(57)【要約】本発明による無線周波数線形電力増幅器用のバイアス回路は、バイポーラトランジスタの零入力電流の点で異なる複数の動作モードの一つを選択するための入力と、温度を感知するための熱応答要素と、上述の複数の動作モードの各々においてある温度の範囲に渡って線形性能を維持するための（上述の選択入力を受け取り、上述の熱応答要素に基づいて）上述の出力トランジスタをバイアスするための回路と、線形電力増幅器内で生成される雑音を減衰するためのフィルタ（６、４１、４２、４３）と、を備える。この無線周波数電力トランジスタのコレクタの所で、コレクタ電流を扱う能力を有し、設計周波数においてコンデンサと共振するタンク回路を用いることで、要求されるインダクタンスを削減し、従って、より高い集積レベルを達成することが可能となる。このタンク回路は、コンデンサの自己インダクタンスを含むが、好ましくは、線形性を改善するために、設計周波数の二次高調波とも共振するように設計される。このバイアス回路は、雑音を低減するため、及び位相マージンを改善するために、帯域幅制限される。この改善されたバイアス回路を用いることで、無線周波数電力増幅器の効率及び変化する温度、Hfe及び電圧下での線形性能が改善されることに加えて、零入力電流を低く維持することが可能となる。このバイアス回路によると雑音レベルも低く維持できる。
2004537212.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
出力トランジスタを有し、出力周波数帯域内で動作する無線周波数線形電力増幅器用のバイアス回路であって、
（ａ）前記出力トランジスタの少なくとも零入力電流の点で異なる複数の動作モードの一つを選択するための入力と、
（ｂ）温度を感知するための熱応答要素と、
（ｃ）前記選択する入力を受け、前記熱応答要素と協同して前記出力トランジスタをバイアスし、前記複数の動作モードの各々においてあるレンジの温度に渡って線形性能を維持する回路と、
（ｄ）前記出力周波数帯域の外側の周波数を減衰するためのフィルタと、
を備えることを特徴とするバイアス回路。
【請求項２】
トランジスタのバイアスインピーダンスは、線形性が維持されている間、雑音が低減されるように最適化されることを特徴とする請求項１記載のバイアス回路。
【請求項３】
前記フィルタは、前記出力トランジスタによって増幅される信号の二次高調波を減衰するための二次高調波トラップを備えることを特徴とする請求項１記載のバイアス回路。
【請求項４】
前記フィルタは、動作特性がコンデンサの自己インダクタンスに依存する回路を含む二次高調波トラップを備えることを特徴とする請求項１記載のバイアス回路。
【請求項５】
前記フィルタは、その周波数特性が主インダクタと共振するコンデンサの自己インダクタンスに依存する二次高調波トラップを備えることを特徴とする請求項１記載のバイアス回路。
【請求項６】
前記熱応答要素は、一つ以上のバイポーラ半導体接合を備えることを特徴とする請求項１記載のバイアス回路。
【請求項７】
前記出力トランジスタをバイアスするための回路は、電流ミラーを備えることを特徴とする請求項１記載のバイアス回路。
【請求項８】
前記出力トランジスタをバイアスするための回路は、抵抗を通じてバイアスダイオードに接続されたエミッタフォロアを備えることを特徴とする請求項１記載のバイアス回路。
【請求項９】
前記出力トランジスタをバイアスするための回路は、帰還制御モードにて用いられる差動増幅器を備えることを特徴とする請求項１記載のバイアス回路。
【請求項１０】
前記フィルタは、特性が寄生インダクタンスに依存する二次高調波トラップを備えることを特徴とする請求項１記載のバイアス回路。
【請求項１１】
前記熱応答要素は、ある選択された動作モードに対応する熱補償信号を生成することを特徴とする請求項１記載のバイアス回路。
【請求項１２】
前記複数のモードの第一のモードが高い電力出力を低い歪みにて提供し、前記複数のモードの第二のモードが低い零入力電力消散を提供することを特徴とする請求項１記載のバイアス回路。
【請求項１３】
前記フィルタは、前記バイアス回路の帯域幅を制限するための少なくとも一つの受動成分を備えることを特徴とする請求項１記載のバイアス回路。
【請求項１４】
前記フィルタは、前記バイアス回路の位相マージンを増加することを特徴とする請求項１記載のバイアス回路。
【請求項１５】
前記熱応答要素は、所定の電流比を有するように構成された一対のトランジスタを備え、前記電流の値が温度に依存することを特徴とする請求項１記載のバイアス回路。
【請求項１６】
前記フィルタは、トランジスタのベースとエミッタ或いはコレクタとの間に接続され、ベース電流に基づいて変化する電圧を有するコンデンサを備えることを特徴とする請求項１記載のバイアス回路。
【請求項１７】
前記バイアス回路は、歪み格子半導体から成ることを特徴とする請求項１記載のバイアス回路。
【請求項１８】
前記バイアス回路は、シリコンゲルマニウム半導体から成ることを特徴とする請求項１記載のバイアス回路。
【請求項１９】
出力トランジスタを有し出力周波数帯域内で動作する無線周波数電力増幅器をバイアスするための方法であって、
（ａ）少なくとも前記出力トランジスタの零入力電流の点で異なる複数の動作モードの一つを選択するステップと、
（ｂ）温度を感知するステップと、
（ｃ）前記複数の動作モードの各々においてあるレンジの温度に渡って線形性能を維持するために、前記出力トランジスタを前記選択されたモード及び前記感知された温度に基づいてバイアスするステップと、
（ｄ）前記出力周波数帯域の周波数成分を減衰するステップと、
を含むことを特徴とする方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
