(57)【要約】無線通信システムのトレーニング・シーケンスを提示する。本発明の一態様によれば、本発明は、シンボルのコア・シーケンス、コア・シーケンスの連続的繰り返し、およびシンボル・シーケンスがコア・シーケンスと異なるマーカ・シーケンスを含む。
2004515150.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
シンボルのコア・シーケンスと、
コア・シーケンスの連続する繰り返しの部分と、
コア・シーケンスと異なるシンボルのシーケンスを持つマーカ・シーケンスとを含む無線通信システムのトレーニング・シーケンス。
【請求項２】
コア・シーケンスを２進シンボルとして送信し、マーカ・シーケンスがコア・シーケンスと等しくかつ符号が反対である請求項１に記載のトレーニング・シーケンス。
【請求項３】
マーカ・シーケンスで補強されたコア・シーケンスが、コア・シーケンスで補強されたコア・シーケンスで形成されるベクトルに直交するベクトルを形成する請求項１に記載のトレーニング・シーケンス。
【請求項４】
コア・シーケンスの繰り返しの後にマーカ・シーケンスが続く請求項１に記載のトレーニング・シーケンス。
【請求項５】
マーカ・シーケンスがコア・シーケンスの繰り返しの前に来る請求項１に記載のトレーニング・シーケンス。
【請求項６】
コア・シーケンスの繰り返しの持続時間が、端末がトレーニング・シーケンスを送信してから端末がトレーニング・シーケンスを受信し、それが戻ってくるまでの最大往復遅延時間よりも長い請求項１に記載のトレーニング・シーケンス。
【請求項７】
コア・シーケンスの繰り返しの持続時間が、端末がトレーニング・シーケンスを送信してから端末がトレーニング・シーケンスを受信し、それが戻ってくるまでの最大往復遅延時間を、ビーム形成分析ウィンドウの持続時間に加えた時間よりも長い請求項１に記載のトレーニング・シーケンス。
【請求項８】
コア・シーケンスの繰り返しの持続時間が、端末がトレーニング・シーケンスを送信してから端末がトレーニング・シーケンスを受信し、それが戻ってくるまでの最大往復遅延時間に、端末がトレーニング・シーケンスを送信することで生じるランダム遅延を加えた時間よりも長い請求項１に記載のトレーニング・シーケンス。
【請求項９】
コア・シーケンスの繰り返しが連続する指定した回数のコア・シーケンスの繰り返しを含む請求項１に記載のトレーニング・シーケンス。
【請求項１０】
コア・シーケンスが本質的に１２個のシンボルからなる請求項１に記載のトレーニング・シーケンス。
【請求項１１】
コア・シーケンスの正規化相互相関が約１／３である請求項１に記載のトレーニング・シーケンス。
【請求項１２】
コア・シーケンスの正規化自己相関が約１／３である請求項１に記載のトレーニング・シーケンス。
【請求項１３】
コア・シーケンスの平均の絶対値がほぼ０である請求項１に記載のトレーニング・シーケンス。
【請求項１４】
シンボルのコア・シーケンスを生成することと、
コア・シーケンスの連続する繰り返しを生成することと、
コア・シーケンスと異なるシンボルのシーケンスを持つマーカ・シーケンスを生成することと、
コア・シーケンスとマーカ・シーケンスの繰り返しを組み合わせてトレーニング・シーケンスを形成することと、
無線通信システムで通信バーストとともにトレーニング・シーケンスを送信すること
を含む方法。
【請求項１５】
トレーニング・シーケンスを送信することが２進シンボルを送信することを含み、マーカ・シーケンスを生成することがコア・シーケンスと等しくかつ符号が反対であるマーカ・シーケンスを生成することを含む請求項１４に記載の方法。
【請求項１６】
マーカ・シーケンスで補強されたコア・シーケンスが、コア・シーケンスで補強されたコア・シーケンスで形成されるベクトルに直交するベクトルを形成する請求項１４に記載の方法。
【請求項１７】
コア・シーケンスの繰り返しの持続時間が、端末がトレーニング・シーケンスを送信してから端末がトレーニング・シーケンスを受信し、それが戻ってくるまでの最大往復遅延時間よりも長い請求項１４に記載の方法。
【請求項１８】
コア・シーケンスの正規化相互相関が約１／３である請求項１４に記載の方法。
【請求項１９】
コア・シーケンスの正規化自己相関が約１／３である請求項１４に記載の方法。
【請求項２０】
コア・シーケンスの平均の絶対値がほぼ０である請求項１４に記載の方法。
【請求項２１】
一連の命令を表すデータを格納しているマシン読み取り可能媒体であって、この命令をマシンが実行したときに、マシンが
シンボルのコア・シーケンスを生成することと、
コア・シーケンスの連続する繰り返しを生成することと、
コア・シーケンスと異なるシンボルのシーケンスを持つマーカ・シーケンスを生成することと、
コア・シーケンスとマーカ・シーケンスの繰り返しを組み合わせてトレーニング・シーケンスを形成することと、
無線通信システムで通信バーストとともにトレーニング・シーケンスを送信すること
を含むオペレーションを実行するマシン読み取り可能媒体。
【請求項２２】
トレーニング・シーケンスを送信することが２進シンボルを送信することを含み、マーカ・シーケンスを生成することがコア・シーケンスと等しくかつ符号が反対であるマーカ・シーケンスを生成することを含む請求項２１に記載の媒体。
【請求項２３】
マーカ・シーケンスで補強されたコア・シーケンスが、コア・シーケンスで補強されたコア・シーケンスで形成されるベクトルに直交するベクトルを形成する請求項２１に記載の媒体。
【請求項２４】
コア・シーケンスの繰り返しの持続時間が、端末がトレーニング・シーケンスを送信してから端末がトレーニング・シーケンスを受信し、それが戻ってくるまでの最大往復遅延時間よりも長い請求項２１に記載の媒体。
【請求項２５】
コア・シーケンスの正規化相互相関が約１／３である請求項２１に記載の媒体。
【請求項２６】
コア・シーケンスの正規化自己相関が約１／３である請求項２１に記載の媒体。
【請求項２７】
コア・シーケンスの平均の絶対値がほぼ０である請求項２１に記載の媒体。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
本発明は、無線通信システムのトレーニング・シーケンスの分野に適用されるものであり、具体的には、一意的な周期構造を持つトレーニング・シーケンスに適用される。
【０００２】
セルラー・ボイスおよびデータ無線システムなどの移動体無線通信システムでは、通常複数の基地局が異なる場所に配置され、これを携帯電話やワイヤレスＷｅｂデバイスなどの移動または固定ユーザ端末から利用する。通常、それぞれの基地局に、ユーザ端末との通信に使用される一組の周波数またはチャネルが割り当てられる。これらのチャネルは、隣接基地局間の干渉を避けるため、隣接基地局のチャネルとは異なる。そのため、ユーザ端末は、一方の基地局から受信した送信内容と他方の端末から受信した信号とを容易に区別することができる。さらに、各基地局は割り当てられているチャネル資源の配分と使用に関して独立に動作することができる。
【０００３】
このような無線通信システムは通常、ブロードキャスト・チャネル（ＢＣＨ）を含む。ＢＣＨは、ネットワーク上に登録されているいないに関係なくすべてのユーザ端末へのブロードキャストであり、ユーザ端末にネットワークに関する情報を知らせる。ネットワークにアクセスするために、通常、ユーザ端末はネットワークにアクセスする前にＢＣＨに同調し、着信を待つ。その後、ＢＣＨ内の情報を用いて、ネットワークへのアクセスを要求する。このような要求があると、通常、別々の制御チャネルとアクセス・チャネルを使用してネットワークに関する情報を交換し、最後に、ユーザ端末が特定の基地局への割り当てを受ける。
【０００４】
周波数とタイミング・オフセットはときに、ＢＣＨに基づいてユーザ端末により決定できることがあるが、最初のアクセス要求が基地局に届く際の遅延時間と空間パラメータは通常不明である。空間ダイバーシティ多元接続システム（ｓｐａｔｉａｌ ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ａｃｃｅｓｓ ｓｙｓｔｅｍ）では、基地局では、ユーザ端末への位置および範囲さらに他の空間パラメータを決定することによりシステムの容量を高めることができる。このような要求メッセージの到着時間の遅れは、メッセージが基地局と移動体端末との間を移動する際に発生する往復遅延時間に比例する。１基地局当たりの受信範囲が広いシステムでは、この範囲およびしたがって遅延の不確定性は非常に大きくなる場合がある。例えば、１５ｋｍ範囲だと、往復遅延時間は約１００マイクロ秒になる。
【０００５】
アクセス要求を正確に解決し、空間パラメータを決定するために、通常、トレーニング・シーケンスを要求とともに送信する。トレーニング・シーケンスを使用して受信した信号を解決する場合、非常に大きな計算資源を必要とし、要求に対する基地局の応答時間に遅れが生じる。受信した信号の不確定性が大きいほど、多くの計算資源が必要になる。
【０００６】
発明の要旨
無線通信システムのトレーニング・シーケンスを提示する。本発明の一態様によれば、本発明は、シンボルのコア・シーケンス、コア・シーケンスの連続的繰り返し、およびシンボル・シーケンスがコア・シーケンスと異なるマーカ・シーケンスを含む。
【０００７】
本発明は、類似の参照は類似の要素を指す付属の図面の図で、例を使って説明するが、これに限定されるわけではない。
【０００８】
発明の詳細な説明
基地局の構造
