(57)【要約】受信機は量子化された、また量子化されていない所望するデータ・シンボルを受信された信号サンプルから復号する。受信機は量子化されていない所望データ・シンボルの対応する現在の組と、その他の所望しないデータ・シンボルの合計を表す干渉波形とを、量子化された所望シンボルの先行して復号された組の量と先行して決定された干渉波形とを減算することにより決定するように、現在受信された信号サンプルのグループを処理するように適合された制御装置を含む。量子化器は量子化されていない所望シンボルの前記決定された現在の組を、対応する量子化されたシンボルを得るために量子化する。
2004511948.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号サンプルから量子化されたまた量子化されていない所望のデータ・シンボルを復号するための方法であって：
量子化されていない所望データ・シンボルの対応する現在の組と、その他の所望しないデータ・シンボルの合計を表す干渉波形とを、量子化された所望シンボルの先行して復号された組の量と先行して決定された干渉波形とを減算することにより決定するように、現在受信された信号サンプルのグループを処理し、
量子化されていない所望シンボルの前記決定された現在の組を、対応する量子化されたシンボルを得るために量子化する、以上を含む前記方法。
【請求項２】
請求項１記載の方法において、現在受信された信号サンプルのグループの処理が更に、多重経路伝搬を特徴付けるチャンネル係数の組を決定することを含む、前記方法。
【請求項３】
請求項２記載の方法において、現在受信された信号サンプルのグループの処理が更に、前記チャンネル係数に基づくフィルタを用いて、前記受信信号サンプルをフィルタ処理することを含む、前記方法。
【請求項４】
請求項３記載の方法において、前記フィルタが時間反転共役チャンネル・フィルタを含む、前記方法。
【請求項５】
請求項１記載の方法において、量子化されていない所望シンボルの前記現在の組が、唯一つの所望シンボルのみを含む、前記方法。
【請求項６】
請求項５記載の方法において、現在受信された信号サンプルのグループの処理が、連続して受信された信号サンプルの対を、前記現在非量子化シンボルを得るために第１の合成手法で合成し、サンプルの同一対を前記干渉波形の値を得るために第２の合成手法で合成することを含む、前記方法。
【請求項７】
請求項６記載の方法において、前記第１および第２の合成手法が、直交合成手法である、前記方法。
【請求項８】
請求項６記載の方法において、記第１および第２の合成手法が、前記受信信号サンプル対と複素拡散符号値対の共役値とを乗算することを含む、前記方法。
【請求項９】
請求項２記載の方法において、前記チャンネル係数が前記受信信号サンプルと前記データ・シンボルの既知の１つと相関を取ることにより決定される、前記方法。
【請求項１０】
請求項９記載の方法において、前記既知のシンボルが送信機および受信機の両側で既知である、前記方法。
【請求項１１】
請求項９記載の方法において、前記既知のシンボルが先行して復号されたシンボルを含む、前記方法。
【請求項１２】
請求項１１記載の方法において、前記既知のシンボルが先行して復号されたシンボルを含み、誤り訂正復号器を使用する、前記方法。
【請求項１３】
請求項１記載の方法が更に：
未だ復号されていない前記量子化された所望シンボルの組を仮定し、
前記未だ復号されていない所望シンボルが原因の干渉を、前記信号サンプルから減算し、
ビタビ最尤シーケンス推定器を用いて、量子化されていないシンボルと量子化されたシンボルの間の量子化された誤差の最小測度を有する、仮定量子化データ・シンボルのシーケンスを決定する、以上を含む前記方法。
【請求項１４】
直交順序数分割マルチプレクスされたシンボルを、多重経路チャンネルを通して受信された信号サンプルから復号するための方法であって：
受信信号サンプルを多重経路チャンネル係数に基づくフィルタを用いてフィルタ処理し、
フィルタ処理された信号サンプルをＮ個の信号サンプルのベクトルにグループ分けし、
多重経路チャンネル係数と前記直交順序数分割マルチプレクスされたシンボル用に使用された直交符号の組とに基づいて、第１および第２のＮｘＮ複素行列を計算し、
先行して復号され量子化されたシンボルの組と前記第２行列とを乗算し、それを前記第１行列とＮ個のフィルタ処理された信号サンプルの現在グループとの積と合成し、量子化されていない復号されたシンボルの現在の組を得、
量子化されていないシンボルの前記現在の組を量子化して、現在の復号され量子化されたシンボルの組を得る、以上を含む前記方法。
【請求項１５】
請求項１４記載の方法において、前記先行して復号され量子化されたシンボルの組が更に、復号の信頼性を改善するために誤り訂正復号器を用いて処理される、前記方法。
【請求項１６】
請求項１５記載の方法において、前記先行して復号され量子化されたシンボルの組が、誤り訂正復号器を用いて量子化されていないシンボルの対応する組を処理した結果である、前記方法。
【請求項１７】
直交順序数分割マルチプレクスされたシンボルを、多重経路チャンネルを通して受信された信号サンプルから復号するための方法であって：
受信信号サンプルを多重経路チャンネル係数に基づく事前フィルタを用いて事前フィルタ処理し、
事前フィルタ処理された信号サンプルをＮ個の信号サンプルのベクトルにグループ分けし、
多重経路チャンネル係数と前記直交順序数分割マルチプレクスされたシンボル用に使用された直交符号の組とに基づいて、少なくとも第１および第２行列を含む一連のＮｘＮ複素行列を計算し、
前記Ｎ個のサンプル・ベクトルの現在の１つと、前記少なくとも第１または第２行列の１つに対応する行列とを乗算し、時間的に後で受信されたサンプル・ベクトルと後続の前記行列の１つとを乗算し、それらの積を合成し、更に先行して復号され量子化されたシンボルの組と前記最後の行列との積と合成し、量子化されていない復号されたシンボルの現在の組を得、
量子化されていないシンボルの前記現在の組を量子化して、現在の復号され量子化されたシンボルの組を得る、以上を含む前記方法。
【請求項１８】
請求項１７記載の方法において、前記先行して復号され量子化されたシンボルの組が更に、復号の信頼性を改善するために誤り訂正復号器を用いて処理される、前記方法。
【請求項１９】
請求項１８記載の方法において、前記先行して復号され量子化されたシンボルの組が、誤り訂正復号器を用いて量子化されていないシンボルの対応する組を処理した結果である、前記方法。
【請求項２０】
連続的に遅くなるデータ速度の重畳信号を復号するための方法であって：
最も早いデータ速度の信号を最初に復号し、より遅いデータ速度の全ての信号の和に相当する残留波形を生成し、
