(57)【要約】第１および第２の電圧間のパワーフローを制御する電力変換装置であって、共通接続が第１および第２の電圧の第１の極性を連結し、キャパシタンスの第１の電極が該共通接続に結合されている。第１および第２のスイッチは共通接続とキャパシタンスの第２の電極との間に直列に接続されている。第１の電圧の第２の極性は、第１および第２のスイッチ間の接続部に第１のインダクタンスを介して結合されている。第３および第４のスイッチも共通接続とキャパシタンスの第２の電極との間に直列に接続されているが、第２の電圧の第２の極性は第３および第４のスイッチ間の接続部に第２のインダクタンスを介して接続されている。コントローラは、第１および第２の電圧間の比を決定する種々の方法で前記スイッチを制御する。
2004529600.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の電圧と第２の電圧との間のパワーフローを制御する電力変換装置であって、
前記第１の電圧の第１の極性と前記第２の電圧の第１の極性との間の共通接続と、
第１の電極で前記共通接続に結合されたキャパシタンスと、
前記共通接続と、前記キャパシタンスの第２の電極との間に直列に接続された第１のスイッチおよび第２のスイッチと、
前記共通接続と、前記キャパシタンスの第２の電極との間に直列に接続された第３のスイッチおよび第４のスイッチと、
前記第１の電圧の第２の極性と、前記第１のスイッチと前記第２のスイッチとを連結する接続点との間に結合された第１のインダクタンスと、
前記第２の電圧の第２の極性と、前記第３のスイッチと前記第４のスイッチとを連結する接続点との間に結合された第２のインダクタンスと、
前記第１の電圧と前記第２の電圧との間のパワーフローを制御するためにこれらのスイッチの動作を制御するコントローラとを備えている電力変換装置。
【請求項２】
前記コントローラが、第１のスイッチを開き、第２のスイッチを閉じ、第３のスイッチおよび第４のスイッチを交互に切り替えるものであり、前記第２の電圧が前記第１の電圧より小さい請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記コントローラが、第１のスイッチおよび第２のスイッチを交互に切り替え、第３のスイッチを閉じ、第４のスイッチを開くものであり、前記第２の電圧が前記第１の電圧より大きい請求項１記載の電力変換装置。
【請求項４】
第１のスイッチおよび第２のスイッチ、または第３のスイッチおよび第４のスイッチの交互切り替えによって、前記第１の電圧と前記第２の電圧との比が決定されるものである請求項３または請求項４記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記第１の電圧から前記第２の電圧へ、または前記第２の電圧から前記第１の電圧へのいずれの方向にもパワーを輸送することが可能となっている請求項１記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記第１の電圧と前記第２の電圧との間で実質的に対称的となっている請求項１記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記第１の電圧の第１の極性と第２の極性との間に結合された、キャパシタなどのフィルタを備えている請求項１記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記第２の電圧の第１の極性と第２の極性との間に結合された、キャパシタなどのフィルタを備えている請求項１記載の電力変換装置。
【請求項９】
パワーサプライとして動作することができ、または再生モードにおいて、前記スイッチの前記コントローラによる動作を変更することのないものである請求項１記載の電力変換装置。
【請求項１０】
前記スイッチのうちの１つまたは複数がＭＯＳＦＥＴを含んでいる請求項１記載の電力変換装置。
【請求項１１】
前記コントローラが、前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチ、または前記第３のスイッチおよび前記第４のスイッチである一対のスイッチを交互に切り替えるものであり、該一対のスイッチの両方がオフに切り替わっており、かつ電流が一時的に前記ＭＯＳＦＥＴの真性ダイオードの部分によって伝えられている間に遅延を伴うものである請求項１０記載の電力変換装置。
【請求項１２】
請求項１〜１１のいずれかの項に記載の電力変換装置を備えた可変電圧サプライ。
【請求項１３】
請求項１〜１２のいずれかの項に記載の電圧コンバータを備えた電動式自動車。
【請求項１４】
第１の電圧と第２の電圧との間に結合可能な電圧コンバータであって、
前記第１の電圧の第１の極性と前記第２の電圧の第１の極性との間の共通接続と、
第１の電極で前記共通接続に結合されたキャパシタンスと、
前記共通接続と、前記キャパシタンスの第２の電極との間に直列に接続された第１のスイッチおよび第２のスイッチと、
前記共通接続と、前記キャパシタンスの第２の電極との間に直列に接続された第３のスイッチおよび第４のスイッチと、
前記第１の電圧の第２の極性と、前記第１のスイッチと前記第２のスイッチを連結する接続点との間に結合された第１のインダクタンスと、
前記第２の電圧の第２の極性と、前記第３のスイッチと前記第４のスイッチを連結する接続点との間に結合された第２のインダクタンスと、
前記第１の電圧と前記第２の電圧との間の比を制御するためにこれらのスイッチの動作を制御するコントローラとを備えている電圧コンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、第１の電圧と第２の電圧との間で電気的パワーを変換するための電力変換装置および電力変換方法に関し、特に切り替えモードの電力変換装置および電力変換方法に関する。
【発明の開示】
【０００２】
１．０  発明の要約
本発明の種々の態様は添付の独立請求項で定義されており、これらの独立請求項を先ず参照すべきである。本発明の好ましい特徴や有利な特徴については従属請求項に記載されている。
【０００３】
