(57)【要約】２個のスイッチングハーフブリッジ（Ｍ１−Ｍ４）は、高力率を達成しながら、共振負荷（２５）に受け渡される一定電力を実現するように動作する。回路入力に接続されたハーフブリッジ（Ｍ１、Ｍ２）は、入力電圧と同相の正弦波電流を引き出して、高力率を達成する。２個のハーフブリッジは、各々２個のスイッチで構成され、この２個のスイッチは計算された導通角を満たして一定負荷電力を得るように動作する。もしくは、スイッチは、出力電圧を調整し、かつ入力電流波形を整形するように、相補的な５０％デューティサイクルで動作して出力電圧を調整し、そして入力電流波形を整形する。出力調整は、周波数制御によって達成され、一方で、入力電流波形整形は２個のハーフブリッジ間の位相シフトで実現される。
2004519985.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力コンバータ回路であって、
回路入力に接続された第１のハーフブリッジと、
電圧蓄積装置に接続された第２のハーフブリッジと、
共振出力段に接続された各ハーフブリッジの中点とを備え、
各ハーフブリッジは前記共振出力段に電力を伝達するように動作可能であり、さらに、
前記共振出力段は共振負荷を駆動するように動作可能であり、前記共振負荷が一定電力を受け取ることを特徴とする電力コンバータ回路。
【請求項２】
各ハーフブリッジは２個のスイッチを含み、さらに、
前記共振出力段は各ハーフブリッジのスイッチの間に接続されていることを特徴とする請求項１に記載の電力コンバータ。
【請求項３】
前記電圧蓄積装置はコンデンサであることを特徴とする請求項１に記載の電力コンバータ。
【請求項４】
電力コンバータ回路であって、
回路入力に接続された第１のスイッチと、
電圧蓄積装置に接続された第２のスイッチとを含み、
前記第１および第２のスイッチは共振出力回路と直列に接続され、
前記共振出力回路は共振負荷を駆動するように動作可能であり、さらに、
前記第１および第２のスイッチに結合され、かつ前記第１および第２のスイッチを駆動して前記共振負荷に一定電力を達成するように動作可能な制御回路を含み、前記第１および第２のスイッチは計算された導通角に従って駆動されることを特徴とする電力コンバータ回路。
【請求項５】
前記計算された導通角は、第１のスイッチのための式；
【数１】
2004519985.tif 000007
および、第２のスイッチのための式；
【数２】
2004519985.tif 000008
によって与えられることを特徴とする請求項４に記載の電力コンバータ回路。
【請求項６】
前記制御回路はさらに、前記第１のスイッチを駆動して、前記回路入力から入力電圧と同相である正弦波電流を引き出すように動作可能であることを特徴とする請求項４に記載の電力コンバータ回路。
【請求項７】
電力コンバータ回路であって、
回路入力に接続された第１のスイッチと、
電圧蓄積装置に接続された第２のスイッチとを含み、
前記第１および第２のスイッチは共振出力回路と結合され、
前記共振出力回路は共振負荷を駆動するように動作可能であり、さらに、
前記第１および第２のスイッチに結合され、かつ前記第１および第２のスイッチを駆動して前記共振出力回路の出力電圧の周波数制御を実現するように動作可能な制御回路を含むことを特徴とする電力コンバータ回路。
【請求項８】
前記制御回路は、前記第１および第２のスイッチを駆動して、前記第１および第２のスイッチの間の位相制御によって入力電流波形整形を実現するように動作可能であることを特徴とする請求項７に記載の電力コンバータ回路。
【請求項９】
前記制御回路はさらに、計算された周波数で前記第１および第２のスイッチの両方を駆動するように動作可能であることを特徴とする請求項７に記載の電力コンバータ回路。
【請求項１０】
電力コンバータ回路であって、
回路入力に接続された第１のスイッチと、
電圧蓄積装置に接続された第２のスイッチとを含み、
前記第１および第２のスイッチは共振出力回路と結合され、
前記共振出力回路は共振負荷を駆動するように動作可能であり、さらに、
前記第１および第２のスイッチに結合され、かつ前記第１および第２のスイッチを駆動して前記第１および第２のスイッチの間の位相によって入力電流波形整形を実現するように動作可能な制御回路を含むことを特徴とする電力コンバータ回路。
【請求項１１】
第３および第４のスイッチをさらに含み、前記第３のスイッチは前記第１のスイッチと直列に接続され、前記第４のスイッチは前記第２のスイッチと直列に接続されており、さらに、
前記共振出力回路は、前記第１および第３のスイッチと、前記第２および第４のスイッチとの間に接続されていることを特徴とする請求項１０に記載の電力コンバータ回路。
【請求項１２】
前記第１および第３のスイッチは５０％のデューティサイクルで互いに相補的に動作し、さらに、
前記第２および第４のスイッチは５０％のデューティサイクルで互いに相補的に動作することを特徴とする請求項１１に記載の電力コンバータ。
