(57)【要約】衛星放送受信機には、複数の相異なるトランスポンダ信号を処理して、複数の相異なるビット・ストリームを同時に供給する信号キャンセル・チューナが含まれている。上記信号キャンセル・チューナには、（ａ）各々がビット・ストリームを伝送する複数のトランスポンダ信号を表す受信信号を、一定数の抜き取り済み信号に、多重分離するデマルチプレクサと、（ｂ）上記一定数の抜き取り済み信号を処理して、上記ビット・ストリームのうちの少なくとも２つを同時に供給する変換素子とが含まれている。
2006526360.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信機であって、
各々が異なるビット・ストリームを伝送する複数の相異なる周波数チャンネルを有する信号を供給する受信部と、
前記信号を処理して、前記複数の相異なる周波数チャンネルのうちの少なくとも２つから相異なるビット・ストリームを再生して、これらの再生された相異なるビット・ストリームを同時に供給する信号キャンセル・チューナと、
を含む受信機。
【請求項２】
前記信号キャンセル・チューナには、
前記信号をサンプリングして、一定数の抜き取り済みサンプル・ストリームを供給するサンプラーと、
前記一定数の抜き取り済みサンプル・ストリームを処理して、前記再生された相異なるビット・ストリームを供給する変換素子と、
が含まれている、請求項１記載の受信機。
【請求項３】
前記サンプラーには、
前記信号を前記一定数の抜き取り済みサンプル・ストリームに多重分離するデマルチプレクサと、
前記一定数の抜き取り済みサンプル・ストリームを時間的に整合させて前記変換素子に供給するフィルタ・バンクと、
が含まれている、請求項２記載の受信機。
【請求項４】
変換処理後に、奇数・偶数周波数チャンネル・ペアを分離して、前記再生された相異なるビット・ストリームのうちの少なくとも一部を供給する少なくとも１つのチャンネル再生素子を更に含む、請求項２記載の受信機。
【請求項５】
前記変換素子が、疎行列の因数分解を用いて、前記一定数の抜き取り済みサンプル・ストリームに対して、行列に基づく処理を行うように構成された、請求項２記載の受信機。
【請求項６】
前記変換素子が、高速フーリエ変換を用いて、前記一定数の抜き取り済みサンプル・ストリームに対して、行列に基づく処理を行うように構成された、請求項２記載の受信機。
【請求項７】
前記変換素子が、ハートリー変換に基づく離散フーリエ変換を用いて、前記一定数の抜き取り済みサンプル・ストリームに対して、行列に基づく処理を行うように構成された、請求項２記載の受信機。
【請求項８】
前記再生された相異なるビット・ストリームから一定数のバーチャル・チャンネルを供給する放送チャンネル分配器を更に含む、請求項１記載の受信機。
【請求項９】
衛星放送受信機であって、
各々がビット・ストリームを伝送する複数の相異なるトランスポンダ・チャンネルを表す信号を受信するロー・ノイズ・ブロックと、
前記信号から、前記複数の相異なるトランスポンダ・チャンネルの全体の帯域幅に関連するナイキスト・レートに等しいか、或いは、それより高いサンプリング・レートで発生するサンプルのシーケンスを表すデータ信号を供給するアナログ／ディジタル変換器と、
前記データ信号をサンプリングして、Ｎ個（Ｎ＞１）の抜き取り済みデータ・ストリームを供給するサンプラーと、
前記Ｎ個の抜き取り済みデータ・ストリームを処理して、前記複数の相異なるトランスポンダ・チャンネルのうちの少なくとも２つのトランスポンダ・チャンネルからのビット・ストリームを表す少なくとも２つの出力信号を同時に供給する変換素子と、
を含む衛星放送受信機。
【請求項１０】
前記サンプラーには、
信号を前記一定数の抜き取り済みデータ・ストリームに多重分離するデマルチプレクサと、
前記一定数の抜き取り済みデータ・ストリームを時間的に整合させて前記変換素子に供給するフィルタ・バンクと、
が含まれている、請求項９記載の衛星放送受信機。
【請求項１１】
前記少なくとも２つの出力信号のうちの少なくとも１つを処理して、奇数・偶数トランスポンダ・チャンネル・ペアを分離して、前記ビット・ストリームのうちの少なくとも１つを供給する少なくとも１つのチャンネル再生素子を更に含む、請求項９記載の衛星放送受信機。
【請求項１２】
前記変換素子が、疎行列の因数分解を用いて、前記一定数の抜き取り済みデータ・ストリームに対して、行列に基づく処理を行うように構成された、請求項９記載の衛星放送受信機。
【請求項１３】
前記変換素子が、高速フーリエ変換を用いて、前記一定数の抜き取り済みデータ・ストリームに対して、行列に基づく処理を行うように構成された、請求項９記載の衛星放送受信機。
【請求項１４】
前記変換素子が、ハートリー変換に基づく離散フーリエ変換を用いて、前記一定数の抜き取り済みデータ・ストリームに対して、行列に基づく処理を行うように構成された、請求項９記載の衛星放送受信機。
【請求項１５】
前記少なくとも２つのトランスポンダ・チャンネルからのビット・ストリームから一定数のバーチャル・チャンネルを供給する、放送チャンネル分配器を更に含む、請求項９記載の衛星放送受信機。
【請求項１６】
複数のトランスポンダ・チャンネルから各信号を受信する衛星放送受信機内に使用される集積回路であって、
各々が前記複数のトランスポンダ・チャンネルの映像を伝送する複数のデータ・ストリームを処理して、前記複数のトランスポンダ・チャンネルのうちの少なくとも２つのトランスポンダ・チャンネルからのビット・ストリームを表す少なくとも２つの信号を同時に供給する変換素子と、
前記少なくとも２つトランスポンダ・チャンネルからのビット・ストリームから一定数のバーチャル・チャンネルを供給する放送チャンネル分配器と、
を含む集積回路。
【請求項１７】
前記少なくとも２つ信号のうちの少なくとも１つを処理して、奇数・偶数トランスポンダ・チャンネル・ペアを分離して、前記ビット・ストリームのうちの少なくとも１つを供給する少なくとも１つのチャンネル再生素子を更に含む、請求項１６記載の集積回路。
【請求項１８】
前記変換素子が、疎行列の因数分解を用いて、前記複数のデータ・ストリームに対して、行列に基づく処理を行うように構成された、請求項１６記載の集積回路。
【請求項１９】
前記変換素子が、高速フーリエ変換を用いて、前記複数のデータ・ストリームに対して、行列に基づく処理を行うように構成された、請求項１６記載の集積回路。
【請求項２０】
前記変換素子が、ハートリー変換に基づく離散フーリエ変換を用いて、前記複数のデータ・ストリームに対して、行列に基づく処理を行うように構成された、請求項１６記載の集積回路。
【請求項２１】
受信機に於いて使用される方法であって、
