(57)【要約】ＣＭＯＳクラスＦ増幅器は、差分入力を使用して偶数次高調波を除去して２次高調波へ同調される回路の必要性をなくする。また、これは、２次高調波周波数及び／又は同調された回路に対して選択される特定の成分値における変化に対して設計感度を最小にする。３次高調波は、差分入力同士間の位相関係を制御することによって減少される。更なる効率は、増幅器のインピーダンスを出力電力レベルの関数として動的に制御することによって達成される。
2004519126.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力増幅器であって、
入力と出力を有する第１のＣＭＯＳ増幅器段と、
入力と出力を有する第２のＣＭＯＳ増幅器段と、
変圧器と、を備え、前記変圧器は、
第１と第２の端子を有する一次コイルを含み、前記第１の端子が前記第１のＣＭＯＳ増幅器段の出力に動作上連結され、前記第２のＣＭＯＳ増幅器段の出力に動作上連結され、
前記電力増幅器の出力を提供する第２のコイルを備え、
前記第１と第２のＣＭＯＳ増幅器段の入力が信号入力の差分入力信号（Ｖｉｎｎ、Ｖｉｎｐ）に対応し、それによって、前記信号入力の偶数次高調波を実質的に減衰するようにしてなる電力増幅器。
【請求項２】
前記差分入力信号の各々は、前記信号入力のサイクル期間の半分未満の持続時間を有するパルスを提供するように構成されたことを特徴とする請求項１に記載の電力増幅器。
【請求項３】
各差分入力の前記パルスの持続時間は、前記信号入力のサイクル期間の３分の１に実質的に等しく、それによって、前記信号入力の３次高調波を実質的に減衰させることを特徴とする請求項２に記載の電力増幅器。
【請求項４】
前記第１と前記第２ＣＭＯＳ増幅器段の各々は、
前記増幅器段の入力を受け取るゲートを有するＣＭＯＳトランジスタと、
前記ＣＭＯＳトランジスタの出力に動作上連結され、前記電力増幅器の負荷に関連する抵抗に基づいて、前記増幅器段の出力を提供する整合ネットワークと、
を含むことを特徴とする請求項１に記載の電力増幅器。
【請求項５】
前記整合ネットワークは、
前記ＣＭＯＳトランジスタの出力と前記増幅器段の出力との間に動作上連結されることを特徴とする第１のキャパシタとインダクタの直列構成と、
−前記増幅器段の出力と基準電位との間に動作上連結される第２のキャパシタと、
を含むことを特徴とする請求項４に記載の電力増幅器。
【請求項６】
前記第１と第２ＣＭＯＳ増幅器段の各々は、前記ＣＭＯＳトランジスタの出力と基準電位との間に動作上連結される送信ラインも含むことを特徴とする請求項４に電力増幅器。
【請求項７】
前記差分入力信号の各々は、前記信号入力のサイクル期間の半分未満である持続時間を有するパルスを提供するように構成されることを特徴とする、請求項４に記載の電力増幅器。
【請求項８】
各差分入力の前記パルスの持続時間は、前記信号入力のサイクル期間の３分の１に実質的に等しく、それによって、前記信号入力の３次高調波を実質的に減衰させることを特徴とする請求項７に記載の電力増幅器。
【請求項９】
前記整合ネットワークは、前記信号入力の５次高調波を実質的に減衰させるように構成されることを特徴とする請求項８に記載の電力増幅器。
【請求項１０】
前記第１と第２ＣＭＯＳ増幅器段の各々は、前記ＣＭＯＳトランジスタの出力に動作上連結され、前記電力増幅器の電力出力レベルに基づいて、前記増幅器段に関連するインピーダンスに動的に影響を及ぼすよう構成される補助トランジスタも含むことを特徴とする請求項４に記載の電力増幅器。
【請求項１１】
