(57)【要約】送信器（１０）から受信器（２０）へマルチキャリア信号を送信するための伝送システムが説明される。レシーバ（２０）は、受信されたマルチキャリア信号に含まれる可能性があるインターキャリア干渉を除去するためのイコライザ（２４）を有する。好適にはＭＭＳＥイコライザであるイコライザ（２４）は、受信シンボル（２３）のベクトルから推定シンボル（２５）のベクトルを導くための低減された複雑性のフィルタを有する。低減された複雑性のフィルタは、逆行列の近似と受信シンボル（２３）のベクトルとの乗算を有する。前記逆行列の近似は、好適には１次近似である。
2004519898.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信器から受信器へマルチキャリア信号を送信する伝送システムにおいて、前記受信器は、受信されたマルチキャリア信号に含まれるキャリア間干渉を除去するためのイコライザを有し、前記イコライザは、受信シンボルのベクトルから推定シンボルのベクトルを導くための低減された複雑性のフィルタを有する、システム。
【請求項２】
請求項１に記載の伝送システムにおいて、前記イコライザはＭＭＳＥイコライザであるシステム。
【請求項３】
請求項１又は２に記載の伝送システムにおいて、前記低減された複雑性のフィルタは、逆行列Ｒ−１の近似と受信シンボルの前記ベクトルとの乗算を有する、システム。
【請求項４】
請求項３に記載の伝送システムにおいて、前記逆行列Ｒ−１の前記近似は１次近似であるシステム。
【請求項５】
送信器からマルチキャリア信号を受信する受信器において、当該受信器は、受信されたマルチキャリア信号に含まれるキャリア間干渉を除去するためのイコライザを有し、前記イコライザは、受信シンボルのベクトルから推定シンボルのベクトルを導くための低減された複雑性のフィルタを有する、受信器。
【請求項６】
請求項５に記載の受信器において、前記イコライザはＭＭＳＥイコライザである受信器。
【請求項７】
請求項５又は６に記載の受信器において、前記低減された複雑性のフィルタは、逆行列Ｒ−１の近似と受信シンボルの前記ベクトルとの乗算を有する、受信器。
【請求項８】
請求項７に記載の受信器において、前記逆行列Ｒ−１の前記近似は１次近似である受信器。
【請求項９】
マルチキャリア信号に含まれるキャリア間干渉を除去するためのイコライザであって、受信シンボルのベクトルから推定シンボルのベクトルを導くための低減された複雑性のフィルタを有するイコライザ。
【請求項１０】
請求項９に記載のイコライザにおいて、当該イコライザはＭＭＳＥイコライザであるイコライザ。
【請求項１１】
請求項９又は１０に記載のイコライザにおいて、前記低減された複雑性のフィルタは、逆行列Ｒ−１の近似と受信シンボルの前記ベクトルとの乗算を有する、イコライザ。
【請求項１２】
請求項１１に記載のイコライザにおいて、前記逆行列Ｒ−１の前記近似は１次近似であるイコライザ。
【請求項１３】
マルチキャリア信号に含まれるインターキャリア干渉をキャンセルする方法において、推定シンボルのベクトルを導くために、受信シンボルのベクトルを低減された複雑性のフィルタでフィルタリングするステップを有する方法。
【請求項１４】
請求項１３に記載の方法において、前記低減された複雑性のフィルタは、逆行列Ｒ−１の近似と受信シンボルの前記ベクトルとの乗算を有する、方法。
【請求項１５】
請求項１４に記載の方法において、前記逆行列Ｒ−１の前記近似は１次近似である方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、マルチキャリア信号を送信器から受信器へ送信する伝送システムに関する。
【０００２】