各々が異なるビット・ストリームを伝送する複数の相異なる周波数チャンネルを有する信号を供給するステップと、
前記信号に対して信号キャンセルを行い、前記複数の相異なる周波数チャンネルのうちの少なくとも２つから相異なるビット・ストリームを再生するステップと、
これらの再生された相異なるビット・ストリームを同時に供給するステップと、
を含む方法。
【請求項２２】
前記再生するステップには、
前記信号をサンプリングして、一定数の抜き取り済みサンプル・ストリームを供給するステップと、
前記一定数の抜き取り済みサンプル・ストリームに対して、変換に基づく処理を行い、前記相異なるビット・ストリームを再生するステップと、
が含まれている、請求項２１記載の方法。
【請求項２３】
前記変換に基づく処理を行い再生するステップには、奇数・偶数周波数チャンネル・ペアを分離して、前記相異なるビット・ストリームのうちの少なくとも１つを再生するステップが含まれている、請求項２２記載の方法。
【請求項２４】
前記サンプリングして供給するステップには、
前記信号を前記一定数の抜き取り済みサンプル・ストリームに多重分離するステップと、
前記一定数の抜き取り済みサンプル・ストリームを時間的に整合させるステップと、
が含まれている、請求項２２記載の方法。
【請求項２５】
前記変換に基づく処理を行い再生するステップには、疎行列の因数分解を用いて、前記一定数の抜き取り済みサンプル・ストリームに対して、行列に基づく処理を行うステップが含まれている、請求項２２記載の方法。
【請求項２６】
前記変換に基づく処理を行い再生するステップには、高速フーリエ変換を用いて、前記一定数の抜き取り済みサンプル・ストリームに対して、行列に基づく処理を行うステップが含まれている、請求項２２記載の方法。
【請求項２７】
前記変換に基づく処理を行い再生するステップには、ハートリー変換に基づく離散フーリエ変換を用いて、前記一定数の抜き取り済みサンプル・ストリームに対して、行列に基づく処理を行うステップが含まれている、請求項２２記載の方法。
【請求項２８】
前記再生された相異なるビット・ストリームから一定数のバーチャル・チャンネルを供給するステップを更に含む、請求項２１記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般に、信号受信装置に関し、詳しくは、マルチ・チャンネル衛星放送信号受信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
直接衛星放送（ｄｉｒｅｃｔ  ｂｒｏａｄｃａｓｔ  ｓａｔｅｌｌｉｔｅ：ＤＢＳ）受信機のような従来型の衛星放送受信装置は、各々が個々の周波数帯域内のダウンリンク信号を送信する複数の衛星トランスポンダのうちの任意の１つに同調できる。各トランスポンダのダウンリンク信号は、一般に、１つ以上の放送チャンネルまたはサービスに対応するデータ（例えば、オーディオ、ビデオ、番組情報等のデータ）を伝送するパケットの形態でビット・ストリームを表している。この点に関して、トランスポンダの各々は、一般に、それぞれ異なる組の複数の放送チャンネルと対応している。従って、所望のスポーツ番組が、ある１つのトランスポンダに対応する複数の放送チャンネルのうちの１つで見つかり、ある映画番組が、別の１つのトランスポンダに対応する複数の放送チャンネルのうちの１つで見つかる場合がある。
【０００３】
しかし、残念ながら、上述の如く、従来型の衛星放送受信装置は、一度に、１つのトランスポンダからの１つのダウンリンク信号だけにしか同調できない。この為に幾つかの問題が生じる。例えば、「チャンネル・サーフィン（ｃｈａｎｎｅｌ  ｓｕｒｆｉｎｇ）」を行うには、即ち、放送チャンネルを次々と切替えるには、トランスポンダを切替える必要があり、その分、処理に遅延が生じて、チャンネル・サーフィンの処理速度が遅くなってしまう。また、相異なるトランスポンダに対応する複数の番組を同時に視聴したい世帯では、従来型の衛星放送受信装置を複数購入する、或いは、リース契約する為に余分に費用が掛かってしまう。
【発明の開示】
【０００４】
(発明の概要)
従って、本発明の原理に従えば、受信装置には、各々がビット・ストリームに対応する複数の受信信号を同時に処理する信号キャンセル・チューナが含まれている。この信号キャンセル・チューナには、上記複数の受信信号をサンプリングして、一定数のエイリアスされたサンプル・ストリームを供給するサンプラーと、該一定数のエイリアスされたサンプル・ストリームを処理して、対応するビット・ストリームのうちの少なくとも２つを再生する個別の変換素子とが含まれている。
【０００５】
本発明の一実施形態に於いて、上記受信装置は衛星放送受信機である。この衛星放送受信機は信号キャンセル・チューナを備えており、この信号キャンセル・チューナには、（ａ）各々がビット・ストリームを伝送する複数のトランスポンダ信号を表す受信信号を、一定数の抜き取り済み信号に、多重分離するデマルチプレクサと、（ｂ）該一定数の抜き取り済み信号を処理して、上記ビット・ストリームのうちの少なくとも２つを供給する変換素子とが含まれている。
【０００６】
本発明の別の一実施形態に於いて、集積回路には、複数の抜き取り済み信号を受信して処理し、各々が異なる送信周波数帯域に対応する少なくとも２つのビット・ストリームを供給する変換素子が含まれている。この例では、各周波数帯域は、衛星放送ケーブル配信ネットワークのそれぞれ異なるトランスポンダに対応している。
【０００７】
本発明の更に別の一実施形態に於いて、上記受信装置は衛星放送受信機である。この衛星放送受信機は信号キャンセル方法を実施する。この信号キャンセル方法には、（ａ）各々がビット・ストリームを伝送する複数のトランスポンダ信号を表す受信信号を、一定数の抜き取り済み信号に、多重分離するステップと、（ｂ）該一定数の抜き取り済み信号を変換して、上記ビット・ストリームのうちの少なくとも２つを供給するステップとが含まれている。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
本発明の概念以外で、各図に示す各構成要素は周知であり、従って、それらの詳細な説明は省略する。また、衛星に基づく番組配信も良く知られているものとして、その詳細な説明は省略する。例えば、本発明の概念以外で、衛星トランスポンダ、ダウンリンク信号、および、無線周波数（ｒｆ）フロント・エンド、或いは、ロー・ノイズ・ブロックのような受信機部分は周知であり、また、伝送ビット・ストリームを生成するフォーマット化と符号化の各方法（例えば、ＭＰＥＧ（Ｍｏｖｉｎｇ  Ｐｉｃｔｕｒｅ  Ｅｘｐｅｒｔ  Ｇｒｏｕｐ）−２システム規格（ＩＳＯ／ＩＥＣ１３８１８−１））は周知であり、従って、それらの説明は省略する。更に、本発明の概念を実施する際、従来のプログラミング技術を使用することもあるが、それらの従来のプログラミング技術についても、周知のものとして、説明を省略する。また、各図に於いて同一の番号は、同じまたは類似した構成要素を示している。
