(57)【要約】電圧かつ／またはインピーダンスにおける応答を出力するセンサ（１０）のための増幅装置において、前記センサ（１０）の出力端子（１６， ２０）に接続され、前記端子間の電圧を一定に保つ電圧制御手段（２２）と、前記装置の出力端子（１８−１６ ； １８−２０）間における分極回路内で、前記センサ（１０）と直列接続された、少なくとも１つの付加インピーダンス（１２）とを具備することを特徴とする。この増幅装置は、温度、放射レベル及びｐＨ測定に適用できる。【特許請求の範囲】
【請求項１】
電圧かつ／またはインピーダンス応答センサのための増幅装置において、
前記装置の出力端子（１６， ２０）に接続され、前記端子間の電圧を一定に保つ電圧制御手段（２２）と、
前記装置の出力端子間（１８−２０）における分極回路内で、前記センサと直列接続された、少なくとも１つの付加インピーダンス（１２）と
を具備することを特徴とする増幅装置。
【請求項２】
前記電圧制御手段（２２）は、ゲート、ソース及びドレインを有する電界効果トランジスタを備え、
前記センサ（１０）は、トランジスタのゲートとソースの間に接続され、
前記付加インピーダンス（１２）は、トランジスタのゲートとドレインの間に接続されている
ことを特徴とする請求項１に記載の装置。
【請求項３】
前記トランジスタは、ＭＯＳ型（金属酸化膜半導体）である
ことを特徴とする請求項１に記載の装置。
【請求項４】
前記トランジスタを飽和状態に分極させる分極手段（１４）
を具備することを特徴とする請求項１に記載の装置。
【請求項５】
前記分極手段（１４）は、出力端子（１８， ２０）、かつトランジスタ（２２）のソースとドレインの間に接続された電流源を備えている
ことを特徴とする請求項２に記載の装置。
【請求項６】
電圧かつ／またはインピーダンス応答センサ（１０）と、
請求項１に記載の増幅装置と
を具備することを特徴とする物理量測定システム。
【請求項７】
前記センサは、熱電対である
ことを特徴とする請求項６に記載の測定システム。
【請求項８】
前記センサは、値がＥＴｈである熱電気ポテンシャル（２４）と、
値がＲＴｈである抵抗性のみのインピーダンス（２６）とを有し、
前記付加インピーダンス（１２）の値は、Ｒであり、
かつ以下の関係式を満足する
ことを特徴とする請求項７に記載のシステム。
ＩＧ ≪ Ｉ ≪ Ｉ０
０ ＜ ＶＴ ＜ ＶＧＳｏ ＜ ＶＤＳ
ＥＴｈ ＜ ＶＧＳｏ
Ｒ／ＲＴｈ ＞ １
ここで、ＶＴ、ＩＧ、Ｉ０、ＶＤＳ、ＶＧＳｏ及びＩは、それぞれ、電圧制御手段として用いられるＮチャネル電界効果トランジスタのしきい値電圧、トランジスタのゲート電流、トランジスタの分極電流、トランジスタのドレーン−ソース間電圧、トランジスタの平衡ゲート−ソース間電圧及びセンサを流れる電流である。
【請求項９】
前記センサは、値がＥＴｈである可変電圧源（２４）に相当するＭＯＳ線量計であり、値がＣＴｈである純粋な容量性インピーダンス（２６）を有し、
前記付加インピーダンス（１２）は、容量性インピーダンスＣであり、
かつ以下の関係式を満足する
ことを特徴とする請求項８に記載のシステム。
ＩＧ ≪ Ｉ ≪ Ｉ０
ＶＤＳ ＜ ＶＧＳｏ ＜ ＶＴ ＜ ０
ＶＧＳｏ ＜ ＥＴｈ
ＣＴｈ／Ｃ ＞ １
ここで、ＶＴ、ＩＧ、Ｉ０、ＶＤＳ、ＶＧＳｏ及びＩは、それぞれ、電圧制御手段として用いられるＰチャネル電界効果トランジスタのしきい値電圧、トランジスタのゲート電流、トランジスタの分極電流、トランジスタの平衡ゲート−ソース間電圧及びセンサを流れる電流である。
【請求項１０】
前記センサ（１０）は、値がＣＴｈである固定コンデンサ（２６ａ）と抵抗（２６ｂ）を有するインピーダンスと直列な、値がＥＴｈである可変電圧源（２４）に相当するＩＳＦＥＣ型イオン感知センサであり、
