(57)【要約】ソースと負荷との間の電力を変換するスイッチングによる電力コンバータは、電力スイッチと、上記電力スイッチをＯＮおよびＯＦＦでサイクルさせる駆動信号を生成する自走発振器であって、上記電力スイッチは、上記ソースに結合され、ＯＮおよびＯＦＦでサイクルされる場合に、上記負荷において電力パルスを規定する、自走発振器と、コントローラであって、上記負荷において経時的に生じる電力パルス数を変化させることによって、上記負荷における出力電圧を調節する、コントローラとを含む。【選択図】図５ａ
2004510396.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ソースと負荷との間の電力を変換するスイッチングによる電力コンバータであって、
電力スイッチと、
該電力スイッチをＯＮおよびＯＦＦでサイクルさせる駆動信号を生成する自走発振器であって、該電力スイッチは、該ソースに結合され、ＯＮおよびＯＦＦでサイクルされた場合に、該負荷において電力パルスを規定する、自走発振器と、
コントローラであって、該コントローラは、該負荷において経時的に生じる電力パルス数を変化させることによって、該負荷における出力電圧を調節する、コントローラと
を含む、スイッチングによる電力コンバータ。
【請求項２】
前記コントローラは、駆動信号の所与のサイクルが前記負荷において電力パルスを生成するか否かを制御することによって、該負荷において経時的に現れる電力パルス数を変化させる、請求項１に記載のスイッチングによる電力コンバータ。
【請求項３】
前記コントローラは、固定の制御フレーム周期内に、前記負荷において生じる電力パルス数を変化させることによって、前記出力電圧を制御する、請求項１に記載のスイッチングによる電力コンバータ。
【請求項４】
前記コントローラはパルス幅モジュレータを含み、該パルス幅モジュレータは、ゲート周期の間に前記負荷において電力パルスが生じず、前記固定の制御フレーム周期の残りの間に該負荷において電力パルスが生じるように、前記固定の制御フレーム周期内のゲート周期の長さを変調する、請求項３に記載のスイッチングによる電力コンバータ。
【請求項５】
前記発振器は、該発振器が前記駆動信号を生成するＯＮ状態、および該電力スイッチがＯＦＦであるＯＦＦ状態を有し、該コントローラは、前記ゲート周期の間に該発振器を該ＯＦＦ状態にスイッチングし、該パルス幅モジュレータによって決定される該固定の制御フレーム周期の残りの間において該ＯＮ状態にスイッチングする、請求項４に記載のスイッチングによる電力コンバータ。
【請求項６】
前記発振器と前記電力スイッチとの間で結合された発振器ゲートをさらに含み、該発振器ゲートは、前記駆動信号を阻止するための前記パルス幅モジュレータによって生成されるゲート信号に応答し、該ゲート信号は該発振器ゲートが該駆動信号を阻止するハイ状態を有し、該発振器ゲートが該駆動信号を阻止しないロー状態を有し、該コントローラは、該ゲート周期の間に該駆動信号をハイ状態にスイッチングし、前記固定の制御フレーム周期の残りの間にロー状態にスイッチングする、請求項１に記載のスイッチングによる電力コンバータ。
【請求項７】
前記ソースと直列で結合された阻止スイッチをさらに含み、前記コントローラは、前記ゲート周期の間に該阻止スイッチをＯＦＦにスイッチングし、前記固定の制御フレーム周期の残りの間に該阻止スイッチをＯＦＦにスイッチングする、請求項１に記載のスイッチングによる電力コンバータ。
【請求項８】
前記コントローラは、前記電力パルスのいずれも前記負荷において生じず、該決定されたサイクルは前記固定の制御フレーム周期内で均等に広がっている、前記駆動信号のサイクルを決定する、請求項３に記載のスイッチングによる電力コンバータ。
【請求項９】
前記コントローラは、前記電力パルスのいずれも前記負荷において生じず、該決定されたサイクルは前記固定の制御フレーム周期によって規定されたフレーム制御率に対して非周期である、前記駆動信号のサイクルを決定する、請求項３に記載のスイッチングによる電力コンバータ。
【請求項１０】
前記コントローラは、可変制御フレーム周期内で前記負荷において生じる前記電力パルス数を変化させることによって、前記出力電圧を調節する、請求項１に記載のスイッチングによる電力コンバータ。
【請求項１１】
前記発振器は、該発振器が前記駆動信号を生成するＯＮ状態、および該電力スイッチがＯＦＦであるＯＦＦ状態を有し、該コントローラは、前記可変制御フレーム周期内の固定された周期の間に、該発振器を該ＯＦＦ状態にスイッチングする、請求項１０に記載のスイッチングによる電力コンバータ。
【請求項１２】
前記発振器は、該発振器が前記駆動信号を生成するＯＮ状態、および該電力スイッチがＯＦＦであるＯＦＦ状態を有し、該コントローラは、前記可変制御フレーム周期内の固定された周期の間に、該発振器を該ＯＮ状態にスイッチングする、請求項１０に記載のスイッチングによる電力コンバータ。
【請求項１３】
交流タンクを形成するために、前記電力スイッチおよび変圧器の一次巻き線に結合されたコンデンサと、
電流センサに結合された入力を有するエラー増幅器であって、該電流センサは、該一次巻き線を介した電流に比例した電力を感知し、該エラー増幅器は、該負荷における最大予測電圧ロスに比例した基準電圧に結合された別の入力を有し、該エラー増幅器は、該基準電圧と該電流センサによって感知された電圧との差に比例して制御信号を生成する、エラー増幅器とをさらに含み、
該パルス幅モジュレータは該制御信号に応答する、請求項５に記載のスイッチングによる電力コンバータ。
【請求項１４】
前記交流タンクは直列の共振タンクである、請求項１３に記載のスイッチングによる電力コンバータ。
【請求項１５】
前記交流タンクは並列の共振タンクである、請求項１３に記載のスイッチングによる電力コンバータ。
【請求項１６】
（ａ）ＤＣ入力電圧をスイッチングによる電力コンバータに提供する工程であって、該スイッチングによる電力コンバータは、電力スイッチと、駆動信号を生成して、該電力スイッチをＯＮおよびＯＦＦでサイクルさせる自走発振器とを有し、該電力スイッチは、該ＤＣ入力電圧に結合され、ＯＮおよびＯＦＦでサイクルされる場合に、負荷において電力パルスを規定する、工程と、
（ｂ）該駆動信号を、電力パルスは該負荷において生じる時間周期の間にサイクルさせる工程と、
（ｃ）工程（ｂ）の該駆動信号のサイクルが該負荷において電力パルスを生成するか否かを制御し、該出力における出力電圧を調節する工程と
を包含する、電力を変換する方法。
【請求項１７】
前記時間周期は固定されている、請求項１６に記載の方法。
【請求項１８】
前記時間周期は変更可能である、請求項１７に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
（発明の分野）
本発明は、一般的に電力変換の分野に関しており、より詳しくは、ゲート発振器制御を用いるスイッチング電力供給に関する。
【０００２】
（関連出願データ）
本出願は、１９９９年１１月１９日に出願された米国特許第０９／４４４，０３２号、および２０００年３月３１日に出願された米国特許第０９／５４０，０５８号に関しており、共に参考として援用される。
【０００３】
（背景）
小型かつ効率的な電力供給が、エレクトロニクスのユーザおよび製造業者に対して増加している。パルス幅変調（ＰＷＭ）スイッチング電力供給は、２つの主なカテゴリ（直結スイッチング電力供給および変圧器連結したスイッチング電力供給）において多くの異なるトポロジー（ｔｏｐｏｌｏｇｙ）の有効性および小型化を共に提供する。バック（ｂｕｃｋ）またはブーストのスイッチング電力供給といった、直結スイッチング電力供給において、電力出力は電力入力から分離されない。対照的に、フライバックコンバータといった変圧器連結した電力供給において、電力出力は変圧器を介して電力入力から分離される。
【０００４】
