(57)【要約】秒当り約１０．７６百万サンプルの記号比率で伝播放送されるＤＴＶ信号はＥＣＲ信号を含み、ＥＣＲ信号各々はボー・レート記号を有する反復−ＰＮ１０２３シーケンスを含むか、実質的に構成され、反復−ＰＮ１０２３シーケンスは多数の連続データセグメント同期信号を含む。これらＤＴＶ信号のための受信器は、チャンネル等化及び反響抑制のために使われる適応フィルターのための初期加重値係数を生成するためにこれらＥＣＲ信号に応答する。初期加重値係数はＰＮ１０２３自己相関整合フィルターを有し、またはＤＦＴ方法によって反復−ＰＮ１０２３シーケンスＥＣＲ信号から抽出されるケプストラムから計算される。
2004503190.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
適応等化及び反響抑制フィルタリングを備える少なくとも１つの受信器にデジタルテレビ放送のための連続データフィールド各々を構成する方法において、
それぞれの前記データフィールドを同じ持続時間の所定数の連続データセグメントに分割する段階であって、それぞれのセグメントは所定数の複数−変調−レベル記号を含む段階と、
共通類型のそれぞれのデータセグメント同期化シーケンスを持ってそれぞれのデータセグメントを開始する段階であって、前記データセグメント同期化シーケンスは前記複数−変調−レベル記号に使われる場合、第１及び第２変調レベルの記号よりなる段階と、を含み、
前記方法は改善され、
それぞれの前記データフィールドの第１部分での連続データセグメント内に前記第１及び前記第２変調レベルの記号よりなる１つより多い所定数の連続サイクルの特定擬似−ランダム雑音シーケンスを含む段階であって、全体サイクルの前記特定擬似−ランダム雑音シーケンスはそれぞれの前記データセグメントの持続時間より長い持続時間を有し、前記連続サイクルの前記特定擬似−ランダム雑音シーケンスは前記共通類型の少なくとも１つの前記データセグメント同期化シーケンスを含む段階をさらに含むことを特徴とする方法。
【請求項２】
特定擬似−ランダム雑音シーケンスの連続サイクルの１つより多い前記所定数は少なくとも２であることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記特定擬似−ランダム雑音シーケンスはＰＮ１０２３シーケンスであることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項４】
請求項３に記載の方法によるデジタルテレビ信号放送のための送信器。
【請求項５】
請求項３に記載の方法によるデジタルテレビ信号放送のための受信器において、
受信のために選択された無線周波数放送デジタルテレビ信号に応答する増幅された中間周波数信号を提供するための前端回路と、
前記増幅された中間周波数信号からデジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号を回復するための復調器及びアナログ−デジタル変換回路であって、前記復調器及びアナログ−デジタル変換回路は前記前端回路から前記増幅された中間周波数信号を受信するために接続される復調器及びアナログ−デジタル変換回路と、
前記復調器及びアナログ−デジタル変換回路により回復された前記デジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号での前記トレーニング信号の各発生から１０２３記号エポック持続時間のそれぞれのセットの連続デジタルサンプルを選択するためのゲート回路と、
前記１０２３記号エポック持続時間のそれぞれのセットの連続デジタルサンプルの電力スペクトルの離散フーリエ変換を計算するためのＤＦＴコンピュータ装置と、
前記ＤＦＴコンピュータ装置が計算する前記１０２３記号エポック持続時間のそれぞれのセットの連続デジタルサンプルの電力スペクトルの前記離散フーリエ変換の各項と、
前記トレーニング信号に理想的な伝送チャンネルの応答を示す離散フーリエ変換の対応する項の商を決定することによって実際伝送チャンネルを特徴づける離散フーリエ変換を生成するための回路と、
前記実際伝送チャンネルを特徴づける前記離散フーリエ変換の逆フーリエ変換を計算するための逆離散フーリエ変換回路と、
適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部であって、前記逆フーリエ変換に応答して前記適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部の加重値係数の調整により適合化される応答を以って前記デジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号に応答するために接続される適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部と、を含むことを特徴とする受信器。
【請求項６】
請求項３に記載の方法によるデジタルテレビ信号放送のための受信器において、
受信のために選択された無線周波数放送デジタルテレビ信号に応答する増幅された中間周波数信号を提供するための前端回路と、
前記増幅された中間周波数信号からデジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号を回復するための復調器及びアナログ−デジタル変換回路であって、前記復調器及びアナログ−デジタル変換回路は、前記前端回路から前記増幅された中間周波数信号を受信するために接続される復調器及びアナログ−デジタル変換回路と、
前記復調器及びアナログ−デジタル変換回路から前記デジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号での前記トレーニング信号の各発生から１０２３記号エポック持続時間のそれぞれのセットの連続デジタルサンプルを選択するために接続された周期的な類型の整合フィルタリング装置であって、前記整合フィルタリング装置はデジタルテレビ信号に対する前記受信器に伝送チャンネルを特徴づけるケプストラムを生じるために前記１０２３記号エポック持続時間のそれぞれのセットの連続デジタルサンプルの各々に対する周期的なＰＮ１０２３自己相関フィルタリングを行う整合フィルタリング装置と、
適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部であって、前記ケプストラムに応答して前記適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部の加重値係数の調整により適合化される応答を有し、前記デジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号に応答するために接続される適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部と、を含むことを特徴とする受信器。
【請求項７】
請求項３に記載の方法によるデジタルテレビ信号放送のための受信器において、
受信のために選択された無線周波数放送デジタルテレビ信号に応答する増幅された中間周波数信号を提供するための前端回路と、
前記増幅された中間周波数信号からデジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号を回復するための復調器及びアナログ−デジタル変換回路であって、前記復調器及びアナログ−デジタル変換回路は前記前端回路から前記増幅された中間周波数信号を受信するために接続される復調器及びアナログ−デジタル変換回路と、
入力信号として前記復調器及びアナログ−デジタル変換回路から前記デジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号を受信するように接続された直接−成分−抑圧フィルターであって、前記直接−成分−抑圧フィルターは受信のために選択された前記無線周波数放送デジタルテレビ信号を伴うパイロットキャリアの検出に起因する何れかの直接成分を抑圧する前記デジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号に応答を提供するように接続される直接−成分−抑圧フィルターと、
整合フィルター応答を提供するために、前記直接−成分−抑圧フィルターの応答に対するＰＮ１０２３自己相関フィルタリングを行うために接続される、非周期的な類型の整合フィルタリング装置と、
入力信号として前記整合フィルター応答を受信し、遅延された１０２３記号エポックとして前記整合フィルター応答をコームフィルター応答と区別して結合するコームフィルター応答を提供するように接続されるコームフィルターであって、前記コームフィルター応答はデジタルテレビ信号のための前記受信器に前記伝送チャンネルを特徴づける拡張されたケプストラムを含み、前記拡張されたケプストラムはそれぞれのデータフィールド内の前記ＰＮ１０２３シーケンスの連続サイクルに応答して生成されるコームフィルターと、
拡張された−ケプストラムレジスターに臨時貯蔵される、それぞれのデータフィールド内の前記ＰＮ１０２３シーケンスの連続サイクルに応答して生成される前記ケプストラムを前記コームフィルター応答から選択するために接続される拡張された−ケプストラムレジスターと、
適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部であって、前記拡張されたケプストラムに応答して前記適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部の加重値係数の調整により適合化される応答を有し、前記デジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号に応答するために接続される適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部と、を含むことを特徴とする受信器。
【請求項８】
請求項３に記載の方法によるデジタルテレビ信号放送のための受信器において、
受信のために選択された無線周波数放送デジタルテレビ信号に応答する増幅された中間周波数信号を提供するための前端回路と、
前記増幅された中間周波数信号からデジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号を回復するための復調器及びアナログ−デジタル変換回路であって、前記復調器及びアナログ−デジタル変換回路は前記前端回路から前記増幅された中間周波数信号を受信するために接続される復調器及びアナログ−デジタル変換回路と、
前記復調器及びアナログ−デジタル変換回路により回復された前記デジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号での前記トレーニング信号の各発生から１０２３記号エポック持続時間のそれぞれのセットの連続デジタルサンプルを選択するためのゲート回路と、
前記１０２３記号エポック持続時間のそれぞれのセットの連続デジタルサンプルの電力スペクトルの離散フーリエ変換を計算するためのＤＦＴコンピュータ装置と、
前記ＤＦＴコンピュータ装置が計算する前記１０２３記号エポック持続時間のそれぞれのセットの連続デジタルサンプルの電力スペクトルの前記離散フーリエ変換の各項と、
前記トレーニング信号に理想的な伝送チャンネルの応答を示す離散フーリエ変換の対応する項の商を決定することによって実際伝送チャンネルを特徴づける離散フーリエ変換を生成するための回路と、
前記実際伝送チャンネルを特徴づける前記離散フーリエ変換の逆フーリエ変換を計算するための逆離散フーリエ変換回路と、
入力信号として前記復調器及びアナログ−デジタル変換回路から前記デジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号を受信するように接続された直接−成分−抑圧フィルターであって、前記直接−成分−抑圧フィルターは受信のために選択された前記無線周波数放送デジタルテレビ信号を伴うパイロットキャリアの検出に起因する何れかの直接成分を抑圧する前記デジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号に応答を提供するように接続される直接−成分−抑圧フィルターと、
整合フィルター応答を提供するために、前記直接−成分−抑圧フィルターの応答に対するＰＮ１０２３自己相関フィルタリングを行うために接続される、非周期的な類型の整合フィルタリング装置と、
入力信号として前記整合フィルター応答を受信し、遅延された１０２３記号エポックとして前記整合フィルター応答をコームフィルター応答と区別して結合するコームフィルター応答を提供するように接続されるコームフィルターであって、前記コームフィルター応答はデジタルテレビ信号のための前記受信器に前記伝送チャンネルを特徴づける拡張されたケプストラムを含み、前記拡張されたケプストラムのうち１つはそれぞれのデータフィールド内の前記ＰＮ１０２３シーケンスの連続サイクルに応答して生成されるコームフィルターと、
拡張された−ケプストラムレジスターに臨時に貯蔵される、それぞれのデータフィールド内の前記ＰＮ１０２３シーケンスの連続サイクルに応答して生成される前記拡張されたケプストラムを前記コームフィルター応答から選択するために接続される拡張された−ケプストラムレジスターと、
コンピュータ内でラップアラウンドのないチャンネルインパルス応答を生じるために前記拡張された−ケプストラムレジスターに臨時に貯蔵される前記拡張されたケプストラムによって前記実際伝送チャンネルを特徴づける前記離散フーリエ変換の逆フーリエ変換の周期的な反復が生じて除去されるコンピュータと、
適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部であって、前記ラップアラウンドのないチャンネルインパルス応答に応答して前記適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部の加重値係数の調整により適合化される応答を有し、前記デジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号に応答するために接続される適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部と、を含むことを特徴とする受信器。
【請求項９】
請求項３に記載の方法によるデジタルテレビ信号放送のための受信器において、
受信のために選択された無線周波数放送デジタルテレビ信号に応答する増幅された中間周波数信号を提供するための前端回路と、
前記増幅された中間周波数信号からデジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号を回復するための復調器及びアナログ−デジタル変換回路であって、前記復調器及びアナログ−デジタル変換回路は、前記前端回路から前記増幅された中間周波数信号を受信するために接続される復調器及びアナログ−デジタル変換回路と、
前記復調器及びアナログ−デジタル変換回路から前記デジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号での前記トレーニング信号の各発生から１０２３記号エポック持続時間のそれぞれのセットの連続デジタルサンプルを選択するために接続された周期的な類型の整合フィルタリング装置であって、前記整合フィルタリング装置はデジタルテレビ信号に対する前記受信器に伝送チャンネルを特徴づけるケプストラムを発生させるために前記１０２３記号エポック持続時間のそれぞれのセットの連続デジタルサンプルの各々に対する周期的なＰＮ１０２３自己相関フィルタリングを行う整合フィルタリング装置と、
入力信号として前記復調器及びアナログ−デジタル変換回路から前記デジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号を受信するように接続された直接−成分−抑圧フィルターであって、前記直接−成分−抑圧フィルターは受信のために選択された前記無線周波数放送デジタルテレビ信号を伴うパイロットキャリアの検出に起因する何れかの直接成分を抑圧する前記デジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号に応答を提供すべく接続される直接−成分−抑圧フィルターと、
整合フィルター応答を提供するために、前記直接−成分−抑圧フィルターの応答に対するＰＮ１０２３自己相関フィルタリングを行なうために接続される、非周期的な類型の整合フィルタリング装置と、
入力信号として前記整合フィルター応答を受信し、遅延された１０２３記号エポックとして前記整合フィルター応答をコームフィルター応答と区別して結合するコームフィルター応答を提供すべく接続されるコームフィルターであって、前記コームフィルター応答はデジタルテレビ信号のための前記受信器に前記伝送チャンネルを特徴づける拡張されたケプストラムを含み、前記拡張されたケプストラムのうち１つはそれぞれのデータフィールド内の前記ＰＮ１０２３シーケンスの連続サイクルに応答して生成されるコームフィルターと、
拡張された−ケプストラムレジスターに臨時に貯蔵される、それぞれのデータフィールド内の前記ＰＮ１０２３シーケンスの連続サイクルに応答して生成される前記拡張されたケプストラムを前記コームフィルター応答から選択するために接続される拡張された−ケプストラムレジスターと、
コンピュータ内で周期的な類型の前記整合フィルタリング装置により生じる前記ケプストラムの周期的な反復が生じてラップアラウンドのないチャンネルインパルス応答を発生させるために前記拡張された−ケプストラムレジスターに臨時に貯蔵される前記拡張されたケプストラムによって除去されるコンピュータと、
適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部であって、前記ラップアラウンドのないチャンネルインパルス応答に応答して前記適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部の加重値係数の調整により適合化される応答を有し、前記デジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号に応答するために接続される適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部と、を含むことを特徴とする受信器。
【請求項１０】
前記特定擬似−ランダム雑音シーケンスはＰＮ１０２３シーケンスであり、
順方向エラー訂正符号化されたデータを生成するためにデータを順方向エラー訂正符号化する段階と、
コンボーリューションインターリービングされた順方向エラー訂正符号化されたデータを生成するために前記順方向エラー訂正符号化されたデータをコンボーリューションインターリービングする段階と、
それぞれの前記データフィールドの既定の第２部分内の連続データセグメントに含めるために前記コンボーリューションインターリービングされた順方向エラー訂正符号化されたデータを処理する段階と、をさらに含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項１１】
請求項１０に記載の方法によるデジタルテレビ信号放送のための送信器。
【請求項１２】
請求項１０に記載の方法によるデジタルテレビ信号放送のための受信器において、
受信のために選択された無線周波数放送デジタルテレビ信号に応答する増幅された中間周波数信号を提供するための前端回路と、
前記増幅された中間周波数信号からデジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号を回復するための復調器及びアナログ−デジタル変換回路であって、前記復調器及びアナログ−デジタル変換回路は前記前端回路から前記増幅された中間周波数信号を受信するために接続される復調器及びアナログ−デジタル変換回路と、
前記復調器及びアナログ−デジタル変換回路により回復された前記デジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号での前記トレーニング信号の各発生から１０２３記号エポック持続時間のそれぞれのセットの連続デジタルサンプルを選択するためのゲート回路と、
前記１０２３記号エポック持続時間のそれぞれのセットの連続デジタルサンプルの電力スペクトルの離散フーリエ変換を計算するためのＤＦＴコンピュータ装置と、
前記ＤＦＴコンピュータ装置が計算する前記１０２３記号エポック持続時間のそれぞれのセットの連続デジタルサンプルの電力スペクトルの前記離散フーリエ変換の各項と、
前記トレーニング信号に理想的な伝送チャンネルの応答を示す離散フーリエ変換の対応する項の商を決定することによって実際伝送チャンネルを特徴づける離散フーリエ変換を生成するための回路と、
前記実際伝送チャンネルを特徴づける前記離散フーリエ変換の逆フーリエ変換を計算するための逆離散フーリエ変換回路と、
適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部であって、前記逆フーリエ変換に応答して前記適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部の加重値係数の調整により適合化される応答を有し、前記デジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号に応答するために接続される適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部と、
インターリービングされたデータを回復するために前記適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部の応答を復号化するための記号復号器と、
デインターリービングされたデータのパケットを生成するために前記記号復号器により回復されたインターリービングされたデータをデインターリービングするために接続されるコンボーリューションデインターリーバと、
デインターリービングされたデータの前記パケットそれぞれより何らかのエラーを検出するために接続されるエラー検出及び訂正回路であって、前記エラー検出及び訂正回路は訂正される所定数のエラーより少ないエラーを有する前記パケットを各々有するデインターリービングされたデータの前記パケットを提供するために接続されるエラー検出及び訂正回路と、
