(57)【要約】中継衛星１２、１４を介して、受信アンテナ１６、１８によって受信された変動する周波数の未知信号のソースを特定する方法には、受信信号を第１中間周波数ＩＦにダウンコンバートし、ダウンコンバートした信号を帯域制限することが含まれる。帯域制限された信号は、未知信号の周波数変化を抑制するために、局部発振器ＬＯのダウンコンバート周波数を調節することによって、事前に構成した獲得信号帯域幅内にあるように制約される。ダウンコンバートした信号は、差分時間オフセットの試行値を使用して、互いに、時間についてオフセットされ、それらの相関は、実際の時間オフセットを提供するように、各試行値に対して決定される。相関位相角の変化に対して、補償が提供され、この補償は、試行オフセットの時間間隔中に、異なるＬＯ周波数を経験する、ダウンコンバートされている信号から得られる。
2004519945.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の信号リレーによって受信された変動する周波数の未知信号のソースを特定する方法であって、
ａ）複数の受信機が、それぞれの信号リレーを介して未知信号を受信するように構成するステップと、
ｂ）それぞれの受信機によって受信された信号を中間周波数（ＩＦ）にダウンコンバートするために、局部発振器（ＬＯ）信号を使用するステップと、
ｃ）受信信号間に差分時間オフセット（ＤＴＯ）の試行値を導入するステップとを含み、
また、
ｄ）未知信号の周波数変化を抑制するために、ＬＯ信号周波数を調節することによって、ダウンコンバートされた信号が、事前に構成された帯域幅内にあるように制約するステップと、
ｅ）オフセットとＬＯ信号周波数の調節によって、時間について互いに相対的にオフセットされ、かつ異なるＬＯ周波数に関連付けられた相関した信号の相関位相角の変化を抑制するステップとを含むことを特徴とする方法。
【請求項２】
相関位相角の変化を補償するステップが、位相補正ｅｉΔφを計算し、それを信号の相関積に適用することを含み、Δφが、２πτ（ｆａ−ｆｂ）に等しい相関位相角の変化、τが、相関信号が互いに相対的にオフセットしている試行ＤＴＯ値、ｆｂとｆａが、それぞれ調節前と調節後のＬＯ周波数であることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
信号をダウンコンバートするステップが、周波数変動信号を、ほぼ一定の周波数にダウンコンバートし、それらを帯域制限し、デジタル化と相関を含むその後の処理のために、帯域制限した信号をさらにダウンコンバートすることを含むことを特徴とする請求項１または２に記載の方法。
【請求項４】
ダウンコンバートした信号が、事前に構成した帯域幅内にあるように制約するステップが、受信信号に関連する周波数スペクトルにおける最大パワーの周波数を識別し、その周波数から、事前に構成した帯域幅内において獲得されるダウンコンバートした信号に適切なＬＯ信号周波数を決定することを含むことを特徴とする請求項１または２に記載の方法。
【請求項５】
複数の信号リレーによって受信された変動する周波数の未知信号のソースを特定するための装置であって、
ａ）それぞれの信号リレーを介して未知信号を受信するための複数の受信機と、
ｂ）それぞれの受信機によって受信された信号を中間周波数（ＩＦ）にダウンコンバートするように、局部発振器（ＬＯ）信号を提供するための信号発生装置と、
ｃ）受信信号間に差分時間オフセット（ＤＴＯ）の試行値を導入するための相関プロセッサと
を含み、
また、
ｄ）ｉ）未知信号の周波数変化を抑制するために、ＬＯ信号周波数を調節することによって、ダウンコンバートした信号が、事前に構成した帯域幅内にあるように制約し、
ｉｉ）オフセットとＬＯ信号周波数の調節によって、時間について互いに相対的にオフセットし、かつ異なるＬＯ周波数に関連付けられた相関信号の相関位相角の変化を抑制する
ための処理手段をも含むことを特徴とする装置。
【請求項６】
処理手段が、位相補正ｅｉΔφを計算し、それを信号の相関積に適用するように構成され、Δφが、２πτ（ｆａ−ｆｂ）に等しい相関位相角の変化、τが、相関信号が互いに相対的にオフセットしている試行ＤＴＯ値、ｆｂとｆａが、それぞれ調節前と調節後のＬＯ周波数であることを特徴とする請求項５に記載の装置。
【請求項７】
処理手段が、周波数変動信号をほぼ一定の周波数にダウンコンバートし、それらを帯域制限し、デジタル化と相関を含むその後の処理のために、帯域制限した信号をさらにダウンコンバートするように構成されることを特徴とする請求項５または６に記載の装置。
【請求項８】
処理手段が、受信信号に関連付けられた周波数スペクトルにおける最大パワーの周波数を識別し、その周波数から、事前に構成した帯域幅内において獲得されるダウンコンバートした信号に適切なＬＯ信号周波数を決定することによって、ダウンコンバートした信号が、事前に構成した帯域幅内にあるように、制約するように構成されることを特徴とする請求項５または６に記載の装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
本発明は、複数の信号リレーによって受信された未知信号のソースを特定するための方法および装置に関する。
【０００２】
本発明は、具体的には、地球周回衛星リレーを使用する通信に関する。衛星通信チャネルに生じる干渉は、合法的なユーザに対し、チャネルの使用を拒否することがある深刻な問題である。干渉の発生は、年に数千回に及び、衛星をベースとするサービスの増加、個人衛星通信の出現、およびさらに増加している静止アークの輻輳のために、増える可能性が高い。干渉は、アンテナの方向が不適当であるなど、設備の欠陥または人間のミスによる可能性があるが、衛星通信チャネルの意図的な無許可の使用、または衛星通信チャネルを他のユーザに使用させないようにすることを表す可能性もある。
【０００３】