その次に遅いデータ速度の信号を前記残留波形を再処理することにより復号し、その次に遅いデータ速度の信号よりも遅いデータ速度の全ての残留信号の和に相当する残留波形を生成し、
次に遅いデータ速度の信号を前記残留波形を再処理することにより復号し、その次に遅いデータ速度の信号よりも遅いデータ速度の全ての残留信号の和に相当する残留波形を生成することを、全ての所望の信号が復号されるまで繰り返す、以上を含む、前記方法。
【請求項２１】
請求項２０記載の方法において、最も早いデータ速度の信号の復号が、より低いデータ速度の信号からの干渉を補償することを含む、前記方法。
【請求項２２】
請求項２０記載の方法において、信号の復号が多重経路伝搬によるシンボル相互間干渉に対する補償を含む、前記方法。
【請求項２３】
その中のいくつかのシンボルは既知である、相互直交拡散符号で変調された重畳データ・シンボルを復号するための方法であって、
信号サンプルのブロックを多重経路伝搬の影響を受けるチャンネルを通して受信し、ブロック内の信号サンプル数は前記直交拡散符号の長さに等しく、
前記信号サンプルから、先行して復号されたシンボルで、前記既知のシンボルに関連するシンボル相互間干渉（ＩＳＩ）を減算し、ＩＳＩ補償された信号サンプルの対応するブロックを生成し、
前記ＩＳＩ補償されたサンプル・ブロックを処理し、残りの未知のデータ・シンボルに対する最小二乗解で、各々がシンボルのアルファベットの中で最小二乗量子化誤差の最も近いシンボルに量子化されている、最小二乗解を得る、以上を含む前記方法。
【請求項２４】
請求項２３記載の方法において、前記減算されたシンボル相互間干渉が、前記多重経路伝搬を記述するチャンネル係数に基づいている、前記方法。
【請求項２５】
請求項２４記載の方法において、前記チャンネル係数が前記受信信号サンプルと前記既知のシンボルとの相関を取って推定される、前記方法。
【請求項２６】
受信信号サンプルから量子化されたまた量子化されていない所望のデータ・シンボルを復号するための受信機であって：
量子化されていない所望データ・シンボルの対応する現在の組と、その他の所望しないデータ・シンボルの合計を表す干渉波形とを、量子化された所望シンボルの先行して復号された組の量と先行して決定された干渉波形とを減算することにより決定するように、現在受信された信号サンプルのグループを処理するように適合された制御装置と、
量子化されていない所望シンボルの前記決定された現在の組を、対応する量子化されたシンボルを得るために量子化するように適合された量子化器、とを含む前記受信機。
【請求項２７】
請求項２６記載の受信機が更に、多重経路伝搬を特徴付けるチャンネル係数の組を決定するためのチャンネル推定器を含む、前記受信機。
【請求項２８】
請求項２７記載の受信機が更に、前記チャンネル係数に基づき前記受信信号サンプルをフィルタ処理するためのフィルタを含む、前記受信機。
【請求項２９】
請求項２８記載の受信機において、前記フィルタが時間反転共役チャンネル・フィルタを含む、前記受信機。
【請求項３０】
請求項２６記載の受信機において、量子化されていない所望シンボルの前記現在の組が、唯一つの所望シンボルのみを含む、前記受信機。
【請求項３１】
請求項３０記載の受信機において、前記制御装置が連続して受信された信号サンプルの対を、前記現在非量子化シンボルを得るために第１の合成手法で合成し、サンプルの同一対を前記干渉波形の値を得るために第２の合成手法で合成することを含む、前記受信機。
【請求項３２】
請求項３１記載の受信機において、前記第１および第２の合成手法が、直交合成手法である、前記受信機。
【請求項３３】
請求項３１記載の受信機において、前記第１および第２の合成手法が、前記受信信号サンプル対と複素拡散符号値対の共役値とを乗算することを含む、前記受信機。
【請求項３４】
請求項２７記載の受信機において、前記チャンネル推定器が前記チャンネル係数を前記受信信号サンプルと前記データ・シンボルの既知の１つと相関を取ることにより決定する、前記受信機。
【請求項３５】
求項３４記載の受信機において、前記既知のシンボルが先行して復号されたシンボルを含む、前記受信機。
【請求項３６】
移動通信システム内で使用される移動端末であって、その中のいくつかのシンボルは既知である、相互直交拡散符号で変調された重畳データ・シンボルを復号するための、前記移動端末であって、
信号サンプルのブロックを多重経路伝搬の影響を受けるチャンネルを通して受信する受信機で、ブロック内の信号サンプル数は前記直交拡散符号の長さに等しい、受信機と、
前記信号サンプルから、先行して復号されたシンボルと、前記既知のシンボルとに関連するシンボル相互間干渉（ＩＳＩ）を減算し、ＩＳＩ補償された信号サンプルの対応するブロックを生成する制御装置と、
前記ＩＳＩ補償されたサンプル・ブロックを処理し、残りの未知のデータ・シンボルに対する最小二乗解で、各々がシンボルのアルファベットの中で最小二乗量子化誤差の最も近いシンボルに量子化されている、最小二乗解を得るための量子化器、とを含む前記移動端末。
【請求項３７】
請求項３６記載の移動端末において、前記減算されたシンボル相互間干渉が、前記多重経路伝搬を記述するチャンネル係数に基づいている、前記移動端末。
【請求項３８】
請求項３７記載の移動端末において、前記チャンネル係数が前記受信信号サンプルと前記既知のシンボルとの相関を取って推定される、前記移動端末。
【請求項３９】
移動通信システム内で使用される基地局であって、その中のいくつかのシンボルは既知である、相互直交拡散符号で変調された重畳データ・シンボルを復号するための、前記基地局であって、
信号サンプルのブロックを多重経路伝搬の影響を受けるチャンネルを通して受信する受信機で、ブロック内の信号サンプル数は前記直交拡散符号の長さに等しい、受信機と、
前記信号サンプルから、先行して復号されたシンボルと、前記既知のシンボルとに関連するシンボル相互間干渉（ＩＳＩ）を減算し、ＩＳＩ補償された信号サンプルの対応するブロックを生成する制御装置と、
前記ＩＳＩ補償されたサンプル・ブロックを処理し、残りの未知のデータ・シンボルに対する最小二乗解で、各々がシンボルのアルファベットの中で最小二乗量子化誤差の最も近いシンボルに量子化されている、最小二乗解を得るための量子化器、とを含む前記基地局。
【請求項４０】
請求項３９記載の移動端末において、前記減算されたシンボル相互間干渉が、前記多重経路伝搬を記述するチャンネル係数に基づいている、前記基地局。
【請求項４１】
請求項４０記載の移動端末において、前記チャンネル係数が前記受信信号サンプルと前記既知のシンボルとの相関を取って推定される、前記基地局。
【請求項４２】
所望の信号と所望していない干渉信号の送信間の干渉を軽減するための移動通信システムであって：
