(57)【要約】【課題】広帯域波形の周波数連続域を、部分的に占有された電磁スペクトルの非占有スペクトル領域に適合することが可能である複数のスペクトル部分にコヒーレントに分割することを目的とする。【解決手段】恒等変換フィルタ（ｓｉｎ（ｘ）／ｘフィルタ等）を用いる。広帯域波形は、非占有スペクトル領域の部分的に占有された部分内に収まる帯域幅を有している。非占有スペクトル領域の全利用可能帯域幅は広帯域波形の帯域幅に少なくとも等しくなる。
2004518137.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
連続的な広帯域波形を送信することが可能である方法であって、不連続な非占有スペクトル領域を有する部分的に占有されたスペクトルの一部を占める通信信号の間で相互干渉がなく、全利用可能帯域幅は連続的な広帯域波形の帯域幅に少なくとも等しい、方法であり：
（ａ）前記広帯域波形の周波数連続域を、前記部分的に占有されたスペクトルの非占有スペクトル領域に適合することが可能である、複数のスペクトル部分にコヒーレントに細分する段階；
（ｂ）前記部分的に占有されたスペクトルの前記非占有スペクトル領域内にそれぞれ収まる周波数変換されたスペクトル部分を生成するために、必要に応じて、前記複数のスペクトル部分を周波数変換する段階；及び
（ｃ）送信のために段階（ｂ）において生成された前記周波数変換されたスペクトル部分を結合する段階；
から構成される方法。
【請求項２】
請求項１に記載の方法であって：
（ｄ）段階（ｃ）において結合された前記周波数変換されたスペクトル部分を送信する段階；
から更に構成される、方法。
【請求項３】
請求項２に記載の方法であって：
（ｅ）段階（ｄ）において送信された前記結合された周波数変換されたスペクトル部分を受け取る段階；及び
（ｆ）前記広帯域波形を回復するために受け取られた信号を処理する段階；
から更に構成される、方法。
【請求項４】
請求項３に記載の方法であって、前記受け取られた信号を処理する段階は、前記広帯域波形をコヒーレントに再構成することを可能にする方式で、前記送信され且つ受け取られた信号のリフレクタの相対運動を補正する手順を含む、方法。
【請求項５】
請求項４に記載の方法であって、相対運動を補正する手段は前記受け取られた信号をローレンツ変換することを含む、方法。
【請求項６】
請求項１に記載の方法であって、段階（ａ）は、前記部分的に占有されたスペクトルの前記非占有スペクトル領域に適合することが可能である前記複数のスペクトルセグメントに前記広帯域波形の周波数連続域をコヒーレントに細分するように、複数のスペクトル的に異なる恒等変換フィルタにより前記広帯域波形の恒等変換フィルタリングを実行する手順から構成される、方法。
【請求項７】
請求項６に記載の方法であって、それぞれの恒等変換フィルタはｓｉｎ（ｘ）／ｘフィルタから構成される、方法。
【請求項８】
請求項１に記載の方法であって、前記広帯域波形は、ＦＭ放送及びテレビ送信器、ＵＨＦ及びＶＨＦ、そしてセルラー方式無線スペクトルを含む米国連邦通信委員会により規制される通信システムの帯域幅に重なり合い且つその範囲を超える帯域幅を有するチャープ信号から構成される、方法。
【請求項９】
電磁スペクトルの部分的に占有された一部内に移動し、且つ前記電磁スペクトルの部分的に占有された一部の何れかの非占有スペクトル領域の帯域幅の範囲を超える、帯域幅を有する連続的広帯域波形を送信する方法であって：
（ａ）前記連続的広帯域波形の帯域幅に少なくとも等しい全結合帯域幅を有する前記電磁スペクトルの部分的に占有された一部の非占有スペクトル領域を確認する段階；
（ｂ）前記電磁スペクトルの占有部分の前記非占有スペクトル領域に適合することが可能である複数のスペクトル部分に前記広帯域波形のスペクトル内容をコヒーレントに細分する段階；
（ｃ）前記電磁スペクトルの部分的に占有された一部の前記非占有スペクトル領域内にそれぞれ収まる周波数変換されたスペクトル部分を生成するために前記複数のスペクトル部分を周波数変換する段階；
（ｄ）結合された波形を生成するために段階（ｃ）において生成された前記周波数変換されたスペクトル部分を結合する段階；及び
（ｅ）段階（ｄ）において生成された前記結合された波形を送信する段階；
から構成される方法。
【請求項１０】
請求項９に記載の方法であって：
