(57)【要約】発振回路において、該回路は、共振回路と、共振回路に結合されて、所定の周波数において実質的リアクタンスを示すインピーダンスを含んだフィードバック経路を持つ再生素子とを備え、前記インピーダンスは、前記再生素子の位相シフトと、前記再生素子の利得の減少と、共振器の有効Ｑの増加とに寄与し、前記発振回路の位相雑音は減少することを特徴とする発振回路。
2004518314.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
発振回路において、該回路は、
共振回路と、
共振回路に結合されて、所定の周波数において実質的リアクタンスを示すインピーダンスを含んだフィードバック経路を持つ再生素子と
を備え、
前記インピーダンスは、前記再生素子の位相シフトと、前記再生素子の利得の減少と、共振器の有効Ｑの増加とに寄与し、前記発振回路の位相雑音は減少することを特徴とする発振回路。
【請求項２】
前記再生素子は、トランジスタであることを特徴とする請求項１記載の装置。
【請求項３】
前記トランジスタは、ＮＰＮトランジスタであることを特徴とする請求項２記載の装置。
【請求項４】
前記インピーダンスは、並列ＲＣ結合を備えていることを特徴とする請求項３記載の装置。
【請求項５】
前記インピーダンスは、前記トランジスタのエミッタと基準電位との間で結合されることを特徴とする請求項４記載の装置。
【請求項６】
前記再生素子と前記共振回路とに結合されるバッファ段を備え、該バッファ段は、発振器の出力信号を作り出すことを特徴とする請求項１記載の装置。
【請求項７】
前記バッファ段は、ＮＰＮトランジスタを備えることを特徴とする請求項６記載の装置。
【請求項８】
前記共振回路と前記バッファ段とは、それぞれ再生回路に容量結合されることを特徴とする請求項７記載の装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、発振回路、特に高周波発振器に関する。
【０００２】
【従来の技術および発明が解決しようとする課題】
周波数合成器は、例えば、様々な種類の通信機器と測定器具の内部で高周波信号を提供するのに使用される。良く知られているように、マイクロ波の周波数およびそれ以上の周波数において、そのような合成器の内部に含まれる基準発振器によって作られる位相雑音は、高周波出力信号のスペクトルの純度を著しく下げることがある。位相雑音すなわち周波数ジッタは、希望する出力周波数以外の周波数において合成器によって作られる雑音電力に対応する。発振器の位相雑音は、例えば米国特許第６，０６４，２４４号と第５，３４１，１１０号に既述されているように、長い間の問題であり、これらを参照のため、ここに組み入れる。それ以外の参考文献には、以下のものが含まれ、これらをここに参照のために組み入れる：Ｒｈｅａ， Ｒａｎｄｌａｌｌ Ｗ．， Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ Ｄｅｓｉｇｎ ａｎｄ Ｃｏｍｐｕｔｅｒ Ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ， ＭｃＧｒａｗ Ｈｉｌｌ， １９９５； Ｍｕｎｔ， Ｒｏｇｅｒ， “Ｄｅｓｉｇｎｉｎｇ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ ｆｏｒ Ｓｐｅｃｉａｌ Ｐｕｒｉｔｙ”， Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ ａｎｄ ＲＦ， Ｊｕｌｙ １９８４， ｐ．１３３ 以下参照； Ａｂｉｄｉ， Ａ． Ａ．，”Ｈｏｗ Ｐｈａｓｅ Ｎｏｉｓｅ Ａｐｐｅａｒｓ ｉｎ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒｓ”， ｉｎ Ａｎａｌｏｇｕｅ Ｃｉｒｃｕｉｔ Ｄｅｓｉｇｎ： ＲＦ Ａ／Ｄ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ， Ｓｅｎｓｏｒ ａｎｄ Ａｃｔｕａｔｏｒ Ｉｎｔｅｒｆａｃｅｓ， Ｌｏｗ−Ｎｏｉｓｅ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒｓ， ＰＬＬｓ， ａｎｄ Ｓｙｎｔｈｅｓｉｚｅｒｓ， Ｒ． Ｊ． ｖａｎ ｄｅ Ｐｌａｓｓｃｈｅ， Ｊ． Ｈ． Ｈｕｉｊｓｉｎｇ， ａｎｄ Ｗ． Ｓａｎｓｅｎ， Ｅｄｓ．， Ｂｏｓｔｏｎ： Ｋｌｕｗｅｒ， １９９７。
