(57)【要約】共通の積分器（７２）を共用するＮ個の２次フェーズ・ロック・ループ（６２〜６６、７４〜７８）を利用する直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）方式の受信機である（Ｎは、システム中のパイロット数）。Ｎ個の２次フェーズ・ロック・ループ（６２〜６６、７４〜７８）は、独立したパイロット位相回転をトラッキングして、パイロット位相情報の構成的平均化を促進する。同時に、共通の積分器（７２）を共用することにより、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）方式の受信機では、複数のパイロットのノイズ平均を利用して、より鮮明な周波数オフセット推定値が得られる。また、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）方式の受信機は、選択したパイロット対のパイロット間の位相差を算出（８４）し、算出した位相差の時間変化率をトラッキングする（８６）ことにより、ＦＦＴウインドウのドリフトを補償することもできる。算出した位相差は、所定の位相差しきい値を超えた後に、上流側のＦＦＴウインドウの位置を制御するために使用される。トラッキングした変化率は、下流側の等化器タップ（８２）の位相を継続的に調節するために使用される。
2004531168.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）方式の受信機において、直交周波数分割多重化信号を処理する方法であって、
直交周波数分割多重化信号を受信するステップと、
前記受信した直交周波数分割多重化信号から複数のパイロットを抽出するステップと、
抽出した前記複数のパイロットを処理して、時間変化チャネルにより引き起こされる独立したパイロットの位相回転を表す独立位相エラーを低減させる処理ステップ（６２〜７８）と、
独立位相エラーが所定値まで低減された後で、処理した前記複数のパイロットから搬送周波数オフセット推定値を導出する（８０）ステップとを含む方法。
【請求項２】
前記搬送周波数オフセット推定値を使用して搬送周波数オフセットを補正する（８２）ステップを更に含む、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記処理ステップが、前記複数のパイロットの各パイロットを別々のフェーズ・ロック・ループ（６２〜６６、７４〜７８）に通すことを含む、請求項１に記載の方法。
【請求項４】
前記処理ステップが、前記複数のパイロットの各パイロットを時分割フェーズ・ロック・ループに通すことを含む、請求項１に記載の方法。
【請求項５】
前記搬送周波数オフセット推定値を導出するステップが、
搬送周波数オフセットにより引き起こされるパイロット位相回転の平均を表す前記複数のパイロットについての共通位相エラーを計算する（６８、７０）ステップと、
前記共通位相エラーを積分（７２）してノイズの影響を軽減するステップと、
前記積分した共通位相エラーから搬送周波数オフセット推定値を導出（８０）するステップとを含む、請求項１に記載の方法。
【請求項６】
前記所定値がほぼゼロである、請求項１に記載の方法。
【請求項７】
前記所定値が、前記導出する搬送周波数オフセット推定値がほぼ一定となるように選択される、請求項１に記載の方法。
【請求項８】
所定対の抽出パイロットの位相差を計算（８４）するステップと、
前記計算した位相差を、所定の高速フーリエ変換（ＦＦＴ）ウインドウ・オフセットを表すしきい値と比較するステップと、
前記計算した位相差が前記しきい値を超える場合に、上流側ＦＦＴモジュールの前記ＦＦＴウインドウを調節（８８）するステップとを更に含む、請求項１に記載の方法。
【請求項９】
前記搬送周波数オフセット推定値を導出するステップが、
前記計算した位相差の変化率をトラッキング（８６）するステップと、
前記導出した搬送周波数オフセット推定値を調節（７４）して、前記ＦＦＴウインドウ・オフセットによる位相回転を表すトラッキングした前記変化率を補償するステップとを更に含む、請求項８に記載の方法。
【請求項１０】
直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）方式の受信機が、無線ＬＡＮアダプタ、家庭用ネットワーク端末、携帯端末、およびデスクトップ端末のうちの１つとして実施される、請求項１に記載の方法。
【請求項１１】
直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）信号を処理するシステムであって、
