(57)【要約】本発明は、双方向フライバックコンバータのような双方向フライバックスイッチモード電源（ＳＭＰＳ）およびそれを動作させるための方法に関する。ＳＭＰＳは互いに誘導的に結合された１次巻線と２次巻線とを有するトランスを有し、前記１次巻線はコンバータの電圧入力に結合され且つ前記２次巻線はコンバータの電圧出力に結合され、１次制御ユニットは１次巻線と直列に配置された１次スイッチを有し且つ２次制御ユニットは２次巻線と直列に配置された２次スイッチを有する。１次制御ユニットは入力電圧変動を補償し、２次制御ユニットは２次側における制御出力電力を供給するために適応される。【特許請求の範囲】
【請求項１】
双方向フライバックスイッチモード電源（ＳＭＰＳ）を動作させる方法であって：
コンバータの１次側におけるトランスの１次巻線により１次方向において電流を立ち上げる段階；
前記１次巻線と直列である１次スイッチを開く段階であって、それ故、前記１次巻線に誘導的に結合される前記コンバータの２次側において前記トランスの２次巻線により電流をドライブする、段階；並びに
前記２次巻線が第１方向に電流を流すことを可能にするために、および、続いて、前記第１方向に対して逆である第２方向における前記１次巻線により電流をドライブするように、前記電流が前記第１方向に対して逆である第２方向において前記２次巻線により流れることを可能にするために、前記２次巻線と直列である２次スイッチを制御する段階；
から構成され、
前記２次スイッチは前記２次側において制御された出力電力を供給するためにさらに制御され；並びに
前記１次スイッチは入力電圧変動を補償するためにさらに制御される；
ことを特徴とする方法。
【請求項２】
請求項１に記載の方法であって、前記１次スイッチは循環電力を最小化するためにさらに制御される、ことを特徴とする方法。
【請求項３】
請求項１または２に記載の方法であって、前記１次スイッチは、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）であって、好適には、ＭＯＳＦＥＴを有し、前記スイッチは比較的一定値においてドレイン電圧のバレイを保つことにより入力電圧変動を補償するように制御される、ことを特徴とする方法。
【請求項４】
請求項１または２に記載の方法であって、前記１次スイッチは、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）であって、好適には、ＭＯＳＦＥＴを有し、前記スイッチは入力電圧に依存して前記ドレイン電圧の前記バレイを制御することにより入力電圧変動を補償するように制御される、ことを特徴とする方法。
【請求項５】
請求項４に記載の方法であって、前記電界効果トランジスタはフィードフォワード制御される、ことを特徴とする方法。
【請求項６】
請求項１乃至５何れか一項に記載の方法であって、前記１次スイッチおよび２次スイッチは一方の非アクティブ化と他方のアクティブ化との間のデッドタイムを提供するためにさらに制御される、ことを特徴とする方法。
【請求項７】
請求項１乃至６何れか一項に記載の方法であって、前記２次スイッチの前記制御は前記出力電圧および／または前記出力電流を表す入力信号に基づく、ことを特徴とする方法。
【請求項８】
請求項１乃至７何れか一項に記載の方法であって、前記１次スイッチの前記制御は前記入力電圧を表す入力信号に基づく、ことを特徴とする方法。
【請求項９】
互いに誘導的に結合された１次巻線と２次巻線とを有するトランスであって、前記１次巻線はコンバータの電圧入力に結合され、前記２次巻線は前記コンバータの電圧出力に結合される、トランス；
前記１次巻線と直列に配置された１次スイッチを有する１次制御ユニット；並びに
前記２次巻線と直列に配置された２次スイッチを有する２次制御ユニット；
を有し、
前記１次制御ユニットは入力電圧変動を補償するために適応され、前記２次制御ユニットは２次側における制御出力電力を供給するために適応される；
ことを特徴とする双方向フライバックスイッチモード電源。
【請求項１０】
請求項９に記載の双方向フライバックスイッチモード電源であって、前記１次制御ユニットは、導通チャンネルと制御端子とを有する電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）であって、好適にはＭＯＳＦＥＴを有する、ことを特徴とする双方向フライバックスイッチモード電源。
【請求項１１】
