(57)【要約】【解決手段】１個以上の増幅デバイスを有し、そのうち少なくとも１個の増幅デバイスは１個以上の電流源であり、増幅デバイスは、種々のインピーダンス整合回路によって異なる入力周波数及び出力周波数に整合したインピーダンスを有するマルチバンド送信電力増幅装置、増幅方法及び製造物が提供される。
2006515723.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号を供給する工程と、
少なくとも第１非線形電流源及び少なくとも第２非線形電流源を設ける工程と、
前記入力信号が供給されると、入力インピーダンス整合回路を通って前記第１非線形電流源及び前記第２非線形電流源のインピーダンスを整合させる工程と、
前記入力信号を線形増幅又は線形減衰するために、前記第１非線形電流源及び前記第２非線形電流源によって生成される電流を結合させる工程と
を具備することを特徴とする増幅又は減衰方法。
【請求項２】
前記入力信号は入力波の位相特性をさらに具備することを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項３】
第１帯域幅の入力信号を供給する工程と、
第２帯域幅の入力信号を供給する工程と、
入力インピーダンス整合回路を設ける工程と、
第１増幅デバイスを設ける工程と、
中間インピーダンス整合回路を設ける工程と、
第２増幅デバイスを設ける工程とを具備し、
前記第１帯域幅の入力信号又は前記第２帯域幅の入力信号が前記入力インピーダンス整合回路へ通ると、前記入力インピーダンス整合回路はインピーダンスを前記第１増幅デバイスに整合させ、
前記第１帯域幅の入力信号又は前記第２帯域幅の入力信号が前記第２増幅デバイスへ通ると、前記中間インピーダンス整合回路はインピーダンスを前記第２増幅デバイスに整合させことを特徴とする増幅又は減衰方法。
【請求項４】
出力インピーダンス整合回路を介して、前記第２増幅デバイスからの出力上でインピーダンスを整合させる工程をさらに具備することを特徴とする請求項３記載の方法。
【請求項５】
前記入力信号は入力波の位相特性をさらに具備することを特徴とする請求項３記載の方法。
【請求項６】
複数の増幅デバイスを設ける工程と、
前記複数の増幅デバイスのうち２個の間に各々配置された１個以上の中間インピーダンス整合回路を設ける工程と、
前記複数の増幅デバイスの最後からの信号が通過する出力インピーダンス整合回路を設ける工程と、
前記複数の増幅デバイスの最後を負荷に接続するための帯域ダイプレクサを設ける工程と
を具備することを特徴とする増幅方法。
【請求項７】
前記１個以上の中間インピーダンス整合回路の少なくとも１個はＲＬＣ回路をさらに具備することを特徴とする請求項６記載の方法。
【請求項８】
前記出力インピーダンス整合回路は平行回路負荷ネットワークをさらに具備することを特徴とする請求項６記載の方法。
【請求項９】
前記出力インピーダンス整合回路はスイッチング出力インピーダンス整合回路をさらに具備することを特徴とする請求項６記載の方法。
【請求項１０】
前記複数の増幅デバイスの少なくとも１個は電界効果トランジスタであることを特徴とする請求項６記載の方法。
【請求項１１】
前記複数の増幅デバイスの少なくとも１個はバイポーラトランジスタであることを特徴とする請求項６記載の方法。
【請求項１２】
電力出力を生成する工程をさらに具備することを特徴とする請求項６記載の方法。
【請求項１３】
複数の作動周波数に対して実質的に同一である電力出力を生成する工程をさらに具備することを特徴とする請求項６記載の方法。
【請求項１４】
前記入力信号の異なる周波数でインピーダンスを同時に整合させる工程をさらに具備することを特徴とする請求項６記載の方法。
【請求項１５】
少なくとも第１非線形電流源及び少なくとも第２非線形電流源と、
入力信号が供給されると、前記第１非線形電流源及び前記第２非線形電流源のインピーダンスを整合させる入力インピーダンス整合回路とを具備し、
前記入力信号の線形増幅又は線形減衰を生成するために、前記第１非線形電流源及び前記第２非線形電流源により生成される電流が結合されることを特徴とする増幅又は減衰用の装置。
【請求項１６】
前記入力信号は入力波の位相特性をさらに具備することを特徴とする請求項１５記載の装置。
【請求項１７】
第１帯域幅の入力信号を供給する手段と、
第２帯域幅の入力信号を供給する手段と、
入力インピーダンス整合回路と、
第１増幅デバイスと、
中間インピーダンス整合回路と、
第２増幅デバイスとを具備し、
前記第１帯域幅の入力信号又は前記第２帯域幅の入力信号が前記入力インピーダンス整合回路へ通ると、前記入力インピーダンス整合回路はインピーダンスを前記第１増幅デバイスに整合させ、
