(57)【要約】マルチキャリア通信システムにおける受信機が、訂正済み信号(ED)を得るため、入力信号(CDC2)と、その入力信号(CDC2)の振幅及び／又は位相を訂正する訂正制御信号(EC)とを受信するチャネル訂正器(173)を持つ。チャネル推定器(19)は、判定済み信号(HDS)を得るためその訂正済み信号(ED)に対する硬判定を行うスライサ(190)を持つ。訂正制御信号(EC)は、入力信号(CDC2)と判定済み信号(HDS)との差に依存し、その差を減少させる。
2006527561.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
マルチキャリア通信システム用受信機であって、
訂正済み信号を得るため、入力信号と、前記入力信号の振幅及び／又は位相を訂正する訂正制御信号とを受信するチャネル訂正器と、
判定済み信号を得るため、前記訂正済み信号に対する硬判定を行うスライサを含むチャネル推定器とを有し、前記訂正制御信号が、前記入力信号と前記判定済み信号との差に依存して、該差を減少させる、マルチキャリア通信システム用受信機。
【請求項２】
前記受信機は、更に、前記入力信号を提供する高速フーリエ変換回路を有し、該入力信号は、特定の受信データキャリアの位相及び振幅を表す、請求項１に記載のマルチキャリア通信システム用受信機。
【請求項３】
前記チャネル推定器は、更に、比較信号を得るため前記入力信号と前記判定済み信号とを比較する比較回路を含み、前記訂正制御信号が、前記比較信号に依存する、請求項１に記載のマルチキャリア通信システム用受信機。
【請求項４】
前記チャネル推定器は、更に、
前記入力信号に含まれるパイロットシンボルに基づき前記訂正信号の初期推定を推定する初期推定器と、
差分信号を得るため前記入力信号と前記判定済み信号とを比較する比較回路と、
前記差分信号と前記初期推定とに重み付けをするフィルタとを含む、請求項１に記載のマルチキャリア通信システム用受信機。
【請求項５】
前記入力信号は、特定の受信データキャリアの位相及び振幅を表し、前記判定済み信号が、前記特定の受信データキャリアに対応する送信キャリアの位相及び振幅を表す、請求項１に記載のマルチキャリア通信システム用受信機。
【請求項６】
前記入力信号は、特定の受信データキャリアの位相及び振幅を表し、前記判定済み信号が、前記特定の受信データキャリアに対応する送信キャリアの位相及び振幅を表し、前記比較回路は、前記入力信号の前記位相及び前記振幅を訂正する前記チャネル訂正器を制御する前記訂正制御信号を得るため、前記入力信号の前記位相及び前記振幅と前記判定済み信号の前記位相及び前記振幅とをそれぞれ比較する、請求項３に記載のマルチキャリア通信システム用受信機。
【請求項７】
マルチキャリア・キャリア変調された信号を受信する方法であって、
訂正済み信号を得るため、入力信号と、前記入力信号の振幅及び／又は位相を訂正する訂正制御信号とを受信するチャネル訂正ステップと、
判定済み信号を得るため、前記訂正済み信号に対する硬判定を行うスライシングを含むチャネル推定ステップとを有し、前記訂正制御信号が、前記入力信号と前記判定済み信号との差に依存して、該差を減少させる、方法。
【請求項８】
請求項１に記載の受信機を有するマルチキャリア通信システム。
【請求項９】
請求項１に記載の受信機を有する無線マルチキャリア通信システムであって、該システムは、変調されたマルチキャリア高周波信号を空中を介して送信する送信機を有し、前記受信機が、前記高周波信号を受信する手段を含む、無線マルチキャリア通信システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、情報を送信するマルチキャリア技術に基づく通信システムにおける受信機に関する。このようなマルチキャリア技術は、例えば、OFDM(直交周波数分割多重)であり、例えば、DAB(デジタルオーディオ放送)、DVB(デジタルビデオ放送)、及びHiperLAN/2やIEEE 802.11aのような屋内通信コンセプトに適用される。マルチキャリアソリューションは、ADSL(非対称デジタル加入者回線)やHDSL(高速デジタル加入者回線)にも導入されており、それはDMT(離散マルチトーン)と呼ばれる。
【０００２】
本発明は、更に、マルチキャリア変調された信号の受信方法、このような受信機を含むマルチキャリア通信システム、及びこのような受信機を有する無線マルチキャリア通信システムに関する。
【背景技術】
【０００３】
非特許文献１は、OFDM技術を開示する。OFDM送信機は、高周波マルチキャリア信号を送信し、その信号においてキャリア(carrier:搬送波)は直交振幅変調(QAM)される。
【０００４】
