(57)【要約】シンボルが、共有されるスペクトルで受信された信号から回復される。共有されるスペクトルで受信された信号のコードを、ブロックフーリエ変換（ＦＴ  ３４）を使用して処理し、コードブロック対角行列を生成する。受信信号のチャネル応答を推定する。チャネル応答を拡張し、変更し（３６）て、ブロック循環行列を作り、ブロックＦＴ（３８）をとり、チャネル応答ブロック対角行列を生成する。コードブロック対角行列を、チャネル応答ブロック対角行列と組み合わせる（４０、４４、４６）。受信信号をサンプリングし、組み合わされたコードブロック対角行列およびチャネル応答ブロック対角行列を使用し、コレスキアルゴリズムを用いて処理する。ブロック逆ＦＴ（６０）を、コレスキアルゴリズムの結果に対して実行して、スプレッドシンボルを生成する。スプレッドシンボルを拡散解除して、受信信号のシンボルを回復する。
2006515969.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
共有されるスペクトルで受信された信号からシンボルを回復する方法であって、
ブロックフーリエ変換（ＦＴ）を使用して、前記共有されるスペクトルで受信された前記信号のコードを処理し、コードブロック対角行列を生成し、
前記受信された信号のチャネル応答を推定し、
前記チャネル応答を拡張し、変更して、ブロック循環行列を生成し、ブロックＦＴをとり、チャネル応答ブロック対角行列を生成し、
前記コードブロック対角行列と前記チャネル応答ブロック対角行列とを組み合わせ、
前記受信された信号をサンプリングし、
前記組み合わされた前記コードブロック対角行列と前記チャネル応答ブロック対角行列とを使用し、コレスキアルゴリズムを用いて、前記受信された信号を処理し、
前記コレスキアルゴリズムの結果に対してブロック逆ＦＴを実行して、スプレッドシンボルを生成し、
前記スプレッドシンボルを拡散解除して、前記受信された信号のシンボルを回復すること
を含むことを特徴とする方法。
【請求項２】
前記コレスキアルゴリズムは、コレスキ係数を決定し、前進代入および後退代入を実行することを含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記コードブロック対角行列と前記チャネル応答ブロック対角行列とを組み合わせることは、雑音分散の係数に単位行列を乗じたものを加算することを含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項４】
前記コードブロック対角行列は、コード行列に前記コード行列の複素共役転置を乗じ、前記乗算の結果のブロックＦＴをとることによって生成されることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項５】
前記コードブロック対角行列は、当のコードの番号をルックアップテーブルに入力することによって生成されることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項６】
前記コードブロック対角行列は、当のコードの番号をルックアップテーブルに入力し、前記ルックアップテーブルからの結果の対角ブロック行列を平均電力レベルによってスケーリングすることによって生成されることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項７】
前記コードブロック対角行列は、前記受信された信号のコード識別子をルックアップテーブルに入力することによって生成されることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項８】
前記コードブロック対角行列は、前記受信された信号のコード識別子をルックアップテーブルに入力し、前記ルックアップテーブルからの結果の対角ブロック行列を平均電力レベルによってスケーリングすることによって生成されることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項９】
前記コードブロック対角行列は、前記受信された信号のコードをルックアップテーブルに入力することによって生成されることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項１０】
前記コードブロック対角行列は、前記受信された信号のコードをルックアップテーブルに入力することを入力し、前記ルックアップテーブルからの結果の対角ブロック行列を平均電力レベルによってスケーリングすることによって生成されることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項１１】
共有されるスペクトルで受信された信号からシンボルを回復するのに使用される無線送受信ユニット（ＷＴＲＵ）であって、
ブロックフーリエ変換（ＦＴ）を使用して、前記共有されるスペクトルで受信された前記信号のコードを処理し、コードブロック対角行列を生成する手段と、
前記受信された信号のチャネル応答を推定する手段と、
前記チャネル応答を拡張し、変更して、ブロック循環行列を生成し、ブロックＦＴをとり、チャネル応答ブロック対角行列を生成する手段と、
前記コードブロック対角行列と前記チャネル応答ブロック対角行列とを組み合わせる手段と、
前記受信された信号をサンプリングする手段と、
前記組み合わされた前記コードブロック対角行列と前記チャネル応答ブロック対角行列とを使用し、コレスキアルゴリズムを用いて、前記受信された信号を処理する手段と、
前記コレスキアルゴリズムの結果に対してブロック逆ＦＴを実行して、スプレッドシンボルを生成する手段と、
前記スプレッドシンボルを拡散解除して、前記受信された信号のシンボルを回復する手段と
を含むことを特徴とするＷＴＲＵ。
【請求項１２】
前記コレスキアルゴリズムは、コレスキ係数を決定し、前進代入および後退代入を実行することを含むことを特徴とする請求項１１に記載のＷＴＲＵ。
【請求項１３】
前記コードブロック対角行列と前記チャネル応答ブロック対角行列とを組み合わせることは、雑音分散の係数に単位行列を乗じたものを加算することを含むことを特徴とする請求項１１に記載のＷＴＲＵ。
【請求項１４】
前記コードブロック対角行列は、コード行列に前記コード行列の複素共役転置を乗じ、前記乗算の結果のブロックＦＴをとることによって生成されることを特徴とする請求項１１に記載のＷＴＲＵ。
【請求項１５】
前記コードブロック対角行列は、当のコードの番号をルックアップテーブルに入力することによって生成されることを特徴とする請求項１１に記載のＷＴＲＵ。
【請求項１６】
前記コードブロック対角行列は、当のコードの番号をルックアップテーブルに入力し、前記ルックアップテーブルからの結果の対角ブロック行列を平均電力レベルによってスケーリングすることによって生成されることを特徴とする請求項１１に記載のＷＴＲＵ。
【請求項１７】
前記コードブロック対角行列は、前記受信された信号のコード識別子をルックアップテーブルに入力することによって生成されることを特徴とする請求項１１に記載のＷＴＲＵ。
【請求項１８】
前記コードブロック対角行列は、前記受信された信号のコード識別子をルックアップテーブルに入力し、前記ルックアップテーブルからの結果の対角ブロック行列を平均電力レベルによってスケーリングすることによって生成されることを特徴とする請求項１１に記載のＷＴＲＵ。
【請求項１９】
前記コードブロック対角行列は、前記受信された信号のコードをルックアップテーブルに入力することによって生成されることを特徴とする請求項１１に記載のＷＴＲＵ。
【請求項２０】
前記コードブロック対角行列は、前記受信された信号のコードをルックアップテーブルに入力することを入力し、前記ルックアップテーブルからの結果の対角ブロック行列を平均電力レベルによってスケーリングすることによって生成されることを特徴とする請求項１１に記載のＷＴＲＵ。
