(57)【要約】この発明は指向特性を有する補聴器に関し、少なくとも２個の離間する入力トランスデューサ（１６、１８）を備え、トランスデューサ雑音、風雑音、補聴器の周囲に位置する音源から発する音、クリップ信号やスルーレート制限信号（ｓｌｅｗ ｒａｔｅ ｌｉｍｉｔｔｅｄ ｓｉｇｎａｌｓ）等の歪み信号といったようなトランスデューサ信号のタイプが判断（決定）されるとともに、トランスデューサ・マッチング、フィルタリング、信号の組合せ等の補聴器における信号処理が、判断（決定）された信号のタイプにしたがって行なわれる。たとえば、少なくとも１個の入力トランスデューサ信号が雑音または歪みによって支配されている場合には指向特性が全指向特性に切り換えられ、および／または少なくとも１個の入力トランスデューサ信号が雑音または歪みによって支配されている間は入力トランスデューサの適応整合（ａｄａｐｔｉｖｅ ｍａｔｃｈｉｎｇ）が保留される。
2004511153.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
音響入力信号をそれぞれの第１および第２の入力トランスデューサ信号（１６、１８）に変換する第１および第２の入力トランスデューサ（１２、１４）と、
前記第１の入力トランスデューサ信号（１６）に接続される第１の入力部（２２）と、前記第２の入力トランスデューサ信号（１８）に接続される第２の入力部（２４）とを有し、前記入力信号を処理し、かつ組み合わせることによって第３の電気信号（３２）を生成する第１の信号処理装置（２０）と、
前記第３の電気信号（３２）を音響出力信号に変換する出力トランスデューサ（３４）と、
非相関の第１および第２の処理装置入力信号（１６、１８）を検出するとともに、前記検出に応答して第１の制御信号（４６）を生成し、補聴器における信号処理が前記検出に適合できうるようにする相関検出器（４４）と
を備えた補聴器。
【請求項２】
前記相関検出器（４４）が、第１の信号レベルを検出する第１の信号レベル検出器（２０２）を備えている請求項１に記載の補聴器。
【請求項３】
前記相関検出器（４４）が、第２の信号レベルを検出する第２の信号レベル検出器（２０４）を備えている請求項１に記載の補聴器。
【請求項４】
前記相関検出器（４４）が、前記第１および第２の信号に由来する信号の相互相関値を計算するように構成された第２の信号処理装置（１００）を備えた、請求項１から３のいずれか一項に記載の補聴器。
【請求項５】
前記第１の制御信号（４６）が、前記第１の信号処理装置（２０）に接続され、前記第１の信号処理装置が前記第１および第２の処理装置入力信号を組み合わせるやり方を制御する、請求項１から４のいずれか一項に記載の補聴器。
【請求項６】
前記第１の信号処理装置（２０）は、前記第１および第２の処理装置入力信号を組み合わせて、全指向性音受信にする、請求項５に記載の補聴器。
【請求項７】
前記第２の処理装置（１００）は、前記相互相関値ｒ０を下式により定義される値ｒの近似値または推定値として計算するようになっており、
【数１】
2004511153.tif 000005
ここで、Ｘは前記第１の信号に由来するサンプル信号であり、Ｙは前記第２の信号に由来するサンプル信号であり、Ｎはサンプル数である、請求項４から６のいずれか一項に記載の補聴器。
【請求項８】
前記信号ＸおよびＹは、１ビット・ワードにディジタル化されている、請求項７に記載の補聴器。
【請求項９】
前記相関値ｒ０が、符号（Ｘ）＝符号（Ｙ）である場合に所定の値Δ１が総和に加算され、符号（Ｘ）≠符号（Ｙ）である場合に所定の値Δ２が総和に加算される移動総和として計算される、請求項４から８のいずれか一項に記載の補聴器。
【請求項１０】
Δ１は１に等しく、Δ２は０に等しい、請求項９に記載の補聴器。
【請求項１１】