以下では、本発明、本発明の動作原理、周知の従来技術と比べた本発明の利点、および一例として、本発明の種々の実施の形態が記載されている。この記載では、回路の例およびこれらの回路の制御例を含む、後にリストアップされている図面を参照している。これらの図面は、特に指摘しない限り、本発明の一般的原理を例示するために参照されるものであって、特許請求の範囲を定めるものと見なすべきではない。
【０００４】
電力変換装置は、本発明の好ましい一形態では、対称的でありかつ双方向性である。すなわち、これらのコンバータの一般的特徴は、コンバータが右側と左側との間の電圧比を設定すること、及び接続された負荷や電源の特性によって決定されるいずれの方向にもコンバータを通してパワーが流れ得ることである。この電圧比は、電流の方向や大きさとは独立して、一方の側の電圧が他方の側より高くまたはより低くなるようにすることができる。（図面に示すような）上側スイッチの両方がオンになっており、直列の小さい抵抗性損失だけで一方から他方への直接接続となっているような特殊な場合があり、この場合、その電圧比は１：１であり、パワー効率は極めて高いことは明らかである。
【０００５】
不可避の電圧降下（たとえば、半導体ダイオードの順電圧降下）が無く、またいかなる消費性素子も必要が無いため、固有パワー損失が存在せず、実際の設計上の制約に従ってパワー効率を有利にも１００％に近づけることができる。
【０００６】
本設計は、多相式システムで使用するのに特に適しており、この際コンポーネントのサイズおよびコストの大幅な削減を実現することができる。この設計のトポロジーは多くの点でユニークであり、このことは、多相式設計において、並列接続が可能な４つの端子を有する点で顕著である。
【０００７】
これらの特徴によって本設計は、充電式バッテリと駆動モータとの間に置かれる電気自動車コントローラ用に特に適するものとなっている。このモータおよびバッテリの電圧特性はその走行速度において整合するように選択することができる。直接接続という特殊な場合では効率が特に高いが、走行速度周辺の速度でも効率が高く、またモータの速度はゼロから所望の上限速度（原理的には、サプライ電圧の数倍に比例した速度となり得る）まで制御することができる。
【０００８】
本明細書では、主に電気自動車への応用の点から動作を記載しているが、当業者であれば容易に理解するであろうように、本発明は別の多くの応用分野を有する。
【０００９】
２．０  動作理論
図１の基本回路の４つのスイッチは幾つかの組み合わせで閉じることができ、これを下記の表１に示す。これらのうちの幾つかは固定式切り替えであり、この場合、左側と右側とを直接接続させる、あるいは、（減衰機能や「駐車」ブレーキ機能を提供するように）ソースを分離させたり、モータ負荷をショートさせたりするために「特殊」接続をさせる。
【００１０】
【表１】
2004529600.tif 000003
【００１１】
設計の主たる動作は切り替えモードのコンバータとしての動作であり、この場合、２つのスイッチはアクティブであり、２つの異なる電圧間でいずれの方向にもパワーの輸送が可能である。実際の応用では、一方の側は充電式バッテリなどの電源であり、他方の側は電気モータなどの負荷である。以下の記載では、慣例に従って、ダイヤグラム（図面）の左側にバッテリを配置し、また右側にモータを配置している。充電式バッテリは充電と放電との両方が可能であること、またＤＣ電気モータは一般に、実際のバッテリやモータの電圧とは無関係に、電流の向きをいずれの方向にもできるように、モータと発電機との両面で作動し得ることに留意すべきである。
【００１２】
実際の応用では、モータを非駆動であった状態（モータ両端をショートさせた「駐車」の場合）から、種々の値に変更され得る作用電圧へと漸進的に移行し、次いでゼロに戻すことが通常要求される。電流や電圧、および機械的負荷を設計限界内とすることによって、こうした滑らかな漸進動作は、これらの「限界内」特性を仮定すると単純に説明され得る。実際の回路では、保護的制御機能を追加することも必要であり、これらについては後述する。
【００１３】
従来の切り替えモードコンバータの大部分は、「アップコンバータ」か「ダウンコンバータ」かのいずれかであり、またほとんどの場合、電流は１つの方向、すなわちソースから負荷の方向に流れるだけである。本設計は、全体的に対称的であり、また電流はいずれの方向にも流れることができることが分かる。これにより、より小さい電流でより高い電圧のソースが、より大きい電流でより低い電圧の負荷に通ずる「ダウンコンバージョン」は、電流が逆向きであるとすれば「アップコンバージョン」になると分かる。実際は、ただ１つの「アクティブ」モードが存在している。
【００１４】
電気自動車の例では、必要な第１のモードは、小さい電圧をモータに印加することである。このためには、図５に示すように、スイッチＳ２がＯＮ、スイッチＳ１がＯＦＦであり、スイッチＳ３およびスイッチＳ４は、スイッチの１つが常時ＯＮであるがこれらが同時にはＯＮにならないという特徴を有しつつ、変動マーク対スペース比を備えた制御信号によって駆動されるようになっている。（実際の回路では、この条件は切り替えデバイスに適合するように修正されており、またＭＯＳＦＥＴが特に適していることが分かる）。動作は以下のようになる（図２を参照）。
【００１５】
スイッチＳ２がオンでは、キャパシタＣ３はバッテリ電圧にある。スイッチＳ４がオンになると、インダクタＬ２を通って電流Ｉ2が駆動され、この電流は次式に従って増加する。
【００１６】
ｄI2／ｄｔ  ＝  （Ｖ3−Ｖ2）／Ｌ2      …  数式１
ここで、
Ｖ3  ＝  Ｃ３での電圧
Ｖ2  ＝  Ｃ２での電圧（出力電圧）
Ｉ2  ＝  Ｌ２を通る電流
キャパシタＣ２およびキャパシタＣ３は十分に大きく、このためこれらの電圧は１サイクルの間で有意には変動しないものと仮定している（ただし、以下を参照のこと）。
【００１７】
スイッチＳ４がオフでありかつスイッチＳ３がオンである場合、接地の横棒から負荷まで電流が引き込まれる。インダクタＬ２両端の電圧は直ちに逆転し、次式に従って直ちに降下する。
【００１８】
ｄI2／ｄｔ  ＝  −Ｖ2／Ｌ2      …  数式２
これは単純同期ダウンコンバータである。
【００１９】