（ｆ）段階（ｅ）において送信された前記結合された波形を受け取り、且つ前記広帯域波形を回復するために受け取られた結合された波形を処理する段階；
から更に構成される、方法。
【請求項１１】
請求項１０に記載の方法であって、前記受け取られた結合された波形を処理する段階は、前記広帯域波形がコヒーレントに再構成されることを可能にする前記送信され且つ受け取られた波形のリフレクタの相対運動を補正するために前記受け取られた波形にローレンツ変換を施す手順から構成される、方法。
【請求項１２】
請求項９に記載の方法であって、段階（ｂ）は、前記電磁スペクトルの部分的に占有された一部の前記非占有スペクトル領域に適合することが可能である前記複数のスペクトル領域に前記広帯域波形の周波数連続域をコヒーレントに細分するように、複数のスペクトル的に異なる恒等変換フィルタにより前記広帯域波形の恒等変換フィルタリングを実行すること、から構成される、方法。
【請求項１３】
請求項１２に記載の方法であって、それぞれの恒等変換フィルタはｓｉｎ（ｘ）／ｘフィルタから構成される、方法。
【請求項１４】
請求項９に記載の方法であって、前記広帯域波形は、ＦＭ放送及びテレビ送信器、ＵＨＦ及びＶＨＦ、そしてセルラー方式無線スペクトルを含む米国連邦通信委員会により規制される通信システムの帯域幅に重なり合い且つその範囲を超える帯域幅を有するチャープ信号から構成される、方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
（技術分野）
本発明は、一般に、通信システムに関し、特に、連続的広帯域波形の帯域幅に少なくとも等しい全利用可能帯域幅をもつ不連続な非占有スペクトル領域を含むスペクトル部分を占める通信信号の間で相互干渉がなく、超広帯域（ＵＷＢ：ＵｌｔｒａＷｉｄｅＢａｎｄ）レーダー信号等の連続的広帯域波形を送信することを可能にするためのメカニズムに関する。
【０００２】
（背景技術）
帯域幅に対する持続的な要求と相まった、通信システム、構成要素、変調技術及びそれらのための波形における弛まぬ進展に伴って、利用可能な電磁スペクトルの何れかの利用可能な近接する非占有部分より非常に広い帯域幅をもつ波形を送信することに対する要求がよくある。限定的でない例としては、ＦＭ放送及びテレビ放送機、ＵＨＦ及びＶＨＦ、セルラー方式電話等の種々の従来からの通信システムにより採用することが可能である比較的長い波長を用いて、非常に広い帯域（例えば、５００ＭＨｚ）のチャープ信号等のレーダー波形を送信することが所望されることがある。
【０００３】
このような比較的長い波長により、そのようなレーダー信号は非常に短い波長のレーダー信号にはないフォリージ（ｆｏｌｉａｇｅ）及び文化的番組を浸透させる特性を備えている。更に、分解能は信号の帯域幅の逆数の半分と、事実上、定義することができるため、画像ターゲットの適度に許容可能な空間分解能のためには、レーダー信号の帯域幅を非常に広くしなければならない。例えば、５００ＭＨｚの幅のレーダー信号は、１フィートのオーダーの空間分解能を提供することが可能である。残念ながら、そのような帯域幅は、規制されている電磁スペクトルの比較的長い波長領域の何れかの連続的部分に比べて、かなり広いものとなっている。即ち、そのようなレーダー信号は、対象となるスペクトル領域において、‘適合’しないであろう。
【０００４】
図１を参照するに、ワシントン市近郊の数々の通信システムのユーザによる通信帯域幅（０Ｈｚ乃至１．０ＧＨｚ）において１．０ＧＨｚの拡がりをもつ部分の、典型的な‘断続的な’占有状況を示すスペクトル図を示している。図１の概観的な調査により、比較的広い帯域幅（例えば、５００ＭＨｚ）の波形のために空間を提供することが可能な、近接ユーザ間の非占有のまたは潜在的に利用可能な‘ギャップ’は全くないことが明らかになった。実際には、図１においては、最も広いギャップは、ただの７０ＭＨｚのオーダーであることを示している。
【０００５】
（発明の概要）
本発明の実施形態にしたがって、上記問題に対して成功裏に対処することが可能であって、広帯域波形（超広帯域レーダー信号等）の周波数連続域を、複数のスペクトル部分またはサブバンド成分であり、部分的に占有された電磁スペクトルの非占有スペクトル領域に適合可能である部分に、コヒーレントに分割するか細分するために恒等変換フィルタ（ｉｄｅｎｔｉｔｙ ｔｒａｎｓｆｏｒｍ ｆｉｌｔｅｒ）（ｓｉｎ（ｘ）／ｘフィルタ等）を用いることにより、非占有領域の全利用可能帯域幅が広帯域波形の帯域幅に少なくとも等しくすることが可能である。
