(57)【要約】この発明は、補聴器における音響帰還を抑制する適応フィルタを有する補聴器に関する。この補聴器は、さらに、補聴器の音響帰還ループの第１のパラメータを決定し、この第１のパラメータに応じて補聴器の第２のパラメータを調節することによって音響帰還を補償し、望ましくない音の発生を実質的に防ぐように構成された制御装置を含む。これにより、ゲイン安全余裕要件は有意に緩和される。
2004509543.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
音響入力信号を第１の電気信号（４）に変換する入力トランスデューサ（１）と、
前記第１の電気信号（４）を帯域フィルタリングされた第１の電気信号 （４ｉ）の組に分割する帯域フィルタを有する第１のフィルタ・バンク（３）と、
前記帯域フィルタリングされた第１の電気信号（４ｉ、８６） のそれぞれを個別に処理し、かつ前記処理された電気信号を加算して第２の電気信号（８０）にすることによって、第２の電気信号（８０）を生成する処理装置（７）と、
前記第２の電気信号（８０）を音響出力信号（６）に変換する出力トランスデューサ（５）と、
前記第２の電気信号（８０）を帯域フィルタリングされた第２の電気信号（８０ｉ）の組に分割する複数の帯域フィルタを有する第２のフィルタ・バンク（１６）と、
前記帯域フィルタリングされた第２の電気信号（８０ｉ）をフィルタリングすることにより第３の電気信号（８５）を生成するとともに、前記第３の信号（８５）のそれぞれを前記処理装置（７）の入力側のそれぞれの信号にそれぞれの第１の収束速度で適応させることによって音響帰還を推定する第１のフィルタ係数を有する第１の適応フィルタの組（１０）と、
補聴器の音響帰還ループの第１のパラメータを決定するとともに、前記第１のパラメータに応じて補聴器の第２のパラメータを調節することにより音響帰還を補償し、望ましくない音の発生を実質的に回避するようにする制御装置と、
を備えた補聴器。
【請求項２】
前記第１の適合フィルタの組（１０）の少なくとも１個の適合フィルタが、それぞれのデシメートされた帯域フィルタリングされた第２の電気信号（８０ｉ）に作用する、請求項１に記載の補聴器。
【請求項３】
前記第１のフィルタ・バンク（３）が、単一の帯域フィルタによって構成される、請求項１または２に記載の補聴器。
【請求項４】
前記第２のフィルタ・バンク（１６）が、単一の帯域フィルタによって構成され、前記第１の適応フィルタの組が、単一の適応フィルタによって構成される、請求項１または３に記載の補聴器。
【請求項５】
前記第２のフィルタ・バンク（１６）の複数の帯域フィルタが、前記第１のフィルタ・バンク（３）のそれぞれの帯域フィルタと実質的に同一である、請求項１または２に記載の補聴器。
【請求項６】
前記第１の適応フィルタの組は、前記第２の電気信号（８０）をフィルタリングするとともに、前記第１の電気信号（４）に適応する、請求項４に記載の補聴器。
【請求項７】
前記第３の信号（８５）を前記第１の電気信号（４）から減じる結合ノード（９）をさらに備えており、前記減じられた信号が、前記処理装置（７）に供給される、請求項６に記載の補聴器。
【請求項８】
前記第１の適応フィルタの組は、前記帯域フィルタリングされた第２の電気信号（８０ｉ）のそれぞれをフィルタリングするとともに、前記帯域フィルタリングされた第１の電気信号（４ｉ）のそれぞれに適応する、請求項５に記載の補聴器。
【請求項９】
前記第３の信号（８５）を、前記帯域フィルタリングされた第１の電気信号（４ｉ）のそれぞれから減じる結合ノード（９）をさらに備えており、前記減じられた信号が、前記処理装置（７）に供給される、請求項８に記載の補聴器。
【請求項１０】
前記第２の電気信号（８０）をフィルタリングして第４の電気信号（８５）にすることによって補聴器における帰還を抑制する第２のフィルタ係数を有する第２の適応フィルタ（１１）と、
前記第４の電気信号（８５）を前記第１の電気信号（４）から減じることにより第５の電気信号（８６）を生成するとともに、前記第５の電気信号（８６）を前記第１のフィルタ・バンクの前記帯域フィルタのそれぞれに供給する結合ノード（９）とをさらに備え、
前記第２のフィルタ係数は、前記第１の収束速度より低速の第２の収束速度で更新される、請求項６に記載の補聴器。
【請求項１１】
前記帯域フィルタリングされた第２の電気信号（８０ｉ）をフィルタリングしてそれぞれの前記第４の電気信号（８５ｉ）にすることにより補聴器における帰還を抑制する第２のフィルタ係数を有する第２の適応フィルタの組（１１）と、
前記第４の電気信号（８５ｉ）を前記帯域フィルタリングされた第１の電気信号（４ｉ）のそれぞれから減じることにより第５の電気信号（８６ｉ）を生成するとともに、前記第５の電気信号（８６ｉ）を前記処理装置（７）に供給する結合ノード（９） とをさらに備え、前記第２のフィルタ係数は、前記第１の収束速度より低速の第２の収束速度で更新される、請求項８に記載の補聴器。
【請求項１２】
前記第１のパラメータが、前記処理装置（７）の動作ゲインである請求項１から１１のいずれか一項に記載の補聴器。
【請求項１３】
前記第１のパラメータが、前記第１の適応フィルタの組のパラメータである、請求項１から１１のいずれか一項に記載の補聴器。
【請求項１４】
前記第１のパラメータが、前記第１の適応フィルタの組 （１１）の第１の適応フィルタの入力部における信号 （８８）の大きさと、対応する出力部における信号（８９）の大きさとの比である、請求項１３に記載の補聴器。
【請求項１５】
前記第２のパラメータが、前記処理装置（７）のゲインである、請求項１から１４のいずれか一項に記載の補聴器。
【請求項１６】
前記第２のパラメータが、前記第１のフィルタ係数の前記第１の収束速度である、請求項１から１４のいずれか一項に記載の補聴器。
【請求項１７】
前記第２のパラメータが、前記第２のフィルタ係数の前記第２の収束速度である、請求項９または１０に従属する請求項１２から１６のいずれか一項に記載の補聴器。
【請求項１８】
漏洩最小二乗平均アルゴリズム
【数１】
2004509543.tif 000013
にしたがってフィルタ係数を更新する手段をさらに備え、
ここで、ｃｉ（ｎ＋１）はｉ番目のフィルタ係数の更新値であり、ｃｉ（ｎ）はｉ番目のフィルタ係数の現在値であり、ｃｉ（０）はｉ番目のフィルタ係数の初期値であり、ｕｉ（ｎ）は前記処理装置の出力信号の（ｎ−ｉ）番目のサンプルであり、ｅ（ｎ）は前記第２の電気信号（８６）の現在サンプルであり、λは漏洩（リーケージ） であり、μは収束であり、λとμとが前記第１の収束速度を決定する、請求項１から１７のいずれか一項に記載の補聴器。
【請求項１９】
正規化最小二乗平均
【数２】
2004509543.tif 000014
にしたがってフィルタ係数を更新する手段をさらに備え、
ここで、ｕ（ｎ）は信号ｕの最新のＮ個のサンプルを含むＮ次ベクトルであり、ｃ（ｎ）はＮ個のフィルタ係数の現在値を含むベクトルであり、ｃ（０）はＮ個のフィルタ係数の初期値を含むベクトルであり、ｃ（ｎ＋１）はＮ個のフィルタ係数の更新値であり、ｅ（ｎ）は前記第２の電気信号（８６）の現在サンプルである、請求項１から１７のいずれか一項に記載の補聴器。
【請求項２０】
パワー正規化最小二乗平均アルゴリズム
【数３】
2004509543.tif 000015
にしたがってフィルタ係数を更新する手段をさらに備え、
ここで、α はＰｕ推定が変化する速度を決める所定の定数である、請求項１から１７のいずれか一項に記載の補聴器。
【請求項２１】
漏洩符号最小二乗平均アルゴリズム
【数４】
2004509543.tif 000016
にしたがってフィルタ係数を更新する手段をさらに備え、
ここで、ｃｉ（ｎ＋１）はｉ番目のフィルタ係数の更新値であり、ｃｉ（ｎ）はｉ番目のフィルタ係数の現在値であり、ｃｉ（０） はｉ番目のフィルタ係数の初期値であり、ｕｉ（ｎ）は前記処理装置の出力信号の（ｎ−ｉ）番目のサンプルであり、ｅ（ｎ）は前記第２の電気信号（８６） の現在サンプルであり、λは漏洩であり、μは収束であり、μｓはｅ（ｎ） 信号の符号とμとの積であり、λとμが前記第１の収束速度を決定する、請求項１から１７のいずれか一項に記載の補聴器。
【請求項２２】
漏洩符号−符号最小二乗平均アルゴリズム
【数５】
2004509543.tif 000017
にしたがってフィルタ係数を更新する手段をさらに備え、
ここで、ｃｉ（ｎ＋１）はｉ番目のフィルタ係数の更新値であり、ｃｉ（ｎ）はｉ番目のフィルタ係数の現在値であり、ｃｉ（０） はｉ番目のフィルタ係数の初期値であり、ｕｉ（ｎ）は前記処理装置の出力信号の（ｎ−ｉ）番目のサンプルであり、ｅ（ｎ） は前記第２の電気信号（８６）の現在サンプルであり、λは漏洩であり、μは収束係数であり、ｓｇｎ（ｕｉ（ｎ））は、ｕｉ（ｎ）の符号であり、λとμが前記第１の収束速度を決定する、請求項１から１７のいずれか一項に記載の補聴器。
