(57)【要約】本発明は、回路内の振動マイクロメカニカル共振器を利用して濾過、混合、周波数参照及び増幅の各機能を実行する複数のＭＥＭＳベースの方法及びアーキテクチャを提供する。複数の振動マイクロメカニカル素子を利用してＲＦ信号を処理する方法及びサブシステムが提供され、該素子は、典型的にはＩＦミックス−フィルタ、及びＲＦチャンネル選択器又は画像阻止ＲＦフィルタの形態である。このようなアーキテクチャの利用の主要な利点の１つは、電力を高い選択感度（即ち、高Ｑ）とトレードすることで電力消費量を節減できることである。また、このような方法及び回路は、受信器又はトランシーバサブシステムにおける低ノイズ増幅器の必要性をなくす。従って、本発明は、ＳＳＩネットワーク内での多数のマイクロメカニカルリンクの使用に依存して、基本的にＤＣ電力消費量ゼロでもって信号処理機能を行うようになっている。【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＲＦサブシステムにおいて信号を処理して低ノイズ増幅器の必要性をなくすようになった方法であって、
複数の相互連結されるマイクロメカニカル素子を準備する段階と、
前記マイクロメカニカル素子を振動させて、最初に信号の所望の周波数帯域を通過させると同時に、実質的に前記所望の周波数帯域外の信号を減衰させ、次に、前記低ノイズ増幅器を必要とすることなく信号の前記所望の周波数帯域を変換して濾過する段階と、
を含むことを特徴とする方法。
【請求項２】
前記低ノイズ増幅器は、ＲＦ低ノイズ増幅器であることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
低ノイズ増幅器の必要性をなくすＲＦ受信器サブシステムであって、
信号の所望の周波数帯域を通過させると同時に、実質的に前記所望の周波数帯域外の信号を減衰させための画像阻止振動マイクロメカニカルフィルタと、
前記フィルタに連結されると共に、電子部品に接続されて前記低ノイズ増幅器を必要とすることなく、信号の前記所望の周波数帯域の変換及び濾過を行うようになっている振動マイクロメカニカル・ミキサ−フィルタと、
を備えることを特徴とするサブシステム。
【請求項４】
前記低ノイズ増幅器は、ＲＦ低ノイズ増幅器であることを特徴とする請求項３に記載のサブシステム。
【請求項５】
前記フィルタは比較的広帯域のフィルタであり、前記ミキサ−フィルタは狭帯域のミキサ−フィルタであることを特徴とする請求項３に記載の方法。
【請求項６】
低ノイズ増幅器の必要性をなくすＲＦ受信器サブシステムであって、
信号の所望の周波数帯域を通過させると同時に、実質的に前記所望の周波数帯域外の信号を減衰させための振動マイクロメカニカル周波数帯域選択器と、
前記選択器に連結されると共に、電子部品に接続されて前記低ノイズ増幅器を必要とすることなく、信号の前記所望の周波数帯域を変換及び濾過を行うようになっている振動マイクロメカニカル・ミキサ−フィルタと、
を備えることを特徴とするサブシステム。
【請求項７】
前記低ノイズ増幅器は、ＲＦ低ノイズ増幅器であることを特徴とする請求項６に記載のサブシステム。
【請求項８】
低ノイズ増幅器の必要性を実質的に低減するＲＦトランシーバサブシステムであって、
信号の所望の周波数帯域を通過させると同時に、実質的に前記所望の周波数帯域外の信号を減衰させための振動マイクロメカニカル周波数帯域選択器と、
前記選択器に連結されると共に、信号の変換及び濾過を行うようになっている振動マイクロメカニカル・ミキサ−フィルタと、
を備え、ＲＦフロントエンドの電力が実質的に低減されることを特徴とするサブシステム。
【請求項９】
ＲＦ受信器サブシステムにおいて、選択器に連結されると共に、電子部品に接続されてフロントエンド・フィルタを必要とすることなく周波数を有する情報信号の変換及び濾過を行うようになっているマイクロメカニカル・ミキサ−フィルタ装置であって、
前記情報信号を受信するための第１のポートと、所望の周波数を有するＡＣ信号を受信するための第２のポートと、出力ポートとを有する混合マイクロメカニカル変換器と、
前記変換器に連結されているマイクロメカニカル共振器と、
を備え、
前記装置は、フロントエンドを必要とすることなく前記所望の周波数に基づいて前記情報信号の前記周波数を変換して濾過することを特徴とする装置。
【請求項１０】
前記装置は、同様に前記情報信号にゲインを付加することを特徴とする請求項９に記載の装置。
【請求項１１】
前記変換器及び前記共振器は、非導電性部材で相互連結されて、前記第１のポートと前記２のポートを絶縁することを特徴とする装置。
【請求項１２】
各々の前記ポートを他の各々の前記ポートと絶縁するための手段を更に備えることを特徴とする請求項９に記載の装置。
【請求項１３】
前記共振器は、切換え可能及び同調可能であることを特徴とする請求項９に記載の装置。
【請求項１４】
前記装置は、最初に混合時には画像を阻止し、次に濾過を行う画像阻止ミキサ−フィルタであることを特徴とする請求項９に記載の装置。
【請求項１５】
ＲＦ受信器サブシステムにおいて、フロントエンドを必要とすることなく周波数を有する情報信号を変換して濾過する方法であって、
前記情報信号を受信するための第１のポートと、所望の周波数を有するＡＣ信号を受信するための第２のポートと、出力ポートとを有するマイクロメカニカル素子を準備する段階と、
前記マイクロメカニカル素子が前記所望の周波数に基づいて前記情報信号の周波数を変換して、前記情報信号を濾過するように、前記マイクロメカニカル素子を振動させる段階と、
を含むことを特徴とする方法。
【請求項１６】
前記第１のポートを前記第２のポートと絶縁する段階を更に含むことを特徴とする請求項１５に記載の方法。
【請求項１７】
各々の前記ポートを他の各々の前記ポートと絶縁する段階を更に備えることを特徴とする請求項１５に記載の方法。
【請求項１８】
前記マイクロメカニカル素子は、前記情報信号にゲインを付加するよう振動されることを特徴とする請求項１５に記載の方法。
【請求項１９】
前記装置は、切換え可能及び同調可能であることを特徴とする請求項１５に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
（連邦政府委託研究又は開発に関する説明）
本発明は、ＤＡＲＰＡによって締結された契約第Ｆ３０６０２−９７−２−０１０１号に基づいて政府の支援を受けてなされたものである。
【０００２】
（技術分野）
本発明は、複数の振動マイクロメカニカル素子を利用して信号を処理するための方法及びサブシステムに関する。
【０００３】
（背景技術）
外部受動構成部品の必要性は、長い間、通信トランシーバの小型化に対する主たる障壁となっている。特に、図１に示すように、一般にヘテロダイン方式トランシーバのＲＦ及びＩＦ段に使用されている高Ｑ帯域フィルタの殆どは、水晶及びセラミックフィルタやＳＡＷ素子等の外部機械式共振構成部品を使用して実現されている。このような技術は、高い共振回路Ｑ値に起因して、挿入損失、パーセント帯域幅、及び実現可能な除去率において、トランジスタ技術を利用して実現される類似のフィルタよりも性能が非常に優れている。更に、高いＱ値は、トランシーバ内で局部発振器又は同期クロックを実現するのに必須であり、局部発振器及び同期クロックの両者は、厳しい位相ノイズ仕様を満足する必要がある。この場合も同様に、図１に示すように、外部素子（例えば、水晶振動子）がこの目的に利用される。
【０００４】
外部構成部品である前述の機械式素子は、基板レベルで一体型電子部品とインタフェース接続される必要があり、このことは、スーパーヘテロダイン方式トランシーバの小型化に対して主たる障害になっている。この理由から、最近のページング及び移動体通信用シングルチップトランシーバを実現する試みでは、高レベルのトランジスタ一体化によって外部高Ｑ構成部品の必要性をなくそうとする別のアーキテクチャを利用している。残念ながら、フロントエンド部の適切な選択感度が得られないので、このようなアプローチは全体性能において多少劣っており、現時点では要求が低い用途に使用するに留まっている。
【０００５】
これを前提として、将来的な通信ニーズではおそらく高レベルの性能を必要とするであろうことを認識すると、高Ｑ構成部品を保有して、スーパーヘテロダイン方式のようなアーキテクチャを保持するシングルチップ構成部品による問題解決が望ましい。
【０００６】
