(57)【要約】【外１】2004518378.tif 000016
2004518378.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
【外１】2004518378.tif 000014
遅延時間調整装置。
【請求項２】
前記信号ｘ（ｔ）は１伝達システムの出力信号を構成し、
信号ｕ（ｔ）が該伝達システムの入力信号を構成する、
請求項１に記載の装置。
【請求項３】
前記装置は閉ループ制御装置を有しており、
【外２】2004518378.tif 000015
請求項１または２に記載の装置。
【請求項４】
前記差分信号は信号処理装置に供給され、信号の再現が閉ループ制御される、
請求項３に記載の装置。
【請求項５】
信号評価ユニットが設けられており、該信号評価装置によって、前記差分信号が評価され、評価された信号が前記信号処理評価装置に供給される、
請求項１から４までのいずれか１項に記載の装置。
【請求項６】
前記のアナログ入力信号が前記信号処理装置に供給されて信号の再現が開ループ制御される
請求項１から５までのいずれか１項の装置。
【請求項７】
前記フィルタは遅延素子を有する、
請求項１から６までのいずれか１項の装置。
【請求項８】
前記フィルタは線形である、
請求項１から７までのいずれか１項の装置。
【請求項９】
前記フィルタはＦＩＲフィルタである、
請求項１から８までのいずれか１項の装置。
【請求項１０】
前記フィルタはＩＩＲフィルタである、
請求項１から８までのいずれか１項の装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
本発明は、請求項１の上位概念に記載された、高周波信号の再現によって発生する遅延時間差の遅延時間調整装置に関する。
【０００２】
線形または非線形の任意の伝達システムによって、例えば増幅器のチェーンによって伝達される高周波信号は、信号処理装置によって再現することができる。伝達システムの例は本発明の出願人により同じ提出日に提出された特許明細書に記載されており、これはアナログの高周波信号をディジタル化するシグマデルタ変調器に関する。ここで理想的なケースでは伝達システムの出力信号の再現は、原信号に対して時間遅延なしに行われるため、再現信号のうちで精確に再現された信号成分と原信号とは差分信号において完全に打ち消し合うのである。
【０００３】
【外３】
2004518378.tif 000003
【０００４】
ここでつぎの関係式が成り立つ。
【０００５】
【数１】
2004518378.tif 000004
【０００６】
【外４】
2004518378.tif 000005
【０００７】
【数２】
2004518378.tif 000006
【０００８】
このために使用される高い線形性を有する遅延素子は、信号ｘ（ｔ）のスペクトルの純度（Ｒｅｉｎｈｅｉｔ）が高いことに起因して技術的に煩雑であり、作製コストが高くなってしまう。
【０００９】
したがって本発明の課題は、高周波信号の再現によって発生する遅延時間差の遅延時間調整装置を提供して、広帯域の信号の再現を可能にしかつその際にそれを技術的に簡単に実現できるようにすることである。
【００１０】
【外５】
2004518378.tif 000007
【００１１】
本発明の１実施形態によれば、上記の信号ｘ（ｔ）は１伝達システムの出力信号を構成し、また信号ｕ（ｔ）がこの伝達システムの入力信号を構成する。ここでこの伝達システムは、例えば増幅器から構成することができ、または増幅器のチェーンから構成することも可能である。しかしながら線形または非線形の任意の伝達システムを使用可能である。
【００１２】
【外６】
2004518378.tif 000008
【００１３】
有利には差分信号が信号処理装置に供給され、信号の再現が閉ループ制御される。
【００１４】
本発明の１実施形態によれば信号評価ユニットが設けられており、該信号評価ユニットによって差分信号が評価され、評価された信号が信号処理装置に供給される。
【００１５】
本発明の有利な実施形態によれば、上記のアナログ入力信号が信号処理装置に供給されて信号の再現が開ループ制御される。
