(57)【要約】受信機の校正が行われる。まず、受信機の入力端が有効信号を受信しないことを確実にする。つぎに、受信機の直交出力信号が相関され、受信信号をダウンコンバートするために用いられる直交局部発振信号の相対位相が、最小相関値に相当する値にセットされる。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信機（２）の入力に有効信号が存在しないことを確実にする工程と、
前記受信機（２）から与えられる、ノイズ信号（ｖｎ（ｔ））を表す直交出力信号（ｖＩ（ｔ）、ｖＱ（ｔ））を相互相関する工程と、
受信信号をダウンコンバート（８，９）することにより前記直交出力信号を発生させる際に用いられる直交局部発振信号（２３，２４）の相対位相を、前記相互相関された直交出力信号（ｖＩ（ｔ）、ｖＱ（ｔ））に基づいて調整（２２）する工程と、
を備えることを特徴とする、受信機の校正方法。
【請求項２】
前記ノイズ信号（ｖｎ（ｔ））は、狭周波数帯域限定ノイズ信号であることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記相対位相（θ０）を、前記相互相関における最小相互相関出力値（ＭＩＮ）に調整することを特徴とする、請求項１に記載の方法。
【請求項４】
前記受信機（２）は低中間周波数受信機であり、前記最小相互相関値は、実質的にゼロであることを特徴とする、請求項３に記載の方法。
【請求項５】
受信信号から直交ダウンコンバート信号を生成する、直交ダウンコンバート手段（８，９）と、
前記直交ダウンコンバート手段（８，９）に直交局部発振信号（２３，２４）を与える、局部発振手段（２５）と、
前記直交ダウンコンバート信号から低域フィルタ信号（ｖＩ（ｔ）、ｖＱ（ｔ））を生成する、低域フィルタ手段（１１，１４）と、
ノイズ信号（ｖｎ（ｔ））を表す前記低域フィルタ信号（ｖＩ（ｔ）、ｖＱ（ｔ））を相互相関する、相互相関手段（４０，４１）と、
前記直交局部発振信号（２３，２４）の相対位相を、前記相互相関された低域フィルタ信号に基づいて調整する、調整手段（１７）と、
を備えることを特徴とする、受信機（２）。
【請求項６】
前記受信機はゼロ中間周波数受信機であり、前記低域フィルタ信号からＤＣオフセット信号成分を除くためのＡＣ切り離し手段（１２，１５）を更に備えることを特徴とする、請求項５に記載の受信機（２）。
【請求項７】
前記受信機（２）の入力を前記受信機（２）のアンテナ（５）から切り離すことによって、前記受信機（２）が有効信号を受信しないことを確実にする、切り離し手段（７）を更に備えることを特徴とする、請求項５に記載の受信機（２）。
【請求項８】
前記相互相関手段（４０，４１）はミキサ（４０）と積分器（４１）とを有し、前記ミキサは前記低域フィルタ信号（ｖＩ（ｔ）、ｖＱ（ｔ））をミキシングし、前記積分器（４１）は、ミキシングされた低域フィルタ信号を積算し、前記調整された相対位相を表す信号を生成することを特徴とする、請求項５に記載の受信機（２）。
【請求項９】
受信信号から直交ダウンコンバート信号を生成するよう構成されている、直交ダウンコンバータ（８，９）と、
前記直交ダウンコンバータ（８，９）に直交局部発振信号（２３，２４）を与えるよう構成されている、局部発振器（３０）と、
前記直交ダウンコンバート信号から低域フィルタ信号（ｖＩ（ｔ）、ｖＱ（ｔ））を生成する、第１及び第２の低域フィルタ（１１，１４）と、
ノイズ信号（ｖｎ（ｔ））を表す前記低域フィルタ信号（ｖＩ（ｔ）、ｖＱ（ｔ））を相互相関する、相互相関器（４０，４１）と、
前記相互相関された低域フィルタ信号に基づいて、前記直交局部発振信号（２３，２４）の相対位相を調整（２２）するよう構成されている、コントローラ（１７）と、
を備えることを特徴とする、受信機（２）。
【請求項１０】
