(57)【要約】干渉計からの測定信号におけるデータの経時を補償するための方法であって、前記測定信号の値を測定することと、データの経時を補正するために前記測定信号に基づいて、データ経時調整値を用いて測定された前記値を調整することとからなる。
2004501362.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
干渉計からの測定信号におけるデータの経時を補償するための方法であって、
測定信号の複数の値を測定することと、
前記測定信号の各測定された値において、その測定された値より前に取得された測定信号の少なくとも１つの処理された値に基づいて、動的データ経時調整値を決定することと、
データの経時を補正するために、動的データ経時調整値を用いて前記測定信号の測定された値を調整することとからなる方法。
【請求項２】
前記調整された測定信号は、前記動的データの経時調整の基になっている前記測定信号の処理された値に後続して測定される、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記複数の測定信号の各々を調整することからさらになる、請求項１に記載の方法。
【請求項４】
前記測定信号の処理された値が、前記測定信号の測定された値から得られた位置の値及び速度の値を含む、請求項１に記載の方法。
【請求項５】
前記動的データ経時調整値は、時間、位相、位置、及び振幅のうちの少なくとも１つである前記測定信号の値のデータの経時を補正する、請求項１に記載の方法。
【請求項６】
前記動的データ経時調整値は、前記測定信号の値のデータの経時を適時に補正する、請求項５に記載の方法。
【請求項７】
前記複数の測定信号のうちの１つの位置の値を調整し、その測定信号の前記時間の値を調整して、データの経時を補償することからさらになる、請求項６に記載の方法。
【請求項８】
前記動的データ経時調整値を決定することは、処理された速度の値からその値を決定することからなる、請求項１に記載の方法。
【請求項９】
前記動的データ経時調整値を決定することは、処理された位置の値からその値を決定することからさらになる、請求項８に記載の方法。
【請求項１０】
位相接続回路が、処理された位置の値における誤差を低減させるために、前記測定信号の値内の位相のアンビギュイティを補償する、請求項９に記載の方法。
【請求項１１】
前記動的データ経時調整値を決定することは、一定なデータの経時の値からこの値を決定することからさらになる、請求項９に記載の方法。
【請求項１２】
前記動的データ経時調整値を決定することは、一定なデータの経時の値からこの値を決定することからさらになる、請求項８に記載の方法。
【請求項１３】
前記動的データ経時調整値を決定するステップが、処理された速度の値及び処理された位置の値を使用することからなり、前記処理された速度の値及び前記処理された位置の値は、前記測定信号の以前に測定された値から得られる、請求項９に記載の方法。
【請求項１４】
前記測定された値を調整することは、前記動的データ経時調整値に基づいて、整数ユニット及び分数ユニットにある前記測定された値を変更することからなる、請求項１に記載の方法。
【請求項１５】
分数ユニットにある前記測定された値を変更することは、前記測定信号の隣接する２つの値の間を補間することからなる、請求項１４に記載の方法。
【請求項１６】
前記測定信号の前記複数の値をデジタル化し、アナログの測定信号の複数の値のデジタル化された表現を生成することからさらになる、請求項１に記載の方法。
【請求項１７】
干渉計からの測定信号におけるデータの経時を補償するための方法であって、
測定信号の複数の値を測定することと、
前記測定信号のデータの経時を補正するために、データの経時調整器によって前記測定信号の測定された値を調整することとを備え、前記データの経時調整器は、補間器を有する分数データの経時調整器を備え、前記補間器は、データ経時調整値を利用して、前記測定信号の隣接する２つの値の間で前記測定信号の値を補完する方法。
【請求項１８】
前記測定信号の各測定された値において、その測定された値より前に取得された測定信号の少なくとも１つの処理された値に基づいて、動的データ経時調整値を決定することによって、前記データ経時調整値を決定することからさらになる、請求項１７に記載の方法。
【請求項１９】
前記測定信号の処理された値は、前記測定信号の測定された値から得られた位置の値及び速度の値を含む、請求項１８に記載の方法。
【請求項２０】
前記測定信号の測定された値を調整することは、前記動的データの経時調整の基になっている測定された値の後に取得された測定信号の値を調整することからなる、請求項１７に記載の方法。
【請求項２１】
前記複数の測定信号の各々を調整することからさらになる、請求項１８に記載の方法。
【請求項２２】
前記動的データ経時調整値を決定することは、処理された速度の値から前記動的データ経時調整値を決定することからなる、請求項１７に記載の方法。
【請求項２３】
前記動的データ経時調整値を決定することは、処理された位置の値から前記動的データ経時調整値を決定することからさらになる、請求項２２に記載の方法。
【請求項２４】
前記動的データ経時調整値を決定することは、一定なデータの経時の値から前記動的データ経時調整値を決定することからさらになる、請求項２１に記載の方法。
【請求項２５】
前記動的データ経時調整値を決定することは、一定なデータの経時の値から前記動的データ経時調整値を決定することからさらになる、請求項２２に記載の方法。
【請求項２６】
前記動的データ経時調整値を決定するステップが、処理された速度の値及び処理された位置の値を使用することからなり、前記処理された速度の値及び前記処理された位置の値は、前記測定信号の以前に測定された値から得られる、請求項２４に記載の方法。
【請求項２７】
前記データ経時調整値は前記測定信号の前記値の各々に対して一定である、請求項１７に記載の方法。
【請求項２８】
前記測定信号の測定された値を調整することは、時間、位相、位置、及び振幅のうちの少なくとも１つである前記測定信号のデータの経時を補正するために、前記データ経時調整値を使用することからなる、請求項１７に記載の方法。
【請求項２９】
前記測定信号の値を調整することは、前記測定信号のデータの経時を適時に補正するために、前記データ経時調整値を使用することからなる、請求項２８に記載の方法。
【請求項３０】
位置の値を調整し、時間の値を補償して、データの経時を補償することからさらになる、請求項２９に記載の方法。
【請求項３１】
前記測定された値は位相である、請求項２８に記載の方法。
【請求項３２】
前記データの経時調整器は整数調整器をさらに備える、請求項１７に記載の方法。
【請求項３３】
前記分数データ調整器及び整数データ調整器が干渉計の電子的構造内に個別に配置される、請求項２７に記載の方法。
【請求項３４】
干渉計からの測定信号におけるデータの経時を補償するための装置であって、
前記測定信号の複数の処理された値を受信し、前記測定信号の少なくとも１つの処理された値に基づいて、データ経時調整値を決定し、かつ前記データ経時調整値を出力するように構成されている動的データ経時要素を有する電子処理装置と、
前記データ経時調整値を受信し、前記データ経時調整値に基づいて、前記測定信号の次の測定された値を調整するように構成されているデータの経時調整器とを備え、前記電子処理装置は、前記干渉計からの測定信号を受信し、前記測定信号の複数の値を測定し、前記測定信号の値を処理し、前記測定信号の調整済みの値を出力するように構成されている装置。
【請求項３５】
前記電子処理装置は、前記測定信号の位相を求めるための位相計を備える、請求項３４に記載の装置。
【請求項３６】
前記位相計は、離散フーリエ変換によって位相を求める、請求項３５に記載の装置。
【請求項３７】
前記データの経時調整器は、前記位相計に組み込まれている、請求項３５に記載の装置。
【請求項３８】
前記電子処理装置は、前記測定信号の値内の位相のアンビギュイティを補償するように構成されている位相接続回路を含む、請求項３４に記載の装置。
【請求項３９】
前記データの経時調整器は、補間器を有する分数データの経時調整器を備え、前記補間器は、データ経時調整値を利用して、前記測定信号の２つの隣接する値の間で前記測定信号の値を補間する、請求項３４に記載の装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
