(57)【要約】データ要素の集合によって形成された時間的に一連のシンボルから構成されるマルチキャリア信号が提供される。前記データ要素はそれぞれ前記信号のキャリア周波数を変調し、前記シンボルはそれぞれが複数のシンボルから構成される連続したフレームに編成され、前記キャリア周波数の１つは或る与えられた時点においてキャリアと称される前記データ要素の１つによって変調される。本発明においては、少なくとも一部の前記フレームはそれぞれ、少なくとも１つの受信機に知られた基準データ要素から一体形成される少なくとも１つの基準シンボルを含んでおり、その少なくとも１つの基準シンボルは少なくとも１つの前記基準データ要素の値に対する少なくとも１つの拘束条件を満足させて、受信時において少なくとももう１つ別の前記基準データ要素に影響を及ぼす少なくとも１つの干渉項を減らすようにした。
2004509561.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
データ要素の集合によって形成された時間的に一連のシンボルから構成されるマルチキャリア信号であって、
前記データ要素は、それぞれ当該信号のキャリア周波数を変調するものであり、
前記シンボルは、それぞれが複数のシンボルから構成される連続したフレームに編成されており、
前記キャリア周波数のいずれかは、或る与えられた時点において、キャリアと称される前記データ要素のいずれかによって変調されるものであり、
少なくともいくつかの前記フレームは、それぞれ、少なくとも１つの受信機に知られている基準データ要素により一体に構成された少なくとも１つの基準シンボルを含んでおり、
該少なくとも１つの基準シンボルは、少なくとも１つの前記基準データ要素の値に対する少なくとも１つの拘束条件を満足させて、受信時において少なくとももう１つ別の前記基準データ要素に影響を及ぼす少なくとも１つの干渉項を減らすようになされている、マルチキャリア信号。
【請求項２】
前記フレームは、それぞれ、少なくとも１つの受信機に知られている基準データ要素から一体に構成された少なくとも１つの基準シンボルを含んでおり、
該少なくとも１つの基準シンボルは、少なくとも１つの前記基準データ要素の値に対する少なくとも１つの拘束条件を満足させて、受信時において少なくとも１つの前記基準データ要素に影響を及ぼす少なくとも１つの干渉項を減らすようになされている、請求項１に記載のマルチキャリア信号。
【請求項３】
ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭタイプを使用するものである、請求項１及び２に記載のマルチキャリア信号。
【請求項４】
前記基準シンボルは、前記フレームの各フレームの先頭に配置され、少なくともある基準シンボルのプリアンブルを構成するようになされているものである、請求項１から３のいずれかに記載のマルチキャリア信号。
【請求項５】
ｇは前記キャリアが直交するような所定のプロトタイプ関数とし、ａｍ，ｎは前記データ要素を代表する実数とし、τ０は前記シンボル１つの持続時間、ν０を前記キャリア周波数の間隔で、互いに１／（ν０τ０）＝２の関係にあるとし、ｍとｎはそれぞれ、前記データ要素ａｍ，ｎを搬送するキャリアの周波数空間と時間空間における位置を特定するインデックスとしてφｍ，ｎ＝（π／２）＊（ｍ＋ｎ）とし、Ｍは当該信号の基準信号のキャリアの数としたとき、
【数１】
2004509561.tif 000038
の形を有する請求項１から４のいずれかに記載のマルチキャリア信号。
【請求項６】
前記関数ｇは、Ａｇを該関数ｇのアンビギュイティ関数としたときに、
α１＝Ａｇ（０，ν０）＝Ａｇ（０，−ν０）＝α２＝Ａｇ（τ０，０）＝Ａｇ（−τ０，０）、
及び、
Ａｇ（２ｍν０，２ｎτ０）＝δｍ，０δｎ，０
の関係に従う実関数かつアイソトロピックな偶パリティ関数である請求項５に記載のマルチキャリア信号。
【請求項７】
前記関数ｇはイオタ（Ｉｏｔａ）関数である、請求項５及び６に記載のマルチキャリア信号。
【請求項８】
前記拘束条件の１つは、少なくとも１つの基準シンボルに対しての、時間・周波数空間において該基準シンボルに直接隣接するキャリアに少なくとも部分的に起因する干渉項のキャンセレーションを表すものである、請求項１から７のいずれかに記載のマルチキャリア信号。
【請求項９】
前記少なくとも１つの基準シンボルは、当該信号を形成するその他のシンボルに加えて当該信号のスペクトルの端に配置される少なくとも２つの被変調キャリアを含むものである、請求項１から８のいずれかに記載のマルチキャリア信号。
【請求項１０】
前記プリアンブルは、先行するシンボル、中央のシンボル、後続するシンボルとそれぞれ称される少なくとも３つの基準シンボルによって構成されるものであり、
前記拘束条件の１つは、前記中央のシンボルに対しての、前記先行するシンボルと前記後続するシンボルに起因する干渉項のキャンセレーションを表す、請求項４から９のいずれかに記載のマルチキャリア信号。
【請求項１１】
ｎ０は前記中央のシンボルのインデックスであるとし、Ｍは当該信号の基準シンボルのキャリアの数であり、ｍ０∈［０，Ｍ−１］であるとしたときに、
（ａｍ０−１，ｎ０−ａｍ０＋１，ｎ０）（−１）ｎ０＋ａｍ０，ｎ０−１−ａｍ０，ｎ０＋１＝０
と、
ａｍ０−１，ｎ０−１＋ａｍ０＋１，ｎ０＋１＋ａｍ０＋１，ｎ０−１＋ａｍ０−１，ｎ０＋１＝０
の関係を満足する請求項６及び１０に記載のマルチキャリア信号。
【請求項１２】
前記中央のシンボルの時間空間における位置はインデックスｎ０によって特徴付けられ、
該中央のシンボルは、値＋√ｅを持つデータ要素を搬送する２つのキャリアと値−√ｅを持つデータ要素を搬送する２つのキャリアとを交互に配置した規則的パターンによって構成され、
ｎ０が偶パリティ数（と奇パリティ数それぞれ）である場合において、
前記先行するシンボルは、前記中央のシンボルを構成する前記規則的パターンを周波数空間において１ステップだけ左方向にシフト（または右方向にそれぞれシフト）させることによって得られる規則的パターンにより構成され、
前記後続するシンボルは、前記中央のシンボルを構成する前記規則的パターンを周波数空間において１ステップだけ右方向にシフト（または左方向にそれぞれシフト）させることによって得られる規則的パターンにより構成される、
請求項１０及び１１に記載のマルチキャリア信号。
【請求項１３】
前記プリアンブルは、２つの先行するシンボルと１つの中央のシンボルと２つの後続するシンボルを含む少なくとも５つの基準シンボルから成り、
前記拘束条件の１つは、前記中央のシンボルに対しての、前記２つの先行するシンボルと前記２つの後続するシンボルとに起因する干渉項のキャンセレーションを表す、請求項４から１２のいずれかに記載のマルチキャリア信号。
【請求項１４】
Ｍを当該信号の基準シンボルのキャリアの数としてｍ０∈［０，Ｍ−１］であるとしたときに、
Ｒｉｎｇ１＆２ｍ０，ｎ０＝｛（ｍ，ｎ）｜（（ｍ−ｍ０），（ｎ−ｎ０））∈｛−２，−１，０，１，２｝２、かつ（ｍ，ｎ）≠（ｍ０，ｎ０）｝
として、
【数２】
2004509561.tif 000039
という拘束条件を満足する、請求項１３に記載のマルチキャリア信号。
【請求項１５】
前記中央のシンボルの時間空間における位置は、インデックスｎ０によって特徴付けられ、
該中央のシンボルは、値＋√ｅを持つデータ要素を搬送する２つのキャリアと値−√ｅを持つデータ要素を搬送する２つのキャリアとを交互に配置した規則的パターンによって構成され、
ｎ０が偶パリティ数（と奇パリティ数それぞれ）である場合において、
インデックスｎ０−１の前記シンボルは、前記中央のシンボルを構成する前記規則的パターンを周波数空間において１ステップだけ左方向にシフト（または右方向にそれぞれシフト）させることによって得られる規則的パターンにより構成され、
インデックスｎ０＋１の前記シンボルは、前記中央のシンボルを構成する前記規則的パターンを周波数空間において１ステップだけ右方向にシフト（または左方向にそれぞれシフト）させることによって得られる規則的パターンにより構成され、
ｎ０が偶パリティ数（と奇パリティ数それぞれ）である場合においてはさらに、
インデックスｎ０−２の前記シンボルは、インデックスｎ０−１の前記シンボルを構成する前記規則的パターンを周波数空間において１ステップだけ左方向にシフト（または右方向にそれぞれシフト）させることによって得られる規則的パターンにより構成され、
インデックスｎ０＋２の前記シンボルは、インデックスｎ０＋１の前記シンボルを構成する前記規則的パターンを周波数空間において１ステップだけ右方向にシフト（または左方向にそれぞれシフト）させることによって得られる規則的パターンにより構成される、請求項１３及び１４に記載のマルチキャリア信号。
【請求項１６】
前記フレームの１つの長さは、該フレーム上でチャネルが不変であるという前提を満たすように選ばれる、請求項１から１５のいずれかに記載のマルチキャリア信号。
【請求項１７】
伝送チャネルの伝達関数を推定するステップであって、該チャネルの有効な推定を取得するために、フレームの少なくとも或る決まった前記基準シンボルに対して、受信の際に前記基準要素の値を送信時に知られている該基準要素の値によって割り算を実行して、前記伝達関数の少なくとも或る決まった係数の値を決定するサブステップを含むステップと、
前記伝達関数の推定に応じて前記フレームのシンボルを復調及び／または復号化するためのステップと
を含む請求項１から１６のいずれかに記載されたマルチキャリア信号を受信するための方法。
【請求項１８】
前記決定サブステップにおいては、前記基準キャリアのそれぞれについて、
前記基準キャリアの周囲にリングが存在するときにはそうしたリングを定義する隣接キャリアを考慮に入れ、
