(57)【要約】本発明は線形のλセンサの内部抵抗を突き止めるための回路装置に関する。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
内部抵抗測定の際の同期検波器の原理。
【請求項２】
測定信号を取得しかつ同期検波器を制御するための、共通の発振器／共通のクロック信号生成部の使用。
【請求項３】
測定信号に対して同期接続されている２つのサンプル・アンド・ホールド素子を用いた実施形態。
【請求項４】
低域フィルタリング部Ｒ１０／Ｃ１０およびＲ１１／Ｃ１１による集積された信号平均化であって、Ｃ１０およびＣ１１は交互にフィルタコンデンサ（サンプルフェーズ）および保持コンデンサ（ホールドフェーズ）として用いられる形式の平均化。
【請求項５】
オフセットが組み込まれているバッファ増幅器／差動増幅器を介する減結合。
【請求項６】
制御のための信号生成。
【請求項７】
サンプルフェーズの、０／５０％および５０／１００％とは別の値−例えば２５／５０％および７５／１００％へのシフト。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
本発明は線形のλセンサの内部抵抗を突き止めるための回路装置に関する。
【０００２】
線形のλセンサの伝達関数は強い温度依存性を有しており、それはセンサ温度の調整によって補償されなければならない。しかしコストの理由からセンサ温度の測定は別個のセンサ（例えばＰｔ１００）を介して行われるのではなく、センサインピーダンスＲｉの著しい温度依存性が利用される。図１にはセンサインピーダンスの温度依存性および等価回路が示されている。その際表されているのは
Ｒ１／Ｃ１　電極とセラミック材料との間の熱伝導接触抵抗
Ｒ２／Ｃ２　セラミック焼結体の粒界間の熱伝導接触
Ｒ３　　　　焼結材料の固有抵抗
Ｒ１は著しく老化依存性であり、それ故に温度測定のために採用することができない。測定周波数が適当に、例えば３ｋＨｚに選択されていれば、Ｒ１はＣ１によって交流電圧的には短絡される。すなわちそれは全体のイーダンスに対しては何も供給しない。Ｒ２／Ｃ２およびＲ１の直列回路ではこの測定周波数および約５００℃の場合１００Ωの値が生じかつこれを温度を突き止めるために用いることができる。
【０００３】
まだ公開されていない先願の特許出願２０００Ｐ１２３３４ＤＥ（出願番号はまだわかっていない）には、センサインピーダンスＲｉを突き止めるための慣用の測定方法が記載されている。それによれば、センサインピーダンスには矩形の交流電流、例えば５００μＡｓｓ（Ｓｐｉｔｚｅ−Ｓｐｉｔｚｅ＝ピーク−ピーク）が加えられる。Ｒｉには５００μＡｓｓ＊１００Ω＝５０ｍＶｓｓの交流電圧が生じる。この交流電圧は増幅されかつ整流されかつそれから温度調整のためにマイクロプロセッサに供給することができる。
【０００４】
交流電流の発生は図２に示されているように例えば、５Ｖが給電される３ｋＨｚの矩形発振器を用いて行われる。高オーミックの抵抗Ｒｖおよび減結合コンデンサＣｖを介して信号はセンサインピーダンスにガイドされる。
【０００５】
本発明の課題は、線形のλセンサのインピーダンス（内部抵抗）Ｒｉの測定を改善すること並びに交流電圧信号の整流の際のエラーおよび電磁障害パルス（ＥＭＣ）に対する感度を低減することである。一般に本発明の課題は、位相が分かっていてかつ直流電圧が重畳されている交流電圧信号のピーク−ピーク振幅値（Ｖｓｓ）を精確に検出することである。
【０００６】
公知の回路では、図３に示されている、交流電圧信号を直流電圧に変換するためのピーク値整流器が使用される。これは次のように動作する：入力側（Ｉｎｐｕｔ）に２．５Ｖ（中間電圧Ｖｍ）の直流電圧が加わる。コンパレータＶ１は電圧ホロアとして動作する。すなわち出力側（Ｏｕｔｐｕｔ）における電圧も２．５Ｖである。このことは、Ｃ１がＲ１を介して緩慢に充電されることで実現される。出力側における電圧が入力電圧より小さい限り、コンパレータＶ１の出力トランジスタは遮断された状態にとどまる。出力電圧が入力電圧を上回ると、トランジスタはスイッチオンされかつＣ１はＲ２を介して放電してついには出力電圧は再び入力電圧を下回るようになる。そうするとトランジスタは再び遮断されかつ出力電圧は、Ｒ１の充電電流によってドライブされて、緩慢に再び上昇する。