【０００３】
基本的な発振回路が図１に示される。増幅器１１０は、共振器１０５に結合される出力信号１０３（これは、また発振器の出力信号でもある）を持っている。共振器の出力信号１０７は、遅延回路１０９を通って、増幅器の入力信号１１１を作るために帰還される。発振は、以下の二つの条件が満たされた時に起こる。
１．ノードＮにおける開ループの利得が一つであること。
２．ｎを整数とする時、開ループの位相が２ｎπであること。
【０００４】
発振器の位相雑音は、前述の及び他の文献に良く書かれており、ｄθ／ｄωで表される。
図２に示される、既知のトポロジーの発振回路の一例において、２つのＮＰＮトランジスタが使用される。トランジスタＱ１は発振トランジスタであり、トランジスタＱ２はバッファトランジスタである。
【０００５】
発振トランジスタＱ１のコレクタは、インダクタＬ３を通して供給電圧に結合される（これは、ストリップライン形状で実現される）。エミッタは、並列ＲＣ結合（Ｒ５，Ｃ１）を通して、接地電位に結合される。ベースは、抵抗Ｒ９を通して、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４とを含むバイアスネットワークに結合され、それぞれ電源電位と接地電位とに結合される。
【０００６】
バッファトランジスタＱ２のコレクタは、ＲＦチョークＬ１を通して供給電圧に結合される。また、コレクタに結合されるのは、ＤＣ阻止コンデンサＣ３であり、これは、発振回路のＲＦ出力信号を形成する。バッファトランジスタＱ２のエミッタは、並列ＲＣ結合のＲ６とＣ４とを通して、接地電位に結合される。バッファトランジスタＱ２のベースは、コンデンサＣ２を通して、トランジスタＱ１のコレクタに結合され、バイアス抵抗Ｒ７とＲ８とに接続される。
【０００７】
発振器の共振器は、コンデンサＣ５とインダクタＬ２（ストリップラインとして実現される）とバラクターダイオードＤとコンデンサＣ６とを含み、図示するように、”パイ（ｐｉ）”構成で結合される。インダクタとバラクターダイオードは、並列に接地電位に接続され、パイ構成の“脚”を占める。コンデンサは、パイ構成の延びた“腕”を占める。同調電圧（ｔｕｎｉｎｇ ｖｏｌｔａｇｅ）ＶＴＵＮＥは、直列のインダクタＬ３とシャントコンデンサＣｂｐを通して、バラクターダイオードに与えられる。
【０００８】
注意しなくてはいけないのは、コンデンサＣ５とＣ６を通して、発振器の共振器は、一方で発振トランジスタＱ１のコレクタに容量結合され、他方で発振トランジスタＱ１のベースに結合される。容量結合によって、共振器の負荷が最小化される。
図２の回路において、ｎを整数として開ループの位相遅延が２ｎπの時に、発振が起こる。
【０００９】
マイクロ波の周波数において、Ｑ１を通した位相遅延は、理想的ではない。例えば、希望する位相遅延は１８０°であるのに対し、寄生のために、実際の位相遅延は、例えば、１１０°から１３５°の範囲内であろう。様々な異なる位相補償の技術が、位相シフトを増加させるのに適用されるが、その中には例えば、ＦＥＴのような広帯域幅の機器を使用したり、遅延ラインを使用したり、混成の位相を正確に合わせるのに共振器を離調したりすることが含まれる。前述の選択肢の各々には、欠点がある。ＦＥＴは、１／ｆ雑音が弱い。遅延ラインは、大きくて扱いにくい。位相シフトをさらに大きくするのに共振器を離調することで、品質因子を悪化させ、その結果、位相雑音を低下させる。したがって、これらの選択肢は、いずれも特別魅力的ではない。
【００１０】
図２の回路は、複雑なインピーダンスが示され、従って、ＲＦ利得と位相シフトの両方に影響する可能性があり、設計者は、利得と位相シフトの交換条件から選択することができる。一般的に、共振器を離調する技術が位相補償のために使用される場合は、Ｃ１が所定の周波数においてバイパスとして機能するように選択される、結果として、利得は最大化され、位相シフトはごくわずかである。そのような回路における位相雑音をプロットしたものが図３に示される。１００ｋＨｚにおいて、位相雑音は、１１０．０８ｄＢｃ／Ｈｚであると示されている。