本発明は、ワイヤレス通信システムに関するものであり、空間分割多元接続（ＳＤＭＡ）技術を時分割多元接続（ＴＤＭＡ）、周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）および符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）などの多元接続システムと併用する固定アクセスまたは移動体アクセスのワイヤレス・ネットワークとすることもできる。多元接続方式は、周波数分割デュプレキシング（ＦＤＤ）または時分割デュプレキシング（ＴＤＤ）と組み合わせることができる。図１は、本発明を実施するのに適しているワイヤレス通信システムまたはネットワークの基地局の例を示している。このシステムまたはネットワークは、図２に示されているような、遠隔端末またはユーザ端末とも呼ばれる多数の加入者局を含んでいる。基地局をホストＤＳＰ２３１を通じてワイド・エリア・ネットワーク（ＷＡＮ）に接続し、必要なデータ・サービスを提供し、ワイヤレスのシステムへの外部接続を行うことができる。空間ダイバーシティをサポートするために、複数のアンテナ１０３、例えば４本のアンテナを使用しているが、アンテナの本数をこれ以外の数に選ぶこともできる。
【０００９】
各加入者局に対する一組の空間多重化重みをそれぞれの変調された信号に加え、空間的に多重化された信号を生成し、これを４本のアンテナからなるバンクにより送信する。ホストＤＳＰ２３１は、従来の各チャネルに対し加入者局毎に空間シグネチャを発生して維持し、受信した信号測定を使用して空間多重化および逆多重化重みを計算する。このようにして、一部が同じ従来のチャネル上でアクティブである、現在のアクティブな加入者局から送り出された信号が分離され、干渉と雑音が抑制される。基地局から加入者局へ通信が行われると、現在のアクティブな加入者局の接続および干渉状況に合わせて手直しされ最適化された多葉性アンテナ放射パターンが作成される。同じチャネル上での同時信号を解決するために同じ空間シグネチャが基地局によりユーザ端末から受信した信号に適用される。このような空間指向性ビームを実現する適当なスマート・アンテナ技術については、例えば、１９９８年１０月２７日にＯｔｔｅｒｓｔｅｎ　ｅｔ　ａｌ．に発行された米国特許第５，８２８，６５８号と１９９７年６月２４日にＲｏｙ，　ＩＩＩ　ｅｔ　ａｌ．に発行された米国特許第５，６４２，３５３号に記載されている。
【００１０】
これらのアンテナの出力は、このＴＤＤシステムでは時限スイッチであるデュプレクサ・スイッチ１０７に接続される。スイッチ１０７の可能な２つの実装として、周波数分割二重（ＦＤＤ）システムの周波数デュプレクサと時分割二重（ＴＤＤ）システムの時限スイッチがある。受信時に、アンテナ出力はスイッチ１０７を介して受信機２０５に接続され、ＲＦ受信機（「ＲＸ」）モジュール２０５により搬送周波数からＦＭ中間周波数（「ＩＦ」）にアナログで混合される。その後、この信号はアナログ・デジタル・コンバータ（「ＡＤＣ」）２０９により２値化（サンプリング）される。信号の実部のみサンプリングされる。ベースバンドへの最終ダウンコンバートは、デジタルで実行される。デジタル・フィルタを使用して、ダウンコンバートおよびデジタル・フィルタリングを実行するが、後者は有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタリング法を使用する。これは、ブロック２１３として示されている。本発明は、手直ししてさまざまなＲＦおよびＩＦ搬送波周波数および帯域に合わせることができる。
【００１１】
本発明の実施形態では、各アンテナのデジタル・フィルタ・デバイス２１３から、受信タイム・スロット毎に１つ合計４つのダウンコンバートされた出力を使用する。ネットワークの要求条件に合わせてタイム・スロットの指定数を変更することができる。本発明の実施形態では４つのアップリンクと４つのダウンリンクのタイム・スロットを各ＴＤＤフレームに対して使用しているが、望ましい結果は、各フレーム内でアップリンクとダウンリンクに対して３つのタイム・スロットを使用しても得られる。４つの受信タイム・スロットのそれぞれについて、本発明の一態様により、４本のアンテナからの４つのダウンコンバート出力がデジタル・シグナル・プロセッサ（ＤＳＰ）デバイス２１７に供給され（以下、「タイム・スロット・プロセッサ」と呼ぶ）、さらに較正などの処理が行われる。４つのＭｏｔｏｒｏｌａ　ＤＳＰ５６３０３　ＤＳＰを、受信タイム・スロット毎に１つずつタイム・スロット・プロセッサとして使用できる。タイム・スロット・プロセッサ２１７は、受信した信号電力を監視し、周波数オフセットおよび時間的整合を推定する。さらに、アンテナ素子毎にスマート・アンテナ重量を決定する。これらは、空間ダイバーシティ多元接続方式で使用し、特定の遠隔ユーザからの信号を判別し、判別された信号を復調する。
【００１２】
タイム・スロット・プロセッサ２１７の出力は、４つの受信タイム・スロットのそれぞれについて復調されたバースト・データである。このデータは、主機能がシステムのすべての要素を制御し、上位レベルの処理機能とインターフェイスするホストＤＳＰプロセッサ２３１に送信されるが、これはシステムの通信プロトコルで定義されている異なるすべての制御およびサービス通信チャネルでの通信に必要な信号を取り扱う処理である。ホストＤＳＰ２３１はＭｏｔｏｒｏｌａ　ＤＳＰ５６３０３とすることができる。さらに、タイム・スロット・プロセッサは各ユーザ端末について判別された受信重みをホストＤＳＰ２３１に送信する。ホストＤＳＰ２３１は、状態およびタイミング情報を維持し、タイム・スロット・プロセッサ２１７からアップリンク・バースト・データを受信し、タイム・スロット・プロセッサ２１７をプログラムする。さらに、誤り訂正符号を解読し、スクランブルを解き、チェックし、アップリンク信号のバーストを分解し、基地局の他の部分での上位レベルの処理のため送信されるアップリンク信号をフォーマットする。基地局の他の部分に関して、基地局の他の上位処理のためサービス・データおよびトラフィック・データをフォーマットし、基地局の他の部分からダウンリンク・メッセージおよびトラフィック・データを受信し、ダウンリンク・バーストを処理し、２３７に示されているように、ダウンリンク・バーストをフォーマットして、送信コントローラ／変調装置に送る。ホストＤＳＰはさらに、送信コントローラ／変調装置２３７および２３３に示されているＲＦタイミング・コントローラを含む基地局の他のコンポーネントのプログラミングを管理する。
【００１３】
ＲＦタイミング・コントローラ２３３は、ブロック２４５に示されているように、ＲＦシステムとインターフェイスし、さらにＲＦシステムとモデムの両方で使用する多数のタイミング信号も出力する。ＲＦコントローラ２３３は、電力監視および制御値を読み取って送信し、デュプレクサ１０７を制御し、ホストＤＳＰ２３１からのバースト毎にタイミング・パラメータおよびその他の設定を受信する。
【００１４】
送信コントローラ／変調装置２３７は、ホストＤＳＰ２３１から送信データを一度に４つのシンボルとして受信する。送信コントローラは、このデータを使って、ＲＦ送信機（ＴＸ）モジュール２４５に送信されるアナログＩＦ出力を発生する。特に、受信したデータ・ビットは、複素変調信号に変換され、ＩＦ周波数にアップコンバートされ、４倍過剰サンプリングされ、ホストＤＳＰ２３１から得られた送信重みを乗算され、送信コントローラ／変調装置２３７の一部であるデジタル・アナログ・コンバータ（「ＤＡＣ」）を介してアナログ送信波形に変換される。アナログ波形は、送信モジュール２４５に送信される。
【００１５】
送信モジュール２４５は、それらの信号を送信周波数にアップコンバートし、信号を増幅する。増幅された送信信号出力は、デュプレクサ／時限スイッチ１０７を介してアンテナ１０３に送信される。
【００１６】
ユーザ端末構造
図２は、データまたは音声通信を行う遠隔端末内のコンポーネント配列例を示している。遠隔端末のアンテナ４５は、デュプレクサ４６に接続されており、アンテナ４５を送受信に使用することができる。アンテナは無指向性でも指向性でもよい。最適な性能を得るためには、アンテナを複数の素子で構成し、基地局に関して上述したように空間処理機能を採用する。他の実施形態では、受信と送信に別々のアンテナを使用して、デュプレクサ４６を使用しなくて済むようにしている。さらに他の実施形態では、時分割ダイバーシティを使用している場合、当業でよく知られているように、デュプレクサの代わりに送信／受信（ＴＲ）スイッチを使用することができる。デュプレクサ出力４７は、受信機４８への入力となる。受信機４８は、復調装置５１への入力であるダウンコンバートされた信号４９を出力する。復調され受信された音声信号６７がスピーカ６６に入力される。
【００１７】
遠隔端末は、送信されるデータまたは音声が変調装置５７で変調される対応する一連の送信を行う。変調装置５７によって出力される、送信される変調された信号５９は、送信機６０によりアップコンバートされ増幅され、送信機出力信号６１を発生する。送信機出力６１は、その後、デュプレクサ４６に入力され、アンテナ４５から送信される。
【００１８】
復調５０前の受信データと同様に、復調された受信データ５２が遠隔端末の中央処理装置６８（ＣＰＵ）に供給される。遠隔端末ＣＰＵ６８は、Ｍｏｔｏｒｏｌａシリーズ５６３００　ＤＳＰなどの標準ＤＳＰ（デジタル・シグナル・プロセッサ）デバイスで実装することができる。このＤＳＰは、さらに、復調装置５１の機能および変調装置５７の機能を実行することもできる。遠隔端末ＣＰＵ６８は、線６３を通じて受信機を、線６２を通じて送信機を、線５２を通じて復調装置を、線５８を通じて変調装置を制御する。さらに、線５４を通じてキーボード５３と、線５５を通じてディスプレイ５６と通信する。マイク６４およびスピーカ６６は、それぞれ、変調装置５７および複調装置５１を介し、また線６５および６６を介して、音声通信遠隔端末接続する。他の実施形態では、マイクおよびスピーカはさらに音声またはデータ通信を行うためＣＰＵと直接通信する。
