(57)【要約】本発明の一実施形態は、複数端子ＤＵＴを同定する複数ポート試験器を備えている。この複数ポート試験器は、複数のポートと、周波数領域上で試験信号を供給する信号発生器と、信号発生器に結合され、基準値を決定する試験信号を計測する基準受信器と、複数ポート試験器の各ポートにおいて試験信号を計測する少なくとも一つの試験チャンネル受信器を備える。複数ポート試験器はさらに、信号発生器と複数ポート試験器の複数ポートと少なくとも一つのチャンネル受信器との間に接続した切り替え装置であって、試験器の任意のポートと少なくとも一つの試験チャンネル受信器へ試験信号を結合する切り替え装置を有する。複数ポート試験器はさらに、複数ポート試験器の各ポートにおける試験信号計測値と基準値とからＤＵＴのＳパラメータ［Ｓ］を割り出し、このＳパラメータを時間領域表現へ変換する手段を備える。
2004512504.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数ポート試験器を較正するステップと、
試験対象装置の各端子を前記複数ポート試験器に結合するステップと、
前記複数ポート試験器を用いて前記試験対象装置のＳパラメータ［Ｓ］を割り出すステップと、
前記試験対象装置の端子数に対応するスカラー直交マトリクス［Ｍ］の要素と前記試験対象装置の動作モードを判定するステップと、
前記試験対象装置のＳパラメータを変換式Ｓｍｍ＝ＭＳＭ−１に従って混合モードＳパラメータ［Ｓｍｍ］へ変換するステップと、
を含むことを特徴とする試験対象装置の同定方法。
【請求項２】
前記試験対象装置のＳパラメータを前記複数ポート試験器の各ポートの既知の反射係数をもって正規化するステップをさらに含むことを特徴とする請求項１記載の試験対象装置の同定方法。
【請求項３】
前記試験対象装置の各端子へポート番号を割り当てるステップをさらに含むことを特徴とする請求項１記載の試験対象装置の同定方法。
【請求項４】
前記スカラー直交マトリクス［Ｍ］の要素を割り出すステップが、
不平衡端子を構成する前記試験対象装置の各端子について前記スカラー直交マトリクスの第１行の対応列に値１を割り当てるステップと、
入力差動対又は出力差動対の第１の端子を備える前記試験対象装置の各端子について、前記スカラー直交マトリクスの第２行の対応列に値１／√２を割り当てるステップと、
前記入力差動対又は出力差動対の第２の端子を備える前記試験対象装置の各端子について、前記スカラー直交マトリクスの第２行の対応列に値−１／√２を割り当てるステップと、
入力共通対又は出力コモン対を備える前記試験対象装置の各端子について、前記スカラー直交マトリクスの第３行の対応列に値１／√２を割り当てるステップと、
前記スカラー直交マトリクスの残りの要素に対して値０を割り当てるステップと、
を含むことを特徴とする請求項１記載の試験対象装置の同定方法。
【請求項５】
前記混合モードＳパラメータ［Ｓｍｍ］を時間領域表現へ変換するステップをさらに含むことを特徴とする請求項１記載の試験対象装置の同定方法。。
【請求項６】
前記混合モードＳパラメータの時間領域表現から前記試験対象装置のインパルス応答を割り出すステップをさらに含むことを特徴とする請求項５記載の試験対象装置の同定方法であって、。
【請求項７】
前記混合モードＳパラメータの時間領域表現から前記試験対象装置のステップ応答を割り出すステップをさらに含むことを特徴とする請求項５記載の試験対象装置の同定方法。
【請求項８】
前記混合モードＳパラメータの時間領域表現から前記試験対象装置のインピーダンス特性を割り出すステップをさらに含むことを特徴とする請求項５記載の試験対象装置の同定方法。
【請求項９】
前記試験対象装置に対し入力信号ｘ（ｔ）の数学的な表現を提供するステップをさらに含むことを特徴とする請求項５記載の試験対象装置の同定方法。
【請求項１０】
前記入力信号ｘ（ｔ）の数学的表現に前記試験対象装置の混合モードＳパラメータの時間領域表現の全ての要素を畳み込み、前記入力信号に対する試験対象装置の出力応答ｙ（ｔ）を割り出すステップをさらに含むことを特徴とする請求項９記載の試験対象装置の同定方法。
【請求項１１】
前記入力信号ｘ（ｔ）に対する前記試験対象装置の出力応答ｙ（ｔ）をアイパターンとして供給するステップをさらに含むことを特徴とする請求項１０記載の試験対象装置の同定方法。
【請求項１２】
前記試験対象装置の出力応答から該試験対象装置の一部を切り離すステップをさらに含むことを特徴とする請求項１０記載の試験対象装置の同定方法。
【請求項１３】
前記試験対象装置の前記Ｓパラメータに該試験対象装置に固定する装置のＳパラメータを縦列接続して、縦列接続Ｓパラメータをもたらすステップをさらに含むことを特徴とする請求項１２記載の試験対象装置の同定方法。
【請求項１４】
前記縦列接続Ｓパラメータを時間領域表現に変換するステップをさらに含むことを特徴とする請求項１３記載の試験対象装置の同定方法。
【請求項１５】
複数のポートと、
周波数領域上で試験信号を供給する信号発生器と、
前記信号発生器、複数ポート試験器の複数のポート、および少なくとも一つの試験チャンネル受信器の間に接続した切り替え装置であって、前記複数ポート試験器の任意のポートと少なくとも一つの試験チャンネル受信器に対し試験信号を結合する切り替え装置と、
前記信号発生器に結合され、試験信号を計測して基準値を決定する基準受信器と、
前記複数ポート試験器の各ポートにおいて前記試験信号を計測することのできる前記少なくとも一つの試験チャンネル受信器と、
前記少なくとも一つの試験チャンネル受信器を用い、複数ポート試験器の各ポートにおける試験信号計測値及び前記基準値から前記試験対象装置のＳパラメータ［Ｓ］を割り出す手段と、
前記試験対象装置の端子数と該試験対象装置の動作モードとに対応するスカラー直交マトリクス［Ｍ］の要素を割り出す手段と、
変換式［Ｓｍｍ］＝ＭＳＭ−１に従って前記試験対象装置のＳパラメータ［Ｓ］を混合モードＳパラメータ［Ｓｍｍ］へ変換する手段と、
を備えることを特徴とする複数端子試験対象装置同定用の複数ポート試験器。
【請求項１６】
前記試験対象装置のＳパラメータを前記複数ポート試験器の各ポートの既知の反射係数をもって正規化する手段をさらに備えることを特徴とする請求項１５記載の複数ポート試験器。
【請求項１７】
前記スカラー直交マトリクス［Ｍ］の要素を割り出す手段が、
不平衡端子を構成する前記試験対象装置の各端子について、前記スカラー直交マトリクスの第１行の対応列に値１を割り当てる手段と、
入力差動対又は出力差動対の第１の端子を備える前記試験対象装置の各端子について、前記スカラー直交マトリクスの第２行の対応列に値１／√２を割り当てる手段と、
入力差動対又は出力差動対の第２の端子を備える前記試験対象装置の各端子について、前記スカラー直交マトリクスの第２行の対応列に値−１／√２を割り当てる手段と、
コモン入力対又はコモン出力対を備える前記試験対象装置の各端子について、前記スカラー直交マトリクスの第３行の対応列に値１／√２を割り当てる手段と、
前記スカラー直交マトリクスの残りの要素に対し値０を割り当てる手段と、
を含むことを特徴とする請求項１５記載の複数ポート試験器。
【請求項１８】
前記混合モードＳパラメータ［Ｓｍｍ］を時間領域表現へ変換する手段をさらに含むことを特徴とする請求項１５記載の複数ポート試験器。
【請求項１９】
前記混合モードＳパラメータの時間領域表現から試験対象装置のインパルス応答を割り出す手段をさらに含むことを特徴とする請求項１８記載の複数ポート試験器。
【請求項２０】
前記混合モードＳパラメータの時間領域表現から試験対象装置のステップ応答を割り出す手段をさらに含むことを特徴とする請求項１８記載の複数ポート試験器。
【請求項２１】
前記混合モードＳパラメータの時間領域表現から試験対象装置のインピーダンス特性を割り出す手段をさらに含むことを特徴とする請求項１８記載の複数ポート試験器。
【請求項２２】
前記試験対象装置に対し数学的に表現された入力信号ｘ（ｔ）を供給する手段をさらに含むことを特徴とする請求項１８記載の複数ポート試験器。
【請求項２３】
前記数学的に表現された入力信号ｘ（ｔ）に前記試験対象装置の混合モードＳパラメータの時間領域表現の全ての要素を畳み込み、入力信号ｘ（ｔ）に対する該試験対象装置の出力応答ｙ（ｔ）を割り出すステップをさらに含むことを特徴とする請求項２２記載の複数ポート試験器。
【請求項２４】
前記入力信号ｘ（ｔ）に対する前記試験対象装置の出力応答ｙ（ｔ）をアイパターンとして供給する手段をさらに含むことを特徴とする請求項２３記載の複数ポート試験器。
【請求項２５】
前記試験対象装置の出力応答の時間領域表現から該試験対象装置の一部を切り離す手段をさらに含む、
ことを特徴とする前記試験器。
【請求項２６】
前記試験対象装置の前記Ｓパラメータに該試験対象装置に固定する装置のＳパラメータを縦列接続し、縦列接続Ｓパラメータをもたらす手段をさらに含むことを特徴とする請求項１５記載の複数ポート試験器。
【請求項２７】
前記縦列接続Ｓパラメータを時間領域表現に変換する手段をさらに含むことを特徴とする請求項２６記載の複数ポート試験器。
【請求項２８】
前記複数ポート試験器はＮポートを備え、前記複数端子試験対象装置はＮ端子を備えており、前記少なくとも一つの試験チャンネル受信器がＮ試験チャンネル受信器からなることを特徴とする請求項１５記載の複数ポート試験器。
【請求項２９】
前記複数ポート試験器はＮポートを備え、前記複数端子試験対象装置はＮ端子を備えており、一定数のチャンネル受信器が、試験信号発生器の掃引回数を最小化し、かつ前記信号発生器の各掃引ごとに一切の冗長性を排除しかつ試験チャンネル受信計測値を余すとこなく用いて基準チャンネル計測ごとに試験チャンネルを捕捉することを特徴とする請求項１５記載の複数ポート試験器。
【請求項３０】
前記複数ポート試験器はＮポートを備え、前記複数端子試験対象装置はＮ端子を備えており、前記少なくとも一つの試験チャンネル受信器が２つの試験チャンネル受信器からなることを特徴とする請求項１５記載の複数ポート試験器。
【請求項３１】
前記複数ポート試験器はＮポートを備え、前記複数端子試験対象装置はＮ端子を備えており、前記少なくとも一つの試験チャンネル受信器が３つの試験チャンネル受信器からなることを特徴とする請求項１５記載の複数ポート試験器。
【請求項３２】
複数ポート試験器を較正するステップと、
試験対象装置の各端子を前記複数ポート試験器のポートへ結合するステップと、
前記複数ポート試験器をもって前記試験対象装置のＳパラメータを計測するステップと、
前記Ｓパラメータを時間領域表現へ変換するステップと、
を含むことを特徴とする試験対象装置の同定方法。
【請求項３３】
前記試験対象装置のＳパラメータを前記複数ポート試験器の各ポートの既知の反射係数をもって正規化するステップをさらに備えることを特徴とする請求項３２記載の試験対象装置の同定方法。
【請求項３４】
前記Ｓパラメータの時間領域表現から前記試験対象装置のインパルス応答を割り出すステップをさらに含むことを特徴とする請求項３２記載の試験対象装置の同定方法。
【請求項３５】
前記Ｓパラメータの時間領域表現から前記試験対象装置のステップ応答を割り出すステップをさらに含むことを特徴とする請求項３２記載の試験対象装置の同定方法。
【請求項３６】
前記Ｓパラメータの時間領域表現から前記試験対象装置のインピーダンス特性を割り出すステップをさらに含むことを特徴とする請求項３２記載の試験対象装置の同定方法。
【請求項３７】
前記試験対象装置に対し数学的に表現された入力信号ｘ（ｔ）を供給するステップをさらに含むことを特徴とする請求項３２記載の試験対象装置の同定方法。
【請求項３８】
数学的に表現された入力信号ｘ（ｔ）に前記試験対象装置の前記Ｓパラメータの時間領域表現の全ての要素を畳み込み、入力信号に対する前記試験対象装置の出力応答ｙ（ｔ）を割り出すステップをさらに含むことを特徴とする請求項３７記載の試験対象装置の同定方法。
【請求項３９】
前記試験対象装置の出力応答から該試験対象装置の一部を切り離すステップをさらに含むことを特徴とする請求項３８記載の試験対象装置の同定方法。
【請求項４０】
前記試験対象装置の出力応答ｙ（ｔ）をアイパターンとして供給するステップをさらに含むことを特徴とする請求項３８記載の試験対象装置の同定方法。
【請求項４１】
前記試験対象装置のＳパラメータに該試験対象装置に固定する装置のＳパラメータを縦列接続し、縦列接続Ｓパラメータをもたらすステップをさらに含むことを特徴とする請求項３２記載の試験対象装置の同定方法。
【請求項４２】
前記縦列接続Ｓパラメータを時間領域表現へ変換するステップをさらに含むことを特徴とする請求項４１記載の試験対象装置の同定方法。
【請求項４３】
複数のポートと、
周波数領域上で試験信号を供給する信号発生器と、
前記信号発生器、複数ポート試験器の複数のポート、および少なくとも一つの試験チャンネル受信器の間に接続した切り替え装置であって、複数ポート試験器の任意のポートと少なくとも一つの試験チャンネル受信器に対し試験信号を結合する切り替え装置と、
前記信号発生器に結合され、試験信号を計測して基準値を決定する基準受信器と、
前記複数ポート試験器の各ポートにおいて前記試験信号を計測する前記少なくとも一つの試験チャンネル受信器と、
前記複数ポート試験器の各ポートにおける試験信号計測値と前記基準値とから前記試験対象装置のＳパラメータを割り出す手段と、
前記Ｓパラメータを時間領域表現へ変換する手段と、
を備えることを特徴とする複数端子試験対象装置同定用の複数ポート試験器。
【請求項４４】
前記試験対象装置のＳパラメータを前記複数ポート試験器の各ポートの既知の反射係数をもって正規化する手段をさらに備えることを特徴とする請求項４３記載の複数ポート試験器。
【請求項４５】
前記Ｓパラメータの時間領域表現から前記試験対象装置のインパルス応答を割り出す手段をさらに含むことを特徴とする請求項４３記載の複数ポート試験器。
【請求項４６】
前記Ｓパラメータの時間領域表現から前記試験対象装置のステップ応答を割り出す手段をさらに含むことを特徴とする請求項４３記載の複数ポート試験器。
【請求項４７】
前記Ｓパラメータの時間領域表現から前記試験対象装置のインピーダンス特性を割り出す手段をさらに含むことを特徴とする請求項４３記載の複数ポート試験器。
【請求項４８】
前記試験対象装置に対し数学的に表現された入力信号ｘ（ｔ）を供給する手段をさらに含むことを特徴とする請求項４３記載の複数ポート試験器。
【請求項４９】
前記数学的に表現された入力信号ｘ（ｔ）に前記試験対象装置の混合モードＳパラメータの時間領域表現の全ての要素を畳み込み、入力信号に対する試験対象装置の出力応答ｙ（ｔ）を割り出すステップをさらに含むことを特徴とする請求項４８記載の複数ポート試験器。
【請求項５０】
前記試験対象装置の出力応答の時間領域表現から該試験対象装置の一部を切り離す手段をさらに含むことを特徴とする請求項４９記載の複数ポート試験器。
【請求項５１】
前記入力信号に対する前記試験対象装置の出力応答ｙ（ｔ）をアイパターンとして供給する手段をさらに含むことを特徴とする請求項４９記載の複数ポート試験器。
【請求項５２】
前記試験対象装置の該Ｓパラメータに該試験対象装置に固定する装置のＳパラメータを縦列接続し、縦列接続Ｓパラメータをもたらす手段をさらに含むことを特徴とする請求項４３記載の複数ポート試験器。
【請求項５３】
縦列接続したＳパラメータを時間領域表現へ変換する手段をさらに備えることを特徴とする請求項５２記載の複数ポート試験器。
【請求項５４】
前記複数ポート試験器はＮポートを備え、前記複数端子試験対象装置はＮ端子を備えており、前記少なくとも一つの試験チャンネル受信器がＮ試験チャンネル受信器からなることを特徴とする請求項４３記載の複数ポート試験器。
【請求項５５】
前記複数ポート試験器はＮポートを備え、前記複数端子試験対象装置はＮ端子を備えており、前記少なくとも一つの試験チャンネル受信器が一定数の試験チャンネル受信器を備え、該受信器が前記信号発生器の掃引回数を最小化し、該信号発生器の各掃引ごとに一切の冗長性を排除しかつ試験器チャンネル受信器を余すとこなく用いて計測値を捕捉させることを特徴とする請求項４３記載の複数ポート試験器。
【請求項５６】
前記複数ポート試験器はＮポートを備え、前記複数端子試験対象装置はＮ端子を備えており、前記少なくとも一つの試験チャンネル受信器が２つの試験チャンネル受信器からなることを特徴とする請求項４３記載の複数ポート試験器。
【請求項５７】
前記複数ポート試験器はＮポートを備え、前記複数端子試験対象装置はＮ端子を備えており、前記少なくとも一つの試験チャンネル受信器が３つの試験チャンネル受信器からなることを特徴とする請求項４３記載の複数ポート試験器。
【請求項５８】
各ポートがＮポートの複数ポート試験器のポートに結合される前記Ｎポート自動較正装置であって、
前記自動較正装置の第１のポートに結合された単極を有し、それぞれ該自動較正装置の対応ポートに結合されたＮ−１接点のうちの各接点を有する単極Ｎ−１接点スイッチと、
前記自動較正装置のＮポートのうちの第２ポートに結合された単極を有し、第１の負荷インピーダンスに結合された第１の接点を有し、単極Ｎ−１投スイッチのＮ−１個の接点のうちの一接点に結合された第２の接点を有する少なくとも一つの単極双投スイッチと、
を備えることを特徴とするＮポートを有するＮポート自動較正装置。
【請求項５９】
単極Ｎ−１接点スイッチと単極双投スイッチを付勢するコントローラをさらに備えることを特徴とする請求項５８記載のＮポート自動較正装置。
【請求項６０】
前記少なくとも一つの単極双投スイッチは、各単極双投スイッチが自動較正装置のＮポートのうちの一つのポートに結合された単極を有するＮ個の単極双投スイッチを備え、各単極双投スイッチが第１の負荷インピーダンスに結合した第１の接点を有し、各単極双投スイッチが単極Ｎ−１投スイッチの対応接点に結合した第２の接点を有することを特徴とする請求項５８記載のＮポート自動較正装置。
【請求項６１】
