(57)【要約】少なくとも１つの共振インバータと少なくとも１つの制御器から構成されるＸ線装置のための電源システムについて２つの提案を行う。第１の提案にしたがうと、電源システムは２つのインバータを備え、実際の値として制御回路が処理する間に２つの出力電圧、すなわち、一方で２つの出力電圧の和を、他方で２つの出力電圧の差を生成する。第２の提案にしたがうと、少なくとも１つのインバータから構成される電源システムのための制御回路は、直接、制御変数を処理しないが、制御変数のための差分器は、各々の時間に、前のサンプリングの瞬間から偏差を決定し、これらの差分値を処理する。また、この方法において計算された補正変数は、再計算されて、補正変数加算器により補正変数値が得られる、差分値である。これら２つの提案は、結合されることにより有利にすることが可能である。制御器の最大値の切迫した逸脱を伴ってアクティブになり、且つ駆動を制限するリミット制御器を使用するために、興味深いさらなる実施形態を提案することが可能である。制御回路は、好適には、状態空間制御のためのデジタル制御回路として実現される。
2004528000.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１および第２出力電圧それぞれを生成するための少なくとも第１および第２インバータ；
インバータにより給電される共振回路であって、少なくとも１つのトランスと少なくとも１つの共振コンデンサから構成される回路；並びに
トランスの二次側において生成される少なくとも２つの出力電圧；
から構成される電源システムであって、
制御回路は、２つの出力電圧の和に依存する第１実際値と２つの出力電圧間の差に依存する第２実際値とを処理するように提供され、制御回路はインバータのための補正変数として駆動の大きさを予め定義する；
ことを特徴とする電源システム。
【請求項２】
請求項１に記載の電源システムであって、制御回路は２つの出力電圧の和が加算設定値に調整されるように配置され、２つの出力電圧間の差は差分設定値に調整され、好ましくは０に調整される、ことを特徴とする電源システム。
【請求項３】
請求項１または２に記載の電源システムであって、制御回路は第３実際値および第４実際値を付加的に処理するように配置され、第３実際値および第４実際値はインバータにより給電される共振回路を通って流れる一次側共振電流に依存する、ことを特徴とする電源システム。
【請求項４】
請求項３に記載の電源システムであって、パラメータは積分およびそれに続く値生成により一次側共振電流から第１および第２共振容量電圧のために生成され、第３実際値は共振容量電圧の和に依存し、並びに第４実際値は共振容量電圧間の差に依存する、ことを特徴とする電源システム。
【請求項５】
請求項１乃至４に記載の電源システムであって、制御回路はインバータのための駆動の大きさとしての値を予め定義し、それらの値の各々はデューティサイクルを定義する、ことを特徴とする電源システム。
【請求項６】
請求項５に記載の電源システムであって、制御回路はまず予め定義された値の和と差を提供し、次いでインバータのための駆動の大きさが計算される、ことを特徴とする電源システム。
【請求項７】
スイッチングされるインバータ出力電圧を生成するための少なくとも１つのインバータ；
インバータにより給電される共振回路であって、共振回路は少なくとも１つのトランスと少なくとも１つの共振容量とから構成され、少なくとも１つの出力電圧はトランスの二次側において生成される、共振回路；並びに
設定値に出力電圧を調整するための制御回路であって、制御回路は補正変数としてインバータのための駆動値を提供する、制御回路；
から構成され、
制御回路は連続的なサンプリングの瞬間群の各々の処理の瞬間のための制御変数間の差分値を決定する少なくとも１つの制御変数差分器を有し、その差分値は制御変数の現サンプル値と制御変数の少なくとも１つの前のサンプル値との間の差に依存し；
制御回路はまず補正変数として補正変数差を提供し；
制御回路は補正変数加算器を含み、その補正変数加算器は連続的瞬間群のそれぞれの現処理瞬間において補正変数値を決定し、補正変数値は前の補正変数と提供された補正変数差とから生成される；
ことを特徴とする電源システム。
【請求項８】
請求項７に記載の電源システムであって、インバータは第１動作モードＨＰと第２動作モードＬＰとの間において変化するための手段から構成され、少なくとも１つの共振容量と少なくとも１つのトランスとにより形成される共振回路はインバータの出力の第１動作モードＨＰにおいてアクティブであり、共振回路に直列に接続された少なくとも１つのインダクタンスを含む直列結合は出力の第２動作モードにおいてアクティブである、ことを特徴とする電源システム。
【請求項９】