前記付加インピーダンス（１２）は、値がＲである抵抗と並列な、値がＣであるコンデンサで構成され、
値がＲＰである抵抗（２８）は、センサ（１０）に並列接続され、
かつ以下の関係式を満足する
ことを特徴とする請求項６に記載のシステム。
ＩＧ ≪ Ｉ ≪ Ｉ０
ＶＤＳ ＜ ＶＧＳｏ ＜ ＶＴ ＜ ０
ＶＧＳｏ ＜ ＥＴｈ
ＣＴｈ／Ｃ ＞ １
ＣＴｈ／Ｃ ＞ Ｒ／Ｒｐ
ここで、ＶＴ、ＩＧ、Ｉ０、ＶＤＳ、ＶＧＳｏ及びＩは、それぞれ、電圧制御手段として用いられるＰチャネル電界効果トランジスタのしきい値電圧、トランジスタのゲート電流、トランジスタの分極電流、トランジスタのドレイン−ソース間電圧、トランジスタの平衡ゲート−ソース間電圧及びセンサを流れる電流である。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、センサのための増幅装置、及び、この装置を用いる物理量測定システムに関する。
【０００２】
本発明の装置は、特に、電圧かつ／またはインピーダンス応答センサのためのものである。電圧かつ／またはインピーダンス応答センサとは、センサが感知する物理量の変化に応じて、端子における電圧変化かつ／またはインピーダンス変化が得られるセンサのことである。
【０００３】
本発明は、測定システムの製造に応用され、主に、マイクロセンサとして知られている、小型化された、もしくは組み込まれた（集積された）センサを有する測定システムに応用される。この装置の使用目的を限定するわけではない例として、本発明は、サーマルプローブ、線量計または光度計に応用することができる。
【０００４】
【従来の技術】
上述した電圧かつ／またはインピーダンス応答センサは、可変インピーダンスに直列な固定電圧源、或いは固定インピーダンスに直列な可変電圧源、或いは可変インピーダンスに直列な可変電圧源に相当すると仮定することによって、モデル化することができる。
【０００５】
ＥＴｈ及びＺＴｈを、センサが扱う電圧及びインピーダンス値とし、Ｘを、センサが感知する物理量とすると、センサの電圧感度ｅ、或いはインピーダンス感度ｚは、以下のように定義される。
ｅ＝ｄＥＴｈ／ｄＸ
ｚ＝ｄＺＴｈ／ｄＸ
【０００６】
物理量に対する感度が、そのインピーダンスにのみ影響を及ぼすセンサは、ｄＥＴｈ＝０及びｄＺＴｈ＝ｚｄＸという特性を示す。物理量に対する感度が、その電圧源にのみ影響を及ぼすセンサは、ｄＥＴｈ＝ｅｄＸ及びｄＺＴＨ＝０という特性を示す。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
物理量に対するセンサの感度（ｅ及びｚ）は、通常、非常に低い。特に、主題のセンサが、観察すべき現象によって生み出される２次的な物理量の検出を伴う場合（例えば、可変抵抗による温度測定）には、顕著である。
【０００８】
センサの感度の低さは、測定精度を制限し、測定ノイズによる強い影響を誘発する。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明の目的は、上述した制限を解き放つ、センサのための増幅装置、及び測定システムを提供することである。
【００１０】
本発明の１つの個別の目的は、センサとは別の付加インピーダンスの端子に、測定信号を発生させることを可能にする増幅装置を提案することである。
【００１１】
また、本発明の１つの目的は、測定すべき物理量に対する感度が著しく増加した測定システムを提案することである。
【００１２】
また、本発明の１つの目的は、ノイズの影響を受けないので、検出のしきい値を下げることが可能な、測定精度が良いシステムを提案することである。
【００１３】
これらの目的を達成するための本発明の対象は、電圧かつ／またはインピーダンス応答センサのための増幅器である。この装置は、
