(57)【要約】非対称性としても知られているドメインブルームは、光ディスクへの書き込み処理により生じる系統的不完全さである。ディスクの読み出しの間において、この非対称性は信号遷移部の公称位置に対するズレを生じさせる。現状の等化及び検出方法は、非対称性を持つ再生信号に直接適用すると、著しい性能損失を被る。非対称性が存在する場合の信号に対して適用することができるような新しい等化及び検出技術のために、非対称性を持つ再生信号用の非線形モデルが使用される。大幅な性能的利点を有する変更例が、閾ビット検出器、ランレングス・プッシュバックビット検出器及びＰＲＭＬシーケンス検出器について説明されている。これらの利点は、既存の検出器に対して殆ど何の追加のコストなしで得られる。【特許請求の範囲】
【請求項１】
記録担体上の情報を読み取ることができる装置であって、前記情報がマークの形で前記記録担体上に存在し、該装置が、
−  前記記録担体からデータ信号を読み取ることができる読取手段と、
−  前記読み取られたデータ信号を、更なる処理に適した処理された信号に変換することができる前処理手段と、
−  前記処理された信号から情報信号を導出することができるビット検出手段と、
−  前記情報信号を復号することができるチャンネル復号手段と、
−  前記読み取られた信号における非対称性を示す非対称性パラメータ推定値を導出することができる非対称パラメータ推定器手段と、
を有するような装置において、
前記非対称性パラメータ推定値が公称寸法に対する前記マークの寸法のズレにより実質的に決定され、前記装置が、前記マークの寸法が前記公称寸法からずれる場合に前記情報信号のビットエラー率を前記非対称性パラメータ推定値を使用して改善することができることを特徴とする装置。
【請求項２】
請求項１に記載の装置において、前記ビット検出手段はビタビ検出器であり、該ビタビ検出器がＬタップを持つ部分応答ｇｋ、前記非対称性パラメータ推定値及びＬ＋２の連続するビットのシーケンスを使用して、前記Ｌ＋２の連続するビットの前記元のデジタル情報信号においては起こり得ない組合せを含まないような全ての組合せに関してブランチメトリック計算のための振幅レベルを計算することができることを特徴とする装置。
【請求項３】
請求項１に記載の装置において、前記ビット検出手段はビタビ検出器であり、該ビタビ検出器がＬタップを持つ部分応答ｇｋ、前記非対称性パラメータ推定値、Ｌ個の連続するビットのシーケンス、及び少なくとも１つの瞬時ビット検出器を用いて導出される少なくとも２つの余分なビットを使用して、ブランチメトリック計算用の振幅レベルを計算することができることを特徴とする装置。
【請求項４】
請求項３に記載の装置において、前記ビタビ検出器は前記Ｌ個の連続するビットのシーケンスの境界において前記少なくとも２つの余分なビットのために使用されるべき前記瞬時ビット検出器を有し、前記２つの余分なビットのうちの少なくとも１つがビタビ格子上の遡りの間においてローカルなシーケンス帰還を用いて導出されることを特徴とする装置。
【請求項５】
請求項３に記載の装置において、前記Ｌ個の連続するビットのシーケンスの境界において前記少なくとも２つの余分なビットのために使用されるべき前記瞬時ビット検出器が閾検出器であることを特徴とする装置。
【請求項６】
請求項３に記載の装置において、前記Ｌ個の連続するビットのシーケンスの境界において前記少なくとも２つの余分なビットのために使用されるべき前記瞬時ビット検出器がランレングス・プッシュバック検出器であることを特徴とする装置。
【請求項７】
請求項１に記載の装置において、前記ビット検出手段はビタビ検出器であり、該ビタビ検出器がＬタップを持つ部分応答ｇｋ、前記非対称性パラメータ推定値及びＬ＋２の連続するビットのシーケンスを使用して、Ｌ個の連続するビットの前記元のデジタル情報信号においては起こり得ない組合せを含まないような全ての可能性のある組合せＣ１に関してブランチメトリック計算のための振幅レベルを、組合せＣ１と２つの追加のビットとの全ての可能性のある組合せＣ２を平均することにより、計算することができることを特徴とする装置。
【請求項８】
請求項１に記載の装置において、前記ビット検出手段はビタビ検出器であり、該ビタビ検出器がＬタップを持つ部分応答ｇｋ、前記非対称性パラメータ推定値及びＬ個の連続するビットのシーケンスを使用して、Ｌ個の連続するビットの前記元のデジタル情報信号においては起こり得ない組合せを含まないような全ての可能性のある組合せに関してブランチメトリック計算のための振幅レベルを、前記振幅レベルに１つの値を加算することにより計算することができ、該値が前記非対称性パラメータ推定値により乗算される定数であることを特徴とする装置。
【請求項９】
請求項１に記載の装置において、前記ビット検出手段がスライサレベルを有する閾検出器であり、前記スライサレベルが前記非対称性パラメータ推定値の線形関数であることを特徴とする装置。
【請求項１０】
請求項１に記載の装置において、前記ビット検出手段がスライサレベルを有するランレングス・プッシュバック検出器であり、前記スライサレベルが前記非対称性パラメータ推定値の線形関数であることを特徴とする装置。
【請求項１１】
請求項１に記載の装置において、前記前処理手段が、
−  前記読み取られた信号を等化することができる波形等化器と、
−  前記波形等化器の出力における非対称性成分の推定値を、前記非対称性パラメータ推定値を用いて計算することができる非対称性成分推定器ユニットと、
−  前記推定値を前記波形等化器の出力から減算して、結果として前記処理された信号を得ることができる減算ユニットと、
を有していることを特徴とする装置。
【請求項１２】
請求項１に記載の装置において、前記装置は前記処理された信号から該処理された信号の推定値を減算することによりエラー信号を導出することができる手段を更に有し、この推定値は前記ビット検出器の出力信号から前記非対称性パラメータ推定値を使用することにより導出され、前記非対称性パラメータ推定器手段は、サンプリング時点ｔ０における前記非対称性パラメータ推定値の推定値を、次のサンプリング時点ｔ０＋１において前記ビット検出手段により検出されたビットが前のサンプリング時点ｔ０−１において検出されたビットと同一の符号を有している場合に前の非対称性パラメータ推定値にエラー信号を加算することにより生成することができることを特徴とする装置。
【請求項１３】
請求項１に記載の装置において、前記装置は前記処理された信号から該処理された信号の推定値を減算することによりエラー信号を導出することができる手段を更に有し、この推定値は前記ビット検出器の二進出力信号から前記非対称性パラメータ推定値を使用することにより導出され、前記前処理ユニットは調整可能な係数を持つＦＩＲフィルタであるような波形等化器を有し、前記係数は前記エラー信号の平均二乗値を最小化するために最小平均二乗アルゴリズムを用いて調整可能であることを特徴とする装置。
【請求項１４】
記録担体上の情報を読み取る方法であって、前記情報がマークの形で前記記録担体上に存在し、該方法が、
−  前記記録担体からデータ信号を読み取るステップと、
−  前記読み取られたデータ信号を、更なる処理に適した処理された信号に変換するステップと、
−  前記処理された信号から情報信号を導出するステップと、
−  前記情報信号を復号するステップと、
−  前記読み取られた信号における非対称性を示す非対称性パラメータ推定値を導出するステップと、
を有するような方法において、
前記非対称性パラメータ推定値が公称寸法に対する前記マークの寸法のズレにより実質的に決定され、前記方法が、前記マークの寸法が前記公称寸法からずれる場合に前記情報信号のビットエラー率を前記非対称性パラメータ推定値を使用して改善することができることを特徴とする方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、マークの形で記録担体上に存在するような記録担体上の情報を読み取ることができる装置であって、該装置が、
−  上記記録担体からデータ信号を読み取ることができる読取手段と、
−  上記の読み取られたデータ信号を更なる処理に適した処理された信号に変換することができる前処理手段と、
−  前記処理された信号から情報信号を導出することができるビット検出手段と、
−  前記情報信号を復号することができるチャンネル復号手段と、
−  前記読み取られた信号における非対称性を示す非対称性パラメータ推定値を導出することができる非対称性パラメータ推定器手段と、
を有するような装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
光記録における主たる非線形性の幾つかは、当該システムの書き込み端において発生し、ピット及びランドの形の同一公称サイズのマークの実効サイズの差により生じる。この現象は、読み取り端において再生信号のアイパターンにおける非対称性の形で現れる。ピット及びランドの長さの差の結果としての再生信号のアイパターンの非対称性は、ドメインブルーム（ｄｏｍａｉｎ ｂｌｏｏｍ）非対称性とも呼ばれる。非対称性は、例えば、記録レーザ出力の公称値からの系統的偏差により生じ得る。正の偏差はピットが同一の公称サイズのランドより実効的に長くさせる（過エッチング）一方、負の偏差は反対の効果（エッチング不足）を有する。非対称性は、相変化（書換可能）のものにおいてより、読取専用のアプリケーション（ＲＯＭ）用のマスタリングされたシステムにおいて一層激しくなる。これは、書換可能システムにおける書き込み処理の精細な制御によるもので、斯かるシステムにおいては、異なる出力の一連の短いレーザパルスからなる書き込み方法において当該ピットの終端における消去パルスが、長いマークと同一の（放射方向の）幅を持つ短いマークの実現を可能にしている。このことは、変調を増加させるために最短マークの長さを増加させる必要性をなくす。大容量の光記録システムへの移行は、非常に小さなピットのマスタリングを必要としている。従来のレーザビーム記録器は、深紫外線（ＤＵＶ）領域の波長のレーザを使用し、斯かる波長は２５ＧＢのディスク容量を達成するために要するサイズのピットをマスタリングするのにかろうじて充分な分解能を備えている。これは、非常に狭い処理範囲（ウインドウ）に繋がり、このことは、最適なピットサイズを保証するために非常に正確なレーザ出力の制御が必要であることを意味する。最適出力値の周辺の小さな変動でさえも、マスタリングの間における大きな非対称性に繋がり得る［１］。再生信号における非対称性の主たる影響は、中心アイの（公称）スライスレベルに対するズレ及び中心アイ開口の低下である。それに応じてスライスレベルをずらすことにより検出は改善することができるが（これは、スライサの適応化を用いて部分的に正確に達成することができ、該適応化は、非対称性の処理に関する従来技術の一部を形成する［８］に提案されているように、ＲＬＬコードの直流無し特性を利用している）、上記アイ開口の低下は零非対称の場合に対してビットエラー率（ＢＥＲ）の悪化を生じる。このことが、特に非対称性が大きい場合に、何らかの形の等化及び／又は一層強力な形の検出を必要とする。
【０００３】
