(57)【要約】【課題】受信機の複雑性およびコストを過度に増加させることなく信号劣化を軽減するような無線送受信システムを提供する。【解決手段】ディジタル送受信システムはダウンリンクチャネル及びアップリンクチャネルを有す。送信機はダウンリンクチャネルにおいて信号を送信しアップリンクチャネルにおいて信号を受信する。送信機は複数のフィルタを備える事前符号化器を有する。各フィルタは対応するフィルタ係数を有する。また、送信機は事前符号化器へ結合されたフィルタ係数更新器を有する。受信機はダウンリンクチャネルにおいて信号を受信し、アップリンクチャネルにおいて信号を送信する。受信機は複数のタップを備えた線形等化器を有する。各タップは対応するタップ係数を有する。係数更新器は、受信機の周波数応答を表すタップ係数に従ってフィルタ係数をダイナミックに更新するように構成する。
2004503993.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ダウンリンクチャネル及びアップリンクチャネル通信ネットワークを有するディジタル送受信システムであって、
前記ダウンリンクチャネルにおいて信号を送信しかつ前記アップリンクチャネルにおいて信号を受信するように構成された送信機であって、前記送信機が複数の遅延ラインおよび対応する重み付け係数Ｆ（ｚ）を持つ乗算器を有する事前符号化器を含み、係数更新器が前記重み付け係数Ｆ（ｚ）を更新するように前記事前符号化器に結合されたものと、
前記ダウンリンクチャネルにおいて送信された前記信号を受信しかつ前記アップリンクチャネルにおいて受信した前記信号を送信するように構成された受信機であって、前記受信機が対応するタップ係数Ｃｉを有する複数のタップを有する線形等化器を含み、前記係数更新器が前記タップ係数Ｃｉに従って重み付け係数Ｆ（ｚ）をダイナミックに更新するように構成されたものと、
を備えたディジタル送受信システム。
【請求項２】
前記受信機が前記タップ係数Ｃｉを前記送信機へ周期的に送信する請求項１に記載のディジタル送受信システム。
【請求項３】
前記係数更新器が前記タップ係数Ｃｉの平方値を合計することによって前記等化器の全エネルギーＥを決定する、
Ｅ（ｔ）＝［Ｃ１（ｔ）２＋Ｃ２（ｔ）２＋・・・＋Ｃｎ（ｔ）２］／ｎ
但し、ｎ：タップの全個数、ｔ：時間
請求項１に記載のディジタル送受信システム。
【請求項４】
前記係数更新器が次式によって測定された前記全エネルギーにおける偏差Ｄｉを決定する、
Ｄｉ（ｔ）＝［Ｃｉ−Ｅｃ］／Ｅ（ｔ）
但し、Ｅｃはトレーニングシーケンスを用いて決定された較正済みタップ係数
請求項３に記載のディジタル送受信システム。
【請求項５】
前記重み付け係数Ｆ（ｚ）が次式で表される、
Ｆ（ｚ）＝［Ｄ１＊ｈ（１）＊ｚ−１＋Ｄ２＊ｈ（２）＊ｚ−２＋・・・＋Ｄｎ＊ｈ（ｎ）＊ｚ−ｎ］
請求項４に記載のディジタル送受信システム。
【請求項６】
初期重み付け及びタップ係数を確立するようにトレーニングシーケンスが前記送信機によって前記受信機へ周期的に送られる請求項１に記載のディジタル送受信システム。
【請求項７】
前記トレーニングシーケンスが多項式を用いて生成された事前定義済み疑似ランダム（ＰＮ）シーケンスである請求項４又は６に記載のディジタル送受信システム。
【請求項８】
前記送信機が、
複数の可変レートアンテナ素子と、
偏差Ｄｉを最小化するように特定アンテナを選択する手段と
をさらに有する請求項４に記載のディジタル送受信システム。
【請求項９】
前記通信ネットワークが非対称かつ無線である請求項１に記載のディジタル送受信システム。
【請求項１０】
ダウンリンクチャネル及びアップリンクチャネルを有する通信ネットワークにおいて信号を交信する方法であって、
複数の遅延ライン及び各乗算器が対応する重み付け係数を有する複数の乗算器を用いて入力信号を事前に符号化するステップと、
前記ダウンリンクチャネルにおいて事前符号化された前記信号を送信するステップと、
各タップが対応するタップ係数を有する複数のタップを有する複数の線形等化器を用いて前記送信された信号を受信するステップと、
