(57)【要約】【課題】本発明は、DS-CDMA送信機により周期的に不連続に送信される同期コードを有するDS-CDMA受信機の同期化のための装置および方法に関する。【解決手段】装置Ｄは受信データ列に部分相関を適用して出力相関信号を供給する部分相関演算手段ＰＣと、前記出力相関信号に変換を適用して、複合出力信号を供給する半分の入力がゼロの変換計算手段FFT8と、複合出力信号の絶対値の２乗を計算する２乗絶対値回路SQUAREと、２乗積分値に非整合積分を施すスロット非整合積分INTと、積分値から最大値を選択する選択手段SELMAXとを備える。このように、選択された最大値とともに、スリットタイミングと周波数オフセット推定値が同期化のために決定される。
2004528777.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
DS-CDMAにより周期的に不連続的に送信された同期コードでDS-CDMA受信機を同期化する装置であって、
同期コードを用いた受信データ列に部分相関を適用し、出力相関信号を供給する部分相関演算手段と、
前記出力相関信号に変換を適用して、出力複合信号を供給する変換演算手段と、
前記出力複合信号の絶対値の２乗を計算する２乗絶対値回路と、
前記２乗絶対値に非整合積分を適用するスロット非整合積分手段と、
積分値の中から最大値を選択する選択手段と、を備えることを特徴とする装置。
【請求項２】
前記変換演算手段は、８ポイントの高速フーリエ変換手段であることを特徴とする請求項１に記載の装置。
【請求項３】
前記８ポイントの高速フーリエ変換手段は、入力として４つの出力の相関信号と、４つのゼロを受信することを特徴とする請求項２に記載の装置。
【請求項４】
選択された前記最大値は、同期化のためのタイムスロットの相対タイミングを決定することができることを特徴とする請求項１に記載の装置。
【請求項５】
選択された前記最大値は、受信機と送信機との間の周波数オフセットの推定値を決定することができることを特徴とする請求項１に記載の装置。
【請求項６】
前記DS-CDMA受信機はUMTS受信機であることを特徴とする請求項１に記載の装置。
【請求項７】
DS-CDMA送信機により周期的に不連続に送信される同期コードを有するDS-CDMA受信機を同期化する方法であって、
同期コードを用いた受信データ列に部分相関を適用し、出力相関信号を供給するステップと、
前記出力相関信号に変換を適用し、出力複合信号を供給するステップと、
前記出力複合信号の絶対値の２乗を計算するステップと、
前記絶対値の２乗に対して非整合積分を適用するステップと、
前記積分された値の中から最大値を選択するステップと、を備えることを特徴とする方法。
【請求項８】
前記変換ステップは、８ポイントの高速フーリエ変換ステップであることを特徴とする請求項７に記載の方法。
【請求項９】
前記８ポイントの高速フーリエ変換ステップは、入力として４つの出力相関信号と４つのゼロを用いることを特徴とする請求項８に記載の方法。
【請求項１０】
選択された最大値とともに、同期化のためのタイムスロットの相対時刻を決定する他のステップをさらに備えることを特徴とする請求項７に記載の方法。
【請求項１１】
選択された最大値とともに、受信機と送信機との間の周波数オフセットの推定値を決定する他のステップをさらに備えることを特徴とする請求項７に記載の方法。
【請求項１２】
DS-CDMA受信機はUMTS受信機であることを特徴とする請求項７に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直接順序コード分割多重アクセス（DS-CDMA）送信機より周期的に不連続に送られた同期コードを受信するDS-CDMA受信機の同期化のための装置に関する。本発明はまた、同期化のための関連する方法に関する。
【０００２】
この種の装置は例えば、ダウンリンクの物理チャネル上のUMTS（一般的な移動通信システム）における受信機、受信機である移動局、および送信機である基地局に用いられうる。UMTSにおいて、同期コードは、初期同期チャネル（PSCH）にマップされる。
