(57)【要約】誘導性電気エネルギー蓄積手段（Ｌ）、スイッチング手段（Ｓ０−Ｓ７）及び制御手段（６；９；３１；４１；５１；６１）を有する多出力ＤＣ／ＤＣコンバータ（１；１０；３０；４０；５０；６０）が示されている。制御手段（６；９；３１；４１；５１；６１）は、エネルギー蓄積手段（Ｌ）からＤＣ／ＤＣコンバータ（１；１０；３０；４０；５０；６０）の出力部（Ａ；Ｂ；Ｃ；Ｄ）にある量の電気エネルギーを伝達するためにスイッチング手段（Ｓ０−Ｓ７）を選択的に動作させ、この制御手段（６；９；３１；４１；５１；６１）によって各出力部（Ａ；Ｂ；Ｃ；Ｄ）の出力電圧を関連する基準電圧と比較することに基づいてスイッチングシーケンスに従って出力電圧を供給する。制御手段（６；９；３１；４１；５１；６１）は、出力部特有のスイッチングサイクルに従って各出力部（Ａ；Ｂ；Ｃ；Ｄ）についてスイッチング手段（Ｓ０−Ｓ７）を動作的に制御するように構成され、スイッチングシーケンスは、あらかじめ決められたプライオリティの順に電気エネルギーを多出力ＤＣ／ＤＣコンバータ（１；１０；３０；４０；５０；６０）の出力部（Ａ；Ｂ；Ｃ；Ｄ）に伝達するために、出力部特有のスイッチングサイクルを含む。
2004518394.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
誘導性電気エネルギー蓄積手段、スイッチング手段及び制御手段を有し、前記制御手段が、前記エネルギー蓄積手段から前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力部にある量の電気エネルギーを伝達するために前記スイッチング手段を選択的に動作させ、該制御手段によって各出力部の出力電圧と関連する基準電圧とを比較することに基づいてスイッチングシーケンスに従って出力電圧を供給するように構成される、多出力ＤＣ／ＤＣコンバータであって、
前記制御手段が、出力部特有のスイッチングサイクルに従って各出力部について前記スイッチング手段を動作的に制御するように構成され、電気エネルギーをあらかじめ決められたプライオリティの順に前記多出力ＤＣ／ＤＣコンバータの前記出力部に伝達するために、前記スイッチングシーケンスが前記出力部特有のスイッチングサイクルを含むことを特徴とする、多出力ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項２】
選択シーケンスが、前記多出力ＤＣ／ＤＣコンバータの出力部にエネルギーが伝達されない待ちサイクルを含む、請求項１に記載の多出力ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記制御手段が、前記待ちサイクルから、あらかじめ決められたプライオリティの順に従い前記多出力ＤＣ／ＤＣコンバータの出力部に電気エネルギーを伝達するように構成される、請求項２に記載の多出力ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記制御手段が、各スイッチングサイクルの終わりに、前記待ちサイクルの間に連続的に前記多出力ＤＣ／ＤＣコンバータの各出力部の出力電圧をその関連する基準電圧と比較するように構成される、請求項３に記載の多出力ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項５】
前記制御手段が、パルス幅変調モード及びパルス周波数変調モードスイッチングのいずれか一方又は両方で動作するように構成される、請求項１、２、３又は４に記載の多出力ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項６】
多出力ＤＣ／ＤＣアップコンバータ、多出力ＤＣ／ＤＣダウンコンバータ、多出力ＤＣ／ＤＣアップ／ダウンコンバータ、多出力ＤＣ／ＤＣ反転コンバータ、正及び負の出力部をもつ多出力ＤＣ／ＤＣコンバータ、並びに複数の正及び負の出力部をもつ多出力ＤＣ／ＤＣアップ／ダウンコンバータを含むグループのうち少なくとも１つを有する、請求項１、２、３、４又は５に記載の多出力ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項７】
