなく、低電圧ＤＣ電源から直接引き出される。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明は、低電圧ＤＣ電源から高い交番電圧を容量性負荷に供給するための電子回路を提供する。この回路は、
２つの並列リムを有し、各リムは、直列の第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子、および第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子との間のノードを有し、容量性負荷が、使用中、リムのそれぞれのノード間に接続されるＨブリッジと、
低電圧ＤＣ電源によって電力供給され、Ｈブリッジに電流を供給して容量性負荷をＤＣ電源の電圧よりも高い電圧に充電するコンバータと、
コンバータとＨブリッジとの間に直列に配置され、充電された容量性負荷から電流が逆流するのを防止するダイオードとを備える。
【００１２】
Ｈブリッジのスイッチング素子は、第１の条件では、一方のリムの第１のスイッチング素子および他方のリムの第２のスイッチング素子が導通して、コンバータから容量性負荷へと電流を一方向に供給し、第２の条件では、リムの残りの２つのスイッチング素子が導通して、コンバータから容量性負荷へと電流を反対方向に供給するように、交互に制御される。
【００１３】
ダイオードの下流側にＨブリッジと並列に設けられた容量の全容量値は、容量性負荷の容量値よりも小さい。
【００１４】
この構成によれば、Ｈブリッジが第１の条件から第２の条件に、または第２の条件から第１の条件に切り替えられると、反転された容量性負荷を再充電する電流の少なくともいくらかは、ダイオードの上流側の回路（ここでは、電圧がより低い）から引き出される。このようにして、回路を動作させるために必要な消費電力は、容量性負荷を再充電するために電流が大型の平滑コンデンサから供給される構成と比較して、大幅に削減される。
【００１５】
好ましくは、ダイオードの下流側にＨブリッジと並列に設けられた容量の全容量値は、容量性負荷の容量値の５０％未満である。好ましい構成では、この容量値は、容量性負荷の容量値の１０％と２０％との間である。
【００１６】
平滑コンデンサは、Ｈブリッジのスイッチング素子の不完全な切り替えを補うために、Ｈブリッジと並列にダイオードの上流側に設けることもできる。しかし、本発明によれば、スイッチングコンデンサの容量値は小さく保たれる。
【００１７】
ダイオードは、回路の動作電圧の範囲にわたってのみ一方向に電流の流れを可能にする任意の適切なデバイスであればよく、それに応じて、本明細書では、「ダイオード」という用語を用いる。ダイオードの役割は、容量性負荷からコンバータに向かって電流が逆流する結果として容量性負荷が放電されることがないように、ＤＣ電源電圧よりも高い電圧を容量性負荷に保存させることにある。
【００１８】
スイッチング素子は、任意の適切なスイッチングデバイスであればよく、一般には、トランジスタである。好ましい構成では、スイッチング素子は、電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）である。特に好ましい構成では、第１のスイッチング素子はｐチャネルＦＥＴであり、第２のスイッチング素子はｎチャネルＦＥＴである。
【００１９】
Ｈブリッジのスイッチング素子の動作は、任意の適切な手段で制御され得る。好ましい構成では、極性電圧が、スイッチング素子、例えばＦＥＴのゲートに印加される。極性電圧は、パルス幅変調信号であってもよい。したがって、回路にはさらに、極性電圧を生成するように構成された発振器を含めることもできる。特に都合のよい構成では、発振器からの信号をコンバータによって用いることで、随意に分周器によってコンバータおよびＨブリッジを同期動作させることもできる。通常、極性電圧の周波数は、５０Ｈｚから１０ｋＨｚの範囲である。
