(57)【要約】本発明は、ＲＦ信号が、角＋β及び−βの相対移相によって２つの信号（ＦＭ１及びＦＭ２）に分解され、これらの信号が増幅され、それから送信信号にとなるように加算される、振幅及び／又は位相変調される高周波信号（ＲＦ信号）の信号処理方法、及び純粋に位相変調されるＲＦ信号が、第１の分枝においてｃｏｓβを乗算され、第２の分枝においてｓｉｎβを乗算され、両方の信号（ＦＭ１，ＦＭ２）が、乗算された信号のそれぞれの和及び差の形成によって得られる、回路装置を提示する。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
振幅及び／又は位相変調される高周波信号（ＲＦ信号）の信号処理方法であって、ＲＦ信号が、角＋β及び−βの相対移相によって２つの信号（ＦＭ１及びＦＭ２）に分解され、これらの信号が増幅され、それから送信信号となるようにに加算されるものにおいて、位相変調されかつ一定の包絡線を持つＲＦ信号が、第１の分枝においてｃｏｓβを乗算され、第２の分枝においてｓｉｎβを乗算され、両方の信号（ＦＭ１，ＦＭ２）が、乗算された信号のそれぞれの和及び差の形成によって得られることを特徴とする、信号処理方法。
【請求項２】
第１の分枝におけるｃｏｓβとの乗算が行われず、ＲＦ信号が直接印加されることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
ＲＦ信号が、変調されかつ一定の又は変化する包絡線を持つ直交信号であることを特徴とする、請求項１又は２に記載の方法。
【請求項４】
ＲＦ信号が振幅又は位相変調される２つの入力信号（ｘ１（ｔ），ｘ２（ｔ））から、直角変調によって得られ、個別信号が、サイン及びコサインによる変調後加算されることを特徴とする、請求項１又は２又は３に記載の方法。
【請求項５】
ＲＦ信号が、位相変調される２つの入力信号（ｘ１（ｔ），ｘ２（ｔ））から形成され、これらの入力信号が、サイン又はコサインによる変調後互いに減算されることを特徴とする、請求項１又は２又は３に記載の方法。
【請求項６】
入力信号（ｘ１（ｔ）及びｘ２（ｔ））が標本値であることを特徴とする、請求項４又は５に記載の方法。
【請求項７】
純粋に振幅変調される信号のために方法を使用する際、両方の入力信号の１つが零であることを特徴とする、請求項４又は６に記載の方法。
【請求項８】
変調が搬送周波数で行われ、搬送周波数が標本化周波数の４分の１であることを特徴とする、請求項６又は７に記載の方法。
【請求項９】
ｓｉｎβ及び／又はｃｏｓβを乗算されかつ位相変調される直交信号が、値検出により両方の信号（ｘ１，ｘ２）から求められる包絡線信号（Ａ（ｔ））によって割算されることを特徴とする、請求項４ないし６の１つ又は８に記載の方法。
【請求項１０】
入力信号１（ｘ１及びｘ２）の標本値が零へ近づくか又は零を通る際、又は包絡線信号（Ａ（ｔ））が零へ近づくか又は零を通る場合、受信信号（ｘ１，ｘ２）が、隣接する標本値の差形成により変調される入力信号によって代えられることを特徴とする、請求項６又は９に記載の方法。
【請求項１１】
変調される入力信号の標本値の計算が、ディジタル信号処理プロセッサにおいて行われることを特徴とする、請求項１０に記載の方法。
【請求項１２】
入力信号の標本値及び変調される対応入力信号が表に記憶され、振幅値の所定の閾値を下回ると、変調される入力標本値が、等価値として表から読出されることを特徴とする、請求項１０又は１１に記載の方法。
【請求項１３】
信号が別々の増幅後１つの共通な信号となるように加算され、互いに減算されることを特徴とする、請求項１〜１２の１つに記載の方法。
【請求項１４】
増幅される信号の基本振動の高調波がフィルタを通すことにより抑制されることを特徴とする、請求項１３に記載の方法。
【請求項１５】
変調されるＲＦ信号が緩衝されることを特徴とする、請求項１〜１４の１つに記載の方法。
【請求項１６】
