(57)【要約】異なったモバイル無線標準の伝送信号の信号処理および／またはＤ／Ａ変換用のモバイル通信伝送信号をデジタル的に発生させる方法は、ここで、システムに依存しない単一のクロックレートが生成され、従って、正確にただ一つのクロック周波数発生器がチップ上に配列されることを特徴とする。この目的のために、各モバイル無線標準の信号処理経路は、伝送信号を一様な時間基準に変換するために、少なくとも１つの補間器、特に、非同期補間器および多相決定回路を有する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の異なったモバイル無線標準と適合する、モバイル通信伝送信号をデジタル的に発生させる信号プロセッサであって、
異なったモバイル無線標準の該伝送信号を信号処理および／またはＤ／Ａ変換する、正確に１つのクロック周波数発生器（１）と、
該伝送信号を一様な時間基準に変換するために、モバイル無線標準の各信号処理経路内に１つの補間器回路配列（８、２０、２８、２９、３０）と、
を備えており、
少なくとも一つの信号処理経路は、線形非同期多相補間器（６０）と、多相決定回路（４０、５０）とを有し、
該多相決定回路（４０、５０）は、該補間器（６０）を駆動し、該補間器に多相ｐ（ｎ）を供給する位相復号器（５０）が追従する有限語長の位相アキュムレータ（４０）を有することを特徴とする、信号プロセッサ。
【請求項２】
前記伝送信号を、低域通過信号を搬送波周波数に変換するためのモジュールに転送する一様なインターフェースを特徴とする、請求項１に記載の信号プロセッサ。
【請求項３】
前記インターフェースは、２つのアナログまたはデジタル信号を、ノーマル成分および直交成分あるいは振幅成分および位相成分の形態で含むことを特徴とする、請求項２に記載の信号プロセッサ。
【請求項４】
前記クロック周波数発生器（１）と前記信号処理回路は、共通のチップ上に配置されることを特徴とする、請求項１〜３のいずれかに記載の信号プロセッサ。
【請求項５】
複数の異なったモバイル無線標準と適合する、モバイル通信伝送信号をデジタル的に発生させる方法であって、
伝送モードにて、該伝送信号を信号処理および／またはＤ／Ａ変換する、各モバイル無線標準に対して、システムに依存しない共通のクロック周波数が発生させられる工程と、
モバイル無線標準の各信号処理経路において、該伝送信号を一様なタイミングパターンに変換するために補間が実行される工程と、
を包含し、
少なくとも１つの信号処理経路、線形非同期多相補間器（６０）および多相決定回路（４０、５０）が用いられ、
該多相決定回路（４０、５０）は、該補間器（６０）を駆動し、該補間器に多相ｐ（ｎ）を供給する位相復号器（５０）が追従する有限語長の位相アキュムレータ（４０）を有することを特徴とする、方法。
【請求項６】
前記伝送信号は、一様なインターフェースによって、低域通過信号を搬送周波数に変換するためのモジュールに転送されることを特徴とする、請求項５に記載の方法。
【請求項７】
前記モバイル無線標準ＧＳＭ、ＥＤＧＥおよびＴＩＡ／ＥＩＡ−１３６またはこれらの混合形態／部分的組み合わせが用いられることを特徴とする、請求項５または６に記載の方法。
【請求項８】
前記信号処理経路における回路成分は、特に、パルス形成、サンプリングレート変換、雑音形成、位相および周波数補正ならびに正規成分および直交成分の位相および振幅エラー補正のために、多数のモバイル無線標準に対して共通に用いられることを特徴とする、請求項５〜７のいずれかに記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
本発明は、概して、モバイル通信用の信号プロセッサおよびモバイル通信伝送信号を発生するための、対応するデジタル方法に関する。特に、本発明は、このような信号プロセッサ、および異なったモバイル無線標準のモバイル通信伝送信号が発生させられ、対応するデジタル回路が単一のチップ内に統合される方法に関する。
