(57)【要約】入力情報ビットを予め決定された符号化率で準補完ターボ符号(ＱＣＴＣ)によって符号化して符号語シンボルを発生し、前記発生された符号語シンボルを伝送する方法を提供する。前記方法は、データ伝送率によって決定されたサブパケットの長さで前記発生された符号語シンボルを伝送するために、前記発生された符号語シンボルの一部または全部に対応する予め決定されたパターンのうちいずれか１つのパターンを選択する過程と、前記データ伝送率、前記サブパケットの長さ及び前記パターンを所定の情報に予めマッピングしたテーブルから前記データ伝送率、前記サブパケットの長さ及び前記選択されたパターンに対応する情報を読み取る過程と、前記読み取られた情報及び前記選択されたパターンによって前記発生された符号語シンボルを伝送する過程と、を含む。
2004535137.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力情報ビットを予め決定された符号化率で準補完ターボ符号(ＱＣＴＣ)によって符号化して符号語シンボルを発生し、前記発生された符号語シンボルを伝送する方法において、
データ伝送率によって決定されたサブパケットの長さで前記発生された符号語シンボルを伝送するために、前記発生された符号語シンボルの一部または全部に対応する予め決定されたパターンのうちいずれか１つのパターンを選択する過程と、
前記データ伝送率、前記サブパケットの長さ及び前記パターンを所定の情報に予めマッピングしたテーブルから前記データ伝送率、前記サブパケットの長さ及び前記選択されたパターンに対応する情報を読み取る過程と、
前記読み取られた情報及び前記選択されたパターンによって前記発生された符号語シンボルを伝送する過程と、
を含むことを特徴とする方法。
【請求項２】
前記符号語シンボルの伝送が初期伝送である場合、予め設定されたパターンによって符号語シンボルが伝送されることを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項３】
前記符号語シンボルの伝送が再伝送である場合、以前に伝送されたサブパケットの最後のシンボルの次のシンボルが現在のサブパケットの１番目のシンボルになるように定義されたパターンによって前記符号語シンボルを再伝送することを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項４】
前記データ伝送率が予め設定された臨界値以下である場合、追跡結合方式で前記読み取られた情報と共に前記選択された一部または全部の符号語シンボルを伝送することを特徴とする請求項１の方法。
【請求項５】
前記データ伝送率が予め設定された臨界値以下である場合、リダンダンシー増加方式で前記読み取られた情報と共に前記選択された一部または全部の符号語シンボルを伝送することを特徴とする請求項１の方法。
【請求項６】
前記データ伝送率が予め設定された臨界値より大きい場合、リダンダンシー増加方式で前記読み取られた情報と共に前記選択された一部または全部の符号語シンボルを伝送することを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項７】
前記読み取られた情報と共に前記選択された一部または全部の符号語シンボルを伝送する場合、前記読み取られた情報及び前記選択された符号語シンボルの全体電力を同一にして不連続伝送を遂行することを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項８】
前記読み取られた情報と共に前記選択された一部または全部の符号語シンボルを伝送する場合、伝送の前に前記シンボルを反復伝送することを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項９】
前記反復伝送の時、フレームの長さを可変して反復伝送することを特徴とする請求項８記載の方法。
【請求項１０】
前記伝送された符号語シンボルの再伝送が要求される場合、初期伝送と同一であるかまたは異なるパターンを選択することを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項１１】
入力情報ビットを予め決定された符号化率で準補完ターボ符号(ＱＣＴＣ)によって符号化して符号語シンボルを発生し、前記発生された符号語シンボルを伝送する装置における前記符号語シンボルの選択方法において、
初期伝送時、前記発生された符号語のうち１番目のシンボルから、データ伝送率によって決定された符号化率による長さの分だけの符号語シンボルを選択する過程と、
再伝送時、初期選択された符号語シンボルのうち初期シンボルから、前記符号語シンボルの１／２を選択する過程と、
を含むことを特徴とする方法。
【請求項１２】
再伝送時、初期選択された符号語シンボルのうち中央の位置から、初期符号語シンボルの１／２を選択する過程をさらに含むことを特徴とする請求項１１記載の方法。
【請求項１３】
再伝送時、初期選択された符号語シンボルのうち入力情報ビットの個数だけの符号語シンボルを選択する過程を含むことを特徴とする請求項１１記載の方法。
【請求項１４】
入力情報ビットを予め決定された符号化率で準補完ターボ符号(ＱＣＴＣ)によって符号化して符号語シンボルを発生し、前記発生された符号語シンボルを伝送する装置において、
データ伝送率によって決定されたパケットの長さで前記発生された符号語シンボルを伝送するために、前記発生された符号語シンボルの一部または全部に対応する予め決定されたパターンのうち１つのパターンを選択し、前記データ伝送率、前記パケットの長さ及び前記パターンを所定の情報に予めマッピングされたテーブルから前記データ伝送率、前記パケットの長さ及び選択されたパターンに対応する情報を選択し、前記選択されたパターンによる符号語シンボルを選択して出力する選択部と、
前記選択されたパターンによるシンボルを前記データ伝送率によって決定された回数だけ反復して出力するシンボル反復器と、
を含むことを特徴とするデータ通信システムの逆方向チャネル送信装置。
【請求項１５】
前記選択部は、前記符号語シンボルの伝送が初期伝送である場合、初期伝送のために予め設定されたパターンによって前記符号語シンボルを選択することを特徴とする請求項１４記載の装置。
【請求項１６】
前記選択部は、前記符号語シンボルの伝送が再伝送である場合、以前に伝送されたサブパケットの最後のシンボルの次のシンボルが現在のサブパケットの１番目のシンボルになるように定義されたパターンを選択することを特徴とする請求項１４記載の装置。
【請求項１７】
前記選択部は、前記データ伝送率が予め設定された臨界値より大きい場合、リダンダンシー増加方式によるシンボルを選択することを特徴とする請求項１４記載の逆方向チャネル送信装置。
【請求項１８】
前記選択部は、前記データ伝送率が予め設定された臨界値以下である場合、リダンダンシー増加方式によるシンボルを選択して出力することを特徴とする請求項１４記載の逆方向チャネル送信装置。
【請求項１９】
前記選択部は、前記データ伝送率が予め設定された臨界値以下である場合、追跡結合方式によるシンボルを選択することを特徴とする請求項１４記載の逆方向チャネル送信装置。
【請求項２０】
入力情報ビットを予め決定された符号化率で準補完ターボ符号(ＱＣＴＣ)によって符号化して符号語シンボルを発生し、前記発生された符号語シンボルを伝送する装置において、
前記符号語シンボルをインターリービングするインターリーバと、
データ伝送率によって決定されたサブパケットの長さで前記発生された符号語シンボルを伝送するために、前記発生された符号語シンボルの一部または全部に対応する予め決定されたパターンのうち１つのパターンを選択し、前記データ伝送率、前記サブパケットの長さ及び前記パターンを所定の情報に予めマッピングしたテーブルから前記データ伝送率、前記サブパケットの長さ及び選択されたパターンに対応する情報を選択し、前記選択されたパターンによる符号語シンボルを選択して出力する選択部と、
を含むことを特徴とするデータ通信システムの逆方向チャネル送信装置。
【請求項２１】
前記選択部は、前記符号語シンボルの伝送が初期伝送である場合、初期値で予め設定されたパターンによって前記符号語シンボルを選択することを特徴とする請求項２０記載の逆方向チャネル送信装置。
【請求項２２】
前記選択部は、前記符号語シンボルの伝送が再伝送である場合、以前に伝送されたサブパケットの最後のシンボルの次のシンボルが現在のサブパケットの１番目のシンボルになるようにするパターンを選択することを特徴とする請求項２０記載の逆方向チャネル送信装置。
【請求項２３】
前記選択部は、前記選択されたデータ伝送率が予め設定された臨界値より大きい場合、リダンダンシー増加方式によるシンボルを選択することを特徴とする請求項２０記載の逆方向チャネル送信装置。
【請求項２４】
前記選択部は、前記データ伝送率が予め設定された臨界値以下である場合、リダンダンシー増加方式によるシンボルを選択することを特徴とする請求項２０記載の逆方向チャネル送信装置。
【請求項２５】
前記選択部は、前記データ伝送率が予め設定された臨界値以下である場合、追跡結合方式によるシンボルを選択することを特徴とする請求項２０記載の逆方向チャネル送信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、データ通信システムにおいてデータを送信するための装置及び方法に関し、特に、高速データ伝送のためのデータ通信システムにおいて逆方向データを送信するための装置及び方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般的に、デジタル通信システムで高速データ伝送が要求される場合、伝送効率、または、伝送処理率(transmission throughput: 以下、処理率と称する)を増加させるために複合再伝送方式(ＨＡＲＱ: Hybrid Automatic Repeat Request)が使用される。前記複合再伝送方式とは、エラー検出符号のみを使用する再伝送方式(ＡＲＱ)に比べて、送信器がエラー検出符号及びエラー訂正符号を共に使用する方式であり、受信器がエラー訂正及びエラー検出を同時に遂行することによって、システムの処理率が増加する。前記ＨＡＲＱを使用する理由は、以下のようである。