直交周波数分割多重化信号の複数のパイロットを受信し、時間変化チャネルにより引き起こされる独立したパイロット位相回転を表す各パイロットの独立位相エラーを低減する処理モジュール（６２〜７８）と、
前記各パイロットの独立位相エラーが所定値まで低減された後で、前記複数のパイロットから搬送周波数オフセット推定値を導出する、前記処理モジュールに結合された搬送周波数オフセット推定モジュール（８０）とを含むシステム。
【請求項１２】
直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）方式の受信機が、無線ＬＡＮアダプタ、家庭用ネットワーク端末、携帯端末およびデスクトップ端末のうちの１つとして実施される、請求項１１に記載のシステム。
【請求項１３】
前記所定値がほぼゼロである、請求項１１に記載のシステム。
【請求項１４】
前記所定値が、前記導出した搬送周波数オフセット推定値がほぼ一定となるように選択される、請求項１１に記載のシステム。
【請求項１５】
前記処理モジュールが、それぞれがユーザ・データ・セグメント内の所定のパイロットの専用である複数のフェーズ・ロック・ループ（６２〜６６、７４〜７８）を含む、請求項１１に記載のシステム。
【請求項１６】
前記処理モジュールが、ユーザ・データ・セグメント内の全てのパイロットを処理するようにクロック制御された時分割フェーズ・ロック・ループを含む、請求項１１に記載のシステム。
【請求項１７】
前記搬送周波数オフセット推定モジュールが、
前記搬送周波数オフセットにより引き起こされるパイロット位相回転の平均を表す前記複数のパイロットの共通位相エラーを計算する平均化ユニット（６８）と、
前記共通位相エラーを積分してノイズの影響を低減する積分器ユニット（７２）とを含む、請求項１１に記載のシステム。
【請求項１８】
前記処理モジュールが、
ユーザ・データ・セグメント内の２つの所定のパイロットの間の位相差を計算する位相差計算機（８４）と、
前記計算した位相差が所定値を超えている場合に上流側のＦＦＴウインドウの位置を調節するＦＦＴウインドウ同期ユニット（８８）とを更に含む、請求項１１に記載のシステム。
【請求項１９】
前記搬送周波数オフセット推定モジュールが、
前記計算した位相差の変化を複数のユーザ・データ・セグメントにわたってトラッキングし、前記導出した搬送周波数オフセットに対してＦＦＴウインドウのドリフトによる位相回転を補償する、前記位相差計算機に結合された位相差率推定器（８６）を更に含む、請求項１８に記載のシステム。
【請求項２０】
直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）信号を処理するシステムであって、
直交周波数分割多重化信号から複数のパイロットを抽出する手段と、
時間変化チャネルにより引き起こされる独立した位相回転を表す独立位相エラーを、前記抽出したパイロットから除去する手段（６２〜７８）と、
前記抽出したパイロットを処理してＦＦＴウインドウのドリフトを補償する手段（８４、８８）と、
前記各パイロットの独立位相エラーが所定レベルまで低減され、ＦＦＴウインドウのドリフトが補償された後で、前記複数のパイロットから搬送周波数オフセット推定値を導出する手段（８０）とを含むシステム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｄ）信号の処理に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線ＬＡＮ（ＷＬＡＮ：Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  ＬＡＮ）は、建物内や大学構内の有線ＬＡＮを拡張するものとして、またはそれに代わるものとして実施される順応性のあるデータ通信システムである。電磁波を用いる無線ＬＡＮ（ＷＬＡＮ）では、電波を介してデータを送受信するので、最小限の配線接続で済む。従って、無線ＬＡＮはデータ接続性とユーザの移動性を兼ね備え、簡単な構成で移動ＬＡＮを実現することができる。携帯端末（例えば、ノートブック・コンピュータ）を用いた実時間情報の送受信による生産性の向上の恩恵を受ける業界は、ディジタル・ホーム（家庭用）ネットワーキング分野、ヘルスケア（保健医療）分野、小売業、製造業、卸売業などの業界である。
【０００３】
