(57)【要約】アンテナパターンを形成する電子回路において、要求された位相シフトを有するアンテナ信号は、共通の基準信号を有する２つのフェーズロックドループにより発生される。チャージポンプ（２６）及び／又は（２７）の出力ノードで加算される制御電流は、アンテナ信号の位相シフトを制御するために使用される。これは、カーラジオ又は移動体通信システムのような対応するコンシューマデバイスのコストを減少する、アナログ領域における位相シフト操作の実施を可能にする。
2004535103.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
アンテナパターンを形成する電子回路であって、前記回路は、第１の周波数の及び第１の位相角の第１の信号を生成する第１の信号発生器と、前記第１の周波数と実質的に同じ第２の周波数の及び第２の位相角の第２の信号を生成する第２の信号発生器と、位相差を決定する制御信号を受信するための入力を有し、前記第１の位相角と前記第２の位相角との間の位相差を制御する制御回路と、第１のアンテナ信号と前記第１の信号とを混合する第１のアナログミキサ及び第２のアンテナ信号と前記第２の信号とを混合する第２のアナログミキサと、前記第１及び第２のミキサのそれぞれの出力信号を加算する合成器と、を含む電子回路。
【請求項２】
請求項１記載の電子回路であって、前記制御信号がベースバンド処理システムにより与えられる電子回路。
【請求項３】
請求項１又は請求項２記載の電子回路であって、前記第１及び第２の信号発生器が、別々の第１及び第２の制御ループをそれぞれ有する電子回路。
【請求項４】
請求項３記載の電子回路であって、少なくとも一つの第１及び第２の制御ループが、前記制御信号に比例する位相信号を入力するための入力を有する電子回路。
【請求項５】
請求項４記載の電子回路であって、前記第１及び第２の制御ループは、同相で反対であり、実質的に同じ絶対値を有する第１及び第２の入力信号を入力するためのそれぞれの入力を有する電子回路。
【請求項６】
請求項３から請求項５のいずれか一項記載の電子回路であって、前記第１及び第２の制御ループがフェーズロックドループである電子回路。
【請求項７】
請求項６記載の電子回路であって、前記第１及び第２の制御ループは、位相周波数検出器、チャージポンプ及び連続して接続されたインテグレータを備えたフィルタをそれぞれ有し、少なくとも一つの前記第１及び第２の制御ループは、前記チャージポンプと前記フィルタとの間のノードで制御電流を入力するための入力を有する電子回路。
【請求項８】
請求項７記載の電子回路であって、前記第１及び第２の制御ループは、同相で反対であり、実質的に同じ絶対値を持つ第１及び第２の制御電流を入力するための入力をそれぞれ有する電子回路。
【請求項９】
第１のアンテナ及び第２のアンテナと、前記第１のアナログミキサが前記第１のアンテナに結合され、前記第２のアナログミキサが前記第２のアンテナに結合された、先行する請求項のいずれか一項に記載のアンテナパターンを形成する電子回路と、前記合成器に結合された復調器を有するベースバンド処理システムと、前記ベースバンド処理システムに結合され、前記位相差を決定する制御信号を発生する位相シフトコントローラとを含む受信器。
【請求項１０】
請求項９記載の受信器であって、前記位相シフトコントローラは、受信用の最適化されたアンテナパターンを関連づけるために前記制御信号を変更する受信器。
【請求項１１】
位相差を決定する制御信号を発生する位相シフトコントローラを有し、ベースバンド信号を与えるベースバンド処理システムと、前記ベースバンド処理システムが、前記第１及び第２のミキサに前記ベースバンド信号を与えるための、前記第１及び第２のアナログミキサに接続された出力を有する請求項１から請求項８のいずれか一項に記載のアンテナパターンを形成する電子回路と、前記第１及び第２のアナログミキサの出力にそれぞれ結合された第１及び第２のアンテナとを含む送信器。
【請求項１２】
変調ベースバンド信号を与える変調器及び位相差を決定する制御信号を与える位相シフトコントローラを有するベースバンド処理システムと、請求項１から請求項８のいずれか一項に記載のアンテナパターンを形成する電子回路と、前記第１及び第２の発生器のそれぞれの出力に結合された第１及び第２のアンテナとを含み、前記変調器の出力が前記第１及び第２の発生器のそれぞれの変調制御入力に結合された送信器。