線形電力増幅器（Linear Power Amplifier, LPA）は、典型的には、バイアス回路にて動作点の付近にバイアスされ、これによって入力信号と増幅された出力信号との間の線形関係が維持される。Ａ級或いはＡＢ級線形動作においては、通常は、このバイアスによってこの電力トランジスタを流れる零入力電流（quiescent current）が定まる。理論的には、他の増幅器モードも可能であるが、他のモードでは信号に様々な歪みが発生する。このため、コスト及び複雑さの両方の観点から、典型的には、Ａ級或いはＡＢ級増幅器トポロジーが採用される。これらに関しては、例えば、米国特許第6,333,677号明細書及び米国特許第6,043,714号明細書を参照されたい。
【背景技術】
【０００２】
E.Jarvinen, S.Kalajo, M.Matilainenらは、"Bias Circuits for GaAs HBT Power Amplifiers", 2001 IEEE MTT-S において、典型的な公知の電力増幅器設計が記載されている。
【０００３】
公知のＡ級或いはＡＢ級無線周波数電力増幅器設計によると、電力出力トランジスタのコレクタの所の信号を、電源（Vcc）から絶縁（隔離）することが必要とされ、このために、動作帯域において高いインピーダンスを提供する同時に、出力に電力が供給できるように、十分に大きなインダクタが選択される。典型的には、大きなインダクタンスは（コンダクタを長くすることが要求となるために）物理的に大きなデバイスを必要とする。さらに、このインダクタは、このトランジスタを流れる全電流を扱える必要があり、大きな容積のコンダクタを必要とする。このように、公知のシステムは、大きなインダクタを必要とし、このために、電力増幅器モジュールとして一体化すること、そして終局的には、集積回路として一体化することが困難である。従って、従来の技術の一つの欠陥は、高い絶縁を維持しながら、要求されるインダクタンス、従ってインダクタのサイズを、効果的に最小化できないことである。これらに関しては、合衆国特許第6,333,677号及び合衆国特許第6,313,705号を参照されたい。加えて、AB級動作の場合は、デバイスはより効率的ではあるが、ただし、線形性に劣るために、このRF増幅デバイスは、線形性の改善と、二次高調波に対する短絡或いは擬似短絡（二次高調波の除去）を必要とされる。これは、コレクタの所でのインダクタンス（チョーク）の使用では達成できない。そして、典型的には、短絡（高調波の除去）は、追加のコンポーネント及び／或いはより複雑な整合ネットワークを用いて実現することを要求される。
【０００４】
一つの代替技術においては、コレクタを隔離（絶縁）するために伝送ラインが採用される。この技術では容積の大きなインダクタを回避することはできるが、伝送ライン自体が大きな物理的サイズを有し、類似のジレンマを提起する。
【０００５】
多くの高周波にて動作する線形電力増幅器（LPA）においては、シリコン半導体技術は、典型的には、競争に負けないような要件を満たすためには、利得、効率、線形性及び雑音の点で不十分である。このために、他の半導体技術、例えば、GaAs（AlGaAs或いはInGaP）、InP、SiGe等が提唱されており、急速に採用されつつある。典型的には、これらは、ヘテロ接合バイポーラトランジスタ（hetero-junction bipolar transistor, HBT）として実現されるが、ただし、金属シリコン電界効果トランジスタ（Metal Silicon Field Effect Transistors, MESFET）或いは高電子移動度トランジスタ（High Electron Mobility Transistor, HEMT）として実現することも考えられる。
【発明の開示】
【０００６】
従って、本発明の一つの目的は、一体となって、動作帯域、ベースバンド、及び二次高調波を含む広い周波数レンジに渡って所望のインピーダンスを提供するコンポーネントのネットワークを形成することで、コレクタの所に要求される絶縁用インダクタ及び／或いはインダクタンスのサイズが最小化された、線形電力増幅器（LPA）を提供することにある。
【０００７】
一つの好ましい実施例においては、コレクタの所に要求される絶縁用インダクタ及び／或いはインダクタンスのサイズが最小化は、コレクタの所に、動作帯域に対応する第一の共振周波数並びに動作帯域の二次高調波に対応する第二の共振周波数を有する主チョーク回路を設けることで達成される。この好ましい実施例においては、二次高調波は、通常は寄生インダクタンスとみなされる回路インダクタンス、例えば、タンク回路のコンデンサのインダクタンスを利用することで除去され、これによって、コンポーネントの数及び複雑さが低減される。このために、主インダクタのサイズを削減することが可能となり、ひいては、線形電力増幅器（LPA）モジュールの集積レベルを高めることが可能となる。更には、このために、適切な二次高調波負荷（2nd Harmonic loading）を与えることが可能となり、効率及び線形性能が決定的に改善される。
【０００８】
本発明のもう一つの目的は、動作デバイスのベースの所に、通常は異なる零入力電流にて動作する複数の動作モードを有する線形電力増幅器（LPA）に対するバイアス回路を提供することにある。より高い電流のモードは、より高い動作電力レベルにおいてより高い利得及び線形性を提供し、より低い電流のモードにおいては、蓄電池から取り出される電流を低下させることで、効率の向上が図られる。このバイアス回路は、温度の変化に対して（理想的にはデバイス電流が一定となるように）補償され、これによって、良好な雑音性能と、良好な電力増幅器の線形性が達成される。
【０００９】
典型的なバイアス回路は、線形性能と、温度補償と、雑音と間の妥協をバランスさせる。更に、マルチモード通信デバイスにおいては、バイアス回路は、例えば、電力レベルやバースト性の程度に応じて、幾つかの動作モードを収容できることを必要とされる。例えば、典型的なCDMAシステムにおいては、ダイナミックレンジは60dBのオーダである。
【００１０】
