(57)【要約】送信側（１５）、および受信側（１３）の中間周波数（ＩＦ）段階からのフィルタ効果の合成物と同じ機能を有する、周波数応答および任意として振幅応答を備えた、補償フィルタ回路（１７）を特徴とする無線トランシーバ。補償フィルタリングは、送信側の位相ロックループの効果および受信側のＩＦフィルタリング効果に加え、可聴周波の遅延または歪みを生じる、検出器における振幅歪みをほぼ２倍にする。次に、補償された可聴周波が位相の状態に依存して受信信号から加算または減算され、受信信号はフィルタ誤差を免れる。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線周波数（ＲＦ）信号を生成する電圧制御発振器（ＶＣＯ）を有する送信側を含み、前記ＶＣＯは基準回路によって安定化される中心周波数を有し、前記中心周波数はベースバンド変調信号源からの変調信号によって振動され、前記基準回路はＲＦ信号に対して特性フィルタとして機能し、変調されたＲＦ出力信号を生成し、さらに、
ＲＦ入力信号を変調されたＲＦ出力信号と組合せて、ＩＦ増幅器およびフィルタに与えられる中間周波数（ＩＦ）信号を生成するダウンコンバートミクサを有する受信側を含み、前記ＩＦ増幅器およびフィルタは前記ＩＦ信号に対し特性フィルタ機能を果たすことにより、フィルタリングされたＩＦ信号を生成し、前記受信側はさらに、フィルタリングされたＩＦ信号を受信し、復調された可聴周波数信号を生成するよう接続される検出器回路と、前記変調された可聴周波数信号を受信するよう接続される減算器回路とを有し、さらに、
前記減算器回路に出力が接続され、ＲＦ出力信号の特性フィルタ機能と、ＩＦ増幅器およびフィルタの特性フィルタ機能との合成物と同じフィルタ機能を有する補償フィルタを含み、前記補償フィルタの入力は、変調信号を受信してそれに対する補信号を与えるよう構成され、それにより、受信され復調された可聴周波数信号から送信変調を除去する、無線トランシーバ。
【請求項２】
前記基準回路は位相ロックループである、請求項１に記載の装置。
【請求項３】
前記補償フィルタと関連し、検出器回路におけるひずみと同様の、減算器回路に与えられる振幅減衰特性を有する、振幅補償器をさらに含む、請求項１に記載の装置。
【請求項４】
前記受信側の入力は、出力が前記ＲＦ入力信号であるＲＦ増幅器およびフィルタに接続される、請求項１に記載の装置。
【請求項５】
前記フィルタ機能は、ＲＦ出力信号の特性フィルタ機能と、ＩＦ増幅器およびフィルタの特性フィルタ機能との線形組合せである、請求項１に記載の装置。
【請求項６】
無線周波数（ＲＦ）信号を送受信するためのトランシーバであって、
第１の変調されたＲＦ信号を送信し、第２の変調されたＲＦ信号を受信するためのアンテナと、
前記アンテナに結合され、前記第１のＲＦ信号を生成する送信機回路とを含み、前記送信機回路は第１のＲＦ信号を送信可聴周波数信号で変調するための変調器を含み、前記送信機回路は、前記アンテナに送られたＶＣＯ出力信号と関連する特性フィルタ通過帯域を備えた位相ロック電圧制御発振器（ＶＣＯ）を含み、前記トランシーバはさらに、
前記アンテナに結合され、前記第２のＲＦ信号を受信する受信機回路を含み、前記受信機回路はダウンコンバートミクサと、ＩＦ増幅器およびフィルタとを有し、入力はＶＣＯ出力信号であり、前記ミクサの出力は第１の周波数応答を有し、前記受信機回路はさらに、前記第１の周波数応答をベースバンド信号に変換するための復調器回路を有し、前記復調器回路は減算器回路に接続され、前記トランシーバはさらに、
