(57)【要約】ランプに電力を供給するインバータ回路である。前記回路は直流電圧供給源を有する。前記回路はまた、一次巻線及び二次巻線を持つ変圧器を有する。前記二次巻線は前記ランプに結合され、前記一次巻線は前記直流供給源に結合される。前記回路はまた、前記一次巻線の反対側の端部に直列に結合される対のインダクタを有する。コンデンサは、これらのインダクタを結合する。前記回路は、前記対のインダクタが、前記コンデンサと協働して、前記ランプに交流電流供給源を与えるよう交互に共振するよう構成される。前記回路は、交互に「オン」及び「オフ」になる対のスイッチを更に有し、それにより前記対のインダクタを交互に共振させる。制御ドライバは、前記対のスイッチに結合され、該対のスイッチを交互にオン及びオフにするよう構成される。有利なことに、前記制御ドライバはＰＷＭ制御ドライバを有する。好ましくは、前記一次巻線が第１セクション及び第２セクションを規定する変圧器タップを含み、前記直流供給源が前記第１巻線に結合される。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ランプに電力を供給するインバータ回路であり、
直流電圧供給源と、
一次巻線及び二次巻線を持ち、前記二次巻線が前記ランプに結合され、前記一次巻線が前記直流供給源に結合される変圧器と、
前記一次巻線の反対側の端部に直列に結合される対のインダクタと、
前記対のインダクタを結合するコンデンサとを有し、前記対のインダクタは前記ランプに交流電流供給源を与えるために交互に共振するよう構成される回路。
【請求項２】
当該回路が、前記対のインダクタを交互に共振させるよう交互にオン及びオフになる対のスイッチを更に有する請求項１に記載の回路。
【請求項３】
当該回路が、前記対のスイッチに結合され、該対のスイッチを交互にオン及びオフにするよう構成される制御ドライバを更に有する請求項２に記載の回路。
【請求項４】
前記制御ドライバがＰＷＭ制御ドライバを有する請求項３に記載の回路。
【請求項５】
前記一次巻線が第１セクション及び第２セクションを有する請求項１に記載の回路。
【請求項６】
前記直流供給源が前記第１セクションと前記第２セクションとの間のタップにおいて前記一次巻線に結合される請求項５に記載の回路。
【請求項７】
前記対のインダクタが前記ランプの所要スイッチング周波数を維持するのに十分であるインダクタンスを持つ請求項１に記載の回路。
【請求項８】
前記一次巻線が電流源として共振するよう構成される請求項１に記載の回路。
【請求項９】
インバータでランプに電力を供給する方法であり、当該方法は、
変圧器の一次巻線を直流電圧供給源と結合し、該変圧器の二次巻線を前記ランプに結合するステップ、
前記一次巻線の反対側の端部に直列に対のインダクタに結合するステップ、
前記対のインダクタの間にコンデンサを結合するステップ、及び
前記直流電圧供給源を介して直流電圧を供給するステップを有し、前記対のインダクタは前記ランプに交流電流供給源を与えるよう交互に共振する方法。
【請求項１０】
前記一次巻線が電流源として共振するよう作成される請求項９に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＬＣＤ背面照明を適用対象とする。更に特定すれば、本発明は、減光性能（ｄｉｍｍｉｎｇ ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ）の改善を可能にする電圧給電プッシュプル共振インバータ（ｖｏｌｔａｇｅ ｆｅｅｄ ｐｕｓｈ−ｐｕｌｌ ｒｅｓｏｎａｎｔ ｉｎｖｅｒｔｅｒ）を適用対象とする。
【０００２】
【従来の技術】
過去数年の間、ＬＣＤディスプレイに対する需要は絶えず増大している。このようなディスプレイは、フラットディスプレイモニタを含むコンピュータ装置、個人用無線装置（ｐｅｒｓｏｎａｌ ｗｉｒｅｌｅｓｓ ｄｅｖｉｃｅ）及びパーソナル・オーガナイザ（ｐｅｒｓｏｎａｌ ｏｒｇａｎｉｚｅｒ）、並びに大きな公共表示盤（ｌａｒｇｅ ｐｕｂｌｉｃ ｄｉｓｐｌａｙ ｂｏａｒｄ）の全種類によって用いられている。
【０００３】