請求項１乃至６に記載の電源システムであって、制御回路は請求項７または８のうち１つに記載されるように構造化される、ことを特徴とする電源システム。
【請求項１０】
請求項１乃至９に記載の電源システムであって、制御回路は状態空間制御のためにデジタル制御回路である、ことを特徴とする電源システム。
【請求項１１】
請求項１乃至１０に記載の電源システムであって、一次側共振電流を制限するための手段から構成される、ことを特徴とする電源システム。
【請求項１２】
請求項１乃至１１に記載の電源システムから構成されるＸ線装置。
【発明の詳細な説明】
【背景技術】
【０００１】
制御スイッチモード電源は電源システムとして知られている。そのようなスイッチモード電源は、スイッチインバータの出力電圧を生成するために制御器により制御されるインバータを備える。インバータ出力電圧は、消費者に必要な出力電圧に応じて、トランスによりアップコンバートまたはダウンコンバートされる。消費者がＤＣ電源を必要とする場合、トランスの二次側で生成される出力電圧は、必要に応じて、整流及び平滑化される。
【０００２】
そのようなスイッチモード電源は、“共振コンバータ”すなわちインバータが少なくとも１つのコンデンサおよびインダクタンスにより形成される共振回路に電力を供給するとき、しばしば配置される。多くの場合、インダクタンスのように、個別の構成要素は備えられないが、共振回路は、トランスおよび共振コンデンサの一次巻線の漏れインダクタンスにより形成される。
【０００３】
制御回路は出力電圧を制御し、補正変数としてインバータの駆動を利用する。インバータは、電源によりスイッチＡＣ電圧（中間回路電圧）を生成するためにスイッチを制御する。通常、制御回路はスイッチング周波数において動作し、それ故、トランスの出力電圧の周波数は制御回路により供給される共振回路の共振周波数の範囲内にあり、それとまったく一致することが好ましい。従来の制御回路においては、インバータは、インバータ出力電圧が固定周波数もつパルス幅変調電圧であるように、駆動される一方、デューティサイクルが出力電圧の制御のための補正変数として用いられる。
【０００４】
出力電圧を制御するための制御回路を備える直列共振トランスから構成される電源は、独国特許出願公開第１９９４０１３７号明細書に記載されている。インバータは、それにおいて、共振コンデンサとインダクタンスにより形成される直列共振回路に給電する。トランスの二次側電圧は、出力ＤＣ電圧を生成するように、整流および平滑化される。制御回路は、出力電圧および一次側電流に依存して実効値を有し、インバータのデューティサイクルを決定する補正変数を生成する。これは、状態空間における適合を伴うデジタル制御回路である。
【０００５】
高精度制御を伴う高電圧電源はX線発生装置のために特に必要とされる。また、そのような電源システムは、欧州特許出願公開第０８８４８３０号明細書に記載されている。X線発生装置のためのこのような電源システムは、高い短時間電力をもつ第１動作状態と低い長時間電力をもつ第２動作状態の両方で動作するために特別に配置されている。このような目的のために、それは、２つの動作モード間でスイッチングするための手段を有する特別なインバータを備えており、それ故、第１動作モード対第２動作モードにおいて、インバータにより給電される共振回路に直列に接続される補助共振回路が動作状態になる。好適には、この補助共振回路は補助インダクタンスおよび補助コンデンサにより形成される。
【０００６】
また、欧州特許出願公開第７１６５６１号明細書において、電源システムを用いたＸ線装置が記載されている。このような目的のために、２つの一次巻線と２つの二次巻線を有する特別のトランスが用いられ、各々の一次巻線はインバータにより給電される。一次巻線および二次巻線は互いに割り当てられ、割り当てられた巻線は割り当てられない巻線に比べて互いにより強い結合を有している。インバータは、インバータが固定周波数において動作し、二次側における電力はデューティサイクルにより調整されるように、駆動される。
【発明の開示】
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の目的は、制御回路が電源システムの出力電圧に正確に適合するように、電源システムの構造に適合された制御回路を伴う電源システムを提供することである。
【０００８】
このような目的は、少なくとも２つのインバータを備えるシステムに適合させるための特別な制御回路から構成される請求項１に請求される電源システムと、異なる電圧で機能する制御回路を備える請求項７に請求される電源システムと、により達成される。
【０００９】
