(57)【要約】光通信用のシステム（２ａ）は、データストリームにて変調された直交する光符号のファミリーを形成する。これら直交する符号を形成するためには、パルススプレッダ回路を用いて等間隔のパルス流が形成され、これらパルスの振幅及び／或いは位相を変調することで、複数の直交する光符号語のファミリーが生成されるが、これら符号語の各々は一つのシンボルを表す。スプレッダ校正ユニットが正確なタイミング及び変調を確保するために用いられる。各符号語は更に所定の数のデータビットにて変調される。このデータ変調方式によると、一つの符号語がＨ成分とＶ成分に分割され、これら成分は、更に処理した後に、データにて変調され、その後、偏波光線結合器にて再結合される。こうしてデータ変調された符号語は、その後、他の符号語とともに受信機に送信される。受信された信号は、これら符号語の開始と終端を決定するシンボル同期ユニットの助けを得て検出及び復調される。受信機の所の偏波モード歪（ＰＭＤ）補償器（２７５）は、送信機の所の偏波補償器（の状態）と協力してファイバ内の偏波歪を緩和する。
2004511128.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
符号分割多重光通信システムであって、
第一のデータストリームを受信し、この第一のデータストリームからの第一のデータにて変調されたＫ個の符号語を含む符号分割多重光信号を送信するように構成された少なくとも一つの送信機と、
前記第一の送信機に光接続され、前記符号分割多重光信号を受信し、前記符号分割多重光信号内の前記Ｋ個の符号語を検出及び復調し、前記第一のデータを出力するように構成された少なくとも一つの受信機と、を備え、
前記Ｋ個の符号語が互いに直交することを特徴とする符号分割多重光通信システム。
【請求項２】
前記符号分割多重光信号内の符号語が２つの直交する偏波を含むことを特徴とする請求項１記載の光通信システム。
【請求項３】
更に、前記送信機と受信機間の光経路内に配置された受信機端偏波補償器を備えることを特徴とする請求項２記載の光通信システム。
【請求項４】
更に、前記送信機と受信機端偏波補償器間の光経路内に配置された送信機端偏波補償器を備え、この送信機端偏波補償器が前記受信機から少なくとも一つの制御信号を受信することを特徴とする請求項３記載の光通信システム。
【請求項５】
更に、前記受信機と関連するデジタル偏波補償回路を備えることを特徴とする請求項２記載の光通信システム。
【請求項６】
前記送信機が、
パルス光源と、
一つの分割器入力と複数の分割器出力を備え、入力される前記パルス光源を有し、少なくともＫ個の同一の符号光線を出力する送信機分割器と、
各々が前記少なくともＫ個の同一の符号光線の一つを受信し、一つの対応するデータ変調された符号語を出力するように構成されたＫ個の符号変調器と、
前記Ｋ個のデータ変調された符号語を一つの符号分割多重光信号に結合するように構成された送信機結合器と、を備え、
前記Ｋ個のデータ変調された符号語が互いに直交する、ことを特徴とする請求項１記載の光通信システム。
【請求項７】
前記符号変調器の各々が、
所定の時間窓内に単一のパルスを含む前記Ｋ個の同一の符号光線の一つを受信し、前記時間窓内にＰ個の変調されたパルスを有する刻印（インプリント）符号光線を出力するように構成されたパルススプレッダと、
前記パルススプレッダからの前記刻印符号光線を受信し、前記刻印符号光線を前記第一のデータストリームからのデータにて変調することで、一つのデータ変調された符号語を形成するように構成されたデータ変調器と、を備えることを特徴とする請求項６記載の光通信システム。
【請求項８】
前記パルススプレッダが、
入力された前記Ｋ個の符号光線の一つを、各々が単一のパルスを有するＰ個の同一の符号光線に分割するように構成された１：Ｐ分割器と、
各々が単一のパルスを受信し、一つの遅延され、かつ、変調されたパルスを出力するように構成されたＰ個のチップ変調器とを備え、このｐ−番目のチップ変調器が、
前記単一のパルスを（ｐ−１）＊Ｃ（ここでＣ＝Ｔ／Ｐはチップ期間を表し、Ｔはシンボル期間を表し、ｐはインデックスを表す）だけ遅延するように構成された遅延回路と、
前記遅延された単一のパルスを長さＰのある直交する符号に属するｐ−番目の符号値にて符号変調するように構成されたチップ変調回路と、を含み、前記パルススプレッダがさらに
前記Ｐ個のチップ変調回路からの符号変調された出力を、前記シンボル期間Ｔ内のＰ個のパルスを含む前記刻印符号光線に結合するように構成されたＰ：１結合器、を備えることを特徴とする請求項７記載の光通信システム。
【請求項９】
前記送信機が更に、前記パルススプレッダからの前記刻印符号光線と参照光源からの光線とを入力として受信し、前記パルススプレッダに送信されるべきスプレッダ制御信号を出力するように構成されたスプレッダ校正ユニットを備えることを特徴とする請求項８記載の光通信システム。
【請求項１０】
前記データ変調器が前記第一のデータストリームからのデータを前記データ変調された符号語内の２つの直交する偏波上に符号化する偏波光線結合器を含むことを特徴とする請求項７記載の光通信システム。
【請求項１１】
前記データ変調器が、
前記刻印符号光線を同一の第一（Ｈ１）、第二（Ｈ２）、第三（Ｖ１）及び第四（Ｖ２）の成分光線に分割するように構成された分割器回路と、
前記第二の成分光線（Ｈ２）を９０°だけ位相シフトするように構成された第一の位相シフタと、
前記第四の成分光線（Ｖ２）を９０°だけ位相シフトするように構成された第二の位相シフタと、
前記第一の成分光線（Ｈ１）を第一のデータにて変調するように構成された第一の変調器と、
前記位相シフトされた第二の成分光線（Ｈ２）を第二のデータにて変調するように構成された第二の変調器と、
前記第三の成分光線（Ｖ１）を第三のデータにて変調するように構成された第三の変調器と、
前記位相シフトされた第四の成分光線（Ｖ２）を第四のデータにて変調するように構成された第四の変調器と、
前記データ変調された第一の成分光線（Ｈ１）を、データ変調され、かつ位相シフトされた第二の成分光線（Ｈ２）と結合し、第一のデータ変調された光線（Ｈ’）を出力するように構成された第一の結合器（８４０ａ）と、
前記データ変調された第三の成分光線（Ｖ１）を、データ変調され、かつ位相シフトされた第四の成分光線（Ｖ２）と結合し、第二のデータ変調された光線（Ｖ’）を出力するように構成された第二の結合器（８４０ｂ）と、
前記第一と第二のデータ変調された光線を結合し、２つの直交する偏波を有するデータ光線（３４２）を出力するように構成された偏波光線結合器（８５０）と、を備えることを特徴とする請求項７記載の光通信システム。
【請求項１２】
前記受信機が、
Ｋ個のデータ変調された符号語を含む符号分割多重光信号を受信する分割器入力と、各々がＫ個のデータ変調された符号語を含む少なくともＫ個の同一の受信された符号分割多重光信号を出力する複数の分割器出力を有する受信機分割器と、
各々が前記同一の受信された符号分割多重光信号の一つを入力される少なくともＫ個の符号受信機とを含み、各符号受信機がそれと関連して、
前記受信された符号分割多重光信号内のＫ個の符号語の一つに対応する参照刻印符号光線を生成するように構成された受信機パルススプレッダと、
情報信号と参照信号を入力する受信機ユニットとを備え、前記情報信号が前記同一の受信された符号分割多重光信号の一つから成り、前記参照信号が前記刻印参照符号光線から成り、この受信機ユニットが、前記Ｋ個のデータ変調された符号語の内の、前記刻印参照符号光線と対応する一つを検出し、復調するように構成されることを特徴とする請求項１記載の光通信システム。
【請求項１３】
前記受信機ユニットが前記情報信号と参照信号を受信する光検出回路を備え、この光検出回路が前記情報信号の第一と第二の直交する偏波成分の同相及び直交成分を出力するように構成されることを特徴とする請求項１２記載の光通信システム。
【請求項１４】
前記受信機ユニットがさらに、
前記情報信号の第一と第二の直交する偏波成分のデジタル化された同相及び直交成分を受信し、
これに応答して少なくとも一つの偏波制御信号を出力するように構成された偏波モード分散コントローラを備えることを特徴とする請求項１４記載の光通信システム。
【請求項１５】
前記少なくとも一つの偏波制御信号が前記受信機と関連する偏波補償器に入力されることを特徴とする請求項１４記載の光通信システム。
【請求項１６】
前記光検出回路が、
前記情報信号を受信し、第一と第二の直交偏波成分に分割するように構成された偏波光線分割器と、
前記第一の直交する偏波成分と参照信号とを入力として受信し、前記第一の直交する偏波成分の同相及び直交成分を出力するように構成された第一の光位相検出器と、
前記第二の直交する偏波成分と参照信号とを入力として受信し、前記第二の直交する偏波成分の同相及び直交成分を出力するように構成された第二の光位相検出器と、
前記情報信号の第一と第二の直交する偏波成分の前記同相及び直交成分を受信し、前記光位相検出器内で前記データ変調された符号語のシンボル境界を同期されるための少なくとも一つのタイミング信号を出力するシンボルシンクロナイザ回路と、を備えることを特徴とする請求項１３記載の光通信システム。
【請求項１７】
前記光検出回路が更に前記第一と第二の直交する偏波成分と同期するように構成された可変遅延ユニットを備え、この可変遅延ユニットが前記シンボルシンクロナイザ回路から遅延信号を受信することを特徴とする請求項１６記載の光通信システム。
【請求項１８】
前記第一と第二の光位相検出器が、それぞれ、
第一及び第二の信号入力と第一及び第二の信号出力を有する光ハイブリッド検出器を備え、前記第一の信号出力が前記第一と第二の信号入力間の同相成分差に比例し、前記第二の信号出力が前記第一と第二の信号入力間の直交成分差に比例し、前記光位相検出器が更に
第一の増幅器、第一の低域通過フィルタ、第一のＤＣバイアス除去器、第一の標本保持回路、及び第一のアナログ／デジタル変換器を備え、全体が前記光ハイブリッド検出器からの第一の信号出力を処理し、デジタル化された同相成分信号を形成するように配列された第一の信号コンディショニングカスケード回路と、
第二の増幅器、第二の低域通過フィルタ、第二のＤＣバイアス除去器、第二の標本保持回路、及び第二のアナログ／デジタル変換器を備え、全体が前記光ハイブリッド検出器からの第二の信号出力を処理し、デジタル化された直交成分信号を形成するように配列された第二の信号コンディショニングカスケード回路と、を備えることを特徴とする請求項１６記載の光通信システム。
【請求項１９】
前記第一と第二の信号入力を有する光ハイブリッド検出器が、
前記第二の信号入力を分割及び位相シフトすることで、０°なる位相シフトを有する第一の信号（Ｒ３）、９０°なる位相シフトを有する第二の信号（Ｒ４）、１８０°なる位相シフトを有する第三の信号（Ｒ５）、及び２７０°なる位相シフトを有する第四の信号（Ｒ６）を形成するように構成された光回路と、
前記第一の信号入力のコピーを、第二の信号入力の、それぞれ、０°、９０°、１８０°及び２７０°だけシフトされたコピーと結合することで、それぞれ、第一、第二、第三、及び第四の結合された光線を出力するように構成された第一、第二、第三及び第四の結合器と、
前記第一と第三の結合された光線を受信し、前記第一と第二の信号入力間の同相成分差に比例する第一の出力信号を出力するように構成された第一の一致検出器と、
前記第二と第四の結合された光線を受信し、前記第一と第二の信号入力間の直交成分差に比例する第二の出力信号を出力するように構成された第二の一致検出器と、を備えることを特徴とする請求項１８記載の光通信システム。
【請求項２０】
各々が複数の一意なチャネル波長の一つ有する符号分割多重光信号を出力するように構成されたＮ個の送信機と、
前記複数の送信機から前記複数の符号分割多重光信号を受信し、これらを一つの符号化されたマルチチャネル光信号に結合するように構成されたマルチプレクサと、
前記符号化されたマルチチャネル光信号を受信し、次に、こららを個別の複数の符号分割多重光信号に分離するように構成されたデマルチプレクサと、
各々が前記個別の複数の符号分割多重光信号の対応する一つを復調するように構成されたＮ個の受信機と、を備えることを特徴とする請求項１記載の光通信システム。
【請求項２１】
前記符号分割多重信号内の符号語が２つの直交する偏波を含むことを特徴とする請求項２０記載の光通信システム。
【請求項２２】
更に、
各送信機と前記マルチプレクサとの間に配置された送信機端偏波補償器と、
前記デマルチプレクサと各受信機との間に配置された受信機端偏波補償器と、を備えることを特徴とする請求項２１記載の光通信システム。
【請求項２３】
ある特定のチャネル波長に対する前記送信機端偏波補償器を制御するための制御信号が、そのチャネル波長に対する対応する受信機によって送信されることを特徴とする請求項２２記載の光通信システム。
【請求項２４】
光通信システム内の通信ノードであって、
第一のデータストリームを受信し、この第一のデータストリームからの第一のデータにて変調されたＫ個の符号語を含む符号分割多重光信号を送信するように構成された少なくとも一つの送信機と、
前記送信機と同位置に配置され、第二のデータストリームからの第二のデータにて変調されたＫ個の符号語を含む符号分割多重光信号を受信し、受信された符号分割多重光信号内の前記Ｋ個の符号語を検出及び復調することで前記第二のデータストリーム内の第二のデータを回復するように構成された少なくとも一つの受信機と、を備え、
前記Ｋ個の符号語が互いに直交することを特徴とする通信ノード。
【請求項２５】
各々が複数の一意な波長の一つを有する符号分割多重信号を出力するように構成された複数のＮ個の同位置に配置された送信機と、
前記複数の送信機からの前記複数の符号分割多重信号を受信し、これらを一つの符号化されたマルチチャネル光信号に結合するように構成された同位置に配置されたマルチプレクサと、
符号化されたマルチチャネル光信号を受信し、これらを個別の複数の符号分割多重信号に分離するように構成された同位置に配置されたデマルチプレクサと、
各々が前記個別の複数の符号分割多重信号の対応する一つを復調するように構成された複数のＮ個の同位置に配置された受信機と、を備えることを特徴とする請求項２４記載の通信ノード。
【請求項２６】
前記符号語が２つの直交する偏波を含むことを特徴とする請求項２５記載の通信ノード。
【請求項２７】
更に、
各送信機と前記マルチプレクサとの間に配置された送信機端偏波補償器と、
前記デマルチプレクサと各受信機との間に配置された受信機端偏波補償器と、を備えることを特徴とする請求項２６記載の通信ノード。
【請求項２８】
光受信機によって受信される信号内の偏波モード分散を補償するための方法であって、
（ａ）信号源と光受信機間の光経路内に偏波補償デバイスを設けるステップと、
（ｂ）前記偏波補償デバイスを複数の候補受信機偏波状態（ＳＯＰ）設定にディザリングし、これら候補受信機ＳＯＰ設定の各々の性能を反映する尺度を推定及び格納するステップと、
（ｃ）これら格納された尺度の内の最適な値に対応する最適受信機ＳＯＰ設定を選択し、前記偏波補償デバイスをこの最適受信機ＳＯＰ設定に調節するステップと、
（ｄ）終端条件に達するまでステップ（ｂ）と（ｃ）を反復するステップと、を含む方法。
【請求項２９】
前記尺度が信号対雑音比（ＳＮＲ）から成り、前記最適受信機ＳＯＰ設定を選択するステップが、最も高い信号対雑音比（ＳＮＲ）を与える候補設定に基づく請求項２８記載の方法。
【請求項３０】
送信機によって受信機に送られた送信信号の偏波状態を調節するための方法であって、
（ａ）前記送信機と受信機間の光経路内に送信機端偏波補償デバイスを設け、前記送信機端偏波補償デバイスと受信機間の光経路内に受信機端偏波補償デバイスを設けるステップと、
（ｂ）前記受信機端偏波補償デバイスを複数の候補受信機偏波状態（ＳＯＰ）設定にディザリングし、これら候補受信機ＳＯＰ設定の各々の性能を反映する第二の尺度を推定（及び格納）するステップと、
