(57)【要約】本線電源から電力供給を受けて臨界モードで動作するアップコンバータにおいて、切換素子（１２）のオン時間が、本線供給電圧のゼロ交差点付近で増大させられるように変調される。その結果、ＴＨＤが低減される。
2006526975.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
−  低周波供給電圧源への接続用の回路入力端子と、
−  回路出力端子と、
−  前記回路入力端子に接続され、整流器出力端子を備えた整流器と、
−  前記整流器出力端子と前記回路出力端子との間に接続されたＤＣ−ＤＣコンバータとを含む回路であって、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータが、
−  誘導子と、
−  前記誘導子に接続された一方向性素子と、
−  前記誘導子と前記一方向性素子とに接続された切換素子と、
−  前記切換素子を高周波数で交互に導電状態ならびに非導電状態とするため、および各高周波周期における該切換素子の導電時間を制御する制御信号を発生させるために、前記切換素子の制御電極に接続された制御回路であって、一定信号、または前記出力端子間の実際の電圧と前記出力端子間の所望の電圧値とのみに依存する信号のいずれかである、第１の信号を発生させるための回路部分Ｉを含む制御回路とを含み、
前記制御回路が、整流された前記低周波供給電圧と同一の位相および周波数を有する周期的な第２の信号を発生させ、該第２の信号を前記第１の信号に重畳することによって、前記制御信号を発生させるための回路部分ＩＩを、さらに備えていることを特徴とする回路。
【請求項２】
前記第２の信号が、整流された前記低周波供給電圧に比例する信号であることを特徴とする請求項１記載の回路。
【請求項３】
整流された前記低周波供給電圧の振幅が予め決められた参照値よりも小さいときは、前記第２の信号が、整流された前記低周波供給電圧に比例し、整流された前記低周波供給電圧の振幅が前記予め決められた参照値よりも大きいときは、前記第２の信号が、前記予め決められた参照値に実質的に等しくされることを特徴とする請求項１記載の回路。
【請求項４】
前記回路部分ＩＩが、前記整流器と前記回路部分Ｉとの間に結合された結合コンデンサを含んでいることを特徴とする請求項１または２記載の回路。
【請求項５】
前記回路部分ＩＩが、前記整流器出力端子間に接続された、第１のインピーダンス素子と第２のインピーダンス素子との直列構成であって、該第１のインピーダンス素子と該第２のインピーダンス素子との共通端子が前記回路部分Ｉの出力部に接続された直列構成を含んでいることを特徴とする請求項１から３いずれか１項記載の回路。
【請求項６】
前記第１のインピーダンス素子および前記第２のインピーダンス素子の少なくとも一方が、電圧依存性のインピーダンス素子であることを特徴とする請求項５記載の回路。
【請求項７】
前記第１のインピーダンス素子が、オーム抵抗を含んでおり、前記第２のインピーダンス素子が、オーム抵抗とツェナーダイオードとの並列構成を含んでいることを特徴とする請求項６記載の回路。
【請求項８】
前記第１のインピーダンス素子が、ツェナーダイオードとオーム抵抗との直列構成を含んでおり、前記第２のインピーダンス素子が、オーム抵抗を含んでいることを特徴とする請求項６記載の回路。
【請求項９】
前記第２のインピーダンス素子が、ダイオードによる分流を有するオーム抵抗を含んでいることを特徴とする請求項６または８記載の回路。
【請求項１０】
前記ＤＣ−ＤＣコンバータが、アップコンバータであることを特徴とする請求項１記載の回路。
【請求項１１】
請求項１から９いずれか１項記載の回路を含む、ランプを動作させるためのバラスト回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、
−  低周波供給電圧源への接続用の回路入力端子と、
