(57)【要約】バックコンバータ、ブーストコンバータ又はフライバックコンバータは、一次スイッチング装置（１０；３８；７０；９８；１１０）を伴う一次側と二次スイッチング装置（２０；５０；８０；１０６）を伴う二次側とを有する２つのポートとして一般に表される。一次スイッチング装置はオン時間がコンバータの一次側における電圧に適合するように制御される。一次スイッチング装置のオン時間と一次電圧との間の関係は概ね双曲線関数である。
2004512798.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
コンバータの一次ポートに供給される一次電圧の、前記コン
バータの二次ポートに供給される二次電圧への変換を制御する方法であって、前記コンバータが、前記一次ポートに直列に結合される一次スイッチング装置と、前記二次ポートに直列に結合される二次スイッチング装置とを有し、前記一次スイッチング装置のオン時間が前記一次電圧によって制御される方法。
【請求項２】
前記一次スイッチング装置の前記オン時間は、前記一次電圧が増加するとき減少する請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記一次スイッチング装置の前記オン時間は、前記一次電圧の関数として概ね双曲線関数に従って変化する請求項１又は２に記載の方法。
【請求項４】
前記二次スイッチング装置は、前記一次側に過電力を反射するように制御される請求項１に記載の方法。
【請求項５】
一次ポートに供給される一次電圧を二次ポートに供給される二次電圧に変換するコンバータであって、前記コンバータが、前記一次ポートに直列に結合される一次スイッチング装置と、前記二次ポートに直列に結合される二次スイッチング装置と、前記一次スイッチング装置の切換えを制御する一次スイッチング制御手段と、前記二次スイッチング装置の切換えを制御する二次スイッチング制御手段とを有し、前記一次スイッチング制御手段が、前記一次スイッチング装置のオン時間を前記一次電圧によって制御することを特徴とするコンバータ。
【請求項６】
前記一次スイッチング装置の前記オン時間は、前記一次電圧が増加するとき減少する請求項５に記載のコンバータ。
【請求項７】
前記一次スイッチング装置の前記オン時間は、前記一次電圧の関数として概ね双曲線関数に従って変化することを特徴とする請求項５又は６に記載のコンバータ。
【請求項８】
前記一次スイッチング装置及び／又は前記二次スイッチング装置は、ＭＯＳＦＥＴを有する請求項５に記載のコンバータ。
【請求項９】
前記一次ポートに直列に接続される一次巻線と前記二次ポートに直列に接続される二次巻線とを伴う変圧器を有する請求項５に記載のコンバータ。
【請求項１０】
前記コンバータはバックコンバータである請求項５に記載のコンバータ。
【請求項１１】
前記コンバータはブーストコンバータである請求項５に記載のコンバータ。
【請求項１２】
前記コンバータはフライバックコンバータである請求項５に記載のコンバータ。
【請求項１３】
コンバータの一次ポートに直列に結合される一次スイッチング装置を制御する制御回路であって、
前記制御回路が、制御変数を入力するための制御入力部と、前記一次スイッチング装置を駆動するための制御出力部とを有し、
前記制御変数は前記コンバータの前記一次ポートに印加される一次電圧であり、前記制御回路が、前記一次電圧に基づいて前記制御出力部を通じて前記一次スイッチング装置のオン時間を制御する制御回路。
【請求項１４】
請求項５に記載したコンバータを有する表示装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、一次ポートに供給される一次電圧を二次ポートに供給される二次電圧に変換するコンバータであって、前記一次ポートに直列に結合される一次スイッチング装置と、前記二次ポートに直列に結合される二次スイッチング装置と、前記一次スイッチング装置の切換えを制御する一次スイッチング制御手段と、前記二次スイッチング装置の切換えを制御する二次スイッチング制御手段とを有するコンバータに関する。このコンバータはＡＣ−ＤＣ及びＤＣ−ＤＣ電力変換、特にユニバーサル電源（これに限定されない）のような低電力範囲において使用される。本発明は、斯かるコンバータのための制御方法及びその制御方法を実行するための制御回路にも関する。更に、本発明は、斯かるコンバータを有する表示装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
