(57)【要約】この発明は、入力信号を入力する入力手段と、前記入力信号を２つの基本的に直交する第１および第２の信号に分割する分割手段と、前記第１および第２の信号を加算する加算手段と、前記第１および第２の信号を減算する減算手段と、前記加算手段からの出力信号に基づいて第１の出力信号を出力する第１の出力と、前記減算手段からの出力信号に基づいて第２の出力信号を出力する第２の出力とを備え、前記分割手段が全通過型であることを特徴とするチューナブル直交移相器に関する。
2004519159.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号を入力する入力手段と、
前記入力信号を２つの基本的に直交する第１および第２の信号に分割する分割手段と、
前記第１および第２の信号を加算する加算手段と、
前記第１および第２の信号を減算する減算手段と、
前記加算手段からの出力信号に基づいて第１の出力信号を出力する第１の出力と、
前記減算手段からの出力信号に基づいて第２の出力信号を出力する第２の出力と、
を備え、
前記分割手段が全通過型であることを特徴とするチューナブル直交移相器。
【請求項２】
前記第１の出力信号を緩衝する第１の出力バッファ手段と、前記第２の出力信号を緩衝する第２の出力バッファ手段とを備えることを特徴とする請求項１に記載のチューナブル直交移相器。
【請求項３】
前記入力手段に接続される入力を有する第１のトランスインピーダンス変換器を備えることを特徴とする請求項１または請求項２のいずれかに記載のチューナブル直交移相器。
【請求項４】
前記第１の出力に接続される出力を有する第２のトランスインピーダンス変換器と、
前記第２の出力に接続される出力を有する第３のトランスインピーダンス変換器と、
を備えることを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれかに記載のチューナブル直交移相器
【請求項５】
第１ないし第３のトランスインピーダンス変換器のいずれかは、トランスインピーダンス増幅器であることを特徴とする請求項３および請求項４のいずれかに記載のチューナブル直交移相器。
【請求項６】
前記第１および第２の出力バッファ手段は、それぞれ第２および第３のトランスインピーダンス変換器であることを特徴とする請求項２および請求項４のいずれかに記載のチューナブル直交移相器。
【請求項７】
そのベースに接続されたコレクタと、所定の電位に接続されたエミッタとを有する第１のトランジスタと、
前記第１のトランジスタの前記ベースに接続されたベースと、所定の固定電位い接続されたエミッタとを有する第２のトランジスタと、
前記第１および第２のトランジスタの両ベースの接続点と前記所定の電位との間に接続されたキャパシタと、
を備えることを特徴とする請求項１ないし請求項６のいずれかに記載のチューナブル直交移相器。
【請求項８】
第１の入力信号を入力する第１の入力と、
反転入力信号を入力する第２の入力と、を備えると共に、
そのベースに接続されたコレクタと、所定の電位に接続されたエミッタとを有する第１のトランジスタと、
前記第１のトランジスタの前記ベースに接続されたベースと、前記所定の電位に接続されたエミッタとを有する第２のトランジスタと、
そのベースに接続されたコレクタと、前記所定の電位に接続されたエミッタとを有する第３のトランジスタと、
前記第３のトランジスタの前記ベースに接続されたベースと、前記所定の電位に接続されたコレクタとを有する第４のトランジスタと、
前記第１および第２のトランジスタの両ベースの第１の接続点と、前記第３および第４のトランジスタの両ベースの第２の接続点と、の間に接続されたキャパシタと、
を備えることを特徴とする請求項１ないし請求項６のいずれかに記載のチューナブル直交移相器。
【請求項９】
前記トランジスタは、ｎｐｎ型トランジスタであることを特徴とする請求項７および請求項８のいずれかに記載のチューナブル直交移相器。
【請求項１０】
前記所定の電位は、ゼロ（接地）であることを特徴とする請求項７ないし請求項９のいずれかに記載のチューナブル直交移相器。
【請求項１１】
請求項１ないし請求項９のいずれかに記載のチューナブル直交移相器を含む位相検出器を備えるデータおよびクロック再生ユニット。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
