(57)【要約】本発明は、符号間干渉があるチャンネルに対するダイバーシティ送受信方法に関する。本方法では、１つ又はそれ以上のアンテナを有する受信器は、送信アンテナから受信アンテナへの各チャンネルの差分によって与えられるダイバーシティから利益を得ることができるように、２つ以上のアンテナから送信することができる。本送受信方法によれば、チャンネルの符号間干渉にもかかわらず、受信器において送信符号を検出することが比較的容易になる。受信器で経験を積んだダイバーシティの増大に起因して、受信器で必要とされる平均電力レベルが低減するが、このことは、無線ネットワークの性能を高めること、又は受信可能範囲を広げること、及び／又は所要送信電力を低減することに利用できる。
2004501541.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
時間反転インパルス応答でもってチャンネルを経由して信号を送受信する方法であって、
元の信号を時間反転する段階と、
時間反転信号を前記チャンネル上に送信する段階と、
受信信号を格納して時間反転する段階と
を含むことを特徴とする方法。
【請求項２】
符号シーケンスを含む形式の信号を離間したアンテナ又は異なる極性のアンテナで送信して、フェージング及び符号間干渉を低減する方法であって、
前記符号シーケンスを２つのシーケンスに分割する段階と、
前記送信フレームを２つのブロックに分割する段階と、
少なくとも１つのシーケンスの幾つかの符号が時間反転され、少なくとも１つのシーケンスの幾つかの符号が複素共役され、少なくとも１つのシーケンスの幾つかの符号がネゲートされるように、前記２つのシーケンスの符号を処理する段階と、
前記送信フレームのブロックの一方の期間に、一方の処理符号シーケンスを第１のアンテナに供給すると共に他方の処理符号シーケンスを第２のアンテナに供給し、前記送信フレームのブロックの他方の期間に、前記他方の処理符号シーケンスを前記第１のアンテナに供給すると共に前記一方の処理符号シーケンスを前記第２のアンテナに供給する段階と、
を含むことを特徴とする方法。
【請求項３】
前記一方の未処理符号シーケンスを前記第１のアンテナに供給すると共に前記他方の未処理信号シーケンスを前記第２のアンテナに供給する前記送信フレームのブロックの一方の期間、及び前記他方の処理符号シーケンスを前記第１のアンテナに供給すると共に前記一方の処理符号シーケンスを前記他方のアンテナに供給する前記送信フレームのブロックの他方の期間に、前記一方の符号シーケンス及び前記他方の符号シーケンスの前記符号シーケンス内の前記符号の全てを処理することを特徴とする請求項２に記載の方法。
【請求項４】
符号のシーケンスを含む形式の信号を離間したアンテナ又は異なる極性のアンテナで送信して、符号間干渉を有効に処理しながらフェージングを低減する送信器であって、
前記符号シーケンスを２つのシーケンスに分割する分割器と、
前記送信フレームを２つのブロックに分割する分割器と、
少なくとも１つのシーケンスの幾つかの符号が時間反転され、少なくとも１つのシーケンスの幾つかの符号が複素共役され、少なくとも１つのシーケンスの幾つかの符号が時間反転されるように、前記２つのシーケンスの符号を処理するプロセッサと、
前記送信フレームのブロックの一方の期間に、一方の処理符号シーケンスを第１のアンテナに供給すると共に他方の処理符号シーケンスを第２のアンテナに供給し、前記送信フレームのブロックの他方の期間に、前記他方の処理符号シーケンスを前記第１のアンテナに供給すると共に前記一方の処理符号シーケンスを前記第２のアンテナに供給する手段と
を備えることを特徴とする送信器。
【請求項５】
複数の符号を含む信号を処理して送信する方法であって、システムは送信器に接続される第１及び第２の離間アンテナを備え、前記方法は符号間干渉を有効に処理しながらフェージングの影響を低減するようになっており、
前記信号の符号を、各々が少なくとも２つの符号を有する第１及び第２の符号ストリームに分割する段階と、
送信フレームを第１及び第２の送信ブロックに分割する段階と、
前記第１の送信ブロックの期間に前記第１のアンテナから前記第１の符号ストリームを送信し、前記第２の送信ブロックの期間に前記第２のアンテナから前記第２の符号ストリームを送信する段階と、
前記第２の符号ストリームを時間反転、複素共役形式の取得、及びネゲートする段階と、
前記第１の符号ストリームを時間反転し、複素共役形式を取得する段階と、
前記第２の送信ブロックの期間に、前記第１のアンテナから時間反転、複素共役、及びネゲートされた形式で第２の符号ストリームを送信し、前記第２のアンテナから時間反転及び複素共役された形式で前記第１の符号ストリームを送信する段階と、
を含むことを特徴とする方法。
【請求項６】
信号を処理して送信する前記方法は、符号値を有する各々の符号を更に含み、符号を分割する前記段階は、各々の符号値に関して無作為に、前記第１の符号ストリーム及び前記第２の符号ストリームに符号を割り当てる段階を更に含むことを特徴とする請求項５に記載の方法。
【請求項７】
符号を分割する前記段階は、前記信号の非データ部分である少なくとも１つのトレーニング符号を、前記第１及び第２の符号ストリームの各々に割り当てる段階を更に含むことを特徴とする請求項６に記載の方法。
【請求項８】
少なくとも１つのトレーニング符号を前記第１及び第２の符号ストリームの各々に割り当てる前記段階は、予想遅延スプレッドに等しい複数のトレーニング符号を前記第１及び第２の符号ストリームの最初と最後の各々に割り当てる段階を更に含むことを特徴とする請求項７に記載の方法。
【請求項９】
信号を処理する前記方法は、離間したアンテナの第１及び第２のグループを更に備え、各々のグループが複数のアンテナを備え、前記第１の送信ブロックの期間に前記第１のアンテナから前記第１の符号ストリームを送信し、前記第１の送信ブロックの期間に第２のアンテナから第２の符号ストリームを送信する段階は、遅延ダイバーシティ手法を用いて前記第１の送信ブロックの期間に第１のグループのアンテナから前記第１の符号ストリームを送信し、遅延ダイバーシティ手法を用いて前記第１の送信ブロックの期間に前記第２のグループのアンテナから第２の符号ストリームを送信する段階に置き換えられ、
前記第２の送信ブロックの期間に第１のアンテナから前記第２の符号ストリームを時間反転、複素共役、及びネゲートされた形式で送信し、第２のアンテナから第１の符号ストリームを時間反転及び複素共役された形式で送信する前記段階は、遅延ダイバーシティ手法を用いて第２の送信ブロックの期間に前記第１のグループのアンテナから前記第２の符号ストリームを時間反転、複素共役、及びネゲートされた形式で送信し、遅延ダイバーシティ手法を用いて第２のグループのアンテナから第１の符号ストリームを時間反転及び複素共役された形式で送信する段階に置き換えられることを特徴とする請求項５に記載の方法。
【請求項１０】
信号を処理して送信する前記システムは、異なる極性を有する前記第１及び第２のグループのアンテナを更に備えることを特徴とする請求項９に記載の方法。
【請求項１１】
要領で送信信号を受信して処理する請求項２に記載の方法であって、
前記符号ストリームを前記第１のブロックで受信する段階と、
前記符号ストリームを前記第２のブロックを受信する段階と、
前記第２のブロックにおいて前記符号ストリームを時間反転し、複素共役形式を取得する段階と、
前記第１のブロックの前記符号ストリームと、前記第２のブロックの前記時間反転及び複素共役された形式の前記符号ストリームとを濾過して、減結合出力を形成する段階と、
を含むことを特徴とする方法。
【請求項１２】
前記濾過する段階は、以下の適合フィルタを更に備えることを特徴とする請求項１１に記載の方法。
2004501541.tif 000057
