(57)【要約】本発明は、分散型スペクトル変調を用いた通信及び／又はナビゲーション・システムのためのマルチパス・ディスクリミネータ・モジュールに関するものであって、ナビゲーション信号を受信するための入力と、標本化信号を該信号のコードの皮相周波数の２倍の周波数で供給するための標本化回路と、かかる標本化信号及び局所的に発生せしめられた分配コードＣ｜Ｋ｜Ｌから誤差信号ｅk を算出するための副モジュールとを有している。そして、本発明は、かかる副モジュールが、実位相値に比例したアーリの二つの補正位置の割合の実部分の計算を採用し、且つそれら数値が受信信号と局所的に発生せしめられた参照コード信号との間の相関から導かれることを、特徴としている。
2004531178.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スペクトル拡散変調を実行する通信及び／又はナビゲーション・システムのためのマルチパス・ディスクリミネータ・モジュールにして、該モジュールが、ナビゲーション信号を受信するのに適した入力と、標本化信号を該信号のコードの皮相周波数ｆｃの２倍の周波数で供給するための標本化回路と、かかる標本化信号（ｒk+1/2 ）及び局所的に発生せしめられた拡散コードＣ｜Ｋ｜Ｌから誤差信号ｅk を算出するための副モジュールとを有しており、
【数１】
2004531178.tif 000040
及び
【数２】
2004531178.tif 000041
であることを特徴とするモジュール。
【請求項２】
スペクトル拡散変調を実行する通信及び／又はナビゲーション・システムのためのマルチパス・ディスクリミネータ・モジュールにして、該モジュールが、ナビゲーション信号を受信するのに適した入力と、標本化信号を該信号のコードの皮相周波数ｆｃの２倍の周波数で供給するための標本化回路と、かかる標本化信号（ｒk+1/2 ）及び局所的に発生せしめられた拡散コードＣ｜Ｋ｜Ｌから誤差信号ｅk を算出するための副モジュールとを有しており、
【数３】
2004531178.tif 000042
及び
【数４】
2004531178.tif 000043
であることを特徴とするモジュール。
【請求項３】
スペクトル拡散変調を実行する通信及び／又はナビゲーション・システムのためのマルチパス・ディスクリミネータ・モジュールにして、該モジュールが、ナビゲーション信号を受信するのに適した入力と、標本化信号を該信号のコードの皮相周波数ｆｃの２倍の周波数で供給するための標本化回路と、かかる標本化信号（ｒk+1/2 ）及び局所的に発生せしめられた拡散コードＣ｜Ｋ｜Ｌから誤差信号ｅk を算出するための副モジュールとを有しており、
【数５】
2004531178.tif 000044
及び
【数６】
2004531178.tif 000045
であることを特徴とするモジュール。
【請求項４】
【数７】
2004531178.tif 000046
であることを特徴とする請求項１乃至請求項３の何れかの一つに従うディスクリミネータ・モジュール。
【請求項５】
ｔ1 −ｔ2 ＝１であることを特徴とする先の請求項に従うディスクリミネータ・モジュール。
【請求項６】
ｔ1 ＝１．５及びｔ2 ＝０．５であることを特徴とする請求項５に従うディスクリミネータ・モジュール。
【請求項７】
スペクトル拡散変調を実行する通信及び／又はナビゲーション・システムのためのマルチパス・ディスクリミネータ・モジュールにして、該モジュールが、ナビゲーション信号を受信するのに適した入力と、標本化信号を該信号のコードの皮相周波数ｆｃの２倍の周波数で供給する標本化回路と、かかる標本化信号及び局所的に発生せしめられた拡散コードＣ｜Ｋ｜Ｌから誤差信号ｅk を算出するための副モジュールとを有し、そして該副モジュールが、実位相値に比例した二つの先行相関値の比率の実部分を計算し、それらの値が受信された信号と局所的に発生せしめられた参照信号との間の相関から生じるものであることを特徴とするモジュール。
【請求項８】
先の請求項の何れかに従うディスクリミネータ・モジュールを提供することを特徴とするナビゲーション・システム。
【請求項９】
オープンループにおいて、コード位相出力のための補正信号を発生するために、先の請求項の何れかに従うディスクリミネータ・モジュールと関連付けられる、標本化信号：
