(57)【要約】本発明は、実質的なインダクタンス（２４）を有する回路に配設されており、少なくとも１つの制御可能な半導体素子（２２）と、それと逆並列に接続された少なくとも１つの前記整流部材（２３）とを有する電流バルブの整流部材（２３）にかかるピーク電圧を、整流部材がターンオフしている際に制限するための電気装置が、半導体素子を制御して整流部材のターンオフ中に導電率を上昇させるように構成された手段（２８、２９）を具備するというものである。【選択図】図５
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
実質的なインダクタンス（２４）を有する回路に配置され、少なくとも１つの制御可能な半導体素子（２２、２２’）とそれと逆並列に接続された少なくとも１つの前記整流部材とを有する電流バルブの整流部材（２３、２３’）にかかるピーク電圧を、整流部材をターンオフする際に制限するための電気装置であって、
整流部材のターンオフ中に導電率が増加するように半導体素子を制御するように構成された手段（２５）を具備することを特徴とする電気装置。
【請求項２】
前記手段（２５）は、整流部材（２３、２３’）がターンオフしているとき、整流部材にかかる電圧の瞬間的な大きさに基づいて、半導体素子（２２、２２’）の導電率の度合いを制御するように構成されることを特徴とする請求項１に記載の電気装置。
【請求項３】
前記手段（２５）は、整流部材（２３、２３’）がターンオフしているとき、半導体素子（２２、２２’）の導電率の度合いを制御することによって、整流部材にかかる電圧を所定の基準電圧波形に従って制御するように構成されたことを特徴とする請求項２に記載の装置。
【請求項４】
整流部材（２３、２３’）にかかる電圧を測定するように構成された部材（２７、３４）を具備し、半導体素子（２２、２２’）を制御する際、前記手段（２５）が、そのように測定された電圧値を検討するように構成されたことを特徴とする請求項２又は３に記載の装置。
【請求項５】
整流部材において測定された電圧を基準電圧と比較するように構成された部材（３６）を具備することと、前記手段（２５）がこの比較の結果に基づいて半導体素子を制御するように構成されたこととを特徴とする請求項４に記載の装置。
【請求項６】
前記手段（２５）が、測定された電圧が基準電圧より高い場合、導電率が上昇するように半導体素子（２２、２２’）を制御し、測定電圧が基準電圧より低い場合、導電率が低下するように半導体素子を制御するように構成されたことを特徴とする請求項５に記載の装置。
【請求項７】
半導体素子（２２、２２’）としてＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）を有する電流バルブの整流部材（２３、２３’）にかかるピーク電圧を制限するように設計されたことを特徴とする請求項１ないし６のいずれかに記載の装置。
【請求項８】
前記手段が、ＩＧＢＴのゲートとコレクタ間に容量性部材（２９）と抵抗性部材（２９’）の直列接続部と、ゲートに接続され、ＩＧＢＴのゲートとエミッタ間の電圧が所定値を上回ると、直ちに所定の電流を排除するように構成された負の電流源（２８、４０）とを具備し、前記所定電圧値を上回ると、前記所定の電流を上回る分の電流をＩＧＢＴのゲートに迂回させ、よってゲート−エミッタ間電圧を増加させ、ＩＧＢＴの導電率を上昇させることを特徴とする請求項７に記載の装置。
【請求項９】
電流源（２８、４０）が制御可能であることと、前記装置が、整流部材がターンオフしている際、ＩＧＢＴの電圧増加の時間の変化率を制御するように電流源により除去された電流の前記所定レベルを制御するように構成された部材（４１）を具備することとを特徴とする請求項８に記載の装置。
【請求項１０】
電流源の所定の電流レベルを制御するための前記部材（４１）が、少なくとも２つの異なる値の間で制御を達成するように構成されており、所定の値を下回る整流部材（２３、２３’）にかかる電圧において、電流源の電流がより高い第１の値を有し、整流部材にかかる電圧の所定レベルを上回るとき、電流源（４０）が除去する電流である、電流のより低い第２の値に変更することを特徴とする請求項９に記載の装置。
【請求項１１】
前記電流の第１の高い値は、前記電流の第２の低い値より実質的に大きく、望ましくは、少なくとも５倍より大きいことを特徴とする請求項１０に記載の装置。
【請求項１２】
電流制御部材は、電流源の電流の制御のために制御されるように構成されたトランジスタ（３９）を具備することを特徴とする請求項９ないし１１のいずれかに記載の装置。
【請求項１３】
電流制御部材は、可変レジスタンスを有するレジスタと、電流源の電流を変えるためにレジスタのレジスタンスを変えるように構成された部材とを具備することを特徴とする請求項９ないし１１のいずれかに記載の装置。
【請求項１４】
前記制御部材（４１）は、整流部材（２３、２３’）にかかる電圧が前記インダクタンス（２４）を流れる電流を減少させる値を上回るまで、高いレベルを有するように電流源の電流を制御するように構成されたことを特徴とする請求項９ないし１３のいずれかに記載の装置。
【請求項１５】
ＩＧＢＴのコレクタ（３０）とゲート（３１）の間に、コレクタと電流源（２８）とに直列してキャパシタ（２９）が配設されることを特徴とする請求項９ないし１４のいずれかに記載の装置。