【０００６】
ｓｉｎ（ｘ）／ｘフィルタは、単純且つ威力を発揮することから、好ましい恒等変換フィルタである。‘正確な’恒等変換を達成するために、そのようなフィルタの無限のバンクが数学的に必要とされるが、実際には、現実的な適用においては、特に信号（例えば、チャープ）が本質的に帯域制限されたものである場合に、わずか数個のフィルタを用いることで足りてしまう。ｓｉｎ（ｘ）／ｘフィルタのバンクはフーリエ変換に密接に関連しているが、積分リミットにおいてはフーリエ変換とは本来的に異なっている。ｓｉｎ（ｘ）／ｘフィルタの非常に顕著な特性には、それは基本的に単純な運動平均であり、逆変換がフィルタバンクの出力の単なる加算により簡単に得られることが挙げられる。更に、バンクにおける全てのフィルタの直交性は、Ｎ個のポイントにおける構成要素のフィルタバンクの応答についての独立したシェーピング（ｓｈａｐｉｎｇ）を可能にしている。
【０００７】
信号の分割された部分は、次いで、スペクトルのそのような非占有部分内に変換部分を選択的に配置する送信キャリア周波数に、独立して、上方変換または下方変換される。受信器においては、プロセスは逆に施され、そして、何れかの相対運動のために補正がなされる（例えば、ローレンツ変換（または、許容近似）を用いることにより）。この方法において、オリジナルのスペクトルは、コヒーレントに再構成され、それ故、従来の方法で処理されることが可能である。
【０００８】
後述するが、本発明の実施形態は、多くの重要な機能を提供し、その中には、基本波形のような殆んど全ての従来の好ましいレーダー信号を、透過性をもって採用するために、ＵＷＢレーダーの性能を盛り込んでいる。本発明のコヒーレントなフラグメンテーションメカニズムは、周波数位置、個々の帯域幅または何れかの中間の帯域のギャップに拘わらず、この基本波形を利用可能スペクトル部分に分割することを可能にする。また、全スペクトル帯域幅が基本ＵＷＢ信号の帯域幅に等しい、またはその領域を超える場合には、個々の送信周波数及び帯域幅の動的再分配を用いる。受信器においては、分割されたスペクトルから基本レーダー波形をコヒーレントに再構成するためには、比較的中程度の処理のみが必要である。
【０００９】
本発明は、単一パルス波形等の、殆んど全ての従来のレーダー波形の使用が可能である。６０乃至５００ＭＨｚの範囲のＵＷＢ帯域幅は、２０乃至６００ＭＨｚの範囲の周波数を扱うのと同様に、容易に調整することが可能である。任意のＰＲＦ及びデューティサイクルは、自動的に、ユーザが選択可能な基本波形（チャープ等）に含まれる。占有される帯域幅の部分は１０％未満から１００％までの範囲をとることが可能である。スペクトル部分の帯域幅及び間隔には基本的に制約はない。ここで述べる技術は、スペクトルの使用及び基本波形の選択において、日、時間またはミリ秒の尺度での変化を許容する。
【００１０】
（発明の詳細な説明）
本発明の新しく改善したスペクトル分割のメカニズムの詳細について説明する前に、本発明の実施形態において主に備える、所定の従来の通信のための回路及び関連する信号処理のための構成要素の配置、そしてそのような回路及び構成要素を制御する付属する監視制御回路について、言及することにする。例えば広帯域レーダーシステム等のように、既存の通信装置にそれらを容易に組み込む実際的実施において、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ：Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ：Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）の実装、プログラマブルデジタル信号プロセッサまたはメインプロセッサとして、これらの配置を容易に実施することが可能であるが、これに限定されない。
【００１１】
その結果、そのような回路及び構成要素の構成及び他の通信装置を用いてそれらを接続する方法の大部分は、本発明に関する特定の詳細のみを明らかにする、容易に理解可能であるブロック図により模式的に示して、本発明の開示する詳細が不明瞭にならないようにしているため、ここで開示した内容の優位性について、当業者は容易に理解するであろう。したがって、ブロック図による表示により、本発明の主要な構成要素について従来の機能のグループ分けの形式で示すことを主に意図しており、それにより、本発明はより容易に理解することが可能となっている。