当該信号のスペクトルの端にある基準キャリアについては、前記リングが不完全なときは前記伝達関数は外挿によって決定される、請求項１７に記載のマルチキャリア信号の受信方法。
【請求項１９】
請求項１から１６のいずれかに記載されたマルチキャリア信号を受信するための受信機。
【請求項２０】
請求項１から１６のいずれかに記載されたマルチキャリア信号を送信するための装置。
【請求項２１】
データ要素の集合によって構成される時間的に一連のシンボルから形成されるマルチキャリア信号を構成するための方法であって、
前記データ要素はそれぞれ前記信号のキャリア周波数を変調し、前記シンボルはそれぞれが複数のシンボルから構成される連続したフレームに編成され、
前記キャリア周波数の１つは或る与えられた時点においてキャリアと称される前記データ要素の１つによって変調されるときに、
少なくとも一部の前記フレームは、それぞれ、少なくとも１つの受信機に知られた基準データ要素から一体に構成された少なくとも１つの基準シンボルを含んでおり、
該少なくとも１つの基準シンボルは、少なくとも１つの前記基準データ要素の値に対する少なくとも１つの拘束条件を満足させて、受信時において少なくとももう１つ別の前記基準データ要素に影響を及ぼす少なくとも１つの干渉項を減らすようにした、マルチキャリア信号の構成方法。
【請求項２２】
前記フレームは、それぞれ、
少なくとも１つの受信機に知られた基準データ要素から一体に構成された少なくとも１つの基準シンボルを含んでおり、
該少なくとも１つの基準シンボルは、少なくとも１つの前記基準データ要素の値に対する少なくとも１つの拘束条件を満足させて、受信時において少なくとも１つの前記基準データ要素に影響を及ぼす少なくとも１つの干渉項を減らすようになされている、請求項２１に記載のマルチキャリア信号の構成方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
本発明は、デジタル情報の伝送及び放送の技術に関する。本発明は、特に、限定はされないが、例えば無線移動体環境における限られた周波数帯域でのスペクトル効率の高いデジタル情報の伝送及び放送の技術に関する。
【０００２】
例えば誤り訂正符号化技術とインタレース操作（ｉｎｔｅｒｌａｃｉｎｇ ｏｐｅｒａｔｉｏｎ）に関連するマルチキャリア変調（ｍｕｌｔｉｃａｒｒｉｅｒ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）技術は、例えば無線移動体環境におけるような、情報放送及び情報伝送の問題に対する解決策を与える。このため、ＣＯＦＤＭ（「符号化を行う直交周波数分割多重（Ｃｏｄｅｄ Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）」）変調技術がＤＡＢ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｕｄｉｏ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ）、ＤＶＢ−Ｔ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｉｄｅｏ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ−Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ）とＨＩＰＥＲＬＡＮ／２（Ｈｉｇｈ Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ Ｌｏｃａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）の規格用に選ばれている。
【０００３】
例えば仏国特許第２，７６５，７５７号に記述されたＣＯＦＤＭシステムにおいて使用されるマルチキャリア変調はガードインターバル（ｇｕａｒｄ ｉｎｔｅｒｖａｌ）の挿入に基づく特にシンプルな等化装置（ｓｙｓｔｅｍ ｏｆ ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ）を具備する。サイクリック・プリフィックス（ｃｙｃｌｉｃ ｐｒｅｆｉｘ）とも称されるこのガードインターバルにより、このシステムはスペクトル効率の損失という代償の上にエコーをものともせずよく挙動することが保証される。この損失を避けるために、またはそれを少なくとも減らすために、現在、新しいマルチキャリア変調が研究されている。本発明はこれらの中でとりわけ、キャリア（搬送波）がイオタ（Ｉｏｔａ）形プロトタイプ関数の形をしたＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ／Ｏｆｆｓｅｔ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）に関係している。このイオタ形プロトタイプ関数は、例えば仏国特許第２，７３３，８６９号に記載されており、自身のフーリエ変換と同一であるという特性を持つことが思い起こされてよい。本発明はもちろん、関連するプロトタイプ関数が何であれどんなタイプのマルチキャリア変調にも、特にＯＦＤＭ／ＯＱＡＭタイプに、適用可能である。
【０００４】
伝送すべき情報から電気信号を形成するために使用される方法は、もちろん、信号が伝送される状況に依存する。ここでは以下、特に無線移動体環境における伝送チャネルの特性について、こうしたチャネルにおいてマルチキャリア変調を使用することの価値をより明確に理解するために、手短に復習することにする。
【０００５】
無線移動体環境では、送信される信号波はその伝送中に反射を繰り返すので、受信機は送信された信号の遅延波の総和を受信することになる。これらの遅延波はそれぞれランダムに減衰されかつ位相シフトされる。この現象は遅延スプレッド（ｄｅｌａｙ ｓｐｒｅａｄ）と称され、シンボル（符号）間干渉（ＩＳＩ（ｉｎｔｅｒ−ｓｙｍｂｏｌ ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ））を生じさせる。例えば都会の環境では、遅延スプレッドは数ミリ秒以下の範囲内にある。
【０００６】
受信機（例えば運転手の移動無線電話）は移動していると想定されるので、各伝送路はドップラー効果の影響を受ける。この結果、受信機の移動速度に応じた受信機スペクトルの周波数シフトが生じる。他の多くのタイプのドップラー効果も存在するが、それらの全てを本発明で考慮することができる。
【０００７】
これらの効果が組み合わさる結果、或る一定の周波数においてディープ・フェーディング（ｄｅｅｐ ｆａｄｉｎｇ）を示す非定常伝送チャネルもたらされる（つまり周波数選択チャネルが得られる）。本発明の文脈において特に有用な或る一定の用途に対して、伝送帯域はチャネルのコヒーレンス帯域（ｃｏｈｅｒｅｎｃｅ ｂａｎｄ）（すなわちチャネルの周波数応答が或る与えられた所要時間の間一定であると考えられる帯域）の幅よりも広い幅を有する。このためフェーディング現象がこの伝送帯域に現れ、つまり或る与えられた時点で帯域の或る一定の周波数が大きく減衰される。
【０００８】
これらの（ＩＳＩとドップラー効果による）異なった現象を克服するため、ガードインターバル（ｇｕａｒｄ ｉｎｔｅｒｖａｌ）を付加することが特にＯＦＤＭ型システムにおいて考えられた。考え出されたこのガードインターバルには、全ての受信情報が１つの同一シンボルから来ることを保証するために、ペイロード情報（ｐａｙｌｏａｄ ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）は一切伝送されない。サブキャリア（ｓｕｂ−ｃａｒｒｉｅｒｓ）のコヒーレントな復調の場合には、チャネルが寄与した歪み（ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）はその値を時間・周波数ネットワークのあらゆるポイントにおいて推定することによって補正される。
【０００９】
この種のこうしたガードインターバルを導入することによりシンボル間干渉の問題は小さくなるが、しかしこの従来技術の欠点はガードインターバル期間中は情報が全く伝送されないのでスペクトル効率が悪くなることである。
【００１０】
それ故に本発明では、ガードインターバルを全く導入することなく、マルチキャリア信号に影響を及ぼすシンボル間干渉を減らすための技術が追求された。
【００１１】
シンボル間及び／またはマルチプレックスのキャリア間の干渉現象をより明確に理解するために、マルチキャリア変調の主要特性について以下復習することにする。マルチキャリア変調は特にデジタル変調であり、すなわち伝送すべき一つのデジタル信号から電磁信号を生成するための方法である。こうした変調のオリジナリティと価値は、それによって、信号に割り当てられた周波数帯域が複数のサブバンド（ｓｕｂ−ｂａｎｄｓ）に再分割され、このときこの複数のサブバンドはその幅がチャネルのコヒーレンス帯域よりも小さくなるように選ばれ、サブバンド上においてシンボルの伝送所要時間の間はチャネルが一定であると考えられるようにした、という事実にある。この所要時間の間に伝送すべきデジタル情報はそれぞれのサブバンドに分配され、
・変調速度を伝送ビットレートを変更することなく低下させ（すなわちシンボルの持続期間を増大させ）、
・複素乗算器（ｃｏｍｐｌｅｘ ｍｕｌｔｉｐｌｉｅｒ）のモデルを活用する際に、各サブバンドでのチャネルの動き（ａｃｔｉｏｎ）を単純な方法でモデル化（ｍｏｄｅｌ）するようにする。
【００１２】
受信の際、受信データを補正するための複雑さの低いシステム（複素割り算が推定したチャネルによって実行される）が、ディープ・フェーディングを経験したキャリアを除いたキャリアのそれぞれで送信された情報を回収するために使用される。この場合において、情報を保護するステップが実行されない場合、これらのキャリアによって搬送されるデータは損失することになる。それ故にマルチキャリア・システムは、例えば誤り訂正コード及び／またはインタレーシングの適用といったデータのデジタル処理が電気信号の生成の前に行われる場合にのみ有用である。
