(57)【要約】本発明は、受信機側における計算を複雑化させることなく性能を向上させるため、直交周波数分割多重通信システムにおける送信処理をフィルタリングする方法を提供する。第１のステップにおいて、少なくとも１つの直交周波数送信シンボルの処理に対する線形フィルタ構造を、チャネル状態情報、送信電力制約、および直交周波数送信シンボルと当該線形フィルタ構造の導出時点における対応した推定受信直交周波数送信シンボルとの間における最小平均２乗誤差基準を用いて、導出する。続いて、この線形フィルタ構造を用いて、直交周波数送信シンボルの時間ドメイン表現であるフィルタ入力ベクトルを処理する。具体的には、平均２乗誤差基準を最小化し送信電力制約に対応した送電電力を用いる送信シンボルベクトルが出力されるように、フィルタ入力をフィルタリングする。
2006521711.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直交周波数分割多重通信システムにおける送信処理方法であって、
チャネル状態情報、送信電力制約、および直交周波数送信シンボル（ｓ［ｎ］と前記線形
2006521711.tif 000108
間の最小平均２乗誤差基準を用いて、少なくとも１つの直交周波数送信シンボル（ｓ［ｎ］）を処理する線形フィルタを導出するステップと、
周波数ドメインから時間ドメインへ変換された少なくとも１つの直交周波数送信シンボル（ｓ［ｎ］）を、フィルタ入力ベクトルとして受信するステップと、
前記平均２乗誤差基準を最小にし前記送信電力制約に対応した送信電力を用いた送信シンボルベクトルを出力するために、前記フィルタ入力ベクトルをフィルタリングするステップと
を有するフィルタリング方法。
【請求項２】
前記送信シンボルベクトルは１つのアンテナを介して送信され、前記フィルタリングステップにおいては、前記フィルタ入力ベクトルから前記送信シンボルベクトルへベクトル次元を拡張することによって得られた時間自由度が用いられる
ことを特徴とする請求項１に記載のフィルタリング方法。
【請求項３】
複数の送信シンボルベクトルが複数のアンテナを介して送信され、
前記フィルタリングステップにおいては、前記フィルタ入力ベクトルから前記複数の送信シンボルベクトルへの次元の拡張を行うとともに前記複数のアンテナに関する複数の送信シンボルベクトルの生成を行うことによって得られた時間および周波数における自由度が用いられる
ことを特徴とする請求項１に記載のフィルタリング方法。
【請求項４】
前記線形フィルタリングは、送信電力の調整を行うステップと、送信チャネルマッチングを行うステップと、干渉／雑音をキャンセルするためのフィルタ入力ベクトルの調整を行うステップとを含む
ことを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載のフィルタリング方法。
【請求項５】
前記線形フィルタ構造は下記数式に従って導出され、
2006521711.tif 000109
Ｈ０は前記フィルタ構造を導出した時点におけるチャネル状態情報を表すチャネル畳込み行列を、
Ｈはエルミート転置演算子を、
Ｔは転置演算子を、
ＧＲはサイクリック・プレフィックス除去行列を、
Ｈ１はシンボル間干渉を考慮するために前記線形フィルタ構造を導出する時点よりも前の時点におけるチャネル状態情報を表すチャネル畳込み行列を、
2006521711.tif 000110
あわされた雑音の分散を、
Ｎｃは前記直交周波数分割多重通信システムにおいて用いられるサブキャリアの数を、
（  ）−１は逆行列演算子をそれぞれ表す
ことを特徴とする請求項４に記載のフィルタリング方法。
【数１】
2006521711.tif 000111
【請求項６】
前記送信電力調整に対する最適化重み係数は、下記数式に従って決定されることを特徴とする請求項５に記載のフィルタリング方法。
【数２】
2006521711.tif 000112
【請求項７】
フィルタリングの実行後、前記送信シンボルベクトルに対しサイクリック・プレフィックス付加を行うステップを更に有することを特徴とする請求項１ないし４のいずれかに記載のフィルタリング方法。
【請求項８】
前記線形フィルタ構造は下記数式に従って導出され、
2006521711.tif 000113
ＧＩはガードインターバル挿入行列を、
Ｔは転置演算子を、
Ｈ０は前記フィルタ構造を導出した時点におけるチャネル状態情報を表すチャネル畳込み行列を、
Ｈはエルミート転置演算子を、
ＧＲはサイクリック・プレフィックス除去行列を、
Ｈ１はシンボル間干渉を考慮するために前記線形フィルタ構造を導出する時点よりも前の時点におけるチャネル状態情報を表すチャネル畳込み行列を、
2006521711.tif 000114
あわされた雑音の分散を、
Ｎｃは前記直交周波数分割多重通信システムにおいて用いられるサブキャリアの数を、
ＥＴｘは送信シンボルベクトルの送信に際に利用可能な送信電力を、
（  ）−１は逆行列演算子をそれぞれ表す
ことを特徴とする請求項７に記載のフィルタリング方法。
【数３】
2006521711.tif 000115
【請求項９】
前記送信電力調整に対する最適化重み係数は次式によって定義されることを特徴とする請求項８に記載のフィルタリング方法。
【数４】
2006521711.tif 000116
【請求項１０】
チャネル状態情報が変化すると前記線形フィルタ構造の導出を繰り返すことを特徴とする請求項１ないし９のいずれかに記載のフィルタリング方法。
【請求項１１】
直交周波数分割多重通信システムにおける送信処理のためのフィルタ装置であって、
チャネル状態情報、送信電力制約、および直交周波数送信シンボル（ｓ［ｎ］）と前記線形
2006521711.tif 000117
間の最小平均２乗誤差基準を用いて、少なくとも１つの直交周波数送信シンボル（ｓ［ｎ］）を処理する線形フィルタを導出する合成部を備え、
前記平均２乗誤差基準を最小にし前記送信電力制約に対応した送信電力を用いる送信シンボルベクトルを出力するため、周波数ドメインから時間ドメインへフィルタ入力ベクトルとして変換された少なくとも１つの直交送信ベクトル（ｓ［ｎ］）は、前記線形フィルタ構造によって最適化される
ことを特徴とするフィルタ装置。
【請求項１２】
前記送信シンボルベクトルを送信する１つのアンテナを更に有し、
前記フィルタ構造は、前記フィルタ入力ベクトルから前記送信シンボルベクトルへベクトル次元を拡張することによって得られた時間自由度を用いる
ことを特徴とする請求項１１に記載のフィルタ装置。
【請求項１３】
複数の送信シンボルベクトルを送信する複数のアンテナを更に有し、
