(57)【要約】音波で動作するフィルタの適合度を改善するために、インターディジタルトランスデューサ（ＩＤＴＶ）において、隣接する２つの電極フィンガのあいだの間隔がトランスデューサの全長にわたって変化する構造体を提案する。この変化は有利には連続的な分布関数に追従する。直列分岐に本発明の共振器の設けられたリアクタンスフィルタにより透過領域での電気的な適合度の改善が達成される。
2004523179.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
リフレクタ（Ｒｅｆ）間に配置された１つまたは複数のインターディジタルトランスデューサ（ＩＤＴ）として相互にかみ合った２つの電極フィンガから成る櫛形電極が設けられている
音波で動作するトランスデューサ構造体において、
インターディジタルトランスデューサ（ＩＤＴ）内の隣接する２つの電極フィンガの中心と中心とのあいだを測定したフィンガ間隔がインターディジタルトランスデューサの全長にわたって変化する
ことを特徴とする音波で動作するトランスデューサ構造体。
【請求項２】
インターディジタルトランスデューサ（ＩＤＴ）の全長にわたるフィンガ間隔の変化は所定の連続的関数によって記述される、請求項１記載のトランスデューサ構造体。
【請求項３】
フィンガ間隔の変化は中央付近で波の伝搬方向（Ｘ）に対して垂直な軸線を中心として対称となる関数に相応する、請求項１または２記載のトランスデューサ構造体。
【請求項４】
フィンガ間隔の分布状態はインターディジタルトランスデューサ（ＩＤＴ）の全長にわたって線形関数に適合化されている、請求項１から３までのいずれか１項記載のトランスデューサ構造体。
【請求項５】
フィンガ間隔の分布状態はインターディジタルトランスデューサ（ＩＤＴ）の全長にわたって放物線関数に適合化されている、請求項１から３までのいずれか１項記載のトランスデューサ構造体。
【請求項６】
隣接する電極フィンガの間隔の差はインターディジタルトランスデューサ（ＩＤＴ）の全長で見て最大で５％である、請求項１から５までのいずれか１項記載のトランスデューサ構造体。
【請求項７】
前記差は最大で２％〜３％である、請求項６記載のトランスデューサ構造体。
【請求項８】
さらにフィンガ幅がインターディジタルトランスデューサ（ＩＤＴ）の全長にわたって変化しており、その分布状態は所定の連続的関数に適合化されている、請求項１から７までのいずれか１項記載のトランスデューサ構造体。
【請求項９】
フィンガ間隔はインターディジタルトランスデューサ（ＩＤＴ）の中央で最大となるように分布している、請求項１から８までのいずれか１項記載のトランスデューサ構造体。
【請求項１０】
１つの直列分岐と少なくとも１つの並列分岐とが設けられたリアクタンスフィルタ内に配置されており、当該の並列分岐にそれぞれ少なくとも１つの共振器（Ｒｓ、Ｒｐ）が配置されている、請求項１から９までのいずれか１項記載のトランスデューサ構造体。
【請求項１１】
リアクタンスフィルタの直列分岐内に配置されている、請求項１０記載のトランスデューサ構造体。
【請求項１２】
直列分岐内に配置された全ての共振器（Ｒ）の電極フィンガは変化するフィンガ間隔および／または変化するフィンガ幅を有している、請求項１１記載のトランスデューサ構造体。
【請求項１３】
フィンガ間隔の変化範囲は平均のフィンガ間隔に対して±０．１％〜２．５％である、請求項１から１２までのいずれか１項記載のトランスデューサ構造体。
【請求項１４】
大きな相対帯域幅Δｆｒｅｌ、すなわち２％＜Δｆｒｅｌ＜５％のリアクタンスフィルタに用いることを特徴とする請求項１から１３までのいずれか１項記載のトランスデューサ構造体の使用。
【請求項１５】
電気音響学的な結合度の小さい基板に設けられたフィルタに用いることを特徴とする請求項１から１３までのいずれか１項記載のトランスデューサ構造体の使用。
【請求項１６】
