(57)【要約】２点変調の原理で動作するＰＬＬ回路を有するトランシーバにおいて振幅トリミングする方法において、アナログ変調信号の振幅は、規定されたデジタル変調信号の変調シフトに基づいて選択され、アナログ変調信号の所定のデータ系列が印加され、アナログ変調信号の変調シフトが決定され、デジタル変調信号の変調シフトとアナログ変調信号の決定された変調シフトとの差を調和させるようにアナログ変調信号の振幅が修正される。上記ＰＬＬ回路は、送信プロセスの前に、チャネル中間周波数にて設定されることを特徴とする。上記デジタル変調信号は、上記トリミングプロセスの間、不活性化されることを特徴とする。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
２点変調の原理で動作するＰＬＬ回路（１〜６）を有する送信器／受信器のトリミング法であって、
所定のデジタル変調信号の変調シフトに基づいて、アナログ変調信号の振幅を選択する工程と、
上記アナログ変調信号の所定のデータ系列を印加する工程と、
上記受信器（８）の出力における上記アナログ変調信号の上記変調シフトを決定する工程と、
上記デジタル変調信号の上記変調シフトと、上記アナログ変調信号の上記所定の変調シフトとの間の差を調和させるように、上記アナログ変調信号の上記振幅を修正する工程と
を特徴とする、トリミング法。
【請求項２】
前記ＰＬＬ回路（１〜６）は、送信プロセスの前に、チャネル中間周波数にて設定されることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記デジタル変調信号は、前記トリミングプロセスの間、不活性化されることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
【請求項４】
前記アナログ変調信号の前記所定のデータ系列は、前記ＰＬＬ回路（１〜６）のフォワード経路において所定の高域通過点（４）に印加されることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
【請求項５】
前記デジタル変調信号は、前記ＰＬＬ回路（１〜６）のフィードバック経路において所定の低域通過点（６）に印加されることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
【請求項６】
前記デジタル変調信号は、第１の周波数分周器（６）に印加されることを特徴とする、請求項５に記載の方法。
【請求項７】
前記ＰＬＬ回路（１〜６）からの前記出力信号は、上記フィードバック経路から分岐する信号経路内に配置される、第２の周波数分周器（７）に渡されることを特徴とする、請求項１〜６のいずれか１つに記載の方法。
【請求項８】
前記ＰＬＬ回路（１〜６）からの前記出力信号は、前記第２の周波数分周器（７）内で分割され、その後、前記入力信号のうちの１つとして前記受信器（８）に供給されることを特徴とする、請求項７に記載の方法。
【請求項９】
前記第２の周波数分周器（７）の除数（Ｎ２）は、上記第２の周波数分周器（７）からの前記出力周波数が、前記受信器（８）の前記中間周波数に対応するように選択されることを特徴とする、請求項６〜８のいずれか１つに記載の方法。
【請求項１０】
整数値は、前記第２の周波数分周器（７）の除数（Ｎ２）として選択されることを特徴とする、請求項６〜８のいずれか１つに記載の方法。
【請求項１１】
前記整数値は、前記第２の周波数分周器（７）の前記出力周波数が、前記受信器（８）の前記中間周波数に近いことを特徴とする、請求項１０に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
本発明は、２点変調の原理で動作するＰＬＬ回路のトリミング法に関し、特に、２点変調の原理でトランスミッタ内で動作するＰＬＬ回路と、リミッタ／選別器原理で動作する受信器とを有するモバイル無線システム用のトランシーバにおける振幅トリミングの方法に関する。
【０００２】
モバイル無線システムにおけるトランシーバのトランスミッタコンセプトのあまり複雑でないインプリメンテーションが、それ自体公知の２点変調の原理で動作する変調器を有するトランスミッタによって提供される。この原理において、帯域幅がＰＬＬ帯域幅よりも大きい信号を有するＰＬＬ（フェーズロックループ）回路を変調することが可能であるので、ＰＬＬ回路は、周波数に依存しない伝送応答を有する。
【０００３】
図３は、公知のＰＬＬ回路を簡略化して示す。これは、フォワード経路内に位相周波数検出器１、チャージポンプ２、ループフィルタ３および電圧制御発振器（ＶＣＯ）５を有し、かつ変調器のフィードバック経路内に除数Ｎを有する分周器６を備える送信器用の、２点変調の原理で動作するＰＬＬ回路である。
