(57)【要約】音声エンコーダと、該音声エンコーダと協働する音声デコーダと、を備える音声コーディングシステムにおいて、前記音声エンコーダは、前処理器と、量子化器及びステップサイズ適応手段を備えるＡＤＰＣＭ（適応差分パルス符号変調）エンコーダと、を有する一方、前記音声デコーダは、前記ＡＤＰＣＭエンコーダと類似したステップサイズ適応手段及びデコーダを備えるＡＤＰＣＭデコーダと、後処理器と、を有する。前記前処理器は、前記量子化器の入力における高い及び／又は速いエネルギー変化の効果を平滑化する位相スメアリングフィルタリング手段を備え、前記後処理器が、前記位相スメアリングフィルタリング手段の反対のフィルタリング手段を備える。
2004519736.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
音声エンコーダと、該音声エンコーダと協働する音声デコーダと、を備える音声コーディングシステムであって、前記音声エンコーダが、前処理器と、量子化器及びステップサイズ適応手段を備えるＡＤＰＣＭエンコーダとを有し、前記音声デコーダが、前記ＡＤＰＣＭエンコーダにおけるのと類似したステップサイズ適応手段及びデコーダを備えるＡＤＰＣＭデコーダと、後処理器とを有するような、音声コーディングシステムにおいて、前記前処理器が、前記量子化器の入力における高い及び／又は速いエネルギー変化の効果を平滑化する位相スメアリングフィルタリング手段を備え、前記後処理器が、前記位相スメアリングフィルタリング手段とは逆のフィルタリング手段を備える、ことを特徴とする音声コーディングシステム。
【請求項２】
請求項１に記載の音声コーディングシステムであって、前記前及び後処理器は、音声信号の時間領域サンプルのフレームを周波数領域に変換するための時間−周波数変換ユニットと、前記周波数領域のサンプルを処理するための処理手段と、後者の処理されたサンプルを前記時間領域に変換するための周波数−時間変換ユニットとを有し、前記前処理器中の前記処理手段は位相スメアリングフィルタリング及びワーピング手段を備え、前記後処理器中の前記処理手段は逆ワーピング手段及び逆位相スメアリングフィルタリング手段を備える、ことを特徴とする音声コーディングシステム。
【請求項３】
請求項２に記載の音声コーディングシステムであって、前記位相スメアリングフィルタリング手段は、前記周波数ドメイン中でほぼ一定の振幅特性及び変化する位相特性の両方を持つフィルタを有することを特徴とする音声コーディングシステム。
【請求項４】
請求項２又は３に記載の音声コーディングシステムであって、前記前処理器中で前記フィルタリング手段及び前記ワーピング手段は順に結合されていることを特徴とする音声コーディングシステム。
【請求項５】
請求項２、３又は４に記載の音声コーディングシステムであって、前記後処理器中で前記逆ワーピング手段及び前記逆フィルタリング手段は順に結合されていることを特徴とする音声コーディングシステム。
【請求項６】
請求項１乃至５のいずれか１項に記載の音声コーディングシステムであって、前記位相スメアリングフィルタリング手段の周波数応答は、
【数１】
2004519736.tif 000011
（ここで０≦ｋ≦１／２Ｎ）
に従うことを特徴とする音声コーディングシステム。
【請求項７】
請求項１乃至５のいずれか１項に記載の音声コーディングシステムであって、前記位相スメアリングフィルタリングの周波数応答は
【数２】
2004519736.tif 000012
（ここで０≦ｋ≦１／２Ｎ）
に従い、式中のＡは所望のスメアリングに依存する定数であることを特徴とする音声コーディングシステム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、音声エンコーダと、該音声エンコーダと協働する音声デコーダとを備える音声コーディングシステムであって、前記音声エンコーダが、前処理器と、量子化器及びステップサイズ適応手段を備えるＡＤＰＣＭ（適応差分パルス符号変調）エンコーダとを有し、前記音声デコーダが、前記ＡＤＰＣＭエンコーダにおけるのと類似したステップサイズ適応手段及びデコーダを備えるＡＤＰＣＭデコーダと、後処理器とを有するような、音声コーディングシステムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