前記受信機は低中間周波数受信機であり、前記相互相関器（４０，４１）は前記相対位相を実質的にゼロ相互相関値に調整するよう構成されていることを特徴とする、請求項９に記載の受信機（２）。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
本発明は、直交受信機（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ｒｅｃｉｅｖｅｒ）の校正に関する。この受信機は、例えばいわゆる２．４ＧＨｚＩＳＭバンドで動作する受信機であるか、または他の適当な受信機である。
【０００２】
米国特許第５，９４９，８２１号には、同相成分および直交成分を用いて信号を検波する無線通信装置が開示されている。この無線通信装置は、受信信号を歪ませる位相及び利得の不均衡を補正するイコライザを備えている。このイコライザは、受信信号の同相成分および直交成分のピーク振幅を求める。同相成分と直交成分間との間の位相の不均衡は、ピーク振幅を用いて求められる。ピーク振幅と位相の不均衡は、同相成分と直交成分の少なくとも１つを調整することにより、同相成分および直交成分間のいかなる不均衡をも補正するために用いられる。位相推定器は、サンプリングされ、ダウンコンバートされた受信信号から分離された同相成分及び直交成分の位相の不均衡を、１対の直交ミキサを用いて正弦信号（ωｔ）と余弦信号（ωｔ）とを加えることにより、推定する。位相の不均衡は、２／（未補正の同相成分及び直交成分のピーク振幅の推定値の積）と、（未補正の同相成分および直交成分の相互相関）との積の逆正弦関数として求められる。このように、イコライザは受信信号、つまり有効信号の振幅および位相の不均衡を補正する。
【０００３】
本発明の目的は、局部発振器の直交成分の位相を調整する直交受信器を提供し、狭周波数帯域ノイズ信号を表す直交出力信号を用いることにある。
【０００４】
本発明の他の目的は、上述の位相調整が受信機の同相および直交部での利得誤差とに依存しないで行われる、直交受信機を提供することにある。
【０００５】
さらに、本発明の目的は、上述の位相調整において、受信機の相互相関直交出力信号から得られる位相調整信号が用いられる、直交受信機を提供することにある。
【０００６】
本発明によれば、
受信機の入力に有効信号が存在しないことを確実にする工程と、
前記受信機から与えられる、ノイズ信号を表す直交出力信号を相互相関する工程と、
受信信号をダウンコンバートすることにより前記直交出力信号を発生させる際に用いられる直交局部発振信号の相対位相を、前記相互相関された直交出力信号に基づいて調整する工程と、
を備えることを特徴とする、受信機の校正方法、が提供される。
【０００７】
本発明は、受信機において、早い段階、すなわち受信信号をダウンコンバートする際に平衡した直交信号を生成することによって、複雑な補正が必要でなくなるという見通し、さらに低域濾波されたノイズ信号を相互相関することにより、受信機の同相および直交部での利得誤差とは独立した位相不均衡を表す信号を提供できるという見通しに基づいて成されたものである。
【０００８】
実施の形態の１つでは、受信機はゼロＩＦ受信機である。この実施の形態では、直交局部発振器の相対位相は、最小相互相関値にセットされている。この実施の形態では、同相および直交部のＤＣオフセットはＡＣカプラによって効果的に除かれている。
【０００９】
他の実施の形態では、受信機は低ＩＦ受信機である。この実施の形態では、直交局部発振器の相対位相は、ゼロ相互相関値にセットされている。
【００１０】
位相校正の間に有効信号が受信されないようにするために、受信機の入力は、有効信号を受信するアンテナから切り離されてもよい。これにより、相互相関は、純粋にノイズ信号に基づいて成されることが確実になる。
【００１１】
