(57)【要約】本発明は電力変換装置に関し、特に、高い電力定格に対応可能で、かつ装置の軽量化および縮小化を図りつつ突入電流を制限することを可能にすることを目的とする。そして、上記目的を達成するために、直列に接続された直流電源（１６）、スイッチ（１８）およびダイオード（１９）を有する初期充電回路（６）の一端と他端とが、電力変換装置の誘導負荷（５０）と低電位電源線（ＮＮ）とにそれぞれ接続される。通常動作が開始される前の初期充電動作において、初期充電制御部７０は、電力変換装置の一つのスイッチング素子（２４）を反復的にオン・オフさせる。その結果、初期充電回路（６）を流れる充電電流（ＩＣＨＧ）が、誘導負荷（５０）を経て容量素子（１２）へ反復的に供給される。容量素子（１２）が十分に充電されると、初期充電動作は終了し、通常動作が開始される。
2004515199.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１電源線（ＰＰ）に一方主電極が接続された第１スイッチング素子（２１）と、
当該第１スイッチング素子（２１）に逆並列に接続された第１フリーホイールダイオード（２２）と、
前記第１スイッチング素子（２１）の他方主電極に一方主電極が接続され、第２電源線（ＮＮ）に他方主電極が接続された第２スイッチング素子（２４）と、
当該第２スイッチング素子（２４）に逆並列に接続された第２フリーホイールダイオード（２５）と、
前記第１電源線（ＰＰ）に一方主電極が接続された第３スイッチング素子（３１）と、
当該第３スイッチング素子（３１）に逆並列に接続された第３フリーホイールダイオード（３２）と、
前記第３スイッチング素子（３１）の他方主電極に一方主電極が接続され、前記第２電源線（ＮＮ）に他方主電極が接続された第４スイッチング素子（３４）と、
当該第４スイッチング素子（３４）に逆並列に接続された第４フリーホイールダイオード（３５）と、
前記第１電源線（ＰＰ）と前記第２（ＮＮ）電源線とに、一端と他端とがそれぞれ接続された容量素子（１２）と、
前記第１電源線（ＰＰ）と前記第２（ＮＮ）電源線の一方に一端が接続された第１スイッチ（１１）と、
直列に接続された直流電源（１６）と第２スイッチ（１８）とを有し、前記第３（４１）および第４（４４）スイッチング素子の接続部（Ｖ）と前記第２電源線（ＮＮ）とに、一端と他端とがそれぞれ接続された初期充電回路（６）と、
前記第１スイッチ（１１）がオフしているときに、前記第２スイッチ（１８）をオンするとともに、前記第２スイッチング素子（２４）を反復的にオン・オフするよう、前記第２スイッチ（１８）および前記第２スイッチング素子（２４）を制御する初期充電制御部（７０）と、を備える電力変換装置。
【請求項２】
前記初期充電制御部（７０）は、
前記初期充電回路（６）を流れる電流である充電電流（ＩＣＨＧ）が第１基準電流（ＩＭａｘ）を超えて大きくなると前記第２スイッチング素子（２４）をオフし、第２基準電流（ＩＭｉｎ）を超えて小さくなると前記第２スイッチング素子（２４）をオンするように、前記第２スイッチング素子（２４）を制御する、請求の範囲第１項記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記初期充電制御部（７０）は、
前記容量素子（１２）の電圧である充電電圧（ＶＤＣ；ＶＤＣ４）が基準電圧（ＶＲｅｆ１）よりも低いときには、前記第１スイッチ（１１）をオフし、かつ前記第２スイッチ（１８）をオンし、前記充電電圧（ＶＤＣ；ＶＤＣ４）が前記基準電圧（Ｖ）Ｒｅｆ１よりも高いときには、前記第１スイッチ（１１）をオンし、かつ前記第２スイッチ（１８）をオフするように、前記第１スイッチ（１１）および前記第２スイッチ（１８）を制御する、請求の範囲第２項記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記初期充電回路（６）が、前記直流電源（１６）と第２スイッチ（１８）とに直列に接続されたダイオード（１９）を、さらに備える、請求の範囲第１項記載の電力変換装置。
【請求項５】
外部から入力される交流電圧を直流電圧（ＶＤＣ１）へ変換し、当該直流電圧（ＶＤＣ１）を、前記第１電源線（ＰＰ）と前記第２電源線（ＮＮ）の他方と前記第１スイッチ（１１）の他端との間に印加する整流回路（３０１）を、さらに備える、請求の範囲第１項記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記直流電源（１６）は、前記直流電圧（ＶＤＣ１）を別の直流電圧（ＶＤＣ３）へ変換するコンバータ（１６）である、請求の範囲第５項記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記第１ないし第４スイッチング素子（２１，２４，３１，３４）の制御電極に、それぞれ接続され、当該第１ないし第４スイッチング素子（２１，２４，３１，３４）を、それぞれ第１ないし第４制御信号（ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮ）にもとづいて駆動する第１ないし第４駆動回路（２０，２３，３０，３３）をさらに備え、
前記初期充電制御部（７０）は、前記第２駆動回路（２３）へ前記第２制御信号（ＵＮ）を伝えることにより、前記第２スイッチング素子（２４）を制御する、請求の範囲第１項記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記第２および第４駆動回路（２３，３３）の電源電圧が、前記直流電源（１６）によって供給される、請求の範囲第７項記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記充電電圧（ＶＤＣ）を検出し、第１検出電圧（ＶＤＣ４）を出力する充電電圧検出回路（１３，１４）を、さらに備え、
前記初期充電制御部（７０）は、第１検出電圧（ＶＤＣ４）を受信することにより、前記充電電圧（ＶＤＣ）にもとづく、前記第１スイッチ（１１）および前記第２スイッチ（１８）の制御を行う、請求の範囲第３項記載の電力変換装置。
【請求項１０】
前記充電電圧検出回路（１３，１４）は、
第１電源線（ＰＰ）に一端が接続された第１抵抗素子（１３）と、
前記第１抵抗素子（１３）の他端に一端が接続され、第２電源線（ＮＮ）に他端が接続された第２抵抗素子（１４）と、を備え、第１抵抗素子（１３）と前記第２抵抗素子（１４）の接続部の電圧を前記第１検出電圧（ＶＤＣ４）として出力する、請求の範囲第９項記載の電力変換装置。
【請求項１１】
前記充電電流（ＩＣＨＧ）を検出し、第２検出電圧（Ｖ）ＣＨＧを出力する充電電流検出回路（１７）を、さらに備え、
前記初期充電制御部（７０）は、前記第２検出電圧（ＶＣＨＧ）を受信することにより、前記充電電流（ＩＣＨＧ）にもとづく、前記第２スイッチング素子（２４）の制御を行う、請求の範囲第２項記載の電力変換装置。
【請求項１２】
前記充電電流検出回路（１７）は、
前記充電電流（ＩＣＨＧ）の経路に介挿された第３抵抗素子（１７）を備え、当該第３抵抗素子（１７）に生じる電圧降下を、第２検出電圧（Ｖ）ＣＨＧとして出力する、請求の範囲第１１項記載の電力変換装置。
【請求項１３】
前記充電電圧（ＶＤＣ）を検出し、第１検出電圧（ＶＤＣ４）を出力する充電電圧検出回路（１３，１４）と、
前記充電電流（ＩＣＨＧ）を検出し、第２検出電圧（ＶＣＨＧ）を出力する充電電流検出回路（１７）とを、さらに備え、
前記初期充電制御部（７０）が、
前記第１検出電圧（ＶＤＣ４）と前記第２検出電圧（ＶＣＨＧ）を、アナログ形式からデジタル形式へと変換するＡ／Ｄ変換器（９２）と、
デジタル形式の第１検出電圧（ＶＤＣ４）と前記第２検出電圧ＣＨＧ（Ｖ）とにもとづいて、デジタル演算処理を実行することにより、前記第１スイッチ（１１）、前記第２スイッチ（１８）、および前記第２スイッチング素子（２４）を制御する信号の組を算出する処理部（９３）と、
前記信号の組を増幅して前記第１スイッチ（１１）、前記第２スイッチ（１８）、および前記第２スイッチング素子（２４）へ送出するバッファ回路（９４）と、を備える、請求の範囲第３項記載の電力変換装置。
【請求項１４】