近接マイク音声録音は、電話の送受話器のように、音声源（口）のマイクとの距離を最小化することにより音声信号に対する室内の音響効果を低減又は除去することが知られている。これら音声信号が前処理されたＡＤＰＣＭエンコーダ等の標準的なＰ２ＣＭ音声コーディングシステムで処理されると、より遠い距離から録音するときと比較したときの近接マイク音声録音のパルス様の特徴を再生することに関する問題が発生する。ＡＤＰＣＭコーダは、その入力信号、つまり、サンプリングされた音声入力信号と予測された量子化値との間の差が、量子化器入力信号に適応されたステップサイズで量子化されるような量子化器を備える。近接マイク音声録音におけるパルス状領域においては、ＡＤＰＣＭコーダの量子化器のための入力信号は、量子化器がそのステップサイズを適応させるのに高過ぎ且つ速過ぎるかも知れない。室内における反響は時間に亘って音声信号のエネルギーをスメアリングし、ステップサイズのより緩やかな適応を可能にする。
【０００３】
従って、パルス状信号に関してＰ２ＣＭ音声コーディングシステムの性能を向上するためには、ＡＤＰＣＭエンコーダ入力信号は、量子化器への入力において短時間のフレームでの急速エネルギー増加が無くなるような態様で処理されなければならない。しかし、音声デコーダの出力は、如何なるアーチファクトも無くオリジナルのように聞こえなければならない。よって、室内効果をシミュレーションしてオリジナル録音の遠距離バージョンを作成し、このコーディングをこの信号に適用する、という選択肢は十分に良好なものではない。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は、上記の問題を軽減させ、特にパルス状音声信号に対して、改良された録音及び再生を伴う音声コーディングシステムを提供することである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、冒頭段落で述べたような音声コーディングシステムは、前記前処理器が、前記量子化器の入力における高い及び／又は速いエネルギー変化の効果を平滑化する位相スメアリングフィルタリング手段を備え、前記後処理器が、前記位相スメアリングフィルタリング手段と逆のフィルタリング手段を備える、ことを特徴とする。
【０００６】
位相スメアリングフィルタリングは時間領域で行うことができるが、このフィルタリングは、前処理器及び後処理器が、スペクトル振幅ワーピング（ｗａｒｐｉｎｇ）手段及びこのようなワーピングの効果を取り消す（ｕｎｄｏ）手段をそれぞれ備える場合には、周波数領域で行うことが好ましい。これは、前記ワーピング手段及び逆ワーピング（ｕｎｗａｒｐｉｎｇ）手段は周波数領域で動作可能だからである。従って、特に、位相スメアリング及びワーピングは同一処理ブロックで実行され、逆位相スメアリング及び逆ワーピングも同様に同一処理ブロックで実行される。位相スメアリングは線形プロセスである一方、スペクトル振幅ワーピングは非線形プロセスであるので、両プロセスは互いに統合されず、周波数領域で連続して行われる。つまり、フィルタされた信号がワーピングの対象となる。スペクトル振幅ワーピングはそれ自体知られている。１９９７年のＩＣＡＳＳＰ Ｖｏｌ． １のｐ．３３５−３３８のＲ． Ｌｅｆｅｂｒｅ及びＣ． Ｌａｆｌａｍｍｅによる”Ｓｐｅｃｔｒａｌ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｗａｒｐｉｎｇ （ＳＡＷ） ｆｏｒ Ｎｏｉｓｅ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ｓｈａｐｉｎｇ ｉｎ Ａｕｄｉｏ Ｃｏｄｉｎｇ”を参照されたい。
【０００７】
