(57)【要約】ＬＣＤバックライトインバータ回路は、ＰＭＷディープ調光（ｄｅｅｐ ｄｉｍｍｉｎｇ）モードで効率的に動作することができる電圧供給直列共鳴プッシュプルインバータを具える。電圧供給直列プッシュプルインバータ回路は、直流電源と、第１及び第２の１次巻線並びにランプ負荷に直列接続するのに適合した少なくとも１個の２次巻線を有する変成器と、１次共振インダクタ及び共振キャパシタを有する第１共振回路と、第２共振インダクタ及び共振キャパシタを有する第２共振回路とを具え、第２共振インダクタは、第１共振インダクタに磁気的に結合される。インバータ回路は、迅速にオン及びオフに切り替えられて、ディープパルス変調（ＰＷＭ）調光が行われる。電圧供給プッシュプルインバータは、ＰＭＷディープ調光モードのようにＣＣＦＬ負荷を駆動するために低入力インピーダンス及び高出力インピーダンスを有する。インバータ回路は、ランプ負荷をブレークダウンする（すなわち、高いスタートアップ抵抗を減少する）のに十分な初期の高いＱ値を有するようにも特徴付けられ、ランプ負荷がブレークダウンされた後、回路のＱは、回路を監視し及び／又は切り替える必要なく自動的に低いＱ値に遷移する。負荷がＣＣＦＬのような負荷である状況に対して、駆動源は、電流駆動されて負荷を安定化する。
2004515043.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ディープパルス幅変調（ＰＷＭ）された調光を行うＬＣＤバックライトインバータ回路であって、
−　第１及び第２の１次巻線並びにランプ負荷に接続するのに適合した少なくとも１個の２次巻線を有する変成器と、
−　第１共振インダクタ及び共振キャパシタを有し、前記第１共振インダクタの一方の側が、前記変成器の前記第１の１次巻線に直列接続され、前記第１共振インダクタの他方の側が、第１スイッチングトランジスタに直列接続されるとともに前記共振キャパシタの一方の側に接続された第１共振回路と、
−　第２共振インダクタ及び共振キャパシタを有し、前記第２共振インダクタの一方の側が、前記変成器の前記第２の１次巻線に直列接続され、前記第２共振インダクタの他方の側が、第２スイッチングトランジスタに直列接続されるとともに前記共振キャパシタの他方の側に接続され、前記第２共振インダクタが前記第１共振インダクタに磁気的に結合した第２振回路とを具え、
前記ＬＣＤバックライトインバータ回路が、迅速にオン及びオフに切り替えられて、ディープパルス幅変調（ＰＷＭ）された調光を行うことを特徴とするＬＣＤバックライトインバータ回路。
【請求項２】
前記回路を、電圧供給プッシュプルＬＬＣ共振回路としたことを特徴とする請求項１記載のＬＣＤバックライトインバータ回路。
【請求項３】
前記第１トランジスタ及び前記第２トランジスタを、予め設定された切替速度で交互にターンオンし、前記第２スイッチングトランジスタがオン状態であるとともに前記第１スイッチングトランジスタがオフ状態である間、前記第１共振インダクタがエネルギーを蓄積し、前記第２スイッチングトランジスタがオフ状態であるとともに前記第１スイッチングトランジスタがオン状態である間、前記第２共振インダクタがエネルギーを蓄積する切替手段を更に具えることを特徴とする請求項１記載のＬＣＤバックライトインバータ回路。
【請求項４】
前記第１及び第２共振インダクタのうちの少なくとも一方が、半スイッチングサイクルに格納するエネルギーを前記第１及び第２共振インダクタのうちの少なくとも一方に供給した後の半サイクルで前記共振キャパシタに対する追加の蓄積源を提供し、その追加の蓄積源を、前記共振キャパシタに対する入力電圧によって設けられた主蓄積源に追加したことを特徴とする請求項３記載のＬＣＤバックライト回路。