無線ＬＡＮの製造業者は、無線ＬＡＮ設計時に数多くの伝送技術から必要な技術を選択することができる。例えば、マルチキャリア・システム、スペクトル（スペクトラム）拡散システム、狭帯域システム、赤外線システムなどが挙げられる。各システムには、それぞれ長所と短所があるが、特に１つのタイプのマルチキャリア伝送システム、つまり直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）方式が、無線ＬＡＮ通信にきわめて有効であることが分かっている。
【０００４】
直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）方式は、チャネルを介してデータを効率的に伝送することができるロバスト（頑強）な技術である。この技術では、１つのチャネル帯域幅内で複数の副搬送周波数（副搬送波（ｓｕｂ−ｃａｒｒｉｅｒ））を使用してデータを送信する。これらの副搬送波は、従来の周波数分割多重化（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：ＦＤＭ）方式に比べて最適な帯域幅効率が得られるように構成される。従来の周波数分割多重化方式では、副搬送波の周波数スペクトルを分離して隔離することにより搬送波間干渉（ＩＣＩ：Ｉｎｔｅｒ−Ｃａｒｒｉｅｒ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）を回避するために、チャネル帯域幅の一部が無駄に使われる可能性がある。これに対して、直交周波数分割多重化方式では、副搬送波の周波数スペクトルは、直交周波数分割多重化チャネル帯域幅内でかなり重なり合っているにもかかわらず、各幅搬送波に変調された情報を分解し、回復（復元）することができる。
【０００５】
直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）信号によるチャネルを介したデータ伝送には、従来の伝送技術に優る利点がその他にも幾つかある。これらの利点としては、マルチパス遅延拡散および周波数選択性フェージングに耐性があること、スペクトル使用が効率的であること、サブチャネルの等化が簡単であること、干渉特性が良好であることなどを挙げることができる。
【０００６】
直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）方式には、こうした利点があるが、従来の実施態様の直交周波数分割多重化方式には、幾つかの難点および実用上の制限もある。難点の１つは、直交周波数分割多重化同期の重要な側面である、搬送周波数オフセットを決定し、補正する問題である。理想的には、受信搬送周波数ｆｃｒは、送信搬送周波数ｆｃｔと正確に一致する。しかし、この状態が得られない場合には、その不一致により、受信直交周波数分割多重化信号に非ゼロの搬送周波数オフセットΔｆｃ（デルタｆｃ）が生じる。直交周波数分割多重化信号は、このような搬送周波数オフセットの影響を非常に受けやすく、直交周波数分割多重化副搬送波間の直交性が失われ、搬送波間干渉（ＩＣＩ）が生じ、受信機側で回復したデータのビット誤り率（ＢＥＲ：Ｂｉｔ  Ｅｒｒｏｒ  Ｒａｔｅ）が極度に上昇する場合がある。
【発明の開示】
【０００７】
（発明の概要）
多くの直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）規格（ｓｔａｎｄａｒｄ：標準）では、パイロット（信号）（既知の値）をユーザ・データに組み込んで送信することを要求している。従来の直交周波数分割多重化システムでは、パイロットの位相情報を平均化して、ノイズの多い環境での閉ループ搬送周波数オフセット・トラッキング（追従性）を改善するのが一般的である。例えば、パイロットの位相の平均を使用して、搬送周波数オフセット推定値（ｏｆｆｓｅｔ  ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ）を導出することができ、この推定値を使用して、搬送周波数オフセットの影響が軽減または除去されるように、等化器のタップ（ｔａｐ）の位相回転を調節することができる。この技術の１つの欠点は、時間変化チャネルが存在する場合に、各パイロットの位相が独立して変化する可能性があることである。具体的には、全てのパイロットの位相は、上述のように、送信機側搬送周波数と受信機側搬送周波数の不一致により生じる搬送周波数オフセットを表す共通の位相回転を共有する。しかし、時間変化チャネルが存在する場合には、各パイロット（ｐｉｌｏｔ）の位相が、その送信チャネルが時間と共に変化することにより引き起こされる独立した位相回転も含む場合がある。これら独立したパイロット位相回転は、場合により、パイロット位相の破壊的平均化（ｄｅｓｔｒｕｃｔｉｖｅ  ａｖｅｒａｇｉｎｇ）につながる可能性があり、これにより搬送周波数オフセット推定値の導出に誤りが生じることがある。搬送周波数オフセット推定値が誤っていると、その推定値を使用して実際の搬送周波数オフセットを補償する任意の処理ユニット（例えば、等化器）の性能が低下する可能性がある。本発明は、この問題の解決に向けられる。
