(57)【要約】復調と等化の前にマルチパスの信号の影響を識別し、緩和することによって、デジタルテレビ信号受信機において、改善された信号受信が提供される。例示的な実施例によると、デジタルテレビ信号は、受信信号における複数のリプル（ｒｉｐｐｌｅ）を引き起こすマルチパスの信号の影響を有するデジタルテレビ信号が受信される。少なくとも１つのリプル（ｒｉｐｐｌｅ）の振幅と、少なくとも２つのリプル（ｒｉｐｐｌｅ）の間の周波数の間隔とが検出される。アンテナとチューナーの少なくとも１つが前記検出に応じて制御される。アンテナとチューナーの少なくとも１つが制御された後に、信号の復調と等化の動作が実行され得る。
2004537913.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＲＦ信号の供給源（３０、３１）につなげられ、前記供給源（３０，３１）からデジタルＲＦ信号を受信する同調手段（２１）であって、前記デジタルＲＦ信号がマルチパスの信号の影響によって引き起こされた複数のリプル（ｒｉｐｐｌｅ）を有する同調手段と、
少なくとも１つの前記リプル（ｒｉｐｐｌｅ）の振幅と、少なくとも２つの前記リプル（ｒｉｐｐｌｅ）の間の周波数の間隔とを検出するマルチパス検出手段（２４）とを有する装置であって、
前記マルチパス検出手段（２４）が、前記振幅と前記周波数の間隔との検出に応じて、前記同調手段（２１）と前記供給源（３０，３１）の少なくとも１つを制御する装置。
【請求項２】
請求項１に記載の装置であって、
前記供給源が、アンテナ（３０）を含む装置。
【請求項３】
請求項１に記載の装置であって、
前記同調手段（２４）がチューナーのモジュールの内部の回路を含む装置。
【請求項４】
請求項１に記載の装置であって、
前記マルチパス検出手段（２４）が前記同調手段（２１）と前記供給源（３０，３１）の少なくとも１つを制御した後に、前記同調手段（２１）の出力を復調する復調手段（２５）を更に有する装置。
【請求項５】
請求項１に記載のＲＦ信号受信機であって、
前記デジタルＲＦ信号が、残留側波帯（ＶＳＢ）復調されたテレビ信号を含むＲＦ信号受信機。
【請求項６】
ＲＦ信号の供給源（３０，３１）につなげられ、前記供給源（３０，３１）からＲＦ信号を受信する同調手段（２１）であって、前記ＲＦ信号がマルチパスの信号の影響を有する同調手段と、
画像搬送信号の振幅と音声搬送信号の振幅とを検出するマルチパス検出手段（２４）とを有する装置であって、
前記マルチパス検出手段（２４）が、前記それぞれの画像及び音声搬送波の振幅の前記検出に応じて、前記同調手段（２１）と前記供給源（３０，３１）の少なくとも１つを制御する装置。
【請求項７】
請求項６に記載の装置であって、
前記供給源が、アンテナ（３０）を含む装置。
【請求項８】
請求項６に記載の装置であって、
前記同調手段（２４）がチューナーのモジュールの内部の回路を含む装置。
【請求項９】
請求項６に記載の装置であって、
前記マルチパス検出手段（２４）が前記同調手段（２１）と前記供給源（３０，３１）の少なくとも１つを制御した後に、前記同調手段（２１）の出力を復調する復調手段（２５）を更に有する装置。
【請求項１０】
ＲＦ信号の供給源（３０，３１）につなげられ、前記供給源（３０，３１）からデジタルＲＦ信号を受信するチューナー（２１）であって、前記デジタルＲＦ信号がマルチパスの信号の影響によって引き起こされた複数のリプル（ｒｉｐｐｌｅ）を有するチューナーと、
少なくとも１つの前記リプル（ｒｉｐｐｌｅ）の振幅と、少なくとも２つの前記リプル（ｒｉｐｐｌｅ）の間の周波数の間隔とを検出するマルチパス検出器（２４）とを有する装置であって、
前記マルチパス検出器（２４）が、前記振幅と前記周波数の間隔との検出に応じて、前記チューナー（２１）と前記供給源（３０，３１）の少なくとも１つを制御する装置。
【請求項１１】
請求項１０に記載の装置であって、
前記供給源が、アンテナ（３０）を含む装置。
【請求項１２】
請求項１０に記載の装置であって、
