(57)【要約】本発明は、特に、第１ミクサ（Ｍ１）と下流のアナログ／デジタルコンバータ（ＡＤ）とを備えた受信枝路を含む移動式無線の受信機に関するものである。基準発生器（ＲＧ）は、整数による乗算または除算によってコンバータまたはミクサのＰＬＬシンセサイザーに供給される基準クロックパルス（ＲＴ）を発振する。本発明は、特にエネルギーおよび面積を節約した、ＵＭＴＳシステムに用いるために特に適した、信号の相互妨害の低い回路設計を提供する。好ましい実施形態において、受信機は、送信経路を備えることによって、送信機／受信機に最適化される。
2004503124.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
移動式無線に適した受信機であって、
入力側から受信信号（ＲＸ）の供給を受け、出力側から第１中間周波数信号（ＩＦ１）を出力できる第１ミクサ（Ｍ１）と、
第１ミクサ（Ｍ１）と連結し、第１基準クロック（Ｔ１）の供給を受ける第１位相同期ループ（ＰＬＬ１）と、
第１ミクサの出力部と連結し、第１コンバータクロック（Ｔ２）の供給を受けるアナログ／デジタルコンバータ（ＡＤ）と、
基準クロック（ＲＴ）を生成するための基準発生器（ＲＧ）とを備え、
上記基準クロック（ＲＴ）が第１基準クロック（Ｔ１）の整数倍であり、第１コンバータクロック（Ｔ２）が基準クロック（ＲＴ）の整数倍である受信機。
【請求項２】
入力側から第２中間周波数信号（ＩＦ２）の供給を受け、出力側から送信信号（ＴＸ）を出力できる第２ミクサ（Ｍ２）が備えられ、
第２位相同期ループ（ＰＬＬ２）が、第２基準クロック（Ｔ３）の供給を受ける第２ミクサ（Ｍ２）と連結しており、
第２コンバータクロック（Ｔ４）の供給を受けるデジタル／アナログコンバータ（ＤＡ）が第２ミクサ（Ｍ２）の入力部に接続されており、
上記基準クロック（ＲＴ）が第２基準クロック（Ｔ３）の整数倍であり、上記第２コンバータクロック（Ｔ４）が基準クロック（ＲＴ）の整数倍であることを特徴とする、請求項１に記載の受信機。
【請求項３】
上記第１基準クロック（Ｔ１）は第２基準クロック（Ｔ３）と等しく、上記第１コンバータクロック（Ｔ２）は第２コンバータクロック（Ｔ４）と等しいことを特徴とする、請求項２に記載の受信機。
【請求項４】
上記アナログ／デジタルコンバータ（ＡＤ）の下流に、第１補間回路（ＩＰ１）を下流に連結している第１デジタルミクサ（ＤＭ１）を連結し、上記デジタル／アナログコンバータ（ＤＡ）の上流に、第２補間回路（ＩＰ２）を上流に連結している第２デジタルミクサ（ＤＭ２）を連結していることを特徴とする、請求項２または３に記載の受信機。
【請求項５】
上記アナログ／デジタルコンバータ（ＡＤ）には、第１デジタルフィルター（ＤＦ１）が備えられ、上記デジタル／アナログコンバータ（ＤＡ）には、第２デジタルフィルター（ＤＦ２）が備えられていることを特徴とする、請求項２〜４のいずれかに記載の受信機。
【請求項６】
上記第１・第２補間回路（ＩＰ１，ＩＰ２）には、直列に配置された複数の部分補間回路（ＩＰ１１，ＩＰ１２，ＩＰ１３，ＩＰ２１，ＩＰ２２，ＩＰ２３）がそれぞれ備えられていることを特徴とする、請求項２〜５のいずれかに記載の受信機。
【請求項７】
上記基準クロック（ＲＴ）のクロック周波数が、１３ＭＨｚであることを特徴とする、請求項２〜６のいずれかに記載の受信機。
【請求項８】
上記基準クロックのクロック周波数は、４０ＭＨｚであることを特徴とする、請求項２〜６のいずれかに記載の受信機。
