(57)【要約】インダクタ、周波数ｆで高周波制御信号により操作されるスイッチ、及びダイオードを有するブーストコンバータは、周波数ｆで高周波制御信号により操作される他のスイッチ及び他のダイオードを備える。前記他のスイッチ及び前記他のダイオードは、制御信号の各周期において導体が２方向に電流を流すことを可能にする。高力率及び低ＴＨＤが得られると同時に入力電圧の振幅の広い幅に亘って前記周波数ｆは一定値に保持されることが可能である。ハードスイッチングは防止される。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１ＤＣ電圧からより高い第２ＤＣ電圧を生じさせるＤＣ−ＤＣコンバータであって、
−  前記第１ＤＣ電圧を供給する電源の正極に接続されるべき第１入力端子と、
−  前記第１ＤＣ電圧を供給する前記電源の負極に接続されるべき第２入力端子と、
−  これら入力端子を相互接続させると共に誘導素子及びスイッチ素子の直列配列を有する第１分岐と、
−  前記スイッチ素子の制御電極に結合されると共に、前記スイッチ素子を導通及び非導通状態にするための制御信号を生じさせることを意図された、制御回路と、
−  前記誘導素子とスイッチ素子との間の前記第１分岐の点を第２入力端子に接続すると共に単方向素子及び出力キャパシタの直列配列を有する第２分岐と、
を有するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
−  他の単方向素子を有すると共に前記第２入力端子を前記誘導素子と前記スイッチ素子との間の前記第１分岐の点に接続する、第３分岐と、
−  前記単方向素子を分流すると共に他のスイッチ素子を有し、当該他のスイッチ素子の制御電極は前記制御回路に結合される、第４分岐と、を有し、
−  前記制御回路が前記スイッチ素子及び前記他のスイッチ素子をある周波数で交互に導通及び非導通状態にする手段を備え、これにより前記誘導素子を流れる電流が前記制御信号の各周期において２回方向を変化するようにする、
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータであって、更に、
−  入力キャパシタンスを有すると共に前記第１及び前記第２入力端子を相互接続する第５分岐と、
−  整流器であって、該整流器の出力端子がそれぞれ前記第１及び前記第２入力端子に接続されると共に、低周波ＡＣ電圧を供給する供給電圧源に接続されるべき整流入力端子を備える、整流器と、を備え、
−  前記制御回路は、前記制御信号の各周期において前記スイッチ素子の各々を、前記供給電圧源から引き出された電流が前記低周波ＡＣ電圧と同一周波数の交流電流であると共に前記低周波ＡＣ電圧と同位相であるような態様で制御する手段を備える、
ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記周波数が一定であるような請求項１又は２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
請求項２又は３に記載のＤＣ−ＤＣコンバータであって、前記制御回路が、
−  前記低周波ＡＣ電圧の瞬間振幅と前記出力キャパシタから引き出された電力とに依存して、前記誘導素子を第１の方向に流れる電流の最大振幅の尺度である第１信号と、前記誘導素子を第２の方向に流れる電流の最大振幅の尺度である第２信号と、を生じさせるマイクロプロセッサと、
−  前記誘導素子を流れる電流の瞬間振幅の尺度である信号を生じさせる信号発生器と、
−  前記信号発生器及び前記マイクロプロセッサに結合され、前記他の単方向素子が電流を流す時間周期で前記スイッチ素子を導通状態にさせ、前記誘導素子を流れる電流の振幅が前記の前記誘導素子を第１の方向に流れる電流の最大振幅に等しいときに前記スイッチ素子を非導通状態にさせ、前記単方向素子が電流を流す時間周期で前記他のスイッチ素子を導通状態にさせ、前記誘導素子を流れる電流の振幅が前記の前記誘導素子を第２の方向に流れる電流の最大振幅に等しいときには前記他のスイッチ素子を非導通状態にさせるような、ドライバと、
