(57)【要約】ＤＣ／ＤＣコンバータ１、２０は、誘導電気エネルギー蓄積手段Ｌと、スイッチング手段Ｓ１〜Ｓ４と、制御手段６、１５を備えており、制御手段６、１５は、所望の出力電圧Ｖｏｕｔを提供するために或る量の電気エネルギーをエネルギー蓄積手段ＬからＤＣ／ＤＣコンバータ１、２０の出力へ送るために、スイッチング手段Ｓ１〜Ｓ４を選択的に動作させるように構成されており、デジタル制御手段６、１５は、エネルギー蓄積手段Ｌを相当に充電または放電するためのランプアップ・スイッチングサイクルおよびランプダウン・スイッチングサイクルを含むスイッチングシーケンスに従って電気エネルギーを転送するようにスイッチング手段Ｓ１〜Ｓ４の動作を制御するように構成されていることを特徴とする。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＤＣ／ＤＣコンバータであって、
誘導電気エネルギー蓄積手段、スイッチング手段および制御手段を備え、
前記制御手段は、前記エネルギー蓄積手段から前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力へ或る量の電気エネルギーを転送し所望の出力電圧を供給するために、前記スイッチング手段を選択的に動作させるように構成されており、
前記デジタル制御手段は、前記エネルギー蓄積手段を実質的に充電および放電するランプアップ・サイクルとランプダウン・サイクルとを含むスイッチングシーケンスに従って電気エネルギーを転送するために、前記スイッチング手段を動作的に制御するように構成されていることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記制御手段は、前記出力電圧を基準電圧と比較するように構成され、前記スイッチング手段は、前記出力電圧が前記基準電圧よりも低い場合にランプアップ・スイッチングサイクルが次のスイッチングサイクルとして採用され、前記出力電圧が前記基準電圧よりも高い場合にランプダウン・スイッチングサイクルが次のスイッチングサイクルとして採用されることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記制御手段は、パルス幅変調（ＰＷＭ）モードスイッチングサイクルで前記出力電圧を制御するように構成されていることを特徴とする請求項１または請求項２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記スイッチング手段は、前記エネルギー蓄積手段の充電時間および放電時間の和によって除算された該エネルギー蓄積手段の充電時間として定義されたデューティサイクルに従って制御され、ランプアップ・スイッチングサイクルの間に、前記デューティサイクルは上昇され、ランプダウン・スイッチングサイクルの間に、前記デューティサイクルは低下されることを特徴とする請求項３に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項５】
前記デューティサイクルは前記エネルギー蓄積手段の充電時間を増加させることによって上昇され、前記デューティサイクルは前記エネルギー蓄積手段の放電時間を増加させることによって低下されることを特徴とする請求項４に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項６】
前記制御手段は、前記エネルギー蓄積手段の充電および放電時間の和を一定に維持するように前記デューティサイクルを上昇および低下させるように構成されたことを特徴とする請求項４に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項７】
ＤＣ／ＤＣアップコンバータ、ＤＣ／ＤＣダウンコンバータ、ＤＣ／ＤＣアップ／ダウンコンバータ、ＤＣ／ＤＣ反転コンバータ、正出力および負出力を有するＤＣ／ＤＣコンバータを含むグループの中の少なくとも１つを備え、前記ＤＣ／ＤＣコンバータは複数の出力を備えていることを特徴とする請求項１から請求項６のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項８】
