(57)【要約】地面に対するエア・ビークルの高度を求めるレーダ高度計は、第１信号をデジタル変調するデジタル・シーケンサを備える。デジタル・シーケンサに結合された送信機は、変調された第１信号を含むレーダ信号を地面に向けて送信する。受信機は、地面から反射されたレーダ信号を受け取る。受信されたレーダ信号は、変調された第１信号を含む。受信機に結合されたデジタイザは、変調された第１信号のデジタル・サンプルを発生する。デジタイザに結合されたデジタル信号プロセッサは、変調された第１信号のデジタル・サンプルを、デジタイザから受信し、受信されたデジタル・サンプルを復調し、復調したデジタル・サンプルを処理して、復調したデジタル・サンプルに基づいて、高度データを出力する。
2004503788.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
地面に対するエア・ビークルの高度を求めるレーダ高度計であって、該高度計は、
第１信号をデジタル変調するデジタル・シーケンサと、
デジタル・シーケンサに結合されており、変調された第１信号を含むレーダ信号を地面に向けて送信する送信機と、
地面から反射され、変調された第１信号を含むレーダ信号を受信する受信機と、
受信機に結合されており、変調された第１信号のデジタル・サンプルを発生するデジタイザと、
デジタイザに結合されており、変調された第１信号のデジタル・サンプルをデジタイザから受信し、受信されたデジタル・サンプルを復調し、復調されたデジタル・サンプルを処理し、復調されたデジタル・サンプルに基づいて高度データを出力するデジタル信号プロセッサと、
を備えるレーダ高度計。
【請求項２】
請求項１に記載のレーダ高度計において、
前記デジタル・シーケンサが、第１信号をパルス変調および位相変調する、レーダ高度計。
【請求項３】
請求項２に記載のレーダ高度計において、
前記デジタル・シーケンサが、第１信号を復調するために、位相変調データを前記デジタル信号プロセッサに提供する、レーダ高度計。
【請求項４】
請求項１に記載のレーダ高度計において、該高度計はさらに、
前記デジタイザに結合されており、デジタイザに関するサンプリング周波数を確立する無線周波数クロック信号を発生するクロック信号発生器を、
備えるレーダ高度計。
【請求項５】
請求項４に記載のレーダ高度計において、デジタイザの前記サンプリング周波数が、約１００ＭＨｚよりも大きい、レーダ高度計。
【請求項６】
請求項４に記載のレーダ高度計において、
前記デジタル・シーケンサがさらに、
前記クロック信号発生器に結合されており、クロック信号から第１信号を発生する中間周波数発生器を備える、レーダ高度計。
【請求項７】
請求項１に記載のレーダ高度計において、該高度計はさらに、
第２信号を発生する無線周波数発振器と、
前記無線周波数発振器および前記デジタル・シーケンサに結合されており、第１信号と第２信号とをミックスして、送信用のレーダ信号を生成するミキサと、
を備えるレーダ高度計。
【請求項８】
請求項７に記載のレーダ高度計において、
前記デジタル・シーケンサがさらに、
前記無線周波数発振器に結合されており、格納コード・データおよび温度データに基づいて、第２信号の周波数を変化させる周波数制御信号を発生する周波数アジリティ手段を備える、レーダ高度計。
【請求項９】
請求項８に記載のレーダ高度計において、前記周波数制御信号が、パルス幅変調信号である、レーダ高度計。
【請求項１０】
請求項１に記載のレーダ高度計において、前記デジタル・シーケンサが、フィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ（ＦＰＧＡ）である、レーダ高度計。
【請求項１１】
請求項１に記載のレーダ高度計において、該高度計はさらに、
受信され変調された第１信号をフィルタするフィルタを備え、
前記デジタル・シーケンサがさらに、
振幅の減少を伴う、受信され変調された第１信号の減衰を、フィルタに増大させるための減衰制御信号を発生する感度範囲制御装置を備える、レーダ高度計。
【請求項１２】
請求項１１に記載のレーダ高度計において、前記減衰制御信号が、パルス幅変調信号である、レーダ高度計。
【請求項１３】
請求項１に記載のレーダ高度計において、
前記デジタル信号プロセッサがさらに、
受信されたレーダ信号のレベルを所定の閾値信号レベルと比較し、送信レーダ信号のパワーを制御するための送信パワー制御信号を出力する送信パワー制御手段を備える、レーダ高度計。
【請求項１４】
請求項１に記載のレーダ高度計において、
前記デジタル信号プロセッサがさらに、
前記送信機以外の源から発する信号を拒否するための手段を備える、レーダ高度計。