ＲＦ信号を２つの信号１（ＦＭ１及びＦＭ２）に分解する信号分解回路と、その後に接続される２つの非直線増幅器（１，２）とを有し、これらの増幅器の出力端が加算器（３）又は減算器（１１）の入力端に接続され、この加算器または減算器の出力端から所望の信号が取出し可能であり、信号分解回路の第１の分枝に、ＲＦ信号にｃｏｓβを乗算する乗算器（４）が含まれ、第２の分枝に、ＲＦ信号にｓｉｎβを乗算する乗算器（５）が存在し、これらの乗算器（４，５）の出力端に、加算器（６）及びこれに対して並列に設けられる減算器（７）の入力端がそれぞれ接続され、この加算器及び減算器の出力端がそれぞれ非直線増幅器（１，２）に接続されていることを特徴とする、請求項１に記載の方法を実施するための回路装置。
【請求項１７】
ＲＦ入力信号が２つの入力信号（ｘ１（ｔ）及びｘ２（ｔ））から形成され、第１の入力信号（ｘ１（ｔ））が存在する第１の分枝に乗算器（５）が設けられ、この乗算器の第１の入力端に第１の入力信号（ｘ１（ｔ））が印加され、その第２の入力端に被乗数としてｓｉｎω０ｔ信号が印加され、この乗算器（５）の出力信号が加算器（８）の第１の入力端に印加され、第２の分枝にある第２の入力信号（ｘ２（ｔ））が乗算器（４）の入力端に印加され、この乗算器の第２の入力端に被乗数としてｃｏｓω０ｔ信号が印加され、この乗算器（４）の出力端が加算器（８）の第２の入力端に接続され、その出力端から、後に接続される加算器（６）又は減算器（７）の入力端にそれぞれ印加されるＦＭ信号（Ａ（ｔ）ｃｏｓ（ω０ｔ＋ψ（ｔ））が取出し可能であることを特徴とする、請求項４に記載の方法の実施に関連して請求項１６に記載の回路装置。
【請求項１８】
別の回路装置の２つの入力端に、数値（Ａ（ｔ））により入力信号（ｘ２（ｔ））及び（ｘ１（ｔ））を割算することによって形成される２つの入力信号が印加され、第１の分枝に乗算器（５）が設けられ、この乗算器において、入力信号（ｘ２（ｔ））から誘導される割算信号が、被乗数ｓｉｎω０ｔに乗算され、この乗算器の出力端が減算器（８）の第１の入力端（＋）に接続され、第２の分枝に乗算器（４）が設けられ、この乗算器が、入力信号（ｘ１（ｔ））から誘導される割算信号を被乗数ｃｏｓω０ｔに乗算し、この乗算器の出力端が減算器（８）の第２の入力端（−）に接続され、この減算器の出力端からＲＦ信号（Ａ（ｔ）ｓｉｎ（ω０ｔ＋ψ（ｔ））が取出し可能であることを特徴とする、請求項４に記載の方法の実施に関連して請求項１６に記載の回路装置。
【請求項１９】
両方の回路装置が、加算器（６）及び減算器（７）を介して互いに結合され、この加算器及び減算器の出力端から信号（ＦＭ１及びＦＭ２）が取出し可能であることを特徴とする、請求項１７及び１８に記載の回路装置。
【請求項２０】
出力信号（ＦＭ１及びＦＭ２）用の増幅器（１，２）がＣ級増幅で動作するプッシュプル段（９，１０，１１）であり、入力ＦＭ信号が、同じ大きさで符号の異なる２つの信号であり、増幅器の出力端から、加算器又は減算器のそれぞれの入力端に印加される差出力信号が取出し可能であることを特徴とする、請求項１６〜１９の１つに記載の回路装置。
【請求項２１】
プッシュプル段（９，１０，１１）が、増幅される信号の基本振動の高調波を抑制するフィルタに接続される出力変成器（１１）を持っていることを特徴とする、請求項２０に記載の装置。
【請求項２２】
プッシュプル段（９，１０，１１）が、純粋な開閉装置で動作することを特徴とする、請求項２０に記載の装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
本発明は、振幅及び／又は位相変調される高周波信号（ＲＦ信号）の信号処理方法、及びこの方法を実施するための回路装置に関する。
【０００２】
