(57)【要約】【課題】受信機がＵＭＴＳおよびＧＳＭモード間で切り替わるように機能ブロックを最大再使用する受信機アーキテクチャを提供すること。【解決手段】無線受信機は、モード間のアナログおよびデジタル回路を最大に再使用して、低ＩＦおよびゼロＩＦモードの両方で動作するように構成可能である。受信機は、中間周波数で同位相（Ｉ）および直交位相（Ｑ）信号を生成するための直交位相ダウンコンバータ（１０８，１１０，１１２，１１４）、及び、イメージ除去フィルタリングを実行するための複素フィルタ（５１６）を有する。低ＩＦモードの場合、フィルタ（５１６）の一方の出力（Ｑ）処理は終了され、他方の出力（Ｉ）は、非複素ＡＤＣ（５２０）によって、デジタル化され、次いで、このデジタル信号は、フィルタ処理され、デシメイトされる。次いで、直交位相関連のＩＦ信号は、ダウン−コンバージョンおよび復調の前に、再生される。ゼロＩＦモードの場合、フィルタ（５１６）の両方の出力は、デジタル化され、そして復調の前に、パラレルに処理される。ＡＤ変換およびチャンネル・フィルタリングが非複素信号に対して低ＩＦで行われることを可能とすることによって、非複素ＡＤＣ（１２０，１６２０）のただ２つの使用が、可能となり、これにより、回路の重複を避け、かつ重大な電力節約を提供する。【選択図】図１７
2004515104.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ゼロＩＦおよび低ＩＦモードで操作可能な無線受信機であって、無線周波数信号のための入力と、前記無線周波数信号を中間周波数に変換し、かつ前記中間周波信号の同位相および直交位相バージョンを生成する、前記入力に結合された直交位相ダウン−コンバージョン手段と、フィルタ処理された同位相および直交位相信号を提供するために前記同位相および直交位相信号に作用するための複素フィルタリング手段と、前記同位相および直交位相信号の各々をデジタル化するための第１および第２のＡＤ変換手段とを有し、前記低ＩＦモードで動作する受信機に応答する手段が、前記第１および第２のＡＤ変換手段のうちの１つの動作を禁止にするために設けられ、低ＩＦデジタル信号処理手段が、単一のデジタル化された信号に動作して、前記低ＩＦモードで復号化されたデジタル出力データを生成するために設けられ、かつ、ゼロＩＦデジタル信号処理手段が、同位相および直交位相のデジタル化された信号に動作して、前記ゼロＩＦモードで復号化されたデジタル出力データを生成するために設けられている、無線受信機。
【請求項２】
前記複素フィルタリング手段が、多相フィルタを有することを特徴とする、請求項１に記載の受信機。
【請求項３】
前記複素フィルタリング手段が、受動型であることを特徴とする、請求項１又は２に記載の受信機。
【請求項４】
前記ゼロＩＦモードで動作する受信機に応答する手段が、前記複素フィルタリング手段を、前記同位相および直交位相信号の前記経路から切り離すために設けられていることを特徴とする、請求項１〜３の何れかに記載の受信機。
【請求項５】
前記ＡＤ変換手段が、シグマ‐デルタ・アナログ‐デジタル変換機を有することを特徴とする、請求項１〜５の何れかに記載の受信機。
【請求項６】
前記ＡＤ変換手段が、複数の異なるクロック・スピードで操作可能であることを特徴とする、請求項１〜５の何れかに記載の受信機。
【請求項７】
前記低ＩＦデジタル信号処理手段が、前記デジタルの同位相および直交位相信号をベースバンドに変換するために設けられるデローテーション手段を含むことを特徴とする、請求項１〜６の何れかに記載の受信機。
【請求項８】
前記低ＩＦデジタル信号処理手段が、デジタルの同位相および直交位相信号を生成するために前記デジタル化された信号に作用する信号生成手段を含むことを特徴とする、請求項１〜７の何れかに記載の受信機。
【請求項９】
前記信号生成手段が、第１および第２のローパス・フィルタを有し、かつ前記フィルタの各々を通過する信号に適用された前記位相シフトが、９０°相違することを特徴とする、請求項８に記載の受信機。
【請求項１０】
前記フィルタが、線形位相特性を有することを特徴とする、請求項９に記載の受信機。
【請求項１１】
請求項１〜１０の何れかに記載の無線受信機を有する集積回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明が属する技術分野】
本発明は、特に、ＧＳＭおよびＵＭＴＳのようなデジタル通信システムに適用される（しかしこれに限定されない）無線受信機、及びこのような無線受信機を含む集積回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ゼロＩＦ受信機およびニア・ゼロＩＦ（ｎｅａｒ−ｚｅｒｏ−ＩＦ）受信機（多相受信機としても知られている）は、無線通信システム用として周知である。これらタイプの受信機は、両者とも、従来のスーパーヘテロダイン（ｓｕｐｅｒｈｅｔ）受信機と同じ性能を達成するが、オフ・チップ・チャネルフィルタを必要としないため、集積化することが極めて容易であるという利点を有する。デジタルＴＤＭＡ （Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）システム（例えば、ＧＳＭ （Ｇｌｏｂａｌ Ｓｙｓｔｅｍ ｆｏｒ Ｍｏｂｉｌｅ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）およびＤＥＣＴ （Ｄｉｇｉｔａｌ Ｅｎｈａｎｃｅｄ Ｃｏｒｄｌｅｓｓ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ））、及びアナログＦＭ （Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）システムに対して、ゼロＩＦアプローチは、格別の成功を納めてはいない。これは、ＤＣオフセットと、所望信号バンドのセンタに位置する二次の相互変調積が生じることとがその原因である。このような信号は、所望信号にダメージを与えずに、容易にフィルタ処理することができない。