【００１１】
本回路の開ループの利得と位相特性が図４に示される。注意すべきなのは、最大利得（共振器の“スィートスポット”において）は、約３．５ｄＢであり、実質的に、発振のために必要な単一の利得よりも大きい。増加したこの利得は、必要とされる、というのも、動作時に共振器は、既述したように位相補償の目的のために離調される（すなわち、共振は当該周波数から離れる）からである。バイパスとして機能するように選択されるＣ１から、結果としての位相特性により、殆どの用途に対して、許容できる有効なＱ因子として何が考えられたかが分かる。しかし、２Ｇや３Ｇのセルラ無線電話信号のような、スペクトルの高い純度を必要とする信号に対して、継続的な雑音の改善が求められてきた。
【００１２】
位相雑音を少なくするのに使用する他の技術には、共振器のＱ因子を増加させて、高電位で動作させる技術が含まれる。共振器のＱ因子を増加させることには、Ｌの比率をＣまで増加させることが伴う。Ｌが増加するにつれて、共振器の大きさが増加する。Ｃが減少し、回路中の寄生容量の範囲にさらに接近するにつれて、同調の範囲が狭くなる。高電位で動作することにより、消費電力が増加する。繰り返すが、これらの選択肢は、特に魅力的では無い。
そして、必要とされるのは、最小の犠牲で、実質的な位相雑音を改善できる技術である。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明によって、例えば、伝達関数にゼロを加えることで、発振器の或る部分の伝達関数を変更することにより、広く、発振器の位相雑音を実質的に減少させることができる。伝達関数を変更することで、発振器の開ループの利得を減少させるが、希望する位相補償を達成し、発振器は、オフ共振の代わりに、共振器の共振において動作することができる。一例としての実施形態において、所定の周波数におけるバイパスとして動作する代わりに、発振器の伝達関数にゼロを加算して周波数特性を変化させるようにコンデンサの値を選択することによって伝達関数が変更され、発振器の有効Ｑを増加させる。こうして有効Ｑが増加することにより、直接、位相雑音が減少する。位相雑音が３ｄＢの範囲内で改善されることが示された。
【００１４】
【発明の実施の形態】
本発明は、添付した図面と以下の説明から、より良く理解がされるだろう。
【００１５】
回路シミュレーションの技術を用いて、図２の発振回路は、発振回路の伝達部分の伝達関数にゼロを加えて、コンデンサＣ１の値を修正することによって変更された。当業者には良く知られたことであるが、ゼロを加えることで位相が進むという効果が得られ、それによって位相補償に対して代わりの機構がもたらされる。修正された発振回路の一つの実施形態による部品の値は、Ｃ１に対して経験的に決められた値も含めて、以下に説明される。
【００１６】
図５は、修正された発振回路の利得と位相特性のプロット図である。図５に見られるように、発振回路を修正したことで、単一の値（０ｄＢ）よりもほんのわずか大きな値まで、利得が実質的に増加する。しかし、注意すべきなのは、共振周波数は、実質的に、位相曲線における最大傾斜の変曲点に一致するということである。この変曲点の発振回路の動作は、結果として、曲線の最小位相雑音領域内で、回路が動作することになる。
【００１７】
実施例
図２の発振回路は、以下の部品の値を用いて作られた。
【表１】
2004518314.tif 000003
【００１８】
そして発振回路は、試験された。バイパスコンデンサ（Ｃ１＝２０ｐｆ）を用いて、発振回路は、共振周波数９２２ＭＨｚを示した。１００ｋＨｚオフセットにおける位相雑音は、―１１０ｄＢｃ／Ｈｚと測定された。
その後、コンデンサＣ１は、６．８ｐｆの値を持つコンデンサと取り替えられた。同調電圧（ｔｕｎｉｎｇ ｖｏｌｔａｇｅ）は、前の試験と同じに保たれた。発振回路は、９３９ＭＨｚの共振周波数を示した。１００ｋＨｚオフセットにおける位相雑音は、１１２．５ｄＢｃ／Ｈｚと測定され、２．５ｄＢだけ改善された。
【００１９】
そして、Ｃ１＝６．８ｐｆの時、同調電圧は、最初の試験と同じ９２２ＭＨｚの周波数を生み出すように調整された。１００ｋＨｚオフセットのときの位相雑音は、―１１５．４ｄＢｃ／Ｈｚと測定され、５．４ｄＢだけ改善された。これらの結果を以下にまとめる。