【０００９】
本発明の概念は、サンプル・データ理論を使用する。この点に関して、本発明の実施例を説明する前に、サンプル・データ理論を簡単に説明する。図１に於いて、アナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）１０５が、１次元（１Ｄ）連続時間信号ｓ（ｔ）を受信して、これをサンプリング・レートｒでサンプリングして、サンプリング済み信号ｓ（ｎ）を出力する。この出力信号は、サンプリング・レートｒでのサンプル・ストリームである。次に、図２には、複数のグラフ例が示されている。グラフ２１は、正規化振幅軸と正規化時間軸に対する信号ｓ（ｔ）の一部を示している。グラフ２２に示されるように、信号ｓ（ｔ）は、帯域制限周波数スペクトルＳ（ｆ）を有する。信号ｓ（ｔ）は、グラフ２３に例示されているサンプリング・グリッドによって表される信号ｇ（ｔ）によって、サンプリングされる。一例として、ｇ（ｔ）は、下記の単位領域インパルス列としてモデル化される。
【数１】
2006526360.tif 000003
ここで、δ（・）は周知のディラック・デルタ関数であり、Ｔはグリッド間隔である。サンプリング・グリッドｇ（ｔ）の周波数領域表示は、下記の周知のフーリエ変換積分によって解析的に特定できる。
【数２】
2006526360.tif 000004
【００１０】
ところで、
【数３】
2006526360.tif 000005
であるから、Ｇ（ω）は、下記のように書き換えできる。
【数４】
2006526360.tif 000006
または、
【数５】
2006526360.tif 000007
【００１１】
当業者に周知の如く、信号ｓ（ｔ）をサンプリング・グリッドｇ（ｔ）上でサンプリングして、サンプリング済みデータ表示ｓ（ｎ）を得る動作は、下記のようにモデル化される。
【数６】
2006526360.tif 000008
【００１２】
時間領域インパルス間隔が１であると、周波数領域インパルス間隔は２になる。上に仮定したように時間０に於いて時間領域インパルス列が１つのインパルスを含んでいると、周波数領域インパルス列は、実数値で重み付けされる。また、時間領域インパルス列が、時間０から数正規化時間単位（ここで正規化間隔は１に等しい）だけオフセットしていると、周波数領域インパルス列内の各インパルスは、
【数７】
2006526360.tif 000009
によって重み付けされる。ここで、ｎは、インパルス列の正規化周波数指標に等しい。図２のグラフ２４には、インパルス列の正規化周波数スペクトルが例示されている。
【００１３】
図３には、サンプリング済みデータ・スペクトルについての相異なるサンプリング・レートの作用例が示されている。グラフ３１と３２は、ナイキスト・レートでの信号ｓ（ｔ）のサンプリングを例示している（即ち、ｓ（ｔ）の帯域幅の少なくとも２倍に等しいレートでのｓ（ｔ）のサンプリングを例示している）。グラフ３１は、分散時間に於けるサンプリング済み信号ｓ（ｎ）を例示し、グラフ３２は、このサンプリングの周波数アンビギュイティ（ａｍｂｉｇｕｉｔｙ：曖昧性）を例示している。グラフ３２から判るように、ゼロ周波数の周りの映像は、信号ｓ（ｔ）の非エイリアス・コピーである。換言すれば、グラフ３２に示されたｓ（ｔ）の周波数スペクトルの様々なコピーは、明確に識別できる、即ち、エイリアスされていない。
【００１４】
比較のため、グラフ３３と３４は、ナイキスト・レートより低いレートでの信号ｓ（ｔ）のサンプリングを例示している。グラフ３３は、ｓ（ｔ）の帯域幅に等しいレートでの信号ｓ（ｔ）のサンプリングを例示している。グラフ３４は、サンプリング済み信号ｓ（ｎ）の周波数スペクトルを例示している。グラフ３４から判るように、信号ｓ（ｔ）の各映像は、ゼロ周波数の周りで、互いに部分的に重畳し、信号ｓ（ｔ）のコピーに混合を引き起こしている。換言すれば、各周波数コピー、即ち、各映像は、互いにエイリアスされている。この結果は全てのサンプリング位相で生じるが、本発明の原理に従えば、グラフ３４内の各複素数値映像の位相は、以下更に説明するように、サンプリング位相の関数である。
【００１５】
本発明の原理に従えば、新規な同調パラダイム（ｔｕｎｉｎｇ  ｐａｒａｄｉｇｍ）が提供される。この同調パラダイムは、不所望な各チャンネルを濾波して除去することによって１つのチャンネルを選択する通常の同調方法に基づくものではなく、周波数エイリアスとエイリアス・キャンセルの基本サンプリング理論の概念に基づくものである。この概念を概略的に述べると、マルチ・チャンネル信号ｓ（ｔ）をナイキスト・レートＦＮｙｑｕｉｓｔ以上のサンプリング・レート（以下、マルチ・チャンネル・ナイキスト・レートＦＭ−Ｎｙｑｕｉｓｔという）でディジタル領域に変換し、その結果得られたデータ・ストリームｓ（ｎ）にデマルチプレクサで多重分離処理を施し、Ｎ個の出力データ・ストリームｓｉ（ｎ）を生成する（ここで、１≦ｉ≦Ｎ）。このデマルチプレクサの動作は、実際上、上記データ・ストリームｓ（ｎ）をサンプリング周波数ＦＭ−Ｎｙｑｕｉｓｔ／Ｎで更にサンプリングすることになる。デマルチプレクサから得られる出力データ・ストリームｓｉ（ｎ）の各々は、全てのチャンネルの映像でエイリアスされているが、ディジタル信号処理にとって都合の良いレートの抜き取り済みストリームである。エイリアスされた成分は、一旦現れると、濾波処理しても、同じ周波数帯域に在るエイリアスされていない成分から分離できない。しかし、抜き取り済みストリームの各々は、同じエイリアス成分を有しているが、各抜き取り処理についてのこれらの成分の位相決定（ｐｈａｓｉｎｇ）は異なり、これを利用して、その他のチャンネルのエイリアスに汚染されていない（即ち、混合を引き起こしていない）個々のトランスポンダ・チャンネルを再生できる。
【００１６】
具体的には、デマルチプレクサは、Ｎ個のデータ・ストリームを出力するが、この出力データ・ストリームの各々は、その他の出力データ・ストリームに対してオフセットされていると見なすことが出来る。例えば、第１の出力データ・ストリームを基準点として設定すると、残りのデータ・ストリームは、この第１の出力データ・ストリームに対する或る位相決定関係で表現できる。例えば、［（Ｎ／２）＋１］番目の出力データ・ストリームは、サンプル間隔が２πの周期であるとすると、第１の出力データ・ストリームに対してπだけ位相オフセットしている。従って、或るトランスポンダ・チャンネルを再生する為には、出力データ・ストリームの各々、即ち、抜き取り済みストリームの各々が、先ず、各トランスポンダ・チャンネルに対応する重み付けベクトルａｎ（ここで０≦ｎ≦（Ｎ−１））によって、再結合される。重み付けベクトルａｎはＮ個の成分を有し、以下の等式で表される。
