(57)【要約】電気設備（３）、特に、接点および主電流径路が密閉されているまたはアクセスが困難である設備内の電気的接点の状態を制御する方法および装置。電気設備の主電流径路に接続される電流供給（１）から電流が供給され、印加電流の推移が測定され、主電流径路の一部にわたって現れる結果的に生じる電圧の推移が測定され（２）、電流および電圧の測定値に基づいて前記部分にわたる抵抗が接点の状態を表わすものとして計算される。電流供給（１）の一部であるコンデンサから電流が放電されて、少なくとも一つのユニポーラ電流パルスが形成されかつ、それぞれ、サンプルの時系列すなわちタイムシーケンスｉ(ｎ)およびｕ(ｎ)を形成するために、少なくとも電流の推移の頂部付近の領域内で電流および電圧の推移のほぼ対応する値がサンプリングされる。サンプルは抵抗を計算するためにマイクロプロセッサまたはコンピュータ（５０）へ転送される。
2004531998.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力設備、特に、一つ以上の接点を有する設備であって、ガス絶縁接続設備のように主電流径路の全部または一部が密閉されているあるいは他の理由で到達するのが困難である電力設備内の電気的接点の状態を制御する方法であって、
前記電力設備（３）の主電流径路に接続される電流供給（１）から電流（２８）を印加するステップと、
印加電流の推移を測定し（１６）、主電流径路の特定部分にわたって現れる結果的に生じる電圧を測定するステップと、
前記部分の抵抗を接点の状態を表わすものとして電流および電圧の測定値に基づいて推定するステップと、を含み、
電流源（１）の一部である少なくとも一つのコンデンサ（１１）からの、少なくとも一つのユニポーラ電流パルス（２８）が形成されるような、電流の放電は電流パルスの降下端フランク（３２）よりも著しく急峻である初期立上りフランク（３１）を有し、かつ電流パルスはフランク間の領域内に最大振幅すなわちピーク（３０）を有し、
サンプルの時系列すなわちタイムシーケンスｉ(ｎ)およびｕ(ｎ)を、それぞれ、形成するために少なくとも電流推移のピーク付近の領域内で電流および電圧の推移のほぼ対応する値がサンプリングされ（２０Ａ，２０Ｂ）、ここで１＜ｎ＜ＮでありＮは各時系列内のサンプル総数であり、
サンプルは抵抗を計算するためにマイクロプロセッサまたはコンピュータ（５０）へ転送される、ことを特徴とする方法。
【請求項２】
請求項１記載の方法であって、電流供給からの電流の印加は単一パルス（２８）内でなされ、電流および電圧の推移は電流パルス（３２）の降下フランク中に複数Ｎ回サンプリングされて時系列ｉ(ｎ)およびｕ(ｎ)を形成することを特徴とする方法。
【請求項３】
請求項１記載の方法であって、電流供給からの電流の印加は変動する振幅の複数のパルス（４０Ａ，４０Ｂ，４０Ｃ）の形でなされ、電流推移の頂部付近の領域内で、各パルスに対して少なくとも１回電流および電圧推移がサンプリングされて時系列ｉ(ｎ)およびｕ(ｎ)を形成することを特徴とする方法。
【請求項４】
請求項２または３記載の方法であって、少なくとも一つの電流パルスが設備の定格電流と同等の振幅を有することを特徴とする方法。
【請求項５】
請求項２または３記載の方法であって、電流パルスは主周波数に対応する振幅の立上り時間を有する方法。
【請求項６】
請求項３記載の方法であって、電流パルスの形は本質的に類似していることを特徴とする方法。
【請求項７】
請求項２または３記載の方法であって、電流および電圧の推移は電流のピーク値に近い時点でサンプリングされ、電流がそこからそのピーク値の例えばおよそ１/３に降下するまでサンプリングされることを特徴とする方法。
【請求項８】
請求項１-７の一項に記載の方法であって、抵抗の計算は下記のステップ、すなわち、
直流オフセットを除去するステップ、
高周波ノイズをフィルタリングするステップ、
主周波数ノイズをフィルタリングし誘導電圧降下を修正するステップ、
の一つ以上を含むことを特徴とする方法。
【請求項９】
請求項８記載の方法であって、誘導電圧降下の修正は下記のステップ、すなわち、
電流の推移がそのピーク値を有するサンプルを識別するステップ、
電流のピーク値の時間周りの電流および電流測定値からいくつかのサンプルを抽出するステップ、
線形曲線当てはめを使用してインダクタンスＬを推定し、
2004531998.tif 000003