【００１６】
有利には上記のフィルタは遅延素子を有しており、この遅延素子によってディジタル信号が遅延される。
【００１７】
有利には課題を解決するために線形のフィルタが使用される。例えばＦＩＲフィルタ、ＩＩＲフィルタまたは任意の別の線形フィルタも使用可能である。
【００１８】
本発明の実施例を以下、添付の図面に基づいて説明する。
【００１９】
ここで、
図１は、従来技術による信号再現装置を示しており、
図２は、本発明による信号再現装置を示しており、
図３は、本発明による信号再現装置の別の実施形態を示しており、
図４は、本発明による信号再現装置の適用例を示しており、
図５は、本発明による信号再現装置の第２実施形態を示している。
【００２０】
【外７】
2004518378.tif 000009
【００２１】
信号再現を改善するため、閉ループ制御システムを構成することができ、ここでこれは、ふつうは０でない差分信号を信号処理装置２に送出する。遅延された信号ｘ（ｔ−τ）を制御量として使用することも可能である。
【００２２】
本発明では、遅延時間差を補償する遅延素子の使用が省略される。本発明を示しているのが図２である。
【００２３】
【外８】
2004518378.tif 000010
【００２４】
信号分解の別の例は、差分信号のスペクトル分解（フーリエ解析）である。目的は、差分信号の出力を部分帯域内で最小化することである。このためには、着目するこの部分帯域内で周波数特性を表す、差分信号のスペクトル分解の結果を信号処理装置２に送出すれば十分である。
【００２５】
択一的な別のパラメトリックな制御量として、着目する周波数帯域内での誤差信号の出力を使用することができる。
【００２６】
以下では本発明の１実施形態を図３の例で説明する。この例では、所定の周波数領域に対して負の群遅延を達成するため、ＦＩＲフィルタ４ａを使用する。ここでは低域通過領域において遅延時間調整を行う。フィルタの遅延素子τ′に対して、
τ′ ＝ τ
が成り立たせたい。すなわちこのフィルタの遅延素子ｔ′を信号処理装置の遅延時間差ｔに相応させたいのである。周波数ω＝０において良好な阻止域減衰を有する線形のフィルタ設定が出発点をなす。すなわち
【００２７】
【数３】
2004518378.tif 000011
【００２８】
であり、ここでｑ＝１，２，３，…およびｌ＝１，２，３，…である。
【００２９】
この例では
ＨＥｎｔｗｕｒｆ ＝ （１−ｚ−１）ν，ν＝２，ｚ＝ｅｊωτ
が選択される。したがって差分信号ｙ（ｔ）に対して加算器５に出力側において、
【００３０】
【数４】
2004518378.tif 000012
【００３１】
が得られる。フーリエ変換の線形性から、
Ｙ（ｅｊω） ＝ （１−ｅ−ｊωτ）２Ｘ（ｅｊω） ＝ （１−２ｅ−ｊωτ＋ｅ−ｊω２τ）Ｘ（ｅｊω）
＝ Ｘ（ｅｊω）−２ｅ−ｊωτＸ（ｅｊω）＋ｅ−ｊω２τＸ（ｅｊω）
が得られ、これは
ｙ（ｔ） ＝ ｘ（ｔ）−２ｘ（ｔ−τ）＋ｘ（ｔ＋２τ）
に対応する。
【００３２】
Ｋ． Ｄ． Ｋａｍｍｅｙｅｒ， Ｎａｃｈｒｉｃｈｔｅｎｕｅｂｅｒｔｒａｇｕｎｇ， Ｔｅｕｂｎｅｒ Ｓｔｕｔｔｇａｒｔ １９９６に記載された群遅延の定義は、
【００３３】
【数５】
2004518378.tif 000013
【００３４】
のようになっている。
【００３５】
着目する部分システムの周波数特性は、
Ｈｔｅｉｌ ＝ ２−ｅ−ｊωτ
である。
【００３６】
周波数ωτ≒２πでは、ｅ−ｊω２π≒１−ｊ（ωτ−２π）（テーラー展開）である。したがって近似的に
Ｈｔｅｉｌ ＝ ２−（１−ｊ（ωτ−２τ）） ＝ １＋ｊ（ωτ−２π））
位相はほぼωτ−２πをとり、ωによる微分によって負の値が得られる。−τは、補償すべき群遅延である。
【００３７】
したがって図示のフィルタに対して係数α１，…，αｎをつぎのように選択する。すなわち、
α１ ＝ ２，α２ ＝ −１かつα３，…，αｎ ＝ ０
とする。
【００３８】