を備えるようなＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】
請求項１乃至４のいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータを備える、ランプに給電する回路装置。
【請求項６】
更に前記ランプにより消費される電力を調整する回路部分を備えるような請求項５に記載の回路装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、第１ＤＣ電圧からより高い第２ＤＣ電圧を生じさせるＤＣ−ＤＣコンバータであって、
−  前記第１ＤＣ電圧を供給する電源の正極に接続されるべき第１入力端子と、
−  前記第１ＤＣ電圧を供給する前記電源の負極に接続されるべき第２入力端子と、
−  前記入力端子を相互接続させると共に誘導素子Ｌ及びスイッチ素子Ｓ１の直列配列を有する第１分岐と、
−  前記スイッチ素子Ｓ１の制御電極に結合されると共に、前記スイッチ素子Ｓ１を導通及び非導通状態にするための制御信号を生じさせることを意図された、制御回路と、
−  前記誘導素子Ｌとスイッチ素子Ｓ１との間の前記第１分岐の点を第２入力端子に接続すると共に単方向素子Ｄ１及び出力キャパシタＣ１の直列配列を有する第２分岐と、
を有するＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
本発明はランプに給電するための回路装置にも関する。
【０００３】
【従来の技術】
冒頭段落で述べられたようなＤＣ−ＤＣコンバータは、アップコンバータ又はブーストコンバータと一般に呼ばれ、例えば、ランプに給電するための電子安定器回路に、しばしば適用される。既知のＤＣ−ＤＣコンバータはしばしばいわゆる「クリティカルモード」で動作する。これは、制御信号の各周期で、スイッチ素子が一定時間間隔中に導通状態にされるということである。その次に、スイッチ素子は非導通状態にされ、その後誘導素子を流れる電流がゼロに等しくなった途端にまた導通状態にされる。前記コンバータを「クリティカルモード」で動作させることは、単方向素子における消費電力が比較的小さい一方、同時に、制御信号の周波数が比較的高く、このため、誘導素子Ｌが比較的小型になるように選択することができる、という利点を有する。
【０００４】
既知のＤＣ−ＤＣコンバータは例えばランプに給電するための電子安定器回路にしばしば適用される。このアプリケーション及び多くの他のアプリケーションでは、第１ＤＣ電圧は一般的に、メインにより供給される全波整流低周波ＡＣ電圧により形成される。力率及びＴＨＤに関する法定の要件を満たすには、ＤＣ−ＤＣコンバータによりメインから引き出された電流が、低周波ＡＣ電圧と同一周波数でほぼ同一の形状を持つ交流である必要がある。加えて、この電流は低周波ＡＣ電圧と同位相である必要がある。「クリティカルモード」で動作する既知のＤＣ−ＤＣコンバータの場合、これらの２つの要件は、制御信号がスイッチ素子を導通及び非導通状態にさせる周波数が、低周波ＡＣ電圧の瞬間電圧及び出力キャパシタから引き出された電力に非常に大きく依存する原因となる。実際上は、既知のＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路に一般的に適用される集積回路は、制御信号の周波数に実際上の制限を規定する、ということが分かっている。この制限より高い周波数では、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作において損傷を生じさせかねない不安定性が生じる。この制限の結果、ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記制御信号の周波数が、低周波ＡＣ電圧のゼロ交差の近傍及びＤＣ−ＤＣコンバータにより供給される小さな値の電力においてさえもこの制限を超えることはないように、設計されなければならない。この結果、前記制御信号の周波数は、低周波ＡＣ電圧の比較的高い瞬間振幅及びＤＣ−ＤＣコンバータにより供給される比較的高い値の電力において比較的低い。