(57)【要約】基準周波数若しくはクロック周波数に対して有理関係を有する周波数を合成する為の方法であって、複数の周期パターン信号（ｇ０−ｇＮ）を提供する過程と、Ｎウェイ整流子（２０）に前記複数の周期パターンを送る過程と、周波数ｆ１で前記周期パターンジェネレータをクロッキングする過程と、周波数ｆ２で前記整流子を回転させ、それによりｆ１＋ｆ２若しくはｆ１−ｆ２のアウトプット周波数を獲得する過程とを含む方法。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
有理デジタル合成の方法であって、
周期パターン信号を提供する過程と、
前記周期パターン信号をＮウェイ整流子に送る過程と、
周波数ｆ１で前記周期パターンジェネレータをクロッキングする過程と、
前記整流子を周波数ｆ２で回転させ、アウトプット周波数ｆ１＋ｆ２若しくはｆ１−ｆ２を得る過程とを有する方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
（従来技術）
しばしば、存在する基準周波数またはクロック周波数のｎ／ｍ倍の有理ファクタである周波数を含んだ信号ソースを合成することが要求される。このような合成の必要性は、ｎ及びｍが相対的に大きい素数であって、またそのようなシンセサイザの典型的な実行が、所望とする信号及び基準信号若しくはクロック信号のプリスケール（分割）周波数変化において位相ロックループ（ＰＬＬ）動作の利用を伴うケースを含んでいてもよい。これらのＰＬＬシンセサイザは、典型的には基準信号若しくはクロック信号の１／ｍ倍の比較周波数を用いて所望とする周波数の合成信号を生成するが、ｍの値が大きいことによって、大きな周波数分割による位相ノイズの限界を有する。そのような適用例では、位相ノイズパワーが分割比の二乗に比例する。
【０００２】
本発明の目的とするものは、有理合成（ｒａｔｉｏｎａｌ ｓｙｎｔｈｅｓｉｓ）、すなわち周波数を有する信号ソースの合成を可能とするシンセサイザを提供することである。ここでいう周波数とは、存在する基準周波数またはクロック周波数のｎ／ｍ倍の有理ファクタであって位相ノイズの劣化を伴うことが無いので、基準信号のそれと基本的に等しい位相ノイズを含む信号ソースを提供する。
【０００３】
（図示された実施例の詳細な説明）
図１は好適実施例の第１要素を示すものである。周期パターンジェネレータ１０は、ｇ０、ｇ１よりｇＮまでの複数の周期信号を提供する。ここでＮは周期パターンジェネレータよりのアウトプット信号番号である。図１に示された実施例では、循環シフトレジスタ１２がそれら信号生成に用いられる。ライン１５上の“シフト”信号は、ライン１６上のクロック（基準）信号の１／ｑである。シフトレジスタ１２の内容の初期化は、ライン１３上の“Ｌｏａｄ”コマンドに関連して平行に設けられたライン１４を介し、デジタルビットパターンをロードすることによって、イニシャライザ論理コントロールユニット１１のような手段によってなされる。代替となる周期パターンジェネレータは、本技術分野において周知の、例えばカウンタ及びレコーダ、若しくはマルチタップを有する周期状態機構（ｐｅｒｉｏｄｉｃ ｓｔａｔｅ ｍａｃｈｉｎｅ）のようなその他の手段を用いて構成されても良い。シフトレジスタ１２を用いる本発明の実施例では、（”１’ｓ”、及び”０’ｓ”が３回連続する場合）初期的に方形波のパターンがロードされるが、続いて明らかとされるように、あるスペクトル純度要求に対しては他のパターンが適する場合もある。シフトレジスタ１２における方形波の計算に関し、ｇ０、ｇ１よりｇＮまでの周期信号の結果的波形が図２に示されている。おわかりのように、基準クロック信号のＮ＊ｑ倍にあたる周期を有する方形波の位相シフト変形が見受けられる。この周期に関連の周波数は、‘シフトレジスタ周波数’若しくは‘周期状態機構周波数’と呼ばれており、このケースではｆｃ／（Ｎｑ）である。