【請求項１５】
請求項１に記載のレーダ高度計において、該高度計はさらに、
前記デジタイザによって出力されたデジタル・サンプルを格納するメモリであって、選択されたデジタル・サンプルを前記デジタル信号プロセッサに出力するように、前記デジタル・シーケンサによって制御されるメモリを、
備えるレーダ高度計。
【請求項１６】
地面に対するエア・ビークルの高度を求める方法であって、該方法は、
第１信号をデジタル変調するステップと、
変調された第１信号を含むレーダ信号を地面に向けて送信するステップと、
変調された第１信号を含む、地面から反射されたレーダ信号を受信するステップと、
変調された第１信号のデジタル・サンプルを発生するステップと、
選択されたデジタル・サンプルをデジタル復調し、復調された選択デジタル・サンプルに基づいて、高度データを発生するステップと、
を含む方法。
【請求項１７】
請求項１６に記載の方法において、前記第１信号が、パルスおよび位相コード・データに基づいて、デジタル変調される、方法。
【請求項１８】
請求項１６に記載の方法において、該方法はさらに、
デジタル・サンプルの発生のために、サンプリング周波数を確立する無線周波数クロック信号を発生するステップを、
含む方法。
【請求項１９】
請求項１８に記載の方法において、前記第１信号が、クロック信号から発生される、方法。
【請求項２０】
請求項１６に記載の方法において、該方法はさらに、
格納コード・データおよび温度データに基づいて、送信レーダ信号の周波数を変える周波数制御信号をデジタル的に発生するステップと、
受信されたレーダ信号のレベルを所定の閾値信号レベルとデジタル的に比較し、送信されたレーダ信号のパワーを制御するための送信パワー制御信号を出力するステップと、
を含む方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の背景】
本発明は、レーダ高度計に関連し、より詳細には、低傍受可能性（ＬＰＩ：Ｌｏｗ Ｐｒｏｂａｂｉｌｉｔｙ ｏｆ Ｉｎｔｅｒｃｅｐｔ）コヒーレント・レーダ高度計に関連する。
【０００２】
高性能ＬＰＩ能力、高高度動作、周波数アジリティ、送信パワー管理、および位相コード化拡散スペクトル送信フォーマットを備える既存のレーダは、大きなマルチボード・アセンブリである。レーダ高度計が、全ての制御および信号処理機能をデジタル化し、その結果、システムが、単一デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）チップ、および一組の無線周波数（ＲＦ）ハイブリッド回路にまとまること、が望ましい。例えば、送信信号の変調は、通常、離散アナログ回路を用いて行われる。変調プロセスをＤＳＰ内に移すことによって、多数の制御回路およびインターフェース・リードがなくなる。各機能をＤＳＰ内でデジタル的に行うことにより、この機能は、離散印刷回路板（ＰＣＢ）回路から省かれるだけでなく、その関連制御インターフェース回路およびインターフェース・ピンアウトも省かれる。さらに、高いサンプリング周波数（例えば１２０ＭＨｚ）でデジタイザを走らせることにより、通常の高解像度増強機能（例えばプログラム可能遅延線、ＲＦ広帯域ゲート、および相関機能）が省かれる。
【０００３】
既存のレーダ高度計で生じる問題は、処理フィルタの中心周波数に対する送信信号の周波数ドリフトである。この問題を解決するには、比較的煩雑な回路でドリフトを補償する必要があり、またはドリフトを包含するのに十分に広い処理帯域幅を使用する必要があり、これは感度を低下させる。レーダ高度計が、感度の低下をもたらさずにドリフトを補償するためのより簡単な手段を提供すること、が望まれる。
【０００４】
【発明の簡単な概要】
地面に対するエア・ビークル（Ａｉｒ　Ｖｅｈｉｃｌｅ：飛行乗り物）の高度を求めるためのレーダ高度計は、第１の信号をデジタル変調するためのデジタル・シーケンサを備える。デジタル・シーケンサに結合された送信機は、変調された第１の信号を含むレーダ信号を地面に向けて送信する。受信機は、地面から反射されたレーダ信号を受信する。受信されたレーダ信号は、変調された第１の信号を含む。受信機に結合されたデジタイザは、変調された第１の信号のデジタル・サンプルを発生する。デジタイザに結合されたデジタル信号プロセッサは、変調された第１の信号のデジタル・サンプルをデジタイザから受信し、受信されたデジタル・サンプルを復調し、復調されたデジタル・サンプルを処理して、復調されたデジタル・サンプルに基づいて高度データを出力する。
【０００５】