【請求項１３】
電力コンバータ回路であって、
２個のハーフブリッジに配列された４個のスイッチと、
２個のスイッチを有する各ハーフブリッジと、
各ハーフブリッジを構成する前記２個のスイッチの間で、前記２個のハーフブリッジの間に接続された共振出力回路と、
電力入力線に接続された一方のハーフブリッジと、
母線コンデンサに接続された他方のハーフブリッジとを含み、
前記共振出力回路は共振負荷回路に結合され、さらに、
各スイッチに接続され、かつ前記スイッチを切り換えて入力電圧と同相の正弦波入力電流を引き出しさらに前記共振負荷回路に一定電力を供給するように動作可能な制御回路を含むことを特徴とする電力コンバータ回路。
【請求項１４】
電力線入力に接続された一方のスイッチと母線コンデンサに接続された他方のスイッチの２個のスイッチを有する電力コンバータ回路を制御する方法であって、前記２個のスイッチは共振出力回路と直列に接続されており、
【数３】
2004519985.tif 000009
上式に従った導通角αを有するように前記一方のスイッチを駆動するステップと、
【数４】
2004519985.tif 000010
上式に従った導通角βを有するように前記他方のスイッチを駆動するステップとを含み、
θは前記電力線入力のサイクルに関係する角度基準であることを特徴とする方法。
【請求項１５】
調整された出力電圧および整形された入力電流波形を有するように電力コンバータ回路を制御する方法であって、
前記電力コンバータ回路内の、電力線入力に接続された一方のスイッチと母線コンデンサに接続された他方のスイッチの２個のスイッチのスイッチ周波数を制御するステップであって、前記２個のスイッチが共振出力回路と直列に接続されているステップと、
前記２個のスイッチの間の位相角を制御して、前記入力電流波形を整形するステップと
を含むことを特徴とする方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
（関連出願）
この出願は、ＳＩＮＧＬＥ−ＳＴＡＧＥ ＰＦＣ ＋ ＢＡＬＬＡＳＴ ＣＯＮＴＲＯＬ ＣＩＲＣＵＩＴ／ＧＥＮＥＲＡＬ ＰＵＲＰＯＳＥ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲという名称の２００１年３月２１日に出願された米国仮特許出願第６０／２７７，２８４号に基づき、この利益を要求し、これに対して優先権主張を行う。
【０００２】
（発明の背景）
１．発明の分野
本発明は一般的に電力変換回路に関し、より詳細には、一体型力率補正（ＰＦＣ）回路を有する安定器制御回路に関する。
【０００３】
２．関連技術の説明
安定器は、長年、照明システムおよびガス放電ランプの一部として使用され、特に蛍光灯に使用されている。蛍光灯は、ランプ負荷が非直線的であるために、ランプ電力を供給する電力供給配線に対する負荷制御が問題が生じる。ランプが導通状態になる起動値に印加電圧が達するまでは、ランプを流れる電流はゼロである。ランプが導通し始めると、安定器の働きにより、ランプから出る電流が急速に増加しないようにし、それによって、損傷および他の動作上の問題が回避される。
【０００４】
一般的に供給されているある型の電子安定器は、電源線で供給される交流（ＡＣ）を直流（ＤＣ）に変えるための整流器を含む。整流器の出力は一般にインバータに接続されており、直流を通常２５〜６０ｋＨｚの範囲の高周波ＡＣ信号に変える。高周波インバータの出力でランプに電力を供給することにより、通常可能な場合よりも遥かに小さな定格のインダクタの使用が可能になり、これによって、電子安定器を小型化し、コストを低減させる。
【０００５】
多くの場合、力率補正回路は、ランプ回路の力率を調整するために、整流器とインバータの間に挿入される。理想的には、ＡＣ回路に対した電力受け渡しを最も効率よく行うには、このＡＣ回路の負荷が純粋な抵抗に等価でなければならない。力率補正回路は、一般に、蓄積コンデンサと回路負荷の間で蓄積されたエネルギーを伝達する切換え回路である。また、一般的な電力インバータ回路は、低周波ＤＣ入力から高周波ＡＣ信号出力を生成するスイッチング方式を使用する。力率補正回路および整流回路内におけるスイッチングは、ディジタル制御器で行うことができる。
【０００６】
電力インバータ回路のスイッチングを制御することで、起動、照度調整、および調光（ｄｉｍｍｉｎｇ）のようなランプの動作パラメータを、確実に制御することができる。その上、ランプ動作パラメータを監視すると、ランプ欠陥および適切な動作範囲を検出するための制御器への帰還作用が可能になる。
【０００７】
従来の電子安定器回路を図１Ａに図示する。力率補正（ＰＦＣ）回路１６は、電力線入力を受け入れ、調整された電力を出力段１８に供給する。ＰＦＣ回路１６は、調整されたＤＣ母線電圧を出力段１８に供給する。出力段１８は、ランプ２６に電力を供給するための適切な制御を行う。出力段１８は、ランプ２６に対して予熱、点火および電力調整を行うための部品および動作機能を含んでいる。