但し、ｈ１（ｑ−１）は、アンテナ１から送信された信号に関連したチャンネルを記述する、単位遅延演算子ｑ−１の多項式で表される時間離散型線形有限インパルス応答フィルタであり、ｈ２（ｑ−１）はアンテナ２から送信された信号に関連したチャンネルの対応する記述である。単位前進演算子ｑの多項式ｈ＊１（ｑ）及びｈ＊２（ｑ）は、それぞれアンテナ１及び２から送信され、信号によって経験を積んだ有効なチャンネルを表し、そのサンプルの受信シーケンスは時間反転されている。信号ｒ１（ｔ）及びｒ２（ｔ）は、請求項７に記載の受信及び処理された信号である。信号ｒ１（ｔ）は、フレームの第１のブロックの期間に受信された信号であり、信号ｒ２（ｔ）は、フレームの第２のブロックの期間に受信され、時間反転及びネゲートされた信号である。信号ｚ１（ｔ）及びｚ２（ｔ）は、適合フィルタ処理後の出力である。信号ｚ１（ｔ）及びｚ２（ｔ）は、ｚ１（ｔ）がｄ１（ｔ）のみに依存し、ｚ２（ｔ）がｄ２（ｔ）のみに依存する意味で減結合されている。
【請求項１３】
前記濾過する段階の後に、信号ｚ１（ｔ）からの符号ストリームｄ１（ｔ）及び信号ｚ２（ｔ）からの符号ストリームｄ２（ｔ）を評価する段階を更に含むことを特徴とする請求項１１に記載の方法。
【請求項１４】
前記信号は、複数のアンテナによって受信され、信号品質を高めて干渉を低減するために結合され、そうでなければ請求項７のように処理されることを特徴とする請求項１１に記載の方法。
【請求項１５】
フェージングの影響を低減して符号間干渉を有効に処理しながらデータを送信する方法であって、
（ａ）第１のアンテナ及び第２のアンテナと、
（ｂ）前記第１のアンテナ及び第２のアンテナに接続され、信号を第１及び第２の符号ストリームに分割するようになっている符号器と
を備える送信局を含み、
各々の符号ストリームは複数の符号を有し、前記符号器は、送信フレームの第１のブロックの期間に前記第１のアンテナを経由して前記第１の符号ストリームを送信し、送信フレームの第１のブロックの期間に前記第２のアンテナを経由して前記第２の符号ストリームを送信し、送信フレームの第２のブロックの期間に前記第２のアンテナを経由して時間反転、複素共役、及びネゲートされた形式の前記第１の符号ストリームを送信し、送信フレームの第２のブロックの期間に前記第１のアンテナを経由して時間反転、複素共役、及びネゲートされた形式の前記第２の符号ストリームを送信するようになっていることを特徴とする方法。
【請求項１６】
各々の符号は符号値を有し、更に、前記符号器は、各々の符号値に関して無作為に、前記第１の符号ストリーム及び前記第２の符号ストリームの各々に前記符号を割り当てるようになっていることを特徴とする請求項１５に記載のシステム。
【請求項１７】
前記符号器は、更に、前記信号の非データ部分である少なくとも１つのトレーニング符号を前記第１及び第２の符号ストリームの各々に割り当てるようになっていることを特徴とする請求項１５に記載のシステム。
【請求項１８】
前記符号器は、更に、前記遅延スプレッドに等しく前記信号の非データ部分である、複数のトレーニング符号を前記第１及び第２の符号ストリームの最初と最後の各々に割り当てるようになっていることを特徴とする請求項１７に記載のシステム。
【請求項１９】
フェージングの影響を低減して符号間干渉を有効に処理しながらデータを送信するシステムであって、
（ａ）各々が複数のアンテナを備える、第１のアンテナグループ及び第２のアンテナグループと、
（ｂ）前記第１及び第２のアンテナグループに接続され、信号を第１及び第２の符号ストリームに分割するようになっている符号器と
を備える送信局を含み、
各々の符号ストリームは複数の符号を有し、前記符号器は、遅延ダイバーシティ手法を用いフレームの第１のブロックの期間に前記第１のアンテナグループを経由して前記第１の符号ストリームを送信し、遅延ダイバーシティ手法を用いてフレームの第１のブロックの期間に前記第２のアンテナグループを経由して前記第２の符号ストリームを送信し、フレームの第２のブロックの期間に前記第２のアンテナグループを経由して時間反転及び複素共役された形式の前記第１の符号ストリームを送信し、フレームの第２のブロックの期間に前記第１のアンテナグループを経由して時間反転、複素共役、及びネゲートされた形式の前記第２の符号ストリームを送信するようになっていることを特徴とするシステム。
【請求項２０】
各々のグループの前記アンテナは、相互に離間していることを特徴とする請求項１９に記載のシステム。
【請求項２１】
各々のグループの前記アンテナは、相互に異なる極性を有することを特徴とする請求項２０に記載のシステム。
【請求項２２】
前記第１のアンテナグループの第１及び第２のアンテナと、
更に遅延ダイバーシティ手法を用いるようになっている前記符号器と、
を更に含み、前記符号器は、前記第１のアンテナから前記第１の符号ストリームの送信を開始し、遅延期間後に、前記符号器は、前記第２のアンテナから前記第１の符号ストリームの送信を開始することを特徴とする請求項２０に記載のシステム。
【請求項２３】
各々の符号は符号値を有し、前記符号器は、更に、各々の符号値に関して無作為に、前記第１の符号ストリーム及び前記第２の符号ストリームの各々に前記符号を割り当てるようになっていることを特徴とする請求項２２に記載のシステム。
【請求項２４】
前記信号の非データ部分である少なくとも１つのトレーニング符号を前記第１及び第２の符号ストリームの各々に割り当てるようになっていることを特徴とする請求項２３に記載のシステム。
【請求項２５】
前記符号器は、更に、前記予想遅延スプレッドに等しく前記信号の非データ部分である、複数のトレーニング符号を前記第１及び第２の符号ストリームの最初と最後の各々に割り当てるようになっていることを特徴とする請求項２４に記載のシステム。
【請求項２６】
各々のグループの前記アンテナは、相互に離間していることを特徴とする請求項１９に記載のシステム。
【請求項２７】
各々のグループの前記アンテナは、相互に異なる極性を有することを特徴とする請求項１９に記載のシステム。
【請求項２８】
フェージングの影響を低減して符号間干渉を有効に処理しながら、送信データを受信して処理する請求項１５又は請求項１９に記載のシステムであって、
（ａ）各々が複数の符号を含む第１の符号ストリーム及び第２の符号ストリームを各々が含む、第１のブロック及び第２のブロックに分割された送信から符号を受信するようになっているアンテナと、
（ｂ）前記アンテナに接続され、前記アンテナを経由して前記第１のブロック及び前記第２のブロックから符号を受信するようになっている結合フィルタと、
（ｃ）前記結合フィルタに接続され、前記送信の前記第１のブロックと、前記時間反転及び複素共役された形式の前記第２のブロックとを受信して、減結合された第１及び第２の出力を形成するようになっている適合フィルタと、
を備える受信局であって、
前記結合フィルタは、時間反転及び複素共役された形式の前記第２のブロックを生成することを特徴とするシステム。
【請求項２９】
前記第１及び第２のブロックにおける符号間干渉を解決するようになっている等化器を更に備えることを特徴とする請求項２８に記載のシステム。
【請求項３０】
前記濾過する段階は、以下の適合フィルタを更に備えることを特徴とする請求項２８に記載の方法。
2004501541.tif 000058
但し、ｈ１（ｑ−１）は、アンテナ１から送信された信号に関連したチャンネルを記述する、単位遅延演算子ｑ−１の多項式で表される時間離散型線形有限インパルス応答フィルタであり、ｈ２（ｑ−１）はアンテナ２から送信された信号に関連したチャンネルの対応する記述である。単位前進演算子ｑの多項式ｈ＊１（ｑ）及びｈ＊２（ｑ）は、それぞれアンテナ１及び２から送信され、信号によって経験を積んだ有効なチャンネルを表し、そのサンプルの受信シーケンスは時間反転されている。信号ｒ１（ｔ）及びｒ２（ｔ）は、請求項７に記載の受信及び処理された信号である。信号ｒ１（ｔ）は、フレームの第１のブロックの期間に受信された信号であり、信号ｒ２（ｔ）は、フレームの第２のブロックの期間に受信され、時間反転及びネゲートされた信号である。信号ｚ１（ｔ）及びｚ２（ｔ）は、適合フィルタ処理後の出力である。信号ｚ１（ｔ）及びｚ２（ｔ）は、ｚ１（ｔ）がｄ１（ｔ）のみに依存し、ｚ２（ｔ）がｄ２（ｔ）のみに依存する意味で減結合されている。
