(57)【要約】各々が無安定マルチバイブレータ回路（１０３）を有し、第一の回路モジュール（１００）が第二の回路モジュール（１００’）に結合されると共に第二の回路モジュール（１００’）が第一の回路モジュール（１００）にクロスして結合される第一及び第二の回路モジュールを有し、回路モジュール（１００及び１００’）の各々が、第一及び第二の電圧制御型電流源（１０１）（ＶＣＣＳ）を有する直交結合制御型発振器である。回路モジュール（１００及び１００’）の各々において、ＶＣＣＳの各々は、前記回路モジュール内に構成される共振子（１０４）にＶＣＣＳ（１０１）によって供給される電流（１１０）の位相をシフトするための位相シフタ（１０２）に結合される。周期的な信号を生成するための、請求項１乃至５の何れか一項に記載（ＱＶＣＯ）の発振器（３０３）と、前記周期的な信号、及びチャネル（３０４）から受信される受信信号から出力信号を生成するための受信モジュール（３０１）とを有し、前記周期的な信号及び入力信号から前記チャネルに送出するための送出信号を生成するための送出モジュール（３０２）を更に有する双方向通信チャネル（３０４）を介して通信するための通信装置（３００）である。
2004519125.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
各々の回路モジュールが無安定マルチバイブレータ回路を有し、第一の回路モジュールが第二の回路モジュールに結合されると共に第二の回路モジュールが第一の回路モジュールにクロスして結合される第一及び第二の回路モジュールを有し、
各々の前記回路モジュール内に第一及び第二の電圧制御型電流源を有する直交結合制御型発振器において、
前記回路モジュールの各々が、当該モジュール内にある前記無安定マルチバイブレータ回路の発振周波数を決定するための共振子を持ち、
前記回路モジュールの各々において、前記電圧制御型電流源の各々が、当該電圧制御型電流源により当該回路モジュール内にある前記共振子へ供給される電流の位相をシフトするための位相シフタの各々に結合される
ことを特徴とする、
直交結合制御型発振器。
【請求項２】
前記発振器の前記発振周波数を制御するために、前記無安定マルチバイブレータ回路の前記発振周波数を制御する手段を更に有する請求項１に記載の発振器。
【請求項３】
前記電圧制御型電流源によって供給される前記位相シフトされた電流と、前記無安定マルチバイブレータ回路の能動デバイスを流れる前記電流とがほぼ同じ位相になる請求項１に記載の発振器。
【請求項４】
前記共振子がＬＣ回路である請求項１に記載の発振器。
【請求項５】
前記共振子が、相互誘導性結合される第一及び第二のＬＣ回路を有する請求項１に記載の発振器。
【請求項６】
周期的な信号を生成するための、請求項１乃至５のうちの何れか一項に記載の発振器と、前記周期的な信号、及び前記チャネルから受信される受信信号から出力信号を生成するための受信モジュールとを有すると共に、前記周期的な信号及び入力信号から前記チャネルに送出するための送出信号を生成するための送出モジュールを更に有する双方向通信チャネルを介して通信するための通信装置。
【請求項７】
前記発振器が、より低い周波数の信号を得るために、前記受信モジュールにおいて前記入力信号とミキシングされるべき周期的な信号を供給する請求項６に記載の装置。
【請求項８】
前記発振器が、前記信号を得るために、前記送出モジュールにおいて前記入力信号とミキシングされるべき周期的な信号を供給する請求項６に記載の装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、二つの回路モジュールが無安定マルチバイブレータ回路を各々有し、第一の回路モジュールが第二の回路モジュールに結合されると共に第二の回路モジュールが第一の回路モジュールにクロスして結合される第一及び第二の同一回路モジュールを有し、前記回路モジュールの各々において、第一及び第二の電圧制御型電流源（Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ  Ｃｕｒｒｅｎｔ  Ｓｏｕｒｃｅ（ＶＣＣＳ））を有する直交結合制御可能な発振器（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  ｃｏｕｐｌｅｄ  ｃｏｎｔｒｏｌｌａｂｌｅ  ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）に関する。
【０００２】