本発明のレーダ高度計が、制御および信号処理機能をデジタル化することにより、システムは、単一デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）チップ、シーケンサ・チップ、および一組の無線周波数（ＲＦ）ハイブリッド回路にまとまることが可能になる。レーダ高度計は、デジタイザ・サンプリング周波数源から中間周波数送信信号を発生することによって、処理フィルタの中心周波数に対する送信信号の周波数ドリフトを補償する。したがって、ＩＦ送信信号は、サンプリング周波数および処理フィルタ中心周波数でドリフトする。
【０００６】
【詳細な説明】
図１は、本発明による低傍受可能性（ＬＰＩ）コヒーレント・レーダ高度計のブロック図を示す。好ましい実施形態において、レーダ高度計１０は、エア・ビークル（Ａｉｒ　Ｖｅｈｉｃｌｅ：飛行乗り物）内に組み込まれている。レーダ高度計１０は、フィルタ／ドライバ１２と、クロック１４と、温度センサ１６と、送信アンテナ１８と、送信機２０と、ドライバ２１と、シーケンサ２２と、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）２４と、受信アンテナ２６と、受信機２８と、ドライバ／感度範囲制御（ＳＲＣ：Ｓｅｎｓｉｔｉｖｉｔｙ Ｒａｎｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ）フィルタ２９と、中間周波数（ＩＦ：Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）増幅器フィルタ３０と、デジタイザ３２と、メモリ３４と、送信パワー積分器／ドライバ３６とを含む。
【０００７】
送信機２０は、アンテナ１８を介して、ＲＦエネルギーのパルスを送信する。ＲＦエネルギーは、シーケンサ２２によって生成されるパルス圧縮バイフェーズ・コード・フォーマットを用いて、変調される。送信機２０の出力パワーは、ＤＳＰ２４によって閉ループ様式で制御され、ＤＳＰ２４は、送信パワー積分器／ドライバ３６に結合されている。送信機２０の出力パワーは、敵の検出器による検出可能性が低くなるように、ＤＳＰ２４によって最小限に抑えられる。
【０００８】
アンテナ２６は、地面から反射されたレーダ信号を受信する。受信された信号は、受信機２８によって増幅され、ＩＦにミックスダウンされ、ＩＦ増幅器フィルタ３０によってさらに増幅されて、帯域制限される。デジタイザ３２は、受信信号をデジタル化して、デジタル化サンプルをメモリ３４に出力する。
【０００９】
シーケンサ２２は、（ＤＳＰ２４によって求められ、内部範囲ラインでシーケンサ２２に通信される）現在高度遅延に応じた地面リターン・サンプルを選択し、選択したサンプルをメモリ３４からＤＳＰ２４へシフトする。次いで、ＤＳＰ２４は、次のサンプル・セットが範囲内のより近傍で取られるか、または範囲内のさらに外で取られるかを判定し、新たな内部範囲コマンドを発生する。その結果が、閉ループ高度追跡サーボであり、それにより、高度が変化するときに、ＤＳＰ２４は、シーケンサ２２にフィードバックされる内部範囲コマンドを変更するために使用される範囲追跡誤差の尺度を発生する。ＤＳＰ２４は、内部範囲から出力高度を発生する。
【００１０】
図２は、シーケンサ２２およびＤＳＰ２４に関して追加の詳細を含む本発明のレーダ高度計の第２ブロック図を示す。図２に示されるように、受信機２８は、低雑音増幅器（ＬＮＡ）４０と、ミキサ４２とを含む。送信機２０は、送信増幅器１００と、ＩＦオフセット・ミキサ１０２と、無線周波数（ＲＦ）ＶＣＯ１０４とを含む。
【００１１】
ＤＳＰ２４は、追跡チャネル４４Ａと、検証チャネル４４Ｂと、レベル・チャネル４４Ｃと、高度較正メモリ７８とを含む。追跡チャネル４４Ａは、位相復調器４６Ａと、相関フィルタ４８Ａと、検出器５０Ａと、減算ブロック５２と、積分器５４とを含む。検証チャネル４４Ｂは、位相復調器４６Ｂと、相関フィルタ４８Ｂと、検出器５０Ｂと、閾値検出器６４とを含む。レベル・チャネル４４Ｃは、位相復調器４６Ｃと、相関フィルタ４８Ｃと、検出器５０Ｃと、取得閾値検出器７４と、レベル閾値比較器７６とを含む。好ましい実施形態において、ＤＳＰ２４の全ての構成要素は、ソフトウェアとして実施されるが、ハードウェアを使用することもできる。
【００１２】
シーケンサ２２は、距離ゲート発生器８０と、パルス幅変調器８２と、感度範囲制御（ＳＲＣ）ブロック８４と、探索／追跡制御ブロック８６と、ＩＦオフセット周波数発生器８８と、範囲遅延位相コード発生器９０と、パルス／位相変調器９４と、位相コード発生器９６と、パルス発生器９８と、パルス幅変調器１０８と、合計（ｓｕｍ）ブロック１１０と、送信周波数アジリティ（ａｇｉｌｉｔｙ）・コード・ブロック１１２と、周波数較正メモリ１１４とを含む。好ましい実施形態において、シーケンサ２２は、フィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ（ＦＰＧＡ）である。