【００１９】
マイク６４から伝送される遠隔端末の音声信号６５は、変調装置５７に入力される。５８で送信されるトラフィックおよび制御データは、遠隔端末のＣＰＵ６８により供給される。登録、セッション開始、および終了時に、さらに後で詳述するセッション時に、制御データ５８が基地局に送信される。
【００２０】
他の実施形態では、スピーカ６６およびマイク６４は当業でよく知られているデジタル・インターフェイスで置き換えるか、または補強し、外部データ処理デバイス（例えば、コンピュータ）との間でデータを送受信するようにできる。一実施形態では、遠隔端末のＣＰＵが外部コンピュータへのＰＣＭＣＩＡインターフェイスなどの標準デジタル・インターフェイスに結合される。その際、ディスプレイ、キーボード、マイク、およびスピーカは外部コンピュータの一部である。遠隔端末のＣＰＵ６８は、デジタル・インターフェイスおよび外部コンピュータのコントローラを通じてこれらのコンポーネントと通信する。データ専用通信では、マイクおよびスピーカを省くことができる。音声専用通信では、キーボードおよびディスプレイを省くことができる。
【００２１】
ブロードキャスト・チャネル（ＢＣＨ）
一実施形態では、本発明のシステムは、基地局から潜在的なすべてのユーザ端末へのバーストとして送信されるブロードキャスト・チャネルＢＣＨからユーザ端末または遠隔端末毎に起動される。ＢＣＨバーストは、トラフィック・チャネル・バーストとは異なり、全方向に送信され、ユーザ端末は通常無指向性でよいが、特定のビーム・パターンはネットワークに依存する。ブロードキャスト・バースト構造の例を図３に示す。ＢＣＨでは十分な基本情報を通信し、後で構成要求ＣＲおよび構成メッセージＣＭを基地局とユーザ端末との間で交換することができる。ＢＣＨは、さらに、一般的な周波数オフセットおよびタイミング更新情報をすべてのユーザ端末に送る。
【００２２】
以下の表１は、図３に示されているような、ＢＣＨバーストの例の内容をまとめたものである。
【表１】
2004515150.tif 000003
【００２３】
周波数およびタイミング訂正トレーニング・シンボルは、当業でよく知られている多くの方式のうちの１つにより設定することができる。これらはさらに、同期シーケンスと組み合わせたり、交換したり、またはなくしたりすることができる。
【００２４】
ブロードキャスト情報シンボルは、変調され２５６ビット列に符号化された１５ビットのブロードキャスト・メッセージから構成される。シンボルの個数さらに送信されるビットの構造およびシーケンスは、さまざまなアプリケーションに応じて変えることができる。ブロードキャスト・チャネル情報シンボルは、ユーザ端末から基地局に構成メッセージを要求する場合に必要な情報を与える。
【００２５】
各ブロードキャスト・メッセージは、以下の表２に示されている情報とともにブロードキャスト・バーストにマッピングされる。
【表２】
2004515150.tif 000004
【００２６】
ＢＳｔｘＰｗｒはブロードキャスト・メッセージの実効等方放射電力である。この数値は、基地局に用意されている増幅器およびダイバーシティ・アンテナの数を考慮する基地局により送信される電力を示す。
【００２７】
ＢＳＣＣは、ユーザ端末側でアップリンク・バースト用にトレーニング・データを選択し、異なる基地局のブロードキャストを区別するために使用する、基地局カラー・コードである。
【００２８】
ＢＳｌｏａｄは、基地局が持つ未使用キャパシティの大きさを示す。
【００２９】
一実施形態では、ネットワークは、空間分割多元接続技術および特にスマート・アンテナ・アレイ信号処理を最大限利用するように設計されている。過密周波数再利用パターンで信頼性の高い空間チャネルを維持できるように、ネットワークでは、時分割二重ＴＤＭＡを使用し、アップリンクおよびダウンリンクの送信に対し常に同じ周波数が使われるようにする。さらに、ＢＣＨを除き多数のユーザ端末が単一アンテナで無指向性の送信および受信を行うため、アップリンク・バーストは、常にダウンリンク・バーストを送る必要が生じる前に受信される。このため、ダウンリンク・バーストに対しより正確に空間的指向性を持たせることができる。アップリンク・トレーニング・シーケンスは、すべてのアップリンク・バーストに埋め込まれ、周波数による空間チャネルの逆相関にかかわらず適度に高速な周波数ホッピングを実現できる。
【００３０】
周波数ホッピングシーケンスは、当業でよく知られているさまざまなシーケンスのうちの１つである。一実施形態では、周波数ホッピング方式のパラメータは、最初、ユーザ端末には知られていない。このため、ネットワークの自由度が最大になり、またユーザ端末の自由度も高まる。後述のように、周波数ホッピング・パラメータはＣＭバーストでユーザに送信される。
【００３１】
一実施形態では、ＢＣＨチャネルはワイヤレス通信システムですべての基地局により共有される。７ビットＢＳＣＣを使用することで、最大１２８までの基地局に対応できる。ＢＣＨは、繰り返しフレームを持つ時分割二重チャネルの一部である。ＢＣＨを含むチャネルは、アップリンクおよびダウンリンクに使用される単一ＲＦ搬送波周波数である。高雑音環境では、または高堅牢性については、ＢＣＨは所定の方式により周波数ホッピングを行うか、またはいくつかの異なる周波数について繰り返すことができる。繰り返しフレームは、以下の表３に示されているように、ＢＳ１などのラベルが付けられている、各基地局のダウンリンクＢＣＨを含む。次のフレームは、ＣＲ１などのラベルが付けられているアップリンク構成要求ＣＲ、およびＣＭ１などのラベルが付けられているダウンリンク構成メッセージＣＭを含む。各フレームはさらに、以下に空のボックスとして示されている多数の予約済みスロットも含む。これらのスロットは、他の制御メッセージについてブロードキャスト・チャネルもトラフィックに使用するのであればデータ・トラフィックに使用することができるか、またはネットワーク内の他のチャネル上の干渉を低減するために予約することができる。一実施形態では、他のトラフィック・チャネルはＢＣＨを中心に、またＢＣＨを通して周波数ホッピングを行う。各基地局１から１２８に対してフレームを繰り返し、後述のようにスーパー・フレームを構築する。最後のＣＭであるＣＭ１２８の後、スーパー・フレームが繰り返され、再び次のスーパー・フレームと基地局１のＢＣＨから始まる。
【表３】
2004515150.tif 000005
【００３２】
他の実施形態では、ＢＣＨは自チャネル上にあり、ＣＲおよびＣＭは別の制御チャネル上にある。それとは別に、１つのＢＣＨを一定周波数で用意し、二次ＢＣＨをホッピング周波数とともに別のチャネル上に用意できる。ホッピング・チャネルについてはＣＭで説明されている。
【００３３】
登録
本発明の一実施形態では、セッションは、ユーザ端末が基地局の登録を求めたときに開始する。ユーザ端末は、これを、基地局（ＢＳ）までの方向および距離（または範囲）に関して最良の局までの相対位置を知ることなく行う。したがって、ユーザ端末（ＵＴまたは遠隔端末または加入者局）で構成要求（ＣＲ）バーストを使用して登録を要求した場合、すでに基地局からのタイミング・アドバンス・ディレクティブを使用しているトラフィック・バーストと比較したときに、基地局がユーザ端末から送信を受け取る際のタイミングには大きな不確定性が伴い、また空間パラメータまたは重みは不明である。
【００３４】
登録前に、複数のユーザ端末が同じタイム・スロットでＣＲバーストを送信し、同じ基地局に登録することができる。異なる基地局をアドレス指定先とするＣＲバーストも受信できる。基地局は、空間処理および複数のアンテナを使ってこれらの要求を解決する。複数のアンテナ測定結果（ビーム形成）を組み合わせることにより、基地局は信号間の干渉を最小限に抑え、受信したそれぞれのバーストの信号対雑音比（ＳＮＲ）を最大にする。
【００３５】
ビーム形成は、いろいろな方法で実行できる。一実施形態では、トレーニング・シーケンスを、最小二乗費用関数とともに使用し、ビーム形成器の重みを決定する。これにより、信号を望むものとしてまたは望まないものとして分類することができる。トレーニング・シーケンスに基づく方法では、ＣＲバーストのタイミングおよび周波数オフセットの推定を使用する。この推定作業は、各タイミングおよび周波数のハイパシシス（ｈｙｐｏｔｈｅｓｉｓ：仮説値）に対する最小二乗費用を決定することにより実行できる。これには、多大な計算資源が要求される。特別なシーケンス設計とタイミング不確定性範囲全体にわたるサーチを必要としないビーム形成アルゴリズムにより、完全サーチの計算負荷が緩和される。一実施形態では、ＣＲバーストのタイミング精度が非常に悪いので、周期的トレーニング・シーケンスがＣＲバースト専用として割り当てられる。
【００３６】
構成要求バースト構造
構成要求（ＣＲ）バーストは、基地局（基地局）との通信または登録を開始するためにユーザ端末（ユーザ端末）により送信される。これは、（複数の）ブロードキャスト・チャネル（ＢＣＨ）バーストの着信を監視することによりシステムに関する情報を収集した後、送信される。ＣＲバーストは、ユーザ端末から基地局への最初の通信であり、したがって、ユーザ端末には、選択された基地局までの到達範囲に関する情報はない。そのため、タイミング、範囲、および空間処理重みは、とりわけ、基地局にはすべて知られていない。ＣＲバーストの例を図４に示す。