図中において、同じ要素には同じ参照用数字が用いられる。
【００１２】
図１は、本発明によるトランシーバ１のブロック図である。この例では、トランシーバ１は、いわゆる２．４ＧＨｚＩＳＭ（産業、科学、医療用）バンドで動作し、送受信を同じ周波数で行うため、同調発振器を１つのみ必要とする、いわゆるゼロＩＦトランシーバである。トランシーバ１は、いわゆるゼロＩＦ（中間周波数）トランシーバであっても、低ＩＦトランシーバであってもよい。トランシーバ１は、受信部２と、送信部３とを備える。本発明は、受信機として実施することもできる。その場合は送信部は存在しない。受信部２は、フィルタ６を介してアンテナ５に接続される低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）４と、送受信スイッチ７とを備える。ＬＮＡ４は、それぞれ同相および直交受信部にある１対の直交ミキサ８，９に接続されている。利得調整増幅器１０を介して、ミキサ８は低域フィルタ１１と接続されている。ＡＣカプラ１２を介して、低域フィルタ１１はＡＤコンバータ１３に接続されている。低域フィルタ１４を介して、ミキサ９はＡＣカプラ１５に接続されている。ＡＣカプラ１５は、ＡＤコンバータ１６に接続されている。ＡＣカプラ１２，１５は、受信部２でのＤＣオフセット誤差を除くために、ゼロＩＦトランシーバの場合に用いられる。ＡＤコンバータ１３，１６は、ベースバンド処理手段１７の一部であり、受信された無線周波数信号をダウンコンバートすることによって得られる直交信号ｖＩ（ｔ）およびｖＱ（ｔ）のサンプルを出力するためのものである。直交信号ｖＩ（ｔ）およびｖＱ（ｔ）は、ゼロＩＦまたは低ＩＦ信号であってもよい。ベースバンド処理手段１７は、プロセッサ１８、プログラムデータおよび他の不揮発性データを格納する不揮発性メモリ１９、揮発性データを格納する揮発性メモリ２０、および受信部２にある局部発振手段２５から出力される１対の直交局部発振信号２３，２４の相対位相を調整するための位相調整信号２２を出力するＤＡコンバータ２１をさらに備える。
【００１３】
本発明によれば、位相調整信号２２は、低ノイズ増幅器４の出力のノイズ信号ｖｎ（ｔ）により決定される。ノイズの大部分はミキサ段階の前、すなわちＬＮＡ４内で発生すると仮定している。
【００１４】
ノイズ信号ｖｎ（ｔ）は、ｎＩ（ｔ）およびｎＱ（ｔ）を互いに独立したゼロ平均ガウス型ランダム変数、ωｃを局部発振周波数とした場合、
ｖｎ（ｔ）＝ｎＩ（ｔ）．ｃｏｓ（ωｃｔ）−ｎＱ（ｔ）．ｓｉｎ（ωｃｔ）
と表すことができる。
【００１５】
直交ダウンコンバートと低域濾波の段階の後、ｖｎ（ｔ）から直交信号ｖＩ（ｔ）およびｖＱ（ｔ）が得られる。
【００１６】
図３に示すとおり、相互相関とその後の積算により、位相の不均衡を表す信号ｖＯＵＴが得られる。低ＩＦ受信機の場合は、相互相関により実質的にゼロの出力信号が発生するまで局部発振器の相対位相が調整される。ゼロＩＦ受信機の場合は、相互相関により最小の出力信号が発生するまで局部発振器の相対位相が調整される。
【００１７】
上述したことに加えて、以下も成り立つ。
ｖＩ（ｔ）＝ＬＰＦ［ｖｎ（ｔ）．ｃｏｓ（ωｃｔ）］＝ｎＩ（ｔ）
（ＬＰＦは低域濾波を表す）
ｖＱ（ｔ）＝ＬＰＦ［ｖｎ（ｔ）．α．ｓｉｎ（ωｃｔ＋θ）］
（αは利得の不均衡、θは位相誤差をあらわす）
上のｖＱ（ｔ）の式に、ｖｎ（ｔ）＝ｎＩ（ｔ）．ｃｏｓ（ωｃｔ）−ｎＱ（ｔ）．ｓｉｎ（ωｃｔ）を代入すると、
ｖＱ（ｔ）＝ＬＰＦ［｛ｎＩ（ｔ）．ｃｏｓ（ωｃｔ）−ｎＱ（ｔ）．ｓｉｎ（ωｃｔ）｝．α．ｓｉｎ（ωｃｔ＋θ）］
が得られる。
【００１８】
基本的な角度測定式をあてはめると、以下が得られる。
【００１９】
ｖＱ（ｔ）＝−α．ｃｏｓ（θ）．ｎＱ（ｔ）＋α．ｓｉｎ（θ）．ｎＩ（ｔ）
ｖＩ（ｔ）の低域濾波により、以下が得られる。
【００２０】
