(57)【要約】第一ポイントに接続するフィードコンダクタ（１０６）と第二ポイントと接地平面（１０４）との間に接続された接地コンダクタ（１０８）を有するパッチコンダクタ（１０２）を含むアンテナ配置。かかる配置の実施例は、従来の平面状反転型Ｆアンテナである。かかるアンテナの問題点は、アンテナのインピーダンスが誘導性であり、給電することを困難にさせている。本発明は、第一及び第二ポイント間のパッチコンダクタ（１０２）に、アンテナのインピーダンスの誘導性構成部分を実質上縮小することができる、スロットを組み入れる。さらに、パッチコンダクタ（１０２）のスロット（７０２）の適切な位置付けは、インピーダンスの変換を達成することができる。上記に記載のアンテナは、最小限の性能の縮小を伴う周知の平面状アンテナと比較して、実質的に縮小した体積を有するかもしれない。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
実質的に平面状のパッチコンダクタと、第一ポイントで前記パッチコンダクタに接続するフィードコンダクタと、及び前記パッチコンダクタの第二ポイントと接地平面との間に接続された接地コンダクタと、を有し、前記パッチコンダクタは前記第一ポイント及び前記第二ポイント間にスロットを組み込むことを特徴とするアンテナ配置。
【請求項２】
前記接地平面は、前記パッチコンダクタから離れており、共に広範囲であることを特徴とする請求項１に記載の配置。
【請求項３】
前記スロットは前記パッチコンダクタに対して非対称で位置しており、それによってインピーダンス変換を提供することを特徴とする請求項１又は２に記載の配置。
【請求項４】
前記スロットは、前記配置の共鳴振動数において実質的に波長の四分の一の長さを有することを特徴とする請求項１乃至３の何れか一項に記載の配置。
【請求項５】
ブロードバンド手段は、前記フィードコンダクタに接続されることを特徴とする請求項１乃至４の何れか一項に記載の配置。
【請求項６】
前記ブロードバンド手段は、前記フィードコンダクタと接地間に接続される並列共振回路を有することを特徴とする請求項６に記載の配置。
【請求項７】
前記ブロードバンド手段はさらに、前記フィードコンダクタと連続して接続される共振回路を有することを特徴とする請求項６に記載の配置。
【請求項８】
請求項１乃至７の何れか一項に記載のアンテナ配置を含むラジオ通信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
本発明は、実質的に平面のパッチコンダクタ、第一ポイントでコンダクタに接続するフィード手段、第二ポイントでコンダクタに接続する接地手段を含むアンテナ配置、及びかかる配置を組み込んでいるラジオ通信装置に関する。
【０００２】
移動式電話送受話器のような無線ターミナルは、一般的に、正常モードのヘリカルアンテナ若しくは蛇行するラインアンテナなどの外部アンテナ、又は平面状反転型Ｆアンテナ（Ｐｌａｎａｒ  Ｉｎｖｅｒｔｅｄ−Ｆ  Ａｎｔｅｎｎａ）（ＰＩＦＡ）若しくは同様の内部アンテナの何れかを組み入れている。
【０００３】
かかるアンテナは小型（波長に比べて）であり、したがって、小型アンテナの基本範囲である、狭い帯域に起因している。しかしながら、携帯性ラジオ通信システムは、典型的には１０％以上の断片的な帯域幅を有する。ＰＩＦＡからそのような帯域幅を達成するために、例えば、パッチアンテナの帯域幅とその体積の直接の関係である、相当な体積を必要とするが、しかし、かかる体積は、小型送受話器に対する現在の傾向において容易に利用可能とはならない。さらに、帯域幅を改善するのに必要である、パッチ高の増加につれて、ＰＩＦＡは共鳴で反応的になる。
【０００４】
本発明の目的は、既知のＰＩＦＡよりも実質的に小さい体積を必要とし、同様の性能を提供すると同時に改善したインピーダンス特性を有する、平面状のアンテナ配置を提供することである。
【０００５】
本発明の第一態様によると、実質的に平面のパッチコンダクタと、第一ポイントでパッチコンダクタに接続しているフィードコンダクタと、及びパッチコンダクタの第二ポイントと接地平面との間で接続される接地コンダクタと、よりなるアンテナ配置が提供され、かかるパッチコンダクタは第一と第二ポイントとの間にスロットを組み入れる。
【０００６】