前記マルチパス検出手段（２４）が前記チューナー（２１）と前記供給源（３０，３１）の少なくとも１つを制御した後に、前記チューナー（２１）の出力を復調する復調器（２５）を更に有する装置。
【請求項１３】
請求項１０に記載の装置であって、
前記デジタルＲＦ信号が、残留側波帯（ＶＳＢ）復調されたテレビ信号を含む装置。
【請求項１４】
信号受信を制御する方法であって、
ＲＦ信号の供給源（３０，３１）からデジタルＲＦ信号を受信するステップであって、前記デジタルＲＦ信号がマルチパスの信号の影響によって引き起こされた複数のリプル（ｒｉｐｐｌｅ）を有するステップと、
少なくとも１つの前記リプル（ｒｉｐｐｌｅ）の振幅と、少なくとも２つの前記リプル（ｒｉｐｐｌｅ）の間の周波数の間隔とを検出するステップと、
前記振幅と前記周波数の間隔との前記検出に応じて、同調手段（２１）と前記供給源（３０，３１）の少なくとも１つを制御するステップと
を有する方法。
【請求項１５】
請求項１４に記載の方法であって、
前記供給源が、アンテナ（３０）を含む方法。
【請求項１６】
請求項１４に記載の方法であって、
前記同調手段（２４）がチューナーのモジュールの内部の回路を含む方法。
【請求項１７】
請求項１４に記載の方法であって、
前記同調手段（２１）と前記供給源（３０，３１）の少なくとも１つを制御した後に、前記同調手段（２１）の出力を復調するステップを更に有する方法。
【請求項１８】
請求項１２に記載の方法であって、
前記デジタルＲＦ信号が、残留側波帯（ＶＳＢ）復調されたテレビ信号である方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、概して、デジタルテレビ受信機のようなテレビ信号受信機における信号受信を制御することに関し、改善された信号受信を提供するためにマルチパスの信号の影響を検出する装置と方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
マルチパスの信号の影響又は単にマルチパスは、無線通信システムにおいて重要な問題になり得る。送信場所と受信場所の間に２つ以上の伝播経路が存在するときにマルチパスが発生する。送信信号が多様な量の遅延と減衰を示して、複数の経路から受信場所に到達し得る。複数の経路は、人工又は自然の構成からの反射や、リピーターや、複数の送信機の使用から生じ得る。
【０００３】
全国テレビ方式委員会（ＮＴＳＣ）のテレビ信号のような従来のアナログ信号でのマルチパスの影響は、反射された信号の遅延に比例した量によって主部の画像から水平に移動したゴーストのような画像を結果として招く。マルチパスの劣化は、デジタルで復調された画像では閾値に達するまで見えず、復調のロック（ｌｏｃｋ）の損失を結果として招く。デジタルテレビ信号受信機において、訂正されていないマルチパスは、デコードのエラーのリスクを増加させる符号間干渉（ＩＳＩ）を導く。受信機における適応可能な等化器の使用は、マルチパスの影響を減少させ、システムの性能を改善し得る。しかし、適応可能な等化の時間範囲外のマルチパスは、追加の雑音として受け入れられ、受信信号対雑音（Ｓ／Ｎ）比の劣化を引き起こす。
【０００４】
デジタルテレビ受信機におけるマルチパスの影響を減少させる従来の技術は、一般的に、復調されてデジタルのビットストリームに変換された後に、デジタル信号上で操作を試みる。しかし、この形式の技術はいくつかの問題を有する。まず、マルチパスの影響が十分に厳しい場合、キャリア信号とタイミング信号が回復できないため、復調のロック（ｌｏｃｋ）を得ることが不可能な場合がある。例えば、残留側波帯（ＶＳＢ）復調を利用するテレビ信号受信機において、マルチパスの影響は、パイロットキャリア（ｐｉｌｏｔ  ｃａｒｒｉｅｒ）が回復できないほどである。更に、パイロットキャリア（ｐｉｌｏｔ  ｃａｒｒｉｅｒ）の反対側に空白が存在する場合は、タイミングの回復は不可能な場合がある。
【０００５】
キャリア信号とタイミング信号が回復可能である場合においても、マルチパスが存在する場合は前記の処理は必然的に長い時間を要する。従って、復調のロック（ｌｏｃｋ）を取得し、信号の等化を実行するために必要な時間は、マルチパスが存在する場合は更に長くなる。前記の欠陥を考慮して、復調と等化の前にマルチパスの信号の影響を識別し、修正することが望ましいことがここでわかる。本発明は前記及び他の問題に対処する。
