(57)【要約】公知の導波素子は信号改善が不満足であり、単純な信号コピーを作成する。しかもデータビット速度が比較的低く、適用分野も少ない。飽和可能半導体光学的増幅器（ＳＯＡ）として構成された本発明の導波素子は特に大きな全長（Ｌ）を有し、この全長は通常の飽和長の１０倍から１００倍の領域にある。この本発明の導波素子により１０００Ｇｂｉｔ／ｓまでのビット速度を処理することができる。なぜなら原理的にクロスゲイン変調と４波混合が組み合わされており、閾値に依存するスイッチ特性を有するからである。すべての入力信号および搬送波信号（ＣＯＮＴＲＯＬ−ＩＮ、ＰＣＳ、ＣＷ−ＩＮ）はこのために、同じ増幅を受けるような種々の波長（λ１、λ２）に選択される。本発明の導波素子を高速イコライザ（ＦＥＱ）として構成した場合には、一次搬送波信号にデータ信号（ＤＡＴＡ−ＩＮ）が印加され、高速判断器（ＦＤＥ）として構成された場合には、データ信号（ＤＡＴＡ−ＩＮ）と時間的に重畳されたクロック信号（ＣＬＳ）が印加される。高速判断器は時間的マスク信号（ＭＳ）によって高速デマルチプレクサ（ＦＤＥＭＵＸ）として使用することができる。またはマッハ−ツェンダー干渉計構成体（ＦＭＺＩ）に組み込むことにより、第１および第２のデータ信号（ＤＡＴＡ−ＩＮ１、ＤＡＴＡ−ＩＮ２）と共にすべての機能、とりわけ論理機能および切替機能を、超高速ビット速度（ｂｍａｘ）に対して、同時に最適の３Ｒパルス再生を行いながら実行することができる。
2004504727.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
光学的伝送システムにおけるビット速度ｂのデータパルスに対し、波長λ１の一次搬送波信号（ＰＣＳ）の入力信号（ＣＯＮＴＲＯＬ−ＩＮ）を、導波素子を同様に伝搬する波長λ２の無変調搬送波信号（ＣＷ−ＩＮ）に伝送し、波長λ１の増幅された出力信号（ＣＯＮＴＲＯＬ−ＯＵＴ）と、波長λ２の増幅され、変調された出力信号（ＣＷ−ＯＵＴ）とを形成するための、飽和可能な増幅器領域を有するコンバータとしての純光学的導波素子であって、
該純光学的導波素子は、飽和までの最大信号増幅に必要な長さ（ＬＩ）よりも大きな増幅器領域の全長（Ｌ）を有する形式のものにおいて、
前記全長（Ｌ）は、飽和に必要な長さ（ＬＩ）の１０倍から１００倍の領域にあり、
閾値特性を形成するために、無変調搬送波信号（ＣＷ−ＩＮ）は一次搬送波信号（ＰＣＳ）の信号出力（ＰＰＣＳ）に対して格段に低い、しかしゼロとは異なる信号出力（ＰＣＷ−ＩＮ）を有しており、
一次搬送波信号（ＰＣＳ）と無変調搬送波信号（ＣＷ−ＩＮ）とは導波素子（ＳＯＡ）において同じ増幅を受け、２つの出力信号（ＣＯＮＴＲＯＬ−ＯＵＴ、ＣＷ−ＯＵＴ）の最大振幅が同じになる、
ことを特徴とする純光学的導波素子。
【請求項２】
飽和可能半導体光学的増幅器（ＳＯＡ）の形態、またはラマン増幅による非線形グラスファイバの形態に構成されている、請求項１記載の純光学的導波素子。
【請求項３】
２つの出力信号（ＣＯＮＴＲＯＬ−ＯＵＴ、ＣＷ−ＯＵＴ）を同期して振幅調整し、パルス整形するための高速イコライザ（ＦＥＱ）として構成されている場合、入力信号（ＣＯＮＴＲＯＬ−ＩＮ）はデータパルスレベルが異なり、超高速ビット速度ｂｍａｘを有するデータ信号（ＤＡＴＡ−ＩＮ）である、請求項１または２記載の純光学的導波素子。
【請求項４】
パルススイッチとしての高速判断器（ＦＤＥ）として構成されている場合、入力信号（ＣＯＮＴＲＯＬ−ＩＮ）は、超高速ビット速度ｂｍａｘのデータ信号（ＤＡＴＡ−ＩＮ）とクロック信号（ＣＬＳ）から合成され、
該クロック信号はデータ信号（ＤＡＴＡ−ＩＮ）に対して端数だけ、とりわけビット期間の半分だけずれて同期しており、データ信号（ＤＡＴＡ−ＩＮ）に類似する信号出力を有する、請求項１から３までのいずれか１項記載の純光学的導波素子。
【請求項５】
クロック信号（ＣＬＳ）は自励式マルチセクションレーザによって周波数安定して再生される、請求項４記載の純光学的導波素子。
【請求項６】
高速判断器（ＦＤＥ）が高速デマルチプレクサ（ＦＤＥＭＵＸ）として構成されている場合、クロック信号（ＣＬＳ）には信号出力の類似するマスク信号（ＭＳ）が重畳されており、
該マスク信号は高速デマルチプレクサ（ＦＤＥＭＵＸ）のスイッチ窓に対するスイッチクロックを設定する、請求項４または５記載の純光学的導波素子。
【請求項７】
高速判断器（ＦＤＥ）としての別の導波素子（ＳＯＡ）と共に、非線形マッハ−ツェンダー干渉計構成体（ＦＭＺＩ）または同様に機能する干渉計構成体に組み込まれている、請求項４または５記載の純光学的導波素子。
【請求項８】
同じ構成の別の導波素子と共に、結合損失の少ない線形カスケード中に光学的アイソレータを中間接続して、個々の飽和可能半導体光学的増幅器間に配置されており、
該光学的増幅器はその両端部において、反射作用を回避するための良好な減反射特性を有する、請求項１から７までのいずれか１項記載の純光学的導波素子。
【請求項９】
請求項１から３までのいずれか１項記載の高速イコライザとしての構成において、搬送波信号の波長と偏光面が自由に選択され、データパルスの振幅と形状が改善される、純光学的スイッチ回路用の前置装置として使用する、飽和可能な増幅器領域を有するコンバータとしての純光学的導波素子の使用法。
【請求項１０】
データパルスレベルが異なり、超高速ビット速度ｂｍａｘのデータ信号に対する、出力偏光が固定された偏光コンバータとして使用する、請求項９記載の、飽和可能な増幅器領域を有するコンバータとしての純光学的導波素子の使用法。
【請求項１１】
請求項１から５までのいずれか１項記載の、飽和可能な増幅器領域を有するコンバータとしての純光学的導波素子を、純光学的スイッチ回路での超高速ビット速度ｂｍａｘ用３Ｒ発生器で高速イコライザおよび／または判断器として構成して使用する使用法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
本発明は、飽和可能な増幅器領域を有するコンバータとしての純光学的導波素子に関する。この導波素子は、ビットレートｂ０のデータパルスを光学的伝送システムで伝送するためのものであり、波長λ１の一次搬送波信号の入力信号を、導波素子を同様に伝搬する波長λ２の無変調搬送波信号へ伝送し、波長λ１の増幅された出力信号と、増幅され反転された波長λ２の出力信号とを形成する。この導波素子の増幅器領域は、飽和までの最大信号増幅率に対して必要な長さよりも大きい全長を有する。さらに本発明は、飽和可能増幅器領域を有するコンバータとしての純光学的導波素子の使用法に関するものであり、ここではとりわけ高速判断器として機能する。
【０００２】
