(57)【要約】受信された直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号へのキャリア位相回転及び効果を最小化する方法及び受信機であって、受信された信号をベースバンド信号へ周波数ダウンコンバートし、ダウンコンバートされた信号（ｘ（ｔ））をディジタル化し、ディジタル化された信号と、位相回転誤差を最小化するためにシンボルについて対称に与えられる補正信号ｃ（ｔ）を乗算することにより、ディジタル化されたベースバンド信号内の周波数オフセットを補正する。補正された信号（ｘａｄｊ（ｔ））は、キャリア間妨害を避けるために、ＦＦＴ（２６）で時間領域から周波数領域へ変換され、そして、シンボル値を再生するために復調器（２８）に与えられる。
2004531156.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信された信号と受信された信号の間の位相回転誤差を決定する手段と、前記位相回転誤差を最小化するために、シンボルについて対称に周波数オフセット調整を適用する手段を有する、受信機。
【請求項２】
周波数オフセット調整されたシンボルを周波数領域変換する手段を有することを特徴とする、請求項１に記載の受信機。
【請求項３】
前記周波数オフセット調整を決定する手段は、周波数オフセットを推定する手段、対称な位相オフセットを推定する手段及び、推定された周波数オフセットと推定された対称な位相オフセットに応じて補正信号を発生する手段とを有することを特徴とする、請求項１に記載の受信機。
【請求項４】
信号を受信する手段と、前記受信された信号からベースバンド信号を発生する手段と、前記ベースバンド信号をディジタル化するディジタル化手段と、前記補正信号により前記ディジタル化された信号を乗算して補正されたディジタル出力信号を発生する乗算手段と、前記補正されたディジタル出力信号を周波数領域へ変換する手段とを有することを特徴とする、請求項３に記載の受信機。
【請求項５】
直交周波数分割多重信号のキャリア位相回転を最小化する方法であって、送信された信号と受信された信号の間の位相回転誤差を決定し、前記位相回転誤差を最小化するために、シンボルについて対称に周波数オフセット調整を適用する、方法。
【請求項６】
周波数オフセット調整されたシンボルを周波数領域変換することを特徴とする、請求項５に記載の方法。
【請求項７】
推定された周波数オフセットと推定された対称な位相オフセットに応じて補正信号を発生することにより、前記周波数オフセット調整を決定ことを特徴とする、請求項５に記載の方法。
【請求項８】
信号を受信し、前記受信された信号からベースバンド信号を発生し、前記ベースバンド信号をディジタル化し、前記補正信号により前記ディジタル化された信号を乗算して補正されたディジタル出力信号を発生し、前記補正されたディジタル出力信号を周波数領域へ変換することを特徴とする、請求項７に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
技術分野
本発明は、信号調整と向上によるキャリア位相回転を最小化する方法及び受信機に関連し、特に、排他的でないが、受信されたＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号内の小周波数オフセットの効果を克服する応用を有する。
【０００２】
背景技術
説明の便宜のために、本発明は、ＯＦＤＭ信号を参照して記載されるが、しかし、本発明に従った方法は他の適する変調機構にも適用できることは理解されるべきである。
【０００３】
米国特許番号５，７３２，１３３は、ＯＦＤＭ信号を介してチャネルを通したデータの伝送は、従来の伝送技術よりも多くの幾つかの利点を提供することを述べている。これらの利点は、以下を含む：
（ａ）チャネルインパルス応答の比較的長い時間と比較した比較的長いシンボル区間を有することによる、マルチパス遅延拡散への耐性。
（ｂ）ＯＦＤＭ信号に冗長性が含まれているための周波数選択性フェージングへの耐性。
（ｃ）ＯＦＤＭサブキャリアのきわめて近接していることによる効率的なスペクトル使用。
（ｄ）ＯＦＤＭがチャネル等化を時間領域から周波数領域へシフトしたための単純化されたサブチャネル等化。
（ｅ）妨害する信号のパワーの分散を発生するようにＯＦＤＭスペクトルを修正することが可能なことによる、良好な妨害特性。
【０００４】