例えば５０Ｖ−４００Ｖの範囲のような広範囲の入力電圧変化を扱わなければならないコンバータアプリケーションでは、コンバータの一次ポートにおける一次スイッチング装置の導通時間は、最も低い一次電圧でも十分高いエネルギー変換が確実にされるように選択されなければならない。例えば、ヨーロッパ特許出願公開第０，３３６，７２５号に開示されているように、一次スイッチング装置の定まった導通時間が使用される場合、大きな一次電圧に対して極端に大きな電流が生じ、コンバータの高電流定格、高ＲＭＳ損失、及び大きな循環エネルギーという結果になる。
【０００３】
一例として、双方向フライバックコンバータがより詳細に記載されている。米国特許出願公開第３，９８６，０９７号及びヨーロッパ特許出願公開第０，０１３，３３２号には、双方向フライバックコンバータの駆動構造が開示されている。
【０００４】
一般に、双方向フライバックコンバータは、一次巻線と二次巻線とを持つ変圧器、一次変圧器巻線と直列に結合される一次スイッチング装置、及び二次変圧器巻線と直列に結合される二次スイッチング装置を有する。全ての回路素子が理想素子（寄生インダクタンス、漏れインダクタンス又は浮遊インダクタンス、寄生容量が無い）と仮定すると、コンバータの動作は、基本的に２つのモードを有する。１つは変圧器の一次側における導通モード、もう１つは変圧器の２次側での導通モードである。両方のモードは、２つのサブモードに分割することができ、各導通モードの第１の期間の間にエネルギーは関連する側に伝送され、各導通モードの第２の期間の間に他方の側に伝送されるべきエネルギーは変圧器に蓄積される。上記第１の期間の間、電流は、スイッチング装置と並列に結合されたダイオード又はスイッチング装置が双方向であればそのスイッチング装置自体のいずれかを流れる。スイッチング装置は、ゼロ電圧条件の下で、上記第１の期間の間にオンに切り換えられることができる。
【０００５】
双方向フライバックコンバータにおいて、電力は一次側から２次側に流れ、その逆方向にも流れる。２次側は一次側に過度の電力を反射するように制御することができ、この制御は、２次側における出力電圧又は出力電流の変動を考慮している。一次側は、２次側に十分なエネルギーを供給するように制御することができる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
従来技術のフライバックコンバータは、以下の問題、即ち、高スイッチング損失、絶縁フィードバックの必要性（少なくとも、正確な制御が必須であるとき）、困難な無負荷制御、及び低出力電圧の場合における出力整流器での損失による低効率のうちの１つ以上の問題を生じている。
【０００７】
本発明の目的は、より高いスイッチング周波数及び／又はより小さいデザインを考慮しながら、コンバータのスイッチング損失を低くすることにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、上記目的は、請求項１に規定されるように特徴付けられるコンバータ制御方法、請求項５に規定されるように特徴付けられるコンバータ、及び請求項１３に規定されるように特徴付けられるコンバータ用の制御回路において達成される。
【０００９】
本発明によるコンバータでは、入力電圧の変化は一次スイッチング装置において制御され、負荷変動は二次スイッチング装置において起こる。
【００１０】
本発明による制御は、コンバータの良好な部分負荷効率を生じさせる比較的小さい循環エネルギーを考慮している。無負荷の場合、有限のスイッチング周波数において電力消費を小さくすることができる。
【００１１】
双方向コンバータの定常状態においては、或る最小量のエネルギーが一次側に反射して戻る。無負荷条件においては、二次側コントローラは、一次から伝送された全エネルギー（変圧器を通じて一サイクルの間に消費されるエネルギーを引く）を反射する。二次側からの及び二次側へのエネルギー伝達は、或る程度の時間が必要である。従って、コンバータは有限周波数で調整される。本発明による一次側制御は、入力電圧に依存するオン時間を適合することによって過渡エネルギーの量を調整する。これにより、入力電圧に対してより良好な部分負荷効率が得られる。