【０００７】
Ｖｏｕｔ＝Ｖｉｎを中心として振り子振動が生じる。その際コンデンサを充電しかつ放電するための時定数が著しく相異していることが重要である：
τｌａｄｅ＝Ｒ１＊Ｃ１，　τｅｎｔｌａｄｅ＝Ｒ２＊Ｃ２
実際の回路において比τｌａｄｅ／τｅｎｔｌａｄｅはほぼ１００／１に選択され、このことで１％の測定エラーが生じる。入力側に例えば、Ｖｍ（２．５Ｖ）の直流電圧が重畳されている、５００ｍＶｓｓの振幅を有する矩形信号が加わると、出力側は入力信号の下側のピーク値に非常に高速に追従し（負の半波）かつ上側のピーク値へな緩慢にしか再び上昇しない。すなわち動作態様において出力側には、図４に示されているように、入力（交流＋直流）電圧の下側のピーク値に相応している直流電圧が現れる。
【０００８】
整流器は交流電圧信号（５００ｍＶｓ）（図４の上側の曲線）を直流電圧信号（−２５０ｍＶ）（下側の曲線）に変換する。零点はＶｍ＝＋２．５Ｖにある。すなわち出力信号は平均すると
＋２．５０Ｖ−０．２５Ｖ＝＋２．２５Ｖ
になる。
【０００９】
動作の仕方を明らかにするために、フィルタ時定数は著しく低減された。それ故に出力信号は普通の用途に比べて強められた波動特性を呈している。これにより、本来の精度要求を充足する標準構成要素を用いた簡単で、コスト面で有利な構成が生じる。
【００１０】
しかしこの回路は、矩形信号の屋根のスロープ部分に出力値の歪みを生み出し（例えば結合コンデンサが小さすぎるまたはセンサ調整ループからの反作用のために）かつ、整流器の迅速な応答によって規定されて、ＥＭＣ障害パルスに対して著しい感度を有している。
【００１１】
本発明によればピーク値整流器は集積されているフィルタリング特性を有する同期検波器によって置換される。測定信号の位相および周波数は分かっているので、発振器信号によって制御される整流を行うことができる。
【００１２】
図５には、集積されているフィルタリング特性を有する本発明の同期検波器の回路が示されている。
【００１３】
回路の入力側（Ｉｎｐｕｔ）は図２に図示されている増幅器の出力側に接続されている。スイッチＳ１，Ｓ２の入力側は回路の入力に接続されている。Ｓ１の出力側はコンデンサＣ１０の１つの接続端子および増幅器ＡＭＰ１の非反転入力側に接続されている。Ｃ１０の他方の接続端子は図２に示されている直流電圧源Ｖｍ（２．５Ｖ）に接続されている。ＡＭＰ１の反転入力側はその出力側に接続されている。
【００１４】
Ｓ２の出力側はコンデンサＣ１１の一方の接続端子および増幅器ＡＭＰ２の非反転入力側に接続されている。Ｃ１１の他方の接続端子はＶｍに接続されている。ＡＭＰ２の反転入力側はその出力側に接続されている。
【００１５】
抵抗Ｒ１２は一方においてＡＭＰ１の出力側に接続されており、他方においてＡＭＰ３の非反転入力側およびＲ１４に接続されている。Ｒ１４の他方の接続端子はＲ１５およびＲ１６に接続されている。Ｒ１５の他方の接続端子は２．５Ｖに接続されている。Ｒ１６の他方の接続端子はアースに接続されている。Ｒ１３は一方においてＡＭＰ２の出力側に接続されており、他方においてＡＭＰ３の反転入力側およびＲ１７に接続されている。Ｒ１７はＡＭＰ３の出力側にも導かれている。そこは回路の出力側（Ｏｕｔｐｕｔ）もある。
【００１６】
Ｓ１，Ｒ１０およびＣ１０はサンプル・アンド・ホールド（標本化および保持）回路であり、Ｓ２，Ｒ１１およびＣ１１も同様である。
【００１７】
Ｐｈｉ１はスイッチＳ１の制御信号である、それは例えば、図２に図示されている発振器の信号に相応している。Ｓ１は、発振器信号が５Ｖである場合は閉じられており、発振器信号が０Ｖであるときは開放されている。
