(57)【要約】２つの略同一な電流（Ｉ１，ａ，Ｉ１，ｂ）は、これら２つの電流（Ｉ１，ａ，Ｉ１，ｂ）の電流値のノイズが散弾ノイズによって決定されるように素子（１０，１１）によって生成されつつ、互いに差し引きされる。散弾ノイズのみによって決定される差電流がコンデンサ（１３）に供給される。第２のコンデンサ（２２，２９）を充電するために第２の電流（Ｉ２）が使用される。第１のコンデンサ（１３）間の電圧の値が、同じ時間にわたって充電された第２のコンデンサ（２２，２９）の電圧（の正の値および負の値）によって規定される範囲内にあるか範囲外にあるかが周期的に決定される。電流（Ｉ１，ｂ，Ｉｂ）は、比較の結果に基づいて設定される。また、電流（Ｉ１，ｂ，Ｉｂ）を設定するための信号は、定電流源として接続された素子（４３）のための制御信号として役立つ。設定信号すなわち電流源として接続された素子（４３）によって供給される定電流（Ｉ０）は、回路の他の素子の温度感応度とは高度に無関係であり、基本的に、回路の類似の構成要素（１０，１１，２０，２７，４３）の値の比によってのみ決定される。回路によって供給される定電流（Ｉ０）中にその比が現れ且つ同じ温度依存性を有する複数の要素を選択することによって、回路によって供給される定電流（Ｉ０）から温度依存性が完全に或はほぼ完全に消失するようになる。【選択図】図１Ａ
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
２つの略同一な第１の電流および第２の電流を生成するための手段と、前記２つの略同一な電流間の差である差電流を第１のコンデンサに供給する手段と、可変充電電流を少なくとも１つの第２のコンデンサに供給するための手段と、第１のコンデンサおよび少なくとも１つの第２のコンデンサを周期的に放電してその後再び充電するための手段と、第１のコンデンサ間の電圧と少なくとも１つの第２のコンデンサ間の電圧との差に関する尺度であるクロック信号を２つの周期的な放電間で生成するための手段と、前記クロック信号に基づいて２つの略同一な電流の少なくとも一方および可変充電電流を設定するための設定信号を生成するための手段と、設定信号と同じ信号を用いて、定電流源として接続された素子を制御するための手段とによって特徴付けられる定電流を供給するための回路。
【請求項２】
クロック信号を生成するための前記手段は、２つの周期的な放電間の所定の時期にクロック信号を形成するための手段を備えていることを特徴とする請求項１に記載の回路。
【請求項３】
クロック信号を生成するための前記手段が少なくとも１つのコンパレータを備え、設定信号を生成するための前記手段がサンプルホールド回路を備えていることを特徴とする請求項２に記載の回路。
【請求項４】
クロック信号を生成するための前記手段は、２つの周期的な放電間の少なくとも１つの所定の時間帯中にクロック信号を連続的に生成する手段を備えていることを特徴とする請求項１に記載の回路。
【請求項５】
前記少なくとも１つの所定の時間帯は、２つの連続する周期放電間のほぼ全ての時間帯を占めていることを特徴とする請求項４に記載の回路。
【請求項６】
クロック信号を生成するための前記手段は、その出力信号として、第１のコンデンサ間の電圧の絶対値と少なくとも１つの第２のコンデンサ間の電圧値との差に等しい電圧を供給する回路を備え、設定信号を生成するための前記手段は、出力信号を積算するための積算回路を備えていることを特徴とする請求項４または請求項５に記載の回路。
【請求項７】
出力信号を連続して増幅するために、回路が少なくとも１つのアンプを備えていることを特徴とする請求項６に記載の回路。
【請求項８】
２つの略同一な第１の電流および第２の電流を平均値と同一に維持するための第１のフィードバックループが存在することを特徴とする請求項１ないし請求項７のいずれか１項に記載の回路。
【請求項９】
前記同じ信号が設定信号であることを特徴とする請求項１ないし請求項８のいずれか１項に記載の回路。
【請求項１０】
第１のフィードバックループから生じる制御信号が前記同じ信号であることを特徴とする請求項１ないし請求項８のいずれか１項に記載の回路。
【請求項１１】
２つの略同一な第１の電流および第２の電流を生成するための手段は、ＭＯＳトランジスタと、サブ・スレショルド領域でＭＯＳトランジスタにバイアスをかける手段とをそれぞれ備え、２つの略同一な電流はそれぞれ、各ＭＯＳトランジスタの飽和ドレーン電流であることを特徴とする請求項１ないし請求項１０のいずれか１項に記載の回路。
【請求項１２】
請求項１ないし請求項１１のいずれか１項に記載の第１の回路および第２の回路が存在し、第１の回路と第２の回路は、調整可能な各充電電流の値を決定する少なくとも１つのパラメータが異なっており、請求項１ないし請求項１１のいずれか１項に記載の２つの回路のうちの第１の回路の定電流のミラー電流を生成するための手段が存在し、請求項１ないし請求項１１のいずれか１項に記載の２つの回路のうちの第２の回路の定電流とミラー電流との間の差である電流を得るための手段が存在することを特徴とする定電流を供給するための回路。
【請求項１３】
少なくとも１つのパラメータは、第１のコンデンサの値、少なくとも１つの第２のコンデンサの値、２つの略同一な電流の値の中から選択されることを特徴とする請求項１２に記載の回路。
【請求項１４】
２つの略同一な第１の電流および第２の電流を生成し、２つの略同一な電流間の差である差電流を第１のコンデンサに供給し、調整可能な充電電流を少なくとも１つの第２のコンデンサに供給し、第１のコンデンサおよび少なくとも１つの第２のコンデンサを周期的に放電してその後再び充電し、第１のコンデンサ間の電圧と少なくとも１つの第２のコンデンサ間の電圧との差に関する尺度であるクロック信号を２つの周期的な放電間で生成し、前記クロック信号に基づいて２つの略同一な電流の少なくとも一方および調整可能な充電電流を設定するための設定信号を生成し、設定信号と同じ信号を用いて、定電流源として接続された素子を制御することを特徴とする定電流を供給する方法。