【００２０】
コンバータは、フォワードコンバータまたはフライバックコンバータなどの任意の適切なコンバータであればよい。好ましい構成では、コンバータは、フライバックコンバータである。
【００２１】
フライバックコンバータは、直列に配置された誘導性素子および出力スイッチング素子から構成することができる。出力スイッチング素子は、使用中、第１の状態と第２の状態との間で交番するように構成され、それにより、第１の状態では、誘導性素子および出力スイッチング素子を介して電流路が得られ、電流路は、出力スイッチング素子が第１の状態から第２の状態に変化する際に、誘導性素子が容量性負荷を充電するための電圧を回路の出力において生成するように、第２の状態で遮断される。出力スイッチング素子が第１の状態にある間、出力ダイオードによって、出力から電流が逆流するのを防止することができる。
【００２２】
誘導性素子は、インダクタまたはコイルなどの、必要に応じて動作可能な任意の適切な部品であればよい。通常、誘導性素子は、５０μＨから５０ｍＨの範囲で、例えば４７０μＨのインダクタンスを有し得る。
【００２３】
出力ダイオードは、回路の動作電圧の範囲にわたってのみ一方向に電流の流れを可能にする任意の適切なデバイスであればよい。出力ダイオードの役割は、容量性負荷から誘導性素子に向かって電流が逆流しないように、ＤＣ電源電圧よりも高い電圧を容量性負荷に保存させることにある。
【００２４】
出力スイッチング素子は、任意の適切なスイッチングデバイスであればよく、一般的には、トランジスタである。好ましい構成では、スイッチング素子は、電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）である。特に好ましい構成では、出力スイッチング素子は、ｎチャネルＦＥＴである。
【００２５】
有利なことに、出力スイッチング素子が大地電位に直接接続されていてもよい。この構成によれば、スイッチング素子は、高い電圧において切り替えを行うことができる必要はなく、これにより回路の設計が簡単になる。
【００２６】
出力スイッチング素子の動作は、任意の適切な手段で制御され得る。好ましい構成では、制御電圧は、スイッチング素子、例えばＦＥＴのゲートに印加される。制御電圧は、パルス幅変調信号としてもよい。通常、制御電圧の周波数は、１０から１００ｋＨｚの範囲である。回路にはさらに、制御電圧を生成するように構成された発振器を含めることもできる。特に都合のよい構成では、発振器からの信号をＨブリッジによって用いることで、回路およびＨブリッジを同期動作させることもできる。
【００２７】
電流がＤＣ電源からコンバータに供給される。したがって、容量性負荷を、誘導性素子および出力スイッチング素子により、ＤＣ電源から充電することができる。
【００２８】
通常、ＤＣ電源は、１００Ｖ未満、例えば２から２４Ｖの範囲の電圧を有する。容量性負荷は、電源電圧の５から５００倍の間のピーク電圧に充電され得る。通常、ピーク電圧は、電源電圧の１０から１００倍の範囲である。
【００２９】
出力スイッチング素子は、Ｈブリッジが第１の条件と第２の条件との間で交番する周波数の倍数である周波数で、第１の状態と第２の状態との間で交番するように構成され得る。このようにして、コンバータおよびＨブリッジのスイッチング素子へのスイッチング信号は、同じ発振器から、例えば分周器を用いて生成することができる。
【００３０】
好ましい構成では、容量性負荷は、エレクトロルミネセントランプである。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３１】
以下、本発明のいくつかの実施形態について、単なる例として、添付の図面を参照しながら説明する。
【００３２】
以下で説明する実施形態において、対応する参照符号は、対応する構成要素を示すために用いられている。
【００３３】