市販のＬＣＤディスプレイに伴う１つの不利な点は、減光制御のダイナミック・レンジにある。典型的には、ＬＣＤディスプレイは、表示画像に対して光を供給する冷陰極蛍光灯、ＣＣＦＬを含む背面照明構成を用いる。利用可能なＬＣＤ背面照明の減光範囲は、全ルーメン値の１００％から約３０％にわたる。しかしながら、より高品質のディスプレイに対する需要が増大しており、多くのフラットパネルディスプレイモニタが従来のＣＲＴモニタと取って代わっているので、全ルーメン値の１００％から約１０％まで又は５％にまでも減光範囲を増大させる必要がある。減光範囲の増大は画質の著しい改善を提供する。
【０００４】
より広い減光範囲の別の利点は省電力である。パーソナル・オーガナイザなどのＰＤＡ（ｐｅｒｓｏｎａｌ ｄｉｇｉｔａｌ ａｓｓｉｓｔａｎｔ）及び無線装置といった多くの携帯型システムにおいては、再充電するまでのより長い時間にわたってより多くバッテリ電力を節減する設計に対する要求がかなりある。減光範囲の拡大は、バッテリにおけるより多くの省電力を可能にさせる。
【０００５】
現在のＬＣＤ背面照明システムにおいて減光範囲が制限される理由の１つはＣＣＦＬランプを駆動するドライバ回路にある。典型的には、ランプはインバータ回路を介して直流電圧源により駆動される。ＣＣＦＬランプを駆動する２つの主要なトポロジ（ｔｏｐｏｌｏｇｙ）は、ハーフブリッジインバータ及びバックパワーステージを加えた電流給電プッシュプルインバータ（ｂｕｃｋ ｐｏｗｅｒ ｓｔａｇｅ ｐｌｕｓ ｃｕｒｒｅｎｔ−ｆｅｅｄ ｐｕｓｈ−ｐｕｌｌ ｉｎｖｅｒｔｅｒ）を含む。両トポロジにおいて、変圧器は入力電圧源を数ボルト（約６乃至２０ボルト）から数百ボルト（約６００乃至１８００ボルト）まで増大させるのに用いられる。変圧器の一次巻線に結合された回路は電圧源として電圧信号を供給するのに用いられる一方で、変圧器の二次巻線に結合された回路はランプを駆動する。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ハーフブリッジインバータの１つの不利な点は、インバータを駆動する低入力電圧源の使用から生じる。この低入力電圧源のため、ハーフブリッジインバータは出力電圧を増大させる巻数比の高い変圧器を必要とする。しかしながら、ドライバの効率は、一次回路における電流の振幅の増大に伴って減少する。
【０００７】
更に、二次回路はランプに直列に結合される安定コンデンサ（ｂａｌｌａｓｔ ｃａｐａｃｉｔｏｒ）を含むことから、二次巻線によって供給される出力電流は、有効分（ｒｅａｌ ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ）のほかにランプを点灯させる（ｉｌｌｕｍｉｎａｔｅ）のに用いられない無効分を含むであろう。結果として、効率は減少する。
【０００８】
バックパワーステージ電流給電プッシュプルインバータに伴う１つの不利な点は、２つのパワーステージ、即ちバックステージ及びプッシュプルインバータステージの使用にある。各ステージは効率の減少の一因となる。例えば、バックステージの効率が約９０％であり、電流給電プッシュプルインバータの効率も９０％である場合には、システムの組み合わされた効率は約８１％まで減少する。
【０００９】
更に、減光を達成するため、バックステージにおいて供給される電圧を変更することが必要である。しかしながら、バックパワーステージを加えた電流給電プッシュプルインバータの一次部分は磁化インダクタンス（ｍａｇｎｅｔｉｚｉｎｇ ｉｎｄｕｃｔａｎｃｅ）を用いており、結果として、前記一次部分は電圧源として動作する。その結果として、この動作により、インバータの二次部分もまた電圧源として動作する。減光中には、電圧源のレベルが減少するにつれて、ランプのインピーダンスが増大し、電圧レベルにおける変動をもたらす。減光がランプの全出力ルーメンにおけるあるポイントを超えて増大すると、ランプにおけるフリッカが顕著になる。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
このようにして、上記のトポロジの不利な点を解決し、これらのトポロジと比べてかなり広い減光範囲を提供するＬＣＤ背面照明駆動回路に対する要求がある。
【００１１】