−  回路出力端子と、
−  上記の回路入力端子に接続され、整流器出力端子を備えた整流器と、
−  上記の整流器出力端子と回路出力端子との間に接続されたＤＣ−ＤＣコンバータとを含む回路であって、
上記のＤＣ−ＤＣコンバータが、
−  誘導子と、
−  上記の誘導子に接続された一方向性素子と、
−  上記の誘導子と一方向性素子とに接続された切換素子と、
−  上記の切換素子を高周波数で交互に導電状態ならびに非導電状態とするため、および各高周波周期におけるその切換素子の導電時間を制御する制御信号を発生させるために、その切換素子の制御電極に接続された制御回路であって、一定信号、または出力端子間の実際の電圧と出力端子間の所望の電圧値とのみに依存する信号のいずれかである、第１の信号Ｓ１を発生させるための回路部分Ｉを含む制御回路とを含む、回路に関するものである。
【０００２】
本発明はまた、ランプを動作させるためのバラスト回路にも関するものである。
【背景技術】
【０００３】
冒頭の段落で述べたような回路は、テキサス・インスツルメンツ社の集積回路ＵＣ３８５２に関するアプリケーション・ノートＵ−１３２より知られている。この既知の回路に含まれるＤＣ−ＤＣコンバータは、整流された低周波供給電圧により電力供給されるアップコンバータであり、臨界モードで動作させられる。このことは、誘導子を流れる電流がゼロに落ちたときに、切換素子が導電状態とされることを意味する。この形態は、一般に逆回復損失と呼ばれる一方向性素子内における電力損失が、ごく限られた損失になるという利点を有し、したがって臨界モードでの動作の効率は比較的よい。誘導子を流れる電流は、一連の三角波の波形を有する。通常は、高い力率および低いＴＨＤを得るため、誘導子を流れる電流の平均値（１つの高周波周期に亘る平均値）は、整流された低周波供給電圧に比例することが望ましい。これを実現するための１つの方法は、低周波供給電圧の半周期を通して、切換素子の導電時間を同一の一定値に保つことである。上記の既知の回路では、制御信号は信号Ｓ１に等しく、信号Ｓ１は、出力端子間の電圧の実際の値および所望の値のみに左右される。換言すれば、誘導子を流れる電流の波形は、開ループ制御またはフィードフォワード制御によって制御される。出力端子間の電圧を、所望の値に実質的に等しく、かつ低周波供給電圧の振幅または出力端子における消費電力に依存しない値に維持するため、回路部分Ｉは、低周波供給電圧の振幅が減少した場合または出力端子からの消費電力が増大した場合には、上記の導電時間を増大させる。同様に、回路部分Ｉは、低周波供給電圧の振幅が増大した場合または出力端子からの消費電力が減少した場合には、導電時間を減少させる。
【０００４】
あるいは、回路部分Ｉは、回路のユーザーが、出力端子間の電圧としてより高い電圧またはより低い電圧を要求した場合、したがって出力端子間の電圧の所望の値を調整した場合にも、切換素子の導電時間をそれぞれ増加または減少させる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、定常状態の動作条件下では、導電時間の変化は、信号Ｓ１したがって切換素子の導電時間が、低周波供給電圧の半周期を通して実質的に一定となるような、比較的遅い速度で生じる。そのような切換素子の導電時間の実質的に一定の値は、理論的には非常に高い力率と低いＴＨＤとをもたらすが、実際の回路にはいくらかのずれがある。ＤＣ−ＤＣコンバータの入力端子には、常にいくらかの入力静電容量が存在するので（たとえばフィルタコンデンサまたは寄生容量）、ＤＣ−ＤＣコンバータの供給電圧は、整流された本線供給電圧とは異なる。これは、低周波供給電圧のゼロ交差点付近において、入力静電容量にかかる電圧が、完全にゼロまでは落ちないためである。その結果、低周波供給電圧の振幅は、入力静電容量にかかる電圧よりも低くなり、低周波供給電圧のゼロ交差点付近では、低周波供給電圧源から電流が引き出されない。その結果もたらされる電流の歪みは、力率を低下させ、ＴＨＤを増大させる。
