(57)【要約】正確なコードと搬送波移送測定をＧＰＳのＬ１ およびＬ２ 帯域で行うのに適した廉価で固体位置センサシステムは通常の廉価のＯＥＭカードの単一周波数搬送波位相追跡Ｃ／Ａコード受信機を使用し、ＧＰＳ搬送波位相のＬ１ およびＬ２ コンポーネントを感知するための廉価なハードウェアを含んでいる。このような測定は測量を含む種々の分野での一般的な使用に適している。これらはまた航空機、農業用トラクター、工事および採鉱装置のような重機械の制御に使用されるのに十分な品質である。Ｃ／Ａコードの連続的な追跡ＧＰＳ受信機はＧＰＳ位置決定と実時間のＬ１ 搬送波位相測定を生成するために使用される。このＣ／Ａコード受信機はデジタルサンプリングコンポーネントのタイミングおよび基準情報を生成する。このサンプリングコンポーネントはＧＰＳ信号からＬ１ およびＬ２ 信号を処理する。このサンプリングコンポーネントに結合するデジタル信号処理コンポーネントは、Ｐ（Ｙ）搬送波位相をベースバンドに正確にアンラップするためのステップを含んでいる同期したバッチ形態で粗サンプルを処理する。受信機は各レンジングソースと観察可能な信号に関連する同期した搬送波位相測定を出力する。連続的に追跡するＣ／Ａコード受信機とデジタルサンプリングコンポーネントからの同期した粗搬送波位相測定は既知の位置の基準局に関して各レンジングソースに対するサイクルの曖昧性を解決するために使用されてもよい。最初のオン切換から数十秒の短い間隔内で、連続的な同期粗測定はＧＰＳ受信機により行われ、正確な位置決定に処理される。【選択図】図２
2004518962.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＧＰＳのＣ／Ａコードおよび搬送波追跡コンポーネントがＬ１ およびＬ２ 帯域のサンプリングコンポーネントに結合され、このサンプリングコンポーネントがデジタル信号処理コンポーネントに結合され、前記各コンポーネントの内部タイミングが搬送波位相コヒーレントであり、前記デジタル信号処理コンポーネントは前記サンプリングコンポーネントからのデータの特定されたセグメントに対して動作するハードウエア。
【請求項２】
デジタル信号処理コンポーネントはサンプルＲＡＭおよびコンピュータを含んでいる請求項１記載のハードウエア。
【請求項３】
コンピュータはインテル４８６マイクロプロセッサを含んでいる請求項２記載のハードウエア。
【請求項４】
コンピュータはＴＩのＴＭＳ３２０ ＤＳＰを含んでいる請求項２記載のハードウエア。
【請求項５】
デジタル信号処理コンポーネントはサンプリングコンポーネントからのデータについて連続的に動作する請求項１記載のハードウエア。
【請求項６】
デジタル信号処理コンポーネントは直接メモリアクセスを使用している請求項５記載のハードウエア。
【請求項７】
デジタル信号処理コンポーネントはＦＰＧＡである請求項５記載のハードウエア。
【請求項８】
デジタル信号処理コンポーネントはサンプルバッファを有するＦＰＧＡである請求項１記載のハードウエア。
【請求項９】
ＧＰＳのＣ／Ａコードおよび搬送波追跡受信機のソフトウエアはＬ１ およびＬ２ 帯域のサンプリングコンポーネントおよびデジタル信号処理コンポーネントに結合され、前記受信機および各コンポーネントの基準発振器は共通で搬送波位相コヒーレントであるハードウエア。
【請求項１０】
ＧＰＳのＣ／Ａコードおよび搬送波追跡受信機は、外部クロック入力を有するカナディアンマルコニー電子スーパースターである請求項９記載のハードウエア。
【請求項１１】
デジタル信号処理コンポーネントはサンプルＲＡＭおよびコンピュータを含んでいる請求項９記載のハードウエア。
【請求項１２】
コンピュータはインテル４８６マイクロプロセッサを含んでいる請求項１１記載のハードウエア。
【請求項１３】
コンピュータはＴＩのＴＭＳ３２０ ＤＳＰを含んでいる請求項１１記載のハードウエア。
【請求項１４】
デジタル信号処理コンポーネントはサンプリングコンポーネントからのデータについて連続的に動作する請求項９記載のハードウエア。
【請求項１５】
デジタル信号処理コンポーネントは直接メモリアクセスを使用している請求項１４記載のハードウエア。
【請求項１６】
デジタル信号処理コンポーネントはＦＰＧＡである請求項１４記載のハードウエア。
【請求項１７】
デジタル信号処理コンポーネントはサンプルバッファを有するＦＰＧＡである請求項９記載のハードウエア。
【請求項１８】
デジタル信号処理コンポーネントは不連続なバッチセグメントを使用している請求項１７記載のハードウエア。
【請求項１９】
連続的に追跡するＣ／Ａコード搬送波位相追跡ＧＰＳコンポーネントはＬ１ およびＬ２ 帯域のサンプリングコンポーネントおよびデジタル信号処理コンポーネントにコヒーレントに結合され、
前記サンプリングコンポーネントはＧＰＳ信号のＬ１ およびＬ２ 直交位相サンプルを生成し、
特定のインターバルにわたるデータの選択が処理のために収集され、
前記特定のインターバルにわたるＣ／Ａコードおよび搬送波追跡からの追跡パラメータは、Ｌ１ およびＬ２ チヤンネルのそれぞれに対するフィードフォワードＰコードおよび搬送波シーケンスを合成するために使用され、
前記Ｌ１ フィードフォワードＰコードおよび搬送波シーケンスは前記直交Ｌ１ サンプルと混合され濾波されてベースバンドの中間疑似スタチックシーケンスを形成するシステムおよび方法。
【請求項２０】
前記ベースバンド疑似スタチック出力は、Ｃ／Ａコードおよび搬送波追跡からのパラメータに前記ベースバンド疑似スタチック出力を結合することによりＬ２ 搬送波位相を再構成するために使用される請求項１９記載のシステムおよび方法。
【請求項２１】
前記ベースバンド疑似スタチック出力は１００ミリ秒にわたって平均される請求項１９記載のシステムおよび方法。
【請求項２２】
前記ベースバンド疑似スタチック出力は前記ベースバンド疑似スタチック出力の下流のソフトウエア中の位相ロックループに対するエラー信号として使用される請求項１９記載のシステムおよび方法。
【請求項２３】
前記特定されたインターバルは１つのインターバルから次のインターバルへ不連続である請求項１９記載のシステムおよび方法。
【請求項２４】
前記ベースバンド、中間、および疑似スタチックシーケンスに対する前記フィルタは２μ秒のボックスカー平均である請求項１９記載のシステムおよび方法。
【請求項２５】
前記ベースバンド疑似スタチック出力は，移動体ユーザの受信機で利用されるＣ／Ａコード搬送波測定を使用する運動位置決定を移動体ユーザが開始するために基準基地局と移動体ユーザとのサイクルの曖昧性を解決するためのベースである請求項１９記載のシステムおよび方法。
【請求項２６】
前記運動位置決定の感知は農業用トラクターその他の重機械を自動操縦するための誘導信号として使用される請求項２５記載のシステムおよび方法。
【請求項２７】
前記基準基地局は分布された基準ネットワークを生成するために１以上の移動体ユーザによって使用される請求項２６記載のシステムおよび方法。
【請求項２８】
前記Ｃ／Ａコード搬送波位相追跡ＧＰＳ受信機はＧＰＳのＣ／Ａコードおよび搬送波追跡受信機であり、そのソフトウエアは再プログラム可能であり、前記受信機および各コンポーネントの基準発振器は共通であり、搬送波位相コヒーレントである請求項１９記載のシステムおよび方法。
【請求項２９】
連続的に追跡するＣ／Ａコード搬送波位相追跡ＧＰＳコンポーネントはＬ１ およびＬ２ 帯域のサンプリングコンポーネントおよびデジタル信号処理コンポーネントにコヒーレントに結合され、
前記サンプリングコンポーネントはＧＰＳ信号のＬ１ およびＬ２ 直交サンプルを生成し、
特定のインターバルにわたるデータの選択が処理のために収集され、
前記特定のインターバルにわたるＣ／Ａコードおよび搬送波追跡からの追跡パラメータは、Ｌ１ およびＬ２ チヤンネルのそれぞれに対するフィードフォワードＰコードおよび搬送波シーケンスを合成するために使用され、
前記Ｌ１ およびＬ２ フィードフォワードＰコードおよび搬送波シーケンスは前記直交Ｌ１ およびＬ２ サンプルとそれぞれ混合され濾波されてベースバンドの中間疑似スタチックシーケンスを形成するシステムおよび方法。
【請求項３０】
連続的に追跡するＣ／Ａコード搬送波位相追跡ＧＰＳコンポーネントはＬ２ 帯域のサンプリングコンポーネントおよびデジタル信号処理コンポーネントにコヒーレントに結合され、
前記サンプリングコンポーネントはＧＰＳ信号のＬ２ 直交位相サンプルを生成し、
データの特定のインターバルにわたって選択されたものが処理のために収集され、
前記特定のインターバルにわたるＣ／Ａコードおよび搬送波追跡からの追跡パラメータは、Ｌ２ チヤンネルに対するフィードフォワードＣ／Ａコードおよび搬送波シーケンスを合成するために使用されてベースバンド、中間、疑似スタチックシーケンスを形成し、
前記Ｌ２ チヤンネルからのベースバンド、中間、疑似スタチックシーケンスは濾波されてベースバンド疑似スタチック出力を形成し、その位相はＧＰＳ信号の前記Ｌ１ およびＬ２ 直交位相コンポーネント間の差の測定値であるシステムおよび方法。
【請求項３１】
ＧＰＳ信号のＣ／Ａコード搬送波位相追跡パラメータおよびＬ１ およびＬ２ 直交位相サンプルは特定のインターバルにわたってデジタル信号プロセッサに与えられ、
前記特定のインターバルにわたるＣ／Ａコードおよび搬送波追跡からの追跡パラメータは、Ｌ１ およびＬ２ チヤンネルのそれぞれに対してフィードフォワードＰコードおよび搬送波シーケンスを合成するために使用され、
前記Ｌ１ フィードフォワードＰコードおよび搬送波シーケンスは前記直交位相Ｌ１ サンプルと混合され、濾波されてベースバンド、中間、疑似スタチックシーケンスを形成し、
前記Ｌ１ チヤンネルからのベースバンド、中間、疑似スタチックシーケンスはＬ２ チヤンネルからのサンプルと混合され、濾波されてベースバンド疑似スタチック出力を形成し、その位相はＧＰＳ信号の前記Ｌ１ およびＬ２ 直交位相コンポーネント間の差の測定値であるプロセス。
【請求項３２】
検索テーブルが前記フィードフォワードＰコードを生成するために使用される請求項３１記載のプロセス。
【請求項３３】
検索テーブルが前記フィードフォワードＰコードおよび搬送波信号を前記直交位相Ｌ１ およびＬ２ サンプルと混合するために使用される請求項３１記載のプロセス。
【請求項３４】
ＦＰＧＡが処理コンポーネントとして使用される請求項１９記載のシステム。