【００１３】
送信信号のフォーマットと共に、送信用のレーダ信号を発生する役割を担う図２に示される構成要素を、図２〜図４を参照しながら最初に説明する。これらの構成要素は、送信アンテナ１８と、送信機２０と、フィルタ／ドライバ１２と、ドライバ２１と、クロック１４と、シーケンサ２２とを含む。レーダ信号の送信を説明した後、レーダ信号を受信して処理するための構成要素を、再び図２を参照しながら説明する。これらの構成要素は、受信アンテナ２６と、受信機２８と、ＩＦ増幅器フィルタ３０と、デジタイザ３２と、メモリ３４と、ＤＳＰ２４とを含む。
【００１４】
レーダ信号を発生するために、クロック１４は、クロック信号をＩＦオフセット周波数発生器８８に提供する。好ましい実施形態において、クロック１４は、１２０ＭＨｚの周波数で動作するが、他の周波数を使用することもできる。ＩＦオフセット周波数発生器８８は、レーダ送信信号に対するオフセット信号を発生する。好ましい実施形態において、ＩＦオフセット周波数発生器８８は、クロック１４からの入力クロック信号を４で割り、３０ＭＨｚで、クロック信号を出力する。
【００１５】
パルス／位相変調器９４は、位相コード発生器９６およびパルス発生器９８からの位相コードおよびパルス・データを受信し、ＩＦオフセット周波数発生器８８から受信されたオフセット信号をパルス変調し、かつ位相変調して、さらに、変調信号をドライバ２１に出力する。
【００１６】
図３Ａ〜図３Ｄは、送信信号に関する変調の発生の一例を示す。図３Ａは、ＩＦオフセット周波数発生器８８からの３０ＭＨｚオフセット信号を示す。図３Ｂは、位相コード発生器９６によって提供される位相コードの一部分を示す。位相コード信号は、２つの位相、すなわちハイ（０度）とロー（１８０度）とを含む。図３Ｃは、パルス発生器９８によって発生されるパルスを示す。図３Ｄは、パルスおよび位相変調後の３０ＭＨｚオフセット信号を示す。図３Ｄに示されるように、変調器９４は、同相では３０ＭＨｚ波形を通し、位相遷移時に反転させる。変調器９４は、パルス発生器９８によって発生されるパルスを使用して、位相変調波形を所望のパルス幅内にとどめる。
【００１７】
図４Ａ〜図４Ｂは、送信信号に関する好ましいフォーマットを示す。低い高度（図４Ａ）では、「チップ」と呼ばれる個別のバイフェーズ変調された比較的狭いパルスからなる非埋込コードが、発生される。各チップは、１ビットのコード・ワードを表す。好ましい実施形態において、３１ビット・コード・ワード（Ｎ＝３１）が、レーダ高度計１０によって使用されるが、他のコード長を使用することもできる。低い高度で望まれる高い精度を提供するために、各チップの幅は、好ましくは８〜６４ナノ秒、または４〜３２レーダ・フィート（１．２〜９．８ｍ）である。チップ間またはパルス繰返し間隔（ＰＲＩ）間のスペーシングは、好ましい実施形態において、４マイクロ秒である。このとき、非埋込フォーマットでの３１ビット・コード・ワードは、４マイクロ秒または２０００フィート（６１０ｍ）の間隔を取られた３１個のパルスからなり、全ワード長は、３１×２０００＝６２，０００フィート（１９ｋｍ）となる。したがって、コード・ワードは、それぞれ６２，０００フィート（１９ｋｍ）を繰返し、６２，０００フィート（１９ｋｍ）の高度を超えるまで、不明確さのない動作をもたらす。
【００１８】
典型的には、より狭い送信パルスが、より良い精度をもたらす。しかし、狭いパルスにはそれほど多くのエネルギーがなく、したがってより高い高度では同じように作動しない。より広いパルスは、高感度を提供する傾向があるが、精度は低くなる。より高い高度（図４Ｂ）では、コード・ワード全体が、比較的広い個別の変調チップをもつ単一の広いパルスとして埋め込まれ、最大の感度が望まれ、精度はあまり考慮されないより高い高度で、大きなデューティ・サイクルがもたらされる。例えば、非常に高い高度（例えば約４０，０００フィート（１．２ｋｍ））での３１ビット埋込フォーマットは、各４１６フィート（１２７ｍ）幅（８３２ナノ秒）の３１個の位相変調チップからなる場合があり、全パルス幅は、４１６×３１＝１２，８９６フィート（４ｋｍ）幅になり、６４０００フィート（２０ｋｍ）パルス繰返し間隔では約２０％のデューティ・サイクルをもたらす。
【００１９】
送信信号の変調は、送信周波数スペクトルを拡散するように設計され、敵の傍受受信機による検出可能性が非常に低い信号をもたらす。変調はさらに、大きな送信パルス幅で精密な範囲解像度を可能にし、非常に高いデューティ・サイクルを有する動作を可能にして、より低いピーク・エネルギーを用いてより高い感度をもたらす。