ここでは、ｆｃは基準クロック周波数である。ｇ０、ｇ１よりｇＮまでの周期信号は、位相整流子（Ｐｈａｓｅ Ｃｏｍｍｕｔａｔｏｒ）２０へと送られる。ここでは、位相整流子とはＭＵＸコントロールラインによって制御されたＮウェイデジタルマルチプレクサであり、ライン２１へアウトプットデジタル信号ｆ（ｔ）を提供する。位相整流子２０の周期動作は、カウンタ２４のデコード状態によって決定される。各クロックサイクルで、デコーダ２３がカウンタ２４の異なる状態をデコードし、それで整流子のスライダを制御し、アウトプットライン２１に接続されるべき、異なった信号ｇｊを選択する。ｇ０、ｇ１よりｇＮまでのすべての信号ラインが連続して順に選択される場合は、位相整流子２０の周期は基準周期のＮ倍ほど低くてもよい。カウンタ２４のドライブ中に、整数ｐを単位とする基準クロックの内部プレ−ディバイダ（ｐｒｅ−ｄｉｖｉｄｅｒ）が含まれる場合は、整流子２０の周波数は基準クロック信号周波数のＮ＊ｐ分の１となる。この周波数は‘整流子周波数’と呼ばれ、ｆｃ／（Ｎｐ）で表される。整流子２０のスライダに利用可能な周期信号の位相は、ｇ０、ｇ１よりｇＮまでの連続的な選択を通して進行するので、位相整流子の動作を、アウトプットにおける位相を含む信号ｆ（ｔ）の供給であるとみなしてもよい。ここで位相は、時間変化する連続線形位相シフトとおおよそ等しい離散時間のステップ（ｓｔｅｐ）である。Ｎが６である場合の例が、図３に示されている。図３を参照すると、信号ｆ（ｔ）の位相の軌跡が、位相整流子のサイクルあたり６つの等しいステップを有するステップ状の軌跡３０として記載されている。それは、真っ直ぐな波線で示されている線形の位相の軌跡３１にほど近い離散時間であることがわかる。
【０００４】
ここで信号パラメータを取り扱う当業者は、時間の経過にともなって位相シフトが線形変化する信号は、単にオリジナル周波数が書き換えられ変更された信号であるとわかるだろう。周波数シフト量は、位相の軌跡の傾きによって単純に与えられるものであり、また２πのトータルの位相シフトが生じる周期の逆数に等しい。図３の実施例では、周波数シフトは整流子の回転周波数と等しく、それはクロック周波数の６分の１である。上述の実施例では位相シフトのステップが正であり、故に周波数シフトは正であって、結果としてより高い信号周波数を伴うということを意味することがわかるだろう。位相整流子２０のスライダ回転方向を反対方向（時計回り）へと逆にすることで、図３に示されているような位相の軌道は負の傾きを示し、負の周波数シフトに対応する。オリジナルの方向で操作される場合でも、シフトレジスタ１２のビットシフト方向を逆にして位相整流子２０を維持することによって、同じような周波数減少効果が達成されてもよい。いずれのケースでも位相シフトの相対的方向によって、周波数シフト（または周波数変換）が上向き、下向きのいずれであるのかを決定する。この周波数変換効果は、本技術分野では周知の周波数混合に等しく、また同様に上向き及び下向きの変換は、各々Ｕｐｐｅｒ Ｓｉｄｅ Ｂａｎｄ （ＵＳＢ）及びＬｏｗｅｒ Ｓｉｄｅ Ｂａｎｄ （ＬＳＢ）混合成分で合成されたＳｉｎｇｌｅ Ｓｉｄｅ Ｂａｎｄ （ＳＳＢ）に等しい。
【０００５】
本発明の別の好適実施例の別様式では、位相整流子２０のスライダは、１を除く各クロックサイクルあたり信号ラインｋ本分進められてもよく、それによってアウトプットシーケンスｇ０、ｇｋ、ｇ２ｋ、ｇ３ｋを提供する。ここでは、下に付された文字は評価されたモジューロＮである。例えばこのことは位相の軌跡３２によって図３で示されており、それは連続線形位相シフトの軌跡３３に近い。この例で見られるように、結果として生じる位相の傾きが二倍になっており、変換周波数シフトが軌跡３０の傾きの二倍であることを意味している。この場合は、１サイクルあたり３つの位相サンプリングポイントのみが存在し、線形位相シフトの軌跡の接近特性を減少させる。しかし、サイクル（ナイキストサンプリング基準）あたり２より多い位相サンプルが存在する限り、かなりのエネルギーが目的のシフト周波数でアウトプット信号ｆ（ｔ）に存在しうる。しかし、スペクトル純度は、位相シフトした信号ラインのより大きな番号（Ｎ）を有する位相整流子より生じるものよりは低い。
