(57)【要約】簡単な構成で信号位相を見積もることができる信号位相の見積もり方法および装置を提供する。第１の信号の大きさと第２の信号の大きさとの間に所定の関係が存在するかどうかを決定し、所定の関係が存在しない場合、第１の信号に所定のスケーリングファクターを乗じて倍増された信号を生成し、倍増された信号と第２の信号との間に所定の関係が存在するかどうかを決定し、この関係が存在しない場合、倍増された信号に所定のスケーリングファクターを乗算する。そして、所定の関係が存在するまで乗算を繰り返し、所定の関係が存在するようになるまでに信号が何回乗算されたかを決定し、その乗算の回数を用いて相回転を見積もる。
2004515141.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１および第２の信号から注目する信号の相回転を見積もる方法であって、
（ａ）前記第１の信号の大きさと前記第２の信号の大きさとの間に所定の関係が存在するかどうかを決定し、
（ｂ）前記所定の関係が存在する旨の決定がなされた場合にステップ（ｇ）に移行し、
（ｃ）前記所定の関係が存在しない場合には、前記第１の信号に所定のスケーリングファクターを乗じて倍増された信号を生成し、
（ｄ）前記倍増された信号と前記第２の信号との間に前記所定の関係が存在するかどうかを決定し、
（ｅ）前記倍増された信号と前記第２の信号との間に前記所定の関係が存在しない場合、前記倍増された信号に前記所定のスケーリングファクターを乗算し、
（ｆ）前記所定の関係が存在するまでステップ（ｄ）および（ｅ）を繰り返し、
（ｇ）前記所定の関係が存在するようになるまでに信号が何回乗算されたかを決定し、そして
（ｈ）そのように決定された乗算の回数を用いて位相を見積もること
を含む方法。
【請求項２】
請求項１に記載された方法において、
前記第１の信号の大きさが前記第２の信号の大きさよりも大きいとき、または前記第２の信号の大きさより大きいか等しいときに、前記所定の関係が存在することを特徴とする方法。
【請求項３】
請求項１または２に記載された方法において、
前記第１および第２の信号が、
既知のデータシーケンスを有する信号を逆拡散コードと混合し、
前記混合された信号を、第１の複素値を供給するための第１の期間にわたって蓄積し、
前記混合された信号を、前記第１の期間から離れた期間であって第２の複素値を供給するための第２の期間にわたって蓄積し、
前記第１の複素値に前記第２の複素値の共役値を乗じ、
前記乗算の結果の実数部を前記第２の信号とし、
前記乗算の結果の虚数部を前記第１の信号とする
ことを特徴とする方法。
【請求項４】
請求項１ないし３の何れか１項に記載された方法において、
前記第１および第２の信号の符号を検査することにより、注目する前記信号の位相の象限（ｑｕａｄｒａｎｔ）を決定することを更に含むことを特徴とする方法。
【請求項５】
請求項１ないし４の何れか１項に記載された方法において、
前記第１および第２の期間の間隔を調節することを更に含むことを特徴とする方法。
【請求項６】
請求項１ないし５の何れか１項に記載された方法において、
前記第２の信号をアップスケーリングし、かつ、前記第１の信号をアップスケーリングし又は前記所定の関係が存在する前に前記第１の信号が倍増されていた場合に前記倍増された信号をアップスケーリングして前記所定の関係が存在することとなることを特徴とする方法。
【請求項７】
第１および第２の信号から注目する信号の相回転を見積もる装置であって、
前記第１の信号の大きさと前記第２の信号の大きさとの間に所定の関係が存在するかどうかを決定する手段と、
前記所定の関係が存在しない場合には、前記第１の信号に所定のスケーリングファクターを乗じて倍増された信号を生成する手段と、
前記倍増された信号と前記第２の信号との間に前記所定の関係が存在するかどうかを決定する手段と、
前記倍増された信号と前記第２の信号との間に前記所定の関係が存在しない場合、前記所定の関係が存在するまで前記倍増された信号に前記所定のスケーリングファクターを繰り返し乗算する手段と、
前記所定の関係が存在するようになるまでに信号が何回乗算されたかを決定する手段と、
そのように決定された乗算の回数に応答して相回転を見積もる手段と
を含む装置。
【請求項８】
請求項７に記載された装置において、
前記所定の関係が存在するかどうかを決定するための手段が、前記第１の信号の大きさが前記第２の信号の大きさよりも大きいとき、または前記第２の信号の大きさより大きいか等しいときを検出する手段を含むことを特徴とする装置。
【請求項９】
請求項７または８の何れかに記載された装置において、
前記第１および第２の信号を供給するための手段を含み、該手段が、
既知のデータシーケンスを有する信号を逆拡散コードと混合するためのミキサーと、
前記混合された信号を、第１の複素値を供給するための第１の期間にわたって蓄積し、前記混合された信号を、前記第１の期間から離れた期間であって第２の複素値を供給するための第２の期間にわたって蓄積するための手段と、
