(57)【要約】例えばトレリス・ベースの方法といったデジタル伝送のための等化方法は一般に、白色雑音に起因する外乱を前提としている。移動体無線電話において、あるいはケーブル伝送時には、しばしば干渉による追加的な外乱が発生する。前記追加的外乱は、劣化を避けるために受信器の設計時に考慮されなくてはならない。干渉は、プレフィルタリング処理によって打ち消すことが出来る。前記前処理に続いて、低い分散を有する近似的白色雑音が明らかになり、それからトレリス・ベースの等化が実行できる。本発明によれば、プレフィルタリング処理は、従来技術に関して修正されている構成によって実施され、この構成では、複素数値を有するベクトルへの射影が複素数値を有するプレフィルタリング処理の直後に実施できる。この操作のとき、振幅変調されたパルスを有する伝送はチャネル・インパルス応答が十分に異なっているときに実数値を有するデータ列によって実施されることが想定されている。本発明の原理は、アンテナ・ダイバーシティと単一受信の両者に適用可能である。受信信号のサンプリングは符号のサイクルにしたがって、あるいは僅少間隔の仕方で実施できる。前記構成は特に良好に干渉を打ち消すことが出来ることが証明できる。本発明の構成におけるプレフィルタリング処理のためには、フィードバック・フィルタを有するＤＦＥのフィードフォワード・フィルタが特によく適している。これらのフィルタの調整は、例えばＬＭＳアルゴリズムによって実施できる。これらのフィルタの最適化のときには、フィードフォワード・フィルタリング処理に続く射影も考慮されるべきである。全体として順次等化と組み合わされた本発明の構成は、従来の方法によるよりも良好な効率（より低い誤り率、あるいはより低い信号パワー対干渉パワー比の許容値）が達成されるのを可能にする。【選択図】図６
2004523154.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
任意数の受信アンテナによる、パルス振幅変調として少なくとも近似的に記述可能であるＴＤＭＡ及び／又はＦＤＭＡ伝送のための干渉抑制の方法であって、
ａ）少なくとも一つの出力信号ｙｉ［ｋ］の生成のために複素数値係数ｆｉ［ｋ］を有するフィルタによって一つの受信アンテナの少なくとも一つの複素数値受信信号ｒｉ［ｋ］をフィルタリングするステップ、
を含み、さらに、
ｂ）この出力信号ｙｉ［ｋ］に割り当てられたベクトル
【数１】
2004523154.tif 000051
への少なくとも一つの出力信号ｙｉ［ｋ］の少なくとも一つの射影を形成するステップと、
ｃ）合計信号ｓ［ｋ］を形成するために出力信号ｙｉ［ｋ］の大部分を、特にはすべてを合計するステップと、
ｄ）前記合計信号ｓ［ｋ］を検出装置、特には等化装置に供給するステップと、
を含むことを特徴とする干渉抑制の方法。
【請求項２】
少なくとも二つの受信信号ｒｉ［ｋ］が利用可能であって、対応する二つの出力ｙｉ［ｋ］はステップｂ）において同じベクトルに射影されることを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項３】
ステップａ）において受信信号のフィルタリングには実数値フィードバック・フィルタを有するＤＦＥのフィードフォワード・フィルタが使用され、これらのフィルタは特に基準ＺＦ、ＭＭＳＥ又はインパルス切捨てにしたがって系統的に最適化されることを特徴とする請求項１又は２記載の方法。
【請求項４】
前記射影後の信号はフィルタ係数の最適化のために利用されることを特徴とする請求項１乃至３記載の方法。
【請求項５】
前記少なくとも一つの複素数値フィルタのフィルタ係数の調整のためには、任意の適応アルゴリズムが使用されることを特徴とする請求項１乃至４記載の方法。
【請求項６】
前記フィルタ係数の調整のための適応アルゴリズムは受信器側で知られたトレーニング・シーケンスを利用することを特徴とする請求項５記載の方法。
【請求項７】
前記フィルタ係数の調整のためにブラインド適応アルゴリズムが使用されることを特徴とする請求項５又は６記載の方法。
【請求項８】
少なくとも一つのフィルタリングされた出力信号ｙｉ［ｋ］の射影の対応する直交成分が計算されることを特徴とする請求項１乃至７記載の方法。
【請求項９】
送信アンテナ・ダイバーシティの場合には送信信号の少なくとも一部は干渉と解釈され、請求項１乃至８の方法で処理されることを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項１０】
パルス振幅変調として少なくとも近似的に記述できるＴＤＭＡ及び／又はＦＤＭＡ伝送のための干渉抑制システムであって、
任意数の受信アンテナと、
少なくとも一つの出力信号ｙｉ［ｋ］の生成のために一つの受信アンテナの少なくとも一つの複素数値受信信号ｒｉ［ｋ］をフィルタリングするための複素数値係数ｆｉ［ｋ］を有する少なくとも一つのフィルタ装置と、
を含み、さらに、
この出力信号に割り当てられたベクトル
【数２】
2004523154.tif 000052
上への少なくとも一つの出力信号ｙｉ［ｋ］の射影を形成するための少なくとも一つの射影装置と、
合計信号ｓ［ｋ］を形成するために出力信号ｙｉ［ｋ］の大部分を、特にはすべてを合計するための合計装置と、
前記合計信号ｓ［ｋ］を処理する検出装置と、
を含むことを特徴とする干渉抑制システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えばデジタル移動体通信システムで使用されるときのデジタル・データ伝送、あるいは対線上でのデジタル伝送のための方法に関する。特に本発明は、任意数の受信アンテナによる、パルス振幅変調として少なくとも近似的に記述可能であるＴＤＭＡ及び／又はＦＤＭＡ伝送のための干渉抑制の方法に関し、ここでは少なくとも一つの受信アンテナの複素数値受信信号は、少なくとも一つの出力信号を生成するために複素数値係数を有するフィルタでフィルタリングされる。ここでＴＤＭＡとＦＤＭＡはそれぞれ、時分割多重接続と周波数分割多重接続のアクセス方法を指す。更に本発明は、任意数の受信アンテナによる、パルス振幅変調として少なくとも近似的に記述可能であるＴＤＭＡ及び／又はＦＤＭＡ伝送のための干渉抑制のシステムに関し、ここでは少なくとも一つの受信アンテナの複素数値受信信号は少なくとも一つの出力信号を生成するために複素数値係数を有するフィルタ装置でフィルタリングされる。
