(57)【要約】スイッチドキャパシター・ネットワーク（６１０）は、さらに処理のために、より下位の周波数についての所要信号の周波数調整及び周波数逓降変換の両方を提供し、関連付けられた増幅器及びＡＤ変換器（ディジタイザ）の周波数及び必要電源を低減する。入力信号（ＩＮ）はエイリアスを削除するフィルタ（６０５）であり、スイッチドキャパシター・ネットワーク（６１０）は、ベースバンド信号付近まで逓降変換された信号を提供するために、信号をサンプリングする。増幅器（６１５）は、ディジタイザ（６２０）と一致する信号の振幅を調節する。ディジタル化された出力は、さらにサンプリングレートを低減され、フィルタされ（６４０）、１０分の１にされた（６４５）第１位相及び第２位相信号に変換される。増幅器（６１５）のための利得機能（ＡＧＣ）は、逓降変換された第１、第２位相信号、より高い周波数信号をコントロールする。【選択図】図６
2004531132.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
中心周波数を有する所要信号を処理する方法であって、
所要信号の中心周波数未満であるサンプリング周波数を有するサンプリング信号、及び所要信号の中心周波数に関連させられているサンプリング周波数の倍音を供給するステップと、
逓降変換所要信号を供給するためにサンプリング周波数で計測されているスイッチドキャパシター・ネットワークを通して所要信号をフィルタリングするステップと、
逓降変換された所要信号から第１位相信号及び第２位相信号を再生するステップと
を含むことを特徴とする信号処理方法。
【請求項２】
請求項１に記載の方法において、
前記サンプリング周波数の前記倍音は、前記所要信号の中心周波数から予めオフセットされていることを特徴とする信号処理方法。
【請求項３】
前記第１位相信号及び前記第２位相信号を再生する前記ステップでは、
補間された所要信号を供給するために前記逓降変換された所要信号を補間し、
前記逓降変換された所要信号を、前記第１位相信号を供給する混合信号と混合し、
前記補間された所要信号と、第２位相信号を供給する混合信号と混合する。
ことを特徴とする請求項１に記載の信号処理方法。
【請求項４】
前記スイッチドキャパシター・ネットワークを通じて前記所要信号をフィルタリングする前記ステップでは、
第１の逓降変換所要信号を供給する第１位相でのサンプリング周波数で計測されている第１のスイッチドキャパシター・ネットワークに前記所要信号を供給し、
第２の逓降変換所要信号を供給する第２位相でのサンプリング周波数で計測されている第２のスイッチドキャパシター・ネットワークに所要信号を供給し、
これら第１位相と第２位相はおよそ９０度相違し、
前記第１位相信号及び前記第２位相信号を再生する前記ステップでは、
補間された所要信号を供給するための前記第２逓降変換所要信号を補間し、
第１の所要信号を、第１位相信号を供給する混合信号と混合し、
補間された所要信号と、第２位相信号を供給する混合信号と混合することを特徴とする請求項１に記載の信号処理方法。
【請求項５】
所要信号は、第１位相の所要信号及び第２位相の所要信号を含み、
所要信号をスイッチドキャパシター・ネットワークを通じてフィルタリングする前記ステップでは、
前記第１位相逓降変換所要信号を供給するためにサンプリング周波数で計測されている第１のスイッチドキャパシター・ネットワークに第１位相所要信号を供給し、
前記第２位相逓降変換所要信号を供給するためにサンプリング周波数で計測されている第２のスイッチドキャパシター・ネットワークに前記第２位相所要信号を供給し、
前記第１位相信号及び前記第２位相信号を再生する前記ステップでは、
前記第１位相逓降変換所要信号と、第１位相信号を供給する混合信号と混合し、
前記第２位相逓降変換所要信号と、第２位相信号を供給する混合信号と混合する
ことを特徴とする請求項１に記載の信号処理方法。
【請求項６】
前記第１位相信号及び前記第２位相信号を再生する前記ステップでは、
第１位相信号として逓降変換された所要信号を供給し、
補間された所要信号を供給するために、前記逓降変換された所要信号を補間し、
第２位相信号として補間所要信号を供給する
ことを特徴とする請求項１に記載の信号処理方法。
【請求項７】
前記第１段階出力信号を供給するために前記第１位相信号を１０分の１にし、
また第２段階出力信号を供給する第２位相信号を１０分の１にする
ステップをさらに有することを特徴とする請求項１に記載の信号処理方法。
【請求項８】
中心周波数がある所要信号を処理する方法であって、
所要信号の中心周波数未満であるサンプリング周波数を有するサンプリング信号、及び所要信号の中心周波数に関連させられているサンプリング周波数の倍音を供給するステップと、
逓降変換された所要信号を供給するためにサンプリング周波数で計測されているスイッチドキャパシター・ネットワークを通して所要信号をフィルタリングするステップ、
逓降変換された所要信号をディジタル型の所要信号に変換するステップと、
またディジタル型の所要信号から第１位相信号及び第２位相信号を再生するステップと
を有することを特徴とする信号処理方法。
【請求項９】
前記サンプリング周波数の倍音は、所要信号の中心周波数から予めオフセットされていることを特徴とする請求項８に記載の信号処理方法。
【請求項１０】
前記第１位相信号及び前記第２位相信号を再生する前記ステップでは、
補間された所望のディジタル信号を供給するためにディジタル型の所要信号を補間し、
ディジタル型の所要信号を、第１位相信号を供給する混合信号と混合すること、
補間されたディジタル信号を、第２位相信号を供給する混合信号と混合する
ことを特徴とする請求項８に記載の信号処理方法。
【請求項１１】
前記スイッチドキャパシター・ネットワークを通して所要信号をフィルタリングする前記ステップでは、
第１の逓降変換された所要信号を供給するために、第１位相でのサンプリング周波数で計測されている第１のスイッチドキャパシター・ネットワークに所要信号を供給し、
第２逓降変換所要信号を供給するために、第２位相でのサンプリング周波数で計測されている第２のスイッチドキャパシター・ネットワークに所要信号を供給し、
これら第１位相と第２位相はおよそ９０度の位相差があり、
前記逓降変換された所要信号をディジタル型の所要信号に変換する前記ステップでは、
第１の逓降変換された所要信号を第１のディジタル所要信号に変換し、第２逓降変換所要信号を第２のディジタル所要信号に変換し、
前記第１位相信号及び前記第２位相信号を再生するステップでは、
補間された第２のディジタル所要信号を供給するために第２のディジタル所要信号を補間し、
第１の所望のディジタル信号と、第１位相信号を供給する混合信号と混合し、
補間された第２の所望のディジタル信号と、第２位相信号を供給する混合信号と混合する
ことを特徴とする請求項８に記載の信号処理方法。
【請求項１２】
前記所要信号は、第１位相所要信号と第２位相所要信号を含み、
スイッチドキャパシター・ネットワークを通して所要信号をフィルタリングする前記ステップでは、
第１位相逓降変換所要信号を供給するためにサンプリング周波数で計測されている第１のスイッチドキャパシター・ネットワークに第１位相所要信号を供給し、
第２位相逓降変換所要信号を供給するためにサンプリング周波数で計測されている第２のスイッチドキャパシター・ネットワークに第２位相所要信号を供給し、
逓降変換された所要信号をディジタル型の所要信号に変換するステップでは、第１位相逓降変換所要信号を第１位相ディジタル所要信号に変換し、且つ、第２位相逓降変換所要信号を第２位相ディジタル所要信号に変換し、
またディジタル型の所要信号から第１位相信号及び第２位相信号を再生する前記ステップでは、
第１位相ディジタル所要信号を、第１位相信号を供給する混合信号と混合し、
第２位相ディジタル所要信号を、第２位相信号を供給する混合信号と混合する
ことを特徴とする請求項８に記載の信号処理方法。
【請求項１３】
前記第１位相信号及び前記第２位相信号を再生する前記ステップでは、
第１位相信号としてディジタル型の所要信号を供給し、
補間されたディジタル所要信号を供給するためにディジタル型の所要信号を補間し、
第２位相信号として補間されたディジタル所要信号を供給する
ことを特徴とする請求項８に記載の信号処理方法。
【請求項１４】
前記第１位相出力信号を供給する第１位相信号を１０分の１とし、
そして、第２位相出力信号を供給する第２位相信号を１０分の１にする
ことを特徴とする請求項８に記載の信号処理方法。
【請求項１５】
中心周波数を有する所要信号を処理する方法であって、
所要信号の中心周波数未満であるサンプリング周波数を有するサンプリング信号、及び所要信号の中心周波数に関連させられているサンプリング周波数の倍音を供給するステップと、
逓降変換された所要信号を供給するためにサンプリング周波数で計測されているスイッチドキャパシター・ネットワークを通して所要信号をフィルタリングするステップと、
後段における変換のために逓降変換された所要信号の振幅をディジタル型の所要信号へ調節するステップと、
逓降変換された所要信号をディジタル型の所要信号に変換するステップと、