【０００４】
２点変調を生成するために、加算点４にてＰＬＬ回路にアナログ変調が印加される。このＰＬＬ回路は、実際の送信プロセスの前にチャネル中間周波数にて安定化されている。加算点４は、フォワード経路内の電圧制御発振器５の上流に配置され、かつ高域通過点を表す（この点にて、供給されるアナログ変調は、閉制御ループによって提供される高域通過フィルタリングで出力に作用する）。デジタル変調は、低域通過点を表すフィードバック経路内の周波数分周器６でＰＬＬ回路に印加される。２つの変調信号は、その後、ＰＬＬ回路の出力にて重ね合わされて、周波数に依存しない所望の応答を生成する。
【０００５】
このタイプの送信器コンセプトにおいて、ＰＬＬ制御ループは閉じられた状態である。雑音応答に対する要求に基づいて、ＰＬＬ制御ループの帯域幅は、さらに、変調データを伝送するために必要とされるよりも狭くなるように設計される。従って、純粋なデジタル変調に加えて、帯域幅を確実に補償するためにアナログ変調が用いられる。この場合、アナログおよびデジタル変調が位相にて同期化されることに加えて、これらの２つの変調信号が調和することは特に重要である。
【０００６】
アナログ変調のために用いられるコンポーネントに製造許容差があるために、例えば、変調勾配、変調電圧の発生等を考慮して、製造後にアナログ変調とデジタル変調との間で振幅トリミングを実行することが必要である。さらに、温度変化によって引き起こされる影響を考慮に入れる必要もある場合、この振幅トリミングは、各送信プロセスの前に実行されなければならない。
【０００７】
１つの公知のトリミング法は、２つの変調を印加し、ＰＬＬ回路からの出力信号を外部測定受信器に供給し、その信号をこの受信器にて復調し、かつ適切な振幅トリミングを実行することである。電圧制御発振器５は、電圧の関数として非線形周波数応答を有するので、このような振幅トリミングは、しかしながら、多数のチャネルの各々に対して実行されなければならず（これは測定所要時間を長くする）、さらに、トリミング情報がメモリ内に格納されることを必要とする。さらに、温度変化による影響をこの方法で考慮に入れることは不可能である。
【０００８】
さらに公知のトリミング法は、送信器／受信器の受信セクションによる受信および復調を含む。しかしながら、この目的のために、完全な第２のＰＬＬ回路が受信器内に必要とされる。この第２のＰＬＬ回路は、相当複雑な回路であり、かつこの複雑性との関連でコストが相対的に高いことに加えて、ヘテロダイン受信器を用いる場合、この受信器を送信周波数と中間周波数との間の差に対応する周波数で設定することを必要とする。
【０００９】
従って、公知のトリミング法は、一方で、長い測定所要時間、他方、高レベルの機器および回路の複雑性、対応する高コストと関連付けられるという不利な点を有する。
【００１０】
従って、本発明は、２点変調を用いる送信器／受信器のためのトリミング方法を提供するという目的に基づく。これは、あまり複雑でない高速の振幅トリミングを可能にし、温度の影響を考慮に入れることを可能にする。
【００１１】
この目的は、請求項１に記載される方法による発明によって達成される。
【００１２】
本方法の有利なさらなる実施形態は、添付の従属請求項の発明である。
【００１３】
従って、本発明により、２点変調の原理で動作するＰＬＬ回路を有する送信器／受信器のためのトリミング法は、所定のデジタル変調信号の変調シフトに基づいてアナログ変調信号の振幅を選択する工程、アナログ変調信号の所定のデータ系列を印加する工程、受信器の出力においてアナログ変調信号の変調シフトを決定する工程、およびデジタル変調信号の変調シフトとアナログ変調信号の決定された変調信号との間の差が調和するように、アナログ変調信号の振幅を修正する工程を包含することを特徴とする。
【００１４】
トリミングプロセスを実行する前に、定常状態を生成するために、送信プロセスの前にＰＬＬ回路がチャネル中間周波数にて設定される。
【００１５】
アナログ変調信号の初期振幅を選択する際に、アナログ変調がレギュレートされることを防ぐために、デジタル変調信号は、好適には、トリミングプロセスの間、不活性化される。
【００１６】
所定のアナログ変調信号のデータ系列は、さらに、好適には、ＰＬＬ回路のフォワード経路における所定の高域通過点に印加され、デジタル変調信号は、ＰＬＬ回路のフィードバック経路において、所定の低域通過点に印加される。従って、結果として、ＰＬＬ回路は、構成の応答にとって有利である全伝送機能を有する。
【００１７】