この発明は、入力信号を入力する入力手段と、前記入力信号を２つの基本的に直交する第１および第２の信号に分割する分割手段と、前記第１および第２の信号を加算する加算手段と、前記第１および第２の信号を減算する減算手段と、前記加算手段からの出力信号に基づいて第１の出力信号を出力する第１の出力と、前記減算手段からの出力信号に基づいて第２の出力信号を出力する第２の出力とを備えるチューナブル直交移相器に関する。
【０００２】
このような直交方向の２つの出力信号を提供する移相器は、例えば、移動通信システムや他の無線送信および受信システムに用いられており、これらのシステムにおいては、送信機側では画像の十分な除去を得るため、また受信機側ではＩ（同相成分）およびＱ（直交成分）の基底帯域位相ベクトル信号間で適切な９０度の移相を有するために、正確な９０度の移相が必要であった。特に、可能な適用は、大きな同調範囲（ｔｕｎｉｎｇ ｒａｎｇｅ）を有するＲＣ／Ｌｃ発振器用のＩ／Ｑ生成である（“Ｓｏｎｅｔ”／“ＳＤＨ”アプリケーション）。さらに、このような移相器はデータおよびクロック再生（ＤＣＲ）や位相ロックドループ（ＰＬＬ）と同様に多相フィルタ、ＱＵＡＭ、低ＩＦ（中間周波数）／ゼロＩＦ受信機などに用いられている。
【０００３】
直交信号生成のための第１の公知の技術の中で、ＲＣＣＲ技術が図１に示されている。ここで、入力信号ｖｉｎは、第１の出力信号ｖｏ１を形成するために、−π／４だけ移相され、第２の出力信号ｖｏ２を形成するために、＋π／４だけ移相される。出力信号ｖｏ１およびｖｏ２の間の位相差は常にπ／２であるが、出力信号ｖｏ１およびｖｏ２の振幅は１つの周波数ｆｏ＝１／（２πＲＣ）のみで等しいものとなっている。
【０００４】
移相の後に、（図１には示されていない）制限段を用いることができるが、幾つかの段がカスケード状に接続されていなければ、振幅の制限はＧＨｚのレンジ（範囲・規模）で異なってしまうことになる。この動作は、信号のゼロクロッシング（交差）が適切である場合のみ、可能である。それにも拘わらず、２つの並列信号路における両出力信号ｖｏ１およびｖｏ２間の利得と振幅には常に不一致（ミスマッチ）が存在している。さらに、非線形効果に起因して、振幅変調（ＡＭ―Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ―）から位相変調（ＰＭ―Ｐｈａｓｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ―）への変換のようにスルーレート（ｄｖｉｎ／ｄｔ）が発生している。ＲＣ時定数がプロセスや温度に伴って変化するとき、両出力信号ｖｏ１およびｖｏ２の振幅が等しくなるカットオフ周波数もまた変化する。それに加えて、受動素子間の不一致がまた、位相の不一致を招いている。
【０００５】
直交信号生成のためのもう１つの従来技術は、図２によるヘイブン（Ｈａｖｅｎｓ）技術である。入力信号は、略々直交する出力を有する直交回路２を用いることにより、２つのブランチ（枝）に分割される。この回路の精密さは、必須のものではない。これら２つの信号は下式（１）である。
【数１】
2004519159.tif 000003
これら２つの信号ｖｏ１およびｖｏ２の各々がリミッタ４および５によりそれぞれその振幅を制限された後、これら２つの信号は加算器６および７により加算され、さらに減算器７により減算される。加算器６および７の出力からの信号のそれぞれは、出力信号ｖｏ１およびｖｏ２を形成するためにリミッタ８および９により再びその振幅を制限される。興味のある部分は、π／２からの位相の不均衡が後になって、制限動作により除去された２つの信号ｖ１およびＶ２間の位相の不一致を招いているという事実である。
【０００６】
この動作は、下式（２）の用に説明される。
【数２】
2004519159.tif 000004
和および差の信号の振幅Ａは、もしも移相器が直交方向に（θ＝π／２）２つの出力を有しているのならば、等しくなる。第２の信号ｖ２の中に大きさεの振幅の不一致があるものと仮定すると、第２の信号ｖ２を求める式は下式（３）のようになる。
【数３】
2004519159.tif 000005
このような誤差の効果は、「ｖ１＋ｖ２」がΦ１だけ反時計方向に回転すると共に、「ｖ１−ｖ２」がΦ２だけ時計方向に回転することである。図３には、信号のフェーザ（正弦波量の振幅と位相の複素数量）図が示されている。描写されている２つの状況は、振幅の誤差が現れていない［図３（ａ）］状態と、振幅の誤差が現れている［図３（ｂ）］状態に相当している。図３に示すように、振幅の誤差εが振幅Ａと比較したときに小さいという、すなわち「ε＜＜Ａ」という仮定の下に、位相誤差Φ１およびΦ２並びに局部位相誤差「Φ１＋Φ２」を見つけることができる。位相誤差Φ１およびΦ２を求めるための式は、下式（４）および（５）である。