【請求項１３】
請求項１１又は請求項１２記載の送信器であって、前記位相シフトコントローラは、最適化したアンテナパターンと関連づけるために前記制御信号を変える送信器。
【請求項１４】
請求項１１、請求項１２又は請求項１３記載の送信器と、請求項９又は請求項１０記載の受信器とを含む伝送システム。
【請求項１５】
第１の周波数の及び第１の位相角の第１の信号を発生するステップと、前記第１の周波数と実質的に等しい第２の周波数の及び第２の位相角の第２の信号を発生するステップと、前記第１の位相角と前記第２の位相角との間の位相差を選択するステップと、アナログ領域で、第１のアンテナ信号と前記第１の信号とを混合し、第２のアンテナ信号と前記第２の信号とを混合するステップと、前記混合信号を加算するステップとを含むアンテナパターンを形成する方法。
【請求項１６】
請求項１５記載の方法であって、最適化したアンテナパターンと関連づけるために前記位相差を変えるステップをさらに含む方法。
【請求項１７】
請求項１５又は請求項１６記載の方法であって、前記第１及び第２の信号の発生のために別々の制御ループを与えるステップをさらに含む方法。
【請求項１８】
請求項１５、請求項１６又は請求項１７記載の方法であって、前記別々の制御ループのそれぞれはフェーズロックドループであり、前記制御電流を加算するステップをさらに含む方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はアンテナパターン形成方法及びシステムに関し、特にアンテナ用のビーム形成回路の分野に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信システム、レーダシステム、ソーラーシステム及びマイクロフォンアレイのような多くの通信システムは、信号の送信及び／又は受信を強めるためにビーム形成を用いる。信号ソースの位置に基づく信号間で区別のない従来の通信システムとは異なり、ビーム形成システムは、システムに関する特定の場所でのソースから発生された信号の受信を強める能力により特徴づけられる。
【０００３】
一般に、ビーム形成システムは、空間的に分散されたアンテナ、ソナーフォン、又はマイクロフォンのようなセンサ素子のアレイと、そのアレイにより検出された信号を合成するデータ処理システムとを含む。データプロセッサは、センサ素子に関連する選択された場所に位置するソースからの信号の受信を強めるために信号を合成する。本質的に、データプロセッサは、信号ソースの方向においてセンサアレイに「照準を当てる」。
【０００４】
米国特許第５,５８１,６２０号は、複数の周波数依存性信号間の相対時間遅延を動的に決定することができる対応信号プロセッサを示す。この信号プロセッサは、信号間の相対時間遅延にしたがって複数の周波数依存性信号を調整することによりビーム信号を適応的に生成することができる。
【０００５】
無線移動体通信システムのような無線通信システム内で、指向性アンテナは、受信信号干渉のレベルに関してそれぞれの移動体ユーザにより受信された信号レベルを増加する手段として基地局位置（site）で使用され得る。これは、所望の受信移動体ユーザに放射されたエネルギーを増加し、同時に他の遠隔移動体ユーザに放射された干渉エネルギーを減少することにより達成される。
【０００６】
米国特許第６,１０１,３９９号は、基地局での適応的位相アレイ送信ビームパターンを形成する方法を示す。この方法は、受信アンテナアレイ信号のある統計的性質に基づいた最適送信アンテナビームパターンを推定することに依拠する。この最適送信ビームパターンは、直交の制約に対する直交の最適化の課題を解決することにより見出される。
【０００７】
米国特許第６,０１１,５１３号は、ＰＩＮダイオードを用いるビーム形成回路を示す。ＰＩＮダイオード回路構成は、ＰＩＮダイオードの非線形応答に対して補償するために変換器応答をディジタル入力信号に変えるように配置された基準電圧コントローラを有するディジタル／アナログ変換器を含む。
【０００８】
