(57)【要約】本発明の好適例によれば、ガス放電ランプを駆動するシステムが、パルス電圧信号を供給すべく構成したブリッジ回路と、所望の波形に対応するパルス幅被変調信号を発生すべく構成したコントローラとを具えている。また、前記ブリッジ回路が供給するパルス電圧信号を受信してフィルタ処理すべく構成したフィルタも具えている。本発明の好適例では、ガス放電ランプを、パルス幅被変調信号に対応するパルス電圧信号によって駆動する。このパルス幅被変調信号は所望の波形に対応させて発生し、この所望の波形は、掃引周波数信号及び固定周波数の振幅変調信号を含む。
2004511071.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ガス放電ランプを駆動するシステムであって、該システムが、
パルス電圧信号を供給すべく構成したブリッジ回路と；
該ブリッジ回路に結合され、所望の波形に対応するパルス幅被変調信号を発生すべく構成したコントローラとを具えて、前記所望の波形が、周波数掃引信号及び固定周波数の振幅変調信号を含み；
前記システムがさらに、前記ブリッジ回路及び前記ガス放電ランプに結合され、前記ブリッジ回路が供給する前記パルス電圧信号を受信してフィルタ処理すべく構成したフィルタ回路を具えていることを特徴とするガス放電ランプ駆動システム。
【請求項２】
前記コントローラがさらに、
前記所望の波形を有する信号を供給するＡＭ／ＦＭ信号発生器と、
該信号発生器に結合され、前記パルス幅被変調信号を供給すべく構成したパルス幅変調モジュールと
を具えていることを特徴とする請求項１に記載のシステム。
【請求項３】
前記信号発生器がディジタル信号処理装置であることを特徴とする請求項２に記載のシステム。
【請求項４】
前記パルス幅変調モジュールが、対称三角形の信号にもとづいて動作することを特徴とする請求項２に記載のシステム。
【請求項５】
前記パルス幅変調モジュールが、非対称三角形の信号にもとづいて動作することを特徴とする請求項２に記載のシステム。
【請求項６】
前記コントローラがさらに、前記ガス放電ランプに供給する電流信号及び電圧信号に対応する測定信号を受信すべく構成したマイクロプロセッサを具えていることを特徴とする請求項２に記載のシステム。
【請求項７】
前記信号発生器が、次式：
Ａ（１＋ｍＣｏｓＷｍｔ）ＣｏｓＷｃ（ｔ）ｔ
ここにｍは前記振幅変調信号の変調指数であり、Ｗｍは変調周波数であり、Ｗｃ（ｔ）は搬送波周波数であり、Ａは前記振幅変調信号の振幅である、
に対応する信号を供給することを特徴とする請求項６に記載のシステム。
【請求項８】
前記マイクロプロセッサが、前記パラメータＡ、ｍ、Ｗｍ、及びＷｃ（ｔ）を供給することを特徴とする請求項７に記載のシステム。
【請求項９】
前記フィルタ回路を低域通過フィルタとして構成して、該フィルタの共振周波数を、前記所望のランプ駆動波形の電圧スペクトルの周波数成分よりも大きくし、かつ前記共振周波数の３分の１の値が、前記電圧スペクトルの不在領域内に位置するようにしたことを特徴とする請求項２に記載のシステム。
【請求項１０】
ガス放電ランプを駆動する方法であって、この方法が、
前記ガス放電ランプを駆動するパルス電圧信号を供給するステップを具えて、前記パルス電圧信号がパルス幅被変調信号に関連し；
前記方法がさらに、前記パルス電圧信号をフィルタ処理して、前記フィルタ処理したパルス電圧を前記ガス放電ランプに供給するステップと；
所望の波形に対応する前記パルス幅被変調信号を発生するステップとを具えて、前記所望の波形が、周波数掃引信号及び固定周波数の振幅変調信号を含むこと
を特徴とするガス放電ランプの駆動方法。
【請求項１１】
さらに、
信号発生器によって所望の波形を有する信号を発生するステップと；
前記所望の波形を有する前記信号をパルス幅変調モジュールに供給して、これにより前記パルス幅被変調信号を発生するステップと
を具えていることを特徴とする請求項１０に記載の方法。
【請求項１２】