（関連出願への相互参照）
本出願は、米国特許法第１１９条第（ｅ）項に従って、２０００年５月１６日に提出された米国特許仮出願第６０／２０４，８７８号に対する特権を主張する。
【０００２】
（背景）
本発明は一般に、長さ又は位置の変化を測定するための方法並びに装置に関する。より詳細には、長さ及び位置に対する複数の測定の間に生ずるデータの経時差を低減させることに関する。
【０００３】
位置、長さ、距離、又は光路長の変化を測定するために干渉分光法を利用することは公知となっており、例えば、ボブロフ（Ｎ． Ｂｏｂｒｏｆｆ）著「Ｒｅｃｅｎｔ ａｄｖａｎｃｅｓ ｉｎ ｄｉｓｐｌａｃｅｍｅｎｔ ｍｅａｓｕｒｉｎｇ ｉｎｔｅｒｆｅｒｏｍｅｔｒｙ」、Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ Ｓｃｉｅｎｃｅ ＆ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ、９０７〜９２６ページ、第４巻第９号（１９９３年９月）、及び１９８７年８月２５日に発行された米国特許第４，６８８，９４０号に開示されている。変位測定用の典型的な干渉計システムは、周波数安定化光源、干渉計の光学部品、及び測定用の電子部品からなる。干渉計の光学部品は、レーザー光を参照用経路と測定用経路とに分光し、その後、この２つの経路から戻った光を再結合し、干渉信号を生成するフォトダイオードに再結合された光を送信する。測定経路で、１つの波長における距離が参照用経路と比べて変化すると、干渉信号が３６０°位相変化する。測定用の電子部品は、この位相変化を測定してその値を積算し、この応用例のために位置出力を提供する。
【０００４】
集積回路の製造で用いられる走査ステップ式フォトリソグラフィ機器など、干渉計の数多くの利用例において、多軸の移動を高速かつ高解像度で測定する必要が生じている。高性能フォトリソグラフィシステムでは、８つの軸を測定することがある。測定対象物の形状の小型化に伴い、高い精度が必要とされるようになっている。高い精度で動的な干渉位置測定を複数行なう正確なタイミングを決定するために、精度に対する要求及びニーズが急速に高まっており、このため現在公知となっている方法や装置に固有の不確定性を生み出している様々な要素を最小限に減らすべく、数多くの試みがなされている。
【０００５】
固有の不確定性には２つの形式があり、固定遅延と変動遅延と呼ばれている。固定遅延は、干渉分光法システム内のケーブル長、光路長、光電検出器の遅延、及び位相計のオフセットによって生ずる。これに対し、変動遅延は、回路遅延、すなわち群遅延（信号周波数によって変わる）により発生する。これらの遅延の影響により、干渉分光法によって測定された値のデータの経時差が生ずる。つまり、位置測定の事象が発生したときと、位置データをユーザが利用できるようになったときとの間に時間が経過する。これらの遅延の少なくとも１つを調整することによってデータの経時を補償することは、一般に実際的ではない。
【０００６】
（概要）
角度測定法などの干渉距離測定では、必要とされる情報を提供するためには、２つ以上の軸の測定が要求される。動的な多軸測定で高い精度を得るには、全ての測定において同一のデータの経時が使用されなければならない。つまり、各軸の同時測定が、同じ時点に行なわれなければならない。データの経時とは、干渉による位置の変化が発生した時から、測定された位置を表すデータが出力されるまでの間の時間として定義される。多軸を使用する動的システムにおいては、システムは作動中の複数の異なる軸から受け取る位置の値を利用しており、このため、軸が有するデータの経時がわずかでも異なっていると、大きな測定誤差が生じる。
【０００７】
多軸測定では、全ての位相計に提供される共通の参照と、共通のサンプリング制御信号とを用いて同期が取られる。軸が有するデータの経時のばらつきは、測定用の電子部品、測定用の電気信号及び光信号の経路、参照信号の経路、並びにサンプリング制御信号の差異により発生する。軸の間に生じるデータの経時差は、低減させるか、又は取り除く必要がある。
【０００８】
１つの態様において、本発明は、干渉計からの測定信号におけるデータの経時を補償するための方法を特徴としている。前記方法は、測定信号の複数の値（振幅、周波数、位相、時間、位置など）を測定することと、前記測定信号の各測定された値において、その測定された値より前に取得された測定信号の少なくとも１つの処理された値に基づいて、動的データ経時調整値を決定することと、データの経時を補正するために、動的データ経時調整値を用いて前記測定信号の測定された値を調整することとを含む。位相、位置、周波数などの前記測定信号の前記処理された値は、前記測定信号の測定された値から得られる。
【０００９】
別の態様においては、本発明は、干渉計からの測定信号におけるデータの経時を補償するための方法を特徴とする。前記方法は、測定信号の複数の値を測定することと、前記測定信号のデータの経時を補正するために、データの経時調整器によって前記測定信号の測定された値を調整することとを含み、前記データの経時調整器は、補間器を有する分数データの経時調整器を備え、前記補間器は、データ経時調整値を利用して、前記測定信号の隣接する２つの値の間で前記測定信号の値を補完する。前記方法は、前記測定信号の各測定された値において、その測定された値より前に取得された測定信号の少なくとも１つの処理された値に基づいて、動的データ経時調整値を決定することを含み得る。前記データ経時調整値は、前記測定信号の前記値の各々に対して一定であってもよい。前記データの経時調整器は、整数調整器を含んでいてもよい。前記分数データ調整器及び整数データ調整器は、干渉計の電子的構造内に個別に配置されてもよい。
【００１０】
これらの態様の実施形態は、下記の少なくとも１つを有しうる。前記調整された測定信号は、前記動的データの経時の調整が基にしている前記測定信号の処理された値に後続して測定される。前記方法は、前記複数の測定信号の各々を調整することからなる。前記動的データ経時調整値は、時間、位相、位置、及び振幅のうちの少なくとも１つである前記測定信号のデータの経時を補正する。前記方法は、前記複数の測定信号のうちの１つの位置の値を調整し、その測定信号の前記時間の値を調整してデータの経時を補償することからなる。前記動的データ経時調整値を決定することは、処理された速度の値、処理された位置の値、一定なデータの経時の値、またはこれらの組み合わせから、前記値を決定することからなる。動的データ経時調整値を決定することは、測定信号の以前の値から得られた処理された速度の値及び処理された位置の値を使用することからなる。前記測定された値を調整することは、前記動的データ経時調整値に基づいて、整数ユニット及び分数ユニットにある前記測定された値を変更することからなる。分数ユニットにある前記測定された値を変更することは、前記測定信号の隣接する２つの値の間を補間することからなる。前記方法は、前記測定信号の前記複数の値をデジタル化し、アナログの測定信号の複数の値のデジタル化された表現を生成することからなる。
【００１１】
別の態様においては、本発明は、干渉計からの測定信号におけるデータの経時を補償するための装置を特徴とする。前記装置は、前記測定信号の複数の値を受信し、前記測定信号の少なくとも１つの処理された値に基づいて、データ経時調整値を決定し、前記データ経時調整値を出力するように構成されている動的データ経時要素を有する電子処理装置と、前記データ経時調整値を受信し、前記データ経時調整値に基づいて、前記測定信号の次の値を調整するように構成されているデータの経時調整器とを備える。前記電子処理装置は、前記干渉計からの測定信号を受信し、前記測定信号の複数の値を測定し、前記測定信号の値を処理し、前記測定信号の調整済みの値を出力するように構成されている。
【００１２】
この様態の実施形態は、下記の少なくとも１つを有しうる。前記電子処理装置は、前記測定信号の位相を判定するための位相計を有する。前記位相計は、離散フーリエ変換によって位相を求める。前記データの経時調整器は、前記位相計に組み込まれている。前記電子処理装置は、前記測定信号の値に含まれる位相のアンビギュイティを補償するように構成されている位相接続回路を有する。前記データの経時調整器は、補間器を有する分数データの経時調整器を備え、前記補間器は、データ経時調整値を利用して、前記測定信号の隣接する２つの値の間で前記測定信号の値を補完する。