請求項１、２、３、４、５又は６に記載の多出力ＤＣ／ＤＣコンバータを有する電源であって、入力端子において入力電圧を受け取り、前記電源の多出力端子において制御された出力電圧を供給するように構成される電源。
【請求項８】
請求項１、２、３、４、５、６又は７に記載の多出力ＤＣ／ＤＣコンバータを有する電子機器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、誘導性電気エネルギー蓄積手段、スイッチング手段及び制御手段を有し、前記制御手段が、エネルギー蓄積手段からＤＣ／ＤＣコンバータの出力部にある量の電気エネルギーを伝達するためにスイッチング手段を選択的に動作させ、制御手段によって各出力部の出力電圧を関連する基準電圧と比較することに基づいてスイッチングシーケンスに従って出力電圧を供給するように構成される、多出力ＤＣ／ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
このタイプのＤＣ／ＤＣコンバータは、米国特許第５，７５１，１３９号から既に知られている。
【０００３】
この既知のコンバータにおいて、コンバータの複数の出力部の出力電圧がそれらの関連する基準電圧又はスレッショルド電圧を下回る場合、それらのスレッショルドが、どの出力部が電気エネルギーを受け取るかについて決定する。すなわち、第１の又は優先権をもつ出力部の出力電圧がその基準電圧を下回る場合、この特定の出力部が常に、サービス、すなわち電気エネルギーの伝達のプライオリティを得る。第１の出力部の出力電圧がその基準電圧を上回る場合、第２の出力部がサービスのプライオリティを得る。第１の出力部及び第２の出力部の出力電圧がそれらの基準電圧を上回る場合、第３の出力部がサービスを受ける、というように行われる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
このタイプの制御シーケンスには固有の不利益がある。これは、第１の出力部が重くロードされ、それによりその出力電圧がその基準電圧に達しない場合、既知の多出力ＤＣ／ＤＣコンバータの第２、第３及び他の出力部は如何なるサービスも受けず、それによりこれらの出力部の出力電圧は結果的にゼロまで下がってしまうことである。
【０００５】
従って、本発明の目的は、出力電圧がゼロに降下することを防ぐ、冒頭部分に記載されたタイプの多出力ＤＣ／ＤＣコンバータのための改善された制御シーケンスを提案することである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
この目的は、制御手段が、出力部特有のスイッチングサイクルに従って各出力部についてスイッチング手段を動作的に制御するように構成され、スイッチングシーケンスが、あらかじめ決められたプライオリティの順序で電気エネルギーを前記多出力ＤＣ／ＤＣコンバータの前記出力部に伝達するために出力部特有のスイッチングサイクルを含む点において解決される。
【０００７】
本発明によれば、多出力ＤＣ／ＤＣコンバータの出力部は、ある出力部に特有のスイッチングサイクルによってそれぞれサービスされ、電気エネルギーの伝達を必要とする出力部は、相互のプライオリティの順に従ってサービスされる。
【０００８】
すなわち、本発明によれば、出力電圧を更新するために電気エネルギーの伝達を必要とする出力部は、特定の出力部の出力電圧がこの出力部への電気エネルギーの伝達にもかかわらずその基準電圧を下回ったままである場合にもサービスを受ける。本発明によれば、サービスの欠如、すなわち電気エネルギーの伝達の欠如のため、出力部の出力電圧がゼロに下がることが効果的に回避される。
【０００９】
本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータの他の実施例において、選択シーケンスは、エネルギーが多出力ＤＣ／ＤＣコンバータの出力部に伝達されない待ちサイクルを含む。この待ちサイクルでは、一般に、エネルギーはエネルギー蓄積手段に蓄積されない。待ちサイクルは、例えば変化する負荷の場合に、特定された電圧レベルにおいて出力部の出力電圧の非常に効率的な制御を提供する。
