(57)【要約】２つの出力信号（Ｉ、Ｑ）であって、各々は、ローカルオシレータ（２）からの方形波入力信号（Ａ）にほぼ等しい出力信号を生成するための方法とデバイスを記述しており、第１出力信号（Ｉ）は、入力信号（Ａ）に対して所定時間シフトしていてもよく、第２出力信号（Ｑ）は、第１出力信号（Ｉ）に対してＴ１／４［ｍｏｄＴ１］シフトしており、Ｔ１は、入力信号（Ａ）の周期である。第１出力信号（Ｉ）を生成するために、入力信号のフーリエ成分（Ｓ１（１）、Ｓ３（３）、Ｓ５（５）、Ｓ７（７）、Ｓ９（９）、Ｓ１１（１１）等）は、結合される。第２出力信号（Ｑ）を生成するために、入力信号のフーリエ成分（Ｓ１（１）、Ｓ５（５）、Ｓ９（９）、等）は、＋９０°位相シフトされ、入力信号のフーリエ成分（Ｓ３（３）、Ｓ７（７）、Ｓ１１（１１）、等）は、−９０°位相シフトされ、このようにシフトした入力信号のフーリエ成分は結合される。
2004516739.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
基本振動数（ω１）を有する入力信号（Ａ）に対応する第１と第２出力信号（Ｉ、Ｑ）を生成する方法であって、出力信号（Ｉ、Ｑ）は、互いに９０°の位相差を有する、方法であって、
入力信号（Ａ）の所定数の第１フーリエ成分Ａ２ｎ＋１（ω２ｎ＋１）、ｎ＝０、２、４、・・・を提供し、ω２ｎ＋１＝（２ｎ＋１）・ω１である工程と、
９０°位相シフトを第１方向（＋９０°）に第１フーリエ成分に対して行う工程と、
入力信号（Ａ）の所定数の第２フーリエ成分Ａ２ｎ＋１（ω２ｎ＋１）、ｎ＝１、３、５、・・・を提供する工程と、
９０°位相シフトを異方向（−９０°）に第２フーリエ成分に対して行う工程と、
所定数の第１フーリエ成分と所定数の第２フーリエ成分を結合して、第１出力信号（Ｉ）を提供する工程と、
このようにシフトした第１と第２フーリエ成分を結合して、第２出力信号（Ｑ）を提供する工程と、
を備えることを特徴とする方法。
【請求項２】
請求項１に記載の方法において、
第１フーリエ成分は、同相出力信号（Ｙ１３Ａ）と＋９０°シフトした出力信号（Ｙ１４Ａ）とを提供するようにされた回路に供給され、
第２フーリエ成分は、同相出力信号（Ｙ１４Ｂ）と−９０°シフトした出力信号（Ｙ１３Ｂ）とを提供するようにされた回路に供給され、
同相出力信号（Ｙ１３Ａ、Ｙ１４Ｂ）は、加算されて第１出力信号（Ｉ）を提供し、
＋９０°シフトした出力信号（Ｙ１４Ａ）と−９０°シフトした出力信号（Ｙ１３Ｂ）は、加算されて第２出力信号（Ｑ）を提供することを特徴とする方法。
【請求項３】
請求項１に記載の方法において、
第１フーリエ成分と第２フーリエ成分は、入力信号（Ａ）を対応する帯域フィルタに通すことにより提供されることを特徴とする方法。
【請求項４】
請求項１に記載の方法において、
伝達特性Ｈ（ω）＝１とＨ（−ω）＝０を（−１）ｎ・ω２ｎ＋１、ｎ＝０、１、２、３、・・・、周辺のＯＳＲ帯域パス領域に対応する各振動数（ω）に対して有する多相フィルタを提供する工程であって、各帯域パス領域は、少なくとも第１帯域パス領域の一部の幅（ＢＷ１）の（２ｎ＋１）倍と等しい帯域幅（ＢＷ２ｎ＋１）を有する工程と、
入力信号（Ａ）を多相フィルタの第１入力に供給すると共に、零入力信号を多相フィルタの第２入力に供給する工程と、
第１出力信号（Ｉ）を多相フィルタの第１出力から取り出す工程と、
第２出力信号（Ｑ）を多相フィルタの第２出力から取り出す工程と、
をさらに備えることを特徴とする方法。
【請求項５】
ネットワークの入力において入力信号（Ａ）に対応する２つの出力信号（Ｉ、Ｑ）を生成する位相シフトネットワークであって、出力信号は、互いに９０°位相シフトしている位相シフトネットワークであって、
少なくとも基本波Ａ１（ω１）を入力信号（Ａ）から選択するための、入力に結合する第１フーリエ成分選択手段と、
少なくとも第３高調波Ａ３（ω３）を入力信号（Ａ）から選択するための、入力に結合する第２フーリエ成分選択手段と、
入力と第１出力と第２出力とを有する第１手段であって、入力は、第１フーリエ成分選択手段の出力に結合され、第１手段は、その第１出力にその入力において受信したフーリエ成分から成る第１出力信号（Ｙ１３Ａ）を提供すると共にその第２出力に第１出力信号（Ｙ１３Ａ）と同じで＋９０°シフトしているフーリエ成分を含む第２出力信号（Ｙ１４Ａ）を提供するようになっている第１手段と、
入力と第１出力と第２出力とを有する第２手段であって、入力は、第２フーリエ成分選択手段の出力に結合され、第２手段は、その第２出力にその入力において受信したフーリエ成分から成る第３出力信号（Ｙ１４Ｂ）を提供すると共に、その第１出力に第３出力信号（Ｙ１４Ｂ）と同じで−９０°シフトしているフーリエ成分を含む第４出力信号（Ｙ１３Ｂ）を提供するようになっている第２手段と、
前記第１手段の第１出力と前記第２手段の第２出力とにそれぞれ結合する２つの入力を有し、ネットワークの第１出力に結合する出力を有する第１コンバイナ手段と、
前記第１手段の第２出力と前記第２手段の第１出力とにそれぞれ結合する２つの入力を有し、ネットワークの第２出力に結合する出力を有する第２コンバイナ手段と、
を備えることを特徴とする位相シフトネットワーク。
【請求項６】
請求項５に記載の位相シフトネットワークにおいて、
第１フーリエ成分選択手段は、中心振動数（ω１）と帯域幅（ＢＷ１）を有する第１帯域フィルタを備え、前記入力に結合する入力を有しており、
第２フーリエ成分選択手段は、第１帯域フィルタの中心振動数（ω１）の３倍にほぼ等しい中心振動数（ω３）を有し、第１帯域フィルタの帯域幅（ＢＷ１）の３倍にほぼ等しい帯域幅（ＢＷ３）を有する第２帯域フィルタを備え、前記第２帯域ファイルタは、前記入力に結合する入力を有していることを特徴とする位相シフトネットワーク。
【請求項７】
請求項６に記載の位相シフトネットワークにおいて、
第１フーリエ成分選択手段は、