【００２０】
ドライバ２１は、パルス／位相変調器９４から受信された信号を増幅し、増幅した信号をＩＦオフセット・ミキサ１０２に出力する。ＩＦオフセット・ミキサ１０２は、ドライバ２１からの３０ＭＨｚのパルスおよび位相変調された信号を、ＲＦ　ＶＣＯ１０４からのＲＦ信号とミックスして、ＲＦ信号の３０ＭＨｚオフセットをもたらす。ミキサ１０２はまた、望ましくない側波帯を減衰させるために単側波帯変換を行う。ＩＦオフセット・ミキサ１０２は、オフセット信号を送信増幅器１００に出力する。送信増幅器１００が信号を増幅して、十分な地面リターン信号を発生するのに必要なパワーを提供する。送信アンテナ１８は、増幅信号を地面に送信する。
【００２１】
ＲＦ　ＶＣＯ１０４は、好ましくは、約４．３ＧＨｚで動作する。ＲＦ　ＶＣＯ１０４の周波数は、温度と共に変化する。出力が非常に大きく変化する場合、広帯域送信信号は、アンテナ１８および２６の帯域幅の外になる可能性がある。温度センサ１６（図１に示される）は、温度データを提供し、このデータは、周波数較正メモリ１１４に格納された温度補償ルックアップ・テーブルへの入力として働く。温度補償ルックアップ・テーブルは、温度変動のもとで動作しながら比較的狭いアンテナ帯域の中心にＲＦ　ＶＣＯ１０４の中央周波数を維持するように設計されている。ＲＦ　ＶＣＯ１０４は、所望の４．３ＧＨｚ中央動作周波数付近で、周波数ホッピングするように制御されている。周波数アジリティまたは周波数ホッピングは、送信信号の周波数スペクトルをさらに拡散し、検出可能性を低減させる。ＲＦ　ＶＣＯ１０４の周波数アジリティは、送信周波数アジリティ・コード・ブロック１１２内のルックアップ・テーブルによって提供され、このテーブルは、ランダム・コードを含む。ルックアップ・テーブルに格納されたランダム・コードに基づいて、送信周波数アジリティ・コード・ブロック１１２は、周波数変化データを合計ブロック１１０に出力する。合計ブロック１１０は、周波数変化データを、周波数較正メモリ１１４からの温度補償データに追加し、所望の動作周波数の数値表示を発生する。パルス幅変調器１０８は、結果として得られた数値を使用して、対応するパルス幅変調信号を生成し、これがフィルタ／ドライバ１２に出力される。パルス幅変調信号は、フィルタ／ドライバ１２によってフィルタされて、ＲＦ　ＶＣＯ１０４をドライブするのに十分なレベルのＤＣ電圧を提供する。パルス幅変調および後続のフィルタリングは、Ｄ／Ａ変換器を使用せずに、デジタル出力をアナログに変換するための安価な手段である。
【００２２】
レーダ信号が送信された後、地面から反射された信号は、受信アンテナ２６によって受信される。受信アンテナ２６によって受信されたリターン信号は、ＬＮＡ４０によって増幅される。ミキサ４２は、増幅されたリターン信号を、ＲＦ　ＶＣＯ１０４によって出力されたＲＦ発振器信号とミックスし、ＩＦ増幅器フィルタ３０にＩＦオフセット信号を出力する。ＩＦオフセット信号は、ＩＦ増幅器フィルタ３０によって増幅され、デジタイザ３２に出力される。
【００２３】
ＩＦ増幅器フィルタ３０の感度は、現行高度に基づいて調節されて、レーダ高度計１０が漏れ信号を追跡することを防止する。漏れ信号は、まず地面によって反射されず、送信アンテナ１８から受信アンテナ２６に直接進む信号である。漏れ信号は、送信と受信との遅延が実質的にないので、ゼロ・フィートを表す。レーダ高度計１０は、ゼロ・フィートまで下がって動作しなければならないので、漏れ信号にロックする危険がある。したがって、この誤った高度ロックを防止するために、ＩＦ増幅器フィルタ３０の感度が、高度に基づいて調節される。ＳＲＣ機能ブロック８４は、積分器５４から現行範囲データを受信する。現行範囲に基づいて、ＳＲＣ機能ブロック８４は、減衰制御信号を出力する。パルス幅変調器８２とドライバ／ＳＲＣフィルタ２９との組合せは、デジタル減衰制御信号をアナログ信号に変換し、これがＩＦ増幅器フィルタ３０に出力される。減衰制御信号により、ＩＦ増幅器フィルタ３０は、低い高度でのＩＦリターン信号の減衰を増大し、より高い高度での減衰を低減するようになる。低い高度での地面リターン信号は、漏れ信号よりもはるかに大きく、したがって、地面リターン信号は、ＩＦ増幅器フィルタ３０を通過し、漏れ信号は、ブロックされる。
【００２４】
デジタイザ３２は、受信ＩＦ信号をデジタル化し、サンプルをメモリ３４に出力する。クロック１４の周波数は、進入ＩＦアナログ信号がサンプリングされ、デジタイザ３２によってデジタル化される割合を、決定する。ここで、好ましい実施形態において、デジタイザ３２は、１２０ＭＨｚの割合で、ＩＦリターン信号をサンプリングし、１／１２０ＭＨｚ＝８ナノ秒（すなわち約４レーダ・フィート（１．２ｍ））ごとにサンプルを提供する。サンプルは、電圧振幅数に変換され、ＤＳＰ２４によって処理できるようにメモリ３４に格納される。
