(57)【要約】無線デジタル・データ受信機を用いるチャネル推定装置により、マルチパス通信チャネルを介して受信したプリアンブル・シンボル・シーケンス処理が容易となり、チャネルのインパルス応答の高速推定が可能となり、受信機のデシジョン・フィードバック等化器のパラメータのセットを高速に行うことが可能となる。プリアンブル・ドエル間隔の間、プリアンブル・シンボル推定値からなるより長いシーケンスを生成するために、複数の連続データ・シンボルの範囲内の１以上の受信されたプリアンブル・シンボルの選択推定値が反復される。この場合、受信機のプロセッサは、データ・シンボル値からなるこのより長いシーケンスを用いて、マルチパス・チャネルのインパルス応答の推定を行うために関連づけられた組の線形方程式の解を求める。
2004503171.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線デジタル・データ通信システムの送信機サイトと受信機サイト間で通信リンクを確立する方法において、
前記送信機サイトで、
（ａ）データ・シンボルの１つのシーケンスを含むプリアンブル・メッセージを前記受信機サイトで送信するステップと、
（ｂ）ステップ（ａ）で送信した前記プリアンブル・メッセージを受信するステップと、
（ｃ）ステップ（ｂ）で受信した前記プリアンブル・メッセージを処理して、前記シーケンスのデータ・シンボルの推定値を導き出すステップと、
（ｄ）ステップ（ｃ）で導き出したデータ・シンボルの推定値を示す第１の数を処理して、前記第１の数よりも大きな、データ・シンボルの推定値を示す第２の数を取得するステップと、
（ｅ）ステップ（ｄ）で取得したデータ・シンボルの推定値を示す前記第２の数を処理して、前記送信機サイトから前記受信機サイトへの前記プリアンブル・メッセージの送信に使用したチャネルの推定値を生成するステップと、
（ｆ）前記プリアンブル・メッセージに後続して前記送信機サイトにより前記受信機サイトへ送信したデータ・メッセージの回復に使用する信号プロセッサのパラメータを、ステップ（ｅ）で生成した前記チャネルの前記推定値に基づいて設定するステップと、を有することを特徴とする方法。
【請求項２】
請求項１に記載の方法において、ステップ（ｄ）が、ステップ（ｃ）で導き出したデータ・シンボルの推定値を示す前記第１の数の少なくとも１つを反復して、データ・シンボルの推定値を示す前記第２の数を取得するように成すステップを有することを特徴とする方法。
【請求項３】
請求項１に記載の方法において、ステップ（ｄ）が、ステップ（ｃ）で導き出した前記データ・シンボル推定値を１ブロック当たり複数のシーケンシャルなデータ・シンボルの推定値からなる連続ブロックの中へ配分するステップを有し、その場合、後続ブロックのデータ・シンボルの推定値としてｉ番目のブロックのデータ・シンボルの推定値を用いることを特徴とする方法。
【請求項４】
請求項１に記載の方法において、ステップ（ｄ）が、ステップ（ｃ）で導き出した前記データ・シンボル推定値を１ブロック当たり複数のシーケンシャルなデータ・シンボルの推定値からなる連続ブロックの中へ細分化するステップを有し、その場合、（ｉ＋１）番目のブロックの第１のデータ・シンボルの推定値としてｉ番目のブロックの最後のデータ・シンボルの推定値を用いることを特徴とする方法。
【請求項５】
請求項１に記載の方法において、ステップ（ｅ）が、データ・シンボル推定値を示す前記第２の数のそれぞれに異なるシーケンスと関連づけられた複数の組の所定のチャネル・パラメータを格納するステップと、ステップ（ｄ）で取得したデータ・シンボルの推定値を示す前記第２の数を処理して、前記複数の組の予め格納された所定のチャネル・パラメータを用いて前記チャネルの前記推定値を生成するように成すステップと、を含むことを特徴とする方法。
【請求項６】
受信機が無線デジタル・データ通信ネットワークの送信機と通信リンクを確立することを可能にする方法において、
（ａ）前記送信機から送信されたデータ・シンボルの１つのシーケンスを含むプリアンブル・メッセージを受信するステップと、
（ｂ）前記シーケンスのデータ・シンボルの推定値を示す第１の数を導き出すためにステップ（ａ）で受信した前記プリアンブル・メッセージを処理するステップと、
（ｃ）ステップ（ｂ）で導き出したデータ・シンボルの推定値を示す前記第１の数の少なくとも１つを反復して、前記第１の数よりも大きな、データ・シンボルの推定値を示す第２の数を取得するように成すステップと、
（ｄ）ステップ（ｃ）で取得したデータ・シンボルの推定値を示す前記第２の数を処理して、前記送信機から前記受信機への前記プリアンブル・メッセージの送信に使用したチャネルの推定値を生成するように成すステップと、
（ｅ）前記プリアンブル・メッセージに後続して前記送信機により前記受信機へ送信したデータ・メッセージの回復に使用する信号プロセッサのパラメータを、ステップ（ｄ）で生成した前記チャネルの前記推定値に基づいて設定するように成すステップと、を有することを特徴とする方法。
【請求項７】
請求項６に記載の方法において、ステップ（ｃ）が、１ブロック当たり複数のシーケンシャルなデータ・シンボルの推定値からなる連続ブロックの中へステップ（ｂ）で導き出した前記データ・シンボル推定値を配分するステップであって、その場合、後続ブロックのデータ・シンボルの推定値としてｉ番目のブロックのデータ・シンボルの推定値を反復するように構成されるステップを有するか、あるいは、ステップ（ｃ）が、１ブロック当たり複数のシーケンシャルなデータ・シンボルの推定値からなる連続ブロックの中へステップ（ｂ）で導き出した前記データ・シンボル推定値を細分化するステップであって、その場合、（ｉ＋１）番目のブロックの第１のデータ・シンボルの推定値としてｉ番目のブロックの最後のデータ・シンボルの推定値を反復するように構成されるステップを有することを特徴とする方法。