入力端子において入力電圧を受け、前記電力源の出力端子において、制御された出力電圧を供給するように構成されたことを特徴とする請求項１から請求項７のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータを備えた電力供給源。
【請求項９】
請求項１から請求項７のいずれかに従ったＤＣ／ＤＣコンバータを備えた電子製品。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
本発明は、誘導電気エネルギー蓄積手段、スイッチング手段および制御手段ＤＣ／ＤＣコンバータを備えており、その制御手段は、或る量の電気エネルギーを前記エネルギー蓄積手段から前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力へ転送するためにスイッチング手段を選択的に動作させ、それにより所望の出力電圧を提供する。
【０００２】
このタイプのＤＣ／ＤＣコンバータは、国際出願番号ＷＯ９５／３４１２１によって公知である。
【０００３】
実際には、上記のタイプのＤＣ／ＤＣコンバータは連続的なまたはＰＷＭ（パルス幅変調）モードで動作し、電気エネルギーは連続的にエネルギー蓄積手段に蓄積されるか、または、不連続またはＰＦＭ（パルス周波数変調）モードで動作し、そのエネルギー蓄積手段は完全に放電され得る。
【０００４】
ＰＷＭモードで動作する単一の出力ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、典型的なスイッチングサイクルは、エネルギーをエネルギー蓄積手段内に蓄えるようにスイッチング手段が制御される第１の段階と、エネルギーをエネルギー蓄積手段からＤＣ／ＤＣコンバータの出力へ転送するようにスイッチング手段が制御される第２の段階とを具備する。ＰＷＭモードで動作するＤＣ／ＤＣコンバータの出力電力は、そのデューティサイクルによって制御される。デューティサイクルは、第１の段階の時間の長さと、スイッチングサイクル（即ち、第１および第２の段階の合計）の時間のトータルの長さとの比率である。
【０００５】
デジタル制御されたＤＣ／ＤＣコンバータのために、その段階の長さは、所定のクロック周波数で進行するカウンタから導出される数値によって決定される。従って、デューティサイクルは量子化され、それによって、可能なデューティサイクルは限定された数だけになる。
【０００６】
そのコンバータのスイッチング周波数およびクロック周波数に依存し、デューティサイクルのＮ個の異なる数値は、ゼロから、１／Ｎ、２／Ｎを経て、Ｎ／Ｎ（即ち、１）まで続くように与えられ得る。従って、そのデューティサイクルは離散的ステップでのみ変化することができる。もし、未知の入力電圧から開始し、正確に規定された出力を提供しなければならない場合には、制御に問題が生じることを理解されたい。
【０００７】
上述の従来技術の文献は、この制御問題を、出力電圧に幾分の変化を許容し、或る電圧範囲内で変化し得るようにすることで解決さしている。しかしながら、この解決策では、出力電圧が連続的に変化している間において、出力電圧の正確さが損なわれるという欠点を有する。
【０００８】
代替案として、このコンバータのデューティサイクルは、その出力電圧が所定の基準電圧より大きいか、または、それより小さいかのいずれかにより、段階的に変化し得るようにする。しかしながら、このタイプの制御は、デューティサイクルおよび出力電圧が実質的にまさに連続的に変化するほどに、低速になりがちであり、結果的に非常に不安定になる。この問題を解決するためには、待機時間をデューティサイクルの適用と出力電圧の次の測定との間に導入する。しかしながら、これはまた制御の低速さをさらに助長してしまう。
【０００９】
本発明の目的は、デューティサイクルの大きな変化に対して影響を受けず、しかしながら、そのコンバータの出力電圧の変化には非常に速く反応（ａｎｔｉｃｉｐａｔｉｎｇ）するような、上述の時間（ａｂｏｖｅ−ｍｅｎｔｉｏｎｅｄ ｔｉｍｅ）のＤＣ／ＤＣコンバータを提供することである。
【００１０】
この目的は、エネルギー蓄積手段を実質的に充電または放電させるランプアップ・スイッチングサイクルおよびランプダウン・スイッチングサイクルを含むスイッチングシーケンスに従って電気エネルギーを転送するために、スイッチング手段の動作を制御するように構成されたデジタル制御手段によって特徴付けられた本発明に従ったＤＣ／ＤＣコンバータによって解決される。