【請求項５】
第１共振インダクタ及び前記共振共振キャパシタの反映されたエネルギーの一部が、前記第２スイッチングトランジスタがオフであるとともに前記第１スイッチングトランジスタがオンであるときに前記第２共振インダクタに結合され、結合エネルギーがリップル電流を十分に減少することを特徴とする請求項３記載のＬＣＤバックライト回路。
【請求項６】
第２共振インダクタ及び前記共振共振キャパシタの反映されたエネルギーの一部が、前記第２スイッチングトランジスタがオフであるとともに前記第１スイッチングトランジスタがオンであるときに前記第２共振インダクタに結合され、結合エネルギーがリップル電流を十分に減少することを特徴とする請求項３記載のＬＣＤバックライト回路。
【請求項７】
前記変成器の２次巻線を直接ランプ負荷に結合したことを特徴とする請求項１記載のＬＣＤバックライトインバータ。
【請求項８】
前記回路のＱが、ランプの始動を行うために負荷をブレークダウンするのに十分な第１の値を有し、前記回路のＱが、前記負荷をブレークダウンした後に前記第１の値より低い第２の値を有することを特徴とする請求項１記載のＬＣＤバックライトインバータ。
【請求項９】
ＬＣＤスクリーンと、蛍光灯と、請求項１から９のうちのいずれかに記載されたＬＣＤバックライトインバータとを具えるＬＣＤ装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
技術の分野
本発明は、ディープ調光モードで蛍光灯を調光する向上した装置及び方法に関し、特に、パルス幅変調（ＰＷＭ）されたディープ調光モードで動作しうるプッシュプルインバータ回路に関する。
【０００２】
背景技術
現存するＬＣＤバックライトシステムは、種々の回路形態を利用している。二つの一般的な回路形態は、ハーフブリッジインバータと、（ローヤインバータとも称される）バックパワー段（ｂｕｃｋ ｐｏｗｅｒ ｓｔａｇｅ）及び電流供給プッシュプルインバータとがある。
【０００３】
エネルギーを保存するために、既に説明した大抵のＬＣＤバックライトシステムは、調光可能なシステムである。ＣＣＦＬランプを用いるこれらアプリケーションに対して、一般に二つの調光方法が用いられている。第１の方法は、ＰＷＭパワー調整であり、第２の方法は、周波数偏移又は入力電圧調整を用いた出力電流調整である。図１は、バックパワー段２及び電流供給プッシュプルインバータ４の形態を示す。この回路形態は、ＰＷＭ出力電流調整によって調光機能を果たす。バックパワー段は、出力電流を調整するのに用いられる。出力電圧は、出力パワーを調整してＰＷＭ調光を行う。電流供給プッシュプル部はパワー調整機能を有しない。調光を行うために、バックパワー段は、ランプ電流の振幅を制御する出力パワーを制御する。図１の従来の回路の全体に亘る効率は、構成される段すなわちバックパワー段及び電流供給プッシュプル段の効率によって決定される。電流供給プッシュプル段が高効率になると、バックパワーは自然に非効率的になる。回路の他の不都合な点は、パルス幅変調されたディープ調光モードでの動作に適さない点である。ディープ調光アプリケーションに適した回路を構成するために、電流供給プッシュプル形態を電圧供給プッシュプル形態に変換する必要がある。電圧供給プッシュプル形態は、電流供給形態より望ましい。このことは、電圧供給プッシュプル形態が入力電流の変化に対して更に迅速に応答できるために必要とされる。
【０００４】