量子化されていない所望データ・シンボルの対応する現在の組と、その他の所望しないデータ・シンボルの合計を表す干渉波形とを、量子化された所望シンボルの先行して復号された組の量と先行して決定された干渉波形とを減算することにより決定するように、現在受信された信号サンプルのグループを処理するように適合された制御装置を含む受信機と、
量子化されていない所望シンボルの前記決定された現在の組を、対応する量子化されたシンボルを得るために量子化するように適合された量子化器、とを含む前記移動通信システム。
【請求項４３】
請求項４２記載の移動通信システムにおいて、前記受信機が更に多重経路伝搬を特徴付けるチャンネル係数の組を決定するためのチャンネル推定器を含む、前記移動通信システム。
【請求項４４】
請求項４３記載の移動通信システムにおいて前記受信機が更に、前記チャンネル係数に基づき前記受信信号サンプルをフィルタ処理するためのフィルタを含む、前記移動通信システム。
【請求項４５】
請求項４４記載の移動通信システムにおいて、前記フィルタが時間反転共役チャンネル・フィルタを含む、前記移動通信システム。
【請求項４６】
請求項４２記載の移動通信システムにおいて、量子化されていない所望シンボルの前記現在の組が、唯一つの所望シンボルのみを含む、前記移動通信システム。
【請求項４７】
請求項４６記載の移動通信システムにおいて、前記制御装置が連続して受信された信号サンプルの対を、前記現在非量子化シンボルを得るために第１の合成手法で合成し、サンプルの同一対を前記干渉波形の値を得るために第２の合成手法で合成することを含む、前記移動通信システム。
【請求項４８】
請求項４５記載の移動通信システムにおいて、前記チャンネル推定器が前記チャンネル係数を、前記受信信号サンプルと前記データ・シンボルの既知の１つと相関を取ることにより決定する、前記移動通信システム。
【請求項４９】
請求項４８記載の移動通信システムにおいて、前記既知のシンボルが先行して復号されたシンボルを含む、前記移動通信システム。
【請求項５０】
請求項４２記載の移動通信システムにおいて、前記受信機が移動端末受信機を含む、前記移動通信システム。
【請求項５１】
請求項４２記載の移動通信システムにおいて、前記受信機が基地局受信機を含む、前記移動通信システム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
本発明はそれぞれ当出願人による米国特許出願第０９／０８２，７２２号、１９９８年５月２１日出願；米国特許出願第０８／９８９，３９２号、１９９７年７月２２日出願；および米国特許出願第０９／３４０，９０７号、１９９９年６月２８日出願に部分的に継続するものであり、これらは本出願の親出願であって、全体として本出願の一部を形成するものである。
【０００２】
（発明の背景）
本発明は受信信号の復号に係わり、更に詳細には受信信号サンプルから量子化された、または量子化されていない所望のデータ・シンボルを復号することに関する。
ＩＳ９５として知られている、符号分割多重接続（ＣＤＭＡ）移動体通信システムは、１つの基地局からその対象領域内の複数の異なる移動端末に、異なる６４ビット直交符号を用いて送信する（ダウンリンク）。各々のその様な符号は同一長（６４ビット）で、音声またはほぼ同一データ速度のデータ・トラヒックを搬送する。このシステムでは可変速度直交符号は使用されていない。
【０００３】
３Ｇ（第三世代）として知られる広帯域ＣＤＭＡシステムの規格化が、ヨーロッパ電気通信規格研究所（ＥＴＳＩ）と日本のＮＴＴＤｏＣｏＭｏとの間で進められていて、可変速度直交符号の仕様を決めており、その中で高ビット速度の信号が短い直交符号を使用してデータ・シンボル送信周波数を増加させる一方で、より長い直交符号とより低いデータ・シンボル送信を用いた低ビット速度に対する直交性を保っている。現在仕様が決められている最も短い直交符号は４チップ長で、最も長いものは２５６チップ長である。
【０００４】
また、ＩＳ９５の中で、移動端末から基地局への送信は同一移動端末からの異なるデータ・シンボル・グループを符号化するために直交符号を使用するが、異なる移動端末間の識別をするためには直交符号を使用していない。異なる移動端末送信（アップリング）は異なる非直交、疑似ランダム符号を用いて識別される。
【０００５】
出願人に付与された、米国特許第５，１５１，９１９号、名称「ＣＤＭＡ減算復調」および、第５，２１８，６１９号、これもまた名称「ＣＤＭＡ減算復調」は、上記のＩＳ９５アップリンクの方式で直交符号を使用するＣＤＭＡシステムを記載しており、この中で異なる信号は連続的に復号されて最強のものから最弱なものへ減算され、最強信号の最弱信号に対する干渉を除去しようとしている。’９１９号および’６１９号特許は此処に挙げることで参照されている。
【０００６】
米国特許第５，５７２，５５２号、名称「ダウンリンクＣＤＭＡ信号の復調方法並びにシステム」、デント（Ｄｅｎｔ）並びにボトムレイ（Ｂｏｔｔｏｍｌｅｙ）に付与、はセルラ基地局から送信されたＣＤＭＡ信号を移動端末で受信するための最適受信機を記述しており、これは自己（ｏｗｎ−ｂａｓｅ）干渉が支配的な場合に非直交多重経路放射を多重経路等化器（ｅｑｕａｌｉｚｅｒ）内で減算するものである。この様な「チャンネル反転」等化器はその他（ｏｔｈｅｒ−ｂａｓｅ）干渉または熱雑音が存在する場合は最適でないことが開示されており、ハイブリッド等化器手法が記述されていて、これは従来型ＲＡＫＥ等化器手法とチャンネル反転等化器手法の中間に位置している。’５５２号特許は此処に挙げることで参照されている。
【０００７】
当出願人に対する、米国特許出願第０９／０８２，７２２号、１９９８年５月２１日出願、名称「部分ブロック・インタリーブＣＤＭＡ符号化および復号」では、直交符号化されたＣＤＭＡ信号を送信および受信するための方法が記述されており、信号は多重経路条件下でもほとんどの送信されたデータ・シンボルに対してその直交性を維持している。上記の出願は此処に挙げることで参照されている。
【０００８】
米国特許出願第０８／９８９，３９２号、名称「多重経路環境に対する直交ブロック拡散符号」では、更に別の方法が記載されており、相互直交性を保持していない残留シンボル上への多ユーザ干渉をブロック・インタリーブ手法で補償するものである。この出願は此処に挙げることで参照されている。
【０００９】
また米国特許出願第０９／３４０，９０７号、１９９９年７月２８日出願、名称「多重搬送波直交符号」では、複数の周波数チャンネルに対して直交符号化されているＣＤＭＡ信号を送信および受信するためのいくつかの方法が開示されている。この出願は此処に挙げることで参照されている。
【００１０】
この出願は更に親出願に記載されている直交信号復号方法を、ブロック直交符号が使用されていない時でも多重経路伝搬を補償するように拡張している。
【００１１】
（発明の概要）
