(57)【要約】【解決手段】フェライト移相器は第１シリンダ及び第２シリンダを有する導波路を有し、第１シリンダの半径は第１シリンダの半径より小さい。第２シリンダは、２つのシリンダが共通対称軸を有するように、第１シリンダ内に配置される。導波路は、円盤として形成され第２シリンダ内に配置された第１隔壁を有する。円盤は、円盤を貫通して形成されたパイ状開口を有し、２つのシリンダ及び円盤が同一の対称軸を共有するように第２シリンダ内で中心に配置されている。第２シリンダは、パイ状開口と整列する、第２シリンダを貫通して形成された開口を有する。導波路は、パイ状開口を二等分しながら第１シリンダから円盤の中心まで延びる第２隔壁を更に有する。
2004531973.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力部、出力部、前記入力部及び前記出力部間に配置された導波路構造、及び該導波路構造を少なくとも部分的に充填するフェライト材料を具備するフェライト移相器であって、
前記導波路構造が、第１半径を有する第１の略筒状要素と、第２半径を有する第２の略筒状要素と、第１の略円盤状隔壁と、第２の略平板状隔壁とを具備し、
前記第２半径は前記第１半径より小さく、
前記第２要素は、該第２要素の全長に延びて貫通して形成された開口を有し、且つ前記第１及び第２の要素が共通の対称軸を有するように前記第１の要素内に配置され、
前記第１隔壁は、前記第２要素及び前記第１隔壁が共通の対称軸を有するように前記第２要素内の中心に配置され、
前記第１隔壁は、外周と、中心と、及び前記外周を貫通して形成され前記中心に対して傾斜するパイ状開口とを有し、
前記第２要素の前記開口は、前記パイ状開口を遮らないように前記パイ状開口と整列し、
前記第２隔壁は、前記パイ状開口を二等分し前記第１隔壁にほぼ直交しながら、前記第１要素から前記第２隔壁の前記中心まで延びるように、前記第１要素内に配置され、
前記第２隔壁は、前記フェライト移相器の前記出力部から前記入力部を分離するよう構成されていることを特徴とするフェライト移相器。
【請求項２】
前記フェライト材料は前記導波路構造の全体を充填することを特徴とする請求項１記載のフェライト移相器。
【請求項３】
前記導波路構造内の前記フェライト材料を取り囲むよう構成された複数のカバー部をさらに具備することを特徴とする請求項１記載のフェライト移相器。
【請求項４】
磁場を生成し、該磁場を前記フェライト材料に横方向に印加する磁場生成印加手段をさらに具備することを特徴とする請求項１記載のフェライト移相器。
【請求項５】
前記磁場生成印加手段は電気制御可能であることを特徴とする請求項４記載のフェライト移相器。
【請求項６】
導波路構造を製造する工程と、該導波路構造の少なくとも部分的にフェライト材料を充填する工程とからなり、
前記導波路構造製造工程が、
第１半径を有する第１の略筒状要素を設ける工程と、
前記第１半径より小さい第２半径を有する第２の略筒状要素であって、該第２要素の全長を貫通して形成された開口を有する前記第２要素を設ける工程と、
前記第１及び第２の要素が共通の対称軸を有するように、前記第２要素を前記第１要素内に配置する工程と、
外周、中心、及びパイ状開口を有する第１の略円盤状隔壁であって、該第１隔壁は、前記外周を貫通して該第１隔壁の前記中心まで延びて形成された前記第１隔壁を設ける工程と、
前記第１隔壁が前記第２要素内の中心に配置され、前記第１隔壁及び前記第２要素が共通の対称軸を共有するように、前記第２要素内に前記第１隔壁を配置し、前記パイ状開口を遮らないように前記第２要素の前記開口を前記パイ状開口に整列させる工程と、
第２の略平板状隔壁を設ける工程と、
該第２隔壁が前記パイ状開口を二等分し前記第１隔壁にほぼ直交しながら、前記第１要素から前記第２隔壁の前記中心まで延びるように、前記第２隔壁を前記第１要素内に配置することにより、前記フェライト移相器の前記出力部から前記入力部を分離する工程と
からなることを特徴とするフェライト移相器の製造方法。