【０００３】
しかしながら、例えば、現在規格化されつつあるＵＭＴＳ （Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ Ｍｏｂｉｌｅ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｓｙｓｔｅｍ）のようなＣＤＭＡ （Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）システムの場合、信号情報は、相対的に広い周波数のバンドに、意図的に拡散される。ＣＤＭＡシステムの場合、ゼロＩＦアプローチは、ＤＣオフセットによっても、ＤＣノッチフィルタによって生成されるスペクトル・ホールによっても重大なダメージが生じないので、より魅力的である。これは、これらの効果が相対的に無害となるように、所望信号を、次で、逆拡散させることによって、これらの効果自体が拡散されるからである。
【０００４】
例えば、欧州特許出願第０７９７２９２号において開示されている多相受信機は、デジタルＴＤＭＡおよびアナログＦＭシステム用に開発された。このような受信機は、チャネル間隔の半分の低ＩＦを使用することによって、ゼロＩＦ受信機と同じ困難を受けることが無いので、所望信号は、ＤＣノッチフィルタによる悪影響を受けない。これは、これの、特に、ＤＥＣＴおよびＧＳＭ受信機への適用において成功した。しかしながら、多相受信機の弱点は、隣接チャネル除去能力がかなり制限されていることである。ほとんどのＣＤＭＡ用途において要求されるように、隣接チャネル除去能力が３５ｄＢ以上必要である場合には、この使用は一般に好まれない。
【０００５】
ゼロＩＦおよび多相受信機アーキテクチャの両者における最近の開発は、例えば、国際特許出願ＷＯ００／２２７３５号に開示されるように、可能な限り受信機をデジタル化することに集中してきた。これは、チャンネル・フィルタリングが、アナログからデジタルの領域に完全に移動されるように、受信機のフロントエンド内において、アナログ・デジタル変換機（ＡＤＣ）をＲＦダウンコンバージョン処理の直後に位置させることを意味する。ＡＤＣの前には、自動ゲイン制御（ＡＧＣ）は、ほとんど、あるいは全く適用されない。従って、ＡＤＣによって取り扱われる信号のダイナミック・レンジは実質的に増加するが、デジタル・チャネル・フィルタの変更の容易さによって、受信機のマルチ・モード能力は、格段に向上する。ＡＧＣが存在しないので、モードを変えることは、もはや、ＡＧＣアルゴリズムを変えるという複雑化を意味しない。同様に、アナログ信号から受信された信号強度情報（ＲＳＳＩ）を抽出することは、不必要になる。ＡＤＣ内での消費電力の増加は、例えば、ＷＯ００／２２７３５に開示されるような、ＩＣ技術の進歩を伴う回路設計技法によって最小にすることが出来る。
【０００６】
第三世代セルラー方式標準ＵＭＴＳは、ヨーロッパおよび他の地域で、間もなく導入される予定である。音声に加え、これは、マルチメディア・サービスおよびインターネット接続に充分なデータ・レートをモバイル・ユーザに提供する。しかしながら、これが初めて導入される時には、利用可能範囲は、必然的に制限されているので、最初のハンドセットは、デュアル・モード能力（少なくともヨーロッパ内ではＵＭＴＳ／ＧＳＭ）を有することが必要であろう。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
このようなデュアル・モード受信機の設計に関する主要な問題は、２つの受信機を別々に持つ必要性を避けることである。本発明の目的は、したがって、受信機がＵＭＴＳモードとＧＳＭモードとの間で切り替わる際に、機能ブロックを最大限再使用する受信機アーキテクチャを提供することである。特有の設計上の問題は、ＵＭＴＳに対して望ましいＩＦはゼロであるが、ＧＳＭに対するそれは１００ｋＨｚ（またはチャネル間隔の半分）であることに関連する。ＡＤＣおよびデジタル・チャネル・フィルタは、通常低ＩＦのＧＳＭモードに対して複素とし、かつゼロＩＦのＵＭＴＳモードに対して非複素とすることが必要となろう。
【０００８】
本発明によれば、ゼロＩＦおよび低ＩＦモードで操作可能な無線受信機であって、無線周波数信号のための入力と、無線周波数信号を中間周波数に変換し、かつ中間周波信号の同位相および直交位相バージョンを生成する、入力に結合された直交位相ダウン−コンバージョン手段と、フィルタ処理された同位相および直交位相信号を提供するために同位相および直交位相信号に作用するための複素フィルタリング手段と、同位相および直交位相信号の各々をデジタル化するための第１および第２のＡＤ変換手段とを有し、低ＩＦモードで動作する受信機に応答する手段が、第１および第２のＡＤ変換手段のうちの１つの動作を禁止にするように設けられ、低ＩＦデジタル信号処理手段が、低ＩＦモードで復号化されたデジタル出力データを生成するために単一のデジタル化された信号に動作するように設けられ、かつ、ゼロＩＦデジタル信号処理手段が、ゼロＩＦモードで復号化されたデジタル出力データを生成するために同位相および直交位相のデジタル化された信号に動作するように設けられている、無線受信機が、提供される。
【０００９】
同位相および直交位相ＩＦ信号の１つのみを量子化することによって、複素（または多相）ＡＤＣおよび複素チャネル・フィルタが、不必要となり、このことにより、消費電力をかなり削減することが可能となる。更に、ゼロＩＦモード用に提供されたＩおよびＱのＡＤＣのうちの１つは、低ＩＦモード用ＡＤＣとして作動するので、回路の著しい重複を避けることが出来る。このような受信機は、特に、マルチ・モード動作に適している。何故ならば、クロック・スピードおよびノイズ・シェーピング・プロファイルが異なる範囲で動作する非複素ＡＤＣの設計は、それらの複素等価物の設計よりはるかにシンプルであるからである。
