(57)【要約】本発明は、広く通信に関する。さらに詳しくは、ＲＦ（無線周波）信号のアップコンバージョンおよびダウンコンバージョンに使用する局部発振器信号を発生するための方法および装置に関する。変調器および復調器の設計における大きな問題は、局部発振器（ＬＯ）信号の受信信号路への漏洩である。本発明は、ＬＯ漏洩問題を解決する幾つかの高集積化可能回路を提示する。これら回路は、再生分周器回路を使用し、所望ＬＯ信号周波数の倍数または分数で動作する発振器信号に作用し、同相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）の混合信号を発生する。これら回路の実施例は、高調波減算と多相ミキサと仮想局部発振器（ＶＬＯ）混合信号とをさらに使用する。ＶＬＯ混合信号は、信号ペアであり、相補モノトーンおよびマルチトーン混合信号によって局部発振器信号をエミュレートする。
2006515971.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力発振器信号ｘ（ｔ）からサインおよびコサイン相補発振器信号を発生するための合成器回路であって、前記サインおよびコサイン相補発振器信号は入力発振器信号ｘ（ｔ）から周波数偏移しており、前記合成器回路は、
入力を有してこの入力において受信する信号からサインおよびコサイン分周出力を発生する分周器と、
前記入力発振器信号ｘ（ｔ）を受け取り当該入力発振器信号ｘ（ｔ）と前記分周器のサイン出力とを混合して出力信号を発生する第１ミキサと、
前記入力発振器信号ｘ（ｔ）を受け取り当該入力発振器信号ｘ（ｔ）と前記分周器のコサイン出力とを混合して出力信号を発生する第２ミキサと、
前記第１ミキサの前記出力信号を受け取り当該出力信号から不要周波数信号を除去し前記周波数偏移コサイン発振器信号を出力として提供する第１除去手段と、
前記第１除去手段のサイン出力は前記分周器の入力へも接続し、
前記第２ミキサの前記出力信号を受け取り当該出力信号から不要周波数信号を除去し前記周波数偏移サイン発振器信号を出力として提供する第２除去手段と、を備える。
【請求項２】
前記第１および第２除去手段は、第１および第２フィルタから成る、請求項１の合成器回路。
【請求項３】
前記第１および第２フィルタは、第１および第２高域フィルタから成る、請求項２の回路。
【請求項４】
前記第１および第２フィルタは、第１および第２ノッチフィルタから成る、請求項２の回路。
【請求項５】
前記分周器は、ｎによる除算分周器から成る、請求項１の回路。
【請求項６】
前記分周器は、４による除算分周器から成る、請求項５の回路。
【請求項７】
前記第１および第２除去手段は、第１および第２高調波減算回路から成る、請求項１の合成器回路。
【請求項８】
前記第１および第２ミキサへ前記入力信号ｘ（ｔ）を送る前に前記入力信号ｘ（ｔ）を濾波するための多相フィルタをさらに備える、請求項７の合成器回路。
【請求項９】
前記ミキサの各々は、高調波除去ミキサから成る、請求項７の合成器回路。
【請求項１０】
入力信号ＲＦをダウンコンバートするための復調回路であって、
サインおよびコサイン相補発振器信号を発生するための請求項１の合成器回路と、それに組合せて、
前記入力信号ＲＦを受け取り、当該入力信号ＲＦとマルチトーン混合信号φ１とを混合し、出力信号φ１ＲＦを発生する第３ミキサと、
前記信号φ１ＲＦを入力として受け取り、当該信号φ１ＲＦとモノトーン混合信号φ２とを混合し、出力信号φ１φ２ＲＦを発生する第４ミキサと、
前記合成器回路から前記サインおよびコサイン相補発振器信号を受け取る第１および第２信号発生器と、を備え、
前記第１信号発生器は前記マルチトーン混合信号φ１を発生し、
前記第２信号発生器は前記モノトーン混合信号φ２を発生し、φ１＊φ２はエミュレートする局部発振器信号の周波数において意味のある出力を有し、φ１およびφ２のいずれも前記入力信号ＲＦまたはエミュレートする局部発振器信号の搬送周波数において意味のある出力を有さない、前記復調回路。
【請求項１１】
前記第１信号発生器は、排他的ＯＲ（ＸＯＲ）ゲートを含む、請求項１０の復調回路。
【請求項１２】
前記ミキサの各々は、差分装置から成る、請求項１０の復調回路。
【請求項１３】
前記ミキサの各々は、高調波除去ミキサから成る、請求項１０の復調回路。
【請求項１４】
多相フィルタをさらに備える、請求項１０の復調回路。
【請求項１５】
前記第３ミキサと前記第４ミキサとの間に電気的に接続した高域フィルタをさらに備える、請求項１０の復調回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、広く通信に関し、さらに詳しくはＲＦ（無線周波）信号のアップコンバージョンおよびダウンコンバージョンに使用する局部発振器信号を発生するための方法および装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
多くの通信システムは、ベースバントからより高い送信用周波数に電磁信号を変調し、その信号が受信器に到達した時点で、高周波から元の周波数帯に復調する。この元の（あるいはベースバンドの）信号は、例えばデータ、音声、あるいは映像である。このようなベースバンド信号は、マイクロフォンやビデオカメラ等の変換器が作成したり、コンピュータが作成したり、電子記憶装置が転送したりする。一般に、高周波はベースバンド信号より到達距離が長く、より高いチャンネル容量を提供する。高周波信号は効果的に空中を伝播できるため、無線伝送、ハードワイヤチャンネル、導波管チャンネルに利用できる。
【０００３】
これら信号は一般にＲＦ信号と呼ぶ。ＲＦ信号は電磁信号であり、電気的および磁気的特性を有する波長を有し、一般に電波伝播に関する電磁気スペクトルの範囲にある。
【０００４】
前記変調および復調技術を使用する有線通信システムは、ローカルエリアネットワーク（ＬＡＮ）、ポイントツーポイント通信、インターネット等のワイドエリアネットワーク（ＷＡＮ）等のコンピュータ通信システムを含む。一般にこれらネットワークは、導電チャンネルまたは光ファイバチャンネルを介してデータ信号を通信する。変調および復調を使用する無線通信システムは、ＡＭおよびＦＭラジオやＵＨＦおよびＶＨＦテレビ等の公共放送を含む。専用通信システムは、携帯電話ネットワーク、個人ページング装置、タクシー会社が使用するＨＦ無線システム、マイクロ波バックボーンネットワーク、ブルートゥース規格の相互接続機器、衛星通信を含む。ＲＦ変調および復調を使用する他の有線および無線システムは、当業者が知るところである。
【０００５】