前記第１の複素値に前記第２の複素値の共役値を乗じるための手段と、
前記乗算の結果の実数部を前記第２の信号とするための手段と、
前記乗算の結果の虚数部を前記第１の信号とするための手段と、
を含むことを特徴とする装置。
【請求項１０】
請求項７ないし９の何れか１項に記載された装置において、注目する前記信号の位相の象限（ｑｕａｄｒａｎｔ）を決定するために、前記第１および第２の信号の符号を検査するための手段を更に含むことを特徴とする装置。
【請求項１１】
請求項７ないし１０の何れか１項に記載された装置において、前記第１および第２の期間の間隔を調節するための手段を更に含むことを特徴とする装置。
【請求項１２】
請求項７ないし１１の何れか１項に記載された装置において、前記第２の信号をアップスケーリングするための手段と、前記第１の信号をアップスケーリングし又は前記所定の関係が存在する前に前記第１の信号が倍増されていた場合に前記倍増された信号をアップスケーリングして前記所定の関係が存在することとなるための手段とを含むことを特徴とする装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、注目する信号位相の評価方法、および注目する信号位相の評価装置に関する。
【０００２】
【課題を解決するための手段】
本発明の第１の特徴に従い、第１および第２の信号から注目する信号の相回転を見積もる方法が提供され、その方法は次の事柄を含んでいる。
（ａ）前記第１の信号の大きさと前記第２の信号の大きさとの間に所定の関係が存在するかどうかを決定し、
（ｂ）前記所定の関係が存在する旨の決定がなされた場合にステップ（ｇ）に移行し、
（ｃ）前記所定の関係が存在しない場合には、前記第１の信号に所定のスケーリングファクターを乗じて倍増された信号を生成し、
（ｄ）前記倍増された信号と前記第２の信号との間に前記所定の関係が存在するかどうかを決定し、
（ｅ）前記倍増された信号と前記第２の信号との間に前記所定の関係が存在しない場合、前記倍増された信号に前記所定のスケーリングファクターを乗算し、
（ｆ）前記所定の関係が存在するまでステップ（ｄ）および（ｅ）を繰り返し、
（ｇ）前記所定の関係が存在するようになるまでに信号が何回乗算されたかを決定し、そして
（ｈ）そのように決定された乗算の回数を用いて相回転を見積もること。
【０００３】
本発明の第２の特徴に従い、第１及び第２の信号から注目する信号の相回転を見積もる装置が提供され、その装置は次の事柄を含んでいる。
前記第１の信号の大きさと前記第２の信号の大きさとの間に所定の関係が存在するかどうかを決定する手段、
前記所定の関係が存在しない場合には、前記第１の信号に所定のスケーリングファクターを乗じて倍増された信号を生成する手段、
前記倍増された信号と前記第２の信号との間に前記所定の関係が存在するかどうかを決定する手段、
前記倍増された信号と前記第２の信号との間に前記所定の関係が存在しない場合、前記所定の関係が存在するまで前記倍増された信号に前記所定のスケーリングファクターを繰り返し乗算する手段、
前記所定の関係が存在するようになるまでに信号が何回乗算されたかを決定する手段、そして、
そのように決定された乗算の回数に応答して相回転を見積もる手段。
本発明によれば、固定小数点演算を大規模に使用することなく、また浮動小数点演算を使用することなく、周波数誤差を抑えることが可能になる。
【０００４】
【発明の実施の形態】
以下、一例として、添付の図面を参照しながら本発明の実施形態を述べる。ここで、図１は、本発明が適用されたレイク受信機のフィンガー部分を図式的に示し、図２は、本発明に従って周波数誤差を決定するために用いた数学的処理のフローダイアグラムを示し、図３は、前記図２の数学的処理を用いて得られた位相誤差を示す。
【０００５】
図１に、本発明が適用されたレイク受信機のフィンガー１０が示されている。図１を参照すると、このフィンガー１０は、概略的には、トラフィックチャンネル１１と、パイロットチャンネル１２を含んでいる。トラフィックチャンネル１１にあるミキサー１３は、図のディレイライン１４から受信された入力信号に、スクランブルコードジェネレータ１５により供給されるコードと、第１ＯＶＳＦコードジェネレータ２０により供給されるトラフィックチャンネル特有のコードとを混合する。その結果生じる信号は、従来と同様の方法で、第１アキュムレータ１７に与えられ、そしてファーストイン・ファーストアウト（ＦＩＦＯ）バッファ１８に与えられる。パイロットチャンネル１２では、上記入力信号が、第２ミキサー１９において、スクランブルコードジェネレータ１５により供給されるコードと、第２ＯＶＳＦコードジェネレータ１６により供給されるパイロットチャンネル特有のコードとが混合される。次いで、この混合された信号は、リセットされる前のスクランブリングコードの２５６チップまたは１シンボルに相当する期間にわたって第２アキュムレータ２１に蓄積される。第２アキュムレータのリセット期間は、第１ＯＶＳＦコードジェネレータ１６により供給されるＯＶＳＦコードのリセット期間に揃えられる。この結果生じる複素信号（ｃｏｍｐｌｅｘ ｓｉｇｎａｌ）は、第２ディレイライン２２に与えられ、ここからコヒーレント・フェーズ・レファレンスデバイス２４を介してコンプレックス・マルチプライヤー（乗算器）２３に与えられる。このコンプレックス・マルチプライヤー２３は、トラフィックチャンネル１１およびパイロットチャンネル１２からの各出力信号を乗算し、この乗算結果が、このレイク受信機の他のフィンガー（図示なし）からの信号と共にコヒーレント結合器に供給される。
