(57)【要約】多重入力多重出力チャネル推定法を使用することなく、差動送信ダイバーシティ法の軟出力判定を直交設計から得るために、決定変数を決定する差動送信ダイバーシティ法を使用して、多重入力多重出力チャネルを少なくとも１つの等価な単一入力単一出力チャネルに変換すること（１２）が提案された。続いて、信頼度情報を伴う軟出力ビット判定を出力するために、生成された決定変数に基づいて、送信情報ビットの対数尤度比が決定される（１４）。この方法により、直交設計からの差動送信ダイバーシティ法に、軟出力判定メカニズムを効果的に使用することが可能となった。また、例えば、外部前方誤り訂正復号器等の後段の判定の性能を向上することができる。
2006515480.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
2006515480.tif 000036
ャネルを等価な単一入力単一出力チャネルに変換するステップと、
2006515480.tif 000037
基づいて、送信情報ビットの対数尤度比を決定するステップと
を有する、
差動送信アンテナダイバーシティを直交設計からノンコヒーレント軟出力判定する方法。
【請求項２】
2006515480.tif 000038
るステップと、
2006515480.tif 000039
（ｔ：時間インデックス、ｎＲ：受信アンテナ数、＊：複素共役演算子、ｙｉ（ｊ）：時刻ｉで受信アンテナｊに受信されたシンボル）
2006515480.tif 000040
（Ｈ：ベクトルを転置したうえで、ベクトルの全要素にその複素共役演算子＊を作用させる演算子）
2006515480.tif 000041
をさらに有することを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
次式にしたがって、送信情報ビットの尤度比が決定されることを特徴とする請求項１又は２に記載の方法。
2006515480.tif 000042
（ｋ：時間インデックス、２ｌｏｇ２（Ｍ）次元の送信ビットベクトルｕｋは、差動送信ダイバーシ
2006515480.tif 000043
【請求項４】
2006515480.tif 000044
度情報が決定されることを特徴とする請求項３に記載の方法。
【請求項５】
送信情報ビットの対数尤度比が、対数尤度比の対数和最大化近似を使用して決定されることを特徴とする請求項１ないし４のいずれか一つに記載の方法。
【請求項６】
次式にしたがって送信情報ビットの対数尤度比の対数和最大化近似が決定されることを特徴とする請求項５に記載の方法。
2006515480.tif 000045
（［Ａ（ｉ），Ｂ（ｉ）］、ｉ∈｛１，．．．，Ｍ｝：差動送信ダイバーシティ法における配置点ベクトル、差動送信ダイバーシティ法の全配置点［Ａ（ｉ），Ｂ（ｉ）］および「＋１」の値をとる送信ビットｕｋ，ｌ（ｉ）に第１最大値演算子が作用される。差動送信ダイバーシティ法の全配置点［Ａ（ｉ），Ｂ（ｉ）］および
2006515480.tif 000046
チャネルにおける付加的雑音の雑音分散の指標、ｎＴ：送信ダイバーシティを実現するために使用する送信アンテナ数、ｎＲ：ダイバーシティ受信を得るために使用する受信アンテナ数、ｈ（ｉ，ｊ）：時刻ｋにおける送信アンテナｉから受信アンテナｊへのゲイン；＊：複素共役演算子；Ｒｅ：実部演算子、ｕ（ｉ）：送信ビット判定のためのベクトル候補、Ｔ：転置演算子、Ｌａ：送信ビットのベクトル表示に対応する事前対数尤度ベクトル）
【請求項７】
2006515480.tif 000047
をさらに有することを特徴とする請求項６に記載の方法。
【請求項８】
差動符号化の前に、差動送信ダイバーシティ法に挿入されるトレーニングシンボルを使用して、前記単一入力単一出力チャネル推定をおこなうことを特徴とする請求項７に記載の方法。
【請求項９】
2006515480.tif 000048
徴とする請求項６に記載の方法。
【請求項１０】
2006515480.tif 000049
【請求項１１】
2006515480.tif 000050
に有することを特徴とする請求項６に記載の方法。
【請求項１２】
2006515480.tif 000051
とを特徴とする請求項１１に記載の方法。
【請求項１３】
前記チャネル推定を処理する装置に、前記チャネル推定を転送するステップをさらに有することを特徴とする請求項１２に記載の方法。
【請求項１４】
前記装置が、チャネル復号器、等価器、あるいはターボ帰還装置のいずれか一つ選択されることを特徴とする請求項１３に記載の方法。
【請求項１５】
複数の決定変数の平均値を求めることにより、得られるチャネル係数を改善するステップをさらに有することを特徴とする請求項１２ないし１４のいずれか一つに記載の方法。
【請求項１６】
差動送信ダイバーシティ法の異なるブロック行列の複数の決定変数を補間フィルタ処理することにより、得られるチャネル係数を改善するステップをさらに有することを特徴とする請求項１２ないし１４のいずれか一つに記載の方法。
【請求項１７】
2006515480.tif 000052
ャネルを等価な単一入力単一出力チャネルに変換する変換部と、
2006515480.tif 000053
基づいて、送信情報ビットの対数尤度比を決定する軟デマッピング部と
を有する、
直交設計から差動送信アンテナダイバーシティをノンコヒーレント軟出力判定器。
【請求項１８】
前記変換部が、さらに、
次式にしたがって受信ベクトルを生成するベクトル生成部と、
2006515480.tif 000054
（ｔ：時間インデックス、ｎＲ：受信アンテナ数、＊：複素共役演算子、ｙｉ（ｊ）：時刻ｉで受信アンテナｊに受信されたシンボル）
2006515480.tif 000055
（Ｈ：ベクトルを転置したうえで、ベクトルの全要素にその複素共役演算子＊を作用させる演算子）
2006515480.tif 000056
を有することを特徴とする請求項１７に記載のノンコヒーレント軟出力判定器。
【請求項１９】
前記軟デマッピング部が、さらに、次式にしたがって、送信情報ビットの尤度比を決定する対数尤度部を有することを特徴とする請求項１７又は１８に記載のノンコヒーレント軟出力判定器。
2006515480.tif 000057
（ｋ：時間インデックス、２ｌｏｇ２（Ｍ）次元の送信ビットベクトルｕｋは、差動送信ダイバーシ
2006515480.tif 000058
【請求項２０】
前記軟デマッピング部が、さらに、
2006515480.tif 000059
前記信頼度情報を決定するビット判定部を
有することを特徴とする請求項１９に記載のノンコヒーレント軟出力判定器。
【請求項２１】
前記軟デマッピング部が、さらに、対数尤度比の対数和最大化近似を使用して送信情報ビットの対数尤度比を決定する対数和最大化近似部を有することを特徴とする請求項１７ないし２０のいずれか一つに記載のノンコヒーレント軟出力判定器。