（ｃ）これら格納された第二の尺度の内の最適な値に対応する最適受信機ＳＯＰ設定を選択し、前記受信機端偏波補償デバイスをこの最適受信機ＳＯＰ設定に調節するステップと、
（ｄ）終端条件に達するまでステップ（ｂ）と（ｃ）を反復するステップと、
（ｅ）前記送信機端偏波補償デバイスを複数の候補送信機偏波状態（ＳＯＰ）設定にディザリングし、前記送信機端偏波補償デバイスがディザリングされる度にこれに従って受信機端偏波補償デバイスを調節し、これら複数の候補受信機ＳＯＰ設定の各々の性能を反映する第二のセットの尺度を推定及び格納するステップと、
（ｆ）こうして格納された第二の尺度の内の最適な値に対応する最適送信機ＳＯＰ設定を選択するステップと、
（ｇ）前記送信機端偏波補償デバイスを前記最適送信機ＳＯＰ設定に調節し、これに従って前記受信機端偏波補償デバイスを調節するステップと、を含む方法。
【請求項３１】
前記第一と第二の尺度が信号対雑音比（ＳＮＲ）から成り、前記最適受信機ＳＯＰ設定を選択するステップと前記前記最適送信機設定を選択するステップが、それぞれ、最も高い信号対雑音比（ＳＮＲ）を与える候補設定に基づくことを特徴とする請求項３０記載の方法。
【請求項３２】
多重信号内に埋め込まれたシンボルの開始を決定するためのシンボルシンクロナイザであって、
（ａ）前記多重信号を受信するように配置され、第一のサンプリング時間においてサンプリングされた前記多重信号を表す信号を生成する先発ゲートと、
（ｂ）前記多重信号を受信するように配置され、第二のサンプリング時間においてサンプリングされた前記多重信号を表す信号を生成する後発ゲートと、
（ｃ）前記先発ゲートからの信号を受信するように配置され、第一のサンプリング時間においてサンプリングされたシンボルのエネルギーを表す先発シンボルエネルギー信号を生成する第一の二乗器と、
（ｄ）前記後発ゲートからの信号を受信するように配置され、第二のサンプリング時間においてサンプリングされたシンボルのエネルギーを表す後発シンボルエネルギー信号を生成する第二の二乗器と、
（ｅ）前記先発シンボルエネルギー信号を受信するように配置され、両シンボルエネルギーとも第一のサンプリング時間においてサンプリングされた、現在のシンボルエネルギーと前のシンボルエネルギーとの間の差を表す信号を生成する第一の差手段と、
（ｆ）前記後発シンボルエネルギー信号を受信するように配置され、両シンボルエネルギーとも第二のサンプリング時間においてサンプリングされた、現在のシンボルエネルギーと前のシンボルエネルギーとの間の差を表す信号を生成する第二の差手段と、
（ｇ）前記第一の差手段及び第二の差手段からの信号を受信するように配置された、前記先発ゲートシンボルエネルギー差と前記後発ゲートシンボルエネルギー差の間の差を表すループエラー信号を生成する第三の差手段と、
（ｈ）前記ループエラー信号を受信するように配置された、前記ループエラー信号に基づいてＶＣＯ信号を生成するループフィルタと、
（ｉ）電圧制御発振器（ＶＣＯ）とを備え、この電圧制御発振器（ＶＣＯ）が前記ＶＣＯ信号に基づいてタイミング信号を生成し、このタイミング信号によって前記先発及び後発ゲートの前記第一と第二のサンプリング時間が制御されることを特徴とするシンボルシンクロナイザ。
【請求項３３】
多重データ信号からの選択されたデータ信号をシンボル同期するための方法であって、
（ａ）前記選択されたデータ信号のシンボル間エネルギー差を測定するステップと、
（ｂ）前記選択されたデータ信号の前記のように測定されるシンボル間エネルギー差が最小となるような同期タイミング信号を生成するステップと、を含むことを特徴とする方法。
【請求項３４】
前記測定ステップが更に
（ｉ）前記サンプリングがシンボルの推定される開始点において開始されるようなやり方にて先発シンボル間エネルギー差を測定するステップと、
（ｉｉ）前記サンプリングがシンボルの推定される開始点の後に開始されるようなやり方にて後発シンボル間エネルギー差を測定するステップと、を含むことを特徴とする請求項３３記載の方法。
【請求項３５】
前記シンボル間エネルギー差を測定するステップが
（ｉ）第一のシンボルエネルギーを測定するステップと、
（ｉｉ）前記第一のシンボルエネルギーを１シンボル期間だけ遅延させるステップと、
（ｉｉｉ）第二のシンボルエネルギーを測定するステップと、
（ｉｖ）シンボル間エネルギー差を、前記第二のシンボルエネルギーから前記遅延された第一のシンボルエネルギーを引くことで決定するステップと、を含むことを特徴とする請求項３４記載の方法。
【請求項３６】
符号分割多重光信号送信機であって、
パルス光源と、
一つの分割入力と複数の分割出力を備え、前記パルス光源からの光線を入力し、少なくともＫ個の同一の符号光線を出力する送信機分割器と、
各々が前記少なくともＫ個の同一の符号光線の一つを受信し、一つの対応するデータ変調された符号語を出力するように構成されたＫ個の符号変調器と、
前記Ｋ個のデータ変調された符号語を、これらＫ個のデータ変調された符号語を含む一つの符号分割多重光信号に結合するように構成された送信機結合器と、を備え、これらＫ個のデータ変調された符号語が、互いに直交し、２つの直交する偏波を含むことを特徴とする送信機。
【請求項３７】
Ｔなる長さのシンボル期間内に単一のパルスを含む符号光線を受信し、２つの直交する偏波を有し、長さＣ＝Ｔ／Ｐなるチップ期間を有するＰ個の変調されたパルスを含む、一つのデータ変調された符号語を出力するように構成された符号変調器であって、
前記シンボル期間内に単一の符号光線を受信し、前記シンボル期間内にＰ個の変調されたパルスを有する刻印符号光線を出力するように構成されたパルススプレッダと、
前記パルススプレッダからの前記刻印符号光線を受信し、前記刻印符号光線をデータストリームからのデータにて変調することで、一つのデータ変調された符号語を形成するように構成されたデータ変調器と、を備える符号変調器。
【請求項３８】
Ｔなる長さのシンボル期間内に単一のパルスを含む符号光線を受信し、長さＣ＝Ｔ／Ｐなるチップ期間を有するＰ個の変調されたパルスを含む刻印符号光線を出力するように構成されたパルススプレッダであって、
入力された前記符号光線を、各々が単一のパルスを有するＰ個の同一の符号光線に分割するように構成された１：Ｐ分割器と、
各々が単一のパルスを受信し、一つの遅延され、かつ、変調されたパルスを出力するように構成されたＰ個のチップ変調器とを備え、このｐ−番目のチップ変調器が、
前記単一のパルスを（ｐ−１）＊Ｃ（ここでＣ＝Ｔ／Ｐはチップ期間を表し、ｐはインデックスを表す）だけ遅延するように構成された遅延回路と、
前記遅延された単一のパルスを、長さＰの直交する符号に属するｐ−番目の符号値にて符号変調するように構成されたチップ変調回路とを含み、このパルススプレッダがさらに
前記Ｐ個のチップ変調回路からの符号変調された出力を、前記シンボル期間Ｔ内にＰ個のパルスを含む刻印符号光線に結合するように構成されたＰ：１結合器を備えるパルススプレッダ。
【請求項３９】
入力信号を変調するための光信号データ変調器であって、
前記入力信号を同一の第一（Ｈ１）、第二（Ｈ２）、第三（Ｖ１）及び第四（Ｖ２）の成分光線に分割するように構成された光分割器回路と、
前記第二の成分光線（Ｈ２）を９０°だけ位相シフトするように構成された第一の位相シフタと、
前記第四の成分光線（Ｖ２）を９０°だけ位相シフトするように構成された第二の位相シフタと、
前記第一の成分光線（Ｈ１）を第一のデータにて変調するように構成された第一の変調器と、
前記位相シフトされた第二の成分光線（Ｈ２）を第二のデータにて変調するように構成された第二の変調器と、
前記第三の成分光線（Ｖ１）を第三のデータにて変調するように構成された第三の変調器と、
前記位相シフトされた第四の成分光線（Ｖ２）を第四のデータにて変調するように構成された第四の変調器と、
前記データ変調された第一の成分光線（Ｈ１）を、データ変調され、かつ位相シフトされた第二の成分光線（Ｈ２）と結合し、第一のデータ変調された光線（Ｈ’）を出力するように構成された第一の結合器（８４０ａ）と、
前記データ変調された第三の成分光線（Ｖ１）を、データ変調され、かつ位相シフトされた第四の成分光線（Ｖ２）と結合し、第二のデータ変調された光線（Ｖ’）を出力するように構成された第二の結合器（８４０ｂ）と、
前記第一と第二のデータ変調された光線を結合し、２つの直交する偏波を有するデータ光線（３４２）を出力するように構成された偏波光線結合器（８５０）と、を備えることを特徴とする光信号データ変調器。
【請求項４０】
前記第一と第二の位相シフタ及び前記第一、第二、第三、第四の変調器が電力バランサからの制御信号を受信することを特徴とする請求項３９記載の光信号データ変調器。
【請求項４１】
符号分割多重光信号受信機であって、
データ変調されたＫ個の符号語を含む符号分割多重光信号を受信する分割器入力と、各々がＫ個のデータ変調された符号語を含む少なくともＫ個の同一の受信された符号分割多重光信号を出力する複数の分割器出力を有する受信機分割器と、
各々が前記同一の受信された符号分割多重光信号の一つを入力される少なくともＫ個の符号受信機と、を含み、各符号受信機がそれと関連して、
前記受信された符号分割多重光信号内のＫ個の符号語の一つに対応する参照刻印符号光線を生成するように構成された受信機パルススプレッダと、
情報信号と参照信号とを入力する受信機ユニットとを備え、前記情報信号が前記同一の受信された符号分割多重光信号の前記一つから成り、前記参照信号が前記刻印参照符号光線から成り、この受信機ユニットが前記Ｋ個のデータ変調された符号語の内の、前記刻印参照符号光線と対応する前記一つを検出し、復調するように構成されることを特徴とする受信機。
【請求項４２】
情報信号と参照信号を受信するように構成された光検出回路であって、
前記情報信号を受信し、第一と第二の直交する偏波成分に分割するように構成された偏波光線分割器と、
前記第一の直交する偏波成分と参照信号を入力として受信し、前記第一の直交する偏波成分の同相及び直交成分を出力するように構成された第一の光位相検出器と、
前記第二の直交する偏波成分と参照信号を入力として受信し、前記第二の直交する偏波成分の同相及び直交成分を出力するように構成された第二の光位相検出器と、を備えることを特徴とする光検出回路。
【請求項４３】
更に、
前記情報信号の第一と第二の直交する偏波成分の前記同相及び直交成分を受信し、少なくとも一つのタイミング信号を前記光位相検出器に出力するシンボルシンクロナイザ回路と、
前記第一と第二の直交する偏波成分を同期するように構成された可変遅延ユニットとを備え、この可変遅延ユニットが前記シンボルシンクロナイザ回路から遅延信号を受信することを特徴とする請求項４２記載の光検出回路。
【請求項４４】
光位相検出器であって、
第一及び第二の信号入力と第一及び第二の信号出力を有する光ハイブリッド検出器を備え、前記第一の信号出力が前記第一と第二の信号入力間の同相成分差に比例し、前記第二の信号出力が前記第一と第二の信号入力間の直交成分差に比例し、更に
第一の増幅器、第一の低域通過フィルタ、第一のＤＣバイアス除去器、第一の標本保持回路、及び第一のアナログ／デジタル変換器を備え、全体が前記光ハイブリッド検出器からの第一の信号出力を処理し、デジタル化された同相成分信号を形成するように配列された第一の信号コンディショニングカスケード回路と、
第二の増幅器、第二の低域通過フィルタ、第二のＤＣバイアス除去器、第二の標本保持回路、及び第二のアナログ／デジタル変換器を備え、全体が前記光ハイブリッド検出器からの第二の信号出力を処理し、デジタル化された直交成分信号を形成するように配列された第二の信号コンディショニングカスケード回路と、を備えることを特徴とする光位相検出器。
【請求項４５】
前記第一と第二の信号入力を有する光ハイブリッド検出器が、
前記第二の信号入力を分割及び位相シフトすることで、０°なる位相シフトを有する第一の信号（Ｒ３）、９０°なる位相シフトを有する第二の信号（Ｒ４）、１８０°なる位相シフトを有する第三の信号（Ｒ５）、及び２７０°なる位相シフトを有する第四の信号（Ｒ６）を形成するように構成された光回路と、
前記第一の信号入力のコピーを、前記第二の信号入力の、それぞれ、０°、９０°、１８０°及び２７０°だけシフトされたコピーと結合することで、それぞれ、第一、第二、第三、及び第四の結合された光線を出力するように構成された第一、第二、第三及び第四の結合器と、
前記第一と第三の結合された光線を受信し、前記第一と第二の信号入力間の同相成分差に比例する第一の出力信号を出力するように構成された第一の一致検出器と、
前記第二と第四の結合された光線を受信し、前記第一と第二の信号入力間の直交成分差に比例する第二の出力信号を出力するように構成された第二の一致検出器と、を備えることを特徴とする請求項４４記載の光位相検出器。
【請求項４６】
第一と第二の信号入力を有する光ハイブリッド検出器であって、
前記第二の信号入力を分割及び位相シフトすることで、０°なる位相シフトを有する第一の信号（Ｒ３）、９０°なる位相シフトを有する第二の信号（Ｒ４）、１８０°なる位相シフトを有する第三の信号（Ｒ５）、及び２７０°なる位相シフトを有する第四の信号（Ｒ６）を形成するように構成された光回路と、
前記第一の信号入力のコピーを、前記第二の信号入力の、それぞれ、０°、９０°、１８０°及び２７０°だけシフトされたコピーと結合することで、それぞれ、第一、第二、第三、及び第四の結合された光線を出力するように構成された第一、第二、第三及び第四の結合器と、
前記第一と第三の結合された光線を受信し、前記第一と第二の信号入力間の同相成分差に比例する第一の出力信号を出力するように構成された第一の一致検出器と、
前記第二と第四の結合された光線を受信し、前記第一と第二の信号入力間の直交成分差に比例する第二の出力信号を出力するように構成された第二の一致検出器と、を備えることを特徴とする光ハイブリッド検出器。
【請求項４７】
符号分割多重光信号送信機であって、
パルス光源と、
前記パルス光源を受信し、第一の複数の変調されたサブ符号光線を出力するための、分割器と第一の複数の動的符号変調器を備える第一の変調段と、
前記変調されたサブ符号光線を受信し、第二の複数の刻印符号光線を出力するための、前記複数の変調されるサブ符号光線の各々に対する分割器と各々が一つの刻印符号光線を出力するように構成された複数のパルススプレッダとを備える第二の変調器段と、
前記複数の刻印符号光線の各々をデータ変調することで、一つの対応するデータ変調された符号光線を形成するように構成されたデータ変調段と、
前記データ変調された符号光線を一つの符号分割多重光信号に結合するように構成された結合器と、を備えることを特徴とする送信機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
関連する出願
本発明は２０００年９月２６日付けで出願された合衆国仮出願第６０／２３４，９３０号に係る優先権を主張するものである。
【０００２】
発明の技術分野
本発明は、高いスペクトル効率を達成するために変調技術を利用する光通信システムの分野に関する。
【０００３】
発明の背景
高密度波長分割多重化（ｄｅｎｓｅ ｗａｖｅｌｅｎｇｔｈ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ，ＤＷＤＭ）方式は、複数の入力光信号をある指定された周波数バンド内の特定の周波数（波長ラムダ）に割当て、次にこの結果としての信号を多重化し、一つのファイバ上に送出することで、埋設されたファイバの容量を増加する。ＤＷＤＭ方式においては、通信網の容量を増やすために、複数の光信号が、これらを一つのグループとして増幅し、単一のファイバを通じて伝送できるように結合される。各信号は、異なる速度（ＯＣ−３／１２／２４、等）と、異なるフォーマット（ＳＯＮＥＴ、ＡＴＭ、データ、等）にて伝送されうる。光ファイバの使用可能なバンドの帯域幅は、将来の成長を考えると限られており、このためにＤＷＤＭシステムスのペクトル効率を増加する努力がなされている。