単極Ｎ−１投スイッチと各単極双投スイッチを制御し、自動較正装置を用いて該自動較正装置の各ポートに３つの反射指標を供給するとともに、前記自動較正装置の対応ポート間のＮ（Ｎ−１）／２個の可能な導通状態のうちのＮ−１個の導通状態を供給するよう構成し配置したコントローラをさらに備えることを特徴とする請求項６０記載のＮポート自動較正装置。
【請求項６２】
複数端子試験対象装置を同定できるＮポート試験器をさらに備え、Ｎポート自動較正装置の各ポートがＮポート試験器の対応ポートに結合してあることを特徴とする請求項６１記載のＮポート自動較正装置。
【請求項６３】
Ｎポート複数ポート試験器の各ポートに提示された３つの反射指標の計測値とＮポート複数試験器の対応ポート間のＮ−１個の導通状態とから、Ｎポート複数ポート試験器の全ての定誤差を割り出すよう構成したプロセッサをさらに備えることを特徴とする請求項６２記載のＮポート自動較正装置及びＮポート複数ポート試験器。
【請求項６４】
前記各単極双投スイッチは、前記単極と前記第２の接点との間に導通状態をもたらすよう構成し配置したことを特徴する請求項６０記載のＮポート自動較正装置。
【請求項６５】
前記各単極双投スイッチは、前記単極と前記自動較正装置の対応ポートとに負荷インピーダンスを供給するよう構成し配置したことを特徴とする請求項６０記載のＮポート自動較正装置。
【請求項６６】
前記各単極双投スイッチは、前記第１の接点と第２の接点の間を閉路状態とし、前記単極と前記自動較正装置の対応ポートとを閉路状態とするよう構成し配置したことを特徴とする請求項６０記載のＮポート自動較正装置。
【請求項６７】
前記各単極双投スイッチは、前記第１の接点と第２の接点との間を開路状態とし、前記単極と前記自動較正装置の対応ポートとを開路状態とするよう構成し配置したことを特徴とする請求項６０記載のＮポート自動較正装置。
【請求項６８】
前記少なくとも一つの単極双投スイッチは、前記単極と第２の接点との間に導通状態をもたらすよう構成し配置したことを特徴する請求項５８記載のＮポート自動較正装置。
【請求項６９】
前記少なくとも一つの単極双投スイッチは、前記単極と自動較正装置の第２ポートに負荷インピーダンスを供給するよう構成し配置したことを特徴とする請求項５８記載のＮポート自動較正装置。
【請求項７０】
前記少なくとも一つの単極双投スイッチは、第１の接点と第２の接点との間を閉路状態とし、前記単極と自動較正装置の第２ポートとを閉路状態とするよう構成し配置したことを特徴とする請求項５８記載のＮポート自動較正装置。
【請求項７１】
前記少なくとも一つの単極双投スイッチは、前記第１の接点と第２の接点との間を開路状態とし、前記単極と自動較正装置の第２ポートとを開路状態とするよう構成し配置したことを特徴とする請求項５８記載のＮポート自動較正装置。
【請求項７２】
前記各単極双投スイッチが、複数のＦＥＴスイッチ素子からなることを特徴とする請求項５８記載のＮポート自動較正装置。
【請求項７３】
前記各単極双投スイッチの単極に結合した直流阻止コンデンサをさらに備えることを特徴とする請求項５８記載のＮポート自動較正装置。
【請求項７４】
前記各単極双投スイッチの単極に結合した分路抵抗をさらに備えることを特徴とする請求項５８記載のＮポート自動較正装置。
【請求項７５】
前記少なくとも一つの単極双投スイッチが、前記Ｎポート自動較正装置の第２ポートへ３つの反射指標を提示するよう構成し配置してあることを特徴とする請求項５８記載のＮポート自動較正装置。
【請求項７６】
前記単極双投スイッチはまた、前記単極と第２の接点との間に導通状態をもたらすよう構成しかつ配置してあることを特徴とする請求項７５記載のＮポート自動較正装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本出願は、数種のモードで動作する複数端子線形装置の同定（ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｚｉｎｇ）方法及び装置に係り、特に不平衡モード、平衡モードおよび複数モードのいずれかのモードで装置を計測する方法及び装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
本開示によれば、不平衡装置は、装置の各不平衡入力と出力に一つの信号搬送端子を有し、不平衡モードで動作するものと理解されたい。平衡装置が、各平衡入力端と出力端に２つの信号搬送端子を有し、２つのモードのうちのコモンモード（偶数モード）か差動モード（奇数モード）のいずれか一方で動作することもまた理解されたい。
【０００３】
ディジタルネットワークが速度と帯域を増すにつれ、信号保全やその同定はますます重要性を帯び注目を集めている。これまでは、高周波装置とディジタル装置は殆ど共通点をもたないものであった。しかながら、ディジタル信号がますます高速動作し、毎秒１ギガバイト（以下、「Ｇｂ／ｓ」と呼ぶ）に近づくにつれ、ディジタル信号の分析ツールとその高周波信号の分析ツールは、機能と要件において重なり合い始めている。さらに、より高速のディジタル信号については、ディジタル信号の高調波成分は基本調波の周波数の何倍も高く、そのことが例えば試験対象装置（以下、「ＤＵＴ」と呼ぶ）とこれら高速ディジタルＤＵＴ同定用試験装置との間の接続により高い精度を求める一因ともなっている。
【０００４】
ディジタルＤＵＴの試験に用いられてきた従来の差動時間領域反射率計（以下、「ＴＤＲ」と呼ぶ）システムは、ＤＵＴに対する駆動信号としてステップ関数を用いてきた。ステップ関数信号を用いるのは、アナログ回路の同定に好適な駆動信号であるインパルス関数を生成できる市販の信号源がないという理由からである。
【０００５】
立ち上り時間の短いディジタル信号内に調波周波数成分があることで、人は高速ディジタル回路や相互接続を伝送線として考えたり、或いは例えばこれらの回路と相互接続の計測に反射信号の影響を考慮することがある。しかしながら、一般にこれらの影響を考慮するベクトルネットワーク分析器（以下、「ＶＮＡ」と呼ぶ）のような周波数領域機器は、この種のディジタル回路や相互接続の計測にはこれまで用いられてこなかった。その代わりに、差動ＴＤＲが高速ディジタル回路と構成部品の同定に用いられてきた。
【０００６】
差動ＴＤＲが従来から用いられてきたのには、幾つかの理由がある。一例を挙げれば、状態間遷移などのディジタル信号の時間領域表現は保存する必要があり、それらの信号特性を時間関数として同定する必要があったからである。加えて、高速ディジタルデータを転送する大半の装置ならびにシステムが差動信号を用いており、一方で大半のＶＮＡが片端接地すなわち不平衡２端子装置用に設計されていたからである。しかしながら、データレートの増大に伴い、非常に高速の差動ＴＤＲシステムのダイナミックレンジは、クロストーク信号や電磁波障害（以下、「ＥＭＩ」と呼ぶ）の生成原因となる信号などの低レベル信号の分析には往々にして適さなくなっていた。加えて、信号線と相互接続中に存在する寄生インダクタンスや寄生容量は、通常従来のＴＤＲシステムが使用している低データレートでは無視されるが、データレートが目覚ましく高速化するにつれ、それらはもはや無視できなくなっていたのである。さらに、これまでの差動ＴＤＲシステムは、計測機器内の定誤差源について補正したり、或いはＤＵＴの同定に用いる備品や相互接続の切り離しをサポートするものでもなかったのである。
【０００７】
当業者には周知であるが、不平衡線形１端子又は２端子ＤＵＴの完全な同定は、ベクトルネットワーク分析器（以下、「ＶＮＡ」と呼ぶ）を用いて標準的なＳパラメータを計測することにより達成することができる。標準的な２ポートＳパラメータマトリクスは、順方向ならびに逆方向の伝送特性及び反射特性を含む複数端子ＤＵＴの任意の２端子間に存在し得るあらゆる信号路の周波数領域表現を表すものである。
【０００８】
市販の２ポートＶＮＡを有する複数端子ＤＵＴ計測用の一つの周知の手順は、複数端子ＤＵＴの２端子にＶＮＡの各ポートを接続し、高品位整合終端をもって複数端子ＤＵＴの残りの端子を終端処理することにある。２ポートＶＮＡは、終端処理された残りの端子を用いて複数端子ＤＵＴの２端子の計測或いは同定に用いられる。この処理はそこで、複数端子ＤＵＴの全ての端子を計測し終えるまで繰り返され、複数端子ＤＵＴの２つの追加端子が計測され、残りの端子が高品位整合終端をもって終端処理される。複数端子装置の全ての端子を一旦計測し終えると、ＶＮＡによってなされた複数の２ポート計測値はそこで処理され、複数端子ＤＵＴのＳパラメータが得られる。この処理は、その全体を参照用にここに取り込む例えば本願出願人に対して発行された米国特許第５，５７８，９３２号の従来技術に記載されている。
【０００９】
Ｄａｖｉｄ　Ｇ．ＢｏｃｋｅｌｍａｎとＷｉｌｌｉａｍ　Ｒ．Ｅｉｓｅｎｓｔａｄｔによる１９９５年７月発行のマイクロ波の理論と技法に関するＩＥＥＥ論文集第４３巻、（以下、「ＢｏｃｋｅｌｍａｎのＩＥＥＥ論文と呼ぶ）に「差動モード及びコモンモード分散パラメータ；その理論とシミュレーション」と題して解説されている。標準的なＳパラメータは、平衡装置の線形性能を同定する混合モードＳパラメータ（以下、「Ｓｍｍ」と呼ぶ）にまで拡張可能である。混合モードＳパラメータマトリクス［Ｓｍｍ］は、［Ｓｍｍ］がＤＵＴの任意の２つの端子間の信号印加と信号応答を同定する点において従来の不平衡Ｓパラメータマトリクス［Ｓ］と同様である。しかしながら、この［Ｓｍｍ］はまた、信号印加ポートと信号応答ポートに加え、信号印加モードと信号応答モードを考慮するものである。
【００１０】
図１（ａ）を参照するに、当業者には周知であるが、不平衡２ポート［Ｓ］が、それぞれ信号応答ポートと信号印加ポート（ｓｔｉｍｕｌｕｓ）を表わすｙｚを付したデータ配列形式Ｓｙｚでもって規定されている。ここで図１（ｂ）を参照するに、平衡装置用の混合モードＳパラメータマトリクス［Ｓｍｍ］は、ＤＵＴの追加の信号応答モードと信号印加モードを表わすｗｘを付したＳｗｘｙｚとして規定してある。図１（ｂ）の［Ｓｍｍ］は、平衡２端子装置の線形動作を同定することができる。不平衡Ｓパラメータ［Ｓ］を用いたことで、各列は異なる信号印加状態を表わし、各行は異なる信号応答を示す。さらに、［Ｓｍｍ］マトリクスは４つの四半分に分割でき、ＤＵＴは図１（ｂ）に示したように、純動作モードと変換動作モードで動作する２ポート装置と考えることができる。
【００１１】
図１（ｂ）を参照するに、左上の四半分は、差動モード信号をもって印加され、かつ差動モードの信号応答が観察された時のＤＵＴの動作特性を記述するものである。四半分は４つのパラメータからなる。すなわち、２端子ＤＵＴの１又は２の平衡端子双方の反射パラメータＳｄｄ１１，Ｓｄｄ２２と、２端子ＤＵＴの１又は２の平衡端子間の順方向と逆方向の伝送パラメータＳｄｄ２１，Ｓｄｄ１２である。このように、この四半分は差動モードで動作する２端子ＤＵＴの動作特性を記述するものである。
【００１２】
右下の四半分は、コモンモード信号をもって信号印加し、コモンモードの信号応答が観察された時のＤＵＴの動作特性を記述するものである。四半分は４つのパラメータからなる。すなわち、２端子ＤＵＴの１又は２の平衡端子双方の反射パラメータＳｃｃ１１，Ｓｃｃ２２と、２端子ＤＵＴの１又は２の平衡端子間の順方向と逆方向の伝送パラメータＳｃｃ２１，Ｓｃｃ１２である。この四半分は、コモンモード動作時の２端子ＤＵＴの基本的な動作特性を記述する。ＤＵＴ内でのコモンモード信号のレベル低減が一つの目的である場合、これらのパラメータをＤＵＴの動作特性解析に用い得ることは当業者には分かる筈である。さらに、ＤＵＴの同相成分排除能力はしばしば検討対象とされるが、これはコモンモード利得Ｓｃｃ２１に対する差動モード利得Ｓｄｄ２１の比をとることで計算することができる。
【００１３】
図１（ｂ）の左下の四半分は、差動モード信号をもって印加され、コモンモードの信号応答が観察された時のＤＵＴの動作特性を記述するものである。この四半分のＳパラメータは、ＤＵＴが差動モード信号をコモンモード信号に変換する仕方を示すものである。ここでも、各端子における反射とこの動作モードにおける順方向及び逆方向の信号伝送を試験することができる。完全対称な平衡装置では、差動モードとコモンモード間で一切変換があってはならず、これら全てのＳパラメータが零でなければならないことを理解されたい。
【００１４】
この左下の四半分は、ＤＵＴの動作特性の記述に適しており、その理由は例えばＤＵＴにおけるどんな非対称性もＤＵＴの平衡対端子の各側における信号振幅における不釣り合い、すなわち位相歪をもたらすからである。差動モードからコモンモードへの印加信号の変換は、例えばＤＵＴ内で信号を接地還流させ、電磁波障害（以下、「ＥＭＩ」と呼ぶ）の生成をもたらことがある。高速ディジタル信号装置では、ＤＵＴ内のどんな不平衡もまたビット誤り率（以下、「ＢＥＲ」と呼ぶ）の劣化を招くことがある。
【００１５】
図１（ｂ）の右上四半分は、コモンモード信号をもって印加し、差動モードの信号応答が観察された時のＤＵＴの動作特性を記述するものである。これらのＳパラメータは、ＤＵＴがコモンモード信号を差動モード信号に変換する仕方を示すものである。ここでも、各端子における反射とこのモードにおける動作における順方向及び逆方向の信号伝送を試験することができる。完全対称な平衡装置では、差動モードとコモンモード間には一切変換があってはならず、これら全てのＳパラメータは零でなければならないことを理解されたい。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
上記のごとく、コモンモードから差動モードへのあらゆる信号変換は、ＤＵＴならびにこのＤＵＴを用いるあらゆるシステムをＥＭＩによる影響下にさらすものである。例えば、電源や接地やその他からＤＵＴとシステム内に混入するノイズは、通常、コモンモード信号として侵入する。このコモンモードノイズが差動モードノイズに変換されると、それは現実にＤＵＴ信号上に重畳され、信号対雑音比を劣化させかねない。それ故、ＤＵＴのコモンモードから差動モードへのモード変換動作は、ＤＵＴ内に雑音源と妨害源の影響行使余地をもたらす。
【００１７】
従って、モード変換は平衡ＤＵＴの信号保全試験時に考察すべき一現象となる。しかしながら、これらの信号は理論的には零であるため、従来の差動ＴＤＲシステムによりもたらされるダイナミックレンジでは通常不十分である。
【００１８】
例えばインターネットやコンピュータ或いは他のディジタル装置の増速する処理速度の驚異的な成長が、より多くの製品を高周波データ転送領域に移しつつあることが理解されよう。現行の試験機器の未補正誤差源は、これらの装置のデータレートが次第に高みに押し上げられるにつれもはや受容できないものになっている。さらに、これらのディジタル装置の同定に用いる大半の試験機器は、スカラーデータを供給するものである。しかしながら、スカラーデータは誤差源を適切に同定し取り除くに足る十分な情報を含んではいない。さらに、これらの従来の試験装置は、ダイナミックレンジの問題を抱えており、また往々にして試験対象ＤＵＴに対し過大振幅の入射信号を供給することがある。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
従って、本開示の複数端子ＤＵＴの同定方法及び装置の一部実施形態は、不平衡装置や平衡装置の複数動作モードにおいて動作する装置の同定を容易にするものである。本開示の方法及び装置の一部実施形態の他の態様では、得られたＤＵＴの同定を時間領域か又は周波数領域のどちらでも提示することができる。本開示の方法及び装置の一部実施形態のさらに他の態様では、測定装置またはシステムにおけるエラーの系統的源を排除することができる。本開示の方法及び装置の一部実施形態のさらに他の態様では、低レベル信号が計測でき、ＤＵＴを過大振幅計測信号でもって計測する必要はない。
【００２０】
本発明の一実施形態によれば、ＤＵＴの同定方法が提供される。本方法は、複数ポートの試験器を較正するステップと、ＤＵＴの各端子を複数ポート試験器の各ポートに結合するステップと、複数ポート試験器を用いてＤＵＴのＳパラメータ［Ｓ］を計測するステップを含む。本方法はまた、ＤＵＴの端子数とＤＵＴの動作モードに対応してスカラー直交マトリクス［Ｍ］の要素を割り出すステップを含む。本方法はさらに、ＤＵＴのＳパラメータ［Ｓ］を変換式Ｓｍｍ＝ＭＳＭ−１に従って混合モードＳパラメータ［Ｓｍｍ］へ変換するステップを含む。
【００２１】
本発明の他の実施形態によれば、複数端子ＤＵＴを同定する複数ポート試験器が提供される。この複数ポート試験器は、複数のポートと、周波数領域上で試験信号を供給する信号発生器と、信号発生器に結合され、基準値を決定する試験信号を計測する基準受信器と、複数ポート試験器の各ポートにおいて試験信号を計測できる少なくとも一つの試験チャンネル受信器を備える。複数ポート試験器はさらに、信号発生器と複数ポート試験器の複数ポートと少なくとも一つのチャンネル受信器との間に接続した切り替え装置であって、複数ポート試験器の任意のポートと少なくとも一つの試験チャンネル受信器へ試験信号を結合する切り替え装置を有する。複数ポート試験器はさらに、少なくとも一つの試験チャンネル受信器を用いた複数ポート試験器の各ポートにおける試験信号計測値と基準値とから、ＤＵＴのＳパラメータ［Ｓ］を割り出す手段を備える。この複数ポート試験器はまた、ＤＵＴの端子数とＤＵＴの動作モードとに対応するスカラー直交マトリクス［Ｍ］の要素を割り出す手段と、変換式［Ｓｍｍ］＝ＭＳＭ−１に従ってＤＵＴのＳパラメータ［Ｓ］を混合モードＳパラメータ［Ｓｍｍ］へ変換する手段を備える。
【００２２】
本発明の他の実施形態は、複数端子ＤＵＴの同定方法からなる。本方法は、複数ポート試験器を較正するステップと、ＤＵＴの各端子を複数ポート試験器のポートへ結合するステップと、複数ポート試験器をもってＤＵＴのＳパラメータ［Ｓ］を計測するステップを含む。さらに、本方法はＳパラメータを時間領域表現へ変換するステップを含む。
【００２３】