【００１１】
本発明によれば、スイッチングサイクルのデューティサイクルは、出力電圧がその基準電圧よりも大きいかまたは小さいかのそれぞれに依存して、エネルギー蓄積手段に蓄えられた電気エネルギーの量が実質的に増加しまたは減少するように調節される。
その結果、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧は基準電圧よりも実質的に高くまたは低くなる。
【００１２】
本発明の好適な実施形態において、制御手段は出力電圧を基準電圧と比較するように構成され、スイッチング手段は、出力電圧が前記基準電圧よりも低い場合にはランプアップ・スイッチングサイクルが次のスイッチングサイクルとして用いられ、出力電圧が前記基準電圧よりも高い場合にはランプダウン・スイッチングサイクルが次のスイッチングサイクルとして用いられるように制御される。
【００１３】
ランプダウン・スイッチングサイクルの後、出力電圧は比較的低くなり、その結果、制御手段はランプアップ・スイッチングサイクルを開始するように決定する。このランプアップ・スイッチングサイクルの後、出力電圧は過度に高くなる。これは、次のスイッチングサイクルにおいて低下の動作を導く、などと続く。ランプアップ・サイクルの間、このコンバータのデューティサイクルは上昇され、一方で、ランプダウン・サイクルの間、このコンバータのデューティサイクルは低下される。
【００１４】
本発明の比較的簡単で重要な実施形態では、スイッチング手段は、エネルギー蓄積手段の充電時間がエネルギー蓄積手段の充電時間および放電時間の和によって除算されることによって決定されるデューティサイクルに従って制御され、ランプアップ・スイッチングサイクルの間このデューティサイクルは上昇され、ランプダウン・サイクルの間このデューティサイクルは低下される。
【００１５】
本発明のさらなる実施形態では、デューティサイクルは、エネルギー蓄積手段の充電時間を増加させることによって上昇され、かつ、デューティサイクルは、エネルギー蓄積手段の放電時間を増加させることによって低下される。
【００１６】
有利な点としては、出力電圧の正確さはこのコンバータの時間における動作によって他の中から決定されるので、本発明に従ったコンバータの制御によって、第１および第２の段階の時間の長さ、即ち、エネルギー蓄積手段の充電時間および放電時間は制限されてもよい。本発明によるこの制御によれば、不安定になることはない。
【００１７】
本発明は、ＤＣ／ＤＣアップコンバータ（ＤＣ／ＤＣ ｕｐ−ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ）、ＤＣ／ＤＣダウンコンバータ（ＤＣ／ＤＣ ｄｏｗｎ−ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ）、ＤＣ／ＤＣアップ／ダウンコンバータ（ＤＣ／ＤＣ ｕｐ／ｄｏｗｎ−ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ）、ＤＣ／ＤＣ反転コンバータ（ＤＣ／ＤＣ ｉｎｖｅｒｔｉｎｇ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ）、正出力および負出力を備えたＤＣ／ＤＣコンバータのような複数のＤＣ／ＤＣコンバータデザインで実施され、これらのＤＣ／ＤＣコンバータは複数の出力を備えている。
【００１８】
本発明は、また、上述のＤＣ／ＤＣコンバータを含む電力供給源にも関連し、入力端子において入力電圧を受け、そのコンバータの出力端子において、制御された出力電圧を提供するように構成されている。本発明に従ったＤＣ／ＤＣコンバータは、携帯電子製品（これに限定しないが）のような電子製品に適用された場合に特に有利である。
【００１９】
好適な実施形態において、スイッチング手段は、半導体スイッチング手段を含み、特にＭＯＳ（金属酸化膜半導体）トランジスタ手段を含む。
【００２０】
（詳細な説明）
本発明は、添付図面に従ってより詳細に記述される。同様の参照番号を示す構成要素は、同じまたは類似の動作を有する。
【００２１】
図１は、単一の出力を有し、本発明に従って動作するＤＣ／ＤＣコンバータ１を示す。
【００２２】