J-Y Lee, H-C Liu 及び H.Samueli によるIEEE Journal of Solid-State Circuits, March 1998, pp.367-377の“A digital adaptive beam forming QAM demodulator IC for high-bit-rate wireless communications”から、周波数ホッピングと共に適応的ビーム形成する方法が既知である。ビーム形成データと参照信号又はトレーニング列とを比較することにより、受信パターンは、対象ユーザに向けて主ビームを向ける一方、同時に干渉方向にヌルを置くような所望の結果に収束する。送信器用のアプリケーションは、セルラー及びピアトゥーピア通信ネットワークの両方におけるノートブックコンピュータ通信、携帯マルチメディアラジオ及び放浪コンピューティングを含む。ソース方向は事前に既知であると思われる。さらに、その方法は、適応的ビーム形成のためのリアルタイム追跡能力を特徴とする。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
従来のビーム形成方法及びシステムの共通の欠点は、ビーム形成のために使用される個別ディジタル信号処理システムの使用である。これは、コンシューマデバイスに対するビーム形成のアップリケーションに制約を加える。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
したがって、本発明の目的は、アンテナパターンを形成するための改良された方法及び電子回路を提供することである。
【００１１】
さらに、本発明の目的は、コンシューマデバイスにおけるアプリケーション用のビーム形成を特徴とする受信器及び送信器を提供することである。
【００１２】
本発明の目的は、それぞれの独立請求項の形態を適用することにより基本的に解決される。
【００１３】
本発明は、アンテナパターンを形成するためのコスト効率の良い方法及び電子回路を提供する。これは、時空間符号化アプリケーション用と同様に、改良されたマルチパス受信を備えるカーラジオ受信器のようなコンシューマデバイス、ＧＳＭ，ＤＥＣＴのような移動体及び無線電話デバイス、又はビーム形成能力を有する低コスト送信器を備えるブルートゥース移動体デバイスにおけるアンテナ用のビーム形成を行うことを可能にする。
【００１４】
受信器／送信器システムにおけるビーム形成能力は、改良されたＲＦ性能につながる。ビーム形成の基本原理は、２つ又はそれ以上のアンテナに来る（進む（going））別個のＲＦ信号の利用可能性に依拠する。互いにＲＦ信号を選択的に位相シフトすることにより、プログラム可能なアンテナパターンが結果として生じる。
【００１５】
例えば、アンテナパターンは、二次的な送信パスにより起こるマルチパス干渉を除去する目的で調整され得る。アンテナパターンのメインローブが直接受信パスの方向に調整され、反射ビームの方向における合成アンテナ利得が最小にされる。
【００１６】
時空間ダイバーシティシステムの実施のための手段を提供する。「空間的に」符号化された信号を送る及び受信することにより、厳しい干渉問題なしに、同じ波長で（例えば、オフィスにおいて）操作するいくつかのデバイスを持つことが可能である。それぞれの送信器は、所望の送信器「パートナー」に対してＲＦリンクを得るようにその「ビーム方向」を調整する。
【００１７】
本発明は、アナログ領域においてビーム形成を実施することを可能にすることが利点である。この方法で、ディジタル乗算器及び他のディジタル信号処理ステップの使用が避けられる。好ましい実施の形態において、これは、アンテナ信号の要求された位相シフトを生成するために、２つのフェーズロックドループの少なくとも一つのブランチにプログラム可能な制御電流を加算することによって達成される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
本発明のさらなる目的及び特徴は、図面と共に解釈するとき、以下の詳細な記述及び添付の請求項からより容易に明らかになるであろう。
【００１９】
図１は、アンテナ１，２を示す。アンテナ１，２は、ビーム形成が用いられないかそれぞれのアンテナ信号に位相シフトが与えられないならば、結果として生じるアンテナパターン３を有する。ビーム形成の場合に、他のアンテナパターン４，５が生成され得る。
【００２０】
