(57)【要約】既存のＡＭ送信器を使用したデジタル伝送に関連する問題は、発生する帯域外放射をＩＴＵマスクに従うために低減しなければならないことであり、これはＡＭ送信器によって達成することができるショルダー・ディスタンスが十分な補償のために十分でないからである。ＡＭ送信器をコントロールするために必要とされる信号（振幅信号および位相変調ＲＦ信号）がデジタル変調信号から、デカルトから極への変換によって形成され、これにより振幅信号およびＲＦ信号のための帯域幅がある値に到達し、これにより受け入れ不可能な帯域外放射が引き起こされる。これを防止するため、本発明はデジタル変調のための方法を提供し、この方法により、それらのベクトル図表現における幅広いマージンによってゼロ点が回避され、すなわち、この方法は０／０点の周囲に「穴」を形成する。このタイプの変調方法は、オフセット変調および符号化変調と呼ばれる。１６ＡＰＳＫの変形も特に適切であり、これはより高い正味のデータ・スループットを１６個のみの設定点により達成することができ、ごくわずかな符号化が必要とされるからである。ＯＦＤＭ信号を伝送するため、ベクトル図における「穴」が、Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）信号についてのゼロ交差をオフセットすることによって得られ、後者は、パルスを後続の成分、たとえばＩ（ｔ）に挿入することによって達成され、これは他方の成分Ｑ（ｔ）が定義済みのしきい値に及ばずにすでに低下している場合である。無線チャネルを測定するためのＢＰＳＫテスト・シーケンスを変調により使用することができ、ここでは変調信号が、符号ビットの変化を有する２つのパルスの間にパルスを挿入することによって形成され、前記変調信号は「穴」を０／０点の周囲に有する。穴のサイズを、挿入されたパルスによって調節することができる。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
デジタル伝送用ＡＭ送信器における帯域外放射を低減させるための方法であって、ＡＭ送信器をコントロールするための振幅信号および位相変調ＲＦ信号がデジタル変調信号から生成されており、
デジタル変調のために、振幅信号および位相変調ＲＦ信号のための帯域幅を、ＩＴＵスペクトル・マスクが越えられないようなレート（３）でＡＭ送信器によって達成することができるショルダー・ディスタンス（２）に応じて帯域外放射（１）が減少するような範囲に制限する方法が選択され、
デジタル変調方法は、ベクトル図表現においてゼロ交差に接触せず、むしろ幅広いマージンによって回避され、「穴」を０／０点の周囲に形成するという特徴を有し、そして、
デジタル変調について、オフセット変調または符号化変調方式を使用することが可能であることを特徴とする方法。
【請求項２】
請求項１に記載の方法において、
ベクトル図における１６個の設定点による振幅位相シフト・キーイングの変形が特にオフセット変調として適切であり、これは相対的に少数の設定点が結果として高い正味のデータ・スループットとなるからであり、これは低レベルの変調であり、これは相対的に粗く、必要な誤り保護符号化がより少なくなるからであることを特徴とする方法。
【請求項３】
請求項１に記載の方法において、
提案された変調の原理をＯＦＤＭ信号の伝送について使用することができ、
ベクトル図表現における「穴」が、ゼロ交差でのＯＦＤＭベースバンド信号のＩ（ｔ）およびＱ（ｔ）成分をシフトすることによって達成され、
ゼロ交差のシフトが、Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）成分が所定のしきい値より下に減少することに応じて行われ、
しきい値より下に最初に低下する成分は不変のままで残るが、次いで他方の成分が追加のパルスによって修正され、
追加のパルスが、最初の成分がより低いしきい値（ｑ）より下に低下しており、かつ後続の成分がより高いしきい値（ｉ）より下に低下する場合にのみ追加され、
「穴」のサイズが追加のパルスの振幅によって決定され、そして、
「穴」のサイズと、追加のパルスによって引き起こされたビット誤り率の間で正当と認められる兼ね合いが選択されなければならないことを特徴とする方法。