適応整合回路（２６）をさらに備え、この適応整合回路は、前記第１および第２の入力トランスデューサ信号（１６、１８）にそれぞれ接続される第１および第２の入力部（３６、３８）と、前記第１および第２の処理装置入力部（２２、２４）にそれぞれ接続される第１および第２の出力部（４０、４２）とを備え、振幅および位相応答における差の判断に応答して、前記第１および第２の出力信号（２８、３０）の振幅および位相応答を修正し、前記第１および第２の出力信号（２８、３０）の振幅および位相応答が実質的に同一になるようにするものであり、前記相関検出器（４４）は、非相関信号が検出されると適応整合を抑制する前記適応整合回路（２６）に接続され、第２の制御信号（４８）を生成するものである、請求項１から１０のいずれか一項に記載の補聴器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【技術分野】
この発明は、少なくとも２個の離間する入力トランスデューサを備えた指向特性を有する補聴器に関する。
【０００２】
【従来技術】
２個の入力トランスデューサを備え、指向特性を有する補聴器は、従来技術において周知である。この種の補聴器に特定の角度で入射する音波は、入力トランスデューサ間の距離と音速と入射角とによって規定される到着時間差を伴って２個の入力トランスデューサにより受信される。これらの２個の入力トランスデューサの出力信号が組み合わされて、補聴器の指向特性が形成される。音波を最初に受信する入力トランスデューサの出力信号を、対応する音波の到着時間差に等しい時間だけ遅延させた上で、他方の入力トランスデューサの出力信号から減算すると、２つの出力信号は互いに相殺し合う。このため、問題の受信角において補聴器の指向特性にノッチ（ｎｏｔｃｈ） がつくられる。入力トランスデューサ信号の遅延を、上記の減算の前に調節（調整）することにより、これに応じて指向特性におけるノッチの角位置を調節（調整）することができる。
【０００３】
また、補聴器の周囲の音源に由来する減算対象の信号、すなわちトランスデューサ信号は、相関信号であり、その周波数応答は、６ｄＢ／オクターブの正勾配を有することも周知である。このため、相関信号については低周波数が減衰する一方で、非相関信号についてはそれが行なわれず、すなわちトランスデューサ雑音（ノイズ）も風雑音（ノイズ）も減衰しない。したがって、従来技術の指向性補聴器では、全指向性（ｏｍｎｉｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ）補聴器と比べて信号対雑音比（Ｓ／Ｎ比）が低くなっている。
【０００４】
ノッチの形成には、２個の入力トランスデューサが同一であること、すなわち感度や位相応答等についての同一のパラメータを有することが必要である。一般に、同一に製造された入力トランスデューサは、約６ｄＢの感度差と約１０°の位相差とを示す。これほどの大きさの位相差および感度差を有する入力トランスデューサを用いて指向特性を得ることはできない。対になる入力トランスデューサを選択することによって、感度差を０．５ｄＢまで、位相差を２°まで減じることができるが、それでも依然として指向特性におけるノッチの形成には至り得ない。さらに、古くなることによって、これらの差が経時的に増大しかねない。
【０００５】
国際特許出願 ＷＯ ０１／１０１６９ において、入力トランスデューサの適応整合（ａｄａｐｔｉｖｅ ｍａｔｃｈｉｎｇ）を有する補聴器が開示されている。この開示によれば、感度および位相応答における差は、これらの差を連続的に判断（決定）しかつ補償する特別の回路を用いて補償される。これらの差は、入力トランスデューサにより受信される音声（音）信号に基づいて判断（決定）される。いかなる追加の信号も必要とされない。入力トランスデューサを選択する必要がなくなるとともに、各入力トランスデューサの信号を処理する回路間における差および古くなることまたは他の影響によって生成される差が自動的に補償される。
【０００６】