しかし、電力コンバータのどちらのタイプにおいても、パルス幅変調器は、コンバータ内の電力スイッチ（単数または複数）のデューティサイクルを制御する。例えば、図１のブーストスイッチング電力供給６を考慮する。ブーストコンバータ６は、ブーストインダクタ８、ステアリングダイオード１０、および格納キャパシタ１２に接続された電力スイッチＱ１（典型的に、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ））を含む。パルス幅変調器１４は、出力電圧Ｖｏｕｔの検出に応答して電力スイッチＱ１のデューティサイクルを調節する。入力電圧ＶｉｎとＶｏｕｔとの関係は、次のように概算され得る。
Ｖｏｕｔ＝Ｖｉｎ＊（Ｔ／ｔｏｆｆ）
ここで、Ｔはスイッチング周期であり、オフタイムｔｏｆｆは電力スイッチＱ１のオフタイムである。
【０００５】
このブーストコンバータ６において、電力スイッチＱ１のｔｏｆｆ（および、従ってオンタイムｔｏｎでもある）は、電力サイクル（すなわち電力パルス）を定義する。電力サイクルは、上記の式を経てＶｏｕｔの値に反映される。従って、電力パルスは、その特性が出力電圧に直接関係があるので、調整された電力パルスである。単一の電力サイクルまたは電力パルスの特性と出力電圧との間のこの関係は、ＰＷＭスイッチング電力供給が直結かまたは変圧器連結かどうかに関係なく、一般的な従来技術のＰＷＭスイッチング電力供給である。従って、これら従来技術のＰＷＭスイッチング電力供給における単一の電力サイクルまたは電力パルスは、出力電圧の影響のため、「知的な（ｉｎｔｅｌｌｉｇｅｎｔ）」電力サイクルまたは電力パルスとして示され得る。しかし、これらＰＷＭスイッチング電力供給が所与の電力パルスに適用し得るパルス幅変調の量に対して制限がある。従って、このような電力供給の最大効率は、たいていかなり高い電力レベルに達成し、この電力レベルより上か、またはより下の負荷状況に対してすぐに降下する。効率を補助するために、例えば、米国特許出願第５，９１２，５５２号に記載されるように、「スリープモード」が低負荷状態（電力スイッチが「スリープ」期間中、ＯＦＦ状態に維持し続ける状態）の間に実施され得る。
【０００６】
従って、負荷状況の広い領域にわたって高効率を維持する改良されたスイッチング電力コンバータのための技術の必要性がある。
【０００７】
（発明の要旨）
本発明は、電力スイッチを有するスイッチング電力供給を、ある局面において提供する。電力スイッチのＯＮおよびＯＦＦのサイクルは、スイッチング電力供給の出力で電力のパルスを作り出す。コントローラは、長期にわたって出力に現れる電力のパルスの数を制御する。
【０００８】
本発明の他の局面および利点は、以下の記載および図面によって開示される。
【０００９】
本発明の様々な局面および特徴は、添付の図面を考察することによってさらに理解され得る。
【００１０】
（詳細な説明）
本発明のコントロールトポロジーおよび方法論は、任意のスイッチングパワーコンバータに適用され得る。ここで、図２に戻ると、本発明の１つの実施形態によるブーストパワーコンバータ２００が示される。しかし、図２に関して議論される本発明の特徴は、他のタイプのスイッチングパワーコンバータに見うけられ得ることが理解される。ブーストパワーコンバータ２００は、パワースイッチＱ１、ブーストインダクタ８、ステアリングダイオード１０、および格納キャパシタ１２により形成される図１の従来技術のブーストパワーコンバータ６に関して記載された基本的なブーストトポロジーを共有する。自走発信器２０５は、パワースイッチＱ１のＯＮとＯＦＦとをサイクルする駆動信号を生成する。パワースイッチＱ１のＯＮおよびＯＦＦサイクルは、電圧Ｖ　ｏｕｔを増加させる出力におけるパワーのパルスを生成する。しかし、従来技術のスイッチするパワー源とは異なり、パルスのＯＮおよびＯＦＦ回数は、出力電圧について調節されない。従って、本明細書中において使用されるように、「自走発信器」は、パワースイッチをＯＮとＯＦＦとでサイクルする駆動信号を生成する。ここで、パワースイッチのＯＮおよびＯＦＦ回数は、出力電圧について制御されない。パワースイッチのＯＮおよびＯＦＦ回数を制御する代わりに、コントローラ２１０は、所定のサイクルの自走発信器２０５が出力にパワーのパルスを引き起こすかどうかを決定する。
【００１１】
Ｖ　ｏｕｔと所望のレベルの出力電圧Ｖ　ｒｅｆとを比較することに応じて、コントローラ２１０は、自走発信器２０５およびパワースイッチＱ１がパワーのパルスを生成するかどうかを制御する。この制御は多くの方法で達成され得るので、自走発信器２０５およびパワースイッチＱ１により形成されるスイッチコントロールコンビネーション２１５を制御するコントローラが示される。スイッチコントロールコンビネーション２１５は、駆動信号のサイクルにより規定されると、パワーのパルスが発生するＯＮ状態を有する。さらに、スイッチコントロールコンビネーション２１５は、パワーのパルスが発生しないＯＦＦ状態を有する。コントローラ２１０は、スイッチコントロールコンビネーションをＯＮおよびＯＦＦ状態にスイッチする。コントローラ２１０がスイッチコントロールコンビネーション２１５を制御する方法とは無関係に、制御されていない状態のままであれば、スイッチコントロールコンビネーション２１５は、自走発信器２０５の発信周波数に従って、駆動信号がパワースイッチＱ１のＯＮとＯＦＦとをサイクルすると、出力に調節されていないパワーのパルスを生成する。発信周波数は一定であってもよいし、ランダムに変化してもよい。発信周波数は、フィードバック制御下にはなく、かつ出力電圧Ｖ　ｏｕｔとの関係を有しない。はっきりと対照的に、従来技術のスイッチングパワーコンバータ（ＰＷＭであるか、または周波数変調されているか）は、それらのパワースイッチへの駆動信号のサイクルを直接制御する。
【００１２】
駆動信号のサイクルはフィードバック制御下にはないが、コントローラは、長期にわたって出力に発生する得られたパワーのパルスの数を変調するために何かを行う必要がある。スイッチコントロールコンビネーション２１５がＯＮおよびＯＦＦ状態を規定する方法の具体的な例が、図３ａ〜図３ｄに示される。例えば、コントローラ２１０は自走発信器２０５に直接接続することが可能であり、図３ａに示されるような、パワーのパルスが所望されない期間に駆動信号を生成することを防止するようにその動作をディセーブルする。この期間は、スイッチコントロールコンビネーション２１５のＯＦＦ状態に対応する。コントローラ２１０が、自走発信器２０５が駆動信号の生成を開始することを可能にする期間は、スイッチコントロールコンビネーション２１５のＯＮ状態に対応する。
【００１３】
代わりに、自走発信器２０５は駆動信号を自由に生成し得るが、コントローラ２１０は、図３ｂに示されるように、発信器ゲート２２０を介して駆動信号をブロックし得る。コントローラ２１０が発信器ゲート２２０で駆動信号をブロックすると、スイッチコントロールコンビネーション２１５はＯＦＦ状態になる。コントローラ２１０が駆動信号を遮断しなかった場合、スイッチコントロールコンビネーション２１５はＯＮ状態になる。
【００１４】
代替の実施形態では、駆動信号はパワースイッチＱ１のサイクルを継続することができるが、コントローラ２１０は入力とインダクタ８との間に結合されたパワースイッチＱ２をＯＦＦに切り換えることが可能である。これにより、パワースイッチＱ１がＯＮとＯＦＦとをサイクルするかどうかに関係なく、パワーのパルスが出力で発生することが防止される。従って、コントローラ２１０がパワースイッチＱ２をＯＮに切り換えると、スイッチコントロールコンビネーション２１５はＯＮ状態になる。あるいは、コントローラ２１０がパワースイッチＱ２をＯＦＦに切り換えると、スイッチコントロールコンビネーション２１５はＯＦＦ状態になる。
【００１５】