【請求項７】
前記充填工程は、前記導波路全体を前記フェライト材料で充填する工程であることを特徴とする請求項６記載のフェライト移相器の製造方法。
【請求項８】
複数のカバー部を設ける工程と、
該カバー部を前記導波路構造の両側に配置して該導波路構造内に前記フェライト材料を取り囲む工程とを
さらに具備することを特徴とする請求項６記載のフェライト移相器の製造方法。
【請求項９】
前記ファライト材料に磁場を生成し該磁場を横方向に印加する工程をさらに具備することを特徴とする請求項６記載のフェライト移相器の製造方法。
【請求項１０】
前記磁場生成工程は、前記磁場を電磁的に生成する工程であることを特徴とする請求項９記載のフェライト移相器の製造方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はアナログ移相器に関し、より詳細には大電力フェライトマイクロ波移相器（phase shifter）に関する。
【背景技術】
【０００２】
フェライト移相器は、印加された磁場を使用してフェライトの透磁率を変化させることにより、移相器デバイスを伝播する信号の速度及び位相を制御することが知られている。従来のフェライト移相器は、矩形導波路構造、少なくとも部分的に導波路を充填するフェライト厚板、導波路の周囲に巻かれたワイヤコイルを具備する。ワイヤコイルは、磁場を生成するための可変制御電流が流れるようになっている。可変制御電流は、フェライト厚板に対して横方向に印加され、矩形導波路構造内を伝播する信号の位相をシフトする。
【特許文献１】
米国特許第３６５４５７６号明細書
【特許文献２】
米国特許第３５５５４６３号明細書
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
従来のフェライト移相器の一つの欠点は、低周波マイクロ波信号を流すようになっている場合、移相器デバイスが大きくなって嵩張るという点である。このような大きくて嵩張るフェライトマイクロ波移相器はまた、製造コストが高いので、大量生産工程に順応しない。
【０００４】
従って、マイクロ波信号を取り扱うためにより小型のフェライト移相器が望ましい。このようなフェライトマイクロ波移相器は、低コストで大量生産工程での製造に適合するであろう。また、大電力用途で使用可能な小型のフェライトマイクロ波移相器が望ましい。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明によれば、小型で且つ低コストの大電力フェライトマイクロ波移相器が提供される。本明細書に開示される発明の利点は、移相器の寸法を小さくするのみならず、印加された高周波（ＲＦ）磁場の有効性を上げる導波路構造を提供することにより実現される。
【０００６】
一実施形態において、大電力フェライトマイクロ波移相器は、第１の略筒状要素及び第２の略筒状要素を有する導波路構造を具備し、第２筒状要素は第１筒状要素の半径より小さい。第２筒状要素は、２つの筒状要素が共通の対称軸を有するように、第１筒状要素内に配置される。導波路構造は、円盤として形成され第２筒状要素内に配置された第１隔壁を有する。円盤は、円盤の外周を貫通して形成され円盤中心に対して傾斜するパイ状開口を有する。円盤は、第１筒状要素、第２筒状要素及び円盤が同一の対称軸を共有するように第２筒状要素内で中心に配置されている。第２筒状要素は、第２筒状要素を貫通して形成され第２筒状要素の全長に延びる開口を有する。第２筒状要素の内壁は、第２筒状要素の開口が円盤のパイ状開口と整列するように、円盤の外周縁に結合される。このため第２筒状要素は、パイ状開口を遮ることなく円盤に結合される。導波路構造は、円盤のパイ状開口を二等分しながら第１筒状要素から円盤の中心まで延びる第２平板状隔壁を更に有する。第２隔壁は、第２隔壁が円盤の平面に略直交するように、円盤中心で第１筒状要素の内壁及び円盤に結合される。
【０００７】