本発明の第１の提案（請求項１）にしたがって、電源システムは少なくとも２つのインバータとインバータにより給電される少なくとも１つのトランスから構成される。好適には、第１インバータおよび第２インバータの接続のために一次側に２つの巻線（ポテンシャル分離インバータのための中間タップをもつ）と二次側に少なくとも２つの出力巻線（ここでは、中間タップを持つ）とを有する複数の巻線をもつトランスが用いられる。好適なトランスにおいては、すべての巻線は共通トランスコアに備えられる。このトランスの伝送挙動は、第１一次巻線の第１二次巻線との明瞭の結合と第２一次巻線の第２二次巻線との明瞭の結合とを示している。しかしながら、また、第１一次巻線から第２二次巻線へのおよび第２一次巻線から第１二次巻線への“クロスオーバー”電圧変換が存在し、この電圧変換は無視できない。
【００１０】
本発明は、制御器の依然として単純な構造によるきわめて正確な制御のために、出力電圧を直接制御することに代えて２つの実効値が処理されるときであって、これら２つの実効値の第１の実効値はその合計に依存し、これら２つの実効値の第２の実効値は２つの出力電圧の差に依存するとき、好都合であるという認識に基づいている。ここで、“依存する”は、実効値が電圧の合計または差から計算されることを意味している。２つの実効値は、好適には、それぞれ、合計または差に直接一致し、付加的な数学的処理、たとえば一定の係数の乗算がそれらの値に適用される。
【００１１】
電源システムの制御システムは非常に異なる形態で実現されることが可能である。好適には、それは、サンプル値を処理するマイクロプロセッサまたは信号プロセサを含む回路として具現化されるデジタル制御器である。対応するデジタル制御回路の具現化は当業者には周知である。出力電圧からの第１実効値および第２実効値の計算は信号前処理器についての単独装置により実行されることが可能であるが、実効値の計算は、好適には、デジタル制御アルゴリズムを実行するマイクロプロセッサ回路内で実行される。
【００１２】
制御回路は、インバータのための補正変数としてｄｒｉｖｉｎｇ  ｍａｇｎｉｔｕｄｅを生成する。インバータは、スイッチインバータ出力電圧を生成するために多くのスイッチを各々有している。駆動の大きさは、特定の瞬間におけるそれぞれのスイッチの位置について予め規定された値である。電源システムは、好適には、固定されたスイッチング周波数において動作し、インバータにより給電される共振回路の固有周波数に略一致する。固定周波数の場合に、制御回路は、たとえば、パルス幅またはパルス幅が計算される値のような駆動の大きさとして生成されたインバータの出力電圧のデューティサイクルを決定する特定の駆動値を提供することが可能である。
【００１３】
このとき、好適には、制御回路は、第１インバータまたは第２インバータについてのこのような値を直接的には計算しないが、第１インバータと第２インバータについてのこのような値の合計および差を計算する。下り信号処理（しかしながら、デジタル制御回路により実際に実行されることが可能である）において、駆動の実行値は加算値または差分値から計算される。
【００１４】
他の実施形態の制御回路は、２つの出力電圧の合計についての設定値を処理し、２つの出力電圧がその設定値に適合するように、インバータを駆動する。同時に、２つの出力電圧の間の差は、差の設定値であって、好適には０に調整される。
【００１５】
本発明の他の実施形態にしたがって、制御回路は、第１実効値および第２実効値ばかりでなく、第３実効値および第４実効値を有する。第３実効値および第４実効値は一次側共振電流に依存し、それ故、インバータにより給電される共振回路を通って流れる電流に依存する。これらの電流は測定される。第３実効値および第４実効値は、種々の数学的操作が必要とされる、これらの電流から計算される。これらの電流についての計算値を、第３実効値および第４実効値から直接求めることが可能である。それぞれの共鳴容量電圧についてのパラメータは、好適には、積分値およびその後の値の生成による電流から生成される。次いで、第３実効値は、このようにして計算された共鳴容量電圧の合計に依存して計算され、第４実効値は、共鳴容量電圧間の差に依存して計算される。非常に単純な実施形態においては、第３実効値および第４実効値は、それぞれ、共鳴容量電圧の合計または差に、直接、一致する。必要な信号の前処理、すなわち一次側の共鳴電流の測定値についての数学的関数の使用は、デジタル制御回路自体により、再び、好適に実行される。
【００１６】
本発明の第２の提案（請求項７）にしたがった電源システムは、その非常に単純な実施形態において、たった１つのインバータと、トランスと共振容量により形成されるインバータ給電共振回路とを有する。本発明にしたがった制御回路は、制御変数の差分値を処理するためおよび補正変数の差分値を提供するために、提供される。制御回路により処理された制御変数の差分値は、制御変数差分器により生成される。この制御変数差分器は制御変数のサンプル値（たとえば、出力電圧）を処理し、制御差分値を計算する。この差分値は、現瞬間におけるそれぞれの制御変数の値と少なくとも１つ前の瞬間における対応する値との間の差に依存する。計算された制御変数の差は、好適には、実際のサンプル値と前のサンプル値との差に直接一致するが、その実施形態に依存して、差の生成についてより多くの値が考慮されることが可能であり、依然としてなお一層の数学的処理が差の計算について用いられることが可能である。