【請求項３５】
Ｃ／Ａコード搬送波位相追跡ＧＰＳコンポーネントがＬ１ およびＬ２ 帯域のサンプリングコンポーネントおよびＦＰＧＡにコヒーレントに結合され、
前記サンプリングコンポーネントがＧＰＳ信号のＬ１ およびＬ２ 直交位相サンプルを生成し、
前記ＦＰＧＡがＲＡＭに結合され、
前記ＲＡＭが特定されたインターバルにわたってＬ１ およびＬ２ サンプルの選択を収集し、
前記ＦＰＧＡはＣ／Ａコードからの追跡パラメータを使用し、前記特定されたインターバルにわたる搬送波追跡はＬ１ およびＬ２ チヤンネルのそれぞれに対するフィードフォワードＰコードおよび搬送波シーケンスを合成するために使用され、
前記Ｌ１ フィードフォワードＰコードおよび搬送波シーケンスは前記直交位相Ｌ１ サンプルと混合され、濾波されてベースバンド、中間、疑似スタチックシーケンスを形成し、
前記Ｌ１ からのベースバンド、中間、疑似スタチックシーケンスは前記Ｌ２ チヤンネルからのサンプルと混合され、濾波されてベースバンド疑似スタチック出力を形成し、その位相はＧＰＳ信号のＬ１ およびＬ２ 直交位相コンポーネント間の差の測定値であるシステムおよびプロセス。
【請求項３６】
前記特定されたインターバルはＰコードＸ１またはＸ２レジスタロールオーバ事象と一致しないように選択されている請求項３４記載のハードウエア。
【請求項３７】
コンピュータは前記正常のＧＰＳのＣ／Ａコード受信機のものである請求項１９記載のハードウエア。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＧＰＳ受信機に関し、特に連続的な搬送波位相追跡を行うことのできるスリッドステートＧＰＳ受信機に関する。本発明のＧＰＳ受信機は例えば農業機械を含む重機械の実時間制御あるいは誘導を行うために使用することができる。
【０００２】
【従来の技術】
まず、現在のグローバル位置決定システム（ＧＰＳ）の背景について説明し、それに続いて重機械、特に農業用機械の自動制御に対するＧＰＳの応用についての要求およびそれに関連する問題について説明し、最後に本発明によって解明された問題の幾つかに対する従来提案された特定の解決策について説明する。本発明は特定の応用に関する多くの問題を解決するものであるが、得られた解決策はここで特に説明されていない多数の異なったＧＰＳ応用に適用可能であることを当業者は認識するであろう。それ故、関係する技術についての説明は発明の技術的範囲を限定することを意図するものではなく、また、本発明に関係する従来技術だけがここで考慮されているものでもない。
【０００３】
［グローバル位置決定システム（ＧＰＳ）］
ＧＰＳは世界的に固定されている実時間の３次元位置決定のためのもとは米軍によって開発された衛星星座である。ＧＰＳは円形の２６０００ｋｍの軌道における２４個の衛星を通常使用している。各衛星は米国海軍観測機構により維持されているＧＰＳ時間に結合された原子周波数基準装置を搭載している。衛星からの無線信号は光の速度でユーザに伝搬される。それ故衛星に対する距離の決定能力は時間を測定するものの能力によって支配される。
【０００４】
ＧＰＳの正常の動作は、既知の２位相疑似ランダム雑音（ＰＲＮ）コードを使用するタイミング信号を放送してそれにより受信機はこの予め定められたシーケンスにロックできる。ユーザが完全なクロックを有しているならば、３つの別々のソース（緯度、経度、高度の各ディメンションに対して１つ）までの距離はその位置を決定するのに十分である。簡単な水晶発振器時間ベースを使用する低コストの受信機セットが使用できるように、ＧＰＳの設計は付加的な４番目の距離ソースを含んでいる。それ故、あらゆる位置固定はＧＰＳに関するユーザの位置およびクロックバイアスに対する解を含んでいる。
【０００５】
ＧＰＳは２つの周波数Ｌ１ およびＬ２ で放送する。ＧＰＳの基本基準周波数基準をｆ０ （１．０２３ＭＨｚ）であると規定することができる。Ｌ１ は１５４０ｆ０ （１，５７４．４２ＭＨｚ）であり、Ｌ２ は１２００ｆ０ （１、２２７．６０ＭＨｚ）である。Ｌ１ は既知のＣ／Ａコードを与え、それは全ての時間に世界中で民間の使用のために提供されている。これはｆ０ で変調されたＰＲＮコードである。また、１０ｆ０ で変調されたＬ１ およびＬ２ で与えられるＰ（Ｙ）コードも存在する。デフォルトオペレーションモードは既知のＰコードが放送されるモードである。米軍は時間と共に交互に未知の（暗号化された）Ｙコードに切換えることを決定できる。このモードは“アンチスプーフィング”すなわちＡＳと呼ばれている。このコードは軍事衝突の時間に敵に対してプリオリを知らないから、敵に自己の真の位置について同盟した受信機を誤らせるために使用されることのできる誤信号を発生することができない。
【０００６】
ＧＰＳは、現在輸送、リクリエーション、科学的研究および工業界を含む種々の応用に広く使用されている。ここで注目される特定の応用は一般的なものであり、探査、ＧＩＳ、天然資源、およびマッピングを含む広範囲に関係することができる。さらに、ＧＰＳは現在、航空、農業、建築、および鉱山等における誘導および制御センサとして使用され始めている。
【０００７】
［精密な制御応用］
重機械の精密な自動制御は誘導のために使用されるナビゲーションセンサに対して厳しい要求をする。そのような機械および応用の例は、航空機の自動着陸、農業用トラクターの自動操縦、輸送トラックおよび鉱山および建築装置の自律動作等である。トラクター、輸送トラック、パンチ装置、ドリル、シャベル、ロードグレーダ等のような鋼鉄で造られ、液圧で動作される重機械は時には“ヘビーアイアン”として知られている。
【０００８】
［農業用トラクター］
農業用トラクターの自動誘導は主要な新しい効率を農業従事者へ与え始めている。幾つかの最初の利点は綿および野菜等の条植え作物で実現されている。条植え作物では、植込みをし、その後作業するために直線の溝を作ることが非常に重要である。条植えの畝が非常に近接していると、耕作プロセスは農作業者の作物を切断する。条植えの畝が非常に広く分離されていると、農作業者は植え込みに使用できる貴重な地面の領域を失うことになる。
【０００９】
自動誘導以前には、農業者は良好な視界でのみ作業を実行した。霧、埃、または暗闇により作業を自動的に休止または終了した。ＧＰＳベースのトラクターの自動操縦システムにより、農作業従事者は１日２２時間作業でき、そのようなことは以前には不可能なことであった。このような装置の１例はカリフォルニア州、Ｍｅｎｌｏ ＰａｒｋのＩｎｔｅｇｒｉＮａｕｔｉｃｓ社による製造のＡＦ５００１である。このような１ユニットは１センチメートルの正確度でトラクターの位置を決定し、その後、その情報を直線の溝に沿ったトラクターの操縦を直接制御するために使用する。左右の正確度は１インチである。
【００１０】
人間のオペレータは依然として使用されている。１２時間のシフト後、慢性的な疲れは実効的に除去され、それはオペレータがトラクタープロセスの全体的な品質機能、特にそれ自体を構成する適切な機能を管理することに時間を費やすからである。
【００１１】
別の利点は、コーン、小麦、大豆等の主要農産物で認識される。共通して生じる条植えの畝のオーバーラップを除去するために、農業者は燃料、肥料、時間、農薬の使用の１０％の減少を認知する。
【００１２】
［サイクルの曖昧性の解決法］
ＧＰＳ搬送波を使用する正確な位置付けでは、完全なサイクルの曖昧性が、各衛星の視線に投影する各アンテナ対を分離するベースライン間で解決された後にのみセンチメートルレベルの正確度が可能である。
【００１３】
サイクルの曖昧性の幾つかの解決方法は、Ｃｏｈｅｎ （米国特許第５，５７２，２１８ 号）、Ｚｉｍｍｅｒｍａｎ （ＩｎｔｅｇｒｉＮａｕｔｉｃｓ社により出願された明細書）、Ｒａｂｉｎｏｗｉｔｚ（Ｓｔａｎｆｏｒｄにより出願された明細書）を含んでいる。他の方法は二重周波数ＧＰＳ搬送波位相測定を使用する“広いレイニング（ｗｉｄｅ−ｌａｎｉｎｇ ）”を使用する。２つのＧＰＳ周波数は異なるとき、帯域自体の波長よりも非常に長い実効的な波長を有するので、最小の残留解像エラーを形成する正確なセットのサイクルの曖昧性を補正する体系的にサーチするためにその情報を使用することが可能である。逐次的に“イメージ”解像を投影する種々のアルゴリズムが開発されている。
参考文献（Ｉｎｓｔａｎｔａｎｅｏｕｓ Ａｍｂｉｇｕｉｔｙ Ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ， ｂｙ Ｒｏｎ Ｈａｔｃｈ， Ｐａｐｅｒ Ｐｒｅｓｅｎｔｅｄ Ｓｅｐ．１１， １９９０ ａｔ Ｂａｎｆｆ， Ｃａｎａｄａ ａｔ ＫＩＳ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ １９９０ ）は１つのこのような技術を説明している。“広いレイニング”は技術で知られている一般的な方法である。
【００１４】
［正確性の要件］
本発明は広く適用可能であることが想定される。しかしながら、本発明は正確性、安全性、信頼性の厳しい基準に対して重機械を制御するための高品質の誘導センサとして使用可能であることも強く望まれている。機械制御用としての適切さは典型的に２０，０００ｌｂを超える重さであるビークルまたは機械を左右１インチの正確度に制御するフィードバック制御ループシステムに一体化される潜在性を示唆している。本発明ではＧＰＳは必要なレベルの性能を与えることができるようになったが、特別な増加が必要とされる。
【００１５】
重機械の正確な制御のための一般的な要件を以下示す。
正確性（実際位置からのシステムの偏差）：１ｃｍ（１シグマ）以上に良好でなければならない。
完全性（危険な読出しの警報を適時に与えるシステムの能力）：危険な誤解を生じさせる情報の確率は民間航空の１兆回の着陸で１回の故障よりも良好でなければならない。ヘビーアイアンの自律応用の目標は１５０秒に等しい露出時間当りの１００万の動作で１回の故障よりも良好であることである。
連続性（全体的な着陸方法で継続する動作の確率−１５０秒の露出時間−動作開始時の所定の適切なシステム機能）：１０００万回のアプローチで１回の故障で設定される。システムにおける間接的な要件は、頑丈で同期した出力（即ち１０Ｈｚの出力レートの露出時間中に読飛ばされる出力がない）をもたなければならないことである。自律動作の目標は１００，０００当たり１回の故障である。
利用性（システムがサービスを提供できる時間の割合）：システムは少なくとも９９．９９％の時間、需要において利用可能でなければならない。
