(57)【要約】本発明では、ＤＣ／ＤＣフライバックコンバータにおけるノイズ放射を低減する方法が提案される。このコンバータにおいてノイズ放射は、ポンピング過程における充電電流をスイッチングすることによって発生する。上記のノイズ放射の低減は、最も簡単にはつぎのようにして達成される。すなわち、出力電圧に対する安定性条件を維持しながら、各ポンピング過程における電流遮断閾値および／または電流導通閾値を電流スクランブリングによって変更可能にすることによって達成されるのである。ノイズ放射をさらに改善するため、値の小さなＬＣフィルタを使用可能である。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＤＣ／ＤＣフライバックコンバータにおけるノイズ放射を低減する方法において、
ポンピング過程の列により、導通されるスイッチ（４）を用いて、直流電圧源（ＵＢ）からのチャージ電流により、電流遮断閾値に達するまで蓄積チョークコイル（２）をチャージし、
前記スイッチ（４）を遮断した後、蓄積したエネルギーを蓄積コンデンサ（１）にリチャージし、ここで当該のリチャージは、出力電圧に対する安定性条件を維持しながら下側の電流遮断閾値が変わるまで続けられることを特徴とする、
ＤＣ／ＤＣフライバックコンバータにおけるノイズ放射を低減する方法。
【請求項２】
前記出力電圧が所定の値に達すると直ちに前記ポンピング過程を終了する、
請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記のスイッチングの閾値の変更を、有利にはスイッチング周波数の変更を伴う電流レベルスクランブリングによって行う、
請求項１または２に記載の方法。
【請求項４】
前記の導通および／または遮断閾値に対して適切に選択される列を使用する際、前記の出力電圧に対する安定性条件を維持する、
請求項１から３までのいずれか１項に記載の方法。
【請求項５】
ノイズ除去フィルタ（７，９）が、境界値を維持するために設けられている、
請求項１から４までのいずれか１項に記載の方法。
【請求項６】
前記ノイズ除去フィルタ（７，９）は、電流レベルスクランブリングのないＤＣ／ＤＣフライバックコンバータの場合よりも小さな値で構成される、
請求項５に記載の方法。
【請求項７】
前記の蓄積コンデンサ（１）およびスイッチングトランジスタ（４）の電流回路に測定抵抗（１０）が接続されている、
請求項１から６までのいずれか１項に記載の方法。
【請求項８】
前記スイッチングトランジスタ（４）のスイッチ状態を、前記測定抵抗（１０）における電圧降下に依存して制御する、
請求項７に記載の方法。
【請求項９】
測定回路（５，６，１１〜１３）によって、前記測定抵抗（１０）における電圧降下を検出して、前記スイッチングトランジスタ（４）に対する制御信号を形成する、
請求項７または８に記載の方法。
【請求項１０】
前記測定回路（５，６，１１〜１３）は、有利にはヒステリシス特性曲線を有する比較器（６）を有する、
請求項９に記載の方法。
【請求項１１】
前記スイッチングトランジスタ（４）は、ＭＯＳ−ＦＥＴトランジスタである、
請求項１から１０までのいずれか１項に記載の方法。
【請求項１２】
ＤＣ／ＤＣフライバックコンバータにおけるノイズ放射を低減する方法を実施する装置において、
ＤＣ／ＤＣフライバックコンバータに制御手段が対応付けられており、
該制御手段により、安定性条件を維持しながら、異なる電流または時間に対するスイッチ過程が得られることを特徴とする、
請求項１から１１までのいずれか１項に記載の方法を実施するための装置。
【請求項１３】
ＤＣ／ＤＣフライバックコンバータにおけるノイズ放射を低減する方法の使用方法において、
自動車の車載電源に使用することを特徴とする、
請求項１から１１までのいずれか１項に記載の、ＤＣ／ＤＣフライバックコンバータにおけるノイズ放射を低減する方法の使用方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
従来の技術
本発明は、請求項１の上位概念に記載された、ＤＣ／ＤＣフライバックコンバータにおけるノイズ放射を低減する方法を出発点とし、ここでは一連のポンピング過程によって、供給された直流電圧を上昇させる。
【０００２】