【００１２】
上記で少し触れたように、本発明のフラグメンテーションメカニズムにおいて用いる基本的な構成要素は、“恒等変換”フィルタである。そのようなフィルタとしては、ｓｉｎ（ｘ）／ｘ、フーリエ変換、特定のダイプレクサ、オーディオラウドスピーカーシステムに共通のクロスオーバー回路及び数多くのウェーブレット変換生成フィルタバンクを含む、種々の既存のタイプを用いることが可能である。限定するものではないが、好ましい実施を提供する目的として、本発明では、ｓｉｎ（ｘ）／ｘの機能を用いることに関して、以下で説明することにする。
【００１３】
本発明のフラグメンテーションスキームについての理解を容易にする目的のために、チャープ信号であって、図２における符号２０で示す信号の様な任意の波形を選択的にフィルタリングし、または細分するために、‘理想的矩形’ 帯域通過フィルタとして知られる数学的表示エンティティ（ｅｎｔｉｔｙ）の適用を考慮することは、初期的には有益である。図３のスペクトル図及び図４のフィルタによる処理のブロック図に更に示すように、３つの略指定通りの‘理想的矩形’フィルタ４１、４２及び４３を用いて、この信号を、３つの隣接するサブバンドＢ１、Ｂ２及びＢ３の任意のセットにスペクトル的に分割するかまたは細分することが可能である。加算ユニット４４におけるフィルタからの出力の単純な加算により、オリジナルの波形を正確に回復する。各々のサブバンドの任意の周波数変換は、加算に先立って逆周波数変換を実行する限り、恒等変換特性を変化させるものではないことは、留意する必要がある。
【００１４】
図５は、図１に類似するスペクトル図であって、変化する帯域幅の種々の被占有帯域ギャップを含む、ユーザ使用による断続的なスペクトルであって、その全帯域幅が図２の波形の帯域幅を収容するには少なくとも十分である例を示している。
【００１５】
限定しない実施形態であるが、従来の走査型サブシステムを用いて、対象とする部分的に占有された帯域幅のスペクトル内容を容易に測定することが可能であり、その出力は選択的に分類され、本発明にしたがった実施形態を用いる広帯域信号化システムの関連周波数ビン（ｂｉｎ）データベースに記憶される。
【００１６】
各々のバンドギャップＢｉに対して、関連する中心波長ωｉが存在する。図６は、上記のように、対象とする部分的に占有された帯域幅の測定されたスペクトルに基づいて、関連するコントロールプロセッサ５０により選択的にプログラム可能にするためにデジタル的に実施することが可能である、複数の矩形帯域通過フィルタ６１、６２、．．．、６ｎを含むスペクトルフラグメンテーションオペレータを示している。これらのフィルタの帯域幅は、それぞれＢ１、Ｂ２、．．．、Ｂｎであって、図５のスペクトル図のバンドギャップＢＧの個々に対応するサイズに関連するものであり、図７のスペクトルフラグメンテーションの図に示したように、図２の広帯域信号の帯域幅に対応する全帯域幅を有している。
【００１７】
図２の波形を図６のフラグメンテーションフィルタリングスキームを適用することにより、広帯域波形をｎ個の独立したスペクトルチャンネルに分割し、ここで、各々のスペクトルチャンネルは、図５のスペクトル図の非占有バンドギャップのそれぞれの帯域長の中に効果的に適合する、または理想的にはぴったり収まる。フィルタ６１、６２、．．．、６ｎの出力は、次いで、フィルタリングされた信号を独立して変換するために、プロセッサの制御の下で動作可能であるそれぞれの周波数変換器７１、７２、．．．、７ｎと結合し、それにより、図８のスペクトル図に示すように、それらは周波数ω１、ω２、ω３、．．．、ωｎに中心を置く非占有ＲＦ周波数ギャップ内に適合されることが可能である。周波数変換された信号は、次いで、加算ユニット８０において加算され、送信のために送信機８５に適用される。この方法において、何れかのＵＷＢレーダー信号の殆どは、実際に利用可能である断続的なＲＦスペクトルにマッピングされる比較的密に詰まったスペクトルをもつことが可能である。
【００１８】
