(57)【要約】可変ＤＣ電圧を有する整流されたが、未調整の電力源から放電灯をコンパクトに給電し得る電子安定器を提供する。安定器は共振タンクにより決まる正規作動周波数でパルスを発生するＤＣ電圧によって給電される自己発振型コンバータを具える。共振タンクによって上記パルスを放電灯給電用正弦波電流に変換するとともに作動周波数で変化する電圧降下を発生するランプに直列に誘導性インピーダンスを含むようにする。フィードフォワード制御回路を前述したように変換器に結合してＤＣ電圧源の変化で直接作動周波数を変化させる。誘導性インピーダンスの両端間の電圧降下をＤＣ電圧源の大きさにほぼ比例させる。これによってランプ電圧自体を感知することなく、安定器によって放電灯に印加される電圧を調整する。
2004515893.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
可変ＤＣ電圧を有する電力源と、該ＤＣ電圧を給電され、制御された周波数でパルスを発生する自己発振型コンバータと、これらパルスを放電ランプ給電用交流電流に変換する共振タンクと、ＤＣ電圧の変化に応答して周波数を変化せしめるフィードフォワード制御回路とを具え、前記共振タンクの電圧降下を前記周波数により直接変化させるようにしたことを特徴とする電子安定器。
【請求項２】
前記自己発振型コンバータは第１および第２スイッチング装置交互に導通せしめるとともに前記フィードフォワード制御回路を前記スイッチング装置に結合してスイッチング装置のスイッチング比を前記ＤＣ電圧の変化に直接せしめるようにし、前記共振タンクは前記周波数により直接変化する電圧降下を有する誘導性インピーダンスを含むようにしたことを特徴とする請求項１に記載の電子安定器。
【請求項３】
前記共振タンクは前記コンバータに結合して動作周波数を制御し、前記共振タンクは前記周波数の変化により直接変化する電圧降下を有する誘導性インピーダンスを含むようにしたことを特徴とする請求項１に記載の電子安定器。
【請求項４】
前記交流電流を表わす共振タンクからの第１信号と、前記可変ＤＣ電圧を表わすフィードフォワード制御回路からの第２信号とに応答して前記コンバータの動作周波数を制御する自己発振型コンバータに結合された駆動回路を更に含むことを特徴とする請求項３に記載の安定器。
【請求項５】
前記自己発振型コンバータは夫々第１および第２制御入力端子を有する第１および第２スイッチング装置を交互に導通させるとともに、前記駆動回路は、前記制御入力端子に結合され、前記交流電流を表わし且つ前記可変ＤＣ電圧を表わす複合信号を供給する第１変成器巻線と、前記第２制御入力端子に結合され反対極性の関連する複合信号を供給する第２変成器巻線とを含むようにしたことを特徴とする請求項４に記載の安定器。
【請求項６】
前記共振タンクは圧電変成器を具えることを特徴とする請求項１に記載の安定器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
本発明は蛍光灯のような放電灯の電子安定器に関するものである。
［産業上の利用分野］
【０００２】
特に、本発明はコンパクトなサイズが要求される用途に用いられる安定器に関するものである。
【０００３】
［従来の技術］
電子安定器を小型化することが益々要求されるようになってきた。電子安定器を小型とするためには種々の問題を打開する必要がある。例えば、安定器回路の動作周波数を充分に増大して、磁気素子およびフィルタ素子の大きさを充分に減少させる場合には、電力損失が増大する傾向にある。フィルタ素子の大きさを低減させる場合には回路の性能にマイナスの影響を与えるようになる。
【０００４】
［発明が解決しようとする課題］
本発明の目的は費用を左程増大することなく、また、性能に悪影響を与えることなく、コンパクトに製造し得る放電灯用電子安定器を提供せんとするにある。
【０００５】
［課題を解決するための手段］
上記目的を達成するために、本発明電子安定器は可変ＤＣ電圧を有する電力源と、該ＤＣ電圧を給電され、制御された周波数でパルスを発生する自己発振型コンバータと、これらパルスを放電ランプ給電用交流電流に変換する共振タンクと、ＤＣ電圧の変化に応答して周波数を変化せしめるフィードフォワード制御回路とを具え、前記共振タンクの電圧降下を前記周波数により直接変化させるようにしたことを特徴とする。