周波数がＶＨＦ帯域でありＱ値が万単位である振動ビームマイクロメカニカル（「μメカニカル」）共振器素子の最近の実証は、前述の特許出願「作動周波数を有するマイクロメカニカル共振器を備える素子及びその拡張方法」に開示されている高Ｑ受動素子を使用する通信アーキテクチャに関する研究の再流行を引き起こしている。これらの素子への関心の殆どは、ＩＣ互換マイクロ電気機械システム（ＭＥＭＳ）組立技術の使用に端を発したものであり、能動トランジスタ電子部品と共に超高Ｑ受動タンクのオンチップ一体化を非常に容易にして、実質的な小型化が可能になる
【０００７】
図２は、ＭＥＭＳ技術とＳＡＷ技術との比較を示し、ＭＥＭＳは非常に小さな寸法でもって同一又は良好な高Ｑ周波数選択感度をもたらす。実際には、寸法及び基板レベルの実装の複雑性の低減、並びにスーパーヘテロダイン方式アーキテクチャによって実現可能な高い性能に対する要望は、この技術に対する主たる原動力である。
【０００８】
確かに小型化はこの技術（一般に「ＲＦ　ＭＥＭＳ」と呼ぶ）の利点であるが、これは、単に一般的な信号処理に影響を与える非常に大きな潜在能力に触れるものである。特に、現在ではＭＥＭＳ技術を利用して（おそらく大規模に）一体化することができるので、振動μメカニカル共振器（又はμメカニカルリンク）は、新しい機械的回路技術において、抵抗器及びトランジスタと同様に小型回路素子と考えることができる。単一トランジスタと同様に、単一の機械式リンクは、多くの用途に対して適切な処理能力をもっていない。しかしながら、トランジスタと同様に、大規模（潜在的にＶＬＳＩ）回路に組み込まれると、μメカニカルリンクは、真の能力を発揮することができ、従来のトランジスタ回路では得ることのできなかった特性をもつ信号処理機能が実現可能となる。
【０００９】
発振器における高Ｑの必要性
所定の通信用途に関して、周波数変換、同期化、又はサンプリングに使用される発振器信号の安定性は極めて重要である。発振器周波数は、温度変動、経年変化、及び位相や周波数の瞬時変動を引き起す雑音又はマイクロホニック雑音等の如何なる現象に対しても安定している必要がある。発振器安定性を決定づける単一の最も重要なパラメータは、周波数設定タンク（又はリング発振器の場合には有効タンク）のＱ値である。所定の用途において、有限の電力量を前提にすると、タンクＱ値が特定の閾値を超える場合に限り、発振器周波数の適切な長期及び短期安定性が保証される。
【００１０】
携帯用装置での低電力の必要性を考慮し、更にシンセサイザがトランシーバの全電力消費量の大きな要因であることを考慮すると、最新のトランシーバは、高Ｑタンク成分を可能にする技術から大きな利益を得ることができるであろう。
【００１１】
フィルタにおける高Ｑの必要性
また、タンクＱは、パーセント帯域幅及び形状係数が小さく挿入損失が少ない、非常に選択感度が高いＩＦ及びＲＦフィルタを実現する能力に大きな影響を与える。タンクＱが小さくなると挿入損失は急速に高くなり、ＩＦフィルタの場合でも過大であり、ＲＦフィルタでは全く許容できないものである。発振器と同様に、ＲＦ及びＩＦフィルタは高いタンクＱを必要とするが、スーパーヘテロダイン方式の受信器ではチャンネル選択が主としてＩＦフィルタで行われるので、その必要性はＩＦフィルタの方が高い。一般に、フィルタの選択感度が高いほど、所定レベルの挿入損失を実現するのに要求される共振器Ｑが高くなる。
【００１２】
マイクロメカニカル回路
水晶振動子共振器及びＳＡＷフィルタ等の機械式回路は、トランシーバ設計の大部分を占める最も重要な機能をもたらすが、機械的回路の数は、一般にその大きな寸法及び限りある経費によって制限される。残念ながら、高Ｑ構成部品の使用を最小限にすると、設計担当者は、電力を選択感度（即ちＱ）とトレードすることになり、結果的にトランシーバ性能が犠牲になる場合が多い。簡単な例として、通信サブシステムの受信パス内の高ＱＩＦフィルタを取り除くと、後続のＩＦ増幅器、ＩＱミキサ、及びアナログ／デジタル変換器回路に対するダイナミックレンジ要求が劇的に高くなり、それに対応して電力消費量が高くなってしまう。同様のトレードオフがＲＦでも起こり、使用する高Ｑ構成部品の数が増えるほど、又は複雑になるほど周辺トランジスタ回路での電力消費量が少なくなる。
【００１３】
マイクロメカニカルビーム素子
今日までＶＨＦ帯域での通信用途に最も有用なμメカニカル回路の多くは、固定端（ｃｌａｍｐｅｄ−ｃｌａｍｐｅｄ）境界条件を有する図２に示すようなμメカニカル曲げモード式ビーム素子を利用して実現されてきた。幾つかのミクロ機械加工技術を利用して多種多様な材料でもってこのような素子を実現できるが、表面ミクロ機械加工は、μメカニカル通信回路の好適な方法であり、このことは、主として種々のビーム端条件及び電極位置を可能にする柔軟性、及び多層式サスペンションでもって非常に複雑な幾何学的形状を実現できる能力に起因している。
【００１４】
Ｔｈａｍ他に付与された米国特許第６，０４９，１７０２号には、一体型受動トランシーバ部が開示されており、マイクロ電気機械（ＭＥＭ）素子製造技術を利用して、低損失で高性能のスイッチを提供するようになっている。また、ＭＥＭ素子を利用すると、受動構成部品を備える複数の回路の製造及び使用が可能になり、結果的にトランシーバの性能特性が向上する。
【００１５】
Ｃｈａｎｇ他に付与された米国特許第５，８７２，４８９号には、一体型同調式インダクタンスネットワーク及びその方法が開示されている。このネットワークは、インダクタンス素子を選択的に相互接続する複数のＭＥＭスイッチを利用しており、結果的に特定回路に関する選択的なインダクタンスが可能になる。
【００１６】
Ｇｒｅｗａｌｌに付与された米国特許第５，９６３，８５７号には、マイクロ機械加工フィルタを備える物品が開示されている。使用時には、マイクロ機械加工フィルタは無線機の一部として組み込まれ、無線機の小型化が可能になる。
【００１７】
Ｎｇｕｙｅｎ他に付与された米国特許第５，９７６，９９４号及び米国特許第６，１６９，３２１号には、共振周波数を調整してマイクロメカニカル構造体の品質係数を高めるためのバッチ処理に適合する製造後の焼き鈍し方法及びシステムが開示されている。
【００１８】
Ｌｉｎ他に付与された米国特許第５，４５５，５４７号、米国特許第５，５８９，０８２号、及び米国特許第５，５３７，０８３号には、マイクロ電気機械信号プロセッサが開示されている。信号プロセッサは、該プロセッサが多重チャンネル信号プロセッサ又はスペクトル分析器として機能することを可能にする、多数の個別のマイクロ電気機械共振器を備える。
【００１９】
ＭａｃＤｏｎａｌｄ他に付与された米国特許第５，６４０，１３３号には、キャパシタンス式の同調式マイクロメカニカル共振器が開示されている。各共振器は、選択的に調整でき、機械式発振器、加速度計、電気機械フィルタ、及び他の電子部品に使用できる。
【００２０】
Ｙａｏに付与された米国特許第５，５７８，９７６号、Ｇｏｌｄｓｍｉｔｈ他に付与された米国特許第５，６１９，０６１号、及びＱｉｅ他に付与された米国特許第６，０１６，０９２号には、通信装置に使用される種々のマイクロメカニカル及びマイクロ電気機械スイッチが開示されている。
【００２１】
Ｎｇｕｇｅｎ他に付与された米国特許第５，８３９，０６２号には、並列のマイクロ電気機械フィルタを含むＭＥＭＳ式受信器が開示されている。
【００２２】
Ｎｇｕｇｅｎ他に付与された米国特許第５，４９１，６０４号及び米国特許第５，９５５，９３２号には、Ｑ制御マイクロ共振器、及びその共振器を使用する同調式フィルタが開示されている。
【００２３】
Ｗｅｉｎｂｅｇ他に付与された米国特許第５，７８３，９７３号には、マイクロメカニカル、熱不感性シリコン共振器及び発振器が開示されている。
【００２４】
以下の文献は一般的に興味深いものである。Ｎｇｕｙｅｎ他著「ＣＭＯＳマイクロメカニカル共振器振動子の設計及び性能」、１９９４年度ＩＥＥＥ国際周波数制御シンポジウム、１２７−１３４頁；Ｗａｎｇ他著「低速度ばねカップリングによるマイクロ電気機械フィルタのＱ向上」、１９９７年度ＩＥＥＥ超音波学シンポジウム、３２３−３２７頁；Ｂａｎｎｏｎ、ＩＩＩ他著「高周波数マイクロ電気機械フィルタ」、１９９６年度ＩＥＥＥ電子素子会議、カリフォルニア州サンフランシスコで１９９６年１２月８日から１１日開催、７７３−７７６頁；クラーク他著「並列共振器ＨＦマイクロメカニカル帯域通過フィルタ」、１９９７年度半導体センサ及びアクチュエータ国際会議、１１６１−１１６４頁。
【００２５】
（発明の開示）
本発明の目的は、複数の振動マイクロメカニカル素子列を利用して信号を処理するための方法及びサブシステムを提供することである。
【００２６】
本発明は、前述の目的及他の目的を達成するための、ＲＦサブシステムにおいて信号を処理して低ノイズ増幅器の必要性をなくすようになった方法を提供する。本方法は、複数の相互連結されるマイクロメカニカル素子を準備する段階を含む。また、本方法は、マイクロメカニカル素子を振動させて、最初に信号の所望の周波数帯域を通過させると同時に、実質的に所望の周波数帯域外の信号を減衰させ、次に、低ノイズ増幅器を必要とすることなく信号の所望の周波数帯域を変換して濾過する段階を含んでいる。