【０００６】
信号Ｓ１が、いかなる動作パラメータにも左右されない一定信号である回路においても、同じ問題が生じ得る点に留意されたい。この後者の場合には、一定値の信号Ｓ１は、力率を比較的高く、かつＴＨＤを比較的低くさせるが、低周波供給電圧の最大振幅または出力端子において消費される電力が変化すると、出力端子間の電圧も変化する。
【０００７】
低周波供給電圧のゼロ交差点付近で生じる別の１つの問題は、以下のとおりである。低周波供給電圧の小さな振幅のため、各高周波周期中において誘導子に蓄積されるエネルギーの量は、非常に少ない。切換素子が非導電状態とされると、このエネルギーは、電流が一方向性素子を通って回路出力端子へと流れるようになす。しかしながら、一方向性素子が導電状態となるまでは、誘導子内に蓄積されたエネルギーは、まず誘導子と一方向性素子と切換素子との共通端子に付随する寄生容量を充電する。誘導子内に蓄積されたエネルギーが非常に少なく、一方向性素子を導電状態とするのに十分な高い電圧まで寄生容量を充電するのには十分でない場合には、低周波供給電圧源から回路出力端子へは、正味電流が流れない。また、この後者の問題は、低周波供給電圧から引き出される電流を、低周波供給電圧のゼロ交差点付近においてゼロとさせる。それにより、力率は低下させられ、ＴＨＤは増大させられる。
【０００８】
本発明は、比較的単純でありしたがって安価である一方、ＴＨＤを比較的低くしながら比較的高い力率が得られるような手法で、切換素子を制御する制御回路を有する回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
したがって、本発明による冒頭の段落で述べたような回路は、上記の制御回路が、整流された低周波供給電圧と同一の位相および周波数を有する周期的な第２の信号Ｓ２を発生させ、その第２の信号Ｓ２を第１の信号Ｓ１に重畳することによって、上記の制御信号を発生させるための回路部分ＩＩを、さらに備えていることを特徴とする。
【００１０】
したがって、制御信号は、信号Ｓ１と信号Ｓ２との和になる。第２の信号Ｓ２は、供給電圧の半周期の間に変化するので、制御信号についても同じことがいえる。そのため、切換素子のオン時間も、低周波供給電圧の各半周期の間に変化する。信号Ｓ２の波形は、低周波供給電圧のゼロ交差点付近において、切換素子のオン時間が増大させられるように選択される。その結果、低周波供給電圧のゼロ交差点付近において、より多くの電流が低周波供給電圧源から引き出され、その結果、力率が増大させられＴＨＤが低下させられる。ここで、本線供給電圧の瞬間振幅が入力静電容量にかかる電圧よりも低い限りにおいては、本発明に係る回路の場合でも、本線供給電圧から引き出される電流はゼロであることを注記しておく。しかしながら、本線供給電圧の瞬間振幅が入力静電容量にかかる電圧よりも高くなると直ちに、回路部分ＩＩは、本線供給電圧の各半周期を通して導電時間が一定値に保たれる従来技術の場合よりも、ずっと多くの電流が本線供給電圧から引き出されるよう保障する。本線供給電圧の振幅が入力静電容量にかかる電圧よりも高いときにおいて、力率を改善しＴＨＤを低下させるのは、本線供給電圧のゼロ交差点付近におけるこの増大させられた本線電流である。
【００１１】
切換素子の導電時間が、低周波供給電圧の各半周期を通してほぼ一定値に制御される既知の回路では、切換素子の制御周波数は、低周波供給電圧のゼロ交差点付近において、最高値に達する。本発明に係る回路では、回路部分ＩＩが、導電時間を増大させることにより、この最高周波数を下げる。その結果、制御回路が動作要求される周波数範囲が狭められ、制御回路の設計が簡単化される。
【００１２】