【００１０】
単一のＡＤＣの量子化帯域幅がゼロ周波数で折り返されるように、低ＩＦモードにおいて、受信機フロントエンドからのＩＦ出力内のＩまたはＱ成分しか量子化しないことによって、所望信号帯域幅を、効果的に２倍にすることができる。しかしながら、この増加した帯域幅に起因してクロック・スピードを増加させねばならないにもかかわらず、一つのＡＤＣしか使用しないことにより、全体の消費電力は、減少するであろう。
【００１１】
低ＩＦモードにおいて、非複素ＡＤＣによりイメージが除去されないため、このＡＤＣの前には、複素フィルタが、必要となる。このようなフィルタは、受動型であり、何ら余分の電力も消費しない受動多相フィルタとすることができる。受信機がゼロＩＦモードで動作する場合、フィルタは、オプションとして、回路から切り離すことができる。
【００１２】
好適な実施例の場合、ＡＤＣは、シグマ‐デルタＡＤＣである。別の好適な実施例の場合、デジタル同位相および直交位相信号は、それらの周波数をベースバンドに変換するためにデローテート（ｄｅ−ｒｏｔａｔｅ）される。
【００１３】
本発明の別の実施例の場合、受信機は、集積回路により実施される。
【００１４】
【発明を実施するための形態】
次に、本発明の実施例を、具体例として、添付の図面を用いて説明する。
【００１５】
図面において、同じ参照番号は、同一の特徴を示すために使用されている。
【００１６】
本発明は、デュアル・モードＵＭＴＳ／ＧＳＭ受信機を有す実施例について記載される。各モードの受信機の構成が、最初に、別々に記載され、次いで、完全なデュアル・モード受信機の構成が記載される。
【００１７】
先ず、ＵＭＴＳモードを考察する。図１は、本発明に従って製作されたＵＭＴＳのためのゼロＩＦ受信機アーキテクチャの実施例のブロック図である。無線信号は、アンテナ１０２によって受信され、帯域フィルタ１０４によってフィルタ処理が行われ、そして低ノイズ増幅器１０６によって増幅される。信号は、次いで、ゼロＩＦにおいて同位相（Ｉ）および直交位相（Ｑ）の信号を生成するために、第１および第２のミキサ１０８、１１０によって、ミキシングされる。これらのミキサには、ＬＯ（Ｌｏｃａｌ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）１１２から、第１のミキサ１０８にゼロ位相シフトの信号を提供し、かつ第２のミキサ１１０に９０°位相シフトの信号を提供する相シフト・ブロック１１４を介して、これらのそれぞれのＬＯポートに、信号が供給される。
【００１８】
ミキサ１０８、１１０によるダウンコンバージョンの後、この信号は、Ｉ成分およびＱ成分を有する複素となり、そして、それが復調されるまで、受信機を通して複素信号としての処理が続く。ゼロＩＦの選択は、ＵＭＴＳモードに対して、特に魅力的である。何故ならば、消費電力を最小にするのみならず、所望信号が、フロントエンドのミキサ内で生成されるＤＣオフセットに対し、またはＤＣオフセットがハイパス・フィルタによって除かれる場合に、そのスペクトル内で生成されるホールに対して、相対的に耐性があるからである。
【００１９】
所望信号は、拡散スペクトラム信号として、ほぼ４ＭＨｚの帯域幅を占め、かつ受信機内で後に続く逆拡散処理において、ＤＣオフセットまたはスペクトル・ホールは、４ＭＨｚの帯域幅にわたって再拡散されるので、これらの影響は、ほとんどまたは全くなくなる。さらに、ゼロＩＦを使用することにより、イメージ・バンドが、所望信号の外側には全く存在しなくなるので、イメージ・バンドを占めたかもしれない干渉に関する如何なる問題も、生じない。信号チェイン（ｓｉｇｎａｌ ｃｈａｉｎ）内のＩおよびＱのアンバランスは、一般に、受信機のノイズ指数の小さい増加を生じる共チャンネル・イメージ（ｃｏ−ｃｈａｎｎｅｌ ｉｍａｇｅ）を生成するに過ぎない。このようなアンバランスは、受信機の隣接チャネル除去に対して全く制限を課さず、これは、容易に、３５ｄＢ程度の要求を満たすことができる。
【００２０】
ＩおよびＱの信号成分は、次に、それぞれのハイパスおよびローパスのプレフィルタ１１６、１１７を通過する。各ハイパス・フィルタ１１６は、信号にＤＣノッチを挿入する、一次ハイパス素子を有する。一方、各ローパス・フィルタ１１７は、大きいオフセット周波数での大きい干渉（例えば、ＵＭＴＳ標準内で規定されている６０ＭＨｚおよび８５ＭＨｚでのブロッキング干渉）の電力を減衰させる、単一のローパス素子を有する。ローパス・フィルタ１１７の１つの出力での典型的周波数スペクトル（本実施例では、幅２００ｋＨｚのＤＣホールを有する）が、図２に示されている。ＩおよびＱ信号は、次に、それぞれの２レベルＡＧＣ １１８によって、増幅される。このことは、所望信号が、いつでもそれぞれのシグマ‐デルタＡＤＣ １２０の利用可能なダイナミック・レンジの範囲内に収まることを保証する。各ＡＧＣ回路１１８は、所望信号のバンド内の干渉を含む全電力が、既定のしきい値を越えると、単純に３０ｄＢの単一ステップ分、ゲインを低下させる。ゲインにおけるこの単一ステップが無いと、ＡＤＣ １２０に対するダイナミック・レンジの要求は、過大となるであろう。
【００２１】
シグマ‐デルタＡＤＣ １２０は、ＩおよびＱ成分を量子化し、このことにより、一対のデジタル・ビット・ストリームを生成する。変調器１２０は、ＵＭＴＳチップ・レート（３．８４ＭＨｚ）の約４０倍の周波数でクロック（ｃｌｏｃｋ）され、かつ、ほとんどが所望信号のバンドから充分に離れて高周波数に集中するように、量子化ノイズを再配布するループ・フィルタを含む。デジタル・チャネル・フィルタ１２２は、この高周波の量子化ノイズ、および受信機の入力に存在する可能性のある、他のチャンネルでの任意の干渉を、除去するように構成されている。
【００２２】