【００２７】
更に、本発明は、前述の目的及他の目的を達成するために、低ノイズ増幅器の必要性をなくすＲＦ受信器サブシステムが提供される。本サブシステムは、信号の所望の周波数帯域を通過させると同時に、実質的に所望の周波数帯域外の信号を減衰させための画像阻止振動マイクロメカニカルフィルタを含む。また、本サブシステムは、フィルタに連結されると共に、電子部品に接続されて低ノイズ増幅器を必要とすることなく、信号の所望の周波数帯域の変換及び濾過を行うようになっている振動マイクロメカニカル・ミキサ−フィルを含んでいる。
【００２８】
低ノイズ増幅器は、ＲＦ低ノイズ増幅器であってもよい。
フィルタは比較的広帯域のフィルタであり、ミキサ−フィルタは狭帯域のミキサ−フィルタであってもよい。
【００２９】
更に、本発明は、前述の目的及他の目的を達成するために、低ノイズ増幅器の必要性をなくすＲＦ受信器サブシステムが提供される。本サブシステムは、信号の所望の周波数帯域を通過させると同時に、実質的に所望の周波数帯域外の信号を減衰させための振動マイクロメカニカル周波数帯域選択器を含む。また、本サブシステムは、選択器に連結されると共に、電子部品に接続されて低ノイズ増幅器を必要とすることなく、信号の所望の周波数帯域を変換及び濾過を行うようになっている振動マイクロメカニカル・ミキサ−フィルタを含んでいる。
【００３０】
更に、本発明は、前述の目的及他の目的を達成するために、低ノイズ増幅器の必要性を実質的に低減するＲＦトランシーバサブシステムが提供される。本サブシステムは、信号の所望の周波数帯域を通過させると同時に、実質的に所望の周波数帯域外の信号を減衰させための振動マイクロメカニカル周波数帯域選択器を含む。また、本サブシステムは、選択器に連結されると共に、信号の変換及び濾過を行うようになっている振動マイクロメカニカル・ミキサ−フィルタを含んでおり、ＲＦフロントエンドの電力が実質的に低減するようになっている。
【００３１】
更に、本発明は、前述の目的及他の目的を達成するために、ＲＦ受信器サブシステムにおいて、選択器に連結されると共に、電子部品に接続されてフロントエンド・フィルタを必要とすることなく周波数を有する情報信号の変換及び濾過を行うようになっているマイクロメカニカル・ミキサ−フィルタ装置を提供する。本装置は、情報信号を受信するための第１のポートと、所望の周波数を有するＡＣ信号を受信するための第２のポートと、出力ポートとを有する混合マイクロメカニカル変換器を含む。また、本装置は、変換器に連結されているマイクロメカニカル共振器を含む。また、本装置は、フロントエンドを必要とすることなく所望の周波数に基づいて情報信号の周波数を変換して濾過するようになっている。
【００３２】
装置は、情報信号にゲインを付加することができる。
変換器及び共振器は、非導電性部材で相互連結されて、第１のポートと２のポートを絶縁することができる。
装置は、各々のポートを他の各々のポートと絶縁するための手段を更に備えることができる。
【００３３】
共振器は、切換え可能及び同調可能であることが好ましい。
装置は、最初に混合時には画像を阻止し、次に濾過を行う画像阻止ミキサ−フィルタであってもよい。
【００３４】
更に、本発明は、前述の目的及他の目的を達成するために、ＲＦ受信器サブシステムにおいて、フロントエンドを必要とすることなく周波数を有する情報信号を変換して濾過する方法を提供する。本方法は、情報信号を受信するための第１のポートと、所望の周波数を有するＡＣ信号を受信するための第２のポートと、出力ポートとを有するマイクロメカニカル素子を準備する段階を含む。また、本方法は、マイクロメカニカル素子が所望の周波数に基づいて情報信号の周波数を変換して、情報信号を濾過するように、マイクロメカニカル素子を振動させる段階を含んでいる。
【００３５】
本方法は、第１のポートを第２のポートと絶縁する段階を更に含むことができる。
本方法は、各々のポートを他の各々のポートと絶縁する段階を更に備えることができる。
【００３６】
マイクロメカニカル素子は、情報信号にゲインを付加するよう振動されることができる。
本装置は、切換え可能及び同調可能であってもよい。
【００３７】
本発明の前述の目的及び他の目的、特長、及び利点は、添付図面を参照すれば、以下の本発明を実施するための最良の形態の説明から容易に理解できる。
【００３８】
（発明を実施するための最良の形態）
以下に説明するマイクロメカニカル手段の恩恵を受け得る特定の受信器の機能を更に具体的に示すために、図３は、典型的なスーパーヘテロダイン方式無線トランシーバのシステムレベルでの概略ブロック図を示す。マイクロメカニカル（ＭＥＭＳ）バージョンと置き換え可能な構成部品を示すために、各々のボックスの隅に小さなボックスが配置されている。図３に示すように、複数の構成部品は、集積回路トランジスタ技術を利用して既に小型化されている。これらには、受信パスの低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）、送信パスの半導体電力増幅器（ＳＳＰＡ）、シンセサイザ式位相ロックループ（ＰＬＬ）電子部品、ミキサ、及びベースバンド信号復調のための低周波数デジタル回路を挙げることができる。ノイズ、出力、及び周波数に対する配慮から、ＳＳＰＡ（及びＬＮＡの場合もある）は、化合物半導体技術を利用して実現される場合が多い。つまり、ＳＳＰＡは、他方の言及されたトランジスタベースの構成部品とは別に、それぞれのチップを占有する場合が多く、通常、シリコンベースの双極性ＣＭＯＳ技術を利用して実現される。しかしながら、シリコン（シリコンゲルマニウムを含む）技術の改善速度を考慮すると、前述の全ての機能は、シングルチップに一体化することができる。
【００３９】
残念ながら、前述の機能の全てをシングルチップ上に設定しても、トランジスタベースの構成部品ではなく、図１及び図３に示す多数の受動構成部品によって支配されているスーパーヘテロダイン方式トランシーバ全体の小型化に関しては殆ど効果がない。非常に多数の周波数選択式受動構成部品の存在は、多くのユーザが利用できるように設計されている通信システムが多くの通信チャンネルを必要とすることを考慮する場合は調整が容易であるが、多くの実施（例えば、時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ））において、狭い帯域幅をもつ必要があり、同時にシステムが使用するトランシーバ素子によって分離できる必要がある。狭い帯域幅を必要とするので、チャンネル選択には非常に選択感度の高いフィルタ素子が必要となり、周波数変換には安定性の高い（ノイズがない）局部発振器が必要となる。セルラ及びコードレス規格の大部分に関して、所望の選択感度及び安定性は、離散型インダクタ、離散型同調式コンデンサ（即ちバラクタ）、及びＳＡＷや水晶振動子共振器等の、高Ｑ構成部品を使用してのみ実現できるが、これら全ては、基板レベルでＩＣ構成部品とインタフェース接続される。このような技術では所望のＱが欠けているので、従来のＩＣ技術を利用して必要な性能を実現することはできない。このような理由から、実質的に、全ての市販のセルラ及びコードレス電話は、多数の受動ＳＡＷ及び水晶構成部品を内蔵している。
【００４０】
マイクロメカニカル共振器
通信用途に関して、１０，０００程度（真空状態にて）のＱ、及び−１２ｐｐｍ／°Ｃ程度の温度係数をもつ固定端及び自由端の曲げモードビームは、ＶＨＦ帯域に利用可能であり、薄膜バルク音響共鳴器（Ｑ〜１，０００）は、現時点ではＵＨＦ帯域に対応している。
【００４１】
設計の見地からすると、周波数が高くなると重要になる１つのＱ制限損失メカニズムは、アンカを介する基板に対する損失である。このメカニズムの周波数依存関係は、所定の共振器ビームの剛性が共振器周波数に応じて高くなり、振動時にビームによってアンカ上に付与される力が大きくなるために生じる。結果的に、アンカを介して基板に放射されるエネルギー／周期が大きくなる。平衡型音叉等の、逆対称形共振デザインは、このエネルギー損失発生源を緩和するのに有効なことが分かるであろう。
【００４２】