本発明は、更に通信装置にも関する。
【０００３】
直交結合制御型発振器は、ワイヤレスローカルエリアネットワーク、光ファイバネットワーク、モバイル電話、トランシーバ、及びその他多くの用途に使用される非常に有用なデバイスである。
【０００４】
当該発振器が満たさなければならない主な要求仕様は、低い位相雑音及び広い同調範囲である。当該要求仕様により、低い位相雑音及び広い同調範囲を明示的に決定する高い品質ファクタ（ｑｕａｌｉｔｙ  ｆａｃｔｏｒ）Ｑを有し得る直交リングＬＣ発振器の使用が課される。
【０００５】
直交リングＬＣ発振器は、直交出力発振を得るために、結合されている二つの同じ発振器ユニットを使用している。前記発振器ユニットは、負荷としてインダクタを具備する無安定マルチバイブレータである。能動デバイス、例えば電界効果トランジスタが出力端子の両端にもたらす負性抵抗はインダクタにおけるロスにまさるので、自励発振する。
【０００６】
【従来の技術】
当該直交リングＬＣ発振器（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  ｒｉｎｇ  ＬＣ  ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）は、１９９６年にＩＳＳＣＣ  セッション２４、３９２乃至３９３頁において発表された論文ＳＰ  ２４．６「直交出力を備える９００ＭＨｚ  ＣＭＯＳ  ＬＣ発振器（Ａ  ９００ＭＨｚ  ＣＭＯＳ  ＬＣ−Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ  ｗｉｔｈ  Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｏｕｔｐｕｔｓ）」に開示されている。
【０００７】
当該知られている装置において、二つのＬＣ発振器ユニットは、電界効果トランジスタ（ｆｉｅｌｄ  ｅｆｆｅｃｔ  ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ（ＦＥＴ））を使って、結合されている。インダクタと、寄生ＦＥＴゲート容量及び寄生ＦＥＴドレイン容量とは、等価的にＬＣセルを形成している。発振周波数は、前記インダクタのインダクタンスと、前記ＦＥＴゲート容量及びドレイン接合容量とによって決定される。等価的なＬＣセルにおける全電流は、前記無安定マルチバイブレータトランジスタのドレイン電流と、結合ＦＥＴを流れるドレイン電流との和になる。当該二つの電流は互いに９０度で位相シフトされる。前記発振周波数は、前記ＦＥＴドレイン及びゲート容量のように技術的に依存するパラメータによって決定され、直接導かれる結論として前記発振周波数も技術的な依存性を持つことがこの場合示されるべきである。更に、前記電流における９０度位相シフトのため、前記発振器ユニットの間の結合係数はかなり低く、ある一定の条件下で、前記発振は直交して同調し得ない。分散しているドレイン及びゲート容量と前記インダクタとによって実現される共振回路は高い選択度を有し得ないため位相雑音は依然としてかなり高い。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は、従って、増大する結合係数を有すると共に、発振周波数が技術に依存することなく決定される直交結合制御型発振器を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、当該目的は、導入の段落で記載されているデバイスにおいて、回路モジュールの各々が、前記モジュール内に構成される前記無安定マルチバイブレータ回路の発振周波数を決定するために共振子を有し、各々の回路モジュール内において、前記ＶＣＣＳの各々が、前記回路モジュール内に構成される前記共振子に前記ＶＣＣＳによって供給される電流の位相をシフトするために、各々の位相シフタに結合されることを特徴とするデバイスで達成される。
【００１０】
前記位相シフタは、前記ＶＣＣＳによって生成される電流における位相シフトを生じさせるので、前記ＶＣＣＳ及び前記無安定マルチバイブレータ回路の能動デバイスを流れる電流がほぼ同じ位相となり、前記共振子を流れる最大電流がもたらされる。直接導かれる結論として、前記二つの回路モジュールの間の結合係数が増大し、より安定した発振が得られる。
【００１１】