【００１０】
本発明の更に他の実施例では、待ちサイクルから始まって、多出力ＤＣ／ＤＣコンバータの出力部は、あらかじめ決められたプライオリティの順にサービスされる。すなわち、コンバータがその待ちサイクルにある間に複数の出力部が電気エネルギーの伝達を必要とする場合、個々の出力部はプライオリティ手法に従ってサービスされる。このプライオリティ手法は、最も重くロードされた出力部がエネルギー伝達のプライオリティを得るように設定されてもよい。
【００１１】
本発明による改善は、パルス幅変調（ＰＷＭ）モードスイッチング及びパルス周波数変調（ＰＦＭ）モードスイッチングのいずれか又は両方で多出力ＤＣ／ＤＣコンバータを動作させるように構成される制御手段に適用できる。
【００１２】
本発明は複数のＤＣ／ＤＣコンバータ設計により実施されることが可能であり、例えば、これに限定されないが、多出力ＤＣ／ＤＣアップコンバータ、多出力ＤＣ／ＤＣダウンコンバータ、多出力ＤＣ／ＤＣアップ／ダウンコンバータ、多出力ＤＣ／ＤＣ反転コンバータ、正及び負の出力部を具える多出力ＤＣ／ＤＣコンバータ、並びに複数の正及び負の出力部を具える多出力ＤＣ／ＤＣアップ／ダウンコンバータを含むグループのうちの少なくとも１つにより実施されることができる。
【００１３】
本発明は更に、入力端子において入力電圧を受け取り、多出力端子において制御された出力電圧を供給するように構成される、上述したような多出力ＤＣ／ＤＣコンバータを有する電源に関する。
【００１４】
本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータは、これに限定されないが携帯型電子機器のような電子機器に適用される場合に特に有利である。
【００１５】
以下、本発明について添付の図面を参照してより詳細に説明する。図面において同じ参照符号は同一の又は同様の機能を提供する部分を示す。
【００１６】
【発明の実施の形態】
図１は、２つの出力部Ａ及びＢを有する多出力ＤＣ／ＤＣアップコンバータ１を示す。コンバータ１は、コイルＬの形を取る誘導性電気エネルギー蓄積手段を有する。コイルＬ及び第１のスイッチング手段Ｓ１は、コンバータ１の第１の入力端子２と第１の出力端子４との間に直列接続される。コイルＬ及び第２のスイッチング手段Ｓ２は、第１の入力端子２と第２の出力端子６との間に直列接続される。コイルＬ、第１のスイッチング手段Ｓ１及び第２のスイッチング手段Ｓ２の共通接続部は、スイッチング手段Ｓ０を通して第２の入力端子３及び出力端子５に接続している。出力端子５は、出力部Ａ及びＢの両方に共通である。第１のスイッチング手段Ｓ１の両端にダイオードＤが接続している。
【００１７】
第１の出力端子４及び共通出力端子５には第１の平滑キャパシタＣ１が並列接続されており、同様に、第２の出力端子６及び共通出力端子５には第２の平滑キャパシタＣ２が並列接続されている。第２の入力端子３及び共通出力端子５は、例えば電子機器のアース導体又は本体のような回路の共通導電部分を通して接続する。
【００１８】
コンバータ１は、入力端子２、３における入力電圧Ｖｉｎに応じて、出力部Ａ、Ｂにおいて制御された又は調整された出力電圧ＶｏｕｔＡ及びＶｏｕｔＢをそれぞれ供給するように動作させられる。このために、コントローラ又は制御手段６が、パルス周波数変調（ＰＦＭ）及び／又はパルス幅変調（ＰＷＭ）制御方法に従ってスイッチング手段Ｓ０、Ｓ１及びＳ２を動作させるために設けられている。ここで、出力電圧Ｖｏｕｔは入力電圧Ｖｉｎより高い。スイッチング手段Ｓ０、Ｓ１及びＳ２の制御は、矢印１３、１４及び１５によって図示されている。制御手段６による出力電圧ＶｏｕｔＡ及びＶｏｕｔＢの測定は、破線矢印１７、１８によってそれぞれ図示されている。
【００１９】
図２は、コイルＬを通る電流ｉがゼロになるようなＰＦＭモードの場合の典型的なスイッチングサイクルにおけるコイル電流Ｉ対時間ｔを示す。図２は、出力部Ａ及びＢの各々に関する出力部特有のスイッチングサイクルを示している。第１の段階Φ０において、スイッチング手段Ｓ０は閉じており、すなわち導通状態にあり、スイッチング手段Ｓ１及びＳ２は開いており、すなわち非導通状態にある。第１の段階Φ０の間、電流はコイルＬのみを流れ、それによってコイルに電気エネルギーを蓄積する。
