(57)【要約】高能率で応答速度の速い、振動型アクチュエータを駆動するための両側自励発振回路。アクチュエータは電源から周期的に供給電流を受ける巻線を有し、所定の共振周波数で振動する。自励発振回路は、巻線の両端に生じた逆起電力電圧（Ｖｂｅｍｆ）を受けて正弦波出力信号を発生させる帯域フィルタと、正弦波出力信号を閾電圧と比較して共振周波数のサイクル毎に２つの駆動パルスを発生させる比較器と、駆動パルスに応じて巻線に対して電源を接続又は切断し、それにより、各サイクルにおいて電流が２方向に流れるようにするために、巻線と直列に接続されたスイッチとを備えている。
2004528796.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源から周期的に供給電流を受ける巻線を有し、所定の共振周波数で振動する振動型アクチュエータを駆動するための自励発振回路であって、
前記アクチュエータの前記巻線両端に生じた逆起電力電圧（Ｖｂｅｍｆ）を受けて該Ｖｂｅｍｆを表す正弦波出力信号を発生させるために、中心周波数が前記共振周波数に調整された帯域フィルタと、
前記帯域フィルタから前記正弦波出力信号を受けて前記アクチュエータの前記共振周波数のサイクル毎に２つの駆動パルスを発生させ、前記共振周波数の各サイクルにおいて前記周期的な供給電流が正及び負の方向に前記巻線に流れるようにする電力増幅器とを備えたことを特徴とする自励発振回路。
【請求項２】
前記電力増幅器は、
前記帯域フィルタからの前記正弦波出力信号を閾電圧と比較し、前記正弦波が前記閾電圧を越えるとき、前記駆動パルスを発生させる比較器と、
前記駆動パルスに応じて、前記巻線に対して前記電源を接続又は切断し、それにより、前記周期的な供給電流が前記正及び負の方向に前記巻線に流れるようにするために、前記巻線と直列に接続されたスイッチとを備えたことを特徴とする請求項１に記載の自励発振回路。
【請求項３】
前記比較器の前記閾電圧は、前記帯域フィルタのバイアス電圧と等しいことを特徴とする請求項２に記載の自励発振回路。
【請求項４】
前記比較器の前記閾電圧は、前記帯域フィルタのバイアス電圧と異なることを特徴とする請求項２に記載の自励発振回路。
【請求項５】
電源から周期的に供給電流を受ける巻線を有し、所定の共振周波数で振動する振動型アクチュエータを駆動するための自励発振回路であって、
前記アクチュエータの前記巻線両端に生じた逆起電力電圧（Ｖｂｅｍｆ）を受けて該Ｖｂｅｍｆを表す正弦波出力信号を発生させるために、中心周波数が前記共振周波数に調整された帯域フィルタと、
前記帯域フィルタからの前記正弦波出力信号を閾電圧と比較し、前記共振周波数のサイクルの前半において該正弦波が該閾電圧を越えるとき、第１の駆動パルスを発生させる第１の比較器と、
前記帯域フィルタからの前記正弦波出力信号から極性が反転された正弦波を前記閾電圧と比較し、前記共振周波数のサイクルの後半において該正弦波が前記閾電圧を越えるとき、第２の駆動パルスを発生させる第２の比較器と、
中央部に前記アクチュエータが接続された４つのスイッチを有し、前記電源に接続されたＨブリッジスイッチ回路とを備え、
前記Ｈブリッジスイッチ回路は、前記第１及び第２の駆動パルスに応じて、前記巻線に対して前記電源を接続又は切断し、それにより、前記共振周波数の各サイクルにおいて前記周期的な供給電流が正及び負の方向に前記巻線に流れるようにすることを特徴とする自励発振回路。
【請求項６】
前記第１及び第２の比較器の前記閾電圧は、前記帯域フィルタのバイアス電圧と等しいことを特徴とする請求項５に記載の自励発振回路。
【請求項７】
前記第１及び第２の比較器の前記閾電圧は、前記帯域フィルタのバイアス電圧と異なることを特徴とする請求項５に記載の自励発振回路。
【請求項８】
前記アクチュエータの振動開始プロセスにおける所定の時間、前記第１及び第２の比較器の前記閾電圧を前記帯域フィルタの前記バイアス電圧と同一又は同等になるように瞬間的に変化させるための手段をさらに備えたことを特徴とする請求項７に記載の自励発振回路。
【請求項９】
前記閾電圧を瞬間的に変化させるための前記手段は、分圧器を形成する抵抗器の両端に接続されたキャパシタを備えて構成されることを特徴とする請求項８に記載の自励発振回路。
【請求項１０】
前記４つのスイッチは、第１から第４の金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）から成り、前記第１及び第２のＭＯＳＦＥＴは各々のゲートで前記第１の駆動パルスを受け、前記第３及び第４のＭＯＳＦＥＴは各々のゲートで前記第２の駆動パルスを受けることを特徴とする請求項５に記載の自励発振回路。
【請求項１１】
前記帯域フィルタからの前記正弦波出力信号を反転させ、該反転させた正弦波を前記第２の比較器に供給する反転器をさらに備えたことを特徴とする請求項５に記載の自励発振回路。
【請求項１２】
電源から周期的に供給電流を受ける巻線を有し、所定の共振周波数で振動する振動型アクチュエータを駆動するための自励発振回路であって、
前記アクチュエータの前記巻線両端に生じた逆起電力電圧（Ｖｂｅｍｆ）を受けて該Ｖｂｅｍｆを表す正弦波出力信号を発生させるために、中心周波数が前記共振周波数に調整された帯域フィルタと、
前記帯域フィルタからの前記正弦波出力信号を閾電圧と比較し、前記正弦波が前記閾電圧と交差する毎に、前記共振周波数のサイクルの前半においては正電圧に振れ、前記共振周波数のサイクルの後半においては負電圧に振れる駆動パルスを発生させる比較器と、