本発明の他の実施形態は、複数端子ＤＵＴを同定する複数ポート試験器からなる。この複数ポート試験器は、複数のポートと、周波数領域上で試験信号を供給する信号発生器と、信号発生器に結合されて試験信号を計測して基準値を決定する基準受信器と、複数ポート試験器の各ポートにおいて試験信号を計測する少なくとも一つの試験チャンネル受信器とを備える。この複数ポート試験器はさらに、信号発生器と複数ポート試験器の複数のポートと少なくとも一つの試験チャンネル受信器との間に接続した切り替え装置で、複数ポート試験器の任意のポートと少なくとも一つの試験チャンネル受信器に対し試験信号を結合する切り替え装置を備える。この複数ポート試験器はさらに、複数ポート試験器の各ポートにおける試験信号計測値と基準値とからＤＵＴのＳパラメータ［Ｓ］を割り出す手段と、Ｓパラメータを時間領域表現へ変換する手段を備える。
【００２４】
【発明の実施の形態】
前述の記載ならびに他の目的及び利点は、図面から十分に明らかとなろう。添付図面を併せ考察することで、本発明の多数の長所ならびに新規な特徴及び目的が、以下の本発明の詳細な説明から明らかとなろう。図中、様々な図に図示した同一又はほぼ同様の構成部分は、それぞれ単一の符号又は表記をもって表してある。紛れを排除するため、各図中の全ての構成部分に名称を付してはおらず、また当業者に本発明を理解してもらうのに不要な説明や本発明に示した各実施形態の各構成部分についても同様である。
【００２５】
本開示によれば、不平衡装置は各不平衡入出力ごとに単一の信号搬送端子を有しており、不平衡モードで動作することを理解されたい。平衡装置が各平衡入出力装置ごとに２つの信号搬送端子を有し、２つのモードのうちの一方のコモンモード（偶数モード）か差動モード（奇数モード）で動作することも理解されたい。本開示になる複数端子装置が２以上の端子を有する装置を想定していることもさらに理解されたい。例えば、ＤＵＴの一つの平衡対は、ベクトルネットワーク分析器（以下、「ＶＮＡ」と呼ぶ）の２つの対応ポートに結合できる２つの信号端子を備え得るものである。従って、複数端子装置は、ＶＮＡに対し２以上の接続をもつことができる。それ故、複数端子装置を２ポートＶＮＡに接続するには追加のハードウェアが必要である。本開示になる複数ポート試験器（以下、ＭＴＳと呼ぶ）は、２以上の端子を有する複数端子装置の計測に用いる任意の試験器であり、２ポートＶＮＡとこの２ポートＶＮＡに対し複数端子ＤＵＴを結合する追加のハードウェアを備えることを理解されたい。しかしながら、２ポートＶＮＡを使用する必要のないことは理解さるべきである。その代わりに複数ポートＶＮＡを用いることができ、本開示になるＭＴＳは、複数端子ＤＵＴと同数のポートを有する複数ポートＶＮＡを備えるとともに、複数ポートＶＮＡと複数端子装置を複数ポートＶＮＡに接続するのに用いる任意のハードウェアを備える。この複数端子装置が、複数ポートＶＮＡよりも多くの端子を有する。
【００２６】
本開示の複数端子装置の同定方法及び装置の一部実施形態の一態様は、平衡装置の混合モード分散パラメータ［Ｓｍｍ］の計測能力を備える。加えて、本開示の方法及び装置の一実施形態の他の態様では、ＶＮＡにより提供される精確さと精密さがディジタル試験対象装置（以下、「ＤＵＴ」と呼ぶ）の計測と同定に用いることができる。本開示の方法と装置の一部実施形態のさらに別の態様では、ＶＮＡが高速ディジタルシステム内の信号保全に関与する技術者に対しこれまでは利用できなかった特性と計測値の提供に用いることができる。本開示の方法と装置の一部実施形態のさらに別の態様では、例えば平衡ＤＵＴの試験と同定の結果が時間領域か周波数領域のどちらでも試験者に提示できる。
【００２７】
従来技術の記載にて考察したように、従来の差動時間領域反射率計（以下、「ＴＤＲ」と呼ぶ）システムは、ＤＵＴへの駆動信号として本来のインパルス関数に代わってステップ関数を用いている。これは、多分に高調波成分を含むインパルス関数を生成できる信号源が無いことに原因がある。換言すれば、従来のＴＤＲのものではインパルス関数を用いないのである。ステップ応答やインパルス応答やどんな単一応答も、従来のＶＮＡにて模擬実験することができる。しかしながら、従来のＴＤＲシステムや模擬実験ステップ関数駆動信号を用いる従来のＶＮＡは、一部従来技術で説明した幾つかの短所をそれぞれ有する。
【００２８】
周知のＴＤＲ試験システムを用いることで、ディジタルＤＵＴは、通常、既知のディジタル信号をＤＵＴ内に注入し、ＤＵＴの出力を測定して計測される。しかしながら、試験機器が入力信号に望まれるあらゆる所望特性を備えた入力信号を供給できないなどの限界が、ＴＤＲ試験システムにはある。加えて、この種のＴＤＲシステムは、一般にステップ信号の生成ならびに計測時に安定性と精度の点で限界を抱えるものである。さらに、ＴＤＲ機器のダイナミックレンジの欠如は、ＤＵＴにより誘発される同様の変動の存在を助長するか或いは覆い隠すことがある。さらにまた、ＤＵＴの振幅限界が使用するＴＤＲ機器設備の動作レベルとは全く異なるものとなる。例えば、駆動信号はＤＵＴの安全レベルまで減衰させねばならないが、このことがＴＤＲ機器のダイナミックレンジを劣化させ、ＤＵＴ試験信号路内にＴＤＲシステムを用いた計測値から取り除くことのできない余計な成分を導き入れることになる。さらに、この種のＴＤＲ機器設備にはスカラー受信器が用いられるが、スカラー信号は例えば試験器や試験備品などのインタフェース機器により導入される定誤差（ｓｙｓｔｅｍａｔｉｃ ｅｒｒｏｒ）係数を補正する十分な情報を持たないのである。
【００２９】
当業者には周知であるが、不平衡線形１端子又は２端子ＤＵＴの同定は、ＶＮＡを用いて標準的なＳパラメータを計測することにより達成できる。各端子で計測する複数端子ＤＵＴは、２ポートＶＮＡにより計測できる一連の２端子計測値と考えられることを理解されたい。Ｎ端子を備えたＤＵＴについては、Ｎ（Ｎ−ｌ）／２本の２端子信号路が存在する。例えば、４端子ＤＵＴはＤＵＴの４端子間に６本の可能な信号路を有する。ＤＵＴの端子数が増加するにつれ、信号路の数が相当増加することも理解できる。例えば、８端子ＤＵＴは２８本の２端子信号路を有し、１６端子ＤＵＴは１２０本の２端子信号路を有する。従って、複数端子ＤＵＴの同定は次第により困難になりつつあり、特にディジタルシステム内での平衡化技術の使用に起因して複数端子装置がより一般的になりつつある点でそうである。
【００３０】
２ポートＶＮＡを用いた複数端子装置計測の一般的な手法は、「総当り戦（ｒｏｕｎｄ ｒｏｂｉｎ）」技法として公知である。一度に計測できるのは２つの端子だけであるため、計測しない端子は好ましくは端子に整合する特性インピーダンスでもって終端処理し、ＤＵＴの同定に使用する計測信号のＤＵＴ内への反射戻りを防止する。かくして、ＶＮＡは複数端子ＤＵＴの２つの端子に結合され、残りの端子は好ましくは高品位終端をもって終端処理される。終端処理した端子及びＶＮＡに結合した端子はそこで、ＤＵＴの全ての端子が計測されるまで系統的な処理によって循環的に選択される。複数の２端子計測は、そこで複数端子ＤＵＴの最終Ｓパラメータ［Ｓ］が得られるよう処理される。
【００３１】
しかしながら、この手法の一つの問題は、不完全な終端処理により反射された信号が、特に５００ＭＨｚを越える周波数で依然として被計測端子に出現することである。例えば、ＤＵＴの端子インピーダンスはＤＵＴ端子の終端処理に用いる利用可能な終端と殆ど一致しないため、一般にこれらの終端からは反射信号が生まれる。加えて、ＶＮＡと終端とに対しＤＵＴ端子の複数の接続と切り離しがなされている。かくして、コネクタ接続の繰り返しが計測誤差に寄与することになる。また、コネクタの損耗も加速される。さらに、オペレータの誤操作の可能性が存在し、それがＤＵＴの端子数とともに増加する。この処理では、冗長な計測がなされる。２ポートＶＮＡを用いた複数端子ＤＵＴの計測のさらなる欠点は、完全に整合させていない終端処理の施された端子からのどんな内部反射も計測に深刻な誤差を付加することにある。このことは、端子対端子の分離度の低いＤＵＴではすぐに明らかになる。さらに、複数の端子をもってＶＮＡをＤＵＴへ振り分けることは、計測路中に追加の振り分け装置の挿入を招くことがある。従って、振り分け装置を繰り返し用いることがＤＵＴの計測誤差に結び付くことになる。さらに、計測信号をＤＵＴへ経路指定するのに用いる異なるスイッチ構成は、ＤＵＴ端子に対し異なるインピーダンスを示し、かくして計測誤差を引き起こしかねない。
【００３２】
かくして、上記の総当たり技法をもってしては、ＶＮＡ誤差補正はその補正に非使用端子の影響を含めることができず、非使用端子により導入されるあらゆる反射信号を抑圧する上で、ＶＮＡはＤＵＴの非使用端子の終端処理の品質に依存することになる。この問題は、より高い周波数において強調されることになる。また、多くの複数端子ＤＵＴが５０Ωや７５Ωといった標準的インピーダンスからなるインピーダンスをもたない。加えて、非標準端子を持つ非使用端子の終端処理は実用的ではない。さらに、複数端子ＤＵＴに対する多くの接続と切り離しが原因でＤＵＴの精確な計測値を得ることは困難である。さらにまた、この計測精度は、複数の冗長反射計測値によって劣化してしまう。例えば、４端子装置では各反射係数は３回計測される。しかしながら、各終端について反射係数を知ることなく、また全てのＶＮＡポートを組み込んだ補正アルゴリズムを用いることなく、どの計測値が最も精確であるかはすぐに明らかにはならない。さらにまた、ＶＮＡの較正とＤＵＴの計測は時間がかかり、例えば生産環境下では非効率で非実用的である。さらに、この処理は誤差を招きやすく、それ故にオペレータの高いレベルの技能と経験を必要とする。
【００３３】
純然たる不平衡モード、差動モードおよびコモンモードのいずれかで動作するＤＵＴの同定は、ＶＮＡを用いた標準的なＳパラメータ［Ｓ］の計測と、標準的なＳパラメータ［Ｓ］の混合モードＳパラメータ［Ｓｍｍ］への変換とによっても達成できることが分かる。しかしながら、複数端子ＤＵＴはまた、不平衡と平衡の端子の組み合わせを有する。かくして、純不平衡モードと純平衡モードに加え、複数端子ＤＵＴの端子種別間のモード変換が存在する。
【００３４】
しかしながら、ＶＮＡを用いた複数端子ＤＵＴの計測に伴う問題は、ＶＮＡを用いて計測したＳパラメータをＤＵＴに存在する可能性のある複数の不平衡及び平衡パラメータへ変換する一般解が存在してこなかったことにある。さらに、高速ＤＵＴ内の信号保全を同定し計測する試験ツールは存在しておらず、何故なら公知の差動ＴＤＲシステムや公知のＶＮＡはいずれも上記考察した課題の点で不十分だからである。
【００３５】
当業者には周知の如く、ＶＮＡは、ＶＮＡを用いて計測したＤＵＴの標準的なＳパラメータ［Ｓ］をもたらす周波数領域の装置である。本開示の方法及び装置の一部実施形態によれば、ＶＮＡは平衡ＤＵＴの計測と同定ならびに高速ディジタルシステム内での信号保全に関与する技術者に対しこれまで利用不能であったこれらの装置の特性をもたらすことに用いられる。そうとは言え、ＤＵＴの動作特性のＳパラメータ表示が平衡或いは混合モードＤＵＴの動作特性を総合的に同定できるものの、周波数領域Ｓパラメータ表示が信号保全分野の当業者に対しＤＵＴが何を果たしているかを直接的に示すものでないこともまた理解されたい。これは、Ｓパラメータが周波数領域の表示をもたらし、一方でディジタルＤＵＴ向けの高速ディジタルデータ信号は通常時間領域で分析されるからである。しかしながら、本開示の方法及び装置の一部実施形態によれば、ＶＮＡは周波数領域Ｓパラメータを逆フーリエ変換などの変換により時間領域へ変換するよう構成することもできる。
【００３６】
本開示の方法と装置の一部実施形態の他の態様では、２つの周波数領域信号の積が下記の２つの周波数信号の逆フーリエ変換の時間領域における畳み込みに等しいという原理が利用される。すなわち、式（１）が用いられる。
Ｙ（ｆ）＝Ｓ２１（ｆ）Ｘ（ｆ）　　　　　（１）
である。
【００３７】
周波数領域の入力駆動信号Ｘ（ｆ）は周波数領域の既知の応答Ｓ２１（ｆ）を有する線形回路に適用でき、この応答は先にＶＮＡによって同定されていて周波数領域におけるＤＵＴの出力Ｙ（ｆ）を割り出すものである。本開示を通じ、周波数領域は（ｆ）により、また時間領域は（ｔ）により表わされる。入力駆動信号Ｘ（ｆ）がＤＵＴ試験用に対象周波数範囲の周波数掃引時に単位振幅を有するときは、出力Ｙ（ｆ）＝Ｓ２１（ｆ）であり、ただしＸ（ｆ）＝１である。当業者には、周波数領域において単位振幅を有する入力駆動信号が単位インパルス関数δ（ｔ）に対応することは周知である。かくして、入力信号が単位インパルス関数δ（ｔ）である変換式（１）を転置することで、時間領域の出力信号ｙ（ｔ）＝ｓ２１（ｔ）が得られ、これが入力信号ｘ（ｔ）が単位インパルス関数δ（ｔ）であるときの時間領域におけるＤＵＴの順方向伝達係数の完全同定となる。かくして、ＤＵＴの時間領域応答は、インパルス関数を用いてＤＵＴの計測Ｓパラメータのデータの畳み込みから割り出すことができる。換言すれば、順方向伝達係数ｓ２１（ｔ）が、ＤＵＴの時間領域インパルス応答となる。同様に、反射係数Ｓ１１，Ｓ２２の時間領域インパルス応答と２端子ＤＵＴの計測Ｓパラメータの逆伝達係数Ｓ１２が、同様の畳み込み処理によって割り出される。
【００３８】
本開示になる方法及び装置の一部実施形態の一態様によれば、ＶＮＡを用いてＤＵＴのＳパラメータを計測することができ、ＤＵＴの時間領域反射（以下、「ＴＤＲ」と呼ぶ）応答と時間領域伝達（以下、「ＴＤＴ」と呼ぶ）応答は、ＶＮＡを用いて計測したＤＵＴのＳパラメータの逆フーリエ変換をとることで割り出すことができる。ＴＤＲ応答が２端子ＤＵＴについて反射係数、例えばＳ１１，Ｓ２２に対応し、ＴＤＴ応答が伝達係数、例えば２端子ＤＵＴのＳ２１，Ｓ１２に対応する。
【００３９】
下記の詳細な説明から明らかなように、本開示の方法及び装置の一部実施形態は、複数端子ＤＵＴの同定用の従来のＶＮＡならびにＴＤＲ計測装置、特に複数端子混合モードの高速ディジタルＤＵＴに対し下記の長所を有する。本開示の方法及び装置の一部実施形態の一つの長所は、複数ポートＶＮＡを用いてなされるＤＵＴのＳパラメータ計測の精度を高めるのに、複数ポートＶＮＡ用に相当の補正ルーチンを提供できる点にある。本開示の方法及び装置の一部実施形態の他の長所は、ＶＮＡの較正やＤＵＴの計測に必要な時間、オペレータの経験と技能、複数ポートＶＮＡの較正に払う努力のいずれもがＤＵＴとＶＮＡ間の接続数へ低減されることにある。かくして、本開示の複数ポート較正装置及び複数ポートＶＮＡの一部実施形態を有する複数ポートＶＮＡの較正効率が増すことになる。本開示の方法及び装置の一部実施形態のさらに別の効果は、複数端子ＤＵＴのいかなる端子構成についても、不平衡モードと平衡モードと混合モードのＳパラメータを割り出す一般解がもたらされることにある。本開示の方法及び装置の一部実施形態のさらに別の長所は、信号保全パラメータや特にＤＵＴの単一機能に対する時間領域応答などのパラメータが、高速ディジタルＤＵＴの性能分析用に用いられる点にある。
【００４０】
本開示の方法及び装置の一部実施形態の他の効果は、本開示になる複数ポートＶＮＡにより割り出されるＤＵＴの混合モードＳパラメータ［Ｓｍｍ］が、周波数領域から時間領域へ例えば逆フーリエ変換をもって変換できることである。本開示の方法と装置の一部実施形態の一つの効果は、ディジタルＤＵＴの時間領域インパルス応答が一旦分かると、任意のディジタル入力波形に対するＤＵＴの出力応答が、離散時間畳み込み変換に従ってＤＵＴの時間領域インパルス応答を用いた入力ディジタル波形の畳み込みによって割り出せることにある。本開示の方法及び装置の一部実施形態のさらに別の効果は、任意のディジタル入力波形が合成できることにある。例えば、インパルス関数は、上記のごとく例えば入力波形として用いるか、或いは既知の不平衡条件をディジタルＤＵＴに対する入力波形として用いるかすることができる。
【００４１】
本開示の方法及び装置の一部実施形態の他の長所は、非常に高いダイナミックレンジが本開示の複数ポートＶＮＡにより達成できることである。本開示の方法及び装置の一部実施形態のさらに別の効果は、ディジタルのＤＵＴのＳパラメータを一度計測することでディジタルＤＵＴを完全に同定できることである。本開示の方法及び装置の一部実施形態のさらに別の効果は、様々な入力信号条件下でＤＵＴの応答が素早く評価でき、異なる入力波形に対するＤＵＴの応答比較が容易に実行できることにある。
【００４２】
ここで図２を参照するに、本開示になる複数ポート試験システム（以下、「ＭＴＳ」と呼ぶ）の一実施形態が図示してある。ＭＴＳは、Ｎポートを備える。各ポートは、個々に信号分離装置１０７，１０８・・・１０９，１１８・・・１１７，１１６を有していて、ＶＮＡ受信機１０４，１０５・・・１０６，１１５・・・１１４，１１３に結合してある。ＭＴＳはまた、ＤＵＴ１２８試験用の試験信号を生成する信号発生器１００と、試験信号を基準信号として基準チャンネル受信器１０２へ結合させる結合器１０１からなる。この信号発生器はまた、試験信号をＭＴＳのＮ端子とＤＵＴのＮ端子のどれかに振り分ける単極多投スイッチ１０３へ試験信号を供給する。各単極多投スイッチ１０３の各出力は、対応する単極双投スイッチ１１０，１１１・・・１１２，１２１・・・１２０，１１９へ結合してある。ＭＴＳの一代替実施形態によれば、Ｎ単極双投スイッチをスイッチ１０３に一体化し、スイッチ１０３を吸着型スイッチにすることができる。かくして、試験信号は、適当なスイッチ構成を有するＤＵＴ１２８のどんな端子にも供給することができる。
【００４３】
図２は、試験信号がＤＵＴの端子１に供給でき、一方でまたＤＵＴの他の端子が単極双投スイッチ１１１，１１２，１１９，１２０，１２１の対応単極双投スイッチ終端１２３，１２４，１２５，１２６，１２７へ終端処理されることを例示するものである。
【００４４】
本開示のＭＴＳのこの実施形態の一つの態様によれば、単極双投スイッチ１１０〜１１２と１１９〜１２１の各極１２９，１３０，１３１，１３２，１３３，１３４が、対応する信号分離装置１０７〜１０９と１１６〜１１８に接続してある。本実施形態によれば、ＭＴＳに存在するポートの数と同数の信号分離装置が存在する。ＭＴＳのこの実施形態が、ＤＵＴからの反射信号と伝送信号の双方をＭＴＳへ結合して同時計測できるようにしていることが分かる。