ほとんどのＲＦ受信器は、「スーパーヘテロダイン」構成を使用する。これは、ＦＭ公共放送のラジオ受信器等の限られた応用範囲において、良好な性能を提供する。スーパーヘテロダイン受信器は、２段階周波数変換法を用い、受信ＲＦ信号をベースバンド信号に変換する。このベースバンド信号は、例えば音声増幅器やスピーカを使って再生できる。図１は、代表的なスーパーヘテロダイン受信器１０を示すブロック図である。ミキサ１２および１４は、ＲＦ信号をベースバンドまたは中間周波数（ＩＦ）に変換する。その他の構成要素は、処理信号を増幅し、ノイズを除去する。
【０００６】
最初に、ＲＦ帯域フィルタ１８は、アンテナ２０からの信号を濾波する（この帯域フィルタ１８は送受切換器でも良い）。次に低ノイズ増幅器２２は、濾波したアンテナ信号を増幅し、ＲＦ信号の強さを増すと共に受信器１０の雑音指数を減らす。次に信号は、別の帯域フィルタ２４で濾波する。通常このフィルタは、イメージ除去フィルタである。次に信号は、ミキサ１２に入る。ミキサ１２は、イメージ除去フィルタ２４からの信号に対し、局部発振器（ＬＯ１）２６が発生する周期信号を乗算する。ミキサ１２は、イメージ除去フィルタ２４から信号を受け取り、それをより低い周波数、すなわち第１中間周波数に変換する。
【０００７】
一般にミキサは、その入力として２つの異なる周波数を受け入れ、次のような出力を提供する回路または装置である。
【０００８】
（ａ）入力信号の合計周波数を周波数として持つ１つの信号、
（ｂ）入力信号の周波数差を周波数として持つ１つの信号、および
（ｃ）元の入力周波数を持つ複数の信号。
【０００９】
ミキサの代表的な実施例は、デジタルスイッチであり、上記よりも極めて多くの信号を発生できる。
【００１０】
前記第１中間周波数信号は、次に帯域フィルタ２８によって濾波する。このフィルタは、一般にチャンネルフィルタと呼び、前記第１中間周波数を中心周波数とし、前記第１混合処理の不要生成物、すなわち信号（ａ）と（ｃ）を除去する。これは、第２混合処理の時、これら信号が所望信号に干渉するのを避けるために必要である。
【００１１】
次に信号は、中間周波数増幅器３０によって増幅し、ミキサ１４と局部発振器（ＬＯ２）３２とを用いて第２局部発振器信号と混合する。第２局部発振器（ＬＯ２）３２は、一般に第１中間周波数に同調した周期信号を発生する。このため、ミキサ１４の出力信号はベースバンドである。すなわち信号の元の周波数である。低域フィルタ３４を使用してこの信号からノイズを除去する。濾波したベースバンド信号は、プレゼンテーション装置、処理装置、記録装置等へ送る。例えばラジオ受信器の場合、音声増幅器やスピーカへその信号を送る。例えばコンピュータモデムの場合、その信号はアナログ／デジタル変換器へ送る。
【００１２】
前記処理は、あらゆる電気信号の周波数を他の周波数に変調または復調するために使用できる。
【００１３】
スーパーヘテロダイン構成１０は、次のような多くの問題を有する。
【００１４】
・高価な外部部品を必要とする。特に、帯域フィルタ１８，２４，２８および低域フィルタ３４である。
【００１５】
・かかる外部部品は、電力消費を増大しシステムゲインを減少させるような設計トレードオフを避けられない。
【００１６】
・完全な集積化ができない。
【００１７】
・マルチスタンダード／多周波用途への適用が容易でない。なぜなら、帯域フィルタおよび低域フィルタ１８，２４，２８，３４は高品質装置でなければならず、電子的に調整可能なフィルタを利用できないからである。マルチスタンダード／多周波用途にスーパーヘテロダインシステムを適用する唯一の方法は、各周波数帯について１つの外部フィルタセットを使用することである。
【００１８】
直接変換構成は、１ステップでＲＦ信号をベースバンドに変調するところがスーパーヘテロダインとは異なる。ＲＦ信号と局部発振器信号とを搬送周波数において混合することにより、イメージ周波数がなくなり、信号を破損させるようなイメージ成分がなくなる。直接変換受信器は高度な集積化を提供できるが、やはり幾つかの重大な問題を有する。
【００１９】
図２は、代表的な直接変換受信器３６を示すブロック図である。まず、ＲＦ帯域フィルタ１８は、アンテナ２０からの信号を濾波する（この帯域フィルタ１８も送受切換器で良い）。次に低ノイズ増幅器２２は、濾波したアンテナ信号を増幅し、ＲＦ信号の強さを増し、受信器３６の雑音指数を減らす。
【００２０】
次に信号は、ミキサ１４と局部発振器３８とを用いて、局部発振器信号と混合する。局部発振器３８は周期信号を発生する。この周期信号は、スーパーヘテロダイン受信器１０のような中間周波数ではなく、受信信号の搬送周波数に合わせている。従ってミキサ１４の出力信号は、ベースバンドである。すなわち元の信号を発生した周波数である。このダウンコンバートした信号は、低域フィルタ３４を用いて濾波し、増幅器３９で増幅する。このベースバンド信号は、増幅、デジタル化、あるいは他の方法で変換することにより、実用信号となる。
【００２１】
直接変換ＲＦ受信器３６は、コスト、出力、集積化レベルの点において、スーパーヘテロダインシステムよりも優れている。しかしながら、幾つかの重大な問題を持つ。例えば次のような問題を含む。
【００２２】
・ベースバンドに近いノイズ（すなわち１／ｆノイズ）が所望信号を破損する。
【００２３】
・ＲＦ経路への局部発振器（ＬＯ）漏洩がＤＣオフセットを生成する。ＬＯ周波数は、復調する入り信号の搬送周波数と同一である。ミキサのアンテナ側へのＬＯ信号漏洩は、出力側へも流れる。
【００２４】
・ＲＦ経路への局部発振器漏洩が感度低下を引き起こす。感度低下は、受信器が不要信号に反応する結果、所望信号のゲインが低下することである。一般にゲイン低下は、自動ゲイン制御（ＡＧＣ）回路等の受信器の一部が過負荷になると発生し、所望信号を抑制する。これは、入力電圧の上昇変化に対し、受信器が直線応答できなくなるためである。
【００２５】
・ＲＦ−ＬＯ漏洩は、局部発振器信号を発生するオンチップ電圧制御発振器（ＶＣＯ）にも結合し、受信器性能を低下させる。これは、位相変調システムにおいて顕著である。
【００２６】
・不要ノイズおよびＤＣ付近の信号エネルギを除去するため、大型オンチップコンデンサが必要であり、これが集積化を高価にする。このようなコンデンサは、一般にミキサ１２と低域フィルタ３４との間に配置する。
【００２７】
これら問題点は、各信号を効果的に分離できれば、著しく減少できることは明らかである。残念なことに、低コストで効率的にそれを行うことは極めて難しい。
【００２８】
ディー・グラント（Ｄ．Ｇｒａｎｔ）等は、「直接変換問題の解決」、プラネットアナログ（Ｐｌａｎｅｔ  Ａｎａｌｏｇ）、２００１年８月において、ＬＯ漏洩を減らすための様々な方法を提案している。例えば次のような提案である。