定常状態（平均電流が負荷の定常状態電流と整合している場合）では、１サイクルにわたる電流の上昇と下降は等しくなければならず、また以下の式が導出され得ることが分かる。これらの式は、入力と出力との間の電圧比が単に、スイッチＳ３およびＳ４がオンである時間ｔ3、ｔ4の比によって決定されることを示している。
【００２０】
ｔ4ｄI2／ｄｔ（Ｓ４  ＯＮ）  ＋  ｔ3ｄI2／ｄｔ（Ｓ３  ＯＮ）  ＝  ０
ｔ4（Ｖ3−Ｖ2）／Ｌ2  −  ｔ3Ｖ2／Ｌ2  ＝  ０
ｔ4Ｖ3  −  ｔ4Ｖ2  −  ｔ3Ｖ2  ＝  ０
ｔ4Ｖ3  ＝  （ｔ3＋ｔ4）Ｖ2
Ｖ2／Ｖ3  ＝  ｔ4／（ｔ3＋ｔ4）      …  数式３
負荷が接続されていない場合、正味の電流はゼロであり、図５（ａ）に示すのこぎり波が生成される。各スイッチについて、そのＯＮ期間の第１の半分で電流がその横棒に「戻され」、第２の半分では「慣例的（ｃｏｎｖｅｎｔｉｏｎａｌ）」方向の電流が生成されることが分かる。キャパシタンスが大きいと近似すると、のこぎり波電流の大きさ（振幅）は単にインダクタＬ２の値、電圧およびＯＮ時間によって決定される。この電流を便宜上「励起電流」と呼ぶ。
【００２１】
負荷が加えられると、原理的には、数式３のマーク対スペースタイミング比によって設定される電圧がキャパシタＣ２上に設定され、負荷内の電流は外部条件、すなわち負荷インピーダンスおよびオームの法則に従って流れる。抵抗性負荷の場合、この電流は定常電流となり、これが単純に励起電流上に重ね合わされ、図５（ｂ）や図５（ｃ）の波形が生成される。励起電流の大きさ（振幅）と負荷電流との間には重要な関係は存在せず、このため、まだ（定常状態電流が励起電流のピーク対ピーク計測値より小さい）「負の電流」の期間がある図５（ｂ）の状況と、負荷電流が励起電流を超えている図５（ｃ）の状況との両方が可能である。これらは実際の設計上の問題となる。しかし恐らく、励起電流が負荷電流のうちのある小さい割合である場合、こうしたシステムが有利に動作できることは指摘に値するであろう。
【００２２】
しかし、負荷に代えて電流ソースを取り付けると、負荷からソースに電流が流れ、図５（ｄ）および図５（ｅ）の電流波形が得られる。これは、制御機能における何らかの明瞭な切り替えからではなく、負荷またはソースの特性の変化の結果として起こることが分かる。このトポロジーは本質的に双方向性であり、制御信号は左対右の電圧比を決定し、また外部インピーダンスおよび条件は電流の方向および大きさを決定している。
【００２３】
数式３から分かるように、低い「出力」電圧では、スイッチＳ３はスイッチＳ４より相対的に長い期間にわたってＯＮであり、また制御信号比は、出力電圧を上昇させるように漸進的に変更されるので、スイッチＳ３のＯＮ時間に対するスイッチＳ４のＯＮ時間は漸進的に上昇することが分かる。出力電圧が近づくに連れて、サプライスイッチＳ４のそれは、その時間の大部分の間でオンとなり、ついにはスイッチＳ４が常にＯＮとなりかつスイッチＳ３がＯＦＦとなる。これが「ショート」状態であり、この状態では出力および入力がインダクタＬ１、Ｌ２、スイッチＳ２およびＳ４を介して連結されている。これは、切り替え損失が無いため、最高の効率が提供される状態である。
【００２４】
しかし本設計では、ダウンコンバージョンだけでなくアップコンバージョンも行うことができ、有利にもサプライを超える所望の電圧に出力を設定することができる。このモードへの移行は、スイッチＳ２とスイッチＳ４の両方が常時オンである「ショート」状態から開始される。このアップコンバージョンモードでは、スイッチＳ４は常時オンであり、スイッチＳ１およびＳ３は変動マーク対スペース比に基づく切り替えを開始する。
【００２５】
上述のように、このモードは単に逆のダウンコンバージョンモードであり、したがって電流波形に関する動作はすでに記載したもののようになる。支配電圧方程式は以下となる。
【００２６】
Ｖ2／Ｖ1  ＝  Ｖ3／Ｖ1  ＝  （ｔ1＋ｔ2）／ｔ2      …  数式４
サプライを若干超える電圧では、スイッチＳ１は比較的短い時間の間ＯＮである。そのＯＮ時間を増加させるに従って、出力電圧も増加する。スイッチＳ１およびＳ２に関するＯＮ時間が等しくなると、出力電圧はサプライの２倍になる。すべての電流および電圧について対称性が存在している間は、「アップコンバージョン」に対する電圧比は、等しいマーク対スペース比について「ダウンコンバージョン」に対する電圧比の逆数になることに留意されたい。したがって、負荷に印加される電圧がサプライより低い場合、該電圧はマーク対スペース比と線形関係にあり、該電圧がサプライ電圧を超えると、該電圧は原理的にはサプライ電圧の数倍となり得る。これにより実際の設計では、上限電圧はコンポーネントの実際の電圧定格によって決定される。
【００２７】
２．１  周知のトポロジーを越える利点
米国特許第５７３４２５８号明細書（Ｅｓｓｅｒ）には、第１の電圧ソースの両端に第１および第２の切り替えデバイスが直列に結合され、第２の電圧ソースの両端に第３および第４の切り替えデバイスが直列に結合され、かつ第１および第２の切り替えデバイスの結合点と第３および第４の切り替えデバイスの結合点との間にインダクタが結合された切り替えモード式電力変換装置回路が記載されている。図６は、Ｅｓｓｅｒのコンバータ回路を簡略化した回路図であり、Ｅｓｓｅｒ記載の回路の好ましい一形態に見られるように、単純なスイッチと、これらの切り替えデバイスをシャントする組み込みキャパシタとで描き直したものである。スイッチの番号付けは、動作を直接比較し得るように、図１と比べると左と右を逆転させている。
【００２８】
図６の回路は、インダクタを１つだけしか備えておらず、また中間のキャパシタ（図１のＣ３など）を備えていないが、切り替え素子に関する動作は原理上本発明の切り替え素子動作と同様であり、スイッチＳ２がＯＮおよびスイッチＳ１がＯＦＦでスイッチＳ３およびＳ４が間欠的に切り替えられるとその回路はダウンコンバータとなり、またＳ４がＯＮおよびＳ３がＯＦＦでＳ１およびＳ２が間欠的に切り替えられるとそのシステムはアップコンバータとなる。キャパシタンスＣ１およびＣ２が十分に大きいと近似すると、それらの電圧変動は有意でなくなり、その回路内の電圧および電流は図５〜図５（ｅ）に示したものと同様になる。
【００２９】