可変長直交符号を用いた符号分割多元接続システムであって、異なる内在情報速度を有する異なる受信機への送信間の干渉を低減するために、全信号を加算して受信機に送信し、受信信号を処理して最高速ビット速度の信号を残りの信号から分離することにより、より低速ビット速度信号から最高速ビット速度信号への干渉をほとんど除去している。受信機は最高速ビット速度信号を減算した後残留信号への処理を継続して、低速ビット速度信号の少なくとも１つを復号することにより、最高速ビット速度信号から低速ビット信号への干渉をほぼ除去することも可能である。
【００１２】
（発明の詳細な説明）
図１は直交ＣＤＭＡ符号を採用している無線基地局から送信された信号例を図示する。この例に於いて、短（２チップ）繰り返し符号「ｘ，ｙ」、此処でｘおよびｙは拡散符号値、採用している単一、高電力、高データ速度信号が、その他の常に一対の拡散符号値「ｘ，−ｙ」を連続して含むより長い符号を採用している複数の直交信号の送信と重なり合っている。例えば、ｘおよびｙは拡散符号「１１」を与えるバイナリ値１であり、ｘおよび−ｙはブール代数表記で「１０」である。複素数値「１，ｊ」および「１，−ｊ」は直交チップ対のその他の例である。
【００１３】
本発明の１つの実施例が例として示されており、此処で高ビット速度信号は拡散符号「１１」を連続して送信されるシンボルに対して使用している一方で、低ビット速度信号は例えば１００１０１１０の様な符号、すなわち高ビット速度信号のチップ対「１１」に対応する全てのチップ対の中で、常にゼロが１と対をなしている符号を使用している。
【００１４】
所望のシンボルはＳ０，Ｓ１，Ｓ２．．．であり、拡散符号１１で送信される、すなわちＳ０Ｓ０Ｓ１Ｓ１Ｓ２Ｓ２Ｓ３Ｓ３等のように送信されると仮定する。他の全ての信号は互いにそれに続いている拡散符号１０または０１ビット対を有する。各対の第１チップ上でレベルａ，ｂ，ｃ．．を備えた他の信号をａ＋ｂ−ｃ−ｄ等と結合する場合、各対の第２チップ上ではそれらは−（ａ＋ｃ−ｃ−ｄ）とならなくてはならない、すなわちその他の全ての信号を加算することによる干渉波形値は、
2004511948.tif 000003
となる。
従って全送信信号波形サンプルは次のように書ける：
2004511948.tif 000004
これらは、最短経路即ち最も早い到着時刻の複素数Ｃ０で記述された強度および位相を具備する電波、および複素数Ｃ１，Ｃ２等で記述された強度および位相の、１チップまたは２チップの連続した遅延を具備するその他の多重電波即ちエコーを含むいくつかのマルチパスチャンネルを通して受信される。
【００１５】
他の全ての処理の前に受信機内にフィルタを用意することが可能であり、これは早い経路即ちその様な事前フィルタを適用した後の「タップ」がほとんどのエネルギーを含むことを保証する効果があり、係数Ｃ０，Ｃ１，Ｃ２．．．は受信事前フィルタ、同様に多重経路伝搬チャンネルおよび採用されている全てのフィルタの効果を含むようになる。より早い経路は最新シンボルを通信し、遅い経路は先行シンボルのエコーである。
【００１６】
従って、受信された信号サンプル値Ｚ０，Ｚ１，Ｚ２．．．は次のように記述される：
2004511948.tif 000005
Ｓ−１の様な早いシンボル、および干渉波形値Ｗ−１は先の反復処理の中で互いに分離されていると仮定すると、次に必要なことはＳ０をＷ０から分離することである。従ってＳおよびＷの先行値を含む項は両方の側から減算することが出来て、結果として修正変更された値Ｚ０’，Ｚ１’がＲＨＳ上に残り、２行２列の行列方程式を与える：
2004511948.tif 000006
この様な方程式は行列のディターミナント（ｄｅｔｅｒｍｉｎａｎｔ）がゼロに近づかない限り解くことができて、上記の係数行列のディターミナントは明らかに次の行列のディターミナントと同じである、
2004511948.tif 000007
これは−２Ｃ０２でありゼロまたは不良条件（ｉｌｌ ｃｏｎｄｉｔｉｏｎ）では無く、それはＣ０が出来るだけ大きくなるように事前フィルタを選ぶからである。
【００１７】
従って方程式はＳ０およびＷ０に対して解くことが出来て、
2004511948.tif 000008
が得られ、Ｓ１およびＷ１を次の２つの信号サンプルから分離する際に、Ｓ０をアルファベットの中の最も近いシンボルに量子化した後、これら値を正方向送りすることができる。
【００１８】
将来シンボルを復号する際に、先に復号されシンボルを正方向送りしてシンボル相互間干渉（ＩＳＩ： ｉｎｔｅｒｓｙｍｂｏｌ ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）を相殺する１つの知られている方法は、決定フィードバック等価（Ｄｅｃｉｓｉｏｎ Ｆｅｅｄｂａｃｋ Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ）またはＤＦＥと呼ばれている。従来技術によるＤＦＥは所望のシンボル・ストリームのシンボル間の干渉のみを対象とし、所望していない信号からの干渉は考慮していなかった。更に、従来技術による純粋なＤＦＥでは、正方向送りされた全てのシンボルはシンボル・アルファベット内の最も近い正当な値に量子化または「決定」された。しかしながら上記の構成では、正方向送りされた値は１つの所望のシンボルから次のものに対するＩＳＩ相殺を表すＳ０の様な量子化された値と、その他の所望していない全ての信号の合算を表すＷ０の様な量子化されていない値とを混合したものを含むことが分かる。
【００１９】
同じ基地局送信機から放散されるその他全ての干渉は、上記の方法を実施する際に、所望の信号が多重経路伝搬に対して量子化されるのと同時に一回で減算される。
【００２０】
ＤＦＥ法では、データ・シンボルの値を決定するのに主として寄与する多重経路電波は、係数Ｃ０を具備した電波であり、一方係数Ｃ１，Ｃ２．．を具備した電波は所望でない干渉として扱われ減算される。
【００２１】