【００１２】
本発明の他の態様は、請求項１３に規定されるようなコンバータを有する表示装置を提供する。
【００１３】
本発明の他の請求項、特徴及び利点は、限定しない実施例を示す添付図面の以下の記載から明らかになるだろう。
【００１４】
異なる図において、同一の符号は、同一の構成要素又は同一の機能を有する構成要素に係わる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
図１は、一次ポート２及び二次ポート４を有するバックコンバータの概略図である。一次ポート２の端子は、コンデンサ６（例えば、スイッチのような１つ以上の他の回路素子に内在（ｉｎｈｅｒｅｎｔ）する、本来備わっている（ｉｎｔｒｉｎｓｉｃ）又は寄生の（ｐａｒａｓｉｔｉｃ）コンデンサ）、ダイオード８及び一次スイッチ１０の第１の並列構成部に結合されている。一次スイッチ１０の開閉は、以下にもっと詳細に図示され且つ説明される一次スイッチ制御回路１２により制御される。二次ポート４の端子は、インダクタ１４に結合されている。コンデンサ１６（多分、寄生又は本来備わっている）、ダイオード１８及び二次スイッチ２０の第２の並列構成部は、第１の並列回路及びインダクタ１４に結合されている。二次スイッチ２０の開閉は、以下にもっと詳細に図示され且つ説明される二次スイッチ制御回路２２により制御される。さらに、第２の並列構成部は、一次ポート２及び二次ポート４の共通端子に結合されている。
【００１６】
図２は、一次ポート３２及び二次ポート３４を有するブーストコンバータの概略図である。一次ポート３２の端子はインダクタ３６に結合されている。インダクタ３６の、一次ポート３２から離れる方向を向いている側は、コンデンサ３８（多分、寄生又は本来備わっている）、ダイオード４０及び一次スイッチ４２の第１の並列構成部に結合されている。一次スイッチ４２の開閉は、以下にもっと詳細に図示され且つ説明される一次スイッチ制御回路４４により制御される。コンデンサ４６（多分、寄生又は本来備わっている）、ダイオード４８及び二次スイッチ５０の第２の並列構成部は、第１の並列回路、インダクタ３６及び二次ポート３４の端子に結合されている。二次スイッチ５０の開閉は、以下にもっと詳細に図示され且つ説明される二次スイッチ制御回路５２により制御される。さらに、第１の並列構成部は、一次ポート３２及び二次ポート３４の共通端子に結合されている。
【００１７】
図３は、一次ポート６２及び二次ポート６４を有するフライバックコンバータの概略図である。一次ポート６２の端子は、コンデンサ６６（多分、寄生又は本来備わっている）、ダイオード６８及び一次スイッチ７０の第１の並列構成部に結合されている。一次スイッチ７０の開閉は、以下にもっと詳細に図示され且つ説明される一次スイッチ制御回路７２により制御される。二次ポート６４の端子は、コンデンサ７６（多分、寄生又は本来備わっている）、ダイオード７８及び二次スイッチ８０の第２の並列構成部に結合されている。二次スイッチ８０の開閉は、以下にもっと詳細に図示され且つ説明される二次スイッチ制御回路８２により制御される。第１の並列構成部及び第２の並列構成部はインダクタ８４に結合されており、このインダクタ８４の反対側は、一次ポート６２及び二次ポート６４の共通端子に結合されている。
【００１８】
図４は、一次ポート９０及び二次ポート９２を有する双方向フライバックコンバータの概略図である。一次ポートの端子は、変圧器９６の一次巻線９４に結合されている。一次巻線９４は、ダイオード１９６と一次スイッチ９８との並列構成部に直列に接続されている。一次スイッチ９８の開閉は、以下にもっと詳細に図示され且つ説明される一次スイッチ制御回路１００により制御される。二次ポートの端子は、変圧器９６の二次巻線１０２に結合されている。二次巻線１０２は、ダイオード１０４と二次スイッチ１０６との並列構成部に直列に接続されている。二次スイッチ１０６の開閉は、以下にもっと詳細に図示され且つ説明される二次スイッチ制御回路１０８により制御される。一実施例では、スイッチ９８及び１０６の各々はＭＯＳＦＥＴとして実現することができ、ダイオード１９６及び１０４それぞれを本来備えることができる。ＭＯＳＦＥＴは固有キャパシタンスを有することもできる。
【００１９】