【００４５】
図２は、ＭＴＳの一動作モードを例示により図解するものであり、単極双投スイッチ１１０と単極多投スイッチ１０３により信号１００へ結合されるＤＵＴの端子１を除く全ての端子は、個々の単極双投スイッチ１１１，１１２，１１９〜１２１の個々の極１３０，１３１，１３２，１３３，１３４に結合された個々の内部負荷１２３，１２４，１２５，１２６，１２７により終端処理してある。かくして、図２は、試験信号がＤＵＴ１２８の端子１に振り分けられる、ＤＵＴの他の端子全てが終端処理されたものを一例として示している。ＭＴＳの本実施形態によれば、ＤＵＴの端子に対するＭＴＳの内部負荷が提示する負荷整合は、入射信号がＤＵＴの特定の端子（図示のケースでは、ＤＵＴの端子１）に振り分けられる状態を除き、ＤＵＴの全計測手順を通じて同じままである。
【００４６】
信号発生器１００により試験信号を供給し、ＤＵＴの所望の試験周波数範囲に亙って試験信号を掃引することにより、図２のＭＴＳによりＤＵＴ１２８を所望周波数範囲に亙って計測できることは当業者には理解されよう。これに応答し、基準チャンネル信号に対するＭＴＳによる計測信号の比が、ＤＵＴの各端子において計測することができる。本開示のＭＴＳの本実施形態にとっては、試験信号の単一掃引をＤＵＴの各端子に提示することでＤＵＴの計測効率が最大化されることが分かろう。各受信器チャンネル１０４〜１０６と１１３〜１１５は、試験信号の掃引期間中基準チャンネル１０２と比較される。加えて、入射端子からの試験信号の反射と入射端子からの全端子への試験信号の伝送が同時に行なわれる。
【００４７】
かくして、本開示の方法及び装置の一部実施形態によれば、そこに在るＤＵＴ端子と同数の試験チャンネルをもつことができる。例えば、４端子ＤＵＴは、４ポートＭＴＳへ結合することができる。当業者にとっては周知のごとく、４端子ＤＵＴは片端接地（ｓｉｎｇｌｅ ｅｎｄｅｄ）すなわち不平衡モードにおいてＤＵＴを同定する１６個の標準的なＳパラメータを有する。４端子ＤＵＴと同じポート数を有する４ポートＭＴＳを用いることで、試験信号は対象周波数範囲を横断して掃引し、それぞれが各ポート用に一つの掃引となる全４つの掃引について、４つのポートのそれぞれに対する入射信号として供給するだけでよい。試験信号の各掃引では、基準チャンネル計測値に対する４つの試験群を４ポートＭＴＳによって行なうことができる。かくして、ＤＵＴの所望の計測周波数範囲に亙る試験信号発生器の４つの周波数掃引をもって、全１６個のＳパラメータを計測することができる。本開示の一部態様によれば、図２のＭＴＳの構成が望ましいことが分かろう。
【００４８】
しかしながら、ＤＵＴの端子数が増えるにつれて、ＤＵＴ端子と同数のＭＴＳ試験チャネルを持たせることが経済的に実行できなくなることが分かる。例えば、受信機試験チャネルを追加し続けることは経済的に実行不能となる。さらに、市販のＶＮＡは一般に固定数のチャンネルを有しており、数の増えた端子をＤＵＴ上に受け入れることができなくなる。この限界を打破するため、本開示の方法及び装置の一部実施形態では、ＭＴＳの試験チャンネルをＤＵＴの計測期間中共有させることができる。
【００４９】
ここで、図３を参照するに、本開示の方法及び装置の他の実施形態になる４端子ＭＴＳが図示してある。図３の４ポートＭＴＳは、共有試験チャンネル２０２，２０３を有する。この構成では、ＭＴＳのポート１，２，３，４はＤＵＴの個々の端子１，２，３，４とポート１，２に結合され、ＭＴＳのポート３，４が個々の受信器チャンネル２０２，２０３を共有する。本実施形態によれば、双極双投スイッチ２００がＭＴＳのポート１，２間に試験チャンネル２０２を振り分ける。さらに、双極双投スイッチ２０１が、ＭＴＳのポート３，４間で試験チャンネル２０３を振り分ける。ＭＴＳの各ポートは、個々の双極双投スイッチ２００，２０１を介して対応試験チャンネルに振り分けられる自身の信号分離装置２０５，２０６，２０７，２０８を有する。ＭＴＳのこの実施形態はまた、ＤＵＴの試験に使用する試験信号を供給する信号発生器２０９と、試験信号を基準信号として基準チャンネル２１１に結合する結合器２１０を含む。信号発生器２０９はまた、ＭＴＳの任意のポートに振り分ける単極多投スイッチ２１２へ試験信号を供給する。
【００５０】
図３の実施形態を用いることで、試験信号の各掃引において、ＭＴＳにより基準チャンネル計測に対する２つの試験群が試される。かくして、試験信号の対象周波数範囲に亙る全８個の掃引をもって、ＤＵＴの全１６個のＳパラメータが計測される。しかしながら、この実施形態は、同じ信号源と受信器の組み合わせを両実施形態で用いた場合に、図２の実施形態に比べＤＵＴの計測速度は低いものとなる。
【００５１】
ＭＴＳのこの実施形態の一態様では、スイッチ位置の切り替え時に、各ＤＵＴ端子からそれぞれの振り分けスイッチ２００，２０１を介する各試験チャネルへの試験信号の減衰が、インピーダンス変化のいかなる影響も緩和するほど十分高くなければならないこともまた理解されたい。この実施形態によれば、信号分離装置２０５〜２０８の後方にスイッチ２００，２０１を設けることでこれは達成される。しかしながら、この装置により提供される減衰はまた、ＭＴＳシステムの伝送ダイナミックレンジに影響を及ぼすことがある。伝送ダイナミックレンジの減少は、掃引周波数範囲に依存する。例えば、伝送ダイナミックレンジの典型的減少は、９ＧＨｚについてほぼ１．５ｄＢ、２０ＧＨｚについて２．５ｄＢ、５０ＧＨｚについて４．５ｄＢである。そうとは言え、反射ダイナミックレンジの減少は重要ではなく、何故ならスイッチの異なる状態によって引き起こされるインピーダンス変化は、信号分離装置の分離とスイッチにより供給される整合性とによって覆い隠されるからである。それ故、ＭＴＳのこの実施形態により出力される負荷整合性は、ＤＵＴ端子に対しスイッチ２００，２０１をもって試験チャンネル２０２，２０３を振り分けてもさほど変化しないのである。
【００５２】
加えて、図３のＭＴＳのこの構成の一つの効果は、定誤差（ｓｙｓｔｅｍａｔｉｃ ｅｒｒｏｒ）補正方法体系に対して複雑性を加えることなく、あらゆる数のポートに対しスケーリング可能である点にある。例えば、図４は全部で４つのチャンネル、１つの基準チャンネル１０２及び３つの試験チャンネル２７，２８，２９を備える９ポートＭＴＳ２０を例示するものである。この３つの試験チャンネルは、複数の単極３投吸着型（ａｂｓｏｒｐｔｉｖｅ−ｔｙｐｅ）スイッチ２１，２２，２３，２４，２５，２６，４８により、ＭＴＳ２０のポート１〜９、すなわちＤＵＴ４９の端子１〜９に振り分けられる。かくして、図４の９ポートＭＴＳは、共有試験チャンネル２７，２８，２９を備える。ＭＴＳのこの実施形態もまた、試験信号をＤＵＴ４９の試験用に供給する信号発生器１００と試験信号を基準信号として基準チャンネル１０２に結合する結合器１０１を備える。
【００５３】
この装置を用いることで、ＭＴＳのポート１〜３，４〜６，７〜９が各受信器２７〜２９を共有する。この実施形態によれば、単極３投吸着型スイッチ２１と単極３投吸着型スイッチ２２，２３，２４が、信号源１００をＭＴＳの対応ポート１〜３，４〜６，７〜９とＤＵＴの対応端子へ振り分ける。ＭＴＳの各ポートは、対応する単極３投吸着型スイッチ２５，２６，４８により３つの試験チャンネル２７，２８，２９のうちの一つに振り分けられるそれ自身の信号分離装置１１，１２，１３，１４，１５，１６，１７，１８，１９を有する。
【００５４】
図４の９ポートＭＴＳのこの実施形態２０にとって、試験信号の各掃引において、３つの対基準チャンネル試験チャンネル計測定群をＭＴＳにより行なうことができる。換言すれば、試験信号の各掃引において、試験信号の対象周波数範囲に亙って比Ａ／Ｒ，Ｂ／Ｒ，Ｃ／Ｒを決定することができる。当業者には分かることであるが、９ポートＤＵＴは９ポートＤＵＴを同定する全部で８１個のＳパラメータを含む。従って、この９ポートＭＴＳ装置では、９ポートＤＵＴの全８１個のＳパラメータを全２７回の試験信号掃引をもって計測することができる。
【００５５】
図３の実施形態の誤差較正方法体系を繰り返し、図４のＭＴＳの９ポート実施形態の追加ポートに対処できることを理解されよう。換言すれば、ＭＴＳの９ポート実施形態によって加えられた異なるスイッチ機器編成を適応させるのに、較正方法体系を一切追加することなく同じ較正方法体系を用いることができる。
【００５６】
本開示のＭＴＳ装置及び方法の一部実施形態の別の態様によれば、複数の最適化ＭＴＳ構成を任意の数の端子を有するあらゆるＤＵＴ用に用いることができることもまた理解されよう。この態様によれば、ＤＵＴの端子数がＭＴＳの複数の試験チャンネルによって割り切れ、かつまたＤＵＴの同数の端子がＭＴＳの各試験チャンネルへ割り当てられる場合、ＭＴＳの最適実施形態が存在することになる。
【００５７】
例えば、６つの端子を有するＤＵＴは、２つ又は３つ或いは６つのいずれかの試験チャンネルを有する本開示の最適ＭＴＳによって計測することができる。図２を参照するに、本開示のＭＴＳの最適実施形態が図示してある。例えば、図２のＤＵＴ１２８は６端子ＤＵＴであり、このＭＴＳは６ポートＭＴＳでもある。ＤＵＴの各端子は、ＭＴＳの個々のポート、すなわち個々の信号分離装置１０７〜１０９，１１８〜１１６により個々の試験チャンネル受信器１０４〜１０６，１１５〜１１３へ結合してある。６ポートＤＵＴが全部でＮ２の、言い換えれば６ポートＤＵＴの完全な同定を割り出す３６個のＳパラメータを有することが、当業者にを理解されよう。図２のＭＴＳの最適実施形態にとって、信号源１０１によりもたらされる試験信号の各掃引について、基準チャンネルに対する全部で６つの試験チャンネルの計測、すなわち換言すれば測定比Ｔ１／Ｒ，Ｔ２／Ｒ，Ｔ３／Ｒ，Ｔ４／Ｒ，Ｔ５／Ｒ，Ｔ６／Ｒを各試験信号掃引ごとに割り出せることを理解されたい。従って、スイッチ１０３，１１０〜１１２，１２１〜１１９を適切に切り替えることにより、全部で６つの試験信号掃引を行ない、６ポートＤＵＴの全３６個のＳパラメータを計測することができる。
【００５８】
図５（ａ）を参照するに、６端子ＤＵＴの計測用に用いることのできる最適６ポートＭＴＳ４０の他の実施形態が図示してある。最適化６ポートＭＴＳ４０のこの実施形態は、１つの基準チャンネル１０２と、２つの試験チャンネル４６，４７と、信号源１００から出力された試験信号を２つの単極３投吸着型スイッチ５１，４２の一方へ切り替える単極双投吸着型スイッチ４１からなる。単極３投吸着型スイッチ５１，４２は、６ポートＤＵＴ４５（図５（ａ）では、試験信号はＭＴＳのポート１とＤＵＴの端子１に出現する）の個々の端子に結合した６ポートＭＴＳの６つのポートの一つへ切り替える。この実施形態にとって、信号源１００により供給される試験信号の各掃引について、単極３投吸着型スイッチ５１，４２と、単極３投吸着型スイッチ４３，４４を適当に切替えることで、２つの試験チャンネル計測値（Ａ／ＲとＢ／Ｒ）の比を決定することができる。従って、試験信号の各掃引ごとに、ＤＵＴの２つのＳパラメータを決定できることを理解されたい。それ故、全１８回の試験信号の掃引を、このＭＴＳの実施形態によりＤＵＴの全３６個のＳパラメータの計測に用いることができる。
【００５９】
ここで、図５（ｂ）を参照するに、６端子ＤＵＴの計測に用いることのできる最適６ポートＭＴＳの他の実施形態３０が図示してある。最適６ポートＭＴＳ３０のこの実施形態は、１つの参照チャンネル１０２と、３つの試験チャンネル２７，２８，２９と、３つの単極双投吸着型スイッチ３２，３３，３４を介して信号源１００から出力された試験信号を経路指定する単極３投吸着型スイッチ３１を備える。単極双投吸着型スイッチは、単極３投スイッチ３１と併せ、信号源１００をＤＵＴ４５の対応端子１〜６に結合されたＭＴＳのポート１〜６のいずれかに振り分ける。本開示のＭＴＳのこの実施形態にとって、信号源１００により供給される試験信号の各掃引ごとに単極双投吸着型スイッチ３２〜３４と単極双投吸着型スイッチ３５，３６，３７を適切に切り替えることで、基準チャンネル１０２に対する３つの試験チャンネルの比（Ａ／Ｒ，Ｂ／Ｒ，Ｃ／Ｒ）がもたらされることを理解されたい。従って、この６ポートＭＴＳを用いることで、信号源１００により供給された試験信号の各掃引ごとに、ＤＵＴ４５の３つのＳパラメータを計測することができる。従って、最適化された６ポートＭＴＳのこの実施形態を用いることで、合計１２個の計測値をもってＤＵＴのＳパラメータを全て割り出すことができる。
【００６０】
従って、あらゆるＮ端子ＤＵＴの計測に用いることのできる最適ＭＴＳの複数の実施形態が存在することを理解されたい。上記の６端子ＤＵＴについては、例えば６つの試験信号の周波数掃引をもって６端子ＤＵＴのＳパラメータを全て計測できる図２に示した６試験チャンネル受信器と、１２個の試験信号の１２個の掃引をもって６端子ＤＵＴのＳパラメータが全て計測できる図５（ｂ）に示したＭＴＳの３つの試験チャンネル実施形態と、１８個の試験信号の掃引をもって６端子ＤＵＴのＳパラメータが全て計測できる図５（ａ）に示したＭＴＳの２つの試験チャンネルが存在する。ＭＴＳの様々な最適実施形態の提供基準が、実行可能な出来る限り多数の試験チャンネルを提供することで計測速度を最大化するとともに、各試験チャンネルを試験信号の各掃引用に使用できるよう多数の試験チャンネルをもたらすことを理解されたい。換言すれば、試験信号の掃引期間中に全ての試験チャンネルが用いられるよう多数の試験チャンネルを提供すること、言い換えればＤＵＴの端子数へ割り切ることのできる数の試験チャンネルを提供することである。
【００６１】
米国特許第５，５７８，９３２号（以下、９３２特許と呼ぶ）は、その全体をここに参照用に組み込むものであるが、ここにＮポート較正装置の一実施形態が開示されている。本開示の図６は、この種のＮポート較正装置の一実施形態を示すものである。この開示のＭＴＳ装置及び方法の若干の実施形態の一態様では、図２に示すように、Ｎポート較正装置はこれをＮポートＭＴＳに一回接続することで単純に結合でき、Ｎポート較正装置をＮポートＭＴＳの完全同定に用いることができることを理解されたい。本開示の方法及びＭＴＳ装置の一部実施形態によれば、ＭＴＳとＮポート較正装置のどんな接続パターンも不要であることもまた理解されたい。換言すれば、ＮポートＭＴＳのどんなポートもＮポート較正装置の任意のポートに接続することができる。加えて、本開示の方法及びＭＴＳ装置の一部実施形態の別の態様では、計測試験設備（ｍｅｔｒｏｌｏｇｙ ｌａｂｏｒａｔｏｒｙ）はＮポート較正装置を１及び２ポート伝送指標集合へ同定し、ＮポートＭＴＳの較正に使用に先立ってＮポート較正装置を精確に同定することができる。
【００６２】
図６を参照するに、９３２特許に開示されたＮポート自動較正装置が図示してある。ＮポートＭＴＳの各ポート用の１ポート誤差係数は、Ｎポート較正装置を用いてＮポートＭＴＳの各ポートに３つの反射指標を提示することにより割り出すことができる。３つの反射指標は、例えば閉路指標と開路指標と負荷反射指標であり、Ｎポート較正装置を構成する単極４投スイッチ３０１，３０２，３０３，３０４・・・３０５，３０６により提示される。自動較正装置はさらに、単極３０７とＮ−１接点３１７，３１８，３１９，３２０・・・３２１を有する単極多投スイッチ３１０を備える。各スイッチ３０１〜３０６の追加の接続（導通接続）３１１，３１２，３１３，３１４，３１５・・・３１６は、単極３０７か単極多投スイッチ３１０のＮ−１個の接点３１７〜３２１のどれかに結合することができる。例えば、図６に示すように、単極４投スイッチ３０１の接点３１１は単極Ｎ−１投スイッチ３１０の極３０７に結合でき、残りの接点３１２〜３１６は単極Ｎ−１投スイッチ３１０の個々の接点３１７，３１８，３１９，３２０・・・３２１に結合することができる。本開示の自動較正装置の一部実施形態の一態様によれば、様々な単極４投スイッチを任意の特定の極や或いは単極Ｎ−１投スイッチ３１０の接点へ結合させる必要のないことを理解されたい。換言すれば、任意の単極４投スイッチ３１１〜３１６の任意の信号路導通接点は、単極３０７或いは単極Ｎ−１投スイッチの任意の接点３１７〜３２１へ結合させることができる。
【００６３】
９３２特許に開示される如く、各ポートごとの１ポート誤差係数は、指向性係数（ｄｉｒｅｃｔｉｖｉｔｙ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ）ＥＤＩと、信号源整合性係数（ｓｏｕｒｃｅ ｍａｔｃｈ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ）ＥＳＩと反射トラッキング係数ＥＲＩからなり、ここでＩ＝１，２・・・ＮはＭＴＳのポート番号を引用するものである。本開示のＭＴＳ及び自動較正装置の一部実施形態の一態様によれば、自動較正装置が提示する３つの反射指標は閉路や開路や負荷である必要はないことは理解されたい。対照的に、３つの反射係数が複素反射平面全体に亙って良好に分散される限り、３つの反射係数は任意の反射値をとることができる。
【００６４】
例えば、図７を参照するに、本開示のＮポート自動較正装置及び方法に用い、導通状態だけでなく、３つの反射係数を提供することのできる単極双投スイッチ装置５３の単極Ｎポート自動較正装置の一実施形態が図示してある。換言すれば、図７は、図６の単極４投スイッチ３０１〜３０６のいずれとも置き換えることのできる単極双投スイッチ５３の実施形態を示すものである。単極双投スイッチ５３は、コモン腕５４と出力腕５５，５６を有する。単極双投スイッチはさらに、複数のＦＥＴ装置６８，６０，６１，６２，６３，６４を含む。図７の単極双投スイッチは、２つの状態の一方で正常に動作する。第１の状態では、−１０Ｖの制御電圧が制御端子５７に印加され、＋１０Ｖの制御電圧が制御腕５８に印加される。この構成では、ＦＥＴ６２，６４，６０は遮断状態にバイアスされ、ＦＥＴ６１，６３，６８は導通状態にバイアスされている。この装置では、コモン腕５４が図８（ａ）に図示した第２の出力腕５６に結合される。単極双投スイッチ５３の一実施形態では、終端抵抗５９をスイッチ５３の第２の出力腕５６に設け、スイッチにより終端インピーダンスがスイッチのコモン腕５４に現れるようにすることができる。この状態で動作するＮポート較正装置は、Ｎポート自較正装置により提示される３つの反射係数の一つをもたらす。