【０００４】
図１は従来の技術によるシンプレックスＤＷＤＭシステムのブロック図である。ＤＷＤＭマルチプレクサ１１０は、以降ここではチャネルと呼ばれる、複数の光信号を単一のマルチチャネル光信号に結合し、これが光ファイバ１２０を通じて伝送れる。光ファイバ１２０には、光信号を増幅するために増幅器１２５が接続される。他方、ＤＷＤＭデマルチプレクサ１３０は、光ファイバ１２０を通じて伝送されたマルチチャネル光信号を受信し、これを複数の個別のチャネルに分割する。各チャネルは、図１において、λｉとして示される、一意な波長を有する。ここで、インデックスｉは、１からＮを表し、ＮはＤＷＤＭシステム内のチャネルの数を表す。Ｎ−チャネルＤＷＤＭシステムの場合は、各チャネルに対して一つの送信機１４０と一つの受信機１５０が割当てられ、全体で、Ｎ個の送信機１４０とＮ個の受信機１５０が存在する。送信機１４０は自身のチャネル波長を有する光搬送波信号を生成し、この搬送波信号を単一のデータストリームにて変調した後に、この変調された光信号をマルチプレクサ１１０に送信する。次に、マルチプレクサ１１０は、異なるチャネル波長を有するこれらＮ個の変調された光信号を単一のマルチチャネル光信号に結合し、これをファイバ１２０を通じて伝送する。デマルチプレクサ１３０は、このマルチチャネル光信号を受信し、これを異なるチャネル波長に分離する。次に、各受信機１５０は、この分離されたチャネル信号の一つを復調することで、データ信号を抽出する。図１は従来の技術による単純なシステムを示すが、実際には、各端子に一つ或いは複数の送信機及び受信機を備えるジュープレックスシステムが用いられることに注意されたい。ＤＷＤＭシステムとこの構成要素の詳細については、Ｄｕｔｔｏｎ， Ｈａｒｒｙ Ｊ．Ｒ． Ｕｎｄｅｒｓｔａｎｄｉｎｇ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ， １９９８， ｐｐ．５１３−５６８， ＩＳＢＮ ０−１３−０２０１４１−３ において説明されているためにこれを参照されたい。
【０００５】
単一の光ファイバを用いて伝送可能なデータ速度（秒当たりのビット数、ｂｐｓ）は、以下の方法、すなわち、データ変調速度を増加すること；ファイバ当たりのチャネルの数を増加すること；より高いスペクトル効率を有する変調方式を選択すること；等の一つ或いは複数を組合せることで増加することができる。
【０００６】
データ変調速度を増加するやり方は、半導体技術とコスト、並びに、ファイバの周波数依存性の問題（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−ｄｅｐｅｎｄｅｎｔ ｆｉｂｅｒ ｉｍｐａｉｒｍｅｎｔｓ）、色（ｃｈｒｏｍａｔｉｃ）及び偏波モード分散（Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ Ｍｏｄｅ Ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ，ＰＭＤ）等によって制限される。ファイバ当たりのチャネル数を増加するやり方は、光学材料の特性によって制限される。ＤＷＤＭシステムの最近の及び提唱されている実現においては、チャネル変調速度としては、約１０ＧＨｚ（ＯＣ−１９２）が用いられ、チャネル数としては、１５３０ｎｍと１５６０ｎｍの間の従来の光バンド（Ｃ−バンド）内の４０チャネルが用いられる。こうして、単一の光ファイバを通じての伝送ビット速度は、約４００Ｇｂｐｓとなる。各チャネルは約１００ＧＨｚなる帯域幅を有する。チャネルスペクトル効率はチャネルビット速度をチャネル帯域幅にて割ったものとして定義される。従って、このシステムのスペクトル効率は、０．１ビット／Ｈｚとなる。このスペクトル効率は、直交位相シフトキーイング（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎｇ，ＱＰＳＫ）等のコヒーレント変調技法を用いることで２倍にすることができる。ＱＰＳＫ方式においては、変調期間当たり２ビットが符号化され、このため、チャネル伝送ビット速度は２０Ｇｂｐｓに倍増される。ＱＰＳＫの際に符号化されるこれら２ビットは、シンボル（ｓｙｍｂｏｌ）と呼ばれ、この変調期間は、シンボル期間（ｓｙｍｂｏｌ ｐｅｒｉｏｄ）と呼ばれる。このシンボル期間の逆数が、シンボル速度（ｓｙｍｂｏｌ ｒａｔｅ）となる。
【０００７】
チャネルビット速度は、更に、２つのデータストリーム（ｄａｔａ ｓｔｒｅａｍ）を単一のチャネルに結合することによっても倍増することができる。Ｐａｎに交付された合衆国特許第６，０３８，３５７号は、第一のデータストリームによって変調された光信号を、第二のデータストリームによって変調された光信号の偏波面と直交する偏波面に偏波することで、２つのデータストリームを単一のチャネルに結合する光ファイバ網を開示する。
【０００８】
光ファイバ内の偏波モード分散（ＰＭＤ）は、楕円コアの存在によって或いは非円対称性応力によって円対称性が乱された場合に発生する。円対称性が失われると、結果として、ファイバの２つの偏波モードと関連する群速度（ｇｒｏｕｐ ｖｅｌｏｃｉｔｉｅｓ）の間に差が生じる。ＰＭＤの最も大きな影響は、狭いバンドのパルスが２つの直交する偏波パルス（２つの像）に分割され、これらがファイバ内を異なる群速度にて伝播することである。この２つの像が複屈折ファイバ内を伝播する過程において、これらの偏波の状態（ｓｔａｔｅｓ ｏｆ ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ，ＳＯＰ）が絶えず変化を受け、これら２つの像がランダムな結合が起こる。
【０００９】
ＰＭＤは複数のファイバ間でランダムに変動する。更に、ＰＭＤは、単一のファイバ内でも光搬送波の周波数と周囲の温度に依存してランダムに変動する。ＰＭＤは、信号を広げ、劣化させるとともに、信号が、その信号内に符号化されている情報が失われることなく、伝搬できる距離を制限する。
【００１０】
従って、現存の及び／或いは計画されたＤＷＤＭ標準（２．０４８ＧｂｐｓのＯＣ−４８、或いは１０ＧｂｐｓのＯＣ−１９２）のスペクトル効率を、現存の光ファイバケーブルを用いるという前提の下で、改善する必要性が残されている。更に、受信される光信号のＰＭＤを補償する必要性が存在する。
【００１１】
発明の概要
一面においては、本発明は光通信システムに向けられる。このシステムは、第一のデータストリームを受信し、このデータストリームからの第一のデータにて変調されたＫ個の符号語を含む一つの符号分割多重光信号を送信するように構成された送信機と、この第一の送信機に光接続され、この符号分割多重光信号を受信し、この符号分割多重光信号内のＫ個の符号語を検出及び復調し、第一のデータを出力するように構成された受信機とを備える。これらＫ個の符号語は、互いに直交し、この符号分割多重光信号内のこれら符号語は、Ｈ偏波とＶ偏波を含む。
【００１２】
もう一面においては、本発明は光通信システム内のノードに向けられ、このノードは、同位置に配置された上述のような送信機と受信機を備える。
【００１３】
もう一面においては、本発明は、各々がＰ個のパルスを有するＫ個の符号語を送信するための符号分割多重光通信システム用の送信機に向けられる。一つの実施例においては、この送信機は、パルス光源と、このパルス光源からの少なくともＫ個の同一の符号光線を出力するように構成された送信機分割器と、これらＫ個の同一の符号光線の各々に対する、各々がこれらＫ個の同一の符号光線の一つを受信し、一つの対応するデータストリームを出力するように構成された符号変調器と、これらＫ個のデータストリームを受信及び結合することで、Ｋ個のデータ変調された符号語を含む一つの符号分割多重光信号を形成するように構成された送信機結合器とを備える。
【００１４】
もう一つの実施例においては、本発明のこの送信機は、複数の符号化段を有し、第一の符号化段は動的符号変調器を採用し、第二の符号化段はパルススプレッダを採用する。
【００１５】
もう一面においては、本発明は光送信機内で用いるための符号変調器に向けられる。この符号変調器は、パルススプレッダとデータ変調器を備える。パルススプレッダは、入力パルスを複数のＰ個（ここでＰは符号語内の時間チップの数を表す）の並列なパルスに分割する分割器と、これらＰ個のパルスの各々を遅延し、符号変調するための時間チップ変調器と、これら個々の遅延され、かつ、符号変調されたパルスから単一の符号語を形成するためのＰ：１結合器を含む。
【００１６】
もう一面においては、本発明は、所定の時間窓内に単一のパルスを受信し、この時間窓内にＰ個の変調されたパルスを有する一つの刻印（インプリント）符号光線を出力するように構成されたパルススプレッダ回路に向けられる。スプレッダ校正ユニットは、パルススプレッダからの刻印符号光線と参照光源からの光線を入力として受信し、パルススプレッダに送信されるべきスプレッダ制御信号を出力する。
【００１７】
もう一面においては、本発明は各パルススプレッダが正しい変調を有することを確保するためのスプレッダ校正ユニットに向けられる。
【００１８】
もう一面においては、本発明は、本発明の符号変調器内で用いるための光信号データ変調器に向けられる。この光信号データ変調器は、直交する複数の符号のファミリーに属するある符号語のＰ個の時間チップを受信し、これら直交する符号語をデータにて変調するように構成される。このデータ変調器は、入力パルスをＨ成分とＶ成分に分割する電力分割器と、各成分を、それぞれ、Ｈ１とＨ２及びＶ１とＶ２なるサブ成分に電力分割するペアの電力分割器と、Ｈ２とＶ２サブ成分を、それぞれ、Ｈ１とＶ１サブ成分から９０°だけ位相シフトするペアの位相シフタと、その後、各サブ成分を変調する４つのビット変調器と、２つの変調されたＨ成分を結合することでデータ変調されたＨ’成分とデータ変調されたＶ’成分を形成するペアの第一の結合器と、これらデータ変調されたＨ’とＶ’成分を二つの直交する偏波に結合する偏波光線結合器とを備える。
【００１９】
もう一面においては、本発明はＫ個の直交するデータ変調された符号語を含む受信情報信号をＫ個の同一の受信情報信号に分割するように構成された受信機分割器と、Ｋ個の符号受信機とを備える受信機に向けられる。Ｋ個の各符号受信機は、これらＫ個の直交するデータ変調された符号語の一つに対応する参照信号を形成するように構成された受信機パルススプレッダと、情報信号と参照信号を入力する受信機ユニットとを備え、この受信機ユニットは、これらＫ個のデータ変調された符号語の内の参照信号と対応する一つを検出及び復調するように構成される。
【００２０】
もう一面においては、本発明は、本発明による受信機ユニット内で用いるための光検出回路に向けられる。この光検出回路は、情報信号と参照信号を受信し、この情報信号の第一と第二の直交する偏波成分の同相及び直交成分を出力する。この光検出回路は、この情報信号を第一と第二の直交する偏波成分に分割する偏波光線分割器と、この第一の直交する偏波成分と参照信号を入力として受信し、第一の直交する偏波成分の同相及び直交成分を出力する第一の光位相検出器と、第二の直交する偏波成分と同一の参照信号を入力として受信し、この第二の直交する偏波成分の同相及び直交成分を出力する第二の光位相検出器と、この情報信号の第一と第二の直交する偏波成分の同相及び直交成分を受信し、この光位相検出器内でのデータ変調された符号語のシンボル境界を同期されるための少なくとも一つのタイミング信号を出力するシンボルシンクロナイザ回路とを備える。
【００２１】
この受信機と関連する偏波モード分散コントローラは、この情報信号の第一と第二の直交する偏波成分のデジタル化された同相及び直交成分を受信し、これに応答して少なくとも一つの偏波制御信号を出力する。
【００２２】
もう一面においては、本発明は、第一及び第二の信号入力と第一及び第二の信号出力を有する光ハイブリッド検出器を備える光位相検出器に向けられる。この第一の信号出力は、これら第一と第二の信号入力間の同相成分差に比例し、第二の信号出力は、これら第一と第二の信号入力間の直交成分差に比例する。この光位相検出器は、更に、この光ハイブリッド検出器からの第一の信号出力を処理することで、デジタル化された同相成分信号を形成するように配列された第一の信号コンディショニングカスケード回路と、この光ハイブリッド検出器からの第二の信号出力を処理することで、デジタル化された直交成分信号を形成するように配列された第二の信号コンディショニングカスケード回路とを備える。
【００２３】
もう一面においては、本発明は、第一及び第二の信号入力と第一及び第二の信号出力を有する光ハイブリッド検出器に向けられる。この光ハイブリッド検出器は、分割器と、位相シフタと、第一と第二の信号入力の複素共役成分を形成する結合器とを備える。これら複素共役成分は、第一と第二の信号入力の直交成分差及び同相成分差を出力するペアの一致検出器に入力される。
【００２４】
もう一面においては、本発明は、多重データ信号からのある選択されたデータ信号のシンボルを同期するためのシンボルシンクロナイザに向けられる。このシンボルシンクロナイザは、最大エネルギーを見つけるのではなく、シンボル間エネルギー差を用いる。
【００２５】
もう一面においては、本発明は、ファイバと、中継器を用いることなく長距離に渡って埋設されたファイバ環境の変動に起因する偏波モード分散（ＰＭＤ）を補償するための、ＰＳＰに基づくＰＭＤ補償器に向けられる。受信機は、伝送された信号の偏波を、受信信号の偏波の状態（ＳＯＰ）をファイバ内に発射された信号のＳＯＰと整合することで回復する。送信機は、ファイバ内に光信号を発射するための最適ＳＯＰを、このＳＯＰをファイバの主偏波状態（ｐｒｉｎｃｉｐａｌ ｓｔａｔｅ ｏｆ ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ，ＰＳＰ）軸と整合することで選択する。ＰＳＰ軸に沿って伝送されるＳＯＰは、周波数依存性を殆ど示さず、このため伝播する信号の結合が最小となる。ファイバ内における偏波の変形（ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ）は、時間と共に変動する過程であり、受信機ＰＭＤ補償器と送信機ＳＯＰ補償器の両方がこれらの変化を追跡できることを要求される。受信機は、別個のチャネルを介して送信機に情報を送り返し、これに基づいて、送信機のＳＯＰ補償器が、伝送されたＳＯＰがＰＳＰと再び整合するように調節される。
【００２６】
さらにもう一面においては、本発明は、受信機端偏波補償デバイスを調節するための方法と、送信機端偏波補償デバイスを調節するための方法に向けられる。
【００２７】
本発明は、本発明の好ましい実施の形態、本発明の特定の実施例、及び付録の図面の詳細な説明からより良く理解できるものである。
【００２８】
【発明の実施の形態】
好ましい実施例の詳細な説明
図２ａは本発明によるシンプレックス通信システム２４９のシステムアーキテクチャのブロック図である。この通信システム２４９は送信機端２５９及び受信機端２６９を有する。送信機端２５９は、Ｎ個の送信機モジュール２５７を有する。各送信機モジュールは、Ｎ個のチャネルの一つと対応し、各チャネルは異なる波長λｉを有する。ここでインデックスｉは１からＮを表す。受信機端２６９はＮ個の対応する受信機モジュール２６７を有する。図２ａに示すように、各送信機モジュール２５７は、送信機２５０と、好ましくは、送信機とマルチプレクサとの間に配置された送信機端偏波状態（ｓｔａｔｅ ｏｆ ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ，ＳＯＰ）補償器２７５を含む。このような送信機端ＳＯＰ補償器が各チャネルに対して一つ提供される。同様に、各受信機モジュール２６７は、受信機２６０と、好ましくは、受信機端偏波モード歪（ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ ｍｏｄｅ ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ，ＰＭＤ）補償器２８５を含む。図２ａに示すように、受信機ＰＤＭ補償器はデマルチプレクサと各受信機との間に配置され、このような補償器が各チャネルに対して一つ提供される。