図２は、従来のハーフブリッジタイプのインバータ回路を示す。ハーフブリッジ型のインバータ形態は、既に説明したバック段／プッシュプル型のインバータ形態よりも有効な回路形態である。プッシュプル型のインバータと同様に、ハーフブリッジ型のインバータは、変成器Ｔを有する。ハーフブリッジインバータ回路形態に対して出力電圧Ｖｏｕｔが一般に入力電圧Ｖｉｎの半分であることが従来周知である。したがって、１２Ｖの入力電圧に対して、変成器の１次側の最大電圧は６Ｖとなる。しかしながら、ランプは、６９０Ｖの目安の電圧を必要とする。したがって、変成器の巻数比を１００×より大きくする必要がある。変成器Ｔの巻数比が大きくなるに従って回路の効率が減少する。この回路形態の他の不都合な点は、負荷ＲＬ（すなわちランプ）の定常電流が６ｍＡであるとしても反映される電流が変成器の巻数比に起因して非常に高くなる点である。反映される高い電流は、回路の効率を減少するよう作用する。
【０００５】
発明の開示
本発明の目的は、ＰＷＭディープ調光モードで効率的な動作を行うことができる電圧供給直列共振プッシュプルインバータを提供することである。本発明の一態様によれば、第１及び第２の１次巻線並びにランプ負荷に接続するのに適合した少なくとも１個の２次巻線を有する変成器と、第１共振インダクタ及び共振キャパシタを有し、前記第１共振インダクタの一方の側が、前記変成器の前記第１の１次巻線に直列接続され、前記第１共振インダクタの他方の側が、第１スイッチングトランジスタに直列接続されるとともに前記共振キャパシタの一方の側に接続された第１共振回路とを具える電圧供給直列共振プッシュプルインバータを提供する。
【０００６】
新規の回路は、第２共振インダクタ及び共振キャパシタを有し、前記第２共振インダクタの一方の側が、前記変成器の前記第２の１次巻線に直列接続され、前記第２共振インダクタの他方の側が、第２スイッチングトランジスタに直列接続されるとともに前記共振キャパシタの他方の側に接続され、前記第２共振インダクタが前記第１共振インダクタに磁気的に結合した第２振回路を更に具える。
【０００７】
新規の回路の構成によって、前記ＬＣＤバックライトインバータ回路が、迅速にオン及びオフに切り替えられて、ディープパルス幅変調（ＰＷＭ）された調光を行うことができる。
【０００８】
本発明の他の態様によれば、第１及び第２共振インダクタが互いに磁気的に結合され、これによって、各インダクタは、半スイッチングサイクルでエネルギーを蓄積し、蓄積されたエネルギーは、次の半スイッチングサイクルで放出されて、ブースト機能を果たす。
【０００９】
本発明の他の態様によれば、電圧供給プッシュプルインバータは、ＰＷＭディープ調光モードのようにＣＣＦＬを駆動するために低入力インピーダンス及び高出力インピーダンスを有する。
【００１０】
本発明の他の態様によれば、回路は、ランプ負荷をブレークダウンする（すなわち、高いスタートアップ抵抗を減少する）のに十分に高いＱ値を有し、ランプ負荷をブレークダウンした後、回路のＱは、ランプ負荷がブレークダウン状態に遷移するときを識別する従来の技術を用いる必要なく低いＱ値に遷移する。
本発明のインバータの一形態は、負荷がＣＣＦＬ負荷などである状況において、駆動源は、負荷を安定化するよう駆動される電流となる。
【００１１】
発明を実施するための最良の形態
構造
複数の観点を通じて同様な参照番号が同様又は同一の素子を表す図面において、図３は、本発明の好適な実施の形態によるディープＰＷＭ調光可能電圧供給共振プッシュ−プルインバータ（ｄｅｅｐ ＰＷＭ ｄｉｍｍａｂｌｅ ｖｏｌｔａｇｅ−ｆｅｄ ｒｅｓｏｎａｎｔ ｐｕｓｈ−ｐｕｌｌ ｉｎｖｅｒｔｅｒ）１０を示す。本発明による向上した回路がディープパルス幅変調（ＰＷＭ）された調光アプリケーションに用いられることが想定される。