【００２５】
メモリ３４は、好ましくは、デュアルポートＲＡＭである。メモリ３４の半分は、サンプルの１ワード間隔を保持するように、サイズを取られている。好ましい実施形態において、ワード長は、約１２０マイクロ秒であり、したがって、１ワード当たり約１５０００サンプルが、取られる（すなわち１２０マイクロ秒／８ナノ秒）。メモリ３４の第１の半分が、ロードされるのと同時に、シーケンサ２２は、メモリ３４の第２の半分からＤＳＰ２４内に、前のワードの選択サンプルをアンロードして処理する。このように、メモリ３４の２つの半分は、ロード進入サンプルと、前のワード間隔からのアンロード・サンプルとをトグルされる。探索／追跡制御ブロック８６の制御のもとで、シーケンサ２２の距離ゲート発生器８０は、ＤＳＰ２４によって発生された内部範囲に基づいて、ＤＳＰ２４によって処理するためのサンプルを選択する。
【００２６】
メモリ３４は、ＦＩＦＯ（Ｆｉｒｓｔ Ｉｎ Ｆｉｒｓｔ Ｏｕｔ：先入れ先出し）であってもよい。この実施形態において、シーケンサ２２は、ＦＩＦＯが、リターン信号の間隔中に、デジタル化ＲＦパルスをちょうど捕捉できるようにすることができる。次いで、シーケンサ２２は、デジタル化信号を処理し始めるように、ＤＳＰ２４に合図する。このようにすると、システムは、リターン・パルスが生じたときに各リターン・パルスを処理し、前の段落で述べたように、処理前に完全なワード長を蓄積しない。
【００２７】
ＤＳＰ２４の３つのチャネル４４Ａ〜４４Ｃは、検出器５０Ａ〜５０Ｃの出力までは、同じ機能を実施する。位相復調器４６Ａ〜４６Ｃは、メモリ３４から受信されたリターン信号サンプルから、バイフェーズ変調を取り除く。位相復調器４６Ａ〜４６Ｃは、相関フィルタ４８Ａ〜４８Ｃへの不連続性を有さない（すなわち位相変調が除去された）デジタル・サンプル化ＩＦ信号を出力する。
【００２８】
リターン信号サンプルを適切に復調するために、位相復調器４６Ａ〜４６Ｃは、送信信号の位相コードを備えなければならない。範囲遅延位相コード発生器９０は、送信信号用の位相コード発生器９６によって生成されたものと同じであるが、現行範囲に対応する時間だけ遅延された位相データを提供する。探索／追跡制御８６は、範囲遅延位相コード発生器９０によって発生される位相コードを、追跡チャネル４４Ａによって提供される現行範囲に対応する時間量だけ遅延させる。例えば、５，０００フィート（１．５ｋｍ）の高度で、地面リターン信号は、各送信パルス後に５，０００フィート（１．５ｋｍ）または１０マイクロ秒遅延される。２，０００フィート（６１０ｍ）パルス・スペーシングでは、第３のパルスが送信された後に、ワードの第１のパルスからのリターンが現れる。したがって、シーケンサ２２は、この例の高度で、適切なコード・ラインアップおよび復調のために、位相復調器４６Ａ〜４６Ｃに、３つのパルスだけ遅延される位相コードを提供しなければならない。
【００２９】
相関フィルタ４８Ａ〜４８Ｃは、１０ＫＨｚ程度の帯域幅を有する帯域フィルタであり、この帯域幅は、１２０マイクロ秒ワード長全体を積分するのに十分狭いが、極端な航空機上昇または下降に関連するドップラー・シフトを通すのに十分広い。相関フィルタ４８Ａ〜４８Ｃは、位相復調器４６Ａ〜４６Ｃから受信されるサンプルを積分し、適切な位相コード・ラインアップが存在する場合、検出器５０Ａ〜５０Ｃに中間周波数デジタル・サンプル化正弦波を出力する。適切なコーディングを有さない干渉または妨害信号は、拒否される。
【００３０】
相関フィルタ４８Ａ〜４８Ｃの中心周波数は、デジタイザ３２のサンプリング周波数の直接的な関数である。したがって、サンプリング周波数が、ドリフトするとき、フィルタ４８Ａ〜４８Ｃの中心周波数も、それに比例してドリフトする。デジタイザ・サンプリング周波数は、最大ＩＦ周波数の約２倍よりも大きくなければならないので（すなわちサンプリング周波数＝ＩＦ中心周波数＋信号帯域幅／２）、サンプリング周波数発振器源（クロック１４）は、ＩＦオフセットを提供するように分割される。ＩＦオフセット信号は、クロック１４によって生成されるサンプリング周波数を分割することによって発生されるので、ＩＦオフセット信号は、サンプリング周波数の任意のドリフトと共にドリフトする。したがって、サンプリング周波数が、ドリフトするとき、フィルタ４８Ａ〜４８Ｃの中心周波数が、同じ量だけドリフトし、ＩＦオフセット周波数は、同じ量だけドリフトし、その結果、リターン信号は、狭帯域フィルタ４８Ａ〜４８Ｃで中心に取られる。