１９８２年３月のＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．ｏｎ  Ａｅｒｏｓｐａｃｅ  ａｎｄ  Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ  Ｓｙｓｔｅｍｓ、Ｖｏｌ．ＡＥＳ−１８、Ｎｏ．２において、Ｐ  Ｃ  Ｃｈｅｓｔｎｕｔは、未知信号のソースを特定する基本的な技術を記載している。それには、受信機に中継されたソースからの２つの信号の到着の時間差（ＴＤＯＡ）および／または到着の周波数差（ＦＤＯＡ）を決定することが含まれる。信号は、２つの独立した信号経路に沿って、受信局に中継される。ＴＤＯＡとＦＤＯＡは、差分時間オフセット（ＤＴＯ）および差分周波数オフセット（ＤＦＯ）または差分ドップラとしても知られている。２つの受信信号からＤＴＯおよびＤＦＯを決定する技術は、「Ａｌｇｏｒｉｔｈｍｓ  ｆｏｒ  Ａｍｂｉｇｕｉｔｙ  Ｆｕｎｃｔｉｏｎ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ」という名称の文献において、Ｓ  Ｓｔｅｉｎによって、１９８１年６月のＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．ｏｎ  Ａｃｏｕｓｔｉｃｓ  Ｓｐｅｅｃｈ  ａｎｄ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ、Ｖｏｌ．ＡＳＳＰ−２９、Ｎｏ．３に記載されている。この技術には、信号をすべて乗算し、その積を積分することによって、信号間の相関の程度を導出することが含まれる。試行相対時間シフトと周波数オフセットが、信号間に連続して導入され、それぞれに対して、相関が決定される。相関を最大にする時間シフトと周波数オフセットが、必要なＤＴＯとＤＦＯとして解釈され、衛星トランスポンダにおける信号伝播遅延と衛星および処理における周波数シフトとに対して補正を受ける。
【０００４】
米国特許第５，００８，６７９号は、２つの中継衛星を組み込み、かつＤＴＯとＤＦＯの両方の測定を使用する、送信器特定システムに関する。中継衛星は、静止（ジオステーショナリ）軌道または同期（ジオシンクロナス）軌道にあり、２つの独立した信号経路、すなわち地上−衛星−地上の経路に沿って、信号を受信局に中継する。各衛星は、ソースから信号を受信し（アップリンク）、旋回発振器を使用して、信号を周波数シフトし、周波数シフトした信号を地上の受信機に返す（ダウンリンク）。２つの信号経路の長さは、通常等しくなく、これにより、２つの信号到着時間は、受信機では、ＴＤＯＡ値だけ異なる。ＦＤＯＡは、地上および互いに関する中継衛星の動きによるものであり、これは、両方のダウンリンク信号周波数をドップラシフトする。ドップラシフトは、衛星の速度が異なるので、通常等しくなく、したがって、信号の周波数は、信号がそれぞれの衛星を介して進行した後では、異なる。また、ダウンリンクのために再送信する前に、アップリンク信号を混合するために使用した２つの衛星のそれぞれの周波数変換または旋回発振器の周波数間の差も、信号の周波数の差に寄与している。２つの衛星の位置および速度と、受信局の位置とは、知られており、一定ＴＤＯＡまたはＦＤＯＡの点の軌跡は、各場合に、位置線（ＬＯＰ）と呼ばれる曲線を確定する、地球の表面を遮断する表面である。異なる時間におけるＴＤＯＡまたはＦＤＯＡの２つの測定、または１つあるいは複数の時間におけるそれぞれの１つの測定は、特定されるソースの位置で交差する２つのＬＯＰを提供する。
【０００５】
従来の技術では、ＴＤＯＡは、差分時間オフセット（ＤＴＯ）とも呼ばれ、ＦＤＯＡは、差分周波数オフセット（ＤＦＯ）または差分ドップラシフトとも呼ばれており、これ以後ＤＴＯおよびＤＦＯの表現を使用する。
【０００６】
相関の程度は、次式、
【数１】
2004519945.tif 000003
によって定義される、交差あいまい関数またはＣＡＦ  Ａ（τ、ν）と呼ばれるものから決定される。
【０００７】
Ａ（τ、ν）は、受信局で受信された後の処理において、試行時間シフトτと試行周波数シフトνが、信号間に導入された後の、２つの複素信号ｓ１（ｔ）とｓ２（ｔ）の積の積分である。ｓ１＊（ｔ）のアステリスクは、複素共役を表す。Ａ（τ、ν）の絶対値、すなわち｜Ａ（τ、ν）｜の最大値は、２つの変数τとνの関数である表面｜Ａ（τ、ν）｜のピークであり、このピークをもたらすτとνの値が、必要なＤＴＯとＤＦＯである。
【０００８】
｜Ａ（τ、ν）｜は、２つの変数τとνの関数なので、これは、２次元であり、あいまい表面と呼ばれる表面を確定する。これは、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）の技術を使用して、計算することが可能である。１つのそのような手法では、あいまい表面の線の連続は、変化するν（試行ＤＦＯ）とτのそれぞれの一定値（試行ＤＴＯ）とで計算される。これにより、表面は、τ軸に垂直で、「ＤＦＯスライス」と呼ばれる、一連の１次元スライスに、実際上分解される。ＤＦＯスライスを計算する効率的な演算は、ＦＦＴ（ｓ１＊（ｔ）ｓ２（ｔ＋τ））である。τの各実際値に対してこの計算を実行し、スライスを組み合わせることによって、あいまい表面が得られる。
【０００９】
Ｈａｗｏｒｔｈへの米国特許第６，０１８，３１２号は、未知信号と同じ衛星中継を介して通過し、それとの位相コヒーレンスにおいて処理された基準信号を使用する送信器特定システムに関する。基準信号を使用して、エラーソースと動作上の制限を排除する。これにより、精度が向上し、測定を実施することができる条件の範囲が拡張される。広帯域の手法を使用して、エラーソースを抑制するための他の技術は、Ｗｅｂｂｅｒ他への米国特許第５，５９４，４５２号に記載されている。
【００１０】
国際特許出願第ＧＢ００／０２９４０号は、時間変動ＤＴＯとＤＦＯの問題に対処するために、米国特許第６，０１８，３１２号の技術に対する修正に関する。
【００１１】
周波数に鋭敏である干渉、すなわち搬送周波数の変化を受ける干渉のソースを特定することには、特に困難がある。この理由は、以下の通りである。複素交差あいまい関数によって表された相関プロセスの性能が、次式
【数２】
2004519945.tif 000004