図３には、シグマ‐デルタ（ΣΔ）変調器１２０の出力でのノイズ・スペクトルのプロットが、実線で示され、かつデジタル・チャネル・フィルタ１２２の出力でのノイズ・スペクトルのプロットが、破線で示されている。このスペクトルは、最大駆動レベルで変調器１２０に注入された単音のテスト条件の下で生成された。入力音が有るときと無いときの全出力電力を測定することによって、各ＡＤＣ １２０の利用可能なダイナミック・レンジが、ほぼ７７ｄＢであることを確かめることができる。
【００２３】
デジタル・チャネル・フィルタ１２２は、典型的には、送信基地局によって使用されるベースバンド・フィルタの特性に一致させたルート・レイズド（ｒｏｏｔ−ｒａｉｓｅｄ）コサイン・タイプである。それらの長さは、低消費電力のためには最小でなければならないが、シンボル間干渉の許容し得るレベルおよび干渉の適切な除去を保証するためには、充分長くなければならない。デジタル化された信号のデシメーション（ｄｅｃｉｍａｔｉｏｎ）もまた、これらのフィルタ内で起こり、サンプリング・レートをチップ・レートのほぼ８分の１に低下させる。一部の実施例の場合、各フィルタは、デシメーションのいくつかのステージに分割することができる。
【００２４】
図１のシステムにおけるベースバンド信号処理の残りの部分は、より普通に使用されるＣＤＭＡ受信機内で使用されるものに類似している。サーチャ（ｓｅａｒｃｈｅｒ）１２４は、適切なコードによってエンコードされた信号の位置決めを試み、かつタイミング情報をレーキ（ｒａｋｅ）受信機１２６に渡す。この受信機は、マルチパス・チャンネルを介して受信された拡散スペクトラム信号を逆拡散し、検出し、かつ組み合わせる。サーチャ１２４およびレーキ受信機１２６からの出力は、デジタル・シグナル・プロセッサ（ＤＳＰ）１２８によって、更に処理され、復号化されたＵＭＴＳ ビット・ストリームを有する出力ビット・ストリーム １３０を生成する。このビット・ストリーム１３０は、次いで、適切な出力、例えば、オーディオまたはデータ信号を生成するために、従来通り、処理することができる。
【００２５】
上述のアーキテクチャの高度にデジタル化された特性により、アナログ・チャネル・フィルタおよびＡＧＣの必要性はほとんどなくなる。ＧＳＭモードへの切り替えが必要である場合、これは特に有効である。アーキテクチャは、厳しい要求をＡＤＣ １２０の性能に課すが、そのような設計は可能であり、かつ集積回路技術における進歩により、消費電力を低下させることも可能であろう。
【００２６】
このアーキテクチャがＵＭＴＳ性能要件を満たすことを確認するために、システム・シミュレーションが、実行された。所望信号電力Ｓ（ｄＢｍ単位）の関数として、生データ・ビットに対するビット・エラー・レート（ＢＥＲ）の変化を示す、このようなシミュレーションの出力の具体例が、図４に示されている。このシミュレーションの場合、受信機ノイズ指数は、８．５ｄＢであり、生ビット・レートは、６０ｋＨｚ であると仮定された。９ｄＢのコーディング・ゲインを１２．２ｋＢ／ｓサービスに対して考慮すると、この結果は、受信機が、ほぼ−１２０ｄＢｍの所望信号入力レベルで０．１％の情報ビットに関するＢＥＲ（これは、ＵＭＴＳ仕様の−１１７ｄＢｍの３ｄＢ内側にある）を達成することを示す。
【００２７】
次に、ＧＳＭモードを考察する。フロントエンドのミキサ内で生成されるＤＣオフセットおよび二次相互変調積に伴う困難のため、チャネル間隔の半分の低ＩＦが、ＧＳＭに対しては好ましい。これは、信号の変調にダメージを与えずに、オフセットおよび相互変調積を抽出することができるように、ハイパス・フィルタを複素ＩＦ信号のＩおよびＱ信号の経路内に挿入することを可能とする。しかしながら、このＩＦは、受信機に対する所望信号のイメージ・バンド内（すなわち、−１００ｋＨｚで）隣接チャネル干渉を含む、全ての干渉事項を除去するために、チャネル・フィルタとＡＤＣの両方が、複素でなければならないという、複雑な問題をもたらす。複素ディジタル・フィルタは、典型的に、一対の実フィルタの２倍もの電力を消費し、かつ複素ＡＤＣは、実バージョンより設計することが実質的に困難である。ＵＭＴＳ動作モードを有することによって課される必要性に関連して、実チャネル・フィルタとＡＤＣとを両モードで使用可能な受信機に対する強い要求がある。
【００２８】
この要求を満たすアーキテクチャは、本出願人の出願中の未公開の国際特許出願（本出願人のリファレンスＰＨＧＢ０００１５６）内で開示されており、かつ低ＩＦ受信機アーキテクチャのＧＳＭ実施例のブロック図である、図５に示されている。フロントエンドは、入って来るＲＦ信号をチャネル間隔の半分の低ＩＦ（ＧＳＭの場合、チャネル間隔は２００ｋＨｚであるので、このＩＦは、１００ｋＨｚである）にミキシングする直交位相ダウンコンバータを使用する。受信機のこの部分は、本質的に図１を参照して述べたものと同じであるが、唯一の差は、局部発振器１１２によって供給される周波数である。
【００２９】
ミキサ１０８、１１０によるダウンコンバージョンの後、ＩおよびＱ信号を有する複素低ＩＦ信号が、所望信号のイメージ・バンド内（すなわち、−２００ｋＨｚ〜０Ｈｚ）に存在する如何なる干渉も除去する、受動多相フィルタであるイメージ除去フィルタ（ＩＲ）５１６に渡される。このようなフィルタは、公知であり、例えば、論文、Ｍ Ｊ Ｇｉｎｇｅｌｌによる「シーケンス非対称多相ネットワークを使用した単側波帯変調（Ｓｉｎｇｌｅ ｓｉｄｅｂａｎｄ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｕｓｉｎｇ ｓｅｑｕｅｎｃｅ ａｓｙｍｍｅｔｒｉｃ ｐｏｌｙｐｈａｓｅ ｎｅｔｗｏｒｋｓ）」 （ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ， Ｎｏ ４８， １９７３）に開示されている。直接シリコン上に集積化することができる受動多相フィルタは、ＲＣ回路網により容易に実現することができる。イメージ除去フィルタ５１６は、他の全ての干渉と同様に、０Ｈｚ〜２００ｋＨｚの所望信号を通過させる。しかしながら、いかなるイメージ干渉も除くことによって、それは、受信機のその後の全てのフィルタを「実」にする（すなわち、ＩおよびＱ信号の何れか一方にしか作用しない）ことが可能となる。フィルタ５１６が受動型であるので、それは、全く電力を消費せず、かつ所望信号に関する限りロスが無い（ｌｏｓｓ−ｆｒｅｅ）と、考えることができる。
