(57)【要約】チューナブル帯域通過フィルターは、共振周波数のリアクタンスをもつ少なくとも１つの共振器と、加えられた電界で変化する値の誘電率をもつ強誘電性膜と、異なる強さの比較的に一定の電界を生成するための電界生成装置とを含む。強誘電性膜は、共振器に電気的に結合され、その結果、共振器のリアクタンス、したがって共振器の共振周波数、およびフィルターの通過帯域が、強誘電性膜の誘電率に依存する。電界生成装置は、強誘電性膜内に比較的に一定の電界を生成し、それによって、共振器の共振周波数およびフィルター関数の通過帯域を、比較的に一定の電界の強さの関数にするように構成され、配置される。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
通過帯域をもつチューナブル帯域通過フィルターであって、
特性共振周波数のリアクタンスをもつ少なくとも１つの共振器と、
加えられた電界で変化する値の誘電率をもつ強誘電性膜であって、共振器に電気的に結合され、その結果、共振器のリアクタンス、したがって共振器の共振周波数、およびフィルターの通過帯域が、強誘電性膜の誘電率に依存する強誘電性膜と、
異なる強さの比較的に一定の電界を生成するための電界生成装置であって、強誘電性膜内に比較的に一定の電界を生成し、それによって、共振器の共振周波数およびフィルターの通過帯域を、比較的に一定の電界の強さの関数にするように構成され、配置された電界生成装置とを含むチューナブル帯域通過フィルター。
【請求項２】
帯域通過フィルターはフィルター伝達関数をもち、多数の共振器があり、各々が共振器伝達関数をもち、共振器が電気的に結合され、その結果、フィルター伝達関数が、共振器伝達関数の関数である請求項１記載のチューナブル帯域通過フィルター。
【請求項３】
電界生成装置が、２つの導電要素に狭い間隔を空けて接続されたｄｃ電圧源を含む請求項１記載のチューナブル帯域通過フィルター。
【請求項４】
少なくとも１つの共振器が、中央導体および外側導体をもつ誘電性の負荷をかけられた同軸共振器を含む請求項１記載のチューナブル帯域通過フィルター。
【請求項５】
強誘電性膜性膜が、共振器の中央導体と外側導体との間に装着される請求項４記載のチューナブル帯域通過フィルター。
【請求項６】
強誘電性膜が、共振器の外側導体の外側に装着され、導電媒体によって重ね合わされ、少なくとも１つのオーバーレイコンデンサを形成する請求項４記載のチューナブル帯域通過フィルター。
【請求項７】
少なくとも１つの共振器が、誘電性の負荷をかけられた導波管共振器を含む請求項１記載の同調帯域通過フィルター。
【請求項８】
強誘電性膜が、共振器の外側表面上に装着される請求項７記載のチューナブル帯域通過フィルター。
【請求項９】
少なくとも１つの共振器が、中央導体、誘電性基板、および２つの外側導体をもつストリップライン共振器を含む請求項１記載のチューナブル帯域通過フィルター。
【請求項１０】
強誘電性膜が、少なくとも１つの共振器の中央導体と誘電性基板との間に装着されている請求項９記載のチューナブル帯域通過フィルター。
【請求項１１】
強誘電性膜が、少なくとも１つの共振器の外側導体の外側に装着され、導電媒体によって重ね合わされ、少なくとも１つのオーバーレイコンデンサを形成する請求項９記載のチューナブル帯域通過フィルター。
【請求項１２】
少なくとも１つの共振器が、マイクロストリップフィラメント層、誘電性基板、および接地平面をもつ少なくとも１つのマイクロストリップ共振器である請求項１記載のチューナブル帯域通過フィルター。
【請求項１３】
強誘電性膜が、マイクロストリップフィラメント層と接地平面との間に装着される請求項１２記載のチューナブル帯域通過フィルター。
【請求項１４】
強誘電性膜が、共振器の接地平面の外側に装着され、導電媒体によって重ね合わされ、少なくとも１つのオーバーレイコンデンサを形成する請求項１２記載のチューナブル帯域通過フィルター。
【請求項１５】