好適な位置実施形態において、フェライトマイクロ波移相器は全体をフェライトで充填される。フェライトマイクロ波移相器は、第１筒状要素の外周に巻かれ高周波磁場を生成するために可変制御電流を流すようになっているワイヤコイルを有する。可変制御電流は、小型の導波路構造内を伝播する信号の位相を制御可能にシフトするために、フェライトに対して横方向に印加される。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
添付図面に関連して以下の詳細な説明を参照すれば本発明をより理解される。
【０００９】
寸法及び製造コストの双方を低減した大電力フェライトマイクロ波移相器を開示する。本明細書に開示されたフェライトマイクロ波移相器は、印加される高周波（ＲＦ）磁場の有効性を上げながら、移相器デバイスの寸法を小さくする導波路構造を内蔵する。
【００１０】
図１（ａ）〜（ｃ）、図２（ａ）及び（ｂ）並びに図３（ａ）及び（ｂ）は、本明細書に開示されたフェライトマイクロ波移相器の展開を示す。特に図１（ａ）は、ｘ−ｙ平面で矩形断面を有する矩形導波路１００の例示実施形態を示す。矩形導波路１００は、導波路内の高周波エネルギーの伝播方向を定義するｚ軸に沿って縦に延びている。また、矩形導波路１００は、幅「ａ」を定義するｘ軸に沿って長い横方向寸法を有し、高さ「ｂ」を定義するｙ軸に沿って短い横寸法を有する。
【００１１】
当業者であれば、矩形導波路１００等の矩形導波路は通常、２：１の縦横比を有することを理解するであろう。さらに、２：１の縦横比を有する矩形導波路は、導波路の幅の２倍に等しいカットオフ波長λcを有する、すなわちλc＝２ａである。
【００１２】
図１（ｂ）は、高周波エネルギーを伝えるようになっている、矩形導波路１００の高周波伝播モード１０４を示す。図示の実施形態において、高周波伝播モード１０４は、ＴＥ10、すなわち矩形導波路１００の支配モードである。高周波伝播モード１０４によれば、電場（Ｅ）及び磁場（Ｈ）の双方は矩形導波路１００の内側にある。電場はｙ軸に沿って向いた力線を有し、磁場は電場に力線に直交する力線を有する。さらに、電場の振幅、矩形導波路１００の中心で最大であり、導波路の短辺に接近すると減少する。
【００１３】
図１（ｃ）は、導波路の高周波伝播モード１０４を更に示す、矩形導波路１００の１ｃ−１ｃ線に沿った断面図である。特に図１（ｃ）は、矩形導波路１００内側の磁場の循環極性（circular polarization）を示す。
【００１４】
図２（ａ）は、折り曲げられた矩形導波路２００の例示実施形態を示す。例えば、折り曲げられた矩形導波路２００は、矩形導波路１００（図１（ａ）参照）の長手横寸法を後方に折り曲げることにより、理論上は形成できる。図示の実施形態において、折り曲げられた矩形導波路２００は、ｘ−ｙ平面において矩形断面を、ｙ軸に沿ってａ／２の長手横寸法を、ｘ軸に沿って２ｂの短手横寸法をそれぞれ有する。さらに、矩形導波路２００は、導波路の一短辺に結合されｙ軸に沿って導波路の中心に延びる隔壁２０２を有する。矩形導波路１００（図１（ａ）参照）のように、隔壁２０２を含む、折り曲げられた矩形導波路２００は、導波路の高周波エネルギーの伝播方向を定義するｚ軸に沿って縦に延びる。また、折り曲げられた矩形導波路２００は、導波路の長手横寸法ａ／２の４倍である２ａに等しいカットオフ波長λcを有する。上述したように、折り曲げられた導波路構造２００を形成するには矩形導波路１００（図１（ａ）参照）を理論上折り曲げることにより、矩形導波路１００の少なくとも一寸法は約５０％減少することに留意されたい。
【００１５】
図２（ｂ）は、高周波エネルギーを伝えるようになっている、導波路の高周波伝播モード２０４を示す、折り曲げられた矩形導波路２００の端面図である。図２（ｂ）に示されるように、高周波伝播モード２０４は隔壁２０２の周りで折り曲げられる。この高周波伝播モード２０４によれば、電場及び磁場の双方は導波路２００の内側にある。電場は隔壁２０２から発生する力線を有し、磁場は電場の力線に直交する力線を有する。さらに、電場の振幅は、ｙ軸に平行な導波路の中心で最大であり、隔壁２０２の基部で導波路の短辺に接近すると減少する。折り曲げられた矩形導波路２００の内側の磁場は矩形導波路１００（図１（ｃ）参照）の内側の磁場のように循環極性を有することを理解すべきである。