【数８】
2006526360.tif 000010
ここで、０≦ｉ≦（Ｎ−１）、ｉはＮ個の抜き取り済みストリームの特定の１つである。例えば、周波数チャンネル０に同調する為には、重み付けベクトルａ０の計算が必要である。この点に関して、ｎの値は、上記等式（１０ｂ）に於いて、０に設定される。尚、ｎは、ナイキスト領域に対応している（例えば、後述の図９参照）。従って、予め定められたマッピングを用いて、先ず、或るトランスポンダ・チャンネルが、ｎの対応する値に変換される。ｎの所与の値について、Ａｉの相異なる値が得られるが、これは、この重み付け係数の値が指標ｉに応じて変わるからである。具体的には、抜き取り済みストリームの各々に、重み付けベクトルの対応する係数Ａｉが乗算される。更にこの例を続けると、周波数チャンネル０に同調する為には、第１のストリーム（即ち、０であるｉ指標値に対応するストリーム）からの各サンプルに、Ａ０（上記等式（１０ｂ）では、ｉの値が０に設定され、ｎの値も０に設定される）が乗算される。同様に、第２のストリームからの各サンプルに、Ａ１（上記等式（１０ｂ）では、ｉの値が１に設定され、ｎの値が０に設定される）が乗算される。個々の抜き取り済みストリームの重み付けの後、各重み付け済みストリームが互いに結合される。これは、図４に示されている。図４には、或るトランスポンダ・チャンネルについて、一定数の抜き取り済みストリームｉを再結合する再結合器が示されている。具体的には、一定数の抜き取り済みストリーム１００−ｉが、一組の乗算器に供給される。乗算器の各々は、或るトランスポンダ・チャンネルについての重み付けベクトルａｎの対応する係数を、各抜き取り済みストリームの対応する１つからのサンプル値に乗算する。この結果得られた各重み付け済み値は、加算器１２０によって互いに加算され、信号１２１が生成される。上述から判るように、トランスポンダ・チャンネルの各々を再生するには、一定数の、例えば、Ｎ個の再結合器が必要である。
【００１７】
尚、信号１２１には、以下に説明する１つの周波数チャンネルを共同占有する２つのチャンネル（奇数と偶数のチャンネル・ペア）が含まれることがある。この共同占有する周波数チャンネルは、それらが現れたときに、図５および図６のチャンネル除波器を用いて、各位相関係によって分離可能である。この位相関係は、
【数９】
2006526360.tif 000011
を乗算することによって、利用できる。ここで、ｍはサンプル指標（即ち、ｍはインクリメントする整数であり、例えば、第１のサンプルでｍ＝０、第２のサンプルでｍ＝１、第３のサンプルでｍ＝２、等々）、偶数チャンネルの同調については「＋」の符号が使用され、奇数チャンネルの同調については「−」の符号が使用される。当該ペアの不所望な奇数番号のチャンネルの除波は図５のチャンネル除波器を用いて行うことが出来、その結果、偶数の周波数チャンネルが得られる。同様に、重複した当該ペアの偶数番号のチャンネルの除波は、図５の各加算器を、図６に示されるように減算器に代えることによって、行うことが出来、その結果、奇数の周波数チャンネルが得られる。この例では、チャンネル・ペアを含む信号について、単一チャンネルの導出は、再結合の後に行われた。図５および図６に示された各チャンネル除波器は、２つの機能、即ち、（ａ）当該ペアの一方のチャンネルの除波機能と、（ｂ）近接ベースバンド信号をベースバンドに復調する機能を果たす。尚、上記等式（１１）が上述の再結合の前に行われるように、受信機を構成することも可能である。
【００１８】
不所望な各チャンネルを濾波して除去することによって１つのチャンネルを選択する通常の同調方法を使用しない上述の周波数エイリアスとエイリアス・キャンセルの利用を、更に、図７乃至図９を参照して、例示する。例えば、マルチ・チャンネル潜伏信号ｓ（ｔ）には、図７に例示するような８個の周波数チャンネルが含まれていると仮定する。この例では、ｓ（ｔ）は、衛星放送受信機（図示せず）のロー・ノイズ・ブロックによるダウン・シフティング（ｄｏｗｎ−ｓｈｉｆｔｉｎｇ）或いはダウン・コンバーティング（ｄｏｗｎ−ｃｏｎｖｅｒｔｉｎｇ）後のディジタル衛星放送システム（ＤＢＳ）ダウンリンク・トランスポンダ信号を表している。これら８個の周波数チャンネル（Ｃｈｎ０、・・・、Ｃｈｎ７）の各々は、この例では、２０ＭＨｚのチャンネル帯域幅を有する。更に、各チャンネル相互間隔ＦＳは、２４ＭＨｚであり、従って、超過帯域幅は、２０％である。ｓ（ｔ）の全体の帯域幅は、（（８チャンネル）（２４ＭＨｚ／チャンネル））＝１９２ＭＨｚである。説明の便宜上、ロー・ノイズ・ブロックは、ｓ（ｔ）を近接ベースバンドに変換する、即ち、１９２ＭＨｚが０ＭＨｚにマッピングされる。従って、ｓ（ｔ）内の最も高い周波数成分は、１９２ＭＨｚになる（これは超過帯域幅を入れていない）。
【００１９】
次に、信号ｓ（ｔ）は、マルチ・チャンネル・ナイキスト・レート、即ち、３８４ＭＨｚでサンプリングされる。図８には、この結果得られるサンプリング済み信号ｓ（ｎ）のスペクトルの第１のマルチ・チャンネル・ナイキスト領域が例示されている。次に、８個のチャンネルが在るので、サンプリング済み信号ｓ（ｎ）は、８個の４８Ｍｓｐｓ（ｍｉｌｌｉｏｎｓ  ｏｆ  ｓａｍｐｌｅｓ  ｐｅｒ  ｓｅｃｏｎｄ：百万単位のサンプル数／秒）ストリームに抜き取り（デシメート：ｄｅｃｉｍａｔｅ）される。この抜き取り処理（デシメーション：ｄｅｃｉｍａｔｉｏｎ）は、この例では、単にｓ（ｎ）を８個のストリームに多重分離することによって、行える。これらのストリームの各々は、全てのチャンネルの映像で大量にエイリアスされているが、この時点で、ディジタル信号処理にとっては都合の良いレートを呈している。尚、デマルチプレクサのサンプリング・レート（ここでは、「抜き取り後のナイキスト・レート」ともいう）は、２ＦＳである。この例では、抜き取り後のナイキスト・レートは、４８ＭＨｚである。従って、単一のチャンネルに於いて、一定数のエイリアスされた映像が、この時点で、その単一のチャンネルの帯域幅内に「フォールド（ｆｏｌｄ）」されている（折り込まれている）。具体的に述べると、図８に示されたスペクトルを描き換えた図９に、フォールドされる前のエイリアスされた映像が示されている。これらのエイリアスされた映像の各々を「フォールド」（「折り込まれる部分」という意味）と呼び、図９には、そのうちの９個のフォールドが例示されている。