前記第１帯域幅の入力信号又は前記第２帯域幅の入力信号が前記第２増幅デバイスへ通ると、前記中間インピーダンス整合回路はインピーダンスを前記第２増幅デバイスに整合させことを特徴とする増幅又は減衰用の装置。
【請求項１８】
出力インピーダンス整合回路を介して、前記第２増幅デバイスからの出力上でインピーダンスを整合させる工程をさらに具備することを特徴とする請求項１７記載の装置。
【請求項１９】
前記入力信号は入力波の位相特性をさらに具備することを特徴とする請求項１７記載の装置。
【請求項２０】
複数の増幅デバイスと、
前記複数の増幅デバイスのうち２個の間に各々配置された１個以上の中間インピーダンス整合回路と、
前記複数の増幅デバイスの最後からの信号が通過する出力インピーダンス整合回路と、
前記複数の増幅デバイスの最後を負荷に接続するための帯域ダイプレクサと
を具備することを特徴とする増幅又は減衰用の装置。
【請求項２１】
前記１個以上の中間インピーダンス整合回路の少なくとも１個はＲＬＣ回路をさらに具備することを特徴とする請求項２０記載の装置。
【請求項２２】
前記出力インピーダンス整合回路は平行回路負荷ネットワークをさらに具備することを特徴とする請求項２０記載の装置。
【請求項２３】
前記出力インピーダンス整合回路はスイッチング出力インピーダンス整合回路をさらに具備することを特徴とする請求項２０記載の装置。
【請求項２４】
前記複数の増幅デバイスの少なくとも１個は電界効果トランジスタであることを特徴とする請求項２０記載の装置。
【請求項２５】
前記複数の増幅デバイスの少なくとも１個はバイポーラトランジスタであることを特徴とする請求項２０記載の装置。
【請求項２６】
前記帯域ダイプレクサに入力するために、前記複数の増幅デバイスの最後を介して電力出力を生成することを特徴とする請求項２０記載の装置。
【請求項２７】
前記帯域ダイプレクサに入力するために、複数の作動周波数に対して実質的に同一である前記複数の増幅デバイスの最後を介して電力出力を生成することを特徴とする請求項２０記載の装置。
【請求項２８】
前記１個以上の中間インピーダンス整合回路は、前記複数の増幅デバイスのうち２個の間に各々配置され、
前記出力インピーダンス整合回路は、前記入力信号の異なる周波数でインピーダンスを同時に整合させることを特徴とする請求項２０記載の装置。
【請求項２９】
複数の増幅デバイスと、
該複数の増幅デバイスの２個の間に各々配置された１個以上の中間インピーダンス整合回路と
を具備することを特徴とする電磁処理用の集積回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電力増幅に関し、より詳細にはマルチバンド電力増幅器に関する。
【背景技術】
【０００２】
送信器に使用される電力増幅器は、効率を最大にする周波数帯域及び或る特定のモード及び使用のために最適化できる。このような最適化は、増幅器が所定の方法でバイアスされることを要する。さらに、インピーダンスは通常、増幅器内の部品間、及び増幅器及び隣接する部品間で整合する必要がある。
【０００３】
しかし、通信システムが増幅器に与える要求に困難が生ずる。例えば、Ｗ−ＣＤＭＡ又はＣＤＭＡ２０００送信器において、一定しないエンビロープを有する信号は、電力増幅器を通過するのが従来の方法である。しかし、増幅器効率及び線形性の最大レベルに到達するのは困難である。これら二つの間に設計上の妥協を要することが多い。また、広い範囲の出力電力を要し、代表的には80dBのオーダーである。
【０００４】
マルチバンド送信器にはさらに困難が生ずる。例えば、インピーダンスは作動周波数に依存するので、一周波数帯域において整合する最適インピーダンスを有する増幅器は、異なる周波数帯域での作動には最適化されていない。異なる周波数におけるインピーダンス整合に関する問題は、分離した増幅の連鎖を提供することにより解決することができる。しかし、分離した増幅連鎖は、コスト高にし送信器の寸法を増大させ、送信器に要する電力を増大させるおそれがある。
【０００５】
現在の通信システムにおいては増幅器が複数の周波数帯域にわたって作動することが望ましいので、増幅器設計及びインピーダンス整合をさらに困難にする。例えば、送信器はＧＳＭ９００（800〜915ＭHz）及びＤＣＳ１８００（1710〜1785ＭHzバンド）で使用可能である。別の例として、送信器はＣＤＭＡ８００（824〜849ＭHz）及びＣＤＭＡ1900（1850〜1910ＭＨｚ）周波数帯域で使用可能である。代表的には、二重バンド携帯電話は、それぞれ単一の周波数バンド幅で作動すると共にそれぞれインピーダンス整合を要する２個の電力増幅器を有する。
【０００６】