【００１７】
本発明にしたがって、また、制御回路は、補正変数として、補正変数の差の連続的に合計することにより補正変数加算器を用いて現補正変数を生成する第１補正変数差を生成する。
【００１８】
上記のように、制御回路と差分器および加算器は、非常に異なった状態に具現化されることが可能であり、好適には、これらすべての機能がコンピュータにより制御されて実行されるように、マイクロプロセッサとされる。
【００１９】
差分値を考慮するための制御変数の直接制御からの移行は、制御パスおよび／または制御器のパラメータが一定ではないようなシステムにおいて、特に好都合である。例えば、Ｘ線管のための電源システムにおいては、２つの非常に異なる動作モード、すなわち“高電力”動作モードと“低電力”動作モードが考慮される。実際の制御器（たとえば、デジタル制御器としてデザインされる）は種々の動作モードについての種々のパラメータのセットを用いて機能する場合、それら２つの動作モードにおける最適な制御を確実にすることが可能である。２つの動作モード間でスイッチングが行われるときに１つのパラメータから他のパラメータへの非常にスムーズな移行を実現するためには、“差の構造”は非常に好都合であることが証明された。制御器のパラメータのセットが交換されるとき、補正変数は変わらない。
【００２０】
このような本発明にしたがった制御の特性は、システムのインバータが動作モード間のスイッチングのための手段を既に有しているとき、非常に好都合に用いられることが可能である。本発明にしたがった差分制御は、それ故、欧州特許第０８８４８３０号明細書に記載されているような１つまたはそれ以上のインバータから構成される電源システムに非常に好都合であるようにして適用されることが可能である。すなわち、第１動作モードとは対象的に、第２動作モードにおいては、共振回路に加えてインバータの出力において、他の直列インダクタンスが動作状態にある。
【００２１】
請求項１および７に請求されるような分離して具現化することができる２つの提案はまた、傑出するように結合されることが可能である。複数のインバータから構成されるシステムにおいては、差分値は種々のまたはすべての補正変数（すなわち、インバータのための駆動値、たとえばデューティサイクル）のために生成され、差分値は加算器により実際の補正変数値に変換される。そのような実施形態においては、幾つかの数学的演算が、対象のインバータのための実際の駆動値（たとえば、デューティサイクル）を得るために補正変数として実際の制御器が生成する値にまず適用され、これらの間に、演算は加算（処理された（時間）差分値から絶対値への移行のため）および和と差の生成（対象の加算値および差分値から対象のインバータの値への移行のため）である。
【００２２】
また、制御器の入力側において、すなわち制御変数を用いて、２つの提案の結合を行うことは賢明であると共に有利である。制御変数差分器は、このとき、個々のまたは種々の制御変数、好適には、すべての制御変数（出力電圧の和および差または共振電流あるいは共振容量電圧の和および差）の（時間に依存する）差分値を決定する。
【００２３】
考慮されるべき数多くの補正変数および制御変数の観点から、制御回路を状態空間制御のためのデジタル制御回路にすることは非常に優位性のあることであることが判明した。このような目的のために、制御器のデザインのために知られている方法、たとえばポールポジショニング（ｐｏｌｅ  ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ）法を所望の特性を備える制御器を得るために用いることが可能である。好適には、少なくとも２つのパラメータのセットが、そのような制御器のために、すなわち、高電力モードおよび低電力モードのために計算される。それ故、そのパラメータのセットは、モードが切り替えられるときに、変換される。
【００２４】
本発明の他の実施形態にしたがって、電源システムは、一次側の共振電流を制限するための手段を付加的に備える。これは、Ｘ線装置のための電源システムに、特に有利である。そのような電源システムが“電力を増加される”とき、最小限の時間でしかも正確に定義された限界条件を下回って所定の出力電圧に到達する。一次側の共振電流が大きくなり過ぎないように注意を払う必要があることが分かっている。
【００２５】