ディジタル型の所要信号から第１位相信号及び第２位相信号を再生するステップとを有する
ことを特徴とする信号処理方法。
【請求項１６】
サンプリング周波数の倍音が、前記所要信号の中心周波数からの予め定義されたオフセット以内であることを特徴とする請求項１５に記載の信号処理方法。
【請求項１７】
前記第１位相信号及び前記第２位相信号を再生する前記ステップでは、
補間された所望のディジタル信号を供給するためにディジタル型の所要信号を補間し、
ディジタル型の所要信号を、第１位相信号を供給する混合信号と混合し、
補間されたディジタル信号を、第２位相信号を供給する混合信号と混合する
ことを特徴とする請求項１５に記載の信号処理方法。
【請求項１８】
前記スイッチドキャパシター・ネットワークを通して所要信号をフィルタリングする前記ステップでは、
第１の逓降変換された所要信号を供給するために第１位相でのサンプリング周波数で計測されている第１のスイッチドキャパシター・ネットワークに所要信号を供給し、
第２逓降変換所要信号を供給するために第２位相でのサンプリング周波数で計測されている第２のスイッチドキャパシター・ネットワークに所要信号を供給し、
これらの第１位相と第２位相とは９０度の位相差があり、
振幅を調節する前記ステップでは、第１逓降変換所要信号及び第２逓降変換所要信号の振幅を調節し、
逓降変換された所要信号をディジタル型の所要信号に変換するステップでは、第１の逓降変換された所要信号を第１のディジタル所要信号に変換し、且つ、第２逓降変換所要信号を第２のディジタル所要信号に変換し、
また第１位相信号及び第２位相信号を再生するステップでは、
補間された第２のディジタル所要信号を供給する第２のディジタル所要信号を補間し、
第１のディジタル所要信号を、第１位相信号を供給する混合信号と混合し、
そして、補間された第２のディジタル所要信号を、第２位相信号を供給する混合信号と混合する
ことを特徴とする請求項１５に記載の信号処理方法。
【請求項１９】
前記所要信号は第１位相所要信号と第２位相所要信号を含み、
スイッチドキャパシター・ネットワークを通して所要信号をフィルタリングする前記ステップでは、
第１位相逓降変換所要信号を供給するためにサンプリング周波数で計測されている第１のスイッチドキャパシター・ネットワークに第１位相所要信号を供給し、
第２位相逓降変換所要信号を供給するためにサンプリング周波数で計測されている第２のスイッチドキャパシター・ネットワークに第２位相所要信号を供給し、
振幅を調節する前記ステップでは、第１位相逓降変換所要信号と第２位相逓降変換所要信号の振幅を調節し、
逓降変換された所要信号をディジタル型の所要信号に変換するステップでは、第１位相逓降変換所要信号を第１位相ディジタル所要信号に変換し第２位相逓降変換所要信号を第２位相ディジタル所要信号に変換し、
ディジタル型の所要信号から第１位相信号及び第２位相信号を再生するステップでは、
第１位相ディジタル所要信号を、第１位相信号を供給する混合信号と混合し、
第２位相ディジタル所要信号を、第２位相信号を供給する混合信号と混合する
ことを特徴とする請求項１５に記載の信号処理方法。
【請求項２０】
第１位相信号及び第２位相信号を再生するステップでは、
第１位相信号としてディジタル型の所要信号を供給し、
補間されたディジタル所要信号を供給するためにディジタル型の所要信号を補間し、
第２位相信号として補間されたディジタル所要信号を供給する
ことを特徴とする請求項１５に記載の信号処理方法。
【請求項２１】
第１位相出力信号を供給する第１位相信号を１０分の１にし、
そして、第２位相出力信号を供給する第２位相信号を１０分の１にする
ステップをさらに有することを特徴とする請求項１５に記載の信号処理方法。
【請求項２２】
中心周波数がある所要信号を処理する方法であって、
所要信号の中心周波数未満であるサンプリング周波数を有するサンプリング信号、及び所要信号の中心周波数に関連させられているサンプリング周波数の倍音を供給するステップと、
逓降変換された所要信号を供給するためにサンプリング周波数で計測されているスイッチドキャパシター・ネットワークを通して所要信号をフィルタリングするステップと、
後段の変換のために、利得制御信号に応じて逓降変換された所要信号の振幅をディジタル型の所要信号へと調節するステップと、
逓降変換された所要信号をディジタル型の所要信号に変換するステップと、
ディジタル型の所要信号から第１位相信号及び第２位相信号を再生するステップとを有することを特徴とする信号処理方法。
【請求項２３】
前記サンプリング周波数の倍音は、所要信号の中心周波数から予めオフセットされていることを特徴とする請求項２２に記載の信号処理方法。
【請求項２４】
前記第１位相信号及び前記第２位相信号を再生する前記ステップでは、
補間された所望のディジタル信号を供給するためにディジタル型の所要信号を補間し、
ディジタル型の所要信号を、第１位相信号を供給する混合信号と混合し、
補間されたディジタル信号を、第２位相信号を供給する混合信号と混合する
ことを特徴とする請求項２２に記載の信号処理方法。
【請求項２５】
前記スイッチドキャパシター・ネットワークを通して所要信号をフィルタリングする前記ステップでは、
第１逓降変換所要信号を供給するために第１位相でのサンプリング周波数で計測されている第１のスイッチドキャパシター・ネットワークに所要信号を供給し、
第２逓降変換所要信号を供給するために第２位相でサンプリング周波数で計測されている第２のスイッチドキャパシター・ネットワークに所要信号を供給し、
第１位相と第２位相とは約９０度の位相差があり、
振幅を調節する前記ステップでは、第１の逓降変換された所要信号及び第２逓降変換所要信号の振幅を調節し、
逓降変換された所要信号をディジタル型の所要信号に変換するステップでは、第１逓降変換所要信号を第１のディジタル所要信号に変換し、第２逓降変換所要信号を第２のディジタル所要信号に変換し、
前記第１位相信号及び第２位相信号を再生する前記ステップでは、
補間された第２のディジタル所要信号を供給する第２のディジタル所要信号を補間し、
第１のディジタル所要信号を、第１位相信号を供給する混合信号と混合し、
補間された第２のディジタル所要信号を、第２位相信号を供給する混合信号と混合することを特徴とする請求項２２に記載の信号処理方法。
【請求項２６】
前記所要信号は第１位相所要信号と第２位相所要信号を含み、
前記スイッチドキャパシター・ネットワークを通して所要信号をフィルタリングする前記ステップでは、
第１の位相逓降所要信号を供給するためにサンプリング周波数で計測されている第１のスイッチドキャパシター・ネットワークに第１位相所要信号を供給し、
第２位相逓降変換所要信号を供給するためにサンプリング周波数で計測されている第２スイッチドキャパシター・ネットワークに第２位相所要信号を供給し、
振幅を調節する前記ステップでは、第１位相逓降変換所要信号と第２位相逓降変換所要信号の振幅を調節し、
逓降変換所要信号をディジタル所要信号に変換する前記ステップでは、第１の位相逓降所要信号を第１段階ディジタル所要信号に変換し、且つ、第２位相逓降所要信号を第２段階ディジタル所要信号に変換し、
また第１位相信号及び第２位相信号を再生する前記ステップでは、
第１段階ディジタル所要信号を、第１位相信号を供給するためのミキシング信号と混合し、
そして、第２段階ディジタル所要信号を、第２位相信号を供給するためのミキシング信号と混合する
ことを特徴とする請求項２２に記載の信号処理方法。
【請求項２７】
第１位相信号及び第２位相信号を再生する前記ステップでは、
第１位相信号としてディジタル所要信号を供給し、
補間されたディジタル所要信号を供給するためにディジタル所要信号を補間し、
第２位相信号として補間されたディジタル所要信号を供給する
ことを特徴とする請求項２２に記載の信号処理方法。
【請求項２８】
前記第１位相出力信号を供給するための第１位相信号を１０分の１にし、
前記第２位相出力信号を供給するための第２位相信号を１０分の１にする
ことを特徴とする請求項２２に記載の信号処理方法。
【請求項２９】
中心周波数を有する所要信号を処理する方法であって、
調整された所要信号を供給するために所要信号の振幅を調節するステップと、
所要信号の中心周波数未満であるサンプリング周波数を有するサンプリング信号、及び所要信号の中心周波数に関連付けられているサンプリング周波数の倍音を供給するステップと、
逓降変換所要信号を供給するためにサンプリング周波数で計測されているスイッチドキャパシター・ネットワークを通して調整された所要信号をフィルタリングするステップと、
逓降変換所要信号をディジタル所要信号に変換するステップと、
またディジタル所要信号から第１位相信号及び第２の位相信号を再生するステップとを含む
ことを特徴とする信号処理方法。
【請求項３０】
前記サンプリング周波数の倍音は、所要信号の中心周波数から予めオフセットされていることを特徴とする請求項２９に記載の信号処理方法。
【請求項３１】
前記第１位相信号及び前記第２位相信号を再生する前記ステップでは、
補間された所望のディジタル信号を供給するためにディジタル所要信号を補間し、
