(57)【要約】【解決手段】速度推定は、１つのマルチパスにおける信号が所定期間において所定閾値を交差する回数を計数することにより、受信信号から決定される。信号は受信され、単一のマルチパスは受信信号から抽出される。抽出されたマルチパスの瞬時包絡線値が計算される。複数の瞬時包絡線値が連続ＲＭＳ値を計算するために用いられる。レベル交差閾値は、連続ＲＭＳ値を用いて決定される。瞬時包絡線値がレベル交差閾値を交差する回数が計数される。レベル交差の数は速度推定にマッピングされる。【選択図】図６
2004531111.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号から１つのマルチパスを抽出する信号処理器と、
ＡＧＣ利得の逆数であるスケール係数を生成する信号スケーラーと、
前記抽出されたマルチパスを前記スケール係数によりスケーリングする乗算器と、
前記抽出されたマルチパスの瞬時包絡線値を計算する瞬時包絡線計算器と、
複数の瞬時包絡線値を用いて連続ＲＭＳ値を計算する連続ＲＭＳ計算器と、
レベル交差の数を計算するレベル交差計数器であり、レベル交差の数は前記瞬時包絡線値が前記連続ＲＭＳ値から生成されたレベル交差閾値を交差する回数であるレベル交差計数器と、
を備えた速度推定装置。
【請求項２】
さらに、レベル交差の数を速度推定にマッピングするルックアップテーブルを備えた請求項１に記載の速度推定装置。
【請求項３】
前記受信信号は複合ＣＤＭＡ信号である請求項１に記載の速度推定装置。
【請求項４】
前記信号処理器は、所定数のチップにわたって前記複合ＣＤＭＡ信号からのパイロット信号を逆拡散および蓄積することによりマルチパスを抽出する請求項３に記載の速度推定装置。
【請求項５】
さらに、前記連続ＲＭＳ値を計算するために用いられる前記複数のＲＭＳ値に等しい所定数の瞬時包絡線値を格納するＦＩＦＯを備えた請求項１に記載の速度推定装置。
【請求項６】
前記レベル交差計数器は、前記連続ＲＭＳ値から生成された高いレベル交差閾値と低いレベル交差閾値を用いることによる前記レベル交差の計数においてヒステリシスを実現する請求項１に記載の速度推定装置。
【請求項７】
前記高いレベル交差閾値は、前記レベル交差閾値よりも上の第１の所定ｄＢ数、Ｍとして計算される請求項６に記載の速度推定装置。
【請求項８】
前記低いレベル交差閾値は、前記レベル交差閾値よりも下の第２の所定ｄＢ数、Ｎとして計算される請求項７に記載の速度推定装置。
【請求項９】
前記レベル交差閾値は、前記連続ＲＭＳ値の１／２である請求項８に記載の速度推定装置。
【請求項１０】
ＭおよびＮは３である請求項９に記載の速度推定装置。
【請求項１１】
受信信号から１つのマルチパスを抽出する信号処理器と、
ＡＧＣ利得の逆数であるスケール係数を生成する信号スケーラーと、
前記抽出されたマルチパスを前記スケール係数によりスケーリングする乗算器と、
前記抽出されたマルチパスの瞬時包絡線値を計算する瞬時包絡線計算器と、
複数の瞬時包絡線値を用いて連続ＲＭＳ値を計算する連続ＲＭＳ計算器と、
前記瞬時包絡線値に前記連続ＲＭＳ値から生成された正規化係数を掛けることにより正規化ＲＭＳ値を生成する正規化乗算器と、
レベル交差の数を計算するレベル交差計数器であり、レベル交差の数は前記瞬時包絡線値が所定のレベル交差閾値を交差する回数であるレベル交差計数器と、
レベル交差の数を速度推定にマッピングするルックアップテーブルと、
を備えた速度推定装置。
【請求項１２】
前記正規化係数は２／（連続ＲＭＳ値）である請求項１１に記載の速度推定装置。
【請求項１３】
複合入力信号を受信し、
前記複合入力信号から単一のマルチパス信号を抽出し、
前記抽出されたマルチパス信号の瞬時包絡線値を計算し、
前記抽出されたマルチパス信号の連続ＲＭＳ値を計算し、
前記瞬時包絡線値によりなされるレベル交差閾値の交差数を計数することを含む速度推定方法。
【請求項１４】
さらに、前記交差数を速度推定にマッピングすることを含む請求項１３に記載の方法。
【請求項１５】
前記複合入力信号はＣＤＭＡ信号である請求項１２に記載の方法。
【請求項１６】
前記単一のマルチパス信号の抽出は、所定数のチップにわたってパイロット信号をＰＮ逆拡散および蓄積することにより行われる請求項１５に記載の方法。
【請求項１７】
前記瞬時包絡線値は、同位相信号成分および直角位相信号成分の二乗の合計の平方根をとることにより計算される請求項１６に記載の方法。
【請求項１８】
前記交差数は高いレベル交差閾値と低いレベル交差閾値を用いて計算され、前記高いレベル交差閾値は前記連続ＲＭＳ値の１／２よりも高い第１の所定ｄＢ数、Ｍであり、前記低いレベル交差閾値は前記連続ＲＭＳ値の１／２よりも低い第２の所定ｄＢ数、Ｎであり、ある期間にわたる前記瞬時包絡線値が前記高いレベル交差閾値と前記低いレベル交差閾値の両方を交差することを前記瞬時包絡線値が示すとき、レベル交差が生じる請求項１３に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信に関する。さらに詳しくは、本発明はＡＧＣ情報を用いた新規で改善された速度推定装置および方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線装置は、有線に基づくシステムにおける物理的な制約なしに長距離通信を提供するために電波を利用する。情報は、所定の周波数帯域にわたって送信される電波を用いて装置に供給される。使用可能な周波数スペクトルの割り当ては、多くのユーザーが過度の干渉なしに通信にアクセスすることを可能にするよう調整される。
