(57)【要約】広帯域又は複数周波数帯域動作のための超音波バルク波トランスデューサ及びバルク波トランスデューサアレイにおいて、バルク波は、前面から放射され、トランスデューサは、バッキング材料における反射波を無視し得る程度に充分高い吸収率のバッキング材料上に搭載される。トランスデューサは、電極で覆われ電気ポートを形成する少なくとも１つの圧電層と少なくとも１つの付加弾性層とから構成される高インピーダンス部を含む層から形成され、高インピーダンス部の全ての層は、実質的に同じ特性インピーダンスを有し、層間に生じる反射が無視できる。更に、トランスデューサには、高インピーダンス部と負荷材料との間におけるインピーダンス整合用の一組の弾性層と、任意の選択肢として高インピーダンス部とトランスデューサ周波数応答を整形するためのバッキング材料との間のインピーダンス整合層とから構成される負荷整合部が含まれる。マルチバンド動作の場合、高インピーダンス部には、電極で覆われて複数の電気ポートを形成する複数の圧電層が含まれ、これらの電気ポートは、更に電気的な並行、逆並列、直列、又は逆直列ガルヴァニック結合によって組み合わされ、選択された周波数伝達関数の電気ポートを形成し得る。各電気ポートは、送信モードにおいて、個々のポートの駆動信号の選択によって、マルチバンド周波数成分で超音波パルスの送信を可能にするポートの選択可能な電気的な並列、逆並列、直列、又は逆直列結合を得るために、個別の電子的送受信機システムに接続される。受信モードにおいて、個々の電気ポートからの信号は、第１から第４までの高調波帯域の範囲を網羅する全幅広帯域伝達関数及びマルチバンド伝達関数の複合電気ポートを得るために、フィルタ結合装置の絶縁増幅器の後、合成し得る。
2004518319.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
広帯域又は複数帯域の周波数で超音波パルスを送受信するための超音波バルク波トランスデューサであって、前記超音波は、前面から放射され、前記放射前面に垂直な厚さ方向において、前記トランスデューサは、
少なくとも１つの圧電層と少なくとも１つの付加弾性層とを有する複数の堆積層から構成された高インピーダンス部であって、少なくとも１つの圧電層は、少なくとも１つの電気層ポート用の２つの接続を形成するために導電電極で覆われた前面及び背面を有し、前記堆積層の特性インピーダンスは、互いに接近しており、高インピーダンス部の合計厚さが、前記圧電層の電気ポートが開放している状態での前記高インピーダンス部の厚さ共振周波数を規定する前記高インピーダンス部から構成され、
前記高インピーダンス部の背面部は、他の選択肢として、階層状の少なくとも１つの弾性層から構成される背面インピーダンス整合部を介して、バッキング材料に音響的に接続され、前記バッキング材料の音響吸収が大きいため、前記バッキング材料内の反射波は無視することが可能であり、
前記高インピーダンス部の前面部は、一組の弾性層から構成される負荷整合部を介して負荷材料に音響的に接続され、前記負荷整合部の層の特性インピーダンスは、前記高インピーダンス部から前記負荷材料側に単調に減少する値であり、前記高インピーダンス部の特性インピーダンスと負荷材料の特性インピーダンスとの間に在り、
少なくとも１つの電気層ポートは、前記高インピーダンス部の厚さが半波長よりも大幅に大きい周波数で、前記トランスデューサの放射前面の振動に電気音響結合するために用いられる、トランスデューサ。
【請求項２】
請求項１に記載の超音波トランスデューサであって、前記圧電層は、圧電材料全体とポリマとの複合物を基材とするトランスデューサ。
【請求項３】
請求項１に記載の超音波トランスデューサであって、前記高インピーダンス部の少なくとも１つの付加弾性層は、電気的に無負荷の圧電層であるトランスデューサ。
【請求項４】
請求項１に記載の超音波トランスデューサであって、前記高インピーダンス部の少なくとも１つの付加弾性層は、シリコン製であるトランスデューサ。
【請求項５】
請求項１に記載の超音波トランスデューサであって、前記高インピーダンス部の少なくとも１つの付加弾性層は、ガラス又はガラス複合物製であるトランスデューサ。
【請求項６】
請求項１に記載の超音波トランスデューサであって、前記高インピーダンス部の少なくとも１つの付加弾性層は、錫、又はカドミウム、又はベリリウム、又は鉛、又はビスマス、又はアルミニウム、又はマグネシウムの合金又は純粋な形態から作製されるトランスデューサ。
【請求項７】
請求項１に記載の超音波トランスデューサであって、前記高インピーダンス部の少なくとも１つの付加弾性層は、導電性であり、また電極としても機能するトランスデューサ。
【請求項８】
請求項４及び７に記載の超音波トランスデューサであって、前記高インピーダンス部の少なくとも１つの付加弾性層は、高濃度にドーピングしたシリコンであるトランスデューサ。
【請求項９】
請求項１に記載の超音波トランスデューサであって、前記高インピーダンス部の少なくとも１つの付加弾性層は、前記圧電材料全体の特性インピーダンスに接近した特性インピーダンスを持つ材料から作製され、また、前記弾性層は、ダイシング前に圧電材料全体に固着され、圧電／ポリマ複合物を形成し、また、前記弾性層は、前記圧電層と共にダイシングされ、互いに接近した特性インピーダンスを持つポリマと圧電／弾性層の複合物とを生成するトランスデューサ。
【請求項１０】
請求項１に記載の超音波トランスデューサであって、最初に、ダイシング溝間の距離が広い状態で、圧電／ポリマ複合物が形成され、次に、少なくとも１つの付加弾性層を前記圧電／ポリマ材料上に塗布し、次に、前記最初のダイシング溝間のダイシング溝で、前記積層弾性及び圧電／ポリマ構造を最終的にダイシングして、前記圧電／ポリマ及び前記弾性材料／ポリマの不均一な対応する容積充填材が、前記圧電／ポリマ及び前記弾性材料／ポリマ複合層の特性インピーダンスを互いに整合するために得られるトランスデューサ。
【請求項１１】
請求項９又は１０に記載の超音波トランスデューサであって、少なくとも１つの弾性層は、圧電柱に接続する電極として機能する導電材料から作製されるトランスデューサ。
【請求項１２】
請求項９又は１０に記載の超音波トランスデューサであって、少なくとも１つの弾性層は、前記最終ダイシングの前、前記圧電層の金属層上に電気メッキによって配置されるトランスデューサ。
【請求項１３】
請求項９又は１０に記載の超音波トランスデューサであって、少なくとも１つの弾性層は、前記最終ダイシングの前、前記圧電層上に厚膜印刷によって配置されるトランスデューサ。
【請求項１４】
請求項９又は１０に記載の超音波トランスデューサであって、前記弾性層の最終厚さは、エッチングによって得られるトランスデューサ。
【請求項１５】
請求項９又は１０に記載の超音波トランスデューサであって、前記付加弾性層は、エッチングが可能であり、また、弾性及び圧電層の前記柱の相対厚さは、前記弾性及び圧電層の特性インピーダンスの相対的な大きさを調整するために、前記最終ダイシング後、エッチングによって減じるトランスデューサ。
【請求項１６】
請求項９又は１０に記載の超音波トランスデューサであって、前記付加弾性層は、電気メッキが可能であり、また、弾性及び圧電層の前記柱の相対厚さは、前記弾性及び圧電層の特性インピーダンスの相対的な大きさを調整するために、前記最終ダイシング後、電気メッキによって増加させるトランスデューサ。
【請求項１７】
請求項９又は１０に記載の超音波トランスデューサであって、前記弾性及び／又は圧電層における柱の厚さ調整は、前記弾性及び圧電層の特性インピーダンスの相対的な大きさを調整するために、ダイシングによって更に行われるトランスデューサ。
【請求項１８】
請求項９乃至１７の少なくとも１つに記載の超音波トランスデューサであって、少なくとも１つの弾性層は、金、又は鉄、又は銅、又は銀、又は真鍮、又は鋳鉄、又はジルコニウム、又は亜鉛、又はチタン、又はゲルマニウム、又はガリウム砒素、又は錫、又はカドミウム、又はベリリウム、又は鉛、又はビスマス、又はシリコン、又はアルミニウムの合金又は純粋材料から作製されるトランスデューサ。
【請求項１９】
請求項１乃至１８の少なくとも１つに記載の超音波トランスデューサであって、前記負荷又は背面整合層の内少なくとも１つは、ガラス又はガラス／固体微粒子複合物から作製されるトランスデューサ。
【請求項２０】
請求項１乃至１８の少なくとも１つに記載の超音波トランスデューサであって、前記負荷又は背面整合層の内少なくとも１つは、固体微粒子とポリマ材料の複合物から作製されるトランスデューサ。
【請求項２１】
請求項１乃至１８の少なくとも１つに記載の超音波トランスデューサであって、前記負荷又は背面整合層の内少なくとも１つは、シリコン、又はアルミニウム、又はマグネシウムの合金又は純粋材料から作製されるトランスデューサ。
【請求項２２】
請求項１乃至１８の少なくとも１つに記載の超音波トランスデューサであって、前記背面インピーダンス整合部の前面層は、電気的に導電性があり、また、前記背面圧電層と電気的に接触して、前記背面圧電層の背面電極として機能するトランスデューサ。
【請求項２３】
請求項２２に記載の超音波トランスデューサであって、前記背面整合部の前記前面層は、ビスマス、又は鉛、又はベリリウム、又はカドミウム、又は錫、又はガリウム砒素、又はゲルマニウム、又はチタン、又はシンク、又はジルコニウム、又は銀、又は銅、又は金、又はプラチナ、又はタングステンの合金又は純粋材料から作製されるトランスデューサ。
【請求項２４】
請求項９又は１０に記載の超音波トランスデューサであって、前記負荷又は背面整合層の内少なくとも１つは、前記最終ダイシングの前に前記高インピーダンス部の前記堆積層に固着され、次に、前記全ての堆積層を最終的にダイシングし、ポリマ材料で前記ダイシング溝を充填しポリマ材料で複合物を形成し、他の選択肢として異なる容積充填材で、前記堆積層の特性インピーダンスが伝達関数の必要条件に合わせて調整されるように、圧電／ポリマ、高インピーダンス弾性／ポリマ、及びインピーダンス整合層／ポリマ複合物が得られるトランスデューサ。
【請求項２５】
請求項２４に記載の超音波トランスデューサであって、前記付加弾性層、及びダイシング前の前記負荷又は背面整合層は、導電性金属から作製され、また、前記複合物上の薄い金属層が、前記導電柱を共に結合し圧電層用の電極を形成するトランスデューサ。
【請求項２６】
請求項２５に記載の超音波トランスデューサであって、前記負荷及び背面整合層の前記導電材料は、チタン、又はゲルマニウム、又はガリウム砒素、又は錫、又はカドミウム、又はベリリウム、又は鉛、又はビスマス、又はシリコン、又はアルミニウム、又はマグネシウムの合金又は純粋材料から作製されるトランスデューサ。
【請求項２７】
請求項２４に記載の超音波トランスデューサであって、前記付加整合層は、エッチングが可能であり、また、整合層、高インピーダンス弾性層、及び圧電層の前記柱の相対厚さは、前記伝達関数の必要条件に合わせて、前記堆積層の特性インピーダンスの相対的な大きさを調整するために、前記最終ダイシング後、エッチングによって減じられるトランスデューサ。
【請求項２８】
請求項２４に記載の超音波トランスデューサであって、前記付加された整合層は、電気メッキが可能であり、また、整合層、高インピーダンス弾性層、及び圧電層の前記柱の相対厚さは、前記伝達関数の必要条件に合わせて、前記堆積層の特性インピーダンスの相対的な大きさを調整するために、ダイシングの後、電気メッキによって大きくされるトランスデューサ。
【請求項２９】
請求項２４に記載の超音波トランスデューサであって、前記整合層、高インピーダンス弾性層、及び／又は圧電層の前記柱の厚さ調整は、前記伝達関数の必要条件に合わせて、前記堆積層の特性インピーダンスの相対的な大きさを調整するために、付加されたダイシングによって行われるトランスデューサ。
【請求項３０】
請求項１乃至２９の内少なくとも１つに記載の超音波トランスデューサであって、前記高インピーダンス部は、電極で覆われる複数の圧電層から構成され、異なる周波数帯域において、前記負荷材料への電気音響結合用の複数の電気層を形成するトランスデューサ。
【請求項３１】
請求項３０に記載の超音波トランスデューサであって、電気層ポートは、前記層ポートの前記電極のガルヴァニック接続によって、電気合成ポートに組み合わせられ、前記層ポートの前記電極は、例えば、前記圧電層の分極方向及び前記電極の接続によって決定される前記層ポートの直列、逆直列、並列、又は逆並列結合を形成するように組み合わせられるトランスデューサ。
【請求項３２】
請求項３１に記載の超音波トランスデューサであって、前記電気合成ポートは、複数であり、また、前記合成ポートの内少なくとも１つは、前記高インピーダンス部の厚さが半波長よりも大幅に大きい周波数で、有効な変換帯域を提供するトランスデューサ。
【請求項３３】
請求項３０又は３２に記載の超音波トランスデューサであって、活性電気ポートは、例えば、直列、逆直列、並列、又は逆並列結合を生成する前記活性ポートの電気的な組み合わせを電子的に選択するために、電子制御可能な切換器を介して、前記電極の電気的接続によって組み合わされるトランスデューサ。
【請求項３４】