【００６５】
図７を再び参照するに、スイッチ５３の第２の動作状態にあっては、＋１０Ｖの制御電圧をスイッチ５３の第１の制御端子５７へ印加することができ、−１０Ｖの制御電圧をスイッチ５３の第２の制御端子５８へ印加できる。この装置を用いることで、ＦＥＴ６０，６４，６２はバイアスされて導通し、ＦＥＴ６８，６３，６１はバイアスされて遮断される。この装置については、スイッチ５３のコモン腕５４は、図８（ｂ）に示したスイッチの第１の出力腕５５に連結されている。単極双投スイッチ５３を備えたＮポート較正装置の一実施形態によれば、出力腕５５は図６のＮポート較正装置の単極Ｎ−１投スイッチ３１０の任意の極３０７及び任意の接点３１７〜３２１に結合できる。従って、第２の状態において動作中の複数のスイッチ５３からなる図６のＮポート較正装置は、Ｎポート較正装置の任意の２つのポート間で導通結合をもたらすことができる。
【００６６】
図７の単極双投スイッチ５３からなるＮポート較正装置の他の態様は、単極双投スイッチ５３が第３の状態において動作可能である。第３の状態において、制御端子５７，５８の両方に＋１０Ｖのバイアス電圧を印加することができる。この装置では、全てのＦＥＴ６８，６０，６１，６２，６３，６４は導通状態にバイアスしてある。従って、この装置については、コモン腕５４は、図８（ｃ）に示すように、第１の出力腕５５と第２の出力腕５６の両方へ連結される。換言すれば、図７の単極双投スイッチの第１の出力腕と第２の出力腕の間が閉路される。この装置を用いることで、スイッチ５３のコモン腕５４を閉路することができる。従って、第３の状態において動作中のスイッチ５３からなるＮポート較正装置は、Ｎポート自動較正装置により提示される３つの反射のうちの第２番目の反射係数をもたらすことができる。
【００６７】
図７の単極双投スイッチ５３からなるＮポート較正装置の他の態様では、単極双投スイッチ５３がまた第４の状態で動作でき、そこで−１０Ｖの電圧をスイッチの第１の端子５７と第２の端子５８に印加することができる。この装置については、図８（ｄ）に示す如くコモン腕５４が第１の出力腕５５と第２の出力腕５６のそれぞれから分離されるよう、各ＦＥＴ６８，６０〜６４は開路状態にバイアスされる。換言すれば、第１の出力腕５５と第２の出力腕５６の間が開路される。従って、スイッチ５３を備え第４の状態で動作中のＮポート較正装置が、Ｎポート較正装置により提示される３つの反射係数のうちの第３番目の反射係数をもたらすことができる。
【００６８】
図６の単極４投スイッチ３０１〜３０６の各々に代わる図７に示す複数の単極双投スイッチ５３からなるＮポート較正装置の一つの長所は、Ｎポート較正装置の各ポートに対しＮポート較正装置により与えられる３つの反射指標が複素インピーダンス平面を通じて良好に分散できる点にある。図９は、第３と第４の状態、すなわち上記の閉路状態と開路状態との間で動作するときに、ＲＦコモン入力腕５４における単極双投スイッチ５３により提示される位相差を図示するものである。図９からは、ほぼ１８０°の位相差が３０ｋＨｚから６ＧＨｚまでの周波数範囲に亙って存在することが分ろう。従って、この装置によれば、単極双投スイッチ５３と本開示のＮポート較正装置の本実施形態により与えられる閉路状態と開路状態との間に良好に分散された位相差が存在する。加えて、第３の反射指標は前記の条件でスイッチが動作するときにもたらされる整合終端であり、それは開路インピーダンスと閉路インピーダンスの中間のスミス線図上に存在する。それ故、複素インピーダンス平面全体に亙って良好に分散される３つの反射指標を、前記の図６のＮポート較正装置内に組み込まれた図７のスイッチ５３により与えるとができる。
【００６９】
加えて、導通状態における改善された反射損失と改善された損失量が図７の単極双投スイッチ５３によりもたらされることを理解されたい。例えば、図７の単極双投スイッチは、図６に示した単極４投スイッチよりも、前記した如く導通状態（状態２）においてより少ない損失を有する。例えば、図１０は、開成した４番目の状態で動作する単極双投スイッチの反射損失を例示するものである。対照的に、単極投スイッチの反射損失は、通常、例えば図７の単極双投スイッチよりも追加ＦＥＴ装置がコモン腕に接続されているために増大する損失を抱えるものである。
【００７０】
図７の単極双投スイッチ５３の一実施形態の別の態様では、−１０Ｖを両制御端子５７，５８に印加してスイッチを第４の状態で動作させるときに、スイッチコモン腕５４への−２Ｖの動作電圧の出現が観察されることを理解されたい。従って、本開示のスイッチ５３及びＮポート較正装置の一実施形態によれば、阻止コンデンサ６６を共通入力ポート５４に設け、Ｎポート較正装置へ結合し得るどんな小回路も保護することができる。加えて、図７の単極双投スイッチ５３の他の態様によれば、スイッチが第４の状態すなわち開路状態で動作するときに、共通入力腕５４とグラウンド間に値４７ｋΩの抵抗６５を設けることで回路動作特性の反復性に改善が見られることが観察されることを理解されたい。本開示のこの実施形態によれば、スイッチ５３に抵抗６５を設け、単極双投スイッチにより提供される伝送損上に殆ど影響することなくスイッチの繰り返し操作性が改善されるようにできる。
【００７１】
９３２特許に開示したように、ＮポートＭＴＳの各ポートの負荷整合性は、較正装置のＮポートのＮ（Ｎ−１）／２個の導通路のＳパラメータの一つと、３つの１ポート誤差係数方向性ＥＤＩと、信号源整合性ＥＳＩと、ＭＴＳの各ポートで算出した反射トラッキングＥＲＩとから決定できる。加えて、９３２特許は、１２項の誤差補正モデル用の分離誤差係数（ｉｓｏｌａｔｉｏｎ ｅｒｒｏｒ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ）もまた決定できることを開示するものである。しかしながら、この開示のＮポート較正装置の一部実施形態によれば、分離係数誤差項が省略されていることを理解されたい。例えば、優れたスイッチ分離性を有するより新規なＶＮＡを用いたスイッチ分離制限ＶＮＡにとって、分離係数は役立つものの、この分離誤差係数はもはや用いることはできず、実際には分離誤差係数の決定によって多くの誤差がもたらされる。加えて、本開示のＮポート較正装置の一部実施形態によれば、Ｎポート較正装置のＮ−１回の導通計測だけを行なってＮポートＭＴＳの各ポートに関する負荷整合誤差係数を決定できることを理解されたい。
【００７２】
ＮポートＭＴＳの定誤差係数を決定するため、本開示のＭＴＳの一部実施形態の一態様ではＭＴＳのＮポートがＮ（Ｎ−ｌ）／２個の２ポート信号路の組合せと見なすことができることを理解されたい。例えば、図３に例示した４ポートＭＴＳについては、ＭＴＳはポート間に６つの２ポート信号路１−２，１−３，１−４，２−３，２−４，３−４を有する。当業者には周知の如く、また例えばここに参照用に組み込む米国特許第５，５７８，９３２号にて考察したように、標準的な２ポートＳパラメータを６つの２ポート信号路のそれぞれについて得ることができ、かつ標準的な１２項の誤差補正をＭＴＳを用いてなされたどんな計測に対しても適用し、試験システムの誤差を取り除くことができる。しかしながら、この１２項の誤り補正がＤＵＴの２つの個々の端子とＭＴＳの対応する２つのポートとの間のあらゆる不適合を補正するものの、ＤＵＴの同じ２つの端子とＭＴＳの残るポートとの間のどんな不適合も補正するものでないことを理解されたい。かくして、本開示のＭＴＳの一部実施形態の一態様では、各ＭＴＳポートの反射係数がＭＴＳの較正期間中に得られ、ＤＵＴの反射係数を併せ用い、ＤＵＴの２つの端子とＭＴＳの任意のポートとの間の全ての不適合について補正することができる。Ｎ（Ｎ−１）／２個の２ポート信号路の計測において、割り出すことのできる幾つかの冗長な定誤差係数が存在することもまた理解されたい。この開示のＭＴＳの若干の実施形態の別の態様によれば、これらの冗長な定誤差係数は取り除くことができる。加えて、この開示のＭＴＳの若干の実施形態のさらに別の態様によれば、幾つかの定誤差係数を、定誤差係数を計測する代わりに、本開示のアルゴリズム処理によって決定することができる。
【００７３】
２ポートＶＮＡの定誤差係数は、例えば米国特許第５，４３４，５１１号（以下、５１１特許と呼ぶ）の図７に関して記載されており、この特許の全体はここに参照用に組み込むものとする。加えて、５１１特許は、定誤差係数が自動較正装置の助けを借りて２ポートＶＮＡ用に決定できる方法を開示するものである。この開示の方法と装置の若干の実施形態に従って、通常は従来技術において用いられる（５１１特許にて考察の）機械式指標に代えて、自動較正装置を用いてＮポートＭＴＳを較正することができる。
【００７４】
本開示の方法及び装置の一部実施形態の一態様は、自動較正装置が特に本開示のＭＴＳの実施形態に適しており、２ポートからＮポートへのポート数の増加が機械式指標を用いた手動較正の実行を非現実的なものにしていることもまた理解されたい。加えて、本開示のＭＴＳの実施形態を有する自動較正装置を使用する追加の利点は、下記の通りである。すなわち、ＭＴＳの全ての定誤差係数は、ＭＴＳに対し自動較正装置を一度接続すれば割り出すことができる。ＭＴＳの較正精度は、ＭＴＳに対する較正装置の接続と切断の回数の減った分だけＭＴＳの較正精度を高めることができる。較正が自動的であり、オペレータの僅かな介入しか必要としないため、較正時間が短縮される。実行される接続の少なさに起因し、ＭＴＳのインタフェースハードウェア或いはケーブルやコネクタなどの自動較正装置に対する損傷や損耗が少なくなる。較正プロセスは、オペレータの誤操作を招きにくく、高度の技能群を必要としない。
【００７５】
本開示の方法及び装置の一部実施形態の別の態様によれば、伝送トラッキング誤差係数（総定誤差係数の一部）を、前記した従来技術においてなされたきたＮ（Ｎ−１）／２回の導通計測（ｔｈｒｏｕｇｈ ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ） に代えてＮ−１回の導通計測により決定することができる。例えば、４端子ＤＵＴについては、６つの可能な２端子信号路のいずれかと計測の必要がない６つの２端子信号路１−２，１−３，１−４，２−３，２−４，３−４の全てとの間で、しかるべき状態をもって３つの導通計測だけを行なうことができる。
【００７６】
Ｎ−１回の計測を通じたＮポートＤＵＴの伝送トラッキング誤差係数全てを計測するための条件は、全ての端子を含むＤＵＴのＮ−１個の端子路を選択することにある。例えば、４端子ＤＵＴにとって、１−２，１−３，１−４のような全ての４端子を含む信号路を介する２端子が選択される。対照的に２端子信号路２−３，２−４，３−４は、Ｎ−１回の計測を通じて全ての伝送トラッキング誤差係数を計測する場合は選択せず、それは選択された２つの端子信号路からＤＵＴの端子１が除外されているからである。
【００７７】
Ｎ−１回の計測（４を越える端子を有するＤＵＴ用に）を通じてＮポートＤＵＴの伝送トラッキング誤差係数全てを計測するための他の可能な条件は、２端子信号路の橋絡を選択することである。例えば、図１４を参照するに、８端子ＤＵＴが図示してある。本開示のこの態様によれば、８端子ＤＵＴは７つの２端子信号路の計測をもって同定することができる。８端子ＤＵＴは、図１４に示す如く、端子１，２，５，６を有する第１の装置と、端子３，４，７，８を有する第２の装置を備えた２つの４端子装置と考えることができる。上記の第１の条件によれば、２端子信号路１−２，１−５，１−６を第１の装置用に選択し、また２端子信号路３−４，３−７，３−８を第２の装置用に選択し、７つの２端子信号路のうちの６つを用いることができる。第１の装置と第２の装置との間の追加の橋絡２端子信号路もまた選択することができる。例えば、橋絡２端子信号路には、図１４の第１の装置と第２の装置の間の２端子信号路１−３，１−４，１−７，１−８，２−３，２−４，２−７，２−８，３−５，３−６，４−５，４−６，５−７，５−８，６−７，６−８のどれを充てることもできる。
【００７８】
このように、ＭＴＳと本開示になる自動較正装置の一部実施形態の一つの長所は、ＭＴＳの較正全体がこれまでに知られていたよりも少ない数の計測でもって達成できる点にある。この長所は、ＭＴＳシステムのポート数が増えるにつれて、特に重要となる。例えば、２８個の可能な２ポート信号路を備えた８ポートＭＴＳの完全な較正は、本開示の一部実施形態によれば、２８個の２端子信号路のうちの７つの計測だけでもって可能であることを理解されたい。同様に、１６ポートＭＴＳにとっての完全な較正は、可能な１２８個の２端子信号路のうちの１５個の計測だけで可能である。
【００７９】
従って、本開示の一部実施形態の一態様では、Ｎ（Ｎ−１）／２個の２ポート信号路の反射トラッキング項誤差係数がＮ−１個の計測値から計算することができることを理解されたい。例えば、４ポート較正装置は、全体で６つの２ポート信号路を有する。しかしながら、６つに代えて３つの信号路だけが計測され、それでもＭＴＳの全ての較正係数を割り出すことができる。図３に示した４ポートＭＴＳにとっては、１−２，１−３，１−４，２−３，２−４，３−４の６つの２ポート信号路が存在する。しかしながら、ＭＴＳの一部実施形態と本開示になる自動較正装置によれば、例えば１−２，１−３，１−４といった６つの信号路のうちの３つを計測することができることを理解されたい。式（２）〜（７）を参照するに、ＭＴＳの６つの可能な導通信号路のうちの２ポート間の複素変数Ｋｉｊが下記のごとく定義できる。
【００８０】
【数１】
2004512504.tif 000003
【００８１】
式（２）〜（７）中、項ＥＴＰＱはポートＰ，Ｑ間の順方向伝送トラッキング係数であり、項ＥＴＱＰはポートＰ，Ｑ間の逆方向伝送トラッキング係数である。さらに、ＩがＭＴＳのポート数を表わす項ＥＲＩは、対応ポートＩ＝１，２，３，４についての反射トラッキング係数である。式（２）〜（４）の右辺の全パラメータは、信号路１−２，１−３，１−４を４ポートＭＴＳに結合された４ポート較正装置を用いて計測した所で知り得ることを理解されたい。本開示の方法及び装置の一部実施形態によれば、４ポートＭＴＳ用の６つの信号路のうちの３つを計測してＭＴＳを完全に較正できることもまた理解されたい。かくして、本開示の方法及び装置の一部実施形態の一つの長所が、４ポートＭＴＳについて、３つの較正を用い、４ポートＭＴＳについて６つの順方向及び逆方向トラッキング係数を全て決定できることが分かることを理解されたい。
【００８２】
式（８）を参照するに、ポート２，３間の複素変数Ｋｉｊは式（２），（３）から計算することができる。
【００８３】
【数２】
2004512504.tif 000004
【００８４】
ここで、式（５），（８）からの式（９）を参照するに、ポート２，３間の順方向伝送トラッキング係数ＥＴ２３は、下式により与えられる。
【００８５】
【数３】
2004512504.tif 000005
【００８６】
式（１０）を参照するに、ポート２，３間の逆方向伝送トラッキング係数は、下式によって与えられる。
【００８７】
【数４】
2004512504.tif 000006
【００８８】
式（１１）を参照するに、ポート２，４（Ｋ２４）間の複素変数Ｋｉｊは式（２），（４）によって算出される。
【００８９】
【数５】
2004512504.tif 000007
【００９０】
式（６），（１１）からの式（１）を参照するに、ポート２，４間の順方向伝送トラッキング係数（ＥＴ２４）は、下式によって与えられる。
【００９１】
【数６】
2004512504.tif 000008
【００９２】
式（１３）を参照するに、ポート２，４間の逆方向伝送トラッキング係数は、下式によって与えられる。
【００９３】
【数７】
2004512504.tif 000009
【００９４】
式（５），（６），（７）からの式（１４）を参照するに、順方向伝送トラッキング係数ＥＴ３４は下式によって与えられる。
【００９５】
【数８】
2004512504.tif 000010
【００９６】
式（１５）を参照するに、ポート３，４間の逆方向伝送トラッキング係数は、下式によって与えられる。
【００９７】
【数９】
2004512504.tif 000011
【００９８】
かくして、２ポート信号路２−３，２−４，３−４に対する順方向及び逆方向の伝送トラッキング項の全てを、ＭＴＳの各ポートにおける１ポート反射トラッキング係数と３つの２ポート信号路１−２，１−３，１−４の順方向及び逆方向の伝送トラッキング係数から計算することができる。
【００９９】
本開示の方法及び装置の一部実施形態によれば、ＮポートＭＴＳを完全に同定するのに導通検査の回数をＮ−１回に最小化できることを理解されたい。例えば、全部で２８個の２ポート接続路を有する８ポートＭＴＳは、２８個全ての順方向及び逆方向伝送トラッキング係数を含む８ポートＭＴＳについて全ての誤差補正係数を得るのに、７回の導通計測と各ポートごとの３つの反射指標計測（ｒｅｆｌｅｃｔｉｏｎ ｓｔａｎｄａｒｄ ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔｓ）で可能である。同様に、１６ポートＭＴＳは、全部で１２０個の可能な２ポート信号路を有する。しかしながら、本開示の方法及び装置の一部実施形態によれば、各ポートごとの３つの反射指標計測と１５個の導通較正路計測（ｔｈｒｏｕｇｈ ｃａｌｉｂｒａｔｉｏｎ ｐａｔｈ ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔｓ）のみで、１２０個の順方向及び逆方向伝送トラッキング係数を含む誤差補正係数の全てを計測することができる。さらに、本開示の方法及び装置の一部実施形態によれば、可能なＮ（Ｎ−１）／２個のポートのうちのＮ−１個の２ポート信号路を計測できることも理解されたい。それ故、ＮポートＭＴＳの較正の複雑さが大幅に減らされることが、本開示の方法及び装置の一部実施形態の一つの長所である。