図９のブロック図に示す受信端部において、受信器９０の出力は、中心周波数が周波数ω１、ω２、ω３、．．．、ωｎに一致し、帯域通過幅Ｂ１、Ｂ２、．．．、Ｂｎがシステム制御プロセッサにより規定されるようなフィルタ６１、６２、．．．、６ｎの幅に一致する、チューナブル帯域通過フィルタ９１−１、９１−２、．．．、９１ｎに選択的に結合される。フィルタ９１の出力は、ミキサー９３−１、９３−２、．．．、９３−ｎにより周波数変換され、次いで、広帯域波形のオリジナルのスペクトル成分を回復するために、それぞれの逆恒等変換フィルタ９５−１、９５−２、．．．、９５−ｎに適用される。これらのスペクトル成分は、次いで、加算器９７において結合され、その出力はオリジナルの広帯域波形となる。
【００１９】
前記技術を静的、線形性及び非分散性伝送経路、特にレーダーに適用する一方、信号伝搬経路は非静的であると予測されるため、断片的なスペクトルが受信器においてうまく再結合するためには、補正が必要である。定性的には、断続的なサブバンドにおけるドップラ偏移は近接する信号のドップラ偏移に基づいてはいない。それぞれの逆フィルタのための各々のサブバンド受信器チャンネルにローレンツ変換を組み込むことにより、この影響を正確に補正することが可能である。非相対論的速度においてさえ、ローレンツ変換は運動座標系における異なる時間に関するドップラ効果を正確に説明できることに留意する必要がある。これは、ドップラ偏移されたデータは画像形成には必須であるから、重要である。
【００２０】
数学的には、このプロセスについては以下のように説明することが可能である。
【００２１】
恒等変換フィルタのセットによりフィルタリングした後、信号Ｓ（ω，ｔ）は次式のように定義することができる。
【００２２】
【数１】
2004518137.tif 000003
ここで、ｆｉはそれぞれのフィルタの出力を表す。各々のサブバンドを伝送に利用可能なＲＦ周波数に周波数変換した後、信号は次式のようになる。
【００２３】
【数２】
2004518137.tif 000004
相対運動により、受信信号（反射されたレーダーの戻り）は、デジタル化して画像化したターゲットシーンにおける各々の画素に対して異なる影響を及ぼし得る。時間ｔにおいて所定の画素から受け取られた信号を、ローレンツ偏移を用いて、表すことが可能である。
【００２４】
基本的に、単純にｔ＝＞γｉ（ｔ＋τｉ）を代入することが可能であり、ここで、γ＝（１＋ｖ／ｃ）／（１−ｖ２／ｃ２）１／２、τは時間遅延であり、両者共に対象となる画素に関連するものである（二方向パラメータが仮定される）。ｊ番目の画素から受け取られる信号は次式で表される。
【００２５】
【数３】
2004518137.tif 000005
伝送された分割されたスペクトルのオリジナルの状態への回復は、独立した各々のサブバンドの逆周波数変換により得られる。この演算により次式が得られる。
【００２６】
【数４】
2004518137.tif 000006
回復された波形が、修正されない基本的なレーダー波形を直接伝送することにより得られる波形と同等である場合、指数項を削除することが可能である。具体的には、
ω，γｉ（ｔ＋τｉ）＝ωｉｃｔ＋ωｉｃ        （５）
必要な周波数補正は、次式に示すように、単純に、サブバンドの名目上のオフセットをドップラ偏移に加算して表される。
【００２７】
ωｉｃ＝ωｉγｉ      （６）
相対運動がない場合、γ＝１であり、基準値に戻る周波数変換がオリジナル波形を回復することを示す。位相補正に対して、類似した式が、次式のように得られる。
【００２８】
ωｉｃ＝ωｉγｉτｉ      （７）
上記の補正は、送信のために利用可能な任意の周波数にサブバンドを配置するために必要である、サブバンドのオフセット周波数変換に特に関連していることに留意しなければならない。実際のサブバンド波形内のスペクトル項は、すでに正しいものとなっている。
【００２９】
各々のサブバンドのための独立した周波数及び位相の補正を行った後、ｊ番目の画素のために受け取られた信号は、基本レーダー波形が恒等変換フィルタにより直接送信されるとき、正確に得られた状態にあり、次のように表される。
【００３０】
【数５】
2004518137.tif 000007
