(57)【要約】周波数信号、好ましくは、受信された、とりわけ、ディジタルテレビジョン受信信号を処理するためのダウンコンバータは、信号をダウンコンバートする２つの好ましくは同一のミキサー段（１０ａ、１０ｂ）と、９０°の位相シフトによってミキサー段を制御する局部発振器（１２）と、複素フィルタリング法によって、予め定められた有効帯域の外側にある信号成分を実質的に消去するような形で、ミキサー段（１０ａ、１０ｂ）の出力信号を結合する複素フィルター（１４）と、局部発振器（１２）の周波数を調節する調節装置（１３）と、それらに続くローパスフィルターとを備える。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
周波数信号、好ましくは、受信信号、とりわけ、ディジタルテレビジョン受信信号を処理するためのダウンコンバータであって、
信号をダウンコンバートする２つの好ましくは同一のミキサー段と、
９０°の位相シフトによってミキサー段を制御する局部発振器と、
複素フィルタリング法によって、予め定められた有効帯域の外側にある信号の成分を実質的に消去するような形で、ミキサー段の出力信号を結合する複素フィルターと、を備えることを特徴とする、ダウンコンバータ。
【請求項２】
複素フィルターが、
所望の周波数帯域において、ミキサー段の出力信号間にさらなる９０°の位相シフトを発生させる好ましくは広帯域の移相器と、
お互いに１８０°だけ位相がずれた移相器の出力信号を加算する加算器と、を備えたことを特徴とする、請求項１に記載のダウンコンバータ。
【請求項３】
移相器が、
一方のミキサー段の出力信号を処理する第１の移相器ブランチと、
他方のミキサー段の出力信号を処理する第２の移相器ブランチと、を備えたことを特徴とする、請求項２に記載のダウンコンバータ。
【請求項４】
それぞれの移相器ブランチが、少なくとも１つの全域通過フィルターを備えたことを特徴とする、請求項３に記載のダウンコンバータ。
【請求項５】
局部発振器の周波数を調節する調節装置を特徴とする、請求項１から４のいずれか一項に記載のダウンコンバータ。
【請求項６】
調節装置が、シンセサイザとりわけＰＬＬシンセサイザを備えたことを特徴とする、請求項５に記載のダウンコンバータ。
【請求項７】
有効帯域に隣接する好ましくは大きなレベルの信号成分の周波数が、少なくとも実質的にゼロにまで減少するような形で、調節装置が、局部発振器の周波数を調節することを特徴とする、請求項５または６に記載のダウンコンバータ。
【請求項８】
調節装置が、考えられるアナログ隣接映像搬送波よりも２５０ｋＨｚだけ高い値に局部発振器の周波数を調節することを特徴とする、テレビジョン信号を処理するための、請求項５から７のいずれか一項に記載のダウンコンバータ。
【請求項９】
フィルターの出力信号を処理するハイパスフィルターを備えることを特徴とする、請求項１から８のいずれか一項に記載のダウンコンバータ。
【請求項１０】
フィルターの出力信号を処理するローパスフィルターを備えることを特徴とする、請求項１から９のいずれか一項に記載のダウンコンバータ。
【請求項１１】
ローパスフィルターが、ハイパスフィルターの出力に接続されたことを特徴とする、請求項１０に記載のダウンコンバータ。
【請求項１２】
ローパスフィルターのフィルター特性が、調節可能であることを特徴とする、請求項１０または１１のいずれか一項に記載のダウンコンバータ。
【請求項１３】
ローパスフィルターが、調節可能なトラッキングローパスフィルターからなることを特徴とする、請求項１２に記載のダウンコンバータ。
【請求項１４】
所望の遅延特性を実現する少なくとも１つの遅延等化器を備えることを特徴とする、請求項１から１３のいずれか一項に記載のダウンコンバータ。
【請求項１５】
複素フィルターに作用する遅延等化器を備えることを特徴とする、請求項１４に記載のダウンコンバータ。
【請求項１６】
ローパスフィルターに作用する遅延等化器を備えることを特徴とする、請求項１から１４のいずれか一項に記載のダウンコンバータ。
【請求項１７】
信号を予め定められたレベルに調節するための、ミキサー段の前に位置する制御可能な増幅器を備えることを特徴とする、請求項１から１６のいずれか一項に記載のダウンコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、周波数信号、好ましくは、受信された、とりわけ、ディジタルテレビジョン受信信号を処理するための、とりわけ、周波数を変換するためのダウンコンバータまたは周波数変換器に関する。
【背景技術】
【０００２】