【０１００】
本開示の方法及び装置の一部実施形態によれば、ＮポートＭＴＳの調整方法には、ＮポートＭＴＳのポートにＮポート較正装置の各ポートを接続することと、自動較正装置を用いて複数の較正指標をＭＴＳへ提示することが含まれる。例えば、３つの反射指標からなる複数の反射係数は、ＭＴＳの各ポートに対しＮポート較正装置により提示される。これらの計測値から、指向性ＥＤＩや信号源整合性ＥＳＩや反射トラッキング係数ＥＲＩを、ＭＴＳの各ポートごとに割り出すことができる。加えて、最小数のＮ−１個の２ポート導通状態がＮポート較正装置によりＮポートＭＴＳへ提示され、ＭＴＳによって計測される。これらの計測から、ＭＴＳのＮポートの各ポートのための負荷整合係数を決定することができる。さらに、Ｎ−１個の順方向及び逆方向の伝送トラッキング係数を決定することができる。各ポートの反射トラッキング係数とＮ−１個の順方向及び逆方向の伝送トラッキング係数から、Ｎ（Ｎ−１）／２個の残りのＺポート信号路の順方向及び逆方向の伝送トラックング係数を決定することができる。ＮポートＭＴＳの可能なＮ（Ｎ−１）／２個の各２ポート信号路について、１２項の定誤差係数が算出される。
【０１０１】
上記の如くＮポート較正装置によりＮポートＭＴＳを較正した後、Ｎポート較正装置はＭＴＳに対する接続を外すことができ、計測対象ＤＵＴをＭＴＳへ結合することができる。
【０１０２】
当業者に周知の如く、Ｎ端子ＤＵＴに対し、最低でもＮ２回の計測を行なうことでＮ端子ＤＵＴを同定することができる。Ｎ端子ＤＵＴの可能なＮ（Ｎ−ｌ）／２個の各２端子経路について、ＭＴＳの対応する１２項の定誤差係数を用い、各２端子ＤＵＴ信号路の計測値を補正することができる。当業者には周知であるが、Ｎ端子ＤＵＴは全部でＮ（Ｎ−ｌ）／２個の２端子Ｓパラメータの小分類群（ｓｕｂｓｅｔ）を有する。各２端子Ｓパラメータの小分類群は、図１（ａ）に図示した対応する４つのＳパラメータ要素を有しており、それらがＮ端子ＤＵＴのＮ×ＮのＳパラメータマトリクスの小分類群となる。換言すれば、Ｎ端子ＤＵＴを特徴付けるＮ×ＮのＳパラメータマトリクスは、Ｎ（Ｎ−１）／２個の小分類群の２端子Ｓパラメータマトリクスに小分けすることができる。例えば、４端子ＤＵＴは、２４個の計測済みＳパラメータを有する６個の２端子マトリクスによっても表わし得る１６要素のＳパラメータマトリクスを有する。６個の２端子マトリクスは、４端子Ｓパラメータマトリクスを形成する１６個のＳパラメータよりも多数のＳパラメータを有するが、それは反射要素により形成される冗長な計測値の存在に原因があることを理解されたい。例えば、４端子ＤＵＴについては、６つの２端子小分類群マトリクス内でＳ１１，Ｓ２２，Ｓ３３，Ｓ４４をさらに２回計測することができる。
【０１０３】
しかしながら、本開示の方法及び装置の一部実施形態によれば、Ｎ端子ＤＵＴのＮ（Ｎ−１）／２個の２端子計測期間中、冗長な反射計測を全て行なう必要のないことは理解されたい。かくして、Ｎ端子ＤＵＴの計測済みＳパラメータは、Ｎ２個に一致する。
【０１０４】
そうは言うものの、Ｎ（Ｎ−１）／２回の（冗長な計測なしの）２端子計測期間中、Ｎ端子ＤＵＴ各端子に対し無反射終端を用いることが常に可能でないことは理解されたい。それ故、ＤＵＴ用の２端子被計測Ｓパラメータは、実際のＮ×ＮのＳパラメータマトリクスとは異なるものとなる。例えば、被計測Ｓパラメータは、ＮポートＭＴＳによって提示された任意の終端によって改ざんすることができる。しかしながら、以下に詳しく考察するように、本開示の方法及び装置の一部実施形態によれば、ＭＴＳの各ポートの反射係数が既知であるため、ＤＵＴの被計測Ｓパラメータは対応する既知の反射係数により正規化できることが分かろう。
【０１０５】
式（１６）を参照するに、それらの対応する１２項の誤差補正アルゴリズムによって接続されたＮ（Ｎ−ｌ）／２個の２ポートＳパラメータの各群に対し、特殊反射係数ΓＳとΓＬにより終端処理した正規化Ｓパラメータ（以下Ｓｎｊと呼ぶ）は、下式で与えられる。
【０１０６】
【数１０】
2004512504.tif 000012
【０１０７】
ここで、Γは下記で表わされる。
【０１０８】
【数１１】
2004512504.tif 000013
【０１０９】
また、Γ＊は、Γの共役複素数であり、Ｉは下式で表わされる２×２の単位マトリクスである。
【０１１０】
【数１２】
2004512504.tif 000014
【０１１１】
Ｎ（Ｎ−１）／２個の正規化されたＳパラメータマトリクスは、Ｎ×ＮのＳパラメータマトリクスへ分類することができる。前記したように、本開示の方法及び装置の一実施形態によれば、冗長な反射係数はただ１回で計測できる。例えば、式（１６）から６つの２端子信号路１−２，１−３，１−４，２−３，２−４，３−４間の４端子ＤＵＴの６つの正規化されたマトリクスは下式（１７）によって与えられる。
【０１１２】
【数１３】
2004512504.tif 000015
【０１１３】
また、６つの２端子信号路についてＭＴＳが提示する負荷反射係数は、下式（１８）によって与えられる。
【０１１４】
【数１４】
2004512504.tif 000016
【０１１５】
６つの正規化Ｓパラメータの２端子マトリクスは、式（１９）中の正規化された４つの４×４のＳパラメータマトリクス［Ｓｎ］へ一まとめにすることができる。
【０１１６】
【数１５】
2004512504.tif 000017
【０１１７】
また、負荷反射係数の６つの２端子マトリクスは、式（２０）中の一つの４×４の負荷反射マトリクス［Γ］へ一まとめにすることができる。
【０１１８】
【数１６】
2004512504.tif 000018
【０１１９】
５０Ωなどの所与の規準インピーダンスに正規化したＮ端子ＤＵＴの標準的なＳパラメータは、正規化したＳｎマトリクスと負荷反射係数マトリクスΓと単位マトリクスＩとから割り出すことができる。式（２１）を参照するに、Ｎ端子装置の標準的なＳパラメータ［Ｓ］は下式（２１）により与えることができる。
Ｓ＝［Ｉ＋ＳｎΓ］−１［Ｓｎ−Γ＊］　　　　　（２１）
ただし、
【０１２０】
【数１７】
2004512504.tif 000019
【０１２１】
現在、２端子装置を越えるものについては、どんな指標試験設備（ｓｔａｎｄａｒｄ ｌａｂｏｒａｔｏｒｙ）でも追尾不能な較正欠陥があることを理解されたい。かくして、本開示のＭＴＳの一部実施形態の一態様によれば、Ｎ端子ＤＵＴは利用可能な較正欠陥に対処するためＮ（Ｎ−１）／２個の２端子計測に分解することができる。本開示のＭＴＳの一部実施形態の別の態様によれば、ＤＵＴの冗長計測を取り除けることもまた理解されたい。さらに、本開示のＭＴＳの一部実施形態の別の態様によれば、ＭＴＳを用いたＤＵＴの計測値を修正し、ＭＴＳによりＤＵＴの端子に対し提示された不完全な終端処理に対し補正できることも理解されたい。
【０１２２】
本開示の方法及びＭＴＳ装置の一部実施形態によれば、複数端子装置の同定が平衡回路或いは混合モード複数端子装置に用いられる。前記したように、不平衡装置に比べ高速ディジタル通信環境下で異なる回路を用いることの幾つかの利点は、電磁波障害に対する影響を受けにくいことや偶数次高調波が抑圧されることや非理想的なグラウンドに対するより高い許容度である。今日のディジタル通信システムにとって、データ転送速度は激烈に増加している。加えて、映像ディジタルデータストリーム、ＨＤＴＶ、グラフィックス、シリアルインタフェースや他の多くのアプリケーションは、ますます高い帯域を生み出している。これらのディジタル通信システムは、チップや関数ボードやシステム間の高速の相互通信を含むものである。転送データはディジタルであるが、ディジタルデータが移動する転送媒体は差動回路技術を用いたアナログ回路であることを理解されたい。かくして、異なる回路トポロジーが高速ディジタルデータ通信アプリケーションに広く用いられることになる。
【０１２３】
本開示の方法及び装置の一部実施形態によれば、差動回路の分析と計測は、標準的な不平衡Ｓパラメータを混合モードＳパラメータ［Ｓｍｍ］へ変換することで達成できる。前記ならびにＢｏｃｋｅｌｍａｎのＩＥＥＥ論文に説明されているように、幾つかの結合モード内を伝搬する波に対応する線形平衡装置の混合モードＳパラメータは、標準的なＳパラメータマトリクスから割り出され、下記を含むものである。すなわち、
［Ｓｄｄ］　純差動モード、
［Ｓｃｃ］　純コモンモード、
［Ｓｄｃ］　コモンモードから差動モードへの変換、
［Ｓｃｄ］　差動モードからコモンモードへの変換
である。
【０１２４】
しかしながら、今日の通信システムにとって、平衡装置とのインタフェースをとることのできる不平衡装置が存在することを理解されたい。また、不平衡と平衡の両方の接続形態が一つのＤＵＴシステムとして一体化されたＤＵＴも存在する。かくして、本開示の方法及び装置の一部実施形態によれば、Ｎ端子ＤＵＴ用のあらゆる複数不平衡と複数平衡の接続形態についての混合モードＳパラメータマトリクス［Ｓｍｍ］を決定する一般解が提供される。本開示の混合モードＳパラメータの追加の要素は、不平衡から平衡へ或いは平衡から不平衡への変換を表わすパラメータだけでなく、純不平衡パラメータを含むものである。混合モードＳパラメータマトリクス［Ｓｍｍ］は、標準的な複数ポートＳパラメータマトリクス［Ｓ］の線形組み合わせから決定される。
【０１２５】
本開示の方法及び装置の一部実施形態によれば、不平衡パラメータと平衡パラメータの組み合わせを表わすことのできる混合モードＳパラメータマトリクス［Ｓｍｍ］が用いられる。これらのパラメータは、下記を含む。すなわち、
［Ｓｓｓ］　純不平衡パラメータ、
［Ｓｄｓ］　不平衡パラメータから差動パラメータへの変換、
［Ｓｓｄ］　差動パラメータから不平衡パラメータへの変換、
［Ｓｃｓ］　不平衡パラメータからコモンモードパラメータへの変換、
［Ｓｃｓ］　コモンモードパラメータから不平衡パラメータへの変換
である。
【０１２６】
本開示の方法及び装置の一部実施形態によれば、標準的なＳパラメータマトリクス［Ｓ］は、スカラー直交マトリクス［Ｍ］を用いた同様の変換により混合モードＳパラメータマトリクス［Ｓｍｍ］へ変換することができる。［Ｓ］と［Ｓｍｍ］は、同一の固有値と異なる固有ベクトルを有する。
【０１２７】
式（２２）を参照するに、本開示の方法及び装置の一部実施形態によれば、不平衡マトリクス［Ｓ］は式（２２）により混合モードＳパラメータマトリクス［Ｓｍｍ］へ写像できることが分かる。
Ｓｍｍ＝ＭＳＭ−１　　　　　（２２）
ここで、Ｓｍｍは混合モードＳパラメータマトリクスであり、［Ｓ］は本開示になるＭＴＳの幾つかの実施形態により同定した標準的な不平衡Ｓパラメータマトリクスであり、［Ｍ］はスカラー直交マトリクスである。［Ｍ］の要素で複素数は一切存在しないことは理解されたい。本開示の方法及び装置の一部実施形態によれば、スカラー直交マトリクス［Ｍ］の列がＤＵＴの物理的な端子を表わし、［Ｍ］の行がＤＵＴの特定モードの動作に対応するスカラー係数を表わすこともまた理解されたい。さらに、スカラー直交マトリクス［Ｍ］の残りの要素は０に設定することができる。
【０１２８】
本開示の方法及び装置の一部実施形態によれば、ＤＵＴの特定モードに対応するスカラー係数のスカラー直交マトリクス［Ｍ］への割り当て方法は、下記のステップからなる。すなわち、［Ｍ］の各列とＤＵＴの各不平衡入力及び出力端子に関する対応行に値１を割り当てるステップと、［Ｍ］の各列と差動モードで動作できるＤＵＴの平衡入出力対の各端子に関する対応行に値１／√２と−１／√２を割り当てるステップと、［Ｍ］の各列とコモンモードで動作できるＤＵＴの平衡な入出力対の各端子に関する対応行に値１／√２と１／√２を割り当てるステップである。
【０１２９】
図１１を参照するに、不平衡伝送線５０と平衡伝送線５２の組み合わせが概略図示してある。平衡伝送線と不平衡伝送線の組み合わせの混合モードＳパラメータは、本開示のＭＴＳを用い、図１１に示したＤＵＴの６個の端子に関する６×６の標準的なＳパラメータマトリクスにより割り出すことができる。６×６のＳパラメータマトリクス［Ｓ］は、下式（２３）で表わされる。
【０１３０】
【数１８】
2004512504.tif 000020
【０１３１】
上記のスカラー直交マトリクス［Ｍ］用の係数と図１１を参照するに、スカラー直交マトリクスのスカラー係数を図示のＤＵＴに割り当てる一例がここに図示してある。図１１のＤＵＴの端子１は、不平衡パラメータである。一実施形態では、［Ｍ］の第１行と第２行はＤＵＴの不平衡動作に対応させることができる。それ故に、［Ｍ］の第１行と第１列には、値１を割り当てることができる。加えて、第１行の残りの要素は、値を零に設定することができる。図ｌｌのＤＵＴの端子４もまた不平衡のパラメータであるため、スカラー直交マトリクス［Ｍ］の第２行と第４列もまた値１に設定することができる。第２行の残りの要素もまた、零に設定することができる。
【０１３２】
一実施形態では、［Ｍ］の第３及び第４行は、ＤＵＴの異なる動作に対応させることができる。図１１参照するに、ＤＵＴの端子２，３は、ＤＵＴについての差動入力対を構成しており、それ故にスカラー直交マトリクス［Ｍ］の第３行第２列は１／√２に設定でき、またスカラー直交マトリクス［Ｍ］の第３行第３列は−１／√２に設定できる。さらに、第３行の残りの要素は零に設定することができる。ＤＵＴの端子５，６がＤＵＴの差動出力対を構成することもできるので、スカラー直交マトリクス［Ｍ］の第４行第５列は１／√２に設定でき、またスカラー直交マトリクス［Ｍ］の第４行第６列は−１／√２に設定できる。第４行の残りの要素は零に設定することができる。
【０１３３】
一実施形態では、［Ｍ］の第５，６行は、ＤＵＴのコモンモード動作に対応させることができる。図１１を再び参照するに、ＤＵＴの端子２，３がまたＤＵＴの共通入力対を構成することができるため、スカラー直交マトリクス［Ｍ］の第５行第２列は１／√２に設定でき、またスカラー直交マトリクス［Ｍ］の第５行第３列は１／√２に設定できる。第５行の残りの要素は零に設定することができる。同様に、ＤＵＴの端子５，６がＤＵＴの共通出力対を構成することもできるので、スカラー直交マトリクス［Ｍ］の第６行第５列は１／√２に設定でき、また［Ｍ］の第６行第６列は１／√２に設定できる。第６行の残りの要素もまた零に設定することができる。上記のスカラー直交マトリクスへの係数割り当ての例示実施形態では、下記のスカラー直交マトリクス［Ｍ］が下式（２４）により与えられる。
【０１３４】
【数１９】
2004512504.tif 000021
【０１３５】
スカラー直交マトリクス［Ｍ］の転置行列が逆行列に等しいことを理解されたい。それ故に、［Ｍ］を転置し、上記の式（２２）から、図１１のＤＵＴの混合モードＳパラメータマトリクス［Ｓｍｍ］は、下式（２５）によって割り出される。
【０１３６】
【数２０】
2004512504.tif 000022
【０１３７】
再び図１１を参照するに、６ポートＭＴＳの６個の不平衡ポートはＤＵＴの６個の端子に結合することができる。図１１のＤＵＴの混合モードＳパラメータは、不平衡及び平衡ポートとして定義することができる。例えば、ポート１とポート２は不平衡ポートであり、ポート３とポート４は平衡ポートである。このＤＵＴの混合モードポート構成については、ＤＵＴの混合モードＳパラメータマトリクスは、下式（２６）に要約することができる。
【０１３８】
【数２１】
2004512504.tif 000023
【０１３９】
図１１のＤＵＴについての混合モードＳパラメータマトリクス（２６）では、Ｓｓｓ１１は混合モードＤＵＴのポート１の不平衡反射係数であり、Ｓｓｓ２２は混合モードＤＵＴのポート２の不平衡反射係数であり、Ｓｓｓ２１は混合モードＤＵＴのポート１からポート２への不平衡伝達係数であり、Ｓｓｓ１２は混合モードＤＵＴのポート２からポート１への不平衡伝達係数である。
【０１４０】
加えて、Ｓｓｄ１３は混合モードＤＵＴのポート３，１間の差動パラメータから不平衡パラメータへの変換係数であり、Ｓｓｄ１４は混合モードＤＵＴのポート４，１間の差動パラメータから不平衡パラメータへの変換係数であり、Ｓｓｄ２３は混合モードＤＵＴのポート３，２間の差動パラメータから不平衡パラメータへの変換係数であり、Ｓｓｄ２４は混合モードＤＵＴのポート４，２間の差動パラメータから不平衡パラメータへの変換係数である。
【０１４１】
さらに、Ｓｓｃ１３は混合モードＤＵＴのポート３，１間のコモンモードパラメータから不平衡パラメータへの変換係数であり、Ｓｓｃ２３は混合モードＤＵＴのポート３，２間のコモンモードパラメータから不平衡パラメータへの変換係数であり、Ｓｓｃ１４は混合モードＤＵＴのポート４，１間のコモンモードパラメータから不平衡パラメータへの変換係数であり、Ｓｓｃ２４は混合モードＤＵＴのポート４，２間のコモンモードパラメータから不平衡パラメータへの変換係数である。
【０１４２】
さらにまた、Ｓｄｓ３１は混合モードＤＵＴのポート３，１間の不平衡パラメータから差動パラメータへの変換係数であり、Ｓｄｓ３２は混合モードＤＵＴのポート２，３間の不平衡パラメータから差動パラメータへの変換係数であり、Ｓｄｓ４１は混合モードＤＵＴのポート１，４間の不平衡パラメータから差動パラメータへの変換係数であり、Ｓｄｓ４２は混合モードＤＵＴのポート２，４間の不平衡パラメータから差動パラメータへの変換係数である。
【０１４３】
また、Ｓｃｓ３１は混合モードＤＵＴのポート１，３間の不平衡パラメータからコモンモードパラメータへの変換係数であり、Ｓｃｓ３２は混合モードＤＵＴのポート２，３間の不平衡パラメータからコモンモードパラメータへの変換係数であり、Ｓｃｓ４１は混合モードＤＵＴのポート１，４間の不平衡パラメータからコモンモードパラメータへの変換係数であり、Ｓｃｓ４２は混合モードＤＵＴのポート２，４間の不平衡パラメータからコモンモードパラメータへの変換係数である。