請求項１０に記載の双方向フライバックスイッチモード電源であって、前記１次制御ユニットは比較的一定値において前記ドレイン電圧のバレイを保つことにより入力電圧変動を補償するように前記電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を制御するために適応される、ことを特徴とする双方向フライバックスイッチモード電源。
【請求項１２】
請求項１０に記載の双方向フライバックスイッチモード電源であって、前記入力電圧に依存して前記ドレイン電圧の前記バレイを制御することにより入力電圧変動を補償するように前記電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を制御するために適応される、ことを特徴とする双方向フライバックスイッチモード電源。
【請求項１３】
請求項９乃至１２の何れか一項に記載の双方向フライバックスイッチモード電源であって、前記電源はスイッチモード電力コンバータである、ことを特徴とする双方向フライバックスイッチモード電源。
【請求項１４】
請求項９乃至１３の何れか一項に記載の双方向フライバックスイッチモード電源であって、前記２次制御ユニットは前記出力電圧および／または前記出力電流を表す入力信号を供給される、ことを特徴とする双方向フライバックスイッチモード電源。
【請求項１５】
請求項１４に記載の双方向フライバックスイッチモード電源であって、前記２次制御ユニットはダイオードをさらに有し、前記２次制御ユニットは前記ダイオードが導通しているかどうかを表す入力信号をさらに供給される、ことを特徴とする双方向フライバックスイッチモード電源。
【請求項１６】
請求項９乃至１５の何れか一項に記載の双方向フライバックスイッチモード電源であって、前記１次制御ユニットは前記入力電圧を表す入力信号を供給される、ことを特徴とする双方向フライバックスイッチモード電源。
【請求項１７】
請求項９乃至１６の何れか一項に記載の双方向フライバックスイッチモード電源であって、前記１次制御ユニットはダイオードをさらに有し、前記１次制御ユニットは前記ダイオードが導通しているかどうかを示す入力信号を供給される、ことを特徴とする双方向フライバックスイッチモード電源。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、双方向フライバックコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
用語、スイッチモードコンバータは、ＤＣまたはＡＣ入力を得て、単一または複数のＤＣ出力であって、同一極性または逆極性且つ低電圧または高電圧の出力を供給する回路を説明するために当該分野において従来用いられている。用語、スイッチモード電源（ＳＭＰＳ）はスイッチモードのレギュレータおよびコンバータを説明するための一般的な名称である。一次側のスイッチング素子（例えば、トランジスタ）のスイッチがオフのとき、フライバックＳＭＰＳ回路は、誘導子から出力容量にエネルギーを転送するのに対して、スイッチング素子のスイッチがオンのとき、フィードフォワードＳＭＰＳ回路は出力コンデンサにエネルギーを供給する。双方向フライバックの主なパワートレイン構造については、長い間知られており、例えば、米国特許第３，９８６，０９７号明細書および欧州特許第０，０１３，３３２号明細書に記載されている。
【０００３】
双方向または往復コンバータは、二次側から一次側にエネルギーがフィードバックされるコンバータである。他方、従来のフライバックスイッチモード電源は、１つの方向のみに、即ち、入力回路から出力回路にエネルギーを転送する。そのような双方向コンバータは、例えば、米国特許第５，７６８，１１８号明細書に開示されている。往復コンバータは、それが立ち下がるとき、２次電流がゼロ基準を交差し、符号が負に変わることを可能にするために２次スイッチ（２次整流器に並列）を用いる。１次側のスイッチがオンである電圧が許容可能である最小レベルに減少した後、１次側のスイッチは閉じられ、且つ入力電圧は１次電流が立ち上がりを再開するようにする。
【０００４】
したがって、フライバックスイッチモード電力コンバータにおいて、ＡＣ壁電圧はフィルタリングされ、調整されていないＤＣ入力電圧を生成するために整流される。この調整されていないＤＣ入力電圧は、このとき、電源トランスの１次巻線に接続される入力回路に供給され、これにより、出力回路の出力における電圧は適切なＤＣ電圧または電子装置のためのＤＣ電流レベルになる。スイッチモード電力コンバータがコンパクトなサイズであり且つ高効率であることは、バッテリを交換すること等について、ラップトップコンピュータのような電子装置においては、非常に好都合である。種々の国における異なる幹線電圧は、その結果、適応させることまたは変換させることなく、その装置を作動させるために適切に用いられることができる。