第１帯域フィルタの中心振動数（ω１）の５倍にほぼ等しい中心振動数（ω５）有し、第１帯域フィルタの帯域幅（ＢＷ１）の５倍にほぼ等しい帯域幅（ＢＷ５）を有する第３帯域フィルタであって、前記第３帯域フィルタは、前記入力に結合する入力を有する第３帯域フィルタと、
第１と第３帯域フィルタの出力に結合する入力を有する第１加算器と、
をさらに備えることを特徴とする位相シフトネットワーク。
【請求項８】
請求項７に記載の位相シフトネットワークにおいて、
第２フーリエ成分選択手段は、
第１帯域フィルタの中心振動数（ω１）の７倍にほぼ等しい中心振動数（ω７）有し、第１帯域フィルタの帯域幅（ＢＷ１）の７倍にほぼ等しい帯域幅（ＢＷ７）を有する第４帯域フィルタであって、前記入力に結合する入力を有する第４帯域フィルタと、
第２と第４帯域フィルタの出力に結合する入力を有する第２加算器と、
をさらに備えることを特徴とする位相シフトネットワーク。
【請求項９】
請求項８に記載の位相シフトネットワークにおいて、
第１フーリエ成分選択手段は、
ｎ＝２、４、６、・・・に対しては、第１帯域フィルタの中心振動数（ω１）の（２ｎ＋１）倍にほぼ等しい中心振動数（ω２ｎ＋１）を有し、第１帯域フィルタ（ＢＷ１）の帯域幅の（２ｎ＋１）倍にほぼ等しい帯域幅（ＢＷ２ｎ＋１）を有する更なる帯域フィルタであって、前記更なる帯域フィルタの各々は、前記入力に結合する入力と前記第１加算器の入力に結合する出力とを有する更なる帯域フィルタを更に備え、
第２フーリエ成分選択手段は、
ｎ＝３、５、７、・・・に対しては、第１帯域フィルタの中心振動数（ω１）の（２ｎ＋１）倍にほぼ等しい中心振動数（ω２ｎ＋１）を有し、第１帯域フィルタ（ＢＷ１）の帯域幅の（２ｎ＋１）倍にほぼ等しい帯域幅（ＢＷ２ｎ＋１）を有する更なる帯域フィルタであって、前記更なる帯域フィルタの各々は、前記入力に結合する入力と前記第２加算器の入力に結合する出力とを有する更なる帯域フィルタを更に備えることを特徴とする位相シフトネットワーク。
【請求項１０】
請求項５に記載の位相シフトネットワークにおいて、
第１手段は、ブロードバンド正規化伝達特性Ｈ（ω）＝１およびＨ（−ω）＝０を有すると共に零入力信号を受信する他の入力を有する多相フィルタを備えており、
第２手段は、ブロードバンド正規化伝達特性Ｈ（ω）＝１およびＨ（−ω）＝０を有すると共に零入力信号を受信する他の入力を有する多相フィルタを備えていることを特徴とする位相シフトネットワーク。
【請求項１１】
位相シフトネットワークであって、入力信号（Ａ）をローカルオシレータから受信するための入力を備え、２つの出力において入力信号（Ａ）に対応し互いに９０°の位相シフトした２つの出力信号（Ｉ，Ｑ）を生成するようにされているネットワークであって、
第１入力と第２入力と第１出力と第２出力とを有する多相フィルタであって、多相フィルタの第１入力は、前記入力に結合しており、多相フィルタの第２入力は、零信号を受信するために結合されており、多相フィルタの第１出力は、第１出力信号（Ｉ）を提供するために第１出力に結合しており、多相フィルタの第２出力は、第１出力信号（Ｉ）と等しいが９０°シフトした第２出力信号（Ｑ）を提供するために第２出力に結合している、多相フィルタを備えており、
前記多相フィルタは、中心振動数（ω１）と帯域幅（ＢＷ１）を有する第１ＯＳＲ帯域パス領域と、中心振動数（−ω１）と帯域幅（ＢＷ５１）を有する関連拒絶領域に対する伝達特性を有しており、
伝達特性は、−３ω１にほぼ等しい中心振動数ω４２と帯域幅（ＢＷ４２）を有する第２ＯＳＲ帯域パス領域と、３ω１にほぼ等しい中心振動数と帯域幅（ＢＷ５２）を有する関連拒絶領域とを備えることを特徴とする位相シフトネットワーク。
【請求項１２】
請求項１１に記載の位相シフトネットワークにおいて、
前記多相フィルタの伝達特性は、所定数の更なるＯＳＲ帯域パス領域を備え、このような更なるＯＳＲ帯域パス領域の各々は、（−１）ｎ・（２ｎ＋１）ω１にほぼ等しい中心振動数と帯域幅ＢＷ２ｎ＋１とを有し、関連拒絶領域は、（−１）ｎ＋１・（２ｎ＋１）ω１にほぼ等しい中心振動数と帯域幅ＢＷ２ｎ＋１とを有することを特徴とする位相シフトネットワーク。
【請求項１３】
請求項１１に記載の位相シフトネットワークにおいて、
第１ＯＳＲ帯域パス領域の中心振動数（ω１）は、ローカルオシレータの期待伝達帯域の中心振動数（ωＬＯ）とほぼ等しく、
第１ＯＳＲ帯域パス領域の帯域幅（ＢＷ１）は、ローカルオシレータの期待伝達帯域の期待帯域幅（ＢＷＬＯ）と少なくとも等しく、
更なるＯＳＲ帯域パス領域の帯域幅ＢＷ２ｎ＋１と対応する拒絶領域は、ローカルオシレータの期待伝達帯域の期待帯域幅（ＢＷＬＯ）の（２ｎ＋１）倍と少なくとも等しいことを特徴とする位相シフトネットワーク。
【請求項１４】
互いに９０°の位相差を有する２つの方形波信号（Ｉ、Ｑ）を提供するための装置であって、
請求項５のネットワークと、
ネットワークの入力に結合するローカルオシレータと、
を備えることを特徴とする装置。
【請求項１５】
請求項１４に記載のデバイスにおいて、
ローカルオシレータとネットワークは共に、１チップ上の集積回路として実行されることを特徴とするデバイス。
【請求項１６】
請求項１４に記載のデバイスにおいて、
ω１は、ローカルオシレータの中心振動数（ωＬＯ）とほぼ等しく、
ＢＷ１は、ローカルオシレータの帯域幅（ＢＷＬＯ）とほぼ等しいことを特徴とするデバイス。
【請求項１７】
例えば、ＴＶチューナや通信デバイスのような変調搬送波を受信し処理するための装置であって、
請求項５の位相シフトネットワークか、
請求項１４のデバイスか、
を備えることを特徴とする装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の実施の形態】
多くの分野において、互いに９０°の位相差を有し、共に１つの入力信号とほぼ等しい２つの信号を生成可能であることが、一般的に望まれている。このような信号の組み合わせが望まれる分野の例は、例えば、テレビチューナ、移動電話（ＧＳＭ、ＮＭＴ）、無線電話（ＤＥＣＴ）等である。一般に知られているように、直角信号は、例えば、特に鏡像投影のためのテレビチューナにおいて使用される。