【０１４４】
図１１のＤＵＴについての混合モードＳパラメータマトリクス（２６）では、パラメータの残りがＢｏｃｋｅｌｍａｎのＩＥＥＥ論文に記載されたパラメータを表わすことを理解されたい。パラメータＳｄｄ３３，Ｓｄｄ３４，Ｓｄｄ４３，Ｓｄｄ４４は、差動モード信号で信号印加し、差動モード応答が観察されたときのＤＵＴの動作特性を表わす。ＤＵＴのポート３又は４に関しては、反射パラメータＳｄｄ３３，Ｓｄｄ４４と伝達パラメータＳｄｄ４３，Ｓｄｄ３４を含む４つのパラメータが存在する。さらに、パラメータＳｃｃ３３，Ｓｃｃ３４，Ｓｃｃ４３，Ｓｃｃ４４が、コモンモード信号により信号印加を受け、コモンモード応答が観察されたときのＤＵＴの動作特性を表わす。ＤＵＴのポート３，４には、反射パラメータＳｃｃ３３，Ｓｃｃ４４と伝達パラメータＳｃｃ４３，Ｓｃｃ３４を含む４つのパラメータが存在する。
【０１４５】
さらに、モード変換パラメータＳｃｄ３３，Ｓｃｄ３４，Ｓｃｄ４３，Ｓｃｄ４４は、差動モード信号を信号印加し、コモンモードの信号応答が観察されたときのＤＵＴの動作特性を表わす。さらにまた、パラメータＳｄｃ３３，Ｓｄｃ３４，Ｓｄｃ４３，Ｓｄｃ４４は、コモンモードで信号印加し、差動モードで信号応答が観察されたときのＤＵＴの動作特性を表わす。
【０１４６】
ここで、ＤＵＴの混合モードＳパラメータ［Ｓｍｍ］を割り出す方法の別の実施形態について説明する。図１２を参照するに、６ポートＭＴＳの一実施形態のポート３，６に結合された不平衡ケーブル５０と６ポートＭＴＳのポート１，２，４，５に結合された差動ケーブル５２を備えた図１１のＤＵＴの概略が図示してある。上記の実施形態によれば、図１２のＤＵＴの混合モードＳパラメータマトリクス［Ｓｍｍ］は、下式（２７）により決定される。
【０１４７】
【数２２】
2004512504.tif 000024
【０１４８】
ここで、ＤＵＴの混合モードＳパラメータ［Ｓｍｍ］の決定方法の別の実施形態について説明する。図１３を参照するに、バランの概略図が図示してある。当業者には周知のごとく、バランはその端子１における不平衡回路からその端子２，３における平衡回路へのインタフェースをもたらすものである。バランの混合モードＳパラメータ［Ｓｍｍ］は、上記の方法体系に従い、ＭＴＳのポート１，２，３がバランの端子１，２，３に結合された状態の図１３に例示した本開示の３ポートＭＴＳに対する端子接続について割り出される。この装置にとって、［Ｓ］，［Ｍ］，［Ｓｍｍ］マトリクスは、下式（２８）により与えられる。
【０１４９】
【数２３】
2004512504.tif 000025
【０１５０】
ここで、
【０１５１】
【数２４】
2004512504.tif 000026
【０１５２】
ここで、ＤＵＴの混合モードＳパラメータ［Ｓｍｍ］の決定方法の別の実施形態について説明する。ここで図１４を参照するに、２本の差動伝送線８０，８２の概略図が図示してあり、それらは一例として例えば毎秒１ギガバイト（Ｇｂ／ｓ）の転送レートでコンピュータと周辺装置の間でディジタルデータの転送に用いることのできる高速シリアルデータバスの一部を構成することができる。２本の差動伝送線の混合モードＳパラメータは、上記の方法体系から決定することができる。［Ｓ］，［Ｍ］，［Ｓｍｍ］マトリクスは、下式（２９）により与えることができる。
【０１５３】
【数２５】
2004512504.tif 000027
【０１５４】
ここで、
【０１５５】
【数２６】
2004512504.tif 000028
【０１５６】
再び図１４を参照するに、８ポートＭＴＳの８個の不平衡ポートは、ＤＵＴの８個の端子に結合することができる。図１４のＤＵＴの混合モードＳパラメータは平衡化ポートとして定義することができる。例えば、ポート１やポート２やポート３やポート４は、平衡ポートである。このＤＵＴの混合モードポート構成にとって、ＤＵＴの混合モードＳパラメータマトリクスは、下式（３０）によって要約される。
【０１５７】
【数２７】
2004512504.tif 000029
【０１５８】
ここで、ＤＵＴの混合モードＳパラメータ［Ｓｍｍ］を割り出す方法の別の実施形態について説明する。ここで図１５を参照するに、例えばカテゴリー５やカテゴリー６やカテゴリー種ケーブルとしてローカルエリアネットワーク内で使用可能な４対の差動伝送線９２，９４，９６，９８が図示してある。４対の差動伝送線の混合モードＳパラメータ［Ｓｍｍ］は、上記の実施形態に従って決定することができる。［Ｓ］，［Ｍ］，［Ｓｍｍ］は、下式（３１）により与えられる。
【０１５９】
【数２８】
2004512504.tif 000030
【０１６０】
混合モードＳパラメータマトリクス［Ｓｍｍ］を図示できるようにするため、ここではマトリクスを分割してあることを理解されたい。マトリクスの第１部分は図１５の純然たる異なるモードのＬＡＮに対応するものである。マトリクスのこの部分は半分に分割してあり、そこでは要素Ｓｄｄ［１：８，１：４］が下式（３２）によって与えられる。
【０１６１】
【数２９】
2004512504.tif 000031
【０１６２】
マトリクスＳｄｄ［１：８，５：８］の第２の部分は、下式によって与えられる。
【０１６３】
【数３０】
2004512504.tif 000032
【０１６４】
図１５を参照するに、１６−ポートＭＴＳの１６の不平衡ポートは１６ポートＤＵＴの１６個の端子に結合することができる。図１５のＤＵＴ用の混合モードＳパラメータは、平衡ポートとして定義することができる。例えば、ポート１，ポート２，ポート３，ポート４，ポート５，ポート６，ポート７，ポート８は、平衡ポートである。このＤＵＴの混合モードポート構成にとっては、純差動モードで動作するＤＵＴの混合モードＳパラメータマトリクスは、下式（３３）に要約することができる。
【０１６５】
【数３１】
2004512504.tif 000033
【０１６６】
コモンモードからの差動モードへの変換［Ｓｄｃ］を示す図１５のＤＵＴの混合モードＳパラメータマトリクス［Ｓｍｍ］の他の一部は、ここでは半分に分割してあり、本開示内の全マトリクス要素を設けることができるようにしてある。Ｓｄｃ［１：８，１：４］は、下式（３４）によって与えられる。
【０１６７】
【数３２】
2004512504.tif 000034
【０１６８】
さらに、Ｓｄｃ［１：８，５：８］は、下式によって与えられる。
【０１６９】
【数３３】
2004512504.tif 000035
【０１７０】
同様に、コモンモードへの差動モードからの変換を示す図１５のＤＵＴの混合モードＳパラメータマトリクス［Ｓｍｍ］の一部は、ここでは半分に分割してあり、［Ｓｍｍ］マトリクスのこの一部の全要素が図示してある。Ｓｃｄ［１：８，１：４］は、下式（３５）によって与えられる。
【０１７１】
【数３４】
2004512504.tif 000036
【０１７２】
さらに、Ｓｃｄ［１：８，５：８］は、下式により与えられる。
【０１７３】
【数３５】
2004512504.tif 000037
【０１７４】
同様に、純粋なコモンモード処理を記述用の図１５のＤＵＴのための混合モードＳパラメータマトリクスの一部は、ここでは半分に分割してあり、［Ｓｍｍ］のこの一部の全要素を図示する。Ｓｃｃ［１：８，１：４］は、下式（３６）によって与えられる。
【０１７５】
【数３６】
2004512504.tif 000038
【０１７６】
さらに、Ｓｃｃ［１：８，５：８］は、下式によって与えられる。
【０１７７】
【数３７】
2004512504.tif 000039
【０１７８】
図１５に示した本開示になるＭＴＳの一実施形態のポート割り当てについての図１５のＬＡＮ用の混合モードＳパラメータマトリクスは、前記式（３３）により記述した差動モード以外の動作モードに対して用いられてきていないことを理解されたい。しかしながら、当業者は、本開示の方法及び装置の一部実施形態に従い、上記の混合モードＳパラメータマトリクスの各［Ｓｄｃ］，［Ｓｃｄ］，［Ｓｃｃ］についての上記の方法体系を用いてこれらのポート割り当て用の混合モードＳパラメータマトリクスを決定することができる。
【０１７９】
上記した本開示の方法及び装置の一部実施形態の一態様では、ＤＵＴを試験しつつユーザーがＤＵＴの端子数を随意決定できることは理解さるべきである。換言すれば、本開示の方法及び装置の一部実施形態によれば、ユーザーはＤＵＴの任意の端子に番号を付すことができ、しかも端子番号は厳密に割り当てる必要はない。例えば、図１６，１７は、本開示の方法及び装置の一部実施形態により割り当てることのできる差動対伝送線の入力ならびに出力ポートに対する二つの異なる端子番号付けを示すものである。図１６の差動対については、端子１，２を平衡入力の混合モードのポート１に割り当てることができ、端子３，４を平衡出力の混合モードのポート２に対し端子３，４を割り当てることができ、スカラー直交マトリクス［Ｍ］と混合モードＳパラメータマトリクス［Ｓｍｍ］は下式（３７）によって与えることができる。
【０１８０】
【数３８】
2004512504.tif 000040
【０１８１】
同様に、図１７の伝送線の差動対に対し、端子１〜３は平衡入力の混合モードポート１に割り当てることができ、端子２〜４は混合モードポート２の平衡出力に対し割り当てることができ、差動対ケーブルの［Ｍ］と［Ｓｍｍ］は、下式（３８）によって与えることができる。
【０１８２】
【数３９】
2004512504.tif 000041
【０１８３】
本開示のＭＴＳの一実施形態を備える周波数領域計測が上記のＴＤＲシステムの幾つかの欠陥に対処でき、幾つかの追加の長所を提供できる点は、当業者には理解されよう。例えば、本開示のＭＴＳの幾つかの実施形態は、ＤＵＴに対し大信号電圧を供給せず、ＤＵＴに直流還流路をもたせる必要はなく、計測立ち上げを変更することなく順方向及び逆方向の転送データ及び反射データを供給することができる。
【０１８４】
本開示の方法及び装置の一部実施形態によれば、ＭＴＳシステムには不平衡と平衡双方の接続形態のＤＵＴを同定するここに記載した方法体系の実施形態を備えることができ、それ故に混合モードと平衡モードのＤＵＴを同定する強力な方法及び装置が提供されることも分かる。
【０１８５】
本開示になる方法及びＭＴＳ装置の一部実施形態の幾つかの追加の効果は、高精度と、大きなダイナミックレンジと、一部ＶＮＡ準拠構造（ＶＮＡ−ｂａｓｅｄ ａｒｃｈｉｔｅｃｔｕｒｅ）により達成することのできる高い速度を含むものである。本開示の方法及び装置の一部実施形態の幾つかの追加の長所は、ＭＴＳの最終次調波の関数である時間領域内最小解像度と、ＭＴＳの第１次調波の関数ともなる十分な時間幅にある。例えば、時間領域内の１００ｄＢ超の戻り損失は、小さな時間領域解像度に基づきＭＴＳの一部実施形態によって割り出すことができる。対照的に、１００ｄＢの戻り損失は、従来のＴＤＲシステムに関する機器設備計測ダイナミックレンジを遥かに越えるものである。加えて、本開示のＭＴＳシステムの一部実施形態は、ＤＵＴに対し高パワー信号を印加せず、かくしてＤＵＴの飽和の可能性を最小化している。対照的に、従来のＴＤＲシステムはＤＵＴの入力端子に対しステップ関数信号を供給し、通常は過大な入力駆動信号に対し、ＴＤＲシステムの信号源からＤＵＴの入力端に対する出力パワーの低減用に減衰パッドを用いる。従来のＴＤＲシステムに対しては、ＤＵＴの計測ダイナミックレンジとＴＤＲシステムの入力信号パルスの特性を妥協させることができる。さらに、本開示のＭＴＳシステムの一部実施形態は、複数ポートＭＴＳへのＤＵＴの一度の接続をもってＤＵＴ用に計測される全パラメータを決定することができる。対照的に、従来のＴＤＲシステムは、ＤＵＴの反射計測値と伝達計測値との間の接続を切り替えるものである。
【０１８６】
本開示の方法及びＭＴＳ装置の一部実施形態によれば、ＭＴＳが平衡及び不平衡装置の両方を計測できることもまた分かろう。加えて、本開示の方法及びＭＴＳ装置の一部実施形態によれば、ＭＴＳシステムは、時間領域のこれらの計測値の成果をもたらすことができる。対照的に、従来のＶＮＡは、不平衡装置を計測して周波数領域計測値であるＳパラメータを用いている。
【０１８７】
図１８Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄを参照するに、差動対の入力端子に対しＭＴＳのポート１，２が結合され、差動対の出力端子に対しＭＴＳのポート３，４が結合された本開示のＭＴＳの実施形態を備えた図１６に示したような差動対の被計測混合モードＳパラメータが図示してある。本開示の方法及びＭＴＳ装置の一部実施形態によれば、差動対は計測した図１８Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄに示す２ポート平衡装置、すなわち４ポート不平衡装置としてモデル化できることは理解されたい。図１８Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄに図示した計測値は、４つの計測値に分解することができる。すなわち、平衡対の純差動モード係数［Ｓｄｄ］を表わす図１８Ａの第１の計測値と、平衡対のコモンモードから差動モードへの変換係数［Ｓｄｃ］を表わす図１８Ｂの第２の計測値と、平衡対の差動モードからコモンモードへの変換係数［Ｓｃｄ］を表わす図１８Ｃの第３の計測値と、平衡対の純コモンモード係数［Ｓｃｃ］を表わす図１８Ｄの第４の計測値である。かくして、図１８Ａ，１８Ｄの第１及び第４の計測値が差動対の純動作モードを表わし、図１８Ｂ，１８Ｃの第２及び第３の計測値が差動対の相互動作モードを表わす。
【０１８８】
当業者は、完全対称形平衡ＤＵＴでは、［Ｓｄｃ］，［Ｓｃｄ］の四半分の要素は大きさ零となる。例えば、信号振幅や位相歪に起因するＤＵＴ内のどんな非対称性の存在も、［Ｓｄｃ］，［Ｓｃｄ］の要素に対し零よりも大きな大きさをもち得ることは、当業者には分かろう。当業者はさらに、図１８Ｃに示した左下四半分［Ｓｃｄ］がＤＵＴによるＥＭＩの発生を示し、右上四半分［Ｓｄｃ］がＤＵＴのＥＭＩ２に対する感度を示すものであることを理解しよう。
【０１８９】
図１８Ａ〜Ｄのデータは、アジレント・テクノロジーズ（マサチューセッツ州ＢｉｌｌｅｒｉｃａのＡｇｉｌｅｎｔ　Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ）社からのＡＴＮ−４１１１Ｄ３００ｋＨｚ〜６ＧＨｚＭＴＳ試験システムについて計測したものであると理解されたい。このＭＴＳシステムは、型番Ｎ８５７３ＡのＶＮＡと、複数ポート試験器と、本開示の方法及び装置の一実施形態を実施する複数ポートアプリケーションソフトウェアを含むものであることを理解されたい。
【０１９０】
図１８Ａを参照するに、純差動モードにおける差動伝送線の入力［Ｓｄｄ１１］及び出力［Ｓｄｄ２２］の戻り損失が６ＧＨｚで８．１ｄＢに達し、その一方で順方向及び逆方向の挿入損［Ｓｄｄ２１］，［Ｓｄｄ１２］が６ＧＨｚで９ｄＢに達することが分かる。図１８Ａ〜Ｄのデータを１００Ωの差動モードインピーダンスと呼ぶことを理解されたい。
【０１９１】
図１８を参照するに、差動対のコモンモードの動作特性が図１８Ｄに図示してあることが分かり、それをインピーダンス２５Ωのコモンモードと呼ぶことも理解されよう。このコモンモードの動作特性は、平衡対を形成する線路間の何らかの光結合を示す差動ケーブルの同様の動作特性を示すものである。図１８Ｂ，１８Ｃに図示したＤＵＴの計測値から、ＤＵＴが最悪の筋書きでは６ＧＨｚにおいて約３８ｄＢの相当に低いモード変換を有することもまた計測されている。
【０１９２】
本開示の方法及び装置の一部実施形態によれば、本開示のＭＴＳを用いて得られる混合モードＳパラメータが時間領域に変換できることも理解されたい。図１９Ａ〜Ｄは、図１８Ａ〜Ｄの混合モードＳパラメータの時間領域インパルス応答を示す。特に、逆高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を実行することにより、図１８Ａ〜Ｄの任意のパラメータを図１９Ａ〜Ｄに示す時間領域内で観察することができる。かくして、図１９Ａ〜ＤがＤＵＴの時間領域インパルス応答を示し、図１８Ａ〜Ｄの周波数領域データと同様に統合することができる。特に、図１９Ａは差動モード時間領域の動作特性を示す。パラメータＳｄｄ１１，Ｓｄｄ２２は、差動モードにおける差動ケーブルＤＵＴの各ポートのＴＤＲ応答を示し、パラメータＳｄｄ２１，Ｓｄｄ１２は差動モードにおける差動対ＤＵＴの順方向と逆方向ＴＤＴパラメータを示す。他の３つの図１９Ｂ〜Ｄが、差動対ＤＵＴの完全な混合モード時間領域性能を示すことが分かる。
【０１９３】
図示１９Ａを参照するに、左上四半分はＤＵＴの［Ｓｄｄ］の動作特性、すなわち差動対ＤＵＴの時間領域の差動動作特性を表わす。ＤＵＴのＳｄｄ２１動作特性は、図２０〜２３にさらに図示してある。特にＳｄｄ２１のＴＤＴ応答、すなわち換言すれば順方向伝送時間領域インパルス応答が図２０に図示してある。図２０は、ＤＵＴが３．３５ナノ秒（Ｎｓ）の遅延時間と、約１７５ピコ秒（ｐｓ）の幅の中間パルス帯域幅（ＭＰＢ）と最大で約０．７０４の伝達係数比を有することを示すものである。図２０を、本開示のＭＴＳの一実施形態による模擬実験を通じて発生する３．３５ピコ秒無損失伝送線からなるＴＤＴを示す図２１と比較する。無損失伝送線は、約１４６ピコ秒幅と伝送係数比が最大で１のＭＰＢを有する。図２０の計測値と図２１の模擬実験は、５ＭＨｚ刻みで５ＭＨｚから６ＧＨｚまで同定されていることが分かる。かくして、図２０のＴＤＴ応答は、ＤＵＴが１から０．７０４への減衰伝達係数と約１４６ピコ秒から約１７５ピコ秒へのＭＰＢ歪を有することを明瞭に示すものである。
【０１９４】
同様に、図２２はＤＵＴの時間領域ステップ応答Ｓｄｄ２１を示すものであり、図２３は無損失伝送線の模擬実験ステップ応答を示す。図２２，２３から、時間領域ステップ関数Ｓｄｄ２１の立ち上がり時間が約１２１ピコ秒から３０８ピコ秒まで劣化したことが分かる。さらに、図２２と２３を比較するに、ステップ関数の定状態が１から０．９８へ減衰していることが分かる。