複数個の入力トランスデューサを有する補聴器において、それぞれの入力トランスデューサからの出力信号が、同じ音源から生成されるとは限らない。たとえば、補聴器が静寂環境において動作している場合には、各入力トランスデューサ信号は、それぞれの入力トランスデューサそのものによって発生した雑音しか含まない。このため、この場合は、出力信号は、独立の、したがって非相関の信号源、すなわち個々の入力トランスデューサによって発生する。同様に、補聴器のまわりの気流は乱流であるから、風、すなわち風雑音に応答して２個の入力トランスデューサから発生する信号は相関しない。このため、この場合も、出力信号は、独立の信号源によって発生することになる。さらに、入力トランスデューサ信号は、入力トランスデューサ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器によって高入力レベルでクリップされる。一般に、信号は、入力トランスデューサの感度が異なるため、異なる信号レベルでクリップされ、したがってクリップされた信号も相関せず、独立の信号源によって発生したように見えることがある。
【０００７】
入力トランスデューサ信号が独立の信号源によって発生する場合には、一般に、判断（決定）された位相差および感度差が発生信号における差に支配されてしまい、入力トランスデューサのパラメータにおける差と関係付けられないため、上記の従来技術の入力トランスデューサ整合技術は破綻する。
【０００８】
【発明の開示】
この発明の目的は、従来技術の上記の欠点を克服する、指向特性を有する補聴器を提供することにある。
【０００９】
この目的は、指向特性を有し、トランスデューサ雑音（ノイズ）、風雑音、補聴器の周囲に位置する音源から発生した音、クリップされた信号やスルーレート制限信号（ｓｌｅｗ ｒａｔｅ ｌｉｍｉｔｅｄ ｓｉｇｎａｌｓ） 等の歪み信号といったようなトランスデューサ信号のタイプ（種類）が判断（決定）され、補聴器におけるトランスデューサのマッチング（整合）、フィルタリング、信号の組合せ等の信号処理が前記判断された信号のタイプにしたがって行なわれるようになっている補聴器により達成される。たとえば、少なくとも１つの入力トランスデューサ信号が雑音または歪みにより支配されている場合には、指向特性（ｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃ）が全指向特性（ｏｍｎｉｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃ）に切り換えられ得、および／または少なくとも１つの入力トランスデューサ信号が雑音または歪みにより支配されている間は、入力トランスデューサの適応整合（ａｄａｐｔｉｖｅ ｍａｔｃｈｉｎｇ） が保留されうる。
【００１０】
このように、前記のおよび他の目的は、音響入力信号をそれぞれの第１および第２の入力トランスデューサ信号に変換する第１および第２の入力トランスデューサと、前記第１の入力トランスデューサ信号に接続される第１の入力部と前記第２の入力トランスデューサ信号に接続される第２の入力部とを有し、前記入力信号を処理し、かつ組み合わせることによって第３の電気信号を生成する第１の信号処理装置と、前記第３の電気信号を音響出力信号に変換する出力トランデューサと、非相関の第１および第２の処理装置入力信号を検出するとともに、該検出に応答して第１の制御信号を含む１つまたはそれ以上の制御信号を生成し、トランスデューサ信号処理が前記検出にしたがって行なわれうるようにする相関検出器とを備えた補聴器により達成される。
【００１１】
前記補聴器は、さらに適応整合（ａｄａｐｔｉｖｅ ｍａｔｃｈｉｎｇ） 回路を備えてもよい。この適応整合回路は、前記第１および第２の入力トランスデューサ信号にそれぞれ接続される第１および第２の入力部と、それぞれの前記第１および第２の処理装置入力部にそれぞれ接続される第１および第２の出力部とを備え、振幅および位相応答の差の判断に応じて、前記第１および第２の出力信号の振幅および位相応答を補正（修正）し、その結果として前記第１および第２の出力信号の振幅および位相応答が実質的に同一になるようにに調節（調整）するものであり、前記相関検出器は、前記適応整合回路に接続される第２の制御信号を発生生成し、非相関信号が検出されたときに適応整合を抑制（禁止）する。
【００１２】
前記第１および第２の制御信号は、同一の信号であってもよい。
【００１３】