記録過程において非対称性が存在しない場合は、再生信号は合理的な程度の精度を持つリニアな系によりモデル化することができる。しかしながら、フォト検出器における物理的検出過程は本来非線形過程である。複雑な値の光波面は記憶されたビットではリニアであるけれども、非線形な出力分布が実際には記録されるが、これらの非線形性は現在のディスク密度ではむしろ小さくなる。再生信号の簡単な離散時間モデルが図１に示されている。連続時間再生信号にアナログローパスフィルタを適用し、ボーレートサンプラを後続させることにより、このモデルに到達することができる。
【０００４】
図１において、ａｋはディスク上に記憶される符号化された情報ビット（短く、チャンネルビットと呼ぶ）であり、ｆｋは光学記録チャンネルのモデルであり、ｎｋは加算的ノイズ過程である。ａｋは｛−１，１｝からの値を呈することに注意されたい。以下においては、ノイズは加算的なホワイト及びガウス的であると仮定する。光学記録においては、情報ビットは、ディスク上に記憶される前に符号化される。この形の符号化は変調符号化として知られており、該符号化の２つの主要な目的は、ディスクに記憶し及びディスクから取り出す過程で信号が受ける歪を最小にすること、及びタイミングの回復を可能にすることである。記憶用途のための変調コードは、通常は、ランレングス制限（ＲＬＬ）コードである。ＲＬＬコードは、ランレングス制約と呼ばれる２つの数ｄ及びｋにより特徴付けられる。ｄ及びｋ制約は、符号化されたビットストリームにおける連続したビットの遷移（ＮＲＺチャンネルビットストリームでは“１”ビットにより示される）が少なくともｄビット位置、多くてもｋビット位置に各々離隔されることを指定する。言い換えると、２つの連続する“１”ビットの間には少なくともｄ個、最大でｋ個の零が存在しなければならない。等価的に言うと、これらの制約は、符号化されたシーケンスの二極性ＮＲＺＩチャンネルビットストリームにおけるランレングス（等しいビットの連続）をｄ＋１とｋ＋１との間の数に制限する。結果として、全ての可能性のあるビットのシーケンスが有効なＲＬＬビットストリームということにはならない。例えば、８つの可能性の３ビットシーケンスのうちの、三つ組み−＋−及び＋−＋は、ｄ＝１コードでは許されない。ここで、及び本明細書の残りの部分において、“＋”は＋１であり、“−”は−１である。
【０００５】
光ディスクの読み出しは、接線方向の傾き、放射方向の傾き及び焦点ズレ等の幾つかの物理的パラメータが変化するような動的な過程である。これらの変動は、当該ディスク上の情報のユーザデータレートと較べると比較的大きな時間目盛り上のものである。これは、光チャンネルのインパルス応答の時間変動となり、これが、充分に対処されないと受信部の全体の性能を悪化させ得る。斯様な動的変動に対処する１つの方法は、適応的等化を介してのものである。即ち、再生信号サンプルｒｋは、典型的には調整可能な係数を備えるＦＩＲフィルタであるような等化器に供給される。１つの可能性のある設定においては、等化器の係数は、全体としてのフィルタ、即ちチャンネルと等化器との縦続接続、が固定された所定の目標応答に可能な限り良く類似するように調整される。この応答は部分応答と呼ばれ、対応する方法は部分応答等化と呼ばれる（該事項の簡潔な処理に関しては［３］を参照）。部分応答は、しばしば、少数のタップを有し、チャンネルｆｋの振幅歪の殆どを捕捉する。後者は、等化が大きなノイズの増加とならないことを保証するためである。
【０００６】
以下においては、全体の応答をｇｋにより示される部分応答に変換するために、タップｗｋを備える（適応型）リニア等化器が雑音性チャンネル出力ｒｋをフィルタ処理すると仮定する。該等化器の出力端におけるシーケンスは、
【数１】
2004531016.tif 000002
により与えられ、ここでｐｋ＝（ｆ＊ｗ）ｋは合成された（チャンネル及び等化器）応答であり（等化が完全な場合は、ｇｋに等しくなるべきである）、ｕｋはフィルタ処理されたノイズである。該適応型リニア等化器フィルタの係数は制御ループにより調整され、該制御ループは適切なエラー信号により駆動される。部分応答等化の場合、エラー信号は等化器の出力（該等化器に後続する検出器への実際の入力）と“所望の”等化器出力、即ち、
【数２】
2004531016.tif 000003
との間の差として形成される。ここで、
【数３】
2004531016.tif 000004
は等化器の出力端における所望のシーケンスであり、
【数４】
2004531016.tif 000005
は検出器により生成される実際のチャンネルビットの推定である。ｅｋの相関付けされたバージョンの最小化が、等化器のタップを所望の設定値へと駆動する。
【０００７】
部分応答は、Ｌシンボル間隔のメモリ長を有すると仮定されるので、
【数５】
2004531016.tif 000006
となる。前述したように、ｇｋは、チャンネルｆｋの振幅歪の殆どを捕捉するように選択される。公称の条件下では、光学チャンネルインパルス応答は（ｓｉｎｃ２（ｔ））パルスに類似し、ｇｋは通常は同様の形状を有するように選択される。この場合、当該部分応答は中間点に対して対称となり、Ｌ＝２シンボル間隔の遅延を誘起する。以下においては、Ｌは偶数であると仮定する。
【０００８】
実用的に関心のある光記録チャンネルにとり典型的であるような、Ｌ＝４の例を考察してみよう。ｇｋは中間点に対して対称であり、２シンボル期間の遅延を誘起するので、これらの特性を、
【数６】
2004531016.tif 000007
と書くことにより明確に反映することができ、ここで、δｋは単位インパルスを示す。（１）式（ｐｋ＝ｇｋの場合）及び（４）式から、等化器の出力端におけるシーケンスを、
【数７】
2004531016.tif 000008
と表すことができる。ｙｋのデータ成分は、５つの連続するビットａｋ−２，…，ａｋ＋２のシーケンスにより完全に決定される。ｄ＝２制約の場合、該５ビットシーケンスの幾つかは許容されない。残りの組合せは、対応するデータレベル（ａ＊ｇ）ｋと共に、表１に示されている。長さｎのｄ制約の二進シーケンスの数は２Ｎｄ（ｎ−１）により与えられ、ＮｄはＮＲＺフォーマット（“１”が遷移を示す）におけるｄ制約のシーケンスの数である。Ｎｄ＝２（４）＝６であるので、３２個の可能性のある５ビットシーケンスのうちの１２のみが、許される。更に、ｇｋの対称性により、（ａ＊ｇ）ｋは８個の異なった値を呈する。これらの所見は、次の節においてｙｋに対する最大尤度シーケンス検出器の設計に使用される。
【０００９】
【表１】
2004531016.tif 000009
ＣＤ及びＤＶＤのような現在の光記録製品は、種々の動作条件下で強固であるように設計されている。これらのシステムにおいて、単純なビット毎の検出方法でさえ充分な性能余裕を提供することができる。しかしながら、高い過速度係数の必要性及び時には低品質の書込可能型ディスクの増加は、受信部における一層強力な信号処理を必要としている。検出の見地からは、このことは、高度の複雑さを犠牲にして最適に近い性能を保証することができるようなシーケンス検出方法への移行を意味する。以下においては両型式の検出方法を説明する（従来技術）。
【００１０】
最も単純なビット毎検出器は、閾検出器（ＴＤ）としても知られている二進スライサである。ＴＤは、再生信号のサンプル値を量子化することによりビット推定値を生成する。即ち、サンプル値が閾レベルを超えると＋１ビットが生成され、−１は該閾値より低い値に対応する。実際の受信部においては、スライサ（閾）レベルは再生信号のサンプル値に基づいて適応的に調整される。この手順は、チャンネルビットストリーム内の＋１及び−１の数を等しくなるように強制するランレングス制限コードの無直流特性を利用する。従って、スライスレベルの制御はＴＤ出力端のビットストリームにおける該条件を維持することを目的とする。
【００１１】
理想的には、最適スライサレベルは、検出器の入力端におけるシーケンスのアイパターンにおける内側のアイの中間に位置される。該内側アイは、最小のピット振幅及び最小のランド振幅により決定される。これらは、最短のドメインのエッジにおける振幅であり、該最短のドメインは、ｄ＝２のチャンネルコードの場合、３チャンネルビットを有し、３Ｔで示される。非対称性がない場合、無雑音の検出器の入力値は表１に掲げられたものとなる。最小のピット及びランドの振幅は、各々、−ｇ０及びｇ０となる。結果として、その場合、ＴＤに対する最適なスライサレベルは零に等しくなる。ＴＤのビットエラー率性能は、ランレングス制限コードのｄ制約を利用するような単純な後処理により改善することができる。ＴＤと後処理との組合せは、ランレングス・プッシュバック検出器（ＲＰＤ）又はラン検出器［４，５］として知られている。後処理は、ＴＤ出力におけるｄ制約に違反するランを検出することになり、ｄ＝２の場合は、これらランを最小の許容される長さ３Ｔのランに変換する。ＲＰＤの最初の段階はＴＤであるので、スライサレベルが動作に関して必要となる。
【００１２】
ＲＰＤの最適なスライサレベルは、単独のＴＤのものと等しい必要はない。最適なＲＰＤ閾値は、２つの振幅レベル、即ちピットのエッジビットに対応する検出器入力シーケンスサンプルの振幅及びランドのエッジビットのもの、の平均に等しい。非対称のない信号、及び５タップのｇｋの場合、これらのレベルは表１に示すように、各々、−ｇ０及びｇ０に等しくなる。この場合、結果としての最適スライサレベルは零に等しくなる。より長い応答ｇｋに関しての、非対称性がない場合、ＴＤ及びＲＰＤに対する最適な閾値が共に零に等しくなることを実際に示すことができる。しかしながら、これから分かるであろうように、これは非対称性が存在する場合は当てはまらない。
【００１３】
最大尤度シーケンス検出器（ＭＬＳＤ）は、全ての可能なｄ制約準拠ビットシーケンスのうちから、フィルタ処理されたバージョン
【数８】
2004531016.tif 000010
が可能な限り良好に等化器出力シーケンスｙｋに一致するようなデータシーケンス
【数９】
2004531016.tif 000011
を見付けるように試みる。ｇｋは部分応答（実際のチャンネルインパルス応答より少ないタップを備える）であるから、この検出器は、部分応答最大尤度（ＰＲＭＬ）検出器としばしば呼ばれる。シーケンスｙｋ及び応答ｇｋが与えられると、ＰＲＭＬは実際のチャンネルシーケンスａｋの推定
【数１０】
2004531016.tif 000012
を生成し、ここで、Ｄ≫Ｌは固有の検出遅れである。ＰＲＭＬ検出はビタビ検出器（ＶＤ）により実施され、本質的に動的プログラミングアルゴリズムである。ＶＤは、一連の状態、これらを接続する方向付きグラフ（状態移行図、ＳＴＤ、又は有限状態マシン、ＦＳＭ）及び基礎となる応答（この場合は、ｇｋ）を特徴とする。結果は一般的に適用可能であるが、以下においてＬ＝４の場合の（４）式の部分応答モデルに焦点を合わせるものとする。各状態は、チャンネルメモリ内に存在するＬ＝４の最も新しいビットのシーケンス、即ち
【数１１】
2004531016.tif 000013
であり、ここで、Ｎｓは状態の総数である。方向付きグラフの端部のラベルが表１に示したチャンネルビットの５タップシーケンスを表すようなミーリー型のＳＴＤを考察する。Ｌビットの２Ｌの組合せが可能であるが、これらの組合せの多くはコード制約ｄに違反するので除外される。この結果、Ｎｓは２Ｌよりも小さくなる。ｄ制約は、或る連続の状態も除外する。図示の目的で、一般性の喪失無しで、以下においてはｄ＝２のシーケンスに焦点を合わす。２４＝１６なる可能性のある状態のうち、８（２Ｎｄ＝２（ｎ−１＝３））のみがｄ＝２制約に従い、従ってＮｓ＝８である。この場合のＶＤの基となる状態図（ＳＴＤ）は図２に示される。合計で１２の端部が存在し、８個の状態のうちの半分は２以上の入力端を有している。