図１〜図４に示すような本発明のトポロジーは、所与のレベルのパフォーマンスを達成するにあたり、受動コンポーネント（インダクタとキャパシタ）の全体ボリュームとコストとの間にトレードオフが存在している図６の回路を越える有意な利点を有している。本発明の回路は追加のキャパシタや追加のインダクタが必要となり得るが、（値そしてサイズ面で）同様のコンポーネントを使用する同一条件の下において、全体回路のコストおよびサイズを低下させることができる。
【００３０】
この検討には以下に示す別々の種類の２つの利点が含まれる。
【００３１】
そのトポロジーに固有であり、理論上と実際上との両面で記載し得る利点、および、本明細書の別の箇所で記載のように、この回路が充電式バッテリと再生（ｒｅｇｅｎｅｒａｔｉｖｅ）負荷との間のパワーを制御するために作用される特定かつ重要なクラスの用途で生じる利点である。
【００３２】
固有の利点は同一条件下で最も容易に記載される。すなわち、同じ電流、かつ各電圧における同じ駆動信号の周波数およびタイミングで、同じ電圧レンジ（０Ｖから多様なサプライ電圧まで）にわたって作用する２つのトポロジーの比較を行う。この利点は、励起電流が、多くの理由から望まれる比である作用電流の僅かである場合、最も際だっている。
【００３３】
ダウンコンバージョンを例にとると、励起電流の比（ピーク対ピークで計測）は平均動作電流の１／１０である。すべてのキャパシタが同じ１つの値Ｃであり、またすべてのインダクタが同じ１つの値Ｌであると見なして比較を開始することにする。
【００３４】
すると図６の回路では、スイッチＳ３およびＳ４の電圧切り替え、インダクタＬ１の電流、およびＣ２での電圧変動は、（たとえば、図２の）スイッチＳ３およびＳ４、インダクタＬ２、およびキャパシタＣ２（のそれぞれ）に対するものと同じである。しかし図６の回路では、キャパシタＣ１での電流需要は、ゼロ（スイッチＳ１がＯＮ）か、負荷電流（スイッチＳ２がＯＮ）かのいずれかとなる。したがって、キャパシタンスＣ１は、切り替え電流に伴うキャパシタＣ１での電圧変動が特別の用途に対して許容可能な値を超えないように、十分大きくなるように選択されなければならない。これと比較して本発明では、この切り替え電流はキャパシタＣ３によって伝えられており、またこの際インダクタＬ１およびキャパシタＣ１は、サプライと切り替え素子との間に１つのフィルタを形成する。本発明では、Ｃ１  Ｌ１フィルタがキャパシタＣ３でのリップルによって励起されており、一方、Ｃ２  Ｌ２はゼロとサプライとの間の電圧信号切り替えによって励起されたフィルタを形成するので、キャパシタＣ１での電圧変動はキャパシタＣ２と比べて本来極めて小さい（もちろん、このインダクタＬ２の電流は「励起」電流である）。
【００３５】
「アップコンバージョン」の場合の検討に関しても、全く同様の説明を適用することができる。図６の回路では、キャパシタＣ１およびＣ２の各々は、これらと直接接続されているスイッチＳ１（または、Ｓ３）およびスイッチＳ２（または、Ｓ４）が切り替えられた際の電圧リップル仕様を満たすように十分に大きくなくてはならず、この電圧変動を励起させる電流は、ゼロと負荷（ダウンコンバージョン）またはサプライ（アップコンバージョン）の電流との間で切り替えられる。
【００３６】
これと比較して本発明では、最大の電流変動は、この比較をするため図６における電流変動の１０分の１のサイズとなっている励起電流である。さらに、ここでの励起電流は、図６の回路でのような方形波ではなく、のこぎり波であり、これにより、電流変化がより緩やかとなるので、パルス形状に起因する有意な利点が得られる。
【００３７】
したがって、同じリップル形状を達成するには、本発明におけるキャパシタＣ１およびＣ２は、有利にも、図６の回路のものの値の１０分の１未満となり得る。
【００３８】
この利点を実証する別の方法として以下のものがある。図６の回路では、キャパシタＣ１とキャパシタＣ２との両方は、要求されたレベルに電圧リップルを保ち得るように、十分大きくなければならず、これらの一つは急激に切り替えられる（変動マーク対スペースの）電流波形のソース（または、電流波形のシンク（ｓｉｎｋ））とならなければならないかもしれない。本発明では、この機能はキャパシタＣ３によって実行される。キャパシタＣ３はサプライおよび負荷のいずれにも直接接続されていないので、その電圧変動はより大きくなり得、そしてキャパシタンスＣ３（図２）はキャパシタンスＣ１またはＣ２（図６）より小さくなり得る。こうしてキャパシタンスＣ１およびＣ２（図２）は、図６の回路で必要な大きさの１０分の１程度となり得る。
【００３９】
この比較ではキャパシタンスＣ１およびＣ２のみについて検討している。しかしどの切り替えモードの設計においても、その電圧リップルはインダクタンスＬおよびキャパシタンスＣの値の積によって決定される。したがって、図２のインダクタＬ１およびＬ２の各々が、インダクタンスの全体量が直ちに同じとなる図６のインダクタンスＬ１の値の半分であれば、キャパシタンスＣ１およびＣ２は２倍にされる必要があり、そしてキャパシタンスＣ１およびＣ２の低下は１／５となろう。
【００４０】
この検討ではキャパシタＣ３を追加のコンポーネントとして残している。上記のように、電流の全体的な変化は図６のキャパシタＣ１またはＣ２と同じであることが分かる。しかし、このキャパシタはサプライおよび負荷のいずれにも直接接続されておらず、低いリップル電圧を有するという同じ要請に従う必要はない。実際の設計では、許容できるリップル電圧の１０倍以上のスイングを許容することが可能であり、またこの電圧はサプライと比べてまだ小さい電圧となる。インダクタンスＬ１およびＬ２が従来の技術に係る回路のインダクタンスＬ１の値の半分である場合の直接比較では、キャパシタンスＣ３は（本発明の）キャパシタンスＣ１およびＣ２を越えない値を有する必要がある。
【００４１】
したがって、一例として、（図２および図６の）２つの回路間でインダクタが等しくされ、しかしキャパシタンスの大きさの比が３×０．２Ｃ（本発明）に対し２×Ｃ（図６）である場合、本発明でのキャパシタンスに対する要請は、図６と比べて約１／３であることが分かる。
【００４２】
たとえば、本発明によって充電式バッテリとモータなどの再生負荷との間のパワーを制御しているような用途の重要なクラスでは、本発明の実施の形態は以下の実際上の利点をも提供することができる。