ここで、図３ｄに戻ると、発信器ゲート２２０がパルス幅コントローラ２２０で形成される実施形態が示される。自走発信器２０５は、パルス幅コントローラ２２０にタイミング信号を提供する。このタイミング信号に応じて、パルス幅コントローラ２２０は、一定のデューティサイクルを有する駆動信号を提供し得る。コントローラ２１０は、パルス幅コントローラが駆動信号を生成するかどうかを決定する。スイッチコントロールコンビネーション２１５のＯＦＦ状態に対応する期間中、コントローラ２１０はパルス幅コントローラがタイミング信号に応答することを防止する。この状態は、０％のデューティサイクルの「駆動信号」を有していると考えられ得る。スイッチコントロールコンビネーション２１５のＯＮ状態に対応する期間中、コントローラ２１０は、パルス幅コントローラが一定のデューティサイクルを有する駆動信号を生成するためにタイミング信号に応答することを可能にする。
【００１６】
コントローラが自走発信器２０５およびパワースイッチＱ１により形成されるスイッチコントロールコンビネーション２１５に接続する方法とは無関係に、多数のコントロール方法論が出力電圧Ｖ　ｏｕｔを調節するために実施され得る。これらのコントロール方法論は、図４にまとめられる。これらのコントロール方法論またはストラテジーは、２つのカテゴリ（コントロールフレームを有するものとコントロールフレームを有さないもの）に広く分類され得る。Ｖ　ｏｕｔを調節するために、コントローラ２１０はＶ　ｏｕｔに比例する信号に結合され、Ｖ　ｏｕｔの現在の値と所望のレベルの出力電圧Ｖ　ｒｅｆとの間の差を表すエラー信号が生成され得る。次いで、コントローラ２１０は、エラー信号に従ってＶ　ｏｕｔを調節する。この調節は、パワーのパルスが出力で発生することを防止するようにスイッチコントロールコンビネーション２１５を制御することで達成される。この制御をせずに、自走発信器２０５で生成した駆動信号の一連のサイクルは、出力においてパワーパルスのパルス列を生成する。パルス列についての所定の期間は、コントローラ２１０がＶ　ｏｕｔを調節するためにパルスを選択的に除去するコントロールフレームを規定し得る。
【００１７】
コントロールフレームは、長さが固定されてもよいし、長さが可変であってもよい。固定されたコントロールフレーム内では、コントローラ２１０は、スイッチコントロールコンビネーション２１５をＯＮおよびＯＦＦ状態に切り換え、いくつかの異なる実施形態において、出力で発生するパルスの数を制御し得る。例えば、ＯＮおよびＯＦＦ状態は、固定されたフレームコントロール期間に関するパルス列の長さにより規定されるデューティサイクルを有するパルスのパルス列を規定し得る。ここで、コントローラ２１０は、出力電圧Ｖ　ｏｕｔを調節するためにデューティサイクルを変化させる。代替の実施形態では、スイッチコントロールコンビネーション２１５のＯＮおよびＯＦＦ状態は、固定されたコントロールフレーム内のパルス列から必要数のパルスをランダムに除去するように変更される。別の代替の実施形態では、必要数のパルスの除去は、固定されたコントロールフレーム期間、パルス除去の「偶数の間隔（ｅｖｅｎ　ｓｐａｃｉｎｇ）」と称されるコントロールストラテジーで規定された高調波周波数（ｈａｒｍｏｎｉｃｓ　ｏｆ　ｔｈｅ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）で発生し得る。
【００１８】
コントロールフレームが可変である場合、多数の代替のコントロールストラテジーが用いられ得る。例えば、スイッチコントロールコンビネーション２１５のＯＮ状態は、可変コントロールフレーム内の固定された期間内で発生し得、これによりＯＦＦ状態の可変期間が生じる。あるいは、スイッチコントロールコンビネーション２１５のＯＦＦ状態は、可変コントロールフレーム内の固定された期間内で発生し得、これによりＯＮ状態の可変期間が生じる。さらに別の代替の実施形態では、ＯＮおよびＯＦＦ状態の期間は両方とも、可変コントロール期間内で可変であり得る。
【００１９】
制御フレームが存在しない本発明の実施形態は、「プロンプトゲーティング（ｐｒｏｍｐｔ　ｇａｔｉｎｇ）」を実行すると考えられ得る。このような実施形態では、コントローラはパルス毎を基準として（ｏｎ　ａ　ｐｕｌｓｅ−ｂｙ−ｐｕｌｓｅ　ｂａｓｉｓ）、パワーのパルスが出力で起こるかどうかを決定する。その点では、１つのパルスだけを含む「コントロールフレーム」を有するとして解釈され得る。ここで、図４のコントロールストラテジーが、本発明の特定の実施形態に関して議論される。
【００２０】
ここで、図５ａに戻ると、パワーのパルスが固定されたコントロールフレームに関するデューティサイクルを規定するバックコンバータ（ｂｕｃｋ　ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）２２１が示される。基本的なバックトポロジーは、ステアリングダイオード１０、パワースイッチＱ１、インダクタ８、および格納キャパシタ１２により形成される。自走発信器２０５は、パワースイッチのＯＮとＯＦＦとのサイクルのための交互の駆動信号を生成し、出力にパワーのパルスを生成する。Ｖ　ｏｕｔを調節するために、コントローラ２１０は、発信器ゲート２１５で駆動信号を周期的にブロックし、固定されたコントロールフレーム内でパワーのパルスの数を制限する。固定されたコントロールフレームは、各固定されたコントロールフレームの開始時にタイミングパルスを生成することによりパルス幅変調器２４０の動作を同期化するフレーミング生成器２３５により規定され得る。パルス幅変調器２４０は、駆動信号がエラー増幅器２２５によって生成されたエラー信号に従って発信器ゲート２１５でブロックされない時間量を調節する。この時間の間（図２に関して記載したスイッチコントロールコンビネーション２１５のＯＮ状態に対応する）、交互の駆動信号から生じる一連のパワーのパルスを含むパルス列が出力で発生し、Ｖ　ｏｕｔを増加させる。パルス幅変調器は、Ｖ　ｏｕｔを調節するために固定されたコントロールフレームに関するこのパルス列の長さを調整する。従って、パルス幅変調器２４０は図１に示されるようなパルス幅変調器と等価に動作するが、パルス幅変調器２４０は実際には「パルス列」幅変調器である。
【００２１】
パルス幅変調器２４０は、エラー信号に応答性である。エラー信号を生成するために、エラー増幅器２２５は、Ｖ　ｏｕｔに比例する電圧と基準電圧Ｖ　ｒｅｆとを比較する。変化する負荷条件がＶ　ｏｕｔを変化させると、エラー信号が変化し、それに応じてパルス幅変調器２４０はパルス列の幅を調整するようになる。バックコンバータ２２０内の種々の信号に関するタイミング図が、図５ｂに示される。図より、この実施形態では、自走発信器２０５は、一定の１ＭＨｚの周波数の交互の駆動信号を生成する。このエラー信号に従って、パルス幅変調器２４０は、発信器ゲート２２０に結合されたブロック信号を調整する。このブロック信号は、フレーム発信器２３５により同期化される。これは、その期間が５０ＫＨｚの速度に対応する固定されたコントロールフレームを生成することを示す。第１のコントロールフレーム（これは、名目上の負荷条件を有する）では、パルス幅変調器は、１０サイクルの駆動信号が、１ＭＨｚの駆動信号の周波数のために固定されたコントロールフレーム内で発信器ゲート２２０を通過するように５０％のデューティサイクルを設定する。これらの１０サイクルは、１０のパワーパルスを有する出力においてパルス列を生成する。変化する負荷条件に起因して、パルス幅変調器２４０は、第２の固定されたコントロールフレームにおいて８０％のデューティサイクルを設定する。従って、１６のパワーのパルスがこのコントロールフレームの出力で発生する。第３の固定されたコントロールフレームでは、負荷条件が軽減され、パルス幅変調器２４０は４０％のデューティサイクルを設定する。これは、このコントロールフレームのパルス列において８のパワーのパルスが可能になることに相当する。コントローラ２１０が発信器ゲート２２０で駆動信号をブロックしなかった場合、２０のパワーのパルスが固定されたコントロールフレーム内の出力で発生することに留意のこと。従って、コントローラは、出力電圧Ｖ　ｏｕｔを調整するために固定されたコントロールフレーム内で選択された数のこれらのパルスをゲーティングまたはブロックするように見なされ得る。