QAMシステムにおいては、各キャリアに関して、複素数信号が変調される。複素数信号は、I要素とQ要素とを有し、それらは対応付けられたキャリアで直交変調される。もし、例えば、I信号及びQ信号とが共に、８つの振幅を使用する可能性があるとすると、各キャリアに関して、候補となる６４のコンステレーション(constellation)が変調されることができ、各々６ビットワードを表現する。
【０００５】
非特許文献１は、更に、WLAN標準規格であるHiperLAN/2やIEEE 802.11aが、情報バーストを提供することを開示し、各情報バーストは、データシンボルを含むデータバーストの前にプリアンブルを有する。プリアンブルは、８マイクロ秒の同期シーケンスに続いて、１．６マイクロ秒の１つのロング・ガードインターバルにより保護された、それぞれが３．２マイクロ秒である２つの同一のトレーニングシンボルを有する。データバーストは、４３２ビット／パケットであるユーザデータを有する。各データシンボルは、４８のデータキャリアと４のパイロットキャリアとを含む。２トレーニングシンボル間に送信されたパイロットキャリアと、データシンボル間に送信されたパイロットキャリアとは、既知の特性を持つ。同期シーケンスは、受信機で、AGC(自動利得制御)、キャリア周波数推定、及びFFT(高速フーリエ変換)窓推定を制御するために使用される。トレーニングシンボルは、チャネルの周波数特性を推定する目的、及びチャネル内の送信された信号の振幅歪み及び位相歪みを訂正するイコライザを初期化する目的に使用される。チャネルの振る舞いは、チャネル係数により規定される。トレーニングシンボルは、より正確なキャリア周波数推定を得るのにも使用される。パイロットキャリアは、わずかな同期誤差を訂正するための精細な周波数チューニングのために使用される。
【０００６】
チャネル係数が時間と共に変化する場合には、トレーニングシンボルに基づく初期チャネル推定は、バーストの初期に近い部分のみを満足させる。データシンボルのパイロットキャリア４つのみでは、完全なサブキャリアの係数セットに対するチャネルトラッキングを提供するのに十分ではない。
【０００７】
非特許文献１は、更に、追加的なトレーニングシンボルを作成するために、決定された受信データが、データ復調間のチャネル係数を再推定するために再変調されることができることを開示する。
【非特許文献１】Karl-Dirk Kammeyer, et al.、”OFDM: An Old Idea Solves New Problems”,InternationalSymposium on Theoretical Engineering(ISTET, Austria,2001)
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
本発明の目的は、データフレーム間にチャネル係数が時間と共に変化する場合に対処することが可能であり、より簡単化されたチャネル推定を用いるマルチキャリア通信受信機を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本目的は、マルチキャリア通信システムにおける受信機により達成され、その受信機は：訂正済み信号を得るため、入力信号と、その入力信号の振幅及び／又は位相を訂正する訂正制御信号とを受信するチャネル訂正器と、判定済み信号を得るため、その訂正済み信号に対する硬判定を行うスライサを含むチャネル推定器とを有し、その訂正制御信号が、その入力信号及びその判定済み信号の差に依存し、該差を減少させる。
【００１０】
本目的は、マルチキャリアキャリア変調された信号を受信する方法によっても達成され、その方法は、訂正済み信号を得るため、入力信号と、その入力信号の振幅及び／又は位相を訂正する訂正制御信号とを受信するチャネル訂正ステップと、判定済み信号を得るため、その訂正済み信号に対する硬判定を行うチャネル推定ステップとを有し、その訂正制御信号が、その入力信号とその判定済み信号との差に依存し、その差を減少させる。
【００１１】
本発明の目的は、更に、このような受信機を有するマルチキャリア通信システム及びこのような受信機を有する無線マルチキャリア通信システムによっても達成され、そのシステムは、変調されたマルチキャリア高周波信号を空中を介して送信する送信機を有し、その受信機が、その高周波信号を受信する手段を有する。
【００１２】
周波数選択性フェーディングが起きるチャネルにおいて、種々のキャリア周波数は、種々の減衰及び種々の位相シフトに苦しむことになる。受信機は、キャリア毎にこれらの歪みの推定を行う必要があり、キャリアの位相と振幅とがビットにデマップ(demap:逆マップ化)される前にそれらを訂正する必要がある。通常、チャネル推定器は、各データキャリアにおける位相歪み及び振幅歪みを推定するのに、２つのロング・トレーニングシンボルを用いる。チャネル推定器は、チャネル訂正器に訂正制御信号を与える。チャネル訂正器は、訂正済み信号を得るようチャネル訂正器の入力信号の振幅及び／又は位相を訂正するよう信号経路に挿入される。
【００１３】