【０００６】
周波数の関数としてのアウトプット信号ｆ（ｔ）の振幅スペクトルが、図４に定性的に描写されている。アウトプット信号の目的周波数はスペクトル成分４０を有することが示されており、それは他のすべての成分と比較しても、エネルギー成分として最も高い。考察を容易にするため、整流子周波数４０が、周波数スケールとして中心におかれる。周波数のスケールには、シフトレジスタ周波数４２の整数ユニット（ｉｎｔｅｇｒａｌ ｕｎｉｔｓ）を用いる。スペクトル成分４３、４４、４５、及び４６は、周期パターンジェネレータ１０によって提供された信号ｇｊの方形波特性の奇数の高調波成分に起因するものであり、また周期パターンジェネレータ１０によって提供された方形波の３番目、５番目、７番目の高調波（ｈａｒｍｏｎｉｃｓ）と個々に関連している。他の低いレベルのスペクトル成分が存在してもよいことに注意して頂きたい。スペクトル成分４７の相対的なレベルが、（Ｎ値に対する）位相の増加分解能と、整流子周波数及びシフトレジスタ周波数の相対的一致とに関連することが、数学的に示されても良い。シフトレジスタサイクルの周波数に対して整流子周波数が充分に高いので、成分４７はＮ値が増加するにつれて連続して小さくなりうる。このことは、Ｎが増加する（整流子及びシフトレジスタの周波数を一定に保つ）ので、図３の位相の軌跡３０が連続する線形の位相の軌跡３１に漸近的に接近するという事実に基づく。勿論、Ｎのより高い値は、位相整流子のアウトプットで同一周波数を獲得するべく、より速いクロック周波数を要求しうる。さらには、Ｎの増加が、周期パターンジェネレータ１０及び位相整流子２０を実行するのに高度な複雑性を要求し得ることがわかる。
【０００７】
先の話をもとに、アウトプット信号の、結果として生じる周波数に話を戻すと、周波数変換に基づく最も支配的な所望の周波数成分が、整流子の回転方向に依存する符号（ｓｉｇｎ）を有するｆｃｋｓ／（Ｎｑ）と等しい量、シフトすることが理解されている。また、ここでは、＋１若しくは−１の値を仮定する側波帯値ｓを用いて回転方向を示す。異なる回転速度で駆動するオーダーＮの複数の整流子をカスケードさせることで、結果として周波数Ｒ０を含む信号を得ることができる。Ｒ０は、次式、
【０００８】
【数１】
2004501562.tif 000003
で与えられるものであり、ここで下付の値は整流子セルの番号を示す。この合計式は、カスケードされた整流子のミキシング特性に依存する。このようなわけで、周波数がＲ０／ｆｃに関する可能な有理値の充分なセットを構成する信号は、既述の実施例に、用語「有理シンセサイザ」を追加して、これら構造で生成されても良い。
【０００９】
複雑性の低い整流子（Ｎ値が低い値である）を用いる本発明のシンセサイザのためには、ｋの唯一の実用値は１であり得る。そのようなわけで、所望の合成レートＲ０／ｆｃが与えられると、問題が直ちにｑ１，ｑ２，・・・の値を見いだし、よって、
【外１】