図１ａを参照すると、本発明に係る電子回路が示されている。この回路は、ダイオードＤおよびＨブリッジ構成Ｈと直列の電流源Ｉを有する。平滑コンデンサＣSが、Ｈブリッジ構成Ｈと並列に設けられ、大地電位に接続されている。
【００３４】
図１ａにおけるＨブリッジ構成Ｈは、明瞭化のため、簡単なスイッチとして示される４つのスイッチ素子ＳAからＳDを有する。実際の回路では、スイッチＳAからＳDは、電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）によって得られる。Ｈブリッジは、直列に配置された２つのスイッチＳAとＳD、ＳCとＳBをそれぞれ有する２つの並列なリムから構成される。エレクトロルミネセントランプの形態の容量性負荷ＣLは、リムのスイッチ間にある各リムのノードにおいてＨブリッジのリム間に接続されている。Ｈブリッジは、一端が大地電位に接続されている。
【００３５】
スイッチＳAからＳDの位置は、極性電圧Ｖpによって制御され、その経時的変化が、図１ａおよび図１ｂに示されている。Ｖpが低いとき、スイッチＳAおよびＳBは開かれて導通せず、スイッチＳCおよびＳDは閉じられて導通する。この状況は図１ａに示されている。Ｖpが高いと、スイッチＳAおよびＳBは閉じられて導通し、一方、スイッチＳCおよびＳDが開かれて導通しない。この状況は、図１ｂに例示されている。
【００３６】
以下、図１ａおよび図１ｂに示される回路の動作について説明する。電流源Ｉとして示されるフライバックコンバータまたはフォワードコンバータなどのコンバータは、ダイオードＤを介して、電流を平滑コンデンサＣSおよび容量性負荷ＣLに供給する。容量性負荷ＣLが充電される方向は、スイッチＳAからＳDの位置によって決定される。平滑コンデンサＣSおよび容量性負荷ＣLは、電流源Ｉが電流の供給を停止するまで充電され続ける。この結果、平滑コンデンサＣSおよび容量性負荷ＣLの電圧は上昇する。コンデンサからの逆方向電流の流れは、ダイオードＤによって阻止される。
【００３７】
このように、容量性負荷ＣLが負荷電圧ＶLに完全に充電されると、その電荷はＣLＶLとなり、平滑コンデンサの電荷はＣSＶLとなる。図１ｂに示されるように、極性電圧Ｖpが上昇すると、平滑コンデンサＣSおよび電流源に対する、充電された容量性負荷ＣLの極性は反転される。従って、図１ｂにおけるＹ点は、大地電位に対して電位−ＶLになるのに対して、Ｘ点における電位は、大地電位に対して＋ＶLになる。この電位差により、ＸおよびＹ点が同じ電位になるまで電流は流れ続ける。
【００３８】
平滑コンデンサＣSの容量値が大きい場合、平滑コンデンサＣSは、十分な電荷を容量性負荷ＣLに与えて容量性負荷ＣLの電圧をほぼ負荷電圧ＶLまで上昇させる。しかし、その際に、平滑コンデンサＣSは、容量性負荷に２ＣLＶL2のエネルギーを与えており、これは電流源Ｉから置換されなければならない。従って、Ｈブリッジの各サイクルには、４ＣLＶL2のエネルギーが電流源Ｉから引き出されることになる。
【００３９】
しかし、本発明によれば、平滑コンデンサＣSの容量値は、容量性負荷ＣLの容量値よりも小さくなるように選定される。そのため、極性電圧ＶPが上昇すると、平滑コンデンサＣSは、負荷電圧ＶLのＸ点において電圧を維持するのに十分な電荷を蓄えてなく、この結果、ＸおよびＹにおける電圧は大地電位まで下がる。次に、容量性負荷ＣLは、電流源Ｉから負荷電圧ＶLに逆充電される。このようにして、電流は、高電圧にある大型の平滑コンデンサからではなく、比較的低い電圧にある電流源Ｉから引き出される。小型の平滑コンデンサＣSによって、サイクル当りＣLＶL2のエネルギーしか必要でなくなる。
【００４０】
図２ａおよび図２ｂは、容量性負荷を高電圧に充電するためのフライバックコンバータの構成を示す。図２に示されるフライバックコンバータは、図２におけるダイオードＤの下流側にある部品ＣLを、図１におけるダイオードＤの下流側にある部品ＣS、ＣL、ＳA〜ＳDと置き換えることにより、図１に示されるＨブリッジ構成Ｈと共に用いることができる。簡略化のために、容量性負荷ＣLは、Ｈブリッジなしで図２に示されている。