フォールド０は、トランスポンダ・チャンネル０（Ｃｈ０）に対応している。このフォールドには、Ｃｈ０の正の映像と負の映像の両方が含まれている。フォールド１Ｈは、トランスポンダ・チャンネル１と２（Ｃｈ１とＣｈ２）の正の映像に対応し、フォールド１Ｌは、Ｃｈ１とＣｈ２の負の映像に対応している。同様に、その他のフォールドも図９に示される対応関係を有している。尚、フォールド０と同様に、フォールド４は、トランスポンダ・チャンネル７（Ｃｈ７）のみの正の映像と負の映像を表している。２ＦＳの抜き取り後のナイキスト・レートによって、これらのフォールドが生成されるだけでなく、これらのフォールドの各々の映像が−ＦＳから＋ＦＳの周波数範囲内に移動する。換言すれば、これらの９個のフォールドの各々は、単一チャンネルの両側帯域幅内にフォールドされる。図９から判るように、フォールド０は、４８ＭＨｚの抜き取り後のナイキスト・レート内で完全にサポートされている。従って、前述の再結合の後に、チャンネル除波器のチャンネル除波機能は作用せず、チャンネル除波器は、簡単に、近接ベースバンド信号をベースバンドに復調して、Ｃｈ０に対応するビット・ストリームを再生する。同様に、フォールド４は、−ＦＳから＋ＦＳの周波数範囲内に移動して、抜き取り後のサンプリング・レートによって完全にサポートされ、そして、チャンネル除波器の復調機能によって、Ｃｈ７に対応するビット・ストリームが得られる。一方、残りのフォールドの各々は、奇数・偶数チャンネル・ペアを有している。従って、上述の各チャンネル除波器を用いて、それらの奇���・偶数ペアについて個々のトランスポンダ・チャンネルを再生する。例えば、フォールド１Ｈが、−ＦＳから＋ＦＳの周波数範囲へと下方に移動し、Ｃｈ１が−ＦＳから０の周波数範囲内に入り、Ｃｈ２が０から＋ＦＳの周波数範囲内に入る。従って、再結合の後に、上述の如く、チャンネル除波器によってＣｈ１の正の映像を除波して、Ｃｈ２に対応するビット・ストリームを再生する。同様に、フォールド１Ｌが、−ＦＳから＋ＦＳの周波数範囲へと上方に移動し、Ｃｈ２が−ＦＳから０の周波数範囲内に入り、Ｃｈ１が０から＋ＦＳの周波数範囲内に入る。従って、再結合の後に、上述の如く、チャンネル除波器によってＣｈ２の負の映像を除波して、Ｃｈ１に対応するビット・ストリームを再生する。
【００２０】
次に、図１０には、本発明の原理に従う受信機２００が例示されている。受信機２００には、ロー・ノイズ・ブロック（ＬＮＢ）２０５、アナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器２１０、マルチ・チャンネル・キャンセル・チューナ２１５、および、放送チャンネル分配器２４０が含まれている。１つ以上の衛星（図示せず）が、同一の偏波で、相異なるトランスポンダに対応する相異なる周波数帯域（即ち、周波数チャンネル）内の複数のダウンリンク無線周波数（ＲＦ）信号２０１を送信する。このＲＦ信号２０１は、例えば、１７ＧＨｚ（ギガヘルツ）の周波数範囲内に在る。この例では、ＲＦ信号２０１には、Ｎ個の互いに隣接する周波数チャンネルが含まれており、それらの中心周波数は、それぞれ、Ｆ０乃至ＦＮ−１である。この例では、チャンネル間隔ＦＳは均等であり、互いに隣接する中心周波数の相互間隔に等しく、例えば、ＦＳ＝Ｆ２−Ｆ１である。従って、全ての周波数帯域の全体の帯域幅Ｆｔｏｔａｌは、ＮＦＳに等しい。周波数チャンネルの各々は、その帯域幅Ｆｂｗの中心周波数（キャリア）上に変調を含み、ｘ％の超過帯域幅と保護帯域Ｆｇｂとを有し、ここで、Ｆｇｂ＝（ＦＳ−（Ｆｂｗ［（１００＋ｘ）／１００］））である。説明の便宜上、Ｎ＝１６、ＦＳ＝２９．１６ＭＨｚとするが、これは１６トランスポンダ・ディジタル衛星放送システム（ＤＳＳ）の例である。
【００２１】
尚、各ダウンリンク信号には、その他のプロパティ（特性）が含まれてもよい。例えば、チャンネル間隔の周波数の変動は実質的にゼロであり、および／または、シンボル・タイミングとキャリアのオフセットはチャンネル毎に共通であってよい。これらのプロパティは、本発明の原理を組み込んだ受信機の設計に使用できるが、必要ではない。
【００２２】
ＲＦ信号２０１は、受信機２００の１つ以上のアンテナ（図示せず）によって受信され、ロー・ノイズ・ブロック（ＬＮＢ）２０５に供給される。このＬＮＢ２０５は、受信したＲＦ信号２０１をダウン・シフトして濾波し、信号２０６を出力する。この信号２０６は、全チャンネルに亘る全体の帯域幅Ｆｔｏｔａｌを有する近接ベースバンド信号である。例えば、最も低い周波数のチャンネル（例えば、チャンネル０）は、キャリアＦ０＝ＦＳ／２を有する。これは図１１に例示されており、図１１は、１６個のＤＤＳチャンネルについての近接ベースバンド信号のスペクトルを示している。信号２０６は、Ａ／Ｄ変換器２１０によってアナログ領域からディジタル領域に変換される。このＡ／Ｄ変換器２１０は、信号２０６を、マルチ・チャンネル・ナイキスト・レート以上のサンプリング・レートＦｓａｍｐでサンプリングする。この例では、Ｆｓａｍｐ＝２Ｆｔｏｔａｌであり、即ち、サンプリング・レートは、全周波数チャンネルに亘る全体の帯域幅の２倍であり、即ち、Ｆｓａｍｐ＝２ＮＦＳである。この例では、Ｆｓａｍｐ＝９３３．１２ＭＨｚである。Ａ／Ｄ変換器２１０は、信号２１４を出力する。この信号２１４は、複数のトランスポンダ・チャンネルを表す分散時間シーケンスのサンプルである。
【００２３】
次に、マルチ・チャンネル・キャンセル・チューナ２１５が、信号２１４を受信し、本発明の原理に従って、これを処理して、ビット・ストリーム２３１−１乃至２３１−Ｌ（ここで、後述の如く、１＜Ｌ≦Ｎ）によって表されるような、２個以上のトランスポンダ・チャンネルからの一定数の同時発生ビット・ストリームを出力する。次に、放送チャンネル分配器２４０が、これらの同時発生ビット・ストリームを受信し、その各々を処理して、バーチャル・チャンネル２４０−１乃至２４０−Ｋ（ここで、Ｋ＞１）に対応するデータを出力する。例えば、放送チャンネル分配器２４０は、例えば前述のＭＰＥＧ−２システム規格ＩＳＯ／ＩＥＣ１３８１８−１に従って符号化されたビット・ストリームの各々を復号化する。従って、上記バーチャル・チャンネルの各々は、例えば、オーディオ、ビデオ（例えば、選択された映画番組）、電子番組ガイド等のコンテンツおよび／または各種サービスを表している。尚、これらの信号は、バーチャル・チャンネル２４０−１乃至２４０−Ｋに対応する個別の信号として示されているが、そのうちの１つまたは複数の信号は、多重化されて、例えば、ケーブルのような放送媒体、或いは、Ｗｉ−Ｆｉ（Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｆｉｄｅｌｉｔｙ）のような無線を介して、送信されてもよい。また、説明を簡潔にする為に、コンテンツおよび／または各種サービスの選択を指定する、放送チャンネル分配器２４０へのその他の入力信号は、示していない。同様に、コンテンツおよび／または各種サービスを配信するためのその他の回路（受信機２００の一部を構成していてもよいし、或いは、構成していなくてもよい）も示していない。