【０００８】
一般に、ＰＦＣ回路１６は、高電圧スイッチ、インダクタ、ダイオード、高電圧ＤＣ母線コンデンサ、および関連した制御回路を必要とするブースト型コンバータとして実現され、備えられた部品で所望の電力信号を生成する。出力電圧１８は、一般に、ランプ２６に適切な電力を供給するようにハーフブリッジで駆動される共振負荷を用いて実現される。出力段１８は、一般に、２個の高電圧スイッチ、共振インダクタ、共振コンデンサ、ＤＣ阻止コンデンサ、および回路共振および電力受け渡しを調整するための関連した制御回路を必要とする。そのような従来の回路の代表的な回路図を図１Ｂに示す。
【０００９】
図１Ｂに示す従来の構成において、スイッチＭ１はハーフブリッジ出力段のスイッチのうちの１つを構成する。スイッチＭ１は、単一ノードでＤＣ母線コンデンサＣｂｕｓに接続されている。ＰＦＣ回路の部品Ｌｐｆｃ、ＭｐｆｃおよびＤｐｆｃは、電源オン状態のような初期段階に、Ｃｂｕｓを充電するように動作する。充電されると、母線コンデンサＣｂｕｓは、回路の動作の残り部分のためのハーフブリッジ共振出力段１８に電力を供給する。出力段１８に電力を供給することで、母線コンデンサＣｂｕｓの定格は、高キャパシタンス高電圧動作用とされ、そのために、電子安定器回路（ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ ｂａｌｌａｓｔ ｃｉｒｃｕｉｔ）のコストは高くなり、大きさは大きくなる。さらに、スイッチＭ１、Ｍ２の定格も、高電圧動作用にされるので、同様にコストおよび大きさを増している。
【００１０】
図１Ａで説明した型の回路の他の応用は、電力コンバータに関係した使用である。電力コンバータ応用の範囲は、ＡＣからＤＣへの電力コンバータおよびＤＣからＤＣへの電力コンバータを含む。従来のＡＣからＤＣへの電力コンバータを図１Ｃに示す。図１Ｃに示すＤＣコンバータの構成は、図１Ｂに示す電子安定器回路に似ているが、負荷構成が異なっている。図１ＣのＤＣコンバータは、高電圧スイッチＭｐｆｃ、インダクタＬｐｆｃ、ダイオードＤｐｆｃ、高電圧ＤＣ母線コンデンサＣｂｕｓおよび関連したＰＦＣ制御回路（図示しない）で構成された力率補正回路を有する。ハーフブリッジ駆動共振負荷は、２個の高電圧スイッチＭ１、Ｍ２、共振インダクタＬｒｅｓ、共振コンデンサＣｒｅｓ、ＤＣ阻止コンデンサＣｂｌｋおよび、変成器Ｔ１に、その後で負荷抵抗ＲＬに受け渡される電力を制御するための関連した制御回路（図示しない）を含む。図１Ｂに示す構成と同じように、図１Ｃに示す母線コンデンサＣｂｕｓは、ＰＦＣ部品Ｌｐｆｃ、ＭｐｆｃおよびＤｐｆｃの動作によって充電される。それから、母線コンデンサＣｂｕｓは、ＤＣコンバータの動作の残り部分のためにハーフブリッジ共振出力段に伝達される電力全てを供給する。したがって、母線コンデンサＣｂｕｓの定格は、高キャパシタンス高電圧動作用にされる。その結果、より大きなより高価な部品となる。同様に、スイッチング用のスイッチＭ１、Ｍ２で制御される電力は、ＤＣコンバータの共振部品および出力段に供給される。したがって、スイッチＭ１、Ｍ２の定格は、高電圧動作用にされ、その結果、再び、より大きなより高価な部品となる。
【００１１】
（発明の概要）
本発明は、以前のコンバータおよび安定器で従来行われていた電力線入力と母線コンデンサ間の接続を切る。この新規な方法に従って、母線コンデンサは、直列に接続されたハーフブリッジおよび共振出力段を通して電力線入力につながることができる。母線コンデンサを入力段から分離することで、回路内の電力分散が達成され、その結果より均衡のとれた動作となる。この構成で、母線コンデンサは、非常に高いリップルを持つことができ、非電解コンデンサの使用が可能になる。より安価でより信頼性の高い種類のコンデンサを使用することで、回路全体がより信頼性が高く、より安価に、さらに、いっそう維持し易くなる。
【００１２】
本発明は、ランプ安定器または一般的な電力コンバータとして使用される、単一段としてのハーフブリッジ共振出力段付きＰＦＣ回路の機能を提供する。この単一段ＰＦＣおよび共振回路は、単一共振インダクタ、共振コンデンサ、従来の回路よりも低い電圧定格の４個のスイッチ、従来の回路よりも低い電圧定格のＤＣ母線コンデンサ、および関連した制御回路を使用する。本発明は、単一の簡単化された回路で共振回路を有するＰＦＣの全ての機能を実現する。
【００１３】
本発明に従って、２個のハーフブリッジが共振出力段とともに使用され、ハーフブリッジの１つに母線コンデンサが結合されている。より低い電圧スイッチで構成されるハーフブリッジは、ＤＣ母線コンデンサとともに整流された電力線入力から電力を供給するように動作する。母線コンデンサは、回路の全動作時間にわたってではなくて、入力電力線電圧サイクルの一部の間だけ電力を供給する。