前記タップ係数に従って重み付け係数をダイナミックに更新するステップと
を含む方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は一般にディジタル送受信機に関し、更に詳細には、非対称通信ネットワークにおいて適応性を持って事前符号化されたディジタル信号を送受信することに関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、ブロードバンド（広帯域）加入者系無線（ＦＷＡ）技術は、１点対多点間高データ伝送を実現する効果的方法として広く認識されるに至っており、これはＥＴＳＩ ＢＲＡＮ及び、ＩＥＥＥ８０２．１６における標準化活動によって証明されている。なお、詳細はＲＥＳ １０／９６ ＥＴＲ７−１０Ｃ報告書“Ｔｈｅ ＥＴＳＩ ＨＩＰＥＲＬＡＮ Ｌａｙｅｒ Ａｒｃｈｉｔｅｃｔｕｒｅ”、１９９６年１０月、及び審議中であるＩＥＥＥ８０２．１６ＦＷＡに関する「ＩＥＥＥ８０２．１６ Ｆｉｘｅｄ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ａｃｃｅｓｓ Ｓｔａｎｄａｒｄ Ｃｏｍｍｉｔｔｅｅ試案」を参照のこと。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
マルチメディア対応の広帯域無線システムは、フェーディング、マルチパス損傷、及び受信信号を劣化させる符号間干渉（ＩＳＩ：ｉｎｔｅｒ−ｓｙｍｂｏｌ ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）を解決しなければならない。例えば、２０Ｍｂ／ｓ以上というような非常に早いデータ速度は、マルチメディアデータ用の低ビット誤り率で、時間分散マイクロ波多点配信システム（ＭＭＤＳ）帯域（＜１０ＧＨｚ）からフェーディングに支配されるミリ波帯域（例えば１０−６６ＧＨｚ）までの高周波の搬送周波数を用いるので、これらの問題の解決を特に困難にする。
【０００４】
最近多数の方法が提案されている。即ち、Ｍａｔｓｕｍｏｔｏ等による「広帯域無線アクセス用送信ダイバーシティ組合せＯＦＤＭシステムの構成および性能（Ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ ａｎｄ ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｏｆ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ−ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ−ｃｏｍｂｉｎｅｄ ＯＦＤＭ ｓｙｓｔｅｍｓ ｆｏｒ ｂｒｏａｄｂａｎｄ ｗｉｒｅｌｅｓｓ ａｃｃｅｓｓ）」Ｇｌｏｂｅｃｏｍ２０００、及び、Ｋａｎｇ等による「高速ディジタル伝送システム用モジュロ型ビタビ復号器（Ｍｏｄｕｌｏ−Ｔｙｐｅ Ｖｉｔｅｒｂｉ Ｄｅｃｏｄｅｒ ｆｏｒ Ｈｉｇｈ−Ｓｐｅｅｄ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ）」ＩＥＥＥ　Ｃｏｍｍ．Ｌｅｔ．、Ｖｏｌ．４、Ｎｏ．２、２０００年２月参照。
【０００５】
これらの従来技術による方法には、単一搬送波Ｍ値直交振幅変調（Ｍ−ＱＡＭ）システム、及び、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）に基づく多重搬送波システムが含まれる。これらは性能および実装の複雑さの観点において異なる。
【０００６】
加入者系無線システムは特に重要である。本記述においては、無線システムの基地局（「セルタワー」）は「送信機」と称し、加入者無線機（ｃｌｉｅｎｔ ｒａｄｉｏｓ）例えばセルラ電話は「受信機」と称する。これら基地局および加入者は両方とも信号を送信および受信できることを理解されたい。
【０００７】