不都合な側面については、ＯＦＤＭは、ある欠点を示し、最も重要なことは、送信機と受信機の間のタイミング及び周波数同期を達成することである。
【０００５】
データフレーム内の各シンボルの先頭の正確なタイミングが知られていない場合には、受信機はサイクルプリフィックスを除去することができずそして、サンプルのＦＦＴを計算する前に個々のシンボルを正しく分離できない。
【０００６】
おそらく、更に重要で且つ更に困難なのは、キャリア周波数オフセットの決定と補正の問題である。理想的には、受信されたキャリア周波数は、送信キャリア周波数と正確に一致するべきである。しかしながら、この条件に合わない場合には、不一致は受信されたＯＦＤＭ信号のゼロでないキャリアオフセットに貢献する。ＯＦＤＭ信号は、ＯＦＤＭサブキャリアの間の直交性の損失を発生するそのようなキャリア周波数オフセットに影響を受けやすく、そして、キャリア間妨害（ＩＣＩ）と受信機で再生されたデータのビット誤り率（ＢＥＲ）の大きな増加となる。
【０００７】
他の欠点は、サンプリングレートオフセットを除去するために、送信機のサンプルレートを受信機のサンプルレートに同期させることである。これらの２つのサンプリングレートの間の不一致は、フレーム内のシンボル対シンボルからの、２ｍに関連するサブシンボルコンスタレーション（信号配置）の回転となる。
【０００８】
発明の開示
本発明の目的は、強いキャリア間妨害による性能劣化を避けることである。
【０００９】
本発明の一面に従って、送信された信号と受信された信号の間の位相回転誤差を決定する手段と、前記位相回転誤差を最小化するために、シンボルについて対称に周波数オフセット調整を適用する手段を有する、受信機が、提供される。
【００１０】
本発明の他の面に従って、直交周波数分割多重信号のキャリア位相回転を最小化する方法であって、送信された信号と受信された信号の間の位相回転誤差を決定し、前記位相回転誤差を最小化するために、シンボルについて対称に周波数オフセット調整を適用する、方法が、提供される。
【００１１】
本発明を、添付の図面を参照して、例により説明する。
【００１２】
本発明を実行するモード
図１を参照すると、ＲＦ低雑音増幅器（ＬＮＡ）１２に接続された受信機はアンテナ１０を有する。ミキサ１４は、ＬＮＡ１２に接続された１つの入力と、公称的には入力ＯＦＤＭ信号のキャリア周波数で動作する局部発振器１６に接続された第２の入力を有する。ミキシングの積は、周波数ダウンコンバートされた信号のベースバンド（又は、ゼロＩＦ）成分を選択しそしてそれらをディジタル出力ｘ（ｔ）を発生するアナログ／ディジタル変換器（ＡＤＣ）２０に与える、低域通過フィルタ１８に与えられる。出力ｘ（ｔ）は、乗算器２２の１つの入力と、送信された信号と受信された信号の間の周波数オフセットを測定するブロック２４へ与えられる。ブロック２４の出力は、乗算器２２の第２入力に与えられる補正信号ｃ（ｔ）を有する。乗算器２２の補正されたディジタルベースバンド出力ｘａｄｊ（ｔ）は、補正された出力ｘａｄｊ（ｔ）を、時間領域信号から、シンボル値を回復し且つそれを出力３０へ供給する復調器（ＤＥＭＯＤ）２８へ与えられるＯＦＤＭキャリアより構成される周波数領域信号Ｘ（ｔ）へ変換する、ＦＦＴ段階２６へ与えられる。
【００１３】
周波数オフセット測定ブロック２４は、２つのブロック３２、３４を有する。ブロック３２は、周波数オフセットを測定するように動作しそして、ブロック３４は、補正信号ｃ（ｔ）を発生するように動作する。ブロック３２は、信号ｘ（ｔ）の位相を計算する段階３６、周波数オフセットを格納するアキュムレータ（ＡＣＣＵＭ）３８及び、周波数オフセットを推定する段階４０を有する。
【００１４】
推定された周波数オフセットは、ブロック３４を構成する、それぞれ、段階４２と４４の入力４１と４３に与えられる。段階４２では、対称な位相オフセットの推定値が作られそして、入力４３に与えられる推定された周波数オフセットを補正するために（位相オフセットを伴なう）補正正弦波を発生する、段階４４に与えられる。
【００１５】
本発明に従った方法の理解を容易にするために、各キャリアの信号配置に関する周波数オフセット補正の効果は、分離された１つの単一のキャリアをとることにより示される。
【００１６】
６４キャリアＯＦＤＭシステムの第１キャリアがとられそして全ての他のキャリアはスイッチオフされていると仮定する。
【００１７】
入力信号は、
【００１８】
【数１】
2004531156.tif 000003
である。
【００１９】