【０００８】
受信機のサンプリング・クロック周波数が、送信機のサンプリング・クロック周波数と若干異なる場合もある。周波数に差がある場合には、受信信号に対する高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）ウインドウの位置は、時間と共に徐々にドリフト（ｄｒｉｆｔ：変動）する可能性がある。時間領域のドリフトは、周波数領域における受信直交周波数分割多重化副搬送波の位相回転（ｐｈａｓｅ  ｒｏｔａｔｉｏｎ）につながる。位相回転は、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）方式の受信機で回復されたユーザ・データにエラーを生じる可能性がある。本発明は、この問題の解決に向けられる。
【０００９】
直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）方式の受信機は、共通の積分器（ｉｎｔｅｇｒａｔｏｒ）を共用するＮ個の２次フェーズ・ロック・ループ（Ｐｈａｓｅ  Ｌｏｃｋ  Ｌｏｏｐ：ＰＬＬ）を利用する（Ｎは、システム中のパイロット数）。Ｎ個の２次フェーズ・ロック・ループは、独立したパイロット位相回転をトラッキング（ｔｒａｃｋｉｎｇ）して、パイロット位相情報の構成的な平均化（ｃｏｎｓｔｒｕｃｔｉｖｅ  ａｖｅｒａｇｉｎｇ）を促進する。同時に、共通の積分器を共用することにより、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）方式の受信機では、複数のパイロットのノイズ平均を利用して、より鮮明な周波数オフセット推定値が得られる。また、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）方式の受信機は、選択したパイロット対のパイロット間の位相差を算出し、算出した位相差の時間変化率をトラッキングすることにより、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）ウインドウのドリフトを補償することもできる。算出した位相差は、所定の位相差しきい（閾）値を超えた後に、上流側のＦＦＴウインドウの位置を制御するために使用される。トラッキングした変化率は、下流側の等化器タップの位相を継続的に調節するために使用される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
本発明の特徴および利点は、例示を目的として行われる以下の説明を読めば更に明らかになるであろう。
【００１１】
図１を参照すると、代表的な直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）方式の受信機１０の第１の要素は、無線周波数（ＲＦ）受信機１２である。数多くの様々なＲＦ受信機１２が存在し、それらは当該技術分野でも周知であるが、通常は、ＲＦ受信機１２は、アンテナ１４、低ノイズ増幅器（ＬＮＡ：Ｌｏｗ  Ｎｏｉｓｅ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）１６、無線周波数（ＲＦ）帯域フィルタ（ＢＰＦ：Ｂａｎｄ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ）１８、自動利得制御（ＡＧＣ：Ａｕｔｏｍａｔｉｃ  Ｇａｉｎ  Ｃｏｎｔｒｏｌ）回路２０、無線周波数（ＲＦ）ミキサ２２、無線周波数（ＲＦ）搬送周波数局部発振器（ＬＯ：Ｌｏｃａｌ  Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）２４、および中間周波（ＩＦ）帯域フィルタ２６を含んでいる。
【００１２】
アンテナ１４を介して、無線周波数（ＲＦ）受信機１２は、チャネル通過後の直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）変調無線周波数（ＲＦ）搬送波を取り込む。次いで、ＲＦ受信機１２は、この搬送波と無線周波数（ＲＦ）局部発振器（ＬＯ）２４が生成した周波数ｆｃｒの受信機搬送波とを混合することにより、直交周波数分割多重化変調ＲＦ搬送波を下方変換して、受信中間周波直交周波数分割多重化（ＩＦ＿ＯＦＤＭ）信号を得る。受信機搬送波と送信機搬送波の周波数差により、搬送周波数オフセットΔｆｃが生じる。