【数８】
2004531178.tif 000047
を基準として、クローズドループを通常の方法で補正するのに役立つ誤差信号ｅ’k を発生するディスクリミネータ・モジュールを提供することを特徴とする、ナビゲーション・システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ナビゲーション・システムのためのマルチパス・ディスクリミネータ・モジュール（MULTIPATH DISCRIMINATOR MODULE）に関するものであり、又、そのようなモジュールを含むナビゲーション・システムに関するものでもある。
【背景技術】
【０００２】
最近の１０年を越えて、直接シーケンス及びスペクトラム拡散（direct sequence and spread spectrum；ＤＳ−ＳＳ）変調システム（modulation system）は、その重要性が増大してきている。
【０００３】
目下、この技術は、ＧＰＳやＧＬＯＮＡＳＳの如き衛星ナビゲーション・システムにおいて実施されているのみならず、地球上及び衛星通信システム、例えばＵＳスタンダードＩＳ−９５、グローバルスター（ＧＬＯＢＡＬＳＴＡＲ）に導入されており、また、極く最近には、ＵＭＴＳスタンダードを用いた移動電話の第３世代に導入され、更にまた、ヨーロッパの衛星ナビゲーション・システムＧＡＬＩＬＥＯにも、導入されている。
【０００４】
ＤＳ−ＳＳ変調、例えば、双方向２相位相変調（Ｂｉ−ＢＰＳＫ）の概念は、擬ランダムノイズ（ＰＲＮ）コードを取り入れ、そして、そのようなコードは、データ信号のみを送信する信号よりも広域の通過域を提供する、変調された信号を生ずるという結果をもたらしている。この意味において、かかる信号のスペクトル密度は、「拡散（spread）」であると言われている。
【０００５】
受信機においては、送信されたＰＲＮコードの局所的に生成したレプリカ（locally-generated replica ）が、受信された信号のコードの位相に調整される。特に、ナビゲーションの受信機においては、コード位相調整（アラインメント）が到着時刻（ＴＯＡ）を正確に決定するために必須となっている。なお、かかるＴＯＡは、送信機と受信機との間の幾何学的な距離を決定するために用いられるものである。そして、一旦、アラインメントが行われると、それは、搬送波の位相を評価することを可能ならしめ、また、伝送されたデータのシンボルを決定することを可能にする。
【０００６】
かかるアラインメントは、通常、ディレイ・ロックド・ループ（delay-locked loop : ＤＬＬ）によって、受信機において行われる。その一例が、McGrawHill社発行の「スペクトラム拡散通信ハンドブック」第２版、１９９４において発表された、M.Simon 等の記事において記述されている。
【０００７】
そのようなアラインメントは、コード位相誤差（推定コード位相と受信位相との間の差）に比例する誤差信号を演算するために、受信された信号と、局所的に発生した参照コード信号のアーリ（early ）及びレート（late）版（Ｅ及びＬ）との間の相関の結果を用いている。
【０００８】
この誤差信号は、受信信号との同期化をもたらすために、参照信号の位相がオフセット（進み或いは遅れ）している必要がある方向を示していなければならない。
【０００９】
平方根２乗余弦（ＳＲＣ）タイプの（上昇した余弦スペクトルを有する）信号は、ＵＭＴＳスタンダードにおいて定義されている。このＳＲＣ信号の同じタイプのものが、また、前記したＧＡＬＩＬＥＯシステムにおいて採用されているようである。そのような信号を与えるデジタル受信機が、R. de Gaudenzi等による報文（非特許文献１）に記載されている。それは、「帯域制限されたダイレクト・シーケンスのスペクトラム拡散信号のためのデジタル・チップ・タイミング回収ループ」とのタイトルにおいて、「IEEE Trans. on Comm.」，Vol.41, No.11, pp.1760-1769, November 1993において、発行されている。
【００１０】