【請求項１６】
ＲＣスナバ部材（３８）が電流バルブの整流部材（２３、２３’）と並列に接続されることを特徴とする請求項１ないし１５のいずれかに記載の装置。
【請求項１７】
該装置は、半導体素子（２２、２２’）とそれと逆並列に接続された整流部材との直列接続を有する電流バルブの整流部材（２３、２３’）にかかるピーク電圧を制限するように構成されたことと、整流部材がターンオフしているとき少なくともわずかにターンオンするように各個別の整流部材に属する半導体素子を個別に制御するように構成された前記手段を具備することとを特徴とする請求項１ないし１６のいずれかに記載の装置。
【請求項１８】
ダイオード形態の整流部材（２３、２３’）がターンオフされる際、それにかかるピーク電圧を制限するように構成されたことを特徴とする請求項１ないし１７のいずれかに記載の装置。
【請求項１９】
コンバータに含まれる前記電流バルブの整流部材（２３、２３’）にかかるピーク電圧を制限するように構成されたことを特徴とする請求項１ないし１８のいずれかに記載の装置。
【請求項２０】
電流バルブが、交流電圧から直流電圧に、及びその逆に変換するように構成された電圧形コンバータの一部であることを特徴とする請求項１９に記載の装置。
【請求項２１】
前記コンバータが、高圧直流電流（ＨＶＤＣ）形態で送電するためのプラントの一部であることを特徴とする請求項２０に記載の装置。
【請求項２２】
前記電流バルブは、コンバータの相出力部（１４）の両側に配置された他のメイン電流バルブ（１、２）のスナバキャパシタ（１２、１３）を再充電するための共振回路（１８）の一部であり、それにより低電圧でメイン電流バルブのターンオフ型の半導体素子（８、９）のターンオンが可能であることを特徴とする請求項２０又は２１に記載の装置。
【請求項２３】
共振回路（１８）がＡＲＣＰ（補助共振転流ポール）回路により構成されていることを特徴とする請求項２２に記載の装置。
【請求項２４】
整流部材がターンオフしているとき整流部材（２３、２３’）にかかるピーク電圧を制限すべき前記電流バルブは、ＡＲＣＰ回路の、いわゆる補助バルブ回路（２０、２１）の一部であることを特徴とする請求項２３に記載の装置。
【請求項２５】
コンバータが、直列に接続された少なくとも２つ１組の補助バルブ回路（２０、２１）を具備した補助バルブ（１９）を有し、当該各補助バルブ回路が、ターンオフ型の半導体素子（２２、２２’）と、それと逆並列に接続された整流部材（２３、２３’）とを具備し、２つの補助バルブ回路のターンオフ型の前記半導体素子が相互に極性を異にして配設されていることと、ＡＲＣＰ回路が、前記２つ１組の補助バルブ回路と直列に接続されたインダクタ（２４）も具備することとを特徴とする請求項２４に記載の装置。
【請求項２６】
電気モータを駆動するための構成要素に属するコンバータの一部である前記電流バルブの整流部材にかかるピーク電圧を制限するように構成されたことを特徴とする請求項１９に記載の装置。
【請求項２７】
実質的なインダクタ（２４）を有する回路に配置され、少なくとも１つの制御可能な半導体素子（２２、２２’）と、それと逆並列に接続された前記少なくとも１つの整流部材とを有する電流バルブ（２０、２１）の整流部材（２３、２３’）にかかるピーク電圧を、整流部材をターンオフする際に制限する方法であって、
整流部材のターンオフ中に導電率が増加するように半導体素子を制御し、よって整流部材にかかる電圧の増加を制限することを特徴とする方法。
【請求項２８】
整流部材（２３、２３’）のターンオフの際の半導体素子（２２、２２’）のターンオンの度合いを整流部材にかかる電圧の瞬間的な大きさに基づいて制御することを特徴とする請求項２７に記載の方法。
【請求項２９】
電流バルブの整流部材にかかる電圧を、整流部材（２３、２３’）がターンオフしているとき、所定の基準電圧波形に従って制御することを特徴とする請求項２８に記載の方法。
【請求項３０】
制御される電圧は、半導体素子（２２、２２’）としてＩＧＢＴを有する電流バルブの整流部材（２３、２３’）にかかるピーク電圧であることと、電流が所定のレベルに到達するまでＩＧＢＴのコレクタから電流を迂回させることにより電流の制限が行われ、当該レベルを上回ると、このレベルを上回る分の電流が、ゲートエミッタ間電圧を増加させるようにＩＧＢＴのゲートに迂回され、導電率が増加するようにＩＧＢＴを誘導することを特徴とする請求項２７ないし２９のいずれかに記載の方法。
【請求項３１】
電流の前記所定のレベルは、整流部材がターンオフしているとき、ＩＧＢＴにかかる電圧の増加の時間の変化率を制御するように制御されることを特徴とする請求項３０に記載の方法。
【請求項３２】
コンピュータの内部メモリ内に直接ロードされるように構成され、コンピュータ上で実行されると、プロセッサに請求項２７ないし３１のいずれかに記載のステップを実行するように指令するためのソフトウェアコード部を含むコンピュータプログラム製品。
【請求項３３】
少なくとも部分的にインターネットのようなネットワークを介して提供される請求項３２に記載のコンピュータプログラム製品。
【請求項３４】
コンピュータに請求項２７ないし３１のいずれかに記載のステップを制御させるように構成されたプログラムを記録したコンピュータで読取り可能な媒体。