【００２９】
・良好な基板設計（例えばＬＯトレースの長さを最小にすることにより、そのトレースがアンテナのように作用してＬＯ信号を発信することを避ける）。
【００３０】
・十分な遮蔽。ただしコストと重量とがかさむ。
【００３１】
・必要周波数の倍数または係数倍においてＬＯ信号を発生し、必要箇所において分周器または乗算器により実際のＬＯを作成する。
【００３２】
グラント等は、簡単な再生分周器回路を使用し、必要ＬＯ周波数の４／３においてＬＯを発生し、ＬＯ漏洩問題を避ける方法も説明している。
【００３３】
しかしながらグラント等は、同相および直角位相の適用分野において、かかる回路を実現するための効果的な方法を提案していない。多くの変調構成（特に周波数変調構成および位相変調構成）は、入力信号の同相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）成分の両方を変調または復調することを必要とする。ＩはＱに対して位相が９０度ずれている。
【００３４】
当業者に既知の方法を用い、グラントの設計を単純に変更してＩおよびＱ信号を扱えるようにしても、従来構成のように多数の部品（フィルタ等）を持った回路になるだけである。すなわちグラント等は、ＩおよびＱ信号を必要とする用途において、集積化、コスト削減、サイズ削減に寄与するような改良を提案していない。
【００３５】
完全に集積化した小型、軽量、低コスト、低消費電力の変調および復調回路が求められている。外部フィルタ等の個別電子部品は、物理的に大型であり、比較的高価であり、集積部品より消費電力が大きい。このような外部部品を必要とする構成は、求められていない。
【００３６】
しかしながら、コスト効果の高い製造技術を使用して完全に集積化した受信器を製造することには、多くの課題がある。例えばＣＭＯＳ技術は、低品質因子と低い自己共振周波数とを有する受動部品を提供するが、特に高周波において問題が発生する可能性がある。
【００３７】
無線通信分野（特に携帯型または超小型携帯型の低電力音声／データ個人通信システム）における周波数は、従来使われてきた周波数（約９００ＭＨｚ）から１ＧＨｚ以上のスペクトルへと関心が移っている。このような状況で、低コストで電力効率の良い送信器を実現し続けようとすることは、意義のあることである。
【００３８】
このため、前記問題点に対処する復調方法および装置が求められている。その設計は、完全に集積化可能で、安価であり、高性能であることが望まれる。
【００３９】
発明の概要
本発明の目的は、従来技術の欠点の少なくとも１つを防止または緩和するための新規な変調・復調方法およびシステムを提供することである。
【００４０】
本発明の一態様は、入力発振器信号ｘ（ｔ）からサインおよびコサイン相補発振器信号を発生するための合成器回路である。サインおよびコサイン相補発振器信号は、入力発振器信号ｘ（ｔ）から周波数偏移している。前記合成器回路は、入力を有してこの入力において受信する信号からサインおよびコサイン分周出力を発生する分周器と、前記入力発振器信号ｘ（ｔ）を受け取り当該入力発振器信号ｘ（ｔ）と前記分周器のサイン出力とを混合して出力信号を発生する第１ミキサと、前記入力発振器信号ｘ（ｔ）を受け取り当該入力発振器信号ｘ（ｔ）と前記分周器のコサイン出力とを混合して出力信号を発生する第２ミキサと、前記第１ミキサの前記出力信号を受け取り当該出力信号から不要周波数信号を除去し前記周波数偏移コサイン発振器信号を出力として提供する第１除去手段と、前記第１除去手段のサイン出力は前記分周器の入力へも接続し、前記第２ミキサの前記出力信号を受け取り当該出力信号から不要周波数信号を除去し前記周波数偏移サイン発振器信号を出力として提供する第２除去手段とを備える。
【００４１】
本発明の他の態様は、入力信号ＲＦをダウンコンバートするための復調回路である。この回路は、サインおよびコサイン相補発振器信号を発生するための請求項１の合成器回路との組合せにおいて、前記入力信号ＲＦを受け取り、当該入力信号ＲＦとマルチトーン混合信号φ１とを混合し、出力信号φ１ＲＦを発生する第３ミキサと、前記信号φ１ＲＦを入力として受け取り、当該信号φ１ＲＦとモノトーン混合信号φ２とを混合し、出力信号φ１φ２ＲＦを発生する第４ミキサと、前記合成器回路から前記サインおよびコサイン相補発振器信号を受け取る第１および第２信号発生器とを備える。前記第１信号発生器は前記マルチトーン混合信号φ１を発生し、前記第２信号発生器は前記モノトーン混合信号φ２を発生する。φ１＊φ２は、エミュレートする局部発振器信号の周波数において意味のある出力を有する。φ１およびφ２のいずれも、入力信号ＲＦまたはエミュレートする局部発振器信号の搬送周波数において意味のある出力を有さない。
【００４２】
発明の説明
添付図面を参照して本発明の特徴を詳細に説明する。
【００４３】
本発明は、再生分周器を使用し、アップコンバージョンおよびダウンコンバージョンに必要な局部発振器信号の直角位相成分を発生する。直接変換を使用する復調の場合、これら局部発振器信号は、受信ＲＦ信号の搬送周波数と同一周波数を有する。本発明は、このようなケースに関して広く説明するが、いかなるアップコンバージョンおよびダウンコンバージョン用の局部発振器信号の発生にも適用できる。
【００４４】
図３および図４は、本発明の多くの目的に適用可能な再生分周器回路の２例を示すブロック図である。そのうち図３は狭帯域用回路を示し、図４は広帯域用回路を示す。これら回路のいずれも、回路に入力する局部発振器信号の周波数ｆとして、搬送周波数の３／４を使用する。すなわちいずれの回路も、入力発振器信号ｆを受け取るべく設計する。この信号ｆの周波数は、所望出力周波数（ＬＯ信号）の３／４である。他の分周器構成を使用しても良い。この場合、入力周波数と出力周波数の関係は異なってくる。
【００４５】
前記狭帯域回路は、４による除算要素４０を使用し、入り信号周波数の４／３において直角位相成分を発生する。図３の回路は、２つの再生フィードバックループを有する。いずれのループも、４による除算要素４０から信号を受け取る。入力発振器信号ｓｉｎ（２πｆｔ）は、第１ミキサ４２へ送り、４による除算要素４０の出力信号ｓｉｎ（２π［１／３］ｆｔ）と混合する。これら信号を詳しく説明する。
【００４６】
前記した通り、一般にミキサの出力は、２入力の合計と、２入力の差と、２入力自体とを含む。第１ミキサ４２に送った２つの信号は、帯域フィルタ４４によって濾波するため、この分析においては無視できる。その結果、次の周波数を有する２つの信号が残る。
【００４７】
ｆＯＵＴ＝ｆＩＮ＋［１／４］ｆＯＵＴ     （１）