これに代わるビタビ最尤シーケンス推定器（ＭＬＳＥ：Ｍａｘｉｍｕｍ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ Ｅｓｔｉｍａｔｏｒ）では、全ての電波がデータ・シンボルの値を有用な手がかりを与えるものと見なされている。ＭＬＳＥの１つの説明は、現在シンボルに対する全ての考えられる復号が、Ｓ０の量子化されていない値と各々の量子化された値との間のエラーを示す各々の距離と共に保持されていると言える。従って次のシンボルは、順に正方向送りされた保持されている仮定値の各々に対して１度復号され、次のシンボルに対して複数の復号値を得る。従って、Ｓ１の特定値を与える次のシンボルＳ１に対する全ての可能性のある復号値の、最も小さな累積距離を有するものが、それを得るために正方向送りされたＳ０の値と共に保持される。これがＳ１の各特定値に対して繰り返されるとき、可能性が有るとして保持されたＳ１値の全ての組が各々、累積距離と正方向送りされたシンボルの関連する履歴と共に得られる。またＭＬＳＥを用いて「将来」シンボル、例えばＳ１を復号中のＳ２、を正方向送りされたＳ０の全ての値を同様に保持しながら推定することも可能である。従って、Ｃ０が最も早い重要な電波では無いチャンネルを通過した信号を復号する事も可能であり、そこでは「将来」シンボルに乗算される係数Ｃ−１を具備した更に早い電波が存在する。別に復号するために２つのシンボルを仮定する場合、最新の２つのシンボルの全ての組み合わせに対応する保持されている結果の数、従って距離の数もまた多くなる。仮定されたシンボルおよびそれらの関連する経路履歴と累積距離の集積がビタビ「状態」を形成する。ビタビＭＬＳＥアルゴリズムは、Ｃ０を最大チャンネル係数とする良好な事前フィルタを見つけることが出来ず、将来シンボル仮定を取り扱う状態の集積が多数にならない限りは有用である。ＭＬＳＥアルゴリズムが本発明と共に使用される場合、各状態に関連する決定されたシンボルＳ０，Ｓ１，Ｓ２．．の保存された経路履歴だけではなく、量子化されていない値Ｗ０，Ｗ１，Ｗ２．．等の保存された履歴も存在する。
【００２２】
従って上記のＤＦＥまたはビタビ干渉相殺復号器が、高ビット速度シンボル・ストリームＳ０，Ｓ１，Ｓ２．．．等を復号するように運転されているとき、その他の全ての信号の和を表す、量子化されていない値Ｗ０，Ｗ１，Ｗ２．．等のストリームもまた分離されて、多重経路歪みに対して補償されるはずである。これらの量子化されていない値を保存し、そこに含まれるその他の全ての信号を復号するように処理すること、例えばその直交符号の残り（これは既に２の第１因子で既に逆拡散されている）を用いて信号を逆拡散することが可能であり、ここでは多重経路が補償されているので、他の信号は完全に直交していることが分かるであろう。しかしながら他の信号への多重経路が、上記の方法でどの様に補償されたかを調べると、先に取り込んだ’５５２号特許の中で言及されている「逆チャンネル」を使用することと等価であることが分かるが、これはその他の送信機干渉が深刻な場合には最適フィルタではない。しかしながら、保存されているサンプルＷ０，Ｗ１，Ｗ２．．．に、必要で有れば「逆チャンネル」の逆処理を行うことが可能であり、従って異なるフィルタまたは実際に上記の処理の再適用を繰り返して、その他の信号から次の最も低い拡散係数信号を復号し、これを先に進めることが可能である。従って本発明の１つの実施形態として、連続した復号および順に低いビット速度信号の減算を含むことが可能であるが、この方法による復号の順序は信号レベルの降順よりもビット速度の降順であり、これは先に示した参照特許の通りである。
【００２３】
図２は最高速ビット速度ＣＤＭＡ信号を復号する一方で、非直交多重経路干渉を補償する受信機１０を図示する。受信機１０は複数の基地局および移動端末を含む移動通信システムで使用されるのに適している。特に、受信機１０は移動通信システム内で使用される移動端末または基地局のいずれかを表している。
【００２４】
本発明は此処では移動端末として説明する。此処で用いられているように、「移動端末」という用語はマルチライン表示器を具備または具備していない移動通信無線電話機；データ処理、ファクシミリおよびデータ通信機能を備えた移動通信無線電話機と組み合わされた個人通信システム（ＰＣＳ：Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ）；無線電話機、ポケットベル、インターネット／イントラネット接続、ウェブ・ブラウザ、オーガナイザ、カレンダーそして／または全地球測位システム（ＧＰＳ）受信機を含むことの可能なＰＤＡ；および、従来型ラップトップそして／またはパームトップ受信機または無線電話機トランシーバを含むその他の電気製品、を含む。移動端末はまた「汎用コンピューティング」装置とも呼ばれる。
【００２５】
受信機１０はアンテナ１２を含み、これは無線信号を受信し、無線信号はブロック１４でフィルタ処理および増幅されて所望の周波数チャンネルを選択する。選択された信号はＡ／Ｄ変換器１６の中でディジタル・サンプルを表すようにアナログ／ディジタル変換されるが、Ａ／Ｄ変換器は任意の従来型または既知の方法に基づき動作可能である。ディジタル・サンプルは初期チャンネル推定器１８内で処理され、上記のチャンネル係数Ｃ０，Ｃ１．．等を含む初期チャンネル推定値が決定される。初期チャンネル推定値と呼ばれるのはその後、事前フィルタが事前フィルタ計算ブロック２０内で計算された際に修正変更されるからであり、また初期チャンネル推定値に基づく値、これは通常送信機により信号の中に挿入された既知のシンボルのみを用いて作られる、が未知のシンボルをそれが復号された後に既知のシンボルとして、それを用いて後ほど精製出来るからでもあり、この処理過程はチャンネル・トラッキングとして知られている。
【００２６】
初期チャンネル推定値は、事前フィルタ計算ブロック２０の中で事前フィルタ２２の係数を決定するために使用されるが、この事前フィルタ２２を通してＡ／Ｄ変換器１６からのディジタル信号サンプルが通過され、これは初期チャンネルを修正変更されたチャンネルに変更するためであり、修正変更されたチャンネル内では所望する信号エネルギーのほとんどが最も早い電波の中に表れ、それより早い電波の中には所望する信号エネルギーの最小量が表れる、すなわち「将来」シンボルへの依存が最小で、「過去」シンボルのみに依存する。信号が事前フィルタ２２でフィルタ処理された後、新たなチャンネル推定値もまた事前フィルタ計算ブロック２０の中で計算され、事前フィルタ処理された信号サンプルと共に減算ブロック２４に通される。Ａ／Ｄ変換器１６がシンボル当たり１つ以上のサンプルを過剰にサンプリングする場合、事前フィルタ処理はシンボル当たり１サンプルを事前フィルタ出力として選択または計算することを含み、選択または計算された出力は最も早い電波の中に最大エネルギーを含むという先に述べた特性を有する、すなわち修正変更されたチャンネル係数Ｃ０はＣ１，Ｃ２等よりも好適に大きく、係数Ｃ−１およびそれより早いものは好適により小さい。
【００２７】
減算ブロック２４において、上記の式を用いて先に決定されたシンボルＳｉと先に決定された干渉波形値Ｗｉの影響が減算される。量子化ブロック２６の中で、先行シンボルの影響および今減算された干渉を具備する信号が量子化されたシンボルＳ（ｉ＋１）と新たな波形点Ｗ（ｉ＋１）に分離される。量子化されていないシンボル値ＳおよびＷに対する２つの連立方程式の上記解として得られたＷ（ｉ＋１）の値は、Ｓ（ｉ＋１）の量子化された値を先の式に代入して、Ｗ（ｉ＋１）の新たな値を得るように修正変更する事も可能であり、これはどのシンボル値Ｓ（ｉ＋１）が量子化されたかに依存する。ビタビ（ＭＬＳＥ）アルゴリズムを用いて複数の可能性のあるＳ（ｉ＋１）の量子化を保存する場合、それに対応する複数のＷ（ｉ＋１）の値が存在するはずである。これらの複数のＷ値は、Ｓの量子化された値を２つの式に代入して、それらを単一の残留未知Ｗに関して最小二乗法で解くことにより得られるであろう。