【００１４】
したがって、２個のハーフブリッジ回路構成は、負荷を通過する双方向の電力の流れを実現する。２個のハーフブリッジのスイッチは、高力率を達成するために、電力線入力から正弦波電流を引き出すように制御される。母線コンデンサと結合したスイッチの制御によって、電荷が周期的に繰り返して母線コンデンサに加えられるようになり、それによって、負荷に一定電力が供給される。
【００１５】
本発明の実施形態に従って、２個のスイッチで構成された入力電力線側のハーフブリッジは、負荷に電流を供給するために電力線入力から正弦波電流を得るように、１つのスイッチをオンオフするように動作する。第１のハーフブリッジの第２のスイッチは、第１のスイッチと反対のデューティサイクルでオンオフされて、双方向電流の流れのための再循環経路を実現する。第２のハーフブリッジにおいて、一方のスイッチは、負荷に受け渡される一定電力を維持するために、母線コンデンサから負荷に電流を供給するように動作する。第２のハーフブリッジの他方のスイッチは、母線コンデンサの充電を制御しながら、回路の双方向の電流の流れを維持するための再循環経路を実現するように動作する。第２のハーフブリッジにおいて、第１のスイッチは、第２のスイッチの制御の下で母線コンデンサの充電を補佐するためにオフになったとき、ダイオードとして動作する。
【００１６】
本発明の他の実施形態に従って、各ハーフブリッジのスイッチは、等しい相補的なデューティサイクルで切り換えられ、スイッチ動作の周波数は入力電流と出力電圧を調整するように変化する。
【００１７】
本発明は、添付の図面を参照して以下でより詳細に説明する。
【００１８】
（好ましい実施形態の詳細な説明）
図２Ａを参照して、本発明に従った回路１５のブロック図を示す。図２Ａに示す構成において、回路１５は、単一段力率補正および共振出力回路として実現される。回路１５は、力率補正を共振出力段と組み合わせて、負荷２５に一定電力を供給する。
【００１９】
図２Ｂを参照して、回路１５のさらなる詳細を示す。回路１５は、スイッチＭ１〜Ｍ４で構成される２個のハーフブリッジを含む。スイッチＭ１〜Ｍ４は、共振負荷２５に一定電力を供給しながら、力率補正を実現するように切り換えられる。共振出力段１７は、電力線から第１のハーフブリッジを通して、そして母線コンデンサＣｂｕｓから第２のハーフブリッジを通して、受け渡されるエネルギーを蓄積し、かつ伝達するタンク回路として作用する。母線コンデンサＣｂｕｓは、スイッチＭ１およびＭ２で組み立てられるハーフブリッジで構成された入力段から分離されている。したがって、母線コンデンサＣｂｕｓは、スイッチＭ１とＭ２および共振出力段１７を通してのみ電力線入力につながることができる。この構成において、母線コンデンサＣｂｕｓは非常に大きなリップル電圧を持つことができ、母線コンデンサＣｂｕｓに非電解コンデンサを使用することが可能になる。電解コンデンサ以外の余り高価でなくより信頼性の高い種類のコンデンサを使用することによって、安全性を高めながら、回路全体の信頼性はより安いコストで高められる。スイッチＭ１〜Ｍ４の動作および電力受け渡しの制御目標を以下でより詳細に議論する。
【００２０】
図３を参照して、回路１５の本発明に従った回路図を示す。回路図は、各々２個のスイッチで構成される２個のハーフブリッジを備える。ハーフブリッジで使用されるスイッチは、エンハンスメントモードＭＯＳＦＥＴである。ＤＣ母線コンデンサＣｂｕｓは、スイッチＭ３、Ｍ４で形成されるハーフブリッジと並列に接続されている。スイッチＭ３、Ｍ４で形成されるハーフブリッジの両端間に母線コンデンサＣｂｕｓを配置することで、母線コンデンサＣｂｕｓは、スイッチＭ１、Ｍ２で構成される第１のハーフブリッジの両端間の整流された電力線入力から分離される。２個のハーフブリッジの間に位置付けされた共振出力段は、Ｌｒｅｓ、Ｃｒｅｓおよびランプ２６で構成される。阻止コンデンサＣｓもまた、共振回路に挿入される。本発明の重要な特徴は、共振回路網を等価な圧電変成器で置き換えることができることである。さらに、以下でより詳細に議論するＡＣからＤＣへのコンバータの場合に議論するように、ランプ２６は、抵抗負荷で置き換えることができる。
【００２１】
図３に示す回路は、負荷を通過する双方向の電力の流れを可能にする。例えば、整流された電力線入力電圧が母線コンデンサＣｂｕｓの両端間の電圧よりも高いとき、電力は、整流された電力線入力から負荷に向かって流れる。整流された電力線入力電圧が母線コンデンサＣｂｕｓの両端間の電圧よりも低くなるとき、母線コンデンサＣｂｕｓが負荷に電力を供給する。したがって、母線コンデンサＣｂｕｓは、入力電力線電圧サイクルの一部の間、負荷に電力を供給する。
【００２２】