【００２２】
本明細書中で説明される実施形態に関して、任意の適切な方法（例えば、図３ａ〜図３ｄに示されるようなもの）が、出力電圧を調整するためにパルス列をゲーティングまたはブロックするために実行され得る。さらに、自走発信器の周波数の選択および固定されたコントロールフレームの期間は、任意である。さらに、より複雑なフィードバックシステムが、図５ａのコントローラ２１０により実行されたエラー信号コントローラと置換するように用いられてもよい。例えば、より複雑なコントローラは、古典的な制御理論、光学的制御理論、ファジー論理、またはヒューリスティックスを含むこれらのアプローチのいくつかの組み合わせから導かれ得る。コントローラは、パワーコンバータの意図される用途に重要な性能特性を提供するように調整され得る。これらの性能特性は多数あり、そして特定の用途の要件を満たすことは、通常これらの性能特性間での工学的交換（ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ　ｔｒａｄｅｏｆｆ）を必要とする。工学的交換は、リップルの増幅、リップルのスペクトル、コントロールループ安定性、出力電圧調整、スルーレート、熱的応力、および電磁障害（ＥＭＩ）を含むが、これらに限定されない。
【００２３】
図５ｂに関して上述で説明したように、コントローラは、他の状態では、出力に現われる、途切れないパワーのパルス列のものから、パルスを取り出すものとして図示され得る。図５ａのデューティサイクルの実施形態でなされたように、制御フレーム内において、出力に現われる全く連続的な順序のパワーパルスを有することよりむしろ、コントローラが他のタイプのパルス取り出し方法を使用し得る。ここで図６ａに戻って、パルス取り出しを行うブーストパワーコンバータ２５５が図示される。このブーストパワーコンバータ２５５は、図１に示すように、インダクタ８、パワースイッチＱ１、ステアリングダイオード１０および記憶キャパシタ１２によって提供される基本的ブーストトポロジーを有する。
【００２４】
このブーストパワーコンバータ２５５において、コントローラ２１０はマイクロプロセッサ２６０を用いて、固定制御フレーム内で取り出される必要なパルス数Ｍを計算する。これらのパルスは、フリーランの発振器２０５から来る駆動信号を阻止することにより取り出される。ゲートコントローラ２１０に内おいて、アナログデジタルコンバータ（ＡＤＣ）２５０は、出力信号Ｖ＿ｏｕｔのデジタル信号の代表値を提供する。このマイクロプロセッサは、フレーム発振器２３５で発生されるタイミングパルスから決まる固定制御フレームの始点でのデジタル信号をサンプルし、制御アルゴリズムを基にＭを計算する。この制御アルゴリズムは、図５ａに関して説明したデューティサイクル制御において、指摘された制御方策を基にし得る。
【００２５】
マイクロプロセッサ２６０は、Ｍ個のパルスがどのように取り出されるかについて、かなりの柔軟性を提供する。例えば、Ｍ個のパルスは、取り出されるパルスが固定制御フレーム間で一様に分布されるように取り出され得る。図６ｂは、このようなパルス取り出し方法のタイミングチャートを提供する。図５ｂと丁度同じように、１ＭＨｚの周波数の駆動信号サイクルおよび５０ＫＨｚのフレーム発振器からのタイミングパルスを提供する。制御フレーム１において、制御フレーム内でＭ＝１０のパルスが取り出されるように、定格の負荷状態が表わされる。これらのパルスは、送られるパルスが一様に分布するように、駆動信号の他のサイクル毎に取り出される。制御フレーム２において、制御フレーム内でＭ＝４のパルスが取り出されるように、重い負荷状態が存在する。一様な分布において、これら４つの取り出されるべきパルスは、固定制御フレーム内において、第５番目毎のパルスの取り出しを必要とする。最後に、制御フレーム３において、制御フレーム内でＭ＝１２のパルスが取り出されるように、軽い負荷状態が存在する。これらのパルスを一様に分布させるには、制御フレーム内で第３、４および５番目毎のパルスの取り出しを必要とする。さらに、図６ｃのタイミング図に示されるように、取り出されるパルスはランダムに配置され得る。固定制御フレームにおいて取り出されるべきパルス数Ｍおよび負荷状態は図６ｂのようになる。しかしながら、固定制御フレーム内で取り出される特定のパルスはランダムに変化する。固定制御フレームの駆動サイクル周波数および周期は任意であることが理解される。
【００２６】
固定制御フレームを用いることよりも、変化する制御フレームが実現され得る。変化する制御フレーム内において、出力に生じるパワーパルスの中のパルス列の長さＴ＿ｏｎは一定であり得る。ここで図７ａに戻って、一定または固定のＴ＿ｏｎ時間を有するブーストパワーコンバータ３００が示される。このブーストパワーコンバータ３００は図１に関して記述されたような基本的ブーストトポロジーを有する。コントローラ２１０は、出力電圧Ｖ＿ｏｕｔと基準電圧Ｖ＿ｒｅｆ間の差分に比例した誤差信号を発生する誤差増幅器２２５を含む。比較器３１０はランプ発生器３０５によって生成されたランプ信号と誤差信号とを比較し、周期を変調するパルス幅を生成し、この周期においてゲート信号が発振器ゲート２２０（図２に関して説明したスイッチ制御コンビネーション２１５のＯＦＦ状態に対応する）に印加される。比較器の出力がハイの場合、これはタイマー３１５をトリガーしてゲート信号を低くさせ、そして固定周期Ｔ＿ｏｎの間、発振器ゲート２２０における駆動信号を通過させる。この周期Ｔ＿ｏｎの間、フリーランの発振器２０５は、フリーランの発振器周波数に従って出力のパワーのパルス列を生成する駆動信号をサイクル発生させる。タイマー３１５がタイマーアウトすると、これは、次のランプ信号を始動するために、ランプ発振器をトリガーする。インバータ３２０はランプ発振器のトリガーの特性に依存して必要とされ得ることを留意されたい。図７ｂはこの結果のタイミング図を示す。示された３つの連続的に変化する制御フレームに対して、個々に、定格の、重いおよび軽い負荷状態が存在する。変化する負荷状態のために、時間Ｔ＿ｏｆｆ（この時間Ｔ＿ｏｆｆの間、発振器ゲート２２０へのゲート信号は駆動信号を阻止する）は、変化する。このようにして、５０％、７０％、および３３％のデューティサイクルがこれらの負荷状態に応じて定義される。
【００２７】
ここで図８ａに戻って、変化する制御フレーム内の、固定時間Ｔ＿ｏｆｆを有するブーストパワーコンバータ３４０が図示される。この実施形態では、インバータ３２５がタイマー３１５と発振ゲート２２０との間を接続している以外は、構成要素は図８ｂに関して記述したものと同じである。このようにして、比較器３１０の出力がハイになり、タイマー３１５をトリガーすると、これは、固定周期Ｔ＿ｏｆｆを始動し、この間では、ゲート信号は発振器ゲート２２０において駆動信号を阻止する。図８ｂはこの結果のタイミング図を示す。定格の、重い、および軽い負荷状態は、個々に示されるような３つの可変の制御フレームに対して存在する。変化する負荷状態のために、時間Ｔ＿ｏｎ（この時間Ｔ＿ｏｎの間、発振器ゲート２２０へのゲート信号は駆動信号を通過させる）は、変化する。このようにして、５０％、６７％、および３０％のデューティサイクルは、これらの負荷状態に従って定義される。
【００２８】