本発明に係る回路の実施形態であって、整流された低周波供給電圧に第２の信号が比例する実施形態において、良好な結果が得られた。ここで、比例係数の符号は、制御信号と導電時間との間の関係に依存する点に留意されたい。より高い制御信号の値がより短い導電時間に対応するように設計された回路の場合は、比例係数は正であり、信号Ｓ２は、整流された低周波供給電圧に直接比例する。しかしながら、より高い制御信号の値がより長い導電時間に対応するように設計された回路の場合は、比例係数は負であり、信号Ｓ２は、実際には整流された低周波供給電圧に正負逆に比例する。整流器の出力部には整流された低周波供給電圧が存在するので、回路部分ＩＩは、比較的単純なものとすることができる。回路部分ＩＩは、たとえば整流器と回路部分Ｉとの間に結合された結合コンデンサを含んでいてもよい。あるいは、回路部分ＩＩは、整流器出力端子間に接続された、第１のインピーダンス素子と第２のインピーダンス素子との直列構成であって、それら２つのインピーダンス素子の共通端子が回路部分Ｉの出力部に接続された直列構成を含んでいてもよい。
【００１３】
また、本発明に係る回路の実施形態であって、整流された低周波供給電圧の振幅が予め決められた参照値よりも小さいときは、第２の信号が、整流された低周波供給電圧に比例し、整流された低周波供給電圧の振幅が上記の予め決められた参照値よりも大きいときは、第２の信号が、上記の予め決められた参照値に実質的に等しくされる実施形態において、さらに良好な結果が得られた。その結果として得られる、低周波供給電圧の半周期の間における切換素子のオン時間の変調は、整流された低周波供給電圧に第２の信号が比例する実施形態と比べてもさらに、力率を増大させ、ＴＨＤを低下させることが分かった。かかる信号Ｓ２の波形は、回路部分ＩＩがツェナーダイオードを含むものであれば、比較的簡単に実現できる。回路部分ＩＩは、整流器出力端子間に接続された、第１のインピーダンス素子と第２のインピーダンス素子との直列構成であって、それら２つのインピーダンス素子の共通端子が回路部分Ｉの出力部に接続されており、かつそれらのインピーダンス素子のうちの少なくとも一方が、電圧依存性のインピーダンス素子であるような直列構成を含んでいてもよい。また、第１のインピーダンス素子がオーム抵抗を含み、第２のインピーダンス素子がオーム抵抗とツェナーダイオードとの並列構成を含んでいてもよい。
【００１４】
第１のインピーダンス素子がツェナーダイオードとオーム抵抗との直列構成を含んでおり、第２のインピーダンス素子がオーム抵抗を含んでいる実施形態や、第１のインピーダンス素子がオーム抵抗を含んでおり、第２のインピーダンス素子がダイオードによる分流を有するオーム抵抗を含んでいる実施形態においても、良好な結果が得られた。さらに、第１のインピーダンス素子がツェナーダイオードとオーム抵抗との直列構成を含んでおり、第２のインピーダンス素子がダイオードによる分流を有するオーム抵抗を含んでいる実施形態においても、良好な結果が得られた。
【００１５】
ＤＣ−ＤＣコンバータがアップコンバータであるような本発明に係る回路の実施形態においては、極めて低いＴＨＤの値が得られた。制御回路のごく単純な設計に加えて、その低いＴＨＤおよび高い力率のため、本発明に係る回路は、バラスト回路での使用に非常に適している。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
以下、本発明に係る回路の実施形態を、図面を用いて説明する。
【００１７】