スイッチＭ１、Ｍ２、Ｍ３およびＭ４を適切に制御することで、整流された電力線入力から引き出される電力線電流は、電力線電圧と同相の正弦波形となり、高い力率を実現する。スイッチＭ１〜Ｍ４を適切に制御することで、また、母線コンデンサＣｂｕｓを充電することができるようになり、それによって、負荷に一定の電力が供給される。図３に示す構成で、スイッチＭ１およびＭ３は、一定負荷電力を持続するように適切に切り換えられる電流を負荷に供給するために動作する。特に、スイッチＭ１は、引き出された電流の形が正弦波であるように、整流された電力線入力から引き出される電流を制御するように動作する。スイッチＭ２およびＭ４は、電流再循環経路を実現して、電子安定器回路における双方向の電流の流れを維持する。特に、スイッチＭ４は、オフ状態でスイッチＭ３と協働して母線コンデンサＣｂｕｓを充電する。本体ダイオードはオフ位置のスイッチＭ３で形成されて、母線コンデンサＣｂｕｓの両端間の電荷の維持を補佐する。
【００２３】
ここで図４を参照して、図３で与えた回路に似た２個のハーフブリッジ構成を有するＡＣからＤＣへの電力コンバータを示す。本発明のこの実施形態では、変成器Ｔ１および負荷抵抗ＲＬがガス放電ランプ２６に取って代わる。図３の電子安定器回路におけるように、図４の電力コンバータは、整流された電力線入力から正弦波電流を引き出しながら、負荷への一定電力を維持する。スイッチＭ１およびＭ３は、それぞれ、整流された電力線入力および母線コンデンサＣｂｕｓから負荷に電流を供給する。スイッチＭ２およびＭ４は、回路内における双方向の電流の流れを可能にする再循環経路を実現する。特に、スイッチＭ４は、スイッチＭ３の本体ダイオードと協同して母線コンデンサＣｂｕｓの充電を制御するように使用される。
【００２４】
スイッチング用スイッチＭ１〜Ｍ４の制御方式は、設計目標に依存して変わる。１つの設計方法は、ガス放電ランプであろうと、変成器であろうと、または他の共振配列であろうと、共振負荷に受け渡される一定電力を得ようとすることである。この方法に関して、整流された電力線入力から正弦波入力電流を引き出すことで、高い力率が得られる。
【００２５】
図５を参照して、整流された電力線入力の電圧と電流特性を示すグラフを角度基準に対してプロットする。図５の特性図から理解することができるように、入力電力線の電圧および電流は両方とも正弦波でかつ同相である。入力電力線の電圧および電流の同相動作特性によって、回路は電力線入力電圧にとって抵抗性負荷として見えるようになり、それによって、高い力率が実現される。入力電力は、入力電圧と入力電流を互いに掛けることで得られ、次式のように与えられる。
Ｐｉｎｐｕｔ＝Ｐｌｏａｄ（１−ｃｏｓ２θ）
【００２６】
負荷に受け渡される一定電力を達成するために、母線コンデンサＣｂｕｓで供給される電力は、入力電力から負荷電力を引くことで得られる。
Ｐｃａｐａｃｉｔｏｒ＝Ｐｌｏａｄ−Ｐｉｎｐｕｔ
Ｐｃａｐａｃｉｔｏｒ＝Ｐｌｏａｄ−Ｐｌｏａｄ（１−ｃｏｓ２θ）
＝Ｐｌｏａｄｃｏｓ２θ
【００２７】
図６に、入力電力、負荷電力およびコンデサ電力を角度基準に対してプロットする。図６の特性は、入力電力線電圧の全サイクルにわたって回路の特定の点で観察されたダイナミックに変化する電力の簡単な説明図を与える。初期条件の負荷電力およびキャパシタンスの関数としてコンデンサ電圧を得るために、次式が与えられる。
【００２８】
【数５】
2004519985.tif 000003
【００２９】
そして、コンデンサ電流は、コンデンサ電力をコンデンサ電圧で割って得ることができる。
【００３０】
【数６】
2004519985.tif 000004
【００３１】
次に、コンデンサの電圧および電流が入力電力線電圧の全サイクルにわたってどのようにダイナミックに変化するかを示すために、コンデンサの電圧と電流をプロットすることができる。図７は、角度基準に対してプロットされたコンデンサの電圧と電流を示す。コンデンサの電圧と電流を用いて、今や、αおよびβとして与えられるスイッチＭ１およびＭ３の導通角を解くことができる。入力電力線電流の周波数よりも遥かに高い周波数を有する全負荷電流サイクルに関して、導通角が与えられる。スイッチＭ１の導通角は、次式のように、瞬時電力線入力電流および平均高周波負荷電流に関係している。
【００３２】
【数７】
2004519985.tif 000005
【００３３】
スイッチＭ３の導通角は、次式のように、母線コンデンサＣｂｕｓに対して実測される電力および平均高周波負荷電流に関係している。
【００３４】
【数８】
2004519985.tif 000006
【００３５】
導通角αおよびβのプロットを図８に示す。図８から理解することができるように、両方の導通角は、一般的な電力線入力電圧、負荷電力、母線コンデンサＣｂｕｓのコンデンサ電圧およびコンデンサ値に対する入力電力線電圧の全サイクルにわたってダイナミックに変化する。
【００３６】
上記の制御方式の使用によって、高力率を維持しながら負荷に一定電力が供給されるようになる。しかし、この制御の実施は、いくらか複雑なことがある。異なる設計目標に関して異なる設計方法を選ぶことで、簡略化された制御を得ることができる。