センサ出力端子に接続され、これらの端子間の電圧を一定に保つ電圧制御手段と、
前記装置の端子間において、分極回路内で、センサと直列接続された少なくとも１つの付加インピーダンスと
を具備している。
【００１４】
電圧制御手段によって、センサの等価インピーダンスの変化、或いは、センサの等価電圧源によって供給される電圧の変化は、センサを流れる電流の変化を生み出す。これは、その端子の電圧が、強制的に固定されることによる。
【００１５】
付加インピーダンスは、分極回路内で、センサと直列接続されているので、センサ電流は、このインピーダンス内にも流れる。従って、電流の変化は、付加インピーダンスの終端における電圧の変化として現れる。
【００１６】
付加インピーダンスは、出力回路の端子間に接続されているので、付加インピーダンスの終端における電圧の変化は、出力信号に含まれる。
【００１７】
装置の出力端子とは、例えば、付加インピーダンスの終端、或いは、センサ（電圧は、その終端において一定である）と直列な付加インピーダンスを有する組立品の終端である。
【００１８】
本発明による装置の個別の実現のために、電圧制御手段は、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を備えていてもよい。センサは、トランジスタのゲートとソースの間に接続され、一方、付加インピーダンスは、トランジスタのゲートとドレインの間に接続される。
【００１９】
トランジスタは、例えば、ソース接地され、好ましくは飽和状態に分極させられたＭＯＳ（金属酸化膜半導体）である。大きい分極電流の適用は、ゲート−ソース間電圧を安定した状態に保つ。分極手段は、例えば、トランジスタのソースとドレインの間に接続される電流源を備えていてもよい。
【００２０】
また、本発明は、上述したような増幅装置と共に動作する電圧応答またはインピーダンス応答センサを具備する物理量測定システムに関する。
【００２１】
この測定システムは、あらゆる型の電圧かつ／またはインピーダンスセンサを用いることができるが、特に、以下のセンサのうちのいずれか１つを具備していてもよい。熱電対、線量計、化学センサまたはバイオセンサ。バイオセンサとは、ＡＤＮのような有機種、様々な蛋白質、バクテリア等を感知するセンサのことである。
【００２２】
本発明の他の特徴及び利点は、添付した図を参照する以下の記述において更に明瞭にされるであろう。この記述は、本発明の有効範囲を限定するものではなく、本発明による装置の様々な実現の例を示すのみである。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下の記述において、同じ或いは類似している部品には、同じ符号を付す。
【００２４】
図１に、本発明の概略の動作原理を示す。
【００２５】
センサ１０及び付加インピーダンス１２は、分極手段１４と接続された分極回路内で直列接続されている。分極手段１４は、センサ１０及び付加インピーダンス１２に、図上でＩと表記された電流を供給する。
【００２６】
付加インピーダンス１２は、センサ１０に接続されたノード１６と、出力端子１８との間に接続されている。センサ１０は、ノード１６と、接地端子２０との間に接続されている。
【００２７】
電圧制御手段２２もまた、ノード１６に接続されている。それらは、負荷の終端間、すなわち、図示された例では、ノード１６と接地端子２０の間の電圧を一定に保つ。
【００２８】
装置の入力は、センサ端子と一致し、装置の出力電圧は、ノード１６と出力端子１８の間にある付加インピーダンスの端子で検出することができる。
【００２９】