によって定義される、出力の信号対雑音比（ＳＮＲ）を達成することに依存するからである。上式で、Ｂは、それぞれの衛星から信号を受信するために使用された１次受信機チャネルと２次受信機チャネルの獲得サンプル帯域幅であり、Ｔは、ＣＡＦ  Ａ（τ，ν）に対して、式（１）で定義された積分時間である。獲得サンプル帯域幅は、信号が、受信機によって検出可能なように存在しなければならない帯域幅であり、受信機の信号処理システムによって確定される。１次チャネルは、干渉の影響を受けた衛星に向けられた、地上をベースとする受信機またはアンテナに関連付けられ、２次チャネルは、干渉を起こしている、未知の送信器もまた検出可能である他の衛星に向けられた他の受信機に関連付けられる。項ｓｎｒ１とｓｎｒ２は、それぞれ、１次チャネルおよび２次チャネルにおける入力の信号対雑音比である。項２ＢＴは、処理利得と呼ばれる。
【００１２】
ＣＡＦ  Ａ（τ，ν）の絶対値｜（Ａ（τ，ν）｜の相関ピークを確実に検出することを達成するために、式（２）のＳＮＲは、約１００（すなわち、２０ｄＢ）を超えるべきである。ｓｎｒ１とｓｎｒ２が、固定されている場合、この基準は、未知のソースの特定を成功させるために、必要な処理利得２ＢＴを確定する。
【００１３】
未知の送信器からの固定周波数信号、すなわち一定の搬送周波数を有する信号に対して、該当する受信機チャネルの最大使用可能処理利得は、複素サンプルレート（以下でより詳細に説明する獲得サンプル帯域幅に等しい）を乗算したチャネルの積分時間の２倍である。このサンプル帯域幅は、外部の信号と雑音の成分を最小限に抑えるために、信号の瞬間帯域幅に可能な限り近く設定される。
【００１４】
未知の送信器は、非静止（変動）搬送周波数から信号を生成する可能性がある。この場合、衛星中継に関連する干渉も、周波数が変化する。この干渉を獲得して、それを受信機チャネルの獲得サンプル帯域幅内に維持することは、広帯域サンプリングを必要とし、したがって、一定搬送周波数干渉の場合より高い処理利得を必要とする。通常の受信機チャネルには、アナログデジタルコンバータ（ＡＤＣ）と記憶設備が含まれ、アナログデジタルコンバータの速度と記憶設備の容量も、位置特定を成功裡に実施する際にチャネルによって許容することのできる干渉の周波数の最大変化率についての、制限要素である。さらに、受信機チャネルの獲得サンプル帯域幅を拡大することにより、必然的に、望ましくない信号が、式（１）で定義された相関演算に含まれる可能性がより高くなる。これにより、干渉に関する雑音レベルが高くなり、したがって、１次チャネルと２次チャネルの信号対雑音比が減少する。また、関係する未知の送信器に関連しない追加の相関スパイクが、あいまい表面に提供され、どのスパイクが正確であるかについて混乱が生じる。したがって、広帯域サンプリングおよび処理は、避けることが望ましい。
【００１５】
本発明の目的は、送信器を特定するための、代替の方法と装置を提供することである。
【００１６】
本発明は、複数の信号リレーによって受信された変動する周波数の未知信号のソースを特定する方法を提供する。方法は、
ａ）複数の受信機が、それぞれの信号リレーを介して未知信号を受信するように構成するステップと、
ｂ）それぞれの受信機によって受信された信号を中間周波数（ＩＦ）にダウンコンバートするために、局部発振器（ＬＯ）信号を使用するステップと、
ｃ）受信信号間に、差分時間オフセット（ＤＴＯ）の試行値を導入するステップとを含み、
また、
ｄ）未知信号の周波数変化を抑制するために、ＬＯ信号周波数を調節することによって、ダウンコンバートされた信号が、事前に構成された帯域幅内にあるように制約するステップと、
ｅ）オフセットとＬＯ信号周波数調節とによって、時間について互いに相対的にオフセットされ、かつ異なるＬＯ周波数に関連付けられた相関した信号の相関位相角の変化を抑制するステップと
を含むことを特徴とする。
【００１７】
未知信号の周波数変化を抑制するために、ＬＯ信号周波数を調節する手続きが、まず実施されたとき、対象とする特定の結果は、予期していたよりはるかに劣っており、この理由は、見つけることが非常に困難であった。相当量の研究の後、驚くべきことに、ＬＯ信号周波数の調節と、相対時間オフセットの試行値の導入とが、誤差を導入したことが判明した。以下でより詳細に説明するように、これは、試行オフセットに等しい時間の長さの間、相関される信号の対が、異なる周波数のＬＯ信号によってダウンコンバートされていたことを意味する。この影響が抑制されたとき、相関ピークの確定について、かなりの改善が獲得され、これは、本発明の利点である。
【００１８】
相関位相角の変化を補償するステップは、位相補正ｅｉΔφを計算して、それを信号の相関積に適用することを含むことが可能である。Δφは、２πτ（ｆａ−ｆｂ）に等しい相関位相角の変化、τは、相関信号が、互いに相対的にオフセットしている試行ＤＴＯ値、ｆｂおよびｆａは、それぞれ調節前と調節後のＬＯ周波数である。
【００１９】
信号をダウンコンバートするステップは、周波数変動信号をほぼ一定の周波数にダウンコンバートして、それらを帯域制限し、デジタル化および相関を含むその後の処理のために、帯域制限した信号をさらにダウンコンバートすることを含むことが可能である。
【００２０】
ダウンコンバートした信号が、事前に構成した帯域幅内にあるように制約するステップは、受信信号に関連する周波数スペクトルにおける最大パワーの周波数を識別し、その周波数から、ダウンコンバートした信号を事前に構成した帯域幅内で獲得するのに適したＬＯ信号周波数を決定することを含む。
【００２１】
他の態様では、本発明は、複数の信号リレーによって受信された変動する周波数の未知信号のソースを特定するための装置を提供する。装置は、
ａ）それぞれの信号リレーを介して未知信号を受信するための複数の受信機と、
ｂ）それぞれの受信機によって受信された信号を中間周波数（ＩＦ）にダウンコンバートするために、局部発振器（ＬＯ）信号を提供するための信号発生装置と、
ｃ）受信信号間に、差分時間オフセット（ＤＴＯ）の試行値を導入するための相関プロセッサと
を含み、
装置は、また、
ｄ）ｉ）未知信号の周波数変化を抑制するために、ＬＯ信号周波数を調節することによって、ダウンコンバートされた信号が、事前に構成された帯域幅内にあるように制約し、
ｉｉ）オフセットとＬＯ信号周波数調節とによって、時間について互いに相対的にオフセットされ、かつ異なるＬＯ周波数に関連付けられた相関信号の相関位相角の変化を抑制する