【００１３】
この受信ＩＦ＿ＯＦＤＭ信号をミキサ２８およびミキサ３０に結合し、同相（同位相）中間周波（ｉｎ−ｐｈａｓｅ  ＩＦ）信号および９０°移相（９０°位相シフト）（直交）中間周波（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  ＩＦ）信号とそれぞれ混合して、同相直交周波数分割多重化信号および直交直交周波数分割多重化信号をそれぞれ生成する。ミキサ２８に供給される同相ＩＦ信号は、ＩＦ局部発振器３２で生成される。ミキサ３０に供給される９０°移相ＩＦ信号は、同相ＩＦ信号を９０°移相器３４に介してからミキサ３０に供給することにより、中間周波（ＩＦ）局部発振器（ＬＯ：Ｌｏｃａｌ  Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）３２の同相ＩＦ信号から導出される。
【００１４】
次いで、同相直交周波数分割多重化信号および直交直交周波数分割多重化信号を、それぞれアナログ・ディジタル変換器（ＡＤＣ：Ａｎａｌｏｇ−ｔｏ−Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）３６および３８に通す。ここで、これらの信号は、クロック回路４０が決定したサンプリング・レートｆｃｋ＿ｒでディジタル化される。ＡＤＣ３６および３８は、それぞれ同相離散時間直交周波数分割多重化信号および直交離散時間直交周波数分割多重化信号を形成するディジタル・サンプルを生成する。受信機のサンプリング・レートと送信機のサンプリング・レートの間の差が、サンプリング・レート・オフセットΔｆｃｋ＝ｆｃｋ＿ｒ−ｆｃｋ＿ｔである。
【００１５】
次いで、アナログ・ディジタル変換器（ＡＤＣ）３６および３８からのフィルタリング前の同相離散時間直交周波数分割多重化信号および直交離散時間直交周波数分割多重化信号を、それぞれディジタル低域フィルタ（ＬＰＦ：Ｌｏｗ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ）４２および４４に通す。ディジタル低域フィルタ４２および４４の出力はそれぞれ、受信直交周波数分割多重化信号のフィルタリング済みの同相サンプルおよび直交サンプルである。このようにして、受信した直交周波数分割多重化信号は、複素数の値をもつ直交周波数分割多重化信号ｒｉ＝ｑｉ＋ｊｐｉの実数部および虚数部をそれぞれ表す同相（ｑｉ）サンプルおよび直交（ｐｉ）サンプルに変換される。次いで、受信直交周波数分割多重化信号のこれら同相サンプルおよび直交サンプル（実数サンプルおよび虚数サンプル）は、高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）４６に送られる。受信機１０の幾つかの従来の実施態様では、中間周波（ＩＦ）混合プロセスを行う前にアナログ・ディジタル変換を行うことに留意されたい。このような実施態様では、混合プロセスにおいて、ディジタル・ミキサおよびディジタル周波数シンセサイザを用いる必要がある。また、受信機１０の多くの従来の実施態様では、フィルタリングを行った後でディジタル・アナログ変換を行うことにも留意されたい。
【００１６】
高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）４６は、受信直交周波数分割多重化信号の高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を実行して、各直交周波数分割多重化シンボルの合間に副搬送波を変調するために使用される周波数領域サブシンボルのシーケンス（列）を回復する。次いで、ＦＦＴ４６は、これらのサブシンボルのシーケンスをデコーダ４８に送る。
【００１７】
デコーダ４８は、高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）４６から送られてきた周波数領域サブシンボルのシーケンスから、送信データ・ビットを回復する。この回復は、周波数領域サブシンボルを復号して、直交周波数分割多重化方式の送信機に供給されたデータ・ビットのストリームと理想的には一致するはずのデータ・ビットのストリームを得ることにより実行される。この復号プロセスは、ブロックおよび／または畳込み符号化サブシンボルからデータを回復するために、軟判定ビタビ（Ｓｏｆｔ  Ｖｉｔｅｒｂｉ）復号および／またはリード・ソロモン（ＲＳ：Ｒｅｅｄ−Ｓｏｌｏｍｏｎ）復号を含むことができる。
【００１８】
