(57)【要約】スイッチモード増幅器（１１０）を補償するシステムおよび方法。増幅器システムは、スイッチング増幅器回路（１１３）の出力からアナログ信号を復元する回路の出力に接続される適応フィルタ（１１４）を備える。適応フィルタ（１１４）は、システムを介して、順方向経路の逆伝達関数を導く。導かれた逆伝達関数は、補償フィルタ（１２１ａ、１２１ｂ）が、それぞれ、増幅器システムの出力負荷変動を補償するための係数マップ（１１５）を生成するために用いられる。開示される方法では、逆伝達関数を導くステップは、システムスタートアップ時、または、ユーザの要求に応答して、適応フィルタを連続して較正するステップをさらに含み得る。【選択図】図３
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
増幅器システムであって、
負荷を駆動するスイッチング増幅器回路と、
該スイッチング増幅器回路の出力信号からアナログ信号を復元するアナログ変換回路と、
該増幅器システムを介して逆伝達関数を導き、応答して係数マップを生成する、該アナログ変換回路の出力に接続される適応フィルタと、
該スイッチング増幅器回路に接続され、かつ、該負荷の変動を補償する該係数マップに応答する補償フィルタと
を備える、増幅器システム。
【請求項２】
増幅されるべき入力信号を受ける制御回路と、
該制御回路からの駆動信号に応答して、増幅信号を出力するように構成されるスイッチングユニットと
をさらに備える、請求項１に記載のシステム。
【請求項３】
前記制御回路は、パルス幅変調器（ＰＷＭ）を備える、請求項２に記載のシステム。
【請求項４】
前記順方向経路は、前記増幅器ユニット、前記アナログ変換回路、および、該アナログ変換回路に接続される前記アナログ信号を受ける負荷を備える、請求項１に記載のシステム。
【請求項５】
前記アナログ変換回路は、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）を備える、請求項１に記載のシステム。
【請求項６】
前記増幅器ユニットの入力に接続される補償フィルタであって、該補償フィルタは、前記適応フィルタからのデータに応答して前記逆伝達関数を生成するように構成される、補償フィルタをさらに備える、請求項１に記載のシステム。
【請求項７】
前記適応フィルタは、第１の有限インパルス応答デジタルフィルタ（ＦＩＲ）を備え、前記データは、該第１のＦＩＲの係数値を備える、請求項６に記載のシステム。
【請求項８】
前記アナログ変換回路の出力と前記適応フィルタとの間に接続されるアナログデジタル変換器（ＡＤＣ）をさらに備える、請求項７に記載のシステム。
【請求項９】
雑音源であって、該雑音源は、前記適応フィルタを訓練させる適応サイクルに応答して、前記スイッチング増幅器回路へ入力信号を提供するように動作可能である、雑音源をさらに備える、請求項１に記載のシステム。
【請求項１０】
前記増幅器ユニットへの信号入力および前記適応フィルタからの出力信号を受けるように構成される加算回路であって、該適応フィルタは、該加算回路からのエラー信号に応答して、前記逆伝達関数を導き、該エラー信号は、該増幅器ユニットへの該信号入力と該適応フィルタからの該出力信号との差を含む、加算回路をさらに備える、請求項１に記載のシステム。
【請求項１１】
前記補償フィルタは、第２の有限インパルス応答デジタルフィルタ（ＦＩＲ）を備え、該第２のＦＩＲは、該第２のＦＩＲへの前記第１のＦＩＲの前記係数値のコピーに応答するように構成される、請求項７に記載のシステム。
【請求項１２】
スイッチング増幅器システムにおける負荷変動を補償する方法であって、
適応フィルタを利用して該増幅器システムを介する逆伝達関数を導くステップと、
該逆伝達関数に対応する係数マップを生成するステップと、
該負荷変動を補償するために、該増幅器システムの順方向経路において、補償フィルタに該係数マップを適用するステップと
を包含する、方法。
【請求項１３】
前記逆伝達関数を導くステップは、前記適応フィルタを較正するステップを包含する、請求項１２に記載の方法。