さらに、ディジタル信号処理装置によって、前記所望の波形を有する前記信号を発生するステップを具えていることを特徴とする請求項１１に記載の方法。
【請求項１３】
さらに、対称のランプ信号にもとづいて、前記パルス幅変調モジュールを動作させるステップを具えていることを特徴とする請求項１１に記載の方法。
【請求項１４】
さらに、非対称のランプ信号にもとづいて、前記パルス幅変調モジュールを動作させるステップを具えていることを特徴とする請求項１１に記載の方法。
【請求項１５】
さらに、前記ガス放電ランプに供給される電流信号及び電圧信号に対応する測定信号を受信するステップを具えていることを特徴とする請求項１１に記載の方法。
【請求項１６】
さらに、次式：
Ａ（１＋ｍＣｏｓＷｍｔ）ＣｏｓＷｃ（ｔ）ｔ
ここにｍは前記振幅変調信号の変調指数であり、Ｗｍは変調周波数であり、Ｗｃ（ｔ）は搬送波周波数であり、Ａは前記振幅変調信号の振幅である、
に対応する信号を発生するステップを具えていることを特徴とする請求項１４に記載の方法。
【請求項１７】
前記フィルタ処理のステップがさらに、
フィルタ回路の共振周波数を前記所望のランプ駆動波形の電圧スペクトルの周波数成分よりも大きく設定し、かつ前記共振周波数の３分の１の値が、前記電圧スペクトルの不在領域内に位置するようにするステップを具えていることを特徴とする請求項１１に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
（技術分野）
本発明は、ガス放電ランプを駆動するシステムに関するものであり、特に、高輝度ガス放電ランプにおける色分かれを低減するパルス幅変調を採用したシステムに関するものである。
【０００２】
（従来技術）
高輝度放電（ＨＩＤ）ランプは、その効率及び光強度のような多くの優位性によって、ますます一般的になってきている。これらのＨＩＤランプは、２０ｋＨｚ以上の範囲の駆動電流信号を発生すべく構成した高周波数の電子安定器によって駆動するか、あるいは１００Ｈｚの範囲の駆動電流信号を有する低周波数の電子安定器によって駆動するかのいずれかである。
【０００３】
しかし、高周波数の電子安定器をＨＩＤランプに使用することの主な障害は、高周波動作において発生し得る音響共振／アークの不安定性である。音響共振は多くの瞬時において、人間にとって非常に煩わしいアークのフリッカを発生させ得る。さらに音響共振は放電アークを消滅させることがあり、さらに悪いことには、放電アークを恒久的に放電ランプの壁面に対して偏向させて、壁面を損傷させ得る。
【０００４】
近年、セラミック（多結晶アルミナ）容器（外被）を採用した新しいクラスの高輝度ランプが開発されてきている。このクラスのランプにおける放電容器は円筒形状であり、そのアスペクト比、即ち内部長を内径で割った値が１に近いか、あるいは一部の例では１より大きい。こうしたランプは高い効率という望ましい特性を有するが、縦方向の動作と横方向の動作とで異なる色特性を有するという欠点がある。特に縦方向の動作では、色分かれが発生する。
【０００５】
この色分かれは、アークの像をスクリーンに投射することによって観測することができ、この観測では、アークの底部がピンク色に見えて、最上部が青色または緑色に見えることがわかる。このことは、放電において金属添加物の完全な混合が存在しないことによって生じる。放電の上部では、過剰なタンタル放出及び不十分なナトリウム放出が存在する。この現象が、高い色温度及び効率の減少をもたらす。
【０００６】
米国特許出願番号０９／３３５，０２０、発明の名称”Ｒｅｄｕｃｔｉｏｎ ｏｆ Ｖｅｒｔｉｃａｌ Ｓｅｇｒｅｇａｔｉｏｎ Ｉｎ ａ Ｄｉｓｃｈａｒｇｅ Ｌａｍｐ”、１９９９年６月１７日出願は、２次縦モード周波数と称する周波数を有する振幅被変調信号と組み合わせて、ある掃引時間内の電流周波数掃引を行うことによって、音響共振及び色分れを除去するか、あるいは実質的に低減する方法を教示しており、これは参考文献として本明細書に含める。こうした動作用の代表的なパラメータは、１０ミリ秒の掃引時間内の４５ｋＨｚから５５ｋＨｚまでの電流周波数掃引、２４．５ｋＨｚの一定の振幅変調周波数、及び０．２４の変調指数である。