コンバータ１は、コイルＬの形態を成す誘導電気エネルギー蓄積手段、並びに、第１の入力端子２と第２の入力端子３との間に直列接続された第１のスイッチング手段Ｓ１を備えている。コイルＬおよび第１のスイッチング手段Ｓ１の接続点は、第２のスイッチング手段Ｓ２を介して第１の出力端子４へ接続される。ダイオードＤは第２のスイッチング手段Ｓ２に対して並列接続され、第１の入力端子２から第１の出力端子４への導電経路を与える。第２の入力端子３および第２の出力端子５は、共通の導電経路、例えば、グランドまたは電子装置の本体（ｍａｓｓ）を通して接続される。平滑キャパシタＣは、第１および第２の出力端子４、５の間に接続されている。
【００２３】
コンバータ１は、入力端子２、３の入力電圧Ｖｉｎに応じて、制御または調節された出力電圧Ｖｏｕｔを出力４、５において供給するように操作される。この目的のために、制御器または制御手段６は、スイッチングシーケンスに従って第１および第２のスイッチング手段Ｓ１およびＳ２を操作するように設けられている。第１および第２のスイッチング手段Ｓ１およびＳ２の制御は、それぞれ矢印７、８によって図示されている。
【００２４】
比較手段１２は、コンバータ１の第１の出力端子４へ接続された第１の入力端子９を有し、比較手段１２の第２の入力端子１０において印加された基準電圧Ｖｒｅｆと出力電圧Ｖｏｕｔとを比較するように設けられている。比較手段１２の出力は、矢印１１によって図示されているように制御手段６の入力へ接続されている。
【００２５】
図２は、ＤＣ／ＤＣアップコンバータ１を基に、ＤＣ／ＤＣアップ／ダウンコンバータ２０の実施例の回路図を示す。図１に示すＤＣ／ＤＣアップコンバータ１に加えて、ＤＣ／ＤＣアップ／ダウンコンバータ２０は、コイルＬを第１の入力端子２へ接続する第３のスイッチング手段Ｓ３、並びに、コイルＬをコンバータ２０の第２の入力端子３へ接続する第４のスイッチング手段Ｓ４を付加的に備えている。さらに、ダイオード手段Ｄ２は、第４のスイッチング手段Ｓ４に並列接続され、第２の出力端子５からコイルＬへの順方向に導電経路を提供する。制御手段１５は、それぞれ矢印７、８、１６および１７で示されているように、本発明に従ってスイッチング手段Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３およびＳ４を制御するように設けられている。
【００２６】
図１に示すコンバータ１の代表的な変換サイクルでは、第１の段階において、スイッチング手段Ｓ１は閉じられ導電状態になり、かつ、スイッチング手段Ｓ２は開かれ非導電状態になる。この第１の段階の間において、電流は、電気エネルギーを蓄積するコイルＬを介してのみ流れる。
【００２７】
第１の段階に続く第２の段階の間、スイッチング手段Ｓ１は開かれ、かつ、スイッチング手段Ｓ２は閉じられる。この段階において、コイルＬにおいて蓄えられたエネルギーは、出力端子４、５に与えられ、結果的に入力電圧Ｖｉｎよりも高い出力電圧Ｖｏｕｔを生じる。
【００２８】
コンバータ２０の代表的な変換サイクルでは、第１の段階の間、第１のスイッチング手段Ｓ１および第３のスイッチング手段Ｓ３が導電状態であり、かつ、第２のスイッチング手段Ｓ２および第４のスイッチング手段Ｓ４が非導電状態である。この第１の段階の間に、エネルギーはコイルＬに蓄積される。
【００２９】
スイッチングシーケンスの第２の段階においては、第１のスイッチング手段Ｓ１および第４のスイッチング手段Ｓ４が非導電状態であり、第２のスイッチング手段Ｓ２および第３のスイッチング手段Ｓ３が導電状態である。この段階の間に、コイル電流は安定して残存し、エネルギーは出力端子４、５へ転送され、結果的に出力電圧Ｖｏｕｔとなる。
【００３０】
第３の段階においては、第１のスイッチング手段Ｓ１および第３のスイッチング手段Ｓ３が非導電状態であり、かつ、第２のスイッチング手段Ｓ２および第４のスイッチングＳ４が導電状態である。この段階においては、コイル電流は低下する。これは、エネルギーが出力へ転送されている間には、入力からのエネルギーがそこへ供給されないからである。
【００３１】
コイルＬへ供給されるエネルギーの量を制御することによって、出力電圧Ｖｏｕｔは入力電圧Ｖｉｎよりも高く、即ち、上昇変換モード（ｕｐ−ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ ｍｏｄｅ）になり、あるいは、出力電圧Ｖｏｕｔは入力電圧Ｖｉｎよりも小さく、即ち、コンバータ２０の低下変換モード（ｄｏｗｎ−ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ ｍｏｄｅ）になり得る。