図１において、４および５は、低周波供給電圧源への接続用の回路入力端子である。回路入力端子４および５は、整流器を形成するダイオードブリッジ７のそれぞれの入力端子に接続されている。８および９は、ダイオードブリッジ７により形成される整流器の、整流器出力端子である。ダイオードブリッジ出力端子８と９とは、誘導子１０と切換素子１２との直列構成を介して接続されている。切換素子１２は、一方向性素子を形成するダイオード１１と、コンデンサ１５との直列構成によって分流されている。ダイオード１１とコンデンサ１５との共通端子１６は、この回路の第１の回路出力端子を形成する。この回路の第２の回路出力端子１７は、ダイオードブリッジ出力端子９とコンデンサ１５との間にある。出力端子１６と１７との間には、負荷（ＬＯＡＤ）が接続されている。回路部分１３の出力端子は、切換素子１２の制御電極に接続されている。回路部分１３は、切換素子１２を高周波数で交互に導電状態および非導電状態とするための回路部分である。回路部分１３の入力端子は、回路部分Ｉの出力端子に接続されている。回路部分Ｉは、信号Ｓ１を発生させるための回路部分である。この信号Ｓ１は、この実施形態では、出力端子間の所望の電圧値と実際の電圧値とのみに依存する信号である。回路部分ＩＩの出力端子は、回路部分Ｉに接続されている。図１では、この接続は点線で示されている。回路部分ＩＩは、整流された低周波供給電圧と同一の位相および周波数を有する周期的な第２の信号Ｓ２を発生させ、その第２の信号Ｓ２を第１の信号Ｓ１に重畳することにより制御信号を発生させるための回路部分である。回路部分ＩＩの各入力端子は、ダイオードブリッジ出力端子８および９にそれぞれ接続されている。回路部分１３、ＩおよびＩＩは、協働して、切換素子の制御電極に接続される制御回路を形成する。誘導子１０、切換素子１２、ダイオード１１および制御回路は、協働して、アップコンバータ・タイプのＤＣ−ＤＣコンバータを形成する。
【００１８】
以下、図１に示した回路の動作を説明する。
【００１９】
回路入力端子４および５が低周波供給電圧源に接続されると、整流された正弦波の概形を有するＤＣ電圧が、ダイオードブリッジ出力端子８と９との間に存在することとなる。回路部分１３は、切換素子１２を高周波数で交互に導電状態および非導電状態とする。その結果、負荷に電力を供給するコンデンサ１５に、低周波供給電圧の最大振幅よりも大きな振幅を有するＤＣ電圧がかかることとなる。誘導子を流れる電流は、切換素子１２が導電状態にあるときは線形的に増加し、切換素子１２が非導電状態にあるときは線形的に減少する。アップコンバータは、臨界モードで動作させられる。このことは、誘導子を流れる電流がゼロに等しくなると、切換素子が導電状態とされることを意味する。その結果、誘導子を流れる電流の波形は、一連の三角波の波形となる。理論的には、低周波供給電圧の各半周期を通して切換素子の導電時間が一定である場合には、低周波供給電圧源から引き出される平均の電流は、低周波供給電圧と等しい波形を有し、位相も同期した電流となる。しかしながら、実際には、たとえばフィルタ容量または寄生容量の存在のため、実質的な量のＴＨＤを生じさせる低周波供給電圧のゼロ交差点付近では、電流が全く引き出されないことが分かった。かかる寄生容量すなわちコンデンサは、たとえば回路入力端子４と５との間に存在し得る。あるいは、かかる寄生容量すなわちコンデンサは、ダイオードブリッジ出力端子８と９との間にも存在し得る。これらの寄生容量すなわちコンデンサは、図１には図示されていない。本発明に係る回路では、制御信号は、低周波供給電圧の各半周期を通してほぼ一定である第１の信号Ｓ１と、整流された低周波供給電圧と同一の位相および周波数を有する周期的な第２の信号Ｓ２との加算信号である。これにより、制御信号は、切換素子１２の導電時間の変調を生じさせる。この変調は、低周波供給電圧のゼロ交差点付近において、切換素子の導電時間が増大させられるように選択される。その結果、低周波供給電圧のゼロ交差点付近において、より多くの電流が低周波供給電圧源から引き出され、それにより力率が増大させられ、ＴＨＤが低下させられる。
【００２０】
図２から７は、回路部分Ｉの実装形態と、回路部分ＩＩの種々の実装形態とを示している。図２から７の各々には、制御信号の波形、すなわち回路部分Ｉにより発生させられる信号Ｓ１と回路部分ＩＩにより発生させられるＳ２との加算信号の波形も示されている。