ｆＯＵＴ＝ｆＩＮ−［１／４］ｆＯＵＴ     （２）
式（１）の両辺から［１／４］ｆＯＵＴを引くことにより、次のように簡潔になる。
【００４８】
［３／４］ｆＯＵＴ＝ｆＩＮ
ｆＯＵＴ＝［４／３］ｆＩＮ           （３）
帯域フィルタ４４の中心周波数は［４／３］ｆであり、所望［４／３］ｆ信号を除く全てを除去する。２つのサイン信号を混合すると、その出力はコサイン信号に偏移する。従って入力信号ｓｉｎ（２πｆｔ）は、出力信号ｃｏｓ（２π［４／３］ｆｔ）となる。帯域フィルタ４４は、４による除算要素４０と第１ミキサ４２とが発生する高調波も除去する（ＲＦ信号を取り扱う場合、高調波信号が発生することが多い。高調波は、取り扱う正弦波周波数の単純な整数倍である。正弦波周波数は、基本周波数または第１高調波と呼ぶ。第２高調波は基本周波数の２倍であり、第３高調波は基本周波数の３倍であり、後は同様である）。
【００４９】
本回路の他の部分も同様の動作をする。しかしながら、入力発振器信号ｓｉｎ（２πｆｔ）は、４による除算要素４０の出力信号ｓｉｎ（２π［１／３］ｆｔ）と混合するのではなく、第２ミキサ４６によってｃｏｓ（２π［１／３］ｆｔ）と混合する。この混合信号は、第２帯域フィルタ４８を通過し、出力として所望信号ｓｉｎ（２π［４／３］ｆｔ）を得る。
【００５０】
このように本回路は、入り信号周波数の４／３においてＬＯ信号の直角位相ペアを発生する。局部発振器（ＬＯ）の周波数を入り信号の周波数と同一にすれば、自己混合が発生し、システム性能が低下する。入り信号ｘ（ｔ）の周波数とは異なる周波数の信号を使用すれば、自己混合の度合いを低下できる。なお本発明設計の部品数および形状因子は、従来技術の回路より遙かに小さい。
【００５１】
２つの信号分岐（すなわち４２および４４が一方の分岐であり、４６と４８が他方の分岐である）は、可能な限り対称にする。４による除算要素のダミーを下分岐に取り付け、対称性を高めても良い（分周器のダミーを取り付けるのはその入力だけであり、ダミーの出力は取り付けない）。
【００５２】
除去せねばならない高調波の１つは、周波数ｆの１／３の高調波である。この高調波は、図３の帯域フィルタ４４および４８または中心周波数が［１／３］ｆである図５のノッチフィルタ７０および７２を使用して除去できる。図４の広帯域回路５０において、［１／３］ｆ信号の除去は直角位相減算技術を用い、多相フィルタ５２を使用してＬＯの直角位相要素を生成する。
【００５３】
図４の回路５０は、４つの再生フィードバックループから成り、２つの４による除算要素５４および５６を使用する。周波数ｆの入力発振器信号は、多相フィルタ５２へ送り、直角位相発振器信号ｓｉｎ（２πｆｔ）とｃｏｓ（２πｆｔ）とを発生する。これら２つの発振器信号は、再生フィードバック回路のペアへ送る。このペアの各々は、図３のものとほぼ同様である。
【００５４】
多相フィルタは選択フィルタであり、正および負の周波数を区別できる。多相フィルタの通常の用途は、ＲＦ信号を変調および復調する際、イメージ信号を除去することである。図４の多相フィルタ５２は、全く異なる目的で使用している。
【００５５】
ｓｉｎ（２πｆｔ）発振器信号は、ペアのミキサ５８および６０へ送り、４による除算要素５４からの信号ｓｉｎ（２π［１／３］ｆｔ）およびｃｏｓ（２π［１／３］ｆｔ）と混合する。ｃｏｓ（２πｆｔ）信号にも同様の処理を行う。この信号は、ペアのミキサ６２および６４へ送り、４による除算要素５６からの信号ｓｉｎ（２π［１／３］ｆｔ）およびｃｏｓ（２π［１／３］ｆｔ）と混合する。一般にこれらミキサ５８，６０，６２，６４は、高調波除去ミキサ（ＨＲＭ）である。
【００５６】
図３においては、帯域フィルタを使ってミキサ出力から不要信号成分を除去した。それに代えて回路５０は、直角位相減算を使用する。ミキサ６４の出力は、加算器６６を使ってミキサ５８の出力から減算し、単一信号ｃｏｓ（２π［４／３］ｆｔ）を取り出す。同様に、ミキサ６０の出力は、加算器６８を使ってミキサ６２の出力に加算し、信号ｓｉｎ（２π［４／３］ｆｔ）を取り出す。フィルタリングあるいは直角位相減算以外の技術を使用し、不要信号を相殺、除去、あるいは無視することも可能である。
【００５７】
図３〜図５のミキサの特定設計パラメータは、当業者の知るところであり、関連する騒音指数、線形応答、および変換ゲインの代表的な特性を持つ。これらミキサの選択および設計は、当業者が知るところの基準に従えばよい。
【００５８】
これら図は、各要素がアナログ形式で実現可能であることを示唆しているが、デジタル形式で実現することも可能である。この場合、混合する信号は、一般に１と０の２値で提示するか、±１の２極波形を使用する。２極波形は、一般にスペクトル拡散用途に使用する。その理由は、２極波形の場合、整流ミキサを使用し、局部制御信号に同調して入力信号を周期的に反転するからである（この反転処理は、局部発振器によって信号を直接混合することとは異なる）。
【００５９】
「狭帯域」と「広帯域」とに関連して本発明を説明してきたが、これら用語は状況に応じた主観的な定義である。一般に狭帯域信号は、そのスペクトル内容が狭いチャンネルに限定される。代表的には、単一無線標準について２０ＭＨｚまでである。一方「広帯域」は、一般に２０ＭＨｚ以上の帯域、あるいは無線標準の倍数を指す。
【００６０】
本発明は、直接変換用途に関連して説明してきたが、他の方式にも適用可能である。例えばニアゼロＩＦ（または低ＩＦ）に適用可能である。
【００６１】
ニアゼロＩＦ変換は、１ステップにおいてＲＦ帯域をベースバンドに近付ける点において直接変換に似ている。しかしながらニアゼロＩＦは、所望信号を正確にベースバンドにするわけではないので、ＤＣオフセットおよび１／ｆノイズは当該信号を汚染しない。
【００６２】
ＶＬＯ（仮想局部発振器）信号を用いる実施例
図６〜図１０は、「仮想局部発振器」（ＶＬＯ）信号に関する本発明の実施例を示す。以下に説明するとおり、ＶＬＯ信号はアップコンバージョンまたはダウンコンバージョンに使用できる混合信号φ１およびφ２のペアである。２つの混合信号が必要であるが、これらはスーパーヘテロダイン構成等の通常の２段階変換で使用する２つの混合信号とは大きく異なる。直接変換方法との主な相違は、本発明の２つの混合信号は、１つの混合信号をエミュレートするために使用するが、直接変換の短所である自己混合等が無いことである。
【００６３】