前記フィルタ構造は、前記フィルタ入力ベクトルから前記複数の送信シンボルベクトルへの次元の拡張を行うとともに前記複数のアンテナに関する複数の送信シンボルベクトルの生成を行うことによって得られた時間および周波数における自由度を用いる
ことを特徴とする請求項１１に記載のフィルタ装置。
【請求項１４】
前記合成部は、送信電力の調整を行う送信電力調整部と、送信チャネルマッチングを行うチャネルマッチング部と、干渉／雑音を最小化するために前記フィルタ入力ベクトルの調整を行う干渉／雑音最小化部とを含む前記フィルタ構造を導出する
ことを特徴とする請求項１１ないし１３のいずれかに記載のフィルタ装置。
【請求項１５】
前記線形フィルタ構造は前記フィルタ構造を下記数式に従って導出し、
2006521711.tif 000118
Ｈ０は前記フィルタ構造を導出した時点におけるチャネル状態情報を表すチャネル畳込み行列を、
Ｈはエルミート転置演算子を、
Ｔは転置演算子を、
ＧＲはサイクリック・プレフィックス除去行列を、
Ｈ１はシンボル間干渉を考慮するために前記線形フィルタ構造を導出する時点よりも前の時点におけるチャネル状態情報を表すチャネル畳込み行列を、
2006521711.tif 000119
あわされた雑音の分散を、
Ｎｃは前記直交周波数分割多重通信システムにおいて用いられるサブキャリアの数を、
（  ）−１は逆行列演算子をそれぞれ表す
ことを特徴とする請求項１４に記載のフィルタ装置。
【数５】
2006521711.tif 000120
【請求項１６】
前記合成部は、前記送信電力調整に対する最適化重み係数を次式に従って導出することを特徴とする請求項１５に記載のフィルタ装置。
【数６】
2006521711.tif 000121
【請求項１７】
フィルタリングの実行後、複数の送信シンボルベクトルに対し１つのサイクリック・プレフィックスの付加を更に行うことを特徴とする請求項１１ないし１４のいずれかに記載のフィルタ装置。
【請求項１８】
前記合成部は、前記線形フィルタ構造を次式に従って導出し、
2006521711.tif 000122
ＧＩはガードインターバル挿入行列を、
Ｔは転置演算子を、
Ｈ０は前記フィルタ構造を導出した時点におけるチャネル状態情報を表すチャネル畳込み行列を、
Ｈはエルミート転置演算子を、
ＧＲはサイクリック・プレフィックス除去行列を、
Ｈ１はシンボル間干渉を考慮するために前記線形フィルタ構造を導出する時点よりも前の時点におけるチャネル状態情報を表すチャネル畳込み行列を、
2006521711.tif 000123
合わされた雑音の分散を、
Ｎｃは前記直交周波数分割多重通信システムにおいて用いられるサブキャリアの数を、
ＥＴｘは送信シンボルベクトルの送信に際に利用可能な送信電力を、
（  ）−１は逆行列演算子をそれぞれ表す
ことを特徴とする請求項１７に記載のフィルタ装置。
【数７】
2006521711.tif 000124
【請求項１９】
前記合成部は、前記送信電力調整に対する最適化重み係数を、下記数式に従って導出することを特徴とする請求項１８に記載のフィルタ装置。
【数８】
2006521711.tif 000125
【請求項２０】
前記合成部は、チャネル状態情報が変化すると前記線形フィルタ構造の導出を繰り返すことを特徴とする請求項１１ないし１９のいずれかに記載のフィルタ装置。
【請求項２１】
周波数直交分割多重通信システムにおける送信処理を行うフィルタ装置の内部メモリに直接読み出すことができるコンピュータプログラムであって、前記フィルタ装置のプロセッサによって実行されると請求項１ないし１０のいずれかに係るステップを実行するソフトウェアコード群を含むコンピュータプログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】  本発明は、直交周波数分割多重通信システムおける送信処理のためのフィルタリング方法および対応するフィルタ装置に関するものであって、特に、チャネル状態情報に基づいた線形フィルタリングを用いた直交周波数分割多重通信システムおいて送信処理を実行する方法に関する。
【背景技術】
【０００２】  マルチメディア・アプリケーションは、近年、固定型のネットワーク（例えばインターネット）において成功を収めてきた。これにより、高データレート通信への要求も増えている。このようなアプリケーションの授受が無線通信システム内においても行われることを考えれば、無線通信システム、特にダウンリンクにおいて、高データレート通信が要求されると思われる。しかし、高データレートを実現しようとすると、チャネルの周波数選択性の条件が厳しくなる広帯域信号を使用せざるを得ない。【０００３】  このような観点から、将来の移動通信システムのための通信方式として、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）や符号分割多重アクセス（ＭＣ−ＣＤＭＡ）といったマルチキャリアシステムが提案されている。例えば、ビンガム（Ｊ．Ａ．Ｃ．Ｂｉｎｇｈａｍ）著、表題「Ｍｕｌｔｉｃａｒｒｉｅｒ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  ｆｏｒ  Ｄａｔａ  Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ：  Ａｎ  Ｉｄｅａ  Ｗｈｏｓｅ  Ｔｉｍｅ  Ｈａｓ  Ｃｏｍｅ」という論文が、ＩＥＥＥ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  Ｍａｇａｚｉｎｅ，Ｖｏｌ．２８，Ｎｏ．５，ｐｐ．５−１４，Ｍａｙ  １９９０に掲載されている。また、アベタ（Ｓ．Ａｂｅｔａ）、アタラシ（Ｈ．Ａｔａｒａｓｈｉ）およびサワハシ（Ｍ．Ｓａｗａｈａｓｈｉ）著、表題「Ｆｏｒｗａｒｄ  Ｌｉｎｋ  Ｃａｐａｃｉｔｙ  ｏｆ  Ｃｏｈｅｒｅｎｔ  ＤＳ−ＣＤＭＡ  ａｎｄ  ＭＣ−ＣＤＭＡ  Ｂｒｏａｄｂａｎｄ  Ｐａｃｋｅｔ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ａｃｃｅｓｓ  ｉｎ  ａ  Ｍｕｌｔｉ−Ｃｅｌｌ  Ｅｎｖｉｒｏｎｍｅｎｔ」という論文が、Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ  Ｖｅｈｉｃｕｌａｒ  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ，ＶＴＣ  ２０００−Ｆａｌｌ，Ｂｏｓｔｏｎ，ＵＳＡ，Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ  ２０００に掲載されている。【０００４】  ファン・ニー（Ｒ．