請求項３３に記載の超音波トランスデューサであって、前記活性電気ポートの数は２つであり、前記音響負荷に最も近い前面ポート及びバッキングに最も近い背面ポートとして画成され、
前記背面ポートは、前記背面ポートが高周波において効率的であるように、前記高インピーダンス部の厚さが半波長よりも大幅に大きい周波数で、効率的に電気音響変換を行ない、
低周波電気ポートが、前記前面及び前記背面ポートの電気的直列又は電気的並列結合によって得られるトランスデューサ。
【請求項３５】
請求項３４に記載の超音波トランスデューサであって、前記前面及び前記背面ポートの電気的直列結合は、前記前面及び前記背面圧電層の同じ分極方向で得られ、また、信号は、前記前面ポートの前記前面電極と前記背面ポートの前記背面電極との間で接続されるトランスデューサ。
【請求項３６】
請求項３４に記載の超音波トランスデューサであって、前記前面及び背面ポートの電気的並列結合は、前記前面及び前記背面圧電層の反対の分極方向、及び前記前面ポートの前記前面電極と前記背面ポートの前記背面電極との間の電気的接続、及び前記前面ポートと前記背面ポートの中間電極で得られ、信号は、これらの前面及び背面電極と前記前面及び前記背面ポートの前記中間電極との間で接続されるトランスデューサ。
【請求項３７】
請求項３４に記載の超音波トランスデューサであって、前記２つの活性ポートは、電気的に逆並列又は逆直列に組み合わせられて、高周波電気ポートを形成するトランスデューサ。
【請求項３８】
請求項１乃至３７の内少なくとも１つに記載の複数の構成要素トランスデューサから構成される超音波トランスデューサアレイであって、構成要素前面が、選択肢として、湾曲された複合アレイの放射面を形成するように、並列配置され、各構成要素の電気ポートが、既知の原理に基づき、アレイ焦点及び選択肢として光線方向を電子的に制御するために、個々の電子的送受信機システムに接続されるトランスデューサアレイ。
【請求項３９】
請求項３８に記載の超音波トランスデューサアレイであって、前記高インピーダンス部内部に在る前記電極の内、少なくとも１つは接地され、前記アレイ全体用のこの電極に対する接地接続、並びに前記高インピーダンス部の前記前面及び前記背面を介して及び／又は前記高インピーダンス部の側面を介して接続する前記ポートの他の電極に対する接地接続を簡単にするために、前記アレイ全体に渡り、全ての前記構成要素トランスデューサ間において連続電極を形成するトランスデューサアレイ。
【請求項４０】
請求項３９に記載の二次元超音波トランスデューサアレイであって、前記前面電気ポートにおける前記前面電極の幾つかは、前記高インピーダンス部の前記前面弾性層を介して、また、他の選択肢として前記負荷整合部の少なくとも１つの層を介して、機器に接続し、また、前記背面電気ポートにおける前記背面電極の幾つかは、少なくとも１つの適切な背面整合層を介して、また、他の選択肢として、前記バッキング材料を介して、機器に接続し、一方、前記内部接地電極は、アレイ全体に渡って連続的に延在するトランスデューサアレイ。
【請求項４１】
超音波送受信機システムであって、
幾つかの電気ポートが同じ音響前面ポートに結合する超音波バルク波トランスデューサであって、前記電気音響ポートの伝達関数が、異なる周波数帯域において効率的に動作する前記トランスデューサと、
受信モードにおいて、各電気ポートに選択的に接続され、実際の電気音響ポートの伝達関数を受信信号に提供する受信増幅器と、
送信モードにおいて、特定の電気音響ポート上の送信信号を選択して、前記選択されたポートの前記周波数帯域において超音波を効率的に送信できるように各電気ポートに選択的に接続される送信増幅器と、から構成され、
少なくとも２つの電気ポート上において、組み合わされた送信機信号の選択によって、ポートの電気的並列、逆並列、直列、又は逆直列結合等の組み合わされた電気音響ポートの伝達関数を得ることが可能であり、
少なくとも２つの電気ポート上において、組み合わされた送信機信号の選択によって、複数の周波数帯域成分の複合信号を送信することが可能な超音波送受信機システム。
【請求項４２】
請求項４１に記載の超音波送受信機システムであって、受信モードにおいて、前記受信機増幅器の後、選択肢として信号のフィルタ処理の後、幾つかの電気音響ポートからの受信信号を組み合わせ、広帯域又は複数の周波数帯域で受信信号を提供する付加的な信号結合ユニットを含む超音波送受信機システム。
【請求項４３】
請求項４２に記載の超音波送受信機システムにおいて、前記信号結合ユニットには、互いに高調波周波数の関係がある複数の信号を提供するフィルタであって、特に、互いに第１、及び／又は第２、及び／又は第３、及び／又は第４高調波の関係がある帯域の周波数成分の信号を提供するフィルタが含まれる超音波送受信機システム。
【請求項４４】
請求項４１に記載の超音波送受信機システムであって、前記トランスデューサは、幾つかの積層部から作製され、前記超音波は、前面から放射され、前記放射前面に垂直な厚さ方向において、前記トランスデューサは、
複数の堆積層から構成された高インピーダンス部であって、前記堆積層の特性インピーダンスは互いに接近しているため前記部が音響的に一体的に機能し、前記高インピーダンス部の合計厚さは、電気ポートが開放している状態での前記高インピーダンス部の厚さ共振周波数を規定する前記高インピーダンス部から構成され、
前記高インピーダンス部の背面部は、選択肢として背面インピーダンス整合部を介して、バッキング材料に音響的に接続され、前記バッキング材料の音響吸収が大きいため前記バッキング材料内の反射波は無視することが可能であり、
前記高インピーダンス部の前面部は、一組の弾性層から構成される負荷整合部を介して負荷材料に音響的に接続されており、
前記高インピーダンス部は、導電電極に覆われた前面及び背面を有する少なくとも２つの圧電層から構成され、各層に対して電気層ポートの２つの接続部を形成し、
前記電気層ポートの特徴は、幾つかのポートが、前記高インピーダンス部の厚さが半波長よりも大幅に大きい周波数において効率的な電気音響結合を行ない、また、前記高インピーダンス部の厚さが、それぞれ前記高インピーダンス部の特性インピーダンスよりも背面インピーダンスが低い場合、半波長を下回り、高い場合、１／４波長を下回る周波数において他ポートの伝達関数が効率的であることを特徴とする超音波送受信機システム。
【請求項４５】
請求項４４に記載の超音波送受信機システムであって、
幾つかの電気層ポートからの電極は、ガルヴァニックに組み合わされて、例えば、直列、並列、逆並列、又は逆直列結合の前記関連する層ポートである電気合成ポートを形成し、
前記電気音響合成ポートの伝達関数は、異なる周波数帯域で効率的に動作し、前記合成ポートの伝達関数の内少なくとも１つは、前記高インピーダンス部の厚さが半波長よりも大幅に大きい周波数で効率的であり、また、少なくとも１つのポートの伝達関数は、前記高インピーダンス部の厚さが、それぞれ前記高インピーダンス部の特性インピーダンスよりも背面インピーダンスが低い場合、半波長を下回り、高い場合、１／４波長を下回る周波数において効率的である超音波送受信機システム。
【請求項４６】
請求項１乃至３７の内少なくとも１つに記載のトランスデューサを有する請求項４１に記載の超音波送受信機システム。
【請求項４７】
請求項４１乃至４６の内少なくとも１つに記載の超音波送受信機システムであって、電気ポートの数は、２つであり、前記負荷に最も近い前面ポート及び前記バッキングに最も近い背面ポートとして画成され、また、前記圧電層の電気的分極は、
前記ポートの並列結合による低周波帯域の送信動作は、同じ電圧信号で前記ポートを駆動することによって得られ、その電圧極性は、前記ポートの圧電材料の分極方向を指すように、
前記ポートの逆並列結合による高周波帯域の送信動作は、反対極性及び同じ形態の電圧信号で前記ポートを駆動することによって得られ、その電圧極性は、前記ポートの圧電材料の分極方向を指すように、
最も広い周波数帯域における送信動作は、前記前面ポート上に駆動信号が無い状態で、前記背面ポートにおける電圧駆動信号によって得られるように、
組み合わされた低周波帯域及び高周波帯域での組み合わされた信号の送信動作は、各ポート上で等しい低周波信号、及び１つだけのポートにおける高周波信号、又は各ポート上で反対極性を有する高周波信号の合計である電圧信号で前記ポートを駆動することによって得られ、その電圧極性は、前記ポートの圧電材料の分極方向を指すように、配置される超音波送受信機システム。
【請求項４８】
請求項４１乃至４７の内少なくとも１つに記載の複数の超音波送受信機システムから構成される超音波アレイ送受信機システムであって、
複数の電気ポートの超音波構成要素トランスデューサが含まれており、前記構成要素トランスデューサは、選択肢として、湾曲された複合アレイの放射面を前記構成要素放射前面が形成するように並列配置され、各構成要素トランスデューサの前記電気ポートが、既知の原理に基づき、アレイ焦点及び他の選択肢として光線方向を電子的に制御するために、個々の電子的送受信機に接続される超音波アレイ送受信機システム。
【請求項４９】
請求項４８に記載の超音波アレイ送受信機システムであって、前記構成要素トランスデューサの前記高インピーダンス部内部における電極の少なくとも１つは、接地され、前記接地された電極は、前記アレイ全体に対してこの電極を簡単に接地接続するために、前記アレイ全体に渡って、全ての前記構成要素トランスデューサ間において連続電極を形成する超音波アレイ送受信機システム。
【請求項５０】
請求項４９に記載の超音波アレイ送受信機システムであって、各構成要素トランスデューサには、前記高インピーダンス部内に配置され前記アレイ全体に渡って延在する１つの共通接地電極を共有する２つの電気ポートが含まれ、前記ポートの他２つの電極は、前記高インピーダンス部の前記前面及び前記背面又は前記側面を介して接続する超音波アレイ送受信機システム。
【請求項５１】
請求項４９又は５０に記載の超音波アレイ送受信機システムであって、前記前面電気ポートにおける前記前面電極の幾つかは、前記高インピーダンス部の可能な前面弾性層を介して、また、他の選択肢として少なくとも１つの負荷整合層を介して、機器に接続し、また、前記背面電気ポートにおける前記背面電極の幾つかは、選択肢として少なくとも１つの背面整合層を介して、また、他の選択肢として前記バッキング材料を介して、機器に接続し、一方、内部接地電極は、前記アレイ全体に渡って連続的に延在する超音波アレイ送受信機システム。
【請求項５２】
請求項１乃至５１の少なくとも１つに記載の超音波トランスデューサ、又はアレイトランスデューサであって、接地された導電性容器に封止され、前記トランスデューサ又はトランスデューサアレイの前記信号電極から電気的に絶縁された超音波トランスデューサ又はアレイトランスデューサ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
１．発明の分野
本発明は、広帯域周波数動作用の効率的な超音波バルク波トランスデューサの技術と設計に関し、また、複数の周波数帯域、例えば、送信周波数帯域の第１、及び／又は第２、及び／又は第３、及び／又は第４高調波周波数帯域の受信が可能な高調波の関係を有する複数の周波数帯域において、効率的な動作をするための複数の電気ポートを有するトランスデューサの技術及び設計に関する。
【０００２】
２．発明の背景
医療用超音波画像化法においては、送信パルスの様々な中心周波数を用いて、要求された画像深さに対する画像分解能が最適化される。深部の器官を画像化する場合、２ＭＨｚまでの周波数を用い、他方、浅部の器官の場合、１０ＭＨｚより高い周波数を用い得る。
【０００３】
また多くの場合、１つの帯域の周波数で超音波パルスを送信でき、第２の帯域の周波数で後方散乱信号を受信し得る。このことは、例えば、受信帯域が、送信パルス帯域の第２高調波周波数を中心とする組織の第２高調波画像化において行われる。組織の弾性が非線形的であると、前方伝搬パルスは、歪みを生じ、より高次の高調波成分が深さと共にパルス中で増加する。この方法により、超音波画像化法における雑音が大幅に低減される。
【０００４】
また、第２高調波画像化法は、超音波コントラスト剤の検出に用いられる。コントラスト剤の弾性の非線形性は、非常に強いため、第２高調波帯域よりも高い、例えば、送信周波数帯域の第３又は第４高調波成分を中心にした受信帯域を用いることも関心の対象である。
【０００５】
また、軟組織及び超音波コントラスト剤双方の画像化する場合、２つの分離した周波数帯域の超音波バーストを送信することも有用である。この場合、非線形効果によって、新しい周波数帯域が、送信中心周波数の和及び差を中心にして散乱信号に導入される。送信周波数帯域の中心周波数が一致する場合、差周波数は、組織又はコントラスト剤弾性の非線形性によって生成されるサブ高周波成分と称される。
【０００６】
従来の医療画像化用超音波トランスデューサは、効率的な周波数帯域が制限されているという点において、このような用途に対して限界がある。トランスデューサにおける活性材料は、通常、厚さモードで振動する圧電セラミック板である。結晶ＬｉＮｂＯ３又はポリマＰＶＤＦ等、他の圧電材料が用いられることもある。以下、主としてセラミック材料について言及するが、他の圧電材料を同様に用い得ることも理解されたい。