【００１３】
本発明の実施の形態は、下記の利点の少なくとも１つを有しうる。この位相測定システムは、信号処理用電子部品の群遅延、経路長遅延、光ファイバーの公差による遅延に対処するために、測定信号のデータの経時を調整することができる。データの経時の微調整を行なうための補間器を用いることで、０．１５ナノ秒の精度と、約３０ピコ秒の時間解像度とが得られる。本発明の実施の形態の少なくとも１つの詳細は、添付の図面、並びに下記の詳細に記載されている。本発明の他の特徴、目的、及び利点は、詳細、図面、及び請求項から明らかになる。
【００１４】
種々の図面に記載されている同一の部材番号は同一の要素を示している。
（詳細）
図ｌＡに示すように、ヘテロダイン干渉計システム１０は、光学測定装置１１と電子処理装置１３とを有する。前記ヘテロダイン干渉計システム１０は、１つの測定軸の光経路の変化を測定し、測定信号のデータの経時の不確定性を低減させる。簡潔を記するために、ヘテロダイン干渉計システム１０において１つの測定軸のみしか描かれていない。図１Ｂに示すような多軸測定システムにおいては、ヘテロダイン干渉計システム１０ｂは、複数の軸の光経路の変化を検知するための光学測定装置１ｌｂと、各軸で測定された信号のデータの経時を調整するための、電子処理装置１３ｂ及び１３ｃとを有する。
【００１５】
議論を図１Ａに戻すと、光学測定装置１１は、光照射を発生させるための光源１２、光照射を変調させるための干渉計１８、及び干渉計１８からの変調された照射光を受信し、これを周波数ＦＭを有する測定用電気信号に変換するためのレシーバ４０を有する。電子処理装置１３は、位相計４６、データの経時調整器５６、動的データ経時装置５９、アキュムレータ６２、補間器６６、及びデジタルフィルタ７０を備えている。下記で詳述するように、電子処理装置１３はレシーバ４０からの信号を受信して、信号が測定された時点の視太陽時から時間を進めるか、或いは時間を戻し、データの経時すなわち測定が行なわれた時点と、測定された信号が電子処理装置１３から出力された時点との間の遅延を調整する。多軸測定システムにおいては、電子処理装置は、対応する同時に測定された信号が、電子処理装置から同時に出力されるようにデータの経時の不確定性を極力減少させる。
【００１６】
光学測定装置１１及び光源１２に議論を戻すと、一般に、光源１２は周波数安定化されたレーザーであり、ほぼ同じ強度を有し、垂直偏向された１対の光ビーム１４及び１６を生成する。この２つの光ビームはｆ０だけ周波数が異なる。図１上で、光ビーム１４及び１６は多少間隔を空けて横方向に描かれているが、これは簡潔及び簡便を記することのみを目的としており、実際はこれらはほぼ同一直線上にある。光源１２の例としては、例えば、米国特許出願第５，２４９，０３０号で開示されている、２０メガヘルツ（ＭＨｚ）程度の差周波数ｆ０を有する光源がある。当然ながら、差周波数ｆ０は、２０ＭＨｚより高くても低くてもよい。干渉計１８は、測定用経路の長さ、又は測定対象物の位置に基づいて、光ビーム１４に対して光ビーム１６を変調する。干渉計１８は、図１Ａでは線形変位干渉計として示されているが、光ビーム１４に対して光ビーム１６を変調する、任意の設計の干渉計でもよい。偏光ビームスプリッター２０は、光ビーム１４及び１６に向けられており、光ビーム１４を反射させて第一の逆反射体２４へ向かうビーム２２を、光ビーム１６を反射させて第二の逆反射体３２に向かうビーム３０を生成する。逆反射体２４はビーム２２を反射させて、ビームスプリッター２０に戻るビーム２６を生成し、逆反射体３２はビーム３０を反射させて、ビームスプリッター２０に戻るビーム３４を生成する。ビーム３４はビームスプリッター２０を通過して出力ビーム３８となり、ビーム２６はビームスプリッター２０によって反射されて出力ビーム２８となる。出力ビーム２８及び３８は、入射ビーム１４及び１６と同じくほぼ同一直線上にあって垂直偏向されている。逆反射体２４は、ビームスプリッター２０に対して固定されている。これにより、干渉計１８内においてビーム２２及び２６が通る経路が一定の長さに定められる。第二の逆反射体３２は、図１の矢印によって示された方向に、ビームスプリッター２０に対して移動させる、つまり変位させることが可能である。光ビーム３０及び３４の経路の長さが可変となる。逆反射体３２の移動すなわち変位は、出力ビーム２８に対する出力ビーム３８の位相に応じて変化する。
【００１７】
出力ビーム２８及び３８は、混合偏光子３５を備えたレシーバ４０に向かい、該レシーバ４０を通過する際に、出力ビーム２８及び３８の各々に同一の偏光成分が与えられる。同じように偏光されたビーム２８ａ及び３８ａが、フォトダイオードなどの光電検出器３７に入ると、電気的測定値すなわち干渉信号４１が生成される。光電検出器３７からの干渉信号４１が信号増幅及び信号調整回路３９を通過すると、周波数ＦＭを有する測定信号４２が生成されて、レシーバ４０から出力される。測定信号４２の周波数は次式のようになる。
【００１８】
ＦＭ＝ｆ０±ｎν／λ
上記式において、±ｎν／λはドップラー偏移周波数、νはその位置が測定される干渉計要素の速度、λは光の波長、ｎは２である。ｎの値は干渉計を通過する光の経路の数によって変わる。
【００１９】
光源１２はまた、周波数ＦＲを有する参照信号４４を、光ファイバーケーブルを介して光ファイバーレシーバ４１に送出する。前記光ファイバーレシーバ４１は、電子処理装置１３内のレシーバ４０と類似している。光源１２と光ファイバーレシーバ４１との間、及びレシーバ４０と電子処理装置１３との間に光ファイバーケーブルを用いることで、静電放電（ＥＳＤ）によって引き起こされる障害や、応用例の環境における電気ノイズの発生源を除去できる。レシーバ４０は光学測定装置１１内にに存在するように描かれ、光ファイバーレシーバ４１は電子処理装置１３内に存在するように描かれているが、レシーバ及び光ファイバーケーブルの様々な組み合わせが可能である。例えば、電子処理装置１３が２つの光ファイバーレシーバを備えており、参照信号４４を一方で受信し、光学測定装置１１から光ファイバーケーブルを介して送信された出力ビーム２８ａ及び３８ａをもう一方で受信することもある。
【００２０】
電子処理装置１３において、位相計４６は、光学装置１１から測定信号４２を、レシーバ４１から参照信号４４ａを受信する。位相計４６は、参照信号４４ａを用いてシステムクロック４８を生成する。システムクロック４８は、該電子処理装置の種々の処理部分にデータが同時に伝えられるように、データの経時調整器５６、アキュムレータ６２、補間器６６、及びデジタルフィルタ７０によって使用される。通常、システムクロックの周波数Ｆｃは固定の周波数で、位相計４６の最大測定速度よりも大きく、かつｆ０の有意倍数（４０ＭＨｚなど）となるように選択された値である。位相計４６はまた、システムクロック４８を基準として、測定信号４２の遷移（立ち上がりエッジ遷移など）が発生した時点を測定することによって、参照信号４４ａに対する測定信号４２の位相差を測定する。通常、システムクロック４８の各サイクルで、位相計４６は測定されたエッジクォリファイア値ＱＭを回路線５０に、測定された時間値ＴＭを回路線５２に適用する。回路線５０及び５２はいずれもデータの経時調整器５６に接続されている。測定されたエッジクォリファイア値ＱＭは、発生した遷移エッジを示し、測定された時間値ＴＭは、位相計４６が測定信号４２に対するエッジ遷移を検知したときのシステムクロック４８周期内における測定されたエッジの分数位置を表す。位相計の例として、オールドハムら（Ｏｌｄｈａｍ ｅｔ ａｌ． ）による「Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｌｉｍｉｔａｔｉｏｎｓ ｉｎ Ｐｈａｓｅ Ｍｅｔｅｒｓ Ｆｏｒ Ｈｅｔｅｒｏｄｙｎｅ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｏｍｅｔｒｙ」、Ｐｒｅｃｉｓｉｏｎ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ 、第１５号、１７３〜１７９ページ（１９９３年）、及び「Ｒｅａｌ−Ｔｉｍｅ Ｐｈａｓｅ Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｏｒ Ｆｏｒ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｈｅｔｅｒｏｄｙｎｅ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｐｒｏｃｅｓｓｅｓ」、Ｍｅａｓｕｒｉｎｇ Ｓｃｉｅｎｃｅ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ、第２巻、１０６〜１１０（１９９１年）ページに記載されたものがある。