獲得時間（コールドスタートから正常動作までの時間）：２、３分、典型的には２分を超えない時間が許容可能である。
通信：簡単で、非同期（即ち比較的待ち時間に対して鈍感）で、低帯域幅で、任意のスペクトル調整に対して従順であるようにフレキシブルで、ｒ．ｆ．干渉に耐久性があるべきである。
環境：コンポーネントカウントが最少であり簡潔であるべきである。簡潔性はさらに要求される環境性能とさらに良好な全般的な信頼性を与える。
パワー：基地局は低パワーでなければならない（しばしば自蔵の電源が使用される）。
価格：廉価でなければならない。
【００１６】
［従来提案されたシステムおよび方法の制限］
Ｗａｔｅｒｆｉｅｌｄ（ＵＳＰ４，６２２，５５７ ）は下方変換器、サンプラ、変調器、送信機（“トランスデジタイザ”）に結合されたＧＰＳのフロントエンドが（ソノブイ等の）移動体から受信されたときの入来するＧＰＳ信号の実時間のｒ．ｆ．レプリカを送信するためにどのように使用されるかを考察している。地上局はその後、実時間情報を位置決定へ処理する。
【００１７】
（ＧＰＳ“トランスレータ”と呼ばれる）アナログバージョンは文献（Ｗｅｌｌ， Ｌ．Ｌ．、“Ｒｅａｌ−Ｔｉｍｅ Ｍｉｓｓｉｌｅ Ｔｒａｃｋｉｎｇ ｗｉｔｈ ＧＰＳ ”、Ｎａｖｉｇａｔｉｏｎ、ｖｏｌ．ＩＩ：１０５〜１１１ （１９８４））に記載されている。ここでミサイルから入来するＧＰＳ信号は下方変換され、地上で処理するために異なる帯域幅で再放送される。
【００１８】
Ｃｏｈｅｎ （５，５８３，５１３ ）はＧＰＳ衛星信号にロックし、交互に微分可能なコードをＧＰＳ信号へ変調し、その後入来する再変調された搬送波信号をコヒーレントに再放送する疑似ベースの基準局を説明している。
【００１９】
しかしながら、これらの各技術は移動体装置と地上局との間のリンクにおける暗黙的な視線が要求されるために限定される。実際に、これらの技術は重機械の自動制御に適しておらず、それは各技術は地上局とビークルとの間に安定な（マルチパスのない）リンクまたは視線が存在する場合に限定されるからである。さらに、これらは民間のユーザに容易に利用可能ではない（２と１０ＭＨｚとの間の）重要なｒ．ｆ．帯域幅を必要とする。また選択された帯域は干渉を受けやすい。
【００２０】
従来技術のその他の変形はＪｏｈｎｓｏｎ （ＵＳＰ５，４２０，５９２ ）とＢｒｏｗｎ （ＵＳＰ５，３７９，２２４ ）の明細書を含んでおり、それ等は粗ＧＰＳ信号のデジタルサンプルを採用し、これらをバッファ中に位置させ、位置決定への事後処理をするために地上局へこれらを遠隔測定で通知する（ラジオゾンデのような）システムを考察している。地上局は微分演算のために一般的なＣ／ＡコードのＧＰＳ受信機を選択的に使用できる。事後処理で実行されているこのテーマの変形は次の２つの文献、即ち（ｉ）Ａ． Ｂｒｏｗｎ、Ｍ． Ｍａｙ、Ｂ． Ｔａｎｊｕの“Ｂｅｎｅｆｉｔｓ ｏｆ Ｓｏｆｔｗａｒｅ ＧＰＳ Ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ ｆｏｒ Ｅｎｈａｎｃｅｄ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ ”、ＧＰＳ Ｓｏｌｕｔｉｏｎｓ 、４（１）Ｓｕｍｍｅｒ、２０００、５６〜６６頁（ここでは著者はジャミングまたは低い信号対雑音比が存在する場合によりよい性能を獲得するためにコンバータの信号処理パワーを使用している）、（ｉｉ）Ａ． Ｂｒｏｗｎ、Ｍ． Ｍａｔｉｎｉ 、Ｄ． ＣａｆｆｅｒｙのＨｉｇｈ Ｄｙｎａｍｉｃ， Ｄｕａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｔｒａｃｋｉｎｇ ｗｉｔｈ ａ Ｌｏｗ Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｔｒａｎｓｌａｔｏｒ 、ＩＯＮ ＧＰＳ−９６、１９９６年９月（ここでは粗ＧＰＳスペクトルは地上へ放送される前に２ＭＨｚへ切頭される）である。このクラスの解決策の中の最後の技術は民間の応用では実行可能であると考えられ、それは実行および使用するためのＧＰＳ暗号化アルゴリズムの分類された知識を必要とするからである。またＫｒａｓｎｅｒ はセルラ電話動作と関係する位置決定に関する幾つかの特許（ＵＳＰ第５，６６３，７３４ 号、第５，１３３，８７４ 号、第６，０６４，３３６ 号、第５，７８１，１５６ 号、第５，９４５，９４４ 号、第５，８３１，５７４ 号、第６，０１６，１１９ 号を含む）を有する。彼は中央ＧＰＳサーバ／基準局が特別な補助情報をユーザの受信機へ送出する方法について考察している。補助情報はユーザの適切な衛星ドップラ評価と、衛星位置推算情報、基準局の基準差補正、ユーザ結晶発振器を較正するための通信リンクによるｒ．ｆ．パイロットトーンを含んでいる。ユーザは入来するＧＰＳのＣ／Ａコード信号のサンプルを採用し、これらをバッファに記憶する。基準局により与えられる補助情報を使用して、ユーザの受信機は各衛星に対するＧＰＳ疑似距離の評価を得るために、Ｃ／Ａコードの予め記憶された表示と記憶されたサンプルとの間で“高速度のコンボリューション”を実行する。これらの疑似距離は位置決定を計算するために結合される。
【００２１】
しかしながら、これらの解決策は正確なセンチメートルレベルの測定を実行しこれらの測定を自動制御に適用するのには有効ではない。これらの発明では、これらが搬送波を連続的に追跡せず（追跡したとしても僅か）、言うまでもなく実時間で追跡させることができないため正確な位置決定を実行する搬送波位相の使用を提供できるものはない。Ｂｒｏｗｎ はコンバージェンスまで同一のデータを反復的に再処理する技術により搬送波についての解決を示しているが、データの単一のバーストと事後処理の意味でのみ解決している。反復的な事後処理の受信機は最終的に正確な分解能に集中し、それ故、待ち時間、信号の希釈およびまたは処理パワーにおいて十分な許容度が与えられた疑似実時間で動作することが明白である。一般的に有用な受信機と実時間制御に必要なことは、最少の処理リソースを使用して可能な限り迅速に頑丈な分解能が獲得されることである。しかし、恐らく最も問題なことは、これらの方法には１つのデータバーストから次のデータバーストへ連続的に搬送波位相の測定を維持できる方法がないことである。これはサイクルのスリップの防止、特に重機械の実時間制御のためには重要なことである。
【００２２】
これらのシステムは実時間の機械制御では好ましくない方法で設計されている。これらの２つ（Ｊｏｈｎｓｏｎ ／Ｂｒｏｗｎ ）は基準サイトの位置決定を計算する。その解には制御のためにユーザサイトで実時間で必要とされる。多数のユーザのグループに対する異なる解を放送することにより生じる付加的な待ち時間は望ましくない。ユーザが彼の自分の位置を計算することを可能にする別の発明（Ｋｒａｓｎｅｒ ）は通信リンク周波数のパイロットトーンを含む補助情報を送信する中央サーバを有することを考えている。ｒ．ｆ．パイロットトーンのこの付加的な要求はセルラ電話応用に対しては許容可能であるが、高価であり、信号が地球表面をすれすれに伝播するときマルチパスが常に信号の位相を破壊するので機械制御では実行不可能である。これらのシステムでは重機械の自動制御に必要な、頑丈で同期の搬送波位相位置付けで使用可能であるものはない。
【００２３】
【発明が解決しようとする課題】
ここで説明する本発明の１特徴は通常のＧＰＳ受信機と、ＧＰＳ信号をサンプルしその後処理するためにバッファする受信機との組合わせである。Ｋｒａｓｎｅｒ （ＵＳＰ５，８８４，２１４ と６，１０４，３４０ ）は第１の通常のＧＰＳ受信機と第２のサンプルし緩衝する受信機とを結合して、弱いＧＰＳ信号の場合にバックアップを生成することを考慮している。彼の発明では、彼は第１のＧＰＳ信号が非常に弱くなった場合に、それを失うことを考慮している。通常、第１の一般的な受信機が動作する。信号が失われたならば、第２の受信機はバックアップとして動作する。その設計のために、第２の受信機は弱い信号をさらに長く積分することができ、それ故、妨害中に良好な測定を回復する良好な機会を有する。
【００２４】
しかしながら、これらの２つのＫｒａｓｎｅｒ の特許は、（信号妨害に対処する）それらの目的とする応用と（サイクルスリップなしに搬送波位相を追跡するのに不適切な非連続出力を生む）それらの設計との両者において、通常の搬送波位相追跡、特にここで必要とされている機械制御のためのさらに広い応用に適合しない。典型的に搬送波は妨害状態中にマルチパスにより破壊され、それ故処理手段または典型的にスナップショットにかかわりなく使用可能としてフラグされなければならない。固体の妨害のない信号の場合でさえも、従来技術は機械の制御を行うことを強制された頑丈で、同期したセンチメートルレベルの搬送波位相出力の品質を何等与えない。
【００２５】
前述したように、運動動作の重要な要件は完全なサイクルの曖昧さを解決することである。疑似（ｐｓｅｕｄｏｌｉｔｅ）およびＬＥＯ衛星を含む幾つかの方法について前述され、通常および機械制御の両者において良好に作用するであろう。搬送波位相の二重周波数のＧＰＳ測定は前述したように完全性を解決する別の方法である。機械の制御では、理想的な解決策は性能を最大にするために多数または全ての前述の技術を同時に使用することである。
【００２６】
多数の既存の二重周波数受信機は未知のＧＰＳのＹコード信号を使用し、ＧＰＳ信号についての以下の仮定の少なくとも幾つかのサブセットに依存する。
・ＹコードはＰコードと（未知の）Ｗコードの積であり、
・Ｗコードは約５００ｋＨｚの帯域幅を有し、
・ＹコードはＬ１ とＬ２ で同様に変調される。
【００２７】
搬送波を回復するためにＬ２ 信号を二乗することが可能である。Ｃｏｕｎｓｅｌｍａｎ（ＵＳＰ４，６６７，２０３ ）は搬送波の第２の高調波を発生する受信機を説明している。Ｌ２ の搬送波位相を回復する他の受信機はＭａｃＤｏｒａｎ（ＵＳＰ４，４６３，３５７ ）、Ｋｅｅｇａｎ（ＵＳＰ４，９７２，４３１ ）、Ｍｅｅｈａｎ（ＵＳＰ６，０６１，３９０ ）により開示されている。これらの受信機は全て予測通りに動作するが、機械制御応用に関して共有する１つの欠点は、これらはＬ２ 位相で半サイクルの曖昧性を発生するか、あるいは他の受信機よりもやや大きい（即ち１０ｄＢを超える程度だけ）雑音を発生することである。
【００２８】
