(57)【要約】センサ（１００）のアナログ出力信号（Ｓ４）は、搬送周波数ωｃ を持ち測定量により変調される搬送信号を含み、サンプリング周波数ωＡ によりサンプリングされる。その結果、サンプリングされたセンサ出力信号を得る。サンプリング信号の周波数ωＡ は搬送周波数ωｃ の整数ｎ分の１に設定され、かつサンプリング信号が搬送信号と同期するようにサンプリング信号の位相が設定されている。サンプリングされたセンサ出力信号から周期的に反復する信号要素を取り除くために、サンプリングされたセンサ出力信号は濾波される。濾波された有効信号（Ｓ５）は受信され、その振幅はセンサ（１００）により検出された測定量に比例する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
センサ（１００）のアナログ出力信号（Ｓ４）を処理する方法であって、上記アナログセンサ出力信号（Ｓ４）は、搬送周波数ωｃ を持ちかつ測定量によって変調される搬送信号を含む方法において、
サンプリング周波数ωＡ を用いて上記アナログセンサ出力信号（Ｓ４）をサンプリング（１２６，１２８）し、サンプリングされたセンサ出力信号を得る工程を備え、
上記サンプリング信号のサンプリング周波数ωＡ は搬送周波数ωｃ の整数ｎ分の１に設定され、かつ上記サンプリング信号が上記搬送信号と同期するように上記サンプリング信号の位相が設定されていることを特徴とする方法。
【請求項２】
請求項１に記載の方法において、
上記サンプリング信号は搬送信号の同期周波数分割により得られ、上記搬送信号の搬送周波数ωｃ はサンプリング周波数ωＡ に整数倍数ｎを乗じたもの、すなわちωｃ ＝ｎωＡ であることを特徴とする方法。
【請求項３】
請求項１または２に記載の方法において、
上記搬送信号の搬送周波数ωｃ は２５０ｋＨｚ以上の周波数に設定されていることを特徴とする方法。
【請求項４】
請求項１ないし３のいずれかに記載の方法において、
上記搬送信号の搬送周波数ωｃ は有効信号の周波数ωｄｒｉｖｅ よりも３０〜５００のファクタだけ高いことを特徴とする方法。
【請求項５】
請求項１ないし４のいずれかに記載の方法において、
上記アナログセンサ出力信号（Ｓ４）は上記サンプリング工程の前にアナログ方式で増幅されることを特徴とする方法。
【請求項６】
請求項１ないし５のいずれかに記載の方法において、
上記アナログセンサ出力信号（Ｓ４）の低周波数成分を本質的に取り除くために、上記増幅されたアナログセンサ出力信号は、上記サンプリング工程の前にハイパスフィルタにより濾波されることを特徴とする方法。
【請求項７】
請求項１ないし６のいずれかに記載の方法において、
上記アナログセンサ出力信号（Ｓ４）は上記測定量により振幅変調されることを特徴とする方法。
【請求項８】
請求項１ないし７のいずれかに記載の方法において、
上記測定量は回転速度であることを特徴とする方法。
【請求項９】
請求項１ないし８のいずれかに記載の方法において、
上記センサ（１００）は容量性センサであることを特徴とする方法。
【請求項１０】
請求項９に記載の方法において、
上記容量性センサ（１００）は容量性回転速度センサであることを特徴とする方法。
【請求項１１】
請求項１ないし１０のいずれかに記載の方法において、
上記搬送信号は上記センサ（１００）に対して中央電極から入力され、上記センサ出力信号は上記センサ（１００）の外部電極から出力されることを特徴とする方法。
【請求項１２】
請求項１ないし１０のいずれかに記載の方法において、
上記搬送信号は上記センサ（１００）に対して外部電極から入力され、上記センサ出力信号はセンサの共通電極（１０８）から出力されることを特徴とする方法。
【請求項１３】
請求項１ないし１２のいずれかに記載の方法において、
上記有効信号はデジタル信号プロセッサ（１３０）に対して入力され、上記デジタル信号プロセッサは測定量を表すアナログまたはデジタル信号を出力することを特徴とする方法。
【請求項１４】
センサ（１００）のアナログ出力信号（Ｓ４）を処理する装置であって、上記アナログセンサ出力信号（Ｓ４）は、搬送周波数ωｃ を持ちかつ測定量によって変調される搬送信号を備え、
上記装置は、サンプリングされたセンサ出力信号を得るために、サンプリング周波数ωＡ を用いて上記アナログセンサ出力信号（Ｓ４）をサンプリングするサンプリング装置（１２６，１２８）を備え、
サンプリング信号の上記サンプリング周波数ωＡ は搬送周波数ωｃ の整数ｎ分の１に設定され、かつサンプリング信号が搬送信号と同期するようにサンプリング信号の位相が設定されていることを特徴とする装置。
【請求項１５】
請求項１４に記載の装置であって、サンプリング装置（１００）はサンプルホールド手段を備えたアナログ／デジタル変換器であることを特徴とする装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
本発明はセンサの読み取りに関し、特に、ある測定値により変調された高周波搬送信号を備えたセンサ出力信号のデジタル処理に関する。以下に記述する本発明の明細書の中では、発明の概念を説明するために、容量性センサ、例えば回転速度を検出するためにコリオリ力を用いる微小機械的回転速度センサなどについて言及する。
【０００２】
容量性センサ、例えば微小機械的回転速度センサなどは、種々の適用範囲を持つ。それは例えば、ロボットや実装システムの中、また医療技術において使用される。さらに、カメラの中では画像安定のために、ナビゲーションシステムにおいては車や航空機を安定させかつ遠隔制御するために、また、エアバッグや安全保護システムの中でも使用される。概して、このようなセンサは、周期的な振動が励起される可動機械的構造を備える。この励起により発生する周期的な振動は、一次振動と呼ぶこともできる。もし、センサがこの一次振動または一次運動に対して垂直な軸を中心とする回転を受けた場合は、一次振動の動きは、測定量すなわち角速度に比例するコリオリ力を発生させる。このコリオリ力により、一次振動に直交する第２の振動が励起される。この一次振動に直交する第２の振動は、二次振動と呼ばれる。この二次振動は検出振動とも呼ばれるが、例えば容量性測定方法により検出される。この容量的に検出された測定量は、回転速度センサに作用する回転速度のための尺度としての役割を果たす。
【０００３】
そのため、微小技術的センサにおいては、全体的なセンサシステムの性能が、使用された読取及び電子評価装置によって決定される程度が高いので、電子的な信号評価が非常に重要な役割を果たす。例えばハーンシッカート社のマイクロアンドインフォメーションテクノロジー研究所により開発された回転速度センサＤＡＶＥＤ（登録商標）のように、小さな微小機械的構造を持つ現存する回転速度センサでは、約１０−１８ Ｆ（コリオリパラメータ）の領域に達するまでの非常に小さな容量および容量変化がそれぞれ検出されなければならず、非常に小さな電圧しかセンサ出力信号として受信されないが、これらは直接的には評価されない可能性がある。
【０００４】