【００２１】
データの経時調整器５６は、動的データ経時装置５９によって供給されるデータ経時調整値５４に基づいて、測定信号４２の測定が行なわれる視太陽時から時間を進めるか、或いは時間を戻す。データの経時調整器５６は、このような調整を行なうことにより、光路差、光ファイバーの長さの違い、及びヘテロダイン干渉計システム１０の電子遅延の差異に対処するため、測定信号４２のデータの経時を補償する。データの経時調整器５６は、ＱＭ及びＴＭのデータの経時を調整して、時間調整済みの値ＴＡ、調整済みエッジクォリファイアＱＡ、及びデータの経時の値ＤＡを求める。データの経時調整器５６は、時間調整済みの値ＴＡを回路線６０に、調整済みエッジクォリファイアＱＡを回路線５８に、データの経時の値ＤＡを回路線６１に適用する。データの経時調整器は、データ遅延の程度に応じて、対応する入力値ＴＭ及びＱＭと同じシステムクロックサイクルの間、或いは以降のシステムクロックサイクルにおいて、調整済みの値ＴＡ及びＤＡを求める。回路線６０はアキュムレータ６２及び補間器６６に接続しており、回路線６１はアキュムレータ６２に接続している。後述するように、アキュムレータ６２はＴＡを、２つの測定時点の間に進んだ距離を表す位置差異の値（ΔＰ）と、位置の積算値ＰＡとに変換する。アキュムレータ６２は、位置の積算値ＰＡを、補間器６６に接続している回路線６４に適用する。補間器６６は、時間調整済みの値ＴＡ及び位置の積算値ＰＡを受信し、システムクロック４８を基準として、測定信号４２が発生した時点と、測定値が処理された時点との間の時間差を補償するためにＰＡを補間する。補間器６６は、補間済みの位置の値ＰＩを求める。このＰＩは、システムクロックサイクル内の固定地点、つまりクロックサイクルの中心における測定された位置を表している。デジタルフィルタ７０は、補間済みの位置の値ＰＩをスムージングすることによって、測定信号内のノイズを低減させ、データの経時を調整した位置の値Ｐと速度値Ｖとを出力するためのデータ速度を一定にする。通常、データの経時の調整は、速度値に影響を与えない。Ｐ及びＶは、測定信号４２に関連する、データの経時調整後の位置の値及び速度値を表している。Ｐは、測定信号４２の測定された位相変化から得られた、測定された位置であり、Ｖは、Ｐが測定された時間における速度である。動的データ経時装置５９は、フィルター７０から出力されたＰ及びＶの値に基づいて、データ経時調整値を決定する。回路線５８は、アキュムレータ６２、補間器６６、及びデジタルフィルタ７０に接続している。これにより、電子処理装置１３内のこれらの部品の各々は、調整済みエッジクォリファイアＱＡを、積算された位置、補間済みの位置、調整済みの位置及び調整済みの速度のうちの特定の値を、電子処理装置１３を介して伝達してもよいことを示す指標として用いることができるようになる。
【００２２】
図２において、動的データ経時装置５９は、データの経時調整後の位置の値Ｐとデータの経時調整後の速度値Ｖとをデジタルフィルタ７０から、及び一定なデータの経時の値７５をヘテロダイン干渉計システム１０の中央処理装置（ＣＰＵ）（表示なし）から受信する。動的データ経時装置５９は、これらの値に基づいてデータ経時調整値５４を算出する。データ経時調整値５４は、一定なデータの経時の値７５、群遅延値７８、及び位置遅延値７７の合計値である。動的データ経時装置５９は、デジタルフィルタ７０からＶ及びＰ変化が変化した場合、すなわち逆反射体３２が移動した場合、動的データ経時調整値５４を絶えず調整する。このため、データの経時調整器５６によってデータの経時が動的に調整されるようになる。
【００２３】
このシステムの操作者は、ヘテロダイン干渉計システム１０をキャリブレーションすることによって、一定なデータの経時の値を決定して、電子装置及び光学装置で発生する一定のデータの経時遅延に対処する。電子装置での遅延は通常、電子入力と複数の電子回路基板を通過する電子信号との遅延、すなわちデイジーチェーン信号によって生じる。光学装置での遅延は通常、システム内の光ファイバーケーブルの長さの許容誤差によって生じる。システムの操作者は、システムを手動でキャリブレーションするか、又はシステムのデータの経時を求めるためのキャリブレーション用のルーチンプログラムを実行することによって、電子装置の一定のデータの経時を求める。システムの操作者は、システム１０を手動でキャリブレーションするために、試験用の光信号を、各測定軸用に対応する電子処理装置の光学レシーバに接続している光ファイバーケーブルに接続する。試験用の光信号は通常、光学装置１１内の光源１２の参照出力と同じ周波数を出力するＬＥＤである。別法として、光源１２からの光ビーム１４及び１６が、混合されて光ファイバーケーブルに送出されて、その後干渉計１８に入って試験用の光信号として用いられてもよい。各測定軸に対応する光学レシーバ及び電子処理装置を介して送信される試験用の光信号のデータの経時遅延が測定され、システムのＣＰＵに保存される。自動化手順では、ＣＰＵは、可動式鏡などを用いて、各測定軸に対応する光学レシーバに試験用の光信号を再送出する。各軸におけるデータの経時遅延が測定されて、システムのＣＰＵに記憶される。演算時に、ＣＰＵは保存されているこの値を用いて、一定なデータの経時の値７５を動的データ経時装置５９に送信する。
【００２４】
また、ユーザーは、手動で、或いはプログラム可能なアクチュエータを用いて、既知の位置で干渉計の位置合せをして、干渉計１８を介して試験用の光信号を送信することによって、キャリブレーションのチェックを実施することができる。データの経時遅延の原因は、光学的な位相遅延及び電子的遅延である。光学的な位相遅延は、試験用の光信号源から出て、干渉計を介して光学レシーバに入るまでの光路長を算出することによって求めることができる。電子的遅延の原因は、電子処理装置のデータの経時であり、この値は光学的な位相遅延を減算して算出することができる。電子的遅延の値が、システムのＣＰＵに保存されているデータの経時遅延のキャリブレーションと比較されて、データの経時のキャリブレーションを許容できるかどうか判定される。キャリブレーションチェックで得られた電子的遅延と、システムのＣＰＵに保存されている値との間の差異が所定の大きさを上回っている場合、ＣＰＵは、システムのデータの経時遅延の再キャリブレーションのための自動化キャリブレーション用のルーチンを実行することもあり得る。
【００２５】
また、電子部品によって生ずるデータの経時遅延は、ヘテロダイン干渉計システム１０を介して伝えられる電子信号の群遅延によって変わる。群遅延とは、所定の周波数における信号が、電子部品を通過するのに要する時間を指す。数学的には、群遅延とは、位相シフトの周波数による導関数として定義される。各ヘテロダインシステムの群遅延は、システム内の各電気部品の群遅延からシステム全体の群遅延を算出することによって、つまり全ての電子部品の群遅延を積算することによって求められる。システム全体の群遅延は、一連のデータの経時キャリブレーション値によって表され、この値は、特定の測定周波数とシステムの電子装置における一定のデータの経時との相関関係を示すものである。システムの操作者は、データの経時のキャリブレーション値を求めると、この値をメモリ７６にルックアップテーブルとして保存する。演算時に、動的データ経時装置５９は、メモリ７６内のルックアップテーブルを使用し、デジタルフィルタ７０からのデータの経時調整後の速度値Ｖに基づいて群遅延値７８を決定して出力する。動的データ経時装置５９は、Ｖが変わると、メモリ７６に保存されている値に従って群遅延値７８を変更する。群遅延値７８は、電子検出器、プリアンプ、および帯域通過フィルターからなどの周波数が変化したときの電子信号の差時間遅延を表す。群遅延値７８は正又は負の値であり、一定なデータの経時の値７５に加算されて、システム１０の周波数依存の応答に対処するためにデータの経時遅延が調整される。
【００２６】