そのようなダウンコンバータの主な利用分野は、例えば、ディジタルビデオ放送（ＤＶＢ）システムにおいて、例えば、ＤＶＢ受信機、セットトップボックス、または、パーソナルコンピュータに組み込まれたビデオカードのような受信機フロントエンドの主に無線周波数（ＲＦ）段および中間周波数（ＩＦ）段にこのダウンコンバータを使用することである。
【０００３】
とりわけ、前記利用分野の場合には、電流ダウンコンバータは、ＬＣ−ＶＣＯ、個別ローパスフィルター、および、カスケードＳＡＷフィルターを使用し、あるいは、ＲＣコンポーネントを使用するために、複雑な構造を有する。また、２つのＡ／Ｄ変換器およびディジタル誤り訂正装置とともにＩ／Ｑ復調器を使用することが、提案されている。
【０００４】
従来技術に関しては、IEEE Transactions on Consumer Electronics, vol.46,no.3,August 2000における論文「Front End Architectures for Multi-standard Digital TV Receivers（多基準対応ディジタルテレビジョン受信機のためのフロントエンドアーキテクチャ）」および欧州特許出願EP0,963,110A2号を参照されたい。
【０００５】
現在使用されている回路は、多くの重要な外部コンポーネントを備えた複雑な構造を有するだけでなく、等化することをも必要とする。結局、異なるテレビジョン方式において使用すれば、問題が発生する。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
本発明は、これまでに知られている利用分野に加えて、等化することを必要としないほぼ完全に集積化された回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
この目的は、上述したような種類のデバイスによって解決され、このデバイスは、信号をダウンコンバートする２つの好ましくは同一のミキサー段と、９０°の位相シフトによってミキサー段を制御する局部発振器と、複素フィルタリング法によって、予め定められた有効帯域の外側にある信号の成分を実質的に消去するような形で、ミキサー段の出力信号を結合する複素フィルターとを備える。
【０００８】
したがって、信号は、ダウンコンバートするための２つの好ましくは同一のミキサー段に供給され、これらのミキサー段は、局部発振器による制御が９０°だけ位相がずれている点が異なるだけである。さらに、本発明によれば、ミキサー段の出力信号は、有効帯域に対する局部発振器の周波数が局部発振器の周波数よりも低いか高いかに基づいて、有効帯域の外側にある信号成分を消去するような形で、複素フィルタリング法によって１つに結合される。
【０００９】
本発明は、等化を必要としない概念を提供し、完全に集積化された回路として実現することができる。したがって、本発明によるダウンコンバータは、例えば、アナログおよびディジタルテレビジョン放送のためのハイブリッド受信機に組み込まれてもよい。また、ディジタルＩＦ復調器を使用する場合、本発明は、アナログＩＦテレビジョン信号を処理するＩＦ周波数段において使用するのに都合がよい。
【００１０】
したがって、コンポーネントの数は、明らかに減少し、また、ＲＦ受信機部分における使用が、簡素化される。チューナおよびディジタルチャネル復号器を備えたシステム全体において、より良好な特性（感度）および強力な干渉信号に対するロバストネスが、達成される。
【００１１】
複素フィルターは、好ましくは、所望の周波数帯域において、ミキサー段の出力信号間にさらなる９０°の位相シフトを発生させる広帯域移相器と、お互いに１８０°だけ位相がずれた移相器の出力信号を加算する加算器とを備える。したがって、２つのミキサー段は、低い周波数に変換された信号をＩ信号およびＱ信号として供給し、そのために、位相は、側波帯に依存して、９０°だけ進みあるいは遅れることになる。移相器は、周波数帯域全体において、Ｉ信号とＱ信号との間にさらなる９０°の位相シフトを発生させ、そのために、一方の側波帯に対しては、０°の位相差が、Ｉ信号とＱ信号との間において得られ、他方の側波帯に対しては、１８０°の位相差が、Ｉ信号とＱ信号との間において得られる。これらの２つの信号を加算器において加算すると、一方の側波帯が、得られ、他方の側波帯は、消去される。この点に関して、絶対的な位相シフトではなく相対的な位相シフトだけが重要であることに注意されたい。なぜなら、絶対的な（大きな）許容範囲ではなく相対的な（きわめて小さな）許容範囲だけが、集積回路を実現する役割をなすからである。したがって、周波数制御は、必要ではなく、そのために、制御可能ないかなる時定数も信号ブランチにおいては必要ではない。±３０％までの絶対的なＲ−Ｃスプレッドが、許容できるので、回路構造は、厳しすぎる品質を要求されなくてよい。
