(57)【要約】【課題】従来の測定方法によって測定される値と互換性のある測定結果が得られるジッタ測定を行う。【解決手段】被測定信号ｘ（ｔ）を複素数の解析信号ｚｃ（ｔ）に変換し、ｚｃ（ｔ）を用いてｘ（ｔ）の瞬時位相を推定する。その瞬時位相からリニア位相を除去してｘ（ｔ）の瞬時位相雑音Δφ（ｔ）を求め、ｘ（ｔ）のゼロクロス点に近いタイミングでΔφ（ｔ）をサンプリングしてタイミングジッタ系列を求める。続いてタイミングジッタ系列の差分系列を計算して周期ジッタ系列を求め、その周期ジッタ系列に、ｘ（ｔ）の基本周期Ｔ０と上記サンプリング点間隔Ｔｋ，ｋ＋１との比Ｔ０／Ｔｋ，ｋ＋１を乗算することによって周期ジッタ系列を補正する。その補正された周期ジッタ系列からｘ（ｔ）の周期ジッタ値を求める。【選択図】図１２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
被測定信号のジッタを測定する装置であって、
前記被測定信号が入力され、そのタイミングジッタ系列を求めるタイミングジッタ推定器と、
前記タイミングジッタ系列が入力され、その差分系列を計算して周期ジッタ系列を出力する第１差分器と、
前記周期ジッタ系列が入力され、前記被測定信号の基本周期Ｔ０と近似ゼロクロス点間隔Ｔｋ，ｋ＋１との比Ｔ０／Ｔｋ，ｋ＋１を前記周期ジッタ系列に乗算して、補正された周期ジッタ系列を出力する補正部と、
前記補正された周期ジッタ系列が入力され、前記被測定信号のジッタを求めるジッタ検出部と
を備えていることを特徴とする装置。
【請求項２】
前記補正部と前記ジッタ検出部との間に挿入されており、前記補正された周期ジッタ系列が入力され、その差分系列を計算してサイクルツゥサイクル周期ジッタとして前記差分系列を前記ジッタ検出部へ出力する第２差分器をさらに備えていることを特徴とする、請求項１に記載の装置。
【請求項３】
解析信号の実数部が入力され、そのゼロクロスタイミングに近い点を求めてサンプリングタイミング系列を出力するゼロクロス点検出部をさらに備えている装置であって、
前記タイミングジッタ推定器は、
前記被測定信号が入力され、前記被測定信号を複素数の解析信号に変換する解析信号変換部と、
前記解析信号が入力され、前記解析信号の瞬時位相を求める瞬時位相推定部と、
前記瞬時位相を連続瞬時位相に変換する連続位相変換器と、
前記連続瞬時位相が入力され、前記連続瞬時位相のリニア位相を求めるリニア位相推定部と、
前記リニア位相および前記連続瞬時位相が入力され、前記連続瞬時位相から前記リニア位相を除去して瞬時位相雑音を求める減算部と、
前記瞬時位相推定部と前記連続位相変換部との間、前記連続位相変換部と前記リニア位相推定部と前記減算部との間、および前記減算部と前記第１差分器との間のいずれか一つの位置に直列に挿入されており、入力された信号を前記サンプリングタイミング系列を用いてサンプリングして、サンプリングされた信号を出力するゼロクロスサンプラと
を備えている、請求項１または２に記載の装置。
【請求項４】
前記ゼロクロス点検出部から前記サンプリングタイミング系列の出力タイミング系列が入力され、その差分系列を計算して前記近似ゼロクロス点間隔Ｔｋ，ｋ＋１を順次求め、前記近似ゼロクロス点間隔Ｔｋ，ｋ＋１を前記補正部へ出力するゼロクロス間隔計算部をさらに備えていることを特徴とする、請求項３に記載の装置。
【請求項５】
前記リニア位相推定部から前記リニア位相が入力され、その傾きから前記基本周期Ｔ０を求めて前記補正部へ出力する基本周期推定部をさらに備えていることを特徴とする、請求項４に記載の装置。
【請求項６】
前記被測定信号が入力され、その基本周期Ｔ０を求めて前記補正部へ出力する基本周期推定部をさらに備えていることを特徴とする、請求項４に記載の装置。
【請求項７】
前記被測定信号が入力され、その位相変調成分を保持した状態でその振幅変調成分を除去し、前記振幅変調成分が除去された前記被測定信号を前記瞬時位相雑音検出部へ出力する波形クリッパをさらに備えていることを特徴とする、請求項３に記載の装置。
【請求項８】
被測定信号のジッタを測定する方法であって、
前記被測定信号のタイミングジッタ系列を求めるステップと、
前記タイミングジッタ系列の差分系列を計算して周期ジッタ系列を生成するステップと、
前記被測定信号の基本周期Ｔ０と近似ゼロクロス点間隔Ｔｋ，ｋ＋１との比Ｔ０／Ｔｋ，ｋ＋１を前記周期ジッタ系列に乗算して、補正された周期ジッタ系列を求めるステップと、
前記補正された周期ジッタ系列から前記被測定信号の周期ジッタを求めるステップとを包含することを特徴とする、方法。
【請求項９】
被測定信号のジッタを測定する方法であって、
前記被測定信号のタイミングジッタ系列を求めるステップと、
前記タイミングジッタ系列の差分系列を計算して周期ジッタ系列を生成するステップと、
前記周期ジッタ系列に対し、前記被測定信号の基本周期比Ｔ０と近似ゼロクロス点間隔Ｔｋ，ｋ＋１との比比Ｔ０／Ｔｋ，ｋ＋１を乗算して、補正された周期ジッタ系列を求めるステップと、
前記補正された周期ジッタ系列の差分系列を計算してサイクルツゥサイクル周期ジッタ系列を求めるステップと、
前記サイクルツゥサイクル周期ジッタ系列から前記被測定信号のサイクルツゥサイクル周期ジッタを求めるステップと
を包含することを特徴とする、方法。
【請求項１０】
解析信号の実数部のゼロクロスタイミングに近い点を求めて、前記近似ゼロクロス点を求めるステップをさらに包含しており、
前記タイミングジッタを推定するステップは、
前記被測定信号を複素数の解析信号に変換するステップと、
前記解析信号から前記被測定信号の瞬時位相を求めるステップと、
前記瞬時位相を連続瞬時位相に変換するステップと、
前記連続瞬時位相からリニア位相を求めるステップと、
前記連続瞬時位相から前記リニア位相を除去して瞬時位相雑音を求めるステップと、
前記瞬時位相、前記連続瞬時位相および前記瞬時位相雑音のいずれか１つを前記近似ゼロクロス点でサンプリングするステップと