【００３０】
多相フィルタ５１６の効果を示すために、予想所望信号のスペクトルは、フィルタの入出力端子で調べられるであろう。図６は、データ・ビットの無作為系列によって駆動される、０ｄＢｍのレベルおよび１００ｋＨｚのＩＦでＧＳＭ信号のシミュレートされた入力スペクトルを示す。スペクトルは、受信機フロントエンドによって生成されるホワイト、ガウス・ノイズがある場合には、歪のないＧＭＳＫ（Ｇａｕｓｓｉａｎ Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙ）信号のそれである。信号の電力が負の周波数で全信号の電力より１５．９ｄＢ低いことは、留意する価値がある。これに関連して、これは、多相フィルタ５１６が、−２００ｋＨｚからゼロまでのバンドに入ってくる隣接チャネル干渉の全てのエネルギーを抽出することが可能であった場合であっても、この受信機も他の如何なるＧＳＭ受信機も、所望信号に関して＋１５．９ｄＢで到着する干渉によって動作することができないということを意味する。幸いにも、ＧＳＭ仕様は、所望信号に関して僅か＋９ｄＢでの隣接チャネル干渉によって動作する受信機を要求するので、この場合、所望バンドへのエネルギーの流出量は、許容できるＳＮ比を達成するには充分低い。
【００３１】
イメージ・フィルタ５１６に対して、それが隣接チャネル内で提供する減衰が、受信機性能についての主制約要因になりそうもないことは理解されよう。したがって、フィルタは、２０ｄＢを超える減衰を提供する必要はない。適切な多相フィルタの周波数応答の具体例は、図７に示されている。このようなフィルタによるフィルタリングの後、図６の所望信号のスペクトルは、図８に示されるものに変更される。フィルタによって導入される非対称性は、明らかに見て分かるが、（記載された実施例のように）イコライザ（ｅｑｕａｌｉｓｅｒ）が復調処理の一部として使用される場合に、ＢＥＲ内で如何なる重大な低下をもたらすほど、顕著ではない。
【００３２】
イメージ除去フィルタ５１６の後、信号のＱ成分の処理は、終了する。一方、Ｉ成分は、ハイパス・フィルタ１１６を介して、単一の、２ポートのシグマ‐デルタ（ΣΔ）変調器５２０に与えられ、処理は続く。信号のＱ成分を処理しない効果は、所望信号エネルギーの半分を取り込み、かつ周波数スペクトルの負の側へそれを折り返すことである。したがって、（シグマ‐デルタ変調器５２０のノイズ・スペクトルと同じように）信号は、ゼロ周波数に関して対称であり、かつ４００ｋＨｚの帯域幅を占める。例えば、図９は、Ｑ成分を除いた（図８に示される）フィルタ５１６からの所望信号出力のスペクトルを示す。このような信号は、変調器５２０の変換効率を最大にする。これは、信号の帯域幅が、ここで、変調器５２０によって生成される量子化ノイズ・スペクトルにおいて、ホールの幅に一致するからであり、このことにより、ＡＤＣ ５２０の変換効率は少なくとも３ｄＢ 向上する。
【００３３】
ハイパス・フィルタ１１６は、先行するフロントエンドの回路によって生成されたＤＣオフセットを除去する。ＧＳＭアプリケーションのための多相受信機の研究により、フィルタ１１６の適切なカットオフ周波数が、１０ｋＨｚ以下であることが判明した。この周波数は、所望信号の重大な低下をもたらすことなく、受信機に大信号のオーバー・ドライブ効果からの充分な回復時間を与える。
【００３４】
要求されたノイズ・シェーピングを得るために、変調器５２０の次数およびそのクロック・スピードは、適切に選択しなければならない。最小入力信号レベル（現時点での最高の技術水準で−１０８ｄＢｍ）で、ＢＥＲ（ビット・エラー・レート）に関するＧＳＭ仕様を満たすために、信号対量子化ノイズ比は、４００ｋＨｚの帯域幅（すなわち−２００ｋＨｚ〜＋２００ｋＨｚ）で約１７ｄＢでなければならない。この数値は、全体としてのＳＮ比が７ｄＢで、かつ量子化ノイズ・レベルがフロントエンドのノイズより１０ｄＢ低い必要性から導かれる。ＡＤＣへの最も大きい入力信号は、−２３ｄＢｍでのブロッキング干渉である。感度要求および干渉レベルを考慮すると、ＧＳＭに要求されるダイナミック・レンジは、困難ではあるが、可能な、約８５ｄＢの値である。
【００３５】
ＡＤＣ ５２０の出力は、所望信号と大量の高周波の量子化ノイズの両方を含む、高速ビット・ストリームである。出力信号は、デジタル・チャネル・フィルタ５２２によってフィルタ処理される。このフィルタは、典型的には、ＧＳＭのビット・レートの約４８倍である、シグマ‐デルタ変調器５２０のクロック・レートに等しいサンプリング・レートで動作する。これは、両側周波数軸で見た場合、幅４００ｋＨｚのバンドパス応答に似ている、約２００ｋＨｚのカットオフ周波数を有するローパス周波数応答を有する。フィルタ５２２の周波数応答の正確な形状は、それが、約１ＭＨｚ（ＧＳＭビット・レート２７０．８３３３ｋＨｚのほぼ４倍）のサンプリング・レートに信号サンプルのデシメーションを可能にするような、充分なストップバンド減衰を提供する限り、特に重要でない。適切な周波数応答は、図１０に示される。フィルタ５２２は、イメージ干渉、（すなわち、イメージ除去フィルタ５１６によって取り扱われる低側の隣接チャネルでの干渉）を除いて、受信機入力に到着している全ての干渉を減らし、かつ変調器５２０によって生成される広帯域の量子化ノイズの大部分を減らすと言う二重の役割を果たす。所望信号の実量子化とフィルタリングの組み合わせは、公知の低ＩＦ受信機内で使用される等価複素信号処理より効率的である。
【００３６】