【００２４】
次に、図１２には、マルチ・チャンネル・キャンセル・チューナ２１５についての本発明の原理に従う実施例が示されている。このマルチ・チャンネル・キャンセル・チューナ２１５には、デマルチプレクサ（Ｄｅｍｕｘ）２２０と、有限インパルス応答（ｆｉｎｉｔｅ  ｉｍｐｕｌｓｅ  ｒｅｓｐｏｎｓｅ：ＦＩＲ）フィルタ２２５−１乃至２２５−Ｎを備えたフィルタ・バンク２２５と、変換素子２３０と、チャンネル除波器（ｃｈａｎｎｅｌ  ｒｅｊｅｃｔｏｒ：ＣＲ）２３５とが含まれている。Ｄｅｍｕｘ２２０は、信号２１４をサンプリング・レートＦＦ（即ち、抜き取り後のサンプリング・レート）でサンプリングして、一定数の抜き取り済みサンプル・ストリームをフィルタ・バンク２２５に供給する。例えば、この例では、Ｄｅｍｕｘ２２０のサンプリング・レートＦＦは、ナイキスト・レート２ＮＦＳのＮ分の１、即ち、ＦＦ＝２ＦＳになる（ここで、Ｎはチャンネル数）。前述のように、これらのデシメート済みサンプル・ストリームの各々は、全てのトランスポンダ・チャンネルの映像でエイリアスされている。Ｄｅｍｕｘ２２０が信号２１４をサンプリングしているため、Ｄｅｍｕｘ２２０によって供給される様々な抜き取り済みサンプル・ストリームは、時間的にシフトされている、即ち、Ｄｅｍｕｘ２２０によって時間的オフセットＴＦが生じる（ここで、ＴＦ＝１／ＦＦ）。従って、フィルタ・バンク２２５は、Ｄｅｍｕｘ２２０から供給される各抜き取り済みサンプル・ストリームに差分遅延を与えて、各抜き取り済みサンプルを時間的に整合させて、変換素子２３０がＮ個の抜き取り済みサンプルを同時に処理できるようにする。例えば、ＦＩＲ２２５−１は、受信したサンプル・ストリームに対して最大の差分遅延を与える。即ち、ＦＩＲ２２５−Ｎのゼロ差分遅延を基準にすると、ＦＩＲ２２５−１は、受信したサンプル・ストリームに対して（Ｎ−１）ＴＦの遅延を与える。同様に、ＦＩＲ２２５−２は、受信したサンプル・ストリームに対して（Ｎ−２）ＴＦの差分遅延を与える。Ｎ番目のフィルタ、即ち、ＦＩＲ２２５−Ｎは、受信したサンプル・ストリームに対して差分遅延を与えない。このようにして、フィルタ・バンク２２５によって供給される各サンプル・ストリームは、時間的に整合されて、変換素子２３０により処理される。換言すれば、フィルタ入力ベクトルが、個々の時点ｔＰに於いて形成されて、変換素子２３０へ供給される。このフィルタ入力ベクトルには、個々のサンプリング時点に於いて、抜き取り済みサンプル・ストリームの各々からの１つサンプルが含まれている。図１２に例示されるように、フィルタ入力ベクトルはサンプルＦ１乃至ＦＮを含んでいる。この例では、各フィルタの帯域幅は２ＦＳである。
【００２５】
フィルタ入力ベクトルは、変換素子２３０に供給される。変換素子２３０は、個々の抜き取り済みサンプル・ストリームに対して、変換動作を行う。即ち、
【数１０】
2006526360.tif 000012
ここで、Ｈは後述の変換行列、Ｆはフィルタ入力ベクトル、Ｏｃは出力ベクトルであり、これらの各要素は、Ｎ個のトランスポンダ・チャンネルの各々を表している。この点に関して、Ｈは、任意の変換行列、即ち、前述のように多数の再結合器の使用を必要とせずに、不所望なトランスポンダ・チャンネルを表すエイリアスをキャンセルして、所望のトランスポンダ・チャンネルに対応する成分を強調する任意の変換行列であれば良い。
【００２６】
一方、本発明の一特徴に従えば、変換素子２３０は、（ａ）動作数と、（ｂ）単位時間当たりの最少動作と、（ｃ）不所望なトランスポンダ・チャンネルを表すエイリアスをキャンセルして、所望のトランスポンダ・チャンネルに対応する成分を強調する際に、変換素子２３０が行う複雑な数値演算（実数および虚数成分）の量との間でトレードオフ（妥協点）を見出す。従って、変換行列Ｈには、以下の等式に示されるように、該トレードオフを見出す一定数の行列が含まれている。
【数１１】
2006526360.tif 000013
【００２７】
図１３には、Ｎ＝１６について、変換行列Ｈを構成する各行列が例示されている。図１３では、行列Ｈ２、Ｈ４およびＨ６について、略式表記が使用されている。具体的には、「Ｄｉａｇ」は、その行列が当業者に周知の対角行列であることを示し、即ち、行列Ｈ２、Ｈ４およびＨ６内に示される各値がその行列の対角線（ｄｉａｇｏｎａｌ）上に現れ、その他の行列要素が全てゼロの値を有する行列を示している。図１３に示されるように、行列Ｈ２とＨ４には複素数の重み付け因数が含まれており、これらを使用して、前述したように不所望なトランスポンダ・チャンネルのエイリアスをキャンセルして、所望のトランスポンダ・チャンネルに対応する成分を強調する。
【００２８】
更に、図１３から判るように、本発明の一特徴に従えば、変換行列Ｈは、疎行列の因数分解（ｆａｃｔｏｒｉｚａｔｉｏｎ）である。ここでいう「疎行列（ｓｐａｒｓｅ  ｍａｔｒｉｘ）」は、図１３に示される各行列の構成要素の大部分がゼロの値であることを意味する。これには、２８個の実数乗算と７０個の実数加算だけでよい利点がある。実際、全ての乗算はコンスタント（ｃｏｎｓｔａｎｔ）であり、従って、乗算器を用いない実施形態の技術（例えば、当業者に周知のようなカノニック・サインド・ディジット（ｃａｎｏｎｉｃ  ｓｉｇｎｅｄ  ｄｉｇｉｔ：ＣＳＤ）および和積形論理式（ｐｒｏｄｕｃｔ  ｏｆ  ｓｕｍｓ：ＰＯＳ）法に使用される技術）が使用できる。その結果、変換素子２３０は、この例では、フィールド・プログラマブル・ゲート・アレー（ｆｉｅｌｄ  ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ  ｇａｔｅ  ａｒｒａｙ：ＦＰＧＡ）を使用した上述の行列処理を行うように実施できる。尚、若し、同時に復号化すべきチャンネルの数が１６より少ない、例えば、４の場合、図１３に示される行列の数を減らして、必要な計算量を低減できる。
【００２９】