一次側の共振電流を制限するための有効な手段として、付加的なリミット制御器を提案している。制御変数のための固定的な極端な値を予め設定することに代えて、リミット制御器は、任意の瞬間において、システムの測定された大きさに基づいて安全な限度としての極端な値を計算する。リミット制御器は、制御変数のための最大値または最小値を表す補正変数の少なくとも１つのために計算されるシステムの１つ、幾つかまたはすべての大きさを提供し、ここで、一次側の共振電流は、その値が大き過ぎるか不十分であるとき、大き過ぎて恐れる必要はない。この付加的なリミット制御は、それぞれの補正変数のために、最小単位または最大単位が実際の制御構造により計算される補正変数のために比較され、リミット制御器により認識される最大値または最小値をそれぞれ比較し、これらの値の最大または最小のみを補正変数の単位の数として有効なものとする。このようにして、一次側の共振電流についての値が警戒すべきものでない限り、制御器の構造の残りの部分において干渉する必要はない。しかし、この制御器の構造が、一次側の共振電流の観点から警戒すべき制御変数を予め定義するとき、リミット制御器により提供される補正変数による制限が生じる。
【００２６】
本発明の以上のおよび他の特徴は、以下に詳述する実施形態を参照することにより、明白に理解されるであろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２７】
図１は、Ｘ線装置１０がその組み立て部品と共に示された図である。電源１２として示されたＤＣ電源は、電源１４に中間回路電圧を供給する。電源１４は、それがＸ線管１８に制御された高電圧を供給するように、制御器１６により制御される。マイクロプロセッサ制御回路１６は電源１４の機能を制御し、Ｘ線管１８を加熱するカソードおよびＸ線装置１０の他の機能をまた制御する。
【００２８】
電源１４は、中間回路電圧からスイッチＡＣ電圧を生成するためのインバータから構成される。トランスの一次側にはこのスイッチＡＣ電圧が給電される。インバータは制御器１６により制御される。
【００２９】
図２は、インバータ２０とトランス２２から構成される電源１４の一次側の回路図を示している。インバータ２０は、この場合、フリーホイールダイオードにより橋渡しされたトランジスタにより実現される制御スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ５、Ｓ６を備えている。インバータは中間回路電圧Ｕｚにより動作される。駆動されるスイッチＳ１乃至Ｓ６に依存して、インバータ２０の出力ターミナル２４、２６、２８において、異なる出力電圧が生成される。
【００３０】
インバータのトポロジーについて多くの選択肢があることは、当業者にはよく知られている。図２に示したインバータの特別な方式については、欧州特許第０８８４８３０号明細書に詳細に記載されている。これは、短期間の高電力をもつ第１動作モードと長期間の低電圧の第２動作モードとの間の変化のために適切である特別なインバータである。第１動作モードにおいては、共振容量Ｃｒ１とトランスの一次側から構成され且つ出力ターミナル２６、２８間に接続される共振回路はスイッチＡＣ電圧を供給されるように、スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４はアクティブである。第２動作モード（連続的な低出力）においては、もう１つの直列インダクタンスＬｚ１ともう１つの共振容量Ｃｚ１が共振回路Ｃｒ１とトランス２２と直列状態でアクティブであるように、スイッチＳ３とＳ４の代わりにスイッチＳ５とＳ６が、スイッチＳ１とＳ２と共にアクティブである。
【００３１】
スイッチＳ１乃至Ｓ６は、パルス幅変調電圧が出力ターミナル２６と２８の間（第１動作モード）および２４と２８の間（第２動作モード）で生成される。
【００３２】
図３は、パルス幅変調電圧ｕｐｗｍ（ｔ）の基本波形を示している。ここでは、パルス幅変調の固定周期期間はＴｐｗｍと表される。固定周期期間Ｔｐｗｍが選択されるとき、スイッチング周波数ｆｐｗｍ＝１／Ｔｐｗｍは一定であり、その値は、インダクタンスＬと容量Ｃから得られる共振周波数に設定される。したがって、結果的に得られる電流は、大きい負荷電流に対して略正弦であり、且つパルス幅変調電圧ｕｐｗｍ（ｔ）をもつ位相にある。示される周期の第１の半分において、サンプリングポイントｋに関連する方形パルスの長さはａｋであり、正の高さはＵｚである。周期の第１の半分の残りの部分に対しては、電圧ｕｐｗｍ（ｔ）は０に等しい。示される周期Ｔｐｗｍの第２の半分においては、電圧ｕｐｗｍ（ｔ）は０に等しい。ａｋ，ａｋ＋１，．．．および周期期間Ｔｐｗｍのそれぞれの値は、パルス幅変調電圧ｕｐｗｍ（ｔ）のそれぞれの現デューティサイクルを明確に確定する。
【００３３】