ｖａｎ  Ｎｅｅ）およびプラサド（Ｒ．Ｐｒａｓａｄ）著、「ＯＦＤＭ  ｆｏｒ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｍｕｌｔｉｍｅｄｉａ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ」（出版  Ａｒｔｅｃｈ  Ｈｏｕｓｅ  Ｐｕｂｌｉｓｈｅｒｓ，Ｂｏｓｔｏｎ，Ｌｏｎｄｅｎ，２０００）によれば、マルチキャリアシステムは、単一キャリアシステムに比べ、計算が単純であるという点において優れている。マルチキャリアシステムにおいては、データストリームはデータレートの低い、互いに直交した並列的に送信されるサブキャリアに分配される。これは、よく知られているように、フーリエ変換といわゆるプレフィックス付加とを組み合わせることによって実現されている。フーリエ変換を高速に実行することにより、マルチキャリア通信システムに対応した送受信機の構造を簡易にすることができる。これは、バッテリ消費を抑えたコンパクトな端末を実現するという点からも重要である。マルチキャリアシステムは、例えば、「Ｅ．Ｔ．４７５，Ｂｒｏａｄｂａｎｄ  Ｒａｄｉｏ  Ａｃｃｅｓｓ  Ｎｅｔｗｏｒｋｓ（ＢＲＡＮ）；ＨＩＰＥＲＬＡＮ  Ｔｙｐｅ  ２；  Ｐｈｙｓｉｃａｌ（ＰＨＹ）Ｌａｙｅｒ，Ｅｕｒｏｐｅａｎ  Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  Ｓｔａｎｄａｒｄｓ  Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ（ＥＴＳＩ），Ｖａｌｂｏｎｎｅ，Ｆｒａｎｃｅ，Ｔｅｃｈ．Ｒｅｐ．，Ａｐｒｉｌ  ２０００」にあるように、既に標準化されている。【０００５】  しかし、マルチキャリアシステムには、サイクリック・プレフィックスを越えるような大きなチャネルエコーに対してはパフォーマンスが低下するという欠点がある。マルチキャリアシステムは、屋内環境においては効果的に機能するが、移動通信システムに用いた場合は、通信環境の多様性に起因した問題が生じる。更に、分散性の高いチャネルに対するサイクリック・プレフィックスに起因したオーバーヘッドによって、ビットレート損失が発生する。【０００６】  このような問題に対処するための既知の方法として、時間ドメインにおける非線形フィルタを用いる方法が幾つか提案されている。例えば、アル・ダイール（Ｎ．Ａｌ−Ｄｈａｈｉｒ）およびシオッフィ（Ｊ．Ｍ．  Ｃｉｏｆｆｉ）著、「Ｏｐｔｉｍｕｍ  Ｆｉｎｉｔｅ−Ｌｅｎｇｔｈ  Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ  ｆｏｒ  Ｍｕｌｔｉｃａｒｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒｓ」（ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，Ｖｏｌ．４４，Ｎｏ．１，ｐｐ．５６−６４，Ｊａｎｕａｒｙ  １９９６）、スン（Ｙ．Ｓｕｎ）著、「Ｂａｎｄｗｉｔｈ−Ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  ＯＦＤＭ」（ＩＥＥＥ  Ｊｏｕｒｎａｌ  ｏｆ  Ｓｅｌｅｃｔｅｄ  Ａｒｅａｓ  ｉｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，Ｖｏｌ．１９，Ｎｏ．１１，ｐｐ．２２６７−２２７８，Ｎｏｖｅｍｂｅｒ  ２００１）、シュミット（Ｈ．Ｓｃｈｍｉｄｔ）およびカメヤー（Ｋ．Ｄ．Ｋａｍｍｅｙｅｒ）著、「Ｉｍｐｕｌｓｅ  Ｔｒｕｎｃａｔｉｏｎ  ｆｏｒ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  ＯＦＤＭ  Ｓｙｓｔｅｍｓ」（５ｔｈ  Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  ＯＦＤＭ  Ｗｏｒｋｓｈｏｐ，Ｈａｍｂｕｒｇ，Ｇｅｒｍａｎｙ，Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ  ２０００）、メルサ（Ｐ．Ｊ．Ｗ．Ｍｅｌｓａ）、ヤウンス（Ｒ．Ｃ．Ｙｏｕｎｃｅ）およびロアーズ（Ｃ．Ｅ．Ｒｏｈｒｓ）著、「Ｉｍｐｕｌｓｅ  Ｒｅｐｏｎｓｅ  Ｓｈｏｒｔｅｎｉｎｇ  ｆｏｒ  ｄｉｓｃｒｅｔｅ  Ｍｕｌｔｉｔｏｎｅ  Ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒｓ」（ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，Ｖｏｌ．４４，Ｎｏ．１２，ｐｐ．１６６２−１６７２，Ｄｅｃｅｍｂｅｒ  １９９６）が参考となる。また、周波数ドメインにおいて非線形フィルタを用いる方法としては、トラウトマン（Ｓ．Ｔｒａｕｔｍａｎｎ）、カープ（Ｔ．Ｋａｒｐ）、およびフリーゲ（Ｎ．Ｊ．Ｆｌｉｅｇｅ）著、「Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｏｍａｉｎ  Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ  ｏｆ  ＤＭＴ／ＯＦＤＭ  Ｓｙｓｔｅｍｓ  ｗｉｔｈ  Ｉｎｓｕｆｆｉｃｉｅｎｔ  Ｇｕａｒｄ  Ｉｎｔｅｒｖａｌ」（Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ  Ｉｎｔ．Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ  ｏｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ（ＩＣＣ  ２００２），Ｖｏｌ．３，Ａｐｒ／Ｍａｙ  ２００２，ｐｐ．１６４６−１６５０）に開示されている。しかしながら、これらの提案は受信機側に計算の負担を課すものであって、移動端末への適用には向いていない。一方、上述した問題を解決するためのマルチキャリアシステムの送信処理方法については、あまり注目されていない。レイリー（Ｇ．Ｇ．Ｒａｌｅｉｇｈ）およびシオッフィ（Ｊ．Ｍ．Ｃｉｏｆｆｉ）著、���Ｓｐａｔｉｏ−Ｔｅｍｐｏｒａｌ  Ｃｏｄｉｎｇ  ｆｏｒ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｃｏｍｍｕｎｃａｔｉｏｎ」（ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，Ｖｏｌ．４６，Ｎｏ．３，ｐｐ．