【請求項２２】
前記対数和最大化近似部が、次式にしたがって送信情報ビットの対数尤度比の対数和最大化近似を決定することを特徴とする請求項２１に記載のノンコヒーレント軟出力判定器。
2006515480.tif 000060
（［Ａ（ｉ），Ｂ（ｉ）］、ｉ∈｛１，．．．，Ｍ｝：差動送信ダイバーシティ法の配置点ベクトル、差動送信ダイバーシティ法の全配置点［Ａ（ｉ），Ｂ（ｉ）］および「＋１」の値をとる送信ビットｕｋ，ｌ（ｉ）に第１最大値演算子が作用される。差動送信ダイバーシティ法の全配置点［Ａ（ｉ），Ｂ（ｉ）］およ
2006515480.tif 000061
送信チャネルにおける付加的雑音の雑音分散の指標、ｎＴ：送信タイバーシティを実現するために使用する送信アンテナ数、ｎＲ：ダイバーシティ受信を得るために使用する受信アンテナ数、ｈ（ｉ，ｊ）：時刻ｋにおける送信アンテナｉから受信アンテナｊへのゲイン、＊：複素共役演算子、Ｒｅ：実部演算子、ｕ（ｉ）：送信ビット判定のためのベクトル候補、Ｔ：転置演算子、Ｌａ：送信ビットのベクトル表示に対応する事前対数尤度ベクトル）
【請求項２３】
2006515480.tif 000062
ヒーレント軟出力判定器。
【請求項２４】
差動符号化の前に、前記第１推定部が、差動送信ダイバーシティ法に挿入されるトレーニングシンボルを使用して、前記単一入力単一出力チャネル推定をおこなうことを特徴とする請求項２３に記載のノンコヒーレント軟出力判定器。
【請求項２５】
2006515480.tif 000063
る第２チャネル評価部を有することを特徴とする請求項２２に記載のノンコヒーレント軟出力判定器。
【請求項２６】
2006515480.tif 000064
載のノンコヒーレント軟出力判定器。
【請求項２７】
前記軟デマッピング部が、さらに、
2006515480.tif 000065
することを特徴とする請求項２２に記載のノンコヒーレント軟出力判定器。
【請求項２８】
2006515480.tif 000066
することを特徴とする請求項２７に記載のノンコヒーレント軟出力判定器。
【請求項２９】
前記チャネル推定を処理する装置に、前記チャネル推定を転送する転送部をさらに有することを特徴とする請求項２８に記載のノンコヒーレント軟出力判定器。
【請求項３０】
前記転送部が、前記チャネル推定を、チャネル復号器、等価器、あるいはターボ帰還装置のいずれか一つ選択される装置に転送することを特徴とする請求項２９に記載のノンコヒーレント軟出力判定器。
【請求項３１】
前記第３チャネル推定部が、さらに、複数の決定変数の平均値を求めることにより、得られるチャネル係数を改善する平均化処理部を有することを特徴とする請求項２８ないし３０のいずれか一つに記載のノンコヒーレント軟出力判定器。
【請求項３２】
前記第３チャネル推定部が、さらに、
差動送信ダイバーシティ法の異なるブロック行列の複数の決定変数を補間フィルタ処理することにより、得られるチャネル係数を改善するフィルタ処理部を有することを特徴とする請求項２８ないし３０のいずれか一つに記載のノンコヒーレント軟出力判定器。
【請求項３３】
軟出力判定器のプロセッサ上で動作する際に、請求項１ないし１５に記載のステップを実行するソフトウェアコードを有する、軟出力判定器の内部メモリに直接ロードできるコンピュータプログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】  本発明は無線通信の分野に関し、特に、直交設計（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  ｄｅｓｉｇｎｓ）から差動送信アンテナダイバーシティを軟出力判定する方法および軟出力判定器に関する。
【背景技術】
【０００２】  無線通信において、送信アンテナダイバーシティは、フェージングの影響による障害を緩和する技術として知られている。送信アンテナダイバーシティの１つの態様では、いわゆる「時空間符号」が使用される。時空間符号では、通常、受信機側がチャネル係数を把握する必要がある。送信チャネルの推定により、チャネル係数を把握することができる。【０００３】  しかし、送信チャネルの推定は、多重入力多重出力（ＭＩＭＯ）無線通信システムにおける重要な課題である。なぜなら、複数のサブチャネルを推定しなければならないうえに、パイロットシンボルのエネルギーを複数の送信アンテナに配分しなければならないからである。【０００４】  この課題について、時空間ユニタリ変調（ＵＳＴＭ）法に基づく差動送信ダイバーシティ法が、「差動時空間ユニタリ変調、Ｂ．Ｈｏｃｈｗａｌｄ、Ｗ．Ｓｗｅｌｄｅｎ、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、４８巻（１２号）、２０４１−２０５２頁、２０００年１２月」および「差動時空間変調、Ｂ．Ｌ．Ｈｕｇｈｅｓ、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｔｈｅｏｒｙ、４６巻（７号）、２５６７−２５７８頁、２０００年１１月」に提案されている。しかし、これらの提案に対して、実際に送信されるシンボルは、必ずしも直交設計を構成しない。【０００５】  また、いわゆる「直交設計」に基づくうえにチャネル推定を必要としない差動送信ダイバーシティ法が、「送信ダイバーシティの差動判定法、Ｖ．Ｔａｒｏｋｈ、Ｈ．Ｊａｆａｒｋｈａｎｉ、ＩＥＥＥ  Ｊｏｕｒｎａｌ  ｏｎ  Ｓｅｌｅｃｔｅｄ  Ａｒｅａｓ  ｉｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、１８巻（７号）、１１６９−１１７４頁、２０００年７月」に２つの送信アンテナについて提案され、さらに一般化されて「直交設計からの多重送信アンテナ差動判定、Ｈ．Ｊａｆａｒｋｈａｎｉ、Ｖ．Ｔａｒｏｋｈ、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｔｈｅｏｒｙ、４７巻（６号）、２６２６−２６３１頁、２００１年９月」に３以上の送信アンテナについて提案されている。これまでに提案された差動送信ダイバーシティ法によるこの種類の出力判定器は、送信ビットの硬判定のみをおこう。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】  軟出力判定器が利用できる程度は、受信機側における送信チャネル特性の把握の程度、あるいは、多重シンボル検出法に依存する。すなわち、時間変動するチャネルから多量の送信シンボルブロックを受信すると、計算量が増大して処理に遅延が生じ、また、信号劣化を招くと考えられている。【０００７】  上記を鑑み、本発明の課題は、直交設計からの差動送信アンテナダイバーシティ法において、軟出力判定をおこなうことである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】  本発明によれば、この課題は、差動送信アンテナダイバーシティにおけるノンコヒーレント軟出力判定法によって解決される。まず、決定変数を決定するために、多重入力多重出力チャネルが、差動送信ダイバーシティ法を使用して、少なくとも１つの単一入力単一出力チャネルに変換される。次に、生成された決定変数に基づいて、送信された情報ビットの対数尤度比が求められ、軟出力ビット判定がその信頼度情報とともに出力される。