【背景技術】
【０００３】
基地局（ＢＳ）は、セルと呼ばれる基地局ＢＳの周りのゾーンにおいて、物理チャネルを介して、移動受信機に情報を送信する。すべての基地局ＢＳは、互いに非同期である。移動局（ＭＳ）がスイッチオンするとき、移動局はある基地局ＢＳからの情報を得ようとし、移動局はある基地局ＢＳに同期化することが必要である。この動作は、初期セル探索または同期化または同期コードの初期取得と呼ばれる。
【０００４】
物理チャネルは一般的に、フレームとタイムスロットが層になった構造からなる。タイムスロットは、チップを含むユニットであり、フレームと呼ばれるより大きな構造の一部分である。一次同期チャネル（PSCH）は物理チャネルにマップされる。前記PSCHは、変調された同期コードからなり、基地局ＢＳから移動局ＭＳへのフレーム内の全スロットの初めに一回送信される。移動局ＭＳは、データ列内の同期コードを受信する。そのデータ列は、送信チャネルによるノイズも含んでいる。このノイズは主に、他の物理チャネルに属する信号や、基地局ＢＳにより送信された信号による。
【０００５】
スロット探索と呼ばれる同期化の第１ステップは、スロットのタイミングを取得することである。スロットのタイミングを取得するために、3GPP（第３世代パートナーシッププロジェクト）グループにより編集された仕様書3G TS 24.214 V3.1.1 28頁には、移動局ＭＳによりローカルに生成された同期コードと、移動局により受信され基地局から送信された同期コードを含むデータ列との間の全体的な相関を取ることが示唆されている。その結果の相関信号は、２つのコードが同期状態にあるとき、特に相関ピークを取り、ノイズ電力が高すぎるときノイズピークを取る。検出された相関ピークの最大値は、検索されるスロットのタイミングを決定する。
【０００６】
すべての物理チャネルは、特定のキャリア周波数で送信される。基地局ＢＳと移動局ＭＳの両方とも、送信情報を変調または復調するために局部発振器を利用する。基地局ＢＳの局部発振器は、移動局ＭＳのコストを削減するために、±０．１ppm以内の精度のほぼ固定の周波数Ｆを有し、移動局ＭＳの局部発振器は±１５ppm内の精度の周波数Ｆ'を有することができる。UMTS応用では、物理チャネルは、２GHzのキャリア周波数を有する。これは、周波数ＦとＦ'（Ｆ'はＦより高いか低い）の間の±30KHzまでの高周波オフセットを含む。高周波オフセットは、コードが同相のときに相関ピークの振幅減少を意図するように、計算された相関信号を下げる。このため、相関信号の最大位置は、誤ったスロットタイミングを与えて、ノイズピークに対応することができる。さらに、ある特定の周波数オフセットで、所望の相関ピークは抑圧され、同期化が不可能になる。より一般には、特定の高周波オフセット以上は同期化が難しくなる。このため、伝統的な相関器の使用は、短縮された時間内に同期化を可能とするために、±7.5kHzの周波数帯域幅内に起こる周波数オフセットに制限される。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
本発明の目的は、DS-CDMA送信機により周期的に不連続に送信される同期コードを有するDS-CDMA受信機の同期化のための装置を提供することであり、同期させている間の高周波オフセットの問題も解消させることができる。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
この目的のため、本発明の一実施形態によれば、同期コードを用いた受信データ列に部分的な相関を与え、出力相関信号を与える部分相関演算手段と、前記出力相関信号への変換を行い、出力複合信号を供給する変換演算手段と、前記出力複合信号の絶対値の２乗を計算する２乗絶対値回路と、前記２乗絶対値に非整合積分を適用するスロット非整合手段と、積分値同士の最大値を選択する選択手段と、を有する。
【０００９】