前記差分入力信号の各々は、前記電力増幅器の電力出力レベルに基づいて、前記増幅器段に関連するインピーダンスに動的に影響を及ぼす補助パルスを含むことを特徴とする請求項４に記載の電力増幅器。
【請求項１２】
無線送信機であって、
可聴周波数増幅器と、
ＲＦ発振器と、
前記可聴周波数増幅器と前記ＲＦ発振器に動作上連結され、変調キャリア信号を提供するように構成される変調器と、
前記変調器に動作上連結され、前記変調キャリア信号を受信して増幅出力信号を生成するように構成される電力増幅器と、を備え、前記電力増幅器は、
前記変調キャリア信号に基づいて、第１の差分信号と第２の差分信号を提供するスプリッタと、
前記第１の差分信号を受信して第１の差分出力を提供する第１のＣＭＯＳ増幅器段と、
前記第２の差分信号を受信して第２の差分出力を提供する第２のＣＭＯＳ増幅器段と、
変圧器と、を備え、前記変圧器は、
第１と第２の端子を有する一次コイルを含み、前記第１の端子が前記第１の差分出力に動作上連結されると共に前記第２の端子が前記第２の差分出力に動作上連結され、
前記増幅出力信号を提供する二次コイルを含むことを特徴とする無線送信機。
【請求項１３】
前記スプリッタは、前記第１と第２の差分信号をパルスとして提供するように構成され、各パルスは、前記変調キャリア信号の半サイクル期間未満である持続時間を有することを特徴とする請求項１２に記載の無線送信機。
【請求項１４】
各パルスの持続時間が前記変調キャリア信号のサイクル期間の３分の１に実質的に等しいことを特徴とする請求項１３の無線送信機。
【請求項１５】
前記第１と第２ＣＭＯＳ増幅器段の各々は、
前記増幅器段の差分信号を受信するゲートを有するＣＭＯＳトランジスタと、
前記ＣＭＯＳトランジスタの出力へ動作上連結され、前記電力増幅器の出力負荷に関連する抵抗に基づいて、前記差分出力を提供する整合ネットワークと、
を含むことを特徴とする請求項１２に記載の無線送信機。
【請求項１６】
前記スプリッタは、前記第１と第２の差分信号をパルスとして提供するように構成され、各パルスは、前記変調キャリア信号の半サイクル期間未満である持続時間を有することを特徴とする請求項１５に記載の無線送信機。
【請求項１７】
各パルスの持続時間は、前記変調キャリア信号のサイクル期間の３分の１に実質的に等しいことを特徴とする請求項１６に記載の無線送信機。
【請求項１８】
前記第１と第２ＣＭＯＳ増幅器段の各々は、前記ＣＭＯＳトランジスタの出力に動作上連結され、前記電力増幅器の電力出力レベルに基づいて、前記増幅器段に関連するインピーダンスに動的に影響を及ぼすよう構成される補助トランジスタも含むことを特徴とする請求項１５に記載の無線送信機。
【請求項１９】
前記スプリッタは、更に、前記電力増幅器の電力出力レベルに基づいて、前記差分信号の各々に補助パルスを提供して、前記増幅器段と関連するインピーダンスに動的に影響を及ぼすように構成されることを特徴とする請求項１２に記載の無線送信機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
本発明は、エレクトロニクスの分野に関し、特に、無線送信機のような、ＣＭＯＳデバイスで使用される電力増幅器に関する。
【０００２】
ＣＭＯＳ技術は、一般に、携帯電話のような、電力消費が最小であることが求められるデバイスのために使用されている。しかしながら、無線送信機の出力段で使用されるような電力増幅器は、一般的に、ＧａＡｓ、バイポーラ、或いはＰＨＥＭＴ技術で製作されている。ＣＭＯＳ技術の進歩に従って、このＣＭＯＳ技術は、小さな機能サイズ、低コスト、及び比較的高効率（低電力ロス）に基づいて、電力増幅器での使用のための魅力的な技術となってきている。ＣＭＯＳトランジスタは小さく且つ製造コストが低いために、他の技術では経済的に実行不能な複雑な設計は、実際上、しばしばＣＭＯＳで実行可能である。