【請求項１５】
２つの周期的な放電間の所定の時期にクロック信号を生成することを特徴とする請求項１４に記載の方法。
【請求項１６】
２つの周期的な放電間の少なくとも１つの所定の時間帯中にクロック信号を連続的に生成することを特徴とする請求項１４に記載の方法。
【請求項１７】
前記少なくとも１つの所定の時間帯は、２つの連続する周期放電間のほぼ全ての時間帯を占めていることを特徴とする請求項１６に記載の方法。
【請求項１８】
出力信号としてクロック信号を生成する電圧を供給し、その電圧は、出力信号の積算により、第１のコンデンサ間の電圧値と少なくとも１つの第２のコンデンサ間の電圧値との差の絶対値に比例することを特徴とする請求項１６または請求項１７に記載の方法。
【請求項１９】
出力信号を連続して増幅することを特徴とする請求項１８に記載の方法。
【請求項２０】
第１のフィードバックループによって、２つの略同一な第１の電流および第２の電流が平均値と同一に維持されることを特徴とする請求項１４ないし請求項１９のいずれか１項に記載の方法。
【請求項２１】
前記同じ信号が設定信号であることを特徴とする請求項１４ないし請求項２０のいずれか１項に記載の方法。
【請求項２２】
第１のフィードバックループから生じる制御信号が前記同じ信号であることを特徴とする請求項１４ないし請求項２０のいずれか１項に記載の方法。
【請求項２３】
サブ・スレショルド領域でバイアスがかけられるＭＯＳトランジスタによって、２つの略同一な第１の電流および第２の電流がそれぞれ形成され、２つの略同一な電流はそれぞれ、各ＭＯＳトランジスタの飽和ドレーン電流であることを特徴とする請求項１４ないし請求項２２のいずれか１項に記載の方法。
【請求項２４】
請求項１４ないし請求項２３のいずれか１項に記載の方法を同時に２つ実施し、第１および第２の実施は、少なくとも調整可能な充電電流の値が異なっており、実施される請求項１４ないし請求項２３のいずれか１項に記載の２つの方法のうちの一方の定電流のミラー電流を生成し、実施される請求項１４ないし請求項２３のいずれか１項に記載の２つの方法のうちの第２の方法の定電流とミラー電流との間の差である電流を生成することを特徴とする定電流）を供給する方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
本発明は、定電流を供給するための回路に関する。
【０００２】
また、本発明は、定電流を供給する方法に関する。
【０００３】
この種の回路は、温度や供給電圧等の変化に依存しない定電流の形成として知られている。この種の回路は、主に、Ａ／Ｄ変換器やＤ／Ａ変換器等においてアナログ信号の測定のための基準信号を供給するために、あるいは、センサ等のための一定の供給電流を生成するために、アナログ回路に使用される。今日、定電流基準は、電圧基準回路、いわゆるバンドギャップ基準回路から得られる。電圧の電流への変換は、レジスタの精度、あるいは、コンデンサと電圧基準によってコンデンサを充電し且つコンデンサを放電して出力電流を生成するタイマー回路との組み合わせ精度に依存している。基準電圧を基準電流に変換するために一般に使用される構成要素、すなわち、レジスタおよびコンデンサは、通常において温度に依存する値を有する。また、バンドギャップ基準回路の精度は、回路の温度依存パラメータの他の温度依存パラメータによる補正に依存している。通常、この補正は、限られた温度範囲においてのみ正確である。
【０００４】
本発明の目的は、前述の不利益を受けない定電流供給回路を提供することである。
【０００５】
この目的のため、本発明に係る回路は、２つの略同一な第１の電流および第２の電流を生成するための手段と、前記２つの略同一な電流間の差である差電流を第１のコンデンサに供給する手段と、可変充電電流を少なくとも１つの第２のコンデンサに供給するための手段と、第１のコンデンサおよび少なくとも１つの第２のコンデンサを周期的に放電してその後再び充電するための手段と、第１のコンデンサ間の電圧と少なくとも１つの第２のコンデンサ間の電圧との差に関する尺度であるクロック信号を２つの周期的な放電間で生成するための手段と、前記クロック信号に基づいて２つの略同一な電流の少なくとも一方および可変充電電流を設定するための設定信号を生成するための手段と、設定信号と同じ信号を用いて、定電流源として接続された素子を制御するための手段とによって特徴付けられる。
【０００６】
本発明は、以下の認識に基づいている。電流は電子（または正孔。以下、これらを含めて電子と称する）の流れによって形成されている。電子は電荷ｑを有する。時間ｔの間に電流Ｉ１によって運ばれる電荷Ｑ１は、
Ｑ１＝Ｔ１ｔ＝ｑＮ１
と等しい。ここで、Ｎ１は運ばれる電子の数である。Ｉ１を決定する伝送機構がｋＢΘ（ｋＢはボルツマン定数、Θは絶対温度）の２〜３倍よりも大きいエネルギバリアにわたる装置の相互に依存しない電子の放出によって制御される場合、Ｎ１は、標準偏差√Ｎ１を持つポアソン分布を有する。ポアソン分布は、Ｎ１の高い値において、期待値Ｎ１および標準偏差√Ｎ１を持つ標準分布によって近似されても良い。Ｑ１の標準偏差は、以下のように記載されても良い
σＱ１＝ｑ√（Ｎ１）＝√（ｑＱ１）＝√（ｑＩ１ｔ）
この種の統計値をが適用可能な電流は、「散弾ノイズ」を有すると言われている。そのような電流は、サブ・スレショルド領域すなわち以下の閾値電圧（スレショルド電圧）において設定されるＭＯＳトランジスタの飽和ドレーン電流である。
【０００７】
等しい期待値Ｉ１を有するが、無関係な散弾ノイズを有し、且つ例えば同じ方法で設定された２つのＭＯＳトランジスタによって形成される２つの電流Ｉ１，ａ，Ｉ１，ｂ間の差ΔＩ１＝Ｉ１，ａ−Ｉ１，ｂによって変動ΔＱ１＝Ｑ１，ａ−Ｑ１，ｂが生じる。Ｎ１＝（Ｉ１ｔ／ｑ）＞＞１の場合、近似により、この変動は、期待値が０で、且つ以下の標準偏差を持つ標準分布を有する。
σΔＱ１＝（√２）σＱ１＝√（２ｑＩ１ｔ）
【０００８】