ここに、ΔＴはサンプリング間隔であるステップ、
および、結果が決定すべき抵抗ｒ(ｎ)となるように、電圧降下への誘導性寄与が減じられる新しい時系列を計算するステップ、
を含むことを特徴とする方法。
【請求項１０】
請求項８記載の方法であって、高周波ノイズのフィルタリングはデジタルローパスフィルタ（４９）内での信号のフィルタリングにより実施されることを特徴とする方法。
【請求項１１】
請求項８記載の方法であって、主周波数ノイズおよび直流電圧オフセットのフィルタリングは、
セグメントを形成するための時系列からの電流パルスを印加する前に、一つまたはいくつかの主周期に対応するいくつかのサンプルを抽出することにより、主周波数ノイズおよび直流電圧オフセットを表わす時系列を形成するステップと、
前記セグメントを数回コピーし次々に並べて２つのより長い時系列、一つの電圧ノイズ時系列と一つの電流ノイズ時系列、を形成するステップと、
前記ノイズ時系列を登録された電流および電圧推移から減じるステップと、
を含むことを特徴とする方法。
【請求項１２】
電力設備、特に、ガス絶縁接続設備のように主電流径路の全部または一部が密閉されているあるいは他の理由で到達するのが困難である電力設備の電気的接点の状態を制御する装置であって、電力設備（３）内の主電流径路に接続されるようにされかつ電流パルスの後方降下フランク（３２）よりも著しく急峻な初期立上りフランク（３１）を有する少なくとも一つの電流パルス（２８）を供給する一つ以上のコンデンサ（３）を含み電流パルスはフランク間の範囲内にピーク値（３０）を有する電流供給（１）と、
電流測定手段（１６）と、
電流供給に接続されて制御信号を供給しかつ前記電流測定手段からの測定電流値を受信するようにされた測定および制御ユニット（２）と、を含み、
測定および制御ユニット（２）は主電流径路の全部または一部にわたる電圧を測定するようにされており、
測定および制御ユニット（２）は電流および電圧測定値を、それぞれ、デジタル時系列すなわちタイムシーケンスｉ(ｎ)およびｕ(ｎ)に変換するようにされており、
マイクロプロセッサまたはコンピュータ（５０）が時系列を取得し、フィルタリングし、格納し、さらに処理するようにされており、
設備の主電流径路の全部または一部の抵抗がマイクロプロセッサまたはコンピュータ内で計算される、
ことを特徴とする装置。
【請求項１３】
請求項１２記載の装置であって、電流供給は単一電流パルスを供給するようにされており、測定および制御ユニットはこの単一パルスの降下フランク中に電流および電圧の推移を数回サンプリングして、電流パルスの降下フランクの進行中に値が変わる時系列ｉ(ｎ)およびｕ(ｎ)を供給する構成を含むことを特徴とする装置。
【請求項１４】
請求項１２記載の装置であって、電流供給は電流振幅が変動する複数のパルスを供給するようにされており、
測定および制御ユニットは各パルス中に、好ましくは電流パルスのピーク付近で、少なくとも１回電流および電圧をサンプリングする構成を含む、ことを特徴とする装置。
【請求項１５】
請求項１２-１４の一項記載の装置であって、電流供給は下記の要素、すなわち、
電流供給のコンデンサにわたって並列接続されたフリーホイールダイオード（１２）、
電流供給の出力において直列接続されたエアコイル（１４）および電流供給からの電流を感知するようにされた積算器を有するロゴスキーコイル（１６）を含む電流センサ、
の一つ以上を含むことを特徴とする装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電力設備内の電気的接点の状態の制御に関する。特に、それは異なる電流レベルの一つ以上の接点を介して抵抗の正確な測定が行われる方法および装置に関連している。抵抗が一定で電流には依存しないのであれば接点は良好であるが、電流の増加と共にあるいは他の様式で増加する抵抗が一定ではないかあるいは再現可能であれば接点は悪いまたは過負荷であるという信頼できる表示を与える。本発明は一般的に金属導体間のあらゆるタイプの電気的接点を制御するのに使用することができる。
【背景技術】
【０００２】
電気的接点、すなわち、開発が許される完全密閉ＳＦ６絶縁高電圧接続設備内の導電部間の接続、内の過熱は費用のかかる絶縁破壊を生じることがある。
【０００３】