【０００５】
それにも拘らず、双方向フライバックコンバータは能動スイッチが制御される方法に非常に依存し、このことが長年に亘る問題点となっている。この問題点を解決するための試みについて、欧州特許第０，３３６，７２５号明細書および欧州特許第０，５５１，２１２号明細書に記載されている。
【０００６】
従来のフライバックコンバータは、次のような幾つかの欠点により影響を受けている。
−  大きいスイッチング損失、
−  分離されたフィードバックが必要、
−  非ロード条件下でコンバータを調整するという問題、並びに
−  低出力電圧の場合に出力整流器における損失のための悪い効率
これらの問題点は当該分野において周知である。問題点の個々の解決方法が提案されてきた（上記参考文献参照）。それにも拘らず、上記の問題点の幾つかをそして好適にはすべてを克服し、および／または、簡単にそして好適にはより効果的な方法でそれらの問題点を解決する解決方法が求められている。
【発明の開示】
【課題を解決するための手段】
【０００７】
したがって、本発明の目的は、上記のような先行技術における問題点を軽減する双方向フライバックコンバータおよびそれを制御するための方法を提供することである。
【０００８】
この目的は、同時提出の請求項にしたがったコンバータおよび方法により達成される。
【０００９】
本発明は、双方向フライバックスイッチモード電源（ＳＭＰＳ）を動作させる方法を提供し、この方法は：
コンバータの１次側におけるトランスの１次巻線により第１方向において電流を立ち上がらせる段階；
前記１次巻線と直列の状態にある１次スイッチを動作させる段階であって、それにより、前記１次巻線に誘導的に結合されるコンバータの２次側において前記トランスの２次巻線により電流を流す、段階；並びに
前記第１方向と反対である第２方向において前記第１巻き線により電流を流すように、前記２次巻線が第１方向において電流を流すことを可能にするため、および、続いて、前記電流が前記第１方向と反対である第２方向において前記第２巻き線により流れることを可能にするために、前記２次巻線と直列の状態にある第２スイッチを制御する段階；
を有し、
２次側において制御された出力電力を提供するために２次スイッチがさらに制御され；並びに
入力電圧変化を補償するために１次スイッチがさらに制御される；
方法である。
【００１０】
本発明は、上記の不利点を軽減する双方向フライバックのための新しい制御機構を提供する。特に、その制御機構は、コンバータの部品のよいロード効率を結果的にもたらして、循環エネルギーの量を比較的少なくする非ロードの状態においてさえ、限定されたスイッチング周波数において電力損失を小さくすることができる。
１次スイッチは、循環電力を最小化するためにさらに好適に制御される。
好適には、１次スイッチは電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）であって、好適には、ＭＯＳＦＥＴを有し、前記スイッチは、比較的一定電圧においてドレイン電圧のバレイを保つことにより入力電圧の変動を補正するように制御される。
【００１１】
この制御は、非常に簡単な方法で実行されることができ、驚く程効果的であることが判明している。特に、この制御は、非常に簡単でコストパフォーマンスのよい方法のコンバータにおいて循環電力を制限することが可能である。
【００１２】
また、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）は、入力電圧に依存してドレイン電圧のバレイを制御することにより入力電圧の変動を補償するために制御される。
【００１３】
この制御はまた、簡単な方法で実行されることができ、同様に非常に効果的であることが判明している。特に、この制御は、コンバータの循環電力の全体的な制御だけでなく、全体的な入力電圧領域に亘るコンバータにおける循環電力の絶対的最小化を提供することが可能である。
【００１４】
他の特徴にしたがって、本発明は：
互いに誘導的に結合される１次巻線と２次巻線とを有するトランスであって、前記１次巻線はコンバータの電圧入力に結合され、前記２次巻線はコンバータの電圧出力に結合される、トランス；
１次巻線と直列に配置された１次スイッチを有する１次制御ユニット；
２次巻線と直列に配置された２次スイッチを有する２次制御ユニット；