【００２０】
出力部Ａのスイッチングサイクルの段階Φ１の間、スイッチング手段Ｓ０及び第２のスイッチング手段Ｓ２は開いており、第１のスイッチング手段Ｓ１は閉じている。この段階で、コイルＬに蓄えられたエネルギーが、第１の出力部Ａの出力端子４、５に伝達され、その結果、入力電圧Ｖｉｎより高い出力電圧ＶｏｕｔＡを生じさせる。
【００２１】
第１の段階Φ１の後に第３の段階Φ３が続く。第３の段階Φ３では、すべてのスイッチが開いており、コイルＬの残りのエネルギーが、ダイオードＤを通して第１の出力部Ａに伝達される。第３の段階の終わりには、コイルにエネルギーはなく、これは段階Φ４として示されている。
【００２２】
同様に、電気エネルギーをコンバータの第２の出力部Ｂへ伝達するためのスイッチングサイクルは、エネルギーがコイルＬに蓄積される段階Φ０を含む。この段階Φ０の後に第２の段階Φ２が続き、第２の段階Φ２では、スイッチング手段Ｓ０及び第１のスイッチング手段Ｓ１は開いており、第２のスイッチング手段Ｓ２は閉じている。この第２の段階Φ２において、エネルギーは、コイルＬから第２の出力部Ｂに伝達され、その結果、出力端子６、５に出力電圧ＶｏｕｔＢを生じさせる。出力電圧ＶｏｕｔＢは、入力電圧Ｖｉｎより高い。第２の段階Φ２の後には上述したような第３の段階Φ３及び第４の段階Φ４が続く。
【００２３】
Φ０，Φ１，Φ３及びΦ０，Φ２，Φ３サイクルの数の平均の間の比は、それぞれ、出力部Ａ及び出力部Ｂに伝達される電気エネルギーの量を決定する。Φ１／Φ０及びΦ２／Φ０の比は、入力電圧及び出力電圧によって決定される。各サイクルについてコイル電流Ｉをゼロで終わらせるために、第３の段階Φ３が加えられる。
【００２４】
本発明によれば、コンバータ１の出力部Ａ及びＢへの電気エネルギーがあらかじめ決められたプライオリティの順序で伝達されるように、出力電圧ＶｏｕｔＡ及びＶｏｕｔＢが、図２に示す出力部特有のスイッチングサイクルからなるスイッチングシーケンスに従い制御手段６によって制御される。特定の出力部の出力電圧が更新されなければならないかどうか決定するために、コンバータ１の出力部のすべての出力電圧が、各スイッチングサイクルの終わりに、エネルギーがコイルＬすなわちエネルギー蓄積手段にない段階の間に連続的に測定される。これは図２に示される段階Φ４である。
【００２５】
図３は、ＰＦＭモードで動作させられる図１に示す多出力ＤＣ／ＤＣコンバータ１について、本発明による制御原理のモード状態図を示している。
【００２６】
このモード状態図は、電気エネルギーが第１の出力部特有のスイッチングサイクルに従って第１の出力部Ａに伝達される出力Ａと呼ばれる第１の状態と、電気エネルギーが第２の出力部Ｂ特有のスイッチングサイクルに従って第２の出力部Ｂに伝達される出力Ｂと呼ばれる第２の状態と、エネルギーが全く伝達されない待ちサイクルである第３の状態と、の３つの状態を含む。図において、各状態は円形の枠によって示されており、ある状態から他の状態への遷移は、遷移条件に伴う矢印により示されている。遷移条件下において、ある状態の後に別の状態が続く。
【００２７】
遷移条件は、出力電圧ＶｏｕｔＡ及びＶｏｕｔＢを測定し、これら出力電圧を、出力部Ａ、Ｂの各々に関連するそれらの基準電圧ＶｒｅｆＡ及びＶｒｅｆＢと比較することによって決定される。出力電圧と、基準又はスレッショルド電圧との比較は、制御手段６により実施される。本例では、特定の出力部の出力電圧がその関連する基準電圧より低くなる場合、すなわちＶｏｕｔ＜Ｖｒｅｆの場合、遷移条件が論理「１」に設定される。出力電圧Ｖｏｕｔが、その基準電圧Ｖｒｅｆを上回る場合、遷移条件は論理「０」に設定される。条件ｘは、いわゆる「配慮せず」を示し、遷移条件の論理値が遷移にとって重要でないことを表す。いくつかの出力に関する遷移条件はコンマで区切られている。このように、例えば、遷移条件１，０は、ＶｏｕｔＡ＜ＶｒｅｆＡ且つＶｏｕｔＢ≧ＶｒｅｆＢのケースに当てはまる。