この入力に周波数オフセットΔｆが与えられる場合には、式（１）は、
【００２０】
【数２】
2004531156.tif 000004
となる。
【００２１】
周波数オフセットを補正するために、ｘ（ｔ）を、オフセットに等しく且つ反対の周波数を有する正弦曲線ｃ（ｔ）と、乗算する必要がある。
【００２２】
【数３】
2004531156.tif 000005
しかしながら、周波数オフセットは、雑音と周波数制限によってのみ推定される。
【００２３】
推定された周波数オフセットが、実際のオフセットに等しい場合には、ｘ（ｔ）がｃ（ｔ）により乗算されるときには、周波数オフセットは消失し：
【００２４】
【数４】
2004531156.tif 000006
である。各キャリアの位相に関する周波数オフセットの効果は、この信号を周波数領域へ変換することにより決定されることが可能である。これは、復調に重要である。ＤＦＴの一般的な式は：
【００２５】
【数５】
2004531156.tif 000007
である。
【００２６】
式（４）を式（５）へ代入すると、
【００２７】
【数６】
2004531156.tif 000008
となり、これは、単純にされ：
【００２８】
【数７】
2004531156.tif 000009
となる。
【００２９】
１Hzの入力信号について、ｆ＝１そして、１Hｚビンが試験される場合には、ｋ＝１であり、式（７）は、
【００３０】
【数８】
2004531156.tif 000010
となる。この式は、
【００３１】
【数９】
2004531156.tif 000011
【００３２】
【数１０】
2004531156.tif 000012
から開始する６４ベクトルの和を表す。
【００３３】
最終的な角度は、開始及び終了角度の平均である：
【００３４】
【数１１】
2004531156.tif 000013
この式から、合計の周波数オフセットに比例する位相オフセットが誘導されることが分かる。
【００３５】
復調器は、理想的には、位相オフセット誤差により歪まされていない入力を受信するべきである。これらの誤差の１つの発生源は、周波数オフセットが位相オフセットからの結果であるところである。位相オフセット誤差は、受信されているシンボルの列中に一定である限り、問題を発生しない。これは、受信機が、周波数オフセットをシンボルチェインの先頭で正しく推定しそして、これが変わらないことを仮定する。
【００３６】
しかしながら、受信機は受信されたシンボルの列中に規則的にその周波数オフセット推定値を更新しそして、これは、導入される位相オフセット誤差を変更することが、起こりそうである。これらの誤差により発生される妨害は、実効的に復調器に更に多くの位相雑音を加えそして、ＢＥＲの低下を発生しそして、復調器の性能を重大に劣化することとなる
この問題は、周波数オフセット式（３）を位相オフセットを考慮するように更新することにより、緩和されうる：
【００３７】
【数１２】
2004531156.tif 000014
位相オフセットが、周波数オフセットにより発生される合計の位相のおおよそ半分に等しいように更新されることがわかる。
【００３８】
オフセット補正が入力信号と乗算される場合には、次を得る：
【００３９】
【数１３】
2004531156.tif 000015
式（１０）を周波数領域に変換することにより、各キャリアの位相に関して有するのは何の効果かを見つけることが可能である。
【００４０】
信号ＤＦＴに代入することにより：
【００４１】
【数１４】
2004531156.tif 000016
【００４２】
【数１５】
2004531156.tif 000017
１Ｈｚ入力信号について、ｆ＝１そして、１Ｈｚビンが見られる場合には、ｋ＝１Ｈｚであり、式（１２）に代入すると：
【００４３】
【数１６】
2004531156.tif 000018
である。式（１３）は、
【００４４】
【数１７】
2004531156.tif 000019
から開始する６４ベクトルの和を表す。
【００４５】
最終的な角度は、開始及び終了角度の平均である：
【００４６】
【数１８】
2004531156.tif 000020
この式の試験から、周波数オフセットに比例するしかし推定された周波数オフセット内の変化によりもたらされない、一定の位相オフセットが誘導されることが分かる。
【００４７】
以下の例は、推定された周波数オフセットのこの独立を示す：
１Ｈｚ入力信号が、０．４Ｈｚの周波数オフセットを伴なって受信される。