【０００３】
図１は、一般的にクラスＦ電力増幅器と呼ばれる、例示の従来の電力増幅器１００を示す。１９８９年ＩＥＥＥ  ＭＴＴシンポジウムダイジェストで出版された、Ｗｉｌｌｉａｍ  Ｓ．Ｋｏｐｐ氏とＳａｍ  Ｄ．Ｐｒｉｔｃｈｅｔｔ氏による「Ｈｉｇｈ  ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ  ｐｏｗｅｒ  ａｍｐｌｉｆｉｅｒ  ｆｏｒ  ｍｉｃｒｏｗａｖｅ  ａｎｄ  ｍｉｌｌｉｍｅｔｅｒ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｉｅｓ（マイクロ波とミリメートル周波数用の高効率電力増幅器）」の８５７頁から８５８頁には、クラスＦ電力増幅器の原理が示されており、この文献は参照によりこの明細書に組み込まれる。好適な実施の形態では、送信ラインＴは、偶数次高調波を短絡するように同調され、整合ネットワークＣｏ、Ｌｏ、ＣＬが負荷ＲＬに整合するように設計されて、基本周波数が通過し３次高調波を減衰する。ＲＬに対して並列なキャパシタＣＬが負荷ＲＬに関連するインピーダンスを減少する共に、Ｌｏはトランジスタによって見られるあらゆる残留反応性インピーダンスを相殺する。その信号は、キャパシタＣｏを介してＡＣ結合される。
【０００４】
従来のクラスＦ電力増幅器は、送信ラインＴを介して、偶数高調波を及び整合ネットワークＣｏ、Ｌｏ、ＣＬを介して３次高調波を実質的に減衰させるが、この３次高調波に対して提供される減衰は、しばしばある用途に対しては不十分である。３次高調波が高レベルで残る理由の一つは、偶数次高調波を相殺する四分の一波長送信ラインＴで、ラインＴのインピーダンスが２次高調波に関して最小であるが、３次高調波に関して最大であることである。従って、第３次高調波は、実際に、トランジスタＭ１のドレインで増加し、且つ整合フィルタ処理でさえ、増幅器の出力での３次高調波がなお高いままであり得る。また、２次高調波に対応する送信ラインＴの正確な同調操作は、偶数次高調波に対して達成可能な減衰に影響を及ぼす。高調波の減衰を改良することによって、適切に出力波が整形され、また、望ましくない高調波を伝播する電力の無駄使いがより少なくなるので、より高い効率が達成される。
【０００５】
広範囲の電力に亘る効率向上は、今日の無線用途では必須である。理由は、モバイル端末は、通常は最大出力で送信しないからである。高エネルギー効率によってバッテリ寿命がより長くなり、熱放散の要求が減少される等が達成される。
【０００６】
本発明の目的は、クラスＦ増幅器において生成される高調波を減少することである。本発明の他の目的は、クラスＦ増幅器の効率を増加することである。本発明の更に他の目的は、クラスＦ増幅器のＣＭＯＳ実施の形態において高調波を減少し且つ効率を向上することである。本発明の更に他の目的は、クラスＦ増幅器からの広範囲の電力出力に亘って効率を向上することである。
【０００７】
これらの目的及び他の目的は、差分入力を使用して偶数次高調波を除去し、それによって２次高調波へ同調される回路の必要性をなくする、ＣＭＯＳクラスＦ増幅器を提供することによって達成される。また、これは、２次高調波及び／又は同調回路に対して選択された特定の成分値の変化に対する設計の微妙さを最小にする。３次高調波は、差分入力同士の間の位相関係を制御することによって減少される。増幅器のインピーダンスを出力電力レベルの関数として制御することによって更なる高い効率が達成される。