【００３１】
検出器５０Ａ〜５０Ｃは、相関フィルタ４８Ａ〜４８Ｃによって出力されたデジタル正弦波の信号レベルから導出される振幅で、ＤＣ信号を出力する。ＤＣ信号を生成するために、検出器５０Ａ〜５０Ｃはまず、デジタル正弦波の符号ビットを落とし、これが全波整流をもたらす。次いで、検出器５０Ａ〜５０Ｃは、デジタル全波整流信号を低域フィルタして、比較的ゆっくりと変化するＤＣ成分を生成する。
【００３２】
追跡チャネル４４Ａは、リターン信号のリーディング・エッジを「距離ゲーティング」することによって、選択されたリターン信号サンプルに関連する範囲追跡誤差を求める。レーダ範囲は、送信パルスがターゲットに当たり、その後戻るのにかかる時間量によって求められる。距離ゲート発生器８０で使用されるものなどの距離ゲートは、本質的には、リターン信号の選択サンプルのみを処理することができるスイッチである。いくつかの文脈では、「距離ゲート」が、有限時間長に関して閉じることができるスイッチを意味するが、デジタル信号処理の文脈では、距離ゲートは、離散サンプルに対応する。リターン信号は、スイッチが閉じられる時点まで、距離ゲートを通過することができない。例えば、距離ゲートが、１，０００フィート（３０５ｍ）の範囲に設定されている場合、距離ゲートは、送信後２マイクロ秒（これは１，０００フィート（３０５ｍ））の範囲に対応する時間量である）待機し、次いで、サンプル化リターン信号が通過できるように閉じる。
【００３３】
距離ゲート発生器８０は、ＤＳＰ２４によって提供される現行内部範囲に基づいて、サンプルを選択する役割をする。距離ゲート発生器８０は、各チャネル４４Ａ〜４４Ｃに関して、異なるサンプルを選択する。追跡チャネル４４Ａでは、距離ゲート発生器８０は、送信信号のパルスと同じスペーシングを有するが、現行内部範囲に基づいて遅延された距離ゲートを発生する。距離ゲートは、リターン信号のリーディング・エッジに重なるように位置決めされる。
【００３４】
追跡チャネル４４Ａは、リターン信号のそのリーディング・エッジのサンプル中に含まれるエネルギーを測定する。検出器５０Ａによって出力されるこの測定レベルは、減算ブロック５２による減算によって追跡基準レベルと比較され、追跡誤差が得られる。追跡誤差は、積分器５４に出力され、積分器５４が、誤差を積分する。現行ゲート位置が、非常に遠い点でのリターンをリターンに重ねる（すなわち高度追跡点が非常に高い）場合、減算ブロック５２によって発生される追跡誤差により、積分器５４が、出力レベルまたはデジタル数をより低い数に低減する。積分器５４によって出力される数は、内部範囲を表す。内部範囲数は、処理すべき将来サンプルの選択を決定するために、探索／追跡制御ブロック８６によって使用される。より具体的には、探索／追跡制御ブロック８６は、内部範囲数をレーダ遅延時間位置に変換し、これにより、距離ゲート発生器８０が、新たなゲートを発生する。
【００３５】
検証チャネル４４Ｂは、生じうる不明確リターン位置全てをサンプリングすることによって得られるレベルを監視することにより、リターンを用いて正しい位相コード・ラインアップを維持することに役立ち、それにより、自動相関機能を生成する。適切なラインアップは、この機能の主要範囲ローブ（ｌｏｂｅ）に関連付けられている。コード・ワードが、誤ったリターン・パルス上にラインアップされる（不明確なリターン位置をもたらす）場合、相関フィルタ４８Ｂによって出力されるデジタル正弦波が、ワード長でのチップの数に直接関係する量だけ減衰されるように、位相コードは、設計される。したがって、コードが、リターンを介して移動されるとき、コード・ラインアップに関連する機能の主要ローブを用いて自動相関機能が得られ、コード位置合わせ不良時に減衰範囲サイド・ローブが生じる。（距離ゲート発生器８０によって制御される）各新たなサンプリング位置に応答して測定されるレベルは、閾値検出器６４に入力され、この検出器６４が、このレベルを検証基準レベルと比較する。検証基準レベルは、自動相関機能の主要ローブに対応する。検出器５０Ｂからの信号のレベルが、検証基準レベルを超えるとき、閾値検出器６４は、ローからハイにその出力を変え、それにより、位相コードがリターン信号と正確にラインアップされたことを探索／追跡制御ブロック８６に示す。
【００３６】