本発明のこれらの及び他の側面は、この後に説明される図面及び実施例を参照して説明され、明らかにされる。
【０００８】
【発明の実施の形態】
図１のＰ２ＣＭ音声コーディングシステムはエンコーダ１及びデコーダ２により構成される。エンコーダ１は前処理器３及びＡＤＰＣＭエンコーダ４を有し、デコーダ２はＡＤＰＣＭデコーダ５及び後処理器６を備える。ＡＤＰＣＭエンコーダ４は図２Ａに示され、ＡＤＰＣＭデコーダ５は図２Ｂに示される。
【０００９】
例として、Ｐ２ＣＭ音声エンコーダ１ではＰＣＭ入力信号は例えば１０ミリ秒のフレームに分けられる。例えば８ｋＨｚのサンプリング周波数ではフレームは８０個のサンプルから構成される。各サンプルは例えば１６ビットにより表される。この入力信号は前処理器３に供給され、これに応答して得られる出力信号はＡＤＰＣＭエンコーダ４に供給される。ＡＤＰＣＭエンコーダ４に対する他の入力信号はコーデックモード信号ＣＭＳにより形成され、該コーデックモード信号はＡＤＰＣＭエンコーダ４のビットストリーム出力中のコード語へのビット割り当てを決定する。ＡＤＰＣＭエンコーダ４は前処理された信号フレーム中の各サンプルに対するコード語を生成させる。次にコード語は、（この例では８０個のコードの）フレームに入れられる。選択されたコーデックモードに依存して、生じるビットストリームは例えば１１．２， １２．８， １６， １９．２， ２１．６， ２４又は３２ ｋｂｉｔｓ／ｓのビットレートを有する。
【００１０】
Ｐ２ＣＭ音声デコーダ２では、ＡＤＰＣＭデコーダ５の入力はコードフレーム及びコーデックモードのビットストリームにより形成される。本例ではコードフレームは８０個のコードから構成され、これらはＡＤＰＣＭデコーダ５によりデコードされ８０個のサンプルのＰＣＭ出力フレームを形成し、該ＰＣＭ出力フレームは後処理器６で後処理に供される。
【００１１】
前処理器３では、生じる信号がコーディングによりよく適するように信号特性が変化させられる。前処理はエンコードの前に信号スペクトルを修正する。従って、非線形変換、例えば平方根変換がスペクトル振幅に適用されてよい。「スペクトル振幅ワーピング」と呼ばれるこのような変換により、比較的小さなスペクトル振幅が比較的強いスペクトル振幅に対して増加して、重要な部分をＡＤＰＣＭエンコーダ４で導入された量子化ノイズより上に保持する。このような態様で信号スペクトルを修正するために、前処理器３は、音声信号の時間領域サンプルのフレームを周波数領域に変換するための時間−周波数変換ユニットと、スペクトル振幅ワーピング手段と、ワーピングされた音声信号を周波数領域から時間領域へ変換するための周波数−時間変換ユニットと、を備える処理装置７を有する。この変換は、送信されるべき追加のビットの必要無しにＰ２ＣＭ音声デコーダの側において反転可能である。従って、後処理器６は、音声信号の時間領域サンプルのフレームを周波数領域に変換するための時間−周波数変換ユニットと、前処理器においてエンコーダ側で行われたスペクトル振幅ワーピングの効果を取り消すための手段と、逆ワーピングされた音声信号を周波数領域から時間領域へ変換するための周波数−時間変換ユニットと、を備える処理手段８を有する。
【００１２】
図２Ａに示されるＡＤＰＣＭエンコーダ４は量子化ブロック９、ステップサイズ適応ブロック１０、デコーダブロック１１及び予測ブロック１２を有する。ＡＤＰＣＭエンコーダ４に対する入力は前処理器３により供給されるサンプリングされた音声信号である。サンプルｎが値ｓ（ｎ）を有するとき、各入力値ｓ（ｎ）に対してこの値と推定（予測）値ｓ（ｎ−１）との間の違いはエラー信号ｅ（ｎ）として取られ、該エラー信号は次に量子化ブロック９により量子化されエンコードされて、出力コードｃ（ｎ）を与える。出力コードｃ（ｎ）は、送信又は伝送されるビットストリームを形成し、これはＰ２ＣＭ音声コーダのＡＤＰＣＭデコーダ５により受信される。図１ではこれは破線１３により示される。出力コードｃ（ｎ）はブロック１０により量子化ステップサイズΔｎの適応のためにも用いられ、また、デコーダブロック１１により量子化されたエラー信号ｅ’（ｎ）を得るためにも用いられる。量子化エラー信号ｅ’（ｎ）は予測値ｓ（ｎ−１）に加えられ、量子化入力値ｓ’（ｎ）を生じさせる。ｓ’（ｎ）は予測ブロック１２によりその予測係数を適応させるのに用いられる。
