(57)【要約】公知の回路装置において、差動増幅器（Ｄｉｆｆ　Ａｍｐ）の出力側と調整器（Ｒ）の入力側との間に補償回路（ＫＳ）が設けられており、該補償回路は曲線経過が障害信号に近づけられている、該障害信号と同じ振幅および周波数（Ｐｈｉ１）を有するが、１８０°位相がシフトされている補償信号を発生し、該補償信号は前記差分信号（ΔＶｓ）から減算されかつこれにより該障害信号を大幅に消滅させる。
2004502899.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
内燃機関の線形λセンサ（Ｓ）の調整ループにおける障害信号を補償するための回路装置であって、
該回路装置は、λセンサ（Ｓ）において測定される、センサインピーダンス（Ｒｉｓ）の測定から派生される障害信号を伴っているネルンスト電圧（Ｖｓ）と中間電圧（Ｖｍ）に関連付けられている基準電圧（Ｖｒｅｆ）との差（ΔＶｓ）を形成する差動増幅器（Ｄｉｆｆ　Ａｍｐ）を有している評価回路と、前記差（ΔＶｓ）に対応付けられていて、後続のポンプ電流源（Ｉｐ　ｐｕｍｐ）によってポンプ電流（Ｉｐ）に変換される調整電圧を発生する調整器とに接続されている形式のものにおいて、
前記差動増幅器（Ｄｉｆｆ　Ａｍｐ）の出力側と調整器（Ｒ）の入力側との間に補償回路（ＫＳ）が設けられており、該補償回路は曲線経過が障害信号に近づけられている、該障害信号と同じ振幅および周波数（Ｐｈｉ１）を有するが、１８０°位相がシフトされている補償信号を発生し、該補償信号は前記差分信号（ΔＶｓ）から減算されかつこれにより前記障害信号を大幅に消滅させる
ことを特徴とする回路装置。
【請求項２】
補償回路（ＫＳ）はバッファ（Ａｍｐ４ａ）として接続されている増幅器と積分器（Ａｍｐ５ａ）とを有しており、
バッファ増幅器の入力側に差分信号（ΔＶｓ）および積分器（Ａｍｐ５ａ）の出力信号が供給され、かつ
バッファ増幅器の出力信号は積分器（Ａｍｐ５ａ）の反転入力側および調整器（Ｒ）の入力側に供給される
請求項１記載の回路装置。
【請求項３】
調整器（Ｒ）は、インバータ（Ａｍｐ４ａ）として接続されている増幅器おおび積分器（Ａｍｐ５ａ）を含んでいる補償回路（ＫＳ）に組み合わされており、
調整器（Ｒ）は２つの入力側を有する加算増幅器として接続されており、
調整器（Ｒ）の一方の入力側に差分信号（ΔＶｓ）が供給され、かつ
調整器（Ｒ）の出力信号は積分器（Ａｍｐ５ａ）の入力側に供給され、該積分器の出力信号はインバータ（Ａｍｐ４ａ）を介して調整器（Ｒ）の第２の入力側に供給される
請求項１記載の回路装置。
【請求項４】
積分器（Ａｍｐ５ａ）は積分コンデンサ（Ｃ５０）を含んでおり、該コンデンサは双投スイッチ（５３ａないしＳ３ｄ）を用いて発振器周波数（Ｐｈｉ１）のタイミングで、一方の−正の−フェーズにおいて積分コンデンサ（Ｃ５０）の一方の接続端子が積分器（Ａｍｐ５ａ）の出力側に接続されておりかつ他方の接続端子が積分器（Ａｍｐ５ａ）の反転入力側に接続されておりかつ他方の−負の−フェーズにおいて一方の接続端子が積分器（Ａｍｐ５ａ）の反転入力側に接続されておりかつ他方の接続端子が該積分器の出力側に接続されているように極性切り換えされる
請求項２または３記載の回路装置。
【請求項５】
積分器（Ａｍｐ５ａ）は少なくとも２つの積分コンデンサ（Ｃ５０，Ｃ５２）を含んでおり、該積分コンデンサは双投スイッチ（５３ａないしＳ３ｆ）を用いて発振器周波数（Ｐｈｉ１）のタイミングで、相互に同じ、積分コンデンサの数に相応する数の、−正の−フェーズのフェーズ部分において順次、積分コンデンサ（Ｃ５０）の一方の接続端子が積分器（Ａｍｐ５ａ）の出力側に接続されておりかつ他方の接続端子が積分器（Ａｍｐ５ａ）の反転入力側に接続されておりかつ相互に同じ、積分コンデンサの数に相応する数の、−負の−フェーズのフェーズ部分において順次、一方の接続端子が積分器（Ａｍｐ５ａ）の反転入力側に接続されておりかつ他方の接続端子が該積分器の出力側に接続されているように極性切り換えされる
請求項２または３記載の回路装置。
【請求項６】
障害信号および発振器信号（Ｐｈｉ１，Ｐｈｉ２）は同じ信号源（ＯＳＺ，Ｖ１２，Ｖ１５）を用いて発生される
請求項１記載の回路装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
