(57)【要約】雑音消去回路は中間信号を与えるため、信号プラス雑音をより大きい割合の雑音を含んでいる信号とを比較する手段を含んでいる。２つの信号の類似性の比較は改良された雑音消去を行うため最初の比較の減衰されたバージョンとさらに比較され、信号が得られるトランスデューサで発生される回路中の歪みが考慮される。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
雑音消去回路において、
信号エレメントと雑音エレメントを有するための第１の信号の第１の入力と、
少なくともより少ない振幅の前記信号エレメントを有している第２の信号のための第２の入力と、
第１と第２の信号の一方の反転された形状である反転された信号出力を生成するための第１のインバータ装置と、
他方の信号と反転された信号とを加算して中間信号を生成する第１の加算器と、
中間信号を反転して反転された中間信号を生成するための中間インバータ装置と、
前記他方の信号と前記反転された信号と前記反転された中間信号とを加算して出力を生成する第２の加算器とを具備している雑音消去回路。
【請求項２】
第１のインバータ装置は第１の加算器と動作可能に接続されている第１の反転された信号の出力を有する第１のインバータと、第２の加算器と動作可能に接続されている第２の反転された信号の出力を有する第２のインバータとを具備している請求項１記載の回路。
【請求項３】
第１の信号と反転された信号と反転された中間信号の雑音振幅を平衡させて、それを出力で実質上消去する手段を含んでいる請求項１または２記載の回路。
【請求項４】
平衡させる手段は少なくとも１つの可変利得増幅器を含んでいる請求項３記載の回路。
【請求項５】
第１のインバータは可変利得増幅器を含んでいる請求項４記載の回路。
【請求項６】
中間インバータは可変利得増幅器を含んでいる請求項４または５記載の回路。
【請求項７】
第２の加算器の出力は可変利得増幅器に接続されている請求項４、５、６のいずれか１項記載の回路。
【請求項８】
中間インバータは中間信号を減衰させる請求項１乃至７のいずれか１項記載の回路。
【請求項９】
第１の入力に動作可能に接続されている第１のトランスデューサと、第２の入力に動作可能に接続されている第２のトランスデューサとを含んでおり、第２のトランスデューサは第１のトランスデューサにより受信される信号エレメントに関して信号エレメントを少なくとも減衰された振幅で受信されるように構成および／または配置されている請求項１乃至８のいずれか１項記載の回路。
【請求項１０】
第１および／または第２のトランスデューサは第２のトランスデューサによる信号エレメントの受信を禁止するように構成および／または配置されている請求項９記載の回路。
【請求項１１】
トランスデューサはマイクロホンである請求項９または１０記載の回路。
【請求項１２】
トランスデューサはマイクロホンであり、第２のマイクロホンは信号エレメントを受信するためのバッフルと共におよび／または信号ソースからさらに離れて配置される請求項６記載の回路。
【請求項１３】
マイクロホンは指向性であり、第１のマイクロホンは信号の受信の主方向に沿って第２のマイクロホンの前方に配置されている請求項１２記載の回路。
【請求項１４】
マイクロホンの受信面は０．２ｍｍ乃至２．５ｍｍの範囲の距離、好ましくは０．６２５ｍｍの距離だけ隔てられている請求項１３記載の回路。
【請求項１５】
第１のインバータ装置は反転された信号を生成するために第２の入力からの第２の信号を反転するように配置されている請求項１乃至１４のいずれか１項記載の回路。
【請求項１６】
第１および第２の信号はさらに高い周波数の雑音を減衰するためにローパスフィルタで濾波される請求項１乃至１５のいずれか１項記載の回路。
【請求項１７】
信号エレメントと雑音エレメントを有する第１の信号を、少なくともそれより小さい振幅の前記信号エレメントを有する第２の信号と比較して中間信号を生成し、
第１の信号と第２の信号の比較から中間信号を減算して雑音が減少されている出力を生成することを含んでいる雑音消去方法。