前記ΔＩ１は、予め放電されている静電容量Ｃ１を持つコンデンサに供給される。この時、静電容量Ｃ１を持つコンデンサ間に変動電圧Ｕ１が生じる。この電圧は、近似により、期待値が０で且つ以下の標準偏差を持つ標準分布を有する。
σＵ１＝√｛（２ｑＩ１ｔ）／Ｃ１｝
【０００９】
また、前述した静電容量Ｃ１を持つコンデンサに加え、予め放電されている静電容量Ｃ２を持つコンデンサが存在する。静電容量Ｃ２を持つコンデンサは、電流Ｉ２によって充電される。時間ｔにおけるこのコンデンサ間の電圧Ｕ２は、
Ｕ２＝（Ｉ２ｔ）／Ｃ２
と等しい。
【００１０】
不等価性Ｉ２ｔ＞＞ｑが満たされる場合、Ｉ２の散弾ノイズを無視することができる。標準分布がＵ１を保持している場合、Ｕ１が領域（−Ｕ２，Ｕ２）内にある可能性は、以下の式によって与えられる。
Ｐ［−Ｕ２＜Ｕ１＜Ｕ２］＝ｅｒｆ（（Ｕ２）／（（√２）σＵ１））
関数ｅｒｆ（誤差関数）は、以下のように規定される。
【数１】
2004503845.tif 000003
【００１１】
以下では、簡単のため、先に示された可能性Ｐが０．５に等しいと仮定する。これは、この値が以下に詳細に説明する本発明の簡単な実施例に対応するからである。また、Ｐの他の値も可能であり、この値は因子ｅｒｆ−１の値に対応する。
【００１２】
以下の関係は、先に与えられた関係によって、Ｐ＝０．５に対応する電流Ｉ２において時間ｔで得ることができる。
Ｉ２＝（２ｅｒｆ−１（０．５））２＊（Ｉ１／Ｉ２）（Ｃ２／Ｃ１）２（ｑ／ｔ）＝０．９１＊（Ｉ１／Ｉ２）（Ｃ２／Ｃ１）２（ｑ／ｔ）
ここで、関数ｅｒｆ−１は、エラー関数ｅｒｆの逆数である。
【００１３】
固定された比Ｉ１／Ｉ２に関し、可能性Ｐ［−Ｕ２＜Ｕ１＜Ｕ２＞］は、Ｉ２の増加関数である。与えられた時間Ｔで、時間に依存する電圧Ｕ１，Ｕ２をサンプリングした後、Ｕ２がＵ１の絶対値よりも小さい場合にＩ２を増大し、Ｕ２がＵ１の絶対値よりも大きい場合にＩ２を減少させることにより、可能性Ｐを平均して０．５に維持することができる。サンプリングの後、コンデンサＣ１，Ｃ２が再び放電され、時間ｔが０にリセットされる。また、各電流ΔＩ１およびＩ２をそれぞれ用いて、時間Ｔの間、コンデンサＣ１，Ｃ２が再び充電される。結果として生じる電流Ｉ２は、専ら、時間Ｔと、静電容量Ｃ１，Ｃ２の比と、電流Ｉ１，Ｉ２の比とに依存している。後者の２つの比は、一般に一定に維持できる。すなわち、これらの比は、使用される構成要素の互いに調和する特性によって与えられる高度な精度により、温度や供給電圧等に依存しない。時間Ｔは、水晶発振器またはセラミック共振器を有する発振器により、高い精度で生成することができる。比Ｉ１／Ｉ２，Ｃ２／Ｃ１は、本発明に係る回路を使用する集積回路の構成において集積回路の最小回路表面積を占めるように、固定された値Ｉ２Ｔにおいて最適化することができる。
【００１４】
先においては、静電容量Ｃ１を有するコンデンサ間の電圧Ｕ１の絶対値と静電容量Ｃ２を有するコンデンサ間の電圧Ｕ２との間で比較を行なうことを前提とした。この比較の結果は信号であり、これにより、電流Ｉ２が段階的に増大もしくは減少される。
【００１５】
他のアルゴリズムは、差｜Ｕ１｜―Ｕ２を連続的に積算する積算器を備えるフィードバックループにおける誤差の尺度として、差｜Ｕ１｜―Ｕ２を使用するとともに、与えられた時間Ｔにしたがって静電容量Ｃ１，Ｃ２を有するコンデンサを周期的に放電することである。この時、積算器の出力は、電流Ｉ２が連続で且つ積算器の出力部の電圧の単調な増加関数となるように電流Ｉ２を制御するために使用される。
【００１６】
フィードバックループは、電流Ｉ１，ａ，Ｉ１，ｂを平均値と等しく維持するために使用されても良い。前記集積器を含むフィードバックループが十分に遅く、エラー信号の変動が十分に滑らかである場合には、結果として、｜Ｕ１｜―Ｕ２は、平均して０と等しく維持される。また、標準分布がＵ１に関して有効である場合、時間ｔにおける｜Ｕ１｜―Ｕ２の期待値は、以下の式によって与えられる。
2004503845.tif 000004
【００１７】
この結果から開始すると、時間Ｔにわたって平均化されたエラー信号における期待値は、以下の式によって与えられる。
【数２】
2004503845.tif 000005
【００１８】
前述したように、時間Ｔにわたる平均エラー信号の期待値は０に等しい。先の方程式を０に均等化すると、以下の式が得られる。
Ｉ２＝（６４／（９π））＊（Ｉ１／Ｉ２）（Ｃ２／Ｃ１）２（ｑ／Ｔ）
【００１９】
これは、電流Ｉ２が段階的に変化されるとともに、Ｉ２が｜Ｕ１｜よりも大きいか小さいかが専ら評価されるアルゴリズムに基づく結果に相当する。
【００２０】
先のことから、２つの電流の比、２つの静電容量の比、所定の時間に依存する定電流Ｉ２を形成できることが分かる。実際には、与えられた電流値およびコンデンサの静電容量を正確に定めることは難しいが、特に集積回路の場合において、２つの電流の比および２つの静電容量の比を正確に定めることは現実的に困難ではない。また、水晶振動子またはセラミック共振器から得られるクロック信号によって時間間隔を高精度に定めることもできる。特に、セラミック共振器は、時間間隔を高精度に定めることができる。特に注目すべき点は、前述した説明は、比較的強い２つの電流Ｉ１，ａ，Ｉ１，ｂの極めて小さい差電流ΔＩ１を利用していると言う点である。以下、図１および図２を参照しながら、前述したアルゴリズムが使用される回路の実用的な実施例について詳しく説明する。
【００２１】
電流Ｉ２における温度の影響は、現時点まで無視されてきた。これは、予め放電された静電容量Ｃ１，Ｃ２を有するコンデンサでの初期の電圧が０に等しいと仮定されていたからである。先の説明と同様に、以下の説明は、Ｉ２の散弾ノイズを無視することができるという前提、すなわち、Ｉ２ｔ＞＞ｑであるという前提から始める。この場合、静電容量Ｃ２を有するコンデンサにおける任意のノイズを無視することができる。しかしながら、以下から明らかなように、静電容量Ｃ１を有するコンデンサの放電時の熱ノイズを無視することはできない。