従来の接点の状態制御技術、すなわち、熱外観検査および４点抵抗測定はＳＦ６設備内側の老化接点を早期に示す可能性が制限されている。密閉により放熱が遮蔽され適度の抵抗増加が測定される場合、それが一つの接点内の著しい抵抗増加によるものか、多くの接点内のより少ない増加によるものかあるいは導体温度が前の測定値に比べて幾分高いためであるかを知ることができない。
【０００４】
電気的接点の理論から、過負荷されるこのような接点は小さな接触点内に局部的温度増加を有することがよく知られている。適度の過負荷では、接触点内の金属の抵抗率は温度の上昇と共に増加するため、接触抵抗は小電流に対するものよりも大電流に対するものの方が幾分高くなる。
【０００５】
より極端な状況では、接触点の温度は局部的溶解を生じるほど高くなることがある。それにより接点の抵抗が突然変化することがあり、かつ接点の破壊に寄与する化学的および冶金学的過程の速度が一般的に劇的に増大する。例えば、溶解および腐食過程は導電性金属を迅速かつ非可逆的に酸化物、硫化物または他の絶縁性または低導電性材料へ変換させることができる。
【０００６】
空気絶縁電気設備内の電気的接点の従来の測定方法は、大概の場合、重大な損傷が生じる前に電気的接点に対して考えられる損傷を適切に測定することができる。接点は容易に入手することができ軽微な接点損傷さえ赤外線カメラによりあるいは数百アンペアの直流を接点に注入し各接点にわたって生じる電圧降下を測定することにより極めて単純に検出することができる。しかしながら、このような技術はガス絶縁スペース内側の普通の接点損傷を見つけるのにあまり適切ではない。金属壁は劣化した接点からの赤外線放射を抑制する。外部接触点間の従来の抵抗測定値は、それがいくつかの直列接点を含みかつ一つの接点に対する損傷により生じる抵抗の危険な増加をいくつかの接点に対する軽微な無害損傷により生じる抵抗の増加から分離するのが困難であるため、値が限定されている。
【０００７】
劣化した接点の既知の検出方法の中で、例えば、ＤＤ２５７８８５Ａ１により、マイクロ秒範囲内の短い電流パルスを加えて劣化した接点内の火花放電により生じる短い電流インパルスを検出することが知られている。
【０００８】
米国特許第5,721,688号には、バッテリ状態、導体抵抗、接点等を含む電気的システム内の測定装置および方法が記載されている。この方法は特に給電システムに向けられており、マイクロコンピュータを使用して予め定められた電流信号の印加を制御する電流源が使用され、印加電流により形成される電圧の測定値が測定され、システムの少なくとも一つの電気的性質が推定される。
【０００９】
US3,816,812から、給電設備内の電気的接点の抵抗測定装置が知られている。この装置は、一実施例において充電式バッテリおよびコンデンサ手段を含むバッテリにより駆動されるパルス電流源を含んでいる。
【００１０】
悪い接点を検出する既知の方法の中には、故障信号、例えば第２調波信号、すなわち印加試験信号の周波数の２倍の信号、を生じる交流信号と組み合わせた直流信号を含む複合信号を印加することにより悪い接点の非線形電流-電圧特性を利用する方法もある。
【００１１】
米国特許第4,496,900号には電流印加により抵抗内に非線形性を生じる導体内の故障の非破壊検出装置および方法が記載されており、印加電流信号は複合交流および直流信号である。
【００１２】
米国特許第3,500,188号には電流印加により生じる抵抗の非線形性を測定することにより電気的接続の電気的抵抗を測定する方法および装置が記載されている。直流電流信号を含む複合信号が印加され、被試験導体内に生じる電圧信号内で交流電流信号の高調波が見つけられる。
【００１３】
米国特許第5,469,051号および第4,213,087号には抵抗の非線形性が決定される集積回路の生産における電気的導体要素の試験方法および装置が記載されている。米国特許第5,496,051号には第１および第２の周波数の電流信号が被試験部に印加されると記載されている。米国特許第4,213,087号には被試験要素にパルス列が印加され、その後要素にわたる平均電流または電圧が要素の可能な非線形抵抗の判断基準を与える。
【００１４】