【請求項３１】
前記減結合された出力ｚ１（ｔ）及びｚ２（ｔ）から前記信号を推定する推定器を更に備えることを特徴とする請求項３０に記載のシステム。
【請求項３２】
前記信号は、複数のアンテナによって受信され、信号品質を高めて干渉を低減するために結合され、そうでなければ請求項７のように処理されることを特徴とする請求項１１に記載の方法。
【請求項３３】
前記第１及び第２のブロックにおける符号間干渉を解決するようになっている等化器を更に備えることを特徴とする請求項１１及び請求項１２に記載のシステム。
【請求項３４】
請求項２、３、又は５に応じて送信された符号シーケンスを受信して処理する方法であって、前記符号ストリームｄ１（ｔ）及びｄ２（ｔ）の検出が、２つの符号ストリームの同時検出ではなく、２つの別個の符号ストリームの検出を有効に減結合するように前記受信符号シーケンスを処理して、結果的に前記検出が非常に単純化される段階を含むことを特徴とする方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
（関連出願の説明）
本出願は、２０００年４月１４日出願の米国仮特許出願番号６０／１９７，３０６の適用を受けるものである。
【０００２】
（技術分野）
本発明は、全体として、無線通信システム内のフェージングの影響を低減する技術に関し、更に詳細には、符号間干渉を有効に処理しながら、受信信号の信号強度の変動を低減する技術に関する。
【０００３】
（背景技術）
無線周波数で送信される符号の形態で信号を送信することは、情報送信の１つの方法である。このアプローチには幾つかの問題が存在する。一般に、無線通信チャンネルは、フェージングを受け、即ち、受信信号の強度は、時間、及び受信器及び／又は送信器の位置によって変動する。更に、無線通信チャンネルは、符号間干渉、即ち、送信された符号シーケンスの遅延バージョンの重畳を受ける場合が多い。例えば、受信器が単一の送信の遅延バージョンを受け取る場合、符号間干渉が発生する。建物、山、及び他の物体は、送信がその物体表面に反射して、受信器に到達する前に反射が殆ど又は全くないバージョンよりも遅く受信器に到達する場合、信号の遅延コピーが生じる。異なる信号の各コピー間の時間的な広がりを遅延スプレッドという。結果的に、遅延スプレッドは、振幅、位相、及び遅延時間が異なる信号の複数の重複コピーをもたらす。複数のコピーは、意図した信号送信を妨害し、ノイズとなって信号破壊を引き起こす。
【０００４】
無線通信に関する別の問題としては、一般に、受信器における信号強度の変動により、システムは、信号強度が一定の場合又は変動が少ない場合に必要とされる電力よりも高い電力で送信するように設計される必要がある点である。これにより、通常、システムの性能が低下する。
【０００５】
Ｓ．Ｍ．Ａｌａｍｏｕｔｉ［１、２］は、この制限を解決する方法を提案している。２つの送信アンテナ及び１つの受信アンテナによって１つの送信アンテナ及び２つの受信アンテナで得られるのと同じダイバーシティ特性をもたらす２分岐送信ダイバーシティ方式が提供されている。このことは、２つの受信アンテナで得られるのと同じ受信信号の品質変動の低減を、代わりに２つの送信アンテナで実現できることを意味する。基地局及び加入者ユニットを備えるセルラー方式無線システムの場合、アップリンク及びダウンリンクの両方の変動性は、複数アンテナを設置するとなると費用がかかり煩わしい加入者ユニットではなく、基地局の複数のアンテナのみで対処できる。
【０００６】
Ｓ．Ｍ．Ａｌａｍｏｕｔｉの２分岐送信ダイバーシティ方式の問題は、チャンネル内の符号間干渉を有効に処理できない点にある。チャンネルが符号間干渉を受ける場合、最初の符号シーケンスの複数のバージョンは、異なる遅延時間で受信され符号シーケンスの検出が一層困難になる。異なる遅延時間を有する複数の伝播パス、２つ以上の符号間隔にまたがる送信パルス整形器の使用、又は受信フィルタによって符号間干渉が生じる場合がある。送信パルス整形器及び受信フィルタはチャンネルの一部とみなされる。チャンネル内に符号間干渉が存在する場合、Ｓ．Ｍ．Ａｌａｍｏｕｔｉの方式では良好な特性の一部が失われる。更に詳細には、チャンネル内の符号間干渉のために、Ｓ．Ｍ．Ａｌａｍｏｕｔｉに説明される単純な形態では受信器を認識できない。それどころか、非常に複雑な受信器が必要となる。これによって、符号間干渉を伴うチャンネルに対するこの方式の有益性が大幅に損なわれる。
【０００７】
比較的単純な受信器を用いて有効に符号間干渉を処理しながら、送信器が少ない電力でもって良好な信号をもたらすことを可能にする送信ダイバーシティに関するシステム及び方式が必要とされる。
【０００８】
（発明の開示）
本発明は、特定されている種々の制限を解決して、符号間干渉が存在するチャンネルにおける送信ダイバーシティを得るためのシステム及び方法を提供する。本発明では、この方法を時間反転時空間ブロック符号化と呼ぶ。本システム及び方法によって、符号間干渉が存在するチャンネルについても比較的単純な受信アルゴリズムを備える受信器によって受信信号の品質の変動を低減する。２つ以上のアンテナグループにおいて送信遅延ダイバーシティを適用することは本発明の別の実施形態であり、これにより遅延ダイバーシティ方式で使用するチャンネル数が更に増え、受信信号の品質の変動を更に低減できる。
【０００９】
本発明は、複数の符号を含む信号を処理して送信するためのシステムにおいて符号間干渉が存在するチャンネルに適用でき、信号レベルの変動を低減する方法に関する。本システムは、送信器に接続された第１及び第２の離間したアンテナを備える。１つの実施例において、信号レベルの変動を低減する方法は以下の段階を含む。信号の符号を、各々が少なくとも２つの符号を有する第１及び第２の符号ストリームに分割する段階。送信フレームを第１及び第２の送信ブロックに分割する段階。第１の送信ブロックの期間に第１のアンテナを経由して第１の符号ストリームを送信すると共に、第２の送信ブロックの期間に第２のアンテナを経由して第２の符号ストリームを送信する。第２の符号ストリームを時間反転、複素共役形式取得、及びネゲートする。第１の符号ストリームを時間反転し、複素共役形式で取得する。第２の送信ブロックの期間に第１のアンテナから第２の符号ストリームを時間反転、複素共役、及びネゲートされた形式で送信すると共に、第２のアンテナから第１の符号ストリーム時間反転及び複素共役された形式で送信する。
【００１０】
別の実施形態において、本発明は、符号シーケンスを含む形式の信号を離間したアンテナ又は異なる極性のアンテナで送信して、フェージング及び符号間干渉を低減する方法であって、（１）符号シーケンスを２つのシーケンスに分割する段階と、（２）送信フレームを２つのブロックに分割する段階と、（３）少なくとも１つのシーケンスの幾つかの符号が時間反転され、少なくとも１つのシーケンスの幾つかの符号が複素共役され、少なくとも１つのシーケンスの幾つかの符号がネゲートされるように、２つのシーケンスの符号を処理する段階と、（４）送信フレームのブロックの一方の期間に、一方の処理符号シーケンスを第１のアンテナに供給すると共に他方の処理符号シーケンスを第２のアンテナに供給し、送信フレームのブロックの他方の期間に、他方の処理符号シーケンスを第１のアンテナに供給すると共に一方の処理符号シーケンスを第２のアンテナに供給する段階とを含むことを特徴とする方法に関する。
【００１１】