前記処理部（９３）は、プログラムにもとづいて動作するＣＰＵ（２１０）と、前記プログラムを格納するメモリ（２１１）とを備えており、前記プログラムにもとづいて前記ＣＰＵ（２１０）が動作することにより、前記信号の組が算出される、請求の範囲第１３項記載の電力変換装置。
【請求項１５】
前記充電電圧（ＶＤＣ）を検出し、第１検出電圧（ＶＤＣ４）を出力する充電電圧検出回路（１３，１４）と、
前記充電電流（ＩＣＨＧ）を検出し、第２検出電圧（ＶＣＨＧ）を出力する充電電流検出回路（１７）とを、さらに備え、
前記初期充電制御部（７０）は、二入力型の第１演算増幅器（８０）と二入力型の第２演算増幅器（８１）とを備え、
前記第１演算増幅器（８０）は、前記第１検出電圧（ＶＤＣ４）と第１基準電圧（ＶＲｅｆ１）とを二入力へ受信し、出力信号を、前記第１スイッチ（１１）と前記第２スイッチ（１８）へこれらの一方のみがオンするように伝え、
前記第２演算増幅器（８１）は、正帰還ループを有し、前記第２検出電圧（Ｖ）ＣＨＧを反転入力に受信し、第２基準電圧（ＶＲｅｆ２）を非反転入力へ受信し、出力信号を前記第２スイッチング素子（２４）へ伝える、請求範囲３記載の電力変換装置。
【請求項１６】
前記初期充電制御部（７０）は、論理スイッチ（８３）を、さらに備え、
当該論理スイッチ（８３）は、前記第２演算増幅器（８１）の出力信号の前記第２スイッチング素子（２４）への伝達経路に介挿され、前記第１演算増幅器（８０）の出力信号が、前記第１スイッチ（１１）をオフさせる値であるときに限り、前記第２演算増幅器（８１）の前記出力信号を前記第１スイッチ（１１）へ伝える、請求の範囲第１５項記載の電力変換装置。
【請求項１７】
前記初期充電制御部（７０）は、プログラムにもとづいて動作するＣＰＵ（２１０）と、前記プログラムを格納するメモリ（２１１）とを備えており、前記プログラムにもとづいて前記ＣＰＵ（２１０）が動作することにより、前記第２スイッチ（１８）および前記第２スイッチング素子（２４）が制御される、請求の範囲第１項記載の電力変換装置。
【請求項１８】
前記第１ないし第４スイッチング素子（２１，２４，３１，３４）の通常動作を実現するために、これらを制御する主制御部（２００）を、さらに備える、請求の範囲第１項記載の電力変換装置。
【請求項１９】
プログラムにもとづいて動作するＣＰＵ（２０３）と、前記プログラムを格納するメモリ（２０４）とを備えた総合制御部（２０１）によって、前記初期充電制御部（７０）と前記主制御部（２００）とが統合されており、
前記プログラムにもとづいて前記ＣＰＵ（２０３）が動作することにより、前記充電制御部（７０）による制御と、前記主制御部（２００）による制御とが行われる、請求の範囲第１８項記載の電力変換装置。
【請求項２０】
前記第１電源線（ＰＰ）に一方主電極が接続された第５スイッチング素子（４１）と、
当該第５スイッチング素子（４１）に逆並列に接続された第５フリーホイールダイオード（４２）と、
前記第５スイッチング素子（４１）の他方主電極に一方主電極が接続され、前記第２電源線（ＮＮ）に他方主電極が接続された第６スイッチング素子（４４）と、
当該第６スイッチング素子（４４）に逆並列に接続された第６フリーホイールダイオード（４５）とを、さらに備える、請求の範囲第１項記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
（技術分野）
この発明は、電力変換装置に関し、特に、高い電力定格に対応し、かつ装置の軽量化および縮小化を図りつつ、突入電流を制限するための改良に関する。
【０００２】
（背景技術）
図１６は、突入電流制限回路を備える従来の電力変換装置（以下、第１の従来技術と仮称する）の構成を示す回路図である。この電力変換装置４５１は、インバータ５、容量素子１２、主電源１０、スイッチ１１、１１ａ、および抵抗素子１１ｂを備えている。電力変換装置４５１は、インバータ５の出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗに、例えばモータなどの三相の誘導負荷５０が接続されることにより、使用に供される。
【０００３】
主電源１０は、直流の主電源電圧ＶＤＣ１をインバータ５の電源入力端子Ｐ，Ｎへ供給する。容量素子１２は、電源入力端子Ｐ，Ｎに接続されることにより、インバータ５へ供給される直流の電源電圧を、その容量ＣＤＣによって一定に保持する機能を果たす。スイッチ１１は、リレーとして構成され、誘導負荷５への電力の供給を開始する際にオンし、停止する際にオフする主スイッチとして機能する。
【０００４】
スイッチ１１ａおよび抵抗素子１１ｂは、スイッチ１１がオンしたときに容量素子１２を充電するように流れる突入電流を緩和するために、主電源１０と容量素子１２との間に介挿されている。インバータ５を始動するためにスイッチ１１がオンした後、容量素子１２の充電がほぼ完了するまで、スイッチ１１ａはオフ状態を維持する。その結果、突入電流が抵抗素子１１ｂによって制限される。
【０００５】
容量素子１２の充電電圧が主電源電圧ＶＤＣ１にほぼ達すると、スイッチ１１ａはオンする。その後に、インバータ５の通常動作が開始される。したがって、インバータ５が通常動作を行う期間では、主電源１０が供給する直流電流は、抵抗素子１１ｂによる損失をほとんど生じることなく、インバータ５へ供給される。
【０００６】
しかしながら、スイッチ１１ａおよび抵抗素子１１ｂには、主電源１０が供給する大きな電流が流れるので、主スイッチとしてのスイッチ１１だけでなく、スイッチ１１ａおよび抵抗素子１１ｂにも、高い電力定格が要求される。このため、電力変換装置４５１では、重量および容積が大きく、製造コストも高いという問題点があった。
【０００７】
また、スイッチ１１およびスイッチ１１ａ（特にスイッチ１１）は、高い電圧が印加された状態で、機械的な動作を行う必要があり、それらの信頼性および耐久性に問題点があった。特にアーク放電の発生は、信頼性および耐久性に大きな影響を及ぼす。さらに、インバータ５が通常動作を行っているときにスイッチ１１およびスイッチ１１ａに発生する導電損失も、無視できない問題となっていた。
【０００８】
図１７は、突入電流制限回路を備える別の従来の電力変換装置（以下、第２の従来技術と仮称する）の構成を示す回路図である。この電力変換装置４５２は、主電源１０と容量素子１２との間に、スイッチ１１ａおよび抵抗素子１１ｂに代えて、負温度係数サーミスタ（ＮＴＣ；Ｎｅｇａｔｉｖｅ Ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ Ｔｈｅｒｍｉｓｔｏｒ）１１ｃが介挿されている点において、第１の従来技術による電力変換装置４５１とは特徴的に異なっている。
【０００９】
通常において、インバータ５の始動時にはＮＴＣ１１ｃの温度は低いため、高い抵抗を保持している。このため、スイッチ１１がオンした後に流れる突入電流は、ＮＴＣ１１ｃの高抵抗によって制限される。ＮＴＣ１１ｃに発生する損失熱のために、ＮＴＣ１１ｃの温度は急速に上昇する。それにともない、ＮＴＣ１１ｃの抵抗は急速に低下するので、ＮＴＣ１１ｃによる損失は減少する。
【００１０】
しかしながら、インバータ５が通常動作を行う間にＮＴＣ１１ｃに発生する損失が、無視できない大きさであるであるため、電力変換装置４５２は電力定格の低い装置（例えば、数ｋＷ級以下の装置）としてのみ構成可能であるという問題点があった。また、例えばインバータ５を停止して間もなく再始動する場合など、ＮＴＣ１１ｃが十分に冷却されないときに、インバータ５を始動する場合には、ＮＴＣ１１ｃは、突入電流を制限する機能を十分に果たすことができず、信頼性の上で問題点があった。
【００１１】
図１８は、突入電流制限回路を備える別の従来の電力変換装置（以下、第３の従来技術と仮称する）の構成を示す回路図である。この電力変換装置４５３は、日本国公開特許公報：特開平６−１１５８３６号に開示された装置であり、容量素子１２を充電するための初期充電回路が、容量素子１２に並列に接続されている点において、電力変換装置４５１および４５２のいずれとも特徴的に異なっている。
【００１２】