スロットの存在は、フィード及び接地手段によって形成された短絡伝送線路の長さを増加させることによって、アンテナ配置の差動モードインピーダンスに影響し、それによって著しく縮小される配置のインピーダンスの誘導性の構成部分を可能にする。パッチコンダクタのスロットの適切な非対称の配置によって、インピーダンスの変形が達成できる。これは、５０Ω回路に良好に整合するための配置の抵抗性インピーダンスを増加又は減少するために一般的に使用されるだろう。
【０００７】
本発明と一致してなされるアンテナ配置は、既知のパッチアンテナと比較して、パッチコンダクタと接地平面との間に実質上縮小された分離を有することができる。これは著しい体積の縮小を可能にし、それによって移動式電話送受話器のような改良した設計を可能にする。
【０００８】
本発明と一致してなされるアンテナ配置はまた、回路類、例えば、並列ＬＣ共振回路がブロードバンドを介して供給されることに適している。
【０００９】
本発明の第二態様によると、本発明と一致してなされたアンテナ配置を有するラジオ通信機器が提供される。
【００１０】
本発明は、ＰＩＦＡが実質上アンテナの誘導性インピーダンスを縮小することができる、フィードと接地ピン間のスロットの規定である、従来技術には存在しない認識に基づく。
【００１１】
本発明の手段によって、改良された性能及び縮小された体積を有するＰＩＦＡが可能である。
【００１２】
本発明の実施態様は図面を参照しながら実施例の手法によって記載されるだろう。
【００１３】
図面において、同一の参照番号は対応する特徴を提示するために使用される。
【００１４】
送受話器に設置されたＰＩＦＡの斜視図が図１に示されている。ＰＩＦＡは、送受話器の一部分を形成する接地平面１０４に対して平行に支持される長方形のパッチコンダクタ１０２を有する。アンテナはフィードピン１０６を介して供給され、ショートピン１０８によって接地平面１０４に接続される。
【００１５】
ＰＩＦＡの典型的な実施例の実施態様において、パッチコンダクタ１０２は２０ｘ１０ｍｍの大きさを有し、４０ｘ１００ｘ１ｍｍの接地平面１０４の８ｍｍ上に位置する。フィードピン１０６はパッチコンダクタ１０２と接地平面１０４の両者の角に位置し、ショートピン１０８はフィードピン１０６から３ｍｍ離れている。かかる実施態様（整合なし）の反射減衰量Ｓ１１は、アンソフトコーポレーション（Ａｎｓｏｆｔ  Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ）から入手可能な高周波構造シミュレータ（Ｈｉｇｈ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ  Ｓｉｍｕｌａｔｏｒ  （ＨＦＳＳ））を用いてシミュレートされ、結果となる１０００と３０００ＭＨｚ間の周波数ｆが図２に示される。同一の周波数範囲にわたる、かかる実施態様のシミュレートされたインピーダンスを例示するスミスチャートは図３に示されている。
【００１６】
反応が共鳴で誘導性であることが明白に理解されるかもしれない。この理由は、非常に小型で、極度に頂部負荷折重モノポール（ｔｏｐ−ｌｏａｄｅｄ  ｆｏｌｄｅｄ  ｍｏｎｏｐｏｌｅ）アンテナとしてＰＩＦＡを形作ることが分かる。かかるモデルは、接地平面１０４に平行なトップロードを形成するパッチコンダクタ１０２と、電圧Ｖを供給する電圧源４０２によって供給され、折重モノポールの一つのアームを形成する、フィードピン１０６と、及び折重モノポールのもう一つのアームを形成する、ショートピン１０８とを備えて、図４の左側に例示される。
【００１７】
フィードピン１０６とショートピン１０８が互いの波長のフラクション内である場合、図４に示されるように、アンテナは、共通モード（放射）及び差動モード（非放射）部分に分解できる。共通モード部分において、フィードピン１０６とショートピン１０８の両ピンは、Ｖ／２の電圧を提供する電圧源４０４によって供給され、それによって、ピン１０６と１０８でそれぞれ電流Ｉｃ１及びＩｃ２を生じる。差動モード部分も同様であるが、しかしショートピン１０８を供給する電圧源４０４は−Ｖ／２の電圧を提供し、それによって、ピン１０６と１０８の各々で名目上は等価であるが、反対方向の電流Ｉｄを生じる。
【００１８】
共通モードのインピーダンス、Ｚｃは、ほぼ
【００１９】
【数１】
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として与えられ、式中Ｚｍ及びＺｈは、完全に伝導する接地平面にわたるモノポールと送受話器のそれぞれのインピーダンスである。モノポールは、２つの接近して接続されたコンダクタ（フィードピン１０６とショートピン１０８）を含み、したがって増大した直径（及び幅広い帯域幅）を有する。インピーダンス、Ｚｃは、