【請求項２１】
共有されるスペクトルで受信された信号からシンボルを回復するのに使用される無線送受信ユニット（ＷＴＲＵ）であって、
ブロックフーリエ変換（ＦＴ）を使用して、前記共有されるスペクトルで受信された前記信号のコードを処理し、コードブロック対角行列を生成するブロックＦＴデバイスと、
前記受信された信号のチャネル応答を推定するチャネル推定デバイスと、
前記チャネル応答を拡張し、変更して、ブロック循環行列を生成し、ブロックＦＴをとり、チャネル応答ブロック対角行列を生成する拡張変更ブロックと、
前記コードブロック対角行列と前記チャネル応答ブロック対角行列とを組み合わせる回路と、
前記受信された信号をサンプリングするサンプリングデバイスと、
前記組み合わされた前記コードブロック対角行列と前記チャネル応答ブロック対角行列とを使用し、コレスキアルゴリズムを用いて、前記受信された信号を処理するコレスキ分解デバイス、前進代入デバイス、および後退代入デバイスと、
前記後退代入デバイスの出力に対してブロック逆ＦＴを実行して、スプレッドシンボルを生成する逆ブロックＦＴデバイスと、
前記スプレッドシンボルを拡散解除して、前記受信された信号のシンボルを回復するデスプレッダと
を含むことを特徴とするＷＴＲＵ。
【請求項２２】
前記組み合わせる回路は、２つの乗算器を含むことを特徴とする請求項２１に記載のＷＴＲＵ。
【請求項２３】
前記組み合わせる回路は、雑音分散の係数に単位行列を乗じたものを加算することを含むことを特徴とする請求項２１に記載のＷＴＲＵ。
【請求項２４】
コード行列に前記コード行列の複素共役転置をかけるエルミートデバイスおよび乗算器をさらに含むことを特徴とする請求項２１に記載のＷＴＲＵ。
【請求項２５】
ルックアップテーブルをさらに含み、前記コードブロック対角行列は、当のコードの番号をルックアップテーブルに入力することによって生成されることを特徴とする請求項２１に記載のＷＴＲＵ。
【請求項２６】
ルックアップテーブルおよび乗算器を含み、前記コードブロック対角行列は、当のコードの番号をルックアップテーブルに入力し、前記ルックアップテーブルからの結果の対角ブロック行列に平均電力レベルをかけることによって生成されることを特徴とする請求項２１に記載のＷＴＲＵ。
【請求項２７】
ルックアップテーブルをさらに含み、前記コードブロック対角行列は、前記受信された信号のコード識別子をルックアップテーブルに入力することによって生成されることを特徴とする請求項２１に記載のＷＴＲＵ。
【請求項２８】
ルックアップテーブルおよび乗算器を含み、前記コードブロック対角行列は、前記受信された信号のコード識別子をルックアップテーブルに入力し、前記ルックアップテーブルからの結果の対角ブロック行列に平均電力レベルをかけることによって生成されることを特徴とする請求項２１に記載のＷＴＲＵ。
【請求項２９】
ルックアップテーブルをさらに含み、前記コードブロック対角行列は、前記受信された信号のコードをルックアップテーブルに入力することによって生成されることを特徴とする請求項２１に記載のＷＴＲＵ。
【請求項３０】
ルックアップテーブルおよび乗算器を含み、前記コードブロック対角行列は、前記受信された信号のコードをルックアップテーブルに入力することを入力し、前記ルックアップテーブルからの結果の対角ブロック行列に平均電力レベルをかけることによって生成されることを特徴とする請求項２１に記載のＷＴＲＵ。
【請求項３１】
共有されるスペクトルで受信された信号からシンボルを回復するのに使用される基地局であって、
ブロックフーリエ変換（ＦＴ）を使用して、前記共有されるスペクトルで受信された前記信号のコードを処理し、コードブロック対角行列を生成する手段と、
前記受信された信号のチャネル応答を推定する手段と、
前記チャネル応答を拡張し、変更して、ブロック循環行列を生成し、ブロックＦＴをとり、チャネル応答ブロック対角行列を生成する手段と、
前記コードブロック対角行列と前記チャネル応答ブロック対角行列とを組み合わせる手段と、
前記受信された信号をサンプリングする手段と、
前記組み合わされた前記コードブロック対角行列と前記チャネル応答ブロック対角行列とを使用し、コレスキアルゴリズムを用いて、前記受信された信号を処理する手段と、
前記コレスキアルゴリズムの結果に対してブロック逆ＦＴを実行して、スプレッドシンボルを生成する手段と、
前記スプレッドシンボルを拡散解除して、前記受信された信号のシンボルを回復する手段と
を含むことを特徴とする基地局。
【請求項３２】
前記コレスキアルゴリズムは、コレスキ係数を決定し、前進代入および後退代入を実行することを含むことを特徴とする請求項３１に記載の基地局。
【請求項３３】
前記コードブロック対角行列と前記チャネル応答ブロック対角行列とを組み合わせることは、雑音分散の係数に単位行列を乗じたものを加算することを含むことを特徴とする請求項３１に記載の基地局。
【請求項３４】
前記コードブロック対角行列は、コード行列に前記コード行列の複素共役転置を乗じ、前記乗算の結果のブロックＦＴをとることによって生成されることを特徴とする請求項３１に記載の基地局。
【請求項３５】
前記コードブロック対角行列は、当のコードの番号をルックアップテーブルに入力することによって生成されることを特徴とする請求項３１に記載の基地局。
【請求項３６】
前記コードブロック対角行列は、当のコードの番号をルックアップテーブルに入力し、前記ルックアップテーブルからの結果の対角ブロック行列を平均電力レベルによってスケーリングすることによって生成されることを特徴とする請求項３１に記載の基地局。
【請求項３７】
前記コードブロック対角行列は、前記受信された信号のコード識別子をルックアップテーブルに入力することによって生成されることを特徴とする請求項３１に記載の基地局。
【請求項３８】
前記コードブロック対角行列は、前記受信された信号のコード識別子をルックアップテーブルに入力し、前記ルックアップテーブルからの結果の対角ブロック行列を平均電力レベルによってスケーリングすることによって生成されることを特徴とする請求項３１に記載の基地局。
【請求項３９】
前記コードブロック対角行列は、前記受信された信号のコードをルックアップテーブルに入力することによって生成されることを特徴とする請求項３１に記載の基地局。
【請求項４０】
前記コードブロック対角行列は、前記受信された信号のコードをルックアップテーブルに入力することを入力し、前記ルックアップテーブルからの結果の対角ブロック行列を平均電力レベルによってスケーリングすることによって生成されることを特徴とする請求項３１に記載の基地局。
【請求項４１】
共有されるスペクトルで受信された信号からシンボルを回復するのに使用される基地局であって、
ブロックフーリエ変換（ＦＴ）を使用して、前記共有されるスペクトルで受信された前記信号のコードを処理し、コードブロック対角行列を生成するブロックＦＴデバイスと、
前記受信された信号のチャネル応答を推定するチャネル推定デバイスと、
前記チャネル応答を拡張し、変更して、ブロック循環行列を生成し、ブロックＦＴをとり、チャネル応答ブロック対角行列を生成する拡張変更ブロックと、
前記コードブロック対角行列と前記チャネル応答ブロック対角行列とを組み合わせる回路と、
前記受信された信号をサンプリングするサンプリングデバイスと、
前記組み合わされた前記コードブロック対角行列と前記チャネル応答ブロック対角行列とを使用し、コレスキアルゴリズムを用いて、前記受信された信号を処理するコレスキ分解デバイス、前進代入デバイス、および後退代入デバイスと、
前記後退代入デバイスの出力に対してブロック逆ＦＴを実行して、スプレッドシンボルを生成する逆ブロックＦＴデバイスと、
前記スプレッドシンボルを拡散解除して、前記受信された信号のシンボルを回復するデスプレッダと
を含むことを特徴とする基地局。
【請求項４２】