図４は、Ｘ線管に対する電源としての電源１４について、もう１度詳細に示している。２つのインバータ２０ａ、２０ｂが象徴的に示され、それらの各々は、共振容量Ｃ１、Ｃ２の形で共振回路に給電し、トランス２２の２つの一次巻線にはどちらも給電しない。このとき、共振電流ｉ１、ｉ２が流れる一方、共振容量電圧ｕＣ１、ｕＣ２が共振容量Ｃ１、Ｃ２において形成される。
【００３４】
トランス２２は２つの一次巻線３０、３２を有している。二次巻線３４、３６と共に、それらは共通のトランスコアの周りに巻きつけられている。このとき、トランスの伝送挙動は、第１一次巻線３０と第１二次巻線３６との間、および第２一次巻線３２と第２二次巻線３４との間に特に強い結合があるようになっている。これにも拘らず、無視できないクロスオーバー結合、すなわち、第１一次巻線３０から第２二次巻線３４への、および第２一次巻線３２から第１二次巻線３６への無視できないクロスオーバー結合が存在する。また、この特別なトランス２２の実施形態は、トランスが１つのインバータ（並列に接続された一次巻線を用いている）のみを用いて動作されることが可能であることから有利である。二次側の巻線数に対する一次側の巻線数の比は１：２５０である。
【００３５】
図４の電源と、特に、トランス２２について、欧州特許出願第７１６５６１号明細書に記載されている。トランス２２の構成とインバータ２０ａ、２０ｂの駆動についてのその明細書における実施形態については、ここで明示的に参照する。
【００３６】
二次巻線３４、３６における二次側出力電圧は、ブリッジ整流回路３８、４０により整流され、平滑化コンデンサＣ３、Ｃ４により平滑化される。したがって、和ｕｏｕｔ１＋ｕｏｕｔ２がＸ線管１８に供給電圧を形成するように、直列に接続される出力電圧ｕｏｕｔ１、ｕｏｕｔ２が存在する。制御目的のために、測定器が２つの出力サブ電圧ｕｏｕｔ１、ｕｏｕｔ２と一次側共振電流ｉ１、ｉ２のために備えられている。
【００３７】
図５は、制御器の上流および下流に処理される信号の流れを示す図である。図４に示されるような電源は、ここではブロック１４として象徴的に示すに留めている。２つのインバータ２０ａ、２０ｂの駆動は、所定のパルス幅ａ１、ａ２をもつ瞬間であればいずれにおいても効果を発揮する。動作中に、大きさｉ１、ｉ２、ｕｏｕｔ１、ｕｏｕｔ２が測定される。
【００３８】
しかしながら、実際の制御器は、これらの測定される制御変数を用いて直接動作することはない。先ず、一次側共振電流ｉ１、ｉ２は再計算され、その値の積分およびそれに続く構成により、一次側共振容量電圧ｕＣ１、ｕＣ２が得られる。それらはサンプル及びホールド器によりサンプリングされ、デジタルサンプル値ＵＣ１、ＵＣ２がいずれかの瞬間ｋにおいて存在するように、アナログデジタルコンバータによりデジタル化される。好適には、積分は積分回路により実効されるが、その代替として、まずサンプリングを行い、次いでそれに続く積分計算を行うことが可能である。サンプリングはパルス幅変調信号を用いる同期において実効される。共振容量電圧の最大値は、サンプリングされ、共振容量電圧ＵＣ１、ＵＣ２の振幅についての評価を表すデジタル値として存在することとなる。電圧ｕｏｕｔ１、ｕｏｕｔ２は、ここでまたデジタルサンプル値ｕｏｕｔ１、ｕｏｕｔ２がいずれかの瞬間ｋにおいて存在するように、同様な方式でサンプリングされ且つデジタル化される。
【００３９】
和と差は、このようにしてＵＣ１、ＵＣ２、Ｕｏｕｔ１、Ｕｏｕｔ２について得られた値から生成され、次のようになる。
ＵＣ，ｄｉｆ＝ＵＣ１−ＵＣ２
ＵＣ，ｓｕｍ＝ＵＣ１＋ＵＣ２
Ｕｏｕｔ，ｄｉｆ＝Ｕｏｕｔ１−Ｕｏｕｔ２
Ｕｏｕｔ，ｓｕｍ＝Ｕｏｕｔ１＋Ｕｏｕｔ２
信号前処理と信号後処理と共に、制御パス１４はブロック４２を形成している。ここで、実制御器は、このブロックにより生成される加算値または差分値それぞれの範囲において完全に動作する。また、制御器は、パルス幅を決定するために補正変数として直接には値ｕ＝ｓｉｎ（πａ）を生成しないが、ここではまた、それらの値は、第１インバータ２０ａおよび第２インバータ２０ｂそれぞれのための値ｕ１およびｕ２の和および差のために提供される。これらの値は信号後処理により再計算されて、インバータ２０ａ、２０ｂのパルス幅ａ１、ａ２についての値が得られ。０．３より小さいデューティサイクルを用いることが可能であるため、関数ｕ＝ｓｉｎ（πａ）を線形関数ｕ＝πａにより近似することが可能である。
【００４０】
ここで、実制御器のデザインについて説明する。図６は、２つの独立した制御器４４、４６が和電圧Ｕｏｕｔ，ｓｕｍと差電圧Ｕｏｕｔ，ｄｉｆのために備えられている制御器構造を示している。
【００４１】
図６の上部に示している第１制御器４４は補正変数ｕｄｉｆを生成する一方、それは制御変数Ｕｏｕｔ，ｄｉｆおよびＵC，ｄｉｆを処理する。差分値のための設定値は０である、すなわち、第１制御器４４は出力電圧の差を０に調整するようにする。
【００４２】