本発明の他の実施形態によれば、同期化の方法があり、この方法は、同期コードを用いた受信データ列に部分相関を適用して、出力相関信号を供給し、前記出力相関信号に対して変換を適用して、出力複合信号を供給し、前記出力複合信号の絶対値の２乗を計算し、前記２乗絶対値に非整合積分を適用し、その積分値から最大値を選択する。
【発明の効果】
【００１０】
詳述するように、本発明は、適度なハードウェアの複雑さを持って高周波数オフセットを行う場合に、同期時間をスピードアップする。これは、本発明による装置が周波数オフセットにより低下されない相関ゲインを持つという事実による。この相関ゲインは、コードが同相のときの相関ピークと他の相関値の平均との比であると定義される。ゲインが高くなればなるほど、ノイズのピークと比較して、所望の相関ピークも高くなる。このように、正しい相関ピークを検出する可能性がより高くなり、同期化が容易になる。
【００１１】
さらに、本発明は、周波数オフセットの推定値を供給し、これにより、同期化の以下の処理を簡易化する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
以下の明細書では、当業者によりよく知られた機能や構成は、本発明を不必要にあいまいにするかもしれないので、詳細には説明されない。
【００１３】
本発明は、DS-CDMA受信機を、DS-CDMA送信機により周期的に不連続に送信される同期コードと同期化する装置Ｄに関する。図１は装置Ｄの概略図である。
【００１４】
装置Ｄは、DS-CDMA受信機内に設けられる。UMTS用途における無線通信の一例は、DS-CDMA受信機がUMTS受信機であるダウンリンク送信に設けられる。ここで、移動局と送信機は基地局である。この例では、受信データＲ(t)は１チップの継続時間に対応する。装置Ｄは、相関演算手段ＰＣ、変換演算手段FFT8、２乗絶対値回路SQUARE、スロット非整合積分手段ＩＮＴと、最大選択手段SELMAXとを備えている。
【００１５】
基地局は、図２に示すように、2560チップの各タイムスロットで一回、一次同期チャネルPSCHを介して移動局にSC256チップの長さの同期コードを送信する。フレームは１０msであり、１５タイムスロットを有する。移動局は、データ列Ｒ(t)を受信する。このデータ列は、基地局から送信された同期コードＳＣを有する。移動局は、基地局からの情報を得るために、基地局と同期化しなければならない。このため、移動局は、基地局が同期コードＳＣを送信する時間を知らなければならない。
【００１６】
同期化は、以下のようにして行われる。同期化は５つの段階を有する。最初の２つの段階は、スターリング・ガラチャ（Stirling Gallacher）とヒューパート（Hupert）とポベイ（Povey）により記述された従来の「大きなドップラーシフトの存在下での直接順序拡散スペクトラム信号のための高速取得技術」に基づいている。
【００１７】
第１段階１）では、部分的な相関手段ＰＣは、受信データ列R(t)に部分相関を与える。部分相関手段は、m=256チップの全体長さをもち、同期コードＳＣ長さに対応する。
【００１８】
部分相関手段ＰＣは、長さｘでＮ（Ｎ≧１）個の部分相関器を有し、Ｎｘ＝ｍになる。各部分相関器の番号ｎ（ｎ＝０…Ｎ−１）は、不連続時間ｔでの各受信データＲ(t)に対して、出力相関信号Σｘ(t)になる。
【数１】
2004528777.tif 000003
ここで、ｉは０から(x-1)チップまで変化する。上述した式の項ＳＣは、移動局によりローカルに生成される同期コードである。この種の出力相関信号は、２つの相関同期コードＳＣが同相にあるとき、すなわち、同期化されたとき（第１の相関信号は基地局により生成され、第２の相関信号は移動局により生成される）、相関ピークを取る。Ｎ個の相関器はＰポイントの変換（Ｐ≧０）に与えられる。
【００１９】