前記組み合わせる回路は、２つの乗算器を含むことを特徴とする請求項４１に記載の基地局。
【請求項４３】
前記組み合わせる回路は、雑音分散の係数に単位行列を乗じたものを加算することを含むことを特徴とする請求項４１に記載の基地局。
【請求項４４】
コード行列に前記コード行列の複素共役転置をかけるエルミートデバイスおよび乗算器をさらに含むことを特徴とする請求項４１に記載の基地局。
【請求項４５】
ルックアップテーブルをさらに含み、前記コードブロック対角行列は、当のコードの番号をルックアップテーブルに入力することによって生成されることを特徴とする請求項４１に記載の基地局。
【請求項４６】
ルックアップテーブルおよび乗算器を含み、前記コードブロック対角行列は、当のコードの番号をルックアップテーブルに入力し、前記ルックアップテーブルからの結果の対角ブロック行列に平均電力レベルをかけることによって生成されることを特徴とする請求項４１に記載の基地局。
【請求項４７】
ルックアップテーブルをさらに含み、前記コードブロック対角行列は、前記受信された信号のコード識別子をルックアップテーブルに入力することによって生成されることを特徴とする請求項４１に記載の基地局。
【請求項４８】
ルックアップテーブルおよび乗算器を含み、前記コードブロック対角行列は、前記受信された信号のコード識別子をルックアップテーブルに入力し、前記ルックアップテーブルからの結果の対角ブロック行列に平均電力レベルをかけることによって生成されることを特徴とする請求項４１に記載の基地局。
【請求項４９】
ルックアップテーブルをさらに含み、前記コードブロック対角行列は、前記受信された信号のコードをルックアップテーブルに入力することによって生成されることを特徴とする請求項４１に記載の基地局。
【請求項５０】
ルックアップテーブルおよび乗算器を含み、前記コードブロック対角行列は、前記受信された信号のコードをルックアップテーブルに入力することを入力し、前記ルックアップテーブルからの結果の対角ブロック行列に平均電力レベルをかけることによって生成されることを特徴とする請求項４１に記載の基地局。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信システムに関する。具体的には、本発明は、そのようなシステムでのデータ推定を対象とする。
【背景技術】
【０００２】
無線システムでは、接合検出（ＪＤ:ｊｏｉｎｔ  ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）が、シンボル間干渉（ＩＳＩ）および多元接続干渉（ｍｕｌｔｉｐｌｅ−ａｃｃｅｓｓ  ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ、ＭＡＩ）を軽減するのに使用される。ＪＤは、性能はよいが複雑であるという特徴を有する。近似コレスキ変換またはブロックフーリエ変換をコレスキ分解アルゴリズムと共に使用しても、ＪＤの複雑さは非常に高い。ＪＤが無線受信器で使用される時に、その複雑さによって、受信器を効率的に実施できなくなる。これは、実施が単純であるだけでなく、性能もよい代替アルゴリズムの必要の証拠になる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
この問題を克服するために、チャネルイコライザとそれに続くコードデスプレッダ（ｃｏｄｅ  ｄｅｓｐｒｅａｄｅｒ）に基づく従来技術の受信器が開発された。これらのタイプの受信器は、単一ユーザ検出（ＳＵＤ：ｓｉｎｇｌｅ  ｕｓｅｒ  ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）受信器と呼ばれる。というのは、ＪＤ受信器と異なって、検出処理が、他のユーザのチャネライゼーションコード（ｃｈａｎｎｅｌｉｚａｔｉｏｎ  ｃｏｄｅ）の知識を必要としないからである。ＳＵＤは、複雑さは非常に少ないが、対象のほとんどのデータレートについてＪＤと同一の性能を示さない傾向がある。したがって、複雑さの少ない高性能データ検出器の必要が存在する。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
シンボルは、共有されるスペクトルで受信された信号から回復される。共有されるスペクトルで受信された信号のコードを、ブロックフーリエ変換（ＦＴ）を使用して処理し、コードブロック対角行列を生成する。受信された信号のチャネル応答を、推定する。チャネル応答を、ブロック循環行列を生成するために拡張し、変更し、ブロックＦＴをとり、チャネル応答ブロック対角行列を生成する。コードブロック対角行列を、チャネル応答ブロック対角行列と組み合わせる。受信信号を、サンプリングし、組み合わされたコードブロック対角行列およびチャネル応答ブロック対角行列を使用し、コレスキアルゴリズムを用いて処理する。ブロック逆ＦＴを、コレスキアルゴリズムの結果に対して実行して、スプレッドシンボル（ｓｐｒｅａｄ  ｓｙｍｂｏｌ）を生成する。スプレッドシンボルを拡散解除して、受信信号のシンボルを回復する。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００５】
本発明を、図面を参照して説明するが、図面では、同一の符号が同一の要素を指す。
【０００６】
エスティメータによって検出される通信のすべてが類似するチャネル応答を経験する場合に、２ステージデータエスティメータを、ＷＴＲＵまたは基地局で使用することができる。次は、好ましい提案された第３世代パートナーシッププロジェクト（３ＧＰＰ）広帯域符号分割多元接続（Ｗ−ＣＤＭＡ）通信システムと共に説明されるが、他のシステムに適用可能である。
【０００７】
図１は、２ステージデータエスティメータ５５を使用する受信器の単純化されたブロック図である。アンテナ５０またはアンテナアレイが、ラジオ周波数信号を受信する。信号は、サンプリングデバイス５１によって、通常はチップレートまたはチップレートの倍数でサンプリングされ、受信ベクトルｒが生成される。ミッドアンブルシーケンスまたはパイロットコードなどの基準信号を使用するチャネル推定デバイス５３が、チャネル応答行列Ｈとして、受信された信号のチャネル応答を推定する。チャネル推定デバイス５３は、雑音分散σ2も推定する。
【０００８】
チャネルイコライザ５２が、受信ベクトルｒをとり、チャネル応答行列Ｈおよび雑音分散σ2を使用してこれを等化して、スプレッドシンボルベクトルｓを生成する。受信された信号のコードＣを使用して、デスプレッダ（ｄｅｓｐｒｅａｄｅｒ）５４が、スプレッドシンボルベクトルｓを拡散解除して、推定されたシンボルｄを生成する。
【０００９】
接合検出（ＪＤ）を用いると、シンボルベクトルｄに関する最小平均２乗誤差（ＭＭＳＥ）式を、
【００１０】
【数１】
2006515969.tif 000003
【００１１】
または
【００１２】
【数２】
2006515969.tif 000004
【００１３】
として表すことができる。
【００１４】
【数３】
2006515969.tif 000005
【００１５】
は、ｄの推定値であり、ｒは、受信信号ベクトルであり、Ａは、システム行列であり、Ｒnは、雑音シーケンスの共分散行列であり、Ｒdは、シンボルシーケンスの共分散行列であり、表記（．）Hは、従う共役変換（エルミート）演算を示す。上のベクトルおよび行列の次元および構造は、特定のシステム設計に依存する。通常、異なるシステムは、フレーム構造、データフィールドの長さ、および遅延スプレッド（ｄｅｌａｙ  ｓｐｒｅａｄ）の長さなど、異なるシステムパラメータを有する。
【００１６】
行列Ａは、異なるシステムについて異なる値の次元を有し、行列Ａの次元は、データフィールドの長さ、コードの個数、拡散率、および遅延スプレッドの長さに依存する。例えば、それぞれ１６の拡散率を有する８つのコードの送信に関して、行列Ａは、バーストタイプ１が使用される場合にＷＣＤＭＡ  ＴＤＤシステムで５７チップ長の遅延スプレッドに関して１０３２×４８８の次元を有し、１６チップ長の遅延スプレッドのＴＤ−ＳＣＤＭＡシステムに関して３６７×１７６の次元を有する。