アンカ損失メカニズムは、前述の特許出願番号０９／４８２，６７０に示されており、更に図１５に示すような「アンカなし」共振器デザインによって著しく緩和することができる。この素子は、接地面、検知電極６１、及び駆動電極６３上に曲げモード点に取り付けられた４本のねじり支持ビーム６２によって吊るされている自由端ビーム（即ちシロホン）６０を利用する。ビーム６２は、アンカ６４によって支持されている。自由端ビームの共振器周波数の１／４波長に対応する支持寸法を選択することで、支持ビーム６２によってビーム６０に付与されるインピーダンスを有効にゼロにでき、ビーム６０は、実質的に浮揚して支持部がないかのように自由に振動することができる。ＵＨＦ周波数は、高次モードで作動するように特別に設計された自由端ビーム共振器を使用することで得られる。所望のモードは、有利な配置及び電極の励起によって、及び構造体６０の下にディンプルを用いて所望のモードに対応するモード位置を強制することによって（他のモードを抑制しながら）選択する。また、図１７ａに示すように、モードは、支持ビームを各ノード位置に配置することで特定することができる。
【００４３】
図１６は、約８，０００（チャンネル選択ＲＦ用途には十分である）のＱをもつμメカニカル共振器の９２．２５ＭＨｚバージョンの周波数特性を示す。
【００４４】
表１は、種々のビーム寸法、モード、及び構造材料に関する予想共振器周波数を示し、ＶＨＦからＵＨＦまでの広帯域の実現可能な周波数を示す。
【表１】
2004515089.tif 000002
2004515089.tif 000003
＊有限ｈ及びＷｒの影響を含むＴｉｍｏｓｈｅｎｋｏ法を使用して自由端ビームに関して決定した。
【００４５】
マイクロメカニカルフィルタ
更に有用な通信用μメカニカル回路は、低損失帯域フィルタを実現するものであり、図４に示すような周波数特性を得ることができるが、図４は、単一共振器ビームによって実現可能なものよりも広い周波数帯域が示されており、ストップバンドに対して鋭いロールオフ（即ち小さな形状係数）を有している。
【００４６】
図４の特性を実現するために、柔らかいカップリングばねによって幾つかのマイクロメカニカル共振器を相互に連結することができる。（理想的には）質量ゼロのばねを使用して共振器を相互に連結することによって、複数の振動モードを呈する連結共振器システムを実現することができる。各々の振動モードの周波数は、強制移動周波数特性の個別のピーク、及び連結機械式共振器システムの個別の物理的モード形状に対応する。３段共振器フィルタの場合の例として、最低周波数モードにおいて、全ての共振器は同位相で振動し、中間周波数モードにおいて、中央の共振器は理想的には静止したままであり、両端部の共振器は、位相が１８０°ずれて振動し、最後に、最大周波数モードにおいて、各々の共振器は、隣接する共振器から１８０°位相シフトしている。付加的な電子部品がなければ、完成メカニカルフィルタは、鋸歯状の通過帯域を示す。以下に説明するように、特定量だけ入力及び出力共振器のＱを下げるように設計されている終端抵抗器は、図４に示すように、通過帯域を平坦化して認識可能なフィルタ特性を実現することが要求される。
【００４７】
フィルタは、特定の帯域通過周波数応答性を実現するネットワーク内に接続されている幾つかの高Ｑマイクロメカニカルビーム素子を使用する。実際には、マイクロメカニカルフィルタは、マイクロメカニカル回路の別の例であり、図１５のものと同様であるが、この場合は複数のビーム素子を使用して単一のビーム素子では実現できない周波数整形応答性を実現する。
【００４８】
実施に際して、二次元ＩＣプロセスは典型的に基準よりも良好な適合公差を示すので、μメカニカルフィルタの構成共振器は、通常、全く同じ寸法及び全く同じ共振周波数でもって同一にデザインされる。このようなデザインの場合、フィルタ全体の中心周波数は、共振器の共振周波数ｆ０に等しいが、フィルタ通過帯域（即ち帯域幅）は、各モードピークの間隔によって決定される。
【００４９】
周波数特性における振動ピークの相対配置、即ち、結果としてのフィルタ通過帯域は、主としてカップリングばね（ｋｓｉｊ）の剛性、及びカップリング位置（ｋｒ）での構成共振器の剛性によって決定される。詳細には、これらの剛性は、中心周波数ｆ０及び帯域幅Ｂのフィルタに対して以下の式を満足する必要がある。
2004515089.tif 000004
但し、ｋｉｊはフィルタ説明書に記載されている正規化カップリング係数である。フィルタ帯域幅は、共振器の絶対値及びカップリングビーム剛性に依存せず、むしろ比率ｋｓｉｊ／ｋｒが帯域幅を決定する。つまり、メカニカルフィルタを設計する手順は２つの主要な段階（必ずしも以下の順番ではない）を必要とする。第１の段階は、共振周波数ｆ０及び調整可能な剛性ｋｒを有するメカニカル共振器の設計であり、第２の段階は、共振器のｋｒの調整範囲内で所望の帯域幅を可能にするための剛性ｋｓｉｊの適切な値を有するカップリングばねの設計である。
【００５０】
また、ＬＣラダーフィルタ合成技術の完成度、ＬＣラダーフィルタの実現を左右する巨大なデータベース、及び電気回路シミュレータの幅広い利用可能度を上手く利用するために、特定のμメカニカルフィルタの実現は、所望の仕様に適合するＬＣラダーバージョンの設計を含む場合が多い。次に、ＬＣラダー設計の素子は、電気機械的類推によって集中化メカニカル等価物に適合され、その場合、電気領域のインダクタンス、キャパシタンス、及び抵抗は、それぞれ機械領域の質量、コンプライアンス、及び減衰と等価である。
【００５１】
２段共振器ＨＦ−ＶＨＦマイクロメカニカルフィルタ
図５ａは、ＨＦからＶＨＦ帯域で作動可能な、実際的な２段共振器マイクロメカニカルフィルタの概略斜視図を示す。図示のように、フィルタは、柔らかいカップリングばね又はビーム１９によって機械的に連結され、全てが基板（図示せず）上に吊り下げられている、反対端で各アンカ１８を有する２つのμメカニカル固定端ビーム共振器から構成される。導電性（ポリシリコン）ストリップ２０、２２、２１、及び２６は、約１０００Åだけ各々の共振器の下に位置し（図６、図９、及び図１７ａにも図示）、中央ストリップ２０は、基板に対して垂直の方向に共振器振動を引き起こすように配置された容量性変換器入力電極としての機能を果たし、中央ストリップ２４は出力電極としての機能を果たし、側面ストリップ２２及び２６は、共振器周波数の電圧制御式同調を行うことができる同調又は周波数引寄せ電極としての機能を果たす。共振器と電極との間の隙間は、製造時の犠牲酸化物スペーサの厚さによって決定されるので、電気機械的連結を最大限にするように非常に薄く（例えば、０．１μｍ以下で）作ることができる。
【００５２】
フィルタは、導電性メカニカルネットワークに印加されるＤＣバイアス電圧Ｖｐでもって励起され、ＡＣ信号は、入力電極に印加されるが、この場合、入力共振器のＱの負荷をかけて通過帯域を平坦化するための適切な値を有する電源抵抗ＲΩを介して印加される。また、フィルタの出力共振器は、通過帯域歪みを回避するために整合インピーダンスを見込む必要があり、出力電圧Ｖ０は、一般にこのインピーダンスを超えて取得される。以下に説明するように、入力／出力ポートの終端抵抗の所望の値は、種々の用途に合うよう調整でき、このことは、フィルタに続く低ノイズトランジスタ回路を設計する場合に好都合であるが、その理由は、このような回路がノイズを最小限に抑制するよう電源抵抗の最適値によって駆動できるからである。
【００５３】
信号フローの見地から前述のフィルタ作動は、以下のように要約することができる。
（１）電気入力信号は、入力ポートに印加され、電気機械式変換器（図５ａの場合は容量性）によって入力フォースに変換され、次に、この入力フォースは、Ｘ方向の機械的振動を引き起こすことになる。
（２）機械的振動は、機械領域において処理される機械的信号を構成する。詳細には、信号は、フィルタの通過帯域外の場合には阻止され、通過帯域内の場合には通過する。
（３）機械的に処理された信号は、出力共振器の運動として現れ、後続のトランシーバ段による処理に備えて出力変換器において電気エネルギーへ再変換される。
【００５４】
以上のことからマイクロメカニカル信号プロセッサ」という名称は、この素子に適切である。マイクロメカニカルフィルタの設計手順の詳細を以下に説明する。
【００５５】
ＨＦ−ＶＨＦフィルタの設計
図５ａから分かるように、この作業に関するメカニカルフィルタのネットワークトポロジーは、純粋な電子式フィルタと殆ど同じであり、原理的には、公知の連結共振器ラダーフィルタ合成技術に由来する手順によってシステムレベルで設計することができる。特に、μメカニカル共振器原型に関する等価ＬＣＲ素子の値を考慮すると、電気領域においてメカニカルフィルタを完全に合成することが可能であり、最終段階おいてのみ機械領域に変換する。しかし、可能性はあるが、電気領域及び機械領域での知識及び設計の容易性は必要な労力を大幅に低減できるので、このような手順は推奨できない。
【００５６】