【００２２】
静電容量Ｃ１を有するコンデンサを放電するためには、例えばＭＯＳトランジスタ等のスイッチによって静電容量Ｃ１を有するコンデンサを短絡することが必要である。そのようなスイッチは、常に、熱ノイズすなわちナイキストノイズを形成する有限の連続する抵抗（有限直列抵抗）Ｒ１を有している。前記熱ノイズは、４ｋＢΘＲ１のノイズ電圧中にスペクトル密度を有している。Ｒ１とＣ１とから成るＲＣネットワークによる低域フィルタリングの後、このノイズによって、Ｃ１間の電圧が以下の変動を伴って変化する。
【数３】
2004503845.tif 000006
【００２３】
ここで、ｆは周波数である。この変動はＲ１の値に依存しない。したがって、予め放電されたコンデンサの熱ノイズを防止する場合、スイッチの連続する抵抗を減少することは意味がない。スイッチの連続する抵抗を減少することは、放電のスピードアップに寄与し得る。放電後、スイッチが開かれると、スイッチが開いた時点における熱ノイズの値によって決まる所定量の電荷が、静電容量Ｃ１を有するコンデンサに存在する。この初期の熱ノイズおよびその後の散弾ノイズは、互いに依存しない。静電容量Ｃ１を有するコンデンサにおける全ノイズ電圧を得るために、以下のように、熱ノイズの変動および散弾ノイズの変動が共に加えられる。
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常温における熱ノイズｋＢΘ／ｑは約２５ｍＶである。
【００２４】
前述した第１のアルゴリズムが使用される場合、静電容量Ｃ１を有するコンデンサにおける初期の熱ノイズを含めることによって、Ｉ２に関して以下の補正された結果が得られることが分かる。
2004503845.tif 000008
【００２５】
これは、以下のように書かれても良い。
Ｉ２＝Ｉ２，ｉ＋Ｉ２，ｄ
【００２６】
ここで、Ｉ２，ｉは、ナイキストノイズを考慮していないＩ２に関する初期の温度に依存する結果であり、Ｉ２，ｄは、温度に依存するＩ２の部分である。補正が僅かである場合、すなわち、散弾ノイズがナイキストノイズよりも優勢である場合、Ｉ２，ｄは、以下の式によりΘにおいて１次近似されても良い。
Ｉ２，ｄ≒（Ｉ２／Ｉ１）（（Ｃ１ｋＢΘ）／（２ｑｔ）
【００２７】
先のことから明らかなように、Ｉ２，ｉ，Ｉ２，ｄは、比Ｉ１／Ｉ２と静電容量Ｃ１，Ｃ２とに異なる形態で依存している。この形態の相違は、回路の構成要素を適切に選択することにより、温度に依存しない項Ｉ２，ｉと比較して温度に依存する項Ｉ２，ｄを小さくするために利用することができる。
【００２８】
電流Ｉ２，Ｉ２，ｉ，Ｉ２，ｄの先の説明に基づいて、１次温度Θに依存しない電流を供給する電流基準を構成することができる。前述したように、また、図１および図２を参照しながら以下に詳述するように、この目的のため、２つの電流基準回路、すなわち、回路ａおよび回路ｂが形成される。電流基準回路ａ，ｂは、Ｉ２，ｄ／Ｉ２，ｉに関する異なる比と温度依存性とを有しており、定電流は、以下のようにして合成される。
Ｉ０＝Ｉ２ａ−（（Ｉ２，ｄａ）／（Ｉ２，ｄｂ））Ｉ２ｄ
【００２９】
ここで、Ｉ２，ｄａおよびＩ２，ｄｂに関して、１次近似が使用され、それによって、以下の式が得られる。
Ｉ２，ｄａ／Ｉ２，ｄｂ＝（Ｉ２ａ／Ｉ２ｂ）（Ｉ１ｂ／Ｉ１ａ）（Ｇ１ａ／Ｇ１ｂ）
【００３０】
電流Ｉ０は、線形の温度依存性をもはや有していない。Ｉ２，ｄａおよびＩ２，ｄｂの１次近似は温度に依存しているが、１次近似の商は温度に依存していないため、電流Ｉ０においては、Θ２の次数の修正項の全てが残る。散弾ノイズがナイキストノイズよりも優勢である場合、構成要素を適切に選択することにより、二次の温度依存性を有するこの項を、Ｉ２ａおよびＩ２ｂにおける線形項よりも小さくすることができる。
【００３１】
第１のアルゴリズムに関して前述した処理と類似する処理後に、第２のアルゴリズムも用いると、電流Ｉ２に関して、温度に依存する修正項を見出すことができる。この場合も、１次の温度Θに依存しない起動電流Ｉ０を形成しても良い。
【００３２】
温度範囲に応じて、温度依存性を最小にするために、２つのＩ２ａおよびＩ２ｂの他の組み合わせを使用しても良い。
【００３３】
電流と、この電流の散弾ノイズもしくは異なる電流との間でバランスをとるために、前述した２つのアルゴリズム以外のアルゴリズムを形成しても良い。また、回路によって形成される定電流から高次の温度依存項、例えば２次、３次の温度依存項を除去するために、より複雑な回路を形成しても良い。
【００３４】
以下、添付図面を参照しながら、本発明について詳細に説明する。
図１Ａは、定電流Ｉ０を供給するための本発明に係る回路を示している。図１に示される実施例は、図示の様々なＭＯＳトランジスタおよびコンデンサが、図２および図３に示される実施例がそうであるように、高度に一致していることを前提としている。そのような一致性は、回路が集積回路として構成されている場合に、高度に達成できる。以下、回路が集積回路として構成されていることを前提とする。
【００３５】
回路は、供給電圧＋ＶＣＣと供給電圧−ＶＣＣとの間に設けられている。Ｐ−ＭＯＳトランジスタ１０およびＮ−ＭＯＳトランジスタ１１は、供給電圧＋ＶＣＣと供給電圧−ＶＣＣとの間に直列に設けられており、トランジスタ１０のドレーンは、接触点１２で、トランジスタ１１のトレインに直接に接続されている。接触点１２とグラウンドとの間には、静電容量Ｃ１を有するコンデンサ１３が接続されている。コンデンサ１３と並列にスイッチ１４が接続されている。回路が集積回路として構成されている場合、スイッチ１４はＭＯＳトランジスタである。スイッチ１４は、バス１６からくる制御ライン１５を介して、制御回路１７により制御される。以下、制御回路１７から生じるライン１５上の制御信号によってスイッチ１４が開閉操作される場合について、詳細に説明する。トランジスタ１０のゲートは接触点１８に接続されており、トランジスタ１１のゲートは接触点１９に接続されている。また、接触点１８は、Ｐ−ＭＯＳトランジスタ２０のゲートに接続されている。Ｐ−ＭＯＳトランジスタ２０のソースは、供給電圧＋ＶＣＣに接続されている。トランジスタ２０のドレーンは接触点２１に接続されている。接触点２１はコンデンサ２２の一方側に接続され、コンデンサ２２の他方側はグラウンドに接続されている。また、接触点２１はスイッチ２３の一方側に接続され、スイッチ２３の他方側はグラウンドに接続されている。スイッチ２３は、バス１６からくる制御ライン２４を介して、制御回路１７から生じる制御信号によって制御される。また、接触点２１は、コンパレータ２５の非反転入力部に接続されている。コンパレータ２５の反転入力部は接触点１２に接続されている。コンパレータ２５の出力部は、ＡＮＤゲート２６の第１の入力部に接続されている。