ディジタル所要信号を、第１位相信号を供給するためのミキシング信号と混合し、
そして、補間されたディジタル信号を、第２位相信号を供給するためのミキシング信号と混合する
ことを特徴とする請求項２９に記載の信号処理方法。
【請求項３２】
前記スイッチドキャパシター・ネットワークを通して調整された所要信号をフィルタリングする前記ステップでは、
第１の逓降変換所要信号を供給するために第１位相でのサンプリング周波数で計測されている第１のスイッチドキャパシター・ネットワークに調整された所要信号を供給し、
第２逓降変換所要信号を供給するための第２位相でのサンプリング周波数で計測されている第２スイッチドキャパシター・ネットワークに調整された所要信号を供給し、
前記第１位相と前記第２位相は約９０度の位相差があり、
振幅を調節する前記ステップは、第１の逓降変換所要信号及び第２の逓降変換所要信号の振幅を調節し、
逓降変換所要信号をディジタル所要信号に変換する前記ステップでは
前記第１の逓降変換所要信号を第１のディジタル所要信号に変換し、且つ、第２の逓降変換所要信号を第２ディジタル所要信号に変換し、
第１位相信号及び第２位相信号を再生する前記ステップでは、
補間された第２ディジタル所要信号を供給するために、第２のディジタル所要信号を補間し、
第１のディジタル所要信号を、第１位相信号を供給するためのミキシング信号と混合し、
補間された第２のディジタル所要信号を、第２位相信号を供給するためのミキシング信号と混合する
ことを特徴とする請求項２９に記載の信号処理方法。
【請求項３３】
所要信号は第１位相所要信号と第２位相所要信号を含み、
スイッチドキャパシター・ネットワークを通して所要信号をフィルタリングする前記ステップでは、
第１の位相逓降所要信号を供給するためにサンプリング周波数で計測されている第１のスイッチドキャパシター・ネットワークに第１位相所要信号を供給し、
第２位相逓降所要信号を供給するためにサンプリング周波数で計測されている第２スイッチドキャパシター・ネットワークに第２位相所要信号を供給し、
振幅を調節する前記ステップでは、第１の位相逓降所要信号と第２位相逓降所要信号の振幅を調節し、
逓降変換所要信号をディジタル所要信号に変換する前記ステップでは、第１の位相逓降所要信号を第１位相ディジタル所要信号に変換し、且つ、第２位相逓降所要信号を第２段階ディジタル所要信号に変換し、
ディジタル所要信号から第１位相信号及び第２位相信号を再生する前記ステップでは、
第１位相ディジタル所要信号を、第１位相信号を供給するためのミキシング信号と混合し、
第２段階ディジタル所要信号を、第２位相信号を供給するためのミキシング信号と混合する
ことを特徴とする請求項２９に記載の信号処理方法。
【請求項３４】
前記第１位相信号及び前記第２位相信号を再生する前記ステップ、
第１位相信号としてディジタル所要信号を供給し、
補間されたディジタル所要信号を供給するためにディジタル所要信号を補間し、
第２位相信号として補間されたディジタル所要信号を供給する
ことを特徴とする請求項２９に記載の信号処理方法。
【請求項３５】
第１位相出力信号を供給するための第１位相信号を１０分の１にし、
第２位相出力信号を供給するための第２位相信号を１０分の１にする
ことを特徴とする請求項２９に記載の信号処理方法。
【請求項３６】
中心周波数を有する所要信号を処理する方法であって、
調整された所要信号を供給するための利得制御信号に応じて、所要信号の振幅を調節するステップと、
所要信号の中心周波数未満であるサンプリング周波数を有するサンプリング信号、及び所要信号の中心周波数に関連付けられているサンプリング周波数の倍音を供給するステップと、
逓降変換所要信号を供給するためにサンプリング周波数で計測されているスイッチドキャパシター・ネットワークを通して調整された所要信号をフィルタリングするステップと、
逓降変換所要信号をディジタル所要信号に変換するステップと、
ディジタル所要信号から第１位相信号及び別の位相信号を再生するステップと
を有することを特徴とする信号処理方法。
【請求項３７】
サンプリング周波数の倍音は、所要信号の中心周波数から予めオフセットされていることを特徴とする請求項３６に記載の信号処理方法。
【請求項３８】
前記第１位相信号及び前記第２位相信号を再生する前記ステップでは、
補間された所望のディジタル信号を供給するためにディジタル所要信号を補間し、
ディジタル所要信号を、第１位相信号を供給するためのミキシング信号と混合し、
補間されたディジタル信号を、第２位相信号を供給するためのミキシング信号と混合する
ことを特徴とする請求項３６に記載の信号処理方法。
【請求項３９】
スイッチドキャパシター・ネットワークを通して調整された所要信号をフィルタリングするステップでは、
第１の逓降変換所要信号を供給するために第１位相でサンプリング周波数で計測されている第１のスイッチドキャパシター・ネットワークに調整された所要信号を供給し、
第２逓降変換所要信号を供給するための第２位相でのサンプリング周波数で計測されている第２スイッチドキャパシター・ネットワークに調整された所要信号を供給し、
前記第１位相と前記第２位相とは９０度の位相差があり、
振幅を調節する前記ステップでは、第１の逓降変換所要信号及び第２の逓降変換所要信号の振幅を調節し、
逓降変換所要信号をディジタル所要信号に変換する前記ステップでは、第１の逓降変換所要信号を第１のディジタル所要信号に変換し、且つ、第２の逓降変換所要信号を別のディジタル所要信号に変換し、
第１位相信号及び第２位相信号を再生する前記ステップでは、
補間された第２のディジタル所要信号を供給するための第２のディジタル所要信号を補間し、
第１のディジタル所要信号を、第１位相信号を供給するためのミキシング信号と混合し、
補間された第２のディジタル所要信号を、第２位相信号を供給するためのミキシング信号と混合する
ことを特徴とする請求項３６に記載の信号処理方法。
【請求項４０】
所要信号は第１位相所要信号と第２位相所要信号を含み、
スイッチドキャパシター・ネットワークを通して調整された所要信号をフィルタリングする前記ステップでは、
第１の位相逓降所要信号を供給するためにサンプリング周波数で計測されている第１のスイッチドキャパシター・ネットワークに調整された第１位相所要信号を供給し、
第２位相逓降所要信号を供給するためにサンプリング周波数で計測されている第２のスイッチドキャパシター・ネットワークに調整された第２位相所要信号を供給し、
振幅を調節する前記ステップでは、第１の位相逓降所要信号と第２位相逓降所要信号の振幅を調節し、
逓降変換所要信号をディジタル所要信号に変換する前記ステップは、第１の位相逓降所要信号を第１位相ディジタル所要信号に変換し、且つ、第２位相逓降所要信号を第２段階ディジタル所要信号に変換し、
第１位相信号及び第２位相信号を再生する前記ステップでは、
第１位相ディジタル所要信号を、第１位相信号を供給するためのミキシング信号と混合し、
第２段階ディジタル所要信号を、第２位相信号を供給するためのミキシング信号と混合する
ことを特徴とする請求項３６に記載の信号処理方法。
【請求項４１】
第１位相信号及び第２位相信号構成するを再生する前記ステップでは、
第１位相信号としてディジタル所要信号を供給し、
補間されたディジタル所要信号を供給するためにディジタル所要信号を補間し、
第２位相信号として補間されたディジタル所要信号を供給する
ことを特徴とする請求項３６に記載の信号処理方法。
【請求項４２】
第１位相出力信号を供給するための第１位相信号を１０分の１にし、
第２位相出力信号を供給するための第２位相信号を１０分の１にする
ことを特徴とする請求項３６に記載の信号処理方法。
【請求項４３】
中心周波数を有する所要入力信号を受信するための周波数変換回路であって、
逓降変換所要信号、所要入力信号の中心周波数未満であるサンプリング周波数、及び  所要入力信号の中心周波数に関連させられているサンプリング周波数の倍音を供給するためにサンプリング周波数で所要入力信号をサンプリングするためのスイッチドキャパシター・ネットワークと、
スイッチドキャパシター・ネットワークに機能的に接続され、第１位相信号及び別の位相信号を供給するための逓降変換所要信号に反応するフェーズ回復回路と
を有することを特徴とする周波数変換回路。
【請求項４４】
さらに、少なくともいくつかの不要信号の削除のためにスイッチドキャパシター・ネットワークに先行するフィルタ回路を含むことを特徴とする請求項４３に記載の周波数変換回路。
【請求項４５】
さらに、所望の入力信号の振幅のコントロールのためにスイッチドキャパシター・ネットワークに先立った増幅器回路を含むことを特徴とする請求項４３に記載の周波数変換回路。
【請求項４６】
さらに、逓降変換所要信号の振幅をコントロールするためのスイッチドキャパシター・ネットワークとフェーズ回復回路の間で間に配置された増幅器回路を含むことを特徴とする請求項４３に記載の周波数変換回路。
【請求項４７】
逓降変換所要信号として逓降変換所要信号を位相回復回路への準備のためのディジタル逓降変換所要信号に変換するためにさらにアナログ／ディジタル変換器を含むことを特徴とする請求項４３に記載の周波数変換回路。
【請求項４８】