【００２０】
【数２】
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による電流と電圧に関係する。
【００２１】
ピン１０６と１０８の直径が等しい場合、電流Ｉｃ１及びＩｃ２の両者は等価であり、ここで
【００２２】
【数３】
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のＩｃによって示すことができる。したがって、電流は、同一長のモノポールに供給されるであろう、電流のほぼ四分の一である。
【００２３】
差動モードのインピーダンス、Ｚｄは、
【００２４】
【数４】
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として与えられ、短絡伝送線路の周知のインピーダンスである。差動モードの電流は、
【００２５】
【数５】
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によって与えられる。
【００２６】
総入力電流Ｉは、
【００２７】
【数６】
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であって、ＩｃとＩｄの合計である。
【００２８】
したがって、かかる構造の効果的なインピーダンスは、Ｚｄと平行の４Ｚｃである。モノポールと送受話器のインピーダンスは、容量性リアクタンスの増加を伴って、ショートモノポールの低抵抗が、５０Ωまで変換されることを可能にする、（放射する）共通モードの折りたたみの作用によって、より高い値に変換される。その後、誘導性の波の４分の１未満の長さを有する短絡スタブである、差動モードのインピーダンスの作用は、かかるリアクタンスを調整することができる。
【００２９】
図４に示されるように、ピン１０６とピン１０８の直径は等しい。しかしながら、インピーダンスの変換を提供できるように、異なる直径（又は非円形の断面を有するピンにおける異なる断面領域）のピンを使用することは有用となり得る。例えば、フィードピン１０６の断面領域が縮小され、ショートピン１０８の断面領域が増大した場合、Ｉｃ１は減少し、Ｉｃ２は増大する。したがって、同一の総電流において、フィードピン１０６に供給される電流は減少し、それによって、アンテナのインピーダンスは増大する。ピン１０６とピン１０８の断面領域の比率を変化することによって、インピーダンスの範囲は達成できる。同様の効果はまた、ピン１０６とピン１０８の一つ又は両ピンを置き換えることによって、異なる数のコンダクタによって置き換えられたピン１０６とピン１０８の各々を備える、同一規模の複数のコンダクタによって、又は列記した２つのアプローチの数多の組み合わせによって達成できる。
【００３０】
シミュレーションは、共通モード及び差動モードでフィードピン１０６とショートピン１０８（等しい直径の）を操作して実行された。図５は、１０００及び３０００ＭＨｚ間の周波数ｆにおけるシミュレートされた反射減衰量Ｓ１１を示し、図６は同一の周波数範囲にわたってシミュレートされたインピーダンスを示すスミスチャートである。両図面において、合計されたシミュレーション結果は実線で示され、共通モード及び差動モードにおける結果は、粗い点線と細かい点線でそれぞれ示される。差動モード反応は、通常のスミスチャートの境界外の共鳴において負の抵抗を表示するために短縮された。図２と図３の比較から、２つのモードの合計はオリジナルのシミュレーションと同様の結果となり、それによって、かかるアプローチの有効性を実証することが明白である。
【００３１】
さらに図６から、誘導性反応が、フィードピン１０６とショートピン１０８間に形成される短絡伝送線路の並列インダクタンスによって引き起こされることは明白である。かかるインダクタンスは、より長い伝送線路を提供することによって取り除くことが可能である。図７は、伝送線路の長さが増大するようにパッチコンダクタ１０２へのスロット７０２の導入によって図１のＰＩＦＡを修正した、送受話器に接地されたＰＩＦＡの斜視図である。パッチコンダクタ１０２の中心にスロットを位置付けることによって、折りたたまれたモノポールの形態によって提供される、４倍のインピーダンスの変換が維持される。
【００３２】