さらに、“Method for detecting degraded contacts in gas insulated substations”Proc. 17ｔｈ Int. Conf. Electrical Contacts, Nagoya, Japan, 1994にはエム.ルンデ，エイ.ジェルスビクおよびエイ.レインによる代替方法が記載されており、そこでは変動する電圧のパルス交流電圧信号を接点に印加することにより接点の電流-電圧特性が提供される。しかしながら、この方法の欠点は電流供給に関連している。電流源の連続動作は要求されないが、所要電流レベルを送り出すことができる直流電圧供給は大型で費用がかかることは明らかである。
【００１５】
連続的な交流を送り出す電源（変圧器）がこれまでに試作されてきているが、大型で重量のある電源となる。さらに、バッテリを直流源として使用することも試みられてきているが、これも受け入れられない重い電源となる。
【００１６】
ルンデ等（１９９４）はパルス直流電圧信号を使用して電流を測定する可能性を検討した。電流源の連続動作は要求されないが、数千アンペアを供給することができる直流電圧供給は大型で費用がかかる。
【００１７】
ルンデ等（１９９４）は、また、結果的に生じる電流の第３調波の測定と共に交流電圧信号を使用する可能性を検討した。この方法にも制限がある。比較的大きい誘導電圧損失により、直流電圧信号を使用する場合よりも大きな電源が必要となる。さらに、恐らく電流供給内の非線形性の校正を実施しなければならないことがある。
【００１８】
パルスコンデンサベース電流供給が、例えば、米国特許第6,184,662 B1号からよく知られている。しかしながら、このような電流供給を接点抵抗の測定値と関連付けて使用することは知られていない。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１９】
電力設備、特に、ガス絶縁接続設備のように接点および主電流径路が密閉されているかあるいは他の理由でアクセスするのが困難である設備内の電気的接点の状態を制御する新しい方法および装置を提供して、大概の既知の方法および装置の著しい欠点を解消することが本発明の目的である。
【００２０】
ＳＦ６設備内の一つ以上の接点が老化の兆候を示すかどうかをオペレータが確証するのを単純にする測定値データも提供する電力設備内の電気的接点の状態を制御する方法および装置を提供することが本発明の第２の目的である。
【００２１】
既知の技術よりも軽量の電流供給により行うことができる電力設備内の電気的接点の状態を制御する方法および装置を提供することが本発明の第３の目的である。
【００２２】
設備を開いたり基準値の知識を必要とすることなく重負荷における抵抗の変化を容易に知ることができるように、設備の主電流径路の一区画内の抵抗に対する正確な値を迅速かつ効率的に提供することができる電力設備内の電気的接点の状態を制御する方法および装置を提供することが本発明の第４の目的である。
【課題を解決するための手段】
【００２３】
前記した目的は、電流パルスの降下端フランクよりも著しく急峻な初期立上りフランクを有する少なくとも一つのユニポーラ電流パルスが形成されるように電流供給の一部であるコンデンサから電流が放電され、電流パルスはエッジ間の領域内に最大振幅すなわちピークを有し、サンプルの時系列すなわちシーケンスｉ(ｎ)およびｕ(ｎ)をそれぞれ形成するために少なくとも電流の推移の頂部近くの領域内で電流および電圧の推移のほぼ対応する値がサンプリングされ、かつサンプルは抵抗を計算するためにマイクロプロセッサまたはコンピュータへ供給される、ことを特徴とする本発明に従った方法により達成される。
【００２４】
前記した方法を達成するための装置は本発明に従って請求項１２-１５に示す機能により特徴づけられる。
【実施例】
【００２５】
添付図を参照して以下に本発明をより詳細に説明する。
図１は主供給（２２０  ＶＡＣ）からその電気的エネルギを取り入れる電流供給１を示す。測定および制御ユニット２から電流供給１は信号ケーブル５を介して制御信号を受信する。信号ケーブル５を使用して電流源１はアナログ信号を内部電流センサから測定および制御ユニット２へ戻す。電流供給１は電気的設備上の架空線フィードスルー８に接続される接続ケーブル４を介して被試験電気的設備３に接続される。
【００２６】
接続ケーブル４は架空線フィードスルー８への接続により、絶縁アース接続を介して、または他の利用できる場所において電気設備３に電流を導くことができる（図１，１７Ａ，１７Ｂ）。次に、電流は被試験設備のセクションを貫通して送られかつアース接続９を介してエンキャプスレーション内に送られ、その後エンキャプスレーションを介して開始点へ戻される。接続ケーブル４はそれらが形成するインダクタンスができるだけ低いままであるように電流供給１と電気設備３との間に配置しなければならない。実際上、それは接続ケーブルが必要以上に大きい面積すなわち大きいループを形成してはならず−可能な限り有利に撚り合わせなければならないことを意味する。