【００１３】
ＡＤＰＣＭデコーダ５はただのエンコーダ４のサブセットである。該ＡＤＰＣＭデコーダ５は受信された量子化コードｃ（ｎ）をビットストリームから読み、エンコーダと同じものを用いてその内部変数を更新する。従って、ＡＤＰＣＭデコーダ５は、ステップサイズ適応ブロック１４、デコーダブロック１５及び予測ブロック１６を有する。デコーダブロック１５の出力は量子化エラー信号ｅ’（ｎ）であり、これは予測値ｓ（ｎ−１）に加えられた後、量子化音声信号ｓ’（ｎ）を与える。
【００１４】
図２Ａ及び２Ｂに更には示されていないが、コーデックモード信号ＣＭＳは、ＡＤＰＣＭエンコーダ４中のデコーダブロック１１に対して、及び、ＡＤＰＣＭデコーダ５中にデコーダブロック１５に対しても、入力信号を形成する。
【００１５】
上記のＡＤＰＣＭエンコーダ及びデコーダの代わりに他のエンコーダ及びデコーダも適用可能である。
【００１６】
説明の導入部で既に述べたように、より遠い距離からの録音と比較したときの近接マイク録音の特徴のような、パルスを再生することに関する問題が発生する。近接マイク録音中のパルス状領域において、量子化ブロック９への入力信号は、量子化器がそのステップサイズΔｎを適応させるのに高過ぎ且つ速過ぎるようになる。
【００１７】
本発明によれば、この問題に対する解決策は、Ｐ２ＣＭ音声エンコーダ１で位相スメアリングフィルタを用いることである。このフィルタはオールパス特性を有し、これは、全周波数に対する信号エネルギーが変わらないことを意味する。Ｐ２ＣＭ音声デコーダ２の同一のフィルタの時間反転型を用いることによりオリジナルのフィルタされていない形に戻ることも容易である。図１は位相スメアリングフィルタ１７を示す。これの入力はＰ２ＣＭ音声エンコーダ１のＰＣＭ入力信号により形成される一方、フィルタされた出力信号は処理ブロック７に供給される。位相スメアリングフィルタ１７で有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタリング操作が、ｐ（ｍ）をフィルタインパルス応答、Ｌをフィルタ長さ、ｓ（ｎ）を入力信号、そしてｓｐ（ｎ）をフィルタされた出力信号として、
【数３】
2004519736.tif 000003
に従って実行される。逆位相スメアリングは、Ｐ２ＣＭ音声デコーダ２中の処理ブロック８の出力において同一のフィルタを用いて逆位相スメアリングフィルタ１８により、
【数４】
2004519736.tif 000004
に従って逆の時間的順序で行われ、ここでｓｐ’（ｎ）は入力信号で、ｓ’（ｎ）はフィルタされた出力信号である。この操作は出力における長さＬの全遅延を生じる。コーダが通信、例えば電話サービスに用いられたとき大きな処理遅延は望ましくない。従って、フィルタ長さＬは可能な限り小さく保持されるべきである。
【００１８】
時間領域のフィルタリングは比較的大きなフィルタ長さを必要とするため、フィルタリングは周波数領域で実行することが好ましい。以下で、各周波数成分に対して一定の振幅及び変化する相を用いてフィルタが周波数領域で構成されるような位相スメアリングフィルタの例が与えられる。このフィルタの周波数応答は次式に従う。
【数５】
2004519736.tif 000005
（ここで０≦ｋ≦１／２Ｎ）
実数データを得るためには負の周波数軸は対称的でなくてはならず：
【数６】
2004519736.tif 000006
（ここで１／２Ｎ＜ｋ＜Ｎ）
ここでＲ及びＩはそれぞれスペクトルの実部及び虚部である。時間領域への変換は次式に従う。
【数７】
2004519736.tif 000007
（ここで−１／２Ｌ≦ｎ＜１／２Ｌ）