初期充電回路は、リアクトル１１ｄ、スイッチ素子１１ｅ、直流電源１１ｆ、制御部１１ｇ、抵抗素子１１ｈ、ベースドライブ回路１１ｊ、およびダイオード１１ｋを備えている。インバータ５を始動するときには、スイッチ素子１１はオフした状態を維持する。この期間に、制御部１１ｇの働きにより、スイッチ素子１１ｅが反復的にオン・オフする。その結果、リアクトル１１ｄへ電流が反復的に蓄積および放出され、放出された電流がダイオード１１ｋを経由して容量素子１２へ反復的に供給される。すなわち、初期充電回路はチャージポンプとして機能することにより、容量素子１２を充電する。容量素子１２の充電がほぼ完了した段階で、初期充電回路は動作を停止し、スイッチ１１がオンする。その後、インバータ５が通常動作を開始する。
【００１３】
電力変換装置４５３は、電力定格の高い装置へも適用可能であるという利点があり、スイッチ１１ａおよび突入電流を制限する抵抗素子１１ｂ（図１６）のいずれも必要としないという利点を有する。しかしながら、電力変換装置４５３では、リアクトル１１ｄおよびパワースイッチング素子としてのスイッチング素子１１ｅが必要であるため、重量および容積が大きく、製造コストも高いという、電力変換装置４５１と同様の問題点があった。
【００１４】
（発明の開示）
本発明は、上記のような問題点を解決し、高い電力定格に対応可能で、かつ装置の軽量化および縮小化を図りつつ突入電流を制限することのできる電力変換装置を提供することを目的とする。
【００１５】
この目的を達成するために、この発明にかかる第１局面の装置は、電力変換装置であって、第１電源線に一方主電極が接続された第１スイッチング素子と、当該第１スイッチング素子に逆並列に接続された第１フリーホイールダイオードと、前記第１スイッチング素子の他方主電極に一方主電極が接続され、第２電源線に他方主電極が接続された第２スイッチング素子と、当該第２スイッチング素子に逆並列に接続された第２フリーホイールダイオードと、前記第１電源線に一方主電極が接続された第３スイッチング素子と、当該第３スイッチング素子に逆並列に接続された第３フリーホイールダイオードと、前記第３スイッチング素子の他方主電極に一方主電極が接続され、前記第２電源線に他方主電極が接続された第４スイッチング素子と、当該第４スイッチング素子に逆並列に接続された第４フリーホイールダイオードと、前記第１電源線と前記第２電源線とに、一端と他端とがそれぞれ接続された容量素子と、前記第１電源線と前記第２電源線の一方に一端が接続された第１スイッチと、直列に接続された直流電源と第２スイッチとを有し、前記第３および第４スイッチング素子の接続部と前記第２電源線とに、一端と他端とがそれぞれ接続された初期充電回路と、前記第１スイッチがオフしているときに、前記第２スイッチをオンするとともに、前記第２スイッチング素子を反復的にオン・オフするよう、前記第２スイッチおよび前記第２スイッチング素子を制御する初期充電制御部と、を備える。
【００１６】
この発明にかかる第２局面の装置では、第１局面の電力変換装置において、前記初期充電制御部は、前記初期充電回路を流れる電流である充電電流が第１基準電流を超えて大きくなると前記第２スイッチング素子をオフし、前記充電電流が前記第１基準電流よりも低い第２基準電流を超えて小さくなると前記第２スイッチング素子をオンするように、前記第２スイッチング素子を制御する。
【００１７】
この発明にかかる第３局面の装置では、第２局面の電力変換装置において、前記初期充電制御部は、前記容量素子の電圧である充電電圧が基準電圧よりも低いときには、前記第１スイッチをオフし、かつ前記第２スイッチをオンし、前記充電電圧が前記基準電圧よりも高いときには、前記第１スイッチをオンし、かつ前記第２スイッチをオフするように、前記第１スイッチおよび前記第２スイッチを制御する。
【００１８】
この発明にかかる第４局面の装置では、第１局面の電力変換装置において、前記初期充電回路が、前記直流電源と第２スイッチとに直列に接続されたダイオードを、さらに備える。
【００１９】
この発明にかかる第５局面の装置では、第１局面の電力変換装置において、外部から入力される交流電圧を直流電圧へ変換し、当該直流電圧を、前記第１電源線と前記第２電源線の他方と前記第１スイッチの他端との間に印加する整流回路を、さらに備える。
【００２０】
この発明にかかる第６局面の装置では、第５局面の電力変換装置において、前記直流電源は、前記直流電圧を別の直流電圧へ変換するコンバータである。
【００２１】
この発明にかかる第７局面の装置では、前記第１ないし第４スイッチング素子の制御電極に、それぞれ接続され、当該第１ないし第４スイッチング素子を、それぞれ第１ないし第４制御信号にもとづいて駆動する第１ないし第４駆動回路をさらに備え、前記初期充電制御部は、第１局面の電力変換装置において、前記第２駆動回路へ前記第２制御信号を伝えることにより、前記第２スイッチング素子を制御する。
【００２２】
この発明にかかる第８局面の装置では、第７局面の電力変換装置において、前記第２および第４駆動回路の電源電圧が、前記直流電源によって供給される。
【００２３】
この発明にかかる第９局面の装置では、第３局面の電力変換装置において、前記充電電圧を検出し、第１検出電圧を出力する充電電圧検出回路を、さらに備え、前記初期充電制御部は、第１検出電圧を受信することにより、前記充電電圧にもとづく、前記第１スイッチおよび前記第２スイッチの制御を行う。
【００２４】
この発明にかかる第１０局面の装置では、第９局面の電力変換装置において、前記充電電圧検出回路は、第１電源線に一端が接続された第１抵抗素子と、前記第１抵抗素子の他端に一端が接続され、第２電源線に他端が接続された第２抵抗素子と、を備え、第１抵抗素子と前記第２抵抗素子の接続部の電圧を前記第１検出電圧として出力する。
【００２５】
この発明にかかる第１１局面の装置では、第２局面の電力変換装置において、前記充電電流を検出し、第２検出電圧を出力する充電電流検出回路を、さらに備え、前記初期充電制御部は、前記第２検出電圧を受信することにより、前記充電電流にもとづく、前記第２スイッチング素子の制御を行う。
【００２６】
この発明にかかる第１２局面の装置では、第１１局面の電力変換装置において、前記充電電流検出回路は、前記充電電流の経路に介挿された第３抵抗素子を備え、当該第３抵抗素子に生じる電圧降下を、第２検出電圧として出力する。
【００２７】
この発明にかかる第１３局面の装置では、第３局面の電力変換装置において、前記充電電圧を検出し、第１検出電圧を出力する充電電圧検出回路と、前記充電電流を検出し、第２検出電圧を出力する充電電流検出回路とを、さらに備え、前記初期充電制御部が、前記第１検出電圧と前記第２検出電圧を、アナログ形式からデジタル形式へと変換するＡ／Ｄ変換器と、デジタル形式の第１検出電圧と前記第２検出電圧とにもとづいて、デジタル演算処理を実行することにより、前記第１スイッチ、前記第２スイッチ、および前記第２スイッチング素子を制御する信号の組を算出する処理部と、前記信号の組を増幅して前記第１スイッチ、前記第２スイッチ、および前記第２スイッチング素子へ送出するバッファ回路と、を備える。
【００２８】
この発明にかかる第１４局面の装置では、第１３局面の電力変換装置において、前記処理部は、プログラムにもとづいて動作するＣＰＵと、前記プログラムを格納するメモリとを備えており、前記プログラムにもとづいて前記ＣＰＵが動作することにより、前記信号の組が算出される。
【００２９】
この発明にかかる第１５局面の装置では、請求範囲３局面の電力変換装置において、前記充電電圧を検出し、第１検出電圧を出力する充電電圧検出回路と、前記充電電流を検出し、第２検出電圧を出力する充電電流検出回路とを、さらに備え、前記初期充電制御部は、二入力型の第１演算増幅器と二入力型の第２演算増幅器とを備え、前記第１演算増幅器は、前記第１検出電圧と第１基準電圧とを二入力へ受信し、出力信号を、前記第１スイッチと前記第２スイッチへこれらの一方のみがオンするように伝え、前記第２演算増幅器は、正帰還ループを有し、前記第２検出電圧を反転入力に受信し、第２基準電圧を非反転入力へ受信し、出力信号を前記第２スイッチング素子へ伝える。
【００３０】
この発明にかかる第１６局面の装置では、第１５局面の電力変換装置において、前記初期充電制御部は、論理スイッチを、さらに備え、当該論理スイッチは、前記第２演算増幅器の出力信号の前記第２スイッチング素子への伝達経路に介挿され、前記第１演算増幅器の出力信号が、前記第１スイッチをオフさせる値であるときに限り、前記第２演算増幅器の前記出力信号を前記第１スイッチへ伝える。