【０００２】
上記のような信号の組み合わせを生成するために、いくつかの技術を既に利用可能である。これらの利用可能な技術の各々には、なんらかの欠点がそなわっている。このような公知技術の一例は、ゲート回路やフリップフロップ等を用いた振動数分割を利用するものである。この公知技術の欠点は、入力信号の振動数を、０°信号と９０°信号の所望振動数の少なくとも２倍に選ばなければならないことである。他の技術は、９０°の位相差を有する２つの出力信号を生成する個別のオシレータを利用するものであり、そのオシレータは、位相ロックループにより元となる入力信号に結合されている。この技術の欠点は、比較的大規模な電子回路と比較的大きいエネルギー損失を必要とすることである。
【０００３】
それ自体公知となっている更なる技術は、位相シフトネットワークを利用するものである。位相シフトネットワークは、入力信号と等しい１つの出力信号を、固定位相遅延を９０°に設定可能にして、生成する。しかし、現在までの位相シフトネットワークの欠点は、入力信号を正弦形にする必要があることである。特に現在までの位相シフトネットワークは、上記例におけるほとんどのローカルオシレータは、方形波信号を生成するにもかかわらず、互いに９０°の位相差を有し、共に方形波形を有する入力信号に少なくともほぼ一致する、２つの出力信号を生成できないことである。
【０００４】
本発明は、位相シフトネットワークを用いて、互いに９０°の位相差を有する２つの出力信号を、入力信号を正弦形に限定することなく、生成することができる手段を提供することを目的とする。この目的のために、本発明は、互いに９０°の位相差を有する２つの信号を生成するための方法とデバイスを、独立クレームに定義する通りに提供する。従属クレームは、有利な実施形態を定義する。好適な実施形態において、本発明は、方形波信号を受信可能であると共に、互いに９０°の位相差を有し、共に少なくとも入力信号とほぼ等しい２つの方形波信号を出力可能である位相シフトネットワークを提供する。
【０００５】
本発明は、ローカルオシレータにより生成されるような方形波信号を、基本波と限定数の奇数高調波から成り、前記波の各々が、正弦形であるフーリエ級数に近似できるという見識に基づいている。実際に、考慮する必要のある奇数高調波の数は、基本波の振動数に依存しており、基本波の振動数が高ければ、重要な役割をする奇数高調波の数は小さくなる。
【０００６】
従って、この見識に基づいて、本発明は、入力信号の基本フーリエ成分と、少なくとも第３高調波フーリエ成分と、好ましくは第５高調波フーリエ成分とに基づき、これらの成分が、基本フーリエ成分周期の４分の１に等しい時間だけシフトして、作動する位相シフトネットワークを提供する。
【０００７】
好適な実施形態において、本発明の位相シフトネットワークは、受動多相フィルタを備える。このようなフィルタは、全振動数成分を通過帯域内において同じ角度だけシフトするという固有の特性を有する。所望のシフト角が９０°に等しいと仮定すると、固有特性は、第５高調波フーリエ成分については正しくなり、第３高調波フーリエ成分については正しくなく、それは、２７０°シフトして、−９０°のシフトと同等になる。本発明は、このことが、負の振動数を有する第３高調波フーリエ成分の＋９０°シフトに等しいという更なる見識に基づいている。従って、好適な本実施形態における本発明によると、位相シフトネットワークは、負の振動数を有する第３高調波フーリエ成分を通し、正の振動数を有する第３高調波フーリエ成分を抑制する振動数特性を有する。
【０００８】
本発明のこれらおよび他の態様、特徴、利点を、本発明によるネットワークの実施形態例を以下に説明することにより更に明らかにする。
【０００９】
図面において、同じ参照符号は、等しいまたは類似の部分を示している。
【００１０】
図１は、第１入力１１と、第２入力１２と、第１出力１３と、第２出力１４を有する多相フィルタ１０を概略的に示す。特に、この多相フィルタ１０は、二相フィルタである。多相フィルタは、それ自体は公知である。例えば、Ｊ．Ｃｒｏｌｓ等による１９９５  ＩＳＳＣＣ  Ｄｉｇｅｓｔ  ｏｆ  Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ  Ｐａｐｅｒｓの第３８巻、ＩＥＥＥ出版、１９９５年、１３６〜１３７ページの記事「完全集積９００ＭＨｚＣＭＯＳ二重直角位相ダウンコンバータ」を参照できる。従って、多相フィルタ１０の設計と動作に関する詳細な説明は、ここでは必要ない。しかし、いくつかの記号や式を導入するために、多相フィルタ１０（二相フィルタ）の動作に関するいくつかの特徴をここで説明する。
【００１１】
２つの入力信号Ｘ１１（ω）とＸ１２（ω）を、２つの入力１１と１２にそれぞれ適用すると仮定し、２つの入力信号Ｘ１１（ω）とＸ１２（ω）は、正弦形であり同じ振動数ωを有するが、９０°の位相差を有するとする。これを、｜φ１１−φ１２｜＝９０°［ｍｏｄ３６０°］と表し、φ１１は、第１入力１１に適用する第１入力信号Ｘ１１（ω）の位相であり、φ１２は、第２入力１２に適用する第２入力信号Ｘ１２（ω）の位相である。２つの状態を区別することができる。
【００１２】
１）  Ｘ１１（ω）が、先行している、つまり、φ１１−φ１２＝＋９０°
２）  Ｘ１２（ω）が、先行している、つまり、φ１１−φ１２＝−９０°
正弦形信号をＸ（ω）＝Ｘ・ｅｊωｔと複素表示しても良いが、実際の物理信号は、複素式の実部分であることを述べておく。それから、上述のφ１１−φ１２＝＋９０°およびφ１１−φ１２＝−９０°の両方の場合を、
Ｘ１１（ω）＝Ｘ・ｅｊωｔ  および  Ｘ１２（ω）＝ｊＸ・ｅｊωｔ
と書くことができる。
【００１３】
Ｘ＝｜Ｘ｜・ｅｊφを用いると、
Ｒｅ（Ｘ１１）＝｜Ｘ｜ｃｏｓ（ωｔ＋φ）  および  Ｒｅ（Ｘ１２）＝｜Ｘ｜ｃｏｓ（ωｔ＋φ＋π／２）
となり、それによりω＜０は、φ１１−φ１２＝＋９０°の場合に相当し、他方、ω＞０は、φ１１−φ１２＝−９０°の場合に相当することとなる。