【０００３】
第１に、前記ＨＡＲＱは、システム設計時に定義された基準チャネル状況(または、基準チャネル状態)が時間の経過につれて変化する場合に使用される。この場合、受信器によって検出される受信チャネル状態と前記基準チャネル状態との差であるチャネル状態情報(ＣＳＩ: Channel Status Indicator)が受信器から送信器に正確にフィードバック(Feedback)されることが難しい。例えば、ＣＳＩの変化率がフィードバック率(Feedback rate)より高い場合、または、サービス品質フィードバックチャネル(Quality Feedback channel)が設定されることが難しい場合に、ＨＡＲＱが使用される。この場合、適したエラー訂正符号を使用することによってチャネル状態の変化に受信器が対応できるようになることがＨＡＲＱの基本目的である。勿論、前記ＨＡＲＱを使用する場合、エラー訂正符号の符号率に従って処理率の増減が決定される。従って、前記符号率を決定する方法が重要な変数になる。
【０００４】
第２に、ＨＡＲＱを使用するまた他の理由は、信号対雑音比(Ｓ／Ｎ: Signal-to-Noise)の動的領域(Dynamic range)の大きいチャネル環境において平均処理率(Average throughput)を増加させるためである。つまり、システム設計時に定義された基準チャネル状態が時間の経過に従って変化する場合、受信器によって検出される受信チャネル状態と基準チャネル状態との差を示すチャネル状態情報(ＣＳＩ)が受信器から送信器にフィードバックされることができる。しかしながら、前記基準チャネル状態に基づいて設計された符号化パラメータ(Coding parameter)の動的領域がＳ／Ｎ動的領域より小さい場合、ＨＡＲＱを使用して再伝送を要請することができる。しかしながら、前記基準チャネル状態に基づいて設計された符号化パラメータの動的領域がＳ／Ｎ動的領域より大きい場合、前記ＨＡＲＱを使用する必要はない。
【０００５】
第３に、一般的に、チャネル状態が前記基準チャネル状態とあまり違っていない静的チャネル(Static channel)の環境においても、パルス雑音(Pulse noise)、使用者干渉(user interference)、パケット衝突(packet congestion)、ショット雑音(shot noise)、スイッチングエラー(switching error)、ミッシング(missing)などのランダムエラーによって発生するパケット損失(packet loss)を防止するために、前記ＨＡＲＱが使用される。例えば、高速有線データネットワークにおいて前記パケット損失を防止するためにＨＡＲＱが使用される。この場合、大部分は処理率を増加させるために高い符号率を有するエラー訂正符号が使用される。
【０００６】
前記ＨＡＲＱは、初期伝送と再伝送との間にシンボル結合(Symbol Combining)を使用する方式と、前記シンボル結合を使用しない方式に区別される。前者のシンボル結合を使用する方式が後者のシンボル結合を使用しない方式より優れた性能を有する。さらに、前記シンボル結合方式には、硬性結合(hard combining)と軟性結合(soft combining)方式がある。前記軟性シンボル結合が硬性シンボル結合より性能面で優れている。従って、一般的に、軟性シンボル結合を使用するＨＡＲＱ方式が最高の性能を提供すると知られている。前記軟性シンボル結合を使用するＨＡＲＱ方式には様々な技術があるが、代表的に追跡結合(Chase combining)方式とリダンダンシー増加(ＩＲ: incremental redundancy)方式に区分される。前記追跡結合方式とリダンダンシー増加方式の特徴及び運用方法は公知の事項であるので、具体的な説明はしない。以下、前記軟性シンボル結合方式の特徴を説明する。
【０００７】
前記シンボル軟性結合(Soft Combining)方式を使用しないチャネルにおいて、前記ＨＡＲＱを使用するとしても、チャネル伝送のために使用される符号の符号率が同一で、チャネル状態(例:信号対雑音比(ＳＮＲ:Signal-to-Noise Ratio))も同一であると仮定すると、初期伝送のフレームエラー率(ＦＥＲ: Frame Error Rate)と再伝送時のＦＥＲには変化がない。しかしながら、シンボル軟性結合を使用するＨＡＲＱは、軟性結合利得(Soft combining gain)によって、チャネル状態、つまり、ＳＮＲが再伝送回数に比例して増加し、その結果、再伝送の回数の増加につれてＦＥＲが減少するようになる。
【０００８】
前記ＨＡＲＱを使用する送信器は、受信器から伝達される１ビットの情報(ＡＣＫ／ＮＡＫ)から良好な状態と不良の状態の２つの状態のみを認知する。前記“良好な状態(good condition)”は、データ伝送チャネルが前記基準チャネル状態より良いチャネル状態を有することを示し、前記“不良の状態(bad condition)”は、前記データ伝送チャネルが前記基準チャネル状態より悪いチャネル状態を有することを示す。従って、ＨＡＲＱ方式のシステムにおいては、２進(Binary)チャネル状態インジケータを使用して、前記チャネル環境が良好であるか不良であるかを判断する。前記チャネル環境が悪い場合、前記ＨＡＲＱシステムは、システム設計時に決定された追跡結合方式またはリダンダンシー増加方式によってシンボルを再伝送する。このような処理は、任意の量だけの有効(Effective)ＳＮＲ、つまり、最終的に受信器の復号器に入力されるシンボルのＳＮＲを増加させることと同一であり、さらに、再伝送によって送信器が人為的に伝送チャネル状態を良好な状態に転換することと同一である。従って、シンボル軟性結合を使用するＨＡＲＱのＦＥＲは、再伝送回数に比例して減少する。
前記ＨＡＲＱを使用する従来の技術の例としては、図１乃至図３に示す、現在次世代移動通信標準として論議中である３ＧＰＰ２(3rd Generation Partnership Project 2)１ｘＥＶ−ＤＶ(Evolution-Data and Voice)システムがある。
【０００９】
図１乃至図３は、従来技術による１ｘＥＶ−ＤＶシステムの逆方向チャネル構造(Reverse Channel Structure)を示す図である。図１及び図２は、３ＧＰＰ２ １ｘＥＶ−ＤＶシステムにおいて使用される逆方向チャネルのうち１つである逆方向付加チャネル(Ｒ−ＳＣＨ: Reverse-Supplemental Channel)を送信する送信器構造を示す。図１及び図２に示すように、前記逆方向付加チャネルは、第１逆方向付加チャネル(Ｒ−ＳＣＨ１)と第２逆方向付加チャネル(Ｒ−ＳＣＨ２)を含む。前記Ｒ−ＳＣＨ１及び前記Ｒ−ＳＣＨ２は、構造的に同一の機能ブロックを有する。図３は、Ｒ−ＳＣＨ１及びＲ−ＳＣＨ２の信号に対して変調(modulation)、直交関数拡散(orthogonal function spreading)及びＰＮ拡散(ＰＮ spreading)などを遂行する構成を示す。図１及び図２に示すように、前記送信器は、それぞれのデータ伝送率に応じて異なるエラー訂正符号(例: Turbo codes)とエラー検出符号(例: ＣＲＣ(Cyclic Redundancy Check))を使用する。図３に示すように、それぞれのチャネル信号は、相対的な利得(Relative Gain)によって制御された後、符号分割多重化(code division multiplexing)されて伝送される。図１乃至図３に示すように構成されるチャネル送信器は、複数のデータ伝送率のうち上位階層によって決定される１つのデータ伝送率を選択し、前記選択されたデータ伝送率によるブロックサイズを有する入力データをエラー検出符号器(例: 1６ビットＣＲＣ符号器)に入力する。前記エラー検出符号器から出力されるデータは、ターボ符号のための終端ビット(Termination bits)である６ビットのテールビット(Tail bits)及び前記入力データに付加された２ビットの余分のビットを有する。ターボ符号器は、前記付加されたデータをターボ符号化する。前記ターボ符号化された符号語シンボルの列(stream)は、伝送シンボルレートとの整合のためにシンボル反復(symbol repetition)、チャネルインターリービング(Channel interleaving)、切断(Truncation)、シンボル反復(symbol repetition)される。前記伝送シンボルレートと整合されたシンボルの列は、相対的な利得とかけられた後、変調、直交関数拡散及びＰＮ拡散されて送信される。
【００１０】
図１乃至図３に示す３ＧＰＰ２ １ｘＥＶ−ＤＶの逆方向チャネル構造は、以下のような問題点を有する。
(問題点１)
既存のチャネル構造は、それぞれの伝送率によって決定される符号率のエラー訂正符号を使用し、追跡結合(Chase combining)方式及びリダンダンシー増加(ＩＲ)方式のように物理チャネル(Physical channel)における軟性結合(soft combining)を使用するＨＡＲＱ方式を支援しない。つまり、既存のチャネル構造は、それぞれの伝送率によって一定の符号率及び一定の伝送電力利得を使用して常に一定のＦＥＲを有するように設計された。前記既存のチャネル構造は、基本設計時の目標(Target)ＦＥＲから外れるチャネル状態を逆方向電力制御(ＲＣＰＣ: Reverse Channel Power Control)方式によって補完するように設計され、前記ＲＣＰＣによって周期(例: 1.25msec)毎に基準チャネル状態からの変化を制御するように設計された。例えば、１ｘＥＶ−ＤＶ標準の逆方向チャネル符号化パラメータ(Reverse Channel Coding Parameter)は、符号化を通して補完できるＳＮＲ領域を維持するために、設計されたＳＮＲ領域と実際チャネルのＳＮＲ領域との間に電力制御(power control)を使用する。前記電力制御は、チャネルの動的領域をある程度補正し、前記補正された動的領域が符号化の動的領域に含まれるようにする。しかしながら、このような構造においても、前記電力制御がその役割を十分に果たすことができない場合は、前記システムは、処理率を増加させるために前記ＨＡＲＱのような他の手段の使用を考慮すべきである。