【請求項１８】
信号エレメントと雑音エレメントを受信するように配置されている第１のマイクロホンと、バッフルと共に配置されている第２のマイクロホンを具備し、第１のマイクロホンに関して少なくともさらに小さい振幅の信号エレメントを受信する雑音消去回路のマイクロホン装置。
【請求項１９】
第１のマイクロホンが第２のマイクロホンにより信号エレメントを受信するためのバッフルとして作用するように第２のマイクロホンは第１のマイクロホンに関して配置されている請求項１８記載のマイクロホン装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は雑音消去に関する。
【背景技術】
【０００２】
可聴またはその他の周波数範囲における雑音消去は通常は所望の信号プラス雑音の第１の入力と、雑音だけの第２の入力とを使用する理論に基づいている。１つの入力は他方に関して位相が反転され、２つの入力はその後、（両入力に共通の）雑音が消去され、所望の信号が残るように加算される。実際に使用される技術は基本的な理論が他の考察に入れないのでこれよりも精巧である。入力信号が得られる入力トランスデューサ（例えば可聴周波数範囲のマイクロホン）もまた理想的ではなく、したがって異なる程度で２つの入力に歪みを生じさせる。さらに理論は所望の信号が第２の入力に存在せずまたは少なくともそこで減衰されることを要求する。
【０００３】
雑音消去に対する基本的な方法を改良する従来技術は出力信号の濾波を含んでいる。しかしながら濾波は雑音信号を管理可能な電気量に変換するプロセス、およびそれに続く信号処理により雑音信号に与えられる歪みについて考慮することを無視している。
【０００４】
別の技術はアナログ信号をデジタル化し、残留する雑音を解決するためにデジタル信号処理を適用することである。
【０００５】
提案されている他の雑音減少方法は信号ピックアップ（例えばマイクロホンのために）の位相アレイの使用を含んでいる。これらは融通が利かず高価である。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
雑音消去の基本的な技術は多年にわたって知られているにもかかわらず、第１および第２の入力における２つの信号に存在する歪みのために不完全な雑音消去は信号自体の任意の比較に関連しないこのような濾波等の付加的な技術によってのみ解決されている。雑音消去が効率的である程度の限定は変換された信号の歪みに少なくとも部分的に存在する。例えば対または他のグループ化して使用されるマイクロホンは同一ではなく、所定の入力で正確に同一の信号を発生しない。整合されたマイクロホン対はこの問題を最少にするために使用されることができるがこれらは完全に同一ではなく、少なくともさらに高価である。別の問題はソースに関するトランスデューサの間隔である。マイクロホンは異なる位置に配置され、それ故、僅かに異なる雑音シミュレーションに露出される。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明によると、雑音消去回路が提供され、これは信号エレメントと雑音エレメントを有する第１の信号の第１の入力と、少なくともより少ない振幅の前記信号エレメントを具備する第２の信号の第２の入力と、第１と第２の信号の一方の反転された形状である反転された信号出力を発生するための第１のインバータ装置と、他の信号と反転された信号を加算して中間信号を発生する第１の加算器と、中間信号を反転して反転された中間信号を発生するための中間インバータ装置と、他の信号と反転された信号と反転された中間信号を加算して出力を発生する第２の加算器とを具備している。
【０００８】
また、本発明によると、信号エレメントと雑音エレメントを有する第１の信号を、少なくともより少ない振幅の前記信号エレメントを具備する第２の信号と比較して中間信号を発生し、第１の信号と第２の信号の比較から中間信号を減算して出力を発生する雑音消去方法が提供されている。
【０００９】