【０００７】
セラミックは、組織のインピーダンス（ＺＸ〜１．５ＭＲａＹｌ）よりも極めて高い機械的特性インピーダンス（ＺＸ〜３４ＭＲａｙｌ）を有し、そのため、本来、組織とセラミック板との間のエネルギ結合は、非常に小さい。このエネルギ結合を改善するために、セラミック板は、バッキングマウントが圧電板より低い特性インピーダンスを有する時、λ／２共振周波数付近、又はバッキングマウントが圧電板より高い特性インピーダンスを有する時、λ／４共振周波数付近で動作する。共振により厚さ振動の振幅が増加し、これによって、共振周波数での組織／セラミックエネルギ結合が改善される。しかしながら、共振によって、帯域幅のエネルギ結合が制限され、トランスデューサを介して送信される最小パルス長が制限される。
【０００８】
エネルギ結合の帯域幅を大きくする場合、一般的に、インピーダンス整合層を組織とセラミック板との間に用いて、セラミック板から組織に向かって見た機械的インピーダンスを大きくする。更に、公知のセラミック／ポリマ複合材料によって、組織／セラミックエネルギ結合の帯域幅が改善される。このような材料は、セラミック板に溝をダイシングし、また溝をより軟らかいポリマで充填することによって、即ち、セラミック全体に対する機械的インピーダンスよりも大幅に小さい機械的インピーダンスＺ〜１２−２０ＭＲａｙｌを有する複合セラミック／ポリマ材料を生成するプロセスによって作製される。
【０００９】
これらの技術を用いても、中心共振周波数の〜８０％よりも大きい効率的なエネルギ結合帯域幅を生成することは困難であり、第２高調波の画像化の場合、帯域幅が３５％に制限され、また、後方散乱信号の第２高調波成分よりも高い高調波成分を画像化に用いることは不可能である。この理由は、トランスデューサ板が構造上支配的な共振層であり、また、電極の距離が高周波では大きくなるように、電極が圧電層の表面上に配置されるためである。
【００１０】
第２高調波画像化で帯域幅を改善する場合、二重帯域動作〔１、２、３〕を与える表面上に電極が在る２つの圧電層を有するトランスデューサ構造が提示されている。電極の結合によって、低周波及び高周波帯域において選択的な送信が可能であり、また、同じ低周波及び高周波帯域において選択的な受信が可能である。しかしながら、提示した特許は、可能な限り最も広い帯域幅にするために最適な多層設計を利用しておらず、また、異なる周波数帯域における変換を選択するための柔軟性が制限されている。
【００１１】
本発明は、従来の設計よりも広い変換帯域幅を提供する最適化された設計例を含む新しい層状のトランスデューサ構造を提示し、２オクターブを超える、即ち、最も低い周波数帯域の第１から第４高調波成分の超音波パルスの送受信を可能にする。また、本発明は、この層構造の効率的な製造法の詳細を提供する。また、帯域幅を大きくするための方法は、単一圧電層トランスデューサに対して有用であり、このようなトランスデューサに１００％を超える相対的な帯域幅の増加をもたらす。このことによって、異なる周波数帯域における第２高調波画像化に対して、また第１高調波画像化に対しても、単一圧電層トランスデューサが効率的である。
【００１２】
更に、本発明は、多層トランスデューサにおける電気音響ポートの幅広い様々な組み合わせを電子的に選択するための、また、トランスデューサの効率的な変換帯域を電子的に選択するための方法を提示する。これによって、＋Ｖ、−Ｖとゼロとの間の駆動電圧を切り換える送信機増幅器により、複数の帯域、例えば、第１及び第２高調波帯域の双方における周波数成分を有する超音波パルスの送信が可能となる。更に、本発明は、２オクターブを超える周波数、即ち、送信周波数帯域の第１、第２、第３、更に第４高調波成分における信号を並列受信するための複数の電気ポートからの受信信号を組み合わせる新しい方法を提供する。
【００１３】
３．発明の概要
本発明は、広い周波数帯域に渡って、あるいは送信と受信双方のために個別の周波数帯域において、効率的に動作し得る超音波トランスデューサへの一般的なニーズに対する解決策を提示し、これによって、１）同じトランスデューサを用いて、幾つかの超音波周波数で動作して、実際の深さに対する最適な周波数を選択することが可能となり、２）第２高調波測定及び画像化において、より広い送受信帯域を得ることが可能となり、３）高い非線形弾性特性を有する物体の測定及び画像化のために送信パルスの第２高調波成分よりも高い高調波成分の受信が可能となり、４）複数の周波数帯域の周波数が含まれる複合超音波バーストの送信と、送信された中心周波数の和及び差を中心とする周波数帯域での信号の受信とが可能となる。
【００１４】
本発明に基づき、トランスデューサのこのような広帯域又は複数帯域動作は、３つの設計属性によって達成される。
１．全体構造：  トランスデューサ全体は、一組の圧電層及び純弾性層から構成され、バッキング材料における反射波が無視出来る程度に高い吸収率のバッキング材料上に搭載される。これらの層は、次の様にグループ化される。即ち、１）圧電層を含む中核の高インピーダンス部と、２）高インピーダンス部と負荷との間の弾性インピーダンス整合層の負荷整合部と、及び３）また他の選択肢として、高インピーダンス部とバッキング材料との間の弾性インピーダンス整合層の背面整合部と、にグループ化される。
【００１５】
高インピーダンス部は、圧電層、及び、また他の選択肢として純弾性層から構成され、ここで、この部の全ての層は、ほぼ同じ特性インピーダンスＺＸを有し、これは、構造全体において最も高い値である。特性インピーダンスの正確な値は、制御が困難であり、また、圧電層内でさえ変化し得るため、後述するように、この部内で特性インピーダンスが一定であるという必要条件は、曖昧で不正確であると見なさなければならず、この場合、最大２０％の変動を許容し得る。基本的な必要条件は、構造の共振を決定する際、高インピーダンス部が単体として機能することである。そして、構造の共振は、個々の圧電層の厚さによってではなく、高インピーダンス部全体の合計厚さＬｘによって決定される。
【００１６】
トランスデューサの最高感度は、バッキング材料に送信される電力を最小限に抑えることによって得らえる。このことは、バッキングインターフェイスにおける速度反射係数がほぼ＋１又は−１であるように、可能な限り最小又は最大の特性インピーダンスの何れかを選択することによって得られる。圧電部とバッキングとの間の整合層は、或る周波数範囲においてバッキングに送信される電力を低減するために、例えば、或る帯域の高周波に対する感度を大きくするために用い得る。このような整合の問題は、その共振特性がトランスデューサの全動作帯域を減少し得ることである。
【００１７】
負荷整合層は、既知の方法に基づき、選択され、可能な限り広い周波数範囲に渡って、Ｚｘに接近したより高い値に負荷特性インピーダンスを変換する。このことは、標準の方法で行われ、この場合、例えば、高インピーダンス部と、効率的な整合帯域の中心における整合層のλ／４の層厚さを有する負荷整合部との間の反射係数の等しいリプル、又は、指数関数的な漸減法を選択し得る。このような配置の層の場合、高インピーダンス部と負荷整合部との間の反射係数は、インピーダンス整合の実効的な周波数範囲に渡って小さくできる。また、本発明は、以下に述べる高インピーダンス弾性層に類似した金属／ポリマ複合物としてこのような層を製造するための新しい方法を提供する。
【００１８】
圧電部から負荷側を見たインピーダンスがＺｘからずれる場合、高インピーダンス部を介した往復伝搬位相（２ｋＬｘ）と、高インピーダンス部の負荷及び背面インターフェイスにおける反射係数の位相との合計が、２πの整数倍である時、共振が生じる。ここで、ｋ＝ω／ｃは、圧電部の角周波数ωにおける波数であり、ｃは、波伝搬速度である。
【００１９】
ポイント２で後述するように電極が適切に配置されると、共振によって、電気ポートの電気的インピーダンスの位相が改善され、これによって、共振帯域におけるトランスデューサの感度が改善される。本発明によれば、高インピーダンス部の厚さ共振は、低い方及び高い方の周波数で変換効率を上げるために用いられ、この場合、負荷整合部の効率は低下し始め、これによって、トランスデューサの活性変換帯域が大きくなる。この効果を実現するために、高インピーダンス部の厚さは、付加弾性層によって大きくなり、負荷整合の効率的な帯域の低い側及び高い側において、この高インピーダンス部に共振が生じる。
【００２０】
高インピーダンス部の付加弾性層は、負荷又は無負荷圧電層であることが可能であり、これら圧電層は、既にこの部の他の圧電層と同じ特性インピーダンスを有する。また、複合圧電材料の特性インピーダンスは、１２〜２０ＭＲａｙｌの範囲に下げることが可能であり、この場合、アルミニウム（Ａｌ：Ｚ０〜１７．３ＭＲａｙｌ）及びマグネシウム（Ｍｇ：Ｚ０〜１０ＭＲａｙｌ）材料及び半導体シリコン（Ｓｉ：Ｚ０〜１９．５ＭＲａｙｌ）等、類似の特性インピーダンスを有する他の材料を用い得る。また、導電性金属及び高濃度にドーピングしたシリコンは、電極としてこの構造に用いることができ、また、トランジスタ増幅器や切換器もシリコン層上に集積化し得る。弾性層において横及びせん断波を励起すると、寸法に応じて、問題が生じ得る。このような場合、本発明は、銀（Ａｇ：Ｚ０〜３８ＭＲａｙｌ）、ジルコニウム（Ｚｒ：Ｚ０〜３０．１ＭＲａｙｌ）、又は亜鉛（Ｚｎ：Ｚ０〜３９．６ＭＲａｙｌ）の層を未ダイシング強誘電体セラミック材料全体に直接取り付けるという解決策を提供する。他の実際の材料は、真鍮（Ｚ０〜３６ＭＲａｙｌ）又は鋳鉄（Ｚ０〜３３ＭＲａｙｌ）等の合金である。これらの材料は、セラミック材料に充分近い特性インピーダンスを有し、また、最終的な金属／セラミック／ポリマ複合物を形成するために、セラミック層と共にダイシングし得る。そして、金属／ポリマ複合物の弾性層は、後述するように、強誘電体セラミック厚板に金属接続を直接提供することから、電極の一部として用い得る。また、本発明は、横方向の結合が弱まった高インピーダンス負荷整合層を製造するための類似した方法を提供する。ポリマとタングステン又は他の重粉末との混合物は、高インピーダンス部の弾性層に対しても用い得るが、電力吸収が大きく、このため、他の解決策と比較して、感度が低くなる。
【００２１】
２．電極配置：  導電電極層は、高インピーダンス部における圧電層の表面に挿入され、電極によって分離される弾性層と圧電層とに高インピーダンス部を分割する。中間圧電層を有するこのような２つの電極層は、電気層ポートを構成する。電極の配置は、ポートの活性周波数帯域に対して、電極間の圧電層において厚さ振動振幅が高くなるように選択される。
【００２２】
帯域幅を可能な限り最も広くするために、背面電極は、バッキングマウントと高インピーダンス部（バッキングに対する不整合層ではない）との間のインターフェイスに配置されるが、これは、全ての周波数に対するこの配置が、（低インピーダンスバッキングに対する）波腹又は（高インピーダンスバッキングに対する）波節の何れかであることによる。そして、他方の電極は、バッキングインターフェイスの前の波腹において選択された実際の周波数帯域の中心にある。このことは、中心周波数における電極間の材料に最大厚さ振動を与え、また、背面電極が定在波パターンに対して静止しているため、電気的撮像の帯域幅が可能な限り最も広くなる。
【００２３】
また、背面電極が波腹にある（バッキングのインピーダンスが低い）場合で電極間に１／２波長の奇数倍の波長がある時、また、背面電極が波節にある（バッキングのインピーダンスが高い）場合で１／４波長の奇数倍の波長がある時、最大の電気的撮像が得られる。トランスデューサの限界変換帯域幅を用いて、超音波パルスのフィルタ処理を行なうこと、例えば、高調波画像化により送信パルスにおける第２及び第３高調波成分を減衰したい場合がある。このことは、背面及び前面電極を定在波パターンに配置して、これらの周波数において同じ位相及び振幅で振動させることによって促進し得る。
【００２４】
３．電気ポートの合成：  高インピーダンス圧電部は、電極に覆われた幾つかの圧電層を含み、層毎に１つの電気ポートを形成し得る。そして、幾つかの電気層ポート用の信号は、伝達関数全体に影響を与えるように組み合わせると好適である。最も簡単な例は、電極をガルヴァニック接続し、直列又は並列結合の２つ以上の電気層ポートを新しい電気合成ポートに形成することである。層両端の電圧が同じになるように（電圧極性は圧電材料の分極方向に対して規定される）、また、合成ポートへの電流が、層ポートの電流の合計になるように層の電極を共に結合すると、電気的並列結合の層が得られる。合成電気ポート両端の電圧が、層ポート両端における電圧の合計になり、一方、層ポートの電流が合成ポートの電流と同じになるように層の電極を共に結合すると、電気的直列結合の層が得られる。このポートのガルヴァニック結合において、隣り合う層間において電極を絶縁すること、又は、既知の原理に基づき隣り合う層の反対方向の分極を用いることが必要な場合がある。また、図１２で述べたように、電気的並列又は直列結合の電気層ポートが選択的に得られるように、送信時、個々の電極における電圧を操作し得る。また、電気的逆直列及び逆並列結合のポートは、ポートのそれぞれの電流又は電圧が反対極性を有する場合、以下の明細書に述べるように特定の伝達関数を得る上で現実的である。