【０００３】
搬送周波数に同調された遠隔の受信機は、同一の搬送周波数で対応する送信機から送信された信号を受信および復調する必要がある。遠隔の受信機は、復調された搬送波からベースバンド信号を復元する。ベースバンド信号は、ユーザーに直接渡すことができ、またはユーザーに渡す前にさらに処理することができる。
【０００４】
送信機と受信機の両方を組み込んだ携帯用無線通信装置は、双方向通信を提供するために用いられる。一般に移動ユニットと呼ばれる携帯用無線通信装置の例として無線電話がある。無線電話は、米国通信工業会（ＴＩＡ）／米国電子工業会（ＥＩＡ）のＩＳ−９５−Ｂ、デュアルモード拡散スペクトルシステムのための移動局―基地局互換性規格および米国規格協会（ＡＮＳＩ）のＪ−ＳＴＤ−００８、１．８〜２．０ＧＨｚ符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）パーソナル通信システムのためのパーソナル局−基地局互換性基準に規定されているような無線通信システムの一部を形成することができる。前記の２つのシステムで用いられる無線電話はそれぞれ、ＴＩＡ／ＥＩＡ／  ＩＳ−９８規格、デュアルモード拡散スペクトルセルラ移動局のための勧告最低性能規格と、ＡＮＳＩ  Ｊ−ＳＴＤ−００８、１．８〜２．０ＧＨｚ符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）パーソナル局のための勧告最低性能要求とに準拠しなければならない。
【０００５】
無線受信機は、比較的不利な環境で動作する。送信機から対応する受信機へ伝搬する無線信号は、送信機および受信機を取り囲む物体と建造物による散乱および反射の影響を受ける。ビルディングのような建造物と、壁および丘の斜面のような周囲の地形は、送信信号の散乱および反射の原因となる。送信信号の散乱および反射は、結果として送信機から受信機への複数の信号経路となる。複数の信号経路の原因となる物体は、受信信号の波長に比例する半径内の受信機の周囲に集中する。複数の信号経路の原因は、受信機が移動するにつれて変化する。
【０００６】
受信アンテナに入射する信号は、送信機から受信機への信号の散乱および反射の結果である全てのマルチパス信号の合計である。複合受信信号は、２つの成分を有するようモデル化することができる。
第１の成分は、シャドーイング、低速フェージング、対数正規フェージング、または長期フェージングと呼ばれる。低速フェージングは、送信機と受信機の間の地形の輪郭、または受信機がトンネル内、橋の下、またはビルディングの後ろを通過した結果に起因する。任意の特定位置で測定される受信電力は、低速フェージングの影響によって時間的に変化する。低速フェージング成分による測定受信電力は、対数正規的に分布する。
【０００７】
第２の成分は、高速フェージング、マルチパスフェージング、短期フェージング、またはレイリーフェージングと呼ばれる。高速フェージングは、木、ビルディング、自動車、および他の建造物のような送信経路中の障害物による送信信号の反射および散乱に起因する。高速フェージングは、全受信帯域幅のフェードとなり、受信機に到達する信号が破壊的に合成される。
【０００８】
受信機に入射する信号は、低速フェージング信号に重畳された高速フェージング信号からなる。この結果、移動中の無線受信機は、受信信号の強度の極めて大きな変化を受ける。さらに、移動中の受信機は、受信信号の周波数偏移を受ける。周波数偏移の１つの原因は、送信機を基準とした受信機の速度に比例する受信信号周波数のオフセットを引き起こすドップラー偏移である。
【０００９】
ＩＳ−９５またはＪ−ＳＴＤ−００８の通信システムで動作する移動電話のような移動無線受信機は、その動作環境の決まりきった部分として、信号フェードと周波数ドップラー偏移を受ける。移動受信機は、入射する信号の振幅変動および周波数変動を補償するための様々な技術を組み込んでいる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかしながら、移動受信機の復調アルゴリズムの多くは、移動受信機がその速度の情報を有する場合に改良することができる。さらに、移動受信機の速度の情報は、位置決定アルゴリズムと共に用いることができる。また、移動受信機の速度は、遠隔地に送信されるべき遠隔測定データ、またはユーザーが使えるデータとして供給することができる。必要なのは、受信機に入射する信号を用いて移動受信機の速度を決定する能力である。移動受信機の速度の測定は、通信システムに負担をかけることなく行われる必要がある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本実施形態は、受信信号から１つのマルチパスを抽出する信号処理器と、任意のＡＧＣ利得の逆数であるスケール係数により受信信号をスケーリングするための信号スケーラーおよび乗算器と、瞬時包絡線計算器と、連続ＲＭＳ計算器と、瞬時包絡線値がレベル交差閾値を交差する回数を計算するレベル交差計数器と、レベル交差の数を速度推定にマッピングするルックアップテーブルとを有する新規で改善された速度推定装置を開示する。速度推定装置は、所定数の瞬時包絡線値を格納するためのＦＩＦＯを組み込むこともできる。