【００３１】
この発明にかかる第１７局面の装置では、第１局面の電力変換装置において、前記初期充電制御部は、プログラムにもとづいて動作するＣＰＵと、前記プログラムを格納するメモリとを備えており、前記プログラムにもとづいて前記ＣＰＵが動作することにより、前記第２スイッチおよび前記第２スイッチング素子が制御される。
【００３２】
この発明にかかる第１８局面の装置では、第１局面の電力変換装置において、前記第１ないし第４スイッチング素子の通常動作を実現するために、これらを制御する主制御部を、さらに備える。
【００３３】
この発明にかかる第１９局面の装置では、第１８局面の電力変換装置において、プログラムにもとづいて動作するＣＰＵと、前記プログラムを格納するメモリとを備えた総合制御部によって、前記初期充電制御部と前記主制御部とが等価的に構成されており、前記プログラムにもとづいて前記ＣＰＵが動作することにより、前記充電制御部による制御と、前記主制御部による制御とが行われる。
【００３４】
この発明にかかる第２０局面の装置では、第１局面の電力変換装置において、前記第１電源線に一方主電極が接続された第５スイッチング素子と、当該第５スイッチング素子に逆並列に接続された第５フリーホイールダイオードと、前記第５スイッチング素子の他方主電極に一方主電極が接続され、前記第２電源線に他方主電極が接続された第６スイッチング素子と、当該第６スイッチング素子に逆並列に接続された第６フリーホイールダイオードとを、さらに備える。
【００３５】
第１局面の装置では、使用に際して、第１および第２電源線の上記した一方とは異なる他方と、第１スイッチの上記した一方とは異なる他端とに主電源が接続され、第１および第２スイッチング素子の接続部と、第３および第４スイッチング素子の接続部とに、誘導負荷が接続される。第１スイッチがオフしているとき、すなわち通常動作が開始される以前に、初期充電制御部の働きにより、第２スイッチがオンし、第２スイッチング素子が反復的にオンオフする。その結果、初期充電回路と第２スイッチング素子と誘導負荷が有する誘導とが、チャージポンプ回路として機能することにより、充電電流が誘導負荷の誘導に反復的に蓄積および放出され、放出された充電電流が第１フリーホイールダイオードを経由し容量素子を反復的に充電する。容量素子が十分に充電された後に、通常動作のために第１スイッチをオンすれば、第１スイッチをオンすることにともなう突入電流を抑制することができる。
【００３６】
しかも、チャージポンプの機能を利用しているために、第１の従来技術とは異なり、主電源が供給する大電流が流れる電力用の抵抗素子および電力用のスイッチが除去され、また第２の従来技術とは異なり、電流定格を高く設定することが可能である。さらに、チャージポンプの機能を実現するのに、通常動作のために不可欠な第２スイッチング素子および第１フリーホイールダイオードと、誘導負荷が有する誘導とが利用されるので、第３の従来技術とは異なり、スイッチング素子および誘導素子を追加的に設ける必要がない。すなわち、第１の局面の装置では、高い電流定格の下でも信頼性が高く、かつ装置の軽量化および小型化を図ることが可能である。
【００３７】
第２局面の装置では、初期充電回路を流れる充電電流が一定の範囲内の値を保持するように、第２スイッチング素子が反復的にオンオフする。このため、容量素子の充電が短時間でかつ効率よく行われる。
【００３８】
第３局面の装置では、容量素子の充電電圧が基準電圧に達するまで、第１スイッチがオフしたままで第２スイッチがオンし、容量素子の充電が行われる。容量素子の充電電圧が基準電圧に達すると、第２スイッチはオフすることにより初期充電回路は誘導負荷から切り離されるとともに、第１スイッチがオンすることにより、主電源から第１および第２電源線へ直流電圧が供給される。このように、容量素子の充電と、その後の通常動作への移行とが、容量素子の充電電圧にもとづいて行われるので、信頼性の高い突入電流の抑制が実現する。
【００３９】
第４局面の装置では、充電回路にダイオードが備わるので、通常動作の際に、高電圧の印加から第２スイッチおよび直流電源を保護することができる。
【００４０】
第５局面の装置では、主電源として整流回路が備わるので、外部に電力用の直流電源を準備することなく、入手し易い交流電源を接続するだけで、使用に供することができる。
【００４１】
第６局面の装置では、直流電源が、整流回路が生成する直流電圧を利用したコンバータであるので、直流電源が簡素に構成される。
【００４２】
第７局面の装置では、スイッチング素子を駆動する駆動回路が備わるので、微小信号を制御信号として送出することにより、大電流定格のスイッチング素子を容易に駆動することができる。また、第２スイッチング素子を制御する初期充電制御部を簡素に構成することができる。
【００４３】
第８局面の装置では、第２および第４駆動回路の電源電圧が、直流電源によって供給されるので、第２および第４駆動回路へ電源電圧を供給するための電源を別途に設置する必要がない。その結果、装置の軽量化、小型化および低コスト化がさらに促進される。
【００４４】
第９局面の装置では、充電電圧検出回路が備わり、これが出力する検出信号が初期充電制御部に利用される。このため、初期充電制御部は処理に適した値の電圧信号を取り扱うことができるので、初期充電制御部を簡素に構成することができる。
【００４５】
第１０局面の装置では、充電電圧検出回路が、第１抵抗素子と第２抵抗素子との直列回路によって簡素に構成され、充電電圧を分圧して得られる電圧が、第１検出電圧として出力される。すなわち、充電電圧に比例した第１検出電圧が、簡単な構成によって得られる。また、第１抵抗素子と第２抵抗素子の抵抗比を調整することにより、初期充電制御部による処理に適した値へ、第１検出信号を容易に調整することができる。
【００４６】
第１１局面の装置では、充電電流検出回路が備わり、これが出力する検出信号が初期充電制御部に利用される。このため、初期充電制御部は処理に適した値の電圧信号を取り扱うことができるので、初期充電制御部を簡素に構成することができる。
【００４７】
第１２局面の装置では、充電電流検出回路が、充電電流の経路に介挿された第３抵抗素子を備え、この第３抵抗素子に生じる電圧降下を第２検出電圧として出力する。このため、充電電流検出回路が簡素に構成される。
【００４８】
第１３局面の装置では、初期充電制御部が、第１および第２検出電圧をデジタル形式へ変換し、これらのデジタル信号にもとづいてデジタル演算処理を実行することによって制御を行う。このため、経年変化が少なく、かつ精度の高い制御が実現する。
【００４９】
第１４局面の装置では、メモリに格納されたプログラムにしたがってＣＰＵが動作することにより、初期充電制御部による制御が達成される。このため、基準電圧、基準電流、処理の速度、その他の条件を、高い精度で設定することが可能であり、またそれらの設定および変更が容易である。このため、さらに精度の高い制御が実現するとともに、多品種少量生産にも適合した柔軟な設計変更が可能である。
【００５０】
第１５局面の装置では、第１および第２演算増幅器が第１および第２検出電圧を処理することにより、初期充電制御部による制御が達成される。このため、初期充電制御部が簡素かつ軽量に構成されるとともに、装置の製造コストが節減される。
【００５１】
第１６局面の装置では、初期充電制御部が論理スイッチを備えるので、充電電圧が基準電圧に達することにより通常動作が開始されるときに、第２演算増幅器の出力信号の第２スイッチング素子への伝達が停止する。このため、第１ないし第４スイッチング素子の通常動作へ、初期充電制御部が干渉することがない。
【００５２】
第１７局面の装置では、メモリに格納されたプログラムにしたがってＣＰＵが動作することにより、初期充電制御部による制御が達成される。このため、基準電圧、基準電流、処理の速度、その他の条件を、高い精度で設定することが可能であり、またそれらの設定および変更が容易である。このため、さらに精度の高い制御が実現するとともに、多品種少量生産にも適合した柔軟な設計変更が可能である。
【００５３】