訂正される所定数のエラーより少ないエラーを有する前記パケットを各々有するデインターリービングされたデータの前記パケットを前記エラー検出及び訂正回路から受信するために接続され、前記デインターリービングされたデータを既定のデランダマイジング信号と排他的論理和することによってデータデランダマイザー出力信号を生成するために接続されるデータデランダマイザーと、
前記エラー検出及び訂正回路によりエラーとして残っていないそれぞれのデータパケットに対してパケット識別信号に応答して前記データデランダマイザー出力信号から分類された特定セットの識別可能なデータパケットを複数の出力信号に各々提供するために接続されるパケット分流器と、を含むことを特徴とする受信器。
【請求項１３】
請求項１０に記載の方法によるデジタルテレビ信号放送のための受信器において、
受信のために選択された無線周波数放送デジタルテレビ信号に応答する増幅された中間周波数信号を提供するための前端回路と、
前記増幅された中間周波数信号からデジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号を回復するための復調器及びアナログ−デジタル変換回路であって、前記復調器及びアナログ−デジタル変換回路は前記前端回路から前記増幅された中間周波数信号を受信するために接続される復調器及びアナログ−デジタル変換回路と、
前記復調器及びアナログ−デジタル変換回路から前記デジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号での前記トレーニング信号の各発生から１０２３記号エポック持続時間のそれぞれのセットの連続デジタルサンプルを選択するために接続された周期的な類型の整合フィルタリング装置であって、前記整合フィルタリング装置はデジタルテレビ信号に対する前記受信器に伝送チャンネルを特徴づけるケプストラムを発生させるために前記１０２３記号エポック持続時間のそれぞれのセットの連続デジタルサンプルの各々に対する周期的なＰＮ１０２３自己相関フィルタリングを行う整合フィルタリング装置と、
適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部であって、前記ケプストラムに応答して前記適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部の加重値係数の調整により適合化される応答を有し、前記デジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号に応答するために接続される適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部と、
インターリービングされたデータを回復するために前記適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部の応答を復号化するための記号復号器と、
デインターリービングされたデータのパケットを生成するために前記記号復号器により回復されたインターリービングされたデータをデインターリービングするために接続されるコンボーリューションデインターリーバと、
デインターリービングされたデータの前記パケットそれぞれより何らかのエラーを検出するために接続されるエラー検出及び訂正回路であって、前記エラー検出及び訂正回路は訂正される所定数のエラーより少ないエラーを有する前記パケットを各々有するデインターリービングされたデータの前記パケットを提供するために接続されるエラー検出及び訂正回路と、
訂正される所定数のエラーより少ないエラーを有する前記パケットを各々有するデインターリービングされたデータの前記パケットを前記エラー検出及び訂正回路から受信するために接続され、前記デインターリービングされたデータを既定のデランダマイジング信号と排他的論理和することによってデータデランダマイザー出力信号を生成するために接続されるデータデランダマイザーと、
前記エラー検出及び訂正回路によりエラーとして残っていないそれぞれのデータパケットに対してパケット識別信号に応答して前記データデランダマイザー出力信号から分類された特定セットの識別可能なデータパケットを複数の出力信号各々に提供するために接続されるパケット分流器と、を含むことを特徴とする受信器。
【請求項１４】
請求項１０に記載の方法によるデジタルテレビ信号放送のための受信器において、
受信のために選択された無線周波数放送デジタルテレビ信号に応答する増幅された中間周波数信号を提供するための前端回路と、
前記増幅された中間周波数信号からデジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号を回復するための復調器及びアナログ−デジタル変換回路であって、前記復調器及びアナログ−デジタル変換回路は前記前端回路から前記増幅された中間周波数信号を受信するために接続される復調器及びアナログ−デジタル変換回路と、
入力信号として前記復調器及びアナログ−デジタル変換回路から前記デジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号を受信するように接続された直接−成分−抑圧フィルターであって、前記直接−成分−抑圧フィルターは受信のために選択された前記無線周波数放送デジタルテレビ信号を伴うパイロットキャリアの検出に起因する何れかの直接成分を抑圧する前記デジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号に応答を提供するように接続される直接−成分−抑圧フィルターと、
整合フィルター応答を提供するために、前記直接−成分−抑圧フィルターの応答に対するＰＮ１０２３自己相関フィルタリングを行うために接続される、非周期的な類型の整合フィルタリング装置と、
入力信号として前記整合フィルター応答を受信し、遅延された１０２３記号エポックとして前記整合フィルター応答をコームフィルター応答と区別して結合するコームフィルター応答を提供するように接続されるコームフィルターであって、前記コームフィルター応答はデジタルテレビ信号のための前記受信器に前記伝送チャンネルを特徴づける拡張されたケプストラムを含み、前記拡張されたケプストラムはそれぞれのデータフィールド内の前記ＰＮ１０２３シーケンスの連続サイクルに応答して生成されるコームフィルターと、
拡張された−ケプストラムレジスターに臨時に貯蔵される、それぞれのデータフィールド内の前記ＰＮ１０２３シーケンスの連続サイクルに応答して生成される前記ケプストラムを前記コームフィルター応答から選択するために接続される拡張された−ケプストラムレジスターと、
適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部であって、前記拡張されたケプストラムに応答して前記適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部の加重値係数の調整により適合化される応答を有し、前記デジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号に応答するために接続される適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部と、
インターリービングされたデータを回復するために前記適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部の応答を復号化するための記号復号器と、
デインターリービングされたデータのパケットを生成するために前記記号復号器により回復されたインターリービングされたデータをデインターリービングするために接続されるコンボーリューションデインターリーバと、
デインターリービングされたデータの前記パケットそれぞれより何らかのエラーを検出するために接続されるエラー検出及び訂正回路であって、前記エラー検出及び訂正回路は訂正される所定数のエラーより少ないエラーを有する前記パケットを各々有するデインターリービングされたデータの前記パケットを提供するために接続されるエラー検出及び訂正回路と、
訂正される所定数のエラーより少ないエラーを有する前記パケットを各々有するデインターリービングされたデータの前記パケットを前記エラー検出及び訂正回路から受信するために接続され、前記デインターリービングされたデータを既定のデランダマイジング信号と排他的論理和することによってデータデランダマイザー出力信号を生成するために接続されるデータデランダマイザーと、
前記エラー検出及び訂正回路によりエラーとして残っていないそれぞれのデータパケットに対してパケット識別信号に応答して前記データデランダマイザー出力信号から分類された特定セットの識別可能なデータパケットを複数の出力信号各々に提供するために接続されるパケット分流器と、を含むことを特徴とする受信器。
【請求項１５】
それぞれの前記データフィールドの既定の第１部分内のデータセグメントに含めるために前記コンボーリューションインターリービングされた順方向エラー訂正符号化されたデータを処理する前記段階は、
トレリス符号化されたデータを生成するために前記コンボーリューションインターリービングされた順方向エラー訂正符号化されたデータをトレリス符号化する段階と、
それぞれの前記データフィールドの前記既定の第２部分内のデータセグメントのうち前記トレリス符号化されたデータを配分する段階と、を含むことを特徴とする請求項１０に記載の方法。
【請求項１６】
請求項１５に記載の方法によるデジタルテレビ信号放送のための送信器。
【請求項１７】
請求項１５に記載の方法によるデジタルテレビ信号放送のための受信器において、
受信のために選択された無線周波数放送デジタルテレビ信号に応答する増幅された中間周波数信号を提供するための前端回路と、
前記増幅された中間周波数信号からデジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号を回復するための復調器及びアナログ−デジタル変換回路であって、前記復調器及びアナログ−デジタル変換回路は前記前端回路から前記増幅された中間周波数信号を受信するために接続される復調器及びアナログ−デジタル変換回路と、
前記復調器及びアナログ−デジタル変換回路により回復された前記デジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号での前記トレーニング信号の各発生から１０２３記号エポック持続時間のそれぞれのセットの連続デジタルサンプルを選択するためのゲート回路と、
前記１０２３記号エポック持続時間のそれぞれのセットの連続デジタルサンプルの電力スペクトルの離散フーリエ変換を計算するためのＤＦＴコンピュータ装置と、
前記ＤＦＴコンピュータ装置が計算する前記１０２３記号エポック持続時間のそれぞれのセットの連続デジタルサンプルの電力スペクトルの前記離散フーリエ変換の各項と、
前記トレーニング信号に理想的な伝送チャンネルの応答を示す離散フーリエ変換の対応する項の商を決定することによって実際伝送チャンネルを特徴づける離散フーリエ変換を生成するための回路と、
前記実際伝送チャンネルを特徴づける前記離散フーリエ変換の逆フーリエ変換を計算するための逆離散フーリエ変換回路と、
適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部であって、前記逆フーリエ変換に応答して前記適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部の加重値係数の調整により適合化される応答を有し、前記デジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号に応答するために接続される適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部と、
インターリービングされたデータを回復するために前記適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部の応答を復号化するためのトレリス復号器と、
デインターリービングされたデータのパケットを生成するために前記記号復号器により回復されたインターリービングされたデータをデインターリービングするために接続されるコンボーリューションデインターリーバと、
デインターリービングされたデータの前記パケットそれぞれより何らかのエラーを検出するために接続されるエラー検出及び訂正回路であって、前記エラー検出及び訂正回路は訂正される所定数のエラーより少ないエラーを有する前記パケットを各々有するデインターリービングされたデータの前記パケットを提供するために接続されるエラー検出及び訂正回路と、
訂正される所定数のエラーより少ないエラーを有する前記パケットを各々有するデインターリービングされたデータの前記パケットを前記エラー検出及び訂正回路から受信するために接続され、前記デインターリービングされたデータを既定のデランダマイジング信号と排他的論理和することによってデータデランダマイザー出力信号を生成するために接続されるデータデランダマイザーと、
前記エラー検出及び訂正回路によりエラーとして残っていないそれぞれのデータパケットに対してパケット識別信号に応答して前記データデランダマイザー出力信号から分類された特定セットの識別可能なデータパケットを複数の出力信号各々に提供するために接続されるパケット分流器と、を含むことを特徴とする受信器。
【請求項１８】
請求項１５に記載の方法によるデジタルテレビ信号放送のための受信器において、
受信のために選択された無線周波数放送デジタルテレビ信号に応答する増幅された中間周波数信号を提供するための前端回路と、
前記増幅された中間周波数信号からデジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号を回復するための復調器及びアナログ−デジタル変換回路であって、前記復調器及びアナログ−デジタル変換回路は前記前端回路から前記増幅された中間周波数信号を受信するために接続される復調器及びアナログ−デジタル変換回路と、
前記復調器及びアナログ−デジタル変換回路から前記デジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号での前記トレーニング信号の各発生から１０２３記号エポック持続時間のそれぞれのセットの連続デジタルサンプルを選択するために接続された周期的な類型の整合フィルタリング装置であって、前記整合フィルタリング装置はデジタルテレビ信号に対する前記受信器に伝送チャンネルを特徴づけるケプストラムを発生させるために前記１０２３記号エポック持続時間のそれぞれのセットの連続デジタルサンプルの各々に対する周期的なＰＮ１０２３自己相関フィルタリングを行う整合フィルタリング装置と、
適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部であって、前記ケプストラムに応答して前記適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部の加重値係数の調整により適合化される応答を有し、前記デジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号に応答するために接続される適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部と、
インターリービングされたデータを回復するために前記適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部の応答を復号化するためのトレリス復号器と、
デインターリービングされたデータのパケットを生成するために前記記号復号器により回復されたインターリービングされたデータをデインターリービングするために接続されるコンボーリューションデインターリーバと、
デインターリービングされたデータの前記パケットそれぞれより何らかのエラーを検出するために接続されるエラー検出及び訂正回路であって、前記エラー検出及び訂正回路は訂正される所定数のエラーより少ないエラーを有する前記パケットを各々有するデインターリービングされたデータの前記パケットを提供するために接続されるエラー検出及び訂正回路と、
訂正される所定数のエラーより少ないエラーを有する前記パケットを各々有するデインターリービングされたデータの前記パケットを前記エラー検出及び訂正回路から受信するために接続され、前記デインターリービングされたデータを既定のデランダマイジング信号と排他的論理和することによってデータデランダマイザー出力信号を生成するために接続されるデータデランダマイザーと、
前記エラー検出及び訂正回路によりエラーとして残っていないそれぞれのデータパケットに対してパケット識別信号に応答して前記データデランダマイザー出力信号から分類された特定セットの識別可能なデータパケットを複数の出力信号に各々提供するために接続されるパケット分流器と、を含むことを特徴とする受信器。
【請求項１９】
請求項１５に記載の方法によるデジタルテレビ信号放送のための受信器において、
受信のために選択された無線周波数放送デジタルテレビ信号に応答する増幅された中間周波数信号を提供するための前端回路と、
前記増幅された中間周波数信号からデジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号を回復するための復調器及びアナログ−デジタル変換回路であって、前記復調器及びアナログ−デジタル変換回路は前記前端回路から前記増幅された中間周波数信号を受信するために接続される復調器及びアナログ−デジタル変換回路と、
入力信号として前記復調器及びアナログ−デジタル変換回路から前記デジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号を受信するように接続された直接−成分−抑圧フィルターであって、前記直接−成分−抑圧フィルターは受信のために選択された前記無線周波数放送デジタルテレビ信号を伴うパイロットキャリアの検出に起因する何れかの直接成分を抑圧する前記デジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号に応答を提供するように接続される直接−成分−抑圧フィルターと、
整合フィルター応答を提供するために、前記直接−成分−抑圧フィルターの応答に対するＰＮ１０２３自己相関フィルタリングを行うために接続される、非周期的な類型の整合フィルタリング装置と、
入力信号として前記整合フィルター応答を受信し、遅延された１０２３記号エポックとして前記整合フィルター応答をコームフィルター応答と区別して結合するコームフィルター応答を提供するように接続されるコームフィルターであって、前記コームフィルター応答はデジタルテレビ信号のための前記受信器に前記伝送チャンネルを特徴づける拡張されたケプストラムを含み、前記拡張されたケプストラムはそれぞれのデータフィールド内の前記ＰＮ１０２３シーケンスの連続サイクルに応答して生成されるコームフィルターと、
拡張された−ケプストラムレジスターに臨時に貯蔵される、それぞれのデータフィールド内の前記ＰＮ１０２３シーケンスの連続サイクルに応答して生成される前記ケプストラムを前記コームフィルター応答から選択するために接続される拡張された−ケプストラムレジスターと、
適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部であって、前記拡張されたケプストラムに応答して前記適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部の加重値係数の調整により適合化される応答を有し、前記デジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号に応答するために接続される適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部と、
インターリービングされたデータを回復するために前記適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部の応答を復号化するためのトレリス復号器と、
デインターリービングされたデータのパケットを生成するために前記記号復号器により回復されたインターリービングされたデータをデインターリービングするために接続されるコンボーリューションデインターリーバと、
デインターリービングされたデータの前記パケットそれぞれより何らかのエラーを検出するために接続されるエラー検出及び訂正回路であって、前記エラー検出及び訂正回路は訂正される所定数のエラーより少ないエラーを有する前記パケットを各々有するデインターリービングされたデータの前記パケットを提供するために接続されるエラー検出及び訂正回路と、
訂正される所定数のエラーより少ないエラーを有する前記パケットを各々有するデインターリービングされたデータの前記パケットを前記エラー検出及び訂正回路から受信するために接続され、前記デインターリービングされたデータを既定のデランダマイジング信号と排他的論理和することによってデータデランダマイザー出力信号を生成するために接続されるデータデランダマイザーと、
前記エラー検出及び訂正回路によりエラーとして残っていないそれぞれのデータパケットに対してパケット識別信号に応答して前記データデランダマイザー出力信号から分類された特定セットの識別可能なデータパケットを複数の出力信号各々に提供するために接続されるパケット分流器と、を含むことを特徴とする受信器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は伝播放送された放送のためのデジタルテレビ（ＤＴＶ）信号、前記放送ＤＴＶ信号のための送信器及び前記放送ＤＴＶ信号のための受信器に係り、前記放送ＤＴＶ信号はチャンネル−等化及び反響−消去のためにＤＴＶ受信器で使われる適応フィルターの媒介変数を初期化するための新規反響−消去参照（ＥＣＲ；ｅｃｈｏ−ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ）信号成分を含む。
【０００２】
【従来の技術】