前記送信機回路のＶＣＯと前記受信機回路の減算器回路との間に結合され、前記第１の周波数応答と同じ第２の周波数応答を有する補償フィルタ回路を含み、第１の周波数応答信号は第２の周波数応答信号と組合され、それにより、前記受信機回路の前記ベースバンド信号から前記送信変調を正確に除去する、トランシーバ。
【請求項７】
前記送信機回路はＶＣＯに結合された位相ロックループ（ＰＬＬ）シンセサイザを含み、前記ＰＬＬシンセサイザは第３の周波数応答を有する、請求項６に記載のトランシーバ。
【請求項８】
前記補償フィルタ回路は少なくとも１つのハイパスフィルタを含む、請求項６に記載のトランシーバ。
【請求項９】
前記補償フィルタ回路はハイパスフィルタおよびローパスフィルタの各々を少なくとも１つ含む、請求項１に記載のトランシーバ。
【請求項１０】
前記補償フィルタは少なくとも１つのローパスフィルタと直列接続される少なくとも１つのハイパスフィルタを含む、請求項６に記載のトランシーバ。
【請求項１１】
前記送信機回路のＶＣＯはベースバンド可聴周波数信号で直接変調される、請求項６に記載のトランシーバ。
【請求項１２】
前記補償フィルタに関連し、復調された可聴周波数信号における振幅ひずみと同様の、減算器回路に与えられる振幅減衰特性を有する、振幅補償器をさらに含む、請求項６に記載の装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【技術分野】
この発明は、無線データトランシーバに関する。より特定的に、この発明は、周波数分割多重化によってもたらされる全二重の機能性を備えた、データおよび音声の無線トランシーバに関する。
【０００２】
【背景技術】
コードレス電話および携帯電話は、数百フィートから数マイルまでの距離にわたり適切な品質の音声変調を携帯電話用に伝送するよう設計される。このことを、低コストで、適切な電池寿命を有して、電波放出の規制要件を満たしつつ達成する電話を提供することが望ましい。直接送信と１つの変換受信とを用いることは、これらの目標を叶える局部発振器を１つ備えた最も簡単なアーキテクチャの１つである。
【０００３】
先行技術では、クリップス（Ｃｒｉｐｐｓ）への、米国特許第５，４９３，５８３号、第５，５３３，０５６号、および第５，５５０，８６５号、ならびにクリップス他への米国特許第５，４４４，７３７号が、無線データトランシーバにおける直接送信、単一変換受信アーキテクチャを記載する。無線データトランシーバは周波数変調された（ＦＭ）信号を送受信するために機能する。このトランシーバは、送信機用の無線周波源、および受信機用の局部発振器信号源の両方として働く１つの発振器を有する。信号の送信中に発振器の出力は周波数変調され、ＦＭ送信信号を送信アンテナに与える。発振器の出力は、位相ロックループ回路で電圧制御発振器用の制御電圧として働くエラーフィードバック信号を変調することによって周波数変調され、それにより、ＦＭ送信信号を生成する。信号の受信中に、送信されたＦＭ信号の形態の発振器の出力は、ＦＭ受信信号とともに受信アンテナを介して受信され、それとミキシングされてＦＭ受信信号をダウンコンバートする。ダウンコンバートされたＦＭ受信信号の復調の一部として、バイナリ送信データが除外される。
【０００４】
送受信の両方に、直接変調される局部発振器を用いることにより、問題が生じ得る。局部発振器が変調されて送信信号を生成する際に、この同じ局部発振器がまた、フィルタリングおよび増幅のために、受信信号を或る都合のよい中間周波数（ＩＦ）へとダウンコンバートするために用いられる。したがって、送信のために用いられる変調信号が受信信号にも現われて検出される。アナログＦＭ音声システムにおいて、ユーザは自分自身の音声が１００パーセントのエコー、すなわち、遠端で検出された信号と同じボリュームで聞こえる。この大きな電波エコーはユーザには容認し難い。