【００２８】
決定されたＳ（ｉ＋１）およびＷ（ｉ＋１）の値は、次に遅延ブロック２８を経由して減算ブロック２４にフィードバック（決定フィードバック）され、次に復号される２つの信号サンプル上へのそれらの影響が引き算され、ストリームＳｉ、Ｓ（ｉ＋１）が出力される。Ｓの量子化されていない値は代わりに「軟情報」として誤り訂正復号器に、例えば従来型復号器のように出力される。シンボルＳが二値（ＢＰＳＫ）ビット対または四値（ＱＰＳＫ）ビット対の場合、誤り訂正復号器で要求されるビット最尤値に対する軟出力値は取るに足らないものである。例えば１６ＱＡＭ（直角増幅変調）または８−ＰＳＫ（位相シフト・キー）の様なより高次の極配置（ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ）が使用される場合、これらのＭ配列シンボル軟値はビット単位の軟情報に変換され無ければならないはずであるが、これはしかしながら米国特許出願第．．．．．．．．．．号、２０００年２月８日出願、名称「整合フィルタ・サンプルとハード・シンボル決定との組み合わせによるシンボル復号方法並びに装置」に基づき実施することが可能であり、これは此処に挙げることで参照されている。１つ以上の先行復号されたシンボル値および干渉波形が次の２つの信号サンプルに影響する場合、シンボルおよび波形値は、遅延電波Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３等のチャンネル係数を含むＦＩＲフィルタを通して通過され、減算されるべき値を決定し、先の式で単に「＋先行シンボル」と表記されているそれらの寄与分と共に集積される。
【００２９】
ビタビＭＬＳＥアルゴリズムが使用される場合は、この様なＦＩＲフィルタ処理および干渉減算は「状態毎」に、各々の状態に関連したシンボルおよび干渉波形履歴を用いて実施されるが、これもまた「生き残り毎処理」として知られている。
【００３０】
上記の説明は理解を助けるために、高速ビット速度信号のみが２チップ拡散符号を使用する一方で、その他の信号はより長い直交符号を用いていると考えることで簡略化されていた。もしも他の信号もまた直交２チップ符号を使用する場合は、唯２つの２チップ直交符号しか存在しないので、他の１つの干渉信号のみが存在するはずである。従ってこの方法は両方の信号を同時に復調するような結合復調方法に好適に変換されて、ＳおよびＷ値の両方を量子化し、量子化されたＷ値は従って他の信号のシンボルを表すことになる。２つの重畳信号の結合復調は従来技術で、多重重畳信号のけち号復調として知られている。しかしながら本発明が異なるのは、多重干渉信号の和のみが波形サンプルＷとして決定される必要がある点であり、個々のシンボルでは無い点である。従って本発明を干渉相殺用に実施する場合は、複雑さがかなり軽減できる。
【００３１】
しかしながら本発明は、高速ビット速度信号が２ビットより長い１つまたは複数の直交符号を用いるケースを含むように拡張できる。例えば、所望する信号が４チップ符号１０１０を繰り返し使用し、一方その他の信号が１１１１，１１００および１００１のグループで構成された符号を使用しても構わない。所望する信号がまた、上記４つの符号の１つを用いたシンボル・ストリームに加えて、それらの符号の別の符号を用いたシンボル・ストリームを含み、それらの両方が互いにまた他の干渉から分離されているとしても構わない。しかしながら、本発明のこの拡張を説明する前に、もう一つの一般化について触れる。２チップ拡散符号１１（繰り返し）を用いた高ビット速度信号は周波数チャンネルの中心部に大部分限定されたスペクトルを持ち、一方繰り返し１０または０１対で構成された符号を用いたその他の信号はそのチャンネルの外側部分に大部分限定されたスペクトルを有する、またはその逆、ように見なすことが出来るはずである。これに代わって、直交（１，−ｊ）に対抗して、複素２チップ拡散符号（１，ｊ）を用いた信号は、周波数チャンネルの下側部分に対抗して上側に限定して見られるであろう。特定信号がスペクトルのある部分のみに制限されるのを回避するために、周波数分割多重アクセス（ＦＤＭＡ）に類似して、複数信号への符号の割り当てをシンボル毎に順序を入れ替えることが可能であり、これによって「スペクトル・ホッピング」が実現できて、これは各信号が全チャンネル・スペクトルを平均にカバーするようにしている。スペクトル・ホッピングは「周波数ホッピング」とは異なり、後者は単一副帯域またはチャンネル間のホッピングを含むのに対し、前者は異なるスペクトル形状間でのホッピングを含み、これは単一副帯域に限定される必要は無い。全ての信号が全スペクトルを確実にカバーするようにする別の方法は、各チップに対して複素回転の疑似ランダム・シーケンスを適用することであり、同一の回転が全ての信号に同様に適用されるがそれはそれらの相互の直交性を乱してはいけないからである。上記の様な信号を復号する際には、上記の式を解く際および先に復号された値の影響を減算する際に、それらの信号に適用された既知の位相回転が明らかにされなければならない。これは各反復で用いられたチャンネル係数と共に疑似ランダム回転を含むことで実施されるが、それは送信機に与えられた位相回転が事実上、そこを通ってシンボルが伝搬するチャンネル位相の一部となっているからである。
【００３２】
従って受信信号サンプル値Ｚ０，Ｚ１，Ｚ２．．は次のように書ける：
2004511948.tif 000009
先と同様、ＳおよびＷの先行値を含む項は両側から減算され、ＲＨＳ上に修正変更された値Ｚ０’，Ｚ１’が残り、２行２列の行列方程式が得られる：
2004511948.tif 000010
此処で、Ａ０，Ａ１，Ａ２．．．等は複素チップ回転のシーケンスである、すなわちＡの値は強度が１で疑似ランダム位相である。
【００３３】
第１式はＡ１＊により、また第２式はＡ２＊で「回転補正（ｄｅｒｏｔａｔｅ）」することが可能で、次式を得る：
2004511948.tif 000011
これは先の式と同一であるが、Ｚ０’，Ｚ１’およびＣ１がＡ係数による分だけ位相回転されたものと置き換えられている。その結果、これらの式はＣ１，Ｚ０’およびＺ１’値の位相角を修正変更するＡ値で与えられる既知の複素拡散シーケンスを用いて、先に説明したのと同じ方法で解くことが可能であり、結果として下記を得る：
2004511948.tif 000012
または
2004511948.tif 000013