を有していることを特徴とする、請求項８または９に記載の方法。
【請求項１１】
前記近似ゼロクロス点を示すタイミング系列の差分系列を計算して、前記近似ゼロクロス点間隔Ｔｋ，ｋ＋１を順次得るステップをさらに包含していることを特徴とする、請求項１０に記載の方法。
【請求項１２】
前記リニア位相の傾きから前記基本周期Ｔ０を求めるステップをさらに包含することを特徴とする、請求項１１に記載の方法。
【請求項１３】
前記被測定信号から前記基本周期Ｔ０を求めるステップをさらに包含することを特徴とする、請求項１１に記載の方法。
【請求項１４】
前記被測定信号の位相変調成分を保持した状態で、前記被測定信号の振幅変調成分を除去して前記タイミングジッタを推定するステップへうつるステップをさらに包含することを特徴とする、請求項１０に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ジッタ測定装置およびジッタ測定方法に関する。特に本発明は、例えばマイクロプロセッサのクロックのジッタの測定に適用され、周期ジッタの測定装置および方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、周期ジッタの測定には、タイムインターバルアナライザやオシロスコープが用いられている。これらは、ゼロクロス方式と呼ばれ、図１に示すように、例えば被試験ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ−Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）１１からのクロック信号（被測定信号）ｘ（ｔ）がタイムインターバルアナライザ１２へ供給される。被測定信号ｘ（ｔ）は、１つの立ち上がりに対して次の立ち上がりが点線のように揺らぎ、両立ち上がりの間隔Ｔｐ、つまり周期が揺らぐ。ゼロクロス方式は、被測定信号のゼロクロス間の時間間隔（周期）を測定し、周期の揺らぎをヒストグラム解析（ｈｉｓｔｏｇｒａｍ ａｎａｌｙｓｉｓ）により測定し、そのヒストグラムを図２に示すように表示する。タイムインターバルアナライザについては、例えば、Ｄ．Ｃｈｕ， ”Ｐｈａｓｅ Ｄｉｇｉｔｉｚｉｎｇ Ｓｈａｒｐｅｎｓ Ｔｉｍｉｎｇ Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔｓ” ＩＥＥＥ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ， ｐｐ． ２８−３２， １９８８、およびＪ． Ｗｉｌｓｔｒｕｐ， ”Ａ Ｍｅｔｈｏｄ ｏｆ Ｓｅｒｉａｌ Ｄａｔａ Ｊｉｔｔｅｒ Ａｎａｌｙｓｉｓ Ｕｓｉｎｇ Ｏｎｅ−Ｓｈｏｔ Ｔｉｍｅ Ｉｎｔｅｒｖａｌ Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔｓ”， Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ＩＥＥＥ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｔｅｓｔ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ， ｐｐ． ８１９−８２３， １９９８に記載されている。
【０００３】
また、Ｔｅｋｔｒｏｎｉｘ社やＬｅＣｒｏｙ社は、近年、補間法を用いてジッタ測定を行うことができるデジタルオシロスコープを提供している。この補間法を用いたジッタ測定方法（補間ベース・ジッタ測定方法）は、サンプリングされた被測定信号の測定データのうち信号値がゼロクロスに近いデータ間を補間し、ゼロクロスのタイミングを推定する。即ち、データ補間によりゼロクロス間の時間間隔（周期）を小さな誤差で推定し、周期の揺らぎを推定する。
【０００４】
つまり、図３に示すように、被試験ＰＬＬ１１からの被測定信号ｘ（ｔ）はデジタルオシロスコープ１４へ入力される。デジタルオシロスコープ１４内で図４に示すように入力された被測定信号ｘ（ｔ）は、アナログデジタル変換器１５でデジタルデータ列に変換される。このデジタルデータ列に対して、補間器１６において、そのデジタルデータ列中の信号値がゼロクロスに近いデータ間にデータ補間が行われる。そのデータ補間されたデジタルデータ列について、周期推定器１７でゼロクロス間の時間間隔が測定される。その測定値のヒストグラムがヒストグラム推定器１８に表示され、また、測定された時間間隔の揺らぎの２乗平均値およびピークツゥピーク値がＲＭＳ・ピークツゥピーク検出器１９で求められる。例えば、被測定信号ｘ（ｔ）が図５（Ａ）に示す波形を有する場合に、その周期ジッタは図５（Ｂ）に示すように測定される。
【０００５】
タイムインターバルアナライザ方式によるジッタ測定方法は、ゼロクロス間の時間間隔を測定するものであるから、正しい測定を行うことができる。しかしながら、この方法は繰り返しジッタを測定するが、測定と測定との間に中間デッドタイムを有しており、ヒストグラム解析に必要な数のデータを得るのに時間がかかるという問題がある。また、広帯域のオシロスコープと補間法とを組み合わせた補間ベース・ジッタ測定方法では、ジッタヒストグラムを正しく推定できず、ジッタ値を過大評価（ｏｖｅｒｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ）するという問題があった。例えば４００ＭＨｚのクロック信号に対して、タイムインターバルアナライザ法ではジッタの２乗平均値は７．７２ｐｓと測定されるのに対して、補間法では８．４７ｐｓの２乗平均値が得られ、タイムインターバルアナライザ法で得られる値より大きな値になった。
【０００６】