【０００２】
移動体通信チャネル又は対線といった分散性チャネル上でのデジタル伝送においては、送信信号は雑音によってひずみ、損傷を受ける。この結果、受信器側では受信信号から送信信号を再生するために特別な処置が必要であり、すなわち等化方法が適用されなくてはならない。分散性チャネルを等化するための最適な手法は、最尤シーケンス予測（ＭＬＳＥ）であり、これは、ジー・ディー・フォーニー，ジュニア（Ｇ．Ｄ．Ｆｏｒｎｅｙ，Ｊｒ）による「符号間干渉の存在におけるデジタル・シーケンスの最尤シーケンス予測（Maximum-Likelihood Sequence Estimation of Digital Sequences in the Presence of Intersymbol Interference）」、情報理論に関する米国電気電子学会トランザクションズ（IEEE Transactions on Information Theory）、ＩＴ−１８号、３６３〜３７８頁、１９７２年５月に記載され、ビタビ・アルゴリズムを使用して実現できる。しかしながら長いチャネル・インパルス応答及び／又は非二進信号点配置に関してビタビ・アルゴリズムは、この場合、計算が非常に複雑になるので適用できない。したがってこれらの場合には、エム・ブイ・ユーボグリュ（Ｍ．Ｖ．Ｅｙｕｂｏｇｌｕ）及びエス・ユー・クレシ（Ｓ．Ｕ．Ｑｕｒｅｓｈｉ）による「セット分割と決定フィードバックによる低減状態シーケンス予測（Reduced-State Sequence Estimation with Set Partitioning and Decision Feedback）」、通信に関する米国電気電子学会トランザクションズ（IEEE Trans. on Communication）、ＣＯＭ−３６号、１３〜２０頁、１９８８年１月に記載されたような次善の低減状態シーケンス予測（ＲＳＳＥ）方式、又はエイ・デュエル−ハレン（Ａ．Ｄｕｅｌ−Ｈａｌｌｅｎ）及びシー・ヘーガード（Ｃ．Ｈｅｅｇａｒｄ）による「遅延された決定フィードバック・シーケンス予測（Delayed Decision-Feedback Sequence Estimation）」、通信に関する米国電気電子学会トランザクションズ（IEEE Trans. on Communications）
、ＣＯＭ−３７号、４２８〜４３６頁、１９８９年５月に記載されたような決定フィードバック・シーケンス予測（ＤＦＳＥ）を使用しなくてはならない。
【０００３】
上述の方法はすべて、受信信号が加法性白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）によって損傷されている場合に最適化される。干渉による追加的な外乱が存在する場合は、これらの方法は、計量（メトリック）の不整合（metric mismatch）と非常に大きい外乱の変化とによって著しく劣化することを予想しなくてはならない。干渉による外乱は、移動体通信システム及び対線システムにおいて、ますます重要になっている。もし追加の対策を講じなければ、その結果として隣接チャネル干渉（ＡＣＩ）と同一チャネル干渉（ＣＣＩ、すなわち信号と干渉とが同じ周波数帯域を占める）のためにパワー効率の低下が起こる。等化に先立って残留する損傷を出来る限り小さくして白色化するために干渉は、適当な前処理手法によって大幅に減少させるべきである。ブロック伝送方式では干渉のスペクトル特性はブロックからブロックへと変化するので、前処理はブロック毎に調整されなくてはならない。適当な前処理の手法は、エス・アリヤビスタクル（Ｓ．Ａｒｉｙａｖｉｓｉｔａｋｕｌ）、ジェー・エイチ・ウィンスターズ（Ｊ．Ｈ．Ｗｉｎｔｅｒｓ）及びエヌ・アール・ソレンバーガー（Ｎ．Ｒ．Ｓｏｌｌｅｎｂｅｒｇｅｒ）による「高いデータ速度の無線システムのための合同等化及び干渉抑制（Joint Equalization and Interference Suppression for High Data Rate Wireless Systems）」、車両技術会議プロシーディング（Proceedings of Vehicular Technology Conference）（ＶＴＣ’９９  Ｓｐｒｉｎｇ）、７００〜７０６頁、ヒューストン（Ｈｏｕｓｔｏｎ）、テキサス州（Ｔｅｘａｓ）、１９９９年に提案された。しかしながらこの手法では、ダイバーシティ受信の場合でしか高い性能が達成できない。すなわち少なくとも二つのアンテナが必要である。この教示は、独立クレームを定式化するために使用される。
【０００４】
パルス振幅変調（ＰＡＭ）による分散性符号間干渉（ＩＳＩ）生成チャネル上での伝送は、図１に示すように離散時間システムとしてモデル化できることが知られている。受信器側でＮ倍ダイバーシティ（Ｎ≧１）による一般的ケースが考えられ、単一受信（Ｎ＝１）は特殊ケースという結果になる。符号速度１／Ｔでのサンプリングの後、受信信号は、分散時間雑音によって損傷された、第ｉ番目のアンテナに関するチャネルの長さＬｉのインパルス応答ｈｉ［ｋ］との送信ＰＡＭシーケンスａ［ｋ］の畳込みによって与えられる。
【数１】
2004523154.tif 000003