本発明は、請求項１の上位概念に記載の構成を有する線形λセンサの調整ループにおける障害信号を補償するための回路装置に関する。
【０００２】
立法者は税法措置によってますます有害物質放出を低くしかつ燃料消費を少なくした自動車を開発することを促進している。
【０００３】
このために、化学量論的な混合気生成（λ＝１）を有するオットー機関において、放出が極端に低いＳＵＬＥＶ（Ｓｕｐｅｒ Ｕｌｔｒａ Ｌｏｗ Ｅｍｉｓｓｉｏｎ Ｖｅｈｉｃｌｅ）車両が開発されてきている。
【０００４】
燃料節約のために現在の所、直接的な高圧ガソリン噴射（ＨＰＤＩ＝Ｈｉｇｈ Ｐｒｅｓｓｕｒｅ Ｄｉｒｅｃｔ Ｉｎｊｅｃｔｉｏｎ）燃料噴射が行われる機関が開発されもしくは市場に導入されている。ここで燃料は高められた圧力（約１５０ｂａｒ）下で燃焼室に直接噴射される。これにより可能な混合気調製はリッチ、化学量論的およびリーン間を行ったり来たりすることができる。機関の部分負荷領域に対してはリーンな混合気生成が消費量の点で著しい利点を示している。
【０００５】
両方の開発には、今日普通のλセンサ（２値のジャンプ式センサ）によって可能であるより著しく正確な混合気調整が要求される。２値のジャンプ式センサはλ＝１の周りに極端に制限された測定領域を有している。それ故にこれらはλ＞１というリーン運転の測定に対しては適していない。
【０００６】
この理由から今では、拡大された線形の測定領域を有する増強形のλセンサ、いわゆる線形のλセンサ、およびその作動のための回路装置が使用される。
【０００７】
図１には、それ自体公知の線形λセンサが示されてる。これは１つの加熱エレメントＨ、２つの電極対ＶｓＣおよびＩｐＣ、並びに測定室Ｍｋを有している。測定室は拡散バリヤＧＤＰを介して排気ガス流Ａに接続されている。第１の電極対ＶｓＣは測定室Ｍｋと空気Ｌとの間に配置されておりかつ−ジャンプ式センサの場合と類似して−測定室Ｍｋにおける酸素濃度を測定するために使用される。第２の電極対ＩｐＣは測定室Ｍｋと排気ガス流Ａとの間に配置されている。相応の極性の電流が印加されると、測定室Ｍｋから酸素イオンをポンプ導出するまたは測定室に酸素イオンをポンプ導入することができる。それ故に、ポンプ電極と称される。
【０００８】
このようにして、拡散バリヤを通る酸素流とポンプ電極対を通る酸素イオン流との間にダイナミックな平衡を形成することができる。その際調整判断基準として、その測定電極によって突き止められる測定電池における酸素濃度が適している。有利な値は例えば、λ＝１に対する４５０ｍＶである。
【０００９】
この場合に流れるポンプ電流Ｉｐは排気ガス中の酸素濃度に対する尺度である。（そして数値変換した後ではλに対する尺度でもある）。
【００１０】
いくつかのλセンサでは作動のために、人工的な参照酸素の存在が必要である。これは、小さな電流Ｉｃｐ（例えば２５μＡ）を用いて酸素を測定室から正の参照電極Ｖｓ＋にポンプすることによって生成される。これにより生じた酸素濃度は以降、測定室Ｍｋにおける酸素濃度を測定するための参照点として用いられる。評価回路はこの電流を用意しなければならない。
【００１１】
排気ガス中の酸素濃度の、ポンプ電流に対する関係はいくつかのセンサパラメータによって影響を受ける。製造に規定されて、拡散バリヤのダイナミック抵抗には多少のばらつきがある。このために結果として変換比に偏差が生じることになる（増幅度エラー）。製造時にこのことは測定および較正抵抗Ｒｃの、センサプラグへの挿入によって補償される。
【００１２】
図２には、内燃機関の線形のλセンサを作動するための公知の装置の基本回路図が示されている。
【００１３】
センサＳから第１の接続端子Ｖｓ＋、第２の接続端子Ｖｐ−／Ｖｓ−、第３の接続端子Ｖｐ＋および第４の接続端子Ｒｃが取り出されておりかつ評価回路に接続されている。センサ加熱部およびこれらの接続端子は図示されていない。
【００１４】
調整器の反転入力側はセンサＳの接続端子Ｖｓ＋に接続されており、その非反転入力側は参照電圧Ｖｒｅｆを介して中間電圧Ｖｍに接続されており（Ｖｍ≒Ｖｃｃ／２）、ただしＶｃｃ（通例は５Ｖ）は回路の給電電圧である。
【００１５】
中間電圧Ｖｍには第２のセンサ接続端子Ｖｐ−／Ｖｓ−およびポンプ電流源Ｉｐ　Ｐｕｍｐの反転入力側も接続されており、その非反転入力側は調整器の出力側ＯＵＴに接続されている。
【００１６】