【００２５】
電極がガルヴァニック結合である場合、合成ポートにおいて関与する層全ての振動の電気的結合を得るように、一組の層における電流は、他の層における電流に影響を与える。受信モードにおいて、他の種類の組み合わせによる層ポート又は合成ポートは、図１２において述べるように、層ポートから前置増幅器の後、他の選択肢として、信号のフィルタ処理後、信号を複合信号ポートに合成することによって得られる。この場合、関与する層の振動は、この合成によって変化しない。
【００２６】
従って、一般的に、層ポートがガルヴァニックに組み合わされて、例えば、層ポートの並列結合によって、合成多層ポートが生成され、ガルヴァニック合成ポートの電気的インピーダンスが減少するような状況が生じ得る。これらのガルヴァニック合成ポートは、再度、電気的に組み合わされて、電子的に選択可能な新しい複合ポートを形成し得る。
【００２７】
従って、本発明は、複数の周波数帯域動作が同じトランスデューサで実現し得るような広い周波数帯域において、単一のトランスデューサの効率的な動作に適応し得る一般的なトランスデューサの概念について記述する。また、本特許は、超音波トランスデューサアレイの個々の構成要素の設計にも適用される。以下の説明は、サブ、第２、第３、及び第４高調波測定及び画像化、並びにこれらの組み合わせに対して特に有用な導入した一般原理に基づく特定の設計を示す。
【００２８】
４．図面の要約（後述）
５．背景理論
圧電超音波トランスデューサの最も簡単な形態は、図１の１０１として示す圧電板であり、組織負荷材料１０２に直接接続する。機械的なサポートのために、また時として音響目的のために、トランスデューサは、バッキング材料１０３上に搭載される。電気機械的結合の場合、板の両面は、電気ポート１０６を形成する電極１０４及び１０５で覆われる。従って、トランスデューサは、２ポートであり、前面が第１の音響ポートを構成し、電極が第２の電気ポートを形成する。
【００２９】
以下、角周波数ωの連続時間高調波信号による分析を行なう。単位面積当たりでトランスデューサの値を計算する、即ち、電流、電荷及びアドミタンス（インピーダンスの逆数）を単位面積当たりで与える。組織への振幅Ｐｉの入射圧力波及びトランスデューサ表面と共面の位相面は、開放端圧力２Ｐ１及び電源抵抗２０２、即ち、電源材料の特性インピーダンスＺＬを有する集中圧力源２０１によって、図２ａのように表される。このような波は、厚さ振動速度ＵＴでトランスデューサ板に振動を励起する。実際の圧力及び電流の場合、圧電材料法則の線形表現が適切であり、以下の式が与えられる。
【００３０】
【数１】
2004518319.tif 000003
ここで、Ｉは電気ポート２０３における電流、ｈは圧電定数、ｉは虚数単位である。ＨＵｏは、ゼロ電流における２ＰｉからＵＴまでの伝達関数であり、ＨＱは、入射波が無い場合、ｈＩ／ｉω＝ｈＱからＵＴまでの伝達関数である。
【００３１】
【数２】
2004518319.tif 000004
圧電板における厚さ振動は、受信機電圧Ｖを生成し、これは、ＵＴとＩとに以下の様に関係付けられる。
【００３２】
【数３】
2004518319.tif 000005
ここで、Ｃ０＝εＳ／Ｌは、固定した（一定の）厚さの活性圧電層の電気容量であり、εＳは、固定面の誘電率であり、Ｌは、圧電層の厚さである。
【００３３】
式（１）を式（３）に挿入すると、以下の式が得られる。
【００３４】
【数４】
2004518319.tif 000006
ここで、ｋｔ２＝ｈ２εＳ／ｃＤは、一定電荷での弾性スティフネス定数としてｃＤを有する電気機械結合係数であり、Ｚｘ＝｛ρｃＤ｝１／２は、圧電材料の特性インピーダンスであり、ρは、圧電材料の質量密度である。ｋＬ＝ωＬ／ｃであり、ここで、ｃ＝｛ｃＤ／ρ｝１／２は、電極上の電荷が一定な場合、圧電層の波伝搬速度である。従って、電気ポートは、無負荷の電圧源Ｖｏを２０４とし、電源インピーダンスＺｉを２０５として、図２に示すテブナン等価回路として表される。
【００３５】
電極を短絡した場合、以下のようにトランスデューサ出力電流を得る。
【００３６】
【数５】
2004518319.tif 000007
従って、電気ポートは、短絡電流源ＩＳを２０６とし、電源アドミタンスＹｉ＝Ｉ／Ｚｉを２０７として、図２ｂのノートン等価回路によって表し得る。電源インピーダンスは、Ｖｏ（ω）＝−Ｚｉ（ω）ＩＳ（ω）によって定義されることに留意されたい。
【００３７】
【数６】
2004518319.tif 000008
ここで、φＵ（ω）は、ＨＵｏ（ω）とＨＵｓ（ω）との間の位相遅れであるため、電源インピーダンスの位相は、θｉ（ω）＝φＵ（ω）−π／２である。電源インピーダンス位相角θｉ（ω）＞−π／２であるため、φＵ（ω）＞０となる。また、圧電板の短絡回路厚さ共振において、｜ＨＵｓ｜が大きくり、これは、｜Ｚｉ｜が小さいことを示し、他方、板の開放回路厚さ共振において、｜ＨＵｏ｜が大きくなるが、これは｜Ｚｉ｜が大きいことを示すことに留意されたい。
【００３８】
トランスデューサ短絡回路及び開放回路受信伝達関数を以下のように定義する。
【００３９】
【数７】
2004518319.tif 000009
トランスデューサ電極が送信モードにおいて電圧Ｖｔｔで駆動される時、相互関係により、Ｖｔｔとトランスデューサ構造全体の前面の振動速度Ｕとの間における以下に示す送信伝達関数を得る。
【００４０】
【数８】
2004518319.tif 000010
圧力対開放回路電圧（Ｉ＝０）伝達関数は、以下のように定義される。
【００４１】
【数９】
2004518319.tif 000011
ここで、Ｈｔｔに対する関係は、図２ｂのノートン等価回路から得られる。電気ポートを受信機インピーダンスＺｒ（ω）で終端する場合、入射圧力対受信電圧の伝達関数は、以下の様になる。
【００４２】
【数１０】
2004518319.tif 000012
ここで、Ｈｒｉは、Ｚｒ及びＺｉの並列結合である。また、Ｈｔｔは、以下の様に、Ｈｏｔに関係することに留意されたい。
【００４３】
【数１１】
2004518319.tif 000013
電気ポートからの有能電力は、以下の通りである。
【００４４】
【数１２】
2004518319.tif 000014
ｓｉｎφＵ＝ｃｏｓθｉであり、θｉは、Ｚｉの位相であることに留意されたい。入射波における有能音響電力は、以下の通りである。
【００４５】
【数１３】
2004518319.tif 000015
ここで、Ｐｉは、組織における入射音波の圧力振幅であり、ＺＬ＝Ｉ／ＹＬは、組織材料の音響インピーダンスである。従って、トランスデューサの最大音響対電力変換効率は、以下の通りである。
【００４６】
【数１４】
2004518319.tif 000016
ここで、相互関係により、送信時の効率は、受信時の効率に等しい。
ηａｅを１に近付けるためには、｜ＨＵｏ｜｜ＨＵｓ｜を大きくする必要があり、また、ゼロに近いφＵも有用であることが一目で分かる。このことは、入力インピーダンスの位相角θｉが−π／２に近いことに等しい。しかしながら、φＵ、｜ＨＵｏ｜及び｜ＨＵｓ｜は、図３から分かるように従属的であり、このことは、実際上、Ｚｉの位相角θｉがゼロに近い時、比率が高いことを意味する。また、θｉが−π／２に近い時、即ち、容量性の電源インピーダンスに近い時、複素共役整合用の整合回路網は、損失が無視出来ず、式（１４）における効率の理論値に達しない。また、θｉが−π／２に近付く時、広帯域周波数における複素共役整合インピーダンスを実現することは、困難である。このことによって、トランスデューサを介したパルス送信が複雑になり、送信パルスのリンギングの回避が困難になる。
【００４７】
従って、効率的な音響電気結合のためには、θｉは、−π／２よりも極めて大きいことが望ましく、実際の周波数帯域において、＞−π／４でありまたゼロに近付くことが好ましい。このことによって、φＵ＞π／４であり、π／２に近付くことが必要となる。
【００４８】
φＵに対する物理的な背景は、電極の終端が開放から短絡に変わる時、厚さ振動速度の時間的な変化が、位相角φＵだけ遅れることである。この現象は、図３においてより詳細に説明するが、ここで、３０１は、共振周波数を中心とする｜ＨＵｏ｜の通常の変化を示し、また、３０２は、周波数の関数としての｜ＨＵｓ｜を示す。電極を短絡すると、共振のピークの周波数が約０．７下方に移動することに留意されたい。電気的入力インピーダンスの振幅｜Ｚｉ｜は、図中の曲線３０３として式（５）から得られる。｜Ｚｉ｜のピークは、｜ＨＵｏ｜の共振によって与えられ、他方、｜Ｚｉ｜の最低点は、ほぼ｜ＨＵｓ｜の共振で与えられることに留意されたい。３０４において、ＨＵｏの位相を示すが、これは、共振より下の〜＋９０ｄｅｇ（＋π／２）から共振より上の−９０ｄｅｇ（−π／２）まで変化する。電極を短絡すると、ＨＵの位相変化が、図の３０５として示すＨＵｓの位相変化に変わる。図中の３０６は、電気的入力インピーダンスの位相を∠Ｚｉ＝∠ＨＵｏ−∠ＨＵｓ−π／２として示す（∠は複素関数の位相を示す）。従って、∠Ｚｉが−π／２よりも大幅に大きい周波数範囲は、板の開放回路共振と短絡回路共振との間の距離によって決まることが分かる。この周波数範囲は、本質的にトランスデューサの有効帯域幅であり、圧電材料の電気機械結合効率によって決まる。
【００４９】
上述したように、トランスデューサの有効帯域幅は、図４に示すように、板と音響負荷材料との間のインピーダンス整合層を介した振動板からのエネルギのより効率的な結合によって増加し得る。この図は、バッキング材料４０２上に搭載された圧電板４０１を示し、２つの弾性インピーダンス整合層４０３及び４０４が、圧電板と音響負荷材料４０５との間に在る。
【００５０】
整合層によって、圧電板から負荷への振動エネルギの結合がより効率的になり、これによって、図３に３０７及び３０８として示した開放ＨＵｏ及び短絡ＨＵｓ電気ポートにおける厚さ振動速度の共振ピークの幅が広がる。また、板振動エネルギ損失の増加により、３１０として示す位相変化∠ＨＵｏ、及び３１１として示す位相変化∠ＨＵｓは、それぞれ３０４及び３０５において、損失がより低い場合よりも緩やかな勾配になる。この結果生じる電気的入力インピーダンスのモジュール｜Ｚｉ｜及び位相∠Ｚｉは、図中の３０９及び３１２として、式（６）により与えられる。
【００５１】
負荷材料に対する電力損失の増加によって、３０１及び３０２における整合無しの板の場合より、｜ＨＵｏ｜及び｜ＨＵｓ｜のピーク振幅が低い場合、共振の急峻さが穏やかになることに留意されたい。また、∠ＨＵｏ及び∠ＨＵｓの変化が穏やかな場合、∠Ｚｉはより広い周波数帯域に対して高くなり、３０６における損失がより小さい場合と比較してピーク値が小さい。バッキング層４０２の特性インピーダンスが増加すると、共振ピークの幅が同様に増加し、振動振幅が減少する。
【００５２】
従って、負荷に対するインピーダンス整合によって、∠Ｚｉのピーク値を低下させるという代償を払って、トランスデューサの効率的な帯域幅が、わずかながらも限定的に増加することが分かる。このことは、周波数に伴う∠ＨＵｏ及び∠ＨＵｓの変化がより遅いためであり、これによって、この帯域幅の増加時、∠Ｚｉと−π／２との間の領域がほぼ一定に保たれる。こうして、開放回路と短絡回路の共振周波数（ｋｔによって決まるωｏ及びωｓ）との間の差異は、∠Ｚｉと−π／２との間の領域の定義において、また、これによって、このようなトランスデューサで得ることができる最大効率帯域幅の定義においても、中心的な役割を果たす。
【００５３】
６．発明の詳細な説明
本発明は、動作の効率的帯域幅を増加させる効果的な強誘電／圧電材料を用いて、新しい設計の超音波トランスデューサ及びトランスデューサアレイを提供する。本発明の原理は、図５において説明するが、ここで、部５０１は、音響電気エネルギ結合に用いられる１つ以上の圧電層を含み、また、特性インピーダンスがほぼ同じ純粋な弾性層を含むことができる。圧電層の特性インピーダンスＺＸは、負荷材料の特性インピーダンスよりも高いため、構造上、この部の特性インピーダンスは、最大であり、高インピーダンス部と称される。
【００５４】
高インピーダンス部の特性は、電気ポートが無負荷である時、厚さ共振に対して単一体として振舞い、共振がその合計厚さＬｘによって決まることである。このような単一体を得るために、高インピーダンス部の層は、高インピーダンス部内の内部反射を無視出来るように、特性インピーダンスがほぼ同じでなければならない。この点において、インターフェイスでの反射係数が１０％未満である場合、インターフェイス材料の特性インピーダンスにおけるずれが２０％未満であるべきことが必要なことに留意されたい。従って、この制限を“曖昧な”指標として用いて“ほぼ同じ特性インピーダンス”を定義し得る。
【００５５】