従来技術は、増幅器設計及びインピーダンス整合の困難性に対する解決策を提供することを試みてきた。例えば、図１は、800ＭHz又は1900ＭHzバンドのいずれかで作動する二重バンド単一ステージ電力増幅器用のインピーダンス整合での従来技術の試みを示す。入力部におけるスイッチングインピーダンスネットワーク１０４，１０６を有する単一アクティブデバイス、出力部における増幅器１０２、バイアス制御部１０３、電圧源１０７，スイッチングインピーダンスネットワーク１０５及びスイッチングインピーダンスネットワーク１０８，１１０は所望の入力インピーダンス及び出力インピーダンスを提供する。しかし、これらスイッチングネットワークが必要であることは、デバイスのコストを押し上げ、効率を押し下げる。
【０００７】
二重バンド電力増幅器でのインピーダンス整合への別のアプローチは、図２に示される。増幅器２１４は第１マッチング回路２０２に合致される。２個の分離したインピーダンスネットワーク２０６，２０８からなる第２マッチング回路２０４は、各周波数バンド幅にチューニングされる。２個のスイッチ２１０，２１２はこのアプローチに必要である。このアプローチも、効率を押し下げると共にデバイスのコストを押し上げる。
【０００８】
別の従来技術のアプローチは効率の考慮を無視する。例えば、マルチバンド単一ステージ電力増幅器用の低効率Ａクラス作動マッチング回路を使用することができる。これらは電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）に基づく。これら回路において、800ＭHz及び1900ＭHz用の電力ゲイン間の差は著しく、代表的には約15dBである。しかし、2.5Ｇ及び3Ｇ通信システム等の一定の電力出力が望ましい場合、さらに設計の困難性を招くおそれがある、異なる増幅器に、異なる電力入力を印加する必要がある。
【０００９】
さらに別の従来技術のアプローチは、マルチステージ電力増幅器を提供することである。マルチステージ電力増幅器は、単一ステージ電力増幅器と比較する際に、入力抵抗の増加、ゲインの増加及び電力処理能力の増加を提供すると一般的には望ましいであろう。しかし、図１に見られるデバイスのマルチステージの実施形態に示される等の今日の実施は、デバイスコストの困難性と共に電力ドレーンを有する。例えば、図１に示される従来技術の実施形態は、マルチステージ電力増幅器において使用可能である。しかし、インピーダンスネットワーク及びスイッチ等の部品点数がこの種のアプローチにおいて増加するので、システムのコスト、寸法及び非効率性を増大させる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
従って、複数の周波数帯域にわたって適当な出力電力を提供することができる低コストで高効率のマルチバンド増幅器に対するニーズがある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
マルチバンド送信電力増幅装置、方法及び製造物が提供される。好適な実施形態において、少なくとも１個の増幅デバイスは、入力信号周波数及び出力信号周波数を異ならせるために補償する入力インピーダンス整合回路を有して提供される。別の実施形態において、複数の増幅デバイスが、中間インピーダンス整合回路及び出力マッチ回路と共に入力インピーダンス整合回路を有して提供されてもよい。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
本発明は、マルチバンド送信器電力増幅装置、増幅方法及び製造物を提供する。図３は、好適な一実施形態を示す。デジタル信号プロセッサ１０は、直交座標又はＩ，Ｑデータを使用することによりマルチバンド入力信号をデジタル化するアナログ・デジタル変換器１１を具備する。次に、直交・極変換器１２がＩ，Ｑデータを受信し、そのデータを極座標に変換する。例えば信号はＲ、Ｐ（sin）、Ｐ（cos）の形態をとる。ここで、Ｒ座標は信号の振幅特性を表わし、Ｐ（sin）及びＰ（cos）座標は信号の位相特性を表わす。
【００１３】
入力信号の振幅特性は、変換器１３を介して経路ａmに沿って最上位ビット（ＭＳＢ）から最下位ビット（ＬＳＢ）であるＢ0からＢn-1に量子化されたデジタルワードを具備するデジタルパルスに変換される。デジタルワードは、種々の実施形態において可変長とすることが可能である。一般に、ワードが長くなるほど、入力信号の復元精度が向上する。デジタルワードは、後述する方法で減衰及び増幅の一方又は両方の命令信号すなわち制御を与える。もちろんさらに後述されるように、他の実施形態では、振幅又は他の信号特性の他のタイプの派生及び／又は提供と共に、構成が異なるデジタルワードを使用することが可能である。
【００１４】