デジタル変調信号は、この場合、特定の適切な態様にて、第１の周波数分周器に印加される。
【００１８】
ＰＬＬ回路からの出力信号が、フィードバック経路から分岐する信号経路内に配置される第２の周波数分周器に渡され、第２の周波数分周器にて分割され、その後、入力信号の１つとして受信器に供給される場合、有利にも受信器内に第２のＰＬＬ回路が必要とされない。
【００１９】
第２の周波数分周器の除数は、この場合、好適にも、第２の周波数分周器からの出力周波数が、受信器の中間周波数と対応するように選択される。
【００２０】
あるいは、第２の周波数分周器からの出力周波数が実質的に、受信器の中間周波数に近くなり、従って、受信器の実際の周波数帯域を考慮に入れて、第２の周波数分周器の除数を選択するための自由度がさらに増すように、整数値が第２の周波数分周器の除数として選択され得る。
【００２１】
本発明は、以下において、好適な例示の実施形態を用いて、および添付の図を参照して、より詳細に説明される。
【００２２】
図１は、好適な例示の実施形態による、２点変調の原理で動作し、かつトリミング法が２点変調を用いる送信器／受信器（トランシーバ）のために用いられ得るＰＬＬ回路構成を示す。
【００２３】
図２に示される公知のＰＬＬ回路におけるように、図１に示されるＰＬＬ回路のフォワード経路内に、位相周波数検出器１、チャージポンプ２、ループフィルタ３、加算点４および電圧制御発振器５が提供され、フィードバック経路内に、第１の除数Ｎ１を有する第１の周波数分周器６が提供されており、このＰＬＬ回路は、同様に、送信プロセスの前にチャネル中間周波数にて、すでに安定化されている。
【００２４】
さらに、第２の除数Ｎ２を有する第２の周波数分周器７は、第１の周波数分周器６の後に、ＰＬＬ回路のフィードバック経路から分岐する信号経路内に提供され、この第２の周波数分周器７に、それ自体公知の、リミッタ／選別器原理で動作するヘテロダイン受信器（図示せず）の部分としてＦＭ復調器８が続く。
【００２５】
図１に示される回路構成の動作の方法は、以下において、より詳細に説明される。
【００２６】
第１に、基準周波数ｆＲがＰＬＬ回路内の位相周波数検出器１の第１の入力に供給される。基準周波数ｆＲが、位相周波数検出器１において、第１の周波数分周器６の下流におけるフィードバック経路内の周波数と比較されて、制御信号が生成される。この信号は、チャージポンプ２、ループフィルタ３および電圧制御発振器５内で公知の態様で処理される。従って、周波数ｆｖｃｏにおける出力信号は、電圧制御発振器の出力にて出現する。電圧制御発振器５における出力信号ｆｖｃｏは、第１の周波数分周器６に供給される。第１の周波数分周器は、ＰＬＬ回路のフィードバック経路に配置され、その除数は、Ｎ１であり、この第１の周波数分周器６の出力は、結果として、周波数ｆｖｃｏ／Ｎ１にて信号を生成する。
【００２７】
２点変調を生成するために、加算点４にて、アナログ変調がＰＬＬ回路に印加される。加算点は、ＰＬＬ回路のフォワード経路内の電圧制御発振器５の上流に配置される。デジタル変調は、ＰＬＬ回路のフィードバック経路内の第１の周波数分周器６にてＰＬＬ回路に印加される。
【００２８】
第１の周波数分周器６からのデジタルに変調された出力信号ｆｖｃｏ／Ｎ１は、その後、位相周波数分周器１の第２の入力および第２の周波数分周器７に供給される。第２の周波数分周器７は、第１の周波数分周器６の後でＰＬＬ回路のフィードバック経路から分岐する信号経路に配置され、その除数はＮ２である。
【００２９】
第２の周波数分周器７は、第１の周波数分周器６からの出力信号ｆｖｃｏ／Ｎ１を分割するので、第２の周波数分周器７の出力は、周波数ｆｖｃｏ／（Ｎ２＊Ｎ１）のさらに分割された出力信号を生成する。
【００３０】
第２の周波数分周器７からの出力信号ｆｖｃｏ／（Ｎ２＊Ｎ１）は、その後、下流のＦＭ変調器８に供給され、かつこれによって復調される。
【００３１】
第２の周波数分周器７の除数Ｎ２は、この場合、好適には、出力周波数ｆｖｃｏ／（Ｎ２＊Ｎ１）が、ヘテロダイン受信器の中間周波数に対応するように選択され、これは、有利にも、電圧制御発振器５からの出力信号ｆｖｃｏをダウンミキシングするための受信器において第２の完全なＰＬＬ制御ループが必要とされないことを意味する。
【００３２】
周波数オフセットが可能であるために、受信器は、通常、より幅広い周波数範囲に対して適切であるが、第２の周波数分周器７は、もう一つの選択肢として、さらに周波数オフセットに対応して、出力周波数ｆｖｃｏ／（Ｎ２＊Ｎ１）が実質的に、中間周波数に近くに位置するように選択され得る。しかしながら、出力周波数ｆｖｃｏ／（Ｎ２＊Ｎ１）の正確な位置は、公知であり、従って、適切な態様で考慮に入れられ得る。
