(57)【要約】受信信号の２次元直接中間周波数サンプリングのための装置および方法。受信機には、受信した無線周波数信号を中間周波数信号に変換するための回路が設けられている。変換された中間周波数信号は、一対のローパス・アナログ・デジタル変換器によってサンプリングされる。サンプリング・スキームは、中間周波数信号の直交エンベロープ・サンプリングを含んでいる。また、サンプリング・スキームでは、Ｉチャンネル信号がサンプリングされた後、中間周波数搬送時間の１／４が経過した時点でＱチャンネル信号がサンプリングされる。
2004527187.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線周波数ミキサと、
中間周波数フィルタと、
増幅器と、
を備え、
第１のローパス・アナログ・デジタル変換器が前記増幅器に対して直接に接続され、
第２のローパス・アナログ・デジタル変換器が前記増幅器に対して直接に接続され、
デジタル信号プロセッサが前記第１および第２のローパス・アナログ・デジタル変換器に接続されていることを特徴とする、受信機。
【請求項２】
通信装置の一部を形成する、請求項１に記載の受信機。
【請求項３】
前記通信装置が携帯電話を備えている、請求項２に記載の受信機。
【請求項４】
前記通信装置が無線装置を備えている、請求項２に記載の受信機。
【請求項５】
前記通信装置が符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）装置を備えている、請求項２に記載の受信機。
【請求項６】
前記通信装置が時分割多元接続（ＴＤＭＡ）装置を備えている、請求項２に記載の受信機。
【請求項７】
無線周波数フィルタを更に備えている、請求項１に記載の受信機。
【請求項８】
前記無線周波数フィルタが表面音波フィルタを備えている、請求項７に記載の受信機。
【請求項９】
前記中間周波数フィルタが表面音波フィルタを備えている、請求項１に記載の受信機。
【請求項１０】
前記増幅器が可変ゲイン増幅器を備えている、請求項１に記載の受信機。
【請求項１１】
前記第１および第２のローパス・アナログ・デジタル変換器がシグマ・デルタ・アナログ・デジタル変換器を備えている、請求項１に記載の受信機。
【請求項１２】
前記第１のローパス・アナログ・デジタル変換器がフラッシュ型アナログ・デジタル変換器を備えている、請求項１に記載の受信機。
【請求項１３】
中間周波数信号を受信機で直接サンプリングする方法であって、
信号を受信し、
前記信号を中間周波数信号に変換し、
前記中間周波数信号をフィルタに通し、
フィルタに通された前記中間周波数信号を増幅し、
増幅された前記中間周波数信号を直接サンプリングするとともに、デジタル信号プロセッサを用いて、直接サンプリングした前記信号を処理することを特徴とする、方法。
【請求項１４】
前記直接サンプリングは、
所定の時間に第１のチャンネルをサンプリングし、
前記第１のチャンネルの前記サンプリングの後、中間周波数搬送時間の１／４を経過した時点で、第２のチャンネルをサンプリングする、請求項１３に記載の方法。
【請求項１５】
前記直接サンプリングは、一対のローパス・アナログ・デジタル変換器を用いて行なわれる、請求項１３に記載の方法。
【請求項１６】
前記ローパス・アナログ・デジタル変換器がシグマ・デルタ・アナログ・デジタル変換器を備えている、請求項１５に記載の方法。
【請求項１７】
前記直接サンプリングは、１つのフラッシュ型ローパス・アナログ・デジタル変換器を用いて行なわれる、請求項１３に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、受信機での中間周波数信号のサンプリングに係り、特に、受信機での中間周波数信号の直交エンベロープサンプリングに関する。
【背景技術】
【０００２】