線形電力増幅器（LPA）の主電力トランジスタは、温度が変化すると、Vbe及びHfeの両方が変化するという問題を有する。Vbeの変動を補償するためには、バイアス回路は、半導体接合の積重ねを含むことも考えられるが、ただし、３．２Vなる最小蓄電池電圧（Vcc）にて動作するGaAsデバイスの場合は、このスタックは、２・Vbeに制限され、このために、バイアス回路は、あまり複雑化することは許されない。Hfe（電流利得）の変動を補償するためには、ヘテロ接合バイポーラトランジスタ（HBT）のベース内に流れ込む電流を制御することが必要となる。本発明によると、エミッタフォロア回路（emitter follower circuit）とバイアスダイオードとの間の（通常は抵抗の形態での）インピーダンスが、全温度レンジに渡ってバランスの取れた性能を達成するために非常に重要であること、及びこの値は電力増幅器（PA）の出力の所の雑音フロア（Noise floor）にも直接に関係することが発見された。
【００１１】
本発明の一つの好ましい実施例においては、ミラーが、電流をエミッタフォロア回路に帰還させ、結果として温度応答挙動（temperature response behavior）を改善させるために設けられる。典型的には、この電流ミラーによって、全ての必須要件（例えば、雑音、線形性、及び温度補償）を同時に満たすことができる。
【００１２】
電力増幅器（PA)は非常に広いダイナミックレンジに渡って動作できることを要求されるが、本発明によると、複数の動作モードが提供され、これらの一つを選択し、線形電力増幅器（LPA）の零入力電流を調節することで、性能が維持される。つまり、動作点を温度の変化に基づいて自動的に調節することで、ある選択されたモードにおいて、利得が維持される。
【００１３】
IS95仕様によると、隣接チャネル電力比（ACPR）を確実に約−４５dB/３０KHz以下に制限することを要求される。本発明によると、十分な線形挙動が、各段を適切に絶縁すること、及びここに開示されるバイアス回路を用いることで達成される。
【００１４】
受信帯域内の、とりわけ受信機感度に影響する出力雑音フロア（Output Noise Floor）は、約−１３６dBm/Hz以下であることを要求される。本発明によるバイアス回路は、この設計パラメータをとりわけ雑音減衰抵抗の選択を通じて達成するように最適化される。
【００１５】
（閉ループバイアス回路の場合において）抵抗の選択が十分でない場合や、他の雑音低減方法が用いられる場合、バイアス回路の帯域幅は、送信バンドから分離された受信バンドよりさらに低いが、ただし、ベースバンド周波数よりは高い、ある周波数に制限するこを要求される。バイアス回路の帯域幅が高いと、後に受信バンド内に混合される周波数の所で過剰な雑音が生成されるが、このように帯域幅を制限することで、線形電力増幅器（LPA）の出力の所に生成される雑音が制限される。ただし、この帯域幅はベースバンド周波数以下には低減されるべきではない。これ以下に低減されると、線形電力増幅器（LPA）の線形性が損なわれるためである。帯域幅制限デバイス（典型的にはコンデンサ）の位置は、雑音が制限されるような適当な所に選択すべきであり、これは雑音の低減を成功させるために極めて重要である。これらの一方或いは両方の方法を用いることで、バイアス回路によって生成される雑音は増幅要素によって生成される雑音以下に除去することができ、例えば、二段３０dB線形電力増幅器（LPA）の場合、雑音は−１４０dBm/Hz以下へと１０dB以上改善される。
【００１６】
バイアス回路の帯域幅を制限することのもう一つの効果は、設計の安定性が全体として改善されることである。制御ループ内の位相マージンが増加するために中間周波数における発振がなくなる。
【００１７】
好ましくは、温度によって変動する出力トランジスタのバイアスを補償するための回路の利得は、ベースバンド信号のバンド幅より高い所では遮断周波数にて減衰され、送信周波数と受信周波数との間の差より低い所では単位利得周波数にて減衰される。
【００１８】
携帯セルラ無線機に対して用いる典型的な増幅器に対しては、このバイアス回路は、搭載面の所での−３０℃から＋１１０℃までの広い温度レンジに渡って性能を維持できることを要求される。本発明によると、バイアス回路はIcqを温度に応じて調節することで、この全温度レンジに渡って満足できる動作を要求される公差内で維持する。さらに拡張された温度レンジでの動作が要求される場合は、より複雑なスキームを用いてIcqをより大きなレンジに渡って補償することもできるが、ただし、これは通常の温度レンジでは不用である。
【００１９】
本発明の他の態様においては、好適には高い効率、つまり、いわゆる“CDG”（CDMA Development Group）曲線を超える、例えば、Nc＞３３%＋＠２８dBm、Icq＜５０mAなる、低い電力消費が達成される。本発明によると、複数の動作モードを用いることで、Icqを低減する機会が広がることが発見された。こうして、本発明の一面によると、電力増幅器用のバイアス回路は、入力信号によって制御可能な２つの動作モードを有する。勿論、より多くの動作モードを有するようにすることも可能である。
【００２０】
加えて、この電力増幅器は、この電力増幅器（PA）とアンテナとの間にアイソレータ（isolator）は存在しないために、より高いVSWR下で用いることもできる。このバイアス回路では、より高い信頼性が実現され、このため、これらデバイスは、Bvce0モードのみではなく、BvceR或いはBvceSモード下でも動作できる。
【００２１】
AMPS（Advanced Mobile Phone System）モードにおいては、高調波を制御することが要求される。例えば、二次高調波（H2）及び三次高調波（H3）は、−３５dBc以下に維持されることを要求される。本発明によると、線形性を改善するため、及び高調波の放出を低減するために、高調波を除去するための負荷及びトラップが設けられる。
【００２２】