【００１４】
ＳＴＤにおける各端部（分岐：ブランチ）は、状態の連続、
【数１２】
2004531016.tif 000014
即ちＬ＋１ビットａｋ−２，…，ａｋ＋２の連続を固有に定義する。斯様であるので、これは無雑音の検出器入力、
【数１３】
2004531016.tif 000015
及び
【数１４】
2004531016.tif 000016
も決定し、ここでＨ（ｘ）はｘの所定の偶関数（通常は、Ｈ（ｘ） ＝ｘ２ ｏｒ Ｈ（ｘ） ＝｜ｘ｜）である。
【００１５】
各ビット間隔ｋでのＮｓの状態の各々に対して、ＶＤは分岐距離（ブランチメトリック）の累算であるような、関連するパスメトリックを追跡する。即ち、最小のパスメトリック（又はパス“コスト”）に繋がるパスが、所謂加算／比較／選択（ＡＣＳ）処理により選択され、当該状態への最短パスを生じさせる。パスメトリックは各ビット間隔で更新される。１つの入力ブランチしか持たない状態（状態２、３、６及び７のような）に関しては、これは現ブランチメトリックの、維持されるパスメトリックへの加算しか含まない。残りの状態に関しては、２つの合流するパスの間での選択がなされなければならない。これは、各現ブランチメトリックを２つの既存のパスメトリックに加算し、これらを比較し、最小の更新されたパスメトリックを持つパスを選択することにより実行される。これらのＡＣＳ処理はＶＤの動作速度を決定することになる。
【００１６】
各ビット間隔において、ＶＤは最小の現パスメトリックを持つ状態も識別する。次いで、ＤＶは当該パスを介してＤステップ遡り、関連するビット
【数１５】
2004531016.tif 000017
を実際のチャンネルビットａｋ−Ｄの推定として選択する。
【００１７】
文献［１８］には、適応型最大尤度シーケンス推定受信器が記載されており、該受信器は読取信号における非線形性を、完全なチャンネルの終わりにおいて零メモリ非線形性（ＺＮＬ）によりモデル化し、更に、このＺＮＬ非線形性を記述する一連のパラメータの推定値を生成すると共に、これら推定値を当該受信器のメトリック計算に組み入れる。上記非線形性の推定値は、書込チャンネルと同様のドメインブルーム非対称性の条件と組み合わされた、例えば接線方向傾き、放射方向傾き等を伴う読取チャンネルの読み出し条件のような異なる効果の組合せにより決定される。文献［１８］で使用される非対称性モデルはリニアな読出チャンネルの正に終わりで非線形性を導入する、即ちリニアなチャンネルの出力が（メモリ無し）非線形歪を受けることに注意すべきである。文献［１８］に記載された斯様なアドホックモデルは、当該システムにおいて完全なチャンネルの正に始点で、即ち当該ディスクの書き込み動作（書込チャンネル）の側で生じる非線形性は正確に記述することはできないことは明らかである。上記“完全”とは、書込チャンネル及び読取チャンネルの連結と理解される。
【００１８】
記録担体からデジタル情報信号を再生する既知の装置は、マークの寸法が公称寸法からずれると、比較的高いビットエラー率を有する。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は、冒頭の段落で述べたような種類のデジタル情報信号を再生する装置であって、マークの寸法が公称寸法からずれた場合にも比較的低いビットエラー率を有するような装置を提供することにある。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
上記目的は、非対称性パラメータ推定値が公称寸法に対するマークの寸法のズレにより実質的に決定され、当該装置が、マークの寸法が公称寸法からずれる場合の情報信号のビットエラー率を、上記非対称性パラメータ推定値を使用することにより改善することができるようにすることにより実現される。
【００２１】
光学記録系においては、書込過程における非線形性が再生信号のアイパターンにおける非対称性を生じさせる。信号非対称性の簡単ではあるが正確なモデルは、文献［２］に提案されており、図３に図示されている。
【００２２】
図３において、チャンネルビットａｋは先ず単一のパラメータＡにより特徴付けられる非線形処理を受け、該処理は上記チャンネルビットをシンボルｂｋに変換する。これは、メモリ／非線形性手段１０により実行される。次いで、シンボルｂｋは光学チャンネルｆｋに供給され、再生シーケンス
【数１６】
2004531016.tif 000018
を得るためにノイズが付加されるが、ここで、ｒｋは零非対称性の場合の（１）式と同様に再生信号を示す。単一のパラメータＡを特徴とする上記図３の非線形処理は、遷移に直に隣接する一方の極性のサンプルａｋの振幅を減少させることにより書込非線形性に対する責任を負う。非線形に変換されたシンボルｂｋは下記の式［２］を介してビットａｋに関連される。
【数１７】
2004531016.tif 000019
ここで、Ａは再生信号における非対称性にリニアに比例するパラメータである（非対称性の定義に関しては文献［６］参照）。上記単一の非対称性パラメータは、公称寸法に対するマークの寸法の偏差により実質的に決定される。これらの偏差は、トラックの方向に沿う接線方向のマークの一層長い幅、及び／又はトラックの方向とは直交する放射方向のマークの一層大きな広がりを含むことができる。サンプルｂｋは三進アルファベット｛−１，Ｂ，１｝からの値を呈し、ここで、Ａ＞０ならＢ＝１−Ａ、及びＡ＜０ならＢ＝−１−Ａであり、一般的にはＢ＝（１−｜Ａ｜）・ｓｇｎ（Ａ）である。式５のモデルは、Ａ＝０と設定することにより、無非対称性（ｂｋ＝ａｋ）の場合もカバーする。
【００２３】
（１０）式のモデルは、デジタル情報信号を再生する装置のビットエラー率を改善するのに使用することができる。（１０）式の非対称性パラメータを導出する非対称性パラメータ推定器手段を有するようなデジタル情報信号を再生する装置は、ドメインブルーム非対称性が存在する場合に改善されたビットエラー率を有することになる。式（１０）に使用されるような非対称性パラメータＡは、該パラメータが記録されたピットの大きさを固有に示す、即ち該非対称性パラメータ推定値はマークの大きさの偏差により実質的に決定されるという利点を有し、従って、このＡパラメータのモデルは書込チャンネルを直接特徴付けることになる。既知の装置は、書込チャンネルの特性への直接的依存性は有さず、完全なチャンネルの条件の混合に依存するような、非線形性に関する一連のパラメータ推定値を使用している。従って、斯かる既知の装置で使用される推定値は、記録されたマークの大きさにより実質的に決まるものではない。
【００２４】
マークの大きさは、該マークの長さ及び幅により決まる。マークの長さ及び幅の両者の変動が、（１０）式に使用される非対称性パラメータ推定値Ａに影響を有する。
【００２５】
本発明の、これら及び他の態様は、例示として以下の説明において及び添付図面を参照して述べられる実施例から明らかとなり、斯かる実施例を参照して解説されるであろう。
【００２６】
【発明の実施の形態】
本装置の一実施例は、該装置が更に処理された信号から該処理された信号の推定値を減算することによりエラー信号を導出することができる手段を有し、上記推定値はビット検出器の出力信号から前記非対称性パラメータを使用することにより導出され、前処理ユニットが調整可能な係数を備えるＦＩＲフィルタであるような波形等化器を有し、上記係数が前記エラー信号の平均二乗値を最小化するために最小平均二乗アルゴリズムを使用して調整することができることを特徴とする。
【００２７】
再生シーケンスｒｋに線形フィルタｗｋを適用することにより、チャンネルｆｋを部分応答ｇｋに等化することができる。即ち、
【数１８】
2004531016.tif 000020
前述したように、光学記録における適応型等化の使用は、読み出しの間における光学チャンネルの動的変動を追跡することを可能にする。適応型等化器の係数を調整するための制御ループを駆動するために、適切なエラー信号を定義する必要がある。零非対称性の場合におけるのと同様に、エラー信号は、等化器の出力と該出力の“所望な”ものとの間の差として形成される。非対称性が存在する場合、タップｗｋを備える線形等化器の出力は式６により与えられ、シンボルｂｋへの依存性によりチャンネルビットａｋでは非線形となる。このａｋへの非線形な依存性は、合成された応答ｐｋ＝（ｆ＊ｗ）ｋの部分応答ｇｋへの収束を保証するために、上記“所望の”等化器出力にも存在すべきである。従って、非対称性が存在する場合の（部分応答）等化器の適応化のためのエラーシーケンスは、
【数１９】
2004531016.tif 000021
と定義し、ここで、
【数２０】
2004531016.tif 000022
は、ａｋをビット推定値
【数２１】
2004531016.tif 000023
により置換し、パラメータＡを該パラメータの推定値
【数２２】
2004531016.tif 000024
により置換した後の式５を介して得られる実際のシンボルｂｋの推定値である。パラメータＡを推定する方法は後に説明する。ここで述べる適応型等化器を組み込んだ、非対称性を持つ再生信号用の受信器の一般的な構成（トポロジ）が図４に示されている。
【００２８】
図４において、再生信号ｒｋは等化器１１を介して導かれ、結果として信号ｙｋとなる。ｙｋから、検出器１２は記録担体上に記憶された情報の推定
【数２３】
2004531016.tif 000025
を生成する。これらの推定
【数２４】
2004531016.tif 000026
は、次いで、メモリ／非線形性手段１０により非線形に変換されたシンボル
【数２５】
2004531016.tif 000027
を得るために使用される。畳み込み手段１４により、等化器１１の所望の出力が
【数２６】
2004531016.tif 000028
として求められる。この項は、遅延手段１６によりｙｋから得られるｙｋ−Ｄから減算される。結果としてのエラー信号ｅｋは、パラメータ更新手段１３及び更新アルゴリズム手段１５により使用される。パラメータ更新手段１３は、非対称性パラメータの推定値
【数２７】
2004531016.tif 000029
の更新値を生成する。更新アルゴリズム手段１５は前記等化器のタップｗｋを更新する。
【００２９】
ｐｋ＝ｇｋであり、ｇｋが式（４）により与えられると仮定すると、上記等化器の出力は、
【数２８】
2004531016.tif 000030
と書くことができる。ｙｋのデータ成分は、５つの連続したシンボルｂｋ−２，…，ｂｋ＋２のシーケンスにより完全に決定される。各シンボルｂｋは（１０）式を介して３つの連続したビットａｋ−１，…，ａｋ＋１により規定される。この場合、ｙｋは、
【数２９】
2004531016.tif 000031
として等価的に再表現することができ、ここで、ｈ（．）は記録されたビットａｋ−３，…，ａｋ＋２，ａｋ＋３の確定非線形関数であり、式（１０）と組み合わされた式（１３）により規定される。２７＝１２８の可能性のある７ビットシーケンスａｋ−３，…，ａｋ＋３が存在する。ｄ＝２制約の場合、許容されない７ビットシーケンスの数は２Ｎｄ＝２（ｎ−１）＝２Ｎｄ＝２（６）＝１０２である。従って、２７＝１２８の可能性のある７ビットシーケンスａｋ−３，…，ａｋ＋３のうちの２６のみが許容される。これらのシーケンスが、対応する５ビットシーケンスｂｋ−２，…，ｂｋ＋２及び関連するデータレベルｈ（ａｋ−３，…，ａｋ＋２，ａｋ＋３）＝（ｂ＊ｇ）ｋと共に表２に示されている。