ＤＦＴ（離散フーリエ変換）長さＮ及びフィルタ長さＬは両者とも同一の値に設定されることができる。実はこのフィルタは、周波数が０とナイキスト周波数ｆＮとの間で線形的に増加する正弦波である。フィルタ特性は図３Ａ〜３Ｄに示される。図３Ａは振幅−時間依存性を、図３Ｂは振幅−周波数依存性を、図３Ｃは周波数−時間依存性を、そして、図３Ｄは周波数に対する接続された位相（ｕｎｗｒａｐｐｅｄ ｐｈａｓｅ）の関係を、示す。
【００１９】
このフィルタはかなり良好に動作するが、理想的ではない。フィルタの設計には２つの基準が考慮される。１つは、一般的に音声中の低周波（１ｋＨｚより下）は、声門パルス形状のため既に時間に対してスメアリングされているということである。もう１つは、高周波（３ｋＨｚより上）では、音声のエネルギーが比較的低いということである。また、３００〜３４００Ｈｚの電話での話など多くのアプリケーション領域で行われるバンドパスフィルタリングは、１〜３ｋＨｚでより多く位相スメアリングを適用することにより利用可能なフィルタ長さのより効率的な使用を示唆する。
【００２０】
従って、所望の実施例では、位相スメアリングフィルタの発生のために以下の周波数応答がＰ２ＣＭで用いられる。
【数８】
2004519736.tif 000008
（ここで０≦ｋ≦１／２Ｎ）
定数Ａは、所望のスメアリングに依存し、特にフィルタ長さ、よって、用いられているウィンドウ処理（ｗｉｎｄｏｗｉｎｇ）に、依存する。このようなフィルタの特性は図４Ａ〜４Ｄに示される。これらの図は図３Ａ〜３Ｄに対応する。
【００２１】
ＤＦＴ長さは２５６に設定されてよい。実効フィルタ長さは約９６（１２ミリ秒）である。このフィルタ長さでは、定数Ａの好適な選択は６．４４である。９６という値は前／後処理器の入力ウィンドウ長さ（２５６）と出力ウィンドウ長さ（１６０）との間の差から来る。これは、処理ブロック７中の位相スメアリングフィルタへの包含及び処理ブロック８の逆フィルタへの包含を可能にし、これは以下でより詳細に説明される。
【００２２】
図５は前処理器３のブロック図を示す。前処理器は、入力ウィンドウ形成ユニット１９と、ＦＦＴユニット２０と、位相スメアリングフィルタリング及びスペクトル振幅ワーピングユニット２１と、逆ＦＦＴ（ＩＦＦＴ）ユニット２２と、出力ウィンドウ形成ユニット２３と、重複及び加算ユニット２４とを有する。本例では、入力ウィンドウ形成ユニット１９の８０個のサンプル入力フレームは、２５６個のサンプルのバッファに移動させられ入力ウィンドウｓ（ｎ）を形成する（図６を参照のこと）。入力ウィンドウタイプは入力ウィンドウと同一長さを持つ長方形であるため、重み付けにおいて他の操作は必要でない。スペクトルＳ（ｋ）は２５６ポイントのＦＦＴ２０を用いて計算される。信号Ｓ（ｋ）を位相スメアリング及びスペクトル振幅ワーピングに連続的に供した後、得られた信号Ｓｆｗ（ｋ）はＩＦＦＴ２２で変換され、これによりこの信号の時間表示ｓｆｗ（ｎ）を得る。２つの連続的なフレームの間で円滑な変換を可能にするため、重複−加算が２０ｍｓのハニング出力ウィンドウで用いられる（１６０サンプル）。この出力ウィンドウは２５６個のサンプルのＦＦＴバッファ中で中心合わせされる。３２サンプルの余分の遅延が、このプロセスの全遅延としてフレーム長さの倍数（１６０サンプル）を得るために加えられる。この配列遅延は、前処理器が、前処理器と後処理器との間の同期化データフレーミングを保証するためにのみ必要である。後処理器の構成は、ユニット２１に対応するユニットではスペクトル振幅ワーピングの影響が取り消され、次に逆位相スメアリングフィルタが適用されるという違いの他は前処理器と同一である。スペクトル振幅ワーピング及び逆ワーピングは両者とも周波数領域で機能するため、位相スメアリング及び対応する逆プロセスも周波数領域で実行されることができる。フィルタ処理のための時間領域から周波数領域への正確な変換は別個の処理ブロックを示すべきだが、これは、存在するワーピング／逆ワーピングブロック内への包含により近似されることができる。この態様で、フィルタの処理時間が低減されるだけでなく、余分の処理遅延も除去されることができる。式（Ａ）及び（Ｂ）の時間領域フィルタリング操作は、前処理器に対しては式（Ｇ）の周波数領域フィルタリング操作、及び、後処理器に対しては式（Ｈ）の操作に、置換される。