【００４１】
図２ａに示されるように、フライバックコンバータは、インダクタＬおよびスイッチＳと直列のＤＣ電源を有する。スイッチＳは、インダクタと大地電位との間に接続されている。実際の構成では、スイッチＳは、電界効果型トランジスタ（出力ＦＥＴ）により得られる。しかし、明瞭化のため、図２ａおよび図２ｂでは、スイッチＳは、単純なスイッチとして示されている。
【００４２】
スイッチＳと並列に、容量性負荷ＣLと直列のダイオードＤが設けられている。容量性負荷ＣLは、ダイオードと大地電位との間に配置されている。
【００４３】
スイッチＳは、図２ａに示されるように、経時的に変化するスイッチ電圧ＶSによって制御される。スイッチ電圧ＶSが高いと、スイッチＳは閉じられて導通する。この状況は、図２ａに示されている。スイッチ電圧ＶSが低いと、スイッチＳは開かれて導通しない。この状況は図２ｂに示されている。
【００４４】
図２ａおよび図２ｂに示される回路は、以下のように動作する。図２ａに示されるように、スイッチ電圧ＶSが高い間、電流Ｉは、ＤＣ電源からインダクタＬおよび閉じられたスイッチＳを通って大地へと流れる。容量性負荷ＣLの電圧がＤＣ電源電圧よりも高いと想定すると、電流はダイオードＤを通って流れない。
【００４５】
図２ｂに示されるように、スイッチ電圧ＶSが低下すると、インダクタＬおよびスイッチＳを介した電流路は、開かれたスイッチＳによって遮断される。しかし、インダクタＬに伴う磁界に保存されたエネルギーにより、電流Ｉは流れ続け、インダクタＬは十分に高い電圧を生成し、電流ＩはダイオードＤを通って流れて容量性負荷ＣLを充電する。このように、スイッチ電圧ＶSが高から低へと遷移する度に、図２ｂに示されるように、容量性負荷ＣLの電圧ＶLは上昇する。ダイオードＤは、スイッチＳが閉じられているとき、電流が容量性負荷ＣLから大地またはＤＣ電源へと流れるのを防止する。
【００４６】
従って、容量性負荷ＣLは、交番スイッチ電圧ＶSをスイッチＳに印加することにより、任意の所望の電圧に充電可能であることがわかる。
【００４７】
図３は、本発明の好ましい実施形態による回路を示す。この回路は、図２のコンバータの特徴および図１のＨブリッジを組み合わせたものである。
【００４８】
図３に示される回路は、ｎチャネルＦＥＴと直列のインダクタＬを有する。ｎチャネルＦＥＴは、出力スイッチＳを構成する。ｎチャネルＦＥＴ  Ｓのゲートには、制御電圧信号ＶCが供給される。
【００４９】
ＤＣ電源は、電流ＩSを供給するために、インダクタＬと直列に配置されている。
【００５０】
図３に示される回路はさらに、ＨブリッジＨを有する。平滑コンデンサＣSが、ＨブリッジＨと並列に設けられ、約１ｎＦの容量値を有する。
【００５１】
ＨブリッジＨは２つの並列なリムからなる。第１のリムは、ｎチャネルＦＥＴ  ＳDと直列のｐチャネルＦＥＴ  ＳAを有する。２つのＦＥＴ  ＳAとＦＥＴ  ＳDとの間には、約１０ｎＦの容量値を有するエレクトロルミネセントランプである容量性負荷ＣL用の接続がある。ＦＥＴ  ＳAおよびＦＥＴ  ＳDのゲートには、極性電圧ＶPが供給される。Ｈブリッジの他方のリムは、ｎチャネルＦＥＴ  ＳBと直列のｐチャネルＦＥＴ  ＳCを有する。容量性負荷ＣLは、２つのＦＥＴ  ＳCとＦＥＴ  ＳBとの間の点に接続されている。ＦＥＴ  ＳCとＦＥＴ  ＳBのゲートには、インバータＩＮＶにより極性電圧Ｖpの反転電圧が供給される。
【００５２】