本発明は直観的ではない特定の有効な効果を与える。これは本発明の回路が第２の入力で変換されるとき受信された信号の雑音をそれ自体と比較し、第１および第２の入力における雑音を別々に比較することにより少なくとも減少される雑音をさらに減少するためである。効果は類似の応答を比較することにより雑音を消去し、それによって歪みの影響をなくすことであり、その歪みの影響により既知の原理にしたがって先に行われた消去は効果が少なくなる。第１の入力と、第２の入力と中間信号の比較によって、回路入力における歪みの影響も考慮される。雑音消去の効果は第２の加算器における信号の相対的な減衰／増幅にしたがって所定の応用で最適化されることができる。
【００１０】
好ましくは、トランスデューサは第１および第２の入力に接続され、それによって信号は受信され、そこに雑音消去プロセスが適用される。
【００１１】
本発明の特別な形態では、第１のインバータ装置は第２の入力から第２の信号を反転して、反転された信号を発生するように構成されている。
【００１２】
本発明は特に可聴周波数範囲に応用可能であるが、それに限定されない。本発明は任意の周波数範囲と、入力により生じる歪みの影響が考慮されるべきである応用に対して応用される。
【００１３】
好ましくは、第２の入力はトランスデューサを使用することにより得られ、第１の入力と接続されているトランスデューサは第２のトランスデューサにより信号エレメントの受信を減少するように構成されおよび／または配置されている。例えば、トランスデューサがマイクロホンであるとき、第２の入力と接続されている１つのマイクロホンは信号エレメントの受信方向で第１の入力と接続されているマイクロホンの存在によりまたは付加的なバッフルにより信号エレメントの受信でバッフルされるように構成されることができる。マイクロホンの場合、受信面は０．２ｍｍ乃至２．５ｍｍの範囲の距離、好ましくは０．６２５ｍｍの距離だけ隔てられていることが好ましいことが発見されている。代わりに、バッフルは雑音マイクロホンに到達する信号を減衰するために導入されることができる。第２の（雑音）マイクロホンにより受信される信号エレメントの減衰は正面のマイクロホンのバッフリング効果と、信号ソースからの第２のマイクロホンの距離によるものである。したがって、マイクロホンは指向性であることが好ましい。
【００１４】
信号の減算および反転はアナログドメインの演算増幅器を使用して実行されることが好ましい。しかしながら、他のアナログ回路技術はトランジスタ増幅器のような効果を等しくするために使用される。
【００１５】
本発明の好ましい実施形態では、第１および第２の信号はそれぞれローパスフィルタで濾波される。この信号調整は信号の高周波数雑音の特徴的なスパイクを平滑にする。結果として、消去される信号は低いパワースペクトル密度の広い（鋭敏ではない）ターゲットを示す。消去技術は回路が位相歪みと、一方または両者の入力信号のタイムシフトに対して感度がないためローパスフィルタで濾波された信号に適用されるときさらに効率的である。
【００１６】
本発明はアナログ信号がデジタルデータに変換されるとき幾らかの不所望の雑音がアナログデジタル変換段で加算されるデジタルドメインに対して同等に応用可能である。同一の信号処理歪みの発生は最初にデジタル化された信号プラス周囲雑音の最初にデジタル化された信号の反転された形態を、小さい振幅信号エレメントおよび中間デジタル信号の反転された形態に比較することにより解決されることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
本発明は種々の方法で実施されることができ、そのうちの幾つかを添付図面を参照して例示により説明する。