前記アクチュエータが中央部に接地されている２つのスイッチを有し、正及び負の電源に接続されたプッシュプルスイッチ回路とを備え、
前記プッシュプルスイッチ回路は、前記駆動パルスに応じて、前記巻線に対して前記正及び負の電源を接続又は切断し、それにより、前記共振周波数の各サイクルにおいて前記周期的な供給電流が正及び負の方向に前記巻線に流れるようにすることを特徴とする自励発振回路。
【請求項１３】
前記２つのスイッチは、直列に接続された第１及び第２の金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）から成り、前記第１のＭＯＳＦＥＴ側には前記正の電源、前記第２のＭＯＳＦＥＴ側には前記負の電源が設けられていることを特徴とする請求項１２に記載の自励発振回路。
【請求項１４】
前記２つのスイッチは、直列に接続された第１及び第２の金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）から成り、前記第１のＭＯＳＦＥＴはｎ型ＭＯＳＦＥＴであり、前記第２のＭＯＳＦＥＴはｐ型ＭＯＳＦＥＴであって、どちらも前記比較器から前記駆動パルスを受けることを特徴とする請求項１２に記載の自励発振回路。
【請求項１５】
電源から周期的に供給電流を受ける巻線を有し、所定の共振周波数で振動する振動型アクチュエータを駆動するための自励発振回路であって、
前記アクチュエータの前記巻線両端に生じた逆起電力電圧（Ｖｂｅｍｆ）を受けて該Ｖｂｅｍｆを表す正弦波出力信号を発生させるために、中心周波数が前記共振周波数に調整された帯域フィルタと、
前記帯域フィルタからの前記正弦波出力信号を第１の閾電圧と比較し、前記共振周波数のサイクルの前半において該正弦波が該第１の閾電圧を越えるとき、第１の駆動パルスを発生させる第１の比較器と、
前記帯域フィルタからの前記正弦波出力信号を第２の閾電圧と比較し、前記共振周波数のサイクルの後半において該正弦波が該第２の閾電圧を越えるとき、第２の駆動パルスを発生させる第２の比較器と、
前記アクチュエータが中央部に接地されている２つのスイッチを有し、正及び負の電源に接続されたプッシュプルスイッチ回路とを備え、
前記プッシュプルスイッチ回路は、前記第１及び第２の駆動パルスに応じて、前記巻線に対して前記正及び負の電源を接続又は切断し、それにより、前記共振周波数の各サイクルにおいて前記周期的な供給電流が正及び負の方向に前記巻線に流れるようにすることを特徴とする自励発振回路。
【請求項１６】
前記第１の比較器に与えられる前記第１の閾電圧及び前記第２の比較器に与えられる前記第２の閾電圧は、前記帯域フィルタのバイアス電圧と等しいことを特徴とする請求項１５に記載の自励発振回路。
【請求項１７】
前記第１の比較器に与えられる前記第１の閾電圧及び前記第２の比較器に与えられる前記第２の閾電圧は、前記帯域フィルタのバイアス電圧と異なることを特徴とする請求項１５に記載の自励発振回路。
【請求項１８】
前記アクチュエータの振動開始プロセスにおける所定の時間、前記第１及び第２の比較器の前記閾電圧を前記帯域フィルタの前記バイアス電圧と同一又は同等になるように瞬間的に変化させるための手段をさらに備えたことを特徴とする請求項１５に記載の自励発振回路。
【請求項１９】
前記閾電圧を瞬間的に変化させるための前記手段は、分圧器を形成する抵抗器の両端に接続されたキャパシタを備えて構成されることを特徴とする請求項１５に記載の自励発振回路。
【請求項２０】
前記２つのスイッチは、直列に接続された第１及び第２の金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）から成り、前記第１のＭＯＳＦＥＴは、前記第１の比較器から前記第１の駆動パルスを受けるｎ型ＭＯＳＦＥＴであり、前記第２のＭＯＳＦＥＴは、前記第２の比較器から前記第２の駆動パルスを受けるｐ型ＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする請求項１５に記載の自励発振回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、振動型アクチュエータを駆動するための自励発振回路に関するものであり、特に、アクチュエータの性能及び制御性を向上させるため、アクチュエータの共振サイクル内においてアクチュエータに２方向の駆動電流を生じさせる、リニア又は回転振動型アクチュエータ駆動用の両側自励発振回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
リニア振動型アクチュエータは、往復式シェーバ等、多くの電気機器に利用されており、通常、巻線を有する固定子及び永久磁石を有する往復動部を備えている。巻線は、電源から周期的に電流を受けて磁束を発生させるように接続され、この磁束が永久磁石と相互に作用して往復動部の固有周波数の辺りで機械的な共振を生じさせ、これにより、往復動部は固定子に対して直線的に運動する。本発明は、リニア振動型アクチュエータ又はその他の種類のアクチュエータ、例えば回転振動型アクチュエータ、を駆動するための自励発振回路に向けたものである。往復動部はアクチュエータの一部であるが、本発明に関しては、「アクチュエータ」及び「往復動部」の語は、置き換え可能に用いられる。
【０００３】