採用された変調方式に依存して、振幅係数ａ［ｋ］とチャネル・インパルス応答ｈｉ［ｋ］は、純粋に実数だけか、純粋に虚数だけか複素数かのいずれかになる。本発明に関して下記では筆者らは、その振幅係数が純粋に実数か、純粋に虚数であるとして、あるいは複素平面内の任意の直線上に存在するものとして受信器側でモデル化できる変調方式のみを考える。例えばその帯域幅効率と低いピーク・パワー対平均パワー比とのゆえに移動体通信システムでしばしば使用される二進連続位相変調（ＣＰＭ）方式は、ピー・エイ・ローレント（Ｐ．Ａ．Ｌａｕｒｅｎｔ）による「振幅変調パルス（ＡＭＰ）の重畳によるデジタル位相変調の正確な、及び近似的な構成（Exact and approximate construction of digital phase modulations by superposition of amplitude modulated pulses(AMP)）」、通信に関する米国電気電子学会トランザクション（IEEE Trans. on Commun.）、ＣＯＭ−３４号、１５０〜１６０頁、１９８６年で概説されたようにＰＡＭ信号によって近似的に記述できる。離散時間外乱ｎｉ［ｋ］は二つの成分から構成される。
【数２】
2004523154.tif 000004
ここで
【数３】
2004523154.tif 000005
はＡＷＧＮ成分と呼ばれ、ゼロ平均を持ち、ガウス分布になっていて白色である（後者は、ジー・ディー・フォーニー，ジュニア（Ｇ．Ｄ．Ｆｏｒｎｅｙ，Ｊｒ）による「符号間干渉の存在におけるデジタル・シーケンスの最尤シーケンス予測（Maximum-Likelihood Sequence Estimation of Digital Sequences in the Presence of Intersymbol Interference）」、情報理論に関する米国電気電子学会トランザクション（IEEE Transactions on Information Theory）、ＩＴ−１８号、３６３−３７８頁、１９７２年５月に記載されたような白色化整合フィルタ、又は一般的な二乗根ナイキスト・フィルタがサンプリングに先立つ連続時間受信器入力フィルタとして使用されるのであれば、真である）。
【数４】
2004523154.tif 000006
による外乱は、主として受信器内の熱雑音によるものである。
【数５】
2004523154.tif 000007
は干渉による外乱である。
【数６】
2004523154.tif 000008
ここで
【数７】
2004523154.tif 000009
は第μ番目の干渉体から受信アンテナｉへのチャネル・インパルス応答と呼ばれ、
【数８】
2004523154.tif 000010
は対応するインパルス応答の長さである。そのデータ符号が
【数９】
2004523154.tif 000011
で表されるｌ個の干渉体を有する一般的なケースが考えられる。本発明に関して再び、純粋に実数か純粋に虚数の振幅係数による、あるいは複素平面内の直線上に存在する振幅係数による変調方式だけを想定する。純粋に虚数の振幅係数と任意の直線上に存在する振幅係数は、単純な位相回転によって純粋に実数の振幅係数に変換でき、下記では後者のケースだけが考慮されるであろう。
【０００５】
もし異なるアンテナの連続時間受信信号がサンプル周波数Ｋ／Ｔ（Ｋ：オーバーサンプリング係数、例えばＫ＝２）によって僅かな間隔でサンプリングされれば、原理的には同じモデルが得られる。この場合、異なるアンテナの離散時間受信信号は、Ｋ個の符号速度（１／Ｔ）多相成分によって表すことができる。その結果、離散時間符号速度受信信号の数は、Ｎ・Ｋにまで増加する。したがって原理的に下記の考慮は、僅少間隔のサンプリングにも適用可能である。原理的に送信符号の再生のための二つの異なる手法が存在する。例えばシー・ティデスタフ（Ｃ．Ｔｉｄｅｓｔａｖ）、エム・スターナド（Ｍ．Ｓｔｅｒｎａｄ）及びエイ・アーレン（Ａ．Ａｈｌｅｎ）による「１セル内での再使用−干渉除去又はマルチユーザ検出（Reuse Within a Cell- Interference Rejection or Multiuser Detection）」、通信に関する米国電気電子学会トランザクション（IEEE Trans. on Commun.）、ＣＯＭ−４７号、１５１１〜１５２２頁、１９９９年１０月を参照のこと。第１の手法に関してはマルチユーザ検出の原理が使用されており、すなわち符号列ａ［・］と
【数１０】
2004523154.tif 000012
（ここで、μ∈{１,２,‥，Ｉ｝}は一緒に推定される（合同最尤シーケンス予測）。符号列の式ではドット［・］は全符号列ａ［ｋ］（ここで、−∞＜ｋ＜＋∞）を示す。
【０００６】
この手法によって最適の予測品質が達成できる。不都合なことにこの合同（又は反復）予測に必要な計算は、非常に複雑である。更にこの手法のためにはチャネル・インパルス応答
【数１１】
2004523154.tif 000013
が必要であり、一般に受信器側は干渉信号のトレーニング・シーケンスについての知識を持たず、またトレーニング・シーケンスの時間的位置も分からないので、その予測はきわめて困難である。例えばビー・シー・ワー  ロー（Ｂ．Ｃ．Ｗａｈ  Ｌｏ）及びケイ・ベン  レタイエフ（Ｋ．Ｂｅｎ  Ｌｅｔａｉｅｆ）による「無線通信システムのための適応等化と干渉除去（Adaptive Equalization and Interference Cancellation for Wireless Communication Systems）」、通信に関する米国電気電子学会トランザクション（IEEE Trans. on Commun.）、ＣＯＭ−４７号、５３８〜５４５頁、１９９９年４月を参照のこと。これらの理由から順次等化による干渉抑制が行われる第２の手法が有望である。この手法に基づく方法は、エス・アリヤビスタクル（Ｓ．Ａｒｉｙａｖｉｓｉｔａｋｕｌ）、ジェー・エイチ・ウィンスターズ（Ｊ．Ｈ．Ｗｉｎｔｅｒｓ）及びエヌ・アール・ソレンバーガー（Ｎ．Ｒ．Ｓｏｌｌｅｎｂｅｒｇｅｒ）による「高いデータ速度の無線システムのための合同等化及び干渉抑制（Joint Equalization and Interference Suppression for High Data Rate Wireless Systems）」、車両技術会議のプロシーディング（Proceedings of Vehicular Technology Conference）（ＶＴＣ’９９  Ｓｐｒｉｎｇ）、７００〜７０６頁、ヒューストン（Ｈｏｕｓｔｏｎ）、テキサス州（Ｔｅｘａｓ）、１９９９年に提案された。これによってＮ個の異なる離散時間受信信号ｒｉ［ｋ］は、別々にフィルタリングされ、そのフィルタ出力信号は結合される。図１を参照のこと。これに続いて等化が行われる。例えばＭＬＳＥ、ＲＳＳＥ、ＤＦＳＥ、あるいはＤＦＥ（決定フィードバック等化）。この受信器の結果的に得られるブロック図は、図１に示す。フィードフォワード・フィルタリングと結合との後の信号は、次式によって与えられる。