これは例えば、誘導素子Ｌは比較的大きくなるよう選択される必要があり、このことはＤＣ−ＤＣコンバータを大容量で且つ高価にする、ということである。既知のＤＣ−ＤＣコンバータの他の欠点は、第１ＤＣ電圧の瞬間振幅が出力キャパシタにかかる電圧の半分よりも高いと「ハードスイッチング」が起こるということにある。ハードスイッチングは、スイッチ素子に比較的高電圧がかかっている間に該スイッチ素子が制御信号により導通状態にされることをいう。これはスイッチ素子における比較的高い消費電力を生じさせ、このことはスイッチ素子への損傷も生じさせ得る。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は、ハードスイッチングが効果的に抑制され、比較的小型で安価に実現することのできるようなＤＣ−ＤＣコンバータを提供することである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
これを達成するために、冒頭段落で述べられたようなＤＣ−ＤＣコンバータは、本発明によれば、このようなＤＣ−ＤＣコンバータが更に、
−  他の単方向素子Ｄ２を有すると共に前記第２入力端子を前記誘導素子Ｌと前記スイッチ素子Ｓ１との間の前記第１分岐の点に接続する、第３分岐と、
−  前記単方向素子Ｄ１を分流すると共に他のスイッチ素子Ｓ２を有し、当該他のスイッチ素子Ｓ２の制御電極は前記制御回路に結合される、第４分岐と、を備え、
−  前記制御回路が前記スイッチ素子Ｓ１及び前記他のスイッチ素子Ｓ２をある周波数ｆで交互に導通及び非導通状態にする手段を備え、これにより前記誘導素子Ｌを流れる電流が前記制御信号の各周期において２回方向を変化するようにする、
ことを特徴とする。
【０００７】
前記他のスイッチ素子の存在により、本発明によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータにより供給される電力の如何なる値においても、また、第１ＤＣ電圧の瞬間振幅と出力キャパシタにかかる電圧との間の如何なる比においても、ハードスイッチングが防止されるような態様でＤＣ−ＤＣコンバータを設計することができる。ＤＣ−ＤＣコンバータが低周波ＡＣ電圧を供給する供給電源から給電されていれば、制御信号の周波数は、力率及びＴＨＤに関する高い要件を満たすために、ＤＣ−ＤＣコンバータにより供給される電力と、第１ＤＣ電圧の瞬間振幅と、の両方の大きな範囲に亘って変化させられる必要はない、ということも分かった。これにより、例えば、誘導素子Ｌが小さくなるように選択されることができ、ＤＣ−ＤＣコンバータが小型且つ安価になるように実現することができるようにするために、制御信号の周波数は一定の高い値にあるように選択されることができる。
【０００８】
前記利点は本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータの好適な実施例において用いられ、ここではＤＣ−ＤＣコンバータは更に、
−  入力キャパシタンスを有すると共に前記第１及び前記第２入力端子を相互接続する第５分岐と、
−  整流器であって、該整流器の出力端子がそれぞれ前記第１及び前記第２入力端子に接続されると共に、低周波ＡＣ電圧を供給する供給電源に接続されるべき整流入力端子を備える、整流器と、を備え、
−  前記制御回路は、前記制御信号の各周期において前記スイッチ素子の各々を、前記供給電源から引き出された電流が前記低周波ＡＣ電圧と同一周波数の交流電流であると共に前記低周波ＡＣ電圧と同位相であるような態様で制御する手段を備える。この好適な実施例は、低周波正弦波ＡＣ電圧を供給するメインから給電される回路装置において非常に適切に用いられることができる。
【０００９】
本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータの他の実施例においては、前記制御回路は、
−  前記低周波ＡＣ電圧の瞬間振幅と前記出力キャパシタから引き出された電力とに依存して、前記誘導素子Ｌを第１の方向に流れる電流の最大振幅Ｉｐｏｓの尺度である第１信号と、前記誘導素子Ｌを第２の方向に流れる電流の最大振幅Ｉｎｅｇの尺度である第２信号と、を生じさせるマイクロプロセッサと、