実際的な観点から、類似する演算が実行される場合に、上記の演算を、画素レベルにおいて、デジタル的に実行する画像処理アルゴリズムに容易に組み込むことが可能である。‘平均’サブバンド周波数及び位相の補正が、シーンに特有の画素の代わりに全ての画素に適用される場合に、帯域の分割、シーンの範囲及び相対運動の特性に依存して、受け取る信号の複合のレベルにおいて、適切な近似補正を得ることが可能である。限定されない実施例として、３００ｍ／ｓｅｃの速度の飛行機のＳＡＲ（Ｓｙｎｔｈｅｔｉｃ Ａｐｅｒｔｕｒｅ Ｒａｄａｒ：合成開口レーダー）画像のために、１０ｋｍのシーンの拡がりは、１００ｋｍの横形範囲において約５０Ｈｚのドップラ効果を発生させる。１．０ｍの方位角分解能については、１０００ドップラ方位角ビン（ｂｉｎ）が、その画像に対して必要である。満足のいくデータ回復のために必要とされるサブバンドシフト数はスペクトルの分割に依存する。適当な分割のためには、この数は２０乃至１００の範囲内にする必要がある。２０００ｋｍの範囲におけるＬＥＯ（Ｌｏｗ Ｅａｒｔｈ Ｏｒｂｉｔ：地球低軌道）宇宙空間のＳＡＲにより、類似する結果が得られる。
【００３１】
簡単に上記したように、簡単且つ威力を発揮することから、ｓｉｎ（ｘ）／ｘフィルタは好ましい恒等変換フィルタである。‘正確な’恒等変換を達成するために、そのようなフィルタには無限のバンクが数学的には必要とされるが、実際には、現実的な適用においては、特に、信号（例えば、チャープ）が本質的に帯域制限されたものである場合に、わずか数個のフィルタを用いることで足りてしまう。
【００３２】
図１０は、恒等変換フィルタのバンクを生成するために、個別のフィルタを重ね合わせた様子を示しており、一方、図１１は、変換エラーを低減するためにフィルタ数を増加させた効果を示しており、これらは、バンクにおいて比較的少ないフィルタ数のみを用いることにより、帯域の中心を効果的に再生することが可能であることを、間接的に示している。最も大きいエラーは、もちろん、フィルタのバンクが終わる帯域端部において生じる。
【００３３】
ｓｉｎ（ｘ）／ｘフィルタのバンクはフーリエ変換に密接に関連しているが、積分リミットはフーリエ変換とは本来的に異なっている（フーリエ変換に対しては０〜Ｔの範囲であるのに対して、ｓｉｎ（ｘ）／ｘ変換に対してはｔ〜ｔ＋Ｔ）。ｓｉｎ（ｘ）／ｘフィルタの非常に顕著な特性には、それは基本的に単純な運動平均であり、逆変換がフィルタバンクの出力の単なる加算により簡単に得られることが挙げられる。更に、バンクにおける全てのフィルタの直交性は、Ｎ個のポイントにおける構成要素のフィルタバンクの応答の独立したシェーピング（ｓｈａｐｉｎｇ）を可能にしている。ｓｉｎ（ｘ）／ｘフィルタバンクのベースバンドバージョンは、全く同じフィルタ対フィルタの動作の利点を用いて、ＤＣへの周波数変換及びその逆の変換を必要とする。しかしながら、正確に同等のフィルタが得られない場合であっても、完全にパッシブな代替となるＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ：中間周波数）帯域通過フィルタは、通常、好ましいものである。
【００３４】
このタイプのフィルタは、通信システムにおいて１０年以上用いられてきており、ベースバンドからデジタルまでにおけるＲＦからＩＦの範囲に及んでいる。信号帯域幅はＫＨｚから多重のＧＨｚまで変化させることが可能であり、完全バンクにおけるフィルタ数は数百に及ぶ。主な用途は、周波数ドメイン補正がより一般的なタイム・ドメイン・トランスバーサル・フィルタにとって周波数ドメイン補正が好ましい選択肢である、適応分散補正にある。代表的なシステムにおいては、対象となる分散信号はｓｉｎ（ｘ）／ｘフィルタバンクに供給される。各々のフィルタからの出力は、次いで、独立して振幅と位相を重み付けされ（通常は適応可能にする）、更に、単純加算により再結合され、それ故、スペクトルを‘平坦化する’ことにより分散信号を直接補正する。Ｎ個のポイントにおいて独立したスペクトルの調整が得られる。ここで、Ｎはｓｉｎ（ｘ）／ｘフィルタ数である。この独立した調整は、全ての他のフィルタピークにおいて０になる、ｓｉｎ（ｘ）／ｘ関数に直接依存している。
【００３５】