【００１２】
速度推定装置がＣＤＭＡ無線通信装置内で実現される場合、受信信号は複合ＣＤＭＡ信号であり、単一のマルチパスは所定数のチップにわたってパイロット信号を逆拡散および蓄積することにより得ることができる。
レベル交差計数器は、高いレベル閾値と低いレベル閾値を組み込むことにより、ヒステリシスをレベル交差計数に組み込むことができる。高いレベル閾値は、連続ＲＭＳ値の１／２よりも高い第１の所定ｄＢ数Ｍとして生成することができる。低いレベル閾値は、連続ＲＭＳ値の１／２よりも低い第２の所定ｄＢ数Ｎとして生成することができる。値ＭおよびＮは、特定の実施形態において３とすることができる。
【００１３】
速度推定装置は、瞬時包絡線値に正規化係数を掛けることにより正規化値を生成する正規化乗算器を用いることができる。一実施形態では、正規化係数は２／（連続ＲＭＳ値）とすることができる。正規化乗算器を用いる場合、レベル交差計数器は所定のレベル交差閾値を用いる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
本発明の特徴、目的、および利点は、以下に述べる詳細な説明を図面とともに参照することでより明らかになるであろう。図面全体を通じて同じ参照符号により対応付けがなされている。
図１は、移動受信機が速度の推定を実行する無線通信システムのブロック図を示す。無線電話システムは、例示的な実施形態としてのみ提供されている。本明細書中で開示されるような無線受信機の速度推定は、無線電話システムまたは無線通信システムにおいて実施することに限定されない。本明細書中で開示されるような速度推定が移動無線受信機において実施できることは、受信機設計の当業者にとって明らかであろう。
【００１５】
ＩＳ−９５またはＪ−ＳＴＤ−００８システムのような無線通信システムにおいて動作する移動電話１１０は、電波を用いて基地局１２０と通信する。実際には、基地局のハードウェアはアンテナですぐには位置を捜し当てられないであろうが、基地局１２０はアンテナにより識別される。基地局１２０のアンテナは、建物１２２の上に設置することができ、またはアンテナ塔の上に設置することができる。ただ１つの基地局１２０が図示されているが、移動電話１１０は１つ以上の基地局１２０と同時に通信することができる。基地局１２０から移動電話１１０への伝送は、理想的には単一の経路を横断するが、実際には複数の経路を横断する。
【００１６】
地形または建造物１３０は、基地局１２０から移動電話１１０への信号経路を遮断する可能性がある。移動電話１１０を遮る建造物１３０は、受信信号電力の低速フェード変動の原因となる。基地局１２０から移動電話１１０への複数の信号経路は、送信された信号の反射および散乱のために生じる。他の信号経路は、移動電話１１０に十分に近い建造物１４２、木１４４、および自動車１４６からの反射のために生じる可能性がある。複数の信号経路の原因となる物体は、受信信号の波長に比例する半径内で、移動電話１１０を中心としている。反射した送信信号の局所発生源により、受信信号が高速フェージングを受けることになる。移動中の移動電話１１０は、複数の信号経路における絶え間ない変化によって、高速フェージング信号を受けやすくなる。以下に説明するように、移動電話１１０は高速フェージング信号に基づく速度推定を組み込む。移動電話１１０の速度の推定は、受信信号の復調において用いられる補正係数を生成するために用いることができ、あるいは再送信、またはユーザーのための表示値へ変換することができる。
【００１７】
図２は、従来のヘテロダイン受信機２００のブロック図である。アンテナ２１０は、無線受信機２００と到来電波とのインタフェースとなるよう用いられる。受信機２００が関連する送信機とともに無線電話中に実装される場合、アンテナ２１０は送信機にも共用される。無線電話では、アンテナ２１０からの信号を受信機の残りの部分に結合するために、および送信機からの信号をアンテナ２１０に結合するために送受切換え器が用いられる。送受切換え器および関連する送信機は、図２では分かりやすくするために図示していない。
【００１８】
アンテナ２１０の出力は、低雑音増幅器（ＬＮＡ）に結合される。アンテナ２１０に続くＬＮＡ２２０は、受信信号を増幅するために用いられる。またＬＮＡ２２０は、受信機の雑音指数に対する大きな原因である。ＬＮＡ２２０の雑音指数は、受信機の雑音指数に直接加わるが、後続段の雑音指数はＬＮＡ２２０の利得に比例して低減される。したがって、ＬＮＡ２２０は受信帯域において最小雑音指数を供給するよう選択される一方で、十分な利得で受信信号を増幅し、後続段からの雑音指数の寄与を最小限にする。
【００１９】
ＬＮＡ２２０で増幅された信号は、ＲＦフィルタ２２４に結合される。ＲＦフィルタ２２４は、受信帯域外の信号に対して阻止を示すために用いられる。ＲＦフィルタ２２４は、全受信雑音指数に対するフィルタの寄与を低減するために、ＬＮＡ２２０段の後で用いられる。ＲＦフィルタ２２４の出力は、ＲＦミキサ２３０の入力に結合される。