【００１４】
その出力１３および１４において、多相フィルタ１０は、正弦形出力信号Ｙ１３（ω）とＹ１４（ω）をそれぞれ生成するが、それらは、２つの入力信号Ｘ１１（ω）とＸ１２（ω）と同じ振動数ωを有する。
【００１５】
多相フィルタ１０は、Ｘ１２（ω）＝ｊＸ１１（ω）の場合、以下のように表される伝達特性Ｈ（ω）を有するとさらに仮定する。
【００１６】
Ｈ（ω）＝Ｙ１３／Ｘ１１＝Ｙ１４／Ｘ１２                            （１）
多相フィルタ１０の（正規化）伝達特性Ｈ（ω）が、上記の場合、ある正の振動数ωｘに対して以下の式（２）が、有効となる。
【００１７】
Ｈ（ωｘ）＝１  および  Ｈ（−ωｘ）＝０                      （２）
そして、多相フィルタ１０を利用して、１つの入力信号Ｘ１１のみをベースとして２つの出力信号Ｙ１３とＹ１４＝ｊＹ１３を生成することができ、それを図２Ａから図２Ｃを参照にして説明する。
【００１８】
図２Ａにおいて、第１入力信号Ｘ１１Ａ＝Ｘ（ωｘ）が、第１入力１１に適用されると共に第２入力信号Ｘ１２Ａ＝ｊＸ１１Ａ＝ｊＸ（ωｘ）が、第２入力１２に適用される。上式（１）と（２）に従い、多相フィルタ１０は、その後、第１出力信号Ｙ１３Ａ＝Ｙ（ωｘ）と第２出力信号Ｙ１４Ａ＝ｊＹ１３Ａ＝ｊＹ（ωｘ）をその２つの出力１３と１４においてそれぞれ生成する。
【００１９】
図２Ｂにおいて、第１入力信号Ｘ１１Ｂ＝Ｘ（ωｘ）が、第１入力１１に適用されると共に第２入力信号Ｘ１２Ｂ＝−ｊＸ１１Ｂ＝−ｊＸ（ωｘ）が、第２入力１２に適用される。上式（１）と（２）から、多相フィルタ１０は、その後、零出力信号Ｙ１３Ｂ＝０とＹ１４Ｂ＝０をその２つの出力１３と１４においてそれぞれ生成することとなる。
【００２０】
多相フィルタ１０は、線形フィルタであり、それは、２つの入力信号を加算すると、対応する出力信号も加算されることを意味する。図２Ｃにおいて、図２Ａと図２Ｂにおいて用いた２つの入力信号をそれぞれ加算する。
【００２１】
つまり、第１入力１１は、
Ｘ１１Ｃ＝Ｘ１１Ａ＋Ｘ１１Ｂ＝２Ｘ（ωｘ）
を受信し、一方、第２入力１２（接続せず）は、
Ｘ１２Ｃ＝Ｘ１２Ａ＋Ｘ１２Ｂ＝ｊＸ（ωｘ）＋（−ｊＸ（ωｘ））＝０
を受信する。
【００２２】
それから、図２Ａと図２Ｂの２つの出力信号もまた、加算し、従って、多相フィルタ１０は、第１出力信号Ｙ１３Ｃ＝Ｙ（ωｘ）と第２出力信号Ｙ１４Ｃ＝ｊＹ（ωｘ）をその二つの出力１３と１４においてそれぞれ生成する。
【００２３】
つまり、第１入力１１が、実入力信号Ｘ（ωｘ）を受信すると共に第２入力１２が、０である場合、多相フィルタ１０は、第１と第２出力信号Ｙ１３（ωｘ）＝１／２・Ｘ（ωｘ）およびＹ１４（ωｘ）＝１／２・ｊＸ（ωｘ）を生成する。これらは、位相差９０°を有する２つの実出力信号であり、正の振動数を有する正弦形二相出力信号としても示される。上述では、Ｙ１３（ωｘ）とＸ（ωｘ）間のどの可能な位相差も無視する。
【００２４】
なお、上記の説明をＹ１４Ａの符号が反転した場合にも適用できる。この場合、二相出力信号は、負の振動数を有すると示されてもよい。しかし、出力１４を「第１」出力と、また、出力１３を「第２」出力とみなすことも可能である。
【００２５】
このように、多相フィルタを用いて、１つの入力信号Ｘ（ωｘ）をベースとして、互いに９０°位相が異なる２つの信号Ｙ１３（ωｘ）とＹ１４（ωｘ）を生成することができる。
【００２６】
上記では、２つの仮定を行った。１つ目の仮定は、入力信号Ｘ（ωｘ）は、正弦形であることである。２つ目の仮定は、入力信号Ｘ（ωｘ）の振動数ωｘは、式（２）が有効である振動数領域にあることである。以降でもこのような振動数領域を異符号拒絶パス領域、略してＯＳＲ（Ｏｐｐｏｓｉｔｅ  Ｓｉｇｎ  Ｒｅｇｉｏｎ）パス領域と示し、それは、領域内の振動数を通すが、異符号の同振動数を拒絶するか少なくとも抑制することを示す。
【００２７】
現在まで、ブロードバンド多相フィルタは、少なくとも全ての実用目的のためには、ＯＳＲパス領域の、０から非常に高くほぼ無限大の振動数までの範囲に存在した。また、多相フィルタは、中心振動数ωＬＯと帯域幅ＢＷＬＯを有する特別振動数帯域において作動する特別ローカルオシレータと共に設計されており、これらの多相フィルタは、ローカルオシレータの作動振動数帯域と同一のＯＳＲ帯域パス領域を有しており、伝達関数Ｈ（ω）は、他の全ての振動数に対して０となっている。
【００２８】
しかし、このような従来技術の多相フィルタでは、入力信号が、バイナリ信号であると共に、出力信号も、バイナリ信号である必要がある場合、互いに９０°の位相差を有する２つの信号を１つの入力信号をベースに生成するのに同様の簡単な手段を実行することはできない。より具体的には、多くの応用において、ローカルオシレータは、デューティサイクル５０％の方形波信号を生成しており、上述に記載の技術をこのような場合に利用することはできない。このことを以下に説明する。
【００２９】
ローカルオシレータが、図３Ａに示す、デューティサイクル５０％の方形波信で周期Ｔ１の出力信号Ａを生成すると仮定する。周知の通り、このような方形波信号Ａは、正弦形信号成分（フーリエ級数）に展開できる。これらの正弦形信号成分は、基本振動数ω１＝１／Ｔ１を有する基本波から成り、それを図３Ｂに図示するようにＡ１（ω１）と示す。フーリエ級数は、さらに奇数高調波Ａ３（ω３）、Ａ５（ω５）、・・・、Ａ２ｎ＋１（ω２ｎ＋１）、ここでｎ＝１、２、３、・・・から成る。ここで、振動数成分Ａ２ｎ＋１（ω２ｎ＋１）は、基本波Ａ１に対して第（２ｎ＋１）高調波であり、基本振動数ω１の（２ｎ＋１）倍に等しい振動数ω２ｎ＋１を有する。また、図３Ｂは、第３、第５の高調波の一部を示す。
【００３０】
なお、一般的に、フーリエ級数は、無限数の振動数成分を有する無限級数であるが、最も実際的な状況下では、ローカルオシレータからの出力信号Ａは、限定数の、例えば５の、フーリエ項によってよく近似することができる。