ポンプ電流源Ｉｐ　Ｐｕｍｐの出力側はセンサＳの第４の入力側Ｒｃに接続されている。
【００１７】
抵抗Ｒｃはセンサプラグへの組み込み位置に基づいて著しい環境負荷にさらされているので、抵抗には制御装置において接続端子Ｖｐ＋およびＲｃに繋がっている別の抵抗Ｒｐが並列に接続されている。これにより、Ｒｃの許容偏差がポンプ電流Ｉｐの測定精度に及ぼす影響が低減される。
【００１８】
図２に図示の、線形のλセンサを作動するための公知の回路装置の機能の仕方（Ｉｃｐの生成なしに）は次の通りである：
センサの接続端子Ｖｐ−／Ｖｓ−は参照電圧Ｖｒｅｆと同様に中間電圧Ｖｍに接続されている。これは回路の基準電圧として用いられる。
【００１９】
調整増幅器ＲはセンサＳのネルンスト電圧Ｖｓを参照電圧Ｖｒｅｆ（４５０ｍＶ）と比較しかつ出力電圧を発生する。出力電圧はポンプ電流源Ｉｐ　Ｐｕｍｐによってポンプ電流Ｉｐに変換され、変換されたポンプ電流はそれからポンプ電池（ＲｉｐおよびＶｐ）を通ってＶｍに流れる。このポンプ電流Ｉｐにより、センサの測定室における酸素濃度が変化し、更にはその結果ネルンスト電圧Ｖｓが変化することになる。ＶｓおよびＶｒｅｆの差（＝ΔＶｓ）はループの調整偏差を表している。ポンプ電流Ｉｐは抵抗Ｒｐ／Ｒｃにおける電圧降下として測定することができる。それは排気ガス中の酸素濃度に対する尺度として用いられる。
【００２０】
安定した調整状態（測定室におけるλ＝１）においてネルンスト電圧Ｖｓは例えば正確に４５０ｍＶである（ΔＶｓ＝０）。
【００２１】
ポンプ電流Ｉｐによって規定されて、拡散バリヤを流れる酸素流と酸素イオン流との間に平衡状態が成り立っている。ポンプ電流源Ｉｐ　Ｐｕｍｐの出力電圧の最大領域は約０．１Ｖから４．９Ｖに及ぶ。
【００２２】
代替え的に、調整増幅器を、出力段が電流源によって形成されるＯＴＡ（Ｏｐｅｒａｔｉｏｎａｌ Ｔｒａｎｓｃｏｎｄｕｃｔａｎｃｅ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）として実現することもできる。ここでは出力信号はもう電流であって、演算増幅の場合に普通であるように電圧ではない。
【００２３】
更に、拡散バリヤのダイナミック抵抗は図３に示されている温度および圧力依存性を有しており、このために変換比にエラーが生じることにもなる。温度依存性は、センサ温度を測定しかつセンサに組み込まれている加熱エレメントを用いてそれを調整することによって克服される。その際コストの理由から、別個の熱電対は省略される。それに代わって、センサの著しく温度に依存している内部抵抗（センサインピーダンス）が測定される。圧力依存性は測定技術的にはセンサにおいて検出することはできない。別個の圧力センサが使用されないならば、マイクロコントローラにおけるモデルに基づいている計算により依存度を求めかつ数値的に補償しようと試みられる。
【００２４】
図４にはセンサＳのセンサインピーダンスＲｉｓおよびその温度依存性が示されている。センサインピーダンスは温度に依存した、複素インピーダンスとして複数のＲＣ素子によって表され、ここで：
Ｒ１／Ｃ１　電極とセラミック材料との間の熱伝導接触抵抗、
Ｒ２／Ｃ２　セラミック焼結体の粒界間の熱伝導接触抵抗、
Ｒ３　　　　焼結材料の固有抵抗
を表している。
【００２５】
ポンプ電池の電極の１つは排気ガスにさらされているので、その内部抵抗は非常に強く老化する。それ故にセンサ温度の測定のためにネルンスト電池Ｖｓが使用される。この場合もＲ１は老化し、それ故に温度測定のために用いられないようにしたい。時定数Ｒ１＊Ｃ１は最大の値（最低の周波数）を有しているので、測定周波数の適当な選択によってその影響を低減することができる。すなわち、Ｒ２／Ｃ２およびＲ１の直列接続のインピーダンスが測定される。典型的な線形のλセンサのインピーダンスＲｉｓはｍ温度が約５００℃ないし７００℃（および測定周波数が３ｋＨｚ）の場合約１００Ωである。
【００２６】
内部抵抗Ｒｉｓの測定：
Ｒｉｓを突き止めるための公知の測定方法はセンサ接続端子Ｖｓ＋に交流電流、例えば５００μＡ（ピーク−ピーク（Ｓｐｉｔｚｅ−Ｓｐｉｔｚｅ）、以下に短縮してｓｓと表す）を供給することである。この交流電流によって、Ｒｉｓに５００μＡ＊１００Ω＝５０ｍＶ（ｓｓ）の交流電圧が生じ、これはネルンスト電圧Ｖｓ、本来のセンサ信号に障害信号として重畳されている。