【００１１】
例えば、逆方向リンク電力制御(ＲＬＰＣ: Reverse Link Power Control)の動的領域は約３０dBであり、２０msecフレーム(frame)における前記動的領域は、＋１５dB〜−１５dBである。従って、実際に、２０msec逆方向チャネルフレーム(Reverse Channel frame)において前記ＲＬＰＣによって提供される伝送Ｓ／Ｎの制御範囲は限定的である。つまり、前記ＲＬＰＣによって提供されるＳＮＲ制御範囲は、データ伝送率(data rate)に依存する。例えば、９.６kbpsのデータ伝送率では十分約３０dBの動的領域を利用することができが、前記動的領域は、１Mbpsのデータ伝送率では多様な理由によって減少されるので、受信性能を保障することが難しくなる。従って、前記ＨＡＲＱを使用することによってこのような問題点を補完する必要がある。
【００１２】
(問題点２)
現在のエラー符号訂正方式であるターボ符号器化、シンボル反復、チャネルインターリービング、シンボル反復及び除去(pruning)の直列構造は、リダンダンシー増加方式を支援するに適した方式でない。つまり、この構造は、それぞれの再伝送において異なる穿孔パターン(Puncturing pattern)を使用する問題点、及び１０２４kbpsでチャネルインターリービングの後に除去を使用することで、前記ターボ符号の性能が低下する問題点がある。さらに、軟性結合による符号結合利得(code combining gain)が最適になるようにリダンダンシーパターン(redundancy pattern)を決定するという問題点もある。また、逆方向付加チャネルにおいてデータ伝送率によって追跡結合(Chase combining)及びリダンダンシー増加方式を両方とも使用するとしても、前記構造は、それぞれのリダンダンシーパターンをどのように決定するかという問題点も有する。
【００１３】
(問題点３)
前記逆方向チャネルは伝送率間の差が非常に大きいので、各使用者の処理率をＳＮＲの変化に基づいて計算すると、段階別に変化(step-wise)する可能性が高い。これは、処理率の損失を意味する。処理率を最適化するためには、この部分を線形に維持することが望ましい。前記処理率の損失を低減するためには、多様な符号率を使用するリダンダンシー増加方式のＨＡＲＱを使用してそれぞれの伝送率による処理率曲線(throughput curve)間のギャップを最小化することができる。しかしながら、現在のように伝送率によって固定された符号率及び穿孔パターン(puncturing pattern)では、この方法を使用することができない。
【００１４】
(問題点４)
現在１ｘＥＶ−ＤＶ標準の逆方向チャネル(Reverse Channel)構造は、以下のような問題点を有する。１ｘＥＶ−ＤＶチャネル構造の母体であるＣＤＭＡ２０００(Code Division Multiple Access 2000)逆方向チャネルにおいて、最大伝送率は３０７.２kbpsに制限されて設計され、実際環境において測定されたデータによっても、前記逆方向付加チャネルの最大伝送率が３０７.２kbpsで飽和されると知られている。このような状況で、類似したチャネル環境において使用されると思われる１ｘＥＶ−ＤＶは３０７．２kbps、６１４．４kbps、１０２４kbpsの目標ＦＥＲを満足するために、伝送電力を増加させるべきである。しかしながら、前記逆方向チャネルにおいて端末機の伝送電力が増加すると、単一または少数の使用者が同一のセルに存在する場合を除いては、他の端末機の伝送電力を含む全体伝送電力が増加する。これは、基地局制御器(ＢＳＣ)の立場から前記逆方向チャネルを通して受信される干渉電力(Interference power level)が増加することを意味する。従って、軟性結合(Soft combining)を使用するＨＡＲＱを使用することによって、伝送遅延があっても再伝送によってＦＥＲを低下させる方式が要求される。勿論、この方法は、回線モード(Circuit mode)のように早いサービス時間(service time constraint)を有する場合には適しない。しかしながら、良好なチャネル状態が一回だけでも存在する場合、全体平均処理率は増加する。従って、高速データ伝送率(High data rate)に対して軟性結合を使用するＨＡＲＱ方式が要求されているが、現在のシステムは、このＨＡＲＱ方式を支援しない。以下、この問題点を具体的に説明する。
【００１５】
現在、１ｘＥＶ−ＤＶ逆方向チャネルのＲ−ＳＣＨにおいては、表１に示すように、各データ伝送率に従って符号率(code rate)及び入力ブロックサイズ(input block size)が決定される。前記逆方向チャネルの場合においては、各使用者がトラヒック(traffic)を伝送する時点が分からないので、平均的に、同一のセルを使用する使用者の数だけ常にトラヒックチャネル使用者が存在すると仮定することが望ましい。これは、前記逆方向チャネルにおいて常に平均的なＲＯＴ(Rise of Thermal)が存在することを意味する。勿論、最大伝送率または瞬間最大伝送率は、少数の使用者が存在する環境において基地局の近くに端末が位置する場合のように、チャネル状況が良好である場合に使用されることができる。しかしながら、大部分の場合は、平均的なＲＯＴが存在すると仮定することが実質的なシステムの設計において考慮される。実際測定されたデータによると、ｃｄｍａ２０００ １ｘシステムの逆方向チャネルにおいて１人の使用者のみが存在する場合、前記システムは、回線モードにおいて最大３０７．２kbpsのデータ伝送率でサービスを支援することができるが、３０７．２kbps以上のデータ伝送率でサービスを支援することはできない。これは、少数の逆方向基本チャネル(Ｒ−ＦＣＨ: Reverse Fundamental Channel)使用者が存在するとしても、前記システムが３０７．２kbpsでサービスを支援することができないことを意味する。従って、高速データ伝送率を使用する端末機であっても制限的な伝送電力でデータを伝送する。従って、この問題点を解決するためには、再伝送による軟性結合に基づいて再伝送電力を集めることによって目標ＦＥＲを計算することが望ましい。このような仮定下で、表１を参照して現在逆方向リンクチャネルパラメータについて説明する。
【００１６】
【表１】
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【００１７】
表１は、フレーム長さが２０msecであり、１０２４.４kbpsの有効符号率が５／９であるという仮定において、逆方向チャネルのデータ伝送率を示す。１５３.６kbpsのデータ伝送率がサービスされると仮定する場合、その他の高速データ伝送率(high data rate)に対して平均的に要求される電力増加(power increase)(または、伝送シンボルエネルギーＥｓ)を計算すると、下記のようになる。例えば、３０７．２kbpsのデータ伝送率の場合、符号率がＲ＝１／４からＲ＝１／２に増加するにつれて、前記伝送率が２倍増加するので、＋３dBのＥｓ増加が要求される。従って、１５３.６kbpsのデータ伝送率と同一の信号品質(signal quality)を維持するためには、約＋３dBのＥｓの増加が要求される。勿論、ターボインターリービング利得(turbo interleaving gain)が前記入力データのブロックサイズに従って増加するので、前記要求される電力増加分がこれより小さくなる可能性もある。しかしながら、前記符号率の増加による符号化利得(coding gain)損失があるので、その差はあまり大きくない。６１４．４kbpsのデータ伝送率の場合、前記同一の符号率Ｒ＝１／２で前記データ伝送率が２倍増加したので、３０７．２kbpsのデータ伝送率に比べて＋３dBだけのＥｓの増加が要求され、１５３.６kbpsのデータ伝送率に比べて平均＋６dBのＥｓ増加が要求される。１０２４．４kbpsの場合は、同一の符号率で前記伝送率がさらに２倍増加したので、１５３．６kbpsに比べて平均＋９dBだけＥｓの増加が要求される。つまり、前記要請される再伝送の平均回数は表２のようである。
【００１８】
【表２】
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【００１９】
表２は、フレーム長さが２０msecであり、平均再伝送回数をカウントするために追跡結合方式が使用されたことを仮定した場合、逆方向チャネルのデータ伝送率及び要求される伝送シンボルエネルギーを示す。１０２４．４kbpsのデータ伝送率の場合、平均的に４回の再伝送が発生することができる。勿論、単一使用者のみが前記逆方向チャネルを使用する場合のように良好なチャネル環境において、最初の伝送で伝送が成功することもできる。従って、再伝送が平均的に４回発生する時、伝送遅延(transmission delay)を最初化するために、Ｒ＝１／２ 符号語(codeword)が４回以上繰り返して伝送される。従って、この場合、リダンダンシー増加方式が最も効率的な方法として考慮される。しかしながら、チャネル状態がこのチャネルより少し良好である場合、Ｒ＝１／２の符号率を使用する必要がないので、高い符号率の符号を使用することが望ましい。勿論、基地局制御器(ＢＳＣ: Base Station Controller)は、スケジューリング(Scheduling)によって可能の伝送率を選択することができ、前記選択された伝送率を前記端末機に割り当てることによって処理率(throughput)を増加させることができる。
【００２０】
(問題点５)