３５７−３６６，Ｍａｒｃｈ  １９９８）には、単一キャリアシステムにおいて、送信機側における最適化と受信側における最適化とを組み合わせることが提案されている。また、エスマイルザデー（Ｒ．Ｅｓｍａｉｌｚａｄｅｈ）、ソーラー（Ｅ．Ｓｏｕｒｏｕｒ）およびナカガワ（Ｍ．Ｎａｋａｇａｗａ）著、「Ｐｒｅｒａｋｅ  Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ  Ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ  ｉｎ  Ｔｉｍｅ−Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｄｕｐｌｅｘ  ＣＤＭＡ  Ｍｏｂｉｌｅ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ」（ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｖｅｈｉｃｕｌａｒ  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，Ｖｏｌ．４８，Ｎｏ．３，ｐｐ．７９５−８０１，Ｍａｙ  １９９９）には、プレレイク（ｐｒｅｒａｋｅ）が提案されている。また、ヨハム（Ｍ．Ｊｏｈａｍ）およびウットシュリック（Ｗ．Ｕｔｓｃｈｉｃｋ）著、「Ｄｏｗｎｌｉｎｋ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  ｆｏｒ  Ｍｉｔｉｇａｔｉｏｎ  ｏｆ  Ｉｎｔｒａｃｅｌｌ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ  ｉｎ  ＤＳ−ＣＤＭＡ  Ｓｙｓｔｅｍｓ」（Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ  Ｉｎｔ．Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ  ｏｎ  Ｓｐｒｅａｄ  Ｓｐｅｃｔｒｕｍ  Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ  ａｎｄ  Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ（ＩＳＳＳＴＡ  ２０００），Ｖｏｌ．１，ＮＪＩＴ，Ｎｅｗ  Ｊｅｒｓｅｙ，ＵＳＡ，Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ  ２０００，ｐｐ．１５−１９）には、ゼロ・フォーシング送信を行うことが提案されている。また、ヨハム（Ｍ．Ｊｏｈａｍ）、クスメ（Ｋ．Ｋｕｓｕｍｅ）、グザーラ（Ｍ．Ｈ．Ｇｚａｒａ）、ウットシュリック（Ｗ．Ｕｔｓｃｈｉｃｋ）、およびノセック（Ｊ．Ａ．Ｎｏｓｓｅｋ）著、「Ｔｒａｎｓｍｉｔ  Ｗｉｅｎｅｒ  Ｆｉｌｔｅｒ  ｆｏｒ  ｔｈｅ  Ｄｏｗｎｌｉｎｋ  ｏｆ  ｔｈｅ  ＴＤＤ  ＤＳ−ＣＤＭＡ  Ｓｙｓｔｅｍｓ」（Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ  Ｉｎｔ．Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ  ｏｎ  Ｓｐｒｅａｄ  Ｓｐｅｃｔｒｕｍ  Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ  ａｎｄ  Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ（ＩＳＳＳＴＡ  ２００２），Ｐｒａｇｕｅ，Ｃｚｅｃｈ  Ｒｅｐｕｂｌｉｃ，２００２には、最小平均２乗フィルタの送信が提案されている。【０００７】  しかし、上述の提案にもかかわらず、ワン（Ｚ．Ｗａｎｇ）およびジアナキス（Ｇ．Ｂ．Ｇｉａｎｎａｋｉｓ）著、「Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｍｕｔｌｉｃａｒｒｉｅｒ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ」（ＩＥＥＥ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  Ｍａｇａｚｉｎｅ，Ｖｏｌ．１７，Ｎｏ．３，ｐｐ．２９−４８，Ｍａｙ  ２０００）によれば、送信処理方法に存在する問題として、送信機側での非線形処理は受信機側での計算が複雑になるとともに、チャネル周波数応答が存在しない場合にはＯＦＤＭマルチキャリアシステムが脆弱になるという点が解決されていない。【０００８】  また、サイクリック・プレフィックス（以下、ガードインターバルと称する場合がある）がチャネルの最大遅延に対して十分に長くない場合（換言すれば、チャネル最大遅延がガードインターバルを越える場合）、ＯＦＤＭマルチキャリアシステムの性��が著しく低下するという問題もある。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】  本発明は、上述した背景に鑑み、受信機側における計算を複雑にすることなく性能を向上させることができる直交周波数分割多重アクセス通信システムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】  本発明によれば、直交周波数分割多重通信システムにおける送信処理をフィルタリングする方法を用いることにより上記目的が達成される。第１のステップにおいて、少なくとも１つの直交周波数送信シンボルの処理に対する線形フィルタ構造の導出を、チャネル状態情報、送信電力制約、および直交周波数送信シンボルと当該線形フィルタ構造の導出時刻における対応した推定受信直交周波数送信シンボルとの間における最小平均２乗誤差基準を用いて行う。続いて、この線形フィルタ構造を用いて、直交周波数送信シンボルの時間ドメイン表現であるフィルタ入力ベクトルを処理する。具体的には、平均２乗誤差基準を最小化し送信電力制約に対応した送電電力を用いる送信シンボルベクトルが出力されるように、フィルタ入力に対しフィルタ処理を行う。【００１１】  本発明の重要な効果は、新たな処理負担が導入されるのは送信機側（例えば基地局）のみであって、受信機側にはいかなる処理負担も導入しなくて済むという点である。受信機ユニット（例えば移動端末）はできる限りコンパクトでバッテリ消費量が最小でななければならないという点に鑑みれば、この効果は重要である。一方、新たに導入する信号処理および対応する装置の設置スペースや電力消費の増大については、受信機側に比べれば送信機側のほうが遥かに受け入れやすい。