図７に示されるＰＩＦＡの性能のシミュレーションは実行されて、図８に示される反射減衰量Ｓ１１及び図９に示されるスミスチャートの結果になった。シミュレーションはまた、すでに記述のように、共通及び差動モード分析によって実行され、図１０に示される反射減衰量Ｓ１１及び図１１に示されるスミスチャートの結果になった（図６のように短縮した特異的な結果で）。再度、共通及び差動モード分析が適切であることが明白である。さらに、差動モードの並列リアクタンスの作用はスロット７０２の組み込みによって著しく減少されることがスミスチャートから明白である。パッチコンダクタ１０２のスロットを蛇行することによって達成され得る、より長いスロットは最適であろうことが分かる。
【００３３】
図８及び９（又は図１０及び１１）で示されるＳ１１反応の形状は、アンテナ入力を備える並列に接続された従来の並列のＬＣ共振回路を使用するブロードバンドに対して明白にしたがっている。さらに入力と連続して接続されている一連のＬＣ回路は、使用できるであろう。代替として、スロット７０２の長さは波長の四分の一になるように配置でき、それによって、ブロードバンドの目的のために使用される差動モードの伝送線路を可能にする。かかる配置のさらなる利点は、四分の一の波長の伝送線路は高インピーダンスを提供し、したがって、アンテナの効率を改良する、既知のＰＩＦＡ（低インピーダンス）のショートで２ピンの伝送線路よりも少ない電流を輸送することである。
【００３４】
共通モードの分析と、共鳴における抵抗があまりにも高く、より低いプロファイルであるようにアンテナを生成することができるかもしれない事実により明白である。図１２は、８ｍｍから２ｍｍまでのパッチコンダクタ１０２と接地平面１０４の分離を減少することによって図７のＰＩＦＡを修正した、送受話器に接地されたスロット付きＰＩＦＡの斜視図である。スロット７０２はまたパッチコンダクタのエッジ端に接近して移動し、それによって、著しく上昇した共通モードのインピーダンス変換を提供する。
【００３５】
図１２に示されるＰＩＦＡの性能のシミュレーションは実行され、図１３に示される反射減衰量Ｓ１１及び図１４に示されるスミスチャートの結果となった。幅広い帯域幅がアンテナ体積の縮小に関わらず維持されることをシミュレーションは実証している。コンダクタの分離（したがってアンテナ体積）におけるさらなる減少が可能であることが明白である。
【００３６】
図１５は、ブルートゥースの実施態様に最適である、別のスロット化したＰＩＦＡ配置の平面図である。パッチコンダクタ１０２は１１．２５ｘ７．５ｍｍの大きさを有し、０．５ｍｍ幅の平面のコンダクタ１０６を介して供給され、０．５ｍｍ幅の平面の接地コンダクタ１０８によって接地されている。フィードコンダクタ１０６と接地コンダクタ１０８との間に位置する第一スロット１５０２は、０．３７５ｍｍ幅、及びほぼ２５ｍｍ（波長の約四分の一）の長さを有する。既に記載の実施態様のように、かかるスロットはコンダクタ１０６と１０８間の伝送線路の長さを増大するように作用する。スロット１５０２は、パッチのエッジ端からたった０．２５ｍｍのところに位置する、パッチ１０２に非対称で位置し、それによって、著しいインピーダンスの変換を提供する。第二スロット１５０４はまた、パッチコンダクタ１０２に提供される。かかるスロットは、パッチ１０２の効果的な長さを増大するようにだけ作用する。
【００３７】
シミュレーションは、１００ｘ４０ｘ１ｍｍの大きさ（前の実施態様のような）を有する接地コンダクタの上部の左角から１ｍｍ上に設置された、図１５に示されるＰＩＦＡの性能を予測するために実行された。反射減衰量Ｓ１１の結果は図１６に示され、スミスチャートの結果は図１７に示されている。許容できる帯域幅が達成され、スミスチャートがブロードバンド化のための可能性を実証していることをかかるシミュレーションは示す。
【００３８】
さらに、かかるＰＩＦＡのシミュレーションは、０．２５ｎＨのインダクタと平行の１６ｐＦのコンデンサを有する並列整合ネットワークを追加して実行された。反射減衰量Ｓ１１の結果は図１８に示され、スミスチャートの結果は図１９に示されている。整合は著しく改良されたアンテナの整合と帯域幅を有し、一連の共振回路の追加によってさらなる改良の可能性がある。
【００３９】
等価な性能を有する従来アンテナよりも著しく小型のアンテナ体積を考慮に入れて、図１５のＰＩＦＡの結果は驚くほど印象的である。大きさの規模は、小型化の著しい利点を提供する、ブルートゥースモジュールを備える可能な統合のために十分なほど小型である。
【００４０】