【００２９】
各送信機モジュール２５７は、そのチャネルに対して、全部でＫ個のデータストリームを受信する。これらデータストリームがＤＡＴＡｉｊｋによって表されるが、ここで、サブスクリプト「ｉ」は、ここでもチャネルインデックスを表し、ｊは、（「Ｈ」或いは「Ｖ」いずれかの）偏波インデックスを表し、サブスクリプト「ｋ」は、データストリームインデックスを表す。ある与えられた「ｉ」と「ｋ」に対して、好ましくは、「Ｈ」と「Ｖ」データストリームを用いて、ＨとＶ偏波上に同一の符号語が変調される。こうして、各符号語が、送信されるとき、両方の偏波上に用いられ、各偏波は異なるデータＤＡＴＡｉＨｋとＤＡＴＡｉＶｋを伝送する。こうして、インデックス「ｊ」は、二つの可能な値のみを取るために、結果的には、入力データストリームは２Ｋ個のデータストリームを含み、各データストリームは、終局的には符号化されＨ偏波上に送信される第一の成分と、終局的には符号化されＶ偏波上に送信される第二の成分を有する、ものとみなすことができる。
【００３０】
上述の「データストリーム（ｄａｔａ ｓｔｒｅａｍ）」なる語句は、本発明による符号化の効果を解説するためには都合が良いが、ただし、単一のデータストリームは、上述の「ＤＡＴＡｉｊｋ」表現を含む様々なやり方にてフォーマット化できることに留意すべきである。重要な点は、好ましくは、入力データを用いて、同一の符号語がＨとＶ偏波の両方の上に変調され、全体でＫ個の符号語が結合され、各チャネル上に送信され；各符号語はある「ＤＡＴＡｉｊｋ」データストリームからの「Ｈ」と「Ｖ」の両方のデータ成分、つまり、両方の「ｊ」値を含み、これらが単一の符号語内に符号化されることである。
【００３１】
各送信機モジュール２５７は、好ましくは、Ｋ個のデータストリームをその送信機２５０によって作成されたＫ個の符号を用いて符号化し、好ましくは、４ビットが各符号語上に符号化される。各チャネルに対して符号化された信号は、マルチプレクサ２１０に送られ、マルチプレクサ２１０は、これら符号化されたチャネルを単一の符号化されたマルチチャネル光信号に結合する。この符号化されたマルチチャネル光信号は、光ファイバ２２０を通じてデマルチプレクサ２３０に送られ、デマルチプレクサ２３０はこの符号化されたマルチチャネル光信号を様々なチャネル波長に分離する。これら個々のチャネルは、次に、そのチャネルに対応する受信機モジュール２６７に送られる。これは本発明の要件ではないが、必要であれば、光増幅器２２２を用いることもできる。受信機モジュール２６７においては、受信信号は受信機２６０によって受信及び復調され、受信機２６０はＫ個のデータストリームを出力する。
【００３２】
補償を行うためには、受信機回路２６０は、補助信号２９５を送信機側ＳＯＰ補償器２７５に送る。これは、好ましくは、帯域外にて、持続的に行われ、これによって、ファイバ及び他のオプティクスに起因する偏波モードの歪（ＰＭＤ）が緩和される。
【００３３】
図２ｂは本発明による双方向光ファイバ通信リンクの一方の半分を表すノード２９９を示す。ノード２９９は、好ましくは、Ｎ個のチャネル２４０を収容し、各チャネルは、送信機２５０と受信機２６０を含むセットから成り、各セットは同一位置に配置される。現実には、好ましくは、これらＮ個のチャネルの各セットの全てが単一のサイト或いはノードの所に配置される。
【００３４】
この通信リンクの各端は、下流光ファイバ２２０に接続されたＤＷＤＭマルチプレクサ（Ｄｕｘ）２１０と、上流光ファイバ２２５に接続されたＤＷＤＭデマルチプレクサ（Ｄｅｍｕｘ）２３０とを有する。下流ファイバ２２０はリンクの他端においてはデマルチプレクサ（Ｄｅｍｕｘ）に接続され、上流ファイバ２２５はリンクの他端においてはマルチプレクサ（Ｍｕｘ）に接続される。一つの好ましい実施例においては、これら光ファイバ２２０、２２５は、光信号をＣ−バンド（１５３０ｎｍと１５６０ｎｍとの間の波長）を用いて送信する能力を有するシングルモードファイバとされる。マルチプレクサ２１０は、Ｎ個のチャネル２４０をファイバ２２０を通じて送信するために多重化し、デマルチプレクサ２３０は、ファイバ２２０から受信される光信号をＮ個のチャネル２４０に分離する。明快さの目的で、図２は、二つのチャネル２４０のみを示すが、図２には、実際には、Ｎ個のチャネルが存在することがわかる。
【００３５】
各チャネル２４０は、異なる波長λｉを用いるが、ここで、インデックスｉは、１からＮを表す。一つの好ましい実施例においては、Ｎは４０とされ、こうして各チャネルに、約１００ＧＨｚなる帯域幅が与えられる。各チャネル２４０は、Ｋ個の符号２８０を伝送する能力を有し、各符号２８０は、一つのデータストリームを伝送する。各チャネル２４０に対して、送信機（Ｔｘ）２５０は、Ｋ個の符号を作成し、各符号２８０を一つのデータストリームにて変調し、これらＫ個の変調された符号を一つの光チャネル信号２４５に結合し、その後、この光信号２４５をマルチプレクサ２１０に送る。各チャネル２４０は、更に、受信機（Ｒｘ）２６０も含むが、これはデマルチプレクサ２３０からのＫ個のデータストリームを回復（受信）する。
【００３６】
一つの好ましい実施例においては、Ｋ＝１６個の符号が、Ｃ−バンドのＮ＝４０個のチャネルの各々内において、４００ｐｓなるシンボル期間とシンボル当たり４ビットという条件にて、２．５ＧＨｚなるシンボル速度にて伝送され、この結果として、６．４Ｔｂ／ｓなる容量と、１．６ビット／Ｈｚなるスペクトル効率が達成される。各符号は、更に、シンボル期間当たり、チップ期間Ｃ＝２５ｐｓを有する１６個のチップに時間スライスされる。
【００３７】
次に、各要素について詳細に説明する。ただし、マルチプレクサ２１０、デマルチプレクサ２３０、光ファイバ２２０、及びファイバ増幅器要素２２２は、光通信技術分野の専門家には周知であり、更なる説明は割愛する。分割器、結合器、位相シフタ、光スイッチ、遅延線、強度及び位相変調器、ＣＷレーザなどの通常のデバイスも、光通信技術分野の専門家には周知であり、さらなる説明は割愛する。同様に、デジタル信号処理の専門家であれば、ＤＳＰチップを用いての加算器や減算器の機能の実現や、二乗や絶対値の計算、及び増幅器及び他の従来の要素の設計等も、改めて説明するまでもなく、明白であり、このためこれら実現の詳細についてもここでは触れられない。
【００３８】
送信機
図３は、本発明の一つの実施例による符号分割多重信号を形成するために構成された送信機２５０のブロック図である。コヒーレントパルス光源３１０は、波長λｉを有する線形偏波単色光線（ｌｉｎｅａｒｌｙ ｐｏｌａｒｉｚｅｄ ｍｏｎｏｃｈｒｏｍａｔｉｃ ｌｉｇｈｔ ｂｅａｍ）を発生する。一つの好ましい実施例においては、このコヒーレントパルス光源３１０は、持続波（ＣＷ）レーザ３１１を備え、コヒーレント単色光線を発生する。この光線は強度変調器３１２に向けられる。強度変調器３１２は、パルス発生器３１３によって制御される。一つの好ましい実施例においては、パルス発生器３１３と強度変調器３１２は、２．５ＧＨｚなるシンボル周波数に対応する、Ｔ＝４００ｐｓなるパルス期間（パルス間の時間）と、１０ｐｓから２０ｐｓの間のパルス幅を有する光流（パルス光線）を生成する。もう一つの実施例においては、コヒーレントパルス光源３１０は、モード固定レーザから成り、類似するパルス流を直接に発生する。
【００３９】
パルス光線（ｐｕｌｓｅｄ ｌｉｇｈｔ ｂｅａｍ）３１８は、分割器３２０に送られ、ここでこの光線３１８はＫ個の符号光線３２２に分割される。各符号光線３２２を符号変調器３６０を用いて変調することで、Ｋ個の一意な符号が生成される。わかりやすくするために、図３には、これらＫ個の符号光線３２２の一つのみの修飾（変調）が示されるが、残りの符号光線も図３に３６０として示されるそれと類似の構造に向けられることに注意する。一つの好ましい実施例においては、Ｋは１６とされるが、ただし、本発明の範囲から逸脱することなく、任意の数の符号光線３２２を用いることもできる。
【００４０】
各符号光線３２２は、パルススプレッダ３３０に送られ、ここで各符号光線３２２には、Ｐ個のパルスから成り、持続期間Ｔを有する一意な符号が刻印（ｉｍｐｒｉｎｔｅｄ）される。各刻印符号光線（ｉｍｐｒｉｎｔｅｄ ｃｏｄｅ ｂｅａｍ）３３２は、次に、データ変調器３４０に送られる。データ変調器３４０は、この刻印符号光線３３２をデータストリーム３７０にて変調することで、データ光線（ｄａｔａ ｂｅａｍ）３４２を生成する。データ光線３４２は、後にデータ変調器３４０との関連で説明されるやり方で各々独立にデータにて変調された２つの直交する偏波を含む。次に、各データ光線３４２を、結合器３５０を用いて、波長λｉを有する他のデータ光線と結合することで、チャネル光線（ｃｈａｎｎｅｌ ｂｅａｍ）が形成される。送信機によって出力されるチャネル光線は、こうして、Ｋ個のデータ変調された符号語を含む符号分割多重光信号から成り、これらがチャネル２４０上に送信される。単一のチャネル２４０は、従って、Ｋ個のデータストリームを伝送する能力を有する。
【００４１】
一つの好ましい実施例においては、各チャネル内に一つのスプレッダ校正ユニット３３５が設けられ、Ｋ個のパルススプレッダ３３０の各々が制御される。この目的で、スプレッダ校正ユニット３３５は、Ｋ個の刻印符号光線３３２の各々を監視し、スプレッダ制御信号３３６を用いてＫ個のパルススプレッダ３３０を制御することで、刻印符号光線３３２の各々の精度及び安定性を確保する。もう一つの実施例においては、一つのスプレッダ校正ユニット３３５によって、Ｎ個の全てのチャネル内のＫ個のパルススプレッダ３３０の各々が制御される。
【００４２】
パルススプレッダ
図４はパルススプレッダ３３０の一つの好ましい実施例のブロック図である。一方においてパルス光線３１８の一部がスプレッダ校正ユニット３３５に向けられ、他方において符号光線３２２が１：Ｐ分割器４１０にて分割される。ここで、Ｐは、各符号語内の符号ビット（「チップ」と呼ばれる）の数を表す。一つの好ましい実施例においては、符号光線は、Ｐ＝１６個の分割光線に分割されるが、ただし、本発明の範囲から逸脱することなく、符号光線は、任意の数に分割することができる。わかりやすくするために、図４は、これらＰ個の分割光線の一つのみの修飾（変調）を示すが、理解できるように、残りの分割光線も図４のチップ変調器４５０と同一の構造に向けられる。
【００４３】
これらＰ個の分割光線の各々は、遅延（線）４２０に向けられ、これによって分割光線は所定の量だけ遅延される。一つの好ましい実施例においては、この遅延（量）は、Ｔ／Ｐの倍数とされ、ここで、Ｔはシンボル期間を表し、Ｐは分割光線或いはチップの数を表す。一つの好ましい実施例においては、遅延（線）４２０は、光ファイバ或いは半導体導波路などのある校正された長さの導波路から形成される。この遅延の増分Ｃ＝Ｔ／Ｐは、チップ期間と呼ばれ、シンボル期間当たりＰ個のチップ期間が存在する。一つの好ましい実施例においては、Ｔ＝４００ｐｓなるシンボル期間と、Ｐ＝１６が選択され、結果としてチップ期間はＣ＝２５ｐｓとされる。
【００４４】
第一の分割光線ｐ＝１は遅延されず、第二の分割光線ｐ＝２は１チップ期間だけ遅延され、第三の分割光線は２チップ期間（ｐ＝２）だけ遅延され、そして、第Ｐ番目の分割光線は、ｐ＝（Ｐ−１）チップ期間だけ遅延される。Ｐ個の分割光線に、一連の遅延４２０が作用され、この結果として、各分割光線には（好ましくは１０−２０ｐｓの）単一のパルスが提供され、各パルスは、シンボル期間Ｔ内の一意の「時間チップ（ｔｉｍｅ ｃｈｉｐ）」内に配置され、これら時間チップは、Ｔ／Ｐなる時間だけ離される。次に、これら分割光線が結合されるが、こうして結合された光線のパルストレーン（ｐｕｌｓｅ ｔｒａｉｎ）の反復速度（ｒｅｐｅｔｉｔｉｏｎ ｒａｔｅ）は、係数Ｐ（＝１６）だけ増倍され、説明の例においては、２．５ＧＨｚから４０ＧＨｚに増加することとなる。
【００４５】
ただし、分割光線は、遅延４２０の後、直ちには結合されず、各々の遅延された分割光線はチップ変調回路４３０に送られる。一つの好ましい実施例においては、チップ変調回路４３０は、各パルスを、所定の量δｋｐだけ位相シフトする。ここで、δｋｐは、ｋ−番目の符号のｐ−番目のチップに施される位相シフトを表す。一つの好ましい実施例においては、チップ変調回路４３０は、光・電気デバイス、例えば、Ｐｏｃｋｅｌｓセル位相変調器から成る。もう一つの実施例においては、チップ変調回路４３０は、各分割光線に振幅スケーリングａｋｐを加える。チップ変調回路４３０がどのように実現されるかに関係なく、結合器４４０は、遅延され、かつ、現在はチップ変調されている分割光線の各々を、単一の符号光線３３２に結合する。結合器４４０から出る符号光線３３２の一部は、スプレッダ校正ユニット３３５に向けられる。
【００４６】
チップ変調器によって提供されるセットの変調｛δｋ１，．．．，δｋＰ；ａｋ１，．．．，ａｋＰ｝は、ｋ−番目の符号を一意的に識別し、他の符号（Ｋ−１）の符号の各々と直交するように選択される。これら直交する符号セットは、信号処理技術の専門家には周知のやり方で、直交符号セットの任意の一つから選択することができる。一つの好ましい実施例においては、この変調は、以下の式によって与えられる位相シフトから成る。
【００４７】
【数１】
2004511128.tif 000003
ここで、ｐは１からＰまで変化するチップインデックスを表し、Ｐはシンボル期間当たりのチップの数を表し、ｋは１からＫまで変化する符号インデックスを表し、Ｋはチャネル当たりの符号の数を表す。この好ましい実施例においては、Ｋ≦Ｐとされる。
【００４８】
各チップ変調回路４３０は、スプレッダ校正ユニット３３５からの入力を、チップ変調器４５０に属するドライバ４３５を介して受信する。スプレッダ校正ユニット３３５は、各チップ変調回路４３０がそれぞれの分割光線に加えるべき位相シフト及び／或いは振幅スケーリングの量を決定する。スプレッダ校正ユニット３３５は、各シフト／スケーリングを、それが決定する校正オフセット値だけ調節する。スプレッダ校正ユニット３３５は、デジタル処理技術の専門家には周知のタイプのデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）にて実現することができる。一つの好ましい実施例においては、単一のスプレッダ校正ユニット３３５にて、Ｋ個の全て符号に対する、Ｐ個のチップ変調回路４３０が制御される。当業者においては明らかなように、複数のスプレッダ校正ユニットを、例えば、Ｋ個の符号の各々に対して一つ、用いることもできる。
【００４９】
チップ変調回路４３０は、本質的には静的な変調器であり、各チップに加えられる変調は（シンボル期間と比べて）長期のドリフト或いはゆっくりと変化する条件、例えば温度を除いては変動しないが、これら緩やかな変動がスプレッダ校正器３３５によって補償される。ｋ−番目のパルススプレッダ３３０は、符号光線３２２をＰ個のチップに分割し、各シンボル期間毎に個別に各チップを独立的に変調することで、シンボルレートのＰ倍にて変調する能力を有する動的変調器と比較して安価な静的変調器を用いて、シンボル速度のＰ倍の変調速度にて、符号光線の識別を伝送する刻印符号光線（ｉｍｐｒｉｎｔｅｄ ｃｏｄｅ ｂｅａｍ）を形成する。ただし、図４との関連で上で説明のパルススプレッダ３３０の代りに、符号光線３２２をシンボル速度のＰ倍にて変調する能力を有する動的符号変調器を有するパルススプレッダを用いることもできる。
【００５０】