【０００７】
この変調指数は（Ｖｍａｘ−Ｖｍｉｎ）／（Ｖｍａｘ＋Ｖｍｉｎ）として規定され、ここでＶｍａｘは前記振幅変調の包絡線（エンベロープ）の最大ピーク−ピーク電圧であり、Ｖｍｉｎは前記振幅変調の包絡線（エンベロープ）の最大ピーク−ピーク電圧である。前記４５ｋＨｚ〜５５ｋＨｚの周波数範囲は、方位方向の１次音響共振モードと放射方向の１次音響共振モードとの間である。２次縦モードは数学的に導出することができ、ここでｎ次縦モードのパワー周波数はｎ×Ｃ１／２Ｌに等しく、ｎはモード数であり、Ｃ１はランプの軸平面内の音の平均速度であり、Ｌはランプの内部長である。
【０００８】
ランプ駆動システムを設定するという点では、研究室の環境においては、信号発生器の構成を用意して、２次縦モード周波数での振幅変調及び電流信号掃引周波数を含む所望の波形信号を発生することが比較的好都合である。しかしランプ電力コンバータにおいては、好都合かつ効率的な方法で、必要な駆動信号をランプに供給する実用的な駆動装置の必要性が存在する。
【０００９】
（発明の開示）
従って本発明の好適例によれば、パルス幅被変調（ＰＷＭ）信号発生器によって制御される全ブリッジまたは半ブリッジ構成を有する安定器ブリッジ装置を具えた電子安定器によって、高輝度放電ランプを駆動する。このパルス幅被変調信号発生器は、ランプにおける色分かれを除去するために必要な所望の特性を有するランプ駆動電圧波形から導出したパルス幅被変調信号を供給する。この信号が前記ブリッジの動作を制御する。そして前記安定器ブリッジ装置が供給する出力信号を低域通過フィルタに供給して、このフィルタは、前記パルス幅被変調信号に生じる不所望な周波数成分をフィルタ処理するため、並びにランプを安定化させるために採用する。
【００１０】
本発明の他の好適例によれば、まず放電ランプの２次縦モードに対応する２次縦モード周波数を特定して、次に前記パルス幅被変調信号発生器が供給するパルス幅被変調信号を供給するコントローラモジュールを採用する。このコントローラモジュールは、駆動する高輝度放電ランプから帰還電圧信号及び帰還電流信号を受信すべく構成したマイクロプロセッサを具えている。このコントローラは、所望のランプ駆動電圧波形を供給するＡＭ／ＦＭ信号発生器も具えている。前述したように、前記ランプ駆動電圧波形は、周波数掃引信号と組み合わせた、放電ランプの２次縦モード周波数に等しい周波数を有する振幅被変調信号を含む。
【００１１】
そして前記ＡＭ／ＦＭ信号発生器が供給するランプ駆動電圧波形を、パルス幅被変調信号発生器に供給する。対称モードで動作させる際には、前記パルス幅被変調信号発生器が対称三角形のパルス変調信号を供給して、これを比較器によって前記駆動電圧波形と比較する。非対称モードで動作させる際には、前記パルス幅被変調信号発生器が、片側にランプ（傾斜）を有する三角形の信号を供給する。前記パルス幅被変調信号発生器の出力ポートがゲート駆動信号を供給して、ブリッジモジュールを動作させる。
【００１２】
本発明の他の好適例によれば、コントローラモジュールのすべての構成要素を、アナログ及び／またはディジタル回路構成で実現する。前記ブリッジ回路が供給するパルス幅被変調信号が、低域通過フィルタ回路を経由してランプを駆動する。前記低域通過フィルタの共振周波数が、所望のランプ駆動波形の電圧スペクトルのあらゆる周波数成分よりも上の範囲内に位置し、かつ前記共振周波数の３分の１の値が、掃引周波数範囲と、可能な２次縦モード周波数範囲の全体との間に位置することが有利である。
【００１３】
本明細書の導入部では、特に本発明に関する主題を指摘して、明確に記載してきた。しかし本発明は、構成及び動作方法の両方について、その特徴、目的、及び利点と共に、以下の図面を参照した詳細な説明によって最良に理解することができる。
【００１４】
（発明を実施するための最良の形態）
以下、本発明の実施例について図面を参照しながら説明する。