一実施例によれば、本発明はランプに電力を供給するインバータ回路に関する。前記回路は直流電圧供給源を有する。前記回路はまた一次巻線及び二次巻線を持つ変圧器を有する。前記二次巻線は前記ランプに結合され、前記一次巻線は前記直流供給源に結合される。前記回路はまた前記一次巻線の反対側の端部に直列に結合される対のインダクタを有する。コンデンサはこれらのインダクタを結合する。前記回路は、前記対のインダクタが、前記コンデンサと協働して、前記ランプに交流電流供給源を与えるよう交互に共振するよう構成される。
【００１２】
この回路は、交互に「オン」及び「オフ」になる対のスイッチを更に有し、それにより対のインダクタを交互に共振させる。制御ドライバは、前記対のスイッチに結合され、該対のスイッチを交互にオン及びオフにするよう構成される。有利なことに、前記制御ドライバはＰＷＭ制御ドライバを有する。有利なことに、一次巻線は第１セクション及び第２セクションを規定する変圧器タップを含み、直流供給源が前記一次巻線に結合される。
【００１３】
上記の記載は、後に続く本発明の詳細な説明が理解され、当該技術に対する本発明の貢献がより良く認識され得るように本発明のより重要な特徴をかなり広めに示している。本発明の他の目的及び特徴は添付図面と関連して考察されている以下の詳細な記載から明らかになるであろう。しかしながら、前記図面は、ただ単に説明の目的のために描かれており、本発明の限定の定義として描かれているのではなく、本発明の限定の定義については添付されている特許請求の範囲を参照すべきであることを理解されたい。
【００１４】
【発明の実施の形態】
図面において、幾つかの図を通じて同様の参照符号は同様の素子を示す。
【００１５】
図面は必ずしも縮尺通りには描かれておらず、前記図面は単なる性質上の概念的なものであることを理解されたい。
【００１６】
上記のようなバックパワーステージ電流給電プッシュプルインバータと関連する上記のフリッカを回避する１つの方法は、パルス幅変調信号によってインバータのインバータスイッチを駆動せんとするものである。斯様な構成の場合は、パルス信号のデューティーサイクル（ｄｕｔｙ ｃｙｃｌｅ）を変えることにより減光を達成することが可能である。しかしながら、パルスが「オン」である期間中電圧レベルは同一のままであることから、ランプは広範囲の減光レベルのためのインピーダンス値の変化を受けない。
【００１７】
図１は、本発明の一実施例に従う電流給電インダクタ２５に結合される直流電圧供給源２１を有するＰＷＭ制御を用いる電流給電インバータ回路１０を示す回路の図である。電流給電インダクタ２５は変圧器３４の一次巻線３４ａに結合される。変圧器３４の二次巻線３４ｂはコンデンサ３２及びランプ３１に結合される。
【００１８】
対のスイッチ３５及び４０は、一次巻線３４ａの反対側の端部に結合される。これらのスイッチの間にはコンデンサ３０が結合される。ＰＷＭ制御ドライバ２０は、スイッチ３５及び４０に結合され、これらのスイッチの動作を制御するよう構成される。更に、ＰＷＭ制御ドライバ２０はコンデンサ３０の２つの電極において結合される。基本的には、電流給電インバータ１０は平均電圧調整を与えるためにＰＷＭ制御ドライバ２０を用いる。このようにして、ＰＷＭパルスのデューティーサイクルを変えることにより可変減光を達成することが可能である。電流給電プッシュプルインバータの動作は１７０Ｈｚの速さで「オン」及び「オフ」にするであろう。
【００１９】
ＰＷＭ制御を用いる１つの利点は、パルスが「オン」である時間中、最大電圧が変圧器に供給され、このことがバックパワーステージ電流給電プッシュプルインバータに関して上記で説明したような減光中のインピーダンス変動と関連する問題を軽減することにあることに注意されたい。
【００２０】
電流給電インダクタ２５は入力直流電圧を直流電流に変換する。更に、変圧器巻線３４ａの変圧器磁化インダクタンス（図示せず）は、共振コンデンサ３０と並列に結合され、スイッチ３５及び４０が交互に「オン」及び「オフ」になる場合に共振コンデンサ３０と共に共振する。結果として、ＰＷＭ制御中、電流給電インダクタ２５は、大きなオーバーシュート（ｏｖｅｒｓｈｏｏｔ）の電流を受け、即ち遷移を受ける。このことは、オーバーシュートから定常状態へのかなり長い遷移状態を招く。図２（ａ）及び２（ｂ）はインダクタ電流及び負荷電流を各々示す波形図である。これらの状態はランプの寿命に悪影響を及ぼす。