本発明によれば、この課題は、差動送信アンテナダイバーシティを直交設計からノンコヒーレント軟出力判定する方法によって解決される。
まず、決定変数を決定するために、差動送信ダイバーシティ法を使用して、多重入力多重出力チャネルが、少なくとも１つの等価な単一入力単一出力チャネルに変換される。次に、信頼度情報を伴う軟出力ビット判定を出力するために、生成された決定変数に基づいて、送信情報ビットの対数尤度比が決定される。【０００９】  本発明は、多重入力多重出力チャネルモデルを単一入力単一出力チャネルモデルに変換することにより、直交設計からの軟出力判定メカニズムを差動送信ダイバーシティ法にも効果的に適用できる点で重要であり、かつ優れている。【００１０】  また、対数尤度比を使用した軟出力ビット判定出力により、例えばエラー訂正復号器等の後段の処理性能が、差動時空間ブロック符号の公知の硬出力判定器と比較して、格段に向上する点で、本発明は優れている。差動送信ダイバーシティ法のある特性、すなわち、複数の入力ビットが送信機側でマッピングされるところの差動送信ダイバーシティ法の配置点が単位長をとるという特性に基づき、軟出力判定に対数尤度比を利用できる。【００１１】  また、本発明では、多重入力多重出力チャネルを把握することなく軟出力判定をおこなうことができる。すなわち、受信機側でチャネル推定法を使用することなく、軟出力判定をおこなうことができる。したがって、本発明は、計算量が少ないという点で優れている。【００１２】  本発明の好適実施形態によれば、多重入力多重出力チャネルの線形表示に基づいて、多重入力多重出力チャネルモデルが単一入力単一出力表示に変換される。多重入力多重出力チャネルが線形表示されているので、差動送信ダイバーシティ法の受信した２つの直交設計から受信ベクトルを生成し、生成された受信ベクトルから２つの決定変数を適切に計算することができる。【００１３】  本発明のこの好適実施形態では、軟出力判定のために使用する、受信直交設計が非常に小数である（例えば２）点で優れている。したがって、少ない計算量、かつ、少ない遅延で、軟出力判定がおこなわれる。また、多重入力多重出力送信チャネルの時間変動は、実質上、軟出力判定の性能に影響を及ぼさない。【００１４】  本発明の別の好適実施形態によれば、対数尤度比の対数和最大化近似を使用して、送信情報ビットの対数尤度比が決定される。【００１５】  本発明のこの好適実施形態では、チャネル推定を必要としない。しかし、未知の因子（すなわち、伝送中に重畳される雑音分散）によりスケーリングされた軟出力判定を出力する。
この雑音分散は１フレーム（すなわち、エラー訂正符号の１ブロック）の間一定であると仮定できるので、例えば外部ビタビ型チャネル復号器の性能が劣化することはない。また、本発明のこの好適実施形態は、外部復号器からのターボ帰還に制限を加えないうえに、その性能をさらに向上させる。【００１６】  本発明の別の好適実施形態によれば、多重入力多重出力チャネルを単一入力単一出力チャネルに変換の後、送信機側で差動送信ダイバーシティ法に挿入されるトレーニングシンボルに基づく単一入力単一出力チャネル推定法が使用される。【００１７】  上述のようにチャネル推定法をまったく使用することなく、本発明を実装することができる。さらに、本発明のこの好適実施形態によれば、軟出力判定処理中に情報を追加して生成することができ、この追加された情報は、例えば、チャネル復号、等価処理、あるいは、ターボ帰還等の後段の処理で特に役立つことがある。単一入力単一出力チャネル推定は多重入力多重出力チャネル推定よりも格段に計算量が少ないので、単一入力単一出力チャネル推定では、必要とするトレーニングシンボルがより少数で足りるうえに、標準的推定法を使用して推定をおこなうことができる．【００１８】  本発明の別の好適実施形態では、有効な単一入力単一出力チャネル係数の推定値を、定数値として、より好ましくは、送信アンテナ数に受信アンテナ数を乗じた積として導出することが提案されている。【００１９】  第１に、本発明のこの好適実施形態は、トレーニングシンボルを単一入力単一出力チャネル推定に使用することおよびその処理負荷を回避できる点で優れている。また、本発明のこの好適実施形態は、高度なダイバーシティ、すなわち、送信アンテナ数と受信アンテナ数が膨大な場合に特に適している点で優れている。【００２０】  本発明の別の好適実施形態によれば、決定変数を、多重入力多重出力チャネル表示に等価な単一入力単一出力チャネル表示への変換出力値として、より好ましくは、決定変数の絶対値の２乗和平方根として生成し、この生成された決定変数から、有効な単一入力単一出力チャネル係数の推定値を導出することが提案されている。複数の決定変数の平均を取ること、あるいは、複数の決定変数を補間フィルタ処理することにより、推定値をさらに改善することがより好ましい。【００２１】  本発明のこの好適実施形態は、軟出力判定のために生成された決定変数を使用することにより、例えばチャネル復号、等価処理、あるいは、ターボ帰還等の後段の処理をごく限られた計算量でおこなうことができるように改善する点で優れている。【００２２】  本発明の別の実施形態によれば、軟出力判定器の内部メモリに直接ロードできるコンピュータプログラムが提供される。このコンピュータプログラムは、軟出力判定器のプロセッサで実行される際に、本発明に係る軟出力判定法を実行するソフトウェアコードを含んでいる。【００２３】  したがって、本発明は、本発明に係る方法をコンピュータ／プロセッサシステムに実装する方法も提供する。すなわち、このように実装されることにより、コンピュータシステムあるいは、より具体的には、例えば、軟出力判定器に含まれるプロセッサで使用されるコンピュータプログラ��が提供される。【００２４】  本発明の機能を画定するコンピュータプログラムは、例えばプロセッサやコンピュータ入出力装置により読出可能なＲＯＭやＣＤ  ＲＯＭディスク等の読出専用メモリ装置等の読出専用記録媒体に永久に記録された情報、書込可能な記録媒体、すなわち、フロッピーディスク、ハードディスクドライブに記憶された情報、あるいはＬＡＮ、電話網、インターネット、あるいはそのほかの装置等の通信媒体を介してコンピュータ／プロセッサに伝える情報を含み、これらに限定されない多様な形態でコンピュータ／プロセッサに提供できる。なお、本発明にかかる概念を実装するプロセッサ読取可能な命令を担っているとき、これらの媒体は、本発明の別の実施形態を表す。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２５】  以下、図面を参照して、本発明のベストモードおよび好適実施形態を説明する。