微小機械的回転速度センサにおいては、このセンサ出力信号は、主として電子評価装置の電子部品のノイズにより制限される。なぜなら、回転速度センサのセンサ出力信号内に含まれる実際の情報は、一般的に、ある一定レベル未満のノイズから区別することが不可能であり、そのため検出不可能となるからである。
【０００５】
図６は、容量性回転速度センサとしての典型的な従来の容量性センサ装置３００と、それに接続された電子信号評価装置３２０のブロック図を示し、この評価装置３２０は、容量的に検出された測定量、すなわちセンサ装置３００に働く回転速度を検出および評価するための評価装置である。
【０００６】
図６に概略的に図示された容量性センサ素子３００は、３対の入力電極を備え、駆動入力電極対３０２，３０２’ において、周波数ω＋ ｄｒｉｖｅ，ω− ｄｒｉｖｅ を持つ駆動入力信号Ｓ１，Ｓ’ １が導入される。電極対３０４，３０４’ においては、周波数ω＋ ｃｐ， ω− ｃｐを持つ一次搬送信号Ｓ２，Ｓ’ ２が導入され、さらに電極対３０６，３０６’ においては、周波数ω＋ ｃｓ， ω− ｃｓを持つ二次搬送信号Ｓ３，Ｓ’ ３が導入される。指標（＋／−）は、各信号の１８０°の位相シフトを示し、信号Ｓ１は１８０°位相シフトしてＳ’ １となり、信号Ｓ２は１８０°位相シフトしてＳ’ ２となり、信号Ｓ３は１８０°位相シフトしてＳ’ ３となる。センサ素子の内部の変調処理により、センサ素子の出力３０８における実際のセンサ出力信号はアナログ信号であり、この信号は検出された測定量に関する情報、例えばその時点における回転速度などの情報を含んでいる。このアナログ信号は、測定量によって変調される搬送周波数ωｃ を持つ搬送信号を含む。
【０００７】
高周波搬送信号を使用することで、センサ出力信号のＳ／Ｎ比は格段に向上する可能性がある。この場合、アナログ部品を用いた電子信号評価装置を実現させる上では、振幅変調（ＡＭ変調）されたセンサ出力信号からの有効信号の再生は、電子信号評価装置３２０における二重復調により実行される。
【０００８】
振幅変調されたセンサ出力信号は、増幅のために、（アナログ）演算増幅器３２２に送られる。ここで増幅されたセンサ出力信号は、次にハイパスフィルタ３２４に送られ、例えば演算増幅器のＤＣオフセットなどの一定の成分や、アナログセンサ出力信号の例えばωｄｒｉｖｅ ， ２×ωｄｒｉｖｅ などの低周波数部分を濾波して取り除く。増幅されたアナログセンサ出力信号の波形は、図６内の波形Ｓ４で示す。ハイパスフィルタ３２４の出力信号は、第１復調器（マルチプライヤＩ）３２６に送られ、ここで、高周波搬送信号Ｓ３を用いて信号Ｓ４の第１復調（乗算）が実行される。この乗算は、入力信号の半波の両方を使用する４象限（ｆｏｕｒ−ｑｕａｄｒａｎｔ ）差動増幅器により実行される。その結果、正弦波交流信号Ｓ５が得られ、この信号における振幅は、検出された測定量すなわち回転速度に対して直接的に比例する。
【０００９】
次に、信号Ｓ５は第２復調器（マルチプライヤＩＩ）３３０に送られ、ここでは正弦波交流信号Ｓ５が直流電流信号または直流電圧Ｓ６にそれぞれ変換される。このＳ６は交流電流信号の振幅に対して直接的に比例するので、測定量に対しても比例する。この乗算は、駆動電圧（ｄｒｉｖｅｒ ｖｏｌｔａｇｅ）Ｓ１に位相シフトされる低周波ＤＣ電圧を用いて実行される。
【００１０】
アナログセンサ出力信号を読み取り、評価する上述の公知の方法をさらに詳細に説明し、本発明における読取および評価方法との比較をさらに容易にするために、従来技術における読取および評価方法の原理についての要約を、図５を用いて再度説明する。
【００１１】
搬送信号ωｃ （例えば５００ｋＨｚ）が、信号源３１０から中央の容量センサ３００に対して供給される。信号源３１０は、搬送および参照信号を発生させる発振器である。センサ３００の出力信号は、演算増幅器３２２の中で差動的に読み取られ増幅される。増幅された出力信号は次にマルチプライヤ３２６に送られ、このマルチプライヤは増幅されたアナログセンサ出力信号に対し、信号源３１０からの参照信号（５００ｋＨｚ）を掛けることで復調させる。これにより、波形Ｓ５（図６参照）はマルチプライヤ３２６の出力に相当する。
【００１２】
この従来のセンサ装置に関する主な問題点は、センサ信号の第１復調が高周波搬送信号（例えば５００ｋＨｚ）により実行されなければならないという点である。そのため、搬送信号のオーバーサンプリング（ｏｖｅｒｓａｍｐｌｉｎｇ）においては、デジタル信号プロセッサは、搬送周波数の２倍よりも高いクロック周波数を使って働く必要があった。これは、非常に大量の計算操作が発生するであろうという理由により、現在のデジタル信号プロセッサでは合理的に実現することは不可能かもしれない。
【００１３】
上述の従来のセンサ装置に関するさらなる問題点は、第１（アナログ）演算増幅器３２２が本質的に持つノイズに加えて、電子評価装置により、さらなるノイズ部分と、さらに温度ドリフトとが有効信号内に導入されてしまい、その結果、分解能とセンサ装置の感度および測定精度とが重大な影響を受けてしまうという点である。これは、容量性センサ装置の出力信号を処理する上で、最適とは言えない操作性能に繋がることになる。
【００１４】
上記先行技術を基にして、本発明の目的は、センサ装置の測定精度と感度とを向上させるために、センサの出力信号を処理するためのより発展した概念を提供することである。
【００１５】
上記目的は、請求項１に記載のセンサのアナログ出力信号を処理するための方法と、請求項１４に記載のセンサのアナログ出力信号を処理するための装置とで達成することができる。
【００１６】
本発明は、以下の知見に基づくものである。すなわち、センサ素子、例えば容量性回転速度センサなどのセンサ出力信号の処理は、デジタル処理技術を用いることで格段に向上させることができるという知見である。
【００１７】
本発明によれば、センサ素子の出力信号は、サンプルホールド手段を用いたアナログからデジタルへの変換器（Ａ／Ｄ変換器）を使用してデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）に入力され、有効信号はここでデジタル処理され評価される。
【００１８】
高周波搬送信号に載せられた振幅変調センサ信号をデジタル信号プロセッサに適切に送信し、デジタル信号プロセッサが比較的小さな計算労力によって検出すべき測定量を検出し、かつ出力できるように、本発明のセンサ出力信号処理においては、いわゆるアンダーサンプリングの原理が使用されている。
【００１９】
本発明にかかる上述のアンダーサンプリングの原理は、センサの出力信号が典型的な高周波搬送信号を備え、その高周波搬送信号が測定量によって例えば振幅変調などのような変調を受ける全てのセンサ、すなわち特に容量性センサに関して使用することができる。この原理を使用すれば、はじめにセンサ装置内の高周波搬送信号が測定信号を基に変調される。その後、先行技術において知られるようにその高周波信号とともに復調されるのではなく、測定信号は、より低いサンプリング周波数を用いるサンプルホールド手段を備えたＡ／Ｄ変換器を使用し、デジタル信号プロセッサにとって処理しやすい有効信号に変換される。アンダーサンプリング処理のためのサンプリング周波数を「適切」に選択することで、サンプリングされたセンサ出力信号であってその振幅が測定量と比例するようなセンサ出力が、デジタル信号プロセッサにより直接的にデジタル方式で処理され、測定量が検出される。