古典的構造形式の波長コンバータおよびその変形構造は従来技術から公知の構成素子である。この波長コンバータにより、１つの搬送波の信号パルスシーケンスを別の搬送波へ伝送することができる。例えばレーザコンバータに対しては、Ｒ．Ｊ．Ｓ． Ｐｅｄｅｒｓｏｎ ｅｔ ａｌ．， ”Ｓｉｍｐｌｅ ｗａｖｅｌｅｎｇｔｈ ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ ｆｏｒ ｂｉｔ ｒａｔｅ ｉｎｄｅｐｅｎｄｅｎｔ ｏｐｅｒａｔｉｏｎ ｕｐ ｔｏ １０ Ｇｂｉｔ／ｓ” Ｔｃｈ． Ｄｉｇ． ｏｆ ＯＦＣ’９４ ｐａｐｅｒ ＴｈＱ３， Ｓａｎ Ｊｏｓｅ， Ｃａｌｉｆｏｒｎｉａ， Ｆｅｂ． １９９４； Ｈ． Ｙａｓａｋａ ｅｔ ａｌ．， ”Ｒｅｐｅａｔｅｄ ｗａｖｅｌｅｎｇｔｈ ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ ｏｆ １０ Ｇｂｉｔ／ｓ ｓｉｇｎａｌ ｕｓｉｎｇ ｗａｖｅｌｅｎｇｔｈ ｔｕｎｅａｂｌｅ ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ ｌａｓｅｒｓ”， ＩＥＥＥ Ｐｈｏｔｏｎ． Ｔｅｃｈ． Ｌｅｔｔ． ｖｏｌ．７ ｐｐ．１６１−１６３， １９９５； オールアクティブ素子を有するコンバータに対しては、Ｍ． Ｓｃｈｉｌｌｉｎｇ ｅｔ ａｌ．， ”Ｗａｖｅｌｅｎｇｔｈ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｂａｓｅｄ ｏｎ ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ａｌｌ−ａｃｔｉｖｅ ｔｈｒｅｅ−ｐｏｒｔ Ｍａｃｈ−Ｚｅｈｎｄｅｒ ｉｎｔｅｒｆｅｒｏｍｅｔｅｒ”， Ｅｌｅｃｔｒｏｎ． Ｌｅｔｔ．， ｖｏｌ．３０， ｐｐ．２１２８−２１２９， Ｄｅｃ． １９９４； Ｃ． Ｊａｎｚ ｅｔ ａｌ．， ”Ａｌｌ−ａｃｔｉｖｅ ｄｕａｌ−ｏｒｄｅｒ ｍｏｄｅ Ｍａｃｈ−Ｚｅｈｎｄｅｒ ｗａｖｅｌｅｎｇｔｈ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｆｏｒ ｃｏ−ｐｒｏｐａｇａｔｉｖｅ ｏｐｅｒａｔｉｏｎ” Ｅｌｅｃｔｒｏｎ． Ｌｅｔｔ． ｖｏｌ．３４ ｐｐ．１８４８−１８４９， １９９８； そしてアクティブ素子とパッシブ素子の組合せを有するコンバータに対しては：Ｂ． Ｍｉｋｋｅｌｓｅｎ ｅｔ ａｌ．， ”Ｗａｖｅｌｅｎｇｔｈ ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ ｕｓｉｎｇ ｉｎｔｅｒｆｅｒｏｍｅｔｒｉｃ ｓｔｒｕｃｔｕｒｅｓ ｃｏｎｔａｉｎｉｎｇ ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ ｌａｓｅｒ ａｍｐｌｉｆｉｅｒｓ”， Ｏｐｔｉｃａｌ ａｍｐｌｉｆｉｅｒｓ ａｎｄ ｔｈｅｉｒ ａｐｐ．， ＯＳＡ Ｔｅｃｈ． Ｄｉｇ． Ｓｅｒｉｅｓ， ｖｉｌ．１８ ｐｐ．２３８−２４１， １９９５ 参照。
【０００３】
単純な公知の波長コンバータは半導体光学的増幅器（ＳＯＡ）からなり、並列波長伝搬を可能にする増幅媒体内でクロスゲイン変調に基づき反転信号変換を行う。ここでは搬送波波長に対する離散的波長側波帯（これが変換すべき光パルス信号である）が無変調の搬送波信号波長へ伝送され、光学的に処理される。ＳＯＡは、増幅器媒体に依存して相応に選択された搬送波波長において最大増幅を達成するのに必要な構造長を有している。一般的にここで、短い構造長は１ｍｍ以下の領域である。さらにこの構造長は意図的にできるだけ短く維持される。これはコンバータを複雑な回路構成に簡単に組み込むためである。従って信号変換の際に最大増幅率を達成するために、構造長を比較的大きくすることはない。なぜなら増幅器の飽和領域では増幅率が減少し、ひいてはこれに関連する信号品質も低下するからである。従って飽和に達した後の増幅は求められない。複雑な波長コンバータは、２つの平行なアームを有するマッハ−ツェンダー干渉計として構成することができ、このアームにはそれぞれ１つのＳＯＡが組み込まれている。このように構成されたコンバータの利点は、コンバータ出力側で非反転信号が得られることである。公知のコンバータでの主たる役目は、できるだけ高い吸光率を達成して、確実に信号変換することである。１００Ｇｂｉｔ／ｓ以上の高い伝送速度とデータパルスのレベル調整という観点はこれまで見られなかった。
【０００４】
ＤＥ−ＯＳ１９５３５７７２から、光学的に伝送されるデータ信号の搬送波波長を純光学的に変換する方法が公知である。この方法では前記形式のＳＯＡが、もっぱらクロスゲイン変調による波長変換のために使用される。しかしこの方法では同時に、信号振幅および信号形状の再生が制限されている。大きな信号レベル差を回避するために非反転出力信号を得るには、この公知のＳＯＡの場合、時定数τ（搬送波の寿命）を種々のそれ自体公知の方法により低下している。しかし低下によっても最高速のＳＯＡ自体が相変わらず約２００ｐｓの搬送波寿命τを有している（公知のＳＯＡに対しては、５Ｇｂｉｔ／ｓのデータ速度に対して具体的に１ｎｓのτがある）。そのためデータ速度は４０Ｇｂｉｔ／ｓまでの領域が可能であるが、このデータ速度は将来の高性能光データ網に対しては興味のあるものではない。このことは達成すべき信号品質の点でも当てはまる。
【０００５】
純光学的信号処理に対しては、将来の光ネットワークの観点からも、イコライザ素子による入出力側での高速のデータ流処理が必然的に必要となる。ここでは発生するパルス変動を相殺するために、論理「１」に配属されたリターン・ツー・ゼロビットパルスの振幅を相互にできるだけ高いレベルに調整しなければならず、ビット速度を上昇させ、一定のビット幅を得るために、パルスエッジを整形し、改善しなければならない。光パルスのこの種の処理は、例えば再生器、波長コンバータ、光学的判断器、マルチプレクサ、デマルチプレクサでの後続の処理を簡単にし、改善する。イコライザとしてのその機能にはこれまで満足できなかった純光学的に動作するコンバータの他に従来技術から、種々異なる構造形式の一連の電子的イコライザも公知である。これら電子的イコライザでの主たる問題は電子信号回路の速度が遅いことであり、前記の構成素子を高速の伝送システムに使用することは比較的制限されていたり、不可能であったりする。これに対して本発明では光パルスのパルス調整が、電子的に処理可能なビット速度よりも格段に高いビット速度において得られる。
【０００６】
イコライザを用いた前記「再整形」および「再増幅」による信号再生の他に、光学的判断器をを介した「リタイミング」も信号伝送には重要であり、とりわけビット速度の値が上昇する場合には非常に重要である。光学的判断器は閾値機能を有する高速スイッチである。切り替え時点はクロック信号により設定され、このクロック信号は時間的に補正すべき入力信号と周波数が同じで、位相同期していなければならない。２つの信号の搬送波周波数は異なっている。導通接続されたパルスの振幅はスイッチでの閾値により設定される。この閾値においてスイッチは開放ないし閉成する（１ビットおよび０ビット、パルスあり、またはパルスなし）。一般的に入力信号は判断器でさらに増幅され、それに対して時間ジッタおよび振幅ジッタは低減しなければならない。従来の判断器では例えば自励式レーザがクロック信号を高精度かつ低雑音で再生するために使用され、非線形マッハ−ツェンダー干渉計（ＭＺＩ）がクロック信号に対するスイッチゲートとして使用されている。製造を簡単にするため、通常は偏光に依存して動作するＭＺＩは２つのカップラと、その間に配置された並列アームからなる。並列アームにはそれぞれ１つの飽和可能光学的増幅器が信号増幅および信号位相シフトのために配置されている。これにより遅延された信号が２つのカップラで相応に重畳され、出力側に１または０が発生する。しかし非線形マッハ−ツェンダー干渉計では入力信号の光子密度変化の影響が大きいため、この公知のアーキテクチャも４０Ｇｂｉｔ／ｓから１００Ｇｂｉｔ／ｓのオーダーでの伝送速度に制限される。
【０００７】