【請求項２３】
前記第１および第２の適応フィルタ（１０、１１）の組の少なくとも一方は、有限インパルス応答フィルタを備えている、請求項１から２２のいずれか一項に記載の補聴器。
【請求項２４】
前記第１および第２の適応フィルタ（１０、１１）の組の少なくとも一方は、ワープ形有限インパルス応答フィルタを備えている、請求項１から２２のいずれか一項に記載の補聴器。
【請求項２５】
前記制御装置は、前記第１のパラメータと実際の音響環境とに応じて補聴器の第２のパラメータを調節する、請求項１から２４のいずれか一項に記載の補聴器。
【請求項２６】
音響入力信号を第１の電気信号（４）に変換する入力トランスデューサ（１）と、
前記第１の電気信号（４ｉ、８６）を処理して第２の電気信号（８０）にすることによって、第２の電気信号（８０）を生成する処理装置（７）と、
前記第２の電気信号（８０）を音響出力信号（６）に変換する出力トランスデューサ（５）と、
前記第２の電気信号（８０）をフィルタリングして第３の電気信号（８５）を生成するとともに、前記第３の電気信号（８５）のそれぞれを前記処理装置（７）の入力側のそれぞれの信号に適応させることにより音響帰還を推定するフィルタ係数を有する適応フィルタ（１０）とを備えた補聴器において、
前記適応フィルタ（１０）が、ワープ形適応フィルタであることを特徴とする補聴器。
【請求項２７】
前記ワープ形フィルタが、ワープ形ＦＩＲフィルタである、請求項２６に記載の補聴器。
【請求項２８】
補聴器における音響帰還抑制方法において，
音響入力信号を第１の電気信号（４）に変換するステップと、
前記第１の電気信号（４）を帯域フィルタリングされた第１の電気信号（４ｉ）の組に分割するステップと、
前記帯域フィルタリングされた第１の電気信号（４ｉ、８６）のそれぞれを個別に処理するステップと、
前記処理された電気信号を加算して第２の電気信号（８０）にするステップと、
前記第２の電気信号（８０）を音響出力信号（６）に変換するステップと、
前記第２の電気信号（８０）を帯域フィルタリングされた第２の電気信号（８０ｉ）の組に分割するステップと、
前記帯域フィルタリングされた第２の電気信号（８０ｉ）を適応フィルタリングすることにより第３の電気信号（８５）を生成するとともに、前記フィルタリングされた信号（８５）を処理装置（７）の入力側のそれぞれの信号にそれぞれの第１の収束速度で適応させることによって音響帰還を推定するステップと、
補聴器の音響帰還ループの第１のパラメータを決定することと、
前記第１のパラメータに応じて補聴器の第２のパラメータを調節することとにより音響帰還を補償するステップとからなり、
望ましくない音の発生を実質的に防止する音響帰還抑制方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【技術分野】
この発明は、補聴器における音響帰還を抑制する適応フィルタを備えた補聴器に関する。
【０００２】
【従来技術】
補聴器の技術において、音響帰還が、補聴器の使用者によって聞き取られる望ましくない音響信号の発生を招くことはよく知られている。
【０００３】
音響帰還は、補聴器の入力トランスデューサが、出力トランスデューサにより発生した音響出力信号を受信し検出するときに起こる。検出された信号の増幅が、より強い音響出力信号の発生を招くことがあり、遂には補聴器が発振する場合もある。
【０００４】
補聴器に適応フィルタを設けて音響帰還を補償することがよく知られている。適応フィルタは、出力トランスデューサから入力トランスデューサまでの音響伝搬経路を含む補聴器の出力部から入力部までの伝達関数を推定する。適応フィルタの入力は補聴器の出力に接続され、適応フィルタの出力信号が入力トランスデューサ信号から減じられて、音響帰還が補償される。この種の補聴器は米国特許第５，４０２，４９６ 号に開示されている。
【０００５】
このようなシステムにおいて、適応フィルタは、入力信号から相関を除去する作用をするが、スピーチ（言語）および音楽を表す信号は、有意な自己相関を有する信号である。このため、スピーチおよび音楽を表す信号から相関を除去すると、これらの信号が歪んでしまい、このような歪みは、当然ながら望ましいものではないので、適応フィルタをあまりにも急速に適応させることはできない。したがって、公知の補聴器における適応フィルタの収束（収斂）速度（ｃｏｎｖｅｒｇｅｎｃｅ ｒａｔｅ）は、音響環境における突然の変化に対処しうる所望の高収束速度と、スピーチおよび音楽を表す信号を歪まないままに確実に保つことができる所望の低収束速度との妥協点である。
【０００６】
適応速度（ｓｐｅｅｄ ｏｆ ａｄａｐｔａｔｉｏｎ） の不足は、依然として、音響帰還による望ましくない音響信号の発生を招く。望ましくない音響信号の発生は、高い帰還ループ・ゲインをもつ周波数において最も起こりやすい。ループ・ゲインは、音響帰還経路における減衰と補聴器の入力から出力までのゲインとの積である。
【０００７】
音響帰還は、通気口を有する公知のＣＩＣ補聴器（ＣＩＣ＝ｃｏｍｐｌｅｔｅ ｉｎ ｔｈｅ ｃａｎａｌ（完全耳道内））において重要な問題となっている。通気口の存在と補聴器の出入力トランスデューサ間の距離が短いことが出力トランスデューサから入力トランスデューサまでの音響帰還経路の減衰の低さを招き、遅延時間が短いために信号における相関が維持されてしまうからである。
【０００８】
音響帰還に対処するために、従来技術においてさまざまな方策が周知である。たとえば、帰還共振の発生を防止するためにループ・ゲインをある一定の限度より低く保つことが周知である。また、帰還信号の位相調節（調整）、周波数変換（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｔｒａｎｓｐｏｓｅ）の実行、および帰還信号の補償も知られている。
【０００９】
典型的に、補聴器の音響環境は経時的に変化し、補聴器の出力トランスデューサからその入力トランスデューサへの音の伝搬が激変するような態様で、経時的に急速に変化することもよくある。一例を挙げると、このような変化は、室内における使用者の位置の変化によって、たとえば部屋の中央の自由音場位置から音を反射する壁に近い位置への変化によって引き起こされうる。使用者があくびをした場合、または使用者が電話の受話器を耳に当てた場合にも変化が起こりうる。このようなさまざまな形態の変化には、そのうちのいくつかはほとんど瞬間的なものであることもあるが、帰還経路の減衰の２０ｄＢを超える変化が含まれることが知られている。
【００１０】
補聴器におけるゲイン調節を経験に基づいて最大許容ゲインに制限することによって、ループ・ゲインを安全限界よりも低く維持することが知られている。しかしながら、音響環境における上記の変化、および装着者に対する補聴器の物理的適合の変化に対処するためには、大きな安全上の余裕が必要である。補聴器を特定の使用者に合わせるときに最大許容ゲインを決定することも知られている。それでもなお、依然として大きな安全上の余裕が必要である。望ましくない音の発生を伴なうことなくゲインを最大許容ゲインより高い値に調節することができる状況においては、上記の安全上の余裕を設けることは、補聴器の能力を充分に活用することを妨げる。
【００１１】
重度の聴覚障害を補償するためには、補聴器において高いゲインを設定しうることが望ましい。しかしながら、帰還共振とも呼ばれる発振が発生する危険性により、音響帰還経路における減衰が高い状況においても、使用可能な最大ゲインは制限される。
【００１２】
独国特許公開第１９８０２５６８Ａ号および米国特許第５，０１６，２８０号に、音響帰還経路の特性を決定する測定システムを含む補聴器が開示されている。テスト信号がシステム内を伝送され、帰還経路の特性が決定される。
【００１３】
独国特許公開第１９８０２５６８Ａ 号において、ディジタル・フィルタの係数が、帰還経路のインパルス応答に基づいて決定され、米国特許第５，０１６，２８０号においては、適応補償フィルタのフィルタ係数が、帰還経路内を伝送される白色ノイズ信号に作用する漏洩ＬＭＳアルゴリズムを用いて計算される。
【００１４】
これらの各測定装置はかなり複雑であり、決定のための時間は比較的長く、この決定時間中は補聴器の正常な機能が中断される。このため、決定は、ある一定の機会、たとえば使用者が補聴器のスイッチを入れたときにしか行なわれない。したがって、決定時点間における音響環境の変化に対処するために、依然として、ゲインのための比較的高い安全上の余裕が必要とされる。
【００１５】