また、本発明によれは、上述したＯＦＤＭ移動通信システムにおける送信機の数が受信機の数よりも遥かに少ないという問題を解決するためのコストを下げることができる。また、エンドユーザにとって低価格の受信機は魅力的である。【００１２】  本発明の別の効果としては、通信チャネルにおけるサービス要求品質を考慮することができるという点である。その理由の一つとして、送信処理時の最適化処理が、予め特定された送信電力に依存しているという点が挙げられる。この送信電力は、利用可能な送信電力に関して送信信号が最適化されるように、サービス品質の要求に鑑みて選択することができる。例えば、高い伝送品質または高データレートの要求に対しては送信電力を高くする、という具合である。【００１３】  本発明の好適な態様においては、送信シンボルベクトルは１つのアンテナから送信され、フィルタリングステップにおいては、フィルタ入力ベクトルから送信シンボルベクトルへベクトル次元を拡張することにより得られた時間自由度が用いられる。【００１４】  この態様は、いわゆる単一入力単一出力（ＳＩＳＯ）マルチキャリアシステムに対し、特に有効である。ＳＩＳＯマルチキャリアシステムに対しては、本発明に係る送信処理は時間ドメインにおける最適化を用いる。【００１５】  本発明の更に別の好ましい態様においては、複数の送信シンボルベクトルが複数の送信機から送信され、フィルタリング処理においては、フィルタ入力ベクトルから複数の送信シンボルベクトルへの次元の拡張を行うとともに、複数のアンテナに関する複数の送信シンボルの生成を行うことによって得られた時間の自由度および空間の自由度を用いる。【００１６】  この態様は、いわゆる複数入力単一出力（ＭＩＳＯ）マルチキャリアシステムに対して特に有効である。ＭＩＳＯマルチキャリアシステムにおいては、この送信処理方法���、時間ドメインおよび空間ドメインにおいて同時に実行される。【００１７】  ＳＩＳＯまたはＭＩＳＯのいずれの場合においても、本発明によれば、従来技術のシステムのようにガードインターバルが周期的に付加されるだけではなく、フィルタリングによる最適化のために付加されるガードシンボルの有無には関係なく、送信シンボル全体に亙って最適化が行われるので、送信最適化処理の自由度を高くすることができる。従って、本発明によれば、既存のＯＦＤＭマルチキャリアシステムに比べて高いデータレートが実現する。【００１８】  また、同じエアインタフェース（周波数帯域の仕様）が異なる通信経路または異なるセルに対して用いられることがある。移動受信機が屋内から屋外に移動した（またはその逆）場合、解決すべき通信チャネルの経路遅延は変化する。本発明においては同一のエアインタフェースを用いることが可能なため、ハンドオーバが発生してもシームレスなハンドオーバを行うことができる。【００１９】  本発明の更に別の好ましい態様において、線形フィルタリング処理は、送信電力の調整処理（スケーリング）と、干渉／雑音をキャンセルするためのフィルタ入力ベクトルの調整処理と、送信チャネルのマッチング処理とに分割することができる。また、チャネル状態情報が変化した場合に線形フィルタ構造の導出を繰り返すことが好ましい。【００２０】  また、本発明の更に別の重要な効果は、受信機側に変更を加えることなく、多様な経路遅延や伝送経路に適合させることができるという点である。特に、ＯＦＤＭ移動通信システム（例えば無線ＬＡＮ）は、伝達範囲に制限があるためにチャネルの最大遅延が制限されている屋内環境において有効に機能するが、これは、多くの通信経路や異なる経路遅延を有する屋外環境には当てはまらない。本発明においては、フィルタリング構造の導出を繰り返すことによって、多くの伝達経路があって例えばガードインターバルを越えるような大きな遅延が発生する場合などに適合することができる。【００２１】  また、本発明に係る送信処理方法は、雑音に対しても適応性を有している。すなわち、本発明に係る最適化方法においては、現在の通信環境における通信チャネルにどのくらい雑音が含まれているかを考慮し、送信信号を現在の雑音状況に対して最適化する。【００２２】  本発明の更に別の好ましい態様において、ＯＦＤＭ移動通信環境における送信処理を行うためのフィルタ装置の内部メモリに直接読み出すことのできるコンピュータプログラムであって、当該フィルタ装置のプロセッサにて実行されると上述した本発明のフィルタリング方法を実行する複数のソフトウェアコード群から構成されたコンピュータプログラムが提供される。【００２３】  このように、本発明は、本発明のコンピュータまたはプロセッサシステムへの実装を含む。すなわち、この実装によって、ＯＦＤＭ移動通信環境における送信処理を行うフィルタ装置を構成するコンピュータシステム（より具体的にはプロセッサ）とともに使用されるコンピュータプログラム製品が提供されるということである。【００２４】  本発明の機能を定義したプログラムは、種々の形態で、コンピュータやプロセッサに配布することができる。例えば、書換え不可能な記憶媒体（例えば、プロセッサまたはコンピュータＩ／Ｏデバイスが読み出すことのできるＲＯＭやＣＤ−ＲＯＭディスクなどの読み出し専用メモリ装置）に永続的に記憶された情報の形態、書込み可能な記憶媒体（例えばフロッピーディスクやハードディスク）に格納された情報の形態、通信媒体（ローカルエリアネットワーク、電話網、インターネットその他のインタフェース装置）を介してコンピュータやプロセッサに提供される情報の形態などであるが、これに限られるものではない。このような記憶媒体は、本発明の技術的思想が具現化されたプロセッサ読み取り可能な命令が格納されている場合に、本発明のいずれかの態様を表現するものである。【００２５】  上述した種々の態様とは関係なく、本発明は、広く、移動通信環境セルの構成における自由度を与えるものである。既存の構成では、セルの大きさによって規定される通信チャネルの最大遅延と厳密に対応していた。本発明によれば、最大遅延とセルサイズとの間の強い結びつきが解消される。本発明によれば、セルの大きさがガードインターバルを越えるくらい大きくなることによってチャネル遅延が大きくなったとしても、通信能力が保証される。例えば、都会のエリアにおいては、ガードインターバルは小さく、そのためセルサイズも小さい（例えはマイクロセル）が、これは地方のエリアには当てはまらない。本発明の種々の技術的思想を用いることにより、そのような地方エリアにおける基地局の数を減らすとともに、通信チャネルの品質を補償することなくサイズの大きなセルを設定することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】  以下、本発明の最良の形態および好適な形態について、図面を参照して説明する。まず、本発明の理解を深めるため、本発明に係る送信処理方法のいくつかの基本的な考え方について説明する。【００２７】＜システムモデル＞