図５乃至８を参照して説明したメカニズムに基づいて所定のＵＷＢを分割するために、ｓｉｎ（ｘ）／ｘフィルタバンクは、図１２の関数フロー図、及び図１３の複雑さを省いたスペクトル加算グループ化プロセスに示すように、容易に構成することが可能である。信号波形１１０は、ｓｉｎ（ｘ）／ｘフィルタ帯域が利用可能なスペクトルにおける最も狭い帯域幅より広くない、均一なフィルタバンク１１１に適用される。（許容ＵＷＢレーダー分散に関する仕様に適合することを確実にするために、尚一層狭いフィルタ帯域幅を用いることが必要となる。）次に、可能な範囲内で、グループの全帯域幅が‘次に利用可能な’スペクトルスロットまたはバンドギャップ内で適合する、バンク１１１内のそれぞれの近接グループまたはフィルタのセットからの出力は、スペクトルスロットにおいて送られるフィルタリングされた波形信号を提供するために、それぞれのコンバイナまたは加算ユニット１１２において結合される。それぞれの周波数乗算器１１３は、このフィルタリングされた信号を、利用可能なスペクトルにおける必要な位置に配置する。広帯域波形の周波数変換された分割部分は、次いで、加算ユニット１１４において加算され、送信機に結合される。受信器における基本波形の再構成はフィルタの一対一の必要な重なり合いを回復することから、このｓｉｎ（ｘ）／ｘフィルタの“内部の”グループ化においては、帯域端の効果は重要ではないことに留意することが必要である。
【００３６】
デジタル信号処理を用いることにより、ここのフィルタをグループに電子的にまたはデジタル的にスイッチングすること、並びに、上記のように、サブバンドの数および帯域幅を動的に及び適合するように調整することを容易にする。更に、各々のサブバンドは、送信のために、独立して、任意の周波数に変換される。受信器における逆周波数変換はオリジナルのスペクトルを回復するため、送信の間にスペクトル項の順序を維持することは更に必要ではない。
【００３７】
本発明の実施形態を実施する過程で、実際的な問題に対処しなければならないに違いない。例えば、基本ＵＷＢ波形が３００ＭＨｚの幅をもち、利用可能な最も狭いＶＨＦスペクトルスロットが３ＫＨｚである場合、１０００００個のｓｉｎ（ｘ）／ｘフィルタが必要となる。フィルタの応答をデジタル的に前もって演算することが可能であるため、基本ＵＷＢ波形がチャープである場合、かなりの簡単化を実現することが可能である。同様に、殆どのチャープ信号の瞬時帯域幅は全帯域幅に比べてかなり狭いことから、調子を合わせて所定の瞬時に‘活発に参加’しないフィルタを無視することが可能である。
【００３８】
それに代えて、恒等変換フィルタの他のタイプ（ｓｉｎ（ｘ）／ｘフィルタではなく）は、利用可能帯域幅の最も広いものに対する最も狭いものの比が大きいとき、より適切であることがある。特に、ダイプレキシング（ｄｉｐｌｅｘｉｎｇ）タイプのフィルタが用いられるが、それらフィルタは動的に調整することが非常に難しい可能性がある。他のそれに代わるフィルタ構成は、複数のサイズのスペクトル帯域を捕捉するために、ウェーブレット変換フィルタバンクを用いることであり、結果的にプログラム可能な動的ダイプレクサということになる。最終的に、そのフィルタは有用なレーダー解像度を得るために、結果として非常に数多くのフィルタを結合しなければならないため、極端に狭い帯域幅を用いることがないように、そのフィルタを構成することが可能である。
【００３９】
複合的な分割され且つ変換された信号を送信するために用いられるＲＦパワー増幅器は、高い線形性をもつ必要があることがまた認められている。オリジナルの信号が一定モジュラス（ｍｏｄｕｌｕｓ）波形から成る場合であっても、この基本信号が、一旦、利用可能スペクトルスロットに、送信するために、分割されると、それはもはや一定モジュラスではない。したがって、ＲＦパワー増幅器を飽和することは、信号が処理に適合しないようにする重大な混変調歪をもたらす可能性がある。幸いにして、ＶＨＦ及びＵＨＦ周波数領域の大きいパワーのＲＦ線形増幅器が市販されている。線形であることのみを必要とされる、複数の狭帯域増幅器を用いることが可能であることは、また留意する必要がある。
【００４０】
以上、本発明にしたがった実施形態について図を用いて詳述してきたが、当業者に認識されていることと同様に、本発明は、それら実施形態に限定されるものではなく、また、それらの種々の変形及び修正が可能であり、したがって、本発明は、以上で詳述した本発明の実施形態により制限されるものではなく、当業者に容易に理解されるそのような変形及び修正のすべてを権利範囲とすることを意図するものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】
ワシントン市近郊の数々の通信システムのユーザによる通信帯域幅１．０ＧＨｚの幅の部分の代表的な‘ときどき中断する’使用状況を示すスペクトル図である
【図２】
任意のチャープ波形のスペクトル図である。