【００３７】
構成要求バーストは、表４に記載され、図４に示されているように複数のフィールドから成り立っている。時間は、マイクロ秒単位である。一実施形態では、シンボル期間は２マイクロ秒である。
【表４】
2004515150.tif 000006
【００３８】
トレーニング・シンボルには２４０マイクロ秒が割り当てられ、ユーザ端末で登録し、システムに関する情報を受信する前に信号を正確に受信し復調することができるようになっている。トレーニング・シンボルについては、以下で詳述する。
【００３９】
８２個の情報シンボルは、例えば、フォワード・エラー信号訂正符号化を使用した構成要求メッセージから構築される。本発明の実施形態では、π／２−ＢＰＳＫ変調を使ってＣＲバーストを変調し、送信された波形のピーク−平均比を下げる。
【００４０】
本発明のＣＲバーストの情報シンボルは、以下の表５に示されているようにマッピングされる。以下に示されている項目はどれも、削除し、後で登録サイクルのときに送信することができるが、システムの必要性に全く基づかなくてもよい。ＣＲは、ＢＳＣＣの関数によりスクランブルされ、近隣基地局に送信されたＣＲからの干渉がいくらかあるとしても、ＢＳＣＣの復調キャプチャ効果から衝突が生じる。一実施形態では、このスクランブル機能は、エンコードされたビット列を取り、それと線形フィードバック・シフト・レジスタの出力との排他的ＯＲを取ることで実行される。
【表５】
2004515150.tif 000007
【００４１】
ｉｄｅｎｔｉｔｙは、複数のユーザ端末からの同時メッセージを区別する各ユーザ端末の一意的なランダム・ビットの集合である。ビットがランダムであり、また数も多いため、２つのユーザ端末が同時に同じＩＤコードを選択することはありえない。
【００４２】
ｕｔＣｌａｓｓは、ユーザ端末の能力（最高変調クラス、周波数ホッピング機能など）を識別する。このシーケンスにより、ＣＲを送信したユーザ端末の種類が識別される。パームトップ・デジタル・アシスタントは、専用アンテナが固定されているデスクトップ・コンピュータと異なる機能を持つこともできる。ｕｔＣｌａｓｓでは、異なる機能を区別することができる。
【００４３】
ｔｘＰｗｒは、構成要求バーストを送信するためにユーザ端末によって使用される電力を表す。例えば、ユーザ端末電力＝（２・ｔｘＰｗｒ−３０）ｄＢｍ。
【００４４】
本発明の実施形態では、ＣＲバーストは１０６マイクロ秒の特別ガード・タイムを含む。上述のように、ＣＲバーストは、バーストが基地局へ伝送するのに要する時間が判明していなくても、ユーザ端末によって送信される。本発明の実施形態では、ユーザ端末から基地局までの所望最大範囲は１５ｋｍである。基地局でバーストを受信する際の遅延は、基地局からＢＣＨを受信する際の遅延を含む。範囲Ｒｋｍにあるユーザ端末は、基地局によって送信されてからＲ／ｃ秒後にＢＣＨバーストを受信する（ｃ＝３×１０８ｍ／秒）。ユーザ端末側でＣＲバーストを送信することを決定した場合、その信号はさらにＲ／ｃ秒だけ遅れ、基地局の時間に関する基地局でのＣＲバーストの遅延は２Ｒ／ｃ秒になる。最大到達範囲１５ｋｍによって生じる遅延に対応するために、ＣＲバースト・タイム・スロットの終わりのガード期間を少なくとも１００マイクロ秒とすべきである。さらに、本発明の実施形態では、ユーザ端末はランダムに、そのＣＲバースト送信を０から９個までのシンボル分だけ遅延し、同じスロットでＣＲバーストを送信している、基地局からほぼ同じ範囲にある他のユーザ端末との衝突を低減する。したがって、離れているユーザ端末からのＣＲバーストは、基地局に非常に近く、ＣＲバースト送信に遅れのないユーザ端末と比較して１１８マイクロ秒ほど遅れて基地局に到達する。このため、ＣＲバーストに割り当てられた１０６マイクロ秒の特別ガード・タイム、および１５マイクロ秒のバースト間ガード・タイムによって与えられる特別マージンになっている。バースト間ガード・タイムでは、次のスロットの開始前に３マイクロ秒の特別マージンが割り当てられる。
【００４５】
本発明の実施形態はさらに、１５マイクロ秒のバースト間ガード・タイムを設定する。これにより、ＣＲバーストからＣＲバーストに割り当てられているタイム・スロットへのＲＦエネルギーを制限し、隣接するスロットに干渉が生じないようにできる。バースト間ガード・タイムから、１２１マイクロ秒の全ガード・タイムが得られ、ＣＲバーストが次のタイム・スロットに食い込む可能性が減少する。
【００４６】
ＣＲバーストは、例えば、ダウンリンクＢＣＨバーストを受信してからちょうど２２６５マイクロ秒後に制御搬送波で送信される。このようにして、他の手段により初期化されていないユーザ端末は、周波数ホッピング・シーケンス・パラメータを知らずにＣＲを送信することができる。上述のように、ＣＲバーストは標準アップリンク・タイム・スロットよりも短く、ユーザ端末から基地局までの不明な飛行時間に対応することができ、また通常、アップリンク・タイム・スロット受信ウィンドウ内に遅れて到達する。
【００４７】
トレーニング・シーケンス
本発明の実施形態では、知られている周期的トレーニング・シーケンスを基地局ビーム形成器のトレーニングに使用し、干渉が存在しているときに所望ＣＲバーストを抽出する。トレーニング・シーケンスは、コア・シーケンスの複数の周期的繰り返しの後にマーカ・シーケンスを続けたものである。それとは別に、マーカ・シーケンスがコア・シーケンスの繰り返しの前に来る場合もある。コア・シーケンスを繰り返すことにより、最小二乗（ＬＳ）ビーム形成器のサーチ範囲をトレーニング・シーケンスの単一繰り返し周期に絞り込むことができる。コア・シーケンスの周期は、サーチ範囲の持続時間と、適切な自己相関と相互相関特性を持つ指定された周期のシーケンスを見つけられる可能性との妥協点によるものになる。本発明の実施形態では、周期性、平均、自己相関、相互相関に対する制約を使用して、ＣＲバースト取得のトレーニング・シーケンスのコア・シーケンスを定義する。
【００４８】
周期性：ｘ（ｋ＋Ｐ）＝ｘ（ｋ）、ｘ（ｋ）はπ／２−ＢＰＳＫトレーニング・シーケンスの周期的部分であり、Ｐはこのシーケンスの周期である。本発明の実施形態では、Ｐ＝１２シンボル。
【００４９】
平均：周期的シーケンスの平均は、０に制約される。
【数１】
2004515150.tif 000008
自己相関：位相はずれ（シンボル間隔）自己相関は、１／３だけ束縛されるが、ただし、τは位相はずれシーケンスの位相オフセットである。
【数２】
2004515150.tif 000009
相互相関：候補となる２つの周期的シーケンスｘ（ｋ）およびｙ（ｋ）の間のシンボル間隔相互相関は１／３だけ束縛される。
【数３】
2004515150.tif 000010
【００５０】
少なくとも２つのπ／２−ＢＰＳＫシーケンスはこれらの制約に従う。これらの制約が緩和されれば、さらに多くのシーケンスが使用できると思われる。これら２つのシーケンスをコア１２シンボル・シーケンスとして使用し、これを繰り返して後述のような周期的トレーニング・シーケンスを形成する。これらは次のとおりである。
ｓ１＝［１，ｊ，１，ｊ，１，−ｊ，−１，ｊ，−１，−ｊ，−１，−ｊ］
ｓ２＝［１，ｊ，１，−ｊ，−１，−ｊ，１，ｊ，−１，−ｊ，−１，ｊ］
【００５１】
自己相関および相互相関に対する束縛により、これらのシーケンスを遅延させられたものをそれらを解決するＬＳビーム形成器に一部無相関であるように見せることができる。
【００５２】
２つの周期シーケンスを基地局間で共有できる。一実施形態では、そのカラー・コードに応じて、基地局は２つのコア・トレーニング・シーケンスの一方を受け入れ、両方は受け入れない。ユーザ端末は、ブロードキャスト（ＢＣＨ）バーストから基地局カラー・コードを学習した後、正しい受け入れられたシーケンスを送信することができる。これにより、再利用パターン２を使用できる。再利用パターンが２よりも大きい場合、シーケンスに対する制約のうちいくつかを緩和して、可能な周期シーケンスのより大きな集合を生成し、基地局間に分配することができる。
【００５３】
他の実施形態では、ユーザ端末側で、送信するコア・シーケンスを選択する。これは、基地局で２つの干渉ＣＲバーストを解決するのに役立つ。コア・シーケンスは、ユーザ端末のシリアル番号、製品番号、ＩＤ番号、またはその他の記憶されている番号に基づいて選択することができる。例えば、上の２つのシーケンスｓ１およびｓ２が用意されている場合、ユーザ端末ではそのシリアル番号レジスタを読み取ることができる。このシリアル番号が奇数であればシーケンスｓ１を選択し、シリアル番号が偶数であれば、ｓ２を選択する。他の実施形態では、ユーザ端末は１から２までの範囲の乱数を生成する。シーケンスが２つよりも多い場合はそれよりも大きい範囲の乱数を生成することができる。そして、乱数をシーケンスのリストにマッピングし、生成された乱数と関連する周期的シーケンスを選択する。
【００５４】
ＣＲバーストおよびランダム遅延の送信