【００２７】
図６には、−ネルンスト電圧に対して障害信号を形成する−交流電圧信号の典型的な電圧経過が示されている。この信号は増幅器Ｖにおいて例えば係数１０だけ増幅されかつ引き続いて整流器ＧＬＲにおいて整流される。このようにして生じた直流電圧Ｖｒｉを今や温度調整のためにマイクロプロセッサに供給することができる。
【００２８】
交流電流の発生は例えば図５に示されているように、３Ｈｚ矩形発振器ＯＳＺを用いて行われる。これは電圧Ｖｃｃによって給電される。高抵抗の抵抗Ｒ１および減結合コンデンサＣ１を介して信号はセンサ接続端子Ｖｓ＋に導かれる。
【００２９】
この回路装置の基本的な問題は上に述べた、Ｖｓおよびこの障害信号の相互の影響である。というのは、この障害信号は調整器の入力側にも現れかつ調整偏差を形成することになるからである。調整器は、その帯域幅の枠内で、この調整偏差を補償調整しようとする。このために調整器はポンプ電流Ｉｐを変え、そうすることでネルンスト電池Ｖｓにもその作用効果が現れる。ポンプ電流Ｉｐはλに対する測定量なので、この１次的なセンサ信号は歪みを受ける。図７からこの事実関係が分かる。３ｋＨｚ信号（上側の信号）ではピークおよび屋根の傾斜がＶｓ信号によって歪まされ、Ｖｓ　信号では３ｋＨｚ三角信号は不都合である。
【００３０】
本発明の課題は、エラー信号ΔＶｓに含まれている、λ調整にとって不都合な障害信号を、それがポンプ電流調整にもはや影響を及ぼさないように低減することである。
【００３１】
この課題は、ポンプ電流調整回路に補償回路を挿入する（図５）ことによって解決される。
【００３２】
本発明の実施例を次に図面に基づいて詳細に説明する。
【００３３】
図中：
図１は線形のλセンサの基本構成および回路を示し、
図２は線形のλセンサを作動するための公知の回路装置を示し、
図３は線形のλセンサの変換比の温度および圧力依存性を示し、
図４は線形のλセンサのセンサインピーダンスの温度依存性および等価回路を示し、
図５は本発明の補償回路を備えた線形のλセンサを作動するための基本的な回路装置を示し、
図６は障害信号の典型的な曲線経過を示し、
図７は障害信号およびポンプ電流の相互の影響を示し、
図８は補償回路の第１実施例の回路図を示し、
図９は図８の回路の残留信号、補償信号および残留信号を示し、
図１０は図８の補償回路の積分器を示し、
図１１は信号Ｐｈｉ１が遮断されておりかつ制御信号が１．７５Ｖで一定である場合の積分器の出力信号を示し、
図１２は信号Ｐｈｉ１が投入されておりかつ制御信号が１．７５Ｖで一定である場合の積分器の出力信号を示し、
図１３は信号Ｐｈｉ１が投入されておりかつ制御信号が１．５ｋＨｚである場合の積分器の出力信号を示し、
図１４は信号Ｐｈｉ１が投入されておりかつ制御信号が６ｋＨｚである場合の積分器の出力信号を示し、
図１５は信号Ｐｈｉ１が投入されておりかつ制御信号が３ｋＨｚ−９０°位相シフトされている場合の積分器の出力信号を示し、
図１６は信号Ｐｈｉ１が投入されておりかつ制御信号が位相シフトされていない３ｋＨｚである場合の積分器の出力信号を示し、
図１７は２段の補償回路を示し、
図１８は２段の補償の場合の信号経過を示し、
図１９は調整器に集積されている補償回路を示している。
【００３４】
本発明は次の考察に基づいている：障害信号（図６）について確かに振幅は分かっていないが、発生する信号が局部発振器ＯＳＺ，Ｖ１２，Ｖ１５から出ているという理由で基本的な曲線経過（時定数を有する矩形）、周波数および位相位置は分かっている。この障害信号から、図９に示されているように、同じ振幅および周波数だが、１８０°位相がずらされている別の矩形信号（補償信号）を減算すると、２つの信号は大幅に消去される（時間領域におけるフィルタリング）。
【００３５】
残留信号の大きさは次のファクターによって決められる：
○　障害信号と補償信号との間の位相差（２つの信号が局部で発生されるとすれば、位相差を無視できる程度に小さくすることができる）、
○　２つの信号間の振幅差（これは後で説明する回路によって最小化される）、
○　信号経過の差異（障害信号および補償信号が異なった曲線形状、例えば時定数を有する矩形および純然たる矩形を有していると、残留信号中の時定数は維持されるが、それは曲線経過のステップ毎の接近によって大幅に低減することができる）。