図３の実施形態において、７本の制御構成要素線ａm1〜ａm7が変換器１３から導出されて示される。これら制御構成線の数は、好適な実施形態ではワードの分解能に依存する。好適な本実施形態において、ワードは７ビット分解能を有する。図３を容易に見るために、制御構成要素線は、制御構成要素２２ａ〜２２ｇに導かれる単一経路ａmに統合されている。しかし、本実施形態では、さらに後述するように制御構成要素線は統合されておらず、代わりに制御構成要素に個別に供給される。例えば、必要なら一成分を、所望の補正を例えば参照テーブル等の変換器１３を通って振幅特性に供給するために使用してもよい。
【００１５】
位相特性は経路ａpに沿って進行する。ここで、位相特性は、デジタル・アナログ変換器１８及び（特に好適な一実施形態では電圧制御発振器である）合成器（synthesizer）２０により最初に一波に変調される。合成器２０は、位相情報からなる出力波を供給する。この出力波は一定のエンビロープを有する。すなわち振幅の変動は無いが、元の入力波の位相特性を有し、ドライバ２４そしてドライバ線ａp1〜ａp7に進む。
【００１６】
時間遅延補償回路３５は位相特性及び振幅特性の同期能力を提供する。入力インピーダンス整合回路４０は、位相特性のインピーダンスを第１増幅デバイス３６と整合させる。入力インピーダンス整合回路４０の好適な実施形態はさらに後述される。好適な実施形態の任意の入力インピーダンス整合回路は、増幅デバイスに供給される信号の潜在的に変化するダイナミックレンジ（おそらく80dBのレンジ）及び付随する変動を補償するインピーダンスを整合すべきである。
【００１７】
想起されるであろう増幅デバイス３６からの出力は、下の入力信号の位相変調成分であり、次に中間インピーダンス整合回路４１に供給される。中間インピーダンス整合回路４１の好適な実施形態はさらに後述され、増幅デバイス３６の変化する出力信号からトランジスタアレー２５ａ〜２５ｇへのインピーダンスを整合する。さらに詳細に後述されるように、信号は、トランジスタアレー２５ａ〜２５ｇを通って一旦処理されると、線２７に結合され、出力インピーダンス整合回路４２へ通る。出力インピーダンス整合回路４２の好適な実施形態はさらに後述される。
【００１８】
図３の実施形態に戻ると、出力インピーダンス整合回路４２は、トランジスタアレー２５ａ〜２５ｇ及び任意の負荷間のインピーダンスを整合させる。負荷がアンテナの場合、種々の周波数帯域の中で出力を供給するように、帯域ダイプレクサ（diplexer）をここに介在させてもよい。
【００１９】
さて、トランジスタアレー２５ａ〜２５ｇへの信号処理に戻ると、想起されるであろう位相成分は、中間インピーダンス整合回路４１からの出力であった。次に信号は、ドライバ線ａp1〜ａp7の中で分離され、電流源２５ａ〜２５ｇに供給され、潜在的なドライブ電流源２５ａ〜２５ｇに供される。
【００２０】
本実施形態において、トランジスタは電流源２５ａ〜２５ｇとして使用してもよい。さらに、別の実施形態において、適当にセグメント化された１個以上のトランジスタを電流源２５ａ〜２５ｇとして使用してもよい。
【００２１】
（上述したように制御構成要素線ａm1〜ａm7からなる）経路ａmは、制御構成要素２２ａ〜２２ｇで終端する。特に好適な実施形態において、これら制御構成要素はスイッチングトランジスタであり、好適には電流源である。制御構成要素２２ａ〜２２ｇは振幅成分からのデジタルワード出力のビットにより切り換えられるので、振幅成分からのデジタルワード出力により調整される。ビットが「１」すなわち「High」の場合、対応する制御構成要素のスイッチがオンにされるので、バイアス制御線２３ａ〜２３ｇに沿ってその制御構成要素から適当な電流源２５ａ〜２５ｇまで電流が流れる。上記したように、デジタルワードの長さは変更できるので、これに伴ってビット、制御構成要素、制御構成要素線、ドライバ線、バイアス制御線、電流源等の数も種々の実施形態では変更できる。さらに、種々の実施形態において、デジタルワード分解能、構成要素、線及び電流源のうちで１対１対応である必要はない。
【００２２】
制御構成要素がオンである場合、電流源２５ａ〜２５ｇは一制御構成要素から電流を受けるので、各電流源はその構成要素に従って調整される。特に好適な実施形態において、適当な一制御構成要素は、さらに後述するように、電流現にバイアス電流を供給するので、制御構成要素はバイアス制御回路と称することができ、それらの数をバイアスネットワークと称することができる。実施形態の中には、必要ならスイッチングネットワークを使用して１個以上の電流源に１個以上のバイアス制御回路を統計的に又は動的に割り付けることが望ましい場合がある。
【００２３】