【請求項４】
請求項１に記載の方法において、
無線チャネルを測定するために、２相位相シフト・キーイングの修正済テスト・シーケンスを使用することが可能であり、
クロック速度（Ｂ）を２倍にすること、およびパルス（Ｃ）を、未修正テスト・シーケンスにおける符号の変化を有する２つのパルスの間に挿入することによって、修正により、ベクトル図表現における０／０点の周囲の「穴」を特徴とする変調信号が生じる結果となり、
「穴」のサイズを、挿入されたパルスの振幅によって調節することができ、そして、
修正済テスト・シーケンスを評価するため、未修正テスト・シーケンスについて使用される既知のアルゴリズムを使用することも可能であることを特徴とする方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
本発明は、デジタル化が進行するときにアナログ放射からデジタル伝送に変換される、ＡＭ放送送信器（ＡＭ振幅変調）の分野に関する。
【０００２】
従来の通常の送信器のタイプは非線形のＡＭ送信器であり、これはＲＦ入力（無線周波数）およびオーディオ入力を特徴とし、これらが継続して使用される。この理由は以下の通りである。
ＡＭ送信器は内部で交換モードにおいて動作し、したがって、線形の送信器のものより３倍よい効率を有し、線形の送信器は他の方法で通常はデジタル伝送のために使用され、これはたとえば、ＤＡＢ（デジタル・オーディオ放送）およびＤＶＢ（デジタル・ビデオ放送）の場合である。これにより、動作コストが節約される結果となる。
より大きい投資が予備的段階で得られない場合、アナログからデジタルに移行することを放送者に納得させることはより容易である。
【０００３】
非線形のＡＭ送信器をデジタル変調のために使用するには、送信器の特殊な動作モードが必要となる。アナログＡＭの場合、ＨＦ振動（高周波）の包絡線のみが、メッセージ信号に従って影響を受ける。オーディオ信号の代わりに、デジタル信号が変調器に供給された場合、「オン・オフ・キーイング」（Ｏｎ−Ｏｆｆ−Ｋｅｙｉｎｇ：ＯＯＫ）または「振幅シフト・キーイング」（Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ：ＡＳＫ）と均等なものがデジタル変調の結果となる。ベクトル図では、ＯＯＫまたはＡＳＫがそれぞれ正の実軸のみにある。
【０００４】
しかし、デジタル変調では、デジタル信号が複素平面全体を通過することが通常であり、またよりよい信号対雑音比のために必要でもある。ベクトル図におけるデジタル信号の各サンプリング点を見るとき、関連する星型の位相が得られる。その設定点が４つの四分円に渡って広がり、ＯＯＫまたはＡＳＫの場合のように直線上に存在しないので、設定点の最短距離がより長い（伝送されたデジタル信号について等しいエネルギー消費が与えられた場合）。
【０００５】
変調されたデジタル信号が２つの部分信号（ＩおよびＱ）によって生成され、これらは互いに直交している。Ｉ信号（「同位相」）は、周波数Ｆｔ（搬送周波数）を有する余弦振動上に変調される。Ｑ信号（「直交」）は、同じ周波数Ｆｔを有する正弦振動上に変調される。両方の変調された発振の和は、複合変調データ信号（余弦０〜１８０度、正弦−９０〜＋９０度）を生成する。変調されたＩ／Ｑ信号はフィルタによって鋭くされ、これは、それが厳密に規定された曲線形状を所望の帯域幅と共に有するような方法によって行われる。
【０００６】
しかし、変調されたＩ／Ｑ信号を、振幅信号（Ａ信号）および位相変調搬送波信号（ＲＦ−Ｐ）という２つの信号がその結果として生じるような方法で変換することが必要であり、この２つの信号はＡＭ送信器（図２を参照）の適切なコントロールのために適切である。次いで、ＡＭ送信器の出力側で、変調されたＩ／Ｏ信号が再度より高い電力により生成される。
【０００７】