本発明の出発点となる従来技術はＷＯ９６／４１４０５に開示されている。そこには飽和可能半導体光学的増幅器（ＳＯＡ）の形態の純光学的導波素子が記載されており、ここでは純粋なクロスゲイン変調または純粋なクロスフェーズ変調（マッハ−ツェンダー干渉計をデマルチプレクサとして）が同じ出力波長に波長変換するために行われる。さらに種々異なる出力波長ごとにマルチウェーブミキシングを行うための他の形式の波長変換も記載されている。公知のＳＯＡでの目的は、再生特性を考慮することなしに伝送帯域幅を拡大することである。信号変換のための簡単な信号コピーもできるだけ高いデータ速度で作成すべきである。このためにＳＯＡの全長が、飽和までの最大信号増幅に必要な長さよりも大きく選択され、この長さは上に述べたように１ｍｍまでの領域にある。従って公知のＳＯＡは有利には１ｍｍから５ｍｍの領域の全長を有し、このことにより１０Ｇｂｉｔ／ｓのデータ速度を２８Ｇｂｉｔ／ｓ、３５Ｇｂｉｔ／ｓ、または最大で４０Ｇｂｉｔ／ｓまでに、選択された全長に依存して高めることができる。この全長は、入力信号の選択された初期状態に依存する、ＳＯＡ出力側での最終状態の改善が見込まれなくなることにより制限される。公知のＳＯＡでの入力信号の波長は、最大増幅率を達成するために両方とも特徴的波長の同じ側で選択される。従ってこれらの波長はＳＯＡで異なる増幅を受け、このことにより出力信号の信号レベルが異なってしまう。光スイッチとして構成した場合、公知のＳＯＡでは異なる出力波長が使用される。そのため同様に出力信号の信号レベルが異なってしまう。レベル均等性はここでも同様に達成されない。そのため、ＳＯＡの機能構成が異なっていることを前提にした閾値特性が見られる。
【０００８】
従って本発明の課題は、冒頭に述べた形式の、飽和可能増幅器領域を有するコンバータとしての純光学的導波素子を改善し、その再生特性も含めて１６０Ｇｂｉｔ／ｓ、６４０Ｇｂｉｔ／ｓおよびそれ以上の高速の伝送速度を達成することである。従来技術のおかげで、このような純光学的導波素子を種々の構成形式で種々異なる機能と共に使用することができる。従って本発明の第２の課題は、非常に高い伝送速度を達成すると共に、飽和可能増幅器領域を有するコンバータとしての純光学的導波素子を、構成がフレキシブルであり、簡単な手段により機能の異なる種々の構成素子の形態で構成できるようにすることである。ここでそれぞれの構成において達成可能な機能の品質は高い要求を満たし、従ってパルス品質およびパルス長の点で非常に能力の高い、パルス処理機能のある光学的素子を提供することができる。さらに本発明の純光学的導波素子は構造が単純であり、ノイズが少なく、安価に製造することができる。
【０００９】
この課題に対する解決手段として、冒頭に述べた形式の純光学的導波素子が光学的にアクティブな増幅器領域の長さを有し、その全長が能和までの最大信号増幅率に必要な長さよりも大きいように構成される。従って、全長は飽和に必要な長さの１０倍から１００倍の領域にあり、閾値特性を形成するために無変調搬送波信号は一次搬送波信号の信号電力に対して格段に小さく、しかしゼロではない信号電力を有しており、一次搬送波信号と無変調搬送波信号とは導波素子内で同じ増幅を受け、最大振幅において２つの出力信号が同じになる。
【００１０】
ここでは、飽和可能な増幅器領域を有するコンバータとしての純光学的導波素子が、飽和可能半導体光学的増幅器（ＳＯＡ）の形態またはラマン増幅を行う非線形グラスファイバの形態に構成される。ここでは２つの異なる材料が本発明の導波素子に対して使用されるが、これらの材料においては本発明に関連する物理過程は同じように発生し、従って等価と見なすことができる。両方の実施例で、共に伝搬する２つの波の間の交互作用が４波混合作用と非線形増幅の影響を受けて惹起される。ラマン増幅を行う光グラスファイバの利点は、非線形性の勾配が急峻なことである。従って飽和までの最大増幅率を形成するために非常に短いファイバを使用することができる。しかし実際には飽和可能半導体光学的増幅器（ＳＯＡ）が増幅性グラスファイバよりも広く使用されている。従って純光学的導波素子の以下の実施例ではこれを基準にして説明する。すべての実施例は、ラマン増幅を行う非線形グラスファイバに対しても適用できる。
【００１１】
さらに本発明の純光学的構成素子としての導波素子は、特に長い構造長と、到来する信号を出力信号に変換する際に同じように増幅することを特徴とする。入力信号の関係を変化することによりフレキシブルに構成することができる。
【００１２】
本発明の第１実施例によれば、同期して振幅調整し、２つの出力信号のパルスを整形するための高速イコライザとしてのその構成において、入力信号は異なるデータパルスレベルと、超高速ビット速度を有するデータ信号である。
【００１３】
また択一的に実施形態によれば、パルススイッチのための高速イコライザとしてのその構成において、入力信号は超高速ビット速度のデータ信号とクロック信号から合成される。この入力信号はデータ信号に対して端数だけ、とりわけビット期間の半分だけずれて同期しており、データ信号に類似の信号出力を有する。
【００１４】
高速判断器としての本発明の導波素子のこの構成から出発して、この導波素子は入力信号を相応に選択することによりさらに別の実施形態を取ることができる。
【００１５】
とりわけ高速デマルチプレクサとしての高速判断器の構成において、クロック信号に信号出力が類似のマスク信号を重畳することができ、このマスク信号はデマルチプレクサのスイッチ窓に対するスイッチクロックを設定する。
【００１６】
その他本発明の導波素子に対して、高速判断器としての別の導波素子と共に非線形マッハ−ツェンダー干渉計構成体またはこれに類似して動作する干渉計構成体に組み込むことができる。
【００１７】
後者の構成では、本発明の導波素子によりマッハ−ツェンダー干渉計のすべての機能を超高速ビット速度に対するものも含めて引き受けることができる。このことはこれまで低いビット速度に対してだけ可能であった。
【００１８】
とりわけここでは論理機能および切替機能を有する構成素子の実施形態が取り扱われる。マッハ−ツェンダー干渉計と類似に動作する干渉計としてとりわけ、偏光依存性のＵＮＩ干渉計が考えられる。超高速ビット速度については、１０００Ｇｂｉｔ／ｓ（１Ｔｂｉｔ／ｓ）までの領域が含まれる。興味深いことにこの領域には、将来重要となる１６０Ｇｂｉｔ／ｓと６４０Ｇｂｉｔ／ｓの階層レベルも含まれる。従来技術で達成可能な４０Ｇｂｉｔ／ｓから１００Ｇｂｉｔ／ｓまでの領域のデータビット速度に対して、本発明の導波素子は格段に高い能力を有している。
【００１９】
以下、コンバータでの交互作用原理に基づく本発明の導波素子の基本機能を説明する。導波素子は２つの部分に分割して考えることができる。第１の部分は１ｍｍ以下の領域の長さにおいて通常使用される増幅器と一致する。この第１の部分では、入力信号が変換の間、増幅器の飽和までまず増幅され、反転信号が随伴する無変調搬送波信号上にクロスゲイン変調によって形成される。このクロスゲイン変調がこの第１の部分においては優勢である。形成された信号の吸光度は公知のように入力信号の吸光度よりも小さい。第２の部分は第１の部分に直接続き、第１の部分の少なくとも１０倍の長さを有する。すなわち１ｍｍの通常の増幅器長の場合は少なくとも１０ｍｍの長さである。この第２の部分では、最大に増幅されたパルスが、第２の区間で優勢である４波混合によって相互に調整され、そのパルス波形が改善される。従って高い機能性に対する第１の条件は本発明の導波素子の長さが比較的大きいことである。この大きな長さは、同じように伝搬する信号に対して異なって作用する原理を所期のように結合させる。理論的に２つの部分を相互に分離することが可能である。入力信号が第２の部分の入力側ですでに最大に増幅されていれば、第１の部分は省略できる。しかしこの第１の部分は第２の部分から区別されないから、２つの部分の組合せが特に有利であり、簡単である。必要な増幅は他の素子を介しては行われない。
【００２０】