メタライゼーションの際の製造誤差を低減するため、メタライゼーションレベルの小さなフィルタに用いることを特徴とする請求項１から１３までのいずれか１項記載のトランスデューサ構造体の使用。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は音波で動作するトランスデューサ構造体に関している。特に表面波フィルタ（ＯＦＷまたはＳＡＷフィルタと称される）またはＳ‐ＢＡＲフィルタ（Bulk acoustic wave resonator）用のトランスデューサ構造体に関する。
【０００２】
音波で動作するフィルタ（特にＳＡＷフィルタ）では、音波で動作するトランスデューサ構造体を備えたインピーダンス素子としてＳＡＷ共振器が使用される。この種の共振器は圧電基板の表面上に被着された金属の電極構造体から成っており、少なくとも２つの端子を備えたインターディジタルトランスデューサを有する。インターディジタルトランスデューサは通常は２つのリフレクタのあいだに配置される。周知の共振器はその全長にわたって均等なフィンガ周期およびフィンガ幅を有するインターディジタルトランスデューサを有している。ここで各共振器はいわゆる共振数波数および反共振周波数を有する。アパーチャ、フィンガ数およびフィンガ周期を変化させることにより、周波数位置および共振ないし反共振の強度を制御することができる。このとき共振周波数と反共振周波数とのあいだの周波数間隔およびその形状は維持される。
【０００３】
リアクタンスフィルタでは共振器がインピーダンス素子として使用され、導体路または類似のデバイス（ラダー型デバイス）に接続される。このために共振器には直列分岐および少なくとも１つの（有利には多数の）並列分岐が設けられている。共振器の直列分岐の共振周波数は並列分岐の反共振周波数にほぼ相応するように調整されている。それぞれ１つずつの並列共振器および直列共振器を備えた基本回路を複数設けることから、複数の並列分岐のあいだに直列共振器が配置された複雑なフィルタが構成される。個々の共振器の共振の相互作用によりフィルタで所望のバンドパス特性が形成される。そのために個々の共振器の共振周波数およびその共振の強度は適切に調整される。すなわちフィンガ周期、フィンガ数および個々の共振器のアパーチャには既知の自由度が存在する。
【０００４】
理想的なフィルタは良好な電気的適合度、阻止領域での良好な減衰特性、および透過領域で小さな挿入減衰量を有している。ここで問題となるのは前述の特性がたいていの場合に同時には最適化できない点である。このためつねに適切には特性を組み合わせられず、全ての特性の最適化されたフィルタを得ることができない。特に２％以上の相対帯域幅を有する広帯域用のフィルタ、または電気音響学的結合度の小さな材料から成る基板（例えばＬｉＴａＯ３と層厚さの小さな化合物または水晶）上に形成されるフィルタでは特性が充分に満足されず最適化が行えないことになる。
【０００５】
本発明の課題は、音波で動作するトランスデューサ構造体において最適化の際に少なくとも１つのさらなる自由度が得られるようにし、特性の改善されたリアクタンスフィルタを構成することである。
【０００６】
この課題は本発明の請求項１の特徴を有するトランスデューサ構造体により解決される。本発明の有利な実施形態およびその使用法は従属請求項に記載されている。
【０００７】
トランスデューサ構造体はリフレクタ間に配置された１つまたは複数のインターディジタルトランスデューサを有している。当該のトランスデューサ構造体はバスバーに接続された複数の電極フィンガを有しており、これらは櫛状に相互にかみ合っている。本発明のトランスデューサ構造体を備えたインターディジタルトランスデューサは、周知のトランスデューサとは異なって、隣接する２つのフィンガの中心どうしの間隔（つまりフィンガ周期）が一定ではなく、インターディジタルトランスデューサの全長にわたって変化している。フィンガ周期を変化させることにより、共振器フィルタの周囲での良好な電気的結合度が得られるのである。フィルタはＤＭＳフィルタ、ＴＣＦフィルタ、またはリアクタンスフィルタである。特にフィンガ周期の変化するトランスデューサ構造体ではフィルタの入出力側での反射が最小となる。したがって本発明によれば、例えば高周波数領域で使用されるリアクタンスフィルタにおいて電圧定在波比ＶＳＷＲを低減することができる。さらに本発明の共振器を用いてリアクタンスフィルタを構成すると、改善された透過帯域と特に良好な挿入減衰量とが得られる。