【００２１】
各図に示された回路には、トランスコンダクタンス増幅器を形成する回路部分ＯＴＡが存在する。トランスコンダクタンス増幅器とは、その入力端子間に存在する電位差に比例する出力電流を発生させる回路部分である。トランスコンダクタンス増幅器ＯＴＡの第１の入力端子は、出力端子１６に接続されており、第２の入力端子は、回路部分Ｖｏｕｔｒｅｆの出力端子に接続されている。回路部分Ｖｏｕｔｒｅｆは、アップコンバータの所望の出力電圧値を表す信号を発生させる。トランスコンダクタンス増幅器の出力端子は、端子Ｔｃｏｎｔｒｏｌに接続されている。図２では、コンデンサＺｃｏｍｐが、端子Ｔｃｏｎｔｒｏｌをダイオードブリッジ出力端子９へと接続している。回路部分ＯＴＡおよびＶｏｕｔｒｅｆは、コンデンサＺｃｏｍｐと協働して、出力端子間の所望の電圧値と実際の電圧値とのみに依存する第１の信号Ｓ１を発生させるための、回路部分Ｉを形成する。信号Ｓ１の値は、低周波供給電圧の各半周期を通してほぼ等しい。ここで、アップコンバータの所望の出力電圧値を表す信号は、ユーザーにより調整可能であってもよい点に留意されたい。端子Ｔｃｏｎｔｒｏｌは、コンデンサＺｔｈｄを介して、ダイオードブリッジ出力端子８に接続されている。コンデンサＺｔｈｄは、ダイオードブリッジ７と協働して、整流された低周波供給電圧と同一の位相および周波数を有する周期的な第２の信号Ｓ２を発生させ、その第２の信号を第１の信号に重畳することにより制御信号を発生させるための、回路部分ＩＩを形成する。第２の信号Ｓ２は、整流された低周波供給電圧に直接比例する。したがって、低周波供給電圧の振幅が、その低周波供給電圧のゼロ交差点付近における振幅よりも大きいときには、端子Ｔｃｏｎｔｒｏｌに存在する制御信号は、より高い値を有する。制御回路は、制御信号の増大が導電時間の減少に対応し、制御信号の減少が導電時間の増大に対応するように設計されている。端子Ｔｃｏｎｔｒｏｌには制御信号Ｖｃｏｎｔｒｏｌが存在し、この制御信号Ｖｃｏｎｔｒｏｌは、図２に示すように、実質的に一定の電圧と、整流された低周波供給電圧に比例する電圧との加算信号である。
【００２２】
図３に示した回路では、図２に示した回路に存在したコンデンサＺｃｏｍｐが、オーム抵抗ＲｃｏｍｐおよびコンデンサＣｂｉｇの直列構成と、コンデンサＣｓｍａｌｌとの並列構成によって置き換えられている。これにより、たとえば出力端子で消費される電力が変化した場合等にも、出力端子Ｔｃｏｎｔｒｏｌにおける電圧を、特定のレベルにより安定的に制御することができる。図３に示した回路の機能は、図２に示した回路の機能と極めてよく似ているので、ここでは別途の説明は行わない。制御信号Ｖｃｏｎｔｒｏｌの波形も、図２に示した制御信号の波形に類似している。
【００２３】
図４では、図２のようにコンデンサＺｔｈｄを用いるのに代えて、２つのオーム抵抗Ｒｔｈｄ１とＲｔｈｄ２との直列構成を用いて、信号Ｓ２が、トランスダクタンス増幅器ＯＴＡの出力信号Ｓ１に重畳される。オーム抵抗Ｒｔｈｄ２は、Ｚｃｏｍｐと直列接続されている。図４では、オーム抵抗Ｒｔｈｄ１およびＲｔｈｄ２は、ダイオードブリッジ７と協働して、回路部分ＩＩを形成する。
【００２４】
図５では、図３のようにコンデンサＺｔｈｄを用いるのに代えて、２つのオーム抵抗ＲｃｏｍｐとＲｔｈｄ１との直列構成を用いて、信号Ｓ２が、積分器ＩＮＴの出力信号Ｓ１に重畳される。図５では、オーム抵抗Ｒｔｈｄ１およびＲｃｏｍｐは、ダイオードブリッジ７と協働して、回路部分ＩＩを形成する。回路部分Ｉは、回路部分ＶｏｕｔｒｅｆならびにＯＴＡ、コンデンサＣｂｉｇならびにＣｓｍａｌｌ、およびオーム抵抗Ｒｃｏｍｐにより形成される。図４および５に示した回路の実施形態により発生させられる制御信号Ｖｃｏｎｔｒｏｌの波形は、図２および３に示した波形に類似している。
【００２５】