複合セラミック／ポリマ圧電材料の場合、特性インピーダンスは、〜１２から２０ＭＲａｙｌまで低下し得る。この範囲（Ａｌ：Ｚ０〜１７．３ＭＲａｙｌ、ＭＧ：Ｚ０〜１０ＭＲａｙｌ）の２０％の範囲内にある特性インピーダンスを生じる幾つかの合金又は純粋な形態のアルミニウム（Ａｌ）及びマグネシウム（Ｍｇ）があり、これによって、このようなトランスデューサの高インピーダンス部内の弾性層として用い得る。また、これらの材料は、電極と弾性層との組み合わせ電極用に用い得る。そして、Ａｌは、例えば、複合セラミック／ポリマ層上にスパッタリングされたＡｌ層に直接電気メッキをすることによって、適切な厚さに成長し得る。適切な厚さのＭｇ層は、高温（〜４５０℃）電解槽での電気メッキによって成長され、構造体にその最終的な厚さで付加される。また、薄いＡｌ及びＭｇ層は、実際の厚さに板を削ることによって得られ、構造体にその最終的な厚さで付加される。また、層厚は、層が構造に付加された後、層をラッピングすることによって修正される。
【００５６】
半導体シリコン（Ｓｉ）は、〜１９．５ＭＲａｙｌの特性インピーダンスを有し、また、これによって、高インピーダンス部に付加される候補であるが、ここで、層の厚さは、エッチングによって制御し得る。次に、増幅器及び切換器の集積化は、このようなＳｉ層上で行なうのが好都合である。また、高濃度にドーピングしたＳｉは、電極の場合、有用である。
【００５７】
金属層は、スパッタリングされた金属層の上に電気メッキを施すことによって適切な厚さまで堆積することが可能であり、又は、スパッタリングされた金属層にその最終厚さに固着することが可能であり、又は、厚さが過剰な場合、エッチング又は研磨によって厚さを減ずることも可能である。また、最終的な焼結膜の適切な特性インピーダンスが得られるように、例えば、金属とガラス粉末の混合物として、導電性厚膜印刷ペーストを作製し得る。このことによって、弾性導電層の厚膜印刷が可能になる。
【００５８】
高インピーダンス部で用いられる弾性材料の他の候補は、ガラス、及びポリマとタングステン等の金属粉末の混合物であるが、混合した材料の吸収率は、より高く、また、例えば、Ａｌ、Ｍｇ、及びＳｉの均質材料と比較して、トランスデューサの感度が低下する。
【００５９】
高インピーダンス層は、１つ以上の弾性層から構成される背面インピーダンス整合部５０３を介して、バッキング材料５０２に接続し得る。このようなバッキングに対する整合を用いて、この範囲でバッキングに送信される電力を減らすことによって、選択された周波数範囲、例えば、高い周波数範囲においてトランスデューサの感度を大きくし得る。インピーダンス変換特性は、層厚さ及び特性インピーダンスによって定義され、特性インピーダンスは、以下において負荷整合に対して説明するように、既知の方法に基づき選択される。しかしながら、本発明は、負荷整合の場合にも後述するように、このような弾性層を製造する新しい方法を提供する。
【００６０】
このような背面整合の問題点は、そのことでトランスデューサの全体の帯域幅が減少することである。従って、背面整合部５０３は、広帯域動作では、用いないこともあり、この場合、バッキングに送信された電力は、特性インピーダンス（１ＭＲａｙｌ）が低いバッキング材料を用いることによって最小限に抑えられる。これによって、背面インターフェイスにおける振動波腹（ａｎｔｉｎｏｄｅ）、即ち、背面インターフェイスで振動波節を与える高い特性インピーダンス（３０ＭＲａｙｌ）が与えられる。
【００６１】
高インピーダンス部５０１は、既知の方法に基づき、部５０１の前面に見えるインピーダンスＺｘｍを適切なレベルに上げる負荷インピーダンス整合部５０４を介して、音響負荷材料５０５の前面側に接続される。通常、負荷整合部は、後述するように、負荷材料の特性インピーダンスＺＬと高インピーダンス部５０１の特性インピーダンスＺｘとの間の異なった特性インピーダンスを有する幾つかの弾性層から構成される。負荷整合の厚さ及び特性インピーダンスの選択は、例えば、以下の式（２４）に関して述べるように、既知の方法に基づき行ない得る。しかしながら、本発明は、以下に更に詳細に述べるように、このような層を製造する新しい方法を提供する。
【００６２】
設計の原理について更に述べると、層番号ｎにおける振動速度は、複素包絡線によって以下の式で表される。
【００６３】
【数１５】
2004518319.tif 000017
ここで、ｃｎは、層の波伝搬速度であり、ｋｎは、層における波数である。ｚは、図５で定義されるように、層に垂直な座標であり、また、実時間振動速度は、Ｕｎ（ｚ、ｔ）＝Ｒｅ｛ｅｉωｔＵｎ（ｚ）｝である。Ｒｎは、ｚ＝０における振動速度反射係数である。従って、ｚの関数としての振動速度の絶対振幅は、以下の式の様になる。
【００６４】
【数１６】
2004518319.tif 000018
ここで、φＲｎは、Ｒｎの位相である。Ｒｎ≠０の場合、｜Ｕｎ（ｚ）｜の波腹（最大値）及び波節（最小値）が、２ｋｎｚ＋φＲｎ＝−２ｐπ及び−（２ｐ＋１）π（それぞれｐ＝０、１、２．．．）である定在波成分を得ることに留意されたい。従って、隣り合う波腹及び波節は、λ／４である。材料での吸収が無視出来る場合、ｋｎは実数であり、従って、最大及び最小振幅並びに定在波比Ｓｎは、以下の通りである。
【００６５】
【数１７】
2004518319.tif 000019
複素反射係数は、以下の通り定義される。
【００６６】
【数１８】
2004518319.tif 000020
これによって、｜Ｕｎ（ｚ）｜の波腹及び波節は、Ｒｃｎが実数であり、それぞれ正又は負であると、位置ｚで求められることに留意されたい。吸収によって、ｋｎは複素数となり、虚数成分がωと共に大きくなる。そして、前進波及び後進波双方の振幅は、伝搬方向に減少し、これによって、Ｒｃｎは、ｚの減少と共に振幅が減少する。
【００６７】
ここで、高インピーダンス圧電部内部の位置ｚ−Ｌにおける電極層５０６及びｚにおけるもう１つの電極層５０７を導入する。これらの電極は、圧電層を画成し、中間点が、ｚｍ＝ｚ−Ｌ／２、前面電極は、ｚ−Ｌ＝ｚｍ−Ｌ／２、及び、背面電極は、ｚ＝ｚｍ＋Ｌ／２に在り、電気ポート５０８を与える。この層に対する厚さ振動速度は、以下の通りである。
【００６８】
【数１９】
2004518319.tif 000021
式（１５）を挿入し、この式を更に表わすと以下の式が与えられる。
【００６９】
【数２０】
2004518319.tif 000022
従って、入射圧力から厚さ振動速度への伝達関数は、以下の様に記載し得る。
【００７０】
【数２１】
2004518319.tif 000023
ここで、Ｈｅｌｅは、高インピーダンス部内の電極の配置によって決定される電極の伝達関数であり、層の中心ｚｍ及び厚さＬによって定義される。Ｐｉは、負荷材料における入射波であり、また、｜Ｕｎ｜ｍａｘの定義において、吸収によるｚ方向の｜Ｕｎ｜ｍａｘの変化を無視した。Ｈｓｔｒｕは、構造伝達関数と呼ばれ、整合層の特性インピーダンス及び厚さ、高インピーダンス部の特性インピーダンス及び厚さ、バッキング材料のインピーダンス、また恐らく背面整合部の層の特性インピーダンス及び厚さ、並びに活性ポートの電気装荷インピーダンスによって決定される。ポートの電気装荷の場合、Ｈｓｔｒｕは、電極の配置に依存する一方で、電気装荷が無い（開放ポートの）場合、電極位置とは無関係である。
【００７１】
次に、課題は、定義された周波数帯域において適切な音響電気伝達関数が得られるように、整合層の特性インピーダンス及び厚さ、高インピーダンス部の厚さ、並びに高インピーダンス部の電極の配置を設計することである。式（２１）において、この設計課題は、３つのレベルに分割し得る。
【００７２】
１．｜Ｈｓｔｒｕ（ω）｜が定義された周波数帯域における値を取るように、負荷及び背面整合部並びに高インピーダンス部を設計する。
２．｜Ｈｅｌｅ（ω）｜が定義された周波数帯域における値を取るように、高インピーダンス領域内に複数対の電極を配置する。以下の様に、下記本発明の個々の実施形態の説明から、広帯域動作及びマルチバンド動作の場合、複数の電気ポートを与える幾つかの電極対を用いると便利である。
【００７３】
３．直列又は並列に電極をガルヴァニック接続するか、もしくは、絶縁増幅器の後の電気ポートからの信号の電子的加算及び各電気ポートに対する適切なフィルタ処理の何れかによって、または、双方の組み合わせによって、幾つかの電気ポートからの信号を組み合わせる。これによって、受信伝達関数は、トランスデューサと受信機増幅器との間の電気的インピーダンス整合回路網によって影響を受け得る。大抵、特に、小さな構成要素がトランスデューサアレイに在る場合、隣り合う層のポートをガルヴァニックに並列接続して、電気的インピーダンスがより低い電気合成ポートを形成することが望ましい。そして、合成ポートの出力部は、受信機前置増幅器の後、或いはフィルタ処理の後、組み合わせて、複合電気ポートを形成する。
【００７４】
次に、活性電気機械結合に対して４つの選択可能な周波数範囲を提供する本発明に基づく特定の実施形態について説明する。最初に、広い周波数範囲が網羅されるように、如何にして｜Ｈｓｔｒｕ（ω）｜を確立し、そして、所望の周波数帯域が得られるように、如何にして電極配置の選択を続けるかについて説明する。
【００７５】
特性インピーダンスがＺｘである高インピーダンス部の定義から始めるが、一般的に、特性インピーダンスＺｘは、セラミック／ポリマ複合物において〜１５ＭＲａｙｌである。次に、実際の周波数帯域において、高インピーダンス部の表面から負荷に向かって見たインピーダンスをＺｘｍ＝Ｚｘに増加させる。負荷整合部における電力損失無しで、この整合によって、インターフェイスにおける入射圧力を以下の様に上昇させる。
【００７６】
【数２２】
2004518319.tif 000024
次に、入射波は、以下の式による振動速度反射係数を有するバッキングにおいて反射される。
【００７７】
【数２３】
2004518319.tif 000025
トランスデューサの感度を最大にするために、バッキングに最小限の音響電力を送信することが望ましい。このことには、ＺＸよりも大幅に低いか又は大幅に高いか何れかのバッキングインピーダンスを必要とする。ＺＢ＜ＺＸの時、ＲＢ＞０であり、背面インターフェイスは、振動パターンにおいて波腹になる。ＺＢ＞ＺＸの時、ＲＢ＜０であり、背面インターフェイスは、振動パターンにおいて波節となる。
【００７８】
ドーム状に覆われ、これによって、皮膚又は他の負荷材料に押し付けられないアレイは、合成発泡材料等、羽毛のように軽いバッキング材料の上に搭載し得るが、ここでは、ＺＢ≪ＺＸである。これによって、ＲＢ＞０であり、ほぼ１となる。高い特性インピーダンスを有するバッキング材料は、最良の機械的サポートを与え、また、体に直接接触するトランスデューサアレイにとって望ましい。しかしながら、バッキング内への電力送信を低く保てるように、ＺＢ≫ＺＸの吸収バッキング材料を見つけることは困難であり、このことは、この種類のバッキングは、電力損失を与えることを意味する。背面インピーダンス整合部は、上述したように、例えば、電極としても用い得るλ／４層の高特性インピーダンス金属を用いて、選択された周波数帯域においてバッキングへの送信電力を更に減らすために用い得る。この場合、制御された条件下で適切な厚さに電気メッキし得る金属を用いると有利である。しかしながら、背面インピーダンス整合は、このような整合の共振の性質によりＨｓｔｒｕ及びＨｅｌｅ関数双方の帯域幅を減少させる。
【００７９】
従って、初めに、ＲＢが、実数で１に近い正数であり、ＺｘとＺＢが共に周波数とは独立であるため周波数から独立であるように、背面整合部の無い状態で、実数で小さいバッキングインピーダンスＺＢ≪Ｚｘを仮定する。振動速度｜Ｕｎ（ｚ、ω）｜の振幅は、式（１６）で与えられるように、構造の深さｚと周波数ｆ＝ω／２πの関数として図６ａに曲面として示す。ＲＢはほぼ１であるため、｜Ｕｎ｜ｍａｘが大きく又｜Ｕｎ｜ｍｉｎが小さい、大きな定在波比を得る。ＺＢ及びこれによってＲＢも周波数から独立しているため、バッキングとのインターフェイスは、全ての周波数に対する振動パターンにおいて波腹であることに留意されたい。バッキングから負荷側への−４／λの距離において、バッキングからの距離ｚ＝−（２ｐ＋１）λ／４（ｐ＝１、２．．．）で反復性波節の１つの波節を得る。同様に、バッキングから−２／λの距離において、バッキングからの距離ｚ＝−ｐλ／２（ｐ＝２、３．．．）で反復性波腹の第２波腹を得る。周波数が大きくなるにつれて、波節及び波腹は、バッキングまでの距離が波節に対して（２ｐ＋１）ｃ／４ｆ及び波腹に対してｐｃ／２ｆ（ｐ＝０、１、２．．．）の双曲線上でバッキングに近付くことに留意されたい。
【００８０】
式（２１ｃ）と比較すると、｜Ｈｓｔｒｕ｜は、バッキングインターフェイスにおける振動速度の振幅によって与えられることが分かる。実際の周波数帯域内でＺｘｍ＝Ｚｘであるため、高インピーダンス部の負荷面における反射係数は、ゼロであり、また、共振しない構造である。層における電力吸収が無視出来るため、｜Ｈｓｔｒｕ｜は、図７ａの７０１として示す、この理想的整合状態の周波数でほぼ一定となる。構造の電力吸収によって、周波数が大きくなるにつれて、｜Ｈｓｔｒｕ｜を安定的に低下させる。
【００８１】
｜Ｈｅｌｅ｜の周波数変動を分析するために、一例として図８ａに示す高インピーダンス部における電極構造を用いる。３つの電極、８０１、８０２、８０３は、背面整合部が無い状態で、図５の一般構造内に配置される。高インピーダンス部は、この例において矢印Ｐ１（８３１）及びＰ２（８３２）によって示す同じ方向の分極を有する圧電層８０８及び８０９の前に純弾性層８０７を含む。電極８０１は、圧電層の前に配置され、電極８０２は、背面に配置され、一方、電極８０３は、圧電部の中間に配置される。上記議論によれば、層８０７は、導電材料、例えば、Ａｌ、Ｍｇ又は高濃度にドーピングされたＳｉで作製し得るため、電極８０１と同化し得る。層８０７も無負荷の圧電層であってよい。