この発明の本実施例にしたがった補聴器において、トランスデューサ信号が相関（ｃｏｒｒｅｌａｔｅｄ）している場合、たとえばトランスデューサ信号が補聴器の周囲に位置する音源に応答して発生している場合には、感度や位相応答等における差のようなトランスデューサの差が連続的に判断（決定）される。この場合には、補聴器は、トランスデューサ・パラメータにおける変化に連続的に適応するようになる。非相関信号（ｎｏｎ−ｃｏｒｒｅｌａｔｅｄ ｓｉｇｎａｌｓ）が検出された場合、少なくとも１個のトランスデューサ信号が、たとえばトランスデューサ雑音、風雑音（ｗｉｎｄ ｎｏｉｓｅ）、信号クリッピング等により支配されている場合のように、たとえばトランスデューサ信号が非相関信号により支配されている場合には、トランスデューサ・パラメータにおける判断（決定）された差分値の更新は行なわれず、逆に、たとえば、トランスデューサ・パラメータ補償回路は最新の更新された差分値にしたがって設定された状態に保たれる。
【００１４】
相関検出器は、それぞれの入力トランスデューサ信号レベルを検出する１またはそれ以上の信号レベル検出器を備えてもよい。たとえば、第１および第２の制御出力は、検出された信号レベルが、入力トランスデューサ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器の飽和レベルより２ｄＢ低い値等の所定の閾値を上回る場合に、論理「１」にセットされうる。第１および第２の制御出力は、検出された信号レベルが所定の閾値より低い値に戻ると、論理「０」にリセットされうる。レベル検出器は、さらにヒステリシスを有していてもよく、検出された信号レベルが所定の第１の閾値を上回る場合に制御出力はセットされ、検出された信号レベルが第１の閾値より低い所定の第２の閾値を下回る値に戻ると制御出力はリセットされうるようになっていてもよい。
【００１５】
前記信号レベルは、振幅レベル、二乗平均平方根（ｒｏｏｔ ｍｅａｎ ｓｑｕａｒｅ）レベル、パワー・レベル等、またはこれらのレベルとたとえばｄＢの単位で表される対応する基準値との比であってもよい。さらに、このレベルは、特定の周波数範囲内において判断（決定）されうる。
【００１６】
入力トランスデューサ信号を処理する回路のスルーレート制限（ｓｌｅｗ ｒａｔｅ ｌｉｍｉｔａｔｉｏｎ）がこれらの信号を歪まるため、信号レベル検出器には、さらに、信号の急変を検出するスルーレート検出器（ｓｌｅｗ ｒａｔｅ ｄｅｔｅｃｔｏｒｓ） を設けてもよい。信号レベル検出器には、たとえばスルーレート閾値を設け、あるサンプルと次のサンプルとの間における差の絶対値の増加がスルーレート閾値と等しいかそれ以上である場合に、第１の制御出力が、たとえば論理「１」にセットされるようになっていてもよい。
【００１７】
一般に、風雑音（ｗｉｎｄ ｎｏｉｓｅ）は、低い風速でも非常に高レベルのトランスデューサ信号を発生させ、したがって風雑音は一般に前記の信号レベル検出器を用いて検出される。
【００１８】
前記補聴器は、さらに、入力トランスデューサ信号の周波数内容の判断（決定）、たとえば信号のタイプ（種類）の区別を行なう周波数分析器を含みうる。たとえば、風雑音とクリップされた信号とがこれらの信号の周波数内容に基づいて弁別されてもよく、信号処理がそれにしたがって行なわれるようにしてもよい。
【００１９】
さらに、信号レベル検出器を用いて雑音信号のレベルを検出してもよく、一般にトランスデューサ雑音は低レベルの信号である一方で、風雑音は高レベルの信号であるため、これによって風雑音をトランスデューサ雑音から区別することができる。
【００２０】
このように、この発明によれば、少なくとも３種類（タイプ）の信号、すなわちトランスデューサ雑音信号、風雑音信号、および補聴器の周囲に位置する音源からの信号が識別されうる。さらに、クリップされた信号やスルーレート制限信号等といったような歪み信号の種類（タイプ）が識別されうる。
【００２１】
上述のように、トランスデューサ雑音、風雑音および／または信号の歪みにより支配されたトランスデューサ信号は、信号源が互いに実質的に独立しているため、相関しない。補聴器の周囲に位置する特定の音源に応答して発生するトランスデューサ信号の場合は、これとは逆である。トランスデューサ間の距離に起因する到着時間差、およびトランスデューサの差異に起因する差異によってのみこれらの信号の差異が生じ、このような信号は高い相関を有する。このため、この種（タイプ）の信号は、入力トランスデューサ信号の相互相関値の計算によって区別されうる。