本発明は、更に、マルチキャリア信号を送信器から受信する受信器、マルチキャリア信号に含まれるキャリア間干渉を除去するイコライザ、及び、マルチキャリア信号に含まれるキャリア間干渉を除去する方法に関する。
【０００３】
【従来の技術】
ＯＦＤＭ及びＭＣ−ＣＤＭＡ等のマルチキャリア信号変調方法が出現してからしばらく時間が経過している。ＯＦＤＭ即ち直交周波数分割多重は、複数のユーザシンボルが異なったサブキャリアを用いて並行して送信される、１９７０年代に考案された変調方法である。これらのサブキャリアは、重複した（ｓｉｎｃ型の）スペクトラムを有するが、信号波形は直交である。ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ又はＭＳＫ等の変調方法と比較して、ＯＦＤＭは、比較的長い継続時間を有するが狭い帯域幅を有するシンボルを送信する。ほとんどの場合、ＯＦＤＭシステムは、各サブキャリアが、周波数が平坦なフェージングを経験するのに充分なほど帯域幅が小さくなるように設計される。これは、サブキャリアが、（適度に）周波数選択的であるが時間に対して不変であるチャネルで受信されたときに直交のままであることを保証する。ＯＦＤＭ信号がこのようなチャネルを通じて受信される場合、各サブキャリアは異なった減衰を経験するが、分散は経験しない。
【０００４】
ＯＦＤＭの上述の特性は、タップ付き遅延線イコライザの必要性を回避し、幾つかの規格（デジタル音声放送（ＤＡＢ）、デジタルビデオ放送規格（ＤＶＢ）の一部であるデジタル地上波放送（ＤＴＴＢ）、及び、より最近ではワイヤレスローカルエリアネットワーク規格ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２等）においてＯＦＤＭ変調方法を用いることに対する主要な動機であった。特にＤＡＢ及びＤＴＴＢアプリケーションにおいては、周波数及び時間分散の両方について不利なチャネル状況下での移動受信が予測されている。テレビジョンの移動受信は、これまでは大きな市場であると考えられていなかった。それでもなお、ＤＶＢシステムは、移動マルチメディア及びインターネットサービスのための高速配信機構になることが有望である。ＩＦＡ’９９の民生用電子機器見本市において、Ｎｏｋｉａ， Ｄｅｕｔｓｃｈｅ Ｔｅｌｅｃｏｍ及びＺＤＦの共同事業体が、ＧＳＭリターンチャンネルを用いたＯＦＤＭ ＤＶＢリンク上での移動ウェブブラウジング、電子メールアクセス及びテレビジョン視聴の、デモンストレーションを行った。８ｋのＯＦＤＭサブキャリアによって、ＤＶＢ放送の受信は、最高５０ｍｐｈの車両速度において適切に機能した。移動受信、即ち、ドップラースプレッド及び対応する時間分散を伴うチャネル上での受信は、特にはＯＦＤＭシステムに関連した、一般にはマルチキャリア伝送システムに関連した、問題の１つとして残っている。ＯＦＤＭの周波数選択に対する堅牢性は利点として見られる一方で、チャネルの時間変動の特徴はシステムの性能を制限すると知られている。時間変動は、ＯＦＤＭサブキャリア波形の直交性を破壊すると知られている。このような場合、１つのサブキャリアからの信号成分が他の（ほとんどの場合隣の）サブキャリアに干渉を引き起こすので、キャリア間干渉（ＩＣＩ、チャンネル間干渉又はＦＦＴリーク（ＦＦＴ ｌｅａｋａｇｅ）とも呼ばれる）が発生する。
【０００５】
１９９９年１月のＩＥＥＥ
ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ， Ｖｏｌ． ４７， Ｎｏ． １のページ２７〜３２の論文「Ａｎ Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ ｆｏｒ Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍｓ ｉｎ Ｔｉｍｅ−Ｖａｒｉａｎｔ Ｍｕｌｔｉｐａｔｈ Ｃｈａｎｎｅｌｓ」において、マルチキャリア伝送システムが開示されている。この既知の伝送システムにおいて、ＩＣＩは、イコライザによってレシーバ中で除去される（即ち、受信されたマルチキャリアシグナルから検出されて除去される）。このイコライザは、受信されたシンボル（受信シンボル）のベクトルから推定されたシンボル（推定シンボル）のベクトルを導くデジタルフィルタを有する。既知の伝送システムのフィルタは比較的複雑である、即ち、フィルタを実現するためには比較的多くの演算が必要である。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は、計算負荷が大いに低減される前文に記載の伝送システムを提供することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
この目的は、本発明による伝送システムにおいて達成され、当該伝送システムは、送信器から受信器へマルチキャリア信号を送信するように構成されており、前記受信器は、受信されたマルチキャリア信号に含まれるキャリア間干渉を除去するためのイコライザを有し、前記イコライザは、受信シンボルのベクトルから推定シンボルのベクトルを導くための低減された複雑性のフィルタを有する。本発明は、フィルタの複雑性は、ＩＣＩ除去手順に大きな影響を及ぼすことなく大いに低減されることができるという認識に基づく。
【０００８】
本発明による伝送システムの１つの実施例において、イコライザは、信号対干渉雑音比（ＳＩＮＲ）が最大にされるように各サブキャリアの送信されたシンボルを抽出する線形フィルタであるＭＭＳＥイコライザである。
【０００９】
本発明による伝送システムの他の実施例において、低減された複雑性のフィルタは、逆行列Ｒ−１の近似と受信シンボルのベクトルとの乗算を有する。推定シンボルのベクトルに到達するのに、フィルタは、受信シンボルのベクトルを逆Ｎ×Ｎ行列（Ｎはサブキャリアの数）で乗算しなければならない。これは、主に、Ｎに対して３乗の複雑性を有する行列反転のため、既知の伝送システムにおいて大きな計算負荷を生じさせる。低減された複雑性のフィルタは、例えば逆行列Ｒ−１を近似することによってより効率的な態様で行列反転を実行することにより、実現されることができる。コンピュータシミュレーションは、逆行列Ｒ−１の１次近似が既に良い結果を与えることを示している。
【００１０】
【発明の実施の形態】
本発明の上記の目的及び特徴は、添付の図面を参照した好適な実施例の以下の説明によってより明らかになる。
【００１１】
本発明は、簡単で信頼性の高いチャネル表示の開発に基づくものである。マルチキャリア伝送システム、例えば間隔ｆｓのＮのサブキャリアを有するＯＦＤＭ又はＭＣ−ＣＤＭＡ伝送システムを考える。各サブキャリアは、巡回拡大を含めて（１／ｆｓ）を超える有限長さの方形の包絡線を有する。ｓ＝［ｓ１，．．．，ｓＮ］ＴがＮの送信されたシンボルのベクトルであるとすると、送信された連続時間ベースバンド信号は、以下のように書くことができる。
【数１】
2004519898.tif 000003
【００１２】
周波数選択的時間変動加法的白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）の場合、受信された連続時間信号は、以下のように書くことができる。
【数２】
2004519898.tif 000004