図１に、本発明の一実施例による電子安定器回路１０を示す。主電源１２は、高電圧兼低電圧バスＶＢＵＳにＡＣ電力信号を供給し、このバスは最終的にランプ１４を駆動するために使用する。安定器回路１０はプレコンディショナ（条件設定器）兼アップコンバータ１６を具え、これは主電源信号を整流したものを受けて、力率修正のために、幹線電流とも称する安定器の供給電流を整形すべく構成する。プレコンディショナ兼アップコンバータ１６はブースト（昇圧）コンバータ（図示せず）を具えていることが有利であり、その動作は現在技術において周知である。
【００１５】
安定器ブリッジユニット１８は、プレコンディショナ兼アップコンバータ１６が供給する信号を受信すべく構成する。安定器ブリッジユニット１８は、フィルタ回路８６経由でランプ１４に供給する電圧信号の極性を交番させる転流器として機能する。安定器ブリッジユニット１８は４個のＭＯＳＦＥＴを具え、これらは、電圧供給バスＶＢＵＳによって電力信号の形で搬送される信号に交番信号径路を与えるべくスイッチされる。
【００１６】
安定器ブリッジユニット１８はコントローラ２０によって制御され、コントローラ２０は対応する信号を、信号線２１経由で安定器ブリッジユニット１８内のＭＯＳＦＥＴのゲートに供給する。安定器ブリッジユニット１８の出力ポートを、キャパシタ２２、キャパシタ２６に直列結合したインダクタ２４から構成されるフィルタ８６を介して高輝度放電（ＨＤ）ランプ１４に結合し、キャパシタ２６はランプ１４に並列結合する。帰還電圧信号兼帰還電流信号線２３を、ランプ１４からコントローラ２０に設ける。
【００１７】
本発明の一実施例によれば、高輝度放電ランプ１４を、放電ランプ１４の２次縦音響共振モードに対応する２次縦モード周波数を有する振幅被変調信号と組み合わせた、ある周波数時間内の電流周波数掃引によって動作させる。この２次縦モード周波数Ｗｍは、まず下限の２次縦モード周波数ｗＬを設定し、そして上限の２次縦モード周波数ｗＨを設定することによって導出する。そしてガス放電ランプに、１次方位方向音響共振モード周波数と１次放射方向音響共振モード周波数との間の範囲の周波数掃引を有する電流信号を供給して、これらの共振周波数はそれぞれ、ランプ１４の１次方位方向音響共振モード及び１次放射方向音響共振モードに対応する。
【００１８】
そしてこの周波数掃引電流信号を、変調周波数Ｗｍ及び特定の変調指数ｍ（通常０．９）を有する振幅被変調信号と混合する。目標は、次式に規定する電圧波形を供給することにある。
Ｖ（ｔ）＝Ａ（１＋ｍＣｏｓＷｍｔ）ＣｏｓＷｃ（ｔ）ｔ　　　　　（１）
ここに、ｍは変調指数であり、Ｗｍは変調周波数であり、Ｗｃ（ｔ）はキャリア（搬送波）周波数であり、Ａは振幅である。前記変調周波数は２０ｋＨｚ〜３０ｋＨｚの範囲内に入り、前記キャリア周波数は通常、約５０ｋＨｚを中心とした約＋５ｋＨｚまたは−５ｋＨｚを、前記キャリア周波数または前記変調周波数のいずれに比べても非常に遅い速さで掃引する。そしてランプ電圧を測定する。そして振幅変調周波数ｗＨを指定量Δｆだけ減少させて、前記周波数掃引した電流信号に再び混合する。前記振幅被変調信号の周波数がｗＬに達するまで、ランプ電圧を繰り返し測定する。ｗＨからｗＹまでについて、周波数対電圧の曲線を作成する。ランプ電圧における最大値は周波数ｗｍａｘに対応し、そしてこの周波数は、Ｗｍをｗｍａｘに設定した際に、色混合に利用する。
【００１９】
本発明の他の実施例によれば、前期周波数掃引信号を前記振幅被変調信号と混合して電圧測定を行う毎に毎回、次の電圧測定まで前記振幅被変調信号をオフ状態にする。
【００２０】
本発明のさらに他の実施例によれば、背景減算メカニズムを採用する。この目的のために、前記振幅被変調信号を前記掃引周波数信号と混合する前後の、振幅変調が「オフ」状態のランプ電圧信号値を平均して、この平均値を振幅変調混合が「オン」状態のランプ電圧から減算するような方法で、ランプ電圧測定を行う。
【００２１】
一旦色混合周波数ｗｍａｘを特定すると、前記周波数掃引信号を、周波数ｗＨを有する振幅被変調信号と再び混合する。そして前記振幅変調周波数を周波数ｗｍａｘまで減少させて、変調指数ｍをｍｍｉｘまで増加させて、これは色混合モードにおいて採用すべき変調指数（通常０．２４）である。