米国特許第５，６１９，５８０ 号には、適応フィルタと連続作動測定装置とを備えた補聴器が開示されている。擬似ランダム・ノイズ信号が出力信号に加えられる。監視システムは、補聴器のゲインを制御して、ループ・ゲインが周波数に依存する一定値未満に保たれるようにする。適応フィルタのフィルタ係数が監視され、これらの係数の更新頻度が、統計学的分析にしたがって調節されるが、これはシステムを複雑化する。このシステムの他の欠点は、ノイズ発生器が必要とされること、および発生したノイズ信号が常に存在していることにある。さらに、このシステムは適応速度（ａｄａｐｔａｔｉｏｎ ｒａｔｅ） を増大させる。そのために、補聴器が共振に近い動作をしていない状況でも、音響環境における変化が検出されたときには、信号品質が低下する。
【００１６】
【発明の開示】
このため、上記欠点を克服し、かつゲインの安全上の余裕の条件を実質的に解消して、ある一定の音響環境における動作ゲインが公知の補聴器の場合より高くなりうるように補聴器を改良することが必要とされている。
【００１７】
この発明の第１の観点によれば、上記の、および他の目的は、補聴器における音響帰還を抑制する方法において、音響入力信号を第１の電気信号に変換するステップと、前記第１の電気信号を帯域フィルタリングされた第１の（複数の）電気信号の組に分割するステップと、前記の帯域フィルタリングされた第１の電気信号のそれぞれを個別に処理するステップと、前記処理された電気信号を加算して第２の電気信号にするステップと、前記第２の電気信号を音響出力信号に変換するステップと、前記第２の電気信号を帯域フィルタリングされた第２の（複数の）電気信号の組に分割するステップと、前記第２の帯域フィルタリングされた電気信号を適応フィルタリングするとともに前記フィルタリングされた信号を前記処理装置の入力側においてそれぞれの信号にそれぞれの第１の収束速度（ｃｏｎｖｅｒｇｅｎｃｅ ｒａｔｅ）で適応させることにより第３の信号を生成することによって音響帰還を推定するステップと、補聴器の音響帰還ループの第１のパラメータを決定するとともに前記第１のパラメータに応じて補聴器の第２のパラメータを調節（調整）することにより音響帰還を補償するステップとにより達成され、これによってハウリングや信号の歪み等の望ましくない音の発生を実質的に防ぐものである。
【００１８】
この発明の第２の観点によれば、上記の、および他の目的は、音響帰還を補償する適応フィルタ（ａｄａｐｔｉｖｅ ｆｉｌｔｅｒ） を備えた補聴器によって達成される。この適応フィルタ（ａｄａｐｔｉｖｅ ｆｉｌｔｅｒ） は、出力トランスデューサから入力トランスデューサまでの音響伝搬路を含む補聴器の出力部から入力部への伝達関数を推定する作用をする。適応フィルタの入力部は、補聴器の電気出力部に接続され、適応フィルタの出力信号は、入力トランスデューサ信号から減じられ、音響帰還が補償されうる。この補聴器は、さらに、音響入力信号を第１の電気信号に変換する入力トランスデューサと、前記第１の電気信号を帯域フィルタリングされた第１の（複数の）電気信号の組に分割する（複数の）帯域フィルタを有する第１のフィルタ・バンクと、帯域フィルタリングされた第１の電気信号のそれぞれを個別に処理するとともに前記処理された電気信号を加算して第２の電気信号にすることにより第２の電気信号を生成する処理装置と、前記第２の電気信号を音響出力信号に変換する出力トランスデューサとを備えている。前記補聴器は、さらに、前記第２の電気信号を帯域フィルタリングされた第２の（複数の）電気信号の組に分割する（複数の）帯域フィルタを有する第２のフィルタ・バンクと、前記第２の帯域フィルタリングされた電気信号をフィルタリングすることにより第３の（複数の）電気信号を生成するとともに前記第３の電気信号のそれぞれを前記処理装置の入力側においてそれぞれの信号にそれぞれの第１の収束速度（ｃｏｎｖｅｒｇｅｎｃｅ ｒａｔｅ）で適応させる（ａｄａｐｔｉｎｇ）ことによって音響帰還を推定する第１のフィルタ係数を有する第１の（複数の）適応フィルタの組とを備えてもよい
【００１９】
この補聴器の独特の特徴は、この補聴器が、補聴器の音響帰還ループの第１のパラメータを決定するとともに該第１のパラメータに応じて補聴器の第２のパラメータを調節（調整）することにより音響帰還を補償し、これによって望ましくない音の発生を実質的に防ぐようにする制御装置をさらに備えていることである。
【００２０】
この発明の重要な利点は、補聴器が望ましくない音が発生する危険性が高い状態で動作するときはいつでも前記制御装置が電子帰還ループのパラメータを自動的に調節して、このような音の発生を実質的に防ぐようにするので、ゲイン安全余裕の条件が有意に緩和されることにある。
【００２１】
以下では、帯域フィルタの周波数範囲は、チャネルとも呼ばれる。
【００２２】
この発明の簡素な実施例において、補聴器は単一チャネルの補聴器である、すなわち１つの周波数帯域のみの到来信号を処理する補聴器である。このため、第１のフィルタ・バンクは単一の帯域フィルタによって構成され、この単一の帯域フィルタは、電子回路において固有の帯域フィルタにより構成することができ、すなわち何らかの特別な回路が前記帯域フィルタとなるわけではない。これに対応して、処理装置（プロセッサ）における処理された電気信号の加算は、単一の処理された電気信号を処理装置の出力部において供給するタスクに軽減される。さらに、第２のフィルタ・バンクは単一の帯域フィルタにより構成され、第１の適応フィルタ（ａｄａｐｔｉｖｅ ｆｉｌｔｅｒ）の組は、単一の適応フィルタによって構成される。
【００２３】
一般に、聴覚障害は、個別の各使用者毎に異なる形で周波数の関数として変化する。このため、処理装置は、好ましくは複数個のチャネルに分割され、各周波数帯域のそれぞれが異なる処理、たとえば異なるゲインを用いた増幅を受けうるようにされる。これに対応して、補聴器は、それぞれの周波数帯域の信号を個別にフィルタリングする複数個の適応フィルタを有する第１の適応フィルタの組を備えることができ、これによって補聴器の各チャネルにおいて音響帰還を個別に制御する能力が得られる。好ましくは、第１の適応フィルタの組の周波数帯域を実質的に第１のフィルタ・バンクの周波数帯域と同一として、帯域フィルタが適応フィルタの作用を低下させないようにする。
【００２４】
この発明の一実施例において、第１の適応フィルタの組は、補聴器の電気出力を処理装置への入力から減じ、差分信号は、以下に説明するように、フィルタ係数の修正に用いられる。この差分信号は、処理装置への入力信号の修正には用いられず、したがって信号の歪みが回避される。このように、この発明のこの実施例では、第１の適応フィルタを用いて、処理された信号を歪ませることなしに音響帰還信号が推定される。さらに、この実施例においては、第１の適応フィルタの組の少なくとも１個の適応フィルタは、それぞれのデシメートされた第２の帯域フィルタリングされた電気信号に作用し、したがって適応フィルタ出力信号が処理された信号に直接に影響を与えることがないため、さらに他のフィルタを必要とすることなしに信号処理パワー要件を最小にすることができる。
【００２５】
この発明の他の実施例において、第１の適応フィルタの組は、補聴器の電気出力を入力トランスデューサからの電気信号から減じ、差分信号は、フィルタ係数の修正に用いられるとともに、処理装置の入力部に供給され、これによって音響帰還信号が、処理装置による処理の前に、実質的に信号から除去される。この実施例では、もし、第１のフィルタ・バンクと実質的に同一である第３のフィルタ・バンクを、各処理装置（プロセッサ）チャネルからの処理された個別の信号を処理装置からの出力信号に総和する前に、処理装置に追加するならば、処理装置および第１の適応フィルタの組において信号のデシメーション（ｄｅｃｉｍａｔｉｏｎ）を用いることができる。
【００２６】
音響帰還ループのループ・ゲイン、すなわち、トランスデューサの伝達関数を含む、出力トランスデューサから入力トランスデューサまでの音響帰還経路のゲインと、補聴器の入力部から出力部までの信号経路に含まれる電子回路のゲインとの合計である音響帰還ループのループ・ゲインを監視することによって望ましくない音の発生を防ぐことができる。このループ・ゲインが１に近づくと、望ましくない音の発生を防ぐために所定のアクションがとられる。第１の適応フィルタの組は、音響帰還により発生する信号に対応する信号を生成するので、第１の適応フィルタの組における減衰と処理装置の対応するチャネルにおけるゲインとを監視することにより、音響帰還ループのループ・ゲインの指標が得られる。このため、たとえば個々のフィルタの入力部における信号の振幅と個々のフィルタの対応する出力部における信号の振幅との個々の比を決定することにより、制御装置が第１の適応フィルタの組における減衰を監視するように構成することができる。さらに、たとえば個々の処理装置（プロセッサ）チャネルの入力および出力信号レベルを同様に決定すること、または個々の処理装置チャネルの現在のゲイン値を含む処理装置内のレジスタの値を読み取ることにより、制御装置が処理装置の個々のチャネルのゲインを監視するように構成してもよい。一般に、処理装置チャネルのゲインは、異なるチャネル毎に異なっており、入力レベルに依存する。
【００２７】
