(57)【要約】本発明は、制御可能なトランスコンダクタンスを有する電子フィルタ回路に関するものであり、フィードバックループが、該フィードバックループの前の入力部と該フィードバックループの後の出力部とを有する２つの電子リード線の間の実質的に線形性のトランスコンダクタンス増幅器Ｇに付加されている。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
制御可能なトランスコンダクタンス回路を有する電子フィルタ回路であって、
フィードバックループが、前記フィードバックループの前の入力部と前記フィードバックループの後の出力部とを有する２つの電子リード線の間の実質的に線形性のトランスコンダクタンス増幅器に付加された電子フィルタ回路。
【請求項２】
前記フィードバックループは、線形性のトランスコンダクタンス増幅器と、周波数依存性の素子と、各リード線に接続された電流間コンベア部と、２つの電流スプリッタ素子とを有し、前記２つの電流スプリッタ素子のそれぞれは、キャパシタの両端の電圧を電流に変換するために配置されたリード線を前記トランスコンダクタンス増幅器に接続し、前記電流間のコンベア部に接続することを特徴とする請求項１記載の電子回路。
【請求項３】
前記フィードバックループは、線形性のトランスコンダクタンス増幅器と、周波数と無関係の素子と、各リード線に接続された電圧間コンベア部と、２つの電圧除算器素子とを有し、前記２つの電圧除算器素子のそれぞれは、キャパシタの両端の電流を電圧に変換するために配置されたリード線を前記トランスコンダクタンス増幅器に接続し、前記電圧間コンベア部に接続することを特徴とする請求項１記載の電子回路。
【請求項４】
当該回路が、少なくとも実質的に完全に対照に構成されていることを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１項に記載の電子回路。
【請求項５】
前記周波数依存性の素子がキャパシタにより具現化されたことを特徴とする請求項１ないし４のいずれか１項に記載の電子回路。
【請求項６】
前記トランスコンダクタンス増幅器が組み込まれたトランスリニアループにより制御可能であることを特徴とする請求項１ないし５のいずれか１項に記載の電子回路。
【請求項７】
前記トランスコンダクタンス回路が、前記電子リード線の信号の一部を該リード線に供給することを特徴とする請求項１ないし６のいずれか１項に記載の電子回路。
【請求項８】
前記電流スプリッタが、カレントミラーにより具現化された請求項１ないし７のいずれか１項に記載の電子回路。
【請求項９】
請求項１ないし８のいずれか１項による電子回路を有する半導体チップであって、
当該チップが、前記電子回路への入力段にバイアスをかける、及び／又は偶数次の高調波を阻止する共通モードループを有することを特徴とする半導体チップ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、制御可能なトランスコンダクタンスを有する電子フィルタ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
このような既知のフィルタの典型的な用途領域は、モデム用のデジタルアクセスアレンジメント（ＤＡＡ）である。このような用途は、幾つかの他の用途と同様に、調節可能なカットオフ周波数、低い歪み、小さいチップ領域及び少ない電流消費量という条件を満たすオンチップフィルタを必要とする。フィルタは、上述したような用途では、電話線の正しい終端のためのラインインピーダンスを合成するために、及び側音の相殺のためのトランスハイブリッドの一部として必要とされる。特に後者の場合、低い歪みの形状が最も重要であり、各国の法規又は種々の電話線の条件は、フィルタが同調可能であること（ｔｕｎａｂｉｌｉｔｙ）に関して要求を課している。
【０００３】
文献から豊富なフィルタの種類が知られている。これらは、時間離散（ｔｉｍｅ ｄｉｓｃｒｅｔｅ）及び時間連続（ｔｉｍｅ ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ）の実現に分類され得る。それらの正確さにもかかわらず、切換えキャパシタ及びＩＩＲ構造やＦＩＲ構造などのデジタルインプリメンテーションのような時間離散のインプリメンテーションの重大な欠点は、チップ領域に関して重大な追加のアンチエイリアジングフィルタリングの必要性である。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