【００８２】
３つの電極は、３つの電気ポート８０４、８０５及び８０６を構成し得る。ポートＩ（８０４）は、ポートＩＩ（８０５）及びＩＩＩ（８０６）の直列結合であると見なすことができ、この場合、電流は、全てのポートにおいて同じであるが、ポートＩＩ及びＩＩＩの電圧は、加算されてポートＩの電圧になることに留意されたい。また、ポートＩＩ及びＩＩＩの並列結合によって第４のポートを得ることができるが、この場合、図８の構造において、２つの電極層に電極８０３を分離して、その間に音響的に無視出来る厚さで電気絶縁性の層を設けなければならない。８０３の左側の層は、ガルヴァニックに電極８０２に接続され、８０３の右側の層は、ガルヴァニックに電極８０１に接続されるため、電圧が全てのポートに渡って同じであり、また並列ポートの電流がポートＩＩ及びＩＩＩの電流の合計である。
【００８３】
図７ｂは、図８ａにおける３つの電気ポートに対する式（２１ｂ）による｜Ｈｅｌｅ｜を示す。７０４は、ポートＩ（８０４）に対する｜Ｈｅｌｅ｜を示し、一方、７０５は、ポートＩＩ（８０５）に対する｜Ｈｅｌｅ｜を示し、７０６は、ポートＩＩＩ（８０６）に対する｜Ｈｅｌｅ｜を示す。図６において、｜Ｈｅｌｅ｜の最大値は、両方の電極が反対位相で波腹に位置する時に求められる。周波数が変化するにつれて、波腹は電極の両端間を動くため、制限された帯域幅の｜Ｈｅｌｅ｜が求められる。従って、全ての周波数に対して波腹に配置される背面電極を用いる電気ポートは、｜Ｈｅｌｅ｜の主ローブに最も広い帯域幅を与え、この場合、帯域幅は、前面の波腹が前面電極の両端間を移動することによって制限されることは、図６から明らかである。前面ポート、即ち、図８ａにおいて８０６として示すポートＩＩＩの場合、前面及び背面波腹の双方が、周波数と共に前面及び背面電極の両端間を移動するため、７０６は、｜Ｈｅｌｅ｜が小さい帯域幅のサブローブに分割されたものを示す。サブローブは、信号の個別の周波数帯域への分離を改善するのに有用である。
【００８４】
実際の製造では、負荷整合部が一般的に１〜３個の有限個の整合層から構成されることが必要である。有限個の層の場合、有限の周波数帯域においてＺｘｍのＺｘへの近似値を得ることのみ可能であり、この場合、図９の９０１、９０２は、表１で与えられる厚さと特性インピーダンスを有する２個及び３個の整合層の例に対して、周波数の関数としてＺｘｍ／Ｚｘを示す。圧電層は、特性インピーダンスＺｘ〜１７ＭＲａｙｌを有するセラミック／ポリマ複合物から作製されると仮定した。高インピーダンス部から負荷整合部に向かって見た対応する反射係数｜Ｒｘｍ｜は、２層及び３層整合に対して、それぞれ９０３及び９０４として示す。図９において、Ｚｘｍは、低周波では小さくなり、この場合、層厚がλ／４よりも大幅に薄くなり、また、高周波では、各層厚は、ほぼλ／２の整数倍の厚さであることに留意されたい。これらの領域において、｜Ｒｘｍ｜は、整合が無い状態で、大きくなる。
【００８５】
負荷インピーダンス変換は、Ｚｘｍ〜Ｚｘである周波数帯域において効率的であり、この場合、この例における反射係数Ｒｘｍが、チェビシェフ整合によって得られる同等のリプル動作を示すことに留意されたい。この整合の場合、整合層の特性インピーダンスＺｎは、以下の点において対称的である。
【００８６】
【数２４】
2004518319.tif 000026
ここで、ｎは、負荷材料から高インピーダンス部までの整合層番号を示し、Ｎは、整合層の総数である。２つの整合層の場合、反射係数Ｒｘｍのリプルレベルを定義するＺ１を選び、そして、式（２４）は、Ｚ２＝ＺｘＺＬ／Ｚ１として他の層のインピーダンスを与える。層Ｎが奇数個の場合、中間層ｎ＝ｐ＝（Ｎ＋１）／２に対して、式（２４）から、Ｚｐ＝｛ＺｘＺＬ｝１／２を得る。３層整合の場合、Ｚ２＝｛ＺｘＺＬ｝１／２が与えられ、また、Ｚ１を選択すると、Ｒｘｍのリプルレベルが定義され、一方、式（２４）はＺ３＝ＺｘＺＬ／Ｚ１を与える。
【００８７】
効率的な負荷整合帯域幅は、層の数Ｎと共に増加する。従って、Ｎが増加するにつれて、整合の低周波動作を維持しつつ、整合層の厚さが低減し得る。従って、効率的な帯域の上限は、周波数が上方に比例的に移動し、一方、ポートＩ及びＩＶの低周波動作が維持される。図９において、３層整合９０２の厚さを最小限に抑えて、図８ａのポートＩＩ及びポートＩＩＩの高周波動作を改善し、一方、ポートＩ及びポートＩＶの周波数応答において許容可能なリプルを維持する。２層整合９０１の場合、３層整合９０２と比較して、図８ａのポートＩ及びＩＶの何らかの低周波動作をトレードして、ポートＩＩ及びポートＩＩＩの高周波動作をより良い状態にする。
【００８８】
【表１】
2004518319.tif 000027
３層整合の最高特性インピーダンスは、１０ＭＲａｙｌであり、これは、例えば、Ｍｇや幾つかのガラスの場合に見られる。最低特性インピーダンスは、２．７ＭＲａｙｌであり、これは、プラスチック材料で見られることに留意されたい。従って、これらの層に対して、均質な材料を用いることが可能であり、一方、中間層における５．２ＭＲａｙｌのインピーダンスは、ポリマとタングステン粉末の混合物で得ることができる。
【００８９】
金属の高インピーダンス弾性層並びに負荷及び背面整合層における横モード及びせん断波の励起は、問題を生じ得る。このような状況において、本発明は、解決策を提供するが、この場合、これらの層は、金属／ポリマ複合物として作製される。高インピーダンス弾性層の場合、未カットの強誘電性セラミック材料に直接、銀（Ａｇ：Ｚ０〜３８ＭＲａｙｌ）、亜鉛（Ｚｎ：Ｚ０〜３０ＭＲａｙｌ）、又はジルコニウム（Ｚｒ：Ｚ０〜３０．１ＭＲａｙｌ）の層を付加し得る。これらの材料は、実際の強誘電性セラミック材料から〜１０％以下外れる特性インピーダンスを有し、〜５％以下であるインターフェイスでの反射係数を生じる。従って、このような材料の層は、セラミック層全体が一致して厚さ振動を規定し、また、セラミック層と共にダイシングされ、ダイシング溝をポリマ材料で充填して最終的な複合材料を形成する。このような金属／ポリマ複合物の一例を、図８ｂに８０７として示す。次に、金属／ポリマ複合物の弾性層は、金属厚板８２７が強誘電性セラミック厚板８２８に直接接続するため、電極の一部として用い得る。次に、金属厚板は、金属層８０１によって、電極全体に接続される。複合物にダイシングする前に、セラミック層上に固着する弾性導電層用のその他の実際の材料は、真鍮（Ｚ０〜３６ＭＲａｙｌ）又は鋳鉄（Ｚ０〜３３ＭＲａｙｌ）等の合金である。
【００９０】
金属負荷及び背面整合層における横共振モードを回避するために、本発明は、図８ｅに示すように、金属／ポリマ整合層の用途を提供するが、この場合、８２３は、負荷整合層を例示し、８２５は、背面整合層を例示する。金属電極全体が、複合物製造用ダイシングの前に、セラミック全体にメッキされる。負荷及び背面整合の双方に対して有用な材料の例としては、アルミニウム（Ａｌ：Ｚ０〜１７．５ＭＲａｙｌ）、高濃度にドーピングしたシリコン（Ｓｉ：Ｚ０〜１９．５ＭＲａｙｌ）、チタン（Ｔｉ：Ｚ０〜２４ＭＲａｙｌ）、又はマグネシウム（Ｍｇ：Ｚ０〜１０ＭＲａｙｌ）があり、一方、背面整合に関しては、銀（Ａｇ：Ｚ０〜３８ＭＲａｙｌ）、金（Ａｕ：Ｚ０〜６２．５ＭＲａｙｌ）、白金（Ｐｔ：Ｚ０〜８５ＭＲａｙｌ）、又はタングステン（Ｗ：Ｚ０〜１０３ＭＲａｙｌ）等、特性インピーダンスがより高い金属層を用いることも有用である。次に、全ての層が、共にダイシングされ、また、ダイシングの切り溝が、ポリマで充填されて、多層複合物が形成され、複合層の特性インピーダンスが、高インピーダンス部及び整合層の双方に要求されるインピーダンスを近似する。
【００９１】
金属／ポリマ複合物は、金属柱８２４／８２７を前面電極用の連続金属フィルム８０１と、また、金属柱８２６を背面電極用の連続層８０２と接続することによって、圧電複合物用の電極として機能する。電極８０３は、トランスデューサにおける全ての柱に対して連続的であるため、複合層８０８、８０７、及び８２３は、１つのユニットとして製造されなければならず、一方、層８０９及び８２５は、分離したユニットとして製造される。ダイシング及びポリマ充填後、電極８０３は、層８０８の背面及び層８０９の前面に固着され、また、ユニットは、例えば、二重電極８０３が電気的接点を形成するように、同化される。
【００９２】
金属層は、例えば、セラミック上の薄くてスパッタ処理されたベース金属層に電気メッキによって、塗布され、そして、更に他の金属を電気メッキが行なわれる。メッキは、ダイシング及びポリマ塗布前に行うため、材料は、幾つかの電解槽に必要とされる高い温度（例えば、Ｍｇの場合４５０℃）に耐える。金属柱の厚さは、例えば、厚さを薄くするためにエッチングによって、又は、厚さを厚くするために電気メッキによって、ダイシング後、更に調整して、容積充填材と、これにより、合成金属／重合体層の特性インピーダンスとを調整し得る。また、柱の厚さは、厚さが異なる鋸刃で、深さを制限したダイシングによって、個々に調整し、互いに対して、セラミック柱厚さ及び金属柱厚さの双方を減ずることが可能である。このことによって、セラミック材料から大幅に外れた特性インピーダンスを持つ金属層の用途が開かれる。金属柱の厚さを相対的に低減する場合の例は、銅（Ｃｕ：Ｚ０〜４４．３ＭＲａｙｌ）である。金属柱の厚さを相対的に大きくする（セラミック柱厚さの低減も考慮する）場合は、チタン（Ｔｉ：Ｚ０〜２７ＭＲａｙｌ）、ゲルマニウム（Ｇｅ：Ｚ０〜２７ＭＲａｙｌ）、ガリウム砒素（ＧａＡｓ：Ｚ０〜２６ＭＲａｙｌ）、又は錫（Ｓｎ：Ｚ０〜２４．５ＭＲａｙｌ）を用い得る。
【００９３】
また、異なった層の様々な容積充填材は、圧電層８０８の第１のダイシングによって、ダイシング溝間の距離を大きくし、その溝をポリマで充填することによって、得られる。次に、弾性層８０７は、連続層として、粗い圧電／ポリマ複合物上に固着され、また、合成された圧電層と弾性層は、更に第１の溝間でダイシングされて、弾性層よりも高密度な圧電層のダイシングが得られる。次に、整合層８２３は、結果的に生じた複合物に固着され、次に、合成された圧電層、弾性層、及び整合層の最終ダイシングは、圧電層が最も高密度にダイシングされるように、整合層が２番目に高密度にダイシングされるように、また、整合層が最も小さい密度にダイシングされるように、第１と第２の溝との間で行われる。第２のダイシングの前に弾性層と整合層双方を固着すると、これらの層は、同じ容積充填材を得ることに留意されたい。また、逆の順番でダイシングすると、即ち、整合層から始めて弾性層と圧電層を固着すると、整合層の容積充填材は最も小さく、弾性層の容積充填材は等しいか又はより大きく、圧電層の容積充填材は等しいか又はより大きいことに留意されたい。
【００９４】
３層整合を有するトランスデューサに対する｜Ｕｎ（ｚ、ω）｜の定在波パターンを図６ｂに示すが、この場合、バッキングインターフェイスは、全ての周波数に対して、依然として波腹に存在する。このことは、このインターフェイスにおける反射係数が、実数であり、また負荷インターフェイスにおける理想的でない整合によって修正されないためであることに留意されたい。従って、吸収が小さい場合、式（２１ｃ）で定義した｜Ｈｓｔｒｕ（ω）｜は、背面インターフェイスで｜Ｕｎ（ｚ、ω）｜として近似され、及び図７ａの曲線７０２として示され、図７ａは、比較のために、９０４として反射係数｜Ｒｘｍ｜も示す。ここで、｜Ｈｓｔｒｕ（ω）｜は、負荷整合の効率的帯域幅が制限されているため、周波数に依存することに留意されたい。
【００９５】
高インピーダンス部の合計厚さＬｘの適当な調整によって、効率的な負荷整合帯域の低端部及び高端部で高インピーダンス部における厚さ共振が得られ、この場合、ＺｘｍはＺｘの下方に減少する。共振の必要条件は、高インピーダンス部の往復伝搬位相（２ｋＬｘ）と高インピーダンス部の負荷及び背面インターフェイスにおける反射係数の位相との合計が、２πの整数倍であることである。
【００９６】
この必要条件は、有効なインピーダンス変換帯域より下の７０３、及び最初の有効なインピーダンス変換帯域（０＊λ／２とλ／２との間）より上の７０４において、整合層がほぼλ／２の偶数倍（０＊λ／２を含む）の厚さになる場合、満足される。７０５における共振は、負荷整合部及び高インピーダンス部双方の厚さがほぼλ／２の偶数倍である場合、存在し、また従って、負荷整合層が効率的な変換帯域における伝達関数の僅かな変更で或る程度調整し得るため、これらの厚さの選択に敏感である。
【００９７】
負荷整合の最初の効率的帯域幅より僅かに下方及び上方での共振によって、｜Ｈｓｔｒｕ｜の効率的帯域幅が負荷整合部の効果的な帯域外に拡張される。図８ａの付加層８０７によってＬｘが増加すると、７０３の共振周波数が減少し、また、７０４の共振周波数が増加して、｜Ｈｓｔｒｕ｜の総合帯域が層毎に増加する。このことは、付加層８０７が無い｜Ｈｓｔｒｕ｜を示す図７ａの曲線７０６によって実証される。
【００９８】