ループ・ゲインや処理装置チャネルのゲイン、第１の適応フィルタの組の１つの適応フィルタの減衰等のような、音響帰還ループの第１のパラメータを監視することに基づいて、補聴器の第２のパラメータが調節され、望ましくない音の発生を防ぐことができる。たとえば、少なくとも１つの処理装置チャネルのゲインを修正し、たとえば低くして、音響帰還ループ・ゲインを１未満に保つことができる。
【００２８】
第２のパラメータは、処理装置のゲインが特定のチャネル内において超えてはならない最大ゲイン限界 Ｇｍａｘであってもよい。第１の適応フィルタの組の適応速度（ａｄａｐｔａｔｉｏｎ ｒａｔｅ） が一定に保たれ、一方、処理装置の特定のチャネルの最大ゲイン限界 Ｇｍａｘは、補聴器がそのチャネルにおいて、たとえば音響環境における突然の変化によって引き起こされる、望ましくない音が発生する危険性が高い状態に近づいたときは常に減少する。たとえば、特定のチャネルの最大ゲイン限界 Ｇｍａｘが低下し、一方、第１の適応フィルタは、変化した音響環境に適応するとともに、該適応フィルタが新しい状況に適応し終えると、本来の値に復帰する。このため、所望の信号のいかなる歪みも生じない。
【００２９】
この発明のこの実施例の重要な利点は、帰還ループが共振に近づくとゲインが自動的に低下するため、望ましくない音が発生する危険性を伴うことなしに、補聴器の動作ゲインを非常に高くしうることにある。このため、ゲイン安全余裕は、実質的に必要とされない。
【００３０】
第２のフィルタ・バンクの（複数の）帯域フィルタが第１のフィルタ・バンクのそれぞれの帯域フィルタと実質的に同一である実施例において、各チャネルは、そのチャネルにおける決定に基づいて個別に制御され得、したがってそのチャネルの外側の周波数の影響によってゲインが低下するのを防ぐことができる。
【００３１】
さらに、第１の適応フィルタからの差分信号が処理装置の入力部に供給されるこの発明の実施例において、第２のパラメータは、第１の適応フィルタの組の第１の収束速度または適応速度とされうる。たとえば、フィルタの適応速度（ａｄａｐｔａｔｉｏｎ ｒａｔｅ） は、補聴器が、たとえば音響環境における突然の変化によって引き起こされる、望ましくない音が発生する危険性が高い状態に近づいたときはいつでも、第１の適応フィルタの適応速度が増大し前記変化が迅速に補償されるような形で、処理装置の動作ゲインに依存しうる。
【００３２】
第１の適応フィルの組の収束速度（ｃｏｎｖｅｒｇｅｎｃｅ ｒａｔｅ）は、適応フィルタのフィルタ係数を更新するアルゴリズムを修正することによって調節されうる。以下にさらに説明するように、このアルゴリズムは、第１のパラメータの決定に応じて調節（調整）されうる１またはそれ以上のスケーリング・ファクタ（ｓｃａｌｉｎｇ ｆａｃｔｅｒ）を含みうる。たとえば、前記１つ以上のスケーリング・ファクタは、処理装置の動作ゲインの所定の関数として調節されうる。
【００３３】
この実施例の重要な利点は、音響帰還ループ・ゲインが共振に近づくほど適応フィルタがその状況により迅速に適応するので、望ましくない音が発生する危険性を伴うことなしに、補聴器の動作ゲインを非常に高くしうることにある。すでに説明したように、適応フィルタが迅速に適応することは、所望の信号の歪みの原因となる。しかしながら、適応フィルタが適応し終えるやいなや、収束速度が減少して、所望の信号はもはや歪まされることはなくなる。さらに、この歪みは、受信音声（音）信号の理解を左右しない周波数帯域において起こりうる。
【００３４】
Ｇ０からＧａまでのゲイン間隔（ｇａｉｎ ｉｎｔｅｒｖａｌ）が補聴器において設けられうる。Ｇ０　 は、所定のゲイン下限であり、これより下では、帰還共振および望ましくない音の発生が起こり得ない。Ｇ０は、装着調整手順で決定されうる。Ｇａは、所望の音声品質にしたがって調節（調整）される調節（調整）可能なゲイン上限である。好ましくは、Ｇａは装着調整の手順で調節される。
【００３５】
収束速度は、たとえばＧ０からＧａの範囲内において、処理装置のゲインの、線形または非線形関数等の、所定の関数として変動しうる。たとえば、適応フィルタの更新アルゴリズムの１つ以上のスケーリング・ファクタは、たとえば Ｇ０から Ｇａの範囲内において、処理装置のゲインの、線形または非線形関数等の、所定の関数として変動しうる。
【００３６】
個々の使用者（ユーザ）に合わせて補聴器を調整する際に、帰還経路の伝達特性が測定される。これらの特性に基づいて、適切な安全余裕を有する Ｇ０およびＧａの値が決定され、補聴器に記憶される。Ｇ０を決定するためには、いくつかの要因が考慮に入れられる。帰還経路特性は、すでに述べたように、一定ではない。このため、帰還補償が遅すぎると、突然の変化が帰還共振を招きかねない。さらに、帰還経路の減衰の変化の大きさと持続時間とを予測することが困難であることもある。他方、急速な適応は、所望の信号の許容できない歪みを招きかねず、許容できないな歪みのレベルもまた主観的な大きさである。
【００３７】
しかしながら、音響帰還経路の特性がある一定の期間にわたって安定していた状況においては、帰還経路の特性を正確に推定することが可能である。というのは、こうした状況では第１の適応フィルタの組の入力部における信号と第１の適応フィルタの組の出力部における信号との間の関係が、音響帰還経路の特性、たとえば減衰、の正確な尺度となるためである。ディジタル処理装置のゲイン特性およびと音響帰還信号のゲイン特性がわかると、音響帰還ループに関する推定を得ることができる。この知識により、動的に変化する Ｇ０値を補聴器に導入することができる。一つの実施例においては、Ｇ０から Ｇａの間隔は、Ｇ０の変化とは無関係に、固定された大きさを有し、すなわちこの間隔全体が Ｇ０の変化にしたがって移動しうる。
【００３８】
この発明の好適な実施例によれば、補聴器は、第１の適応フィルタの組と並行して動作する、すなわち同じ信号に作用するが、しかし、第１の適応フィルタの組の第１の収束速度より低速の第２の収束速度を有する第２の適応フィルタの組をさらに備えている。第２の適応フィルタの組の出力は、処理装置の対応する入力部に供給され、これによって音響帰還信号は、処理装置による処理の前に、信号から実質的に除去される。第１の適応フィルタの組の出力は、処理装置の入力信号の修正には用いられない。
【００３９】
この実施例において、制御装置は、第１の適応フィルタの組のパラメータを決定することにより音響帰還の量を推定するように構成されている。高速の第１の収束速度により、第１の適応フィルタは、第２の適応フィルタより経時的に厳密に音響帰還を追跡しうる。さらに、第１の適応フィルタの出力信号は入力トランスデューサ信号から減じられないため、所望の信号が第１の適応フィルタによって歪まされることはない。
【００４０】
このように、この発明の好適な実施例によれば、第２の帯域フィルタリングされた電気信号をフィルタリングして各第４の電気信号にすることによって補聴器における帰還を抑制する第２のフィルタ係数を有する第２の適応フィルタの組と、前記第４の電気信号をそれぞれの第１の帯域フィルタリングされた電気信号から減じることによって第５の電気信号を生成するとともに、該第５の電気信号を処理装置に供給する結合ノードとをさらに備え、前記第２のフィルタ係数が第１の収束速度より低速の第２の収束速度で更新される、補聴器が提供される。
【００４１】
音響帰還の量は、第１の適応フィルタの組の入力部における信号の振幅と第１の適応フィルタの組の出力部における信号の振幅とのそれぞれの比を決定することによって推定することができる。この方法により、音響帰還経路における変化に対する迅速な応答が達成されるとともに、非常に小さい処理装置パワーしか要求しない。
【００４２】
第２のパラメータは、第２の適応フィルタの組の第２の収束速度または適応速度であってもよい。たとえば、フィルタリングの適応速度は、補聴器が、たとえば音響環境における突然の変化によって引き起こされる、望ましくない音が発生する危険性が高い状態に近づいたときはいつでも、第２の適応フィルタの適応速度が増加してこの変化を迅速に補償するような形で、処理装置の動作ゲイン、または第１の適応フィルタの組の減衰、またはこれらの組み合わせに依存するようにしてもよい。。
【００４３】
第１の適応フィルタの組に関して既に説明したように、第２の適応フィルタの組の収束速度は、適応フィルタのフィルタ係数を更新するアルゴリズムを修正することによって調節されうる。以下にさらに説明するように、このアルゴリズムは、第１のパラメータの決定に応じて調節されうる１つまたはそれ以上のスケーリング・ファクタを含みうる。たとえば、１つ以上のスケーリング・ファクタは、処理装置の動作ゲインの所定の関数として設定されうる。
【００４４】
第２の適応フィルタの組は、それぞれの周波数帯域において信号の個々のフィルタリングを提供する。好ましくは、第２の適応フィルタの組の周波数帯域は、第１のフィルタ・バンクの周波数帯域と実質的に同一である。