米国特許第６，１３３，７０１号は、自励発振回路を用いてリニア振動型アクチュエータを駆動するシステムを開示しており、その回路図の一つが図１に示されている。この回路は、正のフィードバック方式で巻線（アクチュエータコイル）の両端に生じた逆起電力電圧信号を受けて駆動パルスを発生させるように接続されている。駆動パルスによって生じた電流は、周期的に巻線に供給され、往復動部の機械的共振を継続させる。しかしこの方法では、重負荷を受けたとき、往復動部は安定した振動を継続し難く、大幅な減衰が生じてしまう。
【０００４】
さらに、図１に示した先行技術例では、電力制御、自動スタート振動等、回路の種々の性能が、次世代の回路設計の要求を満たせない。本発明は、上述の背景を考慮してなされたものであり、リニア又は回転振動型アクチュエータをその共振周波数の辺りで駆動するための、改良された自励発振回路を提供する。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
従って、本発明は、アクチュエータの共振サイクル毎に、２つの駆動パルスを発生させ、アクチュエータに正及び負の方向に電流が流れるようにすることが可能な、振動型アクチュエータ駆動用の両側自励発振回路を提供することを目的とする。
【０００６】
また、本発明は、電力消費を削減し、応答速度を上げる等、アクチュエータの性能を向上させるための、振動型アクチュエータ駆動用両側自励発振回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明においては、電源から周期的に供給電流を受ける巻線を有し、所定の共振周波数で振動する振動型アクチュエータを駆動するための自励発振回路が、アクチュエータの巻線両端に生じた逆起電力電圧（Ｖｂｅｍｆ）を受けてＶｂｅｍｆを表す正弦波出力信号を発生させるために、中心周波数が共振周波数に調整された帯域フィルタと、帯域フィルタから正弦波出力信号を受けてアクチュエータの共振周波数のサイクル毎に２つの駆動パルスを発生させ、周期的な供給電流が正及び負の方向に巻線を通って流れるようにする電力増幅器とを備えている。
【０００８】
本発明の別の側面においては、電力増幅器は、帯域フィルタからの正弦波出力信号を閾電圧と比較し、正弦波が閾電圧を越えるとき、駆動パルスを発生させる比較器と、駆動パルスに応じて、巻線に対して電源を接続又は切断し、それにより、周期的な供給電流が正及び負の方向に巻線に流れるようにするために、巻線と直列に接続されたスイッチとによって実現される。
【０００９】
本発明のより特定的な実施においては、自励発振回路は、アクチュエータの巻線両端に生じた逆起電力電圧（Ｖｂｅｍｆ）を受けてＶｂｅｍｆを表す正弦波出力信号を発生させるために、中心周波数が共振周波数に調整された帯域フィルタと、帯域フィルタからの正弦波出力信号を閾電圧と比較し、共振周波数のサイクルの前半において該正弦波が閾電圧を越えるとき、第１の駆動パルスを発生させる第１の比較器と、帯域フィルタからの正弦波出力信号から極性が反転された正弦波を閾電圧と比較し、共振周波数のサイクルの後半において該正弦波が閾電圧を越えるとき、第２の駆動パルスを発生させる第２の比較器と、中央部にアクチュエータが接続された４つのスイッチを有し、電源に接続されたＨブリッジスイッチ回路とを備えている。このＨブリッジスイッチ回路は、第１及び第２の駆動パルスに応じて、巻線に対して電源を接続又は切断し、よって、周期的な供給電流が正及び負の方向に巻線を通って流れるようにする。
【００１０】
第１及び第２の比較器の閾電圧は、５０−５０より少ないデューティ比を有する駆動パルスを発生させるため、帯域フィルタのバイアス電圧と異なることが好ましい。自励発振回路は、アクチュエータの振動開始プロセスにおいて、第１及び第２の比較器の閾電圧を帯域フィルタのバイアス電圧と等しくなるように瞬間的に変化させるための手段を付加的に備える。
【００１１】
さらに別の側面においては、自励発振回路は、アクチュエータの巻線両端に生じた逆起電力電圧（Ｖｂｅｍｆ）を受けてＶｂｅｍｆを表す正弦波出力信号を発生させるために、中心周波数が共振周波数に調整された帯域フィルタと、帯域フィルタからの正弦波出力信号を閾電圧と比較し、正弦波が閾電圧と交差する毎に、共振周波数のサイクルの前半においては正電圧に振れ、共振周波数のサイクルの後半においては負電圧に振れる駆動パルスを発生させる比較器と、アクチュエータが中央部に接地されている２つのスイッチを有し、正及び負の電源に接続されたプッシュプルスイッチ回路とを備えている。このプッシュプルスイッチ回路は、駆動パルスに応じて、巻線に対して正及び負の電源を接続又は切断し、それにより、周期的な供給電流が正及び負の方向に巻線に流れるようにする。
【００１２】
さらに別の側面においては、自励発振回路は、アクチュエータの巻線両端に生じた逆起電力電圧（Ｖｂｅｍｆ）を受けてＶｂｅｍｆを表す正弦波出力信号を発生させるために、中心周波数が共振周波数に調整された帯域フィルタと、帯域フィルタからの正弦波出力信号を第１の閾電圧と比較し、共振周波数のサイクルの前半において正弦波が第１の閾電圧を越えるとき、第１の駆動パルスを発生させる第１の比較器と、帯域フィルタからの正弦波出力信号を第２の閾電圧と比較し、共振周波数のサイクルの後半において正弦波が第２の閾電圧を越えるとき、第２の駆動パルスを発生させる第２の比較器と、アクチュエータが中央部に接地されている２つのスイッチを有し、正及び負の電源に接続されたプッシュプルスイッチ回路とを備えている。このプッシュプルスイッチ回路は、第１及び第２の駆動パルスに応じて、巻線に対して正及び負の電源を接続又は切断し、それにより、周期的な供給電流が正及び負の方向に巻線に流れるようにする。