【００１６】
図３（ａ）は、別の折り曲げられた矩形導波路３００の例示実施形態を示す。折り曲げられた矩形導波路３００は、隔壁３０２に直角に結合されて「Ｔ」を形成する横木３０６を有する点を除き、折り曲げられた矩形導波路２００（図２（ａ）参照）と同様であることに留意されたい。隔壁３０２及び横木３０６の双方は、ｚ軸に沿って同一の広がりを持つように延びる。横木３０６は、矩形導波路３００の電流搬送領域を増大するようになっているので、損失が減少する。また、折り曲げられた矩形導波路３００が横木３０６を有することは、導波路の中心でのキャパシタンスを増大し、導波路の周辺部でのインダクタンスを減少するので、導波路の有効インピーダンスが減少する。この結果、折り曲げられた矩形導波路３００のインピーダンスは、導波路及び標準的同軸コネクタ間のインピーダンス整合を容易にするために、５０Ωにより近づくよう設定することができる。
【００１７】
また、折り曲げられた矩形導波路３００が横木３０６を有することは、導波路の性能をリッジ（ridge）導波路の性能と同様にする。例えば、矩形導波路構造３００は、理論的には横木３０６の両端にヒンジ３０８を挿入し、ヒンジ３０８付近の導波路の各コーナーにヒンジ３１０を挿入することにより、リッジ導波路に近似させるよう変更可能である。次に、矩形導波路３００は、ヒンジ３０８，３１０で理論的には広げられて、図３（ｂ）に示されるように単一畝の導波路構造を実現することができる。単一畝の導波路構造に関連するカットオフ波長λcは増大可能であり、リッジ導波路の有効インピーダンスはリッジ導波路のギャップ幅ｇ（図３（ｂ）参照）を減少することにより低減されることに留意されたい。続いて、折り曲げられた矩形導波路３００の対応するカットオフ波長λc及び対応する有効インピーダンスは、横木３０６及び導波路の隣接する短辺間のギャップ幅ｇ（図３（ａ）参照）を減少することにより、同様に調整可能である。折り曲げられた矩形導波路３００の内側の高周波伝播モード（図示せず）は、折り曲げられた矩形導波路２００の内側の高周波伝播モード２０４（図２（ｂ）参照）と同様であることを理解すべきである。
【００１８】
図４（ａ）は、本発明に従ったフェライトマイクロ波移相器４００の例示実施形態を示す。図４（ｂ）及び（ｃ）は、それぞれ４ｂ−４ｂ線及び４ｃ−４ｃ線に沿ったフェライトマイクロ波移相器４００の断面図である。図４（ｄ）及び（ｅ）は、フェライトマイクロ波移相器４００の斜視図である。図示の実施形態において、フェライトマイクロ波移相器４００は、理論上、導波路構造３００の両端が一致するまで、折り曲げられた矩形導波路３００（図３（ａ）参照）を縦寸法に沿って曲げることにより形成可能な導波路４０１を有する。
【００１９】
図４（ａ）〜（ｅ）に示されるように、導波路構造４０１は、第１の略筒状要素（第１シリンダ）４２０、第２の略筒状要素（第２シリンダ）４２２、第１隔壁４２４及び第２隔壁４３０を有する。特に、第２シリンダ４２２の半径r2は、第１シリンダ４２０の半径r1より小さい。半径r1及びr2間の差は、折り曲げられた矩形導波路３００（図３（ａ）参照）のギャップ幅ｇにほぼ対応することに留意されたい。第２シリンダ４２２は、第１シリンダ４２０及び第２シリンダ４２２が共通の対称軸を有するように、第１シリンダ４２０内に配置される。第１隔壁４２４は、円盤として形成され、第１シリンダ４２０、第２シリンダ４２２及び円盤４２４が同一の対称軸を共有するように第２シリンダ４２２内で中心に配置されている。円盤４２４は円盤を貫通して形成されたパイ状開口４２６を有し、パイ状開口は円盤４２４の外周を貫通して円盤の中心まで延びる。また、第２シリンダ４２２は、第２シリンダ４２２を貫通して形成され第２シリンダ４２２の全長に延びる開口４２８（図４（ｄ）参照）を有する。第２シリンダ４２２の内壁は、第２シリンダ４２２の開口４２８が円盤４２４のパイ状開口４２６と整列するように、円盤４２４の外周縁に結合される。このため第２シリンダ４２２は、パイ状開口４２６を遮らないように円盤４２４に結合される。導波路構造４０１の第２隔壁４３０は、円盤のパイ状開口４２６を二等分しながら第１シリンダ４２０から円盤の中心まで延びる。第２隔壁４３０は、円盤中心で第１シリンダ４２０の内壁及び円盤４２４に結合され、円盤４２４の平面に略直交するように配向される。第２隔壁４３０は、導波路４０１の出力部から導波路の入力部を分離する。