【００４５】
第２の適応フィルタの組の周波数帯域は、第１のフィルタ・バンクおよび第１の適応フィルタの組の周波数帯域と数および範囲において異なりうる。しかしながら、この発明の好適な実施例においては、第１のフィルタ・バンクは複数の帯域フィルタを備え、一方、第２の適応フィルタの組は、単一の周波数帯域における処理装置の入力信号の修正を行なう単一の適応フィルタによって構成される。したがって周波数依存補償能力を有する補聴器に、単純な単一帯域の音響帰還補償ループを設けることができる。
【００４６】
このように、この発明の好適な実施例によれば、第２の電気信号をフィルタリングして第４の電気信号にすることにより補聴器における帰還を抑制する第２のフィルタ係数を有する第２の適応フィルタと、前記第４の電気信号を第１の電気信号から減じることにより第５の電気信号を生成するとともに、該第５の電気信号を第１のフィルタ・バンクのそれぞれの帯域フィルタに供給する結合ノードとをさらに備え、第２のフィルタ係数が第１の収束速度より低速の第２の収束速度で更新される補聴器が得られる。
【００４７】
このため、この発明の好適な実施例においては、処理装置および第１の適応フィルタが、（複数の）同じ周波数帯域をカバーする（複数の）チャネルに分割され、一方、第２の適応フィルタは、複数個のチャネルには分割されない。さらに、制御装置は、対応する第１の適応フィルタのチャネルの減衰の決定に応じて、各処理装置（プロセッサ）チャネルの個別の最大ゲイン限界 Ｇｍａｘを制御するように構成してもよい。制御装置は、さらに、対応する処理装置チャネルのゲインがＧｍａｘ　 限界により制限され、そのためにゲイン制限の期間が減少したときに、第２の適応フィルタの組の１つのフィルタの第２の収束速度を高めるように構成してもよい。さらに、制御装置は、ゲイン限界および／または収束速度を補聴器の現在の動作モードにしたがって調節するように構成してもよい。動作モードという用語は、以下で説明される。
【００４８】
好ましくは、少なくとも１つの適応フィルタは、有限インパルス応答（ｆｉｎｉｔｅ ｉｍｐｕｌｓｅ ｒｅｓｐｏｎｓｅ）（ＦＩＲ）フィルタであり、さらに好ましくは、少なくとも１つの適応フィルタは、ワープ形ＦＩＲフィルタやワープ形無限インパルス応答（ｉｎｆｉｎｉｔｅ ｉｍｐｕｌｓｅ ｒｅｓｐｏｎｓｅ）（ＩＩＲ）フィルタ等のようなワープ形（ｗａｒｐｅｄ）フィルタである。
【００４９】
本例のワープ形ＦＩＲフィルタにおいては、単位遅延（ｕｎｉｔ ｄｅｌａｙｓ） が一次全域通過部（ｆｉｒｓｔ ｏｒｄｅｒ ａｌｌｐａｓｓ ｓｅｃｔｉｏｎｓ）によって代替される。しかしながら、ワーピング（ｗａｒｐｉｎｇ） は、二次またはより高次の全域通過部を用いても実現されうる。一次全域通過部は、下記のｚ変換を有する。
【数６】
2004509543.tif 000003
ここで、γは、ワーピング・パラメータである。これにより、ＦＩＲフィルタにおける固定遅延は、周波数に依存した遅延に置き換えられて、大きな遅延が低周波数で得られ、高周波数では遅延が小さくなる。また、全域通過要素（ａｌｌｐａｓｓ ｅｌｅｍｅｎｔｓ）は、内部巡回形（ｉｎｔｅｒｎａｌｌｙ ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ）であり、したがってワープ形ＦＩＲフィルタは無限インパルス応答を有することにも注意されたい。このように、ワープ形ＦＩＲという用語は、どちらかと言えば矛盾するが、トランスバーサル形（ｔｒａｎｓｖｅｒｓａｌ）ＦＩＲフィルタとの構造的アナロジーをよく表現している。
【００５０】
この発明の実施例において、ワープ形ＦＩＲフィルタの次数は、同等の仕様のＦＩＲフィルタの次数より大幅に低くしうる。このため、所与の回路構成において、ワープ形ＦＩＲフィルタは、ＦＩＲフィルタより優れたフィルタ特性を提供しうる。さらに、ワーピング・パラメータγは、伝達関数、すなわち周波数スペクトルにおける共振および遮断周波数の位置決めを制御する制御パラメータとして用いることができ、これによってフィルタ出力信号と所望の信号との差であるエラー（誤差）信号ｅ（ｎ）のスペクトルを所望の周波数範囲内において最小にすることができる。
【００５１】
ＦＩＲフィルタまたはワープ形ＦＩＲフィルタにおいて、次のサンプルＹ（ｔ＋Ｔ）は、次式にしたがって計算される。
【数７】
2004509543.tif 000004
である。
【００５２】
ｕは、信号ｕの最新のＮ個のサンプルを含むＮ次元ベクトルであり、ｃは、Ｎ次フィルタのＮ個の係数を含むベクトルであることに注意されたい。Ｔは、サンプリング周期である。
【００５３】
上式において、ｕ（ｔ）は、実時間（現在時間）ｔにおける実際値であり、ｕ（ｔ−ｉＴ）は、実時間ｔよりもｉ回サンプリング周期前における信号値である。離散時間系においては、簡略表記が用いられることがよくある。ここでは、記号ｕ（ｉ）は、時間ｔ−ｉＴにおける信号値を表す、すなわち上式におけるｕ（ｔ−ｉＴ）である。
【００５４】
たとえばクリュワー・アカデミック出版社から１９９７年に発行されたパウロＳ．Ｒ．ディニッツの適応フィルタリング（Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ ｂｙ Ｐａｕｌｏ Ｓ． Ｒ． Ｄｉｎｉｚ， Ｋｌｕｗｅｒ Ａｃａｄｅｍｉｃ Ｐｕｂｌｉｓｈｅｒｓ， １９９７）を参照すると、適応フィルタにおけるフィルタ係数の更新に下式の最小二乗平均（ｌｅａｓｔ ｍｅａｎ ｓｑｕａｒｅ） アルゴリズムが用いられることはよく知られている。
【数８】
2004509543.tif 000005
【００５５】
前記の簡略表記を用いると（ｎは実際のサンプルの参照番号である）、上式は次のように書き直される。
【数９】
2004509543.tif 000006
【００５６】
または、さらに簡略化して、下記のように書き直される。
【数１０】
2004509543.tif 000007
ここで、ｉは、個別のベクトル要素を示す。
【００５７】
フィルタ係数の更新には、次式の漏洩最小二乗平均（ｌｅａｋｙ ｌｅａｓｔ ｍｅａｎ ｓｑｕａｒｅ）アルゴリズムを用いることが好ましい。
【数１１】
2004509543.tif 000008
ここで、ｕｉは、ｎ 番目のサンプリング周期とｉ−１回の先行するサンプリング周期とにおいてディジタル処理装置の出力信号から導出される１組の信号値であり、ｃｉは１組のフィルタ係数であり、ｅはエラー信号の現在値であり、λ およびμは、スケーリング・ファクタである。μの値は、一般に、１０−６の大きさであり、λの値は、一般に約０．９９である。λは漏洩（ｌｅａｋａｇｅ）（リーケージ）と呼ばれ、λ＜１のとき、フィルタ係数はそのそれぞれの初期値ｃｉ（０）の方にドリフトする。μは収束速度であり、適応フィルタが変化に適応する速度を決める。この適応速度は、μの値が増加するに伴って増加する。
【００５８】
さらに、アルゴリズムを正規化して、適応フィルタが入力信号の瞬間的な動的変化に実質的に応答しないようにすることが有利である。音響帰還信号を推定するためには、所望の入力信号は不適切であり、適応フィルタの収束性能を低下させる雑音になることに注意されたい。次式の正規化されたアルゴリズムは、正規化最小二乗平均（ｎｏｒｍａｌｉｓｅｄ Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ）（ｎＬＭＳ）アルゴリズムと呼ばれる。
【数１２】
2004509543.tif 000009
【００５９】
しかし、上式において、パワーの計算には、多大な処理パワーが必要になり、このため、次式にしたがったパワー推定を用いることが好ましい。
【数１３】
2004509543.tif 000010
ここで、αは、Ｐｕ推定が変化する速度を決定する所定の定数である。このアルゴリズムは、パワー正規化最小二乗平均アルゴリズムと呼ばれる。また、このパワー推定は、入力信号のパワーにおける突然の変化が適応アルゴリズムに及ぼす影響を最小にするように、入力トランスデューサからの出力信号に基づくことができる。
【００６０】
さらに、漏洩符号最小二乗平均（ｌｅａｋｙ ｓｉｇｎ ｌｅａｓｔ ｍｅａｎ ｓｑｕａｒｅ）アルゴリズムと呼ばれる次式のような第３の更新アルゴリズムを用いて、適応フィルタ係数を更新してもよい。
【数１４】
2004509543.tif 000011
ここで、μｓは、ｅ（ｎ）信号の符号（ｓｉｇｎ）とμとの積である。
【００６１】
さらにまた、漏洩符号−符号最小二乗平均（ｌｅａｋｙ ｓｉｇｎ−ｓｉｇｎ ｌｅａｓｔ ｍｅａｎ ｓｑｕａｒｅ）アルゴリズムと呼ばれる次式のような第４の更新アルゴリズムを適応フィルタ係数に用いてもよい。
【数１５】
2004509543.tif 000012
ここで、ｓｇｎ（ｕｉ（ｎ））は、ｕｉ（ｎ）の符号（ｓｉｇｎ）である。
【００６２】