【００２８】
待ち状態について、状態図における遷移条件は次の通りである。
ｉｆ （ＶｏｕｔＡ ＜ ＶｒｅｆＡ） → Ｏｕｔｐｕｔ Ａ
ｅｌｓｅ ｉｆ （ＶｏｕｔＢ ＜ ＶｒｅｆＢ） → Ｏｕｔｐｕｔ Ｂ
ｅｌｓｅ → Ｗａｉｔ
【００２９】
出力Ａ状態について、状態図における遷移条件は次の通りである。
ｉｆ （ＶｏｕｔＢ ＜ ＶｒｅｆＢ） → Ｏｕｔｐｕｔ Ｂ
ｅｌｓｅ ｉｆ （ＶｏｕｔＡ ＜ ＶｒｅｆＡ） → Ｏｕｔｐｕｔ Ａ
ｅｌｓｅ → Ｗａｉｔ
【００３０】
出力Ｂ状態について、状態図における遷移条件は次の通りである。
ｉｆ （ＶｏｕｔＡ ＜ ＶｒｅｆＡ） → Ｏｕｔｐｕｔ Ａ
ｅｌｓｅ ｉｆ （ＶｏｕｔＢ ＜ ＶｒｅｆＢ） → Ｏｕｔｐｕｔ Ｂ
ｅｌｓｅ → Ｗａｉｔ
【００３１】
図３の状態図から分かるように、出力部Ａがサービスされたのち、すなわちその出力特定のスイッチングサイクルに従ってエネルギーが出力部Ａに伝達されたのち、出力部Ｂが、必要に応じてサービスされる。すなわち出力部Ｂは、その出力電圧ＶｏｕｔＢが関連する基準電圧ＶｒｅｆＢより低い場合、すなわち遷移条件ｘ，１の場合、サービスされる。過負荷の場合、両方の出力部が等しいプライオリティを持つと仮定されるので、両方の出力電圧が下がる。これは、各スイッチングサイクルのあと、次のサイクルについて他方の出力に第１のプライオリティを与えることによって実現される。このように、遷移条件１，ｘにおいて出力Ｂ状態から出力Ａ状態への遷移が生じ、出力Ａ状態から出力Ｂ状態への遷移が生じる等である。両方の出力部がサービスを要求しない場合のみ、待ち状態への遷移が生じる。
【００３２】
本発明による原理は、図４を参照して最も良く説明されることができる。図４は、３つの出力部Ａ、Ｂ及びＣを有する多出力ＤＣ／ＤＣアップコンバータ１０を示している。出力部Ａは、出力端子４、５を有し、出力部Ｂは、出力端子６、５を有し、出力部Ｃは、第３の出力端子７及び共通出力端子５を有する。第３のスイッチング手段Ｓ３は、コイルＬを第３の出力端子７に接続する。第３の出力端子７と共通出力端子５との間には、第３の平滑キャパシタＣ３が接続している。制御手段９が、エネルギー蓄積手段、すなわちコイルＬから出力部Ａ、Ｂ及びＣへのエネルギーの伝達を制御するために設けられている。
【００３３】
制御手段９によるスイッチング手段Ｓ０、Ｓ１、Ｓ２及びＳ３の制御は、矢印１３、１４、１５及び１６によって図示されている。制御手段９による出力部Ａ、Ｂ及びＣの出力電圧Ｖｏｕｔの測定は、破線矢印１７、１８及び１９によってそれぞれ図示されている。
【００３４】
図１のコンバータ１に関して示されたのと同様に、コンバータ１０の各出力部Ａ、Ｂ、Ｃは、図２に示されるグラフに従って個々のスイッチングサイクルにより動作させられる。
【００３５】
本発明に従って図４の多出力ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の出力部Ａ、Ｂ及びＣにサービスする態様が、図５のモード状態図により示されている。
【００３６】
図３と同様に、エネルギーが、エネルギー蓄積手段すなわちコイルＬにない待ち状態が取り入れられている。
【００３７】
待ち状態について、状態図における遷移条件は次の通りである。
ｉｆ （ＶｏｕｔＡ ＜ ＶｒｅｆＡ） → Ｏｕｔｐｕｔ Ａ
ｅｌｓｅ ｉｆ （ＶｏｕｔＢ ＜ ＶｒｅｆＢ） → Ｏｕｔｐｕｔ Ｂ
ｅｌｓｅ ｉｆ （ＶｏｕｔＣ ＜ ＶｒｅｆＣ） → Ｏｕｔｐｕｔ Ｃ
ｅｌｓｅ → Ｗａｉｔ
【００３８】
出力Ａ状態について、状態図における遷移条件は次の通りである。
ｉｆ （ＶｏｕｔＢ ＜ ＶｒｅｆＢ） → Ｏｕｔｐｕｔ Ｂ
ｅｌｓｅ ｉｆ （ＶｏｕｔＣ ＜ ＶｒｅｆＣ） → Ｏｕｔｐｕｔ Ｃ
ｅｌｓｅ ｉｆ （ＶｏｕｔＡ ＜ ＶｒｅｆＡ） → Ｏｕｔｐｕｔ Ａ
ｅｌｓｅ → Ｗａｉｔ
【００３９】
出力Ｂ状態について、状態図における遷移条件は次の通りである。
ｉｆ （ＶｏｕｔＣ ＜ ＶｒｅｆＣ） → Ｏｕｔｐｕｔ Ｃ
ｅｌｓｅ ｉｆ （ＶｏｕｔＡ ＜ ＶｒｅｆＡ） → Ｏｕｔｐｕｔ Ａ