【００３０】
【表２】
2004531016.tif 000032
表２における変数Ｃ及びＤは、
【数３０】
2004531016.tif 000033
に従い非線形モデルのパラメータＡに関係する。
【００３１】
好ましい実施例においては、本装置は、処理された信号から該処理された信号の推定値を減算することによりエラー信号を導出することができる手段を有し、上記推定値はビット検出器の出力信号から非対称性パラメータの推定値を用いることにより導出され、非対称性パラメータ推定器手段は、次のサンプリング時点ｔ０＋１において前記ビット検出手段により検出されたビットが前のサンプリング時点ｔ０−１において検出されたビットと同一の符号を有している場合は、サンプリング時点ｔ０における非対称性パラメータの推定値を前の非対称性パラメータ推定値にエラー信号を加算することにより生成することができる。
【００３２】
非対称性が存在する場合に受信器の信頼性のある動作にとり重要なのは、（１０）式の非線形モデルにより定量化されるように、当該モデルの非対称性パラメータＡの推定である。この目的のために、該Ａの推定を制御するためのループを必要とし、該ループは理想的には当該受信器が追跡する他のパラメータの推定からは独立しているものとする。ここで、文献［７］で提案されている方法に従うことにする。この方法を、以下に示すように概括する。先ず、（１０）式を、
【数３１】
2004531016.tif 000034
と、書き換え、ここで、
【数３２】
2004531016.tif 000035
はリニアなインパルス応答であり、ｓｋは｛０，１｝からの値をとる二次非線形項
【数３３】
2004531016.tif 000036
である。式（１６）によれば、ｂｋはＤＣオフセット−Ａ／２、線形ＩＳＩ成分（ａ＊ｈ）ｋ、及び二次非線形成分Ａ／２ｓｋからなる。ＤＣオフセット及び線形ＩＳＩは当該系の他の部分でも発生し得るから、非対称性を明確に示すｂｋの唯一の成分はＡ／２ｓｋである。これが、パラメータＡを制御するために検出しなければならない成分である。
【００３３】
式（１２）におけるのと同一のエンコーダ信号を使用し、ここで、
【数３４】
2004531016.tif 000037
は、パラメータＡの推定値
【数３５】
2004531016.tif 000038
及びビットａｋの推定値
【数３６】
2004531016.tif 000039
から計算される変換されたシンボルｂｋの推定値である。残留線形ＩＳＩ及び残留ＤＣオフセットは最小であり、検出エラーは無いと仮定すると、エラー信号ｅｋは
【数３７】
2004531016.tif 000040
に比例する成分を含むことになる。この場合、この成分の検出はｅｋを（ｓ＊ｇ）ｋと、又は、実施を簡略化するために、ｓｋと相互相関付けすることにより達成される。（１７）式から、ｓｋは遷移から離れてのみ、即ち
【数３８】
2004531016.tif 000041
の場合に非零となることが分かる。次いで、パラメータＡの更新が、
【数３９】
2004531016.tif 000042
なる反復を介して実行され、ここで、
【数４０】
2004531016.tif 000043
は反復ｉにおけるＡの推定を示す。
【００３４】
他の実施例においては、本装置はビット検出手段がスライサレベルを持つ閾検出器であり、該スライサレベルが非対称性パラメータ推定値の線形関数であることを特徴とする。これは、例えば、上記スライサレベルを、上記非対称性パラメータ推定値を定数により乗算することにより導出することによって実施することができる。
【００３５】
伝統的な検出系においては、非対称性の影響は閾検出器の判定レベルのオフセットにより補償されている［８］。このオフセットは、当該ディスクから反射される光の量に比例し、ディスク読み出しの間において変化する。正しい判定レベルは帰還ループの組合せを介して回復され、これら帰還ループはＰＬＬからの位相誤差を利用する。通常、読み出しの開始の間においては判定レベルの収集のために低速ループが使用され、初期収束の後に高速ループが引き継ぐ。しかしながら、非対称性が存在する場合の最適スライサレベルの公称値が分かる場合は、上記高速ループのトラッキング帯域幅は増加することができる。その場合、該高速ループは、この最適値の周辺の小さな変動のみを追跡し、結果として小さなダイナミックレンジとなるように設計することができる。非対称の場合の再生信号に対する、この最適スライサレベルを計算する手順を以下に概略述べる。
【００３６】
ＴＤスライサの最適値は、検出器入力端における信号の内側アイパターンの中間に位置する。非対称性が存在する場合、及び５タップ応答ｇｋの場合、無雑音検出器入力は、表２に掲げるような２６の可能性のある振幅レベルを呈する。内側アイレベルは、ランド及びピットに対して、Ａ＞０の場合は（１−Ａ）ｇ０−Ａｇ２及び−ｇ０−Ａｇ１に各々等しく、Ａ＜０の場合はｇ０−Ａｇ１及び−（１＋Ａ）ｇ０−Ａｇ２に各々等しい。この場合、ＴＤに関する最適閾レベルは、Ａの符号に無関係に、−Ａ／２（ｇ０＋ｇ１＋ｇ２）に等しい。
【００３７】
本装置の他の実施例は、ビット検出手段がスライサレベルを備えるランレングス・プッシュバック検出器であり、該スライサレベルが非対称性パラメータ推定値の線形関数であることを特徴とする。これは、例えば、上記スライサレベルを、非対称性パラメータ推定値を定数により乗算することにより導出することによって実施することができる。
【００３８】
非対称性が存在する場合、より良い性能のためには、上記ランレングス・プッシュバック検出器ＲＰＤのスライサレベルも調整する必要がある。このスライサレベルは、単独のＴＤのスライサレベルとは必ずしも等しくはない。ＲＰＤ用の該スライサレベルを推定する手順が、ここで提案されるものとは異なる非対称性用モデルに基づいて、［９］に提案されている。しかしながら、該手順は汎用的なもので、本モデルにも適用することができる。該手順によれば、最適スライサレベルは、何れか２つの遷移ビットに対応するデータレベル間の平均として推定される。表２を参照すると、２つの遷移ビットに対する正及び負のデータレベルが、上部の最後の４つの行及び第２部分の最初の４つの行に各々示されている。Ａの符号とは独立して、ＲＰＤ用の最適スライサレベルを推定するには８個のループが必要となるであろう。最適なＲＰＤスライサレベルを推定し、且つ、１つの制御ループしか必要としないような他の手順は、以下の項で示される。
【００３９】
ＲＰＤの場合、最適スライサレベルはピット及びランドのエッジに対応する振幅レベルにより決定される。非対称性が存在する場合、これらのレベルは内側アイレベル（３Ｔドメインにおけるエッジビットに対応する）とは相違し、更に、これらレベルは非対称である。ランドのエッジビットに対応するデータレベルは、Ａ＞０の場合は（１−Ａ）ｇ０−（Ａ／３）ｇ２に等しく、Ａ＜０の場合はｇ０−Ａｇ１に等しい。ピットのエッジにおける対応するデータレベルはＡ＞０及びＡ＜０の場合、各々、−ｇ０−Ａｇ１及び−（１＋Ａ）ｇ０−（Ａ／３）ｇ２となる。この場合、ＲＰＤ用の最適閾レベルは、Ａの符号とは独立に、−（Ａ／２）（ｇ０＋ｇ１＋ｇ２／３）となる。この時点で２つの見方をすることができる。第１に、両検出器に対する最適スライサレベルは、パラメータＡに対する単純な関係を介して非対称性に対しリニアに比例する。これは、読み出しの間におけるこれらレベルの推定及び追跡は、式（１９）のアルゴリズムを介してのパラメータＡの追跡になることを意味する。このように、単一のループしか必要とされない。ここで導出される最適スライサレベルの値は零非対称性の場合にも有効であり、その場合、これら値はＡ＝０であるので共に零となる。第２に、２つの最適レベルはＡ＝０の場合を除いて等しくない。非対称性が大きいほど、これらレベルは、益々、互いからずれる。
【００４０】
本装置の好ましい実施例は、前記ビット検出手段がビタビ検出器であり、該検出器は、Ｌタップを持つ部分応答ｇｋ、前記非対称性パラメータ推定値及びＬ＋２の連続するビットのシーケンスを使用して、元のデジタル情報信号においては起こり得ない組合せを含まないようなＬ＋２の連続するビットの全ての組合せに関するブランチメトリックの計算のための振幅レベルを計算することができる。
【００４１】
非対称性の再生信号の最大尤度（ＭＬ）検出に焦点を合わせて、文献における２つの主たる方法を識別する。それらの１つ［１０］においては、非対称性に関する非線形モデルが第１ステップにおいて作成され、該モデルの周りでＭＬ検出器が設計される。該方法は、再生信号の線形モデルの周りで設計されたＭＬ検出器（３節で述べられているもののような）より遙かに性能が優れていると報告されている。しかしながら、文献［１０］に提案された非対称性用モデルは、完全に特定されるには、部分応答タップに加えて６つのパラメータを必要とする。これらパラメータは反復的に推定される必要があり、これが当該受信器の複雑さを増加させる。
【００４２】
第２の方法においては、ＶＤにおけるブランチメトリックの計算のために基準振幅レベルが使用される。再生信号がリニアな場合、これらの基準レベルは、部分応答の入力端における全ての可能性のある（Ｌ＋１）ビットの組合せ（（７）におけるような）に対しての、該部分応答の出力端における振幅値となる。ｄ＝２シーケンス及びＬ＝４の場合、表１に示したもののような、１２の斯様なレベル（それらのうちの８つが明確である）が存在する。
【００４３】
しかしながら、非対称性が存在する場合、書き込み過程は非線形であり、再生信号に存在する振幅レベルは公称（零非対称性）位置に対してずれている（一様でない態様で）。文献［１１］及び［１２］においては、スライスされた再生信号における（Ｌ＋１）チャンネルビットの各シーケンスの発生を追跡し、これらの対応する振幅を平均化することにより、新たな基準レベルが推定されている。二進スライサによる誤差を防止するためには、もっと進んだ（中間）検出器を使用することができる。両方法の性能は、線形な部分応答モデルから導出される固定レベルに基づいて動作するようなＶＤ版よりも、大幅に優れている。しかしながら、不利な面では、両方法は比較的大きな数のレベルの推定及び反復的更新を必要とする。これも、零非対称性信号に対して複雑さを増加させる。
【００４４】
非対称性が存在する場合、再生信号は非線形となり、図１のもののような線形モデルの周りで設計されたＶＤは、最早、最適ではあり得ない。しかしながら、書き込みの非線形性を考慮するＶＤは、図３のモデルに基づいて設計することができる。その場合、該ＶＤの入力端におけるシーケンスは（１３）式により、又は等価的には（１４）式により与えられる。この場合、無雑音検出器の入力は、
【数４１】
2004531016.tif 000044
に等しく、７個の連続するチャンネルビットのシーケンスにより完全に決定される。従って、対応するＶＤの各状態は、チャンネルメモリ内の６個の最も新しいビットのシーケンス、即ち、
【数４２】
2004531016.tif 000045
となる。ｄ＝２制約の場合の基となるＳＴＤは図５に示されている。該ＳＴＤは合計でＮｓ＝１８の状態と２６のブランチとからなる。
【００４５】