フィルタ係数は、たとえば、他の信号と組み合わされるか、平均化されるか、そうでなければフィルタリングされる等の処理を受ける差分信号に基づいて更新してもよい。フィルタリングは、従来技術において知られている集束的態様（ｆｏｃｕｓｓｅｄ ｍａｎｎｅｒ）で行なわれうる。
【００６３】
また、この発明にしたがった多重チャネル（マルチチャネル）形補聴器においては、チャネルの適応フィルタは、同一個数のタップを有する必要はないことに注意されたい。たとえば、低周波チャネルにおいて動作する適応フィルタに、より多くのタップを、含ませることが望ましい。
【００６４】
上述のように、制御装置は、補聴器の音響帰還ループの第１のパラメータの決定に応じてλとμとを調節することができる。
【００６５】
補聴器のパラメータのさまざまな組（ｓｅｔ）を、使用者が聴取することを望む、たとえばスピーチや音楽等の各種の音の種類のそれぞれに対して、および使用者が置かれる、たとえば静寂、騒音、反響、群集、屋外、室内、ヘッドセット等の各種の音響環境のそれぞれに対して設けることができる。たとえば、周波数の関数としての各種のゲイン設定を設けてもよく、入力信号レベルの関数としての各種のゲイン設定を設けてもよく、処理装置の動作ゲインの関数としての各種の収束速度を設けてもよいといった具合である。パラメータの各組は、補聴器の特定の動作モードを規定し、補聴器が特定のパラメータの組を用いて動作するときは、対応するモードで動作すると称せられる。したがって、特定の動作モードにおいては、補聴器の特定のパラメータ値が、特定の音響環境において対応する特定の音を適切に処理するために設定される。同様に、パラメータの自動調節が、現在の動作モードにしたがって行なわれうる。
【００６６】
音の種類（タイプ）は、使用者によって選択されるか、または、たとえば周波数分析、さまざまな周波数における信号対雑音比の分析、音響力学分析、言語認識、ニューラルネットワークによる認識等により、補聴器によって自動的に検出されうる。
【００６７】
同様に、音響環境の種類（タイプ）は、使用者によって選択されるか、または、たとえば周波数分析、さまざまな周波数における信号対雑音比の分析、音響力学分析、ニューラル・ネットワークによる認識等により、補聴器によって自動的に検出されうる。
【００６８】
たとえば、使用者が、音楽を聴取することを望む場合がある。第１の適応フィルタの第１の収束速度は、その場合には、音楽の自動相関に適合する値に設定されうる。さらに、ゲイン調節または第１の収束速度の調節もまた音楽の自動相関に適合して行なわれうる。第１の収束速度、たとえば１個以上のスケーリング・ファクタが、処理装置のゲインの関数として制御される場合は、その関数は、使用者が聴取すると決めた音楽やスピーチ等の特定の音を伴う特定の音響環境において用いるのに適合した関数の組の中から選択されうる。
【００６９】
さらに、調節（調整）もまた、たとえば音響帰還経路の帰還ゲイン等の、測定されるパラメータの変化速度にしたがって行なわれうる。
【００７０】
【実施例】
以下に、添付図面を参照してこの発明をさらに詳細に説明する。
【００７１】
図１は、この発明の実施例のブロック略図である。図１に示されている回路がディジタルもしくはアナログ回路またはこれらの組合せを用いて実現されうることは当業者に自明であろう。この実施例においては、ディジタル信号処理が採用され、したがって処理装置（プロセッサ）７および適応フィルタ１０はディジタル信号処理回路である。この実施例において、補聴器の全てのディジタル回路は、単一のディジタル信号処理チップ上に設けられるか、または複数個の集積回路チップ上に適切な方法で分散して設けられる。
【００７２】
この補聴器において、マイクロホン等の入力トランスデューサ１が用いられ、これによって、音声信号（音信号）が受信され、この音声信号が受信音声信号（受信音信号）を表す対応する電気信号に変換される。補聴器は複数個の入力トランスデューサ１を備えてもよく、これによってたとえばある一定方向の感知特性を提供できる。入力トランスデューサ１は伝達関数Ｈｍを有する。入力トランスデューサ１は、音声信号（音信号）をアナログ信号に変換する。このアナログ信号は、Ａ／Ｄ変換器（図示せず）によってサンプリングされるとともにディジタル化され、補聴器内においてディジタル信号処理されるディジタル信号４となる。ディジタル信号４は結合ノード９に送られ、この結合ノードにおいて、後述する帰還補償信号８５と組み合わせられる。結合ノード９は出力信号８６を出力し、この出力信号はディジタル信号処理装置（ディジタル信号プロセッサ）７に与えられ、所望の周波数特性と圧縮関数とにしたがって増幅されて、使用者の聴覚障害を補償するのに適した出力信号８０が得られる。
【００７３】
出力信号８０は、出力トランスデューサ５と任意の（オプションとしての）遅延Δとに送られ、遅延された信号８３が適応フィルタ１０に供給される。出力トランスデューサ５は、出力信号８０を音響出力信号６に変換する。この音響信号の一部分は、伝達関数Ｈｆｂをもつ帰還経路に沿って入力トランスデューサ１に伝搬する。好ましくは、遅延線Δの時間遅延は、信号６の出力トランスデューサ５から入力トランスデューサ１までの通過時間と実質的に等しい。他の時間遅延を選択してもよい。しかし、より短い時間遅延または零の時間遅延は、フィルタリングを複雑にする。たとえばフィルタが有限インパルス応答フィルタである場合には、より長いフィルタ、すなわちより多くのタップを有するフィルタが必要になる。このため、さらに他の遅延を処理装置７の出力側において回路内に挿入して、遅延信号を出力トランスデューサ５とオプションの遅延Δとに供給し、これによって入力信号４とフィルタリングされた信号８５との間の相関を減少させてもよい。
【００７４】
適応フィルタ１０において、遅延信号８３がフィルタリングされて、音響帰還の推定であるフィルタリングされた信号８５が得られる。すなわちフィルタリングされた信号８５は、出力トランスデューサ５に由来する音を受信することによって生成されるトランスデューサ生成信号４の一部分の推定である。フィルタリングされた信号８５は、結合ノード９においてディジタル入力信号４から減じられ、これによって帰還補償信号８６が得られ、これがディジタル処理装置７に入力される。音響帰還経路における変化を補償するために、適応フィルタ１０のフィルタ係数は、フィルタリングされた信号８５が帰還信号６と実質的に同一に維持されるように、連続的に更新される。
【００７５】
フィルタ１０は、上記したような漏洩符号−符号最小二乗平均（ｌｅａｋｙ ｓｉｇｎ−ｓｉｇｎ ｌｅａｓｔ ｍｅａｎ ｓｑｕａｒｅ）アルゴリズムを有する有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタまたはワープ形（ｗａｒｐｅｄ）ＦＩＲフィルタである。
【００７６】
制御装置は、処理装置７における実際のゲインに応じてλとμとを調節（調整）する。ゲインの関数としてのスケーリング・ファクタ（ｓｃａｌｉｎｇ ｆａｃｔｏｒｓ） λおよびμのグラフが図１０に示されている。これらの関数は、補聴器の動作モードに依存することに注意されたい。補聴器の現行（現在の）動作モードにしたがって制御装置１３により選択されうる、図１０に示されるような関数の選択可能なサブセットの組（セット）が提供される。さらにこれらの関数は、たとえば音響帰還経路内における減衰等の、測定されるパラメータの変化速度（ｒａｔｅ）にしたがって選択される。
【００７７】
図１の実施例において、制御装置１３は、ディジタル処理装置７からライン１５を介して情報を受取る。ライン１５を介して受取られた、ディジタル処理装置７における現行動作ゲインに関する情報にしたがって、制御装置は、適応フィルタ１０のフィルタ係数の適応速度（ａｄａｐｔａｔｉｏｎ ｒａｔｅ）を調節（調整）する。この図において、破線および矢印は、処理信号の信号経路の一部分を構成しない制御ラインを示すことに注意されたい。
【００７８】
フィルタ１０の実施例であるＦＩＲフィルタが、図６にさらに詳細に示されている。簡単にするために、第１の４個のタップのみが図示されているが、フィルタは、任意の適切な個数のタップを含むことができる。演算子Ηを１に設定し、かつ演算子Β をμ（ｅ（ｎ））に設定すると、漏洩最小二乗平均（ｌｅａｋｙ ｌｅａｓｔ ｍｅａｎ ｓｑｕａｒｅ）アルゴリズムが達成（実現）される。λを１に設定すると、単純最小二乗平均（ｓｉｍｐｌｅ ｌｅａｓｔ ｍｅａｎ ｓｑｕａｒｅ）アルゴリズムが達成される。Ηを１に設定し、かつΒをμｓｇｎ（ｅ（ｎ））に設定すると、漏洩符号最小二乗平均アルゴリズム（ｌｅａｋｙ ｓｉｇｎ ｌｅａｓｔ ｓｑｕａｒｅ）が達成（実現）される。最後に、Η をｓｇｎ（ｕｉ（ｎ））に設定し、かつΒをμｓｇｎ（ｅ（ｎ））に設定して、漏洩符号−符号（ｌｅａｋｙ ｓｉｇｎ−ｓｉｇｎ）ＬＭＳアルゴリズムを達成（実現）することができる。また、フィルタ係数は、再帰的最小二乗（ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ ｌｅａｓｔ ｓｑｕａｒｅ）アルゴリズムを用いて計算してもよい。