符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）装置または時分割多元接続（ＴＤＭＡ）装置等の無線装置の受信機によるアナログ信号のサンプリングは、幾つかの方法で行なわれる。受信機において、無線周波数（ＲＦ）信号は、中間周波数（ＩＦ）信号に変換される。１つのＩＦ段階が一般に使用される。無線周波数（ＲＦ）およびＩＦでの適切な増幅およびフィルタリングの後、受信信号は、ＩＦミキサによって同相直交（Ｉ／Ｑ）ベースバンド信号に変換される。Ｉ／Ｑ信号は、一対のローパスチャンネルフィルタによってフィルタがかけられる。同時に、Ｉ／Ｑローパスフィルタ出力は、一対のローパス・アナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）によって同時にサンプリングされる。変換器によって形成されたデジタルデータは、音声、画像、他のデータ等の所望の情報を回収するために、デジタル信号ハードウエアによって処理される。Ｉ／Ｑ・ＩＦミキサとＩ／Ｑローパスフィルタとの回路ミスマッチにより、ＩチャンネルとＱチャンネルとの間のゲイン・位相周波数応答は、しばしば同じではなくなる。これは、Ｉ／Ｑ不均衡と呼ばれる。また、このアプローチでは、ＤＣオフセット問題が頻発する。
【０００３】
ＩＦ信号の帯域通過サンプリングが他のサンプリング・スキームである。このスキームにおいて、受信信号は、ＩＦ段階で、帯域通過サンプリングＡＤＣにより、直接サンプリングされる。サンプリングは、オーバーサンプリング（oversampling）またはサブサンプリング（subsampling）を用いて行なうことができる。このスキームは、先に述べた従来のＩ／Ｑローパス・サンプリング・スキームと比べて、２つのＩＦミキサおよびアナログ・ローパス・フィルタを排除する。また、帯域通過サンプリング・スキームは、Ｉ／Ｑ不均衡およびＤＣオフセットを除去する。しかしながら、帯域通過ＡＤＣおよび帯域通過デジタルフィルタの設計、製造、実施のコストおよび複雑度、また、それに関連する電力消費量が、このサンプリング手法の有用性を制限する場合がある。
【０００４】
したがって、受信信号をサンプリングするための装置および方法であって、先の構成の利点を有するとともに、先の構成に伴う余分なコストおよび複雑度を排除できる装置および方法が必要である。
【発明の概要】
【０００５】
本発明は、直交位相シフトキーング（ＱＰＳＫ）や直交振幅変調（ＱＡＭ）等の２次元信号群によって変調される受信信号の直接中間周波数（ＩＦ）サンプリングのための装置および方法を提供する。ＩＦ信号は、一対のローパス・アナログ・デジタル変換器によってサンプリングされ、これにより、より複雑で高価な帯域通過アナログ・デジタル変換器およびデジタル帯域通過フィルタと比較して、これに匹敵する性能を維持しつつ、電力消費量および製造コストを十分に節約することができる。
【０００６】
本発明は、その１つの形式において、従来技術の欠点を解消する受信機を含んでいる。この受信機は、無線周波数（ＲＦ）ミキサと、ＩＦフィルタと、増幅器とを備えている。前記増幅器には、直交エンベロープ・サンプリング・スキームを使用してＩＦ信号を直接サンプリングするようになっている第１および第２のＡＤＣが直接に接続されている。また、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）は、前記第１および第２のローパス・アナログ・デジタル変換器に接続されるとともに、サンプリングされたデータを処理して所望の情報を回収する。
【０００７】
また、本発明は、受信機での２次元信号群によって変調される信号の直接ＩＦサンプリングのための方法を含んでいる。この方法は、信号を受信するステップと、ＲＦミキサを使用して前記信号を中間周波数に変換するステップとを有している。また、前記方法は、結果として生じた前記ＩＦ信号をフィルタに通して増幅することを含んでいる。増幅された前記ＩＦ信号は、直交エンベロープ・サンプリング・スキームを使用して、一対のローパス・アナログ・デジタル変換器により直接サンプリングされる。その後、ＤＳＰを使用して、ローパス・アナログ・デジタル変換器によって抽出されたサンプリング情報を処理し、所望の情報を回収する。
【０００８】
本発明の利点は、良好な結果を維持しつつ、従来のサンプリング・スキームに比べて電力消費量を低減できることである。
【０００９】
本発明の他の利点は、良好な結果を維持しつつ、従来のサンプリング・スキームに比べて複雑度を低減できることである。
【００１０】