【００２２】
この発明のひとつの実施例によれば、相関検出器は、トランスデューサ信号に由来する信号の相互相関値（ｃｒｏｓｓ−ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ ｖａｌｕｅ） を計算するようになっている第２の信号処理装置を備えている。所定の相互相関値範囲内の相互相関値を有する出力トランスデューサ信号は、相関信号として処理される（取扱われる）。
【００２３】
たとえば、相互相関値ｒ０は、下式により定義される値ｒの近似値または推定値として計算されうる。
【数２】
2004511153.tif 000003
ここで、Ｘは第１の信号に由来するサンプル信号であり、Ｙは第２の信号に由来するサンプル信号であり、Ｎはサンプル数である。
【００２４】
ｒは、−１〜１の範囲を持つこと、および同一の信号ＸおよびＹについてはｒ＝１、逆の信号ＸおよびＹについてはｒ＝−１、相互相関（ｍｕｔｕａｌ ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）がない信号についてはｒ＝０となることに注意されたい。
【００２５】
また、零に等しいＤＣ値を有する信号の場合、すなわち上式においてΣＸ＝０およびΣＹ＝０の場合は、上式は簡略化されることにも注意されたい。
【００２６】
この発明の好適な実施例においては、相関値ｒ０は、上式の特に簡単な近似式から計算される。ここでは、信号ＸおよびＹは１ビット・ワードにディジタル化される、すなわち信号ＸおよびＹの符号（ｓｉｇｎ）が上式に挿入される。
【００２７】
相関値ｒ０を移動平均値（ｒｕｎｎｉｎｇ ｍｅａｎ ｖａｌｕｅ） として計算することがさらに好ましく、この計算において、符号（Ｘ）＝符号（Ｙ）の場合に所定の値Δ１が総和に加算され、符号（Ｘ）≠符号（Ｙ）の場合に所定の値Δ２が総和に加算される。たとえば、Δ１＝１かつΔ２＝０ならば、ｒは、ＸとＹとが同一の符号を有する場合に値１の方へと増加し、ＸとＹとが逆の符号を有する場合に１／２の方へと減少する。トランスデューサ雑音や風雑音等の非相関信号は、互いに独立に符号を変化させるので時間の半分は同一の符号を有する。他方、特定の音源に応答して発生する信号は、高い相関を有しており、実質的に常に同じ符号を有する。
【００２８】
この発明のある実施例において、第１の信号処理装置は、第１および第２の電気信号を処理して、たとえば信号レベルの検出や相互相関計算等により非相関信号が検出されると、全指向特性（ｏｍｉｎｉｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃ） を形成するように構成される。第１または第２の信号を第３の信号として選択することにより全指向特性を形成し、これによって信号対雑音比を指向特性に比べて向上させてもよく、または第１および第２の電気信号を平均することにより全指向特性を形成し、これによって信号対雑音比をさらに向上させるとともに、たとえば一方の信号のみがクリップされている場合またはスルーレートが制限されている場合に、クリッピングまたはスルーレート歪みを減少させてもよい。
【００２９】
この発明のさらに他の目的は、この発明をより詳細に説明する以下の説明から当業者に明らかになろう。例として、この発明の好適な実施例を図示および説明する。理解されるように、この発明の他の異なる実施例が可能であるとともに、そのいくつかの詳細は、この発明から逸脱することなしにさまざまな自明の態様において改変されうる。したがって、図面および詳細な説明は、本来的に例示とみなされ、この発明を制限するものとはみなされない。
【００３０】
【実施例】
図面に示されている回路は、ディジタル回路もしくはアナログ回路またはこれらの組合せを用いて実現されうることが当業者には自明であろう。本実施例においては、ディジタル信号処理が用いられ、このため、信号処理回路は、ディジタル信号処理回路からなる。簡単にするために、Ａ／Ｄ変換器およびＤ／Ａ変換器は、図面には示されていない。本実施例において、補聴器の全てのディジタル回路は、単一のディジタル信号処理チップ上に設けてもよく、または複数個の集積回路チップ上に何らかの適切な方法で分散配置してもよい。