【００２０】
このことは、容量性回転速度センサの場合には、差動読取方法（ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ ｒｅａｄ−ｏｕｔ ｍｅｔｈｏｄ）を用いた時に、有効信号の振幅は容量性センサ素子の容量および容量変化にそれぞれ比例するということである。
【００２１】
上述のように、本発明を用いれば、センサのアナログ出力信号は好都合に処理されることになる。そこではアナログセンサ出力信号は、測定量により変調された（例えば振幅変調された）高周波搬送信号を備える。上述した、サンプリング信号のサンプリング周波数の「適切」な選択は、本発明に使用されるアンダーサンプリングの原理において、決定的に重要な要素となる。
【００２２】
本発明においては、アナログセンサ出力信号は、サンプルホールド手段を備えたＡ／Ｄ変換器を用いてサンプリングされる。この時、サンプリング周波数は、センサ出力信号の搬送周波数がサンプリング周波数の整数倍となるように設定されている。
【００２３】
容量性センサの搬送周波数ωｃ は通常、有効信号の周波数ωｄｒｉｖｅ よりも３０〜５００のファクタ（ｆａｃｔｏｒ，倍率）だけ高いので、センサ出力信号もまた、有効信号を完全に、すなわち情報ロスなく再構築することができるように、搬送周波数よりも低い周波数でサンプリングされてもよい。同時に、サンプリング信号の位相は、センサ出力信号内の搬送信号と同期するように選択されなければならない。これは、例えば搬送信号の同期周波数分割により達成される。サンプリングされたセンサ出力信号から有効信号を得るために、サンプリングされたセンサ出力信号には、その中で周期的に反復する、より高周波数信号部分を取り除く目的で、濾波、すなわちバンドパスフィルタによる濾波が施されなければならない。この時、バンドパスフィルタにより濾波された信号、すなわち有効信号の振幅は、センサにより検出された測定量に比例する。このバンドパスフィルタによる濾波と、サンプリングされたセンサ出力信号のさらなる処理は、Ａ／Ｄ変換器に続くデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）内においてデジタル方式で実行される。
【００２４】
受信された有効信号から、検出されるべき測定量、例えば回転速度などは、デジタル信号プロセッサによって大きな計算労力なしに検出される。アンダーサンプリングにより広範囲な計算作業が不要となったので、全体的な（デジタル）信号処理および評価、すなわちセンサ出力信号のサンプリングと濾波および測定量の決定が、一個のデジタル信号プロセッサにより実行されることが可能である。
【００２５】
基本的にデジタル方式の信号プロセッサを用いて、センサ素子のセンサ出力信号処理が可能になれば、複数の利点が生じる結果となる。
【００２６】
変換処理を特別に設定した時間に開始させる可能性は、センサ出力信号のアンダーサンプリングの正確な維持を保証する目的において、センサ信号の評価のために非常に重要である。そのため、サンプルホールド手段を備えたこのＡ／Ｄ変換器の対応する帯域幅は、最高信号周波数に対応して選択されなければならない。この原理のさらなる利点は、アナログからデジタル部分への変換が、センサ信号の第１増幅の直後に実行されるという点であり、この場合では、有効信号が第１（アナログ）増幅器の固有ノイズによってのみ制限される。
【００２７】
例えば容量性加速度センサのような容量性センサにおいては、Ａ／Ｄ変換器が全体的な周波数領域に対してスペクトルをマップするので、有効信号はこのアンダーサンプリング法を用いて直接的に評価されてもよい。
【００２８】
搬送評価周波数の直接除数としてのサンプリング周波数を適切に選択すれば、搬送周波数がゼロ点（ｆ＝０Ｈｚ）にシフトされ、この信号の振幅内の情報、すなわち加速度（容量）が直接的に測定信号の振幅に比例するようにスペクトルをシフトすることができる。
【００２９】
差動的容量読取法においては、例えば回転速度センサＤＡＶＥＤ（登録商標）においてそうであるように、第１復調段階は省略されてもよい。なぜなら、それは既に特別なＡ／Ｄ変換器によって実行済みであるからである。この場合、交流電圧が得られ、その振幅は回転速度に対応する。もしこの信号が再度復調されたなら（第２復調段階）、この復調は直接的に計算され、対応するアルゴリズムはデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）内において直接実行される。
【００３０】
実際の情報（回転速度に比例したビット結合）は、デジタル信号プロセッサからデジタル方式で出力されるか、あるいは、有効信号の実現可能なＤ／Ａ変換によってデータロスやノイズの追加をそれぞれ防止するように、ＰＷＭ信号（ＰＷＭ＝パルス幅変調）としてさらなる処理が施される。この方法により、電子回路のノイズは減少し、センサの実際的な分解能は略達成されるであろう。
【００３１】
異なる容量性センサ（ジャイロスコープ、加速度センサ、傾斜角センサ等）を備えた完全なセンサシステムを立ち上げるために、この読取方法は理想的である。デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）の中では、個々のセンサ信号は互いに比較され、あるいはそれぞれ計算され、最適な制御アルゴリズムを用いてシステム全体の性能が向上するであろう。
【００３２】
例えば、複数の回転速度センサが同時に異なる角度の位置に使用されると、対象物の動きと速度が検出される。そのため、微小機械的製造プロセスにより、低コスト、低インターフェイス（すなわち非常に信頼性の高い）、かつ最も小型の回転速度センサを、特定の注文生産された工業製品に対して作ることが可能となる。本発明のデジタル読取評価法によれば、例えば容量性回転速度センサにとって毎秒約０．０１°の範囲に至る回転運動までも検出することが可能となるであろう。
【００３３】
本発明において、センサ信号評価のために使用されるデジタル信号プロセッサに対する信号処理の要求が減少したことで、これらデジタル信号プロセッサが、個々のセンサまたはセンサ全体のための追加的な役割や機能を担うことも可能になる。それらは例えば、ＰＩレギュレータを用いた能動的温度補償、自己測定および自己診断機能などである。
【００３４】
以下に、本発明の望ましい実施例を添付図を参照しながら説明する。
図１は本発明にかかるセンサ素子のためのデジタル信号電子評価装置のブロック図を示し、
図２Ａ〜２Ｌは容量性センサの出力信号のデジタル評価を伴うアンダーサンプリングのプロセスを説明する図であり、
図３は一次および二次の制御回路を備えた容量性センサ素子のためのデジタル信号電子評価装置のブロック図であり、
図４は本発明のデジタル信号評価装置の主要部を示し、
図５は従来のアナログ信号評価装置の主要部を示し、
図６はセンサ装置のための従来のアナログ信号評価電子装置のブロック図である。