【００２７】
電圧測定用測定ケーブル６が従来の４点抵抗測定と同様な方法で接続される。それは接続ケーブル４と設備３間の接続内の抵抗が含まれないように結合点（１７Ａ，１７Ｂ）間に測定ケーブルを結合しなければならないことを意味する。測定ケーブル６はエンカプスレーション内の電圧降下が含まれないように接続しなければならない。測定および制御ユニット２は一方の測定ケーブル６が設備３のフィードスルー８に接続され、他方の測定ケーブル６が絶縁アース接続７を使用する電気的設備のアース電位に接続されるように、測定ケーブル６を介して設備３に接続される。
【００２８】
測定ケーブル６に関して、大きいループを回避することは利点である。特に、高電流負荷したがって強い磁界を有する架空ケーブルが近くにある場合には、電気的主供給の周波数周りにある量のノイズが誘起され、測定ケーブルが好ましくない方法で配置される場合にはその高調波が誘起されることがある。状態がこれに適しておれば、調べられるセクションのエンカプスレーション周りにケーブルを撚り合わせるのが最善である。
【００２９】
測定および制御ユニット２からの制御信号は電流供給１からの放電時間を決定する。制御信号は、さらに、電流源が放電後いつコンデンサを充電するかを決定する。
【００３０】
図２は電流供給をより詳細に示し、図５は測定シーケンスに対する典型的なシーケンス図を示す。電流供給１は一つ以上のコンデンサ１１を含み、それらは整流器１０を使用して主供給から充電される。コンデンサは典型的に４ファラッドの容量を有する。典型的な充電電圧は数十ボルトである。コンデンサはサイリスタ１３およびエアコイル１４を介して被検査電気設備３、すなわち、ＳＦ６設備に接続ケーブル４を使用して接続される。接続ケーブルの抵抗およびインダクタンスは図２に記号を使用して示されている。
【００３１】
測定および制御ユニット２はオペレータが測定を手動開始できるような“始動”釦を備えることができる。オペレータが“始動”釦を起動させると、測定および制御ユニット２は電流供給１の一部とすることができかつ電流パルスのシーケンスをさらに制御するシーケンスコントローラ１５に起動信号を送る。シーケンスコントローラ１５は電流供給１の充放電を制御する。
【００３２】
図５に示す典型的なシーケンスはシーケンスコントローラ１５が充電回路１０に数秒間切断信号３７を送り出すことである。充電回路が消勢してから数ミリ秒、例えば２０ｍｓ、後に測定および制御ユニット２のアナログ／デジタルコンバータ２０へトリガパルス３８が送られて、電流および電圧のほぼ対応する値の測定が開始されるようにされる。次に、シーケンスコントローラ１５がサイリスタ１３に点火パルス３９を送信し、それは点火されて結合要素として使用される。次に、コンデンサ内に蓄えられる電気的エネルギが電流パルス４０の形で被検査回路を介して放電される。電流パルスの形は回路パラメータにより決定されるが、通常は電流パルス毎にほとんど変化しない。典型的に、立上り時間は非常に短く数ミリ秒の範囲である、すなわち、例えば主信号の周期の１/４と同じ範囲であり、ピーク値に達した後で指数的に減衰する推移が続く、図３参照。電流パルスの振幅は全充電コンデンサにおいて例えば３０００-５０００アンペアに達することがある。電流パルスがその最大値３０を有する時は、コンデンサ電圧は回路内の抵抗電圧降下にほぼ等しい。電流が減衰し始めると、回路のインダクタンスは電流を維持しようとする。フリーホイールダイオード１２が逆方向の充電によりコンデンサ１１が損傷するのを防止する。フリーホイールダイオードは回路内の発振も防止して電流パルスがピーク後により緩やかに減衰することを保証する。コンデンサ１１は電流パルスを送り出すたびに完全にまたはほぼ完全に放電する。
【００３３】
各電流パルスの後で、シーケンスコントローラ１５は新しい充電を開始できるように充電回路１０への切断信号３７を終端させる。次に、コンデンサは所要電圧に充電される。
【００３４】
成端の不要短絡の場合の短絡電流を低減してサイリスタ１３の損傷を回避するためにエアコイル１４が電流供給１と一体化されている。さらに、エアコイルはピーク後の電流パルスのより緩やかな減衰に寄与する点において電流パルスの進行に積極的に影響を及ぼす。