【数４】
2004519159.tif 000006
振幅の不一致εは、位相の不一致を導くことになる。１％の振幅の不一致は、０．６度の位相の不一致を生じさせている。この方法は、誤差に対しては、期間（ｔｅｒｍ）および信頼性（ｒｏｂｕｓｔｎｅｓｓ）の点で、より良いものであるとはいっても、振幅変調を位相変調に変換する４つのリミッタ４，５，８，９を使用することには不都合も含まれている。その他の決定的な不都合は、幾つかの振幅誤差でさえ許容されても、入力直交信号生成器が異なる周波数で不均等な振幅の信号を生成する。したがって、上述した直交信号生成回路が、例えば８価（ｏｃｔａｖｅ）の範囲内での発振器を同調させることによりＩ／Ｑ処理をする発振器に接続されているときに、２つの信号経路における振幅は激しく変化してしまう。
【０００７】
図２は、この発明が導かれる最も近い先行技術を示している。
ヨーロッパ特許出願公開ＥＰ０７０７３７９Ａ１は、それぞれがフィルタのカスケード接続により構成された２つのブランチと、増幅器と加算回路と、一方のブランチのフィルタを他方のブランチの加算回路に相互に接続する増幅器により構成される２つの交差接続とを備えるチューナブル直交移相器を開示している。２つの出力信号間の正確の位相のシフトは、４つの増幅器の減損（ｔａｉｌ）電流を制御することにより、得られる。
【０００８】
ＷＯ９２／１１７０４は、電圧制御移相ネットワーク、リミッタ、排他的論理和（ＯＲ）移相検出器、低域通過フィルタ、差動電圧電流変換器、ループフィルタを備える位相ロックドループを含む直交信号生成器を開示している。電圧制御位相シフトネットワークは、微分直交信号についての位相のシフトを生成している。排他的論理和位相検出器は、微分直交信号間の位相誤差を決定している。この位相誤差は、微分直交信号間の正確な９０度位相関係を維持するために電圧制御移相シフトネットワークに帰還接続される電圧制御信号に関連づけられる。
【０００９】
制御機構に起因して、ＥＰ０７０７３７９Ａ１と、ＷＯ９２／１１７０４による両方の装置は、複雑で高価な構成を要求している。
【００１０】
したがって、この発明の目的は、振幅の不一致を避けると共に１つのオクターブ（８価）周波数同調を行う発振器よりも多い発振器用に用いることができる簡単な構成を提供することにある。
【００１１】
上述したおよびその他の目的を達成するため、この発明によれば、入力信号を入力する入力手段と、前記入力信号を２つの基本的に直交する第１および第２の信号に分割する分割手段と、前記第１および第２の信号を加算する加算手段と、前記第１および第２の信号を減算する減算手段と、前記加算手段からの出力信号に基づいて第１の出力信号を出力する第１の出力と、
前記減算手段からの出力信号に基づいて第２の出力信号を出力する第２の出力と、を備え、前記分割手段が全通過（ａｌｌ−ｐａｓｓ）型であることを特徴とするチューナブル直交移相器が提供される。
【００１２】
全通過は等しい振幅を有する２つの直交信号を生成すると共に全通過のｇｍ／Ｃ時定数は（同一の同調機構を使用して）発振器により出力される入力信号の発振周波数を探知しているので、振幅の不一致は良好に低減される。これはさらに、入力におけると共にさらに出力においても、リミッタを回避すること許容している。従って、この発明は、本来備わっているＩ／Ｑマッチング（一致）を含むｇｍ／Ｃ同調構成を用いている。
【００１３】
好ましくは、前記第１の出力信号を緩衝する第１の出力バッファ手段と、第２の出力信号を緩衝する第２の出力バッファ手段とが、設けられている。
【００１４】
この発明のさらに好適な実施形態は、前記入力手段に接続された入力を有する第１のトランスインピーダンス変換器を備えている。この実施形態の変形例はさらに、前記第１の出力手段に接続された出力を有する第２のトランスインピーダンス変換器と、前記第２の出力手段に接続された出力を有する第３のトランスインピーダンス変換器とを備えている。これらのトランスインピーダンス変換器の提供は、入力および出力信号が電圧信号である場合に推奨されている。通常、トランスインピーダンス変換器はトランスインピーダンス増幅器である。
【００１５】