【００７９】
フィルタ１０の実施例であるワープ形ＦＩＲフィルタは、図７にさらに詳細に示されている。図６および図７の上側の遅延線（ライン）より下の回路が同一であることに注意されたい。ワーピング（ｗａｒｐｉｎｇ）パラメータγ は、０．５に等しいことが好ましい。γ＝０の場合、ワープ形ＦＩＲフィルタは、ＦＩＲフィルタに変わることに注意されたい。
【００８０】
図８に、ワープ形ＦＩＲフィルタの無限インパルス応答とＦＩＲフィルタの有限応答のグラフが示されている。このグラフから、ワープ形ＦＩＲフィルタでは、本来的に、ＦＩＲフィルタよりも、所望の伝達関数により近い値が得られることがわかる。
【００８１】
図９には、他のフィルタ１０４の所望の伝達関数Ｈに適応する適応フィルタ１０２の伝達関数 Ｈａを決定するテスト回路１００のブロック図が示されている。グラフの曲線により、適応フィルタ１０２がＦＩＲフィルタである場合のエラー（誤差）信号１０６のパワー・スペクトル１１０とともに、適応フィルタ１０２がワープ形ＦＩＲフィルタである場合のエラー（誤差）信号１０６のパワー・スペクトル１０８が示されている。ＦＩＲフィルタとワープ形ＦＩＲフィルタは、同一個数のタブを有する。６〜７ｋＨｚ 未満において、ワープ形ＦＩＲフィルタは、エラー信号を１５ｄＢまで改善することがわかる。出力トランスデューサ５の出力部が典型的には、６〜８ｋＨｚ 程度の遮断周波数を有するため、８ｋＨｚ を超える部分におけるワープ形ＦＩＲフィルタの性能は重要ではない。サンプリング周波数を変化させることによって、周波数軸に沿って示されている周波数値が変化することに注意されたい。また、γを調節（調整）してエラー信号１０６のスペクトルを、特定のタイプの聴覚障害等の特定の用途に合わせて最適化しうることにも注意されたい。
【００８２】
図２に、各チャネル（チャンネル）が図１に示された単一チャネルの実施例と一般に同じように動作する、この発明にしたがった補聴器の多重チャネル（マルチチャネル）の実施例が示されている。図２の参照符号に添え字が付け加えられていることを除いて、図１および図２の対応する部分は、同じ参照符号で示されている。簡単にするために、図２には３個のチャネルのみが図示されている。しかしながら、この補聴器は、同図に示されているようなチャネルをいかなる適切な個数でも含みうることに注意されたい。
【００８３】
図２にしたがったこの発明の多重チャネルの実施例は、図１に示された単一チャネルの実施例と同じ部分に加えて、帯域フィルタ信号（帯域フィルタリングされた信号）４ａ、４ｉ、４ｎを出力するフィルタ・バンク３を備えている。結合ノード９ａ、９ｉ、９ｎにおいて、それぞれの信号４ａ、４ｉ、４ｎが組み合わされて、それぞれの信号８６ａ、８６ｉ、８６ｎが形成される。これらの信号８６ａ、８６ｉ、８６ｎは、多重チャネル形ディジタル処理装置７に供給され、使用者の聴覚障害に合致する所望の特性にしたがって処理される。これは、個別のチャネルにおける異なるゲイン設定の調節を伴いうる。さらに、この処理には、圧縮機能（ｃｏｍｐｒｅｓｓｏｒ ｆｕｎｃｔｉｏｎｓ） も含まれうる。さらにまた、雑音の減少等の他の機能が信号処理装置によって達成されうる。
【００８４】
ディジタル信号処理装置７からの出力信号はフィルタ・バンク１６に送られ、このフィルタ・バンクにおいて、１組の適応フィルタ１０ａ、１０ｉ、１０ｎにおける異なる周波数帯域またはチャネルに対応する帯域フィルタ信号（帯域フィルタリングされた信号）８３ａ、８３ｉ、８３ｎに分割される。好ましくは、フィルタ・バンク１６は、ディジタル四次フィルタからなる。
【００８５】
フィルタリングされた信号８５ａ、８５ｉ、８５ｎは、適応フィルタ１０ａ、１０ｉ、１０ｎから、それぞれの結合ノード９ａ、９ｉ、９ｎに供給されて、信号４ａ、４ｉ、４ｎから減じられ、信号８６ａ、８６ｉ、８６ｎが生成される。図１の実施例の場合と同様に、任意の遅延線Δにより出力信号８０を遅延させることができる。好ましくは、この遅延は、実質的に出力トランスデューサ５から入力トランスデューサ１までの音の最大伝搬時間に等しい。
【００８６】
処理装置７は、そのチャネルの信号を組み合わせて単一の出力信号８０にする。
【００８７】
多重チャネルの実施例においては、それぞれのチャネルの適応速度（ａｄａｐｔａｔｉｏｎ ｒａｔｅｓ）は、互いに異なりうる。このため、より高い適応速度を適用して、その結果として帰還共振が起こりやすい周波数で望ましくない歪みを発生させることができる。このことは、帰還共振が所望の信号にとって重要でない周波数で起こる場合に有利な特徴となる。
【００８８】
また、信号検出は、広範な周波数範囲において行なう方が困難である。このため、多重チャネルの装置では、単一チャネルの装置よりも、間違った信号検出による収束誤差（ｃｏｎｖｅｒｇｅｎｃｅ ｅｒｒｏｒｓ）が生じにくい。
【００８９】
ひとつの実施例において、制御装置１３は、適応フィルタ１０、１０ａ、１０ｉ、１０ｎのフィルタ係数の適応速度を、Ｇ０からＧａのゲイン間隔において、処理装置における実際の動作ゲインの関数として制御する。
【００９０】
図３に図示されている補聴器は、図１の補聴器に追加の測定装置を設けたものに対応する。対応する部分は同一の参照符号で示されており、これらの部分の動作の説明を繰り返すことはしない。図３に示された補聴器は、さらに、第１の適応フィルタ１０と並行して動作する、すなわち第１の適応フィルタ１０と同じ信号に対して作用するが、第１の適応フィルタ１０の第１の収束速度（ｃｏｎｖｅｒｇｅｎｃｅ ｒａｔｅ）より低速の第２の収束速度で動作する第２の適応フィルタ１１を含む。第２の適応フィルタ１１の出力８５は、結合ノード９に供給されて、信号４から減じられ、処理装置７に入力される信号８６が生成され、これによって音響帰還信号は、処理装置７による処理の前に、信号から実質的に除去される。第１の適応フィルタ１０の出力８９は処理装置の入力の補正には用いられないことに注意されたい。
【００９１】
この実施例において、制御装置１３は、第１の適応フィルタ１０のパラメータを決定することにより音響帰還の量を推定するようになっている。高い第１の収束速度により、第１の適応フィルタ１０は、第２の適応フィルタ１１よりも、音響帰還を経時的により厳密に追跡しうる。さらに、第１の適応フィルタ１０の出力信号８９が入力トランスデューサ信号４から減じられないため、所望の信号が第１の適応フィルタ１０によって歪まされることはない。
【００９２】
第２の適応フィルタ１１は、いかなる種類の適応フィルタであってもよいが、好ましくは、パワー正規化最小二乗平均（ｐｏｗｅｒ−ｎｏｒｍａｌｉｓｅｄ Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ）（ｐｏｗｅｒ−ｎＬＭＳ）アルゴリズムを用いるＦＩＲフィルタまたはワープ形ＦＩＲフィルタである。
【００９３】
第２の適応フィルタ１１は、フィルタリングされた信号８９を第２の結合ノード１２に出力し、このノードにおいて前記信号は第１の結合ノード９からの信号８６と組み合わされる。結合ノード１２からの出力信号９０は、第２の適応フィルタ１１に入力されて、フィルタ係数が調節される。
【００９４】
図３に示された実施例の重要な利点は、第１の適応フィルタ１０によって生成された出力信号が入力トランスデューサ１から出力トランスデューサ５までの主要信号経路に供給されないことである。この主要信号経路は、入力トランスデューサ１と、ディジタル変換手段（図示せず）と、結合ノード９と、ディジタル処理装置７と、出力トランスデューサ５とからなる。したがって、第１の適応フィルタ１０による信号処理が主要信号経路における信号に直接影響することはない。このため、主要信号経路における信号の信号歪みが第１の適応フィルタ１０によって創出されることはなく、したがって第１の適応フィルタ１０の適応速度（ａｄａｐｔａｔｉｏｎ ｒａｔｅ）を第２の適応フィルタ１１の適応速度より実質的に高くすることができる。第１の適応フィルタ１０の適応速度を第２の適応フィルタ１１の適応速度より実質的に高くすることができるため、帰還経路は、第１の適応フィルタ１０によって、第２の適応フィルタ１１によるよりも、経時的にはるかに厳密に監視されうる。好ましくは、第１の適応速度は、固定された高適応速度であるが、この適応速度は、たとえば１個またはそれ以上のスケーリング・ファクタを補正することによって調節されうる。たとえば、第１の適応フィルタの適応速度を、処理装置における実際のゲインまたは入力パワー・レベルにしたがって調節することが好ましいかもしれない。
【００９５】
適応速度（ａｄａｐｔａｔｉｏｎ ｒａｔｅ）の調節は、動作の異なるモード毎に相違しうる。
【００９６】