第２の段階２）では、変換演算手段FFT8は、出力相関信号Σｘに変換計算を施す。変換演算手段FFT8は、Ｐポイントの高速フーリエ変換ＦＦＴを行うのが望ましい。Ｐポイントの高速フーリエ変換は、周波数領域におけるＰ個の複合出力信号Ｘ１〜ＸＰを与える。これらは、位相と振幅を持っている。部分相関器をＰポイントの高速フーリエ変換（ＦＦＴ）と組み合わせて用いる第１の利点は、相関ゲインは、より広い周波数バンド幅においてよりよいことである。相関ゲインＧは、コードが同期化されるときの相関ピークと相関信号の他の値の平均との間の比として定義される。他の利点は、ＦＦＴの出力が周波数領域に属するときに、周波数オフセット推定値を持つ可能性である。相関コードが同相にあるとき、相関ピークは、周波数オフセットに依存して、FFTの一つの出力のみに現れる。各出力は特定の周波数範囲に対応する。このため、相関の最大値が発見されるFFTの出力は、周波数オフセットの範囲を直接与える。
【００２０】
パラメータＮ（相関器の数）の選択と段階１）２）用のＰ（ＦＦＴのポイントの数）
ゼロの正規化された相関器のゲインは、一つの相関器内の最初と最後のチップ間に２πの位相差があるとき、および相関器出力がゼロになるとき、達成される。これは、単一の部分相関器用の±Fc/mの代わりに、周波数＝±Fc/xで生じる。したがって、Fc/xは、相関ピークの減少があまり重要でない周波数帯域幅と呼ばれ、好ましくは検出された最大値と比較して3db以下である。正規化された相関ゲインは、ノイズがないとき、相関ピークの最大値と相関信号の他の値の平均との間の比として定義される。
【００２１】
15ppmと±30kHzまでの周波数オフセットに対応する周波数帯域幅Fc/x=60kHzを持つために、ｘ＝６４チップ長さのＮ＝４の部分相関が行われ、４FFT入力として取られる。このように、UMTSシステムにおける受信機が3.84Mチップ／秒に等しいチップ速度をもつとき、チップ周波数は、3.84MHz、Fc/x＝3.84/64＝0.060MHz＝60kHzである。
【００２２】
第１の実施形態において、４ポイントのフーリエ変換が適用される。ところが、４ポイントのFFTは、悪い周波数解像度を与える。解像度は、FFTの２つの連続出力間の周波数間隔に対して定義される。解像度が高いほど、周波数間隔は低くなり、周波数オフセットの推定値の精度はより正確になる。
【００２３】
上述した「高速取得技術」に関連する従来の技術とは逆に、フレーム内の各スロットに一回、同期コードＳＣが送信されるので、同期コードＳＣは不連続であり、その長さは256チップのみである。このため、追加の入力が他の相関器の出力に対応できないとき、この同期コードＳＣは、高速フーリエ変換FFT用のより多くの入力を得て高い解像度を得る可能性を削減する。
【００２４】
フーリエ変換の解像度を増すために、第２の実施形態では、８ポイントのフーリエ変換が適用される。最初の４つのFFTポイントは、４つの相関器の出力に接続され、最後の４つのFFT入力はゼロに設定される。８ポイントのFFT計算は、８つの複合出力信号Ｘ１〜Ｘ８を与える。
【００２５】
これにより、周波数オフセットをより精度よく推定することができる。例えば、最初の出力Ｘ１が選択されるならば、８ポイントのFFTでは、周波数間隔は±3.75kHzになり、４ポイントのFFTでは、周波数間隔は±−８kHzになる。
【００２６】
８ポイントのFFTはデバイスＤの複雑さを増すが、８ポイントのFFTは入力の半分がゼロになることを考慮に入れると、大幅に簡易化できる。もし、８ポイントFFTに必要な動作が適切に組み合わされると、加算と４つの乗算のみが８ポイントFFTの出力Ｘ１〜Ｘ８の一組のために必要とされる。
【００２７】
第３の段階３）では、２乗絶対値回路SQUAREは８つの複合出力信号Ｘ１〜Ｘ８の絶対値の２乗を計算する。２乗絶対値は、複合出力の振幅を与える。位相はここでは用いられない。
【００２８】
第４の段階４）では、スロット非整合積分手段INTは、第３の段階で得られた２乗絶対値に対して非整合積分を施す。すなわち、第３の段階の２乗絶対値は2560チップ長さの８個の分かれたバッファのＭ個のスロットに個別に蓄積される。Ｍは、後述するように、得たいエラー確率に対応して選択される。Ｍが大きいほど、エラー確率は下がる。