【００３５】
電流供給１は電流を正確に測定するための積算器付ロゴスキコイルを具備する電流センサ１６も含んでいる。電流センサ１６は常に電流に比例する電圧信号を供給する。
【００３６】
電流供給１を被検査回路に接続する接続ケーブル４は、電圧降下が大きくなり過ぎないよう比較的大きな断面積を持たなければならず、同じ理由から必要以上に長くしてはならない。それらは、例えば、７０ｍｍ２フレキシブル、ゴム絶縁銅ケーブル、いわゆる“溶接ケーブル”とすることができる。実際上、電流供給は電気設備の結合点１７Ａ,１７Ｂにできるだけ近く配置しなければならない。通常、図１に示すように、エンカプスレーションを戻り導体として使用し、ケーブルをフィードスルー３のライブおよびアース接続に接続するのが便利である。最大設備に対しては、ローカル状況に応じて電流供給１をエレベータ内等に配置すると便利である。電流供給１の全機能が測定および制御ユニット２から制御され、電流供給１の幾分困難なアクセス場所が特に問題とはならないようにされる。
【００３７】
測定および制御ユニット２はアナログ/デジタルコンバータ（Ａ/Ｄ）２０を含み、それは電流測定用ディファレンシャルチャネル２０Ａおよび電圧測定用ディファレンシャルチャネル２０Ｂを有する。測定における十分な精度を達成するために、Ａ/Ｄコンバータは−５から＋５ボルトの測定範囲内で１６ビットの分解能を有し、線形性からの逸脱は０.５％よりも小さくなければならない。それらは、また、５０ｋＨｚのサンプリング周波数を処理できなければならない。例えば、Transguard S14K17部品を使用することができる。
【００３８】
図６はロゴスキコイルからのアナログ電圧および電気設備からの電位差からのアナログ電圧を、それぞれ、デジタルタイムシーケンスへ変換する測定および制御ユニット内の入力段２６の詳細を示す。
【００３９】
両方の信号が典型的に数ボルトまでの振幅を有し、数百ヘルツよりも高い周波数成分は僅かしか含んでいない。Ａ/Ｄコンバータはそのトリガ入力２５にトリガ信号３８（図５）を加えることにより活性化される。
【００４０】
電圧測定に対しては、中心導体が電気設備に接続することができる大型鰐口クリップ２４内で終わる通常の同軸ケーブル２３を使用することができる。スクリーンは測定および制御ユニットのシャーシを介してアースされ、設備内の測定点まで導くことができるがそこには接続されない。ケーブルはバヨネット接続等を使用して設備において測定および制御ユニットに接続される。
【００４１】
電流測定に対しては、信号は電流供給１と測定および制御ユニット２間でケーブル内に一体化されるスクリーンを有する２線撚り線２２を介してロゴスキコイル１６から転送される。
【００４２】
Ａ/Ｄに続いて全測定周期、例えば、５０ｍｓの測定シーケンスに対応する２５００サンプルを格納することができるバァッファ２１内にデジタルデータが格納される。測定データはデジタルフィルタリング、他の付加処理および計算のためにバァッファからさらに転送される。
【００４３】
測定および制御ユニット２は測定値をフィルタリングし、誘導電圧降下を推定して減じ、その後電流がその最大値を有する時間に対する回路の抵抗を決定する。
【００４４】
図３はＳＦ６設備内で記録される電流および電圧の典型的推移のより詳細なイメージを示す。電圧は指数的に降下するように推移する。電流は迅速に立ち上がるフランク３１を有し、次にピークすなわち最大値３０に達する。次に、電流は指数的に降下する推移３２を有する。アナログ測定値は測定および制御ユニット内でサンプリングされる。
【００４５】
電流推移３０はその少なくとも頂部付近でサンプリングされる。サンプルはタイムシーケンスｉ(ｎ)を形成する。ほぼ対応するタイムシーケンスｕ(ｎ)が電圧推移に対してサンプリングされる。通常測定および制御ユニット２の一体部であるコンピュータまたはマイクロプロセッサ５０（図１）がサンプルのさらなる処理を実施する。
【００４６】
一実施例では、電流供給１からの電流の印加は単一電流パルスの形で実施され、電流および電圧推移は降下フランク中に複数回サンプリングされてタイムシーケンスｉ(ｎ)およびｕ(ｎ)を形成する。したがって、電流推移ｉ(ｎ)はいくつかの異なる値をとる。この単一パルスバージョンでは、電流供給は好ましくは電流パルスの結果的に生じるピーク値３０が設備の最大定格電流に近くなるのに十分な高い電圧に充電される。設備の定格電流は設備の最大負荷電流に対するもう一つの既知項である。