図５はスプレッダ校正ユニット３３５の一つの好ましい実施例のブロック図である。スプレッダ校正ユニット３３５は、チップ変調回路４３０によって加えられる変調を、Ｋ個の符号光線が互いに直交する状態にとどまることを確保するために調節する。Ｋ個のパルススプレッダ３３０の各々からの刻印符号光線（ｉｍｐｒｉｎｔｅｄ ｃｏｄｅ ｂｅａｍ，ＩＣＢ）３３２の一部は、ＩＣＢスイッチ５１０に向けられる。一つの好ましい実施例においては、パルス光線（ｐｕｌｓｅｄ ｌｉｇｈｔ ｂｅａｍ）３１８の一部は、符号光線（ｃｏｄｅ ｂｅａｍ，ＣＢ）スイッチ５２０に向けられる。持続波（ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ−ｗａｖｅ，ＣＷ）参照レーザ５３０は、参照光線を生成するが、これは、分割器５３２によって、ＩＣＢスイッチ５１０とＣＢスイッチ５２０の両方に向けられる。一つの代替実施例においては、Ｋ個の符号光線（ＣＢ）３２２の一部はＣＢスイッチ５２０にも向けられる。
【００５１】
任意の瞬間において、ＩＣＢスイッチ５１０は、Ｋ＋１個の入力の中から１つを選択し、ＩＣＢスイッチ５１０にて選択された光線５１２を光位相検出器５５０に向ける。換言すれば、ＩＣＢスイッチ５１０は、パルススプレッダ３３０からのＫ個の光線３３２の一つ、或いは参照光線のいずれかを選択し、こうして選択された光線を前に送る。
【００５２】
任意の瞬間において、ＣＢスイッチ５２０は、参照レーザ光線、或いはパルス光源からの光線のいずれかを選択する。ＣＢスイッチ５２０は、こうして選択された光線を、１：Ｐ分割器５２４に送り、１：Ｐ分割器５２４は、こうして選択された光線をＰ個の分割光線に分割する。各分割光線は、一意の遅延線５２５に送られる。各遅延線５２５は、この分割光線に、これらＰ個のチップの一つの遅延に対応する既知の遅延（量）を加える。例えば、ｐ−番目の遅延線は、各シンボル期間内のｐ−番目のチップに対応する。これらＰ個の分割光線は、校正済チップスイッチ（ｃａｌｉｂｒａｔｅｄ ｃｈｉｐ ｓｗｉｔｃｈ）５４０に向けられる。校正済チップスイッチ５４０は、これらＰ個の遅延された分割光線の一つを選択し、こうして選択された、遅延された分割光線５２２を光位相検出器５５０に向ける。光位相検出器５５０は、ＩＣＢスイッチにて選択された光線５１２の（複素）積と、ＣＢスイッチにて選択された分割光線５２２の複素共役とを計算し、これらの振幅の積と、これら２つの光線の間の位相差を得る。
【００５３】
コードｋ用の刻印符号光線３３２がＩＣＢスイッチ５１０によって選択されるときは、ＩＣＢスイッチにて選択された光線５１２のｐ−番目のチップは、ａｋｐ・ｅｊ２πｆ（ｔ−τｋｐ）・ｅｊδｋｐに比例する。ここで、ｆは既知の光線周波数を表し、δｋｐ、ａｋｐ、及びπｋｐはｋ−番目のパルススプレッダ３３０によってｐ−番目のチップに対して加えられる現在の位相シフト、振幅スケーリング及び遅延を表す。パルス光線３１８が、ＣＢスイッチ３１８によって選択されるときは、選択された分割光線５２２は、選択された遅延線５２５に対応するチップを除いて、全てのチップは零信号を有する。例えば、分割光線（校正済みチップ）スイッチ５４０が、シンボル期間の第二のチップに対応する第二の遅延線を選択した場合、こうして選択された光線は、第一のチップ期間に対しては零信号を有し、第二のチップ期間は非零の波形を有し、第３からＰ−番目のチップ期間に対しては零信号を有する。選択された分割光線５２２は、ｅｆ２πｆ（ｔ−τｐ）に比例するが、ここで、πｐは、スイッチ５４０によって選択された既知のｐ−番目の遅延を表す。
【００５４】
選択された分割光線５２２は、（分割光線スイッチ５４０によって選択された）ｐ−番目の遅延線に対してのみ非零の信号を有するため、光位相検出器５５０によって決定される積は、ａｋｐ・ｅｊ２πｆ（τｐ−τｋｐ）・ｅｊδｋｐに等しくなる。プロセッサ５６０は、振幅ａｋｐ及び位相δｋｐ−２πｆ（τｋｐ−τｐ）を測定し、ｋ‐番目のパルススプレッダに対するスプレッダ校正ユニットに対して、ａｋｐ及びδｋｐ−２πｆτｋｐが、例えば、数１によって与えられる要求される値に維持するように指令する。
【００５５】
Ｐ個の遅延線５２５（τｐ）の各々は、（ＣＷレーザ３１１からタップされる）参照ＣＷレーザ５３０を用いて、以下に説明するように校正される。ＩＣＢスイッチ５１０は、参照レーザ光線を選択し、この光線を光位相検出器５５０に向ける。ＣＢスイッチ５２０は、参照レーザ光線を選択し、この参照光線を１：Ｐ分割器５２４に向け、ここでこの参照光線は、Ｐ個の分割光線に分割される。各分割光線は、遅延線５２５に向けられる。校正済チップスイッチ５４０は、こうして遅延された分割光線の一つを選択し、こうして選択された、遅延された分割光線５２２を光位相検出器５５０に向ける。光位相検出器５５０は、ＩＣＢスイッチ５１０によって選択された参照光線と分割光線スイッチ５４０によって選択された、遅延された参照光線との間の位相差を決定する。この参照光線は、ｅｊ２πｆｏｔに比例する。ここで、ｆ０は参照レーザの既知の周波数を表し、この遅延された参照光線は、ｅｊ２πｆｏ（ｔ−τｐ）に比例する。これら二つの参照光線の間の位相差２πｆ０τｐは、選択された遅延線５２５の遅延（量）を与える。プロセッサ５６０は、遅延線５２５の各々に対して、これら位相差を格納する。プロセッサ５６０は、更に、ＩＣＢスイッチ５１０、ＣＢスイッチ５２０、及び分割光線（校正済チップ）スイッチ５４０のスイッチングを制御する。
【００５６】
図５のスプレッダ校正回路３３５の上述の説明においては、様々なスイッチ５１０、５２０及び５４０は、図面では省略されている回路によって制御されることがわかる。一般には、これらスイッチのタイミングと選択は、プロセッサ５６０、或いは別のコントローラ、その他によって制御される。
【００５７】
図６はスプレッダ校正ユニットのもう一つの実施例のブロック図である。スプレッダ校正ユニット３３５ａ内において、刻印符号光線（ｉｍｐｒｉｎｔｅｄ ｃｏｄｅ ｂｅａｍ，ＩＣＢ）スイッチ６１０は、パルススプレッダ３３０からのＫ個の刻印符号光線の一つを選択し、これら選択された刻印符号光線６１２を光位相検出器６５０に向ける。持続波（ＣＷ）参照レーザ６２０は、参照光線６２２を生成し、この光線はゲート６３０を介して位相検出器６５０に向けられる。ゲート６３０はマッハツェンダ（Ｍａｃｈ−Ｚｅｎｄｅｒ）強度変調器その他によって実現することができる。ゲート６３０は、参照光線６２２が、ある選択されたチップ期間においてのみゲート６３０を通って位相検出器に達することを許す。この選択されたチップ期間は、可変電子遅延６３５によって決定され、これは、プロセッサ６６０によって制御される。位相検出器６５０は、選択された刻印符号光線６１２とゲートを通過した参照光線６３２との、振幅積、及びこれらの間の位相差を決定する。これら振幅積と位相差は、プロセッサ６６０に送られ、これを用いて、（ｋｐ）−番目のチップ変調回路にて加えられるべきオフセットが決定される。
【００５８】
図７は、図５及び図６にみられる光位相検出器５５０、６５０のブロック図を表す。この光位相検出器は２つの光線７０５、７０１を受信し、同相成分と直交成分に対応する２つの電気信号７９５、７９１を生成するが、これらは光線７０５に光線７０１の複素共役を掛けることで得られる。これら２つの光線の、図７においてＡとして示される第一の光線７０５は、信号光線と呼ばれ、図７においてＢとして示される第二の光線７０１は、光位相検出器のここでの説明においては、便宜的に参照光線と呼ばれる。ただし、この「参照光線（ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｂｅａｍ）」７０１は、情報を有さないパルスの無変調系列とは異なるものとすることもできることに注意する。
【００５９】
信号光線７０５は、図７において、７１５として識別される４つの光線に分割される。一つの好ましい実施例においては、信号光線７０５は、縦続された２つの１：２分割器７１０によって４つの光線に分割される。もう一つの実施例においては、信号光線７０５は、単一の１：４分割器によって直接に４つの光線に分割される。どのように形成されるかに関係なく、これら４つの信号光線７１５は、４つの２：１結合器７３０ａ、７３０ｂ、７３０ｃ、及び７３０ｄに向けられる。
【００６０】
参照光線７０１は、最初に１：２分割器７２０ａに向けられ、これによって同一の光線Ｒ１とＲ２が形成される。光線Ｒ１は、次に第二の１：２分割器７２０ｂに向けられ、これによって同一の光線Ｒ３とＲ４が形成される。他方、光線Ｒ２は、最初に１８０°位相シフタ７２４に向けられ、その後、１：２分割器７２０ｃにて分割され、これによって同一の光線Ｒ５及びＲ６が形成される。光線Ｒ３は信号７２１として結合器７３０ａに入力され、他方、光線Ｒ４は、最初に第一の９０°位相シフタ７７２ａに向けられ、その後、信号７２３として結合器７３０ｂに入力される。光線Ｒ５は信号７２５として結合器７３０ｃに向けられ、他方、光線Ｒ４は最初に第二の９０°位相シフタ７２２ｂに向けられ、その後、信号７２７として結合器７３０ｄに入力される。
【００６１】
結果としての光線Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、及びＲ６は、信号７２１、７２３、７２５、及び７２７として表され、９０°だけ位相シフトされる。光線Ｒ３／７２１は、零の位相シフトを有し、２：１結合器７３０ａ内で４つの信号光線７１５の一つと結合され、信号光線と参照光線の総和から成り、Ａ＋Ｂとして表される第一の結合光線７３１を生成する。光線Ｒ４／７２３は、９０°なる位相シフトを有し、第二の２：１結合器７３０ｂ内で４つの信号光線７１５の一つと結合され、Ａ＋ｊＢとして表される第二の結合光線７３３を生成する。光線Ｒ５／７２５は、１８０°なる位相シフトを有し、第三の２：１結合器７３０ｃ内で４つの信号光線７１５の一つと結合され、信号光線と参照光線との差から成り、Ａ−Ｂとして表される第三の結合光線７３５を生成する。最後に、光線Ｒ６／７２７は、２７０°なる位相シフトを有し、第四の２：１結合器７３０ｄ内で４つの信号光線７１５の一つと結合され、Ａ−ｊＢとして表される第四の結合光線７３７を生成する。
【００６２】
第一と第三の結合光線７３１、７３５は、第一の一致検出器（ｍａｔｃｈｅｄ ｄｅｔｅｃｔｏｒ）７４０ａに入力される。この第一の一致検出器７４０ａは、光センサ７４５ａを含み、これによって第一と第三の結合光線７３１、７３５の間の強度差に比例する電気信号７９８ａが生成される。これら光センサ７４５ａは、好ましくは、光電気検出器、例えば、ｐ−ｎ、ｐ−ｉ−ｎ、或いはＳｃｈｏｔｔｋｙ−バリア光ダイオードとされ、同一の入射光線に対して実質的に同一の電気信号を生成するように選択される。第一の一致検出器７４０ａによって生成された電気信号７９８ａは、第一の増幅器７５０ａに入力される。第一の増幅器７５０ａの出力信号７５２は、信号光線７０５と参照光線１７０との間の同相成分差（実部｛ＡＢ＊｝）に比例する。
【００６３】
第二と第四の結合光線７３３、７３７は、マッチド光センサ７４５ｂを含む第二の一致検出器７４０ｂに向けられ、これによって第二と第四の光線７３３、７３７の間の強度差に比例する電気信号７９８ｂが生成される。第二の一致検出器７４０ｂによって生成された電気信号７９８ｂは、第二の増幅器７５０ｂに入力される。第二の増幅器７５０ｂの出力信号７５４は、信号光線７０５と参照光線７０１との間の直交成分差（虚部｛ＡＢ＊｝）に比例する。分割器、位相シフタ、結合器及び検出器が一体となって、信号７９８ａ、７９８ｂを出力する光９０°ハイブリッド検出器７９９を有する。
【００６４】
増幅器７５０ａ、７５０ｂからのアナログ出力は、それぞれ、低域通過フィルタ７６０ａ、７６０ｂに入力される。これら低域通過フィルタの出力には、次に、それぞれ、信号エネルギを推定するコントローラ（図示せず）によって提供されるバイアス信号７７２、７７３に基づいてｄｃバイアス調節７７０ａ、７７０ｂを受ける。ライン７７５、７７７上のこうしてフィルタリングされ、かつ、バイアス調節されたアナログ信号Ｉ’とＱ’は、それぞれ、同期入力７８１にてタイミングを取られる、標本保持（「Ｓ＆Ｈ」）ユニット７８０ａ、７８０ｂによってデジタル形式に変換される。標本保持ユニットの出力は、アナログ／デジタル変換器７９０ａ、７９０ｂに送られ、これによって同相信号Ｉ　７９５と直交信号Ｑ　７９１が形成され、これらは、その後、当業者に周知のやり方にて処理される。
【００６５】
データ変調器
図８は、本発明によるデータ変調器３４０の一つの好ましい実施例のブロック図である。パルススプレッダ３３０からの刻印符号光線３３２は電力分割器８１０を通じてデータ変調器３４０に入る。電力分割器８１０は、刻印符号光線３３２を、Ｈ及びＶとして呼ばれる２つの光線に分割する。Ｈ及びＶ光線は、１：４分割器を用いることもできるが、この実施例においては、各々、別個の１：２分割器８２０ａ、８２０ｂに向けられる。分割器８２０ａはＨ光線をＨ１成分とＨ２成分に分割し、これらの一方（図８においてはＨ２）を９０°位相シフタ８２５ａに向ける。同様に、分割器８２０ｂはＶ光線をＶ１成分とＶ２成分に分割し、一方（図８においてはＶ２）を９０°位相シフタ８２５ｂに向ける。
【００６６】
これら４つの成分光線の各々は、別個の変調器８３０ａ、８３０ｂ、８３０ｃ、８３０ｄに向けられ、ここで、これら４つの成分光線上にデータストリーム３７０が変調される。上述のように、データストリームＤＡＴＡｉｊｋは単一の符号語のＨ及びＶ偏波上に符号化されるべきデータを含むが、これはインデックス「ｊ」に依存する。こうして、変調器８３０ａ、８３０ｂに入力されるデータは、ｊ＝「Ｈ」に対応するデータから成り、変調器８３０ｃ、８３０ｄに入力されるデータは、ｊ＝「Ｖ」に対応するデータから成る。
【００６７】
電力バランサ３４５からの制御信号は、各データ変調された成分光線の強度が他のそれと同一となることを確保するとともに、信号群の同相成分と直交成分の直交性を確保する。こうして、電力バランサは、位相シフタ８２５ａ、８２５ｂの一方と、データ変調器８３０ａ、８３０ｂ、８３０ｃ、８３０ｄへの入力を有する。
【００６８】
一つの好ましい実施例においては、４つの成分光線の各々は１ビットにて変調される。変調器８３０ａ、８３０ｂ、８３０ｃ、８３０ｄは、各々マッハツェンダ干渉計（Ｍａｃｈ−Ｚｅｈｎｄｅｒ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｏｍｅｔｅｒ，ＭＺＩ）として実現され、各々、成分光線に、ビット状態が０であるか１であるかに依存して、１或いは−１の振幅（０°或いは１８０°の位相シフト）を加える。一つの好ましい実施例においては、データは、あるビットと別のビッ間の位相の変化として符号化され、これは差分直交位相シフトキーイング（ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎｇ，ＤＱＰＳＫ）と呼ばれる。当業者においては明らかなように、９０°のシフトは、ビット変調器８３０の後に加えることもできる。これも信号処理技術の専門家にとっては明白なように、変調器８３０は、位相変調器とすることも、或いはマルチレベル振幅変調器とし、これによって位相変調を行ったり、振幅変調を行ったり、或いはシンボル当たりより高い数のビットを符号化することもできる。
【００６９】
変調されたＨ１及びＨ２成分光線は、第一の結合器８４０ａにて結合され、データ変調された光線Ｈ’が形成される。同様に、変調されたＶ１及びＶ２成分光線は、第二の結合器８４０ｂにて結合され、データ変調された光線Ｖ’が形成される。これらデータ変調された光線Ｈ’とＶ’は、次に、偏波光線結合器８５０によって結合される。偏波光線結合器８５０は、Ｈ’−光線の偏波面をＶ’−光線の偏波面に対して９０°回転させ、これら二つの光線をデータ光線３４２に結合する。こうして結合されたＨ’とＶ’光線は、これらが直交する偏波面を有するために、干渉することはない。
【００７０】
光技術の専門家には明らかなように、Ｈ’及びＶ’光線の偏波状態をデータ光線に結合する前に、任意の他の２つの直交偏波（例えば、左円偏波光線と右円偏波光線）に変換することで、２つの光線間の干渉を防ぐ直交性条件を維持することもできる。