図６の下部に示している制御器４６は、和電圧Ｕｏｕｔ，ｓｕｍおよびＵC，ｓｕｍを処理し、補正変数としてｕｓｕｍを生成する。設定値Ｕｒｅｆは、出力和電圧Ｕｏｕｔ，ｓｕｍがその設定値に適合するような補正変数を生成する制御器４６に適用される。
【００４３】
２つの制御器の構造は図６から明らかである。補正変数はフィードバックされた制御変数の和として生成され、且つそれぞれ係数ｋと係数を乗算された制御偏差σとを乗算される。一定の制御偏差は加算ブロック（離散積分に対応する）により取り除かれる。２つの制御器において、生成された補正変数ｚ−１ｕは付加的なスムージングのためにフィードバックされる。
【００４４】
図６にしたがった制御器のデザインのために、ポールポジショニング（ｐｏｌｅ  ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ）法を用いることができる。最小２乗誤差法にしたがった非線形基準モデルを用いて決定される減少４次システムマトリクスは、擬似対角線であり、２つの２次対角線ブロックを有している。したがって、制御器のデザインは、加算制御器４６と差分制御器４４のデザインに完全に分離されることが可能である。
【００４５】
２次状態空間モデルが３次状態空間モデルに拡張される故に、離散積分は制御器のデザインにおいて考慮されることが可能である。付加的な状態は、それぞれ、積分値または和σである。
【００４６】
制御器のデザインのためには、測定値ＵCおよびＵｏｕｔは状態空間モデルの実際の値ではないが、１つのサンプル周期だけ遅延された値であることは、非常に重要である。したがって、時間の遅延を含んだ状態空間モデルが制御器のデザインのために用いられることは優位点である。測定値の遅延は、入力変数ｕの遅延に等化である。
【００４７】
電源システムは、２つの異なる動作モデル、すなわち高電力（ＨＰ）モードおよび低電力（ＬＰ）モードにおいて動作される。ＬＰモードにおける挙動は、ＨＰモードにおける挙動とは著しく異なる。したがって、それらの制御器は２つの動作も出るについて異なるパラメータを有している。両方の動作モデルについて、各々のパラメータ設定は、動作モデル間の切り替えがパラメータの設定を転換することにより実効されることが可能であるように、前もって計算され且つ記憶される。１つのパラメータの設定から他の設定へのスムーズな移行を行うために、制御器により生成される出力値が補正変数ｕそのものではないが、前の値ｕからのその偏差であるような方法で、制御器の構造を変化させることは賢明なことである。このようにして、補正変数ｕは、制御のパラメータの設定が変化されるとき、固定的ではない。
【００４８】
制御器の第２の実施形態に対応する構造を図７に示す。制御パラメータはず６のパラメータを同様である。Δ記号のより特徴付けられる差分器は、現瞬間におけるサンプル値から前のサンプリングの瞬間のサンプル値を差し引くようにして、いずれかの瞬間にデジタルサンプル値を用いて動作する。
【００４９】
このようにして生成される値は、入力値として、差分制御器４４および加算制御器４６に適用される。出力電圧（Ｕｏｕｔ，ｓｕｍ、Ｕｏｕｔ，ｄｉｆ）のための値のみが付加的に再度用いられ、すなわち差が生成されることはない。加算制御器は、制御偏差を決定するために、設定値からこの値を減算する。差分制御器を用いると、全ての差は０に調整された後であるため、この値は負の制御偏差に直接一致する。
【００５０】
図８は、付加的なリミット制御器４８が備えられている制御器の第３実施形態の制御器構造を示している。その他の点については、図８の制御器は、その構造についてそれ以上説明しなくて済むように、図７の構造と殆ど一致している。図７の差分制御器４４は、図８にも示されているが、ここでは、分離して示されてはいない。加算制御器４６内部の差、すなわち最小ユニットの挿入については分離して説明することとする。
【００５１】
リミット制御器４８は、その目的のために、一次側共振電流を制限しなければならない。これは、共振容量電圧ＵＣ１、ＵＣ２の制限により実現化される。この場合に、共振容量電圧の大きさは共振でんりゅうの大きさに比例するため、リミット制御器４８はなおも十分正確な近似を示す。
【００５２】
リミット制御器４８は、設定値ＵＣ，ｍａｘとして共振容量電圧の最大和を受信する。リミット制御器４８は、共振容量電圧が所定の最大値に調整されるように、駆動値Ｕｓｕｍを予め規定する積分部分を用いる状態制御器として動作する。
【００５３】