供給された直流電圧を昇圧するフライバックコンバータを有する回路は、すでに数多くが公知である。このようなフライバックコンバータでは、蓄積チョークコイルが、電流スイッチオフ閾値に達するまでスイッチを介してチャージされる。このスイッチを開いた後、上記の蓄積チョークコイルに含まれていたエネルギーは、蓄積コンデンサにリチャージされ、これは蓄積チョークコイルの電流が、導通のレベルに減少するまで続けられる。ポンピング過程と称される、直流電圧の上昇は、上記の蓄積コンデンサが所定の電圧に充電されるまで繰り返して続けられる。
【０００３】
ＤＣ／ＤＣフライバックコンバータの出力電圧は、フライバックコンバータの出力側における、連続する２つのエネルギー取り出し間の最小許容時間が、最大可能なリチャージ時間よりもつねに大きい場合に安定であり、ここでこのリチャージ時間は、取り出したエネルギーを交換するために必要な時間である（フライバックコンバータの出力電圧に対する安定性の条件）。
【０００４】
この方法において欠点であることが判明したのは、電流を導通オフするための固定の所定の閾値によって、ほぼ一定の周波数を有する三角形状の電流経過が蓄積チョークコイルに発生することである。通用している理論によれば、この三角形状の電流信号は、フーリエ解析をすると、基本振動の他に高調波を含んでおり、ここでこの高調波は、スペクトル的に離散の周波数で放射され、この高調波によってノイズ放射が形成されるのである。従来の技術では、これらの不所望のノイズ放射を、例えば、ノイズ除去フィルタ（Ｌ／Ｃフィルタ）によって減衰して、所定のノイズ放射限界値を達成することができる。しかしながらこのノイズ除去フィルタは比較的大きな値を有しているため、これは一方では構造形態から見て煩雑であり、また他方ではそのコストから見て高くついてしまうのである。
【０００５】
発明の利点
これに対して請求項１の特徴部分に記載された特徴を有する、ＤＣ／ＤＣフライバックコンバータにおけるノイズ放射を低減する本発明の方法はつぎのような利点を有する。すなわち、各ポンピング過程の後、電流オフおよび／電流導通閾値を変化させるだけでノイズ放射をすでに低減できるという利点を有するのである。これにより、ノイズ放射に対する所定の境界値を殊に有利にもより一層良好に維持することができるのである。
【０００６】
従属請求項に記載した手段によって、請求項１に記載した方法の有利な発展形態および改善が可能である。殊に有利であるのは、安定性の条件を維持しながら、個々のポンピング過程の電流ストローク（Stromhub）も持続時間も共にほぼ統計的に分散することである。これによって、固定のスイッチング周波数がなくなり、基本振動および高調波振動の周波数で含まれるエネルギーが、より広い周波数帯域に分散される。このことは、蓄積チョークコイルにおける電流の増大および減少速度がほぼ一定であるという条件の下で成り立つ。目下のポンピング周波数とも称することできるスイッチング周波数の変更は、有利に選択した列によって行われ、ここでこの列は、蓄積チョークコイルにおけるチャージ電流に対する大きさの異なるオフおよび導通閾値の列である。
【０００７】
純粋な下端スクランブリング（Unterkantenverwuerfelung）では、同じ境界条件（同じ給電電圧、蓄積チョークコイルの同じ飽和特性など）で、導通閾値の考えられ得るほぼすべての列に対してつぎのようなリチャージ時間が得られる。すなわち、電流スクランブリング（Stromverwuerfelung）なしで固定的に設定される、下側の導通電流レベルにおいて発生し得るリチャージ時間よりもつねに短いリチャージ時間が得られるのである。この手段によって有利にもノイズ放射が低減される。
【０００８】
ノイズ放射をさらに低減するためには比較的小さなノイズ除去フィルタで十分であり、ここでのこのノイズ除去フィルタは、スクランブルが行われない場合に、あらかじめ設定される境界値を下回るために必要となり得るノイズ除去フィルタよりも小さい。
【０００９】
電流スクランブリングによって蓄積コンデンサの充電過程を制御するため、有利には測定抵抗を設ける。この抵抗を介して目下の電流を検出して、また相応する制御回路により、この電流を制御することができる。例えば、ヒステリシス特性曲線を有する比較器を用いることによって、この回路装置の振動傾向を抑圧することができる。
【００１０】
スイッチとしてＭＯＳ−ＦＥＴトランジスタを使用することも有利である。それはこのタイプのトランジスタは、市場に流通しており、大きな電力損失なしに電流を高速にスイッチングできるからである。本発明の方法は有利には、ＤＣ−ＤＣ−フライバックコンバータを含む装置ないしは回路装置によって実施することが可能である。
【００１１】
有利な適用領域は自動車の車載電源である。その理由は、不所望の高調波により、複雑な電子機器に障害が発生し易いからである。