センサ端子における電圧は一定なので、装置の出力電圧は、出力端子１８と接地端子２０の間でも検出することができる。この代替の方法は、以下において採用されている。
【００３０】
図２に、電流制御手段２２が、絶縁ゲート電界効果トランジスタ（ＩＧＦＥＴ）、例えば、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴを有し、分極手段１４が、電流源である測定システムの個別の実施形態を示す。トランジスタ２２のドレイン、ソース及びゲートは、それぞれ、出力端子１８、接地端子２０及びノード１６に接続されている。
【００３１】
電流源は、電流Ｉ０を供給し、これは、トランジスタのチャネルを流れる第１の電流ＩＤＳと、付加インピーダンス１２を流れる第２の電流Ｉとに分岐される。引き起こされた強い分極電流（Ｉ０ ≫ Ｉ）は、飽和状態でトランジスタ２２が動作することを可能にし、これにより、そのゲート電圧（ここでは、ゲート−ソース間電圧）を、実質的に一定な均衡値に固定する。センサ１０の端子に印加される、この値は、以下において、ＶＧＳｏと表記される。
【００３２】
付加インピーダンス１２に流れる電流Ｉは、付加インピーダンスに直列の負荷１０に流れ込む電流と同じである。ノード１６から流れ出るトランジスタのゲート電流の値ＩＧは、非常に低い（Ｉ ≫ ＩＧ）。
【００３３】
センサ１０及び付加インピーダンス１２から成る組立品は、ＶＤＳと表記されるトランジスタのドレイン−ソース間電圧と、ゲート−ソース間電圧との間で、電圧分割ブリッジを形成している。
【００３４】
更に、値がＺと表記され、トランジスタ２２のドレインとゲートの間に接続された付加インピーダンス１２は、逆反応ループとして働き、センサ端子における電圧であるゲート−ソース間電圧をサーボ制御して安定させる。
【００３５】
図において、センサ１０は、値がＺＴｈである等価インピーダンス２６に直列な、値がＥＴｈである等価電圧源２４としてモデル化されている。この図は、テブナンの等価回路を示している。
【００３６】
電圧ＶＧＳｏが一定なので、センサ１０の特性ＥＴｈ、ＺＴｈの変化ｄＥＴｈまたはｄＺＴｈは、検出しようとする物理量の変化に応じて、電流Ｉの変化に変換される。これらの変化は、値がＺである付加インピーダンス１２によって増幅され、トランジスタのドレイン−ソース間電圧ＶＤＳの変化ｄＶＤＳとして測定される。
【００３７】
変化ｄＶＤＳは、以下の関係式によって、変化ｄＺＴｈ及びｄＥＴｈから導かれる。
ｄＶＤＳ ＝ − （ＶＧＳＯ − ＥＴｈ）．（Ｚ／ＺＴｈ２）．ｄＺＴｈ − （Ｚ／ＺＴｈ）ｄＥＴｈ
【００３８】
ｄＥＴｈ＝ｅｄＸ及びｄＺＴｈ＝０のように、感度値ｅで、等価電圧源ＥＴｈによってのみ、値Ｘを感知するセンサのためには、特に以下の条件が満足されるとき、この回路は有利になる。
｜Ｚ／ＺＴｈ｜＞１
【００３９】
この条件は、センサ単体によって供給される信号より高い振幅の出力信号を得ることを可能にする。
【００４０】
すなわち、好ましくは、付加インピーダンスの値Ｚは、センサの内部インピーダンス２６の値ＺＴｈより大きな値が選択された方がよい。
【００４１】
ｄＺＴｈ＝ｚｄＸ及びｄＥＴｈ＝０のように、感度ｚで、インピーダンスＺＴｈによってのみ、物理量を感知するセンサのためには、特に以下の条件が満足されるとき、この回路は有利になる。
｜（ＶＳＯ − ＥＴｈ）．（Ｚ／ＺＴｈ２）｜＞１
【００４２】
図３に、熱電対の類の熱センサに適用される、図２の測定システムを示す。
【００４３】
熱電対は、ゼーベック効果を伴う。この効果は、熱電気の電圧の変化に対する温度Ｔの変化に関するものである。熱電対のインピーダンスは、一定である。
【００４４】
従って、熱電対は、図３に示したように、値がＲＴｈである単なる抵抗性のインピーダンス２６と直列な、電圧値がＥＴｈである可変電圧源２４によってモデル化することができる。