ここで、係数Ｈｋ（ｔ）はｋ番目のサブキャリアにおける時間変動応答を表し（１≦ｋ≦Ｎ）、ｎ（ｔ）は信号帯域幅内のＡＧＷＮである。チャネルはゆっくり変動するため、１つのデータブロックの継続時間内には１次変動しか考慮することができない、と仮定する。言い換えると、全Ｈｋ（ｔ）は、
【数３】
2004519898.tif 000005
により正確に近似されると仮定する。ここで、Ｈｋ’ （ｔ）は、Ｈｋ（ｔ）の１次導関数であり、ｔｒは受信されたデータブロック内の参照時間である。時間変動チャネルＨｋ（ｔ）は、粗い周波数同期化の後に残留周波数オフセットも考慮してもよいということに注意されたい。
【００１３】
受信されたベースバンド信号は、サンプリングオフセットｔ０及びレートＮｆｓでサンプリングされ、それに続くＮのサンプルのブロック［ｙ（ｔ０），ｙ（ｔ０＋Ｔ），．．．，ｙ（ｔ０＋（Ｎ−１）Ｔ）］（ここでＴ＝１／Ｎｆｓ）は、大きさＮの高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を受ける。ｙ＝［ｙ１，．．．，ｙＮ］ＴをＮのＦＦＴサンプルのベクトルとすると、
【数４】
2004519898.tif 000006
となる。式（２）を式（４）に置換した後に近似（３）を用いることにより、
【数５】
2004519898.tif 000007
【数６】
2004519898.tif 000008
【数７】
2004519898.tif 000009
が得られ、ここで、ｎｋは、１≦ｋ≦Ｎについて、ある分散量σ２を有するＡＷＧＮのサンプルである。結果式（５）をクローズ行列形式（ｃｌｏｓｅ ｍａｔｒｉｘ ｆｏｒｍ）で書き直すと便利である。このため、対角行列Ａ＝ｄｉａｇ｛ａ１，．．．，ａＮ｝、Ｄ＝ｄｉａｇ｛ｄ１，．．．ｄＮ｝及びＮ×Ｎ行列
【数８】
2004519898.tif 000010
を定義する。この表記により、式（５）は
【数９】
2004519898.tif 000011
と等価になる。ここでｎ＝［ｎ１，．．．，ｎＮ］ＴはＡＷＧＮのＮ×１ベクトルである。チャネルモデル（９）において、チャネルの影響は、Ｎのパラメータａ＝［ａ１，．．．，ａＮ］Ｔ及びｄ＝［ｄ１，．．．，ｄＮ］Ｔの２つの組により表される。
【数１０】
2004519898.tif 000012
であり、それ故、１≦ｋ≦Ｎについて、係数ａｋはサンプリングフェーズｅｘｐ（ｉ２πｆｓｌｔ０）により回転されたチャネル周波数応答の複素振幅に等しいことに注意されたい。同様に、１≦ｋ≦Ｎについて、係数ｄｋは、サンプリング周期Ｔによりスケーリングされ同じサンプリングフェーズｅｘｐ（ｉ２πｆｓｌｔ０）により回転されたチャネル周波数応答の複素振幅の時間領域導関数に等しい。
【００１４】
キャリア間干渉は、チャネル応答が時間によって変動するときに起こることに注意されたい（即ち
【数１１】
2004519898.tif 000013
）。この干渉は、ベクトルｄ及び固定Ｎ×ＮマトリックスＸによって定義される。式（８）により、後者の行列はテプリッツ・エルミート行列であり、
【数１２】
2004519898.tif 000014
であることが容易に分かる。
【００１５】
この文書において後に、ａを振幅（のベクトル）、ｄを導関数（のベクトル）、Ｘをリーク（ｌｅａｋａｇｅ）行列と呼ぶ。
【００１６】
受信された信号を処理するのに、チャネルパラメータａ及びｄの組が推定されるべきである。これら２Ｎのスカラーパラメータの推定の精度は、チャネルの統計的特性が用いられると向上させられることができる。まず最初に、チャネル変化が充分に遅く、Ｈｋ’（ｔ）がシンボルの継続時間内には実質的に変化しないと仮定する。この場合、式（６）及び式（７）を以下のように書き直すことができる。
【数１３】