【発明の詳細な説明】
【発明の開示】
【０００１】
本発明は、実質的なインダクタンスを有する回路に配設され、少なくとも１つの制御可能な半導体素子と、それと逆並列に接続された少なくとも１つの前記整流部材とを有する電流バルブの整流部材にかかるピーク電圧を、整流部材がターンオフされている際に制限するための電気装置に関する。
【０００２】
このような整流部材は、一概には言えないが通常はダイオードであり、以下限定するわけではないが例示及び簡略化のためダイオードという用語を使用する。さらに、限定するわけではないが例示のため、前記制御可能な半導体素子に対してＩＧＢＴという用語を使用する。
【０００３】
さらに、本発明はダイオードがターンオフしている際に深刻な誘導過電圧を誘発する比較的高い実質的なインダクタンスを有する形態の全ての回路において、ターンオフしている際にそのようなダイオードにかかるピーク電圧を制限する電気装置を有する。その際、前記誘導過電圧が、前記電流バルブと直列のインダクタを有するコンバータの問題である。そのため、本発明を限定するわけではなく本発明及びその問題を例示するために、本明細書では、いわゆるＡＲＣＰ（補助共振転流ポール形）回路形態の共振回路を有する電圧形コンバータ(Voltage stiff converter)の場合を説明する。
【０００４】
そのような公知のコンバータが添付図１に概略的に図示されている。この図には、交流電圧相線の１相に接続されるコンバータの一部のみが示されており、通常相数は３相である。当該コンバータは、装置の直流電圧側の正及び負の２つの電極３、４間に直列に接続されたいわゆる２つの主バルブ１、２を有する、いわゆるＶＳＣコンバータ（電圧源コンバータ）である。電極３は＋Ｕｄｃの電圧を取得し、電極４は−Ｕｄｃの電位を取得するように２電極間の電圧を規定するためにキャパシタ５、６が配設され、該キャパシタ間の中間点７は０電位である。
【０００５】
電流バルブ１と２のそれぞれは、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ又はＢＪＴ等の制御可能な半導体素子８、９及びそれと逆並列に接続された整流ダイオード形態の整流部材から構成される。さらに、いわゆるスナバキャパシタ１２、１３は電流バルブと並列に接続される。コンバータの相出力部を構成する中間点１４は、インダクタ１６を介して交流電圧相線１５に接続される。
【０００６】
また、当該コンバータは、電流バルブ１と２の別々の半導体素子を制御するための構成要素１７も有する。それによって、前記相出力部１４は結線され、前記相出力１４上でパルス幅変調パターンに従って正及び負のパルスを発生するように電極３又は電極４と同電位を受けることを保証する。本実施形態では、図１に示す回路は、より多くの主バルブを電流バルブ１、２と直列に接続することにより、相出力部１４上で２以上の潜在的な電圧レベルを有するコンバータの部分的な回路の一部とすることもできよう。さらに、構成要素１７及びその接続部が非常に簡略的に図示されており、独立した前記構成要素は、本発明の実施に際して各個別の電流バルブ１、２において高電位で配設されており、該電流バルブ１、２は、接地レベルで配設された制御構成要素から制御信号を受信する。
【０００７】
また、当該コンバータは、低電圧で電流バルブ１、２のターンオフ型の半導体素子のターンオンが可能になるように、スナバキャパシタ１２、１３を再充電するためのソフトスイッチングと称する共振回路１８も有する。該共振回路はＡＲＣＰ回路により構成される。この種の回路がどのように機能するかは公知であるとみなし、中でも、W McMurray, ”Resonant snubbers with auxiliary switches”, IEEE IAS Conference Proceedings 1989,Pages 829-834を参照されたい。ＡＲＣＰ回路は、さらに詳細には、各々がＩＧＢＴ等のターンオフ型の半導体素子２２、２２’と、それと逆並列に接続されたフリーホイールダイオード等のダイオード形態の整流部材２３、２３’とを具備する直列に接続された補助バルブ回路２０、２１を具備する補助バルブ１９を具備する。２つの補助バルブ回路のターンオフ型の半導体素子２２、２２’は、相互に対して極性を異にして配設される。また、ＡＲＣＰ回路は、補助バルブ回路と直列に接続されたインダクタ２４も具備する。当該補助バルブ１９は、一方向又は他方向に導通するように導くことが可能な双方向バルブを構成する。共振回路の機能を簡単に説明する。例えば、電流バルブ２が導通し、電流が相出力部から当該バルブに流れており、当該バルブがターンオフするように制御されると、相線から相出力部に流れ込む電流が２つのスナバキャパシタ１２、１３に直接移流して電流バルブ２にかかる電圧がゆっくり増加し、そのため、高電圧となって、それによりスイッチング損失が低下する前に半導体素子９を流れる電流が小さくなる。相出力部に対する電流方向は同一であり、代わりに、メイン電流バルブ１におけるダイオード１０が導通し、ターンオフされるべき際に、補助バルブ回路２１の半導体素子２２’がターンオンされる。相線から相出力部に向けて流れる負荷電流は、大きなインダクタンスを有するインダクタ２４を流れるように徐々に移流されて、そこを流れる電流は直線的に増加する。ダイオード１０の電流がゼロに達すると、つまり、負荷電流の全体がインダクタ２４を流れると、相出力部１４の電圧は正弦関数を形成し、電極４と同電位の状態に向かうため、そこにかかる電圧がゼロでメイン電流バルブ２の半導体素子９をターンオンする。２つの補助バルブ回路の半導体素子２２、２２’を制御するように独立した第２制御構成要素２５を配設する方法を示す。構成要素１７及び当該第２制御構成要素２５は、当然、相出力部から交流電圧相線１５に向けて外部電流が流れる際にスイッチングして同様の方法で異なる半導体素子を制御するということである。