図１は、ＯＦＤＭマルチキャリアシステムの線形モデルを表す。以下、この線形モデルについて説明するが、この線形モデルは本発明に係る送信処理方式の説明の基礎となるものである。なお、便宜上、チャネル符号化／復号化処理およびインターリーブ／デインターリーブ処理については図１に示していない。【００２８】  図１に示すように、信号が送信機から送信される前に、ｎ番目のＯＦＤＭシンボルの複素シンボルＳ［ｎ］はＦＨによって逆高速フーリエ変換ＩＦＦＴされる。
【数１】
2006521711.tif 000003
【００２９】  ここで、Ｎｃ、（●）Ｔ、（●）Ｔは、それぞれサブキャリア数、転置行列、エルミート転置行列を表す。【００３０】  数式（１）のベクトルを構成する各要素は、周波数ドメインにおける各サブキャリアの信号に対応し、複素数値に変調されたベースバンド信号（例えば、４位相偏移変調ＱＰＳＫシンボル）である。このサイズＮｃ×Ｎｃの高速フーリエ変換行列は、次の２式によって定義される。【００３１】
【数２】
2006521711.tif 000004
【数３】
2006521711.tif 000005
【００３２】  ここで、行列Ｆはユニタリ行列であるから、逆フーリエ変換はＦＨ＝Ｆ−１で与えられる。変換された信号は、サイクリック・プレフィックスＣＰによって、周期的に、ガードインターバル挿入行列ＧＳｃＩを用いてガードインターバルＧＩとして拡張される。長さＮｇのサイクリック・プレフィックスＣＰを挿入するガードインターバル挿入行列は、以下のように定義することができる。【００３３】
【数４】
2006521711.tif 000006
【００３４】  ここで、１ＮｃはＮｃ×Ｎｃの単位行列である。また、Ｂは単位行列１Ｎｃ最後のＮｇ行に対応し、以下のように表すことができる。
【数５】
2006521711.tif 000007
【００３５】  よって、送信信号ｙ［ｎ］は以下のように表すことができる。
【数６】
2006521711.tif 000008
【００３６】  そして受信機側において、サイクリック・プレフィックスＣＰを除去し、高速フーリエ変換ＦＦＴが行って、各サブキャリアの信号を取得する。サイクリック・プレフィックスＣＰ除去行列ＧＲは以下のように定義される。
【数７】
2006521711.tif 000009
【００３７】
2006521711.tif 000010
れる。
【数８】
2006521711.tif 000011
【００３８】
2006521711.tif 000012
【数９】
2006521711.tif 000013
【００３９】  ｒ［ｎ］を定義するため、チャネルモデルの参照について、以下、詳細に説明する。【００４０】＜チャネルモデル＞
以下、２つのチャネルモデルを考える。第１のチャネルモデルは単一入力単一出力ＳＩＳＯチャネルであって、第２のチャネルモデルは複数入力複数出力ＭＩＳＯチャネルである。【００４１】＜ＳＩＳＯチャネルモデル＞
本発明においては、マルチパス周波数選択的フェージングチャネルに対し遅延Ｌのチャネルタップを仮定する。【００４２】
【数１０】
2006521711.tif 000014
【００４３】  各チャネルタップ係数は互いに相関がなく、これらはレイリー分散されたランダム変数である。以下、チャネルタップに関連する情報をチャネル状態情報と称する。この情報に関連する、テープリッツ構造を有するチャネル畳込み行列は、以下で与えられる。【００４４】
【数１１】
2006521711.tif 000015
【００４５】  ここで、ΓＮは以下に示すようなゼロシフト行列である。【００４６】
【数１２】
2006521711.tif 000016
【００４７】  数式（１１）は、現在のｎ番目のＯＦＤＭシンボルｓ［ｎ］に対するチャネル行列である。送信チャネルの周波数選択性により、過去のＯＦＤＭシンボルｓ［ｎ−１］からの現在のＯＦＤＭシンボルｓ［ｎ］への影響（すなわちシンボル間干渉ＩＳＩ）が存在する。この影響を考慮すると、受信機における時刻ｎにおける受信信号ｒ［ｎ］は次のように表すことができる。【００４８】
【数１３】
2006521711.tif 000017
【００４９】
2006521711.tif 000018
ＯＦＤＭシンボルに対するチャネル行列Ｈ１は次のように定義される。【００５０】
【数１４】
2006521711.tif 000019
【００５１】  続いて、複数入力単一出力ＭＩＳＯチャネルにおいては、複数のアンテナエレメントが送信機側に設けられる。ここで、アンテナの間隔は搬送波の波長の約半分であると仮定する。また、本発明の範囲を制限しない範囲において、各アンテナエレメントは完全な相関を有していてもよい。このことは、次式に示すアレイステアリングベクトル（例えば一様線形配列ＵＬＡ）を定義する際の基礎となる。【００５２】
【数１５】
2006521711.tif 000020
【００５３】  ここで、Ｍは送信機側におけるアンテナエレメントの数であって、空間周波数μは次のように定義される。【００５４】
【数１６】
2006521711.tif 000021
【００５５】  ここで、Δ、λ、θｌは、それぞれアンテナ間隔、搬送波の波長、当該チャネルの１番目の送信信号の放射方向ＤｏＤを表す。各ＤｏＤは当該チャネルの複数の遅延と関連付けられている。【００５６】  数式（１２）および（１５）を用いると、ブロックテープリッツ構造を持つチャネル行列を以下のように定義することができる。【００５７】
【数１７】
2006521711.tif 000022
【００５８】
2006521711.tif 000023
ネル行列は、送信機側におけるアンテナエレメントの数が１になると（Ｍ＝１）、数式（１１）で表されるＳＩＳＯチャネル行列に等しくなることが判る。すなわち、次の通りである。【００５９】
【数１８】
2006521711.tif 000024
【００６０】
2006521711.tif 000025
うに定義される。【００６１】
【数１９】
2006521711.tif 000026
【００６２】  Ｍ＝１のときは、ＭＩＳＯチャネルの数式（１９）は、ＳＩＳＯチャネルの数式（１４）と等しくなる。すなわち、以下の通りである。【００６３】
【数２０】
2006521711.tif 000027
【００６４】＜ＯＦＤＭシステムの原理＞