一定の包絡線を持つ信号は、非直線最終段において非常に電力効率よく増幅されることができ、これが例えばＧＳＭ法において利用されることは公知である。増幅器は、いわゆるＣ級増幅で、即ち残留電流なしで動作することができる。それにより正又は負の信号成分のみが最終段の駆動のために使用される。これとは異なり、いわゆるＡ級増幅では、増幅器特性曲線の直線範囲における動作点が選ばれるので、正及び負の信号成分が同じように増幅されるが、そのために電力を消費する動作点を選ばねばならない。移動無線装置、ＧＳＭ装置、ＵＭＴＳ装置等では、電力を節約する最終段運転が、電池又は蓄電池の充電を伴う装置の利用期間のための前提条件である。しかし電力効率のよい最終段は携帯装置にとって有利なだけでなく、大きい電力を持つプログラム信号を放射する無線送信機においても有利である。
【０００３】
ＵＭＴＳシステム（万能移動電気通信システム）及びＵＭＴＳのために規定される周波数帯により将来増加する移動無線回路網の利用は、将来帯域幅をますます高価にするものと思われるので、一定の包絡線を持つ変調法がやめられる。適当に振幅及び位相変調される信号を効率よく増幅できるようにするため、直線増幅が問題になるが、電力効率がよくない。
【０００４】
携帯電話又は移動用直線無線電力増幅器用の慣用の増幅技術についての概観は、英国ブリストル市のＷｉｒｅｌｅｓｓ  Ｓｙｓｔｅｍｓ  Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｌｔｄ．の会社パンフレットにおいて、Ｐｅｔｅｒ  Ｂ．Ｋｅｎｎｉｎｇｔｏｎにより「Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ  ａｎｄ  Ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ  Ｌｉｎｅａｒｉｓａｔｉｏｎ  Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ  Ｅｘｐｌａｉｎｅｄ」という題名で記載されている。とりわけ第５節には、電力効率のより増幅も記述されており、次の世代の移動無線装置のために研究されるであろう。その際使用される高能率のＲＦ信号増幅器は、直線増幅器のように使用するか、電力効率のよりＤ，Ｅ又はＦ級の非直線増幅器から構成されている。公知の増幅器技術は、包絡線が値０に達しない時に使用可能である。これに反し包絡線が零になると、提案された増幅器はもはや動作できない。
【０００５】
同じ刊行物の（第６ページから始まる）第５節から公知の技術では、増幅すべき基底帯域の音声信号又はデータ信号が、まずディジタル信号処理プロセッサにより、２相変調されるＦＭ振動に分解される。これらのＦＭ信号はそれから非直線電力増幅器により増幅され、加算器により直線出力信号にまとめられる。その際増幅器は高効率の開閉増幅器として使用されることができる。加算器の出力端は、増幅された信号をアンテナ整合回路を介してアンテナへ与えて、放射できるようにする。加算器の回路は電力効率がよくない。
【０００６】
直線通過帯域増幅を非直線部品（ＬＩＮＣ）により実現する技術は、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，Ｄｅｃｅｍｂｅｒ  １９７４，ｐｐ．１９４２−１９４８に、Ｄ．Ｃ．Ｃｏｘにより記載されている。ＲＦ信号から相手部品により包絡線信号Ａ（ｔ）及び位相変調された信号ｃｏｓ（ω０ｔ＋ψ（ｔ））が取出され、これがＲＦ信号の限定及び同期変調により行われる。類似な方法が、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｃｉｒｃｕｉｔｓ  ａｎｄ  Ｓｙｓｔｅｍｓ−１：Ｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌ  ａｎｄ  Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ，ｖｏｌ．４２，ｎｏ．６，１９９５，ｐｐ．３２１−３３３にも、Ｋａｍ−ｙｕｅｎ  Ｃｈａｎ  ｕｎｄ  Ａｎｄｒｅｗ  Ｂａｔｅｍａｎによって示されている。振幅Ａ（ｔ）が零になると、これらの公知の方法は機能しなくなる。更に両方の増幅器分枝の精確な実現は問題を生じる。これらの問題は、ＩＥＥＥ  １９９８，ｐｐ．１３７−１４０に記載されている高能率のＲＦ増幅器においても存在する。