【００２９】
出力は８つの蓄積された値Ｖである。
【００３０】
積分段は、ノイズ効果を減らす効果を持ち、これにより、相関ピークがはっきりと現れる。このように、相関ゲインは増える。ゲインが高くなるほど、ノイズと比較して、振幅も高くなる。積分の段階がなければ、同期コード長さ（256チップ）と部分的な相関長さ（６４チップ）は小さくなるほど、相関ゲインＧは低くなりすぎる。積分のためのバッファ要求の高まりを削減するために、バッファがUMTS受信機の他の装置と共有されうることに注意すべきである。例えば、他のUMTS装置は、デ・インターリーブの公知の動作を実行する装置である。
【００３１】
第５の段階５）では、選択手段SELMAXは、８個のバッファの内容全体をスキャンし、８個のバッファ内の2560＊８の積分値から最大値を選択する。その選択は、ゼロと2559の間に設けられるバッファ内のインデックスIMAXを決定する。一方、選択された最大値はタイムスロットの相対時間ΔＴを決定し、基地局の第１の周波数Ｆと移動局の第２の周波数Ｆ'との間の周波数オフセットの推定値を決定する。
【００３２】
８個のバッファのうちの１個の内部の選択された最大値のインデックスIMAXは、チップ内のスロット時間ΔＴに対応する。ΔＴ＝IMAX＊Tchipであり、Tchipは、チップの期間（秒）である。このタイミングは、バッファ内の蓄積が始まったときの時刻Ｔ０に対応する。
【００３３】
周波数の推定を行う場合、選択された最大値に対応する周波数オフセットは、以下のテーブルから取られる。
【表１】
2004528777.tif 000004
【００３４】
５番目の出力Ｘ５が最大値として選択されるとき、正のまたは負の周波数オフセットに対応することができる。このため、装置Ｄは好ましくは、周波数オフセットの符号を決定するために、フラグFLGと位相検出器PHASEを有する。４番目の出力が選択されるとき、装置Ｄは位相検出器を活性化するためにフラグをイネーブルにする。位相検出器は、８ポイントのFFTの複合出力Ｘ５の位相を見る。
【００３５】
このように、周波数オフセットの推定値は、次の同期ステップのための移動局の局部発振器の２番目の周波数Ｆ'を校正するために利用されうる。もし、校正がなければ、他のエラーは次のステップで現れる。同期化の次のステップは、3G TS 25.214 V3.1.1仕様書に記述されているように、特にフレーム同期とスクランブルコード識別である。
【００３６】
したがって、移動局と基地局との間の高速かつ良好な同期化がなされうる。
【００３７】
このように、いかなる蓄積もなく、２乗する段階と直後の最大値の選択によってのみ実行される従来の「高速取得技術」と比較して、本発明による方法は、性能をより向上できるだけでなく、移動局と基地局との間の周波数オフセットを推定することもできる。
【００３８】
他の方法との性能比較
図３および図４は、一次同期チャネルPSCH上の同期化のための他の方法と比較される、本発明による方法の性能を示す図である。一次同期チャネルは、信号／雑音比PSCH_Ec/Iorにより特徴づけられ、伝送チャネルは信号／ノイズ比Ior/Iocにより特徴づけられる。
【００３９】
ここで、PSCH_Ecは、一次同期チャネルPSCHのチップ当たりのエネルギーである。
【００４０】
Iorは、基地局の全物理チャネルの電力を有する基地局により伝送される全体電力である。
【００４１】
Iocは、基地局の電力と他の基地局からのノイズを有する移動局により受信される全体電力である。
【００４２】
図３において、一次同期チャネルは、PSCH_Ec/Ior＝-13dbにより特徴づけられ、伝送チャネルはIor/Ioc＝-2dbにより特徴づけられる。図４において、PSCH_Ec/Ior＝-13dbで、Ior/Ioc＝−５dbである。これらの特徴は、以下に示す異なる手法の性能に影響を与える。相関ゲインＧは、ノイズが増えるにつれて減少する。このように、Ior/Ioc＝-2dbのとき、相関ゲインＧはIor/Ioc＝-5dbより重要である。