まず、本発明を良く理解できるように、軟出力判定の下敷きとなる基本概念について説明する。【００２６】                                チャネルモデル
図１は、本発明に係る、フェージング特性が平坦な多重入力多重出力チャネルモデルの概念図を示す。
図１に示すように、フェージング特性が平坦な多重入力多重出力（ＭＩＭＯ）チャネルは、ｎＴ本の送信アンテナおよびｎＲ本の受信アンテナからなるシステムにより記述される。
2006515480.tif 000003
て受信アンテナｊが観測する値は、次式で与えられる。
2006515480.tif 000004
【００２７】  なお、図１は、送信ダイバーシティ法を以下に説明するために、周波数特性が平坦な多重入力多重出力チャネルを示している。しかし、以下に説明する本発明の異なる実施形態も、周波数特性が選択的な多重入力多重出力チャネルに適用することができる。なお、周波数特性が選択的な多重入力多重出力チャネルは、適切な方法、例えば、直交周波数分割多重アクセス（ＯＦＤＭ）とガードインターバルとを使用することにより、フェージング特性が平坦な複数のチャネルに分解される。【００２８】                  直交設計からの差動時空間ブロック符号化の原理
チャネルモデルの上記説明に続いて、以下、直交設計からの差動時空間ブロック符号化の原理を説明する。【００２９】  直交設計を使用する非差動送信ダイバーシティ法は、直交設計からの差動時空間ブロック符号化の基礎となる。この方法は、例えば「無線通信のための簡単な送信ダイバーシテイ法、Ｓ．Ａｌａｍｏｕｔｉ、ＩＥＥＥ  Ｊｏｕｒｎａｌ  ｏｎ  Ｓｅｌｅｃｔｅｄ  Ａｒｅａｓ  ｏｆ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、Ｓｐｅｃｉａｌ  Ｉｓｓｕｅ  ｏｎ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  ｆｏｒ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、巻１６（号８）、１４５１−１４５８頁、１９９８年」および参考文献に２つの送信アンテナについて提案され、さらに一般化されて「直交設計からの時空間ブロック符号化、Ｖ．Ｔａｒｏｋｈ、Ｈ．Ｊａｆａｒｋｈａｎｉ、Ａ．Ｒ．Ｃａｌｄｅｒｂａｎｋ、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｔｈｅｏｒｙ、巻４５（号５）、１４５６−１４６７頁、１９９９年６月」およびその参考文献に３以上の送信アンテナについて提案されている。【００３０】  送信ダイバーシティの種類によらず、送信中、情報ソースは、変調器への入力ビット系列を生成する。変調器は、異なる入力ビットを所定の変調法（例えば、８位相変調法）の異なる配置点にマッピングする。非差動型送信ダイバーシティでは、生成される配置点は、いわゆる「直交設計」を生成する基礎となる。これは、次の行列で表すことができる。
2006515480.tif 000005
【００３１】  ここで、直交設計の列数ｎＴは送信アンテナ数に、行数Ｐは送信に使用するタイムスロット数に相当する。先に概略を説明したように、直交設計の要素は、変調配置法の要素およびその複素共役、ならびにこれらの線形結合である。【００３２】  時空間ブロック符号化とは、したがって、変調配置法の所定数の配置点から直交設計の要素を生成することを意味する。直交設計の同一行要素は、対応する数の送信アンテナから同時に送信される。また、直交設計の同一列要素は、連続するタイムスロットで、同一の送信アンテナから送信される。【００３３】  したがって、直交設計の列が時間を、直交設計の行が空間を表す。直交設計の直交性により、受信機側では、単純な線形結合により、受信ダイバーシティが可能となる。【００３４】  上記観点から、直交設計に基づく差動送信ダイバーシティ法が、「送信ダイバーシティの差動判定法、Ｖ．Ｔａｒｏｋｈ、Ｈ．Ｊａｆａｒｋｈａｎｉ、ＩＥＥＥ  Ｊｏｕｒｎａｌ  ｏｎ  Ｓｅｌｅｃｔｅｄ  Ａｒｅａｓ  ｉｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、１８巻（７号）、１１６９−１１７４頁、２０００年７月」および参考文献に２つの送信アンテナについて提案され、さらに一般化されて「直交設計からの多重送信アンテナ差動判定、Ｈ．Ｊａｆａｒｋｈａｎｉ、Ｖ．Ｔａｒｏｋｈ、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｔｈｅｏｒｙ、４７巻（６号）、２６２６−２６３１頁、２００１年９月」および参考文献に３以上の送信アンテナについて提案されている。【００３５】  図２は、（ｎＴ＝２）本の送信アンテナについての差動時空間ブロック符号を使用した、差動送信ダイバーシティ法の直交設計からの復号器の概念図を示す。【００３６】  図２に示すように、差動送信ダイバーシティは、同一の直交設計内で送信されるビットｕｋ＝（ｕｋ，ｌ，．．．，ｕｋ，２．ｌｏｇ２（Ｍ））の複素配置点ＡｋおよびＢｋへのマッピングに依存する。以下、このマッピングを符号行列とも称す。あるタイムスロットから送信されるベクトル（ｘ２ｔ＋２  ｘ２ｔ＋１）の長さは単位長であり、式（１）が成立する。
｜ｘ２ｔ＋２｜２＋｜ｘ２ｔ＋１｜２＝１            …（１）
なお、受信機側における差動判定の都合から、この制約が導入されている。ビットの配置点へのマッピングは、まず、式（２）で表される配置点をとるＭ−ａｒｙ位相変調（ＰＳＫ）配置から始めて、式（３）の演算によりおこなうことができる。
2006515480.tif 000006
参照シンボルｄ（０）は、Ｍ−ａｒｙ  ＰＳＫ配置からランダムに選択することができる。ｌｏｇ２（Ｍ）ビットが、任意のマッピング、例えば、Ｇｒａｙマッピングにしたがって、ＰＳＫ配置点ｄ２ｔ＋１とｄ２ｔ＋２の各々にマッピングされるので、配置点ＡｋとＢｋは、２ｌｏｇ２（Ｍ）ビットにより決定される。このマッピングの重要な特性は、ベクトル［Ａｋ，Ｂｋ］の長さが単位長であり、式（４）が成立することである。
｜Ａｋ｜２＋｜Ｂｋ｜２＝１            （４）【００３７】  差動送信ダイバーシティでは、参照時空間ブロック符号行列、あるいは等価な参照直交設計が、例えば２つの送信アンテナと２つのタイムスロットにまたがる送信に対して式（５）の行列で与えられる直交設計が、最初に送信される。
2006515480.tif 000007
参照直交設計は、Ｍ−ａｒｙ  ＰＳＫ配置にある任意のシンボルｘ１とｘ２とを含むので、最初のビットを符号化するために、先行行列、すなわち参照符号行列を参照することができる。【００３８】  時空間ブロック符号マッパで、情報を担う後続のシンボルは、式（６）から求まる。