【０００５】
この発明の目的は、送信局部発振器が位相変調または周波数変調されて送信信号を生成し、かつ同じ局部発振器を用いて受信信号をダウンコンバートしながらもエコーが抑制される、コードレス電話、携帯電話、および他のシステムに最もよく適用することのできる、改良されたトランシーバアーキテクチャを提供することである。
【０００６】
【発明の概要】
上述の目的は、送信エコー信号に影響を及ぼすフィルタ誤差をなくし、誤差をより正確に除去することができるようにする補償フィルタリングを用いる無線トランシーバによって達成される。補償器はフィルタであり、任意には、トランシーバの送信側における変調されたＶＣＯに対する位相ロックループ回路のフィルタリング効果と、受信信号を遅延させ歪ませる、受信側に対するＩＦフィルタリング効果とをほぼ２倍にする振幅補償器である。次に、この補償器の信号は位相に依存して、ベースバンド可聴周波数レベルの受信信号から加算または減算され、受信信号は送信エコー誤差を免れる。補償フィルタのない場合、送信エコーの減算は、効果が一段と下がり、いくつかの場合ではほとんどない。
【０００７】
この発明のトランシーバのユーティリティは、コードレス電話に対する政府（ＦＣＣ）の規定のほとんどを満たすことができ、かつ可聴周波の品質が良好である、ほぼ最小のＲＦ回路を有する。
【０００８】
【発明を実施するための最良のモード】
図１を参照すると、この発明の無線トランシーバが受信側１３と送信側１５とを有することが分かる。アンテナ１１を用い、変調された無線周波数（ＲＦ）信号の送信と変調されたＲＦ信号の受信との両方を行なう。トランシーバが変調されたＲＦ信号を受信すると、受信信号７０は、ベース受信ＲＦフィルタ２１を組込んだＲＦ増幅器を含む受信機側１３に進み、次に、ダウンコンバートミクサ２３、中間周波数（ＩＦ）増幅器およびフィルタ２５、ＦＭ検出器２７、減算器２９、ならびに受信可聴周波プロセッサ２０に進む。
【０００９】
アンテナ１１を介して送信される出力信号は、送信可聴周波プロセッサ３０と、電圧制御発振器（ＶＣＯ）３５、位相ロックループシンセサイザ３７、および基準発振器３９を含む位相ロックループ回路と、送信バッファ増幅器３３と、送信高調波フィルタ３１とを含む、直接にＦＭまたは位相変調される送信機である送信機側１５から生成される。送信機回路１５と受信機回路１３との間に補償フィルタ１７が接続される。補償フィルタ１７は受信回路１３の復調器の周波数ひずみを補償し、また、位相ロックループ回路のシンセサイザ３７およびＶＣＯ３５内で生じ得る、以下により詳細に説明される、送信変調のこのようなひずみも補償する。加えて、補償フィルタ１７と受信機回路１３との間に振幅補償器８０もまた接続される。振幅補償器８０は受信機回路１３の復調器の振幅ひずみを補償する。マイクロコントローラ４０がトランシーバの可聴周波プロセッサに加え、キーボード、表示灯、および他の周辺装置のインターフェイスとなり、プロセス制御機能をもたらす。
【００１０】
ＲＦフィルタ２１は、受信信号７０に作用して、入来する信号の雑音およびスプリアス信号を減じ、さらに、受信機に到達する送信機信号の電力を減じる広帯域フィルタである。フィルタリングされた信号７１はダウンコンバートミクサ２３に進み、そこでＶＣＯ３５からの出力信号がＲＦフィルタ２１からのＲＦ信号とミキシングされて中間周波数（ＩＦ）信号を生成する。ＩＦ信号７２はＩＦ増幅器／フィルタ２５によって増幅され、増幅された信号７３はＦＭ検出器２７に進むか、代替的に、位相変調の場合は、ＩＦ信号を復調する位相復調器に進む。ＩＦフィルタは典型的には、ＩＦ信号に著しい効果を及ぼす狭帯域フィルタである。したがって、ＩＦフィルタはモデル化され、この発明の補償フィルタにおいて考慮されるが、ＲＦフィルタはひずみ効果がより小さいためにモデル化されず、すなわち、考慮されない。復調器は、これもまたモデル化され得る特性フィルタ機能を有し、周波数および振幅ひずみが考慮される。