一実施形態では、基地局は予め設定された知られているチャネル上でブロードキャスト・チャネル（ＢＣＨ）バーストを連続的に送信する。目的の基地局とのセッションを開始するために、不明な場所にある登録されておらず、認識されていないユーザ端末がＢＣＨバーストの受信を監視している。ＢＣＨから、通信を確立しようとしている基地局を判別し、その基地局に対する適切なトレーニング・シーケンスを選択する。また、０から９までの範囲の乱数Ｄを選択し、Ｄ個のシンボル分だけそのＣＲバーストを遅らせてから送信する。遅延の数を、周期的トレーニング・シーケンスに関して上で述べたように選択することができる。ユーザ端末では、９よりも大きな数を含むシリアル番号や製品ＩＤ番号などの内部レジスタを選択し、これをポインタとして使用し、数Ｄを選択することができる。それとは別に、ユーザ端末側で乱数生成器を使用して０から９までの範囲の乱数を生成し、この数値をＤの選択に適用することができる。
【００５５】
一実施形態では、ランダムな遅延Ｄの最大値は９シンボルである。したがって、ユーザ端末側で１０個のランダム遅延｛０，１，２，．．．，９｝のうちから１つ選んでそのＣＲバーストを基地局に送信することができる。さらに、基地局からユーザ端末までの最大許容可能往復遅延は、５０シンボルであると想定される。したがって、ＣＲバーストは、最大可能範囲にあるユーザ端末に対して５９シンボル分程度遅延させることができる。０範囲にあり、送信を遅らせなかったユーザ端末のＣＲバーストに関してこの遅延を測定する。
【００５６】
基地局は、後述のようにＣＲバーストを受信して解決する。往復遅延は、２（Ｒ／ｃ）＋Ｄマイクロ秒と求められる（Ｒ　ｋｍをユーザ端末の受信範囲とするとシンボル周期は２マイクロ秒であるため）。基地局は、構成メッセージ（ＣＭ）バーストでユーザ端末に、ＣＲバーストへの応答としてその時間をτａ（Ｒ／ｃ＋Ｄ／２）マイクロ秒だけ進めるよう指令する。基地局は、遅延Ｄがあったとして、ユーザ端末がＣＲバーストに何を適用したかを認識していない。この指令に対する応答として、ユーザ端末は、そのランダム遅延Ｄを知って、ランダム遅延を伝播遅延から差し引き、そのタイミングをτａ−（Ｄ／２）マイクロ秒だけ進める。
【００５７】
Ｄシンボルだけのランダム遅延は、マイクロセル設定において、またはユーザ端末が基地局からほぼ同じ範囲内にかたまっているときに特に貴重である。この範囲が２台の異なるユーザ端末についてほぼ同じであれば、２台のユーザ端末からのＣＲバーストは基地局では同一に見え、解決できない。ランダム遅延を使用すると、ＣＲバーストは間隔があいており、容易に区別できる。
【００５８】
ＣＲバーストの分解
図５は、本発明の一実施形態のＣＲバーストのトレーニング・シーケンスを示している。図５で、ｘ５１０は２つのコア・シーケンス｛ｓ１，ｓ２｝のうちの１つである。ｘは、１２個のシンボルｘ１からｘ１２からなるベクトルである。本出願では、太字のテキストはベクトルを表し、通常テキストはスカラーを表す。完全なＣＲバースト・トレーニング・シーケンスは、コア周期シーケンスｘから構成される。ｘの９つの繰り返し、Ｐ１，Ｐ２，．．．，Ｐ９の後に、マーカ・シーケンスＭ５０５が続く。図５は、さらに、基地局のタイミングの観点から見ることもできる。一実施形態では、図５は、基地局がＣＲバースト内の受信したトレーニング・シーケンスを解決するために使用するウィンドウを示している。この文脈では、シーケンスＰ１からＭは、基地局と同じ場所にあったユーザ端末からシーケンスを受信した場合のみ、つまり基地局とユーザ端末との間に伝播遅延がなかった場合に、示されているようにウィンドウと一致する。このパラダイムでは、往復遅延マージン・ウィンドウ５２０は合計で６０シンボルまたは１２０マイクロ秒の間のシーケンスＰ１からＰ５までを含む。これは、ユーザ端末と基地局との間の往復伝播遅延による５０シンボルとユーザ端末の選択されているランダム遅延の１０シンボルとの組合せ遅延に対応する。ビーム形成器分析ウィンドウ５３０は、Ｐ６からＰ９までのコア・シーケンスを含み、したがって、４８シンボルの幅となっている。ＣＲバーストが最大６０シンボルまで遅延されるとしても、このウィンドウではｘの４つの周期がキャプチャされる。
【００５９】
基地局では、ビーム形成器分析ウィンドウに入る観察結果を使用して、１２シンボルを法としてＣＲバーストで生じる遅延を推定できるが、それは、各周期Ｐ１からＰ９が同じであり、長さが１２シンボルだからである。つまり、ビーム形成器分析ウィンドウ内の測定結果は、０≦τ＜１２として、遅延τおよびτ＋１２に対して同じになるということである。バーストの終わりにあるマーカ・シーケンスＭを使用して、この１２を法とする曖昧さを解決できる。
【００６０】
バーストのペイロード部分を復調するために、相対タイミングまたは１２を法とするタイミング情報の代わりに絶対タイミング情報が望まれる。上述のように、図５のトレーニング・シーケンスの終わりにあるマーカ・シーケンス（Ｍ）をこの作業に使用することができる。マーカ・シーケンスＭは、Ｍ＝−ｘに設定され、Ｍで補強されたコア・トレーニング・シーケンスｘの１つの周期はｘの２つの連結された周期に直交する、つまり［ｘ，Ｍ］［ｘ，ｘ］Ｈ＝０であって、ｘ＝［ｘ１，．．．，ｘ１２］、コア・シーケンスは、トレーニング・シーケンスの一周期を形成する。
【００６１】
本発明の実施形態では、最大許容遅延は６０シンボルであり、持続時間がコア・シーケンスの５周期である往復遅延マージン・ウィンドウが与えられる。これにより、持続時間はビーム形成器分析ウィンドウに対してコア・シーケンスの４周期のままである。絶対タイミングを判別するために、コア・シーケンスの４つの可能な周期のうちどれがマーカ・シーケンスの直前に受信されたものかを判別する。ビーム形成器分析ウィンドウには、５つの異なるコア・シーケンスの一部が含まれ、少なくともそのうち３つはコア・シーケンスの完全な周期である。見つかったシーケンスの最初のシンボルは、マーカ・シーケンスの最初のシンボルからの１２、２４、３６、または４８シンボルのいずれかである。したがって、絶対タイミングは、５つのハイパシシスを検査するだけで判別できる。つまり、τ（０≦τ＜１２）が与えられたとすると、空間処理サーチからの１２を法とする遅延推定値として、絶対遅延の可能な候補は、｛τ，τ＋１２，τ＋２４，τ＋３６，τ＋４８｝である。
【００６２】
図５からわかるように、６０シンボル未満の遅延では、基地局のビーム形成器分析ウィンドウは常に、周期シーケンスｘの少なくとも４周期を含む。そのため、ビーム形成分析ウィンドウ内のコア・シーケンスの最初の繰り返しの最初のシンボルｘ１は、往復遅延マージン・ウィンドウおよびビーム形成器分析ウィンドウの枠からせいぜい１２シンボル離れるだけである。
【００６３】
コア・シーケンスｘの最初のシンボルｘ１についてサーチするときに繰り返し周期的トレーニング・シーケンスのこのような特性を利用できる。図６は、本発明の一実施形態によるＣＲバーストを解決する流れ図を示す。ＣＲバーストがアンテナ・アレイ６０２に届き、ビーム形成器分析ウィンドウをカバーする周期に対する複数のアンテナからの測定結果が格納される（６０４）。次に、１２シンボルのサーチ・ウィンドウ内で各タイミングハイパシシスに対する最低の最小二乗（ＬＳ）誤差が得られるビーム形成重みを求める。最小二乗誤差の結果を利用して、粗相対タイミングハイパシシス６０６を見つける。このタイミングを見つける作業には、１２を法とするシンボル・タイミングの粗サーチの実行とフォローアップサーチ６０８の実行が含まれる。
【００６４】
相対タイミングを使用して重みベクトルを求める（６１０）。この重みベクトルを記憶されている測定結果に適用し、各アンテナ・チャネルからの測定結果を単一チャネル６１２に変換する。次に、この単一チャネルを分析して、細かいタイミング６１４と目的の信号の周波数オフセット６１６を決定する。細かいタイミングと周波数の推定値を使用し、ビーム形成分析ウィンドウ内のデータに基づき、新しいより正確な重みベクトル６１８を求める。これにより、重みベクトルの質を高め、新しい重みベクトルを記憶されている測定結果に適用し、各アンテナ・チャネルからの測定結果を新しい単一チャネル６２０に変換し、受信した信号の品質をさらに高める。これまでの処理では、１２シンボル、つまり繰り返しコア・シーケンスの持続時間を法として時間遅延の測定を行うだけなので、タイミング情報を完全には決定できない。タイミング推定値は範囲｛０，．．．，１２｝内にある、つまり、都合のよいことにτおよびτ＋１２のシンボルの遅延によりこの時点の同じタイミング推定値が得られる。新しい重みベクトルを使用して、マーカ・シーケンス６２２を見つけることにより絶対タイミングを判別する。これにより、１２を法とするタイミングの曖昧性が解決される。
【００６５】
絶対タイミングが知られている場合、トレーニング・シーケンス全体を識別することができる。したがって、新しい重みベクトルの計算は、マーカ・シーケンス６２４を含むトレーニング・シーケンス全体を使用して実行することができる。このようにして再度求められた重みベクトルは、多数のサンプルを使用できるため、なおいっそう正確である。これを記憶されている測定結果に適用し、各アンテナ・チャネルからの測定結果を再度単一チャネル６２６に変換する。新しい単一チャネルを使用して、ＣＲバーストを復調し、読み取る（６２８）。再度判別された重みベクトルをさらに使用して、ＣＭ（構成メッセージ）バーストまたは他のトラフィックをユーザ端末６３０に送り返す。
【００６６】
この処理構造により、信号に対する完全なタイミングを決定せずに目的の信号を受信するのに使用できる正確なビーム形成器重みが求められる。ビーム形成器重みをさらに使用して、空間指向性と干渉および雑音抑制が適切なバーストを適切な対応するダウンリンク・スロットでユーザ端末に送り返すこともできる。
【００６７】
相対タイミングの粗サーチ
アレイ６０２の各アンテナでＣＲバーストを受信した後、信号が記憶されている（６０４）。システムは、記憶されている測定結果６０６に基づいて相対タイミングの判別に進むことができる。一実施形態では、このプロセスでは、共分散行列の計算とコレスキー分解を使用する。