【数１２】
2004523154.tif 000014
受信されたシーケンスｒｉ［ｋ］をフィルタリングするための第ｉ番目のフィルタは、図２に詳細に示す。長さ
【数１３】
2004523154.tif 000015
のフィルタ・インパルス応答ｆｉ［ｋ］の最適化は、例えば多入力一出力最小平均二乗誤差決定フィードバック等化器（ＭＩＳＯ  ＭＭＳＥ−ＤＦＥ）を使用して達成でき、その構成は図３に示す。ここでは、太線と細線はそれぞれ、複素数値信号を実数値信号及びシステムを指す。単一受信アンテナ（Ｎ＝１）という特殊な場合に結果として得られる構成は、図４に示す。ＤＦＥでは複素数値インパルス応答ｆｉ［ｋ］はフィードフォワード・フィルタであり、複素数値フィードバック・フィルタｂ［ｋ］によって適応的に一緒に最適化されなくてはならない。適応処理が完了すると、フィードフォワード・フィルタ係数は、図１の構成に持ち越される。もしフィルタ長さが十分に大きく選択されれば、結合後に干渉は大幅に低減され、更にこの時点における全外乱は、近似的に白色化されてガウス分布になり、したがってトレリス・ベースの等化手法の順次適用は正当化される。
【０００７】
例えばＤＦＳＥ／ＲＳＳＥ用の前置フィルタの計算と白色雑音による外乱とに関する欧州特許出願公開第９９３０１２９９．６号明細書（EP99301299.6）に提案されたような前置フィルタの計算に関する閉じた形式の解は適用できない。このためインパルス応答ｈｉ［ｋ］だけでなく干渉信号のインパルス応答
【数１４】
2004523154.tif 000016
も知らなくてはならないであろう。しかしながら一般に干渉信号のトレーニング・シーケンスは受信器側に知られていないので後者は、容易には推定できない。したがってフィルタ計算は、再帰的適応アルゴリズムを使用して行わなくてはならない。エス・アリヤビシタクル（Ｓ．Ａｒｉｙａｖｉｓｉｔａｋｕｌ）、ジェー・エイチ・ウィンスターズ（Ｊ．Ｈ．Ｗｉｎｔｅｒｓ）及びエヌ・アール・ソレンバーガー（Ｎ．Ｒ．Ｓｏｌｌｅｎｂｅｒｇｅｒ）による「高いデータ速度の無線システムのための合同等化及び干渉抑制（Joint Equalization and Interference Suppression for High Data Rate Wireless Systems）」、車両技術会議のプロシーディング（Proceedings of Vehicular Technology Conference）（ＶＴＣ’９９  Ｓｐｒｉｎｇ）、７００〜７０６頁、ヒューストン（Ｈｏｕｓｔｏｎ）、テキサス州（Ｔｅｘａｓ）、１９９９年には、フィルタ最適化のために再帰的最小二乗（ＲＬＳ）アルゴリズムの適用が提案された。エス・ハイキン（Ｓ．Ｈａｙｋｉｎ）による「適応型フィルタの理論（Adaptive Filter Theory）」、プレンティス・ホール（Ｐｒｅｎｔｉｃｅ  Ｈａｌｌ）、アッパー・サドル・リバー（Ｕｐｐｅｒ  Ｓａｄｄｌｅ  Ｒｉｖｅｒ）、ニュー・ジャージー州、第３版、１９９６年も参照のこと。この手法の大きな欠点は、単一受信（Ｎ＝１）の場合に高い性能が達成できないことである。この主な理由は、この場合に干渉信号が十分に抑制できないことである。図３を参照するとＮ＝２の場合、信号ｒ１［ｋ］とｒ２［ｋ］はそれぞれの受信信号と雑音とを持っており、ここで干渉信号は雑音に含まれている。フィルタ係数を適当に調整すると、干渉信号は互いに打ち消すことが出来る。Ｎ＝１の場合は、受信信号は一つしかないので、打消しが出来ないのは無論である。
【０００８】
本発明の課題は、改良された干渉抑制が可能な仕方でこのタイプの方法とこのタイプのシステムを改良することである。本発明の更なる態様によれば、単一受信のために良好な干渉抑制が可能になるであろう。更に干渉抑制に関して以前提案された方法より高い性能をダイバーシティ受信のために達成することが望ましい。
【０００９】
これらの課題は、請求項１による特徴を有する方法と請求項１０による特徴を有するシステムとによって本発明を以って解決される。
【００１０】
本発明は、射影の結果として干渉と信号とが分離できるという所見に基づいている。受信信号の射影だけが処理されるので、唯一関心のある射影された信号の合計内の誤差を最小にするためのフィルタ係数を見出して利用することができる。
【００１１】
本発明による方法とシステムは、純粋に実数又は純粋に虚数のデータ列、あるいは複素平面内の任意の直線上に在るデータ列と十分に識別可能なインパルス応答とを有するパルス振幅変調による伝送のためのアンテナ・ダイバーシティによる、あるいはよらない等化のための（適応）干渉抑制を可能にする。特に単一受信に関しては、従来技術の手法よりかなり良好な干渉抑制が達成できる。一般に２Ｎ−１個の干渉信号は本発明によって抑制できるが、単にＮ−１個の干渉信号は従来の方法で抑制できる。順次等化の誤り率は、本発明の方法によってかなり低減できる。
【００１２】
実際の実施形態では通常、本方法は更なる複雑さを引き起こすことはなく、従来技術の方法と比較して複雑さを低減することさえ可能にする。図３、４による従来技術の方法の図６、７による新しい構成との比較は、単に射影Ｐ１｛・｝〜Ｐｎ｛・｝を追加的に実行しなくてはならないだけで、フィードバック・フィルタはより簡単になり、実数値係数だけを持つということを示している。
【００１３】