【００１２】
図３に示すように、ＰＭＷ駆動回路１２を有するインバータ１０は、負荷ＲＬに接続される。負荷ＲＬを冷陰極タイプの蛍光灯とすることができるが、負荷ＲＬはこれに限定されるものではない。ＲＬからの光は、（図示しない）コンピュータの液晶ディスプレイ（ＬＣＤ）を照明するのに用いられる。負荷ＲＬは、変成器（変圧器）Ｔの２次巻線１６に接続される。
【００１３】
変成器Ｔは、中間点２２が電源Ｖに接続された１次巻線１８を有する。変成器Ｔの各端子は、結合インダクタ対Ｌ１／Ｌ２の各インダクタに直列接続される。結合インダクタ対Ｌ１／Ｌ２の反対側の端子は、スイッチングトランジスタＱ１及びＱ２の端子にそれぞれ接続される。共振キャパシタＣＲは、スイッチングトランジスタＱ１，Ｑ２の上で結合インダクタ対Ｌ１／Ｌ２の端子間に延在する。スイッチングトランジスタＱ１及びＱ２は、ＰＷＭ駆動回路１２によって駆動される。
【００１４】
動作の詳細
安定状態の動作
インバータ回路１０の動作は、一定周波数（すなわち３０ｋＨｚ）及び一定のデューティサイクル（すなわち５０％）で動作するスイッチングトランジスタＱ１及びＱ２の連続的なオン／オフスイッチングサイクルの各々の半サイクルで対称である。スイッチングサイクルが対称である結果、説明を簡単にするために、回路動作を、｛Ｑ１オン／Ｑ２オフ｝として規定した半サイクルについて説明する。対称性によって、｛Ｑ１オフ／Ｑ２オン｝の半サイクルを同様に説明することができる。
【００１５】
｛Ｑ１オン／Ｑ２オフ｝半スイッチングサイクル
図３の回路の動作を、図４の回路波形を参照しながらＱ１オン／Ｑ２オフの半スイッチングサイクルに対して説明する。
図４は、インバータ回路１０の一つの全スイッチングサイクルに対する回路電圧／電流波形（例えば、波形Ａ，Ｂ及びＣ）を示す。境界画定線Ｘ及びＹは、第１の半スイッチングサイクル｛Ｑ１オン／Ｑ２オフ｝の開始及び終了を規定し、境界画定線Ｙ及びＺは、第２の半スイッチングサイクル｛Ｑ１オフ／Ｑ２オン｝の開始及び終了を規定する。
【００１６】
第１の半スイッチングサイクル｛Ｑ１オン／Ｑ２オフ｝を参照すると、波形（Ａ）は、インダクタＬ２を流れる電流ＩＬ２を表し、波形（Ｂ）は、Ｌ１を流れるインダクタ電流ＩＬ１を表し、波形（Ｃ）は、キャパシタＣｒの両端間の電圧ＶＣＲを表す。波形Ａ，Ｂ及びＣを、一つの完全なスイッチングサイクルに対して示す。しかしながら、回路が対称である結果、波形を、｛Ｑ１オン／Ｑ２オフ｝の半スイッチングサイクルに対してのみ説明する。
【００１７】
Ｑ１がターンオンする（ポイントＤ）第１の半スイッチングサイクルの開始直前に、共振キャパシタＣＲの電圧、波形（Ｃ）がほぼ０Ｖとなり（ポイントＦ）、結合インダクタＬ１／Ｌ２の電流ＩＬ１及びＩＬ２がいずれも正電流となる（すなわち、図３を参照すると、電流が電源Ｖｉｎから離間する方向に流れる）、と仮定される。
【００１８】
さらに、変成器Ｔに関連する（図示しない）磁化インダクタンスのインピーダンスが（図示しない）負荷ＲＬの反映される負荷インピーダンスより著しく大きくなると仮定される。
【００１９】
｛Ｑ１オン／Ｑ２オフ｝によって規定される半スイッチングサイクルに対してＱ１がターンオンされたポイント（ポイントＤ参照）において、正の直流電流ＩＤＣが、直流電圧Ｖｉｎ、（図示しない）反映された負荷抵抗ＲＲＥＦＬ、インダクタＬ１及びスイッチングトランジスタＱ１によって規定された電流ループによって形成される。スイッチングトランジスタＱ１及びＱ２は、零電圧スイッチングを行うためにＣＲ間の電圧がほぼ零となるポイントで切り替えられる（ポイントＤ及びＥ参照）。