ｅｌｓｅ ｉｆ （ＶｏｕｔＢ ＜ ＶｒｅｆＢ） → Ｏｕｔｐｕｔ Ｂ
ｅｌｓｅ → Ｗａｉｔ
【００４０】
出力Ｃ状態について、状態図における遷移条件は次の通りである。
ｉｆ （ＶｏｕｔＡ ＜ ＶｒｅｆＡ） → Ｏｕｔｐｕｔ Ａ
ｅｌｓｅ ｉｆ （ＶｏｕｔＢ ＜ ＶｒｅｆＢ） → Ｏｕｔｐｕｔ Ｂ
ｅｌｓｅ ｉｆ （ＶｏｕｔＣ ＜ ＶｒｅｆＣ） → Ｏｕｔｐｕｔ Ｃ
ｅｌｓｅ → Ｗａｉｔ
【００４１】
状態図から分かるように、待ち状態から始まって、サービスのプライオリティは出力部Ａに与えられ、すなわち遷移条件１、ｘ、ｘである。サービスのプライオリティは、出力部Ａから出力部Ｂに与えられ、すなわち遷移条件ｘ、１、ｘである。サービスのプライオリティは、出力部Ｂから出力部Ｃに与えられ、すなわち遷移条件ｘ、ｘ、１である。このように、本発明によれば、電気エネルギーは、あらかじめ決められたプライオリティの順に多出力ＤＣ／ＤＣコンバータの出力部に伝達され、それによりすべての出力部がサービスを受け取るので、出力部のうちの１つがエネルギーの伝達を連続的に必要とするほど重くロードされている場合にも、出力部のうち２又はそれ以上のものの出力電圧がゼロに下がることが回避される。
【００４２】
出力部Ｂがエネルギーの伝達を必要としない場合、すなわち遷移条件ｘ、０、１の場合、サービスは出力部Ａから出力部Ｃに与えられることが理解されるであろう。
【００４３】
図５に待ち状態が示されているが、コンバータ１０が必ずしも待ち状態に入る必要はないことが理解されなければならない。例えば出力部Ｃがエネルギーの伝達を受け取る間に出力部Ａがサービスを要求する場合、次のスイッチングサイクルは出力部Ａをサービスする。これは、待ち状態に入ることなく遷移条件１、ｘ、ｘとなる。
【００４４】
当業者であれば、図５の状態図が、出力部Ｂが出力部Ａのあとにサービスされ、出力部Ｃが出力部Ｂのあとにサービスされるプライオリティの順序を示しているが、制御アルゴリズムは、出力部Ｃが出力部Ａのあとにサービスのプライオリティを取得し、出力部Ｂが出力部Ｃのあとにサービスされる等のように実現されてもよいことが分かるであろう。
【００４５】
図６は、図１のコンバータ１に関するモード状態図を示しており、出力部Ｂは、図３に示す状態図と比較して出力部Ａより高いプライオリティを得る。すなわち、
ｉｆ （ＶｏｕｔＢ ＜ ＶｒｅｆＢ） → Ｏｕｔｐｕｔ Ｂ
ｅｌｓｅ ｉｆ （ＶｏｕｔＡ ＜ ＶｒｅｆＡ） → Ｏｕｔｐｕｔ Ａ
ｅｌｓｅ → Ｗａｉｔ
【００４６】
本発明による制御アルゴリズムは、ＰＦＭ及びＰＷＭの両方で動作されるコンバータに適用可能である。
【００４７】
図７は、コイルＬを通る電流ＩがゼロにならないようなＰＷＭモードの場合の典型的なスイッチングサイクルにおけるコイル電流Ｉ対時間ｔを示している。図７は、出力部Ａ及びＢの各々に関する出力部特有のスイッチングサイクルを示している。第１の段階Φ０では、スイッチング手段Ｓ０は閉じており、すなわち導通状態にあり、スイッチング手段Ｓ１及びＳ２は開いており、すなわち非導通状態にある。第１の段階Φ０の間、電流がコイルＬを流れ、それによって電気エネルギーをコイルに蓄積する。
【００４８】
第２の段階Φ１の間、スイッチング手段Ｓ１は閉じており、スイッチング手段Ｓ０及びＳ２は開いている。この段階で、コイルＬに蓄えられた電気エネルギーが第１の出力部Ａの出力端子４、５に伝達され、その結果、入力電圧Ｖｉｎより高い出力電圧ＶｏｕｔＡを生じさせる。
【００４９】
第３の段階Φ２の間、スイッチング手段Ｓ２は閉じており、スイッチング手段Ｓ０及びＳ１は開いている。この段階で、コイルＬに蓄えられたエネルギーが第２の出力部Ｂの出力端子６，５に伝達され、その結果、入力電圧Ｖｉｎより高い出力電圧ＶｏｕｔＢを生じさせる。
【００５０】