【００１１】
ここで可聴周波数ベースバンドレベルにある、復調された信号７４は、減算器回路２９に進み、復調された信号７４は補償フィルタ１７からの信号７５と差分的に総和される。減算器回路２９の目的は、送信変調を受信信号から除去することであるため、フェージングに加え、周波数応答にも注意を払う必要がある。たとえば、送信変調電圧の上昇時に局部発振器３５の周波数が上昇し、ダウンコンバートミクサ２３の局部発振器の周波数が受信信号の周波数より低くなる場合、ミクサ２３は局部発振器３５の周波数をその出力７２で反転する。したがって、送信変調が増大すると、ＩＦ周波数７２および７３が下降する。次に、ＦＭ検出器２７のフェージングを考慮しなければならない。説明のために、ＩＦ周波数７３が上昇するとＦＭ検出器の出力７４が増大すると仮定する。ここで、最終的に、送信変調が増大すると減算器受信入力７４が減じられる。この特定の場合では、補償フィルタ１７が反転を行なわない場合、減算器は２つの信号７４および７５をともに加算して打消す必要がある。混同しないように、打消しブロック２９を減算器と称する。なぜなら、それは、信号７４上にも現われる信号７５を打消すからである。しかしながら、各設計の実現化例が、減算器が打消しを達成するために、信号に加算か減算のどちらを行なう必要があるか判断しなければならないことが上から分かる。周波数補償の後は、復調器回路においてモデル化された振幅ひずみを相殺する振幅補償８０である。
【００１２】
次に、差分信号７６は受信可聴周波プロセッサ２０に進む。アナログ音声変調の場合、可聴周波プロセッサは一般に圧伸器（ｃｏｍｐａｎｄｏｒ）回路を含み、その回路は、圧縮器によって音声信号のボリューム範囲を送信機において圧縮することによって信号対雑音比を改善し、受信端において伸長器で通常範囲に復元する。加えて、音声信号はまた、典型的にはフィルタリングされて、送信の際の望ましくない変調周波数の範囲を防ぎ、送信の際の過剰な変調レベルを防ぐよう制限される。受信可聴周波は、典型的には、音声周波数の範囲外にある雑音を除去するようフィルタリングされる。それはまた、利得またはボリュームの制御も含み得る。データについては、典型的には可聴周波プロセッサを用いないか、音声用よりもはるかに単純なものを用いる。音声信号がボコーダ（ｖｏｃｏｄｅｒ）によって既にデジタル化されている場合、典型的に、可聴周波プロセッサは、送信においてパルス整形フィルタを、受信において雑音−帯域幅制御フィルタを含むだけとなる。
【００１３】
ベース受信ＲＦフィルタ２１、ダウンコンバートミクサ２３、ＩＦ増幅器／フィルタ２５、ＦＭ検出器２７、および減算回路２９は、すべて、当該技術で公知の従来の方法で実現することができる。受信可聴周波プロセッサ２０は、アナログまたはデジタル信号に好適であり得る任意の数の可聴周波プロセッサによって実現することができる。
【００１４】
送信されるべき信号については、アナログ音声またはデジタルデータ信号６８は送信可聴周波プロセッサ３０に進み、このプロセッサは送信変調を処理して送信ベースバンド信号６７にし、これは補償フィルタ１７および電圧制御発振器３５にも入力される。位相ロックループシンセサイザ３７は安定した基準発振器３９からの入力６６と、電圧制御発振器３５からのフィードバック入力６５とを有する。このシステムに対して入力信号がない場合、エラー電圧が位相ロックに必要とされる値である。次に、電圧制御発振器（ＶＣＯ）３５は搬送周波数ｆｏ．で動作する。