図２を参照すると、本発明の例示的な直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）シンボル・フレーム５０が示してある。シンボル・フレーム５０は、直交周波数分割多重化搬送波内の各副搬送波についての既知の送信値を含むトレーニング・シーケンス（列）またはシンボル（符号）５２と、所定数の巡回プレフィックス（ｃｙｃｌｉｃ  ｐｒｅｆｉｘ）５４およびユーザ・データ５６の対とを含んでいる。例えば、提案された無線ＬＡＮ規格であるＥＴＳＩ−ＢＲＡＮ  ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２（ヨーロッパ）およびＩＥＥＥ８０２．１１ａ（米国）では、６４個の既知の値またはサブシンボル（即ち、非ゼロ値を５２個とゼロ値を１２個）をトレーニング・シーケンスの選択したトレーニング・シンボルに割り当てる（例えば、提案されたＥＴＳＩ規格では「トレーニング・シンボルＣ」、提案されたＩＥＥＥ規格では「長い直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）トレーニング・シンボル」である。）。ユーザ・データ５６は、所定の副搬送波に組み込まれた、やはり既知の送信値を含む所定数のパイロット５８を含んでいる。例えば、提案されたＥＴＳＩ規格およびＩＥＥＥ規格では、４つのパイロットが、ビンまたは副搬送波±７および±２１に位置する。提案されたＥＴＳＩ−ＢＲＡＮ  ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２（ヨーロッパ）およびＩＥＥＥ８０２．１１ａ（米国）の無線ＬＡＮ規格に準拠する受信機で動作するものとして本発明について説明するが、その他の直交周波数分割多重化システムで本発明の教示を実施することも当業者なら可能である。
【００１９】
次に、図３を参照すると、本発明の例示的な実施形態が示してある。図１の直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）方式の受信機の要素とは異なるものとして本発明を図示しているが、当業者なら、図４に示し以下で述べるように、本発明を直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）方式の受信機の要素と統合することができることを容易に理解するであろう。ただし分かり易くし、参照することを容易にし、更に理解を容易にするために、本発明は、異なる搬送周波数オフセット補償システムとして示してある。
【００２０】
次に、図３を参照すると、搬送周波数オフセット補償システム６０が示してある。システム６０は、ソフトウェア、ハードウェア、またはその何らかの組合せとして実施することができることに留意されたい。システム６０は、共通の積分器を共用する複数の２次フェーズ・ロック・ループ（ＰＬＬ）を含んでいる。以下で更に詳細に述べるように、複数のフェーズ・ロック・ループにより、時間変化チャネルにより生じた独立したパイロット位相エラー（即ち、位相回転）を除去することができ、それにより、搬送周波数オフセット推定値を導出するためのパイロットの位相情報の構成的平均化が容易になる。更に、共通の積分器を共用することにより、複数のパイロットにわたってノイズの平均をとって、より明瞭な搬送周波数オフセット推定値を導出すると有利であることに留意されたい。
【００２１】
更に、詳細には、Ｎがシステム６０が処理するパイロット数を表すものとして、Ｎ個の２次フェーズ・ロック・ループ（ＰＬＬ：Ｐｈａｓｅ−Ｌｏｃｋ  Ｌｏｏｐ）がある。各２次ＰＬＬは、デローテータ（ｄｅｒｏｔａｔｏｒ：回転補正器）または複素乗算器６２、位相エラー検出器６４、比例ゲイン・ステージ６６、加算器７４、数値制御発振器（ＮＣＯ：Ｎｕｍｅｒｉｃａｌｌｙ  ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ  Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）７６、および正弦余弦参照テーブル（ＳＩＮ／ＣＯＳ  ルックアップ・テーブル）７８を含んでいる。また、２次ＰＬＬは、平均化ユニット６８、積分ゲイン・ステージ７０、および各ＰＬＬの位相検出器６４と加算器７４の間に結合された積分器７２を含んでいる。積分器７２の出力および等化器８２の入力に正弦（Ｓｉｎ）／余弦（Ｃｏｓ）テーブル８０を結合することもできる。更に、以下で更に詳細に述べるように、位相差計算機８４、比較器８６および高速フーリエ変換（ＦＦＴ）ウインドウ・オフセット補正器８８を配列したものを、２次フェーズ・ロック・ループ（ＰＬＬ）の数値制御発振器（ＮＣＯ）７６の出力に結合することもできる。