図６は、ＶＬＯ構成８０を示すブロック図である。入力信号ＲＦは、第１ミキサ８２を使用してマルチトーン混合信号φ１と混合する（マルチトーンあるいは非モノトーンは、１つ以上の基本周波数音を有する信号である。モノトーン信号は、１つの基本周波数音と、基音の倍音である他の音を持つ可能性のある信号である）。結果信号φ１ｘ（ｔ）は、高域フィルタ８４を通過し、第２ミキサ８６によってモノトーン信号φ２と混合し、同相出力信号φ１φ２ｘ（ｔ）を発生する。これら混合信号φ１およびφ２は、ここで「仮想局部発振器」（ＶＬＯ）信号と呼ぶ。それら信号は、局部発振器信号をエミュレートするからである。積φ１＊φ２は、エミュレートする局部発振器信号の周波数において意味のある出力を有する。しかしながらφ１およびφ２のいずれも、入力信号ｘ（ｔ）の周波数、エミュレートするＬＯ信号の周波数、あるいは出力信号φ１φ２ｘ（ｔ）の周波数において意味のある出力を持たない。このような特徴を有する信号を混合すると、自己混合の問題を大いに解決する。ＶＬＯ信号は、出力信号に干渉する周波数において意味のある出力を持たないからである。
【００６４】
図７は、φ１およびφ２混合信号ペアの例を示し、振幅と時間のグラフである。この図から明らかなとおり、これら２つの混合信号の積φ１＊φ２は、所望ＬＯ信号に等しい。このため、図６のミキサ８６からの出力φ１φ２ｘ（ｔ）は、仮想ＬＯ＊ｘ（ｔ）ダウンコンバージョンの出力に等しくなる。さらに図７から明らかなとおり、φ１およびφ２のいずれも、ＬＯ＝φ１＊φ２の周波数において、意味のある量の出力を有さない。
【００６５】
実際、回路動作中のいかなる時点においても、実際の「φ１＊φ２」信号は発生せず、たとえ発生してもその量は意味のない程度である。ミキサ８２および８６は、φ１およびφ２信号を個別に受け取り、異なる物理的成分を使用して入力信号ｘ（ｔ）と混合する。このため、ＬＯ信号は回路に漏洩しない。
【００６６】
これら混合信号の１サイクルを図７に見れば、φ１＊φ２信号の発生は明らかである。
【表１】
2006515971.tif 000003
【００６７】
図７の２つの混合信号φ１およびφ２は、有効ＶＬＯ信号の基準を明らかに満たしている。
【００６８】
図６は２つの信号チャンネルを示している。その内の１つは、入力信号の同相成分用であり、ミキサ８２および８６と高域フィルタ８４とを有する。他の１つは入力信号の直角位相成分用であり、ミキサ８８および９２と高域フィルタ９０とを有する。これら２セットのミキサおよびフィルタは同一である。唯一の相違は、２セットの混合信号の位相が互いに９０度ずれていることである。
【００６９】
この回路は、再生分周回路９４を使用する。これは、図３〜図５を参照して説明したもののいずれかと同一であり、φ１発生器９６とφ２発生器９８とに同相発振器信号および直角位相発振器信号を提供する。φ１発生器９６およびφ２発生器９８は、前記ＶＬＯ信号を発生するものであればどのような構成の論理回路あるいは他の回路でも構わない。本出願人は、かかるＶＬＯ信号を発生する方法に関し、多数の同時係属特許出願を出願している。これら出願は次を含む。
【００７０】
１．ＰＣＴ国際出願、第ＰＣＴ／ＣＡ００／００９９５号、２０００年９月１日出願、名称「無線周波（ＲＦ）信号のアップコンバージョンのための改良した方法および装置」
２．ＰＣＴ国際出願、第ＰＣＴ／ＣＡ００／００９９４号、２０００年９月１日出願、名称「無線周波（ＲＦ）信号のダウンコンバージョンのための改良した方法および装置」
３．ＰＣＴ国際出願、第ＰＣＴ／ＣＡ００／００９９６号、２０００年９月１日出願、名称「無線周波（ＲＦ）信号のアップ・ダウンコンバージョンのための改良した方法および装置」
４．ＰＣＴ国際出願、第ＰＣＴ／ＣＡ００／００８７６号、２００１年６月１９日出願、名称「無線周波（ＲＦ）信号のアップ・ダウンコンバージョンのための改良した方法および装置」
図８は、φ１Ｉおよびφ１Ｑを発生するための１方法を示すブロック図である。再生分周回路９４は、図６と同一であるが、φ１発生器９６に代えて、ＸＯＲゲート１００および１０２のペアと発生器１０４とを使用する。方形波は、周波数制御発振器あるいは同様の方法で発生しても良い。方形波の周波数は、デジタルパターンのように変動しても構わない。しかしながら方形波形は、平均値としてゼロを有さねばならない（＋１と−１の間を変動するとして）。
【００７１】
本実施例は、図４の広帯域方式を使用する。図９は、当該回路の一部を示すブロック図であり、信号の分析を行うための図である。
【００７２】
前記した通り、４による除算要素５４および５６とミキサ構成とは、ｆの周波数成分に、周波数［１／３］ｆの方形波信号を乗算する。図９は、図４のミキサ６０および６２と加算器６８とを示すブロック図であり、これら要素への入力を示している。理想的条件および理想的一致条件の下で、本回路のこの部分の出力は次のようになる。
【表２】
2006515971.tif 000004
【００７３】
図１０は、前記設計に基づく１チップ構成の実施例を示すブロック図である。シングルエンド発振器信号ＬＯ＿ｉｎを受け取り、線形広帯域シングルエンド／差分変換器（範囲５２５〜１８７５ＭＨｚ）１１０を用いて差分信号に変換する。この差分信号は、周波数範囲５２５〜１８７５ＭＨｚの差分広帯域多相フィルタ１１２へ送る。そこから差分ｓｉｎ（２πｆｔ）およびｃｏｓ（２πｆｔ）信号を差分再生分周器１１４へ送る。この再生分周器１１４は、差分信号を使用する点を除き、図４と同一である。
【００７４】
差分再生分周器１１４からの差分ｓｉｎ（２π［４／３］ｆｔ）およびｃｏｓ（２π［４／３］ｆｔ）信号は、ＸＯＲゲートブロックへ送る。このブロックは、φ１およびφ２発生ブロック１１８と相互接続している。前記したように、φ１およびφ２発生ブロック１１８の構造は、種々の同時係属特許出願の主題である。次に、差分信号φ１ｂＩ、φ１ｂＱ、φ１Ｉ、φ１Ｑ，φ２Ｉ、φ２Ｑは、バッファ１２０，１２２，１２４を経由し、チップから出力する。これら出力はミキサに接続できる（φ１ｂＩおよびφ１ｂＱ信号はφ１Ｉおよびφ１Ｑの１８０度相補信号であり、差分信号系に必要である）。
【００７５】
以下の表は、図１０の実施例における電流予測値および周波数範囲の要約である。
【表３】
2006515971.tif 000005
【００７６】
この回路は、復調構成において共通に使用する要素と同様の要素を多く含むが、それらを独特の方法で使用する。従ってこの回路は、
１．完全に集積化可能な回路を使用して入力信号ｘ（ｔ）をダウンコンバートでき、
２．エミュレートする局部発振器信号の周波数において意味のある出力を含む混合信号を使用せずに周波数変換を行い、自己混合や不要混合生成物を防止し、
３．フィルタを必要としないため、および混合信号の発生および変更が極めて容易であるため、マルチスタンダード／マルチトーン装置の開発に適用することが特に有益である。この有益性については、以下においてさらに説明する。