【００３６】
障害信号および補償信号（図９の上および真ん中）は約２００ｍＶ（ｓｓ）の振幅を有し、残留信号（図９下）は僅かな低域フィルタリング後（π＝２０μｓ）には、３０ｍＶ（ｓｓ）の振幅しか有していない。すなわち障害信号は約１６ｄＢだけ減衰されている。
【００３７】
図８には、線形のλセンサの調整ループにおける障害信号を補償するための本発明の回路ＫＳが示されている。補償回路の特性を正しく示すために、この回路を、センサモデルＳＭ、図５に示されている調整器および３ｋＨｚ発振器Ｖ１２との関連において考察しかつその機能に基づいて詳細に説明する。
【００３８】
その際センサモデルＳＭは、図６に示されているような、実際の障害信号にできるだけ近い信号を発生する。このために信号源Ｖ１２はまず、３ｋＨｚおよび０Ｖ／５Ｖレベルを有する矩形信号Ｐｈｉ１を発生する。それからこの信号は分圧器Ｒ１／Ｒｉを用いて例えば、１００ｍＶのオフセットを有する２００ｍＶに減衰される。別の信号源Ｖｓが付加的に更に例えば２．１５Ｖのオフセットを発生する。これにより、その出力側に２．２５Ｖのオフセットを有する２００ｍＶ（ｓｓ）の矩形信号が得られ、これは実際のλセンサにおける状態に対応している。
【００３９】
矩形信号はそれからフィルタ回路網Ｒ１４ａ，Ｒ１４ｂ，Ｒ１４ｃ，Ｃ１４およびＣ１５に達する。この回路網は矩形信号に所望の曲線形状を与える（時定数を有する矩形）。
【００４０】
増幅器ＡＭＰ５ｂは抵抗Ｒ１４ａ，Ｒ１４ｂおよびＲ３０４とともにインバータを形成するので、その出力側に今や、２００ｍＶ（ｓｓ）の振幅を有するフィルタリングされた３ｋＨｚの信号ΔＶｓが生じる。この増幅器の非反転入力側は中間電圧Ｖｍ（２．２５Ｖ）に加えられている。
【００４１】
補償回路ＫＳ自体は、２つの増幅器ＡＭＰ４ａおよびＡＭＰ５ａと、４つのＣＭＯＳスイッチＳ３ａ，Ｓ３ｂ，Ｓ３ｃ，Ｓ３ｄと、３つの抵抗Ｒ２２，Ｒ３２，Ｒ３０２と、２つのコンデンサＣ５０およびＣ５１とから成っている。
【００４２】
バッファとして作用するＡＭＰ４ａの反転入力側はその出力側に接続されているので、これは増幅度１を有する増幅器を形成している。（反転入力側と出力側ないし非反転入力側とＶｍとの間に２つの図示されていない抵抗を挿入することによって、回路は比較的大きな増幅係数にも調整設定される。）
ＡＭＰ４ａの非反転入力側は抵抗Ｒ３０２を介してＡＭＰ５ｂの出力側に接続されておりかつ抵抗Ｒ２２を介して増幅器ＡＭＰ５ａの出力側（ＯＵＴ）に接続形成されている。ＡＭＰ５ａの非反転入力側はＶｍに加えられている。反転入力側はＣ５１とＲ３２との直列接続を介してＡＭＰ４ａの出力側並びにスイッチＳ３ｂおよびＳ３ｄの入力側に接続されている。ＡＭＰ５ａの出力側（ＯＵＴ）は付加的にスイッチＳ３ａおよびＳ３ｃの入力側に接続されている。
【００４３】
スイッチＳ３ａ−Ｓ３ｂの出力側間およびスイッチＳ３ｃ−Ｓ３ｄの出力側間にコンデンサＣ５０が接続形成されている。Ｓ３ａおよびＳ３ｄの制御入力側は信号源Ｖ１２に接続形成されており、Ｓ３ｂおよびＳ３ｃの制御入力側はそれぞれインバータ（７４ＨＣ０４）を介してＰｈｉ１に接続形成されている。
【００４４】
この補償回路ＫＳには調整器Ｒが後置接続形成されている。図示の形態では、比較的高い周波数成分を一層強くフィルタリングするＩ調整器である。それは増幅器ＡＭＰ４ｂと、抵抗Ｒ４１，４２と、コンデンサＣ１２とから成っている。ＡＭＰ４ｂの非反転入力側は中間電圧Ｖｍに接続されている。反転入力側はＲ４１を介してＡＭＰ４ａの出力側と、Ｒ４２およびＣ１２の並列接続を介してＡＭＰ４ａの出力側とに接続形成されている。Ｒ４２はシミュレーションのための等価抵抗でありかつＡＭＰ４ｂの有限の増幅度を表している。それは実際の作動では存在していない。
【００４５】
補償回路ＫＳの要部は、ＡＭＰ５ａとＣ５０とＲ３２とから成る積分器である。スイッチＳ３ａ，Ｓ３ｂ，Ｓ３ｃ，Ｓ３ｄはインバータ７４ＨＣ０４とともに双投スイッチを形成している。これはコンデンサＣ５０を発振器信号Ｐｈｉ１のタイミングで（３ｋＨｚ）ＡＭＰ５ａの非反転入力側とその出力側との間で周期的に極性を切り換えるので、コンデンサＣ５０にて積分される、積分器Ａｍｐ５ａの出力側における電圧は矩形信号として現れる。
【００４６】