図１を参照すると、可聴周波数の雑音消去回路はエレクトレット音声マイクロホン12の第１の入力10を具備している。マイクロホンはトランスデューサであり、音響信号をアナログ電気信号へ変換する。音響信号はマイクロホンのダイナミック範囲内の周囲雑音を伴っている。回路の出力でさらに忠実な信号を得るために可能な限り多くの雑音を消去しなければならない。第２の入力14はそれに接続されたエレクトレット雑音マイクロホンを有する。第１の入力10および第２の入力14の両者は負の電圧レール（−）と、正の電圧レール（＋）にそれぞれ接続されている５キロオームのプルアップ抵抗18／20との間に接続されている。ダイナミック型（電磁型）結晶またはカーボンのようなパワー接続を必要としない任意の他の形態のマイクロホンが使用されてもよい。指向性マイクロホンは信号のピックアップで少なくとも幾らかの選択性を与えるので望ましい。
【００１８】
各入力10／14の信号レベルは利得が１の非反転演算増幅器22／24によりバッファされる。音声／雑音マイクロホン12／14のバッファ増幅器22／24の出力は図１ではそれぞれ点Ｃ、Ｄとしてラベルを付けられている。雑音マイクロホン16からの点Ｄの非反転入力は１対の反転演算増幅器26／28の反転入力に接続されており、１対の反転演算増幅器26／28はまた供給電圧の全スイングに関してそれらの出力を中心にするためにそれぞれの非反転入力により中間供給電圧基準レベル30にも接続されている。演算増幅器26は利得０．８５を有する反転減衰器として配置され、点Ｄの信号の反転され減衰された形状の点Ｅの信号を与える。演算増幅器28は点Ｄの信号の点Ｅ' の利得０．７２を有する反転減衰器として配置される。信号の減衰の他の設定（例えば１利得）は例えばマイクロホンと使用される他の回路コンポーネントと供給電位に基づいている。演算増幅器26と28の利得は、残りの回路に過剰な負担を与えないようにまたは雑音消去機能を害さないように、類似の振幅の信号を与えるために同一であるか十分近いことが好ましい。
【００１９】
点ＣとＥの信号は抵抗Ｒ11とＲ12を通って点Ｆで結合され、それによって点Ｃの音声信号は事実上点Ｅの雑音信号の反転され減衰された形態に加算される。点Ｆにおけるこれらの２つの信号の加算の効果は理論上、共通であるが、逆位相の信号の消去を実現し、それぞれ（即ち雑音）は減衰器26により生じる点Ｄの信号減衰を受ける。しかしながらこれは実際にはそうではないことがよく知られている。これはマイクロホン12と16で受信される信号が、例えばシステムの非線形と熱的および時間的なコンポーネントのドリフトによって異なる歪みを受けるためである。したがって１つのラインの雑音は単に忠実であるが他の反転された形態であることは事実ではない。過去に、濾波およびその他のさらに精巧な技術によって残留する雑音の問題を解決することが考慮されたが、本発明はこの比較結果を使用してそれを回路に再度適用することにより雑音を減少する。
【００２０】
点Ｆの減少された雑音は利得が１の非反転増幅器32によりバッファされ、１．９５の利得を有する補償反転増幅器34により増幅される。増幅器32の出力は図１では点Ｇとして示されている点Ｃの信号の反転された形態からなる中間信号である。Ｇの信号は点Ｅの信号に関して減衰される。
【００２１】
回路中の点Ｈでは、点Ｅ' における第２の反転減衰器28からの信号は抵抗Ｒ９、Ｒ13、Ｒ14により点Ｃの信号と、点Ｇの中間信号に加算される。結合された信号は利得１の非反転増幅器36によりバッファされ、交流結合器38により濾波され、直流成分を除去し、出力40に接続される。
【００２２】
図２は本発明によるマイクロホン12、16の配置を示している。各マイクロホンが１よりも多くの方向から音響をピックアップすることができ、それは主要な受信方向を有し、その意味で指向性である。図２に示された雑音マイクロホン16は約０．６２５ｍｍ（１／４インチ）のその受信面を有してその音声マイクロホンの受信面の後方に配置される。このようにして、音声マイクロホンは所望の入力信号（即ちスピーチ）に対して十分に露出されるが、所望の信号が雑音マイクロホンで減衰されるように雑音マイクロホンによって同じ所望の信号を受信するためにバッフルを与える。このようにして雑音マイクロホンは音声マイクロホンよりも比較的大きい割合の雑音信号入力を受信する。音声および雑音マイクロホンの配置は応用、使用されるマイクロホンのタイプ、所望の信号ソースからの距離等にしたがって異なり、状況にしたがって経験的に得られることができる。