−  前記誘導素子Ｌを流れる電流の瞬間振幅の尺度である信号を生じさせる信号発生器と、
−  前記信号発生器及び前記マイクロプロセッサに結合され、前記他の単方向素子Ｄ２が電流を移送する時間周期で前記スイッチ素子Ｓ１を導通状態にさせ、前記誘導素子Ｌを流れる電流の振幅がＩｐｏｓに等しいときに前記スイッチ素子Ｓ１を非導通状態にさせ、前記単方向素子Ｄ１が電流を移送する時間周期で前記他のスイッチ素子Ｓ２を導通状態にさせ、前記誘導素子Ｌを流れる電流の振幅がＩｎｅｇに等しいときに前記第２スイッチ素子を非導通状態にさせるような、ドライバと、
を備える。Ｉｐｏｓ及びＩｎｅｇの値は、前記他の好適な実施例により供給される電力及び前記第１ＤＣ電圧の瞬間値に実質的に依存する。Ｉｐｏｓ及びＩｎｅｇは、制御信号の周波数ｆ及び出力キャパシタにかかる電圧にも依存する。しかし、後者は往々にして一定である。他の好適な実施例では、前記制御回路は、該他の好適な実施例が高い力率を持ち且つ少量のＴＨＤしか生じさせないように比較的簡素で信頼できる態様で実現される。
【００１０】
上述された有利な特性の結果として、本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータは、ランプに給電するための回路装置において非常に適切に用いることができる。これは、より特定すれば、前記回路装置がランプにより消費される電力を調整するための回路部分を更に備えていれば、当てはまる。ランプにより消費される電力が大きな範囲に亘って調整されることができれば、このＤＣ−ＤＣコンバータは供給される電力の大きな範囲に亘って良く機能することができなければならない。上述のように、本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータは、供給される電力の大きな範囲に亘っての、及び、一定周波数における、力率及びＴＨＤに関する高い要件を満たすことができる。
【００１１】
本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータの例が図面を参照して説明される。
【００１２】
【発明の実施の形態】
図１中で、Ｋ３及びＫ４は整流器ＤＢの整流入力端子であり、これはこの例ではダイオードブリッジにより形成される。整流器ＤＢの第１出力端子は、ＤＣ−ＤＣコンバータの第１入力端子Ｋ１に接続される。整流器ＤＢの第２出力端子はＤＣ−ＤＣコンバータの第２入力端子Ｋ２に接続される。上記第１入力端子Ｋ１はキャパシタＣ２により上記第２入力端子Ｋ２に接続されており、この例では上記キャパシタは第５分岐及び入力キャパシタンスも形成する。キャパシタＣ２は、コイルＬ及びスイッチ素子Ｓ１の直列配列により分流され、これは、この例では第１分岐を形成する。この例ではコイルＬは誘導素子Ｌを形成する。スイッチ素子Ｓ１は、ダイオードＤ１及びキャパシタＣ１の直列配列により分流され、これは、この例では第２分岐を形成する。この例ではダイオードＤ１は単方向素子Ｄ１を形成し、キャパシタＣ１は出力キャパシタを形成する。ダイオードＤ１はスイッチ素子Ｓ２により分流され、これは、この例では他のスイッチ素子Ｓ２及び第４分岐の両方を形成する。スイッチ素子Ｓ１はダイオードＤ２により分流され、この例では他の単方向素子及び第３分岐の両方を形成する。回路部分ＳＣは制御回路であり、スイッチ素子Ｓ１及びＳ２に周波数ｆで導通及び非導通状態を与えるための制御信号を、コイルＬを流れる電流が前記制御信号の各周期において方向を２回変化するような態様で生じさせることを意図されている。これを達成するために、回路部分ＳＣの第１の出力はスイッチ素子Ｓ１の制御電極に接続され、回路部分ＳＣの第２の出力はスイッチ素子Ｓ２の制御電極に接続される。制御回路ＳＣ、ダイオードＤ１及びＤ２、スイッチ素子Ｓ１及びＳ２、コイルＬ、並びにキャパシタＣ１は、合同でＤＣ−ＤＣコンバータを形成する。回路部分ＢＡは、ＤＣ電圧から高周波電流を生じるためのＤＣ／ＡＣコンバータである。キャパシタＣ１の第１の面は回路部分ＢＡの第１の入力に接続され、キャパシタＣ１の第２の面は回路部分ＢＡの第２の入力に接続される。回路部分ＢＡの第１の出力は、ランプＬＡにより回路部分ＢＡの第２の出力に接続される。