【００２０】
半サイクルの開始時でＱ１がターンオンされるポイント（ポイントＤ参照）から、Ｌ１の電流ＩＬ１は、波形（Ｂ）によって示したようにポイントＢ１まで増大する。
【００２１】
また、Ｑ１がターンオンされるポイントＤにおいて、以前の半スイッチングサイクル中にインダクタＬ２に予め蓄積されたエネルギーは、（ポイントＡ１〜Ａ２間で）ＩＬ２を表す波形（Ａ）によって示したように共振しながら減少する。エネルギーはキャパシタＣＲに放出される。実質的にはポイントＣ１〜Ｃ２までの波形（Ｃ）は、インダクタＬ２に蓄積されたエネルギーがキャパシタＣＲに伝達する際のキャパシタＣＲ間の増大電圧としてのエネルギーの伝達を表す。このようなインダクタＬ１からのエネルギー放出期間中、キャパシタＣＲは、二つのソース、すなわち、電圧源Ｖｉｎと、インダクタＬ２から放出される蓄積エネルギーとから蓄積される。後者のソースは、ブースト機能と称される。すなわち、それは、電源Ｖｉｎから供給される電荷を超える追加の電荷をキャパシタＣＲに供給する。現在の半サイクルに対して、Ｑ１がターンオンするポイント（ポイントＤ）前後からＣＲが最大値に到達するポイント（ポイントＣ２参照）までブースト機能が実行されると考えられる。ＣＲが最大値に到達するポイント（ポイントＣ２）において、ＣＲがインダクタＬ２と共振していると考えられる。キャパシタＣＲがポイントＣ２でインダクタＬ２と共振していると考えられる理由は、最初にインダクタＬ２からＣＲに伝達されるエネルギーがインダクタＬ２及び負荷の反映された抵抗ＲＲＥＦＬを通じてソースＶｉｎに共振しながら戻されるからである。このようにして戻ってくる共振エネルギーを、反映された抵抗ＲＲＥＦＬを通じて入力直流電源Ｖｉｎに直列のインダクタの電流ＩＬ２として示す（ポイントＡ３からポイントＡ４までの波形（Ａ）参照）。ポイントＡ３からポイントＡ４までのインダクタ電流ＩＬ２は、電流ＩＬ２がソース電流ＩＤＣと正反対の方向を有する負の半周期電流として特徴付けられる。
【００２２】
この半スイッチングサイクル中、インダクタＬ１は、反映された抵抗ＲＲＥＦＬ及びスイッチングトランジスタＱ１を通じて電源Ｖｉｎから充電されて、現在の半スイッチングサイクルにおけるインダクタＬ２に関連して説明したのと同様に次の半サイクルにおけるブースト機能を果たすエネルギーを格納する。次の半サイクルで放出されるエネルギーの蓄積プロセスは、共振インダクタの各々に対して交互に繰り返される。
【００２３】
インダクタＬ２に蓄積された共振エネルギーは、ブースト機能を果たすのに加えて、交流成分と直流成分の両方を有する電流ＩＬ２としてインダクタＬ１に部分的に結合する。結合された電流ＩＬ２の交流成分は、電流ＩＬ１の交流成分とは位相がずれている。インダクタＬ２から結合した位相のずれた交流電流は、電流ＩＤＣの不所望な交流成分（すなわち、交流リップル）を減少するように影響を及ぼし、これによって、電流ＩＤＣの直流レベルが比較的一定のレベルに維持される。インダクタＬ２から結合された交流電流の大きさは、インダクタＬ１とＬ２との間の結合係数の関数となる。したがって、結合係数は、直流電源の出力電流の高周波リップルを非常に小さくするのに十分な予め設定された値に確立される。Ｌ２の電流Ｉｂａｃｋは、零から負の最大値まで増大する。Ｌ２の電流及びＣＲの電圧は零まで減少する。
【００２４】
ＣＲの電圧が零の到達する（ポイントＥ）と、Ｑ１がターンオフするとともに、Ｑ２がターンオンする。既に説明した第１の半サイクルに亘って、インダクタＬ１は、Ｌ２との共振を行うために次の半サイクルで用いられる入力直流電圧源Ｖｉｎからのエネルギーを蓄積する。さらに、｛Ｑ１オフ／Ｑ２オン｝によって規定される第２の半スイッチングサイクルは、Ｌ１に対する波形、反転したＬ２に対する波形並びにＱ１オン／Ｑ２オフに対して負であるＣＲの波形とともに既に説明した第１のスイッチング半サイクルと同様である。