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の関係が保たれる。換言すれば、ユニット分数の合計として（有理数であると想定される）所望の合成比を示すことが必要である。単純化のためには、最小の項数で、好ましくは分母ｑ１、ｑ２、・・・が可能な限り最小の値を有するようなユニット分数表示を見つけだすことが望ましい。整数論の文献では、“エジプト分数”のケースにおいてかなりの効果（ｗｏｒｋ）を有する、そのような説明に想到する複数のアルゴリズムが示されている。ここで、すべての分数は正である。そのような数学的効果の簡単な概略は、Ｓｐｒｉｎｇｅｒ− Ｖｅｒｌａｇ社の、Ｒｉｃｈａｒｄ Ｋ． Ｇｕｙによる”Ｕｎｓｏｌｖｅｄ Ｐｒｏｂｌｅｍｓ ｉｎ Ｎｕｍｂｅｒ Ｔｈｅｏｒｙ”， 第２版 （１９９４年）中、Ｄ１１セクション（１５８ページ以降）に記載されている。合成比の表示において正負双方のユニット分数を考慮することで数学的制約が最小化されると認識されており、それがより小さな分母を有するより不十分な合計という結果に終わっても良い。この一般的ケースでは、発明者はシンプルな特性を用いることが有用であると認識する。シンプルな特性とは、有理数Ｒの連分数で示されるものであり、次式、
【００１０】
【数２】
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で与えられ、ここでａｉは整数である。Ｒが有理数であるので、連分数は有限なものである。Ｒの収束性は、連続（ｓｅｑｕｅｎｃｅ）を切り捨てることで形成され、その値はＲを交互に越えたり越えなかったりし、またＲに近い連続有理数である。連続収束は、分母の増加を伴うユニット分数であるという相違を有する。これら一連の相違は、互い違いの符号を有するＲの所望とするユニット分数表示を提供する。度々このような配列中に複数の連続項が混合されても良く、より値の小さな分母を有するシングルのユニット分数を成し、より短い連続（ｓｅｑｕｅｎｃｅ）を生成する。Ｒの実際の値のおかげで、３つの項のみでユニット分数表示を見つけだすことができる。このような特性は、Ｗ． Ｓｉｅｒｐｉｎｓｋｉの”Ｓｕｒ ｌｅｓ ｄｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎｓ ｄｅ ｎｏｍｂｒｅｓ ｒａｔｉｏｎａｌｓ ｅｎ ｆｒａｃｔｉｏｎｓ ｐｒｉｍａｉｒｅｓ” Ｍａｔｈｅｓｉｓ， ６５（１９５６年）の１６−３２ページに記載されているように、ユニット分数上のＥｒｄｏｓ予想のＳｃｈｉｎｚｅｌ変化によって示唆されている。故に、理論上二つの整流子セルのみのカスケードを有する本発明の有理数シンセサイザは実行可能である。
【００１１】
図１に示されている位相整流子は一つのアウトプットしか有していない。整流子のカスケードを提供するため、また、最善のスペクトル純度結果を得るためには、複数のスライダを含む整流子を有することが都合がよい。整流子は、入力信号ｇ０、ｇ１よりｇｎまで連続して整流を行い、類似のスペクトル特性を有するが異なった位相を有するｆ０、ｆ１よりｆＮまでの一連のアウトプット信号を提供する。この方法で、位相サンプリングの保全性をうまく保つカスケードが可能となりうる。カスケードされた整流子を用いる、本発明に基づく有理シンセサイザの実施例が図５において示されている。この実施例において、整流子セル２はライン５２上に３つのインプット（Ｎ ＝ ３）を、ライン５３上に３つのアウトプットを有する。自身の独立したカウンタ上で作動するサブサンプルされたＮ＝６の整流子が、カスケード整流子セル１である。図６では、二つの独立した４ウェイ整流子（Ｎ＝４）のカスケードが示されている。第一の整流子セル６１は、４位相周期ジェネレータ６０によって送られる。第一セルのアウトプット信号は第２の整流子セル６２に送られる。各整流子セルは、その内部に特定のカウンタと適切な周波数のために要求されるデコーダとを有することが知られている。第２の整流子セル６２の４つの位相アウトプットは、さらに、望ましくないスペクトル成分をフィルタリングするのに用いられうる加重（ｗｅｉｇｈｔｉｎｇ）フィルタ６３へと送られる。