【０００７】
米国特許５，９０１，３４６号明細書から、変調される高周波信号の信号処理方法が公知であり、高周波信号が２つのＦＭ信号に分解され、増幅され、再び加算される。位相変調されかつ一定の包絡線を持つ高周波信号は、信号０°及び９０°を乗算される。両方のＦＭ信号はそれぞれの和形成によって得られる。非直線増幅器の使用によって、公知の回路により、振幅及び位相変調される信号を効率よく増幅することができる。
【０００８】
ドイツ連邦共和国特許出願公開第１９７３００８６号明細書から、ＬＩＮＣ原理に従って構成されかつそれぞれ１つの増幅器及び位相変調器を有する２つの並列信号分枝を持つ高周波信号用送信装置が公知である。入力信号は、切換え器により２つの信号分枝に分解される。両方の信号分枝の出力信号は、組合わせ器により１つの和信号にまとめられる。両方の信号分枝における位相誤差をなくすために、切換え器は、規定可能なクロック周波数により、両方の信号分枝への入力成分の配分を周期的に交換するように設計されている。入力信号成分の周期的な交換によりひき起こされる和信号の振幅変調が検出され、それに応じて信号分枝の少なくとも１つにおける位相へ変化されて、振幅変調が最小になるようにする。
【０００９】
従来技術から出発して、本発明の基礎になっている課題は、前述した問題を持たず、特に電力効率がよく、しかも変調される信号の包絡線が零になるか又は零を通る場合にこれらの信号を増幅するのを可能にする、方法及び回路を提示することである。
【００１０】
この課題は、請求項１に記載されている方法、及びこの方法を実施するための請求項１６に記載されている回路の実現によって解決される。
【００１１】
原則的に、本発明による方法でも、ＲＦ信号が２つのＦＭ信号に分解され、しかも最後にあげた刊行物から公知のように、ＲＦ信号に対する＋β及び−βの移相によって分解され、最初のＲＦ信号へのＦＭ信号の射影が、ＲＦ信号の和で生じる。これらの信号は直接増幅され、それから加算器へ供給される。その発生は新方式である。後で図について更に説明するように、両方のＦＭ信号を形成するため、原理的に、一定の包絡線Ａ（ｔ）へ割当てられるＲＦ信号が、ｃｏｓβ及びｓｉｎβを乗算され、こうして得られる直交部分がそれぞれ加算器及び減算器へ供給され、この加算器及び減算器の出力端から両方のＦＭ信号（ＦＭ１及びＦＭ２）が取出し可能である。しかしなお示すように、これらの乗算は、低周波側で行われるこの方法により、ディジタル信号処理の際、信号処理を低周波基底帯域で行うことができ、従って完全にディジタルにドリフトなしに実現することができる、という利点が与えられる。それにより著しく高い安定性が与えられる。標本化周波数と搬送周波数との特別な周波数関係により、簡単な乗算が実現可能である。
【００１２】
補足的に考慮することができる有利な方法段階は、請求項２〜１５に、回路の有利な構成は請求項１７〜２２に示されている。本方法は、純粋な振幅変調（放送）のための信号処理にも使用可能である。この場合両方の入力信号の１つ（ｘ１又はｘ２）は零である。
【００１３】
本発明が、図面に示されている図について以下に説明される。
【００１４】
図１には、振幅及び位相変調されるＲＦ信号が２つのＦＭ信号に原理的にどのように分解されるかを説明するベクトル図が示されている。これからわかるように、そのために両方のＦＭ信号が元の信号に対して＋β及び−βだけ位相をずらされねばならない。元の信号へのその射影は、信号Ａ（ｔ）を生じる。横座標に対する実際の角度位置は、図１に示されている式からわかるように、角ψ＋β及びψ−βから得られる図示しない角ψ１及びψ２により決定されている。
【００１５】
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入力量として示されている信号ＦＭ１及びＦＭ２が、加算器３の入力端に出力端を接続されている２つの非直線増幅器１及び２へ印加され、加算器の出力端から、両方の成分から合成される増幅された信号が取出し可能である。この信号も指数表示で示されている（ν・Ａ（ｔ）ｅｊψ（ｔ））。