帯域通過フィルターがフィルター伝達関数をもち、多数の共振器があり、各共振器が共振器伝達関数をもつストリップライン共振器を含み、ストリップライン共振器が、インターディジタルトポロジー内で電磁結合され、その結果、フィルター伝達関数が、共振器伝達関数の関数である請求項１記載のチューナブル帯域通過フィルター。
【請求項１６】
帯域通過フィルターがフィルター伝達関数をもち、多数の共振器があり、各共振器が共振器伝達関数をもつストリップライン共振器を含み、ストリップライン共振器が、コームライントポロジー内で電磁結合され、その結果、フィルター伝達関数が、共振器伝達関数の関数である請求項１記載のチューナブル帯域通過フィルター。
【請求項１７】
帯域通過フィルターがフィルター伝達関数をもち、多数の共振器があり、各共振器が共振器伝達関数をもつマイクロストリップ共振器を含み、マイクロストリップ共振器が、インターディジタルトポロジー内で電磁結合され、その結果、フィルター伝達関数が、共振器伝達関数の関数である請求項１記載のチューナブル帯域通過フィルター。
【請求項１８】
帯域通過フィルターがフィルター伝達関数をもち、多数の共振器があり、各々が共振器伝達関数をもつマイクロストリップ共振器を含み、マイクロストリップ共振器が、コームライントポロジー内で電磁結合され、その結果、フィルター伝達関数が、共振器伝達関数の関数である請求項１記載のチューナブル帯域通過フィルター。
【請求項１９】
帯域通過フィルターがフィルター伝達関数をもち、多数の共振器があり、各々が共振器伝達関数をもち、共振器が電磁結合され、その結果、フィルター伝達関数が、共振器伝達関数の関数である請求項１０記載のチューナブル帯域通過フィルター。
【請求項２０】
帯域通過フィルターがフィルター伝達関数をもち、多数の共振器があり、各々が共振器伝達関数をもち、共振器が電磁結合され、その結果、フィルター伝達関数が、共振器伝達関数の関数である請求項１１記載のチューナブル帯域通過フィルター。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本出願は、2001年9月27日に出願された仮米国出願第60/325,701号（“ELECTRICALLY TUNABLE BANDPASS FILTERS”）、および2002年9月23日に出願された仮米国出願第60/XXX,XXX号（“ELECTRONICALLY TUNABLE FILTERS/PASSIVES PROPOSAL”）の特長に対して権利を主張しており、両文献は、ここでは全ての目的に対して全体的に参考文献として取入れられている。
【０００２】
本発明は、概ね、電子フィルターに関する。とくに、本発明は、電気的にチューナブルな帯域通過フィルターに関する。
【背景技術】
【０００３】
周波数割当てが益々混み合ってきているために、今日の無線通信装置は、フィルタリングの基準を益々厳密にすることを必要としている。これは、多数のモードで、または多数の周波数帯域にわたって、あるいはこの両者において動作する装置において、とくに当てはまる。現在、一般に使用されている装置は、固定同調された帯域通過フィルター（bandpass filter, BPF）を用いており、これは、設計上の折り合いをつけている。低い通過帯域挿入損失（insertion loss, IL）と高い近接阻止とにおいて、設計上の目的が対立している。通過帯域のエッジを表わすフィルター伝達関数の一部は、傾斜が制限されている（通過帯域のカットオフは、‘通過’から‘通過不能’へ理想的に極めて急に遷移するのではなく、漸進的である）。要求されるカットオフがより急になると、フィルターの次数はより高くならなければならない。フィルターは、次数がより高くなると、より低い次数のフィルターよりも、よりバルキーになり、かつＩＬがより大きくなり、基準を満たすための拡張的な同調を必要とする。帯域外阻止の基準を満たすために、一般的なフィルター設計では、伝送がゼロであることを必要とし、製造中に各フィルターを同調させるためのフィルターベンダーを必要とする。マルチバンド、マルチモードの動作では、一般に、多数のフィルターが必要とされる。それにもかかわらず、フィルターの基準は満たされないことが多く、その結果、ＩＬが増すか、または不適切に阻止されることについて、対応していない部分を受け入れるか、または分割帯域設計を使用することになる。分割帯域設計では、追加のスイッチが必要であり、かつＩＬがより大きい。