【００２０】
導波路４０１が少なくとも部分的にフェライトで充填されることを理解すべきである。例えば、導波路構造４０１を充填するフェライトは、リチウムフェライト又は他の適当なフェライト材料から構成されてもよい。好適実施形態において、導波路構造４０１は、図４（ｅ）に示されるように全体がフェライト４４０で充填されている。さらに、導波路４０１は、導波路内にフェライト４４０を取り囲むようになっているカバー部４３２，４３４（図４（ｂ）及び（ｃ）参照）を具備するので、導波路の全体構造を完成する。導波路構造４０１をフェライト４４０で全体的に充填することにより、導波路の寸法は、フェライト材料の誘電定数εrの平方根に比例した量だけ縮小できることに留意されたい。例えば、フェライト４４０の誘電定数が14に等しい場合、導波路４０１の寸法は（14）1/2だけ、すなわち約3.75：1だけ縮小することができる。また、導波路４０１をフェライト４４０で全体を充填することにより、導波路を通って伝播する信号の最大位相シフトが実現できる。
【００２１】
また、磁場が生成されて導波路４０１を充填するフェライト４４０に印加され、フェライト４４０の透磁率を変化させるので、フェライトマイクロ波移相器４００を通って伝播する信号の速度及び位相シフトを制御することを理解すべきである。本明細書に開示された実施形態において、フェライトマイクロ波移相器４００は、第１シリンダ４２０の外周に巻かれたワイヤコイル（図示せず）を有する。ワイヤコイルは、磁場を生成するためにフェライト４４０に横方向に印加される可変制御電流を搬送するようになっている。特に、高周波磁場は、第１シリンダ４２０、第２シリンダ４２２及び円盤４２４の対称軸に一致して印加される。ワイヤコイルは例示目的で上述の通り説明されたが、印加された磁場を電磁的に生成するための別の構造も使用可能であることを理解すべきである。さらに、別の実施形態において、磁場は１個以上の永久磁石により印加されてもよい。
【００２２】
矩形導波路１００（図１（ａ）参照）の高周波伝播モード１０４によれば、導波路１００の内側の磁場は循環極性（図１（ｃ）参照）を有する。図１（ｃ）に示されるように、導波路１００の内側の循環極性を有する磁場は、「隣り合って並ぶ」方向にある。本明細書に開示された導波路４０１の高周波伝播モードによれば、導波路４０１の内側の磁場も循環極性を有する。しかし、導波路４０１の高周波伝播モードは、折り曲げられた矩形導波路２００（図２（ｂ）参照）の高周波伝播モード２０４のように円盤状隔壁４２４の周りで折り曲げられるので、導波路４０１内側の円盤状隔壁４２４両側の循環極性磁場は、上述の隣り合って並ぶ方向の代わりに「背向」方向にある。これらの背向磁場は同じ向きの循環極性を有するので、フェライトの透磁率を変化させるためにフェライト４４０に印加された高周波磁場の有効性が上がる。
【００２３】
フェライトマイクロ波移相器４００の動作は、以下の説明を参照するとより理解されよう。フェライト材料は可変透磁率を有する点を特徴とする。バイアス磁場の存在下では、フェライト材料の鉄分が「応力」を受ける。特に、フェライト材料における鉄原子のスピンは、バイアス磁場により応力を受ける。さらに、フェライト材料に印加される高周波磁場はこの歳差運動と共に、或いは歳差運動に逆らって働くので、フェライト材料の透磁率又は誘導品質を増大させたり減少させたりする。
【００２４】