2006515480.tif 000008
【００３９】  式（６）に示すように、多重入力多重出力チャネルを介して直交設計が送信されるので、受信機側において単純に加算することにより、異なるアンテナから同時に送信された送信シンボルを分離することができる。【００４０】            直交設計からの差動送信アンテナダイバーシティの軟出力判定
軟出力判定器の基本構成と動作
以下、図３〜図９を参照して、直交設計からの差動送信アンテナダイバーシティの軟出力判定を説明する。【００４１】  まず、図３は、本発明に係る、直交設計からの差動送信アンテナダイバーシティの軟出力判定器１０の概念図を示す。本発明に係る軟出力判定器１０は、ノンコヒーレント型である。すなわち、判定器の動作に、チャネル推定法を使用する必要はない。
図３に示すように、本発明に係る軟出力判定器１０は、チャネルモデル変換部１２と、軟デマッピング部１４とを備える。【００４２】  図４は、軟出力復号器（図３に示す）の動作フローチャートを示す。
図４に示すように、決定変数を決定するために、変換部１２は、多重入力多重出力チャネルを等価な単一入力単一出力チャネルに変換する（ステップＳ１０）。多重入力多重出力チャネルモデルから単一入力単一出力チャネルモデルへの変換は、軟出力判定メカニズムの効率的な利用の基礎となるとともに直交設計からの差動送信ダイバーシティ法の基礎にもなる。【００４３】  図４に示すように、信頼度情報を伴う軟出力ビット判定を出力するために、軟デマッピング部１４は、生成された決定変数に基づいて送信情報ビットの対数尤度比を決定する（ステップＳ１２）。なお、本発明のフレームワーク全体にわたってチャネル推定法が説明されているが、軟出力判定の出力にはチャネル推定法自体の使用を必要としない。
以下、その詳細を説明する。【００４４】  また、軟デマッピング部１４により、対数尤度比を使用して軟出力ビット判定が出力されると、例えば、エラー訂正復号器等の後段の判定の性能が、時空間ブロック符号化の公知技術である硬出力判定器と比較して、格段に向上する。【００４５】  軟出力判定に対数尤度比が利用できることは、差動送信ダイバーシティ法の特性、すなわち、複数の入力ビットが送信機側でマッピングされる差動送信ダイバーシティ法の配置点が単位長であるという特性に基づいている。【００４６】                                変換部の構成と動作
本発明に係るノンコヒーレント軟出力判定器１０の基本構成を、図３と図４を参照して説明してきた。以降、図５〜図７を参照して、図３に示した変換部１２の詳細を説明する。【００４７】  図５は、変換部１２（図３に示す）の概念図を示す。
図５に示すように、変換部１２は、ベクトル生成器１６、第１決定変数計算部１８、および第２決定変数計算部２０を備える。ベクトル生成器１６の入力端子は受信アンテナに接続している。ベクトル生成器１６の出力端子は、第１決定変数計算部１８および第２決定変数計算部２０に接続している。第１決定変数計算部１８および第２決定変数計算部２０の出力端子は、それぞれ、軟デマッピング部１４の入力端子に接続している。【００４８】  図６は、変換部（図５に示す）の動作フローチャートを示す。【００４９】  図６に示すように、ベクトル生成器１６は、受信アンテナから送信シンボル、すなわち、
2006515480.tif 000009
計算するために、第２決定変数計算部１８に転送される（ステップＳ１８）。最終的に、
2006515480.tif 000010
に出力される。図６には、ステップＳ１６およびステップＳ１８の直列処理を示しているが、本発明では、ステップＳ１６およびステップＳ１８を並列に処理することもできる。【００５０】  このように図５に示すように、変換部１２は、送信シンボルｘ２ｔ−１，ｘ２ｔ，ｘ２ｔ＋１，ｘ２ｔ＋２およびその複素共役をそれぞれ担う、連続した２つの直交設計ｋおよびｋ−１のみの受信を考慮するので、処理の計算量および遅延が少なくなる。【００５１】  以下に説明するように、変換部１２で、多重入力多重出力チャネルモデルから単一入力単一出力表示への変換が、多重入力多重出力チャネルの線形表示に基づいておこなわれる。
2006515480.tif 000011
（ｔ：時間インデックス、ｎＲ：受信アンテナ数、＊：複素共役演算子、ｙｉ（ｊ）：時刻ｉで受信アンテナｊに受信されたシンボル）【００５２】  概略を上述したように、差動時空間ブロック符号化の原理を考慮すれば、これらの受信ベクトルは、式（８）の送信シンボルベクトルに関連している。
2006515480.tif 000012
【００５３】  また、送信シンボルベクトルの伝送中に重畳される雑音は、雑音ベクトルにより、式（９）のように表現できる。
2006515480.tif 000013
【００５４】
2006515480.tif 000014
３）のように表すことができる。
2006515480.tif 000015
【００５５】  式（１１）と式（１２）とから、第１決定変数計算部１８は、式（１４）にしたがって
2006515480.tif 000016
（Ｈ：ベクトルを転置したうえで、ベクトルの全要素にその複素共役演算子＊を作用させる演算子）【００５６】  式（１２）と式（１３）とから、第２決定変数計算部２０は、式（１５）にしたがって
2006515480.tif 000017
【００５７】  なお、式（１４）と式（１５）で得られる雑音分散は、式（１６）で表される。
2006515480.tif 000018
（σ２：実寸法における各受信アンテナにおける雑音分散）【００５８】
2006515480.tif 000019
なお、このビットｕｋはＡｋおよびＢｋ．からのデマッピングにより得ることもできる。【００５９】  しかし、無線通信システムでは、差動時空間ブロック符号は、外部前方誤り訂正符号と連結される。このことが、硬判定を使用する代わりに、本発明が軟出力判定器を提供する理由の一つである。【００６０】  図７は、多重入力多重出力チャネルモデルの変換後における、単一入力単一出力チャネ
2006515480.tif 000020
判定の基礎となる。図７に示すように、概略を上述した動作により、多重入力多重出力送信チャネルは、２つの等価な単一入力単一出力送信チャネルに変換されている。【００６１】                          軟デマッピング部の構成と動作
2006515480.tif 000021
４では、雑音分散およびタップ利得の全ての２重和については、依然として直接利用できない。以下、図８および図９を参照して、この状況に取り組む本発明の別の実施形態を説明する。【００６２】  図８は、図３および図５に示す軟デマッピング部の概念図を示す。