【請求項８】
請求項６に記載の方法において、ステップ（ｄ）が、データ・シンボル推定値を示す前記第２の数のそれぞれに異なるシーケンスと関連づけられた複数の組の所定のチャネル・パラメータを格納するステップと、予め格納された前記複数のセットの所定のチャネル・パラメータを用いて、ステップ（ｃ）で取得した前記データ・シンボル推定値を処理して前記チャネルの前記推定値を生成するように成すステップと、を含むことを特徴とする方法。
【請求項９】
無線通信装置において、受信機であって、通信チャネルを介して送信機から受信機へ送信される無線通信信号を受信して、受信無線通信信号のデジタル化された表現を生みだすように作動する受信機と；前記受信機と結合され、受信無線通信信号のデジタル化された表現を処理して、このデジタル化された表現の中に含まれるデジタル・データを回復するように作動するデジタル信号プロセッサであって、前記通信チャネルの推定値に基づいてその動作パラメータを確立して備えたデジタル信号プロセッサと；前記受信機及び前記デジタル信号プロセッサと結合されたチャネル推定値生成装置であって、前記通信チャネルを介して前記送信機から送信され、前記受信機によって受信されるデータ・シンボルの１つのシーケンスを含むプリアンブル・メッセージを処理して、前記シーケンスのデータ・シンボルの推定値を導き出すように作動し、前記データ・シンボルの推定値からデータ・シンボルの推定値を生成し、その場合、前記データ・シンボル推定値の少なくとも１つを反復し、前記データ・シンボル推定値を処理して、前記通信チャネルの前記推定値を生成するように構成されるチャネル推定値生成装置と；を有することを特徴とする無線通信装置。
【請求項１０】
請求項９に記載の無線通信装置において、前記チャネル推定値生成装置が、１ブロック当たり複数のシーケンシャルなデータ・シンボルの推定値からなる連続ブロックの中へ前記データ・シンボル推定値を配分するように作動し；後続ブロックのデータ・シンボルの推定値としてｉ番目のブロックのデータ・シンボルの推定値を反復し、好適には、前記チャネル推定値生成装置が、ブロック当たり複数のシーケンシャルなデータ・シンボル推定値からなる連続ブロックの中へ前記データ・シンボル推定値を細分化するように作動し；（＋ｉ＋１）番目のブロックの第１のデータ・シンボルの推定値としてｉ番目のブロックの最後のデータ・シンボル推定値を反復し、前記チャネル推定値生成装置が、データ・シンボル推定値を示すそれぞれに異なるシーケンスと関連づけられた複数の組の所定のチャネル・パラメータを格納するメモリを含み；前記チャネル推定値生成装置が、メモリの中に格納された前記複数のセットの所定のチャネル・パラメータを用いて前記データ・シンボル推定値を処理し、前記通信チャネルの前記推定値を生成するように作動することを特徴とする無線通信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
（技術分野）
本発明は、無線ローカルエリア・ネットワーク（ＷＬＡＮ）のような無線通信システムに関し、無線受信機のデシジョン・フィードバック等化器のデジタル処理回路の中へ容易に組み込みが可能なメカニズムであって、チャネルのインパルス応答の高速推定を可能にし、マルチパス通信チャネルを介して受信したプリアンブル・シンボル・シーケンスの処理を容易にして、上記等化器のパラメータの設定を目的とする新規かつ向上したメカニズムを対象とする発明である。
【０００２】
（背景技術）
より高速の（より高いデータ転送速度）の無線通信プロダクトに対する現今の要求は、米国ＩＥＥＥ８０２．１１委員会に提出されたいくつかの提案の主題となっており、これには２．４ＧＨｚ部分のスペクトルに対する規格の利用が含まれる。この規格は米国政府ＦＣＣ部１５．２４７が、拡散スペクトル法を用いて実施することを求めている部分である。この拡散スペクトル法によってイントラ・パケットデータ転送速度が１０Ｍｂｐｓのイーサネット・スピード（「イーサネット」は登録商標）を上回ることが可能となる。８０２．１１委員会の２．４ＧＨｚ規格では、周波数ホッピング（ＦＨ）またはダイレクト・シーケンス（ＤＳ）拡散スペクトル（ＳＳ）法のいずれかを用いる１Ｍｂｐｓと２Ｍｂｐｓのデータ転送速度しかカバーされていない。拡散スペクトル信号の使用を求めるこのＦＣＣの要求は、平均送信パワースペクトル密度を下げることにより、さらに、スペクトルの冗長性を利用し、それによってマルチパスにより生じる自己干渉と戦う受信技術により、偶然の干渉に対して信号をさらにロバストなものにする固有のＳＳ特性を利用するものである。
【０００３】
屋内ＷＬＡＮシステムの範囲で送信される信号のパワー遅延プロファイルの特性を示す、ほぼ指数的に減衰するレイリー・フェージング（その出力に関する経過時間平均信号出力の変動）は、送信機と受信機との間に在るビル内の比較的多数の反射体（壁など）と、（対数的に）弱まるエネルギを含む遅くなる着信時刻とそれぞれ関連づけられる伝搬損とから結果として生じる。指数的に減衰するマルチパスの振舞いの主な側面として、信号の伝搬遅延は進んだ距離の総計に比例するため、平均して最も強い（最低限の妨害を含む）伝送路は、最も早く受信機に着信する信号を持つ伝送路となるという事実がある。一般に、任意の送信について、送信機から受信機へ直接着信すなわち視野方向パスから着信する第１の信号は、減衰媒体（１以上のビルの壁等などのようなもの）に遭遇するが、これに対して、高い反射性を持つ表面から反射された、減衰媒体に遭遇しない遅い着信信号は、第１着信信号よりも大きな振幅チャネル・インパルス応答（ＣＩＲ）を行うことができる。しかし、平均して、このようなことが発生する件数はＣＩＲピークに続くエコー信号と比べると非常に少ない。
【０００４】
