(57)【要約】本発明は、第３世代（３Ｇ）ＣＤＭＡ２０００又はＷ−ＣＤＭＡシステムのような符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）無線通信システムのための安価であるとともに効率的なスマートアンテナプロセッサについて説明する。本発明では、従来型のスマートアンテナを使用するＣＤＭＡシステムとは対照的に、別途のチャンネル推定は不要である。さらに本発明では、複数の異なる無線周波（ＲＦ）混合器による位相歪みは自動的に補償可能である。従って、逆方向リンクの復調に関して言えば、本発明によるスマートアンテナプロセッサでは別途の位相較正は必要でない。さらに、フェージング及び相加性白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）の環境に対しては、本発明における適応型アルゴリズムを使用するＣＤＭＡシステムのビット誤り率（ＢＥＲ）の性能は、従来型アルゴリズムのそれより小さい値にすることが可能である。
2004509534.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線通信と組み合わせて使用するための信号を受信する方法であって、
（Ａ）複数のアンテナにおいて信号を受信するステップと、
（Ｂ）更新された重み付けベクトルを利用して上記受信された信号を処理するステップとを含み、上記更新された重み付けベクトルは実質的に上記信号の位相歪みを補償する方法。
【請求項２】
上記受信された信号はＭＮ−ＬＭＳアルゴリズムに従って処理される請求項１記載の方法。
【請求項３】
上記受信された信号は、
【数１】
2004509534.tif 000077
に従って処理される請求項２記載の方法。
【請求項４】
上記受信された信号はＮ−ＬＭＳアルゴリズムに従って処理される請求項１記載の方法。
【請求項５】
上記受信された信号は、
【数２】
2004509534.tif 000078
に従って処理される請求項４記載の方法。
【請求項６】
上記複数のアンテナはマルチプルアンテナアレーである請求項１記載の方法。
【請求項７】
上記複数のアンテナはマルチプルアンテナである請求項１記載の方法。
【請求項８】
上記方法は位相較正のステップを含まない請求項１記載の方法。
【請求項９】
上記複数のアンテナは基地局にある請求項１記載の方法。
【請求項１０】
上記複数のアンテナは移動局にある請求項１記載の方法。
【請求項１１】
無線通信と組み合わせて使用するための信号を受信する方法であって、
（Ａ）複数のアンテナにおいて信号を受信するステップと、
（Ｂ）更新された重み付けベクトルを利用して上記受信された信号を処理するステップとを含み、上記更新された重み付けベクトルは実質的に上記信号の位相歪みを補償し、上記受信された信号は、
【数３】
2004509534.tif 000079
に従って処理される方法。
【請求項１２】
無線通信と組み合わせて使用するための信号を受信する方法であって、
（Ａ）複数のアンテナにおいて信号を受信するステップと、
（Ｂ）更新された重み付けベクトルを利用して上記受信された信号を処理するステップとを含み、上記更新された重み付けベクトルは実質的に上記信号の位相歪みを補償し、上記受信された信号は、
【数４】
2004509534.tif 000080
に従って処理される方法。
【請求項１３】
無線通信と組み合わせて使用するための信号を受信するシステムであって、
（Ａ）複数のアンテナにおいて受信された信号に応答し、更新された重み付けベクトルを利用して上記受信された信号を処理する少なくとも１つの信号プロセッサを備え、上記更新された重み付けベクトルは実質的に上記信号の位相歪みを補償するシステム。
【請求項１４】
上記受信された信号はＭＮ−ＬＭＳアルゴリズムに従って処理される請求項１３記載のシステム。
【請求項１５】
上記受信された信号は、
【数５】
2004509534.tif 000081
に従って処理される請求項１４記載のシステム。
【請求項１６】
上記受信された信号はＮ−ＬＭＳアルゴリズムに従って処理される請求項１３記載のシステム。
【請求項１７】
上記受信された信号は、
【数６】
2004509534.tif 000082
に従って処理される請求項１６記載のシステム。
【請求項１８】
上記複数のアンテナはマルチプルアンテナアレーである請求項１３記載のシステム。
【請求項１９】
上記複数のアンテナはマルチプルアンテナである請求項１３記載のシステム。
【請求項２０】
上記方法は位相較正のステップを含まない請求項１３記載のシステム。
【請求項２１】
基地局をさらに備え、上記複数のアンテナは上記基地局にある請求項１３記載のシステム。
【請求項２２】
移動局をさらに備え、上記複数のアンテナは上記移動局にある請求項１３記載のシステム。
【請求項２３】
無線通信と組み合わせて使用するための信号を受信するシステムであって、
（Ａ）複数のアンテナにおいて受信された信号に応答し、更新された重み付けベクトルを利用して上記受信された信号を処理する少なくとも１つの信号プロセッサを備え、上記更新された重み付けベクトルは実質的に上記信号の位相歪みを補償し、
（Ｂ）上記受信された信号は、
【数７】
2004509534.tif 000083
に従って処理されるシステム。
【請求項２４】
無線通信と組み合わせて使用するための信号を受信するシステムであって、
（Ａ）複数のアンテナにおいて受信された信号に応答し、更新された重み付けベクトルを利用して上記受信された信号を処理する少なくとも１つの信号プロセッサを備え、上記更新された重み付けベクトルは実質的に上記信号の位相歪みを補償し、
（Ｂ）上記受信された信号は、
【数８】
2004509534.tif 000084
に従って処理されるシステム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、無線電気通信に関する。特に、本発明は、符号分割多重アクセス無線通信システムのための安価で効率的なスマートアンテナプロセッサの設計に関する。一般に、従来型のスマートアンテナは、受信機のフロントエンドにおける複数の無線周波（ＲＦ）混合器での異なる特性のために位相較正を必要とする。位相較正は、これが一般にアナログ装置によって構成されることから高価な構成要素になる。本発明は、位相較正を必要としないスマートアンテナプロセッサについて説明する。
【０００２】
【従来の技術】