本発明の別のもうひとつの実施形態では、出力電圧のレギュレーションは、制御フレームに依存せずまたはこれを定義しない。ここで図９に戻って、制御フレームを定義しないバックパワーコンバータ３５０が図示される。このバックパワーコンバータ３５０は、図５ａに関して説明したと同じ基本のバックトポロジーを有する。同じように、コントローラ２２０はゲート信号を発生し、フリーランの発振器２０５からの駆動信号を発振器ゲート２２０において阻止する。しかしながら、フレーム発生器は制御パルスを定義しない。この代わりに、制御内の誤差増幅器２２５によって発生された誤差信号は、駆動信号を生成するために比較器３６０に接続する。このようにして、コントローラ２１０は、駆動信号の各サイクル内で、パワーパルスが出力において生じさせるかどうかを決定する。
【００２９】
コントローラが、パワーコンバータの出力においてパルス列からのパルス取り出しをいかにレギュレートするかとは無関係に、本発明の特徴は、１９９９年１１月１９日に出願された米国特許第０９／４４４、０３２号および２０００年３月３１日に出願された米国特許第０９／５４０、０５８号に記載されている独特の誤差信号と結びつけられ得る。この独特の誤差信号は、変圧器結合のスイッチングパワーコンバータのレギュレーションを可能し、これは変圧器の二次側（負荷側）からのフィードバックを必要とせず、従って、そのようなフィードバックに通常必要な光学的アイソレータまたは類似のアイソレータ手段の必要性を取り払った。これらの以前の出願で開示されるパワーコンバータの実施形態と本発明とを区別するために、これらは「プリレギュレートされた」パワーコンバータとして見なされる。図１０に示されるプリレギュレートされたパワーコンバータ４００を考察する。この実施形態では、電圧レギュレータまたはＤＣ／ＤＣコンバータ４０５は、ＤＣ／ＡＣ変圧器結合スイッチングパワーコンバータ４１０に接続する。これら２つの段階のため、プリレギュレートされたパワーコンバータ４００は、「二重のコンバータ」トポロジーを有する。レギュレートされたＡＣまたはＤＣ出力電圧ＶＯを発生するために、このパワーコンバータ４００はレギュレートされてないＤＣ電圧入力ＶＩＮを受け、そしてこのＶＩＮはレギュレートされてないＡＣ入力ＶＡＣ上で動作する整流器またはＡＣ／ＤＣコンバータ４１５によって発生され得る。変圧器結合のＤＣ／ＡＣスイッチングパワーコンバータ４１０の変圧器４２０（図１１で示される）は、レギュレートされたＡＣまたはＤＣ出力電圧ＶＯを、レギュレートされてないＤＣ電圧入力ＶＩＮからアイソレートする。
【００３０】
プリレギュレートされたパワーコンバータ４００内において、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０５はレギュレートされてないＤＣ入力電圧ＶＩＮを受け、内部のレギュレートされた電圧出力ＶＩＮＴを生成し、このＶＩＮＴは本明細書で説明される発生の誤差信号に従って、電圧コントローラ４２５（図１１で示される）によってレギュレートされる。電圧出力ＶＩＮＴはプリレギュレートされたパワーコンバータ４０５において内部的なものであるので、これはレギュレートされた出力電圧ＶＯと比較して、「プリレギュレートされた」として考えられ得る。
【００３１】
プリレギュレートされたパワーコンバータ４００の誤差信号は、内部のレギュレートされた電圧出力ＶＩＮと負荷での電圧損失に比例する信号の両方から派生される。ここで用いられるように、「負荷における電圧損失」は変圧器４２０の一次巻線と負荷との間に被る損失に関連する。これは、変圧器４２０の損失、負荷と変圧器間の負わされた整流器またはＡＣ／ＤＣコンバータでの損失、および導電損失を含む。例えば、パワーサプライが、負荷のところで５ｖを生成すると考える。負荷が何らかの電流を引き込まないとすると、これらの損失は最小となり、このパワーサプライを負荷の所で５ｖの生成を可能にさせる。しかしながら、負荷がかなり大きい電流を引き込む重い要求の周期の間、これらの導電損失はかなりのものになり、結果として負荷の所で５ｖより下の電圧降下となる。従来技術のパワーサプライは、通常、負荷の電圧を直接検出し、この検出された電圧をパワーサプライにフィードバックすることで、これらの導電損失を償っていた。負荷が変圧器４２０を介してアイソレートされているため、このような損失の直接検出は、光学的アイソレータまたは他のアイソレート手段の使用を必要とし、このようなパワーサプライの設計を複雑化した。対照的に、プリレギュレートされたパワーコンバータ４００の中で用いられる誤差信号は、変圧器４２０の一次巻き線を介しての電流を検出することによって、負荷の電圧損失が間接的に検出されることを可能にした。
【００３２】
ここで図１１に戻って、プリレギュレートされたパワーコンバータ４００の独特のフィードバックの経路がさらに示される。内部電圧出力ＶＩＮＴは、電圧コントローラ４２５の制御の下で、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０５によってレギュレートされる。次に、電圧制御部４２５は３つの別々の信号からのフィードバックを表す誤差信号４３０に応答する。これらのフィードバック信号は、ＶＩＮＴフィードバック４３５として表現される内部電圧出力からのフィードバック、ＩＰＲフィードバック４４０として表現される一次巻き線の電流からのフィードバック、および
【００３３】
【数１】
2004510396.tif 000003
として表示される、負荷の電圧損失に比例した電圧からのフィードバックである。変圧器４２０の２次側（負荷）からの直接のフィードバックが必要でないことを留意されたい。この代わりに、プリレギュレートされたパワーコンバータ４００は、変圧器４２０の一次巻き線を介しての電流を検出する。ここでさらに記述すると、ＤＣ／ＡＣスイッチングパワーコンバータ４１０内のパワースイッチ（単数または複数）は、一定のデューティサイクルを有する、変圧器４２０の一次巻き線を介しての交流電流を生成するように制御されるので、一次巻き線と二次巻き線を介しての電流は線形的な関係になる。次に、このことは、一次電流ＩＰＲを検出することによって、本発明が間接的に二次巻き線を介しての電流を検出し得ることを示す。ここでさらに説明すると、推定器４５０は、負荷の電圧損失を推定するために、この間接的検出された電流を処理する。
【００３４】
本明細書において、交流タンクとして関連付けられる全波共振遷移コンバータは、ＤＣ／ＡＣスイッチングパワーコンバータ４１０の用途として所望の低ノイズおよび損失特性を所有する。ここで図１２に戻って、交流タンク４６０は、ＶＩＮからアイソレートされる出力電圧を発生するために、ＶＩＮＴと接続する。この交流タンク４６０は、変圧器４２０の一次巻き線４７０に直列または並列接続のいずれかである記憶キャパシタ４６５を含む。第１および第２のスイッチ（ここでは個々にスイッチＱ２およびＱ３として図示される）は、一次巻き線４７０および記憶キャパシタ４６５に接続する。ここで説明すると、この交流タンク４６０はスイッチＱ２およびＱ３を一定のデューティサイクルでオンとオフのスイッチを行うことによって、一次巻き線４７０を介して交流電流を発生させる。好ましい一定のデューティサイクルは５０％デューティサイクルで、これは残りの説明に用いられるデューティサイクルである。しかしながら、これは異なる一定のデューティサイクルが適切でないことを暗示していない。このようにして二次巻き線４７５を介して誘導された交流電流（ＡＣ）は、整流されるかまたはＡＣとして用いられ得る。図１２で示される交流タンク４６０の実施形態において、変圧器４２０の二次側の整流器４８０は負荷に流れる電流を整流する。この整流器４８０は当業者に公知の全波整流かまたは半波整流かのいずれかであり得る。ある実施形態では、電流が負荷を通って一方向になるように全波整流器を形成するために、整流器４８０はダイオード４８５と４９０と接続されるセンタタップ付きの二次巻き線４７５および出力キャパシタ４９５から成る。
【００３５】