この種の加入者系無線システムの１つの特性はその非対称的性質である。本システムは基地局（送信機）から多くの加入者（受信機）まで１つの大きいダウンリンクを有する。本システムは各個別加入者「受信機」から基地局「送信機」まで１つのより小さいアップリンクを有する。少数の基地局を設置して運営する設置コストは、比較的低コストの加入者無線機の大きさと比較して比較的高く、従って、基地局に更に処理を加えることによって、複雑性、電力消費、および、加入者のコストを最小限化するシステム設計を追求することとなる。
【０００８】
信号劣化を減らす従来技術による一解決方法は、受信機内に規模の大きな判定能力付き帰還等化器（イコライザ）を使用する。ただし、この解決方法は受信機のコンピュータの複雑さおよびコストを増大させる。マルチパス歪みが増大するにつれて、状況は悪化する。しばしば、受信機の等化器が収束することを援助するために、（情報）データと共に長いトレーニングシーケンスを送られなければならない。これは、所定の時間内に伝送可能な情報量を減少させる。
【０００９】
従って、受信信号の劣化を抑制し、かつ低コスト及び構造が単純な受信機からなる送受信システムを提供することが望ましい。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明は信号劣化を受信機の複雑さおよびコストを過度に増加させることなしに減らした無線送受信システムを提供する。本発明による送受信システムは適応型のチャネル事前符号化に基づく。本送受信システムにおいて、送信機は送信に先立って、入力データにダイナミックに適応性を持った事前符号化を適用する。事前符号化の適用は、受信機から受信するフィードバックに基づく。
【００１１】
フィードバックは、送信機が、受信機の等化器（イコライザ）の平均タップエネルギーおよびピーク−平均比率（ｐｅａｋ−ｔｏ−ａｖｅｒａｇｅ ｒａｔｉｏ）を決定することを可能にする。これは、時間的に変動するチャネル状態全体に渡って高信頼度の運営を可能にし、本発明を大きい妨害が伴う無線および有線システムにとって適当なものにする。更に、本発明に従った適応型の事前符号化を行う送受信システムは受信機の複雑さを軽減する。本送受信システムは、高忠実度を持つマルチメディア音声、データおよび、ビデオの送り出しが可能である。
【００１２】
本送受信システムは適応型のＴＨ（Ｔｏｍｌｉｎｓｏｎ−Ｈａｒａｓｈｉｍａ）事前符号化器及びモジュロ型ビィテルビ符号化器を使用する。本送受信システムは適応型の変調と空間ダイバーシティを組み合わせる。これらの特徴は次に示すの利点をうむ。
【００１３】
従来型の判定帰還等化器（ＤＦＥ）で経験されうる、エラー伝播問題は最小限化され、ＩＳＩが補償される。トレリスコードのフル符号化利得および等化利得が達成される。受信機のシステムとしての複雑さは著しく軽減される。空間ダイパーシティは送信ダイパーシティおよび適応型アンテナシステムを使用することによって達成され、スループット及びマルチパス妨害拒絶を改良する。適応型の変調は、ユーザへの異なるレベルのサービスを可能にすることにより、スペクトル効率及びサービス適用範囲を増大させる。
【００１４】
更に詳細には、本発明は、通信ネットワークにおいて送信される信号に適応型の事前符号化を行う方法および装置を提供する。ディジタル送受信システムはダウンリンクチャネル及びアップリンクチャネルを含む。本システムにおいて、送信機はダウンリンクチャネル上で信号を送信し、アップリンクチャネル上において信号を受信する。
【００１５】
送信機は複数のフィルタを有する事前符号化器を含む。各フィルタは対応するフィルタ係数を有する。また、送信機は、事前符号化器に結合されたフィルタ係数更新器を含む。本システムの受信機はダウンリンクチャネルにおいて信号を受け取り、アップリンクチャネルにおいて信号を送信する。受信機は複数のタップを有する線形等化器（イコライザ）を含む。各タップは対応するタップ係数を有する。係数更新器は、受信機の周波数応答を示すタップ係数に従って事前符号化器のフィルタ係数をダイナミックに更新するために構成される。