Ｌｅｎｎｅｎ（ＵＳＰ５，８２５，８８７ ）は実時間でＷコードを評価しようとするために各ＧＰＳ衛星を指向するように高利得アンテナ（ＨＧＡ）を使用するシステムを説明している。この評価はその後未知のＹコードをはぎ取るために移動体受信機により使用される。しかしながら、この方法は高価で複雑なＨＧＡが使用されることを必要とする。例えば農業者およびほとんどの他の使用者は簡単で廉価な方法を必要としている。
【００２９】
別のクラスの受信機は出力における低い雑音とフルサイクル再構成との両者の利点を与える。これらの受信機は先に列挙した全ての仮定、特に暗号化されたＹコードはＰコードと未知のＷコードの積であるという仮定を利用することによってＧＰＳ信号をさらに効率的に使用する。これらの受信機の幾つかの例はＬｏｒｅｎｚ（ＵＳＰ５，２９３，１７０ ）、Ｌｉｔｔｏｎ（ＵＳＰ５，５７６，７１５ ）、Ｗｏｏ （“Ｏｐｔｉｍｕｍ Ｓｅｍｉｃｏｄｅｌｅｓｓ Ｃａｒｒｉｅｒ−Ｐｈａｓｅ Ｔｒａｃｋｉｎｇ ｏｆ Ｌ２ ”、Ｎａｖｉｇａｔｉｏｎ、４７巻、Ｎｏ．２、８２頁）、Ｌｅｎｎｅｎ（５，６１０，９８４ ）の発表したものである。
【００３０】
しかしながら、これらの受信機で観察できる二重周波数を獲得するのに使用される技術は本発明の主題である周期的な、サンプルされた処理受信機には適していない。搬送波位相の獲得測定は伝統的に連続した中断のないロックを必要とする。動作のときに信号処理で周期的に延長されるギャップを受ける本発明の受信機により、搬送波位相測定を導出する新しい手段が必要とされる。伝統的な追跡ループは、その付随するスタートアップの過渡特性、捕捉モード、不連続の信号カバーによるサイクルのスリップに対する脆弱さにより、動作しない。サイクルスリップを誘起せずに処理の中断に耐えることができる観察可能な二重周波数の測定の新しい方法は先に概説した全ての要求を実現することを必要とされる。
【００３１】
多数の異なる二重周波数ＧＰＳセットは市場で利用可能である。少なくとも５つの主要な製造業者が米国のＧＰＳ産業に存在し、これらは先に列挙した特許明細書によりカバーされる幾つかのものを含む受信機を販売している。それぞれは軍部がアンチスプーフィング（ＡＳ）を呼出すことを決定した場合にＧＰＳ信号の暗号化されたコンポーネントを回復する幾つかの手段を有する。
【００３２】
サイクルの曖昧性を解決するための二重周波数受信機の重要な利点は、正確なアルゴリズムが粗測定を処理するために使用されるならば、プロセスが迅速で信頼性があることである。重要な欠点はこれらの受信機がパワーの消費が大きく、これらが高価であることである。
【００３３】
例えば、農業者の農場で基準基地局として使用されるとき、幾つかの受信機は動作領域をサービスするために直ちに必要とされる。動作の負担を最小にするために、コンパクトで廉価な基準局は農業者により一度設定され、太陽電池により充電される電池のような最小のパワーで動作できることを必要とされる。
【００３４】
一般的で既製のものではない二重周波数受信機の本質的な費用は、１％に満たない時間で実際に使用されている農業用トラクターシステムコンポーネントが総システム価格のほぼ５０％を占めている。
【００３５】
それ故、本発明の目的は、簡単で低コストで、高性能の位置決定センサを提供することであり、それは農業者、精密機械制御ユーザおよびその他の応用のユーザを助けて効率を増加させる。
【００３６】
【課題を解決するための手段】
本発明のハードウエアに対する理想的なアーキテクチャによれば、本発明のセンサは標準的なＣ／ＡコードＧＰＳチップセットを駆動するために共通クロックを使用し、それはＬ１ およびＬ２ チヤンネルのためのコヒーレントな４０ＭＨｚサンプリングクロックを発生する。Ｃ／Ａコード搬送波位相測定は、粗Ｌ１ およびＬ２ 直交位相サンプルのバーストと同期して行われる。ハードウエアを最小にするために、これらのサンプルは本発明の技術的範囲内においてＬ１ 帯域において直接採取される。もっとも、本発明の図示された実施形態では、現在のアンチエイリアスフィルタのシャープ差に実用的な限界が有ることにより下方変換フロントエンドを含んでいる。いずれの場合においても、２ビットが粗Ｌ１ およびＬ２ サンプルをコード化することが好ましく、インターフェースブロックが粗データを捕捉し、それは、本発明の変形形態では、バッファされ、前処理され、または直接データをコンピュータその他の形態のデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）に転送される。
【００３７】
好ましいデジタル信号処理コンポーネントは、Ｌ１ およびＬ２ の両者に対してＰコードおよび搬送波位相の両者を合成する内部ソフトウエア信号発生器を備えている。受信機が信号を捕捉して追跡すると、これらの信号はそれぞれ同時に追跡されるＣ／Ａコード測定から順方向に供給されてもよい。粗の複素数サンプルは入来する発生された信号を単に乗算することによりベースバンドに計算的に混合される。この混合処理の速度を増加させるために、ワンステップの検索テーブルが使用されることができる。混合された信号積は２ミリ秒の期間と加算されてＰコードをワイプオフし、信号をベースバンドに回転する。結果的に得られたＬ１ およびＬ２ 信号はともに混合されて残りのＷコードをワイプオフする。残っている信号は所定の衛星に対するベースバンド差位相測定値であり、すなわち本質的にＩＱ平面で凍結される。１００ミリ秒またはそれ以上の長さで積分することにより、雑音は平均化されて低下し、有用な信号が得られる。
【００３８】
ここに与えられたシステムおよび方法は、実時間でセンチメータレベルの性能を得ることができる非常に低コスト（＜＄５００ ）で二重周波数受信機を得ることを可能にする。
【００３９】
【発明の実施の形態】
図１（直接的なサンプル）は本発明の原理を使用するハードウェアの理想的なアーキテクチャを示している。共通のクロックは標準的なＣ／ＡコードＧＰＳチップセットを駆動し、それによりＬ１ およびＬ２ チャンネルに対してコヒーレントな４０ＭＨｚサンプリングクロックが発生する。Ｃ／Ａコード搬送波位相測定はその後、粗Ｌ１ およびＬ２ 直交位相サンプルのバーストと同期で行われる。ハードウェアを最小にするために、これらのサンプルは直接Ｌバンドで採取されるが、アンチエイリアスフィルタのシャープさの実用的な限界は、以下好ましい実施形態で説明される下方変換設計の使用を示している。２つのビットは粗Ｌ１ およびＬ２ サンプルを符号化する。インターフェースブロックは粗データを捕捉し、これは本発明の変形形態では、データをバッファし、前処理し、またはこれをコンピュータまたは他の形態のデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）へ直接転送することができる。
【００４０】
図２（好ましい実施形態）は好ましい実施形態を示している。このバージョンと理想的なハードウェアとの最も重要な差は下方変換フロントエンドが使用されることである。このフロントエンドは図３（下方変換ＲＦセクション）に示されている。単一の共通のクロックは依然として使用され、全てのｒ．ｆ．とデジタルサンプリングコンポーネントをコヒーレントに駆動する。
【００４１】
図６（信号処理アーキテクチャ）はデジタル処理コンポーネント内でデータが処理される態様を示している。最初に、内部ソフトウェア信号発生器はＬ１ およびＬ２ の両者に対してＰコードおよび搬送波位相の両者を合成する。受信機が一度信号を捕捉し追跡すると、これらの各信号コンポーネントは同時に追跡されるＣ／Ａコード測定から順方向に供給されることができる。粗の複素数サンプルは入来する発生された信号を単に乗算することによりベースバンドに計算的に混合される。この混合処理の速度を増加させるために、ワンステップの検索テーブルが使用されることができる（以下参照）。混合された信号積は２ミリ秒の期間と加算されてＰコードをワイプオフし、信号をベースバンドに回転する。結果的に得られたＬ１ およびＬ２ 信号はともに混合されて残りのＷコードをワイプオフする。残っている信号は所定の衛星に対するベースバンドの単一差位相測定値であり、これは本質的にＩＱ平面で“凍結”される。１００ミリ秒またはそれ以上の長さで積分することにより、雑音は平均化されて低下し、有用な信号が得られる。システムのハードウェアは図８（好ましい実施形態）で示されている。（Ｃ／ＡコードＧＰＳ受信機からタップされている）単一の共通の発振器はシステム全体を駆動する。これは種々のエキゾチックなものである必要はなく、１００万の周波数エラー当たり２．５パーツに対して良好な標準的で廉価の１０．０００ＭＨｚＴＣＸＯが十分である。１例のパーツはＲＡＫＯＮ  ＴＸＯ２００Ｂである。
【００４２】
システム内の全てのタイミングはこのクロックから導出される。シンセサイザは４０ＭＨｚクロックを生成するために使用され、２ビットＡ／Ｄ変換器を使用して粗測定値をサンプリングし、一時的に記憶するためにこれらをＲＡＭメモリにクロックするために使用される。
【００４３】
ＧＰＳチップセットは市販のＣ／ＡコードＧＰＳ受信機の共通した基礎である。１例のパーツはＭＩＴＥＬチップセットであり、これは局部的に集積されたｒ．ｆ．下方変換器（パート番号ＧＰ２０１５）と信号処理相関器ＡＳＩＣ（パート番号２０２１）を有する。このチップセットを使用する通常の受信機では、コンピュータは種々のチャンネルの追跡ループを閉じるために相関器チップと実時間で結合する。追跡ループは疑似距離の粗測定を衛星に与える。その後、コンピュータはこれらの測定値を標準的なＣ／Ａコード位置決定へ結合する。
【００４４】
Ｃ／Ａコード受信機を独立型の既製ではないコンポーネントではないものとして扱うことことは本発明の目的ではない。これはＧＳＰ搬送波位相を追跡するのに十分な品質であることを必要とし、外部クロック入力を受けることを必要とする。また本発明に対して特別なカスタムソフトウェアを受入れる必要がある。好ましい実施形態では、Ｃａｎａｄｉａｎ Ｍａｒｃｏｎｉ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓの“Ｓｕｐｅｒｓｔａｒ ”小型Ｃ／Ａコード受信機が使用されている。この受信機は前述のチップセットに基づいている。
【００４５】