また、動的データ経時装置５９は、データの経時調整後の位置の値７２を用いて、ヘテロダイン干渉計システム１０内の光ファイバーレシーバと逆反射体３２（すなわち可動型の鏡）との距離によって生ずる遅延を補償する。複数経路を有する干渉計では、干渉計内の全経路の遅延の平均によって遅延を見積もることができる。すなわち、２経路の干渉計では、（ｌＤ＋３Ｄ）／２＝２・Ｄとなる（Ｄは平均遅延）。動的データ経時装置５９は、乗算器７１と所定の定数Ｋとを用いて、データの経時の位置の値７２を位置遅延値７７に変換する。位置遅延値７７は、正又は負の値であり、一定なデータの経時の値７５に加算されて、位置依存のデータの経時遅延に対処するためにデータの経時遅延が調整される。
【００２７】
図３において、データの経時調整器５６は、１システムクロックに満たない時間範囲にわたるＴＭのデータの経時を調整するための分数調整回路１３０と、整数単位のシステムクロックの整数値と等しい時間範囲にわたるＴＭのデータの経時を調整するための整数調整回路１３２とを備える。分数調整回路１３０と整数調整回路１３２とは協働して、測定された時間解像度と等しい任意の所望の解像度範囲にわたるＴＭのデータの経時を調整する。
【００２８】
演算時には、分数調整回路１３０は、データ経時調整値５４の分数部分８０を分離する。分数調整回路１３０の加算器８２は、測定された時間値ＴＭと、データ経時調整値５４の分数部分８０とを加算し、合計値８４及び繰上げ値９０を求める。簡単に実施できるように、また機能をよりよく理解できるようにするため、測定された時間値５２及びデータ経時調整値５４を符号のない正の値として解釈する。しかし、これらの値の少なくとも一方を、実施例にあわせて符号付きの値又は負の値に適切に変更し得る。
【００２９】
システムクロック４８は遅延レジスタ４５，８６，９２，９６，１０９，１１４，１２２に適用される。これによって各々のレジスタは、１クロックサイクル増加したときに、調整回路５６の測定された値をサンプリングして保持する。例えば、クロックサイクル１で、遅延レジスタ８６が合計値８４をサンプリングし、この値を以前の合計値８９として出力する。これと同時に、新しい合計値８４が入り、マルチプレクサー１０８は、以前の合計値又は新しい合計値のいずれかを選択する。同様に、遅延レジスタ９２は、以前に測定された繰上げ値９０を以前の繰上げ値９４として保持しており、遅延レジスタ９６は以前に測定されたエッジクォリファイア値ＱＭを以前のエッジクォリファイア値９８として保持しており、遅延レジスタ４５は前のデータ経時調整値５４を以前のデータ経時調整値を保持している。
【００３０】
分数調整回路１３０の演算を下記の表１にまとめる。この表で、０（ゼロ）及び１は論理状態を表し、Ｘは０又は１のいずれかを取る状態を表している。この表及び下記の説明では、クォリファイア値１は対応する有効な時間値があることを、クォリファイア値０は対応する有効な時間値がないことを示している例を考える。表１の１行目及び２行目において、測定されたエッジクォリファイア値ＱＭが１である場合に、調整済みの時間値ＴＭはシステムクロック４８の現在のサイクル内にあり、時間値ＴＭとデータ経時調整値８０とが加算されて繰上げ値９０の値が０となる。測定されたエッジクォリファイア値ＱＭが１であることから、測定された時間値ＴＭとが有効であり、このため合計値８４も有効であることがわかる。繰上げ値９０が０であることから、加算器８２からの算術繰上げがないことがわかる。この場合、制御論理回路１０２は、中間エッジクォリファイア値１０４を、有効な時間値が存在することを示す１として出力する。出力セレクタ１０６によって、マルチプレクサー１０７及び１０８は、中間のデータ経時調整値１１１及び中間時間値１１０としてそれぞれ整数回路１３２に出力するために、現在のデータ経時調整値５４及び合計値８４を選択する。
【００３１】
表１の３行目及び４行目において、以前のエッジクォリファイア値９８及び対応する以前の繰上げ値９４は１であるため、システムクロック４８の以前のサイクルの調整済みの時間値ＴＭは、システムクロック４８の現在のサイクルにある。以前のエッジクォリファイア値９８が１であることから、有効な時間値５２がシステムクロック４８の以前のサイクルで発生しており、以前の合計値８８が有効であることがわかる。以前の繰上げ値が１であることから、調整済みの時間値が、以前はシステムクロックの次サイクルであったが、今は現在のサイクルであることがわかる。この場合、制御論理回路１０２は、中間エッジクォリファイア値１０４を中間時間値が有効であることを示す１として出力する。出力セレクタ１０６によって、マルチプレクサー１０７及び１０８は、中間のデータ経時調整値１１１及び中間時間値１１０としてそれぞれ整数回路１３２に出力するために、以前のデータ経時調整値４７及び以前の合計値８８を選択する。
【００３２】
表１の５行目に、以前のエッジクォリファイア９８、エッジクォリファイアＱＭ、及び以前の繰上げ９４が全て１であり、繰上げ値９０が０であるエラー条件を示す。すなわち、この条件は、以前の時間値と現在の時間値とを同時に有効な値として出力することを要求している。この場合、制御論理回路１０２はエラー信号１００を出力し、中間エッジクォリファイア値１０４及び出力セレクタ値１０６が定まっておらず、このため中間時間値１１０も定まっていない。このエラー条件は、システムクロック４８の周波数が位相計の最大測定速度を超える場合、すなわち以前の調整済みの値と現在の調整済みの値とが、異なるシステムクロックサイクルで発生する場合には発生しない。
【００３３】
表１の６〜９行目に示すように、１〜５行目の条件が満たされない場合、制御論理回路１０２は中間エッジクォリファイア値１０４を０で出力する。この結果、出力セレクタ値１０６が定まらず、このため中間時間値も定まらない。
【００３４】
例示した整数調整回路１３２は、４つのシステムクロック周期内の時間間隔を調整することができる。ただし、カスケード接続されているレジスタの数を変更することで、同じ方法によって任意の所望の時間間隔に延長又は短縮できることを理解すべきである。レジスタ１２２，１１４，１０９は、３つの連続した出力を出力するシフトレジスタである。マルチプレクサー１２６，１１８，１０８は、これらの４つの出力の任意の１つを選択するか、又は０を出力することで出力を抑制することができる。シフトレジスタ１２２，１１４，１０９及びマルチプレクサー１２６，１１８，１０８を組み合わせることで、システムクロックの０サイクルから３サイクルまでのいずれかの遅延を選択して提供することができる。論理制御器１０５は、データ経時調整値１１１，１１７ａ，１１７ｂ，１１７ｃの整数部分を受信して、表２に示した値に基づいて出力１０４を決定する。データ経時調整値の整数部分がシフトレジスタ内においてその位置に対応している場合、マルチプレクサー１２６，１１８，１０８は対応するデータを選択し、クォリファイアＱａ５８、時間Ｔａ６０、及びデータの経時の調整ＤＡ６１をそれぞれ出力する。また、論理制御器１０５は、これらの条件のうちの２つ以上が同時に発生した場合に、エラーを検知し得る。これらの条件が発生しない場合、誤ったエッジクォリファイア信号５８が生成されないように、マルチプレクサー出力が抑制される。
【００３５】
【表１】
2004501362.tif 000003
【表２】
2004501362.tif 000004
データの経時調整器５６は、調整済みエッジクォリファイア値ＱＡを回路線５８に、調整済みの時間値ＴＡを回路線６０に、データの経時の値ＤＡを回路線６１に適用する。回路線５８はアキュムレータ６２、補間器６６、及びデジタルフィルタ７０に接続している。これにより、電子処理装置１３内のこれらの部品の各々は、調整済みエッジクォリファイアＱＡを、積算された位置、補間済みの位置、調整済みの位置及び調整済みの速度のうちの特定の値を、電子処理装置１３を介して伝達してもよいことを示す指標として用いることができるようになる。
【００３６】
図４において、アキュムレータ６２は、整数調整回路１３２から調整済みの時間値６０を受信し、この値を位相値の変化ΔΦ（表示なし）に変換する。このΔΦは、数値上は位置差異値ΔＰと同じである。位置差異値は、連続した有効な調整済みの値時間値６０から次式の関係により算出される。
【００３７】
ΔＰ＝（ｌ／Ｍ）（ｌ−Ｎ＋（Ｔｌ−Ｔ２）−ΔＤＡ）