【００３５】
図１は本発明にかかるセンサ装置１００のためのデジタル読取および評価電子装置１２０のブロック図を示す。この容量性センサ素子１００は、既に明細書の導入部で上述した図６内のセンサ素子３００に対応する。以下に述べる本発明の説明の中では、発明の概念を説明する目的で、例えば微小機械的な回転速度センサのように、検出されるべき回転速度を測定する上でコリオリ力を用いるような回転速度容量性センサ素子について言及する。
【００３６】
図１にその概略が示された容量性センサ素子１００は、３個の入力電極対を備え、その中の駆動入力電極対１０２，１０２’に対し、周波数ω＋ ｄｒｉｖｅ，ω− ｄｒｉｖｅ を持つ駆動入力信号Ｓ１，Ｓ’１が送られる。また、電極対１０４、１０４’に対し、周波数ω＋ ｃｐ， ω− ｃｐを持つ一次搬送信号Ｓ２，Ｓ’２が送られ、さらに電極対１０６，１０６’に対し、周波数ω＋ ｃｓ， ω− ｃｓを持つ二次搬送信号Ｓ３，Ｓ’３が送られる。指標（＋／−）は、各信号の１８０°の位相シフトを示す。すなわち、信号Ｓ１は１８０°位相シフトしてＳ’１となり、信号Ｓ２は１８０°位相シフトしてＳ’２となり、信号Ｓ３は１８０°位相シフトしてＳ’３となる。センサ素子内部の変調処理により、センサ素子の出力１０８における実際のセンサ出力信号は、測定量により変調された高周波搬送信号を持つアナログ信号となる。そのため、センサ出力信号は、例えばその時点での回転速度等の、検出された測定量に関する情報を含む。
【００３７】
容量性回転速度センサのような場合、微量の容量または容量変化も、それぞれ１０−１８ Ｆの範囲まで検出されなければならず、直接的には評価することができないような少量の電圧しかセンサ出力信号として受信されない。検出された測定量によって変調された高周波搬送信号を使用することにより、センサ出力信号のＳ／Ｎ比は格段に向上する。
【００３８】
先行技術として上述したセンサ装置の場合、高周波搬送信号を備えたセンサの振幅変調出力信号は、まず（アナログ）演算増幅器に送られ、そこで増幅される。
【００３９】
センサ素子１００の出力１０８は、デジタル読取および評価電子装置１２０の入力と連結している。デジタル評価電子装置１２０の入力部には演算増幅器１２２が配置され、その入力部には容量性センサ１００の出力信号が送られる。演算増幅器１２２の出力は、アナログハイパスフィルタ１２４に連結される。このハイパスフィルタ１２４の出力は、サンプルホールド手段を持つ２個のアナログ／デジタル変換器１２６，１２８に連結されている。これらアナログ／デジタル変換器１２６，１２８の出力は、デジタル信号プロセッサ１３０に連結されている。
【００４０】
増幅されたセンサ出力信号は、ハイパスフィルタ１２４に送られ、例えば演算増幅器のＤＣオフセットのようなＤＣ成分や、センサ出力信号の低周波数部分を濾波して取り除く。この増幅されたセンサ出力信号のフィルタ後の波形は、図１中のグラフＳ４に示される。増幅されたセンサ信号Ｓ４は、高周波搬送信号を備え、振幅変調された信号であることがわかるであろう。
【００４１】
デジタル信号プロセッサ１３０は、その出力部に対し、容量性センサによって検出された測定量を再生する出力信号を供給する。
【００４２】
以下に、本発明にかかるセンサ１００のアナログ出力信号Ｓ４を処理するための装置の機能および方法を説明する。
【００４３】
本発明にかかるセンサ評価装置においては、アナログセンサ出力信号であって、測定量により変調された搬送周波数ωｃ を持つ搬送信号を備えた出力信号が、サンプルホールド手段を備えたＡ／Ｄ変換器１２６，１２８を使用して、サンプリング周波数ωＡ によりサンプリングされる。これによりサンプリングされたセンサ出力信号は、デジタル形式として得られる。サンプリング信号の周波数ωＡ は、搬送周波数ωＣ を整数ｎで除算した数となるように設定され、その結果、ωＣ ＝ｎωＡ となる。
【００４４】
上述のように、高周波搬送信号を用いることにより、センサ出力信号のＳ／Ｎ比は大きく改善される可能性があり、容量性センサにおいては、搬送信号の搬送周波数ωｃ は通常、２５０ｋＨｚよりも高く設定され、約５００〜７５０ｋＨｚであることが望ましい。
【００４５】
容量性センサの搬送周波数ωｃ は通常、有効信号の周波数ωｄｒｉｖｅ よりも３０〜５００のファクタだけ高いので、有効信号を完全にすなわち情報ロスなしに再構築するために、センサ出力信号もまた搬送周波数よりも低い周波数でサンプリングされてもよい。その時、サンプリング信号の位相は、サンプリング信号が搬送信号と同期するように設定しなければならない。これは、搬送信号の同期周波数分割により略達成されるが、この場合、搬送信号の搬送周波数ωｃ は、サンプリング周波数ωＡ の整数倍数となる。すなわち、ωＣ ＝ｎωＡ となる。そのため、センサ出力信号は、サンプルホールド手段を用いたＡ／Ｄ変換器によるサンプリングの後で離散的にサンプリングされた値のシーケンスとしてデジタル形式で存在する。
【００４６】
このデジタル形式のサンプリングされたセンサ出力信号に対し、デジタル信号プロセッサ１３０内で、さらにデジタル方式の処理が施される。すなわち、まずデジタル方式のバンドパスフィルタによる濾波が施され、これにより、周期的に反復する高周波数信号部分であってその周波数がωＡ ／２よりも高い部分が取り除かれる。つまり、検索された有効信号を受信するために、バンドパスフィルタのカットオフ周波数は、サンプリング周波数の半分ωＡ ／２に設定されるのが望ましい。この点に関する理解を深めるために、図２Ｌを参照されたい。ここでは、バンドパスフィルタによる濾波を用いて同期的にアンダーサンプリングされた振幅変調信号のスペクトルを示す。
【００４７】
この時点で存在している有効信号の振幅は、センサ１００によって検出された測定量、例えば回転速度に比例するので、有効信号は測定量を決定するために信号プロセッサ１３０によりデジタル方式で評価されてもよい。デジタル信号プロセッサ１３０は、最終的に測定量を表すアナログまたはデジタル信号を出力するであろう。
【００４８】
要約すれば、センサ出力信号は、いわゆるアンダーサンプリングを使用し、サンプルホールド手段を備えたＡ／Ｄ変換器１２６，１２８を用いて、有効信号に変換される。その結果、正弦波信号Ｓ５が作られ、その振幅は、測定されるべき測定量、すなわち回転速度に対して直接的に比例する。この有効信号は、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）１３０により読み取られ、この信号プロセッサ１３０は、その有効信号Ｓ５を過度な計算労力なしに処理して測定量を決定し、例えばその測定量をアナログまたはデジタル信号として出力する。
【００４９】
注意すべきことは、センサのアナログ出力信号を処理するための本発明の概念は、測定量により変調された搬送信号を持つ全てのアナログセンサの出力信号、特に容量性センサの出力信号に対して利用可能であるという点である。
【００５０】
以下に、アンダーサンプリングの実現の基礎となる本発明のシステム理論的な態様を、より詳細に説明する。
【００５１】