逓降所要信号として逓降所要信号を位相回復回路についての準備のためにディジタル型の逓降所要信号に変換するＡＤ変換器と、
位相回復回路に機能的に接続され、前記第１位相出力信号及び前記第２位相出力信号を供給するための第１位相信号及び第２位相信号に応答するデシメータと
をさらに含むことを特徴とする請求項４３に記載の周波数変換回路。
【請求項４９】
前記位相回復回路は、
補間された逓降所要信号を供給するために逓降所要信号を補間する補間フィルタと、
混合器信号を供給する発振器と、
第１位相信号を供給するための逓降所要信号及び混合器信号に応答する第１の混合器と、
第２位相信号を供給するための補間された逓降所要信号及び混合器信号に応答する第２の混合器と
をさらに含むことを特徴とする請求項４３に記載の周波数変換回路。
【請求項５０】
前記逓降所要信号として前記逓降所要信号を、前記位相回復回路に対する準備のために、ディジタル型の逓降所要信号に変換するＡＤ変換器を備え、
前記位相回復回路は、
ディジタル型の補間された逓降所要信号を供給するためにディジタル型の逓降所要信号を補間する補間フィルタと、
混合器信号を供給するための発振器と、
第１位相信号としてディジタル型の１位相信号を供給するためのディジタル型逓降所要信号及び混合器信号に応答する第１の混合器と、
前記第２位相信号としてディジタル型第２位相信号を供給するためのディジタル型補間逓降変換所要信号及び混合器信号に応答する第２の混合器と
を備えることを特徴とする請求項４３に記載の周波数変換回路。
【請求項５１】
前記位相回復回路は、第１位相を有する第１の混合器信号、及び第２位相を有する第２の混合器信号を供給する発振器を含み、
前記第１位相と前記第２位相は、およそ９０度の位相差を有し、
第１位相信号を供給するために逓降所要信号及び第１の混合器信号に応答する第１の混合器と、
また、第２位相信号を供給するために逓降変換された所要信号及び第２の混合器信号に応答する第２の混合器と
を備えることを特徴とする請求項４３に記載の周波数変換回路。
【請求項５２】
前記逓降所要信号としての前記逓降所要信号を、位相回復回路に対する準備のためにディジタル型の逓降所要信号に変換するＡＤ変換器をさらに備え、
前記位相回復回路は、第１位相を有する第１の混合器信号、及び第２位相を有する第２の混合器信号を供給する発振器を含み、
前記第１位相と前記第２位相は、およそ９０度の位相差を有し、
第１位相信号としてディジタル型の第１位相信号を供給するために、ディジタル型逓降所要信号及び第１の混合器信号に応答する第１の混合器と、
また、第２位相信号としてディジタル第２位相信号を供給するために、ディジタル型で逓降変換された所要信号及び第２の混合器信号に応答する第２の混合器と
を有することを特徴とする請求項４３に記載の周波数変換回路。
【請求項５３】
前記スイッチドキャパシター・ネットワークは、
第１の逓降所要信号を供給するために第１位相でのサンプリング周波数で所望の入力信号をサンプリングする第１のスイッチドキャパシターフィルターと、
第２逓降変換所要信号を供給するために第２位相でのサンプリング周波数で所望の入力信号をサンプリングする第２のスイッチドキャパシターフィルターと
を備え、
前記第１位相と前記第２位相は、およそ９０度の位相差を有し、
補間された信号を供給するために第２逓降変換所要信号を補間する補間フィルタと、
混合器信号を供給するための発振器と、
第１位相信号を供給するために逓降所要信号及び混合器信号に応答する第１の混合器と、
また、第２位相信号の供給のために補間された信号及び混合器信号に応答する第２の混合器
とを備える特徴とする請求項４３に記載の周波数変換回路。
【請求項５４】
前記所要入力信号は、第１位相がある第１の所要入力信号、及び第２位相がある第２の所要入力信号を含み、
前記第１位相と前記第２位相は、およそ９０度の位相差を有し、
前記スイッチドキャパシター・ネットワークは、
第１の逓降所要信号を供給するためにサンプリング周波数で第１の所要入力信号をサンプリングする第１のスイッチドキャパシターフィルターと、
第２逓降変換所要信号を供給するためのサンプリング周波数で第２の所要入力信号をサンプリングする第２のスイッチドキャパシターフィルターと、
混合器信号を供給する発振器と、
第１位相信号を供給するために第１の逓降所要信号及び混合器信号に応答する第１の混合器と、
第２位相信号を供給するために第２逓降変換所要信号及び混合器信号に応答する第２の混合器と、
を有することを特徴とする請求項４３に記載の周波数変換回路。
【請求項５５】
前記サンプリング周波数は、前記第１位相信号として逓降所要信号を供給するために所要入力信号を直接ベースバンドに変換し、
前記位相回復回路は、第２位相信号として補間された逓降所要信号を供給するために前記逓降所要信号に応答する補間フィルタを含む
ことを特徴とする請求項４３に記載の周波数変換回路。
【請求項５６】
前記位相回復回路に機能的に接続され、
第１位相出力信号及び第２位相出力信号を供給するために第１位相信号及び第２位相信号に応答するデシメータをさらに備える
ことを特徴とする請求項４３に記載の周波数変換回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この特許出願は、２００１年５月１日に出願された米国特許出願６０／２８７８６１に基づく優先権の主張を伴う。
【０００２】
本発明は通信システムに関し、周波数調整や、後段の増幅器またはステージ変換において使用する下位の周波数への周波数逓降変換を実行するためのスイッチドキャパシター・ネットワークの使用を開示する。
【背景技術】
【０００３】
広帯域無線周波数（ＲＦ）から取得される広帯域ＲＦ信号を使用するために、ＲＦ信号の周波帯を、中間周波数（ＩＦ）の周波帯へ逓降変換し、その後、所要信号を表すＩＦ周波数へ合わせることにより、ＩＦ信号の周波帯から所要信号を選択することが知られている。
【０００４】
さらに、ＩＦ信号の所要周波帯以外の信号を除去するＩＦ帯域フィルタを構成するために、スイッチドキャパシター・ネットワークを使用することも示されている。
【０００５】
通信情報、すなわち調整信号を回復させるために、ＩＦ信号のような信号により、ベースバンドに直接テロダイン効果を生じさせることが知られている。
【０００６】
しかしながら、ベースバンドに信号に直接ヘテロダイン効果を生じさせると、フェーズ（Ｉ及びＱ）情報の損失をもたらす惧れがある。したがって、所定の場合には、オリジナル信号より下位の周波数であるが、ベースバンドにまでは至らない周波帯に変換されることが望ましい。
【０００７】
８８〜１０８ＭＨｚを使用する従来の民間ＦＭ放送周波帯のような信号の全周波帯の信号を取得するためには、２０ＭＨｚのＩＦ帯域幅が必要であり、ＩＦ中心周波数は１０ＭＨｚ以上としなければならない。例えば、２５ＭＨｚのＩＦ周波数がそのとき使用される場合、中間周波増幅器は、１５ＭＨｚから３５ＭＨｚのバンドパスを有していなければならない。しかしながら、そのようなＩＦ周波数及び帯域幅で動作するアナログＩＦネットワークは、通常高価であり、残音が生じやすく、且つ、または損失が大きい。
【０００８】
さらに、自動利得制御（ＡＧＣ）回路は、ＩＦ帯域幅と同様な帯域幅を有していなければならず、それにより、さらにＡＧＣ回路類に関してのコスト、ノイズ及び損失の問題が生じる。さらに、ＲＦ周波帯からＩＦ周波帯までの広帯域の変換プロセスは、イメージや、所要信号周波数付近の周波数信号、信号強度が所要信号と比較可能か、或いはそれよりも大きい信号に帰着する。たとえ強い信号が不適当な信号であっても、強いイメージまたは近隣の信号を、ＡＧＣ回路に強い信号を検出させ、利得をそれに応じて減じさせることにより可能である。これらのプロセスは、受信機の雑音指数を上げる効果があり、所要信号を上昇させて、或いは時には逓降させて、雑音レベルに近づける。
【０００９】
スイッチドキャパシター・ネットワークは、集積回路（ＩＣ）の一部上に、或いはその一部として統合することができ、それにより、スペースを省略することができる。さらに、スイッチドキャパシター・ネットワークは、典型的なＩＦフィルタよりも、一般的なコストを低減させ、同等な除去特性を提供する。さらに、スイッチドキャパシター・ネットワークは多くの場合、他の形式のＩＦフィルタほど損失がなく、それにより、中間周波増幅器の数を減じることができる。したがって、先行技術はスイッチドキャパシター・ネットワークのいくつかの使用や利点を開示している。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかしながら、スイッチドキャパシター・ネットワークは信号の周波数調整及び周波数逓降変換の両方を実行するために使用することについては開示せず、また示唆もない。
【００１１】
さらに、先行技術は、偽名、近隣のチャンネル或いは偽造の変換製品の信号強度に反応しないＡＧＣ制御をどのように生成することができるか開示せず、また示唆もない。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明は、所要信号の周波数調整及び所要信号の変換に提供されるスイッチドキャパシター・ネットワークであり、低域通過トポロジーにおけるバンドパスフィルタ機能を実行する間のベースバンド付近の所要信号について、ＩＦ信号のような、下位のＩＦ周波数にヘテロダイン効果を生じさせる。