米国次世代ＴＶシステム委員会（ＡＴＳＣ；Ａｄｖａｎｃｅｄ Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍｓ Ｃｏｍｍｉｔｔｅｅ）は、１９９５年に文書Ａ／５３としてデジタルテレビ標準を発表し、以下”Ａ／５３”と略称する。”ＲＦ／伝送システム特性”と名づけられるＡ／５３の付録Ｄは特に本明細書に参照として含まれる。付録Ｄは、データフレームが２つのデータフィールドよりなり、各データフィールドは３１３データセグメントよりなり、各データセグメントは８３２記号よりなると明示する。付録Ｄは、それぞれのデータセグメントが４−記号データセグメント同期化（ＤＳＳ；ｄａｔａ−ｓｅｇｍｅｎｔ−ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ）シーケンスを持って開始すると明示する。付録Ｄは、各データフィールドの初期データセグメントが４−記号ＤＳＳシーケンスを後続するデータ−フィールド−同期化（ＤＦＳ；ｄａｔａ−ｆｉｅｌｄ−ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ）信号を含むと明示する。各Ａ／５３ ＤＦＳ信号内の第５ないし第５１５記号は指定されたＰＮ５１１シーケンスである。すなわち、５１１個の記号よりなる擬似−ランダム雑音シーケンスは＋５または−５値と表されうる。それぞれのＡ／５３ ＤＦＳ信号内の第５１６ないし第７０４記号は＋５または−５値と表されうる全体１８９個の記号よりなる３重−ＰＮ６３シーケンスである。中間ＰＮ６３シーケンスは１つ置きにデータフィールド毎に極性が反転される。それぞれのＡ／５３ ＤＦＳ信号内の第７０５ないし第７２８記号は伝送される残留−側波帯（ＶＳＢ；ｖｅｓｔｉｇｉａｌ−ｓｉｄｅｂａｎｄ）信号の特性を明示するＶＳＢモードコードを含む。それぞれのＡ／５３ ＤＦＳ信号内の残りの１０４個の記号は保留されるが、これら記号のうち最終１２個は以前データフィールドの最終データセグメント内のデータの最終１２個の記号を反復するプレコード信号である。Ａ／５３は以前データフィールド内のデータを中断した手続きを続けるそれぞれのフィールドの第２データセグメントで再び開始しうるトレリス符号化及び復号化手続きを行うために前記プレコード信号を明示する。
【０００３】
受信器がその動作を同期化する放送ＴＶ信号は主要信号と称され、前記主要信号は、通常最短伝送経路上で受信される直接信号である。したがって、他の経路上で受信される多重経路信号は、通常前記主要信号に関して遅延され、遅延ゴースト信号として現れる。しかし、直接または最短経路信号は、受信器の同期化信号でないこともある。受信器が直接信号に比べて遅延された（より長い経路）信号に自体の動作を同期化する場合、直接信号により引き起こされる先行多重経路信号があるか、受信器が同期化する反射された信号より小さな遅延の他の反射された信号及び直接信号により引き起こされる複数の先行多重経路信号が有り得る。アナログＴＶ技術において多重経路信号は”ゴースト”と称するが、ＤＴＶ技術において多重経路信号は慣例上”反響（ｅｃｈｏｅｓ）”と称する。主要信号に先行する多重経路信号は”先反響（ｐｒｅ−ｅｃｈｏｅｓ）”と称し、主要信号に遅れた多重経路信号は”後反響（ｐｏｓｔ−ｅｃｈｏｅｓ）”と称する。反響は与えられた位置で、位置毎に、そしてチャンネル毎に数、大きさ及び遅延時間が異なる。相当なエネルギーを有する後反響は、参照信号から６０μ秒だけ遅延されるものと報告された。相当なエネルギーを有する先反響は参照信号を３０μ秒だけ先行するものと報告された。この９０μ秒またはその程度の可能な範囲の反響は２０００年春以前に一般的に推測されたものよりかなり拡張されたものである。
【０００４】
受信器へのＤＴＶの伝送は、伝送される信号に多様に遅延された応答の加重値和を提供するサンプリングされた−データ時間−ドメインフィルターの特性を有する伝送チャンネルを介するものと見なされる。ＤＴＶ信号受信器で受信された信号は伝送チャンネルで起因する時間−ドメインフィルタリング影響に対して少なくとも部分的に補償する等化及び反響−消去フィルタリングを通じて通過される。この等化及び反響−消去フィルタリングは慣習上デジタルドメインで行われるサンプリングされた−データフィルタリングである。時間−ドメインフィルタリングの影響は放送デジタルテレビ信号が多様な送信器から受信されるチャンネルに対して相異なる。さらに、時間−ドメインフィルタリング影響は各特定送信器から受信される放送デジタルテレビ信号に対して経時的に変化する。動く客体からの反射によって、反射する伝送経路の長さが変化する場合、”動的多重経路”と称される変化が単一送信器からの受信中に導入される。したがって、反響−消去及び等化を提供するサンプリングされた−データフィルタリングの加重値係数を調整するために適応フィルタリング手続きらが必要である。
【０００５】
等化及び反響−消去を提供するサンプリングされた−データフィルタリングの加重値係数の決定は慣習上２つの一般類型のうち１つの方法を使用して試みられる。第１一般類型の方法は、特に分析を容易にするために伝送された信号に含まれる反響−消去参照（ＥＣＲ；ｅｃｈｏ−ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ）信号に対する多重経路の影響の分析に依存する。第２一般類型の方法は伝送された信号のあらゆる部分に対する多重経路の影響の分析に依存する。ＡＴＳＣ標準ＤＴＶ信号でのデータフィールドの初期データセグメント内のＰＮ５１１及び３重−ＰＮ６３シーケンスが元のＥＣＲ信号として使用されるために提案された場合、実際フィールド環境でのＶＳＢ受信器性能はこれらシーケンスが単独でまたは組合わせて考慮される不適合なＥＣＲ信号であることを示す。従って、大部分のＤＴＶ製造社は、サンプリングされた−データフィルタリングの加重値係数を適合させるべく伝送された信号のあらゆる部分に対して多重経路の影響の分析に依存する決定フィードバック方法を使用した。最小−平均−二乗（ＬＭＳ；ｌｅａｓｔ−ｍｅａｎ−ｓｑｕａｒｅｓ）方法またはブロックＬＭＳ方法を用いる決定フィードバック方法は適当な大きさの集積回路に具現されうる。これら決定フィードバック方法は等化及び反響−消去フィルタリングが初期に実質的に最適の応答に収束した後に動的多重経路状態を非常によく探し出すように提供し、フィルタリングを通じたサンプリング比率が記号比率より相当高く提供し、動的多重経路の変化率が決定フィードバックループのスルー（ｓｌｅｗｉｎｇ）率を超えないように提供する。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、これら決定フィードバック方法は初期に悪い多重経路歪曲を有するＤＴＶ信号を受信する場合、ほぼ最適の応答で前記等化及び反響−消去フィルタリングを収束する場合、受け入れられないほどに遅い傾向がある。悪い多重経路歪曲状態は、相当なエネルギーの反響が１０または２０μ秒より多い主要受信された信号より先行するか、遅れる場合、主要受信された信号に比べて相異なるタイミングを有する多くの反響のアンサンブルがある場合、多重経路歪曲が急に変化する場合、及びエネルギーレベルが類似しているために主要受信された信号を反響から区別しにくい場合を含む。
【０００７】
さらに悪くは、収束は、決定フィードバックループのスルー率が多重経路状態での急激な変化に相応するのに十分に速くなく、その後に動的多重経路状態の追跡が回復されねばならない場合に遅すぎる。ＬＭＳまたはブロック−ＬＭＳ決定フィードバック方法よりさらに早い収束を提供するデータ−依存等化及び反響−消去方法が知られているが、適当な大きさの集積回路にそれらを具現するのに難しさがある。
【０００８】
したがって、実質的に最適応答に等化及び反響−消去フィルタリングを”直ちに”収束するＥＣＲ信号を周期的に導入するようにＡ／５３ＤＴＶ信号を修正することが望ましい。フィールドでは、まだＤＴＶ信号受信器の動作と干渉しないＥＣＲ信号を有することが望ましい。しかし、ＤＴＶ受信器でのＶＳＢ−８信号のデインターリービングのために、これは少なくとも完全に十足させるには不可能な条件である。
【０００９】
２００１年１月１８日、Ａ．Ｒ．Ｌ．Ｒ．Ｌｉｍｂｅｒｇにより出願され、”放送デジタルテレビ信号受信器のためのゴースト消去参照信号及びこれらを用いるための受信器”に名づけられる米国特許出願番号第０９／７７６，０１９号はボー・レート（ｂａｕｄ−ｒａｔｅ）記号を有する反復−ＰＮ５１１シーケンスよりなるＥＣＲ信号の含むために所定数のデータセグメントを拡張するそれぞれのデータフィールドを記述する。また、出願番号第０９／７７６，０１９号は標準ＶＳＢ−８ＤＴＶ信号のように、プレコード信号が第３１３データセグメントの最終１２個の記号を反復すると明示する。３１３個のデータセグメントよりさらに多く含むためのデータフィールドの拡張はＤＴＶ送信器内のコンボーリューションインターリーバ及び新しく設計されるＤＴＶ受信器で作られるべきＤＴＶ受信器内の対応するデインターリーバの修正を最小化する。しかし、拡張されたデータフィールドは既にフィールド内の幾つかの受信器の動作と衝突する。
【００１０】
出願番号第０９／７７６，０１９号は、ＥＣＲ信号が自己相関手続きを使用した整合フィルターが他の信号により、そして雑音により引き起こされる干渉からＥＣＲ信号の最長遅延された反響を区別可能に十分なエネルギーを持たなければならないと指摘した。したがって、十分なエネルギー及びよく決められた自己相関応答を有するＥＣＲ信号が切実に要求される。Ａ／５３放送ＤＴＶ信号のそれぞれのデータフィールドの初期データセグメント内の３重ＰＮ６３シーケンスはよく決められた自己相関応答を有するが、より小さな振幅を有するさらに長く遅延された後反響を検出するのに不十分なエネルギーを有する。Ａ／５３放送ＤＴＶ信号のそれぞれのデータフィールドの初期データセグメント内のＰＮ５１１シーケンスは相当なエネルギー及びよく決められた自己相関応答を有する。しかし、データフィールド同期化（ＤＦＳ）信号の成分シーケンスまたはその成分シーケンスの組合わせが実際にＥＣＲ信号としてさほど十分であるとは立証されていない。
【００１１】
１つの理由として、ＤＦＳ信号の如何なる部分も十分な持続時間の情報のない間隔により先行せず、以前データの後反響及びデータセグメント同期化シーケンスはＥＣＲ信号として使われるＤＦＳ信号の部分の持続時間の間に不十分なスペクトルエネルギーを示すということである。また、Ａ／５３ＤＴＶ信号は相異なる時間に伝送された情報を組合わせることによって、ＥＣＲ信号の前にそのような持続時間の情報のない間隔の生成を提供せず、これはＮＴＳＣアナログテレビ信号をデゴーストするのに使われる技術である。６４６記号エポックに亘って拡張する６０μ秒−長さ情報のない間隔は以前信号の後反響により重畳されない場合、ＥＣＲ信号に先行し、後反響は単に６０μ秒程度遅延される場合、十分なエネルギーを有しうる。以前信号の後反響は反響検出の敏感度を保つためにデジタル化されたジョンソン雑音にあまり寄与できない。同様に、ＤＦＳ信号の如何なる部分も十分な持続時間の情報のない間隔により後が続かず、次のデータの前反響及びデータセグメント同期化シーケンスはＥＣＲ信号として使われるＤＦＳ信号部分の持続時間中に不十分なスペクトルエネルギーを示す。３２３記号エポックに亘って拡張する３０μ秒長さ情報のない間隔は以前信号の前反響により重畳されない場合、ＥＣＲ信号を後続し、先反響は単に３０μ秒程度先行する場合に十分なエネルギーを有することができる。これら情報のない間隔は望ましくは線形コンボーリューションを採用する自己相関フィルタリングが反響検出のために使用される場合はさらに長い持続時間でなければならない。
【００１２】
ＡＴＳＣ放送ＤＴＶ信号のそれぞれのデータフィールドの初期データセグメント内のＰＮ５１１シーケンスがＥＣＲ信号として特に十分でない他の理由は、ＰＮ５１１シーケンスが反復的でないという点である。したがって、ＰＮ５１１シーケンスの自己相関特性が折衝される。リーダは１９９４年８月２３日チャールズディートリヒ及びアーザーグリーンバーグ（Ｃｈａｒｌｅｓ Ｄｉｅｔｒｉｃｈ ａｎｄ ＡｒｔｈｕｒＧｒｅｅｎｂｅｒｇ）で発行された”擬似ランダムシーケンスを用いたデゴースト装置”という名称の米国特許第５，０６５，２４２号公報を参照する。参照として本明細書に含まれた、この特許は最大長さ擬似ランダム雑音（ＰＮ；ｐｓｅｕｄｏ ｒａｎｄｏｍ ｎｏｉｓｅ）シーケンスの自己相関関数が周期的な特性を有すると明示する。前記特許は、ＮＴＳＣアナログテレビ信号の垂直帰線期間それぞれの既定のスキャンライン期間にＥＣＲ信号として挿入される反復ＰＮシーケンスを記述する。米国特許第５，０６５，２４２号公報は高速フーリエ変換（ＦＦＴ）または離散フーリエ変換（ＤＦＴ）方法を使用して行われる伝送／受信チャンネル特性を記述する。
【００１３】
実際に実務上で存在するものと知られた９０μ秒程度の可能な範囲の反響はＡ．Ｌ．Ｒ．ＬＩＭＢＥＲＧが米国特許出願番号第０９／７７６，０１９号の優先権書類の、米国特許仮出願番号第６０／１７８，０８１号を出願した２０００年１月１９日に仮定したことより相当広く拡張される。ＬＩＭＢＥＧＲは単に４５μ秒程度の反響範囲を仮定し、ＥＣＲ信号は特に＋５または−５値と表されるボー・レート記号を有する反復ＰＮ５１１シーケンスに依存するものと記述した。 ＬＩＭＢＥＲＧには反復ＰＮ５１１シーケンスが８３２−記号−エポック期間で＋５、−５、−５、＋５記号シーケンスを含むものと選択され、前記シーケンスらはＡ／５３によって作られたＤＴＶ伝送でのデータセグメント同期化（ＤＳＳ）信号として使われると記述した。ボー・レート反復ＰＮ５１１シーケンスは４７．５μ秒より小さな範囲で反響を明確に検出しうる。
【００１４】
２０００年春に、フィールドで接しやすい相当なエネルギーを有する反響の範囲は約９０μ秒の広さであるということがＲＦシステム性能に関するＡＴＳＣタスクフォースに報告された時、Ａ．Ｌ．Ｒ．ＬＩＭＢＥＲＧはそのように広い範囲で反響の明確な検出がボー・レート反復ＰＮ１０２３シーケンスを採用したＥＣＲ信号により促進されると認識した。疑問は、４連続８３２−記号−エポック期間中に＋５、−５、−５、＋５ＤＳＳシーケンスを含む反復ＰＮ１０２３シーケンスの存否であった。Ａ．Ｌ．Ｒ．ＬＩＭＢＥＲＧはそのような反復ＰＮ１０２３シーケンスの存否をチェックしつつ、彼はこの疑問をＲＦシステム性能に対するＡＴＳＣタスクフォースに電子メールを使用してお問い合わせ、彼が全てのＰＮ１０２３シーケンスを計算して複写し、その結果を調べるためのソフトウェアを有していないということを示した。
【００１５】
驚くべきことに、Ｄ．Ｊ．マックドナルドはある反復ＰＮ１０２３シーケンスは実際にこの基準を充足し、多数の他のシーケンスがより小さな数の連続８３２−記号−エポック間隔に＋５、−５、−５、＋５ＤＳＳシーケンスを含むということを後で電子メールを通じて応答した。Ｄ．Ｊ．マックドナルドはオンラインで発見される既存のファイルを通じて調べるためのプログラムを記録することによって所望の類型のシーケンスを発見した。より多くのＤＳＳシーケンスがｎが約８以上増加する場合、反復−ＰＮシーケンスにより含まれるべきであるが、この問題は最初の問題とは違って難しくない。擬似−ランダム雑音（ＰＮ）シーケンスの（Ｐｎ−１）長さが、数（ｎ）の増加につれて増加する場合、シーケンスの数は線形的なもの以上に増加する。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
本発明の追加態様は、３より多くのデータセグメントが全体３０９６記号シーケンスを含むことが必要なために、３０９６−記号−エポック３重−ＰＮ１０２３シーケンスをＡＴＳＣ標準放送信号に正確にどのように含めるかに関心を有する。Ｃ．Ｂ．パテル（Ｃ．Ｂ．Ｐａｔｅｌ）は以前データフィールドの最終データセグメントから第３を開始する３０９６−記号−エポック３重−ＰＮ１０２３シーケンスの尾部に空間を残すためにＰＮ５１１シーケンス及び初期ＰＮ６３シーケンスを除去するように、ＤＦＳ信号が修正されることを提案した。Ａ．Ｌ．Ｒ．ＬＩＭＢＥＲＧはＰＮ５１１シーケンスを除去するが、初期ＰＮ６３シーケンスは残すようにＤＦＳ信号を修正し、３重−ＰＮ１０２３シーケンスが３０１１記号エポックに打ち切れることを提案した。これは９０μ秒範囲以上拡張する反響を明確に検出するように受信された反復−ＰＮ１０２３シーケンスでＰＮ１０２３自己相関フィルターの線形コンボーリューションを相変らず許容しうる。
【００１７】
Ａ．Ｌ．Ｒ．ＬＩＭＢＥＲＧ及びＣ．Ｂ．パテルは反復−ＰＮ１０２３シーケンスを追加で２５００記号エポックまで打ち切ることを希望し、それは３つの連続データセグメントに合わせられうる。これはＡＴＳＣ標準のままＤＦＳ信号を残すが、簡単な線形コンボーリューション手続きでＰＮ１０２３自己相関フィルターを通じて受信された反復ＰＮ１０２３シーケンスを簡単に伝達することによって明確に検出できる反響の範囲を所望の９０μ秒未満に減少させうる。Ｄ．Ｊ．マックドナルドは、反復ＰＮ１０２３シーケンスの周期的な特性は全ての反響情報が迂回するＰＮ１０２３信号及び自体の反響によってのみ重畳されるＰＮ１０２３シーケンスの内部サイクルに置かれるチャンネルを特徴づけるＤＦＴ手続きを必要とするということを意味すると指摘した。これはＥＣＲ信号内にＰＮ１０２３シーケンスの少なくとも２つのサイクルがある場合、ＤＦＴ手続きが９５μ秒幅に達する反響範囲以上の反響を明確に検出するように許す。ＰＮ１０２３シーケンスの内部サイクルが計算目的でシーケンス長さを拡張するために自体にループバックされうる。
【００１８】
Ａ．Ｌ．Ｒ．ＬＩＭＢＥＲＧがこの観察をＣ．Ｂ．パテルに伝達した時、パテル博士はＥＣＲ信号内にＰＮ１０２３シーケンスの少なくとも２つのサイクルがある場合、９５μ秒幅に達する反響範囲以上の反響を明確に検出するために、ＰＮ１０２３シーケンスの内部サイクルを自体にループバックするということはＰＮ１０２３自己相関フィルターのカーネルを持って循環コンボーリューションを許すということが分かった。
【００１９】
本発明の態様は約秒当り１０．７６百万サンプルの記号比率を有するＤＴＶ信号に反響−消去参照（ＥＣＲ）信号を含み、ここでＥＣＲ信号各々は＋５または−５値で表されるボー・レート記号を有する反復−ＰＮ１０２３シーケンスを含んだり、実質的に構成され、反復−ＰＮ１０２３シーケンスは多数の連続データセグメント同期信号を含むことに関心を有する。本発明の他の態様はそのような信号のための送信器及び受信器に関心を有する。
【００２０】
【発明の実施の形態】
図１Ａ及び図１Ｂは、多様な態様で本発明を具現するのに用いられる２５０７−記号反復−ＰＮ１０２３シーケンス内の連続記号を１列ずつ左から右に羅列したことを提供する。２５０７−記号反復−ＰＮ１０２３シーケンス内の１はデジタルテレビ信号での＋５キャリア変調値に対応し、２５０７−記号反復−ＰＮ１０２３シーケンス内の０は−５キャリア変調値に対応する。反復−ＰＮ１０２３シーケンスは各データフィールドを終える第３１４、第３１５及び第３１６データセグメントの間、そして次のデータフィールドの初期データセグメント内の最初１１個の記号の間に残留−側波帯キャリアを変調するために使われる。反復−ＰＮ１０２３シーケンスは、データセグメント同期化（ＤＳＳ）信号として残留−側波帯キャリアを変調した後、他のシーケンス８３２、１６６４及び２４９６記号エポックを有する１００１シーケンスを持って開始する。これらＤＳＳ信号を除いて、反復−ＰＮ１０２３シーケンスによる残留−側波帯キャリアの変調は８３２−記号データセグメントでの類似した位置で＋５、−５、−５、＋５シーケンスを含まない。図１の反復−ＰＮ１０２３シーケンス内の記号の順序が反対となる場合、これら有利な特性が相変らず獲得される。記述された望ましい特性を有するこれら２つのＰＮ１０２３シーケンスよりさらに多くあり、Ｊ．Ｄ．マックドナルドはこれらのうち２ファミリーを発見した。図１Ａ及び図１Ｂに示された特定反復−ＰＮ１０２３シーケンスは望ましいが、それは何れか知られた反復−ＰＮ１０２３シーケンスの最長重畳である７つの記号エポックにより初期データセグメントでのＰＮ５１１シーケンスを重畳するからである。
【００２１】
図２は、自体の２つのデータフィールドの端に３つの余分のデータセグメントを含むように修正されたＡＴＳＣデジタルテレビ信号データフレームの図面である。各データフィールド内の初期データセグメントはＡ／５３により明示されることと同一であり、各データフィールドの第３１３データセグメントから最終の１２個の記号は次のデータフィールドの第１データセグメントを終えるプレコードを形成するのに使用する。等化及び反響−消去フィルタリングのための反復−ＰＮ１０２３シーケンストレーニング信号は各データフィールド内の３つの追加データセグメント内に、そして本発明の幾つかの実施形態で次のデータフィールドの第１データセグメントの部分に含まれる。前述した本発明の実施形態において反復−ＰＮ１０２３シーケンスは、７つの記号エポックにより初期データセグメント内のＰＮ５１１シーケンスを重畳する。本発明の他の実施形態において、トレーニング信号の端は各データフィールドの第１データセグメントでの１つ以上の擬似−ランダム−雑音（ＰＮ）シーケンスに代える。
【００２２】
ＤＴＶ送信器でインターリーバ及びトレリス符号器の動作は各データフィールドの初期データセグメントの間だけでなく各データフィールドに付加された第３１４、第３１５及び第３１６データセグメントの伝送の間に中止される。これら時間に特に図２の放送デジタルテレビ信号を受信するために設計されたＤＴＶ受信器でのトレリス復号器及びデインターリーバの動作もさらに中止される。１９９５ＡＴＳＣ標準によってＤＴＶ信号放送を受信するように設計されたＤＴＶ受信器はトレリス復号器及びデインターリーバの動作が各データフィールドに付加された第３１４、第３１５及び第３１６データセグメントの間に中止さるべく設計されていないようである。トレリス復号器及びデインターリーバの動作がそのように中止されない場合、デインターリービングされたデータはデインターリーバに後続するリードソロモンエラー訂正回路により訂正されられないエラーを含む。
【００２３】
図３Ａの（１）〜（４）は、本発明によって図２のＤＴＶ信号放送での以前データフレームの偶数データフィールドの第３１３、第３１４、第３１５及び第３１６データセグメントの記号内容を示す。図３Ａの（５）及び図３Ｂの（６）は、現在データフレームでの次の奇数データフィールドの第１及び第２データセグメントの記号内容を示す。図３Ｂの（７），（８）及び図３Ｃの（９），（１０）は、前記次の奇数データフィールドの第３１３、第３１４、第３１５及び第３１６データセグメントの記号内容を示す。図３Ｃの（１１），（１２）は、次のデータフレームの偶数データフィールドの第１及び第２データセグメントの記号内容を示す。