第１８局面の装置では、第１ないし第４スイッチング素子の通常動作を制御する主制御部が備わるので、通常動作のために、第１ないし第４スイッチング素子を駆動する信号を外部から入力する必要がない。
【００５４】
第１９局面の装置では、メモリに格納されたプログラムにもとづいてＣＰＵが動作することにより、主制御部と初期充電制御部との双方による制御が達成される。このため、主制御部と初期充電制御部とが、全体として簡素かつ軽量に構成されるとともに、装置の製造コストが節減される。
【００５５】
第２０局面の装置では、第５および第６スイッチング素子、ならびに第５および第６フリーホイールダイオードが備わるので、誘導負荷として三相の誘導負荷を接続することができる。
【００５６】
この発明の目的、特徴、局面、および利点は、以下の詳細な説明と添付図面とによって、より明白となる。
【００５７】
（発明を実施するための最良の形態）
１．　実施の形態１
はじめに、本発明の実施の形態１による電力変換装置について説明する。
【００５８】
１．１．　装置の構成の概略
図１は、本発明の実施の形態による電力変換装置の構成を示す回路図である。以下の図において、図１６〜図１８に示した従来技術による装置と同一部分または相当部分（同一の機能をもつ部分）については、同一符号を付して対応関係を明確にしている。
【００５９】
図１の電力変換装置４０１は、インバータ５、容量素子１２、主電源１０、スイッチ１１、初期充電回路６、抵抗素子１３，１４、初期充電制御部７０、および主制御部２００を備えている。電力変換装置４０１は、インバータ５の出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗに、例えばモータなどの三相の誘導負荷５０が接続されることにより、使用に供される。三相の誘導負荷５０は、誘導ＬＵ，ＬＶ，ＬＷをそれぞれ有するコイル５１，５２，５３を備えている。
【００６０】
電力変換装置４０１では、外部から始動が指示されると、はじめに初期充電動作によって容量素子１２が充電され、その後、通常動作が開始される。初期充電動作は、初期充電制御部７０の制御によって実現し、通常動作は主制御部２００の制御によって実現する。初期充電動作の詳細については後述する。
【００６１】
インバータ５は、スイッチング素子２１，２４，３１，３４，４１，４４、フリーホイールダイオード２２，２５，３２，３５，４２，４５、および駆動回路２０，２３，３０，３３，４０，４３を備えている。スイッチング素子２１，２４，３１，３４，４１，４４の各々は、一般には、制御電極へ入力される信号に応答して、一対の主電極を通じて流れる主電流の大きさを制御する半導体素子であるが、好ましくは、パワーＩＧＢＴ、パワーバイポーラトランジスタ、および、パワーＭＯＳＦＥＴなどのパワー（電力用）スイッチング素子である。中でも、パワーＩＧＢＴは、導通（オン）状態での一対の主電極間の電圧である飽和電圧ＶＣＥ（ｓａｔ）が低く、しかも、制御が容易な電圧制御型であるという利点を有している。このため、以下の説明では、スイッチング素子２１，２４，３１，３４，４１，４４の各々が、パワーＩＧＢＴである例を取り上げる。
【００６２】
スイッチング素子２１，３１，４１のコレクタは、高電位電源線ＰＰに接続されている。スイッチング素子２４，３４，４４のコレクタは、それぞれスイッチング素子２１，３１，４１のエミッタに接続され、エミッタは低電位電源線ＮＮに接続されている。出力端子Ｕは、スイッチング素子２１と２４の接続部に接続され、出力端子Ｖはスイッチング素子３１と３４の接続部に接続され、出力端子Ｗは、スイッチング素子４１と４４の接続部に接続されている。
【００６３】
フリーホイールダイオード２２，２５，３２，３５，４２，４５は、スイッチング素子２１，２４，３１，３４，４１，４４に、順電流が還流する方向にそれぞれ並列接続されている。本明細書では、フリーホイールダイオードがスイッチング素子に、順電流が還流する方向に並列接続されることを、「逆並列に接続される」と表現する。フリーホイールダイオード２２，２５，３２，３５，４２，４５は、それぞれスイッチング素子２１，２４，３１，３４，４１，４４を、逆電流から保護するために設けられている。
【００６４】
駆動回路２０，２３，３０，３３，４０，４３は、それぞれスイッチング素子２１，２４，３１，３４，４１，４４のゲートに接続されている。駆動回路２０，２３，３０，３３，４０，４３は、それぞれ制御信号ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮ，ＷＰ，ＷＮに応答して、それぞれスイッチング素子２１，２４，３１，３４，４１，４４を駆動する。
【００６５】
容量素子１２の一端と他端は、インバータ５の外部の高電位電源線ＰＰと低電位電源線ＮＮとに、それぞれ接続されている。容量素子１２は、インバータ５へ供給される直流の電源電圧を、その容量ＣＤＣによって一定に保持する機能を果たす。インバータ５の内部と外部の高電位電源線ＰＰは、電源入力端子Ｐを通じて互いに接続され、インバータ５の内部と外部の高電位電源線ＮＮは、電源入力端子Ｎを通じて互いに接続されている。
【００６６】
スイッチ１１の一端は、高電位電源線ＰＰに接続され、他端は主電源１０に接続されている。主電源１０は、直流の主電源電圧ＶＤＣ１を、高電位電源線ＰＰと低電位電源線ＮＮとを通じてインバータ５へ供給する。スイッチ１１は、リレーとして構成されている。スイッチ１１は、初期充電制御部７０が送出する制御信号Ｒｅｌ１にもとづいて、電力変換装置４０１が通常動作を行う際にオンし、通常動作を停止する際にオフする主スイッチとして機能する。
【００６７】
初期充電回路６は、初期充電期間、すなわち初期充電動作が行われる期間に、初期充電制御部７０の制御にもとづいて反復的にオン・オフするスイッチング素子２４と共同して、容量素子１２を充電するチャージポンプとして機能する。この目的のために、初期充電回路６は、互いに直列に接続された直流電源１６、スイッチ１８、およびダイオード１９を備えている。初期充電回路６の一端は出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗのいずれか（以下において、出力端子Ｖとする）に接続され、他端は低電位電源線ＮＮに接続されている。
【００６８】
直流電源１６は、主電源１０に比べて、出力電圧が高く、出力インピーダンスが高い補助電源として構成される。直流電源１６は、例えば図１が示すように外部直流電源１５が供給する直流電源電圧ＶＤＣ２を直流電圧ＶＤＣ３へ変換して出力するスイッチング電源、すなわちコンバータとして構成される。
【００６９】
スイッチ１８はリレーとして構成されている。スイッチ１８は、初期充電制御部７０が送出する制御信号Ｒｅｌ２にもとづいて、電力変換装置４０１が初期充電動作を行う際にオンし、通常動作を行う際にオフする。
【００７０】
ダイオード１９は、通常動作の際に低電圧リレーであるスイッチ１８および直流電源１６を高電圧から保護するブロッキングダイオードとして機能する。ダイオード１９の向きは、初期充電回路６を流れる電流である充電電流ＩＣＨＧが、チャージポンプの働きによって容量素子１２を充電するように設定され、図１の例では、ダイオード１９の順電流が直流電源１６から出力端子Ｖへ向かって流れるように設定される。
【００７１】
主制御部２００は、初期充電動作によって容量素子１２の充電が完了した後に、駆動回路２０，２３，３０，３３，４０，４３へ、それぞれ制御信号ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮ，ＷＰ，ＷＮを伝え、それによって、選択的かつ反復的にオン・オフするよう、スイッチング素子２１，２４，３１，３４，４１，４４を制御する。これにより通常動作が実現し、主電源１０からインバータ５を通じて誘導負荷５０へ電力が供給される。
【００７２】
主制御部２００は、例えばプログラムにもとづいて動作するＣＰＵと、プログラムを格納するメモリとを備えている。この場合には、メモリが格納するプログラムにもとづいてＣＰＵが動作することにより、制御信号ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮ，ＷＰ，ＷＮが算出される。
【００７３】