図８に示すように、軟デマッピング部１４は、インターフェース部２２、制御部２４、対数尤度計算部２６、チャネル推定部２８、および、フィルタ処理／平均化処理部３０を備える。【００６３】  本発明の好適実施形態によれば、図８に示すように、対数尤度計算部２６は対数和最大化近似部３２を備える。チャネル推定部２８は、（概略を上述した推定のオプションに相当する）特定の形式のチャネル推定をおこなう異なるサブユニット、すなわち、単一入力単一出力推定部３４、定数値推定部３６、および決定変数推定部３８を備える。【００６４】  図８に示す軟デマッピング部の動作の詳細を説明する前に、まず、動作の理論的背景を以下に説明する。【００６５】  上述の式（４）と式（１６）とを使用し、対数尤度計算部２６は、式（１８）にしたがって、事後確率対数尤度を決定する。
2006515480.tif 000022
（ｋ：時間インデックス、２ｌｏｇ２（Ｍ）次元の送信ビットベクトルｕｋは、差動送信ダイバーシ
2006515480.tif 000023
【００６６】
2006515480.tif 000024
される。【００６７】  本発明の好適実施形態によれば、対数尤度計算部２６は対数和最大化近似部３２を備え、対数和最大化近似部３２は、概略を上述した軟出力判定を効率的におこなう。対数和最大化近似部３２の動作の基礎を、以下に説明する。【００６８】  対数尤度比を近似するために、まず、式（１９）にしたがって式（１８）が変形される。
2006515480.tif 000025
（［Ａ（ｉ），Ｂ（ｉ）］、ｉ∈｛１，．．．，Ｍ｝：差動送信ダイバーシティ法における配置点ベクトル、Ｐａ（ｕｋ，ｌ）：ｕｋ，ｌビットの事前確率、ｕｋ，ｌ＝＋１となる全配置点［Ａ（ｉ），Ｂ（ｉ）］について、分子で、和が取
2006515480.tif 000026
式（１６）にしたがって決定される。＊：複素共役演算子、Ｒｅ：実部演算子、＊：複素共役演算子、Ｒｅ：実部演算子、ｕ（ｉ）：送信ビット判定のためのベクトル候補、Ｔ：転置演算子、Ｌａ：送信ビットのベクトル表示に対応する事前対数尤度ベクトル、例えば、情報ソースの統計から、あるいは、ターボ帰還により知ることができる。）【００６９】  式（１９）は、式（２０）にしたがうヤコブ対数を使用して評価することができる。
2006515480.tif 000027
2006515480.tif 000028
式（２１）は修正項であり、例えばルックアップテーブル法を使用して求めることができる。こうして、本発明に係る式（１９）の対数和最大化近似は、式（２０）の修正項ｆｃを無視することにより、式（２２）にしたがって、決定できる。
2006515480.tif 000029
（差動送信ダイバーシティ法における全配置点［Ａ（ｉ），Ｂ（ｉ）］および＋１の値をとる送信ビットｕｋ，ｌに第１最大値演算子が作用される。差動送信ダイバーシティ法における全配置点［Ａ（ｉ），Ｂ（ｉ）］および−１の値をとる送信ビットｕｋ，ｌに第２最大値演算子が作用される。ｎＴ：送信ダイバーシティを実現するために使用する送信アンテナ数、ｎＲ：ダイバーシティ受信を得るために使用する受信アンテナ数、ｈ（ｉ，ｊ）：時刻ｋにおける送信アンテナｉから受信アンテナｊへのゲイン）【００７０】
2006515480.tif 000030
３および図５に示す変換部１２によっては直接出力されない。
以下、式（２２）を評価する本発明の異なる好適実施形態を説明する。【００７１】                    対数和最大化近似を評価する第１実施形態
図８に示す単一入力単一出力推定部３４でおこなわれる、式（２２）の対数和最大化近
2006515480.tif 000031
標準的推定法を使用する。この方法では、差動符号化の前に、トレーニングシンボルＡｋ，Ｂｋを差動送信ダイバーシティ法に挿入する必要がある。標準的推定法の代表例には、最小平均２乗誤差（ＭＭＳＥ）チャネル推定、あるいは、トレーニング系列を使用する相関チャネル推定がある。しかし、これらは、本発明の範囲を制約しないと考慮すべきである。【００７２】  なお、多重入力多重出力チャネルモデルから単一入力単一出力チャネルモデルに変換されることにより、多重入力多重出力チャネル推定の課題は、標準的推定法を使用可能な単一入力単一出力チャネル推定に還元される。単一入力単一出力チャネル推定は、多重入力多重出力チャネル推定よりも計算量が格段に少ないので、必要とするトレーニングシンボルが少なく、標準的推定法を使用して推定を行うこともできる。また、生成される情報は、例えば、チャネル復号、等価処理、あるいはターボ帰還等の後段の処理で特に役立つことがある。【００７３】                    対数和最大化近似を評価する第２実施形態
図８に示す定数値推定部３６でおこなわれる、式（２２）の対数和最大化近似を評価す2006515480.tif 000032
【００７４】  本実施形態では、１フレームの間、あるいは、これに等価な差動送信ダイバーシティ法の１つの直交設計について、分散が一定であると仮定している。また、本実施形態は、高度なダイバーシティ、すなわち、送信アンテナ数と受信アンテナ数が膨大な場合に特に適している。【００７５】  対数和最大化近似を評価する第２実施形態では、チャネル推定を全くおこなわずに軟出力判定がおこなわれる。例えば軟出力判定を計算するための雑音の評価要件等の要件は、外部前方誤り訂正（ＦＥＣ）復号器で使用されるアルゴリズムに依存する。このことが、チャネル推定を全くおこなわずに軟出力判定をおこなうこの方法の下敷きとなっている。例えばビタビ型復号器が使用される場合には、ビタビ型復号器に与えられる全ての尤度比に対して、その出力は定数因子となるから、雑音分散を推定する必要がない。したがって、その定数因子を任意の定数値に設定することができる。【００７６】  また、ターボ復号法では、Ｍａｘ−Ｌｏｇ  ＭＡＰ（Ｍａｘｉｍｕｍ  ＡＰｏｓｔｅｒｉｏｒｉ）要素のみを作用させていて、ターボ法以外で得られるアプリオリな情報を使用しない限りにおいて、劣化が生じない。このことは、「″ターボ判定″のための軟入力／軟出力アルゴリズムの比較、Ｇ．Ｂａｕｃｈ、Ｖ．Ｆｒａｎｚ、Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ  ｏｎ  Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ（ＩＣＴ）、１９９８年６月」および参考文献に説明されている。【００７７】                      対数和最大化近似を評価する第３実施形態
図８に示す決定変数推定部３８でおこなわれる、式（２２）の対数和最大化近似を評価
2006515480.tif 000033
な単一入力単一出力チャネル係数の推定値に設定される。【００７８】  なお、上記軟出力判定値に加えて、軟デマッピング部１４は、得られるチャネル係数ｈｅの推定値を計算することもできると仮定している。特に、式（１４）、式（１５）、式（４）を使用して、式（２３）の結果から、チャネル係数を求めることができる。