アンテナパターン５のメインローブの角度θは、アンテナ１，２のそれぞれのアンテナ信号に与えられる位相シフトにより決定される。位相シフトを変えることにより、角度θはそれにしたがって変わる。この方法で、アンテナ信号の位相シフトのために適切な選択をすることにより、アンテナパターン５のメインローブに対する任意の角度θを選択することができる。
【００２１】
図２は、アナログ領域で適応的ビーム形成を行う、本発明に係る受信器のブロック図を示す。信号Ant_1，Ant_2は、アンテナ１，２（図１参照）からそれぞれ受信される。アンテナ信号Ant_1，Ant_2は、それぞれミキサ６，７に与えられる。さらに、周波数ｆVCO1及び位相Φ1を有する信号８がミキサ６に与えられる。同様に、周波数ｆVCO2及び位相Φ2を有する信号９がミキサ７に与えられる。
【００２２】
信号８，９は、電圧制御発振器１０，１１によりそれぞれ出力される。電圧制御発振器１０，１１は、同調システム１２に接続されている。電圧制御発振器１０、フィードバック信号１３及び同調システム１２により、第１のフェーズロックドループが作られる。
【００２３】
別のフェーズロックドループは、電圧制御発振器１１、フィードバック信号１４及び同調システム１２により作られる。電圧制御発振器１０，１１にそれぞれ結合された同調システム１２の出力１５，１６は、それぞれのフェーズロックドループがロックするための信号８，９の周波数ｆVCO1，ｆVCO2及び位相角Φ1，Φ2を決定する。
【００２４】
ミキサ６の出力は、信号８を乗算した信号Ant_1であり、ミキサ７の出力は、信号９を乗算した信号Ant_2である。ミキサ６，７のそれぞれの出力は、フィルタ１７，１８に結合される。
【００２５】
ここで考慮される実施例においては、フィルタ１７，１８は、バンドバスフィルタである。フィルタ１７，１８の出力は、フィルタ１７，１８の出力を加算する合成器１９に結合される。合成器１９の出力は、ベースバンド処理システム２１の一部を形成する復調器２０に結合される。
【００２６】
復調器２０は、図２に示さない、ベースバンド処理システム２１の他の部品に復調信号を出力するための出力２２を有する。ベースバンド処理システム２１の他の部品は、アプリケーションに依存するチャネル復号器、音声復号及び／又は他のディジタル信号処理部品を含み得る。
【００２７】
位相シフトコントローラ２３は、ベースバンド処理システム２１に結合されている。復調器２０の出力２２に基づき、位相シフトコントローラ２３は、所望の結果として生じるアンテナパターンのための信号８，９の位相Φ1，Φ2間の位相シフトΔΦを決定する。位相シフトコントローラ２３は、電圧制御発振器１０，１１のそれぞれの出力信号８，９の位相Φ1，Φ2に位相シフトΔΦを課さなければならないことについて、同調システム１２に指示するために、位相制御信号を同調システム１２に出力する。
【００２８】
図２の回路は、ミキシングがミキサ６，７によりアナログ領域で行われるのでディジタルミキサを必要としない。さらに図２の回路は、これらの信号がまたそれぞれのフェーズロックドループによりアナログ領域で生成されるので、要求された位相シフトΔΦを持つ信号８，９を生成する個別プロセッサを必要としない。この方法により、コンシューマデバイス用の特定のアプリケーションで安価な方法で回路が実現され得る。
【００２９】
図３は、図２の受信器に対応する送信器を示す。図２の受信器の要素に対応する図３の送信器の同様の要素は同じ参照番号で示す。
【００３０】
ＩＦ信号は、ベースバンド処理システムの変調器により生成され、ミキサ６，７のそれぞれの入力に与えられる。さらに、ミキサ６，７は、ＩＦ信号のアップコンバージョンの目的で信号８，９を受信する。アップコンバージョンに加えて、信号８，９はΔΦの位相シフトを有するので、ミキサ６，７の出力での信号間の対応する位相シフトが結果として生じる。フィルタ１７，１８によりそれぞれフィルタリングした後、対応するアンテナ信号は、位相シフトΔΦにしたがって所望のアンテナパターンを形成するように結果として生じる。
【００３１】
位相シフトΔΦは、図２に関して上記に説明したように同調システム１２に与えられた位相制御信号により決定される。また、位相制御信号は、位相シフトコントローラにより生成される。例えば、位相シフトコントローラは、最適なアンテナパターンとシステムの操作用に選択された対応する最適な位相シフトΔΦとを関連づけるために、ある範囲内で位相シフトΔΦを変えることができる。