【０００６】
［作用］
かかる安定器は、調整されたＤＣ電力源を必要とすることなく、整流されたＤＣ電力のリップルを減少させるために代表的に用いられるコンデンサよりも大きさを充分に低減したフィルタコンデンサにより有効に作動する。
【０００７】
調整されたＤＣ電力源を必要とすることなく、放電ランプを作動させる自己発振型共振コンバータ回路は米国特許第６，０７２，７１０に記載されている。しかし、この回路はフィードバック法を用いている。本発明によれば、本来最も安定しており、ＤＣ電圧源の変動が充分に補正されるフィードフォワード法を用いる。
【０００８】
［実施例］
図面につき本発明を説明する。
図１に示す模範的なシステムはＡＣ電力源Ｓ、放電灯Ｌ（例えば、蛍光灯）、およびＡＣ電力源Ｓから放電灯に電力を制御自在に通過せしめる安定器を具える。この安定器はＥＭＩフィルタ１０、ブリッジ整流器ＤＲ１、ラインフィルタコンデンサＣｆ、半−ブリッジコンバータ１２、共振タンク１４、電流変成器Ｔ１、ゲートドライバー回路１６およびフィードフォワード制御回路１８を具える。ＥＭＩフィルタ１０は、安定器内に発生する干渉信号（例えば、コンバータ１２によって発生する半−周波数スイッチング信号）からＡＣ電力源Ｓを分離するように機能する。
【０００９】
ブリッジ整流器ＤＲ１およびラインフィルタコンデンサＣｆは、ＡＣ電力源ＳからのＡＣ電力を、可変ＤＣ電圧Ｖｆを有する整流されたが未調整のＤＣ電力に変換する。この整流器およびコンデンサは共に相俟ってフィードフォワード制御により行われたリップル補正のため達成されるフィルタコンデンサの簡潔性および相対的小型化を除き、慣例のＤＣ電力源を構成する。或は又、簡単なブリッジ整流器により提供され得る場合容量も高いＤＣ電圧を必要とするランプを給電する安定器に於いては、比較的簡単な電圧セットアップ回路を置換することができる。
【００１０】
半−ブリッジコンバータ１２は（直列接続されたトランジスタＱ１およびＱ２を含む）共振タンク１４と相俟って作動し、ランプＬに給電する。コンバータはＡＣ電力源Ｓの周波数（例えば、６０Ｈｚ）に対して常時高周波数（例えば、１２０ｋＨｚ）で切換わり、共振タンク１４を（ノードＮを経て）コンデンサＣｆの可変ＤＣ電圧に、次いで（トランジスタＱ２を経て）接地点に交互に接続する。
【００１１】
共振タンク１４によってトランジスタＱ１を経て供給される電力（ＤＣパルスの形態で）をランプＬ給電用の正弦波状ＡＣ波形に変換する。共振タンク１４はそれ自体のインダクタンスおよびキャパシタンスにより、且つランプＬのインピーダンスにより主として決まる共振周波数で作動する。
【００１２】
電流変成器Ｔ１は共振タンクを流れる電流を感知し、この電流を表わす信号Ｉｒｅｓをゲートドライバ回路１６の第１入力端子に供給する。この信号に応答して、ゲートドライバは信号をトランジスタＱ１およびＱ２のゲートに供給して共振タンク１４内に発生する正弦波ＡＣ波形の周波数と同一周波数でこれらトランジスタをスイッチングさせる。
【００１３】
高周波２、共振タンク１４、電流変成器Ｔ１およびゲートドライバ回路１６は全体で上述したように自己発振型共振コンバータを構成する。この型の既知のコンバータは前述した米国特許第６，０７２，７１０に記載されている。しかし、この米国特許に記載されているフィードバック制御とは逆に、制御回路１８はゲートドライバ１６の第２入力端子にフィードフォワード信号を供給してこれらゲートに供給される駆動信号をオフセットし、これによりラインフィルタコンデンサＣｆに及ぼすＤＣ供給電圧Ｖｆの変化を補償する。
【００１４】
図２に示す模範的な回路例では、関連する部分には図１の符号と同一の符号を付して示す。図１に示す回路素子に加えて、限流抵抗Ｒ１をＡＣ電力源Ｓに直列に挿入して初期電力供給し時、ブリッジ整流器ＤＲ１流れるインラッシュ電流を制限する。
【００１５】
ＥＭＩフィルタは高周波干渉信号（半−ブリッジコンバータの高周波スイッチングによって発生する）を接地点にバイパスするコンデンサＣ２および高周波干渉信号通過を阻止するインダクタＬ２によって形成する。
【００１６】