【００３７】
１つのそのような代替え設計方法は、共振回路の出力電圧および同じもの入力からの入力電流を同時に制御する制御技術に集中している。この方法によれば、出力電圧は調整され、入力電流は正弦波として形成される。この制御技術は、出力電圧を調整するための周波数制御の使用および入力電流波形整形のための２個のハーフブリッジ間の位相シフト制御を含む。
【００３８】
この制御方式によれば、スイッチＭ１、Ｍ２の少なくとも１つが常に導通しているように、スイッチＭ１およびＭ２は、互いに交互にオンおよびオフに切り換えられる。同様に、スイッチＭ３、Ｍ４の少なくとも１つが常に導通しているように、スイッチＭ３およびＭ４は交互にオンオフされる。さらに、各ハーフブリッジのこの２個のスイッチは、相補的な５０％のデューティサイクル比を有する。スイッチＭ１〜Ｍ４は同じスイッチ周波数で切り換えられ、このスイッチ周波数は出力電圧制御のために可変にされる。２個のハーフブリッジ間の位相は、入力電流制御のために調整される。したがって、スイッチＭ１〜Ｍ４は、回路中の２つの変数、すなわち出力電圧と入力電流を制御するように動作する。位相シフト制御は、２個のハーフブリッジ間の位相差で決定される。
【００３９】
図９Ａを参照して、規格化出力電圧の位相のプロットを示す。母線コンデンサＣｂｕｓの両端間の母線電圧Ｖｂｕｓは、簡単にするために、この解析では１に規格化されている。図９に見られるように、Ｖｂｕｓが入力電力線電圧Ｖｉｎｐｕｔより大きいとき、出力電圧は、等しいデューティサイクルで−１から０までの範囲にある。
【００４０】
図９Ｂにおいて、電力線入力が全サイクルのうちの９０°を動くとき、スイッチサイクルは位相がシフトする。再び、これらのハーフブリッジが等しい周波数で電力を切り換えるので、デューティサイクルは５０％である。
【００４１】
図１０Ａを参照して、入力電力線電圧ＶｉｎｐｕｔがＶｂｕｓに等しい場合である。この例では、電力線入力サイクルの開始時に負荷の両端間の電圧はゼロ（０）である。
【００４２】
図１０Ｂで、Ｖｉｎｐｕｔ＝Ｖｂｕｓで、電力線入力信号は全サイクルのうちの９０°である。図１０Ｂに見られるように、出力電圧は１と−１の間で変わり、ゼロ（０）電圧に等しいサイクル部分を有する。
【００４３】
図１０Ｃで、電力線入力信号が全サイクルのうちの１８０°を動くとき、ゼロ電圧出力部は無くなる。Ｖｉｎｐｕｔ＝Ｖｂｕｓであるこの場合、出力電圧は１と−１の間で直接変化する。
【００４４】
図１１Ａを参照して、電力線入力サイクルの開始に関して、ＶｉｎｐｕｔがＶｂｕｓよりも大きい場合の出力電圧を示す。図１１Ａが示すように、出力電圧は、等しいデューティサイクルで１とゼロ（０）の間で変化する。
【００４５】
図１１Ｂにおいて、電力線入力は全サイクルのうちの９０°を動く。電力が電力線入力から共振出力に伝達されるとき、出力電圧は、電力線入力電圧２から、電力線入力電圧から母線電圧を引いたものに、母線電圧に、最後にゼロに変化し、このサイクルが繰り返す。再び、スイッチは、オフセットスイッチング時間と同じ周波数で動作する。
【００４６】
図１１Ｃで、電力線入力は全サイクルのうちの１８０°を動き、等しいデューティサイクルが容易に観察される。電力線入力から共振出力に電力が伝達され続けるとき、出力電圧は電力線入力電圧２と母線電圧−１の間で変化する。
【００４７】
図９−１１から容易に観察することができるように、２個のハーフブリッジ間の位相シフトによって、高力率を実現するように電力線入力から入力電流が形作られる。同時に、共振出力段からの出力電圧は、負荷に一定電力を供給するように調整される。
【００４８】
いくつかのさらに他の共振出力段を図１２−１４に図示し、様々なコンバータの実施形態を示す。図１２Ａおよび１２Ｂは、それぞれガス放電ランプ負荷および変成器抵抗性負荷のための並列接続タンク回路を示す。図１３は、電力コンバータ負荷の共振回路を形成するインダクタＬｓ、コンデンサＣｓおよびコンデンサＣｐの直列結合を示す。図１４は、電力コンバータ負荷の共振回路を形成するインダクタＬｓ、コンデンサＣｓおよびインダクタＬｐの直列結合を示す。
【００４９】
電力コンバータおよびガス放電ランプの動作を参照して、本発明を示しまた説明した。しかし、本回路の他の変形および動作は当然明らかなはずである。例えば、共振部品配列を有する負荷は、集積化された汎用電力コンバータを提供するように、本発明の回路で対応することができる。そのような回路は、蛍光灯安定器、高強度放電（ＨＩＤ）ランプ安定器およびＡＣからＤＣへの電力コンバータで使用するのに適している。本発明に従った図示し説明した共振回路網は、等価な圧電変成器のような同等物で置き換えることもできる。
【００５０】
本発明は特定の実施形態に関して説明したが、多くの他の変形物および修正物および他の用途が当業者には明らかであろう。したがって、本発明は、本明細書の特定の開示によってではなく、添付の特許請求の範囲によってのみ制限されるのが好ましい。