【００３１】
多相フィルタを用いてこのような方形波ローカルオシレータ信号Ａをベースに直角信号を生成すると、多相フィルタは、上述の方法で前述の正弦形フーリエ成分の各々に基づいて動作する。このように、多相フィルタが、比較的狭いＯＳＲ帯域パス特性を有しており、ローカルオシレータの基本振動数ω１を適用するのみの場合、多相フィルタは、互いに９０°の位相差を有する２つの正弦形出力信号Ｙ１３（ω１）とＹ１４（ω１）を生成するのみとなる。例えば大きな利得を有する増幅器を用いて信号がクリップするようにすることにより、このような正弦形出力信号をベースに方形波信号を形成することもできるが、これは、更なる回路を必要とし、さらに正弦形出力信号の小さい偏移が、形成された平方波信号の重要なタイミング偏移を導く可能性もある。零交差の正確性を向上するために、より多くのフーリエ項を考慮に入れなければならない。
【００３２】
一方、多相フィルタが、比較的広いＯＳＲパス特性を有しており、高調波振動数ω３、ω５、ω７、等をも適用している場合、多相フィルタは、正しい方法では９０°の出力信号を生成せず、それを以下に図３Ｃを参照にして説明する。
【００３３】
まず、２つの出力信号Ｙ１３とＹ１４間の必要な９０°位相差は、基本振動数ω１に関係することを指摘する。このように、実際には、２つの出力信号Ｙ１３とＹ１４は等しいが、時間において時間距離Ｔ１／４［ｍｏｄＴ１］だけ互いにシフトしていることが必要である。
【００３４】
第２に、第２出力信号Ｙ１４が、第１出力信号Ｙ１３に等しいがＴ１／４［ｍｏｄＴ１］だけシフトするという目的にあわせるために、第２出力信号Ｙ１４を生成する際に、入力信号Ａの各振動数成分Ａ２ｎ＋１（ω２ｎ＋１）を時間距離Ｔ１／４［ｍｏｄＴ１］だけシフトすることが必要であることを指摘する。しかし、上述の通り、多相フィルタ１０は、全ての振動数成分Ａ２ｎ＋１（ω２ｎ＋１）をその通過帯域内において９０°の位相角だけシフトするという固有の特性を有しており、この９０°位相シフトは、問題の信号成分の相当する振動数ω２ｎ＋１に関して常に測定されている。このような位相シフトは、全ての振動数成分に必要な時間シフトには対応していない。
【００３５】
例えば、基本波Ａ１、第５高調波Ａ５、第９高調波Ａ９等に対して、Ｔ１／４の時間シフトは、それぞれ、９０°、４５０°、８１０°等の位相シフトに対応しており、それらは、全て＋９０°［ｍｏｄ３６０°］の各位相シフトと同等であり、つまり、これらは、「マッチング」シフトである。
【００３６】
しかし、第３〔第７〕｛第１１｝高調波Ａ３〔Ａ７〕｛Ａ１１｝などに対しては、Ｔ１／４の必要時間シフトは、それぞれ、２７０°〔６３０°〕｛９９０°｝の必要位相シフトに対応しており、各場合は、全て−９０°［ｍｏｄ３６０°］の必要位相シフトと同等である。前に述べたように、従来の多相フィルタは、このような位相シフトを伝えることができない。実際、従来の多相フィルタが、比較的広いＯＳＲパス特性を有しており、高調波振動数ω３、ω７、ω１１、等を適用している場合、これらの高調波は、同様に＋９０°だけ、すなわち、１８０°間違ってシフトすることとなる。
【００３７】
本発明の重要な態様によると、この問題は、１８０°の追加位相シフトが、第３〔第７〕｛第１１｝高調波Ａ３〔Ａ７〕｛Ａ１１｝等に対して行われる場合に克服される。これは、例えば、個々に別々の高調波を、例えば適切な帯域フィルタを用いて選択し、その後個々に各高調波を処理して各個別高調波に対して＋９０°または−９０°［ｍｏｄ３６０°］のシフトを必要であれば与えるようにし、その後シフトした高調波を結合することにより行われる。
【００３８】
図４は、＋９０°シフトする必要のある高調波を結合し、１つのシングルブロードバンド多相フィルタ１０Ａを利用して＋９０°シフトをこれら全ての高調波に対して共通に行い、その一方で、−９０°シフトする必要のある高調波も結合し、１つのシングルブロードバンド多相フィルタ１０Ｂを利用して−９０°シフトをこれら全ての高調波に対して共通に行う場合の実施形態を示す。図４は、ローカルオシレータ２からの入力信号Ａを受信するための入力３と、同相出力信号Ｉと直角出力信号Ｑで、共に入力信号Ａと等しい信号を生成するための２つの出力８と９とを有する回路１を示す。上述の通り、ローカルオシレータ信号Ａは、デューティサイクル５０％の周期Ｔ１を有する方形波信号である。上記の通り、ローカルオシレータ信号Ａを、正弦形信号成分Ａ１（ω１）、Ａ３（ω３）、Ａ５（ω５）、・・・、Ａ２ｎ＋１（ω２ｎ＋１）、ここでｎ＝１、２、３、・・・に展開できる。図４の回路１は、４つのフーリエ成分を処理するように設計されており、ローカルオシレータからの出力信号Ａが、４つのフーリエ成分により近似できる状況に最適となっている。以下の説明により、当業者にとって、高次フーリエ成分を考慮するためにどのように本実施形態を補足すればいいか明らかになるだろう。
【００３９】
回路１は、第１フーリエ成分選択部分４を備え、それは、直角出力信号Ｑにおいて＋９０°シフトする必要のあるこれらのフーリエ成分を選択する。これらは、フーリエ成分Ａ１（ω１）、Ａ５（ω５）、Ａ９（ω９）、・・・、Ａ２ｎ＋１（ω２ｎ＋１）、ここでｎ＝０、２、４、６、・・・である。これらの各フーリエ成分に対して、第１フーリエ成分選択部分４は、対応する帯域フィルタ６０２ｎ＋１を備える。本実施形態において、第１フーリエ成分選択部分４は、基本波Ａ１（ω１）と第５高調波Ａ５（ω５）を選択するようになっている。このように、第１フーリエ成分選択部分４は、ω１−ＢＷ１／２とω１＋ＢＷ１／２間の振動数領域にある通過帯域６１１を有する第１帯域フィルタ６０１と、ω５−ＢＷ５／２とω５＋ＢＷ５／２間の振動数領域にある通過帯域６１５を有する第２帯域フィルタ６０５とを備える。
【００４０】