ための処理手段を含むことを特徴とする。
【００２２】
処理手段は、位相補正ｅｉΔφを計算して、それを信号の相関積に適用するように構成することが可能である。Δφは、２πτ（ｆａ−ｆｂ）に等しい相関位相角の変化、τは、相関信号が互いに相対的にオフセットしている試行ＤＴＯ値、ｆｂとｆａは、それぞれ、調節前と調節後のＬＯ周波数である。また、周波数変動信号をほぼ一定の周波数にダウンコンバートし、それらを帯域制限し、デジタル化と相関を含むその後の処理のために、帯域制限した信号をさらにダウンコンバートするように構成することも可能である。さらに、受信信号に関連する周波数スペクトルにおける最大パワーの周波数を識別し、その周波数から、ダウンコンバートした信号を事前に構成した帯域幅内で獲得するのに適切なＬＯ信号周波数を決定することによって、ダウンコンバートした信号が、事前に構成した帯域幅内にあるように、制約するように構成することが可能である。
【００２３】
本発明をより完全に理解することが可能であるように、ここで、単に例示として、添付の図面を参照して、実施形態について説明する。
【００２４】
図１は、１０によって一般的に示す、従来の技術の位置特定システムの図である。これは、測定時間間隔にわたって、搬送周波数がほぼ一定である信号に適切である。これは、衛星通信に干渉を起こしている未知の送信機（対象）２０の位置を見つけるために、それぞれの受信アンテナ１６および１８によって監視する２つの衛星１２および１４を使用する。送信機２０は、マルチローブ送信放射パターンを有し、主ローブ２２と２つのサイドローブ２４が図示されている。一方の衛星１２は、主ローブ２２において、放射を受信する。これは、１次衛星に指定され、その監視受信アンテナ１６に関連する処理電子機器（図示せず）は、１次チャネルに指定される。他方の衛星１４は、サイドローブ２４において、放射を受信する。これは、２次衛星に指定され、受信アンテナ１８における関連する処理電子機器は、２次チャネルに指定される。１次チャネルと２次チャネルは、信号を作成し、この信号は、処理されて、それぞれ、式（１）で使用する信号ｓ１およびｓ２となる。衛星１２と１４の両方も、知られている位置において、送信機２６から基準信号を受信し、それをそれぞれのアンテナ１６および１８に中継する。この基準信号は、ＵＳ特許第６，０１８，３１２号に記載されているように使用される。
【００２５】
ここで図２も参照すると、干渉を起こしている未知の送信機または対象２０が、時間と共に変化する搬送周波数を有するときの位置特定に対し、本発明により使用するための信号処理システム３０のブロック図が示されている。システム３０は、位置特定システム１０と共に使用される。１４ＧＨｚのＫｕ帯域信号が、衛星１２および１４にアップリンクされ、周波数が、１．５ＧＨｚだけ移動されて、再び１２．５ＧＨｚで地上に中継（ダウンリンク）される。すべての周波数は、公称値である。実際には、アップリンク、変換、およびダウンリンクの周波数の間には、差が存在する。システム３０によって受信されたとき、衛星１２および１４からの信号は、１２．５ＧＨｚから、公称で１４０ＭＨｚの第１中間周波数（ＩＦ）にダウンコンバート（図示せず）される。この中間周波数は、記述したように、一定ではない対象２０からの当初の出力信号の周波数に依存するので、正確ではない。
【００２６】
１次チャネル（すなわち、対象の主ローブに対応する）のＩＦ信号は、信号追跡分析器と呼ばれる、従来の周波数スペクトル分析器３２（ヒューレッドパッカードのタイプＨＰ８５６５）に供給される。信号追跡分析器３２は、汎用インタフェースバス（ＧＰＩＢ）ポート（図示せず）を有し、これにより、信号追跡分析器３２は、ケーブルを介してこのポートに接続された、コンピュータによって制御することが可能になる。コンピュータは、分析器３２に対する適切な装置ドライバソフトウエアを有する。ドライバは、高レベルのソフトウエアコマンド（例えば、「ピークサーチ」と呼ばれるコマンド）を、オペレータが手作業で実施する可能性がある特有の機能を自動的に実施するように分析器３２を制御する目的のコードに翻訳する。この場合では、分析器３２は、「最大信号パワーの周波数を決定する」などの第２機能を多数回実行することができる。これは、分析器３２が装備しているピークサーチボタンを手作業で稼動することと等価である。
【００２７】
分析器３２は、入力信号における周波数間隔のスペクトルを表示する、すなわち、信号スペクトルと関連する周波数間隔とが分割されるいくつかの周波数準間隔（周波数ビン）のそれぞれにおける平均信号パワーについて、スペクトルを提供する。この表示は、１次チャネル信号（通常単一のピーク）を含むまで、手作業で同調されるこの間隔を反復して掃引する。１次チャネル信号の周波数が変化する場合、周波数間隔のピークの位置も、変化する。掃引された間隔のサイズ、中心周波数、および掃引の時間の長さは、以下に基づいて、オペレータによって選択される。
【００２８】
掃引中心周波数：−干渉の周波数の変化率（「周波数率」）が、比較的高い（数ＭＨｚ／ｓ）場合では、周波数変化を予測する必要がある。これには、１次チャネル信号および２次チャネル信号のサンプルを獲得しながら、干渉信号を掃引間隔内に維持するために、必要なだけ、掃引間隔の中心周波数を動かすことが含まれる。これに対する１つの解決法は、そのようなサンプル獲得中に、中心周波数を自動的に再同調することである。
【００２９】
掃引間隔：−掃引間隔、すなわち周波数範囲の広がりは、１次チャネル信号と２次チャネル信号のサンプルを獲得しながら、干渉信号の周波数をその範囲内に維持するように、十分大きくあるべきである。また、必要な信号より大きさの大きい望ましくない信号を排除するように、十分小さくあるべきである。必要な信号は、そうすると、掃引間隔において最大の大きさの信号になり、容易に認識することができる。
【００３０】
信号追跡分析器３２が、掃引間隔を通して表示追跡掃引を実施するのにかかる時間、すなわち掃引時間は、以下で説明するように、干渉信号の中心周波数が、獲得サンプル帯域幅と呼ばれ、かつその後のより低い周波数における信号処理によって確定される周波数帯域を通り過ぎるのにかかる時間より、長くあるべきではない。簡便な獲得サンプル帯域幅は、通常、掃引間隔よりはるかにより小さい。