【００２２】
図２ａ及び図２ｂに、本発明の一実施例によるシステム１０が供給する振幅被変調信号についての周波数スペクトルを示す。よって図２ａに、この振幅被変調信号の電圧周波数対相対電圧のグラフを示す。本発明の一実施例によれば、図２ａに示すように、掃引発生器１２が４５ｋＨｚから５５ｋＨｚまでの範囲の周波数掃引信号を供給する。発生器９４が供給する振幅変調信号は、２４ｋＨｚの周波数及び０．２４の変調指数を有する。ブリッジ１８の出力ポートにおける結果的な信号単独では図２ａに示す周波数特性を有し、ここでは４５ｋＨｚ〜５５ｋＨｚの中心分布、及び２６ｋＨｚと７４ｋＨｚに２つの側波帯が存在する。
【００２３】
図２ｂにパワー周波数分布を示し、ここでは２４ｋＨｚの２次縦モード周波数における固定のパワー周波数と共に、９０ｋＨｚから１１０ｋＨｚまでの範囲の中心分布、及び７６ｋＨｚと１２４ｋＨｚに２つの側波帯が存在する。図２ｃには、図２ｂに示すものと同じ情報を、４０ｋＨｚ〜１６０ｋＨｚの周波数範囲に重点をおいて示す。
【００２４】
図３に、本発明の一実施例による安定器システム８０のブロック図を示す。図１を参照して説明したように、駆動信号を低域通過フィルタ／点弧回路８６経由でランプ１４に供給する全ブリッジ回路１８を採用することによってランプ駆動波形を作成する。全ブリッジ回路１８に含まれるＭＯＳＦＥＴは、コントローラ２０が発生してゲート駆動回路９０経由で供給される制御信号によって駆動する。本発明の一実施例によれば、ゲート駆動回路９０が、コントローラ２０と全ブリッジ回路１８の間のインタフェースとして機能する。
【００２５】
コントローラ２０はマイクロプロセッサ９６を具えて、これはその入力ポートで、ランプ１４に供給される電圧及び電流信号に対応する電圧及び電流測定信号を受信すべく構成してある。マイクロプロセッサ９６は、図１及び図２を参照して上述した色混合アルゴリズムを実行する。この目的のために、マイクロプロセッサ９６の出力ポートをＡＭ／ＦＭ信号発生器９４の入力ポートに結合して、ランプの動作中の適切な色混合に必要な信号を供給する。ＡＭ／ＦＭ信号発生器９４は、上記の式（１）に規定する波形の小信号版を供給すべく構成する。信号発生器９４の出力をパルス幅変調モジュール９２の入力ポートに結合する。パルス幅変調モジュール９２は、発生器９４が供給する波形信号に対応するパルス信号を発生すべく構成する。パルス幅変調モジュール９２の出力ポートをゲート駆動回路９０に結合する。
【００２６】
図４に、本発明の一実施例による、フィルタ／点弧器８６と組み合わせた全ブリッジ回路１８の一構成を示す。ＭＯＳＦＥＴ１０４〜１１０を互いに結合して、現在技術において周知の全ブリッジ回路を形成する。インダクタ２４はインダクタンスＬを有し、キャパシタ２２及び２６はそれぞれキャパシタンスＣｓ及びＣを有する。全ブリッジ回路１８が供給する出力信号は、所望の波形により高周波数の成分を加算したものの近似である。従ってフィルタに対する１つの要求は、このフィルタが不要な高周波成分を十分に減衰させることである。これに加えて、このフィルタがランプの負の微分抵抗を補償することが好ましい。
【００２７】
パルス幅変調モジュール９２の出力ポートに発生するパルス信号が全ブリッジ回路１８に含まれるトランジスタを駆動して、これによりこの全ブリッジ回路に、図１及び図２を参照して上述した色混合に必要な所望の波形を発生させる。本発明の２つの実施例によれば、２種類のパルス幅変調方法を考慮するが、本発明はＰＷＭモジュール９２が採用するパルス幅変調の種類の範囲に限定されるものではない。これら２種類の変調は、対称及び非対称のパルス幅変調であることが好ましい。いずれの場合においても、ＰＷＭモジュール９２に供給する電圧信号は、所望のランプ駆動波形の低電圧版である。ＰＷＭモジュール９２の出力信号は、全ブリッジ回路１８を動作させるパルス幅変調したゲート駆動信号である。
【００２８】