フィルタの動作は、各アウトプット位相に対し多様な加重係数の利用を可能とし、すべてのアウトプット信号の一次結合であるアウトプット信号の構築を可能とするような有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタに類似している。これら係数は、加重フィルタの差動増幅器に対するインプットレジスタの値によって決定される。所望としない側波帯の、さらなるスペクトル浄化が要求される場合は、浄化は加重フィルタ６３のアウトプット信号を、記号６４で示される注入ロッキングオシレータ（ＩＬＯ）若しくは位相ロックループ（ＰＬＬ）装置へと送ることで達成されても良い。そのように、ライン６５上のアウトプット信号はスペクトル成分が存在し得ない。
【００１２】
測定可能な動作周波数を維持する一方で、位相サンプリング解像度と実行上の複雑さとの良好な妥協点が提供されるので、４ウェイ整流子の利用にはかなりの利点が存在する。それは、４ウェイデジタルマルチプレクサに利用可能な非常に効率的なデザインのおかげである。本発明の４ウェイ整流子ベースの有理シンセサイザを用いる実施例及び適用例の詳細な記述は、共通の代理人による同時係属出願”Ｒａｔｉｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｓｙｎｔｈｅｓｉｚｅｒｓ”（２０００年５月２５日）によって提供され、ここの参照することで本願の一部とする。本発明による、４つのインプットＩ１、１２、１３、及びＩ４と、４つのアウトプットＯ１、Ｏ２、Ｏ３、及びＯ４を有するフル４ウェイ整流子の実施例が図７に示されている。デコーダ（図示せず）が制御ラインＣ１乃至Ｃ４を介して整流子の動作を命じ、整流子に適した逐次的ルーティングに影響を与える。Ｃ１乃至Ｃ４の適切な制御ライン値、０若しくは１によって繰り返される４つの逐次的な状態が次図に示されており、ここで制御ラインＣ１乃至Ｃ４の符号（ｓｅｎｓｅ）は、図７で示された状態に於ける論理値がすべて０になるように定められる。
【００１３】
【表１】
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表１を参照すると、基準周期である持続時間にわたって、状態機構（ｓｔａｔｅ ｍａｃｈｉｎｅ）のフルサイクルが各ｑＮクロックパルスごとに終了することが明らかである。その周期中、整流子はｑ回転し、無次元（ｄｉｍｅｎｓｉｏｎｌｅｓｓ）の整流子周波数ｑを生じる。図１の単一セル構造のかわりにＮ整流子スライダを有し、各々が対応するアウトプット信号を有する場合は、一般的には１及び０のバイナリ値の間、及び＋１及び−１のバイナリナンバフィールド間が同形であることを用いてより一般的に数学的に解析されてもよい。そのようなわけで、一般的損失を除いて、すべてのバイナリ信号は＋１若しくは−１の値をとる。一般的に、Ｎウェイ有理シンセサイザ整流子のためには、整流子よりのｍ番目のアウトプット信号がｆｍ（ｔ）として時間の関数として指定され、それは周期的で、またそのようなわけでＦｍ（ｎ）として指定されたフーリエスペクトル成分に従って表現されても良い。ここで、ｎは、周波数の高調波指数（ｈａｒｍｏｎｉｃ ｉｎｄｅｘ）であり、基本周期の周波数あたりｎ回と言うことをしめす。整流子に対するインプット信号は、時間の関数として、ｇ０（ｔ）、ｇ１（ｔ）乃至ｇＮ（ｔ）として示される。より一般的には、信号が、Ｎステージのシフトレジスタ内に一つのサイクルを有するだけでなく、ｒ回の完全なサイクルを有するとすれば、アウトプット信号のフーリエスペクトルは、次式、
【００１４】
【数３】
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で示され、ここでＨ（ｌ）は、
【００１５】
【数４】