チャネル推定は、例えば、追加的なノイズ又は変化するチャネル特性が原因となり、完全に正確ではない。ショートフレームに対しては、チャネル特性は、静的であると仮定されることができる。しかしながら、ロングフレームに対しては、チャネル特性は、時間と共に変化する場合がある。本発明の側面によるチャネル推定器は、データシンボル間でチャネル推定を更新するために、データシンボルにおける均一化された(equalized)キャリアを含む訂正済み信号を使う。少なくとも１つのデータキャリアに対して、しかし好ましくはすべてのデータキャリアに対して、チャネル訂正器の入力信号とスライサの出力信号（判定済み信号）との差が、この差を減少させる訂正制御信号でチャネル訂正器を制御するよう判断される。
【００１４】
チャネル訂正器は、チャネル訂正器の入力信号とスライサの出力信号との間で得られたオフセットにより、このオフセットを減少させるよう制御されるので、フレーム間で変化するチャネル特性でも訂正されるであろう。実際、チャネル訂正器の入力信号は、受信したデータキャリアの位相及び振幅を表すものであり、スライサの出力信号は、最も送信された可能性の高い、このデータキャリアの位相及び振幅を表すものである。こうして、チャネル訂正器の入力信号とスライサの出力信号との間に今もまだ位相誤差又は振幅誤差が存在することが検出されれば、ほとんど恐らく、チャネル特性が変化している。これら変化したチャネル特性は、検出された差に応じてチャネル訂正器（イコライザとも呼ばれる。ただし、イコライザは他の回路を含んでもよいが。）を適応させることにより補正されることができる。このプロセスは、データキャリアの各々に対して適用されることができる。
【００１５】
欧州特許第０６８３５７６  Ａ１(EP-A1-0683576)号明細書は、送信機と受信機とを有するOFDMデジタル放送システムを開示する。送信機は、OFDM信号を送信する。OFDMは、周波数間隔1/NTでお互いに直交する選択された複数の周波数を用いる変調方法である。周波数間隔は、1/（OFDM シンボル期間）に等しい。シンボル期間は、サンプル期間TのN倍に等しい。ここで、NはFFTにおける点の数である。少なくとも１つの送信シンボル期間は、ガードインターバルとそれに続く有効なシンボル期間とを有する。送信機は、更に、固定された時間間隔で、パイロット信号を送信する。パイロット信号は、複数の周波数から選択された２つ以上の周波数を含む。受信機は、FFT(高速フーリエ変換)出力側に、タイミング期間オフセット、タイミング位相オフセット、周波数オフセット及び位相オフセットの推定を受信した信号を用いて行う推定器を有する。周波数／位相訂正コントローラ、及び／又はサンプリングタイミング期間／位相コントローラは、正確なタイミング及び／又は周波数同期を得るため推定された値を使用する。
【００１６】
タイミング及び／又は周波数同期は、FFTの出力側での信号(受信した信号)と、硬判定を行う回路、即ちスライサにより判定済みの信号との間の位相差を使うことにより得られるであろう。
【００１７】
第１の実施形態においては、受信機は、補間器と周波数／位相訂正コントローラとを有し、共にFFTの出力信号に対し行われる周波数／位相推定に基づきデロウテイタ(derotator:逆回転器)を制御する。逆回転器は、FFTの前段に配置される。周波数／位相推定は、周波数／位相を推定するため、受信したパイロット信号を使用する。補間器は、受信したパイロット信号を同じく使用するサンプリングタイミング・コントローラにより制御される。本実施形態では、変化するチャネル特性の効果を、FFT後の信号とスライス後の信号との間の差を用いることにより訂正することはしない。
【００１８】
第２の実施形態においては、再び、周波数／位相推定が、FFT出力信号を用いて行われる。周波数／位相推定器は、時間領域内のミキサ信号を訂正することにより、I信号及びQ信号の正確な復調を得るよう、周波数／位相コントローラを制御する。周波数／位相推定器は、フェーズ・ロック・ループを介してI及びQのアナログデジタル・コンバータ(ADCとも呼ばれる)のクロックに直接影響を及ぼすことにより、クロックタイミング誤差を訂正するサンプリングタイミング・コントローラを制御する。周波数／位相推定器は、フレーム同期シンボルと、データシンボルに先行するパイロットシンボルと呼ばれるトレーニングシンボルとを使用する。仮にこれらの訂正が行われると、FFTの出力信号は、比較的小さな位相誤差を示すであろう。硬判定を行うスライサは、どの複素数が最も受信される可能性があるかを決めるのにFFTの出力信号を用いる。受信され復調されFFTされた後の信号と、硬判定済みの信号との間での位相誤差の差は、サンプリングタイム誤差のみを含む。PLLは、この差を介して、それがゼロになるように制御される。この訂正は、フレーム同期シンボル及びトレーニングシンボル以外のシンボルが受信される間は可能である。
【００１９】