発振器信号Ｐｈｉ１による切り換えによって更に、積分器ＡＭＰ５ａは、ΔＶｓの、位相同期している信号成分だけを増分方向に積分することが実現される。すべての別の信号成分は平均化される。
【００４７】
図１０ないし１６およびその説明を用いて、積分器Ａｍｐ５ａの動作態様を明らにしたい。
【００４８】
図１０に今一度示されている積分器を抵抗Ｒ２２による信号帰還のない場合について考察する。Ｒ３０２およびＡｍｐ４ａも省略されているので、制御はコンデンサＣ５１で直接行われる。コンデンサは更に、図１１に示されているように、直流電圧制御の場合の特性を表すことができるように橋絡されている（鎖線）。
【００４９】
発振器信号（Ｐｈｉ１＝０Ｖ）が遮断されている場合（図１１上）、制御信号Ｖｉｎは１．７５Ｖを有する直流電圧である（図１１真ん中）。積分器の基準点はＶｍ＝２．２５Ｖにあるので（Ａｍｐ５ａの非反転入力側における電圧）、制御電圧およびその出力電圧もＶｍに関連付けられなければならない。
【００５０】
すなわち、Ｖｍに関連付けられた制御電圧はΔＶｉｎ＝１．７５−Ｖｒｅｆ＝―０．５Ｖである。それは時定数τ＝Ｒ３２＊Ｃ５０で増分方向積分される。積分器の出力電圧は時間Ｔ後には値：ΔＶｏｕｔ＝（−ΔＶｉｎ＊Ｔ／τ）になる。例として選択された、ΔＶｉｎ＝−０．５、Ｔ＝１０ｍｓ、Ｒ３２＝１０ｋΩおよびＣ５１＝０．１μＦという値によって生じる：ΔＶｏｕｔ＝５Ｖ。
【００５１】
それから発振器信号Ｐｈｉ１が接続されると（図１２上）、積分コンデンサＣ５０は発振器信号Ｐｈｉ１によって周期的に積分器の入力側と出力側との間で切り換えられる：積分器Ａｍｐ５ａにおける信号ΔＶｓのそれぞれの周期の積分は２つのフェーズにおいて行われる。
【００５２】
第１のフェーズ（Ｐｈｉ１＝０Ｖ）の期間、ΔＶｉｎはＡｍｐ５ａの出力側で約２．３４Ｖ（Ｖｍ＋０．０９Ｖ）に増分積分される。
【００５３】
第２のフェーズ（Ｐｈｉ１＝５Ｖ）の開始時に、コンデンサＣ５０は切り換えられかつＶｏｕｔは約２．１７Ｖ（Ｖｍ−０．０８Ｖ）にジャンプする。引き続いて（引き続く信号周期において）次の第１のフェーズにおいて再び２．３４Ｖまで増分積分される。以下同様に続く。
【００５４】
すなわち平均して出力電圧は入力直流電圧にも拘わらず安定して２．２５Ｖに留まる。ΔＶｏｕｔ＝（２．３４Ｖ−２．１７Ｖ）＝０．１７Ｖ。
【００５５】
制御信号の周波数を発振器信号Ｐｈｉ１（図１３上、図１４上）に対して例えば１．５ｋＨｚ（図１３真ん中）または６ｋＨｚ（図１４真ん中）に変えると、Ａｍｐ５ａの出力側には同様に比較的僅かな、殆ど一定の信号しか生じない。その原因は、積分器は切り替わる前に、制御信号の周期の二分の一より短い（１．５ｋＨｚ）または長い（６ｋＨｚ）時間にわたり平均化することである。相応に、平均化された残留振幅ΔＶｏｕｔ（１．５ｋＨｚ）はおおよそ１８４ｍＶであり（図１３下）かつΔＶｏｕｔ（６ｋＨｚ）はおおよそ６０ｍＶである（図１４下）。交流電圧信号に対して増幅度は周波数上昇ディケード当たり２０ｄＢづつ単調に低下する。
【００５６】
周波数を同じにしてＰｈｉ１（図１５上）と制御信号との間の位相差を例えば９０°（図１５真ん中）だけ変えると、１２０ｍＶの残留振幅ΔＶｏｕｔが生じる（図１５下）。ここでも制御信号は平均化される。
【００５７】
図１６上および真ん中に示されているように、Ｐｈｉ１および制御信号が同じ周波数および振幅を有しているとき初めて、積分器出力側に連続的に増大する信号が生じる（図１６下）。積分および信号フェーズは同じに進行するので、平均化ではなく、直流電圧による制御と類似して、積分が行われる。
【００５８】
制御信号Ｖｉｎおよび積分器は同じ基準電位（２．２５Ｖ）を有しているので、コンデンサＣ５１を用いた結合を行うことができる。このようにして、ポンプ電流調整の場合により存在する調整偏差（ΔＶｓ）は不都合なく低減される。
【００５９】
実際の補償回路（図５および８）における積分器の機能は、図１０ないし１６に示されているように、積分器の特性から説明される。制御信号Ｖｉｎが発振器信号Ｐｈｉ１に対して周波数および位相同期の信号成分を有していない場合には、積分器Ａｍｐ５ａの出力側は直流電圧（Ｖｍ＝２．２５Ｖを有する）を有しているだけである。その際Ａｍｐ５ａの出力インピーダンスは小さい。信号ΔＶｓは抵抗Ｒ３０２（図８）を介してＡｍｐ４ａの非反転入力側に達し、その際それは分圧器Ｒ３０２，Ｒ２２によって減衰される。抵抗Ｒ３０２およびＲ２２が同じ値を有しているならば、減衰は５０％になる。