【００４５】
この例においては、付加インピーダンス１２として、値がＲである純粋に抵抗性のものを選択することが望ましい。
【００４６】
トランジスタ２２が、しきい値電圧Ｖｔを有するＮチャネルＭＯＳ型である場合に、以下の関係式が満足されるとき、最高の動作が得られる。
ＩＧ ≪ Ｉ ≪ Ｉ０
０ ＜ ＶＴ ＜ ＶＧＳｏ ＜ ＶＤＳ
ＥＴｈ ＜ ＶＧＳｏ
Ｒ／ＲＴｈ ＞ １
【００４７】
ＶＤＳが出力電圧であるとすれば、温度測定における感度ｄＶＤＳ／ｄＴは増幅され、｜ｄＶＤＳ／ｄＴ｜＝（Ｒ／ＲＴｈ）ａになる。ここで、ａは、本来の熱電対の感度である。
【００４８】
図４に、センサ１０が線量計、すなわち放射線を感知するセンサである、本発明の応用の別の例を示す。この部品としては、例えば、ＭＯＳ型（金属酸化膜半導体）コンデンサがある。放射レベルは、フラットバンドポテンシャルと呼ばれる電気的ポテンシャルＶＦｂの変化によって測定される。センサ１０は、値がＣＴｈである純粋に容量性のインピーダンスと直列な、値がＥＴｈで、感度が一定値ｅである可変電圧源２４としてモデル化することができる。
【００４９】
図４の例においては、付加インピーダンス１２もまた、値がＣの純粋なコンデンサが選択されている。トランジスタ２２は、しきい値電圧ＶＴを有するＰチャネルＭＯＳ型トランジスタである。この場合、Ｎチャネルトランジスタの使用に適合する前図に対して、電流Ｉ０が流れる方向が、逆であることに注意すべきである。
【００５０】
この例において、回路は、以下の関係式を満足するように部品を選択すると、最高の状態で動作する。
ＩＧ ≪ Ｉ ≪ Ｉ０
ＶＤＳ ＜ ＶＧＳｏ ＜ ＶＴ ＜ ０
ＶＧＳｏ ＜ ＥＴｈ
ＣＴｈ／Ｃ ＞ １
【００５１】
ＭＯＳコンデンサの直線性を強要し、これにより、その本来の感度をｓと定義することによって、ｄＶＤＳ／ｄＤと表記される、放射線量Ｄの測定感度は、以下のように表現される。
ｄＶＤＳ／ｄＤ ＝ （ＣＴｈ／Ｃ）．ｓ
【００５２】
図５に、第３の例、すなわち、センサ１０が電界効果イオン感知コンデンサ（ＩＳＦＥＣ）である例を示す。そのようなセンサは、ペーハー（ｐＨ）測定に用いられる。溶液のｐＨ測定は、絶縁／電気分解インターフェースにおける電気ポテンシャルの変化によって行われる。
【００５３】
ＩＳＦＥＣ型センサは、値がＥＴｈで、感度がｓである可変電圧源２４としてモデル化することができる。この可変電圧源２４は、値がＣＴｈに固定されたＭＯＳ型コンデンサ２６ａであるインピーダンスと直列で、かつ、値がＲｓである抵抗２６ｂとも直列である。この抵抗値は、電解質及びセンサ参照電極の直列抵抗に由来する。
【００５４】
図示したように、付加インピーダンス１２は、抵抗値がＲの抵抗１２ｂに並列な、容量値がＣのコンデンサ１２ａを有する。
【００５５】
また、値がＲＰである抵抗２８も示されていて、この抵抗２８は、ノード１６と接地端子２０の間の負荷に対して並列に接続されている。
【００５６】
高い値のリーク抵抗は、ＭＯＳコンデンサ２６ａの電流リーク、及び、トランジスタ２２のゲート−ソース間容量に起因する。より低い値でよい抵抗１２ｂ及び２８は、分割ブリッジを構成し、値が評価しにくい、これらのリーク抵抗を無視することが可能になっている。従って、それらは、リーク電流の制御を可能にする。
【００５７】
しかしながら、センサ１０及びコンデンサ１２ａを有するブリッジで得られるｐＨ検出能力の増幅度は、直列抵抗の値すなわち値Ｒｓと、抵抗１２ｂ、２８を有するブリッジの効果とによって変化する。
【００５８】
トランジスタ２２は、しきい値電圧ＶＴを有するＰチャネル型トランジスタである。
【００５９】