理想サンプリング（ｉｄｅａｌ ｓａｍｐｌｉｎｇ） とは、時間ｔ＝ｎＴＡ （但し、ｎ＝・・・−１，０， １， ・・・）における等距離インパルスのシーケンスによって連続的な信号ｕ（ｔ）を表すことである。そのため、各値のインパルス領域（ｉｍｐｕｌｓｅ ａｒｅａｓ ）は、時間（ｎＴＡ ）において比例していなければならない（図２Ａ：サンプリングプロセス参照）。
【００５２】
サンプリング周期ＴＡ ＝１／ｆＡ は、サンプリング時間の間隔である。サンプリングされた関数値を図解する目的で、図２Ｂ（ディラックと矩形パルスを参照）に図解されているように、１に正規化されたパルスｇ（ｔ）が使用される。
【００５３】
サンプラーは、理論上のモデルを用いて説明する。サンプラーのパルス形状は、ディラックパルスを描き、関数ε（ｔ）は跳躍関数を示す。そのため、サンプラーは、入力値ｕｅ１およびｕｅ２を持つマルチプライヤの単純なモデルとして表すことができる。その結果、出力値ｕａ は再度マルチプライヤ定数ＵＭ と結合させられる。
【数１】
2004526942.tif 000003
【数２】
2004526942.tif 000004
上記関係式の代入、変換および考慮の後、δ（ｔ−ｎＴＡ ）はｔ≠ｎＴＡ の時にはゼロであることが得られる。
【数３】
2004526942.tif 000005
ディラックパルスは、現実には発生しないかもしれない。そのため、サンプラーの理論上のモデルにおいてはマルチプライヤの後に整形フィルタが続く。これは例えば、ディラックパルスを矩形パルスに変換するものである。
このようにして、図２Ｃに示されたサンプラーのモデルが得られる。
【００５４】
ここで本発明の主要な原理は、このマルチプライヤをミクサーとして、かつ第１復調段階として使用するということである。
【００５５】
この主要原理をさらに詳細に説明するためには、特にスペクトル領域において、さらなる考察が必要となる。
【００５６】
整形フィルタは上式内のδ（ｔ−ｎＴＡ ）に置き換わる。現実のサンプラー（ｒｅａｌ ｓａｍｐｌｅｒ）のための式として、次の式が得られる。
【数４】
2004526942.tif 000006
よって、ｔ＝ｎＴＡ の位置におけるパルスの高さｕａ （ｎＴＡ ） は、
【数５】
2004526942.tif 000007
図解するために、関数ｆ（ｔ）はある理想サンプラー（ｉｄｅａｌ ｓａｍｐｌｅｒ）によって一連の加重ディラックパルスに変換される（図２Ｄ：理想サンプラーを参照）。
【００５７】
周波数ドメインでの計算のために、サンプリング信号のスペクトルは計算されなければならない。これは理想サンプラーのスペクトルと、整形フィルタの周波数レスポンスとを乗算することで実行される。周波数レスポンスとは、パルスレスポンス関数ｇ（ｔ）のフーリエ変換である。関数
【数６】
2004526942.tif 000008
をフーリエ変換することで、整形フィルタの複素周波数レスポンス
【数７】
2004526942.tif 000009
が得られる。
【００５８】
理想サンプラーのスペクトルはディラックパルスシーケンスδｐｅｒ （ｔ）をフーリエシーケンスの中で展開すると、次式となる。
【数８】
2004526942.tif 000010
この式を（５）式のｕａ （ｔ）に代入することで、以下の関係式が得られる。
【数９】
2004526942.tif 000011
フーリエ変換を用いて、
【数１０】
2004526942.tif 000012
の微分方程式が代数方程式に変換される。
【００５９】
さらなる変換と単純化の結果、次の式が得られる。
【数１１】
2004526942.tif 000013
この結果を図表的に表す。理想サンプルホールド手段を用いたサンプリングは、サンプリング周波数ｆＡ の倍数で、サンプリングされるべき信号のスペクトルの周期的な反復を生じさせる。図２Ｅは、理想サンプラーを用いた変換前と変換後の信号のスペクトルを示す（理想サンプリングプロセスをスペクトルで示した図を参照）。
【００６０】
復調段階としてサンプラーを使用することは、この周波数領域に関する知識と信号の図解的説明とを用いながら、時間ドメインの中でさらに詳細に説明する。
【００６１】
信号をデジタル化し、その後完全に再生するために、さらなる条件が満たされる必要がある。この意味において、これはサンプリング法則として言及される。それは、アナログ信号はバンド制限されなければならないことを示す。すなわち、原信号が情報ロスなしに完全に再構築されるように、信号カットオフ周波数ｆｇｓを超えて、いかなるスペクトル成分も配置されてはならないのである。ゆえに、ある信号のスペクトルＵ（ｆ）のために、｜ｆ｜≧ｆｇｓについてＵ（ｆ）＝０という条件が満たされなければならない。
【００６２】
よって、サンプリング周波数ｆＡ は、信号カットオフ周波数の２倍以上の高さでなければならない。
【数１２】
2004526942.tif 000014
【００６３】
ｕ（ｔ）のスペクトルの周期的な反復とのオーバーラップ、つまりいわゆるエイリアシング（ａｌｉａｓｉｎｇ）を防止するために、両方の条件が満たされなければならない。なぜなら、このエイリアシング効果によって、信号の完全な再構築が阻害される可能性があるからである。
【００６４】
サンプリング法則に合致させるために、デジタル化のための周波数は、その信号に存在する最高周波数の少なくとも２倍の高さである必要がある。
【００６５】
もしこの条件、すなわちサンプリング法則が、センサ、例えば容量性回転速度センサの本発明の電子評価装置に適用されれば、この周波数はそれぞれｆＡ ≧２（ｆｃｓ＋ｆｄｒｉｖｅ ）またはｆＡ ≧２（ｆｃｐ＋ｆｄｒｉｖｅ ）でなければならないだろう。Ｓ／Ｎ比、すなわち伝達された信号の振幅と雑音振幅との比はできるだけ高くしなければならないので、搬送周波数はできるだけ高く、例えば数百ｋＨｚとしなければならない。もし、搬送周波数が５００ｋＨｚまたはそれ以上であれば、サンプリングレートは１ＭＨｚ以上でなければならない。
【００６６】
このクロックサイクルにおける処理の結果、膨大な量のデータが生まれる。すなわち、センサのカットオフ周波数を１００Ｈｚとして、回転速度変化は最高１０ｍｓｅｃの周期で検出される。駆動周波数（１〜１０ｋＨｚ）を完全にマップするための情報は、毎秒１００００回の振動である。搬送周波数を例えば５００ｋＨｚとして、サンプリング処理はサンプリング法則に従って１ＭＨｚの周波数で実行されなければならない。これは、帯域幅１００Ｈｚに関して１００００のファクタを意味する。そのため、必要な情報と比較して高い搬送周波数のために、サンプリングは１００×１００００（＝１×１０６ ）のファクタで実行されなければならない。
【００６７】
図２Ｃ（サンプラーのモデル）に示されるように、サンプラーはマルチプライヤと整形フィルタとから成る。よって、所定の特性値および制限値をそれぞれ持ついわゆる中間ミキシング、同期サンプリングまたはアンダーサンプリングをそれぞれ目的として、上記マルチプライヤと整形フィルタの特性を使用することは明らかである。
【００６８】