各ブランチは、７ビットａｋ−３，…，ａｋ＋３の連続、（２０）式により与えられる無雑音検出器入力、及び（８）式におけるような関連するブランチメトリックを固有に規定する。全ての可能性のあるデータレベルｚｋ（Ａ＞０及びＡ＜０の各々に対して２６、これらのうちの１２のみが各々明確である）が表２に示されている。図５のＳＴＤは零非対称性の場合のものよりかなり複雑であるが、１８個の状態のうちの８個のみが２以上の入力ブランチを有し、ビット間隔毎に８個のＡＣＳ処理を必要とする。しかしながら、これは、図２のＳＴＤにおけるよりも依然として２倍である。
【００４６】
該新たなＶＤは、３節で述べたＶＤと同様の態様で実際のビットａｋに対する判定
【数４３】
2004531016.tif 000046
を生成する。唯一の相違は、ブランチメトリックの計算と、ＳＴＤとにある。代わりに、変換されたシンボルｂｋに関して判定ｂｋ−Ｄを生成するためにＶＤを再構成することができる。この場合、チャンネルビット
【数４４】
2004531016.tif 000047
の推定は、メモリ無し逆マッピングを介してシンボル推定ｂｋから生成することができる。かくして、状態は４つの連続するシンボルｂｋ−２，…，ｂｋ＋１の系列となり、無雑音検出器入力は（２０）式における第２等式に基づいて計算される。状態当たりの少ない数のシンボルによりＳＴＤが簡略化されることが期待されるが、シンボルｂｋは三進アルファベットからの値を呈する。これは、再び１８の状態及び２６のブランチのＳＴＤとなり、図６に示されている。変数Ｃ及びＤの値は、表２に従って、（１５）式により与えられる。ａｋの推定値はＣを＋１へ、及びＤを−１へマッピングすることにより生成される。
【００４７】
図６のＳＴＤは図５のものとは１つの点に関して相違する。即ち、非対称性の１つの符号に関して、図６のＳＴＤは簡略化することができることが分かる。何故なら、幾つかの状態を合成することができるからである。例えば、Ａ＞０（その場合、Ｄ＝−１）に関して、状態５、６、７及び１２は全て状態｛−−−−｝に対応し、状態４及び１３は｛Ｃ−−−｝に対応する一方、状態８及び１４は｛−−−Ｃ｝に対応する。同様の簡略化をＡ＜０（Ｃ＝＋１の場合）に関しても行うことができる。簡略化されたＳＴＤがＡ＞０及びＡ＜０に関して、図７及び８に各々示されている。各ＳＴＤは１３の状態と１９のブランチとを有し、各ＶＤはビット間隔毎に６個のＡＣＳ処理を実行する。２つのＳＴＤは完全に対称である。事実、Ａ＜０に対するものは、Ａ＞０に対するものから、各状態を有するビットの極性を変更し、パラメータＣをＤと置換することにより生じる。ブランチメトリックの計算も対称的である。Ａ＞０及びＡ＜０に関する対応するブランチ（反対の極性を持つブランチ）は、等しい大きさを有するが、反対の符号の関連するデータレベル（ｚｋ）を有する。これが、表３に示されると共に、基準データレベルの値をルックアップテーブルに記憶するために、一層小さなメモリ要件に変換する。事実、ｇｋの対称性により、１９データレベルのうちの１２のみが明確であり、これらは関連するＶＤの動作を完全に指定する。
【００４８】
Ａ＞０とＡ＜０との間の完全な対称性は、同一の（簡略化された）ＳＴＤを両タイプの非対称性に対して使用することを示唆している。非対称性は１つのディスク上では比較的一定である傾向にあるので、検出されるビットの極性の間の切り換えは必要とされそうもない。非対称性が小さいか、又は等価的にＡ≒０である場合に問題が生じる。この場合、Ａの符号は容易に変動し得、ＶＤは極性の間で切り替わらなければならない。しかしながら、これはＡ≒０の辺りに“保護ゾーン”を設定することにより容易に防止することができる。Ａが該保護ゾーンに入る場合には、Ａ＝０に自動的に設定し、検出されるビットに対してデフォルトとして極性の一方を採用する。性能には影響しないであろう。何故なら、理解されるであろうように、線形チャンネルモデル（Ａ＝０）の周りで設計されたＶＤは｜Ａ｜の小さな値に対して最適であるからである。
【００４９】
図７（又は図８）の簡単なＳＴＤが図５の１８状態の対応するものの完全な機能を保持していることに注意すべきである。実施構成の低い複雑度及び（期待される）高い速度は、如何なる性能の犠牲も伴わずに達成される。これは、全て（１０）式の非線形モデルの単純さ及び完全な対称性（正及び負の非対称性に対しての）により可能となる。しかしながら、図７のＳＴＤは図２のものよりは依然としてかなり複雑である。以下の節においては、非対称性が存在する場合のＶＤのＳＴＤの更なる単純化を提案する。Ａ＝０の場合のＶＤに対して多くても追加のコスト無しで最適に近い性能を達成することができる。
【００５０】
他の実施例においては、本装置は、ビット検出手段がビデルビ検出器であり、該ビタビ検出器がＬタップの部分応答ｇｋ、前記非対称性パラメータ、Ｌ個の連続するビットのシーケンス及び少なくとも１つの瞬時ビット検出器を用いて導出される少なくとも２つの追加のビットを使用して、ブランチメトリック計算用の振幅レベルを計算することができることを特徴としている。Ｌ個の連続するビットの上記シーケンスの境界における上記少なくとも２つの追加のビットのために使用されるべき上記瞬時ビット検出器は、例えば、当該ビタビ検出器に含まれるようにすることができ、上記２つの追加のビットの少なくとも１つは、ビタビ格子上で遡る間においてローカルなシーケンス帰還を用いて導出される。また、上記瞬時ビット検出器は閾検出器とすることもできる。更に、該瞬時ビット検出器はランレングス・プッシュバック検出器とすることもできる。
【００５１】
基となるＶＤに関しては、（１３）（又は等価的に（１４））式の非線形モデルは、複雑さの大幅な増加及び関連するスループットの減少を犠牲にして完全に利用することができることを理解した。しかしながら、理解するであろうように、チャンネルビットに対するｄ＝２制約及び非線形モデルの構造は、関連する“負担”を緩和することを可能にする。
【００５２】
【表３】
2004531016.tif 000048
以下においては、図５のＳＴＤに注目する。このＳＴＤを単純化するために、４つの連続するビットａｋ−２，…，ａｋ＋１からなる減少された集合を形成する。これらの状態は（６）式のものと同一であり、それらの連続（ｄ＝２に関して）を定義するＳＴＤは図２のものである。このＳＴＤの各ブランチは５ビットａｋ−２，…，ａｋ＋２のシーケンスを定義し、（１０）式により３つのシンボルのシーケンスｂｋ−１，…，ｂｋ＋１を固有に決定する。更に、多くの場合、ａｋ−３及び／又はａｋ＋３とは無関係に、ｂｋ−２及び／又はｂｋ＋２も特定される。これは、ｄ＝２制約及び非線形モデルの構造の結果である。例えばＡ＞０の場合を考えてみよう。この場合、ｂｋ−２及びｂｋ＋２の両者は、−＋＋＋−、＋＋−−−、−−−＋＋、＋−−−＋、＋−−−−、−−−−＋及び−−−−−とラベルを付されたブランチに関しては固有に決定される。しかしながら、残りのブランチに関しては、ａｋ−３及び／又はａｋ＋３の知識が必要とされる。同様のことがＡ＜０の場合にも成り立つ。
【００５３】
（１０）式を、
【数４５】
2004531016.tif 000049
と書き換え、ここで、ｃｋは（１０）式により意味されるａｋ−１，ａｋ，ａｋ＋１の確定的非線形関数であるとする。非線形性が存在する場合の無雑の音検出器入力は（２０）式により与えられる。（２２）式を用いて、（２０）式を、
【数４６】
2004531016.tif 000050
と書き換えることができる。ｚｋはａｋ−３（ｃｋ−２を介して）及びａｋ＋３（ｃｋ＋２を介して）に依存するから、図２のＳＴＤにおけるブランチによっては（通常は）完全に特定することはできない。代わりに、
【数４７】
2004531016.tif 000051
は、減少されたＳＴＤから完全に決定される。
【００５４】
ブランチメトリック計算において（１０）式のモデルを完全に利用するために、“残余”量ｇ２（ｃｋ−２＋ｃｋ＋２）を計算する必要がある。この目的のために、当該ＳＴＤにおける状態の少なくとも幾つかに関して、桁ａｋ−３及びａｋ＋３の推定値が必要となる。“過去の”ビットａｋ−３の信頼性のある推定は、各状態に関連する生き残りパスから、文献［１０］の方針に沿って、“ローカルな”判定
【数４８】
2004531016.tif 000052
（ローカルシーケンス帰還）の形で抽出することができる。“未来の”ビットａｋ＋３に関しては、例えば
【数４９】
2004531016.tif 000053
のような瞬時的判定によりｙｋ＋３から推定することができる（同じことを、“過去の”ビットａｋ−３に対しても適用することができる）。従って、変数ｃｋ−２及びｃｋ＋２は、
【数５０】
2004531016.tif 000054
と推定される。ｃｋは｛０，−Ａ｝からの値をとり、遷移の極近傍においてのみ、且つ、１つの極性のビットに関してのみ（Ａの符号に依存して）非零であることに注意されたい。結果として、残余量ｇ２（ｃｋ−２＋ｃｋ＋２）は三進となり、
【数５１】
2004531016.tif 000055
による｛０，−Ａｇ２，−２Ａｇ２｝からの値をとる。（２５）式において数値的計算は必要とされないことに注意されたい。これを理解するために、（２５）式は等価的に、
【数５２】
2004531016.tif 000056
と書くことができる。
【００５５】
前述したように、データレベルｚｋの計算は、多数の状態に関してビットａｋ−２，…，ａｋ＋２の連続により完全に決定される。残りの状態に関しては、
【数５３】
2004531016.tif 000057
のみを計算することができ、ｚｋに到達するために残余項が追加される必要がある。図２のＳＴＤにおける各ブランチに関して、表４は、Ａ＞０及びＡ＜０の両者に関して、関連する５ビットａｋ−２，…，ａｋ＋２の連続、全ての可能性のある“過去”及び“未来”のビットａｋ−３及びａｋ＋３、関連するベースレベルｚｋ（ｚｋが完全に特定されない場合は、
【数５４】
2004531016.tif 000058
）、並びに残余項ｇ２（ｃｋ−２＋ｃｋ＋２）（必要な場合）を示している。
【００５６】
表４の使用により、非対称性を持つ再生信号のための最大尤度検出を、図２の単純なＳＴＤに基づいて達成することができる。リニアな信号の場合に対する付加的な複雑さは、パラメータＡの符号を決定するための、追加のレベルを記憶する複数のメモリセル（ルックアップテーブルのエントリ）及び幾らかのロジックとなる。しかしながら、線形な場合におけるのと同数のＡＣＳユニットが必要となる。
【００５７】
【表４】
2004531016.tif 000059
完全にするために、基準レベルの計算に対する幾つかの代替方法に言及する。第１方法においては、現ブランチに対応する５ビットパターンが、多分桁の推定
【数５５】
2004531016.tif 000060
及び／又は
【数５６】
2004531016.tif 000061
（ブランチ及びＡの符号に依存する）、並びにＡの符号と共に、関連する振幅レベルにアクセスするように作用する。上記表はＡ＞０に対して２６のエントリ、及びＡ＜０に対しても同数のものを有しているが、各場合に対して、これらのレベルのうちの１２のみが明確である。更に、表３に示すように、Ａ＜０に対するレベルは、Ａ＞０に対するものから符号の反転により得られる。総合すると、振幅レベルを記憶するには、１２のメモリロケーションが必要となる。零非対称性の場合の対応する数は、８ロケーションである。
【００５８】
第２の方法においては、メモリ要件は、幾らかの余分な計算を犠牲にして低減される。現ブランチに関連する５ビットパターンが、ベース振幅レベル（表４においてＡ＞０に対しては第５列、Ａ＜０に対しては第７列）を選択するために使用される。次いで、