本発明の更に他の利点は、デジタル信号処理をアンテナの方へシフトできる点である。
【００１１】
この発明の前述した特徴および利点、他の特徴および利点、これらを達成する方法は、添付図面との関連で挙げられた本発明の実施形態の以下の説明を参照することにより、明らかとなり、また、本発明自体を理解できる。
【００１２】
幾つかの図面の全体にわたって、対応する参照符号は、対応する部品を示している。ここに記載された例示は、本発明の１つの好ましい実施形態を１つの形式で示しており、そのような例示は、どのような態様でも、本発明の範囲を制限するものと解釈されない。
【００１３】
図面、特に図１を参照すると、ローパス・サンプリングを伴う従来技術のスーパーヘテロダイン受信機の構成が示されている。このスーパーヘテロダイン受信機１００は、ローパス・サンプリングを使用する。アンテナ１０１は、入ってくる送信信号を受ける。アンテナ１０１は、送受切換器１０２に接続されている。送受切換器１０２は、２つの帯域通過フィルタ１０４、１０６を有している。受信フィルタ１０４は、受信信号の周波数を通過させることができるようになっている。送信フィルタ１０６は、送信信号の周波数を通過させることができるようになっている。受信フィルタ１０４からの無線周波数出力は、低雑音増幅器１０８によって受けられる。増幅された出力は、表面音波フィルタ１１０によって受けられる。フィルタを通過した信号は、その後、無線周波数ミキサ１１２に通信される。無線周波数ミキサ１１２は、無線周波数ミキサ入力１１４を使用して、入力信号を中間周波数（ＩＦ）信号に変換する。ミキサ１１２からのＩＦ出力は、表面音波フィルタ１１６に入力される。フィルタを通過した信号は、その後、可変ゲイン増幅器１１８に入力される。増幅器１１８には一対のＩＦミキサ１２０が接続されている。これらのＩＦミキサ１２０は、受けた信号を同相直交（Ｉ／Ｑ）ベースバンド信号にダウンコンバートする。Ｉ／Ｑ信号は、その後、一対のローパスチャンネルフィルタ１２６によってフィルタがかけられる。ローパスフィルタ１２６のアナログ出力は、一対のローパス・アナログ・デジタル変換器１２８によってサンプリングされる。変換器１２８のデジタル化された出力は、更なる処理によって所望の情報を回収するデジタル信号プロセッサ１３０に入力される。ローパス・アナログ・デジタル変換器１２８は、シグマ・デルタ変調技術を使用して変換されても良い。
【００１４】
図２は、一般に参照符号２００で示される、帯域通過サンプリングを伴うスーパーヘテロダイン受信機の構成である。アンテナ２０１は、入ってくる送信信号を受ける。アンテナ２０１は、送受切換器２０２に接続されている。送受切換器２０２は、２つのフィルタ２０４、２０６を有している。受信フィルタ２０４は、受信信号の周波数を通過させることができるようになっている。送信フィルタ２０６は、送信信号の周波数を通過させることができるようになっている。受信フィルタ２０４からの無線周波数出力は、低雑音増幅器２０８によって受けられる。増幅された出力は、表面音波フィルタ２１０によって受けられる。フィルタを通過した信号は、その後、無線周波数ミキサ２１２に通信される。無線周波数ミキサ２１２は、無線周波数ミキサ入力２１４を使用して、入力信号を中間周波数（ＩＦ）信号に変換する。ミキサ２１２からのＩＦ出力は、表面音波フィルタ２１６に入力される。フィルタを通過した信号は、その後、可変ゲイン増幅器２１８に入力される。増幅器２１８からのＩＦ増幅された出力は、信号をオーバーサンプリング（oversample）またはサブサンプリング（sub-sample）する帯域通過アナログ・デジタル変換器２２０に入力される。変換器２２０の出力は、デジタル帯域通過フィルタ２２２によって濾波された後、デジタル信号プロセッサ２２４による更なる処理のために送信される。
【００１５】