迅速な応答のために、つまり、ラウンドトリップ遅延(Round Trip Delay)を低減するために、前記軟性結合は物理チャネルにおいて遂行されるべきである。しかしながら、現在の逆方向チャネル構造において、伝送物理チャネルフレームにエラーが発生する時、前記物理階層は、再伝送を要請することができなく、ただエラーの発生のみを上位階層に通知する。その後、前記上位階層は、前記上位階層によって定義された伝送においてエラーが発生するか否かを判断し、エラーが検出されると、全体フレームに対して再伝送を要請する。このような動作のために使用される“無線リンクプロトコル(ＲＬＰ: Radio Link Protocol)ＮＡＫ方式は、大きな時間遅延を発生させる。高速データ処理のために、前記物理階層において迅速なＡＣＫ／ＮＡＫの処理が遂行される物理チャネルＨＡＲＱが要求される。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２１】
従って、本発明の目的は、高速データ伝送のためのデータ通信システムにおいて、伝送処理率を増加させるためにＨＡＲＱを使用して逆方向データを送信する装置及び方法を提供することにある。
本発明の他の目的は、データ通信システムにおいて、初期伝送及び再伝送の時に使用されるリダンダンシーパターンを決定するための装置及び方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２２】
このような目的を達成するための本発明の第１特徴は、入力情報ビットを予め決定された符号化率で準補完ターボ符号(ＱＣＴＣ)によって符号化して符号語シンボルを発生し、前記発生された符号語シンボルを伝送する方法を提供する。前記方法は、データ伝送率によって決定されたサブパケットの長さで前記発生された符号語シンボルを伝送するために、前記発生された符号語シンボルの一部または全部に対応する予め決定されたパターンのうちいずれか１つのパターンを選択する過程と、前記データ伝送率、前記サブパケットの長さ及び前記パターンを所定の情報に予めマッピングしたテーブルから前記データ伝送率、前記サブパケットの長さ及び前記選択されたパターンに対応する情報を読み取る過程と、前記読み取られた情報及び前記選択されたパターンによって前記発生された符号語シンボルを伝送する過程と、を含む。
【００２３】
このような目的を達成するための本発明の第２特徴は、入力情報ビットを予め決定された符号化率で準補完ターボ符号(ＱＣＴＣ)によって符号化して符号語シンボルを発生し、前記発生された符号語シンボルを伝送する装置における前記符号語シンボルの選択方法を提供する。前記方法は、初期伝送時、前記発生された符号語のうち１番目のシンボルから、データ伝送率によって決定された符号化率による長さの分だけの符号語シンボルを選択する過程と、再伝送時、初期選択された符号語シンボルのうち初期シンボルから、前記符号語シンボルの１／２を選択する過程と、を含む。
【００２４】
このような目的を達成するための本発明の第３特徴は、入力情報ビットを予め決定された符号化率で準補完ターボ符号(ＱＣＴＣ)によって符号化して符号語シンボルを発生し、前記発生された符号語シンボルを伝送する装置を提供する。前記装置は、データ伝送率によって決定されたパケットの長さで前記発生された符号語シンボルを伝送するために、前記発生された符号語シンボルの一部または全部に対応する予め決定されたパターンのうち１つのパターンを選択し、前記データ伝送率、前記パケットの長さ及び前記パターンを所定の情報に予めマッピングされたテーブルから前記データ伝送率、前記パケットの長さ及び選択されたパターンに対応する情報を選択し、前記選択されたパターンによる符号語シンボルを選択して出力する選択部と、前記選択されたパターンによるシンボルを前記データ伝送率によって決定された回数だけ反復して出力するシンボル反復器と、を含む。
【００２５】
このような目的を達成するための本発明の第４特徴は、入力情報ビットを予め決定された符号化率で準補完ターボ符号(ＱＣＴＣ)によって符号化して符号語シンボルを発生し、前記発生された符号語シンボルを伝送する装置を提供する。前記装置は、前記符号語シンボルをインターリービングするインターリーバと、データ伝送率によって決定されたサブパケットの長さで前記発生された符号語シンボルを伝送するために、前記発生された符号語シンボルの一部または全部に対応する予め決定されたパターンのうち１つのパターンを選択し、前記データ伝送率、前記サブパケットの長さ及び前記パターンを所定の情報に予めマッピングしたテーブルから前記データ伝送率、前記サブパケットの長さ及び選択されたパターンに対応する情報を選択し、前記選択されたパターンによる符号語シンボルを選択して出力する選択部と、を含む。
【発明の効果】
【００２６】
前述してきたように、本発明は、１ｘＥＶ−ＤＶデータ通信システムにおいて伝送処理率を増加させるためにＨＡＲＱを使用してフレームを伝送する方式及びそれによるチャネル構造を提案する。本発明による方法は、ＨＡＲＱのための符号器に対して準補完符号(ＱＣＴＣ)を使用し、追跡結合方式及びリダンダンシー増加方式を選択的に使用してフレームを伝送することによって、伝送処理率を増加させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２７】
以下、本発明に従う好適な実施形態について添付図を参照しつつ詳細に説明する。下記の説明において、本発明の要旨のみを明確にする目的で、関連した公知機能または構成に関する具体的な説明は省略する。
以下の説明において、本発明によるデジタル通信システムは、高速データ伝送の場合に伝送処理率(transmission throughput: 以下、処理率と称する)を増加させるために複合再伝送方式(Hybrid Automatic Repeat Request: ＨＡＲＱ)を使用する。本発明において、前記ＨＡＲＱは、チャネル状態の変化が大きくないが、伝送チャネルの伝送電力が相対的に小さいか、それとも上限が伝送率によって制限または制御される特徴を有するチャネルに適用される例として説明される。このチャネルは、３ＧＰＰ２において論議されている１ｘＥＶ−ＤＶシステムの逆方向チャネルを含む。つまり、本発明は、１ｘＥＶ−ＤＶシステムのようなデータ通信システムに前記ＨＡＲＱを適用し、前記ＨＡＲＱが適用された新しい逆方向チャネル構造を提供する。
【００２８】
本発明は、高速データ伝送のための１ｘＥＶ−ＤＶデータ通信システムにおいて、伝送処理率を増加させるためにＨＡＲＱを使用してフレームを伝送する方式及びそれによるチャネル構造を提供する。本発明は、前記ＨＡＲＱのために準補完ターボ符号(ＱＣＴＣ: Quasi-Complementary Turbo Codes)を使用し、データ伝送率によって追跡結合方式及びリダンダンシー増加方式を選択的に使用して前記フレームを伝送することによって、前記伝送処理率を増加させることが可能である。
【００２９】
本発明によるチャネル構造は、ＢＰＳＫ(Binary phase shift keying)、ＱＰＳＫ(Quadrature phase shift keying)、８−ＰＳＫ(8-ary phase shift keying)のような高次変調方式(High level modulation)を使用する。高速データのＨＡＲＱのための符号器は前記ＱＣＴＣを使用する。前記ＱＣＴＣの技術的な背景及び及び方式に関しては、同一発明者による大韓民国特許出願第２０００−６２１５１号(2000年10月21日)の“通信システムにおける符号生成装置及び方法”に予め開示されている。従って、前記ＱＣＴＣに関する具体的な説明は省略する。
【００３０】
本発明においては、追跡結合(Chase Combining)を使用するＨＡＲＱ方式及びリダンダンシー増加(Incremental Redundancy)を使用するＨＡＲＱ方式を共に使用する軟性結合(soft combining)を使用するＨＡＲＱを使用する。以下の説明において、本発明は、伝送しようとする伝送率によって２つの方式のうちいずれか１つの方式を使用する具体的な構造を提供する。例えば、１５３．６kbps以下の低速伝送率においては追跡結合方式を使用する。低速伝送率において符号率Ｒは１／４であるので、前記リダンダンシー増加方式によって得られる利得が前記追跡結合方式によって得られる利得より小さい。さらに、実際フィールドにおいてｃｄｍａ２０００ １ｘシステムによって提供される伝送率が３０７．２kbpsより小さいので、伝送率が１５３．６kbpsより小さい場合は、前記追跡結合方式を使用して一回の再伝送によって＋３dBだけを増加させることによって、シグナリング(signaling)の負担(Overhead)及び再伝送回数を低減することができる。反対に、１５３．６kbpsより大きい高速伝送率においてはリダンダンシー増加方式を使用する。前記リダンダンシー増加方式を使用するためにシグナリングチャネルが備わると、低速伝送率であっても前記リダンダンシー増加方式を使用することができる。例えば、３０７．２kbpsの場合、符号率Ｒが１／２であるので、前記リダンダンシー増加方式を使用する。さらに、受信器が前記リダンダンシー増加方式のためのバッファメモリ及び逆方向チャネル、順方向チャネルに関連したシグナリングチャネル(signaling Channel)を含むので、１５３．６kbps以下であっても前記リダンダンシー増加方式を使用することができる。従って、低速伝送率において、追跡結合方式及びダンダンシー増加方式を考慮して選択的に使用する。追跡結合方式とリダンダンシー増加方式との間の転換は、前記ＱＣＴＣを使用して容易に具現されることができる。これは、下記に具体的に説明される。さらに、高速伝送率においてリダンダンシー増加方式を使用する場合、再伝送の最大回数は、前記伝送率によってシステムの運用時に決定され、４回またはそれ以上になることができる。前記再伝送の最大回数は、本発明の思想から外れない範囲内で制限されずに決定されることができる。
【００３１】