到着時間の測定に際しての正確性は、マルチパスによる歪みの存在によって、消極的に妨害され、そしてその結果として、テレメトリーを実行する時に位置を決定する際の正確さが減少させられ、また、データを送信する時には、ビット又はクレームの誤り率における増加となる。これは、特に、マルチパスの歪みが小さなダイナミックレンジを有する受信機のイミーディエイト環境に位置するポイントから生ずる単一の反射によって、実質的に表される時に、真実である。
【００１１】
直接の及び反射した信号の重畳は、それ故に、先のＤＬＬによって為されたＰＯＡ測定に影響を及ぼすジッタ−を起こし易くなりがちである。
【００１２】
その結果として、コード位相を決定する際に、マルチパスの衝撃を減少することを可能ならしめる技術は、大変に大きな興味となるものであって、特に、ナビゲーションの分野において、そうである。
【００１３】
今までにテレメトリーにおける使用のために、マルチパスを保証するための方法が、ＧＰＳ受信機の状況において必然的に開発されてきた。
【００１４】
その結果として、それらアルゴリズムの多数のものは、公的に利用可能なＣ／Ａコードの見かけのチップ割合がトランスミッションの通過域よりも大いに低いという事実を利用するものである。マルチパス・ビームによって誘引される誤差を減少するために、擬ランダムノイズのシークエンス（ワンチップ存続期間）の１ビットよりも少ない値を有するまで、アーリ及びレート参照コード信号、Ｅ及びＬ間の時間差を減少せしめるという利点がある。
【００１５】
ＳＲＣタイプのシステムの面においては、周波数スペクトルが厳密に見かけのコード率の（１＋β）倍（但し、βはＳＲＣパルスの減衰率を示す）に限定されるとするならば、上述した方法は、マルチパス・ビームを補償することにおいて、有効ではない。
【００１６】
カンザス・シティ開催のＩＯＮ  ＧＰＳ  １９９６会議の会報のｐｐ．６６５〜６７１に発表された、「低コスト消費者ＧＰＳのためのマルチパス除去」と題する Philip G. Mattos による報文（非特許文献２）においては、また、アーリ及びレート相関点Ｅ及びＬを、二つのアーリ相関点によって置き換えることが示唆されている。しかしながら、かかる報文は、そのような技術を実行するための何等の手段も提案してはいないのである。
【００１７】
【非特許文献１】
アール ドゥ  ガウデンツィ（R. de Gaudenzi）、「帯域制限されたダイレクト・シーケンスのスペクトラム拡散信号のためのデジタル・チップ・タイミング回収ループ」、アイイーイーイー  トランスアクションズ  オン  コミュニケーションズ（IEEE TRANSACTIONS ON COMMUNICATIONS ）、アメリカ合衆国  １９９３年１１月、Vol.41, No.11, p.1760-1769
【非特許文献２】
フィリップ  ジー  マットス（Philip G. Mattos）、「低コスト消費者ＧＰＳのためのマルチパス除去」、カンザス・シティ開催のＩＯＮ  ＧＰＳ  １９９６会議の会報、p.665〜671
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１８】
本発明の目的は、スペクトラム拡散通信若しくはナビゲーション・システムにおける使用に適したディスクリミネータ・モジュールを提供することにあり、そして、更に、ＳＲＣタイプの変調（modulation）を用いたものを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
第一の変形例において、本発明は、スペクトル拡散変調を実行する通信及び／又はナビゲーション・システムのためのマルチパス・ディスクリミネータ・モジュールを提供するものであって、そのようなモジュールは、ナビゲーション信号を受信するのに適した入力（input）と、標本化（sampled）信号を該信号のコード（code）の皮相周波数（apparent frequency）ｆｃの２倍の周波数で供給するための標本化回路（sampler ）と、前記標本化（sampled）信号及び局所的に発生せしめられた拡散コード（locally genarated spreading code）Ｃ｜Ｋ｜Ｌから誤差信号ｅk を演算するための副モジュール（submodule）とを有し、更に、下式：
【数９】
2004531178.tif 000003
及び
【数１０】
2004531178.tif 000004
であることを特徴としている。
【００２０】