実際的利用という観点から見ると、マルチパス・チャネルの根２乗平均（ＲＭＳ）遅延拡散は、小さなオフィス及びホーム・オフィス（ＳＯＨＯ）環境用としては２０〜５０ナノ秒、商用環境用としては５０〜１００ナノ秒、工場環境用としては１００〜２００ナノ秒の範囲にわたる場合がある。指数的にフェードするチャネルの場合、（指数的）減衰定数はＲＭＳ遅延拡散に等しい。比較的低い信号帯域（１ＭＨｚ未満）の場合、マルチパスに起因するフェージングはほとんど‘平坦’である。しかし、１ＭＨｚ以上の帯域、例えば、上述の１０Ｍｂｐｓのさらに高いデータ転送速度を達成するために直接シーケンス拡散スペクトラム（ＤＳＳＳ）方式により要求される１０ＭＨｚ帯域では、フェージングは周波数に関して選択的なものとなり、マルチパス・チャネルを介する信頼性のある通信に対する重大な妨害を構成することになる。したがって、ＷＬＡＮ環境内でのマルチパスによる歪みは、ＩＳＭ帯域にわたって厳しい伝搬損を引き起こす原因となる場合がある。
【０００５】
このマルチパス歪み問題に対抗する１つのアプローチとして、一般に‘レイク’受信機と呼ばれるチャネル・マッチ相関受信機が利用され、この受信機では情報帯域より広い送信帯域を持つＤＳＳＳ構造が用いられる。ＤＳＳＳ信号構造では、それぞれの符号語が、疑似乱数（ＰＮ）コード‘チップ（ｃｈｉｐ）’からなる１つのシーケンスから形成され、ＢＰＳＫやＱＰＳＫのような比較的単純な変調方式を用いてこのコードチップの送信が可能である。また、符号シーケンスの場合のように符号語チップを固定してもよく、あるいは、これらの符号語チップを擬似乱数としてもよい。さらに、情報の伝達に符号語の位相変調が利用される場合もある。
【０００６】
図１に図示のように、ＤＳＳＳ（レイク）受信機では、（拡散）信号は、ＲＦ前端部１０と、関連づけられたＡ／Ｄ変換器１２とにより受信され、デジタル化され、次いで、マルチパスの振舞い補正装置１４と結合される。この補正装置１４は、コードワード相関器及びコヒーレント・マルチパス・コンバイナを介して、デシジョン・フィードバック等化器（ＤＦＥ）を用いて信号経路内に実装してもよい。ＤＦＥ１４のタップは、チャネル・インパルス応答（ＣＩＲ）推定プロセッサ１６により確立される。この推定プロセッサ１６は、一般に、１組の線形方程式を解くようにプログラムされ、これらの線形方程式の変数は、実際のデータ伝送セッションの開始に先行して送信されるトレーニング・プリアンブル・シーケンスから導き出される。ＤＦＥの出力は、ピークすなわち最大値検出器のような下流側回路構成１８と結合され、送信された符号語が導き出される。ＣＩＲ推定プロセッサ１６のパフォーマンスは、チャネル推定値を拡散シーケンスと同じ長さにすることができるという事実、及び、拡散シーケンスが完全な自己相関特性を持っていない（サイドローブ無し及びノンゼロ・メインローブ）という事実によって制限される。したがって、チャレンジすべき問題として、比較的短い期間（ドエル間隔）内に、チャネル（このチャネル長は当初未知である）のきわめて‘良好な品質’の推定値を取得するという問題がある。
【０００７】
（発明の開示）
本発明には、無線デジタル・データ通信システムの送信機サイトと受信機サイト間で通信リンクの確立する方法が含まれ、
前記送信機サイトで、
（ａ）データ・シンボルの１つのシーケンスを含むプリアンブル・メッセージを前記受信機サイトで送信するステップと、
（ｂ）ステップ（ａ）で送信された前記プリアンブル・メッセージを受信するステップと、
（ｃ）ステップ（ｂ）で受信した前記プリアンブル・メッセージを処理して、前記シーケンスのデータ・シンボルの推定値を導き出すステップと、
（ｄ）ステップ（ｃ）で導き出したデータ・シンボルの推定値を示す第１の数を処理して、前記第１の数よりも大きな、データ・シンボルの推定値を示す第２の数を取得するステップと、
（ｅ）ステップ（ｄ）で取得したデータ・シンボルの推定値を示す前記第２の数を処理して、前記送信機サイトから前記受信機サイトへの前記プリアンブル・メッセージの送信に使用したチャネルの推定値を生成するステップと、
（ｆ）前記プリアンブル・メッセージに後続して前記送信機サイトにより前記受信機サイトへ送信したデータ・メッセージの回復に使用する信号プロセッサのパラメータを、ステップ（ｅ）で生成した前記チャネルの前記推定値に基づいて設定するステップと、を有することを特徴とする。
【０００８】
また本発明には、受信機であって、通信チャネルを介して送信機から受信機へ送信された無線通信信号を受信して、受信無線通信信号のデジタル化された表現を生みだすように作動する受信機と；前記受信機と結合され、受信無線通信信号のデジタル化された表現を処理して、このデジタル化された表現の中に含まれるデジタル・データを回復するように作動するデジタル信号プロセッサであって、前記通信チャネルの推定値に基づいてその動作パラメータを確立して備えたデジタル信号プロセッサと；前記受信機及び前記デジタル信号プロセッサと結合されたチャネル推定値生成装置であって、前記通信チャネルを介して前記送信機から送信され、前記受信機によって受信されるデータ・シンボルの１つのシーケンスを含むプリアンブル・メッセージを処理して、前記シーケンスのデータ・シンボルの推定値を導き出すように作動し、前記データ・シンボルの推定値からデータ・シンボルの推定値を生成し、その場合、前記データ・シンボル推定値の少なくとも１つを反復し、前記データ・シンボル推定値を処理して、前記通信チャネルの前記推定値を生成するように構成されるチャネル推定値生成装置と；を有することを特徴とする無線通信装置が含まれる。
【０００９】
好適には、上記目的が、デシジョン・フィードバック等化器の関連チャネル推定プロセッサにより実行される、新規かつ向上した信号処理メカニズムにより達成されることが望ましい。上記チャネル推定プロセッサは、チャネル・インパルス応答のきわめて正確な推定値を取得するための、十分なデータ・シンボル推定値の取得に必要な‘待ち’時間を低減するように作動する。この目的のために、プリアンブル・シーケンスの受信シンボルの処理過程で、複数の連続データ・シンボルの範囲内の１以上の受信プリアンブル・シンボルのうちの選択された推定値が、プリアンブル・シンボル推定値のより長いシーケンスの生成を目的として反復される。