初期充電制御部７０は、初期充電期間において、初期充電回路６が接続されてる出力端子（ここでは、出力端子Ｖ）に接続されたスイッチング素子以外のスイッチング素子（以下において、スイッチング素子２４とする）、およびスイッチ１１，１８を制御する。スイッチング素子２４の制御は、制御信号ＵＮを駆動回路２３へ伝えることにより行われる。
【００７４】
初期充電制御部７０は、容量素子１２の充電電圧ＶＤＣと初期充電回路６を流れる充電電流ＩＣＨＧとにもとづいて、制御を実行する。このために、電力変換装置４０１は、充電電圧ＶＤＣを検出する充電電圧検出回路と充電電流ＩＣＨＧを検出する充電電流検出回路とを備えている。
【００７５】
図１の例では、充電電圧検出回路は、高電位電源線ＰＰに一端が接続された抵抗素子１３と、抵抗素子１３の他端に一端が接続され、低電位電源線ＮＮに他端が接続された抵抗素子１４と、を備えており、抵抗素子１３と抵抗素子１４の接続部の電圧を検出電圧ＶＤＣ４として出力する。すなわち、主電源電圧ＶＤＣ１を抵抗素子１３，１４の抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧することによって検出電圧ＶＤＣ４が得られる。
【００７６】
また、図１の例では、充電電流検出回路は、充電電流ＩＣＨＧの経路に介挿された抵抗素子１７を備えており、抵抗素子１７に生じる電圧降下を、検出電圧ＶＣＨＧとして出力する。図１の例では特に、抵抗素子１７は直流電源１６の内部に設置されているが、充電電流ＩＣＨＧの経路内の他の部位に介挿されてもよく、例えば誘導負荷５０に設置されてもよい。初期充電制御部７０は、検出電圧ＶＤＣ４および検出電圧ＶＣＨＧを受信することにより、充電電圧ＶＤＣおよび充電電流ＩＣＨＧにもとづく制御を実行する。
【００７７】
１．２．　装置の動作
以下に、電力変換装置４０１の初期充電動作について説明する。初期充電期間では、主制御部２００はスイッチング素子２１，２４，３１，３４，４１，４４のすべてがオフするよう制御する。ただし、初期充電制御部７０が動作を開始すると、スイッチング素子２４のみは、主制御部２００の制御に優先して、初期充電制御部７０の制御にしたがって動作する。
【００７８】
図２は、初期充電制御部７０の制御にもとづいて行われる初期充電動作を示すタイミングチャートである。初期充電制御部７０は、容量素子１２の充電電圧ＶＤＣが、あらかじめ設定された基準電圧よりも低い期間では、スイッチ１１をオフし、かつスイッチ１８をオンするように制御信号Ｒｅｌ１，Ｒｅｌ２を送出する（図２の（Ｄ）および（Ｅ））。したがって、初期充電制御部７０が動作を開始した初期においては、スイッチ１１はオフし、スイッチ１８はオンしている。
【００７９】
充電電圧ＶＤＣは、初期におけるゼロの値から徐々に上昇し、直流電源１６が出力する直流電圧ＶＤＣ３へ達する。なぜなら、直流電源１６から流れる充電電流ＩＣＨＧが、スイッチ１８、ダイオード１９、およびフリーホイールダイオード３２を経由して、容量素子１２を充電するからである。
【００８０】
上記したように、直流電圧ＶＤＣ３は、主電源電圧ＶＤＣ１に比べて十分に低く設定され、直流電源１６の出力インピーダンスは、主電源１０の出力インピーダンスに比べて、十分に高く設定される。特に、直流電源１６をスイッチング電源として構成したときには、その内部インピーダンスは容易に高くすることができる。したがって、充電電流ＩＣＨＧは、直流電源１６へ過大な負荷を与えない十分に微小な大きさへ制限される。スイッチ１８の接触抵抗、ダイオード１９のオン抵抗、およびフリーホイールダイオード３２のオン抵抗も、充電電流ＩＣＨＧの制限に寄与する。
【００８１】
充電電圧ＶＤＣが、直流電圧ＶＤＣ３に達すると（時刻ｔ＝０）、初期充電制御部７０は、スイッチング素子２４をオンするように制御信号ＵＮを送出する（図２の（Ｃ））。なお、初期充電制御部７０は、充電電圧ＶＤＣが、直流電圧ＶＤＣ３に達するのを待たずに、はじめからスイッチング素子２４をオンしてもよい。
【００８２】
スイッチング素子２４がオンすると、図３の等価回路が示すように、充電電流ＩＣＨＧ（Ｉ１で表す）は、コイル５２およびコイル５１を流れる。図３において、全抵抗ＲＴｏｔ１は、スイッチング素子２４がオンしているときの充電電流ＩＣＨＧの経路の等価的な全抵抗であり、直流電源１６の出力抵抗、スイッチ１８のオン抵抗、ダイオード１９のオン抵抗、誘導負荷５０のコイル５１，５２の抵抗、およびスイッチング素子２４のオン抵抗を含んでいる。
【００８３】
スイッチング素子２４がオンしている期間では、充電電流ＩＣＨＧは上昇をつづけ、コイル５２および５１の誘導ＬＶおよびＬＵへエネルギーを蓄積する。充電電流ＩＣＨＧが、あらかじめ設定された基準電流ＩＭａｘを超えて大きくなると、初期充電制御部７０は、スイッチング素子２４をオフするように制御信号ＵＮを送出する（図２の（Ｂ）および（Ｃ））。基準電流ＩＭａｘは、容量素子１２を充電する最大許容電流以下の値に設定される。
【００８４】
スイッチング素子２４がオフすると、図４の等価回路が示すように、コイル５２および５１の誘導ＬＶおよびＬＵに蓄積されたエネルギーによって、充電電流ＩＣＨＧ（Ｉ２で表す）がフリーホイールダイオード２２を経由して流れ、それによりエネルギーが容量素子１２へ転送される。その結果、容量素子１２が充電されるので、図２の（Ａ）が示すように、容量素子１２の充電電圧ＶＤＣが上昇する。図４において、全抵抗ＲＴｏｔ２は、スイッチング素子２４がオフしているときの充電電流ＩＣＨＧの経路の等価的な全抵抗成分であり、直流電源１６の出力抵抗、スイッチ１８のオン抵抗、ダイオード１９のオン抵抗、誘導負荷５０のコイル５１，５２の抵抗、フリーホイールダイオード２２のオン抵抗、および容量素子１２の内部抵抗を含んでいる。
【００８５】
スイッチング素子２４がオフしている期間では、充電電流ＩＣＨＧは継続的に下降する（図２の（Ｂ））。充電電流ＩＣＨＧが、あらかじめ設定された基準電流ＩＭｉｎを超えて小さくなると、初期充電制御部７０は、スイッチング素子２４をオンするように制御信号ＵＮを送出する（図２の（Ｂ）および（Ｃ））。基準電流ＩＭｉｎは、基準電流ＩＭａｘよりも低く設定される。
【００８６】
スイッチング素子２４をオンしているときに、容量素子１２に蓄積されたエネルギー（あるいは電荷）が、スイッチング素子２４を通じて放出されることはない。なぜなら、フリーホイールダイオード２２，３２，４２が逆バイアスされているからである。初期充電期間における容量素子１２の放電は、抵抗素子１３および１４を流れる電流Ｉ３によってのみ引き起こされる。ただし、抵抗素子１３，１４の抵抗Ｒ１，Ｒ２は、通常において数百ｋΩ程度の高い値に設定されるので、抵抗素子１３および１４を通じて起こる容量素子１２の放電は、無視できるほどに小さい。
【００８７】
スイッチング素子２４のオン・オフ動作は、反復的に行われる（図２の（Ｂ））。その結果、容量素子１２の充電電圧ＶＤＣは徐々に上昇する（図２の（Ａ））。充電電圧ＶＤＣが主電源電圧ＶＤＣ１ないしそれに近い値に到達すると、初期充電制御部７０は、スイッチ１８とスイッチング素子２４とをオフし、スイッチ１１をオンするように制御信号Ｒｅｌ１，Ｒｅｌ２，ＵＮを送出する（図２の（Ａ）〜（Ｅ））。これにより初期充電動作は完了し、通常動作が開始される。充電電圧ＶＤＣが主電源電圧ＶＤＣ１ないしそれに近い値に到達したか否かは、充電電圧ＶＤＣが、あらかじめ設定された基準電圧を超えて高くなったか否かにもとづいて判断される。したがって、基準電圧は、主電源電圧ＶＤＣ１に近い値に設定される。
【００８８】
初期充電動作を完了するのに要する時間は、様々なパラメータに依存する。これらのパラメータは、容量素子１２の容量ＣＤＣ、誘導負荷５０の誘導ＬＵ，ＬＶ、主電源１０の主電源電圧ＶＤＣ１、直流電源１６の直流電圧ＶＤＣ３、基準電流ＩＭａｘとＩＭｉｎ、および充電電流ＩＣＨＧの経路の全抵抗ＲＴｏｔ１とＲＴｏｔ２を含んでいる。
【００８９】
１．３．　初期充電制御部７０の構成例１