本発明の具体的な適用例は図４に示されている。ここに示されているのは、ローパスシグマデルタ変調器７を有するアナログ−ディジタル変換器システムのカスケード段であり、これは本発明の出願人の別の明細書の対象とするものである。アナログの入力信号ｕ（ｔ）のディジタル信号再現はここでは、ローパスシグマデルタ変調器７によって達成される。入力信号ｕ（ｔ）と、ｓｉｎ信号ないしはｃｏｓ信号との乗算によって形成され、また同相成分ないしは直交成分と称される、信号処理装置２ａの２つの出力信号は、ディジタルミキサ８において再び１つの信号にまとめられ、引き続いてバンドパスディジタル−アナログ変換器９においてアナログ化される。バンドパスディジタル−アナログ変換器９の出力信号は、負の符号で加算器１０に供給される。入力信号ｕ（ｔ）は振幅整合化のため増幅器１１で増幅され、加算器１０に到達する。従来技術では信号ｕ（ｔ）は付加的に遅延され、信号処理装置２ａによって発生した入力信号の遅延が調整されるのである。
【００３９】
図４に示した適用例から出発した、本発明による遅延時間調整の実現が図５に示されている。ここでは係数α１ ＝ ２およびα２ ＝ −１を有するディジタルフィルタが使用される。上記のようにこのフィルタは、ω＝０において高い阻止域減衰を有する。ローパスシグマデルタ変調器７の同相成分および直交成分は、まずディジタルミキサ８を介して導かれ、係数α１ ＝ ２と乗算され、バンドパスディジタル−アナログ変換器９においてアナログ信号に変換される。
【００４０】
引き続きこの信号は負の符号で加算器１０に供給される。さらにローパスシグマデルタ変調器７の同相成分および直交成分が遅延素子１２においてτだけ遅延され、ミキサ８ａで混合されて係数α２ ＝ −１が乗算される。バンドパスディジタル−アナログ変換器９ａにおいてアナログ信号に変換した後、この信号は負の符号で加算器１０に供給される。入力信号ｕ（ｔ）は、増幅器１１によって振幅が整合化されるが、図４のように遅延されることはない。ディジタルミキサに後置接続されたフィルタによって、周波数は領域ω＝２πにおいて負の群遅延を有するため、信号処理装置２ａに起因して発生した遅延はこの周波数領域において補償される。他の周波数領域ではこの群遅延は正ではあるが、この出力信号はいずれにせよ帯域制限されるため、このディジタルフィルタによって付加的な制限は発生しないのである。
【図面の簡単な説明】
【図１】
従来技術の信号再現装置を示す図である。
【図２】
本発明の信号再現装置を示す図である。
【図３】
本発明による信号再現装置の別の実施形態を示す図である。
【図４】
本発明による信号再現装置の適用例を示す図である。
【図５】
本発明による信号再現装置の第２実施形態を示す図である。
【図１】
2004518378.tif 000017
【図２】
2004518378.tif 000018
【図３】
2004518378.tif 000019
【図４】
2004518378.tif 000020
【図５】
2004518378.tif 000021
【国際公開パンフレット】
2004518378.tif 000022
2004518378.tif 000023
2004518378.tif 000024
2004518378.tif 000025
2004518378.tif 000026
2004518378.tif 000027
2004518378.tif 000028
2004518378.tif 000029
2004518378.tif 000030
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2004518378.tif 000038
2004518378.tif 000039
2004518378.tif 000040
【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
2004518378.tif 000041
2004518378.tif 000042
【国際調査報告】
2004518378.tif 000043
2004518378.tif 000044
2004518378.tif 000045
2004518378.tif 000046