こうして、欧州特許第０６８３５７６  Ａ１(EP-A1-0683576)号明細書は、スライサを記載するが、その入力信号と出力信号との差は、クロックタイミング誤差を訂正するためのPLLを制御するのに使用される。本発明における側面によれば、チャネル訂正器の入力信号とスライサの出力信号との差は、チャネル訂正器を制御するのに使用され、その態様は、受信した信号の振幅及び／又は位相が、検出されたその差に対して訂正されるように行われる。クロックタイミングは、影響を受けない。これは、復調処理の品質を改善するだろう。チャネル訂正器の入力信号が参照されているが、チャネル訂正器の前段で任意の他のFFTされた信号が、スライサにより出力される硬判定済み信号と比較されるため使用されることができる。好ましくは、このFFTされた信号は、コモン・アンプリチュード・エラー(common amplitude error:共通振幅誤差)、コモン・フェーズ・エラー(common phase error:共通位相誤差)及び微分位相誤差のため訂正される。
【００２０】
本発明の実施形態によれば、マルチキャリア通信システムの受信機において、チャネル推定器は、更に、入力信号におけるパイロットシンボルに基づく訂正信号の初期推定を決定する初期推定器と、差分信号を得るため訂正済み信号と判定済み信号とを比較する比較回路と、差分信号と初期推定とを重み付けするフィルタとを有する。
【００２１】
初期推定器は、チャネル特性の初期推定を得るためにパイロットシンボルを用いることに基づく既知の推定器であり、それは、チャネル特性が完全なフレームに対し一定であると考えられることができる限り、チャネル訂正器を介してこれらのチャネル特性を訂正することができる。フレーム間で変化するチャネル特性に対処するには、チャネル訂正器の入力信号とスライサの出力信号とが、特定のデータキャリアの受信位相及び受信振幅と、最も送信された可能性の高いこのデータキャリアの位相及び振幅（コンステレーションポイント:constellation point）との間の差を検出するために比較される。しかしながら、連続するフレームでも、例えばノイズが原因で、同じ特定のデータキャリアに対してこの差がかなり異なる場合がある。そこで、好ましくは、特定のデータキャリアに対して判断された差は、この特定のデータキャリアの位相差及び振幅差を補間するのに直接使用されず、その差と初期推定とのどちらに重みを付けるかを決定するのにフィルタが使用される。連続するデータシンボルにおいて、同じキャリアに対して判断された差をロウパス・フィルタすることもできる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
本発明のこれら及び他の目的は、本書に説明される実施形態により明らかとなり、また実施形態を参照して説明されるであろう。
【００２３】
図１は、IEEE 802.11a標準規格で規定されるデータフレームを示す図である。データフレームDFは、プリアンブルPRとデータシンボルDSとを有する。
【００２４】
プリアンブルPRは、１０のショートシンボルt1からt10を有し、全部あわせてデータシンボルDS２つ分の持続時間を持つ。プリアンブルPRは、更に、２つのトレーニングシンボルT1とT2とを有し、それぞれの持続時間は、データシンボルDSの持続時間に等しい。ガードインターバルGI2は、２つのトレーニングシンボルT1とT2とに先行する。ショートシンボルt1からt10は、信号検出、AGC、キャリア周波数推定（粗い周波数オフセット推定）及びFFT窓の位置決め（タイミング同期）に使用される。２つのトレーニングシンボルT1とT2とは、固定され、同一であり、BPSK(二相位相偏移変調)変調され、かつ、チャネルの周波数特性を推定する目的及びイコライザ（チャネル推定及び精細な周波数オフセット推定）を初期化する目的に使用される。HiperLan/2準拠のフレームは、１６マイクロ秒の同様なプリアンブルを持つ。
【００２５】
トレーニングシンボルT1とT2との後には、受信機に対する情報を含むシグナルシンボルSIと、データD1、D2、…を含むデータシンボルDSとが続く。これらのシンボルはそれぞれ、ガードインターバルGIにより先行される。各データシンボルDSは、イコライザを更新し、かつわずかな同期誤差を訂正するのに使用可能な４つのパイロットキャリアPC（図２参照）を有する。
【００２６】
図２は、データシンボル内のキャリアの分布を示す図である。IEEE 802.11aとHiperLAN/2との両標準規格において、OFDM技術が使用され、５２のキャリアCA(０を除く−２６から＋２６までで番号付けされている)が、３１２．５kHzのキャリア間隔で変調される。４つのパイロットキャリアPCは、番号−２１、−１４、１４及び２１という固定されたキャリア位置で発生し、BPSK変調される。４８のデータキャリアDCは、パイロットキャリアPCに占有されていないキャリアCAで発生する。データキャリアDCは、BPSK変調、QPSK変調、16-QAM変調、及び64-QAM変調されてよい。番号ゼロのキャリアは変調されない。図２において、水平軸は周波数を表し、垂直軸はキャリアCAの振幅Aを表す。