【請求項１４】
前記適応フィルタを較正する前記ステップは、連続的に該適応フィルタを較正するステップか、ユーザの要求に応答して該適応フィルタを較正するステップか、または、前記増幅器システムのスタートアップ時に該適応フィルタを較正するステップを包含する、請求項１３に記載の方法。
【請求項１５】
前記適応フィルタを較正する前記ステップは、有限インパルス応答デジタルフィルタ（ＦＩＲ）の１つ以上の係数を調整するステップを包含する、請求項１３に記載の方法。
【請求項１６】
前記適応フィルタの構成データを補償フィルタへマッピングするステップであって、該補償フィルタは、前記増幅器システムに対する入力信号を受け、かつ、該増幅器システムを介して前記順方向経路における増幅のための信号を出力する、ステップをさらに包含する、請求項１３に記載の方法。
【請求項１７】
前記適応フィルタを較正する前記ステップが、ユーザの要求または前記増幅器システムのスタートアップ時に応答する場合、該適応フィルタの適応化を実行する前記ステップは、増幅器ユニットの入力へ雑音源を接続するステップであって、該増幅器ユニットは、該増幅器システムからの出力信号を提供する、ステップをさらに包含する、請求項１４に記載の方法。
【請求項１８】
増幅器であって、
入力信号を増幅する増幅器回路と、
該増幅器手段からの出力信号から、オーディオ信号を復元する回路と、
該増幅器を介して順方向経路の逆伝達関数を導く回路と
を備える、増幅器。
【請求項１９】
前記順方向経路は、前記増幅器に接続される負荷を備える、請求項１８に記載の増幅器。
【請求項２０】
前記逆伝達関数を導く前記回路からのデータに応答して、該逆伝達関数を生成する回路であって、該逆伝達関数を生成する回路は、前記入力信号を受け、かつ、前記増幅器回路へ信号を出力するように構成される、回路をさらに備える、請求項１８に記載の増幅器。
【請求項２１】
前記入力信号と前記逆伝達関数を前記導く回路からの出力信号との差を生成する回路であって、該導く回路は、該入力信号と該出力信号との該差に応答するように構成される、回路をさらに備える、請求項１８に記載の増幅器。
【請求項２２】
前記オーディオ信号を復元する前記回路は、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）を備える、請求項１８に記載の増幅器。
【請求項２３】
前記逆伝達関数を前記導く回路は、有限インパルス応答デジタルフィルタ（ＦＩＲ）を備え、該導出手段のための回路からの前記データは、該ＦＩＲの係数値を備える、請求項２０に記載の増幅器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般的には、スイッチモード電子増幅器に関し、より詳細には、スイッチモード増幅器を補償する回路および方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
クラスＤオーディオ電力増幅器（ＡＰＡ）は、高い帯域幅が決定的でない、有線電話のようなシステムにおいて、長年利用されてきた。しかし、より近年では、新しい製造技術、特に電力トランジスタを製造する新しい技術が、一体化クラスＤ  ＡＰＡを可能にした。これは、電池電力携帯音楽プレイヤーおよび無線通信デバイスを含む、より低電力、より広い帯域幅システムに対する潜在的な用途を拡張した。
【０００３】
クラスＤ増幅器の主要な利点は、それらの効率である。概して、オーディオ信号は、オーディオ信号の振幅に応じ幅を変化させるパルスの相当に高い周波数のストリーム（ｓｔｒｅａｍ）に変換される。このパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を利用して、結果的に９０パーセント（９０％）を上回る効率をもたらす、カットオフと飽和との間に電力出力トランジスタのセットをスイッチする。対照的に、典型的なクラスＡＢプッシュプル増幅器は、導電性が各半周期の間に線形に変化する出力トランジスタを用いて、６０パーセント（６０％）前後の効率を有する。クラスＤ増幅器の増加した効率は、電力消費を低減し、結果的に熱損失を少なくし、携帯用システムにおける電池寿命を改良する。