出力部Ａ、Ｂのうちの１つが比較的高い出力パワーを必要とする場合、ＰＷＭモードが使用されうる。例えば、出力部Ａが主出力部とされる場合、ＰＷＭモードでは、この出力部に関してコントローラ６がデューティサイクルをセットする。デューティサイクルは、電気エネルギーがコイルＬに蓄積される出力部特有のスイッチングサイクルの第１の段階Φ０の時間長を、出力部Ａのパワー要求に従う完全なスイッチングシーケンスの時間長全体で割ったものである。出力部Ｂのデューティサイクルについて、３つの選択肢がある。これらの選択肢は、入力電圧と出力部Ａの出力電圧との比に関連する固定のデューティサイクルを使用すること、入力部と出力部Ｂの出力電圧との比及び主出力部である出力部Ａのデューティサイクルに関連する可変デューティサイクルを使用すること、及び主出力部である出力部Ａのデューティサイクルと同じデューティサイクルを出力部Ｂについて使用することである。出力部Ｂは、ＰＷＭ及びＰＷＦＭの両方のモードで制御されてもよい。
【００５１】
図８は、ＰＷＭモードで動作させられる図１に示される多出力ＤＣ／ＤＣコンバータ１に関して、本発明による制御原理のモード状態図を示す。
【００５２】
図８のモード状態図は、出力部Ａに関する変換サイクルと出力部Ｂに関する変換サイクルとの２つの変換サイクルを含む４つの状態を含む。ＤＣ／ＤＣコンバータは、ＰＷＭモードにおいて連続的にスイッチングされ、パワーを出力部Ａに伝える。出力部Ｂにおける電圧がその基準レベルを下回る場合、すなわちＶｏｕｔＢ＜ＶｒｅｆＢの場合、出力部Ｂに関するスイッチングサイクルが開始される。出力部Ｂに関するこのサイクルののち、出力部Ａに関するスイッチングサイクルが再び開始される。
【００５３】
ＰＷＭコントローラのデューティサイクルは、出力部Ａに関する変換サイクルの段階Φ０及びΦ１の長さを決定する。出力部Ｂのデューティサイクルについて、上述したオプションのうちの１つが選択されてもよい。
【００５４】
図８の状態図から、出力部Ｂにおける出力電圧がその基準電圧を上回ったままである場合、すなわちＶｏｕｔＢ＞ＶｒｅｆＢの場合、出力部Ａに関する変換サイクル（Φ０、Φ１）が続くことが分かる。
【００５５】
本発明の他の実施例において、出力部Ａ、Ｂに分配されるパワーの比率は、両方の変換サイクルにカウンタを取り入れることにより変更されることができる。これらのカウンタは、他の変換サイクルへの遷移がいつ許されるかについて決定する。
【００５６】
図９は、本発明による図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータ１の制御手段６の実施例を示すブロック図である。
【００５７】
コンパレータ手段２１、２２は、特定の出力部の出力電圧Ｖｏｕｔをこの出力部について設定された基準電圧Ｖｒｅｆと比較するために設けられている。すなわち、コンパレータ手段２１はＶｏｕｔＡをＶｒｅｆＡと比較し、コンパレータ手段２２はＶｏｕｔＢをＶｒｅｆＢと比較する。コンパレータ手段２１、２２の出力は、スイッチング手段Ｓ０、Ｓ１及びＳ２を駆動するために入力信号としてコントローラ２３に供給される。
【００５８】
当業者であれば、図４のコンバータ１０の制御手段９が３つのコンパレータ手段により動作させられ、スイッチング手段Ｓ０、Ｓ１、Ｓ２及びＳ３を駆動するように構成されることが分かるであろう。
【００５９】
本発明による制御原理は、図２及び図５に示すタイプの多出力ＤＣ／ＤＣアップコンバータに制限されない。
【００６０】
複数の出力部を有し、アップコンバータ、ダウンコンバータ又はこれらの組み合わせとして構成される他のいくつかのＤＣ／ＤＣコンバータが本発明に従って制御されることができる。
【００６１】
図１０は、２つの出力部Ａ、Ｂと、上述したように本発明の制御原理に従ってコンバータ３０を動作させるように構成される制御手段３１とを有する多出力ＤＣ／ＤＣアップ／ダウンコンバータ３０の回路図を示す。図示されるコンバータは、いわゆるブースト及びバック（ｂｕｃｋ）コンバータの組み合わせである。ブースト（アップ）モードでは、スイッチング手段Ｓ１は閉じており、スイッチング手段Ｓ２は開いている。どの出力部が出力パワーを受け取るかに依存して、スイッチング手段Ｓ３及びＳ４又はＳ５のいずれかが、入力端子に供給される入力電圧Ｖｉｎをアップコンバートするように動作させられる。
【００６２】