【００４３】
大多数の充電式バッテリのテクノロジーでは、その一部が大きな並列のキャパシタであるような極めて低い出力インピーダンスが提供される。バッテリサプライと並列して大きい値Ｃ１を有することには、通常ほとんど意味がない。この回路と、たとえば図６の回路との両方において、多くの場合（比較的小さい高周波デカップリングキャパシタだけを残して）キャパシタンスＣ１の大部分を無しで済ますことが可能である。このことは本発明と図６の回路との両方で可能ではあるが、上記のように、そのバッテリが受容できねばならない電流変動は本発明では極めて低く（１／１０）なる。
【００４４】
しかし、図６の回路でのアップコンバージョンモードでは、キャパシタＣ２を省くことはできない。キャパシタＣ２に流入するインダクタＬ１からの電流は完全に間欠的であり、またキャパシタンスＣ２が無いと電圧エクスカーション（ｅｘｃｕｒｓｉｏｎ）が大規模となる。しかしＤＣモータなど多くの種類の負荷では、大規模な並列結合キャパシタは全く大きな利点とならず、実際には欠点となることがある（モータの巻き線が変動する磁界を通過して動くのに従って、極めて大きな電流が流れ得る）。したがって、図６の回路ではかなりの値のキャパシタンスＣ２が必要となるが、本発明では、キャパシタンスＣ２のすべてまたは大部分を除くことができる。
【００４５】
２．２  ＭＯＳＦＥＴを用いた実際の回路
図１および図２は一般化した回路である。現在のテクノロジを使用すると、ＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半導体電界効果トランジスタ）は、実際上の都合のよい設計を可能にする多くの利点を有している。ＭＯＳＦＥＴは、上で理論的に記載した方式でこれらの回路を制御するのに適したその他の種類の半導体デバイスにはない幾つかの特徴を有している。
【００４６】
ＭＯＳＦＥＴは、導電率がゲート−ソース電圧によって制御される、真性ダイオードと並列な半導体チャンネルとして大まかにモデル化され得る。ゲート−ソース電圧が印加され、チャンネルがオンに切り替えられると、このデバイスはいずれの方向にも等しく十分な電流を伝える。ゲート−ソース電圧がゼロでは、チャンネルはオフとなり、伝導性はダイオードによって決定され、一方向にはブロックされるが他方向には特性順電圧で導電される。
【００４７】
図５のスイッチング図では、同時かつ瞬時にそれぞれＯＮとＯＦＦとに切り替わる一対のスイッチを仮定している。実際のデバイスでは、これを実現することはできない。しかし本発明の好ましい実施の一形態では、このトポロジーにおけるＭＯＳＦＥＴの有用な特徴により、１００％に近い効率を達成する（すなわち、低減され得ない固有のパワー損失が存在しない）高度に制御性されたスイッチングが可能となる。さらに、以下のような幾つかの別の利点もある。
【００４８】
以下の説明において、「慣例的（ｃｏｎｖｅｎｔｉｏｎａｌ）」電流および「反慣例的（ａｎｔｉ−ｃｏｎｖｅｎｔｉｏｎａｌ）」電流という表現が使用される。「慣例的電流」は、ＭＯＳＦＥＴにとって通常の方向、すなわち、Ｎチャンネルデバイスではドレインからソースの方向にあり、この方向は真性ダイオードによってブロックされ得る。「反慣例的」は、真性ダイオード内を電流が流れることができるのと同じ方向であるが、これを記載した場合は、電流は、ダイオードを通るのではなく導電チャンネル内にある。本明細書に記載された用途では、ＭＯＳＦＥＴがオンとなり導電チャンネルを通過して流れる「反慣例的」電流は、十分に低いレベルにあり、該レベルは、導電チャンネルの抵抗の両端に発生する電圧が、真性ダイオードを導電させてバイアスするのに要する電圧より低いと仮定している。この意味では、ＭＯＳＦＥＴチャンネルがオンに切り替えられたことは、真性ダイオードをショートさせていることといえる。
【００４９】
スイッチＳ１およびＳ２などの切り替えるペアにおいて、２つの重要な考慮すべきことがある。
ａ＿  両方のスイッチがＯＮになる時間が存在してはならないこと。このようなことが起こると、中間キャパシタ（Ｃ３）から接地部までストレートに極めて高い短絡電流が流れ得る。これが持続された時間にわたって起こると、電流がデバイスの定格を超え、ＭＯＳＦＥＴが破壊され得る。これがクロスオーバー期間内のごく短い期間で起こり、かつその電流が切り替えデバイスの耐え得る電流であると、この「クロスオーバー」電流は、エネルギーの単純な損失を表し、非効率性として現れる。
ｂ＿  このデバイスは、可能な限り迅速にＯＮ状態とＯＦＦ状態との間を切り替えるものでなければならないこと。中間的な状態では、流れる電流が、特徴のある最小抵抗を有さないスイッチチャンネルを通過し、この場合も切り替えデバイス内での熱消散によってシステムに対するパワー損失が生じる。
【００５０】
上記条件ｂはあらゆる切り替えシステムに共通であり、実際の設計では、所望の切り替え時間を実現するのに十分低いインピーダンスを備えたドライバでゲートを駆動することにより、有利にも実現され得る。しかし、本発明のトポロジーでは、切り替えられる電流の方向が重要であることを理解すべきであり、以下の説明でその考察を例証する。
【００５１】
この回路でＭＯＳＦＥＴ（または同様の特性を有する別の半導体デバイス）を使用することによって、上記ａでのクロスオーバーの問題に対する特に簡単な解決法が提供される。オフになっている一方のスイッチと、オンになっている他方のスイッチとの間に、短いが明確な遅延を有するように駆動信号が設計されていると、両方の条件が満たされる。こうした遅延は、可能なすべての条件およびコンポーネントの許容範囲の下で条件ａが満たされるのを確実にするように十分に長く、しかしそうでなければ可能な限り短くすべきである。
【００５２】
図７は、この条件を満足するゲート駆動信号を、その遅延を誇張して示した図である。これらのゲート信号は、ＭＯＳＦＥＴをオンにさせるより明確な信号をもって示され、これは、すべてＮチャンネルＭＯＳＦＥＴで実現された図３などの回路に直接適合し得ることに留意されたい。
【００５３】