図１４には、上述の１６個のＤＳＳチャンネル（Ｃｈａｎｎｅｌ）について、上記等式（１２）に従う等式例が示されている。図１４に示される出力ベクトル（ＯＣ）には、一定数の奇数・偶数チャンネル・ペアが含まれており、これらのチャンネル・ペアは同一の帯域幅内にフォールドされている。例えば、行２列１に於ける要素は、トランスポンダ・チャンネル１バー（負の周波数）とトランスポンダ・チャンネル２（正の周波数）に対応する出力である。これは、前述の例で言いうと、図９のフォールド１Ｈに関連していると言える。従って、上記各チャンネル・ペアについて、それぞれのトランスポンダ・チャンネルを再生するには、前述の各チャンネル除波器２３５が必要である。尚、これらのチャンネル除波器は、個別に示されているが、変換素子２３０の一部として設けてもよい。
【００３０】
尚、本発明の概念に従って、その他の疎行列の因数分解を定義できる。例えば、高速フーリエ変換（Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：ＦＦＴ）アルゴリズムを使用して、その他の疎行列の因数分解が得られる。これを図１５に例示する。図１５には、次の等式が示されている。
【数１２】
2006526360.tif 000014
ここで、前述の如く、Ｈは変換行列、Ｆはフィルタ入力ベクトル、Ｏｃは出力ベクトルであり、これらの各要素は、Ｎ個のトランスポンダ・チャンネルの各々を表している。この例に於いて、Ｈには、Ｈ１０と図１５に示されるような行列Ｈ１１とが含まれている。Ｈ１０は、次の等式で表される。
【数１３】
2006526360.tif 000015
ここで、ＦＦＴ（１６）は、１６次のＦＦＴ行列である。ＦＦＴ行列の形成は、当業者に周知である。前述のように、出力ベクトルには、同一の帯域幅内にフォールドされる奇数・偶数チャンネル・ペアが含まれている。従って、それらのチャンネル・ペアについて、それぞれトランスポンダ・チャンネルを再生するには、前述した各チャンネル除波器２３５が必要である。
【００３１】
上述のＦＦＴの使用は、フィルタ入力ベクトルの要素が実数値であることを前提としている。一方、このＦＦＴの使用によって、更なるトレードオフが可能になる。具体的には、全ての動作が、実数値の信号ではなく複素数値の信号について、実施される場合、２つの連続するフィルタ・バンク出力を使用して、複素数入力を生成できる（第１の出力は実数部として供給され、第２の出力は虚数部として供給される）。この場合、変換素子２３０は、１つおきのクロック・パルスで動作する。第１のクロック・パルスで、フィルタ入力ベクトルによって実数部を形成し、第２のクロック・パルスで、フィルタ入力ベクトルによって虚数部を形成する。従って、ＦＦＴの１つの適用によって、１６個のトランスポンダ・チャンネルの各々について、２個の複素数出力サンプルを計算できる。これには、ＦＦＴの１つの適用につき、より多くの動作が必要であるが、単位時間当たりのＦＦＴ数の半分だけでよい。この結果、電力の節約が出来るか、或いは、ハードウェア・リソースの再利用が、より多く出来る。図１６には、そのような実施形態が示されている。図１６は、次の等式を示している。
【数１４】
2006526360.tif 000016
ここで、Ｈは変換行列、Ｆ’はフィルタ入力ベクトル（但し、入力信号が２つのサンプル周期に亘り蓄積される）、Ｘは出力ベクトルであり、これらの各要素は、Ｎ個のトランスポンダ・チャンネルの各々を表している。この例に於いて、Ｈには、Ｃ（１６）と図１６に示されるような行列Ｈ１２とが含まれている。Ｃ（１６）は、次の等式で表される。
【数１５】
2006526360.tif 000017
ここで、Ｈ１、Ｈ３、Ｈ５、Ｈ７およびＨ８の各値は、図１３に示される通りである。尚、図１５に示される出力ベクトル（ＯＣ）を得るには、出力ベクトルＸを更に処理する必要がある。具体的には、偶数番目のクロック（ｅｖｅｎ  ｃｌｏｃｋ）に於いて、
【数１６】
2006526360.tif 000018
奇数番目のクロック（ｏｄｄ  ｃｌｏｃｋ）に於いて、
【数１７】
2006526360.tif 000019
前述のように、出力ベクトル（ＯＣ）には、同一の帯域幅内にフォールドされる奇数・偶数チャンネル・ペアが含まれている。従って、それらのチャンネル・ペアについて、それぞれのトランスポンダ・チャンネルを再生するには、前述した各チャンネル除波器２３５が必要である。
【００３２】
その他の一形態である離散フーリエ変換（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：ＤＦＴ）で注目すべき点は、フル・レートでの実数入力であり、この実数入力では、全ての動作が、複素数周波数出力の最後の導出（ｄｅｒｉｖａｔｉｏｎ）が完了するまで、実数である（即ち、複素数動作が無く、且つ、複素数出力信号が有る）。この点に関して、不所望なトランスポンダ・チャンネルを表すエイリアスをキャンセルして、所望のトランスポンダ・チャンネルに対応する成分を強調する変換の使用例のもう１つとして、周知のハートリー変換に基づく（Ｈａｒｔｌｅｙ−ｂａｓｅｄ）ＤＦＴがある。図１７乃至２２には、その全体の等式が示されている。その各図は、その等式の異なるステージ（Ｓｔａｇｅ）を示している。最初のステージは図１７に示され、最後のステージは図２２に示されている。この高速ハートリー変換に基づく（Ｆａｓｔ  Ｈａｒｔｌｅｙ−ｂａｓｅｄ）ＤＦＴは、３６個の乗算と１００個の加算（１６個の実数入力から１６個の複素数出力まで）が必要である。尚、図１７と図２０から判るように、略式表記が定義されて、様々なステージに於いて使用されている。チャンネル・カウント・チューナが大きいほど、高速ハートリー変換に基づくＤＦＴは、フル・レートのＦＦＴライク（ＦＦＴ−ｌｉｋｅ）の実施形態よりも効率的である。前述のように、出力ベクトル（ＯＣ）には、一定数の奇数・偶数のチャンネル・ペアが含まれており、これらのチャンネル・ペアは同一の帯域幅内にフォールドされている。従って、それらのチャンネル・ペアについて、それぞれのトランスポンダ・チャンネルを再生するには、前述した各チャンネル除波器２３５が必要である。
【００３３】
上述の如く、変換素子は、例えばＦＰＧＡのような集積回路で実施してもよい。従って、図２３に示されるように、シングルチップ化することによって、異なるトランスポンダ・チャンネルからのコンテンツを同時に供給できる。この例では、集積回路４００には、少なくとも変換素子２３０が含まれており、これから複数のバーチャル・チャンネル２４０−１乃至２４０−Ｋが設けられており、これらのバーチャル・チャンネルのコンテンツの少なくとも一部が、相異なるトランスポンダ・チャンネルから同時に供給されるように構成できる。必要に応じて、集積回路４００には、前述のように、各チャンネル除波器（ＣＲ）が設けられてもよい。
【００３４】