【００１３】
本発明の自励発振回路においては、アクチュエータの巻線に正及び負の方向に電流が生じるように、機械的な共振周波数のサイクル毎に２回、駆動パルスを発生させる、両側駆動方法が用いられている。この方法によると、従来技術に比べ、アクチュエータの駆動に要する電力量が大幅に削減される。さらに、本発明の両側駆動方法は、駆動パルスの繰り返し数が片側駆動方法の場合の２倍であるため、外部の負荷に対して即応することができる、等の利点もある。
【００１４】
本発明の上記の及び更なる目的と有利な特徴は、添付図面と併せて、以下の実施形態の説明から、より明らかになる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、図２及び図３を参照して、本発明による振動型アクチュエータ駆動用自励発振回路の基本概念を示す。本発明は、一例として、リニア振動型アクチュエータを駆動する場合を説明している。しかし、本発明は、回転振動型アクチュエータ等、他の種類のアクチュエータにも適用することができる。
【００１６】
本発明の自励発振回路は、アクチュエータにおける巻線の両端に生じる逆起電力電圧（Ｖｂｅｍｆ）を正のフィードバック方式で受け、アクチュエータに供給される駆動パルスを発生させるように接続されている。この駆動パルスにより、正及び負の両方向に電流が周期的に巻線に供給され、アクチュエータ（往復動部）の振動が継続される。アクチュエータの振動周波数は、往復動部の機械的な共振周波数つまり固有周波数である。
【００１７】
本発明の自励発振回路は、機械的な共振周波数のサイクル毎に２回、駆動パルスを発生させ、アクチュエータの巻線に電流が２方向（正及び負）に流れるように設計されている、すなわち、両側駆動方法となっている。これに対し、従来技術における自励発振回路は、共振サイクル毎に単一の駆動パルスを発生させ、アクチュエータの巻線に電流が一方向に流れる、すなわち、片側駆動方法となっている。
【００１８】
図２Ａ及び図２Ｂは、自励発振回路における片側駆動方法と両側駆動方法との違いを示している。図２Ａは、従来技術における片側駆動の波形を示しており、ここでは、アクチュエータの共振サイクルＴにおいて電流振幅２Ｉを有する単一の駆動パルスがアクチュエータを励振する。図２Ｂは、本発明の両側駆動の波形を示しており、ここでは、共振サイクルＴの間に、極性が逆であり、それぞれ電流振幅Ｉを有する２つの駆動パルスが、アクチュエータを励振する。
【００１９】
図２Ａ及び図２Ｂにおいては、アクチュエータの往復運動を維持するために必要な電力量に応じて、自励発振回路の正フィードバックループによりパルス幅が調整される。つまり、変調度ｍ（０≦ｍ≦１）を有する回路においてパルス幅の調整が行われる。Ｒは、上記の電流Ｉ又は２Ｉが流れる経路における全体の抵抗を表すものとすると、片側駆動における全体の電力消費量ＰはＰ＝Ｉ２Ｒ＊２ｍで表され、両側駆動における全体の電力消費量ＰはＰ＝Ｉ２Ｒ＊ｍで表される。この関係から、片側駆動の電力損失は両側駆動の場合の２倍となる。
【００２０】
従って、本発明の両側駆動においては、アクチュエータの駆動に要する電力量が大幅に削減される。リニア振動型アクチュエータは、バッテリで動作する往復式シェーバ等の電気機器に利用されるため、電力の削減は重要な利点となる。さらに、両側駆動方法がもたらす利点は他にもあり、例えば、駆動パルスの繰り返し数が片側駆動方法の２倍であるため、外からの負荷に対して速やかに反応することができる。
【００２１】
両側駆動を成り立たせるため、本発明の自励発振回路の基本構成は、図３に示されるように、帯域フィルタ及び電力増幅器を備えている。帯域フィルタの中心周波数（通過帯域周波数）は往復動部の機械的な共振周波数に設定されている。帯域フィルタの入力には、接地電位等の所定の電圧でバイアスがかけられ、アクチュエータの巻線で検知された逆起電力電圧（Ｖｂｅｍｆ）を表すフィードバック電圧が与えられる。よって、帯域フィルタの出力は、サイクルの前半では正のカーブ、サイクルの後半では負のカーブを有する正弦波信号である。電力増幅器は、帯域フィルタからこの正弦波信号を受け、図２Ｂに示されるような正及び負の方向の駆動パルスを発生させる。
【００２２】
図３の電力増幅器は、例えば、図４に示されるような比較器及びスイッチにより実現される。比較器の入出力波形は、図５に示されている。比較器は、一方の入力端子で正弦波信号を受けるとともに、別の入力端子で閾電圧（参照電圧）を受ける。こうして、入力された正弦波は方形波（駆動パルス）に整形され、この方形波は、電源と巻線との間に設けられたスイッチに対する制御信号として機能する。図５に示されるように、比較器の出力状態が変わる入力正弦波の基準点は、閾電圧によって決まる。従って、比較器が受ける閾電圧によってパルス幅、すなわち、駆動パルスのデューティ比が決定される。
【００２３】
図６に示される第１の実施形態は、Ｈブリッジ回路構成を有する、リニア振動型アクチュエータ駆動用の自励発振回路である。本実施例では、帯域フィルタ及び複数の比較器に対して単一のバイアス電圧Ｖｂが与えられている。４つのスイッチ及びアクチュエータがＨブリッジ回路を形成するように接続され、該回路は、アクチュエータに電流を供給するため、電源Ｖｄに接続されている。巻線を有するアクチュエータ（往復動部）は、Ｈブリッジ回路の中央部に接続される。本例においては、４つのスイッチは、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）Ｍ１−Ｍ４で構成しているが、その他のスイッチを使用することもできる。