【０００８】
ここでは補助バルブ回路２０のダイオード２３がターンオフするために転流される際に起こる様態に関する説明のみ行うが、当然のことながら、電流が逆方向を有する、補助バルブ回路２１のダイオード２３’をターンオフする場合にも同様の説明が有効である。これらの形態の回路には、転流により迅速にターンオフするように構成されたダイオードが使用される。半導体素子２２’がターンオンされて電流がダイオード２３を流れ、補助バルブ回路を流れる電流の方向を変更することによってターンオフするように当該ダイオード２３が転流される場合、ダイオードのターンオフに対する転流によって、インダクタ２４が高インダクタンスであるため、補助バルブ回路１９、詳細には、ダイオード２３に高誘導性過電圧、つまり、短時間ピーク電圧が発生する。該ピーク電圧を制限するために冒頭で規定した形態の装置を使用しないと、当該誘導性過電圧によってダイオードが破壊される。このため、図１で示したように、共に直列に接続されたレジスタ４６とキャパシタ４７から構成されるＲＣ−スナバ部材とも称する形態の前記装置を配設することが知られている。ダイオードをターンオフするために転流する際、このようなＲＣ−スナバ部材は、ダイオードにかかる電圧増加分の時間の変化率を制限することができるため、ダイオードは十分な電圧遮断能力を有してさえいれば保護される。しかし、この解決法の欠点は、μＦの範囲のキャパシタンスを有するキャパシタを備えた比較的大型のＲＣ−スナバ部材が要求され、それによって相当な費用が嵩むことである。さらに、ターンオフするためにダイオード２３を転流する際のピーク電圧値はなおも比較的高めであり、補助バルブをターンオンする際、後のキャパシタの放電で最初に誘発される損失は比較的高くなる。さらに、インダクタ２４とキャパシタ４７間の振動による問題が発生する。
【０００９】
別の公知の変形例では、電流バルブ（２０）と並列にいわゆるＲＣＤ−スナバ部材を代替的に配設することである。よって、当該実施例では、ダイオードがレジスタ４６と並列に接続されるか、或いは、キャパシタ４７とレジスタ４６との並列接続と直列に接続される。また、この解決法ではダイオードをターンオフするために転流する際に高損失となり、以下に説明するように、例えば、電流バルブ２０において半導体素子とそれと逆並列に接続されたダイオードとを直列に接続する際に、他にも欠点がある。
【００１０】
図１によるコンバータのダイオード２３がターンオフするために転流される際、ダイオード２３にかかる電圧とそこを流れる電流とによって起こる様態が図３に示されている。時間ｔに対するバルブの電流Ｉが図の上側部分に示されており、時間ｔに対するダイオードにかかる電圧Ｕが下側部分に示されている。ダイオードを流れる逆電流ａが時間と共にどのように変化するかを示しており、当該ａは、当該図では、例えば最大で２００Ａであり、ダイオードとＲＣ−スナバ部材４６、４７とを流れる合計電流ｂは、最大値が２倍の、つまり、４００Ａに達する。破線ｃは電圧Ｕｄｃで１２００Ｖを示しており、例えばバルブにかかる最大電圧ｄは２８００Ｖである。スナバキャパシタ４７は、ダイオードをターンオフするために転流する際、バルブ２０にかかる電圧増加分の時間の変化率を制限し、レジスタ４６は、インダクタ２４とキャパシタ４７によって形成されるＬＣ共振回路を減衰させる。よって、ターンオフするために転流する際の何らかの瞬間的過電圧が回避され、その代わりに低ピーク電圧はなおも比較的高めではあるが後の瞬間に移行する。このピーク電圧は、Ｕｄｃ、インダクタ２４のインダクタンス及びキャパシタ４７のキャパシタンスの大きさに依存する。
【００１１】
本発明の要旨
本発明の目的は、冒頭で規定した形態のピーク電圧の制限のための電気装置を提供することであり、該電気装置は、上述した公知の装置の欠点を少なくとも部分的に改善している。
【００１２】
この目的は、本発明により、整流部材のターンオフ中に半導体素子を制御し、それにより整流部材の導電率が増加するように構成された手段を搭載する前記装置を提供することにより達成される。
【００１３】
この結果、複数の有利な点が得られる。半導体素子が存在する場合は、どのような場合でもこのようにしてスナバ部材として使用されるため、整流部材と並列する大規模なスナバ部材はもはや必要とされず、それによって、費用を節約することができる。また、整流部材をターンオフする際、そこにかかる電圧のピークをより低くすることもできる。整流部材と逆並列に接続された半導体素子を制御することは基本的に問題ないので、図１による形態のコンバータには、例えば、電極の電圧に殆ど依存しない整流部材にかかるピーク電圧を決定できる制御可能なスナバ部材が得られる。他と比較してピーク電圧により破壊されるリスクのない低電圧遮断能力を有する安価又は別の形態のダイオードを使用することができる。電流バルブを流れる最大リターン電流は低下し、さらに、ダイオードのターンオフ（ターンオフのための転流）の際の損失がより小さくなるように半導体素子を制御可能であることも分かった。このように、整流部材のターンオフの方法を調整することができるため、同時に電流バルブ機能の信頼性も高まる。導電率が増加するように半導体素子を制御することは、若干ターンオンするように半導体素子を制御することと同様に扱われる場合もよくある。