コードジェネレータ１５，１６，２０は、互いにロックされてコードレートで動作する。
【０００６】
第２ディレイライン２２におけるロケーションＰ（ｎ）での複素値（ｃｏｍｐｌｅｘ ｖａｌｕｅ）は、マルチプライヤー２５の第１の入力部に供給される。第２ディレイライン２２における他のロケーションＰ（ｎ＋ｋ）での複素値の共役値が共役演算デバイス２６により演算され、そしてその演算結果がマルチプライヤー２５の第２の入力部に供給される。このマルチプライヤー２５は、これが受信するふたつの複素数を乗算して、その乗算結果の複素数を出力部２７に供給する。初期状態では、ｋの値は２に設定され、従ってロケーションＰ（ｎ）は、ロケーションＰ（ｎ＋２）の２つ後のシンボルの蓄積結果に対応する。第２ディレイライン２２は、次のようにローリング法により動作する。即ち、第２アキュムレータ２１から別の蓄積結果が供給されると、この蓄積結果は第２ディレイラインに供給され、かつ、マルチプライヤー２５には、第２ディレイラインにおいて続く複数のロケーションから信号が与えられる。この結果、シンボル毎に新たな複素数出力が供給される。
【０００７】
複素数出力は、複素数ベクトルであり、その位相は、ロケーションＰ（ｎ）およびＰ（ｎ＋ｋ）に対応するシンボル間に生じる相回転のコヒーレントな測定値である。この複素数ベクトルの大きさは、これらふたつのシンボルによる蓄積結果の平均的パワーに比例する。図２を参照すると、マルチプライヤーにより供給される複素数は処理ブロック３０で受け取られ、この手順ブロック３０は、マルチプライヤー２５の出力信号の虚数部の大きさ及び符号を表す３２ビットの２進数である第１の信号と、このマルチプライヤーの出力信号の実数部の大きさ及び符号を表す３２ビットの２進数である第２の信号を生じる。これら第１および第２の信号は、初期化ブロック３３に受け渡され、ここから象限決定ブロック３２および比較ブロック３３に受け渡される。この象限決定ブロック３２は、入力信号の位相が存在する象限（ｑｕａｄｒａｎｔ）を決定するために、第１および第２の信号の符号を検査し、その検査の結果を角度決定ブロック３４に供給する。
【０００８】
比較ブロック３３は、第１の信号の大きさが第２の信号の大きさよりも大きいかまたは等しいかどうかを決定する。否定的な決定がなされた場合、乗算ブロック３５において第１の信号の大きさが２倍にされて倍増された信号が形成され、そして、カウンタが０から１にインクリメントされる。信号の大きさの倍増は、第１の信号を左方向へ１ビット分だけビットシフトし、最下位ビットを０で埋めることによりなされる。そして、比較ブロック３３は、倍増された信号が第２の信号の大きさよりも大きいかまたは等しいかどうかを決定する。再び否定的な決定がなされた場合には、上述の倍増された信号が乗算ブロックにおいて倍増され、修正されて倍増された信号が供給され、そしてカウンタが再びインクリメントされる。この処理は、倍増された信号が第２の信号の大きさに等しくなるか超えるまで続き、アップスケーリングブロック３６に移行する。アップスケーリングブロック３６に持ち込まれた情報は、上述の倍増された信号（または、倍増された信号が存在しない場合には第１の信号）、第２の信号の大きさ、およびカウンタのカウント値である。このカウンタのカウント値はマルチプリケーションファクター（ｍｕｌｔｉｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｆａｃｔｏｒ）と考えることができる。第１の信号の大きさが第２の信号の大きさと等しいか大きい場合、即ち倍増された信号が算出されない場合には、マルチプリケーションファクターは０である。
【０００９】
アップスケーリングブロック３６は、場合に応じて、倍増された信号または第１の信号を検査し、そして、これらの信号を収容するために割り当てられた３２ビットによって課された制限を超える前に、その信号がどの程度にまでアップスケールされ得るかを決定する。以下、そのように決定されたアップスケーリングの度合いをアップスケーリングファクターと称す。場合に応じて、上述の倍増された信号または第１の信号は上記スケーリングファクターと乗じられ、第２の信号はそのままとされ、そして、これらアップスケーリングされた信号は角度決定ブロック３４に供給される。
【００１０】
度（ｄｅｇｒｅｅ）を単位とする位相誤差θｅは、次の数式により見積もられる。