本発明のこれら及び他の特徴が以下の実施例の説明から一層明らかとなるものである。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
本発明による典型的な設計においては、図３Ａに示すようなトランジスタのエミッタフォロア構成（emitter follower configuration）によって、RF電力トランジスタに対するバイアスが確定される。この回路においては雑音が重要な問題となる。ただし、図５に示すようにエミッタフォロアとダイオードとの間の緩衝抵抗（buffering resistor）の値を正しく調節することでこれら雑音の寄与（noise contributions）を低減することが可能である。この抵抗の値が増加すると、線形性能（linearity performance）が劣化するとともに、バイアス回路の温度性能特性（temperature performance characeristics）も悪くなる。このため、この抵抗の最適値が、所望の雑音、線形性、及び温度性能に基づいて選択される。
【００２４】
テーブル１は、構築された２つのデバイスと、これらの２８dBm、８３６MHzにおけるコンピュータシミュレーションを用いての比較を示す。実測雑音フロア（noise floor）もシミュレーション値と非常に近いことも確認された。
【表１】
2004537212.tif 000003
【００２５】
本発明の一つの実施例によると、セルラ及びPCS IS95用途に対して、AlGaAs技術を用い、３．２Vより高い電源電圧（通常は、例えば、リチュムイオン蓄電池の放電寿命に渡って提供される３．２〜４．２V）において、それぞれ、２８dBなる利得（セルラの場合）と25dBなる利得（PCSの場合）にて、２８dBmなる線形電力を提供する線形電力増幅器が提供される。この線形電力増幅器は、例えば、LGA（Land Grid Array）接続を備えるハイブリッド５０Ohm端子デバイスを有する（６ｘ６ｘ１．７mm3なる形状因子（form factor）を有する）モジュールとして実現される。LTCC（Low Temperature Co-fired Ceramic）或いはラミネートが、0402 SMD（Surface Mount Devices）と共に用いられる。GaAsダイのサイズは１．２５ｘ１．２５mm2とされる。図１及び２はこのようなデバイスに関して測定された無線周波数性能を示す。
【００２６】
図４は、本発明による２つの逐次的に作動される段を有する電力増幅器を示すが、このデバイスはモジュール及びダイ上にマッチングされる。電力増幅器のこの実施例は、二次高調波トラップ（second harmonic trap）を備えるが、これによってACPR（Adjacent Channel Power Ratio：隣接チャネル電力比）性能を改善できることが発見された。本発明の一面によると、この二次高調波トラップは、コンデンサの寄生インダクタンス（parasitic inductance）を採用することで回路動作のパラメータを実質的に定義（制御）する。この構成は２つの長所を有する。第一に、この構成では、主インダクタ（pricipal inductor）に対して要求されるインダクタンスを低減できるために、このサイズを低減することができ、このため、この高調波トラップを電力増幅器モジュール内に組み込むことが可能となり、潜在的には電力増幅器を集積回路内に一体化することが可能となる。第二に、この二次高調波トラップはシステムのACPRを改善させる。さらに、バイアス回路を最適化するための留意は満足のいく線形性を保証する。
【００２７】
図３Ａ、３Ｂ及び３Ｃは、本発明による典型的なバイアス回路を示す。これらは、線形性能と、温度補償と、雑音との間の最適な妥協を実現する。これらバイアス回路は、加えて、高・低電力動作に対する複数の動作モードを収容する。広いレンジの電力レベルに渡って効率的に動作できるようにするためには様々な性能を有するモードを利用できることが望ましい。典型的には、CDMAシステムに対しては、ダイナミックレンジ（dynamic range）は６０dBのオーダとされる。このように、高低電力モードを区別し、各々を別個に最適化した場合、各モードは、単一モード設計の場合と比較して、より妥協の程度を減らすことが可能となる。
【００２８】
電力増幅器回路の設計においては、幾つかの重要な要因によって設計パラメータが支配される。例えば、Vbe及びhfeは両方とも温度によって変化し、このために、利得及び動作点の両方の温度による変動をバイアス回路によって補償することが必要となる。加えて、GaAs半導体の場合は、そのバンドギャップのために、たった２個の順方向バイアストランジスタ（Vbe）の積重ねを３．２V電源とともに用いることしか許されない。このため、このタイプのバイアス回路の複雑さは、通常は、このアーキテクチャ上の制約によって制限され、このため、比較的単純な回路トポロジを用いる設計しか許されない。
【００２９】
本発明によると、図３Ａに示されるように、エミッタフォロアとダイオードとの間の抵抗が、全ての温度においてバランスのとれた性能を達成するために重要であることが発見された。本発明の幾つかの典型的な実施例においては、このエミッタフォロア回路のベースに電流を帰還させるための追加の電流ミラーを用いることで、温度挙動のレンジに渡ってより良い性能が得られるが、これ無しでは、全ての要件を同時に満たすことは困難である。
【００３０】
図３Ａに示すバイアス回路の第一の段においては、RFトランジスタに対して電流を供給するエミッタフォロアトランジスタが雑音を生成する。図５に示すように、エミッタフォロアとダイオードとの間の緩衝抵抗の値を正しく調節することで、雑音寄与を低減することができる。ただし、この抵抗（の値）を過剰に増加させることは、線形性能にとって有害であるとともに、バイアス回路の温度特性にも悪い影響を与える。このため、このインピーダンスは、雑音と線形性とがバランスされ、同時に、要求される温度レンジに渡って動作仕様が満たされるように最適化される。