【０００２】
モバイル通信において現在用いられるＧＳＭ標準において、１８０°の位相差を示す信号点を有する信号空間を用いる、いわゆるＧＭＳＫ（Ｇａｕｓｓｉａｎ　Ｍｉｎｉｍｕｍ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ）変調が用いられる。さらに、より高いデータレートを用いることが可能なＧＰＲＳ（Ｇｅｎｅｒａｌ　Ｐａｃｋｅｔ　Ｒａｄｉｏ　Ｓｅｒｖｉｃｅ）が開発された。現在用いられるさらなる標準として、伝送信号を発生させるために、π／４−ＤＱＰＳＫ−（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ　Ｑｕａｔｅｒｎａｒｙ　ＰＳＫ）変調法が用いられるＴＩＡ／ＥＩＡ−１３６−（ＩＳ−１３６）標準が公知である。ＧＳＭとＧＰＲＳとの間の中間標準として、一方に、ＵＭＴＳ、他方に、ＥＤＧＥ標準および関連するＥＧＰＲＳ（ＧＰＲＳの拡張版：Ｅｎｈａｎｃｅｄ　ＧＰＲＳ）パケットサービスが規定された。ＥＤＧＥは、依然としてＴＤＭＡ（時分割多元接続：Ｔｉｍｅ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ａｃｃｅｓｓ）法であり、その変調は、ＧＭＳＫから８ＰＳＫにすでに変更されている。８−ＰＳＫ変調において、８個の信号点を有する信号空間が用いられ、個々の信号点間の位相差は４５°である。
【０００３】
一般的な目標は、複数の異なったモバイル無線標準を用いる動作のために設計され、従って、異なったモバイル無線システムにおいて用いられ得るモバイル通信デバイスを開発することである。しかしながら、上述の変調法が異なった信号クロックレートを必要とするという事実が問題である。この問題は、例えば、ＧＳＭおよびＴＩＡ／ＥＩＡ−１３６用、ならびに、ＧＳＭ、ＥＤＧＥおよびＴＩＡ／ＥＩＡ−１３６用のそれぞれＰｒａｉｒｉｅＣｏｍｍ社製のベースバンドプロセッサＰＣＩ　３７００およびＰＣＩ　３８００において、これまでに解決されている。これらのベースバンドプロセッサにおいて、別個の特殊信号処理アーキテクチャは、各モバイル無線標準に対して用いられるとともに、対応するモバイル無線標準に正確に同調された信号クロックレートが供給された。しかしながら、これは、同様のタスクのために必要とされ、異なった信号クロックレートが供給される複数の回路ブロックをもたらす。このことは、原則として、益々多くの構成素子およびチップ領域を要求する。従って、異なったシステムクロックレートを用いる動作は、機能を一つの構成素子に統合することをより困難にする。異なったクロックレートを用いて別個に処理するので、通常、低域通過信号を一様なインターフェースを介して搬送周波数に変換するためのモジュールに信号を転送することも不可能であり、従って、この場合、複数のＤ／Ａ変換器が必要とされる。
【０００４】
従って、本発明は、信号プロセッサおよび信号処理構造のそれぞれ、ならびに単一チップ上の構成素子およびチップ領域の必要性が低減された、異なったモバイル無線標準を支援し得る、モバイル通信伝送信号をデジタル的に発生させる方法を提示するという目的に基づく。
【０００５】
この目的は、独立請求項の特徴部の特徴を用いて達成される。
【０００６】
本発明の基本的な考え方は、異なったモバイル無線標準の伝送信号の信号処理および／またはＤ／Ａ変換するために、システムに依存しない単一のクロックレートをチップ上に発生させる工程と、これに対応して、正確に一つのクロック周波数発生器を用いる工程とを包含する。
【０００７】