【００２７】
図３は、マルチキャリア通信システムのブロック図を示す図である。図３の回路を詳細に説明する前に、まずマルチキャリアシステムにおける既知の問題について触れておく。
【００２８】
各シンボルt1からt10、T1、T2、SI、DSは、お互いに関して比較的小さい周波数オフセットを持つ複数のキャリアCAを有する。各キャリアCAにおいて、複素数データが変調され、シンボルの持続時間中存在する。例えば、データのI要素とQ要素の離散的な組み合わせにより得られる離散データ値である６４のコンステレーションポイントを与える64-QAMを用いて、そのデータは変調される。通常、複数のキャリアCAは高周波信号で変調され、空中又はケーブルを介して送信される。
【００２９】
普通、空中を介して送信されるフレームDFは、それが受信機に届く時非常に歪められる。送信機により送信された信号は、送信機と受信機との間のチャネルにおいて歪められる。特に屋内環境においては、通常はエコー(echo:反響)が発生し、周波数選択性フェーディングをチャネルにもたらす。更に、送信された信号は、チャネル及び受信機において付加されるノイズにより劣化するであろう。受信機のアナログ・フロントエンドは、キャリア及びサンプリングクロック周波数誤差並びに利得誤差とをもたらす。結果的に、種々のキャリア周波数での種々のキャリアCAは、種々の減衰と種々の位相シフトに苦しむことになる。OFDM変調された信号は、広範囲のキャリア周波数を使うので、受信機はキャリアCA毎にこれらの歪みを推定する必要がある。受信機は、キャリアCA毎の推定を使い、キャリアCAがビットに復調又は逆マップ化される前に、これらの誤差に対してキャリアCAを訂正する。通常、この訂正は、FFTの後段に実装され、周波数領域でのイコライゼーション(equalization:均一化)と呼ばれる。ショートフレームDFに対して、チャネル特性は一定であると考えてよく、ロングフレームに対しては、チャネル特性は時間と共に変化すると考えてよい。
【００３０】
チャネルを介して運ばれてきた後受信機のアンテナ１に届く送信信号は、非常に減衰されるであろう。受信機のRFフロントエンド１から１２は、アンテナ信号をベースバンド信号にダウンコンバートし、ADC９、１１の入力範囲を最適に使用するAGC機能８、１０を提供する。RFフロントエンドは、多量のノイズを付加する場合がある。AGCは、ショートトレーニング・シンボルt1からt10の間に制御される。AGCの値は、トレーニングシンボルT1とT2中及びデータシンボルDS中は変化しないであろう。こうして、フロントエンドの振幅要素は、直前に上述したこれらのシンボルの間固定されているはずである。しかしながら、AGCループにおける時間定数とスイッチ効果とにより、すべてのキャリアCAにおける振幅の変動が、すべてのキャリアCAに対して共通に発生するかもしれない。それは、コモン・アンプリチュード・エラー(common amplitude error: 共通振幅誤差)CAEと呼ばれる。キャリアCAの振幅は、チャネル特性を変化させることによっても、例えば、送信機と受信機との視線上にある障害物があることにより、影響されるかもしれない。
【００３１】
受信機におけるイコライザ１７は、最適なパフォーマンスを得るため、及び受信したキャリアCAで変調されたビット値を回復することができるようこのキャリアの位相及び振幅を使うデマッパ(demapper: 逆マップ化器)１８に対し最も可能性のある入力を提供するために、これらすべての効果を考慮に入れるべきである。
【００３２】
ショート・トレーニングシンボルt1からt10は、高周波キャリア周波数を推定するのに使用される。この推定は、完璧でなくてよく、残留キャリア周波数誤差が残っていてよい。キャリア周波数誤差は、OFDM信号に含まれるすべてのキャリアに関して存在するであろう。FFTの後、これはすべてのOFDMシンボルにおける位相誤差として目に見えるようになり、位相誤差は、各OFDMシンボルと共に（キャリア周波数誤差の符号に依存して）増加又は減少するであろう。FFTの後、この位相の変化は、ここでも同一であり、すべてのキャリアCAに対して存在する。そこで、コモン・フェーズ・エラー(common phase error:共通位相誤差)CPEと呼ばれる。共通位相誤差CPEの絶対値は、キャリア周波数誤差の開始位相に依存する。こうして、復調の間、最初のOFDMシンボルにおける共通位相誤差CPEは、周波数誤差の位相によって決定される所定の値を持つであろう。最初の共通位相誤差CPEがいったん判明すれば、次の共通位相誤差CPEは、周波数誤差の関数であり、計算されることができる。周波数誤差が、キャリア空間の約１パーセントであると仮定すると、シンボルからシンボルへの最大の共通位相誤差CPEの変化は、約０．０７８５ラジアンである。