【００１４】
本発明の好ましい実施形態によれば、前記手段は、整流部材がターンオンしている際、整流部材にかかる瞬間的な電圧の大きさに基づいて半導体素子の導電率の度合いを制御するように構成される。整流部材にかかる電圧増加分の時間の変化率が所望されたようになり、例えば所定の基準電圧波形に従うことがここで確保されるが、これもまた本発明の好ましい実施形態の対象主題である。
【００１５】
当該装置は、有利には整流部材にかかる電圧を測定するように構成された部材を具備し、前記手段は半導体素子を制御する際にそのように測定された電圧値を検討するように構成されている。
【００１６】
本発明の別の好ましい実施形態によれば、当該装置は、整流部材に対して測定された電圧を基準電圧と比較するように構成された部材を具備し、前記手段は、当該比較の結果に基づいて半導体素子を制御するように構成される。このように、整流部材にかかる電圧の増加分及び同様に最終的なピーク電圧を、所定の目安に基づいて制御することができる。
【００１７】
本発明の別の好ましい実施形態によれば、当該装置は、半導体素子としてＩＧＢＴを備えた電流バルブの整流部材にかかるピーク電圧を制限するように設計される。ＩＧＢＴのターンオン及びターンオフが適切に制御可能であり、ＩＧＢＴが前記電流バルブに現在主流に用いられる半導体素子であるため、それが特に有利である。
【００１８】
本発明の好ましい実施形態によれば、前記手段は、ＩＧＢＴのゲートとコレクタ間の容量性部材と抵抗性部材との直列接続と、ＩＧＢＴのゲートとエミッタ間の電圧が所定値、例えば、０を上回ると同時に所定の電流を排除するように構成されたゲートに接続された負の電流源とを有し、前記所定電圧値を上回ると、ゲート−エミッタ間電圧を増加させるように前記所定電流を上回る分の電流をＩＧＢＴのゲートに迂回させてＩＧＢＴの導電率を上昇させる。ＩＧＢＴのコレクタ電圧が増加すると、ＩＧＢＴのコレクタとゲート間に接続されたキャパシタ及びレジスタといった、容量性部材及び抵抗性部材に電流が流れ始める。電流の振幅は、前記レジスタンスにおける電圧降下が小さく無視できる状態下でコレクタ電圧の時間の変化率とキャパシタ値により決定される。この電流は負の電流源及びゲートに流れ込むように分流される。ゲートに流れ込む電荷は、ＩＧＢＴの導電率が増加する閾値に到達するまでゲート−エミッタ間電圧を増加させる。コレクタ電圧の増加分の時間の変化率は下式に従い決定される値に自動的に調節される。
【数１】
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従って、過電圧の増加中に負の電流源の値を制御することにより、所望の電圧曲線形状を得ることができる。誘導性過電圧が終了すると、半導体素子にかかる電圧は、図１の電極電圧に戻る。これにより、ゲートとコレクタ間のリンクを反対方向に電流が流れることとなり、それによって、ゲートを放電する。その理由は、電流源がこの電流を供給することができないためである。これは、ＩＧＢＴの導電率が減少することを意味し、それによって、配設位置における半導体素子の漏れ電流は小さくなる。
【００１９】
前記実施形態の別の変形例を構成する本発明の好ましい実施形態によれば、電流源の所定の電流レベルを制御するための前記部材は、少なくとも２つの異なる値の間でそのような制御を達成し、所定レベルを下回る整流部材にかかる電圧において、電流源の電流がより高い第１の値を有するように構成され、整流部材にかかる電圧の所定レベルを上回ると、電流源が排除する電流のより低い第２の値に変更する。このように、整流部材にかかる電圧が低圧では電圧の増加分は急速に、高圧では電圧の増加分は緩やかに原則的にゼロに近似する。これは、多くの用途において望ましい（以下を参照）。
【００２０】
本発明の別の好ましい実施形態によれば、前記制御部材は、電流源の電流を制御し、整流部材にかかる電圧が所定値を超えるまで高いレベルを有するように構成される。結局は、整流部材にかかる電圧の時間の変化率を十分な度合いで制限するために特定の電圧値が取得されるまで待機すると有利である。その理由は、前記電圧値が取得される前にそのような制限をすることでインダクタを流れる電流が増加し、それによりバルブの全体的な損失が増加することを意味するからである。これは、整流部材にかかる電圧の時間の変化率をさらに強力に制限するには前記電圧値を上回るまで待機させると有利であることを意味する。
【００２１】
本発明の別の好ましい実施形態によれば、当該装置は、電流バルブの整流部材と並列に接続されたＲＣ−スナバ部材を具備する。このようなＲＣ−スナバ部材は、比較的小型のキャパシタで形成され、回路の高周波振動を迅速に抑制するよう配設されることができる。
【００２２】