【００１７】
白色雑音と単位エネルギを有する相関しないシンボルを仮定すると、Ｒn＝σ2ＩかつＲd＝Ｉであり、Ｉは、単位行列である。これを式１および２に代入すると、
【００１８】
【数４】
2006515969.tif 000006
【００１９】
または
【００２０】
【数５】
2006515969.tif 000007
【００２１】
がもたらされる。
【００２２】
受信信号は、単一のチャネルを介して渡される、ｓと書かれるコンポジット信号とみなすことができる。受信信号ｒは、ｒ＝Ｈｓによって表すことができ、ここで、Ｈは、チャネル応答行列であり、ｓは、コンポジット拡散信号である。Ｈは、
【００２３】
【数６】
2006515969.tif 000008
【００２４】
という形になる。
【００２５】
式（５）で、Ｗは、チャネル応答の長さであり、したがって、遅延スプレッドの長さと等しい。通常、Ｗ−ＣＤＭＡ時分割二重（ＴＤＤ）バーストタイプ１についてＷ＝５７であり、時分割同期ＣＤＭＡ（ＴＤ−ＳＣＤＭＡ）についてＷ＝１６である。コンポジット拡散信号ｓは、ｓ＝Ｃｄと表すことができ、ここで、シンボルベクトルｄは、
ｄ＝（ｄ1，ｄ2，．．．，ｄKN）T                                  式（６）
であり、コード行列Ｃは、
Ｃ＝［Ｃ(1)，Ｃ(2)，．．．，Ｃ(K)］                              式（７）
であり、
【００２６】
【数７】
2006515969.tif 000009
【００２７】
である。
【００２８】
Ｑ、Ｋ、およびＮsは、スプレッドファクタ（ｓｐｒｅａｄ  ｆａｃｔｏｒ、ＳＦ）、各チャネライゼーションコードで搬送されるアクティブコード数、および各チャネライゼーションコードで搬送されるシンボル数を表す。
【００２９】
【数８】
2006515969.tif 000010
【００３０】
は、ｋ番目のコードのｉ番目の要素である。行列Ｃは、大きさＮs・Ｑ×Ｎs・Ｋの行列である。
【００３１】
Ａ＝ＨＣを式（４）に代入すると、
【００３２】
【数９】
2006515969.tif 000011
【００３３】
がもたらされる。
【００３４】
Ｒc＝ＣＣHである。
【００３５】
【数１０】
2006515969.tif 000012
【００３６】
が、推定された拡散信号を表すならば、式（９）を次の２つのステージで表すことができる。
【００３７】
ステージ１：
【００３８】
【数１１】
2006515969.tif 000013
【００３９】
ステージ２：
【００４０】
【数１２】
2006515969.tif 000014
【００４１】
第１ステージは、一般化されたチャネル等化のステージである。ここでは、式１０による等化処理によって拡散信号ｓを推定する。第２ステージは、拡散除去ステージである。シンボルシーケンスｄが、式１１による拡散除去処理によって回復される。
【００４２】
式９の行列Ｒcは、
【００４３】
【数１３】
2006515969.tif 000015
【００４４】
の形のブロック対角行列である。
【００４５】
対角線のブロックＲ0は、大きさＱの正方行列である。行列Ｒcは、大きさＮx・Ｑの正方行列である。
【００４６】
行列Ｒcは、ブロック環状行列なので、ブロック高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を使用してアルゴリズムを実現することができる。この手法では、行列Ｒcを、
【００４７】
【数１４】
2006515969.tif 000016
【００４８】
として分解することができ、
【００４９】
【数１５】
2006515969.tif 000017
【００５０】
である。
【００５１】
ＦNsは、Ｎs点ＦＦＴ行列であり、ＩQは、大きさＱの単位行列であり、表記
【００５２】
【数１６】
2006515969.tif 000018
【００５３】
は、クロネッカ積である。定義により、行列ＸとＹのクロネッカ積Ｚ
【００５４】
【数１７】
2006515969.tif 000019
【００５５】
は、
【００５６】
【数１８】
2006515969.tif 000020
【００５７】
である。ｘm,nは、行列Ｘの（ｍ，ｎ）番目の要素である。Ｆ(Q)のそれぞれについて、Ｎｓ点ＦＦＴが、Ｑ回実行される。ΛRは、その対角ブロックが
Ｆ(Q)Ｒc（：，１：Ｑ）
であるブロック対角行列である。すなわち
ｄｉａｇ（ΛR）＝Ｆ(Q)Ｒc（：，１：Ｑ）                        式（１６）
である。Ｒc（：，１：Ｑ）は、行列Ｒcの最初のＱ列を表す。
【００５８】
ブロック環状行列を、単純で効率的なＦＦＴ成分に分解し、行列反転をより効率的で複雑でなくすることができる。通常、大きい行列反転は、時間領域ではなく周波数領域で実行される時に、より効率的である。この理由から、ＦＦＴを使用することが有利であり、ブロック環状行列の使用によって、効率的なＦＦＴ実施形態が可能になる。正しく分割されれば、行列Ｈを、
【００５９】
【数１９】
2006515969.tif 000021
【００６０】
の形の近似ブロック環状行列として表すことができる。ここで、各Ｈi，ｉ＝０，１，．．．，Ｌ−１は、大きさＱの正方行列である。Ｌは、伝搬チャネルの遅延スプレッドによって影響されるデータシンボルの個数であり、
【００６１】
【数２０】
2006515969.tif 000022
【００６２】
と表される。
【００６３】
ブロックＦＦＴ分解を可能にするために、Ｈを拡張し、
【００６４】
【数２１】
2006515969.tif 000023
【００６５】
の形の正確にブロック環状の行列に変更することができる。
【００６６】
ブロック環状行列Ｈcは、１要素ブロックを連続して下に環状シフトすることによって、式（１７）の行列Ｈの列を拡張することによって得られる。
【００６７】
行列Ｈcを、ブロックＦＦＴによって
【００６８】
【数２２】
2006515969.tif 000024
【００６９】
として分解することができる。
【００７０】
ΛHは、その対角ブロックがＦ(Q)Ｈc（：，１：Ｑ）であるブロック対角行列である。というのは、
ｄｉａｇ（ΛH）＝Ｆ(Q)Ｈc（：，１：Ｑ）                        式（２１）
であるからである。
【００７１】
Ｈc（：，１：Ｑ）は、行列Ｈcの最初のＱ列を表す。式（２０）から、
【００７２】
【数２３】
2006515969.tif 000025
【００７３】
を
【００７４】
【数２４】
2006515969.tif 000026
【００７５】
と定義することができる。行列ＲcおよびＨcを式１０に代入することによって、
【００７６】
【数２５】
2006515969.tif 000027
【００７７】
が得られる。
【００７８】
【数２６】
2006515969.tif 000028
【００７９】
ゼロフォーシング（ＺＦ：ｚｅｒｏ  ｆｏｒｃｉｎｇ）解について、式１９を
【００８０】
【数２７】
2006515969.tif 000029
【００８１】
に単純化することができる。
【００８２】
式（２３）および（２４）の行列反転は、コレスキ分解、前進代入、および後退代入を使用して実行することができる。
【００８３】
Ｋ＝ＳＦの特殊な事例で（アクティブコードの数が拡散率と等しい）、行列Ｒcは、ＳＦと等しい同一の対角要素を有するスカラ対角行列になる。この場合に、式（１０）および（１１）は、
【００８４】
【数２８】
2006515969.tif 000030
【００８５】
および
【００８６】
【数２９】
2006515969.tif 000031
【００８７】
になる。
【００８８】
式（２５）も、