各電流源は潜在的な電流源として作用し、電流源線２６ａ〜２６ｇにそれぞれ出力される電流を生成することができる。各電流源は、電流源として作用したり、また作用しないことが可能であるので、電流を生成すること又はしないことが可能である。その理由は、電流源が、制御構成要素を調整する適当な命令信号すなわちデジタルワード値を介して調整されるからである。任意の電流源セグメントの活性化及びその電流源セグメントからの電流の生成は、適当な制御構成要素を調整する振幅成分のデジタル表示化からの適当なビット値に依存する。電流源は、好適な実施形態において、１個又は複数の増幅デバイスではなく、本明細書に記載されるように、むしろ増幅デバイスとして複数の電流源機能である。実際、増幅及び減衰の一方又は両方は、好適な実施形態において、それら実施形態の機能として考えてもよい。従って、増幅デバイス及び減衰デバイスの一方又は両方は、増幅又は減衰する電気構成要素又はシステムであると考えてもよい。
【００２４】
図４は、別の好適な実施形態を示す。ここで、図３に関して上述したように、信号は振幅成分及び位相成分に変換される。図３で説明された構成要素には同一の符号が付されている。入力インピーダンス整合回路４０は、位相特性のインピーダンスを第１増幅デバイス１３６と整合させる。ここで、第１増幅デバイス１３６は、トランジスタアレー２５ａ〜２５ｇの増幅領域の端数値として増幅領域を有するように構成されるのが望ましい。第１中間整合回路１４１は、第１増幅デバイス及び第２増幅デバイス１３７間をインピーダンス整合する。第２増幅デバイス１３７は、トランジスタアレー２５ａ〜２５ｇの増幅領域の端数値として増幅領域を有するように構成されるのが望ましく、第１増幅デバイス１３６より大きくてもよい。第２中間整合回路１４２は、第２増幅デバイス１３７及びトランジスタアレー２５ａ〜２５ｇ間をインピーダンス整合する。第２中間整合回路１４２は、この段階では所望の整合の半分のみを与える。残りの半分は、ドライバ線ａp1〜ａp7にそれぞれ配置された中間整合回路１４３ａ〜１４３ｇにより与えられる。これら回路は、ハイパスフィルタ又はローパスフィルタであることが望ましい。
【００２５】
信号が増幅又は減衰された後、出力インピーダンス整合回路１４４ａ〜１４４ｇは、各電流源線２６ａ〜２６ｇ上にインピーダンス整合を与える。別の実施形態において、１１４ａ〜１１４ｇ等の出力整合回路を実施しなくてもよい。この場合、出力インピーダンス整合回路１４５は、任意の負荷すなわちダイプレクサ及びアンテナに整合を与える。出力インピーダンス整合回路１４５の好適な実施形態はさらに後述される。
【００２６】
アレー中の個々のトランジスタがオン又はオフにされると、出力インピーダンス整合回路１４４ａ〜１４４ｇは、スイッチングインピーダンス整合アレーを与えてアレーの効率を増加させる。例えば、１Ｗの出力電力３Ｖの供給電圧に対しては、(３Ｖ)2/(２＊１Ｗ)＝4.5Ωのトランジスタ出力抵抗と等しい負荷抵抗で全トランジスタをオンにすると最大効率が実現する。しかし、出力7.8mＷのトランジスタ２２ｇのみがオンになる場合、負荷インピーダンスは(３Ｖ)2/(２＊7.8mＷ)＝577Ωに等しくなる。このため、１４５等の単一出力インピーダンス整合回路が一実施形態に使用される場合、（負荷抵抗が50Ωである場所で）577Ωの最大トランジスタ出力抵抗を整合させなければならない。従って、後述するように、本実施形態及び他の実施形態にはスイッチング出力インピーダンス整合回路を使用することが望ましい。
【００２７】
図５は、別の好適な実施形態を示す。周波数ｆ1及びf2の一方又は両方はスイッチ３２４への入力である。本実施形態では高速トランジスタであるスイッチ３２４は、変調される入力信号間を切り換える。作動帯域幅を決定するために制御回路（図示せず）を使用してもよい。デバイス３００は、複数の増幅デバイス３０２，３０４，３０６が中間インピーダンス整合回路３０８，３１０により分離された中間電力増幅器として機能する。増幅デバイスは好適にはトランジスタである。入力インピーダンス整合回路３１２は、第１増幅デバイス３０２及び入力信号間のインピーダンスを整合させる。出力インピーダンス整合回路３１４は、最終増幅デバイス３０６及び任意の負荷間のインピーダンスを整合させる。負荷がアンテナの場合、種々の周波数帯域間に出力を供給するように、ここに帯域ダイプレクサを介在させてもよい。本実施形態及び他の好適な実施形態においても、異なる周波数で同時にインピーダンスを整合することが望ましいことに留意すべきである。
【００２８】
スイッチ３２４は、本実施形態では高速スイッチ又は帯域ダイプレクサである。スイッチ３２４は、周波数帯域に依存して信号をインピーダンス整合回路３１２に転送する。本実施形態では本実施形態の残余部分からの信号へのインピーダンス効果を最小にするために、スイッチがあることに留意すべきである。すなわち、切り換えられた経路が無い場合、着信信号の「下流」インピーダンスが信号の整合性及びシステムの性能に影響を与えるおそれがある。しかし、他の実施形態は他の入力スイッチを使用してもよいし、入力スイッチが無くてもよい。
【００２９】