【００３３】
ADC９、１１のサンプリングクロックCLKでのタイミング誤差は、OFDMシンボルのキャリアに関する位相誤差の原因にもなる。タイミング誤差は、キャリアのインデックス番号と共に線形に増加又は減少する位相誤差をもたらし、そこでしばしば微分位相誤差DPEと呼ばれる。静的なタイミング誤差は、FFT窓がOFDMシンボルの開始タイミングでは正確に開始しないことをもたらし、キャリアCAの位相シフトがそのインデックスに比例することをもたらす。こうして、もしインデックス１で示されるキャリアは、位相シフトがなく、インデックス２で示されるキャリアが、k度の位相シフトを持つとすると、インデックス３で示されるキャリアは、2k度の位相シフトを持つであろう。クロック周波数誤差は、各OFDMシンボルに対して増加又は減少するタイミング誤差をもたらす。こうして、もし最初のOFDMシンボルにおいて、２つの連続するキャリアCA間での位相変化がk度であるとすると、次のOFDMシンボルにおいて、２つの連続するキャリアCA間での位相変化は、k度よりも小さいか又は大きい。IEEE 802.11a及びHiperLAN/2に対して、サンプリングクロックCLKは、キャリア周波数を生成するクロックに固定されてもよいことに留意されたい。受信機における構成部品の数を減らすには、クロック周波数参照用とキャリア周波数参照用との両方に単一の水晶を使用することができる。
【００３４】
以下、図３に示される送信機が説明される。既知のOFDM送信機は図示されていない。OFDM送信機は、例えば、図１にて説明されるようなフレームDFのバーストを提供する。
【００３５】
OFDM受信機は、高周波信号を受信するアンテナ１と、高周波信号を増幅する高周波増幅器２とを有する。周波数コンバータ３は、通常ミキサであるが、増幅器２により与えられる高周波信号と、バンドパス・フィルタ５を介してI/Q復調器６に与えられる中間周波数信号を得るため、ローカル発振器４からの発振器信号との両方を受信する。I/Q復調器６は、データシンボルDSの１つにおけるデータキャリアDCの１つで変調された複素数データ信号の要素を表す、ベースバンドのI及びQ信号を提供する。I/Q復調器６は、固定周波数発振器７から発振周波数を受信する。例えば、高周波信号は、およそ5GHzとしてよく、ローカル発振器４は、中間周波数およそ1.9GHzが結果として生じるよう、およそ3.1GHzを提供することができる。ローカル発振器４は、受信されるべき所望の信号チャネルに合わせるよう、調整可能であってよい。固定発振器７はおよそ1.9GHzの周波数を提供する。
【００３６】
信号Iは、アナログ信号Iのデジタル表現DIを得るためAGC回路８を介してADC９に与えられる。信号Qは、信号Qのデジタル表現DQを得るためAGC回路１０を介してADC１１に与えられる。同期ユニット１３は、デジタル信号DI及びDQを受信し、AGC回路８及び１０を制御するようショートシンボルt1からt10を使う。ADC９と１１及び固定周波数発振器７に対するクロック信号CLKは、同じ水晶発振器１２を起源とすることができる。
【００３７】
デジタル信号DI及びDQは、位相回転された信号RDI及びRDQを提供するデロウテイタ(derotator:逆回転器)１４に与えられる。例えば、逆回転器１４は、複素数信号I+jQを訂正位相
【数１】
2006527561.tif 000003
倍し、
【数２】
2006527561.tif 000004
を提供する。逆回転器１４により与えられる位相回転は、粗い位相訂正信号PHC及び精細な位相訂正信号PHFに依存してもよい。粗い位相訂正信号PHCは、トレーニングシンボルt1〜t10及びT1、T2に基づき同期回路１３により決定される。精細な位相訂正信号PHFの生成は、後に後述されるであろう。シリアル信号RDI及びRDQは、シリアルパラレル・コンバータ１５によってパラレル信号PDに変換される。実際、シリアルパラレル・コンバータ１５では、FFT処理１６を実行することができる時間で十分なサンプルが収集される。ガードインターバルは、ここで同様にストリップされる(stripped:除かれる)。FFTの開始の瞬間は、ショートトレーニング・シンボルt1からt10に基づいている。IEEE 802.11aの場合、８０のうち６４のサンプルがFFTで使用される。FFTプロセッサ１６は、更に、同期ユニット１３からFFT窓の位置に関する情報FWを受信する。FFTされた信号FDは、均一化された信号EDを得るためイコライザ１７に与えられる。デマッパ１８は、均一化された信号EDを出力データビットODへと逆マップ化する。
【００３８】