これらの帯域フィルタの入力端子は、入力３に接続されており、これらの帯域フィルタの出力端子は、第１加算器７１に結合されており、その第１加算器７１の出力は、第１多相フィルタ１０Ａの第１入力１１Ａに結合されている。このように、第１多相フィルタ１０Ａの第１入力１１Ａは、入力信号Ｘ１１Ａ＝Ａ１（ω１）＋Ａ５（ω５）を受信する。第１多相フィルタ１０Ａの第２入力１２Ａは、零信号を受信する。
【００４１】
同様に、回路１は、さらに第２フーリエ成分選択部分５を備え、それは、直角出力信号Ｑにおいて−９０°シフトする必要のあるこれらのフーリエ成分を選択する。これらは、フーリエ成分Ａ３（ω３）、Ａ７（ω７）、Ａ１１（ω１１）、・・・、Ａ２ｎ＋１（ω２ｎ＋１）、ここでｎ＝１、３、５、・・・である。これらの各フーリエ成分に対して、第２フーリエ成分選択部分５は、対応する帯域フィルタ６０２ｎ＋１を備える。本実施形態において、第２フーリエ成分選択部分５は、第３高調波Ａ３（ω３）と第７高調波Ａ７（ω７）を選択するようになっている。このように、第２フーリエ成分選択部分５は、ω３−ＢＷ３／２とω３＋ＢＷ３／２間の振動数領域にある通過帯域６１３を有する第３帯域フィルタ６０３と、ω７−ＢＷ７／２とω７＋ＢＷ７／２間の振動数領域にある通過帯域６１７を有する第４帯域フィルタ６０７とを備える。
【００４２】
これらの帯域フィルタの入力端子は、入力３に接続されており、これらの帯域フィルタの出力端子は、第２加算器７２に結合されており、その第２加算器７２の出力は、第２多相フィルタ１０Ｂの第２入力１２Ｂに結合されている。このように、第２多相フィルタ１０Ｂの第２入力１２Ｂは、入力信号Ｘ１２Ｂ＝Ａ３（ω３）＋Ａ７（ω７）を受信する。第２多相フィルタ１０Ｂの第１入力１１Ｂは、零信号を受信する。
【００４３】
２つの多相フィルタ１０Ａと１０Ｂは、ブロードバンド多相フィルタであり、以下の式（３）に従い、少なくとも実際の振動数に対して（正規化）伝達特性Ｈ（ω）を有する。
【００４４】
ω≧０の場合、Ｈ（ω）＝１  および  ω＜０の場合、Ｈ（ω）＝０    （３）
実際に、２つの多相フィルタ１０Ａと１０Ｂは、等しくてもよい。
【００４５】
多相フィルタの動作に関する上述の説明から明らかなように、第１多相フィルタ１０Ａは、その第１出力１３Ａにおいて、第１出力信号Ｙ１３Ａを２Ｙ１３Ａ＝Ｘ１１Ａ＝Ａ１（ω１）＋Ａ５（ω５）に従って供給すると共に、その第２出力１４Ａにおいて、第２出力信号Ｙ１４ＡをＹ１４Ａ＝ｊＹ１３Ａに従って供給する。第１出力信号ＹＡは、一定の時間遅延ΔＴＡを入力信号Ｘ１１Ａに対して有していてもよい。
【００４６】
さらに、多相フィルタの動作に関する上述の説明から明らかなように、第２多相フィルタ１０Ｂは、その第２出力１４Ｂにおいて、第３出力信号Ｙ１４Ｂを２Ｙ１４Ｂ＝Ｘ１２Ｂ＝Ａ３（ω３）＋Ａ７（ω７）に従って供給すると共に、その第１出力１３Ｂにおいて、第４出力信号Ｙ１３ＢをＹ１３Ｂ＝−ｊＹ１４Ｂ＝−ｊＸ１２Ｂに従って供給する。第３出力信号Ｙ１４Ｂは、一定の時間遅延ΔＴＢを入力信号Ｘ１２Ｂに対して有していてもよく、２つの多相フィルタ１０Ａと１０Ｂは、２つの時間遅延ΔＴＡとΔＴＢが等しくなるように整合されていなければならない。
【００４７】
第１多相フィルタ１０Ａの第１出力１３Ａと第２多相フィルタ１０Ｂの第２出力１４Ｂは、第３加算器７３に結合しており、その第３加算器７３の出力は、回路１の第１出力端子８に結合して第１出力信号
Ｉ＝Ｙ１３Ａ＋Ｙ１４Ｂ＝（Ａ１（ω１）＋Ａ３（ω３）＋Ａ５（ω５）＋Ａ７（ω７））／２
を提供する。
【００４８】
同様に、第１多相フィルタ１０Ａの第２出力１４Ａと第２多相フィルタ１０Ｂの第１出力１３Ｂは、第４加算器７４に結合しており、その第４加算器７４の出力は、回路１の第２出力端子９に結合して第２出力信号
Ｑ＝Ｙ１４Ａ＋Ｙ１３Ｂ＝ｊ（Ａ１（ω１）−Ａ３（ω３）＋Ａ５（ω５）−Ａ７（ω７））／２
を提供する。
【００４９】
図４に提示した回路は、十分に機能する。しかし、その回路は、２つの多相フィルタを必要とする。＋９０°および−９０°択一的に連続高調波をシフトするステップを、全高調波を１つの入力で受信する１つのシングル多相フィルタにより実施することが好ましい。
【００５０】
本発明によると、１８０°の加算位相シフトは、多相フィルタにおいて負の振動数−ω３、−ω７、−ω１１、等を有するフーリエ成分を使用することと同等であるので、このような設計が可能であり、それを図５Ａから図５Ｃを参照に説明する。
【００５１】
ある正の振動数ωｘに対して、多相フィルタ１０の伝達特性Ｈ（ω）が、以下の式（４）に従うと仮定する。
【００５２】
Ｈ（ωｘ）＝０  および  Ｈ（−ωｘ）＝１                      （４）
図５Ａにおいて、第１入力信号Ｘ１１Ａ＝Ｘ（ωｘ）が、第１入力１１に適用されると共に、第２入力信号Ｘ１２Ａ＝ｊＸ１１Ａ＝ｊＸ（ωｘ）が、第２入力１２に適用される。上式（１）と（４）から、多相フィルタ１０は、零出力信号Ｙ１３（ωｘ）＝０とＹ１４（ωｘ）＝０をその２つの出力１３と１４においてそれぞれ生成することとなる。
【００５３】
図５Ｂにおいて、第１入力信号Ｘ１１Ｂ＝Ｘ（ωｘ）が、第１入力１１に適用されると共に、第２入力信号Ｘ１２Ｂ＝−ｊＸ１１Ｂ＝−ｊＸ（ωｘ）が、第２入力１２に適用される。上式（１）と（４）から、多相フィルタ１０は、第１出力信号Ｙ１３Ｂ＝Ｙ（ωｘ）と第２出力信号Ｙ１４Ｂ＝−ｊＹ１３Ｂ＝−ｊＹ（ωｘ）をその２つの出力１３と１４においてそれぞれ生成することとなる。
【００５４】
図５Ｃでは、図５Ａと図５Ｂにおいて各々使用した２つの入力信号が、加算される。つまり、第１入力１１は、Ｘ１１Ｃ＝Ｘ１１Ａ＋Ｘ１１Ｂ＝２Ｘ（ωｘ）を受信し、第２入力１２は、Ｘ１２Ｃ＝Ｘ１２Ａ＋Ｘ１２Ｂ＝ｊＸ（ωｘ）＋（−ｊＸ（ωｘ））＝０を受信する。その後、図５Ａと図５Ｂの２つの出力信号も加算され、従って、多相フィルタ１０は、第１出力信号Ｙ１３Ｃ＝ｊＹ（ωｘ）と第２出力信号Ｙ１４Ｃ＝−ｊＹ１３ｃ＝−ｊＹ（ωｘ）をその２つの出力１３と１４にてそれぞれ生成する。
【００５５】