スマートアンテナは、複数のアンテナ素子をリニアアレー又は他の形状に配置することによって空間的ダイバーシティの特性を使用するように意図されたブラインド適応型アンテナアレーである。これは、所望信号のものとは異なる到来方向の角度（ＤＯＡ）を有する干渉信号を抑圧することにより、所望信号の受信を強化することができる。スマートアンテナに使用されている一般的な技術は、適応型フィルタの理論に基づいて開発されている。
【０００３】
エス．タナカ（Ｓ． Ｔａｎａｋａ），エム．サワハシ（Ｍ． Ｓａｗａｈａｓｈｉ）及びエフ．アダチ（Ｆ． Ａｄａｃｈｉ）の“ＤＳ−ＣＤＭＡ移動体無線逆方向リンクのためのパイロットシンボルで援助された決定指向型のコヒーレント適応型アレーダイバーシティ（Ｐｉｌｏｔ Ｓｙｍｂｏｌ−Ａｓｓｉｓｔｅｄ Ｄｅｃｉｓｉｏｎ−Ｄｉｒｅｃｔｅｄ Ｃｏｈｅｒｅｎｔ Ａｄａｐｔｉｖｅ Ａｒｒａｙ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ ｆｏｒ ＤＳ−ＣＤＭＡ Ｍｏｂｉｌｅ Ｒａｄｉｏ Ｒｅｖｅｒｓｅ Ｌｉｎｋ）”，電子情報通信学会基礎・境界ソサイエティ論文誌，Ｖｏｌ．Ｅ８０−Ａ，２４４５−２４５４ページ，１９９７年１２月，（“タナカＩ”）と、エス．タナカ，エイ．ハラダ（Ａ． Ｈａｒａｄａ），エム．サワハシ及びエフ．アダチの“Ｗ−ＣＤＭＡ順方向リンクのための適応型アンテナアレーに基づく送信ダイバーシティ（Ｔｒａｎｓｍｉｔ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ Ｂａｓｅｄ ｏｎ Ａｄａｐｔｉｖｅ Ａｎｔｅｎｎａ Ａｒｒａｙ ｆｏｒ Ｗ−ＣＤＭＡ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｌｉｎｋ）”，第４回ＣＤＭＡ国際会議及び展示会論文集（４ｔｈ ＣＤＭＡ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ａｎｄ Ｅｘｈｉｂｉｔｉｏｎ Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ），２８２−２８６ページ，１９９９年，（“タナカＩＩ”）と、エフ．アダチ，エム．サワハシ及びエイチ．スダ（Ｈ． Ｓｕｄａ）の“次世代移動体通信システムのための広帯域ＤＳ−ＣＤＭＡ（Ｗｉｄｅｂａｎｄ ＤＳ−ＣＤＭＡ ｆｏｒ Ｎｅｘｔ−Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ Ｍｏｂｉｌｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｓｙｓｔｅｍｓ）”，ＩＥＥＥコミュニケーションズ・マガジン（ＩＥＥＥ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｍａｇａｚｉｎｅ），Ｖｏｌ．３６，Ｎｏ．９，５６−６９ページ，１９９８年９月，（“アダチ”）とにおいて議論されているスマートアンテナのアルゴリズムは、第３世代（３Ｇ）の広帯域（Ｗ）−ＣＤＭＡ無線通信システムのフィールド実験において試験された。例えば、第３世代パートナーシッププロジェクトの“物理チャンネルと、物理チャンネルへのトランスポートチャンネルのマッピング（ＦＤＤ）（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｃｈａｎｎｅｌｓ ａｎｄ Ｍａｐｐｉｎｇ ｏｆ Ｔｒａｎｓｐｏｒｔ Ｃｈａｎｎｅｌｓ ｏｎｔｏ Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｃｈａｎｎｅｌｓ （ＦＤＤ））”，３ＧＰＰ技術仕様書（３ＧＰＰ Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ Ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎ，ＴＳ２５．２１１，ｖ３．２．０，２０００年３月と、第３世代パートナーシッププロジェクトの“拡散と変調（ＦＤＤ）（Ｓｐｒｅａｄｉｎｇ ａｎｄ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ （ＦＤＤ））”，３ＧＰＰ技術仕様書，ＴＳ２５．２１３，ｖ３．２．０，２０００年３月と，第３世代パートナーシッププロジェクトの“ＦＤＤ：物理層プロシージャ（ＦＤＤ： Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｌａｙｅｒ Ｐｒｏｃｅｄｕｒｅｓ）”，３Ｇｐｐ技術仕様書，ＴＳ２５．２１４，ｖ３．２．０，２０００年３月と（集合的に“３ＧＰＰ”）において議論されているように、Ｗ−ＣＤＭＡシステムにおける共通の制御チャンネルには、既知のパイロットシンボルパターンが挿入されている。これに対して、ＴＩＡの、ｃｄｍａ２０００の物理層に関する中間報告のＶ＆Ｖテキスト（Ｉｎｔｅｒｉｍ Ｖ＆Ｖ Ｔｅｘｔ ｆｏｒ ｃｄｍａ２０００ Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｌａｙｅｒ）（改訂８．３版），１９９９年３月１６日（“ＴＩＡ”）において議論されているような３Ｇ　ＣＤＭＡ２０００システムでは、パイロットチャンネルが使用される。スマートアンテナプロセッサは、ｋ番目のスナップショット（すなわち反復）で重み付けベクトルｗ（ｋ）を発生させる。タナカＩ、タナカＩＩ及びアダチによって提案されたもののようなスマートアンテナのアルゴリズムは、重み付けベクトルを、フェージング位相、異なる混合器の位相の歪み、及びアレー位相差を含む合計入力位相ベクトルではなく、次式のアレー応答ベクトルに収束させようとしている。
【０００４】
【数９】
2004509534.tif 000003
【０００５】
ここで、θは所望信号からのＤＯＡであり、Ｍはアンテナアレー素子の個数であり、ｅは指数演算子であり、πは３．１４１５９である。またタナカＩ、タナカＩＩ及びアダチにおける更新された重み付けベクトルは、チャンネル推定ブロックにおいて、フェージング位相を推定して相殺するために使用される。さらに、スマートアンテナ−パラレル無線周波数（ＲＦ）基地局受信機回路における各アレー素子の位相及び振幅は他の受信機装置のものとは異なり、かつ受信信号の電力が変化するのに伴って変動する。タナカＩＩを参照されたい。幸いにも、測定されたデータは、複数のＲＦ受信機装置間の位相差がほぼ一定であることと、受信信号の電力が変化しても振幅差がほぼゼロであることとを示す。ゆえに、タナカＩＩでは、位相較正は適応化処理の前段に提案された。位相較正は、高価な構成要素である。