を有する双方向フライバックスイッチモード電源（ＳＭＰＳ）に関し、
１次制御ユニットは入力電圧変動を補償するために適応され、２次制御ユニットは２次側における制御出力電力を供給するために適応される；
ことを特徴とする。
【００１５】
このようにして、本発明は、上記と同様の制御機構であって、同様の有利点をもつ制御機構を提供する。
【００１６】
本発明の以上のおよび他の特徴は、以下に説明する実施形態を参照することにより明らかになるであろう。
【００１７】
本発明の適用可能な範囲は、以下の詳細な説明により明らかになるであろう。しかしながら、本発明の主旨および範囲において種々の変形および修正が可能であることは当業者には明快に理解されるであろうから、本発明の好適な実施形態を示す特定の例および詳細な説明は単に例示目的のために提供するものである。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
図１は、本発明の実施形態にしたがった双方向フライバックスイッチモードコンバータを模式的に示している。前記図は、１次側および２次側をもつ電源トランス１を示している。１次側は誘導子２１を有する１次巻線を有し、２次側は誘導子３１を有する２次巻線を有する。さらに、１次側は入力回路２２を有し、ＤＣ入力電圧、ＵＩＮは誘導子２１の一端部に接続される／加えられる。好適には、制御ユニットは、トランジスタ、ＮタイプのデプレッションモードＭＯＳＦＥＴ（ＮＭＯＳ）のような最も好適な金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）、およびトランジスタを制御するための手段を有する。制御ユニットは、以下にさらに詳細に説明することとする。
【００１９】
ＵＩＮは、代表的には、整流器を通過するＡＣ壁電圧により供給されることが可能である。ＵＩＮは、代表的には、５０乃至４００Ｖの範囲内である。ＩＰは、図１に示すオリエンテーションを有する誘導子からの電流である。
【００２０】
２次側において、出力回路３２は、ＤＣ出力電圧ＵＯＵＴを供給するインダクタ３１の一端部に供給される。その誘導子の他端部は２次制御ユニット３３に接続される。好適には、２時制御ユニットはまた、トランジスタ、ＮタイプのデプレッションモードＭＯＳＦＥＴ（ＮＭＯＳ）のような最も好適な金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）、およびトランジスタを制御するための手段を有する。
【００２１】
したがって、コンバータは２つの制御器を用い、１つは１次スイッチのための制御器であり、１つは２次スイッチのための制御器である。各々の制御器は関連するスイッチのオン−オフのスイッチングを制御する。
【００２２】
図２は、制御ユニット２３、３３の実施形態を示している。各々の制御ユニットは、好適には、逆平行ダイオード２３２、３３２を伴うスイッチ２３１、３３１および各々ディスクリートであるかまたは集積化されることができる制御回路２３３、３３３を有する。
【００２３】
制御部は、コンバータステージから情報を受け取るための入力チャンネルを示している。スイッチはいずれかの利用可能なスイッチング装置により実現されることができる。これは、インターナルボディが逆平行ダイオードを示すことを可能にするため、好適には、ＭＯＳＦＥＴが用いられ、これにより、１つの付加的な構成要素を節約する。この場合、ＭＯＳＦＥＴのドレインまたは何れかの他のトランジスタが誘導子に接続される。さらに、寄生容量（図示せず）は、トランジスタと接地との間にあるように配置することが可能である。
【００２４】
スイッチは、制御部から、１次側および２次側それぞれのための制御電圧ＳＰおよびＳＳにより制御される。スイッチがトランジスタである場合、制御電圧はそのトランジスタのゲートに接続される／加えられる。
【００２５】
図３は、双方向フライバックコンバータの挙動が基づく原理を示している。説明を簡単に保つために、フライバックは理想的であると仮定される。これは、寄生要素（寄生容量ばかりでなく、漏れインダクタンスおよび浮遊インダクタンスも）を有しないことを意味している。穏やかな遷移が起こる（０Ｖのスイッチング、ＺＶＳ）間のデッドタイムはまた、説明の間に無視される。
【００２６】
２つの動作モード、即ち、１次側における導電モードＩと２次側における導電モードＩＩが存在する。これら両方のモードを２つのサブモードに分割することができる。各々の第１期間Ａの間に、エネルギーは関連する側に供給される一方、第２期間Ｂの間に、他の側に供給されるべきエネルギーはトランスに蓄積される。