【００３３】
以下においてより詳細に説明されるように、これによって、有利にも、除数Ｎ２を選択するための自由度がさらに大きくなる。
【００３４】
周波数分周器７からの出力信号は、さらに、デジタル信号である。下流の受信器は、リミッタ／選別器原理で動作し、さらに、計数値、リミッタからの連続出力信号をデジタル方式およびアナログ方式の両方で処理するように設計され得、周波数分周器７からのデジタル出力信号は、その結果、リミッタの後で供給される場合、この受信器のための入力信号として用いるために適切である。
【００３５】
複素数値リミッタ出力信号と等価な態様で複素数値信号を処理する場合、９０°位相を変位した２つの出力信号が第２の周波数分周器７から必要とされることに留意されたい。
【００３６】
このような改良点は、特に、偶数の除数Ｎ２の場合に可能である。この除数は、有利にも、上述の追加的自由度に基づいて選択され得る。
【００３７】
上述のＰＬＬ回路のために用いられ得るトリミング法は、図２に示されるフローチャートを参照して、以下においてより詳細に説明される。
【００３８】
第１の工程Ｓ１において、ＰＬＬ回路は、送信プロセスの前に、準備措置としてチャネル中間周波数にて設定される。このような設定プロセスは、トリミング法が実行されない場合であっても任意の動作の場合に必要とされる。
【００３９】
アナログ変調およびデジタル変調は、その後、上述のように、第２の工程Ｓ２において適用される。
【００４０】
第３の工程Ｓ３において、第１の周波数分周器６にて適用されたデジタル変調が不活性化され、加算点４にて印加されたアナログ変調信号の振幅が、デジタル変調信号のために設定され、かつデジタル形式によって許容差を有さない変調シフトに対応するように選択される。
【００４１】
従って、デジタル変調は、トリミングプロセスの間、不活性にされて、アナログ変調のみが用いられる。閉じたＰＬＬ制御ループは、アナログ変調をレギュレートするので、この変調の影響の評価は、過渡位相の間、予め規定された時間にて実行されなければならない。
【００４２】
アナログ変調の適切なデータ系列は、その後、第４の工程４にて印加される。
【００４３】
アナログ変調によって生成される変調シフトは、その後、受信器の復調器８の出力にて決定される（第５の工程Ｓ５）
この後、名目上設定されたデジタル変調信号の変調シフトと、印加されたアナログ変調信号の決定された変調シフトとの間の差が第６の工程Ｓ６にて決定される。
【００４４】
最後に、第７の工程Ｓ７において、印加されたアナログ変調信号の振幅は、名目上設定されたデジタル変調シフトと、決定されたアナログ変調シフトとの間の差を調和させるために修正される。
【００４５】
従って、記載された方法は、生じるエラーに関する量的ステートメントを簡単に取得し、適切な修正値を減算によって簡単に決定することを可能にする。
【００４６】
上述のように、送信器内で２点変調原理で動作するＰＬＬ回路を有し、かつリミッタ／選別器原理で動作する受信器を有するモバイル無線システム用のトランシーバにおいて振幅トリミングする方法にて、アナログ変調信号の振幅が、所定のデジタル変調信号の変調シフトに基づいて選択され、アナログ変調信号の所定のデータ系列が印加され、受信器の変調器の出力におけるアナログ変調信号の変調シフトが決定され、アナログ変調信号の振幅は、デジタル信号の変調シフトとアナログ変調信号の決定された変調シフトとの間の差を調和させるように修正される。
【図面の簡単な説明】
【図１】
図１は、ＰＬＬ回路構成を示す。この構成は、好適な例示の実施形態に基づいて、２点変調の原理で動作し、トリミング法が２点変調を用いる送信器／受信器（トランシーバ）のために用いられ得る。
【図２】
図２は、好適な例示の実施形態による、トリミング法の簡略化されたフローチャートを示す。
【図３】
図３は、２点変調の原理で動作する工程のＰＬＬ回路を簡略化した形態で示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【国際公開パンフレット】
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【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
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【国際調査報告】
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