図５に、非対称パルス幅変調を示す。信号曲線１４２は、パルス幅変調（ＰＷＭ）モジュール９２が内部的に発生する非対称のランプ（傾斜）信号である。信号曲線１４０はＰＷＭモジュール９２の入力ポートに供給する電圧信号であり、これは、前記ランプ信号のピーク電圧の半分に等しいＤＣレベルを加算した所望の色混合波形である。図に示すように、前記ランプ信号の各サイクル中には、前記ランプ信号が最初に前記入力信号に等しくなると、ＰＷＭモジュール９２の出力信号１４４が「ハイ（高値）」になり、前記ランプ信号がリセットされると、各ＰＷＭサイクルの終点でリセットされて、結果的に出力パルス信号１４４が供給される。ブリッジ回路１８が発生する出力信号は、ＤＣレベルを除去して振幅を増加させたパルス信号１４４に等しいことが理想的である。図６に、対称パルス幅変調を示す。信号曲線１６２は、本発明の他の実施例によるパルス幅変調（ＰＷＭ）モジュール９２が内部的に発生する対称のランプ信号である。信号曲線１６０はＰＷＭモジュール９２の入力ポートに供給する電圧信号であり、これは、三角形のピーク電圧の半分に等しいＤＣレベルを加算した所望の色混合波形であり、これにより平均パルス幅がＰＷＭ周期の約５０％になり、前記ブリッジの出力信号がＤＣ成分を含まなくなる。図に示すように、本発明の一実施例による対称のランプ信号１６２は三角形である。
【００２９】
前記三角波形の各周期中には、前記三角形が最初に前記入力信号を上回るとＰＷＭモジュール９２の出力が「ハイ」になり、その後に前記入力信号が最初に前記三角形を上回ると前記出力が「ロー（低値）」になり、これを出力曲線１６４によって示す。生成される最小パルス幅は、入力波形の最小値によって決まる。従って入力信号１６０の振幅が、使用するパルス幅の範囲を決める。理想的なブリッジ回路は０〜１００％のパルス幅変調で動作することができるが、実際には１０〜９０％の変調が好適な動作範囲である。
【００３０】
ＰＷＭモジュール９２は、図６を参照して説明した対称のパルス幅変調を好適な動作モードとして採用することが有利である。前記対称の方法は、ロー−ハイの遷移及びハイ−ローの遷移共に、入力波形信号についての情報を利用するものであり、前記非対称の方法は、ロー−ハイの遷移のみに入力情報を用いて、ハイ−ローの遷移はＰＷＭサイクルの終点で発生する。
【００３１】
図７に、５０ｋＨｚに固定したキャリア（搬送波）周波数信号の振幅変調についての、対称のパルス幅変調に対応する信号曲線を示す。入力変調指数を０．２５に設定して、ＡＭ周波数を２４ｋＨｚに設定する。ランプ信号１８２の三角形の振幅と比較した入力波形１８０の振幅は、１０〜９０％のパルス幅変調になるように設定する。この出力信号を曲線１８４によって示す。なおＰＷＭの範囲は、「三角形」信号の振幅と比較した「入力」信号の最大値及び最小値によって決まる。（１）式より、前記最大値がＡ（１＋ｍ）であり、前記最小値が−Ａ（１＋ｍ）であることが導かれ、ここにＡはキャリア周波の振幅であり、ｍは振幅変調の変調指数である。従って所定のＰＷＭ範囲に関連するＡの値は変調指数ｍの関数である。図７に示す例についてのＰＷＭレート（周波数）は２５０ｋＨｚに設定する。
【００３２】
図８に、結果的な出力信号（ゲート駆動）波形からＤＣ成分を減じたものの正規化電圧スペクトルを示し、これは周波数掃引がないものである。図８に示すように、０〜１００ｋＨｚの範囲における所望のスペクトルの再現は非常に満足なものである。側波帯の振幅は０．１％より良好な範囲に等しい。側波帯の振幅対キャリアの振幅の比は０．１２２であり、０．１２５の入力値と比べて約−２．４％の誤差である。フィルタ８６が処理しなければならない不要な周波数成分が存在する。例えば、約１５０ｋＨｚを中心とする成分は減衰させる必要があるが、これらの成分は減衰させるべきでない成分に比較的近い。
【００３３】