レベル・チャネル４４Ｃは、信頼可能な高度計動作を提供するのに必要な最小値に関して、送信パワーを調整し、リターン信号のレベルを一定に保つ。この結果、追跡チャネル４４Ａによって測定されるエネルギーは、追跡ゲートの位置に直接関係し、リターン信号の振幅の変動には関係しない。仮に、リターン信号の振幅が変わる場合、追跡ゲートによって重ねられるエネルギーも変わり、このため、ゲートがリターンのリーディング・エッジに適切に位置決めされている場合でさえ、距離ゲート発生器８０がゲートを移動させることもある。レベル・チャネル４４Ｃでは、距離ゲート発生器８０は、追跡チャネル４４Ａに関して選択されたサンプルから時間または範囲の面でオフセットされたリターン・サンプルを選択し、その結果、リーディング・エッジを超えるリターン・パルス・エネルギーが、測定され、検出器５０Ｃによって出力される。したがって、積分器５４で平均積分「０」誤差を維持するように、リターン信号のリーディング・エッジ付近で、追跡ゲートがディザー（ｄｉｔｈｅｒ）するとき、レベル・ゲートは、それと共にディザーするが、リターンの平坦部分または一定部分にあるサンプルを選択する。
【００３７】
レベル閾値比較器７６は、検出器５０Ｃによって出力された信号のレベルを所望のレベル基準と比較する。レベル閾値比較器７６は、デューティ・サイクル変調信号を、送信パワー積分器／ドライバ３６に出力する。送信パワー積分器／ドライバ３６は、送信パワー・レベルを補正し、受信振幅を一定に保つように、一方向でデューティ・サイクル変調信号に応答する。所望の基準レベルよりも高いレベル（すなわちリターン追跡に必要なよりも高いレベル）を有するリターン信号に関して、レベル閾値比較器７６は、一方向で積分器３６出力を送信して、送信増幅器１００の送信パワーを低減する。リターン信号のレベルが、レベル基準を下回るように降下すると、積分器３６出力は、送信パワーを増大するために、ドライブされる。
【００３８】
検出器５０Ｃはまた、リターンのサンプル部分を、取得閾値検出器７４および高度較正メモリ７８に、出力する。取得閾値検出器７４は、比較器であり、レーダ高度計１０がまずオンに切り換えられ、距離ゲートがリターン信号のリーディング・エッジをまだ追跡していないときに使用される。距離ゲート発生器８０は、距離ゲートを、ゼロ・フィートからリターン信号に重なるまで移動させる。距離ゲートが、リターン信号のリーディング・エッジに重なるとき、検出器５０Ｃによって出力される信号は、取得基準レベルを超える。取得閾値検出器７４は、検出器５０Ｃからの信号を、取得基準レベルと比較し、取得基準レベルを超えるとき、出力を、ローからハイに変える。取得閾値検出器７４からのハイ信号は、リーディング・エッジが見出されたことを、探索／追跡制御ブロック８６に示す。
【００３９】
高度較正メモリ７８は、検出器５０Ｃおよび積分器５４によって出力される信号に基づいて、高度データを発生し、出力する。高度較正メモリ７８は、温度センサ１６によって提供される温度データおよび保管工場較正データに基づいて、高度データを補正する。保管工場較正データを使用して、信号遅延（例えば、信号処理機器へアンテナを接続するケーブルによって生じる）に関して、高度データを補正する。
【００４０】
本発明を好ましい実施形態を参照しながら説明してきたが、本発明の精神および範囲を逸脱することなく形態および詳細に変更を加えることができることを理解されたい。
【図面の簡単な説明】
【図１】
本発明によるレーダ高度計のブロック図である。
【図２】
シーケンサおよびデジタル信号プロセッサに関する追加の詳細を含む本発明のレーダ高度計の第２ブロック図である。
【図３】
図３Ａは、送信信号に関する変調の発生の一例を示す図である。
図３Ｂは、送信信号に関する変調の発生の一例を示す図である。
図３Ｃは、送信信号に関する変調の発生の一例を示す図である。
図３Ｄは、送信信号に関する変調の発生の一例を示す図である。
【図４】
図４Ａは、送信信号に関する好ましいフォーマットを示す図である。
図４Ｂは、送信信号に関する好ましいフォーマットを示す図である。
【図１】
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【図２】
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【図４】
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【国際公開パンフレット】
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【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
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【国際調査報告】
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