周波数を調節可能であることを特徴とする時間連続フィルタは、本質的にカットオフ周波数が固定されているオペアンプアクティブフィルタを除き、通常、可変トランスコンダクタンスを有する電流変換器への印加電圧のために非線形性に苦しんでいる。
【０００５】
本発明の目的は、先に述べた条件の制約内において比較的容易に製造可能なローパスオンチップフィルタを有利に実現し、上述した短所を克服する解決策を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、上述したようなことは、請求項１の特徴部分に従うインプリメンテーションによって有利に実現される。
【０００７】
本発明は、図面に従って更に明らかにされるであろう。
【０００８】
各図では、同一の参照符号は対応する部分又は部品に関連している。以下において、参照記号に「＿ｎ」が加えられていることは、場合に応じて同じ電流又は電圧の逆の形態を意味している。
【０００９】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明によるフィルタ回路の完全に差動対称なインプリメンテーションを与えており、これは、信号電流入力端子Ｉｉ，Ｉｉ＿ｎと信号電流出力端子Ｉｏ，Ｉｏ＿ｎとをそれぞれ有する回路ブロックを備えている。電流ドメインのこのインプリメンテーションにもかかわらず、これは提案した原理の必要条件ではない。
【００１０】
図１では、信号の入力は左側であり、フィルタリングされた信号の出力は右側である。
【００１１】
図１において、４つの異なる素子が区別される。
−入力バッファとして役割を果たし、電流伝達度（ｔｒａｎｓｆｅｒ）Ｔ
【数１】
2004518349.tif 000003
により特徴付けられる電流間コンベアＴ
−実際は周波数依存性の素子であるキャパシタＣ
−ここでは、代替的にトランスコンダクタンス素子Ｇとして示されており、キャパシタの両端の電圧を電流に変換する線形性の電圧−電流変換器回路部Ｇ
この伝達度は、
【数２】
2004518349.tif 000004
である。
−変換器の電流を出力電流Ｉｏとフィードバック電流とに分割する２つのカレントミラーＭ
このフィードバック電流のため、フィルタのＤＣ利得は伝達度Ｔ，Ｇとは無関係である。
【００１２】
本発明によれば、電圧−電流変換器の入力抵抗はＲｉ＞＞１／ＧＴを間違いなく呈する。そのため、周波数依存性のフィルタ伝達度Ｈ（ｊω）は、
【数３】
2004518349.tif 000005
のように表される。
【００１３】
従って、本発明によれば、カットオフ周波数ｆ−３ｄＢはＧ及びＴに比例する。
【数４】
2004518349.tif 000006
【００１４】
図２は、伝達度が周波数とは無関係の電流増幅器、伝達度が周波数とは無関係のトランスコンダクタンス増幅器手段（例えばＶ／Ｉ変換器）及びキャパシタＣにより構成され得るフィルタの、本発明による手段を有する回路図である。この装置のフィードバックループのために、ＤＣ利得は電流の伝達度とは無関係であると共に、トランスコンダクタンス増幅器の変換とも無関係である。この回路は、図３により与えられている完全なフィルタ回路に適用されるべきであり、対称かつ線形性のＶ−Ｉ変換器のための、歪みが非常に低く、カットオフ周波数が連続的に変化し得るアナログフィルタを有利に実現する。
【００１５】
図２は、外形的（ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｖｅ ｓｅｎｓｅ）には、ＶＥＥ供給ラインと電流出力端子Ｉｏとの間の主伝導経路と、上記ＶＥＥラインとフィードバック出力端子Ｉｆとの間に主伝導経路を有するトランジスタＴ＿９の制御入力部に接続された制御入力部とを有するトランジスタＴ＿１１を示している。
【００１６】
トランジスタＴ＿１１，Ｔ＿９の共通制御入力部は、ＶＣＣ供給ラインと上記ＶＥＥ供給ラインとの間に接続されたトランジスタＴ＿７の主接続経路に接続されている。上記トランジスタＴ＿１１，Ｔ＿９の共通制御入力ラインとの接続部と、上記ＶＥＥ供給ラインとの間には、トランジスタＴ＿７の主伝導経路が電流源Ｊ＿５を備えている。トランジスタＴ＿７の制御入力部はトランジスタＴ＿５の制御入力部に接続されており、トランジスタＴ＿５はまたトランジスタＴ＿１の主伝導経路とも接続されている。トランジスタＴ＿５は、トランジスタＴ＿７と同様に、ＶＣＣ供給ラインとＶＥＥ供給ラインとの間に接続されている。トランジスタＴ＿５の主伝導経路は、トランジスタＴ＿７の主伝導経路における電流源Ｊ＿５と同様に、トランジスタＴ＿５の下流側に設けられた電流源Ｊ＿３を有している。