中間インピーダンス整合回路３０８は、異なる周波数の増幅デバイス３０２，３０４間のインピーダンスを整合させる。好適な実施形態における増幅デバイス３０４は増幅デバイス３０２に類似する。同様に、好適な実施形態における中間インピーダンス整合回路３１０及び増幅デバイス３０６は、中間インピーダンス整合回路３０８及び増幅デバイス３０４にそれぞれ類似する。もちろん、インピーダンス、静電容量及び抵抗の値は、これら部品間で異なってもよい。
【００３０】
図５の実施形態、実際には全ての好適な実施形態の種々の段階を通して、ある程度の損失は容認可能である。すなわち、入力インピーダンス整合回路３１２、増幅デバイス３０２，３０４，３０６及び中間インピーダンス整合回路３０８，３１０を通した二重バンド周波数に対して最適を下回るインピーダンス整合が生ずる可能性がある。このような全ての損失は、本実施形態の複数の増幅デバイスにより補償される。より多くの又はより少ない段を有する他の実施形態において、これら段のあるものは、当業界で公知の代替インピーダンス整合デバイスを有してもよい。例えば、代替の３段電力増幅器の一実施形態において、中間の段は、例として図７ないし図１０の実施形態の出力インピーダンス整合回路である第２インピーダンス整合回路を具備してもよい。
【００３１】
図３ないし図５の実施形態は、必要なら集積回路（ＩＣ）又は特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）等の半導体デバイス上で実施してもよい。いくつかの例は、シリコン（Si）、シリコンゲルマニウム（SiGe）又はガリウム砒素（GaAs）の基板である。しかし、ＩＣ又はＡＳＩＣとは別に実施される種々の実施形態に関してさらに後述するように、図４の出力インピーダンス整合回路はその構造に依存してもよい。
【００３２】
図６に戻ると、入力インピーダンス整合回路の好適な一実施形態が示される。この好適実施形態において、この回路も中間インピーダンス整合回路として使用される。この回路は、ａ方向に入力を受ける一連のＲＬＣ回路を有する。この回路は、（一般的に好適実施形態のように）特にブロードバンド作動に適する。もちろん、他の実施形態において、ローパス又はハイパスの梯子型フィルタ等の他の回路を使用してもよい。
【００３３】
図７は、より大きな効率を与え得るスイッチング出力インピーダンス整合回路の一実施形態を示す。例えば、図３又は図４におけるアレー２５ａ〜２５ｇの１個のオントランジスタは50Ωに整合したが、２個のオントランジスタは、並列接続されているので、全体の出力インピーダンスは半分である（50Ω/２＝25Ω）。このため、異なるインピーダンス整合条件を要する。同様に、Ｎ個のトランジスタは、各負荷が50Ωと仮定すると50/Ｎの全体出力インピーダンスを有するので、スイッチング出力インピーダンス整合回路はＸ/Ｎのインピーダンス整合能力を有するべきである。ここで、Ｘは所望の出力インピーダンスに等しく、Ｎはアレーのトランジスタの数に等しい。バイアス電圧Ｖbias1、Ｖbias2はバラクタ３５０，３５１に静電容量値を与える。キャパシタ３５５，３５６，３５７は直流阻止キャパシタであり、抵抗３６０，３６１は高周波リークを防止するために大きいことが望ましい。伝送線３６５は誘導性インピーダンスを与える１／４波長線より小さい。これら部品の付加、及び上述した非線形実施形態での使用により、部品は、最大効率を得るためにスイッチ又はＰＩＮダイオードを使用して行われる予備的校正を要する可能性がある。
【００３４】
図８は、より大きな効率を与え得る別のスイッチング出力インピーダンス整合回路の一実施形態を示す。ここでは、４個の単一スイッチ３８０〜３８３及び４個のキャパシタ３９０から３９３がインピーダンスを整合する。伝送線３９５は誘導性インピーダンスを与える１／４波長線より小さい。本実施形態及び他の実施形態における入力の数は部品構成を決定してもよいことに留意されたい。例えば、本実施形態が（図３に関して説明したように）７個のトランジスタを有する実施形態で使用される場合、例えば３個のキャパシタ等のより少ない部品が７個の可能性のある出力に対して必要な整合を与える（すなわち、50/Ｎ＝50/1、50/2・・・50/7）ので、より少ない部品を使用することが望ましい。キャパシタ３９３は整合キャパシタである。これらの付加的部品及び上述したように非線形実施形態での使用により、部品は、最大効率を得るためにスイッチ又はＰＩＮダイオードを使用して行われる予備的校正を要する可能性がある。
【００３５】
好適な実施形態のアレーのトランジスタが電圧源としてよりも電流源として使用される限り、出力で最大効率を与える必要は無く、このため好適実施形態でインピーダンスを正確に整合させる必要は無いことに留意すべきである。
【００３６】