図９に、パルス幅変調周波数を５００ｋＨｚに増加させた構成についての周波数スペクトルを示す。ここでは側波帯の振幅対キャリアの振幅の比は、正確に３桁（３ディジット）、即ち０．１２５（１／８）である。不要な周波数成分は、実質的により高周波数の範囲に移動している。このことは、全ブリッジ１８の動作ストレスの増加という犠牲を払うフィルタの必要性を低減させる。従って、本発明の色混合に対応する、図２を参照して上述した周波数範囲については、対称のパルス幅変調に好適なパルス幅変調周波数は約２５０ｋＨｚまたはそれ以上である。非対称のパルス幅変調については、図７及び図８を参照して上述したように、ブリッジ１８を考慮した観点から、所望の波形の電圧周波数スペクトルが許容し得る特性を示すために、パルス幅変調の周波数は３２５ｋＨｚまたはそれ以上であることが好ましい。
【００３４】
上述したように、本発明の他の実施例によれば、コントローラ２０に含まれる構成要素は、アナログハードウエアの代わりにディジタルハードウエアを具えている。従って、ＡＭ／ＦＭ信号発生器９４は、各ＰＷＭサイクル中に入力波形の１つの値を計算するディジタル信号プロセッサを採用する。この値は、ＰＷＭサイクルの始点におけるアナログ入力波形２００の振幅に相当する。このことを図１０に示し、ここでは５００ｋＨｚのパルス幅変調周波数を採用し、変調指数は０．２５であり、パルス幅変調幅は１０〜９０％である。結果的なディジタル入力信号を曲線２２０によって示す。ランプ信号は曲線２１０によって示す。図１１に、ＰＷＭモジュール９２が発生するパルス信号を、ディジタル２４０とアナログ２５０とを比較して示す。図２、図７、図８を参照して上述した動作値については、３２５ｋＨｚ〜５００ｋＨｚの範囲のパルス幅変調周波数（レート）が多くの応用について満足な結果を提供する。以下に、本発明の種々の実施例によるフィルタ８６の設計について説明する。定常状態の動作では、４５〜５５ｋＨｚの周波数掃引を２４ｋＨｚのＡＭ信号と共に採用する。電圧周波数スペクトルにおいては、これにより７９ｋＨｚ（５５ｋＨｚ＋２４ｋＨｚ）の最高周波数及び２１ｋＨｚ（４５マイナス２４）の最低周波数が生じる。色混合アルゴリズムは２０〜３０ｋＨｚのＡＭ周波数での動作を可能にし、これにより約１５ｋＨｚ（４５マイナス３０）〜８５ｋＨｚ（５５プラス３０）の総周波数範囲が可能になる。とりわけＰＷＭ方式及びＰＷＭ周波数に応じて、１００ｋＨｚくらいの周波数において不要な周波数成分が生じる。従って、フィルタ８６は１５ｋＨｚから８５ｋＨｚまでの周波数応答を有し、１００ｋＨｚで大幅な減衰を行うことが好ましい。このフィルタは低次であり、比較的大きな磁気要素がないことが好ましい。
【００３５】
本発明の一実施例によれば、平坦な周波数応答でないフィルタを採用し、これは適切な色混合についてのランプの仕様に合ったパワー周波数スペクトルを引き続き提供する。直列キャパシタ２２はＤＣブロック（阻止）キャパシタとして使用する。従って本発明の実施例による一例では、インダクタ２４がＬ＝１．６ｍＨのインダクタンスを有し、キャパシタ２６が容量Ｃ＝１．２ｎＦを有し、キャパシタ２２が容量Ｃｓ＝２．２μＦを有し、そしてランプ１４の等価抵抗がＲ＝５３３Ωである。従ってこのフィルタは、無負荷の共振周波数（１１５ｋＨｚ）が、所望のランプ駆動波形の電圧周波数スペクトルのいずれの周波数成分よりも上になるように設計する。さらに、前記共振周波数の３分の１（３８．３ｋＨｚ）を前記周波数スペクトルの不在部分、即ち掃引したキャリア周波数（４５ｋＨｚ〜５５ｋＨｚ）と、色混合動作中の下側のＡＭ側波帯の全範囲（１５ｋＨｚ〜３５ｋＨｚ）との間に位置付ける。
【００３６】
図１２に、「１」のＤＣ成分に対して正規化したパワースペクトルを示す。この正規化及び入力ｍの値０．２５によって、２４ｋＨｚの固定周波数成分の振幅は、ｍ／（１＋ｍ２／２）によって導出すれば０．２４２となる。電圧スペクトルにおける歪みが、ｍの値に１％未満の誤差を生じさせる。前記固定周波数成分が２０ｋＨｚから３０ｋＨｚまで変化するので、前記固定周波数における出力振幅は、２０ｋＨｚにおける０．２４２から３０ｋＨｚにおける０．２３９まで変化して、これは合計約１．３％の変化である。前記周波数掃引にわたって、パワーが約±６．５％だけ変化する。このパワーの変動は可視のフリッカを生じさせ得るものであり、本発明の一実施例によれば、このフリッカは、周波数掃引にわたる周波数の増加に伴い、オフセット振幅の増加を行うことによって修正することができる。さらに、本発明の他の実施例によれば、ランプ１４の電力の増加が所望される際には、ブリッジ回路１８におけるバス電圧を増加させることが可能であり、変調指数ｍも増加させる。例えば７５Ｗの電力の要求に対しては、約５２７Ｖのバス電圧及びｍ＝０．３の変調指数によって、適切なフィルタ特性及び満足な色混合が得られる。