第二の変形例において、本発明は、スペクトル拡散変調を実行する通信及び／又はナビゲーション・システムのためのマルチパス・ディスクリミネータ・モジュールを提供するものであって、そのようなモジュールは、ナビゲーション信号を受信するのに適した入力と、標本化信号を該信号のコードの皮相周波数ｆｃの２倍の周波数で供給するための標本化回路と、該標本化信号及び局所的に発生せしめられる拡散コードＣ｜Ｋ｜Ｌから誤差信号ｅk を演算するための副モジュールとを有し、そして、
【数１１】
2004531178.tif 000005
及び
【数１２】
2004531178.tif 000006
であることを特徴としている。
【００２１】
第三の変形例において、本発明は、スペクトル拡散変調を実行する通信及び／又はナビゲーション・システムのためのマルチパス・ディスクリミネータ・モジュールにして、ナビゲーション信号を受信するのに適した入力と、標本化信号を該信号のコードの皮相周波数ｆｃの２倍の周波数で供給するための標本化回路と、かかる標本化信号及び局所的に発生せしめられた拡散コードＣ｜Ｋ｜Ｌから誤差信号ｅk を算出するための副モジュールとを有し、下記の式にて特徴づけられるものを提供する：
【数１３】
2004531178.tif 000007
及び
【数１４】
2004531178.tif 000008
【００２２】
上記したケースの各々において、
【数１５】
2004531178.tif 000009
は、ローパスフィルタのインパルス応答（impulse response）を示している。
【００２３】
また、かかるディスクリミネータ・モジュールは、次式にて特徴付けられ得るものである：
【数１６】
2004531178.tif 000010
【００２４】
上記の３つの変形例の各々において、ｔ１＝１．５及びｔ２＝０．５であることを有することが出来る。
【００２５】
本発明は、また、スペクトル拡散変調を実行する通信及び／又はナビゲーション・システムのためのマルチパス・ディスクリミネータ・モジュールにして、ナビゲーション信号を受信するのに適した入力と、標本化信号を該信号のコードの皮相周波数ｆｃの２倍の周波数で供給するための標本化回路と、かかる標本化信号及び局所的に発生せしめられた拡散コードＣ｜Ｋ｜Ｌから誤差信号ｅk を算出するための副モジュールとを有し、前記副モジュールが、実位相値（real phase value）に比例した二つの先行相関値（two advance correlation values）の比率の実部分（real portion）を計算するものであり、また、それらの値が受信された信号と局所的に発生せしめられた参照信号との間の相関から生じることにて特徴づけられるものを提供するものである。
【００２６】
さらに、本発明は、上記で定義されたディスクリミネータ・モジュールを与えることを特徴とするナビゲーション・システムを提供するものでもある。
【００２７】
最後に、本発明は、標本化信号：
【数１７】
2004531178.tif 000011
を基準として、クローズド・ループ（closed loop ）を通常の方法で補正するのに役立つ誤差信号ｅ'kを発生するディスクリミネータ・モジュールを与え、それは、前記誤差信号ｅk にオープン・ループ（open loop ）において作用し、コード位相出力のための補正信号を発生するために、上記で規定される如きディスクリミネータ・モジュールと連携していることを特徴とするナビゲーション・システムを提供するものである。
【００２８】
本発明の他の特徴及び利点は、何等限定されるものではない実施例によって与えられる以下の記述を読むことにより、また、添付の図面を参照することにより、より一層明らかとなるものである。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２９】
式（３−１）は、ベースバンドにおける直接シーケンス・スペクトラム拡散（ＤＳ−ＳＳ）信号ＳT（ｔ）を表しており、そこで、拡散コード言語（spreading code word）は、２つの擬ノイズシーケンス（2 pseudo-noise sequence ）のビット（bits）（若しくは「チップ（chips ）」）の長さを有し、また、各々のデータシンボルｄｐ、ｑ、ｉは、Ｍ／Ｌ分布コード言語を提供している：
【数１８】
2004531178.tif 000012