本発明の別の好ましい実施形態によれば、当該装置は、半導体素子とそれと逆並列に接続された整流部材との直列接続を備えた電流バルブの整流部材にかかるピーク電圧を制限するように構成される。当該装置は、整流部材がターンオフしている際、個別の整流部材に属する半導体素子を個別に制御し、少なくとも若干はターンオンするように構成された前記手段を具備する。このような本発明によって各位置でピーク電圧の能動的な制御が可能になり、接地しているためにピーク電圧が浮遊容量により制御されないこと、ダイオードを流れる最大逆電流の差、或いは、スナバキャパシタの許容範囲により、各半導体素子は高ピーク電圧に対して安全性及び信頼性を得て保護される。さらに、ＲＣ回路では、キャパシタが放電されてエネルギーが毎回熱に変換され、前記直列部分のＲＣＤ回路で、異なる整流部材のためにそれぞれ十分なエネルギーがキャパシタに蓄積され、さらに、当該エネルギーは熱に変換される必要があり、バルブが切り替えられると損失を生じさせるため、スナバ部材として既知のＲＣ又はＲＣＤ回路を使用する場合と比べて損失が小さくなる。
【００２３】
本発明の別の好ましい実施形態によれば、当該電流バルブは、ＡＲＣＰ形コンバータ回路の一部により交流電圧を直流電圧に変換及びその逆に変換するように構成された電圧形コンバータの一部であり、該ＡＲＣＰ形コンバータ回路の一部は、相出力部の両側に配置された他のメイン電流バルブのスナバキャパシタを再充電し、それにより低電圧でメイン電流バルブのターンオフ型の半導体素子をターンオンすることができる。そのような場合、ターンオフする際に整流部材と直列に及びそれと同回路に比較的大きなインダクタンスが配設されるので、これが本発明による装置の特に有利な適用例である。別の有利な使用法は、電気モータを駆動する構成要素に属したコンバータの一部である前記電流バルブの整流部材にかかるピーク電圧を制限することである。整流部材（ダイオード）をターンオフする必要がある際にそれと直列する比較的大きなインダクタンスが、そのようなモータ駆動アセンブリのコンバータにも存在しており、よって、本発明による装置は非常に有利である。
【００２４】
本発明は、方法の独立請求項に基づいて整流部材がターンオフしている際に電流バルブの整流部材にかかるピーク電圧を制限する方法に関し、該電流バルブは、十分なインダクタンスを有する回路に配設され、少なくとも１つの制御可能な半導体素子と、それと逆並列に接続された少なくとも１つの前記整流部材とを有する。
【００２５】
当該方法及び従属請求項に規定されている実施形態の方法が有利であることは、本発明による装置の好ましい実施形態の上記説明から自明である。
【００２６】
本発明は、対応する請求項にも記載の通り、コンピュータプログラム製品及びコンピュータで読取り可能な媒体にも関係する。一連の方法の請求項で規定された本発明による方法が、問題となるプログラムステップを備えたコンピュータプログラムにより支配可能なプロセッサからのプログラム指令を通じて実行されるよう適応されることは容易に理解される。
【００２７】
本発明の更なる長所及び有利な特徴は他の従属請求項から明らかである。
【００２８】
添付図を参照して実施例として引用した本発明の好ましい実施形態の具体的な説明を以下に詳述する。
【００２９】
本発明の好ましい実施形態の詳細な説明
本発明の基本的な概念は図２に非常に概略的に示されており、第２の制御構成要素２５が、図１によるコンバータの制御構成要素２５と別の方法で変更及び接続されている様子が示されている。さらに具体的には、当該第２の制御構成要素は、半導体素子をターンオフする際に整流部材２３又は２３’と逆並列に接続された該半導体素子を導電率が増加するように制御するように構成された手段を具備する。実際にこれが意味するところは、図３に対応する図４に示されている。これに対し、以下のデータ及び属性が有効である。Ｕｄｃ＝１２００Ｖ、ダイオード２３の最大逆電流Ｉｒｍ＝２００Ａ、インダクタ２４のインダクタンスＬ＝８μＨ（ｄｉ／ｄｔ＝−１２００Ｖ／８μＨ＝−１５０Ａ／μｓ）と仮定すると、ダイオードは素早くターンオフする。逆並列のＩＧＢＴ２２がｄＶｃｅ／ｄｔ（Ｖｃｅ＝ＩＧＢＴのコレクタエミッタ間電圧）を、例えば１ｋＶ／μｓ等のある所定値に制限する。ほぼ理想的な波形が図４に示されている。バルブの合計最大逆電流Ｉｒｍが約３００Ａになってから１ないし２μｓ経過した時点で、コレクタエミッタ間電圧はＵｄｃに到達する。本実施例の別の所定値であるＶｃｅ＝Ｖｃｌａｍｐ＝２．０ｋＶでは、逆並列のＩＧＢＴにかかる電圧は、バルブ電流２６０Ａにおいてクランプされる。バルブ電流は、２．６μｓ間に、ｄｉ／ｄｔ＝（Ｖｃｌａｍｐ−Ｕｄｃ）／Ｌ＝１００Ａ／μｓでゼロに減少する。ダイオードと逆並列のＩＧＢＴとの合計消費エネルギーは、図１による既知の装置よりも少ない約１．２Ｊと算出される。別の長所は、ピーク電圧が２．０ｋＶに減少すること、及び、クランプ電圧が電極電圧Ｕｄｃと無関係であることである。ｄＶｃｅ／ｄｔをより高い値に増加させるか、或いは、クランプ電圧を増加させることにより、さらにターンオフ損失を減少させることができる。ダイオードがピーク電圧の上昇を２３００Ｖまで受容することができる場合、インダクタ２４に流れる電流をさらに急速に減少させることが可能となり、それにより、ターンオフ損失が小さくなる。インダクタ２４に流れる電流は、ダイオード２３にかかる逆方向電圧がＵｄｃを上回るまで減少方向に影響を受けない。よって、瞬間電圧とＵｄｃとの差の大きさによって、インダクタに流れる電流がゼロに減少するまでの時間が決定される。