【００１２】
移相器は、一方のミキサー段の出力信号を処理する第１の移相器ブランチと、他方のミキサー段の出力信号を処理する第２の移相器ブランチとを適切に備える。通常、２つの移相器ブランチは、カスケード構造で配置される。さらに、それぞれの移相器ブランチは、少なくとも１つの全域通過フィルターを備えてもよい。カスケード構造において、それぞれの移相器ブランチは、好ましくは、３つの全域通過型移相器段を備える。
【００１３】
好ましくは、局部発振器の周波数を調節する調節装置が、提供される。それによって、局部発振器の周波数を調節可能な状態に維持することができ、それによって、様々な基準のＩＦ周波数位置に適合させることができる。このように、局部発振器の周波数を調節装置によって調節することができるので、この実施形態における本発明は、例えば、あらゆるＤＶＢ基準に適合する。
【００１４】
現時点においてとりわけ好ましい一実施形態においては、調節装置は、シンセサイザとりわけＰＬＬシンセサイザを備え、そのシンセサイザによって、局部発振器の周波数をきわめて正確に調節することができる。
【００１５】
調節装置は、有効帯域に隣接する好ましくは大きなレベルの信号成分の周波数を少なくとも実質的にゼロにまで減少させるような形で、局部発振器の周波数を調節する。したがって、局部発振器の周波数は、好ましくは、有効帯域に隣接する大きなレベルの信号成分が「ゼロ」周波数にまで実質的にかまたは完全に低下するように選択される。ディジタルテレビジョンシステムの場合、これは、例えば、アナログテレビジョン送信機の映像搬送波または音声搬送波に関係する。
【００１６】
調節装置は、例えば、考えられるアナログ隣接映像搬送波よりも２５０ｋＨｚだけ高い値に局部発振器の周波数を調節すべきである。この場合、これらの周波数は、チューナによる周波数変換プロセスの第１のプロセスにおいて周波数指定を逆にする第１のＩＦ範囲に存在する信号に関係すると考えられる。このために、局部発振器周波数は、様々なワールドワイドの基準において、考えられるアナログ隣接映像搬送波よりも好ましくは２５０ｋＨｚだけ高い位置にあり、それによって、周波数に関しては、ミキサー段に印加される有効信号の周波数よりも低い位置にある。
【００１７】
フィルターにおいて複素フィルタリングした後、依然としてゼロに近いがいまだに複素フィルタリング法によって消去されていない信号周波数は、高域通過フィルタリング操作によって除去することができる。これは、例えば、アナログ隣接映像搬送波および音声搬送波の搬送波雑音成分に関係する。
【００１８】
他方の側波帯は、好ましくは、低域通過フィルタリング操作によって選択されてもよい。このために使用されるローパスフィルターは、好ましくは、調節可能なトラッキングローパスフィルターとして構成され、それによって、本発明によって提供される多基準対応能力をさらなる有効帯域幅の基準に対してさらに増強することができる。
【００１９】
さらに、本発明によるダウンコンバータの個々の段は、対応する遅延等化器によって補強されてもよく、それらの遅延等化器は、実現される段に課された要件に適合するものであり、それによって、システム全体における最適グループ遅延動作が、得られる。好ましくは、複素フィルターおよびローパスフィルターのための遅延等化が、提供される。
【００２０】
本発明のこれらの特徴およびその他の特徴が、以下に説明する実施形態から明らかとなる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
図１は、ＲＦ信号ＲＦがＩＦ信号ＩＦを経由して出力信号Ｓに変換される回路構成のブロック図である。
【００２２】
このために、図１の回路構成は、チャネルセレクタまたはチューナ２を備え、このチューナ２において、ＲＦ入力信号ＲＦのスペクトルは、ＩＦ周波数範囲に変換される。図示される実施形態においては、チューナ２は、チューナ２のＩＦ出力信号ＩＦから不要な隣接チャネル信号を取り除く表面弾性波フィルター４の前に位置する。表面弾性波フィルター４は、システムに課された要件に応じて、オプションとして提供されてもよい。
【００２３】
チューナ２、および、もしあれば、ＳＡＷフィルター４は、ダウンコンバータ６の前に位置する。図示される実施形態においては、ダウンコンバータ６は、それの入力に、制御可能な増幅器８を備え、この増幅器８において、ＩＦ信号ＩＦは、まず最初に、標準化されたレベルに調節される。そして、レベル調節された、すなわち、標準化された信号は、ミキサー１０に印加され、そのミキサー１０には、局部発振器１２が、接続されている。