【０００４】
固定同調されたＢＰＦとは異なり、チューナブルフィルターは、特定の帯域内の異なる周波数範囲、十分に同調可能であるときは、多数の帯域内の異なる周波数範囲に動的に同調することができる。チューナブルフィルターは、非チューナブルフィルターよりも、幾つかの点で優れている。例えば、チューナブルフィルターは、通過帯域が動的に調節可能であるときは、広い通過帯域をもつ必要がない。高い近接阻止の狭い伝達関数は、同様の近接阻止の広い伝達関数ではなく、より低い次数のフィルターで実行することができる。したがって、固定同調されたＢＰＦとは異なり、チューナブルフィルターは、より低い次数をもち、望ましい阻止基準を満たし続けることができる。より低い次数のチューナブルフィルターは、サイズがより小さく、輪郭がより小さく、より低い精度の構成要素を使用し、より簡単な構成プロセスを使用し、したがってより低コストで製造することができる。さらに加えて、同調範囲が十分に広いときは、１つのフィルターのトポロジーを最適化して、多数の帯域をカバーすることができる。したがって、多数のフィルターの設計は、最早必要ない。さらに、関係するスイッチを加える分割帯域設計も不要になる。
【０００５】
図１は、上部を結合されたＢＰＦ100の一般的な構成を示している。コンデンサ108を介在させた入力102と出力104との間に、１つ以上の共振器106が結合されている。他の構成も実現できる。共振器は、少なくとも1つの共振周波数をもつリアクタンスをもつように構成され、配置されている。２００ないし３００ＭＨｚより低い周波数において、共振器は、ディスクリートな構成要素（すなわち、別々のコンデンサおよびインダクタ）から構成することができる。同調は、ディスクリートな構成要素の値を変えることによって、リアクタンスの共振周波数を変えることを含む。全ての回路の構成要素の固有リアクタンスは、より高い周波数でより大きくなるので、周波数がより高くなると、より分散した配置が要求される。より高い周波数では、モノブロック設計を用いた共振器が一般に使用されている。
【０００６】
高周波数共振器は、本質的に、両端部におけるインピーダンスが不連続の伝送媒体である。これらの不連続の反射により、共振器内にエネルギーが蓄積され、その一部は、各サイクル中に放出される。品質係数Ｑは、（共振器内に蓄積されたエネルギー）対（１サイクル中に散逸されるエネルギー）の比率として定められる。電界および磁界がしたがわなければならない境界条件のために、共振器の長さを、ある特定のディスクリートな倍数によって分割した波長をもつ信号のみが、最大に反射され、構成的に干渉する。これらは、共振周波数に対応する。一般に、共振器は十分に短絡され、１つの共振周波数のみが、フィルターにかけられる周波数範囲内に存在する。他の周波数の信号は、共振周波数との周波数差が増加するのにしたがって、接地へ送られる量が増え、通過帯域外で相当な信号減衰が生じる。
【０００７】
特定の伝送媒体内での特定の周波数における波長は、その媒体のリアクタンスの関数である。共振周波数は、信号の波長に関係して測定される共振器の長さを変えることによって変わり、その結果、共振の基となる構成的干渉は、新しい共振周波数において発生する。電気同調は、周波数に対する局所的な波長の関数の依存を変えるか、または共振器の電気的長さを変えることによって、実現することができる。
【０００８】