【数９】
2004519736.tif 000009
及び
【数１０】
2004519736.tif 000010
ここで０≦ｋ≦１／２Ｎである。Ｓ（ｋ）、Ｐ（ｋ）及びＳｐ（ｋ）は、式（Ａ）及び（Ｂ）中の対応する関数ｓ（ｎ）、ｐ（ｎ）及びｓｐ（ｋ）のフーリエ変換であり、Ｒ及びＩはこれらの信号の実部及び虚部である。
【００２３】
フィルタリングに対する別の処理ブロックへのこの近似は欠点を有することが明らかであろう。前処理器中のスペクトル振幅ワーピング操作は未処理入力ウィンドウからの振幅値を用いて行われ、後処理器中の逆ワーピング操作はこの信号の位相スメアリングされたものからの振幅値を用いて行われる。連続するフレーム間の相関が低ければ、これはアーチファクトを導入しかねない。しかし、実際上は、この相関は、この近似による品質劣化は無視できるほどであるのに十分高いようである。
【００２４】
後処理器の出力において追加された余分な遅延を削減することにより他の簡略化が実行される。この遅延は、前処理器及び後処理器への入力を同期化するために導入された。挿入された位相スメアリングのため、この同期化は、各周波数成分が異なった遅延を有するためこれ以上可能ではない。
【００２５】
上述の実施例は、Ｐ２ＣＭ音声エンコーダ及びデコーダの信号処理手段上でランすることが可能なコンピュータプログラムの形であってよいアルゴリズムにより実現される。これまでの図で特定のプログラム可能な機能を実行するユニットを示す部分は、これらユニットがコンピュータプログラムのサブパーツであるとみなされるべきである。
【００２６】
説明された発明は説明された実施例に制限されない。これらの変形も可能である。特に、説明された実施例で述べられた周波数応答関数及び値は例として与えられたものであり、他の周波数応答関数及び値が可能であることが分かるであろう。
【図面の簡単な説明】
【図１】時間領域で動作可能な、位相スメアリングフィルタリング手段及び逆位相スメアリングフィルタリング手段をそれぞれ含む前処理及び後処理のための手段を備えるＰ２ＣＭコーディングシステムのブロック図。
【図２Ａ】ＡＤＰＣＭエンコーダのブロック図。
【図２Ｂ】ＡＤＰＣＭデコーダのブロック図。
【図３Ａ】位相スメアリングフィルタの第１の実施例の種々の特徴。
【図３Ｂ】位相スメアリングフィルタの第１の実施例の種々の特徴。
【図３Ｃ】位相スメアリングフィルタの第１の実施例の種々の特徴。
【図３Ｄ】位相スメアリングフィルタの第１の実施例の種々の特徴。
【図４Ａ】位相スメアリングフィルタの第２の実施例の種々の特徴。
【図４Ｂ】位相スメアリングフィルタの第２の実施例の種々の特徴。
【図４Ｃ】位相スメアリングフィルタの第２の実施例の種々の特徴。
【図４Ｄ】位相スメアリングフィルタの第２の実施例の種々の特徴。
【図５】位相スメアリングが周波数領域で動作可能な、Ｐ２ＣＭ音声エンコーダ及びデコーダのための前／後処理器のブロック図。
【図６】前処理器のフレーミング及びウィンドウ処理。
【国際公開パンフレット】
2004519736.tif 000013
2004519736.tif 000014
2004519736.tif 000015
2004519736.tif 000016
2004519736.tif 000017
2004519736.tif 000018
2004519736.tif 000019
2004519736.tif 000020
2004519736.tif 000021
2004519736.tif 000022
2004519736.tif 000023
2004519736.tif 000024
2004519736.tif 000025
2004519736.tif 000026
【国際調査報告】
2004519736.tif 000027
2004519736.tif 000028