送信変調信号６７が与えられると、ＶＣＯ周波数制御出力信号６２は変調され、なお、位相ロックループ３７によってフィルタリングされる。すなわち、変調信号６７にＶＣＯの中心周波数を振動させる傾向がある間、ＰＬＬは公知のプログラムでモデル化され得る特性フィルタでその振動を減衰するが、ＶＣＯはなお、ループ帯域幅外で変調される。ＰＬＬ帯域幅内において変調は減じられる。送信アンテナを介して送信されるのがこのＲＦ信号６２である。周波数変調されたＲＦ信号６２は出力バッファ増幅器３３および高調波フィルタ３１を通過し、その後、送信のためにアンテナ１１に進む。受信回路と同様に、ＶＣＯ３５、位相ロックループシンセサイザ３７、基準発振器３９、バッファ増幅器３３、および高調波フィルタ３１等の、送信機回路１５の構成要素のブロックはすべて、先行技術で公知の従来の方法で実現され得る。送信可聴周波プロセッサ３０は、受信可聴周波プロセッサ２０を参照して上で説明したプロセッサと同じ種類であってよく、典型的には、コンプレッサ、クリッパ（ｃｌｉｐｐｅｒ）、およびアナログ音声適用例のためのフィルタを含む。
【００１５】
上で論じたとおり、補償フィルタ１７は送信機回路１５の送信可聴周波プロセッサ３０と受信機回路１３の減算器２９との間に接続される。補償フィルタ１７は、送信変調６７の周波数および位相スペクトルを変更し、それが送信変調の受信信号７４の成分とよく整合するようにし、この信号が正確に除去されて混ざったもののない受信信号７６をもたらすことができるように働く。補償フィルタ回路の説明のために、典型的な位相ロックループ回路は、約１５０Ｈｚの帯域幅と１０Ｈｚで０の位相ロックループリード（ｌｅａｄ）とを有する。これらの値は大きく減衰された位相ロックループ回路を組込むものとする。これらの仮定は、１５０Ｈｚより低い単一のハイパス効果と１０Ｈｚより低い二重のハイパス効果とを位相ロックループが変調信号に与えることによって影響を及ぼすことを意味する。したがって、補償フィルタは、減算器が受信信号からいかなる送信可聴周波数信号をも完全に除去するよう、同じ作用を反映すべきである。
【００１６】
受信機はまた、主にＩＦ増幅器／フィルタで何らかのフィルタリング作用を有し、このことが可聴周波数信号に影響を及ぼす。説明のために、受信回路のＩＦフィルタリング作用が１０ＫＨｚでの２極応答で可聴周波数信号を低域通過させる効果を有すると仮定する。したがって、補償フィルタは、減算器からの出力信号が正しいものになるよう、変調信号が減算器に到達する前にそれを補償する必要がある。
【００１７】
図２を参照すると、補償フィルタ１７は送信機回路１５の位相ロックループ回路の効果と、受信機回路のフィルタリング作用２５の効果との両方を補償しなければならない。一般に、ベースバンド受信に対するＲＦフィルタ１３のフィルタリング効果は重要ではない。なぜなら、ＲＦフィルタはベースバンド信号に比べ、帯域幅がかなり広いからである。上の例で論じたように、位相ロックループ回路は１５０Ｈｚより低い単一のハイパス効果と１０Ｈｚより低い二重のハイパス効果とを含み得る。このことは、図２で送信機回路１５内の１対のハイパスフィルタ８３および８４によって示される。また、上で論じたとおり、受信機回路のＩＦフィルタリング作用は、１０ＫＨｚでの２極応答で可聴周波数信号を低域通過させる効果を有し得る。このことは、図２で受信機回路１３内の１対のローパスフィルタ８１および８２によって示される。
【００１８】