【００２０】
ＲＦミキサ２３０は、増幅された受信信号と局部的に発生した周波数信号とを混合し、その信号を中間周波数（ＩＦ）にダウンコンバートする。ＲＦミキサ２３０のＩＦ出力は、ＩＦフィルタ２３２に結合される。ＩＦフィルタ２３２は、単一の受信チャネルにより生じるＩＦだけを通過させるために用いられる。ＩＦフィルタ２３２は、ＩＦ帯域幅外の信号、特に隣接チャネル信号と不要なミキサの生成信号を阻止するために用いられる。ＩＦフィルタ２３２は、ＲＦフィルタ２２４が有しているよりもずっと狭い周波数応答を有している。ＩＦフィルタ２３２は、ＲＦミキサ２３０がＲＦチャネルの周波数に関わらず所望のＲＦチャネルを同一のＩＦにダウンコンバートするので、ずっと狭い帯域幅を有することができる。一方で、ＲＦフィルタ２２４は、受信帯域中のどのチャネルも通信リンクに割り当てられる可能性があるので、全受信帯域を通過させなければならない。ＩＦフィルタ２３２の出力は、信号レベルを高めるために用いられる可変利得増幅器（ＶＧＡ）２３６に結合される。
【００２１】
ＶＧＡ２３６は、後続段のために、受信信号を一定振幅に保つために用いられる自動利得制御（ＡＧＣ）ループの一部として用いられる。ＶＧＡ２３６の利得は、増幅器の出力の振幅を検出する制御ループを用いて変えられる。ＶＧＡ２３６からの出力は、ＩＦミキサ２４０の入力に結合される。
【００２２】
ＩＦミキサ２４０は、ＩＦ信号をベースバンド信号にダウンコンバートする。ＩＦミキサ２４０と共に用いられる局部発振器（ＬＯ）は、第１のＬＯから分離されており別個のものである。ＩＦミキサ２４０のベースバンド出力は、ベースバンドフィルタ２４２に結合される。ベースバンドフィルタ２４２は、ダウンコンバートされたベースバンド信号をローパスするのに用いられ、全ての不要なミキサの生成信号を取り除き、ＩＦフィルタ２３２により前もって阻止されなかった任意の隣接チャネル信号をさらに阻止する。ベースバンドフィルタ２４２の出力は、アナログベースバンド信号がデジタルサンプルに変換されるアナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）２５０に結合される。受信機２００が、ＩＳ−９５またはＪ−ＳＴＤ−００８で規定される通信システムにおいて使用されるようなＣＤＭＡ受信機である場合、ベースバンド信号は同位相成分と直角位相成分から構成される。同位相ベースバンド成分および直角位相ベースバンド成分は、２つの別個のミキサ内でＩＦ信号をダウンコンバートすることにより分離することができ、ここで各ＩＦミキサへのＬＯ信号は直角位相関係にある。ＡＤＣ２５０は、同位相ベースバンド信号および直角位相ベースバンド信号の両方を標本化し、それぞれ同位相デジタルサンプルおよび直角位相デジタルサンプルを生成する。ＡＤＣ２５０の出力は、ベースバンドプロセッサ２７０に結合される。
【００２３】
ベースバンドプロセッサ２７０段は、ベースバンド信号上で実行される全ての後続処理を表わす。後続処理の例としては、逆拡散、デインターリーブ、誤り訂正、フィルタリング、および増幅を含むが、これらに限定されない。一例として、ＣＤＭＡ電話におけるベースバンドプロセッサは、レイク受信機として設計された複数の復号器フィンガを組み込んでいる。次に、処理された情報は適切な送り先に送られる。処理された情報は、無線装置内で制御信号として用いることができ、あるいはディスプレイ、スピーカー、またはデータポートといったユーザーインタフェースに送ることができる。
【００２４】
また、ＡＤＣ２５０の出力は、自動利得制御（ＡＧＣ）２６０段に結合される。ＡＧＣ２６０は到来信号のエネルギーを測定し、制御信号をＬＮＡ２２０とＶＧＡ２３６に供給し、ダウンコンバートされたベースバンド信号がＡＤＣ２５０の所定のダイナミックレンジ内に残存するように、受信アナログ信号をスケーリングする。一般に、ＬＮＡ２２０は可変利得増幅器ではないので、ＬＮＡ２２０に結合された制御信号は、一般に増幅器ＤＣバイアスを制御するために用いられる。
【００２５】
受信アナログ信号のダイナミックレンジは８０ｄＢほどに高くなることがあり、このことは飽和または打ち切り損失を招くことなく受信アナログ信号を量子化するために、通常およそ１３〜１４ビットのＡＤＣビット幅を必要とするであろう。しかしながら、市販の特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）上のＩＱサンプルビット幅は、外部ピン、データパスハードウェア、および電力消費を最小限にするという要求のため、一般に４〜６ビットに制限される。ＡＧＣループは、狭いＡＤＣビット幅で広いダイナミックレンジを捕捉するために用いられる。ＡＧＣは、到来信号のエネルギーを測定し、ＬＮＡとＶＧＡを制御して、ＡＤＣビット幅によりサポートされるダイナミックレンジ内にアナログ信号が留まるようにアナログ信号をスケーリングする。
【００２６】