【００３０】
係数ａ及びｂは、以下の状況下で、次の通りである：
【数１９】
2004531178.tif 000013
【００３１】
対照的なスペクトル密度ＮO/2 を与える付加白色ガウス雑音（added white Gaussian noise）（ＡＷＧＮ）を有するチャンネルによる伝送の後、濾波された受信信号ｒ（ｔ）は、次式（３−２）にて与えられる。
【数２０】
2004531178.tif 000014
ここで、
【数２１】
2004531178.tif 000015
は、フィルター後の一つのビット又は「チップ」のパルス形状を示し、また、
【数２２】
2004531178.tif 000016
は、コンボリューション（convolution）を示している。
【００３２】
それ故に、ｇ（ｔ）は、ｇT （ｔ）からなる自己相関関数を構成している。Δω（ｔ）は、信号がベースバンドに混合された後、キャリア周波数の残留差を示している。φ（ｔ）は、受信信号のキャリア位相の位相を示している。
【００３３】
前記式（３−２）にて与えられる信号の同相（in-phase）と直角分（quadrature components ）との間の類似性の故に、以下の同相分のみ保存することが適当である。その結果として、それら二つの状態を示すシンボルｐ、ｑは、その表記をより一層読み易くするために、保存されることがない。
【００３４】
従って、前記式（３−２）は、例えばＢＰＳＫ  ＤＳ−ＳＳタイプのシステムのために、以下の如くなる：
【数２３】
2004531178.tif 000017
【００３５】
図１は、ＤＬＬに関するマルチパスの影響を示す上において、使用に適したマルチパスのモデルである。衛星から来た直接信号に加えて、アンテナは、また、同じ信号の遅延した二次版を受信する。それは、反射によるものであって、マルチパス成分として参照され、また、この二次信号における遅れは、より長い経路（パス）を通らなければならない事実からくるものである。
【００３６】
アンテナにて受信されたそれら二つの信号の総和は、以下の式を用いて表すことができる：
【数２４】
2004531178.tif 000018
フィルタリング［式（３−２）及び（３−３）参照］の後、次式が得られる：
【数２５】
2004531178.tif 000019
説明が、一つの反射のみを考慮して行われている。実際には、直接信号に全て重畳せしめられる多数の反射進路に対応した複数の成分が存在するのである。
【００３７】
前述した R. de Gaudenzi 等の文献では、図２に示される如き、以下に解説する構成のＤＬＬを用いている。
【００３８】
それから、以下のようなことが観察されるのである：
・アナログ−デジタル変換機が、異なる位置に配置されていること；そして、
・ローカルな参照信号と受信信号とをアラインメントするための時間オフセットが、
該ローカルな参照信号又は受信信号の何れか一方に適用され得ること。
【００３９】
特性ＧT （ｆ）のフィルターを用いたフィルタリングによって得られるベースバンド信号ｒ（ｔ）は、２倍のビット若しくは「チップ」周波数、即ち２ｆｃで標本化される。半整数インスタンツ（instants：瞬間乃至は時間）（ｋ＋０．５）ｔｃ＋τに対応するサンプルは、ＤＬＬに向けられる一方、「整数」インスタンツｋＴｃ＋τに対応する他のサンプルは、キャリア位相の瞬時の相関やトラッキング及びデータの復調（data demodulation ）に向けられるのである（回路ＮＣＯ）。
【００４０】
半整数インスタンツに対応するサンプルは、次式によって与えられる：
【数２６】
2004531178.tif 000020
【００４１】
これらのサンプルｒk+1/2 は、二つの分岐（branch）に沿って向けられることとなる。上方の分岐（図２）において、サンプルは、拡散コード発生器ＳＣＧＥＮによって局所的に発生せしめられる如き拡散コード：
【数２７】
2004531178.tif 000021
のｋth値によって乗じられる前に、一つのビット若しくは「チップ」Ｔｃによって遅延される。かかる掛け算は、ローパスフィルタＨb （ｚ）によって、分岐の各々において行われる。
【００４２】
これにより、次のようなサンプルが生じることとなる：
【数２８】
2004531178.tif 000022
ここで、
【数２９】