これに対し、本願発明者らは、Ｔ． Ｊ． Ｙａｍａｇｕｃｈｉ， Ｍ． Ｓｏｍａ， Ｍ． Ｉｓｈｉｄａ， ａｎｄ Ｔ． Ｏｈｍｉ， ”Ｅｘｔｒａｃｔｉｏｎ ｏｆ Ｐｅａｋ−ｔｏ−Ｐｅａｋ ａｎｄ ＲＭＳ Ｓｉｎｕｓｏｉｄａｌ Ｊｉｔｔｅｒ Ｕｓｉｎｇ ａｎ Ａｎａｌｙｔｉｃ Ｓｉｇｎａｌ Ｍｅｔｈｏｄ，” Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ １８ｔｈ ＩＥＥＥ ＶＬＳＩ Ｔｅｓｔ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ， ｐｐ． ３９５−４０２， ２０００において以下に述べるジッタ測定方法を提案した。即ち、図６に示すように、被試験ＰＬＬ回路１１からのアナログのクロック波形は、アナログデジタル変換器２２でデジタルのクロック信号ｘｃ（ｔ）に変換され、デジタルのクロック信号ｘｃ（ｔ）は解析信号変換手段２３としてのヒルベルト変換対発生器２４へ供給されて、そこで解析信号ｚｃ（ｔ）に変換される。
【０００７】
いま、クロック信号ｘｃ（ｔ）を
【数１】
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と定義する。Ａｃおよびｆｃは、それぞれ、クロック信号の振幅および周波数の公称値であり、θｃは初期位相角である。また、Δφ（ｔ）は位相の揺らぎであり、瞬時位相雑音と呼ばれる。
【０００８】
ヒルベルト変換対発生器２４内において、クロック信号ｘｃ（ｔ）の基本周波数付近の信号成分が帯域通過フィルタ（図示せず）により取り出されて、ヒルベルト変換器２５によりヒルベルト変換され、次の式が得られる。
【数２】
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【０００９】
そして、ｘｃ（ｔ）とｘｃ（ｔ）虚数部とをそれぞれ複素数の実数部と虚数部とする解析信号ｚｃ（ｔ）が次のように得られる。
【数３】
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この解析信号ｚｃ（ｔ）からは、クロック信号ｘｃ（ｔ）の瞬時位相θ（ｔ）が瞬時位相推定器２６によって推定される。
【数４】
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この瞬時位相θ（ｔ）からリニア位相除去器２７によってリニア位相が除去されて、位相雑音波形Δθ（ｔ）が得られる。つまり、リニア位相除去器２７において、瞬時位相θ（ｔ）に対し連続位相変換部２８で位相アンラップ法を適用して連続な瞬時位相θ（ｔ）が次式のように得られる。
【数５】
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【００１０】
位相アンラップ法は、Ｊｏｓｅ Ｍ． Ｔｒｉｂｏｌｅｔ， ”Ａ Ｎｅｗ Ｐｈａｓｅ Ｕｎｗｒａｐｐｉｎｇ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ，” ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． Ａｃｏｕｓｔ．， Ｓｐｅｅｃｈ， Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ， ｖｏｌ． ＡＳＳＰ−２５， ｐｐ． １７０−１７７， １９７７およびＫｕｎｏ Ｐ． Ｚｉｍｍｅｒｍａｎｎ， ”Ｏｎ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−Ｄｏｍａｉｎ ａｎｄ Ｔｉｍｅ−Ｄｏｍａｉｎ Ｐｈａｓｅ Ｕｎｗｒａｐｐｉｎｇ，” Ｐｒｏｃ． ＩＥＥＥ． ｖｏｌ． ７５， ｐｐ． ５１９−５２０， １９８７に示されている。
【００１１】
連続瞬時位相θ（ｔ）の瞬時リニア位相、つまり、ジッタのない理想信号のリニア瞬時位相［２πｆｃｔ＋θｃ］は、リニア位相評価器２９で線形トレンド推定法を用いて推定される。即ち、連続瞬時位相θ（ｔ）の瞬時リニア位相は、上記連続位相θ（ｔ）に対して最小２乗法による直線適合を行うことによって推定される。この推定されたリニア位相［２πｆｃｔ＋θｃ］を引算器３１によって連続位相θ（ｔ）から減じて、瞬時位相θ（ｔ）の変動項Δφ（ｔ）、つまり瞬時位相雑音波形
【数６】
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を得る。このようにして得られた瞬時位相雑音波形Δφ（ｔ）がゼロクロスサンプラ４３でサンプリングされて、タイミングジッタ系列Δφ［ｎ］としてピークツゥピーク検出器３２に入力され、ここでΔφ（ｔ）（＝Δφ（ｎＴ））の最大ピーク値ｍａｘ（Δφ［ｋ］）と最小ピーク値ｍｉｎ（Δφ［ｋ］）との差をとることによりタイミングジッタのピーク値（ピークツゥピーク値）Δφｐｐが求められる。
【００１２】
【数７】
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また、タイミングジッタ系列Δφ［ｎ］はＲＭＳ検出器３３にも入力され、そこで次式を用いてタイミングジッタ系列Δφ［ｎ］の２乗平均（ＲＭＳ）が計算されて、
【数８】
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タイミングジッタの２乗平均値ΔφＲＭＳが求められる。
【００１３】
この方法は、タイミングジッタのピーク値（ピークツゥピーク値）、およびタイミングジッタの２乗平均値を、瞬時位相雑音波形Δφ（ｔ）から求めるので、Δφ法と呼ばれる。
なお瞬時位相雑音波形Δφ（ｔ）を瞬時位相雑音Δφ（ｔ）、あるいは位相雑音波形Δφ（ｔ）と書くこともある。
このΔφ法によれば、タイミングジッタを高速に、かつ比較的高い精度で測定することができる。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