【０００６】
本発明に関連する技術である最小平均二乗（ＬＭＳ）適応型アルゴリズムはその簡単さで知られるが、これは、ＬＭＳが相関関数又は逆行列の計算を一切必要としないためである。例えば、シモン・ヘイキン（Ｓｉｍｏｎ Ｈａｙｋｉｎ）の“適応型フィルタ理論（Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｆｉｌｔｅｒ Ｔｈｅｏｒｙ）”，４３７ページ，ＮＬＭＳアルゴリズムの概要（Ｓｕｍｍａｒｙ ｏｆ Ｔｈｅ ＮＬＭＳ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ），プレンティスホール（Ｐｒｅｎｔｉｃｅ Ｈａｌｌ），１９９６年（“ヘイキン”）における重み付けベクトルは、正規化された最小平均二乗（Ｎ−ＬＭＳ）アルゴリズムを使用することによって、一般的な適応型フィルタのアプリケーションのために新しくされた。また、ヘイキンにおけるＮ−ＬＭＳアルゴリズムは、ＬＭＳアルゴリズムよりも高い収束を示すだけでなく、ＬＭＳアルゴリズムに内在する勾配雑音の増幅問題をも克服していることが示されている。Ｎ−ＬＭＳアルゴリズムは、出力を所望の適応処理出力に収束させる。Ｎ−ＬＭＳアルゴリズムは、所望の出力と適応処理出力との間の平均二乗推定誤差を最小化する。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は、例えば第３世代（３Ｇ）ＣＤＭＡ２０００又はＷ−ＣＤＭＡシステムである、符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）無線通信システムのような無線通信システムにおいて有用な、安価で効率的なスマートアンテナプロセッサを提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明においては、別途のチャンネル推定は不要である。それに加えて、各アンテナ素子における無線周波（ＲＦ）混合器による位相歪みは、本発明により自動的に補償されることが可能である。従って、逆方向リンク復調に関する限り、本発明におけるスマートアンテナプロセッサにとって位相較正は不要である。本発明の１つの実施形態は、正規化された最小平均二乗適応型フィルタを変形すること（ＭＮ−ＬＭＳ）によって達成される。これは、１スナップショット毎に（５Ｍ＋２）回の複素数の乗算と（４Ｍ＋１）回の複素数の加算のみを必要とする。最後に、本発明におけるＭＮ−ＬＭＳアルゴリズムを使用するＣＤＭＡシステムのビット誤り率（ＢＥＲ）の性能は、従来型のＮ−ＬＭＳアルゴリズムを使用するものより優れている。
【０００９】
本発明は、各素子における個別の合計入力位相を追跡することができる、変形されかつ正規化された（ＭＮ）−ＬＭＳ適応型フィルタである。個別の合計入力位相は、ＤＯＡと、フェージング位相と、混合器による位相歪みとからなる。提示されるスマートアンテナは、各素子における個別の合計入力位相を追跡することができる。それに加えて、タナカＩ、タナカＩＩ及びアダチにおけるスマートアンテナはＷ−ＣＤＭＡシステムに対してのみ試験されたが、本発明におけるスマートアンテナのアルゴリズムは、Ｗ−ＣＤＭＡ及びＣＤＭＡ２０００システムの両方に応用されることが可能である。さらに、本発明におけるＭＮ−ＬＭＳアルゴリズムを使用するＷ−ＣＤＭＡ又はＣＤＭＡ２０００システムは、どんな位相較正も、データ復調を目的とするどんなチャンネル推定も必要としないので、本発明は安価なスマートアンテナを提示する。
【００１０】
本発明の１つの態様では、無線通信と組み合わせて使用するための信号を受信する方法及びシステムが提供される。信号は、複数のアンテナで受信される。受信された信号は、更新された重み付けベクトルを利用して処理され、ここで、上記更新された重み付けベクトルは実質的に信号の位相歪みを補償する。
【００１１】
本発明の１つの代替の態様によれば、受信された信号はＭＮ−ＬＭＳアルゴリズムに従って処理される。本発明のより特定的な代替の態様によれば、受信された信号は、
【数１０】
2004509534.tif 000004
に従って処理される。
【００１２】
本発明のもう１つの代替の態様によれば、受信された信号はＮ−ＬＭＳアルゴリズムに従って処理される。本発明のより特定的な代替の態様によれば、受信された信号は、
【数１１】
2004509534.tif 000005
に従って処理される。
【００１３】
アンテナは、マルチプルアンテナアレー（ｍｕｌｔｉｐｌｅ ａｎｔｅｎｎａ ａｒｒａｙ）であってもよく、あるいはマルチプルアンテナ（ｍｕｌｔｉｐｌｅ ａｎｔｅｎｎａｓ）であってもよい。本発明のさらなる態様によれば、アンテナは基地局にあってもよく、あるいは移動局にあってもよい。
【００１４】
本発明のもう１つの態様によれば、本方法及びシステムは位相較正を含まない。
【００１５】
【発明の実施の形態】
本発明の特徴、目的及び優位点は、図面に関連して以下に述べる詳細な説明から、より明らかとなるであろう。なお、図面の中で同様の参照文字は全図面を通じて互いに同一のものを示す。
【００１６】
本発明は、パイロットチャンネルか又はパイロットシンボルで援助されたチャンネルかの何れかが使用される限り、一般的なＣＤＭＡシステムへ適用されることが可能である。３Ｇ　Ｗ−ＣＤＭＡシステムは、３ＧＰＰにおいて議論されているようなパイロットシンボルで援助されたチャンネルを使用し、ＣＤＭＡ２０００システムはＴＩＡにおけるようなパイロットチャンネルを使用する。従って、本発明は、Ｗ−ＣＤＭＡ及びＣＤＭＡ２０００システムの両方に適用されることが可能である。Ｗ−ＣＤＭＡシステム及びＮ−ＬＭＳアルゴリズムを使用するスマートアンテナについて概説する。その後、ＭＮ−ＬＭＳアルゴリズムを使用するスマートアンテナについて説明する。
【００１７】
１．Ｗ−ＣＤＭＡシステムのモデル
Ｗ−ＣＤＭＡシステムのための従来型のアップリンク物理チャンネルには、拡散が適用される。これは、２つの演算で構成される。第１のものはチャンネル化演算であり、このチャンネル化演算は、すべてのデータシンボルを多数のチップに変換することで信号の帯域幅を増大させる。１つのデータシンボル当りのチップ数は、拡散係数（ＳＦ）と呼ばれる。第２の演算はスクランブル演算であり、ここでは、スクランブルコードが拡散信号に印加される。拡散の一例は、３ＧＰＰの“拡散と変調”７ページにおいて議論されている。