シンボル１
受信機は、周波数オフセットを識別するがしかしこれを０．１Ｈｚとして過小評価する。受信機は、信号位相を考慮する修正された周波数オフセット補正式を使用する。６４点ＦＦＴへ送られるこの結果の信号は、従って、オフセット（０．４−０．１）＝０．３Ｈｚのオフセットを有する。これは、
【００４８】
【数１９】
2004531156.tif 000021
の第1のシンボルについての位相オフセット誤差を加える。
【００４９】
このオフセットは、推定された調整周波数に独立である。
シンボル２
受信機は周波数オフセットを再計算しそして、このときに正確にそれが０．４Ｈｚであることを決定する。６４点ＦＦＴへ送られる結果の信号は、従って、（０．４−０．４）＝０Ｈｚのオフセットを有する。これは、オフセット誤差を加えない：
【００５０】
【数２０】
2004531156.tif 000022
位相オフセットは、信号の元の周波数オフセットに関してのみ依存しているので、一定である。
【００５１】
本発明に従った方法の実行では、正の値から負の値へ線形に変化しそれにより対称な補正を発生させることを容易にする値のシーケンスを発生するために、上述の式（９）を参照し、補正は位相オフセット推定値により周波数オフセット推定値を乗算することにより対称に適用される。これは、時間領域の中央サンプルの位相が同じまま残りそして、望ましい周波数オフセット補正を得るために、中央サンプルのいずれの側のサンプルも回転する。これを行うことにより、シンボルの全体をわたる平均位相は、一定のまま残りそして、従って、各周波数キャリアの位相は変化しない。
【００５２】
ＯＦＤＭシンボルについて対称に周波数オフセット補正を適用することによる利益を説明するために、添付の図面及び図２から１０を参照する。
【００５３】
図２、３及び４は、受信機が複素１．２Ｈｚ入力信号を受信する状況に関連する（図２）。オフセット周波数測定ブロック２４（図１）は、周波数オフセットを計算しようとするがしかし、雑音のために、オフセットが無くそして信号は１Ｈｚ信号であると誤って考える。受信機は、その信号を周波数領域に変換する（図３）。１Ｈｚ周波数成分の位相は、図３から推定されることが可能であり、そして、信号配置図の形式で、図４にプロットされている。
【００５４】
図５、６及び７は、１．２Ｈｚで0.2Ｈｚだけオフセットされている次のシンボルを得る受信機に関連する。今回は、周波数オフセットを０．１Ｈｚとして推定し、即ち、受信された信号は、１．１Ｈｚであると考える。対称の逆回転を使用して入力信号を−０．１Ｈｚだけ逆回転させた後に、入力信号は図５に示すように見える。図６と７は、対応するＦＦＴと信号配置図を示す。周波数推定値は正しくなかったが、キャリアの位相は未変更である。
【００５５】
図８、９及び１０は、１．２Ｈｚで０．２Ｈｚだけ周波数オフセットのある次の次のシンボルを得る受信機に関連する。今回は、周波数オフセットを０．２Ｈｚとして正しく推定する。対称逆回転を使用して−０．２Ｈｚだけ入力信号を逆回転させた後に、入力信号は図８のように見える。図９と１０は、対応するＦＦＴと信号配置図を示す。キャリアの位相は未変更のまま残ることに、注意する。
【００５６】
図１１を参照すると、実線の正弦波５０は、ｆ＝１．４Ｈｚの周波数を有する入力信号を示し、そして、破線の正弦波５２は、周波数ｆ＝１．０Ｈｚへの−０．４Ｈｚだけの対称の逆回転された、１．４Ｈｚ信号を表す。逆回転は周波数及び位相オフセット補正信号ｃ（ｔ）を使用して実行される。
【００５７】
対称の逆回転を行うことにより、キャリアの位相は実質的に未変更のままで残る。この場合には、図２から４及び５から７に示されたように、それぞれ逆回転無し及び完全な逆回転以下が発生するときには、キャリアの位相は同じままであるが、しかし雑音により影響される。
【００５８】
正弦波５０を対称に逆回転することにより、ＯＦＤＭサブキャリアの間の直交性は、維持されることが可能であり、それにより、再生されたデータのＩＣＩとＢＥＲを実質的に減少させる。
【００５９】
図１２は、ＦＰＧＡ（フィールドプログラマブルゲートアレイ）、ａｓｉｃ（特定用途向け集積回路）又は、ＤＳＰ（ディジタル信号プロセッサ）で実行される、周波数オフセット測定ブロック２４の代わりの実施例のブロック概略図である。ブロック２４は、ＦＦＴ段階２６の出力に接続された入力と補正信号ｃ（ｔ）を発生する段階３４の入力に接続された出力を有する測定周波数オフセットブロック３２を有する。段階３４により発生された補正信号ｃ（ｔ）は、ディジタル化されたベースバンド信号ｘ（ｔ）を逆回転させるために、乗算器２２に、与えられる。