図５は、アナログ回路を主とするハードウェアのみを用いて、初期充電制御部７０を簡素に構成した例を示す回路図である。図５の例では、初期充電制御部７０は、二入力型の演算増幅器８０，８１を用いて、比較器（ｃｏｍｐａｒａｔｏｒ）と履歴レベル検出器（ｈｙｓｔｅｒｉｓｉｓ−ｌｅｖｅｌ ｄｅｔｅｃｔｏｒ）とを構成している。演算増幅器８０は、抵抗Ｒｉｎ１を有する抵抗素子７１を通じて反転入力に検出電圧ＶＤＣ４を受信し、抵抗Ｒｐ１を有する抵抗素子７２を通じて非反転入力に基準電圧ＶＲｅｆ１を受信する。したがって、演算増幅器８０は、検出電圧ＶＤＣ４と基準電圧ＶＲｅｆ１とを比較する比較器として機能する。
【００９０】
演算増幅器８０の出力電圧は、抵抗Ｒｏ１を有する抵抗素子７３とツェナー電圧Ｖｚ１を有するツェナーダイオード７８とによってレベル調整される。レベル調整された出力電圧Ｖｏ１と検出電圧ＶＤＣ４との関係は、図６のグラフで表される。基準電圧ＶＲｅｆ１は、初期充電動作を完了するのに適した基準電圧へ充電電圧ＶＤＣが到達したときに、検出電圧ＶＤＣ４が基準電圧ＶＲｅｆ１に到達する高さに設定される。
【００９１】
図５に戻って、出力電圧Ｖｏ１は、そのまま制御信号Ｒｅｌ２としてスイッチ１８へ送られ、論理インバータ８２を経由して制御信号Ｒｅｌ１としてスイッチ１１へ送られる。出力電圧Ｖｏｌは、さらに論理ＡＮＤ素子８３の一方入力へ入力される。
【００９２】
演算増幅器８１は、抵抗Ｒｉｎ２を有する抵抗素子７４を通じて反転入力に検出電圧ＶＣＨＧを受信し、抵抗Ｒｐ２を有する抵抗素子７５を通じて非反転入力に基準電圧ＶＲｅｆ２を受信する。演算増幅器８１の出力は、抵抗Ｒｆを有する抵抗素子７６によって正帰還がかけられている。したがって、演算増幅器８１は、検出電圧ＶＣＨＧと基準電圧ＶＲｅｆ２とを履歴に依存して比較する履歴レベル検出器として機能する。
【００９３】
演算増幅器８１の出力電圧は、抵抗Ｒｏ２を有する抵抗素子７７とツェナー電圧Ｖｚ２を有するツェナーダイオード７９とによってレベル調整される。レベル調整された出力電圧Ｖｏ２と検出電圧ＶＣＨＧとの関係は、図７のグラフで表される。基準電圧ＶＲｅｆ２は、充電電流ＩＣＨＧが基準電流ＩＭａｘへ到達したときに、検出電圧ＶＣＨＧが図７のＭａｘ． Ｌｅｖｅｌに到達し、充電電流ＩＣＨＧが基準電流ＩＭｉｎへ到達したときに、検出電圧ＶＣＨＧが図７のＭｉｎ． Ｌｅｖｅｌに到達する高さに設定される。
【００９４】
図５に戻って、出力電圧Ｖｏ２は、論理ＡＮＤ素子８３の他方入力へ入力される。論理ＡＮＤ素子８３の出力電圧は、制御信号ＵＮとして駆動回路２３へ送られる。論理ＡＮＤ素子８３は、出力電圧Ｖｏ１がハイレベルであるときに限って、出力電圧Ｖｏ２を制御信号ＵＮとして駆動回路２３へ伝える論理スイッチとして機能する。
【００９５】
１．４．　初期充電制御部７０の構成例２
初期充電制御部７０は、ソフトウェアにもとづいて動作するデジタル回路を用いて構成することも可能である。図８に示す初期充電制御部７０の構成例では、ＤＳＰ（デジタル信号処理器；Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）９１が用いられる。入力段に位置するＡ／Ｄコンバータ９２は、検出電圧ＶＤＣ４およびＶＣＨＧをアナログ形式からデジタル形式へ変換する。
【００９６】
処理部９３は、デジタル形式の検出電圧ＶＤＣ４およびＶＣＨＧにもとづいて、デジタル演算処理を実行することにより、スイッチ１１、スイッチ１８、およびスイッチング素子２４を制御するための制御信号Ｒｅｌ１、Ｒｅｌ２、およびＵＮを算出する。出力段に位置するバッファ回路９４は、処理部９３が算出した制御信号Ｒｅｌ１、Ｒｅｌ２、およびＵＮを、バッファ９５，９６，９７を通じて増幅した上で、それぞれスイッチ１１、スイッチ１８、および駆動回路２３へ送出する。
【００９７】
処理部９３は、プログラムにもとづいて動作するＣＰＵ２１０と、プログラムを格納するメモリ２１１とを備えている。メモリ２１１が格納するプログラムにもとづいてＣＰＵ２１０が動作することにより、制御信号Ｒｅｌ１、Ｒｅｌ２、およびＵＮが算出される。処理部９３による処理の手順は、図９のフローチャートで表される。
【００９８】
処理部９３による処理が開始されると（ステップ１００）、イネーブル信号Ｅｎｂｌ（図８）にもとづいて、初期充電動作を行うべきか否か（すなわち、容量素子１２がすでに充電されているか否か、あるいは、インバータ５が通常動作を行っているか否か）が判定される（ステップ１０１）。イネーブル信号Ｅｎｂｌは、主制御部２００から送られる。イネーブル信号Ｅｎｂｌが、初期充電動作を行うよう指示していないときには、処理は終了し（ステップ１１３）、逆の場合には、制御信号ＵＮがスイッチング素子２４がオンする値へ設定される（ステップ１０２）。
【００９９】
つぎに、デジタル形式の検出電圧ＶＤＣ４およびＶＣＨＧが入力される（ステップ１０３）。つづいて、検出電圧ＶＤＣ４が基準電圧ＶＲｅｆ１と比較される（ステップ１０４）。検出電圧ＶＤＣ４が基準電圧ＶＲｅｆ１に達していなければ、スイッチ１１がオフする値に制御信号Ｒｅｌ１が設定され、スイッチ１８がオンする値に制御信号Ｒｅｌ２が設定される（ステップ１０６）。逆の場合には、スイッチ１１がオンする値に制御信号Ｒｅｌ１が設定され、スイッチ１８がオフする値に制御信号Ｒｅｌ２が設定され（ステップ１０５）、制御信号Ｒｅｌ１およびＲｅｌ２が出力された後（ステップ１１２）、処理は終了する（ステップ１１３）。
【０１００】
ステップ１０６の後に、充電電流ＩＣＨＧが基準電流ＩＭａｘを超えて大きくないかどうかが判定される（ステップ１０７）。充電電流ＩＣＨＧが基準電流ＩＭａｘよりも大きければ、スイッチング素子２４がオフする値に制御信号ＵＮが設定され（ステップ１０８）、制御信号Ｒｅｌ１，Ｒｅｌ２，ＵＮが出力された後（ステップ１１１）、処理はステップ１０３へ戻る。
【０１０１】
ステップ１０７において、否定的な判断結果が得られる（すなわち、充電電流ＩＣＨＧが基準電流ＩＭａｘよりも大きくはない）ならば、充電電流ＩＣＨＧが基準電流ＩＭｉｎを超えて小さくないかどうかが判定される（ステップ１０９）。充電電流ＩＣＨＧが基準電流ＩＭｉｎよりも小さければ、スイッチング素子２４がオンする値に制御信号ＵＮが設定される（ステップ１１０）。ステップ１０９で、否定的な判断結果が得られる（すなわち、充電電流ＩＣＨＧが基準電流ＩＭｉｎよりも小さくはない）か、またはステップ１１０が終了すると、制御信号Ｒｅｌ１，Ｒｅｌ２，ＵＮが出力された後（ステップ１１１）、処理はステップ１０３へ戻る。
【０１０２】
なお、図８の例では、初期充電制御部７０がＤＳＰ９１を備え、処理部９３がプログラムにしたがって動作する例を示したが、ＤＳＰ９１を、Ａ／Ｄコンバータ９２と、プログラムを必要としないデジタル回路で構成される処理部９３とに置き換えることも可能である。
【０１０３】
１．５．　実証データ
つぎに、電力変換装置４０１の性能を実証するために行われたコンピュータシミュレーションについて説明する。シミュレーションの対象とされた電力変換装置４０１では、初期充電制御部７０は図８のように構成された。各種のパラメータは、以下のように設定された。
【０１０４】
ＶＤＣ１＝２８８Ｖ；ＶＤＣ３＝１２Ｖ；ＩＭａｘ＝２Ａ；ＩＭｉｎ＝１．４Ａ；誘導負荷５０の各相当たりの誘導ＬＵ＝ＬＶ＝ＬＷ＝５００μＨ；誘導負荷５０の各相当たりの抵抗ＲＵ＝ＲＶ＝ＲＷ＝１０ｍΩ；ＣＤＣ＝１８０μＦ；容量素子１２の実効直列抵抗ＥＳＲ＝１ｍΩ；容量素子１２の実効直列誘導ＥＳＬ＝２０ｎＨ；Ｒ１＝４００ｋΩ；Ｒ２＝７ｋΩ；スイッチ１８のオン抵抗＝１００ｍΩ。
【０１０５】
図１０および図１１は、シミュレーションの結果を示すグラフである。図１１は、図１０の最終段階における時間幅を拡大して示している。シミュレーションの結果は、初期充電動作が開始された（時刻＝０）後、容量素子１２の充電電圧ＶＤＣが緩やかに上昇し、時刻が０．５秒を経た時点で充電電圧ＶＤＣが主電源電圧ＶＤＣ１に達し、初期充電動作を完了していることを示している。すなわち、シミュレーションの結果は、電力変換装置４０１が期待通りに動作することを実証している。
【０１０６】
１．６．　装置の利点