2004519898.tif 000015
【００１７】
数量ａ，ｄと伝播チャネルの物理パラメータとの間の関係、即ち、そのＫの伝播遅延｛τ０，．．．，τＫ｝、対応するドップラー偏移｛ｆ０，．．．，ｆＫ｝及び複素振幅｛ｈ０，．．．ｈＫ｝の組を分析する。チャネル周波数応答の統計的特性は相対的な遅延及びドップラー偏移に依存し、群遅延及び／又はドップラー偏移はｈｋの回転を生じ（１≦ｋ≦Ｋ）、これらの回転は時間及びキャリア同期化／トラッキングにより扱われることに注意されたい。それ故、一般性を失うことなくτ０＝０且つｆ０＝０と仮定することができる。ここで、チャネル周波数応答Ｈｌ及びその導関数Ｈｌ’は以下のように書くことができる。
【数１４】
2004519898.tif 000016
【００１８】
式（１０）及び式（１１）の関係は、振幅ａ及び導関数ｄの統計的特性を導出するのに容易に用いることができる。伝播経路の数が充分に大きいとき（理想的にはＫ＞＞Ｎ）、係数の組｛Ｈｌ（ｔ）， Ｈｌ’（ｔ）｝１≦ｌ≦Ｎは、同時ガウス分布していると考えることができる。更に、組｛Ｈｌ（ｔ）｝１≦ｌ≦Ｎ及び｛Ｈｌ’（ｔ）｝１≦ｌ≦Ｎは、組｛ｈｋ｝１≦ｋ≦Ｋ及び｛ｆｋ｝１≦ｋ≦Ｋが統計的に独立でありドップラースペクトラムが対称形であるとき、互いに相関していないと示すことができる。この場合、ベクトルａ及びｄは、ゼロ平均共分散行列の統計的に独立な多変量ガウス分布であると仮定することができる。
【数１５】
2004519898.tif 000017
ここでＥ｛．｝は数学的期待値演算子であり、Ｃａ，ＣｄはＮ×Ｎエルミート非負定値行列である。
【００１９】
Ｃａ及びＣｄの重要な特別な場合は、１９７４年のＣ． Ｊａｋｅｓによる本「Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｍｏｂｉｌｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ」， Ｊｏｈｎ Ｗｉｌｅｙ ＆ Ｓｏｎｓ， Ｉｎｃ．に説明される移動チャネルの標準モデルに対応する。このモデル（Ｊａｋｅｓモデルとして知られる）は、異なった伝播経路と、指数関数的遅延プロファイルと、異なった経路に対する均一分布入射角との独立した寄与を仮定する。この場合、
【数１６】
2004519898.tif 000018
であることが示される。ここで、ｆΔはドップラースプレッドの大きさであり、ＴΔは二乗平均伝播遅延スプレッドである。最後の２つのパラメータは、それぞれ移動速度及び伝播環境に依存する。
【００２０】
概略されたチャネルモードは２Ｎのパラメータにより特徴付けられたが、独立した自由度の数は、実際にはこれより大幅に小さい。この特性は、伝播遅延スプレッドは多くの場合ワード継続時間よりも非常に小さいということによる。この性質は、共分散行列Ｃａが低いランクの行列によって正確に近似されることができる範囲でａのエントリは強く相関していることも意味する。同様に、ｄのエントリは強く相関しており、共分散行列Ｃｄも低いランクの行列によって正確に近似されることができる。Ｊａｋｅｓモデル、従って式（１３）を考える。Ｃの固有値分解を
【数１７】
2004519898.tif 000019
と定義する。ここでＵはＣの固有ベクトルのＮ×Ｎユニタリ行列であり、Λはその固有値｛Λ１，．．．，ΛＮ｝のＮ×Ｎの正の対角行列である。固有値は、｛Λ１，．．．，ΛＮ｝の系列が増加しないように並んでいると仮定する。Ｊａｋｅｓモデルの下では、この系列の要素は指数関数的に減衰する特性を有する。
【数１８】
2004519898.tif 000020
従って、固有値の系列は、比較的小さい数ｒの非ゼロ値により正確に近似することができる。即ち、