上述したように、移動電話の周囲の物理的な地形および建造物は、送信機から移動電話の受信機への複数の信号経路を形成する。複合受信信号は、低速フェード成分と高速フェード成分を有する複数の信号としてモデル化することができる。移動中の移動電話用のマルチパス信号の１つの例を図３の３Ａに示しており、これは低速フェード成分と高速フェード成分による受信信号電力の時間変動を表わしている。複合受信信号の低速フェード成分を図３の３Ｂに示している。複合受信信号の高速フェード成分、すなわちレイリーフェード成分を図３の３Ｃに示している。受信機内のＡＧＣループは、低速フェードの影響をほぼ全て補償することができるとともに、レイリーフェードの影響の一部を補償することができる。
【００２７】
速度推定は、ある期間にわたる単一のマルチパスにおける電力測定値を用いて行うことができる。移動電話の速さは、所定の期間においてこの電力がそのＲＭＳ電力レベルの１／２を交差する回数から推定することができる（これは、レベル交差レートとして知られている）。したがって、移動ユニットの速度は、高速フェードが１／２ＲＭＳ電力レベル閾値を交差する結果となる回数により推定することができる。ＲＭＳ電力レベルの１／２の閾値は、速度推定のために用いることができる唯一の閾値ではない。ＲＭＳ電力レベルのその他どのような分数または倍数でも、閾値として選択することができる。しかしながら、ＲＭＳ電力レベルの１／２を閾値として用いると、所定速度に対して最大レベルの交差レートとなる。
【００２８】
この速度推定装置を実現することの難しさの１つは、１つのマルチパスの電力を測定するために、移動電話内で精密な計器を設けることにある。速度推定のためのレベル交差レートアルゴリズムは、ある期間にわたる単一のマルチパスにおける受信電力の情報を必要とするため、単一のマルチパスにおける電力が全受信電力から分離しなければならない。単一のマルチパスにおける電力が分離されたとしても、ＡＧＣの影響により第２の問題が生じる。ＡＧＣは受信信号の包絡線を完全に一定に保とうとするため、受信電力を推定するために移動電話に必要な情報は破棄される。受信信号電力の正確な測定なしに、レベル交差を用いた速度推定は正しく機能しないであろう。
【００２９】
受信電力のレベル交差レートを受信機の速度の推定器として利用するために、受信機は単一のマルチパスを分離し、信号増幅に対するＡＧＣの影響を補正し、受信信号がＲＭＳ受信電力に基づく閾値を交差する回数を計数しなければならない。
第１実施形態では、ＣＤＭＡ受信機は、速度推定を補助するためにパイロット信号の特性を用いる。ＣＤＭＡシステムにおいて、基地局はコヒーレント復調のための位相基準として移動受信機により用いることができるパイロット信号を送る。１つのマルチパスのパイロット電力の情報は、レベル交差レートを決定するのに十分である。１つのマルチパスのＲＭＳ電力レベルにより正規化された１つのマルチパスにおけるパイロット電力の値は、１つのマルチパスにおいて受信された正規化全電力と同等である。２つの比率が同等であることは、基地局により送信された全エネルギーに対するパイロットエネルギーの比率（Ｅｃｐ／Ｉｏｒ）が一定であることを想定している。送信された全エネルギーに対するパイロット信号の一定比率は、ＣＤＭＡシステムに当てはまる。言い換えれば、フェージングは全てのウォルシュ符号化されたチャネルに同様に影響を及ぼすため、正規化された電力の情報は１つのチャネル（パイロット）の電力を用いて利用できる。１つのマルチパスにおける電力は、十分な期間にわたって逆拡散パイロットをコヒーレントに積分することにより、全受信電力から分離される。コヒーレントな積分により、直交するデータチャネルにおける電力からパイロット電力が分離される。ＣＤＭＡ受信機は、レイク受信機の１つのフィンガを、識別されたマルチパスに割り当てる。しかしながら、信号はＡＧＣ回路により動的にスケーリングされているので、積分された逆拡散パイロットだけがアンテナにおけるそれに対応するパスの電力の正確な推定であるのではない。
【００３０】
ＡＧＣの影響は、ＡＧＣ利得の逆数により受信信号をスケーリングすることにより除去することができる。図４は、入力信号をスケーリングしてＡＧＣループの影響を除去する実施形態のブロック図である。信号は、ＡＧＣを利用する回路に入力される。これは、ＶＧＡ４３６への入力信号として、図４に示している。図４の回路がＣＤＭＡ受信機内に実装された場合、ＶＧＡ４３６への入力はダウンコンバートされたＩＦ信号であってもよい。可変利得ループはＲＦ段を含むことができ、またはベースバンド段だけを包含することができる。可変利得の分布は、スケーリング回路の制限ではない。
【００３１】
制御線４３８上の信号は、ＶＧＡ４３６の増幅レベルを決定する。ＣＤＭＡ受信機において、ＶＧＡ４３６の出力は直角位相ミキシングとフィルタリング４４０を行う信号処理段に結合されるＩＦ信号である。直角位相ベースバンド出力は、同位相成分と直角位相成分から成る。同位相信号は第１ＡＤＣ４５２に結合され、直角位相信号は第２ＡＤＣ４５４に結合される。ＡＤＣ４５２および４５４からの標本化された出力信号は、ＡＧＣループの一部を形成する電力推定器４６２に結合される。電力推定器４６２は、ＡＤＣ出力に基づいて瞬時受信電力の推定を行う。電力推定器４６２の出力は、反転加算器４６４を用いて、所定のセットポイントから減算される。所定のセットポイントは、ＡＤＣ４５２および４５４の上限に近い信号電力値を示すために選択される。セットポイントを超える電力推定は、ＶＧＡ４３６の利得を低減させる制御線４３８上の信号の生成をもたらす。セットポイントより下の電力推定は、ＶＧＡ４３６の利得を増加させる制御線４３８上の信号の生成をもたらす。