上述した説明に基づき、以下、本発明の基礎となる原理を更に図２を用いて説明する。図２は、サクリック・プレフィックスが通信チャネルの最大遅延よりも大きいと仮定した場合のＯＦＤＭマルチキャリアシステムにおける並列通信チャネルの等価モデルを示したものである。【００６５】  まず、並列チャネルが、サクリック・プレフィックスを用いたフーリエ変換によってどのように構成されるかについて説明する。次に、ＯＦＤＭシステムを異なる観点から考察する。すなわち、ＯＦＤＭシステムにおいてどのように周波数ダイバーシティが実現されるかついて説明する。最後に、本発明によって実現される効果を評価するため、信号対雑音比の解析的表現を導出する。【００６６】  図１から、ＯＦＤＭマルチキャリアシステムの表現に対する連立線形方程式は、数式（６）、（８）、（１３）、および（１４）から、以下のように構成することができる。【００６７】
【数２１】
2006521711.tif 000028
【００６８】  ここで、ＯＦＤＭマルチキャリアシステムの原理を、上述したＳＩＳＯチャネルモデルについて説明する。ＯＦＤＭマルチキャリアシステムにおいては、シンボル間干渉ＩＳＩを防ぐため、サクリック・プレフィックスＣＰのサイズは最大チャネル遅延よりも大きく設定される。すなわち、サクリック・プレフィックスＣＰのサイズＮｇを次式の条件を満たすように選択するということである。【００６９】
【数２２】
2006521711.tif 000029
【００７０】  換言すれば、数式（２２）の条件が満たされている限り、サクリック・プレフィックスＣＰの除去後には受信機側においてシンボル間干渉ＩＳＩが発生しない。これは、既存の線形システムを用いて確かめることができる。数式（７）および（１４）から、次式の条件が満たされる。
【数２３】
2006521711.tif 000030
【００７１】  数式（２３）を用いると、数式（２１）は次のような形になる。【００７２】
【数２４】
2006521711.tif 000031
【００７３】  サクリック・プレフィックスＣＰを用いることにより生じる別の重要な性質として、テープリッツ構造を有するチャネル畳込み行列Ｈ０が循環行列になるという点が挙げられる。【００７４】
【数２５】
2006521711.tif 000032
【００７５】  循環行列Ｈｃを、さらに次式に示すように、フーリエ変換を用いて対角化してもよい。
【数２６】
2006521711.tif 000033
【００７６】  ここで、ｈはＨ０（数式（１０）等を参照）の第１列である。従って、数式（２４）は次のように簡単な形式に書き換えることができる。【００７７】
【数２７】
2006521711.tif 000034
【００７８】
2006521711.tif 000035
【００７９】
【数２８】
2006521711.tif 000036
【００８０】
2006521711.tif 000037
に、異なる複数のサブキャリアにおける信号は互いに独立しており、ＯＦＤＭシステムは図２に示した並列チャネルを形成する。【００８１】＜周波数ドメインにおけるダイバーシティ利得＞
以下、ＯＦＤＭマルチキャリアシステムが、どのようにマルチパスチャネルから周波数ドメインにおけるダイバーシティを獲得するかについて説明する。まず、ダウンシフト演算子を以下のように定義する。【００８２】
【数２９】
2006521711.tif 000038
【００８３】
2006521711.tif 000039
たされている場合は、以下の条件が成り立つことが判る。【００８４】
【数３０】
2006521711.tif 000040
更に、以下の関係を用いる。【００８５】
【数３１】
2006521711.tif 000041
【００８６】すると、次のようになる。【００８７】
【数３２】
2006521711.tif 000042
【００８８】
2006521711.tif 000043
列となる。数式（２６）の対角行列Λは次のように書き換えることができる。【００８９】
【数３３】
2006521711.tif 000044
【００９０】  ここで、数式（３０）および（３２）は最終ステップに適用される。数式（３３）によ
2006521711.tif 000045
素は、サブキャリアに対するチャネルの周波数応答を表しており、その値は経路数Ｌよりも大きいので、信頼性の高い通信を実現するために、周波数ドメインにおいて更に高いダイバーシティを獲得することができる。【００９１】＜各サブキャリアにおける信号対雑音比ＳＮＲ＞
説明の便宜上、以下では、各サブキャリアにおける信号対雑音比ＳＮＲの解析的表現を導出する。数式（２７）から、シンボル間干渉ＩＳＩがない場合、受信信号の理想的な信
2006521711.tif 000046
定する。【００９２】
【数３４】
2006521711.tif 000047
【００９３】  これから、以下の２つの式が得られる。【００９４】
【数３５】
2006521711.tif 000048
【数３６】
2006521711.tif 000049
【００９５】
2006521711.tif 000050
これは雑音ベクトルηに等しい。数式（３５）および（３６）から、ｋ番目のサブキャリアの信号対雑音比ＳＮＲを以下のように表すことができる。【００９６】
【数３７】
2006521711.tif 000051
【００９７】  なお、雑音電力はサブキャリアに独立である。【００９８】＜平均２乗誤差ＭＳＥの解析的表現＞
以下、平均２乗誤差ＭＳＥの解析的表現を導出する。なお、周波数ドメインにおけるチャネル歪みを補償するため、送信電力は送信機側において規格化されると仮定する。具体的には、図１に示したシステムモデルに更にスカラーβＯＦＤＭを導入し、送信電力をＧＩだけ増やすように規格化する。このスカラーβＯＦＤＭは、次式で定義される。【００９９】
【数３８】
2006521711.tif 000052
【０１００】  また、受信機側において次に示す対角構造のフィルタを導入し、チャネル歪みを補償する。【０１０１】
【数３９】
2006521711.tif 000053
【０１０２】  ここで、以下の定義を仮定する。【０１０３】
【数４０】
2006521711.tif 000054
【０１０４】  すると、推定信号は、次式で表すことができる（数式（２７）を参照）。【０１０５】
【数４１】
2006521711.tif 000055
【０１０６】  すると、平均２乗誤差ＭＳＥは、次のように計算される。【０１０７】
【数４２】
2006521711.tif 000056
【０１０８】  信号対雑音比ＳＮＲγは、次式で定義される。【０１０９】
【数４３】
2006521711.tif 000057
【０１１０】
2006521711.tif 000058