【０００８】
本発明は、添付の図面を参照して、実施の形態により詳細に説明される。
全図を通して同じ参照番号や文字は同様な或いは対応する特徴又は機能を示す。
【０００９】
図２は、本発明に従うＣＭＯＳクラスＦ電力増幅器の例示の構成図である。図示されるように、入力信号は、差分信号ＶｉｎｎとＶｉｎｐにスプリットされ、入力信号ＶｉｎｎとＶｉｎｐの各々は、対応する電力増幅器段２１０ｎ、２１０ｐに提供される。各段２１０ｎ、２１０ｐの出力Ｖｏｎ、Ｖｏｐは、出力変圧器Ｋの一次コイルに給電し、出力変圧器Ｋの２次コイルは負荷ＲＬに給電する。
【００１０】
出力信号Ｖｏｎ、Ｖｏｐは、互いに位相が同期していないために、偶数次高調波が変圧器Ｋで除去され、それによって送信ネットワークＴｎ、Ｔｐを２次高調波周波数の対して正確に同調することの必要性をなくし及び／又は送信ネットワークＴｎ、Ｔｐにおける成分値への偶数次減衰の依存性を最小にする。差分入力が偶数高調波の相殺を保障するために、送信ラインＴｎ、Ｔｐは、２次高調波に対して同調される必要がなく、それによって、従来のクラスＦ増幅器において接地への２次高調波の有効な短絡によって引き起こされる電力の消散を回避する。
【００１１】
図３は、本発明に従う電力増幅器２００を含む無線送信機３００の例示のブロック図を示す。変調器３３０は、可聴周波数増幅器３１０の出力をＲＦ発振器３２０からのキャリア信号で変調することによって入力を電力増幅器２００に提供する。この例では、図２の負荷ＲＬは、電力増幅器２００の出力を送信するアンテナに対応する。既存の送信規準に対応するため及び送信効率を最大にするために、電力増幅器２００は、キャリア信号の高調波を抑制するように設計される。
【００１２】
上記のように、偶数次高調波が電力増幅器２００の差分構造を介して実質的に減少される。３次高調波は、図４の（Ａ）に示されるように、位相関係と、入力信号ＶｉｎｎとＶｉｎｐのパルス持続時間を制御することによって減少される。好適な実施の形態において、位相不一致信号Ｖｉｎｎ、Ｖｉｎｐの各々４１０ｎ、４１０ｐのパルス持続時間は、１８０°未満、好ましくは１２０°に制御される。例えば、入力信号の各正のゼロ交差において、図２のスプリッタ２２０は、入力信号期間の３分の一に対してＶｉｎｎ信号をアサートし、各負のゼロ交叉において、スプリッタ２２０は、入力信号期間の３分の一に対してＶｉｎｐ信号をアサートする。差分入力信号の各々に対する入力信号期間の３分の一の期間は、図２の出力変圧器Ｋでの２次高調波相殺を依然として維持しながら、３次高調波を実質的に減少することが見出された。
【００１３】
任意的ではあるが、３次高調波は、パルス幅を制御することによって減少されるので、図２の電力増幅器２００の出力整合段Ｃｏｎ、Ｌｏｎ、ＣＬｎ、ＲＬ及びＣｏｐ、Ｌｏｐ、ＣＬｐ、及びＲＬは、当該技術で一般的なフィルタ技術を使用して、例えば、更に５次高調波を減少するように設計され得る。
【００１４】
図５は、本発明に従う更に向上されたＣＭＯＳクラスＦ電力増幅器２００‘の例示の構成図を示す。１９３６年９月に出版され且つ参照によってここに組み入れられる第９号第２４巻の無線工学学会の予稿のＷ．Ｈ．Ｄｏｈｅｒｔｙ氏による「Ａ  ＮＥＷ  ＨＩＧＨ  ＥＦＦＩＣＩＥＮＣＹ  ＰＯＷＥＲ  ＡＭＰＬＩＦＩＥＲ  ＦＯＲ  ＭＯＤＵＬＡＴＥＤ  ＷＡＶＥＳ（変調波用の新規の高効率電力増幅器）」で教示されるように、電力増幅器の効率は、変調サイクルに渡って回路インピーダンスを変化させることによって改良され得る。図５に示されるように、トランジスタＭｎ２とＭｐ２は、より低い出力電力レベルで回路インピーダンスを増加して電力増幅器２００’の効率性能を改良するために追加される。