【００２４】
帯域フィルタは、演算増幅器３１、抵抗器Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒａ及びＲｂ、及びキャパシタＣ１及びＣ２を備えた構成となっている。このような能動帯域フィルタは先行技術において知られているため、ここでは、帯域フィルタに関する詳しい説明は行わない。図６の例は、各々演算増幅器を有する、一対の比較器３３及び３７を備えている。比較器３３は、帯域フィルタにおける増幅器３１の出力を受け、比較器３７は、増幅器３１の出力を演算増幅器３５及び抵抗器Ｒ４及びＲ５を有する反転器により反転したものを受ける。
【００２５】
比較器３３の出力（駆動パルス）Ｖｏ１は、図５に示されるような方形の波形を有しており、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１及びＭ２の各ゲートに供給される。同様に、比較器３７の出力（駆動パルス）Ｖｏ２も方形の波形を有し、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ３及びＭ４の各ゲートに供給される。巻線両端の逆起電力電圧（Ｖｂｅｍｆ）を表すフィードバック電圧Ｖｆは、検知されて帯域フィルタに入力され、これにより、正のフィードバックループが形成される。帯域フィルタは、演算増幅器３１の非反転入力端子において、バイアス電圧Ｖｂが与えられる。
【００２６】
比較器３３及び３７には、同一の閾電圧（バイアス電圧）Ｖｂが与えられ、これは、帯域フィルタに与えられるバイアス電圧Ｖｂと等しい電圧である。こうして、比較器３３及び３７はそれぞれ、入力された信号を閾電圧Ｖｂと比較する。入力信号のレベルが閾電圧Ｖｂを越えるとき、比較器の出力は一方の電圧レベルから他方の電圧レベルに変化し、これにより、上述したような方形波形の駆動パルスＶｏ１及びＶｏ２が生ずる。
【００２７】
比較器３７は、反転器を介して反転された帯域フィルタの出力信号を受けるため、駆動パルスＶｏ１及びＶｏ２は、図８Ａ及び図８Ｂに示されるように、互いに位相が１８０度異なっている。さらに、２つの比較器３３及び３７に与えられる閾電圧Ｖｂは同一であり、よって、同一の入力電圧で出力の状態が変わるので、駆動パルスＶｏ１及びＶｏ２は５０−５０のデューティ比を有する。駆動パルスＶｏ１及びＶｏ２はＭＯＳＦＥＴスイッチＭ１−Ｍ４に与えられるため、供給電流Ｉｄは、共振周波数の前半サイクルではスイッチＭ２、アクチュエータ、及びスイッチＭ１に流れ、後半サイクルではスイッチＭ４、アクチュエータ、及びスイッチＭ３に流れる。この結果、本発明の自励発振回路は、共振周波数のサイクル毎に、２つの駆動パルスによって生じる２方向の電流Ｉａでアクチュエータを駆動する（両側駆動）。
【００２８】
図７に示される別の実施形態は、図６の実施形態と同様に、Ｈブリッジを有するリニア振動型アクチュエータ駆動用自励発振回路である。図７の例は、２つのバイアス電圧Ｖｂ１及びＶｂ２を備えている。バイアス電圧Ｖｂ１は、帯域フィルタ（演算増幅器３１）及び反転器（演算増幅器３５）に与えられる。バイアス電圧Ｖｂ２は、比較器３３及び３７にそれぞれ閾電圧として与えられる。
【００２９】
従って、バイアス電圧Ｖｂ１と閾電圧Ｖｂ２との差の大きさによって、駆動パルスＶｏ１及びＶｏ２のデューティ比が５０−５０よりも少なく、例えば４０−４０に調整される。図７においては、抵抗器Ｒａ及び／又はＲｂを変えることによって、この調整がなされる。図６の例のようにデューティ比が５０−５０であるとき、自励発振回路は、帯域フィルタの出力正弦波が小さいときでも駆動パルスＶｏ１及びＶｏ２を発生させることができる。一方、図７の例の場合、アクチュエータに対して駆動パルスを発生させるには、出力正弦波はバイアス電圧Ｖｂ１及びＶｂ２の差より大きい振幅を持つ必要がある。しかし、図７の実施例は、制御性に優れており、他のパラメータだけでなくバイアス電圧を選択することによってアクチュエータの最適性能を得ることができる。
【００３０】
図７の実施例はさらに、抵抗器Ｒａ及びＲｂで構成され、抵抗器Ｒｂの両端にキャパシタＣ３が接続された抵抗器回路網、すなわち、分圧器を備えている。この分圧器により、バイアス電圧Ｖｂ１及びＶｂ２が決まる。この配置の目的は、アクチュエータ駆動用自励発振回路における開始動作を容易にすることである。上述したように、図７の実施形態において２つのバイアス電圧Ｖｂ１及びＶｂ２が用いられるとき、帯域フィルタの出力電圧は両電圧の差より大きくなければならない。
【００３１】
自励発振回路の動作開始時には、帯域フィルタの出力電圧、すなわち、逆起電力電圧（Ｖｂｅｍｆ）が小さくても、比較器３３及び３７が駆動パルスを発生させ得るようにする必要がある。この開始動作を容易にするため、キャパシタＣ３を設け、電源が入ると、瞬間的に抵抗器Ｒｂをショートして２つのバイアス電圧Ｖｂ１及びＶｂ２が互いに同一又は同様になるようにしており、これにより比較器３３及び３７の電圧感度を高めている。
【００３２】
図８Ａから図８Ｄの波形図は、図６及び図７の実施形態の作動に伴う、方形駆動パルス、電源からの供給電流、及びアクチュエータの変位を示している。図８Ａは、駆動パルスＶｏ１の波形、図８Ｂは駆動パルスＶｏ２の波形を示し、両者は互いに位相が１８０度異なっている。図８Ｃは、電源Ｖｄからアクチュエータに流れる供給電流Ｉｄの波形を示す。図８Ｄは、機械的な共振周波数でのアクチュエータの振動振幅であるアクチュエータ（往復動部）の変位を表す波形である。この例では、ピークツーピークの振動振幅は約１．２ミリメータである。