電力変換装置４０１では、通常動作に先立つ初期充電動作によって、初期充電回路６を流れる充電電流ＩＣＨＧによって、容量素子１２がある電圧レベルまで充電されるので、通常動作を開始するためにスイッチ１１がオンすることにともなう突入電流が抑制される。しかも、チャージポンプの機能が利用されているために、第１の従来技術（図１６）とは異なり、主電源１０が供給する大電流が流れる電力用の抵抗素子１１ｂおよびスイッチ１１ａが除去される。また、第２の従来技術（図１７）とは異なり、電流定格を高く設定することが可能である。さらに、チャージポンプの機能を実現するのに、通常動作で使用されるスイッチング素子２４およびフリーホイールダイオード２２と、誘導負荷５０が有する誘導ＬＵ，ＬＶとが利用されるので、第３の従来技術（図１８）とは異なり、スイッチング素子１１ｅおよびリアクトル１１ｄのいずれをも追加的に設ける必要がない。すなわち、電力変換装置４０１では、高い電流定格の下でも信頼性が高く、かつ装置の軽量化および小型化を図ることが可能であるという利点が得られる。
【０１０７】
また、初期充電制御部７０が、図５の形態を採る場合には、初期充電制御部７０が簡素かつ軽量に構成されるとともに、装置の製造コストが節減されるという利点が得られる。初期充電制御部７０が、図８の形態を採る場合には、基準電圧、基準電流、処理の速度、その他の条件を、高い精度で設定することが可能であり、またそれらの設定および変更が容易である。このため、精度の高い制御が実現するとともに、多品種少量生産にも適合した柔軟な設計変更が可能であるという利点が得られる。さらに、初期充電制御部７０が、ソフトウェアを必要としないデジタル回路で構成される処理部９３を備える場合においても、経年変化が少なく、かつ精度の高い制御が実現するという利点が得られる。
【０１０８】
２．　実施の形態２
図１２は、実施の形態２の電力変換装置の構成を示す回路図である。この電力変換装置４０２は、初期充電制御部７０と主制御部２００とが単一の総合制御部２０１へ統合されている点において、実施の形態１の電力変換装置４０１とは、特徴的に異なっている。総合制御部２０１は、ＣＰＵ２０３とその動作を規定するプログラムを格納するメモリ２０４とを備えている。メモリ２０４に格納されるプログラムにもとづいてＣＰＵ２０３が動作することにより、実施の形態１による初期充電制御部７０と主制御部２００との双方の制御が実現する。したがって、電力変換装置４０２では、装置のさらなる軽量化、小型化、および低コスト化が達成される。
【０１０９】
３．　実施の形態３
図１３は、実施の形態３の電力変換装置の構成を示す回路図である。この電力変換装置４０３は、外部の交流電源３００から入力される交流電圧を直流電圧ＶＤＣ１へ変換する整流回路３０１を備える点において、実施の形態１の電力変換装置４０１とは特徴的に異なっている。整流回路３０１は、直流電圧ＶＤＣ１を、電源線ＮＮとスイッチ１１の他端との間に印加する。また、直流電源１６は、直流電圧ＶＤＣ１を別の直流電圧ＶＤＣ３へ変換するコンバータとして構成されている。
【０１１０】
したがって、電力変換装置４０３は、外部に電力用の直流電源を準備することなく、入手し易い交流電源３００を接続するだけで、使用に供することができる。また、直流電源１６が、整流回路３０１が生成する直流電圧ＶＤＣ１を利用したコンバータとして構成されるで、直流電源１６の構成を簡素化することができる。
【０１１１】
４．　実施の形態４
図１４は、実施の形態４の電力変換装置の構成を示す回路図である。この電力変換装置４０４は、駆動回路２３，３３，４３の電源電圧が、直流電源１６によって供給される点において、実施の形態１の電力変換装置４０１とは特徴的に異なっている。したがって、電力変換装置４０４では、駆動回路２３，３３，４３へ電源電圧を供給するための電源を別途に設置する必要がないという利点が得られる。直流電源１６の電力供給能力が初期充電動作と駆動回路２３，３３，４３の動作の双方の要求を満たす必要があるが、それでもなお、装置の軽量化、小型化および低コスト化が促進される。
【０１１２】
駆動回路２０，３０，４０には、別の電源６０，６１，６２によって、それぞれ電源電圧ＶＤＣ５，ＶＤＣ６，ＶＤＣ７が供給される。駆動回路２０，２３，３０，３３，４０，４３に電源電圧を供給する電源が必要であることは自明であるため、他の実施の形態では、これらの電源の図示を略している。
【０１１３】
５．　実施の形態５
図１５は、実施の形態５の電力変換装置の構成を示す回路図である。この電力変換装置４０５は、スイッチング素子４１，４４、フリーホイールダイオード４２，４５、および駆動回路４０，４３が除去されている点において、実施の形態１の電力変換装置４０１とは特徴的に異なっている。それにともない、主制御部２００は、制御信号ＵＰ，ＵＮ，ＶＰおよびＶＮのみを出力する。
【０１１４】
電力変換装置４０５は、単相の誘導負荷５５を接続することにより、使用に供される。初期充電動作において、誘導負荷５５が有するコイル５６の誘導ＬＵＶが、実施の形態１の電力変換装置４０１における誘導ＬＵおよびＬＶと同等に機能する。したがって、電力変換装置４０５は、電力変換装置４０１と同等の初期充電動作を達成することができる。
【０１１５】
６．　変形例
上記の各実施の形態では、初期充電制御部７０が、充電電圧ＶＤＣを表現する検出電圧ＶＤＣ４と、充電電流ＩＣＨＧを表現する検出電圧ＶＣＨＧとにもとづいて、スイッチ１１、スイッチ１８、およびスイッチング素子２４を制御する例を示した。これに対して、充電電圧ＶＤＣを表現する信号を参照することなく、例えば、初期充電動作を開始した後に、あらかじめ定められた初期充電期間が経過すると初期充電動作を完了するように、初期充電制御部７０を構成することも可能である。また、充電電流ＩＣＨＧを表現する信号を参照することなく、あらかじめ定められた周期でスイッチング素子２４を反復的にオン・オフさせるように、初期充電制御部７０を構成することも可能である。
【０１１６】
しかしながら、上記各実施の形態の電力変換装置では、初期充電回路６を流れる充電電流ＩＣＨＧが一定の範囲内の値を保持するように、スイッチング素子２４が反復的にオンオフするので、容量素子１２の充電が短時間でかつ効率よく行われるという利点が得られる。また、容量素子１２の充電と、その後の通常動作への移行とが、容量素子１２の充電電圧ＶＤＣにもとづいて行われるので、時間を省きつつ信頼性の高い突入電流の抑制が実現するという利点が得られる。
【０１１７】
この発明は詳細に説明されたが、上記した説明は、すべての局面において、例示であって、この発明がそれに限定されるものではない。例示されていない無数の変形例が、この発明の範囲から外れることなく想定され得るものと解される。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施の形態１による電力変換装置の構成を示す回路図である。
【図２】図１の電力変換装置の動作を示すタイミングチャートである。
【図３】図１の電力変換装置の動作説明図である。
【図４】図１の電力変換装置の動作説明図である。
【図５】図１の初期充電制御部の構成例を示す回路図である。
【図６】図５の初期充電制御部の動作を説明するグラフである。
【図７】図５の初期充電制御部の動作を説明するグラフである。
【図８】図１の初期充電制御部の別の構成例を示すブロック図である。
【図９】図８の初期充電制御部の動作を示すフローチャートである。
【図１０】図１の電力変換装置に関するシミュレーションの結果を示すグラフである。
【図１１】図１の電力変換装置に関するシミュレーションの結果を示すグラフである。
【図１２】実施の形態２による電力変換装置の構成を示す回路図である。
【図１３】実施の形態３による電力変換装置の構成を示す回路図である。
【図１４】実施の形態４による電力変換装置の構成を示す回路図である。
【図１５】実施の形態５による電力変換装置の構成を示す回路図である。
【図１６】第１の従来技術による電力変換装置の構成を示す回路図である。
【図１７】第２の従来技術による電力変換装置の構成を示す回路図である。
【図１８】第３の従来技術による電力変換装置の構成を示す回路図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【国際公開パンフレット】
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【国際調査報告】
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2004515199.tif 000072