【００１８】
このようにして、コンデンサＣ１０は発振器信号の正のフェーズの期間にはＲ１０を介してＩｎｐｕｔに接続されている。コンデンサは結果的に緩慢に−時定数τ＝Ｒ１０＊Ｃ１０に相応して入力信号の正の値に充電される。スイッチ操作および入力信号の同期によって、正の信号値への平均化が行われる。Ｃ１０はアースではなく、Ｖｍ＝２．５Ｖに接続されている。これにより、コンデンサＣ１０に加わっている直流電圧は低減され、このためにコンデンサの漏れ電流が低減されることになる。
【００１９】
後続の増幅器ＡＭＰ１は増幅度１を有しておりかつＣ１０の高オーミックな減結合のために用いられて、保持フェーズにおける放電が回避されるようにしている。ＡＭＰ１の出力側に直流電圧が生じる。これは直流電圧Ｖｍ＝＋２．５Ｖおよび入力信号の正の最高値に相応する。Ｖｏｕｔ＝０．０２５Ｖ＋２．５Ｖ＝＋２，５２５Ｖ。
【００２０】
第２のサンプル・アンド・ホールド回路（Ｓ２，Ｒ１１，Ｃ１１）は負の信号値の測定のために用いられる。それ故に制御信号Ｐｈｉ２はＳ１に対して反転されている。その他の特性は第１のサンプル・アンド・ホールド回路に相応し、その際ＡＭＰ２の出力側には今や電圧−０．０２５Ｖ＋２．５Ｖ＝＋２．４７５Ｖが生じる。
【００２１】
増幅器ＡＭＰ３は抵抗Ｒ１２，Ｒ１３，Ｒ１４，Ｒ１５，Ｒ１６，Ｒ１７とともに差動増幅器を形成している。Ｒ１２およびＲ１３は同じ抵抗値を有している。その際Ｒ１４と、Ｒ１５およびＲ１６の並列接続との直列接続の抵抗はＲ１７の抵抗値に相応している。増幅度はＲ１３およびＲ１７の比を介して決められている（Ｖｕ＝Ｒ１７／Ｒ１３）。Ｒ１５を介して差動増幅器ＡＭＰ３に別の電圧（＋２．５Ｖ）が供給される。従ってＲ１４，Ｒ１５およびＲ１６が相応に選択されていれば、入力電圧が加わっていない場合の所定の出力電圧を固定的に決めることができる。このオフセットも直流電圧Ｖｍ＝＋２．５Ｖと同様に負の給電電圧を有していないシステムに対して必要である。というのはその場合、増幅器ＡＭＰ３の出力側は０Ｖに達することができないからである。Ｖｍおよびオフセットがあって初めて、０／５Ｖ網での回路の作動が可能になる。
【００２２】
そこでこのように成り立っている差動増幅器はＡＭＰ１およびＡＭＰ２の出力電圧の差を出力信号に変換し、その際入力信号に共通している直流電圧（２．５Ｖ）は抑圧されかつ差は増幅度Ｖｕの値だけ増幅される。
【００２３】
ＡＭＰ３の出力側には、入力信号の、Ｖｕだけ増幅された、整流されたイメージが現れるが、それはまだオフセット分だけシフトされている。この電圧は今や例えばマイクロコントローラのＡ／Ｄ変換器に供給して、引き続くデジタル処理を行うことができる。
【００２４】
同期整流器の精度を一層高めるために、入力信号の曲線形状に依存して、Ｓ１およびＳ２のスイッチオン時間を変えることができる。
【００２５】
入力信号が例えば指数関数的な屋根スロープを有しているならば、正ないし負の振幅の後半部分のみを測定すると有意味である。このために、発振器信号から位相位置およびパルス幅が変化している別の信号を発生する別の回路が必要である（変形されたＰｈｉ１およびＰｈｉ２）。その際Ｐｈｉ１はもはや発振器信号の０％ないし５０％まで５Ｖにあるのではなく、２５％から５０％までだけである。またＰｈｉ２はもはや５０％ないし１００％ではなく、７５％ないし１００％だけである。
【００２６】
相応に、入力信号のうち、正の振幅値の２５％ないし５０％の領域および負の振幅値の７５％から１００％の領域だけが第１のサンプル・アンド・ホールド回路において標本化される。
【００２７】
図６には入力信号およびスイッチＳ１およびＳ２の後ろの信号が示されている。
【００２８】
上の行（より分かり易くするために上方向にシフトされている）はＳ１の出力側における信号を示している。Ｓ１が閉成されている限りは、この信号は入力信号の曲線経過（ｅ関数）を追従し、Ｓ１が開放されている場合にはＣ１０における電圧が見えてくる（直線線分）。