図１乃至図４に示されるコンバータでは、一次ポート２、３２、６２及び９０に供給される一次電圧Ｕｐは、一次スイッチ制御回路１２、４４、７２及び１００それぞれに対する入力制御変数として用いられ、一方、二次ポート４、３４、６４及び９２に供給される二次電圧Ｕｓ及び二次電流Ｉｓは、第２のスイッチ制御回路２２、５２、８２及び１０８それぞれに対する入力制御変数として用いられる。図５に更に詳細に示されているように、一次電圧は対応する基準値と比較される。結果として生じるエラー信号は、一次電圧制御用の一次スイッチのオン時間を制御するために用いられる。
【００２０】
二次電圧Ｕｓ及び二次電流Ｉｓは、対応する基準値と比較される。結果として生じるエラー信号は、負荷変動率に対する二次電力の量を調整するために、二次スイッチのオン時間の制御に用いられる。二次電力の量は、負のピーク電流又は能動スイッチの順方向導通時間のいずれかを制御することにより決定することができる。誤差からの制御値の導出は、例えば、ＰＩ特性を有する誤差増幅器による通常の技術によって、行うことができる。
【００２１】
スイッチと関連するダイオードが導通していることを示す追加の信号により、ゼロ電圧の条件において能動スイッチが切り換えられることが可能である。この追加の信号は、能動スイッチとその関連するダイオードとの並列接続の両端の電圧、又はその並列接続を流れる電流のいずれかから得ることができる。その追加の信号は通常の方法によって得ることができる。
【００２２】
図４では、変圧器電流の適正な方向に加えて、２つのスイッチの制御信号の間のむだ時間の利用により、ゼロ電圧切換えということになる。従って、その切換えに関連する損失は、ほとんど完全に無視される。
【００２３】
図５は、一次巻線９４を伴う変圧器９６を有する双方向フライバックコンバータの部分を示す。変圧器９６の二次巻線１０２に結合される回路は、図５からは省略されている。図５には、破線により示される一次スイッチ制御回路１００が詳細に示されている。ＭＯＳＦＥＴ（本来備わっている反平行ダイオード（ｉｎｔｒｉｎｓｉｃ ａｎｔｉ−ｐａｒａｌｌｅｌ ｄｉｏｄｅ）を含む）として実現される一次スイッチング装置１１０は変圧器９６の一次巻線９４に直列に結合される。ＭＯＳＦＥＴ１１０の切換制御入力部即ちゲートは、ＭＯＳＦＥＴ１１０のオン／オフを切り換えるためのドライバ１１２の出力部に結合される。このドライバ１１２（これ自体は既知であり従って更に詳細には示されていない）は、フリップフロップ装置１１４の出力部Ｏに結合される入力部を有する。フリップフロップ装置１１４のリセット入力部Ｒは、基準電圧Ｕｒｅｆが供給される比較器１１６の出力部に結合される。その比較器１１６の電圧Ｕｒｅｆは、コンバータの一次ポート１２２の間の、抵抗１１８とコンデンサ１２０との直列接続から得られる電圧Ｕｃと比較される。バイパススイッチ１２４はコンデンサ１２０に並列に結合されており、フリップフロップ装置１１４からの反転出力信号Ｏｉｎｖによってオン／オフが切り換えられる。構成要素１１２乃至１２０、１２４は、一次スイッチング装置１１０のための一次スイッチ制御回路１００を形成する。
【００２４】
一次スイッチ制御回路１００は以下のように作動する。起動一次ストロークは、フリップフロップ装置１１４のセット入力部Ｓに供給される。従って、フリップフロップ装置はセットされ、一次スイッチング装置１１０はドライバ１１２を通じて切り換えられる。同時に、バイパススイッチ１２４が開く。従って、コンデンサ１２０の両端の電圧は値Ｕｒｅｆまで上昇する。次に、比較器１１６は、フリップフロップ装置１１４の入力部Ｒを通じてそのフリップフロップ装置１１４をリセットし、その結果一次スイッチング装置１１０を開き（一次ストロークの終わり）、バイパススイッチ１２４を閉じ、次の一次ストロークが開始するまで、コンデンサ１２０を放電するためにそのバイパススイッチを閉じた状態に維持する。一次スイッチング装置のオン時間Ｔｏｎは、ほぼ以下の方程式に従う。
Ｔｏｎ＝Ｒ．Ｃ．Ｕｒｅｆ／Ｕｐ
ここで、Ｒ＝抵抗値Ω（オーム）
Ｆ＝コンデンサ値Ｆ（ファラド）
制御回路１１２乃至１２０、１２４は、個別の部品であってもよいし一体化されていてもよい。
【００２５】
図６では、０％と１００％との間での異なる負荷条件において、特別のコンバータに対して、太線が正のピーク電流Ｉｐｅａｋ、標準線は負のピーク電流Ｉｐｅａｋを示す。ここで、点線は最小一次電圧Ｕｐにおける値を示し、実線は公称一次電圧Ｕｐにおける値を示し、破線は最大一次電圧Ｕｐにおける値を示す。