2004531178.tif 000023
は、ローパスフィルタのインパルス応答を示している。このフィルタの通過帯域は、実際には、次のように低域側で制限されている：
・データシンボルの割合ｆs （ｆs＝ｆc／Ｍ）、さもなければ有用なエネルギー
が喪失されている；又は
・送信機と受信機との間のダイナミックレンジ；送信機と受信機との間の距離がＨb
（ｚ）の通過帯域に比例して一定であるように仮定される。
【００４３】
誤差信号ｅk は、次のように発生せしめられる：
【数３０】
2004531178.tif 000024
【００４４】
オペレーショナル回路ＮＣＯによって直接に用いられ得る誤差信号を得るために、信号ｅk は、一般に、その伝達関数がＨd （ｚ）である、他のデジタルフィルタ乃至はループフィルタによって濾波される。ｅk がデータシンボルとは独立であるとして、Ｈd （ｚ）の特性は、発信機と受信機との間のダイナミックレンジに対してＤＬＬの望ましい応答によって、主として決定され、位相の推定法則のループ（phase estimator loop）は、如何なる残留トラッキングエラーもなく、増加或いは減少する送信機と受信機との間の直線距離をトラッキングすることが可能であることを必要とする。
【００４５】
特性ｎ（ε）は、誤差信号ｅk がコード位相誤差εにどのように依存しているか、を示している。
【数３１】
2004531178.tif 000025
Ｅ［・］は確率を示している。
【００４６】
これは、次式を与える。
ｎ（ε）＝ｇ2［（ε−０．５）Ｔc］−ｇ2［（ε＋０．５）Ｔc］    （３．１０）
ここで、ＳＲＣコーディングは、減衰率βを有し、ｇ（εＴc ）は、以下の如くなる：
【数３２】
2004531178.tif 000026
【００４７】
β＝０．３５の時、自己相関関数ｇ（εＴc ）は、図３ａにおいて示されている。式（３−８）のアーリ及びレートサンプルＥ及びＬは、ε＝０（コード位相誤差なし）に対して与えられる。
【００４８】
式（３−１０）に従って、生じたＳ形状の曲線は、図３ａにおいて示されている。この曲線を用いて、ＤＬＬは、受信信号が局所的に発生せしめられた信号（即ち、ε＝０）とアライメントするように、補間回路を制御する。
【００４９】
本発明に係るディスクリミネータ（図４）は、インスタンツ（ｅ−ｔ1 ）Ｔc 及び（ε−ｔ2 ）Ｔ2 で二つのアーリサンプル（early sample）：
【数３３】
2004531178.tif 000027
を作成するが、それらサンプルは、例えば、ｔ１＝１．５及びｔ２＝０．５として、以下の式を用いて発生せしめられる：
【数３４】
2004531178.tif 000028
ここで、
【数３５】
2004531178.tif 000029
【００５０】
また、それら二つのサンプルを、次式を用いて、コードの局所複製を宣言することによって発生せしめることも可能である:
【数３６】
2004531178.tif 000030
【００５１】
オフセットは、コード位相誤差εk が０の時に誤差信号Ｅ［ｅk ］の期待値が０となるように、選択されるべきである。
【００５２】
式（３−１２）を応用して、次式が与えられる。
【数３７】
2004531178.tif 000031
【００５３】
勾配因子（slope factor）ｋβ は、好ましくは、εk ＝０の時に、次式：
【数３８】
2004531178.tif 000032
の勾配の値が１に等しくなるように、選択される。
【００５４】
これは、例えば、ｔ1＝１．５及びｔ2＝０．５とした時に、次式を与える。
【数３９】
2004531178.tif 000033
【００５５】
式（３−１２）にて示されるように、本発明のディスクリミネータｅk は、キャリアの位相φとは独立している。この依存性は、比Ｚk-- ／Ｚk-を発生することによって、除去される。
【００５６】
β＝０．３５に対する自己相関関数ｇ（ｔ）は、図３ｂにおいて与えられる。
【００５７】
このディスクリミネータ・モジュールは、以下の二つの方法において用いられ得るものである。
・それは、直接に公知のディスクリミネータに置き換えて用いられ得る；
・または、誘導マルチパス誤差を減ずるようにオープンループ補正信号を提供するた
めに、公知のディスクリミネータに集積せしめられ得るものである。