図５ａの２段共振器マイクロメカニカルフィルタの設計手順を以下に記載する。
（１）所要の周波数を得るために必要な幾何学的形状を選択し、所定の終端抵抗器値を可能にする十分な電極−共振器間の変換器カップリングが提供されることを保証して、使用されるμメカニカル共振器原型を設計及び規定する。Ｗｒ、ｈ、Ｗｅ、Ｖｐ、及びＲＱの予め定められた値を有する特定の共振器に関しては、これは、公知の幾つかの方程式を同時に満足する共振器長Ｌｒ及び電極−共振器間のギャップ間隔ｄの解決に通じる。表２は、７０ＭＨｚ及び８７０ＭＨｚ、Ｑ＝１０，０００、Ｂ＝１．２５ＭＨｚ、及びＶＰ＝１０Ｖにおいて、中央に配置されたマイクロメカニカルフィルタの種々のＲＱ値を実現するのに必要なギャップ間隔を簡単に説明する。
【００５７】
【表２】
2004515089.tif 000005
2004515089.tif 000006
＊Ｑ＝１０，０００、Ｂ＝１．２５ＭＨｚ、Ｖｐ＝１０Ｖで決定
＋ＣＣビーム、ポリシリコン、Ｌｒ＝１４．５２μｍ、Ｗｒ＝８μｍ、ｈ＝４μｍ
＋＋ＣＣビーム、ダイヤモンド、Ｌｒ＝９．３６μｍ、Ｗｒ＝８μｍ、ｈ＝４μｍ
【００５８】
（２）製造可能なカップリングビーム幅Ｗｓ１２の値を選択して、フィルタ中心周波数の「１／４波長」に対応するカップリングビームを設計する。ここで、カップリングビームは、従来技術で説明したような１／４波長寸法で設計する場合にフィルタに対して透過にすることができる音響伝達ラインとして認識される。
【００５９】
（３）対象のフィルタ帯域幅に対応する共振器上のカップリング位置を決定する。この手順は、このフィルタ及びそれを構成する共振器の以下の２つの重要な特性に基づいている。第１に、フィルタ帯域幅Ｂは、剛性の絶対値ではなく剛性比率（ｋｓ１２／ｋｒｃ）によって決定され、小文字ｃはカップリング位置での値を示す。第２に、共振器剛性Ｋｒｃの値は、位置によって（特に、位置速度によって）様々であり、単純に適切なカップリングビーム取付け点を選択することによって所望の値に設定できる。その位置は、従来技術で説明したように簡単に決定できる。
【００６０】
（４）全フィルタの完全な等価回路を生成して、回路シミュレータを使用して設計を検証する。図５ｂは、図５ａの２段共振器マイクロメカニカルフィルタのための等価回路を示す。各々の外側共振器は、回路によってモデル化される。実際には、カップリングビームは音響伝達ラインとして作動するので、エネルギー保存素子のＴ−ネットワークによってモデル化される。
【００６１】
変圧器は、共振器ビームの中心からオフセットした位置にカップリングビームを取り付ける場合に発生する速度変化をモデル化するために、図５ａの共振器とカップリングビーム回路との間に使用する。図５ｂの回路構造全体は、帯域通過フィルタ用のＬＣラダーネットワークのものとして認識できる。
マイクロメカニカルフィルタ設計の詳細は文献に見出すことができる。
【００６２】
ＲＦマイクロメカニカルフィルタ
図１６に示すように、今までのところポリシリコンマイクロメカニカル共振器に対する最高の実証済み周波数の１つは、Ｑ〜８，０００でもって９２ＨＨｚである。また、前述の米国特許出願番号０９／４８２，６７０には、周波数を拡張する方法が開示されている。表１に示すように、前述の周波数（及びそれ以上）は、幾何学的に実現可能であるが、周波数が上昇する際に適切なＱを維持するには、特別な設計及び材料上の対策が必要である。Ｑを＞５，０００に維持できる場合、次数０．５ｄＢの記録挿入損失性能を達成できる筈であり、これによって、短距離及び長距離通信の両方に使用される受信器の感度を著しく高めることができる。実際には、以下に説明するように、Ｑ〜１０，０００を実現できる場合、ＲＦチャンネル選択は、各々のチャンネルに１つだけ切換え可能なフィルタ列を使用して実現できるであろう。トランシーバのフロントエンドで適正にチャンネル選択を行う能力は、緩和されたダイナミックレンジ要件及び高効率電力増幅器を使用する能力に起因して、潜在的に送信パス及び受信パスの両方で相当な電力を節減することができる。
【００６３】
図１７ａは、図５ａと同様のものであり、帯域通過フィルタとして機械的ネットワークを特定する図１７ｂの部分的な等価電気回路（電気機械的類似性を介して取得）と共に、フィルタ構造を示す概略図である。特に、フィルタ構造は、音響伝達ライン（ＬＣＲタンクによってモデル化）によって連結された幾つかのメカニカル共振器から構成されていることが分かり、構造的には他の共振器ベースのフィルタと同様であるが、他の技術よりも非常に小さな挿入損失で機能する能力を与える高Ｑのマイクロメカニカル素子を使用している（小型であることは言うまでもない）。
【００６４】
図１７ａの設計において、ＵＨＦ周波数は、相互に連結されると共に、カップリングビーム７３によって出力ビーム７４に連結されているビーム７０及び７２を含む、２次モード自由端ビーム共振器を使用して達成される。共振器は、高次モードで作動するように特別に設計されている。所望モードは、戦略的な配置及び平衡型電極７６及び７８の励起によって、及びビーム７０、７２、及び７４の下のディンプル８０を使用して所望モードに対応するモード位置を強制することによって（他のモードを抑制しながら）選択される。平衡型出力電極８１は、出力ビーム７４の下に配置される。
【００６５】
ビーム７０及び７４は、それぞれ非侵入的な支持部又はビーム８２及び８４によって支持され、ビーム８２及び８４は、それぞれアンカ８６及び８８によって支持される。
【００６６】
図１７ａのフィルタは、自由端ビームマイクロメカニカル共振器を使用してフィルタ回路を実現しようとする最初の試みを構成する。（ＶＨＦ周波数のみを実現できるであろう）固定端ビームを利用する以前のフィルタとは異なり、図１７ａのカップリングビームに対する横方向及び捻り方向の両方の運動が考慮されている。
【００６７】
マイクロメカニカルミキサ−フィルタ
図９は、μメカニカルミキサ−フィルタの概略を示し、ゲイン段でもってダウンコンバータで変換するのに必要なバイアス及び入力方式を示している。図示するように、この素子は、自己機能の一部として濾過を可能にするので、全体的な機械的構造は、μメカニカルフィルタそのものである。唯一の相違点は、印加される入力と、ＩＦポートをＬＯから絶縁するための非導電性カップリングビームを使用する点にある。第２の共振器へＶＰを供給する電源が理想的なもの（電源抵抗ゼロ）であり、第２の共振器の直列抵抗が小さい場合には、カップリングビームキャパシタンスを横切って供給されるＬＯ信号は、ＩＦポートに達する前にＡＣ接地に分路される。実際には、共振器材料における有限の固有抵抗によってＬＯからＩＦへの所定量の漏電が生じる。
【００６８】
この素子のミキサ変換ゲイン／損失は、主として共振器に印加されるＤＣバイアスＶｐ及び局部発振器の振幅ＶＬＯの相対的な大きさによって決まる。
一般に、変換ゲインはＶＬＯ＞ＶＰの場合に得ることができる。
【００６９】
マイクロメカニカルスイッチ
前述のミキサ−フィルタ素子は、非線形素子特性を利用して有用な機能をもたらすようになったμメカニカル回路の一例である。素子の非線形性を更に利用する別の非常に有用な作動モードは、μメカニカルスイッチである。図８は、μメカニカルスイッチの作動図を示す。導電性又は作動プレート３０は、アンカ３６を有する懸吊ビーム３４によって一対の作動電極３２の上に吊られている。作動プレート３０のスイッチ導体部３８は、一対の接地４０、及び検知電極又は導体４２の上に吊られている。スイッチが「オン状態」の場合、導体４２は接地４０に短絡される。図８のスイッチの作動はかなり単純である。即ち、１つの電極の「オン状態」を達成するためには、十分に大きな電圧を作動プレート及び所望の電極を横切って印加して、作動プレートの該当部分を引き下げて、所望の電極と短絡させる（ＡＣ又はＤＣ方式のいずれかで）。
【００７０】
一般に、挿入損失を最小限に抑えるために、スイッチの大部分は、構造材料として金属を使用する。その金属構造によって、μメカニカルスイッチは非常に魅力的なものになり、スイッチは０．１ｄＢに至る「オン状態」での挿入損失を実現でき、通常〜２ｄＢの挿入損失を示すＦＥＴトランジスタスイッチよりも非常に低いものである。このような低い挿入損失を示すだけでなく、μメカニカルスイッチは、非常に線形であり、ＩＩＰ３は６６ｄＢｍより大きく、（作動時に有限の電流をシンクするＦＥＴスイッチとは対照的に）ＤＣ電力を消費しないように設計することができる。
【００７１】
ＭＥＭＳを使用するＲＦ受信器フロントエンド・アーキテクチャ
前述の機械式回路を通信サブシステムに上手く組み込む方法を以下に検討する。マイクロメカニカル振動共振器を使用する３つのアプローチは、性能向上が大きい順に説明する。