音響環境の急速な変化が起こった場合に、図３の第２の適応フィルタ１１は、こうした変化に即座に適応してこの変化を補償することができない。したがって、未補償の帰還信号が発生し始めることになる。しかしながら、第１の適応フィルタ１０は、第２の適応フィルタ１１よりはるかに高速であり、かつ帰還経路における変化に適応する。
【００９７】
ひとつの実施例において、制御装置は、帰還経路における変化に対する第１の適応フィルタ１０の迅速な応答に基づいて、たとえばμの値を制御するといったように、第２の適応フィルタ１１の適応速度を制御する。このため、第１の適応フィルタ１０の特性、たとえば減衰等のフィルタリング特性により帰還経路における変化が示されると、第２の適応フィルタ１１はそれに応じて制御される。たとえばゲインが帰還限界に近い場合は、第２の適応フィルタ１１の適応速度が増加する。第２の適応フィルタ１１の適応速度を増加させることにより、第２の適応フィルタは、より迅速に、たとえば音響帰還が望ましくない音の発生を招く前に、音響帰還の変化を補償しうる。
【００９８】
音響帰還の量は、好ましくは、第１の適応フィルタ１０のパラメータを決定すること、またはこれに代えて、もしくは加えて、第２の適応フィルタ１１のパラメータを決定することによって推定されうることに注意されたい。たとえば、それぞれの適応フィルタ１０、１１の入力信号と出力信号との比は、音響帰還経路を含む帰還経路の減衰の推定の要素となるので、この比を決定してもよい。さらに、このような計算を平均化された信号に基づいて行ない、雑音およびスピーチによる影響と収束誤差を抑制することが望ましい。これに代えて、所望の特性の平均を決定してもよい。好ましくは、上記のタイプのパワー推定を各信号に関して使用する。これに代えて、フィルタ係数を適切に変換することによって、適応フィルタ１０、１１のうちの一方のパラメータを決定してもよい。
【００９９】
また他の実施例において、制御装置は、帰還における変化が第１の適応フィルタ１０により検出されると、ディジタル処理装置におけるゲインを低下させる。特に、このことは、ディジタル処理装置の異なるチャネルにおいて選択的に実行されうる。
【０１００】
第１のパラメータの決定に基づいて、制御装置は、望ましくない音声（音）信号の発生を防ぐために処理装置が超えてはならない最大ゲイン値 Ｇｍａｘを計算することができる。多重チャネル形補聴器においては、各チャネル毎に別個のＧｍａｘ値があってもよい。
【０１０１】
さらに他の実施例において、制御装置は、Ｇ０からＧａへのゲイン間隔を変更する。このため、第２の適応フィルタ１１により、装置が不安定に近くなっていることが検出されると、この情報を用いてゲイン下限 Ｇ０を低下させ、これによって、 Ｇａを特定レベルに維持することが望まれる場合には、ゲイン間隔全体が下方に移動するか、またはゲイン間隔が拡大される。ゲイン下限 Ｇ０だけが変更される場合は、λおよびμの曲線が異なる間隔を包含するように変更されることが好ましい。
【０１０２】
これに関しては、ゲインとλおよびμとの関係は、図１０に示された関数とは異なることに注意されたい。
【０１０３】
図４に、各チャネルが一般に図３に示された単一チャネルの実施例と同じように動作する、この発明にしたがった補聴器の多重チャネル（マルチチャネル）の実施例が示されている。図３および図４の対応する部分は、図３の参照符号に添え字が付け加えられていることを除いて、同じ参照符号で示されている。簡単のために、３個のチャネルのみが図４に示されている。しかしながら、この補聴器は、同図に示されているようなチャネルを適切な個数で含みうることに注意されたい。簡単にするために、制御ラインは、図４においては省略されている。
【０１０４】
図４にしたがったこの発明の多重チャネルの実施例は、図３に示された単一チャネルの実施例と同じ構成部分に加えて、帯域フィルタ信号（帯域フィルタリングされた信号）８３ａ、８３ｉ、８３ｎを第２の適応フィルタ１１ａ、１１ｉ、１１ｎの組 （ｓｅｔ）に出力するフィルタ・バンク１６を備えている。それぞれの適応フィルタ１１ａ、１１ｉ、１１ｎは、それぞれの結合ノード１２ａ、１２ｉ、１２ｎに、結合ノード９ａ、９ｉ、９ｎからのそれぞれの信号８６ａ、８６ｉ、８６ｎと組み合わされるフィルタリングされた信号を供給する。
【０１０５】
図４に示された多重チャネルの実施例では、帰還経路の伝達関数のより詳細な推定が達成される。さらに、信号処理は、より低い周波数帯域においてより低いサンプリング周波数で行なわれ得、これはデシメーション（ｄｅｃｉｍａｔｉｏｎ）として知られた技術である。第１の適応フィルタの組からの出力信号は主要信号経路には供給されないため、いかなるアンチ・エリアジング（ａｎｔｉ−ａｌｉａｓｉｎｇ） フィルタもシステムには必要とされないので、デシメーションは、これらのフィルタにおいて特に簡単に用いられうる。
【０１０６】
図４に示された実施例は、図３に示された実施例と同じように制御されうる。しかしながら、図４に示された実施例では、各個別のチャネルにおいてゲインを選択的に低下させることと、第２の適応フィルタ１１ａ、１１ｉ、１１ｎの組の各個別の適応フィルタの適応速度を選択的に調節することが可能である。このため、帰還共振が起こりにくい周波数においてゲインを高い値に維持することができ、かつ歪みを低レベルに維持することができるというさらに他の利点が得られる。
【０１０７】
図５に、図４に示された実施例と同様の構成であり、かつ同様に動作する多重チャネルの実施例が示されている。しかし、図５に示された実施例は、単一の適応フィルタ１１によって構成される第２の適応フィルタの組を有しており、かつ結合ノード９が単一の結合ノードであるため、より簡素である。
【０１０８】
多くのその他の実施例が、処理装置におけるチャネルと第１および第２の適応フィルタの組における適応フィルタの個数を変化させることによって得られる。また、処理装置におけるチャネルの個数は、第１の適応フィルタの組におけるフィルタの個数と異なっていてもよく、同様に前記フィルタの個数は、第２の適応フィルタの組におけるフィルタの個数と異なっていてもよい。
【０１０９】
特に、比較的少数のチャネルを有するディジタル信号処理装置７と、より多くのフィルタを含む第２の適応フィルタの組とを用いることが可能である。これに代えて、第２の適応フィルタの組の個別の適応フィルタは、ディジタル信号処理装置７におけるチャネルとの組み合わせの上で動作するものでもよく、たとえばディジタル信号処理装置７の２個またはそれ以上のチャネルが第１の適応フィルタの組の特定の適応フィルタにより決定される同じ Ｇｍａｘを用いて動作するか、またはディジタル信号処理装置７の１個のチャネルが第１の適応フィルタの組の適応フィルタにより決定される２個以上のゲインのうちの最も低いゲインであるＧｍａｘを用いて動作してもよい。 しかしながら、現在のところは、単一の第２の適応フィルタ１１と多重チャネルの第１の適応フィルタ１０の組とを備えた実施例が好ましい。
【０１１０】
図１１に、周波数の関数としての動作ゲインのグラフが示されている。実線で示されている上側の曲線は、この発明にしたがった補聴器によって望ましくない音の発生を伴うことなしに得られる最大動作ゲインを示し、破線で示されている下側の曲線は、公知の補聴器の場合の対応するゲインを示す。
【図面の簡単な説明】
【図１】
この発明にしたがう補聴器のブロック図である。
【図２】
各チャネルが図１に示された補聴器に対応する多重チャネル形補聴器のブロック図である。
【図３】
この発明にしたがう測定装置を内蔵する補聴器のブロック図である。
【図４】
各チャネルが図３に示された補聴器に対応する多重チャネル形補聴器のブロック図である。
【図５】
単一の帯域適応フィルタを有する多重チャネル形補聴器のブロック図である。
【図６】
この発明にしたがう更新アルゴリズムを実現するＬＭＳ形ＦＩＲフィルタを示すブロック図である。
【図７】
この発明にしたがう更新アルゴリズムを実現するＬＭＳ形ワープＦＩＲフィルタを示すブロック図である。
【図８】
ＦＩＲフィルタのインパルス応答とワープ形ＦＩＲフィルタのインパルス応答との比較を示すグラフである。
【図９】
ＦＩＲフィルタおよびワープ形ＦＩＲフィルタの所望の伝達関数からの偏差を示すグラフである。
【図１０】
ディジタル処理装置におけるゲインに依存するフィルタ係数の変動を表す図である。
【図１１】
この発明により達成される最大可能ゲインの改善を示す図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【国際公開パンフレット】
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2004509543.tif 000031
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【国際調査報告】
2004509543.tif 000068
2004509543.tif 000069
2004509543.tif 000070