【００３１】
分解能およびビデオ帯域幅−以下でより詳細に説明するように、干渉信号に対応する周波数スペクトルピークの正確な探索（ピーク探索）を容易にするために、獲得サンプル帯域幅より小さい大きさのオーダである、信号追跡分析器３２に対する分解能とビデオ帯域幅の設定を使用する必要がある。
【００３２】
上記の掃引間隔と、分解能およびビデオ帯域幅と、掃引時間との間には、兼合いが必要であるが、その理由は、１つの要件の性能を向上させることは、通常、他の２つの有害な影響を有するからである。例えば、より広範な掃引周波数間隔は、より長い掃引時間を意味し、信号の特性（信号の周波数の変化率など）と獲得サンプル帯域幅とに基づいた妥協が必要である。
【００３３】
信号追跡分析器３２は、コンピュータ（図示せず）上で実行されるコンピュータソフトウエア３４の制御下で動作する。この制御下で、分析器は、最大信号パワー（最高ピーク）を有し、かつ衛星に望ましくない干渉を与える信号に対応する周波数スペクトルピークの掃引間隔を探索する。これを達成するために、分析器は、スペクトル周波数掃引を実施して、最大スペクトルパワーを含んでいる周波数ビンを識別する。この周波数ビンは、干渉の現在の周波数または瞬間的な周波数を示し、関連する周波数は、信号追跡分析器３２によって、コンピュータに返される。
【００３４】
コンピュータは、また、公称で２０５．５ＭＨｚの周波数を有する局部発振器信号を生成する、信号シンセサイザ３６を制御する。この周波数は、コンピュータに応答して、かつ信号追跡分析器３２を使用して決定された干渉周波数に従って、シンセサイザ３６によって調節される。公称１４０ＭＨｚのＩＦ干渉信号からの分離は、正確に６５．５ＭＨｚに維持される。局部発振器信号は、やはり対象２０から１次および２次チャネルＩＦ信号を受信する、信号条件付けユニット３８に供給される。ユニット３８は、これらのＩＦ信号を第２ＩＦ信号にダウンコンバートし、帯域制限を提供するために、それらをろ過し、それぞれのアナログデジタルコンバータ（ＡＤＣ）４０に転送してデジタル化するために、それらを第３ＩＦまたはベースバンドにダウンコンバートする。
【００３５】
信号追跡分析器３２を制御するコンピュータによって実施された信号追跡手続きを、図３に示す。第１のステップ４１は、周波数間隔の周波数掃引を実施するように、分析器に命令する。これには、信号パワーが最大である（ピークパワー）掃引間隔周波数を識別するために、探索を実施する命令４２が続く。次いで、コンピュータは、４３において、ピークパワー周波数に対して、ベースバンドの周波数、すなわち、ピークパワー周波数が、信号条件付けユニット３８においてダウンコンバートされる周波数を計算する。４４において、コンピュータは、ピークパワー周波数のベースバンド周波数が、獲得サンプル帯域幅の中央の半分内にあるかを検査する。半分内にある場合、コンピュータは、ステップ４１に戻り、ステップ４１から４４を繰り返す。ベースバンド周波数が、獲得サンプル帯域幅の中央の半分の外部にある場合、４５において、コンピュータは、注目する干渉信号をダウンコンバートするために、新しい発振器周波数を計算し、４６において、信号シンセサイザ３６に、それを信号条件付けユニット３８に供給するように命令する。
【００３６】
ここでまた図４を参照すると、以前に記述した要素が、同様に参照され、信号条件付けユニット３８が、より詳細に示されている。１次チャネル信号および２次チャネル信号は、それぞれ、１４０ＭＨｚの公称中心周波数と８０ＭＨｚの帯域幅とを有する第１のＩＦにおいて、信号条件付けユニット３８に入力される。すなわち、１次信号帯域と２次信号帯域は、それぞれ、１００ＭＨｚから１８０ＭＨｚに延びる。信号シンセサイザ３６は、周波数（公称２０５．５ＭＨｚ）が、上述したように信号追跡分析器３２を制御するコンピュータによって制御される、局部発振器（ＬＯ）信号を提供する。ＬＯ周波数は、１次チャネル信号より、正確に６５．５ＭＨｚ大きい。このＬＯは、公称１４０ＭＨｚのＩＦを、８０ＭＨｚにとどまる帯域幅を有する６５．５ＭＨｚの第２ＩＦにダウンコンバートするように、それぞれミキサ５０ａと５０ｂにおいて、１次チャネル信号および２次チャネル信号と混合される。したがって、ダウンコンバートした帯域幅は、２５．５．ＭＨｚから１０５．５ＭＨｚに延びる。ダウンコンバートは、「ハイサイド」と呼ばれるものである。すなわち、ＬＯ周波数は、信号周波数より大きい。これにより、８０ＭＨｚの全帯域幅を、６５．５ＭＨｚの中心周波数を有する第２ＩＦにダウンコンバートすることが可能になり、あらゆる程度のスペクトル反転が回避される（負の差の周波数は、正の周波数として検出されるようになる）。
【００３７】
１次チャネル信号と２次チャネル信号の８０ＭＨｚ帯域幅は、それぞれが６５．５ＭＨｚの中心周波数を有するそれぞれの帯域通過フィルタ５２ａおよび５２ｂによって、２ＭＨｚに低減される。フィルタ５２ａと５２ｂは、帯域制限信号または狭帯域信号を提供し、この信号は、発生装置５６からの６８．５ＭＨｚの他の固定周波数ＬＯと混合するために、それぞれの第２ミキサ５４ａおよび５４ｂに供給される。これにより、１次チャネル信号と２次チャネル信号を、３ＭＨｚの公称中心周波数と２ＭＨｚの帯域幅を有する第３ＩＦにダウンコンバートされる。ここで、再び、ダウンコンバートは、ハイサイドである。
【００３８】
３ＭＨｚの１次チャネル信号と２次チャネル信号は、第３ＩＦ（３ＭＨｚ）を中心として、デジタル方式で、１０．２４ＭＨｚ（５．１２ＭＨｚの帯域幅）の割合で、４０においてデジタル化される。そのようにして作成されたデジタル化したデータは、次いで、デジタル方式で分割され、デジタル正弦波およびデジタル余弦波と混合され、続いて、低域通過ろ過される。これにより、互いに対して９０°位相シフトされた２つのデータストリームが生成され（すなわち、実数部分と虚数部分）、これも、公称３ＭＨｚの中心周波数をベースバンドにダウンコンバートする。ベースバンドデータは、次いで、所定のユーザが確定した獲得サンプル帯域幅に下方サンプリングされる（最大下方サンプリングは、通常１０ｋＨｚを生成する。最小（またはゼロ下方サンプリング）は、５．１２ＭＨｚを生成する）。セットアップはデータ獲得、信号追跡、および処理を制御する、上述したコンピュータ上のグラフィカルユーザインタフェースにおいて行われる。しかし、５．１２ＭＨｚの獲得サンプル帯域幅は、このアナログデジタル変換プロセスによって可能であるが、この例では、信号は、信号条件付け中に、２ＭＨｚの通過帯域にろ過される（すなわち、この帯域幅外の周波数は、認識されない）ことに留意されたい。