【００２４】
図２に示されるように、ミキサー１０は、２つの同じミキサー段１０ａおよび１０ｂを備え、これらのミキサー段１０ａおよび１０ｂは、局部発振器１２による制御が９０°だけ位相がずれている点が異なるだけである。このために、局部発振器１２は、正確に直交する２つの信号（同相Ｉおよび直角位相Ｑ）を供給する。したがって、第１のミキサー段１０ａの同相（Ｉ）ブランチは、一方において、一定の振幅に調節された中間周波数信号ＩＦを受け取り、そのＩＦ信号は、ＤＶＢ信号であり、他方においては、局部発振器１２からの同相信号を受け取り、第２のミキサー段１０ｂの直角位相（Ｑ）ブランチは、一方において、（同じように）中間周波数信号ＩＦを受け取り、他方においては、局部発振器１２からの直角位相信号を受け取る。その結果として、２つのミキサー段１０ａおよび１０ｂは、低い周波数に変換された信号をＩ信号およびＱ信号として供給する。すなわち、中間周波数において、位相が、側波帯に依存して、９０°だけ進みあるいは遅れるような形で供給する。
【００２５】
図示される実施形態においては、局部発振器１２は、位相同期ループ（ＰＬＬ）シンセサイザ１３によって制御される。局部発振器１２の周波数は、ＰＬＬシンセサイザ１３のシンセサイザ技術によって調節可能な状態に維持され、それによって、異なるテレビジョン方式のＩＦ周波数範囲に適合することができる。
【００２６】
ミキサー１０の出力信号ＩおよびＱは、複素フィルター１４に印加され、その複素フィルター１４においては、それらの信号は、複素フィルタリング法によって、有効帯域の外側にある信号成分が消去されるような形で、すなわち、有効帯域に対する局部発振器１２の周波数が局部発振器１２の周波数よりも高いか低いかに基づいて、１つに結合される。
【００２７】
図２に示されるように、複素フィルター１４は、ＩブランチおよびＱブランチにおいて、移相器カスケード構造を有し、そのカスケード構造は、図示される実施形態においては、３つの全域通過フィルター段または３つの全域通過型移相器段１４ａａ、１４ａｂ、１４ａｃ、および、１４ｂａ、１４ｂｂ、１４ｂｃを備え、それらは、それぞれ、移相を０°から−１８０°の範囲でシフトさせることができ、それらの遮断周波数すなわち遷移点は、関連する周波数範囲全体において、位相が、線形に増加するような値を有する。さらに、遮断周波数は、ＩブランチとＱブランチとの位相差が、周波数範囲全体において常に９０°であるような値を有する。この点に関して、重要なことは、絶対的な位相シフトではなく相対的な位相シフトであることである。ここで、これを満たす周波数範囲が、十分に広く選択された場合、絶対的な（広い）許容範囲ではなく、相対的な（狭い）許容範囲だけが、集積回路を実現する役割をなす。
【００２８】
複素フィルター１４における移相器カスケード構造によって、関連する周波数帯域全体におけるさらなる９０°の位相シフトが、ミキサー１０のＩ出力信号とＱ出力信号との間に発生するので、一方の側波帯における０°の位相差および他方の側波帯における１８０°の位相差が、ＩブランチとＱブランチとの間において得られる。
【００２９】
その後に、ＩブランチとＱブランチとからの両方の信号が、加算器１４ｃに印加され、図２に示されるように、その加算器１４ｃは、また、複素フィルター１４の一部をなす。２つの信号を加算することによって、一方の側波帯が、得られ、他方の側波帯は、消去される。
【００３０】
局部発振器１２の周波数は、好ましくは、有効帯域に隣接する大きなレベルの信号成分がゼロ周波数にまで減少するように選択される。ディジタルテレビジョンシステムの場合、これは、例えば、アナログテレビジョン送信機の映像搬送波または音声搬送波に関係する。３つの周波数は、チューナによる周波数変換プロセスの第１のプロセスにおいて周波数指定を逆にする第１のＩＦ範囲に存在する信号に関係すると考えられる。
【００３１】
局部発振器１２については、ＰＬＬシンセサイザ１３のシンセサイザ技術が、様々なワールドワイドの基準において、考えられるアナログ隣接映像搬送波よりも好ましくは２５０ｋＨｚだけ高い位置にある局部発振器周波数、したがって、周波数に関しては、有効信号よりも低い位置にある局部発振器周波数を選択するのを可能にすべきである。
【００３２】
複素フィルター１４の出力は、ハイパスフィルター１６に接続され、そのハイパスフィルター１６においては、依然としてゼロに近いがいまだに複素フィルタリング法によって消去されていない信号周波数が、局部発振器１２の周波数位置に基づいて、例えば、アナログ隣接映像搬送波および音声搬送波の搬送波雑音成分を高域通過フィルタリングすることによって、取り除かれる。