【表２】
2004518314.tif 000004
【表３】
2004518314.tif 000005
【００２０】
以上の例で得られた位相雑音の減少は、図６と図７とに図示されており、それぞれ前の同調条件に対応している。前の結果に基づいて、本発明の技術を用いて得られる改善は、３−６ｄＢの範囲内と考えられ、著しい改善である。
【００２１】
こうして、改善された位相雑音特性を持つ発振回路について説明した。位相雑音の改善には、高品質の共振回路や、部品点数や面積の増加を必要とするものではなく、単に、部品の値を適切なものに適合させることで得られる。
【００２２】
本発明は、その趣旨と必須の特徴を捨てることなく、他の特定の形態で実現することが可能なのは、当業者ならば理解されよう。従って、ここに開示された実施形態は、すべての点で、例示されたものであって、制約を与えるものではない。本発明の趣旨は、前述の説明よりも、添付の特許請求の範囲によって示され、また、その等化物の意味と範囲内での全ての変更は、その中に含まれるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】基本的な発振回路の図である。
【図２】既知の発振回路の図である。
【図３】既知の発進回路の位相雑音を示すプロット図である。
【図４】従来技術の発振回路の開ループと位相特性を示すプロット図である。
【図５】変更された発振回路の開ループと位相特性を示すプロット図である。
【図６】一つの時間条件の下での、変更された発振回路の位相雑音を示すプロット図である。
【図７】他の時間条件の下での、変更された発振回路の位相雑音を示すプロット図である。
【符号の説明】
１０３…出力信号
１０５…共振器
１０７…共振器の出力信号
１０９…遅延回路
１１１…増幅器の入力信号
Ｑ１，Ｑ２…トランジスタ
Ｌ１…ＲＦチョーク
Ｌ２，Ｌ３…インダクタ
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５，Ｃ６…コンデンサ
Ｃｂｐ…シャントコンデンサ
Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７，Ｒ８，Ｒ９…抵抗
【国際公開パンフレット】
2004518314.tif 000006
2004518314.tif 000007
2004518314.tif 000008
2004518314.tif 000009
2004518314.tif 000010
2004518314.tif 000011
2004518314.tif 000012
2004518314.tif 000013
2004518314.tif 000014
2004518314.tif 000015
2004518314.tif 000016
2004518314.tif 000017
2004518314.tif 000018
2004518314.tif 000019
2004518314.tif 000020
2004518314.tif 000021
2004518314.tif 000022
【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
2004518314.tif 000023
2004518314.tif 000024
2004518314.tif 000025
2004518314.tif 000026
2004518314.tif 000027
2004518314.tif 000028
2004518314.tif 000029
2004518314.tif 000030
2004518314.tif 000031
2004518314.tif 000032
2004518314.tif 000033
2004518314.tif 000034
2004518314.tif 000035
2004518314.tif 000036
2004518314.tif 000037
2004518314.tif 000038
2004518314.tif 000039
【国際調査報告】
2004518314.tif 000040
2004518314.tif 000041