【請求項９】
上記第１・第２コンバータクロック（Ｔ２，Ｔ４）は、基準クロック（ＲＴ）と等しいことを特徴とする、請求項２〜８のいずれかに記載の受信機。
【発明の詳細な説明】
本発明は、移動式無線に適した高周波受信機に関するものである。
【０００１】
移動式無線標準ＧＳＭ（汎欧州デジタルセルラーシステム）は、ドイツおよびヨーロッパ並びに他の諸国において広く普及し、現在、ＧＳＭネットワークは、広域をカバーするものとなっている。
【０００２】
ところで、移動式無線によってデータ量をより多く伝送するための新たな標準として、ヨーロッパではユニバーサル移動電話システム（ＵＭＴＳ）という名で、国際的にはＩＭＴ−２０００（国際移動通信システム２０００）という名で知られるものがある。なお、ＧＳＭ標準の移動式無線機は第２世代機器とも呼ばれ、他方、ＵＭＴＳまたはＩＭＴ−２０００の移動式無線機は、第３世代の移動式無線機として知られている。
【０００３】
ＧＳＭ標準からＵＭＴＳ標準に円滑に移行できるように、ＵＭＴＳネットワークが広域を確実に（ｇｅｗａｅｈｒｌｅｉｓｔｅｔ）カバーするまでは、第３世代の新機器にＧＳＭ標準との互換性をもたせることが重要である。
【０００４】
移動式無線における受信機用の回路デザインにおける、重要な開発目標は、所要面積を確実に減らすために集積密度を高めること、ネットワークに左右されずに長く確実に駆動させるためにエネルギー消費（Ｅｎｅｒｇｉｅａｕｆｎａｈｍｅ）を抑えること、１世代前の標準との互換性を下げる（Ａｂｗａｅｒｔｓｋｏｍｐａｔｉｂｉｌｉｔａｅｔ）こと、並びに、例えばクロストークに起因する不要な信号を回避または抑制することである。
【０００５】
また、実施費用のかかる、分数比で駆動するＰＬＬシンセサイザーを用いて、基準クロックから所望の各クロック率を導出することが知られている。
【０００６】
本発明の目的は、上記した第３世代機器に適した、不要な信号を回避または抑制可能な、移動式無線に適した受信機を提供することにある。
【０００７】
この目的を達成するために、本発明の移動式無線に適した受信機は、入力側から受信信号の供給を受け、かつ、出力側から第１中間周波数信号を出力できる第１ミクサと、上記第１ミクサと連結し、かつ、第１基準クロックの供給を受ける第１位相同期ループと、第１ミクサの出力部と連結し、かつ、第１コンバータクロックの供給を受けるアナログ／デジタルコンバータと、基準クロックを生成するための基準発生器とを備えた受信機であり、基準クロックが第１基準クロックの整数倍であり、第１コンバータクロックが基準クロックの整数倍である受信機である。
【０００８】
本発明は、クロック分配構想（Ｔａｋｔｖｅｒｔｅｉｌｕｎｇｓｋｏｎｚｅｐｔ）を提供するためになされたものである。なお、このクロック分配構想では、アナログ／デジタルコンバータ並びにミクサは、基準クロックによって供給される。
必要とされるコンバータクロックまたは基準クロックは、それぞれ、整数を用いた乗算または除算によって形成できる。
【０００９】
したがって、ＰＬＬ段階（ＰＬＬ−Ｓｔｕｆｅｎ）または位相同期ループ用の基準周波数を容易に導出でき、これによって、分数を用いて稼動する周波数シンセサイザーを用いる必要がなくなる。
【００１０】
また、整数による乗算または除算を用いて、ミクサのＰＬＬ段階用のコンバータクロックおよび基準クロックを適切かつ容易に導き出すことによって、所要エネルギーを減らし、チップ面を減らし、コストを削減した受信機を実現できる。
【００１１】