【００１２】
図面
本発明の実施例を図面に示し、以下に詳しく説明する。
【００１３】
図１は、フライバックコンバータに対する回路図を示しており、図２ａ〜２ｃは、電流スクランブリングのない通例の電流経過を有する線図、下端電流スクランブリングを有する線図、および導通およびオフ電流レベルのスクランブリングをそれぞれ示しており、図４は、電流スクランブリングはないが従来のフィルタを有する周波数経過を示しており、図５は、小さなフィルタによる実施例を示しており、図６は電流スクランブリングのない、大きなフィルタによる周波数経過を示している。
【００１４】
実施例の説明
まず図１において回路図に基づき、ＤＣ／ＤＣフライバックコンバータの動作を詳しく説明する。
【００１５】
有利にはバッテリＵＢである直流電圧源は、フィルタコイル７を介し、蓄積チョークコイル２と、導通方向に接続されたダイオード３と、蓄積コンデンサ１とによって、測定抵抗１０を介してアースに接続されている。アース点は、バッテリのアース点に接続されている。蓄積コンデンサ１においては端子ＵＡとアース点ＭＰとの間で、昇圧された直流電圧を取り出すことができる。ダイオード３および蓄積コンデンサ１に並列にスイッチングトランジスタ４の出力パスが接続されており、ここでこのトランジスタはＭＯＳ−ＦＥＴトランジスタまたは類似のもので形成される。スイッチングトランジスタ４は、制御回路５によって駆動制御され、この制御回路そのものは、測定抵抗１０における電圧降下によって制御される。ここでは２つの前置抵抗１１，１２と、ヒステリシスを有する比較器６とを介して、測定抵抗１０における電圧降下を検出する。比較器の２つの入力側の間には、ノイズ除去コンデンサ１３が設けられている。さらにバッテリ端子ＵＢにフィルタコンデンサ９がアースに対して接続されている。またフィルタコイル７と蓄積チョークコイル２との間に保護コンデンサ８がアースに対して接続されている。
【００１６】
制御回路５は電子回路を含んでおり、これは導通電流閾値よびオフ電流閾値の列を形成して、個々のポンピング過程に対してそれぞれ異なる持続時間および電流ストロークが得られるようにする。ここでこれらの電流閾値を選択して、安定性の条件を維持しながら、電流信号の周波数経過において離散的な周波数が発生しないようにする。
【００１７】
図２〜６に基づきこの装置の動作を詳しく説明する。図２ａ，２ｂおよび２ｃには、電流経過を有するそれぞれ異なる線図が示されている。図２ａには標準的なＤＣ／ＤＣフライバックコンバータの電流経過が示されている。この電流経過に対して典型的であるのは、導通電流レベルＩｅもオフ電流レベルＩａも共に、各ポンピング過程において大きさが同じことである。これによってポンピング過程毎に蓄積コンデンサ１に対してほぼ同じ充電時間ないしは一定のスイッチング周波数が得られる。この電流曲線に基づいて、比較的大きくかつ狭帯域の放射レベルが得られ、ここでこれらは広い周波数帯域にわたって分散し、また車載電源網において不所望のノイズを発生し得るのである。
【００１８】
これに対して図２ｂには、オフ電流レベルＩａが一定に保たれている一方で導通電流レベルが一定に保たれていない電流経過を有する線図が示されている。これは、電流レベルスクランブリングと称され、この場合には下端スクランブリングと称される。このように下端をスクランブリングすることによって、例えば、それぞれ異なるスイッチ導通電流レベルＩｅ１，Ｉｅ２，Ｉｅ３等が得られる。この電流経過に対して典型的であるのは、純粋な下端スクランブリングにおいて、蓄積チョークコイル２からのエネルギーはつねに、同じ大きさのままであるスイッチオフ電流レベルＩａから蓄積コンデンサ１にリチャージされることである。このフライバックコンバータは、スクランブルされた導通電流レベルから導通される。リチャージ時間が、所定の最大値を上回らないようにするため、導通電流レベルＩｅ１〜Ｉｅ３は、例えば、導通電流レベルＩｅ１〜Ｉｅ３が固定されている際にも最大のリチャージ時間が維持される電流領域においてのみスクランブルされる。
【００１９】
図２ｃには択一的な電流経過が示されており、ここでは下端も上端も共にスクランブルされている。択一的な実施形態では、純粋な上端スクランブリングも使用される。
【００２０】