この発明のさらに他の好適な実施形態によれば、第１および第２のバッファ手段は、前記第１および第２のトランスインピーダンス変換器として構成されており、その理由はトランスインピーダンス変換器は緩衝機能をもまた、備えているからである。
【００１６】
この発明の更なる好適な実施形態は、そのベースに接続されたコレクタと所定の電位に接続されたエミッタとを有する第１のトランジスタと、前記第１のトランジスタのベースに接続されたベースと所定の固定電位に接続されたエミッタとを有する第２のトランジスタと、前記第１および第２のトランジスタのベース間の接続点と前記所定の電位との間に接続されたキャパシタと、を少なくとも備えることを特徴としている。
【００１７】
チューナブル直交移相器が差動移相器として提供される場合には、更なる好適な実施形態は、そのベースに接続されたコレクタと、所定の電位に接続されたエミッタとを有する第１のトランジスタと、前記第１のトランジスタの前記ベースに接続されたベースと、前記所定の電位に接続されたエミッタとを有する第２のトランジスタと、そのベースに接続されたコレクタと、前記所定の電位に接続されたエミッタとを有する第３のトランジスタと、前記第３のトランジスタの前記ベースに接続されたベースと、前記所定の電位に接続されたコレクタとを有する第４のトランジスタと、前記第１および第２のトランジスタの両ベースの第１の接続点と、前記第３および第４のトランジスタの両ベースの第２の接続点と、の間に接続されたキャパシタと、を少なくとも備えることを特徴としている。
【００１８】
直前の２つの実施形態においては、前記トランジスタはｎｐｎトランジスタとすることができ、および／または、前記所定の電位はゼロ（接地）である。
【００１９】
【発明の実施の形態】
この発明の上述したおよび他の目的および特徴は、添付図面を用いた好適な実施形態についての以下の詳細な説明から明かとなるであろう。
【００２０】
図４には、この発明の好適な実施形態が示されている。
図４に示された構成で図２に示された従来の構成から主として相違している点は、直交回路２の代わりに全通過回路１０が提供されて等しい振幅の２つの直交信号を生成している。
【００２１】
図４の好適な実施形態において、入力端子ＩＮに入力される入力端子ｖｉｎは入力トランスインピーダンス増幅器１２へ供給される。この入力トランスインピーダンス増幅器１２においては、入力信号ｖｉｎが緩衝されて、電圧電流変換が開始するが、これは図４に示された好適な実施形態においては、入力信号ｖｉｎが電圧信号だからである。しかしながら、この入力トランスインピーダンス増幅器１２は、入力信号ｖｉｎが電圧信号でなく電流信号である場合には必要でなくなる。
【００２２】
入力トランスインピーダンス増幅器１２から出力される電流信号ｉｉｎは、２つの出力を有し、等しい振幅を有する２つの直交信号を生成する全通過回路１０へと供給されている。全通過回路１０のｇｍ／Ｃ時定数は（図４には示されていない）発振器により生成された入力信号ｖｉｎの（同一の同調機構を用いる）発振周波数を探知しているので、振幅の不一致は良好に低減され、全通過回路１０から出力された信号ｉ１およびｉ２は常に直交状態である。
【００２３】
全通過回路１０から出力された直交信号ｉ１およびｉ２は、図２の従来の構成と同様にして、加算器６により加算されると共にさらに減算器７により減算される。
【００２４】
加算器６から出力された加算信号と減算器７から出力された差信号は、これらの信号を緩衝すると共にこれらを再び電圧信号ｖｏ１およびｖｏ２に変換する第１および第２の出力トランスインピーダンス増幅器１４および１５へ供給されている。これらの電圧信号ｖｏ１およびｖｏ２は、出力ＯＵＴ＋およびＯＵＴ−で出力される出力信号である。しかしながら、このような出力トランスインピーダンス増幅器１４および１５は、出力信号が依然として電流信号のままであるべき場合には必要なくなる。全通過回路１０の出力が電流であるという事実から判断すると、差動の実施においては、２つの信号ｉ１＋ｉ２およびｉ１−ｉ２を容易に生成することができる。これは、出力トランスインピーダンス増幅器１４および１５の入力で実現される。
【００２５】
全通過転送機能は、式（６）のように考慮される。
【数５】
2004519159.tif 000007
ここで、Ｃ／ｇｍは、トランスコンダクタンスｇｍを同調させることにより同調することができる全通過回路１０の時定数である。全通過回路１０の位相シフトは式（７）による周波数に依存している。
【数６】
2004519159.tif 000008