【０１９５】
本開示の方法及びＭＴＳ装置の一部実施形態によれば、ＤＵＴのインピーダンス特性は、従来のＴＤＲ計測値と等価な反射時間領域ステップ関数Ｓｄｄ１１を同定することにより達成することができることをさらに理解されたい。図２４（ａ）は、純差動順方向反射時間領域ステップ応答を示し、図２４（ｂ）はＤＵＴの純差動インピーダンス特性を示す。この差動インピーダンスは、約１０６〜１０９Ωの範囲のインピーダンス値を有する。この差動インピーダンス特性の図示の上向き傾斜は、差動伝送線中の表皮効果や誘電損失などのＤＵＴ内の様々な損失メカニズムが原因と考えられる。当業者には、無損失伝送線（性能表示せず）が平坦なインピーダンス傾斜を有することが分かろう。図２４（ａ），（ｂ）はまた、ＤＵＴのコネクタから発生する伝送線中の不連続部を図示するものである。かくして、反射時間領域ステップ関数をＤＵＴの不連続部の分離に用い得ることが分かろう。
【０１９６】
当業者には、従来のＴＤＲシステムを有する時間領域における高速ディジタルＤＵＴ用の従来の試験工程が、ディジタルのビットパターンを有するＤＵＴを信号印加するものであり、ＤＵＴの出力応答が観察できることが分かろう。本開示の方法及びＭＴＳ装置の一部実施形態によれば、この試験工程が任意の入力波形を有するどんなＤＵＴにも行なえることが分かろう。特に、どんな入力ビットパターンも本開示のＭＴＳの若干の実施形態により数学的に生成できることが分かる筈である。加えて、本開示のＭＴＳを用いてＤＵＴの混合モードＳパラメータ計測値から時間領域インパルス応答を一旦割り出してしまえば、離散時間畳み込み変換に従ってＤＵＴの出力応答が模擬実験入力波形を用いた時間領域インパルス応答の畳み込みによって割り出される。一例を挙げるならば、図２５は先ず１．０に立ち上がり、ほぼ２ナノ秒のステップ刻みで零まで立ち下がる信号印加入力波形を示す。本開示の方法及びＭＴＳ装置の一部実施形態によれば、この模擬実験入力波形を図２０の時間領域インパルス応答のようなＤＵＴの時間領域インパルス応答により畳み込むことができることを理解されたい。
【０１９７】
図２６を参照するに、上記の時間領域インパルス応答と入力波形を畳み込むことで割り出されたＤＵＴの出力応答が示してあり、入力波形の先端部と後端部の不連続性が丸められることが図示されているが、これは入力信号の高調波の濾波と差動伝送線の歪に起因するものである。出力応答が約３．３５ナノ秒遅れて開始され、この遅延がインパルス関数の遅延に相関するものであることも分かる。さらに、出力応答は、差動伝送線の損失が原因で信号振幅１．０にまで達しないことが分かる。
【０１９８】
図２７を参照するに、零点から２ナノ秒刻みでもって零から単位量までを刻んで数学的に生成した入力波形の他の実施形態が図示してあり、それはＤＵＴの計測時間領域インパルス応答をもって畳み込むことができる。出力応答は、図２８に例示してある。
【０１９９】
図２９を参照するに、当業者にはＫ２８．５及び１０個のディジタルパルスとして周知の本開示のＭＴＳの一実施形態を用いて供給可能な他の数学的に生成した入力波形が図示してある。特に、パルスビットパターンは１１０００００１０１であり、各パルスは２Ｇｂ／ｓのデータ伝送速度に対応する０．５ナノ秒幅である。Ｋ２８．５入力波形はＤＵＴの計測インパルス応答をもって畳み込むことができ、その出力応答は図３０に図示してある。
【０２００】
データ通信アプリケーション用の同定装置において、そこを通過する波形に対し装置が与える歪が最小であるべきことは当業者は理解している。これらの装置は、アイダイヤグラム（ｅｙｅ ｄｉａｇｒａｍ）又はアイパターンについて当業者に周知の共通のスケール上で互いの上にＤＵＴからの各出力波形を重畳させることによって同定することができる。図３１は、０から０．６４２ナノ秒までの時間幅に対しＤＵＴからの各個々の出力パルスをプロットすることにより、本開示のＭＴＳの一実施形態によりもたらされるこの種のアイダイヤグラムである。図３１から分かるように、差動伝送線が０．５ナノ秒幅の入力パルスすなわち２Ｇｂ／ｓのデータ転送速度に対するアイパターンを明瞭に保存している。換言すれば、ディジタルの０とディジタルの１は、差動伝送線ＤＵＴの進行後にも依然として互いに識別可能である。
【０２０１】
ここで、図３２を参照するに、ＤＵＴのアイパターンを速さを増したデータ信号速度で例示してある。特に、入力波形についてのパルス幅は５Ｇｂ／ｓのデータ伝送レートに対応する０．２ナノ秒へ減らされており、図３２がＭＴＳの実施形態により提供される出力アイパターンが例示されている。図３２からは、アイが閉じ始めたことと、ディジタルの０と１が差動伝送線ＤＵＴ進行後にお互いに識別不能となっていることが明らかである。従って、本開示の方法及びＭＴＳ装置の一部実施形態により提供されるアイパターンが、伝送線の性能を例示する素早い視覚化ツールを提供することを理解されたい。
【０２０２】
本開示のための方法及び装置の一部実施形態にとって、任意の入力波形をＤＵＴに提示することでどんな装置の出力応答も分析することができる。従来のＴＤＲシステムにとってこの種の任意の波形発生器が非常に高価で非実用的であることは理解されたい。従って、本開示の方法及び装置の一部実施形態の幾つかの長所が、どんな入力波形もＤＵＴ試験用に提供でき、この種の性能を提供するための全費用が激烈に低減されることにあることは理解されたい。本開示の方法及び装置の一部実施形態の他の長所は、例えば５０ＧＨｚのＶＮＡを用いることで、時間領域において１５ピコ秒の立ち上がり時間が用いられることにあることも理解されたい。本開示の方法及びＭＴＳ装置の一部実施形態が、ＤＵＴに縦列接続されたあらゆる既知の回路の撤去と切り離しとＤＵＴに縦列接続する既知の回路の固定を可能にすることも、さらに理解されたい。切り離しは、例えば試験備品内に取り付けたＤＵＴの計測にて用い、試験備品からのＤＵＴ試験に対する寄与を取り除くことができる。固定は、例えば追加要素を用いてＤＵＴの動作特性を模擬実験するのに用いることができる。
【０２０３】
例えば、図３３Ａ〜Ｄは、本開示の方法及びＭＴＳ装置の一実施形態により割り出されたＤＵＴの出力端上に固定した２５ピコ秒無損失伝送線をもつ差動伝送線ＤＵＴの混合モードＳパラメータを示す図である。差動対ＤＵＴは、計測がなされ、かつ固定２５ピコ秒伝送線なしで図１８Ａ〜Ｄに図示したものと同じ差動対ＤＵＴである。図３３Ａ〜Ｄから分かるように、ＤＵＴ出力端の無損失線路が位相歪と差動伝送線内の不釣り合いとを引き起こす。特に、差動モードに対するコモンモードの伝送パラメータ［Ｓｄｃ］とコモンモードに対する差動モードの伝送パラメータ［Ｓｃｄ］が、６ＧＨｚにおいて約−３８ｄＢ（図１８Ａ〜Ｄ参照）から−１４ｄＢへ劣化している。
【０２０４】
例えば、図３４を参照するに、ここには０．２ナノ秒すなわち５．０Ｇｂ／ｓのデータ伝送レートをもったパルス幅を有する入力用の差動線路ＤＵＴの出力端に８５ピコ秒無損失線路を固定した差動伝送線ＤＵＴのアイダイヤグラムが図示してある。これは、出力で無損失伝送線なしで計測し、図３２のアイダイヤグラムを用いて図示した同一の差動伝送線でもある。図３４のアイパターンを図３２のアイパターンと比較することで、８５ピコ秒の位相歪が差動伝送線のアイ開口をさらに劣化させていることが見て取れる。
【０２０５】
本開示の方法及び装置の一部実施形態によれば、混合モードＳパラメータデータから、全てのＤＵＴの伝送線パラメータ群を抽出することが可能である。当業者には周知の如く、既知の伝送線パラメータが複合特性インピーダンスと伝搬定数をもたらし、単位長当りの抽出パラメータＲ，Ｌ，Ｃ，Ｇを抽出する。差動モードについては、対周波数複合特性インピーダンスの計測もまた用いることができる。さらに、α（損失に関連），β（伝搬速度に関連）と一般に呼ばれる伝搬定数の実部分と虚部分もまた、本開示の方法及び装置の一部実施形態では用いられる。この種の実部分と虚部分は通常、ＳＰＩＣＥのような模擬実験ツールを用いて模擬実験される。
【０２０６】
本開示の方法及び装置の一部実施形態によって行なわれる如く、ＤＵＴの信号保全性の分析に周波数領域計測を適用する利点があることもまた理解されたい。例えば、周波数領域計測は、計測誤差源の系統的な訂正のお陰で、従来のＴＤＲより非常に高い精度を提供することができる。加えて、本開示のＭＴＳの一部実施形態は時間領域で１１０ｄＢ以上のダイナミックレンジを提供でき、そのことがクロストーク分離とＥＭＩ問題の特定に役立ちもする。さらに、本開示の一部実施形態になる２０ＧＨｚ周波数領域ＭＴＳシステムでは、インパルスと３５ピコ秒の立ち上がり計測値を計測することができる。加えて、本システムの方法及びＭＴＳ装置の一部の実施形態は、不平衡伝送線上の位相歪の影響の分析に用いることができる。さらにまた、本開示の方法及びＭＴＳ装置の一部実施形態では、異なる特性インピーダンスにおいてオペレータが構成部品を素早く評価することができる。
【０２０７】
本開示になる方法及びＭＴＳ装置の一部実施形態はハードウェア計測に過大に依存せず、むしろシミュレーションとハードウェア計測の組み合わせを用いることはさらに理解さるべきである。例えば、本開示の方法とＭＴＳ装置の一部実施形態を用いたことで、任意波形の発生器が一切存在しないことも理解さるべきである。対照的に、本開示の方法及びＭＴＳ装置の一部実施形態では、試験信号波形を模擬実験する。それらの実施形態にとって、従来のＴＤＲや信号保全機器に比べコスト効率の高い解決策がもたらされることを理解されたい。本開示の方法と装置の一部実施形態が柔軟性をもたらし、アプリケーションを変更したときに、本開示になる方法及び装置の実施形態がＤＵＴの評価に使用できる点はさらに理解されたい。
【０２０８】
このように、本開示の少なくとも一つの実施形態の幾つかの態様を記載したが、様々な変更や変更態様及び改良が当業者に容易に想起されることは理解されたい。この種の変更や変更態様及び改良は本開示の一部であることを意図しており、本発明の範囲内のあることを確信するものである。従って、前述の説明と図面は例示だけのためのものとなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】
図１（ａ）は当業者には周知の不平衡２ポートＳパラメータマトリクスを示す図、図１（ｂ）は当業者には周知の混合モードＳパラメータマトリクスを示す図である。
【図２】
本開示になる複数ポート試験システムの一実施形態を示す図である。
【図３】
本開示になる４端子複数ポート試験システムの一実施形態を示す図である。
【図４】
本開示になる３試験チャンネル・１基準チャンネル受信器からなる９ポートの複数ポート試験システムの一実施形態を示す図である。
【図５】
図５（ａ）は、本開示になる２試験チャンネル・１基準チャンネル受信器からなる６ポートの複数ポート試験器の一実施形態を示す図，図５（ｂ）は、本開示になる３試験チャンネル・１基準チャンネル受信器からなる６ポートの複数ポート試験システムのもう１つの実施形態を示す図である。
【図６】
当業者には周知のＮポート較正装置の一実施形態を示す図である。
【図７】
本開示になるＮポート自動較正装置の一実施形態において用いる単極双投式切り替え装置の一実施形態を示す図である。
【図８】
図８（ａ）は、図７の単極双投式スイッチの第１の状態を示す図、図８（ｂ）は、図７の単極双投式スイッチの第２の状態を示す図、図８（ｃ）は、図７の単極双投式スイッチの第３の状態を示す図、図８（ｄ）は、図７の単極双投式スイッチの第４の状態を示す図である。
【図９】
第３及び第４の状態での使用時の共通入力腕における図７の単極双投式スイッチが提示する位相差を示す図である。
【図１０】
第４の状態での使用時における図７の単極双投式スイッチの反射損失を示す図である。
【図１１】
本開示になる不平衡伝送線と平衡伝送線が組み合わさった概略図である。
【図１２】
図１１のＤＵＴに対する６ポートＭＴＳの代替ポート割り当てを備えた図１１のＤＵＴの概略図である。
【図１３】
本開示になるバランＤＵＴならびにポート割り当て例の概略図である。
【図１４】
本開示になる２差動伝送線ＤＵＴとポート割り当て例の概略図である。
【図１５】
本開示になる４対差動伝送線ＤＵＴとポート割り当て例の一実施形態を示す図である。
【図１６】
本開示になる差動対伝送線の入出力ポートに対する端子番号の割り当て例を示す図である。
【図１７】
本開示になる差動対伝送線の入出力ポートに対する端子番号の割り当て例を示す図である。
【図１８】
図１８Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄは、本開示になる複数ポート試験システムの一実施形態を用いた図１６に例示した如き差動対伝送線の混合モードＳパラメータ測定を示す図である。
【図１９】
図１９Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄは、図１８Ａ〜Ｄの混合モードＳパラメータの時間領域インパルス応答表示を示す図である。
【図２０】
図１９Ａ〜Ｄの時間領域表示の純差動順方向伝送時間領域インパルス応答を示す図である。
【図２１】
本開示になるＭＴＳの一実施形態により模擬実験した３．３５ピコ秒無損失伝送線の伝送時間領域伝送インパルス応答を示す図である。
【図２２】
本開示になるＭＴＳの一実施形態により模擬実験した３．３５ピコ秒無損失伝送線の純差動順方向伝送時間領域ステップ応答を示す図である。
【図２３】
本開示になるＭＴＳの一実施形態により模擬実験した３．３５ピコ秒無損失伝送線の時間領域伝送ステップ応答を示す図である。
【図２４】
図２４（ａ）は、本開示になる複数ポート試験器の一実施形態になる差動伝送線の純差動反射時間領域ステップ応答を示す図、図２４（ｂ）は、本開示になる複数ポート試験器の一実施形態になる差動伝送線の純差動インピーダンス特性を示す図である。
【図２５】
本開示になる複数ポート試験器の一実施形態により供給できる模擬実験入力波形を示す図である。
【図２６】
本開示になる複数ポート試験器になる図２５の模擬実験入力信号に応答する差動伝送線の模擬実験出力応答を示す図である。
【図２７】
本開示になる複数ポート試験システムになる模擬実験入力形態の他の例を示す図である。
【図２８】
本開示になる複数ポート試験器の一実施形態による図２７の模擬実験入力信号に応答する差動伝送線の模擬実験出力応答を示す図である。
【図２９】
本開示になる複数ポート試験器の一実施形態を用いて供給できる模擬実験入力信号の他の一実施例を示す図である。
【図３０】
本開示になる複数ポート試験システムの一実施形態による図２９の模擬実験入力応答に応答する差動伝送線の模擬実験出力応答を示す図である。
【図３１】
本開示になる複数ポート試験システムの一実施形態により提供できるアイダイヤグラムである。
【図３２】
本開示の複数ポート試験システムの一実施形態をもって模擬実験できる増大させたデータレートにおける差動伝送線ＤＵＴのアイダイヤグラムの他の実施形態を示す図である。
【図３３】
図３３Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄは、本開示の複数ポート試験システムの一実施形態をもって模擬実験できるＤＵＴの出力端に固定した２５ピコ秒無損失伝送線をもって縦列接続した差動伝送線ＤＵＴの混合モードＳパラメータを示す図である。
【図３４】
本開示の複数ポート試験システムの一実施形態をもって供給できる図３３Ａ〜３３Ｄに模擬実験した無損失伝送線を固定した差動伝送線ＤＵＴのアイダイヤグラムである。
【符号の説明】
１１，１２，１３，１４，１５，１６，１７，１８，１９　信号分離装置
２０　９ポートＭＴＳ
２１，２２，２３，２４，２５，２６，４３，４４，４８，５１，５２　単極３投吸着型スイッチ
２７，２８，２９　試験チャンネル
４１，４２　単極双投吸着型スイッチ
５４　コモン腕
５５，５６　出力腕
５７，５８　制御端子
５９　終端抵抗
６０，６１，６２，６３，６４，６８　ＦＥＴ装置
９２，９４，９６，９８　４対の差動伝送線
１００　信号発生器
１０１　信号源
１０２　基準チャンネル受信器
１０３　単極多投スイッチ
１０４，１０５，１０６，１１３，１１４，１１５　ＶＮＡ受信機
１０７，１０８，１０９，１１０，１１１，１１２，１１６，１１７，１１８，１１９，１２０，１２１，２０５，２０６，２０７，２１２　単極双投スイッチ
１２３，１２４，１２５，１２６，１２７　単極双投スイッチ終端
１２８　ＤＵＴ
１２９，１３０，１３１，１３２，１３３，１３４　単極双投スイッチの極
２００，２０１　双極双投スイッチ
２０２，２０３　共有試験チャンネル
２０５，２０６，２０７，２０８　信号分離装置
２０９　信号発生器
２１０　結合器
２１１　基準チャンネル
３０１，３０２，３０３，３０４，３０５，３０６，３１１，３１２，３１４，３１５，３１６　単極４投スイッチ
３０７　単極
３１０　単極多投スイッチ
３１７，３１８，３１９，３２０，３２１　Ｎ−１接点
１−２，１−３，１−４，２−３，２−４，３−４　２ポート信号路
３−４，３−７，３−８　２端子信号路
１−３，１−４，１−７，１−８，２−３，２−４，２−７，２−８，３−５，３−６，４−５，４−６，５−７，５−８，６−７，６−８　２端子信号路
【図１（ａ）】
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【図１（ｂ）】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４（ａ）】
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【図２４（ｂ）】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【国際公開パンフレット】
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【国際調査報告】
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