【００２６】
図７は、０％と１００％との間の異なる負荷条件において、特別のコンバータに対する循環エネルギーＰｃｉｒを示す。ここで、点線は最小一次電圧Ｕｐにおける値を示し、実線は公称一次電圧Ｕｐにおける値を示し、破線は最大一次電圧Ｕｐにおける値を示す。
【００２７】
図７及び図８は、本発明による制御方法の利点を明確に示している。全ての一次電圧に対して、負のピーク電流は、最大負荷の場合と同じ値に調整される。したがって、循環エネルギーと同様にピーク電流も最小となり、これによって、従来技術に対してより効率的且つ経済的なコンバータになる。
【００２８】
図８は、異なる一次電圧Ｕｐにおける特定のアプリケーションに対する正規化されたオン時間Ｔｏｎの理想的なケース（双曲線カーブ）を示す。図示されたカーブと正規化されたＴｏｎの値１を横切る水平線との間の如何なる減衰関数も、従来技術に対し改良されるだろう。
【００２９】
本発明による制御方法を得るために別の可能性が利用できる。図５で説明されるアナログ解決策の代わりに、デジタルの実現法では、一次電圧Ｕｐもデジタル値に変換され、図８に示す曲線を表すルックアップテーブルと比較される。次に、対応するＴｏｎが選択され、カウンタは、消磁信号により得られるゲートターンオン信号で、カウントダウンを開始することができる。カウンタがゼロに到達した後、スイッチング装置はオフになり、カウンタに新しい更新値が再び読み込まれる（リロードされる）。
【００３０】
このように、本発明によれば、コンバータの一次側におけるスイッチング装置のオン時間がコンバータの一次ポートに印加される電圧に依存して制御されるように、コンバータが制御され、このオン時間は一次電圧の増加により一般に減少する。このようにして、コンバータの良好な部分負荷効率が得られ、一方、無負荷において、損失は有限のスイッチング周波数では小さい。更にコンバータの小型化が可能である。
【００３１】
図９は、コンバータ２００、処理段２０３及び表示デバイス２０５を伴う表示装置を示す。
【００３２】
このコンバータは、一次電圧（例えば、整流された電源電圧）を受け取る一次ポート２０１と、二次電圧を供給する二次ポート２０２とを有する。
【００３３】
処理段２０３は、ビデオ入力信号２０６（例えば、ＲＧＢ＋同期信号又はコンポジットビデオ信号）及び電源電圧である二次電圧を受け取り、表示デバイスに駆動信号２０４を供給する。
【００３４】
表示デバイス２０５（例えば、ブラウン管（ＣＲＴ）、又は液晶ディスプレイのようなマトリックス表示デバイス）は、ビデオ入力信号２０６に対応した画像を表示する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による第１の型式のコンバータの概略図である。
【図２】本発明による第２の型式のコンバータの概略図である。
【図３】本発明による第３の型式のコンバータの概略図である。
【図４】図３のコンバータの幹線分離した変形例の概略図である。
【図５】スイッチング制御回路の実施例を示す。
【図６】本発明によるコンバータの負荷とピーク電流との間の関係を表すグラフを示す。
【図７】本発明によるコンバータの負荷と循環電力との間の関係を表すグラフを示す。
【図８】一次スイッチの一次電圧とオン時間との間の関係を表すグラフを示す。
【図９】コンバータを有する表示装置を示す。
【国際公開パンフレット】
2004512798.tif 000003
2004512798.tif 000004
2004512798.tif 000005
2004512798.tif 000006
2004512798.tif 000007
2004512798.tif 000008
2004512798.tif 000009
2004512798.tif 000010
2004512798.tif 000011
2004512798.tif 000012
2004512798.tif 000013
2004512798.tif 000014
2004512798.tif 000015
2004512798.tif 000016
【国際調査報告】
2004512798.tif 000017
2004512798.tif 000018
2004512798.tif 000019