【００１３】
特に２つの既に知られたタイプの直交マルチキャリア変調が存在している。それらは例えば仏国特許第２，７３３，８６９号に記述されており、以下、その特性を復習することにする。
【００１４】
マルチキャリア変調のキャリアの全体集合はマルチプレックス（ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）を形成する。このマルチプレックスの各キャリアは、マルチキャリア変調を特徴付ける同じプロトタイプ関数ｇ（ｔ）によって形成される。記号ν０はマルチプレックスの２つの隣接するキャリア間の間隔（ｓｐａｃｉｎｇ）を表し、τ０は送信された２つのマルチキャリア・シンボル間の時間間隔を表す。各瞬間ｎτ０におけるｍ番目の中央周波数サブバンドνｍでの送信信号はａｍ，ｎｅｘｐ（ｉφｍ，ｎ）ｅｘｐ（２ｉπνｍｔ）ｇ（ｔ−ｎτ０）で、ここでａｍ，ｎは伝送すべきデジタルデータを表す。その際、ベースバンドでの送信信号（ベースバンドＮν０で送信された信号をほぼ中心とする）の表現は、
【数３】
2004509561.tif 000003
である。
【００１５】
簡単の為に、ここで考えられたケースでは信号が偶数の周波数サブバンドを有する、ということに注意する。もちろん、より一般的に信号を次の形に書くことは可能である。
【数４】
2004509561.tif 000004
ここでＭは信号の基準シンボルのキャリアの数を表す。実際は、標準的なテクニックによれば、値０のデジタルデータａｍ，ｎをスペクトルの端に導入すれば、上記総和に有効にかかわるキャリアの数を変更して、例えばキャリア数をある偶数として持ち込むことが可能になることは思い起こされるだろう。
【００１６】
関数ｇｍ，ｎ（ｔ）＝ｅｘｐ（ｉφｍ，ｎ）ｅｘｐ（２ｉπｍν０ｔ）ｇ（ｔ−ｎτ０）はｇ（ｔ）の時間・周波数についてトランスレートした関数（ｔｉｍｅ−ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｔｒａｎｓｌａｔｅｄ ｆｕｎｃｔｉｏｎｓ）と称される。サブキャリアのそれぞれによって伝送された情報を取り出すために、ｇ（ｔ）と位相φｍ，ｎを前記《時間・周波数》についてトランスレートした関数が可分（ｓｅｐａｒａｂｌｅ）となるように選ぶ必要がある。可分性（ｓｅｐａｒａｂｉｌｉｔｙ）というこの特徴を保証するための十分条件は、これらのトランスレートした関数が、有限エネルギーを持つ全ての関数の空間（数学的な意味でのヒルベルト空間）上で定義されるスカラー積について直交するべきであるということである。
【００１７】
有限エネルギー関数の空間には以下のスカラー積が入ることが思い起こされるだろう。
・複素スカラー積：＜ｘ｜ｙ＞＝∫Ｒｘ（ｔ）ｙ＊（ｔ）ｄｔ
・実スカラー積：＜ｘ｜ｙ＞Ｒ＝Ｒｅ∫Ｒｘ（ｔ）ｙ＊（ｔ）ｄｔ
従って以下の２つのタイプのマルチキャリア変調が定義される。
・複素型マルチキャリア変調。このタイプの変調では、関数ｇ（ｔ）が複素スカラー積に関してそのトランスレートした関数が直交性を保証するように選ばれる。これは例えばＯＦＤＭ／ＱＡＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ ／ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）とも称されるＯＦＤＭの場合に当てはまる。この種の変調では、φｍ，ｎ＝０でありデータａｍ，ｎは複素数である。
・実数型マルチキャリア変調。このタイプの変調では、関数ｇ（ｔ）が実スカラー積に関してそのトランスレートした関数が直交性を保証するように選ばれる。これは例えばＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ、ＯＦＤＭ／ＯＭＳＫ（Ｏｆｆｓｅｔ Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）またはＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ／ＩＯＴＡ型変調の場合に当てはまる。このタイプの変調では、φｍ，ｎ＝（π／２）＊（ｍ＋ｎ）かつデータａｍ，ｎは実数である。
【００１８】
これら２つのタイプの変調の特性から、議論される変調に関連する特に時間・周波数ネットワークの密度の点で著しい違いが生じる。
【００１９】
これらのマルチキャリア変調は情報を特に高ビットレートで伝送するように設計されるので、それらのスペクトル効率はかなり高く、例えば（特にデジタルテレビジョンにおいて）４ビット／Ｈｚに達することが思い起こされるかもしれない。誤り訂正コードからくるビットの変調シンボルへの変換（このプロセスは「マッピング（ｍａｐｐｉｎｇ）」として知られる）はＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）タイプである。
【００２０】
それ故にＱＡＭコンステレーション（ＱＡＭ ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ）から来る一つの複素データの伝送の実施態様は、使用されるマルチキャリア変調のタイプに応じて異なる。
【００２１】
つまり、複素型変調では、ＱＡＭコンステレーションから来るある複素データの実部と虚部はシンボル周期Ｔｓ毎に同時に伝送される。これとは対照的に実数型変調の場合には、実部と虚部はシンボル周期の半分（Ｔｓ／２）だけ時間的にシフトして伝送される（これはオフセットＱＡＭあるいはＯＱＡＭと呼ばれる）。
【００２２】
或る同じ伝送帯域と同数のサブキャリアに対しては、同じビットレートで情報を伝送するには、実数型マルチキャリア・シンボルが送信されるレートは複素型マルチキャリア・シンボルのレートの２倍であるべきことが必要である。
【００２３】
さらに、これら２つの情報伝送方式は、関連する時間・周波数ネットワークの密度ｄ＝１／（ν０τ０）によって特徴付けられる。つまり、実数型マルチキャリア変調は密度ｄ＝２に対応し、他方、複素型マルチキャリア変調は密度ｄ＝１に対応する。
【００２４】
一方の実数型マルチキャリア変調と他方の複素型マルチキャリア変調の区別可能な特性により、伝送チャネルの推定を実行する際に異なった処理操作が導入される。実数型マルチキャリア変調の場合には、本願文書において以下述べられるように、トランスレートした関数に利用可能な唯一の直交性は実数型の意味における直交性であるので、チャネル推定プロセスは実際にはより複雑になる。この問題をより明確に理解するために、ここで既に述べたマルチキャリア変調の文脈において実行される周知のチャネル推定テクニックを次に説明することにする。
【００２５】
ここに以下展開される論法では、マルチキャリア変調のパラメータの選択はチャネルが各ＯＦＤＭシンボル毎にそれぞれのサブキャリア上でフラットであると考えてよいことを保証することが仮定される。そうすればチャネルは推定されるべき複素係数Ｈｍ，ｎ（ｍはサブキャリアのインデックス（添え字）で、ｎは議論されるＯＦＤＭシンボルのインデックスである）によってモデル化されうる。
【００２６】
ＯＦＤＭにおいてチャネルを推定するために使用される古典的なテクニックでは、ペイロード・キャリアのストリームに、受信機に知られているポジションにおいて基準キャリアが挿入される。受信の際、パイロット（ｐｉｌｏｔｓ）として知られるこれらの基準キャリアによって運ばれる値が読み出され、これらの基準ポジションにおけるチャネルの複素利得が容易に導出される。次に、時間・周波数ネットワークの全てのポイントにおけるチャネルの複素利得が基準ポジションにおける複素利得の計算値から導出される。
【００２７】
ＯＦＤＭ／ＱＡＭの文脈において、特に基準マルチキャリア・シンボル（またはプリアンブル（ｐｒｅａｍｂｌｅ））による推定の実行に基づく方法が考えられた。このテクニックによれば、プリアンブル（ｐｒｅａｍｂｌｅｓ）と称される少なくとも１つの基準シンボルを含むセットとペイロード・シンボルの集合とによって形成されるフレームの先頭に少なくとも１つの基準シンボルが配置される。この、あるいは、これらのシンボルを通じて、マルチプレックスのキャリアのそれぞれにおいてチャネルが推定される。システムのパラメータ（シンボル持続時間、フレーム長など）の選択によって、チャネルがシンボル時間（ｓｙｍｂｏｌ ｔｉｍｅ）に関してゆっくりと変化することが保証される。そのときそれはフレーム上でほとんど一定であると仮定されることが保証される。それ故に基準シンボル上のチャネルの推定値はフレームの全てのＯＦＤＭシンボルに使用することができる。このタイプの推定はＨＩＰＥＲＬＡＮ／２規格（１９９９年１０月公表されたＤＴＳ／ＢＲＡＮ−００２３００３「ＢＲＡＮ；ＨＩＰＥＲＬＡＮタイプ２技術仕様；物理（ＰＨＹ）層（Ｂｒｏａｄｂａｎｄ Ｒａｄｉｏ Ａｃｃｅｓｓ Ｎｅｔｗｏｒｋｓ （ＢＲＡＮ）；ＨＩＰＥＲＬＡＮ Ｔｙｐｅ ２ Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ Ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎ； Ｐｈｙｓｉｃａｌ （ＰＨＹ） ｌａｙｅｒ）」）において推奨される。
【００２８】
本願文書において提示される本発明は、基準シンボルによるチャネル推定の方法として知られるこの方法に特に適用可能である。
【００２９】
ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ（オフセットＱＡＭ）タイプのマルチキャリア変調の場合にすでに言及したように、トランスレートした関数に利用可能な唯一の直交性は実数型の意味における直交性であるので、チャネル推定プロセスはより難しいものとなる。実際、或る与えられたサブキャリア上でチャネルの複素利得を推定するには、議論対象のサブキャリア上で受信された信号の複素射影を実行する必要がある。実数型の意味におけるトランスレートした関数の直交性と、プロトタイプ関数がそれらが時間と周波数において最大限局在化されるように選ばれるときでさえ２軸の内の少なくとも１つの軸すなわち時間軸または周波数軸で無限の台（ｓｕｐｐｏｒｔ）を有するという事実は、理想チャネル上でさえキャリア間の（固有）干渉が存在することを意味している。
【００３０】
実際、実数型マルチキャリア変調の文脈において、プロトタイプ関数のトランスレートした値を踏まえた受信信号の射影の虚部はゼロではない。その際には攪乱項（ｄｉｓｔｕｒｂａｎｃｅ ｔｅｒｍ）が現れ、復号器信号に加わり、チャネル推定が実行される前に補正されなければならない。それ故に、複素直交性のこの損失を穴埋めして、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭタイプの変調のためのこの従来技術のテクニックの欠点を克服するために使用することができる方法を考える必要がある。
【００３１】
実際、ここで既に説明したテクニックによれば、本発明は時間・周波数空間のポイント（ｍ０，ｎ０）において、受信されたマルチキャリア信号ｒ（ｔ）の複素射影を使用して、このポジションにおけるチャネルＨ∧ｍ０，ｎ０を推定する。つまり、√Ｅが（ｍ０，ｎ０）において送信される場合、以下の式が得られる。
【数５】
2004509561.tif 000005
チャネルが理想的である（ｒ（ｔ）＝ｓ（ｔ））と仮定すると、この結果、Ｈ∧ｍ０，ｎ０＝１が得られる。
よって次式が成り立つ。
【数６】
2004509561.tif 000006
【００３２】
式（ＩＩ）は、完璧に伝送された信号の複素射影はそれでもなおＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ変調に固有のＩＳＩ（シンボル間干渉）により影響されるという事実を表している。用語「ＩＳＩ（ｉｎｔｅｒ−ｓｙｍｂｏｌ ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）」は時間的シンボル（ｔｅｍｐｏｒａｌ ｓｙｍｂｏｌｓ）間及び／またはキャリア間干渉のことである。
【００３３】
固有のＩＳＩの存在は伝送チャネルの推定を大きく攪乱する。
【００３４】
本発明の目的は特に従来技術のこれらの欠点を克服することにある。
【００３５】
特に、本発明の目的は、シンボル間及び／またはキャリア間の固有干渉をキャンセル（ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ）または少なくとも減少させることを可能にするマルチキャリア変調のテクニックを提供することにある。
【００３６】
本発明のもう１つの目的は、実施するのに単純でコストのかからないマルチキャリア変調のテクニックを提供することにある。
【００３７】
本発明の更にもう１つの目的は、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭタイプのシステムに適したマルチキャリア変調のテクニックを提供することにある。
【００３８】
本発明の目的は、基準シンボルによるチャネル推定の方法をＯＦＤＭ／ＯＱＡＭタイプの信号に適用するために使用することができるマルチキャリア変調のテクニックを実現することでもある。
【００３９】
本発明の目的は、従来技術を使用するチャネル推定よりも正確な、基準シンボルによるチャネル推定方式を実現するためのマルチキャリア変調のテクニックを実現することでもある。
【００４０】
本発明の更にもう１つの目的は、送信されたマルチキャリア信号の改良された受信、復調及び復号化を可能にするマルチキャリア変調のテクニックを実現することにある。
【００４１】
本発明の目的は、ＯＦＤＭシンボル全体にわたって固有干渉をキャンセルまたは少なくとも減少させるためのマルチキャリア変調のテクニックを提供することにもある。
【００４２】
これらの目的はここに以下説明される他の目的と共に、データ要素の集合によって形成される時間的に一連のシンボルから構成される本発明のマルチキャリア信号によって達せられる。前記データ要素はそれぞれ当該信号のキャリア周波数を変調し、前記シンボルはそれぞれが複数のシンボルから構成される連続したフレームに編成され、前記キャリア周波数の１つは或る与えられた時点においてキャリアと称される前記データ要素の１つによって変調される。
【００４３】
本発明によれば、少なくとも一部の前記フレームはそれぞれ、少なくとも１つの受信機に知られた基準データ要素から一体形成される少なくとも１つの基準シンボルを含んでおり、その少なくとも１つの基準シンボルは少なくとも１つの前記基準データ要素の値に対する少なくとも１つの拘束条件を満足させて、受信時において少なくとももう１つ別の前記基準データ要素に影響を及ぼす少なくとも１つの干渉項を減らすようにすることを特徴とする。
【００４４】
つまり、本発明は、信号の伝送中にその信号に影響を及ぼすシンボル間干渉の有害な効果を減らすことができるようにするマルチキャリア信号のフレーミングに対する全く新規で独創性のあるアプローチに基づくものである。実際に現在までのところ、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭタイプのマルチキャリア変調のためのシンボル間干渉と／またはキャリア間干渉を減らすための有効なテクニックは存在しない。ＣＯＦＤＭ／ＱＡＭタイプのマルチキャリア変調については、全ての受信データが１つの同じＣＯＦＤＭ／ＱＡＭシンボルに属することを保証するために、ペイロード情報がその間一切伝送されないガードインターバル（ｇｕａｒｄ ｉｎｔｅｒｖａｌ）を導入することが考えられてきた。しかしながら、こうしたテクニックは情報の伝送及び放送のビットレートを最適化するために使用することはできず、さらにはＯＦＤＭ／ＯＱＡＭタイプの変調に適用不可能である。そこで本発明はＯＦＤＭシンボルのフレームの基準シンボルに影響を及ぼす固有干渉をキャンセルするための革新的なテクニックを提案する。このテクニックではこうしたシンボルのデータ要素の内少なくとも１つのデータ要素の値に拘束条件が課される。
【００４５】
有利には、前記フレームはそれぞれ、少なくとも１つの受信機に知られた基準データ要素から一体形成された少なくとも１つの基準シンボルを含んでおり、該少なくとも１つの基準シンボルは少なくとも１つの前記基準データ要素の値に対する少なくとも１つの拘束条件を満足させて、受信時において少なくとも１つの前記基準データ要素に影響を及ぼす少なくとも１つの干渉項を減らすようにする。
【００４６】
本発明の有利な態様によれば、こうした信号はＯＦＤＭ／ＯＱＡＭタイプの信号である。
【００４７】
実際、特に基準シンボルによるチャネル推定を改良するために、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭタイプの信号に影響を及ぼすシンボル間と／またはキャリア間の固有干渉を減らすことに特別の注意が払われる。本願文書において既に述べたように、この種のチャネル推定テクニックは実際にＯＦＤＭ／ＱＡＭタイプの信号に対して一般的に使用されるが、しかし、トランスレートした項（ｔｒａｎｓｌａｔｅｄ ｔｅｒｍｓ）に有効な唯一の直交性は実数型の意味における直交性である実数型変調の場合にはそのテクニックは非常に難しくなる。それ故に特にこのタイプのマルチキャリア信号に対してチャネル推定の改良を試みる価値はある。
【００４８】
本発明の有利な特性によれば、前記基準シンボルは前記フレームの各フレームの先頭に配置され、少なくとも１つの基準シンボルのプリアンブルを構成するようにする。
【００４９】
このようにすれば、例えばシンボル・フレームのそれぞれの先頭で伝送チャネルの推定を実行して、計算した推定値をフレーム全体にわたって使用することが可能である。
【００５０】
有利には、ｇは前記キャリアが直交するような所定のプロトタイプ関数とし、ａｍ，ｎは前記データ要素を代表する実数とし、τ０は前記シンボル１つの持続時間、ν０は前記キャリア周波数の間隔で、互いに１／（ν０τ０）＝２の関係にあるとし、ｍとｎはそれぞれ、前記データ要素ａｍ，ｎを搬送するキャリアの周波数空間と時間空間における位置を特定するインデックスとしたときにφｍ，ｎ＝（π／２）＊（ｍ＋ｎ）、Ｍは当該信号の基準信号のキャリアの数としたとき、本発明によるマルチキャリア信号は、
【数７】
2004509561.tif 000007
の形を有する。
【００５１】
ここで既に述べたように、古典的なテクニックにより、値０のデータ要素ａｍ，ｎをスペクトルの端に導入すれば、上記信号の表現に有効にかかわる項の数は変更される。例えば、前記信号ｓ（ｔ）の表現が偶数の周波数サブバンドを有することを考えることができる。
【００５２】
本発明の有利なテクニックによれば、前記関数ｇは、Ａｇを該関数ｇのアンビギュイティ関数としたときに、
α１＝Ａｇ（０，ν０）＝Ａｇ（０，−ν０）＝α２＝Ａｇ（τ０，０）＝Ａｇ（−τ０，０）、
及び、
Ａｇ（２ｍν０，２ｎτ０）＝δｍ，０δｎ，０
の関係に従う実関数かつアイソトロピック（ｉｓｏｔｒｏｐｉｃ）な偶パリティ関数である。
【００５３】
関数ｇのアンビギュイティ関数（ａｍｂｉｇｕｉｔｙ ｆｕｎｃｔｉｏｎ）Ａｇの特性は補遺１を参照されたい。
【００５４】
好ましくは、前記関数はイオタ関数（Ｉｏｔａ ｆｕｎｃｔｉｏｎ）である。
【００５５】