スイッチＳ２が常時ＯＮ、スイッチＳ１がＯＦＦで、スイッチＳ３およびＳ４が交互に切り替わるダウンコンバージョンの場合であって、先ず無負荷の場合を検討する。電流波形は図７ａでのようになる。各ＯＮサイクルは、励起電流が、ＭＯＳＦＥＴに関して慣例的と考えられる方向と反対方向に流れて始まる。各ＭＯＳＦＥＴがＯＮになっている間、この電流は導電チャンネルを流れ、そして（パワー損失を回避するための設計上の問題として）このダイオード両端に発生したＩＲ電圧はそれをＯＮにするには十分ではない。各ＭＯＳＦＥＴは、ペアの他方がＯＮに切り替えられる前にＯＦＦに切り替えられ、上述したように電流は直ちに慣例的向きで流れる。もちろん、スイッチングオフは瞬間的ではなく、また導電チャンネルの抵抗はゲート電荷が除去されるのに伴って上昇する。
【００５４】
切り替えがハードＯＮまたはハードＯＦＦのいずれでもない場合、ＭＯＳＦＥＴはトランスコンダクタンスデバイスとして適正かつより正確に記述される、すなわち印加されたゲート−ソース電圧は、かなり直接的にドレイン−ソース電流を制御し、ドレイン−ソース電圧とほとんど無関係である。しかし、このデバイスの電流はインダクタによって制御され、この応用例では、インダクタの電流はＭＯＳＦＥＴの切り替え時間の間に有意に変化することはない。したがって、ゲート−ソース電圧が、その対応する伝導性が電流「Ｉ」の持続に要するものより小さい点まで低下すると、ドレイン−ソース電圧は急速に上昇を始める。電流は「慣例的」向きで流れているため、発生する電圧は真性ダイオードの「ブロックする」方向となり、このためこれは導電しない。図１の点Ａ（または、Ｂ）の電圧は反対の横棒へと移動する。電圧の変化率は、図１の結合点Ａ（または、Ｂ）にあるキャパシタンスを充電する電流過剰（すなわち、インダクタ電流からデバイスのオフ切り替え時の伝導性を差し引いたもの）によって決定される。この「電流過剰」はかなり大きく、動作電流の比率を増加させ、かつ結合点（ＡまたはＢ）の接地に対するキャパシタンスが低くなるので、点Ａ（または、Ｂ）での電圧変化率はかなりの大きくなり、また反対の横棒の電圧へと極めて迅速にスイングする。たとえばオフに切り替わるのがスイッチＳ３であれば、点Ｂでの電圧がキャパシタＣ３での電圧まで上昇する。
【００５５】
ここでゲート駆動信号には埋め込まれた遅延が存在するので、スイッチＳ４はこの時点ではオンにならない。したがって、点Ｂでの電圧はキャパシタＣ３での電圧を超え、スイッチＳ４の真性ダイオードをオンにさせるのに十分となるまで上昇する。次いで、スイッチＳ３の伝導性が低下するのに伴って、導電電流はスイッチＳ３から真性ダイオードに移行する（この点でＳ３のドレイン電圧はクランプされ、このため寄生ドレインゲート「逆伝達（ｒｅｖｅｒｓｅ  ｔｒａｎｓｆｅｒ）」キャパシタンスの影響が収まり、ゲートでの電圧変化が迅速となることに留意されたい）。短い時間の後、スイッチＳ４はＯＮに切り替わるが、スイッチＳ４が完全にＯＮに切り替わると、それ自身の真性ダイオードは単にショートとなり、スイッチＳ４両端のＯＮ電圧は、それ自身のＯＮチャンネル抵抗および流れる電流によって決まる電圧まで低下する。
【００５６】
上述の分析は、その設計が最大パワー効率を目的としている場合に正しく、オンに切り替えられた際、および電流が「反慣例的」向きで流れている際、ＭＯＳＦＥＴの両端に発生する最大電圧は、それ自身の真性ダイオードの順方向スイッチオン電圧より低いと仮定している。
【００５７】
これらの状況において、次いで切り替えの条件が、有利にも、高いパワー効率で制御され得ることが分かる。スイッチＳ３の切り替えに関連するパワー損失は、作用電圧のピーク値に切り替え電流のかなりの部分を掛けた値となる（これは大部分の半導体式切り替えの特徴である）、しかしこの移行では、インダクタの作用は切り替え移行を促進することであり、これによって消散時間が最小限となることが保証される。
【００５８】
スイッチＳ４のＯＮ切り替えには同様の消散がない。最大切り替え消散は、単純に作用電流と真性ダイオードの順電圧との積であり、またドレイン電圧を変化させる時間は極めて短いため切り替え時間は極めて短い。真性ダイオード導電している間、その順電圧特性による不可避のパワー損失が存在するが、導電している間の時間は、切り替えタイミングの制御によって短縮させることができ、これによって全体の非効率性に対するその寄与を自在に小さくできることに特に留意されたい。
【００５９】
図８（ａ）は、この切り替え移行を幾分詳細に示した図である。
【００６０】
無負荷の場合、両方の移行がこの特性を有し、また当業者であれば、これがダウンコンバージョンとアップコンバージョンとの両方のための場合に相当することを理解するであろう。
【００６１】
次いで再び、定常の負荷電流がピーク対ピークの励起電流より大きいダウンコンバージョンの場合を考える。この場合、スイッチＳ４は常に慣例的方向で導電しており、またスイッチＳ３は常に「反慣例的」方向である。スイッチＳ４−ＯＦＦ、スイッチＳ３−ＯＮの移行は「無負荷」の場合と同じである。
【００６２】
スイッチＳ３−ＯＦＦ、スイッチＳ４−ＯＮの移行では状況が異なる。電流の向きが「反慣例的」である。スイッチＳ３がＯＦＦになると、スイッチＳ３の両端の電圧は、その真性ダイオードがまさに導電し始めるのに十分なものに変わり、また図１の点Ｂの電圧は有意には変化しない。
【００６３】
スイッチＳ４は短い時間の後に直ちにオンになる。これによりオンになるや否や、結合点（点Ｂ）への電流の供給が開始されるが、スイッチＳ４がすべての電流を供給してスイッチＳ３の真性ダイオードがバイアスされてＯＦＦになるまで、点Ｂでの電圧は変化し始めない。パワー消散項においては、ピーク消散が全電流と全作用電圧の積となるため、これは最悪の場合の移行となる。インダクタ内を流れる電流の向きは、点Ｂでの電圧スイングを助長しない。スイッチＳ３の真性ダイオードの短い期間の導電によって、図８（ｂ）に詳細に示すような小さいステップ電圧１０が波形内に生成される。上述の場合と同様に、このダイオード導電に関連するパワー損失は、その持続時間を最小にすることによって最小限となり得る。
【００６４】
実負荷を伴ったアップコンバージョンの場合（負荷電流がピーク対ピークの励起電流を超える場合）を考えると、スイッチＳ１の導電はすべて慣例的な向きであり、またＳ２の導電はすべて「反慣例的」な向きであることが理解されよう。したがって、スイッチＳ１をオフに切り替えると、インダクタ内での電流の向きに促進された、点Ａでの急激な電圧移行が起こり、次にスイッチＳ２の真性ダイオードがＯＮに切り替えられる間の短い期間が続き、次いでスイッチＳ２がＯＮになるとＭＯＳＦＥＴチャンネルを通る導電が続く。しかし、スイッチＳ２がＯＦＦになると、導電によってそれ自体の真性ダイオードに切り替わり、これに続いてスイッチＳ１が完全にＯＮになる。