本発明の導波素子の第２の部分では、光子密度がいずれの個所でも近似的に一定であることが観察される。このことは相互に関連する搬送波信号間の交互作用の結果である。これら搬送波信号のうち、無変調搬送波信号は一次搬送波信号での入力信号の反転コピーである。従って、各ポイントにおいて２つの信号に対する光子の和は一定である。また光子強度からの和も一定である。
【００２１】
本発明の導波素子の機能に対する第２の条件は、導波素子の出力側で一定の平均光子密度が達成されることである。このことにより、この導波素子が時間平均で一定の屈折率と非常に小さなノイズを有する。調整は、搬送波信号と入力信号を、本発明の導波素子の増幅器領域の特徴的材料依存性の波長に対して対称に選択することによって達成される。通常、従来の増幅器ではこの特徴的波長は一次搬送波信号に対して選択される。増幅曲線の比較的平坦な最大領域に波長を選択することにより、同様に所望の均等増幅作用が得られる。本発明の導波素子では、得ようとする増幅均等性（これは例えば材料変化によるバンドギャップのシフトを用いた信号調整の形態で達成することができる）が所望の調整作用である。有利には本発明の導波素子に使用されるＩＩＩ−Ｖ材料のバンドギャップは１２００ｎｍと１６５ｎｍの間にある。ここでは結合作用により反転データ信号の重畳された無変調搬送波信号が質的に改善されるだけでなく、一次搬送波信号も増幅率飽和による振幅制限によって改善される。
【００２２】
従って本発明の導波素子の出力側には、同じ出力、すなわち同じ電力レベルの２つの出力信号が発生する。非対称な振幅はここでは飽和可能な増幅器領域が満足に機能していないことへの徴候である。このことによりコントロール手段が得られる。一次搬送波信号は簡単に信号処理回路でさらに処理することができる。このことの利点は、一次搬送波信号が非反転信号として存在することであり、従って後続の反転装置は必要ない。
【００２３】
対称性条件は信号電力の選択に対しても当てはまる。前述の調整作用は、無変調搬送波信号が除去された場合または過度に低い電力を有する場合には観察することができない。この場合、導波素子の第１の区間では、一次搬送波信号から無変調搬送波信号への入力信号コピーは行われない。信号を伝送する２つの光波の結合も、依存するパルス処理と同様に不可能である。従って本発明の導波素子が機能するための第３の条件は、搬送波信号の電力を正しく選択することである。光子調整作用により、構成素子で非常に小さな時定数が達成される。飽和半導体光学的増幅器領域のこれまでの回復時間は時定数が長かったので、短いパルスへの応答として極端に平坦なパルスエッジ（テール）が発生していた。この平坦なパルスエッジは長い導波素子の経過中で完全に除去される。本発明の導波素子での定常的保存量である急峻なエッジだけが使用される。このことは本発明の導波素子が数百Ｇｂｉｔ／ｓから１Ｔｂｉｔ／ｓまでの絶対的超高速ビット速度を、種々の機能を有するすべての構成で達成することの理由である。
【００２４】
飽和可能な増幅器領域を有するコンバータとしての本発明の導波素子のすぐれた特性に対する作用の理由は、前記３つの条件に依存する信号間の高速光子交互作用である。ここでは一次搬送波信号と無変調搬送波信号との間での導波素子による共伝搬が物理的作用に対して非常に大きな意味を持つ。この物理的作用は信号が逆相で伝搬するときには発生しない。非線形増幅抑圧についての基礎となる知識は、導波素子の長い飽和可能な増幅器領域にある。飽和増幅器領域は最大増幅の領域にあり、外部光子の影響によって高い密度が惹起される。非線形増幅抑圧は、本発明の導波素子により伝送可能な波長領域に対する帯域制限である（チャネル間隔）。非線形増幅係数εにより、導波素子による過渡特性の減衰の影響が考慮される。減衰は例えばスペクトルホールバーン、材料加熱、定常波（４波混合）および構造に依存して発生する。非線形増幅係数εは、光学的増幅率（ｇａｉｎ）の減少を光子強度Ｓに依存して表す：ｇａｉｎ＝ｇａｉｎ（Ｓ＝Ｏ）／（１＋εＳ）。非線形増幅係数εの値領域は良く知られており、典型的な値は、１＊１０−２３ｍ３から７＊１０−２３ｍ３の間である。
【００２５】
非線形増幅抑圧時定数τεは、光子密度の瞬時変化による増幅抑圧に基づく遅延応答を表す。例えばスペクトルホールは制限された時間の間、燃焼し、それから再び消失する。非線形増幅抑圧時定数τεに対する典型値は、４波混合から良く知られており、２００ｆｓから数ｐｓの領域にある。この非線形増幅抑圧時定数は単独で、伝送すべきパルスの形状に影響を及ぼし、本発明の導波素子の伝送速度に対する速度指数を設定する（τε＝２００ｆｓの場合、現在のところ１０００Ｇｂｉｔ／ｓまでの伝送速度が可能である）。従って本発明の導波素子の比較的大きな長さは許容可能領域を変化させる。この領域は複雑な光学回路に組み込むことを問題なしに可能とする。導波素子の飽和可能な増幅器領域に発生する増幅減衰もまた許容可能である。なぜなら、パルスの全体調整レベルが常に非常に高く、パルス品質の改善が損失を補償するからである。
【００２６】
本発明の導波素子の前記再生特性に対する物理的基礎は、２つまたはそれ以上の光波に対する閾値依存性スイッチ特性を形成する。例えば異なる初期振幅を有する２つの無変調搬送波信号（図５参照）を導波素子の入力側に供給すれば、上に述べた非線形増幅抑圧作用のさらなる影響下で４波混合の場合に閾値特性（デジタル電子回路と同様に）を観察することができる。図５では搬送波信号の一方の初期電力が常に一定で低いことが示されている。他方の搬送波信号の初期電力はこれに対して変化するが、常に比較的に大きい。比較的に大きな初期電力を有する信号はそれぞれ本発明の導波素子の長さにわたって、初期電力が比較的に小さい信号よりも非常に高速に上昇することがわかる。構成素子の終端部で、初期電力の比較的小さい信号はゼロに追いやられ、抑圧される。この作用は、判断器として機能する光学的スイッチに使用される（パルスが導通される：１ビット、またはパルスが導通されない：０ビット）。到来するデータパルスが増幅されるかまたは抑圧されるかは、導波素子の材料依存性の閾値に依存する。この閾値により１ビットと０ビットとの間の境界を一義的に設定することができる。そしてこの境界に従って、データパルスの許容吸光減衰が査定され、確実なパルス識別が保証される。
【００２７】
観察される閾値依存性のスイッチ特性の説明は、４波混合の際の基本特性から得られる。ここで２つの主波が主軸において、反射された波長ないし周波数を有する２つの副波を形成する（図９参照）。形成プロセスの間、相応のエネルギーが２つの主波から２つの副波へ伝達される。増幅飽和を考慮した変換器波調整の相応の解決から、エネルギーが絶対量として主波の初期エネルギーに依存しないで伝達されることが分かる。これが意味するのは、比較的弱い波に対する相対的損失が比較的強い波に対する相対的損失よりも大きいことである。このことは前記の閾値依存性のスイッチ特性につながる。本発明の導波素子では、無変調搬送波信号が比較的小さな電力を以て、一次搬送波信号が格段に大きな電力を以て入力側へ送出される。このような本発明の導波素子に対する信号構築の場合、導波素子の第１の（短い）長さ区間ではデータが無変調搬送波に逆コピー（暗い光子）される（クロスゲイン変調）。導波素子の第２の（長い）長さ区間（飽和された増幅器領域）をさらに通過する際、前述の閾値依存性スイッチ特性は２つの信号の振幅を同じ最大レベルまで上昇させる（４波混合）。パルスエッジは非常に急峻であり、比較的長い伝搬時間の後では、データビット速度は遅くても、非線形増幅抑圧時定数τεだけに依存する（図１０，図１１参照）。
【００２８】