【００６０】
増幅器ＡＭＰ４ａの出力側からそれは更に調整器Ｒの入力側に達する。すなわち、全体としてΔＶｓに対する補償回路は分圧器の作用しか有していない。しかしこのことは重要ではない。というのは振幅消失は調整器Ｒを適当に設計することで補償することができるからである。
【００６１】
しかし制御信号Ｖｉｎが発振器信号Ｐｈｉ１に対して周波数および位相同期の信号成分、例えば障害信号として作用する３ｋＨｚの、Ｒｉｓ測定の信号（図６）を有しているならば、この成分は積分器Ａｍｐ５ａにて積分される。その場合Ａｍｐ５ａの出力側には増大する振幅を有する３ｋＨｚの矩形信号が現れる。この信号は差分信号ΔＶｓに含まれている障害信号に対して１８０°だけ位相シフトされている。
【００６２】
この出力信号の結果として、Ａｍｐ４ａの非反転入力側における３ｋＨｚの振幅が低減される。相応に、Ａｍｐ４ａの出力側における３ｋＨｚの振幅も低下するので、積分器Ａｍｐ５ａの制御信号Ｖｉｎも低減される。
【００６３】
結局のところ平衡状態が生じ、その際ΔＶｓにおける障害信号成分および補償信号（積分器Ａｍｐ５ａの３ｋＨｚ出力信号）は大幅になくなるので、積分器入力側、ひいては補償回路の出力側に残留信号だけが依然として残る。これに対してΔＶｓのすべてのその他の周波数成分は上に説明した５０％だけが減衰される。
【００６４】
この形式で成り立っている調整ループは、曲線形状が矩形であるとき、障害信号を完全に補償する。しかしこのことは実際には生じないので、曲線形状をステップ毎に真の曲線経過に近づけることによって補償を改善することができる。
【００６５】
積分器に対して少なくとも１つの別のコンデンサおよび複数の別の切換スイッチを付加しかつ３ｋＨｚの信号の積分をこれらコンデンサによって段階的に実施することで、多段階に対する拡張（信号周期当たり複数の積分フェーズステップ）が行われる。相応の回路は図１７に示されている。
【００６６】
別のコンデンサＣ５２が挿入される。このコンデンサの一方の接続端子はコンデンサＣ５０に対して並列にスイッチＳ３ａ，Ｓ３ｂの出力側に接続されているＣ５０の他方の接続端子はこの場合スイッチＳ３ｃ，Ｓ３ｄの出力側ではなく、スイッチＳ３ｆの入力側に接続されている。同じくＣ５２の他方の接続端子はスイッチＳ３ｅの入力側に接続形成されている。Ｓ３ｅおよびＳ３ｆの出力側はＳ３ｃ、Ｓ３ｄの出力側に接続されている。Ｓ３ｅの制御入力側は別の信号源Ｖ１５に接続されている。これは６ｋＨｚの周波数を有する発振器信号Ｐｈｉ２を発生する。Ｓ３ｆの制御入力側は別のインバータ（７４ＨＣ０４）を介して同様に信号源Ｖ１５に接続されている。発振器信号（Ｐｈｉ１＝３ｋＨｚ）は例えば、分周器（図１７）を用いた６ｋＨｚの発振器信号（Ｐｈｉ２）を分周することによって発生することができる。
【００６７】
この拡張により、積分器Ａｍｐ５ａにおける信号ΔＶｓのそれぞれの周器の積分は今や４つのフェーズ部分に分割される：
フェーズ部分１（発振器信号Ｐｈｉ１の周器持続時間の０％〜２５％）においてコンデンサＣ５０はスイッチＳ３ｆを介して残りの回路に接続されることになる。すなわちこれは積分コンデンサとして働く。補償回路ＫＳの調整作用に規定されて、ＡＭＰ５ａの出力側に、（この時点では時定数のために比較的僅かである）障害信号の値に相応している位相同期した振幅値が生じる。コンデンサＣ５２はこの時間には遮断されている。
【００６８】
フェーズ部分２（２５％〜５０％）では、信号源Ｖ１５のレベル変化によってスイッチＳ３ｆが開放されかつスイッチＳ３ｅが閉成される。そこでそれは障害信号の（上昇する）値を積分する。相応にこのフェーズでは積分器の出力電圧は多少高い。
【００６９】
フェーズ部分３（５０％〜７５％）はフェーズ部分１に相応するが、今阿双投スイッチの位置に規定されて、コンデンサＣ５２は積分コンデンサとして働きかつ積分器出力側の振幅は正から負へジャンプする。
【００７０】
フェーズ部分４（７５％〜１００％）もフェーズ部分２に相応するが（Ｃ５２が働いている）、この場合も振幅は負である。
【００７１】
個々のフェーズにおけるスイッチ位置は次の表から読みとれる。
【００７２】
【表１】
2004502899.tif 000003
【００７３】