ここで説明されたように、交流タンク２１は、直列共振タンク構成かまたは並列共振タンク構成かのいずれかであり得る。このような構成は、上で説明したように、個々に、直列かまたは並列接続の記憶キャパシタ４６５および一次巻き線４７０を有する。しかしながら、このような構成において、記憶キャパシタ４６５のキャパシタンスの値、一次巻き線４７０の漏れインダクタンス５００、およびスイッチＱ２およびＱ３を作動させるに用いられる５０％デューティサイクルの周期が、共振波形を発生させるために、この構成の中に存在する。これらの構成は歪みおよび損失を軽減する、スイッチＱ２およびＱ３のゼロ遷移スイッチングを可能にしているので、これらは、本明細書で記述される交流タンクの直列および並列の実施形態に関して述べられている。しかしながら、これは、非共振のＤＣ／ＡＣスイッチングパワーコンバータ４１０がプリレギュレートされたパワーコンバータ４００に対して適切でないことを意味していない。
【００３６】
図１２の直列の共振タンクの構成の交流タンク４６０の動作は、以下のように行われる。制御回路５０５は、第１の共振スイッチＱ２および第２の共振スイッチＱ３を駆動すると、Ｑ２がＯＮの場合にＱ３がＯＦＦになる。逆に、制御回路５０５は、Ｑ３がＯＮの場合、Ｑ２をＯＦＦに駆動する。Ｑ２がＯＮの場合、内部出力電圧は直列に接続された格納コンデンサ４６５および一次巻き線４７０に結合される。これにより、格納コンデンサ４６５が充電され、一次巻き線４７０および共振タンク回路（これは格納コンデンサ４６５および一次巻き線（例示を目的として一次巻き線とは別個に表す）の漏れインダクタンス５００によって形成される）を介して、第１の方向に半波の準正弦波電流が誘導される。逆に、Ｑ３がＯＮの場合、直列に接続された格納コンデンサ４６５および一次巻き線４７０は、内部電圧出力から外されて、充電された格納コンデンサ４６５が放電され、半波の準正弦波電流が、一次巻き線４７０および共振タンク回路（これは格納コンデンサ４６５および漏れインダクタンス５００によって形成される）を介して、第１の方向の反対である第２の方向に誘導される。
【００３７】
制御回路５０５は、ＯＮ時間が各共振スイッチのＯＦＦ時間と等しくなるように、共振スイッチＱ２およびＱ３を実質的に５０％のデューティサイクルで動作する。ここで図１３を参照すると、Ｑ２およびＱ３のＯＮ時間とＯＦＦ時間との関係は、一次巻き線４７０内に誘導された全波の準正弦波電流、ＩＰＲと格納コンデンサ４６５にわたる電圧Ｖｃを示す。図１３を検討して見受けられ得るように、共振スイッチＱ２およびＱ３は、電流ＩＰＲが０である場合にＯＮおよびＯＦＦになる。したがって、共振コンバータの表示が「電流０」になる。このようにして、スイッチングによる損失が最小限に抑えられる。さらに、各共振スイッチのＯＮ時間およびＯＦＦ時間が等しいため、一次巻き線４７０は、全波の正弦波電流によって有効に励起される。時間Ｑ２がＯＮである間、格納コンデンサ４６５にわたる電圧Ｖｃは最大値にまで充電される。時間Ｑ３がＯＮである間、電圧Ｖｃは０になるまで放電される。Ｑ２がＯＦＦにされ、Ｑ３がまだＯＮにされていない場合通常、所定のむだ時間（図示せず）があることに留意されたい。さらに、格納コンデンサおよび一次巻き線の漏れインダクタンスによって形成される直列の共振タンクの共振振動数を、共振スイッチがＯＮである場合にその間に、半波の正弦波電流の波形が完成し得るように選択する必要がある。したがって、電流ＩＰＲは真の全波の正弦波電流ではなく、むしろ全波の準正弦波である。しかし、真の正弦波からの電流ＩＰＲの逸脱は最小限であり得る。
【００３８】
スイッチＱ２およびＱ３それぞれの５０％のデューティサイクルの期間Ｔｐは、制御回路５０５によって制御される。制御回路によって決定される期間Ｔｐは、準正弦波の共振電流の期間に関連する必要がある。図１３を検討して見受けられ得るように、共振電流の各半分のサイクルが、対応するスイッチＱ２またはＱ３のＯＮ時間の間に終了し得るように、Ｔｐは漏れインダクタンス５００および格納コンデンサ４６５によって形成される直列の共振タンク回路の準正弦波の共振電流（ＩＰＲ）の期間より長い必要がある。例えば、Ｑ２がＯＮである時間の間、ＩＰＲは、０から最大値を介して再度０に戻るサイクルである必要がある。タンク回路の共振振動数ｆｒがあまりに低すぎる場合、準正弦波の共振電流ＩＰＲは、この時間の間に半サイクルを終了することができない。
【００３９】
以下の例を考える。ＴＰが２０μｓに設定されると、各半分の期間（すなわち、Ｑ２またはＱ３がＯＮである時間）は１０μｓである。したがって、共振電流ＩＰＲの半波が終了することを保証するには、共振の半分の期間はこの時間より短い（例えば、８μｓ）必要がある。このような半分の期間は５５．６ＫＨＺの共振振動数ｆｒを与える。直列（そして、並列）の共振タンク回路に関して、共振振動数（Ｈｚで）は、
ｆｒ＝１／（２π＊ｓｑｒｔ（ＬＲＣＲ）
（但し、ＬＲは漏れインダクタンスの値であり、ＣＲは共振容量の値である）によって得られる。この式を検討すると、共振振動数ｆｒを増加するには、格納コンデンサＣＲの値（この場合、共振）を最小限に抑える必要があることが分かる。これにより、設計を選択できるようになる。なぜなら、一次巻き線４７０の出力電力がほぼ、
Ｐｐｒｉｍａｒｙ＝（ＣＲ＊Ｖ２＊ｆｒ）／２
（但し、Ｖは一次巻き線４７０にわたる電圧、およびＰｐｒｉｍａｒｙは一次巻き線４７０の出力電力である）であり得るからである。漏れインダクタンスからＰｐｒｉｍａｒｙに対する寄与は、漏れインダクタンスが通常、一次巻き線の相互インダクタンスに比較して、相当小さいため、無視し得ることに留意されたい。したがって、相互インダクタンスが数ｍＨである場合、漏れインダクタンスは数μＨである。
【００４０】
Ｐｐｒｉｍａｒｙの式を検討すると、共振格納コンデンサＣＲの値が増加した場合に、出力電力が増加することが分かる。しかし、ＣＲの値が過剰に増加すると、ｆｒが過剰に遅くなり、Ｑ２またはＱ３のいずれかがＯＮである場合に、このＯＮの時間の間に、共振電流が半分のサイクルを完了することができなくなる。したがって、トレードオフが、スイッチング期間Ｔｐ、共振（格納）容量および所望の出力電力の間で行われる必要がある。
【００４１】
ＤＣ／ＤＣコンバータ４０５がブースト電力コンバータであり、ＤＣ／ＡＣのスイッチングによる電力コンバータ４１０が直列の共振タンクに構成されている場合の、予め調節された電力コンバータ４００の一実施形態を、図１４ａに示すように実施し得る。この実施形態において、ブースト電力コンバータは、図１に関して説明した基本ブーストトポロジーを有する。しかし、ＰＷＭ変調器１４は、一意的に得られたエラー信号４３０に応答して、内部電圧出力Ｖｉｎｔを調節する。このエラー信号４３０は、負荷補償を提供する方法で得られる。負荷補償は負荷における電圧ロスを補償する。負荷補償を提供するには、予め調節された電力コンバータ４００は、図１１に
【００４２】
【数２】
2004510396.tif 000004
と示す、負荷における電圧ロスに比例したフィードバック信号を用いる。このフィードバック信号（図１ｂにおける推定器４５０に記号的に示す）を個々で説明する。予め調節された電力コンバータ４００のユーザである、ｐｒｉｏｒｉは、負荷を介した最大電流（ＩＭＡＸ）、および一次巻き線４７０から「見た」場合に等しい直列抵抗（ＥＳＲ）を推定し得ることに留意されたい。したがって、オームの法則によって、この等しい直列抵抗にわたる最大電圧降下は、ＩＭＡＸ＊ＥＳＲである。予め調節された電力コンバータ４００は、新しい負荷補償技術でこの最大電圧降下を用いる。この負荷補償技術は、一次巻き線を介して一定のデューティサイクルの交流によって維持される変圧器の線形性を用いる。この線形性がゆえに、負荷にわたる出力電圧は、一次巻き線ＩＰＲを介した電流に比例する。したがって、負荷補償を提供するには、予め調節された電力コンバータ４００は出力電圧Ｖ０（これは、第１の電流ＩＰＲに反映される）と、予測される最大電圧ロス（これはＩＭＡＸ＊ＥＳＲに等しい）とを比較する。