【０００４】
クラスＤ増幅器設計において示されなくてはならないある問題は、出力負荷の理想的でない応答である。特に、リアクティブ負荷の周波数応答に対して、いくらか適応されなくてはならない。さらに、増幅器は、システム出力に接続されるある範囲の異なる出力デバイスを駆動可能にすべきである。
【発明の開示】
【課題を解決するための手段】
【０００５】
（発明の要旨）
本発明の原理に従って、スイッチング増幅器ユニットと、スイッチング増幅器の出力信号からアナログ信号を復元するように構成されるアナログ変換回路とを含む増幅器システムが、開示される。変換回路の出力に接続される適応フィルタは、アナログ変換回路を含む増幅器システムを介して順方向経路の逆伝達関数を導くように構成され、導かれる逆伝達関数を利用して、係数マップを生成し、係数マップから、補償フィルタが、増幅器ユニットの出力負荷の変動に対して補償する。
【０００６】
本発明の概念は、概して、スイッチモード増幅器の用途における重要な問題を示し、特に、入力信号の忠実な再生が望まれる場合の用途、すなわち、現実の負荷により表現される理想的でない条件に対するシステムの周波数応答の感度を解決する。特に、これらの概念は、リアクティブ負荷、および、増幅器システムに接続され得る異なる出力デバイスにより示される値の範囲にわたるインピーダンスを有する負荷の存在下で、増幅器システムの周波数応答を等しくする、補償メカニズムの実装を可能にする。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００７】
本発明およびその利点のより完全な理解のために、ここで、添付の図面に連携して以下の説明が参照される。
【０００８】
本発明およびその利点のより完全な理解のために、ここで、添付の図面に連携して以下の説明が参照される。
【０００９】
本発明の原理および利点は、図１〜４に示される実施形態を参照して最も理解される。図１〜４においては、同様の番号は、同様の部分を示す。
【００１０】
上述されたように、クラスＤ増幅器において、効率は、電力供給レール間の電力デバイスハードをスイッチングすることにより、達成される。高周波数雑音は、ローパスフィルタによりフィルタリングされる。典型的には、ローパスフィルタは、受動型であり、信号を滑らかにする誘導性および／または容量性リアクティブ素子を含む。
【００１１】
図１Ａは、典型的なクラスＤ増幅器システム１００をブロック図の形式で示す。増幅器システム１００は、関連するゲートおよびドライバを有するＭＯＳＦＥＴスイッチ１０４と、ＰＷＭコントローラ１０６とを含むクラスＤ増幅器１０２を含む。ＰＷＭコントローラ１０６は、デジタル化されるオーディオ入力信号（Ａｕｄｉｏ  Ｉｎ）を受け、これは、増幅されるべき信号を構成する。ＭＯＳＦＥＴスイッチ１０４は、完全ブリッジ増幅器を構成してもよい。もしくは、ハーフブリッジスイッチを含む他の回路設計が利用され得る。ＰＷＭコントローラはまた、２つのフォードバック信号を受ける。ＭＯＳＦＥＴスイッチ１０４の出力からのフィードバック経路１０９は、理想的でないスイッチの挙動により導入されるエラーを訂正するために利用され得る。ＰＷＭ信号発生技術は、同時にＭｅｌａｎｓｏｎに譲渡された「Ｄｅｌｔａ  Ｓｉｇｍａ  ＰＷＭ  ＤＡＣ  ｔｏ  Ｒｅｄｕｃｅ  Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ」と称する米国特許第５，８１５，１０２号に開示され、クラスＤ増幅器スイッチからのフィードバックは、「Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ  ｏｆ  Ｎｏｎ−ｌｉｎｅａｒ  Ｏｕｔｐｕｔ  Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ  ｉｎ  ａ  Ｄｅｌｔａ  Ｓｉｇｍａ  ＤＡＣ」と称するＭｅｌａｎｓｏｎに同時に譲渡された米国特許第６，１５０，９６９号に開示される。これらは、本明細書中で、参照として援用される。