このイオタ関数は一般にはιと記され、自身のフーリエ変換と同一となる特性を有する。この種のプロトタイプのイオタ関数は仏国特許第２，７３３，８６９号に記載されており、特にＯＦＤＭ／ＯＱＡＭタイプのマルチキャリア変調に有効である。
【００５６】
有利には、前記拘束条件の１つは、少なくとも１つの基準シンボルに対しての、時間・周波数空間におい該基準シンボルに直接隣接するキャリアに少なくとも部分的に起因する干渉項のキャンセレーションを表す。
【００５７】
従って例えば、基準シンボルの或る与えられたキャリアの第一リング（Ｒｉｎｇ）に属するキャリアに起因する固有のシンボル間干渉（ＩＥＳ（ｉｎｔｒｉｎｓｉｃ ｉｎｔｅｒ−ｓｙｍｂｏｌ ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ））と、できうれば研究対象のキャリアを取り巻く第二リングに属するキャリアに起因する干渉をキャンセルすることが可能である。
【００５８】
有利には、前記少なくとも１つの基準シンボルは、当該信号を形成するその他のシンボルに加えて当該信号のスペクトルの端に配置される少なくとも２つの被変調キャリアを含む。
【００５９】
これにより、それに対して完全なリングを定義することが不可能な、信号のスペクトルの端に配置されたキャリアの問題に対する解決策が与えられる。
【００６０】
好ましくは、前記プリアンブルは、先行するシンボル、中央のシンボル、後続するシンボルとそれぞれ称される少なくとも３つの基準シンボルによって構成され、前記拘束条件の１つは、前記中央のシンボルに対しての、前記先行するシンボルと前記後続するシンボルに起因する干渉項のキャンセレーションを表す。
【００６１】
こうして、１つ前と後続するシンボルに起因するＩＳＩによって影響が及ばされることがないことが保証されるプリアンブルの中央のシンボルからチャネルの推定を実行するためのテクニックを実現することが可能である。このため従来技術のテクニックによる推定よりもはるかに正確な伝送チャネルの推定を取得することが可能である。
【００６２】
有利には、ｎ０は前記中央のシンボルのインデックスであるとし、Ｍは当該信号の基準シンボルのキャリアの数であり、ｍ０∈［０，Ｍ−１］であるとしたときに、
（ａｍ０−１，ｎ０−ａｍ０＋１，ｎ０）（−１）ｎ０＋ａｍ０，ｎ０−１−ａｍ０，ｎ０＋１＝０
と、
ａｍ０−１，ｎ０−１＋ａｍ０＋１，ｎ０＋１＋ａｍ０＋１，ｎ０−１＋ａｍ０−１，ｎ０＋１＝０
の関係を満足する。
【００６３】
本発明の有利な態様によれば、前記中央のシンボルの時間空間における位置はインデックスｎ０によって特徴付けられ、該中央のシンボルは値＋√ｅを持つデータ要素を搬送する２つのキャリアと値−√ｅを持つデータ要素を搬送する２つのキャリアとを交互に配置した規則的パターンによって構成され、ｎ０が偶パリティ数（と奇パリティ数それぞれ）である場合において、前記先行するシンボルは前記中央のシンボルを構成する前記規則的パターンを周波数空間において１ステップだけ左方向にシフト（または右方向にそれぞれシフト）させることによって得られる規則的パターンにより構成され、前記後続するシンボルは前記中央のシンボルを構成する前記規則的パターンを周波数空間において１ステップだけ右方向にシフト（または左方向にそれぞれシフト）させることによって得られる規則的パターンにより構成される。
【００６４】
こうしたパターン（一方では偶パリティ・インデックスｎ０、他方では奇パリティ・インデックスｎ０での中央のシンボルに対するもの）は実際に、中央のシンボルに影響を及ぼす固有干渉をキャンセルすることができるようにするプリアンブルの構造に対応する。この例示的な態様において、ｅはそれぞれのキャリアで伝送されるシンボルのエネルギーを表す。
【００６５】
本発明の有利な態様によれば、前記プリアンブルは、２つの先行するシンボルと１つの中央のシンボルと二つの後続するシンボルを含む少なくとも５つの基準シンボルから成り、前記拘束条件の１つは、前記中央のシンボルに対しての、前記２つの先行するシンボルと前記２つの後続するシンボルとに起因する干渉項のキャンセレーションを表す。
【００６６】
その際、プリアンブルの中央のシンボルを取り囲む第一及び第二のリングに因りこの中央のシンボルに影響を及ぼす固有干渉をキャンセルすることに注意が払われる。
【００６７】
好ましくは、Ｍを当該信号の基準シンボルのキャリアの数としてｍ０∈［０，Ｍ−１］であるとしたときに、
Ｒｉｎｇ１＆２ｍ０，ｎ０＝｛（ｍ，ｎ）｜（（ｍ−ｍ０），（ｎ−ｎ０））∈｛−２，−１，０，１，２｝２、かつ（ｍ，ｎ）≠（ｍ０，ｎ０）｝
として、
【数８】
2004509561.tif 000008
という拘束条件を満足する。
【００６８】
本発明の好ましい態様によれば、前記中央のシンボルの時間空間における位置はインデックスｎ０によって特徴付けられ、該中央のシンボルは値＋√ｅを持つデータ要素を搬送する２つのキャリアと値−√ｅを持つデータ要素を搬送する２つのキャリアとを交互に配置した規則的パターンによって構成され、ｎ０が偶パリティ数（と奇パリティ数それぞれ）である場合において、インデックスｎ０−１の前記シンボルは前記中央のシンボルを構成する前記規則的パターンを周波数空間において１ステップだけ左方向にシフト（または右方向にそれぞれシフト）させることによって得られる規則的パターンにより構成され、インデックスｎ０＋１の前記シンボルは前記中央のシンボルを構成する前記規則的パターンを周波数空間において１ステップだけ右方向にシフト（または左方向にそれぞれシフト）させることによって得られる規則的パターンにより構成され、ｎ０が偶パリティ数（と奇パリティ数それぞれ）である場合においてはさらに、インデックスｎ０−２の前記シンボルはインデックスｎ０−１の前記シンボルを構成する前記規則的パターンを周波数空間において１ステップだけ左方向にシフト（または右方向にそれぞれシフト）させることによって得られる規則的パターンにより構成され、インデックスｎ０＋２の前記シンボルはインデックスｎ０＋１の前記シンボルを構成する前記規則的パターンを周波数空間において１ステップだけ右方向にシフト（または左方向にそれぞれシフト）させることによって得られる規則的パターンにより構成される。
【００６９】
最初に提示された規則的パターンは３つのシンボルを含むプリアンブルに対するものであるが、５つのシンボルから成るプリアンブルの場合に拡張することができる。再び、この代替となる態様において、ｅは例えばそれぞれのキャリアで伝送されるシンボルのエネルギーを表す。
【００７０】
有利には、前記フレームの１つの長さは、該フレーム上でチャネルが不変であるという前提を満たすように選ばれる。
【００７１】
こうして本発明によれば、（中央のシンボルより）前と後のシンボルに因る固有干渉によって影響が及ばされることがないことが保証されるプリアンブルの中央のシンボルから伝送チャネルの推定を実行して、受信したＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボル・フレーム全体にわたってこの正確な推定を使用することが可能である。
【００７２】
また本発明は、ここに上述したマルチキャリア信号を受信するための方法にも関係している。この方法は、
【００７３】
伝送チャネルの伝達関数を推定するステップであって、該チャネルの有効な推定を取得するために、フレームの少なくとも或る決まった前記基準シンボルに対して、受信の際に前記基準要素の値を送信時に知られている該基準要素の値によって割り算を実行して、前記伝達関数の少なくとも或る決まった係数の値を決定するサブステップを含むステップと、
前記伝達関数の推定に応じて前記フレームのシンボルを復調及び／または復号化するためのステップと、から構成される。
【００７４】
この種の受信方法は従来技術のテクニックにより製造されるものよりもクォリティの高いマルチキャリア信号受信機を同じコストで製造するために使用することができる。また同じくこの種の受信方法により、従来技術のテクニックにより製造されるものよりも安価なマルチキャリア信号受信機を同じクォリティで製造することも可能となる。実際、送信されたシンボル・フレームのプリアンブルに影響を及ぼす固有干渉をキャンセルすることによって、従来技術よりはるかに正確な、伝送チャネルの推定を取得することが可能となる。
【００７５】
有利には、前記決定サブステップにおいては、前記基準キャリアのそれぞれについて、
前記基準キャリアの周囲にリングが存在するときにはそうしたリングを定義する隣接キャリアを考慮に入れ、
当該信号のスペクトルの端にある基準キャリアについては、前記リングが不完全なときは前記伝達関数は外挿によって決定される。
【００７６】
実際、信号の基準シンボルとペイロード・シンボルが同じ数Ｍ個のキャリアを含む場合、信号のスペクトルの端のキャリアは信号に課される上記拘束条件を満たすことはできない。実際、信号のスペクトルの端のこれらのキャリアについては、キャリアの完全なリングを全く定義することはできない。「リング（ｒｉｎｇ）」という用語はここでは或るキャリアを取り囲む第一リング、あるいは或る与えれたキャリアを取り囲む第二リングその他の高次のリングを意味する。
【００７７】
それ故に信号のスペクトルの端のキャリアに対しては外挿（ｅｘｔｒａｐｏｌａｔｉｏｎ）が考えられており、それによりこれらの端部キャリアに付随するチャネルの伝達関数の係数の値を決定することが可能となる。こうした係数の値は、キャリア・リングが存在する基準キャリアに関連する、伝達関数の他の係数の値から外挿される。
【００７８】
或る与えられた基準キャリアを取り囲むキャリアの第一リングに因る固有干渉をキャンセルすることが追求されるとき、基準シンボルがペイロード・シンボルより、信号のスペクトルの各端にそれぞれ配置されたキャリアを少なくとも２つ多く含む場合には、この種の外挿はもちろん必要ではない。同様に、例えば第一及び第二のキャリア・リングに因る固有干渉をキャンセルすることが追求されるとき、基準シンボルがペイロード・シンボルよりも少なくとも４つキャリアを多く含む場合にのみこの種の外挿は必要である。