このプロセスの受信機を通じて同一のタイムベースから全て獲得された局部発振器とサンプリングが成功することが肝要である。マスタークロックから合成された種々のクロック間のジッタに対する厳しい注意が必要とされる。しかしながら、（数秒にわたって）バイアスと幾らかの漏話をゆっくりと変化することは、これらの影響が消去されることを可能にする設計の特異な特性のために許容可能である。必要とされる正確性のために、受信機の最も僅かな搬送波位相偏差はＰ（Ｙ）チャンネルで許容可能ではないエラーを生成することになる。幸いなことに、発振器の安定度における微小の偏差は第１の次数に等しい全てのコンポーネントに影響し、クロックジッタが限度内に維持される限り残留するエラーを消去する。
【００４６】
受信機は幾つかの既知の特性を有するＧＰＳ信号に基づいている。前述したように、３つの信号は各ＧＰＳ衛星、即ちＬ１ −Ｃ／Ａ、Ｌ１ −Ｐ（Ｙ）、Ｌ２ −Ｐ（Ｙ）により生成される。Ｃ／Ａコードに対する衛星ｋからユーザのアンテナ端子で受信された信号ｓ（ｔ）の近似式は次のように表されることができる。
【数１】
2004518962.tif 000003
ここでｔはＧＰＳ時間であり、ａはその衛星の信号振幅であり、ｃ（ｔ）はその時間におけるｆ０ レート（１．０２３Ｍチップ／秒）Ｃ／Ａコード値（即ち±１）であり、ｄｊ は衛星までの距離であり、δｊＬ１ は電離層遅延であり、ｃは光速度であり、ωＬ１はＧＰＳのＬ１ 信号の角周波数であり、λＬ１はＬ１ 波長である。衛星およびユーザバイアス等の幾つかのファクタはこの簡潔化された式では無視されるが、システムは異なって使用されるので、信号の最も重要で関連する特性はここで維持され表される。
【００４７】
同様に、ＰコードのＬ１ およびＬ２ バージョンは次式のように表される。
【数２】
2004518962.tif 000004
ここでｐ（ｔ）は１０ｆ０ （１０．２３Ｍチップ／秒）の既知のＰコード値（即ち±１）であり、ｗ（ｔ）は約１ＭＨｚの両側帯波の帯域幅における未知のＷコード値（これも±１）である。
【００４８】
図４（サンプルされた二重周波数信号）は４０ＭＨｚのサンプルクロックに重畳されたＬ１ およびＬ２ Ｐコードスペクトルを示している。これらのスペクトルは４０ＭＨｚクロックによりサンプルされる前に２０ＭＨｚの帯域幅を使用してエイリアスを防止するために濾波される。このサンプリング周波数はサンプルされた信号が連続的な信号の完全な表示であるように、サンプリングレートが連続的な信号の帯域幅の２倍でなければならないというナイキスト基準を満たしている。
【００４９】
関連する問題はフィルタ自体の帯域幅の問題である。急峻なカットオフを有する１，５７５．４２ＭＨｚで２０ＭＨｚパスバンドを使用するために、高いＱのフィルタを必要とする。新しい技術はこの急峻な濾波がこの周波数で行われることを可能にし始めている。急峻な濾波は近くのセルラ電話等の帯域外干渉を拒否するために実行されなければならない。必要とされる電気コンポーネントの１例はＩＢＭ  ＧＰＳ受信機ＩＢＭ４３ＧＡＥＮＧＰ０００１に含まれる特殊化されたｒ．ｆ．チップ対である。この受信機はバンドパス、自動利得制御（ＡＧＣ）、２ビット量子化を使用する直接的なｒ．ｆ．サンプリング機能を実行する集積されたＳｉＧｅチップを含んでいる。
【００５０】
全体的な簡潔さと最終的な安い価格のために、好ましい実施形態はこのチップまたはそれに等価のものを使用する。しかしながら、このような技術は市場では独立型商品として入手可能ではない（直接的な下方変換が使用されることは臨界的ではない）ので、図６（好ましい実施形態）で示されているさらに典型的な直角位相下方変換方式を構成することが可能である。この周波数プランは直接的な下方変換原型を手本とするために多数の４０ＭＨｚを使用する。図４（サンプルされた二重周波数信号）はこのような４０ＭＨｚサンプリングとその対応するデジタル的にサンプルされた出力に対する周波数プランを示している。
【００５１】
通常の既製ではないフィルタおよびコンポーネントは図５（記憶フォーマット）で示されているのと同一の４０ＭＨｚレートでサンプルする前に２０ＭＨｚの選択度および２ビットＡ／Ｄ変換によりＩＱ処理を構成するために使用される。コンピュータはパルス（ＧＰＳ受信機のクロック時間で時間タグされた）をフィールドプログラム可能なゲートアレイ（ＦＰＧＡ）へ出力し、このＦＰＧＡは２つの周波数（Ｌ１ とＬ２ ）のそれぞれの２つの（ＩおよびＱ）２ビットサンプルを集め、図５（記憶フォーマット）で示されているように１バイトスワスである。０．１秒の経過時間が１サンプル間隔として使用されるならば、４００万の１バイトサンプルが集められる（全体で４メガバイトのデータ）。好ましい実施形態ではＤＳＰはこれらのサンプルを直接的に（内部で）アクセスできるように設定される。
【００５２】
Ｌ１ とＬ２ サンプリングバッファからの複素数サンプルのシーケンスｓＬ１［ｎ］ とｓＬ２［ｎ］ を規定する。
【００５３】
コンピュータの処理動作の数とタイプを計算する表記上の便宜性のために、Ｎをデータバッファ中に集められたサンプル数であると規定する。インデックスｎを使用して長さＮのシーケンスをアドレスし、長さＮのダウンサンプルされたシーケンスをインデックスｍを使用してアドレスする。
【００５４】
サイクルの曖昧さを解決するため、考慮している各衛星ｋのＬ１ とＬ２ との間の差位相Δψｋ を決定することが望ましい。本発明の１つの目的は粗サンプルｓｎＬ１ ［ｎ］ とｓｎＬ２ ［ｎ］ が閉形態で所望の差位相角度にどのようにして変換されるかを説明することである。
【００５５】
信号処理プランの簡潔化された概要が図６（信号処理）に示されている。ここではサンプルバッファから信号プロセッサへのデータ流を調節するようにＣ／Ａコード受信機からのＣ／Ａコード搬送波位相の知識をコンピュータがどのように使用するかが示されている。適切なとき、サンプルバッファは読出され処理される。コンピュータは適切なコードと搬送波を合成して、各帯域に対して入来するＰコードと搬送波を最良に一致する。結果はＰコードをワイプオフして両者の搬送波をベースバンドに残すために５００ｋＨｚにわたってローパスフィルタで濾波される。２つの信号はその後相互相関され（搬送波の複素数差）、その後、残りの雑音を減衰するために平均される。結果はベースバンドで実効的に“凍結”される異なる二重帯域の搬送波位相が生じる。
【００５６】
これはＰコードをワイプオフし、ベースバンドにＬ１ 搬送波を残すためローパスフィルタを使用することにより図７［好ましい信号処理］で示されているように実現される。Ｌ１ とＬ２ との間の相互相関はＰコードをＬ２ からはぎ取らずに実行される。Ｐコードは１０Ｈｚのローパスフィルタによりダウンストリームをはぎ取られ、それによって別の濾波ステップの必要性を除去する。データが最適数のビットで表されるとき、このアーキテクチャは最も簡単な処理を行う。
【００５７】
第１の処理ステップは入来するＰコードと搬送波位相が何であるべきかの評価を生成するため通常のＧＰＳ受信機からのＣ／Ａコード信号を使用することである。実質的な種々の伝播遅延および前進のためにこの生成プロセスにはバイアスが存在する。しかしながら、根本的に重要なことは、測定のセキュラ（ｓｅｃｕｌａｒ ）コンポーネントがコヒーレントに作られているならば、これらのバイアスは実効的に一定であることである。それ故、Ｃ／Ａコード受信機のコードおよび搬送波位相は、緩衝されたデータサンプルの評価されたコードおよび搬送波にマップされなければならない。
【００５８】
Ｐコードの生成は最初に、その固有のタイミング基準をもたなければならず、その基準に対して入来する信号が比較される。ｔＲ を受信機クロック時間であると規定し、それにおいてｔＲ ＝ｔＲ０＋ｎＴである。（ＧＰＳ時間を表す）ｔとｔＲ の間のマッピングを使用し、ｔＲ ＝ｔ＋τであり、τは受信機のクロックバイアスである。
【００５９】
疑似距離（ρ）を以下のように規定する。
ρ＝［（ｄ＋δ）／ｃ］＋τ
（受信機時間に関して与えられた）時間導関数は次式のようになる。
【数３】
2004518962.tif 000005
【００６０】
Ｃ／Ａコード受信機はｃ（ｔＲ −ρ）を実行するコード発生器により生成されるコードにより実時間でコードを追跡する。サンプルバッファが満たされるように命令されるとき、開始時間タグｔＲ０はバッファを満たすのにかかる時間にわたってρのプロフィールの最良の適合度評価と共に記録される。Ｌ１ とＬ２ との間の相対的な搬送波位相の回復についてだけを考慮するならば、第１近似を使用することが十分である。ρの平均値と、各更新にわたってインクリメント変化の平均値を取ることにより、完全なサンプル間隔にわたって受信機により生成されるＣ／Ａコードのアーギュメントは以下のように入来する信号を追跡する。
【数４】
2004518962.tif 000006
【００６１】
変換された受信機時間のディスクリートな時間シーケンスはまた便宜性のために以下のように生成される。
【数５】
2004518962.tif 000007
【００６２】
新しいパラメータΔδｊ を受信機周波数間の差電離層効果を考慮するために規定する（２つのＬ１ レンジング信号間の任意の差と単一のチャンネル間バイアスを盲目的に無視する）。
δｋＬ２ ＝δｋＬ１−Ｃｉｄ ＋Δδｋ
ロックステップでコード発生アーギュメントの前進を見るために、以下のようにこの近似式をアンテナ端子の広帯域Ｐ（Ｙ）コード信号に代入することができる。
【数６】
2004518962.tif 000008
【００６３】
これらの時間ベースの変形もＷコードに適用する。
【００６４】
本発明の目的は真の値から波長の１パーセントに満たない（５ピコ秒より小さい）偏差の正確な測定を最終的に与えるために波長に依存するので、搬送波はかなりの厳密さで対処されなければならない。処理はこのレベルに正確なＬ１ とＬ２ プロセスへＣ／Ａコード搬送波のコヒーレントなフィードフォワードを与える。
【００６５】
Ｃ／Ａ−Ｌ１ 追跡ループからの実際の搬送波値のシーケンスは粗Ｌ１ およびＬ２ ｒ．ｆ．サンプルのデータ集収と同時にコンピュータに対して内部のソフトウェアメモリバッファに記録される。２０ミリ秒（５０）Ｈｚのインターバルのサンプリングは典型的に発振器の安定性とユーザのダイナミックスの種々の制約に対処するのに十分である。標準的な水晶発振器のＡｌｌａｎ 分散は１秒よりも小さい時間期間にわたって１０−１２ よりも良好である。それ故、２０ミリ秒のＣ／Ａコード搬送波サンプルインターバルに対してミリメートルの程度のエラーを観察することが予測される。ユーザのダイナミックスに関しては、追跡ループ雑音帯域幅は１０Ｈｚ程度の大きさに設定される。準静的動作が農業の応用における受信機で考慮されているが、ダイナミック状態に適用されることができない理由はない。ユーザのダイナミックスが典型的な動作帯域幅、例えば１０Ｈｚを超えない限り、５０Ｈｚのサンプリングレートもまたこの妨害のタイプに対しては十分である。衛星の動きおよび他のエラー源はこれらの時間スケールでは比較的良好である。