上述の如く、受信機２００は、複数の周波数チャンネルに同時に同調でき、従って、相異なる周波数チャンネル内に含まれている放送チャンネル番組に同時にアクセスできるようにする。更に、本発明の一特徴に従えば、マルチ・チャンネル・キャンセル・チューナを実施するのに必要なハードウェアが、変換素子２３０のような単一の演算素子を用いることによって、簡素化できる。
【００３５】
尚、その他の形態のＬＮＢ処理も使用できる。例えば、ＬＮＢ２０５は、帯域幅ＰＦＳ（ここで、Ｐは整数）の広い遷移帯域がＮチャンネル帯域の上下に在り、許容できる阻止帯域減衰量が得られるような緩和された仕様で、濾波動作を行ってもよい。更に、ＬＮＢは、最も低い周波数チャンネルをスペクトル的に移動させて、対応するキャリアＦ０が［ＦＳ／２＋（ＰＦＳ）］に等しくなるように出来る。このバリエーションでは、Ａ／Ｄ変換器２１０は、サンプリング・レート［２（Ｎ＋（２Ｐ））ＦＳ］でクロックされ、信号キャンセル・チューニングに使用される並列経路の数は、Ｎ＋（２Ｐ）になる。濾波処理によって除去されなかたＮチャンネル帯域のすぐ外のエネルギは、上述のように競合する各チャンネルのエネルギをキャンセルする処理と同じキャンセル処理によって除去される。このバリエーションにより、ＬＮＢ２０５は、物理的に比較的大きく、且つ、損失の大きいＳＡＷフィルタではなく、比較的小さく、且つ、比較的低い性能のフィルタを使用できる。
【００３６】
同様に、ＬＮＢ２０５は、最も高い周波数チャンネルの周波数（即ち、ＦＮ）がサンプリング・レートＦＦの偶数フォールド周波数に当るように構成された信号２０６を供給できる。この技術は、Ａ／Ｄ変換器２１０を２ＮＦＳでサンプリングする場合、次の等式を満たす最も高い周波数チャンネルについて、使用できる。
【数１８】
2006526360.tif 000020
或いは、Ａ／Ｄ変換器２１０を［２（Ｎ＋（２Ｐ））ＦＳ］でサンプリングする場合、
【数１９】
2006526360.tif 000021
になる。
【００３７】
同様に、ＬＮＢ２０５は、最も低い周波数チャンネルの周波数（即ち、Ｆ１）がサンプリング・レートＦＦの偶数フォールド周波数に当るように構成された信号２０６を供給できる。この技術は、Ａ／Ｄ変換器２１０を２ＮＦＳでサンプリングする場合、次の等式を満たす最も低い周波数チャンネルについて使用できる。
【数２０】
2006526360.tif 000022
或いは、Ａ／Ｄ変換器２１０を［２（Ｎ＋（２Ｐ））ＦＳ］でサンプリングする場合、
【数２１】
2006526360.tif 000023
になる。
【００３８】
また、Ａ／Ｄ変換器２１０のクロック・レートの制約条件は、サンプル・レート変換器を設けることによって、ある程度、緩和できる。これは、所望のサンプル間隔Ｔとは一致せず、あるサンプリング（均等または不均等の）から引き出される演算済みシーケンスを表している。
【００３９】
また、本発明の概念を、チャンネル数Ｎによる抜き取りで説明したが、その他の抜き取り値、例えば、２Ｎ等を用いることも可能である。この場合、相異なるトランスポンダ・チャンネルからの送信ビット・ストリームを同時に再生する為に、抜き取り済みデータ・ストリームに対する（前述のような）濾波とキャンセルの両方が必要なこともある。
【００４０】
更に、本発明の概念を衛星放送配信について説明したが、本発明の概念は、これに限定されるものではなく、無線および／または有線に拘わりなく、その他の配信メカニズムにも適用できる。例えば、本発明は、ケーブル、地上波放送、或いは、その他のネットワーク（例えば、放送および／または商業用ネットワーク等）に適用できる。
【００４１】
従って、以上の説明は本発明の原理を単に例示するものであり、当業者であれば、本明細書および図面に明示されてないが、本発明の原理を実施し、且つ、本発明の精神と範囲から逸脱しない数多くの代替構成を考案できるであろう。例えば、各機能素子は、個別の機能素子として例示したが、１つ以上の集積回路（ＩＣ）上に実施できる。同様に、図１０と図１２の構成素子の一部または全部（例えば、２１５および／または２４０）は、格納されたプログラムで制御されるプロセッサ内で実施できる。従って、上述の各実施例に数多くの修正・変更を加えることができ、且つ、本願の特許請求の範囲の各請求項に規定された本発明の精神と範囲から逸脱することなく、その他の様々な構成を考案できるであろう。
【図面の簡単な説明】
【００４２】
【図１】図１は、従来技術のデータのサンプリングの概念を例示する図である。
【図２】図２は、従来技術のデータのサンプリングの概念を例示する図である。
【図３】図３は、従来技術のデータのサンプリングの概念を例示する図である。
【図４】図４は、本発明の原理に従う各抜き取り済み信号ストリームの再結合を例示する図である。
【図５】図５は、本発明の原理に従うチャンネル除波器を例示する図である。
【図６】図６は、本発明の原理に従うチャンネル除波器を例示する図である。
【図７】図７は、８個のトランスポンダ・チャンネルを表す受信信号についての周波数スペクトルを例示する図である。
【図８】図８は、図７の受信信号についてのナイキスト・レートでのサンプリング後の周波数スペクトルを例示する図である。
【図９】図９は、サンプリング後のサンプリング済み受信信号の周波数スペクトルを例示する図である
【図１０】図１０は、本発明の原理を実施する受信機のブロック・レベル図を例示する図である。
【図１１】図１１は、１６個のトランスポンダ・チャンネルを表す受信信号についての周波数スペクトルを例示する図である。
【図１２】図１２は、本発明の原理を実施するマルチ・キャンセル・チューナのブロック・レベル図を例示する図である。
【図１３】図１３は、図１２の変換素子２３０が使用する変換行列を例示する図である。
【図１４】図１４は、本発明の原理に従う変換動作を例示する図である。
【図１５】図１５は、本発明の原理に従う別の変換動作を例示する図である。
【図１６】図１６は、本発明の原理に従う別の変換動作を例示する図である。
【図１７】図１７は、本発明の原理に従う別の変換動作を例示する図である。
【図１８】図１８は、本発明の原理に従う別の変換動作を例示する図である。
【図１９】図１９は、本発明の原理に従う別の変換動作を例示する図である。
【図２０】図２０は、本発明の原理に従う別の変換動作を例示する図である。
【図２１】図２１は、本発明の原理に従う別の変換動作を例示する図である。
【図２２】図２２は、本発明の原理に従う別の変換動作を例示する図である。
【図２３】図２３は、本発明の別の実施例を示す図である。
【図１】
2006526360.tif 000024
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【国際調査報告】
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