【００２４】
前記データフィールドの第２ないし第３１３データセグメントはＡ／５３に明示されたようである。図３Ｂの（６）に示される第２データセグメントの端と図３Ｂの（７）に示される第３１３データセグメントの開始との間の時間間隔で起こる現在フレームの奇数フィールドの第３ないし第３１２データセグメントは、図面の経済性のために図示を略す。
【００２５】
結局、各データフィールドを第３１４、第３１５及び第３１６データセグメントは次のデータフィールドの初期データセグメントに続く反復−ＰＮ１０２３−シーケンスＥＣＲ信号の最初の２４９６記号を含む。図３Ａの（２）〜（５）及び図３Ｂの（６）〜（８）及び図３Ｃの（９），（１０）に示された現在データフレーム以前のデータフレームの偶数データフィールドの第３１４、第３１５及び第３１６データセグメントに挿入される反復−ＰＮ１０２３−シーケンスＥＣＲ信号の最初２４９６記号を示す。図３Ｂの（８）及び図３Ｃの（９），（１０）は、現在データフレームの奇数データフィールドの第３１４、第３１５及び第３１６データセグメントに挿入される反復−ＰＮ１０２３−シーケンスＥＣＲ信号の最初２４９６記号を示す。各データフィールドの第３１４、第３１５及び第３１６データセグメントのＤＳＳ信号は、前記データセグメントの間に伝送される反復−ＰＮ１０２３−シーケンスＥＣＲ信号内に含まれる。図３Ａの（５）及び図３Ｃの（１１）に示されたように、次のフィールドの初期データセグメントの開始でのＤＳＳ信号もそうであり、前記初期データセグメントのＰＮ５１１成分の最初７つの記号もそうである。
【００２６】
図３Ａの（２）〜（５）の反復−ＰＮ１０２３シーケンスは、Ａ／５３がそのような変調レベルを明示したように、８−ＶＳＢ信号で−５及び＋５変調レベルの間で変わる。図３Ｂの（８）及び図３Ｃの（９）〜（１１）の反復−ＰＮ１０２３シーケンスも−５及び＋５変調レベルの間で変わる。反復−ＰＮ１０２３シーケンスに対するこれら変調レベルは４−記号ＤＳＳシーケンスがこれら反復−ＰＮ１０２３シーケンス内に含まれるように促進する。
【００２７】
図３Ａの（５）に示されるような奇数データフィールドの初期データセグメント及び図３Ｃの（１１）に示されるような次の偶数データフィールドの初期データセグメントの各々はＡ／５３により規定されたＰＮ５１１シーケンスにより追従する４−記号ＤＳＳシーケンスを持って開始する。反復−ＰＮ１０２３シーケンスの端は１８９−記号３重ＰＮ６３シーケンス、２４−記号モード符号及びデータセグメントを終了する１０４−記号保持部分により後続する。図３Ｃの（１１）においてＰＮ５１１シーケンスは３重ＰＮ６３シーケンスでの中間ＰＮ６３シーケンスが他のＰＮ６３シーケンスと極性が反対となるという点で図３Ａの（５）と相異なる１８９−記号３重ＰＮ６３シーケンスにより後続する。
【００２８】
図４は、本発明の態様によって放送デジタルテレビ信号を伝送するためのデジタルテレビ送信器０１を示す。送信器０１はＭＰＥＧ−２標準ビデオデータのパケット、ＡＣ−３標準オーディオデータのパケット、及び他のデータのパケットをデータストリームでアセンブルするための従来の類型のパケットアセンブラ０２を含む。前記パケットアセンブラ０２は、”伝送ストリームマルチプレクサ”とも称される。前記パケットアセンブラ０２は、Ａ／５３、付録Ｄ、セクション４．２．２に明示された類型のデータランダマイザー０３にアセンブルしたデータストリームを提供するために接続される。前記データランダマイザー０３は各データフィールドの開始に初期化される、（２１７−１）−記号最大−長さＰＮシーケンスと全ての入力データを排他的論理和する。前記データランダマイザー０３はバイトアセンブラ０４にランダム化されたデータを提供するために接続される。前記バイトアセンブラ０４は、Ａ／５３、付録Ｄ、セクション４．２．３に明示されたような（２０７、１８７）類型のリードソロモン符号器０５に８−ビットバイトでランダム化されたデータを提供するために接続される。前記リードソロモン符号器０５はその中に挿入された順方向エラー訂正符号を有するランダム化されたデータのバイトを提供するためにコンボーリューションインターリーバ０６に接続される。前記コンボーリューションインターリーバ０６は伝送されるそれぞれのインターリービングされたデータフィールドのデータセグメント２ないし３１３を示すインターリービングされたデータのバイトを提供する。
【００２９】
前記コンボーリューションインターリーバ０６は、バイトニブル変換器０７にこれらインターリービングされたデータのバイトを提供するために接続され、前記バイトニブル変換器は前記バイトを２−ビットニブルのストリームで変換する。前記バイトニブル変換器０７はトレリス符号器０８にこのニブルストリームを提供するために接続され、前記トレリス符号器はＡ／５３に規定された類型の２／３比率トレリス符号化を行う。前記トレリス符号器０８はＡ／５３に規定された類型の８−レベル記号マッパ０９にそのトレリス符号化された出力信号を提供するために接続される。インターリービングされたデータフィールドのデータセグメント３１３から起因する最終１２個の記号が臨時貯蔵レジスター１０に貯蔵され、次のデータフィールドの初期データセグメントの末にプレコードとして次に使われる。
【００３０】
時分割マルチプレクサ１１は記号マッパ０９から記号を受信するために接続される。前記時分割マルチプレクサ１１は各伝送されたデータフィールドのデータセグメント２前にデータフィールド同期化（ＤＦＳ）信号をトレリス符号化された信号に挿入する。前記マルチプレクサ１１はＤＦＳ信号アセンブラ１２からＤＦＳ信号を受信するために接続される。前記ＤＦＳ信号アセンブラ１２はＤＦＳ信号の開始に読出し専用メモリ１３から読出されたＰＮ５１１及び３重−ＰＮ６３シーケンス、永久連結されたり、ＶＳＢモード符号発生器１４から提供されるＶＳＢモード符号、可能な場合”保持”信号、及び臨時貯蔵レジスター１０に貯蔵されたプレコードをアセンブルする。
【００３１】
時分割マルチプレクサ１１は、他の時分割マルチプレクサ１５にその出力信号を提供するために接続される。前記時分割マルチプレクサ１５は各伝送されるデータフィールドの各データセグメントの開始にＤＳＳ信号を挿入する。図４に示されたように、ＤＳＳ信号は、例えば、適当な時間に読出される読出し専用メモリ１６からマルチプレクサ１５に提供されうる。
【００３２】
図４において、前記時分割マルチプレクサ１５はさらに他の時分割マルチプレクサ１７に自体の出力信号を提供するために接続される。前記時分割マルチプレクサ１７は自体の出力信号が次の修正を持って前記時分割マルチプレクサ１５の出力信号を再生すべく設計される。読出し専用メモリ１８から読出されたＥＣＲ信号はそれぞれの伝送されたデータフィールドのデータセグメント３１３の追従する前記マルチプレクサ１７出力信号に挿入される。
【００３３】
図４は、前記時分割マルチプレクサ１７の出力信号を受信するために接続されるパイロット挿入回路１９を示す。前記パイロット挿入回路１９はその構成に平衡変調器を含む残留−側波帯変調器２０のための変調信号入力を生成するために直接成分を前記マルチプレクサ１７出力信号に追加する。前記直接成分は前記平衡変調器を不平衡にし、したがって前記ＶＳＢ変調器２０の出力信号はキャリア周波数でパイロットキャリアを含む。代案として、パイロット挿入は変調後に行われる。大部分の商業的なＤＴＶ送信器設計において、ＶＳＢ変調器２０の出力信号は中間周波数にある。無線周波数アップ変換器２１はＶＨＦまたはＵＨＦ帯域での割当てられた無線周波数伝送チャンネルに周波数を上向きにＶＳＢ変調器２０出力信号を変換して伝送アンテナ２２に印加される無線周波数信号の電力を増幅する。
【００３４】
図４の構成は、バイトニブル変換器０７の出力信号を持って開始し、時分割マルチプレクサ１１、１５、１７による挿入を受け入れるためにコンボーリューションインターリーバ０６出力信号の適合した部分にナル（ｎｕｌｌｓ）を導入してボー・レートで非常に簡単にクロックされる。電子設計分野の当業者が容易に認識するように、図４によって接続されたマルチプレクサ１１、１５、１７を使用したこと以外の時分割マルチプレクサ回路がデータフィールド同期化信号をそれぞれの伝送されたデータフィールドのためのトレリス符号化された信号に挿入することによって変調信号を生成するために、データセグメント同期化信号をそれぞれの伝送されたデータフィールドのそれぞれのデータセグメントに挿入するために、そして反復ＰＮ１０２３シーケンスを示す非トレリス符号化された信号をそれぞれの伝送されたデータフィールドの既定の部分に挿入するために使用されうる。ＲＯＭ１８をしてＤＳＳシーケンスを除いて反復−ＰＮ１０２３−シーケンスＥＣＲ信号を貯蔵するように修正でき、例えば時分割マルチプレクサ１５、１７の連結順序を反対にできる。これは共通アドレスカウンターからＲＯＭ１３、１８をアドレスすることを容易にする。他の設計可能性は時分割マルチプレクサ１７がＲＯＭ１８から周期的に読出された反復ＰＮ１０２３シーケンスＥＣＲ信号を挿入する前に、記号マッパ０８及びＤＦＳ信号アセンブラ１２の出力信号のそれぞれにＤＳＳ信号を挿入することである。
【００３５】
図５は、放送ＤＴＶ信号に含まれる反復−ＰＮ１０２３−シーケンストレーニング信号を用いられる放送ＤＴＶ信号のための受信器を示す。受信アンテナのように、無線周波数残留−側波帯ＤＴＶ信号のソース３０はチューナ及び中間周波数（Ｉ−Ｆ）増幅器ステージを含むＤＴＶ受信器の前端３１にＶＳＢ ＤＴＶ Ｒ−Ｆ信号を提供する。前記ＤＴＶ受信器の前端３１は復調器及びアナログ−デジタル変換回路３２に増幅されたＩ−Ｆ信号を提供する。前記回路３２は周知の多様な形のうち何れか１つを行なえる。変調がデジタルレジメ（ｒｅｇｉｍｅ）で行われる前にアナログ−デジタル変換器により増幅されたＩ−Ｆ信号がデジタル化される回路３２の形が望ましい。代案として、アナログ基底帯域復調結果でアナログレジメで復調が行われ、次いで、アナログ−デジタル変換器によりデジタル化される回路３２の形が代わりに使われる。アナログ−デジタル変換はボー・レートより高い割合で行われ、動的多重経路受信の間に生じる受信された信号の位相変調が伴われうる。
【００３６】
多重ボー・レートでアナログ−デジタル変換を行うことが有利であるが、これは記号エポック当り整数のサンプルを有することが受信器でのデジタルフィルターの設計を簡単にするからである。例えば、データ分割以前にボー・レートでのデシメーションフィルタリングが容易である。追加例として、ＰＮシーケンスのための自己相関フィルターはデジタル乗算器を必要とせずに構成されうる。部分等化を行うための適応フィルタリングも容易である。
【００３７】
復調器及びアナログ−デジタル変換回路３２は、デジタル化された基底帯域ＤＴＶ信号を提供する。例えば、図５が明示的にはそれを示していないが、慣例上、チャンネル−等化及び反響−消去に使われる適応フィルタリングに入力信号としてその印加前にナイキストスロープ（Ｎｙｑｕｉｓｔ−ｓｌｏｐｅ）フィルタリングを含む帯域−整形フィルタリングされ、前記適応フィルタリングは周知の多様な形を取れる。図５は構成要素３４−３８よりなる無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルターにより連続で後続される調整可能な加重値係数を有する第１有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルター３３を含む、適応フィルタリングの代表的な形態を示す。前記第１ＦＩＲフィルター３３の応答は、ＩＩＲフィルター入力信号として提供されてＩＩＲフィルター内の減算器３４に被減数（ｍｉｎｕｅｎｄ）入力信号として印加される。前記減算器３４に減数（ｓｕｂｔｒａｈｅｎｄ）入力信号は調整可能な加重値係数を有する第２ＦＩＲフィルター３５の応答である。前記減算器３４はＩＩＲフィルター出力信号としてその差出力信号を提供し、前記ＩＩＲフィルター出力信号は慣例上、ＤＴＶ受信器の残り３９に入力信号として提供される。この明細書で追加でＤＴＶ受信器の残り３９は図７を参照してより詳細に記述される。
【００３８】
前記ＩＩＲフィルター出力信号は、前記第２ＦＩＲフィルター３５に入力信号として印加のために処理され、第２ＦＩＲフィルター３５、減算器３４及び中間構成要素３６−３８を通じて退化的なフィードバックループを完成する。このフィードバックループは”無限”インパルス応答を起こす反復フィルタリングを提供する。代案として、”無限”インパルス応答は前記減算器３４からの差出力信号をその入力信号として前記第２ＦＩＲフィルター３５に直接印加することによって獲得しうる。しかし、データ指向方法によるＦＩＲフィルター３３、３５の加重値係数の調整はフィルタリングされた受信された信号に基づいて実際に伝送された信号の推定によりフィルタリングされた受信された信号に代えることによって容易になる。減算器３４からの差出力信号として提供される、等化及び反響−消去を行うための適応フィルタリングの出力信号はボー・レートより高い割合で、望ましくはボー・レートの倍数でサンプリングされる。デシメーションフィルター３６はボー・レートで入力信号を量子化器３７に提供するために減算器３４からの差出力信号に応答する。前記量子化器３７は実際に伝送された記号の推定をボー・レートで生成する。これら推定は補間フィルター３８に入力信号として印加され、前記補間フィルターは前記推定を減算器３４からの差出力信号と同じサンプル割合で再サンプリングする。前記補間フィルター３８応答はその入力信号として第２ＦＩＲフィルター３５に印加される。
【００３９】
小型専用コンピュータ４０はＦＩＲフィルター３３、３５のための加重値−係数レジスターに提供される加重値係数を計算する（図５はこれら加重値−係数レジスターを別途に図示しない。）。ＤＴＶ受信器が所定時間電力を供給されず、その後に電力供給される度に、受信チャンネルが変更される度に、またはエラー訂正回路が現在セットの加重値係数がエラーに深刻であるということを示す度に、反復−ＰＮ１０２３−シーケンストレーニング信号から誘導された１セットの加重値係数が前記コンピュータ４０にローディングされる。このセットの加重値係数はその次のＦＩＲフィルター３３、３５のための加重値−係数レジスターに提供され、それだけでなくその差出力信号としてデジタル減算器４１により生成される決定フィードバックエラー信号を用いるデータ−指向方法により加重値係数をさらに調整するコンピュータ４０のための基礎を提供する。前記デジタル減算器４１は等化及び反響−消去を行うための適応フィルタリングの出力信号を前記補間フィルター３８により再サンプリングされた実際に伝送された信号の推定と比較することによって決定フィードバックエラー信号を生成する。より詳細には、補間フィルター３８の応答はその減数入力信号として減算器４１に提供され、減算器３４からの差出力信号はその被減数入力信号として減算器４１に印加される前にデジタル遅延ライン４２により遅延される。前記遅延ライン４２はデシメーションフィルター３６、量子化器３７及び補間フィルター３８を通じて結合された潜在遅延を補償するために十分に前記減算器３４の差出力信号を遅延させる。減算器４１がその差出力信号として生成する決定フィードバックエラー信号のサンプリング比率はＦＩＲフィルター３３、３５の加重値係数の部分−記号タブ間隔と対応する。
【００４０】
本発明の特別な関心は１セットの加重値係数が図３Ａの（２）〜（５）及び図３Ｂの（８）及び図３Ｃの（９）〜（１１）に示された反復−ＰＮ１０２３−シーケンストレーニング信号から決定される方法である。復調器及びアナログ−デジタル変換回路３２はチャンネル−等化及び反響−消去のために使われる適応フィルタリングに提供されるデジタル化された基底帯域ＤＴＶ信号に類似したデジタル化された基底帯域ＤＴＶ信号をゲート回路４３に提供する。前記ゲート回路４３はコンピュータ４４にそれぞれのデータフィールドの第３１４、第３１５及び第３１６データセグメントからデジタル化された基底帯域ＤＴＶ信号の１０２３−記号−エポック部分を選択する。この１０２３−記号−エポック部分は第３１０セグメント内のデータの最長遅延された後反響が消えた後に、しかし、次のデータフィールドの初期データセグメント内のＤＦＳ信号の最も早い先反響の出現前に生じるように選択される。第３１２データセグメントで１０２３−記号−エポック部分を開始するのは、７８．３μ秒未満遅延される第３１０セグメント内のデータの後反響が全て通ったということを意味する。第３１２データセグメントの直ちに開始で１０２３−記号−エポック部分を開始するというのは次のデータフィールドの初期データセグメントでのＤＦＳ信号の先反響がそのような１０２３−記号−エポック部分を重畳するために５９．５μ秒を若干超えるように先行せねばならないということを要求する。第３１２データセグメント内のＤＳＳシーケンスの直後に１０２３−記号−エポック部分を開始することが望ましいが、これはＤＳＳシーケンスがコンピュータ４４内の入力貯蔵レジスターに選択された１０２３−記号−エポック部分のゲート時間を合せるために使われるカウンターを可能にするからである。
【００４１】
前記コンピュータ４４は前記ゲート回路４３が前記コンピュータ４４に選択するデジタル化された基底帯域ＤＴＶ信号の１０２３−記号−エポック部分のＤＦＴ電力スペクトルを計算するための専用小型コンピュータである。これら電力スペクトル計算は前記選択された信号を再サンプリングした後に行われ、したがってＤＦＴ計算のために提供されるサンプルのセットは２の整数累乗である多数のサンプルを含む。時間−ドメイン信号の２の整数累乗サンプルに基づくことによってＤＦＴ計算が容易になる。コンピュータ４４により計算されたＤＦＴ電力スペクトルのサンプルは連続で線形−対数変換読出し専用メモリ４５に印加される。前記ＲＯＭ４５はその対数のサンプルをその減数入力信号としてデジタル減算器４６に提供する。
【００４２】
読出し専用メモリ４７は連続で伝送チャンネルに対する理想的なＤＦＴ電力スペクトルの対数のサンプルを生成し、前記対数サンプルをその被減数入力信号として減算器４６に提供する。前記ＲＯＭ４７に貯蔵された伝送チャンネルに対する前記理想的なＤＦＴ電力スペクトルはゲート回路４３が選択する信号に対する再サンプリングされた応答のような２の整数累乗の同じ数のサンプルを含むように再サンプリングされたものでってＰＮ１０２３シーケンスに対する電力スペクトルの低域通過フィルタリングの結果と対応する。前記低域通過フィルタリングは記号間の干渉を最小化するナイキストスロープロール−オフを有する理想的な低域通過フィルター特性を持って行われる。
【００４３】
減算器４６からの差出力信号は逆対数検索テーブルを貯蔵する読出し専用メモリ４８に提供される。ＲＯＭ４８の応答はインパルスで伝送／受信チャンネルシステム応答の時間−ドメイン叙述を生成するために応答の逆離散フーリエ変換（Ｉ−ＤＦＴ）を計算するコンピュータ４９に提供される。時間ドメインでのこの”チャンネルインパルス応答（ＣＩＲ）”は”ケプストラム”と称され、前記単語”ケプストラム”は周波数ドメインでの伝送／受信チャンネルシステム応答を示す単語”スペクトル”の綴り変えである。前記ケプストラムは、それぞれの多重経路成分の相対的な遅延を示す時間間隔であり、そして前記多重経路成分の相対的な振幅を示す振幅を有する連続するパルスの形態を行なう。この時間−ドメイン叙述はコンピュータ４０に提供され、前記コンピュータは、それより伝送／受信チャンネルを等化して反響を抑圧するのに使われる適応フィルタリングのための初期加重値係数のセットを生成する。
【００４４】
ケプストラムから初期加重値係数を計算するための方法は該当技術で知られている。より長く−遅延された後反響を抑圧するために使われる第２ＦＩＲフィルター３５のための加重値係数は前記ケプストラムにおける対応する項から簡単に大きさを調整することによって生成される。第１ＦＩＲフィルター３３のための加重値係数は第１ＦＩＲフィルター３３が抑圧する先反響及び短い後反響を示すケプストラムの部分の１項ずつ複素数逆の逆ＤＦＴから大きさを調整することによって計算されうる。
【００４５】
ＤＴＶ受信器が活性化された後に、またはＤＴＶ受信器が他のチャンネルを受信するためにチューニングした後に最初に生成される加重値係数のセットは適応フィルタリングの係数を初期化するのに使われる。次いで、前記コンピュータ４０は決定フィードバック技法を使用して加重値係数を増加するように適応させる。加重値係数の新しいセットが新しいデータフィールドの最終データセグメントから抽出されたＥＣＲ信号から生成される度に、コンピュータ４０は決定フィードバック技法を使用して調整される加重値係数のセットと前記セットとを比較する。前記比較が決定フィードバック技法を使用して調整される加重値係数のセットが誤っていると示す場合、適応フィルタリング係数はＥＣＲ信号から最も最近に生成された加重値係数のセットを使用して再初期化される。
【００４６】
コンピュータ４４のＤＦＴ電力スペクトルを計算するためにゲート回路４３が専用コンピュータ４４に選択するデジタル化された基底帯域ＤＴＶ信号の１０２３−記号−エポック部分を再サンプリングすることはＰＮシーケンス情報の１サイクルをＤＦＴの１サイクルにマッピングし、したがって理論的に全ての時間に亘って拡張するサイクルの端からモジューラ信号の開始までシームレス遷移がある。ナイキスト−制限されたＰＮ１０２３シーケンスに理想的なチャンネル応答のＤＦＴ電力スペクトルを定義するために類似したサンプリング手続きが採用される。これら手続きは時間ドメインでのこれら信号のサイクルツーサイクル（ｃｙｃｌｅ−ｔｏ−ｃｙｃｌｅ）エイリアシング（ａｌｉａｓｉｎｇ）が各々正しいラップアラウンド（ｗｒａｐ−ａｒｏｕｎｄ）を示すようにし、前記エイリアシングはナイキスト−制限された周波数ドメインでのデコンボーリューション手続きに影響を与えない。もちろん、これら再サンプリング手続きはリアルタイムの外でさらに容易に行われる。
【００４７】
代案として、ＤＴＶ受信器は復調器及びアナログ−デジタル変換回路３２が１０２４／１０２３倍ボー・レートの整数倍でサンプリングされた基底帯域ＤＴＶ信号を提供するように設計されうる。このクロック率はＤＦＴ計算を簡単にするが、デシメーションフィルター３６、補間フィルター３８及びＤＴＶ受信器の残り３９の設計を複雑にする。
【００４８】