フィルタ５２２の出力の信号の典型的周波数スペクトルは、図１１に示されている。実線で示される所望信号の２半分は、ハイパス・フィルタ１１６によって生成されるホールによって隔てられていて、ゼロ周波数の両側に位置する。破線で示されるイメージ干渉の残留は、所望信号と同じ周波数空間を占めるが、そのレベルは、イメージ除去フィルタ５１６によって適用される減衰のため問題にならないほど低い。−２００ｋＨｚ〜２００ｋＨｚのバンドの外側に、一点鎖線で示される一部の残留シグマ‐デルタ・ノイズおよび大きい干渉に起因する電力も、存在するが、このような信号は、次のフィルタリングによって容易に除去することができる。
【００３７】
一旦、信号の高周波数成分がチャネル・フィルタ５２２によって除去されると、ＩＦ信号は、ダウン・サンプリング・ブロック（ＤＳ）２１０によって、ＧＳＭビット・レートの約４倍のサンプリング・レートに、ダウン・サンプリング（ｄｏｗｎ−ｓａｍｐｌｅｄ）させる（すなわち、デシメイト（ｄｅｃｉｍａｔｅｄ）させる）ことができる。このことは、所望信号のＱ成分の再構成のために必要な処理リソースおよび消費電力を減らす。一部の実施例の場合、ダウン−サンプリングは、より良い効率のためにチャンネル・フィルタリングと組み合わせることができる。所望信号を再び複素化することは、低ＩＦからゼロ周波数までのその完全な周波数変換（またはデローテーション（ｄｅ−ｒｏｔａｔｉｏｎ））と、データビットを得るためのその次の復調とを容易にするために、必要である。
【００３８】
したがって、ダウン・サンプリングの後、信号は、一対のＦＩＲフィルタを通過させることにより、複素化される。ここで、第１のフィルタ５２６は、線形位相ローパス応答を有し、かつ第２のフィルタ５２８は、通過帯域の中央の狭いノッチの生成、および（負の周波数に対して＋９０°で、かつ正の周波数に対して９０°である）追加の９０°位相シフトを挿入することを除いて、同じ応答を有している。第２のフィルタ５２８は、新規のＱ成分を作成する。これは、ノッチの幅が、そのインパルス応答の長さを決定するタイム・バウンドされた（ｔｉｍｅ−ｂｏｕｎｄｅｄ）ヒルベルト変換の等価物を実行する。先行するハイパス・フィルタ１１６によって生成されたノッチの幅より僅かに狭いまたはそれに等しい幅が、通常、適切であろう。
【００３９】
図１２は、８ｋＨｚのホール幅を有し、２７６のタップを有するＦＩＲフィルタである適切な第２のフィルタ５２８の典型的な周波数応答を示す。第１のフィルタ５２６の主要機能は、Ｉ成分の経路に第２のフィルタ５２８によってＱ成分の経路内に挿入されたものと同じ時間遅延を正確に挿入することである。両方のフィルタ５２６、５２８のインパルス応答は、正確に同じ長さでなければならない。第１および第２のフィルタは、チャネル・フィルタ５２２の後においても、所望信号の帯域幅の外側に、残存しているいかなる干渉も更に削除をするように設計することができる。これらのカットオフ周波数を変えることは、実質的にフィルタ５２６、５２８の必要な長さに何の効果も与えず、かつ、事実上コストの発生無しに追加のフィルタリングを導入することを可能にする。カットオフ周波数の選択は、フィルタ５２６、５２８が必要とするサンプリング・レートに若干関連するが、これが、いかなる重大な問題も発生させない場合、このことにより提供されるフィルタリングにより、ベースバンドにおける更なるフィルタリングの必要性が軽減される。
【００４０】
所望信号のＱ成分をリストアすることは、正の側にその周波数スペクトルの負の半分を折り返すことであり、これによって、帯域幅は２００ｋＨｚに減少する効果を有する。信号内の全電力は、したがって、イメージ除去フィルタ５１６への入力で見られるオリジナルの値に戻る。電力密度は、６ｄＢ増加する。図１３は、上述の様々な処理ステップの後の、図９の信号のシミュレートされた周波数スペクトルを示す。負の周波数のエネルギーが、２つのＦＩＲフィルタ５２６、５２８の有限な長さの結果であり、僅かに不完全なイメージ除去比の原因となることに留意する必要がある。約２７０ｋＨｚの急なカットオフは、２つのフィルタ５２６、５２８の特性に計画的に組み込まれたローパス・エッジの結果である。
【００４１】
一旦、Ｑ成分が作成されると、ＩおよびＱの信号は、デローテーション・ブロック５３０を通過する。ここで、信号源５３２によって提供される−１００ｋＨｚの複素音との複素乗算を行うことによって、これらがベースバンドにデローテートされる。このデローテーションにより、所望信号が、ゼロの中央の周波数にシフトされる。デジタルであることによって、デローテーション処理は、完全である。
【００４２】
図５に示される具体的な実施例の場合、ＩおよびＱの信号は、カットオフ周波数が８０ｋＨｚの各ローパス・ベースバンド・フィルタ５３４によってフィルタ処理される。上述の追加のフィルタリングが、フィルタ５２６、５２８に含まれなかった場合、ベースバンド・フィルタ５３４のみが、要求される。フィルタ５３４の出力の信号の典型的周波数スペクトルが、図１４に示されている。実線は、所望信号を示し、破線は、イメージ干渉の残留を示す。イメージ除去フィルタ５１６が、正しい大きさに設定されていれば、干渉は全く問題にならないであろう。
【００４３】
次いで、信号は、等化および復調ブロック（ＥＱ）５３６によって処理され、そして、受信機の残り部分のデジタル信号処理回路に、生のＧＳＭビット・レート２７０．８３３ｋＨｚで、出力５３８として提供される。
【００４４】
本発明によるアーキテクチャが正しく機能することを確認するために、システム・シュミレーションが、実行された。例えば、図１５は、周知のＴＵ５０チャンネル・モデル（５０ｋｍ／ｈの最大速度を伴う典型的都市のプロファイル）を使用して、所望信号電力Ｓ（ｄＢｍ単位）の範囲に対するＢＥＲを決定するシミュレーションの結果のグラフである。新規の受信機アーキテクチャに対してシミュレートされた結果は、実線で示され、全体として複素の信号処理を使用した、ベンチマーク多相受信機に対する結果は、破線で示されている。新規の受信機の感度が、少なくともベンチマーク多相受信機と同程度以上に良いことは、明白である。他のシミュレーションにより、新規のアーキテクチャが、隣接チャネルとより大きい周波数オフセットでのそれら両方に対して、要求された選択性を提供することができることも確認した。