【発明の開示】
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の一形態によると、装置はＲＦ信号の供給源からＲＦ信号を受信する同調手段を有し、前記ＲＦ信号は受信信号における複数のリプル（ｒｉｐｐｌｅ）を引き起こすマルチパスの信号の影響を有する。前記装置は、少なくとも１つのリプル（ｒｉｐｐｌｅ）の振幅と、少なくとも２つのリプル（ｒｉｐｐｌｅ）の間の周波数の間隔とを検出するマルチパス検出手段を含み、前記マルチパス検出手段は、前記振幅と前記周波数の間隔の検出に応じて、同調手段とＲＦ信号の供給源の少なくとも１つを制御する。
【０００７】
本発明の他の形態によると、信号受信を制御する方法は、ＲＦ信号の供給源から信号を受信するステップであって、前記ＲＦ信号がマルチパスの信号の影響によって引き起こされる複数のリプル（ｒｉｐｐｌｅ）を有するステップと、少なくとも１つのリプル（ｒｉｐｐｌｅ）の振幅と、少なくとも２つのリプル（ｒｉｐｐｌｅ）の間の周波数の間隔とを検出するステップと、前記振幅と前記周波数の間隔の検出に応じて、同調手段とＲＦ信号の供給源の少なくとも１つを制御するステップとを有する。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
ここで提示された例示は、本発明の好ましい実施例を説明し、前記の例示はいかなる方法によっても本発明の範囲を制限するものとして解釈されるものではない。
【０００９】
本出願は、従来の技術以上の利点を提供する信号受信を制御する装置と方法について開示する。本発明は、以下に詳細に説明する通り、デジタルテレビ信号受信機のようなデジタルテレビ信号を受信する装置に特に適用できる。しかし、本発明はまた、従来のアナログテレビ信号受信機にも適用できる。更に、ここで開示される本発明の解決策はまた、デジタルラジオ信号受信機に関するマルチパスの問題を解決するためにも利用され得る。
【００１０】
好ましい例示的な実施例によると、信号受信を制御する装置は、ＲＦ信号の供給源からデジタルテレビ信号のようなデジタル広帯域信号を受信する同調手段を有する。前記のデジタル広帯域信号が望ましくないマルチパスの信号の影響に左右されると、受信信号に複数のリプル（ｒｉｐｐｌｅ）が生じる。前記装置は、少なくとも１つのリプル（ｒｉｐｐｌｅ）の振幅と、少なくとも２つのリプル（ｒｉｐｐｌｅ）の間の周波数の間隔とを検出する検出手段を含む。アナログテレビ信号を受信する場合、マルチパス検出手段は、画像搬送信号の振幅と音声搬送信号の振幅との間の差を検出する。アンテナのようなＲＦ信号の供給源と、チューナーのような同調手段の少なくとも１つは、前述の検出に応じて、マルチパス検出手段によって制御される。前記装置は、マルチパス検出手段の後に同調手段の出力信号を復調する復調手段を更に有し、ＲＦ信号の供給源と同調手段の少なくとも１つを制御する。
【００１１】
図を参照すると、特に図１を参照すると、本発明を実現するのに適した例示的なテレビ信号受信機２０の図が示されている。図１はテレビ信号を送信する広帯域アンテナ１０を示す。テレビ信号受信機２０は広帯域アンテナ１０によって送信されたテレビ信号を受信し、テレビ信号上で動作し、音声及び／又は映像（Ａ／Ｖ）出力を提供する。
【００１２】
より具体的には、アンテナ３０は広帯域アンテナ１０によって送信されたテレビ信号を受信し、受信された信号をテレビ受信機２０に提供する。図１に示す通り、広帯域アンテナ１０によって送信された信号のいくつかは、アンテナ３０によって直接受信されるが、ビルや他の物体のような構造物１５から反射された後に他の信号がアンテナ３０によって受信される。前記の反射信号は、直接受信された信号に関して時間において遅れており、それによって望ましくない信号の影響（すなわち、歪み）を生じる。
【００１３】