【００６６】
ＧＰＳ受信機により受信された時の搬送波の位相を以下のように規定する。
【数７】
2004518962.tif 000009
ここで特別なバイアスｂＣ／Ａ は信号がＣ／ＡコードＧＰＳ受信機へ伝播する特別な信号路に帰する。
【００６７】
受信機自体により測定されるときのＧＰＳ受信機の基準時間に関する搬送波位相は次式のようになる。
【数８】
2004518962.tif 000010
補間により、受信機中の上記の測定された搬送波位相は受信機クロック時間、即ち、
【数９】
2004518962.tif 000011
へ変換されてもよい。
【００６８】
Ｃ／Ａコードチャンネルからの搬送波位相は、Ｐ（Ｙ）コードチャンネルの発振器雑音とユーザのダイナミックスの全ての影響を同様に除去するためにＬ１ とＬ２ の粗サンプルの両者に与えられる。
【数１０】
2004518962.tif 000012
【００６９】
項ωＬ０はもしも存在するならば局部発振器の角度周波数である。好ましい実施形態の両者の局部発振器の値は２π（１．４ＧＨｚ）である。
【００７０】
Ｃ／Ａコード搬送波位相のシーケンスの評価は受信機の追跡ループから直接採取され、以下のように表される。
Φｋ ［ｍＬ］＝ψ’ ｋ （ｔＲ０＋ｍＬＴ）
ここで、ＬはＣ／Ａコード搬送波位相サンプルバッファ中の各サンプルに対するダウンサンプルされた測定バッファのサンプル比である。好ましい実施形態では、Ｌ＝（２０ＭＳ）／Ｔ＝８００，０００である。
【００７１】
１つのサンプルバーストから次のサンプルバーストまでＬ２ −Ｌ１ 位相バイアスを一定に維持するために、初期状態ｔＲ０の追跡を続けることについて厳密にすることが重要である。
【００７２】
線形補間は搬送波を再構成するために使用されてもよい。線形補間装置のインパルス応答は次式のように与えられる。
【数１１】
2004518962.tif 000013
【００７３】
それ故、全長の搬送波位相補正シーケンスを規定することができる。
【００７４】
Φ’ ｋＬ１ ［ｎ］＝ｈｌｉｎ ［ｎ］＊ ΦｋＬ１ ［ｎ］
Φ’ ｋＬ２ ［ｎ］＝ｈｌｉｎ ［ｎ］＊ ΦｋＬ２ ［ｎ］
好ましい実施形態では、Ｌ１ およびＬ２ レートは以下説明するように共に合計され、補間は実際に各ディスクリートなステップｍに対して更新されている３２ビット分数位相アキュムレータを使用して実行される。アキュムレータの６つの上位桁ビットは次に生じる全体的な直角乗算のサインおよびコサインを発見するために６４エレメント検索テーブルで使用される。
【００７５】
前述したこの処理によって、各衛星ｋに対する差位相は以下の単一ステップで計算されてもよい。
【数１２】
2004518962.tif 000014
【００７６】
各周波数チャンネルでは、コード積は入来する信号からＰコードをはぎ取るために形成される。理想的には搬送波は複素数積の回転によりベースバンドへ下方変換される。連続する積はその後、Ｗコードとほぼ整列するように約２ｍｓ（Ｍ＝８０連続サンプル）に対して加算される。このステップはＰコードおよびほとんどの入力雑音を平均する。前述の式に示されているように、結果は最終的な平均化の前に係数Ｌによりダウンサンプルされる。
【００７７】
約５００ｋＨｚの帯域幅を有する以外にはＷコードの構成について仮定を行わない。他の帯域幅は単にＭを変化することにより仮定されることができる。ここではこの信号のさらに詳細な知識を利用しようとするためにさらに精巧な方式が使用されてもよいが、本発明の目的は信号の任意の秘密保護特性における侵入を防止することである。前述の同期されていない平均方法は完全に同期された平均よりも約３ｄＢ少ない性能にすぎない結果を生じることが示されることができる。
【００７８】
２つの周波数チャンネルはベースバンドで互いに相互相関され、その後０．１秒以上のバッファの全長で平均される。先に概説した処理ステップに続いて、Ｌ２ 信号とＬ１ 信号との間の差搬送波位相はスナップショット形態で観察中に各衛星で測定される。システムはこの位相がデータの各バーストで、１つのバーストから次のバーストへ実効的に一定に維持されるように設計されている。それ故、追跡ループは完全には必要とされない。さらに雑音の減少が短い期間にわたって必要とされるならば、直線平均化、または信号処理の後処理ソフトウェアダウンストリームで与えられる２次追跡ループのような他のタイプのさらに進歩した濾波が使用される。
【００７９】
受信機はこの差位相測定を同期して計算し続けるように構成される。処理パワーに応じて、出力はほぼ実時間であるか数秒毎に来てもよい。Δψ角度は分程度の時間中にはあまり迅速には動かないので、マルチパスは典型的にサイクルの曖昧さの解決に対する最大のエラー源である。マルチパスは捕捉された信号時間対処理時間の比のために、受信機の雑音指数と性能損失を支配する。それ故、受信機のハードウェアが簡潔にされても、システムの性能全体には認識できるような損失はない。
【００８０】
この説明を完全にするため、１つのステップがシステムをスタートアップするために必要とされる。最初に、２つの周波数Ｌ１ とＬ２ との間の相対的な電離層遅延は知られていない。バッファ中のデータはＬ２ 信号振幅Ａに変換されなければならない。これは幾つかの値Δδで加算ステップを反復し、ａｒｃｔａｎ２ の代わりに結果の大きさを取ることにより行われる。
【数１３】
2004518962.tif 000015
【００８１】
この関数は３０ｍチップの間隔を有するありふれた三角形相関ピークを概説している。スタートアップのとき、２または３の試行値が最大の振幅出力に対してΔδｋ を中心とするために使用されることができる。簡単化するために、Ｌ１ とＬ２ のＷコードを相関するときに電離層エラーを無視してもよい。
【００８２】
それ故、システムはＣ／Ａコード搬送波追跡受信機コンポーネントがその第１の位置決定を実行するとすぐに差位相測定を生成し始めることができる。
【００８３】
自動操縦システムの場合では、これらの搬送波位相測定はその後、基準局と移動体装置との間のサイクルの曖昧さを計算し、進行中の動作の監視を続けるために使用される。Ｌ１ 搬送波位相測定はその後、センチメートルレベルの位置決定に結合され、オートパイロットに誘導されることができる。コース軌跡の任意の偏差は直ちにＧＰＳシステムにより検出され、補償するために補正がオートパイロットに送信される。
【００８４】
それに続いて、受信機が作動する理由を示すために入来する搬送波位相の解析が行われる。入来する信号に対して与えられた最初の式から獲得されると、捕捉バッファ内容は以下の式と雑音項ｎ（ｔ）と定数のチャンネル／ラインバイアスｂにより与えられる。
【数１４】
2004518962.tif 000016
【００８５】
Ｃ／ＡコードＧＰＳ受信機はＣ／Ａコード搬送波を追跡し、異なるバイアスを有する。これはＣ／Ａコード受信機が二重周波数サンプル回路とは異なる信号路を通じて追跡するためである。受信機に関連するＣ／Ａ信号搬送波位相の前述の式から、次式が得られる。
ψｋＣ／Ａ［ｉ］＝−ωＬ１τ−（２π（ｄｋ −δｋＬ１ ）／λＬ１）＋ｂＣ／Ａ
処理ステップを粗入力に適用することはＰコードをはぎ取り、搬送波位相をベースバンドに回転し、入力対出力帯域幅の比１３ｄＢだけ雑音を平均して低下させる。新しいインデックスｍは以前のようにＷコードチップを横切って８０サンプルで平均し、ダウンサンプルすることを示すために使用される。
【数１５】
2004518962.tif 000017
【００８６】
一般性を失わずに、コードの直線乗算により導入された無視できる程度の信号処理エラーが存在する。コードのデジタル相関により導入された主要なエラーは、コンピュータにより発生された“完全な”コードが帯域限定されないものである。しかしながら、測定が２×オーバーサンプルされるので、第２のサイドローブの部分およびそれを超える部分は任意のモデリングエラーに貢献し始めている。一方で、行われる実際の測定はともかく帯域を限定されているので、デジタルシーケンスは連続的な入力の信号成分を十分に表している。
【００８７】
これらの２つの項を相互に乗算し、Ｗコードの電離層の影響を無視すると（約６００ｍのコードチップの長さは電離層の影響よりも非常に長いので）、以下の準静的結果が与えられる。
【数１６】
2004518962.tif 000018
【００８８】
最終的なステップは雑音項の影響を減少するために十分な平均化を行う。その後、前述したように複素数信号の大きさおよび位相を容易に取消すことができる。
【００８９】
この最終結果は電離層の遅延Δδを測定する受信機の能力を明らかにするだけでなく、Ｌ１ とＬ２ の両者に対して整数成分ｎを含むようにバイアスが分解されるならば、広いレインがどのように構成されることができるかを示している。
【数１７】
2004518962.tif 000019
【００９０】
受信機の一般機能とその出力がどのように得られるかを説明したが、以下、受信機が廉価で効率的なスループットでどのように構成されるかのより実用的な詳細を説明する。
【００９１】
図２（好ましい実施形態）のデジタル処理セクションは幾つかの形態を取ることができる。ここで説明した形態では、これは前述したように、４メガバイトの長さのサンプルバッファである。このサンプルバッファはデジタル信号プロセッサまたはインテル４８６またはＴＩ  ＴＭＳ３２０等のその他のコンピュータプロセッサに接続されている。ＤＳＰはバッファを読出し、考慮中の各衛星のデータを処理する。
【００９２】
本発明の別の変形は受信機のｒ．ｆ．フロントエンドからデータを直接的にコンピュータまたはＤＳＰへロードする直接メモリアクセス（ＤＭＡ）装置としてデジタル処理セクションを使用するものである。コンピュータまたはＤＳＰはバッチ形態で処理するためのデータを記憶できるか、またはコンピュータが十分高速であるならば、前述した処理と全く同一の処理を使用して実時間で測定を処理できる。
【００９３】