上記式において、ΔＰは位置差異値、Ｍはシステムクロック４８の周波数Ｆｃと光学差周波数ｆ０との比（すなわち４０ＭＨｚ／２０ＭＨｚ）であり、Ｔｌは以前の有効な時間値、Ｔ２は現在の有効な時間値、ＮはＴｌの測定とＴ２の測定の間に存在したシステムクロック４８の周期の数、及びΔＤＡはＤＡの変化である。簡潔を記するために、Ｔｌ及びＴ２を、システムクロック周期に対する分数値で表す。アキュムレータ６２は、ＴＭのデータの経時を調整してＴＡ（図１）を求めたことによる位置の変化に対処するために、それぞれの位置の差異値から、連続するＤＡ値の間の差異ΔＤＡを減算する。換言すれば、ＴＭ内のデータの経時を補正するための加算又は減算によっても位置が変化する。位置の差異値を算出するための数学的操作は、どのような順序で行なわれてもよい。ΔＰが算出された後に、アキュムレータ６２は、全ての位置の差異値を合計して、合計（すなわち積算）された位置の値ＰＡを求める。この値は、測定されたエッジが発生した瞬間の測定された位置を表している
【００３８】
図５において、補間器６６は、アキュムレータ６２から位置の積算値ＰＡを、データの経時調整器５６から調整済みの時間値ＴＡを、フィルター７０から速度値Ｖをそれぞれ受け取る。補間器６６は、これらの値に基づいて、位置の積算値ＰＡを補間して、補間済みの位置の値ＰＩを求める。この値は、システムクロック周期の中央における測定された位置を表している。補間済みの位置の値ＰＩは下記の関係から求められる。
【００３９】
ＰＩ＝ＰＡ−ＴＡＶ
調整済みの時間値ＴＡは、−１／２以上＋１／２未満の範囲の符号付きの分数値として解釈される。これによって、０以上１未満の範囲の分数を使用する方法と比べ、補間の際に調整済みの速度値Ｖの不確定性によって生ずる影響を半分減少させることができる。速度値Ｖは通常、デジタルフィルタ７０の速度出力から得られる調整済みの速度値であるが、本発明から逸脱することなく、概算速度を提供する他の方法を使用することが可能である。例えば、ある一定の時間間隔をおいて、デジタルフィルタから位置の値を減算することによって速度を見積もることができる。
【００４０】
図６において、デジタルフィルタ７０は、補間済みの位置の値ＰＩをスムージングし、システムクロック４８の各サイクルにおいて、データの経時調整後の位置の値Ｐを決定して回路線７２に適用し、データの経時調整後の速度値Ｖを決定して回路線７４に適用する。特定の応用例では、デジタルフィルタ内で適切なフィルター定数を選択することによって、デジタルフィルタ７０の性能が調整される。通常、位置のゲイン値Ｋｐは、２−２から２−９程度であり、約３．８ＭＨｚから約１５ｋＨｚの帯域幅に相当する。速度ゲイン値Ｋｖは通常、２−６から２−２０程度である。多軸システムにおいては、デジタルフィルタ７０により、全ての軸に対するフィルターの動的反応が正確に一致するという利点が得られる。多軸システムにおいては、操作者又はユーザーは、各電子処理装置のフィルターに同一のフィルター定数をそのまま選択する。調整済みエッジクォリファイア値ＱＡは、補間済みの位置の値ＰＩが存在しないシステムクロック４８のサイクルの間にデジタルフィルタ７０を変更する。この場合、デジタルフィルタ内のフィードバックエラー値は、以前の値のまま保たれる。デジタルフィルタ７０の例は、「ＩＲＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｃｏｎｔｒｏｌ 」（１９６２年７月）に記載されている。デジタルフィルタ７０はまた、速度が一定であれば、入力値と出力値との間に遅延が生じないという望ましい特徴を有する。
【００４１】
上述の実施の形態では、データの経時調整器が、時間のデータの経時を補償する点に留意すべきである。別の実施の形態においては、位相や位置など、時間以外の測定値のデータの経時を補償するためにデータの経時調整器を使用することが可能である。図７に示すように、電気処理装置５００は、データ経時調整値ＴＤＤＡを用いて、位相の測定値のデータの経時を補償する。電気処理装置５００は、アナログ−デジタル変換器（デジタイザ）５１０、フェイズロックループ装置（ＰＬＬ）５２０、位相計５３０、動的データの経時調整器５４０、位置計算機５５０、速度概算器５９０、デジタルフィルタ５６０、及び動的データ経時装置７００を備える。動的データ経時装置７００及びデジタルフィルタ５６０は、設計上、図１、図２、及び図６に示したデータの経時装置５９及びデジタルフィルタ７０と類似している。デジタイザ５１０は、アナログの測定信号４２をデジタル信号Ａに変換し、この信号を回路線５０５に適用する。位相計５３０は、デジタル信号Ａを処理して、デジタル形式の測定された位相信号Φを算出する。この位相信号Φは、その後、データの経時調整器５４０によって調整され、データの経時補正済みの位相、すなわち、調整済みの位相信号ΦＡが生成される。位置計算機５５０は、位相を積算して、積算された位置ＰＡを出力する。図６に示すように、デジタルフィルタ５６０はＰＡを使用して、フィルター済みの速度値Ｖ、及び調整及びフィルター済みの位置の値Ｐを出力する。
【００４２】
速度概算器５９０は、速度の概算値を提供する。例えば、速度概算器５９０は、公知の技術のいずれかを利用する、独立した速度計算回路であってもよい。このような回路は、速度Ｖを概算するために、特定の時間間隔にわたって位置の値を減算するか、又は位置の値をフィルターする。図７に示すように、速度概算器５９０は、位相計５３０、データの経時調整器５４０、位置計算機５５０、及び動的データ経時装置７００を接続している回路線５５１ｂに概算速度を提供する。速度の概算値は、位相計の中央周波数を決定するために、及び位置の計算において発生する任意の２π位相のアンビギュイティを解消するために使用することができる。別の実施の形態においては、概算速度は、フィルター済みの速度値としてデジタルフィルタ５６０によって提供され得る。
【００４３】
演算時に、フェイズロックループ５２０（ＰＬＬ）は、システム内の全てのデジタル電子部品に対してシステムクロック（Ｆｃ）を生成する。このシステムクロック及びデジタイザ５１０のＡＤＣサンプリング速度は通常、最大測定信号周波数の２倍を超える値、すなわちナイキストレートとなる。前述のように、システムクロック周波数は通常、基準周波数の整数倍となる。デジタイザ５１０は、測定信号４２をサンプリングして、測定信号４２の電圧を表すデジタル信号５０５を出力する。デジタイザ５１０は、アンチエイリアスフィルター及び緩衝増幅器（表示なし）をも備えていることもある。位相計５３０は、離散フーリエ変換、高速フーリエ変換などの周知の方法、並びにヒルベルト変換位相検出器、全デジタルＰＬＬなどの公知の装置により、デジタル信号５０５をデジタル測定された位相信号５０７に変換する。
【００４４】
位相計が離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を用いる場合、位相計の帯域幅は、ＤＦＴの長さに逆比例する。この帯域幅の減少によって、位相の測定の不確定性が減少し、低い信号レベルでの動作が可能になる。この点は、レーザーからの光が、多数の軸に分割される多数の測定軸を備えたシステムにおいて重要である。
【００４５】
ＤＦＴの中央周波数には従来、ＤＦＴ長さの逆数の整数倍が用いられてきた。しかしこの方式では、望ましくない「杭垣（ｐｉｃｋｅｔ　ｆｅｎｃｅ）」効果が生じ、隣接する中央周波数の間で測定信号の振幅が減少する。ＤＦＴの計算は、４倍又は８倍など、従来の方法よりも精細な整数倍の中央周波数を用いて行なうことが望ましい。こうすることで、「杭垣」効果を排除し、また、より対照的な周波数通過帯域が得られるようになる。
【００４６】
ＤＦＴの中央周波数は、速度の概算値を適切に倍率変更することによって選択可能である。これによって、所望の信号のＤＦＴ追跡が可能となる。別の周波数追跡方法も使用し得る。動作の速度が未知のときにシステムのリセットが実行された場合、周波数範囲の全体を検索するか、又は他の手段や外部情報を用いて中央周波数を見つけることが必要となり得る。
【００４７】
ＤＦＴ方式とゼロ交差位相測定法とを比較することは有益である。次の条件を仮定する。
ゼロ速度信号周波数ｆ０＝２０ＭＨｚ
信号周波数ｆｓ＝ｆ０±ｌ５ＭＨｚ
信号帯域幅Ｂｓ＝３０ＭＨｚ
ＤＦＴ帯域幅ＢＤＦＴ＝３ＭＨｚ
ピーク信号振幅ＳＡ
ピークノイズ振幅ＮＡ
ＤＦＴ位相計を使用した場合のノイズの影響は下記式で求められる。
【００４８】
【数１】
2004501362.tif 000005