【００３１】
図３Ａ乃至図３Ｃは、出力バイポーラトランジスタ１をバイアスする、無線周波数線形電力増幅器用のバイアス回路を示す。この回路は、バイポーラトランジスタ１の零入力電流（quiescent current）の点で異なるペアの（２つの）独立な動作モードの一方を選択するための入力２を有する。図３Ａにおいては、トランジスタ３６及び３７は熱センサとして機能する。トランジスタ３６及び３７を流れる電流は、トランジスタ１を流れる電流に比例するために、バイアス電流は、温度の変化とともに、エミッタフォロア１８のベースを駆動する電流を修正することで調節される。図３Ｂ及び３Ｃにおいては、電流ミラーは存在せず、トランジスタ５８、５９、６０、６１のベースへと導く抵抗４５、４６、４７、４８と、エミッタ抵抗５１、５２、５３、５４の値とによって、温度補償と零入力電流の値が確定（制御）される。トランジスタ３８は、出力バイポーラトランジスタ１に対して絶縁破壊電圧（breakdown voltage ）からの保護を提供するとともに、バイアス回路４によって提供（調節）されるインピーダンスがベースバンド周波数においては低くとどまること（つまり、線形性）を保証する。このバイアス回路４は、利用可能な各動作モードにおいて、ある温度のレンジに渡って線形性能を維持する。
【００３２】
図４は、線形電力増幅器の出力バイポーラトランジスタに対するコレクタバイアス回路を示す。このケースにおいては、この電力増幅器は２段設計から成り、各出力トランジスタは対応するベースバイアス回路を有する。第二の段の所の出力トランジスタ１’に対しては、入力信号の二次高調波を減衰するために、二次高調波トラップ６が設けられる。コンデンサ７とインダクタ１２は、基本周波数に対して動作するトラップ回路として機能し、当時に、コンデンサ７は、その内部インダクタンス及び他の回路インダクタンス、例えば、バイパスコンデンサ１３のインダクタンス及び接合ワイヤの寄与インダクタンスとともに、二次高調波トラップ６としても機能する。トランジスタ１を用いる増幅器の第一の段に対して、二次高調波トラップを設けることは、設けても構わないが、必須ではない。インダクタ１１とコンデンサ１５はこれら２つの段の間の段間整合回路（interstage matching circuit）として機能する。示される他の全ての要素は、オプションとしての代替の二次或いはより高次の高調波トラップ回路を形成するコンデンサ１６およびインダクタ１７を除いては、基本周波数に対する整合回路の部分を構成する。
【００３３】
トランジスタ３６、３７は、温度とともに変化する安定な電流をコレクタ或いは出力バイポーラトランジスタ１に供給する電流ミラーを形成する。
【００３４】
トランジスタ１８、１９は、それぞれ、高利得エミッタフォロアとして構成され、これらは、電流を増幅し、このバイアス回路によって提供された低いインピーダンスを、ベースバイアス抵抗１０を通じて、出力トランジスタ１に供給する。
【００３５】
図６のヒストグラムに示されるように、CDMAシステムにおいては、電力増幅器にて生成される電力は、殆どの時間においては低く、電力レベルの最頻値（mode）は、０〜５dBm近傍である。このため、長時間に渡って平均的に高い効率を達成するためには、Icqは、通常の動作に対しては低く維持される必要がある。本発明によると、電力増幅器のバイアス回路は、複数の動作モードを有し、低い電力レベルにおいては、Icqを平均的に低く維持し、しかも、ACPR要件は満たせるようにされる。
【００３６】
低い電力レベルにおいて電力の消散（dissipation）を低減するために用いることができるもう一つの方法に、DC/DCダウンコンバータを用いるやり方があるが、これは、Vccを電力レベルの関数として調節する。図６からわかるように、低い電力レベルにおける電力の消散は、DC/DCコンバータを用いた場合、一定の蓄電池電圧（示される測定においては３．２V）にて動作した場合と比較して、著しく低減される。結果として電力の消散が平均的に低減されるために、テーブル２に示すように、ハンドセットの通話時間が改善される。テーブル２においては、より高い３０dBm電力レベルに対して最適化され、テストされた電力増幅器が採用された。蓄電池の寿命の増加は、仮想的なものであり、電力増幅器無しで、１Wを消散するハンドセットに対して計算されたものである。
【表２】
2004537212.tif 000004
【００３７】
現在のセルラ通信網は、より高い帯域幅容量に向かって遷移していることに注意する。例えば、1XRTTは、CDMA2000（合衆国においては２．５G）の第一フェーズに当る。これは、IS95と同一の拡散レート（spreading rate）を用いるCDMAシステムであり、このため、現存のシステムとの互換性があるとともに、より新しい標準の幾つかの長所を享受する。本発明による電力増幅器は、これらシステムにとっても線形性及び電力効率は重要であるために、これらの新たなシステム及び標準に対しても適用できる。
【００３８】
１XRTTへの遷移の１つの結果は、電力増幅器は、音声に加えてデータ伝送もできるようにするために、IS95の場合のようにパンクチャリングは行なわれないことである。このため、良好な蓄電池寿命を達成するためにIcqを低減することの重要性は大きく増加する。もう一つの結果は、ハイブリッド位相偏移キーイング（Hybrid Phase Shift Keing、HPSK）を用いることから来るが、この方式では、ある条件下においてはピーク対平均の比（peak to average ratio）がより高くなる。専用チャネル（dedicated-only channel）の場合は、このピーク対平均の比は、IS95の場合の３．８dBに対して、５．４dB（９９％の増加）となる。このようにピーク対平均の比が高くなると、高い効率及び要求されるACPRを同時に満たすことは一層困難となり、この点で、本発明の設計のもう一つの長所がおおいに発揮される。これら２つの結果（観点）から、電力増幅器は、本発明の設計によって実現されるように、ACPRと効率を改善するために、例えば、Icqに対する制御を改善するためにより進歩した機能を活用することを要求される。