【００７１】
受信機
図９ａは本発明によるチャネル受信機２６０の一つの実施例のブロック図である。ＤＷＤＭデマルチプレクサ２３０によるデマルチプレキシングの後、図９ａにおいてλｉにて示される各チャネル光線は、自身のチャネル受信機２６０に向けられ、ここでＫ個のデータストリームが回復され、下流での処理のために、電気信号に変換される。チャネル光線は、最初に、受信機ＰＭＤ補償器９１０に向けられる。受信機ＰＭＤ補償器９１０は、チャネル光線の偏波状態を、光ファイバ内をチャネル信号が伝送された際に受けたチャネル光線に対するＰＭＤ歪を補償するために調節する。一つの好ましい実施例においては、受信機ＰＭＤ補償器９１０には、Ｃｏｒｎｉｎｇ Ｉｎｃｏｒｐｏｒａｔｅｄ ｏｆ Ｃｏｒｎｉｎｇ， Ｎｅｗ Ｙｏｒｋから市販されるＡｃｒｏｂａｔＴＭ Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｍｏｄｕｌｅ（ＰＣＭ）が用いられる。Ｇｅｎｅｒａｌ Ｐｈｏｔｏｎｉｃｓ Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ ｏｆ Ｃｈｉｎｏ， Ｃａｌｉｆｏｒｎｉａから市販されるＰｏｌａｒＲＩＴＥＴＭＩＩ Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒを受信機ＰＭＤ補償器９１０として用いることもできる。図９ａに示すように、受信機ＰＭＤ補償器９１０は、後に詳細に説明するようにデータ抽出及びＰＭＤ制御機能を遂行する受信機ユニット回路９３０から制御信号１０５５を受信する。
【００７２】
補償されたチャネル光線は１：Ｋ分割器９２０に向けられる。分割器９２０は補償されたチャネル光線をＫ個の分割光線９２５に分割する。Ｋ個の分割光線９２５の各々は、符号受信機９６０に向けられる。各符号受信機９６０は分割光線９２５からのＫ個のデータ変調された符号の一つを回復し、そのデータ変調された符号をデータストリーム９３２に対応する電気信号に変換するように構成される。図９ａには、明快さの目的でたった一つの符号受信機のみが示されるが、チャネル受信機２６０は、チャネル信号内のＫ個のデータストリームの各々に対して１個の符号受信機９６０を有することに注意する。
【００７３】
パルス光源９４０は、送信機のパルス光源３１０と実質的に同一であり、実際、図２ｂの「ジュープレックス（ｄｕｐｌｅｘ）」ノードにおいては、パルス光源３１０からタップすることができる。パルス光源９４０は、λｉを有する参照光信号を生成する。この参照光信号は、各符号受信機９６０の受信機パルススプレッダ９５０に向けられる。
【００７４】
受信機パルススプレッダ９５０の構造及び動作は、図４との関連で説明されたパルススプレッダ３３０と、ａｋｐではなく、振幅スケーリング１／ａｋｐとされることを除いて同一である。こうして、受信機パルススプレッダ９５０は、スプレッダ校正ユニット３３５或いは３３５ａとの関連で説明されたそれと類似のやり方で動作する関連する校正ユニット（図示せず）を有する。受信機パルススプレッダ９５０は、参照光信号を変調することで、チャネル信号内にＫ個のデータストリームを伝送するために用いられたＫ個の刻印符号光線の一つに対応する参照刻印符号光線９５５を生成する。この参照刻印符号光線９５５は、受信機ユニット９３０に向けられ、受信機ユニット９３０内の光検出回路１０９０と復調回路１０６０によって、チャネル信号９２５から参照刻印符号光線９５５に対応するデータストリーム９３２が回復される。
【００７５】
受信機ユニット９３０内のＰＭＤコントローラ部分１０５０、１０５０ｂは、（図２ａ及び２ｂに「２８０」として示される）受信機ＰＭＤ補償器９１０に帰還されるＰＭＤ補償器信号１０５５と、補助チャネル２９０を通じて送信機に送られるＳＯＰ補償器信号１０５６を出力する関連するＤＳＰを有する。
【００７６】
受信機ユニット
図１０は、図９ａにみられる受信機ユニット９３０の一つの実施例のブロック図である。この受信機ユニット９３０はホモダイン検出を用いる。分割光線信号９２５は光検出回路１０９０の偏波光線分割器１０１０に向けられる。偏波光線分割器１０１０は分割光線９２５を、図１０においてＨ及びＶとして示される第一と第二の直交偏波成分に分割する。
【００７７】
Ｈ−光線１０１２はシンボルシンクロナイザ１０４０からの遅延信号１０１４によって制御される可変遅延（ユニット）１０１５に向けられる。可変遅延１０１５は、Ｈ−光線を、Ｈ−光線がＶ−光線１０１１と同期され、同一のシンボルを含むＨ−光線とＶ−光線が復調器の所に同時に出現するように、遅延する（代替として、Ｖ−光線に逆数遅延を加えることもできる）。こうして遅延されたＨ−光線は、第一の光位相検出器１０３０ａに向けられる。Ｖ−光線１０１１は第二の光位相検出器１０３０ｂに向けられる。受信機ユニット９３０に入るＫ個の符号の一つに対応する参照刻印符号光線９５５は、１：２電力分割器１０２０によって分割される。これら分割参照符号光線１０２２ａ、１０２２ｂは、それぞれ、光位相検出器１０３０ａ、１０３０ｂに向けられる。
【００７８】
光位相検出器１０３０ａは、Ｈ光線の同相成分と直交成分を表す、ペアのデジタル信号Ｈｉ、ＨＱを生成する。光位相検出器１０３０ａは、更に、デジタル信号がそれから形成されたＨｉ、ＨＱ　のアナログバージョンを表す、ペアのアナログ信号Ｈｉ’、ＨＱ’も生成する。同様に、光位相検出器１０３０ｂは、Ｖ光線の同相成分と直交成分を表す、対応するペアのデジタル信号Ｖｉ、ＶＱと、関連するアナログ信号Ｖｉ’、ＶＱ’を生成する。光位相検出器１０３０ａ、１０３０ｂのタイミングは、シンボルシンクロナイザ１０４０からのタイミング信号１２４２によって制御される。
【００７９】
これら４つのアナログ信号Ｈｉ’、ＨＱ’、Ｖｉ’、ＶＱ’は、シンボルシンクロナイザ１０４０に入力され、デジタル信号Ｈｉ、ＨＱ、Ｖｉ、ＶＱは、ＰＭＤコントローラ／デジタルデータ復調器回路１０４５に入力される。終局的には、これらデジタル信号からは、データ及びＰＭＤ制御信号が抽出され、これらアナログ信号は、シンボルの同期化を遂行するために用いられる。
【００８０】
ＰＭＤコントローラ１０５０は、Ｈ及びＶ偏波のデジタル化されたＩ及びＱ成分を受信し、これに応答して偏波制御信号を出力する。ＰＭＤコントローラ１０５０（図１０ａ参照）は、光信号が受けたＰＭＤの量を決定し、補償信号１０５５をＰＭＤ補償器９１０に提供する。これら４つのデジタル信号は、更に、デジタルデータ復調器１０６０内でデジタル的に処理され、データストリーム９３２が回復される。信号処理技術の専門家には明白なように、デジタルデータ復調器１０６０は、等化器や、差分復調器や、周波数補償器や、シンボルのタイミング回復等を遂行するための要素を含む。一つの好ましい実施例においては、これら要素は、信号処理技術の専門家には周知のやり方にて、ＤＳＰ、ＦＰＧＡ、ＡＳＩＣ或いは他のプロセッサ上で実行するアルゴリズム／コンピュータプログラムとして実現される。
【００８１】
図１０ａは、図９ａの受信機２６０にみられるような、受信機フロントに配置される受信信号ＰＭＤ補償器９１０を有する受信機との関連で用いられるＰＭＤコントローラ／デジタルデータ復調器回路１０４５内のデータフローの概念構成を示す。上述のように、光検出回路１０９０は、入力信号９２５のＨ及びＶ偏波のＩ及びＱ成分を出力する。図１０ａにおいては、光検出回路１０９０の出力Ｓは、既にＰＭＤ補償されたデジタル信号Ｈｉ、ＨＱ、Ｖｉ、ＶＱを表す。これら４つの信号は、デジタルデータ復調器１０６０と、デジタルＰＭＤコントローラ１０５０の両方に入力される。ＰＭＤコントローラは、これに応答して、受信機のＰＭＤ補償器９１０に供給されるＰＭＤコントローラ信号１０５５と、送信機のＳＯＰ補償器に帰還されるＳＯＰコントローラ信号１０５６を出力する。こうして、示されるデジタル偏波補償器システムは、受信機入力と送信機出力の両方にフィードバックを提供する。そして、上述のように、デジタルＰＭＤコントローラ１０５０とデジタルデータ復調器１０６０は、好ましくは、コントローラソフトウェアによるアルゴリズムとして実現される。
【００８２】
図１０ｂは、図９ａにみられるような入力ＰＭＤ補償器９１０の代りに、バックエンドに配置されたデジタルＰＭＤ補償器１０５０ｃを有する受信機と共に用いるタイプのＰＭＤコントローラ／デジタル復調器回路１０４５内のデータフローの概念構成を示す。この場合は、光検出回路１０９０の無補償のデジタル出力Ｓ’は、最初に、デジタルＰＭＤ補償され、これによってＰＭＤ補償されたデジタル信号Ｓが生成される。この信号Ｓが、次に、必要とされるデジタルＰＭＤ補償を行うために必要とされる計算及び調節を遂行するデジタルＰＭＤ補償コントローラ１０５０ｂに送られる。図１０ｂに示す構成は、フロントエンドＰＭＤ補償器を有さない受信機と共に用いられ、このため、ＰＭＤ制御信号１０５５が補償器デバイス、例えば、上述のＡｃｒｏｂａｔＴＭ Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｍｏｄｕｌｅ（ＰＣＭ）に提供されることはないことに注意する。ただし、図１０ｂの構成においても、オプションとして、制御信号１０５６ｂを、送信機端でのＳＯＰ補償のために送信機２５０に帰還させることはできる。
【００８３】
図９ｂは、本発明と共に用いるのに適するチャネル受信機のもう一つの実施例のブロック図である。チャネル受信機２６０ａは自己ホモダイン検出を用い、このためにチャネル受信機２０６内に用いられるタイプのパルス光源９４０は不用となる。
【００８４】
入力チャネル光線９２５は、最初に受信機端ＰＭＤ補償器１１０５に入力され、結果としての補償された信号は１：Ｋ分割器１１０７に入力され、各符号語に対して一つのＫ個の同一の補償された信号が形成される。これらの各々は、次に、偏波光線分割器１１１０によって図９ｂにおいてＨ及びＶとして示される直交する偏波状態を有する２つの光線に分割される。１：Ｋ分割器１１０７は線形デバイスであるために、これは、代りに、ＰＭＤ補償器１１０５或いは偏波光線分割器１１１０の前に配置することもできることに注意する。
【００８５】
Ｈ−光線１１１２はシンボルシンクロナイザ１１５０からの信号１１１４によって制御される可変遅延（ユニット）１１１５に向けられる。可変遅延１１１５は、Ｈ−光線を、Ｈ−光線がＶ−光線１１１１と同期され、同一のシンボルを含むＨ−光線とＶ−光線が復調器の所に同時に出現するように遅延する。Ｈ−光線の代りに、Ｖ−光線を遅延することもできることに注意する。
【００８６】
偏波されたＨ及びＶ光線１１１２、１１１１は、最初に、それぞれ、デスプレッダ１１２０ａ、１１２０ｂに向けられる。Ｈ光線は第一の１：２分割器１１３０ａに向けられ、それぞれ、信号１１３１ａ、１１３２ａとして表される同一の光線Ｈ１とＨ２が形成される。Ｖ光線は第二の１：２分割器１１３０ｂに向けられ、それぞれ、信号１１３１ｂ、１１３２ｂとして表される同一の光線Ｖ１とＶ２が形成される。光線Ｈ２とＶ２は、それぞれ、シンボル期間遅延回路１１３５ａ、１１３５ｂに向けられ、Ｈ２とＶ２は１シンボル期間だけ遅延される。光線Ｈ１と１シンボル期間だけ遅延された光線Ｈ２は次に第一の光位相検出器１１４０ａに入力され、光線Ｖ１と１シンボル期間だけ遅延された光線Ｖ２は第二の光位相検出器１１４０ｂに入力される。
【００８７】
２つの光位相検出器１１４０ａ、１１４０ｂは、Ｈ及びＶ−光線の同相及び直交情報を表す。Ｈｉ、ＨＱ、Ｖｉ、ＶＱとして示される　４つのデジタル信号を出力する。これらは、加えて、これらデジタル信号に対応する４つのアナログ信号Ｈｉ’、ＨＱ’、Ｖｉ’、ＶＱ’も生成する。位相検出器１１４０ａ、１１４０ｂのタイミングは、シンボルシンクロナイザ１１５０からのタイミング信号１２４２によって制御される。これら４つのデジタル信号は、図１０のデバイス１０４５との関連で上で説明されたのと同様に、ＰＭＤコントローラ／デジタルデータ変調器１１４５に入力される。
【００８８】
受信機符号デスプレッダ１１２０ａ、１１２０ｂの構造は、実質的に、図４に示すパルススプレッダ３３０と同一である。受信機符号デスプレッダ１１２０ａ、１１２０ｂとパルススプレッダ３３０との間の主な差は、パルス光線に加えられる振幅スケーリングと変調にある。ｋ−番目のデスプレッダに対しては、ｐ−番目のチップに対する遅延τｐ＊は、ｋ−番目のパルススプレッダ内のｐ−番目のチップに対する遅延τｐの補数である。同様に、受信機デスプレッダの位相シフトδｋｐ＊は、パルススプレッダ３３０によって加えられる共役位相シフトであり、デスプレッダの振幅ａｋｐ＊は、パルススプレッダ３３０によって加えられる振幅スケーリングの逆数である。デスプレッダの遅延及び変調は以下の式によって与えられる。
τｐ＝Ｔ−τｐ　　　　　（２）
δｋｐ＊＝−δｋｐ　　　（３）
ａｋｐ＊＝１／ａｋｐ　　（４）
【００８９】
デスプレッダ１１２０ａ、１１２０ｂは、スプレッダユニット３３５或いは３３５ａとの関連で説明されたそれと類似するやり方にて動作する校正ユニット１１２５によって校正される。
【００９０】
式（１）にて記述される符号化スキームを用いる好ましい実施例においては、符号ｋに対するデスプレッダ遅延及び変調は、符号ｋに対するパルススプレッダ遅延及び変調と同一である。一つの好ましい実施例においては、上流チャネル送信機と下流チャネル受信機とが一体化され、このような実施例においては、パルススプレッダ３３０によって上流送信機に対して生成された刻印符号光線３２２は、Ｋ個の参照符号光線として用いられる。ただし、位相変調と振幅変調を両方とも許容する本発明の一般化されたコード化では、デスプレッダとパルススプレッダは異なる構成とされる。
【００９１】
図１１は、図１０の光検出回路１０９０内にみられる光位相検出器１０３０ａ、１０３０ｂ及び図９ｂのチャネル受信機２６０ａ内にみられる光位相検出器１１４０ａ、１１４０ｂのブロック図である。この位相検出器は、２つの光線１７０５、１７０１を受信し、信号光線の同相及び直交成分に対応する２つの電気信号１７９５、１７９１を生成する。これら２つの光線の内の、図７においてＡとして示される一方は信号光線から成り、図１１においてＢとして示される第二の光線１７０１は参照光線から成る。
【００９２】
信号光線１７０５は、図１１において１７１５として示される４つの光線に分割される。一つの好ましい実施例においては、信号光線１７０５は、縦続された２つの１：２分割器１７１０によって４つの光線に分割される。もう一つの実施例においては、信号光線１７０５は、単一の１：４分割器によって直接４つの光線に分割される。それらがどのように形成されるかに関係なく、これら４つの信号光線１７１５は、４つの２：１結合器１７３０ａ、１７３０ｂ、１７３０ｃ、及び１７３０ｄに向けられる。
【００９３】
参照光線１７０１は、最初に、１：２分割器１７２０ａに向けられ、同一の光線Ｒ１とＲ２が形成される。次に、Ｒ１は、第二の１：２分割器１７２０ｂに向けられ、同一の光線Ｒ３とＲ４が形成される。他方、Ｒ２は、最初に、１８０°位相シフタ１７２４に向けられ、その後、１：２分割器１７２０ｃによって分割され、同一の光線Ｒ５とＲ６が形成される。光線Ｒ３は信号１７２１として結合器１７３０ａに入力され、他方、光線Ｒ４は、最初に、第一の９０°位相シフタ１７２２ａに向けられ、その後、信号１７２３として結合器１７３０ｂに入力される。光線Ｒ５は、信号１７２５として結合器１７３０ｃに入力され、他方、光線Ｒ４は、最初に、第二の９０°位相シフタ１７２２ｂに向けられ、その後、信号１７２７として結合器１７３０ｄに入力される。
【００９４】