テレビ信号受信機２０は、アンテナ３０から信号を受信するチューナー２１を含み、受信信号に同調動作を実行する。特に、チューナー２１は、信号フィルタリングと周波数変換動作を実行し、中間周波数（ＩＦ）信号を作り、それは実施例によると４４ＭＨｚを中心とする。表面音波（ＳＡＷ）フィルタ２２は、チューナー２１からＩＦ信号を受信し、ＩＦ信号上でフィルタリング動作を実行し、フィルタリングされたＩＦ信号を作る。ＩＦアンプ２３がＳＡＷフィルタ２２からフィルタリングされたＩＦ信号を受信し、フィルタリングされたＩＦ信号を増幅して増幅されたＩＦ信号を作る。
【００１４】
テレビ信号受信機２０は、ＩＦアンプ２３から増幅されたＩＦ信号のサンプルを受信し、その中のマルチパスの信号の影響を検出し、その検出に基づく制御機能を有効にするマルチパス検出ユニット２４を含む。デジタルテレビ信号の受信に関しては、マルチパス検出ユニット２４は、信号において複数のリプル（ｒｉｐｐｌｅ）を引き起こすマルチパスの信号の影響を有する増幅されたＩＦ信号を受信し、少なくとも１つのリプル（ｒｉｐｐｌｅ）の振幅と、少なくとも２つのリプル（ｒｉｐｐｌｅ）の間の周波数の間隔とを検出する。アナログテレビ信号の受信に関しては、マルチパス検出ユニット２４は、画像搬送信号の振幅と音声搬送信号の振幅の間の差を検出する。前記の検出に基づき、マルチパス検出ユニット２４は、アンテナコントローラ３１を介するアンテナ３０とチューナー２１のフィルタリング動作の少なくとも１つを制御する。マルチパス検出ユニット２４の動作に関する更なる詳細が以下に提供される。
【００１５】
テレビ信号受信機２０はまた、信号の復調及び処理（例えば等化）の動作を実行する復調及び処理ユニット２５を含む。映像及び音声処理ユニット２６のような処理手段も、映像及び音声の処理の動作を実行するために提供される。本発明の原理により、マルチパスの信号の影響が検出され、マルチパス検出ユニット２４によって補正される後まで、復調及び処理ユニット２５と映像及び音声処理ユニット２６は信号上で動作しない。復調の前のマルチパスの信号の影響を識別し、緩和することにより、本発明は、デジタルテレビ信号の受信における受信信号の復調のロック（ｌｏｃｋ）を損失する可能性を減少させるような利点を提供する。
【００１６】
図２を参照すると、図は、通常のデジタルテレビ信号２７とマルチパスの歪みを有するデジタルテレビ信号２８との間の比較を示す。説明及び例示の目的で、信号２７と２８は、パイロットキャリア（ｐｉｌｏｔ  ｃａｒｒｉｅｒ）を有するＶＳＢのデジタルテレビ信号として表される。図２はＩＦサンプリング時点における通常のデジタルテレビ信号２７を示したものである。図示の通り、通常の信号２７はマルチパスの歪みのないＩＦ信号である。逆に、信号２８は、通常の信号２７にマルチパスの歪みを加えたものを示す。図２に示す通り、信号２８は、周波数を伴って変化する建設的及び破壊的なマルチパス信号の付加によって引き起こされたリプル（ｒｉｐｐｌｅ）をその包絡線に含む。それぞれのリプル（ｒｉｐｐｌｅ）の周波数の間隔は、マルチパスの信号遅延時間によって割られたものと比例する。それぞれのリプル（ｒｉｐｐｌｅ）の振幅は、マルチパスの信号の振幅と比例する。
【００１７】
図３を参照すると、本発明の原理に従って構成されたデジタルテレビ信号のためのマルチパス検出ユニット２４の第１の実施例の詳細が示されている。図３において、混合手段５１が、図１のＩＦアンプ２３によって提供されたＩＦ信号のサンプルを受信する。混合手段５１は、受信ＩＦ信号を電圧制御発振器（ＶＣＯ）５２によって提供された信号と混合し、受信ＩＦ信号を更に低い周波数に変換する。例示的な実施例において、１００ＭＨｚの三角形の波形が、４７．２５ＭＨｚと５３．２５ＭＨｚの間でＶＣＯ５２を掃引するために用いられる。帯域通過フィルタ５３は、混合手段５１によって提供された周波数変換されたＩＦ信号を受信し、フィルタリングし、６．２５ＭＨｚの範囲における周波数変換されたＩＦ信号の一部を分離する。帯域通過フィルタ５３の動作に関する詳細が、図３にグラフィカルに描かれている。特に帯域通過フィルタ５３は、６．