伝送媒体内での周波数に対する波長の依存は、その媒体のリアクタンスの関数である。この波長の関数的依存は、可変磁界を加えたイットリウム・鉄・ガーネット（Yttrium-Iron Garnet, YIG）共振器において変化する。しかしながら、このような共振器は、コスト高であり、バルキーな磁界生成コイルを必要とし、移動通信システムの低電力、小さい輪郭、低コストの要件に適していない。
【０００９】
別のアプローチでは、共振器として、バルクの単一の結晶の強誘電性（ferroelectric, f-e）導波管を使用し、この場合、結晶の本体全体における印加される電圧を使用して、導波管内に電界を生成し、それによって結晶の誘電率およびその共振周波数を変える（米国特許第5,617,104号参照）。しかしながら、既知のｆ−ｅ材料の損失正接は、一般のマイクロ波セラミックと比較して劣悪である。これは、材料のリアクタンスは、無視できないほどの抵抗成分（すなわち、誘電率に対する虚数成分）を含み、材料の抵抗加熱により、相当な電力損失を生じることを意味する。その結果、現在、多くの応用において、ギガヘルツ（GHz）およびギガヘルツ以下（sub-GHz）の周波数において、共振器にバルク強誘電性材料の使用は、実際的でない。しかしながら、これは、強誘電性膜の使用を除外せず、これまでの従来技術では、電子フィルターを電気的に同調させるために、このような膜を適用することを開示または提案してきた。
【００１０】
さらに加えて、バルクｆ−ｅ共振器は、関係する比較的に大きい幾何学的形状を考慮に入れて、比較的に高い制御電圧を印加する必要がある。既に記載したように、電気同調は、共振器の電気的長さを変えることによっても実現することができる。これは、従来技術において、１つ以上のバラクターダイオードが共振器の一方の端部に結合されているバリキャップを使用することによって実現されている。バラクターの静電容量は、その端部が全て閉鎖または全て開放されるのを防ぐので、この構成は、共振器のその端部を電気的に延ばす。バラクターは、印加されたｄｃ電圧の関数として、可変の静電容量を与え、したがって、電圧の変化に応答して、共振器の長さを変える。しかしながら、これらは、ノイズを含み、温度に依存し、ＵＨＦ以上ではＱが低い。これらは、フィルターにおいてどのように用いることができるかについても制限されている。これらは、損失が多過ぎて、共振器と並列に配置できず、分散形設計内で実行するのは困難である。さらに加えて、容量の値は、比較的に低く、ロットごとにあまり整合性がない。
【発明の開示】
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明は、チューナブル帯域通過フィルターであって、共振周波数のリアクタンスをもつ少なくとも１つの共振器と、加えられた電界で変化する値の誘電率をもつ強誘電性ｆ−ｅ膜と、異なる強度の比較的に一定の電界を生成するための電界生成装置とを含む。強誘電性膜は、共振器に電気的に結合され、その結果、共振器のリアクタンス、したがって共振器の共振周波数、およびフィルターの通過帯域は、強誘電性膜の誘電率に依存する。電界生成装置を、強誘電性膜内に比較的に一定の電界を生成するように構成し、配置し、それによって共振器の共振周波数およびフィルターの通過帯域を、比較的に一定の電界の強度の関数にする。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
誘電体の誘電率を決める相対誘電率εｒは、ゆっくりと変化する（“ほぼＤＣ”の）電界（electric field, E-field）を加えることで、ｆ−ｅ材料において変化する。バルクｆ−ｅ誘電体の損失正接は大きいが、種々のマイクロ波セラミック上で構成される適用可能なｆ−ｅの薄膜または厚膜の損失正接の方がはるかに良く、幾つかの一般に使用されているマイクロ波セラミックの損失正接に近い。したがって、電気同調のためのバラクターまたはバルクｆ−ｅ誘電体を使用するのではなく、ｆ−ｅの薄膜を使用して、伝送媒体の局所静電容量を変更し、それによって調節可能なリアクタンスを供給し、共振器の共振周波数を変更する。これらのｆ−ｅコンデンサは、適切に設計され、構成されるときは、１ＧＨｚより高い周波数においてバラクターよりも、より高い静電容量およびＱを与える。ｆ−ｅコンデンサは、薄膜または厚膜として得られ、分散素子または集中素子の共振器を同調させるのに理想的である。ロットごとの電気特性は、バラクターの電気特性よりも整合性がある。