【００１３】
本発明は、より下位、或いはベースバンド付近の周波数へ、選択された入力信号を逓降変換するための入力信号をアンダーサンプリングし、所望の帯域幅を提供するためにスイッチドキャパシター・ネットワークの特性を選択し、所要信号を選択するためにスイッチドキャパシター・ネットワークのサンプリング周波数を選択することにより、これらの機能を達成する。もし使用されれば、より下位のＩＦ周波数により、さらに中間周波増幅器とＡＤ変換器の帯域幅要件を低減させることができる。
【００１４】
本発明は、さらに偽名、近隣のチャンネル或いは偽造の転換製品の信号強度に反応しないＡＧＣコントロールを提供する。この改良は、同相と直角位相信号を導き出すためにＩＦ信号の位相情報を維持し、１つ或いはこれらの信号の双方のからＡＧＣ制御信号を導き出すことにより達成される。
【００１５】
本発明は、このように通信手段における、低コスト・スイッチドキャパシター・ネットワーク及び低コストＡＧＣ増幅回路の使用を提供する。
【００１６】
本発明は、サンプリング信号の供給による所要信号を処理する方法を提供するものであり、サンプリング周波数を有し、所要信号の中心周波数未満であり、且つサンプリング周波数の倍音は所要信号の中心周波数に関連付けられ、スイッチドキャパシター・ネットワークを通して信号の所望のフィルタ、逓降変換された所要信号を供給するためにサンプリング周波数で計測され、逓降変換された所要信号から第１位相信号及び第２位相信号を再生する。
【００１７】
本発明の１つの実施例において、必要に応じて、任意の信号振幅は調節される。
【００１８】
本発明の他の実施例において、サンプリング周波数の倍音が、所要信号の中心周波数から相殺されるように予定された範囲中にある。
【００１９】
本発明の他の実施例では、逓降変換所要信号は、補間された所要信号を提供するために補間される、逓降変換された所要信号は、第１位相信号を提供する混合信号と混合され、また、挿入された所要信号は、第２位相信号を提供する混合信号と混合している。
【００２０】
本発明の他の実施例では、第１の逓降変換された所要信号を供給する第１段階で、サンプリング周波数で計測されている第１のスイッチドキャパシター・ネットワークに所要信号を供給し、第２の逓降変換された所要信号を供給する第２段階で、サンプリング周波数で計測されている第２のスイッチドキャパシター・ネットワークに所要信号、及びおよそ９０度相違する第１位相と第２位相を供給することにより、所要信号をフィルタリングするスイッチドキャパシター・ネットワークを達成する。この場合、第１位相信号及び第２位相信号は、挿入された所要信号を供給する第２の逓降変換された所要信号を挿入し、第１の所要信号を、第１位相信号を供給する混合信号と混合し、挿入された所要信号を、第２位相信号を供給する混合信号と混合することにより再生される。
【００２１】
その場合において、第１位相を供給する第１のスイッチドキャパシター・ネットワークの第１位相所要信号が所要信号を逓降変換し、第２のスイッチドキャパシター・ネットワークに第２位相を供給するために第２位相所要信号を供給し、所要信号を逓降変換することによ所要信号が第１位相所要信号及び第２位相所要信号として、スイッチドキャパシター・ネットワークを通してフィルタされる。この場合、第１位相信号及び第２位相信号は、第１の位相に逓降変換された所要信号を、第１位相信号を供給する混合信号と混合することにより再生され、第２段階の混合は、第２位相信号を供給する混合信号に、所要信号を逓降変換する。
【００２２】
本発明では、さらに第１位相信号として逓降変換された所要信号を供給し、挿入された所要信号を供給する逓降変換された所要信号を挿入し、第２位相信号として挿入された所要信号を供給することにより、第１位相信号及び第２位相信号を再生する。
【００２３】
本発明においては、第１位相出力信号が第１位相信号及び第２位相出力信号を１０分の１にしながら供給され、第２位相信号を１０分の１にしながら供給されることがある。
【００２４】
本発明は、さらに、中心周波数がある所望の入力信号を受け取るために受信機を供給する。逓降変換された所要信号、所望の入力信号の中心周波数に関連させられているサンプリング周波数の倍音である所望の入力信号の中心周波数未満であるサンプリング周波数を供給するために、受信機は、サンプリング周波数で所望の入力信号をサンプリングするスイッチドキャパシター・ネットワークを有している。受信機は、さらにスイッチドキャパシター・ネットワークの関連付けられ、第１位相信号及び第２位相信号の供給に対して逓降変換された所要信号に反応する位相回復回路を機能的に備えている。
【００２５】
受信機において、少なくともいくつかの不要信号を削除するためのスイッチドキャパシター・ネットワークに先行してフィルタ回路を設けてもよい。
【００２６】
受信機において、逓降変換された所要信号の振幅をコントロールするスイッチドキャパシター・ネットワークと位相回復回路の間に配置された増幅回路をさらに有する。
【００２７】
受信機において、信号の回復回路は、逓降変換された所要信号を、ディジタル逓降変換された所要信号に変換するためにＡＤ変換器を含むことがある。
【００２８】
受信機において、位相回復回路に関連付けられ、第１位相出力信号及び第２位相出力信号を供給するための第１位相信号及び第２位相信号に反応する、デシメータ機能を設けてもよい。
【００２９】
受信機において、所望の入力信号の振幅をコントロールするためのスイッチドキャパシター・ネットワークに先行して増幅回路がさらに設けられてもよい。
【００３０】
図面と請求項とによって、本発明の他の目的、機能及び利点は、好ましい実施例の次の記述を読むことによって明白になる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３１】
図１は、スイッチドキャパシター・フィルタ（「ＳＣネットワーク」）のようなスイッチドキャパシター・ネットワークの、第１のナイキスト帯域幅内の出力スペクトル及びサンプリング率または周波数（ＦＳ）を示す。この出力スペクトルは、遮断周波数（ＦＣ）の０（ＤＣ）の周波数範囲における、単一の下位パス関数であるように見える。しかしながら、１つが正・負の周波数を考慮する場合、このスペクトルは、−ＦＣから＋ＦＣの周波数範囲とともに、バンドパス関数のように、より多くに見える。
【００３２】
ＳＣネットワークは、入力電圧及び出力電圧が、離散的な論理的０値或いは論理的１値に制限されていないという点でアナログ素子であるが、ＳＣネットワークの操作の電圧範囲内の任意の電圧としてよい。しかしながら、サンプリング周波数ＦＳによって決定されるように、ＳＣネットワークも、離散的な時間及び離散的な時間の出力変換で入力がサンプリングされることにおいて、ディジタル手段或いは非線形のアナログ素子として解してもよい。したがって、理論のサンプリングに従って、ＳＣネットワークのフィルタ特性は、サンプリング周波数ＦＳの倍数でスペクトルを繰り返す。図２は、同等なＳＣネットワークの帯域フィルタ特性を図示する。
【００３３】
サンプリングに対するナイキスト基準である普遍的なものを使用すると、サンプリング周波数は、サンプリングされる最も高い周波数より少なくとも２倍高くなければならない。もし信号が１５〜３５ＭＨｚの範囲におけるＩＦ信号ならば、サンプリング周波数は少なくとも７０ＭＨｚにならなければならない。しかしながら、ナイキスト基準は、実際には、サンプリング周波数がサンプリングされる信号において最も高い帯域幅より少なくとも２倍高いことを要求するのみである。信号が典型的な民間ＦＭラジオにおけるＩＦ信号である場合、ガード周波帯を含むチャンネルの帯域幅は２００ｋＨｚである。したがって、サンプリング信号は４００ｋＨｚ以上であれば足りる。
【００３４】
サンプリング信号は、基本サンプリング周波数ＦＳで成分を有している。しかしながら、標本化定理に従って、及びサンプリング・プロセス及びサンプリング信号が非線形であるという事実により、サンプリング信号は、さらに２＊ＦＳ、３＊ＦＳなどのようなサンプリング周波数の倍音（ハーモニクス）で、その成分を有している。したがって、結果出力は、さらにオリジナルの入力信号及びサンプリング信号の倍音２＊ＦＳ、３＊ＦＳなどの和と差の周波数を有している。
【００３５】
これらの特性は、本発明において有利に使用される。すなわち、サンプリング周波数はＩＦ周波数の２倍とならない。正しくは、ＩＦ信号はサンプリングされていないが、ＩＦ信号に含まれていた情報を保存するのに適切な割合でサンプリングされる。さらに、倍音の１つが逓減及び近接ベースバンド信号を提供するように、サンプリング周波数は選択される。
【００３６】
図３は、ＳＣネットワークのためのバンドパス関数の中心周波数に対するサンプリング周波数の影響を示す。ＦＳの変換は、バンドパス関数の中心周波数を変換することに留意する。例えば、１（ＦＳ）、２（２＊ＦＳ）、３（３＊ＦＳ）などにおける実効中心周波数の１つの仮想ＦＳを使用する。しかしながら、２（ＦＳ）、４（２＊ＦＳ）、６（３＊ＦＳ）の２つの実効中心周波数へＦＳ変換する。したがって、ＳＣネットワークはＦＳを変換することにより調整することができる。換言すれば、ＦＳを適切に選択することによって、ＩＦ信号の周波帯における詳細なＩＦ信号を選択することができる。