【００３９】
図５は、対象または干渉信号周波数を、その周波数が変化する際に、獲得サンプル帯域幅内に維持するために、信号シンセサイザのＬＯ周波数（公称２０５．５ＭＨｚ）を再同調するための手続きを示す。図は、信号追跡分析器３２によって表示された周波数スペクトルの３つの概略的な表示７０、７２、および７４を示す。ピーク７６によって示された干渉信号の搬送周波数は、周波数が増大し、したがって、矢印７８によって示したように、スペクトルが右に移動する。信号条件付けユニット３８は、信号の検出帯域を有し、これは、以前に記述した信号処理システム３０の獲得サンプル帯域幅である。獲得サンプル帯域幅は、第３ＩＦにあるが、ダウンコンバートプロセスを通して、第２ＩＦまたは第１ＩＦに逆投影することができる。信号追跡分析器の表示されたスペクトル７０から７４のそれぞれの上に逆投影されたとき、獲得サンプル帯域幅は、１対の実線８０の間の間隔によって表される。１対の鎖線は、獲得サンプル帯域幅８０の中心領域８２を確定し、中心領域は、獲得サンプル帯域幅の半分である。
【００４０】
干渉信号ピーク７６が、スペクトル７２に示したように、中心領域８２の縁８２ａに到達するように、獲得サンプル帯域幅８０を通って、周波数についてドリフトするとき、コンピュータは、ＬＯ周波数（公称２０５．５ＭＨｚ）を変化させるように、信号シンセサイザ３６を制御する。これにより、獲得サンプル帯域幅の中心周波数は移動し、干渉信号ピークを中心領域８２の他の縁８２ｂに再配置し、したがって、干渉ピークは、この領域を通って、再びドリフトすることができる。
【００４１】
この手続きが、まず実施されたとき、対象特定の結果は、予想されたよりもはるかに劣っており、この理由は、見つけることが非常に困難であった。相当量の研究の後、驚くべきことに、問題は、互いに共存可能ではないことが判明した、以下の２つの手続きを組み合わせることにあることがわかった。
（ａ）信号シンセサイザ３６によって作成されたＬＯ信号周波数を変化させることによって、獲得サンプル帯域幅の中心周波数を再同調する。
（ｂ）式（１）によって定義されたＣＡＦ  Ａ（τ，ν）における相関ピークを見つけるために、１次チャネル信号と２次チャネル信号の間に、相対的な時間オフセットの試行値を導入する。
【００４２】
２つの手続きが、互いに共存可能でない理由を、図６および７を参照して説明する。図６と７は、それぞれ、信号シンセサイザ３６によって作成されたＬＯ信号と、２つの信号ｓ１およびｓ２（簡便化のために（ｔ）を割愛）の相関積ｓ１＊ｓ２とについて、時間に対する位相角のグラフを提供する。図６のグラフの傾斜は、各場合のＬＯ周波数を示す。図６は、ＬＯ再同調前の周波数ｆ１におけるＬＯ信号のグラフＬＯ１と、ＬＯを新しい周波数ｆ２に再同調した後の、ＬＯ信号のグラフＬＯ２およびＬＯ３とを示す。グラフＬＯ２とＬＯ３は、それぞれ１次チャネル信号と２次チャネル信号に適用されたＬＯ信号に関する。
【００４３】
１次チャネル信号と２次チャネル信号の間の差分時間オフセット（ＤＴＯ）を決定するために、ＤＴＯの試行値（τと表す）を、両信号の間に導入する。その結果、互いに対する１次チャネル信号と２次チャネル信号の再同調の実効的な時間は、もはや同じではない。この点に関して、図６を参照すると、第１の垂直線Ｔ１は、１次チャネル信号に対する新しいＬＯ周波数ｆ２への再同調の時間を表し、第２の垂直線Ｔ２は、第２チャネル信号に対する再同調の時間を表す。線Ｔ１とＴ２は、１次チャネル信号と２次チャネル信号の間に導入された試行ＤＴＯ値τだけ離れている。この効果は、線Ｔ１とＴ２の間における時間の長さτの間、１次チャネル信号と２次チャネル信号が、再同調の異なる時間のために、異なるＬＯ周波数ｆ１とｆ２によってダウンコンバートされることである。
【００４４】
図７は、ＬＯ周波数再同調の異なる時間の効果を示す、時間に対する相関位相角φのグラフＣＯＲである。相関位相φは、デジタル化した形態の、１次チャネル信号ｓ１と２次チャネル信号ｓ２の積ｓ１＊ｓ２の位相角として定義される（＊は、複素共役を表す）。簡便性のために、ｓ１とｓ２の間には、ゼロ周波数オフセット（ＤＦＯ）が存在することが想定されている。これは、線Ｔ１とＴ２の間の領域の外側では、グラフＣＯＲの傾斜がゼロであることに反映されている。
【００４５】
相関位相角の傾斜は、通常、時間に関して一定であるが、傾斜は、１次チャネル信号と２次チャネル信号が、異なる周波数ｆ１とｆ２においてダウンコンバートされる間、線Ｔ１とＴ２の間の間隔τにわたって変化する。この効果により、φ１からφ２への相関位相角の変化が導入される。非連続的な位相は、単一の周波数を表さず、複数の周波数（あいまい）ピークとして、ＦＦＴ（またはＤＦＯスライス）に反映される。図７は、異なる周波数においてＬＯダウンコンバートを受ける時間バイアス信号が、相関位相角を変化させることを示し、その結果、ピーク値が、わかりにくい、および／または不正確である可能性がある、非離散ＤＦＯスライスがもたらされる。
【００４６】
図８は、２０秒のサンプル継続期間を通して、無作為の間隔で２０回、０と５００Ｈｚの間で周波数を切り替える、シミュレーションしたＬＯの時間に対する相関位相角のグラフである。位相シフトは、実線として出現し、シフト時間は点線で表されている。ＬＯ周波数の各変化により、９０において矢印で示した、約２２ラジアンの位相の不連続性がもたらされる。
【００４７】