【００８９】
【数３０】
2006515969.tif 000032
【００９０】
の形で表すことができる。
【００９１】
ＦＦＴを用いると、式（２５）および（２７）を、それぞれ
【００９２】
【数３１】
2006515969.tif 000033
【００９３】
および
【００９４】
【数３２】
2006515969.tif 000034
【００９５】
によって実現することができる。ΛHは、その対角線がＦ・Ｈ（：，１）である対角行列であり、ここで、Ｈ（：，１）は、行列Ｈの最初の列を表す。表記（．）*は、共役演算子を表す。
【００９６】
図２は、チャネルイコライザ１５の好ましいブロック図である。コード行列Ｃが、チャネルイコライザ１５に入力される。エルミートデバイス３０が、コード行列の複素共役転置ＣHをとる。コード行列Ｃおよびそのエルミート行列が、乗算器３２によって乗算され、ＣＣHが生成される。ブロックＦＴが、ＣＣHに対して実行され、ブロック対角行列ΛRが生成される。
【００９７】
拡張変更ブロック３６によって、チャネル応答行列Ｈを拡張し、変更して、Ｈcを生成する。ブロックＦＴ  ３８が、Ｈcをとり、ブロック対角行列ΛHを生成する。乗算器がΛHとΛRを掛け合わせ、ΛHΛRを生成する。エルミートデバイス４２が、ΛHの複素共役転置をとり、
【００９８】
【数３３】
2006515969.tif 000035
【００９９】
を生成する。乗算器４４が、
【０１００】
【数３４】
2006515969.tif 000036
【０１０１】
をΛHΛRにかけ、σ2Ｉに対する
【０１０２】
【数３５】
2006515969.tif 000037
【０１０３】
すなわちＡを作り、
【０１０４】
【数３６】
2006515969.tif 000038
【０１０５】
を生成する。
【０１０６】
コレスキ分解デバイス４８が、コレスキ係数を生成する。ブロックＦＴ  ５０が、受信ベクトルｒのブロックＦＴをとる。コレスキ係数およびｒのＦＴを使用して、前進代入および後退代入が、前進代入デバイス５２および後退代入デバイス５４によって実行される。
【０１０７】
共役デバイス５６が、ΛHの共役をとり、
【０１０８】
【数３７】
2006515969.tif 000039
【０１０９】
を生成する。後退代入の結果を、
【０１１０】
【数３８】
2006515969.tif 000040
【０１１１】
にかける。ブロック逆ＦＴ  ６０が、乗算された結果のブロック逆ＦＴをとり
【０１１２】
【数３９】
2006515969.tif 000041
【０１１３】
を生成する。
【０１１４】
本発明のもう１つの実施形態によれば、一般化された２ステージデータ検出プロセスがブロック対角近似である近似解が提供される。ブロック対角近似に、近似プロセスの非対角項目ならびに対角項目が含まれる。
【０１１５】
例として、４チャネライゼーションコードの場合を検討する。４つのチャネライゼーションコードの組合せＲ0に、コードの異なる組合せについて変化しない定数ブロック対角部分と、組合せによって異なる辺部分が含まれる。一般に、Ｒ0は、
【０１１６】
【数４０】
2006515969.tif 000042
【０１１７】
という構造を有し、ここで、ｃと表された要素は、定数であり、必ずチャネライゼーションコードの個数と等しい、すなわち、ｃ＝Ｋである。ｘと表された要素は、その値および位置がチャネライゼーションコードの異なる組合せについて変換する変数を表す。その位置は、コードの組合せに依存する、あるパターンに従って変化する。その結果、これらのうちの少数だけが非０である。コード電力が、考慮され、単位電力でない時に、要素ｃは、送信されるコードの総電力と等しい。行列Ｒ0のよい近似に、次のように定数部分が含まれ、変数部分が無視される。
【０１１８】
【数４１】
2006515969.tif 000043
【０１１９】
この場合に、近似
【０１２０】
【数４２】
2006515969.tif 000044
【０１２１】
には、定数部分だけが含まれる。
【０１２２】
【数４３】
2006515969.tif 000045
【０１２３】
は、どのコードが送信されるかに無関係に、アクティブコードの個数だけに依存し、
【０１２４】
【数４４】
2006515969.tif 000046
【０１２５】
は、式（１３）に示されているように分解することができる。ΛRのブロック対角または
【０１２６】
【数４５】
2006515969.tif 000047
【０１２７】
は、異なる個数のコードについてＦＦＴを使用して事前に計算し、ルックアップテーブルとしてストアすることができる。これによって、Ｆ(Q)Ｒc（：，１：Ｑ）を計算しないことによって計算の複雑さが減る。コード電力が考慮され、単位電力でない場合には、要素ｃが、アクティブコードの総電力になる（すなわち、ｃ＝ＰTであり、ＰTは、アクティブコードの総電力である）。行列
【０１２８】
【数４６】
2006515969.tif 000048
【０１２９】
は、
【０１３０】
【数４７】
2006515969.tif 000049
【０１３１】
と表すことができ、ここで、Ｐavgは、
【０１３２】
【数４８】
2006515969.tif 000050
【０１３３】
によって得られる平均コード電力である。この場合に、スケーリングＰavgを、このプロセスで適用しなければならない。
【０１３４】
ブロック対角近似方法の他の変形形態を、定数ブロック対角部分以外の項目を含めることによって導出することができる。これによって、性能が改善されるが、変数項目を含めることによって、コードが変化する場合に必要に応じてＦ(Q)Ｒc（：，１：Ｑ）のＦＦＴを計算しなければならないので、複雑さが増える。より多くの項目の使用によって、非対角項目のすべてが処理に含まれるようになるので、正確な解の質が高まる。
【０１３５】
所与の個数のチャネライゼーションコードで、その値がチャネライゼーションコードの個数と等しいか、コードが単位コード電力を有しない場合にチャネライゼーションコードの総電力と等しい相関行列の共通の定数部分を有するチャネライゼーションコードの異なる組合せのコードセットを導出することができる。複雑さの少ない実施形態を容易にするために、チャネライゼーションコード単位またはリソース単位の割り当てを、コードセットが共通の定数部分を有するコードセットの中からランダムに選択され、選択されたコードセットのコードが割り当てられるという規則に従って行うことができる。例えば、４つのコードの割り当てでは、コードセット［１，２，３，４］，［５，６，７，８］，［９，１０，１１，１２］，．．．が、その相関行列に共通の定数部分を有する。４つのコードのチャネル割り当てが行われる時に、そのコードセットの１つを、最適の計算効率のために使用しなければならない。
【０１３６】
図３は、そのようなチャネルコード割り当ての流れ図である。定数部分を有するコードセットを判定する、ステップ１００。コードを割り当てる時に、定数部分を有するコードセットを使用する、ステップ１０２。
【０１３７】
図４Ａ、４Ｂ、４Ｃ、および４Ｄは、ΛRの計算の複雑さを減らす好ましい回路の図である。図４Ａでは、２ステージデータ検出器によって処理されるコードの番号が、ルックアップテーブル６２に置かれ、そのコード番号に関連するΛRが使用される。図４Ｂでは、２ステージデータ検出器によって処理されるコードの番号が、ルックアップテーブル６２に置かれ、スケーリングされていないΛRが使用される。乗算器６６により、Ｐavgによるなど、スケーリングされていないΛRがスケーリングされ、ΛRが生成される。
【０１３８】
図４Ｃでは、コード行列Ｃまたはコード識別子が、ルックアップテーブル６８に入力される。ルックアップテーブル６８を使用して、ΛRが決定される。乗算器７２により、Ｐavgによるなど、スケーリングされていないΛRがスケーリングされ、ΛRが生成される。図４Ｄではコード行列Ｃまたはコード識別子が、ルックアップテーブル７０に入力され、スケーリングされていないΛRが生成される。