【００３９】
図７及び８は、本発明による電力増幅器の、IS95と1XRTT（専用）の信号の下でのそれぞれの性能を示す。期待されたように、1XRTTの場合は、 ACPRの性能は、ピーク対平均の比が高いことを反映して、IS95の電力定格より2dB下で満たされる。
【００４０】
殆どのGaAs（デバイス）の製造業者は、AlGaAsデバイスからInGaPデバイスの製造へと移動をしつつあるか、或いは移動を終えている。予測されるInGaPデバイスを超えての次のステップとしては、コスト的に見合うようになった場合、InPデバイスが考えられ、このデバイスによれば、より高い熱性能、より高い信頼性と電流密度、及び、より小さなダイサイズに加えて、より低いVbeが達成されることが期待される。AlGaAsデバイスからInGaPデバイスへの移動の主な理由は、利得の向上、信頼性の向上、及び温度が変化してもhfeを一定に保持できる点にある。温度が変化してもhfeを一定に保持できることは、以下の明白な理由から有利である。つまり、Icqのバイアス制御が改善される点である。ただし、これは更に重要な効用を有する。つまり、AlGaAsデバイスの場合は、Rcesatが温度に大きく依存する。これはRcesatがある与えられたVbeにおいて、Vcesat及びIcesatは両方ともhfeが減少すると増加するためにhfeに依存することによる。つまり、hfeが温度とともに低下したり或いは自然に下がると、増幅器の飽和がよりはやく起こり、P1dBが低下する。この現象は、典型的なAlGaAs回路においては、高温において見られ、Icqを一定のレベルに保持した場合は、P1dBが低下するために、ACPR及び効率の低下を招くこととなる。図９は、実際に、Vcesatが、AlGaAsデバイスとInGaPデバイスとでは、温度によっていかに異なった挙動を示すか、その様子を示す。これら曲線は、GaAsデバイスの２つの製造業者からのモデルから得られたものである。
【００４１】
図１０及び１１からわかるように、AlGaAsデバイスを使用した場合の、（温度の）P1dB及びACPRへの影響は明白であり、正常な動作を維持するためには、Icqをそれ以上低下させることはできなくなる。これら曲線は、５，８００平方μmなる総出力エミッタ面積を用いる２８dBm IS95電力増幅器のシミュレーションから得られたものである。出力段のIcqは７５mA近傍に保持された。他方、InGaPデバイスの場合は、Vcesatが全体として低いために、同一の負荷ラインに対して、電力能力（power capability）がより高くなる。InGaPデバイスの場合は、従って、高温度においても、全ての仕様を満たしながら、Icqを低減することが許され、このため、増加の一途をたどるデバイス会話時間に対する要件を満たす助けとなる。
線形動作のためにトランジスタをバイアスするために通常用いられる図３に示す回路は、全て、ウエーハ間でhef及びVref（Vbb）のばらつき（変動）が見られたり、デバイス内の位置によってVbe及びhfeが異なる温度変動を受けるという短所を有する。GaAsは、シリコンと比較して、熱伝導性が悪く、あるバイアス回路がシリコンに対しては十分であっても、それらをGaAsにて実現することは容易なことではない。
【００４２】
AlGaAs及びInGaP回路の両方において、２つより多くのVbeを積重ねることは、特性電圧降下（characteristic voltage drop）が約１．３Vという事実から、まだ可能でない。InP技術の場合は、この点、特性Vbe電圧降下がこれより低いために有利である。本発明の一面によると、電流ミラーを用いて電流の読出しを行うバイアス回路が提供され、この電流ミラーが演算増幅器回路において見られるそれと類似する帰還制御回路内で用いられる。本発明によるバイアス回路は、GaAs回路内に直接に実現することも、或いはモジュール実現の場合は、混合技術デバイス（mixed technology device）内に実現することもできる。AlGaAsデバイスの場合は、hfeが温度によって変動するため、及びダイオードとRFトランジスタの温度が互いに異なるために、通常はこの回路の実現は、InGaPデバイスの場合より困難である。２．５Gシステムは広い電力レベル及び温度に渡って良好な雑音、Icq、ACPR及び効率性能が得られる電力増幅器（Power Amplifiers）に対してますます多くを期待している。Rceatに関する分析からは、２．５Gハンドセット電力増幅器に対しては、InGaPデバイスの方が有利である。本発明によって提供されるような改善されたバイアシング技術はこれら新たな要件を満たすために有効である。
【００４３】
このように、本発明による電力増幅器は、様々な半導体技術を用いて実現できることができ、本質的にGaAsデバイスに制限されるものではない。
【００４４】
III-V族の半導体に加えて、歪み格子半導体（strained lattice semiconductors）、例えば、シリコンゲルマニウム（SiGe）を用いることもできる。SiGeの使用は、これが低いVbeを有する点、及びより複雑なプロセスにおいて用いることができ、このためより複雑なバイアス回路が可能にする点で、有益である。ただし、SiGeは、GaAsよりかなり低いBVce0を有し、このダイオードがより重要となる。更に、ベースバラスト抵抗（base ballast resistor）の代りに或いはこれに加えてエミッタバラスト抵抗（emitter ballast resistor）を用いることが必要となる。
【００４５】