【００２７】
図３は、双方向エネルギーフライバックスイッチモード電源の電流と電圧とを示している。次に、上記の制御ユニットにより制御される、時間ｔ１から時間ｔ５までの１つのスイッチングサイクルについて説明を行う。時間ｔ１において、１次スイッチはオンにされる。時間ｔ１からｔ３まで、即ちモードＩの間は、誘導子２１において存在するＤＣ電圧、ＵＩＮによりＩＰは立ち上がる。さらに、時間ｔ１からｔ３までの間に、２次電流ＩＳは存在しない。これは、２次スイッチがオフである事実に帰する。
【００２８】
ＩＰは時間ｔ２まで初期的に負であり、正の１次電流ＩＰは、時間ｔ１からｔ３までの間に、トランスの磁場にエネルギーを蓄積する。
【００２９】
十分な時間が経過した後、時間ｔ３において１次制御ユニットにおいてＳＰはスイッチがオフになる。ＳＰの１次スイッチがオフになった後、図３に示した短い遅延の後に２次制御ユニットにおいてＳＳの２時スイッチはオンになる。一旦、１次スイッチがオフになると、正の２次電流ＩＳが供給される。ｔ３からｔ５の時間の間に、即ち、モードＩＩの間に、ＩＳは立ち下がり、これにより、トランス１の磁場に蓄積されたエネルギーは出力に転送され、入力回路から出力回路へのエネルギーの転送が完了する。
【００３０】
一旦、トランス１の磁場に蓄積されたエネルギーが転送されると、一部のエネルギーはトランス１に逆転送される。逆転送されたエネルギーは、トランス１１０がスイッチを恩にされる前に、コンデンサ１１４を放電するために用いられる。図３に示すように、時間ｔ４から時間ｔ５まではＩＳは負であり、それ故、エネルギーはトランスの磁場において蓄積されるようになる。
【００３１】
時間ｔ５において、２次スイッチはオフにされる。それ故、２次電流は流れず、ＩＳは次のサイクルにおける時間ｔ５からｔ３まで０に等しい。続いて、１次スイッチはもう１度オンにされ、これにより、次のスイッチングサイクルが開始する。時間ｔ５における１次電流ＩＰは、負である初期値を有する。
【００３２】
各々のサブモードＡの間に、双方向スイッチが用いられてアクティブにされる場合、電流は、インターナルボディが用いられることができるＭＯＳＦＥＴの場合における整流ダイオードか或いはスイッチのどちらかを通して流れる。スイッチは、電圧０の状態または減少されたスイッチング損失において、期間Ａ完了の間にスイッチをオンにされることができる。
【００３３】
上記のように、２次電流ＩＳは、２次側のスイッチが開く前に、負の電流に立ち下がるようにされる。２次側のスイッチが開くとき、負の電流が１次巻線において現れ、この電流は１次側のスイッチにおいて電圧を減少させる。１次側のスイッチにおける電圧が許容される最小レベルまで減少された後、１次側のスイッチは閉じられ、１次電流は再び立ち上がり始める。
【００３４】
本発明にしたがって、アクティブなスイッチの適切な制御により、上記の先行技術の解決方法に伴う問題点を解決することができる。
【００３５】
転送電流の正確な方向と共に２つのスイッチのための制御信号間の不動作時間は、電圧０のスイッチングまたは減少スイッチング損失を結果としてもたらす。したがって、スイッチング損失は取り除かれ、または少なくとも減少される。このことは高いスイッチング周波数を用いることを可能にし、それ故、より高効率および／または小型の／安価なデザインを可能にする。
【００３６】
双方向フライバックコンバータは、１次側から２次側への電力潮流を供給するが、また、反対方向、即ち２次側から１次側へも供給する。したがって、２次側における制御は１次側に戻る過剰な電力を反映することができる。このことは、２次側における出力電流または出力電圧を調節することを可能にする。したがって、隔離フィードバックパスは回避されることができる。１次側制御の主要なタスクは２次側に十分なエネルギーを供給することである。
【００３７】
定常状態の条件下では、特定のエネルギー最小量は１次側に反射して戻される。ローディングなしの条件下では、転送を通しての１サイクルの間に浪費されるエネルギーを差し引いて、２次側の制御器は、１次側から転送される全部のエネルギーを反射する。２次側からまたは２次側へのエネルギー転送は特定のタイムスパンを必要とする。したがって、コンバータは、好適には、限定された周波数において調節される。
【００３８】
また、スイッチ電圧の後のバレイの１つにおいて１次スイッチを閉じることが可能である。この場合、効率は、より小さいロードにおいてさらに改善されることができる。