信号プロセッサによって支援されるモバイル無線標準に提供される時間基準または変調速度が異なる場合（大抵の場合は異なる）、特定の標準を有する（ｓｔａｎｄａｒｄ−ｓｐｅｃｉｆｉｃ）伝送信号の一様な時間基準への変換／再計算が行われなければならない。この変換は、信号処理経路内の制御可能な補間器といった、少なくとも一つの補間器によって行われる。この補間器は、例えば、位相アキュムレータ（ｐｈａｓｅ　ａｃｃｕｍｕｌａｔｏｒ）によって駆動される、例えば、非同期線形補間器である。
【０００８】
このような「多相補間器」は、Ｄｉｅｔｍａｒ　Ｗｅｎｚｅｌによる「Ｅｉｎ　ｄｉｇｉｔａｌｅｒ　Ｆｅｒｎｓｅｈ−　ｕｎｄ　Ｔｏｎｍｏｄｕｌａｔｏｒ　ｆｕｅｒ　ｄｉｇｉｔａｌｅ　Ｂｒｅｉｔｂａｎｄｖｅｒｔｅｉｌｎｅｔｚｅ」（Ａ　ｄｉｇｉｔａｌ　ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ　ａｎｄ　ｓｏｕｎｄ　ｍｏｄｕｌａｔｏｒ　ｆｏｒ　ｄｉｇｉｔａｌ　ｂｒｏａｄｂａｎｄ　ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎ　ｎｅｔｏｗｏｒｋｓ）と称される学位論文に記載されている。
この学位論文は、Ｉｎｓｔｉｔｕｔ　ｆｕｅｒ　Ｎａｃｈｒｉｃｈｔｅｎｕｅｂｅｒｔｒａｇｕｎｇ　ｏｆ　Ｓｔｕｔｔｇａｒｔ　Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙにて作成され、Ｓｅｒｉｅｓ　１０、Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ　Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ／Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ　ｏｆ　ｔｈｅ　Ｐｒｏｇｒｅｓｓ　Ｒｅｐｏｒｔｓ、Ｎｏ．６１７（ＩＳＢＮ　３−１８−３６１７１０−２）（ＶＤＩ　Ｖｅｒｌａｇ、Ｄｕｅｓｓｅｌｄｏｒｆ、１９９９年）にて刊行された（後からＷｅｎｚｅｌ」と呼ばれた）。この学位論文および特定の章３．３〜３．７（ｐｏｌｙｐｈａｓｅ　ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｏｒ、Ｍ−ｔｅｌ　ｂａｎｄ−ｐａｓｓ　ｆｉｌｔｅｒ、ｄｅｓｉｇｎ　ｏｆ　Ｍ−ｔｅｌ　ｂａｎｄ−ｐａｓｓ　ｌｏｗ−ｐａｓｓ　ｆｉｌｔｅｒ　ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ　ｆｏｒ　Ｍ−ｔｅｌ　ｂａｎｄ−ｐａｓｓ　ｆｉｌｔｅｒｓ　ｗｉｔｈ　ｓｙｍｍｅｔｒｉｃ　ｉｍｐｕｌｓｅ　ｒｅｓｐｏｎｓｅ）および章６．１〜６．５（ａｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ　ｓａｍｐｌｉｎｇ　ｒａｔｅ　ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ）ならびに付録８は、本明細書中で、本出願の開示の内容において含まれる。この論文において展開される非同期サンプリングレート変換器は、周波数分割多重方式のテレビジョンチャンネルの構成において、チャンネルの数が多くなるにつれて必要とされる帯域、従って、さらに、必要とされるサンプリング周波数が増加するという問題に基づく。従って、周波数がずれた、すべての個々の信号および送信されるべき信号が加算される場合、サンプリングレートは、増大および適合されなければならない。この補間器は、この目的のために開発された。本出願において、これらの補間器は、一般的なシステムクロック周波数を用いて、それぞれのモバイル無線標準のデータレートを、すべてのモバイル無線標準に対して一様な時間基準に変換するために用いられる。
【０００９】
この補間器は、制御可能な補間比を有し、この補間器のアーキテクチャは、好適には、単純な構造（例えば、線形補間器）であるが、複数の機能ブロックを異なった信号に対して共通に用いることが依然として可能である。