【００７７】
また本発明の他の利点についても、他の実施例を参照しながら以下に説明する。
【００７８】
仮想局部発振器信号
ＶＬＯ信号の例は、前記した通りである。以下においては、より一般的な方法でＶＬＯ信号を説明する。いかなる数のＶＬＯ信号でも発生可能であり、それらを使用して本発明を実施できる。
【００７９】
非周期または時間変化混合信号は、先の例で使用したモノトーン発振器信号よりも有利である。これら仮想局部発振器（ＶＬＯ）信号φ１およびφ２は、次のような特性を有する。
【００８０】
１．これら信号の積は、入力信号ｘ（ｔ）を所望出力周波数に変換するために必要な周波数において意味のある出力を有する局部発振器（ＬＯ）信号をエミュレートする。例えば、入力信号ｘ（ｔ）をベースバンドへ変換するために、φ１（ｔ）＊φ２（ｔ）は、ｘ（ｔ）の搬送周波数における周波数成分を有する必要がある。
【００８１】
２．φ１およびφ２のいずれか一方は、ミキサペア出力φ１（ｔ）＊φ２（ｔ）＊ｘ（ｔ）の周波数を中心として最小出力を有する。そして他方は、入力信号ｘ（ｔ）の中心周波数ｆＲＦを中心として最小出力を有する。「最小出力」とは、その出力が十分に低く、特定用途の範囲において、ＲＦチェーンの性能に重大な低下を及ぼさないことである。例えば、ミキサペアが入力信号ｘ（ｔ）をベースバンドに復調する場合、φ１およびφ２のいずれかがＤＣを中心として最小出力を有することが好ましい。
【００８２】
その結果、所望復調は影響を受けても、ＬＯ信号の信号経路への漏洩は極めて少ないかゼロであり、出力にはほとんど現れない。
【００８３】
前記したように、２つの信号を混合すると、その出力は次の通りである。
【００８４】
（ａ）入力信号の周波数の合計に等しい周波数を有する信号。
【００８５】
（ｂ）入力信号の周波数の差に等しい周波数を有する信号。
【００８６】
（ｃ）元の入力周波数。
【００８７】
このため、従来の直接変換受信器は、入力信号ｘ（ｔ）と入力信号ｘ（ｔ）の搬送周波数におけるＬＯ信号とを混合しなければならない。直接変換受信器のＬＯ信号が信号経路に漏洩すれば、それは入力信号ｘ（ｔ）と共にベースバンドに復調され、干渉を引き起こす。本発明はＬＯ信号を使用しないため、ベースバンド出力φ１（ｔ）＊φ２（ｔ）＊ｘ（ｔ）における信号を発生しない。
【００８８】
混合信号φ１およびφ２のいずれか一方が、入力信号ｘ（ｔ）または出力信号φ１（ｔ）＊φ２（ｔ）＊ｘ（ｔ）の周波数の信号成分を含む場合、他方の混合信号がそれを抑制するか除去する。例えば、アップコンバートしたＲＦ（出力）信号の帯域幅において混合信号φ２が一定の出力を持ち、それが信号経路に漏洩する時、φ１混合信号の出力は当該アップコンバートしたＲＦ（出力）信号の帯域幅において最小であるため、その漏洩信号を抑制できる。この相補混合は、混合信号φ１およびφ２による干渉を抑制できる。
【００８９】
前記したように、現在の受信器および送信器技術は、幾つかの問題を有する。例えば直接変換トランシーバの性能は、ＬＯ漏洩および１／ｆノイズ問題により制限を受ける。ヘテロダイントランシーバは、イメージ除去技術を必要とするため、オンチップで高性能を実現することは難しい。
【００９０】
高集積化トランシーバにおいてイメージ除去、ＬＯ漏洩、および１／ｆノイズ問題を克服するには、相補ＶＬＯ信号を使用すれば良い。これら信号が相補的であるのは、φ１およびφ２信号の一方が出力信号ｙ（ｔ）の周波数（ベースバンドへの変換時、ＤＣ）を中心として最小出力を有し、他方が入力信号ｘ（ｔ）の中心周波数ｆＲＦを中心として最小出力を有するからである。
【００９１】
一般にこれら信号φ１およびφ２は、
１．時間の無作為または疑似無作為周期関数であり、
２．アナログまたはデジタル波形を持ち、
３．従来または非従来の２極波を用いて構成でき、
４．平均はゼロであり、
５．振幅変調でき、
６．多くの方法で発生できる。例えば、
ａ．メモリに格納しクロック信号に応じて出力でき、
ｂ．デジタルブロックを使用して発生でき、
ｃ．ノイズ整形要素（例えばデルタシグマ要素）を使用して発生でき、
ｄ．ＰＮ列に追加ビットを挿入することにより前記条件を満足するように構成できる。
【００９２】
当業者であれば、本発明の効果を大なり小なり提供する仮想ＬＯ信号を発生できるであろう。ある環境においては、ＬＯ漏洩をほとんど引き起こさないことが可能である。ある程度のＬＯ漏洩を許容する仮想ＬＯ信号を内蔵することが可能な環境もあろう。
【００９３】
仮想局部発振器信号は、様々な形で発生できる。例えば、前記２つの混合信号の代わりに、３つ以上の相補信号を使用しても良い。前記したように、このような変更形態は、同時係属ＰＣＴ出願第ＰＣＴ／ＣＡ００／００９９４号、第ＰＣＴ／ＣＡ００／００９９５号、および第ＰＣＴ／ＣＡ００／００９９６号において説明している。
【００９４】
ＣＭＯＳにおける実施例
低ＩＦおよび直接変換構成に使用する本発明の局部発振器信号発生構成を０．１８μｍＣＭＯＳにおいて実施した。この完全に集積化した比率ベースの局部発振器（ＬＯ）信号発生構成は、再生分周を使用し、１．８Ｖ電源から２７ｍＷを消費する。全チップは、オンチップ螺旋インダクタを含めて完全に集積化する。高調波除去ミキサを使用し、不要混合生成物を−３６ｄＢｃ以下に抑制する。１５０ＭＨｚのＲＦ帯域に渡り、２°以下の直角位相誤差と３６ｄＢの最大イメージ抑制を実現する。４／３乗算率を使用して局部発振器信号を発生し、ＬＯ−ＲＦ相互作用を削減し、ミキサ入力において−８６ｄＢｍのＬＯ−ＲＦ漏洩を測定した。
【００９５】
完全に集積化した直接変換受信器をＣＭＯＳにおいて設計することは、意義のあることである。前記したＲＦ−ＬＯ漏洩問題に加え、ＣＭＯＳ技術は受動部品の品質が劣り、自己共振周波数が低い。これらは、より高い周波数（例えば５ＧＨｚ）設計を実現するときに問題を引き起こす。また、直接変換受信器の設計においては、ＬＯ計画を注意深く行わねばならない。
【００９６】
本発明のこの実施例は、直接変換または低ＩＦ構成用の１．８Ｖ、０．１８μｍ、単極、６金属バルクＣＭＯＳプロセスにおいて、分数ベースのＬＯ発生構成を実現する。オンチップ螺旋インダクタと高調波除去ミキサとを使用し、不要混合生成物を抑制する。ＬＯシステムは、テスト用の直接ダウンコンバージョンミキサと共に実現する。
【００９７】
本発明の背景に記載した通り、従来技術は、局部発振器信号を発生するための再生回路の設計に努力してきた。しかしながら、同相および直角位相ＬＯ信号の発生に有効な設計を提供できていない。直角位相においてＬＯを発生できないため、多相回路を受信ＲＦ信号経路に挿入した。しかしながら、この多相回路はシステムに損失とノイズを追加した（例えばエフ・ベフバハニ等の「大イメージ除去用ＣＭＯＳミキサと多相フィルタ」ＩＥＥＥ誌、固体回路、第３６巻、８７３〜８８６ページ、２００１年６月）。他のＬＯ発生構成も、直角位相ＬＯを発生するため、出力に多相フィルタを必要としており、損失とノイズのために性能が低い。