【００１６】
【発明の実施の形態】
本発明は、通信ネットワークにおいて信号劣化を減少させるディジタル送受信システムを提供する。ネットワークは無線でも有線でもよい。送受信システムにおいて、送信機はダウンリンクチャネル上で伝送される信号をダイナミック（動的）にそして適応性を持って事前符号化を行う。適応性はシステムの受信機からのアップリンクチャネルを経て取得された信号において検出される歪みに基づく。
【００１７】
本発明は、一般に受信機に用いられる判定帰還等化器（イーコライザ）が更に簡単に導入されることを可能にする。事前符号化は受信機の等化器のエネルギーレベル及びチャネルの周波数レスポンスの平坦さを分析することによってチャネル変化にダイナミックに適応させられる。
【００１８】
システムの説明
図１は本発明による送信機の主要符号化ステップを示す。ソースデータビット１０１はバイトに変換される１１０。バイトは、前方誤り訂正（ＦＥＣ）のためにリードソロモン（ＲＳ）符号化される１２０。符号化された信号は、ターボ符号化を用いてインタリーブされ１３０、信号をＱＰＳＫ、１６および３２ＱＡＭ配列にマッピングするためにトレリス符号化される１４０。その後、符号化された信号は、受信機から送信機へ等化関数を入れ換えるためにＴＨ（Ｔｏｍｌｉｎｓｏｎ Ｈａｒａｓｈｉｍａ）事前符号化を用いて適応性を持って事前符号化される３１０。本発明による事前符号化については以下に更に詳細に述べることとする。
【００１９】
事前符号化に続いて、信号は、ＩＦキャリヤ１０９に変調される１７０前に、バンドパスフィルタがかけられる１６０。ＩＦ信号は、特定の変調タイプを選択することによって決定される。
【００２０】
図４に示すように、受信機はこれらの動作を逆に実施する。先ず入力が復調され、次に、モジュロ型のビタビ復号化（ＭＶＤ）かなされ、モジュロ演算と従来型のビタビ符号化器（ＶＤ）が組み合わされる。従来型ＶＤと比較すると、ＭＶＤは、ＴＨ事前符号化器と関連して、システムの複雑さを著しく減少させる。
【００２１】
従来型ＴＨプリコーディング
図２は従来型のＴＨ事前符号化２００の構造を示す。引用によってここに組み込まれたＴｏｍｌｉｎｓｏｎ著「モジュロ演算を用いる新自動等化器（Ｎｅｗ Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｅｑｕａｌｉｚｅｒ Ｅｍｐｌｏｙｉｎｇ Ｍｏｄｕｌｏ Ａｒｉｔｈｍｅｔｉｃ）」（Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ　Ｌｅｔ．、Ｖｏｌ．７、１９７１年３月）、及びＴｏｍｌｉｎｓｏｎの米国特許４，８６０，３１７を参照されたい。ＴＨ事前符号化器においては、モジュロＮ加算器に、直列結合された遅延ラインが後続する。遅延ラインの出力は、重み付け係数Ｆ（ｚ）を有する乗算器を介して加算器にフィードバックされる。このタイプの配置構成は逆フィルタとして知られている。
【００２２】
簡素化のために、ここではベースバンド演算についてのみ記述することとする。記号２０１は、ｚ変換Ｈ（ｚ）効果を有するチャネルに関して、従来型の加算器の代りにモジュロＮ算術加算器２１０を用いて、送信機１００において等化または事前符号化される。パラメータＮは、伝送されるべき調節すみ記号を収容するために十分な大きさであるように選定され、等化は次のように達成される。
【００２３】
モジュロＮ加算器の出力を次に示す。
【００２４】
Ｙ（ｚ）＝（Ｘ（ｚ）−Ｙ（ｚ）［Ｈ（ｚ）−１］）ＭＯＤ（Ｎ）・・・（１）
【００２５】
ここで、Ｙ（ｚ）の大きさは常に−Ｎから＋Ｎまでの範囲内である。
【００２６】
この時間領域内において、対応するｙ［ｎ］は次のように表示される。
【００２７】
ｙ［ｎ］＝ｘ［ｎ］−ｙ［ｎ］＊（ｈ［ｎ］−δ［ｎ］）−ｋ［ｎ］Ｎ・・・（２）
【００２８】
ここで、ｋ［ｎ］はモジュール式演算を反映する時間変動整数である。従って、チャネル出力２０９は次のようになる。
【００２９】
ｒ［ｎ］＝ｙ［ｎ］＊ｈ［ｎ］＝ｙ［ｎ］＊［δ［ｎ］＋ｈ［ｎ］−δ［ｎ］］