【００１８】
チャンネル化により、所謂Ｉ−分岐及びＱ−分岐であるデータシンボルは、独立に、直交可変拡散係数（ＯＶＳＦ）コードで乗算される。スクランブル演算では、結果的に生じるＩ−分岐及びＱ−分岐上の信号が、複素数値を有するスクランブルコードによってさらに乗算される。ここで、Ｉ及びＱはそれぞれ、実数部と虚数部を示す（３ＧＰＰの“拡散と変調”７ページを参照）。１個の専用物理制御チャンネル（ＤＰＣＣＨ）と、最大で６個までのパラレル専用物理データチャンネル（ＤＰＤＣＨ）とは、同時に、すなわち１≦ｎ≦６で送信されることが可能である。拡散されるバイナリＤＰＣＣＨ及びＤＰＤＣＨは、実数値を有するシーケンスで表される。すなわち、バイナリ値“０”は実数値＋１にマッピングされ、バイナリ値“１”は実数値−１にマッピングされる。ＤＰＤＣＨは、チャンネル化コードＣｃｈ，０によってチップレートまで拡散される一方、ＤＰＤＣＨｎと呼ばれるｎ番目のＤＰＤＣＨは、チャンネル化コードＣｃｈ，ｎによってチップレートまで拡散される。チャンネル化コードはＣＣｈ，ＳＦ，ｋとして一意に記述され、ここで、ＳＦはそのコードの拡散係数であり、ｋは、０≦ｋ≦ＳＦ−１を満たすコード番号である。チャンネル化コードの生成方法の定義は、３ＧＰＰの“拡散と変調”１１ページで見つけることができる。本発明では、実証を目的としてＤＰＤＣＨのみを取り上げるが、ＤＰＣＣＨ及びＤＰＤＣＨはそれぞれ、Ｃｃｈ，２５６，０＝（１，１，…，１）及びＣｃｈ，４，ｋ＝２＝（１，−１，１，−１）によって拡散される。
【００１９】
システムモデルの信号のフォーマット及び表記法は、下記の通りである。
【００２０】
【数１２】
2004509534.tif 000006
【数１３】
2004509534.tif 000007
【数１４】
送信機によって用いられる、長い及び／又は短いスクランブルコード
2004509534.tif 000008
【数１５】
ベースバンドの送信信号
2004509534.tif 000009
【数１６】
フェージング及びＡＷＧＮ環境下でのスマートアンテナの基準素子におけるベースバンドの受信信号
2004509534.tif 000010
【数１７】
受信機におけるベースバンドのデスクランブル信号
2004509534.tif 000011
【００２１】
ここで、ｉはチップのインデックスであり、
【数１８】
2004509534.tif 000012
であり、
ｅは指数演算子であり、
ｄＤＰＤＣＨ（ｉ）＝ｉ番目のチップにおける±１の値を有するＤＰＤＣＨデータ、
ｄＤＰＣＣＨ（ｉ）＝ｉ番目のチップにおける±１の値を有するＤＰＣＣＨパイロットシンボルデータ、
ａＩ（ｉ）＝±１の値を有する複素擬似雑音（ＰＮ）拡散シーケンスの実数部、
ａＱ（ｉ）＝±１の値を有する複素ＰＮ拡散シーケンスの虚数部、
α（ｉ）はフェージングマルチパスの振幅であり、
φ（ｉ）はフェージングマルチパスの位相であり、
ｎ０（ｉ）は、熱雑音と他のユーザからの多重アクセス干渉との両方を表す相加性白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）であり、
ｎ（ｉ）はｉ番目のチップにおけるＰＮ逆拡散されたＡＷＧＮである。
【００２２】
１つのＤＰＣＣＨフレームは１０ミリ秒を要し、１５スロットで構成される。各スロットは０．６７ミリ秒を要し、パイロットビット、送信電力制御（ＴＰＣ）コマンドビット、フィードバック情報（ＦＢＩ）ビット、及びオプションのトランスポートフォーマット組み合わせ指示子ビット（ＴＦＣＩ）にてなる１０個の制御情報ビット（又はシンボル）で構成される。ＤＰＣＣＨにおける各シンボルの拡散係数は２５６である。従って、１スロットにおけるチップの総数は２，５６０個である。
【００２３】
図１は、Ｗ−ＣＤＭＡ逆方向リンクのためのスマートアンテナ１０１ａ−１０１Ｍを有する基地局のブロック図を示す。信号には熱雑音１０３が付加され、複数の混合器１０５は異なる位相歪みを導入する。各信号に対して整合フィルタ１０７が動作させられ、Ｔｃ個のチップ毎にサンプリングされ、次いでＰＮ逆拡散１０９が実行される。ＰＮ逆拡散された雑音成分の平均値がゼロであり、かつ移動体の速度が１００ｋｍ／ｈ未満であるときパイロットシンボル期間の間ではマルチパスの振幅α（ｉ）及び位相φ（ｉ）がほぼ一定であることから、異なるチャンネル拡散コード間の直交性を使用すれば、Ｎ個のチップ期間（ここで、Ｎ＝２５６は１つのパイロットシンボル期間当りのチップ数である）にわたる数１７の平均は、次式のように近似されることが可能である。
【００２４】
【数１９】
2004509534.tif 000013
【００２５】
“２５６個のチップでの平均化”１１３は、各素子に対してこの平均化機能を実行する。
【００２６】
数１７におけるデスクランブル信号（スクランブル除去信号）は、下記のようにＭ個のアレー素子を有するスマートアンテナに対してＭ×１ベクトルで記される。
【００２７】
【数２０】
2004509534.tif 000014
【００２８】
ここで、Ｃｃｈ，２５６，０（ｉ）は全てのｉに対して１であり、数２０からは消去され、ｉは最初のスロット期間について１から２５６０までの範囲を有し、
【数２１】
2004509534.tif 000015
は、ｍ番目の混合器における位相歪みであり、ここでｍ＝１，２，…，Ｍであり、θ（ｉ）はｉ番目のチップにおける所望ユーザからのＤＯＡであり、アンテナアレーにおける第１の素子は基準として使用され、アンテナの間隔は波長の２分の１であり、ｌはフィンガインデックスと呼ばれるマルチパスのインデックスを意味し、ｌ＝１，２，…，Ｌである。異なるマルチパス遅延を有する複数のフィンガ出力は、後に議論されるレイク（Ｒａｋｅ）受信機においてアラインメント調整されて合成されるので、数２０では、一般性を失うことなくマルチパス遅延が省略されている。数２０は、ＰＮ逆拡散の出力を記述している。“ＰＮ逆拡散”１０９という名称を与えられたブロックは、ＰＮ逆拡散機能を実行する。
【００２９】
パイロットシンボルパターンは、チャンネル推定を目的として基地局受信機に知らされている。本発明におけるスマートアンテナは、パイロットシンボル期間に対して起動される。１スロット当りのパイロットシンボル数Ｎｐｉｌｏｔは、例えば３、４、５、６、７及び８であることが可能である。例えばＮｐｉｌｏｔが８に等しいとき、スマートアンテナは、スロット毎に最初の８×２５６個のチップに対して適用される。最後の２×２５６個のチップにおけるデータは、チャンネル推定の目的では使用されない。ゆえに、スマートアンテナによって使用されるデータは、スロット毎に、ｘｌ（ｉ），ｉ＝１，２，…，８×２５６となる。“チョップデータ”１１１は、この機能を実行する。