θｅ＝４５°／２Ｍ
ここで、Ｍはカウンタのカウント値である。
【００１１】
図３は、この見積もられた位相誤差が実際の位相誤差とどの程度異なるかを示している。図３を参照すると、位相４０の正接（ｔａｎ）は、真の位相誤差を表しており、それについての線形近似４１の近くに示される。量子化レベル４２−４４は、乗算ブロック３５及び比較ブロック３３によって実施された倍増および比較の結果によるものである。上述の数式を用いて得られる位相誤差と実際の位相誤差との間の差が４５−４７に示されている。
【００１２】
再び図２を参照すると、計算された位相誤差は角度−周波数誤差変換ブロック３７に与えられ、（おそらくアップスケールされた）周波数誤差ｆｅが次の数式を用いて計算される。
ｆｅ＝θｅ／｛２π（Ｔｍ／Ｃ）｝
ここで、θｅは計算された位相誤差であり、Ｔｍはチップ（初めは５１２チップ）での測定期間であり、そしてＣはチップレートである。周波数誤差ｆｅは最も近い整数に丸められる。
【００１３】
そして、周波数誤差ｆｅは、ダウンスケーリングブロック３８において上述のアップスケーリングファクターで除算されることによりダウンスケールされ、その結果として得られる周波数誤差が出力に供給される。この周波数誤差は、レイク受信機の一部を構成する発振器（図示なし）の周波数を制御するためにフィードバックされる。このアップスケーリング及びこれに続くダウンスケーリングは、量子化ノイズを減少させるため、周波数誤差の見積もりの精度が改善されることになる。
【００１４】
ダウンスケーリングブロック３８は、−１°から＋１°の領域における位相誤差に対応する周波数誤差信号を生じないように調整されている。仮にこのような周波数誤差が生じれば、この周波数誤差信号はこの規準が満たされるまで増加する。従って、受信信号の周波数が、レイク受信機で生じるダウンコンバージョン周波数と共に概ね一旦収束すると、その誤差が真の周波数の一方側から他方側にスイングする、等々。
一旦収束すると、ｋの値は増加され、マルチプライヤー２５は、時間的に一層離れた蓄積結果に対応する信号を受け取る。このことによって、正確な位相、周波数、誤差信号の計算が可能となる。
【００１５】
本発明によれば、浮動小数点演算を用いることなく、比較的少ない固定小数点演算を用いて位相誤差、周波数誤差、信号の供給が可能となる。従って、必要とされる装置は、従来のデジタル位相周波数誤差見積装置よりも構成がよりシンプルである。しかしながら、結果として生じる周波数誤差信号は、従来得られるものと同様の精度ではないにしても、得られる利益からすれば、許容し得る不利益である。本発明は、受信信号のキャリアの捕捉および追尾の双方に用いることができ、ＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）受信機に限定されるものではない。
本発明は、倍増機能を提供するマルチプリケーションブロックを用いて説明されたが、４や８のような他のスケーリングファクターを用いることも可能である。ただし、より大きなスケーリングファクターは精度の低下を生じる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明が適用されたレイク受信機のフィンガー部分を示すブロック図である。
【図２】本発明に従って周波数誤差を決定するために用いた数学的処理のフローダイアグラムである。
【図３】図２の数学的処理を用いて得られた位相誤差を示す図である。
【符号の説明】
１０；フィンガー
１１；トラフィックチャンネル
１２；パイロットチャンネル
１３，１９；ミキサー
１４，２２；ディレイライン
１５；スクランブルコードジェネレータ
１６，２０；ＯＶＳＦコードジェネレータ
１７，２１；アキュムレータ
１８；ファーストイン・ファーストアウトバッファ
２３，２５；マルチプライヤー
２４；コヒーレント・フェーズ・レファレンスデバイス
２６；共役演算デバイス
３０〜３８；ブロック
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【国際公開パンフレット】
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2004515141.tif 000009
2004515141.tif 000010
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2004515141.tif 000014
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2004515141.tif 000018
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【国際調査報告】
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2004515141.tif 000022