【００３２】
図４は、送信器のさらに好ましい実施の形態を示す。また、同様の要素は、同じ参照番号で示す。図３の実施の形態と異なり、アップコンバージョンミキシング又は他のミキシングが必要とされない。その代わりに、周波数又は位相変調を行うために、変調ベースバンド信号を電圧制御発振器１０，１１のそれぞれの入力に与えることにより、直接変調が行われる。さらなる利点として、バンドバスフィルタ１７，１８が節約され得る。
【００３３】
ここで考慮される実施例において、同調システム１２の帯域幅は、送信されるシンボルレートよりも実質的に狭い。さらに、ビームの走査周波数は、同調システムのループ帯域幅よりも狭い。
【００３４】
図５は、本発明の回路の実施の形態を示す。また、同様の要素は、同じ参照番号で示す。
【００３５】
回路は、周波数ｆxtalで発振する石英発振器２４を有する。発振器２４の出力は、基準周波数ｆrefを有する信号が結果として生じるように周波数分周器２５によりＲに分周された周波数である。
【００３６】
周波数ｆrefを有する基準信号は、位相周波数検出器／チャージポンプ回路２６，２７に入力される。回路２６は、出力信号ｆvco1の周波数をＮに分周する周波数分周器２８からの別の入力を受ける。
【００３７】
２つの信号の位相周波数差ΔΦpd1は、回路２６により検出される。位相周波数差ΔΦpd1の大きさは、回路２６のチャージポンプにより生成される電荷量を決定する。このアプリケーション用の好適なチャージポンプは、米国特許第５,９２９,６７８号からそれ自体既知である。回路２６のチャージポンプにより生成される対応出力電流は図５においてＩcp1で示される。電流Ｉcp1の大きさは、以下の式で決定される。
Ｉcp1＝ΔΦpd1／２π                                          （１）
【００３８】
電流Ｉcp1は、積分器を含むフィルタ２９に入力される。フィルタ２９の出力は、電圧制御発振器１０に与えられる電圧制御信号を決定し、それにより周波数ｆvco1を決定する。このように、周波数分周器２８、回路２６、フィルタ２９、電圧制御発振器１０及びフィードバック信号１３を含むフェーズロックドループが結果として生じる。
【００３９】
フェーズロックドループがロックされるとき、位相周波数差ΔΦpd1は０になり、電流Ｉcp1もまた０になる。周波数分周器３０、回路２７、フィルタ３１、電圧制御発振器１１及びフィードバック信号１４を含む別のフェーズロックドループは、周波数ｆvco2を有する第２の信号の生成のために図５の回路において確立される。
【００４０】
回路２７のチャージポンプにより生成された電流Ｉcp2に関して、この場合におけるΔΦが基準信号と周波数分周器３０の出力信号との位相周波数差ΔΦpd2であるときに、上記式（１）は類似して適用する。
【００４１】
電圧制御発振器１０，１１により出力された信号の位相シフトΔΦ＝Φ1−Φ2は、回路２６とフィルタ２９との間のノードで加算される追加電流Ｉct1により決定される。
【００４２】
図５の回路で実行される位相シフト能力は、フェーズロックドループ同調システムがその伝達関数におけるダブルインテグレータ（double integrator）を含む事実に基づく。これはまた、タイプ２のフェーズロックドループとして知られている。ダブルインテグレーション（double integration）は、ゼロ残存位相エラー（zero residual phase error）を有する基準信号に対する電圧制御発振器１０，１１のそれぞれの出力のフェーズロックを達成するために使用される。
【００４３】
ゼロ位相エラー（zero phase error）は、位相周波数検出器／チャージポンプ（ＰＦＤ／ＣＰ）回路２６，２７の出力信号の内容が最小になるので、リファレンススプリアスブレークスルー（reference spurious breakthrough）を最小にする。回路２６，２７の伝達関数は、図６に表されている。ΔΦpd=0に対して、回路２６の平均出力電流Ｉavgはゼロになる。
【００４４】