次に図９を参照すると、出力インピーダンス整合回路の別の実施形態が示される。図３ないし図５の実施形態に見られるようなブロードバンド伝送用に特に好適な実施形態において、この段の出力インピーダンス整合は平行回路負荷ネットワークを使用する。平行回路負荷ネットワークは、実施形態の残余の適当な値に従ったインピーダンス、静電容量及び抵抗の特定値にチューニングされる。負荷ネットワークは、キャパシタ５０１Ｃ、（抵抗値Ｒを有する）抵抗５０１Ｒ、（抵抗値ＲLを有する）負荷５０１Ｒ２、平行短絡伝送線５０２及び１／４波長伝送線５０３を具備する共振回路５０１からなる。平行短絡伝送線５０２及び平行キャパシタ５０１Ｃは、ｆ0＝（ｆ1ｆ2）1/2の中心周波数で誘導性インピーダンスを与える。ここで、ｆ1は低帯域幅周波数であり、ｆ2は高帯域幅周波数である。
【００３７】
負荷ネットワークの誘導性インピーダンスは、もちろん異なる周波数では異なってもよく、一般的には次式で決定される。
【数１】
2006515723.tif 000003
ここで、Ｒは要求される出力抵抗であり、ＲL＝Ｚ012/Ｒである。高次高調波での任意のインピーダンスは容量性であるべきである。
【００３８】
特に好適な実施形態において、最適な負荷ネットワークパラメータは次式で定義される。
【数２】
2006515723.tif 000004
ここで、Ｖccは供給電圧であり、Ｐoutは出力電力であり、Ｚ0及びθは、平行短絡伝送線５０２のそれぞれ特定インピーダンス及び電気長である。
【００３９】
静電容量Ｃは、（外部出力容量も同様にあるが、主要因となるべきである）適当な周波数に対して公知であるものとして選択された内部デバイス容量である。例えば、出力インピーダンス整合回路がバイポーラデバイスの場合、コレクタ容量が使用される。別の例として、出力インピーダンス整合回路がＦＥＴトランジスタの場合、ドレーン容量が使用される。
【００４０】
１／４波長伝送線５０３はインピーダンスＺ01及びθ1＝90°の電気長を有する。１／４波長伝送線５０３は高周波直列共振回路として考えることができるので、全体周波数範囲を効果的に広げる。もちろん、別の実施形態においては、当業界で公知の他の方法も同様に使用することができる。
【００４１】
別の実施形態が図１０に示される。２個のキャパシタ６０２，６０４及び短い伝送線６０６が図９の１／４波長伝送線５０３にとって代わる。これら部品のパラメータは次式で定義される。
【数３】
2006515723.tif 000005
【００４２】
別の代替の実施形態が図１１に示される。この実施形態は、出力インピーダンスが約５オームのオーダーである小さい値の場合、ブロードバンドの実施形態に使用されるのが好適である。直列伝送線及び平行容量を有する２個のＬ部変成器７０１，７０２が、図１１に見られるような一実施形態に付加される。
【００４３】
もちろん、他の実施形態は、例えばローパス梯子型フィルタ等の別の出力インピーダンス整合回路を使用してもよい。
【００４４】
ハイパスフィルタ及びローパスフィルタからなる帯域ダイプレクサの好適な一実施形態は、図１２に示される。このような実施形態は、図５に示されるような切り換えられた一実施形態における挿入損失を最小にする。ハイパスフィルタ１１００はインダクタ１１０２及びキャパシタ１１０４，１１０６を具備する。ローパスフィルタ１１１１はインダクタ１１０８，１１１０及びキャパシタ１１１２を具備する。さらに別の実施形態において、インダクタは高い特性インピーダンスを有する短い伝送線で置換してもよく、キャパシタは開回路スタブで置換してもよい。
【００４５】
或いは、さらに別の実施形態において、図１３に示されるような１／４波長又は半波長伝送線で帯域ダイプレクサを形成してもよい。本実施形態において、伝送線ｌ1、ｌ2は高周波数経路を低周波信号から保護する800ＭHzでの１／４波長であるのに対し、伝送線ｌ4、ｌ5は低周波数経路を高周波信号から保護する1900ＭHzでの１／４波長である。付加的に要求される整合を少なくし又は無くすために、開回路スタブを有する平行等価回路を実現するよう長さｌ3が選択される。すなわち、全長ｌ2＋ｌ3は1900ＭHzで半波長であるべきであり、同様に全長ｌ5＋ｌ6は800ＭHzで半波長であるべきである。直列伝送線は50Ωの特性インピーダンスを有することが好ましい。
【００４６】
さらに別の実施形態として、一つの出力インピーダンス整合回路又は帯域ダイプレクサ内に１個以上のノッチフィルタを使用してもよいので、不要な周波数をさらに減衰することができる。例えば、840ＭHz帯域幅での２次高調波（1.68ＧHz）の抑制は、ＣＤＭＡ８００／ＣＤＭＡ１９００の実施形態において望ましい。この高調波は電力増幅器周波数帯域幅内であるので、減衰すべきである。従って、ノッチフィルタを使用してもよい。
【００４７】