【数５７】
2004531016.tif 000062
及び／又は
【数５８】
2004531016.tif 000063
並びに現ブランチに基づいて、事前算出された残余項（表４において、Ａ＞０及びＡ＜０に関して、各々、第６列及び第８列）が上記ベースレベルに加算されて、最終的な振幅レベルを計算する。該残余項は、１２の可能性のあるブランチのうちの５つに対応するような、２６のレベルのうちの７つのみで必要とされる。ベースレベルを記憶するには８個のメモリセルのみが必要とされ、残余項に対しては２つの追加のセルが必要とされる。
【００５９】
第３の代替例は、必要とされる振幅レベルの部分集合を計算することである。無雑音アイパターンにおける外側レベル、即ちビットパターン＋＋＋＋＋及び−−−−−に対応するレベルは、ＶＤの性能にとり臨界的なものではないので、これらレベルは１つの“平均”レベルに押さえることができる。このことは、
【数５９】
2004531016.tif 000064
及び
【数６０】
2004531016.tif 000065
に関係なく、０→０とラベルの付されたブランチに対してはレベルｇ０＋２ｇ１＋（２−Ａ）ｇ２を使用し（Ａ＞０の場合）、ブランチ４→４に対してはレベル−ｇ０−２ｇ１−（２＋Ａ）ｇ２を使用する（Ａ＜０の場合）ことを意味する。残りのレベルは、上述した方法のうちの１つにおけるように計算される。
【００６０】
本装置の一実施例は、ビット検出手段がビタビ検出器であり、該検出器が、Ｌタップの部分応答ｇｋ、前記非対称性パラメータ及びＬ＋２の連続するビットのシーケンスを使用して、２つの追加のビットとの組合せＣ１の全ての可能性のある組合せＣ２を平均することにより、Ｌ個の連続するビットのうちの元のデジタル情報信号においては起こり得ない組合せを含まないような全ての可能性のある組合せＣ１に関するブランチメトリック計算用の振幅レベルを計算することを特徴とする。
【００６１】
前節では、ブランチメトリックの計算に非対称性用の非線形モデルを組み込み、同時に、判定帰還を介して図２のＳＴＤを使用することを見てきた。追加される複雑さは、数個の余分なメモリロケーション及び幾らかのロジックとなる。ここで、斯様な追加された複雑さを、ブランチメトリックの計算における幾らかの精度を犠牲にして除去する。
【００６２】
ビタビ検出器を、図２のＳＴＤの周りで、且つ、非対称性が無い場合のＶＤの場合と同じ数のレベルを用いて設計する。データレベルは、非零非対称性の場合に再生信号に存在する非線形性を考慮するような態様で計算される。詳細には、図２のＳＴＤにおける各ブランチに対して（当該コードにより許される各５ビットシーケンスａｋ−２，…，ａｋ＋２）、データレベルζ（ａｋ−２，…，ａｋ＋２）を、
【数６１】
2004531016.tif 000066
と定義し、ここでｈ（．）は（２０）式により与えられ、α及びβは二進値の桁、Ｓはｄ＝２コードにより許される７ビットシーケンス（α，ａｋ−２，…，ａｋ＋２，β）となるような全ての可能性のある二進桁の対を含む。最後に、｜Ｓ｜は集合Ｓの基数を示す。
【００６３】
新たなデータレベルの計算は、表４を参照することにより一層良好に示される。この表の第１列における各エントリ（図２のＳＴＤにおける各ブランチ）に関して、関連するデータレベルが計算される。このデータレベルは、現ブランチにより規定される５ビットシーケンスａｋ−２，…，ａｋ＋２に関連する全ての可能性のある７ビットシーケンスａｋ−３，…，ａｋ＋３に対応するようなデータレベルｈ（ａｋ−３， …， ａｋ＋３）の平均である。例えば、０→１（５ビットシーケンス＋＋＋＋−に対応する）とラベルが付されたブランチに関し、且つ、Ａ＞０の場合に、２つのデータレベル、即ちｇ０ ＋ （２−Ａ）ｇ１ 及び ｇ０ ＋ （２−Ａ）ｇ１−Ａｇ２ を平均する必要がある。結果としての平均のデータレベルは、ｇ０ ＋ （２−Ａ）ｇ１ − （Ａ／２）ｇ２に等しくなる。全ての１２の平均データレベル（Ａ＝０に対するレベルの場合におけるのと同様に、これらのうちの８個のみが明確である）を計算するのに、同一の手順が使用される。
【００６４】
上記平均レベルの値は、（２８）式及び（２０）式を介して、部分応答タップｇｋ及びパラメータＡの値により完全に決定されることに注意されたい。従って、Ａが一旦決定されれば、上記値は計算することができ、表にすることができる。平均データレベルを使用するＶＤは（１０）式の非線形モデルを完全には利用していない。何故なら、実際に必要とされるものより少ない数のレベルしか使用されないからである。更に、これらのレベルの値は完全には正確ではない。斯様なＶＤは、従って、準最適である。しかしながら、斯かるＶＤの複雑さはＡ＝０の場合におけるＶＤのものと同一であるが、その性能は前述した対応するものと殆ど同程度に良好である。
【００６５】
本装置の他の実施例は、ビット検出手段がビタビ検出器であり、該検出器が、Ｌタップの部分応答ｇｋ、前記非対称性パラメータ、及びＬ個の連続するビットのシーケンスを使用して、当該振幅レベルに対して１つの値を加算することにより、Ｌ個の連続するビットのうちの元のデジタル情報信号においては起こり得ない組合せを含まないような全ての可能性のある組合せに関するブランチメトリック計算用の振幅レベルを計算し、上記値が上記非対称性パラメータにより乗算される定数であることを特徴とする。
【００６６】
上述した平均データレベルは、他の例として、各レベルをそれに応じてシフトすることにより、“リニアな”データレベル（リニアな基となる応答に対応し、且つ、（７）式により算出されるレベル）から計算することもできる。上記レベルシフトはデータ依存性のもので、従って一様ではない。しかしながら、
【数６２】
2004531016.tif 000067
により、（７）式の“リニアな”レベルを一様な量だけ、即ち対応する基となるビットシーケンスとは独立にシフトすることにより、適切なデータレベルを発生することもでき、ここで、ｚｓｋはシフトされたデータレベルを示し、Ｃ０はシフトの量を示す。次いで、これらのレベルは非対称性の存在する場合にＶＤにおいてブランチメトリック計算に使用することができる。
【００６７】
上記一定のレベルシフトは、関連するＶＤの性能を制御するために使用することが可能な、データレベル計算における１つの自由度を表す。レベルシフトの注意深い選択は著しい性能の利得に繋がり得るが、逆もまた真である。即ち、検出の性能はシフトの選択に臨界的に依存する。異なる量の非対称性に関するドメインエラー事象の解析は、Ｃ０に対する最適値（Ｃｏｐｔにより示す）が、
【数６３】
2004531016.tif 000068
により非対称性依存的であることを示した。ここで、ｃは定数であり、該定数の値はタップ値ｇｋにより（かなり複雑な式を介して）完全に決定される。ｇｋ＝［０．２９， ０．５， ０．５８， ０．５， ０．２９］に対しては、ｃ≒０：５２が得られる。このＣｏｐｔの値は、シミュレーションにおいても良好に働くことが検証された。追加される利点は、ＣｏｐｔがパラメータＡにリニアに比例し、該パラメータはディスクの非対称性にリニアに関係するので、測定が容易であるということである。次の節においては、パラメータＡの適応的推定及びトラッキングの方法を説明する。この場合、Ｃｏｐｔの値をトラッキングするために同一のループを使用することができる。
【００６８】
本装置の一実施例は、前処理手段が、
−  読取信号を等化することができる波形等化器と、
−  上記波形等化器の出力における非対称性成分の推定を、非対称性パラメータを使用して計算することが可能な非対称性成分推定器ユニットと、
−  上記波形等化器の出力から前記推定を減算し、結果として処理された信号を得ることが可能な減算ユニットと、
を有することを特徴とする。
【００６９】
今までは、非対称性が存在する場合の光ディスク再生信号用の新しい等化及び検出技術を設計する（又は既存のものを変更する）ために（１０）式の非線形モデルを使用した。他の方法は、再生信号の線形な非対称性のないバージョンを再生するために、非対称性による再生信号の成分を相殺することである。次いで、この信号は、例えば第２及び第３節で述べたような通常の方法で扱うことができる。非対称性の相殺は、（１０）式のモデルの単純な構造の利用を介して効率的な方法で達成することができる。
【００７０】
（１０）式のモデルを再度考察し、（２２）式の単純化を使用して上記非線形シンボルをｂｋ＝ａｋ＋ｃｋと書き換えるものとし、ここで、
【数６４】
2004531016.tif 000069
は、ｂｋにおける非対称性の影響を完全に捕捉する。この場合、等化器の出力ｙｋ（（１３）式参照）は、
【数６５】
2004531016.tif 000070
と書くことができる。予備検出器からのチャンネルビット
【数６６】
2004531016.tif 000071
の推定及びパラメータＡの推定（（１９）式のアルゴリズムを介して得られる）を用いて、シーケンスｃｋの推定を得ることができ、該推定を、シーケンス
【数６７】
2004531016.tif 000072
を形成するために使用することができる。このシーケンスをｙｋから減算して、非対称性のない等化器出力（の推定）を、
【数６８】
2004531016.tif 000073
として得ることができ、ここで、
【数６９】
2004531016.tif 000074
は実際のチャンネルビットａｋの推定である。シーケンスｘｋはチャンネルビットａｋ上で線形であり、ビットａｋの推定を導出するために通常の技術を使用することができる。非対称性の相殺及びその後の処理に関する一般的な受信器の構成が図９に示されている。図９において、読取信号ｒｋは等化器２０により等化される。該等化器２０の出力は、遅延部２１及び閾検出器ＴＤ２２に供給される。ＴＤ２２の出力は計算手段２３に供給され、該手段は項
【数７０】
2004531016.tif 000075
、即ち式（１０）の右項を計算する。該計算手段の出力は畳み込み手段２４に供給され、該畳み込み手段はｃｋと所望のチャンネル部分応答ｇｋとの間の畳み込みを決定する。この畳み込みは遅延されたｙｋから減算され、結果としてｘｋが得られる。該ｘｋは遅延部２７とビット検出器２５とに供給される。ビット検出器２５の出力は第２畳み込み手段２６に供給され、該手段は
【数７１】
2004531016.tif 000076
と所望の部分応答ｇｋとの畳み込みを決定する。この畳み込み積
【数７２】
2004531016.tif 000077
は、遅延されたｘｋから減算され、結果としてｅｋが得られる。更新されたアルゴリズム手段２８を介して、等化器２０のタップｗｋが更新される。かくして、部分応答等化は（２）のエラー信号に基づくものとなり、第３節の検出器の何れもビット検出器２５に対して使用することができることに注意されたい。
【００７１】
最後の説明は、非対称性相殺器の性能に関するものである。ビットエラー率の性能は最終的には信号ｘｋの品質により決定され、該信号は予備検出器（この目的のために、図９ではＴＤが使用される）の品質により決定される。該検出器の判定誤差は
【数７３】
2004531016.tif 000078
及び
【数７４】
2004531016.tif 000079
の計算において増殖して、誤った相殺を生じさせ、これが最終検出器の出力に判定誤差の形で現れる。この現象は良く知られており（文献［１５］）、避けることはできない。もっと凝った予備検出器を使用することもできるが、これは、通常、一層高度の複雑さ及び、多分重要には、もっと大きな待ち時間の犠牲を伴い、受信器における制御ループの安定性にとっては破滅的である。