【００１０】
信号処理経路内に存在する少なくとも１つの補間器が、例えば、いわゆるＦＩＲ（有限インパルス応答：Ｆｉｎｉｔｅ　Ｉｍｐｕｌｓｅ　Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）補間フィルタによって形成され得る。これらのフィルタは、「Ｍ−ｔｅｌ帯域通過フィルタ」として形成され得る。このフィルタは、ファクタＭ＝Ｌによって補間を実行し、Ｌは、多相補間器のフィルタ構造における分岐の数である。
【００１１】
従って、本発明は、支援されるモバイル無線標準の数に対応する、多数のクロック周波数発生器のうちの一つを設ける必要性を回避する。なぜなら、各場合に用いられる信号処理構造には、一様なシステムクロックが供給され得るからである。さらに、種々の他のモジュールが、例えば、サンプリングレートの変換、スペクトル雑音形成、搬送波周波数オフセットの予備補正、シンボル位相エラー、Ｉ／Ｑ位相および振幅エラー、ならびにすべての信号処理経路の振幅およびＤＣ成分の補正のために共通に用いられ得る。
【００１２】
必要に応じて、さらに、例えば、パルス形成用のＦＩＲフィルタといった変調器のために必要とされる回路部分の部品を用いることが可能である。
【００１３】
本発明のさらなる利点は、共通のシステムクロック周波数が、それぞれのモバイル無線の特定の標準を有するクロック周波数の最小公倍数であること、またはこれらすべての周波数から合理的分周器ファクタを介して引き出し可能である必要はない。
【００１４】
信号は、一様な時間基準にて存在するので、伝送方向のＩ成分およびＱ成分に対して各場合に単一のＤ／Ａ変換器のみが必要とされ、低域通過信号を同一のインターフェースを介して搬送波周波数に変換するモジュールに信号が出力され得る。インターフェースは、その後、２つのアナログまたはデジタル信号を、通常の成分および直交成分あるいは振幅成分および位相成分の形態で含む。
【００１５】
本発明は、特に、モバイル無線標準ＧＳＭ、ＥＤＧＥおよびＴＩＡ／ＥＩＡ−１３６、あるいはこれらの混合形態または部分的な組み合わせのために用いられ得る。
【００１６】
以下の文面において、本発明の例示の実施形態は、図を参照してかなり詳細に説明される。
【００１７】
例示の実施形態において、３つのモバイル無線標準ＧＳＭ、ＥＤＧＥおよびＴＩＡ／ＥＩＡ−１３６を支援する信号プロセッサが記載され、この信号プロセッサは、ここで、１０４ＭＨｚのシステムクロック周波数を有する単一クロック周波数発生器を有する。モバイル無線標準は、冒頭ですでに述べ、かつそれ自体公知の以下の変調法およびデータレート
標準　　　　　　　　　　変調　　　　　　　　　データレート
ＧＳ　　　　　　　　　　ＧＭＳＫ　　　　　　　２７０．８３ｋｂｉｔ／ｓ
ＥＤＧＥ　　　　　　　　３π／８−８−ＰＳＫ　８１２．５ｋｂｉｔ／ｓ
ＴＩＡ／ＥＩＡ−１３６　π／４−ＤＱＰＳＫ　　４８．６ｋｂｉｔ／ｓ
を用いて動作する。
【００１８】
図１は、クロック周波数発生器１によって発生させられた、１０４ＭＨｚの一様なシステムクロック周波数を用いて動作されるべき信号プロセッサの個々の機能ブロックを示す。ＲＡＭバッファメモリ３から、上述のモバイル無線標準の変調器２ａ〜２ｃに、変調されるべき信号データが供給される。異なった変調器２ａ〜２ｃが、異なった機能を有するにも関わらず、必要に応じて、部分的に同じハードウェアを用いる（図示せず）。ＧＳＭおよびＥＤＧＥ信号は、同じ標準化された時間基準に基づくが、ＩＳ−１３６標準はこれとは異なる。
【００１９】