また、水晶安定型の（ｑｕａｒｚｓｔａｂｉｌｉｓｉｅｒｔｅｎ）基準クロックからなるコンバータクロックを、整数を用いて導き出すことによって、ＡＤコンバータまたはＤＡコンバータを駆動することで、ＡＤまたはＤＡ変換におけるジッタを減少させられる。
【００１２】
本発明の有効な実施形態では、入力側から第２中間周波数信号の供給を受け、出力側から送信信号を出力できる第２ミクサが備えられ、第２位相同期ループが、第２基準クロックの供給を受ける第２ミクサと連結し、第２コンバータクロックの供給を受けるデジタル／アナログコンバータが第２ミクサの入力部に接続され、基準クロックが第２基準クロックの整数倍であり、第２コンバータクロックが基準クロックの整数倍である。
【００１３】
整数による乗算または除算によって基準クロックからその都度同様に生じるクロックを有する送信路において、コンバータとミクサのＰＬＬ段階とを駆動することによって、送信部分（Ｓｅｎｄｅｔｅｉｌ）を有する受信機のエネルギーを大幅に節約し、かつ、面積を縮小した回路構造を実現できる。
【００１４】
本発明の他の有効な実施形態では、第１基準クロックと第２基準クロックとが等しく、第１コンバータクロックと第２コンバータクロックとが等しい。これによって、回路構造の所要エネルギーが減少し、送信路と受信路との間の相互妨害が減少して、非常に簡単な回路構造になる。
【００１５】
本発明の他の有効な実施形態では、第１補間回路を下流に接続した第１デジタルミクサが、アナログ／デジタルコンバータの下流に接続されている。そして、第２補間回路を上流に接続した第２デジタルミクサが、デジタル／アナログコンバータの上流に接続されている。
【００１６】
このデジタルミクサは、主として、周波数の自動制御に用いられる。また、例えばΣΔコンバータとして使用でき、ローパス特性を持つことの可能なアナログ／デジタルコンバータは、クロックを減少させるものである。さらに、アナログ／デジタルコンバータによって減少し、基準クロックから導出されるコンバータクロックを、データをさらにデジタル処理するための所望のクロックに変換するために、第１補間回路が備えられている。この第１補間回路については、簡単な設計の、複数の各部分補間回路（Ｓｕｂ−Ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｏｒｅｎ）から形成できる。
【００１７】
所望のクロック率は、例えば拡散信号（Ｓｐｒｅｉｚｓｉｇｎａｌｓ）のビット率（いわゆるチップ率）であることが好ましい。この拡散信号は、拡散因子（Ｓｐｒｅｉｚｆａｋｔｏｒ）によって、データシーケンスのビット率よりも高くなる。したがって、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）に簡単に対応できる。
【００１８】
第２ミクサとデジタル／アナログコンバータを備えた受信機の送信路において、第２補間回路に入力できる拡散信号は、そのクロックに基づいて、以下のように補間される。すなわち、拡散信号は、デジタル／アナログコンバータの入力部において、コンバータの所定の補間因子を用いたデジタル／アナログコンバータによって補間されるクロック率が得られるように、補間される。
【００１９】
また、本発明の他の有効な実施形態では、アナログ／デジタルコンバータは第１デジタルフィルターを備え、デジタル／アナログコンバータは第２デジタルフィルターを備えている。デジタルフィルターは、例えばΣΔコンバータの場合に通例であるように、例えば因子８、または、他の２の累乗だけコンバータクロックを減少させる。