上記中間ミキシングにおいては、０〜ｆＡ とｎｆＡ 〜（ｎ＋１）ｆＡ のレンジにおいては理想サンプラーの出力信号はそれぞれ同一であり、ＤＣ成分を含む帯域制限信号は評価されないという特性が用いられる。そのため、必要な情報を含む信号幅を、データの総数が再処理されるレンジ内に「シフト」させることが可能になる。図２Ｆにおいて、いわゆる中間ミキシングがｆＡ ＜ｆｃｓ＋ｆｄｒｉｖｅ で表される。
【００６９】
サンプリング周波数を適切に選択すれば、有効周波数を直接的にゼロ点にシフトすることが可能になり、その結果、サンプリング手段あるいは集積されたアナログ／デジタル変換器による第１復調を実現することがそれぞれ可能になる。
【００７０】
その時、周波数ω０ を持ち、同一周期の長さＴＡ ＝１／ω０ を持つ振動がサンプリングされる。スタート点において理想サンプラーが使用され、ここでは、現実のサンプラーと、特徴的で追加的な周波数レスポンスｓｉｎ（ｘ）／ｘとの統合は、ここでの考慮に影響を与えるものではない。
【００７１】
サンプリングされた振動を示す式として、式（１１）を用い、
【数１３】
2004526942.tif 000015
と、
【数１４】
2004526942.tif 000016
を考慮して、単純化した後の式は、
【数１５】
2004526942.tif 000017
となる。
【００７２】
スペクトル内に現れる周波数成分を持つ等距離のサンプリング値が得られ、この値は係数ｎで表される。図２Ｇは、同期的にサンプリングされた余弦波振動のスペクトルを示す。同期的なサンプリングは、時間ドメインの中で、以下の信号イメージとともに図表的に表され、図２Ｈは、同期的にサンプリングされた余弦波振動の時間的経過を示す。
【００７３】
この処理により、「可能信号（ｐｏｓｓｉｂｌｅ ｓｉｇｎａｌｓ） 」の総数は、無数であるように見える。すなわち、サンプリング値は、サンプリング周波数のゼロ倍から始まって、いずれの倍数でもよい。もし、デジタル信号処理の中の信号が直流電圧部分からサンプリング周波数の半分までとすれば、上記処理は周波数軸のゼロ点への周波数シフトに対応し、復調に対応することになる。高周波数成分の分離は、理論上は、カットオフ周波数がサンプリング周波数の半分に相当する理想ローパスフィルタにより実行される。
【数１６】
2004526942.tif 000018
【００７４】
回路構造の中では、上記の高周波数成分の分離は、例えばソフトウエアを使用したできるだけ急峻な減衰特性を持つローパスフィルタであって、不要な高調波をできるだけ強力に減衰させるローパスフィルタにより実現される。
【００７５】
前述のように、サンプリング処理が搬送信号と同期している時、サンプラーは振動の振幅および位相を決定するために、すなわち第１復調段階として使用されてもよい。
【００７６】
３０から５００までの範囲の、検出されるべき波から情報が載った振動までの周波数距離のためのファクタ（すなわち有効信号の周波数に対する搬送信号の周波数の比）として、全ての同期的な値が用いられる必要はなく、信号のさらなるアンダーサンプリングが可能となる。
【００７７】
アンダーサンプリングのファクタνｕｄｓ は、サンプリング周波数ωＡ に対する振動周波数ωｃｓの比を示す。
【数１７】
2004526942.tif 000019
【００７８】
以下に示す例において、この処理をさらに詳細に説明する。例えば、このファクタνｕｄｓ として４を選択する。振幅変調された信号
【数１８】
2004526942.tif 000020
は入力の役目を果たし、これは図２Ｉにスペクトル的に示されている。図２Ｉはさらに、振幅変調された信号のスペクトルを示している。
【００７９】
このスペクトルは周波数ωｃ ±ω１ を持つ２個の重なった振動から構成される。これは理想サンプラーを用いて変換され、数学的に、かつスペクトルとして示されている（図２Ｊ参照）。
【００８０】
その時、サンプリング周波数ωＡ は搬送周波数ωｃ の４分の１であり、ファクタνｕｄｓ は４である。式（１５）とさらに式（１７）及び（１８）を用いた同期的サンプリングにおける前提条件と同様の前提条件で、コンバータの出力信号Ｕ１（ｔ）を得ることができる。
【数１９】
2004526942.tif 000021
【００８１】
図２Ｊは、同期的にアンダーサンプリングされた振幅変調信号のスペクトルを示す。
【００８２】
図２Ｋの中で意味のある信号、すなわち０とサンプリング周波数の半分±ωＡ ／２との間に位置する信号に注目し、
【数２０】
2004526942.tif 000022
という条件を用いれば、出力信号Ｕ１は、
【数２１】
2004526942.tif 000023
となる。
【００８３】
図２Ｋは、０から±ωＡ ／２までの、同期的にアンダーサンプリングされた、振幅変調信号のスペクトルを示す。
【００８４】
この−ωＡ ／２からωＡ ／２までの領域のスペクトルは、ｎ＝〔−∞…−１，０，１…＋∞〕として、ｎωＡ ／２の後から（ｎ＋１）ωＡ ／２まで周期的に反復される。
【００８５】
さらなる計算領域は、理想ローパスフィルタによりωＡ ／２までに制限されるか、あるいは、サンプリングされたセンサ出力信号の中で発生している高調波は、現実のローパスフィルタを用いて、それぞれ可能な限り減衰される。
【００８６】
もしサンプリングの後で信号が直接的に出力されなければならず、もしωＡ ／２とω１ とが互いに近い場合には、発生している高調波を可能な限り消すために、それに続くローパスフィルタは高いオーダー、すなわち非常に急峻な減衰特性を持つものでなければならない。
【００８７】
考察と計算の結果、Ａ／Ｄ変換器は基本的に第１復調段階で使用されるのがよいことがわかるであろう。Ａ／Ｄ変換器あるいはサンプルホールド手段は、それぞれ、以下により詳細に説明する特別なフレーム条件を満たす必要がある
【００８８】
センサと電子評価装置の間の最重要リンクは、特別な特性を備えたＡ／Ｄ変換器である。センサ信号のデジタル処理は、情報ロスなくサンプリングすることで数字のシーケンスに直接変換することを必要とする。いわゆるサンプルホールド手段は、この適用においては、ほぼ理想的なサンプリング手段としての役割を果たすことになる。すなわち、この手段はセンサ信号の非常に短い「サンプル」を取り出すだけでもよい。この場合、信号のいわゆる針で一刺するような抽出（ｐｉｎｐｒｉｃｋ−ｌｉｋｅ ｔａｐｓ）が実行されなければならず、そのため、取得時間すなわちサンプルが取られる時間が最も重要となる。
【００８９】
本発明にかかる容量性センサ素子の出力信号をデジタル評価するための電子評価装置を用いれば、従来のアナログ電子評価装置に比べて多数の利点が得られる。
【００９０】
本発明の理解を深めるために、また技術的な概念の利点を明確にするために、本発明の読取方法の原理を、図４を用いながら、図５に示される公知の読取方法と直接比較して説明する。
【００９１】
図５に関して既に説明した通り、増幅されたアナログセンサ出力信号は、従来技術の読取方法により、信号を搬送周波数（例えば５００ｋＨｚ）で乗算することで復調される（図５参照）。
【００９２】