【００３７】
ＳＣネットワークは、利益のために使用することができる他の機能を有している。ＳＣネットワークの帯域幅は固定され、ＦＳの関数ではない。この関数は、ＳＣネットワークのＱがＦＳの関数により導出される。したがって、ＦＳが変換される場合、Ｑはそれに応じて変化し、帯域幅は一定のままである。したがって、所要のチャンネルがすべて同一の帯域幅を有しているシステムに対して、ＦＳ及び所要のチャンネルが変換される場合、別々に帯域幅を調整する必要はない。
【００３８】
しかしながら、多目的のシステムは、種々の帯域幅のチャンネルに対応する必要がある。
【００３９】
ＳＣネットワークの他の機能は必要に応じて、帯域幅を変換するものである。ＳＣネットワークはネットワークの一部として固定コンデンサーを含んでいる。一つはバラクターと協動する、或いはその代わりとして、１または複数の固定コンデンサーを通常示されるＳＣネットワークにおいて使用することができる。例えば、一つは、ＳＣネットワーク内のキャパシターコンデンサーをバラクターに置換することができる。一つは、さらに並列、或いは直列のバラクターをＳＣネットワーク内のキャパシターコンデンサーに接続することができる。バラクターは、帯域幅またはＳＣネットワークのＱが変更または調節されることを許可する。一つは、バラクターを使用する代わりに、或いはバラクターの使用に加えて、キャパシターコンデンサーの入出力を切り替えることができる。したがって、中心周波数及びＳＣネットワークのＱの両方は、利益のためにコントロールすることができる。
【００４０】
換言すれば、ＦＳは、所要信号に逓降変換するために選択することができ、また、Ｑは詳細な信号に所要の帯域幅を供給するために選択することができる。
【００４１】
図４は、図１−３に示すような広帯域幅４０１及び狭帯域幅４０２を示すＳＣネットワークの可変帯域幅の説明図である。
【００４２】
好ましい実施例において、コストとスペースを低減し、且つパフォーマンスを改善するために、バラクターは、集積回路チップまたはダイ上のＳＣネットワークの一部分として生成される。しかしながら、コスト、スペース及び（または）パフォーマンスの必要性に応じて、表面実装、技術、或いは他の個々の構成を使用することができる。
【００４３】
図５Ａ及び５Ｂは、本発明の好ましい実施例のスペクトルの説明図である。図５Ａの例において、信号５２０の所要の入力周波帯は所要信号５０５を含み、ＦＡの中心周波数及び他の信号５１０Ａ及び５１０Ｂを有し、同一の周波帯５２０にあるが、所要信号ではない。さらに、倍音、相互変調及び不正製品、その他のもの、偽造信号５２５Ａ及び５２５Ｂが周波帯信号などから示される。従来のローパス・フィルタ（図６における６０５）はローパス特性５１５を有している。このフィルタはネットワークの他のもののためにアンチエイリアシングフィルタとして使用される。したがって、偽造信号５２５Ａ及び５２５Ｂはローパス周波帯５１５の外部に排出され、低減されるか、または除去される。バンドパスフィルタをローパス・フィルタの代わりに使用することもできる。
【００４４】
周波帯５２０は、サンプリング周波数ＦＳを有するＳＣネットワーク（図６における６１０）によってサンプリングされる。ＦＳがＦＡ未満であることに留意する。しかしながら、サンプリング信号は、非線形の信号であることから、ＦＳ（すなわち２＊ＦＳ）の倍音３＊ＦＳなどが存在する。
【００４５】
示された例において、２＊ＦＳの倍音は、所要信号５０５とともに逓降変換信号５０５に合成され、中心周波数ＦＡ’を有する近接ベースバンド信号５０５’に逓降される。所要でない周波帯信号５１０Ａ及び５１０Ｂは、信号５１０Ａ’及び５１０Ｂ’として逓減されて現れる。負の周波数領域へ逓減された信号５１０Ａ’は、０周波数軸のまわりを覆う。
【００４６】
しかしながら、ＳＣネットワークがバンドパス特性４０１を有している。所要でない入力周波帯信号５１０Ａ’及び５１０Ｂ’は、この周波帯の外部である。したがって、ＳＣネットワーク５１０Ａ’及び５１０Ｂ’を減じるか除去する。したがって、逓減された所要信号５０５’のみが帰する。逓降変換プロセスがオリジナルの所要のＩＦ信号５０５の中にあるフェーズ情報を維持することが注目されるべきである。さらに所要信号がベースバンドの近くで逓降変換されたことに留意すべきであり、ＳＣネットワークに後続する回路類は周波数と帯域幅の必要条件を縮小することができ、それにより、動力、熱消費、サイズ及びコストを節約する。
【００４７】
上記の例から、バンド５２０が、８８ＭＨｚから１０８ＭＨｚまでの民間ＦＭバンドであると仮定する。従来のナイキスト基準にしたがって、サンプリング周波数は少なくとも２１６ＭＨｚ（１０８ＭＨｚの２倍）でなければならない。しかしながら、本発明は、サンプリング周波数を決定する２つの異なる基準を使用する。まず、サンプリング周波数は、所要帯域の帯域幅の２倍より大きくなければならない。所要の典型的な帯域の帯域幅は２０ＭＨｚであり、帯域幅はその２倍の４０ＭＨｚである。したがって、サンプリング周波数は４０ＭＨｚ以上でなければならない。次に、Ｎ倍のサンプリング周波数は、ほぼ所要信号の中心周波数でなければならない。所要信号５０５の中心周波数ＦＩＦが９８．１ＭＨｚであると仮定する。したがって、Ｎ倍のサンプリング周波数は、９８．１ＭＨｚ以上でなければならない。これらの２つの基準を適用するので、サンプリング周波数は４０ＭＨｚ以上でなければならず。また、サンプリング周波数はほぼ９８．１／Ｎ  ＭＨｚとしなければならない。Ｎ＝２のときにこれらの条件を満たすためには、サンプリング周波数ＦＳはおよそ４９．０５ＭＨｚとすべきである。これが従来のナイキスト基準を使用するには、サンプリング周波数（２１６ＭＨｚ）の４分の１未満に特定されることに注意する。したがって、本発明のＳＣネットワークは本質的に低減されたサンプリング周波数で作動することが可能である。
【００４８】
示された例において、ＦＳがその後４９．０５ＭＨｚである場合、２＊ＦＳは９８．１ＭＨｚである。
【００４９】
所要信号５０５を、完全にベースバンドへ逓降変換する。これはいくつかのアプリケーションには許容されるかもしれない。しかしながら、多くのアプリケーションが、フェーズ情報を補償しなければならない。所要信号を直接ベースバンドに変換する場合、サンプリング信号中の位相ジッタ、受信信号中のマルチパスからの位相歪、１／ｆノイズ及び他の問題が生じる。
【００５０】
しかしながら、サンプリング周波数ＦＳが例えば、４９ＭＨｚに逓降された場合、２＊ＦＳは、９８ＭＨｚとなり、ＦＡ’は、１００ｋＨｚとなる。このように近接ベースバンドに所要信号を逓降変換した。
【００５１】
上記のアプリケーションでは、両側の２５ｋＨｚのガードバンドとともに、実際に逓降変換された信号が、１７５ｋＨｚから２５ｋＨｚの範囲に現れる、これは許容される。しかしながら、いくつかのアプリケーションはそのようなガードバンドを持たないか、ごく小さなガードバンドを有するのみの場合もあるため、回路類については、ＤＣに接近するために操作する必要がある。これは、誤差や、１／ｆノイズなどについて一般に不適当である。したがって、そのようなアプリケーションでは、サンプリング周波数をさらに縮小してもよく、その結果、所要信号自体は、実質的にゼロ周波数上にあることとなる。例えば、所要信号５０５は、２００ｋＨｚの実際の帯域幅を有し、２５ｋＨｚのガードバンドを備えた１５０ｋＨｚの帯域幅ではなく、その後、サンプリング周波数ＦＳをさらに縮小することが可能であり、例えば、４８．９ＭＨｚまで、２＊ＦＳを９７．８ＭＨｚとし、逓降変換信号の中心周波数ＦＡ’が３００ｋＨｚになり、また所要信号は１００ｋＨｚから３００ｋＨｚまで及ぶ。
【００５２】
したがって、本発明によれば、適切にＦＳを選択し所要信号の周波数逓降変換に供給するべきＦＳの倍音の使用によって、このように、ＳＣネットワークはより下位のＦＳを使用し、電力、帯域幅及び熱放散要求事項を減じながら、所望のＩＦ信号をサンプリングし、そしてコスト、ＳＣの、中間周波増幅器のようなＳＣネットワークに従うどんな構成部分もネットワークにつなぐ、抑制された中間周波増幅器、ディジタイザを得る。さらに、位相情報は、真の下位の雑音電源、真の下位の位相ジッタ発振器、低１／ｆ雑音手段などに対して必要と無関係で容易に維持される。
【００５３】
ＳＣネットワークによって提供される帯域幅４０１が所要信号５０５’のために必要になったそれよりもはるかに大きい場合、所望の周波帯における強い信号５１０Ａ’は通過帯域４０１の中にあるエネルギーの合計に作用する十分なエネルギーを有していることがある。したがって、信号５１０Ａ’によって通過帯域４０１の中にある総信号強度に単に反応したＡＧＣ検出器の応答に悪影響を及ぼすことがある。したがって、強い信号５１０Ａ’は所要信号５０５’を逓減させるか、或いは雑音レベルまでそれを押し下げる。
【００５４】