ネットワークの位相シフトは、ω＝ｇｍ／Ｃのとき、π／２である。この時定数は同調させることができるので、この条件は常に完全に満たされる。ここで、２つの信号ｉ１＋ｉ２とｉ１−ｉ２は式（８）により生成することができる。
【数７】
2004519159.tif 000009
回路の理解を簡単にするために、図５が参考になる。ここで、入力信号Ｉｉは移相器の入力および出力で対称（ミラー）となる。Ｃは、同一ノードに見られる寄生電流と、図５の２つのｎｐｎトランジスタＴ１およびＴ２の間の電流ゲイン因数とを支配するものと仮定すると、この回路の転送機能を示すことは以下の式（９）から容易である。
【数８】
2004519159.tif 000010
もしも回路の全体がＤＣ電流ＩＢＩＡＳによりバイアスされるならば、ネットワークの時定数Ｃ／ｇｍは、電流ＩＢＩＡＳを同様されるので、トランスコンダクタンスｇｍを変化させることができる。
【００２６】
しかしながら、差動のやり方においては、ｐｎｐトランジスタは必要でなく、それゆえに、解決の糸口は、ｐｎｐトランジスタを必要とすることなく、２つの信号ｉ１＋ｉ２とｉ１−ｉ２  とを生成することである。すなわち、ｐｎｐトランジスタが悪い周波数特性を有することが発見されていた。直交信号生成の差動の実施のための好適な実施形態の回路は、図６に示されている。
【００２７】
ＩＮ＋およびＩＮ−での入力電圧は、エミッタ退化差動対を用いることにより電流へと変化される。電流間のマッチングは、退化以外の状況と比較されたときに改善され、また線形性を有する。トランスインピーダンス増幅器の加算ノードＡでは、ネット（ｎｅｔｔｏ）電流は式（１０）のようであり、
【数９】
2004519159.tif 000011
この式は、上記の式（８）から差動電流ｉ１＋ｉ２の負側出力のように見える。減算ノードＢでは、ネット電流は式（１１）のようである。
【数１０】
2004519159.tif 000012
これは、式（８）からｉ１−ｉ２を想起させる。式（１０）および（１１）の仮定は、ＤＣ電流が出力へと流れないことと信号電流のみが出力へと通過されることである。
【００２８】
バング−バング位相検出器２０における直交移相器の実施は、図７ａに示されており、この図において、直交移相器はブロック２２により示されている。この直交移相器２２は、図１，図２，図４に示すように出力信号ｖｏ１およびｖｏ２に応じて２つの信号ＣＫＩおよびＣＫＱを出力している。さらに図７ａに示すように、直交移相器２２の入力は、電圧制御発振器（ＶＣＯ―Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ―）２４の出力に接続されている。同調信号ｖｔｕｎｅは、ＶＣＯ２４に入力される。ＶＣＯ２４の出力信号は、直交移相器２２の入力信号であると共に図１，図２，図４のｖｉｎに対応している。
【００２９】
バング−バング位相検出器２０はさらに、Ｄ形フリップフロップＤＦＦ１ないしＤＦＦ４およびＤＦＦ１’ないしＤＦＦ４’を備えている。直交移相器２２の２つの出力信号ＣＫＩおよびＣＫＱは、Ｄ形フリップフロップをクロックさせるために用いられるている。さらに、バング−バング位相検出器２０は、Ｄ形フリップフロップによって制御される移相器論理（ｌｏｄｇｉｎｇまたはｌｏｇｉｃ）を備えている。
【００３０】
直交移相器１１の入力および出力信号の波形は、図７ｂに示されている。
図７ａのバング−バング位相検出器は、直交電圧制御発振に基づくアレキサンダーバング−バング位相検出器の交互的なバージョンであり、このバージョンでは、ＶＣＯ２４は直交出力を伴わないＬＣ−ＶＣＯであり、直交信号の生成は燭光移相器２２によりＶＣＯ２４の外部で行なわれる。直交信号の生成がＶＣＯ２４の外部で行なわれているので、発振器の位相ノイズは悪化することはない。
【００３１】
図８は、図７のバング−バング位相検出器を含むデータおよびクロック再生ユニットを示している。
【００３２】
光ファイバ通信の出現は、低消費電力が、より高度の集積密度と既存のパッケージの制限された温度能力に対処するために必要不可欠なものとなる完全に集積化された光受信機をもたらした。受信側において、データおよびクロック再生ユニット（ＤＣＲ）、根拠となるＰＬＬは、クロック情報を再生するために、また入来するデータを時刻変更するために必要とされている。図８のデータおよびクロック再生ユニットは、マスター−スレーブ手法に基づいている。この原理は、マッチされた発振器と、それぞれ周波数および位相の獲得のための２つの制御ループに依拠している。送信機の部分では、クロック変換回路は、ファイバを介して送信されてきたデータの遷移を制御するための純粋なクロックを提供しなければならない。