【００３０】
既知のパイロットシンボルパターンｄＤＰＣＣＨ（ｉ）を数２０に乗算すると、信号は次式のように表記され得る。
【００３１】
【数２２】
2004509534.tif 000016
【００３２】
“パイロットシンボルパターン”１１９は、対応するパイロットシンボルパターンを発生させる。数２２におけるデータｄＤＰＤＣＨ（ｉ）を有する信号成分は、Ｎ＝２５６個のチップにわたってｙｌ（ｉ）を平均化することにより、完全に抑圧されることが可能である。“２５６個のチップでの平均化”１１３は、数１７に関して説明されたように、この平均化機能を実行する。フィンガｌに対して、Ｍ×ｌの平均出力ベクトルは
【数２３】
2004509534.tif 000017
で示され、次式のように表される。
【００３３】
【数２４】
2004509534.tif 000018
【００３４】
ここで、ｋｏｂｓは観測期間ＮＴｃを有する観測インデックスを示し、ＯＶＳＦ変調トラフィックチャンネルデータｄＤＰＤＣＨ（ｉ）は、Ｎ個のチップにわたる平均化の後では、直交性により抑圧され、すなわち次式が成り立ち、
【数２５】
2004509534.tif 000019
【数２６】
2004509534.tif 000020
は平均化された雑音成分である。観測期間ＮＴｃの間のＤＯＡの変化は、
【数２７】
2004509534.tif 000021
となり、ここで、Ｒは基地局から移動体までの距離であり、ｖは移動体の速度である。移動体の速度が３００ｋｍ／ｈ未満のときは、数２２におけるＤＯＡθ（ｉ）は、観測期間の間にはほぼ一定である。
【００３５】
スマートアンテナの重み付けベクトルの更新レートがチップレートに等しい場合、
【数２８】
2004509534.tif 000022
は、スマートアンテナ処理のためにＮ回反復される。反復回数は、スナップショット（すなわち更新レート）が減少するにつれて減少する。スマートアンテナへの入力である反復されるシーケンスは、次式で表される。
【００３６】
【数２９】
2004509534.tif 000023
【００３７】
“Ｎ＝２５６回の反復”１１５は、この反復を実行する。“Ｎ＝２５６回の反復”ブロック１１５の出力は、スマートアンテナプロセッサ１１７へ入力される。以下、２つのスマートアンテナプロセッサを比較する。一方は、Ｎ−ＬＭＳと称される従来型の既知の適応型アルゴリズム（ヘイキン、４３７ページ）を用いたスマートアンテナであり、他方は、ＭＮ−ＬＭＳと称される本発明において説明される新規な適応型アルゴリズムを用いたスマートアンテナである。まず、Ｎ−ＬＭＳについて概説し、その後ＭＮ−ＬＭＳについて説明する。
【００３８】
２．Ｎ−ＬＭＳアルゴリズム
スナップショットのレートは、チップレートに等しいものと仮定する。ｉ番目のチップ時刻に対して、図１のスマートアンテナへの入力は、次のように表記されることが可能である。
【００３９】
【数３０】
2004509534.tif 000024
【００４０】
ヘイキンの４３７ページにおけるＮ−ＬＭＳアルゴリズムによれば、フィンガｌ及びスナップショットｉに対する更新された重み付けベクトルｗｌ（ｉ＋１）は次のように表すことができる。
【００４１】
【数３１】
2004509534.tif 000025
【００４２】
ここで、次式が成り立つ。
【００４３】
【数３２】
2004509534.tif 000026
【００４４】
Ｈはエルミート演算、すなわち共役転置を示し、＊は共役演算を示し、‖ｘ‖はベクトルｘのノルムであり、ａは正の定数であり、μは定数の収束パラメータであって０＜μ＜２であり、ｗＨ（ｉ）ｗ（ｉ）は、重み付けベクトルｗ（ｉ）がアレー応答ベクトルに類似する次式のベクトルに完全に一致するときにＭになる。
【００４５】
【数３３】
2004509534.tif 000027
【００４６】
ゆえに、Ｍは、従来のＮ−ＬＭＳアルゴリズムに関する数３２における基準として使用される。重み付けベクトルｗｌ（ｉ）は、図１の“ＭＮ−ＬＭＳ又はＮ−ＬＭＳスマートアンテナ”１１７における従来型Ｎ−ＬＭＳアルゴリズムに対する出力である。
【００４７】
数３１における重み付けベクトルは、数３２で示された推定誤差を測定することによって、すなわち所望の基準Ｍとスマートアンテナの出力
【数３４】
2004509534.tif 000028
との差を測定することによって更新される。スマートアンテナが理想的な重み付けベクトルを発生させるときは、
【数３５】
2004509534.tif 000029
は適正な正規化によってＭに等しくなり、数３２における誤差はゼロになる。
【００４８】
３．変形されたＮ−ＬＭＳアルゴリズム
数３２を数３１へ代入することによって、本発明の原理を説明することができる。つまり、次式が得られる。
【００４９】
【数３６】
2004509534.tif 000030
【００５０】
Ｎ−ＬＭＳアルゴリズムは、自己相関行列
【数３７】
2004509534.tif 000031
を数３６における瞬間の推定値
【数３８】
2004509534.tif 000032
で置き換えることによって導出された。本発明の場合は、数３６におけるＭ×Ｍの瞬間の相関行列
【数３９】
2004509534.tif 000033
がさらにスカラー
【数４０】
2004509534.tif 000034
で置き換えられる。次には、ＭＮ−ＬＭＳアルゴリズムの更新された重み付けベクトルｗｌ（ｉ＋１）が、次式のように表される。
【００５１】
【数４１】
2004509534.tif 000035
【００５２】
ここで、ａは正の定数であり、μは収束パラメータであって０＜μ＜２である。
【００５３】
更新された重み付けベクトルｗｌ（ｉ）は、受信されるベクトル
【数４２】
2004509534.tif 000036
に接近するものと仮定する。すると、数４１における
【数４３】
2004509534.tif 000037
は、数３０より、ＡＷＧＮ環境下でＭに近づき、数４１内の括弧はゼロベクトルになる。重み付けベクトルは定常状態になる。これは、本発明が数３６の項
【数４４】
2004509534.tif 000038
をスカラー
【数４５】
2004509534.tif 000039