【００３２】
反転加算器４６４の出力は、ローパスフィルタ４６６に結合される。ローパスフィルタ４６６の出力は、ＶＧＡ４３６に用いるためのアナログ制御信号を生成するデジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）４６８に結合される。ＤＡＣ４６８は、ＶＧＡがデジタル制御信号を受け取ることができる場合は必要ない。ＶＧＡ４３６は、制御信号にしたがってその利得を変える。
【００３３】
さらに、ローパスフィルタ４６６の出力は、インバータに結合される。ここでは−１の乗算係数を有する乗算器４８２として示している。乗算器４８２の出力は、ログ・リニア変換器４８４に結合される。ログ・リニア変換器４８４は、ＡＧＣ制御信号−信号利得伝達関数の逆関数である伝達関数を用いて構成されている。ログ・リニア変換器４８４の伝達関数は、ＶＧＡ４３６が唯一の可変利得要素である場合のＶＧＡ応答の逆関数である。１つより多い可変利得要素がＡＧＣ回路の制御内にある場合、ログ・リニア変換器４８４は付加的な要素の可変利得を補償しなければならない。ログ・リニア変換器４８４の出力は、ＡＧＣ回路のあらゆる影響が除去された受信信号電圧の推定値である。
【００３４】
信号スケーラーは、受信信号対雑音比（ＳＮＲ）が高い場合、レベル交差レートを正確に決定できるように、十分な信号処理を行う。これは、受信信号中の雑音成分が受信信号電力に対してわずかであるからであり、したがってレベル交差レートの決定に有害に寄与しない。しかしながら、雑音成分が全受信電力に対して大きな寄与を表す場合、ただ１つの閾値を用いると、雑音成分はレベル交差レートの決定に有害に寄与する。
【００３５】
上述したように、パイロット信号は、１つのマルチパスにおける電力を全受信電力から分離するために、ある期間にわたって積分される。このコヒーレントな積分は、パイロット信号電力の瞬時推定を提供する。パイロットの積分時間は、予想高速フェードの最高周波数成分に基づいて決定される。高速フェードの周波数成分は、受信機が直面するであろう予想速度範囲を用いて推定することができる。パイロットの積分時間は、レベル交差を確実に検出するために、高速フェードの期間よりも十分に短くなければならない。チャネルがフェージングを有するときこの時間量は有限であるため、測定されたパイロット電力はそれに関連するある雑音量を有する。積分されたパイロットの電力のＳＮＲは、Ｉｏｒｈａｔ０＊（Ｅｃｐ／Ｉｏｒ）／（Ｉｏｃ＋Ｎｔ）に正比例する。ここで、Ｉｏｒｈａｔ０は経路０中の移動電話における信号電力の量であり、（Ｅｃｐ／Ｉｏｒ）はパイロットエネルギーと基地局における送信された全受信電力との比率を示し、（Ｉｏｃ＋Ｎｔ）は近隣の基地局に起因する全干渉と熱雑音を示す。したがって、総受信電力が低い場合または干渉と雑音のレベルが高い場合、パイロットの電力の測定には雑音が入る。この雑音は、何度も閾値を交差するパイロット電力の推定を引き起こすが、雑音のないシステムにおいて測定されるような実際に受信されるパイロットは、１度だけ交差する。
【００３６】
レベル交差レートでの信号のＳＮＲの影響を減らすために、レベルヒステリシスを用いることができる。ヒステリシスは、高い閾値と低い閾値の使用を暗に示すことを意味している。信号の振幅は、それが低い方のヒステリシス閾値（閾値レベルよりもＮｄＢ低く設定される）より下で始まり、その後高い方のヒステリシス閾値（閾値レベルよりもＭｄＢ高く設定される）を交差し、また、その逆でない限り、閾値レベルを交差するとは考えられない。レベル交差が最大数となる閾値レベルは、ＲＭＳ信号電力の１／２である。しかしながら、実際に用いられる閾値は、設計上の制限はなく、ＲＭＳレベルに対して任意のレベルとなるよう選択することができる。例示的な実施形態において、ＭとＮは３に設定される。ＭとＮの値は同一である必要はなく、所定の閾値レベルに依存しなくてもよい。したがって、ヒステリシスが実現される場合、（Ｎ＋Ｍ）ｄＢよりも小さい信号の振幅測定における小さな変化は、レベル交差レート演算において計数されない。レベルヒステリシスのアルゴリズムは、以下の疑似コードにより表わすことができる。ここで、Ｓ（ｎ）は時間ｎにおけるシンボル振幅、ＴＨは高いヒステリシス閾値レベル、ＴＬは低いヒステリシス閾値レベルである。
【００３７】
【数１】
2004531111.tif 000003
図５は、雑音のある環境内のある期間にわたる１つのマルチパス５３０における信号の推定を示す。通常は、高速フェードは図３の３Ｃに示すような信号になるであろう。しかしながら、雑音成分からの寄与が、マルチパス信号の雑音のある推定になる。高いヒステリシス閾値をＴＨ５１０で示し、低いヒステリシス閾値をＴＬ５２０で示す。所定の閾値レベルは、高いヒステリシス閾値と低いヒステリシス閾値の間の電力レベルにあるが、図５では示していない。上述したように与えられた疑似コードの実行により、Ｘで示す点のみでレベル交差が計数されることになる。
【００３８】
第１実施形態の速度推定装置６００を図６に示す。速度推定装置６００は、直角位相信号を利用するＣＤＭＡ無線電話のような受信機に対して示されている。しかしながら、直角位相信号を用いることは、速度推定装置６００の動作には必要でない。