【００３０】
図５では、実施に際して、本発明による装置がどのように構成されるかを非常に概略的に図示している。ＩＧＢＴ２２の通常のターンオンに使用される制御電流源２６が本図に示されているが、本発明による装置の機能とは無関係である。ダイオード２３にかかる電圧を測定し、それに関する情報を負の電流源２８に送信するように部材２７を構成する方法が概略的に図示されており、その機能は以下に詳述される。当業者には自明な多くの異なる方法で部材２７を構成することもできる。
【００３１】
キャパシタンスＣを有するキャパシタ２９とレジスタ２９’が、ＩＧＢＴのコレクタ３０とゲート３１間に直列に配設される。負の電流源２８はゲートとエミッタ間に接続されている。ＩＧＢＴ２２のゲートエミッタ間内部キャパシタンスはキャパシタ３２によって図示されている。電流源は電圧範囲（Ｖｏｆｆ＜Ｖｇｅ＜Ｖｏｎ）内で所定の電流を除去するように構成される。ダイオード２３がターンオフしている際に外部供給回路が正の電圧の変化率を生成するとき、電流が２９と２９’に流れる。当該電流は電流源２８に２Ａが分配され、残りの電流は、ゲートが閾値電圧に到達した際、ゲートエミッタ間電圧を増加させて半導体素子の導電率を増加させるようにＩＧＢＴのゲートに流れる。
【００３２】
図５による装置の機能は以下の通りである。ダイオード２３がターンオフされると、そこにかかる電圧が蓄積し始める。当該電圧は、主にＩＧＢＴのコレクタ３０とゲート３１間電圧に等しく、キャパシタ２９とレジスタ２９’とを流れる電流を電流源２８に向ける。この電流の大きさは公式
【数２】
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によって制御される。ここで、ＵはＩＧＢＴのコレクタとゲート間電圧であり、Ｃはキャパシタ２９のキャパシタンスである。電流源の所定のレベル、例えば２Ａを上回ると、上回った分の電流がＩＧＢＴのゲート３１に迂回されるため、キャパシタンス３２が、ＩＧＢＴのゲート３１とエミッタ３３間の電圧を増加させる。当該電圧がＩＧＢＴの閾値電圧を超過すると、ＩＧＢＴの導電率は上昇し、リターン電流の一部がＩＧＢＴを流れ始める。ＩＧＢＴの導電率が増加すると、キャパシタ２９を流れる電流の値は、実質的に、ゲートエミッタ間電圧が所望の導電率を取得するのに必要な値にほぼ一定に保たれている電流源により決定される値となる。このように、ダイオードにかかる電圧は、図４に示したように、ｄＶｃｅ／ｄｔの値により制御されながら増加する。次いで、特定電圧、即ち、Ｖｃｌａｍｐに達すると、部材２７がその電流源２８に通知し、例えば０．２Ａといった相当に小さい電流を除去するように制御される。これは、ｄＶｃｅ／ｄｔが十分に小さい、例えば５００Ｖ／μｓから５０Ｖ／μｓに変化したことを意味し、実際にダイオード２３にかかる電圧が、インダクタ２４が完全に電流を供給しなくなり、それによりＩＧＢＴ２２が単独でターンオフするまで実質的に一定であることを意味する。これが起こると、ＩＧＢＴのコレクタ電圧が図４の破線で示されたような電極電圧Ｕｄｃに減少する。コレクタ電圧が低下すると、ゲートを放電するキャパシタ２９を介してゲートからコレクタに電流が流れ、それによって、ＩＧＢＴの導電率を非常に小さい値に減少させる。
【００３３】
電流源２８に複数の異なるレベルを構築し、部材２７により測定された電圧に基づく電流源２８の制御を変更することもできる。これは、ターンオフ損失の合計が最小化されるように行われる。
【００３４】
本発明による別の好ましい実施形態による装置が図６に概略的に図示されている。バルブ回路２０のダイオードをターンオフする場合も本実施形態に示されている。バルブ回路２１は導通しており、メイン電流バルブ２はターンオンされている。ダイオード２３は逆方向に流れ始めた電流を導通している。ＩＧＢＴ２２はターンオフされる。バルブ回路２０、つまり、ダイオード２３にかかる電圧を測定するために分圧器３４を使用する。ダイオード２３に電圧がかかり始めると、基準傾斜波発生器３５が始動される。該始動は、分圧器３４により測定されたコレクタエミッタ間電圧が望ましくは０Ｖの基準電圧より高いという事実によって誘発される。それにより、時間依存性基準電圧が生成されて、増幅器３６においてダイオード２３で測定された電圧と比較される。測定された電圧が基準電圧より高いと、増幅器３６がＩＧＢＴ２２の導電率を直ちに上昇させ始め、測定された電圧を基準電圧に従うように導く。増幅器３６は、ＩＧＢＴ２２の導電率が増加するように、ＩＧＢＴ２２のゲートエミッタ間電圧を上昇させるのに十分な電流を供給する。この場合、ＩＧＢＴ２２をターンオフ状態に維持しようとするレジスタ３７は比較的高いインピーダンスを有し、よって増幅器は、ＩＧＢＴの導電率が増加する値までＩＧＢＴのゲート電圧を上昇させることが可能である。分圧器３４により測定された電圧が、前記発生器３５により供給された基準電圧より小さいと、直ちにゲート電圧は再度Ｖｏｆｆに減少し、ＩＧＢＴの導電率が小さくなる。５０ｎＦオーダーのキャパシタンスを備えた小型のＲＣ−スナバ部材３８が回路におけるＭＨｚ範囲の振動を抑制するように使用されることも説明している。