さらに別の本発明の変形はハイブリッドハードウェア／ソフトウェア解を使用するものである。ハードウェアメモリバッファは第１の例のようにハードウェアでデータシーケンスを捕捉するのに使用される。しかしながら、この場合、特別化されたデジタル信号プロセッサは図８（カスタムＤＳＰ）で示されているコンピュータを使用するのではなくカスタマイズされたプログラムを有するＦＰＧＡを使用してデータバッファで捕捉された信号を処理するためにコンピュータと協力して使用される。ＦＰＧＡはコンピュータベースのバージョンについてここで説明したようにアキュムレータおよびコード発生器を含んでいる。しかしながら、これらはハードウェアで動作するが、それらの適切な値によりコンピュータにより動作される各処理に対して初期化される。検索テーブルを使用する代わりに、大部分の結果はデジタル論理装置を使用して各ステップで実際にコンピュータ処理される。この方法は、非常に高速度であり、ほとんどパワーを使用せず、専用のＤＳＰでの必要性を除去するという利点を有する。実際に二重周波数測定を獲得するためにＦＰＧＡを駆動する処理負荷は非常に低く、搬送波の追跡に使用される通常の廉価のＣ／Ａコード受信機は全ての二重周波数セットアップとそれ自身の処理を行うのに十分な容量を有する。この方法を以下さらに詳細に説明する。
【００９４】
好ましい実施形態のデジタル信号処理構造を次に説明する。コンピュータ内では、使用される処理リソースが最小であることが重要である。処理の全体的なシーケンスは基本的にメモリフェッチとアキュムレータの更新で減少され、この両者は最も効率的である。検索テーブルの使用により、さらに高いレベルの動作は必要とされない。
【００９５】
搬送波発生器から開始して、図９（高速度検索テーブル）はアキュムレータがこの信号を合成するために使用される態様を示している。サンプルバッファを処理する前に、アキュムレータは実行のため搬送波位相の初期値で初期化され、一方レートレジスタは実行のため予め計算されたドップラにより初期化される。これらのパラメータは受信機時間ｔＲ に結合され、３２ビットにスケールされる。その後、アキュムレータは各時間ステップの瞬間的および正確な搬送波位相を与える。
【００９６】
次のステップは、Ｐコードのワイプオフとベースバンドの下方変換を全て１つのステップで実行するために検索テーブルアドレスを組立てることである。アキュムレータの最上部の５ビットは検索テーブルに組立てられる。これらのビットを隣接すると、４ビットの粗データと２ビットの各ＩおよびＱになる。最終的に、現在のＰコードビットは検索のためのデジタルアドレスを完成するために隣接される。検索テーブルからの結果はその後、ベースバンド乗算の同位相および直角位相成分である。
【００９７】
コンピュータはその後、これらの出力を８０回合計し、Ｌ１ とＬ２ との間の相互相関乗算を実行し、その後、バッファの全長に対して結果を合計する。相互相関乗算は固定小数点であり、大きな処理時間をかける程には頻繁に行われない。
【００９８】
コンピュータでプログラムされたＰコード発生器は受信機時間ｔＲ の関数として±１値のシーケンスを発生する。６４ビットのアキュムレータは３２ビットで半分に分割された小数位でｔＲ を表すのに十分である。独立した検査として、１秒の間隔でチップ数がｌｏｇ２ １０，２３０，０００＝２４ビットの３２ビット表示の複数のマージンを埋めることに注意する。
【００９９】
好ましい実施形態では、検索テーブルはまたＰコードを計算するのにも使用される。Ｐコードは別々の構成成分コード（ＧＰＳ  ＩＣＤ−２００信号仕様を参照）を使用して合成されるので、これらの各コードは別々の検索テーブルにより生成される。処理の実行前に、正確な初期アキュムレータ値はｔＲ の関数として設定される。各アキュムレータは計算された疑似距離のレートで計算される。アキュムレータ値は４つの構成成分コードのそれぞれを検索するためのインデックスとして使用され、これらはその後、コンピュータ処理において効率的な方法でＰコード値自体を獲得するように結合される。
【０１００】
Ｌ１ Ｐコードは低い周波数Ｌ２ の増加された電離層遅延からＬ２ Ｐコードを導く事実を使用することにより、処理時間を節約するために一度だけ各チップが計算されることのみを必要とするコード発生器を公式化することが可能である。その後、位相合せの変化はタイミングアキュムレータへキー入力される別々の論理装置により適合されることができる。
【０１０１】
実際に、検索テーブルによる方法は１つの単一の並列動作に一般化されることができる。図１０（並列）は両チャンネルからのＩＰコードと、両チャンネルからの合成された搬送波位相と、粗測定が全て単一の２０ビットの広さの検索テーブルのアドレスを形成するために切頭される態様を示している。このテーブルは便宜的に予め計算され、典型的なＰＣタイプのアーキテクチャのコンピュータ中に記憶されてもよい。検索テーブルの出力は、先に概説した数学的処理シーケンスを表している予め相互相関された信号の４、８ビットのベースバンドの同位相および直角位相成分である。幾つかの処理サイクルで節約するため、これらの値はその後に生じる後続の加算ステップのために既に予め位置されている。換言すると、オーバーフローが存在しないかぎり、全ての４つのベースバンドプロセスの合計は同一の３２ビットワードで実行されることができる。
【０１０２】
ベースバンドでＩＬ１ｓｕｍ 、ＱＬ１ｓｕｍ 、ＬＬ２ｓｕｍ 、ＱＬ２ｓｕｍ を形成するために、積分がＬサンプリングステップで継続される。その後、これらの合計は次式のように相互相関される。
【数１８】
2004518962.tif 000020
これらのＩおよびＱの総合計は最終結果を与える。
【０１０３】
信号処理のフローチャートも与えられている。第１のフローチャート、即ち図１１（信号処理フローチャート）はデジタル信号プロセッサのコア信号処理エレメントを示している。これは粗サンプルを取り、それらを所定のスペースビークル（ＳＶ）に対する差位相またはＬ２ マイナスＬ１ へ変換する部分である。コア信号プロセッサは所定のデータセットに対して複数回呼出されてもよい。定常状態では、コア信号プロセッサは観察中の各衛星に対して一度呼出される。さらに、全体的な電離層エラー（即ち所定の衛星に対するＬ１ とＬ２ との間のコードバイアス）の評価を微同調することが必要であるとき、コア信号プロセッサは前述したようにピークの中心を発見するため再度呼出される。
【０１０４】
好ましい信号処理アーキテクチャでは、処理はＣ／Ａコード追跡ループから計算された値により全てのアキュムレータを初期化することによって所定のスペースビークル（ＳＶ）に対して開始する。Ｐコード発生器のアキュムレータを含むアキュムレータが一度、それぞれの反復に対して初期値および一定のステップサイズでロードされると、これらは単一の２進加算演算で更新されることができる。２つのループが示されている。内部ループは５００ｋＨｚの帯域幅を有するローパスフィルタとして設定される。好ましい実施形態では、このフィルタは２μｓのＷコードチップインターバルに近いボックスカー積分器セットとして設定される。バッファされたサンプルを合成されたＰコードおよびアキュムレータから発生された搬送波位相と混合することにより、この内部ループでは、Ｐコードは入来する信号とベースバンドに回転される信号に乗算される。各ステップは検索テーブル中のＩ１、Ｑ１、Ｉ２、Ｑ２のベースバンド値を検索することにより実行され、ここでは入力はＰコード、データサンプル、Ｌ１ とＬ２ 位相アキュムレータ値である。次のステップはＷコードをワイプオフし、ベースバンドＬ２ マイナスＬ１ の差を形成するために合計されたＬ１ と粗Ｌ２ サンプルを複素数乗算することである。８０のサンプルの遅延バッファ（１つのＷコードチップ）が粗Ｌ２ サンプルに与えられ、それによってこれらはＬ１ のボックスカー積分器の出力と完全に整列される。外部ループはその後、相互相関された信号を累積し、Ｌ２ のＰコードと残留雑音を平均するために使用される。好ましい実施形態では、これは１００ｍｓの間隔を有するボックスカー積分器である。最終ステップとして、コンピュータは受信機の位相出力を獲得するために、ＩおよびＱの合計のアークタンジェントを計算する。
【０１０５】
システムの動作を開始するため、動作の特別なシーケンスは装置を使用して行われなければならない。このシーケンスは基準基地局と移動体装置との両者でＣ／Ａコード受信機をパワーアップすることにより開始され、衛星の追跡を開始し、位置決定を実行する。ここで説明する二重帯域受信機は各受信機で粗二重帯域位相測定値を生成するためにＣ／Ａコード受信機からの出力と結合される。標準的なアルゴリズムはこれらの粗二重帯域測定を正確なセンチメートルレベルの解に変換するために使用される。その後、受信機のＣ／Ａコード部分は前述したように誘導および制御機能を継続するためにこの初期化を正確に維持するために使用される。定常状態の動作中、二重帯域コンポーネントは監視チェックとしてまたは地球の電離層が１ファクタである状態を除いて必ずしも使用される必要はない。
【０１０６】
ここでは、特別な状態に応じて廉価で改良された性能を与えるシステムの幾つかの代わりの構造を説明した。これらはハイブリッドハードウェア／ソフトウェア方法に基づいている。
【０１０７】
幾つかの新しい構成をここで説明し、その全ては各ハードウェア部品をさらに最適に使用するようにコンピュータプロセッサを補助するための“コプロセッサ”として図８（好ましいカスタムＤＳＰ実施形態）で示されているＦＰＧＡデジタル信号プロセッサを使用する。そうすることにより、コンピュータプロセッサは低速度であることができ、使用するパワーが少なく、廉価である。実際に、ここで説明した全ての構造では、好ましい実施形態はプロセッサとして通常のＣ／ＡコードＧＰＳ受信機でプロセッサを使用し、第２（またはさらに強力な第１）のプロセッサの必要性および、２つのプロセッサにインターフェースする複雑性を除去する。
【０１０８】
サンプルされたデータに基づいてＬ２ マイナスＬ１ 搬送波位相を計算するアルゴリズムは既に図１１（信号処理フローチャート）のフローチャートで示されている。
【０１０９】
任意のこれらのステップは原理的にＦＰＧＡまたはコンピュータのいずれかで動作できる。特に、図１３（カスタムＤＳＰフローチャート）で示されているように、コンピュータおよびその他において開始および終了ステップをＦＰＧＡで実行するようにこれらのタスクをブレークダウンする。ＦＰＧＡは並列でこれらのカスタムステップを実行するようにカスタム化されるので、同一のレートでクロックされるプロセッサよりも良好に動作する傾向がある。
【０１１０】