【００２０】
また、本発明の他の有効な実施形態では、第１および第２補間回路は、直列に配置された複数の部分補間回路をそれぞれ備えている。第１デジタルミクサの下流、または、第２デジタルミクサの上流側のクロックを、拡散信号のそれぞれ所望のビット率に変換すると、消耗の減少、かつ、有効信号の伝送特性の改善を実現できる。なお、これは、例えば、４，５，１，３，８，１３のような小さな数からなる分数であるクロック比を、部分補間回路においてその都度生成することによってなされる。
【００２１】
さらに、直列に配置された複数の部分補間回路を有するモジュラーの原理は、拡散信号の必要なビット率を個々に適合させられるので、消耗を大幅に減少させられるという利点を有している。例えば、さらに３で割ることによって、中国のＴＤ　ＳＣＤＭＡシステムに適合させられる。
【００２２】
また、本発明の他の有効な実施形態では、基準クロックは、１３ＭＨｚのクロック周波数を有している。これが特に有効な理由は、回路原理を用いて、通常、第２世代の移動式無線機器に用いられるのと同じ基準クロックを、第３世代の移動式無線機器に使用できるからである。これによって、回路の所要面積および所要エネルギーを減少させられる。したがって、ＧＳＭ標準とＵＭＴＳ標準との両方に対応できる送信／受信機を、さらに容易に集積化できる。
【００２３】
また、本発明の他の有効な実施形態では、基準クロックのクロック周波数は４０ＭＨｚである。このことの利点は、１９０ＭＨｚの中間周波数を有するスーパーヘテロダイン送信機として送信経路を形成する場合、中間周波数帯域では、基準クロックの調和（Ｈａｒｍｏｎｉｓｃｈｅｎ）が起こらないことである。
【００２４】
また、他の詳細については、従属請求項において述べる。
【００２５】
次に、添付図面に基づいて、本発明の複数の実施例を詳述する。図１は、本発明による受信機の基本的な回路構造を示す図である。図２は、図１に示した受信機の他の形態を示す図である。図３は、ＵＭＴＳトランシーバに用いられる、図１に示した本発明における他の実施例を示す図である。
【００２６】
図１は、送信部を備える受信機を示す図である。なお、送受信切り換え装置ＳＥを備える受信経路と送信経路とは、アンテナＡＮＴに接続されている。図１の上側の支線は受信経路を、下側の支線は送信経路を示している。第１ミクサＭ１は、その入力部において、受信信号ＲＸの入力を受ける。なお、この受信信号ＲＸは、第１ミクサＭ１によって、局部的に生成される補足的な発振器周波数を用いて、第１中間周波数ＩＦ１を有する中間周波数レベルに低減・混合される。続いて、第１デジタルフィルターＤＦ１を備えたアナログ／デジタル変換器ＡＤが、第１中間周波数信号ＩＦ１の入力を受ける。また、第１ミクサＭ１とアナログ／デジタル変換器ＡＤとは、動作するために、基準クロックＲＴから導き出されるクロック周波数を必要とする。このために、基準クロックＲＴまたはマスタークロック（Ｍａｓｔｅｒ−Ｔａｋｔ）を生成するために、基準発生器ＲＧが備えられている。第１ミクサと結合したＰＬＬ段階ＰＬＬ１の基準周波数に必要な第１基準クロックＴ１は、基準クロックＲＴを整数で割ることで導出できる。また、アナログ／デジタル変換器（Ａｎａｌｏｇ／Ｄｉｇｉｔａｌ−Ｗａｎｄｌｅｒｓ）ＡＤの駆動に必要な第１変換器クロック周波数Ｔ２は、基準クロックＲＴと整数（１も可）との積を算出する乗算モジュール（Ｍｕｌｔｉｐｌｉｋａｔｏｒ−Ｂａｕｓｔｅｉｎ）ＭＰ１によって有効となる。