【００４５】
上述のＧＳＭモード実施例の変更例の場合、チャネル・フィルタ５２２および複素の信号再構成フィルタ５２６、 ５２８は、２つのＦＩＲフィルタを有する単一のフィルタリング・ブロックに組み合わされている。組み合わされたフィルタリング・ブロックは、シグマ‐デルタ変調器５２０の出力のビット・ストリーム特性を利用することができるので、このような実施例は、必要なディジタル・ハードウエア・リソースを少なくすることができる。実質上、チャネル・フィルタ５２２およびダウン・サンプリング・ブロック５２４の機能は、フィルタ５２６、５２８内に組み込まれる。
【００４６】
フィルタ５２６、５２８の必要な周波数応答を決定するために、その一方が他方のヒルベルト変換である２つの実フィルタとしてではなく、ゼロ周波数に関して非対称応答を有するフィルタを単一の複素のフィルタと考えるほうが、よりシンプルである。標準デジタル総合ツールを使用すると、必要な帯域幅および選択性を有する単一の実ＦＩＲフィルタを、設計することができる。複素の応答を得ることは、この場合、＋１００ｋＨｚの周波数シフトを適用するという直裁の事項となる。実および虚インパルス応答は、シフトされた周波数応答に離散的逆フーリエ変換を行うことによって得ることができる。
【００４７】
図１６は、僅かな回数の設計の繰り返し後に、得られる、フィルタ５２６、 ５２８の適切なペアの複素の周波数応答を示す。必要な減衰テンプレートは、破線で示されている。応答は、（±１ＭＨｚを越えた周波数で１００ｄＢを越える）テンプレートの境界の範囲内で充分なストップバンド（ｓｔｏｐｂａｎｄ）減衰を有する２０ｋＨｚ〜１８０ｋＨｚの通過帯域にわたって極めて小さいリップルを示す。このような応答は、フィルタ５２６、５２８に、最小の歪で所望信号を通過させること、充分な減衰を隣接するおよび交互のチャンネル干渉に適用すること、及びシグマ‐デルタ変調器５２０によって生成される高周波ノイズの大部分を除去することを可能とする。
【００４８】
最後に、組み合わされたデュアル・モードＵＭＴＳおよびＧＳＭ受信機を考察する。図１７は、本発明に従って作製された受信機の実施例のブロック図である。ミキサ１０８、１１０に関する限り、ＲＦフロントエンドは、ＵＭＴＳおよびＧＳＭモードのそれに類似している。主な差は、ＵＭＴＳおよびＧＳＭ周波数帯域に対してそれぞれバンド・パス・フィルタ１０４および低ノイズ増幅器１０６が必要であること、およびＬＯ １１２が、ミキサ１０８、１１０に両モードにおいて適切な基準周波数を供給することができなければならないことである。
【００４９】
所望信号は、直交位相ダウン−コンバータ・ミキサ１０８、１１０の出力に現れ、ＵＭＴＳ信号は、ゼロＩＦキャリヤ上で−２〜＋２Ｍｈｚのバンドを占め、かつＧＳＭ信号は、低ＩＦキャリヤ上でゼロから２００ｋＨｚのバンドを占めている。本明細書で示される実施例は、２つのモードの同時動作を取り扱うように設計されていなかった。
【００５０】
信号は、上述のＵＭＴＳ実施例において用いられているように、ハイパスおよびローパスのフィルタ１１６，１１７を通過する。ハイパス・フィルタ１１６は、ＵＭＴＳ信号内でノッチを生成するが、このノッチは、充分に小さく、ＵＭＴＳ信号に重大な影響を全く与えない（典型的には、僅か−１０〜＋１０ｋＨｚ）。ローパス受動前置フィルタ１１７は、６０ＭＨｚ以上のオフセットで如何なる大きさのＵＭＴＳ干渉も減衰させる。３−レベルＡＧＣアンプ１６１８は、信号が利用可能なＡＤＣダイナミック・レンジに入ることを保証する。レベルのうちの２つは、受信機がＵＭＴＳモードで動作している場合、図１のＡＧＣ回路１１８と同じ機能を提供する、すなわち、信号レベルが既定のレベルを越えると、３０ｄＢの単一のステップゲインを低下させる。受信機がＧＳＭモードで動作している場合、次のＡＤ変換のための適切な信号レベルを提供するために、第３のレベルが、使用される。第３のレベルは、ＵＭＴＳとＧＳＭモードの間の信号レベルの差を補償するためのみに必要である。
【００５１】
信号は、次に多相イメージ−除去フィルタ５１６を通過する。このフィルタは、ＵＭＴＳモードに必ずしも必要でないので、バイパスさせることができる。しかしながら、ＵＭＴＳ信号にもたらされるダメージが重大でないので、フィルタ５１６を、両モードに対し機能させ、このことにより一部の信号切替を省くこともあり得る。ＩおよびＱ信号は、次いで、それぞれのシグマ‐デルタ変調器１６２０、１２０を通過する。Ｑ変調器１２０は、上述のＵＭＴＳ実施例のそれと同じであり、ＵＭＴＳモードでしか動作しない。Ｉ変調器１６２０は、２つのモードに対して再構成可能でなければならない。ＵＭＴＳモードの場合、ループ・バンド幅およびクロック・スピードに対する適切な値は、それぞれ、２０ＭＨｚと１５３．６ＭＨｚであり、ＧＳＭモードの場合、それらは、それぞれ、３ＭＨｚと２６ＭＨｚである。実際には、ＵＭＴＳモードにおけるＩおよびＱチャンネル処理の相違を避けるために、ＡＤＣ １６２０、１２０が、同じであることが、好ましいかもしれない。
【００５２】
デジタル化の後、結果として生じる１つのビット・ストリームまたは複数のビット・ストリームは、それぞれの組み合わされたチャンネルおよびデシメーション・フィルタ１６２２を通過する。これらのフィルタは、ＵＭＴＳおよびＧＳＭモードに対してＲＯＭ １６２３内に保持されるセッティングを介してプログラム可能である。ＧＳＭモードの場合、フィルタ１６２２は、複素信号再構成機能も実行する。本明細書ではＧＳＭモード位置に示されているスイッチ１６２１は、信号の正しい経路を準備する。各モードに対して、デジタル信号処理の残りの部分は、上述したように進む。
【００５３】