本発明の特に好適なバージョンでは、少なくとも二つの受信信号ｒｉ［ｋ］が利用可能であって、それぞれの少なくとも二つの出力ｙｉ［ｋ］はステップｂ）で同じベクトルに射影される。この処置は、射影ステップと合計ステップとが交換でき、合計後の射影は単一の射影によって実現できるという有利な効果を持っている。
【００１４】
更に好適なバージョンでは、ステップａ）における受信信号のフィルタリングには、実数値フィードバック・フィルタを有するＤＦＥのフィードフォワード・フィルタが使用され、これらのフィルタは系統的に最適化され、この場合、特にＺＦ、ＭＭＳＥ又はインパルス切捨ての基準が採用できる。したがって簡単な仕方でこれらのフィルタ係数を最適化することができる。
【００１５】
フィルタ係数を最適化するためには、射影後の信号を利用することが好ましい。これは、干渉が射影の直交成分の合計内にシフトされるので干渉抑制の改善を可能にする。
【００１６】
前記少なくとも一つの複素数値フィルタの係数の調整のために、任意の適応アルゴリズムが使用できる。これは、それぞれの干渉状況に対する調整が自動的に達成されることを保証する。
【００１７】
前記フィルタ係数の調整のための適応アルゴリズムは、受信器側で知られたトレーニング・シーケンスを利用することができる。もし既知のトレーニング・シーケンスが送信されなければ、あるいはもし既知のトレーニング・シーケンスが短すぎれば、フィルタ係数の調整のためにブラインド適応アルゴリズムが使用できる。
【００１８】
少なくとも一つのフィルタリングされた出力信号ｙｉ［ｋ］の射影の直交成分の計算から、伝送品質に関する基準が容易に取得できる。
【００１９】
もし送信アンテナ・ダイバーシティが使用されれば、第１のステップで送信信号の少なくとも一部は干渉と解釈され、本発明の方法で抑制できる。引き続いて、第２のステップでは、第１のステップで検出されたデータ符号が受信信号の対応する部分をモデル化するために利用できる。差信号を形成すると、対応する信号部分は受信信号から除去でき、第１のステップで干渉と解釈された残りのデータ符号の検出が可能になる。これに代わって、第２のステップでは第１のステップが反復でき、それによって第１のステップで検出されたデータ符号は干渉と解釈され、また第１のステップで干渉と解釈されたデータ符号が今度は有用なデータと解釈される。したがって本方法は、送信アンテナ・ダイバーシティに関しても高い性能を達成するためによく適合している。
【００２０】
本発明の更に有利なバージョンは、従属クレームに定義されている。
【００２１】
下記において本発明の例のバージョンは、付属図面を参照しながら更に詳細に説明される。
【００２２】
本発明においては改良された干渉抑制は、それぞれ図３、図４によるＤＦＥ構成を修正することによって達成される。複素数値フィードフォワード・フィルタリングの後に単位長さのベクトル
【数１５】
2004523154.tif 000017
への射影Ｐｉ｛・｝が実行され、純粋に実数値の結果Ｐｉ｛ｙｉ［・］｝を生成する。図５を参照のこと。これは、図６の構成に導く。信号ｙ［ｋ］は実数値であるから、フィードバック・フィルタリングには純粋に実数値のフィルタｂ［ｋ］で十分であり、誤差信号ｅ［ｋ］＝ｖ［ｋ］−ａ［ｋ−ｋ０］は純粋に実数値である。ｅ［ｋ］のパワーを最小にするためには射影演算子Ｐｉ｛・｝に関するフィードフォワード・フィルタ出力信号の直交成分は考慮されないが、これは実数値振幅係数の決定プロセスに関しては１次元しか関心がないので可能である。さてフィルタ係数は、唯一関心のある射影された信号の合計内の誤差を最小にするために調整できるが、直交成分は無視される。フィルタ係数の適当な選択による結果として干渉による外乱は、フィードフォワード・フィルタ出力信号の直交成分の合計内にシフトでき、これは決定には無関係である。したがって直交成分の合計は、干渉パワーの推定のために任意に利用できる。もし出力信号ｙｉ［ｋ］のＮ個の射影ベクトルすべてが同じであり、したがってこれらの射影が合計後に単一の射影として実現できるならば、結果として実現に関心のある特殊なケースが得られる。
【００２３】
チャネル・インパルス応答ｈｉ［ｋ］と
【数１６】
2004523154.tif 000018
とが十分に異なり、データ符号列ａ［ｋ］と
【数１７】
2004523154.tif 000019
とが実数値であるとして、もし前置フィルタ係数ｆｉ［ｋ］（ここで、１≦ｉ≦Ｎ）が好適に調整されれば、極めて良好な干渉抑制が達成できることが分かった。図６による干渉抑制のための修正されたＤＦＥのフィードフォワード・フィルタによるプレフィルタリングとフィルタ出力信号の順次射影との後に、例えばＭＬＳＥ、ＤＦＳＥ、あるいはＲＳＳＥといったシーケンス予測方式を採用して等化が実行できる。この等化方式の信号成分
【数１８】
2004523154.tif 000020
は次式によって与えられる。
【数１９】
2004523154.tif 000021
必要とされる複雑さは、フィードバック・フィルタ長さＬｂ、すなわち係数ｂ［ｋ］の数の選択によって任意に制御できる（ＤＦＥによるインパルス切捨て）。ＤＦＥフィルタの最適化のために、例えばゼロ強制（ＺＦ）基準、最大ＳＮＲ又は最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）といった種々の基準が採用できる。特殊ケースとして最小平均二乗（ＬＭＳ）アルゴリズムを有するＭＭＳＥ基準によるＤＦＥの適応調整が考えられる。この適応のためには、アルゴリズム内に誤差計算とフィードバック・フィルタリングのためにデータ符号に関する知識が要求されることを考慮しなくてはならない。したがってチャネル予測を容易にするために多くの伝送システムで送信されるトレーニング・シーケンスがＤＦＥ適応のためにも使用される。すなわち誤差計算とフィードバック・フィルタリングのためにトレーニング符号が利用される。データ伝送時にこの適応は決定指向モードで進行できる。すなわちトレーニング符号の代わりに等化器によって渡された以前決定済みのデータ符号が使用され、これらはトレーニング期間後に十分に高い確率で実際のデータ符号と一致する。これに代わって、送信データ列の統計データに関する知識を必要とするだけでデータ符号そのものに関する知識を必要としない再帰的最小二乗（ＲＬＳ）アルゴリズム又はブラインド適応アルゴリズムがＬＭＳアルゴリズムの代わりに使用できる。しかしながらブラインド適応アルゴリズムに関してはトレーニングされた適応アルゴリズムよりも遅い収束は避けられない。