【０００８】
フィンガ間隔の変化はインターディジタルトランスデューサの全長にわたって得られるフィンガ間隔（フィンガ周期）の実際値が連続的関数に相応する曲線を描くように設定される。フィンガ間隔のポイントＸでの実際値は連続的関数のポイントＸでサンプリングされた値に相応する。有利にはほぼ一定の関数が選定される。このような関数は跳躍的な変化を生じない。
【０００９】
フィンガ間隔のさらに有利な変化は、フィンガ間隔の分布状態がトランスデューサの全長にわたって波の伝搬方向に対して垂直な軸線を中心として対称となる関数に追従するように選定して達成される。ここで軸線は有利にはトランスデューサの中央付近に位置する。有利には鏡面軸線に最大値を有する関数が選定される。
【００１０】
フィンガ間隔を簡単に変化させるには、トランスデューサの全長にわたって、フィンガ間隔が１つの方向で増大または低下する線形関数に追従するようにする。ここでフィンガ間隔の分布状態はインターディジタルトランスデューサの一方の端部から他方の端部へ増大するようになっていてもよいし、鏡面軸線から端部のほうへ、または端部から鏡面軸線のほうへ増大するようになっていてもよい。
【００１１】
さらにフィンガ間隔はインターディジタルトランスデューサの全長にわたり非線形の関数、例えば放物線関数に追従して分布するように定めることもできる。またトランスデューサの中央に極値（最小値または最大値）を取るように選定することもできる。
【００１２】
フィンガ間隔は平均値から最大で±２．５％まで変化しうるので、２つのフィンガ間隔の最大の差は５％となる。典型的には本発明のインターディジタルトランスデューサは２％〜３％の最大差（例えば３％）を有する。ここでリアクタンスフィルタの有利な改善が達成され、ＤＭＳフィルタの場合よりも小さな差が得られる。ＤＭＳフィルタの場合、変化範囲がめいっぱいに活用されると、５％までの差が生じる。
【００１３】
本発明の共振器のバリエーションとして、付加的に電極フィンガのフィンガ幅をインターディジタルトランスデューサの全長にわたって変化させる構成が挙げられる。この変化も有利には連続的関数にしたがって行われる。フィンガ幅の変化はメタライゼーション比がトランスデューサの全長にわたって一定となるように設定される。ただしメタライゼーション比が連続的に増大または低下するようにしたり、フィンガ間隔の分布状態に追従するようにしたり、トランスデューサの中央に関して鏡面対称となる関数に追従するようにしたりすることもできる。
【００１４】
特に有利には本発明の共振器をリアクタンスフィルタ内の並列分岐または有利には直列分岐内に配置する。本発明のフィンガ幅の変更および／またはメタライゼーション比の変更により共振器の共振の形態が変更されるので、特に透過帯域が制御される。透過帯域は主として直列分岐内に配置された共振器によって定められるので、最も効果的なのは本発明の共振器を直列分岐内に設けることである。このようにすればリアクタンスフィルタの電気特性を変更ないしは最適化することができる。本発明では個々の共振器について共振の拡張が達成され、しかも反共振の形状は変更されずに維持される。このようにして高い帯域幅を有するリアクタンスフィルタが得られ、その際にもフィルタの他の特性は劣化しない。本発明によれば、同じ帯域幅でも、適切に選択されたフィンガ間隔またはフィンガ幅の分布状態により全体としてフィルタの透過領域で良好な電気的結合度が得られる。
【００１５】
リアクタンスフィルタのみで見ても本発明の共振器を直列分岐内に設けることにより良好な電気的特性を呈する。また有利には、直列分岐内に配置された全ての共振器に対して本発明のフィンガ間隔および／またはフィンガ幅の分布状態が構成される。フィンガ間隔の変化の範囲はここでは平均値を中心として０．１％〜３％である。このようにすると２％以上の高い相対帯域幅を有するリアクタンスフィルタが得られる。
【００１６】