【００７９】
本発明はここに上述した本発明のマルチキャリア信号の受信機と送信機にも関係している。
【００８０】
また本発明は、データ要素の集合によって構成される時間的に一連のシンボルから形成されるマルチキャリア信号を構成するための方法にも関係する。前記データ要素はそれぞれ前記信号のキャリア周波数を変調し、前記シンボルはそれぞれが複数のシンボルから構成される連続したフレームに編成され、前記キャリア周波数の１つは或る与えられた時点においてキャリアと称される前記データ要素の１つによって変調される。
【００８１】
本発明によれば、少なくとも一部の前記フレームはそれぞれ、少なくとも１つの受信機に知られた基準データ要素から一体形成された少なくとも１つの基準シンボルを含んでおり、該少なくとも１つの基準シンボルは少なくとも１つの前記基準データ要素の値に対する少なくとも１つの拘束条件を満足させて、受信時において少なくとももう１つ別の前記基準データ要素に影響を及ぼす少なくとも１つの干渉項を減らすようにすることを特徴とする。
【００８２】
有利には、こうした構成方法によれば、前記フレームはそれぞれ、少なくとも１つの受信機に知られた基準データ要素から一体形成された少なくとも１つの基準シンボルを含んでおり、該少なくとも１つの基準シンボルは少なくとも１つの前記基準データ要素の値に対する少なくとも１つの拘束条件を満足させて、受信時において少なくとも１つの前記基準データ要素に影響を及ぼす少なくとも１つの干渉項を減らすようにする。
【００８３】
本発明の他の特徴と利点は、例示的かつ非限定的な例として以下提供される本発明の好ましい実施態様を添付図面を参照しながら説明することにより、より明らかとなる。
【００８４】
本発明の一般原理は、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ信号における基準シンボルの少なくとも１つのデータ要素の値に課される拘束条件を導入して、固有のシンボル間干渉を減らして、特にチャネル推定を改良することができるようにすることに基づくものである。
【００８５】
図１は、プリアンブルの基準キャリアの第一リングに因る固有干渉をキャンセルする様子を説明するための図である。
【００８６】
まず最初に、固有干渉に関係するいくつかの概念を復習することにする。
【００８７】
１．アンビギュイティ関数（ａｍｂｉｇｕｉｔｙ ｆｕｎｃｔｉｏｎ）
波形についてのアンビギュイティ関数の定義と特性は例えば仏国特許第２，７３３，８６９号に記述されている。念のために、この情報については本願の補遺１を参照されたい。しかしながら、関数ｘ（ｔ）のアンビギュイティ関数はここでは次のように表現できる。
Ａｘ（τ，ν）＝∫Ｒｅ−２ｉπνｔｘ（ｔ＋τ／２）ｘ＊（ｔ−τ／２）ｄｔ
【００８８】
アンビギュイティ関数の特性としてここにいくつか挙げられる。
・関数ｘが偶パリティ関数の場合、アンビギュイティ関数は実関数である。
・さらにｘが実関数である場合、そのアンビギュイティ関数は周波数変数νに関して偶パリティ関数である。
・さらにｘがアイソトロピック（ｉｓｏｔｒｏｐｉｃ）である（つまりｘがフーリエ変換に等しい）場合、そのアンビギュイティ関数は周波数変数τに関して偶パリティ関数である。
【００８９】
ここでは議論対象のマルチキャリア信号に付随するプロトタイプ関数ｇ（ｔ）はこれらの特性を満足すると仮定される。このことは特に仏国特許第２，７３３，８６９号に記述されたイオタ（Ｉｏｔａ）関数ι（ｔ）に当てはまる。
【００９０】
２．サブキャリアの直交性
トランスレートした関数ｇｍ，ｎ（ｔ）とｇｍ’，ｎ’（ｔ）の複素スカラー積は次式に等しい。
【数９】
2004509561.tif 000009
式（ＩＩＩ）を基に、変数ｕ＝ｔ−（ｎ＋ｎ’）τ０／２に変数変換すれば次の式が得られる。
【数１０】
2004509561.tif 000010
結局、次式が成立する。
【数１１】
2004509561.tif 000011
関数｛ｇｍ，ｎ（ｔ）｝から成る基底が実数型の意味で直交するための必要条件は、ｇ（ｔ）が偶パリティ値でなければならないということとＡｇ（２ｍν０，２ｎτ０）＝δｍ，０δｎ，０であるということである。
実際、この場合、全ての（ｍ，ｎ）に対して、
【数１２】
2004509561.tif 000012
ここでは以下、ｇ（ｔ）はこれらの前提（ｈｙｐｏｔｈｅｓｅｓ）が満たされるようなものと仮定される。このことは特にｇ（ｔ）がイオタ関数であるときに当てはまる。
【００９１】
３．理想チャネルの場合における固有干渉（ＩＳＩ）
理想チャネルにおいて、研究対象のキャリア（ｍ０，ｎ０）に対する時間・周波数ネットワークのその他のキャリアに因る干渉は式（ＩＩ）における項Ｉｍ０，ｎ０によって表される。
【数１３】
2004509561.tif 000013
【００９２】
ｇ（ｔ）が時間及び周波数において一応かなり局在化しているという特徴が仮定されると、この干渉において重大な役割を果たす項はキャリア（ｍ０，ｎ０）に直接隣接するキャリアに起因するものである。図１にはこれらのキャリアが概略的に示されており、それらは研究対象のキャリアに関係する「第一リング（ｆｉｒｓｔ ｒｉｎｇ）」と称されるものを構成する。
【００９３】
つまり、時間空間（と周波数空間それぞれ）におけるポジションがｎ０（とｍ０）であるキャリア１０が議論される。キャリア１１〜１８はキャリア１０に直接隣接しており、キャリア１０の第一リングを構成する。それらはインデックスｎ０−１、ｎ０とｎ０＋１を有するＯＦＤＭシンボルに属し、かつインデックスｍ０−１、ｍ０とｍ０＋１を有するキャリア周波数に対応する。
【００９４】
Ｃｍ０，ｎ０は第一リングを代表する基準項（ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｔｅｒｍ）、すなわちキャリア１１〜１８に因る干渉項を表し、Ｄｍ０，ｎ０は時間・周波数ネットワークのその他のキャリアに因る干渉項を表す。
【００９５】
データ値ａｍ，ｎは｛−√ｅ，＋√ｅ｝に値を採るＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）シンボルである。シンボルａｍ，ｎはもちろんどんな種類のシンボルでもよい。しかしながら単純化の点から、ここでの説明はシンボルａｍ，ｎが唯２つの区別可能な値を採ることができる或る特定の実施態様に限ることにする。しかし本発明は明らかに、シンボルａｍ，ｎが複数の区別可能な値、例えば４つの値、を採ることができる場合にまで拡張することができる。ｇ（ｔ）がイオタ関数である場合、次のことを示すことができる。
ＶａｒｄＢ（Ｄｍ０，ｎ０）＝ＶａｒｄＢ（Ｃｍ０，ｎ０）−１８．６ｄＢ
【００９６】
このことからマルチキャリア信号のキャリア（ｍ０，ｎ０）に影響を及ぼす固有干渉に対する主な寄与は議論対象のキャリアを取り囲む第一リングの因るものであることがわかる。
【００９７】
以下この文書では、マルチキャリア信号のプリアンブルのキャリアについて第一リングに因る固有干渉をキャンセルすることが追求される本発明の或る特定の実施態様について説明される。
【００９８】
３．１．　周波数シフトしたキャリアのみに因る干渉
まず最初に、議論対象のキャリアとは周波数シフトした同一時点で送信された第一リングのキャリアに起因してその議論対象のキャリアに影響を及ぼす固有干渉が議論される。
【００９９】
この場合、ｎ＝ｎ０で、次式が成り立つ。
【数１４】
2004509561.tif 000014
差ｍ−ｍ０の値に関して２つの場合が考えられなければならない。
・ｍ−ｍ０＝１の場合、
【数１５】
2004509561.tif 000015
・ｍ−ｍ０＝−１の場合、
【数１６】
2004509561.tif 000016
【０１００】
３．２．　周波数シフトしたキャリアのみに因る干渉
次に、議論対象のキャリアとはタイムシフトした同一周波数で送信された第一リングのキャリアに起因してその議論対象のキャリアに影響を及ぼす固有干渉が議論される。
この場合、ｍ＝ｍ０で、次式が成り立つ。
【数１７】
2004509561.tif 000017
差ｎ−ｎ０の値に関して２つの場合が考えられなければならない。
・ｎ−ｎ０＝１の場合、
【数１８】
2004509561.tif 000018
・ｎ−ｎ０＝−１の場合、
【数１９】
2004509561.tif 000019
【０１０１】
上記関係式から、タイムシフトしたキャリアのみまたは周波数シフトしたキャリアのみに因るキャリア（ｍ０，ｎ０）に対する干渉のキャンセレーション（解消）は次式によって表される。
α１（ａｍ０−１，ｎ０−ａｍ０＋１，ｎ０）（−１）ｎ０＋α２（ａｍ０，ｎ０−１−ａｍ０，ｎ０＋１）＝０
・・・（Ｖ）
ここで、
α１＝Ａｇ（０，ν０）＝Ａｇ（０，−ν０）、
α２＝Ａｇ（τ０，０）＝Ａｇ（−τ０，０）
ａｍ，ｎ∈Ｒはキャリア（ｍ，ｎ）で伝送されたシンボルである。ｇ（ｔ）の上記特徴以外に、プロトタイプ関数はα１＝α２（＝α）であるものと仮定される。これは特にイオタ関数に当てはまる。このとき式（Ｖ）は以下のように書くことができる。
（ａｍ０−１，ｎ０−ａｍ０＋１，ｎ０）（−１）ｎ０＋ａｍ０，ｎ０−１−ａｍ０，ｎ０＋１＝０
・・・（ＶＩ）
【０１０２】
式（ＶＩ）はｎ０の値に依存するので、ｎ０が偶パリティ値か奇パリティ値かによって２つの別個の式が存在する。
【０１０３】
３．３．　タイムシフト及び周波数シフトしたキャリアに因る干渉
この場合、第一リングの干渉をキャンセルすることが追求されるキャリアのポジションに応じて４つの場合に場合分けされる。