【００６８】
ビーム形成分析ウィンドウ内にある測定結果については、シンボル・レートの１．５倍のレートで測定結果が収集されると仮定する。この実施形態では、ビーム形成分析ウィンドウは、持続時間４８シンボルまたはコア・シーケンスの４回の繰り返しまたは４周期である。次に、変数ｃｏｒｅＳｎａｐＰｏｉｎｔがビーム形成器分析ウィンドウ内にある最初のスナップショットを指しており、ｒ（ｔ）は（基地局時間に関して）ＣＲバーストが開始してから時間ｔ秒後に収集されたスナップショット（測定ベクトル）を表すと仮定する。共分散行列Ｒを次のようにして推定する。ただし、ＴＢＡＷはビーム形成分析ウィンドウの時間とする。
【数４】
2004515150.tif 000011
【００６９】
共分散行列Ｒを計算した後、Ｒ＝ＬＬＨとなるような行列Ｌを見つけることができる。
【００７０】
Ｌは、Ｒのコレスキー係数と呼ばれる。
【００７１】
一実施形態では、ビーム形成サーチ・ウィンドウの最初の１２シンボルにわたるコア・トレーニング・シーケンスの最初のシンボルの位置をサーチするのに、２／３シンボルのサーチ・ステップとともに最小二乗プロセッサを使用する。これにより、最初のシンボルの可能な１８個の位置、つまり１８個のハイパシシスが得られ、したがって１８の最小二乗（ＬＳ）誤差計算が実行される。ベクトルｃｏａｒｓｅＳｅａｒｃｈＧｒｉｄには２／３シンボル増分毎の遅延ハイパシシス値が含まれる（ここで使用している単位はシンボル周期である）。
ｃｏａｒｓｅＳｅａｒｃｈＧｒｉｄ＝［０，２／３，４／３，２，．．．，１１ １／３］、これは１８個のハイパシシスに対する遅延値を含む。
【００７２】
各遅延ハイパシシスｋ（１≦ｋ≦１８）について、以下の計算を実行する。
各ハイパシシスについて相互相関ベクトルｐｋを計算する。
【数５】
2004515150.tif 000012
【００７３】
ただし、ｒ（ｔ）は受信した信号サンプル、ｄ（ｔ）は目的の信号のサンプルである。目的の信号サンプルは、シンボル・レートの２４倍のレートで過剰サンプリングしたフィルタ・バンクで利用できると想定している。値τｋは、ｋ番目のハイパシシスに対して仮定されている遅延、つまり、τｋ＝ｃｏａｒｓｅＳｅａｒｃｈＧｒｉｄ（ｋ）である。
【００７４】
逆置換：結果ベクトルｐｋを適用し、Ｌを上述のコレスキー係数とし、各ハイパシシスｋについて仮ベクトルｘｋを解く。
Ｌｘｋ＝ｐｋ
【００７５】
次に、各ハイパシシスの最小二乗（ＬＳ）当てはめを計算する。
【数６】
2004515150.tif 000013
【００７６】
ビーム形成分析ウィンドウ内の目的の信号の周期性により、相互相関ベクトルの計算は次のよう修正できる。
【数７】
2004515150.tif 000014
ただし、Ｔ１は目的の信号の周期、つまり、
Ｔ１＝｛ｔ｜ｃｏｒｅＳｎａｐＰｏｉｎｔ≦ｔ＜ｃｏｒｅＳｎａｐＰｏｉｎｔ＋１２｝
【００７７】
したがって、相互相関ベクトルＰｋの上記の計算の費用は、コア・シーケンスがトレーニング・シーケンス内の繰り返し周期的シーケンスでなかった場合に掛ける数の１／４である。最後に、最小ＬＳ誤差ｆｋによるハイパシシスが選ばれる。図７を参照して説明している。
【００７８】
図７は、ＬＳ費用関数を縦軸７０２に、１８個のハイパシシスに対する時間遅延τの関数を横軸７０４に取ったグラフである。横軸の目盛りは、シンボル・レートの１．５倍のサンプリング・レートによるシンボル時間の２／３を単位とする。選択された最良の粗サーチ時間遅延推定値７０６が図７のτ＝４／３シンボルのところに示されている。遅延は、ＣＲバーストの到着が予想される、公称時間または１２を法とする時間に関して測定されることに留意されたい。この公称時間は、ｃｏｒｅＳｎａｐＰｏｉｎｔという名前が付けられている。ビーム形成分析ウィンドウ内のトレーニング・シーケンスの周期性に基づく相互相関ベクトルｐｋのこの簡略化された計算から、正規の相互相関計算と実質的に同じ精度が得られる。この簡略化された方式でトレーニング・シーケンスに不整合があっても、トレーニング・シーケンスの周期性のため、ビーム形成器の性能に対し最低限の影響しか及ぼさない。
【００７９】
フォローアップサーチ
相対的タイミング６０６の粗い判別を行ってからフォローアップ・タイミングサーチ６０８を実行することができる。このサーチには、１つ多くのＬＳ誤差計算が行われる。この計算の結果を粗サーチからの最良ＬＳ誤差と比較することができる。
【００８０】
粗サーチからのＬＳ誤差ベクトルｆｋは、循環バッファとして使われ、粗サーチからの最良位置（最小ＬＳ誤差を生じた）と次の最良ＬＳ誤差を生じたその近傍との間の範囲の中点を集中点とする。
【００８１】
粗サーチでは、次の２０次元ベクトルが形成されている。
ｕｐｄａｔｅｄＬＳＶａｌｕｅｓ＝［ｆ１８，ｆ１，ｆ２，ｆ３，ｆ４，．．．，ｆ１７，ｆ１８，ｆ１］
と
ｕｐｄａｔｅｄＣｏａｒｓｅＳｅａｒｃｈＧｒｉｄ＝［−２／３，０，２／３，４／３，３ １／３，４，．．．，１１ １／３，１２］
【００８２】
ｆ３＜ｆ２＜ｆ４であるためｆ３（τ＝４／３）（現在のリストの）のハイパシシスが粗サーチプロシージャ（図５に示されているような）によって選択されていると仮定する。フォローアップサーチプロシージャでは、ｆ２（τ＝２／３）およびｆ３（τ＝４／３）に対応する遅延の範囲の中点をなすのでＬＳ誤差をτ＝１について計算する。これは、図８にグラフで示されている。
【００８３】
図８は、時間領域を再びシンボル・レートの１．５倍のレートでサンプリングする１８のハイパシシス８０４の関数としてＬＳ費用関数８０２を示している。選択された最良のケースの粗サーチ時間遅延推定値８０６はτ＝４／３シンボルである。追加ハイパシシス検定の後に、最低の最小二乗誤差に対応するハイパシシス（それらのうち１９で）を再び選ぶ。この例では、τ０＝１はこれを遂行する遅延値８０８である。
【００８４】
ビーム形成重み
フォローアップ・サーチの後、シンボル周期６０８の１／３内に対して相対的タイミング遅延τを決定する場合、以下のようにして重みベクトルｗ０を再計算して目的の信号を抽出する。
【００８５】
最良ハイパシシスについて以下の相互相関ベクトルｐ０を使用する。
【数８】
2004515150.tif 000015
【００８６】
そして、対応する仮ベクトルｘ０を使用する。
Ｌｘ０＝ｐ０
【００８７】
以下の逆置換を解いて重みを計算することができる。
ＬＨｗ０＝ｐ０
【００８８】
すでにｆ（τ０）と求められている結果のＬＳ誤差により、以下のようになる。
【数９】
2004515150.tif 000016
【００８９】
ビーム形成オペレーションにより、ｇ（ｔ）という名前が付けられ、以下のように定義される単一チャネル測定が行われる。
ｇ（ｔ）＝ｗ０Ｈｒ（ｔ）
【００９０】
ビーム形成オペレーションの時間範囲はバースト全体である必要はないため、実際の計算は簡略化することができる。周波数推定（サーチ）はまだ実行されていないことに留意されたい。このため、サーチは単一次元、つまり時間遅延に絞られる。ビーム形成分析ウィンドウの持続時間、受信信号で予想される最高周波数偏差、およびビーム形成器の出力の目標ＳＮＲレベルのおかげで周波数サーチを回避できる。ビーム形成器分析ウィンドウが周波数オフセットを無視できるくらい十分短い場合、目的の信号不整合は性能を低下させるほど著しくはない。さらに、ＭＳＥビーム形成器（完全な共分散行列およびステアリング・ベクトルを認識する）を高レベルまで（５ｄＢ超）使用したとしてもＳＮＲを改善できないため、実際のビーム形成器は目的の信号の不完全さを認識しない（周波数オフセットなど）。周波数オフセットが存在することは、目標ＳＮＲが高いと重大な問題になり、大きな周波数オフセットを無視すると、ＳＮＲ性能は５ｄＢの出力ＳＮＲあたりで飽和することになる。しかし、これは、ＣＲバースト・ペイロードが０ｄＢと低いＳＮＲに耐えられる場合にはまだ問題にならない。さらに、周波数の単一チャネル推定およびその後の細かなタイミング調整により、少ない計算でこれらの問題を緩和することができる。
【００９１】
細かいタイミング推定器
粗サーチおよびフォローアップ・サーチにより、シンボル・レートの３倍の実効レートのタイミング遅延が得られる。タイミングの解決を改善してペイロードの復調を向上させることができる。最悪のタイミング・イベントで複数のシンボル間干渉が予想できる（タイミング誤差の１／６シンボル周期）。細かなタイミング６１４を推定するために、Ｏｅｒｄｅｒ−Ｍｅｙｒブラインド・タイミング推定器を使用できる。この推定器は、送信されたシンボルに関する情報を想定しないという点でブラインドである。したがって、周波数オフセット誤差に対して感受性がない。Ｏｅｒｄｅｒ−Ｍｅｙｒ推定器は次のように使用できる。
【００９２】
まず、補間フィルタを使用してｇ（ｔ）を（シンボル・レートの１．５倍から）シンボル・レートの３倍と補間し、出力ｇｉ（ｔ）を呼び出す。測定プロセスの持続時間は、４８＋１２＋８２＝１４４シンボル周期になり、これは、図５に示されているようにビーム形成分析ウィンドウ内の粗タイミング推定の右側で保証されている最大シンボル数である。それとは別に、これらのシンボルは、元々、３倍のレートでサンプリングできる。このような場合、粗サーチおよびフォローアップサーチで１つおきのサンプルのみを使用する。
【００９３】
次に補間された信号に記憶のない非線形性を与え、ｇｎ（ｔ）＝｜ｇｉ（ｔ）｜を得る。
【００９４】