非常に強い他の信号５１０Ａを用いない、いくつかのアプリケーションにおいて、これは問題とならない。しかしながら、他のアプリケーションにおいて、非常に強い信号の５１０Ａ’が用いられることがある。
【００５５】
したがって、好ましい実施例において、ＡＧＣ制御信号は、通過帯域４０１の中にある総信号強度によって決定されない。むしろ、好ましい実施例において、所要信号５０５Ａ’は、Ｉ及びＱ信号を回復するために位相検出される。その後、Ｉ信号或いはＱ信号の振幅の振幅、或いは両方はＡＧＣ制御値を決定するために使用される。したがって、本発明では、いくつかの長所を提供するためにＳＣネットワークを使用する。ベースバンド付近の周波数の所要信号を逓降変換し、不要信号及び保存する位相情報を削除するように信号をフィルタリングする。本発明はさらに、不要信号５１０にではなく所要信号５０５に反応するＡＧＣ制御信号を提供できるという長所を有する。
【００５６】
図６は本発明の実施例のブロック図である。入力信号ストリーム（ＩＮ）は、上述したように、信号を削除する従来のエイリアス除去バンドパス或いはローパスフィルタ６０５に、信号の所望の各周波帯の外部で、或いはその上方で、供給される。フィルタ６０５からのこのフィルタされた出力は、本発明のＳＣネットワーク６１０に供給される。上述したように、ネットワーク６１０が信号の所望の周波帯における所要信号の周波数調整及び周波数逓降変換の両方を実行するように、このＳＣネットワーク６１０のサンプリングレートは調整可能である。さらに、上に言及されるように、このＳＣネットワーク６１０の帯域幅は、固定の帯域幅が受け入れ可能なアプリケーションに対して固定され、調整可能な帯域幅を必要とするアプリケーションに対して調整可能であることが望ましい。
【００５７】
ネットワーク６１０からの逓降変換された信号は、中間周波増幅器のようなオート・ゲイン・コントロール（ＡＧＣ）にコントロールされる増幅器６１５の入力に供給される。この時点での信号は、バンドパス４０１における信号５０５’であり、信号５０５’がＦＡ’の中心周波数を有していることに留意する。したがって、増幅器６１５は廉価な下位の帯域幅増幅器を用いることができる。さらに、バンドパス４０１が所望のより大きい場合には、さらに、信号のローパス或いはバンドパスのフィルタに増幅器６１５を備えることがある。したがって、ネットワーク６１０のバンドパス要求事項は原価を削減するために緩められることがあり、増幅器６１５は所望するより狭い帯域幅を提供するために使用されてもよい。
【００５８】
この時点では、逓降変換された信号がまだアナログ信号であることに留意する。好ましい実施例において、この逓降変換されたアナログ信号はその後の処理のために、ディジタル信号に変換される。ディジタイザ６２０はこの転換を実行する。ディジタイザ６２０は、アナログ信号のディジタル表現を提供するための任意の所要の手段或いは方法とすることができる。ディジタイザ６２０の一例としては、ＡＤ変換器（ＡＤＣ）である。所望の入力電圧範囲及び所望の入力信号帯域幅に適応する限り、使用されるＡＤＣの形式は制限されない。したがって、例えば、ＡＤＣは、逐次近似法ＡＤＣ、フラッシュＡＤＣ、シグマデルタＡＤＣ或いはＲ−２Ｒ梯子形回路網ＡＤＣに制限されない。しかしながら、最高の性能に対して、逓降変換されたアナログ信号の振幅がディジタイザ６２０のアナログ入力振幅範囲と一致することが望ましい。したがって、増幅器６１５は、ディジタイザ６２０のアナログ入力振幅範囲と一致するためにネットワーク６１０からの出力信号を増幅する（或いは必要に応じて逓減する）。この時点での信号がバンドパス４０１における信号５０５’であり、信号５０５’が、ＦＡ’の中心周波数を有していることに留意する。逓降変換された信号、すなわち増幅器６１５によって提供される帯域幅４０１或いはより狭い帯域幅内の信号に含まれる周波数のために割合でディジタイザ６２０のみが十分に速くサンプリングすることができる必要があることに留意する。ディジタイザ６２０は、入力信号ストリームＩＮのために必要になった、より高い割合のサンプリングができる必要はない。したがって本発明は、ディジタイザ６２０のサンプリング速度要求を低減させ、電力消費、熱放散及びディジタイザ６２０のコストを低減させる。
【００５９】
その後、ディジタル化された信号は、２つの経路へ分割される。同相（Ｉ）信号は、第１の複合のディジタル・混合器６３０Ａの１つの入力に供給される。Ｉ信号も補間フィルタ６２５に供給され、第２の複合のディジタル混合器６３０Ｂの１つの入力に直角位相（Ｑ）信号を供給する。発振器６３５は、複合混合器６３０Ａ及び６３０Ｂの他の入力に、Ｉ及びＱ信号同期検波のためのＦＡ’の周波数を有している複合混合器信号（ｅｊｗｔ）を供給する。
【００６０】
他の実施例において、破線６２６によって表示されるように、補間フィルタ６２５は除去され、ディジタイザ６２０の出力は、複合の混合器６３０Ａ及び６３０Ｂの両方の入力に直接供給され、発振器６３５は２つの出力、複合の混合器６３０Ａに供給される第１の出力及び第２の出力を有し、９０度ずつ位相変換され、複合混合器６３０Ｂに供給される。
【００６１】
一方の実施例において、複合混合器６３０Ａ及び６３０Ｂは、中心周波数ＦＡ’において、信号５０５Ａの復調を実行しながら、ベースバンド（Ｉ及びＱ）信号の中へ、Ｉ及びＱ信号を変換する。
【００６２】
ベースバンド（Ｉ及びＱ）信号は、オリジナル信号及びより高い周波数変換生成を削除するために、フィルタ６４０Ａ及び６４０Ｂによってそれぞれフィルタされたローパス（或いはバンドパス）である。これらのフィルタは望ましくはＦＩＲフィルタ或いは他の高いＱのディジタルフィルタである。
【００６３】
この点では、Ｉ及びＱ信号は、変調信号のような所望の情報を維持するために必要なものより高いサンプリングレートとする。そのＩ及びＱ信号は、このサンプリングレートで使用され、或いは、サンプリングノイズを減じるために、フィルタ６４０Ａ及び６４０Ｂの出力はデシメータ６４５Ａ及び６４５Ｂに供給され、別々に、それらの最も高い周波数と相応したサンプリングレートを有する１０分の１にされたベースバンドＩＯＵＴ及びＱＯＵＴ信号を提供する。
【００６４】
その後、ＱＯＵＴとＱＯＵＴの出力は、他のもの、すなわち、ボイス、データ、ファックス或いは他の所望の通信信号のさらに処理及び転換のための回路類（図示せず）に供給される。したがって、入力信号は、サンプリングされ、シフトダウンされ、挿入され、またベースバンド及び第１位相出力信号（ＩチャンネルまたはＱチャンネルのいずれか）、第１位相出力信号及び第２位相出力信号、好ましくは９０度だけ相違する第２位相出力信号（別チャンネル）まで復号変換される。
【００６５】
したがって、本発明の受信機は、逓降変換された所要信号を提供するために、サンプリング周波数（ＦＳ）で所望の入力信号（ＩＮ）をサンプリングするためのスイッチドキャパシター・ネットワーク（６１０）、スイッチドキャパシター・ネットワークに機能的に接続され、第１位相信号及び第２位相信号の提供に対して逓降変換された所要信号に反応する位相回復回路（６２５，６２６，６３０Ａ、６３０Ｂ、６３５）を含んでいる。サンプリング周波数は、所望の入力信号の中心周波数未満であり、サンプリング周波数の倍音は所望の入力信号の中心周波数に関連付けされている。フィルタリング（６４０Ａ、６４０Ｂ）及びデシメータ（６４５Ａ、６４５Ｂ）が追加されることもあり、或いは位相回復回路の一部であってもよい。
【００６６】
ＡＧＣ増幅器（６１５）及びＡＤＣ（６２０）がさらに存在することがある。さらに、ＡＧＣ制御回路（６５０，６５５）及び調整回路類（６６０）がさらに存在することがある。
【００６７】
複合混合器６３０Ａ及び６３０Ｂの出力も、ＡＧＣ検出器６５０、その後段の積分器（或いはローパスフィルタ）６５５に供給される。積分器６５５の出力は、望ましくは増幅器６１５のコントロールに対するアナログＡＧＣ信号である。しかしながら、ディジタル制御信号が増幅器６１５によって読み込まれる場合、その出力はディジタル型としてもよい。他の方法で、所要のように、検出器６５０及び積分器６５５によって実行された処理はアナログまたはディジタル、或いはそれの組み合わせであってもよい。検出器６５０は、複合混合器６３０ＡからのＩＯＵＴ信号出力に対し、或いは複合混合器６３０ＢからのＱＯＵＴ信号出力に対し、さらにこれら両方の信号の組み合わせに対して応答することがある。ピーク信号検出、平均信号検出或いは他の所望の検知機構が使用されてもよい。
【００６８】
調整回路６６０は、チャンネルまたは動作モードの外部選択に基づいたＳＣネットワーク  ６１０の帯域幅の周波数調整及び選択を提供する。例えば、本発明が民間ＦＭ受信機において使用される場合、同調調整信号は、ユーザーによって選択されたチャンネルまたは周波数に基づき生成され、ネットワーク６１０の帯域幅が固定のとき、帯域幅制御信号は必要にならない。同調調整信号は直接のディジタル周波数シンセサイザー、数的制御発振器（ＮＣＯ）、位相ロックループ（ＰＬＬ）、ディジタル位相ロックループ（ＤＰＬＬ）、遅延ロックループ（ＤＬＬ）、或いは他の所望の手段或いはアルゴリズムで生成することができる。
【００６９】