適切な電源網、例えば、自動車の電源網においてＤＣ／ＤＣフライバックコンバータを使用する際の実際のノイズ放射は、オシロスコープまたは周波数アナライザによって測定することができる。本発明の動作の仕方を詳しく説明するため、図３〜６では種々異なる実験装置に対してそれぞれ異なる測定曲線を示した。適切な電源網として、例えば、自動車の電源網をシミュレーションし、スペクトル曲線を、周波数０．５２５〜１６５０ＭＨｚの中波領域（曲線Ｂ）において、ないしは周波数０．１５５〜０．２８５ＭＨｚの長波領域（曲線Ｃ）において示した。さらに曲線Ａがプロットされており、ここでこれはノイズ放射に対する所定の境界値をシミュレーションするものである。
【００２１】
図３の曲線は、導通閾値Ｉｅ１〜Ｉｅ３に対して下端スクランブリングが行われる図２ｂによる電流経過の線図に相応する。フライバックコンバータに対するベースは、図１ｃの回路であり、ここでは保護コンデンサ８の他にはさらなるＬＣフィルタは使用されていない。２つの曲線ＢおよびＣからわかるのは、所定の実験条件において、ある程度のノイズ放射が低減されるが、これはまだ部分的に、所定の境界値曲線Ａの上側にあることである。リチャージ時間はこの実験において、固定された最小の導通電流レベルにおいて発生する、最大のリチャージ時間を上回らないことにも注意すべきである。
【００２２】
図４にはこれとの比較において、スクランブリングの代わりにＬＣフィルタ（位置７，９）が使用されたフライバックコンバータにおける周波数スペクトルが示されている。しかしながらこの手段は十分ではない。それはノイズ放射値が比較的大きく、また曲線Ｂの下側の周波数領域において、曲線Ａの所定の境界値を上回っているからである。
【００２３】
これに対して放射問題に極めて効果的であり、本発明による解決手段が図５に示されている。ここでは導通電流レベルも遮断電流レベルも共にスクランブルされており、付加的に上に述べた図４のＬＣフィルタ７，９が使用されている。ここでは下側のＡＭ領域においてさえも放射境界値が維持され、基本振動さえも消されている。
【００２４】
本発明の択一的な実施形態では、導通電流レベルのスクランブリングだけを行い、場合によってはフィルタと組み合わせる。電流ストロークによって類似の結果が得られる。それはスペクトル的な拡散の度合いは、個々のポンピング過程の持続時間に大きく依存するからである。
【００２５】
図６には比較のため、固定の導通電流レベルおよび遮断電流レベルを有する、公知のフライバックコンバータにおける周波数スペクトルが示されている。図５に示した方法と比較すると、使用したＬＣフィルタ組み合わせ７，９は、所要のキャパシタンス値についてファクタ５だけ、またインダクタンス値についてファクタ１０だけ大きく設計されている。確かにここでも曲線Ａの所定の境界値が維持されているが、インダクタンスおよびキャパシタンスに対する値は、極めて大きく、例えば車載電源にマイナスの影響を与え得る。この欠点は、図５に記載した本発明の実施例においては存在しない。それはこれがはるかに小さく設計されたＬＣフィルタで動作するからである。上記の個々の実施形態に共通であるのは、異なる電流または時間においてスイッチングないしはスイッチ過程を発生させる手段が設けられていることである。
【００２６】
本発明の方法の動作に重要であるのは、出力電圧の安定性が保証されるリチャージ時間に対する上記の条件を維持することである。最大限に許容されるリチャージ時間を越えて繰り返し発生するリチャージ時間の「振り子運動」（pendeln）は、出力電圧の破綻に結び付くことになり得る。それは蓄積コンデンサに対する充電バランスがもはや満たされなくなり、ひいては出力電圧に対する安定性の条件が満たされなくなるからである。
【００２７】
離散的な周波数を消滅させるが安定性の条件を満たさないスイッチオン電流閾値およびスイッチオフ電流閾値の列が存在するため、制御回路において導通電流閾値および遮断電流閾値のつぎのような列だけが形成されるようにしなければならない。すなわち、一方ではノイズ信号のスペクトルにおいて離散的な周波数を形成せず、他方ではフライバックコンバータが負荷をかけられた際に安定性の条件を満たしかつ安定した出力電圧を保証する導通電流閾値および遮断電流閾値が形成されるようにしなければならないのである。
【００２８】
純粋な下端スクランブリングにおいては、その他の点では境界条件が同じであれば、すなわち給電電圧、蓄積チョークコイルの飽和特性などが同じであれば、電流スペクトルにおける離散の周波数を消滅させる、導通電流閾値の考えられ得るほとんどすべての列が、安定性の条件をも満足する。制御回路により、各リチャージ過程において、導通電流閾値および遮断電流閾値に対する適切に選択された同じ列が繰り返されるかぎり、その他の点で条件が一定であれば一定のリチャージ時間が得られ、またこの構成において時間的な「振り子運動」が発生しない。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】フライバックコンバータに対する回路図である