【００１３】
ｆ−ｅの薄膜／厚膜は、高温の超導電性加工物に一般に使用され、数百のこのような材料が知られている。膜の厚さは、０．１μｍないし１ｍｍのオーダーが一般的である。チタン酸バリウムストロンチウム（barium strontium titanate, BaＸSr（１−Ｘ）TiO３）は、室温処理において最も一般的である。なお、ｘは０．３ないし０．７であることが好ましい。加えられる定電界において、同調速度は、約０．３ないし１．０μｓであり、したがってｒｆ信号によって変調されない。電界を生成するのに、一般に、印加されるｄｃ電圧、Ｖｄｃを使用する。Δεｒ／ΔＶｄｃ＞３の膜をもつのが、一般的である。
【００１４】
図２は、マイクロストリップ共振器200の例であり、マイクロストリップ共振器200は、マイクロストリップフィラメント層202、接地平面204、および誘電性基板206を含む。ｆ−ｅ膜層208は、マイクロストリップフィラメント層と誘電体基板との間に配置される。伝搬信号の波長は、共振器の伝送媒体の誘電率の関数であり、したがってｆ−ｅ膜208の相対誘電率の関数である。ｄｃ電圧源210によって印加される電圧は、接地平面204に対してマイクロストリップフィラメント202に正バイアスをかけ、ｆ−ｅ膜全体に電界（E-field）212を生成し、膜のεｒおよび共振器の共振周波数を変える。電圧は、外部制御信号214によって制御される。
【００１５】
図３は、共面導波管300の第１の例であり、共面導波管300は、中央導体302、２つの接地された外側導体304、接地平面322、および誘電性基板306を含む。ｆ−ｅ膜層308は、ストリップライン導体302、304と誘電性基板との間に配置されている。ｄｃ電圧源310によって印加される電圧は、２つの外側導体に対して中央導体に正バイアスをかけ、ｆ−ｅ膜全体に電界（E-field）312を生成するが、この場合は、電界312は、ｆ−ｅ膜内により集中しており、したがって電圧および基板の厚さが同じときは、より大きくなるので、バイアスの構成は、図２よりも、よりよく選択される。電圧は、外部制御信号314によって制御される。
【００１６】
図４は、誘電性の負荷をかけられた導波管（dielectric loaded waveguide, DLWG）の共振器フィルター400の例である。入力ポート416を介して取入れられる入力信号は、導波管の前半分424内で共振周波数において共振し、第２次数の開口部420を介して、同じ共振周波数をもつ導波管の後半分426に結合される。（導波管の前半分と後半分とは）第２次数のフィルターを形成するように組み合わされる。出力信号は、出力ポート418を介して取出される。基板406上に形成されているフィルターの本体は、高εｒ誘電体402を含む。ｆ−ｅ膜408は、開口部のｘ−ｙ面に平行する表面上に装着されているように示されており、導電平面422と重なり合っている。２つの導電平面422間に電圧が印加されると、ｆ−ｅ膜408内に電界が生成され、リアクタンスを変化させ、導波管内の共振周波数を変化させる。ｄｃ電圧源410によって印加される電圧は、制御信号414によって制御される。さらに加えて、ｆ−ｅ膜408および導電平面422は、ｘ−ｙ面に平行する表面上に装着される。外部の負荷がないときは、ＤＬＷＧ共振器は、１０ＭＨｚの３ｄＢの帯域幅で約１．６ｄＢのＩ．Ｌ．でＰＣＳ帯域内で約１０００のＱ（すなわち、約２ＧＨｚ）を与えることができる。
【００１７】