そこで本発明は、上記の課題を解決することのできるジッタ測定装置およびジッタ測定方法を提供することを目的とする。具体的には、本発明の目的は、周期ジッタを短時間で、かつ高い精度で測定することができるジッタ測定装置およびジッタ測定方法、つまり従来のタイムインターバルアナライザ方式で測定されるジッタ値と互換性のあるジッタ値を測定することができるジッタ測定装置およびその方法を提供することにある。この目的は特許請求の範囲における独立項に記載の特徴の組み合わせにより達成される。また従属項は本発明の更なる有利な具体例を規定する。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
本発明によると、被測定信号の瞬時位相雑音波形を得ることができる。瞬時位相雑音波形を被測定信号の各ゼロクロス点（近似ゼロクロス点）に近いタイミングでサンプリングして、被測定信号のタイミングジッタ系列を推定し、このタイミングジッタ系列の差分系列を計算して周期ジッタ系列を測定し、この周期ジッタ系列の値を、被測定信号の基本周期と近似ゼロクロス点間の時間間隔との比を乗算することによって補正する。
【００１６】
以下に本発明の原理を説明する。入力信号（以下、被測定信号と書くこともある）の基本コサイン波ｘ（ｔ）の解析信号は、次式（１）によって与えられる。
【数９】
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ここで、ｆ０は被測定信号の基本周波数であり、ｆ０＝１／Ｔ０である。Ｔ０は被測定信号の基本周期である。ｚ（ｔ）の瞬時周波数は、
【数１０】
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となる。したがって、次式が得られる。
【数１１】
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瞬時位相雑音波形Δφ（ｔ）を解析信号ｚ（ｔ）の実数部ｘ（ｔ）の各ゼロクロス点に最も近いタイミング（近似ゼロクロス点と呼ぶ）でサンプリングすることによってタイミングジッタ系列が求められ、その近似ゼロクロス点のサンプリング間隔Ｔｋ，ｋ＋１が基本周期Ｔ０に等しいと仮定する。この場合、周期ジッタＪは、次式のようにタイミングジッタ系列の差分系列として求められる。
【数１２】
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ここで、２π／Ｔ０での割り算は単位ラジアンを秒に変換するためである。
【００１７】
瞬時位相雑音波形Δφ（ｔ）は、理想ゼロクロス点に最も近いサンプリング点でサンプリングされているので、瞬時位相雑音波形Δφ（ｔ）がサンプリングされた近似ゼロクロス点×は、図７に示すように、被測定信号の対応する理想ゼロクロス点○からずれたものとなる。つまり、近似ゼロクロス点×間の時間間隔は基本周期Ｔ０とは異なることになる。従って、式（４）を用いると、周期ジッタを高い精度で推定することはできない。特にサンプリング周期が大きく、過剰標本化比（ｏｖｅｒｓａｍｐｌｉｎｇ ｒａｔｉｏ）が小さい場合には、周期ジッタの測定誤差が大きくなる。この測定誤差を小さくするためには、１周期Ｔ０当たり１０ポイント（過剰標本化比５）程度以上のデータを必要とする。
【００１８】
本発明によると、式（５）を用いて、近似ゼロクロス点の間隔Ｔｋ，ｋ＋１に対する基本周期Ｔ０の比を式（４）に乗算することによって補正を行う。
【数１３】
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ここで、Ｔ０／Ｔｋ，ｋ＋１は、差分による瞬時位相雑音微分の近似（式（４））に対する補正項である。この補正項により、高い精度で周期ジッタを求めることができる。近似ゼロクロス点の時間間隔Ｔｋ，ｋ＋１は、図７に示すように、近似ゼロクロス点でのタイミング系列ｔ［ｋ］を求め、その差分をとることによる求めることができる。
【数１４】
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また、被測定信号の基本周期Ｔ０は、上記リニア瞬時位相の傾き２π／Ｔ０から求めてもよいし、被測定信号から直接求めてもよい。
【００１９】
上記補正項によりＪ［Ｋ］を補正すると、図８に示すように、周期ジッタのＲＭＳ値ＪＲＭＳとピークツゥピーク値ＪＰＰのいずれについても、ジッタ推定値と理論値との推定誤差（括弧中に示す）を小さくすることができる。図８に示すデータは、サイン波ジッタをもつ信号に対する計算機シミュレーションから得られた。特に、過剰標本化比が小さいとき、その効果は大きくなる。図８において、「従来のΔφ法」はＴ０／Ｔｋ，ｋ＋１による補正を行わない場合を示し、「補正されたΔφ法」はＴ０／Ｔｋ，ｋ＋１による補正を行う場合を示す。実波形を用いた実験結果を図９に示す。図９は周期Ｔ０にあたりの標本点の数を変えたときのジッタ測定値を示している。Ｔ０／Ｔｋ，ｋ＋１による補正を行わないΔφ法（×で示す）の場合は、過剰標本化比が小さくなるにつれて、特に周期ジッタのピークツゥピーク値を過大評価する。これに対し、本発明によれば、上記補正項を用いることにより周期ジッタのピークツゥピーク値を正確に求めることができる。特に、過剰標本化比が小さいとき、その効果は大きくなる。例えば、図９（Ｂ）の例では、１周期あたり８ポイント（過剰標本化比４）のとき約８％、３ポイント（過剰標本化比１．５）のときは約１８％の誤差を補正することができる。この結果、本発明によれば、Δφ法を用いて１．５の過剰標本化比まで周期ジッタを求めることが可能となった。このことは、標本化周期が同一であれば、より高い周波数の被測定信号のジッタを精度よく測定できることを意味している。
【００２０】
また、周期ジッタを求めるときの周期は、ｍ周期（ｍ＝０．５，１，２，３，．．．）としてもよい。つまり、ｍ＝０．５周期として、立ち上がり（または立ち下がり）ゼロクロス点と次の立ち下がり（立ち上がり）ゼロクロス点とにおけるタイミングジッタ値の差を求めてもよいし、ｍ＝２周期として、立ち上がり（または立ち下がり）ゼロクロス点とこのゼロクロス点から２つ後の立ち上がり（または立ち下がり）ゼロクロス点とにおけるタイミングジッタ値の差を求めてもよい。このようにして測定された周期ジッタデータの２乗平均および最大値と最小値との差を計算することにより、周期ジッタのＲＭＳ値ＪＲＭＳとピークツゥピーク値ＪＰＰをそれぞれ次式で求めることができる。