ＥＤＧＥおよびＩＳ−１３６標準用の信号経路において、変調器により送達された信号は、１０４ＭＨｚのシステムクロック周波数がさらに付与される位相／周波数補正回路４に供給される。この回路から、信号は、その後、Ｄ／Ａ変換器回路５に供給される。この回路において、スペクトル雑音形成、サンプリングレート変換および搬送波周波数オフセットの予備補正、シンボル位相エラー、Ｉ／Ｑ位相および振幅エラー、すべての信号処理経路の振幅およびＤＣ成分補正がさらに共通に用いられる。ＧＭＳＫ法において位相／周波数補正を実行する必要がないために、位相／周波数補正回路４は、この信号経路において用いられず、ＧＳＭ変調器２ａによって供給される信号は、Ｄ／Ａ変換器回路５に直接的に供給される。これに続いて、低域通過信号は、すべての信号処理経路のＲＦ変調器回路６における搬送波周波数に変換される。
【００２０】
図２Ａ〜図２Ｃは、モバイル無線標準の図１の異なった３つの変調器２Ａ〜２Ｃの基本機能ブロックを示す。それぞれの場合に、１つの補間フィルタ８、２０、２８が、同時に、パルス形成を実行する補間ファクタ８に対して用いられる。示されるすべての変調は、複合デジタル信号に２．１６６ＭＨｚのサンプリング周波数を、図３に示される回路を用いてさらに処理されるＩ成分およびＱ成分の形態で供給するという共通の特性を有する。
【００２１】
簡略化する目的で、例示の実施形態におけるシステムクロック周波数は、図においてイタリック体で示される「実質的な」サンプリング周波数が、ＧＳＭおよびＥＤＧＥの場合のインテグラルディビジョン（ｉｎｔｅｇｒａｌ　ｄｉｖｉｓｉｏｎ）によって達成され得るように選択された。これは、ＩＳ−１３６変調器２ｃにおいては当てはまらない。なぜなら、２．１６６ＭＨｚの共通の時間基準への変換を実行する付加的な補間器がここで用いられるからである。
【００２２】
詳細には、ＧＭＳＫ変調器２ａは、差分符号器７、ＦＩＲフィルタ８（補間器）、位相発生積分器９およびｒ／φ−Ｉ／Ｑ変換器１０を備える。ＥＤＧＥ変調器は、３つのビットの群を形成する直列／並列変換器１６、テーブルメモリと共に用いられるシンボルマッピング回路１７、３π／８回転のシンボル回転回路１８、テーブルメモリと共に用いられるシンボル発生回路１９、およびＦＩＲフィルタ（補間器）と共に用いられるパルス形成回路２０を備える。ＩＳ−１３６変調器は、対照的に、ビットの対を形成する直列／並列変換器２５、差分ＤＱＰＳＫ符号器２６、テーブルメモリと共に用いられるシンボル発生回路２７、および８倍上方へ変調するＦＩＲフィルタと共に用いられるパルス形成回路２８を備える。従って、パルス形成回路は、「実質的」サンプリング周波数が１９４．４ｋＨｚのＩＳ−１３６信号を供給する。非同期補間用の補間フィルタを２．１６６ＭＨｚの時間基準にて、可能な限り簡単に用いることができるように、ＩＳ−１３６信号は、最初に、１１倍の積分補間ファクタを有する補間フィルタ２９を用いて、２．１３８ＭＨｚの「実質的な」サンプリング周波数にされる。この目的のために、有効多相構造が、上述のＭ−ｔｅｌ帯域通過フィルタと組み合わされて用いられ得る。
【００２３】
図４Ａは、例として、補間フィルタ２９および所定の許容構成として用いられる１１−ｔｅｌ帯域通過フィルタの正規化絶対周波数応答を示す。ＩＳ−１３６信号の帯域幅が、約３０ｋＨｚと比較的狭いために、結果として、約７０倍オーバーサンプリングが行われる。
【００２４】
次の非同期補間器３０は、その後、係数の数が小さいことによって見出される、対応して狭い阻止帯（ｓｔｏｐ　ｂａｎｄ）を有し得る。この場合、（線形）補間器３０は、３２個の多相、およびｋ＝（１３０００／６）／（８８×２４．３）＝１．０１３２の補間ファクタを有するので、サンプリング周波数は、２．１３８〜２．１６６ＭＨｚからもたらされ得る。
【００２５】
「Ｗｅｎｚｅｌ」によるシステムの考察に基づいて、非同期補間のために必要とされる多相数Ｌは、一時的な解決として、
【００２６】
【数１】
2004509522.tif 000003
によって与えられる。