信号１７２１、１７２３、１７２５、及び１７２７として表される結果としての光線Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、及びＲ６は、９０°だけ位相シフトされる。光線Ｒ３／１７２１は零なる位相シフトを有し、２：１結合器１７３０ａを用いて４つの信号光線１７１５の一つと結合され、この結果として、Ａ＋Ｂとして示される信号光線と参照光線の和から成る第一の結合光線１７３１が生成される。光線Ｒ４／１７２３は９０°なる位相シフトを有し、第二の２：１結合器１７３０ｂを用いて４つの信号光線１７１５の一つと結合され、この結果として、Ａ＋ｊＢとして示される第二の結合光線１７３３が生成される。線Ｒ５／１７２５は１８０°なる位相シフトを有し、第三の２：１結合器１７３０ｃを用いて４つの信号光線１７１５の一つと結合され、この結果として、Ａ−Ｂとして示される信号光線と参照光線の間の差から成る第三の結合光線１７３５が生成される。最後に、光線Ｒ６／１７２７は２７０°なる位相シフトを有し、第四の２：１結合器１７３０ｄを用いて４つの信号光線１７１５の一つと結合され、この結果として、Ａ−ｊＢとして示される第四の結合光線１７３７が生成される。こうして、結合器１７３０ａ、１７３０ｂ、１７３０ｃ、及び１７３０ｄは、信号Ａのコピーを、信号Ｂの、それぞれ、０°、９０°、１８０°、及び２７０°だけシフトされたコピーと結合することで、それぞれ、第一の結合光線１７３１、第二の結合光線１７３３、第三の結合光線１７３５及び第四の結合光線１７３７を出力するように構成される。
【００９５】
第一と第三の結合光線１７３１、１７３５は、第一の一致検出器１７４０ａに入力される。この第一の一致検出器１７４０ａは、光センサ１７４５ａを含み、これによって第一と第三の結合光線１７３１、１７３５の強度に比例する電気信号を生成する。これら光センサ１７４５ａは、好ましくは、光電気検出器、例えば、ｐ−ｎ、ｐ−ｉ−ｎ、或いはショットキ（Ｓｃｈｏｔｔｋｙ）バリア光ダイオードとされ、同一の入射光線に対して実質的に同一の電気信号を生成するように選択される。第一の一致検出器１７４０ａによって生成されたこれら電気信号１７９８ａは、第一の増幅器１７５０ａに入力される。第一の増幅器１７５０ａの出力信号１７５２は、信号光線１７０５と参照光線１７０１との間の同相成分差に比例する。
【００９６】
第二と第四の結合光線１７３３、１７３７は、マッチド光センサ１７４５ｂを含む第二の一致検出器１７４０ｂに向けられ、これによって第二と第四の光線１７３３、１７３７の強度に比例する電気信号が生成される。第二の一致検出器１７４０ｂによって生成されたこれら電気信号１７９８ｂは、第二の増幅器１７５０ｂに入力される。第二の増幅器１７５０の出力信号１７５４は、信号光線１７０５と参照光線１７０１との間の直交成分差に比例する。分割器、位相シフタ、結合器及び検出器が一体となって、信号１７９８ａ、１７９８ｂを出力する光９０°ハイブリッド検出器１７９９を構成する。
【００９７】
光９０°ハイブリッド検出器１７９９からの電気信号１７９８ａ、１７９８ｂは、次に、増幅器、低域通過フィルタ、ＤＣバイアス除去回路、標本保持回路及びアナログ／デジタル変換器から構成される信号コンディショニングカスケード回路に入力される。電気信号１７９８ａ、１７９８ｂは、最初に、増幅器１７５０ａ、１７５０ｂによって増幅される。
増幅器１７５０ａ、１７５０ｂからのアナログ出力は、それぞれ、低域通過フィルタ１７６０ａ、１７６０ｂに入力される。これら低域通過フィルタは、好ましくは、４０ＧＨｚにて動作する。これら低域通過フィルタの出力には、次に、それぞれ、ｄｃバイアス調節回路１７７０ａ、１７７０ｂに向けられ、信号エネルギを推定するコントローラ（図示せず）によって提供されるバイアス信号１７７２、１７７３に基づいてバイアスを調節される。こうしてフィルタリングされ、かつ、バイアスを調節された、それぞれ、ライン１７７５、１７７７上の、アナログ信号Ｉ’とＱ’は、それぞれ、同期入力１７８１にてタイミングを取られる、標本保持（「Ｓ＆Ｈ」）ユニット１７８０ａ、１７８０ｂによってデジタル形式に変換される。標本保持ユニットの出力は、アナログ／デジタル変換器１７９０ａ、１７９０ｂに送られ、同相信号Ｉ　１７９５と直交信号Ｑ　１７９１が形成され、これらは、その後、当業者に周知のやり方にてさらに処理される。
【００９８】
こうしてフィルタリングされ、かつ、バイアスを調節された、それぞれ、ライン１７７５、１７７７上の、アナログ信号Ｉ’とＱ’は、更に、シンボル同期ユニット１０４０、１１５０にも送られる。こうして、受信機との関連で用いられる図１１の光位相検出器は、送信機側で用いられる図７に示す光位相検出器と、シンボル同期ユニットに対するアナログタップを除いて、実質的に同一である。
【００９９】
シンボル同期
図１２はシンボル同期ユニット１０４０／１１５０の一つの好ましい実施例のブロック図である。Ｈ及びＶ光位相検出器の両方からの線１７７５、１７７７上の、選択された符号光線の同相成分及び直交成分を表す、アナログＩ’及びＱ’信号は、各々、先発ゲート（ｅａｒｌｙ ｇａｔｅ）１２１０と後発ゲート（ｌａｔｅ ｇａｔｅ）１２１５に入力される。
【０１００】
先発ゲート１２１０は、信号を、光位相検出器１０３０ａ、１０３０ｂ　／　１１４０ａ、１１４０ｂ内の標本保持ユニット１７８０ａ，１７８０ｂがサンプリングするより、シンボル時間の一部だけ先にサンプリングする。逆に、後発ゲート１２１５は、信号を、光位相検出器１０３０ａ、１０３０ｂ　／　１１４０ａ、１１４０ｂ内の保持保持ユニットがサンプリングするより、シンボル時間の一部だけ後にサンプリングする。一つの好ましい実施例においては、先発ゲートと後発ゲートに対する時間オフセットの大きさは、同一とされ、Ｔ／５とされる。ここでＴはシンボル期間を表す。
【０１０１】
各ゲート１２１０、１２１５は、標本保持ユニットとこれに続くアナログ／デジタル変換器を備え、クロック分配ユニット１２９５からのクロック信号によって制御される。クロック分配ユニット１２９５からの信号は、各ゲート１２１０、１２１５内の標本保持ユニットを制御し、各ゲート１２１０、１２１５による入力アナログ信号１７７５、１７７７のサンプリングの瞬間を決定する。アナログ／デジタル変換器はサンプリングされたアナログ信号をデジタル形式に変換する。
【０１０２】
ゲート１２１０、１２１５の各々からの同相及び直交成分を二乗し（１２２０）、総和する（１２２５）ことで、各ゲートに対するシンボルエネルギーが決定される。これらシンボルエネルギーが、図１２において、ＨＥ、ＨＬ、ＶＥ及びＶＬとして示されるが、ここで、ＨとＶは偏波の状態を表し、Ｅは先発ゲート、Ｌは後発ゲートを表す。これら４つのシンボルエネルギーは、別個の遅延ユニット１２３０と減算器１２３５に入力される。遅延ユニット１２３０はシンボルエネルギーを表す信号を１シンボル期間だけ遅延した後に、この信号を減算器１２３５に送る。減算器１２３５は先行するシンボルエネルギーと現在のシンボルエネルギーとの間の差を決定する。１２４０において、シンボル間のエネルギー差の絶対値が取られる。減算器１２４５によって先発ゲートエネルギー差と後発ゲートエネルギー差の間の差が決定される。
【０１０３】
平均化器１２５０は先発と後発ゲートのシンボル間エネルギー差を平均し、平均化器１２５０の出力をシンクロナイザループフィルタ１２７０に入力する。シンクロナイザループフィルタ１２７０は電圧制御発振器（ＶＣＯ）１２８０を制御する。電圧制御発振器（ＶＣＯ）１２８０はタイミング信号１２４２を生成し、このタイミング信号はクロック分配ユニット１２９５によってシンクロナイザの先発及び後発ゲート、及び光位相検出器に分配される。
【０１０４】
こうして、図１０との関連で、シンボルシンクロナイザ１０４０は、分割光線信号９２５の第一と第二の直交する偏波成分の同相及び直交成分を受信し、光位相検出器１０３０ａ、１０３０ｂ内でのデータ変調された符号語のシンボル境界を同期させるためのタイミング信号１２４２を出力する。
【０１０５】
この好ましい実施例においては、Ｈ及びＶチャネルからの信号が平均化され、これによって単一のＶＣＯが制御される。ただし、もう一つの実現においては、たった一つのチャネルのみがＶＣＯを制御するために用いられる。さらにもう一つの実現においては、これらチャネルの各々によって異なるＶＣＯが制御される。
【０１０６】
減算器１２５５はＨ光位相検出器とＶ光位相検出器からのシンボル間エネルギー差の間の差を決定する。Ｈ光位相検出器とＶ光位相検出器の間の差は、遅延ループフィルタ１２６０に入力され、遅延ループフィルタ１２６０は、Ｈ光位相検出器とＶ光位相検出器の間のシンボル間エネルギー差に基づいて、Ｈ−光線可変遅延ユニット１０１５／１１１５への制御信号１０１４／１１１４を生成する。
【０１０７】
シンボルシンクロナイザ１０４０、１１５０の上述の実現においては、様々な計算は、好ましくは、ＤＳＰ、ＡＳＩＣ、或いは、他の、好ましくは、プログラマブルなプロセッサを用いてソフトウェアにて遂行される。
【０１０８】
図１３ａ及び１３ｂは、単にシンボルエネルギーのみではなく、シンボル間エネルギー差を用いることの長所を示す。図１３（ａ）は、平均シンボルエネルギ１３１０を正規化シンボル時間の関数として示すグラフである。零なるシンボル時間は、シンボルの開始に対応する。エネルギー包絡線１３１５は、シンボルエネルギーの測定において期待される変動をシンボル時間の関数として示す。このエネルギー包絡線の変動は、信号がまだチャネルの他の結合符号からの信号を含むために存在する。平均シンボルエネルギー１３１０は、シンボル時間がシンボルに同期されたとき、わずかな最大１３２０を示す。最大がこのようにわずかなために、シンボルエネルギー曲線の最大を見つけるのが非常に困難となる。
【０１０９】
図１３（ｂ）は平均シンボル間エネルギー差１３５０をシンボル時間の関数として示す。エネルギー包絡線１３６０は、シンボル間エネルギー差の測定において期待される変動をシンボル時間の関数として示す。この平均シンボル間エネルギー差１３５０は、シンボル時間がシンボルに同期されたき、比較的深い最小１３７０を示す。このように最小が比較的深いために、ループフィルタは、容易に、最小を見つ、シンボル時間を最小１３７０の所に維持することが可能となる。
【０１１０】
偏波の補償
図１４ａは、通信システム１４００のブロック図である。この通信システム１４００は、送信信号のＳＯＰを、送信信号が、受信信号の分散が最小となるファイバ１４７４の軸に沿って入射されるように調節できるとともに、受信信号のＰＭＤを補償する能力を有する。理論的には、ファイバは、周波数及びファイバ長には依存しない、２つの直交する固有状態（ｅｉｇｅｎｓｔａｔｅｓ）を示す。信号がファイバのこれら固有状態（速い軸と遅い軸）に沿って入射された場合は、ＰＭＤはこれら２つの差分群速度（ｄｉｆｆｅｒｅｎｔａｉｌ ｇｒｏｕｐ ｖｅｌｏｃｉｔｉｅｓ）に制限され、これらの各軸に沿って伝播する信号成分の結合は零となる。ただし、実際には、長いファイバには、このような固有状態は存在せず、各光周波数に対して、出力偏波状態が最小の周波数依存性を示す２つの直交する入力偏波状態のみが存在する。これらの状態は、ファイバの主偏波状態（ｐｒｉｎｃｉｐｌｅ ｓｔａｔｅ ｏｆ ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ，ＰＳＰ）と呼ばれ、信号がこのＰＳＰに沿って入射されとき、結合は最小となり、従って、最小の時間分散を示す。ファイバに沿っての環境が時間とともに変動するために、ＰＳＰも時間とともに変動し、この変動を追跡し、補償することが必要となる。
【０１１１】
通信システム１４００は、送信機１４７０を備え、これは多重化され、かつ、変調された光信号を送信機偏波補償器１４７２に向ける。送信機偏波補償器１４７２は、光信号を光ファイバ１４７４内に発射する前に、送信機ＳＯＰを調節する。受信機の所で、受信機偏波補償器１４７６は、選択された尺度（ｍｅｔｒｉｃ）が最適となるように受信機ＳＯＰを調節する。受信機１４７８は、ＰＭＤコントローラを備え、これは、受信機偏波補償器１４７６を信号線１４７７を介して制御すると共に、送信機偏波補償器１４７２を（それぞれ、図２ａ及び２ｂにおいては線２９５によって、そして図９ａ及び９ｂにおいては線１０５６、１１５６によって表される）管理チャネル１４７３を介して制御する。補償器１４７２及び１４７６は、例えば、上述のように離散デバイスである。ＰＭＤコントローラは、ハードウェアにて実現することもできるが、ただし、一つの好ましい実施例においては、コントローラはＤＳＰなどのプロセッサ上で実行するコンピュータプログラムとして実現される。
【０１１２】
図１４ｂはＰＭＤコントローラ受信機モジュールの、受信機ＳＯＰを制御するための動作を説明する流れ図である。ＰＭＤコントローラは、受信機ＰＭＤ補償器をディザリングし、ある尺度を最適化するために要求される補償（量）を決定するための探索を実行する。一つの好ましい実施例においては、この尺度はシンボルの信号対雑音比（ＳＮＲ）とされ、これを最大化することが目指される。ただし、代りに、この尺度としてエラーベクトルの大きさ（ｅｒｒｏｒ ｖｅｃｔｏｒ ｍａｇｎｉｔｕｄｅ，ＥＶＭ）を用い、これを最小化することを目指すことも、他の尺度を採用することもできる。
【０１１３】
ステップ１４１０において、ディザーサイズとディザー方向を含むディザリングステップのパラメータが設定される。このサイズと方向は、受信機のＳＯＰを表すポアンカレ球面（Ｐｏｉｎｃａｒｅ’ ｓｐｈｅｒｅ）上の移動との関連で設定される。ステップの方向は、それぞれ、Ｈ−Ｖ及びＰ−Ｑ軸に関する回転Δθ及びΔεとの関連で定義される。各ディザリングステップは一対の回転を含む。各回転は、（Ｈ−Ｖ回転に対する±Δθ及び０と、Ｐ−Ｑ回転に対する±Δε及び０から成る）３つの可能な値を取り、このため全体で９個のディザリングステップが存在する。こうして、ディザリングステップのパラメータの設定には、９個の候補ステップから１つを選択することが必要となる。
【０１１４】
ステップ１４２０において、受信機のＰＭＤ補償器が複数の候補ステップの１つによって適当なセットの回転を加えることでディザリングされる。ステップ１４３０において、最適化されるべき尺度がコントローラによって推定され、受信機ＰＭＤ補償器１４７６の今試みられたばかりの候補ステップを反映する状態とともに格納される。ＳＮＲなどの尺度を推定するための技法は、周知であり、これに対する標準アルゴリズムはプロセッサにて実行することができる。このために用いられる信号としては、好ましくは、送信機によって送信される既知のパイロット信号が用いられ、受信機は、この信号についての予備知識を有する。
【０１１５】
ステップ１４４０において、全ての候補が試みられたか否か決定するためのチェックが行われる。まだである場合は、制御はステップ１４１０に戻り、次の候補ステップを試みる。他方、全ての候補ステップが試みられた場合は、制御はステップ１４５０に進む。ステップ１４５０において、最適尺度（例えば、最高のＳＮＲ）に対応する候補ステップ／ＰＭＤ補償器状態が決定され、ステップ１４６０において、ＰＭＤ補償器がポアンカレ球面上の最適状態／位置に調節される。このためには、ＰＭＤコントローラは、ステップ１４６０において、信号線１４７７を通じて受信機ＰＭＤ補償器１４７６に対して、最適な調節を実行するように命令する。好ましくは、上の過程がある最終条件（状態）が満たされるまで反復される。この最終条件は、それ以上の状態の変化が見られない収束状態とすることも、或いは所定の回数のディザリングステップが完了したときとすることもできる。長所として、この過程の結果として、送信機ＳＯＰを受信機ＳＯＰと再整合することで、信号の偏波成分が回復される。
【０１１６】
上述のやり方では全ての可能な候補ステップを通じての多大な探索が要求されるが、これら全ての可能なステップの内の幾らかのみを試みることもできる。一つの好ましい実施例においては、ディザー調節は最急降下法（ｓｔｅｅｐｅｓｔ ｇｒａｄｉｅｎｔ ｍｅｔｈｏｄ）を用いて決定される。こうすることで（例えば、より大きなステッサイズを選択することで）、ポアレンカ球面上の大域最適（ｂｌｏｂａｌ ｏｐｔｉｍｕｍ）を見失う危険は若干増加するが、最適尺度を探索するための処理時間を短縮することができる。
【０１１７】