【００１２】
増幅されたオーディオは、オーディオ出力を負荷Ｚに供給するローパスフィルタ（ＬＰＦ）１１０を介して、復元される。（従って、ＬＰＦ１１０は、好ましくは、単純なデジタルアナログ変換器である。）
オーディオ増幅器１００の１つの可能な用途は、図１Ｂに示されるようなデジタル無線１１０において存在する。
【００１３】
アナログセクションまたはフロントエンド１１１は、好ましくは、システム雑音特性にセットする低雑音増幅器（ＬＮＡ）１１３、バンドパスフィルタ１１４、およびアナログのローカルオシレータ１１６により駆動されるミキサ１１５を含む従来のＲＦダウン変換器（ｄｏｗｎ−ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）である。ミックスダウンされたアナログ信号は、その後、アナログデジタル変換器１１７によってデジタル形式へ変換される。
【００１４】
Ａ／Ｄ変換器１１７からのデジタル化データ出力は、デジタル処理セクション１１８へ送られる。ミキサ１１９ａ、ｂのペアは、クリスタルオシレータ１２０からのクロック位相の対応するペアから同相（Ｉ）および直交（Ｑ）信号を発生させる。ＩおよびＱ信号は、次に、デジタルベースバンドプロセッサ１２２に向かって、バンドパスフィルタ１２１ａおよび１２１ｂを介して送られる。処理されたデジタル信号は、次に、Ｄ／Ａ変換器１２３によってアナログ（オーディオ）形式へ変換される。
【００１５】
スイッチモード（クラスＤ）オーディオ電力増幅器（ＡＰＡ）１２４を利用して、スピーカーまたはヘッドセットの外部セットを駆動する。好ましくは、少なくともいくらかのデジタル無線１１０のコンポーネントは、スイッチモード電力供給（ＳＭＰＳ）１２４によって電力供給される。
【００１６】
帯域外（ｏｕｔ−ｏｆ−ｂａｎｄ）雑音を効果的に減衰するためには、ＬＰＦ１１０のコーナー周波数は、まさに上記の増幅器システムのパスバンドを越えてあるべきである。しかし、これは、パスバンドにおける周波数応答において、エラーを増加させる。さらに、周波数応答は、負荷インピーダンスＺにより著しく影響される。
【００１７】
図２は、典型的な周波数応答曲線を示す。曲線２００および２０２は、それぞれ８および１６オーム抵抗負荷を有する典型的な周波数応答である。スピーカーへの典型的なオーディオ増幅であり得る重要な誘電性コンポーネントでは、曲線２０４の形式の応答になり得る。曲線２０４は、重要なパスバンドリップルを示す。（図２に示される周波数およびゲインレベルは、近似であり、示される曲線に対する一般的な参照として提供される。）
ＬＰＦの出力からのフィードバック経路１１２は、ＬＰＦ１１０により導入される周波数応答修正を補償するために提供され得る。しかし、フィードバック経路１１２を効果的にし、かつ、同時にフィードバックループの安定性を保証することは困難であり得る。典型的には、負荷Ｚは、重要なリアクティブコンポーネントを有する。結果的に、フィルタの移相は、既知ではなく、フィードバックループの安定性の問題を悪化させる。さらに、デジタルＰＷＭコントローラ１０６により、フィードバック経路１１２は、アナログデジタル（Ａ／Ｄ）変換器（図１に示されない）を含まなくてはならない。これは、さらなる位相の遅延をもたらし、性能／安定性のトレードオフをさらに複雑にする。
【００１８】
ここで、本発明の原理によるスイッチモード増幅器システム３００を示す図３を参照されたい。増幅器システム３００は、負荷（図３に示されない）に接続されるスイッチング増幅器１０２およびＬＰＦ１１０を含む。増幅器システム３００は、デジタルフィルタであり得る、適応フィルタ３０２を含む。適応フィルタ３０２への入力は、アナログデジタル変換器（Ａ／Ｄ）３０４を介してＬＰＦ１１０の出力により供給される。Ａ／Ｄ３０４は、ＬＰＦ１１０からアナログオーディオ信号のデジタル表現を出力する。