変調されたＩ／Ｑ信号はデカルト表現（Ｃａｒｔｅｓｉａｎ ｒｅｐｒｅｓｅｎｔａｔｉｏｎ）に対応する。デカルト表現は、振幅および位相を有する極表現（ｐｏｌａｒ ｒｅｐｒｅｓｅｎｔａｔｉｏｎ）に変換される。この方法では、振幅信号（Ａ信号）が得られて、オーディオ入力側のＡＭ送信器がコントロールされる。位相変調無線周波数（ＲＦ−Ｐ信号）は、最初に結果として生じる位相信号（Ｐ信号）から生成される。ＲＦ−Ｐ信号を、Ｐ信号を介した中間ステップなしに直接得ることもできるので有利である。この方法では、ＡＭ送信器をコントロールするために必要とされる、以下の信号が生成される。
−オーディオ入力をコントロールするための振幅信号（Ａ信号）
−ＲＦ入力をコントロールするための位相変調ＲＦ信号（ＲＦ−Ｐ信号）。
【０００８】
Ａ信号がＡＭ送信器の変調器入力（オーディオ入力）に供給され、ＲＦ−Ｐ信号が送信器のＨＦタイプのコントロールのために使用される。送信器の出力ステージでは、２つの信号であるＡおよびＲＦ−Ｐが乗算的に結合され、高周波デジタル出力信号が形成される。出力信号は理論上、座標変換前の、相応じて増幅された複合変調Ｉ／Ｑ信号に等しい。
【０００９】
これは現況技術であり、たとえば、欧州特許ＥＰ ０ ７０８ ５４５号またはドイツ特許ＤＥ１９７ １７ １６９号にも記載されている。
【００１０】
実際には、送信器のデジタル出力信号は、増幅された変調Ｉ／Ｑ信号に厳密には等しくない。むしろ、出力信号は異なり、これは変調プロセス中に生じる非線形の歪みおよびその結果として生じる不要放射のためである。
【００１１】
ＡＭ送信器のデジタル・オペレーションのために必要とされたデカルトから極への変換（Ｃａｒｔｅｓｉａｎ→ｐｏｌａｒ ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ）は、非常に非線形である。この結果として、Ａ信号およびＲＦ−Ｐ信号は非常に大きい帯域幅を有し、したがって、ＩおよびＱ信号の帯域幅に対応するよりも相当に幅広くなる。この結果として以下の問題が生じる。
１．送信器は、アナログＡＭ用に必要とされるよりも、相当により大きい帯域幅（５倍以上）をＡブランチにおいて有していなければならない。
２．送信器はまた、アナログＡＭ用に必要とされるよりも大きい帯域幅（５倍以上）をＲＦブランチにおいても有していなければならない。
３．２つのブランチの信号伝播時間が等しく、ＡおよびＲＦ−Ｐ信号を送信器の出力ステージにおいて同期して結合できるようにしなければならない。
４．チャネルの制限（すなわち、Ｉ／Ｑ信号の帯域幅）を越えるＡ信号およびＲＦ−Ｐ信号のスペクトル成分は、送信器の出力ステージにおいて互いについて補償しなければならない。そうでない場合、不要放射が生じる（帯域外放射−ＯＯＢおよびスプリアス放射−ＳＥ）。
【００１２】
送信器の出力ステージがアナログ・オブジェクトであるので、チャネル制限を越えるスペクトル成分の必要とされた補償は、不完全にのみ成功する。実際には、これらの不要スペクトル成分を、正当と認められる労力により約３０ｄＢ（電力において１０００倍）から約３６ｄＢ（４０００倍）までのみ抑制できることが示されている。これらは、有用なスペクトルの大きさと不要放射の雑音スペクトルの間の距離である。これらの距離は「ショルダー・ディスタンス（ｓｈｏｕｌｄｅｒ ｄｉｓｔａｎｃｅｓ）」と呼ばれる。必要とされるものは、４０ｄＢ（１００００倍）から５５ｄＢ（３２００００倍）のショルダー・ディスタンスであり、これはＩＴＵ（国際電気通信連合、ジュネーブ）によって定義された許容されたスペクトル・マスクに従うためである。
【００１３】
ＩＴＵスペクトル・マスク（ＩＴＵ−Ｒ ＳＭ．３２８−９，Ｓｐｅｃｔｒａ ａｎｄ Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ ｏｆ Ｅｍｉｓｓｉｏｎｓ：３．６．１．３ Ｏｕｔ ｏｆ Ｂａｎｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ）は、ＡＭ送信器の不要放射の最大許容レベルを定義する。ＡＭ送信器の国際調整により、不要放射の絶対最大値はＩＴＵスペクトル・マスクによって決定される。
【００１４】