第１実施形態において、速度推定装置６００は、ＩＳ−９５またはＪ−ＳＴＤ−００８で規定される通信システム内で動作するようなＣＤＭＡ無線電話内で実現される。標本化された同位相信号６０２と直角位相信号６０４は、所定のＮチップの期間にわたってパイロット信号のＰＮ逆拡散と蓄積を行う信号処理器６１０に供給される。信号処理器６１０は、マルチパス抽出器として動作する。信号処理器６１０は、マイクロプロセッサ、デジタル信号プロセッサ、ＡＳＩＣ、またはその機能を実行可能な信号プロセッサの任意の組み合わせであってよい。信号処理器６１０は、スタンドアローンユニットとしてその機能を実行できてもよく、メモリとともに、かつメモリにセーブされた命令を用いることによりその機能を実行できてもよい。さらに、信号処理器６１０は上述した機能のための専用であってもよく、付加機能を実行してもよい。信号処理器６１０の出力は、同位相パイロットシンボル６１２および直角位相パイロットシンボル６１４である。同位相および直角位相パイロット信号６１２および６１４は、対応する乗算器６２２および６２４に結合される。
【００３９】
また、信号処理器６１０に供給されたのと同一の標本化された同位相信号６０２および直角位相信号６０４が、信号スケーラー６０８に供給される。信号スケーラー６０８は、図４に示すＡＧＣ回路と一体化することができ、または同等の機能を実行する回路であってもよい。信号スケーラー６０８の出力は、ＡＧＣ利得の逆数を示すスケーリング係数である。このスケーリング係数は、乗算器６２２および６２４の各々に結合される。
【００４０】
乗算器６２２および６２４の出力は、ＡＧＣ回路の影響が除去された同位相パイロット信号および直角位相パイロット信号を表す信号である。スケーリングされた信号は、ローパスフィルタ６３０に結合される。ローパスフィルタの出力は、電力計算段６４０に結合され、電力計算段６４０は、スケーリングされた同位相パイロットシンボルおよび直角位相パイロットシンボルの二乗の合計の平方根をとることにより、Ｓ（ｎ）で示す信号エネルギーの平方根を計算する。
【００４１】
計算された値ｓ（ｎ）は、連続ＲＭＳ計算器６５０に結合される。連続ＲＭＳ計算器６５０は、所定数のＳ（ｎ）の連続する値を用いて連続ＲＭＳ値を計算する。計算された連続ＲＭＳ値は、閾値演算段６５２に結合される。閾値演算段６５２は、所定のヒステリシス値ＭおよびＮを用い、高いレベル交差閾値と低いレベル交差閾値を計算する。計算された高いレベル交差閾値と低いレベル交差閾値は、レベル交差計数器６６０に結合される。
【００４２】
計算された値Ｓ（ｎ）は、先入れ先出し（ＦＩＦＯ）バッファにも結合される。ＦＩＦＯの深さは、連続ＲＭＳ計算で用いられるシンボルの数に合うよう決定される。ＦＩＦＯ６４２から出力されたシンボルは、レベル交差計数器６６０に結合される。レベル交差計数器６６０は、計算された高い閾値と低い閾値を用いてレベル交差の数を計数し、この計数においてヒステリシスを実現する。
【００４３】
レベル交差計数器６６０の出力は、ルックアップテーブル６７０に結合されており、ルックアップテーブル６７０は所定期間におけるレベル交差の数を推定された速度にマッピングする。速度推定は、ルックアップテーブル６７０から直接出力される。あるいは、ルックアップテーブル６７０は実現されず、レベル交差計数器６６０の出力が直接速度推定として用いられる。後続段は、直接レベル交差計数を用いるようにしてもよく、またはレベル交差計数から速度推定を計算してもよい。後続段が直接レベル交差計数を用いるようにする場合、ルックアップテーブル６７０により供給される中間変換の必要はない。後続段が直接レベル交差計数を用いる場合は、レベル交差計数自身が速度推定を示す。
【００４４】
他の実施形態を図７に示す。図７に示す他の速度推定装置７００は、図６に示す速度推定装置６００で用いられるものと同じ多くの段を利用している。変更のない段には、同じ参照符号が付されている。２つの実施形態の違いは、レベル交差の計算にある。信号エネルギーＳ（ｎ）の平方根の計算を行う段は、２つの実施形態において同じである。第２実施形態において、信号Ｓ（ｎ）は、第１実施形態のように連続ＲＭＳ計算器６５０とＦＩＦＯ６４２に結合される。しかしながら、第２実施形態では、連続ＲＭＳ計算器６５０の出力は正規化係数段７５２に結合される。正規化係数段７５２は、２／Ｘを計算する。ここで、Ｘは連続ＲＭＳ計算段６５０の出力を示す。値２／Ｘは正規化係数を示す。正規化係数段７５２の出力は、正規化乗算器７４４の入力に結合される。
【００４５】
ＦＩＦＯ６４２の出力は、正規化乗算器７４４の別の入力に結合される。正規化乗算器７４４の入力は、連続ＲＭＳ値の１／２により正規化されるＦＩＦＯ６４２の出力である。乗算器７４４の出力は、レベル交差計数器６６０に結合される。レベル交差計数器６６０は、第１実施形態で用いられたものと同じである。しかしながら、変化するヒステリシス閾値を用いる代わりに、レベル交差計数器６６０は一定のヒステリシス閾値を用いることができる。レベル交差計数器６６０は、入力信号が連続ＲＭＳ値に比例する値により正規化されるので、一定のヒステリシス閾値を用いることができる。レベル交差計数器６６０の出力は、速度推定を決定するために、再びルックアップテーブル６７０に結合される。繰り返すが、ルックアップテーブル６７０の実施は任意である。レベル交差計数は、後続段により直接用いることができ、または速度推定はレベル交差計数から計算することができる。