【００６５】
したがって、図７および図８に示す動作波形に基づいて、１つの単純な法則が確立されることが分かる。デバイス内の電流が「慣例的」方向であって、それがＯＦＦに切り替わる時間になると、インダクタ内の電流の方向は、迅速な電圧スイングを促進し、続いて他方のスイッチの真性ダイオードを導電させる短い期間が続く。デバイスでの導電が「反慣例的」方向である場合、オフ切り替えによって、それ自体の真性ダイオードが導電する短い期間がもたらされ、次に他方のデバイスのＯＮ切り替えによって駆動された通常の電圧移行が続く。
【００６６】
完全を期すためには、電流の流れが上述の例の方向と逆方向である再生の状況を概説するだけで十分である。もちろん、これについては、ダウンコンバージョンでの再生が「慣例的」アップコンバージョンと同じである（またアップコンバージョンのそれは単に慣例的ダウンコンバージョンとなる）という上述の知見によってカバーされている。したがって、任意の場合における切り替えの移行の性質は上で概説した検討から容易に決定される。
【００６７】
３．０  本発明のその他の特徴
以上のセクションでは基本的発明、およびＭＯＳＦＥＴスイッチを用いたその重要な実施の形態を概説している。以下のセクションでは変形形態および特徴について概説する。
【００６８】
３．１  ＭＯＳＦＥＴの使用する型に関する解説
図３および図４は、２つの特に有用な回路を示している。以下に示すように、単に表記法を変更することによって負極性の回路をつくることが可能であり、またすべてＰチャンネルデバイスを用いて回路をつくることも可能である（しかし通常は、それらの一般に劣るパフォーマンスのために好ましくない）。
【００６９】
しかし、すべて一方の型のスイッチを用いた回路と両方の型を用いた回路との間には、有益な動作の違いが少しあり、またこれらの検討のすべては図３および図４の回路の検討から導き出すことができる。
【００７０】
先ず、明細書内の他の箇所で示したように、図１の回路および派生回路は、同じ入力および出力極性でのみ動作することができ、またＭＯＳＦＥＴはその極性が固定している回路の下位クラスを形成することだけが可能である。すべてのＭＯＳＦＥＴをＯＦＦに切り替えたときに電流が全く流れないことが、回路動作には必要であり、またこのためには、この条件下ですべての真性ダイオードがＯＦＦにバイアスされる必要がある。
【００７１】
一般に、Ｎ型のＭＯＳＦＥＴはＰ型より優れており、同一コストや同一サイズの条件下においてＰ型と比べてより低いＯＮ抵抗を提供する。さらに、Ｎ型のＭＯＳＦＥＴは、所与のゲート電荷レベルに対するより低いＯＮ抵抗を伴って、より良好な動的パフォーマンスを提供する傾向がある。したがって、図３の回路は、大きいパワーを必要とするような場合に一般に好ましいものとなる。
【００７２】
しかし図３を実現するためには、図４の回路の場合と比べて、上側のＭＯＳＦＥＴに対する駆動回路がより複雑になる。十分なパフォーマンスを有するＰチャンネルのＭＯＳＦＥＴが利用可能な場合、低いパワーでは、図４の回路が有利となることもある。
【００７３】
３．２  再生
共通の実際例では、（各図に表しているように）回路の左手側が充電式バッテリに接続され、右手側がＤＣ電気モータに接続されている場合、コンバータに対する制御信号は、モータを可変の電圧（またしたがって、可変の速度）で駆動するようにすることができる。モータが１つの負荷を意味する間、パワーはバッテリからモータに流れ、したがってさらに任意の機械的負荷まで流れる。しかし、モータ負荷が、はずみ車により提供されような慣性を有する場合、モータを遅くさせるように制御信号が設定されると、モータは発電機として動作する。はずみ車に蓄積された力学的エネルギーは電気エネルギーに変換されて右から左に流れ、バッテリが充電される。同様に、このモータが電気路上自動車を駆動するために使用されると、自動車が坂を下る際に自動車の速度が制御され、この際もモータの発電機作用によってバッテリが充電される。したがって、これらのコンバータは「再生（ｒｅｇｅｎｅｒａｔｉｖｅ）」と分類され得ると共に、この再生作用では、駆動と再生の間で「転換（ｃｈａｎｇｅｏｖｅｒ）」のための切り替えは全く必要がない。
【００７４】
３．３  可変電圧ソース
ＤＣ電気モータの駆動が主たる用途であるが、他に多くの用途が存在する。再生作用のために、一方の側（根本的な理由ではなく慣例により、左手側として表している）が「電圧ソース」（本質的に一定の電圧を維持しながら電流のソースとなったり、シンクとなったりする両方の機能を有するものであって、典型的には充電式バッテリである）に接続されている場合、右手側も「電圧ソース」の特性を有しており、この場合、維持すべき電圧は、制御信号によって固定の電圧に対する比の形で設定されており、この右手側電圧がこの設定から変動しようとする傾向のために、この変化を補正するような方向に電流が流される。この制御信号は任意の電圧波形を発生させるように設定され得る。これらの波形によって駆動される負荷が蓄積特性を有する場合、この駆動は極めて効率が高くなる。蓄積されたエネルギーは、出力電圧の変化にはこれが必要であるような場合、左手側の蓄積部へと戻される。したがって、これらのコンバータは非常に大きな使用範囲を有する可変電圧ソースとして使用され得る。多くの場合、これらは慣例的な「パワー増幅器」に取って代わり、効率およびエネルギー再生の利点が提供される。
【００７５】
３．４  極性
図３および図４の実際のＭＯＳＦＥＴ回路は、「接地」または「共通」に対して「正の」極性を有するＤＣサプライを伴う場合にだけ動作し得る。しかし、（軽微な変更を伴って図４を描き直した図９に明示的に表しているように）表記法を変更することによって、「負の」サプライのコンバータが構成され得る方法が示される。しかしこの単一極性の限界は、ＭＯＳＦＥＴスイッチの特性に起因するものであって、図１のトポロジー自体に起因するものではない。両方の極性で動作し得るスイッチを備えると、コンバータの両方の側がＡＣ回路に接続されることが原理的にあり得る。入力および出力は、同じ周波数を有し、概ね同じ時間でゼロ交差するＡＣでなくてはならないが、ＡＣ信号がコンバータの切り替え周波数と比較して低い周波数であったとすれば、両側の波形が独立となり得る。