図９は、時間変動する周波数のＬＯによってダウンコンバートした後の、１次チャネル信号ｓ１と２次チャネル信号ｓ２の相関積ｓ１＊ｓ２のＦＦＴのグラフである。２つの信号ｓ１とｓ２は、ゼロＤＦＯを有することが想定され、相関のためのたすき掛けと変換（ＦＦＴ）の前に、ｓ２は、７ΔＴだけ、ｓ１に対して時間シフトされる。ΔＴは、サンプリング間隔、すなわちＡＤＣ４０によるｓ１またはｓ２の連続サンプル間の時間の長さである。したがって、グラフは、ＦＦＴ（ｓ１＊（ｔ）ｓ２（ｔ＋７ΔＴ））の絶対値を表し、±０．２３Ｈｚに２つの最も中心のピーク１００および１０２を有する。これは、計算したＤＦＯ値のエラーの程度を表す。時間シフトによるＬＯ再同調の不調整のために、そうでなければ、ｓ１＊ｓ２のＦＦＴの絶対値に対して適切に確定されていたピークの幅が、広くなる。したがって、もはや、単一の適切に確定されたピークと正確なＤＦＯの値は存在しない。図９は、実際には、理想化されている。雑音信号が存在する場合、図示したＦＦＴは、対称性を失う。
【００４８】
相関位相角に関するＬＯ周波数変化の影響を抑制する必要があり、これは、以前に言及した、信号追跡と周波数合成を制御するコンピュータによって実施される。信号シンセサイザ３６が再同調されるたびに、コンピュータは、再同調の時間と共に、古いＬＯ周波数ｆ１と新しいＬＯ周波数ｆ２をコンピュータファイルに記録する。
【００４９】
データを獲得し、次いでそれを処理するプロセスは、好都合な時間の長さによって分離することが可能であるステップであるが、その理由は、獲得したデータを、後の処理のためにアーカイブすることが可能であるからである。データの獲得は、オペレータが、以前に記述したように獲得サンプル帯域幅のサイズ、データのサンプルサイズ等をセットアップし、次いで、コンピュータのグラフィカルユーザインタフェース上の「獲得」ボタンを稼動することによって開始される。追跡モードが選択され、ＡＤＣ４０が、データをデジタル化して、ハードディスクに記憶している間、図３を参照して説明した信号追跡プロセスは、実行を開始する。事前に決定したデータセットのサイズに到達したとき、獲得プロセスは中断され、信号追跡プロセスは終了する。コンピュータの制御ソフトウエア３４は、ここで活動停止になり、完全に停止して、記憶したデータを処理する前に、再び開始することが可能である。
【００５０】
データの獲得時には、ｓ１とｓ２の間には、オフセットまたは試行ＤＴＯは、導入されていない。そのようなオフセットは、獲得したデータの処理中に試行ＤＴＯの適切な値に対して、あいまい表面の特定のスライスを生成している時に、導入される。そのようなスライスに対しては、対応するＬＯ周波数変化と試行ＤＴＯは知られており、したがって、相関位相補正を計算することができる。次のＤＦＯスライスに対しては、異なる試行ＤＴＯが使用され、新しい一連の位相補正が計算される。連続する試行ＤＴＯは、ＡＤＣ４０のサンプルレートの逆数によって、簡便に分離することが可能である。
【００５１】
獲得したデータを処理するために、データは、コンピュータのハードディスクからメモリに読み取られる。式（１）によって定義されたあいまい表面は、各１つが特定の試行時間バイアスに対するものである、一連のＤＦＯスライスによって構築される。再同調が行われた場合、記録したデータにフラグが立てられ、各スライスに対して、位相補正が、再同調間隔の適切な対の間のすべてのデータについて、計算される。補正は、１次チャネル信号と２次チャネル信号の間に導入されたＤＴＯの特定の試行値と、再同調前と再同調後のＬＯ周波数の差とを使用して計算される。
【００５２】
共役乗算の後、およびＤＦＯスライスを生成するために、ＦＦＴを計算する前に、コンピュータの処理ソフトウエアは、相関位相の不連続性（φ１−φ２）を補正するステップを実施する。コンピュータは、連続する再同調の対の間の間隔において獲得された１次チャネル信号と２次チャネル信号のすべての相関積ｓ１＊ｓ２に対して、同じ位相補正を実施する。コンピュータは、連続する再同調の各対のそれぞれの間隔に対し、この種の新しい補正を計算する。ｎ番目の再同調直後の新しいＬＯ周波数が、ｆｎである場合、この再同調のＬＯ周波数の変化は、（ｆｎ−ｆｎ−１）である。ｎ番目の再同調による相関位相角のステップは、Δφｎであり、ＬＯの角度周波数変化２π（ｆｎ−ｆｎ−１）と、時間オフセットまたは試行ＤＴＯ値τとの積によって、次のように与えられる。
【数３】
2004519945.tif 000005
コンピュータは、相関位相角Δφｎの変化を計算し、これから、相関位相補正
【数４】
2004519945.tif 000006
を計算する。コンピュータは、この補正によって、ｎ番目の再同調と（ｎ＋１）番目の再同調の間で獲得されたすべての相関積ｓ１＊ｓ２を乗算し、次いで、（ｎ＋１）番目の再同調と（ｎ＋２）番目の再同調の間の相関積に適用する、新しい補正
【数５】
2004519945.tif 000007
を計算する。厳密に言えば、式（３）の位相変化は、観測期間中、周波数変化に対し、遅延期間τにわたって徐々に（すなわち、一定の率で）実施されるべきである。しかし、これらの遅延期間の全継続時間は、通常、式（１）の全観測期間Ｔよりはるかに短く、式（１）を形成するほとんどの状況において、無視することができ、したがって、ここに記載したより簡単な手法が、適切である。
【００５３】
図１０は、１次チャネル信号と２次チャネル信号の複素デジタル化値ｓ１とｓ２から、位相補正したＤＦＯスライスを生成する際に必要なステップの流れ図である。以前に議論したように、時間オフセットまたは試行ＤＴＯ値τの異なる値に対してＤＦＯスライスを組み合わせることにより、あいまい表面が生じる。
【００５４】
ＤＴＯτの試行値に対する位相補正したＤＦＯスライスを生成する最初のステップは、１１０に示されており、ｓ２（ｔ＋τ）を形成するために、１次チャネル信号ｓ１（ｔ）に関して、τだけ、２次チャネル信号ｓ２をオフセットまたは時間バイアスすることからなる。ｓ１（ｔ）は、次いで、１１２で複素共役をとって、ｓ１＊（ｔ）を形成し、ｓ２（ｔ＋τ）を乗算することによって、ｓ１＊（ｔ）ｓ２（ｔ＋τ）を形成する。次いで、位相補正が、１１４において適用される。すなわち、式（３）から計算された位相角Δφｎを使用して、
【数６】
2004519945.tif 000008
を乗算することによって、
【数７】
2004519945.tif 000009
が作成される。ステップ１１６において、前のステップ１１４の結果のＦＦＴの絶対値、すなわち
【数８】
2004519945.tif 000010
が計算され、これは、τの時間オフセットまたは試行ＤＴＯに対応する必要な位相補正したＤＦＯスライスである。