絶対値非線形性により、シンボル・レートの倍数の倍音が発生する。多角形の当てはめにより非線形性を近似できる。例えば、ｚを複数とし、ｚ＝ｚｒ＋ｊＺｉと表すと、｜ｚ｜≒ｍａｘ（｜ｚｒ｜，｜ｚｉ｜）＋０．３４×ｍｉｎ（｜ｚｒ｜，｜ｚｉ｜）である。このシンボル・レートでの複素正弦波のゼロ交差は、３点ＤＦＴを使用して求められ、この位置はシンボル・トランスミッション・インスタントと呼ばれる。最後に、周期的トレーニング・シーケンスの最初のシンボルの位置としてフォローアップ・サーチにより識別された位置に最も近いシンボル・トランスミッション・インスタントが見つけられる。
【００９５】
Ｏｅｒｄｅｒ−Ｍｅｙｒタイミング推定器を使用して得た閉形式推定値はτｆｉｎｅと呼ばれる。この推定値が範囲（０，１２）の中にない場合、１２を加算または１２を引いてこの範囲にマッピングする。
【００９６】
粗周波数推定器
細かなタイミングを６１４で得た後、分析ウィンドウで目的の信号とともに測定結果を使用して、相互相関関数を計算し、粗周波数推定値６１６を相互相関関数のピークとして判別する。話を簡単にするため、この分析は、（細かなタイミング・サーチに使用する３倍レートの代わりに）１．５倍の過剰サンプリング・レートで行うが、ただし、他のさまざまなサンプリング・レートを使用することもできる。特に、ｍ番目の周波数ハイパシシスについては、関数ｆｒｅｑＭａｔｃｈ（ｍ）は以下のように計算される。
【数１０】
2004515150.tif 000017
【００９７】
ｆｒｅｑＭａｔｃｈ（ｍ）を最大にする周波数候補を周波数推定値ｆｃｏａｒｓｅとして選択する。周波数候補（ｆｍ’ｓ）は以下の集合に含まれる。
｛−２８００，−２０００，−１２００，−４００，４００，１２００，２０００，２８００｝
【００９８】
それとは別に、実行できるハイパシシス検定を増減できるので周波数不確定性を考慮できる。
【００９９】
より正確なビーム形成
周波数およびタイミング推定値τｆｉｎｅ、ｆｃｏａｒｓｅを使用することで、改善された重みベクトルｗｆｉｎａｌを判別し（６１８）、見つかったコア・シーケンスに適用して、目的のバーストＳ＾（ｔ）の推定値を求めることができる。（訳注：＾は、下記の式のようにその前の文字の上に付く。）
【数１１】
2004515150.tif 000018
【０１００】
より正確な重みベクトルは、ｄ（ｔ＋τｆｉｎｅ）ｅｘｐ（ｊ２πｆｆｉｎｅｔ）をＬＳ誤差計算の目的の信号として採用することにより求められる。しかし、対応するＬＳ誤差がフォローアップ・サーチ・ベースのＬＳ誤差ｆ０よりも大きい場合、細かなタイミングおよび周波数推定値は除去され、推定値はτｆｉｎｅ＝τ０、ｆｃｏａｒｓｅ＝０に設定され、ｗｆｉｎａｌ＝ｗ０となる。
【０１０１】
さらに、高いコピー後ＳＮＲレベルでＳＮＲの結果を改善するために、ｔ∈ＴＢＡＷについて多チャネル測定へのＬＳ当てはめを使用して位置ｆｃｏａｒｓｅ＋［−８００，０，８００］の詳細周波数推定値に対しサーチを実行できる。このようなサーチを取り入れて、ＣＲバースト復調器の周波数推定性能を高めることができる。
【０１０２】
絶対タイミング回復
相対的タイミングとは反対に、絶対タイミングを判別する前により正確な重みベクトルを適用し、各アンテナから記憶されている測定結果を単一チャネル測定６２０に変換する。このデータのみが確実にコア・シーケンスの周期のみで構成されるため、この変換はまだビーム形成分析ウィンドウでデータを使用して実行される。絶対遅延を決定する適切なプロシージャ６２２を以下のように実装できる。１２を法とする時間遅延推定がτで、ｇ（ｔ）は目的のＣＲバーストを抽出するビーム形成器の出力を表す（上述のようにｇ（ｔ）は単一チャネル測定である）と仮定する。まず、５つの遅延ハイパシシスのそれぞれについて連結されたシーケンス［Ｐ９，Ｍ］（図５を参照）の候補開始位置を決定する。例えば、絶対遅延がτに等しい場合、シーケンス［Ｐ９，Ｍ］はビーム形成器分析ウィンドウの左枠からτ＋３６シンボルのところから開始する。絶対遅延がτ＋４８に等しいと仮定するハイパシシスについて、シーケンス［Ｐ９，Ｍ］は分析ウィンドウの左枠からτ＋８４シンボルのところから開始する。
【０１０３】
より具体的には、Ｔｋはｋ番目のハイパシシスの開始時刻を表す、つまりｋ＝０，１，２，３，４についてＴｋ＝τ＋３６＋（１２×ｋ）であると仮定する。ｖｋが２４シンボルの持続時間（２周期）の間にＴｋから開始する間隔に対応するｇ（ｔ）のサンプルを表すとする。各ハイパシシスについて、以下のように計算する。
ｈ（ｋ）＝｜ｖｋ［ｘ，−ｘ］Ｈ｜２
【０１０４】
最大のｈ（ｋ）が得られるハイパシシスを選ぶ。
【０１０５】
ハイパシシスｋ０を選択すると仮定する。次に、絶対タイミング推定値をτ＋（ｋ０×１２）と求める。
【０１０６】
［ｘ，ｍ］と［ｘ，ｘ］が直交するという性質から、目的のベクトル［ｘ，ｍ］の真の位置に応じてＳＮＲが変化する５値パルス位置変調（ＰＰＭ）の復調問題がある。例えば、実際の遅延が１周期未満の場合、目的のＣＲバーストのペイロード部分はハイパシシス検定１，２，３，４に対する雑音として現れる。その一方で、実際の遅延が、例えば２０シンボルであれば、［ｘ，ｍ］と［ｘ，ｘ］が直交するためＣＲバースト・ペイロード・シンボルは、雑音としてｋ＝０であるハイパシシスの検定に寄与しないが、ｋ＝２，３，４についてｈ（ｋ）の雑音成分に寄与する。この遅延条件により、ビーム形成分析ウィンドウは以下の４８シンボルを受け取る。
ｘ５，ｘ６，ｘ７，ｘ８，ｘ９，ｘ１０，ｘ１１，ｘ１２，ｘ１，ｘ２，ｘ３，ｘ４，．．．ｘ５，ｘ６，ｘ７，ｘ８，ｘ９，ｘ１０，ｘ１１，ｘ１２，ｘ１，ｘ２，ｘ３，ｘ４，
【０１０７】
このストリームで、最初と最後の１２シンボルが書き出される。空間処理サーチで、最初の出現ｘ１を８シンボルの遅延で発見する。次のステップで、絶対遅延が８、２０、３２、４４、５６シンボルかどうかを判別する。これを判別するために、ビーム形成分析ウィンドウの後の測定を重視する。２０シンボルの遅延で、次の４０シンボルは以下のとおりである。
ｘ５，ｘ６，ｘ７，ｘ８，ｘ９，ｘ１０，ｘ１１，ｘ１２，ｘ１，ｘ２，ｘ３，ｘ４，ｘ５，ｘ６，ｘ７，ｘ８，ｘ９，ｘ１０，ｘ１１，ｘ１２，−ｘ１，−ｘ２，−ｘ３，−ｘ４，−ｘ５，−ｘ６，−ｘ７，−ｘ８，−ｘ９，−ｘ１０，−ｘ１１，−ｘ１２，ｄ１，ｄ２，ｄ３，ｄ４，ｄ５，ｄ６，ｄ７，ｄ８
ただし、ｄｉは不明なｉ番目のペイロード・シンボルを示す。そのため、ｖ０＝［ｘ，ｘ］およびｖ１＝［ｘ，−ｘ］であり、ｈ（０）＝０かつｈ（１）＝２４２である。したがって、絶対遅延が１２よりも大きい場合、目的の信号は決定変数ｈ（０）に寄与しない。他方、ｖ２＝［−ｘ１，−ｘ２，．．．，−ｘ１２，ｄ１，ｄ２，．．．，ｄ１２］は必ずしも０に等しくない。ｖ２の最初の半分はマーカ・シーケンスに等しく、以下の結果が得られる。
ｈ（２）＝｜−１２−［ｄ１，ｄ２，．．．，ｄ１２］ｘＨ｜２
【０１０８】
これは以下と著しく異なる。
ｈ（３）＝｜［ｄ１，ｄ２，．．．，ｄ１２］ｘＨ−［ｄ１３，ｄ１４，．．．，ｄ２４］ｘＨ｜２
【０１０９】
ｈ（２）は、マグニチュード・オペレータの内側にコヒーレンス項（−１２）があるため平均してｈ（３）よりも高いことが予想され、それが存在するので、測定雑音が存在する中で正しいハイパシシス決定値（ｈ（０））に対し著しい競合が生じる。したがって、＋１２に等しい絶対遅延誤差が遅延推定誤差の他の値を決定することになるであろう。自己雑音問題をなくす方法として、マーカ・シーケンスをバーストの先頭に挿入し、連結されたシーケンス［−ｘ，ｘ］をサーチする方法がある。このような設計では、自己雑音はランプアップ・シンボルが存在する場合のみ存在するが、これは、ｈ（ｋ）のうちの１つのみにおける雑音成分に影響を及ぼす。シーケンスの順序付けに対する他の修正は、特定の応用に適している可能性もある。
【０１１０】
上述のように、残りの作業はマーカ・シーケンスを見つけることである。これは、ｖｋが周期スリップ０，１，２，３，４を示す５つのハイパシシス位置のすべてに対応するシーケンス［ｘ，−ｘ］の１．５倍の過剰サンプル版による相互相関オペレーションに基づいて実行できる。
【０１１１】
細かなタイミング推定τｆｉｎｅを使用して、ｃｏｒｅＳｎａｐＰｏｉｎｔ＋τｆｉｎｅに最も近い最終ビーム形成器出力サンプル（ｔｃで到着する）の時刻を決定する。τｃでｔｃの選択した測定と実際のタイミング位置の位置との時間差を表す。
τｃ＝τｃ−ｃｏｒｅＳｎａｐＰｏｉｎｔ−τｆｉｎｅ
【０１１２】
ｋ番目のハイパシシス（ｋ＝０，１，２，３，４）の先頭は時刻Ｔｋ＝ｃｏｒｅＳｎａｐＰｏｉｎｔ＋τｆｉｎｅの数倍になることに注意されたい。したがって、ｋ番目のハイパシシスの相互相関について検定するベクトルｖｋは以下の形式を取る。
【数１２】
2004515150.tif 000019
ただし、３６個のエントリからなるベクトルである。
【０１１３】
ｖｋは、目的の信号ｄと相互相関があり、トレーニング波形およびタイミング差τｃに関する情報から形成される。
ｄ＝［ｓｄ（ｃｏｒｅＳｎａｐＰｏｉｎｔ＋τｃ＋１２×３），ｓｄ（ｃｏｒｅＳｎａｐＰｏｉｎｔ＋τｃ＋１２×３＋２／３），
．．．，ｓｄ（ｃｏｒｅＳｎａｐＰｏｉｎｔ＋τｃ＋１２×３＋３５×２／３）］
ただし、ｓｄ（ｔ）は、目的の信号のトレーニング波形である。
【０１１４】
各ハイパシシスの大きさ平方相互相関を以下のようにして計算する。
ｈ（ｋ）＝｜ｖｋｄＨ｜２
【０１１５】
ｋ０で最大のｈ（ｋ）のインデックスを表すものとする。次に、絶対タイミングを以下のように求める。
τａｂｓ＝τｆｉｎｅ＋（ｋ０×１２）
【０１１６】
値は、トレーニング・シーケンスの周期が１２シンボルである上記の式の中のシンボル持続時間に関するものである。