別の実施形態において、本発明は、離間したアンテナ又は極性が異なるアンテナ上を２つのブロックを有する送信フレームで送信される符号ストリームを受信する方法であって、送信符号シーケンスを２つのシーケンスに分割し、少なくとも１つのシーケンスの幾つかの符号が時間反転され、少なくとも１つのシーケンスの幾つかの符号が複素共役され、少なくとも１つのシーケンスの幾つかの符号がネゲートされ、送信フレームのブロックの一方の期間に、一方の処理符号シーケンスを第１のアンテナ上で送信すると共に他方の処理符号シーケンスを第２のアンテナ上で送信し、送信フレームのブロックの他方の期間に、他方の処理符号シーケンスを第１のアンテナ上で送信すると共に一方の処理符号シーケンスを第２のアンテナ上で送信する。受信器は、送信フレームの第１及び第２のブロックにおいて符号ストリームを受信し、第２のブロックにおいて符号ストリームを時間反転し、複素共役形式で取得し、第１のブロックの符号ストリームと、第２のブロックの時間反転及び複素共役された符号ストリームとを濾過して減結合出力を形成する。
【００１２】
また、本発明の原理は、２つ以上のアンテナを備える配置に適用可能である。複数のアンテナを使用して、例えば、信号を結合して信号のＳＮ比を改善し、干渉を抑制することができる。２つ以上の受信アンテナを処理するような受信器の一般化は、公知の方法を利用して行うことができる。
本発明の上述の目的及び他の目的は、添付図面及び以下の説明から更に明確に理解されるであろう。
【００１３】
（発明の概要）
全体的に図１を参照して本発明を説明する。通信システムにおけるフレームの期間に送信される符号ストリームｄ（ｔ）は、時空間符号器へ供給される。時空間符号器は、符号ストリームｄ（ｔ）を、各々が符号を半分ずつ含む２つの符号ストリーム、ｄ１（ｔ）及びｄ２（ｔ）に分割する。また、送信フレームは、２つのブロックに分割される。時空間符号器は、２つのアンテナ１１及び１２に接続されている２つの無線送信器１３及び１４に入力信号を供給する。送信器１３及び１４において、時空間符号器からのデジタル信号は、アナログ／デジタル変換器によってアナログ信号に変換され、アップコンバータで無線周波数に変換される。本発明の１つの実施形態において、時空間符号器は、送信フレームの第１のブロックの期間にアンテナ１１から符号ストリームｄ１（ｔ）を送信し、アンテナ１２から符号ストリームｄ２（ｔ）を送信する。送信フレームの第２のブロックにおいて、時空間符号器は、時間反転、複素共役、及びネゲートされた符号ストリームｄ２（ｔ）をアンテナ１１から送信し、時間反転及び複素共役された符号ストリームｄ１（ｔ）をアンテナ１２から送信する。
【００１４】
受信器において、信号は、アンテナ１６によって受信され、ダウンコンバータでベースバンドに変換され、公知の方法によってデジタル化される。次に、デジタル信号は、時空間減結合器１７及びチャンネル推定器１８へ供給される。送信された符号の一部は公知のものであることが好ましい。次に、チャンネル推定器は、これらの符号値を使用して２つの送信アンテナと受信アンテナとの間チャンネルを推定することができる。これらのチャンネル推定値は、時空間減結合器に供給され、時空間減結合器は、２つの減結合された出力、ｚ１（ｔ）及びｚ２（ｔ）が形成されるように受信信号を濾過する。これらの出力は、ｚ１（ｔ）がｄ１（ｔ）に依存するがｄ２（ｔ）には依存せず、ｚ２（ｔ）がｄ２（ｔ）に依存するがｄ１（ｔ）には依存しないという意味では減結合される。信号ｚ１（ｔ）及びｚ２（ｔ）は、依然して伝播チャンネル内の遅延スプレッド、及び／又は送信器の部分的な応答変調、及び／又は受信フィルタの遅延スプレッドに起因する符号間干渉を受ける。しかしながら、信号ｚ１（ｔ）及びｚ２（ｔ）の各々は、２つの符号ストリームではなく一方の符号ストリームのみに依存するので、符号ストリームｄ１（ｔ）及びｄ２（ｔ）の推定は、ｚ１（ｔ）及びｚ２（ｔ）が各々２つの符号ストリームに依存する場合よりも非常に単純である。このことは本発明の重要な部分である。それぞれｄ１（ｔ）及びｄ２（ｔ）を検出するためのｚ１（ｔ）及びｚ２（ｔ）における符号間干渉の等化は、最大尤度シーケンス等化器で行うことができる。使用できる他の等化器又は検出器としては、例えば、線形等化器、及び判定帰還等化器、及びこれら全ての検出器の種々の変形例を挙げることができる。検出器２１及び２２は、調整の目的でチャンネル推定器１８からのチャンネル推定値を使用することができる。符号ストリームｄ１（ｔ）及びｄ２（ｔ）は、検出後にストリームコンバイナ２３にて結合されて元の送信符号ストリームｄ（ｔ）の推定値になる。
【００１５】
本発明の思想から逸脱することなく、本明細書で示す方法の簡単な変更及び改良を行うことが可能である。例えば、異なるストリーム数の異なる符号配列をもつこと、及び送信フレームを異なる数のブロックに分割することが可能であり、同じ最終目標を達成しながら、即ち、受信器がチャンネル内に符号間干渉が存在している場合でも簡単な方法でもって空間ダイバーシティを回復することができるように複数のアンテナから送信しながら、これらのブロックに時間反転、複素共役、及びネゲートを異なる方法で適用することが可能である。
【００１６】
また、本発明の思想から逸脱することなく、受信器内で符号の検出を別々に行うことが可能である。例えば、受信器において、計算方法の適切な組み合わせ及び濾過又は配置を用いて符号ストリームｄ１（ｔ）及びｄ２（ｔ）の検出値が符号ストリームｄ１（ｔ）及びｄ２（ｔ）の２つの別個の検出値に有効に減結合されるという事実を利用したい場合がある。これを行うためには本発明の思想を利用する必要がある。
【００１７】
また、送受信を行なうための方法の僅かな変更を含む本発明の実現可能な顕著な特徴は、複数の信号ストリームが生成され、それらの各々が有効に符号の単一の符号ストリームの濾過バージョンとなるように送信し、受信信号を処理及び濾過することである。これによって、チャンネル内の符号間干渉の緩和が容易になる。
【００１８】
本発明の別の特徴は、有効な経験を積んだチャンネルが実際のチャンネルの時間反転バージョンとなるようにチャンネル上に信号を送る方法である。これを実現する方法は以下に説明する。時間反転チャンネルが経験を積むように信号を送信する能力は、ダイバーシティを上手く利用するために複数のアンテナからの送信時に有効に符号間干渉を処理する上で重要である。
【００１９】
（発明を実施するための最良の形態）
本明細書では、離散時間型チャンネルモデル及び検出器を検討する。離散時間型フィルタは、以下に例示するように単位遅延演算子ｑ−１の多項式として表わすことができる。
2004501541.tif 000003
但し、ｎａは、ｎａ＋１タップを有するフィルタを表す多項式ａ（ｑ−１）の次数である。離散時間は、離散変数ｔで示す。また、フィルタは、非因果的フィルタであり、単位前進演算子ｑの累乗による項をもつことができる点に留意されたい。
【００２０】
多重入力単一出力（ＭＩＳＯ）フィルタは、多項式行ベクトルとして表すことができ、単一入力多重出力（ＳＩＭＯ）フィルタは、多項式列ベクトルとして表すことができる。多重入力多重出力（ＭＩＭＯ）フィルタは、多項式マトリクスとして表すことができる。
【００２１】
フィルタａ（ｑ−１）の複素共役は以下のように定義する。
2004501541.tif 000004
得られるフィルタは、逆因果的である点に留意されたい。
【００２２】
これに対して、ＭＩＳＯ、ＳＩＭＯ、又はＭＩＳＯフィルタの複素共役転置は、式（１）に応じて複素共役された全てのフィルタ要素を有するフィルタの転置である。
【００２３】
２つの送信アンテナ及び１つの受信アンテナを有するチャンネルの離散時間型モデルを以下に示す。
2004501541.tif 000005
但し、式（２）において、ｙ（ｔ）は、受信信号であり、ｄ１（ｔ）及びｄ２（ｔ）は、それぞれアンテナ１１及びアンテナ１２から送信される符号シーケンスであり、ｈ１（ｑ−１）及びｈ２（ｑ−１）は、それぞれアンテナ１１及びアンテナ１２に対応するチャンネルである。相加性雑音は、ｎ（ｔ）によってモデル化される。本説明において、雑音は、分散