図３は、本発明に係る受信機の構造の好ましい実施形態である。受信機３００は、直交エンベロープサンプリングを使用する。アンテナ３０１は、入ってくる送信信号を受ける。アンテナ３０１は、送受切換器３０２に接続されている。送受切換器３０２は、２つのフィルタ３０４、３０６を有している。受信フィルタ３０４は、受信信号の周波数を通過させることができるようになっている。送信フィルタ３０６は、送信信号の周波数を通過させることができるようになっている。受信フィルタ３０４からの無線周波数出力は、低雑音増幅器３０８によって受けられる。増幅された出力は、表面音波フィルタ３１０によって受けられる。フィルタを通過した信号は、その後、無線周波数ミキサ３１２に通信される。無線周波数ミキサ３１２は、無線周波数ミキサ入力３１４を使用して、入力信号を中間周波数（ＩＦ）信号に変換する。ミキサ３１２からのＩＦ出力は、表面音波フィルタ３１６に入力される。フィルタを通過した信号は、その後、可変ゲイン増幅器３１８に入力される。ＩＦ信号は、その後、一対のローパス・アナログ・デジタル変換器３２０によって直接にサンプリングされる。この直接サンプリングは、増幅器とアナログ・デジタル変換器との間に介在する構成要素を含んでいない。従来技術で示したようにＩＦ信号のサンプリングの前にミキサおよびフィルタを含む代わりに、直接サンプリングは、ミキサ、アナログチャンネルフィルタ、あるいは、類似の介在構成要素が全く無くても、ＩＦ信号をサンプリングすることができる。介在構成要素を省けば、受信機の設計および製造に導入する部品が少なくなるため、コストおよび複雑度が低減する。変換器３２０の出力は、更なる処理のため、デジタル信号プロセッサ３２２に入力される。このような構成を用いたチャンネルフィルタリングはＤＳＰによって行なわれ、Ｉ／Ｑ不均衡が最小限に抑えられる。ローパス・アナログ・デジタル変換器３２０を用いた直接サンプリングにより、電力消費量および製造コストの両方をかなり節約することができる。そのような構成は、一対のローパス・アナログ・デジタル変換器３２０を使用することにより、Ｉ／Ｑ信号対のための直接ＩＦ直交エンベロープサンプリングスキームを開示する。直交エンベロープサンプリング方法が適切に機能するためには、ローパス・アナログ・デジタル変換器３２０の入力部にサンプルアンドホールド回路が存在しなければならない。
【００１６】
他の実施形態においては、ローパス・アナログ・デジタル変換器３２０がシグマ・デルタ・アナログ・デジタル変換器である。更に他の実施形態においては、ローパス・アナログ・デジタル変換器３２０がフラッシュ型ＡＤＣである。ローパス・アナログ・デジタル変換器３２０がフラッシュ型変換器である場合、一対の変換器の代わりに、たった１つの変換器で済み、これにより、コストおよび複雑度を更に低減することができる。これは、直交エンベロープ・サンプリングにおいては、従来技術のようにＩ／Ｑチャンネルが同時にサンプリングされないためである。したがって、時間多重化により、ＩチャンネルおよびＱチャンネルの両方が１つのＡＤＣによってサンプリングされる。
【００１７】
図４ａ，４ｂは、本発明に係る直交エンベロープ・サンプリング・スキームのグラフ表示である。従来技術のＩ／Ｑサンプリング・スキームとは異なり、直交エンベロープ・サンプリング・スキームからのＩ／Ｑサンプルは、同じサンプリング時間で取得されない。直交エンベロープ・サンプリング・スキームにおいて、直接にサンプリングされるＩＦ信号は、ＩチャンネルＡＤＣがサンプルを取得する前または後のＩＦ搬送時間の１／４でＱチャンネルＡＤＣがサンプルを取得するスキームにおいてサンプリングされる。例証のため、ＩＦ搬送時間の１／４後に、Ｑチャンネル・サンプルが取得される。Ｉチャンネル・サンプリング点が一般的に符号４１０で示されている。Ｑチャンネル・サンプリング点は、一般的に符号４２０で示されており、Ｉチャンネル・サンプリング点４１０から９０度だけ後の位置にある。ＩＦ搬送時間がＴＩＦで示されており、点４１０と点４２０との間隔がＴＩＦ／４によって表わされる矢印を用いて示されている。これらの矢印間の距離は、ＩＦ搬送時間の１／４を示している。サンプリング周波数は、中間周波数または中間周波数の低調波周波数と同じである。基本的に、サンプリング周波数は、中間周波数を低調波のオーダで割った数（整数）に等しい。図４ａにおいて、低調波のオーダは１であり、したがって、サンプリング周波数は中間周波数と等しい。図４ｂにおいて、低調波のオーダは２であり、したがって、サンプリング周波数は中間周波数の半分（１／２）と等しい。一般的な中間周波数は情報帯域幅よりもずっと大きいため、Ｑチャンネル（またはＩチャンネル）におけるサンプリング遅れ（ＩＦ搬送時間の１／４に等しい）は、以下のように、実用面で悪影響を全く及ぼさない。