【００７２】
以下においては、種々の非対称性の程度の信号に対する種々の検出器の性能を比較してみる。第１の組のシミュレーションにおいては、ビットの推定を得るためにビタビ検出器の幾つかの変形例を備える図４の構成を使用する。第２の組においては、図９の構成に基づいて、非対称性の相殺を伴う及び伴わないＴＤの性能を比較する。
【００７３】
シミュレーションされる再生信号は、（９）式の非線形モデルにより発生される。光学チャンネルインパルス応答ｆｋは、ブラート−ホプキンス（Ｂｒａａｔ−Ｈｏｐｋｉｎｓ）モデル［文献１６］により発生される。このことは、ｆｋのフーリエ変換が、
【数７５】
2004531016.tif 000080
により与えられることを意味し、ここで、Ωは正規化された周波数の尺度（＝１はボーレート１／Ｔに対応する）であり、Ωｃは（ローパス）光学チャンネル周波数応答の正規化された遮断周波数を示す。波長λのレーザダイオード及び開口数ＮＡのレンズを使用する光記録系の場合、正規化された（空間的）遮断周波数はΩｃ＝（２ＮＡ／λ）Ｔにより与えられる。λ＝６５０ｎｍ、ＮＡ＝０．６及びＴ＝１３３ｎｍのＤＶＤシステムの場合、Ωｃ≒０：２５が得られる。担体としてＤＶＤシステムを使用し、ＥＦＭプラスコード［文献１７］（ＤＶＤに使用されるｄ＝２、ｋ＝１０のコード）を用いて符号化されたシーケンスａｋを当該チャンネルの入力として使用する。インパルス応答ｆｋは、Ｆ（Ω）の逆ＦＦＴをとり、且つ、結果としての応答を２１タップ（最大振幅タップの周りに１０タップ）に切り捨てることにより計算される。
【００７４】
非対称性の変化する量は、（１０）式のモデルにおけるパラメータＡの異なる値を使用することにより考慮される。上述したインパルス応答ｆｋ及びＤＶＤパラメータに関して、信号の非対称性（［文献１６］に定義されるような）は、
非対称性≒０．１６・Ａ                                          （３５）
によりパラメータＡに関係することを示すことができる（［文献２］）。該シミュレーションにおいて、Ａは０．２５のステップで０から１．５の範囲にわたり、４％のステップでの０％から２４％までの非対称値に相当する。負の非対称性に対する結果は対称であるので、ここでは示されない。
【００７５】
非対称再生信号ｒｋはインパルス応答ｗｋを持つ等化器に供給され、該等化器は出力端にシーケンスｙｋを生じる（式（１１）参照）。該等化器のタップは、（１２）式のエラー信号の平均二乗値を最小化するために、ＬＭＳアルゴリズムに基づいて適応的に調整される。等化器の適応化は、チャンネル応答ｆｋを目標の応答ｇｋ＝［０．２９， ０．５， ０．５８， ０．５， ０．２９］に整形することを目的としている。この応答のフーリエ変換は、光学チャンネルの周波数応答Ｆ（Ω）に極めて良好に類似し、最小のノイズ増加のために選択される。パラメータＡの推定値も、（１９）式の更新に基づいて反復的に計算される。
【００７６】
上記等化器の出力端におけるシーケンスｙｋは、チャンネルビットａｋの推定を発生するために検出器に供給される。ビタビ検出器の６つの変形例が比較された。第１のものは、第３節で述べたもので、該検出器は図２のＳＴＤに従うと共に、ブランチメトリックを計算するために（７）式を使用する。このＶＤは、該検出器の入力シーケンスがリニアであるとの仮定に基づくもので、非対称性の非線形な影響は無視する。ここでは、“リニア”として示される。第２のＶＤも図２のＳＴＤに従うが、［文献１１］に従いブランチメトリックを計算するために適応化されたエントリを備えるルックアップテーブル（ＲＡＭ）を使用するので、“ＲＡＭ”として示される。第３のＶＤは第５．２節のものであり、図５のＳＴＤに従う。ブランチメトリックは（２０）式に基づいて計算され、該検出器は“ＦＵＬＬ−ＮＬ”として示される。第４の変形例は第５．３．１節の簡略化されたＶＤ（“ＤＦ−ＮＬ”とラベルが付されている）であり、図２のＳＴＤを使用すると共に、表４に従い判定帰還の助けを借りてブランチメトリックを計算する。次のものは、第５．３．２のＶＤであり、（２８）式に従い平均データレベルを使用する。該ＶＤも図２のＳＴＤに基づくもので、“ＡＶＧ−ＮＬ”とラベルが付されている。最後に、第５．３．３節で述べた検出器が考察される。該検出器は前記“リニア”なＶＤと類似しているが、（７）式のデータレベルに対して一様なベースラインのシフト（“Ｌｉｎ−ＵＢＳ”なる名称である）を付加的に使用する。ここでは、（３０）式の理論的に最適な値（ｃ＝０．５２とする）が使用される。
【００７７】
データレベルの計算にＡの値を組み込むような全ての検出器に対して、以下の手順がなされる。即ち、３０，０００の再生信号サンプルを有する訓練セッションの間において、Ａの値が（１９）式を介して適応的に推定される。次いで当該ループは停止され、全ての関連する検出器に対して
【数７６】
2004531016.tif 000081
の定常状態値が使用される。非対称性が書き込み又はマスタリングの間に変化し得るような一層現実的な筋書きにおいては、Ａの推定値は非対称性の変化に従って更新されねばならない。推定されたデータレベルを保持するルックアップテーブルも、同じ周波数で更新される必要がある。
【００７８】
図１０は、上記検出器間の比較の結果を示している。示されたものは、非対称性の変化の程度にわたる（横軸上にＡの値）、整合されたフィルタ限界（ＭＦＢ）に関しての、各検出器についてのｄＢでのＳＮＲ損失（縦軸上）である。ＭＦＢはＩＳＩがない場合の単一シンボル受信器の性能に対応し、そのままで、如何なる他の受信器の性能に関する上限でもある。考察された全ての検出器に対して、上記ＳＮＲ損失は１０−４に等しいビットエラー率レベルにおいて計算されている。チャンネルのＳＮＲはＭＦＢ的に（非対称性がない場合）、
【数７７】
2004531016.tif 000082
と定義され、ここで、Ｅｂは応答ｇｋのエネルギ（ここでは、Ｅｂ＝１）、σｕ２はノイズ過程ｕｋの分散である。当該シミュレーションにおいて、ノイズの分散は、１０から２０ｄＢの範囲のチャンネルＳＮＲに到達するように調整された。
【００７９】
図１０から、幾つかの見方をすることができる。先ず第１に、（９）式の非線形モデルに対する最適の検出器でさえ、８％より高い非対称性（Ａ＞０．５）に対しては、ＭＦＢ性能は達成しない。このことは、高程度の非対称性においては単一ビットエラーが支配的なエラー事象ではなく、この場合には如何なる受信器も著しい性能の損失（少なくとも“ＦＵＬＬ−ＮＬ”検出器のものと等しいような）を被ることを意味する。
【００８０】
更に、第３節の“リニア”なＶＤ（零なる一様なベースラインシフトの）は、全ての他の検出器より明らかに劣り、適切に処理されないと非対称性による非線形性が著しい性能の損失を生じさせることを意味している。該損失は、信号中の非対称性の量に比例する。しかしながら、“リニア”なＶＤのデータレベルを（慎重に選択された）定数により単純にシフトすることが、性能を高い非対称性において０．７〜０．９ｄＢ向上させる（“Ｌｉｎ−ＵＢＳ”曲線）。
【００８１】
全ての他の検出器は、全非対称性範囲にわたり同様に動作する。しかしながら、“ＤＦ−ＮＬ”及び“ＡＶＧ−ＮＬ”の両検出器は“Ｆｕｌｌ−ＮＬ”より遙かに簡単であり、これら検出器の動作速度は著しく高くすることができる。“ＲＡＭ”検出器は“ＤＦ−ＮＬ”及び“ＡＶＧ−ＮＬ”のものと潜在的に比肩することができるような動作速度を有するが、該検出器は多くのパラメータ（基準振幅レベル）の適応的トラッキングを必要とするところ、“ＤＦ−ＮＬ”及び“ＡＶＧ−ＮＬ”は非線形モデルのパラメータＡのトラッキングしか必要としない。これは、単純化されたハードウェアに繋がり、チップ面積及び電力消費の節約となる。これらの節約は“ＤＦ−ＮＬ”対“ＲＡＭ”の場合はメモリ要件の増加を犠牲にして達成される。しかしながら、“ＡＶＧ−ＮＬ”検出器は、この僅かな欠点でさえ軽減する。
【００８２】
第２の組のシミュレーションにおいては、シミュレーションされる再生信号における非対称性を相殺するために図９の構成を使用する。非対称性の相殺を伴う場合と伴わない場合のＴＤの性能を比較する。結果は、１０−５なるビットエラー率に関して、非対称性が無い場合の二進スライサに対するＳＮＲの損失（縦軸）に関して図１１に示されている。横軸は非対称性の変化程度（Ａの値）を示している。丸点の線で示されるグラフは相殺の前の結果を示し、アスタリスクの線で示されるグラフは相殺後の結果を示している。程々の量の非対称性に対しては非対称性の相殺は大幅な性能の利得に繋がるが、或る程度の非対称性より上では低下することが見て取れる。これは、非対称性が増加するにつれて、予備検出器のエラーが相殺器に伝搬し、誤った相殺の原因となり、これが最終検出器のビットエラー率として現れる故である。この現象は［文献１５］において、磁気記録チャンネルにおける非線形ＩＳＩの相殺に関して以前に考察されると共に解析されている。かくして、例えば、８％の非対称性に対しては約１．０ｄＢの利得が生じ、１６％の非対称性に対しては３．０ｄＢに上昇し、２４％の非対称性に対しては２．５ｄＢに低下する。
【００８３】
ＴＤに反して、非対称性の相殺はＲＰＤの性能は改善しないことが分かった。しかしながら、これは予測されるべきことである。何故なら、ＲＰＤはＴＤより非対称に対して大幅に強いからである。同様のことがビタビ検出器に関しても成り立ち、該検出器の性能は、非対称性の相殺の後、上述した“ＲＡＭ”検出器の性能と同様であることが分かった。
【００８４】
これら結果は、非対称性の相殺が、検出がＴＤを介して実行される場合にのみ有利であり、非常に高い程度の非対称性では余り有効ではなくなるということを示している。最後の検出器がＴＤでない場合は、これは避けられるべきである。何故なら、性能の利点をもたらすことなく受信器の複雑さが加わるからである。
【００８５】
光記録システム、特に読取専用システム用の受信器の場合、エッチング不足又は過エッチングの形のマスタリング工程における非線形性は、再生信号に非対称性を生じさせる。上記の提案された方法は、ＤＵＶマスタリングの場合、特にＤＶＲ−ＲＯＭに関連する。その場合、記録レーザの（比較的）低い解像度は狭い処理ウインドウに繋がり、レーザ出力の僅かなズレが高い非対称性を生じさせ得る。これは、コードの選択、即ちｄ＝１又はｄ＝２のどちらが使用されるかとは無関係である。提案された方法の全ては、基となるＳＴＤのそれに応じた変更を伴って、ｄ＝１及びｄ＝２コードに等しく適用可能である。
【００８６】
【参考文献】
［１］ イギリス国、Ｎｉｍｂｕｓ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ ＆ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ， Ｌｔｄ のＡ． Ｆａｒｍｅｒ．による「青対紫外線：高密度マスタリングの挑戦」（１９９５年６月）；オンラインではｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｎｉｍｂｕｓ．ｌｔｄ．ｕｋ／ｎｔｅ／１０１／ｂｕｖ．ｈｔｍｌ．で利用可能。