図５は、ストリップライン共振器600の第２の例を示しており、ストリップライン共振器600は、中央導体602、２つの接地された外側導体604、および誘電性基板606を含む。ｆ−ｅ膜608は、中央導体602と誘電性基板606との間に装着されている。制御信号614によって制御されるｄｃ電圧源610は、中央導体602と２つの外側導体604との間に印加され、ｆ−ｅ膜内に電界を生成し、共振器600の共振周波数を動的に調節する。外部の負荷がないときは、ストリップライン共振器は、６ＭＨｚの３ｄＢの帯域幅で約２．２ｄＢのＩ．Ｌ．でＰＣＳ帯域内で約７５０のＱを与えることができる。
【００１８】
同調が、共振器の一方の端部の有効な電気的長さを調節することによって達成されるとき、ｆ−ｅ膜を用いたフィルターの同調は、上述のバラクターを用いて同調する方式と同様の方式にしたがって実行することができる。図２、３、および５に示されているように、同軸ケーブル、ストリップライン、およびマイクロストリップ共振器内にｆ−ｅ膜を装着する代わりに、図６に示されているオーバーレイコンデンサを結合した共振器700に示されているように、オーバーレイコンデンサとして装着することによって、膜を伝送媒体に結合する。基本共振器701は、同軸でも、ストリップラインでも、またはマイクロストリップでもよく、下に横たわるｒｆ接地平面704を備えたセラミック基板706の上に装着される。厚さｄのｆ−ｅ膜層708は、共振器の一方の端部へ配置され、共振器の接地した外側層とオーバーレイド金属層722との間に挟まれ、それによってオーバーレイコンデンサを形成している。このような共振器への結合は、電磁結合、容量結合、または共振器（またはフィルター）構造との間の直接タップによって実現することができる。約１マイクロメートルのｆ−ｅ薄膜層は、所与の（小さい）ｄｃ電圧に対して、高いｄｃのＲフィールドを与えると考えられる。示されているように、誘導結合された入力信号において、共振器の内側導体の両端部702は、接地することができる。制御信号714によって制御されるｄｃ電圧源710は、オーバーレイコンデンサの静電容量を調節するのに使用される電界を生成する。
【００１９】
直接的なｆ−２の薄膜の付着は、幾つかの基板に対して行われ、他の基板に対しては、緩衝層を用いて行なわれる。ｆ−３装置のパッケージングでは、基板は不要である。
図１に示されているように、多数の共振器を電気的に結合して、フィルター伝達関数を用いて、より高い次数のフィルターを得ることができる。多数の共振器の伝達関数は、１つの共振器の共振周波数と同じあたりにその中心をおくが、各個々の共振器の伝達関数よりも、より急激なカットオフおよびより平坦なピークをもつ。異なる共振器のタイプを用いて、多数の異なるフィルターのトポロジーが可能である。ストリップラインおよびマイクロストリップの共振器を用いた一般的なトポロジーは、インターディジタルフィルター、コームラインフィルター、およびエッジ結合されたヘアピンフィルターを含む。図７は、ｆ−ｅ膜電気同調を用い、共振器内の波長−周波数の関係が変化するインターディジタルフィルターのトポロジーの例の上面図である。入力信号は、伝送線路802を介して、（図では、垂直方向に）移動するとき、各共振器へ電磁結合され、伝送線路806を介して出力される。各共振器は、一方の容量性の負荷をかけられた端部と、他方の短絡端部とをもつ。その相対的な配置は、隣り合うフィルターにおいて交互にされる。共振器の共振周波数は、波長−周波数の関係の調節を用いて、ｆ−ｅ膜電気同調について上述で記載したように電気的に調節される。
【００２０】
図８は、図７と同じトポロジーを示しているが、同調は、オーバーレイコンデンサ908の使用して、これを用いなければ、共振器904の開端部であった端部へ、これを結合するによって達成される。
図９は、オーバーレイコンデンサ1008を用いた、第２次数の電磁結合された平面コームラインフィルターのトポロジーの例の上面図である。信号入力は、伝送線路1002を介して、共振器1004全体を（図では、水平方向に）移動するとき、各共振器に電磁結合され、伝送線路1006を介して出力される。このようなフィルターは、ＰＣＳ帯域において１０ｍｈｚの帯域幅をもつ。２０ｍｉｌの厚さのＭｇＯ基板を用いるとき、緩衝層は不要である。