【００２３】
図３は図１の回路の変更された形態を示している。調節可能な利得を有する増幅器42は増幅器26と28の機能を実行するために使用される。したがって、基本的に同一である点ＥとＥ' の信号は単に図３の点Ｅで示されており、並列して抵抗Ｒ12とＲ14に接続されている。この点で単一の増幅器だけを使用することにより信号を平衡することがさらに容易であることが分かる。
【００２４】
図４は図１の回路の点ＣとＤで読取ったときの２つの変換された信号を示している。これらはそれぞれ（例示のための基本的な正弦波の場合の）所望の音声信号と、所望の信号に重畳された歪みを有する雑音成分とを有する。これらは両者とも同一の雑音ソースに露出されているので類似しているが、点Ｄの音声信号は少なくとも部分的に雑音マイクロホン16の正面の音声マイクロホン12のバッフリング効果および／または図２で示されているように音響ソースからの相対的な距離のために、点Ｃの雑音信号に関して約０．１５だけ僅かに減衰されている。
【００２５】
図５は点ＤとＥの波形の比較を示しており、後者の波形は点Ｄの波形の減衰され反転された形態である。これは同様に点Ｅ' の波形にも等しい。点Ｅの波形は例えば回路コンポーネントの製造許容誤差によって２つのマイクロホン12／16間の小さい物理的および電気的な差に関連して小さいランダム変化が信号に誘起されるので、Ｄの負の“汚れた”形態として考えることができる。
【００２６】
図６は点Ｃ、Ｆ、Ｇの信号を示している。点Ｆの信号は点Ｃと点Ｅの逆位相信号の加算のために減少された振幅、減少された雑音信号であるが、２つのマイクロホンの異なる歪みの影響により生じた変換された雑音信号成分の相違性のために依然として大きな雑音生成物を含んでいる。点Ｇの信号は回路でそれ自体が使用される点Ｆの信号の反転され減衰された形態である。点Ｃの信号は点Ｆの信号と比較するために示されており、同様に減衰された音声信号にもかかわらず雑音の減少が存在することを示している。これは従来技術が濾波に適用される回路および残りの雑音を解決する他の技術の点を示している。
【００２７】
図７は（図６のように）点Ｆの信号と比較されたときの点Ｃの信号、また点ＣとＥ' の信号が点Ｆの信号の反転された形態に加算された後の点Ｈの信号と比較したとき（即ち点Ｇの信号）を示している。本発明を適用した結果として、点Ｈの信号は類似の出力音声信号の振幅では点Ｆよりも遥かに小さい雑音を含んでいることが認められる。本発明はトランスデューサによる信号中の付加的な歪みを解決する。本発明は点Ｄの雑音マイクロホンの出力間の基本的な差からＦにおける雑音が減少され反転され減衰された信号であるＧの信号を加算することによりこれを行う技術を提供する。
【００２８】
点Ｈの雑音を改良される程度まで消去する回路の種々の演算増幅器の利得において平衡された設定に到達するように、演算増幅器34の抵抗Ｒ８は調節可能にされている。（両方のマイクロホンが等しい雑音入力を受信するために）主要な受信方向が雑音ソースに対して直角であるようにマイクロホン装置を図２で示されているように配置することによって、Ｒ８の値は演算増幅器36の雑音出力が最小にされるまで調節される。例えば演算増幅器26と28の利得値のように回路の他の演算増幅器の利得値を同一の最終結果へ調節することも可能である。しかしながら、Ｒ８は行われなければならない調節の数を限定するので選択には便利な抵抗である。
【００２９】
本発明を可聴周波数に関して説明した。しかしながら、本発明はその他の周波数範囲および、１つの信号を別の形態に変換する歪みの影響が雑音減少の目的のために比較される信号で異なる歪みを有する応用に対して同等に適用可能である。
【００３０】
本発明は客観的および主観的の両者で有効な信号対雑音の改良を行う。客観的には、信号対雑音の改良は音声認識ソフトウェアのようなスピーチ復号方式で特別な利点を有することが発見される。主観的には、再生された音声の明瞭さは特に電話および無線およびその他のアナログ／デジタルスピーチ通信システムで有用である。
【００３１】