【００２５】
したがって、第２の半スイッチングサイクル中、Ｌ２は、入力直流電源Ｖｉｎから充電され、次の半スイッチングサイクルにおいて共振状態にするために使用されるエネルギーを蓄積する。この半サイクル中、インダクタＬ１は、ＣＲと共振して、インダクタＬ１／Ｌ２の結合に起因した、Ｌ２に伝達される位相がずれた交流成分を発生する。
【００２６】
半サイクルの各々に対するこのような結合によって、入力直流電源の出力電流の高周波リップルが非常に小さくなる。結合インダクタの結合係数は、Ｌ１からＬ２又はＬ２からＬ１に結合する磁気エネルギーの量に悪影響を及ぼす。最小の高周波リップルに対して最適値が存在する。変成器Ｔは、Ｑ１及びＱ２の位相がずれたスイッチングに起因して１次巻線に形成されたランプに、二つの半サイクルの交流電流を出力する。反映された抵抗ＲがＬ２及びＣＲ又はＬ１及びＣＲに直列であるので、ランプの電流は、Ｌ２及びＣＲ又はＬ１及びＣＲ直列共振回路によって制御される。したがって、インバータは、従来の電圧駆動源に要求される変成器の出力部の安定キャパシタを必要とすることなく、ランプを駆動する高周波電流源となる。変成器は、実際の電力のみ１次側から２次側に伝達する。変成器に供給される無効電力が存在しない。インバータは高効率を有する。
【００２７】
ランプ始動
ランプ始動は、既に説明した通常の動作以外の種々の方法で行われる。ランプの抵抗がスタートアップ電圧によって減少する前に、ランプは高インピーダンスを有する。
図５Ａは、Ｔ型変成器モデルを表し、これによって、本発明による図３の回路の変成器Ｔは、３個のインダクタ１次リークインダクタＬｐｓ、２次リークインダクタＬｓｓ及び磁化インダクタＬｐｍによって表される。Ｔ型モデルは、周知の標準的なモデルである。Ｖｉｎは、Ｔ型モデルを説明するための一般的な入力電圧を表す。
【００２８】
図５Ｂは、ランプ始動に対する図５Ａの変成回路を示す。すなわち、ランプの抵抗は、開路として特徴付けることができるように十分高い。この場合、電流の全てが磁化インダクタＬｐｍを流れる。
図５Ｃは、通常動作に対する本発明の図３の回路を表し、この場合、図５Ａの回路は、図３に示す変成器Ｔ及び反映された負荷Ｒｒｅｆｌを表す。図５Ｃに示すように、反映された負荷抵抗Ｒｒｅｆｌは、Ｒｒｅｆｌを付した１次側に反映される変成器Ｔの２次側のランプ負荷を表す。
図５Ｄは、ランプ始動状態に対する本発明による図３の回路を示し、すなわち、図５Ｂの回路は、変圧器Ｔと、図３に示した負荷とを表す。この場合、既に説明し及び図５Ｂに示すように、負荷抵抗ＲＬは、開路と考えることができる程度に十分高い。したがって、１次側に反映されるこの抵抗の値ＲＬも、十分に開路と考えられ、したがって、図５Ｄの回路図から取り除かれる。
【００２９】
一般に、負荷ＲＬを駆動する本発明による図３の回路の出力すなわち２次電圧は、
【数１】
2004515043.tif 000003
この場合、Ｎは、本発明の回路の変成器Ｔに関連する変成器巻数比であり、Ｌｐｓは、変成器ＴのＴ型回路モデルの１次リークインダクタであり、Ｌｓｓは、変成器ＴのＴ型回路モデルの２次リークインダクタであり、Ｌｐｍは、変成器ＴのＴ型回路モデルの磁化インダクタであり、ＬＲは、半サイクルに依存するＬ１又はＬ２であり、Ｖｉｎは、本発明による図３の回路を駆動する入力すなわちソース電圧であり、Ｑは、
【数２】