・ｍ−ｍ０＝１かつｎ−ｎ０＝１の場合、
【数２０】
2004509561.tif 000020
・ｍ−ｍ０＝１かつｎ−ｎ０＝−１の場合、
【数２１】
2004509561.tif 000021
・ｍ−ｍ０＝−１かつｎ−ｎ０＝１の場合、
【数２２】
2004509561.tif 000022
・ｍ−ｍ０＝−１かつｎ−ｎ０＝−１の場合、
【数２３】
2004509561.tif 000023
【０１０４】
さらに、ｇ（ｔ）の上述した特性により次の関係が成立する。
Ａｇ（τ０，ν０）＝Ａｇ（−τ０，ν０）＝Ａｇ（−τ０，−ν０）＝Ａｇ（τ０，−ν０）（＝β）
【０１０５】
このことから、タイムシフト及び周波数シフトしたキャリアに因る干渉のキャンセレーションは次の関係式を使って表現することができることが導かれる。
（ａｍ０−１，ｎ０−１＋ａｍ０＋１，ｎ０＋１＋ａｍ０＋１，ｎ０−１＋ａｍ０−１，ｎ０＋１）（−１）ｎ０＝０
・・・（ＶＩＩ）
【０１０６】
この式はｎ０の値に依存するが、ａｍ，ｎを以下の値に選ぶことによって常にキャンセルすることができる。
ａｍ０−１，ｎ０−１＋ａｍ０＋１，ｎ０＋１＋ａｍ０＋１，ｎ０−１＋ａｍ０−１，ｎ０＋１＝０
・・・（ＶＩＩＩ）
【０１０７】
つまり、シンボルのポジションが何であれ、すなわちｎ０の値が何であれ、第一リングのデータ要素を統括する単一の関係式が得られる。
【０１０８】
前述の式から、Ｃｍ０，ｎ０をキャンセルする必要十分条件は次式で与えられる。
α（ａｍ０＋１，ｎ０−ａｍ０−１，ｎ０）＋（−１）ｎ０（ａｍ０，ｎ０＋１−ａｍ０，ｎ０−１）
−β（ａｍ０＋１，ｎ０＋１＋ａｍ０−１，ｎ０＋１＋ａｍ０＋１，ｎ０−１＋ａｍ０−１，ｎ０−１）＝１
・・・（ＩＸ）
【０１０９】
４．　実際的なチャネルの場合における固有干渉（ＩＳＩ）
次に、実際的なチャネル（ｒｅａｌｉｓｔｉｃ ｃｈａｎｎｅｌ）の場合において固有干渉のキャンセレーションを可能にするために第一リングのキャリアのデータ要素によって満たされるべき拘束条件を設定することを試みる。
【０１１０】
実際的なチャネルについては、上述したようなチャネルの動き（ａｃｔｉｏｎ）のモデリング（ｍｏｄｅｌｉｎｇ）が与えられると、キャリア（ｍ０，ｎ０）での固有干渉ＩＳＩは以下のように書くことができることが思い起こされるだろう。
【数２４】
2004509561.tif 000024
従って、この実際的な場合における第一リングに因る固有干渉ＩＳＩは次式に等しい。
【数２５】
2004509561.tif 000025
【０１１１】
この固有干渉項を単純にキャンセルすることができるようにするために、チャネルがこの第一リング上で一定であると考えることができると仮定する。すると次式が得られる。
【数２６】
2004509561.tif 000026
この結果、次式が成立する。
【数２７】
2004509561.tif 000027
【０１１２】
この仮定は本発明では変調のパラメータを適切に選ぶことによって実際に満たされ、理想チャネルの場合と同じ項（Ｃｍ０，ｎ０）のキャンセレーションに帰着させることができるようになる。
【０１１３】
７．　ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボル全体で固有干渉を抑えるフレーミング作業
本発明は、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボル全体にわたって固有干渉のかなりの部分をキャンセルすることができるようにする特異的なプリアンブルの概念と、そしてこの結果もたらされる伝送されるべきペイロード情報のフレーミングとに基づくものである、ことが思い起こされるだろう。この特異的なプリアンブルは基準シンボルを構成し、チャネル推定に使用することができる。各キャリアで受信された値を基に、既知の送信値による単純な割り算によって、伝送チャネルの満足いく推定を表す係数Ｈｎ，ｋを見出すことが可能である。
【０１１４】
基準シンボルによるこの種のチャネル推定を実行するために、チャネルはフレーム全体でほとんど不変であると想定されることが思い起こされるだろう。
【０１１５】
７．１　プリアンブル
図２と図３に、或る与えられたキャリアに関係する第一リングと第二リングをキャンセルするために使用されるプリアンブルの詳細な構造を示す。図２（と図３それぞれ）は中央のシンボルのインデックスｎ０の偶パリティ値（または奇パリティ値）に対するプリアンブルに実現される規則的パターンを示している。
【０１１６】
７．１．１　第一リングに因るＩＳＩのキャンセレーション
インデックスｎ０を持つシンボルについて、∀ｍ∈｛０，．．．，Ｍ−１｝に対してＣｍ，ｎ０＝０であることが望ましい。実際に、中央のシンボルの全てのキャリアに対して、キャリアの第一リングに因る固有干渉はゼロであることが望ましい。この目的のため、パターンは関係式（ＩＶ）と（ＶＩ）が（ｍ，ｎ０）（ｍ＝０，．．．Ｍ−１、Ｍは信号の基準シンボルのキャリアの数であるが、キャリアの完全なリングを全く定義することが可能でない信号のスペクトルの端の基準キャリアはできる限り除かれる）に対して成立することを保証するものとして決定される。
【０１１７】
信号のスペクトルの端のキャリアに関する問題に対する解決策を与えるために、第１の代替実施態様として、０からＭ−１までの番号のＭ個のキャリアを含む基準シンボルと、１からＭ−２までの番号のＭ−２個のキャリアのみを含むペイロード・シンボルとを伝送することが考えられた。結果、信号のスペクトルのそれぞれの端に位置する２つの追加の被変調キャリアによって、関係式（ＩＶ）と（ＶＩ）が成立することを示すことが可能なインデックス１〜Ｍ−２の基準キャリアの第一リングを完成することが可能となる。もちろん、この種の代替実施態様は、被変調キャリア、すなわち信号のスペクトルの端にゼロ値キャリアが存在しないとき、に適用することができることに注意する。
【０１１８】
さらに、この種の代替実施態様によれば、受信の際に実施される信号の帯域通過濾波（ｂａｎｄｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ）の性能が改善される。実際、この種の代替実施態様により実現される帯域通過フィルタの幅は、ペイロード・シンボルのものよりも大きな基準シンボルの周波数幅によって決定され、ペイロード・データの保護を改善することができるようになる。
【０１１９】
信号のスペクトルの端に位置する基準キャリアに関する問題を穴埋めするために使用される第２の代替実施態様では、Ｍ個のキャリアを含む基準シンボルとペイロード・シンボルを伝送して、チャネルの推定を実行する間に、チャネルの伝達関数の係数の外挿を実行して可能な限り効率的に０〜Ｍ−１のインデックスを有する係数を取得する。
【０１２０】
これら２つの代替実施態様は両立しないわけではないが、これら２つの方法のいずれか１つが一般的には優先される。
【０１２１】
図２と図３に示された特定の実施態様では、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）信号をそのロバスト性（ｒｏｂｕｓｔｎｅｓｓ）のために使用することが選ばれる。ＱＰＳＫシンボルの実部と虚部は、ｅをそれぞれのキャリアで伝送されるシンボルのエネルギーの値とすれば、値±√ｅを採ることがある。もちろん、本発明に適したどんな他のタイプの信号も使用することを選ぶことも可能である。
【０１２２】
ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボル上の第一リングに因る干渉を消すには、本発明に依れば、先行するシンボルと後続するシンボルを考慮することが必要である。つまり、プリアンブル２１（と３１それぞれ）が選ばれる。このプリンブルは、図２（と図３それぞれ）に示されているように、３つのＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボル２１１、２１２と２１３（と３１１、３１２と３１３それぞれ）によって形成される。先行するシンボル２１１（と３１１それぞれ）と後続するシンボル２１３（と３１３それぞれ）により構成される第一キャリア・リング上で伝送チャネルが一定であると仮定して、プリアンブルの中央のシンボル２１２（と３１２それぞれ）において関係式（ＶＩ）と（ＶＩＩＩ）がキャンセルされるかについてチェックされる。
【０１２３】
この特異的なプリアンブルにより、図２（と図３それぞれ）に示されたｎ０の偶パリティ値（と奇パリティ値それぞれ）についてインデックスｎ０を持つシンボル２１２（と３１２それぞれ）上の第一リングに因るＩＳＩをキャンセルすることができる。
【０１２４】
図２と図３に示されたこの特定の実施態様に依れば、インデックスｎ０を持つ中央のシンボル２１２（と３１２それぞれ）はデータ要素が＋√ｅに等しい２つのキャリアとデータ要素が−√ｅに等しい２つのキャリアが交互に配置される。
【０１２５】
インデックスｎ０を持つ偶パリティの中央のシンボル２１２の場合には、先行するシンボル２１２（と後続するシンボル２１３それぞれ）は中央のシンボル２１２から周波数空間においてキャリアを１ステップだけ左方（または右方それぞれ）にシフトさせることによって得られる。
【０１２６】
インデックスｎ０を持つ奇パリティの中央のシンボル３１２の場合には、先行するシンボル３１２（と後続するシンボル３１３それぞれ）は中央のシンボル２１２から周波数空間においてキャリアを１ステップだけ右方（または左方それぞれ）にシフトさせることによって得られる。
【０１２７】
７．１．２　最初の２つのリングに因るＩＳＩのキャンセレーション
プロトタイプ関数ｇ（ｔ）は実関数かつ偶関数であることと、Ａｇ（２ｎτ０，２ｍν０）＝δｍ，０δｎ，０となるような関数であることが仮定される。
【０１２８】