【００３６】
また、接触点１９は、Ｎ−ＭＯＳトランジスタ２７のゲートに接続されている。トランジスタ２７のソースは、負の供給電圧−ＶＣＣに接続されている。トランジスタ２７のドレーンは、接触点２８に接続されている。この場合も同様に、接触点２８は、コンデンサ２９の第１の側に接続されている。コンデンサ２９の第２の側はグラウンドに接続されている。また、接触点２８は、スイッチ３０の第１の側に接続されている。スイッチ３０の第２の側はグラウンドに接続されている。スイッチ３０は、バス１６からの制御ライン２１を通じてくる信号によって制御され、その信号は制御信号ジェネレータ１７によって供給される。また、接触点２８は、コンパレータ３２の反転入力部に接続されている。コンパレータ３２の非反転入力部には接触点１２が接続されている。コンパレータ３２の出力部は、ＡＮＤゲート２６の第２の入力部に接続されている。最後に、接触点１２は、コンパレータ３３の反転入力部に接続されている。コンパレータ３３の非反転入力部はグラウンドに接続されている。コンパレータ３３の出力部は、レジスタ３４の第１の側に接続されている。レジスタ３４の第２の側はスイッチ３５の第１の側に接続されている。スイッチ３５の第２の側は、コンデンサ３６の一方側およびオペアンプ３７の反転入力部の両者に接続されている。オペアンプの非反転入力部はグラウンドに接続されている。コンデンサ３６の第２の側およびオペアンプ３７の出力部は共に接触点１８に接続されている。スイッチ３５は、制御信号ジェネレータ１７から生じ且つ制御ライン３８を介してバス１６からくる制御信号によって制御される。ＡＮＤゲート２６の出力部は、レジスタ３９の第１の側に接続されている。レジスタ３９の第２の側は、スイッチ４０の第１の側に接続されている。スイッチ４０の第２の側は、オペアンプ４１の反転入力部およびコンデンサ４２の第１の側に接続されている。コンデンサ４２の第２の側およびオペアンプ４１の出力部は、接触点１９に接続されている。また、接触点１９は、Ｎ−ＭＯＳトランジスタ４３のゲートに接続されている。トランジスタ４３のソース接点は、負の供給電圧−ＶＣＣに接続されている。スイッチ４０は、制御ライン４４からくる制御信号によって制御される。制御ライン４４はバス１６からきており、制御信号は制御信号ジェネレータ１７から生じる。
【００３７】
明快にするため、ＭＯＳトランジスタ、コンパレータ、オペアンプにおけるトリミングレジスタおよび他のトリミング素子は、図１Ａに示さなかった。
【００３８】
図１Ａに示される全てのＭＯＳトランジスタは、いわゆるサブ・スレショルド領域、すなわち、飽和ドレーン電流を引き起こすスレショルド電圧（閾値電圧）を下回る領域のために設定されている。このようにして得られるドレーン電流は、散弾ノイズとして知られるタイプのノイズを示す。
【００３９】
トランジスタ１０がＰＭＯＳであり、トランジスタ１１がＮＭＯＳであるという点は別として、トランジスタ１０，１１が同等な特性を有していることは重要である。関連する電流レンジでトランジスタが常にサブ・スレショルド領域のままであるという点は特に重要である。しかしながら、トランジスタ１０，１１が完全に同一の特性を有している必要はない。同様のことがトランジスタ２０，２７にも言える。
【００４０】
しかしながら、固定要素Ｉ２／Ｉ１，ａを除き、トランジスタ１０，２０が同一の特性を有していなければならないことは非常に重要である。しかしながら、この固定要素は高度に一定していなければならない。同じことがトランジスタ１１，２７，４３にも言える。比Ｉ２／Ｉ１，ｂおよびＩ０／Ｉ２は、高度に一定していなければならない。このために、通常は、ゲート長さが同じでゲート幅が異なる比較的大きなトランジスタを使用する。また、トランジスタを互いに対して位置決めして、それらの等価性を更に向上させる特別な技術がある。同一の電流が２つのトランジスタ１０，１１を通じて流れるが、接触点１２は概ねグラウンド電位にある。これは、コンパレータ３３、レジスタ３４、スイッチ３５、コンデンサ３６、オペアンプ３７、トランジスタ１０によって形成されるフィードバックループにより達成される。レジスタ３４、スイッチ３５、コンデンサ３６、オペアンプ３７は、共に、いわゆるサンプルホールド回路を形成する。この回路において、スイッチ３５は、アイドル状態で開かれるとともに、接触点１８での電圧に関し新たな値が設定される時に制御信号ジェネレータ１７から制御ライン３８を通じて入ってくる制御信号の影響下でのみ閉じられる。同様に、レジスタ３９、スイッチ４０、オペアンプ４１、コンデンサ４２もサンプルホールド回路を形成する。スイッチ４０は、アイドル状態で開かれるとともに、接触点１９での電圧の値が新たに設定される時に制御信号ジェネレータ１７から制御ライン４４を介して入ってくる制御信号によって閉じられる。
【００４１】