図１２に示す回路は、初期の設計（E.Jarinen, S.Kalajo, M.Matilainen, "Bias Circuits for GaAs HBT Power Amplifiers", 2001 IEEE MTT-S）に対する改善を示し、この回路では、バイアス電流をhfe及びVbbから独立させることが可能である。加えて、この回路では、高低電力レベルに対する２つの動作モードを選択することができ、しかも、全温度範囲に渡っての補償が可能である。この構成は、バイアス回路によってRFデバイスに提供されるベースバンドインピーダンスを低下させることで、全ての電力レベルにおいて改善されたACPRが得られるように、追加のダイオードを有する。このダイオードは、加えて、ループ利得を低減させることで、バイアス回路の安定性を向上させる。このダイオードは、更に、より高いVSWR下において、動作破壊電圧（operating Breakdown voltage, BV）を増加させることで、デバイスの信頼性及び線形性を向上させる。ダイオードを備えるために、このデバイスは、Bvce0下だけでなく、BvceR下、更には、BvceS下でも動作可能となる。結果として、しばしば変調されたピーク電圧が破壊領域（Breakdown Region）内に浸入することでVSWRが高くなり、歪みが発生したり、デバイスが故障したりすることがあるが、このような可能性も低減される。典型的には、破壊電圧を最大蓄電池電圧（通常は４．２V）の２倍（従って、８．４V)以下にすると、デバイスの飽和より低いレベルの信号がクリッピングされるために、追加の非線形性が発生する。このような状態は、通常、GaAsデバイスにおいて、追加の回路を備えない場合に見られる。より高いVSWR下での保護のためには、動作破壊電圧を更に高くすることが必要となる。InGaP-GaAs技術の場合は、Bvce0＝１２V、BvceS＝２１Vとして場合、この保護は、約３．５：１から最大約１６：１  VSWRまで拡張することができる。
【００４６】
本発明によると、従来の技術によるシステムに対するもう一つの改善として、複数の動作モードに対して零入力電流（quiescent current）を個別的に変更するための方法が提供される。これは、一つ或いは複数のスイッチングトランジスタを追加することで達成される。このスイッチングトランジスタは、飽和時に起動されると、抵抗を、差動ペアのセンシング側に接続し、比例的に、センストランジスタを流れる電流、及びRF動作デバイスの零入力電流を、消散の少ないより低い電力での動作に適するより低い安定なレベルに修正する。この方法は、公知のアナログ調節技術より好ましい。つまり、この方法は、離散（論理）電流調節方式を採用するために、現在市販されている殆どのCDMA電話に対して用いることができる。
【００４７】
図１２に示すように、バイアス回路５は差動トランジスタペア８を含むが、この差動トランジスタペアは利得要素２０、２１を含む負帰還制御ループを有する。この差動トランジスタペア８の正の入力の所では、電流ミラーを形成する要素（トランジスタ）３１によってトランジスタ１を流れる電流が読み出される。このトランジスタ３１のコレクタの所の抵抗は、この電流を電圧読み値に変換する。この差動トランジスタペア８の出力は、トランジスタ３１とトランジスタ１によって形成される（電流）ミラーのベースに電流を供給するエミッタフォロア２０を駆動する。トランジスタ３２は、出力バイポーラトランジスタ１に対する破壊電圧保護を提供するとともに、このバイアス回路５によって提供されるインピーダンスがベースバンド周波数において低くとどまることを（従って線形性を）保証する。この高利得の負の帰還制御とセンシングトランジスタ３１とを組合わせて利用することで、このバイアス回路５は温度の変化に対応してバイアス電流を厳密に制御する。つまり、このバイアス回路５では、図３Ａのバイアス回路では近似的な制御しかできないが、より厳密な制御が可能となる。デバイス１上の動作零入力電流（operating quiescent current）は、対応するトランジスタをスイッチングするモード制御信号２ａ、２ｂによって制御される。追加の電流モードのためにより多くのモード制御入力を設けることもできる。示される構成においては、２つのモード入力２ａ、２ｂが存在するために、この回路は、４つの別個の動作モードを提供することができる。
【００４８】
図１３は、図１２のバイアス回路の改善バージョンを示す。このバイアス回路は、それぞれ、トランジスタ２０、３１、５５の近傍に追加されたコンデンサ４１、４２、４３を有する。図１４に示すように、これらコンデンサは、雑音を１０dBなる係数だけ低減する。これらコンデンサの位置は、最大の性能が得られるように選択されており、他の位置では、雑音が増幅或いは生成されることがある。更に、コンデンサ４１、４２、４３をこの位置に配置することで、バイアス回路の位相マージン（phase margin）が増加するとともに、バイアス回路の帯域幅が大幅に低減され、このために、バイアス回路の全体としての安定性が向上する。示される実施例では、これらコンデンサは、実際に、位相マージンを約２０°から６０°に増加させ、回路の帯域幅を（コンデンサが存在しない場合の約８００MHzから）８０MHzに制限することが確認されている。この制限された帯域幅は、広帯域変調システム、例えば、WCDMAに対して十分であるとともに、受信バンド内の雑音を制限するのにも適当である。
【００４９】
上述のようなバイアス回路の改善は有効ではあるが、ただし、２．５G及び３G通信標準の将来の全ての要件を満たすためには十分ではない。例えば、Icq及び効率は、電話メーカの要件を満たすためには、更なる改善を必要とする。これらの必要性を満たすために性能を改善するために採用することが考えられる更なる技術の例としては、利得スイッチングや、（非常に低い電力出力モードにおいて電力増幅器の使用を完全に回避するための）電力増幅器バイパスや、（２つより多くの増幅器モードを提供することにより）より低いIcqに対する第二のVモードの提供することや、（増幅器のバイアス回路が出力要件を決定し、これに従って、例えば、動作状態を比例的に制御することで、電力増幅器のバイアスを提供する）適応的バイアスや、電力増幅器に与えられるVcc電圧を低減するために電力増幅器とDC/DCコンバータとを組合わせること等が含まれる。これら改善手段のどれかを単独で用いることで、或いは幾つかを組合わせて用いることで、或いは全てを用いることで、電力増幅器機能を大きく改善できる余地が残されている。