（１）外部高Ｑ受動部品の直接的な交換
（２）フィルタ列及び切換え可能ネットワークにおいて多数の高Ｑマイクロメカニカル共振器を用いるＲＦチャンネル選択アーキテクチャの使用
（３）全機械式ＲＦフロントエンドの使用
【００７２】
ＲＦチャンネル選択アーキテクチャにおいて、μメカニカル回路は、１０，０００程度のＱでもってＵＨＦで作動可能であると想定する。しかしながら、このことは必須ではない。現在の通信では必要であるが、将来的には更に低いＱを許容する通信規格が登場するであろう。
【００７３】
外部高Ｑ受動品の直接的な交換
μメカニカル回路を利用する最も直接的な方法は、図１及び図３に示すようなＲＦ予選択及び画像阻止フィルタ、ＩＦチャンネル選択フィルタ、及び水晶発振器基準器に使用される、外部セラミック、ＳＡＷ、及び水晶共振器を直接置き換えることであろう。高Ｑ構成部品に加えて、図３は、ＶＣＯ及び対応ネットワークにおいて使用される中間Ｑマイクロメカニカル・インダクタ及び同調式コンデンサ、並びにアンテナダイバーシティを向上させるだけでなく、将来のトランシーバで非常に実用的なＴＤＤ（ＦＤＤではなく）を作ることによって省電力をもたらす低損失（〜０．１ｄＢ）μメカニカルスイッチ等の、他のＭＥＭＳベースの受動構成部品の使用を示す。
【００７４】
当然、ＭＥＭＳを使用する前述のアプローチからの主たる恩恵は、小型化であり、更に、トランジスタ回路とのＭＥＭＳの一体化の可能性を考慮すると多数の構成部品をシリコン・ダイ上に移動させる能力である。また、数に限りがあるが、ＲＦ及びＩＦフィルタ（表２を参照）が必要とする終端インピーダンスを調整する能力等の性能面での利点は、既存の高Ｑ受動部品をμメカニカル部品と交換する結果として生じる。このようなインピーダンスの柔軟性は、ＣＭＯＳ技術において低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）及びミキサを設計する場合に有益となり得るが、この技術は、現在では出力を５０Ω外部構成部品とインピーダンス整合させるために付加的な電力を消費する場合が多い。例えば、ＬＮＡの出力において、高いインピーダンスを使用できる場合には、著しい省電力化が可能である。別の利点として、ＬＮＡ入力に現れる電源インピーダンスは、ここではＲＱに等しいので、雑音指数（ＮＦ）を最小限にするように調整できる。
【００７５】
有益ではあるが、ＭＥＭＳによる単なる直接的な置き換えによって生じる性能ゲインは、ＭＥＭＳ技術のより積極的な利用と比較すると全く限られたものである。より積極的なアーキテクチャを以下に説明する。
【００７６】
ＲＦチャンネル選択アーキテクチャ
μメカニカル回路の利点を十分に利用するには、最初に、ミクロスケールの寸法及びゼロＤＣ電力消費に起因して、μメカニカル回路は、離散的トランジスタ回路に優る二次元ＩＣ回路が提供する外部離散的構成部品に優る、同一のシステムの複雑性の利点を提供することを認識する必要がある。つまり、性能ゲインを最大にするには、μメカニカル回路を大規模に又は少なくともできるだけ多く利用する必要がある。
【００７７】
小型マイクロメカニカル回路を利用する最も簡単な方法の１つは、包含される各々の通信規格に対して、予選択及び画像阻止フィルタを付加することによって、トランシーバにマルチバンドの再構成可能性を付加することであろう。マイクロメカニカルフィルタは小型なので、このことはトランシーバの全体寸法に殆ど無関係に行うことができる。
【００７８】
前述の方法は既に現在の無線トランシーバの性能を非常に向上させるが、実際には、性能向上に関する非常に大きな潜在能力の一部を言及したに過ぎない。特に、この方法は、マイクロメカニカル回路の複雑性を余すことなく利用したものではない。図６は、図５ａのマイクロメカニカルフィルタ等のμメカニカル回路によって実現可能な複雑性を余すところなく利用する、可能性のある受信器フロントエンド・アーキテクチャのシステムレベルのブロック図である。このアーキテクチャの背後の主たる駆動力は電力低減であり、電力を高い選択感度（即ち、高Ｑ）とトレードすることによって幾つかのブロックにおいて達成される。図６の重要な省電力ブロックを以下に説明する。
【００７９】
切換え可能ＲＦチャンネル選択フィルタ列
ＲＦ周波数（ＩＦだけではなく）においてチャンネル選択（予選択ではなく）が可能な場合、受信パス（例えば、ＬＮＡ、ミキサ）の後続の電子ブロックは、別のチャンネル妨害物の電力を処理する必要がなくなる。従って、そのダイナミックレンジは、大きく緩和することができ、相当な電力低減が可能になる。更に、隣接のチャンネル妨害物を阻止することで、局部発振器（ＬＯ）シンセサイザの位相ノイズ要求を低減することも可能になり、結果的に更なる電力節減が可能になる。
【００８０】
現在の技術ではＲＦチャンネル選択を実現することは困難である。特に、ＲＦの低損失チャンネル選択は、数千のＱの同調式共振器が必要となるであろう。しかしながら、高Ｑは同調性を阻止する場合が多く、単一のＲＦフィルタによるＲＦチャンネル選択は非常に困難であろう。
【００８１】
一方で、各々のチャンネルに１つ存在し、各々が指令によって切換え可能（及び同調可能）である、多数の非同調可能な又は僅かに同調可能な高Ｑフィルタによって、個別のＲＦチャンネルを選択することは依然として可能である。規格にもよるが、このことは何百又は何千ものフィルタを必要とし、外部の巨視的フィルタを使用する場合はとんでもない数であるが、前述したようなミクロスケールの受動式μメカニカルフィルタでは全く問題のない数であろう。
【００８２】
図７は、所望のＲＦチャンネル選択を実現する重要なシステムブロックの１つの非常に単純な例を示す。図示するように、このブロックは、全てのフィルタ入力が共通のブロック入力に接続され、全ての出力は共通のブロック出力に接続されているμメカニカルフィルタ列で構成されており、各々のフィルタ通過帯域は、対象の規格の単一のチャンネルに対応する。しかしながら、単一のチャンネルに限定される必要がない点に留意されたい。また、同様に複数のチャンネル（例えば３チャンネル）であってもよく、このことは通信規格にもよるが、やはり非常に好都合であろう。
【００８３】
図７の方式において、任意のフィルタは所望のフィルタに復号器制御により適切なＤＣバイアス電圧を印加することによってオン（他は全てオフ）になる。所望フォースの入出力電流は、ＤＣバイアスＶＰが印加された場合に限りμメカニカル共振器において生成される（即ち、ＶＰがなければ、入力及び出力電極は事実上開回路の状態にある）。
【００８４】
このＲＦチャンネル選択器によってもたらされる潜在的な利点は、ＣＤＭＡセル式移動局のＩＳ−９８−Ａによって課されるＬＮＡ直線性仕様に関する影響を評価することによって定量化することができる。この規格において、ＬＮＡの所要ＩＩＰ３は、主として、ＣＤＭＡ信号中心周波数から９００ｋＨｚだけ離れたシングルトーン（ＡＭＰＳによって生成される）が存在するところで感度低下を回避するように設定される。ここで、局部発振器位相ノイズと９００ｋＨｚオフセット信号トーンとの相互混合、及び漏れ送信器電力出力をもつシングルトーンの交差変調は、ＬＮＡ　ＩＩＰ３が＋７．６ｄＢより大きいことを示す。しかしながら、図７に示すようなＲＦチャンネル選択フィルタ列がＬＮＡの前に配置され、シングルトーンを４０ｄＢだけ阻止できる場合、ＬＮＡに対する要求はＩＩＰ３≦−２９．３ｄＢに緩和される（局部発振器の位相ノイズ仕様は緩和されないと想定して）。公知のノイズ及びＬＮＡ設計に利用可能な線形性ｖｓ電力トレードオフを考慮すると、ＩＩＰ３におけるこのような緩和は、結果的に出力における大規模な電力低減をもたらす。更に、ＲＦチャンネル選択が受信器全体の線形要求を緩和するので、ＬＮＡ自体の所望の雑音指数（ＮＦ）を緩和して更なる省電力をもたらすと同時に、ＬＮＡに更なるゲインを付加して、後続段からの雑音指数（ＮＦ）寄与率を抑制することが可能になるであろう。
【００８５】
発振器電力を検討すると、シングルトーン妨害物が４０ｄＢまで減衰された場合には、局部発振器の相互混合も大きく減衰され、局部発振器の位相ノイズ要求を大幅に低減することができる。位相ノイズ要求の低減は、容易に受信パスＶＣＯ（螺旋形インダクタ及びｐｎダイオード同調式コンデンサを使用した）の実現に対する内部（ｏｎ−ｃｈｉｐ）解決法が信憑性をもつようなものである。
【００８６】
切換え可能なフィルタ列を実施するには、各々のμメカニカル素子と相互に連結する必要がある多重化支持電子部品を必要とする。２チップ解決法を用いて実施する場合、必須のチップ間の結合点の数は非常に厄介なものになり、シングルチップ解決法が望ましいものとなるであろう。
【００８７】