【００４６】
第１実施形態の速度推定方法のフローチャートを図８に示す。この手順は、入力信号８０２を受信することにより開始する。ＣＤＭＡ電話において、これらはダウンコンバートされた信号のサンプルである。
次に、１つのマルチパスが受信信号８０４から抽出される。これは、規定期間にわたって１つのパイロットを積分することによりＣＤＭＡ電話において行われる。これは、マルチフィンガレイク受信機の１つのフィンガにおいて行われる。抽出されたマルチパスから、瞬時包絡線信号値が計算される８０６。ＣＤＭＡ電話において、瞬時値は、積分されたパイロット信号の同位相成分と直角位相成分の二乗を合計することにより見出される。連続ＲＭＳ値は、所定数の瞬時包絡線値から計算される８０８。次に、レベル交差閾値は、計算された連続ＲＭＳ値を用いて計算される８１０。高いレベル交差閾値は、所定の高いヒステリシス値と計算された連続ＲＭＳ値とを加算することにより計算される。同様に、低いレベル交差閾値は、所定の低いヒステリシス値を計算された連続ＲＭＳ値から減算することにより計算される。
【００４７】
一度レベル交差閾値が計算されると、レベル交差の数が計数される８１２。ヒステリシスを組み込む計数方法は、雑音による寄与を推定するのに使用することができる。１つの実施形態において、次に、蓄積されたレベル交差数は、所定のルックアップテーブルを用いて速度推定にマッピングされる８１４。あるいは、蓄積されたレベル交差数自身が速度推定を表わす。ルックアップテーブルは、蓄積されたレベル交差数が速度推定を表わす場合は必要ない。
【００４８】
他の速度推定の実施形態を図９に示す。この手順は、入力信号を受信することにより開始する９０２。次に、手順はブロック９０４に進み、ここで１つのマルチパスが受信信号から抽出される。次に、手順は１つのマルチパスの瞬時包絡線信号値を計算する９０６。手順は、複数の瞬時包絡線信号値を用いて連続ＲＭＳ値を計算する９０８。次に、手順は、２／（連続ＲＭＳ値）に等しいスケーリング係数を計算する９１０。次に、手順は、各瞬時包絡線信号値をこのスケーリング係数でスケーリングする９１２。その後、これらの正規化された値は、レベル交差の数を計数するために用いられる９１４。次に、レベル交差の数はルックアップテーブル内で速度推定にマッピングされる９１６。ここで、先の実施形態で述べたように、ルックアップテーブルの実施は任意である。レベル交差の数は、独自に速度推定を表わすことができる。
【００４９】
当業者は、本明細書中で開示された実施形態に関連して述べられた様々な実例となる論理ブロック、モジュール、回路、およびアルゴリズムのステップが、電子ハードウェア、コンピュータソフトウェア、または両者の組合わせとして実現できることを、さらに理解できるであろう。様々な実例となる構成要素、ブロック、モジュール、回路、およびステップについては、概してそれらの機能性の点から述べた。機能性がハードウェアまたはソフトウェアとして実現できるかどうかは、システム全体に課せられた特有の応用例と設計の制約によって決まる。当業者は、これらの状況下でのハードウェアとソフトウェアの互換性、および各特有の応用例のための記載された機能性を実現する最も良い方法を認識する。
【００５０】
上記した実施形態の説明は、当業者が本発明を実施し使用できるように提供されている。これらの実施形態の様々な変更は当業者にとって容易で明らかなものとなり、本明細書中で規定された一般的な原理は、発明能力を用いることなく他の実施形態に適用することができる。したがって、本発明は本明細書中で示された実施形態に限定されることなく、本明細書中で開示された原理と新規な特徴に沿う最も広い範囲に適合することになる。
【図面の簡単な説明】
【００５１】
【図１】無線通信システムを示す図。
【図２】無線受信機を示すブロック図。
【図３】受信信号を示す図。
【図４】受信信号推定を示すブロック図。
【図５】レベルヒステリシスを示す図。
【図６】速度推定の実施を示すブロック図。
【図７】速度推定の実施を示すブロック図。
【図８】速度推定方法のフローチャート。
【図９】速度推定方法の他の実施形態のフローチャート。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【国際公開パンフレット】
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【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
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2004531111.tif 000044
【国際調査報告】
2004531111.tif 000045
2004531111.tif 000046
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