【００１９】
適応フィルタ３０２は、スイッチング増幅器１０２、ＬＰＦ１１０および負荷（図３に示されない）により形成される増幅器システムを介した順方向経路の伝達関数の逆数を「学習する」、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタであり得る。適応フィルタ３０２は、以下に説明されるように、ＦＩＲ係数を調整することにより、逆伝達関数を導く。ＬＰＦ１１０の伝達関数は、実際は実質的に全てが極であるので、適応フィルタ３０２のＦＩＲ実装は、良好な逆であり、ＦＩＲは、全てが零のフィルタである。フィルタ３０２は、スイッチング増幅器１０２、ＬＰＦ１１０、負荷および適応フィルタ３０２を含む結合された順方向経路が、純粋の遅延に等しくなるように、適応される。スイッチング増幅器１０２への信号入力は、遅延３０６において等しく遅れる。遅延素子３０６の周波数応答は、平坦（ｆｌａｔ）である。遅延素子３０６の出力は、加算器３０８において適応フィルタ３０２の出力とは差分される。加算器３０８の出力は、エラー信号３１０を適応フィルタ３０２へ供給する。
【００２０】
適応フィルタ３０２は、エラー信号３１０に応答してＦＩＲの係数を調整する。適応フィルタは、エラー信号をゼロに駆動するように係数を調整する。係数を調整するための１つのそのようなアルゴリズムは、信号処理技術の分野では公知である、最小二乗法（ＬＭＳ）アルゴリズムである。しかしながら、他の適応アルゴリズムもまた、別の実施形態において利用され得ることを認識されたい。典型的な出力フィルタ１１０、および、主要な抵抗である負荷に対して、補償フィルタ３１２の次数は、４から１０の範囲におさまり得る。この範囲は一例であり、本発明の別の実施形態において、より長いフィルタが実装され得、実質的なリアクティブコンポーネントを有する負荷に適用するか、または、より複雑な出力フィルタ、すなわちより多い極数を有するフィルタを有する実施形態を適用する。一般的に、補償フィルタの次数は、フィルタ応答の所望の平坦さに依存する。フィルタが長ければ長いほど、可能な補償は多くなる。ＭＴＬＡＢシミュレーションは、４〜１６オームのオーディオ負荷にリアクティブコンポーネントをプラスすると、６次のフィルタにより適切に補償され得ることを示した。
【００２１】
増幅されるべき信号は、補償フィルタ３１２に入力される。適応フィルタ３０２からの係数は、図３において、破線経路係数（すなわち、係数マップ３１４）により示されるように、補償フィルタ３１２の係数へマップされる。従って、本発明は、係数マップ３１４によってループが閉じる、閉ループフィードバック補償を提供する。従って、補償フィルタ３１２はまた、スイッチング増幅器システム３００を介して順方向経路の逆数である伝達関数を有する。結果的に、負荷につながる増幅器システムの出力信号は、ループの帯域幅にわたって、平坦である。補償フィルタ３１２は、本発明のある実施形態において、ＦＩＲであり得る。そのような実施形態では、補償フィルタ３１２係数マップ３１４は、適応フィルタ３０２からフィルタ３１２の係数の１−１コピー（ｏｎｅ−ｏｎｅ  ｃｏｐｙｉｎｇ）であり得る。しかし、フィルタ３１２はまた、有限インパルス応答（ＦＩＲ）デジタルフィルタとして実装され得、さらに別の実施形態では、例えば、スイッチドキャパシタフィルタとして、アナログ領域で実装され得る。
【００２２】
システム３００はまた、雑音源３１４およびスイッチ３１６を含む。スイッチング増幅器１０２への入力は、以下のさらに説明されるように、雑音源３１４と補償フィルタ３１２の出力との間でスイッチされ得る。通常動作では、スイッチは、補償フィルタ３１２からの出力を選択する。
【００２３】
図４は、本発明の実施形態による適応（または、較正）方法論４００のフローチャートである。ステップ４０２において、システムが電源投入時に開始している場合、または、ユーザ開始の適応がリクエストされた場合かどうかの判定が下される。ユーザは、例えば、システムがインストールされた場合、または、負荷が変更される場合に、補償フィルタを訓練させることを選択する。