循環極性磁場は、フェライトのこの可変透磁率特性を活用するように使用可能である。例えば、循環極性バイアス磁場は、バイアス磁場により歳差運動する鉄原子のスピンと、印加された高周波磁場により歳差運動する原子スピンとの最大相互作用を可能にする循環歳差運動を生ずるように生成可能である。フェライトの循環極性透磁率は以下のように表わすことができる。
μ+＝１＋γＭｏ／（γＨα−ω）      （１）
μ-＝１＋γＭｏ／（γＨα＋ω）      （２）
ここで、「γ」はフェライトの効率特性であり、「Ｍｏ」はフェライトの飽和特性であり、「Ｈα」は、磁力品質ファクタ（Ｑ）値として見なすことができる磁力線幅である。数式（１）及び（２）の各結果は、フェライトを含む導波路の充填比を掛けて最終透磁率値を得ることができる。この説明において、導波路の充填比は、単一とほぼ等しいと見なすことができることに留意されたい。
【００２５】
当業者であれば、単一のリッジ導波路構造が、導波路の外寸法の帯域幅を広げるのに使用可能であることが理解されよう。リッジ導波路の中心での低インピーダンス及び導波路の外側縁での高インピーダンスは、導波路の帯域幅を広げながらカットオフ波長λcを増大させる変成器として作用する。折り曲げられた矩形導波路２００（図２（ａ）及び（ｂ）参照）及び単一リッジ導波路３００（図３（ａ）及び（ｂ）参照）を参照して上述したように、導波路２００、３００の高周波伝播モードは、それぞれ隔壁２０２，３０２の周りに折り曲げられる。
【００２６】
上述したように、矩形導波路１００に関連するカットオフ波長λcは、
λc＝２ａ      （３）
として表わすことができる。
ここで、「ａ」は導波路の内側の幅寸法である。矩形導波路１００が折り曲げられて折り曲げられた矩形導波路構造２００，３００を形成すると、高周波伝播モードは折曲領域の周囲を曲がる。このため高周波場のカーブは、矩形導波路１００に見られるように、直線路を追う代わりに「π」コンベンションを追う。
【００２７】
従って、折り曲げられた矩形導波路の折曲領域において、導波路の内部の高さ「ｂ」は「πｂ／２」に置換される。従って、折り曲げられた矩形導波路に関連するカットオフ波長λcは、以下のように表わすことができる。
λc＝２（ａ−ｂ＋πｂ／２）、すなわち
λc＝２（ａ＋ｂ（π／２−１））      （４）
【００２８】
折り曲げられた矩形導波路２００（図２（ａ）参照）の比較的薄い隔壁２０２は大電流搬送領域であり、減少した断面積により損失が増大する。横木３０６を設けて折り曲げられた矩形導波路３００（図３（ａ）参照）の隔壁３０２に広がったＴ上面を形成することにより、隔壁３０２及び横木３０６のＴ構成は、損失を減少した状態で増大した電流量を搬送することができる。また、このＴ構成は、折り曲げられた矩形導波路構造のインピーダンスを下げることができる。
【００２９】
図１（ｃ）に示されるように、磁場の時計回り及び反時計回りの交互ループは矩形導波路１００を伝え、交互ループの平面は導波路の広い側に平行である。導波路１００の一側面において、磁場ループは時計回りの方向であるが、導波路の他側面において、磁場ループは反時計回りの方向である。矩形導波路１００は、異なる位相シフトを提供するためには、これらの時計回り及び反時計回りの交互磁場ループに依存する。矩形導波路の両面を使用するために、導波路の片面に各１つで合計２つの逆向きのバイアス磁場を要するのが典型的であることに留意されたい。
【００３０】
導波路内の高周波エネルギーの伝播方向に沿って矩形導波路１００（図１（ａ）参照）を折り曲げ、折り曲げられた矩形導波路２００（図２（ａ）参照）及び折り曲げられた矩形導波路３００（図３（ａ）参照）を形成することにより、時計回り及び反時計回りの交互磁場が整列するようになり、導波路の広い側から見た場合の循環極性の考えられるベクトル方向が同じである。このため、導波路２００，３００に要する磁気バイアスは、それぞれ隔壁２０２，３０２の両側に配置された導波路の両チャンネルを通る単一磁場を使用して実現可能である。また、導波路の縦寸法に沿って折り曲げられた矩形導波路３００（図３（ａ）参照）を曲げて小型の導波路構造４０１（図４（ａ）〜（ｅ）参照）を形成することにより、折り曲げられた矩形導波路３００の磁場特性を維持しながら小型導波路４０１内に最大電気路を実現可能である。