回路の最高の動作のために、部品は、次の関係式を満足するように選択される。
ＩＧ ≪ Ｉ ≪ Ｉ０
ＶＤＳ ＜ ＶＧＳｏ ＜ ＶＴ ＜ ０
ＶＧＳｏ ＜ ＥＴｈ
ＣＴｈ／Ｃ ＜ １
ＣＴｈ／Ｃ ＜ Ｒ／Ｒｐ
【００６０】
図５における回路によって生成される電圧ＶＤＳは、時間と共に変化する。それは、最初、センサ１０／コンデンサ１２ａのブリッジの効果によって、過渡的な段階Ａを示し、次に、抵抗性のブリッジ２８、１２ｂの効果によって、定常状態Ｂを示す。これらの段階を、図６に示す。この図における、縦座標は電圧ＶＤＳで、その単位はボルトで、横座標は時間で、その単位はミリ秒である。ＶＤＳの極大値すなわちＶｍａｘは、検出特性の増幅度を表している。水素のポテンシャル測定感度は、下記の値まで引き上げられる。
｜ｄＶｍａｘ／ｄｐＨ｜ ＝ α（ＣＴｈ／Ｃ）．ｓ
【００６１】
比率ＣＴｈ／Ｃは、容量性ブリッジの増幅度を表している。一方、係数αは、抵抗性ブリッジ（Ｒ， ＲＰ）及び直列抵抗Ｒｓによる増幅度の減衰度を表している（α ＜ １）。
【００６２】
全般的に、そして、ｐＨ値の広い範囲にわたって、本発明は、標準的な手法を用いて、現在、得られる、理論上の最大値（ネルンストの法則　室温において、ｓ＝ ５９ ｍｖ／ｐＨ）よりはるかに大きい値まで、ｐＨ測定の感度を増加させる。
【００６３】
図７における、単位がボルトの縦座標に、横座標におけるｐＨ値に対する、図５のシステムによって測定された電圧Ｖｍａｘが示されている。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による測定装置の単純化された概略ブロック図である。
【図２】電界効果トランジスタを有する測定システムの実現可能な設計を示す電気回路図である。
【図３】図２による測定システムの個別の応用を示す電気回路図である。
【図４】図２による測定システムの個別の応用を示す電気回路図である。
【図５】図２による測定システムの個別の応用を示す電気回路図である。
【図６】水素を感知するセンサを有する、本発明による測定システムの出力電圧の、時間軸上での変化を示すグラフである。
【図７】溶液中で測定された水素のポテンシャルに関して、前記測定システムの出力電圧の最大値を示すグラフである。
【符号の説明】
１０　センサ
１２　付加インピーダンス
１４　分極手段
１６　ノード
１８　出力端子
２０　接地端子
２２　電圧制御手段
【国際公開パンフレット】
2004502133.tif 000002
2004502133.tif 000003
2004502133.tif 000004
2004502133.tif 000005
2004502133.tif 000006
2004502133.tif 000007
2004502133.tif 000008
2004502133.tif 000009
2004502133.tif 000010
2004502133.tif 000011
2004502133.tif 000012
2004502133.tif 000013
2004502133.tif 000014
2004502133.tif 000015
2004502133.tif 000016
2004502133.tif 000017
2004502133.tif 000018
2004502133.tif 000019
2004502133.tif 000020
2004502133.tif 000021
2004502133.tif 000022
2004502133.tif 000023
【国際調査報告】
2004502133.tif 000024
2004502133.tif 000025
2004502133.tif 000026
2004502133.tif 000027