2006515480.tif 000034
2006515480.tif 000035
置換することができる。この置換は、求めるチャネル係数として使用できる。【００７９】  また、対数和最大化近似項を評価する実施形態に関わらず、フィルタ／平均化処理部３０は、図８に示すように、差動送信ダイバーシティ法の異なるブロック行列の複数の決定変数を補間フィルタ処理することにより、あるいは、複数の決定変数の平均値を求めることにより、得られるチャネル係数を改善することができる。【００８０】                            軟デマッピング部の制御
以上、図８を参照して、軟デマッピング部１４の異なる構成要素およびその機能を説明してきた。以下、図９を参照して、これらの構成要素の図８に示す制御部２４による制御を説明する。【００８１】  図９に示すように、まず、制御部２４は、決定変数を受信するために、変換部１２とのデータ交換を調整する（ステップＳ２２）。次に、制御部２４は、対数尤度計算を評価するモード、チャネル推定をおこなうか否か、を決定する（ステップＳ２４）。【００８２】  図９に示すように、チャネル推定をおこなわないときには、制御部は、定数値推定部３６を作動させる（ステップＳ２６）。チャネル推定をおこなうときには、制御部２４は、チャネル推定の種類を決定する（ステップＳ２８）。また、単一入力単一出力チャネル推定が必要なときには、制御部２４は単一入力単一出力推定部を作動させる（ステップＳ３０）。必要としないときには、制御部２４は決定変数推定部３８を作動させる（ステップＳ３２）。【００８３】  図９に示すように、最後に、制御部２４は、軟デマッピング部１４に与えられた入力情報およびチャネル推定部２８により内部で生成された情報に応じて、対数尤度計算部２６あるいは対数和最大化近似部３２を作動させる。図９には示していないが、概略を上述したように、軟出力判定出力をさらに改善するために、制御部２４はフィルタ／平均化処理部３０を作動させることもできる。
【図面の簡単な説明】
【００８４】
【図１】フェージング特性が平坦な多重入力多重出力チャネルモデルの概念図である。
【図２】差動時空間ブロック符号を使用する、直交設計からの差動送信ダイバーシティ法のための復号器の概念図である。
【図３】本発明に係る軟出力判定器の概念図である。
【図４】図３に示す軟出力判定器の動作フローチャートである。
【図５】図３に示す変換部の詳細な概念図である。
【図６】図５に示す変換部の動作フローチャートである。
【図７】多重入力多重出力チャネルモデルにおける、変換後の単一入力単一出力チャネルモデルの概念図である。
【図８】図３および図５に示す軟デマッピング部の概念図である。
【図９】図８に示す軟デマッピング部の制御フローチャートである。
【図１】
2006515480.tif 000067
【図２】
2006515480.tif 000068
【図３】
2006515480.tif 000069
【図４】
2006515480.tif 000070
【図５】
2006515480.tif 000071
【図６】
2006515480.tif 000072
【図７】
2006515480.tif 000073
【図８】
2006515480.tif 000074
【図９】
2006515480.tif 000075
【手続補正書】
【提出日】平成17年10月19日(2005.10.19)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
2006515480.tif 000076
ャネルを等価な単一入力単一出力チャネルに変換するステップと、
2006515480.tif 000077
基づいて、送信情報ビットの対数尤度比を決定するステップと
を有する差動送信アンテナダイバーシティを直交設計からノンコヒーレント軟出力判定する方法において、
2006515480.tif 000078
次式にしたがって受信ベクトルを生成するサブステップと、
2006515480.tif 000079
（ｋ：ベクトルインデックス、ｔ：時間インデックス、ｎＲ：受信アンテナ数、＊：複素共役演算子、ｙｉ（ｊ）：時刻ｉで受信アンテナｊに受信されたシンボル）
2006515480.tif 000080
（Ｈ：ベクトルを転置したうえで、ベクトルの全要素にその複素共役演算子＊を作用させる演算子）
2006515480.tif 000081
にしたがって決定されることを特徴とする方法。
【請求項２】
次式にしたがって、送信情報ビットの尤度比が決定されることを特徴とする請求項１に記載の方法。
2006515480.tif 000082
（ｋ：時間インデックス、２ｌｏｇ２（Ｍ）次元の送信ビットベクトルｕｋは、差動送信ダイバーシ
2006515480.tif 000083
軟出力）
【請求項３】
2006515480.tif 000084
頼度情報が決定されることを特徴とする請求項２に記載の方法。
【請求項４】
送信情報ビットの対数尤度比が、対数尤度比の対数和最大化近似を使用して決定されることを特徴とする請求項１ないし３のいずれか一つに記載の方法。
【請求項５】
次式にしたがって送信情報ビットの対数尤度比の対数和最大化近似が決定されることを特徴とする請求項４に記載の方法。
2006515480.tif 000085
（［Ａ（ｉ），Ｂ（ｉ）］、ｉ∈｛１，．．．，Ｍ｝：差動送信ダイバーシティ法における配置点ベクトル、差動送信ダイバーシティ法の全配置点［Ａ（ｉ），Ｂ（ｉ）］および「＋１」の値をとる送信ビットｕｋ，ｌ（ｉ）に第１最大値演算子が作用される。差動送信ダイバーシティ法の全配置点［Ａ（ｉ），Ｂ（ｉ）］および
2006515480.tif 000086
チャネルにおける付加的雑音の雑音分散の指標、ｎＴ：送信ダイバーシティを実現するために使用する送信アンテナ数、ｎＲ：ダイバーシティ受信を得るために使用する受信アンテナ数、ｈ（ｉ，ｊ）：時刻ｋにおける送信アンテナｉから受信アンテナｊへのゲイン；＊：複素共役演算子；Ｒｅ：実部演算子、ｕ（ｉ）：送信ビット判定のためのベクトル候補、Ｔ：転置演算子、Ｌａ：送信ビットのベクトル表示に対応する事前対数尤度ベクトル）
【請求項６】
2006515480.tif 000087
をさらに有することを特徴とする請求項５に記載の方法。
【請求項７】
差動符号化の前に、差動送信ダイバーシティ法に挿入されるトレーニングシンボルを使用して、前記単一入力単一出力チャネル推定をおこなうことを特徴とする請求項６に記載の方法。
【請求項８】
2006515480.tif 000088
とを特徴とする請求項５に記載の方法。
【請求項９】
2006515480.tif 000089
５に記載の方法。
【請求項１０】
2006515480.tif 000090
ャネルを等価な単一入力単一出力チャネルに変換する変換部と、