　ゼロ交差位相計を使用した場合のノイズの影響は下記式で求められる。
【００４９】
【数２】
2004501362.tif 000006
信号のスルーレートが最も低い場合に、ゼロ交差位相検出器は、最も低い周波数においてノイズ性能が低下する。
【００５０】
値が小さい場合、ａｔａｎ（ｘ）＝ａｓｉｎ（ｘ）＝ｘとなるため、ゼロ交差位相測定と比較した、この例のＤＦＴ位相測定の相対不確定性は次式のようになる。
【００５１】
【数３】
2004501362.tif 000007
つまり、ＤＦＴ位相測定はゼロ交差位相測定と比べて１２．６倍良い。ＤＦＴ位相計は、帯域幅が狭いために高いノイズレベルで動作することが可能である。この例では、ＤＦＴ位相計のノイズは次式のようになる。
【００５２】
【数４】
2004501362.tif 000008
つまり、位相計が正常に動作しなくなる前に、信号は約３倍小さくなる。帯域幅が狭くなったことにより、位相測定における、電子部品の非線形性によって生ずる高調波ひずみの影響、又は干渉計内の光学的影響により生ずるその他のスプリアス信号が低減されるか、又は除去される。
【００５３】
ＤＦＴは通常、ＤＦＴ処理した値のシーケンスの末端における不連続性をスムージングするための、ブラックマンウィンドウなどのウィンドウ関数を含む。不連続性のスムージングによって、位相測定がより正確なものとなる。ウィンドウ関数は、ヌッタル（Ａ． Ｖ． Ｎｕｔｔａｌｌ ）による「Ｓｏｍｅ Ｗｉｎｄｏｗｓ ｗｉｔｈ Ｖｅｒｙ Ｇｏｏｄ Ｓｉｄｅｌｏｂｅ Ｂｅｈａｖｏｉｒ 」、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ ｏｎ Ａｃｏｕｓｔｉｃｓ， Ｓｐｅｅｃｈ， ａｎｄ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ、第ＡＳＳＰ−２９巻、第１号（１９８１年２月）などの文献に幅広く記載されている。
【００５４】
一般に、Ｎ点ＤＦＴ計算は、測定信号の新たなサンプルが利用可能となった度に実行されるが、この方式では（Ｎ−１）／Ｎ回の処理の重複が発生する。これにより、測定値の平均値の算出回数が最大となる。実際は、現実的な設計のために速度、費用などの制約が存在する。重複の回数を減らすことによって処理回数を減らすような要求条件が有利である。例えば、１２０ＭＨｚのサンプリングレートを用い、６０／７２＝８３％の重複がある場合は、位相測定速度は１０ＭＨｚとなる。これによりわずかに測定精度が低下するが、必要な処理演算は１２分の１となる。
【００５５】
離散フーリエ変換（ＤＦＴ）は、ブリンチコフ（Ｈｅｒｍｕａｎ Ｂｌｉｎｃｈｉｋｏｆｆ）及びズレブ（Ａｎａｔｏｌ Ｉ Ｚｖｅｒｅｖ）による「Ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ ｉｎ ｔｈｅ Ｔｉｍｅ ａｎｄ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｏｍａｉｎｓ 」、ウィレイ（Ｗｉｌｅｙ ）刊（１９７６年）などに記載されている。通常、Ｎ点シーケンスのためのＤＦＴ、Ｆ（ｋ）は下記の式で表される。
【００５６】
【数５】
2004501362.tif 000009
上記式において、ｆ（０）．．．ｆ（Ｎ−１）は入力データを、ｋは対象の周波数を表す。
【００５７】
これは、次のように表すことも可能である。
【００５８】
【数６】
2004501362.tif 000010
この結果、入力データシーケンスの最初の点ｆ（０）でゼロ位相となる。ウィンドウ関数により、入力データシーケンスの中央において計算が重み付けられる。したがって、算出された位相は対象の周波数ｋに依存し、ｋが変化した場合に補償がさらに必要になる。
【００５９】
通常、データの経時の補償を実施する際には、次式のようにＤＦＴ演算がウィンドウ関数の中間点において行なわれるようにＤＦＴ法を変更する。
【００６０】
【数７】
2004501362.tif 000011
これにより、位相計算がｋの値に依存しなくなり、周波数の変化によりｋの値が変化しても、補償をさらに行なう必要がなくなる。
【００６１】
特定の所望の実施例に応じて、実際的な計算方法が様々に変わる。サイン関数及びコサイン関数は対称性を有しているため、入力データシーケンスの前半分及び後半分を結合することが可能になる。これにより、積算演算の回数を減らし、実施に必要なハードウェアが少なくて済む可能性がある。サイン関数及びコサイン関数は、事前に計算してサイン定数及びコサイン定数ルックアップテーブルに保存することができる。ウィンドウ関数と予め計算したとを組み合わせることで、必要な積算の回数を減らすことができる。
【００６２】
図８において、データの経時調整器５４０は、整数調整回路６００と分数調整回路６１０とを備える。整数調整回路６００は、２つの隣接する遅延レジスタ、すなわち２つの隣接するΦの値を選択し、補間器６２０はこの２つの値を補間する。整数調整回路６００は、４つの以前のΦの値を受信して保持するための遅延レジスタ５１５，５１６，５１７，５１８を備える。データの経時調整器５４０は、データ経時調整値５２２（ＤＤＡ値）を、マルチプレクサー５９０及び５９５に適用される整数部分ＴＩと、補間器６２０に適用される分数部分ＴＦとに分離する。ＴＩの程度に応じて、マルチプレクサー５９０及び５９５は、２つの遅延されたΦの値５９７及び５９８を選択する。補間器６２０は、分数部分ＴＦを使用して、値５９７と値５９８のとの間を補間する。データの経時調整器５４０は、データの経時が調整済みの位相信号ΦＡを回路線５０９に適用する。
【００６３】
分数調整回路６１０は、隣接するクロックサイクルの間に位置する測定値を補間するための補間器６２０を備える。数学的には、補間は次式の関係によって求められる。
【００６４】
Ｘａｄｊ＝ＸＮ−１＋（ＸＮ−ＸＮ−１）・Ｔｆ／（ＴＮ−ＴＮ−１）
上記式において、ＸＮ−１およびＸＮは、位置や位相（この例の場合）などの任意の測定された変数の値、Ｘａｄｊは、補間された変数、ＴＮ及びＴＮ−１は２つの連続するクロックサイクルにおける時間、並びにＴＦは微小なデータ経時調整値である。この値は、０〜１回のクロック周期の間の分数である。図８において、ＴＦはＤＤＡの分数部分である。補間器６２０は、図１、図５及び図９に示した前述の補間器６６と同じ程度に複雑である。図５に示すように、隣接する値を減算する代わりに、速度の概算値を用いることによっても補間器を実現できる。
【００６５】
前述のように、一部の実施例においては位相計の測定速度を下げることが望ましい。ドップラー周波数が位相計の測定速度を超えると、２πの倍数である位相のアンビギュイティが増大する。図１０に、位相のアンビギュイティを「接続」すなわち「アンラッピング」する位置計算機５５０を示す。前記位置計算機５５０は、位相のアンビギュイティを補正する、可能な設計の１つに過ぎない。同等の結果を得るために他の設計を採用し得る。一般に、位相のアンビギュイティを考慮する際には、πの倍数を用いて位相を表す。２πは１つのサイクルを表し、位相は−πから＋πの範囲の値を取る。当然ながら、位置計算機は、０から２πの範囲の位相範囲など、任意の単位や数値表現、並びに任意の範囲を用いて表現することができる。通常、範囲の一方の端は端点値を含み、他方の端は端点値を含まない。
【００６６】
図１０において、速度の概算値５５１ｂは、倍率に対応し、デルタ位相値５５１ａの速度を更新するように倍率変更される。デルタ位相計算機５５１は、連続する位相値を減算してデルタ位相値を求め、信号線５５１ａ上に出力する。位相値は±πの範囲にわたっており、２πの位相のアンビギュイティを有し得る。デルタ位相値は±２πの範囲にわたっている。位相接続回路５５６は、減算器５５２を使用して、デルタ位相値５５１ａから速度の概算値５５１ｂを減算し、得られた差異を信号線５５２ａに出力する。速度が低い場合、信号５５２ａはほぼゼロとなる。速度が高い場合、速度値及び差異が±２πを超える可能性がある。モジューロ回路５５３は、２πの差異モジューロを±πの範囲に減らし、この値を信号線５５３ａに出力する。速度の概算値が正確であると仮定すれば、値５５３ａはどのような速度であってもほぼゼロとなる。加算器５５４は、速度の概算値５５１ｂとモジューロ回路５５３からの出力５５３ａとを合算し、接続後のデルタ位相値５５４ａを求める。この位相値に対し複数の演算が行なわれているが、モジューロ２πで演算が行なわれるため結果は正確である。