【００２１】
しかしながら、この構成に伴う不利な点は一次回路の中の入力直流インダクタにある。このインダクタはスイッチング周期に応じて電流変化の流れを制限し、それ自体、電流のオーバーシュートを招く。その結果として、このオーバーシュートは、ランプにおける光の揺らぎ（ｆｌｕｃｔｕａｔｉｏｎ）をもたらし得る。上記のように、変圧器磁化インダクタンスとコンデンサ３０とは、並列に結合され、結果としてインバータ１０の一次部分を電圧源として作用させる。従って、インバータ１０の二次部分もまた電圧源として作用する。しかしながら、ランプ３１への定常電流の供給を維持するためには、インバータ１０の二次部分が電流源として作用することが必要である。この目的のため、安定コンデンサ３２がランプ３１と直列に用いられる。しかしながら、コンデンサ３２の存在は、変圧器３４の二次巻線によって生成される電力に付加的な無効分を供給し、その結果として、このことは、インバータの効率を減少させる。
【００２２】
インダクタ２５において生成されるオーバーシュートの電流を減衰させるために、電流モード制御トポロジ（ｃｕｒｒｅｎｔ ｍｏｄｅ ｃｏｎｔｒｏｌ ｔｏｐｏｌｏｇｙ）が用いられる。図３は電流モード制御トポロジを用いる基準電流給電インバータ（ｂａｓｉｃ ｃｕｒｒｅｎｔ ｆｅｅｄ ｉｎｖｅｒｔｅｒ）１００を示す図である。この場合には、インダクタ１２５は２つの巻線、即ちインダクタ巻線１２５ａ及びインダクタ巻線１２５ｂを持つ。インダクタ巻線１２５ｂは、ダイオード１２６に結合され、インダクタに蓄えられたエネルギを放出して入力源に戻す経路を与える。電流検出器１４５はインダクタ１２５における電流レベルを検出するのに用いられる。電流検出器１４５は、スイッチ１３５並びに１４０の「オン」及び「オフ」を制御するＰＷＭ制御ドライバ１２０にフィードバックを供給する。
【００２３】
図４（ａ）及び４（ｂ）は、図３に示されているような電流モード制御を持つインバータのインダクタ電流及び負荷電流を各々示す波形図である。これらの図に示されているように、インダクタ電流のオーバーシュートは減衰され得る。しかしながら、非定常状態から定常状態への遷移プロセスは、あるアプリケーションにとって依然として長いかもしれない。
【００２４】
前述のように、本発明は減光能力の改善を与えるＬＣＤ背面照明システムを適用対象とする。図５は、本発明の別の実施例によるインバータ回路トポロジを示す図である。この実施例によれば、ＰＷＭ制御ドライバ２２０はスイッチ２３５及び２４０に結合される。対のインダクタ、即ちインダクタ２２５ａ及びインダクタ２２５ｂもまた、ノード２３１ａ及び２３１ｂを介してスイッチ２３５及び２４０に各々結合される。インダクタ２２５ａ及び２２５ｂは、以下に更に詳細に説明するようにブースト作用（ｂｏｏｓｔ ｆｕｎｃｔｉｏｎ）を与える。更に、インダクタ２２５ａ及び２２５ｂは共振インダクタンスの作用を与える。ノード２３１ａ及び２３１ｂはまたＰＷＭ制御ドライバ２２０にも結合される。ノード２３１ａ及び２３１ｂの間には共振コンデンサ２３０が結合される。
【００２５】
電圧供給源２１５は一次巻線２４５ａに電圧信号を供給する。インダクタ２２５ａ及び２２５ｂの間には変圧器２４５の一次巻線２４５ａが結合される。変圧器２４５の二次巻線２４５ｂは、ここでは抵抗Ｒを持つ抵抗器２５０として示されている負荷に結合される。変圧器２４５は、２つの半周期の共振電流を組み合わせ、変圧器の二次巻線から完全な共振電流を出力するよう動作する。
【００２６】
図５に図示されているように、インバータ２００の一次部分は共振コンデンサ２３０と直列に動作するインダクタ２２５ａ及び２２５ｂを含む。結果として、インバータ２００の一次部分は電流源として作用する。これを受けて、インバータ２００の二次部分もまた電流源として作用する。それ故、インバータ２００の二次部分は安定コンデンサを必要としない。更に、インダクタ２２５ａ及び２２５ｂのインダクタンスの値は図１における所要インダクタンスよりかなり小さい。従って、インバータ２００の一次部分は上記のような電流のオーバーシュートを受けない。