シングルチップシステムのために、ミクロ機械加工処理と集積回路処理とを統合する幾つかの技術が過去数年間に亘って開発され実施されている。これらの技術は、３つの大きなアプローチ、即ち、回路とマイクロメカニクスの複合化、前段回路、及び後段回路に分類することができる。しかしながら、これらの技術は本技術分野では公知であり、本明細書では説明を省略する。
【００８８】
切換え可能マイクロメカニカル共振器シンセサイザ
図５、図６、及び図７を参照して説明したμメカニカルＲＦチャンネル選択器は、既存のオンチップ技術を利用して図３に示すような受信パスＶＣＯを実現することを可能にするが、システムがＭＥＭＳ技術によって直ぐに利用できる非常に大きな電力低減要因を実現するのを拒むので、本アプローチは推奨できない。特に、任意の発振器位相ノイズ仕様に合うように設計する場合に電力及びＱは入れ替えできる場合が多い点を考慮すると、ＶＣＯを実施するのに優れたアプローチは、μメカニカル共振器を使用して、ＶＯＣ周波数を設定することであろう（他の任意のオンチップタンクよりも非常に高いＱを用いて）。実際には、μメカニクスによって実現できるだけの高いＱを用いて、発振器の基本的な設計方法論を再評価する必要がある。例えば、発振器及びその出力バッファがＬｅｅｓｏｎの方程式による位相ノイズの原因になっている場合（但し、１／ｆ２対白色位相ノイズコーナーは（ｆ０／（２Ｑ））で発生する）、タンクＱ＞１，５００は、ＣＤＭＡ携帯電話用途に関して白色位相ノイズのみを検討する必要がある搬送波に十分に近接して１／ｆ２対白色位相ノイズコーナーを移動させる必要がある全てであり、この場合、２８５ｋＨｚから１５１５ｋＨｚまでの周波数オフセットでの位相ノイズ出力は、最も重要である。白色ノイズのみが重要である場合には、出力バッファノイズのみを最小限にする必要があり、持続増幅器ノイズが問題になることはないであろう。そうであれば、持続増幅器における電力要求は、ループゲインニーズ（位相ノイズニーズではなく）のみによって決定できるであろうが、この場合、Ｒｘ〜４０Ω、ＬＸ〜８４μＨ、及びＣｘ〜０．５ｆＦのμメカニカル共振器ベースのＶＣＯは、１ｍＷ未満であろう。
【００８９】
同調式局部発振器シンセサイザを実現するために、図７のものと同様であるが、図１１には、フィルタではなくμメカニカル共振器４６を使用して、各々が所要のＬＯ周波数の１つに対応し、各々が電極５１においてトランジスタスイッチ４９によって発振器持続回路４８に接続又は切断するように切換え可能である、切換え可能列が示されており、これは図１０に示す音叉式共振発振器５０よりも好適である。μメカニカル共振器を本実施例に使用したので、発振器のＱ及び熱安定性は、低周波数水晶基準にロックすることなく作動するのに十分であろう。ＰＬＬ除去時に得られる電力節減、及び以前のシンセサイザで必要とされるプリスケーラ電子部品は、明らかに非常に重要なものであり得る。実際には、μメカニカル共振器を使用してシンセサイザを実現することによって、シンセサイザ電力消費量は、中間ＱＬ及びＣ構成部品を使用する今日の手段によって消費される〜９０ｍＷから、僅か１ｍＷから４ｍＷの範囲まで低減できる。この場合も同様に、巨視的な高Ｑ共振器のみが利用可能な場合には不合理に思われるが、マイクロメカニカル領域では適正である回路トポロジーを利用して実現される。
【００９０】
図１１は、ＬＯシンセサイザの基本トポロジーを示す。ここでは、今日のＶＣＯにおいて行われるような単一中間Ｑ共振器を調整するのではなく、多数の切換え可能な高Ｑ（Ｑ＞５，０００）マイクロメカニカル共振器を利用するが、各々の共振器は、所定の通信ネットワークの所要の周波数の１つに対応する。この方式では、局部発振器が単に適正な共振器を発振器フィードバックループに切換えて所要の出力周波数を生成するので、フェーズロック回路は必要ない。マイクロメカニカル共振器のＱは以前よりも非常に高いので（４０に対して、Ｑ〜５，０００）、この発振器の位相ノイズ性能は、今日のＶＣＯよりも非常に良好な筈である。実際には、このような高Ｑに関して、標準的な位相ノイズ対周波数プロットの１／ｆ２対白色位相ノイズコーナー周波数は、搬送波に非常に近い可能性があるので、１／ｆ２はもはや主要な検討事項ではなく、重要な周波数オフセットでは白色ノイズのみが存在するであろう。この場合、１ｍＷ未満の電力消費量で発振器を作動させることができる程度まで、電力をＱとトレードすることができるであろう。図１１の方式ではフェーズロックを必要としないという事実と結びつけると、このことは発振器の性能を改善しながら９０ｍＷ以上の省電力をもたらす。
【００９１】
図１１の発振器に関する方式では、実際的にはＭＥＭＳ技術がなければ、特に、このような非常に小さな寸法ではＱ＞５，０００を得る能力がなければ実現が困難である点が重要である。特に、低Ｑタンクは高Ｑタンクよりも同調可能性が非常に高く、即ち、高Ｑは一般に低い同調可能性を示すので、今日のＬＯシンセサイザは、ＶＣＯに低Ｑタンクを使用するよう制限されている。従って、高Ｑ共振器を使用して同調可能性を得るためには、多数の共振器が必要であり、生成される各々の周波数に１つの共振器が必要である。当然、このことは、巨視的な高Ｑ構成部品を利用する場合には不合理に大きな容積を必要とするであろう。しかしながら、μメカニカル高Ｑ素子であれば、０．５ｘ０．５ｃｍ２の面積に何百あるいは何千もの共振器を実装することができるので、図１１のシンセサイザアーキテクチャが信憑性のあるものになる。
【００９２】
図１１のアーキテクチャを使用するシングルチップＬＯシンセサイザは、ＵＨＦ周波数（〜８００ＭＨｚ）にて高い位相ノイズ性能を得ることができる。前述の高次モード、自由端ビーム共振器デザインを使用して、ＵＨＦ（及びおそらくＳバンド以上）周波数シンセサイザを実現できる。Ｋ又はＫａバンド用途は不合理ではなく、ＵＨＦ高Ｑ基準発振器は、Ｋ又はＫａバンドシンセサイザの安定性を著しく改善する筈であるので、図示するように、直接的又は間接的のいずれかで図１１のアーキテクチャからの恩恵を受ける筈である。
【００９３】
マイクロメカニカルミキサ−フィルタ
図９に示すように、受信パスでμメカニカルミキサ−フィルタを使用すると、今日の受信アーキテクチャで通常使用される能動ミキサに関連するＤＣ電力消費量が節減される。ミキサ−フィルタ−ゲイン段は、図５ａ及び図６のフィルタと同様のｐタイプ又は非ドープ処理のビーム、即ちばね１９によって相互に連結された一対のｎタイプ共振器２１、２３を含む。
【００９４】
このことは、１０ｍＷから２０ｍＷ程度の省電力に対応する。更に、複数の入力電極（ＲＦに１つ、整合用に１つ）をミキサ−フィルタに使用する場合、ＲＦ入力は、ＬＮＡに対して単に容量性を現すようにすることができ（即ち、ＲＦ周波数にて）、ＬＮＡには、特定のインピーダンスに整合せるためのドライバ段は必要なくなるであろう。逆に、誘導負荷を用いてキャパシタンスを共振させることができ、結果的にインピーダンス整合に関連して前述したのと同様の省電力が可能になる。
【００９５】
また、フロントエンド・フィルタ又はチャンネル選択器を必要としない、直接的なダウンコンバート受信器アーキテクチャは可能であり、アンテナから受信した信号は、ミキサ−フィルタに直接送られる。
結果としてのマイクロメカニカル・ミキサ−フィルタは、「直交ミキサ−フィルタ」、又は混合時には「画像」を阻止して、その後で濾過する「画像阻止ミキサ−フィルタ」と呼ばれるものであってもよい。
【００９６】
全ＭＥＭＳ　ＲＦフロントエンド受信器アーキテクチャ
前述のＭＥＭＳベースのアーキテクチャにおいて、μメカニカルフィルタ及びミキサ−フィルタが高Ｑ特性に一致した挿入損失を示すことができる場合には、ＬＮＡは、図１２においてＬＮＡを仮想線に示すように、ＲＦ周波数において必須ではない。図１３は、比較的広帯域な画像除去μメカニカルＲＦフィルタ、及び、その直後の、後続のＩＦ電子部品へ電力を供給する狭帯域ＩＦミキサ−フィルタから構成される受信パスを示す。このシステムにおいて、ＲＦで作動する唯一の能動電子部品は、局部発振器に関連した部品であり、前述のようにμメカニカル共振器列を使用する場合には、１ｍＷ未満で作動可能である。図１３のアーキテクチャは、大きな電力上の利点を示し、ＬＮＡ及び図１３の能動ミキサの電力消費量（マイクロメカニカルＬＯからの９０ｍＷの省電力と共に、全体的に４０ｍＷ程度の省電力となる）が完全に削減され、携帯電話の待機時間が相当長くなる。
【００９７】
ＭＥＭＳを使用するＲＦ送信器アーキテクチャ
帯域内電力処理能力が十分でないことが原因で、今日まで送信器パスにμメカニカル共振器を使用するという可能性に対する検討は殆ど行われていない。
【００９８】