減算器２９の出力で純粋な受信信号７６を得るために、補償フィルタ１７は送信機回路１５のハイパス効果および受信機回路のローパス効果２５の両方を補償しなければならない。したがって、図２では、２つのハイパスフィルタ８５および８６、ならびに２つのローパスフィルタ８７および８８を含む補償フィルタ回路１７が示される。図２に示されるハイパス効果およびローパス効果の数は単に例であり、正確な補償特性フィルタは、ミクサ出力信号７２へのＩＦフィルタ効果と組合された、ＶＣＯ出力信号６２へのＰＬＬフィルタ効果をモデル化することによって決定される。補償フィルタはこの合成物と同じである。送信機回路および受信機回路のさまざまな下位回路は、補償フィルタ回路によってモデル化され整合され得る、他のフィルタ効果を有することができる。
【００１９】
図３を参照すると、補償フィルタ１７の一例が示される。図３に示されるフィルタの実施例が、補償フィルタ１７を実現するために用いることのできる１つの構成にすぎないことに注目されたい。同じ機能、すなわち、送信可聴周波数信号を受信信号から除去することを達成する、このフィルタの多くの他の実現化例が形成され得る。図３の回路１７では、入力ノード５１が送信回路の送信可聴周波プロセッサから送信可聴周波数信号を受信する。抵抗器Ｒ１とキャパシタＣ１とが入力ノード５１に直列接続される。抵抗器Ｒ２は、キャパシタＣ１の一端と接地との間に接続される。キャパシタＣ２は、キャパシタＣ１の上述の端と接地との間で抵抗器Ｒ２と並列接続される。キャパシタＣ３は抵抗器Ｒ２とキャパシタＣ２との後にキャパシタＣ１と抵抗器Ｒ３との間で直列接続される。抵抗器Ｒ３の第２の端は演算増幅器６０の負の入力端子Ｎ１に接続される。演算増幅器６０の正の入力端子Ｎ３は接地に接続される。抵抗器Ｒ４とキャパシタＣ４とは演算増幅器６０の負の入力端子Ｎ１と出力端子Ｎ２との間で並列接続される。出力端子Ｎ２は補償フィルタ回路の出力ノード５２に接続される。補償フィルタ回路１７の出力ノード５２はトランシーバの受信回路の減算器に接続される。
【００２０】
図２を参照して上で論じたとおり、典型的な位相ロックループは約１５０Ｈｚの帯域幅と１０Ｈｚで０の位相ロックループのリードとを有し、このことは、位相ロックループが、１５０Ｈｚより低い単一のハイパス効果と１０Ｈｚより低い二重のハイパス効果とを変調信号に与えることによってそれに影響を及ぼすことを意味する。したがって、図３の補償フィルタは、減算器が受信信号からいかなる送信可聴周波数信号をも完全に除去するよう、同じ作用を反映すべきである。したがって、図３を参照すると、２２ｎＦの値を有するキャパシタＣ１は、１ＭΩの抵抗を有する抵抗器Ｒ２とハイパスフィルタ５３を形成する。加えて、２２ｎＦのキャパシタンスを有するキャパシタＣ３は、１００ＫΩの抵抗を有する抵抗器Ｒ３と第２のハイパスフィルタ５５を形成する。
【００２１】
受信側もまた、主にＩＦ段階において何らかのフィルタリング作用を有し、このことは、可聴周波数信号に影響を及ぼす。上の例で論じたとおり、受信回路のフィルタリングが１０ＫＨｚでの２極応答で可聴周波数信号を帯域通過させる効果を有すると仮定する。したがって、補償フィルタはこのローパス効果を補償しなければならない。図３の回路では、１０ＫΩの抵抗を有する抵抗器Ｒ１は１．５ｎＦのキャパシタンスを有するキャパシタＣ２とローパスフィルタ５４を形成する。加えて、１００ＫΩの抵抗を有する抵抗器Ｒ４と１５０ｐＦのキャパシタンスを有するキャパシタＣ４とは、第２のローパスフィルタ５６を形成する。この２つのローパスフィルタは、受信回路からのあらゆる重要なＩＦフィルタリングの効果を整合する効果を有し、ハイパスフィルタ５３および５５は送信可聴周波数における位相ロックループ回路のあらゆる効果を整合する効果を有する。
【００２２】