既知のチャネル推定器１９は、FFTされた信号FDを受信し、これらの受信したパイロットと予想されたパイロットとの間での位相誤差及び振幅誤差を得るためにデータシンボルDS内の４つのパイロットキャリアPCを評価する。図３に示される受信機において、検出された位相誤差は、逆回転器１４に送られる精細な位相訂正信号PHFとして示される。振幅誤差は、イコライザ１７で訂正される。図４に関して説明されるように、イコライザ１７で位相誤差を訂正することも可能である。
【００３９】
本発明の実施形態によれば、チャネル推定器１９は、スライサ１９０、即ち硬判定ユニットを有する。スライサ１９０は、受信したキャリアCAを最も近いコンステレーションポイントに逆マップ化する。これは、スライサ１９０がFFTされた信号である入力信号EDに基づき、最も送信された可能性の高いコンステレーションポイントがどこであるかに関して硬判定をすることを意味する。
【００４０】
こうして、ここで、チャネル推定器１９は、入力信号EDも受信する。例えば、FFT後の信号FDに含まれる受信したキャリアと、判定済みコンステレーションポイントの位相及び振幅を持ち、判定により決定された(decided on)キャリアHDSとの間の位相及び振幅における差が使用される。位相差は、逆回転器１４又はイコライザ１７で訂正されてよい。振幅差は、イコライザ１７で訂正されてよい。
【００４１】
図４は、本発明の実施形態によるイコライザ１７のブロック図を示す図である。図３に示されるイコライザ１７は、ここでは、パイロットキャリアPCを受信するCAE/CPE推定ユニット１７０を有し、データキャリアDCにおける共通位相誤差CPEと共通振幅誤差CAEとを訂正するCAE/CPE訂正ユニット１７１へ制御信号CECを与える。DPE訂正ユニット１７２は、訂正済みキャリアCDC1とクロック周波数誤差推定とを受信する。送信機において水晶が高周波キャリアとクロックCLKとの両方を生成するのに使用される場合は、同期ユニット１３からの粗い周波数誤差推定PHCが微分位相誤差DPEを訂正するのに使用されてもよい。
【００４２】
チャネル訂正器１７３は、DPE訂正回路１７２から訂正済みキャリアCDC2を受信し、スライサ１９０を有するチャネル推定器１９への入力信号EDを供給する。チャネル推定器１９は、チャネル訂正器１７３を制御する制御信号ECを決定する。通常、チャネル推定器１９は、チャネルによりもたらされた位相歪み及び振幅歪みが完全なフレームDF間に実質的に補間されるようにして、制御信号ECを決定するのにトレーニングシンボルT1とT2とに関する訂正が行われたキャリアCDC2のみを使用する。しかしながら、チャネル特性がフレームDF間に変化する場合、この訂正は最適ではないだろう。変化するチャネル特性を訂正するのに４つのパイロットキャリアPCを使用することは知られている。しかし、４つのパイロットキャリアPCを使用することは、完全なキャリア係数セットに対するチャネルトラッキングを提供するには十分ではない。
【００４３】
周波数選択性フェーディングを伴うチャネルにおいては、種々のキャリアCAが種々の減衰及び種々の位相シフトに苦しむことになるであろう。受信機は、キャリアCA毎にこれらの歪みの推定を行い、それらがビットに逆マップ化される前にそれらを訂正する必要がある。チャネル推定器１９は、２つのトレーニングシンボルT1とT2とを用いて各キャリアCAの位相歪み及び振幅歪みを推定する、既知のオリジナルチャネル推定器１９１を有する。この推定は、初期推定IEと呼ばれる。オリジナルチャネル推定器１９１は、追加的なノイズにより完全に正確ではないであろうことに留意されたい。ショートフレームに対して、チャネル特性は、静的であると仮定されることができるが、ロングフレームに対しては、チャネル特性が、時間と共に変化する場合がある。本発明の実施形態によるイコライザ１７は、データシンボルDS間にチャネル推定を更新するために、均一化されたキャリアEDとCDC2とを用いる。この更新は、フレームDFを受信する間に例えチャネル状態が変化したとしても、チャネル推定が正確な状態であり続けることを確実にする。チャネル更新は、多くのノイズを含んでいたとしても、トレーニングシンボルT1とT2とに基づき初期チャネル推定IEをも改善する。
【００４４】
チャネル推定器１９は、各データキャリアDCに対するトレーニングシンボルT1とT2中に決定される位相歪み及び振幅歪みを格納する。データキャリアDCは、チャネル訂正ユニット１７３に１つずつ与えられ、位相誤差及び振幅誤差は、データキャリアDCに対するチャネル推定ECを１つずつ使用することにより除去される。チャネル訂正ユニット１７３の後、各データキャリアDCは正確な位相及び振幅を持つべきであり、追加的なノイズによってのみ歪められている。チャネル訂正ユニット１７３の出力は、デマッパ１８に結合され、チャネル訂正ユニット１７３の入力はスライサ１９０に結合される。
【００４５】