有用スペクトルのすぐ近くでマスクが許容誤差範囲を提供し、これにより、ＩＴＵマスクの要件への準拠の達成を可能にすることができる。これにより、所与のショルダー・ディスタンスについての帯域外放射はただ、ＩＴＵマスクが越えられないようにするために十分高速に減少するだけでよい。これを図１において、いくつかの実施例について示し、ここでは、デジタルで生成された側波帯電力がちょうど、ＩＴＵマスクについて決定された公称アナログ側波帯電力と同じ程高いと仮定する（搬送波電力より−１２ｄＢ低い）。
【００１５】
この表現からわかるように、送信器において達成されたショルダー・ディスタンスが小さいほど、帯域外放射における勾配（または立下り）が高くなければならない。技術的な理由のため、たとえば、３５ｄＢのみのショルダー・ディスタンスを送信器の出力ステージにおいて達成することができる場合、したがってデジタル変調信号が、１０ｋＨｚのチャネル帯域幅について少なくとも１０ｄＢ／７．２ｋＨｚのＯＯＢ勾配、一般的な表現では、１０ｄＢ／（０．７２×帯域幅）が達成されるような方法で、影響を受けなければならない。
【００１６】
不要放射を低減するためのＯＯＢ勾配における、送信器におけるデジタル変調信号の影響およびその効果が、本発明の主題である。
【００１７】
ベクトル図表現では、特殊なスペクトル測定値が取られていなかった場合、デジタル変調信号が、曲線のパス上で所望のいかなる許容可能な複合点からいかなる他の許容可能な点へも移動することができ、この曲線のパスはすべての許容可能な点を、キンクを形成することなく接続するものである。この結果として、非常に多数のゼロ交差またはほぼゼロ交差がベクトル図において起こる。
【００１８】
デカルトから極への変換中に、したがって、ゼロ接点またはほぼゼロ接点を有する鋭いピークがＡ信号において起こり、ならびに位相においてｐｉによる飛びが起こる。両方の特性により、Ａ信号およびＲＦ−Ｐ信号が非常に大きい帯域幅を得る結果となる。送信器の出力ステージにおいて必要とされた補償により、これは望ましくなく、回避されなければならない。
【００１９】
Ａ信号におけるピークおよびしたがって同時に位相飛びを回避するとき、次いで、Ａ信号における方向の変化が、実際には維持されるが、もはやそれほど高速ではない。また、ｐｉの相転移（飛びの代わりに）も維持されるが、これもまたもはや飛びの場合ほど高速ではない。この方法では、Ａ信号およびＲＦ−Ｐ信号の帯域幅が著しくより狭くなり、各スペクトルの勾配はより大きくなる。したがって全体として、送信器の出力ステージにおける補償プロセスは、それほど重要ではなくなり、不要放射が減少する。
【００２０】
プロセスのより正確な解析は、有用な信号に近い周波数（チャネルの制限）でのスペクトルにおいて何も大きく変化しないことを示しており、これはショルダー・ディスタンスをこの方法によって決定的に増大することができないことを意味する。やはり、ショルダー・ディスタンスのサイズは、達成可能な補償によって決まる。他方では、帯域外放射のスペクトルにおける勾配が増大し、１０ｄＢ／（０．７２×帯域幅）の所望の値を、３５ｄＢのショルダー・ディスタンスが補償を通じて達成される場合、達成することができる。
【００２１】
Ａ信号の「ゼロ接点」、およびしたがって位相における飛びの回避は、いわばベクトル図において０／０点で「穴（ｈｏｌｅ）を開ける」ことによって達成される。これは、ベクトル図において幅広いマージンによって０／０点を回避する変調を選択しなければならないことを意味する。
【００２２】
ＡＭバンドにおけるデジタル伝送のためのＤＲＭシステム（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｒａｄｉｏ Ｍｏｎｄｉａｌｅ ｓｙｓｔｅｍ）は、ＩＴＵによって標準化のために推奨されており、ＯＦＤＭマルチキャリア方式（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｉｔｐｌｅｘ ｍｕｌｔｉｃａｒｒｉｅｒ ｍｅｔｈｏｄ：直交周波数分割多重マルチキャリア方式）を使用するものであり、この場合、伝送信号の雑音のような特性のため、ベクトル図において「穴（ｈｏｋｅ）」を作成することはそれほど容易に可能ではない。したがって、ＤＲＭシステムは非常に高い線形性要件を送信器に課し、これはしたがって、相応じて大きいショルダー・ディスタンスを必要とする。これは、新しく高い線形のＡＭ送信器をなおＤＲＭシステムに合わせて開発して、ＩＴＵスペクトル・マスクによる不要放射に関する要件に従うことができるようにしなければならないことを意味する。これは高額かつ冗漫であり、場合によっては、ＤＲＭシステムの導入をまったく危くするものである。