【数１９】
2004519898.tif 000021
である。
【００２１】
チャネル特性の前述の特性（即ち振幅及び導関数）は、ＩＣＩ除去によるチャネルイコライゼーションのための低減された複雑性の手順を導出するのに広範に用いることができる。
【００２２】
振幅ａ及び導関数ｄが既知であり（又は正確に推定されており）、雑音がパワーσ２で白色であると仮定されると、放射シンボルの線形最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）推定は
【数２０】
2004519898.tif 000022
により与えられる。この式（１６）は、式（９）をｙ＝Ｂｓ＋ｎと書き直し、Ｅ｛ｎｎＨ｝＝σ２ＩＮ（ＩＮはＮ×Ｎ単位行列）であることに注意すると、明らかになる。式（１６）の直接の実行は、全体負荷はＮ×Ｎ行列の反転により支配されるため、Ｎ３に比例する複雑性を与える。式（１６）は、以下の２つの知見を用いることにより簡単にすることができる。
【００２３】
（Ａ）．  行列Ξは（２ｍ＋１）の非ゼロ対角を有する帯行列により近似することができる。実際に、｜Ξｐ，ｑ｜の絶対値は｜ｐ−ｑ｜＜＜Ｎのとき（｜ｐ−ｑ｜）−１の割合で｜ｐ−ｑ｜と共に低下する。その結果、ｐ番目のサブキャリアに対するｑ番目のサブキャリアの寄与は、ｍ＝｜ｐ−ｑ｜としたとき（１／ｍ２）で減少するパワー特性を有する。ｍ＞｜ｐ−ｑ｜となるように全ｑについて積分すると、分析されたサブキャリアからのｍを超えるサブキャリア間隔によって間隔を空けられた全サブキャリアから生じる残留ＩＣＩは、１／（ｍ＋１）で減少するパワー特性を有すると結論付けられる。言い換えると、説明されたリーク行列の帯近似は、ＩＣＩ除去が実行されない従来のＯＦＤＭシステムと比較して、出力ＳＩＮＲについて（ｍ＋１）のゲインを示唆する。
【００２４】
（Ｂ）．  振幅は、受信された信号に対して導関数よりも実質的に強い寄与を有する。実際、移動速度が１００ｋｍ／ｈのときに８ｋモードで動作しているＤＶＢ−Ｔシステムについて、これらの寄与の比は約２０ｄＢになる。従って、Ｂ（及びＲ）の対角要素は対角でない要素よりも支配的である。実際、準単位行列（ｑｕａｓｉ−ｉｄｅｎｔｉｔｙ ｍａｔｒｉｘ）の逆は、正確な１次近似を許容する。即ち、［Ｉ＋Δ］−１＝Ｉ−Δ＋Ο（Δ２）である。ここで、Ο（Δ２）はオーダーΔ２の項を示す。このような１次近似は、入力信号対雑音比（ＳＮＲ）がＩＣＩ下限よりも高いとき、従来のＯＦＤＭシステム（ＩＣＩ除去を採用しない）においてＩＣＩ下限により定義される上限を超えた出力ＳＩＮＲを増加させることを可能にする。
【００２５】
その（２ｍ＋１）の非ゼロ対角がΞの対応する対角により規定される帯行列Ξを定義する。更に、
【数２１】
2004519898.tif 000023
と定義する。ここで、ｄｉａｇ｛ｄｉａｇ｛．．．｝｝は、議論と同じ対角要素を有する平方対角行列を示す。知見（Ａ）及び（Ｂ）を考慮する近似ＭＭＳＥ解は以下のとおりである。
【数２２】
2004519898.tif 000024
ＰはＮ×Ｎ対角行列であるので、Ｐ−１はＮの除算を得る。複雑性の観点では、Ｐ−１及びそのＮ×１ベクトルとの積を計算することは、従来のＯＦＤＭにおけるイコライゼーション（即ちＡ−１及びＡ−１の受信されたデータとの積の計算）を置換する。Ｂ及びＱはそれぞれ（２ｍ＋１）及び（４ｍ＋１）の非ゼロ対角を有する帯行列であることにも注意されたい。従って、式（１８）の追加された複雑性はおおよそ［（４ｍ＋１）Ｎ＋（２ｍ＋１）Ｎ＋Ｎ］、即ち、ＩＣＩ除去をしない従来のＯＦＤＭ変調と比較してサブキャリアごとに （６ｍ＋３）の複雑値乗算及び加算である。
【００２６】