【００２７】
インバータ回路２００の動作に関しては、スイッチ２３５がオンになる前は、共振コンデンサ２３０における電圧は零である。更に、スイッチ２３５がオンになる前は、共振インダクタ２２５ａ及び２２５ｂにおける電流は最大振幅を持つ。全てのエネルギは、インダクタ２２５ａ及び２２５ｂに蓄えられるか、さもなければ負荷に出力される。
【００２８】
共振コンデンサ２３０における電圧が零であることから、スイッチ２４０は零電圧スイッチング条件（ｚｅｒｏ ｖｏｌｔａｇｅ ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ｃｏｎｄｉｔｉｏｎ）においてオフにされ得る。同様に、スイッチ２３５は零電圧スイッチング条件においてオンにされ得る。電圧供給源２１５からの入力直流電圧信号Ｖｉｎは、電圧供給源２１５、反射抵抗器（ｒｅｆｌｅｃｔｅｄ ｒｅｓｉｓｔｏｒ）２５０、インダクタ２２５ａ及びスイッチ２３５を有する充電ループを生成する。直流電圧源２１５からの電流が零から増大するにつれて、インダクタ２２５ａにおける電流は、負の信号から零へ、次いで正の信号へ徐々に方向を変える。インダクタ２２５ｂにおける電流は、まず、共振コンデンサ２３０における零電圧のため増大するが、次いで、蓄えられたエネルギをコンデンサ２３０に放出するために共振的に減少するであろう。
【００２９】
結果として、共振コンデンサ２３０における電圧は零から最大値へ増大する。インダクタ２２５ａは直流電圧供給源２１５と直列である（即ち、反射抵抗器２５０及びスイッチ２３５を介する）ことから、インダクタ２２５ａはブースト作用を与える。即ち、直流電圧供給源２１５はインダクタ２２５ａを介して共振コンデンサ２３０に直接的にエネルギを供給する。
【００３０】
インダクタ２２５ｂにおける電流が零まで減少すると、共振コンデンサ２３０の両端の電圧は最大値に達する。更に、インダクタ２２５ａにおける電流は正の最大値に達し、その後、前記電流は短時間の間一定のままである。共振コンデンサ２３０は反射抵抗器２５０を介してインダクタ２２５ｂと共振する。共振コンデンサ２３０に蓄えられたエネルギはインダクタ２２５ｂ及び反射抵抗器２５０へ放出される。
【００３１】
直流電圧供給源２１５の出力電流は徐々に減少する。共振コンデンサ２３０はインダクタ２２５ａへ所要エネルギを供給する。それにより、インダクタ２２５ｂにおける電流は零から負の最大値へ増大する。共振コンデンサ２３０はインダクタ２２５ａへ供給するのに十分なエネルギを持たないことから、直流電圧供給源の電流が増大し始める。インダクタ２２５ｂにおける電流はそれでも減少し、コンデンサ２３０における電圧は零へ減少する。
【００３２】
コンデンサ２３０における電圧が零に達すると、スイッチ２３５はオフになり、スイッチ２４０は「オン」になるであろう。スイッチ２４０がオンになる方法は、回路中の各素子の上記の動作がこの素子の対称対応部（ｓｙｍｍｅｔｒｉｃａｌ ｃｏｕｎｔｅｒｐａｒｔ）（インダクタ２２５ａはインダクタ２２５ｂの対称対応部であり、スイッチ２３５はスイッチ２４０の対称対応部であるなど）によって代わりに行なわれること以外はスイッチ２３５がオンになる方法と同様である。
【００３３】
スイッチ２３５がオンになる期間中、インダクタ２２５ａは、回路の共振動作の次の半期間において用いられるであろう入力エネルギを蓄えるために直流電圧供給源２１５によって充電される。インダクタ２２５ｂは、交流電流の周期の一方の半分を生成するために共振コンデンサ２３０と共振する。同様に、スイッチ２４０がオンになる期間中、インダクタ２２５ｂは、回路の共振動作の次の半期間において用いられるであろう入力エネルギを蓄えるために直流電圧供給源２１５によって充電される。インダクタ２２５ａは、交流電流の他方の半周期を生成するために共振コンデンサ２３０と共振する。
【００３４】
このようにして、変圧器２４５は交流電流の２つの半周期を組み合わせ、ランプに交流電流信号を出力する。反射抵抗器Ｒは、インダクタ２２５ｂ及び共振コンデンサ２３０（又は動作の別の半分の間にはインダクタ２２５ａ及び共振コンデンサ２３０）と直列であることから、ランプにおける電流は、インダクタ２２５ｂ及びコンデンサ２３０を有する共振回路（又は動作の別の半分の間にはインダクタ２２５ａ及びコンデンサ２３０を有する共振回路）により制御される。