好ましい実施例において、前記共振子はＬＣ共振子のことであり、前記発振器の発振周波数を決定している。当該Ｌ及びＣのコンポーネントは、前記回路内のいかなる他の寄生インダクタンス及び寄生容量よりもずっと大きなインダクタンス及び容量を有している。その結果として、前記発振周波数は、前記技術とは無関係に決定される。前記共振子は当該共振周波数において低いインピダンスをもたらすので、安定した発振周波数を維持するために必要な電流が前記共振子に供給されなければならない。前記位相シフタ及びＶＣＣＳはこの要求を達成する。前記共振子は、当該共振子を流れる電流が、前記発振周波数において、最大電流値を達成することを特徴とするいかなる種類のＬＣ共振子ともなり得る。直接導かれる結論として、前記共振子は、インダクタとコンデンサとの間の並列接続体（タンク回路（ｔａｎｋ  ｃｉｒｃｕｉｔ））、二つの相互誘導性結合されたタンク回路、又は、前記共振周波数において当該共振子を流れる電流が最大となることを特徴とする共振子のように作用する誘導性及び容量性素子のうちの何れかの他の組み合わせとして実現される。
【００１２】
前記発振周波数は、共振子コンポーネントの種類に依存する様々なモード、例えば、電気的、機械的、温度的、及び光学的に制御され得る。
【００１３】
本発明による発振器は、より低い位相雑音という利点を有し、その結果として、概してＳ／Ｎ比が向上されている。
【００１４】
説明のために、全ての前述の段階はトランジスタ及びＬＣタンク共振子で実現されている。実施例において、全ての当該トランジスタはＣＭＯＳ技術で実現されている。
【００１５】
本発明の他の目的は、周期的な信号を生成するための、請求項１に記載の発振器と、前記周期的な信号、及び前記チャネルから受信される受信信号（ＩＮ）から出力信号（ＯＵＴ１）を生成するための受信モジュールとを有すると共に、前記周期的な信号及び入力信号（ＩＮ１）から前記チャネルに送出するための送出信号（ＯＵＴ）を生成するための送出モジュールを更に有する双方向通信チャネルを介して通信するための通信装置を提供することにある。
【００１６】
請求項６に記載の装置は、前記発振器が、より低い周波数の信号（ＯＵＴ１）を得るために、前記受信モジュールにおいて入力信号（ＩＮ）とミキシングされるべき周期的な信号を供給することを特徴としている。
【００１７】
請求項６に記載の装置は、前記発振器が、信号（ＯＵＴ）を得るために、前記送出モジュールにおいて入力信号（ＩＮ１）とミキシングされるべき周期的な信号を供給することを特徴としている。
【００１８】
本発明の、上記及び他の特徴と利点とは、添付図面に関連して、後続する本発明の実施例の記載から明らかであろう。
【００１９】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明による直交結合制御型発振器（発振器）のブロック図を示している。二つの同じ回路モジュール１００及び１００’が設けられている。前記二つの回路モジュールの各々は、二つの入力部Ｉｐ１及びＩｎ１と、Ｉｐ２及びＩｎ２とをそれぞれ有していると共に、二つの出力部Ｏｐ１及びＯｎ１と、Ｏｐ２及びＯｎ２とをそれぞれ有している。回路モジュール１００は回路モジュール１００’に直接結合され、出力部Ｏｐ１は入力部Ｉｐ２に接続され、出力部Ｏｎ１は入力部Ｉｎ２に接続されている。回路モジュール１００’は回路モジュール１００にクロスして結合され、出力部Ｏｐ２は入力部Ｉｎ１に接続され、出力部Ｏｎ２は入力部Ｉｐ１に、それぞれ接続されている。
【００２０】
図２は、回路モジュール１００の実施例を示している。回路モジュール１００’は、端子Ｉｐ１及びＩｎ１と、端子Ｏｐ１及びＯｎ１とのそれぞれの代わりに、入力端子Ｉｐ２及びＩｎ２と、出力端子Ｏｐ２及びＯｎ２とをそれぞれ備えるという違いがあるが、回路モジュール１００と同じ構成を有している。
【００２１】
回路モジュール１００は、当該モジュールの出力部において、入力電圧Ｉｐ１及びＩｎ１のそれぞれで予め変調される電流を供給する電圧制御型電流源（ＶＣＣＳ）１０１を有している。ＶＣＣＳは、出力部において位相シフトされた電流１１０を供給するＶＣＣＳの出力電流の位相をシフトする位相シフタ１０２に結合されている。位相シフタ１０２は、無安定マルチバイブレータ回路１０３に結合されている。前記無安定マルチバイブレータは、共振回路１０４を負荷として有している。該共振回路は、共振周波数が達せられるとき、該共振子のインピダンスが最低値を有するので、最大電流が供給されなければならないことを特徴としている。