【００１６】
位相変調されかつ一定の包絡線を持つ２つの直交信号から、ｃｏｓβ及びｓｉｎβとの乗算と和及び差の形成とにより、どのようにして両方のＦＭ信号が得られるかが、図３の回路網からわかる。直交信号ｃｏｓ（ω０ｔ＋ψ）及びｓｉｎ（ω０ｔ＋ψ）は、２つの乗算回路４及び５へ印加される。乗算回路４において、信号が２ｃｏｓβ＝Ａ（ｔ）で振幅変調される。出力信号は乗算回路４の出力端に示されている。乗算回路５において入力信号が２ｓｉｎβに乗算される。乗算回路４及び５の両方の出力端は、並列接続される加算器６及び減算器７にそれぞれ接続されている。加算器６の出力端からＦＭ信号が取出されて。後に接続されている増幅器１により非直線的に増幅される。増幅器１は図２に示されているものに一致している。増幅器１の出力信号は加算器３の第１の入力端へ印加される。減算器７から信号が取出されて、非直線増幅器２による増幅後、加算器３の第２の入力端に印加される。この加算器３の出力端から信号２νＡ（ｔ）ｃｏｓ（ω０ｔ＋ψ（ｔ））が取出し可能である。誘導される関係式から、ＲＦ信号ｃｏｓ（ω０ｔ＋ψ）が直接使用されると、ｃｏｓβとの乗算がなくなってもよいことがわかる。誘導関係式は、図３において、ＦＭ１信号，ＦＭ２信号及び出力信号について数式により示されている。
【００１７】
互いに直交しかつ位相変調されるが位相変調もされる両方の信号の実現が図４及び５に従って行われる。
【００１８】
図４は、振幅及び位相変調された信号を直角変調により実現する装置を示している。信号ｘ１（ｔ）及びｘ２（ｔ）は、移動無線法では、通常メモリ（ＲＯＭ）に標本値として記憶されている。乗算器４及び５におけるサイン及びコサインによる変調は、搬送周波数が標本化周波数の４分の１であるように、有意義に行われる。それにより＋１及び−１及び０との乗算のみが行われる。このことは、乗算及び加算が非常に簡単になることを意味する。信号ｘ１及びｘ２は交互に通され、１つおきの値で符号が変わる。乗算器４及び５の両方の出力信号は、加算器８において出力信号Ａ（ｔ）ｃｏｓ（ω０ｔ＋ψ（ｔ））となるようにまとめられる。
【００１９】
図５は、少し異なる配線により、図４の出力信号に対して直交する信号が同じ位相変調でどのように実現されるかを示している。回路は大体において図４における回路に一致している。しかし振幅は同様にＡ（ｔ）である。
【００２０】
一定な振幅１の信号を得るために、Ａ（ｔ）により割算せねばならないが、これがｓｉｎβとの乗算の代わりに行われると、振幅Ａ（ｔ）が零になる時、問題が生じる。従ってｓｉｎβとの乗算及びＡ（ｔ）による割算が、信号入力端で信号ｘ１及びｘ２において行われる。これは、この代わりに低周波範囲にあるので、有意義である。
【００２１】
この考えによる装置が、図６において回路の下の分枝に示されている。ｘ１及びｘ２が値零に近づき（Ａ（ｔ）が零になる），と、次の数学的取扱いが説明するように、形式０／０の式が得られる。
χ１；χ２→０
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これは、χ１（ｔ）及びχ２（ｔ）の時間ｔにおけるテイラー級数展開の使用により簡単に行うことができる。振幅が減少される時、
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になることを考慮して、上の式から次の式が誘導可能であり、
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【００２２】
χ１及びχ２が時間Ｔ中における標本値であり、試料ｎ（χ１，ｎ＝χ２，ｎ＝０）において０であると、次の導関数が成立する。
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及び