以下、本発明が軟性結合及びＱＣＴＣを使用する逆方向チャネル構造を提供することを説明する。次に、本発明による逆方向チャネル構造において、フレーム伝送動作、つまり、初期伝送及び再伝送動作を説明する。前記初期伝送及び再伝送動作は、高速データ伝送率の場合は、リダンダンシー増加方式において遂行され、低速データ伝送率の場合は、リダンダンシー増加方式または追跡結合方式において遂行される。
【００３２】
本発明の実施形態による逆方向チャネル構造及びフレーム伝送方式を具体的に説明する前に、従来技術による逆方向チャネル構造に関して説明する。
図１及び図２を参照すると、現在３ＧＰＰ２ １ｘＥＶ−ＤＶシステムの逆方向チャネルは、ターボ符号化(turbo coding)、シンボル反復(symbol repetition)、チャネルインターリービング(channel interleaving)、シンボル反復(symbol repetition)、除去(pruning)のような直列構造を有する。前記直列構造は、リダンダンシー増加方式を支援するに適しない方式である。つまり、前記構造は、各再伝送において異なる穿孔パターン(Puncturing pattern)を使用するという問題があり、１０２４kbpsにおいてチャネルインターリービング(channel interleaving)の以後に除去(pruning)を使用するので、ターボ符号の性能が低下するという短所がある。さらに、前記構造は、前記軟性結合によって符号結合利得(code combining gain)を最適化するためにリダンダンシーパターンを決定するという問題点もある。また、逆方向付加チャネルにおいてデータ伝送率によって追跡結合方式及びリダンダンシー増加方式を共に使用する時、前記構造は、リダンダンシーパターンをどのように決定するかという問題点を有する。このような問題点を解決するために、本発明は、以下のような方式において逆方向チャネル構造を変更する。
【００３３】
●既存のＲ＝１／４ターボ符号器は、Ｒ＝１／５ターボ符号器に変更される。これは、リダンダンシー増加ＨＡＲＱ方式において符号結合利得を最適化するためのである。
●ＱＣＴＣは、リダンダンシー増加方式において使用される符号率に対応される多様なリダンダンシーパターンを容易に生成する方式、及び前記リダンダンシーパターンの最適化(optimality)、つまり、最大符号利得(coding gain)のために使用される。
●ＱＣＴＣは、リダンダンシー増加方式において使用される前記符号率に対応する多様なリダンダンシーパターンを軟性結合、つまり、符号結合する場合、結合された符号の最適化、つまり、最大符号利得(coding gain)のために使用される。
【００３４】
●リダンダンシー増加方式において、初期伝送に比べて再伝送のフレーム長さ、つまり、符号長さが異なる場合、対応するチャネルインターリーバがそれぞれ定義されるべきであり、このような構造は、逆方向チャネルにおいて適した構造でない。従って、このようなチャネルインターリービングをリダンダンシーパターンの選択(redundancy pattern selection)の前に処理する。ＱＣＴＣにおいて、チャネルインターリービングブロックは、ＱＣＴＣ符号生成部に含まれる。従って、Ｒ＝１／５のＱＣＴＣ符号語を使用して任意のリダンダンシーパターンを生成することができるので、別途のチャネルインターリービングを必要としない。
【００３５】
●チャネルインターリービングの以後に除去(pruning)が使用される場合、ターボ符号のシステムシンボル(systematic symbol)の非穿孔(non puncturing)を保障することは非常に難しい。前記システムシンボルが穿孔されると、高速伝送率に対するターボ符号の性能は非常に低下する。この問題を解決するために、前記ＱＣＴＣが使用され、ＱＣＴＣシンボル選択(symbol selection)のために使用される初期伝送シンボル及び最後の伝送シンボルを制御することによって、前記システムシンボルの穿孔問題を解決し、容易にリダンダンシーパターンを決定することができる。
【００３６】
Ａ．逆方向チャネル構造
図４乃至図７は、本発明の実施形態による逆方向チャネル送信器構造を示す図である。このような構造は、１ｘＥＶ−ＤＶデータ通信システムの逆方向付加チャネル(Ｒ−ＳＣＨ: Reverse Supplemental Channel)に適用される。前記１ｘＥＶ−ＤＶシステムにおいて、前記逆方向付加チャネルは、第１逆方向付加チャネル(Ｒ−ＳＣＨ１)と第２逆方向付加チャネル(Ｒ−ＳＣＨ２)に区分される。図４は、本発明の一実施形態によるＲ−ＳＣＨ１の送信器構造を示す図であり、図５は、本発明の一実施形態によるＲ−ＳＣＨ２の送信器構造を示す図である。図６は、本発明の他の実施形態によるＲ−ＳＣＨ１の送信器構造を示す図であり、図７は、本発明の他の実施形態によるＲ−ＳＣＨ２の送信器構造を示す図である。図４及び図５に示すＲ−ＳＣＨ送信器は、相互同一の構造を有し、ただ参照符号のみが異なる。さらに、図６及び図７に示す送信器も、同一の構造を有し、ただ参照符号のみが異なる。従って、以下、相違なる実施形態によるＲ−ＳＣＨ送信器の構造は、図４及び図６のみを参照して説明する。
【００３７】
図４を参照すると、本発明の一実施形態によるＲ−ＳＣＨ送信器は、ＣＲＣ付加部１０２、テールビット付加部１０４、ターボ符号器１０６、ＱＣＴＣ選択部１０８、シンボル反復器１１０、複数の高次変調器１１２、１１６、１２０、１２６、１３２、及び複数の乗算器１１４、１１８、１２２、１２４、１２８、１３０、１３４、１３６を含む。前記ＣＲＣ(Cyclic Redundancy Code)付加部１０２は、入力チャネルビットに１６ビットのパケットＣＲＣのようなエラー検出符号を付加する。前記テールビット付加部１０４は、前記ＣＲＣ付加部１０２の出力に、ターボ符号に対する終端ビットとして６ビットのテール(tail)ビット及び余分の２ビットを付加する。前記ターボ符号器１０６は、前記テールビット付加部１０４の出力をターボ符号化し、符号語シンボルを発生する。前記ターボ符号器１０６は、符号率Ｒ＝１／５のＱＣＴＣを使用して前記符号語シンボルを発生する。前記ＱＣＴＣ選択部１０８は、前記ターボ符号器１０６によって発生されたＱＣＴＣシンボルを選択する。前記シンボル反復器１１０は、前記ＱＣＴＣ選択部１０８によって選択されたＱＣＴＣシンボルを予め決定された因子(factor)によって反復する。
【００３８】
複数の高次変調器は、ＢＰＳＫ(Binary Phase Shift Keying)変調器１１２、１１６、ＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)変調器１２０、１２６及び８−ＰＳＫ(8-ary Phase Shift Keying)変調器１３２を含む。前記ＢＰＳＫ変調器１１２は、Ｒ−ＳＣＨ１上の９．６kbps、１９．２kbps、３８．４kbpsまたは７６．８kbpsの伝送率を有するデータを変調する。前記ＢＰＳＫ変調器１１６は、Ｒ−ＳＣＨ１上の１５３．６kbpsまたは３０７．２kbpsの伝送率を有するデータを変調し、Ｒ−ＳＣＨ２上の９．６kbps、１９．２kbps、３８．４kbpsまたは７６．８kbpsの伝送率を有するデータを変調する。前記ＱＰＳＫ変調器１２０は、Ｒ−ＳＣＨ１上の１５３．６kbpsまたは３０７．２kbpsの伝送率を有するデータを変調し、Ｒ−ＳＣＨ２上の０kbps、１５３．６kbps、３０７．２kbps、６１４．４kbpsまたは１０２４kbpsの伝送率を有するデータを変調する。前記ＱＰＳＫ変調器１２６は、Ｒ−ＳＣＨ１上の６１４．４kbpsの伝送率を有するデータを変調し、Ｒ−ＳＣＨ２上の０kbps、９．６kbps、１９．２kbps、３８．４kbps、７６．８kbps、１５３．６kbpsまたは３０７．２kbpsの伝送率を有するデータを変調する。前記８−ＰＳＫ変調器１３２は、Ｒ−ＳＣＨ１上の１０２４kbpsの伝送率を有するデータを変調し、Ｒ−ＳＣＨ２上の０kbps、９．６kbps、１９．２kbps、３８．４kbps、７６．８kbps、１５３．６kbpsまたは３０７．２kbpsの伝送率を有するデータを変調する。
【００３９】
複数の乗算器は、乗算器１１４、１１８、１２２、１２４、１２８、１３０、１３４、１３６を含む。前記乗算器１１４は、前記変調器１１２の出力に予め設定された直交関数であるウォルシュ関数Ｗ24を乗算する。前記乗算器１１８は、前記変調器１１６の出力に予め設定された直交関数であるウォルシュ関数Ｗ12を乗算する。前記乗算器１２２は、前記変調器１２０の出力に予め設定された直交関数であるウォルシュ関数Ｗ24を乗算し、前記乗算器１２４は、前記変調器１２０の出力に予め設定された直交関数であるウォルシュ関数Ｗ24を乗算する。前記乗算器１２８は、前記変調器１２６の出力に予め設定された直交関数であるウォルシュ関数Ｗ12を乗算し、前記乗算器１３０は、前記変調器１２６の出力に予め設定された直交関数であるウォルシュ関数Ｗ12を乗算する。前記乗算器１３４は、前記変調器１３２の出力に予め設定された直交関数であるウォルシュ関数Ｗ12を乗算し、前記乗算器１３６は、前記変調器１３２の出力に予め設定された直交関数であるウォルシュ関数Ｗ12を乗算する。前記乗算器による乗算結果は、図３に示すように複数のチャネル信号に対して、多重化、擬似雑音(ＰＮ: Pseudo Noise)符号拡散、及び周波数帯域遷移を遂行する送信器に提供される。
【００４０】
本発明の一実施形態によるＲ−ＳＣＨ送信器のＱＣＴＣ選択部１０８及びシンボル反復器１１０によってフレーム(サブパケット)を伝送する動作は、データ伝送率が高速であるか、それとも低速であるかによって異なって遂行される。低速のデータ伝送率である場合(例えば、１５３．６kbpsより小さいか、それとも同一である場合)、ＱＣＴＣ選択部１０８及びシンボル反復器１１０によってリダンダンシー増加方式または追跡結合方式に基づいたサブパケット伝送動作が遂行されることができる。反面、高速のデータ伝送率である場合(例えば、１５３．６kbpsより大きい場合)、前記ＱＣＴＣ選択部１０８及び前記シンボル反復器１１０によってリダンダンシー増加方式に基づいたサブパケット伝送動作が遂行されることができる。前記ＱＣＴＣ選択部１０８及び前記シンボル反復器１１０によってリダンダンシー増加方式によって前記サブパケットを伝送する動作は、後述される第１実施形態乃至第３実施形態を参照してより具体的に説明される。