バックモードでは、スイッチング手段Ｓ３は開いており、スイッチング手段Ｓ４又はＳ５のいずれかが閉じており、それによりスイッチング手段Ｓ１及びＳ２を用いて、入力電圧は、入力電圧より低い出力電圧にダウンコンバートされることができる。このタイプのコンバータは、本出願人の国際特許出願公開ＷＯ９５／３４１２１から知られている。
【００６３】
図１１は、入力電圧Ｖｉｎと比較して負の出力電圧を供給する２つの出力部Ａ、Ｂと、制御手段４１とを有する多出力ＤＣ／ＤＣ反転コンバータ４０の回路図である。
【００６４】
図１２は、正の出力部Ａ及び負の出力部Ｂと制御手段５１とを有する多出力ＤＣ／ＤＣコンバータ５０の回路図を示す。
【００６５】
図１３は、出力端子４、６、７、８における２つの正の出力部Ａ及びＢ並びに２つの負の出力部Ｃ及びＤと、制御手段６１とを有する多出力ＤＣ／ＤＣアップ／ダウンコンバータ６０の回路図を示す。
【００６６】
図１１、図１２及び図１３に図示されるすべての回路図について、制御手段４１、５１及び６１は、本発明に従って動作するように構成される。
【００６７】
当業者であれば、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０において、例えば、ダイオードＤの両端に配置されうるスイッチング手段が省かれてもよいことが分かるであろう。しかしながら、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０のパワー変換効率を増大させるために、個々のスイッチング手段の使用は、個々のダイオードの両端における比較的大きい電圧降下を避けるために好ましい。
【００６８】
本発明の原理に従って動作するＤＣ／ＤＣコンバータは、携帯型電子機器のような電子機器１１と共に又はその中で使用されてもよく、あるいは図４のブロック１２によって図示されるような別個の電源を形成するように構成されてもよい。
【図面の簡単な説明】
【図１】２つの出力部を有するとともに、本発明に従って構成される制御手段を備える多出力ＤＣ／ＤＣアップコンバータの回路図。
【図２】典型的なパルス周波数変調（ＰＦＭ）モードスイッチングサイクルに関して図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータ内のエネルギー蓄積手段における電流を示すグラフ。
【図３】ＰＦＭモードで動作させられる図１に示す多出力ＤＣ／ＤＣアップコンバータに関して本発明によるスイッチングシーケンスを示すモード状態図。
【図４】３つの出力部を有し、本発明に従って構成される制御手段を備える多出力ＤＣ／ＤＣアップコンバータを示す図。
【図５】図４に示される多出力ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を制御するための図３と同様のモード状態図。
【図６】別の出力部が図３と比較してより高いプライオリティを得る、図３と同様のモード状態図。
【図７】典型的なパルス幅変調（ＰＷＭ）モードスイッチングサイクルに関して図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータ内のエネルギー蓄積手段における電流を示すグラフ。
【図８】ＰＷＭモードで動作させられる図１に示す多出力ＤＣ／ＤＣアップコンバータに関して本発明に従うスイッチングシーケンスを示すモード状態図。
【図９】本発明に従う制御手段の実施例のブロック図。
【図１０】本発明に従う制御手段を有する多出力ＤＣ／ＤＣコンバータの実施例を示す回路図。
【図１１】本発明に従う制御手段を有する多出力ＤＣ／ＤＣコンバータの実施例を示す回路図。
【図１２】本発明に従う制御手段を有する多出力ＤＣ／ＤＣコンバータの実施例を示す回路図。
【図１３】本発明に従う制御手段を有する多出力ＤＣ／ＤＣコンバータの実施例を示す回路図。
【図１】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【国際公開パンフレット】
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【国際調査報告】
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