このステップで唯一の異なる点は検索テーブルが使用されないことである。むしろ、量はハードウェア乗算器を使用して直接的に合成される。ＦＰＧＡに対するプログラミングはコンピュータまたはＤＳＰのプログラミングと類似した方法で実行される。ＶＨＤＬまたはＶｅｒｉｌｏｇ等の高レベルのプログラミング言語が使用される。
【０１１１】
タスクの区別はここで説明する構成に基づいている。実時間で少なくとも１つの衛星に対して必要なタスクを実行できる廉価で低電力のＦＧＰＡ（例えばＸｉｌｉｎｘ Ｓｐａｒｔａｎ ＩＩ ファミリ）が存在する。
【０１１２】
第１の構成では、実時間で処理されるＲＡＭバッファおよび単一衛星は存在しない。差の対（基準および移動体）の両受信機はこれらが電離層により生じるＬ１ とＬ２ との間の任意の時間ドリフトを除去するために同時に同一の衛星をサンプルすることを確実にするために同一のアルゴリズムを使用する。全ての衛星のＬ２ の位相は共通の時間に投影されることができる。１００ｍｓのデータが各衛星で使用されるならば、これは１２チャンネルのデータを集めるのに１．２秒かかる。
【０１１３】
第２の構成は第１と第１２のチャンネルサンプル間で秒等にわたってＬ２ −Ｌ１ 位相中の小さい変化を生じる受信機に特定したエラーに対してさらに頑強であるように最初の構成を僅かに変更したものである。変更はＦＰＧＡで同時に２つの衛星を処理することである。第１のサンプルは衛星Ａおよび衛星Ｂであり、第２のサンプルは衛星Ｂおよび衛星Ｃであり、第３のサンプルは衛星Ｃおよび衛星Ｄであり、以下同様である。その代わりに、高い高度の“マスター”衛星はその都度（ＡとＭ、ＢとＭ、ＣとＭ、ＤとＭ等）にサンプルされる。サンプル間の何らかのドリフトは、共通の衛星がサンプル間に存在する事実のために観察可能である。実時間では、このようなエラーが存在するか否かが決定される（これらは温度またはその他の環境状態の関数である）。存在しないならば、共通の衛星の要件は除去され、データは２倍の速さで処理される（ＡとＢ、ＣとＤ、ＥとＦ等）。
【０１１４】
第３の構成はＲＡＭ中のサンプルデータを緩衝し、ＲＡＭからのデータを読取りそれを逐次的に処理することにより一度に１以上のチャンネルを処理するものである。プロセッサは所定の衛星（または衛星のセット）に対するＦＰＧＡコプロセッサを初期化し、コプロセッサの処理を初期化する。コプロセッサはその後、ＲＡＭからの緩衝されたデータを読取り、その衛星（または衛星のセット）に対するコプロセッサ処理を実行する。その後、処理が完了していることをプロセッサに示し、それによってプロセッサは結果を読取り、次の衛星のセットを初期化する。全ての衛星の処理の完了後、プロセッサは別のデータセットを捕捉するためＦＰＧＡコプロセッサを設定する。これは全ての衛星に対して同期サンプルの利点を有する。ＳＤＲＡＭ制御装置がＦＰＧＡに含まれているならば、ＲＡＭバッファは廉価のＳＤＲＡＭである。ＦＰＧＡとＲＡＭの総価格は現在の技術を使用して５０ドルよりも少なくすることができる。好ましい実施形態では、３２ＭＢのＳＤＲＡＭは０．８秒程度のデータが緩衝されることを可能にし、依然として非常に廉価である。
【０１１５】
第４の構成は第１の構成を僅かに変更してものである。変更はデータ処理速度を２倍にするためＦＧＰＡに内部のクロック周波数を２倍にすることである。２つの衛星が一時に処理され、データのコプロセッサ処理の速度が２倍であるならば、１２の衛星の１００ｍ秒程度（データを捕捉するための１００ｍ秒を含まない）のサンプルデータをコプロセッサで処理するのに０．３秒かかる。１つの衛星（または衛星のグループ）は捕捉プロセス中にコプロセッサで処理される。
【０１１６】
（可能な限り多数のチャンネルを同時にコプロセッサで処理する目標により）コプロセッサチャンネルの処理を簡単にするため、プロセッサはＰコード発生器にＸ１ またはＸ２ のロールオーバーが存在しないサンプル時間を選択することができる。このシステムでは、搬送波位相が連続的に追跡されることを必要としない。Ｘ１ とＸ２ の期間が約１．５秒であり、全ての衛星のＸ１ とＸ２ 位相は数百ミリ秒内まで同位相であるので、少なくとも数秒毎に一度、適切なサンプル時間を発見することが可能である。
【０１１７】
本発明の目的は恐らく未知のＹコードを含むＧＰＳ信号を受動的に監視し利用することであるが、本発明はＹコードのオリジナル内容を無効にするために使用されることができない。これは（１）Ｙコードについて導出可能な軍事的に便利な情報がなく、（２）回復される任意の情報が依然として処理されなければならず、したがって大きな遅れを導入されるためである。この情報を再度パッケージしそれを真の信号がＧＰＳ衛星から直接的に正常に到着するのにかかる時間よりも高速度でターゲットの受信機へ送信するには非常に遅すぎる。
【０１１８】
本発明の１特徴は、システムが簡単で廉価なハードウェアで前述の全ての要件を満たすことができることである。その大部分の特別な構造では、システムはＧＰＳ衛星と共に動作する。しかしながら、付加された性能に対して、システムは（Ｇｌｏｂａｌｓｔａｒ、Ｉｒｉｄｉｕｍ 、Ｏｒｂｃｏｍｍ 等の）低地球軌道（ＬＥＯ）衛星および多数の種々の疑似体を使用するように増加されてもよい。本発明の別の重要な特徴は、装置が通常、応用に応じて容易にこれらの付加的な信号に適合するのに十分であることである。
【０１１９】
受信機がより広い方法で使用される１方法はＬ２ チャンネルにおけるＣ／Ａコード放送の例である。この放送は入来するＧＰＳ  ＢｌｏｃｋＩＩＦ衛星で行われる。図１４（Ｌ２ Ｃ／Ａコード信号処理アーキテクチャ）で示されているように、Ｌ１ のＣ／Ａコードは入来するＬ２ 衛星信号と相関されるフィードフォワードＣ／Ａコード信号を発生するために使用されることができる。結果的な出力はＬ１ とＬ２ との間で相対的な搬送波位相の直角位相読取りを行うためローパスフィルタで濾波される。
【０１２０】
１つの応用では、受信機は図１５（自動農業システム）で示されているように、自動操縦される農業用トラクターのための誘導システムで使用される。受信機のＣ／Ａコード部分内のソフトウェアはこれがサブセンチメートルまでＧＰＳ信号の搬送波位相を追跡することを可能にする。定常の状態動作中、（最初のサイクルの曖昧性に応答して解決される）既知の整数は正確な距離測定を行うためにこれらの粗測定に付加される。これらの距離測定は１０Ｈｚの出力レートでセンチメートルレベルの位置決定を行うためにシステムにより使用される。これらの位置の解はシステムの自動パイロット部分に誘導され、農業用トラクター等の重機械を実時間で誘導し制御するために使用される。操縦位置のフィードバック読出しは液圧で駆動された操縦アクチュエイタを線形化するために使用される。ユーザのタッチスクリーンはシステム全体の機能を命令し制御するために使用される。
【０１２１】
基準基地局は図１６（物理的構成）で示されている。二重帯域受信機は非常に低いパワーと価格で構成されることができるので、基準基地局は（ｉ）ここで説明した二重帯域受信機、（ｉｉ）受信機の粗データをＵＨＦの認可のない帯域で放送するデータリンク送信機、（ｉｉｉ ）頻繁なメンテナンスを必要としないでユニットの付勢を維持する太陽電池および電池だけで構成される。図１７（分布）で示されているように、これらの基地局は農業用地全体に分散されてもよく、それによってその付近の任意のトラクターへ連続的なカバー範囲を設ける。これらの廉価のユニットは農業作業者が自動農業を十分に利用しようとするならば、農業作業者が高価な誘導策を採用する必要性を省く。
【０１２２】
本発明の技術的範囲と特許請求の範囲内に入る本発明の多数の他の変形が可能であることは当業者に明白である。
【図面の簡単な説明】
【図１】
本発明の原理を使用したＧＰＳハードウエアアーキテクチャの直接サンプリングバージョンの概略図。
【図２】
本発明の第１の好ましい実施形態による下方変換ＲＦセクションを含むハードウエアアーキテクチャの概略図。
【図３】
図２に示されたハードウエアアーキテクチャで使用されることができる下方変換ＲＦセクションの構成の概略図。
【図４】
サンプルされた二重周波数ＧＰＳ信号を示すタイミング図。
【図５】
図２に示されたハードウエアアーキテクチャとの接続に使用されることができるデジタルサンプリングのための記憶フォーマットを示す概略図。
【図６】
図２に示されたハードウエアアーキテクチャとの接続に使用するための信号処理アーキテクチャの概略図。
【図７】
図６の信号処理アーキテクチャの好ましい変形の概略図。
【図８】
カスタムデジタル信号プロセッサ用の好ましいアーキテクチャの概略図。
【図９】
好ましい高速検索テーブルの構成の概略図。
【図１０】
好ましい並列検索テーブルの構成の概略図。
【図１１】
好ましい単一衛星信号処理方法のフロー図。
【図１２】
好ましい方法の外側ループを示すフロー図。
【図１３】
好ましい方法に対する信号処理を示すフロー図。
【図１４】
好ましいＬ２ Ｃ／Ａコード信号処理アーキテクチャの概略図。
【図１５】
農業機械の自動誘導に対する本発明のＧＰＳシステムの適用を示す概略図。
【図１６】
重機械の自動制御のための低コストの、内蔵基準局の構造を示す概略図。
【図１７】
サービス区域に対する基準局の分布レイアウトを示す概略図。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
2004518962.tif 000036
【図１７】
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【国際公開パンフレット】
2004518962.tif 000038
2004518962.tif 000039
2004518962.tif 000040
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2004518962.tif 000092
【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
2004518962.tif 000093
2004518962.tif 000094
【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
2004518962.tif 000095
2004518962.tif 000096
【国際調査報告】
2004518962.tif 000097
2004518962.tif 000098