トランジスタ１０を通じて電流Ｉ１，ａが流れ、トランジスタ１１を通じて電流Ｉ１，ｂが流れる。これらの２つの電流のノイズ作用は散弾ノイズの作用と同様である。これらの２つの電流の差は、極めて小さく、散弾ノイズのみによって決定される。トランジスタ２０を流れる電流およびトランジスタ２７を流れる電流は、できる限り等しい。回路が集積回路として構成されている点で、高度な等価性を達成することができる。同じことが、コンデンサ２２，２９の等価性の度合いにおいても言える。また、その場合、コンデンサ２２を充電するためにトランジスタ２０を流れる電流は、コンデンサ２９を充電するためにトランジスタ２７を流れる電流と高度に等しくなる。トランジスタ２２，２７を流れる電流Ｉ２の値は、電流Ｉ１，ａと電流Ｉ１，ｂとの間の電流強さにおける変動する差の値と同等でなければならない。実際に、コンデンサ２２，２９は、コンデンサ１３に比べて比較的大きい。電流Ｉ１，ａ，Ｉ１，ｂ，Ｉ２は、導入経路において、同じ参照符号が与えられる電流を形成する。コンデンサ１３は静電容量値Ｃ１を有するコンデンサを形成し、コンデンサ２２，２９はそれぞれ静電容量値Ｃ２を有するコンデンサを形成する。
【００４２】
制御信号ジェネレータ１７から生じる制御信号が制御ライン１５，２４，３１によってスイッチ１４，２３，３０を閉じた時から、図１Ａの回路の動作の説明を始める。これによって、コンデンサ１３，２２，２９は十分に充電される。この時、スイッチ３５，４０は、開かれるとともに、開状態に維持される。実際には、電流Ｉ１，ｂと等しいが実質的に電流Ｉ２よりも大きい電流Ｉ１，ａが選択される。電流Ｉ１，ａと電流Ｉ１，ｂとの間の電流差である差電流は、前記電流における散弾ノイズによるものであり、これにより、コンデンサ１３間の電圧である接触点１２での電圧は、いわゆる散弾ノイズ作用により、０Ｖの前後で変化する。制御信号ジェネレータ１７によって決定される瞬間に、スイッチ１４，２３，３０が同時に開かれる。その瞬間から、コンデンサ１３が差電流ΔＩ１＝Ｉ１，ａ−Ｉ１，ｂによって充電される。同時に、コンデンサ２２，２９が電流Ｉ２によって充電される。時間Ｔ後に、制御信号ジェネレータ１７は、所定時間だけスイッチ３５，４０を閉じるために、バス１６および制御ライン３８，４４を通じて制御信号を送る。時間Ｔの間、コンデンサ２２間の電圧がプラスの方向に増大し、コンデンサ２９間の電圧がマイナスの方向に増大した。コンデンサ１３間の電圧は、この同じ時間Ｔの間に変動するとともに、電流Ｉ１，ａ，Ｉ１，ｂにおける散弾ノイズにより形成される差電流によって制御された。スイッチ１４，２３，３０が開かれた後の時間Ｔの終わりの瞬間を意味する瞬間Ｔにおいては、コンデンサ２２間の電圧やコンデンサ２９間の電圧に対するコンデンサ１３間の電圧に関し、様々な可能性が存在する。コンテンサ１３間の電圧値がコンデンサ２２間の電圧値よりもプラスの方向に大きい場合もあり、コンテンサ１３間の電圧値がコンデンサ２２間の電圧値よりもプラスの方向に小さい場合もある。また、コンテンサ１３間の電圧値がコンデンサ２９間の電圧値よりもマイナスの方向に小さい場合もあり、コンテンサ１３間の電圧値がコンデンサ２９間の電圧値よりもマイナスの方向に大きい場合もある。瞬間Ｔにおいて、コンデンサ１３間の電圧がコンデンサ２２間の電圧よりもプラスの方向に大きい場合、コンパレータ２５の出力電圧は低く、したがって、ＡＮＤゲート２６の出力部での電圧も低い。その一部がオペアンプ４１およびコンデンサ４２によって形成されるサンプルホールド回路は、所定時間の間だけ閉じられるスイッチ４０により、僅かに高い出力電圧に設定され、その結果、トランジスタ２７を流れる電流Ｉ２が僅かに高い値に設定される。トランジスタ２７のゲートのための制御信号は接触点１９から生じるため、電流Ｉ２の僅かに高い値の設定によって、トランジスタ１１を流れる電流Ｉ１，ｂも増大する。電流Ｉ１，ｂと電流Ｉ２との比は、トランジスタ２７，１１の特性によって決定されるとともに、チャンネル（型）長さが同じ複数のＭＯＳトランジスタを有する集積回路の場合には各トランジスタの幅によって完全に規定される。スイッチ４０が閉じられるとほぼ同時に、制御信号ジェネレータ１７から生じる制御ライン３８上の制御信号の影響により、スイッチ３５も閉じられる。その結果、接触点１８に接続されたトランジスタ１０，２���のゲートのための制御信号により、電流Ｉ１，ａを電流Ｉ１，ｂと等しくするトランジスタ１０のための制御信号が接触点１８に与えられる。トランジスタ１０，１１は高度に同一であるため、接触点１８，１９での制御信号は、供給電圧＋ＶＣＣ，−ＶＣＣに対して等しくなる。この場合もやはり、トランジスタ２０を流れる電流Ｉ２は、トランジスタ２０，２７における高度の等価性に起因して、トランジスタ２７を流れる電流Ｉ２と等しくなる。スイッチ３５，４０が再び開かれた後、制御ライン１５，２４，３１に沿って制御信号ジェネレータ１７から生じる制御信号の影響下で、スイッチ１４，２３，３０が所定時間だけ閉じられる。その後、スイッチ１４，２３，３０が再び開かれた後、両トランジスタ２０，２７を流れる電流Ｉ２が僅かに高く設定された状態で、前述した全サイクルが再び開始される。
【００４３】
瞬間Ｔで時間Ｔが経過した後、コンデンサ１３間の電圧がコンデンサ２９間の電圧よりもマイナスの方向に大きい（すなわち、かなり大きい負である）場合、コンパレータ３２は、ＡＮＤゲート２６にマイナス信号を与える。その場合、電流Ｉ２および電流Ｉ１，ｂ，Ｉ１，ａの新たな設定によって、スイッチ３５，４０が閉じる時に電流Ｉ２が僅かに高くなる。
【００４４】
最後に、コンデンサ１３間の電圧が、コンデンサ２２間の電圧によりプラス方向で制限され且つコンデンサ２９間の電圧によりマイナス方向で制限された範囲内にある場合、２つのコンパレータ２５，３２は、プラス信号をＡＮＤゲート２６に与える。その結果、スイッチ４０を閉じる時に接触点１９の電圧が若干降下し、これによって、トランジスタ１１を流れる電流Ｉ１，ｂ、トランジスタ２７を流れる電流Ｉ２、トランジスタ１０を流れる電流Ｉ１，ａ、トランジスタ２０を流れる電流Ｉ２が若干減少する。
【００４５】
前述した方法によれば、電流Ｉ１，ａ，Ｉ１，ｂにおける散弾ノイズを使用するとともに、これら２つの電流間の差と、コンデンサ２２またはコンデンサ２９の充電中にコンデンサ２２またはコンデンサ２９が充電されるようなレベルの関連ノイズを生じない電流Ｉ２とを比較することによって、電流Ｉ１，ａ，Ｉ１，ｂ，Ｉ２を高度に一定に保つことができる。