【図面の簡単な説明】
【０１３９】
【図１】２ステージデータ検出を示すブロック図である。
【図２】２ステージデータ検出の実施形態を示すブロック図である。
【図３】２ステージデータ検出の複雑さを減らすコード割り当てを示すブロック図である。
【図４Ａ】ΛRを判定するためのルックアップテーブルの使用を示すブロック図である。
【図４Ｂ】ΛRを判定するためのルックアップテーブルの使用を示すブロック図である。
【図４Ｃ】ΛRを判定するためのルックアップテーブルの使用を示すブロック図である。
【図４Ｄ】ΛRを判定するためのルックアップテーブルの使用を示すブロック図である。
【図１】
2006515969.tif 000051
【図２】
2006515969.tif 000052
【図３】
2006515969.tif 000053
【図４Ａ】
2006515969.tif 000054
【図４Ｂ】
2006515969.tif 000055
【図４Ｃ】
2006515969.tif 000056
【図４Ｄ】
2006515969.tif 000057
【手続補正書】
【提出日】平成17年9月27日(2005.9.27)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信システムに関する。具体的には、本発明は、そのようなシステムでのデータ推定を対象とする。
【背景技術】
【０００２】
無線システムでは、接合検出（ＪＤ:ｊｏｉｎｔ  ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）が、シンボル間干渉（ＩＳＩ）および多元接続干渉（ｍｕｌｔｉｐｌｅ−ａｃｃｅｓｓ  ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ、ＭＡＩ）を軽減するのに使用される。ＪＤは、性能はよいが複雑であるという特徴を有する。近似コレスキ変換またはブロックフーリエ変換をコレスキ分解アルゴリズムと共に使用しても、ＪＤの複雑さは非常に高い。ＪＤが無線受信器で使用される時に、その複雑さによって、受信器を効率的に実施できなくなる。これは、実施が単純であるだけでなく、性能もよい代替アルゴリズムの必要の証拠になる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
この問題を克服するために、チャネルイコライザとそれに続くコードデスプレッダ（ｃｏｄｅ  ｄｅｓｐｒｅａｄｅｒ）に基づく従来技術の受信器が開発された。これらのタイプの受信器は、単一ユーザ検出（ＳＵＤ：ｓｉｎｇｌｅ  ｕｓｅｒ  ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）受信器と呼ばれる。というのは、ＪＤ受信器と異なって、検出処理が、他のユーザのチャネライゼーションコード（ｃｈａｎｎｅｌｉｚａｔｉｏｎ  ｃｏｄｅ）の知識を必要としないからである。ＳＵＤは、複雑さは非常に少ないが、対象のほとんどのデータレートについてＪＤと同一の性能を示さない傾向がある。したがって、複雑さの少ない高性能データ検出器の必要が存在する。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
シンボルは、共有されるスペクトルで受信された信号から回復される。共有されるスペクトルで受信された信号のコードを、ブロックフーリエ変換（ＦＴ）を使用して処理し、コードブロック対角行列を生成する。受信された信号のチャネル応答を、推定する。チャネル応答を、ブロック循環行列を生成するために拡張し、変更し、ブロックＦＴをとり、チャネル応答ブロック対角行列を生成する。コードブロック対角行列を、チャネル応答ブロック対角行列と組み合わせる。受信信号を、サンプリングし、組み合わされたコードブロック対角行列およびチャネル応答ブロック対角行列を使用し、コレスキアルゴリズムを用いて処理する。ブロック逆ＦＴを、コレスキアルゴリズムの結果に対して実行して、スプレッドシンボル（ｓｐｒｅａｄ  ｓｙｍｂｏｌ）を生成する。スプレッドシンボルを拡散解除して、受信信号のシンボルを回復する。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００５】
本発明を、図面を参照して説明するが、図面では、同一の符号が同一の要素を指す。
【０００６】
エスティメータによって検出される通信のすべてが類似するチャネル応答を経験する場合に、２ステージデータエスティメータを、無線送信／受信ユニット（ＷＴＲＵ）または基地局で使用することができる。次は、好ましい提案された第３世代パートナーシッププロジェクト（３ＧＰＰ）広帯域符号分割多元接続（Ｗ−ＣＤＭＡ）通信システムと共に説明されるが、他のシステムに適用可能である。
【０００７】
図１は、２ステージデータエスティメータ５５を使用する受信器の単純化されたブロック図である。アンテナ５０またはアンテナアレイが、ラジオ周波数信号を受信する。信号は、サンプリングデバイス５１によって、通常はチップレートまたはチップレートの倍数でサンプリングされ、受信ベクトルｒが生成される。ミッドアンブルシーケンスまたはパイロットコードなどの基準信号を使用するチャネル推定デバイス５３が、チャネル応答行列Ｈとして、受信された信号のチャネル応答を推定する。チャネル推定デバイス５３は、雑音分散σ2も推定する。
【０００８】
チャネルイコライザ５２が、受信ベクトルｒをとり、チャネル応答行列Ｈおよび雑音分散σ2を使用してこれを等化して、スプレッドシンボルベクトルｓを生成する。受信された信号のコードＣを使用して、デスプレッダ（ｄｅｓｐｒｅａｄｅｒ）５４が、スプレッドシンボルベクトルｓを拡散解除して、推定されたシンボルｄを生成する。
【０００９】
接合検出（ＪＤ）を用いると、シンボルベクトルｄに関する最小平均２乗誤差（ＭＭＳＥ）式を、
【００１０】
【数１】
2006515969.tif 000058
【００１１】
または
【００１２】
【数２】
2006515969.tif 000059
【００１３】
として表すことができる。
【００１４】
【数３】
2006515969.tif 000060
【００１５】
は、ｄの推定値であり、ｒは、受信信号ベクトルであり、Ａは、システム行列であり、Ｒnは、雑音シーケンスの共分散行列であり、Ｒdは、シンボルシーケンスの共分散行列であり、表記（．）Hは、従う共役変換（エルミート）演算を示す。上のベクトルおよび行列の次元および構造は、特定のシステム設計に依存する。通常、異なるシステムは、フレーム構造、データフィールドの長さ、および遅延スプレッド（ｄｅｌａｙ  ｓｐｒｅａｄ）の長さなど、異なるシステムパラメータを有する。
【００１６】
行列Ａは、異なるシステムについて異なる値の次元を有し、行列Ａの次元は、データフィールドの長さ、コードの個数、拡散率、および遅延スプレッドの長さに依存する。例えば、それぞれ１６の拡散率を有する８つのコードの送信に関して、行列Ａは、バーストタイプ１が使用される場合にＷＣＤＭＡ  ＴＤＤシステムで５７チップ長の遅延スプレッドに関して１０３２×４８８の次元を有し、１６チップ長の遅延スプレッドのＴＤ−ＳＣＤＭＡシステムに関して３６７×１７６の次元を有する。
【００１７】
白色雑音と単位エネルギを有する相関しないシンボルを仮定すると、Ｒn＝σ2ＩかつＲd＝Ｉであり、Ｉは、単位行列である。これを式１および２に代入すると、
【００１８】
【数４】
2006515969.tif 000061
【００１９】
または
【００２０】
【数５】
2006515969.tif 000062
【００２１】
がもたらされる。
【００２２】
受信信号は、単一のチャネルを介して渡される、ｓと書かれるコンポジット信号とみなすことができる。受信信号ｒは、ｒ＝Ｈｓによって表すことができ、ここで、Ｈは、チャネル応答行列であり、ｓは、コンポジット拡散信号である。Ｈは、