特に有利には、電気音響学的な結合度が低いときに本発明の共振器またはこれから製造されるフィルタを例えば層厚さの小さいリチウムタンタレート上に構成する。このような条件のもとでも本発明によれば電気音響学的な特性が改善され、良好な電気的結合度が達成される。
【００１７】
以下に本発明を実施例およびこれを示した図１〜図８に則して詳細に説明する。図１には周知の共振器が示されている。図２にはリアクタンスフィルタ用の周知の構造体が示されている。図３には本発明の共振器が示されている。図４〜図６には本発明のトランスデューサの全長にわたるフィンガ幅の分布状態の関数が示されている。図７には周知のリアクタンスフィルタと本発明のリアクタンスフィルタとの電圧定在波比の比較が示されている。図８には周知のリアクタンスフィルタと本発明のリアクタンスフィルタとの透過特性の比較が示されている。
【００１８】
図１には音波で動作する共振器が示されている。金属、例えばアルミニウム、アルミニウム合金、またはアルミニウム層を含む多層構造体から成る電極層が圧電気板上に被着されている。共振器はインターディジタルトランスデューサＩＤＴから成っており、これは２つのリフレクタＲｅｆのあいだに配置されている。各インターディジタルトランスデューサＩＤＴは相互にかみ合った２つの櫛形電極から成り、端子Ｔ１、Ｔ２に接続されている。周知の共振器から成るインターディジタルトランスデューサの電極フィンガは均等な電極フィンガ間隔Ｐを有しており、これは通常は隣接する２つの電極フィンガの中心から中心までのピッチとして定義される。この種の共振器の回路が図の右半部に示されている。共振器Ｒの電気特性を調整する周知の手段はアパーチャＡ、電極フィンガの数Ｎ、フィンガ間隔Ｐ、およびメタライゼーション比ηを変更することによって可能となる。これにより波の伝搬方向Ｘで見たメタライゼーション面積と全面積との比が定められる。
【００１９】
図２には分岐回路またはラダー型構造の回路のかたちに配置されたリアクタンスフィルタの例が示されている。このフィルタは入力側Ｉｎと出力側Ｏｕｔとのあいだに１つの直列分岐を有しており、ここに直列の共振器Ｒｓが配置されている。そのほかにこの図には２つの並列分岐が示されており、ここにはそれぞれ１つずつ並列の共振器Ｒｐが配置されている。通常はこの並列分岐はアースへ接続されている。ただしリアクタンスフィルタを対称に駆動することもできる。この共振器のインピーダンス特性として、共振周波数で最小インピーダンスを有しかつ反共振周波数で最大インピーダンスを有するという点が際立っている。共振器の直列分岐および並列分岐の共振周波数および反共振周波数を適切に調整することにより、リアクタンスフィルタで所定の透過帯域が形成される。
【００２０】
図３には全長にわたって変化するフィンガ間隔を有する本発明のインターディジタルトランスデューサＩＤＴＶが示されている。トランスデューサの全長にわたるフィンガ間隔の分布状態は、ここでは例えば図４に示されている関数に追従する。本発明のトランスデューサではフィンガ間隔Ｐがフィンガの個数ｎに関して有利には一定の関数で、つまり図４のような線形関数にしたがって変化することが示されている。ここではフィンガ間隔Ｐは最大のフィンガ間隔Ｐｍａｘから最小のフィンガ間隔Ｐｍｉｎへトランスデューサの全長にわたって徐々に低下している。
【００２１】
またフィンガ間隔は図５、図６に示されるような分布であってもよい。図５には同様にトランスデューサの全長にわたる線形分布が示されており、２つの部分関数からなる全分布が現れている。これは中央の電極フィンガＮｍの領域では波の伝搬方向Ｘに対して垂直に存在する鏡面軸線に対して相互に対称に配置されている。図６には放物線関数に追従するフィンガ間隔Ｐの分布が示されている。ここでの最大値はトランスデューサの中央の領域に存在する。
【００２２】
図４〜図６に示されているフィンガ間隔の分布のほか、別の関数も可能である。有利には、本発明の共振器からリアクタンスフィルタが製造される際に特性が改善されるような関数が選択される。このときにも分布関数が図示のような対称性を有する必要はない。ただし損失を鑑みたときに有利なのは、フィンガ間隔を連続的に変化させ、分布関数が跳躍的に変化しないようにすることである。