【図面の簡単な説明】
【図１Ａ】
従来の電子安定器および電力コンバータ回路を示す図である。
【図１Ｂ】
従来の電子安定器および電力コンバータ回路を示す図である。
【図１Ｃ】
従来の電子安定器および電力コンバータ回路を示す図である。
【図２Ａ】
本発明に従ったコンバータ回路を示す図である。
【図２Ｂ】
本発明に従ったコンバータの一般化された回路図を示す図である。
【図３】
本発明に従った電子安定器回路の回路図を示す図である。
【図４】
本発明に従った電力コンバータ回路を示す図である。
【図５】
本発明に従った電力線の電圧および電流を示す特性図である。
【図６】
本発明に従った電力受け渡しを示す特性図である。
【図７】
本発明に従った母線コンデンサの電流および電圧を示す特性図である。
【図８】
本発明に従った電流制御スイッチの導通角を示す特性図である。
【図９Ａ】
異なる入力サイクル部分における、入力電圧よりも大きな母線電圧の場合の規格化出力電圧図を示す図である。
【図９Ｂ】
異なる入力サイクル部分における、入力電圧よりも大きな母線電圧の場合の規格化出力電圧図を示す図である。
【図９Ｃ】
異なる入力サイクル部分における、入力電圧よりも大きい母線電圧の場合の規格化出力電圧図を示す図である。
【図１０Ａ】
異なる入力サイクル部分における、入力電圧に等しい母線電圧の場合の規格化出力電圧図を示す図である。
【図１０Ｂ】
異なる入力サイクル部分における、入力電圧に等しい母線電圧の場合の規格化出力電圧図を示す図である。
【図１０Ｃ】
異なる入力サイクル部分における、入力電圧に等しい母線電圧の場合の規格化出力電圧図を示す図である。
【図１１Ａ】
異なる入力サイクル部分における、入力電圧よりも小さな母線電圧の場合の規格化出力電圧図を示す図である。
【図１１Ｂ】
異なる入力サイクル部分における、入力電圧よりも小さな母線電圧の場合の規格化出力電圧図を示す図である。
【図１１Ｃ】
異なる入力サイクル部分における、入力電圧よりも小さな母線電圧の場合の規格化出力電圧図を示す図である。
【図１２Ａ】
本発明に従ったランプ安定器の実施形態の回路図を示す図である。
【図１２Ｂ】
本発明に従った電力コンバータの実施形態の回路図を示す図である。
【図１３】
本発明に従った電力コンバータの第２の実施形態の回路図を示す図である。
【図１４】
本発明に従った電力コンバータの第３の実施形態の回路図を示す図である。
【図１Ａ】
2004519985.tif 000011
【図１Ｂ】
2004519985.tif 000012
【図１Ｃ】
2004519985.tif 000013
【図２Ａ】
2004519985.tif 000014
【図２Ｂ】
2004519985.tif 000015
【図３】
2004519985.tif 000016
【図４】
2004519985.tif 000017
【図５】
2004519985.tif 000018
【図６】
2004519985.tif 000019
【図７】
2004519985.tif 000020
【図８】
2004519985.tif 000021
【図９Ａ】
2004519985.tif 000022
【図９Ｂ】
2004519985.tif 000023
【図９Ｃ】
2004519985.tif 000024
【図１０Ａ】
2004519985.tif 000025
【図１０Ｂ】
2004519985.tif 000026
【図１０Ｃ】
2004519985.tif 000027
【図１１Ａ】
2004519985.tif 000028
【図１１Ｂ】
2004519985.tif 000029
【図１１Ｃ】
2004519985.tif 000030
【図１２Ａ】
2004519985.tif 000031
【図１２Ｂ】
2004519985.tif 000032
【図１３】
2004519985.tif 000033
【図１４】
2004519985.tif 000034
【国際公開パンフレット】
2004519985.tif 000035
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2004519985.tif 000048
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2004519985.tif 000056
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2004519985.tif 000058
2004519985.tif 000059
2004519985.tif 000060
2004519985.tif 000061
2004519985.tif 000062
2004519985.tif 000063
2004519985.tif 000064