【００６７】
通常、演算を簡略化するために、位置を表す単位には、位相の単位と数学的に同じ単位が選択される。当然ながら、位置の単位と位相の単位とを必ずしも統一させる必要はない。接続されたデルタ位相値５５１ａは、位置の積算値ＰＡ（５５５ａ）を求めるために位置アキュムレータ５５５によって合算された位置の値のデルタを表している。
【００６８】
図７において、デジタルフィルタ５６０は、位置の積算値５５５ａを受信し、フィルター済みの位置の値Ｐを回路線５６１に、フィルター済みの速度値Ｖを回路線５６２に出力する。
【００６９】
前述の実施形態においては、データの経時調整器がデータ経時調整値を動的データ経時装置から受信している点に留意されたい。別の実施の形態においては、静的なデータの経時の補償方式、すなわち、データの経時調整器が、一定のデータ経時調整値などの静的なデータ経時調整値を受信する方法もあり得る。静的なデータの経時の補償方式は、例えば米国特許第５，７６７，９７２号に記載されている。前記特許の全体の内容は参照によりここに援用される。静的なデータの経時の補償方式は、図８に示されているものと類似のデータの経時調整器を利用して、位相ΦＡ及び位置ＰＡなどの測定された値のデータの経時を補償することで実施し得る。
【００７０】
動的なデータの経時補償、すなわち動的データ経時装置を有するものを利用する実施形態において、整数調整回路ｌ３２（図３）及び６００（図８）は、所望の量の粗遅延（図１１Ａ）を選択するための多数の遅延レジスタ３００，３０１，３０２，３０３及びマルチプレクサー３１０を有し得る。直接的なデータの経時補償を利用する実施の形態においては、整数調整回路は、遅延レジスタ及びマルチプレクサー（図ｌｌＢ）の別個のグループ３３０，３４０，３５０を有し得る。
【００７１】
直接的なデータの経時補償を利用する一部の実施の形態においては、システムの操作者に対して出力する位置データをサンプリングするサンプリングクロックを遅らせることによって、整数調整を実行し得る。
【００７２】
本発明の数多くの実施の形態を述べてきた。しかし、本発明の精神および範囲を逸脱しない範囲で、本発明の種々の変更例を実現し得ることが理解される。例えば、位相値を測定及び処理して、位置の積算値を提供する別法が存在する。位相計の出力速度を最大ドップラー周波数よりも下げ、これによってデルタ位相値の範囲が２πより大きくなることもあり得る。この場合、処理によってデルタ位相値を「アンラッピング」し、正しい結果を得ることが可能である。電子処理装置によって処理される測定信号は、この装置の設計によってアナログ、デジタルのいずれでもよい。デジタル信号は、多数の方法で処理することが可能である。例えば、電子処理装置内のデジタル部品のデジタル設計に応じて、デジタル値の基数及びビット幅を変更することができる。また、デジタル値は、分数値、浮動小数値、符号付きの値、又は符号なしの値のいずれでもよい。サンプリング速度は通常、基底帯域のナイキスト範囲内に設定されるが、他のナイキスト範囲又は方式を用いることも可能である。上で述べた電子処理装置は、同一の周波数においてデータ信号を処理する。他のクロッキング方式も可能である。例えば、位相計及びデジタルフィルタの少なくとも一方で異なる速度を用い、これにより速度値及び位置の値の出力データ速度を低下させ得る。データの経時の調整の少なくとも一部を位相計に組み込むことが可能である。動的なデータの経時の調整とＤＦＴ処理とを用いる応用例では、ＡＤＣデータ経路において粗データの経時の調整を行なうと、粗データの経時が変化する度に、ＡＤＣデータの散布リングの重複や紛失が発生する。図１２は、動的な粗データの経時の調整をＤＦＴプロセッサに組み込んだ例のブロック略図である。ＡＤＣデータが、モジューロ−Ｎのカウンタ９１０（ＮはＤＦＴに要するデータ長）によって決定された書き出しアドレスを指定してマルチポートメモリ９００に絶えず書き込まれる。ＤＦＴ制御器９２０は、モジューロ−Ｎの読み込みアドレスを提供し、ＤＦＴを実行するための算術演算を制御する。粗データの経時アジャスト９５０は、毎回のＤＦＴ演算シーケンスの直前に更新のみされて、読み込みアドレスのモジューロ−Ｎに加算される。粗い動的データの経時調整の範囲であるＮ及び演算のＤＦＴシーケンスによってシーケンス外のデータサンプリングが発生しないように注意を要する。これらの制約のため、粗い動的データの経時調整のほかに、静的な粗データの経時の調整を別途使用し得る。デジタル処理の少なくとも一部を、ソフトウェア、ＤＳＰ、通常のプロセッサ又は他のプロセッサで行なうことが可能である。光学処理装置は、平面鏡干渉計、微分干渉計、又は複数経路干渉計などの任意の種類の干渉計を有し得る。
【００７３】
直接的な、例えば、静的なデータの経時の補償方式に加えて、データの経時調整器を２つの隣接しない部品として分離することも可能である。すなわち、電子処理装置内で、整数電子回路と分数電子回路とを他の部品によって分離することができる。例えば、位相計の後に整数電子回路を配置し、アキュムレータの後に分数電子回路を配置することができる。通常、動的データ経時装置からデータ経時調整値を受け取る、整数データの経時調整器及び分数データの経時調整器は電子処理装置内で隣接していなければならず、これにより、隣接するクロック値の間を補間するために使用される遅延が「正しい」値を含んでおり、データ経時調整値が変化しても測定データが不連続にならないことが補償される。
【００７４】
したがって、さらなる実施の形態は添付の特許請求の範囲内に含まれる。
【図面の簡単な説明】
【図１Ａ】干渉計システムのブロック図。
【図１Ｂ】干渉計システムの別のブロック図。
【図２】図１Ａに示した前記干渉計システムの動的データ経時装置の略図。
【図３】図１Ａに示した前記干渉計システムのデータの経時調整器の略図。
【図４】図１Ａに示した前記干渉計システムのアキュムレータの略図。
【図５】図１Ａに示した前記干渉計システムの補間器の略図。
【図６】図１Ａに示した前記干渉計システムのデジタルフィルタの略図。
【図７】図１Ａの干渉計システムの別法による電子処理装置のブロック図。
【図８】図７に示した前記電子処理装置のデータの経時調整器の略図。
【図９】図８に示した前記データの経時調整器の補間器の略図。
【図１０】図７に示した前記位置計算機の補間器の略図。
【図１１Ａ】データの経時調整器のための別法による整数電子回路の略図。
【図１１Ｂ】データの経時調整器のための別法による整数電子回路の略図。
【図１２】位相計に組み込まれている動的データの経時調整器の別法による実施の形態を示す略図。
【図１Ａ】
2004501362.tif 000012
【図１Ｂ】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図６】
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【図７】
2004501362.tif 000018
【図８】
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【図１０】
2004501362.tif 000020
【図１１Ａ】
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【図１１Ｂ】
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【図１２】
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【国際公開パンフレット】
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【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
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【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
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【国際調査報告】
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