【００１５】
図６は、本発明に従う図５の電力増幅器のインピーダンスを動的に調節するために差分及び補助入力信号と関連する例示のタイミング図を示す。図示されるように、図５のトランジスタＭｎ５とＭｐ５を駆動する補助入力Ｖｉｎｎ２とＶｉｎｐ２は、対応する入力ＶｉｎｎとＶｉｎｐから位相不一致であり、それらよりも大きさが小さい。補助入力Ｖｉｎｎ２とＶｉｎｐ２のパルスの正確な持続時間は重要ではなく、好適な実施の形態においては、補助入力Ｖｉｎｎ２とＶｉｎｐ２のパルスの正確な持続時間は、１次入力ＶｉｎｐとＶｉｎｎのパルスの持続時間に対応し、回路設計を単純化する。補助入力Ｖｉｎｎ２とＶｉｎｐ２の振幅は、出力電力レベルを減少する回路インピーダンスの増加を行うように設定され、それによって、変化する出力電力レベルに亘って実質的に一定の効率を提供する。
【００１６】
図４の（Ｂ）は、補助パルス４２０ｐと４２０ｎを入力電圧ＶｉｎｎとＶｉｎｐに印加することによって図２の回路のインピーダンスを動的に調節する他の手段を示す。差分回路の各段は、一般的には半サイクルの間動作するに過ぎないので、補助パルス４２０ｐと４２０ｎは、その段の従来の「オフ」状態の間に印加され、それによって、図５のトランジスタＭｎ２とＭｐ２の代わりに、図２のトランジスタＭｐ、Ｍｎが夫々使用されて従来の「オフ」状態の間にネットワークのインピーダンスを調節することが出来る。
【００１７】
上記は、単に本発明の原理を例示したものに過ぎない。このように、ここでは明示的に記述及び示されていないが、当業者には、本発明の原理を具体化する、従って以下の請求項の精神と範囲内で種々の装置を考案することが出来ることが理解される。
【図面の簡単な説明】
【図１】
従来の技術のクラスＦ電力増幅器の例示の構成図を示す。
【図２】
本発明に従うＣＭＯＳクラスＦ電力増幅器の例示の構成図を示す。
【図３】
本発明に従う無線送信機の例示のブロック図である。
【図４】
Ａ及びＢは、本発明に従う差分入力信号と関連する例示のタイミング図である。
【図５】
本発明に従う更に向上されたＣＭＯＳクラスＦ電力増幅器の例示の構成図である。
【図６】
本発明に従う図５の電力増幅器のインピーダンスを動的に調節するための差分及び補助入力信号に関連する例示のタイミング図である。
【図１】
2004519126.tif 000003
【図２】
2004519126.tif 000004
【図３】
2004519126.tif 000005
【図５】
2004519126.tif 000006
【国際公開パンフレット】
2004519126.tif 000007
2004519126.tif 000008
2004519126.tif 000009
2004519126.tif 000010
2004519126.tif 000011
2004519126.tif 000012
2004519126.tif 000013
2004519126.tif 000014
2004519126.tif 000015
2004519126.tif 000016
2004519126.tif 000017
2004519126.tif 000018
2004519126.tif 000019
2004519126.tif 000020
【国際調査報告】
2004519126.tif 000021
2004519126.tif 000022
2004519126.tif 000023