本発明者はＰＮシーケンスを再サンプリングするために補間フィルタリングと関連する広範な乗算手続きを避ける実際的な設計を識別し、本発明者が従来の設計上で独創的であると信じている設計は、米国特許番号第５，０６５，２４２号の教示を非常に密接に従う。これら実際的な設計は初期フィルター係数がチャンネル等化及び反響消去のために使われる適応フィルタリングのために計算可能な十分な精度を持って伝送／受信チャンネル特徴を近似化し、前記初期フィルター係数はＤＴＶ受信器に伝送された多重−レベルデータ記号の推定が生成されうるＤＴＶ信号の特徴を十分に分からせる。決定−エラーフィードバック方法がその次の適応フィルタリングのためのフィルター係数を訂正するのに使われる。
【００４９】
ＰＮ１０２３関数は数が２の整数累乗のサンプルよりなるそれぞれの信号にナルサンプルを持って拡張される設計が可能で、前記拡張信号の各々は１０２４記号エポックの少なくとも２の整数倍と同じ持続時間を有する。これら拡張ＰＮ１０２３関数のＤＦＴはその後のデコンボリューション結果のＤＦＴを生成するために区別して結合されうる。このＤＦＴは伝送／受信チャンネルを特徴づける、デコンボリューション結果を得るために逆変換されうる。
【００５０】
ＰＮ１０２３関数が２の整数累乗のサンプルよりなるそれぞれの信号に反復及び追加ナルサンプルにより拡張される設計がさらに可能であり、前記拡張信号の各々は１０２４記号エポックの少なくとも２の整数倍の同じ持続時間を有する。これら拡張ＰＮ１０２３関数のＤＦＴはその後のデコンボリューション結果のＤＦＴを生成するために区別して結合されうる。このＤＦＴは伝送／受信チャンネルを特徴づけるケプストラムである、デコンボリューション結果を得るために逆変換されうる。
【００５１】
このようなデコンボーリューションへの推定はより先行する先反響の雑音測定及びより遅延された後反響の雑音測定を有する傾向がある。ＰＮ１０２３関数の直交正規性のために、これらのデコンボーリューションよりはさらに先行する先反響の雑音測定及びより遅延された後反響の雑音測定を避けるのにより良いＤＦＴドメインでのＰＮ１０２３関数の相互−相関を使用するフィルター係数を初期化するための実際的な設計が存在する。これら設計においてゲート回路４３による専用コンピュータ４４に選択されるデジタル化された基底帯域ＤＴＶ信号の１０２３−記号−エポック部分の多数（Ｎ）の連続サイクルは次のＤＦＴ計算のためにルーピングする場合に連続ナルサンプルでパッディングされる。これらナルサンプルは数が２の整数累乗のサンプルよりなる第１信号を生成するために１０２３−記号−エポック部分の連続サイクルに拡張し、そのＤＦＴは第１ＤＦＴとして計算される。ナイキスト−フィルタリングされたＰＮ１０２３シーケンスの多数（Ｍ）の連続サイクルは時間順序が反転され、同数の２の整数累乗のサンプルよりなる第２信号を生成するために連続ナルサンプルがパッディングされる１ブロックのサンプルを形成し、そのＤＦＴは第２ＤＦＴとして計算される。第１及び第２ＤＦＴは第３ＤＦＴを生成するためにコンボーリューションされる。この第３ＤＦＴの逆ＤＦＴは伝送されるものと知られたナイキスト−フィルタリングされたＰＮ１０２３シーケンスで実際に受信されるナイキスト−フィルタリングされたＰＮ１０２３シーケンスの相互−相関を示す。Ｍ及びＮが相異なる場合、第３ＤＦＴのラップアラウンド部分は重畳しない。したがって、Ｍ及びＮが相異なる場合、逆ＤＦＴは時間が隣接しない反復ＰＮ１０２３シーケンスの相異なるサイクルの後反響及び先反響成分を混合しない。
【００５２】
Ｊ．Ｄ．マックドナルドは完全な信号の持続時間を２０４８記号エポックに拡張するために、ゲート回路４３により選択されたデジタル化された基底帯域ＤＴＶ信号の１０２３−記号−エポック部分の２つの連続サイクルをナルサンプルを持ってパッディングして得られる結果を研究した。このモジューラ信号のＤＦＴは適した時間順に配列されたナイキスト−フィルタリングされたＰＮ１０２３シーケンスの単一サイクルを２０４８記号エポックに拡張することによって形成される第２信号のＤＦＴでコンボーリューションされ、前記拡張はナルサンプルを持って行われる。コンボーリューション結果の逆ＤＦＴの結果から計算された初期フィルター係数はＤＴＶ受信器に伝送された多重−レベルデータ記号の確実な推定を十分に生成できるＤＴＶ信号の特徴を分かるのに十分であった。より大きい値のＭ及びＮは初期フィルター係数の正確性を改善させる。
【００５３】
図６は図３Ａの（２）〜（５）及び図３Ｂの（８）及び図３Ｃの（９）〜（１１）の望ましい反復−ＰＮ１０２３信号を用いられる放送ＤＴＶ信号のための他の受信器を示す。図５のＤＴＶ受信器に含まれ、ＤＦＴを用いてケプストラムを計算するための装置を形成するのに接続されるコンピュータ４４、４９、減算器４６及びＲＯＭ４５、４７、４８は図６のＤＴＶ受信器に含まれない。代りに、ケプストラムはＰＮ１０２３自己相関フィルタリング技法を使用して生成される。
【００５４】
時分割マルチプレクサ５０はその出力信号としてシフトレジスター５１から受信される入力信号または復調器及びアナログ−デジタル変換回路３２から受信される入力信号を再生するように接続されて動作される。マルチプレクサ５０は復調器及びアナログ−デジタル変換回路３２がナイキストスロープフィルタリングを含む適した帯域−整形を有して提供するデジタル化された基底帯域ＤＴＶ信号の１０２３−記号−エポック部分を選択する。次いで、デジタル化された基底帯域ＤＴＶ信号の選択された部分はＰＮ１０２３自己相関フィルタリングに従属される拡張信号を形成するために自体にループバックされる。マルチプレクサ５０は第３１０セグメント内のデータの最長−遅延された後反響の消滅後、しかし、次のデータフィールドの初期データセグメント内のＤＦＳ信号の最も早い先反響の出現前に発生するようにそれぞれのデータフィールドの第３１２及び第３１３データセグメントからこの１０２３−記号−エポック部分を選択する。この選択はゲート回路４３が図５のＤＴＶ受信器で行うデジタル化された基底帯域ＤＴＶ信号の１０２３−記号−エポック部分の選択と類似している。マルチプレクサ５０がそれぞれのデータフィールドの第３１２及び第３１３データセグメントから選択するデジタル化された基底帯域ＤＴＶ信号の１０２３−記号−エポック部分はシフト入力信号として１０２３−段シフトレジスター５１に印加される出力信号に再生される。マルチプレクサ５０がシフト入力信号としてシフトレジスター５１に印加のためにデジタル化された基底帯域ＤＴＶ信号の１０２３−記号−エポック部分を選択した後、シフトレジスター５１からのシフト出力信号はシフト入力信号としてシフトレジスター５１に印加された自体の出力信号に再生のためのマルチプレクサ５０により選択される。したがって、１０２３−記号−エポック遅延後に、シフトレジスター５１はマルチプレクサ５０により以前に選択されたデジタル化された基底帯域ＤＴＶ信号の１０２３−記号−エポック部分を自体のシフト出力信号に再生する。後で、マルチプレクサ５０が次にデジタル化された基底帯域ＤＴＶ信号の他の１つの１０２３−記号−エポック部分を選択するデータフィールドその時間までシフトレジスター５１は前記１０２３−記号−エポック部分を自身のシフト出力信号に何回も再生し続ける。
【００５５】
シフト出力信号としてシフトレジスター５１から流れ出る周期的な反復ＰＮ１０２３シーケンス及びその付随的な反響情報は復調器及びアナログ−デジタル変換回路３２にパイロットキャリア信号の同期復調によって伴われる直接成分を除去するためにフィルタリングされる。前記伴われる直接成分が除去された後に、周期的な反復ＰＮ１０２３シーケンス及びその付随的な反響情報は入力信号としてＰＮ１０２３自己相関整合フィルター５２に提供される。ＰＮ１０２３整合フィルター５２はフィルター係数コンピュータ４０にケプストラム信号を供給するように応答し、前記フィルター係数コンピュータはそれより適応フィルタリングのための加重値係数のセットを生成する。ＤＴＶ受信器が活性化された後にまたはＤＴＶ受信器が他のチャンネルを受信するためにチューニングした後に最初に生成される加重値係数のセットは適応フィルタリングの係数を初期化するのに使われる。その後、前記コンピュータ４０は決定フィードバック技法を使用して加重値係数を増加するように適応させる。加重値係数の新しいセットが新しいデータフィールドの最終データセグメントから抽出されたＥＣＲ信号から生成される度に、コンピュータ４０は決定フィードバック技法を使用して調整される加重値係数のセットと前記セットとを比較する。前記比較が決定フィードバック技法を使用して調整される加重値係数のセットが誤っていると示す場合、適応フィルタリング係数はＥＣＲ信号から最も最近に生成された加重値係数のセットを使用して再初期化される。
【００５６】
単に周期的な反復ＰＮ１０２３シーケンス及びその付随的な反響情報のみを入力信号としてＰＮ１０２３整合フィルター５２に供給するために、シフトレジスター５１からシフト出力信号を伴う直接成分を除去するための多数の方法がある。図６はシフト入力信号としてシフトレジスター５１に印加され、またマルチプレクサ５０が復調器及びアナログ−デジタル変換回路３２からそれぞれのデータフィールドを選択するデジタル化された基底帯域ＤＴＶ信号の１０２３−記号−エポック部分にサンプルを蓄積する累算器５３に入力信号として印加されるマルチプレクサ５０出力信号を示す。シフトレジスター５１からのシフト出力信号は１０２７のＲのような固定乗数信号により乗算のためにデジタル乗算器５４に被乗数信号として提供され、Ｒはデジタル基底帯域ＤＴＶ信号での記号エポック当りサンプルの数である。乗算が固定乗数により行われるために、デジタル乗算器５４はシフトレジスター５１からシフト出力信号によりアドレスされる読出し専用メモリで最もよく実現され、積信号の生成にほとんど遅延がない。デジタル減算器５５はこの積信号をその被減数入力信号として受信し、累算器５３からの出力信号をその減数入力信号として受信する。デジタル減算器５５からの差出力信号をその入力信号としてＰＮ１０２３整合フィルター５２に印加する接続された２進少数点のレフトシフト５６がある。
【００５７】
パイロットキャリアの同期検出から発生するデジタル化された基底帯域ＤＴＶ信号のペデスタル成分のこのような抑圧に特に関心があるが、これはその技法がＮＴＳＣアナログテレビでのＧＣＲ信号のペデスタルを抑圧するのに使われるものと非常に異なるからである。図６のＤＴＶ受信器で使われるペデスタル−抑圧技法は、直接ペデスタル成分を除去するために連続するフィールドから反対極ＰＮシーケンスを区別して結合する必要がない。原則的にＰＮ１０２３シーケンス内の１０２３Ｒサンプルは前記サンプルの直接成分を決定するために平均され、その後その入力信号としてＰＮ１０２３整合フィルター５２への印加前に前記サンプルと区別して結合される。乗数Ｒは記号エポック当りサンプルの数である。これら信号の絶対レベルよりは、主に反響測定に関心のある情報である主要信号に反響の大きさ調整があるために、図６に示されたペデスタル−抑圧フィルタリングはＰＮ１０２３シーケンスでの１０２３Ｒサンプルの簡単な平均を必要とする１０２３Ｒにより除算を避けるように構成される。
【００５８】
累算器５３は自体応答の成分としてマルチプレクサ５０により選択されたＰＮ１０２３シーケンスの１サイクル内の１０２３Ｒサンプルの各々での直接成分だけ大きい１０２３Ｒ倍の項を有することによって、前記直接成分は理想的に＋１．２５正規変調レベルを有するパイロットキャリアの同期検出から発生する。累算器５３は自体応答の他の１つの成分としてＰＮ１０２３シーケンスの異なる正規変調レベルを有するものより、正規変調レベル＋５、−５のうち何れか１つを有するより１つ多い記号を有するという事実から発生する項を有することである。累算器５３応答のこのような異なる成分はＰＮ１０２３の１サイクルでの１０２３Ｒサンプル各々での直接成分だけの４Ｒ倍大きいレベルに接近する。図６のＤＴＶ受信器で累算器５３応答のこのような異なる成分はパイロットキャリアの同期検出から発生する直接成分のような極性であると考えられる。すなわち、マルチプレクサ５０により選択される反復−ＰＮ１０２３シーケンスの単一サイクルは＋５変調レベルを有する５１２個の記号を有するが、−５変調レベルを有する５１１個だけの記号を有する。したがって、ＰＮ１０２３シーケンスの１サイクルをスパニングする累算期間の端で全体累算器５３応答は前記シーケンスの１サイクルでの１０２３Ｒサンプル各々での直接成分だけの１０２７Ｒ倍値に接近する。デジタル減算器５５はその被減数入力信号として本質的に１０２７Ｒと同じ定数ファクターにより乗算したシフトレジスター５１応答からのシフト出力信号のサンプルを受信する。デジタル減算器５５はその減数入力信号としてＰＮ１０２３シーケンスの１サイクルでの１０２３Ｒサンプル各々での直接成分だけの本質的に１０２７Ｒ倍値を有する累算器５３出力信号を受信する。デジタル減算器５５は本質的に１０２７Ｒのような定数ファクターにより乗算したシフトレジスター５１応答からのシフト出力信号に対応する差出力信号でこれら被減数及び減数入力信号に応答するが、実質的に伴われる直接ペデスタル項は持っていない。接続部５６はこの差出力信号の２進少数点をシフトして１０２７Ｒに近いファクターにより分けるために幾つかの２進数を左に位置させる。それぞれの結果的な商サンプルのあまり重要でないビットは入力信号としてＰＮ１０２３自己相関フィルター５２に印加される前に廃棄されうる。そのような四捨五入の手続きはＰＮ１０２３整合フィルター５２を構成するのに使われるデジタル遅延段のビット幅要件を減らす。
【００５９】
受信器の制限された帯域幅により影響を受ける信号遷移のために、たぶん＋５変調レベルを有する５１２記号を有するが、−５変調レベルを有する５１１記号だけを有するＰＮ１０２３シーケンスにより引き起こされる累算器５３応答の成分レベルはＰＮ１０２３シーケンスの１サイクルでの５１１Ｒサンプル各々での直接成分だけの４Ｒ倍より若干小さくなりうる。これは、デジタル乗算器５４がシフトレジスター５１からシフト出力信号のサンプルを乗算する定数を若干変更することによって補償されうる。
【００６０】
ＰＮ１０２３自己相関整合フィルター５２はＰＮ１０２３に対応するカーネル係数を有する有限インパルス応答（ＦＩＲ）デジタルフィルターである。すなわち、サンプル比率をボー・レートの倍数であると仮定する場合、カーネル係数はＰＮ１０２３シーケンスの特定段での＋５変調レベルの間に発生するサンプルに対して＋１でＰＮ１０２３シーケンスの前記特定段での−５変調レベルの間に発生するサンプルに対して−１である。したがって、サンプル比率をボー・レートの倍数であると仮定する場合、ＰＮ１０２３自己相関整合フィルター５２はクロックされたデジタル加算器及び減算器の連結から構成されうる。サンプル比率がボー・レートの倍数ではない場合、整合フィルターはその構成内にデジタル乗算器を必要とすることである。加重値係数は５．３８ＭＨｚでロールオフを有する上昇ルートコサイン低域通過フィルタリングに従属されるＰＮ１０２３シーケンスの特定段により決まる。
【００６１】
また、このような代案的な構成はサンプル比率がボー・レートの倍数である場合にさえ採用でき、記号間干渉が抑圧されるためにより正確な反響−位置情報を提供できる。しかし、ＰＮシーケンスの強い自己相関は記号間干渉からの問題点を制圧する傾向がある。
【００６２】
−５変調レベルを有する５１２記号を有するが、＋５変調レベルを有する５１１記号だけを有するマルチプレクサ５０により選択される反復−ＰＮ１０２３シーケンスの単一サイクルを受け入れるための図６のＤＴＶ受信器の変更は１０２７Ｒの固定乗数信号を有するデジタル乗算器５４を１０１９Ｒの固定乗数信号を有するデジタル乗算器に代えることによって行われる。
【００６３】
本発明者は現在図５のＤＴＶ受信器及びその変形より図６のＤＴＶ受信器及びその変形をより好む。図６のＤＴＶ受信器及びその変形は伝送／受信チャンネルを特徴づけるＤＦＴ計算を必要としないために、これらＤＴＶ受信器はＤＦＴ計算を処理するために反復−ＰＮ−１０２３シーケンスを再サンプリングする必要がない。これは計算において相当な節約となる。図６のＤＴＶ受信器及びその変形に採用された反復−ＰＮ−シーケンス整合フィルタリングは複雑なデジタル乗算器構造を必要とせず、簡単な臨時−貯蔵レジスター及びツリー付加回路で容易に具現される。
【００６４】
図７は、図５及び図６のブロック概略図で単一ブロックで示された、ＤＴＶ受信器の残り３９をより詳細に示す。ＤＴＶ受信器の残り３９はほとんど伝統的な設計である。
【００６５】
同期化信号抽出回路５７はデジタル減算器３４から等化されたデジタル基底帯域信号を受信するために接続される。同期化信号抽出回路５７は等化されたデジタル基底帯域信号から同期化情報を抽出して前記同期化情報を受信器クロッキング及びタイミング回路５８に提供する。例えば、同期化信号抽出回路５７はデジタル減算器３４から提供される等化されたデジタル基底帯域信号から５．３８ＭＨｚ成分を抽出するために狭帯域帯域通過フィルターを含む。前記狭帯域帯域通過フィルター応答は自乗され、自乗手続きから起因する１０．７６ＭＨｚ成分はマスタークロック発振器のための自動周波数及び位相制御を展開するための参照として使われる。このようなマスタークロック発振器（図７には図示せず）はボー・レートの倍数で受信器動作をクロッキングするために受信器クロッキング及びタイミング回路５８に含まれる。
【００６６】
通常、受信器クロッキング及びタイミング回路５８は各データフレームを通じて受信器動作を制御するためのカウンター回路を含む。このカウンター回路（図７には図示せず）はマスタークロック発振器の発振をカウントし、カウント出力信号は同期化信号抽出回路５７がデジタル減算器３４から提供される等化されたデジタル基底帯域信号から抽出する信号によるデータフレームに同期化される。カウンター回路は典型的にデータセグメント当り記号の数を示すカウントを生成するためにマスタークロック発振器の発振をカウントするカウンターを含む。このカウンターはそのカウントが各データセグメントの開始で初期化さるべくリセットされる。このリセットはＤＳＳ信号の発生を検出するための回路に応答して行われ、前記回路（図７には図示せず）は同期化信号抽出回路５７に含まれる。ＤＳＳ信号を検出するための回路は１９９７年１月１４日にＪ．Ｙａｎｇに発行され、”デジタルテレビ受信器のためのライン同期化検出器”で命名された米国特許番号第５，５９４，５０６号に記述された類型で有り得る。受信器クロッキング及びタイミング回路５８内のカウンター回路は典型的に検出されるＤＳＳ信号をカウントするデータセグメントカウンターを含む。正常動作中にデータセグメントカウンターは各データフィールドの初期データセグメントの間に初期条件でロールオーバーし、データセグメントカウンターは各データフィールドの初期データセグメントの間に初期条件でリセットされ、ロールオーバーは生じない。リセットを行うために、同期化信号抽出回路５７は各データフィールドの初期データセグメントにＰＮ５１１シーケンスの発生を検出する整合フィルター（図７には図示せず）を含む。データフィールドの初期データセグメントでのＰＮ５１１シーケンスの発生に対する整合フィルターのパルス出力はデータセグメントカウンターを初期状態にリセットするのに使われる。
【００６７】
記号同期化器または位相追跡器５９はデジタル減算器３４から等化されたデジタル基底帯域信号を受信するために、そしてトレリス復号器６０にその応答を提供するために接続され、前記トレリス復号器は典型的にＡＴＳＣ文書Ａ／５４、セクション１０．２．３．９に記述されたように１２段設計である。前記トレリス符号器は反復−ＰＮ１０２３トレーニング信号を含むためにそれぞれのデータフィールドに追加されるデータセグメントの間、のみならずそれぞれのデータフィールドの第１データセグメントの間にディセーブルされる。記号同期化または位相追跡器５９はＡＴＳＣ文書Ａ／５４、セクション１０．２．３．８に記述される設計であって、トレリス復号器６０に提供される等化されたデジタル基底帯域信号から位相雑音を抑制するために追加決定フィードバックループを含む。ＤＴＶ信号がトレリス符号化されていない場合、トレリス符号器６０はもちろん他の類型の適した記号復号器に代替される。例えば、ＤＴＶ伝送はトレリス符号化されていない２−ＶＳＢ信号で有り得る。
【００６８】
トレリス復号器６０（または代案的な記号復号器）はバイトアセンブラ６１に記号復号化結果を伝達するために接続され、前記バイトアセンブラはコンボーリューションデインターリーバ６２に印加するために前記記号復号化結果を８−ビットバイトでアセンブルする。コンボーリューションデインターリーバ６２は図４の送信器でのコンボーリューションインターリーバ０６により導入されたコンボーリューションインターリービングを反転させる。前記コンボーリューションデインターリーバ６２はＡ／５３ＤＴＶ受信器とは多少違って動作される。前記コンボーリューションデインターリーバの動作は第１データセグメントを省略するだけでなく、反復−ＰＮ１０２３トレーニング信号を含むためにデータフィールドに付加されたデータセグメントを省略する。
【００６９】
リードソロモン復号器６３はコンボーリューションデインターリーバ６２からデインターリービングされたデータを受信するために接続される。前記リードソロモン復号器６３は明示された数のバイトより小さなバーストエラーを訂正し、訂正されることより長い持続時間のエラーを検出するために前記デインターリービングされたデータに含まれたリードソロモン順方向エラー訂正符号化に応答する。エラー検出及び訂正は、データデランダマイザー６４が図４の送信器内のパケットアセンブラ０２からデータランダマイザー０３に提供されるパケット化されたデータをさらによく再生さるべくデータデランダマイザー６４に印加される前に前記デインターリービングされたデータ上で行われる。データデランダマイザー６４は、パケット分流器６５に提供されるパケット化されたデータを再生するためにエラー訂正されたデインターリービングされたデータを既定のデランダマイジング信号データと排他的論理和し、前記パケット分流器６５はヘッダ情報に応答してパケットを分類する。
【００７０】
また、パケット分流器６５は”伝送−ストリームデマルチプレクサ”と称される。パケット分流器６５はＭＰＥＧ−２ビデオ圧縮解除回路６６に印加するために圧縮されたビデオ情報を含むパケットを選択し、ＡＣ−３オーディオ圧縮解除回路６７に印加するために圧縮されたオーディオ情報を含むパケットを選択する。完全なＤＴＶ受信器システムにおいてＭＰＥＧ−２ビデオ圧縮解除回路６６は圧縮解除されたビデオ信号をＤＴＶ受信器ディスプレーシステム６８に伝達し、ＡＣ−３オーディオ圧縮解除回路６７は圧縮解除されたオーディオ信号をＤＴＶ受信器サウンドシステム６９に伝達する。