【００１７】
電流源Ｊ＿３とトランジスタＴ＿５との間において、トランジスタＴ＿５の主伝導経路は、ＶＣＣ供給ラインとＶＥＥ供給ラインとの間において接続された上記トランジスタＴ＿１の主伝導経路の下流側に設けられたトランジスタＴ＿３の制御入力部を形成するように分割されている。トランジスタＴ＿１の主伝導経路の上流側では、トランジスタＴ＿５，Ｔ＿７の制御入力部との接続部とＶＣＣ供給ラインとの間において、上記伝導経路が電流源Ｊ＿１を有している。
【００１８】
トランジスタＴ＿１とトランジスタＴ＿３との間において、上記主伝導経路は抵抗器Ｒ＿ｃに接続されている。トランジスタＴ＿１の制御経路は、端子Ｖｉｎの形態の電圧入力ラインにより形成されている。この回路の残りの部分は、抵抗器Ｒ＿ｃに関して対称な（ｍｉｒｒｏｒｅｄ）構成であり、各対称な部品が、図の左側の参照する対称な部品よりも１つ大きな数の部品と関係があるようにされており、例えば、Ｊ＿１はＪ＿２と対称であり、Ｔ＿７はＴ＿８と対称である。電流出力端子Ｉｏ、フィードバック端子Ｉｆ及び電圧入力端子Ｖｉｎに関して、これらは＿ｎを追加することにより対称なサイドに示されており、同じ信号を示しているが、対象であるので逆の形態を有している。
【００１９】
機能上、図２は、キャパシタの両端の電圧を出力電流及びフィードバック電流に変換する回路を提供しており、これは、フィルタの最も重要な部分である。トランジスタレベルの完全なフィルタの可能なインプリメンテーションは、図３に与えられている。このアプリケーションにおけるような完全な差動構造は、入力段（Ｔ＿１及びＴ＿２）の直流バイアスのための共通モードループ（図示せず）のインプリメンテーション及び偶数次の高調波の阻止という利点をもたらす。
【００２０】
この回路では、トランジスタ（Ｔ＿１／Ｔ＿２）を介して一定電流（Ｊ＿１／Ｊ＿２）を強いることにより、フィルタのキャパシタの両端の電圧と同一である端子Ｖｉｎ，Ｖｉｎ＿ｎの入力電圧が、Ｒ＿ｃの両端に複製される。上記入力電圧は上記抵抗器により電流に変換される。
【００２１】
この変換電流は、Ｔ＿３／Ｔ＿４を通って流れる。上記入力トランジスタを通る一定の電流を実現するためのフィードバックループの一部である場合を除き、Ｔ＿３／Ｔ＿４もまたＴ＿３／Ｔ＿４，Ｔ＿５／Ｔ＿６，Ｔ＿７／Ｔ＿８，Ｔ＿９／Ｔ＿１０及びＴ＿１１／Ｔ＿１２からなるトランスリニアループの一部である。このループは、（Ｊ＿３＝Ｊ＿４及びＪ＿５＝Ｊ＿６と仮定すると）上記変換電流をＪ＿３／Ｊ＿５倍にする。
【００２２】
上記Ｖ−Ｉ変換器の伝達度（トランスコンダクタンス）Ｇは、
【数５】
2004518349.tif 000007
として表され得る。
【００２３】
Ｒ＿ｃがチップ抵抗器である代替の実施態様では、この抵抗器による変換の不正確さは、電圧源及びオンチップ抵抗器から電流Ｊ＿５を、該電圧源及び正確な（外部の）抵抗器から電流Ｊ＿３を導き出すことにより、本発明に従って補償される。
【００２４】
図３では、図１のフィルタを実現するために、図２の回路にキャパシタＣ及び電流コンベアＣＣが加えられている。上記出力電流及びフィードバック電流は、変換器の出力電流を直接複製する（ここではＴ＿９／Ｔ＿１０及びＴ＿１１／Ｔ＿１２）ことにより既に利用可能である。従って，図１のカレントミラーＭは省略されている。
【００２５】
図３の完全なトランジスタレベル回路は、２つの部分に分割され、それらは、前の段落において説明したＶ−Ｉ変換器部ＶＩＣ及び入力バッファとして役割を果たす電流コンベア部ＣＣである。図３のインプリメンテーションでは、図２の回路に対して、Ｖ＿ｉ変換器部において、抵抗Ｒ＿ｃが抵抗器Ｒ＿ｃ１，Ｒ＿ｃ２により置き換えられており、これら２つの抵抗器の間の接続部は、電流コンベアＣＣのトランジスタＴ＿１３，Ｔ＿１４の共通制御入力部に複製される。電流コンベア部ＣＣは上記トランジスタＴ＿１３，Ｔ＿１４を有し、これらの主伝導経路はそれぞれＶＣＣラインとＶＥＥラインとの間に接続されており、上記伝導経路の上流に電流源Ｊ＿７及び電流源Ｊ＿８がそれぞれ設けられている。上記伝導経路は、トランジスタＴ＿１３，Ｔ＿１４の下流に抵抗Ｒ＿ｃ１，Ｒ＿ｃ２をそれぞれ備えている。
【００２６】