【００１０】
チャネルの振舞いを推定するために、シーケンス内の次のデータ・シンボルとしてデータ・シンボルを反復する能力は、送信エネルギのいずれかの特定の部分に対してチャネルが影響を与える方法により、エネルギの直接隣接する部分も同様に影響を受けることがきわめて予想可能であるという事実に因るものである。したがって、２以上の直接隣接するシンボルがチャネルから受ける同様の影響を示すことが予想できるため、次のシンボルタイム用の‘疑似’シンボル値として受信データ・シンボルの反復利用が可能となる。次いで、プロセッサはデータ・シンボル値のこの長いシーケンスを用いて、チャネル・インパルス応答（ＣＩＲ）の推定のために関連づけられた線形方程式の組を解く。
【００１１】
１つの推奨実施例によれば、複数またはブロックの連続して受信されたプリアンブル・データ・シンボル値が受信され、格納されたとき、当該連続シンボル値の当該ブロックの１以上の最新の値が反復されて、連続するプリアンブル・シンボルの次のブロックの前端部分に１以上の‘偽の’シンボルが作成される。或る選択された数の受信済みのプリアンブル・シンボル・ブロックのシンボル値をこのように反復利用することにより、もしプロセッサが、受信する次のブロックのすべてのプリアンブル・シンボルを待つ場合に必要とする時間よりも短い時間内で次のブロックのデータ・シンボル値の形成（ｐｏｐｕｌａｔｅ）ことが可能となる。
【００１２】
チャネルを推定するために８つの線形方程式から成る系を解く場合、４つのシンボルから成るブロックの長さと、ブロック間での単一シンボルの反復や重複を持つ、複雑さの少ない非限定的例として、次の連続ブロックの第１のシンボルとして第１のブロックの最後の（第４の）シンボルを反復することは、チャネル推定マトリックス乗算を行うためのプリアンブル・シンボルから成るデュアル・ブロックｂ１＋ｂ２の合計Ｋ＋Ｍ（すなわち８）個のシンボルｓ１、ｓ２、ｓ３、ｓ４、ｓ４、ｓ５、ｓ６、ｓ７を実現するために、少ない数Ｋ（例えば７）個のシンボルｓ１〜７しか受信を必要としないことを意味する。実際に受信したデータ・シンボルのブロックを選択的に反復し、乗算するマトリックスは、好適には、事前に計算し、送信可能なすべての生じ得るデータ・シンボル・シーケンスと関連づけて、ルックアップ・テーブルの中に格納することが望ましい。
【００１３】
１回のチャネル推定計算について８個のシンボルを処理する例の場合、ルックアップ・テーブルには、合計２８すなわち２５６個の異なる組の事前に計算されたマトリックスが含まれることになる。すべての生じ得るシンボル・シーケンスの範囲内の隣接シンボルによる相互の振舞いを事前に決定できるので、予め計算したマトリックスのパラメータを事前に計算して、サイドローブの影響を除去することが可能となる。ｋ＋ｍすなわち８個のシンボルｓ１、ｓ２、ｓ３、ｓ４、ｓ４、ｓ５、ｓ６、ｓ７の場合、マトリックス・パラメータの事前に記憶されている組にアクセスするソースとなるルックアップ・テーブルのアドレスは、当該シンボル用変調検出器により形成される２進値に基づいて容易に確定が可能となる。
【００１４】
以下、添付図面を参照しながら例を挙げて本発明について説明する。
【００１５】
（発明を実施するため最良の形態）
本発明は、主として、従来方式のデジタル通信回線のモジュラ型構成と、この構成に関連するデジタル信号処理構成要素、及び、このような回路と構成要素の動作を制御する付随する上記構成要素用の管理制御回路構成との中に存在する。無線通信装置の既存のプリント配線カードの中へこれらモジュラ型構成の組み込みを容易に行う実際の実施構成では、これらのモジュラ型構成は、フィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ（ＦＰＧＡ）の実装、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）チップ・セット、プログラマブル・デジタル信号プロセッサ、または、汎用プロセッサとして容易に実現が可能である。
【００１６】
したがって、回路と構成要素とからなるこのような構成、及び、これらの回路と構成を別の通信装置とインターフェースする方法が、ほとんどの部分について、容易に理解可能なブロック図で図面に示されている。これらのブロック図では本発明に関連する当該の特定の細部しか示していない。ブロック図による例図は、主として、便利な機能的グループ分けにより本発明の主要構成要素を示すことを意図するものである。
【００１７】
本発明のチャネル・インパルス応答（ＣＩＲ）推定メカニズムによって、マルチパス通信チャネルから受信したプリアンブル・シンボル・シーケンスの選択されたシンボル部分の‘反復’利用を通じて、チャネルのインパルス応答、及び、それによって無線デジタル・データ受信機のデシジョン・フィードバック等化器のパラメータの高速取得を可能にする方法を容易に理解するためには、採用した拡散符号のコンテキストの中で、機能性とデシジョン・フィードバック等化器のパフォーマンス全体の再査を行うことが有益である。非限定的実施例として、１Ｍｂｐｓ同期シンボル・プリアンブルの送信に使用される“拡散”シーケンスは、１１個のチップＢａｒｋｅｒ符号列：＋１，−１，＋１，＋１，−１，＋１，＋１，＋１，−１，−１，−１になる。
【００１８】
Ｂａｒｋｅｒコードは、下記の式（１）で定義されるサイドローブの自己相関関数Ｃｋのサイドローブの大きさはｋが０でない場合決して１を上回ることはないという特性を有する。図２はこの自己相関関数のグラフ表示である。
2004503171.tif 000003
【００１９】