【００２４】
簡単のために、提案された新規のＤＦＥ構成の適応のためのＬＭＳアルゴリズムの説明に関して、（複素共役）フィルタ係数がベクトルにまとめられる。
【数２０】
2004523154.tif 000022
【数２１】
2004523154.tif 000023
（（・）Ｈと（・）Ｔは、それぞれエルミート転置及び転置と呼ばれる）。さて、フィルタ係数は適応のために時間的に変化している。これは、フィルタ係数も実時間ｋに依存するということから理解できる。射影と結合の後の信号ｓ［ｋ］は次式によって与えられる。
【数２２】
2004523154.tif 000024
ただし
【数２３】
2004523154.tif 000025
ＤＦＥスライサー入力信号は次式によって与えられる。
【数２４】
2004523154.tif 000026
ここで
【数２５】
2004523154.tif 000027
決定遅延ｋ０は、パワー効率の最適化のために利用できる自由度である。これにより
【数２６】
2004523154.tif 000028
は、ＤＦＥによって評価されたデータ列を示す。もしトレーニング・シーケンス(トレーニング・モード)として知られたデータ列が存在すれば、
【数２７】
2004523154.tif 000029
は既知のデータ符号ａ［・］によって置き換えることが出来る。これに対応して図６において
【数２８】
2004523154.tif 000030
は、誤差計算とフィードバックのためにａ［・］によって置き換えられなくてはならない。ＤＦＥに関する誤差信号は次式によって定義され、
【数２９】
2004523154.tif 000031
また
【数３０】
2004523154.tif 000032
が成り立つ。下記に関して、フィルタ係数ベクトルとフィルタ入力ベクトルは、それぞれ単一のベクトルにまとめられる。
【数３１】
2004523154.tif 000033
【数３２】
2004523154.tif 000034
フィルタ係数ベクトルの適応調整のためのＬＭＳアルゴリズムは、エス・ハイキン（Ｓ．Ｈａｙｋｉｎ）による「適応型フィルタの理論（Adaptive Filter Theory）」、プレンティス・ホール（Ｐｒｅｎｔｉｃｅ  Ｈａｌｌ）、アッパー・サドル・リバー、ニュージャージー州、第３版、１９９６年に記載されたような、下記の方程式によって与えられる。
【数３３】
2004523154.tif 000035
ここでμはステップ・サイズ・パラメータと呼ばれ、高速の収束と安定な演算の両方を可能にするために適切に選択されなくてはならない。再帰演算は例えば次式によって開始される。
【数３４】
2004523154.tif 000036
説明されたＤＦＥ構成は、もし更にＭ倍（Ｍ≧１）送信アンテナ・ダイバーシティが使用されれば、干渉抑制のためにも使用できる。これは例えば、容量を増加させるための空間時間符号化伝送のケースであり、エイ・エフ・ナグイブ（Ａ．Ｆ．Ｎａｇｕｉｂ）、エヌ・セシャドリ（Ｎ．Ｓｅｓｈａｄｒｉ）及びエイ・アール・カルダーバンク（Ａ．Ｒ．Ｃａｌｄｅｒｂａｎｋ）による「無線チャネルにおけるデータ速度の増加（Increasing Data Rate over Wireless Channels）」、米国電気電子学会信号処理雑誌（IEEE Signal Processing Magazine）、７６〜９２頁、２０００年５月に記載されている。提案された方法は、例えばジェイ・エイチ・ウィンスター（Ｊ．Ｈ．Ｗｉｎｔｅｒｓ）による「レイリー・フェージングを有する無線システムにおける送信ダイバーシティのダイバーシティ利得（The Diversity Gain of Transmit Diversity in Wireless Systems with Rayleigh Fading）」、車両技術に関する米国電気電子学会トランザクション（IEEE Transactions on Vehicular Technology）、１１９〜１２３頁、１９９８年２月で提案された空間時間符号化方式と組み合わせて直接適用できる。本発明に関しては、近似的ＰＡＭ伝送方式はその送信信号がＰＡＭ信号として十分精確に近似できる方式であって、例えば二進連続位相変調(ＣＰＭ)の場合である。
【００２５】
特殊な例のバージョンとして下記において、単一受信（Ｎ＝１)のケースを考える。このケースは、主として移動局に関心がある。ここでは基地局と対照的に通常、アンテナ・ダイバーシティは、コンパクトで省エネルギー、且つ低価格の移動体電話には適合しないので、使用できない。再び、有用な信号のデータ列と干渉体のデータ列の両者が純粋に実数であることと、対応するインパルス応答が十分に異なっていることとが想定されている。射影Ｐ｛・｝を有する対応するＤＦＥ構成は、図７に示す。
【００２６】
上述の構成は、もしフィルタ長さ
【数３５】
2004523154.tif 000037
とＬｂとが十分に大きければ、極めて良好な干渉抑制を保証するが、複雑さの理由と短いトレーニング・シーケンスのせいで実際には通常比較的短いフィードフォワード・フィルタとフィードバック・フィルタとが使用される。このケースでは、方程式（８）による信号は一般に、無視できない干渉による雑音成分を持っており、更なる処置を講じなければ大きな性能低下という結果を招く。したがってもし短いＤＦＥフィルタが利用されれば、この方法は更に改良すべきである。この目的のためにフィードフォワード・フィルタ出力信号の射影の直交成分の合計も考慮できる。
【数３６】
2004523154.tif 000038
ここでＱｉ｛・｝は、単位長さの複素ベクトル
【数３７】
2004523154.tif 000039