【００４６】
前述したことから、コンデンサ２２またはコンデンサ２９の静電容量とコンデンサ１３の静電容量との比Ｃ２／Ｃ１が一定となる。また、トランジスタ１０，１１，２０，２７を正しく選択することにより、電流比Ｉ２／Ｉ１，ａまたはＩ２／Ｉ１，ｂがＩ２／Ｉ１と等しくなる。トランジスタ４３のゲートが接触点１９に接続されているため、トランジスタ４３のゲートには、トランジスタ１１のゲートおよびトランジスタ２７のゲートに存在する制御信号と同じ制御信号が供給される。したがって、電流Ｉ１，Ｉ２が一定であるのと同じように、トランジスタ４３によって供給される電流Ｉ０も一定となる。トランジスタ１０，１１，２０，２７やコンデンサ１２，２２，２９といった各構成要素は、値が外部環境に依存すると想定することができるが、電流Ｉ０は、これらの同じ外部環境に依存せず、あるいは、少なくとも非常に小さい程度で依存する。これは、前述した序文において説明したように、電流Ｉ０が、電流Ｉ２と同様に、コンデンサ２２またはコンデンサ２９の値とコンデンサ１３の値との比および電流の値の比Ｉ１／Ｉ２だけに依存するためである。同じチャンネル長さを有する集積回路の場合、電流Ｉ１と電流Ｉ２との比は、ＭＯＳトランジスタのチャンネル幅の比に専ら依存する。したがって、注目すべきことに、定電流Ｉ０の値は、電流Ｉ１，ａ，Ｉ１，ｂにおける散弾ノイズに起因して、一定の比によって完全に決定され、その比は外部環境に依存しない（少なくとも、高度には依存しない）。
【００４７】
図１Ｂは、主要部が図１Ａに示された回路と同一である回路を示している。同一の要素には、同一の参照符号が付されている。そのゲートが接触点１９に接続され且つそのソースが負の供給電圧−ＶＣＣに接続されたＭＯＳトランジスタ４３は、もはや存在しない。その代わり、ＭＯＳトランジスタ４３’が含まれている。ＭＯＳトランジスタ４３’は、そのゲートが接触点１８に接続されるとともに、そのソースが正の供給電圧＋ＶＣＣに接続されている。
【００４８】
図１Ｂに示される回路の一般的な作動原理に関しては、図１Ａの回路の作動に関する説明で言及されている。この説明から明らかなように、接触点１８，１９における設定信号は、ＭＯＳトランジスタ１０，２０のゲートおよびＭＯＳトランジスタ１１，２７のゲートからそれぞれ分かるように、供給電圧＋ＶＣＣ，−ＶＣＣに対して同じである。これは、電流Ｉ１，ａ，Ｉ１，ｂが実質的に等しくなければならないためである。この等価性は、アンプ３３、レジスタ３４、スイッチ３５、アンプ３７、コンデンサ３６により形成されるフィードバックループによって達成される。同様に、トランジスタ２０，２７を流れる電流Ｉ２も等しくなければならない。その結果、トランジスタ４３’のゲートにある信号により、定電流Ｉ０がＭＯＳトランジスタ４３’を通じて流れる。この電流は、図１Ａのトランジスタ４３を流れる電流Ｉ０と等しい（すなわち、この電流に比例するトランジスタ４３の物理的な寸法に対するトランジスタ４３’の物理的な寸法に依存する）。
【００４９】
図２は、図１に示される回路に非常に類似し且つ序文で述べた第２のアルゴリズムの実施を具体化した回路を示している。同一の構成要素については、図１および図２と同様の参照符号を付して、詳細に説明しない。図２の回路は、コンパレータ２５，３３，３２の代わりに、アンプ４４，４５，４６をそれぞれ備えている。スイッチ３５，４０が取り除かれて、直接に接続されている。ＡＮＤゲート２６は、結合回路４７に取って代えられている。結合回路４７は、その出力信号として、アンプ４４の出力電圧の最小値およびアンプ４６の出力電圧の最小値に比例する信号を供給することができる。差動アンプ４５、レジスタ３４、オペアンプ３７、コンデンサ３６により、接触点１８に電圧が印加され、トランジスタ１０により、接触点１２において時間平均で０値を得ることで、電流Ｉ１，ａがトランジスタ１１を流れる電流Ｉ１，ｂと等しくなる。
【００５０】
差動アンプ４４，４６を結合回路４７と組み合せると、回路４７の出力信号は、コンデンサ１３間の電圧の絶対値とコンデンサ２２間の電圧またはコンデンサ２９間の電圧との差に比例するようになる。これらの電圧は、コンデンサ１３，２２，２９を放電するために制御ライン１５，２４，３１を介してスイッチ１４，２３，３０が制御信号ジェネレータ１７によって再び動作されると直ぐ、瞬間Ｔで、スイッチ１４，２３，３０がコンデンサ１３，２２，２９を放電して再び開かれる瞬間における、０からそれぞれ電圧Ｕ１および電圧Ｕ２までの周期的な上昇を示している。したがって、結合回路４７は、差動アンプ４４，４６の出力電圧の最小値に比例する信号を供給しなければならない。差動アンプ４４，４６等の高いゲイン因子を有するオペアンプは、供給電圧をクリップする場合がある。これは、このクリッピングが一方の差動アンプ４４，４６で生じ且つ他方の差動アンプ４６，４４の出力電圧が一方の差動アンプ４４，４６のクリップされた出力信号よりも小さく０でない場合、したがって、結合回路４７の出力信号に関してクリップされた出力信号の影響がない場合に、図２に係る当該回路において認められる。結合回路４７の出力信号は、オペアンプ４１とコンデンサ４２とによって形成される積算器に供給される。オペアンプ４１とコンデンサ４２とによって形成される積算器の出力信号は、接触点１９すなわちトランジスタ２７のゲートに存在する。このようにして、トランジスタ２７を流れる電流Ｉ２は、連続となり、オペアンプ４１およびコンデンサ４２によって形成される積算器の出力信号の単調に増加する関数となる。序文で説明したように、定電流Ｉ２もこのようにして得られる。図１に示される回路の場合と同様に、接触点１９に存在する信号によって制御されるトランジスタ４３は、図２に示される回路における定電流Ｉ０の供給者である。集積回路が等しいチャンネル長さを有するが異なる幅を有する複数のＭＯＳトランジスタを備えている場合、電流の比Ｉ０／Ｉ２は、トランジスタ４３，２７の幅の比と等しい。