【００１８】
図５は、図４ａ，４ｂの直交エンベロープ・サンプリング・スキームを用いた、直接にサンプリングされたＩチャンネル・ベースバンド信号のプロット図を示している。図５は２つの曲線のプロットを含んでいるが、これらの曲線は同一であるため区別できない。一方の曲線は、典型的なＩチャンネルベースバンドサンプリングを示している。他方の曲線は、ＩＦ信号からの直交エンベロープ・サンプリングを使用するＩチャンネルを示している。予想通り、２つのＩチャンネル曲線は同一である。
【００１９】
図６は、図４ａ，４ｂの直交エンベロープ・サンプリング・スキームを用いた、直接にサンプリングされたＱチャンネルベースバンド信号のプロット図を示している。図６は２つの曲線のプロットを含んでいる。一方の曲線は典型的なＱチャンネルベースバンドサンプリングを示している。他方の曲線は、ＩＦ信号からの直交エンベロープ・サンプリングを用いたＱチャンネルを示している。２つの曲線間の差は非常に小さく、したがって、曲線が互いに重なり合っているように見える。
【００２０】
図７は、図６で使用したものと同じ時間にわたってＱチャンネルに関する方程式（６）を計算することによって得られた歪みのプロット図を示している。図７は、図６の２つの曲線間の差である歪みを示している。中間周波数が情報帯域幅よりもずっと大きいため、歪み量が非常に少ない。直交エンベロープ・サンプリング・スキームの理論的な数学解析は、以下のように与えられる。
【００２１】
Ｓ（ｔ）として示される受信信号は、方程式（１）で表わされる。ここで、受信信号の振幅および位相がｍ（ｔ）およびθ（ｔ）であり、任意定数初期位相がθである。
【００２２】
Ｓ（ｔ）＝ｍ（ｔ）・ｃｏｓ［ωＩＦｔ＋φ（ｔ）＋θ］
＝ｍ（ｔ）・ｃｏｓ［φ（ｔ）＋θ］・ｃｏｓ（ωＩＦｔ）−ｍ（ｔ）・ｓｉｎ［φ（ｔ）＋θ］＋ｓｉｎ（ωＩＦｔ）    （１）
この受信された波形上でのＩチャンネルに関するサンプリング点は、正のピークｃｏｓ（ωＩＦｔ）に合わせられる（θが任意であるため、この仮定が成立し得る）。すなわち、
ｃｏｓ（ωＩＦｔ）＝１  および  ｓｉｎ（ωＩＦｔ）＝０
ｉ番目（ｔ＝ｔｉ）の例におけるサンプリングされたＩチャンネルデータは、以下の方程式（２）で与えられる。
【００２３】
Ｉ（ｔｉ）＝ｍ（ｔｉ）・ｃｏｓ［φ（ｔｉ）＋θ］    （２）
ｉ番目（ｔ＝ｔｉ＋δ，δ＝ＴＩＦ／４，ＴＩＦはＩＦ搬送時間）の例におけるサンプリングされたＱチャンネルは、以下の方程式（３）で与えられる。
【００２４】
Ｑ（ｔｉ）＝−ｍ（ｔｉ＋δ）・ｓｉｎ［φ（ｔｉ＋δ）＋θ］    （３）
ＣＤＭＡセルラ方式（移動体通信システム）等の基準位相情報を使用するＤＳＰにおけるフェーズ・ディローテーション・プロセシング（phase derotation processing）により任意の位相θが除去される。したがって、サンプリングされた有効なＩ／Ｑデータは、方程式（４）および方程式（５）によって与えられる。
【００２５】
Ｉ（ｔｉ）＝ｍ（ｔｉ）・ｃｏｓ［φ（ｔｉ）］    （４）
Ｑ（ｔｉ）＝−ｍ（ｔｉ＋δ）・ｓｉｎ［φ（ｔｉ＋δ）］    （５）
直交エンベロープ・サンプリング・スキームを用いてサンプリングされたＱチャンネルデータは歪められ、歪み量は、方程式（６）によって与えられるとともに、図５、図６に示される信号と同じ時間にわたって図７に示される。
【００２６】
【数１】
2004527187.tif 000003
図８は、方程式（６）によって計算された歪みスペクトル８２０および信号のパワースペクトル８１０のプロット図である。Ｍ個のサンプリング点にわたって平均化された歪みエネルギ（ＳＤＲ）にわたる所望の信号エネルギの割合は、方程式（７）を使用して計算される。ＣＤＭＡ通信システムにおける１２８０チップ時間にわたる計算は、約５３ｄＢのＳＤＲを与える。図８において、パワースペクトル８１０と歪みスペクトル８２０との間の差を見ることにより、ＳＤＲ値が分かる。
【数２】
2004527187.tif 000004