好ましい実施形態は演算増幅器、基本的な抵抗、キャパシタ、トランスデューサ等の非常に容易に利用可能なコンポーネントを使用し非常に容易に集積回路に構成されることができることが前述の説明から認識されるであろう。本発明は特に製造段階で装置へ一体化し、または有線および無線電話のような既存のプロダクトに対する付加的な装置として適切である。
【００３２】
図８は同一の参照符号が類似の部分で使用されている本発明の別の実施形態を示している。この回路の入力では、それぞれ信号および雑音チャンネルの演算増幅器50、52は利得を有する。出力はまた１ではない利得を有する演算増幅器54を有する。ある種の応用では出力を増加することが必要である。少なくとも部分的に入力を増幅し、雑音の任意の増幅に回路による同一の雑音消去を受けさせることによりこれを行い、出力の増幅を制限することが有効であることが発見されている。
【００３３】
回路の動作を要約するため、点Ｃにおける所望の信号プラス雑音は点Ｅ' のさらに雑音の多い信号の反転された形態と、点ＣとＤの信号の比較により発生された点Ｇにおける雑音を消去された信号の反転されて減衰された形態との両者と結合される。これは図９でブロック図の形態で示されている。歪みのために、雑音は点ＣとＤの信号間で完全に同一ではないので点Ｇにおいて多くの応用では十分に消去されない。この調節された形態における信号を反転された雑音信号と音声信号と加算することによって実質上、種々の点における信号の増幅／減衰係数の相対的な選択にしたがって出力40の雑音はさらに減少される。
【００３４】
図１０Ａおよび図１０Ｂは本発明のさらに別の実施形態を示している。図面では図１および８の部分に対応する部分は同じ参照符号で与えられている。この実施形態では、点Ｄの信号は４ｋＨｚのカットオフ周波数を有する２次のチェビシェフローパスフィルタ60の入力に与えられる。フィルタ60の出力は先に参照した点Ｅに等しい出力を与えるために利得１のインバータ62により反転される。同様に、点Ｃの信号は２次のチェビシェフフィルタ64によりローパスフィルタで濾波され、利得１のインバータ66により反転される。
【００３５】
インバータ62の出力は調節可能な増幅器68の入力に与えられ、それは可変フィードバック抵抗70を有し、図３の点Ｅに等しい点Ｅ''において出力を与える。フィードバック抵抗70の調節にしたがって、増幅器は減衰器として作用するように調節される。
【００３６】
それぞれのマイクロホン12／16からの信号はスムース（減衰された高周波数）で、（雑音マイクロホン信号の場合）反転され減衰された出力の形態である。これらはバッファ増幅器32へ高いインピーダンスの入力を与えるために抵抗Ｒ11とＲ12の後の（図１、２、８の点Ｆに等しい）点Ｆ' で加算される。これらはまた可変フィードバック抵抗74を有するさらに別の調節可能な増幅器72へ高いインピーダンスの入力を与えるために抵抗Ｒ13とＲ14の後に点Ｈ' で加算される。
【００３７】
点Ｈ' で加算された信号は（図１、２、８の点Ｇに等しい）点Ｇ' でインバータ76の出力に接続される。点Ｆ' で加算された信号はバッファ32によりバッファされ、可変抵抗78を有する（図１と８のインバータ34に等しい）調節可能な利得インバータ76により反転される。したがって、点Ｆ' とＨ' で加算された信号はＧ' で結合され、これは前述したように点Ｅの信号に関して減衰される。
【００３８】
本発明のこの実施形態にしたがって、濾波と逆位相化は実質上同一であるが電気的には別々である各信号で行われる。濾波され反転された信号は抵抗Ｒ11、Ｒ12、Ｒ13、Ｒ14で高インピーダンス入力として与えられる。信号の１つの逆位相（反転された）組合わせは点Ｆ' で行われ、他は別に点Ｈ' で行われる。点Ｆ' での逆位相の結合は点Ｈ' の他の逆位相信号に加算される“補償信号”を決定するために使用される。結果として点Ｈ' での信号の最適な逆位相の組合わせが得られる。点Ｈ' の信号は基本的な有効に雑音を消去された出力である。これはその後バッファ72によりバッファされ、さらに２次のチェビシェフフィルタ80によりローパスフィルタで濾波される。フィルタの出力は調節された雑音の消去された出力を与えるために前述したように40で交流結合される前にバッファ82によりさらにバッファされる。