この特性が当てはまるためには、すべての隣接シンボルがゼロに等しいことが仮定されている。しかし、プリアンブル内の同期シンボルの場合事実はそうではない。その結果、同期シンボルのパターンに応じて、２つの非常に異なる相互相関パターンが得られる場合がある。拡散に先行して送信された同期シンボルが同一であるとき、サイドローブ値は図３に図示のようにすべて−１である。しかし、‘拡散’に先行する同期シンボルが異なる場合、サイドローブ値は図４に図示のように＋１と−１の間を交番する。この結果、Ｂａｒｋｅｒワードの一意的特性が、Ｂａｒｋｅｒワードに隣接する発生予想確率が等しいランダムな２進データに近似するものとなることがわかる。図２に図示のパターンは図３と図４の相互相関パターンの平均値である。
【００２０】
チャネル・インパルス応答を推定する受信機で利用可能な主要メカニズムとして、チップ・ソフト・デシジョン（ｃｈｉｐ ｓｏｆｔ ｄｅｃｉｓｉｏｎ）から計算されるＢａｒｋｅｒ相関値がある。図５は、Ｂａｒｋｅｒワード、拡散シーケンスａｋ、チャネル・インパルス応答ｈｋ及び受信Ｂａｒｋｅｒ相関器の複合した影響として相互相関値Ｃｏｒｒの信号フローパス表現を示す図である。チップ・ソフト・デシジョンから計算される相互相関値Ｃｏｒｒは２つの理由により等化器の初期化を行うには十分な値ではない。
【００２１】
第１の理由は相互相関値Ｃｏｒｒがあまりに短いことである。典型的なパフォーマンス設計の目標では、チップ・シーケンスの長さ（本例では１１）を上回る（少なくとも３つのフィードフォワード及び１５のフィードバック・タップなどの）複数のタップを持つデシジョン・フィードバック等化器が必要とされる。この短い推定値と関連する付加的問題点として、前駆情報と後駆情報との間の線をどこで引くかという問題がある。相関ピークの上り方向に在る値が、１０チップだけ遅延した前回のシンボルから得られる後駆情報であるか、あるいは実際には１チップ前方の前駆情報であるかどうかを示すものは何も存在しない。第２の問題として、計算されたＢａｒｋｅｒ相関値が、実際に、図３と図４に図示のチャネル・インパルス応答と類似したＢａｒｋｅｒ相互相関関数を用いて畳み込まれた所望のチャネル・インパルス応答であるという事実がある。この事実は、次式（２）により数学的に表すことができる：
2004503171.tif 000004
【００２２】
これらはすべて線形演算であるため、重ね合せの原理（ｐｒｉｎｃｉｐｌｅ ｏｆ ｓｕｐｅｒｐｏｓｉｔｉｏｎ）を利用して、次式（３）としてこれらの動作のリオーダを行うことができる。
2004503171.tif 000005
【００２３】
受信機では、最終式の４つの変数のうち３つの変数は事前に、あるいは、推定により知ることができる。Ｂａｒｋｅｒ相互相関Ｃｏｒｒはチップ・ソフト・デシジョンに基づいて計算される。Ｂａｒｋｅｒ相関値ピーク・ビン（ｂｉｎ）の差分復調を用いてシンボル・ハード・デシジョンａｋの推定を行うことができる。Ｂａｒｋｅｒ自己相互相関シーケンスｂｋは事前に計算することができる。この事前の計算によって未知のチャネル・インパルス応答値ｈｋのマトリックス解が得られる。
【００２４】
８個のチャネル・インパルス応答タップの以下のケースを考慮することにより、必要なマトリックス処理と計算（ｍａｔｈ）を容易に理解することができる。この単純化された例では、送信されたプリアンブル・ヘッダ同期シンボルはすべて１である（スクランブリングなし）。これは、値ｂｋを形成する（ｐｏｐｕｌａｔｅ）Ｂａｒｋｅｒ自己相互相関値が図３に図示の値であることを意味する。Ｂａｒｋｅｒ相関値ｃｋ列ベクトル長は常に１１（Ｂａｒｋｅｒシーケンスの長さ）となる。マトリックス式［ｂ］＊［ｈ］＝［ｃ］は図６に図示されている。
【００２５】
この式の両辺にＨｅｒｍｅｔｉａｎ極性反転ＢＨを乗算することにより［ＢＨ］＝ＢＨが得られる。Ｒ＝ＢＨＢとｐ＝ＢＨｃとを代入して上式はＲｈ＝ｐへ簡約化される。この式はｈ＝Ｒ−１ｐとして容易に解くことができる。未知のチャネル・インパルス応答ｈｋの解を求める上での困難のほとんどは、行列計算の中に存在するのではなく、Ｂとｃマトリックスを形成する方法の解決の中に存在する。例えば、チャネル・インパルス応答ｈｋとサンプルｈ２とのピークのアラインメントを行うためには、Ｂａｒｋｅｒ相関値マトリックスｃｋのピークが存在する場所を制御する必要がある。この例として、ピークが要素ｃ３に存在すると仮定する。これらの位置は事前に決定する必要がある。なぜなら、Ｂマトリックスを形成する値がメモリの中にすでに格納されているからである。事実、マトリックス全体Ｒ−１＝［ＢＨＢ］−１は事前に計算可能である。本例では、Ｂを形成する値は図３のデータの反復コピーに由来する。ｈ２とｃ３のアラインメントを保証するために、Ｂａｒｋｅｒ自己相互相関のピークはサンプルｂ８に存在する必要がある。なぜならｃ３の値はＢの第４行にｈ列を乗算する結果から得られるからである。配列Ｂを構成する１８個の要素は以下の通りである：［−１，−１，−１，−１，−１，−１，−１，−１，＋１１，−１，−１，−１，−１，−１，−１，−１，−１，−１］（この同じメカニズムが未知のチャネル・インパルス応答ｈｋの解に適用される。以下マトリックス・データのアラインメントのさらに一般的な解法について解説する。）
【００２６】
チャネル・インパルス応答の中に前駆情報が存在することが仮定されている場合、チップ・ソフト・デシジョンから計算されるＢａｒｋｅｒ相関値は、アラインメントを行って、ピークが第１のビンの右側の或る場所に存在するようにする必要がある。これは、計算されたＢａｒｋｅｒ相関値が現在のシンボルに依存するだけでなく、前回のシンボルにも依存することを意味する。一例として、チャネル・インパルス応答が単一インパルスにすぎないケースについて考える。受信機における計算されたＢａｒｋｅｒ相関値パターンは図３と図４から得られる。
【００２７】