共振子１０４を流れる電流１１２は、二つの電流、すなわち、無安定マルチバイブレータ回路１０３内の能動デバイス１０５を流れる電流と、位相シフタ１０２によって供給される、ＶＣＣＳ１０１からの位相シフトされた電流１１０との和になる。前記無安定マルチバイブレータ回路が共振子１０４の共振周波数で発振するとき、前記共振子に大電流が供給されなければならない。さもなければ、周波数シフトが発生し、回路モジュール１００及び１００’内の前記二つの同じ無安定マルチバイブレータ回路は直交結合され得なくなる。この場合、前記共振子は、高い位相雑音レベルを有する低Ｑ回路のように作用する。上記の状況を回避するために、位相シフタ１０２によって供給される位相シフトされた電流１１０と、無安定マルチバイブレータ１０３の能動デバイス１０５を流れる電流１１１とが非常に小さな位相角で位相シフトされるので、該電流は同じ位相になると見なされてもよくなる。当該状況下において、共振子１０４に供給される電流１１２は可能な限り大きくなる。従って、前記無安定マルチバイブレータ回路は共振子１０４の前記周波数で発振するので、前記位相雑音が改善されると共に、前記二つの同じ無安定マルチバイブレータ回路が直交結合される。二つの同じ回路モジュール１００及び１００’は、前記発振器の前記発振周波数を制御する手段を更に有している。前記共振子が構成される態様に依存して、当該手段は機械的、電気的、光学的、又は温度的であったりする。
【００２２】
直交結合制御型発振器（発振器）の実際的な構成の実施例が、図３に開示されている。説明のために、ＣＭＯＳトランジスタが使用されている。しかしながら、前記回路は、バイポーラ、ＣＭＯＳ、又はＢｉＣＭＯＳ技術、若しくはこれらの組み合わせの何れかで実現されてもよい。バイポーラトランジスタの場合、制御電極、第一の主電極、及び第二の主電極は、ベース、エミッタ、及びコレクタにそれぞれ対応する。ＭＯＳトランジスタの場合、制御電極、第一の主電極、及び第二の主電極は、ゲート、ソース、及びドレインにそれぞれ対応する。
【００２３】
図１に開示されている二つの同じ回路モジュール１００及び１００’は、図３において破線で示されている。
【００２４】
図２において開示されているＶＣＣＳ１０１は、ここで例えば、ＣＭＯＳトランジスタＴ３、Ｔ４、Ｔ７、及びＴ８で構成されている。当該トランジスタは抵抗Ｒを介して給電されるが、電流源も使用され得る。
【００２５】
無安定マルチバイブレータ１０４の能動デバイス１０５は、回路モジュール１００’の場合、トランジスタＴ１及びＴ２で構成され、回路モジュール１００の場合、トランジスタＴ５及びＴ６で構成されている。当該トランジスタは、ＣＭＯＳ技術で実現されているが、代わりに、何れかの種類の制御可能な半導体素子が使用され得る。
【００２６】
共振子１０４は、説明のために、インダクタＬと、可変コンデンサとして作用するバリキャップダイオードＣとの間の並列接続体として実現されるタンク回路を用いて示されている。共振子１０４は、前記共振周波数において最低のインピダンスを有していれば、何れかの形式の共振回路ともなり得る。前記共振子は、一つのタンク回路、図４において開示されているような結合型タンク回路、及び前述の特性を備える何れかの他の構成として実現されることが可能である。図４における共振子は、相互インダクタンスＭを介して結合される二つのＬＣタンク回路２０１及び２０２を有している。タンク回路２０１はインダクタＬ１及びコンデンサＣ１で実現されるＬＣタンク回路を有しており、タンク回路２０２はインダクタＬ２及びコンデンサＣ２で実現される。
【００２７】
特定の構成に依存して、前記共振子の共振周波数は、電気的、機械的、光学的、又は温度的手段で制御される。説明のために、図３において開示されているタンク回路１０４の共振周波数は、バリキャップダイオードＣの両端間電圧を制御する電圧Ｖによって制御される。
【００２８】
位相シフタ１０２はこの場合コンデンサで構成されるが、代わりに、トランジスタＴ１に流れる電流とトランジスタＴ３に流れる電流との間、トランジスタＴ２に流れる電流とトランジスタＴ４に流れる電流との間、トランジスタＴ５に流れる電流とトランジスタＴ７に流れる電流との間、並びにトランジスタＴ６に流れる電流とトランジスタＴ８に流れる電流との間の位相シフトがほぼ零度になることを実現する何れかの位相シフタが使用されてもよい。
【００２９】
二つの同じ回路モジュール１００及び１００’は、Ｔ３及びＴ４と、Ｔ７及びＴ８とを介してそれぞれ結合される。位相シフタ１０２により、ゲート電圧とドレイン電圧との間の位相シフトはほぼ９０度となる。結果として、電流Ｉ１及びＩ３と、Ｉ２及びＩ４と、Ｉ５及びＩ７と、Ｉ６及びＩ８とはほぼ同じ位相となり、共振時にタンク回路１０４に供給される電流が可能な限り最大となる。