＝ｙ［ｎ］＋ｙ［ｎ］（ｈ［ｎ］−δ［ｎ］）＝ｘ［ｎ］−ｋ［ｎ］Ｎ・・・（３）
【００３０】
入力ｘ［ｎ］は、受信機におけるモジュロＮ演算によりｒ［ｎ］をパスすることによって回復される。
【００３１】
受信機の対応する構成要素を図３に示す。受信信号２５１は、同様のモジュロＮ演算２６０をパスし、次に復調されてスライサデバイス２７０に対して比較され、その値、即ち出力データ２８０を決定する。
【００３２】
従来型のＴＨ事前符号化器２００の導入は簡単である。ただし、上記ＴＨ事前符号化形式は時間不変動なチャネル特性に一般的に適する。実際には、これは、特に無線リンクに関して現実に即していない。大部分の時間において、特に高度に移動性のある環境においては、チャネル特性は不変どころではない。
【００３３】
従って、時間に渡るチャネル特性を推定することが必要になる。実際、チャネル特性は複式通信リンク上で推定可能である。これは、２つの方法で実施可能である。
【００３４】
第１の方法では、受信機はそのチャネルパラメータの推定値を正常作動中に送信機へ送り返す。チャネルパラメータのあらゆる突然の変化は、係数Ｆ（ｚ）を適宜調節すること、または、正しいリンクが再度確立されるまでトレーニングシーケンスを送信するようにシステムをスイッチングすることによって訂正可能である。
【００３５】
第２の方法では、トレーニングシーケンスは、受信機からアップリンクを経て送信機へ周期的に送られる。このトレーニングシーケンスは、チャネルパラメータを推定するために、事前符号化器３１２によって使用されうる。
【００３６】
図３と同様にダウンリンク受信機を使用し、事前符号化器の係数Ｆ（ｚ）を調節するために、トレーニングシーケンスを送信機に送り返すことが可能である。ただし、これは、周波数依存フェーディングを持つ広帯域チャネルにとっては不十分である。
【００３７】
従って、我々は、次に示す適応型のチャネル事前符号化システムを発明した。
【００３８】
適応型ＴＨ事前符号化
システム構造
図４は本発明による適応型チャネル事前符号化送受信システムを示す。システム３００は、送信機（基地局）３１０、複式非対称通信チャネル３２０、及び、受信機（加入者無線）３３０を有する。以下の説明にいうては、従来技術において知られていることと実質的に異なる要素にのみ焦点を絞って説明する。
【００３９】
従って、送信機３１０は適応型ＴＨ事前符号化器３１２、送信フィルタ３１４、受信機復調器３１６及び係数更新器（ＣＵ）３１８を有する。ＴＨ事前符号化器３１２は幾つかの乗算器を有し、各乗算器は対応する重み付け係数Ｆ（ｚ）を有する。
【００４０】
上述したように、チャネル３２０は、「送信機」３１０から多数の「受信機」３３０までの大きいダウンリンク（チャネル）３２１、及び、個々の「受信機」から「送信機」３１０までのより小さいアップリンク（チャネル）３２２を有する。
【００４１】
受信機３３０は等化器／スライサ３３４に結合した復調器３３２を有する。利点として、本発明の受信機３３０内の等化器は、従来技術に使用される複雑な判定帰還等化器と異なり単純に線形である。
【００４２】
システムの動作
システム３００の作動に際し、事前符号化器３１２及びフィルタ３１４は入力データ３０１からダウンリンク３２１を介して伝送される信号を生成する。伝送された信号は受信機において受信および復調され、出力データ３０９を生成する。「受信機」３３０は、アップリンクを介してデータを「送信機」３１０に送り返す。受信機のデータは復調される。幾つかのデータは、以下に更に詳細に述べるように、ＴＨ事前符号化器３１２の係数Ｆ（ｚ）を更新するために用いられる。
【００４３】
特に、本発明のＴＨ事前符号化器３１２の重み付け係数Ｆ（ｚ）は、受信機の等化器３３４のタップ係数Ｃｉに従って周期的に更新される。タップ係数３１７を受け取った時に、ＣＵは、タップ係数Ｃｉの平方値を合計することにより、ダウンリンク受信機の等化器の全エネルギーＥを決定する。
【００４４】
Ｅ（ｔ）＝［Ｃ１（ｔ）２＋Ｃ２（ｔ）２＋・・・＋Ｃｎ（ｔ）２］／ｎ・・・（４）