【００５５】
図１１は、試行ＤＴＯの値τと試行ＤＦＯの値νに対する、表面｜Ａ（τ，ν）｜（式（１）の交差あいまい関数の絶対値）をプロットしたものである。うまく分解された相関ピーク１２０が、ＤＴＯとＤＦＯの補正値である値τおよびνにおいて出現する。ＤＴＯとＤＦＯを獲得するための手続きと、ＤＴＯとＤＦＯから対象を特定することは、上述した従来の技術でよく知られており、説明しない。
【００５６】
本発明の位相補正技術の有効性を評価する試行の一部として、衛星干渉は、変動する周波数信号、すなわち周波数が無作為に変化する信号を生成することによって、シミュレーションされた。この信号は、２つの衛星を介して送信され、その戻り信号が検出され、衛星天体暦と送信および受信の位置座標の知識とから計算された０．２４６ｍｓの知られているＤＴＯをｓ１とｓ２に提供するために、公称１４０ＭＨｚにダウンコンバートされた。結果として生じるｓ１は、本発明の方法を使用して、周波数について追跡され、デジタル方式でサンプリングされた。次いで、０．２４６ｍｓのＤＴＯが、ｓ１に対して、ｓ２を適切に時間バイアスすることによって、除去され、次いで、ｓ１とｓ２が、互いに相関された。
【００５７】
図１２は、サンプル獲得時間（約２７ｓ）中の、相関位相角の変動１４０（太線）を示す。この変動は、＋４０ラジアンと−７０ラジアンの間である。信号シンセサイザのＬＯ周波数（公称２０５．５ＭＨｚ）は、獲得サンプル帯域幅内にシミュレーションした干渉（すなわち、周波数掃引信号からの衛星の返し）を維持するために、再同調された。選択した獲得サンプル帯域幅を使用する、１秒あたり約３回の再同調が、必要であった。図１２は、また、本発明による位相補正後の相関位相角１４２を示し、一定の位相傾斜の近似に関して、優れた改善が獲得された。一定（傾斜ゼロ）の補正した相関位相１４２は、ゼロのＤＦＯを示す。
【００５８】
ここで図１３を参照すると、この図は、本発明によって提供されたＤＦＯ測定の精度の改善を示す。この図は、それぞれ、信号シンセサイザのＬＯ周波数の再同調から生じる相関位相角の変化の補正がある場合およびない場合に獲得されたＤＦＯスライスの周波数（Ｈｚ）に対する相関パワー（ｄＢ）の２つのグラフ１５０と１５２を示す。これらのグラフは、図１２を作成するために使用し、かつ上記で言及した試行において獲得したデータから導出された。グラフ１５０は、適切に確定された相関ピーク１５４を有するが、グラフ１５２は、広く、したがって不正確に確定された相関ピーク１５６を有する。ピーク１５４と１５６は、本発明による相関位相角の補正から得られるピーク確定の改善を示す。これは、計算したＤＦＯの不確定性を低減し、変動する周波数を有する対象送信器の特定の精度を増大する。
【００５９】
図１３を生成するために使用したデータは、ゼロでないＤＦＯに関連していた。しかし、より明瞭に相関位相を補正する効果を示すために、ＤＦＯは、交差乗算共役の前に、ｓ１に対して、ｓ２を２９１．９５Ｈｚだけオフセットすることによって、除去された。これは、相関位相角のゼロ変化率を提供した。図１３のｘ軸も、ｓ２のオフセットを反映するように調節されており、適切なＤＦＯにおけるピーク１５４を示す。
【００６０】
この試行に対するＤＦＯ測定の精度の向上は、シミュレーションした対象信号と同じ試行地上局から、試行で使用した２つの衛星に送信された、一定周波数の基準信号を使用して、決定された。これは、ピーク１５４は、わずかに０．００２Ｈｚの周波数誤差を有するが、一方ピーク１５６の誤差は、０．３９０Ｈｚであったことを示す。すなわち、前者は、後者のほぼ２００分の１であり、本発明の利点を示す。結果的な対象特定精度の向上は、衛星、対象、および監視地上局の位置に関して変化する。上述した試行では、約１００キロメートルから数キロメートルの特定誤差の減少が獲得された。
【００６１】
可変ＬＯの使用と相関位相角の補正以外について、衛星中継に干渉を生じる変動する周波数送信器の位置の導出は、さらには説明されない。これは、一定周波数の送信器を特定するための従来の技術に開示されている通りであり、例えば、米国特許第６，０１８，３１２号を参照されたい。
【図面の簡単な説明】
【図１】
従来技術の位置特定システムの図である。
【図２】
変動搬送周波数による干渉の位置特定に対し、本発明の方法で使用するための信号処理システムのブロック図である。
【図３】
本発明の方法におけるステップのブロック図である。
【図４】
本発明の方法における信号周波数ダウンコンバートの図である。
【図５】
ダウンコンバートした信号を含む、獲得サンプル帯域幅の確定を示す図である。
【図６】
相対時間オフセットを有する２つの信号に対するＬＯ再同調の影響を示す、時間に対するＬＯ位相角のグラフである。
【図７】
相対時間オフセットを有する２つの信号の相関積に対するＬＯ再同調の影響を示す、時間に対する相関位相角のグラフである。
【図８】
０と５００Ｈｚの間でＬＯ周波数を切り替える、シミュレーションしたのための、時間に対する相関位相角のグラフである。
【図９】
時間変動するＬＯ周波数によるダウンコンバート後の、１次チャネル信号と２次チャネル信号の相関積のＦＦＴのグラフである。
【図１０】
デジタル化した１次チャネル信号と２次チャネル信号から、位相補正したＤＦＯスライスを生成するステップの流れ図である。
【図１１】
試行ＤＴＯ値と試行ＤＦＯ値に対する交差あいまい関数の絶対値のプロットした図である。
【図１２】
本発明によるサンプル獲得中の相関位相角の変化および位相補正後の相関位相角の変化を示す図である。
【図１３】
それぞれ相関位相角の補正がある場合およびない場合で獲得されたＤＦＯスライスの、周波数に対する相関パワーの２つのグラフ１５０および１５２である。
【図１】
2004519945.tif 000011
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【国際公開パンフレット】
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【国際調査報告】
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