閾値依存性スイッチ特性を構成素子としての高速判断器で利用するために、スイッチ時点を通過すべきデータパルスに対して設定する必要がある。このことは本発明の導波素子では、データ信号を同期クロック信号と合成された入力信号として重畳することにより行われる。ここでは信号設定の際に、導波素子の機能性に対して基礎となる条件が注意される。入力信号として個々のデータ信号（イコライザの場合のように）の代わりに、データ信号およびクロック信号を次のように選択する。すなわち同じ出力振幅が得られるように選択する。これにより高速判断器として構成された本発明の導波素子は同様に簡単で小型の純光学的構成素子となり、スイッチ判断プロセスに対して付加的な入力側または素子を必要としない。スイッチ時点に対して再生されたクロックの時間ジッタに起因する品質に依存して、超高速スイッチ判断を僅かなジッタで実行することができる。例えば本発明の有利な構成では、クロック信号を自励式マルチセクションレーザによって安定した周波数により再生することができる（ＥＰ０８１８０６９Ｂ１参照）。このことにより不満足な選別プロセスがなくなる。
【００２９】
導波素子の閾値に依存して反転され、導通接続されるデータパルスでは、さらに付加的に高速イコライザの場合のようにパルス改善が発生する（増幅、振幅ジッタと時間ジッタの低減、パルス形状の改善）。データパルスが阻止される場合、逆コピーとしてクロックパルスが導通接続され、その形状は新たなパルスの形状を定める。このために付加的条件として、２つの信号は時間的にビット期間の半分だけ重なっていなければならない（クロック・インターリブド・データ、ＣｉＤ）。導波素子ではＣｉＤ信号が無変調の搬送波信号へ逆データスキームとしてコピーされる。クロック信号の２つの最大間のデータパルスは、形状および振幅が付加的なイコライザ機能によって再生された０パルスを無変調搬送波に形成する。これに対して、クロック信号の２つの最大間のデータ信号での０パルスは新たなパルスを無変調搬送波信号に形成する。この新たなパルスの形状はもっぱらクロックパルスの形状に依存する。このクロックパルスは再生が良好であれば、ジッタが少なく、形状の改善されたパルスをデータパルスとして有する。すなわち、導波素子の出力信号は判断器アーキテクチャにおいて３Ｒ再生される。ここでデータビットは反転形状で出力側で得られるが、すべてのパルスは（クロス増幅スキームによるコンバータとしての増幅器領域でのデータ信号の単純なコピーとは異なり）搬送波信号中の光子密度が高められた真のパルスであり、搬送波信号の高い光子密度中の、光子密度の低いいわゆる暗いパルスとは異なる。
【００３０】
高速判断器としての構成では、本発明の導波素子をさらに進歩させてデマルチプレクサまたはＭＺＩ機能素子として構成することができる。このためには所定の信号組合せを入力信号として選択することが必要である。デマルチプレクサのタスクはデータ流中の、それぞれ所定のデータビットだけを導通接続することである。これによりデータ流は種々の経路に分配される。クロック信号に高速判断器においてマスク信号が重畳されれば、この作用を問題なしに達成することができる。入力信号は、データ信号、クロック信号およびマスク信号から合成される。形成されたデマルチプレクサは超高速ビット速度に対しても使用することができる。このとき常にデータパルスの３Ｒ処理が行われる。同様のことが、本発明の導波素子をＭＺＩ構成体に組み込む場合にも当てはまる。この場合、入力信号は２つのデータ信号およびクロック信号から合成される。これらのデータ信号はＭＺＩで比較される。これにより論理構成素子、例えばＸＯＲ素子またはＡＮＤ素子が実現される。これらの素子は本発明の導波素子のすべての利点を有し、とりわけ高速で良好な信号再生特性を有する。
【００３１】
光学的導波素子での基本的問題は、その終端ファセットでの反射である。重畳され、強く変動するパルス振幅の形でのエラー機能が、反射係数が過度に小さい場合、高速イコライザおよび判断器としての２つの構成に対して発生する。１０−４から１０−５の領域での反射係数を有する十分に良好な減反射によって初めて、十分に良好なノイズ抑圧が保証される。このノイズ抑圧は、高速イコライザまたは判断器としての導波素子の構成において、これが同じ構成の別の導波素子と共に、結合損失の少ない線形カスケード中に光学的アイソレータを中間接続して、個々の導波素子間に配置される場合に重要である。ここで個々の導波素子はその両端において、反射作用を回避するため良好な減反射特性を有する。最大１５ｄＢまでの結合損失は、増幅機能が組み込まれているので問題なしに許容することができる。
【００３２】
要約すると高速イコライザとして構成した本発明の導波素子に対して一連の利点を挙げることができる。これらの利点により、高速イコライザは種々の適用に適する。有利には、波長および搬送波信号の偏光面、並びにデータパルスの振幅と形状を任意に選択できる純光学的回路用前置装置としての適用がある。またデータ信号に対して出力偏光が超高速ビット速度まで固定された偏光コンバータとしての適用もある。利点としてまず、長い飽和可能半導体光学的増幅器の形態での構成素子構成がある。この種の構成素子は簡単に偏光に依存しないよう構成することができる。このことは増幅器を有するＭＺＩの場合は非常に困難である。特に重要な適用は、本発明の導波素子を超高速ビット速度までの純光学的回路で、３Ｒ発生器での高速イコライザおよび／または判断器として構成することである。この種の再生器はとりわけ比較的大きな回路の入力側に見られる。最後に高速イコライザの出力信号は光学的伝送ネットのさらなる部分で使用することができ、ここで出力信号は相互に反転した形状で存在する。このことは例えば電子回路で現在有意義に使用されている。
【００３３】
以下、飽和可能な増幅器領域を有するコンバータとしての純光学的導波素子をさらに理解するため、飽和可能半導体光学的増幅器（短くＳＯＡ）の実施形態を種々の図面に基づいて詳細に説明する。
【００３４】
図１は、関連するパラメータと可能な変形構成を有するＳＯＡのブロック回路図である。
【００３５】
図２は、伝送速度が１６０Ｇｂｉｔ／ｓにおいて、高速イコライザとしてのＳＯＡの構成に対してシミュレーション計算で作成された一連の線図である。
【００３６】
図３は、伝送速度が１０Ｇｂｉｔ／ｓにおいて、高速イコライザとしてのＳＯＡの構成に対してシミュレーション計算で作成された一連の線図である。
【００３７】
図４は、可能な限り同じ増幅を達成するための信号の波長選択のための線図である。
【００３８】
図５は、高速判断器としての導波素子の構成に対して、無変調信号間での種々異なる電力比での閾値特性を示す図である。
【００３９】
図６，７，８は、変調信号に無変調信号が重畳された際の閾値特性を示す線図である。
【００４０】
図９は、ＳＯＡの４波混合を示す図である。
【００４１】
図１０，１１は、高速判断器としてのＳＯＡの構成に対して、２つの異なる伝送速度でのソリトン特性を示す図である。
【００４２】
図１２，１３は、高速判断器としてのＳＯＡの構成に対して、ＳＯＡの入力側および出力側での信号経過を示す図である。
【００４３】
図１４，１５，１６は、高速判断器としてのＳＯＡの構成に対して、伝送速度が１６０Ｇｂｉｔ／ｓの際にシミュレーション計算で作成された一連の線図である。
【００４４】
図１７，１８，１９，２０は、高速デマルチプレクサとしての高速判断器の構成に対して、信号の時間ドメインスペクトルを示す線図である。
【００４５】
図２１は、高速判断器の組み込まれたマッハ−ツェンダー干渉計構成の概略的構造を示す図である。
【００４６】