【数１５】
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【数１６】
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ここで、Ｍは測定された周期ジッタデータの標本数である。図１０に、補正されたΔφ法で測定した周期ジッタのヒストグラム（図１０（Ｂ））と、従来のタイムインターバルアナライザで測定したヒストグラム（図１０（Ａ））とを示す。したがって、補正されたΔφ法で推定されたヒストグラムを従来のタイムインターバルアナライザのヒストグラムと比較することができる。また図１１に、補正されたΔφ法で測定した周期ジッタのＲＭＳ値とピークツゥピーク値を示す。補正されたΔφ法は、タイムインターバルアナライザ法に匹敵するピークツゥピークジッタ値およびＲＭＳジッタ値の両方の測定値を与える。ここで、観測される周期ジッタのピークツゥピーク値ＪＰＰは、イベント数（ゼロクロス数）の対数の平方根にほぼ比例する。例えば、５０００イベント程度においてはＪＰＰ＝４５ｐｓが正しい値である。図１１におけるＪＰＰの誤写４５ｐｓを真値とした。図１０（Ａ）、（Ｂ）および図１１に示すように、補正されたΔφ法は、従来法と互換性のあるジッタ測定値を得ることができる。
【００２１】
さらに、Δφ法は、サイクルツゥサイクル周期ジッタを同時に測定することができる。サイクルツゥサイクル周期ジッタＪＣＣは連続するサイクル間の周期変動であり、
【数１７】
2004519678.tif 000019
で表される。したがって、上で測定された周期ジッタデータの差分をとり、その２乗平均および最大値と最小値との差を計算することにより、サイクルツゥサイクル周期ジッタのＲＭＳ値ＪＣＣ，ＲＭＳとピークツゥピーク値ＪＣＣ，ＰＰをそれぞれ下記式により求めることができる。
【数１８】
2004519678.tif 000020
【数１９】
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ここで、Ｌは測定されたサイクルツゥサイクル周期ジッタデータの標本数である。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下、発明の実施の形態を通じて本発明を説明するが、以下の実施形態はクレームにかかる発明を限定するものではなく、又実施形態の中で説明されている特徴の組み合わせの全てが発明の解決手段に必須であるとは限らない。
【００２３】
図１２に本発明の実施形態を示し、図６と対応する部分には同一の参照符号を付けて重複説明を省略する。本発明では、被測定信号ｘｃ（ｔ）がタイミングジッタ推定器３９に入力され、被測定信号のタイミングジッタ系列が求められる。本実施形態では、リニア位相除去器２７から得られた瞬時位相雑音波形Δφ（ｔ）がゼロクロスサンプラ４３において解析信号ｚｃ（ｔ）の実数部ｘｃ（ｔ）のゼロクロス点に最も近いタイミングでサンプリングされてタイミングジッタ系列が求められる。このため、解析信号変換部２３からの解析信号の実数部ｘｃ（ｔ）がゼロクロス点検出器４５に入力される。
【００２４】
ゼロクロス点検出部４５において近似ゼロクロス点が検出される。つまり、入力される実数部ｘｃ（ｔ）の波形の最大値を１００％レベル、最小値を０％レベルとし、ゼロクロスのレベルとして、前記１００％レベルと前記０％レベルとの差である５０％レベルＶ（５０％）を算出する。ｘｃ（ｔ）の隣り合うサンプル値のそれぞれに対して、５０％レベルＶ（５０％）との差（ｘｃ（ｊ−１）−Ｖ（５０％））および（ｘｃ（ｊ）−Ｖ（５０％））を求め、さらにこれらの積（ｘｃ（ｊ−１）−Ｖ（５０％））×（ｘｃ（ｊ）−Ｖ（５０％））を計算する。ｘｃ（ｔ）が５０％レベル、つまりゼロレベルを横切る時は、これらサンプル値（ｘｃ（ｊ−１）−Ｖ（５０％））および（ｘｃ（ｊ）−Ｖ（５０％））の符号が負から正、または正から負に変わるから、前記積が負となったときはｘｃ（ｔ）がゼロレベルを横切ったことになり、その時点におけるサンプル値ｘｃ（ｊ−１），ｘｃ（ｊ）の絶対値の小さい方の時刻（ｊ−１）またはｊが近似ゼロクロス点として求められる。この近似ゼロクロス点でサンプリングパルスをゼロクロスサンプラ４３へ供給する。
【００２５】
ゼロクロスサンプラ４３から出力されるサンプル値系列、つまりタイミングジッタ系列は差分計算部４６に入力され、タイミングジッタ系列の差分系列が計算される。つまり入力されるΔφ［ｋ］とΔφ［ｋ＋１］について式（４）が計算され、ｋの更新ごとに式（４）が計算され、周期ジッタ系列が推定される。また、ゼロクロスサンプラ４３における各サンプリング時刻のタイミング系列ｔ［ｋ］がゼロクロス間隔計算部４７に入力され、式（６）の計算により近似ゼロクロス点の時間間隔Ｔｋ，ｋ＋１が求められる。
【００２６】
また、リニア位相除去部２７からのリニア瞬時位相、つまり図６におけるリニア位相推定部２９からのリニア位相成分が基本周期推定部４８に入力され、そのリニア瞬時位相の傾き２π／Ｔ０から基本周期Ｔ０が求められる。この基本周期Ｔ０は、基本周期推定部４８にＡＤ変換器２２からの被測定信号を入力し、被測定信号自体から求めてもよい。あるいは被測定信号の基本周期Ｔ０があらかじめ知られている場合には、その値Ｔ０を基本周期推定部４８に記憶しておいてもよい。
【００２７】
差分計算部４６よりの周期ジッタ系列と、ゼロクロス間隔計算部４７からの近似ゼロクロス点間隔Ｔｋ，ｋ＋１と、基本周期推定部４８からの基本周期Ｔ０とが補正部４９に入力されて、周期ジッタ系列の各周期ジッタに対してＴ０／Ｔｋ，ｋ＋１が乗算されて補正された周期ジッタ系列が得られる。つまり式（５）を計算することにより、補正された周期ジッタ系列が得られる。