【００３２】
図３は、パルス幅変調（ＰＷＭ）の代表的なスイッチングサイクルにおける、時間ｔに対する出力電圧Ｖｏｕｔ、および、時間ｔに対するコイル電流Ｉを示す。
【００３３】
図３から理解できるように、出力電圧Ｖは波形２３のようになる。
【００３４】
出力電圧におけるこの波形２３は、コンバータ１の出力端子４、５を介して接続された負荷へ導入されるエネルギーによって、並びに、出力キャパシタＣの充電および放電によって引き起こされる。これは、コイル電流ＩがキャパシタＣの等価直列抵抗（Ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔ Ｓｅｒｉｅｓ Ｒｅｓｉｓｔａｎｃｅ（ＥＳＲ））を通して流れ、その結果として、その出力電圧Ｖｏｕｔはコイル電流Ｉの振幅を示すからである。
【００３５】
出力電圧Ｖｏｕｔは、コンバータ（ＰＷＭモード）のデューティサイクルＤによって決定される。そのデューティサイクルＤは、コイルＬの充電時間と、コイルＬの充電時間および放電時間の和との比率として定義付けられている。
ここで、Ｄ＝ｔ１／（ｔ１＋ｔ２）＝ｔ１／Ｔ
ｔ１＝コイルＬにエネルギーが蓄積される時間
ｔ２エネルギーが出力端子へ転送される時間
Ｔ＝ｔ１＋ｔ２
図１に示した、出力端子４、５に接続される負荷の無いアップコンバータ１にとって、出力電圧Ｖｏｕｔおよび入力電圧Ｖｉｎの間の比率は、１−Ｄ＝ｔ２／Ｔに等しい。
【００３６】
制御手段６、１５はデジタル制御手段として構成され、それにより、スイッチＳ１〜Ｓ４のオンおよびオフ時間、即ち、そのスイッチが導電状態または非導電状態に切り替える時間は、クロック周波数：ｆＳＷ＝ｆｃｋ／Ｎ（Ｎ＞１である）から導出されるクロック周波数ｆｃｋおよびスイッチング周波数ｆＳＷに依存して離散的なステップでのみ変化し得る。
【００３７】
従って、デューティサイクルは離散的なステップでのみ変化し、よって、未知の入力電圧から正確な出力電圧を供給することは困難または不可能でもある。
【００３８】
本発明によると、出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｒｅｆと比較されるサンプル時点２４において、出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｒｅｆを下回ると、ランプアップ・スイッチングサイクルが開始され、そのランプアップ・スイッチングサイクルの間にコイル電流Ｉが明らかに上昇しているように第１の段階ｔ１が増える（図３の参照番号２６によって示されている）。しかしながら、次のサンプル時点２５においては図３からわかるように、出力電圧Ｖｏｕｔは基準電圧Ｖｒｅｆを超えると、本発明に従いランプダウン・スイッチングサイクル２７が開始され、第２の段階ｔ２が拡がり、その結果、コイル電流を相当低下させる。
【００３９】
充電および放電時間をそれぞれ上昇させる要因はそれぞれ上昇される。低下する場合には、他の中でコイルＬおよびキャパシタＣの値に依存する。
【００４０】
ランプアップまたはランプダウン・サイクルにおける切り替え時間の長さは、コンバータのデューティサイクルから決定される。これは、入力および出力電圧の間に大きなまたはほんの小さな差がある場合でも、コイル電流Ｉが常に所望の方向に変化していることを保証する。
【００４１】
本発明のスイッチングサイクルのランプアップ２６およびランプダウン２７によって、出力電圧はその所望のレベル（即ち、Ｖｒｅｆ）の周辺で変化するであろう。このために、定常状態において、本発明による制御は交互にランプアップ・およびランプダウン・スイッチングサイクルを提供し、実際の出力電圧および所望のレベルの間により大きな相違がある場合には、同時に複数のサイクルによって、コイル電流は所望のレベルへ上昇され、デューティサイクルはこの新しい状態に適合される。
【００４２】
本発明に従った制御アルゴリズムによって、デューティサイクルの離散値の問題は効果的に解決され、出力電圧Ｖｏｕｔは基準電圧Ｖｒｅｆの周辺において明確な仕方（ｃｌｅａｒ ｍａｎｎｅｒ）で変化する。