上記ＶＩＣ部及びＣＣ部は、トランジスタＴ＿１３の主伝導経路へのトランジスタＴ＿１の制御入力部の接続部を介して、一方では抵抗Ｒ＿ｉｎ１，Ｒ＿ｉｎ２間の接続部から離れており、他方ではトランジスタＴ＿１３，Ｔ＿１４間の制御入力部から離れており、トランジスタＴ＿２の制御入力部は、トランジスタＴ＿１４の主伝導経路に接続されている。それぞれの場合において、主伝導経路の接続部は、トランジスタと電流源との間、すなわちＴ＿１３とＪ＿７との間及びＴ＿１４とＪ＿８との間にそれぞれ作られている。このインプリメンテーションでは、トランジスタＴ＿１，Ｔ＿２の制御入力部は、キャパシタＣを有する接続部により相互接続されている。また、トランジスタＴ＿９，Ｔ＿１０の主伝導経路は、入力端子Ｉｉ＿ｎ，Ｉｉにそれぞれ接続されており、これらの端子は、それぞれトランジスタと抵抗器Ｒ＿ｉｎ１，Ｒ＿ｉｎ２との間のトランジスタＴ＿１４，Ｔ＿１３の主伝導経路にそれぞれ接続されている。
【００２７】
本発明の根底をなす思想に従って、上記Ｒ＿ｉｎ１，Ｒ＿ｉｎ２が共通ベース段の入力抵抗に比べて十分に大きいと仮定すると、伝達度Ｔは、ほぼ、すなわち実際には、１に等しい。
【００２８】
変換抵抗器Ｒ＿ｃは分割されており、この形態では、共通のモード点が形成される。この共通のモード点を入力バッファＴ＿１４／Ｔ＿１３に接続することによって、入力段Ｔ＿１／Ｔ＿２は適切にバイアスされる。結果として生じるフィルタの伝達度は、
【数６】
2004518349.tif 000008
のように表され得る。
【００２９】
このように、制御可能なトランスコンダクタンスを有する非常に線形性の電圧−電流変換器にフィードバックループを加えることにより、カットオフ周波数を連続的に同調可能であり、歪みが非常に低いフィルタが形成される。
【００３０】
図４は、本発明による、上述の原理と同一の形態を、代替のブロック図として示したものであり、電圧ドメインにおいてインプリメントされている。図の左側では、電圧供給ラインＶｉ，Ｖｉ＿ｎが回路の入力部を形成しており、図の右側では、出力ラインＶｏ，Ｖｏ＿ｎが出力部を形成している。上記電圧入力部は、電圧除算器Ｓを介して線形性の電圧Ｖ−電流Ｉ変換器Ｇに導き、変換器Ｇは電流ラインＩｇを介して電圧間コンベアＴに電流を出力し、電圧間コンベアＴは接続部を介して電圧ラインＶｏ，Ｖｏ＿ｎに電圧を出力する。キャパシタＣは、線形性のＶ＿ｉ変換器Ｇからの各リード線と電圧間コンベアＴとの間に相互接続されて組み込まれており、電圧間コンベアＴに必要な電圧入力を供給する。
【００３１】
本発明によるこの代替の実施態様から、
【数７】
2004518349.tif 000009
【数８】
2004518349.tif 000010
が導き出される。
【数９】
2004518349.tif 000011
及び
【数１０】
2004518349.tif 000012
である一方で、
【数１１】
2004518349.tif 000013
であることを考慮して、
【数１２】
2004518349.tif 000014
と書き換えられ得る。また、
【数１３】
2004518349.tif 000015
であるので、式（１２）は
【数１４】
2004518349.tif 000016
と表され、
【数１５】
2004518349.tif 000017
が与えられる。これは、本発明による代替の実施態様が先の電流ドメインと比較して電圧ドメインにおいて同一の伝達度を有していることを明示している。本発明によるこの電圧ドメイン装置が、上記電流間ドメインにおいて説明した変換のように回路に容易に変えられ得ることは、当業者によって理解されるであろう。
【００３２】
本発明は、上述した説明及び関連図面の全ての詳細とは別に、以下の特許請求の範囲により与えられる特徴に更に関連する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるフィルタの動作原理を示すブロック図である。
【図２】高い線形性のトランスコンダクタンス増幅器の回路インプリメンテーションを示す図である。
【図３】図１により与えられた原理を実現する完全なフィルタ回路の図である。
【図４】電圧ドメインにおける発明された原理の応用のための図１に従う図である。
【国際公開パンフレット】
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2004518349.tif 000019
2004518349.tif 000020
2004518349.tif 000021
2004518349.tif 000022
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【国際調査報告】
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