2004501541.tif 000006
の白色雑音と想定する。図２を参照されたい。チャンネルは、フェージング中であるが、符号ブロック上でほぼ定常であると想定する。変調及び受信フィルタに使用されるパルス整形は、（２）でモデル化されたチャンネル全体の一部分である。
【００２４】
以下に本発明をデジタル形式の複合ベースバンド処理に関して説明する。送信されるデジタルベースバンド信号をアナログ信号に変換するデジタル／アナログ変換器があり、アナログ信号は公知の方法を使用して無線装置に関する無線周波数にアップコンバータで変換されると想定する。次に、これらの無線信号は、無線チャンネル上をアンテナから送信される。これに対応して、受信信号はアンテナによって受信され、公知の方法を使用して無線装置に関するベースバンドのアナログ信号にダウンコンバータで変換される。次に、この信号はサンプリングされ、アナログ／デジタル変換器によって複合デジタルベースバンド信号に変換される。
【００２５】
Ａ．符号間干渉がないチャンネル
暫定的に、チャンネルには遅延スプレッドがなく、部分的な応答変調を使用しないと想定する。つまり、符号間干渉がなく、各々のチャンネルは単一のタップのみを有する。即ち、以下の式のようになる。
2004501541.tif 000007
【００２６】
［１、２］でＡｌａｍｏｕｔｉによって提示される方法において、元の符号ストリームｄ（ｔ）は、２つの個別の符号ストリームｄ１（ｔ）及びｄ２（ｔ）に分割される。次に、これらの２つの符号ストリームは、「偶数」サンプル毎に以下の信号が受信されるようにアンテナ１１及びアンテナ１２で送信される。
2004501541.tif 000008
即ち、ｄ１（ｔ）はアンテナ１１から送信され、ｄ２（ｔ）はアンテナ１２から送信される。雑音ｎ１（ｔ）は、対応する偶数雑音サンプルを表す。符号ストリームは、「奇数」サンプル毎に以下の信号が受信されるように送信される。
2004501541.tif 000009
即ち、ｄ＊１（ｔ）はアンテナ１１から送信され、−ｄ＊２（ｔ）はアンテナ１２から送信される。雑音ｎ’２（ｔ）は、対応する奇数雑音サンプルを表す。次に、受信された奇数信号サンプルは複素共役化されて以下の信号を与える。
2004501541.tif 000010
【００２７】
以下のベクトル
2004501541.tif 000011
2004501541.tif 000012
及びマトリクス
2004501541.tif 000013
を導入すると、２つの符号ストリームｄ１（ｔ）及びｄ２（ｔ）からの送信を以下の受信シーケンスｒ１（ｔ）及びｒ２（ｔ）で表すことができる。
2004501541.tif 000014
「チャンネルマトリクス」Ｈは、以下のように直交している点に留意されたい。
2004501541.tif 000015
【００２８】
［１、２］においてＡｌａｍｏｕｔｉは、受信器においてｒ（ｔ）にＨＨを乗算して以下の信号を得ることを提案している。
2004501541.tif 000016
但し、
2004501541.tif 000017
実際には、ＨＨは適合フィルタであり、式（１２）のｚ（ｔ）は適合フィルタ出力である点に留意されたい。
【００２９】
ｚ（ｔ）＝［ｚ１（ｔ）ｚ２（ｔ）］Ｔ成分を用いて式（１２）を以下のように表すことができる。
2004501541.tif 000018
2004501541.tif 000019
【００３０】
式（１１）を用いて雑音ベクトルｖ（ｔ）＝［ｖ１（ｔ）  ｖ２（ｔ）］Ｔの共分散を以下のように計算することができる。
2004501541.tif 000020
第３の等式において、ｎ（ｔ）は共分散
2004501541.tif 000021
の白色ベクトル雑音シーケンスであるという事実を用いた。Ｒｖｖはダイアゴナルであることから、ｖ１（ｔ）及びｖ２（ｔ）には相関がない。
【００３１】
適合フィルタ出力ｚ１（ｔ）及びｚ２（ｔ）は、明らかに適切なスケーリング及びスライシング後に、それぞれ送信符号ｄ１（ｔ）及びｄ２（ｔ）を推定するために単独で使用することができる。この単純化された減結合検出の根拠は、勿論、チャンネルマトリクスＨが直交しており、結果的にＨＨＨがダイアゴナルである点にある。従って、２つの符号ストリームｄ１（ｔ）及びｄ２（ｔ）、即ち減結合の検出は、検出を非常に容易にする。更に、ｖ１（ｔ）及びｖ２（ｔ）は相関がなく、２つの符号ストリームの同時検出によって利得を得ることができない。
【００３２】
１つの送信アンテナ及び２つの受信アンテナを使用した場合、対応する適合フィルタ出力は以下のようになるであろう。
2004501541.tif 000022
従って、式（１２）の適合フィルタ出力は、２つの送信アンテナ及び１つの受信アンテナを使用すると、１つの送信アンテナ及び２つの受信アンテナを使用したときと同じダイバーシティの利点を得ることが分かる（しかしながら、送信時のチャンネルに関する知識がなければ、干渉性結合から利益を得ることはできない）。このことはＡｌａｍｏｕｔｉ［１、２］によって示されている。
【００３３】
符号間干渉がないチャンネルを対象とした送信ダイバーシティ方式におけるｒ’２（ｔ）の複素共役後の受信信号を図３に示す。
【００３４】
Ｂ．符号間干渉があるチャンネル
ここで、符号間干渉がある式（２）の最初のチャンネルモデルに戻る。適切な置換及び操作によって、符号間干渉があるチャンネルに対するＡｌａｍｏｕｔｉ［１、２］による方式の対応物を導き出すことができる。しかしながら、この導出作業は自明ではない。
【００３５】
受信信号が以下の形を有するように送信すると想定する。
2004501541.tif 000023
但し、
2004501541.tif 000024
である。
雑音ベクトルｎ（ｔ）は、以下に説明する受信器における必要な操作後の雑音である。この雑音は共分散
2004501541.tif 000025
を有する白色雑音とすることができる。チャンネルｈ＊１（ｑ）及びｈ＊２（ｑ）は複素共役係数を有し、時間反転されており、結果的に逆因果的である。以下にこの信号処理を実現する方法を示す。
また、多項式チャンネルマトリクスＨ（ｑ、ｑ−１）は、ここでは以下の意味において直交している。
2004501541.tif 000026
【００３６】
受信器において、この信号を適合フィルタＨＨ（ｑ、ｑ−１）でもって濾過する。次に、適合フィルタからの出力を次の式によって得る。
2004501541.tif 000027
但し、
2004501541.tif 000028
ｚ（ｔ）＝［ｚ１（ｔ）  ｚ２（ｔ）］Ｔ成分を用いて式（２０）を以下のように表すことができる。
2004501541.tif 000029
2004501541.tif 000030
式（１６）と同様に、雑音シーケンスｖ１（ｔ）及びｖ２（ｔ）は、以下の式によって得られるｖ（ｔ）のスペクトルがｖ１（ｔ）とｖ２（ｔ）との間に交差項をもたないので相関はない（標記を簡単にするためにスペクトル中のｚをｑに置き換えた）。
2004501541.tif 000031
３番目の等式において、ｎ（ｔ）は
2004501541.tif 000032
を有する白色雑音という事実を用いた。
【００３７】
従って、符号ストリームｄ１（ｔ）及びｄ２（ｔ）を検出する問題は切り離される。更に、適合フィルタ処理後のチャンネルは、１つの送信アンテナ及び２つの受信アンテナを使用する場合に得られるものと同じである。従って、この方式では、符号間干渉がない場合と同様に、１つの送信アンテナ及び２つの受信アンテナを使用して得ることができるのと同じダイバーシティの利点が得られる。従って、完全なダイバーシティを得ることができる。勿論、符号間干渉は、依然として等化器によって処理する必要がある。しかしながら、適合フィルタから得られる出力は、まさしく適合フィルタ測定規準を使用する最大尤度シーケンス推定器によって処理される信号である。例えば［４、３］を参照されたい。この場合も同様に、符号間干渉がない場合、２つの受信アンテナを使用する場合に得られる干渉性結合からの利益は、２つの送信アンテナ及び１つの受信アンテナを使用する場合には再現されないことに注意されたい。