【００４７】
もう一つの実施例では、電流供給１からの電気的エネルギの印加は変動電流の複数の電流パルスの形をとる。図４はコンデンサバンクが放電される前に異なる電圧に充電される時に生じるこのような一組の電流パルス４０Ａ-Ｃに対する電流の推移を示す。少なくとも一つの電流パルスは設備の定格電流に近いピーク値を有する。
【００４８】
タイムシーケンスｉ(ｎ)およびｕ(ｎ)のさらなる推移は異なる電流値における回路の抵抗を得ることを目的としている。単一パルス実施例に対しては、電流パルスの降下フランクに沿った異なる電流値において抵抗が推定される。多パルス実施例に対しては、各単一電流パルスに対する電流パルスのピークにおいて抵抗が推定される。電流パルスが電流に対して変動するピーク値を有するため、変動する電流値に対して一組の抵抗値が形成される。
【００４９】
計算にはいくつかの側面を考慮しなければならない。第１に、電流および電圧測定値は高周波ノイズ（無線送信機、放電、等からの）および主周波数ノイズ（例えば、１６２/３Ｈｚ，５０Ｈｚ，または６０Ｈｚ）の両方を含むことがある。第２に、回路インピーダンスは抵抗に到達するために減じなければならない誘導成分を含んでいる。
【００５０】
数百Ｈｚよりも上の全周波数成分がノイズと見なされる。これらは急峻なデジタルフィルタ４９を使用して除去される。２５０Ｈｚのブレイクオフ周波数および４４ｄＢの減衰を有する帯域消去ＦＩＲ（有限インパルス応答）が試験されうまく働くことが判った。
【００５１】
次に、主周波数およびＡ/Ｄコンバータからの直流オフセットにおけるノイズは予測可能であると仮定して除去される。下記の手順を使用することができる。
１）電流パルスが開始するよりもおよそ３０ｍｓすなわち１５００サンプル前にデータ取得が開始するようにシーケンスコントローラ１５が設定される。したがって、間隔は通常Ａ/Ｄコンバータからの直流電圧オフセットの他に低周波数ノイズしか含まない。
２）ちょうど１主周期長のセクションが各チャネルの第２５０から第１２４９までのサンプルから抽出される（５０ｋＨｚサンプリング周波数という条件で）。
３）抽出されたセクションは２-３回コピーされ互いに並べられて、各チャネルに対して２５００サンプル長のタイムシーケンスを形成する。これらのタイムシーケンスは低周波ノイズおよび直流電圧オフセットの尺度として使用される。
４）ノイズタイムシーケンスは両チャネルに対するタイムシーケンスから減じられる。
５）各チャネルに対する２５００エレメント長のタイムシーケンスの形の結果が格納され後の処理において使用される。タイムシーケンスはｉ(ｎ)およびｕ(ｎ)で示され、それぞれ電流および電圧信号に対して１＜ｎ＜２５００である。ディメンジョンはそれぞれ［ｋＡ］および［Ｖ］である。
【００５２】
図７は電流４４に対するタイムシーケンスｉ(ｎ)および電圧４５に対するｕ(ｎ)のイメージを示し、共に主ノイズのフィルタリングおよび直流電圧オフセットの修正を行う前後である。図７において、点線は測定サンプルを示し実線は修正されたデータを示す。図７の曲線部は典型的な測定推移に対する２５００測定サンプルの全てを示す。
【００５３】
主周波数において、ＳＦ６設備のセクションを横切して電圧降下があり、それは主として誘導的に誘起され典型的にはＸ/Ｒであり、ここに、ＸはリアクタンスでありＲは抵抗である。
【００５４】
電流パルスが送り込まれると、抵抗性電圧降下は測定された総電圧降下の変動部を構成する。電流パルスの立上りフランクではｄｉ/ｄｔが最大であるため抵抗部は最低であり、電流パルスがそのピーク値３０に達するとそれは最大となる。すると、ｄｉ/ｄｔ＝０となり電圧降下の誘導部もゼロとなる。
【００５５】
電流推移を通して電流の貫通深さが増すため、回路の抵抗は一定ではない。抵抗は電流パルスの降下縁３２よりも立上り縁３１において幾分高くなる。
【００５６】
電流のピーク値の異なるいくつかのパルスからの結果が比較される時に軽微な逸脱を見つけることができるように、インピーダンスに対する純粋に抵抗性の寄与を推定することは本質的な挑戦である。
【００５７】