への射影と呼ばれる。それによってベクトル
【数３８】
2004523154.tif 000040
は、射影Ｐｉ｛・｝に属するベクトル
【数３９】
2004523154.tif 000041
に直交している。信号ｔ［ｋ］は一般に、信号ｓ［ｋ］よりも大きな雑音成分を持っているが、これはまた下記の信号成分も持っている。すなわち
【数４０】
2004523154.tif 000042
ここで、その係数が区間κ１≦κ≦κ２では非ゼロであるインパルス応答ｃ［・］と、雑音と干渉からなる外乱ｎｔ［ｋ］との両者は純粋に実数値である。ＤＦＥ適応が完了すると、係数ｃ［κ］はチャネル推定方法を使用して容易に決定できる。チャネル推定の後に外乱ｎｔ［ｋ］の分散
【数４１】
2004523154.tif 000043
が推定できる。
【００２７】
さてトレリス・ベースの等化方法においても信号ｔ［ｋ］を使用することは有利である。この目的のために信号ｓ［ｋ］は
【数４２】
2004523154.tif 000044
の形に書かれ、ここで外乱ｎｓ［ｋ］は分散
【数４３】
2004523154.tif 000045
を持ち、また雑音と干渉とを含む。トレリス・ベースの等化方法で両信号ｓ［ｋ］とｔ［ｋ］とを利用するために、例えばトレリス図（最大比率結合）において分岐メトリック
【数４４】
2004523154.tif 000046
を使用できる。ここでＭＬＳＥ等化に関して、
【数４５】
2004523154.tif 000047
は状態遷移に依存する試験符号を指す。低減状態等化方法では、
【数４６】
2004523154.tif 000048
は試験符号と、それぞれκ≦κｒｅｄとκ＞κｒｅｄに関する状態依存レジスタ内容とを指し、ここでκｒｅｄは選択状態低減方法に依存する。方程式（２１）に関しては統計的独立白色ガウス分布外乱ｎｓ[・]とｎｔ［・］とが想定されていることに留意のこと。実際にこれは単に近似的に真であって、特にｎｔ［・］は一般に白色ではない。したがってトレリス・ベースの等化の前に雑音白色化フィルタによって信号ｔ［ｋ］をフィルタリングすることが有利であり、このフィルタはｎｔ［・］を白色外乱に変換し、ｎｔ［・］の自動相関シーケンスから計算でき、またこれは適当な手法を使用して評価されなくてはならない。方程式（２１）において、
【数４７】
2004523154.tif 000049
とｔ［ｋ］とｃ［・］はそれぞれ、雑音白色化フィルタの出力における雑音分散と雑音白色化フィルタの出力における信号と元のインパルス応答の雑音白色化フィルタのインパルス応答との畳込みとによって置換されなくてはならない。
【００２８】
導入された二つのチャネル構造によれば、ダイバーシティ効果が達成でき、したがって短いＤＦＥフィルタが使用された場合でも高い性能が得られる。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】受信器側におけるＮ倍アンテナ・ダイバーシティによるデータ伝送システムのためのブロック図の離散時間バージョンを示す図（先行技術）。
【図２】第ｉ番目の受信信号をフィルタリングするための第ｉ番目フィードフォワード・フィルタの詳細図（先行技術）。
【図３】Ｎ個のアンテナの場合の従来のＤＦＥ受信器のブロック図表現（先行技術）。
【図４】１個のアンテナの場合の従来のＤＦＥ受信器のブロック図表現（先行技術）。
【図５】単位長さの複素ベクトル
【数４８】2004523154.tif 000050
への信号ｙｉ［ｋ］の射影Ｐｉ｛ｙｉ［ｋ］｝の図式表現。
【図６】本発明によるフィードフォワード・フィルタリング後の複数の射影の実現によるＮ個アンテナの場合のＤＦＥ受信器を示す図。
【図７】本発明によるフィードフォワード・フィルタリング後の一つの射影の実現による一つの受信アンテナ（単一受信）の場合のＤＦＥ受信器を示す図。
【図８】更にフィードフォワード・フィルタの出力信号の射影の直交成分の合計が処理されるＤＦＥ受信器を示す図。
【図１】
2004523154.tif 000053
【図２】
2004523154.tif 000054
【図３】
2004523154.tif 000055
【図４】
2004523154.tif 000056
【図８】
2004523154.tif 000057
【国際公開パンフレット】
2004523154.tif 000058
2004523154.tif 000059
2004523154.tif 000060
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2004523154.tif 000062
2004523154.tif 000063
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2004523154.tif 000070
2004523154.tif 000071
2004523154.tif 000072
2004523154.tif 000073
2004523154.tif 000074
2004523154.tif 000075
2004523154.tif 000076
2004523154.tif 000077
2004523154.tif 000078
2004523154.tif 000079
2004523154.tif 000080
2004523154.tif 000081
2004523154.tif 000082
2004523154.tif 000083
2004523154.tif 000084
2004523154.tif 000085
2004523154.tif 000086
2004523154.tif 000087
【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
2004523154.tif 000088
2004523154.tif 000089
【手続補正書】