【００３５】
本発明の一実施例によれば、本発明のインバータはランプを駆動するために高周波電流源を与える。それ故、変圧器２４５の出力における安定コンデンサの必要性がない。結果として、変圧器２４５は一次巻線２４５ａから二次巻線２４５ｂへ有効電力しか伝達しない。
【００３６】
図６（ａ）乃至６（ｅ）は、動作中の回路２００の各素子における電圧信号及び電流信号を示す波形図である。例えば、図６（ａ）は、コンデンサ２３０における入力電流信号を示す波形図である。図６（ｂ）は、変圧器２４５の一次巻線２４５ａにおける電圧信号である。図６（ｃ）は、インダクタ２２５ａにおける電流信号である。図６（ｄ）はスイッチ２３５における電圧信号である一方、図６（ｅ）はスイッチ２３５における電流信号である。
【００３７】
一実施例に従えば、本発明の回路はまた、ランプを始動するのに用いられる場合に高レベルの効率において動作するよう構成される。ランプがブレークダウン動作（ｂｒｅａｋｄｏｗｎ ｏｐｅｒａｔｉｏｎ）に達する前には、ランプは高いインピーダンスを持つ。この高いインピーダンスは、変圧器２４５の一次巻線２４５ａにおいて反射され、一次巻線の磁化インダクタンスのインピーダンスより高い。この高いインピーダンスはインバータの一次部分がかなり高いＱの特性を呈することを可能にする。その結果として、この高いＱの動作は、始動時に必要とされる入力電圧の高い増幅を与える。例えば、反射された前記インピーダンスから、二次巻線によって供給される電圧は、ランプにブレークダウンモードにおける動作を開始させることが出来る２０００ボルトを超え得る。
【００３８】
ランプがブレークダウンすると、ランプのインピーダンスは減少し、これによりインバータの一次部分はより低いＱの特性を呈する。これは、その結果として、入力電圧の増幅を低下させる。この入力電圧の増幅の低下は、ランプの通常動作時に必要とされる。
【００３９】
ランプの始動のため、インバータ２００の一次部分の共振周波数は、通常動作時の共振タンクの共振周波数より低い。ランプのインピーダンスが高い値から低い値へ変化するにつれて、共振回路の共振周波数は自動的に変化するであろう。即ち、共振回路の共振周波数は、低い周波数から高い周波数へ跳ね上がるであろう。ランプを駆動するために本発明の回路により用いられる非線形インピーダンス特性は回路の効率の改善に寄与する。
【００４０】
本発明の一実施例によれば、本発明の回路は、従来技術の回路を超える減光能力の改善を与える。上記の実施例によれば、本発明の回路は、従来技術の回路により開示されているような１００％から略々３０％までの減光範囲ではなく、１００％から略々５乃至１０％までの減光範囲を与える。
【００４１】
本発明の様々な実施例によれば、この回路は他の有利な特徴を持つ。例えば、インバータは、変圧器２４５の一次巻線２４５ａにおける電圧をブーストするためにブースト作用を与える。このブースト作用は、変圧器２４５の巻数比を減少させることを可能にし、それにより、システムの効率を増大させる。更に、システムの効率はまた、変圧器２４５が無効電力を伝達せず、有効電力しか伝達しないという事実によっても改善される。
【００４２】
また、インバータの一次部分は直列共振構成（ｓｅｒｉｅｓ ｒｅｓｏｎａｎｔ ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）を含むことから、この一次部分は電流源として動作する。共振インダクタのインダクタンスは、実質的にオーバーシュートをなくすことを可能にするよう十分に小さい。結果として、伝導損失もまた低いであろう。電力スイッチはまた、該電力スイッチは零電圧スイッチング条件において動作するという利点を持つ。システム応答を制限する直流インダクタンスもない。このインバータはまた、システムが、インバータトランジスタに対してレベルシフト回路が必要ないという従来技術のインバータ回路で実施されているのと共通の根拠を有することから、生産コストも低い。
【００４３】