【００４１】
図６を参照すると、本発明の他の実施形態によるＲ−ＳＣＨ送信器は、ＣＲＣ付加部３０２、テールビット付加部３０４、ターボ符号器３０６、ＱＣＴＣインターリーバ３３８、ＱＣＴＣ選択部３０８、複数の高次変調器３１２、３１６、３２０、３２６、３３２、及び複数の乗算器３１４、３１６、３２２、３２４、３２８、３３０、３３４、３３６を含む。図６のＲ−ＳＣＨ送信器は、図４のＲ−ＳＣＨ送信器とは異なって、ターボ符号器３０６とＱＣＴＣ選択部３０８との間に接続されたＱＣＴＣインターリーバ３３８を含み、代わりにシンボル反復器を備えない。前記ＱＣＴＣインターリーバ３３８は、前記ターボ符号器３０６によって符号化されたＱＣＴＣ符号語シンボルをインターリーブし、前記インターリーブされたシンボルを前記ＱＣＴＣ選択部３０８に提供する。
【００４２】
本発明の他の実施形態によるＲ−ＳＣＨ送信器のＱＣＴＣ選択部３０８によってフレーム(サブパケット)を伝送する動作は、データ伝送率が高速であるか、それとも低速であるかによって異なって遂行される。低速のデータ伝送率である場合(例えば、１５３．６kbpsより小さいか、それとも同一である場合)、前記ＱＣＴＣ選択部３０８によってリダンダンシー増加方式または追跡結合方式に基づいたサブパケット伝送動作が遂行されることができる。反面、高速のデータ伝送率である場合(例えば、１５３．６kbpsより大きい場合)、前記ＱＣＴＣ選択部３０８によってリダンダンシー増加方式に基づいたサブパケット伝送動作が遂行されることができる。前記ＱＣＴＣ選択部３０８によって初期のサブパケットを伝送する動作は、第４実施形態を参照して具体的に説明される。
【００４３】
Ｂ．フレーム伝送
前述したようなチャネル構造において、フレーム(サブパケット)の初期伝送及び再伝送動作は、データ伝送率が高速である場合はリダンダンシー増加方式で遂行され、低速である場合はリダンダンシー増加方式または追跡結合方式で遂行される。つまり、前記リダンダンシー増加方式は、低速のデータ伝送率の場合も高速のデータ伝送率の場合もフレームを伝送することができる。低速のデータ伝送率の場合、前記フレーム伝送は、前述したように追跡結合方式によって遂行されることもできるということに注意すべきである。前記リダンダンシー増加方式によるフレーム伝送は、初期伝送及び再伝送時に使用されるリダンダンシーパターン(Redundancy pattern)を決定し、前記決定されたリダンダンシーパターンによってフレーム(または、サブパケット)を伝送することを意味し、これは、３つの異なる実施形態を参照して説明される。第１実施形態は、不連続伝送(ＤＴＸ: Discrete Transmission)区間を使用してフレームを初期伝送及び再伝送する方法を提供する。第２実施形態は、シンボル反復によってフレームを初期伝送及び再伝送する方法を提供する。第３実施形態は、シンボル反復によってフレームを初期伝送及び再伝送する時、初期伝送と再伝送時とのフレームが同一の長さを使用する方法を提供する。第１実施形態乃至第３実施形態による動作は、図４及び図５に示すＱＣＴＣ選択部１０８、２０８及びシンボル反復器１１０、２１０によって遂行される。前記追跡結合方式によるフレーム伝送は、第４実施形態を参照して説明される。第４実施形態による動作は、初期伝送の動作のみを参照して説明され、この動作は、図６及び図７に示すＱＣＴＣ選択部３０８、４０８によって遂行される。
【００４４】
下記の説明において、“ＳＰＩＤ”は、サブパケットの識別子(Sub-packet ID)を意味し、“ＥＰ”は、符号化されたパケットを意味する。さらに、“Ｆｓ”は、ＱＣＴＣによって伝送されるフレームの符号語シンボルのうち初期のシンボルを意味し、“Ｌｓ”は、最後のシンボルを意味する。従って、伝送しようとするフレームのシンボルの数がＭであり、Ｒ＝１／５符号のシンボルの数が５Ｌである場合、シンボル伝送は、５ＬのうちＦｓで開始してＬｓで終了する。Ｌｓ＜Ｆｓである場合、前記送信器は、Ｒ＝１／５の全体ＱＣＴＣシンボルである５Ｌ個のシンボルを、Ｆｓから開始して、フレームの(シンボルの数／５Ｌ)より小さいか、それとも同一である整数分だけ反復して伝送し、残りの部分を継続してＬｓまで伝送する。このようなシンボル選択方式は、表３に示すＱＣＴＣシンボル選択アルゴリズム(Symbol Selection Algorithm)によって遂行される。
【００４５】
【表３】
2004535137.tif 000005
【００４６】
実施形態１: Retransmission with DTX
図８は、本発明の第１実施形態による低速のデータ伝送率を有するサブパケット伝送動作のための低速のデータ伝送率(例えば、９．６kbps〜１５３．６kbps)におけるサブパケット構造及びＳＰＩＤマッピング関係を示す。ここで、符号率は、Ｒ＝１／４である。
図８を参照すると、ＳＰＩＤによって予め決定された符号語が使用される。前記ＳＰＩＤは、任意の順序によって伝送されることができる。しかしながら、伝送率によって２つのＳＰＩＤマッピング(mapping)が使用される。前記パケットは、符号率がＲ＝１／４である低速のデータ伝送率(例えば、９．６kbps乃至１５３．６kbps)でリダンダンシー増加方式において伝送される。例えば、初期伝送で、ＳＰＩＤ＝００であるＲ＝１／４符号語(code word)が伝送される。再伝送が要求されると、ＳＰＩＤ＝０１のＲ＝１符号語が伝送される。別の再伝送が要求されると、ＳＰＩＤ＝０１のＲ＝１符号語が伝送されることもでき、ＳＰＩＤ＝１０のＲ＝１／２符号語が伝送されることもできる。次の再伝送が要求されると、ＳＰＩＤ＝１１のＲ＝１／２符号語が伝送されることができる。ＳＰＩＤ＝００の以後のＳＰＩＤの選択は、ＢＴＳ(Base Station Transceiver System)によって報告されたＣ／Ｉ(Carrier-to-Interference)によって最適のＳＰＩＤが決定される。
【００４７】
さらに、前記符号化シンボルの伝送は、望ましく２つの方法がある。第１方法は、初期伝送時にＳＰＩＤ＝００を伝送し、１番目の再伝送時にＳＰＩＤ＝０１、２番目の再伝送時にＳＰＩＤ＝１０、３番目の再伝送時にＳＰＩＤ＝１１、４番目の再伝送時にＳＰＩＤ＝００の順で再伝送する。第２方法は、初期伝送時にＳＰＩＤ＝００を伝送し、１番目の再伝送時にＳＰＩＤ＝００、２番目の再伝送時にＳＰＩＤ＝０１、３番目の再伝送時にＳＰＩＤ＝０１、４番目の再伝送時にＳＰＩＤ＝１１、５番目の再伝送時にＳＰＩＤ＝００の順で再伝送する。前記ＳＰＩＤの順は、現在のサブパケットの最後のシンボルの次のシンボルが次のサブパケットの１番目のシンボルになるように決定され、初期サブパケットは、符号化シンボルの１番目のシンボルから開始するように構成される。
【００４８】
このために、既存の２０msecフレームによって発生される符号語を穿孔(puncturing)する必要がある。最適の電力を割り当てるためには、５０％または２５％の符号語シンボルを伝送することが望ましく、減少された伝送電力が他の逆方向チャネル使用者に割り当てられることによって、全体的なセル処理率(Cell throughput)が増加される。これは、２つの方法によって具現されることができる。第１方法は、ＤＴＸによってＲ−ＳＣＨを伝送することである。つまり、前記ＳＰＩＤによって前記サブパケットのＲ＝１／４フール(full)符号語における位置が予め固定され、前記サブパケットの長さも前記ＳＰＩＤによって予め決定されるので、前記受信器は、前記ＳＰＩＤからＤＴＸのための全ての情報を計算することができる。第２方法は、初期伝送(Initial Transmission)及び再伝送(retransmission)を多重化(multiplexing)する方法である。つまり、ＤＴＸによって除去される部分に新しい符号語パケット(New Encoded Packet)を伝送する方式である。この方式は、Ｒ−ＳＣＨにＤＴＸを使用しないという長所及び初期伝送及び再伝送が同時に遂行されるという長所があるが、スケジューラ(Scheduler)が最適のパッキング効率(Packing efficiency)のために適応的に制御されるべきであるという短所がある。さらに、低速のデータ伝送率の範囲でＲ＝１／４追跡結合方式を使用することもできる。
【００４９】
図９は、本発明の第１実施形態による高速のデータ伝送率を有するサブパケット伝送動作のための高速のデータ伝送率(例えば、３０７．２kbps〜１０２４．４kbps)におけるサブパケット構造及びＳＰＩＤマッピング関係を示す。ここで、符号率はＲ＝１／２である。
図９を参照すると、前記サブパケットは、符号率がＲ＝１／２である高速のデータ伝送率(例えば、３０７．２kbps〜１０２４．４kbps)で前記リダンダンシー増加方式を使用して伝送される。初期伝送で、ＳＰＩＤ＝００のＲ＝１／２符号語が伝送される。再伝送が要請されると、ＳＰＩＤ＝０１のＲ＝１／２符号語が伝送される。別の再伝送が要求されると、ＳＰＩＤ＝１０のＲ＝１／２符号語が伝送されることもでき、ＳＰＩＤ＝１１のＲ＝１符号語が伝送されることもできる。次の再伝送が要求されると、ＳＰＩＤ＝１１のＲ＝１符号語が伝送されることができる。ＳＰＩＤ＝００の以後のＳＰＩＤの選択は、ＢＴＳによって最適のＳＰＩＤが決定される。
【００５０】
さらに、前記符号化シンボルの伝送する２つの望ましい方法がある。第１方法は、初期伝送時にＳＰＩＤ＝００を伝送し、１番目の再伝送時にＳＰＩＤ＝０１、２番目の再伝送時にＳＰＩＤ＝１０、３番目の再伝送時にＳＰＩＤ＝１１、４番目の再伝送時にＳＰＩＤ＝００の順で再伝送する方法である。第２方法は、初期伝送時にＳＰＩＤ＝００を伝送し、１番目の再伝送時にＳＰＩＤ＝００、２番目の再伝送時にＳＰＩＤ＝０１、３番目の再伝送時にＳＰＩＤ＝０１、４番目の再伝送時にＳＰＩＤ＝１１、５番目の再伝送時にＳＰＩＤ＝００の順で再伝送する方法である。前記ＳＰＩＤの順序は、現在のサブパケットの最後のシンボルの次のシンボルが次のサブパケットの１番目のシンボルになるように順序を決定し、初期サブパケットは符号化シンボルの１番目のシンボルから開始するように構成される。