スライサ１９０は、各データシンボルDSのキャリアを最も近いコンステレーションポイントHDS(すなわち、スライサ１９０が硬判定を行う)へと逆マップ化する。もしあれば、デマッパ１８のスライサを使うことも可能である。この硬判定HDSは、送信キャリアとして解釈され、（チャネル訂正の前段である）比較器ユニット１９２において受信したキャリアCDC2と比較される。受信したキャリアCDC2と、判定済み送信キャリアHDSとの間での振幅差及び位相差は、新しいチャネル推定NEとして使用される。通常、チャネルによりもたらされる歪みが原因で、受信したキャリアのコンステレーションポイントは、送信機におけるキャリアで変調された６４のコンステレーションポイントとは一致しないのが普通であろう。従って、受信したキャリアのコンステレーションポイントという言葉は、このキャリアが受信されたときの振幅及び位相という意味として使われる。
【００４６】
この新しいチャネル推定NEは、受信したコンステレーションポイントが硬判定済みのコンステレーションポイントと実質的に等しくなるよう訂正が行われるようチャネル訂正ユニット１７３を制御することにより、次のデータシンボルDSの同じキャリアCAに対して直接使用される場合がある。こうして、この訂正の後、チャネル訂正ユニット１７３の入力において、キャリアCAの振幅及び位相は実質的にスライサ１９０により判定により決定されたコンステレーションポイントの振幅及び位相に等しい。
【００４７】
しかしながら、新しいチャネル推定NEを、チャネル訂正ユニット１７３の制御信号ECとして直接使用するのではなく、初期チャネル推定IEと新しいチャネル推定NEとを組み合わせて、更新されたチャネル推定ECを生成するフィルタ１９３を追加する方が好適である。例えば、更新されたチャネル推定ECは：
【数３】
2006527561.tif 000005
としてよく、ここで、NEは新しいチャネル推定であり、IEは初期チャネル推定である。初期チャネル推定IEは、トレーニングシンボルT1とT2とに基づき、チャネル推定器１９１により成されるチャネル推定である。αの最適な値は、チャネルにおけるSN比(signal to noise
ratio)に依存する。１つ又は複数の初期チャネル推定IEと、新しいチャネル推定NEとに対して、別の平均化アルゴリズム又はロウパス・フィルタリングを使用することもまた可能である。
【００４８】
訂正済み信号（受信したキャリアのコンステレーションポイント）CDC2と、実質的にこのキャリアCAの振幅及び位相を、受信したキャリアのコンステレーションポイントが判断済みのキャリアのコンステレーションポイントにもっと等しくなるように訂正するチャネル訂正器１７３を制御するスライサ１９０の出力信号（判断ずみのキャリアのコンステレーションポイント）HDSとの間での差を使用することは、既知のスライサ１９０とチャネル訂正器１７３とに対するいかなる変更をも必要としない。受信したキャリアのコンステレーションポイントと判断済みのコンステレーションポイントとの間の差を決定し、この差と共にチャネル訂正器１７３を制御する新しいチャネル推定回路１９２を追加しさえすればよい。好ましくは、チャネル推定器１９は、更に、初期チャネル推定IEと新しいチャネル推定NEとを平均化する平均化回路１９３を有する。
【００４９】
上述した実施形態は、本発明を説明するものであり、限定するものではなく、当業者であれば、添付された請求項の範囲から逸脱することなく、多くの別の実施形態を設計することができるであろうことに留意すべきである。
【００５０】
請求項において、括弧の間に置かれる参照符号は、いずれも請求項を限定するものと解釈されるべきでない。単語“comprising(有する)”及びその活用形を使用することは、請求項に記載されている構成要素又はステップ以外の構成要素又はステップの存在を排除するものではない。構成要素に先行する冠詞”a”又は”an”は、このような構成要素が複数であることを排除するものではない。本発明は、いくつかの明確な構成要素を有するハードウェアにより実装されてもよく、好適にプログラムされたコンピュータにより実装されてもよい。いくつかの手段を有する装置の請求項において、これらの手段のうちいくつかは、一つの同じ構成要素によって具現化されることが可能である。ある手段が相互に異なる従属請求項において再び引用されるという単なる事実は、これらの手段の組み合わせが効果的に使われ得ないことを示すものではない。
【図面の簡単な説明】
【００５１】
【図１】IEEE 802.11a標準規格で規定されるデータフレームを示す図である。
【図２】データシンボル内のキャリアの分布を示す図である。
【図３】マルチキャリア通信システムのブロック図を示す図である。
【図４】本発明の実施形態によるイコライザのブロック図を示す図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【国際調査報告】
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