一実施例では、回路のインダクタンスＬが最初に回帰により求められ、それからパルス推移の一部を介してリアクタンスが見つけられる。次に、純粋に抵抗性の寄与が残るように、測定されたインピーダンスからリアクタンスが減じられる。電流のピーク値における抵抗性寄与が回路の抵抗として取り出される。
【００５８】
より詳細には、２つのタイムシーケンスｉ(ｎ)およびｕ(ｎ)を１＜ｎ＜２５００に対して次のように処理することにより抵抗を求めることができる。
１）タイムシーケンスｉ(ｎ)がその最大値を有するｎを見つけることにより、電流がそのピーク値を有する時間が決定される。これはｎｍａｘで示される。
２）電流がそのピーク値を有する時間周りの電流測定値ｉ(ｎ)および電圧測定値ｕ(ｎ)、すなわちｎｍａｘ−９９＜ｎ＜ｎｍａｘ＋１００から２００サンプルの１セグメントが抽出される。
３）電流信号の２００ポイント長セグメントの導関数である新しい時系列ｄｉｄｔ(ｎ)が求められる。これはｎｍａｘ−９９＜ｎ＜ｎｍａｘ＋９９に対するｄｉｄｔ(ｎ)＝[ｉ(ｎ＋１)-ｉ(ｎ)]/２０の計算により実施される。この一連の１９９サンプルはディメンジョン[ＭＡ/ｓ]を有する。
４）ｎｍａｘ−９９＜ｎ＜ｎｍａｘ＋９９に対して新しい時系列ｄｉｄｔ＿ｏｖｅｒ＿ｉ(ｎ)＝ｄｉｄｔ(ｎ)/ｉ(ｎ)が求められる。この系列はディメンジョン[１/ｍｓ]を得る。
５）ｎｍａｘ−９９＜ｎ＜ｎｍａｘ＋９９に対して新しい系列ｚ(ｎ)＝ｕ(ｎ)/ｉ(ｎ)が求められる。ｚ(ｎ)のディメンジョンは[ｍΩ]となる。
６）ｎｍａｘ−９９＜ｎ＜ｎｍａｘ＋９９に対する式ｚ(ｎ)＝Ｒ＋Ｌｄｉｄｔ＿ｏｖｅｒ＿ｉ(ｎ)における係数Ｌを求めるために、例えば最小二乗法を使用する線形曲線当てはめが実施される。係数Ｌのディメンジョンは[μＨ]となる。
７）ｎｍａｘ−９９＜ｎ＜ｎｍａｘ＋９９に対して新しい時系列ｒ(ｎ)＝ｚ(ｎ)−Ｌｄｉｄｔ＿ｏｖｅｒ＿ｉ(ｎ)が求められる。
８）電流ｒ(ｎｍａｘ)のピーク値における抵抗が読み出される。
【００５９】
図８は電流３０のピーク値の時間に近い試験推移のセグメントに対して計算されたインピーダンスｚ(ｎ)および抵抗ｒ(ｎ)に対する時系列４６，４７のイメージを示す。このセグメント内で抵抗曲線４７はほぼ平坦な曲線である。平坦な水平曲線からの可能な逸脱を計算して測定値の統計的不確定性に対する目標を形成するのに使用することができる。
【００６０】
マイクロプロセッサベースシステムが前記したルーチンの実現とユーザインターフェイスの構成（ディスプレイイメージでのプレゼンテーション）の両方に使用される。例として、図７および８に示すように、曲線は試験自体および計算されたタイムシーケンスの推移を示すことができる。試験の進行の同じイメージ内で、試験の最も重要な結果、すなわち、電流のピーク値および対応する計算された抵抗も示すことができる。このようにして、ユーザは試験がどのように良かったかを評価する可能性を有する。試験の進行において可能な重大な故障はこのようにして単純に識別することができる。さらに、シーケンス制御の最も重要なデータも示される。
【００６１】
マイクロプロセッサベースシステムは、好ましくは、いくつかの試験進行を格納し、前の試験進行をディスプレイする従来の機能および測定データをＰＣへ転送する機能も含んでいる。
【図面の簡単な説明】
【００６２】
【図１】ＳＦ６設備内の接点の状態を制御する本発明に従った測定装置を示す図である。
【図２】電流供給、ケーブル接続および、例えば、ＳＦ６設備等の電気設備に対する単純化された回路図である。
【図３】ＳＦ６設備内に記録される電流および電圧の推移を示す図である。
【図４】異なる電圧に充電されているコンデンサバンクがＳＦ６設備を介して放電される時に生じる電流パルスを示す図である。
【図５】測定に対するシーケンス図を示す。
【図６】データ取得のための入力段がどのように組み立てられるかを示す図である。
【図７】完全な測定に対する測定サンプルと供給ノイズおよび直流オフセットを修正した後の対応する測定サンプルのディスプレイを示す図である。
【図８】測定値に基づいて推定されたインピーダンスおよび抵抗のディスプレイを示す図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【国際公開パンフレット】
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【国際調査報告】
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