図１４は、小さなパラメータ信号Ｓ(2,1)に対するマルチバンド複数段電力増幅デバイスの実施形態の性能を示す。820〜1910ＭHzの周波数範囲がこの特定周波数に対して約７dBの電力ゲイン差を示す。
【００４８】
図１５及び図１６は、大きな信号に対するマルチバンド複数段電力増幅デバイスの実施形態の性能を示す。図１５は、（それぞれＣＤＭＡ８００及びＣＤＭＡ１９００の中心帯域幅周波数である）840ＭHz及び1880ＭHzでの２個の信号Ｓ3、Ｓ4に対する出力電力を示す。図１６は、（それぞれＣＤＭＡ８００及びＣＤＭＡ１９００の中心帯域幅周波数である）840ＭHz及び1880ＭHzでの２個の信号Ｓ5、Ｓ6に対する電力付加効率を示す。図に見られるように、同様の出力電力及び電力付加効率（45％以上）が本実施形態に与えられる。
【００４９】
本発明の実施形態は、二重バンド及び他のマルチバンドアーキテクチャに使用することができる。二重バンドアーキテクチャの例は、ＧＭＳ９００／ＤＣＳ１８００又はＣＤＭＡ８００／ＣＤＭＡ１９００である。三重バンドアーキテクチャの例は、ＧＭＳ９００／ＤＣＳ１８００／ＰＣＳ１９００又はＣＤＭＡ８００／ＣＤＭＡ１９００／ＰＣＳ１９００である。
【００５０】
本発明の実施形態を構成するために、種々のタイプのシステムアーキテクチャを使用することができる。従って、当業者であれば本発明の実施形態を理解しよう。本発明の種々の構成要素及び特徴の一方又は両方は、ハードウエア、ソフトウエア、又はソフトエウアおよびハードウエアの組合せから構成されてもよい。例示の実施形態により本発明を説明したが、当業者であれば付加的な利点及び修正を思い付くであろう。従って、広い側面での本発明は、本明細書に図示され説明された具体的詳細に限定されない。本発明の真髄及び範囲から逸脱することなく、種々の変更が可能である。従って、本発明は例示の実施形態に限定することを意図したものではなく、特許請求の範囲及びその等価物の範囲内にあると解釈されることを意図している。
【図面の簡単な説明】
【００５１】
【図１】従来技術の二重バンドデバイスを示す図である。
【図２】従来技術の二重バンドデバイスを示す図である。
【図３】本発明の好適な一実施形態を示す図である。
【図４】本発明の好適な一実施形態を示す図である。
【図５】本発明の好適な一実施形態を示す図である。
【図６】本発明の好適な一実施形態を示す図である。
【図７】本発明の好適な一実施形態を示す図である。
【図８】本発明の好適な一実施形態を示す図である。
【図９】本発明の好適な一実施形態を示す図である。
【図１０】本発明の好適な一実施形態を示す図である。
【図１１】本発明の好適な一実施形態を示す図である。
【図１２】本発明の好適な一実施形態を示す図である。
【図１３】本発明の好適な一実施形態を示す図である。
【図１４】本発明の好適な一実施形態の性能を示す図である。
【図１５】本発明の好適な一実施形態の性能を示す図である。
【図１６】本発明の好適な一実施形態の性能を示す図である。
【符号の説明】
【００５２】
２５ａ〜２５ｇ        電流源
３６，１３６，３０２  第１増幅デバイス
４０，３１２          入力インピーダンス整合回路
４１，３０８，３１０  中間インピーダンス整合回路
４２、１４４ａ〜１４４ｇ，１４５，３１４  出力インピーダンス整合回路
１３７                第２増幅デバイス
３２４                スイッチ（帯域ダイプレクサ）
【図１】
2006515723.tif 000006
【図２】
2006515723.tif 000007
【図３】
2006515723.tif 000008
【図４】
2006515723.tif 000009
【図５】
2006515723.tif 000010
【図６】
2006515723.tif 000011
【図７】
2006515723.tif 000012
【図８】
2006515723.tif 000013
【図９】
2006515723.tif 000014
【図１０】
2006515723.tif 000015
【図１１】
2006515723.tif 000016
【図１２】
2006515723.tif 000017
【図１３】
2006515723.tif 000018
【図１４】
2006515723.tif 000019
【図１５】
2006515723.tif 000020
【図１６】
2006515723.tif 000021
【国際調査報告】
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2006515723.tif 000023
2006515723.tif 000024
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