図１は、本発明による伝送システムのブロック図を示す。伝送システムは、送信器１０及び受信器２０を有する。伝送システムは、更に他の送信器１０及び受信器２０を有してもよい。送信器１０は、ワイヤレスチャネルを介してマルチキャリア信号を受信器２０に送信する。マルチキャリア信号は、ＯＦＤＭ信号又はＭＣ−ＣＤＭＡ信号であってもよい。レシーバ２０は、マルチキャリア信号を復調するための復調器２２を有する。復調器２２はＦＦＴによって実現されてもよい。受信シンボルのベクトルを有する復調されたマルチキャリア信号は、復調器２２によってイコライザ２４に供給される。イコライザ２４は、受信されたマルチキャリア信号に含まれる可能性があるキャリア間干渉を除去する。イコライザ２４は、（ソフト）スライサ２６に、（受信シンボルのベクトルから導かれた）推定シンボル２５のベクトルを出力する。スライサ２６は、受信器の他の信号処理部分（示されない）（例えばＦＥＣデコーダ）において用いられる符号化ビットの軟測定基準（ｓｏｆｔ ｍｅｔｒｉｃｓ）（軟判定）及び／又はバイナリ推定（硬判定）を生じる。
【００２７】
イコライザ２４は、受信シンボル２３のベクトルから、推定シンボル２５のベクトルを導くための、低減された複雑性フィルタを有してもよい。低減された複雑性フィルタは、式Ｆ＝ＢＨＰ−１［ＩＮ−Ｑ］ｙを実現するＦＩＲフィルタであってもよい（式（１８）を参照）。ＦＩＲフィルタは、（４ｍ＋１）のタップを有し、サブキャリアに従って変化する。（１８）によれば、ｋ番目のサブキャリアに対応するタップ係数は、Ｆのｋ番目の列の（４ｍ＋１）の非ゼロ入力によって与えられる（Ｆが幅（４ｍ＋１）の非ゼロ帯を有する帯行列であることに注意）。
【００２８】
ＩＣＩプルーフマルチキャリア伝送システムを構成する他のアプローチが上述した論文において提案されている。このアプローチは、ＩＣＩを抑制するために線形ＦＩＲフィルタを利用する。より詳細には、前記論文は線形ＦＩＲゼロ強制（ＺＦ）イコライザ（ｌｉｎｅａｒ ＦＩＲ ｚｅｒｏ ｆｏｒｃｉｎｇ ｅｑｕａｌｉｚｅｒ）の使用を提案する。本発明による伝送システムにおいて、出力されたＳＩＮＲに関してより良い性能を保証するＭＭＳＥイコライザが用いられる。更に、本発明による伝送システムにおいて、ＭＭＳＥイコライザを効率的に実現するために逆リーク行列の正確な１次近似が用いられる（この１次近似は、比較的低いＩＣＩレベルのため比較的正確である）。既知の伝送システムにおいて、全ての行列Ｃの逆は、その有限の大きさの対角ブロックの逆の組によって近似される。それゆえに、各サブキャリアに対して、行列Ｃの（４ｍ＋１）ｘ（４ｍ＋１）ブロックを反転することが必要であり、これにより局所的（ＺＦ）イコライゼーションが提供される。このような解法の計算負荷は、行列の反転は行列の大きさに対して３乗であることを考えると、我々のアプローチの負荷よりも非常に高いと思われる。
【００２９】
下の表は、本発明による方法及び上述した論文にて開示された既知の方法によってイコライザ係数を計算するのに必要とされる異なったｍについてのサブキャリアごとの実数値の演算の推定された数を示す。既知の方法が、中程度のｍにおいてさえ非常に高い複雑性を与えることがわかる。
【００３０】
【表１】
2004519898.tif 000025
【００３１】