【００５１】
このために、既存の２０msecフレームによって発生される符号語を穿孔する必要がある。最適の電力を割り当てるために、５０％の符号語シンボルを伝送することが望ましく、減少された伝送電力が他の逆方向チャネル使用者に割り当てられることによって、全体的なセル処理率が増加される。これは、２つの方法によって具現されることができる。第１方法は、Ｒ−ＳＣＨがＤＴＸされることでああ。つまり、前記ＳＰＩＤによって前記サブパケットの１／４フール(full)符号語における位置が予め固定され、前記サブパケットの長さも前記ＳＰＩＤによって予め決定されるので、前記受信器は、前記ＳＰＩＤからＤＴＸのための全ての情報を計算することができる。第２方法は、初期伝送及び再伝送を多重化する方式である。つまり、この方法は、ＤＴＸによって除去される部分に新しい符号語パケットを伝送する方式である。この方式は、Ｒ−ＳＣＨにＤＴＸを使用しないという長所、及び初期伝送及び再伝送が同時に遂行されるという長所があるが、スケジューラが最適のパッキング効率(Packing efficiency)のために適応的に制御されるべきであるとい短所がある。
Ｒ＝１／２リダンダンシー増加方式は、現在のＲ−ＳＣＨ構造が良好なチャネル状態を有する場合、過度のパワーを再伝送のために割り当てる。さらに、２ビットのＳＰＩＤが使用される場合、可能の４つのリダンダンシーパターン(redundancy pattern)が提供されるので、より小さいサブパケットを使用することが望ましい。
【００５２】
実施形態２:Retransmission with Symbol Repetition with R=1/5 Base Turbo Codes
前述したように、第１実施形態によるＤＴＸを使用する方式は、各伝送率に割り当てられた２０msecフレーム区間の間に最大７５％のＤＴＸを使用するので、ＲＯＴ(Rise Over Thermal)の揺らぎ(fluctuation)を生じさせる可能性が多い。従って、これを解決するために、第２実施形態は、以下の方法によって、全体伝送率に対してリダンダンシー増加方式を適用する。
【００５３】
●ＳＰＩＤによって予め決定された符号語を使用する。
●前記ＳＰＩＤは、任意の順によって伝送されることができ、最大４つのリダンダンシーパターンを有する。
●初期伝送の場合、ＳＰＩＤ＝００を使用する。
●初期伝送されたサブパケットがなくなった場合は、ＳＰＩＤ＝００のサブパケットを反復して伝送することができる。
●符号化利得を最大化するために、Ｒ＝１／５フール(full)符号語を使用する。
【００５４】
●ターボ符号化、シンボル穿孔、チャネルインターリーブ、除去(pruning)の代わりにＱＣＴＣを使用する。
●サブ符号(または、サブパケット)は、ＱＣＴＣのシンボル選択アルゴリズムによって選択される。つまり、Ｆｓ及びＬｓを使用する。
●前記ＳＰＩＤに割り当てられるＦｓ及びＬｓは、常に一定である。
●適応的符号率(Adaptive code rate): Ｒ＝１／４、Ｒ＝１／２、Ｒ＝１／１
●低速のデータ伝送率のために、再伝送時にシンボル反復を使用する。
【００５５】
図１０は、本発明の第２実施形態による低速のデータ伝送率を有するサブパケット伝送動作のための低速のデータ伝送率(例えば、９．６kbps〜１５３．６kbps)においてのサブパケット構造及びＳＰＩＤマッピング関係を示す。ここで、符号率は、Ｒ＝１／４である。
図１０を参照すると、前記サブパケットは、符号率がＲ＝１／４である低速のデータ伝送率(例えば、９．６kbps〜１５３．６kbps)においてリダンダンシー増加方式を使用して伝送される。リダンダンシーは、Ｒ＝１／４の初期伝送サブ符号(ＳＰＩＤ＝００)及びＲ＝１／２の再伝送サブ符号(ＳＰＩＤ＝１０、ＳＰＩＤ＝１１)、または、Ｒ＝１の再伝送サブ符号(ＳＰＩＤ＝０１)を有して構成される。このように前記リダンダンシーを構成する理由は以下のようである。大部分の場合、このクラスに対しては初期伝送の目標(Target)ＦＥＲが低いので、再伝送要請の頻度が多くない。従って、多くの場合、最大再伝送の数が１である。従って、このために、ＳＰＩＤ＝０１のＲ＝１サブ符号が使用される。
【００５６】
さらに、前記符号化シンボルを伝送する２つの望ましい方法がある。第１方法は、初期伝送時にＳＰＩＤ＝００を伝送し、１番目の再伝送時にＳＰＩＤ＝０１、２番目の再伝送時にＳＰＩＤ＝１０、３番目の再伝送時にＳＰＩＤ＝１１、４番目の再伝送時にＳＰＩＤ＝００の順で再伝送する。第２方法は、初期伝送時にＳＰＩＤ＝００を伝送し、１番目の再伝送時にＳＰＩＤ＝００、２番目の再伝送時にＳＰＩＤ＝０１、３番目の再伝送時にＳＰＩＤ＝０１、４番目の再伝送時にＳＰＩＤ＝１１、５番目の再伝送時にＳＰＩＤ＝００の順で再伝送する。前記ＳＰＩＤの順は、現在のサブパケットの最後のシンボルの次のシンボルが次のサブパケットの１番目のシンボルになうように決定され、初期サブパケットは符号化シンボルの１番目のシンボルから開始するように構成される。
【００５７】
ここで、ＲＯＴの揺らぎ(fluctuation)を最小化するために、ＳＰＩＤ＝０１のサブ符号に対して４倍のシンボル反復(x4 symbol repetition)を遂行する。初期伝送の相対的な利得(Relative gain)が１．０である場合、ＳＰＩＤ＝０１のサブ符号に対する再伝送の相対的な利得は、表４のように１／２である。表４は、前記ＳＰＩＤによる相対的な利得、Ｆｓ及び反復因子間の関係を示す。従って、前記受信器は、前記シンボル反復された信号を４回累積(accumulation)することによってシンボル結合(symbol combining)を遂行する。従って、ＤＴＸによる方法と比べて、伝送時間が４倍増加するので、２０msecの時間ダイバーシティ利得(time diversity gain)をそのまま使用することができるという長所がある。次に、多数の使用者が存在する場合、前記ＢＳＣは、ＲＯＴの限界によって端末機にＳＰＩＤ＝００のサブ符号Ｃ０を伝送することができない場合がありえる。この場合、ＳＰＩＤ＝１０のサブ符号を伝送して可能の資源(resource)を１００％活用できるようにする。ＳＰＩＤ＝１１の場合も同一の目的として使用される。勿論、前記ＢＳＣが端末機にＳＰＩＤ＝００のＣ０を伝送する場合にも、前記ＲＯＴによる割り当て可能の再伝送電力が小さくてもＳＰＩＤ＝１０及びＳＰＩＤ＝１１のサブ符号語を使用することができる。この場合、この方式と前記Ｃ０を単純に利得制御する方式との差は、以下のようである。前記Ｃ０を反復伝送する追跡結合方式に比べて、Ｃ２を伝送する方式は、同一のエネルギーをシステムシンボル(systematic symbol)に割り当てるので、性能が改善されることができる。従って、(Ｃ０，Ｃ０)の追跡結合方式と(Ｃ０，Ｃ１)のリダンダンシー増加方式との性能差が現れる。
【００５８】
【表４】
2004535137.tif 000006
【００５９】
図１１乃至図１３は、本発明の第２実施形態による高速のデータ伝送率を有するサブパケット伝送動作のための高速のデータ伝送率(例えば、３０７．２kbps〜１０２４．４kbps)においてのサブパケット構造及びＳＰＩＤマッピング関係を示す。ここで、符号率はＲ＝１／２である。図面通り、リダンダンシーは、このクラスに対して、Ｒ＝１／２の初期伝送サブ符号(ＳＰＩＤ＝００)及びＲ＝１／２の再伝送サブ符号(ＳＰＩＤ＝０１、ＳＰＩＤ＝１０、ＳＰＩＤ＝１１)を有して構成される(ここで、図１１は例外である)。このようにリダンダンシーを構成する理由は、以下のようである。大部分の場合、このクラスに対して、初期伝送の目標ＦＥＲが高いので、再伝送要請の頻度が非常に高い。従って、多くの場合、最大再伝送の数が２以上である。従って、このために、ＳＰＩＤ＝０１、ＳＰＩＤ＝１０、ＳＰＩＤ＝１１のＲ＝１／２サブ符号が使用される。
【００６０】
図１１は、前記ＢＳＣが低い伝送電力のみを割り当てる場合、Ｒ＝１のサブ符号を使用する方式を示す。この方式は、図１０に示す低速データ伝送率と同様に、シンボル反復及び相対的な利得制御を同時に遂行する。
さらに、前記符号化シンボルを伝送する２つの望ましい方法がある。第１方法は、初期伝送時にＳＰＩＤ＝００を伝送し、１番目の再伝送時にＳＰＩＤ＝０１、２番目の再伝送時にＳＰＩＤ＝１０、３番目の再伝送時にＳＰＩＤ＝１１、４番目の再伝送時にＳＰＩＤ＝００の順で再伝送する。第２方法は、初期伝送時にＳＰＩＤ＝００を伝送し、１番目の再伝送時にＳＰＩＤ＝００、２番目の再伝送時にＳＰＩＤ＝０１、３番の再伝送時にＳＰＩＤ＝０１、４番目の再伝送時にＳＰＩＤ＝１１、５番目の再伝送時にＳＰＩＤ＝００の順で再伝送する。前記ＳＰＩＤの順は、現在のサブパケットの最後のシンボルの次のシンボルが次のサブパケットの１番目のシンボルになるように決定され、初期サブパケットは符号化シンボルの１番目のシンボルから開始するように構成される。
【００６１】
図１２及び図１３は、Ｒ＝１／２の初期伝送サブ符号(ＳＰＩＤ＝００)及びＲ＝１／２の再伝送サブ符号(ＳＰＩＤ＝０１、ＳＰＩＤ＝１０、ＳＰＩＤ＝１１)を有してリダンダンシーを構成する方法を示す。図面通り、初期伝送及び再伝送の目的は、Ｒ＝１／５の符号結合利得を最大化することであり、さらに、システムシンボルを強調するためのリダンダンシー構造を提供することである。図１２と図１３との差は、システムシンボルを強調するためのリダンダンシーの選択にある。図面通り、前記ＳＰＩＤのためには固定されたＦｓが使用される。つまり、固定ポイントモード(fixed point mode)が使用される。例えば、１０２４．４kbpsの場合、実際符号率は１／２より大きい。従って、この場合、ＳＰＩＤ＝０１に対して、Ｆｓ＝２Ｌが無条件で使用される。反面、前記ＳＰＩＤの選択は、前記送信器によって自由に遂行される。
【００６２】