図４を参照すると、補償フィルタの効果のグラフが示される。このグラフはＹ軸９２上において信号利得をデジベル（ｄＢ）で示し、Ｘ軸９１上において周波数（Ｈｚ）を対数目盛で示す。１０Ｈｚと１５０Ｈｚとの間のグラフの部分９４では、２０ｄＢ／ｄｅｃａｄｅの高域通過の傾きがある。これは、ハイパスフィルタ５５の効果のためである。１０Ｈｚより低いグラフの部分９３では、４０ｄＢ／ｄｅｃａｄｅの高域通過の傾きがあり、これは、ハイパスフィルタ５３と５５とを組合せたためである。１５０Ｈｚより高いグラフの部分９５は、ＩＦフィルタリングからの２極応答が補償されなくてはならない１０ＫＨｚに周波数が到達するまで０ｄＢの傾きを有することが示される。この時点で、ローパスフィルタ５４および５６により、１０ＫＨｚより高いグラフの部分９６は４０ｄＢ／ｄｅｃａｄｅの低域通過の傾きを有する。
【００２３】
補償フィルタおよび振幅補償器のさまざまな実現化例は、フィルタの周知の光学モデルに基づいて構成され得る。このようなモデルを用い、送信側の位相ロックループ回路のフィルタリング効果および受信側のＩＦフィルタリングに加え、検出器回路の振幅ひずみを組合せる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の無線トランシーバのブロック図である。
【図２】図１のトランシーバの送信側および受信側における回路の周波数応答を示す図である。
【図３】図１のトランシーバで用いられる補償フィルタ回路の電気的概略図である。
【図４】図３の補償フィルタ回路の利得対周波数のグラフである。
【図１】
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【図４】
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【国際公開パンフレット】
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【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
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【手続補正書】
【提出日】平成14年7月22日(2002.7.22)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】特許請求の範囲
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線周波数信号を生成する電圧制御発振器（３５）を有する送信側（１３）を含み、前記電圧制御発振器（３５）は基準回路（３７）によって安定化される中心周波数を有し、前記中心周波数はベースバンド変調信号源からの変調信号によって振動され、前記基準回路（３７）はＲＦ信号に対して特性フィルタとして機能し、変調されたＲＦ出力信号を生成し、さらに、
ＲＦ入力信号（７１）を変調されたＲＦ出力信号と組合せて、ＩＦ増幅器およびフィルタ（２５）に与えられる中間周波数信号（７２）を生成するダウンコンバートミクサ（２３）を有する受信側（１３）を含み、前記ＩＦ増幅器およびフィルタは前記ＩＦ信号に対し特性フィルタ機能を果たすことにより、フィルタリングされたＩＦ信号（７３）を生成し、前記受信側はさらに、フィルタリングされたＩＦ信号（７３）を受信し、復調された可聴周波数信号（７４）を生成するよう接続される検出器回路（２７）と、前記変調された可聴周波数信号（７４）を受信するよう接続される減算器回路（２９）とを有し、さらに、
前記減算器回路（２９）に出力が接続され、ＲＦ出力信号の特性フィルタ機能と、ＩＦ増幅器およびフィルタの特性フィルタ機能との合成物と同じフィルタ機能を有する補償フィルタ（１７）を含み、前記補償フィルタ（１７）の入力は、変調信号を受信してそれに対する補信号を与えるよう構成され、それにより、受信され復調された可聴周波数信号から送信変調を除去する、無線トランシーバ。