【００１３】
スイッチ素子Ｓ１及びＳ２が例えばＭＯＳＦＥＴ等の内部ダイオードを有するスイッチ素子であるように実現されていれば、ダイオードＤ１及びＤ２は除去することができることに注意されたい。
【００１４】
図１に示される例の動作は次のようである。
整流入力端子Ｋ３及びＫ４が低周波ＡＣ電圧を供給する供給電源の極に接続されていれば、このＡＣ電圧は整流器ＤＢにより整流される。結果として、全波整流ＡＣ電圧が前記第１及び前記第２の入力端子の間に存在する。前記制御回路ＳＣは、スイッチ素子Ｓ１及びＳ２を交互に導通及び非導通状態にさせ、この結果ＤＣ電圧がキャパシタＣ１にかかる。回路部分ＢＡはこのＤＣ電圧から高周波電流を生じ、この高周波電流はランプＬＡに供給される。
【００１５】
図２では、時間が任意の単位で横軸に沿ってプロットされる。縦軸には任意の単位で電流がプロットされる。ＩＬは図１に示される例のコイルＬを流れる電流の形状である。縦の破線の間の時間間隔は、コイルＬを流れる電流の周期に等しく、回路部分ＳＣにより生じる制御信号の周期にも等しい。この周期では、４つの連続した期が識別される。第１及び第２期では、電流は、スイッチ素子Ｓ１及びダイオードＤ１の連絡点の方向にコイルＬ中を流れる。第１期では、電流はゼロから最大振幅Ｉｐｏｓまで増加する。この第１期中には、第１スイッチ素子は導通状態であり、この結果、全波整流ＡＣ電圧の瞬間振幅に等しい電圧がコイルにかかる。この図は、コイルＬを流れる電流がゼロからＩｐｏｓまで線形的に増加することを示す。コイルＬを流れる電流が値Ｉｐｏｓに達した途端に、回路部分ＳＣは回路素子Ｓ１に非導通状態を与え、第２期が開始する。この第２期中には、ダイオードＤ１は導通状態であり、電流の振幅はＩｐｏｓからゼロまで減少する。キャパシタＣ１にかかる電圧（以後Ｖｂｕｓと呼ばれる）から全波整流低周波ＡＣ電圧の瞬間振幅を減じたものに等しい電圧がコイルＬにかかっている。前記回路部分ＳＣは、第２期のある時点でスイッチ素子Ｓ２に導通状態を与える。コイルＬを流れる電流がゼロに等しくなったら、ダイオードはもはや電流を伝えず、スイッチ素子Ｓ２が電流を伝え始める。これは第３期の始まりでもある。第３及び第４期では、電流はコイルＬ中をキャパシタＣ２の方向に流れる。第２期と同様に、第３期ではコイルにかかる電圧はＶｂｕｓから全波整流低周波ＡＣ電圧の瞬間振幅を減じたものに等しい。第３期では、コイルＬの電流はゼロからＩｎｅｇまで線形的に増加する。前記コイルを流れる電流がＩｎｅｇに等しくなったら、前記回路部分はスイッチ素子Ｓ２を非導通状態にさせ、Ｄ２が導通状態になる。これは第４期の開始も示す。第４期では、前記コイルにかかる電圧は全波整流ＡＣ電圧の瞬間電圧に等しく、コイルを流れる電流はＩｎｅｇからゼロまで減少する。前記回路部分ＳＣは、第４期のある時点でスイッチ素子Ｓ１に導通状態を与える。コイルＬを流れる電流がゼロに等しくなったら、ダイオードＤ２は導通状態でなくなり、スイッチ素子Ｓ１が導通状態になり、コイルＬを流れる電流の次の周期の第１期が開始する。第１期の開始時及び第２期から第３期への遷移時において、コイルＬを流れる電流は方向を変化させる。この高周波周期の間に供給電圧から引き出された電流Ｉ（ｔ）の平均値は（Ｉｐｏｓ−Ｉｎｅｇ）／２である。供給電源から供給される低周波ＡＣ電圧がＶ（ｔ） ＝ Ｖｍｓｉｎ（ωｍｔ）で与えられるとき、Ｉ（ｔ）が前記低周波ＡＣ電圧と同周波数の正弦波形状であり且つ前記低周波ＡＣ電圧と同位相である（つまり、Ｉ（ｔ） ＝ Ｉｍｓｉｎ（ωｍｔ））という要件が課されれば、最大コイル電流Ｉｐｏｓ及びＩｎｅｇに関して、
Ｉｐｏｓ＝ａ０＋（ａ１＋ａ２）ｓｉｎ（ωｍｔ）−ａ０ｃｏｓ（２ωｍｔ）
及び
Ｉｎｅｇ＝ａ０＋（ａ１−ａ２）ｓｉｎ（ωｍｔ）−ａ０ｃｏｓ（２ωｍｔ）
ここで
ａ０＝−Ｖｍ２／（４Ｖｂｕｓ＊Ｌ＊ｆ），ａ１＝Ｖｍ／２Ｌｆ，ａ２＝２Ｐｍ／Ｖｍ ａｎｄ Ｐｍ＝ＶｍＩｍ
と導出することができる。
【００１６】