【００３１】
導波路構造４０１内で伝播する高周波磁場の両面は、円盤４２４（図４（ａ）参照）の中心に向って延びることに留意されたい。このため、バイアス磁場及び印加された高周波磁場は、導波路の中央領域に局在する。また、導波路４０１をフェライト４４０で全体的に充填することにより、導波路の寸法が最小になり、充填比が最大になり、フェライトマイクロ波移相器４００を通って伝播する信号の位相シフトを強力に制御するためのフェライト透磁率の変化を最大にする。
【００３２】
導波路構造４０１（図４（ａ）〜（ｅ）参照）を含むフェライトマイクロ波移相器４００の製造方法を、図５を参照して説明する。工程５０２に示されるように、第２シリンダの半径が第１シリンダの半径より小さい、第１及び第２シリンダが設けられる。次に、工程５０４に示されるように、第２シリンダを貫通して第２シリンダの全長に延びる開口を形成する。続いて、工程５０６に示されるように、第１及び第２シリンダが共通の対称軸を有するように、第１シリンダ内に第２シリンダを配置する。次に、工程５０８に示されるように、第１の円盤状隔壁が設けられる。そして、工程５１０に示されるように、円盤の外周を貫通し円盤中心へ傾斜するパイ状開口が形成される。次に、工程５１２に示されるように、第１シリンダ、第２シリンダ及び円盤が同一の対称軸を共有するように、第２シリンダ内に円盤を中心に配置する。続いて、工程５１４に示されるように、第２シリンダの開口が円盤のパイ状開口と整列するように、円盤の外周縁に第２シリンダの内壁を結合させる。次に、工程５１６に示されるように、第２の平板状隔壁が設けられる。続いて、工程５１８に示されるように、第２隔壁がパイ状開口を二等分し、円盤の平面に略直交するように、円盤中心で第１シリンダの内壁及び円盤に第２隔壁を結合させる。最後に、工程５２０に示されるように、フェライトマイクロ波移相器を全体的に充填する。次に、移相器デバイスを通って伝播する信号の位相を制御可能にシフトするために、フェライトに対して横方向に高周波磁場を印加してもよい。
【００３３】
当業者であれば本明細書に開示された本発明の概念から逸脱することなく、上述の小型大電力アナログ電気制御移相器を変形、変更することができることは理解されよう。従って、特許請求の範囲の真髄及び範囲以外のものに限定されるとして見るべきではない。
【図面の簡単な説明】
【００３４】
【図１】本発明の展開を示し、（ａ）は矩形導波路構造の端面図、（ｂ）及び（ｃ）は矩形導波路構造の断面図である。
【図２】本発明の更なる展開を示し、（ａ）及び（ｂ）は折り曲げられた矩形導波路構造の端面図である。
【図３】本発明の更なる展開を示し、（ａ）及び（ｂ）はリッジ導波路構造の端面図である。
【図４】本発明による導波路構造を有する大電力フェライトマイクロ波移相器を示し、（ａ）は平面図、（ｂ）及び（ｃ）は断面図、（ｄ）及び（ｅ）は斜視図である。
【図５】図４（ａ）〜（ｅ）の大電力フェライトマイクロ波移相器の製造方法を示すフローチャートである。
【符号の説明】
【００３５】
４００  フェライト移相器
４０１  導波路
４２０  第１の略筒状要素
４２２  第２の略筒状要素
４２４  第１隔壁
４２６  パイ状開口
４２８  開口
４３０  第２隔壁
４３２，４３４  カバー部
４４０  フェライト
r1      第１半径
r2      第２半径
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【国際公開パンフレット】
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【国際調査報告】
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