図７とは対照的に、図８における加算制御器４６の内側に備えられる“Ｍｉｎブロック”は、最大電圧ＵＣ，ｍａｘの逸脱が心配されるように加算制御器４６が駆動値ｕｓｕｍ等を予め定義するときにのみ、リミット制御器４８により生成される駆動値が効果を発揮するようにする。“Ｍｉｎブロック”は、２つの制御器４６、４８において、常により小さいデューティサイクルを生成する制御器がアクティブになるようにする。リミット制御器４８は、共振容量電圧がその最大値に調整されるデューティサイクルを予め定義するため、通常動作において、加算制御器４６により予め定義される値ｕｓｕｍはより小さく（指定範囲以内）、それ故、リミット制御器４８はシステムにおいてアクティブではない。加算制御器４６がインバータ２０ａ、２０ｂを過度に強く駆動する場合にのみ、この駆動はリミット制御器４８により予め定義された制限値により制限される。
【００５４】
また、この制御器のデザインのために、状態空間モデルが用いられる。サブモデルのための開始ポイントは和システムである。同じ状態空間モデルがまた、サンプリングの瞬間ｋとｋ−１との間の状態空間変数の差に対して有効である。
【００５５】
最大許容値Δｕｋを決定するために、状態空間方程式を用いることが可能である。
【００５６】
全体的なシステムは４次システム挙動を有している。独立して出力電圧の共振容量電圧を制御するために、共振容量電圧が３次挙動を採用することを適切にする。したがって、制限される場合に、共振容量電圧の一般的な動的挙動は、変数パラメータｆｉを用いて次式により表される。
ＵＣ，ｋ＋１＋（ｆ１−１）ＵＣ，ｋ＋ｆ２ＵＣ，ｋ−１＋ｆ３ＵＣ，ｋ−２＝（ｆ１＋ｆ２＋ｆ３）Ｕｍａｘ
図８について執拗な制御パラメータを決定するために、システムの特定の動的ポールｚ１、ｚ２、ｚ３が用いられる。これらのポールから、パラメータｆ１、ｆ２Ｕおよびｆ３を計算されることができ、制御器パラメータはそれらから決定されることが可能である。
【００５７】
制御器のデザインのチェックについては、先ず、シミュレーションが実効される。その結果については図９に示されている。図９は、ｔ＝０秒からｔ＝３＊１０−３秒までの時間範囲内におけるシステムのいくつかの大きさについてのタイミングチャートを示している。示されている大きさは、電圧１５０ｋＶおよび６６０ｍＡを用いた場合の動作ポイントを表している。
【００５８】
上部は、出力電圧Ｕｏｕｔ，ｓｕｍとデューティサイクルａｓｕｍを示している。中央部分は、上部の共振インバータのための電流ｉ１を示している。下部は、アノード電圧とカソード電圧との差Ｕｏｕｔ，ｄｉｆと制御偏差ｅＵｒ＝Ｕｓｏｌｌｕｏｕｔ，ｓｕｍを示している。
【００５９】
全体として、本発明は、特に、少なくとも１つの共振インバータと少なくとも１つの制御器から構成されるＸ線装置のための電源システムについて２つの提案を行っていると要約することができる。第１の提案にしたがうと、電源システムは２つのインバータを備え、実際の値として制御回路が処理する間に２つの出力電圧、すなわち、一方で２つの出力電圧の和を、他方で２つの出力電圧の差を生成する。第２の提案にしたがうと、少なくとも１つのインバータから構成される電源システムのための制御回路は、直接、制御変数を処理しないが、制御変数のための差分器は、各々の時間に、前のサンプリングの瞬間から偏差を決定し、これらの差分値を処理する。また、この方法において計算された補正変数は、再計算されて、補正変数加算器により補正変数値が得られる、差分値である。これら２つの提案は、結合されることにより有利にすることが可能である。制御器の最大値の切迫した逸脱を伴ってアクティブになり、且つ駆動を制限するリミット制御器を使用するために、興味深いさらなる実施形態を提案することが可能である。制御回路は、好適には、状態空間制御のためのデジタル制御回路として実現される。
【図面の簡単な説明】
【００６０】
【図１】Ｘ線装置のモジュールを示す図である。
【図２】インバータの回路図である。
【図３】パルス幅変調電圧の波形を示す図である。
【図４】Ｘ線管のための電源システムの一部を示す図である。
【図５】信号の前処理と後処理を示す図である。
【図６】制御器の第１実施形態を示す図である。
【図７】制御器の第２実施形態を示す図である。
【図８】制御器の第３実施形態の一部を示す図である。
【図９】制御波形の幾つかのマグニチュードを示す図である。
【国際公開パンフレット】
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2004528000.tif 000004
2004528000.tif 000005
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【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
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【国際調査報告】
2004528000.tif 000029
2004528000.tif 000030
2004528000.tif 000031
2004528000.tif 000032
2004528000.tif 000033