【００２３】
０／０点の周囲の「穴」による変調方法を使用することによって、３５ｄＢより小さいショルダー・ディスタンスを有する、今日では通常である既存のＡＭ送信器を、ＡＭバンドにおけるデジタル伝送のために使用することもでき、これはまたＤＲＭによって「サービス要件」においても要求される。既存の送信器を継続して使用する可能性は、放送者にとって最高の優先事項である。Ａ信号およびＲＦ−Ｐ信号を調節するためのデジタル変調器（図２を参照）のみが追加として必要とされる。この方法では、アナログからデジタルへの変換が、送信側の設置に関してより大きいコストをかけることなく可能である。
【００２４】
既存のＡＭバンドにおけるデジタル伝送について、０／０点の周囲の「穴」を特徴とする変調方法についての提案がなされる。この種類の変調方法は、オフセット変調または符号化変調として知られている。
【００２５】
このような変調はたとえば、高周波の振幅をゼロの値に低減することができない送信器において使用される。この実施例は、進行波管を有する衛星トランスポンダの場合において、あるいは、クラスＣオペレーションにおける送信側の増幅器を有するＧＳＭ移動電話の場合において見られる。
【００２６】
特に適切なものは、１６ＡＰＳＫ（１６個の設定点による振幅位相シフト・キーイング）から導出される変調タイプである。その理由は、特に困難な短波伝送について、より少数（たとえば１６個）の設定点により、結果としてより高いレベルの変調（たとえば、６４個の設定点）の使用より高い正味のデータ・スループットが生じるからであり、これは低レベルの変調が本質的により粗く、より少ない誤り保護符号化を必要とするからである。
【００２７】
＜実施例１：ＯＦＤＭ信号の修正＞
ＯＦＤＭ信号はほとんど方形のスペクトルを有するが、時間領域における、すなわち時間信号のＩ成分およびＱ成分についての雑音のような特性を特徴とする。これは、互いに無関係である多数のサブチャネルの干渉の発生の結果である。
【００２８】
ＯＦＤＭ信号の場合、ある劣化が受け入れられ、すなわち、所与の信号対雑音比についてのビット誤り率がわずかに増大する場合、ベクトル図において「穴を開ける」ことが可能である。
【００２９】
このために、ＯＦＤＭベースバンド信号のＩ（ｔ）およびＱ（ｔ）成分を修正することが必要とされる。この後にのみ、Ｉ／ＱからＡ／ＲＦ−Ｐへの変換および送信器周波数への転位を実行することができる。
【００３０】
Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）ベースバンド信号はＡＣ電圧であり、したがってこれらはそれぞれゼロ交差を有する。ベクトル図において０／０点に近接あるいは接触される臨界の場合は、Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）が共に同時に、あるいはわずかな時間差のみでゼロ交差を有するときに起こる。これは、ｘ／ｙ座標系（デカルト）においてＩ（ｔ）をｘとみなし、Ｑ（ｔ）をｙと見なすときにわかる。したがって、ｘ＝０でもある場合、ｙ＝０は同時には許容されず、そうでない場合、座標の原点０／０が満たされるが、これは絶対的に回避されなければならない。
【００３１】
この問題は、しきい値＋Ｓｏ、＋Ｓｕ、−Ｓｏ、−Ｓｕを定義し、ただしＳｏ＞Ｓｕであり、かつ連続的にＩ（ｔ）およびＱ（ｔ）の大きさをこれらのしきい値と比較することによって解決することができる（図３を参照）。矢印は、修正が必要とされる場所をマークし、これはＩ（ｔ）信号をそのゼロ交差でシフトさせるためである。実際には、Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）信号は丸められ、キンク（ｋｉｎｋ：ねじれ）を有していない。
【００３２】