【００２３】
【数６】
2006515969.tif 000063
【００２４】
という形になる。
【００２５】
式（５）で、Ｗは、チャネル応答の長さであり、したがって、遅延スプレッドの長さと等しい。通常、Ｗ−ＣＤＭＡ時分割二重（ＴＤＤ）バーストタイプ１についてＷ＝５７であり、時分割同期ＣＤＭＡ（ＴＤ−ＳＣＤＭＡ）についてＷ＝１６である。コンポジット拡散信号ｓは、ｓ＝Ｃｄと表すことができ、ここで、シンボルベクトルｄは、
ｄ＝（ｄ1，ｄ2，．．．，ｄKN）T                                  式（６）
であり、コード行列Ｃは、
Ｃ＝［Ｃ(1)，Ｃ(2)，．．．，Ｃ(K)］                              式（７）
であり、
【００２６】
【数７】
2006515969.tif 000064
【００２７】
である。
【００２８】
Ｑ、Ｋ、およびＮsは、スプレッドファクタ（ｓｐｒｅａｄ  ｆａｃｔｏｒ、ＳＦ）、各チャネライゼーションコードで搬送されるアクティブコード数、および各チャネライゼーションコードで搬送されるシンボル数を表す。
【００２９】
【数８】
2006515969.tif 000065
【００３０】
は、ｋ番目のコードのｉ番目の要素である。行列Ｃは、大きさＮs・Ｑ×Ｎs・Ｋの行列である。
【００３１】
Ａ＝ＨＣを式（４）に代入すると、
【００３２】
【数９】
2006515969.tif 000066
【００３３】
がもたらされる。
【００３４】
Ｒc＝ＣＣHである。
【００３５】
【数１０】
2006515969.tif 000067
【００３６】
が、推定された拡散信号を表すならば、式（９）を次の２つのステージで表すことができる。
【００３７】
ステージ１：
【００３８】
【数１１】
2006515969.tif 000068
【００３９】
ステージ２：
【００４０】
【数１２】
2006515969.tif 000069
【００４１】
第１ステージは、一般化されたチャネル等化のステージである。ここでは、式１０による等化処理によって拡散信号ｓを推定する。第２ステージは、拡散除去ステージである。シンボルシーケンスｄが、式１１による拡散除去処理によって回復される。
【００４２】
式９の行列Ｒcは、
【００４３】
【数１３】
2006515969.tif 000070
【００４４】
の形のブロック対角行列である。
【００４５】
対角線のブロックＲ0は、大きさＱの正方行列である。行列Ｒcは、大きさＮx・Ｑの正方行列である。
【００４６】
行列Ｒcは、ブロック環状行列なので、ブロック高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を使用してアルゴリズムを実現することができる。この手法では、行列Ｒcを、
【００４７】
【数１４】
2006515969.tif 000071
【００４８】
として分解することができ、
【００４９】
【数１５】
2006515969.tif 000072
【００５０】
である。
【００５１】
ＦNsは、Ｎs点ＦＦＴ行列であり、ＩQは、大きさＱの単位行列であり、表記
【００５２】
【数１６】
2006515969.tif 000073
【００５３】
は、クロネッカ積である。定義により、行列ＸとＹのクロネッカ積Ｚ
【００５４】
【数１７】
2006515969.tif 000074
【００５５】
は、
【００５６】
【数１８】
2006515969.tif 000075
【００５７】
である。ｘm,nは、行列Ｘの（ｍ，ｎ）番目の要素である。Ｆ(Q)のそれぞれについて、Ｎｓ点ＦＦＴが、Ｑ回実行される。ΛRは、その対角ブロックが
Ｆ(Q)Ｒc（：，１：Ｑ）
であるブロック対角行列である。すなわち
ｄｉａｇ（ΛR）＝Ｆ(Q)Ｒc（：，１：Ｑ）                        式（１６）
である。Ｒc（：，１：Ｑ）は、行列Ｒcの最初のＱ列を表す。
【００５８】
ブロック環状行列を、単純で効率的なＦＦＴ成分に分解し、行列反転をより効率的で複雑でなくすることができる。通常、大きい行列反転は、時間領域ではなく周波数領域で実行される時に、より効率的である。この理由から、ＦＦＴを使用することが有利であり、ブロック環状行列の使用によって、効率的なＦＦＴ実施形態が可能になる。正しく分割されれば、行列Ｈを、
【００５９】
【数１９】
2006515969.tif 000076
【００６０】
の形の近似ブロック環状行列として表すことができる。ここで、各Ｈi，ｉ＝０，１，．．．，Ｌ−１は、大きさＱの正方行列である。Ｌは、伝搬チャネルの遅延スプレッドによって影響されるデータシンボルの個数であり、
【００６１】
【数２０】
2006515969.tif 000077
【００６２】
と表される。
【００６３】
ブロックＦＦＴ分解を可能にするために、Ｈを拡張し、
【００６４】
【数２１】
2006515969.tif 000078
【００６５】
の形の正確にブロック環状の行列に変更することができる。
【００６６】
ブロック環状行列Ｈcは、１要素ブロックを連続して下に環状シフトすることによって、式（１７）の行列Ｈの列を拡張することによって得られる。
【００６７】
行列Ｈcを、ブロックＦＦＴによって
【００６８】
【数２２】
2006515969.tif 000079
【００６９】
として分解することができる。
【００７０】
ΛHは、その対角ブロックがＦ(Q)Ｈc（：，１：Ｑ）であるブロック対角行列である。というのは、
ｄｉａｇ（ΛH）＝Ｆ(Q)Ｈc（：，１：Ｑ）                        式（２１）
であるからである。
【００７１】
Ｈc（：，１：Ｑ）は、行列Ｈcの最初のＱ列を表す。式（２０）から、
【００７２】
【数２３】
2006515969.tif 000080
【００７３】
を
【００７４】
【数２４】
2006515969.tif 000081
【００７５】
と定義することができる。行列ＲcおよびＨcを式１０に代入することによって、
【００７６】
【数２５】
2006515969.tif 000082
【００７７】
が得られる。
【００７８】
【数２６】
2006515969.tif 000083
【００７９】
ゼロフォーシング（ＺＦ：ｚｅｒｏ  ｆｏｒｃｉｎｇ）解について、式１９を
【００８０】
【数２７】
2006515969.tif 000084
【００８１】
に単純化することができる。
【００８２】
式（２３）および（２４）の行列反転は、コレスキ分解、前進代入、および後退代入を使用して実行することができる。
【００８３】
Ｋ＝ＳＦの特殊な事例で（アクティブコードの数が拡散率と等しい）、行列Ｒcは、ＳＦと等しい同一の対角要素を有するスカラ対角行列になる。この場合に、式（１０）および（１１）は、
【００８４】
【数２８】
2006515969.tif 000085
【００８５】
および
【００８６】
【数２９】
2006515969.tif 000086
【００８７】
になる。
【００８８】
式（２５）も、
【００８９】
【数３０】
2006515969.tif 000087
【００９０】
の形で表すことができる。
【００９１】
ＦＦＴを用いると、式（２５）および（２７）を、それぞれ
【００９２】
【数３１】
2006515969.tif 000088
【００９３】
および
【００９４】
【数３２】
2006515969.tif 000089
【００９５】
によって実現することができる。ΛHは、その対角線がＦ・Ｈ（：，１）である対角行列であり、ここで、Ｈ（：，１）は、行列Ｈの最初の列を表す。表記（．）*は、共役演算子を表す。
【００９６】