【００３３】
図９は、本発明のさらに別の実施形態を示し、ここでは、リニア振動型アクチュエータを駆動するための自励発振回路は、プッシュプルスイッチ回路を備えている。帯域フィルタは、前述の図６及び図７の実施形態において示したものと同じである。本実施例では、単一の比較器（演算増幅器）３３が帯域フィルタに接続されている。比較器３３の出力側はプッシュプル回路に接続されている。
【００３４】
帯域フィルタの演算増幅器３１及び比較器３３は共通に、約ゼロ電圧にバイアスされている。図示されていないが、演算増幅器３１及び比較器３３には電源＋Ｖｓ及び−Ｖｓが供給されている。よって、比較器３３は、共振周波数のサイクルの半分では正電圧、もう半分では負電圧の駆動パルスＶｇを発生させる。上述したように、比較器３３の閾電圧はゼロ電圧であるため、駆動パルスＶｇはデューティ比５０−５０の方形波形である。
【００３５】
プッシュプル回路は、スイッチ要素としてＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１１及びＭ２２を備えているが、その他の種類の半導体スイッチを利用してもよい。本例では、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１１はｎ型、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ２２はｐ型であり、直列に接続されている。正及び負の電源＋Ｖｄ及び−Ｖｄは、図９に示される方法で、それぞれプッシュプル回路に供給される。アクチュエータは、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１１及びＭ２２の共通ソースと大地との間に接続される。アクチュエータの巻線で検知された逆起電力電圧(Ｖｂｅｍｆ）を表すフィードバック電圧Ｖｆは、帯域フィルタの入力側に与えられ、正のフィードバックループを構成している。
【００３６】
この構成によると、サイクルの前半において駆動パルスＶｇが正のパルスであるとき、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１１がオンにされ、供給電流Ｉｄが電源ＶｄからＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１１、アクチュエータ、そして大地へと流れる。逆に、駆動パルスＶｇが負のパルスであるサイクルの後半においては、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ２２がオンにされ、供給電流−Ｉｄが大地からアクチュエータ、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ２２、電源−Ｖｄへと流れる。この結果、本発明の自励発振回路は、共振周波数のサイクル毎に電流が２方向に流れるように、２つの駆動パルスによってアクチュエータを駆動する（両側駆動）。
【００３７】
図１０Ａから図１０Ｅの波形図は、図９の実施形態の作動における、方形駆動パルスＶｇ、フィードバック電圧Ｖｆ、各電源＋Ｖｄ及び−Ｖｄからの供給電流、及びアクチュエータの変位を示している。図１０Ａは、駆動パルスＶｇの波形を示し、サイクルの前半では正の方向、後半では負の方向に交互に振れている。図１０Ｂはアクチュエータの巻線両端に誘導された逆起電力電圧（Ｖｂｅｍｆ）を表すフィードバック電圧Ｖｆの波形を示す。図１０Ｃは、電源＋Ｖｄからアクチュエータに流れる供給電流Ｉｄの波形を示す。図１０Ｄは、アクチュエータから電源−Ｖｄに流れる供給電流−Ｉｄの波形を示す。図１０Ｅは、アクチュエータの機械的な共振周波数の中でのアクチュエータ（往復動部）の変位の波形を示す。
【００３８】
図１１に示されるさらに別の実施形態は、図９の実施形態と同様のプッシュプル回路を備えたリニア振動型アクチュエータ駆動用自励発振回路である。図１１の実施例では、２つの比較器３３及び３７、及び２つの閾電圧＋Ｖｂ及び−Ｖｂを備えている。バイアス電圧（閾電圧）−Ｖｂは比較器３３に与えられ、バイアス電圧（閾電圧）＋Ｖｂは比較器３７に与えられる。帯域フィルタ（演算増幅器３１）の出力端子は、比較器３３及び３７の各入力端子に共通に接続されている。比較器３３は、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１１のゲートに供給される駆動パルスＶｇｎを発生させる。比較器３７は、ｐ型ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ２２のゲートに供給される駆動パルスＶｇｐを発生させる。
【００３９】
この構成においては、駆動パルスＶｇｎが正のパルスであるとき、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１１がオンになり、供給電流Ｉｄが電源ＶｄからＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１１、アクチュエータ、大地へと流れる。逆に、駆動パルスＶｇｐが負のパルスであるとき、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ２２がオンになり、供給電流−Ｉｄが大地からアクチュエータ、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ２２、電源−Ｖｄへと流れる。この結果、図１１の自励発振回路は、共振周波数のサイクル毎に、正及び負の方向に電流がアクチュエータを通って流れるように、２つの駆動パルスによってアクチュエータを駆動する（両側駆動）。