アナログおよびデジタルのハードウエアのかなりの部分は、両モードに共通であることが分かる（この共通部分１６００は、図１７で破線で囲まれている）。異なる復調処理を含むので、２つのモードのデジタル・ベースバンド信号処理ブロックは、全く異なる。しかしながら、この処理のソフトウェア要素は、共通のＤＳＰプラットホームで動作するように構成することができる。このことにより、回路部分の共通化をより一層計ることができる。
【００５４】
いくつかの機能ブロックの位置は、本発明の範囲内で、上述の実施例において変更させても良いことは理解されるであろう。例えば、図１の実施例において、ハイパス・フィルタ１１６およびローパス・フィルタ１１７の位置は、重要でない。同様に、図５において、ハイパス・フィルタ１１６は、イメージ除去フィルタ５１６の前に、等しく適切に、置くことができる。更なる具体例として、チャネル・フィルタ５２２、ダウン・サンプリング・ブロック５２４および複素信号再生フィルタ５２６、５２８は、上述したように、いくつかのデジタル・プロセシング・ハードウェアを省略して、単一の機能ブロックに合併させることができる。
【００５５】
本発明の受信機アーキテクチャは、ＩＦがゼロと１００ｋＨｚの間で切り替わる、デュアル・モードＵＭＴＳ／ＧＳＭ受信機について記載された。しかしながら、このアーキテクチャは、容易に、ＣＤＭＡ、ＴＤＭＡおよびＦＤＭＡアプリケーションの組み合わせの他のデュアル・モードおよびマルチ・モードの範囲に適用させることができる。有望な組み合わせは、ＩＳ９５、ＣＤＭＡ２０００、ＩＳ１３６、ＡＭＰＳおよびＰＤＣ１９００を含む。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に従って製作されたゼロＩＦ受信機アーキテクチャのブロック図である。
【図２】図１のアーキテクチャによるダウンコンバージョンおよびプレ・フィルタリングの後の信号の周波数（ｆ）（ＭＨｚ単位）に対する振幅（Ａ）を示すグラフである。
【図３】図１のアーキテクチャにおける、実線で示されるＡＤＣの出力、および、破線で示されるフィルタリングの後の信号の周波数（ｆ）（ＭＨｚ単位）に対する振幅（Ａ）を示すグラフである。
【図４】図１の受信機アーキテクチャに対する信号電力（Ｓ）（ｄＢｍ単位）に対する生データ・ビットのシミュレートされたビット・エラー・レート（ＢＥＲ）のグラフである。
【図５】本発明に従って製作された低ＩＦ受信機アーキテクチャのブロック図である。
【図６】図５のアーキテクチャにおけるイメージ除去フィルタの入力での信号の周波数（ｆ）（ ｋＨｚ単位）に対する振幅（Ａ）を示すグラフである。
【図７】図５のアーキテクチャにおけるイメージ除去フィルタの周波数（ｆ）（ｋＨｚ単位）に対する減衰（Ａ）（ｄＢ単位）を示すグラフである。
【図８】図５のアーキテクチャにおけるイメージ除去フィルタの出力の信号の周波数（ｆ）（ｋＨｚ単位）に対する振幅（Ａ）を示すグラフである。
【図９】図５のアーキテクチャにおける信号のＱ成分の処理終了後、イメージ除去フィルタの出力での信号の周波数（ｆ）（ｋＨｚ単位）に対する振幅（Ａ）を示すグラフである。
【図１０】図５のアーキテクチャにおけるチャネル・フィルタの周波数（ｆ）（ｋＨｚ単位）に対する減衰（Ａ）を示すグラフである。
【図１１】図５のアーキテクチャにおけるチャネル・フィルタの出力での信号の周波数（ｆ）（ｋＨｚ単位）に対する振幅（Ａ）を示すグラフである。
【図１２】図５のアーキテクチャにおける直交位相再構成フィルタの周波数（ｆ）（ｋＨｚ単位）に対する減衰（Ａ）を示すグラフである。
【図１３】図５のアーキテクチャにおける信号のＱ成分のリストアの後の信号の周波数（ｆ）（ｋＨｚ単位）に対する振幅（Ａ）を示すグラフである。
【図１４】図５のアーキテクチャにおける等化および復調の直前の信号の周波数（ｆ）（ｋＨｚ単位）に対する振幅（Ａ）を示すグラフである。
【図１５】図５の受信機アーキテクチャの信号電力（Ｓ）（ｄＢｍ単位）に対するシミュレートされたビット・エラー・レート（ＢＥＲ）のグラフである。
【図１６】組み合わされたチャネル・フィルタおよび直交位相再構成フィルタの周波数（ｆ）（ｋＨｚ単位）に対する減衰（Ａ）を示すグラフである。
【図１７】本発明に従って製作されたデュアル・モードのゼロＩＦおよび低ＩＦ受信機アーキテクチャのブロック図である。
【符号の説明】
１０２　　アンテナ
１２２　　デジタル・チャンネル・フィルタ
１２６　　レーキ受信機
Ａ　　　 振幅
ｆ　　　 周波数
５１６　　 イメージ除去フィルタ
５３０　　 デローテーション・ブロック
ＢＥＲ　　 ビット・エラー・レート
Ｓ　　　　信号電力
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
2004515104.tif 000017
【図１６】
2004515104.tif 000018
【図１７】
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【国際公開パンフレット】
2004515104.tif 000020
2004515104.tif 000021
2004515104.tif 000022
2004515104.tif 000023
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2004515104.tif 000049
【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
2004515104.tif 000050
2004515104.tif 000051
【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
2004515104.tif 000052
2004515104.tif 000053
【国際調査報告】
2004515104.tif 000054
2004515104.tif 000055
2004515104.tif 000056
2004515104.tif 000057