【００３９】
図１および２を再び参照するに、２次側の制御ユニットへの入力信号は、これらが用意に得られ易い値であるため、好適には、出力電圧および／または出力電流である。これらの値は対応する基準の値と比較される。その結果得られるエラー信号は、反射出力電力量を設定するために用いられることが可能である。その出力電力量は負のピーク電流を制御することかまたは２次スイッチの順方向導電時間のどちらかを制御することにより決定されることが可能である。エラー信号からの制御値の誘導は、ＰＩ特性等を用いて、エラー増幅器のような従来の技術によりなされることが可能である。２次側の出力電流は、実質的にＤＣ電流であり、出力が抵抗を平滑化した後、測定される。２次電流ＩＳは、２次巻線３１と直列に接続された抵抗のような電流船さによりモニタリングされることができ、または、２次スイッチ３３１が先ずオンにされたとき、時間ｔ３からの経過時間をモニタリングすることにより評価されることができる。同様に、出力電圧は、例えば、電流計等により検出されることができる。
【００４０】
１つの付加的な信号が好適には供給され、それはダイオードが導電しているかどうかを示す。この信号は、電圧０の条件下でアクティブなスイッチをオンにすることを可能にする。この信号は、アクティブなスイッチと逆平行ダイオードとの平行な組み合わせを通しての電圧からかまたはこの組み合わせを通しての電流により供給される。このようにして、その信号を従来の方法により供給することができる。しかしながら、スイッチは、減少スイッチング損失即ち現実的に０でない電圧条件においてスイッチングされる必要がある場合には、そのスイッチを通して電圧をモニタすることおよび許容レベルに達したときにスイッチをオンにすることは満足に足ることである。
【００４１】
また、１次制御部分は、対応する逆平行ダイオードが導電しているかどうかを示す信号またはスイッチ電圧におけるバレイの存在を示す信号を好適に供給される。そのような信号は、従来の方法を用いて導かれることができる。信号は、電圧０の条件下または減少スイッチング損失において１次スイッチのスイッチをオンにする。さらに、１次制御は、好適には、全てのロード状態のために十分大きいエネルギー転送を確実にする信号を供給される必要がある。当該分野において周知であるように、例えば、固定ピーク電流、固定スイッチング周波数、固定オンタイム等の幾つかの制御変数がさらに可能である。しかしながら、図４および５を参照しながら下で述べるように、このようなアプローチは、実質的な入力電圧変化を扱う応用においては有用ではない。
【００４２】
現在、ＡＣ−ＤＣ変換を用いる略全ての応用は、一般の主幹入力のためにデザインされなければならない。これは、結果的にはフライバックコンバータのためには多かれすくなかれ５０乃至４００Ｖの入力電圧範囲内となる。最も小さい入力値のための十分大きいエネルギー転送をまた隔日にするためにオンタイム解決方法が適応されなければならないため、極めて大きい電流がより大きい入力値のために得られる。図５に、このような状況について示している。電流は、１次側の負のピーク電流の最小の絶対値に規格化される。負電流は１次側ＭＯＳＦＥＴについてＺＶＳを得るために必要である。図４においては、太いラインはせいのピーク値を示し、細いラインは負のピーク値を示す一方、破線は最小入力電圧を示し、実線は名目入力電圧を示し、そして点線は最大入力電圧を示す。図４において明確に分かるように、最悪の場合、規格化された負のピーク電流は略３０倍大きく、大きい電流等級、実効値および大きい循環エネルギー量になる。
【００４３】
異なる入力電圧のためのロードに依存して、最大出力電力に対して規格化される対応する循環エネルギー量が図５に示されている。図５においては、破線は最小入力電圧のための循環エネルギーを示し、実線は名目入力電圧のための循環エネルギーを示し、そして点線は最大入力電圧のための循環エネルギーを示している。小さい入力電圧のための循環エネルギー量は全てのロード状況について比較的小さく、その循環エネルギー量は、最大出力電力の５倍まで（この例においては）立ち上がる。これは、そのような制御システムの欠点を明らかに示している。広い入力範囲の場合、この方法は受け入れられない。
【００４４】