本開示の読み込みから、当業者にとって他の修正が明らかであるだろう。かかる修正は、アンテナ配置並びにアンテナ配置の構成部分の設計、製造、及び使用における周知の他の特性を含むかもしれないし、さらにここで既に記載した特徴に代わるか、又は追加として使用されるかもしれない。請求項は特性の特定の組み合わせに対して本明細書において記載されているが、本明細書の開示の範囲はまた、どんな新規な特徴又はここに明示的に、暗黙に、若しくは一般化されたうちの何れかの開示された特徴のどんな新規の組み合わせを含み、すべての請求項で請求されるような同一発明に関係があるかどうか、さらに本発明を行なうことで、同じ技術的な問題のうちの何れか又はすべてを緩和するかどうかを理解するべきである。これによって、出願人は、本出願の、又はそこから派生するさらなる出願の手続きの間に、かかる特徴及び／又は特徴の組み合わせに新規の請求項が明確に表現されるかもしれないという掲示を与える。
【００４１】
本明細書及び請求項において、要素に先行する言葉“一つの”は、かかる要素の複数の存在を除外しない。さらに、言葉“有する”“含む”は、記載された以外の別の要素又は段階の存在を除外しない。
【図面の簡単な説明】
【図１】
送受話器に設置されたＰＩＦＡの斜視図である。
【図２】
図１のＰＩＦＡにおいて周波数ｆＭｈｚに対して、ｄＢのシミュレートされた反射減衰量Ｓ１１のグラフである。
【図３】
周波数範囲１０００乃至３０００ＭＨｚにわたって図１のＰＩＦＡのシミュレートされたインピーダンスを示すスミスチャートである。
【図４】
共通モードと差動モード回路の組み合わせから形成された頂部負荷折重モノポールとしてのＰＩＦＡのモデルを示す。
【図５】
共通モード（粗い点線）と差動モード（細かい点線）回路の合計（実線）として、シミュレートされた図２のＰＩＦＡにおいて周波数ｆＭｈｚに対して、ｄＢの反射減衰量Ｓ１１のグラフである。
【図６】
共通モード（粗い点線）と差動モード（細かい点線）回路の合計（実線）として、シミュレートされた図２のＰＩＦＡのインピーダンスを示すスミスチャートである。
【図７】
送受話器に設置されたスロット付きＰＩＦＡの斜視図である。
【図８】
図７のスロット付きＰＩＦＡにおいて周波数ｆＭｈｚに対して、ｄＢのシミュレートされた反射減衰量Ｓ１１のグラフである。
【図９】
周波数範囲１０００乃至３０００ＭＨｚにわたって図７のスロット付きＰＩＦＡのシミュレートされたインピーダンスを示すスミスチャートである。
【図１０】
共通モード（粗い点線）と差動モード（細かい点線）回路の合計（実線）として、シミュレートされた図７のスロット付きＰＩＦＡにおいて周波数ｆＭｈｚに対して、ｄＢの反射減衰量Ｓ１１のグラフである。。
【図１１】
共通モード（粗い点線）と差動モード（細かい点線）回路の合計（実線）として、シミュレートされた図７のスロット付きＰＩＦＡのインピーダンスを示すスミスチャートである。
【図１２】
送受話器に設置された縮小された高さを有するスロット付きＰＩＦＡの斜視図である。
【図１３】
図１２のスロット付きＰＩＦＡにおいて周波数ｆＭｈｚに対して、ｄＢのシミュレートされた反射減衰量Ｓ１１のグラフである。
【図１４】
周波数範囲２０００乃至２８００ＭＨｚにわたって図１２のスロット付きＰＩＦＡのシミュレートされたインピーダンスを示すスミスチャートである。
【図１５】
ブルートゥースの適用に適切なスロット付きＰＩＦＡの平面図である。
【図１６】
非整合ネットワークで図１５のスロット付きＰＩＦＡにおいて周波数ｆＭｈｚに対して、ｄＢのシミュレートされた反射減衰量Ｓ１１のグラフである。
【図１７】
周波数範囲２０００乃至２９００ＭＨｚにわたって非整合ネットワークで図１５のスロット付きＰＩＦＡのシミュレートされたインピーダンスを示すスミスチャートである。
【図１８】
並列整合ネットワークで図１５のスロット付きＰＩＦＡにおいて周波数ｆＭｈｚに対して、ｄＢのシミュレートされた反射減衰量Ｓ１１のグラフである。
【図１９】
周波数範囲２０００乃至２９００ＭＨｚにわたって並列整合ネットワークで図１５のスロット付きＰＩＦＡのシミュレートされたインピーダンスを示すスミスチャートである。
【図５】
2004518364.tif 000009
【図１０】
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【国際公開パンフレット】
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2004518364.tif 000031
【国際調査報告】
2004518364.tif 000032
2004518364.tif 000033
2004518364.tif 000034