【００２９】
真ん中の行は、線形のλセンサの複素内部抵抗によって形成されるような−実際の−入力信号を示している。
【００３０】
下の行（より分かり易くするために下方向にシフトされている）はＳ２の出力側における信号を示している。
【００３１】
図７には、図６の上の表の詳細部分が示されている：
実線　　　　　　　：信号のピーク値、
垂直方向の画面中央：Ｃ１０における電圧、
水平方向の画面中央：信号の２５％点、
鎖線　　　　　　　：新しい平均化間隔。
【００３２】
同期検波器の測定エラーは、２００ｍＶｓｓの個々に使用される信号振幅に関連して、１４ｍＶないし７％である。これに対する理由は正の振幅値のまさに大きな変動であり、この変動について平均化される（指数関数）。
【００３３】
２５％ないし５０％のサンプリング間隔が使用される場合、この種の変動は約７ｍＶ（図７における実線と鎖線との間の差に低減され）、その結果平均化の後では＜３ｍＶの残留エラーが生じ、このことは１．５％に相応する。
【００３４】
図８には、位相シフトされている信号Ｐｈｉ１およびＰｈｉ２、並びに３ｋＨｚ信号を生成するための回路が示されている。
【００３５】
発振器の出力側はフリップフロップＩＣ１ａのクロック入力側ＣＬＫおよびＮＯＲゲートＩＣ２Ｂの入力側６に接続されている。フリップフロップＩＣ１ａの出力側ＱはゲートＩＣ２Ａの入力側２に接続されている。フリップフロップＩＣ１ａの補元出力側Ｑはそのデータ入力側ＤおよびゲートＩＣ２Ｂの入力側５にも接続されている。それは３ｋＨｚ信号を表している。ゲートＩＣ２Ａの出力側は信号Ｐｈｉ１を表しており、ゲートＩＣ２Ｂの出力側は信号Ｐｈｉ２を表している。
【００３６】
フリップフロップＩＣ１Ａは補元出力側Ｑの、データ入力側への帰還のために分周器（：２）として動作する。補元出力側Ｑには相応に３ｋＨｚ信号が生じ、それはＲｖおよびＣｖ（図２）を介してセンサインピーダンスにガイドされる。ＩＣ１は６ｋＨｚ発振器の上昇する側縁で切り替わる。発振器信号は補元出力信号Ｑとともに（ＩＣ１Ａから）、ゲートＩＣ２Ｂの入力側に達する。２つの入力信号が０Ｖであれば、その出力信号は５Ｖである。３ｋＨｚ信号に関連してこのことは、Ｐｈｉ２に対して上に要求されたように、タイミングフェーズの７５％から１００％まで生じる。
【００３７】
発振器信号は出力信号Ｑとともに（ＩＣ１Ａから）、ゲートＩＣ２Ａの入力側に達する。２つの入力信号が０Ｖであれば、その出力信号は５Ｖである。３ｋＨｚ信号に関連してこのことは、Ｐｈｉ１に対して上に要求されたように、タイミングフェーズの２５％から５０％まで生じる。
【図面の簡単な説明】
【図１】温度依存性を示す波形図およびセンサインピーダンスの等価回路図である。
【図２】センサインピーダンス測定の基本回路図である。
【図３】ピーク値整流器の実施例の略図である。
【図４】ピーク値整流器の入力および出力信号の波形図である。
【図５】フィルタリング部が集積されている同期検波器の基本回路図である。
【図６】入力信号およびスイッチＳ１およびＳ２の後ろの信号の波形図である。
【図７】図６の上の行の詳細を示す線図である。
【図８】位相シフトされている信号Ｐｈｉ１およびＰｈｉ２、並びに３ｋＨ信号を生成するための回路図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【国際公開パンフレット】
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【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
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【国際調査報告】
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