図１のブロック回路図には、飽和可能半導体光学的増幅器ＳＯＡが本発明の純光学的導波素子の有利な構成として概略的に示されている。ここでは個々のパラメータの関係について説明する。増幅器ＳＯＡは、高速イコライザＦＥＱまたは高速判断器ＦＤＥとしての純光学的構成における中央光学的要素である。増幅器ＳＯＡは、クロスゲイン変調に基づきコンバータとしての基本機能で動作し、全長Ｌを有する。増幅器ＳＯＡの入力側には搬送波波長λ１の光学的一次搬送波信号ＰＣＳと、波長λ２の光学的無変調搬送波信号ＣＷ−ＩＮ（連続波）が供給される。これにより２つの波は増幅器ＳＯＡを同じように経過して通過する。一次搬送波信号ＰＣＳは、最小値と最大値との間で変化するビット速度ｂ０，．．．ｂｍａｘの振幅変化パルスを有する光学的入力信号ＣＯＮＴＲＯＬ−ＩＮにより変調され、比較的高い信号電力ＰＰＣＳ（１６ｍＷ）を有する。これに対して無変調搬送波信号ＣＷ−ＩＮは格段に小さな、しかし常にゼロとは異なる信号出力ＰＣＷ−ＩＮ（≦１ｍＷ）を有する（ＰＣＷ−ＩＮ≪ＰＰＣＳ）。増幅器ＳＯＡの出力側には、波長λ１、λ２の異なる２つの増幅された出力信号ＣＯＮＴＲＯＬ−ＯＵＴ、ＣＷ−ＯＵＴが得られる。これらの信号はＳＯＡでできるだけ同じように増幅される。従ってこれらの最大振幅ＰＣＯＮＴＲＰＬ−ＯＵＴ、ＰＣＷ−ＯＵＴはほぼ同じである（ＰＯＵＴＳ≒ＰＩＮＶＳ）。
【００４７】
注：分かり易くするため異なる信号は増幅器入力側で相互に別個に示されている。しかし実際の構成素子構成では、まずファイバ・スプリッタ／コンバインダを介して１つにされ、次に共通にただ１つの増幅器入力側に入力結合される。同じことがただ１つの増幅器出力側に対しても当てはまる。従って有利には複数のファイバを入出力結合する必要はない。
【００４８】
高速イコライザＦＥＱとしての増幅器ＳＯＡの構成に対しては、入力信号ＣＯＮＴＲＯＬ−ＩＮがもっぱらデータ信号ＤＡＴＡ−ＩＮにより搬送波波長λ１に形成される。これに対して増幅器ＳＯＡが高速判断器ＦＤＥとして構成されている場合、入力信号ＣＯＮＴＲＯＬ−ＩＮはデータ信号ＤＡＴＡ−ＩＮと、これに対して一定のずれ（ビット期間の半分）を以て同期して重畳されたクロック信号ＣＬＳとからなる（クロック・インターリブド・データ、図１２参照）。高速判断器ＦＤＥを高速デマルチプレクサＦＤＥＭＵＸとした発展形態では、クロック信号ＣＬＳにさらにマスク信号ＭＳがスイッチ窓の設定のために重畳される。２つの高速判断器ＦＤＥをマッハ−ツェンダー構成体ＦＭＺＩに組み込む場合、入力信号ＣＯＮＴＲＯＬ−ＩＮは２つのデータ信号ＤＡＴＡ−ＩＮ１、ＤＡＴＡ−ＩＮ２、およびクロック信号ＣＬＳからなる。この種のＦＭＺＩ構成体により、公知のすべての論理機能および切替機能を超高速伝送速度ｂｍａｘに対しても、同時にパルス改善が成されて実行することができる。選択された論理テーブル、例えばＸＯＲに依存して、ＦＭＺＩ構成体により信号が、発生したデータ信号ＤＡＴＡ−ＩＮ１、ＤＡＴＡ−ＩＮ２に応じてクロック制御されて導通される。増幅器ＳＯＡではそれぞれの入力信号ＣＯＮＴＯＲＯＬ−ＩＮ（［ＤＡＴＡ−ＩＮ］または［ＤＡＴＡ−ＩＮ＋ＣＬＳ］または［ＤＡＴＡ−ＩＮ＋ＣＬＳ＋ＭＳ］または［ＤＡＴＡ−ＩＮ１＋ＤＡＴＡ−ＩＮ２＋ＣＬＳ］）が一次搬送波信号ＰＣＳにより無変調搬送波信号ＣＷ−ＩＮに変換され、これにより出力信号ＣＯＮＴＲＯＬ−ＯＵＴ、ＣＷ−ＯＵＴが形成される。ここでは増幅器ＳＯＡを通過するすべての信号の波長は、増幅器ＳＯＡの特徴的波長を基準にして最大増幅のために常に、できるだけ同じ増幅が最大信号振幅で行われるように選択される（ＰＣＯＮＴＲＯＬ−ＯＵＴ≒ＰＣＷ−ＯＵＴ）（図４参照）。
【００４９】
２つの出力信号ＣＯＮＴＲＯＬ−ＯＵＴ、ＣＷ−ＯＵＴは、高速イコライザの場合、質的に格段に改善され、相応にさらに処理することができる。データ信号ＤＡＴＡ―ＯＵＴはすべての実施形態において格段に振幅が上昇されており、パルスパケットが調整され（再増幅）、そのパルス形状も改善されている（再整形）。増幅器ＳＯＡを高速判断器ＦＤＥとして構成した場合、データ信号ＤＡＴＡ−ＯＵＴはさらに付加的に、使用されるクロック信号ＣＬＳによって時間的に正しく調整される（リタイミング）。これによりここでは全体として最適の「３Ｒ再生」が超高速ビット速度ｂｍａｘに対しても得られる。
【００５０】
さらに図１のブロック回路図では、入力信号ＣＯＮＴＯＲＯＬ−ＩＮが一次搬送波信号ＰＣＳにより無変調搬送波信号ＣＷ−ＩＮへ、長さＬＩが約１ｍｍの増幅器ＳＯＡの第１区間で変換コピーされることが示されている。この第１区間では増幅率ｇａｉｎｍａｘが増幅器ＳＯＡの飽和領域にまで達する（クロスゲイン変調）。増幅器の第２区間では、信号の結合（４波混合）によりパルスの振幅と形状が調整され、場合により時間も調整される。ここで第２区間の長さＬＩＩは第１区間の長さＬＩの少なくとも１０倍である。１と０を表す信号の振幅差を小さくするため、長さＬＩＩはさらに長く、例えば１００倍にすることができ、基本的には任意の長さにすることができる。従って増幅器ＳＯＡの選択された全長Ｌは、入力信号中の０パルスと１パルスの間のパルスレベル比（吸光度）と、使用される増幅器材料の非線形性とに依存する。１０ｄＢの吸光度に対しては、全長Ｌは１０ｍｍの領域で十分である。吸光度が非常に小さい場合に対しては、全長Ｌを比較的長くしなければならず、例えば０．８ｄＢから１．２ｄＢの吸光度に対しては全長Ｌは、同じ増幅率の選択された個所に依存して約１００ｍｍになる。しかしこのことは問題なしに実現可能である。
【００５１】
図２には、一連の信号線図が高速イコライザＦＥＱとしての増幅器ＳＯＡにおいて、増幅器ＳＯＡの全長Ｌに依存して示されている。イコライザＦＥＱに供給されるオリジナルの一次搬送波信号ＰＣＳと、図示の実施例に対して選択された７ｍＷから２２ｍＷの振幅（達成可能な信号振幅調整の図示のため）の線図が最上部に示されている（信号中に発生するすべてのパルス振幅（出力ＰはｍＷで）が時間ｔの上にｎｓ／ｐｓで、ここでは冗長的に２ビットに対して重ね合わされている）。この一次搬送波信号ＰＣＳはＲＺデータ信号ＤＡＴＡ−ＩＮを搬送し、その伝送速度ｂは１６０Ｇｂｉｔ／ｓである。その下には、増幅器ＳＯＡの全長Ｌ、１ｍｍ、２ｍｍ、および８ｍｍについて、それぞれ一次搬送波信号ＰＣＳ中および無変調搬送波信号ＣＷ−ＯＵＴ中で、自己変調により変化するパルスにより示されている。一連の線図で発生する位相シフトは観察点を任意に選択したことによるものであり、意味はない。無変調搬送波信号ＣＷ−ＯＵＴでは明らかに、すでに述べた長い「テール」が完全に除去されてはいないが８ｍｍの全長Ｌにおいて格段に変化していることが分かる。このことはイコライザＦＥＱの機能の高速性を示している。２つの信号では長さに依存して、振幅調整が高いレベルで行われ、パルス形状が急峻なエッジにより改善されていることが分かる。このことによる眼形状部分の拡大は、飽和可能半導体光学的増幅器ＳＯＡが超高速自己イコライザＦＥＱｒとして最適に作用することに対する指標である。
【００５２】
図３は図２と同じ線図構造を示すが、ここでは比較のためにシミュレーションが１０Ｇｂｉｔ／ｓの伝送速度ｂに対して実行されている。振幅変動は変化していない。ここでは将来の光学的適用に対して重要でないデータ速度で示されているが、無変調搬送波信号ＣＷ−ＯＵＴは狭めることにより格段に改善される。
【００５３】
無変調搬送波信号が省略されるか、またはその出力が過度に小さいと、データコピーが行われない。２つの搬送波信号間のインタラクティブな結合は不可能である。出力信号は変調されず、従って品質は改善されない。出力信号としての（ろ波された）反転搬送波信号はノイズだけを示す。この結果から、光信号を相互に反転された信号と純光学的導波素子で結合することは本発明で達成可能な高速パルス処理に対する基本プロセスであることが分かる。