【００７１】
それぞれのデータフィールドの第２ないし第３１３データセグメントにその動作を限定するように多少違ってクロッキングされねばならないコンボーリューションデインターリーバ６２及びトレリス復号器６０以外に、ＤＴＶ受信器の残り３９の動作がある程度は影響される追加方法がある。第２ないし第３１３データセグメントの間に、フィルター係数コンピュータ４０が追跡基礎でＦＩＲフィルター３３、３５の係数を適合化するのに使用する、ＤＴＶ受信器に伝送される記号の推定はトレリス復号器６０によりまたは他の記号復号器により生じる記号復号化結果から抽出される。慣例上、第１データセグメントでのＤＳＳシーケンスに続く最初の７００個の記号の推定はトレリス復号器６０から、または他の記号復号器から記号復号化結果から抽出されず、代りにコンピュータ４０内の読出し専用メモリから読出される。ＲＯＭから提供される推定での上位信頼水準は追跡エラーの減少を容易にする。このＲＯＭに対するアドレッシングは受信器クロッキング及びタイミング回路５８内で生成される。反復−ＰＮ１０２３トレーニング信号を含む余分のデータセグメントがそれぞれのデータフィールドに添付される場合、ＲＯＭ内のアドレス可能な位置がこれら余分のデータセグメントでの記号の高信頼推定を貯蔵するために増加されうる。受信器クロッキング及びタイミング回路５８は増加されたＲＯＭに対する追加アドレッシングを生成するために修正される。
【００７２】
次いで、図５及び図６は、適応フィルターが実信号の部分等化を使用して基底帯域でチャンネル等化及び反響消去を提供するＤＴＶ受信器を記述する。この態様の他のもので本発明を具現する他のＤＴＶ受信器は複合信号の等化を提供する適応フィルターを使用する。そのような等化はボー・レートサンプルを使用して容易に行われる。等化が複合信号上で行われる場合オーバーサンプリングをあまり必要としない。その態様の他のもので本発明を具現するために修正されうる、また他のＤＴＶ受信器において、Ｉ−ＦＤＴＶ信号がＩ−Ｆ通過帯域でチャンネル等化及び反響消去を提供する適応フィルターに印加するためにデジタル化される。適応フィルター応答はその次のトレリス復号化装置に印加するために基底帯域信号を獲得するために復調される。本明細書及び本図面を理解する場合、等化器設計の当業者はチャンネル等化及び反響抑制のために使われる公知の適応フィルタリング技法を使用して本発明を適合にしうる。
【００７３】
図５または図６のＤＴＶ受信器でのコンピュータ４０の運用手続きは該当技術に知られた多様な形態を取れる。図５のＤＴＶ受信器でのコンピュータ４９から、そして図６のＤＴＶ受信器でのＰＮ１０２３自己相関フィルター５２からコンピュータ４０に提供されるケプストラムはコンピュータ４０を動作させるこのように多様な方式で相異なって使われる。図５のＤＴＶ受信器でのコンピュータ４９または図６のＤＴＶ受信器でのＰＮ１０２３自己相関フィルター５２が提供する要請された時間−ドメインフィルターのケプストラムは適応フィルターの有効な全般的なカーネルが動的多重経路変動を追跡する場合に発生するカーネル内の変化の”動き画像”の開始にある”スナップショット”である。これはコンピュータ４０により行われるタスクを非常に簡単にする基礎を提供する。
【００７４】
動的多重経路歪曲の多くが本質的に続き、それぞれの記号エポックからその次まで生じる伝送／受信チャンネル特性での変化がほとんどないためにこれは特にそうである。したがって、ＥＣＲ信号から決定される初期適応フィルタリング係数は決定フィードバック方法に基づいた追跡手続きが増加するように変わる多重経路歪曲から起因するチャンネル特性での変化の追跡を開始する前に収束のために多くのものを追跡する必要がないという基礎を提供する。本質的に続く動的多重経路歪曲に対する１つの例外は閉鎖された経路が突然に受信するために開放される公知の突然に表れた光（ｓｕｄｄｅｎｌｙ−ｒｅｖｅａｌｅｄ−ｒａｙ）である。他の例外は受信のために開放された経路が突然に受信が閉鎖された公知の突然にかくされた光（ｓｕｄｄｅｎｌｙ−ｍａｓｋｅｄ−ｒａｙ）である。適応フィルタリングによる動的多重経路追跡はこれら例外のうち何れか１つが発生する場合に崩壊され、適応フィルタリング係数の急な再初期化が当面の関心となる。決定フィードバックに依存しないＥＣＲ信号から直接初期適応フィルタリング係数の決定はこれら例外のうち何れか１つが発生する度に受信が約２５ｍ秒より小さな範囲で回復可能に保障する。
【００７５】
そのような例外がデータフィールドの端に訂正されず残っているかを決定するための多数の方法がある。１つの方法は決定フィードバックにより調整されるデータフィールドの端に適応フィルタリングの加重値係数を反復−ＰＮ１０２３シーケンスから計算される適応フィルタリングの加重値係数と比較する。係数の２セット間の基本的な不一致は動的多重経路歪曲が以前データフィールドでの深刻な不連続を示し、訂正されず、適応フィルタリングは望ましくは反復−ＰＮ１０２３シーケンスから計算される加重値係数を持って続けるべき証拠である。深刻な不連続を示す動的多重経路歪曲がデータフィールドの端で訂正されていないかを決定するための他の方法において、それぞれのデータフィールドの端近くに決定フィードバックエラーサンプルの大きさが測定され、前記測定が平均となる。高い平均は動的多重経路歪曲が以前データフィールドでの深刻な不連続を示し、訂正されてなく、適応フィルタリングは望ましくは反復−ＰＮ１０２３シーケンスから計算される加重値係数を持って続けなければならない証拠である。
【００７６】
コンピュータ４０を運用する多様な方法のうち多くの方法において、ケプストラムを計算する初期の考慮は多重経路受信が獲得される時、受信されたＤＴＶ信号の主要または”カーソル”成分で何を考慮するかを決定することである。このカーソル成分は、多重経路受信が獲得される時に受信されたＤＴＶ信号の相互間の成分がカーソル成分に関して相異なって遅延される場合、先反響または後反響のうちどちらに考慮されるかを決定するための参照として使われる。受信されたＤＴＶ信号のそれぞれのより後の到達成分は”後反響”と考慮され、その到達時間はこのカーソル成分の到達時間に関して測定され、典型的にポジティブ遅延（または代案としてネガティブ前進）として測定される。受信されたＤＴＶ信号のそれぞれのより早い−到達成分は”先反響”と考慮され、その到達時間はこのカーソル成分の到達時間に関して測定され、典型的にネガティブ遅延（または代案としてポジティブ前進）として測定される。
【００７７】
コンピュータ４０に対する幾つかの運用手続きにおいて、受信されたＤＴＶ信号の差等遅延された成分のうち最も大きいものがカーソル成分として選択される。この手続きはカーソル成分を先行する相当なエネルギーの先反響の存在を認める。相当なエネルギーの先反響の存在は、これら先反響の最も前進したものを受け入れるためにＦＩＲフィルター３３に必要なカーネル幅を増加させる。さらに、フィードフォーワードＦＩＲフィルター３３での反響の抑圧は反響−抑圧されていない信号のサンプルの加重値和により達成される。これは反響−抑圧される信号のサンプルの加重値和により達成される、フィードバックＦＩＲフィルター３５を含むＩＩＲフィルターによる反響の抑圧と対応する。ＩＩＲフィルターによる反響の抑圧は追加反響成分を導入せず、反響成分を抑圧する。フィードフォーワードＦＩＲフィルター３３による反響の抑圧は信号のカーソル成分にそれぞれの差別遅延の２倍を有する反響反復成分となり、反響反復成分はフィードフォーワードＦＩＲフィルター３３応答で抑圧された元の反響成分に比べて振幅が狭くなる。これら単独で−反復された反響反復成分の振幅での減少はケプストラムのカーソル成分が他の成分よりかなり大きな伝送／受信チャンネルに相当する。通常、前記減少はこれら反響反復成分がデジタル信号量子化で損失されることが十分である。しかし、ケプストラムのカーソル成分が他の成分より大きくない伝送／受信チャンネルの場合、単独で−反復される反響反復成分は相当な振幅を有し、ある場合においては多重で−反復される反響反復成分さえ相当な振幅を有しうる。
【００７８】
後反響の反響反復成分は決定フィードバック方法が取られる場合、フィードフォーワードＦＩＲフィルター３３が連結されるＩＩＲフィルターにより消去できる。したがって、ＦＩＲフィルター３３カーネルはＩＩＲフィルターで消去されうる後反響反復を抑圧するために能力を提供するための時間−遅延方向に十分に延長する必要がない。しかし、ＩＩＲフィルターは先反響の反響反復成分を消去するか、抑圧する能力を持てないので、ＦＩＲフィルター３３カーネル幅が決定フィードバック方法が取られる場合、これら先反響のあらゆる反復の振幅を僅かな値に減らすための能力を提供するために時間−前進（ｔｉｍｅ−ａｄｖａｎｃｅ）方向に十分に遠く拡張する必要があり、したがってこれら先反響反復はデジタル信号量子化で損失されうる。
【００７９】
前記コンピュータ４０のための代案的な運用手続きにおいて、相当なエネルギーを有するより早く受信された差等遅延されるＤＴＶ信号のうち１つがカーソル成分として選択される。この手続きはカーソルＤＴＶ信号を先行する相当なエネルギーの先反響を除去でき、よってＦＩＲフィルター３３に必要なカーネル幅を狭くしうる。しかし、カーソル成分として選択された受信されたＤＴＶ信号が最も強く受信されたＤＴＶ信号成分だけ十分に強くない場合、適応フィルタリング応答のＣ／Ｎは最も強く受信されたＤＴＶ信号成分がカーソル成分として選択された場合より相当低くなる。一般に受信されたＤＴＶ信号が相当な雑音により伴われる場合、ＤＴＶ受信器は最も強く受信されたＤＴＶ信号成分をカーソル成分として選択すべく設計されることが望ましい。反復−ＰＮ１０２３シーケンスの１サイクルから生成されるケプストラムの利用可能性は受信されたＤＴＶ信号成分のうち何がカーソル成分として最もよく選択されるかを決定するための基礎を提供できる情報を提供する。
【００８０】
適応フィルタリング内のサンプルの遅延のためにデータフィールドの間にカーソル成分を変更することを避けることが望ましい。それぞれのＤＴＶデータフィールドの端にある時間−ドメインフィルターのケプストラムの利用可能性はコンピュータ４０が次のデータフィールドの全体のためのカーソル成分として受信されたＤＴＶ信号の差等遅延された成分のうち１つを選択するように促進する。ある受信状況下で、カーソル成分として選択された成分がデータフィールドの間にエネルギーが相当減少でき、これは次のデータフィールドに対するカーソル成分としてより大きいエネルギーを有する成分を選択することを望ましくする。そのようなエネルギーの相当な減少はカーソル成分と関連されたフィルター係数（１または複数）で大きな増加（１または複数）を起こす決定フィードバック手続きにより信号される。適応フィルター３３、３５が加重値差等遅延されたＤＴＶ信号のために使用するデジタル乗算器は何倍の振幅を有する加重値係数を受け入れるために十分な動的範囲を有するべきである。一般に、決定フィードバック手続きが相当小さな追跡エラーを示す場合、コンピュータ４０は１つのデータフィールドから次のデータフィールドまで同じカーソル成分を維持することが望ましい。したがって、反復−ＰＮ１０２３シーケンスは決定フィードバック手続きが相当小さな追跡エラーを示している場合、データフィールドの開始に適応フィルター係数の完全修正を生成するのに使われない。しかし、決定フィードバック手続きが相当小さな追跡エラーを示している場合、受信されたＤＴＶ信号よりは、受信器に貯蔵された反復−ＰＮ１０２３シーケンスでのそれぞれのデータフィールドの最後の３つのデータセグメントの間に伝送された信号の基本推定に興味がある。これは決定フィードバック手続きがそれぞれのデータフィールドの初期データセグメントでの３重−ＰＮ６３シーケンス及びＰＮ５１１シーケンスの間のみならず、それぞれのデータフィールドの最後の３つのデータセグメントでの反復−ＰＮ１０２３シーケンスの間に生成する相関の信頼ファクターを増加させる。より高い信頼ファクターは追跡正確度を改善する、これら時間中に適応フィルタリング係数に行われた増加相関でのより大きな利得を促進する。
【００８１】
態様のうち何れか１つで本発明を採用するＤＴＶ受信器に対する多くの設計はチャンネル−等化及び反響消去のために使われる適応フィルタリングを適合にするための多様な手続き間に時間的バッファリングを提供することである。このような時間的バッファリングを提供する手段は図５及び図６に明示的に図示されないが、典型的にデジタルランダム−アクセスメモリ（ＲＡＭ）により提供される。復調器及びＡＤＣ回路３２からフィードフォーワードＦＩＲフィルター３３に提供される入力信号の印加に先入先出（ＦＩＦＯ）バッファリング遅延を導入するように構成されたデジタルメモリの特別な使用が特別の関心事である。ＦＩＲフィルター３３、３５の初期加重値係数を生成するために、以前データフィールドの第３１１データセグメントが補間フィルター３８から減算器４１に提供され始める直前に起こるために、ＦＩＦＯバッファリングは回路３２出力信号から抽出される反復−ＰＮ１０２３シーケンスを処理するために必要な時間を許すのに十分に長く作られる。その後、図５及び図６に含まれるものであって、補間フィルター３８の応答から補償遅延４１から提供されるものであって、適応フィルタリング応答の差として生成される決定フィードバックエラー信号の代りに、決定フィードバックエラー信号はＤＴＶ受信器で先験的に知られたＰＮ６３シーケンス（１または複数）を保障してＰＮ５１１シーケンスを保障する、ナイキスト−フィルター応答から反復−ＰＮ１０２３シーケンスに補償遅延４１から提供される適応フィルタリング応答の差として生成される。このような代案的な決定フィードバックエラー信号の高い信頼ファクターは初期化後の如何なる係数エラーの残りを抑圧することで決定フィードバック適応の速度を改善する、これら時間中に適応フィルタリング係数に行われた増加相関でのより大きな利得を促進する。
【００８２】
図５及び図６に明示的には示していないが、態様のうち何れかで本発明を採用するＤＴＶ受信器に対する幾つかの設計において、ＦＩＲフィルター３３、３５の加重値係数の増加更新の印加をこれらフィルターの係数レジスターにバッファリングするためのデジタルメモリがあり、前記増加更新は決定フィードバック手続きにより生成される。そのようなバッファメモリは、例えば、ブロック−ＬＭＳアルゴリズムによる前記更新の反転−リアルタイム計算を促進する。
【００８３】
図５及び図６に明示的には図示していないが、幾つかのＤＴＶ受信器設計において時間バッファリングのための手段はまた減算器３４からＤＴＶ受信器の残り３９に差出力信号の印加でＦＩＦＯバッファリング遅延を導入するように構成されるデジタルメモリを含む。回路３２からフィードフォーワードＦＩＲフィルター３３に提供される入力信号の印加を制御するためのＦＩＦＯデジタルメモリ、及びＦＩＲフィルター３３、３５の加重値係数に増加更新の印加を制御するためのデジタルバッファメモリ、そのようなＦＩＦＯデジタルメモリを含む設計は適応フィルタリングが受信された信号のボー・レートに関して非同期式で動作さるべく許す。例えば、動的反響成分を追跡するように試みる場合、加重値係数の再計算が必要であれば、フィルター３３、３５の係数が増加された比率でクロッキングされるように適応させるためのデータ−指向確率的手続きを許すことが望ましい。比率データは適応フィルタリングがそれ自体で変更され、時々しばらく中止されることを通じて前進し、ＦＩＦＯメモリは均一遅延を有する全体システム機能を生成する適応フィルタリングをそれ自体で先行及び後続する。
【００８４】
図５及び図６に示された構造を有するよりは、適応フィルタリングはチャンネル等化及び反響消去のために単一ＦＩＲフィルターを使用するように構成されうる。例えば、そのような代案は１９９７年７月１５日にＪ．Ｙａｎｇ，Ｃ．Ｂ．Ｐａｔｅｌ，Ｔ．Ｌｉｕ及びＡ．Ｌ．Ｒ．Ｌｉｍｂｅｒｇに発行され、”ＨＤＴＶ受信器のような、デジタル無線受信器のための迅速な−更新適応チャンネル−等化フィルタリング”と命名された米国特許番号第５，６４８，９８７号に記述される。Ｙａｎｇ等はチャンネル等化及び反響消去のために使われる適応ＦＩＲフィルターの係数を更新するためにブロック−ＬＭＳアルゴリズムを行う他のＦＩＲフィルターを使用する。単一適応ＦＩＲフィルターがチャンネル等化及び反響消去に使われる場合、”スナップショット”が抽出される時間に適応ＦＩＲフィルターのカーネルは図５のＤＴＶ受信器でのコンピュータ４９または図６のＤＴＶ受信器でのＰＮ１０２３自己相関フィルター５２で要請された時間−ドメインフィルターのケプストラムから次の手続きにより近似化されうる。ＤＴＶ信号の主要多重経路成分が受信されると考慮される時間に発生する、”カーソル”で選択されることを除いてはケプストラムのあらゆる成分はカーソルに対してそれらの極性が変更される。この近似化方法はライシアン（Ｒｉｃｅａｎ）伝送／受信チャンネルに対して満足可能に作用し、ケプストラムのカーソル成分は他の成分より相当大きく、反響はＦＩＲフィルターのカーネル幅に比べてカーソル成分から短い差等遅延を示す。しかし、このような近似化方法は幾つかの成分がカーソル成分のエネルギーの何パーセントであるエネルギーを有する場合に不正確である。適応フィルタリングがそのような伝送／受信チャンネルに対して訂正する場合、ナイキストチャンネル応答となるケプストラムを持ってコンボーリューションするフィルター特性はより正確な手段により容易に計算される。適応フィルタリング加重値係数が正規化され、よって適応フィルタリング応答の動的範囲は量子化器３７に入力信号として適している。
【００８５】
より長い−遅延された後反響を含むあらゆる反響の消去及びチャンネル等化のための単一ＦＩＲフィルターを使用することは望ましい実務ではない。伝送／受信チャンネルは理論的に相異なるそれぞれの遅延を有する相異なる伝播経路に対して相異なる加重値係数を有するＦＩＲフィルターとしてモデリングされる。実務において、このモデルはまた静的多重経路受信状況下で正しい。後反響に関するチャンネルの等化は適応フィルターが全般的に無限インパルス応答を有する場合に正確で有り得る。すなわち、非常に大きな数の係数を有する時間−ドメイン応答は時間が遅延される。より長い−遅延された後反響を含むあらゆる反響の消去及びチャンネル等化のために使われる単一ＦＩＲフィルターの応答は時間が遅延されたさらに小さい数の係数を有する傾向があり、したがってより長い−遅延された後反響の消去は最善ではない。このような傾向は相当なエネルギーを有する最長遅延された後反響のわずか何倍で単一ＦＩＲフィルターを通じて潜在的な遅延を保つべき実際的な設計で生じる。したがって、後反響に関するチャンネルの等化に対する正確なシステム機能が単に単一−ＦＩＲ−フィルター設計で近似化されうるが、これはデータ−指向方法によりその次に適応されるフィルター係数を支援する。近似化手続きは反響を抑圧するが、望ましくなくは反響の反復を生成する。これら反復は抑圧された反響に関して減少され、抑圧された反響の整数倍数の受信されたＤＴＶ信号のカーソル成分に関して差別遅延を示す。したがって、多数の非ゼロ加重値係数及びよって望ましくなく増加された数のデジタル乗算がＩＩＲフィルターを使用する設計に比べて、単一−ＦＩＲ−フィルター設計に要請される。より多くの非ゼロデジタル乗算はハードウェアでそれらを具現する集積−回路設計でより多くのダイ領域を必要とするだけでなく、それらは量子化雑音及び確率的なジッタに対する影響を望ましくなく増加させる。したがって、ＩＩＲセクションを含む適応フィルタリング構造（例えば、図５及び図６に示された類型の）が望ましい。
【００８６】
図５または図６の適応フィルタリング構造において、ＦＩＲフィルター３３のカーネルはＤＴＶ信号の主要多重経路成分が受信されると考慮される時間に対応する”カーソル”位置で加重値係数を含む。フィルター３３カーネルはＤＴＶ信号の主要多重経路成分が受信される”カーソル”時間に先行する要請される時間−ドメインフィルターのケプストラムの部分に対応する係数の部分集合をさらに含む。フィルター３３カーネルはフィードバックループでＦＩＲフィルター３５を含むＩＩＲフィルターに有り得る最小遅延より小さな遅延により”カーソル”時間に後続するケプストラムの部分に対応する係数の部分集合をさらに含む。フィードフォーワードＦＩＲフィルター３３の加重値係数及びフィルター３３に次いで連結されたＩＩＲフィルターのフィードバックＦＩＲフィルター３５での加重値係数の間のクロスオーバーを提供するＤＴＶ受信器設計が知られている。ケプストラムのカーソル成分が他の成分よりさらに大きなライシアン伝送／受信チャンネルに対して好ましく作用する迅速な近似化方法はカーソル成分を除いたケプストラムのあらゆる成分の極性を変更することによって、ケプストラムの対応する部分からフィルター３３カーネルを生成する。フィルター３５カーネルは極性変更無しにケプストラムの最長−遅延された部分から生成される。このような近似化方法は幾つかの成分がカーソル成分のエネルギーの何パーセントのエネルギーを有する場合に不正確である。適応フィルタリングがそのような伝送／受信チャンネルに対して訂正する場合、ナイキストチャンネル応答となるケプストラムを持ってコンボーリューションするフィルター特性はより正確な手段により計算されるべきである。適応フィルタリング加重値係数が正規化され、したがって適応フィルタリング応答の動的範囲は量子化器３７に入力信号として適している。
【００８７】
適応フィルタリングの加重値係数のより正確な計算は、完全な適応フィルタリング構造の時間−ドメイン応答が図５のＤＴＶ受信器でのコンピュータ４９によりまたは図６のＤＴＶ受信器でのＰＮ１０２３自己相関フィルター５２により提供されるケプストラムに対応するという観察から開始する。完全な適応フィルタリング構造の時間−ドメイン応答はＦＩＲフィルター３３のそしてフィードバックループ内のＦＩＲフィルター３５を含む次のＩＩＲフィルターの時間−ドメイン応答のコンボーリューションに起因する。ＤＴＶ受信器設計プロセスの部分として適応フィルター構造に対するナイキストチャンネル応答となる所定長さのあるケプストラムとコンボーリューションする適応フィルタリングシステム特性はＺ変換多項式を使用する一般項で計算されうる。そのような計算から起因する対数方程式は図５のＤＴＶ受信器でのコンピュータ４９によりまたは図６のＤＴＶ受信器でのＰＮ１０２３自己相関フィルター５２により提供される特定ケプストラムから適応フィルタリング係数を計算するのに使用するために、ＤＴＶ受信器でのフィルター係数コンピュータ４０に貯蔵されうる。これら対数方程式はケプストラム値の項として適応フィルタリング加重値係数を定義する。これら対数方程式を採用するサブ−プログラムはまた動的多重経路歪曲を追跡するための決定−指向手続きを行うためのプログラムに採用されうる。