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【００２３】
従って限界値の大きさは、
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及び
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である。
【００２４】
これは、χ１＝χ２＝０の場合における最後の試料の値である。包絡線信号Ａ（ｔ）が零になる場合、同じ限界考慮を行うことができる。
【００２５】
従って限界通過の際、、χ１（ｔ）及びχ２（ｔ）を差値によって代えねばならない。
χ１，χ２→０に対して
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【００２６】
これらの導関数は、隣接するｘ値の差形成により、信号ｘの記憶されている標本値から得ることができる。従ってｘ値がもはや処理不可能な閾値より下に低下すると、その代わりに差値を使用する。変調される入力信号の計算は、ＤＳＰにおいて行うか、又は生じるｘ値のために、表にある換算された信号を記憶することができる（索表）。関係２ｃｏｓβ及び２ｓｉｎβは式中に示されて折り、第２の分枝の変調される入力信号も同様に示されている。上及び下の分枝の出力信号は、加算器６及び減算器７へ供給され、これらの加算器及び減算器が、図２及び３に従ってＦＭ１信号及びＦＭ２信号を形成する。その処理は上述したように行われる。
【００２７】
ＦＭ信号用の増幅器として、図７によれば、トランジスタ９及び１０と変成器１１から成るＣ級増幅のプッシュプル段が提案される。このようなプッシュプル段の入力信号は、一般に同じであるが符号の異なる信号である。これは一般に差動変成器又は相補トランジスタによって行われる。ここで入力信号は、Ｃ級増幅される２つのＦＭ信号（ＦＭ１及びＦＭ２）であり、これらの信号の差が出力信号として現われる。
【００２８】
図７には、差動変成器１１を持つ装置が示されている。もちろん相補トランジスタを持つ装置も使用することができる。プッシュプル段は純粋な開閉運転でも動作することができる。今や図６におけるように和の代わりに、差が形成されるので、図６の上右に示されている減算器７の入力端を交換せねばならない。増幅される信号は、基本振動のほかに高調波も含んでいる。これらの高調波はフィルタ１２によって抑制される。基本周波数は例え９００ＭＨｚの範囲内にあり、従って第１高調波は１８００ＭＨｚの所にある。これは、高調波除去が非常に簡単な手段で行われることを意味する。即ち振動回路、存在する寄生容量又は付加的な容量、事情によってはアンテナ整合回路網も使用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】振幅及び位相変調されるＲＦ信号を２つのＦＭ信号にどのように分解するかを示すベクトル図である。
【図２】分解された２つの信号を加算する回路装置を示す。
【図３】図２とは別の回路装置を示す。
【図４】別の実施例を示す。
【図５】図４とは異なる実施例を示す。
【図６】更に別の実施例を示す。
【図７】挙動差動変成器を持つ別の実施例を示す。
【国際公開パンフレット】
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【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
2004527153.tif 000033
2004527153.tif 000034
【国際調査報告】
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2004527153.tif 000036
2004527153.tif 000037
2004527153.tif 000038
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