【００５４】
図４は、本発明の純光学的導波素子における増幅率ｇａｉｎの経過を光学的周波数ｆについて示す。しかしここでは曲線の結合領域での非線形増幅抑圧（飽和のシフトを引き起こす）はそれ以上示されていない。前記の信号組合せの１つが入力信号ＣＯＮＲＯＬ−ＩＮとして重畳変調されている一次搬送波信号ＰＣＳと無変調搬送波信号ＣＷ−ＩＮとの結合は、２つの波長λ１とλ２が同じ増幅率の達成されるように選択された場合に特に良好である。しかしこのように最大達成可能増幅率に対して特徴的な波長を基準に対称性に選択することは、公知の増幅器に対して通常の、最大増幅率ｇａｉｎｍａｘに対する周波数ないし波長の選択に相応しない。しかしこのように選択することは、飽和可能な増幅器領域を有する本発明の導波素子では最適のパルス処理を行うための複数条件の１つである。非対称である場合には高速の増幅器演算は観察できない。信号に対する増幅率を導波素子において対称性に選択することは同様に信号出力の選択に対しても当てはまる。波に対する振幅は高速調整の場合、漸近的に同じである。振幅が非対称であることに相応して導波素子の出力側では振幅が非対称になり、これは検知器機能に負担をかけることとなる。
【００５５】
図５には、導波素子の閾値依存性のスイッチ特性が示されている。このスイッチ特性により基本的に、閾値機能を有する高速判断器としての構成が可能となる。図示されているのは、異なる初期振幅を有する２つの無変調搬送波信号ＣＷ−ＣＯＮＴＲＯＬ、ＣＷ−ＯＵＴの一般例である。これらの信号は導波素子の２つの入力側に供給される。搬送波信号ＣＷ−ＯＵＴは常に２．５ｍＷである。搬送波信号ＣＷ−ＣＯＮＴＲＯＬの初期出力はこれに対して変化し、常に搬送波信号ＣＷ−ＯＵＴの初期出力よりも大きい。比較的に大きな初期出力を有する信号は、比較的に小さな初期出力を有する信号よりも格段に高速に導波素子の全長にわたって増大することが分かる。導波素子の端部では比較的小さな初期出力を有する信号はゼロの向かって押しやられ、抑圧される。
【００５６】
図６、図７および図８には、導波素子の閾値依存性スイッチ特性が、データパルスにより変調された波長λ１の入力信号ＤＡＴＡ−ＩＮと、波長λ２の無変調搬送波信号ＣＷ−ＩＮの場合に対して、導波素子の異なる個所でタイム・ドメイン・スペクトル（時間ｔについての出力Ｐ）に示されている。
【００５７】
光学的通信技術で閾値特性を実際に適用するという観点から、２つの入力信号ＤＡＴＡ−ＩＮ、ＣＷ−ＩＮは関連の時点ｔ１とｔ２で観察される（図６）。時点ｔ１ではＣＷ−ＩＮ信号はＤＡＴＡ−ＩＮ信号よりも大きく、従って後者よりも大きく増大する。従ってここでは、波長λ２の波が波長λ１の信号に打ち勝つ。時点ｔ２でこの関係がちょうど逆転し、ＤＡＴＡ−ＩＮ信号のパルスはＣＷ−ＩＮ信号よりも大きく増大する。このことにより波長λ２には大きな振幅の間に小さな振幅が発生する（図７）。従ってこの振幅は暗いパルス（しばしば「逆パルス」と称される）を表す。さらなる経過で、最大振幅が（２つの波に対する増幅率が同じ場合）同じ大きさに適合される。このことは図８に示されている。これにより光子密度の和が実質的に一定になり、これにより導波素子の出力側での電荷担体密度が一定になる。従って電荷担体寿命はここでは意味がなく、データビット速度を制限することはない。この場合、信号の上昇は増幅率飽和の材料依存性の時定数にだけ依存する。この状態で導波素子の最大吸光度が達成される。
【００５８】
このモデルは、高速イコライザＦＥＱ、高速判断器ＦＤＥ等としての有利な構成における導波素子のすべての機能を説明する。このことを２つの例で実験的に示す。高速イコライザＦＥＱの場合、データ信号パルスの入力振幅が異なるレベルを有しているが、すべてが無変調搬送波信号よりも大きければ、これらはすべて（不均等に）増大する。しかし振幅調整の最終段階では共通の振幅になる。高速判断器ＦＤＥの場合は、データパルスがそれぞれクロックパルスの間に配置されている。従ってそこでは無変調搬送波信号は常に比較的小さい。しかしパルスが欠けると、この個所で暗いパルスが形成される。従ってビットは反転される（１が０に、そしてその反対に）。しかし常にパルスは発生する（暗いパルスはない）。両方のプロセスに対して用語「逆」が使用される。２つを区別するためにここでは「真の」逆転の場合だけ、「暗いパルス」について述べる。
【００５９】
図９には、飽和可能半導体光学的増幅器ＳＯＡ（１５５０ｎｍ）における２つの入力信号ＤＡＴＡ−ＩＮ、ＣＷ−ＩＮに所属する４波混合特性が示されている。到来する２つの信号ＤＡＴＡ−ＩＮ（−０．５ＴＨｚ）とＣＷ−ＩＮ（＋０．５ＴＨｚ）は、最も高い信号ＦＷＭ１（＋１．５ＴＨｚ）と最も低い信号ＦＷＭ２（−１．５ＴＨｚ）に対する周波数軸に副波として反射される。ここでは２つの入力信号により絶対的エネルギー伝達が行われる。
【００６０】
図１０と図１１には、高速判断器ＦＤＥとしての増幅器ＳＯＡの構成に対して、出力される２つの信号ＣＯＮＴＲＯＬ−ＯＵＴとＣＷ−ＯＵＴのパルスのエッジ急峻度が長い増幅器ＳＯＡでは変化せず、従って獲得量（ソリトン）であることが示されている。この獲得量は非線形増幅抑圧に基づき時定数τεにだけ依存する。図１０は、非常に長い増幅器ＳＯＡ（Ｌ＝９６ｍｍ）によるパルス変換後のソリトン特性を、伝送速度ｂ＝１６０Ｇｂｉｔ／ｓの場合で示し、図１１は比較としてｂ＝４０Ｇｂｉｔ／ｓの場合で示す。
【００６１】
増幅器ＳＯＡを高速判断器ＦＤＥとして構成する場合、データ信号ＤＡＴＡ−ＩＮと隣接のクロック信号ＣＬＳから合成される入力信号ＣＯＮＴＲＯＬ−ＩＮが増幅および信号出力の点で無変調搬送波信号ＣＷ−ＩＮに対して対称に選択されていることが決定的である。図１２には、この３つの信号について増幅器入力側（Ｌ＝０ｍｍ）での時間依存性が示されている。データ信号ＤＡＴＡ−ＩＮとクロック信号ＣＬＳはビット期間の半分だけ相互にずれており（クロック・インターリブド・データ、ＣｉＤ）、等しく大きな信号出力を有する。これに対して無変調搬送波信号ＣＷ−ＩＮは非常に小さな出力を有する。増幅器ＳＯＡの非線形性が十分に大きければ、ずれもゼロに近付くか、またはゼロになる。１パルスがデータ信号ＤＡＴＡ−ＩＮに発生すると、このパルスは間にあるクロック信号ＣＬＳの１パルスによってさらに圧縮される。高速判断器ＦＤＥとして構成された増幅器ＳＯＡはこれを０パルスとして無変調搬送波信号ＣＷ−ＩＮに反転する（図１３参照、Ｌ＝２０ｍｍでの判断器結果）。これに対してサンプリング時点でデータパルスが存在しなければ高速判断器ＦＤＥは、ゼロ個所にあるクロックパルスに相応する反転パルスを１パルスとして無変調搬送波信号ＣＷ−ＯＵＴに導通接続する。従ってこのパルスの形状はクロックパルス形状にだけ依存する。従って高速判断器ＦＤＥにより導通接続された反転信号は、元のデータクロックに再び時間補正されるだけでなく、パルス形状も相応に改善される。
【００６２】
図２および図３と同様に、図１４，１５，１６にも、高速判断器ＦＤＥとして構成された増幅器ＳＯＡに対するクロック信号ＣＬＳ、データ信号ＤＡＴＡ−ＯＵＴおよび出力信号ＣＷ−ＯＵＴの線図が、全長Ｌに依存して、伝送速度１６０Ｇｂｉｔ／ｓの場合で示されている。図１４では、出力信号ＣＷ−ＯＵＴが全長Ｌが１ｍｍのとき、良好なパルス形状を有していないことが分かる。これに対して全長Ｌが１０ｍｍの場合の図１５では、パルス振幅の調整によって明瞭な眼形状部分が見て取れる。（クロック信号の分裂が図示されているが、これは単に適用したシミュレーションプログラムによるものであり、意味はない。）眼形状部分は、増幅器ＳＯＡの全長Ｌが４０ｍｍの場合に対する図１６ではパルス形状が急峻かつ高くなっており、さらに顕著である。これらの図から、本発明の純光学的導波素子を高速判断器ＦＤＥまたは高速イコライザＦＥＱとして構成した場合、入力信号が十分な品質を有していれば、その機能は全長Ｌが４０ｍｍのときにすでに非常に良好であることが分かる。入力信号が悪化すると、全長Ｌが８０ｍｍの領域までの延長はさらに改善に寄与する。これにより本発明の純光学的導波素子はすぐれた３Ｒ特性を有し、ほどよい次元でフレキシブルに使用することができる。