【００３５】
本発明の別の好ましい実施形態による装置が図７に概略的に図示されており、ここでは、図６による実施形態との相違についての説明に限定する。本実施形態では、ゲートへの電流は、ＩＧＢＴのゲートとコレクタ間のキャパシタ２９を介して制御される。該キャパシタ２９は、ＩＧＢＴのコレクタエミッタ電圧が増加する間、（図５による実施形態のような）電流源としての役割を果たす。ＩＧＢＴのコレクタエミッタ間電圧が増加すると、当該キャパシタ２９は、直ちにＩＧＢＴの導電率を増加させようとする。ＩＧＢＴが過剰にターンオンされるのを回避するため、増幅器３６及びそれにより制御されるトランジスタ３９により形成された負の電流源も存在し、それにより、測定されたコレクタエミッタ間電圧の、基準電圧波形との測定誤差に基づいて、ゲートから除去される電流の値が制御される。基準電圧が分圧器３４により測定された電圧より高いと、増幅器３６は直ちにトランジスタ３９の導電率を増加し始める。それにより、ゲートエミッタ電圧が適正値に制限されて、基準電圧に従うようにＩＧＢＴのコレクタエミッタ間電圧を増加させる。
【００３６】
本発明のさらに好ましい実施形態による装置が図８に図示されており、これは、図７の実施形態を簡略化したものである。この実施形態には、基準電圧発生器は存在していないが、電圧制限された負の電流源４０が代替的に使用されている。該電流源４０は、好ましくは、低い所定電流と高い所定電流のいずれかを排除するように制御することができる。図９も参照する。ターンオフすると、まず、制御部材４１により制御される電流源４０により低電流が排除される。コレクタ電圧が増加し始めると、キャパシタ２９は電流をＩＧＢＴのゲート３１に供給する。キャパシタのキャパシタンスは十分に大きく、低い所定電流値は十分に小さいので、ＩＧＢＴはターンオンされ、ダイオード２３にかかる電圧の時間による変化率を図９の電圧Ｖ１に制限する。すると、コレクタエミッタ間電圧がＶ０より大きいときを分圧器が測定し、遅延時間Δｔ後、電流源４０が、電流値が高くなった分の電流を代替的に除去する。キャパシタ２９と図９の電流源の値を正確に設定する際、コレクタエミッタ間電圧がＶ１値に到達したとき、ＩＧＢＴは導電率を能動的に調整する。コレクタエミッタ間電圧がＶ１に等しいとき、ＩＧＢＴのゲートエミッタ間電圧は十分に高いので、ＩＧＢＴはダイオード２３にかかる電圧の時間の変化率を制限することができる。別の電圧では、即ち、ダイオード２３にかかる電圧がＶｃｌａｍｐに等しい場合、当該電圧をこのレベルに制限するため、ＩＧＢＴのターンオンが所望される。この電圧において、電流源４０は、低電流値に戻ることができ、該電流値が小さいため、ダイオード２３にかかる電圧はクランプ期間中にさほど上昇しない。Ｖ１による第１番目の制限は、まず、最大電圧レベルＶｃｌａｍｐを上回る場合、ＩＧＢＴのゲートを確実に閾値電圧に近接させることである。これにより、制御ループにおける遅延が減少する。異なる構成要素で直列接続部をつくるため、当該能動的制御が高速且つ独立であることが極めて重要である。低電流と高電流間のステップは、直列接続が可能となるように、できるだけ大きくして異なる構成要素の情報の相違を補償すべきである。
【００３７】
本発明は、当然ながらいかなる意味でも上記好ましい実施形態に限定されるものでなく、特許請求の範囲に規定される本発明の基本的概念から逸脱せず、多くの変更が可能であることは当業者には自明である。
【００３８】
図８に示した電流源は、代替的に、例えばＩＧＢＴのコレクタエミッタ間電圧が増加する際にレジスタンスが低い可変レジスタ、及びコレクタエミッタ間電圧をクランプできるより高い値によって実現することもできる。
【図面の簡単な説明】
【００３９】
【図１】図１は、従来技術によるピーク電圧制限のための装置を備えたコンバータの簡略回路図である。
【図２】図２は、本発明の好ましい実施形態による装置を備えたコンバータの図１との対応図であり、それが非常に概略的に示されている。
【図３】図３は、ダイオードを流れる電流、該ダイオードが属する電流バルブ全体及びそれに関連するスナバ部材を流れる電流、及び図１のコンバータのダイオードがターンオフしている際の電圧の時間に対する変化図である。
【図４】図４は、図２に示された本発明によるコンバータに対する図３との対応図である。
【図５】図５は、本発明の第１の好ましい実施形態による装置を有する図２によるコンバータの一部を図示した簡略回路図である。
【図６】図６は、本発明の第２番目の好ましい実施形態による装置を備えた図２によるコンバータの一部の簡略回路図である。
【図７】図７は、本発明の第３番目の好ましい実施形態による装置を備えたコンバータの図６との対応図である。
【図８】図８は、本発明の第４番目の好ましい実施形態による装置を備えたコンバータの図６との対応図である。
【図９】図９は、図８によるコンバータの電流バルブに対する図３と図４の対応図であるが、装置の一部である電流源の時間ｔに対する制御電流Ｉも上側に図示されている。
【国際公開パンフレット】
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【国際調査報告】
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