2004519985.tif 000065
2004519985.tif 000066
2004519985.tif 000067
【手続補正書】
【提出日】平成14年9月12日(2002.9.12)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】特許請求の範囲
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力コンバータ回路であって、
回路入力に接続された第１のハーフブリッジと、
電圧蓄積装置に接続された第２のハーフブリッジと、
共振出力段に接続された各ハーフブリッジの中点とを備え、
各ハーフブリッジは前記共振出力段に電力を伝達するように動作可能であり、さらに、
前記共振出力段は共振負荷を駆動するように動作可能であり、前記共振負荷が一定電力を受け取ることを特徴とする電力コンバータ回路。
【請求項２】
各ハーフブリッジは２個のスイッチを含み、さらに、
前記共振出力段は各ハーフブリッジのスイッチの間に接続されていることを特徴とする請求項１に記載の電力コンバータ。
【請求項３】
前記電圧蓄積装置はコンデンサであることを特徴とする請求項１に記載の電力コンバータ。
【請求項４】
電力コンバータ回路であって、
回路入力に接続された第１のスイッチと、
電圧蓄積装置に接続された第２のスイッチとを含み、
前記第１および第２のスイッチが共振出力回路と直列に接続され、
前記共振出力回路は共振負荷を駆動するように動作可能であり、さらに、
前記第１および第２のスイッチに結合され、かつ前記第１および第２のスイッチを駆動して前記共振負荷に一定電力を達成するように動作可能な制御回路を含み、前記第１および第２のスイッチは計算された導通角に従って駆動されることを特徴とする電力コンバータ回路。
【請求項５】
前記計算された導通角は、第１のスイッチのための式；
【数１】
2004519985.tif 000068
および、第２のスイッチのための式；
【数２】
2004519985.tif 000069
によって与えられることを特徴とする請求項４に記載の電力コンバータ回路。
【請求項６】
前記制御回路はさらに、前記第１のスイッチを駆動して、前記回路入力から入力電圧と同相である正弦波電流を引き出すように動作可能であることを特徴とする請求項４に記載の電力コンバータ回路。
【請求項７】
電力コンバータ回路であって、
回路入力に接続された第１のスイッチと、
電圧蓄積装置に接続された第２のスイッチとを含み、
前記第１および第２のスイッチは共振出力回路と結合され、
前記共振出力回路は共振負荷を駆動するように動作可能であり、さらに、
前記第１および第２のスイッチに結合され、かつ前記第１および第２のスイッチを駆動して前記共振出力回路の出力電圧の周波数制御を実現するように動作可能な制御回路を含むことを特徴とする電力コンバータ回路。
【請求項８】
電力コンバータ回路であって、
２個のハーフブリッジに配列された４個のスイッチと、
２個のスイッチを有する各ハーフブリッジと、
各ハーフブリッジを構成する前記２個のスイッチの間で、前記２個のハーフブリッジの間に接続された共振出力回路と、
電力入力線に接続された一方のハーフブリッジと、
母線コンデンサに接続された他方のハーフブリッジとを含み、
前記共振出力回路は共振負荷回路に結合され、さらに、
各スイッチに接続され、かつ前記スイッチを切り換えて入力電圧と同相の正弦波入力電流を引き出しさらに前記共振負荷回路に一定電力を供給するように動作可能な制御回路を含むことを特徴とする電力コンバータ回路。
【請求項９】
電力線入力に接続された一方のスイッチと母線コンデンサに接続された他方のスイッチの２個のスイッチを有する電力コンバータ回路を制御する方法であって、前記２個のスイッチが共振出力回路と直列に接続されており、
【数３】
2004519985.tif 000070
上式に従った導通角αを有するように前記一方のスイッチを駆動するステップと、
【数４】
2004519985.tif 000071
上式に従った導通角βを有するように前記他方のスイッチを駆動するステップとを含み、
θは前記電力線入力のサイクルに関係する角度基準であることを特徴とする方法。
【手続補正２】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図３
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図３】
2004519985.tif 000072
【手続補正３】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図９Ｃ
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図９Ｃ】
2004519985.tif 000073
【国際調査報告】
2004519985.tif 000074