電圧制御発振器の積分動作を兼ねる、ループフィルタそれ自身にインテグレータがあることは、ループフィルタに流れる総電流がゼロである位置でループがロックすることを保証する。そうでなければ、ループフィルタＤＣ電圧にシフトがあり、位相及び周波数ロックがついには失われるであろう。図５における回路２６の出力ノードで加算される制御電流に関して、これは、以下の条件が満足されるときに、別のフェーズロックドループがロックされることを意味する。
Ｉct1＋Ｉavg＝０                                              （２）
【００４５】
その結果、フェーズロックドループは、電圧制御発振器１０の周波数分周された出力信号をそれぞれの基準信号に対して位相ΔΦpd1でロックする。Ｉct1とΔΦpd1の関係は以下の通りである。
ΔΦpd1＝Ｉct1*２π／Ｉcp                                      （３）
【００４６】
電圧制御発振器１０により出力された信号の位相シフトは、回路２６の入力で、Ｎ（周波数分周器２８の分周比である）倍の位相シフトΔΦpd1である。したがって、電圧制御発振器１０の出力での位相シフトは、
ΔΦ0＝２πＮ／Ｉcp＊Ｉct1
（４）
である。
【００４７】
図６は、Ｉct1の関数としての回路２６の入力での位相シフトΔΦpdを示す。同様に、図７は、上記式（４）にしたがって、Ｉct1の関数としての電圧制御発振器１０の出力での位相シフトΔΦ0を示す。図６は、回路２６の伝達関数を示す。
【００４８】
フェーズロックドループにおける漏れ電流は、増大したスプリアスリファレンスブレークスルー（spurious reference breakthrough）を導くことができる。この効果は、前の基準期間中にループフィルタの失った電荷を補償するために、チャージポンプからループフィルタへの電流注入により引き起こされる。
【００４９】
図５の回路に関し、フェーズロックドループは、同調ラインでの漏れ電流に対して行うのと同じ方法で電流Ｉct1を正確に制御することに反応する。制御電流Ｉct1の関数として、基準周波数の基本波での及びその倍数でのスプリアス信号間の大きさの関係は、以下の通りである。
Ａsp(ｎ.ｆref)/ＡI0＝２０log(Ｉct1│Ｚｆ(ｎ.ｆref)│ＫVCO/ｎ.ｆref)  （５）
【００５０】
ここで、│Ｚｆ(ｎ.ｆref)│は、基準周波数及びその高調波でのループのトランスインピーダンス係数であり、ＫVCOは、Ｈｚ／Ｖにおける電圧制御発振器のゲインである。減衰の要求レベルは、関連オフセット周波数でのループフィルタのトランスインピーダンスを減少することにより得られ得る。
上記式（４）を考慮して、制御電流Ｉct1は、以下のように表現され得る。
Ｉct1＝ΔΦ0Ｉcp／２πＮ                                      （６）
【００５１】
式（５）において、式（６）の数式を制御電流Ｉct1に代入すると、リファレンスブレークスルーと位相シフトΔΦ0との間の関係になる。
Ａsp(ｎ.ｆref)/ＡI0＝２０log(ΔΦ0Ｉcp │Ｚｆ(ｎ.ｆref)│ＫVCO/(ｎ.ｆref２πＮ))   （７）
【００５２】
制御電流Ｉct1によるリファレンススプリアスブレークスルーはまた図９に示される。
【００５３】
これから、より低いスプリアスブレークスルーレベルは、図１０の実施の形態に図示されたように２つのループにわたって制御電流Ｉct1を区別して分割することにより、平均して到達し得ることが分かる。制御電流Ｉct1を分割することにより、この方法で、スプリアス信号の大きさが図５の実施の形態に対して３ｄＢ減少する。
【００５４】
図１０の実施の形態において、同様の要素は、図５の実施の形態の対応する要素と同じ参照番号で示される。図５の制御電流Ｉct1は、２つの異なる電流Ｉ1＝Ｉct1／２とＩ2＝−Ｉct1／２に分けられる。電流Ｉ1は回路２６の出力ノードで加算され、電流Ｉ2は回路２７の出力ノードで加算される。電圧制御発振器１０，１１の出力信号の結果として生じる周波数ｆVCO1,ｆVCO2及び位相Φ1,Φ2は、図５の実施の形態におけるものと同じであるが、スプリアス信号の大きさが３ｄＢ小さくなる。
【００５５】