【００３０】
図２における電流１１０は、図３における電流Ｉ３、Ｉ４，Ｉ７及びＩ８に対応し、図２における電流１１１は、図３における電流Ｉ１、Ｉ２，Ｉ５及びＩ６に対応する。
【００３１】
双方向通信チャネル３０４を介して通信するための通信装置３００の実施例が図５に示されている。前記通信装置は、前記装置が使用される動作モード及び／又は用途に依存して、受信モジュール３０１又は送出モジュール３０２の何れかに接続される双方向通信チャネル３０４を有している。本発明による発振器（ＱＶＣＯ）３０３は、周期的な信号を、受信モジュール３０１又は送出モジュール３０２の何れかに供給する。受信信号ＩＮが双方向チャネル３０４上に存在する場合、該信号は受信モジュール３０１に向けられ、そこで発振器３０３の周期的な信号とミキシングされる。受信モジュール３０１の出力部において、そのまま使用され得るか、該信号が含んでいる有用な情報を得るために更に増幅されると共に復調され得る出力信号ＯＵＴ１が得られる。
【００３２】
入力信号ＩＮ１が送出モジュール３０２の入力部において存在する場合、該信号は、送出モジュール３０２において、発振器３０３によって供給される周期的な信号とミキシングされる。双方向チャネル３０４において、それから前記チャネルを通じて送信される信号ＯＵＴが現れる。前記双方向チャネルは、単なるアンテナと、光ファイバと、電気信号及び光信号等になり得る信号の受信及び送出のための双方向送信／受信チャネルを保証し得る一般的な何れかのデバイスとになり得ることがこの場合示されるべきである。
【００３３】
本発明の好ましい実施例において、出力信号ＯＵＴ１は中間周波数の信号であり、入力信号ＩＮ１は好適な符号化されたアナロジカル信号（ｃｏｄｅｄ  ａｎａｌｏｇｉｃａｌ  ｓｉｇｎａｌ）であり、双方向通信チャネル３０４はアンテナであり、装置３００は、好ましくは一つのチップ上に実現されるブルートゥース無線モジュール（Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ  ｒａｄｉｏ  ｍｏｄｕｌｅ）において使用されるトランシーバである。
【００３４】
本発明の保護範囲はここに記載されている実施例に限定されないことが強調されるべきである。本発明の保護範囲は、請求項に記載の符号によっても限定されるものではない。単語“有する”は、請求項に記載される構成要素以外に構成要素の存在を排除するものではない。構成要素に先行する冠詞“ａ”又は“ａｎ”は、複数の構成要素を排除するものではない。本発明の構成要素を形成する手段は、専用のハードウエアの態様又はプログラムされた汎用プロセッサの態様で実現されてもよい。本発明は、各々の新たな特徴又は特徴の組み合わせに帰するものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】
直交結合制御型発振器のブロック図を示している。
【図２】
本発明による、図１に示されている発振器モジュールのブロック図を示している。
【図３】
本発明の一つの実施例による発振器の、ＣＭＯＳによる構成例を示している。
【図４】
共振子の実施例を示している。
【図５】
双方向通信チャネルを介して通信するための通信装置を示している。
【図２】
2004519125.tif 000003
【図３】
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【図５】
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【国際公開パンフレット】
2004519125.tif 000006
2004519125.tif 000007
2004519125.tif 000008
2004519125.tif 000009
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2004519125.tif 000013
2004519125.tif 000014
2004519125.tif 000015
2004519125.tif 000016
2004519125.tif 000017
2004519125.tif 000018
【国際調査報告】
2004519125.tif 000019
2004519125.tif 000020
2004519125.tif 000021