【００３８】
ＭＬＳＥを使用する場合、推定符号シーケンス
2004501541.tif 000033
は、再帰的に定義された適合フィルタ測定規準［４、３］を最大にする符号シーケンスであることができる。
2004501541.tif 000034
式（２５）において、γｋは、以下の両面複素共役対称測定規準多項式の係数である。
2004501541.tif 000035
最大化シーケンスは、Ｖｉｔｅｒｂｉアルゴリズム［５］を用いて求めることが好ましい（計算を助けるためには、同様に種々の部分最適方式を使用できる）。推定符号シーケンス
2004501541.tif 000036
は、同様にｚ（ｔ）の第２の成分ｚ２（ｔ）を用いて対応する測定規準を最大化することで形成される。
【００３９】
受信器内の符号検出器が適切に作動するためには、符号検出器はチャンネルに適合する必要がある。これを行う１つの方法は、公知の送信符号を使用してチャンネルを推定することである。このチャンネル推定は、公知の方法を使用して多数の異なる方法で行うことができる。１つのチャンネル推定方法は、公知の送信符号に対応する受信信号部分を最良にモデル化する多項式ｈ１（ｑ−１）及びｈ２（ｑ−１）を推定することである。このアプローチはよく知られており、チャンネル推定を行うことができる方法の一例である。式（２５）の測定規準を使用する最大尤度シーケンス検出器として本明細書で説明する符号検出器において、チャンネル多項式ｈ１（ｑ−１）及びｈ２（ｑ−１）を推定し、それを使用して式（２６）において測定規準多項式を形成する必要があり、その係数は、式（２５）の最大尤度シーケンス検出器測定規準で使用される。
【００４０】
Ｃ．逆因果的信号
ベクトル信号ｒ（ｔ）＝［ｒ１（ｔ）  ｒ２（ｔ）］Ｔの成分、ｒ１（ｔ）及びｒ２（ｔ）を検討する。
2004501541.tif 000037
2004501541.tif 000038
【００４１】
ｒ１（ｔ）を受信するために、単純に符号ストリームｄ１（ｔ）をアンテナ１１から、符号ストリームｄ２（ｔ）をアンテナ１２から送信する。しかしながら、チャンネル内には符号間干渉が存在するので、例えば、交番する符号間隔でｒ１（ｔ）及びｒ２（ｔ）を受信するように送信することはできない。例えば、ｒ１（ｔ）の長いシーケンス及びｒ２（ｔ）の長いシーケンスを受信するように送信する必要がある。このことは以下に更に詳細に説明する。
【００４２】
受信器においてｒ２（ｔ）を得ることは簡単ではないが可能である。２つの符号ストリームｄ１（ｔ）及びｄ２（ｔ）を検討する。Ｎ＋１になるようにその長さを選ぶ。これらの符号ストリームを時間反転して新しい符号ストリームを形成する。
2004501541.tif 000039
2004501541.tif 000040
ここで、
2004501541.tif 000041
をアンテナ１１から、
2004501541.tif 000042
をアンテナ１２から送信する。従って、受信器における信号は、以下のようになる。
2004501541.tif 000043
式（３１）のｒ’２（ｔ）を時間反転して複素共役化することによって以下の信号を得る。
2004501541.tif 000044
但し、ｎ＊（Ｎ−ｔ）はｎ２（ｔ）で示す。式（３２）の信号は、まさしく式（２８）の所望の信号ｒ２（ｔ）である。
【００４３】
図４は符号間干渉があるチャンネルに関する送信ダイバーシティ方式での操作後の受信信号を示す。
【００４４】
つまり、送信ダイバーシティ方式は以下のように要約することができる。符号シーケンスｄ（ｔ）、ｔ＝０、１、２Ｎ＋２は、２つのシーケンス、ｄ１（ｔ）、ｔ＝０、１、２、…、Ｎ、及びｄ２（ｔ）、ｔ＝０、１、２、…、Ｎに分割する。各々のシーケンスｄ１（ｔ）及びｄ２（ｔ）に等しい量の符号が存在し、相互に隣接するシーケンスにおける各符号の間の相関が著しく影響を受けない限り、この符号シーケンスｄ（ｔ）の２つの符号シーケンスへの分割は多少恣意的に行うことができる。また、送信フレームを２つのブロックに分割する。送信フレームの第１のブロックの期間にアンテナ１からシーケンスｄ１（ｔ）を送信し、アンテナ２からシーケンスｄ２（ｔ）を送信する。送信フレームの第２のブロックの期間にアンテナ１１から時間反転及び複素共役されたｄ２（ｔ）を送信し、アンテナ１２から時間反転、複素共役、及びネゲートされたｄ１（ｔ）を送信する。図５は送信手順を示す。
【００４５】
受信側では、送信フレームの第１のブロックの期間にサンプルを集めてシーケンスｒ１（ｔ）を形成し、送信フレームの第２のブロックの期間にサンプルを集め、シーケンスｒ２（ｔ）を形成するためにシーケンスを時間反転及び複素共役させる。次に、シーケンスｒ１（ｔ）及びｒ２（ｔ）をＭＩＭＯ適合フィルタレＨＨ（ｑ、ｑ−１）へ入力して、減結合出力ｚ１（ｔ）及びｚ２（ｔ）を形成する。次に、シーケンスｚ１（ｔ）及びｚ２（ｔ）を単独で使用して、送信シーケンスｄ１（ｔ）及びｄ２（ｔ）を推定する。この検出は、例えば、最大尤度シーケンス推定器で行うことができる。図６は受信信号処理を概略的に示す。
【００４６】
前述の符号の送受信方法は、本発明の主要な部分である。特に重要なのは、フレームの第２のブロックで送信する際に符号ストリームを時間反転し、受信器において、フレームの第２のブロックの期間に受信した信号を時間反転する概念である。これらの時間反転操作は、本発明で説明する単純な検出を可能にするものである。これらの時間反転操作及び受信器に関して説明した適合フィルタがなければ、２つの符号ストリームｄ１（ｔ）及びｄ２（ｔ）の検出は減結合しない。この効果を得るための送受信の構成方法に関しては多数の変形例がある。どの符号シーケンスをネゲートするか、どの符号シーケンスを複素共役化するか、及び、どの符号シーケンスを時間反転するかを変更できる。送信の実行方法の変更は別として、受信器において式（２０）で適用される、対応する適合フィルタＨＨ（ｑ、ｑ−１）を変更できる。これらの全ては、本発明の単純な変形例である。主要な原理は、符号がチャンネルを通過し、本発明で前述したように受信器において処理された後に、シーケンスｄ１（ｔ）又はｄ２（ｔ）の一方だけに依存する２つの出力が生成され、例えば最大尤度シーケンス推定器を使用して本発明で説明したように等化が容易になるように符号送信を構成することである。
【００４７】
本発明の非常に重要な構成要素は、有効な経験を積んだチャンネルが実際のチャンネルの時間反転バージョンになるように、チャンネル上に信号を送る方法である。このことを実現できる方法に関する原理を以下に説明する。
【００４８】
時間離散型符号ストリームｄ（ｔ）、ｔ＝１、２、…Ｎ、及び多項式ｈ（ｑ−１）によって説明されるチャンネルがあると想定する。チャンネルｈ（ｑ−１）上に符号ストリームｄ（ｔ）を送信して符号間隔毎に１回だけ受信信号をサンプリングする場合、受信器のサンプリング出力ｙ（ｔ）は、以下のように表すことができる。
2004501541.tif 000045
但し、ｎ（ｔ）は、雑音プラス干渉を表す項である。信号
2004501541.tif 000046
を以下の形式に形成する必要があると想定する。
2004501541.tif 000047
但し、ｖ（ｔ）は雑音及び干渉の別の表現であり、ｈ（ｑ）はｈ（ｑ−１）の時間反転バージョンであり、換言すればｈ（ｑ−１）の遅滞演算子ｑ−１は、前進演算子ｑで置換される。即ち、
2004501541.tif 000048
の場合は以下のようになる。
2004501541.tif 000049
2004501541.tif 000050