【００３９】
所定の状態、マイクロホンおよび出力で図１０の回路を設定するため、以下の手順が使用される。
１．可変抵抗70と78をゼロに設定する。
２．増幅器のフル利得で可変抵抗74を設定する。
３．オシロスコープを出力40へ接続し、主要な受信方向が雑音の位置に直交するように雑音および音声マイクロホンを配置する。
４．オシロスコープの振幅出力を最小にするために抵抗70を調節する。
５．オシロスコープの振幅出力を最小にするためにさらに抵抗78を調節する。
６．雑音ソース方向へマイクロホンを再度方向付けする。
７．所望の出力振幅を実現するため抵抗78と74を調節する。
【００４０】
本発明のデジタル構造と同様に、他のコンポーネントが説明した回路の異なる部分で同一の効果に使用されることも可能であることを当業者は認識するであろう。例えば、図１、８、１０の回路のフィルタは必要とされるカットオフ周波数および減衰レートを与える任意の適切なアクチブまたはパッシブ装置とすることができる。実施例はバターワース、エリプティカル、ベッセルフィルタと、デジタルドメインにおける無限および有限インパルス応答フィルタを含んでいる。マイクロホン入力に対するフィルタ26、28または60、64の目的はこれらがさらにスムース（減衰された高周波数）な形態であるように所定のスペクトルで高周波数雑音により生じる信号の雑音成分の典型的に特徴的なスパイクを減少させることである。雑音の特徴的な濾波されていないスパイクは完全ではない位相と振幅の比較が存在するときに効果が少ないことが発見されている。これは回路コンポーネントおよび／またはマイクロホンにより導入される位相シフトまで回路の感度を減少する効果を有する。これは雑音消去性能を非常に改良する。本発明はコンポーネントの正確な整合に依存しないので、ローパスフィルタの濾波から得られた増加された許容度は特に有効な効果である。
【００４１】
本発明は多数の異なる方法で実現されることができることが前述の説明から明白であろう。本発明はここで説明されたものに限定されず、特許請求の範囲の技術的範囲によってのみ規定される。
【図面の簡単な説明】
【００４２】
【図１】本発明の１実施形態の回路図。
【図２】本発明で使用される可聴マイクロホンの方向付けの説明図。
【図３】図１の回路の別の形態の回路図。
【図４】図１の回路における信号のグラフ。
【図５】図１の回路における信号のグラフ。
【図６】図１の回路における信号のグラフ。
【図７】図１の回路における信号のグラフ。
【図８】別の実施形態にしたがった回路図。
【図９】本発明にしたがった一般化されたブロック図
【図１０Ａ】さらに別の実施形態にしたがった回路図。
【図１０Ｂ】さらに別の実施形態にしたがった回路図。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０Ａ】
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【図１０Ｂ】
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【国際公開パンフレット】
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【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
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【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
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【国際調査報告】
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