図３の電圧グラフにより示されているように、回路の１サイクルには、２つの別個の繰り返し段階が含まれる。第１の段階では、極性電圧Ｖpが高いため、ＦＥＴ  ＳCおよびＦＥＴ  ＳDは導通し、ＦＥＴ  ＳAおよびＦＥＴ  ＳBは導通しない。出力ＦＥＴ  Ｓへの制御電圧ＶCは脈動するため、出力ＦＥＴ  Ｓは導通および非導通を交互に行う。この結果、インダクタＬを通る変動電流は、ＦＥＴ  ＳCを介して、平滑コンデンサＣSおよび容量性負荷ＣLを充電する。図３の矢印方向における容量性負荷ＣLの両端電圧ＶLは、Ｘ点における電圧ＶHVのように、容量性負荷ＣLの電荷の増大により上昇する。
【００５３】
第２の段階では、極性電圧ＶPは低くなるため、ＦＥＴ  ＳCおよびＦＥＴ  ＳDは導通を停止し、ＦＥＴ  ＳAおよびＳBは導通し始める。従って、Ｘ点に対する容量性負荷ＣLの極性は反転される。この極性の変化が発生すると、電流は、平滑コンデンサＣS、次いでＤＣ電源から引き出されて、容量性負荷ＣLの負の電荷は放電される。
【００５４】
この段階の間、出力ＦＥＴ  Ｓへの制御電圧ＶCが脈動するため、電流は、インダクタＬを通ってＤＣ電源から間欠的に引き出されて、容量性負荷ＣLを充電する。しかし、ＦＥＴ  ＳCおよびＦＥＴ  ＳDではなく、ＦＥＴ  ＳAおよびＦＥＴ  ＳBが導通しているため、容量性負荷ＣLは、第１の段階の電流とは反対方向の電流で充電されるため、Ｘ点における電圧ＶHVに対する負の電圧が容量性負荷ＣLに与えられる。
【００５５】
第２の段階と第１の段階の繰り返しとの間で、極性電圧ＶPは高くなる。同様に、Ｘ点における電圧ＶHVは低下し、容量性負荷ＣLは、電流をＤＣ電源から引き出すことによって放電される。
【００５６】
このように、本構成によれば、エレクトロルミネセントランプ用の、簡単でエネルギー効率の良好な電源が提供されることがわかる。
【００５７】
要約すると、エレクトロルミネセントランプなどの容量性負荷ＣL用の高電圧ＡＣ電源回路は、低電圧ＤＣ電源と、インダクタＬと、ＦＥＴ  Ｓを直列に含む。ＦＥＴ  Ｓは脈動するため、インダクタＬが、ＦＥＴ  Ｓと並列であるＨブリッジを介して容量性負荷ＣLを充電するための電圧を生成できる。ＦＥＴ  Ｓが閉じられている間、ダイオードＤによって、容量性負荷ＣLからの電流の放電が防止される。ダイオードＤの下流側で、容量性負荷ＣLと並列な容量の全容量値は、容量性負荷ＣLの容量値よりも小さい。このため、Ｈブリッジの極性が反転すると、Ｈブリッジにかかる電圧は大地電位まで低下し、容量性負荷ＣLは、低電圧ＤＣ電源を介して放電される。この回路は、Ｈブリッジと並列な大型の平滑コンデンサを用いる回路よりも消費電力が少ない。
【図面の簡単な説明】
【００５８】
【図１ａ】本発明によるＨブリッジの動作を示す図
【図１ｂ】本発明によるＨブリッジの動作を示す図
【図２ａ】本発明と共に用いられるフライバックコンバータの動作を例示する図
【図２ｂ】本発明と共に用いられるフライバックコンバータの動作を例示する図
【図３】本発明の好ましい実施形態の動作を例示する図
【国際公開パンフレット】
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2004521456.tif 000004
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2004521456.tif 000022
【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
2004521456.tif 000023
2004521456.tif 000024
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【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
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【国際調査報告】
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