【００６０】
ＦＦＴ段階２６の出力でのＯＦＤＭキャリアは、全てのキャリアの平均位相回転が段階６０で計算される、段階３２に与えられる。段階６０の出力は、オフセット周波数が推定される段階６２に与えられ、そして対称な位相オフセットを推定する段階４２の入力４１に供給される。オフセット周波数の推定値と推定された対称な位相オフセットは、信号ｘ（ｔ）内の推定された周波数オフセットを補正する（位相オフセットを伴なう）補正正弦波ｃ（ｔ）を発生する、段階４４のそれぞれの入力４３と６３に供給される。
【００６１】
本明細書と請求項の構成要素の前の単語”ａ”又は”ａｎ”は、そのような要素の複数の構成要素の存在を除外しない。更に、単語”含む、有する”は、記載された以外の他の構成要素又はステップの存在を除外しない。
【００６２】
本開示を読むことから、他の修正は当業者には明らかである。そのような修正は、設計、製造及びＯＦＤＭ受信機と部品及び使用で既に知られた、他の特徴を含みそして、これは、個々に既に記載の特徴の代わりに又はそれに加えて使用され得る。
【図面の簡単な説明】
【００６３】
【図１】本発明に従って構成された受信機の概略ブロック図である。
【図２】本発明に従って構成された受信機により受信された０．２Hz周波数オフセットを有する複素１Hz信号入力の直交関連成分を示す時間帯振幅のグラフである。
【図３】周波数領域に変換された実及び虚出力のグラフを示す。
【図４】図３から推定された１Hzキャリアについての変換された実及び虚出力の信号配置図である。
【図５】−０．１Hz対称に逆回転された推定された０．１Hz周波数オフセットを有する１．２Hｚ複素信号の直交関連成分を示す時間帯振幅のグラフである。
【図６】周波数領域に変換された図５に示された信号の実及び虚出力のグラフを示す。
【図７】図６から推定された１Hｚキャリアについての変換された実及び虚出力の信号配置図である。
【図８】−０．２Hz対称に逆回転された推定された複素１．２Hｚ信号入力の直交関連成分を示す時間帯振幅のグラフである。
【図９】周波数領域に変換された図８に示された信号の実及び虚出力のグラフを示す。
【図１０】図９から推定された１Hｚキャリアについての変換された実及び虚出力の信号配置図である。
【図１１】入力信号の対称の逆回転を示す図である。
【図１２】測定周波数オフセットブロックの代わりの実施例の概略ブロック図を示す図である。
【図１】
2004531156.tif 000023
【図２】
2004531156.tif 000024
【図３】
2004531156.tif 000025
【図４】
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【図５】
2004531156.tif 000027
【図６】
2004531156.tif 000028
【図７】
2004531156.tif 000029
【図８】
2004531156.tif 000030
【図９】
2004531156.tif 000031
【図１０】
2004531156.tif 000032
【図１２】
2004531156.tif 000033
【国際公開パンフレット】
2004531156.tif 000034
2004531156.tif 000035
2004531156.tif 000036
2004531156.tif 000037
2004531156.tif 000038
2004531156.tif 000039
2004531156.tif 000040
2004531156.tif 000041
2004531156.tif 000042
2004531156.tif 000043
2004531156.tif 000044
2004531156.tif 000045
2004531156.tif 000046
2004531156.tif 000047
2004531156.tif 000048
2004531156.tif 000049
2004531156.tif 000050
2004531156.tif 000051
2004531156.tif 000052
【国際調査報告】
2004531156.tif 000053
2004531156.tif 000054
2004531156.tif 000055