従って、７０３、７０４における共振は、高インピーダンス部Ｌｘの合計厚さによって決まる。Ｌｘが、付加弾性層８０７の厚さを調整することによって一定に保たれる一方で、圧電層の厚さの操作によって、更に｜Ｈｅｌｅ｜を調整できるが、電気ポートが無負荷の｜Ｈｓｔｒｕ｜は変化しない。このことは、例えば、圧電層の厚さを減らして、一定のＬｘに対する８０７の厚さを調整することによって、｜Ｈｅｌｅ｜の適切な高周波動作を得るのに有用であり得る。
【００９９】
３層整合を有する図８ａにおけるポートの送信伝達関数Ｈｔｔ（ω）を図１０ａに示すが、１００４は、図８のポートＩ（８０４）に対する｜Ｈｔｔ（ω）｜を示し、１００５は、ポートＩＩ（８０５）に対する｜Ｈｔｔ（ω）｜を示し、１００６は、ポートＩＩＩ（８０６）に対する｜Ｈｔｔ（ω）｜を示す。１００７は、層Ｉ及びＩＩを並列に接続することによって得られる｜Ｈｔｔ（ω）｜を示し、上記においてポートＩＶと称される。式（８）から、｜Ｈｔｔ（ω）｜は、電圧駆動式トランスデューサに対する送信伝達関数を示すことが分かる。後述するように、４．５ＭＨｚ付近でのポートＩ及びポートＩＩの強い送信減衰によって、これらのポートは、第２から第４高調波の測定に良く適合する。
【０１００】
２層整合を有する図８ａにおけるポートの送信伝達関数Ｈｔｔ（ω）を図１０ｂに示すが、この場合、１０１４は、図８のポートＩ（８０４）に対する｜Ｈｔｔ（ω）｜を示し、１０１５は、ポートＩＩ（８０５）に対する｜Ｈｔｔ（ω）｜を示し、１０１６は、ポートＩＩＩ（８０６）に対する｜Ｈｔｔ（ω）｜を示す。１０１７は、ポートＩＶに対する｜Ｈｔｔ（ω）｜を示す。伝達関数の特性は、図９を参照して述べる２層整合を有するＨｓｔｒｕの帯域幅の効率がより低くなるため、２層整合により、ポートＩＩ（１０１５）に対する高周波動作が劣化し、また、ポートＩ（１０１４）及びポートＩＶ（１０１７）の低周波リプルが大きくなること以外は、図１０ａのものと類似している。
【０１０１】
送信時、電圧信号ｖ（ｔ）によってポートＩＩを駆動し、また、電圧信号２ｖ（ｔ）によってポートＩを駆動することによって、図８ａのポートＩＩ及びポートＩＩＩの並列結合を得ることが出来る。図１０ａ及び１０ｂの伝達関数の電子的な選択を可能にする組み合わせの設計を、図８ｄ及び１２ａに示すが、この場合、高インピーダンス部は、図８ａに示すように、同じ層８０７、８０８、８０９及び同じ電極８０１、８０２、８０３から構成される。２つの圧電層には、矢印８１１及び８１２によって示す反対の分極Ｐ１及びＰ２が与えられる。分極方向は、それらが２つの層において反対である限り、両方の層で変更し得ることに留意されたい。
【０１０２】
中間電極８０３を接地し、切換器８１０を介してガルヴァニックに電極８０１と８０２を共に接続し、送信／受信切換器８１４を介して電極に接続される電圧増幅器８１３で送信すると、図１０ａの１００７又は図１０ｂの１０１７として与えられる送信伝達関数｜Ｈｔｔ（ω）｜を有するポートＩＶで示すポートＩＩ及びポートＩＩＩの送信並列結合を与える。図８ｄの回路８１５は、既知の方法に基づき、電気ポート入力インピーダンスの負の位相角を調整するために用い得る。図において、８１０が開いている又は閉じている時、選択可能なコイルを用いてポートＩＩ及びポートＩＶの電気的インピーダンスを選択的に調整できるように、切換器８１８で選択し得る２つの電気的誘電子８１６及び８１７を例示した。一連の調整ＬＣフィルタ回路８１９は、例えば、送信信号における第２又は第３成分等の高調波成分を減衰して、組織又は可能なコントラスト剤の気泡に生成される高調波成分との干渉を低減するために用い得る。この回路の共振周波数は、送信高調波成分の合成減衰に対して、４．５ＭＨｚを中心にして１００７又は１０１７の低い値に設定すると都合が良い。
【０１０３】
受信モードにおいて、図８ｄの送信／受信切換器８１４は、受信機増幅器を電極に接続するために設定される。切換器８１０が開いている時、受信機増幅器は、並列接続されたポートよりも高い周波数で動作するポートＩＩから信号を取り込み、第２、第３又は第４高調波成分等の送信周波数帯域の高調波成分を受信する。従って、切換器８１０は、送信及び受信の双方において、並列接続されたポートＩＶ及びポートＩＩに選択的にアクセスするために用い得る。ポートＩＩ及びポートＩＶに対して選択された受信機インピーダンス（式（１０）参照）の受信伝達関数が、図１１ａの１１０１及び１１０２として与えられる。電気的トランスデューサポートは、図８ｄのポートＩＩに対する誘電子８１６及びポートＩＶに対する誘電子８１７で調整される。
【０１０４】
図１０ａ／１０ｂ及び１１ａを組み合わせた結果から、並列接続されたポートＩＶによって、０．８〜２．８ＭＨｚの低周波帯域における超音波パルスの送信及び受信が共に可能となり、一方、ポートＩＩによって１．８〜６．５ＭＨｚの高周波帯域における超音波パルスの送信及び受信が共に可能となることが分かる。特に、ポートＩＶは、第１高調波周波数帯域を送信するために用いることが出来、一方、ポートＩＩは、送信帯域の第２、第３、又は更に第４高調波成分を受信するために用いることが出来、送信と受信間において、８１０、８１８及び８１４を切り換えることに留意されたい。
【０１０５】
第２及び第４高調波成分が小さい電気的駆動パルスを生成することは可能な場合が多いが、一方、第３高調波成分は、抑制することが困難である。ポートＩ（１００４、１０１４）及びポートＩＶ（１００７、１０１７）の送信伝達関数は、４．５ＭＨｚを中心にした低い値を示すことに留意されたい。従って、これらのポートを介して１．５ＭＨｚを中心にした第１高調波パルスを送信すると、送信音響パルスの第３高調波成分が減衰する。次に、後方散乱された第１高調波成分は、ポートＩ又はポートＩＶを介して受信し、また、第２、第３、及び第４高調波成分は、ポートＩＩを介して受信するのが便利である。ポートＩＩ（１００５、１０１５）及びポートＩＩＩ（１００６、１０１６）の｜Ｈｔｔ（ω）｜は、〜２＊１．５ＭＨｚ＝３ＭＨｚを中心にした第２高調波帯域における周波数でパルスを送信するのが有用である。
【０１０６】
受信周波数帯域において送信高調波成分を最大限に減衰するためには、〜４．５／２ＭＨｚ＝２．２５Ｍｚ（第２高調波測定値）、〜４．５／３ＭＨｚ＝１．５Ｍｚ（第３高調波測定値）、及び〜４．５／４ＭＨｚ＝１．１３Ｍｚ（第４高調波測定値）を中心にした第１高調波帯域の周波数でパルスを送信し、また、ポートＩＩにおいて４．５ＭＨｚを中心にして高調波帯域を受信することが出来る。上述したように層厚の調整によって、減衰帯域は、他の周波数に置くことができる。
【０１０７】
図１２ａは、層結合の電子的切り換えが図８ｄに示したトランスデューサ構造で実現し得る構成を示し、図８ｄのものよりも柔軟性が高い。一組の送信機電圧増幅器１２０１及び１２０２は、一組の電子制御式切換器１２０３及び１２０４、並びに同軸ケーブル１２０５及び１２０６により電極８０２及び８０１を駆動し、一方、電極８０３は、接地される。また、送信機増幅器の効率を改善するために、既知の原理に基づき、１２０９及び１２１０として例示した送信機増幅器とトランスデューサポートとの間の電気的インピーダンス整合回路網を用いることが出来る。図は、動作する周波数範囲に依存して、２つのコイルを各ポートに対して選択し得る並列同調コイルを示す。また、他の種類の電気的整合は、極めて実用的であり、例えば、直列同調コイル、又はコイル及びコンデンサの回路網である。送信シーケンスにおいて高調波成分を減らすために、図は、送信増幅器の付加ノッチフィルタ１２１３及び１２１４の使用法を例示する。
【０１０８】
図１２ｂの１２２０で与えたようにシーケンスＴｒ２＝Ｔｒ３により送信増幅器を駆動すると、電極８０１及び８０２のガルヴァニック結合無しで、図１０ａの１００７又は図１０ｂの１０１７において、送信並列接続の｜Ｈｔｔ（ω）｜を得る。従って、このようなＴｒ２及びＴｒ３の選択によって、１．５ＭＨｚを中心とした帯域の周波数の送信が可能である。信号Ｔｒ３がゼロである間１２２１のシーケンスＴｒ２により送信増幅器を駆動すると、図１０ａの１００５又は図１０ｂ１０１５の｜Ｈｔｔ（ω）｜に基づき、〜３ＭＨｚを中心にした帯域の周波数を送信し得る。同様に、１２２１のＴｒ２及びＴｒ３のシーケンスを交換して、即ち、Ｔｒ２がゼロであり、Ｔｒ３が信号を表す場合、図１０ａの１００６又は図１０ｂの１０１６の｜Ｈｔｔ（ω）｜に基づき、〜３ＭＨｚを中心とした帯域の周波数を送信し得る。
【０１０９】
１２２０及び１２２１から駆動信号Ｔｒ２及びＴｒ３を合計すると、図１０ａ及び１０ｂの１００８又は１０１８の｜Ｈｔｔ（ω）｜に基づく第２高調波周波数帯域と同時に、１００７又は１０１７の｜Ｈｔｔ（ω）｜に基づく第１高調波帯域が送信される。合成駆動信号Ｔｒ２及びＴｒ３は、図１２ｂの１２２２として示すが、トランジスタ切換器で生成し得る単純な３つのレベルの信号である。
【０１１０】
〜３ＭＨｚを中心とした送信電力は、図８ｄ及び１２ａのポートＩＩ及びポートＩＩＩの逆並列結合によって大きくできる。図１２ａに示す層の電気的分極が特殊である場合、反対極性でＴｒ２及びＴｒ３（即ち、図１２ｃに１２２３として示すＴｒ３＝−Ｔｒ２）を駆動することによって電気ポートの逆並列結合を得る。このことは、図１０ａ及びｂに１００８及び１０１８として示す送信伝達関数｜Ｈｔｔ（ω）｜を与え、ポートＩＩ及びポートＩＩＩのみを介するよりも〜６ｄＢ高い振幅で、３ＭＨｚを中心とした帯域の周波数を送信する場合、効率的である。合成第１高調波及び第２高調波パルスのそれぞれ〜１．５ＭＨｚ及び〜３ＭＨｚでの送信は、図１２ｃの１２２４の駆動信号Ｔｒ２及びＴｒ３を与える１２２０及び１２２３の駆動信号Ｔｒ２とＴｒ３を合計することによって得られる。また、反対電圧極性でポートを駆動することによって、また、接地から電極８０３を切断することによって、図８ｄ及び１２ａのポートＩＩ及びポートＩＩＩの逆直列結合を得ることができ、層８０８及び８０９の分極方向に関係する２つのポートの電流が反対極性を有する。同様に、電極８０３を接地しつつ、反対極性の電流駆動電極８０１及び８０２によって、ポートＩＩ及びポートＩＩＩの逆直列結合が得られる。逆直列結合により、〜６ｄＢ小さい振幅が１００８及び１０１８と同様の送信伝達関数に与えられる。接地から電極８０３を切断することから、この結合の使用は望ましくない。
【０１１１】
図１２ｄは、関連した極性の駆動電圧による圧電材料の様々な分極を用いて、図１２ａの構造で得られる送信結合の種類の概略を示す。直列及び逆直列結合の場合、電極８０２は、浮遊状態でなければならない。２つのポートの電気的直列結合は、２つの電気ポートへの電流が等しく、また電圧が加算されることによって規定され、一方、電気的逆直列結合は、電流の方向が反対で且つ大きさが等しく、また電圧を減算することによって規定される。電流と電圧双方の極性は、圧電分極の方向に関係する。並列結合は、電圧が各電気ポートに対して同じであるが、電流を加算されることによって規定され、一方、電気的逆並列結合は、電圧の極性が反対で大きさが等しく、また電流が減算されることによって規定される。圧電材料の両方の極性方向が図に示したものと反対に変化する場合、又は同様に電圧の極性が図に示したものと反対に変化する場合、機能が維持されることに留意されたい。
【０１１２】
従って、図１２ａの送信機／トランスデューサの構造は、第１及び第２周波数帯域において選択的にパルスを送信するのに、又は、第１及び第２高調波帯域の双方の周波数でパルスを送信するのに非常に適している。またポートＩＩ及びポートＩＩＩを用いて、第３周波数帯域で送信でき、また、この構造を用いて、互いに高調波の関係が無い周波数でパルスを同時に送信し得る。
【０１１３】
受信モードにおいて、切換器１２０３及び１２０４が、同軸ケーブル１２０５及び１２０６を介して、電極８０１及び８０２を受信機増幅器１２０７及び１２０８に接続するように設定される。感度を改善し、また、伝達関数を受信するために、インピーダンス整合回路網１２０９及び１２１０の切換器１２１１及び１２１２は、選択された帯域において最適な受信機機能に対して設定される。
【０１１４】
調整された電気装荷を有する２つの層の代表的な受信機伝達関数｜Ｈｒｔ（ω）｜を図１１ｂに示すが、この場合、１１０３は、電極８０１に対する｜Ｈｒｔ３（ω）｜を示し、１１０４は、電極８０２に対する｜Ｈｒｔ２（ω）｜を示す。１．５ＭＨｚを中心とした第１高調波送信帯域（図１０ａ／ｂの１００７／１０１７）の場合、電極８０１は、第１、第２、及び第３の双方の高調波周波数帯域における周波数成分の信号を効率的に受信し、一方、電極８０２は、送信パルスの第２、第３、及び第４高調波周波数帯域における周波数成分の信号を効率的に受信することが分かる。従って、本構造は、２オクターブを超える周波数の送信及び受信の双方を行なうことが出来る。
【０１１５】
受信機増幅器の出力は、フィルタ及び結合装置１２１５で好適に合成でき、例えば、以下を与える合成フィルタ処理によって受信伝達関数が改善される。
【０１１６】
【数２５】
2004518319.tif 000028
ここで、Ｖｒ２（ω）は、受信機増幅器１２０７の出力であり、Ｖｒ３（ω）は、受信機増幅器１２０８の出力である。可能なフィルタは、（ｍ、Ｎ）フィルタである。
【０１１７】
【数２６】
2004518319.tif 000029
この合成の最大受信伝達関数は、以下の通りである。