したがって、第１変換器クロックＴ２は、基準クロックＲＴの整数倍である。さらに、アナログ／デジタル変換器ＡＤの下流には、受信機において自動周波数制御（ＡＦＣ）に用いられる第１デジタルミクサＤＭ１が連結されている。続いて、第１デジタルミクサＤＭ１の下流には、直列に配置された複数の部分補間回路ＩＰ１１，ＩＰ１２，ＩＰ１３を備えた補間回路モジュールＩＰ１が連結されている。なお、受信路中の有効信号をさらにデジタル処理するために、例えば、音声処理のための機能ユニット（図示せず）を配置することもできる。
【００２７】
図１の送信路は、受信路と相似形（Ａｎａｌｏｇｉｅ）に形成されている。つまり、直列に配置された部分補間回路ＩＰ２１，ＩＰ２２，ＩＰ２３を備えた補間回路ＩＰ２と、上記第２補間回路ＩＰ２の下流に連結された、自動周波数制御（ＡＦＣ）用の第２デジタルミクサＤＭ２とが備えられている。送信路では、第２デジタルミクサＤＭ２の下流には、デジタルフィルターＤＦ２を備えたデジタル／アナログコンバータ（Ｄｉｇｉｔａｌ／Ａｎａｌｏｇ−Ｗａｎｄｌｅｒ）ＤＡ、および、第２ミクサＭ２が連結されている。また、この第２ミクサＭ２の入力部には、第２中間周波数信号ＩＦ２が入力される。また、第２ミクサＭ２の出力部は、送受信切り換え装置（Ｓｅｎｄｅ−Ｅｍｐｆａｎｇｓ−Ｕｍｓｃｈａｌｔｕｎｇ）ＳＥを介してアンテナＡＮＴに接続されるようになっている。デジタル／アナログコンバータＤＡの駆動に必要な第２コンバータクロックＴ４は、乗算段階（Ｍｕｌｔｉｐｌｉｋａｔｏｒｓｔｕｆｅ）ＭＰ２において、基準クロックＲＴに整数を乗算することによって得られるものである。また、第２ミクサＭ２と連結した第２ＰＬＬ段階ＰＬＬ２の駆動に必要な第２ミクサクロックＴ３は、除算段階ＴＬ２において、基準クロックＲＴを整数で除算することによって得られるものである。
【００２８】
図１の回路の利点は、基準クロックを有するモジュールを供給するために、乗算段階または除算段階を容易に形成できる点にある。なぜなら、これらの段階は、分数比を準備しておく必要がないからである。さらに、これによって、所要エネルギーおよびチップ面積が減少する。アナログ／デジタルコンバータＡＤに含まれるデジタルフィルターＤＦ１によって誘発される、アナログ／デジタルコンバータＡＤのクロック減速比が例えば８であるとき、この減速されたクロック率は、第１デジタルミクサＤＭ１を介して第１補間回路段階ＩＰ１に供給される。この第１補間回路段階ＩＰ１は、減速されたクロックを、拡散信号の所望のビット率に変換する（中国用のＵＭＴＳの場合では、３．８４ＭＨｚまたは１．２８ＭＨｚ）。第１および第２補間回路ＩＰ１・ＩＰ２のモジュラー形成によって、例えば、因子３または３分の１の部分補間回路の１つを設計（ａｕｓｌｅｇｅｎ）できる。なお、この部分補間回路については、使用する国または仕様に応じて、簡単に修正できる。部分補間回路の好ましい分周比は、例えば、８／５、４／５、３／５、１／５、８／１３、１／３である。第１補間回路ＩＰ１の全分周比は、部分補間回路の分周比を掛けた（Ｍｕｌｔｉｐｌｉｋａｔｉｏｎ）ものである。
【００２９】
また、６／５および４／５、または、６／５および２／５の部分補間回路分周比を用いれば、３．６８６４Ｍｃｐｓ（メガチップ／秒）または１．２２８８Ｍｃｐｓの拡散信号ビット率（チップ率）で駆動するアメリカのシステムＣＤＭＡ２０００およびＩＳ−９５に、簡単に回路を適合できる。
【００３０】