【００２２】
動作を説明すると、ユーザ・データ・セグメント５６の各パイロット５８は、別々のフェーズ・ロック・ループ（ＰＬＬ）で処理され、ユーザ・データ・セグメント５６のその他のパイロット５８と平均される。更に、詳細には、各デローテータ６２が、受信したパイロットに複素数（独立位相エラーの補正値を表す）を乗算して、独立位相エラーをゼロに近づける。
【００２３】
各デローテータ６２は、処理済みのパイロットを位相エラー検出器６４に送る。各位相エラー検出器６４は、そのパイロットの位相エラーを導出する。位相エラーを導出するための１つの例示的な方法は、そのパイロットの既知の理想位相と受信したパイロットの実際の位相差を計算することである。当業者には、既知のその他の位相エラー導出技術を使用することも、本発明の範囲内であるものとする。各ＰＬＬでは、位相エラーは、関連する比例ゲイン・ステージ（ｇａｉｎ  ｓｔａｇｅ：利得段）６６、並びに共用の平均化ユニット６８に送られる。各比例ゲイン・ステージ６６は、受信した位相エラー（パイロットの独立位相回転を表す）を、各ＰＬＬの関連する数値制御発振器（ＮＣＯ）７６が使用できる所定の増分までスケール化する。平均化ユニット６８は、所定のユーザ・データ・セグメント内の全てのパイロットについて受信した位相エラー値を平均し、この平均エラー（所定のユーザ・セグメント内の全てのパイロットについての平均位相回転を表す）を積分ゲイン・ステージ７０に送る。積分ゲイン・ステージ７０は、以下で更に詳細に述べるように、平均位相エラーを、各数値制御発振器（ＮＣＯ）７６並びに正弦余弦参照テーブル８０が使用できる所定の増分にスケール化する。積分器７２は、積分ゲイン・ステージ７０から受信したスケール化済みの平均位相エラーを積分し、積分したスケール化済み位相エラーを出力する。この出力は、複数のユーザ・データ・セグメントの全てのパイロットについての共通位相エラーを表す。積分したスケール化済み位相エラーの一部は、以下で述べるように、特定のロック状態になるまでは、それらパイロットの独立した位相回転によるものであることに留意されたい。
【００２４】
各ＰＬＬの加算器７４は、関連する比例ゲイン・ステージ６６から受信した独立位相エラーと、積分器７２から受信した共通位相エラーとを加算する。その結果生じる値は、時間変化チャネルにより生じた独立したパイロットの位相回転で調節された、全てのパイロットについての共通の位相回転を表す。ここで図５および図６を参照すると、共通位相エラー、独立位相エラー、および調節済みの位相エラーを２つのＰＬＬについて図示してある。
【００２５】
各加算器７４から出力された調整済み位相エラーは、受信した位相エラーをある期間にわたって蓄積する関連する数値制御発振器（ＮＣＯ）７６に送られる。所定のＰＬＬの各参照テーブル７８は、関連する数値制御発振器（ＮＣＯ）７６の出力をフェーザ（ｐｈａｓｏｒ）に変換する。このフェーザは、関連するデローテータ６２に戻される。このデローテータ６２は、次に受信したパイロットとこのフェーザとを乗算して、独立位相エラーがゼロに近づくようにこのパイロットを回転させる。
【００２６】
２次フェーズ・ロック・ループ（ＰＬＬ）に加えて、正弦（Ｓｉｎ）／余弦（Ｃｏｓ）テーブル８０を積分器７２に結合し、所定のロック状態の後で、積分器７２の出力を搬送周波数オフセット推定値に変換する。この推定値は、等化器（ｅｑｕａｌｉｚｅｒ）８２が等化器タップの位相回転を調節するために使用される。搬送周波数オフセット推定値は、搬送周波数オフセットを補正するその他の処理ユニット（図示せず）に送ることもできることに留意されたい。１つの例示的なロック状態は、積分器７２の出力が所定期間にわたって所定範囲内に収まっているときである。この状態になるということは、ＰＬＬが定常状態に達し、独立位相エラーが除去されていることを示す。図３に示す複数のＰＬＬの代わりに、単一の時分割ＰＬＬを使用してパイロットを処理し、独立位相エラーをパイロットから除去できることが好ましいことに留意されたい。
【００２７】
上述のように、受信機のサンプリング・クロックの周波数は、送信機のサンプリング・クロックの周波数と若干異なることがある。周波数が異なる場合には、受信信号に対する高速フーリエ変換（ＦＦＴ）ウインドウの位置は、時間と共に徐々にドリフトする可能性がある。ＦＦＴウインドウのドリフトは、受信した直交周波数分割多重化副搬送波の位相回転につながる。この位相回転により、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）方式の受信機が回復したユーザ・データにエラーが生じることがある。位相差計算機（ｐｈａｓｅ  ｄｉｆｆｅｒｅｎｃｅ  ｃａｌｃｕｌａｔｏｒ）８４、位相差率推定器（ｒａｔｅ  ｏｆ  ｐｈａｓｅ  ｄｉｆｆｅｒｅｎｃｅ  ｅｓｔｉｍａｔｏｒ）８６およびＦＦＴウインドウ同期（ｓｙｎｃｈ）ユニット８８からなる構成は、ＦＦＴウインドウのオフセットを補償および補正するためのものである。