【提出日】平成15年8月25日(2003.8.25)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００８
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００８】
欧州特許第０６６９７２９号明細書（EP0,669,729）から、干渉と雑音とを抑制するためにアンテナ・アレイを使用することが知られている。複数の単一受信アンテナの受信信号は、干渉とチャネル雑音とからなる合計外乱の空間的相関マトリックスを使用して決定される異なるベクトルに射影される単一ベクトルにまとめられる。したがって、合計外乱を空間的に非相関にすることが可能であり、また前処理されたアンテナ信号の最大比結合が容易に可能である。続いて、符号間干渉によってさらに損なわれた有用な信号が一般の一次元複素等化方法によって回復される。この方法で実施された射影は、ベクトルに対して実施され、その次元数Ｎはアンテナの数Ｎに対応している。単に一つの単一受信アンテナが使用されるときには干渉の抑制は不可能である。
本発明の課題は、改良された干渉抑制が可能な仕方でこのタイプの方法とこのタイプのシステムを改良することである。本発明の更なる態様によれば、単一受信のために良好な干渉抑制が可能になるであろう。更に干渉抑制に関して以前提案された方法より高い性能をダイバーシティ受信のために達成することが望ましい。




【手続補正書】
【提出日】平成15年8月25日(2003.8.25)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一つ又は数個の受信アンテナを用いた、少なくともパルス振幅変調又は二進ＣＰＭ（連続位相変調）を含むＴＤＭＡ及び／又はＦＤＭＡ伝送のための干渉抑制の方法であって、
ａ）少なくとも一つの出力信号ｙｉ［ｋ］の生成のために複素数値係数ｆｉ［ｋ］を有するフィルタによって受信アンテナの少なくとも一つの複素数値受信信号ｒｉ［ｋ］をフィルタリングするステップと、
ｂ）これに続いて、この出力信号ｙｉ［ｋ］に割り当てられた、方向ベクトル
【数１】
2004523154.tif 000090
の次元が受信アンテナの数量とは独立に２である前記方向ベクトル
【数２】
2004523154.tif 000091
への少なくとも一つの出力信号ｙｉ［ｋ］の少なくとも一つの射影を形成するステップと、
を含み、
射影Ｐｉの数が１である場合に、
ｃ１）前記射影Ｐｉを検出装置に供給するステップと、
又は、射影Ｐｉの数が２以上である場合に、
ｄ１）合計信号ｓ[ｋ]を形成するために前記射影Ｐｉの大部分を合計するステップと、
ｄ２）前記合計信号ｓ［ｋ］を検出装置に供給するステップと、
を含むことを特徴とする干渉抑制の方法。
【請求項２】
ステップｃ１）及び／又はステップｄ２）においてひずみを修正するために検出装置が開発されることを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項３】
ステップｄ１）において前記合計信号ｓ［ｋ］を形成するためのすべての射影Ｐｉが合計されることを特徴とする請求項１又は２記載の方法。
【請求項４】
少なくとも二つの受信信号ｒｉ［ｋ］が存在し、ステップｂ）において関連する少なくとも二つの出力ｙｉ［ｋ］が同じ方向ベクトルに射影されることを特徴とする前記請求項のいずれかに記載の方法。
【請求項５】
ステップａ）において受信信号のフィルタリングには実数値フィードバック・フィルタを有するＤＦＥのフィードフォワード・フィルタが使用され、これらのフィルタは基準ＺＦ、ＭＭＳＥ、最大信号対雑音比又はインパルス切捨てにしたがって最適化されることを特徴とする前記請求項のいずれかに記載の方法。
【請求項６】
前記射影後の信号は前記フィルタ係数の最適化のために利用されることを特徴とする前記請求項のいずれかに記載の方法。
【請求項７】
前記少なくとも一つの複素数値フィルタのフィルタ係数の調整のために、適応アルゴリズムが使用されることを特徴とする前記請求項のいずれかに記載の方法。
【請求項８】
前記フィルタ係数の調整のための前記適応アルゴリズムは受信器側で知られたトレーニング・シーケンスを利用することを特徴とする請求項７記載の方法。
【請求項９】
受信器側で知られたトレーニング・シーケンスを使用することなく前記フィルタ係数の調整のために、適応アルゴリズムが使用されることを特徴とする請求項７記載の方法。
【請求項１０】
少なくとも一つのフィルタリングされた出力信号ｙｉ［ｋ］の射影の対応する直交成分が計算されることを特徴とする前記請求項のいずれかに記載の方法。
【請求項１１】
抑制すべき干渉は、送信アンテナ・ダイバーシティの場合に送信信号の少なくとも一部によって表されることを特徴とする請求項１から１０のいずれかに記載の方法。
【請求項１２】
少なくともパルス振幅変調又はＣＰＭ（連続パルス変調）を含むＴＤＭＡ及び／又はＦＤＭＡ伝送のための干渉抑制のシステムであって、
一つ又は数個の受信アンテナと、
少なくとも一つの出力信号ｙｉ［ｋ］の生成のために一つの受信アンテナの少なくとも一つの複素数値受信信号ｒｉ［ｋ］をフィルタリングするために設計された、複素数値係数ｆｉ［ｋ］を有する少なくとも一つのフィルタ装置と、
を含み、さらに前記システムは、
この出力信号ｙｉ［ｋ］に割り当てられた、方向ベクトルｐｉの次元が受信アンテナの数とは独立に２である前記方向ベクトルｐｉへの前記少なくとも一つの出力信号ｙｉ［ｋ］の射影Ｐｉを形成するための、少なくとも一つの出力信号ｙｉ［ｋ］が結合される少なくとも一つの射影装置と、
射影Ｐｉの数が１である場合に、
前記射影Ｐｉの出力信号が結合される検出装置、
又は、射影Ｐｉの数が２以上である場合に
合計信号ｓ［ｋ］を形成するために前記射影Ｐｉの大部分を合計するための合計装置と、
前記合計信号ｓ［ｋ］が結合される検出装置と、
を含むことを特徴とする干渉抑制のシステム。
【国際調査報告】
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