ラインフィルタコンデンサＣｆによってコンバータ１２に供給される整流ＡＣ電力のリップルの大きさを低減させる。フィードフォワード制御により達成される補償のため、このコンデンサの大きさを十分減少させることができる。例えば、図２で特定された構成素子の値を有し、且つ３．３μｆのコンデンサＣｆを有する回路を用いて１４２ＶＲＭＳの正規電圧で２８ＷＴ８蛍光灯を給電した。フィードフォワード制御を行わない場合には、同一のランプを給電するのに２２μｆのコンデンサＣｆを必要とし、又、波高率も十分増大した。
【００１７】
半−ブリッジコンバータ１２は、図１に示すものとほぼ同一のものとするが、さらに各トランジスタＱ１およびＱ２に並列に接続されたスナッバーコンデンサＣ３およびＣ４を具える。これらコンデンサは、従来既知のように、トランジスタＱ１およびＱ２のターンオフ中エネルギー損失を低減するように作用する。
【００１８】
共振タンクはインダクタＬ１、ランプＬに並列に接続されたコンデンサＣ６、およびランプ自体のキャパシタンスによって形成する。コンデンサＣ５はランプのインピーダンスに比較して十分に小さいインピーダンスを有し、従来既知のようにＤＣブロッキングインピーダンスとして主として機能する。
【００１９】
電流変成器は巻線Ｔ１−１、Ｔ１−２、Ｔ１−３およびＴ１−４を具える。巻線Ｔ１−１は共振タンクを流れる電流Ｉｒｅｓを感知する一次巻線として作用する。巻線Ｔ１−２およびＴ１−３は夫々ともに直列接続されたツェナーダイオードＤｚ１−Ｄｚ２およびＤｚ３−Ｄｚ４の並列対と相俟ってゲートドライバ回路１６を形成する。これらツェナーダイオード対は巻線Ｔ１−１およびＴ１−３によって発生する電流信号Ｉｚを夫々トランジスタＱ１およびＱ２を駆動する電圧信号Ｖｚに変換する。これら信号は各々がフィードフォワード制御回路１８により発生した感知瞬時タンク電流Ｉｓ＝［Ｎ１／Ｎ］・Ｉｒｅｓ、変成器磁化電流Ｉｍａｇおよび制御電流Ｉｃを夫々表わす逆極性の合成信号である。
【００２０】
巻線Ｔ１−１およびＴ１−３によって発生した（各ツェナーダイオード対を通過する）電流Ｉｚの大きさは感知された共振タンク電流Ｉｓと磁化電流Ｉｍａｇおよび制御電流Ｉｃの和との間の差の１／２、即ち、Ｉｚ＝１／２・［Ｉｓ−（Ｉｍａｇ＋Ｉｃ）］に等しい。巻線Ｔ１−１およびＴ１−３の各々におけるＩｚの瞬時極性に依存して、トランジスタＱ１およびＱ２の一方をオン状態としての他方をオフ状態とする。図２に示されるＩｚの極性に対して、Ｑ１をオン状態とし、Ｑ２をオフ状態とする。図２に示す回路に対して、Ｉｓ（ｔ）＝［Ｎ１／Ｎ］・Ｉｒｅｓ（ｔ）、Ｉｍａｇ（ｔ）＝［Ｖｚ／ＬＭ］・ｔおよびＩｃ（ｔ）はフィードフォワード制御回路によって決まる。ここに
Ｎ１、Ｎ２、Ｎ３、Ｎ４はそれぞれ巻線Ｔ１−１、Ｔ１−２、Ｔ１−３およびＴ１−４の巻回数であり、
Ｎ１＝Ｎ２＝Ｎ３＝Ｎ４；および
ＬＭは巻線Ｔ１の磁化インダクタンスである。
【００２１】
フィードフォワード制御回路１８は巻線Ｔ１−４を駆動する第１および第２の相補回路を具える。第１巻線駆動回路は、ＮＰＮトランジスタＱ３、コレクタに直列接続された抵抗Ｒ３、エミッタに直列接続されたダイオードＤ３、およびトランジスタＱ３のベースおよびノードＭ間に直列接続されたダイオードＤ１および抵抗Ｒ５の直列接続組を具える。第２巻線駆動回路はＰＮＰトランジスタＱ４、コレクタに直列接続された抵抗Ｒ４、エミッタに直列接続されたダイオードＤ４およびトランジスタＱ３のベースおよびノードＭ間に直列接続されたダイオードＤ２および抵抗Ｒ６の直列接続組を具える。
【００２２】
さらに、制御回路１８は、抵抗Ｒ７コンデンサＣ７の直列接続された組（ノードＮおよびＭ間に接続された）と、コンデンサＣ８および抵抗Ｒ８の直列接続された組（ノードＭおよび接地点間に接続された）とによって形成された帯域通過フィルタを具える。この帯域通過フィルタはノードＮ（ほぼＶｆおよび接地点間に交互に現われる電圧を有する）に発生する方形波信号をノードＭに発生する三角波信号に変換するように作用する。この三角波信号は電圧Ｖｆに比例する振幅を有し、接地電位の上下にほぼ対称に変化する。第１および第２巻線駆動回路は巻線Ｔ１−４に制御電流Ｉｃを発生するように作動し、この制御電流ＩｃはノードＭの電圧に極性によって決まる瞬時極性を有する交番三角波電流である。
【００２３】
図３Ａおよび３Ｂは電圧Ｖｆの２つの異なる値に対して図２に示す安定器の作動中に発生する信号である。これら図の各々では、
方形波信号はノードＮにおける電圧を表わし（トランジスタＱ１の導通時に電圧Ｖｆにほぼ等しい）；