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で示されるｌの識別子関数であり、またＧ（ｌ）は周期信号ｇ０（ｔ）の周波数ｌのフーリエ係数である。式（３）を見てみると、ゼロでないフーリエ係数が、Ｈ（ｌ）の定義の上部分の整数ｌ及びｕにおける線形Ｄｉａｐｈｏｎｔｉｎｅ式が解を有する（正若しくは負の）周波数ｎのみに存在し得ることがわかる。基数の理論ツール（ｂａｓｉｃ ｎｕｍｂｅｒ ｔｈｅｏｒｅｔｉｃ ｔｏｏｌ）を用いることで、（奇数順の高調波ｌのみを有する）ｇ０（ｔ）の方形波のために、ゼロでないパワーが存在するオフセット周波数ｎの式が、
【００１６】
【数５】
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で示され、ここでｄは２（ｓｒ＋ｑ）及びｑＮの最大共通分母である。
【００１７】
ここで、μはゼロでないスペクトル成分を示すのに用いられる正若しくは負の整数である。それ故に、パラメータを選択することが可能である。それは一方で所望の周波数が生成され、また一方ではｄが最大化され、所望の周波数ｓｑ＋ｒに関する最大のスペクトル純度のクリアランス（ｃｌｅａｒａｎｃｅ）を提供する。
【００１８】
上述した数式２乃至４におけるスペクトル成分式は、すべての奇数のハーモニクスを含む方形波を介して回転する周期パターンジェネレータの為のものである。これらの成分及び周波数のエイリアスは整流子の周波数と混合され、ある場合に所望の周波数近傍に所望としない側波帯成分を生成しうる。信号パターンは、図８に示されているような周期パターンジェネレータによる５番目までのすべての高調波に制約されることなく構築可能であり、非方形波パターンを有する６ウェイ整流子を用いるＰＬＬを備えた有理シンセサイザの実施例が示されており、より良いスペクトル純度を明確に提供するべく設計されている。また、高周波数のミキシングを要求する適用例のために、差分ＤＳＢミキサーも組み込まれ、更に対称型の波動（ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ）を差分ローパスフィルタ８６に送ることを可能とする差分位相ディテクタ（ＰＤ）が組み込まれる。この場合は、アウトプット８２及び８３における有理シンセサイザの所望とする周波数の整数倍でＶＯＣ８８がロックされる。
【図面の簡単な説明】
【図１】
好適実施例の第１の構成要素を示す図である。
【図２】
周期信号ｇ０乃至ｇＮを示す図である。
【図３】
時間経過に伴う位相の変化を示す図である。
【図４】
周波数関数としてのアウトプット信号ｆ（ｔ）の振幅スペクトルを示す図である。
【図５】
カスケード接続された整流子を用いる本発明による有理シンセサイザの実施例を示す図である。
【図６】
二つの独立型４ウェイ整流子（Ｎ＝４）のカスケード接続を示す図である。
【図７】
本発明による、４つの入力及び出力を有するフル４ウェイ整流子の実施例を示す図である。
【図８】
非方形波パターンを有する６ウェイ整流子を用いるＰＬＬを備えた有理シンセサイザの実施例を示す図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【国際公開パンフレット】
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【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
2004501562.tif 000037
【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
2004501562.tif 000038
2004501562.tif 000039
【国際調査報告】
2004501562.tif 000040
2004501562.tif 000041
2004501562.tif 000042