正の値から来るＱ（ｔ）が、２つの信号のうち第１のものとして、低いしきい値＋Ｓｕより下に低下する場合（負の値から来る場合、これはしきい値−Ｓｕとなる）を見るとき、Ｉ（ｔ）はゼロ交差をその直後に有するようになる。
【００３３】
Ｉ（ｔ）では、信号が、正の値から来るときにしきい値＋Ｓｏより下に低下しているかどうか、または負の値から来るときにしきい値−Ｓｏより下に低下しているかどうかがチェックされる。これがそうであった場合、信号がその後まもなく各しきい値Ｓｕより下に低下すること、および次いでゼロ交差が起こることが予想される。これは、信号Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）のゼロ交差が互いに接近しすぎて後に続くことを意味するものであり、これは先行する考察によって避けるべきことである。
【００３４】
Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）信号のゼロ交差を完全に回避することはできない。ここで達成されるべきことは、ゼロ交差を時間において大いに離れるように移動させ、２つの信号が低い振幅値を同時に有することがないようにすることである。記載した実施例では、これは、Ｉ（ｔ）信号が、ゼロ交差がＱ（ｔ）信号のゼロ交差から時間において十分離れて起こるような方法において、影響を受けなければならないことを意味する。
【００３５】
この実施例では、丸められたパルスがＩ（ｔ）信号にこのために追加され、丸められたパルスの先行する符号は、しきい値Ｓｕの先行する符号に応じて選択される。この方法では、Ｉ（ｔ）信号が短い時間に渡って「屈曲」され、これはＩ（ｔ）信号がそのゼロ交差をＱ（ｔ）信号から十分に離れて行うような方法で行われる。
【００３６】
追加のパルスがｃｏｓ２形状またはガウス・ベル形状の曲線を有し、これを、放射された信号の帯域幅が増大されないように選択しなければならないので、有利である。追加のパルスの振幅は、Ｉ（ｔ）またはＱ（ｔ）信号の勾配から決定され、これは勾配に比例する振幅を選択することを必要とされる。
【００３７】
修正されたＩ（ｔ）およびＱ（ｔ）信号は、Ｉ／ＱからＡ／ＲＦ−Ｐに変換され、上に記載したようにＡＭ送信器に供給される。修正のため、Ａ（ｔ）およびＲＦ−Ｐ（ｔ）信号は、送信器において、ＯＦＤＭベースバンドによる変調の場合よりも小さい帯域幅を有する。
【００３８】
送信器の出力ステージでは、Ａ（ｔ）およびＲＦ−Ｐ（ｔ）信号が結合して、より低い帯域幅の、すなわちチャネルの帯域幅の出力信号を形成し、より少ない補償が修正のために必要とされ、この結果としてより低い帯域外放射が達成される。
【００３９】
帯域外放射の低減は実際には、ショルダー・ディスタンスのサイズにおいてほとんど顕著ではなくなるが、ＯＯＢが両側に向かって減少する勾配が増大する。これに関連して、大きい「穴」がベクトル図において選択されるほど、勾配が大きくなる。
【００４０】
しかし、ベクトル図の「穴」を、望むほどに大きくすることはできず、これはＯＦＤＭ信号が追加のパルスによって汚染されるからである。これは、意図的に雑音を追加することと同等である。したがって、ＯＯＢとビット誤り率の間で好都合な兼ね合いを選択することが必要である。受信器によって参照される、ＯＦＤＭ信号において送信されたパイロット・シンボルも、雑音によって影響を受けるという事実は、有利な効果を有し、これは雑音がこのためにそれほど重大ではない結果を有するからである。
【００４１】
＜実施例２：ＢＰＳＫテスト・シーケンスの修正＞
無線チャネルを測定するため、また受信器を同期させるためにも、ＢＰＳＫテスト・シーケンス（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ：２相位相シフト・キーイング−擬似ランダムまたはＣＡＺＡＣ）を使用することが可能である。これに関連して、テスト・シーケンスの特性が、受け入れ不能なほど非常に不要な放射が生成されないように決定される。
【００４２】