【００６３】
図１７には、高速デマルチプレクサＦＤＥＭＵＸとしての高速判断器ＦＤＥの構成に対するタイムドメインスペクトル（出力振幅ＰがｍＷで、ｐｓの時間ｔについて）に、が増幅器ＳＯＡの入力側（Ｌ＝０ｍｍ）でのデータ信号ＤＡＴＡ−ＩＮと同期クロック信号ＣＬＳが示されている。図１８にはさらにマスク信号ＭＳが追加されている。図１９は、全長Ｌが１０ｍｍの導波素子における出力信号ＣＷ−ＯＵＴでのそのデータパルス（小さな振幅）の透過率を示す。このデータパルスはマスク信号ＭＳの阻止領域（大きな振幅）にある。これに対して、マスク信号ＭＳによってイネーブルされたスイッチ窓（小さな振幅）内にあるデータパルス（大きな振幅）はデマルチプレクス信号として認識される。出力信号ＣＷ−ＯＵＴが図２０の線図に示されている。１ビットと０ビットを良好に区別できることが分かる。発生した大きな眼形状部分は、それぞれの信号振幅が導波素子によって良好に調整されたことを示す。発生するノイズは単にパルスの縁部領域にだけ存在する。
【００６４】
本発明の導波素子としての飽和可能半導体光学的増幅器ＳＯＡ１、ＳＯＡ２が、高速論理ＸＯＲ素子を実現するために高速判断器ＦＤＥ１、ＦＤＥ２として２つ組み込まれた高速マッハ−ツェンダー干渉計構成体ＦＭＺＩが図２１に示されている。ＦＭＺＩの第１の光学的カップラＯＣ１で無変調搬送波信号ＣＷ−ＩＮとクロック信号ＣＬＳが重畳され、２つの別の光学的カップラの２つの入力側に供給される。第２の光学的カップラＯＣ２を介して第１のデータ信号ＤＡＴＡ−ＩＮ１が、第３の光学的カップラＯＣ３を介して第２のデータ信号ＤＡＴＡ−ＩＮ２が入力結合される。重畳された信号は並列に配置された２つの高速判断器ＦＤＥ１、ＦＤＥ２に供給され、これらはこの信号を処理し、閾値機能に相応して導通接続または阻止する。２つの高速判断器ＦＤＥ１、ＦＤＥ２の出力信号は第４の光学的カップラＯＣ４に供給され、そこで重畳される。同じ入力信号が取り扱われるなら、高速マッハ−ツェンダー干渉計構成体ＦＭＺＩにより形成されるブリッジは同値であり、信号は出力されない（０ビット）。これに対して入力信号が異なる場合、ブロックは離調し、出力信号（１ビット）が出力される。これにより図示の高速マッハ−ツェンダー干渉計構成体ＦＭＺＩはＸＯＲ機能を有する論理構成素子を実現する（出力および反転出力に対するテーブルを参照）。従って本発明の導波素子に基づく高速判断器をこの種の干渉計構成体に組み込むことにより、その機能を改善することができる。その利点は絶対的高速性と、光学的パルスを同時に良好に３Ｒ再生することにある。
【図面の簡単な説明】
【図１】
図１は、関連するパラメータと可能な変形構成を有するＳＯＡのブロック回路図である。
【図２】
図２は、伝送速度が１６０Ｇｂｉｔ／ｓにおいて、高速イコライザとしてのＳＯＡの構成に対してシミュレーション計算で作成された一連の線図である。
【図３】
図３は、伝送速度が１０Ｇｂｉｔ／ｓにおいて、高速イコライザとしてのＳＯＡの構成に対してシミュレーション計算で作成された一連の線図である。
【図４】
図４は、可能な限り同じ増幅を達成するための信号の波長選択のための線図である。
【図５】
図５は、高速判断器としての導波素子の構成に対して、無変調信号間での種々異なる電力比での閾値特性を示す図である。
【図６】
図６は、変調信号に無変調信号が重畳された際の閾値特性を示す線図である。
【図７】
図７は、変調信号に無変調信号が重畳された際の閾値特性を示す線図である。
【図８】
図８は、変調信号に無変調信号が重畳された際の閾値特性を示す線図である。
【図９】
図９は、ＳＯＡの４波混合を示す図である。
【図１０】
図１０は、高速判断器としてのＳＯＡの構成に対して、２つの異なる伝送速度でのソリトン特性を示す図である。
【図１１】
図１１は、高速判断器としてのＳＯＡの構成に対して、２つの異なる伝送速度でのソリトン特性を示す図である。
【図１２】
図１２は、高速判断器としてのＳＯＡの構成に対して、ＳＯＡの入力側および出力側での信号経過を示す図である。
【図１３】
図１３は、高速判断器としてのＳＯＡの構成に対して、ＳＯＡの入力側および出力側での信号経過を示す図である。
【図１４】
図１４は、高速判断器としてのＳＯＡの構成に対して、伝送速度が１６０Ｇｂｉｔ／ｓの際にシミュレーション計算で作成された一連の線図である。
【図１５】
図１５は、高速判断器としてのＳＯＡの構成に対して、伝送速度が１６０Ｇｂｉｔ／ｓの際にシミュレーション計算で作成された一連の線図である。
【図１６】
図１６は、高速判断器としてのＳＯＡの構成に対して、伝送速度が１６０Ｇｂｉｔ／ｓの際にシミュレーション計算で作成された一連の線図である。
【図１７】
図１７は、高速デマルチプレクサとしての高速判断器の構成に対して、信号の時間ドメインスペクトルを示す線図である。
【図１８】
図１８は、高速デマルチプレクサとしての高速判断器の構成に対して、信号の時間ドメインスペクトルを示す線図である。
【図１９】
図１９は、高速デマルチプレクサとしての高速判断器の構成に対して、信号の時間ドメインスペクトルを示す線図である。
【図２０】
図２０は、高速デマルチプレクサとしての高速判断器の構成に対して、信号の時間ドメインスペクトルを示す線図である。
【図２１】
図２１は、高速判断器の組み込まれたマッハ−ツェンダー干渉計構成の概略的構造を示す図である。
【符号の説明】
ｂ　ビット速度（ｂ０，．．．ｂｍａｘ）
ＣＬＳ　クロック信号
ＣＷ−ＩＮ　無変調搬送波信号、入力
ＣＷ−ＯＵＴ　増幅された無変調搬送波信号
ＣＷ−ＣＯＮＴＲＯＬ　無変調入力信号
ＣＯＮＴＲＯＬ−ＯＵＴ　増幅された出力信号
ＤＡＴＡ−ＩＮ　データ信号、入力
ＤＡＴＡ−ＯＵＴ　データ信号、出力
ＦＤＥ　高速判断器
ＦＤＥＭＵＸ　高速デマルチプレクサ
ＦＭＺＩ　高速マッハ−ツェンダー干渉計構成体
ＦＥＱ　高速イコライザ
ｆ　光学的周波数
ＦＶＭ　ミラー信号
ｇａｉｎ　増幅率
Ｌ　増幅器全長
ＬＩ　第１区間の増幅器長
ＬＩＩ　第２区間の増幅器長
ＭＳ　マスク信号
ＭＺＩ　マッハ−ツェンダー干渉計構成体
ＯＣ　光学的カップラ
Ｐ　光学的出力
ＰＣＷ　出力ＣＷ
ＰＰＣＳ　出力ＰＣＳ
ＰＣＳ　一次搬送波信号
ＳＯＡ　飽和可能半導体光学的増幅器
ｔ　時間
λ１　波長ＰＣＳ／ＣＯＮＴＲＯＬ−ＩＮ／ＯＵＴ
λ２　波長ＣＷ−ＩＮ／ＯＵＴ
【国際公開パンフレット】
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【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
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【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
2004504727.tif 000053
2004504727.tif 000054
【国際調査報告】
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