また、分周器ＴＬ１、ＴＬ２の有効な整数分周比は、８，４０または２００である。乗算比および分周比を同様にした場合、図１の表示と比較して所要面積を大幅に減少させるために、除算モジュールまたは乗算モジュールのそれぞれ１つを省くこともできる。さらに、両コンバータＡＤ，ＤＡまたは両ミクサＭ１，Ｍ２を共通の乗算段階または除算段階に接続することによって、集積回路上での不要信号の相互影響を回避できる。
【００３１】
図２は、図１に示した受信機の他の形態を示す図である。上半分に描いた受信部分には、ノイズの少ない前置増幅器ＬＮＡのそれぞれ１つと、その下流に接続されたバンドパスフィルターＢＰと、増幅器Ｖとを有する２つの受信経路が備えられていることが分かる。この構成は、ＵＭＴＳが周波数分割（Ｆｒｅｑｕｅｎｚｄｕｐｌｅｘ）および時分割（Ｚｅｉｔｄｕｐｌｅｘ）方式である場合に意義がある。なぜなら、それぞれの周波数帯域を、非常に簡単に分離・処理できるからである。送受信切り換え装置（Ｓｅｎｄｅ−Ｅｍｐｆａｎｇｓ−Ｗｅｉｃｈｅ）ＳＥに直接接続している上部の受信経路は、周波数分割（ＦＤＤ）駆動状態での送信に用いられ、下部の受信経路は、ＴＤＤ（時分割）駆動状態での受信に用いられる。このために、スイッチを切り換えるためのスイッチＳＷ１が備えられている。図２に描かれた回路の受信部分は、０ＭＨｚの中間周波数コンセプト（Ｚｗｉｓｃｈｅｎｆｒｅｑｕｅｎｚｋｏｎｚｅｐｔ）（ゼロＩＦ）を有する受信機として実施されており、さらに高いデータ伝送率を見込むことができるので、受信部分は直交成分Ｉ，Ｑに分けられている。このために、一方は正位相の局部発振器信号を、他方は９０°位相のずれた局部発振器信号を入力する２つの第１ミクサＭ１，Ｍ１´が備えられている。この局部発振器信号は、ＰＬＬ段階ＰＬＬ１において生成される。なお、第１ＰＬＬ段階ＰＬＬ１に必要な基準周波数、つまり、第１ミクサクロックＴ１は、第１整数分周器ＴＬ１において基準クロックＲＴから導出される。位相同期ループＰＬＬ１，ＰＬＬ２は、上記の位相角とミクサクロックＴ１、Ｔ２の位相角とを比較するための位相検波器ＰＤ，分周器Ｔ，電圧制御発振器ＶＣＯ，並びにループフィルターＬＦをそれぞれ１つ備えている。
【００３２】
受信側と同様に、送信側も直交成分Ｉ，Ｑに分けられている。なお、信号を整えるために（Ｓｉｇｎａｌａｕｆｂｅｒｅｉｔｕｎｇ）、送信側および受信側に、制御可能な増幅器ＰＡおよびローパスフィルターＴＰが備えられている。また、中間周波数レベルにおいて提供される信号Ｉ，Ｑの直交成分に基づいて、２つの第２ミクサＭ２，Ｍ２´が備えられている。これらのミクサには、第２位相同期ループＰＬＬ２から発生し、増幅器Ｖによって増幅された局部発振器信号が供給される。なお、一方のミクサには、正位相の局部発振器信号が、他方のミクサには、９０°位相のずれた局部発振器信号が供給される。第２ミクサＭ２，Ｍ２´の出力部には、制御可能な他の電力増幅器ＰＡとバンドパスフィルターＢＰとの下流に連結された、加算器が接続されている。さらに、送信機および受信機を絶縁するために、指向性フィルター（Ｒｉｃｈｔｕｎｇｓｆｉｌｔｅｒ）ＦＩが備えられている。
【００３３】