【００３１】
図１に、音響入力信号を第１および第２の入力トランスデューサ信号１６、１８にそれぞれ変換する第１の入力トランスデューサ１２および第２の入力トランスデューサ１４を備えた補聴器１０のブロック略図が示されている。これらの入力トランスデューサ信号１６、１８は、Ａ／Ｄ変換器（図示せず）によってディジタル信号に変換される。第１の信号処理装置（信号プロセッサ）２０は、適応整合（ａｄａｐｔｉｖｅ ｍａｔｃｈｉｎｇ） 回路２６を介して、第１の入力トランスデューサ信号１６に接続される第１の入力（部）２２と第２の入力トランスデューサ信号１８に接続される第２の入力（部）２４とを有する。処理装置２０は、処理装置入力信号２８、３０を処理し、かつ組み合わせて、第３の電気信号３２を発生する。出力トランスデューサ３４は、この第３の電気信号３２を音響出力信号に変換する。
【００３２】
適応整合回路２６は、第１および第２の入力トランスデューサ信号１６、１８とそれぞれ接続される第１および第２の入力（部）３６、３８と、第１および第２の処理装置入力部２２、２４に接続される第１および第２の出力（部）４０、４２とを有する。この回路２６は、第１および第２の出力信号２８、３０の振幅よび位相応答を、振幅および位相応答における差の判断（決定）に応じて修正し、第１および第２の出力信号２８、３０の振幅および位相応答が実質的に同一になるように調節（調整）する。
【００３３】
相関検出器４４は、入力トランスデューサ信号１６、１８に接続され、非相関信号の存在を検出するとともに、この検出に応じて第１および第２の制御信号４６、４８を生成し、補聴器における信号処理が上記の検出にしたがって適応しうるようにする。
【００３４】
第１の制御信号４６は、第１の信号処理装置２０に接続されており、第１の信号処理装置が第１および第２の処理装置入力信号２８、３０を組み合わせる方法（態様、やり方）を制御し、たとえば、非相関変換器信号が検出されると、第１および第２の処理装置入力信号２８、３０を組み合わせて全指向性音受信（ｏｍｎｉｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ ｓｏｕｎｄ ｒｅｃｅｐｔｉｏｎ）にする。
【００３５】
第２の制御信号４８は、適応整合回路２６に接続されており、非相関信号が検出されると適応整合を抑制（禁止）する。
【００３６】
適応整合回路２６は、ゲイン調整（節）可能な増幅器５２と直列に接続されたインバータ５０を有し、増幅器５２にはさらに調整（節）可能な遅延５４が直列に接続されている。調節可能な遅延５４の公称（呼び）遅延は、第１の入力トランスデューサ１２と第２の入力トランスデューサ１４との間の距離を音速で割った値に等しいため、補聴器の指向特性は、名目上は、第１の入力トランスデューサ１２から第２の入力トランスデューサ１４にのびる線の方向にノッチ（ｎｏｔｃｈ） を有する。整合制御装置（ｍａｔｃｈｉｎｇ ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ） ３７は、入力トランスデューサ信号１６、１８の振幅および位相における差を判断（決定）するとともに、この判断（決定）に応じて増幅器５２と遅延５４とを調節（整）するので、第１および第２の出力信号２８、３０の振幅および位相応答が実質的に同一になるように調節（整）される。
【００３７】
図２に、この発明による第２の信号処理装置（信号プロセッサ）１００のブロック略図が示されており、これは相関検出器４４内に含まれ、ここでは相関値ｒが移動平均値（ｒｕｎｎｉｎｇ ｍｅａｎ ｖａｌｕｅ）として計算される。信号Ｘ、Ｙは、入力トランスデューサ信号１６、１８、またはこれらの信号１６、１８を帯域フィルタリングしたものであってもよい。信号Ｘ、Ｙは符号ブロック１１０、１２０に入力され、これらのブロックはそれぞれ符号（ｓｉｇｎ）（Ｘ）および符号（ｓｉｇｎ）（Ｙ）を比較器１３０に出力する。符号（Ｘ）＝符号（Ｙ）の場合には、所定値Δ１＝１が加算器１６０において総和（ｓｕｎ） に加算され、符号（Ｘ）≠符号（Ｙ）の場合には、Δ２＝０ が加算器１６０において総和に加算される。低域通過フィルタ１７０は、１０ミリ秒（ｍｓ）等の適切な時間間隔で、加算器１６０から出力される総和の平均をとる。Δ１＝１かつΔ２＝−１の場合は、移動平均値により、ｒにより近い近似値が得られる。