【００２１】
共振器の構造は、図２ないし６に示されている共振器に制限されない。本発明は、ｆ−ｅ膜を伝送媒体に結合したときの共振器構造について考えている。ｆ−ｅ膜を、例えば、図５に示されているように共振器内に装着する代わりに、図４に示されているＤＬＷＧ共振器の構成に類似した、同軸またはストリップライン共振器の１つ以上の外側表面上に装着してもよい。同様に、ｆ−ｅ層は、図４に示されているＤＬＷＧの結合開口部に制限する必要はない。その代りに、ｆ−ｅ膜を、導波管上の入力／出力（Input/Output, I/O）表面、および１つ以上の外側表面上に付着してもよい。さらに加えて、図６に示されているように、１つのみのオーバーレイコンデンサを使用する代わりに、共振器の一方の端部または両端部に、２つ以上のオーバーレイコンデンサを使用してもよい。図１０は、種々のｆ−ｅ装置設計に関係するいくつかの設計のオプション、効果、および問題を概ね示した表である。設計３、４、および５は、概ね、最小挿入損失、最大サイズから、最小サイズ、最大挿入損失にわたる。
【００２２】
したがって、本発明の目的は、完全に、効果的に達成されることが分かるであろう。上述の特定の実施形態は、本発明の構造および機能上の原理を示すために与えられており、制限することを意図していない。対照的に、本発明は、特許請求項の意図および技術的範囲内で、全ての修正、変更、および置き換えを含むことを意図されている。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】多数の結合された共振器を用いた帯域通過フィルターの一般的な構成を示す図。
【図２】ｆ−ｅ膜を用いたマイクロストリップ共振器の図。
【図３】ｆ−ｅ膜を用いたストリップライン共振器の第１の例の図。
【図４】ｆ−ｅ膜を用いた誘電性の負荷をかけられた導波管共振器の図。
【図５】ｆ−ｅ膜を用いたストリップライン共振器の第２の例の図。
【図６】ｆ−ｅ膜を用いたオーバーレイコンデンサを結合された共振器の図。
【図７】インターディジタルフィルタートポロジーの図。
【図８】オーバーレイコンデンサを用いたインターディジタルフィルターのトポロジーの図。
【図９】オーバーレイコンデンサを用いたコームラインフィルターのトポロジーの図。
【図１０】種々のｆ−ｅ装置設計と関係付けられている設計のオプション、効果、および問題の幾つかを概略的に示す表。
【符号の説明】
【００２４】
100・・・上部を結合されたＢＰＦ、102・・・入力、104・・・出力、106,904,1004・・・共振器、108・・・コンデンサ、200・・・マイクロストリップ共振器、202・・・マイクロストリップフィラメント層、204・・・接地平面、206,306,406,606・・・基板、208,308,408,608,708・・・強誘電性膜層、210,310,410,610,710・・・電圧源、212,312・・・電界、300・・・共面導波管、302,602・・・中央導体、304,604・・・接地された外側導体、400・・・誘電性の負荷をかけられた導波管の共振器フィルター、402・・・高εｒ誘電体、414,714・・・制御信号、416・・・入力ポート、418・・・出力ポート、420・・・第２次数の開口部、422・・・導電平面、426・・・導波管、600・・・ストリップライン共振器、700・・・オーバーレイコンデンサ結合共振器、701・・・基本共振器、704・・・接地平面、706・・・セラミック基板、722・・・金属層、802,806,1002,1006・・・伝送線路、908,1008・・・オーバーレイコンデンサ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【国際調査報告】
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