こうして最適調節（量）が決定されると、図１４ｂとの関連で上で説明したＰＭＤコントローラ受信機モジュールは、システムの受信機端の所でファイバ内で発生しているＳＯＰ変形（ＳＯＰ ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ）を補償するための受信機ＰＭＤ補償器１４７６に対する最適状態を見つることが可能となる。ただし、これによっては、送信信号のＳＯＰの周波数依存性に起因する信号の分散は、送信信号のＳＯＰがファイバのＰＳＰ軸と一致しない限り、補償することはできない。このために、送信信号を、それを送信する前に補償することも必要となる。
【０１１８】
図１４ｃはＰＭＤコントローラの受信機／送信機モジュールの、図１４ａに示されるようなシステム内の受信機ＰＭＤ補償器１４７６及び送信機ＳＯＰ補償器１４７２を制御する際の動作を説明する流れ図である。
【０１１９】
ステップ１４８２において、ＰＭＤコントローラは、受信機補償器を、図１４ｂの流れ図との関連で上で説明したように、受信機のみをディザリングすることで受信機と送信機のＳＯＰが再整合されるように調節する。これは、入力信号が受信機の所で正しく補償されていることを意味する。
【０１２０】
ステップ１４８４から開始して、コントローラは、次に、送信機に対するポアレンカ球面上の候補ＳＯＰの集団（アンサンブル）を調べることで、ファイバのＰＳＰを探索する。これとの関連で、送信機のＳＯＰ候補は送信機のポアンカレ球面上にある分解能にて一様に分布するものと想定される。つまり、各候補にはこの球面のある部分が「割当てられ（ａｓｓｉｇｎｅｄ）」、候補の数が大きなほどこの部分のサイズは小さくなる。
【０１２１】
こうして、ステップ１４８４において、ある候補送信機ＳＯＰが選択され、送信機補償器がそれに従って調節される。
【０１２２】
ステップ１４８６において、受信機ＳＯＰが、送信機と受信機のＳＯＰが整合を維持されるように、この新たな候補送信機ＳＯＰに合わせて調節される。これは受信機ＰＭＤ補償器を、送信機補償器に対して行われた調節と補完的（ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ）に調節することで行われる。実際には、送信機補償器１４７２が新たな候補ＳＯＰに回転されると、これに続いて受信機補償器１４７６が「逆方向に回転（ｃｏｕｎｔｅｒ−ｒｏｔａｔｉｏｎ）」される。送信機と受信機の間の同期性を確保するために、送信機ＳＯＰは、好ましくは、受信機に知られている所定の基準に基づいて調節され、受信機ＳＯＰを新たな送信機候補ＳＯＰが試みられる度に変更できるようにされる。
【０１２３】
ステップ１４８８において、対応する尺度が計算され、送信機ＳＯＰ及び受信機ＳＯＰの状態と共に格納される。最適送信機ＳＯＰ（つまり、ＰＳＰ）は、受信機補償器によって用いられたそれと同一の基準（例えば、最大ＳＮＲ）に基づいて選択される。
【０１２４】
ステップ１４９０において、全ての候補送信機ＳＯＰが評価されたか否かを決定するためのチェックが行われる。ステップ１４９０において追加の候補送信機ＳＯＰが残っていることが決定された場合は、これらが試みられ、残っていない場合は、ステップ１４９０においてさならる候補送信機ＳＯＰは存在しないことが決定され、制御はステップ１４９２に進む。
【０１２５】
ステップ１４９２において、送信機及び受信機１４７２、１４７６が、それぞれ、最適尺度に対応する状態に基づいて調節される。こうして、最終的な送信機と受信機のＳＯＰの調節が行われ、送信機のＳＯＰとＰＳＰ軸が整合される。
【０１２６】
上述の手続がファイバ内に発生する偏波の変化を追跡するために反復される。好ましくは、これは連続的に行われる。候補ＰＳＰのリストは、追跡の際、元のリストの内の、現在のＰＳＰ軸の付近のサブセットに制限することもできる。これは、ファイバ偏波変形マトリックス内の変動が小さな範囲では、ＰＳＰ方位の変動も小さな範囲にとどまるという想定に基づく。
【０１２７】
ＰＭＤコントローラの上述の動作においては、受信機及び送信機補償器は、好ましくは、上述のＡｃｒｏｂａｔＴＭ Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｍｏｄｕｌｅ（ＰＣＭ）を用いて実現される。ただし、他の可変偏波制御デバイスを用いることもできる。
【０１２８】
複数の符号化段を有する送信機
図１５は本発明による符号分割多重信号を形成するように構成された代替のチャネル送信機１５００のブロック図である。チャネル送信機１５００は、前符号化段（ｐｒｅ−ｃｏｄｉｎｇ ｓｔａｇｅ）１０５２と最終符号化段（ｆｉｎａｌ ｃｏｄｉｎｇ ｓｔａｇｅ）１５０４の２段にて符号語を形成する。以下の説明においては、Ｋは生成される符号語の総数を表し、Ｐはある符号内の時間チップの数を表し、Ｌは各々の前符号化段から形成される符号語の数を表す。以下に説明される一つの好ましい実施例においては、Ｋ＝１６、Ｐ＝１６及びＬ＝４、及びシンボル期間Ｔ＝４００ｐｓとされる。
【０１２９】
チャネル送信機１５００は、パルス光源１５１０を備え、これは光パルス流１５１５を生成する。この光パルス流１５１５は、好ましくは、好ましいパラメータを与えられた場合、Ｔ＊Ｌ／Ｋ＝１００ｐｓだけ分離される。こうして、シンボル長Ｔ＝４００ｐｓを有するパルス光源１５１０からの光パルス流は、全部で４つのパルスを有し、各パルスは単一の１００ｐｓ窓内に見つけられる。これは、図３の実施例におけるパルス光源３１０からのパルス流のパルス間隔は４００ｐｓとなるのとは対照的である。こうして、光パルス光源１５１０はパルス光源３１０と比べてパルスを４倍速く出力する。
【０１３０】
光パルス流１５１５は、１：Ｋ／Ｌ分割器１５２０に向けられ、Ｋ／Ｌ個の同一の光パルス流１５２５が生成される。各々の同一の光パルス流１５２５は、次に、別個の動的符号変調器（ｄｙｎａｍｉｃ ｃｏｄｅ ｍｏｄｕｌａｔｏｒ，ＤＣＭ）１５３０ａ、１５３０ｂ、１５３０ｃ、１５３０ｄに向けられ、対応するサブ符号流１５３５ａ、１５３５ｂ、１５３５ｃ、１５３５ｄが形成される。各変調器（ＤＭＣ）は、これに入力されたパルスの各々に、ＤＣＭコントローラ１５３２からの所定の制御信号に基づいて、第一の位相シフトを加える。結果としてのサブ符号光線１５３５ａ、１５３５ｂ、１５３５ｃ、１５３５ｄは、好ましくは、互いに直交するようにされる。明快さの目的で、以下では、更なる処理は一つのサブ符号光線１５３５ａに関してのみ説明されるが、残りのサブ符号光１５３５ｂ、１５３５ｃ、１５３５ｄも同様に処理されることがわかる。
【０１３１】
サブ符号光線１５３５ａは、１：Ｌ分割器に向けられ、同一セットの位相シフトを有する４つの同一のサブ符号光線１５４５ａ、１５４５ｂ、１５４５ｃ、１５４５ｄが形成される。一般に、Ｌはあるサブ符号光線によって形成される符号語の数を表す。こうして、これらＬ＝４個の同一のサブ符号光線の各々は、次に、対応するパルススプレッダ１５５０ａ、１５５０ｂ、１５５０ｃ、１５５０ｄに向けられる。パルススプレッダ１５５０ａ、１５５０ｂ、１５５０ｃ、１５５０ｄは、図４に示すパルススプレッダ３３０と、このスプレッダの分割器は１：ＰＬ／Ｋなる分割（ここでＰＬ／Ｋは整数）を遂行し、このスプレッダの結合器はＰＬ／Ｋ：１なる結合を遂行する点を除いて、実質的に同一に動作するように構成される。こうして、例えば、パルススプレッダ１５５０ａは、１：ＰＬ／Ｋ分割器、ＰＬ／Ｋ個の遅延に対する遅延回路、チップ変調回路、及びＰＬ／Ｋ：１結合器を備える。スプレッダ校正ユニット１５８５は、これらスプレッダを、上述のスプレッダ校正ユニット３３５、３３５ａと類似のやり方にて制御する。そして、Ｐ＝１６、Ｋ＝１６、Ｌ＝４とした場合、図１５に示すように、ＰＬ／Ｋ＝４となる。
【０１３２】
互いに１００ｐｓ離れて配置される４つのパルスから成る４００ｐｓ長のシンボルから構成されるサブ符号光線１５４５ａは、パルススプレッダ１５５０ａに入る。パルススプレッダ１５５０ａ内において、これら４つのパルスの第一のパルスは、第一の１００ｐｓ窓内に到着し、１：４分割器に向けられ、これによって４つの同一のコピーが形成される。これら４つの分割パルスの各々に０ｐｓ、２５ｐｓ、５０ｐｓ及び７５ｐｓなる遅延が加えられ、次に、これら４つの分割パルスの各々に、チップ変調回路によって第二の位相シフト（或いは第二の振幅と位相の両方）が加えられ、その後、これら符号変調された４つの分割パルスは、４：１結合器を用いて再び結合される。この結果、第一の１００ｐｓ窓内に、一度目は第一の段１５０２において動的符号変調器１５３０ａによって、そして二度目は第二の段１５０４内でパルススプレッダ１５５０ａと関連するチップ変調回路によって、２度変調された、４つの符号変調されたパルスが生成される。このサブ符号光線１５４５ａに属する第二、第三及び第四のパルスは、それぞれ、そのシンボルの第二、第三及び第四の１００ｐｓ窓内に到着し、これらも、上述と同様に分割され、遅延され、同一のパルススプレッダ１５５０ａによって第二の位相シフトを加えられ、その後、再び結合される。
【０１３３】
こうして、パルススプレッダ１５５０ａの出力は、全部でＰ＝１６個のパルスを有する単一の符号語１５５５ａから成る。同様にして、他のパルススプレッダ１５５０ｂ、１５５０ｃ、１５５０ｄの出力は、それぞれ、異なる符号語１５５５ｂ、１５５５ｃ、１５５５ｄから成り、サブ符号語１５３５ａから得られるこれら４つの符号語の各々は、他の３つ符号語に対して直交し、更に、他の３つのサブ符号語１５３５ｂ、１５３５ｃ、１５３５ｄから得られる他の１２個の符号語に対しても直交する。
【０１３４】
これら符号語の集団（アンサンブル）は、次に、データ変調器１５６０ａ、１５６０ｂ、１５６０ｃ、１５６０ｄから構成されるデータ変調段に入る。符号語１５５５ａはデータ変調器１５６０ａに入り、ここでデータストリーム１５７０からのデータがデータコントローラ（図示せず）の制御下で、この上に刻印され、これによってデータ変調された符号語１５６５ａが形成される。この過程が符号語１５５５ｂ、１５５５ｃ、１５５５ｄに対しても、それぞれ、データ変調器１５６０ｂ、１５６０ｃ、１５６０ｄを用いて反復され、それぞれ、データ変調された符号語１５６５ｂ、１５６５ｃ、１５６５ｄが形成される。これら４つのデータ変調された符号語は、他の３つのサブ符号語１５３５ｂ、１５３５ｃ、１５３５ｄから得られた他の１２個の符号語と共に（全体でＫ＝１６個の符号語が）、次に、１：Ｋ結合器１５８０に入力され、これによってデータ光線１５７５が形成され、これがＤＷＤＭマルチプレクサ（図示せず）に送られる。このデータビームは、こうして、データ変調された、各符号語が、好ましくは、データ変調器内の偏波光線結合器に起因するＨ及びＶ偏波を有する、直交する符号語を含む分割多重光信号である。
【０１３５】
送信機１５００には、上述のスプレッダ校正ユニットと類似のやり方にて動作する、一つ或いは複数のスプレッダ校正ユニット１５８５が設けられる。スプレッダ校正ユニット１５８５は、参照光源１５１８からの入力とパルススプレッダ１５５５ａ、１５５５ｂ、１５５５ｃ、１５５５ｄの出力からの線１５５６上の入力を受信する。他方、スプレッダ校正ユニット１５８５は、これらパルススプレッダに、これらパルススプレッダの各々が正しい変調を有することを確保するために信号を出力する。
【０１３６】
上述の好ましい実施例は単に本発明の様々な面を解説するために取り上げられたもんであり、ここに説明及び請求される発明の範囲は、これらに制限されるものではなく、あわゆる均等な形態が本発明の範囲内に入るものである。事実、当業者においては、上の説明から、ここに開示され、説明された物以外の様々な修正物が明らかであり、これら修正物もクレームの範囲内に入るものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】
従来の技術によるシンプレックスＤＷＤＭシステムアーキテクチャのブロック図である。
【図２ａ】
本発明の一つの好ましい実施例によるシンプレックス光通信システムのブロック図である。
【図２ｂ】
本発明の一つの好ましい実施例によるジュープレックス光通信システムの半分のブロック図である。
【図３】
本発明の一つの実施例による送信機のブロック図である。
【図４】
図３の送信機内に用いるパルススプレッダのブロック図である。
【図５】
図４のスプレッダと共に用いるスプレッダ校正器の第一の実施例のブロック図である。
【図６】
スプレッダ校正器の第二の実施例のブロック図である。
【図７】
本発明の一つの好ましい実施例内の送信機側光パルス検出器のブロック図である。
【図８】
本発明の一つの好ましい実施例内のデータ変調器のブロック図である。
【図９ａ】
本発明の一つの実施例によるチャネル受信機のブロック図である。
【図９ｂ】
本発明のもう一つの実施例によるチャネル受信機のブロック図である。
【図１０】
本発明の一つの好ましい実施例内のデータ復調器のブロック図である。
【図１０ａ】
ＰＭＤ補償器／デジタルデータ復調器回路の第一の構成を示す図である。
【図１０ｂ】
ＰＭＤ補償器／デジタルデータ復調器回路の第二の構成を示す図である。
【図１１】
本発明の一つの好ましい実施例内の受信機側光位相検出器のブロック図である。
【図１２】
本発明の一つの好ましい実施例内のシンボルシンクロナイザのブロック図である。
【図１３ａ】
平均シンボルエネルギーをシンボル時間の関数として示すグラフである。
【図１３ｂ】
平均シンボル間エネルギー差をシンボル時間の関数として示すグラフである。
【図１４ａ】
本発明の送信機・受信機リンクのブロック図である。
【図１４ｂ】
ＰＭＤコントローラの図１４ａの受信機を補償するための動作の流れ図である。
【図１４ｃ】
ＰＭＤコントローラの図１４ａの受信機及び送信機を補償するための動作の流れ図である。
【図１５】
複数の符号化段を有する送信機のブロック図である。
【図１】
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【図２ａ】
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【図２ｂ】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９ａ】
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【図９ｂ】
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【図１０】
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【図１０ａ】
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【図１０ｂ】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３ａ】
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【図１３ｂ】
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【図１４ａ】
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【図１４ｂ】
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【図１４ｃ】
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【図１５】
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【国際公開パンフレット】
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【国際調査報告】
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