三角波信号は磁化電流Ｉｍａｇおよび制御電流Ｉｃの和を表わし；
正弦波信号は巻線Ｔ１−１を流れる電流Ｉｒｅｓを表わす。
【００２４】
作動に当たり、フィードフォワード制御回路１８はゲート駆動回路１６と共働して、ＤＣ電圧Ｖｆの変化に応答してコンバータ１２のスイッチング周波数を変化させる。これは、巻線Ｔ１−４に、ノードＭの三角波信号の大きさにより直接変化する有力な駆動電流を発生させることによって達成する。コンバータのトランジスタＱ１およびＱ２は磁化電流Ｉｍａｇおよび制御電流Ｉｃの和が感知された共振インダクタ電流Ｉｓに等しくなる際に必ず状態を変化する。巻線巻線Ｔ１−４を流れる有力な駆動電流は、磁化電流が共振インダクタ電流の値に到達する割合を増大する傾向にある。コンバータの作動周波数（従って共振タンクに流れる電流Ｉｒｅｓ）は巻線Ｔ１−４を流れる有力な駆動電流の量により直接変化する。従来既知のように、共振インダクタＬ１の両端間の電圧降下は周波数により直接変化する。これがため、コンバータ１２により共振タンク１４に供給される電圧Ｖｆが変化するに連れて、電圧Ｖｆの高い値に対して電圧を一層低下させるとともに電圧Ｖｆの低い値に対して電圧をわずかだけ低下させることによって、共振インダクタによりランプＬに印加される電圧を調整する。
【００２５】
図３Ａおよび３Ｂを比較することによって、ＤＣ電圧Ｖｆのそれぞれ模範的な高いおよび低い値での図２の安定器の作動を観察することができる。電圧Ｖｆ＋の値が高い場合には（図３Ａを参照）、相補トランジスタＱ３およびＱ４は三角波駆動電流の高い値を巻線Ｔ１−４に供給して、感知された第２共振インダクタ電流Ｉｓ＋＝［Ｎ１／Ｎ］・Ｉｒｅｓ＋の大きさに迅速に到達する電流Ｉｃ＋＝Ｉｍａｇ＋を発生する。これにより一層高いコンバータ周波数ｆ＋および共振インダクタＬ１の両端間の一層高い電圧降を発生する。電圧Ｖｆ−の一層低い値では（図３Ｂ参照）、相補トランジスタＱ３およびＱ４によって三角波駆動電流の一層低い値を巻線Ｔ１−４に供給して、感知されたインダクタ電流Ｉｓ−＝［Ｎ１／Ｎ］・Ｉｒｅｓ−の大きさにわずかだけ迅速に到達する電流Ｉｃ−＋Ｉｍａｇ−を発生する。
【００２６】
図２は本発明電子安定器の実現に用いられる特定の回路の模範的な１実施例のみを示した。例えば、個別の回路構成素子よりもむしろ一体の装置により共振タンクを形成することにより安定器を一層コンパクトにすることができる。特に興味のある装置は米国特許第５８３４４８８２に記載されているような多層圧電変成器である。かかる圧電変成器を用いる蛍光灯用安定器はＲａｙ Ｌ． Ｌｉｎ ｅｔ ａｌ．， Ｉｎｄｕｃｔｏｒ−Ｌｅｓｓ Ｐｉｅｚｏｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ Ｂａｌｌａｓｔ ｆｏｒ Ｌｉｎｅａｒ Ｆｌｕｏｒｅｓｃｅｎｔ Ｌａｍｐｓ， ２０００ ＣＰＥＳ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｓｅｍｉｎａｒ Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ， ２０００年、９月１７−１９に記載されている。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一例による安定器を含むシステムの組合せブロック回路図である。
【図２】本発明による模範的な安定器を含むシステムの詳細回路図である。
【図３】図３Ａおよび３Ｂは図２の模範的な安定器の作動を示す波形図である。
【国際公開パンフレット】
2004515893.tif 000003
2004515893.tif 000004
2004515893.tif 000005
2004515893.tif 000006
2004515893.tif 000007
2004515893.tif 000008
2004515893.tif 000009
2004515893.tif 000010
2004515893.tif 000011
2004515893.tif 000012
2004515893.tif 000013
2004515893.tif 000014
【国際調査報告】
2004515893.tif 000015
2004515893.tif 000016