【００４５】
ここで、ｎはタップＣｉの全個数である。Ｅ（ｔ）は時間の関数であることに注意されたい。フェーディングまたはマルチパス効果に起因する周波数応答におけるディップ（ｄｉｐ）は、等化器が補償を行おうとする時、ディップ位置に対応するこれらのタップの等化器の係数をＥ（ｔ）から偏向させる。この偏向は次式で測定される。
【００４６】
Ｄｉ（ｔ）＝［Ｃｉ−Ｅｃ］／Ｅ（ｔ）・・・（５）
【００４７】
ここで、Ｅｃは以下に示すように、トレーニングシーケンスを用いて決定された較正済みタップ係数であり、Ｄｉは全偏向である。本発明は、ＴＨ事前符号化器フィルタＦ（ｚ）係数を調節するためにＤｉ（ｔ）を使用する。
【００４８】
新規にダイナミックに適応させられたＦ（ｚ）を次に示す。
【００４９】
Ｆ（ｚ）＝［Ｄ１＊ｈ（１）＊ｚ−１＋Ｄ２＊ｈ（２）＊ｚ−２＋・・・＋Ｄｎ＊ｈ（ｎ）＊ｚ−ｎ］・・・（６）
【００５０】
図５は本発明の適応型ＴＨ事前符号化器３１２の重み付け係数Ｆ（ｚ）を更新するための回路を示す。本回路は２つの入力レジスタ４０１、４０２、１つの出力レジスタ４０３、及びデータを同期化するための１つの内部レジスタ４０４及びラッチ４０５を含む。ブロック４１０は、入力４１１として提供される復号されたタップ重みＣｉから「平方」係数Ｃｉ２を決定する。重みはブロック４２０において、上記の方程式（４）に従って累積される。プリセットされた較正済み係数Ｅｃ４１２はライン４１２上に供給され、ブロック４３０においてＤｉを決定するために、ブロック４２０の合計出力と組合わされる。出力は、単に重み付け係数Ｆ（ｚ）の「利得」係数として、図４のライン３１５上の事前符号化器３１２に送られる。
【００５１】
トレーニングシーケンス
図６に示すように本発明は、信号劣化を更に最小限化するように、ダウンリンク又はアップリンクチャネル上のいずれかにおいて伝送されたデータ５０２にトレーニングシーケンス５０１を更に加えることができる。トレーニングシーケンスは、受信機の等化器が初期収束（コンバーゼンス）を確立することを支援できる。また、トレーニングシーケンスは、ＥｃおよびＤｉに関する１組の基準値を算定するためにＣＵによっても使用可能である。
【００５２】
トレーニングシーケンスは多項式を用いて生成される事前定義済み疑似ランダム（ＰＮ）シーケンスである。該シーケンスは送信機および受信機にとって既知である。チャネル取得に際して、受信機の等化器は、受信したトレーニングシーケンスと比較するためにＰＮトレーニングシーケンスの局所的に記憶されたバージョンを使用し、両者の差異は適応型の等化器の係数を更新するために用いられる。等化器はトレーニング期間中収れんするので、判定誤りは徐々に減少する。これは、トレーニングシーケンスに後続する情報データ４０２に関する小さい判定誤りを保証する。
【００５３】
多重アンテナエレメント
本発明の適応型の事前符号化は、多重可変レートＱＡＭアンテナエレメントを有する送信機と組合わせ可能である。データは、異なるアンテナを介して伝送される。チャネル歪みまたは全タップ偏向Ｄｉが最小限化されるように、特定のアンテナが選定される。
【００５４】
我々は、一例として固定無線システムを用いて本発明について記述しているが、本発明のシステムは、例えばＡＤＳＬ、ＶＤＳＬ、およびｘＤＳＬなどのホームホーンネットワークのような有線システムと共に使用可能であることを理解されたい。本発明のシステムは、マルチレベルＱＡＭおよびＰＳＫ変調フォーマット、及び、例えば１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭ、ＱＰＳＫおよび８ＰＳＫのようなそれらの変形バージョンと共に動作する。
【００５５】
システムモデル