【００８８】
コンピュータ４０を運用する多様な方法において、ケプストラムの値を求めるのに他の重要な考慮事項は適応フィルターの利得がケプストラムの成分項のエネルギーにどのように関連しているかを決定することである。ケプストラムから生成される加重値係数の正規化は、主要ＤＴＶ信号に対する適応フィルターの利得が、その加重値係数が反復−ＰＮ１０２３−シーケンスＥＣＲ信号から何とか計算されるとしても、常に実質的に同一になる。決定フィードバック手続きによる多重経路受信状態の追跡のテイクオーバーはテイクオーバー直後に量子化器３７が伝送された記号の推定を生成するためにその入力信号を量子化するのに使われる決定レベルの相当な自動調整を行うように要請される場合にスムースではない。前記決定レベルが調整される間に量子化器３７が行う推定でエラーが存在する傾向があり、決定フィードバック手続きは適応フィルタリングの加重値係数を正確に調整するために大部分の時間に正確なこれら推定に依存する。正規化はカーソル成分で選択されるケプストラムの成分に関して行われ、これはこの成分が適応フィルタリング応答で生き残る唯一のことであるからである。量子化器３７に提供される適応フィルタリング応答のＣ／Ｎになりうる限り良好にするために、カーソル成分は最高エネルギー成分ではなくてもケプストラムのより高いエネルギー成分のうち１つでなければならない。図５のＤＴＶ受信器においてＲＯＭ４７に貯蔵されたＤＦＴが量子化３７に対する入力信号に関して正しい”利得”のナイキスト−フィルタリングされたＰＮ１０２３シーケンスのＤＦＴの場合に正規化は自動的である。
【００８９】
また正規化は図６のＤＴＶ受信器でとても簡単である。カーソル成分は標準化された−振幅変調信号で変調された信号の１０２３記号エポックの和になると知られており、したがって１０２３のファクターによる各ケプストラム成分の利得での減少は単一性−利得（ｕｎｉｔｙ−ｇａｉｎ）係数にカーソル成分を減少させる。この除算は成分の重要性を減らす方向にそれぞれのケプストラム成分の２進少数点を１０ビット位置にシフトすることで近く近似化されうる。実際に、１０−ビット−位置２進少数点シフトはシステムの他の所で考慮されうる。
【００９０】
図８Ａは、多重経路受信状況下で受信される信号の周期的に反復するケプストラムを示し、ここで前記ケプストラムは図５の受信器部分でのコンピュータ４９により、または図６の受信器部分での周期的ＰＮ７１３整合フィルター５２により決定される。各サイクルで成分７０が主要信号に応答して生成される。各サイクル内の成分７０に先行する成分７１は４７．５μ秒より小さく前進された先反響に応答して生成され、各サイクル内の成分７０に後続する成分７２は４７．５μ秒より小さく遅延された後、反響に応答して生成される。
【００９１】
各サイクル内の成分７３は４７．５μ秒より多く、しかし９５μ秒より小さく遅延された後反響に応答して生成される。成分７３は後反響に応答して生成されたものであっても、図５の受信器部分でのＤＦＴのラップアラウンドのために、または図６の受信器部分での周期的ＰＮ７１３整合フィルター５２のラップアラウンドのために各サイクル内の成分７０に先行する。成分７３が先反響に対する範囲外にあるものと知られるように十分に各サイクル内の成分７０を先行しない場合、先反響と誤解する可能性がある。
【００９２】
各サイクル内の成分７４は９５μ秒より多く遅延された後反響に応答して生成される。図５の受信器部分でのＤＦＴのラップアラウンドのためにまたは図６の受信器部分での周期的ＰＮ７１３整合フィルター５２のラップアラウンドのために、成分７４は主要信号に関して９５μ秒だけ遅延されていない後反響と混同される傾向がある。
【００９３】
ＤＴＶ受信器は６４μ秒より長い、後反響が、受信器のエラー訂正能力がそのように頻繁に圧倒さるべくデータ分割エラーを引き起こすのに十分な大きさを決して持たないと仮定し、３０μ秒より大きくないように主要信号を先行するケプストラムの如何なる成分が先反響に起因すると仮定して設計されうる。そのようなＤＴＶ受信器またはその微小な変形は大部分の受信側で好ましく作用しなければならない。例外的に長い−遅延された後反響が先反響から、そしてさらに短く遅延された、後反響からさらによく区別される場合、図５または図６の受信部で生成されるケプストラムは追加分析されねばならず、前記追加分析は図９を参照して以下記述される装置を使用して行われる。
【００９４】
フィルター係数コンピュータ４０は、図８Ａに示される類型の周期的に反復するケプストラムを持って開始でき、時間的エイリアス及び反復の多くが抑圧される拡張ケプストラムを生成するために処理されうる。図８Ｂは図８Ａの周期的に反復するケプストラムのそのようなプロセシングでの初期段階の時間−ドメイン応答を示し、前記初期段階で主要信号に応答して生成される成分７０の反復が抑圧される。図８Ｃは前記プロセシングで中間段階を示し、前記中間段階で先反響のラップアラウンドが抑圧される。図８Ｄは前記プロセシングで最終の段階を示し、前記最終の段階で後反響のラップアラウンドが抑圧される。中間及び最終プロセシング段階は、以下でより詳細に記述される。
【００９５】
図９は、図８Ｃ及び図８Ｄの時間−ドメイン応答を生成する中間及び最終のプロセシング段階を行うために、受信されて復調されるＤＴＶ信号のケプストラムを追加分析するために使われる装置を示す。図９の装置に入力信号は図５または図６の受信器部分の復調器及びアナログ−デジタル変換回路３２からの復調された実際のみの（ｒｅａｌ−ｏｎｌｙ）基底帯域ＤＴＶ信号であり、直接−成分抑圧フィルター７５に入力信号として提供される。前記フィルター７５は、例えば自体から実際のみの基底帯域ＤＴＶ信号の多くの−記号−エポック平均を減算することでその応答を生成する類型で有り得る。代案として、他の例を挙げれば、前記フィルター７５は実際のみの基底帯域ＤＴＶ信号にデジタル微分を行い、その次の直接成分を伴わず、実際のみの基底帯域ＤＴＶ信号を回復するためにデジタルで微分された実際のみの基底帯域ＤＴＶ信号にデジタル積分を行う類型で有り得る。
【００９６】
デジタルフィルター７６はその入力信号として、直接−成分抑圧フィルター７５の応答を受信するように接続される。デジタルフィルター７６はチャンネル等化及び反響抑圧のために使われる適応フィルタリングのためのトレーニング信号として使われる反復−ＰＮ１０２３シーケンスの最終１０２３記号に対応するカーネルを有する。デジタルフィルター７６は反復−ＰＮ１０２３シーケンスを開始する最終−相ＰＮ１０２３シーケンスに対する自己相関整合フィルターとして機能し、受信チャンネルの反復ケプストラムを含む応答を生成する。デジタルフィルター７６の応答は１０２３記号エポック遅延を持ってその入力信号として応答するデジタル遅延ライン７８に入力信号として、そしてデジタル減算器７７に減数入力信号として遅延なしに印加される。デジタル遅延ライン７８の応答はデジタル減算器７７に被減数入力信号として遅延なしに印加される。前記減算器７７及び前記遅延ライン７８はケプストラムのネガティブにより数時間先行する受信チャンネルのケプストラムを生成するために受信チャンネルの反復されたケプストラムに応答するコームフィルターを形成する。デジタル減算器７７差信号でのより遅い時間のケプストラムは臨時貯蔵のために拡張された−範囲ケプストラムレジスター７９に記録される。フィルター係数コンピュータ４０は前記拡張された−範囲ケプストラムレジスター７９の内容を読出すために、そして前記内容を訂正するために接続される。反復−ＰＮ１０２３−シーケンストレーニング信号が次に発生する場合にレジスター７９の内容が上書きされる。
【００９７】
デジタルフィルター８０はその入力信号として、直接−成分抑圧フィルター７５の応答を受信するように接続される。デジタルフィルター８０はチャンネル等化及び反響抑圧のために使われる適応フィルタリングのためのトレーニング信号として使われる反復−ＰＮ１０２３シーケンスの最初１０２３記号に対応するカーネルを有する。デジタルフィルター８０は反復−ＰＮ１０２３シーケンスを終了する初期−相ＰＮ１０２３シーケンスに対する自己相関整合フィルターとして機能し、受信チャンネルの反復ケプストラムを含む応答を生成する。デジタルフィルター８０の応答は１０２３記号エポック遅延でその入力信号として応答するデジタル遅延ライン８２に入力信号として、そしてデジタル減算器８１に被減数入力信号として遅延なしに印加される。デジタル遅延ライン８２の応答はデジタル減算器８１に減数入力信号として遅延なしに印加される。前記減算器８１及び前記遅延ライン８２はケプストラムのネガティブにより数時間後に後続される受信チャンネルのケプストラムを生成するために受信チャンネルの反復されたケプストラムに応答するコームフィルターを形成する。デジタル減算器８１の差信号でのより早い時間ケプストラムは臨時貯蔵のために拡張された−範囲ケプストラムレジスター８３に記録される。フィルター係数コンピュータ４０は前記拡張された−範囲ケプストラムレジスター８３の内容を読出すために、そして前記内容を訂正するために接続される。反復−ＰＮ１０２３−シーケンストレーニング信号が次に発生する場合、レジスター８３内容が上書きされる。
【００９８】
図１０Ａないし図１０Ｆは反復−ＰＮ１０２３シーケンストレーニング信号が発生する場合、時間間隔で図９の装置に多様な接続に時間−ドメイン応答を示す。図１０Ａ、図１０Ｂ及び図１０Ｃは自己相関整合フィルター７６応答、デジタル遅延ライン７８による遅延された１０２３記号としての応答、及びデジタル減算器７７がその出力信号として提供するこれら応答間の差を示す。図１０Ｄ、図１０Ｅ及び図１０Ｆは自己相関整合フィルター８０の応答、デジタル遅延ライン８２による遅延された１０２３記号としての応答、及びデジタル減算器８１がその出力信号として提供するこれら応答間の差を示す。
【００９９】
ＰＮ１０２３整合フィルター７６の図１０Ａの時間−ドメイン応答での成分７１’は反復−ＰＮ１０２３シーケンスの初期１０２３記号のフェージングに対応する反復−ＰＮ１０２３シーケンスの先反響の現在フェージングに応答して周期的に生成される。図１０Ａの時間−ドメイン応答での成分７２’は反復−ＰＮ１０２３シーケンスの初期１０２３記号のフェージングに対応する反復−ＰＮ１０２３シーケンスの最小−遅延された、後反響の現在フェージングに応答して周期的に生成される。図１０Ａの時間−ドメイン応答での成分７３’は反復−ＰＮ１０２３シーケンスの初期１０２３記号のフェージングに対応する、４７．５μ秒よりは多く、しかし９５μ秒よりは少なく遅延された反復−ＰＮ１０２３シーケンスの後反響の現在フェージングに応答して周期的に生成される。図１０Ａの時間−ドメイン応答での成分７４’は反復−ＰＮ１０２３シーケンスの初期１０２３記号のフェージングに対応する、９５μ秒より多く遅延された反復−ＰＮ１０２３シーケンスの後反響の現在フェージングに応答して周期的に生成される。
【０１００】
図１０Ａはクラッター（ｃｌｕｔｔｅｒ）成分８４を示す。このクラッター成分８４の部分は反復−ＰＮ１０２３シーケンスを先行するデータ及びその反響に対するＰＮ１０２３整合フィルター７６応答から生じ、前記クラッター成分８４の部分は受信器で予測できない。このクラッター成分８４の他の部分は反復−ＰＮ１０２３シーケンスの開始でエッジ影響を示す非周期的ＰＮ１０２３整合フィルター７６応答から生じ、前記クラッター成分８４の他の部分は受信器で予測されうる。
【０１０１】
図１０Ａは、反復−ＰＮ１０２３シーケンスに後続するＤＦＳ信号及びその反響に対する非周期的なＰＮ１０２３整合フィルター７６応答から発生する他のクラッター成分８５を示す。クラッター成分８５の初期数百記号エポックは大部分受信器で予測されうる。ＰＮ１０２３整合フィルター７６応答が示す反復−ＰＮ１０２３シーケンスの端にエッジ影響は容易に予測できる。反復−ＰＮ１０２３シーケンスを後続するＤＦＳ信号の最初７００記号エポックに対するＰＮ１０２３整合フィルター７６応答も容易に予測できる。ＰＮ１０２３整合フィルター７６応答のこれら容易に予測可能な成分はコンピュータ４０内の読出し専用メモリから抽出される先験的知識により補償されうる。反復−ＰＮ１０２３シーケンスに後続するＤＦＳ信号の最初７００記号エポックの反響に対するＰＮ１０２３整合フィルター７６応答は容易には予測できない。
【０１０２】
クラッター成分８４、８５に対する縦座標大きさが例示のために主要応答７０’に関して図１０Ａ、図１０Ｂ及び図１０Ｃで拡張される。反響成分７１’、７２’、７３’及び７４’も受信器に良い−品質の伝送チャンネルに対する場合より主要応答７０’に関して振幅が小幅広い。ＰＮ１０２３整合フィルター７６は最終相以外にＰＮ１０２３シーケンスの相に対して６０ｄＢの利得を持って非−ＰＮ１０２３シーケンス信号成分に対して３０ｄＢ利得を有する自己相関関数を有する。
【０１０３】
図１０Ｂは、反復−ＰＮ１０２３シーケンスの１サイクルだけ−すなわち１０２３記号エポックだけ遅延されるデジタル減算器７７の減数入力信号に応答してデジタル遅延ライン７８が提供するデジタル減算器７７の被減数信号を示す。
【０１０４】
図１０Ｃは、デジタル減算器７７から提供される差出力信号を示す。デジタル減算器７７から提供される差出力信号で被減数信号からのＰＮ１０２３シーケンスの最終サイクルのケプストラムは、ある以前ＰＮ１０２３シーケンスのケプストラムから分離されてクラッター成分８４の成分により重畳されないということを注意する。レジスター７９は被減数信号からＰＮ１０２３シーケンスの最終サイクルのこの分離されたケプストラムを臨時に貯蔵し、その内容がフィルター係数コンピュータ４０に利用可能に接続される。前述したように、フィルター係数コンピュータ４０は読出し専用メモリから読出される先験的知識を用いてクラッター成分８５の容易に予測可能な成分を補償しうる。そのようなプロセシングが行われると仮定すれば、レジスター７９に臨時に貯蔵される拡張された−範囲ケプストラムでの先反響に対する応答は他の時間−ドメイン応答成分によりほとんど汚染されない。拡張された−範囲ケプストラムでの約６４μ秒までの後反響に対する応答さえも他の時間−ドメイン応答成分によりさほど多く汚染されない。
【０１０５】
次いで、フィルター係数コンピュータ４０は、図８Ｂによって修正される周期的に反復するケプストラムをさらに処理するのに使われる先反響に対する時間−ドメイン応答を分離しうる。先反響に対する分離された時間−ドメイン応答は周期的に反復するケプストラムの対応する部分と相関しうる。相関手続きは先反響に対する応答の反復を除去して先反響に対する分離された時間−ドメイン応答が相当なエネルギーを示さない場合、時々発生する先反響として現れる後反響のエイリアスを除去するのに使われる。
【０１０６】
図８Ｃは、周期的に反復するケプストラムのこのような追加切断の結果を示す。有効な先反響が図８Ｃの修正されたケプストラムでの主要受信された成分７０に残りの応答を先行する唯一の成分として残る。図８Ｃのケプストラムの修正はエッジ影響から発生する汚染、反復−ＰＮ１０２３シーケンスを先行するデータ、または反復−ＰＮ１０２３シーケンスに後続するＤＦＳ信号のないＰＮ１０２３シーケンスに基づいて周期的なケプストラムから発生した時間的な成分を除去したり、減少させることによって行われる。図８Ｃ修正が切断手続きの結果であるために、レジスター７９に貯蔵された拡張−範囲ケプストラムでのそのような汚染は図８Ｃの周期的に反復するケプストラムの修正に理解できる程には進展されない。
【０１０７】
次いで、フィルター係数コンピュータ４０は、図８Ｃによって切られた周期的に反復するケプストラムの追加切断に基づいて６４μ秒程度まで後反響に対する時間−ドメイン応答を使用しうる。すなわち、これら後反響に対する分離された時間−ドメイン応答は周期的に反復するケプストラムの対応する部分と相関されうる。次いで、相関手続きは後反響に対する応答の反復を除去するために、そしてより小さく−遅延された後反響として現れる９５μ秒より多く遅延された後反響のエイリアスを除去するために使われる。図８Ｄは、周期的に反復するケプストラムのさらに他の切断の結果を示す。
【０１０８】
後反響に対する応答の反復を除去するために、そして９５μ秒より多く遅延された後反響のエイリアスを除去するために周期的に反復するケプストラムの切断は拡張された−範囲ケプストラムを抽出するための代案的な方法に基づいて進行しうる。この代案的な方法は他の時間−ドメイン応答成分により引き起こされた、拡張された−範囲ケプストラムでのより長く遅延された後反響に対する応答の汚染を減らせる。
【０１０９】
図１０Ｄは入力信号としてデジタル遅延ライン８２に印加されるものであって、そしてその被減数入力信号としてデジタル減算器８１に印加されるものであって自己相関デジタルフィルター８０の時間−ドメイン応答を示す。図１０Ｄの時間−ドメイン応答での成分７０”は反復−ＰＮ１０２３シーケンスの初期１０２３記号のフェージングに対応する反復−ＰＮ１０２３シーケンスの現在フェージングに応答して周期的に生成される。図１０Ｄの時間−ドメイン応答での成分７１”は反復−ＰＮ１０２３シーケンスの初期１０２３記号のフェージングに対応する反復−ＰＮ１０２３シーケンスの先反響の現在フェージングに応答して周期的に生成される。図１０Ｄの時間−ドメイン応答での成分７２”は反復−ＰＮ１０２３シーケンスの初期１０２３記号のフェージングに対応する反復−ＰＮ１０２３シーケンスの最小−遅延された後反響の現在フェージングに応答して周期的に生成される。図１０Ｄの時間−ドメイン応答での成分７３”は反復−ＰＮ１０２３シーケンスの初期１０２３記号のフェージングに対応する、４７．５μ秒よりは多く、しかし９５μ秒よりは少なく遅延された反復−ＰＮ１０２３シーケンスの後反響の現在フェージングに応答して周期的に生成される。図１０Ｄの時間−ドメイン応答での成分７４”は反復−ＰＮ１０２３シーケンスの初期１０２３記号のフェージングに対応する、９５μ秒より多く遅延された反復−ＰＮ１０２３シーケンスの後反響の現在フェージングに応答して周期的に生成される。
【０１１０】
図１０Ｄはクラッター成分８６を示す。このクラッター成分８６の部分は反復−ＰＮ１０２３シーケンスを先行するデータ及びその反響に対するＰＮ１０２３整合フィルター８０応答から発生し、前記クラッター成分８６の部分は受信器で予測できない。このクラッター成分８６の他の部分は反復−ＰＮ１０２３シーケンスの開始でエッジ影響を示す非周期的ＰＮ１０２３整合フィルター８０応答から発生し、前記クラッター成分８６の他の部分は受信器で予測されうる。エッジ−影響によるクラッター成分８６の他の部分は反復−ＰＮ１０２３シーケンスの初期１０２３記号の後反響に影響を与えず、デジタル減算器８１差出力信号の分析が最後に進行する場合主要関心となる。
【０１１１】
図１０Ｄは、反復−ＰＮ１０２３シーケンスに後続するＤＦＳ信号及びその反響に対するＰＮ１０２３整合フィルター８０の応答から発生するクラッター成分８７を示す。クラッター成分８７は大部分受信器で予測されうる。ＰＮ１０２３整合フィルター８０応答が示す反復−ＰＮ１０２３シーケンスの端にエッジ影響は容易に予測可能である。反復−ＰＮ１０２３シーケンスに後続するＤＦＳ信号の最初７００記号エポックに対するＰＮ１０２３整合フィルター８０応答も容易に予測可能である。反復−ＰＮ１０２３シーケンスに後続するＤＦＳ信号の最初７００記号エポックの反響に対するＰＮ１０２３整合フィルター８０応答は容易には予測できない。しかし、受信器によるクラッター成分８７の予測は拡張された−範囲ケプストラムを抽出するための代案的な方法で大きな関心事ではない。これはこの代案的な方法で抽出された拡張された−範囲ケプストラムが主にクラッター成分８６により、そしてほとんどないクラッター成分８７により汚染されるからである。
【０１１２】
クラッター成分８６、８７に対する縦座標大きさが例示のために主要応答７０”に関して図１０Ｄ、図１０Ｅ及び図１０Ｆで拡張される。反響成分７１”、７２”、７３”及び７４”も受信器に良い−品質の伝送チャンネルに対する場合より主要応答７０”に関して振幅が若干大きい。ＰＮ１０２３整合フィルター８０は初期相以外にＰＮ１０２３シーケンスの相に対して６０ｄＢ利得を有し、非−ＰＮ１０２３シーケンス信号成分に対して３０ｄＢ利得を有する自己相関関数を有する。
【０１１３】
図１０Ｅは、反復−ＰＮ１０２３シーケンスの１サイクルだけ−すなわち１０２３記号エポックだけ遅延されるデジタル減算器８１被減数入力信号に応答してデジタル遅延ライン８２が提供するデジタル減算器８１減数信号を示す。
【０１１４】
図１０Ｆは、デジタル減算器８１から提供される差出力信号を示す。デジタル減算器８１から提供される差出力信号でＰＮ１０２３シーケンスの初期サイクルのケプストラムはある後続するＰＮ１０２３シーケンスのケプストラムから分離され、通常、クラッター成分８８の成分により重畳されないということを注意する。レジスター８３は被減数信号からＰＮ１０２３シーケンスの最終サイクルのこの分離されたケプストラムを臨時に貯蔵し、その内容がフィルター係数コンピュータ４０に利用可能に接続される。フィルター係数コンピュータ４０は読出し専用メモリから読出される先験的知識を用いてクラッター成分８７の容易に予測可能な成分を補償しうる。しかし、単に約１５０μ秒より多く遅延された後反響はクラッター成分８７による結果的な汚染量で不利になる。そのようなプロセシングが行われると仮定すれば、レジスター８３に臨時に貯蔵される拡張された−範囲ケプストラムでの先反響に対する応答はＰＮ１０２３整合フィルタリングのリーディング−エッジ影響により汚染されるが、後反響に対する応答だけを含むこのケプストラムの部分は汚染されない。
【０１１５】