【００４３】
図３において、第１のグラフは、以下の方法と比較される、本発明による方法「FFT N=8 av.bef.（最大値の選択前に平均化する８ポイントのFFT）の不正確な同期の確率Ｐ１に対する性能を示している。
【００４４】
256チップの全体長さ相関をもつ従来の方法は、「クラシック」と呼ばれる。
【００４５】
４つの部分長さ相関方法は「部分的」と呼ばれ、２乗絶対値計算の後の４つの部分的な相関和をもち、その後に非整合の積分が行われる。
【００４６】
４ポイントのFFTの相関方法は「FFT4」と呼ばれ、４つのFFT出力の間の最大値の選択の後、非整合の積分をもつ。これは、他の非整合積分をもつ従来の「高速取得技術」に対応する。
【００４７】
これらすべての方法のために、非整合の積分の同じ数Ｍのスロットの後に決定がなされる。その後、我々は、各方法により検出されるスロットタイミングを、基地局の基準スロットタイミングをもつ各方法と比較し、スロット同期化が正しいか誤っているかを決定する。
【００４８】
第１のグラフは、周波数オフセットの関数として、不正確なスロット同期化の確率Ｐ１を特に示している。このエラー確率は、初期取得が失敗する場合、その処理を繰り返すのに時間がかかるので、平均取得時間に直接相関する。従来の方法は、約４kHzまで最高の性能を示し、周波数オフセットが増えるにしたがって、急速に性能が低下する。10kHz以上では、適切な時間内に同期化することはほとんど不可能である。図３からわかるように、本発明による同期化方法は、広い範囲の周波数オフセットに対して、最高の性能を示す。
【００４９】
図４において、第２のグラフは、最後に述べた「部分的」と「FFT4」の２つの方法と比較して、本発明による方法の高速同期化の確率Ｐ２に対する性能を示す。
【００５０】
第２のグラフは、非整合の積分に必要とされるスロットの数Ｍの関数として、不正確なスロット同期化の確率Ｐ２を特に示す。方法の相関ゲインＧが低くなるほど、蓄積の数Ｍをより多くする必要がある。したがって、方法はより遅くなる。このように、不正確なスロット同期化の確率の５５％以下を達成するために、本発明による方法と装置は、１０タイムスロット以下を必要とし、他の方法は１８〜１９タイムスロットを必要とする。結論として、本発明による方法は、上述した他の２つの方法より２倍速い。
【００５１】
本発明は、上述した実施形態に限定されないことを理解すべきであり、添付の特許請求の範囲に規定された発明の精神と範囲を逸脱しない範囲で、種々の変形や変更が可能である。
【図面の簡単な説明】
【００５２】
【図１】本発明の一実施形態による同期化のための装置を示す概略図。
【図２】図１の装置における送信機により送信されたデータ列を示すタイミング図。
【図３】図１の発明の一実施形態による装置の第１の性能結果を示す第１のグラフ。
【図４】図１に示す本発明の一実施形態による装置の第２の性能結果を示す第２のグラフ。
【図２】
2004528777.tif 000005
【国際公開パンフレット】
2004528777.tif 000006
2004528777.tif 000007
2004528777.tif 000008
2004528777.tif 000009
2004528777.tif 000010
2004528777.tif 000011
2004528777.tif 000012
2004528777.tif 000013
2004528777.tif 000014
2004528777.tif 000015
2004528777.tif 000016
2004528777.tif 000017
2004528777.tif 000018
2004528777.tif 000019
2004528777.tif 000020
2004528777.tif 000021
【国際調査報告】
2004528777.tif 000022
2004528777.tif 000023
2004528777.tif 000024