で置き換えるための一つの理論的根拠である。それに加えて、数４１を満たす重み付けベクトルの解はただ１つになり、受信されるベクトル
【数４６】
2004509534.tif 000040
になる。ゆえに、各アンテナ素子における受信された信号の入力位相は、追跡されることが可能である。しかしながら、数３６におけるＮ−ＬＭＳアルゴリズムの場合の重み付けベクトルの解は、一意的である必要はない。数３２の内積
【数４７】
2004509534.tif 000041
がＭに接近する限り、誤差ｅｌ（ｉ）はゼロに接近し、このような重み付けベクトルの多くは数３２における平均二乗誤差を最小化することができる。数４１において行列
【数４８】
2004509534.tif 000042
が
【数４９】
2004509534.tif 000043
で置き換えられる理由は、この点にある。
【００５４】
内積
【数５０】
2004509534.tif 000044
は、フェージング環境下では、数３０を用いることによってほぼＭα２（ｉ）に等しくなる。数４１における括弧の項は、ゼロであることが望ましい。従って、理想的な場合では、重み付けベクトルは
【数５１】
2004509534.tif 000045
に収束し、かつ次式のようになる。
【００５５】
【数５２】
2004509534.tif 000046
【００５６】
数５２における重み付けベクトルはＭＮ−ＬＭＳスマートアンテナの出力であり、図１の“ＭＮ−ＬＭＳ又はＮ−ＬＭＳスマートアンテナ”１１７の出力において示されている。この重み付けベクトルは１２１で正規化され、次式のように表される。
【００５７】
【数５３】
2004509534.tif 000047
【００５８】
数５３における正規化された重み付けベクトルは、図１の“正規化”１２１の出力において示されている。
【００５９】
１２１で正規化された重み付けベクトルは、スロット期間毎に図１の“２５６×８個のチップでの平均化”１２３において平均化され、“２５６×１０回の反復”１２５で反復される。図１の“２５６×１０回の反復”１２５は、次式で表される。
【００６０】
【数５４】
2004509534.tif 000048
【００６１】
【数５５】
2004509534.tif 000049
は、位相歪みを自動的に補償する新たな重み付けベクトルである。この新たな重み付けベクトルは補償を自動的に行うことから、別途の位相較正は不要であったという点に留意されたい。スマートアンテナアレーによる復調出力ｚｌ（ｉ）は、図１の“
【数５６】
2004509534.tif 000050
”１２７において、正規化されて平均化された重み付けベクトル
【数５７】
2004509534.tif 000051
と、数２０における受信信号ベクトルｘｌ（ｉ）との内積を求めることによって得られる。出力ｚｌ（ｉ）は、次式で表される。
【００６２】
【数５８】
2004509534.tif 000052
【００６３】
ここで、ｌ＝１，…，Ｌであり、ｉ＝１，２，…，２５６０である。各フィンガｌ，ｌ＝１，…，Ｌ，における復調出力ｚｌ（ｉ）は１２９で合成され、レイク受信機用にＯＶＳＦコードＣｃｈ，４ｋ（ｉ）で乗算され、次いで累算される。ｋｂｉｔ番目の決定変数ＲＤＰＤＣＨは１３１で出力され、かつ、次式で表されるように近似される。
【００６４】
【数５９】
2004509534.tif 000053
【００６５】
ここで、ｃは正の定数であり、ｋｂｉｔはトラフィックチャンネルビットのインデックスである。最終的な軟判定値は、軟判定復号化器に対するＲＤＰＤＣＨ（ｋｂｉｔ）／（−ｊ）として取得されることが可能である。硬判定値は、ＲＤＰＤＣＨ（ｋｂｉｔ）／（−ｊ）の符号（ｓｉｇｎ）となり、硬判定復号化器のために使用可能である。
【００６６】
４．ＣＤＭＡ２０００システムのモデル
ＣＤＭＡ２０００逆方向リンクにおける移動局は、パイロットチャンネル及びトラフィックデータチャンネルを一緒に送信し、これらは、ウォルシュ変調によって互いに直交する。ＣＤＭＡ２０００システムにおけるパイロットチャンネルは常時“オン”であるが、Ｗ−ＣＤＭＡシステムでのパイロットシンボルが挿入されたチャンネルは、パイロットシンボル期間の間だけ“オン”である。移動局は、いくつかのトラフィックデータチャンネルを同時に送信することができるが、本発明を簡単化して実証するために、ただ１つのトラフィックチャンネルが想定される。本セクションにおける大部分の部品（ｍａｔｅｒｉａｌｓ）は、上述のセクション１、２及び３におけるＷ−ＣＤＭＡに使用されるものと同様である。逆方向リンクにおける送信される帯域通過信号ｓｒ（ｔ）は、次式のように表記され得る。
【００６７】
【数６０】
2004509534.tif 000054
【００６８】
ここで、ｕｒ（ｔ）はベースバンドの複素エンベロープである。ベースバンドの複素信号ｕｒ（ｔ）は、次式のように表記され得る。
【００６９】
【数６１】
2004509534.tif 000055
【００７０】
ここで、
Ａ（ｔ）は、定数であるパイロットチャンネル信号を表し、
Ｂ（ｔ）＝ｄｔｒａｆｉｃ（ｔ）Ｗ２４（ｔ）は、ウォルシュ変調されたトラフィックチャンネルであり、
ｄｔｒａｆｉｃ（ｔ）は、±１のトラフィックデータチャンネルであり、
Ｗ２４（ｔ）は、（＋１−１＋１−１）４チップのウォルシュシンボルであり、
ａＩ（ｔ）及びａＱ（ｔ）はそれぞれ、Ｉ及びＱの短いＰＮシーケンスである。
【００７１】
図２は、本発明におけるＭＮ−ＬＭＳ又は従来型のＮ−ＬＭＳスマートアンテナのアルゴリズムの何れかを用いたＣＤＭＡ２０００逆方向リンクのための基地局受信機のブロック図を示す。Ｍ個の素子にてなる線形アンテナアレーが使用され、アンテナアレー応答ベクトルａ（θ）は次式のように表記される。
【００７２】
【数６２】
2004509534.tif 000056
【００７３】
ここで、θは所望信号からのＤＯＡであり、アンテナの間隔は波長の２分の１である。
【００７４】
図２では、アンテナ１０１ａ−１０１Ｍからの受信された信号の周波数がダウンコンバージョンされ、熱雑音１０３が付加される。ＲＦ混合器１０５は、図１の場合のような異なる位相歪み、
【数６３】
2004509534.tif 000057
を導入する。ダウンコンバージョンされた信号は、図２の整合フィルタ“ＭＦ”１０７へ供給され、次いでＴｃ個のチップ毎にサンプリングされる。Ｍ個のアンテナ素子からのサンプルは、ベクトルに形成される。ｉＴｃにおけるサンプリングされたＭ×１ベクトルは、図２の“ＰＮ逆拡散”１０９において複素ＰＮシーケンス（ａＩ（ｉ）＋ｊａＱ（ｉ））を用いてＰＮ逆拡散され、次式のように表記される。