【請求項２】
前記基準回路（３７）は位相ロックループである、請求項１に記載の装置。
【請求項３】
前記補償フィルタ（１７）に結合され、検出器回路におけるひずみと同様の、減算器回路（２９）に与えられる振幅減衰特性を有する、振幅補償器（８０）をさらに含む、請求項１に記載の装置。
【請求項４】
前記受信側（１３）の入力（７０）は、出力が前記ＲＦ入力信号（７１）であるＲＦ増幅器およびフィルタ（２１）に接続される、請求項１に記載の装置。
【請求項５】
前記フィルタ機能は、ＲＦ出力信号の特性フィルタ機能と、ＩＦ増幅器およびフィルタ（２５）の特性フィルタ機能との線形組合せである、請求項１に記載の装置。
【請求項６】
無線周波数（ＲＦ）信号を送受信するためのトランシーバであって、
第１の変調されたＲＦ信号（６０）を送信し、第２の変調されたＲＦ信号（７０）を受信するためのアンテナ（１１）と、
前記アンテナ（１１）に結合され、前記第１のＲＦ信号（６０）を生成する送信機回路（１５）とを含み、前記送信機回路（１５）は第１のＲＦ信号を送信可聴周波数信号で変調するための変調器を含み、前記送信機回路（１５）は、前記アンテナ（１１）に送られた電圧制御発振器の出力信号と関連する特性フィルタ通過帯域を備えた位相ロック電圧制御発振器（３５）を含み、前記トランシーバはさらに、
前記アンテナ（１１）に結合され、前記第２のＲＦ信号（７０）を受信する受信機回路（１３）を含み、前記受信機回路（１３）はダウンコンバートミクサ（２３）と、ＩＦ増幅器およびフィルタ（２５）とを有し、入力はＶＣＯ出力信号（６３）であり、前記ミクサの出力は第１の周波数応答を有し、前記受信機回路はさらに、前記第１の周波数応答をベースバンド信号に変換するための復調器回路（２７）を有し、前記復調器回路（２７）は減算器回路（２９）に接続され、前記トランシーバはさらに、
前記送信機回路（１５）のＶＣＯ（３５）と前記受信機回路（１３）の減算器回路（２９）との間に結合され、前記第１の周波数応答と同じ第２の周波数応答を有する補償フィルタ回路（１７）を含み、第１の周波数応答信号は第２の周波数応答信号と組合され、それにより、前記受信機回路（１３）の前記ベースバンド信号から前記送信変調を正確に除去する、トランシーバ。
【請求項７】
前記送信機回路（１５）は電圧制御発振器（３５）に結合された位相ロックループシンセサイザ（３７）を含み、前記位相ロックループシンセサイザ（３７）は第３の周波数応答を有する、請求項６に記載のトランシーバ。
【請求項８】
前記補償フィルタ回路（１７）は少なくとも１つのハイパスフィルタ（８７，８８）を含む、請求項６に記載のトランシーバ。
【請求項９】
前記補償フィルタ回路（１７）はハイパスフィルタ（８７，８８）およびローパスフィルタ（８５，８６）の各々を少なくとも１つ含む、請求項１に記載のトランシーバ。
【請求項１０】
前記補償フィルタ（１７）は少なくとも１つのローパスフィルタ（８５，８６）と直列接続される少なくとも１つのハイパスフィルタ（８７，８８）を含む、請求項６に記載のトランシーバ。
【請求項１１】
前記送信機回路（１５）の電圧制御発振器（３５）はベースバンド可聴周波数信号（６７）で直接変調される、請求項６に記載のトランシーバ。
【請求項１２】
前記補償フィルタ（１７）に関連し、復調された可聴周波数信号における振幅ひずみと同様の、減算器回路（２９）に与えられる振幅減衰特性を有する、振幅補償器（８０）をさらに含む、請求項６に記載の装置。
【国際調査報告】
2004502377.tif 000026
2004502377.tif 000027