つまり、式（４）を適用可能なこのような振動数ωｘに対して、第１入力１１が、実入力信号Ｘ（ωｘ）を受信し、第２入力１２が、零の場合、多相フィルタ１０は、第１と第２出力信号Ｙ１３（ωｘ）＝１／２・Ｘ（ωｘ）とＹ１４（ωｘ）＝−１／２・ｊＸ（ωｘ）＝−ｊＹ１３（ωｘ）を生成する。これらは、−９０°位相差を有する２つの実出力信号であり、負の振動数を有する正弦形二相出力信号としても示される。
【００５６】
この見識に基づいて、本発明は、図６に示す新規振動数特性４０を有する多相フィルタ１０を提案しており、それは、中心オシレータ振動数ωＬＯと帯域幅ＢＷＬＯを有するローカルオシレータと共に使用することに適している。この振動数特性４０は、正の中心振動数ω１＝ωＬＯとローカルオシレータの帯域幅ＢＷＬＯとほぼ等しい帯域幅ＢＷ１を有する第１ＯＳＲ帯域パス範囲４１を有する。より具体的には、図６では、−ω１−ＢＷ１／２と−ω１＋ＢＷ１／２間の拒絶領域５１、つまり、−ω１周辺の振動数におけるＨ（ω）＝０は、実際に抑制されていることを示す。振動数特性４０は、さらに、負の中心振動数ω４２＝−３ω１と第１ＯＳＲ帯域パス領域４１の帯域幅ＢＷ１の３倍にほぼ等しい帯域幅ＢＷ４２を有する第２ＯＳＲ帯域パス領域４２を有している。より具体的には、図６では、３ω１−３ＢＷ１／２と３ω１＋３ＢＷ１／２間の拒絶領域５２、つまり、＋３ω１周辺の振動数におけるＨ（ω）＝０は、実際に抑制されていることを示す。この第２ＯＳＲ帯域パス領域４２（および対応する拒絶領域５２）を考慮すると、多相フィルタ１０は、正しく第３高調波Ａ３（ω３）を処理可能である。
【００５７】
多相フィルタ１０は、また、第５高調波Ａ５（ω５）を正しく処理できるようにも設計されていることが好ましい。そのためには、振動数特性４０は、さらに、正の中心振動数ω４３＝＋５ω１と第１ＯＳＲ帯域パス領域４１の帯域幅ＢＷ１の５倍にほぼ等しい帯域幅ＢＷ４３を有する第３ＯＳＲ帯域パス領域４３を有する。より具体的には、図６では、−５ω１−５ＢＷ１／２と−５ω１＋５ＢＷ１／２間の拒絶領域５３、つまり、−５ω１周辺の振動数におけるＨ（ω）＝０は、実際に抑制されていることを示す。多相フィルタ１０は、また、第７高調波Ａ７（ω７）を正しく処理できるようにも設計されていることが好ましい。そのためには、振動数特性４０は、さらに、負の中心振動数ω４４＝−７ω１と第１ＯＳＲ帯域パス領域４１の帯域幅ＢＷ１の７倍にほぼ等しい帯域幅ＢＷ４４を有する第４ＯＳＲ帯域パス領域４４を有する。より具体的には、図６では、＋７ω１−７ＢＷ１／２と＋７ω１＋７ＢＷ１／２間の拒絶領域５４、つまり、＋７ω１周辺の振動数におけるＨ（ω）＝０は、実際に抑制されていることを示す。
【００５８】
一般的には、多相フィルタ１０は、ＮのＯＳＲ帯域パス領域を有しており、各々は、ωｎ＝（−１）（ｎ＋１）・（２ｎ−１）ω１、ｎ＝１、２、３、４、・・・、Ｎによる中心振動数と、第１ＯＳＲ帯域パス領域４１の帯域幅ＢＷ１の（２ｎ−１）倍にほぼ等しい帯域幅ＢＷｎを有している。
【００５９】
実際には、Ｎ＝２であれば十分ではあるが、Ｎが、少なくとも３以上であることが好ましい。より好ましくは、Ｎ≧５である。
【００６０】
最適動作性能のためには、Ｎは、可能な限り大きくあるべきであることがわかる。しかし、連続帯域パス領域の帯域幅が、増加するという事実を考慮すると、Ｎは、無限に大きくは選べず、可能な極限値には、隣接帯域パスと拒絶領域が接した時に到達し、それは、Ｎ＝ω１／ＢＷ１＋１の場合である。
【００６１】
図７は、上述の振動数特性４０を有する多相フィルタ１１０の比較的簡単な実施形態を示しており、それは、Ｎ＝２であり、つまり、図７の多相フィルタ１１０は、基本波と第３高調波を元に動作している。多相フィルタ１１０は、４つの入力端子１１１、１１２、１１３、１１４と、４つの対応する出力端子１２１、１２２、１２３、１２４を有する。第１（第２）〔第３〕｛第４｝出力端子１２１（１２２）〔１２３〕｛１２４｝は、第１（第２）〔第３〕｛第４｝入力端子１１１（１１２）〔１１３〕｛１１４｝に第１（第２）〔第３〕｛第４｝トランスファチャネルを介して接続しており、そのトランスファチャネルは、第１抵抗器Ｒ１１（Ｒ１２）〔Ｒ１３〕｛Ｒ１４｝と第２抵抗器Ｒ２１（Ｒ２２）〔Ｒ２３〕｛Ｒ２４｝との直列接続を備えており、全ての第１抵抗器Ｒ１ｉは、互いにほぼ同等であり、全ての第２抵抗器Ｒ２ｉは、互いにほぼ同等である。
【００６２】
第１（第２）〔第３〕｛第４｝トランスファチャネルの第１抵抗器Ｒ１１（Ｒ１２）〔Ｒ１３〕｛Ｒ１４｝と第２抵抗器Ｒ２１（Ｒ２２）〔Ｒ２３〕｛Ｒ２４｝との間の第１（第２）〔第３〕｛第４｝ノードを、Ｎ１（Ｎ２）〔Ｎ３〕｛Ｎ４｝と示す。
【００６３】
第１（第２）〔第３〕｛第４｝入力端子１１１（１１２）〔１１３〕｛１１４｝は、第２（第３）〔第４〕｛第１｝ノードＮ２（Ｎ３）〔Ｎ４〕｛Ｎ１｝に第１（第２）〔第３〕｛第４｝第１段階コンデンサＣ１２（Ｃ２３）〔Ｃ３４〕｛Ｃ４１｝を介して結合しており、第２（第３）〔第４〕｛第１｝ノードＮ２（Ｎ３）〔Ｎ４〕｛Ｎ１｝は、第１（第２）〔第３〕｛第４｝出力端子１２１（１２２）〔１２３〕｛１２４｝に第１（第２）〔第３〕｛第４｝第２段階コンデンサＣ２１（Ｃ３２）〔Ｃ４３〕｛Ｃ１４｝を介して結合している。
【００６４】
第１と第３入力端子１１１と１１３は、第１信号入力を規定する。図７では、ローカルオシレータ１０２からの入力信号Ａは、第１信号入力１１１と１１３においてバランスよく受信される。
【００６５】
第２と第４入力端子１１２と１１４は、第２信号入力を規定する。図７では、これらの端子は、どの信号ソースにもあるいは電圧ソースにも接続しておらず、つまり、浮動状態になっている。あるいは、これらの端子は、零に接続されていてもよい。
【００６６】
第１と第３出力端子１２１と１２３は、第１信号出力を規定する。図７では、同相出力信号Ｉが、これらの２つの出力端子１２１と１２３から取られている。第２と第４出力端子１２２と１２４は、第２信号出力を規定する、図７では、直角出力信号Ｑが、これらの２つの出力端子１２２と１２４から取られている。
【００６７】