本発明にかかる容量性センサのデジタル方式読取方法の概念では、図４に基本的に示されるように、センサ１００の中央にある搬送周波数は信号源１１０から供給される。すなわち、搬送および駆動信号は、容量性センサ１００の共通の中央電極から内部に向かって供給される。この容量性センサ１００のセンサ出力信号は、センサ１００の外部電極から外部に向かって抽出される。センサ信号は差動的に読み取られ、演算増幅器１２２を用いて増幅される。増幅されたアナログセンサ出力信号は、次にサンプルホールド手段を備えたアナログ／デジタル変換器を用いて復調され、このとき信号源１１０から供給されたサンプリング信号の周波数は搬送周波数を整数で割り算した数となる。これは通常、サンプリング信号が搬送信号と同期するような、信号発生器内での搬送信号の同期周波数分割により達成される。アナログ／デジタル変換器１２６の出力において、信号波形Ｓ５（図１参照）が離散的にサンプリングされた値のシーケンスとしてデジタル形式で存在する。このデジタル信号は、次にデジタル信号プロセッサ１３０により比較的小さな計算労力でさらに処理されてもよい。
【００９３】
しかし、本発明の評価装置を用いて、搬送および駆動信号が容量性センサの外部電極１０２〜１０６、１０２’〜１０６’に対して外部から供給されるようにすることも、同様に可能である。この場合、例えば図１に示されるように、センサ出力信号はセンサ１００の共通中央電極１０８から抽出されてもよい。
【００９４】
図１に示された本発明の読取方法と、図５に示された従来技術の読取方法とを比較すると、次の点が明らかになる。すなわち、いわゆるアンダーサンプリング技術を用いると、それがセンサ出力信号の基本的には完全なデジタル処理であって、さらに比較的小さな計算労力でさらなるデジタル信号処理が可能であることから、複数の利点が得られる可能性があるという点である。
【００９５】
特別に規定された時間を起点として変換処理を開始する可能性は、センサ出力信号のアンダーサンプリングの正確な持続を保証するために、センサ信号の評価にとって特に重要な意味を持つ。そのため、サンプルホールド手段を備えたこのＡ／Ｄ変換器の対応する帯域幅は、最高信号周波数に対応して選択されなければならない。本発明の原理のさらなる利点は、アナログからデジタル部分への変換が、センサ信号の第１増幅の直後に実行される点である。この場合、有効信号を制限するものは、第１（アナログ）増幅器の固有ノイズのみになる。その時、Ａ／Ｄ変換器の量子化ノイズは、センサのノイズにより飲み込まれるという点に注目すべきである。
【００９６】
そのため、容量性加速度センサにおいては、有効信号はこのアンダーサンプリング法を用いて直接的に評価されてもよい。なぜなら、Ａ／Ｄ変換器は全体的な周波数領域に対してスペクトルをマップするからである。搬送評価周波数の直接除数としてのサンプリング周波数を適切に選択すれば、スペクトルはシフトされ、搬送信号がＤＣ電圧のように現れ、この信号の振幅内の情報、すなわち加速度（静電容量）が測定信号の振幅に直接的に比例するようになる。
【００９７】
例えば回転速度センサＤＡＶＥＤ（登録商標）に使用されているように、容量性読取方法を用いれば、第１復調段階は省略されてもよい。なぜなら、これは既に特別なＡ／Ｄ変換器によって実行されているからである。この場合、交流信号が受信され、その振幅は測定された回転速度に対応する。もしこの信号が再度復調（第２復調）されれば、この復調はデジタル方式で計算され、かつ対応するアルゴリズムはデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）内で直接実行される。
【００９８】
現実の情報（回転速度に比例したビットの組合せ）はデジタル信号プロセッサからデジタル方式で出力され、あるいはＰＷＭ（パルス幅変調）信号としてさらに処理される。これは有効信号のＤ／Ａ変換におけるデータロスや追加的なノイズをそれぞれ阻止できるようにするためである。この方法により、電子回路のノイズは減衰され、センサの分解能は略達成されるであろう。
【００９９】
異なる容量性センサ（ジャイロスコープ、加速度センサ、傾斜角センサ等）を備えた完全なセンサシステムの構築のために、この読取方法は理想的である。デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）内において、個々のセンサ信号は互いに比較され、それぞれ計算される。この時、最適化された規則アルゴリズムによってシステム全体の作業能力が向上する。
【０１００】
もし、例えば異なる角度に位置する数個の回転速度センサが一緒に使用される場合には、対象物の動きや速度が決定されるであろう。微小機械的製造方法により、特定の注文生産された工業製品のために、低コスト、低インターフェイス（すなわち非常に信頼性が高い）、かつ最小型の回転速度センサを製造することも実現可能になるであろう。本発明のデジタル読取及び評価法を使用すれば、容量性回転速度センサにおいて、毎秒０．０１°の領域に至る精度の回転運動が検出される可能性がある。
【０１０１】
本発明において、センサ信号評価のために使用されるデジタル信号プロセッサに対する要求や使用容量が減少したことで、これらデジタル信号プロセッサが、個々のセンサまたはセンサ全体のための追加的な仕事や機能を担うことも可能になる。それらは例えば、ＰＩレギュレータを用いた能動的温度補償、自己測定および自己診断機能など、速度と柔軟性に起因する仕事や機能である。
【０１０２】
本発明にかかるデジタルセンサ信号読取装置の実際の構造を、図３を参照しながら説明する。図３は、一次及び二次制御回路を備えた容量性センサ素子のためのデジタル電子評価装置のブロック図である。図３内の要素で、図１内の要素に対応するものには、同じ参照符号を付して示す。
【０１０３】
ここで用いられるセンサは、図１の容量性センサ１００に対応しており、駆動信号Ｓ１（ω＋ ｄｒｉｖｅ ）に対しては入力１０２が、１８０°位相シフトされた駆動信号Ｓ’１（ω− ｄｒｉｖｅ ）に対しては入力１０２’が、搬送信号Ｓ２（ω＋ ｃｐ）に対しては入力１０４が、１８０°位相シフトされた搬送信号Ｓ’２（ω− ｃｐ）に対しては入力１０４’が、搬送信号Ｓ３（ω＋ ｃｓ）に対しては入力１０６が、１８０°位相シフトされた搬送信号Ｓ’３（ω− ｃｓ）に対しては入力１０６’が、それぞれ設けられている。一次および二次の搬送信号Ｓ２（ω＋ ｃｐ），Ｓ’２（ω− ｃｐ），Ｓ３（ω＋ ｃｓ），Ｓ’３（ω− ｃｓ）のための入力１０４，１０４’，１０６，１０６’に対しては、信号発生器１１０から送信され、センサ１００の入力１０２，１０２’に対しては、＋１または−１の増幅ファクタを使用する増幅器１１１からそれぞれ送信される。センサ１００の出力信号はアナログ増幅器１２２により増幅される。増幅されたアナログセンサ出力信号はアナログハイパスフィルタ１２４により濾波される。
【０１０４】
フィルタ１２４の出力信号は、次にアナログ／デジタル変換器１２６，１２８の両方に対して供給され、これら変換器は、増幅され濾波されたアナログセンサ出力信号を、いわゆるアンダーサンプリング技術を用いてサンプリングする。このアンダーサンプリング技術においては、一方では搬送信号の周波数に同期性を持ち、他方では搬送信号の周波数の整数分の１である周波数が用いられる。このようなサンプリング周波数が、信号発生器１１０からアナログ／デジタル変換器１２６，１２８に対して供給される。