未修正のＢＰＳＫテスト・シーケンスは、符号が頻繁に変化する。したがって、デカルトから極への変換中に、ゼロ接点またはほぼゼロ接点を有する鋭いピークがＡ信号において起こり、ならびに位相においてｐｉによる飛びが起こる。両方の特性により、Ａ信号およびＲＦ−Ｐ信号が非常に大きい帯域幅を得る結果となる。送信器の出力ステージにおいて必要とされた補償プロセスにより、これは望ましくなく、回避されなければならない。
【００４３】
したがって、ＢＰＳＫテスト信号は、「穴」がベクトル図において形成されるような方法で修正される。したがって、修正済のＢＰＳＫテスト信号は、ベクトル図における０／０点の周囲の「穴」を特徴とする変調のクラスに属する。
【００４４】
時間領域では、未修正のＢＰＳＫテスト・シーケンスが、部分的に図４Ａに示すように見える。パルスはサイズ１を有し、互いに相対的に時間において一定の間隔を置いて配置（クロック）される。テスト・シーケンスを評価するための既知のアルゴリズムは、修正済テスト・シーケンスについても有用となるように意図される。
【００４５】
修正は以下においてなされる。すなわち、第１のステップで、クロック速度が倍にされ、さらなるパルスが、等しい符号の２つのパルスのちょうど間にそれぞれ配置され、これを図４Ｂにおいて破線で示す。
【００４６】
第２のステップで、パルスの符号の変化が未修正テスト・シーケンスにおいて（かつそこだけで）起こるあらゆるところで、パルスがちょうど中間に挿入される（図４Ｃを参照）。パルスは１より小さいサイズ（たとえば、０．２）であり、正のパルスが未修正テスト・シーケンスにおいて＋から−への移行に応答して生成され、かつ符号が−から＋に変化するときに負のパルスが生成されるように、方向において定義される（定義Ｉ）。
【００４７】
この定義は任意であり、修正済テスト・シーケンスにおけるパルスの符号が、等しく逆に選択できるようになり、これを定義ＩＩと称する。
【００４８】
修正された信号（図４Ｃ）により、複素平面において見られたとき、変調された信号において回転が引き起こされる。この回転により、スペクトルにおいて非対称が引き起こされる。非対称を回避するため、パルスが、シーケンスが繰り返されるたびに定義ＩＩに従って決定される。これは、パルス列についての定義が連続して交互になる結果となる。
【００４９】
変調の前に、修正済テスト・シーケンスの信号が丸めフィルタ（ｒｏｕｎｄｉｎｇ ｆｉｌｔｅｒ）を通過させられる（たとえば、ロール・オフを有する二乗余弦（ｒｏｏｔ ｒａｉｓｅｄ ｃｏｓｉｎｅ ｗｉｔｈ ｒｏｌｌ−ｏｆｆ）＝０．２）。
【００５０】
修正かつフィルタリングされたテスト・シーケンス用の変調器はＩ／Ｑ形状を有し、図４Ｂによる信号はＩ信号として変調され、図４Ｃによる信号はＱ信号として変調される。
【００５１】
したがって、変調されたテスト信号のベクトル図が「穴」をその原点で得ることが保証される。
【００５２】
受信側では、複雑な相関は必要とされない。むしろ、受信側のＩおよびＱ信号を、図４Ｂによって受信器において生成される信号と別々に相関させることで十分である。この後に続いて、受信されたＩおよびＱ成分を分離することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】
ＡＭ送信器の不要放射のグラフを表す図である。
【図２】
デジタル伝送用ＡＭ送信システムを表す図である。
【図３】
ＯＦＤＭ信号を表す図である。
【図４】
ＢＰＳＫテストシーケンスを表す図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【国際公開パンフレット】
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【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
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2004519177.tif 000027
【国際調査報告】
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2004519177.tif 000029
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