従って図１８、行４に図示されている、補償信号の曲線経過が生じる。その結果として、一段階の補償の場合の約３０ｍＶ（ｓｓ）の（フィルタリングされた）残留信号は二段階の補償の場合の約１３ｍＶ（ｓｓ）に、すなわち更に７ｄＢだけ低減される。全体として障害信号は今や１６ｄＢ＋７ｄＢ＝２３ｄＢだけ減衰される。
【００７４】
図１８から次の信号が明らかである：
行１：　発振器信号Ｐｈｉ１＝３ｋＨｚ、
行２：　発振器信号Ｐｈｉ２＝６ｋＨｚ、
行３：　差分信号ΔＶｓに含まれている障害信号、
行４：　二段階で合成された補償信号（積分器Ａｍｐ５ａの出力側）、
行５：　補償回路の出力側における残留信号、および
行６：　更なるフィルタリング後の調整器の出力側における残留信号。
【００７５】
積分間隔を更に細かくするとこの減衰は一段と改善されるが、ハートウェアおよびソフトウェアコストも一段と大きくなる。
【００７６】
上に説明した実施形態の他に、本発明の択一的な実施形態も考えられる。
【００７７】
すなわち例えば補償回路は調整器Ｒと組み合わされる。図１９において図８の補償回路が調整器Ｒと組み合わされており、これにより、振幅消失は、図８の分圧器Ｒ３０２，Ｒ２２によって規定されて、回避される。
【００７８】
図８および図１７で説明した回路と区別するために、増幅器Ａｍｐ４ａはここではバッファとしてではなく、抵抗Ｒ２２およびＲ３０２を用いてインバータとして作動するようになっている。その非反転入力側は中間電圧Ｖｍ（２．２５Ｖ）に接続されている。インバータＡｍｐ４ａの出力側は補償回路の出力側を表しておりかつ抵抗Ｒ４３を介して、Ｒ４１と同様に、調整器Ａｍｐ４ｂの反転入力側に接続されている。これにより調整器は加算器に拡張される。調整器の出力側はコンデンサＣ５１、補償回路の入力側に接続されている。補償作用は今や調整器Ｒの加算特性によって行われる。
【００７９】
本発明は、説明してきたように、線形λセンサの調整ループにおける障害信号の補償回路装置にばかりでなく、全く一般に、障害信号を補償するための調整回路にも使用される。
【図面の簡単な説明】
【図１】
線形のλセンサの基本構成および回路略図である。
【図２】
線形のλセンサを作動するための公知の回路装置の略図である。
【図３】
線形のλセンサの変換比の温度および圧力依存性を示す線図である。
【図４】
線形のλセンサのセンサインピーダンスの温度依存性および等価回路を示す線図である。
【図５】
本発明の補償回路を備えた線形のλセンサを作動するための基本的な回路装置の略図である。
【図６】
障害信号の典型的な曲線経過を示す線図である。
【図７】
障害信号およびポンプ電流の相互の影響を示す線図である。
【図８】
補償回路の第１実施例の回路図を示す略図である。
【図９】
図８の回路の残留信号、補償信号および残留信号の経過を示す線図である。
【図１０】
図８の補償回路の積分器を示す略図である。
【図１１】
信号Ｐｈｉ１が遮断されておりかつ制御信号が１．７５Ｖで一定である場合の積分器の出力信号の経過を示す線図である。
【図１２】
信号Ｐｈｉ１が投入されておりかつ制御信号が１．７５Ｖで一定である場合の積分器の出力信号の経過を示す線図である。
【図１３】
信号Ｐｈｉ１が投入されておりかつ制御信号が１．５ｋＨｚである場合の積分器の出力信号の経過を示す線図である。
【図１４】
信号Ｐｈｉ１が投入されておりかつ制御信号が６ｋＨｚである場合の積分器の出力信号の経過を示す線図である。
【図１５】
信号Ｐｈｉ１が投入されておりかつ制御信号が３ｋＨｚ−９０°位相シフトされている場合の積分器の出力信号の経過を示す線図である。
【図１６】
信号Ｐｈｉ１が投入されておりかつ制御信号が位相シフトされていない３ｋＨｚである場合の積分器の出力信号の経過を示す線図である。
【図１７】
２段の補償回路の略図である。
【図１８】
２段の補償の場合の信号経過を示す線図である。
【図１９】
調整器に集積されている補償回路を示す略図である。
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【国際公開パンフレット】
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【国際調査報告】
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