【００２８】
この補正された周期ジッタ系列は、サイクルツゥサイクル周期ジッタ推定部５２に直接供給されるとともに、その系列の１要素（１周期ジッタ）遅延された補正周期ジッタ系列もサイクルツゥサイクル周期ジッタ推定部５２に供給される。
サイクルツゥサイクル周期ジッタ推定部５２は、式（９）を各時刻ｋについて行うことにより、周期ジッタ系列の差分系列を計算し、サイクルツゥサイクル周期ジッタ系列を求める。
【００２９】
本実施形態では、補正部４９からの補正された周期ジッタ系列と、サイクルツゥサイクル周期ジッタ系列とを、切替スイッチ５３を切り替えて選択的にジッタ検出部５４へ供給することができるようにした場合である。
また、ジッタ検出部５４には、入力されたジッタ系列における最大値と最小値との差を求めるピークツゥピーク検出部３２、入力されたジッタ系列の２乗平均（ＲＭＳ）値を計算するＲＭＳ検出部３３、および入力されたジッタ系列のヒストグラムを求めるヒストグラム推定部１８が設けられている。
【００３０】
切替スイッチ５３が補正部４９の出力側に接続されている状態では、補正された周期ジッタ系列がジッタ検出部５４に入力され、その周期ジッタ系列に対してピークツゥピーク検出部３２で式（８）が計算されて周期ジッタのピークツゥピーク値ＪＰＰが求められ、ＲＭＳ検出部３３で式（７）が計算されて周期ジッタのＲＭＳ値ＪＲＭＳが求められ、ヒストグラム推定部１８で周期ジッタのヒストグラムが求められる。求められた周期ジッタのピークツゥピーク値ＪＰＰおよびＲＭＳ値ＪＲＭＳならびにヒストグラムは出力されて、例えば図に示していないが表示部に表示される。
【００３１】
切替スイッチ５３がピークツゥピーク周期ジッタ推定部５２の出力側に接続されている状態では、ピークツゥピーク周期ジッタ系列がジッタ検出部５４に入力され、ピークツゥピーク検出部３２で式（１１）が計算されてサイクルツゥサイクル周期ジッタのピークツゥピーク値Ｊｃｃ，ｐｐが求められ、ＲＭＳ検出部３３で式（１０）が計算されてサイクルツゥサイクル周期ジッタのＲＭＳ値Ｊｃｃ，ＲＭＳが求められ、さらにヒストグラム推定部１８でサイクルツゥサイクル周期ジッタのヒストグラムが推定される。求められたサイクルツゥサイクル周期ジッタのピークツゥピーク値Ｊｃｃ，ｐｐおよびＲＭＳ値Ｊｃｃ，ＲＭＳ、ならびにヒストグラムもまた出力され、必要に応じて表示部に表示される。
【００３２】
図１２に示した構成において、サイクルツゥサイクル周期ジッタ推定部５２および切替スイッチ５３を省略して、補正部４９からの補正された周期ジッタ系列をジッタ検出部５４へ直接供給してもよい。また、切替スイッチ５３を省略して、サイクルツゥサイクル周期ジッタ推定部５２からのサイクルツゥサイクル周期ジッタ系列をジッタ検出部５４へ直接供給してもよい。さらに、ジッタ検出部５４は、ピークツゥピーク検出部３２、ＲＭＳ検出部３３、ヒストグラム推定部１８のいずれか一つまたは二つのみを有していてもよい。瞬時位相雑音Δφ（ｔ）をサンプリングするための近似ゼロクロス点を検出するために、その実数部の信号を利用する場合に限らず、被測定信号自体あるいはその基本波成分を利用してもよい。
【００３３】
図１２中に波線で示すように、被試験ＰＬＬ回路１１からのクロック信号を波形クリッパ５６を通してＡＤ変換器２２へ供給して、クロック信号の振幅を一定とすることもできる。この構成では、振幅変調成分により位相雑音波形Δφ（ｔ）が影響を受けることなく、正確にジッタを測定することができる。この振幅変調成分を入力信号から除去して入力信号を一定振幅とする処理は、ＡＤ変換器２２の出力側で行ってもよい。
入力信号を解析信号ｚｃ（ｔ）に変換する処理は、図１３に示すように、ＡＤ変換器２２からのデジタル入力信号を周波数領域変換部６１によって、例えば高速フーリエ変換（ＦＦＴ）により周波数領域の両側スペクトル信号に変換し、その両側スペクトル信号から、帯域通過フィルタ６２により負の周波数成分を遮断するとともに、入力クロック信号の正の基本周波数付近の周波数成分のみを取り出す。必要に応じて、負の周波数成分を遮断した分のエネルギーを補正するため抽出した周波数成分のレベルを２倍にする。帯域通過フィルタ６２の出力を時間領域変換部６３により、例えば、逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）処理して時間領域信号に変換して解析信号ｚｃ（ｔ）を得る。
【００３４】
さらに、解析信号変換部２３の他の例を、図１４を参照しながら説明する。
デジタル化された入力信号がバッファメモリ７１に蓄積される。バッファメモリ７１に蓄積された信号の一区間を信号取り出し部７２によって、今回取り出される区間が前回取り出された区間と一部重なるように順次取り出す。取り出された信号は窓関数乗算部７３によって窓関数を乗算され、窓関数乗算部７３からの出力信号は周波数領域変換部７４によって高速フーリエ変換と用いて周波数領域の両側スペクトル信号に変換される。この両側スペクトル信号の負の周波数成分をゼロにすることによって、片側スペクトル信号が得られる。さらに、この片側スペクトル信号について、帯域制限部７５によって、入力信号の基本周波数付近の成分を残して他の周波数成分をゼロとする処理を行う。この帯域制限された信号を逆ＦＦＴを用いて時間領域変換部７５によって時間領域の信号に変換し、変換された信号に振幅補正部７７によって逆窓関数を乗算して、懐石信号を得る。
【００３５】
本発明の入力周波数域は、図１３に破線で示すように、分周器８１を用いて拡大することができる。また、分周されたクロック信号を解析信号変換部２３に供給してもよい。あるいは図に示していないが、ジッタが実質的にない局部信号を用いてクロック信号（被測定信号）をこれらの信号の差周波数を有する信号に変換して解析信号変換部２３に供給してもよい。
【００３６】