【００３３】
有効信号の一方の側波帯は、複素フィルター１４とハイパスフィルター１６との上述した組み合わせによって選択される。
【００３４】
他方の側波帯は、低域通過フィルタリング操作によって選択され、そのために、図示される実施形態（図１を参照）においては、ローパスフィルター１８が、ハイパスフィルター１６の後に位置する。図示される実施形態においては、このローパスフィルター１８は、調節可能な集積化されたトラッキングローパスフィルターとして構成される。選択された帯域の幅は、ローパスフィルター１８の選択された帯域幅に特に適合するものである。それによって、説明される実施形態の多基準対応能力は、様々な有効帯域幅の基準に対して完璧なものとなる。
【００３５】
図１に概略的に示されるダウンコンバータ６の個々の段は、さらに、対応する遅延等化器（図示しない）によって、補強されてもよく、ダウンコンバータ６全体における最適グループ遅延動作を得るために、それぞれの遅延等化器は、個々の段に課された要件に適合すべきである。そのような遅延等化器は、好ましくは、複素フィルター１４およびローパスフィルター１８に取り付けられるべきである。
【００３６】
上述したダウンコンバータ６は、好ましくは、３０から６０ＭＨｚの範囲に存在しかつ６から８ＭＨｚの帯域幅を有する第１の中間周波数の周波数帯域のＤＶＢスペクトルを、１から７ＭＨｚ、１から８ＭＨｚ、および、１から９ＭＨｚの周波数帯域に変換するＤＶＢ−Ｔダウンコンバータである。この場合、その変換のために、局部発振器１２の周波数は、ＰＬＬシンセサイザ１３による変換のために制御され、ＤＶＢ周波数帯域よりも１ＭＨｚだけ低い値になる。
【００３７】
そして、さらなる処理のために、図１からわかるように、ダウンコンバータ６の出力信号Ｓは、Ａ／Ｄ変換器２０を経由して、ＤＶＢチャネル復号器２２に供給される。
【００３８】
図３は、例えば、図１のダウンコンバータ６の個々の選択されたコンポーネント、すなわち、ミキサー１０、複素フィルター１４、ハイパスフィルター１６、および、ローパスフィルター１８の動作を示す。図３に示される概略図の座標系Ａは、個々に述べた部分がダウンコンバータ６の入力周波数に及ぼす作用を示し、図３に示される概略図の座標系Ｂは、ディジタル変調されたテレビジョン送信機のダウンコンバートされた有効スペクトルを、考えられるアナログ変調された隣接チャネルと組み合わせて示す。わかりやすくするために、座標系Ｂは、局部発振器周波数よりも低い入力周波数を正の周波数軸に配置する代わりに、それらを負の周波数として示す。
【００３９】
複素フィルター１４およびハイパスフィルター１６の一般的な機能に基づいて、局部発振器１２の選択された周波数に関して、チャネルＮ＋１が、完全に消去され、チャネルＮ＋２の成分が、消去され、ローパスフィルター１８は、チャネルＮ−１における考えられるアナログ隣接映像搬送波と、チャネルＮ＋２，Ｎ＋３，，，およびチャネルＮ−２，Ｎ−３，，，のその他の成分とを消去することが、図３に示される概略図からわかる。
【００４０】
ダウンコンバータ６の好ましい実施形態において実施された選択されたコンポーネントの動作をすべて重ね合わせたものが、例として、図４の概略図に示される。
【図面の簡単な説明】
【００４１】
【図１】チューナ、表面弾性波フィルター、ダウンコンバータ、Ａ／Ｄ変換器、および、ＤＶＢチャネル復号器を備えた回路構成を示すブロック図である。
【図２】好ましい実施形態において、２つのミキサー段、局部発振器、および、複素フィルターを備えたダウンコンバータの回路構成を示すブロック図である。
【図３】図１に示されるダウンコンバータの個々のコンポーネントの動作を示すグラフである。
【図４】ダウンコンバータの動作を示すグラフである。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【国際公開パンフレット】
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【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
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【国際調査報告】
2004531967.tif 000022
2004531967.tif 000023
2004531967.tif 000024