【００７５】
【数６４】
2004509534.tif 000058
【００７６】
ここで、
ｉはチップのインデックスを示し、
ｌはフィンガ（マルチパス）のインデックス、ｌ＝１，…，Ｌ、を示し、
αｌ（ｉ）はｌ番目のマルチパスの振幅であり、
φｌ（ｉ）はｌ番目のマルチパスの位相であり、
【数６５】
2004509534.tif 000059
は、ＡＷＧＮと、他のユーザ信号による干渉との雑音ベクトルを表す。
【００７７】
数６４におけるαｌ（ｉ）、φｌ（ｉ）、θ（ｉ）及び
【数６６】
2004509534.tif 000060
を合わせて含むチャンネル推定値は、図２の“Ｎｐｉｌｏｔ個のチップでの平均化”２０１において、複数のウォルシュシンボルにわたり、ウォルシュ直交性を用いてｙｌ（ｉ）を累算することにより取得されることが可能である。Ｎｐｉｌｏｔ個のチップでの平均化の累算後の出力ベクトル
【数６７】
2004509534.tif 000061
は、次式のように表記され得る。
【００７８】
【数６８】
2004509534.tif 000062
【００７９】
ここで、ｋは、ＮｐｉｌｏｔＴｃに等しい観測期間を有するチャンネル観測インデックスを示し、ウォルシュ変調されたトラフィックチャンネルデータは、ビット毎のウォルシュ直交性によりＮｐｉｌｏｔ個のチップの累算後に消滅し、すなわち次式が成り立つ。
【００８０】
【数６９】
2004509534.tif 000063
【００８１】
結果からすると、マルチパスの振幅、位相及びＤＯＡは１つの観測期間の間にほぼ一定であることから、Ｎｐｉｌｏｔ＝２５６個のチップを選定することが合理的である。スマートアンテナのスナップショットのレートがチップレートに等しければ、出力ベクトル
【数７０】
2004509534.tif 000064
は、重み付けベクトルを更新するために、図２の“Ｎｐｉｌｏｔ回の反復”２０３においてＮｐｉｌｏｔ回反復される。反復回数は、スナップショットのレートが減少するにつれて減少する。スマートアンテナ１１７への入力である反復されたシーケンスは、次式で表記される。
【００８２】
【数７１】
2004509534.tif 000065
【００８３】
ｉ番目のチップ期間に対する図２のスマートアンテナ１１７への入力は、数３１におけるＮ−ＬＭＳと、数４１におけるＭＮ−ＬＭＳアルゴリズムとの両方に対して、次式で表される。
【数７２】
2004509534.tif 000066
【００８４】
重み付けベクトルｗｌ（ｉ）は、Ｎ−ＬＭＳアルゴリズム及びＭＮ−ＬＭＳアルゴリズムのそれぞれについて、数７２の入力
【数７３】
2004509534.tif 000067
とともに、数３１及び数４１を使用して得られる。この重み付けベクトルは、図２の“正規化”１２１において正規化され、
【数７４】
2004509534.tif 000068
で示される。スマートアンテナの出力は、正規化された重み付けベクトル
【数７５】
2004509534.tif 000069
と受信信号ベクトルｙｌ（ｉ）
【数７６】
2004509534.tif 000070
との内積を求めることによって得られる。アレー出力は、図２の“
【数７７】
2004509534.tif 000071
”１２７においてｚｌ（ｉ）で示され、ｌ＝１，…，Ｌに対して、次式のように表記される。
【００８５】
【数７８】
2004509534.tif 000072
【００８６】
次いで、フィンガｌ、ｌ＝１，…，Ｌ、からの出力は、レイク受信機が図２の“Σ”１２９において送信されたトラフィックデータｄｔｒａｆｉｃ（ｋｂｉｔ）を取得するように、合成される。ウォルシュ復調は、Ｗ２４（ｉ）で乗算しかつ図２の“
【数７９】
2004509534.tif 000073
”２０５で累算することにより実行される。全体的な出力２０７は、次式で表記される。
【００８７】
【数８０】
2004509534.tif 000074
【００８８】
ここで、ｃは正の定数であり、ｋｂｉｔはトラフィックチャンネルビットのインデックスであり、Ｗ２４（ｉ）によって１ビット当り４個のチップが使用される。軟判定復号化器には、軟判定変数Ｒｄａｔａ（ｋｂｉｔ）が使用される。硬判定値は、Ｒｄａｔａ（ｋｂｉｔ）の符号になる。
【００８９】
この場合も、重み付けベクトルは位相歪みを自動的に補償し、よって別途の位相較正は一切不要である。
【００９０】
５．シミュレーション結果
表１及び表２にはそれぞれ、本発明の実施形態に係るＷ−ＣＤＭＡ及びＣＤＭＡ２０００システムに対するシミュレーションのシステムパラメータが示されている。
【００９１】
【表１】
2004509534.tif 000075
【表２】
2004509534.tif 000076
【００９２】
表１及び表２のジェイクス（Ｊａｋｅｓ）フェージングは、例えば、ダブリュー．シー．ジェイクス．ジュニア（Ｗ． Ｃ． Ｊｒ．， Ｊａｋｅｓ），マイクロ波移動体通信（Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｍｏｂｉｌｅ Ｃｏｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ），ワイリー・インターサイエンス（Ｗｉｌｅｙ−Ｉｎｔｅｒｓｃｉｅｎｃｅ），１９７４年，６５−７８ページにおいて議論されている。
【００９３】
図３は、図１におけるようなＷ−ＣＤＭＡシステムに従来型のＮ−ＬＭＳアルゴリズムを用いたスマートアンテナが使用される際の、Ｍ＝３素子の各素子における追跡能力を示すシミュレーションである。図３Ａ、図３Ｂ及び図３Ｃはそれぞれ、第１、第２及び第３のアンテナ素子に対して、スロット期間に対する、ラジアンで表された平均位相を示す。
【００９４】
図４は、ＭＮ−ＬＭＳアルゴリズムによるＭＮ−ＬＭＳスマートアンテナのアルゴリズムの対応する追跡能力を示すシミュレーションである。図４Ａ、図４Ｂ及び図４Ｃはそれぞれ、第１、第２及び第３のアンテナ素子に対して、スロット期間に対する、ラジアンで表された平均位相を示す。図４は、重み付けベクトルにおける各素子の位相が、ＤＯＡとフェージング位相と混合器による位相歪みとの総和である個別の入力合計位相に収束することを示す。本発明におけるＭＮ−ＬＭＳアルゴリズムを使用したことによる出力位相は、図４に示されたような合計入力位相に近い。図３における従来型のＮ−ＬＭＳアルゴリズムの追跡能力は、図４におけるＭＮ−ＬＭＳの場合より僅かに劣る性能を示す。