2004515043.tif 000004
と表すことができる本発明による図３の回路に関連する効率因子である。ここで、Ｒｆは、
【数３】
2004515043.tif 000005
と表すことができる図３の回路の等価直列抵抗の実部を表す。
【００３０】
既に説明するとともに図５Ｄで示したランプスタートアップ時に、回路抵抗Ｒｃｉｒｃｕｉｔは非常に小さくなる。その理由は、ランプすなわち負荷は、ランプすなわち負荷がブレークダウンされる前に非常に高い初期抵抗を示すからである。ランプすなわち負荷の反映された抵抗は、Ｒとして上記式に示した。
ランプスタートアップ時に、回路のＱは、非常に高い値を有する負荷及び非常に低い値を有する上記Ｑの式の分母である回路の直列抵抗Ｒｆの結果、非常に高くなる。巻数比Ｎ及び既に説明した他の項が乗算されるスタートアップ時のＱの値が非常に大きくなる結果、Ｖｏｕｔに対するスタートアップ値が非常に高くなる。このように高いＶｏｕｔの初期スタートアップ値は、ランプ負荷をブレークダウンするのに十分であり、これによって、抵抗ＲＬは、初期値から１１５Ｋの目安の値まで変化する。１次側に反映されたこの値の結果、３０ｍΩの目安の電圧値が反映されたブレークダウンとなる。したがって、ランプブレークダウン後、回路のＱは、従来の形態に要求される外部の監視及び／又は周波数切替のような切替手段及び／又はフィードバックループなしで、非常に高いＱ値から非常に低いＱ値まで自然に遷移する。
本発明は、上記実施の形態に限定されるものではなく、幾多の変更又は変形が可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来のＬＣＤバックライトインバータ回路を示す回路図である。
【図２】従来のＬＣＤバックライトインバータ回路を示す回路図である。
【図３】本発明によるＬＣＤバックライトインバータ回路を示す回路図である。
【図４】図３の回路に表れる電流／電圧波形を示す。
【図５Ａ】ランプ始動を説明する種々の回路形態を示す。
【図５Ｂ】ランプ始動を説明する種々の回路形態を示す。
【図５Ｃ】ランプ始動を説明する種々の回路形態を示す。
【図５Ｄ】ランプ始動を説明する種々の回路形態を示す。
【図３】
2004515043.tif 000006
【図４】
2004515043.tif 000007
【図５Ａ】
2004515043.tif 000008
【図５Ｂ】
2004515043.tif 000009
【図５Ｃ】
2004515043.tif 000010
【図５Ｄ】
2004515043.tif 000011
【国際公開パンフレット】
2004515043.tif 000012
2004515043.tif 000013
2004515043.tif 000014
2004515043.tif 000015
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2004515043.tif 000017
2004515043.tif 000018
2004515043.tif 000019
2004515043.tif 000020
2004515043.tif 000021
2004515043.tif 000022
2004515043.tif 000023
2004515043.tif 000024
2004515043.tif 000025
2004515043.tif 000026
2004515043.tif 000027
2004515043.tif 000028
【国際調査報告】
2004515043.tif 000029
2004515043.tif 000030