【００２３】
１つの実施例として、本発明の共振器は図３に示されているような線形に変化するフィンガ間隔を備えたインターディジタルトランスデューサＩＤＴＶを有しており、リアクタンスフィルタ製造のために用いられる。このために図２に示されている共振器が接続されて１つのリアクタンスフィルタとしてまとめられる。直列の共振器Ｒｓ１〜Ｒｓ３は本発明の共振器であり、並列の共振器は従来の（例えば図１に示されている）共振器である。
【００２４】
本発明の適切な実施例では、例えば移動電話に使用される２ｉｎ１フィルタが構成されており、ここでは１ＧＨｚリアクタンスフィルタおよび２ＧＨｚリアクタンスフィルタが例えば２３０ｎｍの均等なメタライゼーション層厚さを有する唯一の基板上で組み合わされている。２３０ｎｍという層厚さは１ＧＨｚフィルタで使用される最適なメタライゼーション層の約４０％である。これにより１ＧＨｚフィルタでは電気的な適合度が著しく劣化し、その結果フィルタの入力側と出力側とのあいだで高い信号反射が発生する。これは電圧定在波比ＶＳＷＲにすると約３．６であり、伝送される信号が透過領域で高い減衰を起こしてしまう。こうした不要に高い挿入減衰は損失を生じるので、回避すべきである。
【００２５】
図７には、従来の共振器を備えた相応のリアクタンスフィルタの測定曲線Ｍ１に対して、本発明のリアクタンスフィルタの電圧定在波比ＶＳＷＲの測定曲線Ｍ２が示されている。従来の共振器を備えたリアクタンスフィルタの測定曲線Ｍ１は、図の上方の領域に矩形の囲みで示されている透過領域において最大の電圧定在波比、約３．６を有している。これに対して、直列分岐内に本発明の共振器の設けられたリアクタンスフィルタは測定曲線Ｍ２を示し、こちらは明らかに改善された電圧定在波比、約２．３を有している。
【００２６】
同様に比較測定によって求められた関数Ｓ２１で表される透過特性が図８に再現されている。周知のリアクタンスフィルタの減衰量の曲線Ｄ１はほぼ全ての透過帯域にわたって本発明のリアクタンスフィルタの減衰特性の曲線Ｄ２の下方に位置している。また本発明によって電気的な適合度も著しく改善されるので、特に本発明では図示のような低い挿入減衰量が得られる。
【００２７】
本発明のリアクタンスフィルタをさらに改善するために、付加的にメタライゼーション比を調整し、トランスデューサ全体にわたってこれを一定とするか、または所定の分布関数に相応に変化させることができる。フィンガ間隔の最適な分布関数は自動の最適化により求められ、電気音響学的モデルをベースとして開発されたソフトウェアで実行される。本発明によればどんな場合にも適合度の劣化したフィルタを簡単に改善することができ、その際に従来必要であった付加的な適合化素子を省略することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】周知の共振器を示す図である。
【００２９】
【図２】リアクタンスフィルタ用の周知の構造体を示す図である。
【００３０】
【図３】本発明の共振器を示す図である。
【００３１】
【図４】フィンガ幅の第１の分布状態の関数を示す図である。
【００３２】
【図５】フィンガ幅の第２の分布状態の関数を示す図である。
【００３３】
【図６】フィンガ幅の第３の分布状態の関数を示す図である。
【００３４】
【図７】周知のリアクタンスフィルタと本発明のリアクタンスフィルタとの電圧定在波比の比較を示す図である。
【００３５】
【図８】周知のリアクタンスフィルタと本発明のリアクタンスフィルタとの透過特性の比較を示す図である。
【国際公開パンフレット】
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2004523179.tif 000019
【国際調査報告】
2004523179.tif 000020
2004523179.tif 000021
2004523179.tif 000022
2004523179.tif 000023
2004523179.tif 000024
2004523179.tif 000025