【００３８】
図３は相関検出器４４に含まれる信号レベル検出器２００を示しており、これは、第１の入力トランスデューサ信号１６に接続される第１の信号レベル検出器２０２と、第２の入力トランスデューサ信号１８に接続される第２の信号レベル検出器２０４とを備えている。このレベル検出器２００は、処理装置入力信号２８、３０の一方がＡ／Ｄ変換器（図示せず）の飽和レベル（クリッピング・レベル）よりも約２．５ｄＢ 大きい場合に、制御出力４６を論理「１」に設定する。本実施例では、Ａ／Ｄ変換器は、連続するサンプルに関して０．５ のスルーレート（ｓｌｅｗ ｒａｔｅ） を有するシグマ・デルタ・コンバータ（ｓｉｇｍａ ｄｅｌｔａ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ）である（理論限度：±１）。したがって、あるサンプルと次のサンプルとの間の差の絶対値の増加が、０．３７５以上である場合も、制御出力４６は論理「１」に設定される。
【００３９】
図４は、第１の信号処理装置２０の入力回路４００を示す。制御信号４６が論理「１」であるとき、カウンタ４０２は、３２クロック周期、すなわち１ミリ秒（ｍｓ）で０から１にインクレメントされ、制御信号４６が低下すると、カウンタ４０２は、５１２クロック周期、すなわち１６ミリ秒（ｍｓ）で１から０にデクレメントされる。当業者は、次のことが理解できよう。すなわち、修正された信号２８’、３０’は、カウンタ出力信号４０４が論理「０」であるときには、それぞれの処理装置入力信号２８、３０と同一である。一般に、
2004511153.tif 000004
である。これによって指向特性（ｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃ）から全指向特性（ｏｍｎｉｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃ）への円滑な移行（遷移）およびその逆の円滑な移行が達成されることが理解されよう。第１の信号処理装置２０において、信号２８’、３０’は、総和されて第３の電気信号３２となる。カウンタ出力４０４が１に等しいとき、回路４０６が、信号２８、３０の平均に対応する音響信号が前方から補聴器に入射した場合をシミュレートし、これによって全指向特性が得られることが理解されよう。
【００４０】
また他の実施例において、補聴器の指向特性は、減衰制御パラメータを国際特許出願ＷＯ ０１／０１７３１ に開示されているように調節（整）することによって制御される。
【図面の簡単な説明】
【図１】
この発明にしたがった補聴器のブロック略図である。
【図２】
この発明にしたがった第２の信号処理装置のブロック略図である。
【図３】
レベル検出器のブロック略図である。
【図４】
第１の信号処理装置の入力回路のブロック略図である。
【図１】
2004511153.tif 000006
【図２】
2004511153.tif 000007
【図３】
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【図４】
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【国際公開パンフレット】
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【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
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【手続補正書】
【提出日】平成15年1月3日(2003.1.3)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】特許請求の範囲