【００９８】
本発明システムは、再生分周を使用し、出力に多相フィルタを使用せず、高調波除去ミキサ（ＨＲＭ）を使用して直角位相ＬＯ信号を提供する。従って、本回路が提供するＩおよびＱのＬＯ成分は、従来の集積技術より高品質である。
【００９９】
図１１は、本実施例の構成を示すブロック図である。この図において、各信号経路は１本の線で示しているが、実際のチップにおける全ての信号経路は、差分型である。差分信号は、接地に対して正電位および負電位を有する信号であり、接地に対してただ１つの電位を有するものではない（例えば、１ペアのワイヤの測定において、一方は＋１．３Ｖを示し、他方は−１．３Ｖを示す。これは例えば０と＋１．３Ｖの測定とは異なる）。当業者には明らかなとおり、本発明の各要素の実現方法は、差分形式である。
【０１００】
差分信号を使用すると、シングルエンド信号に比べ、出力信号が強くなり、ノイズ抵抗が良好になる（特にコモンモードノイズに対し）。例えば、環境ノイズが入力にノイズ信号を引き起こすと、このノイズ信号は回路に伝播する。しかしながら、この環境ノイズを差分回路の正および負入力に等しく印加すれば、正味の影響はゼロになる。
【０１０１】
図１１の回路は、ｆＶＣＯポートにおいて入力発振器信号を受け取る。この信号の周波数はＲＦ搬送周波数の３／４である（すなわち入力信号は、所望出力の周波数の３／４である）。本例において、この信号の周波数は１．１６〜１．２８ＧＨｚである。この信号をＶＣＯ信号と呼ぶ。なぜなら、一般にこの信号は電圧制御発振器を用いて発生するからである。
【０１０２】
ｆＶＣＯポートからのＶＣＯ信号は、スタガ同調４段多相フィルタ１３２へ送る。このフィルタは、６００から１７９５ＭＨｚの直角位相信号を発生する。多相フィルタ１３２の損失に対処するため、ゲイン段を設ける。このゲイン段は、共通ソース差動増幅器１３４および１３５のペアから成る。多相フィルタ１３２は、図１２に示す通り、抵抗およびコンデンサのグリッドから成る。図１２は、増幅器１３４および１３５を実現する特定回路も示している。
【０１０３】
増幅した信号は、４つの高調波除去ミキサ（ＨＲＭ）１３６へ送る。４による除算回路１３８は、フィードバックに使用し、増倍率４／３を発生する。
【０１０４】
同調ＬＣタンク１４０および１４２のペアは、ＨＲＭの負荷を形成し、４による除算回路が生成する高調波の結果による不要混合生成物を抑制する。品質係数４．５を有する８．２ｎＨ集積インダクタは、ＡＳＩＴＩＣを使用して設計した（エイ・ニクネジャド（Ａ．Ｎｉｋｎｅｊａｄ）およびアール・メイヤー（Ｒ．Ｍｅｙｅｒ）の「ＲＦＩＣ用螺旋インダクタと変圧器の分析、設計、および最適化」ＩＥＥＥ誌（ＩＥＥＥ  Ｊ．）、固体回路（Ｓｏｌｉｄ−Ｓｔａｔｅ  Ｃｉｒｃｕｉｔｓ）、第３３巻、１４７０〜１４８１ページ、１９９８年１０月）。
【０１０５】
ＨＲＭ１３６を使用し、ＬＣタンク１４０および１４２の濾波条件を緩和した。ＨＲＭ１３６は、４による除算回路１３８の第３および第５高調波が発生するミキサ生成物を減少させる。ＨＲＭ１３６は、図１３に示すようにギルバートセルに基づく。ＨＲＭ１３６が必要とする位相遅延信号（φｉ）は、４による除算回路１３８が提供する。各φｉ信号は、重み付けし遅延し、正確な高調波相殺を行う（ジェイ・エイ・ウエルドン（Ｊ．Ａ．Ｗｅｌｄｏｎ）等の「高調波除去ミキサを有する１．７５ＧＨｚ高集積狭帯域ＣＭＯＳ送信器」ＩＥＥＥ誌（ＩＥＥＥ  Ｊ．）、固体回路（Ｓｏｌｉｄ−Ｓｔａｔｅ  Ｃｉｒｃｕｉｔｓ）、第３６巻、２００３〜２０１５ページ、２００１年１２月）。
【０１０６】
ＨＲＭ１３６への入力は、直角位相において２セットのＨＲＭペアに印加する。これは、各種ミキサ生成物を減少させると共に、直角位相ＬＯ出力を提供する。
【０１０７】
これら直角位相ＬＯ信号は、ペアの増幅器１４４および１４６によって増幅し、ペアのダウンコンバージョンミキサ１４８および１５０へ送る。これらミキサは、発振器信号とＲＦポート１５２経由で受け取るＲＦ信号とを混合し、ポート１５４および１５６からベースバンドの同相および直角位相出力を提供する。
【０１０８】
図１４は、本発明で実現したシステムのダイを示す写真である。本システムは、パッドフレームを除外しており、約１．５ｍｍ２の面積を占める。
【０１０９】
図１５は、１．１６から１．２８ＧＨｚの入力ｆＶＣＯの範囲において（１．５５から１．７０ＧＨｚのＲＦ帯域のダウンコンバージョンに相当）、ＰＶＣＯ＝０ｄＢｍの入力ｆＶＣＯに対する直角位相誤差（度）の測定を示す。全データは、チップのｆＶＣＯポートに印加した周波数に対するものである。全周波数範囲において、２°以下の直角位相誤差を実現している。
【０１１０】
測定した位相および振幅不一致に基づき本ダウンコンバージョンシステムの対応不要イメージ抑制を計算し、図１６のグラフに示した。すなわち、このグラフは、ＰＶＣＯ＝０ｄＢｍの入力ｆＶＣＯに対する不要イメージ抑制を示す。
【０１１１】
前記した通り、ＨＲＭ１３６を使用し、４による除算回路からの第３および第５高調波出力に起因するミキサ生成物を削減する。これらは、３／４ｘＲＦ搬送波および５／４ｘＲＦ搬送波に位置し、３／４ｘＲＦ搬送波の入力ＬＯと混合すると、ＲＦ搬送波の分数１／２、３／２、および２の不要生成物を発生する。これら生成物の測定は、各々−３６ｄＢｃ、−５１ｄＢｃ、および−４９ｄＢｃであった。
【０１１２】
測定結果の概要は次の通りである。
【表４】
2006515971.tif 000006
【０１１３】
ＶＣＯ周波数は、３／４ｘＲＦ搬送波、あるいは１．１６から１．２８ＧＨｚが必要である。これは、１．５５から１．７０ＧＨｚのＲＦ帯域で動作するため、および直接変換または低ＩＦ構成に必要なＬＯを発生するためである。この帯域に渡り、２°以下の位相誤差すなわち３２ｄＢイメージ抑制を実現する。ミキサ入力ポートにおいて、−８６ｄＢｍのＬＯ−ＲＦ漏洩を測定した。
【０１１４】
本例は直接変換を使用しているが、本システムは低ＩＦ構成にも使用できる。
【０１１５】
本発明の利点
本発明は、従来のダウンコンバージョンに比べ、多くの利点を提供する。まず次のような利点がある。
【０１１６】
１．１／ｆノイズが最小
２．イメージ問題が最小
３．局部発振器（ＬＯ）信号のＲＦ出力帯域への漏洩が最小
４．スーパーヘテロダイン回路が必要とする第２ＬＯおよび各種（しばしば外部）フィルタが不要