【００９５】
図５は、Ｗ−ＣＤＭＡ逆方向リンクに対して、例えばＭ＝１及び３のようにアンテナ素子の数ＭをパラメータとしたときのＭＮ−ＬＭＳアルゴリズムのビット誤り率（ＢＥＲ）のシミュレーション結果を示す。比較のために、Ｎ−ＬＭＳアルゴリズムに対するＢＥＲ結果も示されている。図５はまた、Ｍ＝３の場合、本発明におけるＭＮ−ＬＭＳアルゴリズムのスマートアンテナが、従来型のＮ−ＬＭＳアルゴリズムよりも、ＢＥＲ＝１０−３のときのビットエネルギー対雑音及び干渉比Ｅｂ／（Ｎ０＋Ｉ０）において１ｄＢだけ優れていることを示している。さらに図５は、Ｍ＝３素子の場合のスマートアンテナを使用すると、単一のアンテナに比べて、例えばＥｂ／（Ｎ０＋Ｉ０）における約５ｄＢの改善のような、ＢＥＲの格段の改善が達成され得ることを示している。
【００９６】
図６は、ＣＤＭＡ２０００逆方向リンクの場合の対応するＢＥＲのシミュレーション結果を示す。図６においても、同様の観測結果が認められる。シミュレーションで得られたＥｂ／（Ｎ０＋Ｉ０）＝２５ｄＢにおけるＢＥＲの結果は、シミュレーションの実行が不十分であったために不適当である可能性がある。実際の結果は、滑らかな曲線になることが予想される。
【００９７】
【発明の効果】
結論として、本発明におけるＭＮ−ＬＭＳアルゴリズムを用いたスマートアンテナは、複数の異なるＲＦ混合器の位相歪みに対する位相較正を全く必要としない。それに加えて、本発明では、復調のために別途のチャンネル推定が使用されることはない。さらに、本発明におけるＭＮ−ＬＭＳアルゴリズムを用いたスマートアンテナは、従来型のＮ−ＬＭＳアルゴリズムを用いたスマートアンテナより優れたＢＥＲ結果をもたらす。最後に、ＭＮ−ＬＭＳスマートアンテナにおいてＮ−ＬＭＳ又はＭＮ−ＬＭＳアルゴリズムを使用するスマートアンテナは、１つのスナップショットにつき、例えば（５Ｍ＋２）回の複素数の乗算のような、Ｍの１次のオーダーの複素数の乗算と、例えば（４Ｍ＋１）回の複素数の加算のような、Ｍの１次のオーダーの複素数の加算とを必要とするが、これらは現代のチップ技術によって実装可能である。これは、Ｍ２よりも大きなオーダーの計算を必要とすることがある従来型のスマートアンテナ技術に対する重要な相違点である。
【００９８】
本発明を実行するための好適な態様及び最善の態様について説明してきたが、本発明が関連する技術の当業者は、本発明を実施するための様々な代替の設計及び実施形態が可能であり、かつそれらが添付の請求の範囲内に含まれるということを認識するであろう。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の１つの実施形態に係るＷ−ＣＤＭＡ逆方向リンクのためのスマートアンテナを有する基地局受信機のブロック図である。
【図２】本発明の１つの実施形態に係るＣＤＭＡ２０００逆方向リンクのためのスマートアンテナを有する基地局受信機のブロック図である。
【図３Ａ】本発明の１つの実施形態に係るＷ−ＣＤＭＡのためのＮ−ＬＭＳを用いたスマートアンテナの角度追跡能力を示す。
【図３Ｂ】本発明の１つの実施形態に係るＷ−ＣＤＭＡのためのＮ−ＬＭＳを用いたスマートアンテナの角度追跡能力を示す。
【図３Ｃ】本発明の１つの実施形態に係るＷ−ＣＤＭＡのためのＮ−ＬＭＳを用いたスマートアンテナの角度追跡能力を示す。
【図４Ａ】本発明の１つの実施形態に係るＷ−ＣＤＭＡのためのＭＮ−ＬＭＳを用いたスマートアンテナの角度追跡能力を示す。
【図４Ｂ】本発明の１つの実施形態に係るＷ−ＣＤＭＡのためのＭＮ−ＬＭＳを用いたスマートアンテナの角度追跡能力を示す。
【図４Ｃ】本発明の１つの実施形態に係るＷ−ＣＤＭＡのためのＭＮ−ＬＭＳを用いたスマートアンテナの角度追跡能力を示す。
【図５】本発明の１つの実施形態に従って、Ｍがアンテナアレー素子の個数であるとき、ＭＮ−ＬＭＳ及びＮ−ＬＭＳアルゴリズムを用いることによる、スマートアンテナを有するＷ−ＣＤＭＡシステムのＢＥＲのシミュレーション結果を示す。
【図６】本発明の１つの実施形態に従って、Ｍがアンテナアレー素子の個数であるとき、ＭＮ−ＬＭＳ及びＮ−ＬＭＳアルゴリズムを用いることによる、スマートアンテナを有するＣＤＭＡ２０００システムのＢＥＲのシミュレーション結果を示す。
【符号の説明】
１０１ａ−１０１Ｍ…アンテナ、
１０３…熱雑音、
１０５…混合器、
１０７…整合フィルタ、
１０９…ＰＮ逆拡散、
１１１…チョップデータ、
１１３…２５６個のチップでの平均化、
１１５…Ｎ＝２５６回の反復、
１１７…スマートアンテナプロセッサ、
１１９…パイロットシンボルパターン、
１２１…正規化、
１２３…２５６×８個のチップでの平均化、
１２５…２５６×１０回の反復、
１３１，２０７…出力、
２０１…Ｎｐｉｌｏｔ個のチップでの平均化、
２０３…Ｎｐｉｌｏｔ回の反復。
【図１】
2004509534.tif 000085
【図２】
2004509534.tif 000086
【図３Ａ】
2004509534.tif 000087
【図３Ｂ】
2004509534.tif 000088
【図３Ｃ】
2004509534.tif 000089
【図４Ａ】
2004509534.tif 000090
【図４Ｂ】
2004509534.tif 000091
【図４Ｃ】
2004509534.tif 000092
【図５】
2004509534.tif 000093
【図６】
2004509534.tif 000094
【国際公開パンフレット】
2004509534.tif 000095
2004509534.tif 000096
2004509534.tif 000097
2004509534.tif 000098
2004509534.tif 000099
2004509534.tif 000100
2004509534.tif 000101
2004509534.tif 000102
2004509534.tif 000103
2004509534.tif 000104
2004509534.tif 000105
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【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
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【国際調査報告】
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