図２と図３に示されたパターンの５つの連続するシンボルによって形成されるプリアンブル２２（または３２それぞれ）を議論することによって、かつ、これら５つのシンボル上でチャネルが不変であることを仮定することによって、中央のシンボル２１２（と３１２それぞれ）上の第二リングに因る固有干渉（ＩＳＩ）もキャンセルされることを示すことができる。
【０１２９】
Ｃ１＆２ｍ０，ｎ０をこれら最初の２つのリングを表すものとすると、
Ｒｉｎｇ１＆２ｍ０，ｎ０＝｛（ｍ，ｎ）｜（（ｍ−ｍ０），（ｎ−ｎ０））∈｛−２，−１，０，１，２｝２、かつ（ｍ，ｎ）≠（ｍ０，ｎ０）｝
としたときに、
【数２８】
2004509561.tif 000028
ここでｍ０∈［０，Ｍ−１］で、信号のスペクトルの端に位置する基準キャリア、すなわちインデックス０とＭ−１のキャリア、はできる限り除く。
【０１３０】
ここで既に言及したように、信号のスペクトルの端のキャリアの問題を穴埋めするために、チャネルの推定中に、信号のスペクトルの端のキャリアに付随するインデックス０，１，Ｍ−２とＭ−１を持つ係数を最善に決定するために、チャネルの伝達関数の係数の外挿を実行することが可能である。
【０１３１】
ペイロード・シンボルより多くのキャリアを含む基準シンボルの伝送を考えることも可能である。例えば、インデックスが０〜Ｍ−１のＭ個のキャリアを含む基準シンボルと、インデックスが２〜Ｍ−３のＭ−４個のキャリアを含むペイロード・シンボルとを構成することが可能である。こうして、インデックスが２とＭ−３の基準キャリアの第一及び第二のリングが完全であることが保証される。
【０１３２】
これら２つの方法は両立しないわけではないが、信号のスペクトルの端の基準キャリアの問題を解決するためにこれら２つの代替実施態様のいずれか１つが一般的は優先される。
【０１３３】
図２（と図３それぞれ）には、インデックスｎ０が偶パリティ値（と奇パリティ値）である中央のシンボル２１２（と３１２それぞれ）に対して５つのシンボル２１１〜２１５（と３１１〜３１５それぞれ）によって形成されるプリアンブル２２（と３２それぞれ）の構造が示されている。
【０１３４】
この種のプリアンブル２２は、第一リングに因る干渉のキャンセレーションに対応するプリアンブル２１と、２つのシンボル２１４と２１５とによって構成される。シンボル２１４（と２１５それぞれ）は、中央のシンボル２１２のインデックスｎ０が偶パリティ値であるとき、先行するシンボル２１１（と後続するシンボル２１５それぞれ）からキャリアを周波数空間において１ステップだけ左方（または右方それぞれ）にシフトさせることによって得られる。
【０１３５】
同様に、この種のプリアンブル３２は、第一リングに因る干渉のキャンセレーションに対応するプリアンブル３１と、２つのシンボル３１４と３１５とによって構成される。シンボル３１４（と３１５それぞれ）は、中央のシンボル３１２のインデックスｎ０が奇パリティ値であるとき、先行するシンボル３１１（と後続するシンボル３１５）からキャリアを周波数空間において１ステップだけ右方（または左方それぞれ）にシフトさせることによって得られる。
【０１３６】
７．２　フレーミング
ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭタイプの変調を実行する伝送システムまたは放送システムについて、ここに既に述べた特定のチャネル推定の結果もたらされるフレーミング（フレームはＨｉｐｅｒｌａｎ／２規格により「バースト（ｂｕｒｓｔ）」と称される）は、
・チャネル推定に供される部分が図２と図３に示されたものに似た構造を有するプリアンブルと、
・そのデータの再生にはプリアンブルで実行されるチャネル推定が使用されるペイロード情報を搬送するＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボルの集合によって形成されるペイロード情報（「ペイロード（ｐａｙｌｏａｄ）」はＨｉｐｅｒｌａｎ／２規格で使用される用語）に供される部分と、
を具備する。
【０１３７】
明らかに、全フレーム長はフレーム上でチャネルが不変であるという仮定を満たすよう選ばれる。
【０１３８】
［補遺１　アンビギュイティ関数］
１．定義
関数ｘ（ｔ）とそのフーリエ変換Ｘ（ｆ）を用意する。それに時間積と周波数積を付随させることができる。これらはそれぞれ以下のように定義される。
γｘ（ｔ，τ）＝ｘ（ｔ＋τ／２）ｘ＊（ｔ−τ／２）
Γｘ（ｆ，ν）＝Ｘ（ｆ＋ν／２）Ｘ＊（ｆ−ν／２）
【０１３９】
ｘのＷｉｇｎｅｒ−Ｖｉｌｌｅ変換とアンビギュイティ関数は次式で与えられる。
【数２９】
2004509561.tif 000029
【０１４０】
２．　アンビギュイティ関数の対称性
関数ｘ（ｔ）を用意する。記法ｘ−とｘ〜はそれぞれ次のように定義される関数を表す。
【数３０】
2004509561.tif 000030
このとき次のような関係が成立する。
Ａｘ（τ，ν）＝∫ｅ−２ｉπνｔｘ（ｔ＋τ／２）ｘ＊（ｔ−τ／２）ｄｔ
から、ｕ＝−ｔで置き換えると、
Ａｘ（τ，ν）＝∫ｅ２ｉπνｕｘ（−ｕ＋τ／２）ｘ＊（−ｕ−τ／２）ｄｕ＝
∫ｅ２ｉπνｕｘ（ｕ−τ／２）ｘ＊（ｕ＋τ／２）ｄｕ＝Ａｘ＊（τ，ν）
このことから、関数ｘ（ｔ）が偶パリティ値、すなわちｘ＝ｘ−の場合、そのアンビギュイティ関数は実関数である。さらに次の関係に注意する。
Ａｘ＊（τ，ν）＝∫ｅ−２ｉπνｔｘ＊（ｕ＋τ／２）ｘ（ｕ−τ／２）ｄｕ＝Ａｘ（−τ，ν）
これら２つの関係を組み合わせると、次式が得られる。
【数３１】
2004509561.tif 000031
【０１４１】
３．　アンビギュイティ関数とフーリエ変換
アンビギュイティ関数の定義は次のように書くことができる。
Ａｘ（τ，ν）＝∫Γｘ（ｆ，ν）ｅ２ｉπｆτｄｆ＝∫γＸ（ｆ，ν）ｅ２ｉπｆτｄｆ＝ＡＸ（ν，−τ）
または同じようにして、
ＡＸ（τ，ν）＝Ａｘ（−ν，τ）
【０１４２】
４．　アンビギュイティ関数と周波数・時間並進
任意のプロトタイプ関数ｘ（ｔ）のトランスレートした関数（ｔｒａｎｓｌａｔｅｄ ｆｕｎｃｔｉｏｎ）を議論する。すなわち、
【数３２】
2004509561.tif 000032
付随するアンビギュイティ関数は次のように書くことができる。
【数３３】
2004509561.tif 000033
すなわち、ｕ＝ｔ−τｋとすれば、
【数３４】
2004509561.tif 000034
【０１４３】
５．　直交性とアンビギュイティ関数
＜一般の場合＞
同じ関数ｘ（ｔ）の２つのトランスレートした関数を議論する。
【数３５】
2004509561.tif 000035
これら２つの関数のスカラー積は次のように書くことができる。
【数３６】
2004509561.tif 000036
従ってｕ＝ｔ−（τｋ＋τｋ’）／２とすれば、
【数３７】
2004509561.tif 000037
【図面の簡単な説明】
【図１】
本発明におけるマルチキャリア信号の或る与えられたキャリアに関する第一リングの定義を示すための図である。
【図２】
特に図１に示された第一リングに因る、偶パリティ・インデックスｎ０の中央のシンボルに影響を及ぼす固有干渉をキャンセルできるようにする、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボルのフレームのプリアンブルの構造の一具体例を示した図である。
【図３】
奇パリティ・インデックスｎ０の中央のシンボルに影響を及ぼす固有干渉をキャンセルできるようにする、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボルのフレームのプリアンブルの構造の一具体例を示した図である。
【図１】
2004509561.tif 000040
【図２】
2004509561.tif 000041
【図３】
2004509561.tif 000042
【国際公開パンフレット】
2004509561.tif 000043
2004509561.tif 000044
2004509561.tif 000045
2004509561.tif 000046
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2004509561.tif 000048
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2004509561.tif 000051
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2004509561.tif 000060
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2004509561.tif 000069
2004509561.tif 000070
2004509561.tif 000071
2004509561.tif 000072
2004509561.tif 000073
2004509561.tif 000074
2004509561.tif 000075
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2004509561.tif 000077
2004509561.tif 000078
2004509561.tif 000079
2004509561.tif 000080
2004509561.tif 000081
2004509561.tif 000082
【国際調査報告】
2004509561.tif 000083
2004509561.tif 000084
2004509561.tif 000085
2004509561.tif 000086
2004509561.tif 000087
2004509561.tif 000088