【００４３】
この比較を以下の様態で行い得る。一次巻き線を介した電流ＩＰＲはセンスレジスタ５１０を介して感知され、得られた電圧は差動増幅器５１５に入力される。差動増幅器５１５は、センスレジスタにおける電圧と基準電圧ＶＲとの差に比例した差動信号を出力する。基準電圧ＶＲは、負荷における最大予測電圧ロスに比例する。負荷を介した電流が最大の場合（最大電圧ロスＩＭＡＸ＊ＥＳＲが生じている場合）に、センスレジスタ５１５にわたる電圧およびＶＲが等しくなるように、センスレジスタの値および比例関係を選択する。このような点において、差動増幅器からの差動信号は最小である。最小信号は、ブーストコンバータのパルス幅モジュレータ１４に対するエラー信号入力に反映される。「予め調節された」電圧Ｖｉｎｔに影響を与える入力ライン電圧の変動を補償するには、加算器（ｓｕｍｍｅｒ）５２０において、差動増幅器からの差動信号を「予め調節された」電圧Ｖｉｎｔから得られた電圧信号と加算して、エラー信号４３０を生成する。この電圧信号はパルス幅モジュレータ１４への別個のパスも有し得ることに留意されたい。重要なのは、パルス幅モジュレータ１４が、予め調節された電圧Ｖｉｎｔと差動信号との両方における変化に応答することである。図１４ａに示すように、予め調節された電圧Ｖｉｎｔにおける変化は、レジスタ５２５および５３０によって形成される電圧ドライバを介して感知される。
【００４４】
予め調節された電力コンバータ４００によって提供される負荷補償を、以下の説明によりさらに示す。図１４ａの全波整流器４８０の電圧出力Ｖｏ（これは、負荷にわたる出力電圧である）はほぼ
Ｖｏ＝Ｖｉｎｔ／２Ｎ
（但し、Ｎは一次巻き線４７０と二次巻き線４７５との間の巻数比である）であることが示され得る。本明細書において説明する負荷補償から、一次巻き線を介した共振電流ＩＰＲは、ほぼ
ＩＰＲ＝（Ｖ−ＮＶｏ−（Ｉｏ＊ＥＳＴ／Ｎ））Ｚｏ；　Ｚｏ
＝ｓｑｒｔ（ＬＲ／ＣＲ）
である。但し、Ｖは格納コンデンサ４６５（ＣＲ）および一次巻き線４７０の漏れインダクタンス５００（ＬＲ）によって形成される直列に接続された共振タンク回路にわたって印加される電圧であり、Ｉｏは負荷を介した電流であり、ＥＳＲは一次巻き線４７０から見た場合に等しい直列抵抗であり、Ｚｏは、漏れインピーダンス５００（ＬＲ）および格納コンデンサ４６５（ＣＲ）によって形成される共振タンク回路のインピーダンスである。したがって、ＩＰＲはＶｉｎｔに線形的に関連した値を有する。これは、予め調節された電力コンバータ４００の利点のうちの一つ（すなわち、外部フィードバックは変圧器４２０の第２の側４７５からである必要がある）を示す。代わりに、ＩＰＲのピーク値が出力電圧に線形的に関連するため、信号内部（第１の側）のフィードバックループを用いてもよい。したがって、変圧器の第２の側からのフィードバックを補償するしばしば厄介なタスクを排除し得る。
【００４５】
図１４ａに示す予め調節した電力コンバータ４００の実施形態において、一次巻き線を介した電流ＩＰＲは、センスレジスタ５１０にわたる電圧をエラー増幅器５１５に結合することによって感知される。スイッチＱ１、Ｑ２およびＱ３は、半導体ＦＥＴトランジスタを介して実施される。代替の実施形態において、ＩＰＲが一次巻き線４７０を介して流れる準正弦波電流の各半分のサイクルにおいて感知され得るように、センスレジスタ５１０を一次巻き線４７０と直列で配置してもよい。しかし、このような実施形態において、感知された電圧は両極性であり、各半分のサイクルごとに極性を交互にする。この両極性信号を用いて従来の差動増幅器５１５を用いるには、整流が必要である。したがって、センスレジスタをスイッチＱ３と直列に配置することによって、スイッチＱ３がＯＮである場合に半分のサイクルにおいてのみ、ＩＰＲを感知することが好適である。
【００４６】
特に、電圧フィードバックおよび電流フィードバックの両方を図１４ａの内部フィードバックループにおいて用いる。電流フィードバックはＩＰＲを感知することによって提供され、電圧フィードバックはＶｉｎｔを感知することによって提供される。このような構成は、出力電圧Ｖｏに対して有利な程度の制御を提供する。
【００４７】
本明細書において提供される第１の電流ＩＰＲの式から見受けられ得るように、負荷損の影響は（Ｉｏ＊ＥＳＲ／Ｎ）の期間を通してＩＰＲの値に反映される。したがって、１次電流を感知し、これに応じてＰＷＭを調整することは、負荷補償を提供しない。図１４ａの回路において、センスレジスタ５１０にわたる電圧がＶＲに比較的近いレベルにまで上昇しない限り、負荷補償はエラー信号を実質的に支配的にする。この点の前に、内部電圧出力Ｖｉｎｔは主にエラー信号によって制御される。エラー信号は、レジスタ５２５および５３０によって形成される電圧ドライバを介して提供される。センシングレジスタ５１０にわたってＶＲが近づくようにＩＰＲが上昇すると、差動増幅器５１５は最小信号を生成する。この最小信号は、ＰＷＭモジュレータ１４が主に電流フィードバックだけによって調整されるように、電圧ドライバによって生成される信号を支配する。
【００４８】
さらに、予め調節された電力コンバータ４００は、従来のフライバックコンバータなどに実施される、オプトアイソレーターまたは他のアイソレーション手段の使用を介して結合される外部フィードバックループの使用を排除しない。実際、予め調節された電力コンバータ４００の一実施形態は単に、当該技術に公知の外部フィードバックループを有し得、その固有の効率により、交流タンクがＰＷＭでスイッチングされたコンバータに結合された場合に、依然として有利な特性を有し得る。フィードバックの種類に関わらず、交流タンク４６０内の共振タンク回路の特徴は一定のままである。Ｑ２およびＱ３のスイッチング速度を調整する必要はない。したがって、従来技術の共振コンバータとは異なり、交流タンク４６０の力率訂正および調節は、電力コンバータ４０５のＰＷＭを調整することを介して制御されるが、共振タンクの内部調整によっては制御されない。
【００４９】
差動増幅器５１５によって提供される負荷補償フィードバックを、図１４ｂに示すようにさらに実施し得る。差動増幅器５１５の入力をセンスレジスタ５１０にわたる電圧に結合するだけでなく、この電圧はまず増幅器５３５によって増幅され得る。例示するように、増幅器５３５は、そのゲインがレジスタ５４０および５４５によって決定される非反転構成になっている。当業者であれば、他の増幅器の構成を用い得ることを理解する。結果増幅された電圧は、差動増幅器５１５に入力として結合される。レジスタ５５５に結合された一定の電流源５５０は基準電圧ＶＲを提供する。
【００５０】