【００５０】
図３Ａ、図３Ｂ、図３Ｃ、図１２及び図１３には、更なる要素及び端子も存在する。つまり、抵抗１０、端子Vcc、Vref、Vmode、RFin、Vccbias、Vmode1、Vmode2、RFout、BiasQ1、BiasQ2の他、更なる回路要素及び端子も存在する。
【００５１】
本発明は、勿論、図面に示される以外の他のネットワークシステムにも適用でき、上述の実施例に制限されるものではない。当業者においては他のバリエーション、例えば、同等の技術的手段の置換等も明らかであり、これらバリエーションも本発明の範囲を超えるものではない。
【図面の簡単な説明】
【００５２】
【図１】本発明による一例としてのデバイスに対する、利得（Gain）と、PAEと、正規化Itotalと、Poutputと、温度と、の間の関係を示す図である。
【図２】本発明による一例としてのデバイスに対する、隣接チャネル電力比（ACPR）と、ALTと、温度と、の間の関係を示す図である。
【図３Ａ】本発明による、バイアスされるトランジスタの温度が変化しても比較的安定した零入力電流を提供するジュアルモードバイアス回路の一つの実施例を示す図である。
【図３Ｂ】本発明による、バイアスされるトランジスタの温度が変化しても比較的安定した零入力電流を提供するジュアルモードバイアス回路のもう一つの実施例を示す図である。
【図３Ｃ】本発明による、バイアスされるトランジスタの温度が変化しても比較的安定した零入力電流を提供するジュアルモードバイアス回路のもう一つの実施例を示す図である。
【図４】本発明によるコレクタアイソレーション回路の第一の実施例を示す図である。
【図５】雑音フロアとエミッタフォロアバラスト抵抗との間の関係を示す図である。
【図６】使用された電力と供給した電力との関係を示す図である
【図７】ACPRと、ALTと、Poutと、信号発生器のタイプとの関係を、CDMA2000とIS95とを比較して示す図である。
【図８】利得（Gain）と、PAEと、正規化Itotalと、Poutputと、信号発生器のタイプとの関係を、CDMA2000とIS95とを比較して示す図である。
【図９】Rcesatと温度との関係を、AlGaAsとInGaPとを比較して示す図である。
【図１０】P1dBと温度との関係を、AlGaAsとInGaPとを比較して示す図である。
【図１１】IS95の推定ACPRと温度との関係を、AlGaAsとInGaPとを比較して示す図である。
【図１２】本発明によるマルチモードバイアス回路の第二の実施例を示す図である。
【図１３】雑音性能と安定性を改善させるためにフィルタコンデンサを有する、図１２に示す回路に対する改善バージョンを示す図である。
【図１４】図１２と１３の回路の測定雑音性能を両者を比較して示す図である。
【符号の説明】
【００５３】
１  出力バイポーラトランジスタ
２  モード選択入力
４  バイアス回路
６  二次高調波トラップ
８  差動トランジスタペア
１０  ベースバイアス抵抗
１８  エミッタフォロア
２０  利得要素
２１  利得要素
３１  電流ミラー
【図１】
2004537212.tif 000005
【図４】
2004537212.tif 000006
【図６】
2004537212.tif 000007
【図８】
2004537212.tif 000008
【図１０】
2004537212.tif 000009
【図１１】
2004537212.tif 000010
【図１２】
2004537212.tif 000011
【図１３】
2004537212.tif 000012
【図１４】
2004537212.tif 000013
【国際公開パンフレット】
2004537212.tif 000014
2004537212.tif 000015
2004537212.tif 000016
2004537212.tif 000017
2004537212.tif 000018
2004537212.tif 000019
2004537212.tif 000020
2004537212.tif 000021
2004537212.tif 000022
2004537212.tif 000023
2004537212.tif 000024
2004537212.tif 000025
2004537212.tif 000026
2004537212.tif 000027
2004537212.tif 000028
2004537212.tif 000029
2004537212.tif 000030
2004537212.tif 000031
2004537212.tif 000032
2004537212.tif 000033
2004537212.tif 000034
2004537212.tif 000035
2004537212.tif 000036
2004537212.tif 000037
2004537212.tif 000038
2004537212.tif 000039
2004537212.tif 000040
2004537212.tif 000041
2004537212.tif 000042
2004537212.tif 000043
2004537212.tif 000044
2004537212.tif 000045
2004537212.tif 000046
2004537212.tif 000047
【国際調査報告】
2004537212.tif 000048
2004537212.tif 000049