【図３】
３つの理想的矩形フィルタへのチャープ波形の適用した場合のスペクトル図である。
【図４】
図３の３つの理想的フィルタの適用のためのフィルタリング処理についてのブロック図である。
【図５】
変化する帯域幅の種々の非占有バンドギャップを含むユーザにより断続的にされたスペクトルの例を示すスペクトル図であって、その全帯域幅が図２の波形の帯域幅を収容するには少なくとも十分であるスペクトル図である。
【図６】
図５のスペクトル図の同等サイズのバンドギャップにそれぞれ関連する帯域幅を有する複数の矩形帯域通過フィルタを含むスペクトルフラグメンテーションオペレータを示す図である。
【図７】
図６のスペクトルフラグメンテーションオペレータに関連するスペクトルフラグメンテーションを示す図である。
【図８】
図５のスペクトル図の利用可能ＲＦ周波数ギャップ内に適合する、図６のフィルタ出力の周波数変換を示すスペクトル図である。
【図９】
図６のスペクトルフラグメンテーションオペレータにより生成される広帯域波形を回復するための受信器を示す図である。
【図１０】
恒等変換フィルタのバンクを生成するために重ね合わせた個々のフィルタの様子を示す図である。
【図１１】
変換エラーを低減するためにフィルタ数を増加させた効果を示す図であって、バンクにおいて比較的少ないフィルタ数を用いることにより帯域中心が効果的に再生されることを間接的に示す図である。
【図１２】
ｓｉｎ（ｘ）／ｘフィルタバンクを実施するための機能フロー図である。
【図１３】
図１２の機能フロー図に関連する、複雑さを低減したスペクトル加算グループ化プロセスを示す図である。
【図１】
2004518137.tif 000008
【図２】
2004518137.tif 000009
【図３】
2004518137.tif 000010
【図４】
2004518137.tif 000011
【図５】
2004518137.tif 000012
【図６】
2004518137.tif 000013
【図７】
2004518137.tif 000014
【図８】
2004518137.tif 000015
【図９】
2004518137.tif 000016
【図１２】
2004518137.tif 000017
【図１３】
2004518137.tif 000018
【国際公開パンフレット】
2004518137.tif 000019
2004518137.tif 000020
2004518137.tif 000021
2004518137.tif 000022
2004518137.tif 000023
2004518137.tif 000024
2004518137.tif 000025
2004518137.tif 000026
2004518137.tif 000027
2004518137.tif 000028
2004518137.tif 000029
2004518137.tif 000030
2004518137.tif 000031
2004518137.tif 000032
2004518137.tif 000033
2004518137.tif 000034
2004518137.tif 000035
2004518137.tif 000036
2004518137.tif 000037
2004518137.tif 000038
2004518137.tif 000039
2004518137.tif 000040
2004518137.tif 000041
2004518137.tif 000042
2004518137.tif 000043
2004518137.tif 000044
2004518137.tif 000045
2004518137.tif 000046
2004518137.tif 000047
2004518137.tif 000048
2004518137.tif 000049
2004518137.tif 000050
2004518137.tif 000051
【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
2004518137.tif 000052
2004518137.tif 000053
【国際調査報告】
2004518137.tif 000054
2004518137.tif 000055
2004518137.tif 000056