【００２４】
ステップ４０２において、システム電源投入が生じた場合、または、ユーザ選択の較正が実行される場合、プロセス４００のステップ４０４は、雑音源にスイッチする。従って、図３による増幅器システムの実施形態において、スイッチ３１６は、スイッチング増幅器１０２の入力を、雑音源３１４に接続する。ステップ４０７において、図３のフィルタ４０２のような適応フィルタの係数は、較正サイクルが終了していない限り、調整される。較正サイクル、すなわち、ステップ４０６の後、スイッチング増幅器１０２のようなスイッチング増幅器に対する入力は、ステップ４０８において信号ソースにスイッチされる。システム３００による信号ソースは、補償フィルタ３１２の出力である。さらに、ステップ４１０において、適応フィルタの係数は、補償フィルタにマッピングされる。プロセス４００は、その後、ステップ４０２に戻る。
【００２５】
適応化プロセス４００はまた、スイッチモード増幅器システムを連続して適応させる。ステップ４０２において、システム電源投入イベントも、ユーザ要求の較正イベントも生じない場合、ステップ４１２において、連続の適応が有効にされるかどうかの判定が下される。有効でない場合、プロセス４００は、ステップ４０２へループして戻る。その他の場合は、プロセス４００は、ステップ４１３へ進み、フィルタ３０２のような適応フィルタの係数を調節する。ステップ４１０において、適応フィルタ係数は、補償フィルタにマッピングされる。その後、プロセス４００は、ステップ４１０、４０２および４１２との間を連続的にループして、スイッチモード増幅器システムを連続的に適応させる。連続的適応は、プロセス４００がループしている場合、ステップ４０２において、ユーザ選択の較正により中断され得る。
【００２６】
本発明は、特定の実施形態を参照して述べられたが、これらの記述は、限定的な意味において構築されることを意味しない。開示された実施形態および本発明の別の実施形態の様々な改変は、本発明の記述を参照すると、当業者には明らかである。開示される概念および特定の実施形態が、本発明と同一の目的を実行する他の構造を修正または設計するための基礎として、容易に利用され得ることが、当業者に理解されるべきである。これと等価な構造は、添付の特許請求の範囲に示されるような本発明の意図および範囲を逸脱しないこともまた、当業者に理解されるべきである。
【００２７】
従って、特許請求の範囲が、本発明の真の範囲内に収まるような任意の修正および実施形態を網羅することが理解される。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１Ａ】図１Ａは、従来技術によるスイッチング増幅器システムをブロック図の形式で示す。
【図１Ｂ】図１Ｂは、従来技術によるスイッチング増幅器システムをブロック図の形式で示す。
【図２】図２は、図１によるスイッチング増幅器システムの周波数応答を、グラフィック形式で示す。
【図３】図３は、本発明の実施形態によるスイッチング増幅器システムを示す。
【図４】図４は、本発明の別の実施形態による適応方法論を示す。
【図１Ａ】
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【図１Ｂ】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【国際公開パンフレット】
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2004538701.tif 000012
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2004538701.tif 000019
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【国際調査報告】
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