図２及び３において、本発明による伝送システムの性能（即ち低減された複雑性のフィルタリングを有する）が、従来のＯＦＤＭ伝送システム（即ちＩＣＩ除去なし）と比較される。更に、厳密なＭＭＳＥイコライザ（即ち、逆行列が厳密に計算される）を有する伝送システムもまた、基準として用いられる。ここで、ＷＬＡＮシナリオを考える。合計数Ｎのサブキャリアが、２ＭＨｚの信号帯域幅を有する１７ＧＨｚの帯域で送信される。伝播チャネルが５０ｎｓのＲＭＳＥ損失スプレッドを有し、サイクリックプレフィックスが全ＩＳＩスプレッドを収容すると仮定する。更に、受信器は２００ｋｍ／ｈの速度で移動すると仮定する。パラメータのこのような選択は、このシナリオでは、受信器の速度が約１００ｋｍ／ｈのときにドップラースプレッドから生じるＩＣＩレベルは、ＤＶＢ−Ｔの８ｋモードと概ね同じであるという事実によって動機付けされる。ＤＶＢ−Ｔの直接のシミュレーションは、大きな（Ｉ）ＦＦＴの複雑性のため扱われなかった。
【００３２】
図２及び３において、サブキャリアの全組及び１０００の独立したチャネル試験を通じて平均された出力ＳＩＮＲ値が、それぞれ帯域因子ｍ＝３及びｍ＝１０について、対応する入力ＳＮＲ値に対してプロットされる。グラフ３０及び４０は、従来のＯＦＤＭ伝送システムの挙動を表す。グラフ３２及び４２は、本発明による伝送システムの挙動を表す。グラフ３４及び４４は、厳密なＭＭＳＥイコライザを有する伝送システムの挙動を表す。予想通りに、厳密なＭＭＳＥイコライザが用いられると、ＩＣＩ下限（従来のＯＦＤＭ伝送システムにおいては約２０ｄＢ）は消える。上記の通りに簡略化されたＭＭＳＥ解法は、ＩＣＩ下限を少なくとも５ｄＢ減少させることを可能にする。このゲインは、帯域パラメータｍとともに僅かに変化する。即ち、（１／ｍ）規則は、ｍ＝３とｍ＝１０との間で残留ＩＣＩに５．２ｄＢの差を示唆する。それゆえに、ｍ＝１０でのＭＭＳＥ解法及び厳密な行列反転の動作は、厳密なＭＭＳＥ（即ちｍ＝Ｎ）の動作に近づく。実際に、帯域近似によって生じる残留ＩＣＩの差は、追加雑音レベルより下にとどまる。明らかに、厳密なＭＭＳＥと本出願人の簡略化された解法との間の相違は、近似の行列反転による。
【００３３】
上記では主にＯＦＤＭ伝送システムが説明されたが、本発明は、ＭＣ−ＣＤＭＡ伝送システム等の他のマルチキャリア伝送システムにも等しく適切に適用可能である。この低減された複雑性フィルタは、デジタルハードウェア若しくはデジタル信号プロセッサによって実行されるソフトウェアによって、又は汎用マイクロプロセッサによって実現されてもよい。
【００３４】
本発明の範囲は、明示的に開示される前記実施例に限られるものではない。本発明は、新規な特性のそれぞれ及び特性の組合せのそれぞれにおいて実施される。いかなる引用符号も請求項の範囲を制限するものではない。「有する（ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ）」という単語は、記載された以外の要素又はステップの存在を排除するものではない。要素の前に付した「１つの（ａ又はａｎ）」という単語は、その要素が複数あることを排除するものではない。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による伝送システムのブロック図を示す。
【図２】本発明による伝送システムの動作を表すグラフを示す。
【図３】本発明による伝送システムの動作を表すグラフを示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【国際公開パンフレット】
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【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
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【国際調査報告】
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