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
周囲からの第１および第２の音響入力信号をそれぞれ受信し、これらの音響入力信号をそれぞれの第１および第２の入力トランスデューサ信号（１６、１８）に変換する離隔した第１および第２の入力トランスデューサ（１２、１４）と、
前記第１の入力トランスデューサ信号（１６）を受け取るように接続された第１の入力部（２２）と、前記第２の入力トランスデューサ信号（１８）を受け取るように接続された第２の入力部（２４）とを有し、前記第１および第２の入力部（２２、２４）で受け取った前記入力信号を処理し、かつ組み合わせることによって第３の電気信号（３２）を生成する第１の信号処理装置（２０）と、
前記第３の電気信号（３２）を音響出力信号に変換する出力トランスデューサ（３４）とを備えた補聴器において、
非相関の第１および第２の処理装置入力信号（１６、１８）を前記第１および第２の入力部（２２、２４）で検出するとともに、前記検出に応答して第１の制御信号（４６）を生成する相関検出器（４４）が設けられ、
前記非相関入力信号の検出にしたがって補聴器における信号処理が行なわれるように、前記第１の制御信号が前記第１の信号処理装置に供給されることを特徴とする、
指向特性を有する補聴器。
【請求項２】
前記相関検出器（４４）が、第１の信号レベルを検出する第１の信号レベル検出器（２０２）を備えている請求項１に記載の補聴器。
【請求項３】
前記相関検出器（４４）が、第２の信号レベルを検出する第２の信号レベル検出器（２０４）を備えている請求項１に記載の補聴器。
【請求項４】
前記相関検出器（４４）が、前記第１および第２の信号に由来する信号の相互相関値を計算するように構成された第２の信号処理装置（１００）を備えた、請求項１から３のいずれか一項に記載の補聴器。
【請求項５】
前記第１の制御信号（４６）が、前記第１の信号処理装置（２０）に接続され、前記第１の信号処理装置が前記第１および第２の処理装置入力信号を組み合わせるやり方を制御する、請求項１から４のいずれか一項に記載の補聴器。
【請求項６】
前記第１の信号処理装置（２０）は、前記第１および第２の処理装置入力信号を組み合わせて、全指向性音受信にする、請求項５に記載の補聴器。
【請求項７】
前記第２の処理装置（１００）は、前記相互相関値ｒ０を下式により定義される値ｒの近似値または推定値として計算するようになっており、
【数１】
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ここで、Ｘは前記第１の信号に由来するサンプル信号であり、Ｙは前記第２の信号に由来するサンプル信号であり、Ｎはサンプル数である、請求項４から６のいずれか一項に記載の補聴器。
【請求項８】
前記信号ＸおよびＹは、１ビット・ワードにディジタル化されている、請求項７に記載の補聴器。
【請求項９】
前記相関値ｒ０が、符号（Ｘ）＝符号（Ｙ）である場合に所定の値Δ１が総和に加算され、符号（Ｘ）≠符号（Ｙ）である場合に所定の値Δ２が総和に加算される移動総和として計算される、請求項４から８のいずれか一項に記載の補聴器。
【請求項１０】
Δ１は１に等しく、Δ２は０に等しい、請求項９に記載の補聴器。
【請求項１１】
適応整合回路（２６）をさらに備え、この適応整合回路は、前記第１および第２の入力トランスデューサ信号（１６、１８）にそれぞれ接続される第１および第２の入力部（３６、３８）と、前記第１および第２の処理装置入力部（２２、２４）にそれぞれ接続される第１および第２の出力部（４０、４２）とを備え、振幅および位相応答における差の判断に応答して、前記第１および第２の出力信号（２８、３０）の振幅および位相応答を修正し、前記第１および第２の出力信号（２８、３０）の振幅および位相応答が実質的に同一になるようにするものであり、前記相関検出器（４４）は、非相関信号が検出されると適応整合を抑制する前記適応整合回路（２６）に接続され、第２の制御信号（４８）を生成するものである、請求項１から１０のいずれか一項に記載の補聴器。
【国際調査報告】
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