【００５８】
図４は、本発明に従うディスクリミネータ・モジュールを含むＤＬＬ分岐（branch）のブロックダイヤグラムである。
【００５９】
図２と図４を比較すれば、次のことが理解される：
・図２においてＺk を発生する分岐は、持続期間（duration）２Ｔc の遅延素子
（delay element）を用いて、Ｚk--を発生する分岐によって置き換えられる；
・誤差信号ｅk は、本発明のモジュールに対応する式（３−１２）を用いた回路Ｄ
ＩＳＣＲにおいて、Ｚk の関数として演算される。
【００６０】
ＳＲＣタイプの信号のために、Ｓ形状の曲線Ｎ（ε）は、例えば、ｔ１＝１．５及びｔ２＝０．５として、次式にて与えられる：
【数４０】
2004531178.tif 000034
【００６１】
このディスクリミネータ・モジュールは、良好な近似の範囲内において、望ましい挙動に対応している。即ち、Ｓ形状の曲線の出力が、
【数４１】
2004531178.tif 000035
に対して、入力ｅ（ｅ＝ｋ．ε）に比例しているのである。
【００６２】
式（３−１４）の適用において、Ｋβ を選択することによって、Ｋ＝１、ｅ＝εとなる。
【００６３】
かかるディスクリミネータ・モジュールは、図４に示される如く、従来からのモジュールのコード位相出力を補正するために、オープンループ推定を行うように用いられ得るものである。
【００６４】
図４のモジュールと比較して、信号Ｚk-- を発生するために、遅延素子２Ｔc を有する付加的な分岐が存在している。
【００６５】
デジタルフィルタ:
【数４２】
2004531178.tif 000036
は、この新しいディスクリミネータ・モジュールからの出力側で、ローパスフィルタとして用いられ得る。ＤＬＬ分岐の作動は、図２に示される場合と比較して、未変化の状態で残されている。
【００６６】
コード位相は、ローパスフィルタ：
【数４３】
2004531178.tif 000037
を通じて供給される新規なディスクリミネータ・モジュールからの出力によって補正される。この新規なモジュールは、マルチパスによって、ほとんど影響されないので、ＤＬＬ分岐において推定されたコード位相に含まれる誤差は、大いに補正され得ることとなるのである。
【００６７】
変形例において、かかる式は、次の振幅関数（amplitude function）によって置き換えられ得る：
【数４４】
2004531178.tif 000038
【００６８】
他の変形例においては、誤差信号ｅk は、次式によって決定することが出来る。
【数４５】
2004531178.tif 000039
【００６９】
この数式は、オープンループ補正（図５）にとって、特に適している。ローパスフィルタからの出力（Ｚk-＋Ｚk+）／２を平均化する効果のために、生じる変数における騒音パワーが効果的に半減され、それ故に、信号ｅk におけるノイズが少なくなるように導くのである。
【００７０】
サンプリング・インスタンツ（sampling instants ）ｔ1＝１．５及びｔ2＝０．５は、他の値を取り得ることが認められなければならない。そして、それらサンプリング・インスタンツの間のｔ１−ｔ２の差は、１ビット又は「チップ」よりも他の値となり得ることも、認められなければならない。
【図面の簡単な説明】
【００７１】
【図１】直接進路及び少なくとも一つの反射進路を含むマルチパス信号の影響を示す説明図である。
【図２】前述したＲ．ｄｅ  Ｇａｕｄｅｎｚｉ等の報文に記述されている如きＤＬＬのブロック線図である。
【図３】図３ａ及び３ｂは、それぞれ、図２に従うモジュールと、本発明に従うモジュールのための、自己相関関数ｇ（ｔ）をプロットしたグラフである。
【図４】本発明に係るディスクリミネータを導入してなるＤＬＬのブロック線図である。
【図５】従来のディスクリミネータと本発明のディスクリミネータ・モジュールを導入してなるＤＬＬのブロック線図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【国際公開パンフレット】
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【国際調査報告】
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