が生成されるようにｈ（ｑ−１）にｄ（ｔ）信号を送ることは簡単ではないが、以下のようにして実行できる。
【００４９】
符号ストリームｄ（ｔ）を取得して時間反転して、時間反転符号ストリームを形成する。
2004501541.tif 000051
以下の信号が受信されるように、チャンネルｈ（ｑ−１’）上に
2004501541.tif 000052
を送信する。
2004501541.tif 000053
信号ｘ（ｔ）を時間反転すると以下の所望の信号が得られる。
2004501541.tif 000054
2004501541.tif 000055
はｚ（ｔ）の時間反転バージョンなので式（３４）のように表すことができ、結果的にこれは所望の信号である。
【００５０】
符号間干渉に起因して、信号は所定の「エッジ効果」を受ける。しかしながら、これらの効果は、各々の送信ブロックの最初と最後に公知の符号を挿入することによって処理できる。チャンネル内の最大遅滞時間を以下のように定義する。
2004501541.tif 000056
従って、ｒ１（ｔ）の最初のｎｈサンプルは式（２７）と一致せず、同様にｒ２（ｔ）の最後のｎｈは式（２８）と一致しない。受信器（２０）の適合フィルタは、ｒ１（ｔ）をｈ＊１（ｑ）又はｈ＊２（ｑ）で、ｒ２（ｔ）をｈ２（ｑ−１）又は−ｈ１（ｑ−１）で濾過する。その結果、適合フィルタ信号ｚ（ｔ）は、ｔ∈［ｎｈ＋１、Ｎ−ｎｈ］の場合に式（２０）と一致することになる。
【００５１】
従って、ｒ１及びｒ２ブロックの最初と最後において、ｎｈ符号は、本明細書で概要を説明した単純化された検出において使用できない。しかしながら、このことは大きな問題ではない。いずれの場合でも、チャンネルｈ１（ｑ−１）及びｈ２（ｑ−１）を推定するためには幾つかのトレーニング符号が必要である。つまり、ｒ１及びｒ２ブロックの最初と最後に、正確にはシーケンスｄ１（ｔ）及びｄ２（ｔ）の最初と最後に、従って、シーケンス−ｄ＊２（Ｎ−ｔ）及びｄ＊１（Ｎ−ｔ）の最初と最後にこれらのトレーニング符号を加えることができる。ｒ１ブロックの最後、及びｒ２ブロックの最初のトレーニング符号は、常に長いトレーニングシーケンスと結合される。このことは、符号間干渉があるチャンネルを推定する場合には、トレーニングシーケンスを極端に短いものにできないので重要である。更に、特別なトレーニング符号は、ｒ１ブロックの最後とｒ２ブロックの最初の前との間に挿入することができる。
【００５２】
また、この方式を基地局からの送信に使用する場合には、受信加入者は、潜在的にｒ２ブロックの最後のトレーニング符号をｒ１ブロックの最初と結合してさらに長いトレーニングシーケンスを形成することができる。
【００５３】
ｒ２ブロックで送信されたトレーニング符号を含む全ての符号は、ｒ１ブロックの対応トレーニング符号と時間反転比較される点に留意されたい。従って、ｒ２ブロックのトレーニング符号は、ｒ１ブロックのトレーニングシーケンスと時間反転比較される。符号ストリームｄ１（ｔ）及びｄ２（ｔ）の最初と最後のトレーニング符号の数は、少なくとも符号期間内の最大予想遅延時間ｎｈに等しくなければならない。図７は、トレーニングデータ及びデータの構成を示す。データの上側の行をアンテナ１１、下側の行をアンテナ１２から送信する。
【００５４】
Ｉ．送信遅延ダイバーシティとの組み合わせ
前述の送信ダイバーシティ方法を「時間反転時空間ブロック符号化」と呼ぶ。時間反転時空間ブロック符号化は、符号間干渉を処理することができることから、送信遅延ダイバーシティ［６］の公知の方法と組み合わせることができる。送信遅延ダイバーシティにおいて、人為的な遅延スプレッドは、異なるアンテナからの各送信の間の所定の遅延でもって２つ以上のアンテナから同じ信号を送信することによってチャンネル内に導入される。各アンテナの間の遅延は、一般に符号間隔の次数であろう。チャンネル内に人為的に導入される遅延スプレッドは、受信器の等化器又はシーケンス検出器が利用できるダイバーシティを導入する。送信遅延ダイバーシティは、以下のように時間反転時空間ブロック符号化と組み合わせることができる。
【００５５】
送信アンテナのグループを２つのグループに分割する。それぞれのグループ内で、送信遅延ダイバーシティを送信する。次に、２つのグループを２つの異なるチャンネルとみなして時間反転時空間ブロック符号化を適用する。従って、各々のグループ内で得られた送信遅延ダイバーシティである初期ダイバーシティを２倍にする。ダイバーシティが大きくなると、受信信号レベルの変動が小さくなり、加入者ユニットで必要とされる受信電力が低減する。このことは、基地局から少ない電力で送信を行うことができるので、システムの範囲を更に拡大するために、又は性能を高めるために利用でき、結果として干渉発生が低減するのでシステム内で更に多くのユーザを割り当てることが可能になる。
時間反転時空間ブロック符号化と送信遅延ダイバーシティの組み合わせは、本発明の一部を構成する。
【００５６】
符号間干渉が存在する、即ち符号間干渉を生じるチャンネルに対する新しい送信ダイバーシティ方式を説明した。符号間干渉は、部分的な応答変調、又は伝播チャンネルの遅延スプレッドにより生じる場合がある。この方式は、［１、２］で提示された符号間干渉が存在しないチャンネルに対する送信ダイバーシティ方式の利点の多くをもっている。しかしながら、［１、２］で説明されている方式とは対照的に、符号間干渉が存在するチャンネルに有効に対処できる。このことは、多くの実際の無線通信チャンネルは、送信器の部分的な応答変調、又は伝播チャンネルの遅延スプレッド、又は受信器の濾過処理、又はこれら全ての影響のいずれかにより多少の符号間干渉をもつので非常に重要である。
【００５７】
符号ストリームの検出は減結合され、不必要に複雑な検出器を回避できる。また、この方式は、１つの送信アンテナ及び２つの受信アンテナでもって得ることができるのと同じダイバーシティ上の利点を、２つの送信アンテナ及び１つの受信アンテナで得ることができる。チャンネルは、符号ブロック上でほぼ定常であることが必要とされる。このブロックのサイズは設計パラメータである。
【００５８】
この方式は、等化器が複雑にならないので、高次配列（例えば、ＱＡＭ、８ＰＳＫ、又は１６ＱＡＭ）で信号を送る場合に、送信ダイバーシティを実現するために特に有用である点に留意されたい。送信遅延ダイバーシティを用いて同一のダイバーシティを実現しようとする場合、等化器は、実質的に複雑になってしまう場合がある。このことは、受信器がＭＬＳＥ又はその部分最適バージョンを使用する場合に特に当てはまる。
【００５９】
本明細書で時間反転時空間ブロック符号化と呼ばれる前述の方法は、符号間干渉を処理可能であり、時間反転時空間ブロック符号化を送信遅延ダイバーシティの公知の方法［６］と組み合わせることができる。送信アンテナのグループは、２つのグループに分割することができる。それぞれのグループ内では、遅延ダイバーシティを使用することができる。次に、２つのグループを２つのチャンネルとみなして時間反転時空間ブロック符号化を適用する。従って、各々のグループ内で得られた送信遅延ダイバーシティである初期ダイバーシティを２倍にする。
【００６０】
時間反転時空間ブロック符号化単独で、及び送信遅延ダイバーシティとの組み合わせの両方によって、送信におけるダイバーシティが大きくなる。このことは、受信器が、幾分独立して、より多くのフェージング信号を調べ、それら全てが同時に低電力をもつことができるという可能性が低減されることを意味する。ダイバーシティが大きくなれば、受信信号のレベルの変動が小さくなり、加入者ユニットで必要とされる受信電力が低減する。このことは、基地局から少ない電力で送信を行うことができるので、システムの範囲を更に拡大するために、又は性能を高めるために利用でき、結果として干渉発生が低減するのでシステム内で更に多くのユーザを割り当てることが可能になる。従って、送信の所謂フェージング限界を下げることができる。このことは、加入者ユニットで必要とされる平均電力が更に低減されることを意味する。この所要平均電力の低減は、送信電力を変更することなくシステムの範囲を広げるために、又は送信電力を低減してシステムの性能を高めるために使用でき、結果的に、符号間干渉が低減し、システム内で更に多くのユーザを割り当てることができる。また、所要平均電力の低減は、異なるデータ転送率が利用可能な場合は加入者へのデータ転送率を高めるのに使用できる。