図１０の回路の実施については、ＳＡ８０１６チップ及びマルコーニ（Marconi）２０４２信号発生器のような市販の部品が使用され得る。本発明の実証については、ＰＬＬ及びマルコーニは、同じ１０ＭＨｚの基準発振器信号が割り当てられる。したがって、マルコーニは、図１０の「第２のループ」としての役割を果たすＰＬＬに同期して動作する。マルコーニからの出力信号のレベルは、ＶＣＯ１のレベルに整合させる。ＰＬＬ（ＶＣＯ１）の出力信号は、ハイブリッド素子においてマルコーニからの信号に合わせられる。Ｉct1が変わるので、合成信号の結果として生じる振幅は、マルコーニ出力とＶＣＯ１により供給された信号との間の位相差を推定するために使用される。信号が「同相（in-phase）」であるとき、結果として生じる信号は、個別の部品よりも高い６ｄＢである。反対に、信号の位相が１８０°異なるとき、結果として生じる信号（理想的に）はゼロである。位相シフトと結果として生じる振幅との間の関係は、ＶＣＯ１の振幅に正規化されたｄＢで図１１にプロットされる。
【００５６】
総計信号の測定振幅（Ｉct1の関数としての振幅）を振幅とΔΦとの数式に合わせることにより、ＲＦで直接に位相差を測定する必要性なしにΔΦとＩct1との間の関係が間接的に得られる。その関係は、式（４）から算出された理想値に対して図１２及び１３にプロットされる。
【００５７】
１ＭＨｚの周波数オフセットでのスプリアスリファレンスブレークスルーは、制御電流Ｉct1の関数として図１４にプロットされる。式（５）により得られた演算値もプロットされる。
【００５８】
上記を考慮して、ＰＬＬ機能モデルで得られた測定値を有する、位相シフトの予測された理論値（すなわち式（４））とスプリアスリファレンスブレークスルー（式（５））との間で良く一致していると分析されるであろう。
【００５９】
ＰＬＬのパラメータは次の通りである：ＦVCO＝２４９０ＭＨｚ、ＫVCO＝１４３ＭＨｚ／Ｖ、ｆref＝１ＭＨｚ、Ｎ＝２４９０、Ｉcp＝５００μＡ、２次ループフィルタ（Ｒ＝１６ｋΩ、Ｃ1＝７．８ｎＦ、Ｃ2＝１．２２ｎＦ）。
【図面の簡単な説明】
【００６０】
【図１】図１は、２つのアンテナの適応的アンテナパターンを示す。
【図２】図２は、本発明に係る受信器の第１の実施の形態を示す。
【図３】図３は、本発明に係る送信器の第１の実施の形態を示す。
【図４】図４は、本発明に係る送信器の第２の実施の形態を示す。
【図５】図５は、本発明に係る電子回路の第１の実施の形態を示す。
【図６】図６は、図５の回路の通常の位相周波数検出器／チャージポンプの伝達関数を示す。
【図７】図７は、制御電流の関数としての、位相周波数検出器のそれぞれの入力での位相シフトを示す。
【図８】図８は、制御電流の関数としての、図５の回路の電圧制御発振器での位相シフトを示す。
【図９】図９は、制御電流によるリファレンススプリアスブレークスルーを示す図である。
【図１０】図１０は、本発明に係る回路の第２の実施の形態のブロック図である。
【図１１】図１１は、位相シフトと振幅との間の理想的関係を示す。
【図１２】図１２は、制御電流の関数としての位相シフトを示す。
【図１３】図１３は、制御電流の関数としての位相シフトを示す。
【図１４】図１４は、リファレンススプリアスブレークスルーを示す。
【符号の説明】
【００６１】
アンテナ  ０１
アンテナ  ０２
アンテナパターン  ０３
アンテナパターン  ０４
アンテナパターン  ０５
ミキサ  ０６
ミキサ  ０７
信号  ０８
信号  ０９
電圧制御発振器  １０
電圧制御発振器  １１
同調システム  １２
フィードバック信号  １３
フィードバック信号  １４
出力  １５
出力  １６
フィルタ  １７
フィルタ  １８
合成器  １９
復調器  ２０
ベースバンド処理システム  ２１
出力  ２２
位相シフトコントローラ  ２３
発振器  ２４
周波数分周器  ２５
回路  ２６
回路  ２７
周波数分周器  ２８
フィルタ  ２９
周波数分周器  ３０
フィルタ  ３１
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【国際公開パンフレット】
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【国際調査報告】
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