解の第１項はまさに「逆拡散値」であって、これは受信信号サンプルを複素拡散シーケンスの共役と相関を取って生成されたものであり、一方第２項は多重経路干渉の減算を表している。事前フィルタがチャンネルを修正変更して、Ｃ０が所望する信号エネルギーの大部分を含むように支配的なチャンネル係数であることを保証する限りは、多重経路干渉を減算することは許容される。
【００３４】
全ての所望する信号エネルギーが単一チャンネル係数の中に出現することを保証する事前フィルタの１型式は、時間反転共役フィルタである。これはチャンネル係数が、Ｃ−２，Ｃ−１，Ｃ０，Ｃ１，Ｃ２の時に、係数Ｃ２＊，Ｃ１＊，Ｃ０，Ｃ＊−１，Ｃ＊−２を具備したＦＩＲフィルタである。
【００３５】
チャンネルと時間反転共役チャンネルとをコンボリューションすることにより、修正変更されたチャンネル係数が得られる：
2004511948.tif 000014
見て分かるように、修正変更されたチャンネルは中央の係数に対してエネミート対称性を有し、この中心係数は丁度、全ての多重経路電波の電力の合計値になっている。従って他の全ての電波の効果が単純に減算され、データが中心項のみを用いて復号される場合、性能は全信号電力が全ての電波の中に含まれるので良好となり、これは望み得る最高の性能である。
【００３６】
正遅延の電波が如何にして、既に復号されたシンボルおよび干渉波形値を用いて減算できるかは既に説明した。しかしながら、上記のエルミート対称チャンネルは、主電波に対して負遅延の電波を有し、これは更に復号されていないシンボルに対してその効果を減算することを必要とする。組み合わせ数が巨大で無い限りに於いて、将来シンボルの全ての考えられる組み合わを仮定し、各々の仮定に対して現シンボルを復号するために、ビタビ・アルゴリズムを使用することが可能である。次のシンボルが復号された際に、先の復号値はその次のシンボルの値を作るためのものだけに切り詰められて行く。ビタビ手法で必要な状態数はバイナリ・シンボルに対しては妥当であろうが、データ・シンボルが四値、８−ＰＳＫ，１６ＱＡＭまたは同様のようなより大きなアルファベットから構成される場合は爆発的に増加する。従ってシンボル・アルファベットが大きな場合は、これに変わる手法が必要とされる。
【００３７】
図１は２：１拡散を具備した所望の信号５０を図示しており、これは２つの４：１拡散信号の符号空間に加えて、拡散４：１の第１干渉信号５２を消費し、４個の４：１拡散信号の内の３つの符号空間を占拠しており、４：１符号空間の残りの１／４は第２および第３の８：１拡散干渉信号５４および５６で占められている。
【００３８】
しかしながらこれに代わるものとして、４：１拡散所望信号の対が考えられ、その各々は半分のデータ・シンボル速度を搬送し、これは２：１拡散信号に対する符号空間と等価な量を占める。更に別の代替方法は、１６：１拡散信号であって、各々が１／８のデータシンボル速度を搬送し、他の半分の符号空間は不特定であるが直交干渉で占められているものである。この後者のケースでは、各所望のシンボルが２：１拡散例の時間間隔に対して８倍長くなっている。結果として、所望データ・シンボルの同一グループの期間中に多数含まれることになる多重遅延干渉を、１，２，３，４等のチップ遅延の更に多くの遅延電波が含むことになる。これは負遅延の電波を補償するための複雑なビタビ・アルゴリズムの必要性を軽減するために利用できる。
【００３９】
図３はその様な多重符号伝送の事例を図示する。図３の各四角枠はＮ個のＮチップ直交符号の重ね合わせを表し、各々は異なるデータ・シンボルで変調されている。従って、Ｎ個の異なるシンボルは１つの四角枠の中では一定であるが、１つの四角枠の１／Ｎのチップ間隔を具備した直交符号のＮ個のチップで変調されている。Ｎ個のその様な情報のシンボルを含む１つの四角枠は、多重経路チャンネルを通して受信され、好適に先に説明したように、その中に主要電波またはチャンネル係数Ｃ０を具備した経路が存在するように事前フィルタ処理されている。その他の遅延された電波はチャンネル係数Ｃ１，Ｃ２等を有する一方で、主電波よりも短い遅延の電波はチャンネル係数Ｃ−１，Ｃ−２等を有する。連続する四角枠の中のシンボルは、Ｓｉ−１，Ｓｉ，Ｓｉ＋１等とラベルを付けられた組である。１つの四角枠内のシンボルを復号するために、信号がＮ回サンプリングされて複素数サンプルＺ０，Ｚ１，．．Ｚ（Ｎ−１）が生成される。Ｚ０のサンプリング部分が太い垂直な点線で示されており、それが通過する四角枠はどの電波およびシンボルがそのサンプル値に寄与しているかを示している。見て分かるように、Ｚ０は現在シンボルの組Ｓｉに主チャンネルＣ０を通して依存し、１，２および３チップ先行する現在シンボルの組にチャンネルＣ−１，Ｃ−２，Ｃ−３を通して依存し、同様に１，２または３チップ遅れた先行シンボルの組Ｓｉ−１にチャンネル係数Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３の重みでそれぞれ依存している。
【００４０】
次のサンプルＺ１は現在シンボルの組ＳｉにチャンネルＣ１，Ｃ０，Ｃ−１，およびＣ−２を通して依存し、先行シンボルＳｉ−１にチャンネル係数Ｃ２およびＣ３を通して依存し、そして将来シンボルの組Ｓｉ＋１にチャンネル係数Ｃ−３を通して依存するはずである。連続するサンプルは過去のシンボルの組Ｓｉ−１には僅かしか依存せず、将来シンボルの組Ｓｉ＋１には大きく依存するはずである。上記の事は行列方程式で完全に表現される；
2004511948.tif 000015
此処でＺｉは四角枠「ｉ」に対するサンプル・ベクトル（Ｚ０．．．Ｚ（Ｎ−１））、Ｓ値は対応するシンボルの組のベクトル、そしてＡ，ＢおよびＣは正方行列であり、その要素は直交符号値で与えられる符号を備えたチャンネル係数の組み合わせである。このＳｉに対する解を与えるように、次のように変形できる；
2004511948.tif 000016
過去シンボルの組は既に復号されているが、将来シンボルの組は未だであると仮定すると、Ｓｉに対する推定は将来シンボルの組Ｓｉ＋１をゼロに設定して得られる。次にＳｉのシンボルがアルファベットの中で最も近い値に量子化されるが、これはＳｉ＋１＞が復号されたときに、正方向送りするためである。量子化されていない値は、誤り訂正復号器に送るための、ビット単位軟情報に変換される。必要に応じて、同様の推定がＳｉ＋１に対して得られ、これはＳｉの復号値を改善するためにフィードバック出来る。これに代わって、将来シンボルに対する同様の表現を代数的に後代入して、次の形式のＳｉに対する表現を得ることが可能である；
2004511948.tif 000017
此処で、連続する行列Ｕ１，Ｕ２は、数項後にはゼロに縮小するのが望ましい。これらの行列はチャンネル係数および直交符号が一定である限り、一定であり、この事例では事前に計算することが可能である。
【００４１】