非常に高いＳＤＲ値から理論的に予測できることは、直交エンベロープ・サンプリング・スキームが悪影響を全く与えないということである。
【００２７】
図８に示されるように、スペクトル解析から分かることは、歪み信号のスペクトルも制限された帯域であり、図７の信号と同じ帯域幅を歪み信号のスペクトルが有しているということである。周波数領域において、直交エンベロープ・サンプリング・スキームは、デジタル・サンプリングのエイリアシング（aliasing―疑似ライン―）特性を使用する。したがって、画像帯域中のノイズは、信号帯域に戻る。ＩＦ表面音波フィルタのフィルタリング保護により画像帯域からのノイズは著しく減少する。したがって、エイリアシング・ノイズの影響を考慮する必要がない。サンプリング周波数が中間周波数の第３の低調波周波数である場合例えばＩＦ＝１８３．６ＭＨｚである場合には、画像帯域は、既に米国の携帯電話の受信帯域から外れる。
【００２８】
好ましい構成を有するように本発明を説明してきたが、本発明は、この開示内容の思想および範囲内で更に変更することができる。したがって、この出願は、本発明の一般的な原理を用いて本発明の任意の変形、用途、または適用を網羅することを意図している。また、この出願は、本開示内容を始めとして、本発明が関係しかつ添付の請求項の範囲内にある技術において周知な或は慣習的な手法を取り入れたものも網羅しようとしている。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】ローパス・サンプリング・スキームを実施する従来技術のスーパー・ヘテロダイン受信機の構成図である。
【図２】帯域通過サンプリング・スキームを実施する従来技術のスーパー・ヘテロダイン受信機の構成図である。
【図３】本発明に係る直交エンベロープ・サンプリング・スキームを実施するスーパー・ヘテロダイン受信機の構成図である。
【図４ａ】本発明に係る直交エンベロープ・サンプリング・スキームを表示する波形図である。
【図４ｂ】本発明に係る直交エンベロープ・サンプリング・スキームを表示する波形図である。
【図５】直交エンベロープ・サンプリングを用いたＩチャンネルベースバンド信号のプロットを示す波形図である。
【図６】直交エンベロープ・サンプリングを用いたＱチャンネルベースバンド信号のプロットを示す波形図である。
【図７】直交エンベロープ・サンプリングを用いたＱチャンネル信号歪みのプロットを示す波形図である。
【図８】直交エンベロープ・サンプリングによって形成される歪みおよび信号のパワースペクトルのプロットを示す波形図である。
【図１】
2004527187.tif 000005
【図３】
2004527187.tif 000006
【図５】
2004527187.tif 000007
【図６】
2004527187.tif 000008
【図７】
2004527187.tif 000009
【図８】
2004527187.tif 000010
【国際公開パンフレット】
2004527187.tif 000011
2004527187.tif 000012
2004527187.tif 000013
2004527187.tif 000014
2004527187.tif 000015
2004527187.tif 000016
2004527187.tif 000017
2004527187.tif 000018
2004527187.tif 000019
2004527187.tif 000020
2004527187.tif 000021
2004527187.tif 000022
2004527187.tif 000023
2004527187.tif 000024
2004527187.tif 000025
2004527187.tif 000026
2004527187.tif 000027
2004527187.tif 000028
2004527187.tif 000029
【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
2004527187.tif 000030
【国際調査報告】
2004527187.tif 000031
2004527187.tif 000032