【０１０５】
サンプルホールド手段を用いたアナログ／デジタル変換器によりサンプリングされた後に、離散的にサンプリングされた値の結果としてデジタル形式で存在しているセンサ出力信号は、次にデジタル信号プロセッサ１３０に対して入力される。このデジタル信号プロセッサ１３０においては、アナログ／デジタル変換器１２６からの信号を一次回路で、アナログ／デジタル変換器１２８からの信号を二次回路で処理する。デジタル信号プロセッサは、デジタルバンドパスフィルタ１３２，１３４と、復調器１３６，１３８，１４０，１４２と、デジタルローパスフィルタ１４４，１４６，１４８，１５０と、コンパレータ１５２と、デジタルＰＩレギュレータ１５４，１５６，１５８，１６０と、クロック１６２と、一次正弦波発振器１６４と、二次正弦波発振器１６６とを備え、これらの部品はソフトウエアを内蔵し、図３に示されるように配置され、相互に接続されている。一次正弦波発振器１６４は、出力側でデジタル／アナログ変換器１６８に接続され、この変換器１６８は再び増幅器１１１へと接続されている。二次正弦波発振器１６６は、出力側でデジタル／アナログ変換器１７０とデジタル／アナログ変換器１７２とに接続され、これらの変換器１７０，１７２は再びセンサ１００の入力１０６と入力１０６’とにそれぞれ接続されている。デジタルＰＩレギュレータ１５８の出力は、デジタル信号プロセッサ１３０の出力インターフェイス１７４に接続され、ここで出力信号すなわち検出されるべき回転速度が、デジタル形式またはアナログ形式で出力される。
【０１０６】
一次および二次制御回路を備えたデジタル信号評価装置を広範囲に活用することで、例えば温度ドリフトなど環境からの影響に対する補償作用を、従来の装置と比較して格段に発展させることができる。そのため、センサ出力信号の周波数と振幅の優れた安定性を達成することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】
本発明にかかるセンサ素子のためのデジタル信号電子評価装置のブロック図である。
【図２Ａ】
サンプリングプロセスを示す図である。
【図２Ｂ】
ディラックと矩形パルスとを示す図である。
【図２Ｃ】
サンプラーのモデルを示す図である。
【図２Ｄ】
理想サンプリングの図である。
【図２Ｅ】
理想サンプリングプロセスをスペクトルで示した図である。
【図２Ｆ】
ｆＡ ＜ｆｃｓ＋ｆｄｒｉｖｅ での中間ミキシングを表した図である。
【図２Ｇ】
同期的にサンプリングされた余弦波振動のスペクトル図である。
【図２Ｈ】
同期的にサンプリングされた余弦波振動の時間的経過を示す図である。
【図２Ｉ】
振幅変調された信号のスペクトル図である。
【図２Ｊ】
同期的にアンダーサンプリングされた振幅変調信号のスペクトル図である。
【図２Ｋ】
０から±ωＡ ／２までの同期的にアンダーサンプリングされた振幅変調信号のスペクトル図である。
【図２Ｌ】
バンドパスフィルタを用いて同期的にアンダーサンプリングされた振幅変調信号のスペクトル図である。
【図３】
一次および二次の制御回路を備えた容量性センサ素子のためのデジタル信号電子評価装置のブロック図である。
【図４】
本発明のデジタル信号評価装置の主要部を示す回路図である。
【図５】
従来のアナログ信号評価装置の主要部を示す回路図である。
【図６】
センサ装置のための従来のアナログ信号評価電子装置のブロック図である。
【符号の説明】
１００            センサ
１０２，１０２’  駆動信号入力電極
１０４，１０４’  一次搬送信号入力電極
１０６，１０６’  二次搬送信号入力電極
１２０            デジタル評価電子装置
１２２            演算増幅器
１２４            アナログハイパスフィルタ
１２６，１２８    アナログ／デジタル変換器
１３０            デジタル信号プロセッサ
【図１】
2004526942.tif 000024
【図２Ａ】
2004526942.tif 000025
【図２Ｂ】
2004526942.tif 000026
【図２Ｃ】
2004526942.tif 000027
【図２Ｄ】
2004526942.tif 000028
【図２Ｅ】
2004526942.tif 000029
【図２Ｆ】
2004526942.tif 000030
【図２Ｇ】
2004526942.tif 000031
【図２Ｈ】
2004526942.tif 000032
【図２Ｉ】
2004526942.tif 000033
【図２Ｊ】
2004526942.tif 000034
【図２Ｋ】
2004526942.tif 000035
【図２Ｌ】
2004526942.tif 000036
【図３】
2004526942.tif 000037
【図４】
2004526942.tif 000038
【図５】
2004526942.tif 000039
【図６】
2004526942.tif 000040
【国際公開パンフレット】
2004526942.tif 000041
2004526942.tif 000042
2004526942.tif 000043
2004526942.tif 000044
2004526942.tif 000045
2004526942.tif 000046
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2004526942.tif 000048
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【手続補正書】
【提出日】平成15年3月3日(2003.3.3)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】請求項１４
【補正方法】変更
【補正の内容】
【請求項１４】
サンプリングされたセンサ出力信号を得るための処理装置において、
搬送周波数ωｃ を持つ搬送信号を供給する手段（１１０）と、
測定量を検出し、アナログ出力信号（Ｓ４）を出力するためのセンサ（１００）であって、上記搬送信号は上記センサ（１００）に供給され、上記アナログ出力信号（Ｓ４）は搬送周波数ωｃ を持ちかつ上記測定量によって変調された上記搬送信号を含むセンサ（１００）と、
サンプリング周波数ωＡ を持つサンプリング信号を供給する手段（１１０）であって、上記サンプリング信号のサンプリング周波数ωＡ は搬送周波数ωｃ の整数ｎ分の１に設定され、かつサンプリング信号が搬送信号と同期するようにサンプリング信号の位相が設定されている手段（１１０）と、
上記サンプリング信号を用いてアナログ出力信号（Ｓ４）をサンプリングし、サンプリングされたセンサ出力信号を得るサンプリング手段（１２６，１２８）と、を備えることを特徴とする処理装置。
【国際調査報告】
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