【０１１８】
【数２７】
2004518319.tif 000030
ｍ＝２及びＮ＝１０に対する｜Ｈｃ（ω）｜の例を、図１１ｂの１１０５として与える。｜Ｈｃ（ω）｜は、１６０％の相対受信帯域幅を与える０．８〜７．５ＭＨｚの周波数範囲を網羅することに留意されたい。次に、この広い受信帯域幅は、フィルタ処理を更に行なうことによって、送信周波数帯域の第１、第２、第３及び第４高調波成分に分割される。強調すべきことは、正確な周波数値が、高インピーダンス部及び整合部の双方における層厚さの比例変化によって、処理し得ることである。
【０１１９】
製造時、一般的に、ユニット間のＨｒｔ２（ω）及びＨｒｔ３（ω）双方の変化が分かり、これによって、トランスデューサの異なる製造ユニットで、固定されたフィルタＨｃ２（ω）及びＨｃ３（ω）を用いる場合、問題が生じる。この問題の解決策は、特定の製造ユニットの個々のＨｒｔ２（ω）及びＨｒｔ３（ω）に適合したＨｃ２（ω）及びＨｃ３（ω）を、例えば、特定のトランスデューサユニット（例えばトランスデューサ機器コネクタ）に取り付けられたＥＰＲＯＭにデジタル方式で記憶することである。等価的に、Ｈｃ２（ω）及びＨｃ３（ω）の逆フーリエ変換であるフィルタインパルス応答ｈｃ２（τ）及びｈｃ３（τ）を記憶し得る。アレイの場合、各トランスデューサ構成要素、又は、トランスデューサ構成要素群に対する個々のフィルタ応答を記憶して、個々の構成要素間の伝達関数の変化を補正し得る。
【０１２０】
本発明に基づく単一電気ポートによる縮小した設計を図１３ａに示す。この図において、高インピーダンス部には、特性インピーダンスＺｘ〜１７Ｒａｙｌが類似した前面弾性層１３０７を有する単一圧電層１３０８が含まれる。圧電層面は、電極１３０１及び１３０２で覆われ、電気ポート１３０４、ポートＩを形成する。前面弾性層１３０７は、｜Ｈｓｔｒｕ｜の有効な帯域幅を大きくするために用いられる。この構造に対する伝達関数の例を図１３ｂに示すが、この場合、負荷整合部は、特性インピーダンス３．２ＭＲａｙｌを有する単一整合層から構成される。層１３０７が所定の位置に在るポートＩの送信伝達関数｜Ｈｔｔ（ω）｜を１３１０として示すが、一方、１３１１は、層１３０７が除去された｜Ｈｔｔ（ω）｜を示す。帯域中心周波数における複合調整負荷のトランスデューサへの搭載時、層１３０７が所定の位置に在るポートＩの受信伝達関数１３０４は、１３１２として示す。１３０７が所定の位置に在る場合、トランスデューサの相対帯域幅は１１２％であり、一方、１３０７が除去された場合、相対帯域幅は７８％である。従って、層１３０７は、絶対帯域幅に６０％の増加をもたらす。
【０１２１】
本発明の精神に基づき、より多くの電気ポートが異なる伝達関数で得られるように、高インピーダンス部は、表面の電極を有するより多くの圧電層から構成されることに留意されたい。４つの圧電層１４０１〜１４０４と、好適には共通接地電極１４０６と接続するＡｌ層であり得る弾性層１４０５とから構成される高インピーダンス部５０１を示す図１４の例によって示すように、これらの電極ポートは、直列または並列結合によって、ガルヴァニックに組み合わせられ、合成ポートになる。圧電層の分極は、矢印１４０７〜１４１０によって与えられる。電極１４１１及び１４１２は、接地電極１４０６と共に、上述した図８のポートＩＩ及びポートＩＩＩを構成する。そして、これらの合成ポートは、電気的に導通され又互いに結合されて、図８ｄ及び１２ａのように、複合ポートになる。
【０１２２】
図は、単一トランスデューサ構成要素を示すが、この場合、数多くのこのような構成要素を共にグループ化して、構成要素が、例えば、線形一次元又は二次元アレイ、もしくは環状アレイとして二次元放射面に配置されるアレイにできることは明らかである。アレイ表面も既知の方法に基づき湾曲し得る。
【０１２３】
そして、アレイの場合、１つ又は限られた数の点で接地し得るアレイ全体に対して１つの接地面電極を用い得るため、中間電極が接地される設計を用いることは有利である。特に、このことは、活性電極が各構成要素に対して個々に接続されなければならない場合、二次元アレイにおいて有利である。中間電極の接地は、この電極への接続を可能な限り最も簡単にするものであり、また、活性前面及び背面電極は、負荷整合層及びバッキング材料を介して好適に接続し得る。
【０１２４】
外部の電磁波源からの干渉に対する耐性を改善するための設計の付加的な特徴として、接地される薄い金属層内にトランスデューサ組立体全体を封止することは有利である。その際、負荷整合及びバッキング部は、この封止された金属層と活性電極との間における電気絶縁に用い得る。前面弾性層８０７／１３０７／１４０５における導電材料の場合、この層は、接地でき、また、電気的遮蔽の一部として用い得る。図１４の設計において、外部の電磁波源からの干渉に対する抵抗力を大きくするための解決策として、接地電極が、他の電極や圧電層を取り囲むことに留意されたい。
【０１２５】
従って、本発明の好適な実施形態に適用して、本発明の基本的な新規特徴を示し、説明し、指摘してきたが、例示した装置の形態及び詳細並びにその動作における様々な省略、置き換え、変更が、本発明の精神から逸脱すること無く当業者によって行ない得ることを理解されたい。例えば、上述した伝達関数は、選択した一組の材料特性及び層厚によって計算され、また、伝達関数特性の調整及び改善は、層厚及び特性インピーダンス等のパラメータの調整によって可能である。従って、図５、８、１２、１３、及び１４のトランスデューサ構造は、本発明の一般原理に基づき、送信及び受信の双方のモードにおいて、広帯域及びマルチバンド動作を提供することが分かる。
【０１２６】
また、同じ結果を達成するために実質的に同じ方法で実質的に同じ機能を実行する構成要素及び／又は方法段階の全ての組み合わせは、本発明の範囲内にあることを明確に意図している。更に、本発明のあらゆる開示した形態又は実施形態に関して示し及び／又は説明した構造及び／又は構成要素及び／又は方法段階は、設計選択の一般的な事柄として他の開示又は説明又は提案される形式又は実施形態に組み込み得ることを認識されたい。従って、本明細書に添付された請求項の範囲によって示したようにのみ限定されることを意図する。
【０１２７】
参考文献
〔１〕米国特許５、７２４、９７６（１９９８年３月１０日）：“超音波コントラスト検査に好適な超音波画像化法”、発明者：Ｙｏｓｈｉｔａｋａ・Ｍｉｎｅ、Ｍａｋｏｔａ・Ｈｉｒａｍａ、Ｈｉｒｏｙｕｋｉ・Ｔｓｕｊｉｎｏ、Ｓｈｉｒｏ・Ｓａｉｔｏ、譲受人：株式会社東芝（日本、川崎市）。
【０１２８】
〔２〕米国特許５、８２５、１１７（１９９８年１０月２０日）：“第２高調波画像化トランスデューサ”、発明者：ＷｉｌｌｉｍＪ・Ｏｓｓｍａｎｎ、ＬａｒｒｙＰｅｎｄｅｒｇａｓｓ、ＭａｒｔｉｎＫ・Ｍａｓｏｎ、譲受人：ヒューレット・パッカード社（カリフォルニア州パロアルト市）。
【０１２９】
〔３〕米国特許５、９５７、８５１（１９９９年９月２８日）：“広帯域幅超音波トランスデューサ”、発明者：Ｊｏｈｎ・Ｈｏｓｓａｃｋ、譲受人：アキュソン社（カリフォルニア州マウンテンビュー）。
【図面の簡単な説明】
【図１】表面が負荷及びバッキング材料と接触している金属電極で覆われた圧電板の例を示す図。
【図２】音波を入射する超音波受信機トランスデューサを２つの等価回路によって示し、ａ）はテブナン等価回路を示し、ｂ）はノートン等価回路を示す図。
【図３】圧電層の厚さ振動速度伝達関数と、音響的に不整合な及び音響的に整合なトランスデューサ用の電源インピーダンスとの間の関係を示す図。
【図４】代表的な音響的に整合したトランスデューサを示す横断面図。
【図５】本発明に基づくトランスデューサ構造を示す横断面図。
【図６ａ】振動速度の振幅の定在波パターンを示す図であり、負荷と高インピーダンス部との間の理想的な整合に対する振幅を示す図。
【図６ｂ】振動速度の振幅の定在波パターンを示す図であり、負荷と高インピーダンス部との間の実際の整合に対する振幅を示す図。
【図７ａ】構造伝達関数及び電極伝達関数の振幅を示す図であり、負荷と高インピーダンス部との間の理想的な整合及び実際の整合に対する構造伝達関数の振幅を示す図。
【図７ｂ】構造伝達関数及び電極伝達関数の振幅を示す図であり、図８に概略的に示したように３つの電気ポートを与える３つの電極に対する電極伝達関数の振幅を示す図。
【図８ａ】本発明に基づくトランスデューサの例を示し、本発明に基づくトランスデューサの例の概略横断面図を示し、ここで、高インピーダンス圧電部は、２つの圧電層として指定され、また、付加弾性層、圧電層の表面は、３つの電気ポートを構成する３つの電極で覆われている。
【図８ｂ】本発明に基づくトランスデューサの例を示し、両方の圧電層、高インピーダンス弾性層と負荷整合弾性層を複合物として形成する方法の例を示す図。
【図８ｃ】本発明に基づくトランスデューサの例を示し、両方の圧電層、高インピーダンス弾性層と負荷整合弾性層を複合物として形成する方法の例を示す図。
【図８ｄ】本発明に基づくトランスデューサの例を示し、電気ポート間の電子的な切り換え用の送受信システムを示す図。
【図９】２層及び３層整合に対する、高インピーダンス部と負荷整合部との間の反射係数と共に、負荷整合部側を見たインピーダンス例を示す図。
【図１０ａ】図８におけるトランスデューサ例の電気ポートに対する実際の送信伝達関数例を示し、３層整合に対する伝達関数を示す図。
【図１０ｂ】図８におけるトランスデューサ例の電気ポートに対する実際の送信伝達関数例を示し、２層整合に対する伝達関数を示す図。
【図１１ａ】受信伝達関数例を示し、図８のポートＩＩ及びポートＩＶの受信伝達関数を示す図。
【図１１ｂ】受信伝達関数例を示し、図１２ａにおける送受信機構造で得られる伝達関数を示す図。
【図１２ａ】電気音響伝達関数の電子的な選択を可能にする本発明による送受信機構造例を示し、送受信機構造のブロック図を示す図。
【図１２ｂ】電気音響伝達関数の電子的な選択を可能にする本発明による送受信機構造例を示し、関心のある伝達関数を選択するための送信増幅器用の駆動信号例を示す図。
【図１２ｃ】電気音響伝達関数の電子的な選択を可能にする本発明による送受信機構造例を示し、関心のある伝達関数を選択するための送信増幅器用の駆動信号例を示す図。
【図１２ｄ】電気音響伝達関数の電子的な選択を可能にする本発明による送受信機構造例を示し、電気ポートの直列、反直列、並列及び逆並列結合を形成するために圧電層の異なる分極と組み合わされた駆動電圧極性の例を示す図。
【図１３ａ】本発明に基づく単一圧電層を有するトランスデューサ例を示し、トランスデューサの横断面図を示す図。
【図１３ｂ】本発明に基づく単一圧電層を有するトランスデューサ例を示し、トランスデューサの送信と受信双方の伝達関数を示す図。
【図１４】本発明に基づく更にもう１つのトランスデューサ例を示し、ガルヴァニックに組み合わせられて電気合成ポートになる複数の電気圧電層ポートを有するトランスデューサ例を示す図。
【図２】
2004518319.tif 000031
【図５】
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【図６ａ】
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【図６ｂ】
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【図７ａ】
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【図８ａ】
2004518319.tif 000036
【図８ｂ】
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【図８ｃ】
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【図８ｄ】
2004518319.tif 000039
【図９】
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【図１２ａ】
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【図１２ｂ】
2004518319.tif 000042
【図１２ｃ】
2004518319.tif 000043
【図１２ｄ】
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【図１３ａ】
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【図１４】
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【国際公開パンフレット】
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【国際公開パンフレット（コレクトバージョン）】
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【国際調査報告】
2004518319.tif 000109
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