【００７６】
３．５  多相式コンバータ
別のＤＣ−ＤＣコンバータと同様に、多相式駆動で動作している複数の切り替え素子で蓄積キャパシタ（図１〜図４のキャパシタＣ１、Ｃ２、Ｃ３）を共有することによって得ることができる利点が存在する。独立したＮ個の相が存在する場合、同じ全体的パワーの単一相を用いる場合と比べて、一般にトポロジー内の各位置における全体的キャパシタンスは、要素Ｎの二乗の割合だけ減少する。この要素「Ｎの二乗」という割合において、一方の割合Ｎは、Ｎ個のキャパシタが負荷を共有していることに由来しており、また他方の要素Ｎは、電流の各反転の間の時間が直ちにＮで割られることに由来している。
【００７７】
このように多相式システムにおいて共有が可能であることは幾つかのトポロジーに共通しているが、本発明の「分割パイ（Ｓｐｌｉｔ−ｐｉ）」トポロジーは、次の相にわたって並列接続されるべき４つの端子を有する点で、他のトポロジーと区別される。
【００７８】
ＩＮ／ＯＵＴ（左）
ＩＮ／ＯＵＴ（右）
共通（接地）
リザーバ
これらの端子については、図１〜図４に模式的に示されている。
【００７９】
図１０には、３相の「分割パイ」コンバータの概要を示しており、その個々の要素は、図１の一般的形態から導き出される形態を備え得る。
【００８０】
３．６  基本的トポロジーにおける変形形態
基本的設計には、本質的要素が図１から直接導き出すそれら全てにおいて、多くの変形形態があり得る。最も重要な変形形態は、特有の用途に適合させるようにインダクタＬ１およびＬ２を越えた位置にあるフィルタに関するものである。一例として、この回路を通じて電気モータにパワーを伝える充電式バッテリの場合、キャパシタＣ１およびＣ２は、共に省かれ、或いは、その値を極めて大幅に減少され得る。充電式バッテリは、典型的には、それ自体の内部に非常に大きな内部キャパシタンスを有しており、またコンバータに対して低いソースインピーダンスを示す。これが図の左側にあると考えられる場合、バッテリに接続しているケーブルのインピーダンスに作用する電流変化によって生成され得る高周波電圧を抑制するためだけに十分である値で、キャパシタＣ１は減少され得る。ＤＣ電気モータにおいては、その機械的回転の慣性によって、ただゆっくりと変化し得るだけの「逆起電力（ｂａｃｋ−ｅｍｆ）」が維持されるので、主として「電圧ソース」（あるいは、モータを慣例的に動作させる場合は「電圧シンク」）の特性がある。キャパシタＣ２は、ここでも高周波スパイクを抑制するのに十分となるように選択されるが、主として誘導性のソース（すなわち、キャパシタＣ２に対して低い値しか有しないインダクタＬ２）からのサプライは、通常、欠点とはならず、また極めて厳しく制御された電圧から供給を受けた巻き線が、ポールの幅を横切る必然的に変動する磁界に遭遇した際に発生する高周波の機械的ストレスを減少させ得る点で有利となり得る。
【００８１】
スペクトルの反対側の端部において、フィルタは、追加的フィルタ「ポール」が追加された図１１の形態となり得る。ここでその意図は、入力および出力での電圧「リップル」を最小限に維持することである。すべての電気的フィルタと同様に、インダクタおよびキャパシタを２つ以上のセクションに分割すると、それらの全体的なボリュームやコストを低減することにより、より大きな平滑化レベルを生成することができる。したがって、図１１を参照すると、キャパシタＣ１、Ｃ４、インダクタＬ１、Ｌ３のすべてが、同等の単段フィルタにおける値の半分である場合、点Ｃにおける電圧エクスカーションは単段式の場合の４倍となるが、点Ｄにおける電圧エクスカーションは、同じ比率だけ大幅に低下する。
【図面の簡単な説明】
【００８２】
【図１】本発明に係る第１の「切り替えモード」の電力変換装置の一般的な形態を示す図である。
【図２】フィルタが単にキャパシタである場合、図１の回路から単純に導出された一般的な形態を示す図である。
【図３】ＭＯＳＦＥＴおよび単純なキャパシタフィルタを用いた実際的な回路の概要を示す図である（ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴデバイスは、通常、Ｐチャンネルデバイスと比べてより高いパワーにおいて、またより低い「ＯＮ抵抗」を伴って利用可能であるため、より高いパワーの実際的な回路に有利である）。
【図４】ＭＯＳＦＥＴおよび単純なキャパシタフィルタを用いた実際実際的な回路の概要を示す図である（Ｎ型およびＰ型の両方のトランジスタが使用されており、駆動信号回路が簡潔であるという利点を有する）。
【図５】図５および図５（ａ）〜図５（ｅ）は、図２の回路のための制御信号を示すと共に、種々の負荷条件下において該回路に流れる電流を示す図である。
【図６】従来の技術に係る回路の簡略化バージョンを示す図である。
【図７】図３の回路のための制御信号を示すと共に、種々の負荷条件下において該回路に流れる電流を示す図である。
【図８】図８（ａ）〜図８（ｂ）は、図３の回路のための制御信号を示すと共に、種々の負荷条件下において該回路に流れる電流を示す図である。
【図９】図４の回路に負極性の変更を加えたバージョンを示す図である。
【図１０】図１の回路に基づく３つの回路を組み込んだ３相電力変換装置を示す図である。
【図１１】入力および出力フィルタを組み込んだ図１の回路の一般的な形態を示す図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【国際公開パンフレット】
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【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
2004529600.tif 000058
2004529600.tif 000059
【国際調査報告】
2004529600.tif 000060
2004529600.tif 000061
2004529600.tif 000062