図２の基準発生器ＲＧのクロック周波数は、１３ＭＨｚである。整数の除算によって基準クロックＲＴを低減・分配する（Ｈｅｒｕｎｔｅｒｔｅｉｌｅｎ）ための分周器ＴＬ１の分周比は、１３または６５である。その結果、望ましいことに、第１・第２ミクサＭ１，Ｍ１´，Ｍ２，Ｍ２´のステップサイズ（Ｓｃｈｒｉｔｔｗｅｉｔｅ）は、１ＭＨｚまたは２００ＭＨｚとなる。受信側では、第１補間回路ＩＰ１，ＩＰ１´の部分補間回路の分周比は、８／５、４／５および８／１３である。その結果、第１補間回路の出力部における拡散信号ビット率を、３．８４ＭＨｚに生成できる。また、例えば、中国用に必要な１．２８ＭＨｚの拡散信号ビット率を、１／３の分周比を有する第４部分補間回路を用いて生成できる。もちろん、各部分補間回路を、別の分周比とすることもできる。また、コンバータクロックを供給するための乗算器ＭＰ１の因子は、３である。アナログ／デジタルコンバータＡＤ、ＡＤ´が２３＝８のクロック減速をその都度行うので、その出力部では、減速された１３ＭＨｚ・３／８＝４．８７５ＭＨｚのクロックを使用できる。このとき、上記部分補間回路の分周比としては、３．８４ＭＨｚのビット率を有する拡散信号を使用する。
【００３４】
送信側では、５／８、５／４および１３／８の第２補間回路ＩＰ２，ＩＰ２´の部分補間回路の逆分周比（Ｔｅｉｌｅｒｖｅｒｈａｅｌｔｎｉｓｓｅ）によって、３．８４ＭＨｚの拡散信号のビット率が、４．８７５ＭＨｚのクロック周波数に変換される。なお、このクロック周波数は、デジタル／アナログコンバータＤＡ，ＤＡ´の補間因子である８と、３・１３ＭＨｚのコンバータクロックとを用いて、所望のクロック率を生じさせる。
【００３５】
図２の回路によって、小さい所要面積で簡単に実現可能な送信部を備えた受信機を実現できる。なぜなら、通常の水晶を用いて生成可能な、ＧＳＭ用の通常の１３ＭＨｚのシステムクロックを再利用できるからである。したがって、図２の送信部を備えた受信機を用いて、ＵＭＴＳモードで送信でき、かつ、ＧＳＭモードでも受信できる。またはその逆も可能である。
【００３６】
次に、図３は、図１の受信機の実施例を示しており、送信部を備えたＵＭＴＳ受信機用の他の形態を示す図である。図２の受信機との違いに関して、図３では、送信部において、１９０ＭＨｚの中間周波数を有するヘテロダイン構造を導入している。したがって、２つのミクサ変換器段階（Ｍｉｓｃｈｅｒｕｍｓｅｔｚｅｒｓｔｕｆｅｎ）または周波数変換器段階Ｍ２，Ｍ３，Ｍ３´を使用するので、第３ミクサＭ３・Ｍ３´用に、別のＰＬＬシンセサイザーＰＬＬ３が必要になる。
【００３７】
図２の回路との違いに関して、図３の回路では、アナログ／デジタルコンバータＡＤ，ＡＤ´並びにデジタル／アナログコンバータＤＡ、ＤＡ´用のコンバータクロックを導出するために、整数の乗算器を必要としない。なぜなら、基準クロックが４０ＭＨｚであり、これをコンバータクロックとして直接使用できるからである。また、分周器ＴＬ１，ＴＬ１１，ＴＬ１２，ＴＬ１３を用いて実施可能なＰＬＬ段階ＰＬＬ１，ＰＬＬ２，ＰＬＬ３の位相検波器ＰＤ用の基準クロックを導き出す分周因子（整数）は、全部で、８または４０または２００である。これによって、ステップサイズを、５ＭＨｚ，１ＭＨｚまたは２００ＫＨｚとできる。もちろん、ミクサまたはＰＬＬ段階の必要なステップサイズに応じて、分周因子を、別の分周比（整数）としてもよい。アナログ／デジタルコンバータＡＤ・ＡＤ´は、クロック率が８の減速因子をそれぞれ１つ備えている。したがって、クロックはその出力部において５ＭＨｚに減速されている。図２に示した方法と類似して、この減速されたクロックは、補間回路ＩＰ１・ＩＰ１´において、８／５、４／５および３／５の分周比を備え、かつ、直列に配置された部分補間回路において、３．８４ＭＨｚの拡散信号の所望のビット率に変換される。もちろん、部分補間回路の分周比も適切に変換される。つまり、例えば、１／５の分周比を有する第３部分補間回路を備えることができる。