図２から５の各例では、第２の信号Ｓ２は、整流された低周波供給電圧に直接比例する。その結果、切換素子の導電時間は、低周波供給電圧のゼロ交差点付近においては増大させられ、整流された低周波供給電圧の振幅が比較的高いときには減少させられる。図６および７に示した回路では、第２の信号Ｓ２の波形は、異なる波形となっている。
【００２６】
図６に示した回路は、図４に示した回路に、オーム抵抗Ｒｔｈｄ２を分流するツェナーダイオードＺｔｈｄを追加することにより派生したものと捉えることができる。整流された低周波供給電圧の振幅が低いときは、ツェナーダイオードＺｔｈｄは非導電状態であり、したがって信号Ｓ２は整流された低周波供給電圧に比例する。低周波供給電圧の振幅が増大すると、ツェナーダイオードＺｔｈｄは導電状態となり、したがって信号Ｓ２の振幅はほぼ一定になる。結果として得られる制御信号の波形も、図６に示されている。この結果、信号Ｓ２は、低周波供給電圧のゼロ交差点付近のみにおいて、制御信号の振幅を減少させ、それにより切換素子の導電時間を増大させる。図６に示した回路では、オーム抵抗Ｒｔｈｄ１ならびにＲｔｈｄ２、ツェナーダイオードＺｔｈｄ、およびダイオードブリッジ７が協働して、信号Ｓ２を発生させるための回路部分ＩＩを形成している。
【００２７】
図７に示した回路は、図４に示した回路に、ツェナーダイオードＺｔｈｄをオーム抵抗Ｒｔｈｄ１に直列に配し、オーム抵抗Ｒｔｈｄ２をダイオードＤｔｈｄで分流することにより派生したものと捉えることができる。低周波供給電圧の直近の個所では、整流された低周波供給電圧の振幅は非常に小さいので、ツェナーダイオードＺｔｈｄは非導電状態であり、信号Ｓ２はゼロに等しい。整流された低周波供給電圧の瞬間振幅が、ツェナーダイオードＺｔｈｄを導電状態とするのに十分な大きさになると、信号Ｓ２は、ツェナーダイオードＺｔｈｄにかかる電圧の降下により低減させられた、整流された低周波供給電圧に比例するようになる。整流された低周波供給電圧の瞬間振幅がさらに増大すると、ダイオードＤｔｈｄも導電状態となる。ダイオードＤｔｈｄが導電状態である限り、信号Ｓ２は、整流された低周波供給電圧よりもずっと遅く増減する。その結果、図７に示したような制御信号Ｖｃｏｎｔｒｏｌの波形が得られる。他の図に示した実施形態と比べて変調深さは小さくなるので、変調により導電時間が変化させられる範囲はより小さくなり、制御回路のより単純な設計が可能となる。
【００２８】
２３０ボルトのｒｍｓ値と５０Ｈｚの周波数とを有する低周波供給電圧による電力供給を受ける、図１に示した回路の１つの実用的な実装形態では、信号Ｓ２がゼロのとき（換言すれば、切換素子の導電時間の変調が行われていないとき）、ＴＨＤは１４．６％であることが分かった。図２に示した回路を用いたときは、ＴＨＤは１０．１％まで低減させられ、図６に示した回路を用いたときは、ＴＨＤは６％まで低減させられた。  
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】負荷が接続された、本発明にかかる回路の１つの実施形態を示した図
【図２】図１に示した回路の一部の、１つの異なる実装形態を示した図
【図３】図１に示した回路の一部の、別の１つの異なる実装形態を示した図
【図４】図１に示した回路の一部の、別の１つの異なる実装形態を示した図
【図５】図１に示した回路の一部の、別の１つの異なる実装形態を示した図
【図６】図１に示した回路の一部の、別の１つの異なる実装形態を示した図
【図７】図１に示した回路の一部の、別の１つの異なる実装形態を示した図
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【国際調査報告】
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2006526975.tif 000011
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