【図２】電流スクランブリングのない通例の電流経過を有する線図、下端電流スクランブリングを有する線図、および導通および遮断電流レベルのスクランブリングを有する線図である
【図３】下端スクランブリングが行われる図２ｂの電流経過に相応する、周波数経過を示す線図である
【図４】電流スクランブリングはないが従来のフィルタを有する周波数経過を示す線図である
【図５】小さなフィルタを有する実施例における周波数経過を示す線図である
【図６】電流スクランブリングのない、大きなフィルタによる周波数経過を示す線図である。
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【国際公開パンフレット】
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【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
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【手続補正書】
【提出日】平成15年1月13日(2003.1.13)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＤＣ／ＤＣフライバックコンバータにおけるノイズ放射を低減する方法であって、
ポンピング過程の列によって所定の値の出力電圧を形成し、
導通されるスイッチ（４）を用いて、直流電圧源（ＵＢ）からのチャージ電流により、電流遮断閾値に達するまで蓄積チョークコイル（２）をチャージし、
前記スイッチ（４）を遮断した後、前記蓄積チョークコイルに蓄積したエネルギーを、下側の電流遮断閾値に達するまで蓄積コンデンサ（１）にリチャージし、ここで当該のリチャージを出力電圧に対する安定性条件を維持しながら行い、
ここで該安定性条件を選択して、ＤＣ／ＤＣフライバックコンバータの出力側における連続する２つのエネルギー消費間の最小許容時間が、取り出したエネルギーの交換に必要な最大リチャージ時間よりつねに長くなるようにした形式の、ＤＣ／ＤＣフライバックコンバータにおけるノイズ放射を低減する方法において、
前記の電流導通閾値または電流遮断閾値または両者が変更可能であり、
当該の電流スイッチング閾値の変更を電流レベルスクランブリングによって行うことを特徴とする、
ＤＣ／ＤＣフライバックコンバータにおけるノイズ放射を低減する方法。
【請求項２】
前記の導通および／または遮断閾値に対して適切に選択した列を使用することによって、前記電流スイッチング閾値の変更を行う、
請求項１に記載の方法。
【請求項３】
フィルタリングをノイズ除去フィルタ（７，９）にて行ない、
該ノイズ除去フィルタ（７，９）は、電流レベルスクランブリングのないＤＣ／ＤＣフライバックコンバータの場合よりも小さな値で構成される、
請求項１または２に記載の方法。
【請求項４】
前記の蓄積コンデンサー（１）およびスイッチングトランジスタ（４）の回路に設けられた測定抵抗（１０）を用いて電圧測定を行う、
請求項１から３までのいずれか１項に記載の方法。
【請求項５】
前記スイッチングトランジスタ（４）のスイッチ状態を前記測定抵抗（１０）における電圧降下に依存して制御する、
請求項１から４までのいずれか１項に記載の方法。
【請求項６】
測定回路（５，６，１１〜１３）によって、前記測定抵抗（１０）における電圧降下を検出して、前記スイッチングトランジスタ（４）に対する制御信号を形成する、
請求項４または５に記載の方法。
【請求項７】
ヒステリシス特性曲線を有する比較器（６）を備える測定回路（５，６，１１〜１３）を使用する、
請求項６に記載の方法。
【請求項８】
前記スイッチングトランジスタ（４）として、ＭＯＳ−ＦＥＴトランジスタを使用する、
請求項１から７までのいずれか１項に記載の方法。
【請求項９】
自動車における車載電源において、
請求項１から８までのいずれか１項に記載の方法で作動される少なくとも１つのＤＣ／ＤＣフライバックコンバータ使用することを特徴とする、
自動車における車載電源。
【国際調査報告】
2004526397.tif 000028
2004526397.tif 000029
2004526397.tif 000030
2004526397.tif 000031
2004526397.tif 000032
2004526397.tif 000033