2006515480.tif 000091
基づいて、送信情報ビットの対数尤度比を決定する軟デマッピング部と
を有する
直交設計から差動送信アンテナダイバーシティをノンコヒーレント軟出力判定器において、
前記変換部が、
次式にしたがって受信ベクトルを生成するベクトル生成部と、
2006515480.tif 000092
（ｋ：ベクトルインデックス、ｔ：時間インデックス、ｎＲ：受信アンテナ数、＊：複素共役演算子、ｙｉ（ｊ）：時刻ｉで受信アンテナｊに受信されたシンボル）
2006515480.tif 000093
（Ｈ：ベクトルを転置したうえで、ベクトルの全要素にその複素共役演算子＊を作用させる演算子）
2006515480.tif 000094
を有することを特徴とするノンコヒーレント軟出力判定器。
【請求項１１】
前記軟デマッピング部が、次式にしたがって、送信情報ビットの尤度比を決定する対数尤度部を有することを特徴とする請求項１０に記載のノンコヒーレント軟出力判定器。
2006515480.tif 000095
（ｋ：時間インデックス、２ｌｏｇ２（Ｍ）次元の送信ビットベクトルｕｋは、差動送信ダイバーシ
2006515480.tif 000096
軟出力）
【請求項１２】
前記軟デマッピング部が、
2006515480.tif 000097
て前記信頼度情報を決定するビット判定部を
有することを特徴とする請求項１１に記載のノンコヒーレント軟出力判定器。
【請求項１３】
前記軟デマッピング部が、対数尤度比の対数和最大化近似を使用して送信情報ビットの対数尤度比を決定する対数和最大化近似部を有することを特徴とする請求項１０ないし１２のいずれか一つに記載のノンコヒーレント軟出力判定器。
【請求項１４】
前記対数和最大化近似部が、次式にしたがって送信情報ビットの対数尤度比の対数和最大化近似を決定することを特徴とする請求項１３に記載のノンコヒーレント軟出力判定器。
2006515480.tif 000098
（［Ａ（ｉ），Ｂ（ｉ）］、ｉ∈｛１，．．．，Ｍ｝：差動送信ダイバーシティ法の配置点ベクトル、差動送信ダイバーシティ法の全配置点［Ａ（ｉ），Ｂ（ｉ）］および「＋１」の値をとる送信ビットｕｋ，ｌ（ｉ）に第１最大値演算子が作用される。差動送信ダイバーシティ法の全配置点［Ａ（ｉ），Ｂ（ｉ）］および「−１」の
2006515480.tif 000099
における付加的雑音の雑音分散の指標、ｎＴ：送信ダイバーシティを実現するために使用する送信アンテナ数、ｎＲ：ダイバーシティ受信を得るために使用する受信アンテナ数、ｈ（ｉ，ｊ）：時刻ｋにおける送信アンテナｉから受信アンテナｊへのゲイン、＊：複素共役演算子、Ｒｅ：実部演算子、ｕ（ｉ）：送信ビット判定のためのベクトル候補、Ｔ：  転置演算子、Ｌａ：送信ビットのベクトル表示に対応する事前対数尤度ベクトル）
【請求項１５】
2006515480.tif 000100
の値を推定する第１推定部を有することを特徴とする請求項１４に記載のノンコヒーレント軟出力判定器。
【請求項１６】
差動符号化の前に、前記第１推定部が、差動送信ダイバーシティ法に挿入されるトレーニングシンボルを使用して、前記単一入力単一出力チャネル推定をおこなうことを特徴とする請求項１５に記載のノンコヒーレント軟出力判定器。
【請求項１７】
2006515480.tif 000101
２チャネル評価部を有することを特徴とする請求項１５に記載のノンコヒーレント軟出力判定器。
【請求項１８】
前記軟デマッピング部が、
2006515480.tif 000102
の値と推定する第３評価部を有することを特徴とする請求項１４に記載のノンコヒーレント軟出力判定器。
【請求項１９】
軟出力判定器のプロセッサ上で動作する際に、請求項１ないし９のいずれか一つに記載のステップを実行するソフトウェアコードを有する、軟出力判定器の内部メモリに直接ロードできるコンピュータプログラム。
【手続補正書】
【提出日】平成17年12月14日(2005.12.14)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００５
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００５】
また、いわゆる「直交設計」に基づくうえにチャネル推定を必要としない差動送信ダイバーシティ法が、「送信ダイバーシティの差動判定法、V. Tarokh、H. Jafarkhani、IEEE Journal on Selected Areas in Communications、１８巻（７号）、１１６９−１１７４頁、２０００年７月」に２つの送信アンテナについて提案され、さらに一般化されて「直交設計からの多重送信アンテナ差動判定、H. Jafarkhani、V. Tarokh、IEEE Transactions on Information Theory、４７巻（６号）、２６２６−２６３１頁、２００１年９月」に３以上の送信アンテナについて提案されている。これまでに提案された差動送信ダイバーシティ法によるこの種類の出力判定器は、送信ビットの硬判定のみをおこう。
また、国際公開WO０２／０５２７７３Ａ１号公報には、符号化されるＭ−ＰＳＫシンボルから直交化行列および正規化因子にしたがって連続する時空間シンボルブロックを生成する差動ブロック符号器が記載されている。無線通信システムの複数のアンテナから送信される差動符号化された時空間出力ブロックは、時空間ブロック符号器から出力される各時空間ブロックに、各々に先行する差動符号化された時空間出力ブロックを乗じることにより生成される。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００８
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００８】
本発明によれば、この課題は、差動送信アンテナダイバーシティを請求項１の特徴を有する直交設計からノンコヒーレント軟出力判定する方法によって解決される。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１２
【補正方法】削除
【補正の内容】
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１３
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００１３】
また、本発明は、軟出力判定のために使用する、受信直交設計が非常に小数である（例えば２）点で優れている。したがって、少ない計算量、かつ、少ない遅延で、軟出力判定がおこなわれる。また、多重入力多重出力送信チャネルの時間変動は、実質上、軟出力判定の性能に影響を及ぼさない。
【国際調査報告】
2006515480.tif 000103
2006515480.tif 000104
2006515480.tif 000105