直交符号がフーリエ級数の場合、図３の各四角枠はそのシンボルの組を直交周波数分割マルチプレクス（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）システムの異なる副搬送波を用いて送信する。しかしながら直交符号がウォルシュ符号の場合は、これはフーリエ級数を特徴づける「周波数（ｆｒｅｑｕｅｎｃｉｅｓ）」からの類推で「順序数（ｓｅｑｕｅｎｃｉｅｓ）」と名付けられており、変調は直校順序数分割マルチプレクス（ＯＳＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｓｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）と呼べるであろう。符号または四角枠内のチップの数が、シンボルの組Ｓｉの対応するサイズと共に増加すると、すなわちＯＳＤＭの次数が増加すると、チャンネル遅延拡散はますます区間内の１つの四角枠の境界に限定され、四角枠内相互干渉がその四角枠の縁の有るチップのみで発生するようになる。更に、尾部のチップのみが将来シンボルの組の影響を受け、先に導かれた単一近似解を得るためには、これらの影響の合計はゼロとならなければならない。従って、近似はＯＳＤＭの次数が増すと共に改善され、例えば無線データ・ネットワークのような指定されたアプリケーションの中で、遅延拡散の期待される最大量は、近似解を適切に実行することの出来るＯＳＤＭの適切な次数となるであろう。
【００４２】
完全な受信機のその他の特徴、例えばチャンネル・トラッキングは、既知の従来技術による方法から導かれるであろう。例えば、チャンネル係数Ｃｉの初期推定は、送信機により送信された既知のシンボルを用いて行え、続いてデータ・シンボルの組を既知のシンボルの拡張として使用して復号した後、磨きをかけることが可能であろう。シンボルの組の１つまたは複数のシンボルを送信機から周期的に既知の値にセットして、チャンネル・トラッキングを支援することが出来る。全てのシンボルの組内の１つのシンボルを１つの既知のシンボルに等しくセットすることも可能であり、高次ＯＳＤＭでは、これはチャンネル容量の１／Ｎを消費するのみである。更に、１つの四角枠内の１つまたは複数のシンボルが事前に知られている場合、未知のシンボルに対する式は次元が多くなって、最小二乗法で好適解くことが出来る。
【００４３】
ＯＳＤＭ受信機の上記の導出過程の中で、全ての直交符号が復号対象のシンボルを搬送していると仮定していた。１つの組の中のいくつかのシンボルの復号を省略し、その組のｎ個のシンボル、此処でｎ＜Ｎ、の副集合のみを復号する必要がある場合、上記の行列のサイズはＮｘＮからＮｘ（ｎ＋１）に削減され、最初のｎ行は復号および量子化が必要なシンボルに対応し、（ｎ＋１）行は復号を必要としない残りのシンボルの合計である干渉波形に対応し、更に次のシンボルを復号する際に遅延されたＩＳＩを減算するために正方向送りされた時に量子化されることも無い。これは本発明を紹介する際に用いた２ｘ２の場合の一般化を表し、これはその干渉相殺モードの中で、その中のいくつかは量子化され、またその中のいくつかは量子化されていない先行して復号された値の決定フィードバックを含み、これにより単一ステップの中で多重干渉の減算を実現している。
【００４４】
米国特許第５，９３７，０１５号、デント（Ｄｅｎｔ）並びにボトムレイ（Ｂｏｔｔｏｍｌｅｙ）に付与、名称「重畳信号の連結復号による干渉軽減」に見られるように、誤り訂正符号を採用して更に別のシンボルの復号で使用する既復号シンボルの信頼性を、インタリーブ・パターンを適切に選択して改善している。インタリーブ・パターンは次数を決定し、その中で受信機からのビットは本発明に開示されているように誤り訂正複合機に供給される。好適なインタリーブ次数は、直前に復号されたシンボルの組から誤り訂正復号器に供給する軟ビットを選択するものであって、先に復号されたシンボルの組から残っている軟ビットが続く。これは後者を更に信頼性の高いビットと見なし、直前に復号されたシンボルからそのビットを払い出すことにより、直前に復号されたシンボルからのビットの信頼性を改善する。これらは、次に復号されるシンボルから軟ビットを払い出すために使用され、以下同様である。第‘０１５号特許は、その親特許である米国特許第５，６７３，２９１号、名称「既知のシンボルを用いた、ディジタル変調無線信号の同時復調および復号」と共に此処に挙げることにより参照されている。
【００４５】
本発明を、実例として移動端末または基地局内の受信機用のブロック図に関して説明してきた。ブロック図の各ブロックがコンピュータ・プログラム命令で実現できることは理解されよう。これらのプログラム命令を計算機を構成するプロセッサに与えて、このプロセッサ上で実行するこの様な命令がブロック内で仕様を定められた機能を実現するための手段を生成するように出来るであろう。コンピュータ・プログラム命令はプロセッサで実行されて、プロセッサで実施される一連の演算ステップを引き起こしコンピュータで実現される処理を生成して、プロセッサ上で実行される命令がブロック内で仕様決めされた機能を実行するステップをプロセッサに与えるようになされるであろう。従って、図は指定された機能を実行するための手段の組み合わせと、指定された機能を実行するためのステップの組み合わせとに対応している。各ブロックおよび複数ブロックの組み合わせは、特定目的ハードウェアを用いたシステムで実現できることも理解されよう、これらのシステムは指定された機能またはステップ、または特定目的ハードウェアおよびコンピュータ命令を実行するものである。
【００４６】
当業者は上記の教えるところおよび組み込まれている種々の開示内容に基づき、添付の特許請求の範囲に記載されている本発明の範囲並びに精神から逸脱することなく、種々の修正変更または適応変更を受信機および送信機に対して行うことが可能であろう。
【図面の簡単な説明】
【図１】
図１は所望の信号および複数の干渉信号を図示する一連の波形と、前記信号で生成されるエネルギー量である。
【図２】
図２は本発明に基づく受信機のブロック図である。
【図３】
図３は多重符号送信内で異なるデータ・シンボルで変調された直交拡散符号の重ね合わせを図示する。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【国際公開パンフレット】
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【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
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【国際調査報告】
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