図７の多相フィルタ１１０は、ω１は、例えば、ＧＳＭにおいて使用される約９１０ＭＨｚで約４０ＭＨｚの狭い帯域幅を有し、ω３は、約２７３０ＭＨｚである基本波に対して、変数値をおおよそ以下のように選択することにより、設計されていてもよい。
【００６８】
Ｒ１１（Ｒ１２）〔Ｒ１３〕｛Ｒ１４｝＝２２Ω
Ｒ２１（Ｒ２２）〔Ｒ２３〕｛Ｒ２４｝＝２１０．２６Ω
Ｃ１２（Ｃ２３）〔Ｃ３４〕｛Ｃ４１｝＝２．５６８ｐＦ
Ｃ２１（Ｃ３２）〔Ｃ４３〕｛Ｃ１４｝＝８２０ｐＦ
多相フィルタを設計する当業者には、ω１とω３に対する異なる値を得るためにこれらの数値をどのように修正すべきか明らかであろう。さらに、多相フィルタを設計する当業者には、第５高調波、第７高調波等を処理するために図７の回路をどのように拡張すべきかも明らかであろう。
【００６９】
このように、本発明では、各々ローカルオシレータ２からの方形波入力信号Ａにほぼ等しい２つの出力信号ＩとＱを生成するための方法および装置を提供することに成功しており、第１出力信号Ｉは、入力信号Ａに対して所定時間シフトを有していてもよく、また、第２出力信号Ｑは、第１出力信号Ｉに対してＴ１／４［ｍｏｄＴ１］だけシフトしており、Ｔ１は、入力信号Ａの周期である。第１出力信号Ｉを生成するために、入力信号Ａのフーリエ成分Ｓ１（ω１）、Ｓ３（ω３）、Ｓ５（ω５）、Ｓ７（ω７）、Ｓ９（ω９）、Ｓ１１（ω１１）等が、結合される。
【００７０】
第２出力信号Ｑを生成するために、入力信号Ａのフーリエ成分Ｓ１（ω１）、Ｓ５（ω５）、Ｓ９（ω９）等が、＋９０°位相シフトしており、入力信号Ａのフーリエ成分Ｓ３（ω３）、Ｓ７（ω７）、Ｓ１１（ω１１）等が、−９０°位相シフトしており、入力信号Ａのこのようにシフトしたフーリエ成分が、結合される。
【００７１】
当業者にとって、本発明の範囲を上記の例に限定しておらず、また、いくつかの修正や変更を添付クレームに定義される本発明の範囲から逸脱せずに実施可能であることは明らかである。例えば、図４の実施形態において、
ω≧０の場合、Ｈ（ω）＝１  および  ω＜０の場合、Ｈ（ω）＝０
というブロードバンド正規化伝達特性を有する第２多相フィルタ１０Ｂを、
ω≦０の場合、Ｈ（ω）＝１  および  ω＞０の場合、Ｈ（ω）＝０というブロードバンド正規化伝達特性を有する多相フィルタに置き換えてもよく、この場合、第２加算器７２の出力は、第１入力１１Ｂに供給され、第２入力１２Ｂは、零信号を受信し、第１出力１３Ｂは、第１コンバイナ７３に結合し、第２出力１４Ｂは、第２コンバイナ７４に結合することとなる。
【００７２】
さらに、第２出力信号Ｑを生成するために、入力信号Ａのフーリエ成分Ｓ１（ω１）、Ｓ５（ω５）、Ｓ９（ω９）等が、−９０°位相シフトしており、入力信号Ａのフーリエ成分Ｓ３（ω３）、Ｓ７（ω７）、Ｓ１１（ω１１）等が、＋９０°位相シフトしており、入力信号Ａのこのようにシフトしたフーリエ成分を、結合することも可能である。
【００７３】
さらに、上述の説明において、多相フィルタの特性４０を、±ω１、±ω３、±ω５、±ω７、等の周辺通過帯域または拒絶帯域に関してのみ記述したが、これらの帯域は、帯域幅ＢＷ１、３ＢＷ１、５ＢＷ１、７ＢＷ１をそれぞれ有し、ＢＷ１は、ローカルオシレータの期待帯域幅である。前記の帯域間の振動数に対して、多相フィルタの特性は、規定されていない。なお、原則として、前記帯域外の多相フィルタの特性は、重要ではない。結局、振動数成分は、前記帯域間の振動数領域においては、期待されない。このように、前記帯域は、実際には、説明したものよりも広い可能性があり、示した帯域幅を最小幅と考えるべきである。さらに、図６では、特性４０を、通過帯域４１、４２、４３、４４とその間の零伝達関数との結合として図示しているが、所望の機能も、所定数の拒絶領域５１、５２、５３、５４を有するブロードバンドパス特性として説明可能な特性により、得られる可能性がある。
【００７４】
クレームにおいて、括弧内の参照符号によりクレームを制限してはならない。「備える」という言葉は、クレームに挙げた以外の要素や工程の存在を排除するものではない。要素の前にある「１つの」という言葉は、その要素が複数存在することを排除するものではない。本発明は、いくつかの明確な要素を備えるハードウエアを用いて、また、適切にプログラムしたコンピュータを用いて実施可能である。いくつかの手段を列挙している装置クレームにおいて、これらの手段には、１つの同じハードウエアアイテムに組み込み可能なものもある。ある手段が、互いに異なる従属クレームに記載されているという単なる事実は、これら手段の組み合わせを利用できないことを示しているわけではない。
【図面の簡単な説明】
【図１】
図１は、多相フィルタの概略を示す図である。
【図２】
図２Ａから図２Ｃは、多相フィルタを利用して正の振動数を有する二相出力信号を、一相入力信号をベースにして生成する方法を示す。
【図３】
図３Ａから図３Ｃは、フーリエ成分のシフトを示す。
【図４】
図４は、本発明によるデバイスの実施形態を概略的に示す構成図である。
【図５】
図５Ａから図５Ｃは、多相フィルタを利用して負の振動数を有する二相出力信号を、一相入力信号をベースにして生成する方法を示す。
【図６】
図６は、本発明による多相フィルタの振動数特性を示す。
【図７】
図７は、本発明による多相フィルタの簡単な実施形態を概略的に示す。
【国際公開パンフレット】
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2004516739.tif 000004
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2004516739.tif 000031
【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
2004516739.tif 000032
【国際調査報告】
2004516739.tif 000033
2004516739.tif 000034