図７は、シンボル・パターン［＋１，＋１］のＢａｒｋｅｒ相関値を示す。このシンボル・パターンは図３の左シフト・バージョンとそっくりである。図８は、シンボル・パターン［＋１，−１］のＢａｒｋｅｒ相関値を示す。相関値がこのピークに関してはもはや左右対称ではないことが図から観察できる。図９はシンボル・パターン［−１，＋１］のＢａｒｋｅｒ相関値を示すが、このシンボル・パターンもピークに関して左右対称ではない。図１０は、シンボル・パターン［−１，−１］のＢａｒｋｅｒ相関値を示すが、このシンボル・パターンは図４の左シフト・バージョンとそっくりである。
【００２８】
１Ｍｂｐｓ同期シンボル・プリアンブルを送信するために、Ｂａｒｋｅｒ拡散シーケンスを利用する本例では、チャネル・インパルス応答の継続時間が１１のチップよりも短い限り、受信機で計算される４個の一意的Ｂａｒｋｅｒ相関値パターンしか生じなくなる。チャネル・インパルス応答が単一Ｂａｒｋｅｒシーケンス（この場合１１のチップ）の長さ以上に延長されると、上記現象は延長される。チャネル・インパルス応答の継続時間が１１チップ以上２３チップ未満まで延びる場合、計算されるＢａｒｋｅｒ相関値は現在のシンボル並びに前回の２つのシンボルに依存する。この事実は、１５のチップ・チャネル・インパルス応答を用いて１１のチップＢａｒｋｅｒシーケンスの畳込みを行うことにより理解できる。この結果、３つの異なるシンボル部分に影響を与える長さの中に２５のチップが生じる。前駆情報の取得を目的としてＢａｒｋｅｒ相関値がシフトされるという事実を考えると、この現象は実際には現在のシンボルと前回の３つのシンボルにまで延長される。チャネル・インパルス応答の継続時間は、実際に測定されるまで未知であるため、‘きわめて長い’チャネル・インパルス応答と命名できるような長さを推定する必要がある。
【００２９】
非限定的実施例として、２２タップ等化器の最大値まで複素タップをセットするケースについて考える。これらのタップのうちのいくつを前駆タップとして処理し、いくつを後駆タップとするかの決定は実施構成次第である。例示を目的として、チャネル・インパルス応答ｈｋが既知であり、以下のような一次パス後にネガティブ・エコー（ｎｅｇａｔｉｖｅ ｅｃｈｏ）が発生する１２個のチップがあると最初仮定することにする：
ｈｋ＝［＋１，０，０，０，０，０，０，０，０，０，０，０，−０．５、０，０，０，０，０，０，０，０，０］
【００３０】
図１１には、受信機における生じ得る計算された８個のＢａｒｋｅｒ相関値を要約するテーブルが含まれる。このテーブルでは、データ・パターンの順序は左から右への順であり、ｄ０が最初に送信される。Ｂａｒｋｅｒ相関値は、ピークが左側から第２のビン（ビンｃ１）に入るようにアラインメントが行われる。共役データ・パターンにより、符号修正と共に、同じＢａｒｋｅｒ相関値が生成されることが図から観察できる。（必要な符号修正値は、計算されたＢａｒｋｅｒ相関値にデータ・シンボルｄ２の符号を単純に乗算した値にすぎない）
【００３１】
これら８つのパターンをグループ分けする比較的単純な方法として、シンボルの変化の有無を判定するという方法がある。８つの生じ得る１１チップＢａｒｋｅｒ相関値は以下のように式（４）に基づいてグループ分けされ、累積されてビンの中へ入れられる：
2004503171.tif 000006
【００３２】
各ビンに含まれる累積されたＢａｒｋｅｒ相関値の回数としてカウント値が保持される。これらの累積されたビンにこのカウント値を係数として掛ける必要があるため、各累積されたビンは同じ大きさを有する。十分に長いデータ・ストリームがあれば、すべての８つのデータ差のパターンがシンボル・ストリームの中に出現し、すべての８個のビンが形成されることになる。この結果、［Ｂ］＊［ｈ］＝［ｃ］という実行不可能な解が生じることになる。但し、Ｂは（８８×２２）、ｈは（２２×１）、ｃは（８８×１）である。
【００３３】
周波数推定と、位相推定と、アンテナ・ダイバーシティと、別の変数値推定と並行して、チャネル・インパルス応答推定の実行が必要であることを想起することができる。できるだけ短いプリアンブルを用いなければならないという要件のために、（ドエル当たりのシンボル内での）許容可能な観察時間は、時間に対する他の要求と競合するものとなる。実際的観点から見ると、各ドエル期間の第１のシンボルはＡＧＣと安定化に起因して実際には紛失している。その結果、チャネル・インパルス応答推定技術では、２２個までの複素タップの正確な推定を行うために、安定化後に、５個の完全で連続するシンボルのうちの最小のシンボルが要求される。５つの有効なシンボルしか存在しない場合、問題となるのはマトリックスの形成方法であり、マトリックスのレイアウトが図１２に図示されている。
【００３４】
６個のシンボル・ドエル・パターン（ｄ０，ｄ１，ｄ２，ｄ３，ｄ４，ｄ５）の場合、上述のように、第１のシンボルｄ０はＡＧＣと安定化に起因して紛失している。４つの連続するシンボル（ｄ１，ｄ２，ｄ３，ｄ４）に対してＢａｒｋｅｒ相関器と差分復調装置を操作することにより、８個の生じ得るＢａｒｋｅｒ相関値（図１１のテーブルに示されるものと類似する）のうちの１つが生成される。これら８個の生じ得るＢａｒｋｅｒ相関値をｃ−＋＋と表示することができる。一旦４つのシンボル・パターンが既知となると、適切なＢマトリックスの選択が可能となる。Ｂマトリックスの値は、図６のＢマトリックスと同様の方法で形成可能である。例示を目的として、４つのシンボル・パターン（ｄ１，ｄ２，ｄ３，ｄ４）が実際には（−１，−１，＋１，＋１）であると仮定する。図１２に図示のＢ−＋＋マトリックスは寸法１１×２２を有する。図６から、Ｂ−＋＋の最上部右の要素はｂ０、最上部左の要素はｂ２１、最下部左の要素はｂ３１、最下部右の要素はｂ１０になるということがわかる。Ｂａｒｋｅｒ相互相関要素（ｂ０〜ｂ３１）がすべての１６（符号修正が行われた場合８）個の４シンボル・シーケンスについて事前に計算される。
【００３５】