【００２８】
更に詳細には、位相差計算機８４は、所定の対の数値制御発振器（ＮＣＯ）７６から出力された値の差を計算する。この差は、ユーザ・データ・セグメント中の所定の対のパイロット副搬送波の位相差に等しい。数値制御発振器（ＮＣＯ）７６の値は、±πに達すると逆転することに留意されたい。従って、位相差計算機８４は、各数値制御発振器（ＮＣＯ）７６の値が±πを超える回数をトラッキングし、所定の対の数値制御発振器（ＮＣＯ）７６から出力された値の位相差を正確に計算する。計算した位相差は、位相差率推定器８６およびＦＦＴウインドウ同期ユニット８８に送られる。ＦＦＴウインドウ同期ユニット８８は、計算した位相差としきい値位相差（例えば、１つのサンプルのＦＦＴウインドウ・オフセットを表す位相差）とを比較し、計算した位相差がしきい値位相差より大きい場合には、上流側のＦＦＴウインドウの位置を制御する（例えば、ウインドウをサンプル分だけシフトさせる）。このようにして、上流側ＦＦＴのＦＦＴウインドウ・オフセットは、計算した位相差が所定のしきい値位相差を超えたときに、周期的に補正することができる。推定器８６は、複数のユーザ・データ・セグメントにわたって計算した位相差の変化率をトラッキングする。推定器８６は等化器調整値を生成し、この等化器調整値を積分器７２の出力と（例えば、加算器７４を介して）結合して、正弦余弦テーブル８０から出力された搬送周波数オフセットにおいて、所定の対の数値制御発振器（ＮＣＯ）７６のそれぞれから出力される値の常に変化している位相差が補償されるようにすることができる。このようにして、下流側等化器の等化器タップを継続的に回転させて、徐々にドリフトするＦＦＴウインドウを補償することができる。
【００２９】
次に図４を参照すると、本発明を図１の例示的な直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）方式の受信機と一体化して示してある。更に詳細には、システム６０は、高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）４６の出力と、搬送周波数エラーを補償する処理ユニット（例えば、図３の等化器８２および／またはフロントエンド周波数オフセット補正ユニット（図示せず））の入力とに結合される。更に、システム６０の出力は、ＦＦＴ４６に戻される。この構成では、システム６０は、ＦＦＴ４６から受信した直交周波数分割多重化サンプルからパイロットを抽出し、時間変化チャネルにより引き起こされる独立位相エラーのない周波数オフセット推定値を導出する。また、システム６０は、抽出したパイロットを処理して、ＦＦＴウインドウのドリフトを（例えば、等化器８２で）補償し、補正する。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】例示的な直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）方式の受信機を示すブロック図である。
【図２】本発明による直交周波数分割多重化シンボル・フレーム内のトレーニング・シーケンス、ユーザ・データおよびパイロット信号の配置を示す図である。
【図３】本発明による直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）方式の受信機の搬送周波数オフセット補償システムを示すブロック図である。
【図４】図１の例示的な直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）方式の受信機と一体化した本発明を示すブロック図である。
【図５】共通位相エラー、独立位相エラーおよび調節済み位相エラーを示す図である。
【図６】共通位相エラー、独立位相エラーおよび調節済み位相エラーを示す図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【国際公開パンフレット】
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【国際調査報告】
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