図１４は、送信器パスにおいてＲＦチャンネル選択器が電力増幅器（ＰＡ）の後段に配置される一例を示す。このチャンネル選択器は、図７のものと同様の回路を使用するが、十分な電力処理能力を備えたμメカニカル共振器を使用している。この送信トポロジーは、大きな電力節減を可能にする。特に、挿入損失１ｄＢ未満の高Ｑで高出力のフィルタは、ＰＡの後段に配置され、スペクトル再生から発生するものも含めて全てのスプリアス出力を取り除く。従って、非線形にもかかわらず、高効率のＰＡデザインを利用することができる。例えば、今日の送信器アーキテクチャにおいて以前は線形上の理由から３０％の効率に制限されていたＰＡは、ここでは最大効率、恐らくは５０％近くの効率で作動可能であろう。典型的な６００ｍＷの送信出力に対して、この効率の増加は、８００ｍＷの電力節減に相当する。クラスＥ等の理論効率が１００％に近い高効率のＰＡトポロジーを利用できる場合には、非常に大きな電力節減が可能になる。
【００９９】
また、ＭＥＭＳベースのチャンネル選択ＲＦフィルタ列に加えて、図１４のアーキテクチャは、前述したようなミキサ−フィルタを使用するマイクロメカニカルアップコンバータを特徴としており、情報信号を電力増幅器に送る前にアップコンバータでの変換及び濾過を行うようになっている。
【０１００】
アップコンバート素子として図９の上側の構造を利用するには２通りの方法がある。第１の方法において、アップコンバートされる周波数ωＩＦのベースバンド信号は入力電極２０に印加すると共に、周波数ωＬＯのアップコンバート用搬送波信号を入力共振器素子２１に印加する。入力電極２０と共振器２１との間の非線形容量性変換器の回りの混合によってアップコンバートを行う。詳細には、周波数ωＩＦの電気ベースバンド情報信号が周波数ωＬＯ＋ωＩＦの力にアップコンバートされる。次に、この力は、ωＬＯ＋ωＩＦ辺りの通過帯域を有するように設計されている図９のフィルタ構造によって濾過される。この通過帯域を十分に狭くすると、歪み高調波だけでなくスペクトル再生成分も除去するところまでのチャンネル選択が可能になる。ＤＣバイアスＶｐを出力共振器２３上に設定することによって、出力負荷にもよるが、この共振器の変位が電気的な出力電圧又は電流に変換される。また、ベースバンド信号をＲＦ信号にアップコンバートする際にゲインを得ることができるので、この段はゲイン段としての機能を果たすことに留意されたい。
【０１０１】
アップコンバートの第２の方法は、最初にベースバンド信号を濾過した後でアップコンバートを行う。この方法において、ベースバンド信号は、再度、入力電極２０に印加されるが、ＤＣバイアスは入力共振器に印加され、搬送波信号は出力共振器に印加される。このようにして、ベースバンド信号は、最初に構造部によって濾過され、次に、電気機械的振幅変調によって出力部でアップコンバートされる。同様に、この構成においてもゲインを得ることが可能である。
【０１０２】
高電力処理マイクロメカニカル共振器は、他の種々の形状（例えば、曲げモード以外）及び他の変換方式（例えば、圧電式、磁歪式）を利用することができる。
【０１０３】
要約
振動μメカニカル共振器は、高Ｑが複雑な回路を可能にする主要設計パラメータとしての機能を果たす新規な一体型機械式回路技術の基礎的要素を構成する。一体型μメカニカル及びトランシーバ回路を大規模に利用して両回路の長所を組み合わせることによって、以前は実現できなかった各機能が可能になり、大きな性能ゲインに関する予測値を用いるトランシーバアーキテクチャが可能になる。特に、高Ｑμメカニカル回路を付加することで、大きな電力節減及びマルチバンドの再構成可能性の潜在能力をもつ、電力を選択感度（即ち、Ｑ）とトレードするパラダイムシフトを行うトランシーバアーキテクチャが可能になる。
【０１０４】
本発明を実施する最良の方法を詳細に説明したが、本発明の関連技術に精通した当業者であれば、特許請求の範囲で定義したような本発明を実施する種々の変形デザイン及び実施形態を認識することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】
概略斜視図でのＳＡＷ、セラミック、及び水晶共振器の外部基板レベルでの実装を含むトランシーバのフロントエンド部の従来技術による概略図である。
【図２ａ】
２つのアプローチを比較するための、シリコン・ダイ上に形成されているＳＡＷ共振器及び複数のＭＥＭＳ共振器の従来技術による概略斜視図である。
【図２ｂ】
図２ａの２ｂに示したＭＥＭＳ共振器の１つの従来技術による拡大概略斜視図である。
【図３】
本発明のマイクロメカニカルバージョンによる置き換えを目的とした外部高Ｑ受動構成部品を示す、典型的な無線トランシーバに関するフロントエンド設計のシステムレベルの概略ブロック図である。
【図４】
所望のフィルタ特性を示す伝送レベル（ｄＢ）ｖｓ周波数のグラフである。
【図５ａ】
典型的なバイアス、励起、及び信号処理電子部品を備える対称形の２つの共振器ＶＨＦμメカニカルフィルタの概略斜視図である。
【図５ｂ】
図５ａのフィルタに関する電気等価回路である。
【図６】
列内に多数のマイクロメカニカル共振器を使用するＲＦチャンネル選択受信器アーキテクチャを含み、図５ａの典型的なマイクロメカニカルフィルタを概略斜視図で示す、ＲＦフロントエンド受信器のシステムレベルのブロック図である。
【図７】
ＲＦチャンネル選択マイクロメカニカルフィルタ列のシステム／回路図である。
【図８】
図６のＲＦフロントエンド受信器のシステムレベルのブロック図であり、マイクロメカニカルスイッチを概略斜視図で示す。
【図９】
図６及び図８のＲＦフロントエンド受信器のシステムレベルのブロック図であり、図６及び図５ａのフィルタに基づくミキサ−フィルタ−ゲイン段を概略斜視図で示す。
【図１０】
図６、図８、及び図９のＲＦフロントエンド受信器のシステムレベルのブロック図であり、マイクロメカニカル共振器振動子を概略斜視図で示す。
【図１１】
切換式μメカニカル共振器シンセサイザのシステム／回路図である。
【図１２】
図６、図８、図９及び図１０のＲＦフロントエンド受信器のシステムレベルのブロック図であり、ＬＮＡは、低損失チャンネル選択器、Ｔ／Ｒスイッチ、及びミキサ−フィルタ−ゲイン段のために仮想線によって除かれた状態で示されている。
【図１３】
通信装置の受信パスを示すアーキテクチャのシステムブロック図である。
【図１４】
高出力μメカニカル共振器を利用するＲＦチャンネル選択送信器アーキテクチャのシステムブロック図である。
【図１５】
９２ＭＨｚ（ＶＨＦ）自由端ビーム・ポリシリコンμメカニカル共振器の概略平面斜視図であり、支持ビームは共振器ビーム素子を基板から分離するので、結果的に高いＱ作動が可能となる。
【図１６】
図１５の共振器の周波数特性の測定結果を示すグラフである。
【図１７ａ】
２次モードで作動するように設計された自由端ビームμメカニカル共振器を利用するＵＨＦμメカニカルフィルタの概略斜視図である。
【図１７ｂ】
個別のビーム素子の回路機能を決定する図１７ａのフィルタの部分等価回路である。
【図１】
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【図２ａ】
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【図２ｂ】
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【図３】
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【図４】
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【図５ａ】
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【図５ｂ】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１６】
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【国際公開パンフレット】
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【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
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【国際調査報告】
2004515089.tif 000074
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