Ｂ及びｃマトリックスの下半分に対して、前回の３つのシンボル（ｄ２，ｄ３，ｄ４）から得られる情報を用いて次のシンボルｄ５（非限定的例として−１の値を持つ）に対するＢａｒｋｅｒ相関値と差分復調を行うにより、８個の生じ得るＢａｒｋｅｒ相関値の中の１つの異なる相関値が生成されることになる。この相関値はｃ−＋＋−と命名することができる。一旦この４シンボル・パターン（ｄ２，ｄ３，ｄ４，ｄ５）が決定されると、適切なＢマトリックスの選択が可能となる。図１２に図示のＢ−＋＋−マトリックスは寸法１１×２２を有する。これらのマトリックスの形成後、未知のチャネル・インパルス応答値（ｈ０〜ｈ２１）の解は、図６と関連して上述した解と同じ解となる。任意の（４ビット）パターンについて、サブマトリックスＢＷＸＷＺとＣＷＸＷＺとが異なるものであり、かつ、相互の逆のバージョンでない限り、サブマトリックスＢＷＸＷＺとＣＷＸＷＺとを用いて、Ｂとｃマトリックスの異なる半分にサブマトリックスＢＷＸＷＺとＣＷＸＷＺを形成することができる。
【００３６】
上述の例から、前回受信したデータ・シンボルの定められた数ｋの１グループまたはブロックｂｉの或るサブポーションを使用（反復）して、次に受信するブロックｂｉ＋１のデータ・シンボルの対応するサブポーションを再現また入力することにより、チャネル・インパルス応答のきわめて正確な推定値の取得のために十分なデータ・シンボル推定値を取得するのに必要な‘待ち’時間の圧縮または縮減が可能となることがわかる。これにより、プロセッサは、ｋ＋ｍ個の線形方程式の関連づけられた組を解くのに必要なデータ・シンボル推定値を示す長いｋ＋ｍ個のシーケンスの受信を待機する必要がなくなる。この線形方程式はチャネル・インパルス応答（ＣＩＲ）の定義に使用されるものである。
【００３７】
図１３は、図１のチャネル・インパルス応答（ＣＩＲ）推定プロセッサ１６の中へ組み込むための上述のシンボル反復ベースのメカニズムの信号処理アーキテクチャを示す図である。該推定プロセッサ１６は、実際のデータ伝送セッションの開始に先行して比較的短いドエル間隔の範囲内でプリアンブル・シーケンスの受信中、上記プロセッサ１６と関連づけられるＤＦＥ１４の複素タップのセットを行うために用いられる。図１３に図示のように、直接シーケンス拡散スペクトラム通信を示す本例の場合、上流側Ａ−Ｄ変換器１２（図１）により生成されたサンプルは、拡散シーケンスが印加される逆拡散用相関器２１の中で逆拡散される。この結果生じる逆拡散されたデジタル・サンプル値は一対の平行な信号トランスポート・パス２３と２５を介してそれぞれ変調検出器３１及び反復シンボル処理段３３と結合される。ＢＰＳＫを利用する非限定的実施例として、変調検出器３１は、信号トランスポート・パス２３から受信するそれぞれのデータ値の極性に基づいて、２つの生じ得る２進値（‘１’または‘０’ビット）のうちの一方を出力することができる。反復シンボル処理段３３では、平行な信号トランスポート・パス２５にわたって供給された受信データ・シンボルが内部メモリ・セクション３５のそれぞれの記憶場所に格納される。
【００３８】
本発明によれば、連続受信データ・シンボル値の定められた複数（ｋ）のブロックｂｉが受信され、メモリ３５の中に格納されるにつれて、ｋ個の連続するシンボル値のブロックｂｉの１以上の最新の値が反復されて、ｋ個の連続する値からなる次のブロックｂｉ＋１の前端部分が形成される。上記に指摘したように、それぞれのブロックｂｉの中から選択された数のシンボル値のこの反復使用によって、次のブロックｂｉ＋１のｋ個のシンボルのすべてを検知する場合よりも短い継続時間内で次の連続ブロックｂｉ＋１のデータ・シンボル値の形成が可能となる。
【００３９】
１以上の受信済みのデータ・シンボルのこの選択的反復が図１４〜図１６に示されている。図１４は、実際のシンボル値トランスポート・パス２５からメモリ３５へ供給されるような、連続するシンボルｓ１、ｓ２などを含むメモリ３５の連続するメモリ・アドレスｍ１、ｍ２などを示す。図１５に図示のように、定められた数ｍの連続するメモリ・アドレスｍ１−ｍｋから成る第１のブロックｂ１の連続するメモリ・アドレスｍｋ−ｍ−ｍｋのシンボル内容ｓｋ−ｍ〜ｓｋ（ｋ個の連続するシンボルｓ１〜ｓｋを含む）を利用してｋ個の連続するシンボルの次のブロックｂ２の第１のｍ個のシンボルが生成される。すなわち、ｋ個のシンボルの次のブロックｂ２の第１のｍ個のそれぞれのシンボルは第１のブロックｂ１の同じシンボルｓｋ−ｍ〜ｓｋとなり、これに対して、ブロックｂ２の残りのｋ−ｍ個のシンボルは、メモリ３５のそれぞれのメモリ位置ｍｋ＋１−ｍ２ｋの中へ書き込まれた次のｋ−ｍ個の受信されたシンボルｓｋ＋１〜ｓｋ＋ｍとなる。
【００４０】
複雑さを少なくするために、チャネル推定を行うための８個の線形方程式の系を解く非限定的例として、図１６に図示のように、ｋ＝４と、単一シンボルの反復とを用いて、次の連続ブロックｂ２の第１のシンボルとして第１のブロックｂ１の第４のシンボルｓ４の反復を行うことは、デュアル・ブロックｂ１＋ｂ２の８個のシンボルの合計８個のシンボルｓ１、ｓ２、ｓ３、ｓ４、ｓ４、ｓ５、ｓ６、ｓ７を実現するためには７つのシンボルｓ１〜ｓ７の受信しか必要としないことを意味するものである。上述のように、メモリ３５の中に格納され、選択的に反復される実際に受信したデータ・シンボルのブロックの乗算を行うために利用するマトリックスは、送信可能なすべての生じ得るデータ・シンボル・シーケンスに関して事前に計算され、メモリ３３の中に格納される。
【００４１】