図１２に波線で示すように、リニア位相除去部２７の出力側に低周波成分除去部８２を直列に挿入して、瞬時位相雑音Δφ（ｔ）の低周波成分を除去して瞬時位相雑音Δφ（ｔ）をゼロクロスサンプラ４３に供給するようにすることもできる。このようにして入力信号ｘ（ｔ）の周波数ｆ０と比べて十分低い、例えば１０ＭＨｚのくロックの場合には数ｋＨｚ程度の周波数成分を除去して、ピークツゥピークジッタが過大評価されることがないようにすることが望ましい。
【００３７】
次に、本発明に一実施形態による方法を説明する。図１５に本実施形態による方法のフローチャートを示す。これは、例えば図１２に示した装置を用いる測定方法の例である。まずステップ２０１において解析信号変換部２３により入力信号（被測定信号）を帯域制限された解析信号に変換する。次に、ステップ２０２において解析信号を用いて入力信号の瞬時位相を瞬時位相推定部２６で推定し、ステップ２０３において、リニア位相推定部２９（図６）により、この瞬時位相から理想的なクロック信号に対応するリニア瞬時位相を推定するとともに、基本周期推定部４８によりリニア瞬時位相の傾きから被測定信号の基本周期Ｔ０を求める。ステップ２０４において、リニア位相除去部２７により瞬時位相からリニア位相成分を除去して、入力信号の瞬時位相雑音Δφ（ｔ）を推定する。
【００３８】
ステップ２０５において、ゼロクロスサンプラ４３で瞬時位相雑音Δφ（ｔ）の、解析信号の実数部のゼロクロスタイミングに近いデータをサンプリングし、入力信号のタイミングジッタ系列を推定する。ステップ２０６において、ゼロクロス間隔計算部４７によりゼロクロス点推定部４５からの近似ゼロクロス点間の差分を計算してゼロクロス時間間隔系列を推定する。
ステップ２０７において、差分器４６によってタイミングジッタ系列の差分系列を計算して、被測定信号の周期ジッタ系列を推定する。ステップ２０８において、補正器４９によって周期ジッタ系列に対して基本周期Ｔ０とゼロクロス時間間隔Ｔｋ，ｋ＋１の比を乗算して、差分に基づく周期ジッタ系列を補正する。ステップ２０９において、スイッチ５３を補正部４９の出力側に接続した状態で、補正された周期ジッタ系列から被測定信号の周期ジッタを求める。
【００３９】
ステップ２０９において、ピークツゥピーク検出部３２は式（８）を用いて周期ジッタのピークツゥピーク値Ｊｐｐを求め、ＲＭＳ検出部３３は式（７）を用いて周期ジッタのＲＭＳ値ＪＲＭＳを求め、ヒストグラム推定部１８は周期ジッタ系列からヒストグラムを求める。
ステップ２１０において、スイッチ５３がサイクルツゥサイクル周期ジッタ推定部５２の出力側に接続された状態で、サイクルツゥサイクル周期ジッタ推定部５２により、補正された周期ジッタ系列の差分系列を計算して被測定信号のサイクルツゥサイクル周期ジッタ系列を求める。ステップ２１１において、ジッタ検出部５４により、サイクルツゥサイクル周期ジッタ系列から被測定信号のサイクルツゥサイクル周期ジッタを求める。この場合、ピークツゥピーク検出部３２は式（１１）を用いてサイクルツゥサイクル周期ジッタのピークツゥピーク値Ｊｃｃ，ｐｐを求め、ＲＭＳ検出部３３は式（１０）を用いてサイクルツゥサイクル周期ジッタのＲＭＳ値Ｊｃｃ，ＲＭＳを求め、ヒストグラム推定部１８はサイクルツゥサイクル周期ジッタのヒストグラムを求める。
【００４０】
ステップ２０３における基本周期Ｔ０の推定、およびステップ２０６におけるゼロクロス時間間隔Ｔｋ，ｋ＋１の計算は、ステップ２０８における補正前に行われればよく、上述した順番に限られるものではない。また基本周期Ｔ０の推定は被測定信号から直接求めてもよい。周期ジッタのみを測定する場合は、ステップ２１０および２１１を省略してもよい。サイクルツゥサイクル周期ジッタのみを測定する場合は、ステップ２０９を省略してもよい。ステップ２０９および２１１においては、ピークツゥピーク値、ＲＭＳ値、ヒストグラムのいずれか一つまたは二つを求めてもよい。
【００４１】
上記説明では被測定信号（入力信号）として、主としてマイクロプロセッサのクロック信号について述べたが、他の機器に用いられるクロック信号や、他の機器から発生する、正弦波信号などの周期性がある信号の周期ジッタおよび／またはサイクルツゥサイクル周期ジッタの測定にも本発明を適用することができる。また入力信号を直ちにＡＤ変換器を用いてデジタル信号に変換することなく、アナログ信号のまま処理し、その後で適当な段階でデジタル信号に変換して処理してもよい。図１２に示した装置はコンピュータにおいてプログラムを実行させることによって機能させてもよい。
上記説明では瞬時位相雑音Δφ（ｔ）を近似ゼロクロス点でサンプリングしてタイミングジッタ系列Δφ［ｎ］を求めている。しかしながらリニア位相除去器２７は図６中に示した構成を有しているため、近似ゼロクロス点でのサンプリングを、例えば図１６に破線で示すように、瞬時位相推定器２６と連続位相変換器２８との間に直列に挿入してもよい。あるいは、近似ゼロクロス点でのサンプリングを、連続位相変換器２８とリニア位相推定器２９および減算器３１との間に直列に挿入してもよい。これらの構成の１つによっても減算器３１からタイミングジッタ系列Δφ［ｎ］を得ることができる。
【００４２】
また、瞬時位相からの瞬時位相雑音Δφ（ｔ）の推定には、図６に示すリニア位相除去器２７の構成により行われる。したがって、その処理手順は図１７に示すように、図１５中のステップ２０２で瞬時位相を求めた後、ステップ２０３ａで連続位相変換器２８によって瞬時位相を連俗な瞬時位相に変換し、ステップ２０３ｂでリニア位相推定器２９によって連続位相からその瞬時リニア位相を推定し、その後、ステップ２０４で減算器３１によって連続瞬時位相から瞬時リニア位相を除去して瞬時雑音位相Δφ（ｔ）を求めることになる。
したがって、図１６に示した手順と同様に、近似ゼロクロスサンプリングを、図１７に示すようにステップ２０２の後に、ステップ３０１で瞬時位相に対して行い、瞬時位相のサンプル系列を求めて、そしてステップ２０３ａにうつり、そのサンプル系列を連続な瞬時位相に変換するようにしてもよい。