【０１１７】
それとは別に、絶対タイミング回復でシンボル間隔サンプリングを使用することができる。これにより、直交性が失われる１．５倍の測定結果で生じる不整合をなくすことができる。シンボル間隔サンプリングを使用する場合、このオペレーションには長さ２４の相互相関を５回必要とし、また相互相関の平方した大きさを比較する。
【０１１８】
絶対タイミング回復６２２の後に、トレーニング・シーケンス全体を使用して、タイミングおよび周波数推定値を改善し、これらの推定値を使用して、トレーニング・シーケンス持続時間全体にわたってビーム形成の１つまたは複数の段階を実行できる。これにより、空間処理で使用するシンボルの数を４８シンボルから１２０シンボルに増やし、計算の複雑さと引き換えに性能を改善することができる。ビーム形成では、まず、完全トレーニング・シーケンス６２６を使用してなおいっそう正確な重みベクトルを決定し、この重みベクトルを適用して、アンテナ・チャネルごとに記憶されている測定結果を単一チャネル測定結果６２８に変換する必要がある。そうするために、新しい共分散行列を計算し、その結果に応じて別にコレスキー因子分解を実行しなければならない。ＣＲバースト全体にこの変換を適用して、ＣＲバーストを単一チャネル６２８として復調することができる。それとは別に、絶対タイミングを適用して、ＣＲバーストの始まりと終わりを決定し、既存の重みベクトルおよび周波数推定値を使用して信号を復調することができる。この選択は、特定のシステムの要求条件とチャネルの条件により異なる。タイミングおよび重みベクトルを決定したら、この重みベクトルを使用してトラフィックをＣＲバーストの送信元リモートに送り返す（６３０）。
【０１１９】
一般的な事項
本発明を利用すると、ビーム形成を実行するために絶対タイミング情報を取得する必要がなくなる。目標をトレーニング・シーケンスの周期性を利用して、総時間遅延曖昧性範囲よりも小さいトレーニング・シーケンスの周期を法として、目的の信号で生じた時間遅延を推定する。完全には同期していないアップリンク・メッセージを基地局で受信する能力が向上する。
【０１２０】
トレーニング・ベースの干渉キャンセル法を使用して、このようなバーストの信号品質を高めることができる。しかし、トレーニング・シーケンスを着信信号と揃える必要があり、したがって、その結果のサーチ・プロセスでは所定の分解能であらゆる可能な遅延をテストする必要がある。遅延の曖昧さが増大すると、このハイパシシス検定プロセスのコストは計算資源とともに次第に高くなる。
【０１２１】
周期的トレーニング・シーケンスを使用すると、完全なタイミング情報を決定するためにハイパシシス検定の後にタイミング取得シーケンスを続ける労力が軽減される。周期的シーケンスにより、タイミングの曖昧さがトレーニング・シーケンスの周期の範囲内に抑えられ、ハイパシシス検定作業の処理に資源を利用できるようにこの周期を小さく取ることができる。例えば、遅延に関係なく、サーチ・ウィンドウ内で周期的トレーニング・シーケンスを観測できるとすれば、予想される遅延が５０シンボルであってトレーニング・シーケンスの周期が１０シンボルの場合、１シンボル分の分解能で、５０個ではなく１０個のハイパシシスを検定することができる。さらに、相互相関を伴うサーチオペレーションは、サーチ・ウィンドウ内の周期の数だけ簡素化することができ、サーチ・ウィンドウに５周期分のトレーニング・シーケンス（１０による周期）が含まれるとすれば、相互相関を５倍簡素化できる。
【０１２２】
タイミングのハイパシシスの検証後、スキップした繰り返しコア・シーケンスの周期の数だけ決定する必要がある。この作業をさらに正確に実行するために、上記のサーチプロシージャ結果を使用して複数のチャネル測定結果（得られている場合）を単一のチャネル測定結果に変換する。その後、バーストの先頭にあるタイミング取得シーケンスを見つけ、欠損していた周期の数を求める。すると、前の例では、ビーム形成分析ウィンドウ内で周期｛０，１，２，３，４｝のみ欠けていた可能性がある。そこで、サーチを５回実行することができ、このサーチを多チャネル測定ではなく単一チャネル測定で実行する。
【０１２３】
本発明を利用すると、範囲に応じてユーザ端末で生じると思われる可能なすべての遅延に対する場合によっては多チャネルのデータに関するサーチを行うことに伴う高いコストを避けることができる。バースト構造および周期的トレーニング・シーケンスにより、信号の到着時間のサーチが容易になり、またトレーニング・シーケンスの周期性によりさらに、計算のコストが低減される。
【０１２４】
以上の説明では、説明のため本発明を完全に理解できるように多数の具体的内容を述べている。ただし、当業者であれば、こうした具体的内容がなくても本発明を実践できることは明白であろう。他の場合には、よく知られている構造およびデバイスがブロック図形式で示されている。
【０１２５】
本発明にはさまざまなステップが含まれる。本発明のステップは、図１および２に示されているようなハードウェア・コンポーネントによって実行することも、またマシン実行可能な命令で実現することもでき、これらの命令で汎用または専用のプロセッサまたは論理回路をプログラムしてこれらのステップを実行することができる。それとは別に、これらのステップは、ハードウェアとソフトウエアの併用により実行することもできる。これらのステップは、基地局またはユーザ端末のいずれかより実行するものとして説明されている。しかし、基地局により実行されると説明されているステップは、ユーザ端末で実行でき、またその逆も可能である。本発明は、基地局、ユーザ端末、遠隔端末、または加入者局として指定せずに互いに端末が通信するシステムに等しく応用することができる。
【０１２６】
本発明は、本発明に従ってプロセスを実行するようにコンピュータ（またはその他の電子デバイス）をプログラムするために使用できる命令が格納されているマシン読み取り可能媒体を備えるコンピュータ・プログラム製品として実現することができる。マシン読み取り可能媒体としては、フロッピー（登録商標）・ディスク、光ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、および光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＲＡＭ、ＥＰＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭ、磁気または光カード、フラッシュ・メモリ、または電子命令を格納するのに適しているその他の種類の媒体／機械読み取り可能媒体などがある。さらに、本発明は、コンピュータ・プログラム製品としてダウンロードすることもでき、その場合、プログラムは通信リンク（例えば、モデムまたはネットワーク接続）を介して搬送波またはその他の伝搬媒体で実現されているデータ信号を使用してリモート・コンピュータから要求側コンピュータに転送される。
【０１２７】
重要なのは、本発明は、携帯電話機のワイヤレス・インターネット・データ・システムを背景に説明してきたが、データ交換が行われるさまざまな種類のワイヤレス・システムに応用できるという点である。このようなシステムとしては、音声システム、ビデオ・システム、音楽システム、放送システム、およびその外部接続を行わない他の種類のデータ・システムがある。本発明は、固定された遠隔端末に応用できるだけでなく、移動性の低い端末、移動性の高い端末にも応用できる。これらの方法の多くは、最も基本的な形で説明されているが、ステップをこれらの方法に追加したり削除したり、情報を説明したメッセージに追加したり取り去ったりすることができ、しかも本発明の基本的な範囲を逸脱することはない。当業者であれば、数多くの他の修正および改造を加えられることを理解するであろう。特定の実施形態は、本発明を制限するためではなく、説明するため提示されている。本発明の範囲は、上記の特定の例で決定されず、特許請求の範囲でのみ決まる。
【図面の簡単な説明】
【図１】
本発明の一実施形態を実装できる基地局の簡略化されたブロック図である。
【図２】
本発明の一実施形態を実装できる遠隔端末のブロック図である。
【図３】
ブロードキャスト・チャネルＢＣＨバーストの例を示す図である。
【図４】
構成要求ＣＲバーストの例を示す図である。
【図５】
本発明によるトレーニング・シーケンスの例を示す図である。
【図６】
本発明のいくつかの態様の実装の流れ図である。
【図７】
最小二乗誤差関連のタイミングに関するサーチのグラフである。
【図８】
最小二乗誤差関連のタイミングに関するフォローアップ・サーチのグラフである。
【図１】
2004515150.tif 000020
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
2004515150.tif 000027
【国際公開パンフレット】
2004515150.tif 000028
2004515150.tif 000029
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【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
2004515150.tif 000074
2004515150.tif 000075
【国際調査報告】
2004515150.tif 000076
2004515150.tif 000077
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