１計算当たり８個のシンボルを処理する本例の場合、メモリ３３は、合計２〜２５６個の異なる組からなる事前に計算されたマトリックスを含むルックアップ・テーブル・サブセクション３７を有する。上記で指摘したように、すべての生じ得る（本明細書では２）シンボル・シーケンスの範囲内の隣接シンボルによる相互の影響は予め決定できるので、事前に計算されたマトリックスのパラメータは、サイドローブの影響を除去するために事前に計算しておいてもよい。本例の線形方程式の１組当たり８個のシンボルに対して、メモリ・サブセクション３７から事前に記憶されているどのマトリックスの組にアクセスを行うかが決められ、データ値：ｓ１、ｓ２、ｓ３、ｓ４、ｓ４、ｓ５、ｓ６、ｓ７のシーケンス用の変調検出器３１により生成される特定の２進シンボルに基づいて、上記アクセスされたマトリックスの組のアドレスが定義される。
【００４２】
無線デジタル・データ受信機を用いるチャネル推定装置により、マルチパス通信チャネルを介して受信したプリアンブル・シンボル・シーケンス処理が容易となり、チャネルのインパルス応答の高速推定が可能となり、受信機のデシジョン・フィードバック等化器のパラメータのセットを高速に行うことが可能となる。プリアンブル・ドエル間隔の間、プリアンブル・シンボル推定値からなるより長いシーケンスを生成するために、複数の連続データ・シンボルの範囲内の１以上の受信されたプリアンブル・シンボルの選択推定値が反復される。この場合、受信機のプロセッサは、データ・シンボル値からなるこのより長いシーケンスを用いて、マルチパス・チャネルのインパルス応答の推定を行うために関連づけられた組の線形方程式の解を求める。
【図面の簡単な説明】
【図１】ＤＳＳＳ受信機の一般的アーキテクチャを図示する。
【図２】Ｂａｒｋｅｒコード自己相関関数Ｃｋのグラフ表示である。
【図３】同一の送信同期シンボル用として取得されたＢａｒｋｅｒコード相互相関パターンを示す。
【図４】拡散に先行する同期シンボルが異なる場合の取得されたＢａｒｋｅｒコード相互相関パターンを示す。
【図５】Ｂａｒｋｅｒワード、拡散シーケンスａｋ、チャネル・インパルス応答ｈｋ及び受信Ｂａｒｋｅｒ相関器の複合した影響として、相互相関値Ｃｏｒｒの信号フローパス表現を示す。
【図６】マトリックス式［ｂ］＊［ｈ］＝［ｃ］と関連づけられたそれぞれのマトリックスを示す。
【図７】シンボル・パターン［＋１，＋１］のＢａｒｋｅｒ相関値である。
【図８】シンボル・パターン［＋１，−１］のＢａｒｋｅｒ相関値である。
【図９】シンボル・パターン［−１，＋１］のＢａｒｋｅｒ相関値である。
【図１０】シンボル・パターン［−１，−１］のＢａｒｋｅｒ相関値である。
【図１１】受信機における生じ得る計算された８個のＢａｒｋｅｒ相関値を要約するテーブルを含む。
【図１２】寸法（１１×２２）のＢａｒｋｅｒマトリックスＢ−＋＋を示す。
【図１３】図１のチャネル・インパルス応答推定プロセッサの中へ組み込むための本発明のシンボル反復ベースのメカニズムの一般的信号処理アーキテクチャを図示する。
【図１４】図１３の実際のシンボル値トランスポート・パスから供給される連続するシンボルを含む図１３のプロセッサの連続するメモリ・アドレスを示す。
【図１５】連続するメモリ・アドレスｍ１−ｍｋの第１のブロックｂ１の連続するメモリ・アドレスｍｋ−ｍ−ｍｋの定められた数ｊ個のシンボル内容ｓｋ−ｍ〜ｓｋを示し、このシンボル内容には、ｋ個の連続するシンボルの次のブロックｂ２用の最初のｍ個のシンボルを生成するために使用するｋ個の連続するシンボルｓ１〜ｓｋが含まれる。
【図１６】チャネル推定マトリックス乗算用として使用する８個のシンボルｓ１、ｓ２、ｓ３、ｓ４、ｓ４、ｓ５、ｓ６、ｓ７のシンボルｓ４〜ｓ７の次の連続ブロックｂ２の第１のシンボルとして、シンボルｓ１〜ｓ４の第１のブロックｂ１の第４のシンボルｓ４の反復を示す。
【図１】
2004503171.tif 000007
【図２】
2004503171.tif 000008
【図３】
2004503171.tif 000009
【図４】
2004503171.tif 000010
【図５】
2004503171.tif 000011
【図６】
2004503171.tif 000012
【図７】
2004503171.tif 000013
【図８】
2004503171.tif 000014
【図９】
2004503171.tif 000015
【図１０】
2004503171.tif 000016
【図１１】
2004503171.tif 000017
【図１２】
2004503171.tif 000018
【図１３】
2004503171.tif 000019
【図１４】
2004503171.tif 000020
【図１５】
2004503171.tif 000021
【図１６】
2004503171.tif 000022
【国際公開パンフレット】
2004503171.tif 000023
2004503171.tif 000024
2004503171.tif 000025
2004503171.tif 000026
2004503171.tif 000027
2004503171.tif 000028
2004503171.tif 000029
2004503171.tif 000030
2004503171.tif 000031
2004503171.tif 000032
2004503171.tif 000033
2004503171.tif 000034
2004503171.tif 000035
2004503171.tif 000036
2004503171.tif 000037
2004503171.tif 000038
2004503171.tif 000039
2004503171.tif 000040
2004503171.tif 000041
2004503171.tif 000042
2004503171.tif 000043
2004503171.tif 000044
【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
2004503171.tif 000045
2004503171.tif 000046
【国際調査報告】
2004503171.tif 000047