ちょうど説明したエラー信号４３０は、本発明の実施形態において用いるように改変し得る。図１４ａの予め調節された電力コンバータ４００から図１５に示す電力コンバータ６００への以下の改変を考慮されたい。予め調節された電力コンバータ４００とは異なり、予め調節された電圧Ｖｉｎｔを生成するために、ＤＣ／ＤＣ電力コンバータ４０５（図１４ａのブースト電力供給源）は必要でない。代わりに、未調節のＤＣ入力電圧は、交流タンク４６０に電力を供給する。エラー増幅器５１５は、図１４ａに関して記載する差動信号を提供する。したがって、この差動信号に応答した交流タンク４６０の変調は、負荷補償を提供し、変圧器４２０の第２の側からフィードバックの必要を排除する。図１４ａの５０％のデューティサイクルの制御回路５０５の動作は以下の様態で得られることに留意されたい。自走発振器２０５は、図２から図８ｂに示す本発明の実施形態に関して記載するように自由に振動する。同様に、自走発振器は、コントローラ２１０によって生成されるゲート信号によって制御される発振器ゲート２２０に結合される。発振器ゲート２２０内において、１対の専用ＯＲ（ＸＯＲ）ゲート６０５および６１０は、電力スイッチＱ３がＯＦＦである場合に、電力スイッチＱ２をＯＮにスイッチングし、電力スイッチＱ３がＯＮである場合に、電力スイッチＱ２をＯＦＦにスイッチングするのに必要な交代する駆動信号を生成する。自走発振器２０５が方形波の駆動信号を生成すると、電力スイッチＱ２およびＱ３はそれぞれ５０％のデューティサイクルを有する。１対のＡＮＤゲート６１５および６２０は、ゲート信号に応答して交互の駆動信号を阻止する。フレーム生成器２３５によって生成されたタイミングパルスによって規定される固定された制御フレーム内のパルス幅モジュレータ２４０は、差動増幅器５１５によって生成される差動信号によって、ゲート信号を変調する。したがって、ゲート信号がハイ（ｈｉｇｈ）である場合、自走発振器２０５は、ＸＯＲゲート６０５および６１０の動作を介して、Ｑ２およびＱ３に対して必要な交代する駆動信号を生成する。代わりに、交流のパルストレーンは、一次巻き線４７０および二次巻き線４７５を流れて、負荷において電力パルスを生成する。振動周波数が調節されないため、これらの電力パルスもまだ調節されていない。調節は、パルス幅のモジュレータ２４０から来るパルストレーンのゲートによって供給される。
【００５１】
図１５に示す本発明の実施形態は容易に改変されることが理解される。例えば、図３ａおよび図３ｄに関して説明したスイッチ制御の組み合わせ２１５を制御する他の手段を実施し得る。さらに、交流タンクを直列の構成ではなく並列にしてもよい。さらに、交流タンクは、図１５にある１対のスイッチではなく、電力スイッチを１つのみ有するシングルエンドのタンクであり得る。重要なのは、図２から図８ｂに関して説明した本発明の原理を、本明細書において説明した負荷補償を有する交流タンクに適用し得ることである。
【００５２】
本発明の特定の例を図面において例として示し、そして本明細書において詳細に説明してきた。しかし、本発明は、開示する特定の形態または方法に限定されず、逆に、本発明は上掲の特許請求の範囲に含まれるすべての改変、均等物および変形を広く含むことを理解されたい。
【図面の簡単な説明】
【図１】
図１は、従来技術のＰＷＭブースト電力コンバータを示す。
【図２】
図２は、本発明の一実施形態によるブースト電力コンバータを示す。
【図３ａ】
図３ａは、図２のコンバータの制御トポロジーを示し、コントローラは、本発明の一実施形態による自走発振器に直接接続される。
【図３ｂ】
図３ｂは、図２のコンバータの制御トポロジーを示し、コントローラは、本発明の一実施形態による発振器ゲートに接続される。
【図３ｃ】
図３ｃは、図２のコンバータの制御トポロジーを示し、コントローラは、本発明の一実施形態による第２の電力スイッチに接続される。
【図３ｄ】
図３ｄは、図３ｂの制御トポロジーの特定の実施形態を示す。
【図４】
図４は、本発明の一実施形態による様々な制御ストラテジーの関係を示す。
【図５ａ】
図５ａは、本発明の一実施形態による固定フレーム制御を有するバックコンバータを示す。
【図５ｂ】
図５ｂは、図５ａのコンバータのタイミング図を示す。
【図６ａ】
図６ａは、本発明の一実施形態による均一なスペーシングパルス移動と共に固定フレーム制御を有するブーストコンバータを示す。
【図６ｂ】
図６ｂは、図６ａのコンバータのタイミング図を示す。
【図６ｃ】
図６ｃは、本発明の一実施形態によるランダムなパルス移動と共に固定フレーム制御を有するコンバータのタイミング図を示す。
【図７ａ】
図７ａは、可変の制御フレームを有するブーストコンバータを示し、可変の制御フレーム内のパルス列は、本発明の一実施形態による固定された長さを有する。
【図７ｂ】
図７ｂは、図７ａのコンバータのタイミング図を示す。
【図８ａ】
図８ａは、可変の制御フレームを有するブーストコンバータを示し、パルス移動周期は、本発明の一実施形態による可変の制御フレーム内に固定された長さを有する。
【図８ｂ】
図８ｂは、図８ａのコンバータのタイミング図である。
【図９】
図９は、可変の制御フレームを有するコンバータのタイミング図であって、パルス列およびパルス移動周期は共に、本発明の一実施形態による可変の長さを有する。
【図１０】
図１０は、前調整された電力コンバータのブロック図である。
【図１１】
図１１は、図１０の電力コンバータのフィードバックパスを示す。
【図１２】
図１２は、図１０の電力コンバータの直列共振タンクを示す。
【図１３】
図１３は、図１２の直列共振タンクのスイッチ信号および準正弦波共振電流のグラフィック表示を示す。
【図１４ａ】
図１４ａは、図１０の前調整された電力コンバータの実施形態の概略図である。
【図１４ｂ】
図１４ｂは、図１４ａの実施形態の負荷補正のフィードバックパスのさらなる詳細を示す。
【図１５】
図１５は、本発明の一実施形態によるゲート直列共振タンクである。
【図１】
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【図２】
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【図３ａ】
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【図３ｂ】
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【図３ｃ】
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【図３ｄ】
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【図４】
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【図５ａ】
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【図５ｂ】
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【図６ａ】
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【図６ｂ】
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【図６ｃ】
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【図７ａ】
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【図７ｂ】
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【図８ａ】
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【図８ｂ】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４ａ】
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【図１４ｂ】
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【図１５】
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【国際公開パンフレット】
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【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
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【国際調査報告】
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