ｖＩ（ｔ）＝ｎＩ（ｔ）
ｖＩ（ｔ）およびｖＱ（ｔ）を相互相関することにより、最小値が利得誤差αとは独立した信号が得られる。
α．ｓｉｎ（θ）［ｎＩ（ｔ）＊ｎＩ（ｔ）］＝Ｋ．ｓｉｎ（θ）
（＊は相互相関演算子、Ｋは定数をあらわす）
【００２１】
本発明によれば、直交局部発振器の相対位相は最小相互相関値にセットしてあるため、直交位相不均衡を最小限にすることができる。
【００２２】
図２は、本発明による局部発振手段２５の位相調整の実施の形態を示す回路図である。局部発振手段２５は、局部発振器３０を有している。局部発振器３０は、ＰＬＬ（位相同期ループ）により制御されるＶＣＯ（電圧制御発振器）でよく、これに安定した基準発振信号が与えられる。抵抗３１およびコンデンサ３２から成るＲＣ回路を経由して、第１の直交ＬＯ信号が得られ、コンデンサ３３と制御電界効果トランジスタ３４とから成るＲＣ回路を経由して、第２の直交ＬＯ信号が得られる。平衡したとき、第１及び第２の直交ＬＯ信号の相対位相は９０°である。ＤＡＣ２１は、位相誤差に比例する位相調整信号２２を電界効果トランジスタ３４に与える。
【００２３】
図３は、本発明による低域濾波された信号の相互相関を示す。低域濾波された直交信号ｖＩ（ｔ）およびｖＱ（ｔ）は、積分器４１に接続されたミキサ４０の入力端に与えられる。
【００２４】
図４は、本発明による、ゼロＩＦ受信機の相互相関を示す。信号ｖＯＵＴは、位相誤差θの関数として表されている。位相調整信号２２は、信号ｖＯＵＴの最小値ＭＩＮにおける位相θ＝θ０に相当する値がセットされている。
【００２５】
図５は、本発明による、位相調整を表すフローチャートである。ブロック６０では、受信部の入力端に有効信号が無いことを確実（ｅｎｓｕｒｅ）にしている。ブロック６１では、受信機の直交出力信号は相互相関されている。ブロック６２では、直交局部発振器の相対位相は最小相互相関値に基づいて調整されている。
【００２６】
上述のことに鑑みて、請求項に記載された本発明の範囲内で様々な修正が可能であり、故に本発明は上述した例に限定されないことが、当業者には明らかである。「備える（ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ）」という語は、請求項に挙げたものの他に構成要素や工程が存在することを否定するものではない。
【図面の簡単な説明】
【図１】
本発明による受信機を備えるトランシーバのブロック図。
【図２】
本発明による局部発振器の位相調整の実施の形態を示す回路図。
【図３】
本発明による、低域濾波された信号の相互相関を示す図。
【図４】
本発明による、ゼロＩＦ受信機内の相互相関を示す図。
【図５】
本発明による位相調整を示すフローチャート。
【図１】
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【図３】
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【図５】
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【国際公開パンフレット】
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2004509547.tif 000012
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【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
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【国際調査報告】
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