２５ＭＨｚを中心とし、５０ＫＨｚの帯域（ＢＷ）を有するフィルタリングされた出力信号を作る。５μ秒のマルチパスの遅延について、周波数の頂点は２００ＫＨｚだけ分離される。従って、帯域通過フィルタ５３の５０ＫＨｚのフィルタの帯域は、頂点とヌル（ｎｕｌｌ）を分離するのに適切である。ダイオードＤ１とコンデンサーＣ１と抵抗Ｒ１を有する包絡線検出手段５４は、帯域通過フィルタ５３からフィルタリングされた出力を受信し、直流（ＤＣ）の電圧Ｖ１を作る。コンデンサーＣ１と抵抗Ｒ１の好ましい値は、それぞれ３３０ｐｆと４７ｋΩである。ＶＣＯ５２が周波数において掃引されると、包絡線検出手段５４によって提供されるゆっくり変換するＤＣ電圧Ｖ１が、マルチパスの状況によって引き起こされた信号のリプル（ｒｉｐｐｌｅ）に比例して変化する。従って、リプル（ｒｉｐｐｌｅ）の間の周波数の間隔は、ＤＣ電圧Ｖ１の変動を監視することによって判断され得る。２００ＫＨｚによって分離される頂点を有する５μ秒のマルチパスの遅延の例について検討する。１００ＫＨｚの三角形の波形で、ＶＣＯ５２の６ＭＨｚの範囲が半分の時間又は５ｍ秒で掃引される。このことは、（６ＭＨｚ）／［（５ｍ秒）×（２００ＫＨｚ）］のリプル（ｒｉｐｐｌｅ）の周波数の間隔を結果として生じる。
【００１８】
ＶＣＯ５２の制御電圧が三角形の波形について１つ以上の特定のＤＣ電圧に切り替わる場合、ＩＦ信号の特定の周波数がＶ１で測定され得る。ＶＳＢ復調を使用するシステムにおいて、包絡線検出手段５４によって作られるＤＣ電圧Ｖ１もまた、パイロットキャリア（ｐｉｌｏｔ  ｃａｒｒｉｅｒ）の周波数の状態を判断するために監視される。特に、パイロットキャリア（ｐｉｌｏｔ  ｃａｒｒｉｅｒ）の周波数の電圧が通過帯域を通じた平均電圧と比較され、潜在的な復調の問題を検出する。前述の通り、パイロットキャリア（ｐｉｌｏｔ  ｃａｒｉｅｒ）の回復は、復調のロック（ｌｏｃｋ）を得るために前記のシステムにおいて重要である。
【００１９】
バッファ・アンプ５５は、包絡線検出手段５４からリプル（ｒｉｐｐｌｅ）を受信し、信号のバッファリングとその増幅動作を実行する。ＲＣフィルタ５６は、コンデンサーＣ２と抵抗Ｒ２とＲ３を有し、バッファ・アンプ５５からの出力を受信する。コンデンサーＣ２と抵抗Ｒ２とＲ３の好ましい値は、それぞれ１５００ｐｆと４７ＫΩと４７ＫΩである。ＲＣフィルタ５６は、更に長い時間遅延を有するマルチパスの要素に対応するリプル（ｒｉｐｐｌｅ）の高周波数の要素（たとえば２１２０ＭＨｚ以上の周波数）を上げるためのフィルタリング動作を実行する。前記の更に長い時間遅延の要素は、概して、更に重大な信号受信の問題を引き起こす。
【００２０】
バッファ・アンプ５７は、ＲＣフィルタからフィルタリングされたリプル（ｒｉｐｐｌｅ）の出力を受信し、信号のバッファリングとその増幅動作を実行する。ダイオードＤ２とコンデンサーＣ３と抵抗Ｒ４を有する包絡線検出手段５８は、バッファ・アンプ５７からの出力を受信する。コンデンサーＣ３と抵抗Ｒ４の好ましい値は、それぞれ．０６８μｆと２２０ＫΩである。包絡線検出手段５８は、リプル（ｒｉｐｐｌｅ）の頂点間の振幅に比例するＤＣ電圧Ｖ２を作る。
【００２１】
それぞれＤＣ電圧Ｖ１とＶ２によって表されるリプル（ｒｉｐｐｌｅ）の周波数の間隔と、リプル（ｒｉｐｐｌｅ）の頂点間の振幅に応じて、マルチパス検出ユニット２４は制御機能を有効にする。換言すると、マルチパスの状況を評価し、訂正動作を提供する手段として、本発明は、Ｖ１によって表されるリプル（ｒｉｐｐｌｅ）の周波数の間隔と、Ｖ２によって表されるリプル（ｒｉｐｐｌｅ）の頂点間の振幅の識別を用いる。前記の制御機能は、多様な方法で実行され得る。
【００２２】