制御信号の周波数ｆ及びＶｂｕｓが一定であるように選択されたら、Ｉｐｏｓ及びＩｅｎｇはωｍｔの値及び出力キャパシタＣ１から引き出される電力にのみ依存する。ωｍｔの値は、全波整流低周波ＡＣ電圧の瞬間振幅により決定される。前記制御回路ＳＣには、図１には示されないマイクロプロセッサが含まれる。マイクロプロセッサは、Ｉｐｏｓ及びＩｎｅｇに対する上式における異なったパラメータの値が記憶されるメモリに結合される。加えて、マイクロプロセッサの各入力において、それぞれ、低周波ＡＣ電圧の振幅の瞬間値及びＤＣ−ＤＣコンバータにより供給される電力の調整された値の尺度である信号が存在する。該マイクロプロセッサは、Ｉｐｏｓ及びＩｎｅｇに対する上式を用いてパラメータの値と各入力に存在する信号とによりＩｐｏｓ及びＩｎｅｇの値を連続的に計算する。このように、前記回路部分ＳＣが、高い力率及び少量のＴＨＤが得られるような態様でスイッチ素子Ｓ１及びＳ２を導通及び非導通状態にするということが、達成される。制御信号の周波数に対して一定値を選択することにより、用いられるコイルが小さくなることができ、回路装置を、小型になるように実現することができる。
【００１７】
Ｉｐｏｓ及びＩｎｅｇの上式の第１及び第３項の和に比例する信号が、全波整流低周波電圧を低周波フィルタリングにより得られることに注意されたい。よって、Ｉｐｏｓ及びＩｎｅｇの値は、低周波ＡＣ電圧の瞬間振幅に直接比例する項をこの低周波フィルタリングの結果に加えることによっても得ることができる。Ｉｐｏｓ及びＩｎｅｇの尺度である信号を生じさせるこの方法は、比較的単純な電子的手段により適用することができる。
【００１８】
図３ａ及び図３ｂでは、時間が任意の単位で横軸に沿ってプロットされる。縦軸には任意の単位で電流がプロットされる。図３ａは、供給電源により供給された低周波ＡＣ電圧の半周期での図１に示される例のコイルＬの電流の包絡線を示す。言い換えると、図３ａは、Ｉｐｏｓ及びＩｎｅｇを低周波ＡＣ電圧の半周期に対する時間の関数として示す。図３ａに関しては、供給電源から引き出された電力は約１６０ワットである。この図は、供給電源から引き出された電流の平均値が比較的高いという事実の結果として、実質的に低周波ＡＣ電圧の半周期の範囲を通じてＩｐｏｓがＩｎｅｇよりも大きいことを示す。図３ｂはＩｐｏｓ及びＩｎｅｇの形状を低周波ＡＣ電圧の半周期について時間の関数として示す。図３ｂの場合は、供給電源から引き出される電力は１ワットである。この図は、この場合には、供給電源から引き出される平均電流は非常に小さな振幅を持つという事実に起因して、Ｉｐｏｓ及びＩｎｅｇは半周期のほぼ全範囲に亘ってほぼ等しいことを示す。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータの例を備える、ランプに給電するための、ランプが接続される回路装置。
【図２】図１に示される例の一部を形成する誘導素子を流れる電流の形状。
【図３ａ】２つの異なったランプ電力レベルにおける、供給電源により図１に示される例に供給される低周波ＡＣ電圧の半周期中に誘導素子を流れる電流の包絡線。
【図３ｂ】２つの異なったランプ電力レベルにおける、供給電源により図１に示される例に供給される低周波ＡＣ電圧の半周期中に誘導素子を流れる電流の包絡線。
【国際公開パンフレット】
2004519983.tif 000003
2004519983.tif 000004
2004519983.tif 000005
2004519983.tif 000006
2004519983.tif 000007
2004519983.tif 000008
2004519983.tif 000009
2004519983.tif 000010
2004519983.tif 000011
2004519983.tif 000012
2004519983.tif 000013
2004519983.tif 000014
2004519983.tif 000015
2004519983.tif 000016
2004519983.tif 000017
2004519983.tif 000018
【国際調査報告】
2004519983.tif 000019
2004519983.tif 000020