【００５１】
序文で言及したように、結果として生じる定電流Ｉ０が各時間で同じ温度依存性を有する２つのコンデンサの比および２つの電流の比に依存するという点で、様々な構成要素の温度依存性は、実際には無視される。しかしながら、序文で述べたように、１つの構成要素は、補償されない温度依存性のノイズ作用を呈する。これは、電流Ｉ１，ａ，Ｉ１，ｂ間の差電流によって充電される図１および図２の参照符号１３で示されるコンデンサである。序文で述べたように、熱ノイズ電圧は、このコンデンサ間で見出され、図１および図２の短絡スイッチ１４が開いた瞬間ｔ＝０で、このコンデンサ間にバイアス電圧を生じさせる。この熱ノイズから生じるバイアス電圧は、それ自身、定電流Ｉ０のノイズ成分中に現われる。
【００５２】
図３は、定電流Ｉ０の変動を温度の線形関係と無関係にすることができる序文の説明に基づく回路を示している。本発明の一般的な範囲を制限することなく、図３は、図１の回路にしたがって構成される２つの回路を示している。２つの回路は、ａおよびｂで示されており、ここでは詳細に説明されていない。各電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ０およびコンデンサＣ１，Ｃ２が示されている。回路ａにおいては、電流およびコンデンサに添字ａが付与され、回路ｂにおいては、添字ｂが付与されている。図１と比べて明らかなように、図３においては、コンデンサ１３と等価なものが、Ｃａ１またはＣｂ１で示され、コンデンサ２２，２９と等価なものがＣａ２またはＣｂ２で示されている。回路ａにおける第１の値を有する特定の構成要素と回路ｂにおける第２の値を有する同じ構成要素との選択により、回路ａにおける比Ｉａ２，ｄ／Ｉａ２，ｉは、回路ｂにおける比Ｉｂ２，ｄ／Ｉｂ２，ｉと異なる。これは、例えば、回路ａおよび回路ｂにおける電流Ｉ２／Ｉ１に関して異なる比が選択されたり、回路ａにおける比Ｃ２／Ｃ１が回路ｂにおけるそれと異なるように選択されることによって可能となる。この結果として、出力電流Ｉａ０，Ｉｂ０は等しくない。
【００５３】
図３に示される回路において、回路ｂの接触点１８は、Ｐ−ＭＯＳトランジスタ５１のゲートに接続されている。Ｐ−ＭＯＳトランジスタ５１のソースは、正の供給電圧＋ＶＣＣに接続されている。トランジスタ５１のドレーンは、接触点５２で、回路のトランジスタ４３ａのドレーンに接続されている。
【００５４】
したがって、接触点５２に現れる出力電流は、電流Ｉｂ０と電流Ｉａ０との間の差である電流Ｉ０である。序文で述べたように、以下の方程式が満たされなければならない。
Ｉ０＝Ｉａ２−（Ｉａ２，ｄ／Ｉｂ２，ｄ）Ｉｂ２
【００５５】
温度における一次近似において、電流Ｉｂ２の前の因子は、回路ａおよび回路ｂの両者における電流Ｉ２，ｄに関して序文で与えられた近似方程式から演算することができる。ボルツマン定数、温度、基礎充電、時間は、前記因子を形成する比から消える。回路ａおよび回路ｂで残るものは、電流Ｉ２と電流Ｉ１との比および静電容量Ｃ１とＣ２との比である。これが定数を生じ、したがって、電流Ｉｂ２の前の因子は定数であり、この電流の値は、トランジスタ５１を流れる電流Ｉｂ０が前記方程式を満たす正確な値を有するようにトランジスタ５１のチャンネルの幅が適合されると言う点で、簡単に実現可能である。
【００５６】
更なる演算において、序文でＯ（Θ２）と称された図３に示されるような回路の出力電流Ｉ０における二次の項は、以下のように記述されても良い。
Ｉｂ２，ｄ＊（（Ｉｂ２，ｄ／Ｉｂ２，ｉ）−（Ｉａ２，ｄ／Ｉａ２，ｉ））
【００５７】
０次の項が０でない場合に先に示した２次の項が０でないということ、および、この２次の項が０次の項と同じ符号を有していることは、電流Ｉ０における０次の項、すなわち、温度に依存しない項から得られても良い。したがって、Ｉ０における正の０次の項は、正の曲率を有する２次の項に対応している。これによって、所定の温度範囲でＩ０における誤差が最小になる。Ｉ０における１次の項が完全に消されたら、良好な結果が得られる。小さな負の１次項によって正のＩ０の温度作用を設定して、関連する温度範囲内での温度の増大に伴ってＩ０が最初に減少するとともに、Ｉ０が温度範囲で最小値に達し、その後にＩ０が再び増大するようにすることができる。温度範囲の境界で、Ｉ０が最大値に達する。１次項の適切な選択によって、Ｉ０の所望値からの最大絶対偏差を最小にすることができる。
【００５８】
以上を考慮すれば、定電流を供給し且つそれ自体温度に依存する値を有する構成要素を使用することができるとともに、供給される定電流の値が温度に依存しない回路構成に関し、当業者であれば、多くの可能性を導き出すことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１Ａ】
電流が温度に依存しても良い第１のアルゴリズムを使用して定出力電流を供給する回路の一例を示す回路図。
【図１Ｂ】
電流が温度に依存しても良い第１のアルゴリズムを使用して定出力電流を供給する回路の第２の例を示す回路図。
【図２】
電流が温度に依存しても良い第２のアルゴリズムを使用して定出力電流を供給する回路図。
【図３】
１次まで温度に依存しない定電流を供給する回路図。
【国際公開パンフレット】
2004503845.tif 000009
2004503845.tif 000010
2004503845.tif 000011
2004503845.tif 000012
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2004503845.tif 000033
2004503845.tif 000034
【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
2004503845.tif 000035
【国際調査報告】
2004503845.tif 000036
2004503845.tif 000037