５．必要な部品を容易に集積回路に搭載できるため集積度が高い。例えば大容量のコンデンサや精密なフィルタが不要。
【０１１７】
集積度が高いため、ＩＣ（集積回路）ピン数が少なく、信号出力損失が小さく、ＩＣ電力要求が低く、ＳＮＲ（信号対雑音比）が高く、ＮＦ（雑音指数）が向上し、製造コストおよび複雑さが軽減する。
【０１１８】
本発明の恩恵は、シングルチップ設計で実施するときに最も明らかとなる。半導体集積回路要素の相互接続コストをなくし、必要な物理空間を削減し、全体の電力消費を低減するからである。集積回路の開発以来、集積度を高めることは、、家電製品のコストを下げ、容量を上げ、信頼性を高め、消費電力を下げる原動力であった。本発明は、他の家電製品が恩恵を受けてきた集積化の道を通信機器にも開放する。
【０１１９】
オプションと代替案
本発明の構成には多くの変更が可能であり、次のようなものが考えられる。
【０１２０】
１．本発明は、バイポーラ技術、ＣＭＯＳ技術、ＢｉＣＭＯＳ技術、あるいはシリコン／ゲルマニウム（ＳｉＧｅ）、ゲルマニウム（Ｇｅ）、ガリウムヒ素（ＧａＡｓ）、シリコンオンサファイア（ＳＯＳ）等（ただしこれらに限定しない）を用いる半導体技術を利用して実施可能である。
【０１２１】
２．本発明は、各種通信プロトコルおよびフォーマットに応用できる。例えば、振幅変調（ＡＭ）、周波数変調（ＦＭ）、周波数偏移キーイング（ＦＳＫ）、位相偏移キーイング（ＰＳＫ）、携帯電話システムに応用できる。携帯電話システムは、アナログおよびデジタルシステムを含み、符号分割多重接続（ＣＤＭＡ）、時分割多重接続（ＴＤＭＡ）、周波数分割多重接続（ＦＤＭＡ）等を含む。
【０１２２】
３．本発明構成に使用するミキサは、受動あるいは能動のいずれでも良い。能動ミキサは、多くの点で受動ミキサと異なる。例えば次の通りである。
【０１２３】
ａ．能動ミキサは変換ゲインを提供する。従って能動ミキサは、低ノイズ増幅器と受動ミキサとの組み合わせを代替できる。
【０１２４】
ｂ．能動ミキサは、入出力ポート間の分離をより良くできる。これは能動部品のインピーダンスのためである。
【０１２５】
ｃ．能動ミキサは、低電力の混合信号を使用できるため、混合信号を発生するときのノイズを低減できる。
【０１２６】
結論
本発明の特定実施例を示し説明してきたが、これら実施例は、本発明の本来の範囲および精神を逸脱することなく、変更および修正が可能である。
【０１２７】
本発明の電気回路は、シミュレーション言語におけるコンピュータソフトウエアコードによって、あるいは集積回路の組み立てに使用するハードウエア開発言語によって記述可能である。そしてそのコンピュータソフトウエアコードは、各種フォーマットにおいて各種電子的記憶媒体に格納可能である。電子的記憶媒体とは、コンピュータディスケット、ＣＤ−ＲＯＭ、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、リードオンリメモリ（ＲＯＭ）等である。また、かかるコンピュータソフトウエアコードを代表する電子的信号は、通信ネットワークを経由して伝送することもできる。
【０１２８】
本発明は、各種通信プロトコルおよびフォーマットに適用できる。例えば、振幅変調（ＡＭ）、周波数変調（ＦＭ）、周波数偏移キーイング（ＦＳＫ）、位相偏移キーイング（ＰＳＫ）、携帯電話システムに適用できる。携帯電話システムは、アナログおよびデジタルシステムを含み、符号分割多重接続（ＣＤＭＡ）、時分割多重接続（ＴＤＭＡ）、周波数分割多重接続（ＦＤＭＡ）等を含む。
【０１２９】
本発明は、有線通信システムに適用できる。有線通信システムは、コンピュータ通信システム、例えばローカルエリアネットワーク（ＬＡＮ）、ポイントツーポイント通信、インターネット等のワイドエリアネットワーク（ＷＡＮ）を含み、これらは電気または光ファイバケーブルシステムを使用する。本発明は、無線通信システムにも適用できる。無線通信システムは、ＡＭおよびＦＭラジオやＵＨＦおよびＶＨＦテレビ等の公共放送、および専用通信システムを含む。専用通信システムは、携帯電話ネットワーク、個人ページング装置、無線ローカルループ、公益会社による家庭監視、デジタルコードレスヨーロッパテレコミュニケーション（ＤＥＣＴ）規格等のコードレス電話、移動無線システム、ＧＳＭおよびＡＭＰＳ携帯電話、マイクロ波バックボーンネットワーク、ブルートゥース規格に基づく相互接続機器、および衛星通信を含む。
【図面の簡単な説明】
【０１３０】
【図１】従来技術に基づくスーパーヘテロダインダウンコンバージョン構成を示すブロック図である。
【図２】従来技術に基づく直接変換構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の一般的実施例に基づく、変調／復調用狭帯域発振器信号を発生するための合成器を示すブロック図である。
【図４】本発明の実施例に基づく、変調／復調用広帯域発振器信号を発生するための合成器を示すブロック図である。
【図５】本発明の実施例に基づく、ノッチフィルタを用いて変調／復調用狭帯域発振器信号を発生するための合成器を示すブロック図である。
【図６】本発明の実施例に基づく、変調／復調用仮想局部発振器（ＶＬＯ）信号を発生するための合成器を示すブロック図である。
【図７】本発明の実施例に基づく、ＶＬＯ混合信号ペアの一例を示すタイミング図である。
【図８】本発明の実施例に基づく、ＶＬＯ混合信号用のＩおよびＱ成分を発生するための回路を示すブロック図である。
【図９】図４の回路の一部を示すブロック図であり、当該部分の分析用である。
【図１０】本発明の実施例に基づく、変調／復調用ＶＬＯ混合信号の完全セットを発生するための合成器を示す最上位ブロック図である。
【図１１】本発明の実施例に基づく、ＣＭＯＳ内に実現したダウンコンバータの一例を示すブロック図である。
【図１２】図１１のＣＭＯＳダウンコンバータに使用する４セクション多相フィルタと増幅器とを示す回路図である。
【図１３】図１１のＣＭＯＳダウンコンバータに使用する高調波除去ミキサを示す回路図である。
【図１４】図１１のＣＭＯＳダウンコンバータのダイを示す写真である。
【図１５】図１１のＣＭＯＳダウンコンバータに関する直角位相エラーと入力ＬＯ周波数とを示すグラフである。
【図１６】図１１のＣＭＯＳダウンコンバータに関する不要イメージ抑制の計算結果と入力ＬＯ周波数とを示すグラフである。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【国際調査報告】
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