６５μ秒より多く遅延された後反響に関与するレジスター８３に貯蔵された拡張されたケプストラムの部分は反響に対する応答だけでなく未知のデータに対するＰＮ１０２３整合フィルター７６応答で汚染される。６５μ秒より多く遅延された後反響に関与するレジスター８３に貯蔵された拡張されたケプストラムの部分は反復−ＰＮ１０２３シーケンスを先行するデータの後反響に対する自己相関デジタルフィルター８０応答だけで汚染される。したがって、大部分の場合において、６５μ秒より多く遅延された反響の汚染はレジスター７９に貯蔵された拡張されたケプストラムでより、レジスター８３に貯蔵された拡張されたケプストラムでより小さい。したがって、図８Ｃによって切られた周期的に反復するケプストラムの対応する部分とレジスター８３に貯蔵された拡張されたケプストラムでの６５μ秒より多く遅延された後反響に対する分離された時間−ドメイン応答を相関するのは周期的に反復するケプストラムの追加切断に対するより信頼できる基礎である。これら相関手続きは後反響に対する応答の反復を除去するための、そしてより小さく−遅延された後反響として現れる９５μ秒より多く遅延された後反響のエイリアスを除去するためのより信頼できる基礎を提供する。
【０１１６】
図８Ｄは、レジスター７９に貯蔵された拡張されたケプストラムに基づいた方法によるものであるだけでなく、この代案的な方法による除去の結果を示す。これら方法のうち何れか１つを持ち、図８Ｄのケプストラムの修正はエッジ影響から発生する汚染、反復−ＰＮ１０２３シーケンスを先行するデータ、または反復−ＰＮ１０２３シーケンスに後続するＤＦＳ信号のないＰＮ１０２３シーケンスに基づいて周期的なケプストラムから発生した時間的な成分を除去したり、減少させることによって行われる。したがって、６５μ秒より多く遅延された後反響に対する分離された時間−ドメイン応答での前記汚染は周期的に反復するケプストラムの図８Ｄの修正に理解可能な程度に進展されない。レジスター８３に貯蔵された拡張されたケプストラムに基づいた代案的な方法はより小さなエネルギーを有する９５μ秒より多く遅延された後反響のエイリアス及び後反響に対する応答の反復の切断を促進するが、これはこれら成分を起こす後反響がクラッターからさらによく区別されうるからである。
【０１１７】
周期的に反復するケプストラムのサイクルはラップアラウンドなく、または少なくとも減少されたラップアラウンドを持って図８Ｄで周期的に反復するケプストラムのハーフ−サイクルとなる。このようなアンラプド（ｕｎｗｒａｐｐｅｄ）ケプストラムの１サイクルはフィルター係数コンピュータ４０が適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング成分ＦＩＲフィルター３３、３５に対するフィルター係数を計算できる改善された基礎を提供する。
【０１１８】
自己相関デジタルフィルター８０、デジタル減算器８１、デジタル遅延ライン８２及び拡張された−範囲ケプストラムレジスター８３を持たない受信器設計が実現できると見なされる。後反響から先反響の分離はより弱い−エネルギーの偽りの後反響を切断するより重要であるが、これは弱い−エネルギー後反響は適応フィルタリングのデータ−駆動方法−例えば決定フィードバック傾斜法により容易に抑圧されるからである。後反響はフィルター応答での雑音を感知できる程度に増加させず、適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリングのＩＩＲフィルター部分により消去される。先反響エネルギーは適応フィルタリングのＦＩＲフィルター３３部分により減少され、その応答時間で先行するより低い−振幅先反響を持ってその入力信号で先反響に代える。また、この手続きは適応フィルタリング応答で雑音を増加させる。適応フィルタリング応答で偽りの先反響を挿入する適応フィルタリングのＦＩＲフィルター３３部分の先反響は望ましくない状態であって長く−遅延された後反響の誤−識別で、前記挿入手続きはまた前記応答で雑音を増加させる。
【０１１９】
平均整合フィルターが静的反響状態をよりよく定義する、幾つかのデータフィールドからの応答する受信器設計がまた考慮される。
【０１２０】
時間的に最も先行する先反響から最も遅延された後反響まで拡張するより大きい反響範囲を処理できる受信器の設計において、特に、増加された数の乗算器の適応フィルタリングでの要否について関心がある。ハードウェアでのコスト以外にも、これは確率的ジッタによるＣ／Ｎの減少を悪化させる傾向がある。まれな（ｓｐａｒｓｅ）等化方法が乗算器要件を減少させて確率的ジッタによるＣ／Ｎの減少を減らすために採用された。
【０１２１】
これら方法で適応バルク遅延は非ゼロ加重値係数を持ち、したがってこれらの被乗数信号を提供するためにデジタル乗算器に接続する適応フィルターのあるカーネルタブ間の差等遅延を決定する。そのような受信器において図５のＤＴＶ受信器でのコンピュータ４９から、そして図６のＤＴＶ受信器でのＰＮ１０２３自己相関フィルター５２からコンピュータ４０に提供されるケプストラムは適応バルク遅延を割り当てるための基礎を供給する。コンピュータ４０はＦＩＲフィルター３３時間−ドメインカーネルが後反響を抑圧するために拡張する時間間隔のための最適境界を選択するためにケプストラムを分析するようにプログラムされうる。
【０１２２】
図１１は、２つのデータフィールドそれぞれの端に２つの余分のデータセグメントを含み、チャンネル−等化及び反響−消去を提供する適応フィルタリングのためのトレーニング信号として使われる反復−ＰＮ１０２３シーケンスの開始を含むように修正されたＡＴＳＣデジタルテレビ信号データフレームの図面である。それぞれのデータフィールドでの初期第１データセグメントはＡ／５３により指定されたものと相異なり、３重−ＰＮ６３シーケンスの少なくとも一部分だけでなく、ＰＮ５１１シーケンスが省略さるべく修正される。反復−ＰＮ１０２３シーケンスは初期データセグメントの部分で終わり、よって空になる。反復−ＰＮ１０２３シーケンスは図１Ａ及び図１Ｂの切られたバージョンで有り得、端で短くなる。切られた反復−ＰＮ１０２３シーケンスでの１は相変らずデジタルテレビ信号で＋５キャリア変調値に対応し、切られた反復−ＰＮ１０２３シーケンスでの０は相変らず−５キャリア変調値に対応する。
【０１２３】
図１２Ａの（１）〜（３）は本発明によって図１１のＤＴＶ信号放送で以前データフレームの偶数データフィールドの第３１３、第３１４及び第３１５データセグメントの記号内容を示す。図１２Ａの（４）及び図１２Ｂの（５）は現在データフレームでの次の奇数データフィールドの第１及び第２データセグメントの記号内容を示す。図１２Ｂの（６），（７）及び図１２Ｃの（８）は前記次の奇数データフィールドの第３１３、第３１４及び第３１５データセグメントの記号内容を示す。図１２Ｃの（９），（１０）は次のデータフレームの偶数データフィールドの第１及び第２データセグメントの記号内容を示す。
【０１２４】
前記データフィールドの第２ないし第３１３データセグメントはＡ／５３に明示されたようである。図１２Ｂの（５）に示される第２データセグメントの端と図１２Ｂの（６）に示される第３１３データセグメントの開始との時間間隔で生じる現在フレームの奇数フィールドの第３ないし第３１２データセグメントは図面の経済性を理由で図面で省略される。
【０１２５】
各データフィールドを終える第３１４及び第３１５データセグメントは次のデータフィールドの初期データセグメントに続く、２３６８反復−ＰＮ１０２３−シーケンスＥＣＲ信号の最初１６６４記号を含む。図１２Ａの（２）〜（４）及び図１２Ｂの（５）〜（７）及び図１２Ｃの（８）に示された現在データフレーム以前のデータフレームの偶数データフィールドの第３１４及び第３１５データセグメントに挿入される反復−ＰＮ１０２３−シーケンスＥＣＲ信号の最初１６６４記号を示す。図１２Ｂの（７）及び図１２Ｃの（８）は現在データフレームの奇数データフィールドの第３１４及び第３１５データセグメントに挿入される反復−ＰＮ１０２３−シーケンスＥＣＲ信号の最初１６６４記号を示す。各データフィールドの第３１４及び第３１５データセグメントのＤＳＳ信号は前記データセグメントの間に伝送される反復−ＰＮ１０２３−シーケンスＥＣＲ信号内に含まれる。図１２Ａの（４）及び図１２Ｃの（９）に示されたように、次のフィールドの初期データセグメントの開始にあるＤＳＳ信号もそうである。
【０１２６】
図１２Ａの（２）〜（４）の反復−ＰＮ１０２３シーケンスはＡ／５３がそのような変調レベルを明示したように、８−ＶＳＢ信号で−５及び＋５変調レベル間で変わる。図１２Ｂの（７）及び図１２Ｃの（８），（９）の反復−ＰＮ１０２３シーケンスもまた−５及び＋５変調レベル間で変わる。反復−ＰＮ１０２３シーケンスに対するこれら変調レベルは４−記号ＤＳＳシーケンスがこれら反復−ＰＮ１０２３シーケンス内に含まれるように容易にする。
【０１２７】
図１２Ａの（４）に示されるような奇数データフィールドの初期データセグメント及び図１２Ｃの（９）に示されるような次の偶数データフィールドの初期データセグメント各々はシーケンスの最後の７００記号により後続する２３６８−記号反復−ＰＮ１０２３シーケンスのうち１つの部分内に含まれる４−記号ＤＳＳシーケンスで開始する。反復−ＰＮ１０２３シーケンスの端は２４−記号モードコード、及びデータセグメントを終える１０４−記号保持部分により後続する。
【０１２８】
図１２Ａの（１）ないし図１２Ｃの（１０）の信号に対するデータフィールド当り３１５個のデータセグメントだけがあるために、この信号に対する送信器は図４の送信器とは若干異なる。一般のクロッキングにおける変更以外に、このようなフィールド当り−３１５−データ−セグメント信号に対する送信器はＰＮ５１１及び３重−ＰＮ６３シーケンスを貯蔵するためのＲＯＭ１３を含まない。ＤＦＳアセンブラ１２、ＤＦＳ信号を挿入するためのマルチプレクサ１１、及びトレーニング信号を挿入するためのマルチプレクサ１７のタイミングはデジタル通信システム設計技術分野の当業者には明白な方式で影響を与える。反復−ＰＮ１０２３トレーニング信号を生成するためのＲＯＭ１８のアドレッシングもデジタル通信システム設計技術分野の当業者には明白な方式で影響を与える。
【０１２９】
データフィールド当り３１５個のデータセグメントを有する図１２Ａの（１）ないし図１２Ｃの（１０）の信号に対する受信器はデータフィールド当り３１６個のデータセグメントを有する図３Ａの（１）ないし図３Ｃの（１２）の信号に対する受信器とは若干異なる。図５の受信器部分はＤＦＴ電力スペクトルを計算するためのコンピュータ４４により使われるそれぞれのトレーニング信号から反復−ＰＮ１０２３シーケンスの１サイクルを選択するためにゲート４３のタイミングに関して修正される。図６の受信器部分は次のデータフィールドに亘ってリサイクルされるシフトレジスター５１に印加するためのそれぞれのトレーニング信号から反復−ＰＮ１０２３シーケンスの１サイクルを選択するためにマルチプレクサ５０のタイミングに関して修正される。フィルター係数コンピュータ５２にケプストラムの印加での小さな修正が図５及び図６の受信器部分の両者に行われる必要がある。
【０１３０】
図７の受信器部分は、同期化信号抽出回路５７に関し、そして受信器クロッキング及びタイミング回路５８に関して修正される。ＤＳＳ信号の抽出を扱う同期化信号抽出回路５７の部分は非常に多く同一に残っているが、ＤＦＳ信号の抽出を扱う部分は変更されねばならないが、これはＡ／５３標準のＰＮ５１１シーケンス及び３重−ＰＮ６３シーケンスがこれ以上利用できないからである。データ−フィールド−同期化信号は、例えばＤＳＳシーケンスの発生より所定時間後に特定相のＰＮ１０２３シーケンスのサイクルの基底帯域ＤＴＶ信号の発生に応答して生成されうる。受信器クロッキング及びタイミング回路５８は修正された同期化信号抽出回路５７により生成されたデータ−フィールド−同期化信号によりあらゆる３１５データセグメントをリセットするデータセグメントカウントでデータセグメントをカウントするカウンターを含むように修正される。
【０１３１】
図３Ａの（１）ないし図３Ｃの（１２）のフィールド当り−３１６−データ−セグメント信号の変形はトレーニング信号が始まる場合トレリス符号化の中断前にトレリス復号器で標準状態のセットでトレリス符号化格子を終了する２４記号の伝送を許すために、それぞれのデータフィールドの第３１４データセグメントでの２８記号エポックより後で反復−ＰＮ１０２３−シーケンストレーニング信号を開始する。トレリス符号化は、その後、それぞれのデータフィールドの第２データセグメントで標準状態のこのセットから新たに開始し、第１データセグメントの端に１２−記号プレコードが含まれない。この変形が伝送される場合、図４の送信器は先行するデータフィールドの第３１３データセグメントの最終１２個の記号のための臨時貯蔵部１０を省略するように修正され、ＤＦＳ信号アセンブラ１２は修正される。それぞれのデータフィールドの第３１４データセグメントの第１０１記号の直前にトレリス符号化格子を終了するための提供がさらに行われる。送信器に位置したトレリス復号器での第３１３データセグメントの端に貯蔵された格子状態によりアドレスされる読出し専用メモリは、例えば、トレリス符号化格子を終了するために使用されうる。トレリス復号器をクロッキングする変更はデジタル通信システム設計技術分野の当業者には明白である。
【０１３２】
トレーニング信号が始まる場合、トレリス符号化の中断前にトレリス復号器で標準状態のセットを持ってトレリス符号化格子を終了する記号の伝送を許すために、それぞれのデータフィールドの第３１４データセグメントでの２８記号エポックより遅く反復−ＰＮ１０２３−シーケンストレーニング信号を開始する図１２Ａの（１）ないし図１２Ｃの（１０）のフィールド当り−３１５−データ−セグメント信号の変形も可能である。
【０１３３】
本発明の態様を採用するさらに他のトレーニング信号において、反復−ＰＮ１０２３シーケンスの開始が反復−ＰＮ１０２３シーケンスの次の到達を知らせるために既定の通報者シーケンスの含みを受け入れるために幾つかの記号エポックの間に遅延されうる。
【０１３４】
【発明の効果】
地上伝播放送された放送を経て受信されるＤＴＶ信号だけでなく、ケーブル伝送を経由し、そして位相伝送を経て受信されるＤＴＶ信号での不完全性を補償するために本明細書に技術されたトレーニング信号はＤＴＶ受信器で適応等化を容易にする。
【図面の簡単な説明】
【図１Ａ】本発明の態様によって伝送される放送デジタルテレビ信号を生成するのに使われる反復−ＰＮ１０２３シーケンスでの記号を１列ずつ、左から右に羅列した図面である。
【図１Ｂ】本発明の態様によって伝送される放送デジタルテレビ信号を生成するのに使われる反復−ＰＮ１０２３シーケンスでの記号を１列ずつ、左から右に羅列した図面である。
【図２】２つのデータフィールドそれぞれの端に３つの余分のデータセグメントを含むように本発明の態様によって修正されたＡＴＳＣデジタルテレビ信号データフレームの図面であって、ここで前記余分のセグメントはチャンネル−等化及び反響−消去を提供する適応フィルタリングのための反復−ＰＮ１０２３−シーケンストレーニング信号を含む図面である。
【図３Ａ】本発明の態様によって伝送される放送デジタルテレビ信号内のそれぞれのデータセグメントの記号内容を示すタイミング図面である。
【図３Ｂ】本発明の態様によって伝送される放送デジタルテレビ信号内のそれぞれのデータセグメントの記号内容を示すタイミング図面である。
【図３Ｃ】本発明の態様によって伝送される放送デジタルテレビ信号内のそれぞれのデータセグメントの記号内容を示すタイミング図面である。
【図４】本発明の態様によって放送デジタルテレビ信号を伝送するための送信器のブロック概略図である。
【図５】放送デジタルテレビ信号のための受信器部分の概略図であって、前記受信器部分は基底帯域でチャンネル−等化及び反響−抑制を提供するための適応フィルターを含み、前記受信器部分は本発明の追加態様によって適応フィルターのための加重値係数を計算するのに使われるＤＦＴ計算に図３Ａの（１）ないし図３Ｃの（１２）の信号を利用する装置を含む図面である。
【図６】放送デジタルテレビ信号のための他の１つの受信器部分の概略図であって、前記受信器部分は基底帯域でチャンネル−等化及び反響−抑制を提供するための適応フィルターを含み、前記受信器部分は本発明の追加態様によって適応フィルターのための加重値係数を計算するのに使われる自己相関フィルタリング手続きに図３Ａの（１）ないし図３Ｃの（１２）の信号を利用可能な構造を含む図面である。
【図７】放送デジタルテレビ信号のための受信器の追加部分の概略図であって、図５及び図６の何れか１つに示された受信器部分に追従可能な図面である。
【図８Ａ】多重経路受信状態下で受信された信号の周期的に反復するケプストラムのグラフ対時間であり、前記ケプストラムは図５の受信器部分で、または図６の受信器部分で決定される図面である。
【図８Ｂ】各々拡張されたケプストラムを展開するために図８Ａの周期的に反復するケプストラムを表す連続段階を示す図８Ａと同じ時間スケールに対して示すグラフである。
【図８Ｃ】各々拡張されたケプストラムを展開するために図８Ａの周期的に反復するケプストラムを表す連続段階を示す図８Ａと同じ時間スケールに対して示すグラフである。
【図８Ｄ】各々拡張されたケプストラムを展開するために図８Ａの周期的に反復するケプストラムを表す連続段階を示す図８Ａと同じ時間スケールに対して示すグラフである。
【図９】受信されたＤＴＶ信号のケプストラムを追加で分析するために本発明の態様によって使用可能な装置のブロック概略図である。
【図１０Ａ】ケプストラムの先反響部分の追加分析のために使われる図９の装置での回路でポイントにおける時間−ドメイン応答の同一時間横座標に関するグラフである。
【図１０Ｂ】ケプストラムの先反響部分の追加分析のために使われる図９の装置での回路でポイントにおける時間−ドメイン応答の同一時間横座標に関するグラフである。
【図１０Ｃ】ケプストラムの先反響部分の追加分析のために使われる図９の装置での回路でポイントにおける時間−ドメイン応答の同一時間横座標に関するグラフである。
【図１０Ｄ】ケプストラムの後反響部分の追加分析のために使われる図９の装置での追加回路でポイントにおける時間−ドメイン応答の同一時間横座標に関するグラフである。
【図１０Ｅ】ケプストラムの後反響部分の追加分析のために使われる図９の装置での追加回路でポイントにおける時間−ドメイン応答の同一時間横座標に関するグラフである。
【図１０Ｆ】ケプストラムの後反響部分の追加分析のために使われる図９の装置での追加回路でポイントにおける時間−ドメイン応答の同一時間横座標に関するグラフである。
【図１１】本発明の態様によって修正されたＡＴＳＣデジタルテレビ信号データフレームの図面であって、２つのデータフィールドそれぞれに３１５データセグメントを含み、各データフィールドの第１データセグメント内のＡ／５３データフィールド同期化信号を省略し、チャンネル−等化及び反響−消去を提供する適応フィルタリングのためのトレーニング信号を各データフィールドに含み、また前記トレーニング信号はデータフィールド同期化信号として採用される反復−ＰＮ１０２３シーケンスの図面である。
【図１２Ａ】図１１に示された類型の放送デジタルテレビ信号でのそれぞれのデータセグメントの記号内容を示すタイミング図である。
【図１２Ｂ】図１１に示された類型の放送デジタルテレビ信号でのそれぞれのデータセグメントの記号内容を示すタイミング図である。
【図１２Ｃ】図１１に示された類型の放送デジタルテレビ信号でのそれぞれのデータセグメントの記号内容を示すタイミング図である。
【符号の説明】
０２……パケットアセンブラ
０３……データランダマイザー
０４……バイトアセンブラ
０５……リードソロモン符号器
０６……コンボーリューションインターリーバ
０７……バイトニブル変換器
０８……トレリス符号器
０９……８−レベル記号マッパ
１０……臨時貯蔵レジスター
１１，１５，１７……時分割マルチプレクサ
１２……ＤＦＳ信号アセンブラ
１３，１６，１８……読出し専用メモリ
１４……ＶＳＢモード符号発生器
１９……パイロット挿入回路
２０……残留−側波帯変調器
２１……無線周波数アップ変換器
２２……伝送アンテナ
【図２】
2004503190.tif 000003
【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
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【図３Ｃ】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８Ａ】
2004503190.tif 000011
【図８Ｂ】
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【図８Ｃ】
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【図８Ｄ】
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【図９】
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【図１０Ａ】
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【図１０Ｂ】
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【図１０Ｃ】
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【図１０Ｄ】
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【図１０Ｅ】
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【図１０Ｆ】
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【図１１】
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【図１２Ａ】
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【図１２Ｂ】
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【図１２Ｃ】
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【国際公開パンフレット】
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【国際調査報告】
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