［２］ Ｈ． Ｐｏｚｉｄｉｓ， Ｗ．Ｍ．Ｊ． Ｃｏｅｎｅ 及びＪ．Ｗ．Ｍ． Ｂｅｒｇｍａｎｓによる「光学記録チャンネル用の簡単な非線形モデル」、Ｐｒｏｃ． ＩＥＥＥ Ｉｎｔ． Ｃｏｎｆ． ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ， ２０００年６月、米国、ロサンゼルス州、ニューオルリンズ。
［３］ Ｊ．Ｗ．Ｍ． Ｂｅｒｇｍａｎｓによる「部分応答等化器」、Ｐｈｉｌｉｐｓ Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｒｅｓｅａｒｃｈ， ｖｏｌ． ４２， ｎｏ． ２， 第２０９−２４５頁， １９８７年。
［４］ Ｇ．Ｊ． ｖａｎ ｄｅｎ Ｅｎｄｅｎによる「Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ ａｎｄ Ｒｅｃｏｒｄｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍ Ｈａｖｉｎｇ ａ Ｓｉｍｐｌｉｆｉｅｄ Ｓｙｍｂｏｌ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ」、ヨーロッパ特許第ＥＰ０８８５４９９、１９９８年１２月２３日発行。
［５］ Ｔ． Ｎａｋａｇａｗａ， Ｈ． Ｉｎｏ 及びＹ． Ｓｈｉｍｐｕｋｕによる「Ａ Ｓｉｍｐｌｅ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｍｅｔｈｏｄ ｆｏｒ ＲＬＬ Ｃｏｄｅｓ （Ｒｕｎ ｄｅｔｅｃｔｏｒ）」、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． Ｍａｇｎ．， ｖｏｌ． ３３， ｎｏ． ５， 第３２６２−３２６４頁、１９９７年９月。
［６］ ＤＶＤ Ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎｓ ｆｏｒ Ｒｅａｄ−Ｏｎｌｙ Ｄｉｓｃ， ｖｅｒｓｉｏｎ １．０， １９９６年８月。
［７］ Ｊ．Ｗ．Ｍ． Ｂｅｒｇｍａｎｓによる「Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｒｅｃｅｉｖｅｒ ｆｏｒ ｄ ＝ ２ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｃｏｄｅｓ」、フィリップス社内部レポート、１９９９年１０月。
［８］ Ｅ．Ｆ． Ｓｔｉｋｖｏｏｒｔ 及びＪ．Ａ．Ｃ． ｖａｎ Ｒｅｎｓによる「Ａｎ Ａｌｌ−Ｄｉｇｉｔａｌ Ｂｉｔ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ ｆｏｒ Ｃｏｍｐａｃｔ Ｄｉｓｃ Ｐｌａｙｅｒｓ」、ＩＥＥＥ Ｊ． Ｓｅｌｅｃｔｅｄ Ａｒｅａｓ ｉｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ， ｖｏｌ． １０， ｎｏ． １， 第１９１−２００頁、１９９２年１月。
［９］ Ｓ． Ｇｏｐａｌａｓｗａｍｙ， Ｎ．Ｓ． Ｋｅｅ 及びＢ．Ｆａｒｈａｎｇ−Ｂｏｒｏｕｊｅｎｙによる「Ｄｅｃｉｓｉｏｎ−Ｄｉｒｅｃｔｅｄ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ ｆｏｒ Ｂｌｏｏｍ ｉｎ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｒｅｃｏｒｄｉｎｇ Ｃｈａｎｎｅｌｓ」Ｊｐｎ． Ｊ． Ａｐｐｌ． Ｐｈｙｓ．， ｖｏｌ． ３９， Ｐａｒｔ １， ｎｏ． ２Ｂ， 第８３４−８３６頁、２０００年２月。
［１０］ Ｉ．Ｓ． Ｈｗａｎｇ， Ｙ．Ｈ． Ｌｅｅ， Ｐ．Ｙ． Ｓｅｏｎｇ 及びＪ． Ｋｏによる「Ｐａｒｔｉａｌ ｒｅｓｐｏｎｓｅ ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ ｗｉｔｈ ｎｏｎｌｉｎｅａｒｉｔｙ ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｎｇ ｓｉｇｎａｌ ａｓｙｍｍｅｔｒｙ ｉｎ ＤＶＤ ｓｔｏｒａｇｅ」ＳＰＩＥ Ｐｒｏｃ． ｖｏｌ． ３４０１， 第９６−１０２頁， １９９８年。
［１１］ Ｗ．Ｍ．Ｊ． Ｃｏｅｎｅ 及びＲ．Ｊ． ｖａｎ ｄｅｒ Ｖｌｅｕｔｅｎによる「Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ ｏｆ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｌｅｖｅｌｓ ｆｏｒ ａ Ｐａｒｔｉａｌ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ Ｍａｘｉｍｕｍ−Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ （ＰＲＭＬ） Ｂｉｔ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ」ヨーロッパ特許出願， ＰＨＮ １７．０８８ ＥＰ−Ｐ， １９９８年９月１８日。
［１２］ Ｍ． Ｋａｇａｗａ， Ｊ． Ｎａｋａｎｏ， Ｔ． Ａｂｉｋｏ 及びＳ． Ｉｇａｒａｓｈｉによる「Ａ ｓｔｕｄｙ ｏｆ ａｓｙｍｍｅｔｒｙ ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ ｆｏｒ ｐａｒｔｉａｌ−ｒｅｓｐｏｎｓｅ ｍａｘｉｍｕｍ−ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ ｉｎ ｏｐｔｉｃａｌ ｒｅｃｏｒｄｉｎｇ ｍｅｄｉａ」Ｊｐｎ． Ｊ． Ａｐｐｌ． Ｐｈｙｓ．， ｖｏｌ． ３７， ｐａｒｔ １， ｎｏ． ４Ｂ， 第２２１４−２２１６頁、１９９８年４月。
［１３］ Ｊ．Ｗ．Ｍ． Ｂｅｒｇｍａｎｓ， Ｓ．Ａ． Ｒａｊｐｕｔ 及びＦ．Ａ．Ｍ． ｖａｎ ｄｅ Ｌａａｒによる「Ｏｎ ｔｈｅ ｕｓｅ ｏｆ ｄｅｃｉｓｉｏｎ ｆｅｅｄｂａｃｋ ｆｏｒ ｓｉｍｐｌｉｆｙｉｎｇ ｔｈｅ Ｖｉｔｅｒｂｉ ｄｅｔｅｃｔｏｒ」Ｐｈｉｌｉｐｓ Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｒｅｓｅａｒｃｈ， ｖｏｌ． ４２， ｎｏ． ４， 第３９９−４２８頁、１９８７年。
［１４］ Ｊ．Ｗ．Ｍ． Ｂｅｒｇｍａｎｓ， Ｗ．Ｍ．Ｊ． Ｃｏｅｎｅ， Ｒ． Ｏｔｔｅ 及びＳ． Ｂｒａｍｗｅｌｌによる「Ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ ｆｏｒ ＣＤ ａｎｄ ＤＶＤ」ヨーロッパ特許出願， ＰＨＮ １７．５８６ ＥＰ−Ｐ， １９９９年８月２日。
［１５］ Ｏ．Ｅ． Ａｇａｚｚｉ 及びＮ． Ｓｅｓｈａｄｒｉによる「Ｏｎ ｔｈｅ Ｕｓｅ ｏｆ Ｔｅｎｔａｔｉｖｅ Ｄｅｃｉｓｉｏｎｓ ｔｏ Ｃａｎｃｅｌ Ｉｎｔｅｒｓｙｍｂｏｌ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ａｎｄ Ｎｏｎｌｉｎｅａｒ Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ （Ｗｉｔｈ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｔｏ Ｍａｇｎｅｔｉｃ Ｒｅｃｏｒｄｉｎｇ Ｃｈａｎｎｅｌｓ）」ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｔｈｅｏｒｙ， ｖｏｌ． ４３， ｎｏ． ２， 第３９４−４０８頁、１９９７年３月。
［１６］ Ｇ． Ｂｏｕｗｈｕｉｓ， Ｊ． Ｂｒａａｔ， Ａ． Ｈｕｉｊｓｅｒ， Ｊ． Ｐａｓｍａｎ， Ｇ． ｖａｎ Ｒｏｓｍａｌｅｎ 及びＫ． Ｓｃｈｏｕｈａｍｅｒ Ｉｍｍｉｎｋによる「Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅｓ ｏｆ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｄｉｓｃ Ｓｙｓｔｅｍｓ」Ａｄａｍ Ｈｉｌｇｅｒ Ｌｔｄ， 英国、ブリストル１９８５年。
［１７］ Ｋ．Ａ．Ｓ． Ｉｍｍｉｎｋによる「ＥＦＭＰｌｕｓ： ｔｈｅ Ｃｏｄｉｎｇ Ｆｏｒｍａｔ ｏｆ ｔｈｅ Ｍｕｌｔｉｍｅｄｉａ Ｃｏｍｐａｃｔ Ｄｉｓｃ」ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． Ｃｏｎｓｕｍｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ， ｖｏｌ． ４１， 第４９１−４９７頁、１９９５年。
［１８］ Ｉｎ Ｓｅｏｋ Ｈｗａｎｇ 他による「Ｐａｒｔｉａｌ ｒｅｓｐｏｎｓｅ ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ ｗｉｔｈ ｎｏｎｌｉｎｅａｒｉｔｙ−ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｎｇ ｓｉｇｎａｌ ａｓｙｍｍｅｔｒｙ ｉｎ ＤＶＤ ｓｔｏｒａｇｅ」Ｏｐｔｉｃａｌ Ｄａｔａ Ｓｔｏｒａｇｅ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ （ＯＤＳ） ’９８， ＡＳＰＥＮ， ＣＯ， 米国、１９９８年５月１０−１３日ｖｏｌ． ３４０１， 第９６−１０２頁。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は、再生信号の簡単な離散時間モデルを示すブロック図である。
【図２】図２は、ビタビ検出器の状態図を示す。
【図３】図３は、信号非対称性のモデル並びにチャンネルビット及びシンボルを示す図である。
【図４】図４は、非対称性を持つ再生信号用の汎用適応型受信器構成を備える本発明の一実施例を示す。
【図５】図５は、非対称性が存在する場合のｄ＝２信号用の５タップの本格的ＶＤのＳＴＤを示す。
【図６】図６は、非対称性が存在する場合のｄ＝２信号用の５タップの本格的ＶＤの他のＳＴＤを示す。
【図７】図７は、正の非対称性が存在する場合のｄ＝２信号用の５タップの本格的ＶＤのＳＴＤを示す。
【図８】図７は、負の非対称性が存在する場合のｄ＝２信号用の５タップの本格的ＶＤのＳＴＤを示す。
【図９】図９は、非対称性相殺のための汎用受信器構成を備える本発明の一実施例を示す。
【図１０】図１０は、非対称性を持つ信号に関しての、ビタビ検出器の整合されたフィルタ範囲に対するＳＮＲ損失のグラフを示す。
【図１１】図１１は、非対称性の相殺を伴う及び伴わない二進スライサのＳＮＲ損失のグラフを示す。
【図１０】
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【図１１】
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【国際公開パンフレット】
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【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
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【国際調査報告】
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