【００４３】
あるいはステップ２０３ａで得られた連続瞬時位相を、近似ゼロクロス点でサンプリングして連続瞬時位相のサンプル系列を求めて、ステップ２０３ｂにうつって、その連続瞬時位相のサンプル系列から瞬時リニア位相を推定してもよい。いずれの場合も、ステップ２０４において瞬時雑音位相を近似ゼロクロス点でサンプリングしたタイミングジッタ系列Δφ［ｎ］が得られる。
【００４４】
以上、本発明を実施の形態を用いて説明したが、本発明の技術的範囲は上記実施の形態に記載の範囲には限定されない。上記実施の形態に、多様な変更又は改良を加えることができる。その様な変更又は改良を加えた形態も本発明の技術的範囲に含まれ得ることが、特許請求の範囲の記載から明らかである。
【００４５】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明によると、近似ゼロクロス点におけるサンプリングにより生じる誤差を小さくすることができ、従来のインターバルアナライザ法と互換性のある測定結果を得ることができ、しかも従来のインターバルアナライザ法よりも短時間で測定を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来のタイムインターバルアナライザによる周期ジッタの測定を示す図である。
【図２】図１の測定における測定値のヒストグラムを示す図である。
【図３】従来のデジタルオシロスコープによるジッタ測定を示す図である。
【図４】図３中のジッタ測定部分の構成を示す図である。
【図５Ａ】被測定信号の波形を示す図である。
【図５Ｂ】図５（Ａ）の被測定信号の測定した周期ジッタを示す図である。
【図６】本願発明者らが先に提案したΔφ法によるジッタ測定装置の機能構成を示す図である。
【図７】近似ゼロクロス点のずれを示す図である。
【図８】Δφ法とその周期ジッタを補正した方法（本願発明の方法）とによりそれぞれ求めた周期ジッタ２乗平均値およびピークツゥピークジッタ値の比較を示す図である。
【図９Ａ】ＲＭＳ周期ジッタ推定に対する補正項の効果の例を示す図である。
【図９Ｂ】ピークツゥピーク周期ジッタ測定に対する補正項の効果の例を示す図である。
【図１０Ａ】従来のタイムインターバルアナライザ法で測定した周期ジッタのヒストグラムを示す図である。
【図１０Ｂ】本発明の補正したΔφ法で測定した周期ジッタのヒストグラムを示す図である。
【図１１】タイムインターバルアナライザ法および補正したΔφ法でそれぞれ測定した周期ジッタのＲＭＳ値とピークツゥピーク値とを示す図である。
【図１２】本発明の実施例の機能構成を示すブロック図である。
【図１３】本発明の一部の変形例の機能構成を示す図である。
【図１４】解析信号変換部２３の他の具体的機能構成を示す図である。
【図１５】本発明による方法の実施例の手順を示すフローチャートである。
【図１６】本発明による装置の他の実施例の一部を示すブロック図である。
【図１７】本発明による方法の他の実施形の一部を示すフローチャートである。
【符号の説明】
１１  被試験ＰＬＬ回路
１２  タイムインターバルアナライザ
１８  ヒストグラム推定器
２２  ＡＤ変換器
２３  解析信号変換手段
２７  リニア位相除去器
２９  リニア位相評価器
３２  ピークツゥピーク検出部
３３  ＲＭＳ検出部
４３  ゼロクロスサンプラ
４５  ゼロクロス点推定部
４６  差分器
４７  ゼロクロス間隔計算部
４８  基本周期推定部
４９  補正部
５２  ピークツゥピーク周期ジッタ推定部
５３  切替スイッチ
５６  波形クリッパ
【図１】
2004519678.tif 000022
【図２】
2004519678.tif 000023
【図３】
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【図４】
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【図５Ａ】
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【図５Ｂ】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９Ａ】
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【図９Ｂ】
2004519678.tif 000032
【図１０Ａ】
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【図１０Ｂ】
2004519678.tif 000034
【図１１】
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【図１２】
2004519678.tif 000036
【図１３】
2004519678.tif 000037
【図１４】
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【図１５】
2004519678.tif 000039
【図１６】
2004519678.tif 000040
【図１７】
2004519678.tif 000041
【国際公開パンフレット】
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2004519678.tif 000043
2004519678.tif 000044
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2004519678.tif 000091
【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
2004519678.tif 000092
【国際調査報告】
2004519678.tif 000093