図１に示される好ましい実施例により、マルチパス検出ユニット２４は、アンテナコントローラ３１を介してアンテナ３０を制御し、アンテナ３０の指向性、ゲイン、及び／又は偏向における変化を実施する。２つのアンテナからの信号もまた、同様に前記の効果を達成するために選択され、又は組み合わせられ得る。デジタルテレビ信号の受信について、マルチパス検出ユニット２４はＤＣ電圧Ｖ１とＶ２をアンテナコントローラ３１に提供する。アンテナコントローラ３１は、通過帯域を通じたＤＣ電圧Ｖ１の平均値とＤＣ電圧Ｖ２を比較し、マルチパスの状況を評価する。この場合、Ｖ１（通過帯域を通じた平均）で割られたＶ２の値が０．３未満であることが一般的に許容範囲であることがわかる。この実施例の他の変更によると、アンテナコントローラ３１は、単にＤＣ電圧Ｖ２を所定の値と比較し、マルチパスの状況を評価する。当然に、ＤＣ電圧Ｖ１とＶ２を評価する他の方法が本発明の原理に従って用いられ得る。しかし、原則として、ＤＣ電圧Ｖ２を最小化することが望ましい。アンテナコントローラ３１によって行われた比較は、好ましくは、３５０度以上の空間を均等に空けた少なくとも８個の異なるアンテナの位置について行われる。それにより、アンテナ３０の全方向範囲を合わせてカバーする。すなわち、アンテナコントローラ３１は、それぞれの個々のアンテナの位置で比較を実行し、どの位置がマルチパスの歪みの最小量を生じるかを判断する。
【００２３】
アンテナ３０の望ましい位置が得られると、マルチパス検出ユニット２４は、チューナー２１のアナログフィルタの同調を制御し得る。前記の動作は、比較的短いマルチパスの信号によって引き起こされる通過帯域の偏向（すなわち、帯域の低周波数側が帯域の高周波数側より高い、又はその逆）を緩和するために用いられ得る。前記の制御の仕組みにおいて、マルチパス検出ユニット２４はＤＣ電圧Ｖ１とＶ２をチューナー２１に提供し、そのチューナーはアンテナコントローラ３１と同じ又は類似の方法で比較を実行し、どのアナログフィルタの設定が最小のマルチパスの歪みを生じるかを判断する。すなわち、チューナー２１は、繰り返してフィルタの設定を調整し、前述の方法で比較を実行し、どのフィルタの設定が最適であるかを判断する。当然に、テレビ信号受信機２０及び／又はアンテナ３０の他のパラメータもまた、本発明の原理に従ってマルチパスの影響を減少させるために調整され得る。
【００２４】
他の好ましい実施例によると、ＤＣ電圧Ｖ１とＶ２は、アナログ・デジタル変換器（図示なし）によってデジタル化され、マイクロプロセッサ（図示なし）によって処理され、マルチパスの状況を評価する。この実施例において、マルチパスの歪みの再少量を生じるテレビ信号受信機２０及び／又はアンテナ３０の設定を選択するためにここで述べたもののような制御機能を実行するように、マイクロプロセッサがプログラムされ得る。
【００２５】
図４を参照すると、本発明の原理により構成されたマルチパス検出ユニット２４の第２の実施例の詳細が示されている。前記第２の実施例は、更に長い時間遅延を有するマルチパスの信号を検出するために設計されたものである。特に、１０マイクロ秒を超える遅延時間を有するマルチパスの信号について、リプル（ｒｉｐｐｌｅ）の周波数は１００ＫＨｚ以下である。実際に、図３の帯域通過フィルタ５３のような６．２５ＭＨｚのフィルタは、５０ＫＨｚ未満の帯域を物理的に認識することが困難になる。フィルタの帯域がリプル（ｒｉｐｐｌｅ）の間隔を超えると、リプル（ｒｉｐｐｌｅ）は検出されない。従って、図４に示される第２の実施例は、５００ＫＨｚへの周波数変換を含み、それによって第２のフィルタが更なる狭帯域に用いられる周波数を中心とすることを可能にする。第２の実施例の詳細な説明は、図４を参照して提供される。
【００２６】
図４において、混合手段６１は、図１のＩＦアンプ２３によって提供されたＩＦ信号のサンプルを受信する。混合手段６１は、受信ＩＦ信号と電圧制御発振器（ＶＣＯ）６２によって提供された信号とを混合し、受信ＩＦ信号を更に低い周波数に変換する。例示的な実施例によると、２０Ｈｚの三角形の波形が４７．２５ＭＨｚと５３．２５Ｍｈｚの間でＶＣＯ６２を掃引するために用いられる。この実施例において、より狭いフィルタが振幅の変化に従うことを可能にするために、三角形の波形が減少する。帯域通過フィルタ６３は、混合手段６１によって提供された周波数変換されたＩＦ信号を受信し、フィルタリングし、６．２５ＭＨｚの範囲におけるＩＦ信号の一部を分離する。帯域通過フィルタの動作に関する詳細は、図４にグラフィカルに示される。特に、帯域通過フィルタ６３は、６．２５ＭＨｚを中心とし、２００ＫＨｚの帯域（ＢＷ）を有するフィルタリングされた出力信号を作る。