デューティサイクルの調節は、第１の段階ｔ１の時間の長さを増加させることによってランプアップ・スイッチングサイクルを実現し、一方で、ランプダウン・スイッチングサイクルは第２の段階ｔ２の時間の長さを上昇させることによって実現され得る。しかしながら、ｔ１およびｔ２の和を一定に維持することによって、および、ｔ１およびｔ２を同時に調節することによって、ランプアップ・サイクルおよびランプダウン・サイクルを制御することも可能であり、それにより、コイル電流はランプアップ・サイクルの間に実質的に上昇し、ランプダウン・サイクルの間に実質的に低下する。
【００４３】
本発明による制御アルゴリズムは、上述したとおり、本発明の制御原理に従って、２つの出力Ａ、Ｂを有する図４に示した複数出力ＤＣ／ＤＣアップ／ダウンコンバータ３０およびこのコンバータ３０を動作させるように構成されたデジタル制御手段３１のような、様々なＤＣ／ＤＣコンバータで実施され得る。
【００４４】
図５は、入力電圧Ｖｉｎに比べて負の出力電圧を供給する出力Ａ、Ｂおよびデジタル制御手段４１を有し、本発明に従って動作するように構成されたマルチ出力ＤＣ／ＤＣ反転コンバータ４０の回路図である。
【００４５】
図６は、正極出力Ａおよび負極出力Ｂおよびデジタル制御手段５１を有し、本発明に従って動作するマルチ出力ＤＣ／ＤＣコンバータ５０の回路図を示す。
【００４６】
図７は、出力端子４、４Ｂ、４Ｃ、４Ｄのそれぞれにおいて２つの正極出力ＡおよびＢ、２つの負極出力ＣおよびＤと、本発明に従って構成されたデジタル制御手段６１とを有するマルチ出力ＤＣ／ＤＣアップ／ダウンコンバータ６０を示している。
【００４７】
当業者は、例えば、ＤＣ／ＤＣコンバータ１において、スイッチング手段Ｓ１を省略し、ダイオードＤを代替的に用いてもよい。しかしながら、ＣＤ／ＤＣコンバータ１の電力変換効率を高めるために、分離したスイッチング手段を使用することによって、ダイオードを通過する際の比較的大きな電圧降下を回避することが好ましい。
【００４８】
本発明の原理に従って動作するＤＣ／ＤＣコンバータは、携帯電子機器のような電気製品とともに、または、それの中で用いられてもよい、即ち、図１においてそれぞれブロック１１および１２によって図示されるように、分離した電力源を形成するように構成されてもよい。
【００４９】
本発明に従ったＤＣ／ＤＣコンバータの集積された半導体設計において、スイッチング手段は、ＭＯＳ（金属酸化膜半導体）トランジスタ手段によって構成されてよい。
【図面の簡単な説明】
【図１】
本発明に従って構成された制御手段を備えた単一出力ＤＣ／ＤＣアップコンバータの回路図。
【図２】
本発明に従って動作するように構成された制御手段を備えた単一ＤＣ／ＤＣアップ／ダウンコンバータの回路図。
【図３】
図１のＤＣ／ＤＣアップコンバータにおける出力電圧およびコイル電流を示したグラフ。
【図４】
本発明に従った制御手段を備えたＤＣ／ＤＣコンバータの実施形態を示す回路図。
【図５】
本発明に従った制御手段を備えたＤＣ／ＤＣコンバータの実施形態を示す回路図。
【図６】
本発明に従った制御手段を備えたＤＣ／ＤＣコンバータの実施形態を示す回路図。
【図７】
本発明に従った制御手段を備えたＤＣ／ＤＣコンバータの実施形態を示す回路図。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【国際公開パンフレット】
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2004518396.tif 000011
2004518396.tif 000012
2004518396.tif 000013
2004518396.tif 000014
2004518396.tif 000015
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2004518396.tif 000018
2004518396.tif 000019
2004518396.tif 000020
2004518396.tif 000021
2004518396.tif 000022
2004518396.tif 000023
【国際調査報告】
2004518396.tif 000024
2004518396.tif 000025
2004518396.tif 000026