ここで、ｆｇ＝１５ｋＨｚは、ＩＳ−１３６信号のカットオフ周波数であり、ｆａ＝２．１３８ＭＨｚは、サンプリング周波数である。ｗ＝１１は、出力信号のために必要とされるビットで表された有効語長である。選択されたパラメータに関しては、Ｌ≒１８が取得される。
【００２７】
「Ｗｅｎｚｅｌ」により、補間フィルタの有限阻止帯減衰から求められる信号／雑音電力比は、関係式
【００２８】
【数２】
2004509522.tif 000004
によって推定され得る。ここで、Ｈ（ｆ）は、補間フィルタの伝達関数である。選択されたパラメータに関して、ＩＳ−１３６システムのために十分な信号／雑音電力比が、
ｙ（ｎ）＝（１−ｐ（ｎ））・ｘ（ｍ−１）＋ｐ（ｎ）・ｘ（ｍ）
による線形補間を用いてすでに達成され得る。
【００２９】
補間器６０を有する回路において、重みまたは多相ｐ（ｎ）は、それぞれ、図４Ｂによる位相復号器５０が追従する有限語長の位相アキュムレータ４０によって効率的に決定され得る。
【００３０】
図４Ｃは、例として、サンプリング周波数比が１６ビットの分解能を用いてセットされること、および３２の多相を有する補間器を駆動することを可能にする位相復号器を示す。線形補間の場合、多相ｐ（ｎ）は、２の正の補数と解釈され、従って、インターバル［０；１］内に配置される。
【００３１】
さらなる模式的ブロック図は、３つのモバイル無線標準の信号処理経路の機能ブロックが、本発明により、図１に示されるように共通に用いられ得る態様を図３に示す。本発明により、２．１６６ＭＨｚの時間基準にされた信号は、最初に、オフセット補償回路１００に供給される。この回路において、オフセット、振幅エラーまたはＩ成分とＱ成分との間の不均衡が補償される。補間器が６の補間ファクタを有する次の補間器および雑音形成回路２００において、２．１６６ＭＨｚのサンプリング周波数は、１３ＭＨｚに変換される。信号は、その後、デジタル／アナログ変換器３００に供給され、その後、コンストラクションフィルタ回路４００に転送される。図１にすでに示したように、最後に、ＲＦ変調器６を用いて搬送波周波数への変調が行われる。
【図面の簡単な説明】
【図１】
図１は、複数のモバイル無線標準を支援する、本発明による信号プロセッサのブロック図を示す。
【図２Ａ】
図２Ａは、ＧＭＳＫ標準の信号処理経路を示す。
【図２Ｂ】
図２Ｂは、ＥＤＧＥ標準の信号処理経路を示す。
【図２Ｃ】
図２Ｃは、ＩＳ−１３６標準の信号処理経路を示す。
【図３】
図３は、ＧＭＳＫ標準およびＥＤＧＥ標準およびＩＳ１３６標準によって共通に用いられる、信号処理経路の端部分のブロック図を示す。
【図４Ａ】
図４Ａは、５５の係数を有する１１−ｔｅｌの帯域通過フィルタ（Ａ）、位相アキュムレータ（Ｂ）を有する非合理的サンプリングレート比の補間器、および３２個の多相の１６ビットの語幅を有する位相復号器の絶対値周波数応答と許容範囲構成を示す。
【図４Ｂ】
図４Ｂは、５５の係数を有する１１−ｔｅｌの帯域通過フィルタ（Ａ）、位相アキュムレータ（Ｂ）を有する非合理的サンプリングレート比の補間器、および３２個の多相の１６ビットの語幅を有する位相復号器の絶対値周波数応答と許容範囲構成を示す。
【図４Ｃ】
図４Ｃは、５５の係数を有する１１−ｔｅｌの帯域通過フィルタ（Ａ）、位相アキュムレータ（Ｂ）を有する非合理的サンプリングレート比の補間器、および３２個の多相の１６ビットの語幅を有する位相復号器の絶対値周波数応答と許容範囲構成を示す。
【図４Ｃ】
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【国際公開パンフレット】
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【国際調査報告】
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