本発明に従った送受信システムのモデルは次に示す性能特性を有する。本モデルにおいて、内側トレリス（Ｔｒｅｌｌｉｓ）コードと連結された外側リードソロモン（ＲＳ）コードを備えたＤＯＣＳＩＳ準拠（ｃｏｍｐｌｉａｎｔ）ＦＥＣシステムが用いられる。内側符号化レートは帯域幅およびデータ速度に応じて可変であるが、ＲＳ符号化レートは（２０４、１８８）に固定される。ＱＰＳＫモードに関し、内側コード制約長さは７であり、サポートされるレートは１／２、２／３、３／４、５／６、７／８である。送信ダイバーシティ（ｔｒａｎｓｍｉｔ ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ）は基地局のみに適用される。大部分の実用システムにおいて、ダウンリンクデータ速度は、アップリンクデータ速度よりもはるかに早く、低速フェーディングが支配的である。ダウンリンク及びアップリンク両送信に関し、時分割多重（ＴＤＤ）による時分割多元接続（ＴＤＭＡ）形式であるものと仮定する。
【００５６】
本発明のシステムのビット誤り率（ＢＥＲ）性能は、付加的ホワイトガウシアンノイズ（ＡＷＧＮ）チャネルにおける一般的伝播モデルを用いて調査される。２つのアンテナ送信ダイバーシティシステムが用いられる。効果的なサービス適用範囲の改良および固定したサービス適用範囲に関する処理能力の向上が測定される。異なる伝播環境の下におけるシステムの性能を分析するために、２つの搬送波周波数、２ＧＨｚ及び２６ＧＨｚが調査される。変調とＦＥＣレートの各組に関する最大距離は等方性放射パワーの推定のものとに算定される。データ速度は１２、２４、及び、３６Ｍｂ／ｓが用いられる。モデルは、基地局側においてのみ空間ダイバーシティに基づく。移動端末からのアップリンクへの空間ダイバーシティの適用によっても追加利得が達成される。
【００５７】
【発明の効果】
モデル性能および効果
従来のＴＨ事前符号化器２００と固定チャネル応答を比較すると、上述のようにモデル化された、２つのアンテナ素子を有する適応型の事前符号化システムは１０−６のＢＥＲにおいて６ｄＢまでのＳ／Ｎ比改良を提供する。
【００５８】
ダウンリンク受信機における判定帰還等化器を使用する従来の送受信システムと比較すると、簡単な線形等化器を使用する本発明のシステムは、少なくとも７０％だけ受信機の複雑さを軽減させる。本発明のシステムは、レスポンスが更に高速であるという利点を有し、送信機において適応型の事前符号化をするので、従来技術による線形等化器のようにノイズを増大させることがない。
【００５９】
本発明の好ましい実施の形態の諸例を用いて記述したが、本発明の趣旨および範囲内において、他の様々な適応および修正が可能であることを理解されたい。従って、添付請求の範囲の目的は、本発明の真の趣旨および範囲内に所在する全てのこの種改変および修正を対象とすることにある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に従った送受信システムの構成図である。
【図２】従来型ＴＨ事前符号化器の構成図である。
【図３】図１に示す送受信システムにおける受信機の復調器／スライサの構成図である。
【図４】図１に示す送受信システムの選定された構成要素の構成図である。
【図５】図４に示す動的事前符号化器の係数を更新する回路の構成図である。
【図６】図１に示す送受信システムによって用いられるトレーニングシーケンスの構成図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【国際公開パンフレット】
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【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
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【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
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【国際調査報告】
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