さらに、前記符号化シンボルを伝送する２つの望ましい方法がある。第１方法は、初期伝送時にＳＰＩＤ＝００を伝送し、１番目の再伝送時にＳＰＩＤ＝０１、２番目の再伝送時にＳＰＩＤ＝１０、３番目の再伝送時にＳＰＩＤ＝１１、４番目の再伝送時にＳＰＩＤ＝００の順で再伝送する。第２方法は、初期伝送時にＳＰＩＤ＝００を伝送し、１番目の再伝送時にＳＰＩＤ＝００、２番目の再伝送時にＳＰＩＤ＝０１、３番目の再伝送時にＳＰＩＤ＝０１、４番目の再伝送時にＳＰＩＤ＝１１、５番目の再伝送時にＳＰＩＤ＝００の順で再伝送する。前記ＳＰＩＤの順は、現在のサブパケットの最後のシンボルの次のシンボルが次のサブパケットの１番目のシンボルになるように決定され、初期サブパケットは符号化シンボルの１番目のシンボルから開始するように構成される。
【００６３】
実施形態３
図１４は、本発明の第３実施形態による低速のデータ伝送率を有するサブパケット伝送動作のための低速のデータ伝送率(例えば: ９．６kbps〜１５３．６kbps)においてのサブパケット構造及びＳＰＩＤマッピング関係を示す。ここで、符号率はＲ＝１／４である。
さらに、前記符号化シンボルを伝送する２つの望ましい方法がある。第１方法は、初期伝送時にＳＰＩＤ＝００を伝送し、一番目の再伝送時にＳＰＩＤ＝０１、２番目の再伝送時にＳＰＩＤ＝１０、３番目の再伝送時にＳＰＩＤ＝１１、４番目の再伝送時にＳＰＩＤ＝００の順で再伝送する。第２方法は、初期伝送時にＳＰＩＤ＝００を伝送し、１番目の再伝送時にＳＰＩＤ＝００、２番目の再伝送時にＳＰＩＤ＝０１、３番目の再伝送時にＳＰＩＤ＝０１、４番目の再伝送時にＳＰＩＤ＝１１、５番目の再伝送時にＳＰＩＤ＝００の順で再伝送する。前記ＳＰＩＤの順は、現在のサブパケットの最後のシンボルの次のシンボルが次のサブパケットの１番目のシンボルになるように決定され、初期サブパケットは符号化シンボルの１番目のシンボルから開始するように構成される。
【００６４】
図１５は、本発明の第３実施形態による高速のデータ伝送率を有するサブパケット伝送動作のための高速のデータ伝送率(例えば、３０７．２kbps〜１０２４．４kbps)におけるサブパケット構造及びＳＰＩＤマッピング関係を示す。ここで、符号率はＲ＝１／２である。
さらに、前記符号化シンボルを伝送する２つの望ましい方法がある。第１方法は、初期伝送時にＳＰＩＤ＝００を伝送し、１番目の再伝送時にＳＰＩＤ＝０１、２番目の再伝送時にＳＰＩＤ＝１０、３番目の再伝送時にＳＰＩＤ＝１１、４番目の再伝送時にＳＰＩＤ＝００の順で再伝送する。第２方法は、初期伝送時にＳＰＩＤ＝００を伝送し、１番目の再伝送時にＳＰＩＤ＝００、２番目の再伝送時にＳＰＩＤ＝０１、３番目の再伝送時にＳＰＩＤ＝０１、４番目の再伝送時にＳＰＩＤ＝１１、５番目の再伝送時にＳＰＩＤ＝００の順で再伝送する。前記ＳＰＩＤの順は、現在のサブパケットの最後のシンボルの次のシンボルが次のサブパケットの１番目のシンボルになるように決定され、初期サブパケットは符号化シンボルの１番目のシンボルから開始するように構成される。
【００６５】
図１４及び図１５に示す第３実施形態は、初期伝送及び再伝送時に同一のフレーム(または、サブパケット)長さを使用する。この方式は、以下のような利点を有する。つまり、この方式は、リダンダンシー増加方式を使用しながらも一定のフレーム長さを使用するので、２０msecの間に一定のシンボルエネルギーを割り当てることができる。従って、２０msec区間においてＲＬＰＣによってＲＯＴを制御することが容易である。さらに、低速データ伝送率においてもリダンダンシー構造を使用することができ、符号化利得、つまり、Ｒ＝１／５のターボ符号を基本符号として使用する符号化利得を得ることができる。符号化利得差は、ＡＷＧＮ(Additive White Gaussian Noise)よりフェージングチャネル(Fading channel)において著しい。従って、実際フェージング環境において運用されるシステムの場合、符号化利得差によってより大きい利得を得ることができる。さらに、初期伝送及び再伝送において同一のフレーム長さを使用するので、シグナリングオーバーヘッドを低減させること、及び具現時にフレーム同期を捕捉することが容易になる。
【００６６】
実施形態４
図１６は、本発明の第４実施形態による低速のデータ伝送率を有するサブパケット伝送動作のための低速のデータ伝送率(例えば、９．６kbps〜１５３．６kbps)においてのサブパケット構造及びＳＰＩＤマッピング関係を示す。図１６は、前記サブパケットの初期伝送動作のみを示す。
表５及び表６は、本発明の実施形態によるサブパケット伝送動作時、データ伝送率による符号化及びＱＣＴＣシンボル選択によって選択されるＳＰＩＤを示す。つまり、表５及び表６は、前記伝送率に関連した伝送率インジケータ(Rate Indicator)であるＳＰＩＤのビット構成を示す。特に、表５は、低速のデータ伝送率でリダンダンシー増加方式によってＳＰＩＤが選択される方法を示す。表６は、低速のデータ伝送率で追跡結合方式によってＳＰＩＤが選択され、高速のデータ伝送率ではリダンダンシー増加方式によってＳＰＩＤが選択される方法を示す。
【００６７】
表５を参照すると、Ｒ−ＲＩＣＨ(Reverse-Rate Indicator Channel)が５ビットから構成される場合、３種類のリダンダンシーパターンを有する９．６kbpsを除いた全てのデータ伝送率は、４種類のリダンダンシーパターンを有するように設計されることができる。さらに、基本的にナルデータ伝送率(Null data rate)が使用され、‘０００００’が固定的に前記ナルデータ伝送率に対して使用される。
表６を参照すると、低速のデータ伝送率において固定されたリダンダンシーパターンが使用されるので、前記伝送率インジケータが前記ＳＰＩＤになる。従って、Ｒ−ＲＩＣＨビットの数を総４ビットに減少させることができる。
【００６８】
【表５】
2004535137.tif 000007
【００６９】
【表６】
2004535137.tif 000008
【００７０】
前述の如く、本発明の詳細な説明では具体的な実施形態を参照して詳細に説明してきたが、本発明の範囲は前記実施形態によって限られるべきではなく、本発明の範囲内で様々な変形が可能であるということは、当該技術分野における通常の知識を持つ者には明らかである。
【図面の簡単な説明】
【００７１】
【図１】従来技術による１ｘＥＶ−ＤＶシステムの逆方向チャネル構造を示す図である。
【図２】従来技術による１ｘＥＶ−ＤＶシステムの逆方向チャネル構造を示す図である。
【図３】従来技術による１ｘＥＶ−ＤＶシステムの逆方向チャネル構造を示す図である。
【図４】本発明の一実施形態による第１逆方向付加チャネル(Ｒ−ＳＣＨ１)の送信器構造を示す図である。
【図５】本発明の一実施形態による第２逆方向付加チャネル(Ｒ−ＳＣＨ２)の送信器構造を示す図である。
【図６】本発明の他の実施形態による第１逆方向付加チャネル(Ｒ−ＳＣＨ１)の送信器構造を示す図である。
【図７】本発明の他の実施形態による第２逆方向付加チャネル(Ｒ−ＳＣＨ２)の送信器構造を示す図である。
【図８】本発明の第１実施形態による低速のデータ伝送率を有するサブパケット伝送動作のための低速のデータ伝送率においてのサブパケット構造及びサブパケット識別子(ＳＰＩＤ)マッピング関係を示す図である。
【図９】本発明の第１実施形態による高速のデータ伝送率を有するサブパケット伝送動作のための高速のデータ伝送率においてのサブパケット構造及びＳＰＩＤマッピング関係を示す図である。
【図１０】本発明の第２実施形態による低速のデータ伝送率を有するサブパケット伝送動作のための低速のデータ伝送率においてのサブパケット構造及びＳＰＩＤマッピング関係を示す図である。
【図１１】本発明の第２実施形態による高速のデータ伝送率を有するサブパケット伝送動作のための高速のデータ伝送率においてのサブパケット構造及びＳＰＩＤマッピング関係を示す図である。
【図１２】本発明の第２実施形態による高速のデータ伝送率を有するサブパケット伝送動作のための高速のデータ伝送率においてのサブパケット構造及びＳＰＩＤマッピング関係を示す図である。
【図１３】本発明の第２実施形態による高速のデータ伝送率を有するサブパケット伝送動作のための高速のデータ伝送率においてのサブパケット構造及びＳＰＩＤマッピング関係を示す図である。
【図１４】本発明の第３実施形態による低速のデータ伝送率を有するサブパケット伝送動作のための低速のデータ伝送率においてのサブパケット構造及びＳＰＩＤマッピング関係を示す図である。
【図１５】本発明の第３実施形態による高速のデータ伝送率を有するサブパケット伝送動作のための高速のデータ伝送率においてのサブパケット構造及びＳＰＩＤマッピング関係を示す図である。
【図１６】本発明の第４実施形態による低速のデータ伝送率を有するサブパケット伝送動作のための低速のデータ伝送率においてのサブパケット構造及びＳＰＩＤマッピング関係を示す図である。
【符号の説明】
【００７２】
１０２  ＣＲＣ付加部
１０４  テールビット付加部
１０６  ターボ符号器
１０８  ＱＣＴＣ選択部
１１０  シンボル反復器
１１２，１１６，１２０，１２６，１３２  高次変調器
１１４，１１８，１２２，１２４，１２８，１３０，１３４，１３６  乗算器
３０２  ＣＲＣ付加部
３０４  テールビット付加部
３０６  ターボ符号器
３０８  ＱＣＴＣ選択部
３１２，３１６，３２０，３２６，３３２  高次変調器
３１４，３１８，３２２，３２４，３２８，３３０，３３４，３３６  乗算器
３３８  ＱＣＴＣインターリーバ
【国際公開パンフレット】
2004535137.tif 000009
2004535137.tif 000010
2004535137.tif 000011
2004535137.tif 000012
2004535137.tif 000013
2004535137.tif 000014
2004535137.tif 000015
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【国際調査報告】
2004535137.tif 000060