【００３７】
本発明の他の実施例によれば、前記共振周波数を８７．７ｋＨｚに設定して、よってこの共振周波数の３分の１を２９．９ｋＨｚに設定する。このことはとりわけ３つの望ましい結果を生み出す。第１には、約５０ｋＨｚの周波数範囲において伝達関数が例えば１以上の高い値を有する。これにより、前記ブリッジ回路において必要なバス電圧ＶＢＵＳが低くなる。第２には、この領域において伝達関数が比較的平坦になる。第３には、不要な高周波数成分の減衰が、図１１を参照して説明した設計に比べて低いバス電圧及び変調指数値で比較的有効に働く。例えば、７５Ｗの出力電力には４０７Ｖのバス電圧及びｍ＝０．２８の変調指数が必要である。
【００３８】
従って本発明の種々の実施例によれば、パルス信号を全ブリッジ回路に供給するシステム及び方法を採用して、これらのシステム及び方法が、高輝度放電ランプにおいて許容し得る色混合を提供する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例による電子安定器回路を示す図である。
【図２ａ】本発明の一実施例によるシステムが供給する振幅被変調信号についての周波数スペクトルを示す図である。
【図２ｂ】本発明の一実施例によるシステムが供給する振幅被変調信号についての周波数スペクトルを示す図である
【図２ｃ】本発明の一実施例によるシステムが供給する振幅被変調信号についての周波数スペクトルを示す図である
【図３】本発明の一実施例による安定器システムのブロック図である。
【図４】本発明の一実施例による、フィルタ／点弧器と組み合わせた全ブリッジ回路の１つの構成を示す図である。
【図５】本発明の一実施例による非対称パルス幅変調のプロット図である。
【図６】本発明の一実施例による対称パルス幅変調のプロット図である。
【図７】本発明の一実施例による、振幅変調用の対称パルス幅変調に対応する信号曲線を示す図である。
【図８】本発明の一実施例による正規化した電圧スペクトルを示す図であり、ここでは２５０ｋＨｚのブリッジ動作における４５ｋＨｚ〜５５ｋＨｚの掃引を固定の５０ｋＨｚで表わす。
【図９】本発明の一実施例による正規化した電圧スペクトルを示す図であり、ここでは５００ｋＨｚのブリッジ動作における４５ｋＨｚ〜５５ｋＨｚの掃引を固定の５０ｋＨｚで表わす。
【図１０】本発明の一実施例によるパルス信号の比較図である。
【図１１】本発明の一実施例によるアナログパルス信号対ディジタルパルス信号の比較図である。
【図１２】本発明の一実施例による正規化したパワースペクトルを示す図である。
【図２ａ】
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【図２ｂ】
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【図３】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【国際公開パンフレット】
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【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
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【国際調査報告】
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