【００４０】
帯域フィルタの演算増幅器３１はゼロ電圧、すなわち接地電位にバイアスされている。上述したように、比較器３３には閾電圧−Ｖｂが与えられ、比較器３７には閾電圧＋Ｖｂが与えられる。よって、閾電圧±Ｖｂと接地電位との電位差の程度により、駆動パルスＶｇｎ及びＶｇｐのデューティ比が５０−５０より小さく、例えば４０−４０、に調整される。この調整は、抵抗器Ｒａ及び／又はＲｂを変えることにより行うことができる。自励発振回路の能率を最適にするため、デューティ比は、閾電圧±Ｖｂを変えることによって調整されるのが好ましい。
【００４１】
上述した図７の実施形態と同様に、図１１の例は、抵抗器Ｒａ及びＲｂで構成され、抵抗器Ｒｂの両端にキャパシタＣ３が接続された抵抗器回路網（分圧器）をさらに備えている。この分圧器により、バイアス電圧−Ｖｂ及び＋Ｖｂが決まる。この配置の目的は、アクチュエータ駆動用自励発振回路における開始動作を容易にすることである。自励発振回路の動作開始時には、帯域フィルタの出力電圧、すなわち、フィードバック電圧Ｖｆ（つまり、逆起電力電圧（Ｖｂｅｍｆ））が小さくても、比較器３３及び３７が駆動パルスを発生させることができるようにする必要がある。この開始動作を容易にするため、キャパシタＣ３を設け、電源が入ると、瞬間的に抵抗器Ｒｂをショートして２つのバイアス電圧−Ｖｂ及び＋Ｖｂがゼロ電圧になるようにし、よって、比較器３３及び３７の電圧感度を高めている。
【００４２】
図１２Ａから図１２Ｅの波形図は、図１１の実施形態の作動においての、方形駆動パルスＶｇ、フィードバック電圧Ｖｆ、電源＋Ｖｄ及び−Ｖｄからの供給電流、及びアクチュエータの変位を示している。図１２Ａは比較器３３からの駆動パルスＶｇｎの波形を示す。図１２Ａの波形は、サイクルの前半では正極性、後半では負極性に、交互に振れている。閾電圧−Ｖｂが与えられるため、正の側におけるパルス幅は負の側におけるパルス幅よりも小さくなっており、正の側のみがＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１１の駆動に利用される。ここでは図示されていないが、比較器３７からの駆動パルスＶｇｐの波形は、Ｖｇｎの波形と逆の波形であって、位相が１８０度異なっており、負の側のみがＭＯＳＦＥＴ  Ｍ２２の駆動に利用される。
【００４３】
図１２Ｂは、アクチュエータの巻線の両端に誘導された逆起電力電圧（Ｖｂｅｍｆ）を表すフィードバック電圧Ｖｆの波形を示す。図１２Ｃは、電源＋Ｖｄからアクチュエータに流れる供給電流Ｉｄの波形を示す。図１２Ｄは、アクチュエータから電源−Ｖｄに流れる供給電流−Ｉｄの波形を示す。図１２Ｅは、アクチュエータの機械的な共振周波数の中でのアクチュエータ（往復動部）の変位の波形を示す。
【００４４】
本発明の上述した各実施形態に関して、発明者は、駆動パルスとアクチュエータの運動とのタイミング関係がアクチュエータの駆動効率に重要な影響を与えることを発見した。従って、最大効率を得るため、すなわち、最小の電力消費（供給電流）でもってアクチュエータの振動振幅を最大にするためには、駆動パルスの位相を調整することが好ましい。
【００４５】
図１３Ａから図１３Ｄはタイミング関係が適切に設定されていない場合を示している。図１３Ａは、図７に示されるような駆動パルスＶｏ１の波形を示す。図１３Ｂは、アクチュエータの巻線両端に誘導された逆起電力電圧（Ｖｂｅｍｆ）を表すフィードバック電圧Ｖｆの波形を示す。図１３Ｃは、電源Ｖｄからアクチュエータに流れる供給電流Ｉｄの波形を示す。図１３Ｄは、アクチュエータの機械的な共振周波数の中でのアクチュエータ（往復動部）の変位を示す波形である。本例では、変位のピークツーピーク振幅は約１．２ミリメータである。
【００４６】
図１４Ａから図１４Ｄは、最大効率を得られるようにタイミング関係が適切に設定されている場合における、図１３Ａから図１３Ｄに対応する波形図である。図１４Ｄに示されるように、アクチュエータの変位のピークツーピーク振幅は、約２．０ミリメータとなっている。図１４Ａの駆動パルスＶｏ１と図１４Ｄのアクチュエータ変位との位相差は、図１３Ａの駆動パルスＶｏ１と図１３Ｄのアクチュエータ変位との位相差とは異なっていることに注意されたい。また、図１４Ｃの供給電流Ｉｄ（電力消費量を表す）は、図１３Ｃに示されるものより、平均値が大幅に小さくなっている。図１４Ｂは、フィードバック電圧Ｖｆの波形を示している。
【００４７】
上述したように、図１４Ａから図１４Ｄの最大効率は、駆動パルスＶｏ１及びＶｏ２、すなわち、比較器３３及び３７に与えられる正弦波のタイミング（位相）を調整することによって得られる。位相の調整には様々な方法があり、例えば、帯域フィルタにおける抵抗Ｒ３を変えたり、あるいは、帯域フィルタの入出力のいずれかに遅延回路を挿入することによってなされる。また、比較器３３及び３７の閾電圧を変える、すなわち、駆動パルスのデューティ比を調整することによって、駆動パルスの位相（駆動パルスの開始及び終了のタイミング）を調整することも可能である。