【００６１】
本発明の前述の実施形態は、本発明の原理を単に例示するものであり、当業者であれば、請求項に記載される本発明の精神及び範囲から逸脱することなく様々な変更及び改良を行うことができる。
【００６２】
（参考文献）
［１］Ｓ． Ｍ． Ａｌａｍｏｕｔｉ， ”Ａ ｓｉｍｐｌｅ ｔｒａｎｓｍｉｔ ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ ｆｏｒ ｗｉｒｅｌｅｓｓ ｃｏｍｍｕｎｉｃａ ｔｉｏｎｓ， ”Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｓｅｌｅｃｔｉｖｅ Ａｒｅａｓ ｏｆ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ， ｖｏｌ． １６， ｎｏ． ８， ｐｐ． １４５１− １４５８， Ｏｃｔｏｂｅｒ １９９８．
［２］Ｓ． Ｍ． Ａｌａｍｏｕｔｉ， ”Ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ ｆｏｒ ｗｉｒｅｌｅｓｓ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，”， Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ ｐａｔｅｎｔ ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ＰＣＴ／ＵＳ９８／１７９６３．
［３］Ｅ． Ｌｉｎｄｓｋｏｇ． Ｓｐａｃｅ−ｔｉｍｅ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ ａｎｄ ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ ｆｏｒ ｗｉｒｅｌｅｓｓ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ， ＰｈＤ ｔｈｅｓｉｓ， Ｕｐｐｓａｌａ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ， Ｓｉｇｎａｌｓ ａｎｄ Ｓｙｓｔｅｍｓ， ＰＯ Ｂｏｘ ５２８， ７５１ ２０ Ｕｐｐｓａｌａ，Ｓｗｅｄｅｎ， １９９９， Ｓｅｅ ｗｗｗ．ｓｉｇｎａｌ．ｕｕ．ｓｅ．
［４］Ｅ． Ｌｉｎｄｓｋｏｇ， ”Ｍｕｌｔｉ−ｃｈａｎｎｅｌ ｍａｘｉｍｕｍ ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ ｓｅｑｕｅｎｃｅ ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ，” ｉｎ Ｐｒｏ ｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ｔｈｅ ４７ｔｈ ＩＥＥＥ Ｖｅｈｉｃｕｌａｒ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ， ｖｏｌ． ２， Ｐｈｏｅｎｉｘ， Ａｒｉ ｚｏｎａ， ＵＳＡ， Ｍａｙ ５−７ １９９７， ｐｐ． ７１５−７１９．
［５］Ａ． Ｊ． Ｖｉｔｅｒｂｉ， ”Ｅｒｒｏｒ ｂｏｕｎｄｓ ｆｏｒ ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎａｌ ｃｏｄｅｓ ａｎｄ ａｎ ａｓｙｍｐｔｏｔｉｃａｌｌｙ ｏｐｔｉｍｕｍ ｄｅｃｏｄｉｎｇ ａｌｇｏｒｉｔｈｍ， ”ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｔｈｅｏｒｙ， ｖｏｌ． １３， ｐｐ． ２６０−２６９， Ａｐｒｉｌ １９６７．
［６］Ａ． Ｗｉｔｔｎｅｂｅｎ， ”Ｂａｓｅ ｓｔａｔｉｏｎ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ ｆｏｒ ｄｉｇｉｔａｌ ｓｉｍｕｌｃａｓｔ，” ｉｎ Ｐｒｏ ｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ｔｈｅ ４ｌｓｔ Ｖｅｈｉｃｕｌａｒ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ， １９９１．
【図面の簡単な説明】
【図１】
本発明による時間反転ブロック送信ダイバーシティシステムの概略図である。
【図２】
２つの送信アンテナ及び受信アンテナの場合のチャンネル模式図である。
【図３】
符号間干渉がないチャンネルに対する送信ダイバーシティ方式におけるｒ２（ｔ）の複素共役後の受信信号を示す。
【図４】
符号間干渉があるチャンネルに対する送信ダイバーシティ方式における操作後の受信信号を示す。
【図５】
符号間干渉があるチャンネルに対する送信ダイバーシティ方式における送信の概略図である。
【図６】
符号間干渉があるチャンネルに対する送信ダイバーシティ方式を使用する場合の符号検出の概略図である。
【図７】
トレーニングデータ及びアンテナで送信されたデータの構成を示す。
【図１】
2004501541.tif 000059
【図５】
2004501541.tif 000060
【図６】
2004501541.tif 000061
【図７】
2004501541.tif 000062
【国際公開パンフレット】
2004501541.tif 000063
2004501541.tif 000064
2004501541.tif 000065
2004501541.tif 000066
2004501541.tif 000067
2004501541.tif 000068
2004501541.tif 000069
2004501541.tif 000070
2004501541.tif 000071
2004501541.tif 000072
2004501541.tif 000073
2004501541.tif 000074
2004501541.tif 000075
2004501541.tif 000076
2004501541.tif 000077
2004501541.tif 000078
2004501541.tif 000079
2004501541.tif 000080
2004501541.tif 000081
2004501541.tif 000082
2004501541.tif 000083
2004501541.tif 000084
2004501541.tif 000085
2004501541.tif 000086
2004501541.tif 000087
2004501541.tif 000088
2004501541.tif 000089
2004501541.tif 000090
2004501541.tif 000091
2004501541.tif 000092
2004501541.tif 000093
2004501541.tif 000094
2004501541.tif 000095
2004501541.tif 000096
【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
2004501541.tif 000097
【国際調査報告】
2004501541.tif 000098
2004501541.tif 000099
2004501541.tif 000100