本発明にしたがって、前記欠点については、１次側における入力電圧変動に対処するようにして制御ユニットにより未然に防ぐことができる一方、ロード調節／変動については２次側において対処する。１次側制御ユニットがＭＯＳＦＥＴを有する場合、この目的を達成するために、ドレイン電圧のバレイを一定値に保つような方法においてＭＯＳＦＥＴを制御することが可能である。また、入力電圧に依存して、ドレイン電圧のバレイを制御することができる。この目的を達成するために、入力電圧ＶＩＮをトランス１の補助巻線または電圧計によりモニタすることが可能である。図６に示すように、従来のサンプル及びホールド技術を用いてドレイン電圧のバレイを検出することが可能である。この場合、ドレインにおけるバレイはピークである。トランジスタＴを閉じることにより、ＳＳが大きいとき、誤った値の検出は除外される。ダイオードＤとコンデンサＣは簡単なピーク整流器を形成する。抵抗Ｒｄｉｓをコンバータの改善される動的挙動のために付加することが可能である。
【００４５】
一旦、バレイの値（即ち、上記回路におけるピーク値）が得られると、それに応じて、ＰＩエラー増幅器はその増幅器を制御するために用いられることができる。
【００４６】
そのシステムをさらに最適化するために、バレイの設定ポイント（即ち、要求値）はＶｉの関数とされることが可能である。例えば、ＶｓｅｔはＶｉに比例することが可能である。
【００４７】
上記のコンバータは１次側における入力電圧変動に対処する一方、ロードの調節は２次側において対処される。結果として、コンバータにおける循環エネルギー量は、全ての入力電圧のために、図５における破線により示されるレベルまで最小化される。このことにより、分離フィードバックの除去、高効率、低電子妨害雑音（ＥＭＩ：ＥｌｅｃｔｒｏＭａｇｎｅｔｉｃ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）、小型サイズのために、非常に高効率でコストパフォーマンスの高いコンバータが得られる。
【００４８】
本発明にしたがったコンバータはＡＣ−ＤＣ電力変換およびＤＣ−ＤＣ電圧変換両方のために用いられることができる。それは、低い電力範囲、即ち数百Ｗまでの電力範囲における全てのアプリケーションのために特に適切である。
【００４９】
１次制御ユニットおよび２次制御ユニットは互いに独立して動作することが可能であり、または、一方の制御器は他方の制御器により生成される信号に依存することが可能である。２つの制御器が互いに独立して動作する場合、各々の制御器は、適切なスイッチング時間を決定するために、電力供給の状態をモニタする必要がある。２つの制御器が互いに相互作用する場合、一方の制御器はマスタ制御器として機能し、一方の制御器はスレーブ制御器として機能する。
【００５０】
さらに、他のバリエーションおよび選択肢もまた可能である。例えば、当業者には明らかであるように、他のタイプのスイッチング手段、他のタイプの制御ユニット等のような他の回路要素を、上記の特定な回路の実施形態に置き換わるものとして付加し、または用いることが可能である。さらに、本発明は種々のアプリケーションの大きい範囲において用いられることが可能である。そのような変形および他の非常に密接な変形は、同時提出の請求項により規定されるような本発明の範囲内にあるように考慮される必要がある。
【図面の簡単な説明】
【００５１】
【図１】本発明の実施形態にしたがった一般的なフライバックコンバータの模式図である。
【図２】図１のコンバータにおける制御の実施形態を模式的に示す図である。
【図３】図１における双方向フライバックコンバータの動作中に、１次側および１次側それぞれの電圧および電流モードと波形を示す図である。
【図４】従来の双方向フライバックコンバータのための１次側のピーク電流を示す図である。
【図５】従来の双方向フライバックコンバータにおける循環エネルギーを示す図である。
【図６】本発明の実施形態において用いられる簡単な検出回路を示す図である。
【図２】
2004531198.tif 000002
【図３】
2004531198.tif 000003
【図４】
2004531198.tif 000004
【図５】
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【国際公開パンフレット】
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【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
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【国際調査報告】
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