【００４８】
上述の図７及び図１１の実施形態において、比較器３３及び３７に与える閾電圧は、帯域フィルタの出力正弦波のバイアス電圧とは異なっており、これにより、５０−５０より小さいデューティ比、例えば４０−４０、が得られる。デューティ比が５０−５０より小さいとき、いずれのスイッチ（ＭＯＳＦＥＴ）も駆動パルスにより作動されない時間帯がある。本発明は、このようなＭＯＳＦＥＴのオフ時間を、順方向電流が流れる間に巻線のインダクタに蓄積された磁気エネルギを逆方向電流が流れることによって放出するために利用するものである。
【００４９】
図８Ｃ及び図１３Ｃに示されるように、逆方向電流は、供給電流Ｉｄの一部であって、逆方向に流れるものである。供給電流の順方向の流れによってアクチュエータの巻線に蓄積されたエネルギは、順方向の流れが止まった後に、逆方向電流として放出される。本発明においては、この放電プロセスは、全てのスイッチ（ＭＯＳＦＥＴ）がオフ状態にある時間帯に行われる。
【００５０】
図１５Ａから図１５Ｃは上記プロセスを示すものであり、Ｓ１からＳ４は、Ｈブリッジ構成におけるスイッチ、例えばＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１からＭ４、を表す。駆動パルスＶｏ１がＨブリッジに与えられると、スイッチＳ１及びＳ２がオンになり、供給電流Ｉｄが図１５Ａに矢印で示される経路を通って流れる。逆に、駆動パルスＶｏ２がＨブリッジに与えられると、スイッチＳ３及びＳ４がオンになり、供給電流Ｉｄが図１５Ｂに矢印で示される経路を通って流れる。図１５Ａ及び図１５Ｂの状態はいずれも、スイッチがオンになっているため、巻線に関わる時定数が大きく、巻線に蓄積されたエネルギを効率よく放出することができない。図１５Ｃは、上述した時間帯にあって、全てのスイッチがオフになっている状態を示しており、蓄積されたエネルギは、例えばＭＯＳＦＥＴ内のダイオードを通って流れる放電電流ＩＲによって、速やかに放出される。
【００５１】
以上に説明したように、本発明による自励発振回路は、機械的な共振周波数の各サイクル毎に２回、駆動パルスを発生させる。この方法を用いれば、アクチュエータの駆動に要する電力量が、従来技術に比べて大幅に削減される。さらに、この自励発振回路は、駆動パルスの繰り返し数が片側駆動方法の場合の２倍であるため、外部の負荷に対して即応することができる。
【００５２】
ここでは、最良の実施形態のみを特に示して説明しているが、本発明は、その趣旨及び意図される範囲を逸脱することがなければ、上述の教示に鑑みて、及び添付クレームの範囲内において、種々の修正及び変形が可能である。
【図面の簡単な説明】
【００５３】
【図１】米国特許第６，１３３，７０１号に説明される、リニア振動型アクチュエータを駆動するための自励発振回路の従来例を示す回路図である。
【図２】Ａ及びＢは、自励発振回路における片側駆動方法と両側駆動方法との違いを示す概略図である。
【図３】本発明による、帯域フィルタ及び増幅器を備えた、リニア振動型アクチュエータを駆動するための自励発振回路の基本的な回路構成を示す概略図である。
【図４】図３の電力増幅器として比較器及びスイッチを備えた自励発振回路を示す概略図である。
【図５】図４の自励発振回路における比較器の入出力波形を示す波形図である。
【図６】本発明による、Ｈブリッジ回路及び単一のバイアス電圧の構成を有する、リニア振動型アクチュエータ駆動用自励発振回路における構造の一例を示す回路図である。
【図７】本発明による、Ｈブリッジ回路及び２つのバイアス電圧の構成を有する、リニア振動型アクチュエータ駆動用自励発振回路における別の構造例を示す回路図である。
【図８】ＡからＤは、図６及び図７の実施形態の作動に伴う、方形駆動パルス、電源からの供給電流、及びアクチュエータの変位を示す波形図である。
【図９】本発明による、プッシュプル回路及び単一のバイアス電圧の構成を有する、リニア振動型アクチュエータ駆動用自励発振回路における構造の一例を示す回路図である。
【図１０】ＡからＥは、図９の実施形態の作動に伴う、方形駆動パルス、Ｖｂｅｍｆを表すフィードバック電圧、プラス及びマイナスの各電源からの供給電流、及びアクチュエータの変位を示す波形図である。
【図１１】本発明による、プッシュプル回路、２つの比較器、及び２つのバイアス電圧の構成を有する、リニア振動型アクチュエータ駆動用自励発振回路における構造の一例を示す回路図である。
【図１２】ＡからＥは、図１１の実施形態の作動に伴う、方形駆動パルス、Ｖｂｅｍｆを表すフィードバック電圧、電源からの供給電流、及びアクチュエータの変位を示す波形図である。
【図１３】ＡからＤは、駆動パルスの位相が最適に設定されていないときの、駆動電圧とアクチュエータの振動波形とのタイミング関係を示す波形図である。
【図１４】ＡからＤは、駆動パルスの位相が最適に設定されているときの、駆動電圧とアクチュエータの振動波形とのタイミング関係を示す波形図である。
【図１５】ＡからＣは、本発明のＨブリッジ回路に関する、充電及び逆方向電流としての放電のプロセスを示す概略図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【国際公開パンフレット】
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【国際調査報告】
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