【００２７】
混合手段６４は、帯域通過フィルタ６３によって提供されたフィルタリングされた出力信号を受信し、ローカルの振幅器６５によって提供された６．７５ＭＨｚの信号とフィルタリングされた出力を混合し、フィルタリングされた信号を更に低い周波数に変換する。他の帯域通過フィルタ６６は、混合手段６４によって提供された周波数変換された信号を受信し、フィルタリングし、５００ＫＨｚの範囲における信号の一部を分離する。帯域通過フィルタ６６の動作に関する詳細もまた、図４にグラフィカルに示される。特に、帯域通過フィルタ６６は、５００ＫＨｚを中心とし、５ＫＨｚの帯域（ＢＷ）を有するフィルタリングされた出力信号を作る。
【００２８】
ダイオードＤ３とコンデンサーＣ４と抵抗Ｒ５を有する包絡線検出手段６７は、帯域通過フィルタ６６からフィルタリングされた出力を受信し、信号の包絡線に対応する直流（ＤＣ）電圧を作る。コンデンサーＣ４と抵抗Ｒ５の好ましい値は、それぞれ６８０ｐｆと４７ＫΩである。ローカルの振幅器６５が周波数において掃引されると、包絡線検出手段６７によって測定されるＤＣ電圧が、マルチパスの状況によって引き起こされる信号のリプル（ｒｉｐｐｌｅ）に比例して変化する。従って、リプル（ｒｉｐｐｌｅ）間の周波数の間隔は、ＤＣ電圧Ｖ１２を監視することによって判断され得る。１００ＫＨｚによって分離される頂点を有する１０μ秒のマルチパスの遅延について検討する。２０Ｈｚの三角形の波形で、ＶＣＯ６２の６ＭＨｚの範囲が半分の時間又は５ｍ秒で掃引される。このことは、（６ＭＨｚ）／［（２５ｍ秒）×（１００ＫＨｚ）］のリプル（ｒｉｐｐｌｅ）の周波数の間隔を結果として生じる。
【００２９】
バッファ・アンプ６８は、リプル（ｒｉｐｐｌｅ）を受信し、信号のバッファリングとその増幅動作を実行する。コンデンサーＣ５と抵抗Ｒ６とＲ７を有するＲＣフィルタ６９は、バッファ・アンプ６８からの出力を受信する。コンデンサーＣ５と抵抗Ｒ６とＲ７の好ましい値は、それぞれ２２００ｐｆと４７ＫΩと４７ＫΩである。ＲＣフィルタ６９は、リプル（ｒｉｐｐｌｅ）の特定の周波数要素（例えば１５００Ｈｚ以上の周波数）を上げるためのフィルタリング動作を実行する。多くの現在の等化器の設計において、１０μ秒より大きいマルチパスの遅延は訂正できない。それ故に、１５００Ｈｚより大きい周波数を強調することによって、本発明は、アンテナと受信機の設定が定められ、現在のデジタルの等化器の性能を超えることを回避することを可能にする。
【００３０】
バッファ・アンプ７０は、ＲＣフィルタ６９からフィルタリングされたリプル（ｒｉｐｐｌｅ）の出力を受信し、信号のバッファリングとその増幅動作を実行する。ダイオードＤ４とコンデンサーＣ６と抵抗Ｒ８を有する包絡線検出手段７１は、バッファ・アンプ７０からの出力を受信する。コンデンサーＣ６と抵抗Ｒ８の好ましい値は、それぞれ０．１８μｆと２２０ＫΩである。包絡線検出手段７１は、リプル（ｒｉｐｐｌｅ）の頂点間振幅に比例するＤＣ電圧を作る。図４の実施例は、図３の実施例と同様の方法でアンテナ及び／又はチューナー２１の制御を有効にする。
【００３１】
図３と４の実施例は、性能のパラメータの変更を示したものである。図３の実施例はより複雑ではないが、適度に長いマルチパスの要素を検出することができ、入力信号の適用からより少ない時間遅延を有する出力の兆候を作る。図４の実施例は、より複雑であり、少し長い測定時間を必要とするが、システム、特にデジタル等化器に特に好ましくないマルチパスの要素を検出できる。更に図４の実施例は、信号の一部（例えば１ＭＨｚ）のみを掃引するために用いられ得る。更に長いマルチパスの要素の帯域の一部のみを測定することによって、測定が更に迅速に行われ得る。従って、テレビ信号受信機において双方の実施例を使用することが望ましい場合がある。
【００３２】