【００３３】
クロック変換回路においては、ＰＬＬシンセサイザがＶＣＯの位相ノイズを清浄化することにより、純粋なクロックを生成するために用いられている。ＬＣ発振器は、ＰＬＬのループ帯域幅についての要求を軽減するＲＣ発振器よりも、良好な位相ノイズ性能を本質的に有している。ＬＣ発振器の他の長所は、周波数の安定性と温度およびプロセスの変化に対する信頼性にある。通常の買い入れ原価は、集積化されたバリキャップが電圧に伴うキャパシタンスの変化を制限したので、より少ない同調範囲となる。このような設計においては、基本的な交換条件は、位相ノイズに対する同調能力である。位相ノイズはタンク回路の線質係数の二乗に反比例しており、ＬＣタンクの位相から派生したものはＱに正比例しているので、大きな同調範囲にしたがった極めて良好な位相ノイズ性能を得ることができないことは明かである。ＶＣＯを完全なＬＣタンクに統合することにより、外部の環境からの干渉はより良好に制御することができ、ピンの打ち込み数は良好に減少することができる、この明細書の目的は、温度およびプロセス変化を補償する技術をうまく利用することにより低い位相ノイズでＬＣ発振器に１ＧＨｚの同調範囲を実現することができることを示すことにある。ＭＯＳトランジスタのみをＶＣＯコア内に使用させると共に高速のバイポーラバッファをＩ／Ｑ接続のために使用させて、３０ＧＨｚｆＴＢｉＣＭＯＳプロセス内での設計が実現された。
【図面の簡単な説明】
【図１】
簡単なＲＣ−ＣＲ技術を用いる第１の従来の直交移相器を示す回路図である。
【図２】
ヘイブン技術を用いる第２の従来の直交移相器を示す回路図である。
【図３】
第２の従来の移相器に用いられるヘイブン技術のための（ａ）振幅誤差のない場合と（ｂ）振幅誤差のある場合をそれぞれ示すフェーザ図である。
【図４】
この発明の好適な実施形態による直交移相器を示す回路図である。
【図５】
ｐｎｐおよびｎｐｎトランジスタを備える全通過型ネットワークを示す回路図である。
【図６】
トランジスタの観点での直交信号の生成のための全通過型ネットワークを示す回路図である。
【図７ａ】
この発明の実施形態による直交移相器を含むバング−バング位相検出器を示すブロック図である。
【図７ｂ】
実施形態の直交移相器の入力および出力信号の波形を示す特性図である。
【図８】
図７ａに示されたバング−バング位相検出器を含むデータおよびクロック再生ユニットの構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
６  加算手段
７  減算手段
１０  （全通過型）分割手段
１２  第１のトランスインピーダンス変換器
１４  第１の出力バッファ手段（第２のトランスインピーダンス変換器）
１５  第２の出力バッファ手段（第３のトランスインピーダンス変換器）
２０  位相検出器
【図７ａ】
2004519159.tif 000013
【図７ｂ】
2004519159.tif 000014
【図８】
2004519159.tif 000015
【国際公開パンフレット】
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2004519159.tif 000017
2004519159.tif 000018
2004519159.tif 000019
2004519159.tif 000020
2004519159.tif 000021
2004519159.tif 000022
2004519159.tif 000023
2004519159.tif 000024
2004519159.tif 000025
2004519159.tif 000026
2004519159.tif 000027
2004519159.tif 000028
2004519159.tif 000029
2004519159.tif 000030
2004519159.tif 000031
2004519159.tif 000032
2004519159.tif 000033
2004519159.tif 000034
2004519159.tif 000035
【国際調査報告】
2004519159.tif 000036
2004519159.tif 000037
2004519159.tif 000038