このようにして、本発明の好ましい実施例に適用されるような本発明の基本的な新しい特徴を示し、記載し、指摘しているが、当業者により本発明の精神から離れることなしに開示されている本発明の形態並びに詳細における様々な省略、置換え及び変更がなされ得る。それ故、本明細書に添付されている特許請求の範囲によって示されているようにしか制限されないものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例に従うＰＷＭ制御ドライバを用いる電流給電インバータを示す図である。
【図２（ａ）】図１のＰＷＭ電流給電インバータにおけるインダクタ電流を示す波形図である。
【図２（ｂ）】図１のＰＷＭ電流給電インバータにおける負荷電流を示す波形図である。
【図３】本発明の別の実施例に従う電流モード制御トポロジを用いる電流給電インバータを示す図である。
【図４（ａ）】図３に示されている実施例におけるインダクタ電流を示す波形図である。
【図４（ｂ）】図３に示されている実施例における負荷電流を示す波形図である。
【図５】本発明の一実施例によるインバータ回路トポロジを示す図である。
【図６（ａ）】本発明の一実施例による動作中の回路の共振コンデンサにおける入力電流信号を示す波形図である。
【図６（ｂ）】本発明の一実施例による動作中の回路の変圧器の一次巻線における電圧信号を示す波形図である。
【図６（ｃ）】本発明の一実施例による動作中の回路の対のインダクタの一方における電流信号を示す波形図である。
【図６（ｄ）】本発明の一実施例による動作中の回路の対のスイッチの一方における電圧信号を示す波形図である。
【図６（ｅ）】本発明の一実施例による動作中の回路の対のスイッチの一方における電流信号を示す波形図である。
【図１】
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【図２（ａ）】
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【図２（ｂ）】
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【図３】
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【図４（ａ）】
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【図４（ｂ）】
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【図５】
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【図６（ａ）】
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【図６（ｂ）】
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【図６（ｃ）】
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【図６（ｄ）】
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【図６（ｅ）】
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【国際公開パンフレット】
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【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
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【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
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【国際調査報告】
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