図５を参照すると、本発明を実施する例示的なステップを示すフローチャートが示されている。説明及び例示の目的で、図５のフローチャートは図１に示されるテレビ信号受信機に関して説明される。ステップ８１において、テレビ信号受信器２０は、受信信号の中の複数のリプル（ｒｉｐｐｌｅ）によって表されたマルチパスの信号の影響を有するＶＳＢ変調されたデジタルテレビ信号のような信号を受信する。ステップ８２において、マルチパス検出ユニット２４は、少なくとも１つのリプル（ｒｉｐｐｌｅ）の振幅を検出し、少なくとも２つのリプル（ｒｉｐｐｌｅ）の間の周波数の間隔もまた検出する。次にステップ８３において、マルチパス検出ユニット２４は、前記検出に応じて、アンテナ３０とチューナー２１の少なくとも１つを制御する。そして、少なくとも１つの信号受信要素が制御された後に、ステップ８４において、復調及び処理ユニット２５が受信信号で復調と処理（例えば等化）の動作を実行する。
【００３３】
ここで説明された通り、本発明は、復調と等化の前にマルチパスの信号の影響を減少させることによって、信号受信を改善する。それを行うことによって、本発明は、デジタルテレビ信号の受信における復調のロック（ｌｏｃｋ）を誤って得る可能性を減少させる。ここで用いられる用語である“テレビ信号受信機”は、テレビ信号を受信できるディスプレイを備える又は備えない何らかの装置を含むことを意図している。例えば、テレビ信号受信機は、テレビセットと、ビデオテープレコーダー（ＶＴＲ）と、セットトップボックスと、デジタル多用途ディスク（ＤＶＤ）とを含み、またそれに限定されない。本原理は、直交振幅変調（ＱＡＭ）のような他の形式のデジタル変調にも適用できる。
【００３４】
本発明は好ましい設計を有するものとして説明されたが、本発明はこの開示の意図と範囲内で更に変更され得る。例えば、本発明はデジタルテレビ信号受信機に特に適用できるが、ＮＴＳＣ又は他のアナログ形式を用いるテレビ信号受信機にも適用され得る。特に、ここで説明された技術は、映像及び音声の搬送波のレベルを測定するために用いられ得る。アンテナ及び／又は他の受信機のパラメータは、現在の放送の実施に応じた前記の搬送波の間の１０ｄＢの公称の割合を達成するために調整され得る。更に、ＮＴＳＣ又は他のアナログ信号からデジタル信号への干渉を受ける場合、結果として生じる混変調又は信号の漏出は、マルチパスの影響と同様の兆候を作り、本発明の原理は、前記の干渉を最小化するために用いられ得る。それ故に、前記の用途は、本発明の原則を用いる本発明の何らかの変更、使用、又は適応をカバーすることを意図する。更に、本出願は、本発明が属し、特許請求の範囲に含まれる技術における周知又は慣習的な実施に付随する本発明の開示からの前記のような逸脱をカバーすることを意図する。例えば、本発明の原理は、デジタルラジオ放送受信機に関するマルチパスの問題を解決するために用いられ得る。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】本発明を実現するのに適した例示的な装置の図である。
【図２Ａ】通常の信号とマルチパスの歪みを有する信号との間の比較を示した図である。
【図２Ｂ】通常の信号とマルチパスの歪みを有する信号との間の比較を示した図である。
【図３】本発明の原理に従って構成されたマルチパス検出ユニットの第１の実施例の詳細を示した図である。
【図４】本発明の原理に従って構成されたマルチパス検出ユニットの第２の実施例の詳細を示した図である。
【図５】本発明を実行する例示的なステップを示したフローチャートである。
【図１】
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【図２Ａ】
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【図２Ｂ】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【国際公開パンフレット】
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【国際調査報告】
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