図２は、チャネルイコライザ１５の好ましいブロック図である。コード行列Ｃが、チャネルイコライザ１５に入力される。エルミートデバイス３０が、コード行列の複素共役転置ＣHをとる。コード行列Ｃおよびそのエルミート行列が、乗算器３２によって乗算され、ＣＣHが生成される。ブロックＦＴが、ＣＣHに対して実行され、ブロック対角行列ΛRが生成される。
【００９７】
拡張変更ブロック３６によって、チャネル応答行列Ｈを拡張し、変更して、Ｈcを生成する。ブロックＦＴ  ３８が、Ｈcをとり、ブロック対角行列ΛHを生成する。乗算器４０がΛHとΛRを掛け合わせ、ΛHΛRを生成する。エルミートデバイス４２が、ΛHの複素共役転置をとり、ΛHHを生成する。乗算器４４が、ΛHHをΛHΛRにかけ、ΛHΛRΛHHを生成し、加算器４６がΛHΛRΛHHをσ２Ｉに加算してΛHΛRΛHH＋σ２Ｉを生成する。
【００９８】
コレスキ分解デバイス４８が、コレスキ係数を生成する。ブロックＦＴ  ２０が、受信ベクトルｒのブロックＦＴをとる。コレスキ係数およびｒのＦＴを使用して、前進代入および後退代入が、前進代入デバイス２２および後退代入デバイス２４によって実行される。共役デバイス５６が、ΛHの共役をとり、Λ*Hを生成する。後退代入の結果を、乗算器５８でΛ*Hにかける。ブロック逆ＦＴ  ６０が、乗算された結果のブロック逆ＦＴをとり
【００９９】
【数３３】
2006515969.tif 000090
【０１００】
本発明のもう１つの実施形態によれば、一般化された２ステージデータ検出プロセスがブロック対角近似である近似解が提供される。ブロック対角近似に、近似プロセスの非対角項目ならびに対角項目が含まれる。
【０１０１】
例として、４チャネライゼーションコードの場合を検討する。４つのチャネライゼーションコードの組合せＲ0に、コードの異なる組合せについて変化しない定数ブロック対角部分と、組合せによって異なる辺部分が含まれる。一般に、Ｒ0は、
【０１０２】
【数３４】
2006515969.tif 000091
【０１０３】
という構造を有し、ここで、ｃと表された要素は、定数であり、必ずチャネライゼーションコードの個数と等しい、すなわち、ｃ＝Ｋである。ｘと表された要素は、その値および位置がチャネライゼーションコードの異なる組合せについて変換する変数を表す。その位置は、コードの組合せに依存する、あるパターンに従って変化する。その結果、これらのうちの少数だけが非０である。コード電力が、考慮され、単位電力でない時に、要素ｃは、送信されるコードの総電力と等しい。行列Ｒ0のよい近似に、次のように定数部分が含まれ、変数部分が無視される。
【０１０４】
【数３５】
2006515969.tif 000092
【０１０５】
この場合に、近似
【０１０６】
【数３６】
2006515969.tif 000093
【０１０７】
には、定数部分だけが含まれる。
【０１０８】
【数３７】
2006515969.tif 000094
【０１０９】
は、どのコードが送信されるかに無関係に、アクティブコードの個数だけに依存し、
【０１１０】
【数３８】
2006515969.tif 000095
【０１１１】
は、式（１３）に示されているように分解することができる。ΛRのブロック対角または
【０１１２】
【数３９】
2006515969.tif 000096
【０１１３】
は、異なる個数のコードについてＦＦＴを使用して事前に計算し、ルックアップテーブルとしてストアすることができる。これによって、Ｆ(Q)Ｒc（：，１：Ｑ）を計算しないことによって計算の複雑さが減る。コード電力が考慮され、単位電力でない場合には、要素ｃが、アクティブコードの総電力になる（すなわち、ｃ＝ＰTであり、ＰTは、アクティブコードの総電力である）。行列
【０１１４】
【数４０】
2006515969.tif 000097
【０１１５】
は、
【０１１６】
【数４１】
2006515969.tif 000098
【０１１７】
と表すことができ、ここで、Ｐavgは、
【０１１８】
【数４２】
2006515969.tif 000099
【０１１９】
によって得られる平均コード電力である。この場合に、スケーリングＰavgを、このプロセスで適用しなければならない。
【０１２０】
ブロック対角近似方法の他の変形形態を、定数ブロック対角部分以外の項目を含めることによって導出することができる。これによって、性能が改善されるが、変数項目を含めることによって、コードが変化する場合に必要に応じてＦ(Q)Ｒc（：，１：Ｑ）のＦＦＴを計算しなければならないので、複雑さが増える。より多くの項目の使用によって、非対角項目のすべてが処理に含まれるようになるので、正確な解の質が高まる。
【０１２１】
所与の個数のチャネライゼーションコードで、その値がチャネライゼーションコードの個数と等しいか、コードが単位コード電力を有しない場合にチャネライゼーションコードの総電力と等しい相関行列の共通の定数部分を有するチャネライゼーションコードの異なる組合せのコードセットを導出することができる。複雑さの少ない実施形態を容易にするために、チャネライゼーションコード単位またはリソース単位の割り当てを、コードセットが共通の定数部分を有するコードセットの中からランダムに選択され、選択されたコードセットのコードが割り当てられるという規則に従って行うことができる。例えば、４つのコードの割り当てでは、コードセット［１，２，３，４］，［５，６，７，８］，［９，１０，１１，１２］，．．．が、その相関行列に共通の定数部分を有する。４つのコードのチャネル割り当てが行われる時に、そのコードセットの１つを、最適の計算効率のために使用しなければならない。
【０１２２】
図３は、そのようなチャネルコード割り当ての流れ図である。定数部分を有するコードセットを判定する、ステップ１００。コードを割り当てる時に、定数部分を有するコードセットを使用する、ステップ１０２。
【０１２３】
図４Ａ、４Ｂ、４Ｃ、および４Ｄは、ΛRの計算の複雑さを減らす好ましい回路の図である。図４Ａでは、２ステージデータ検出器によって処理されるコードの番号が、ルックアップテーブル６２に置かれ、そのコード番号に関連するΛRが使用される。図４Ｂでは、２ステージデータ検出器によって処理されるコードの番号が、ルックアップテーブル６４に置かれ、スケーリングされていないΛRが使用される。乗算器６６により、Ｐavgによるなど、スケーリングされていないΛRがスケーリングされ、ΛRが生成される。
【０１２４】
図４Ｃでは、コード行列Ｃまたはコード識別子が、ルックアップテーブル６８に入力される。ルックアップテーブル６８を使用して、ΛRが決定される。図４Ｄではコード行列Ｃまたはコード識別子が、ルックアップテーブル７０に入力され、スケーリングされていないΛRが生成される。乗算器７２により、Ｐavgによるなど、スケーリングされていないΛRがスケーリングされ、ΛRが生成される。
【図面の簡単な説明】
【０１２５】
【図１】２ステージデータ検出を示すブロック図である。
【図２】２ステージデータ検出の実施形態を示すブロック図である。
【図３】２ステージデータ検出の複雑さを減らすコード割り当てを示すブロック図である。
【図４Ａ】ΛRを判定するためのルックアップテーブルの使用を示すブロック図である。
【図４Ｂ】ΛRを判定するためのルックアップテーブルの使用を示すブロック図である。
【図４Ｃ】ΛRを判定するためのルックアップテーブルの使用を示すブロック図である。
【図４Ｄ】ΛRを判定するためのルックアップテーブルの使用を示すブロック図である。
【手続補正２】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図２
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図２】
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【国際調査報告】
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