しかしながら、他のアプリケーションにおいて、帯域幅は、可変であり、同調回路６６０によってコントロールされる。例えば、本発明がセル式電話において使用される場合、同調調整信号は、携帯電話中継局またはコントローラーによって選択されたチャンネルまたは周波数に基づき生成される。その後、帯域幅制御信号は、ＡＭＰＳ、ＮＡＭＰＳ、ＦＤＭＡ、ＴＤＭＡ、ＣＤＭＡ、ＰＣＳなどのように、選択されたチャンネルまたは周波数、及びさらに選択された動作モードに基づく。
【００７０】
図７は本発明の他の実施例のブロック図である。この場合、所望のＩＦ信号は、ベースバンドにではなくより下位のＩＦ周波数に複合逓降変換される。この実施例は、個々のＩとＱのチャンネルがアンチエリアジングフィルター６０５の直後に設立される点で図６の実施例と相違する。したがって、２つ別々のＳＣネットワーク６１０Ａ（Ｉチャンネル）及び６１０Ｂ（Ｑチャンネル）、２つ別々の増幅器６１５Ａ及び６１５Ｂ、及び２つ別々のディジタイザ６２０Ａ及び６２０Ｂがある。さらに、フィルタ６１０Ａ、６１０Ｂのうちの一つと、同調回路６６０と１の間に加えられた９０度位相シフタ７０８がある。この位相シフタ７０８は、Ｉ及びＱチャンネルに対して種々の信号を生成する発振器６３５を不要とする。したがって、発振器６３５からの単一の出力信号は、複合混合器６３０Ａ及び６３０Ｂの両方の入力として使用することができる。フィルタ６１０Ａ（６１０Ｂ）のいずれが位相変換された信号を受信するかは設計的な選択事項である。さらに、ネットワーク６１０或いは他のいずれが、位相変換された信号を受け取るかどうかに関し、或いは、両方のフィルタ６１０が、位相差約９０度の位相変換された信号を別々に受け取るかどうかに関しても設計的な選択事項である。図５Ａ及び５Ｂは、この実施例のためのスペクトラムを示す。したがって、入力信号は、サンプリングされ、シフトダウンされ、挿入され、またベースバンド及び第１位相出力信号（ＩチャンネルまたはＱチャンネルのいずれか）、第１位相出力信号及び第２位相出力信号、好ましくは９０度だけ相違する第２位相出力信号（別チャンネル）まで復号変換される。
【００７１】
したがって、この実施例において、受信機は２重のスイッチドキャパシター・ネットワーク（６１０Ａ、６１０Ｂ）を含めて、２重のＡＧＣ（６１５Ａ、６１５Ｂ）及び２重のＡＤＣ（６２０Ａ、６２０Ｂ）を含めることがある。
【００７２】
図８は本発明の他の実施例のブロック図である。この場合、複合所望ＩＦ信号は、ベースバンドにではなくより下位のＩＦ周波数に逓降変換される。この実施例は、別々のＩとＱのチャンネルが、アンチエリアジングフィルター６０５の前に設置される点において、図６の実施例と相違する。したがって、２つの個別のアンチエリアジングフィルター６０５Ａ（Ｉチャンネル）及び６０５Ｂ（Ｑチャンネル）、２つの個別のＳＣネットワーク６１０Ａ及び６１０Ｂ、２つの個別の増幅器６１５Ａ及び６１５Ｂ、及び２つの個別のディジタイザ６２０Ａ及び６２０Ｂが設けられている。図６の補間フィルタ６２５が省かれたことに留意されたい。２つのＳＣネットワーク６１０が同一の位相信号で駆動されることに留意されたい。さらに図５Ａ及び５Ｂにおいて、この実施例のためのスペクトラムを示す。したがって、入力信号は、サンプリングされ、シフトダウンされ、ベースバンド及び第１位相出力信号（ＩチャンネルまたはＱチャンネルのいずれか）、第１位相出力信号及び第２位相出力信号、好ましくは９０度だけ相違する第２位相出力信号（別チャンネル）まで復号変換される。
【００７３】
したがって、この実施例において、受信機には、２重のフィルタ（６０５Ａ、６０５Ｂ）、２重のスイッチドキャパシター・ネットワーク（６１０Ａ、６１０Ｂ）が含められ、２重のＡＧＣ（６１５Ａ、６１５Ｂ）及び２重のＡＤＣ（６２０Ａ、６２０Ｂ）を含められることがある。
【００７４】
図９は本発明の他の実施例のブロック図である。この実施例において、所望のＩＦ信号は、ベースバンドに直接逓降変換される。この実施例では、発振器６３５及び複合混合器６４０Ａ及び６４０Ｂが省かれた点で図６の実施例と相違する。前述したように、サンプル・クロックのための下位位相ジッタが臨界に至るので、ベースバンドの直接の周波数逓降変換は一般に不適当である。
【００７５】
したがって、この実施例において、位相回復回路は、補間フィルタ６２５を含んでいる。図９の実施例の変形において、１チャネル入力（単一のＳＣネットワーク６１０、単一のＡＧＣ増幅器６１５及び単一のＡＤＣ  ６２０）の一部は、図７のデュアルチャネル構成（２重のＳＣネットワーク６１０Ａ及び６１０Ｂ、２重のＡＧＣ  増幅器６１５Ａ及び６１５Ｂ、２重のＡＤＣ  ６２０Ａ及び６２０Ｂ、及び位相シフタ７０８）と置換される。
【００７６】
図９の実施例の他の変形において、１チャネル入力（単一のフィルタ６０５、単一のＳＣネットワーク６１０、単一のＡＧＣ増幅器６１５及び単一のＡＤＣ  ６２０）は、図８のデュアルチャネル入力（２重のフィルタ６０５Ａ及び６０５Ｂ、２重のＳＣネットワーク６１０Ａ及び６１０Ｂ、２重のＡＧＣ増幅器６１５Ａ及び６１５Ｂ、及び２重のＡＤＣ  ６２０Ａ及び６２０Ｂ）と置換される。
【００７７】
図６〜９により前述した他の好ましい実施例においてＡＧＣ増幅器６１５は、ＳＣネットワーク（ｓ）６１０として示されている。しかしながら、これは設計的選択であり、必要条件ではない。１つの変形において、ＡＧＣ増幅器６１５はＳＣネットワーク（ｓ）６１０に先行させてもよい。他の変形において、２台のＡＧＣ増幅器６１５が使用されてもよく、ＳＣネットワーク（ｓ）６１０に後続させてもよく、ＳＣネットワーク（ｓ）６１０に先行させてもよい。
【００７８】
したがって、本発明の受信機は、逓降変換された所要信号を提供するために、サンプリング周波数（ＦＳ）で所望の入力信号（ＩＮ）をサンプリングするためのスイッチドキャパシター・ネットワーク（６１０）、スイッチドキャパシター・ネットワークに機能的に接続され、第１位相信号及び第２位相信号の提供に対して逓降変換された所要信号に反応する位相回復回路（６２５，６２６，６３０Ａ、６３０Ｂ、６３５）を含んでいる。サンプリング周波数は所望の入力信号の中心周波数未満であり、サンプリング周波数の倍音は所望の入力信号の中心周波数に関連付けられている。フィルタリング（６４０Ａ、６４０Ｂ）及びデシメータ（６４５Ａ、６４５Ｂ）が追加されることもあり、或いは位相回復回路の一部であってもよい。ＡＧＣ増幅器（６１５）及びＡＤＣ（６２０）がさらに存在することがある。さらに、ＡＧＣ制御回路（６５０，６５５）及び調整回路類（６６０）がさらに存在することがある。
【００７９】
したがって、本発明は、所要信号の周波数調整及び周波数逓降変換の両方に供給するべきＳＣネットワークの使用を提供し、個別部品に分離された周波数調整及びＩＦフィルタ回路に要する電力、スペース及びコストを節約する。
【００８０】
本発明は、さらに、より下位の周波数中間周波増幅器の使用を可能にすることにより、電力、熱消費要件及び金銭の低減を図る。
【００８１】
本発明は、さらに、より下位の周波数ディジタイザの使用を可能にすることにより、電力、熱消費要件及び金銭の低減を図る。
【００８２】
本発明は、典型的な民間ＦＭラジオやセルラシステムのように、特別な環境に制限されない。さらに、本発明は、ＡＭとＦＭのラジオ及び通信システム一般を含み、例えば、衛星ディジタル・オーディオ・ラジオ・サービス（ＳＤＡＲＳ）にも有用である。ＳＤＡＲＳとしては、シリウス（ＴＭ）衛星ラジオ、ＸＭ（ＴＭ）ラジオ、ユーレカ１４７  ＤＡＢ（ディジタル型のオーディオ放送）及びＩｂｉｑｕｉｔｙ（ＴＭ）のディジタル型のオーディオ放送（ｉＤＡＢ）。
【００８３】
本発明は特殊的に記述されたが、それの変形は、詳細な記述及び図面から明白に解されるものも含まれる。したがって、本発明の範囲は、請求項によってのみ、以下のように制限される。
【図面の簡単な説明】
【００８４】
【図１】図１は、第１のナイキスト帯域幅内のスイッチドキャパシター・ネットワークの出力スペクトルを示す。
【図２】図２は、ＳＣネットワークの同等なバンドパスフィルタ特性を図示する。
【図３】図３は、ＳＣネットワークのためのバンドパス機能の中心周波数に対するサンプリング周波数の影響を示す。
【図４】図４は、ＳＣネットワークの可変帯域幅の説明図である。
【図５】図５Ａ及び５Ｂは、本発明の好ましい実施例のスペクトルの説明図である。
【図６】図６は、本発明の好ましい実施例のブロック図である。
【図７】図７は、本発明の他の実施例のブロック図である。
【図８】図８は、本発明の他の実施例のブロック図である。
【図９】図９は、本発明の他の実施例のブロック図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【国際公開パンフレット】
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【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
2004531132.tif 000048
【国際調査報告】
2004531132.tif 000049
2004531132.tif 000050
2004531132.tif 000051