これにより、例えば中国で必要な、１．２８ＭＨｚの拡散信号ビット率を生成できる。これに対して、送信路では、逆の分周比が生じる。これにより、３．８４ＭＨｚの拡散信号クロックまたは拡散信号ビット率から５ＭＨｚの所望のクロックを導き出すために、部分補間回路は、５／８，５／４および５／３の分周比を有することになる。また、デジタル／アナログコンバータＤＡ・ＤＡ´では、図２に示したように、デジタルフィルターＤＦ・ＤＦ´による補間によって、コンバータＤＡ・ＤＡ´のクロック率が４０ＭＨｚ（受信部においてと同様に）に高まる。さらに、図３の送信路における第２ミクサＭ２用の同調領域を高めるために、または、ＰＬＬ段階の同調領域を低く保つために、第１ＰＬＬ段階ＰＬＬ１と第２ＰＬＬ段階ＰＬＬ２とを切り換えるミクサＭ２用の第２スイッチＳＷ２を用いることができる。この構造は、ＦＤＤ（周波数分割）およびＴＤＤ（時分割）並びに可変周波数分割間隔（Ｄｕｐｌｅｘａｂｓｔａｎｄ）のような、ＵＭＴＳの場合に備えられている様々な駆動方法および周波数帯域に用いられることが好ましい。上述の回路構造、特に整数の分周器を用いた基準クロック分配を伴う上述の構造、並びに、コンバータ段階に対し、基準クロックを直接に供給することで、エネルギーを大幅に節約した回路駆動、回路の実施に必要なチップ面積の縮小、並びに、ＩＣ上における干渉レベルの減少が可能となる。さらに、コンバータ段階で、クロック減速できること、または、クロックを２３、または、他の２の累乗に補間できることが好ましい。これによって、コンバータ回路を容易に実施できる。
【００３８】
なお、第１・第２補間回路ＩＰ１，ＩＰ１´，ＩＰ２，ＩＰ２´のモジュラー構造を用いれば、回路構造を、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）の場合、異なる国々の様々な拡散信号ビット率に簡単に適合させられる。
【００３９】
また、受信機の補間回路に備えられた部分補間回路については、従来のマルチレート処理によって駆動できる。
【００４０】
また、上述の受信機は、不要な妨害信号を大幅に減らすように、または、このような信号を高周波有効帯域または中間周波数有効帯域（Ｈｏｃｈｆｒｅｑｕｅｎｚ− ｏｄｅｒ Ｉｗｉｓｃｈｅｎｆｒｅｇｕｅｎｚ−Ｎｕｔｚｂａｅｎｄｅｒ）において生じさせないように、設計される。
【００４１】
また、クロック率が比較的低いので、所要電力は低いままである。
【００４２】
しかし、このクロック率は、受信機のマルチチャネル受信を可能にし、かつ、ＡＤコンバータにおける有効な減速因子を８にできる程度には、十分に高い。
【図面の簡単な説明】
【図１】
本発明による受信機の原理的な回路構造を示す図である。
【図２】
図１に示した受信機の他の形態を示す図である。
【図３】
ＵＭＴＳトランシーバに用いられる、図１に基づいた本発明の他の実施例を示す図である。
【国際公開パンフレット】
2004503124.tif 000003
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【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
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【国際調査報告】
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