ができる（数式（３４）を参照）。数式（４２）から、平均２乗誤差ＭＳＥは、信号対雑音比ＳＮＲの増大とともに線形に増大する。チャネル周波数応答もまた、平均２乗誤差ＭＳＥに対し重大な影響を与える。サブキャリアにディープフェードが発生すると、サブチャネルには大きな誤差が発生する。【０１１１】＜本発明の基本的な概念＞
上述した一般的な表現を用いて、以下、図３ないし１６を用いて、マルチキャリアシステムにおける送信処理の更に詳細な説明を行う。【０１１２】  図３は、本発明に係る、サクリック・プレフィックスをＯＦＤＭマルチキャリアシステムへ付加しない場合における、送信処理のためのフィルタ構造の組み込みを表した図である。【０１１３】  図３に示すように、本発明によれば、標準的なＯＦＤＭマルチキャリアシステム対して知られているサクリック・プレフィックスＣＰを、時間ドメインフィルタ１０に置き換える。従って、本発明によれば、元々当該サクリック・プレフィックスＣＰに対して与えられた時間ドメインにおける自由度を活用することにより、送信信号が最適化される。また、ＭＩＳＯチャネルに対し、空間ドメインの自由度を送信最適化のために利用することが可能となる。【０１１４】  図４は、本発明に係る、サクリック・プレフィックスをＯＦＤＭマルチキャリアシステムへ付加した場合における、送信処理のためのフィルタ構造の組み込みを表した図である。【０１１５】  図４に示すように、この好ましい態様においては、対応するＣＰ／ＧＩ部１２においてサクリック拡張が出力フィルタ構造１０に加えられる点において、図３に示した態様と異なる。【０１１６】  図５は、図３および４にて表された本発明に係るフィルタ構造を模式的に表す図である。【０１１７】  図５に示されるように、本発明に係るフィルタ構造１０は、合成部１４と線形フィルタ部１６とから構成される。なお、線形フィルタリングの結果がサクリック・プレフィックスによって付加されるか否かに関わらず、５に示す線形フィルタ構造１０の基本的な構成は変わらない。【０１１８】  合成部１４は、チャネル状態情報、送信電力制約、および直交周波数送信シンボルと、当該線形フィルタ構造の導出時刻における対応した推定受信直交周波数送信シンボルとの間における最小平均２乗誤差基準を用いて、少なくとも１つの直交周波数送信シンボルの処理を行うための線形フィルタを合成する。【０１１９】  更に、線形フィルタ部１６は、合成部１４にて生成された線形フィルタを実装する。線形フィルタ部１６は、フィルタ入力ベクトルとして周波数ドメインから時間ドメインに変換された少なくとも１つの周波数送信シンボルを受信する。次に、このフィルタ入力ベクトルは、平均２乗誤差基準を最小にするとともに送信電力制約に対応する送信電力を用いた送信シンボルベクトルを出力するために、線形フィルタ部１６によって最適化される。【０１２０】  図５に示すように、本発明においては、各時点におけるチャネル状態情報が送信機において既知であると仮定する。時間分割多重ＴＤＤシステムにおいては、アップリンクとダウンリンクは同一のキャリア周波数帯域に属しているが、異なるタイムスロットに対応した時間に分けられている。チャネル状態情報はキャリア周波数に独立であるため、チャネル状態情報をアップリンク信号から推定してダウンリンクに適用することも可能である。【０１２１】  周波数分割多重ＦＤＤシステムにおいては、アップリンク通信チャネルとダウンリンク通信チャネルは、異なるキャリア周波数に属している。従って、ダウンリンク用のチャネル状態情報ＣＳ���は、アップリンク用のチャネル状態情報ＣＳＩとは異なる。このため、ダウンリンク用のチャネル状態情報は、対応するダウンリンク送信処理に適用することができない。ここで、受信機側で推定したダウンリンク用のチャネル状態情報を送信機側へフィードバックすることが可能である。なお、チャネル状態情報が直ちに失われるようにすれば、送信機側でそれを受信した時点において既にそのチャネル情報が古くなっているという事態は発生しない。【０１２２】  図５に示すように、本発明によれば、受信機において計測される雑音電力も考慮される。ここで、雑音電力は受信機側において推定されて送信機にフィードバックされると仮定する。また、雑音電力は時間的にほとんど変化せず、従ってフィードバックをそれほど頻繁に行う必要はないと仮定してよい。【０１２３】  図６は、図５に示したフィルタ構造によって実現される最適化された送信特性を得るための送信処理の概念を表した模式図である。【０１２４】  図６に示すように、本発明によれば、送信シンボルは、標準的なＯＦＤＭマルチキャリアシステムのように単に周期的に拡張されるわけではない。ＯＦＤＭを周波数ドメインから時間ドメインへの変換した後、最適化された送信を実現するため、対応する変換結果を１つの要素の各々に関して修正してもよい。ＳＩＳＯの場合、最適化の自由度は時間ドメインに与えられる。ＭＩＳＯの場合は、最適化の自由度は、時間ドメインおよび空間ドメインに与えられる。【０１２５】  図６に示したＳＩＳＯの場合、このフィルタ構造は各ＯＦＤＭシンボルｓ［ｎ］に対しＮ次元のベクトルを出力する。ＭＩＳＯの場合、Ｍを送信アンテナ数、ｎをＯＦＤＭシンボルの番号、（１），．．．，（Ｍ）をアンテナの番号とすると、このフィルタ構造はＮ・Ｍ次元のベクトルを出力する。【０１２６】  図７は、図５に示したフィルタ構造の動作を表すフローチャートである。【０１２７】  図７に示すように、まずステップＳ１０において、チャネル状態情報および送信電力制約を用いて、線形フィルタ構造を導出する。この詳細については後述する。ステップＳ１２において、次に送信されるＯＦＤＭシンボルの時間ドメイン表現を受信する。ステップＳ１４において、送信処理のための線形フィルタリングが行われる。続いて、フィルタリング結果は、対応する送信処理結果を続いて送信するために行うサクリック・プレフィックス付加のため、もしくはこのサクリック・プレフィックス付加なしで直接的に、出力される。【０１２８】  図７に示すステップＳ１８は、サービス要求の品質が変化したことに起因してチャネル状態情報が変化した場合や電力制限に変化があった際などを考慮した場合における線形フィルタ構造の更新に関するものである。このような更新はＯＦＤＭ送信の構造と関連している場合がある（例えば、各ＯＦＤＭフレームの送信後、更新が１回発生するといった場合などが考えられる）。なお、フィルタ構造の合成や更新の実行に当たっては、チャネル状態情報または送信電力制約の少なくとも一方に修正があった際に行われる更新の時刻に制限を設ける必要は必ずしもない。【０１２９】  図８は、図５に示した線形フィルタ部１６の更に詳細な模式図である。【０１３０】  図���に示すように、線形フィルタ部１６は、送信電力計測部１８と、チャネルマッチング部２０と、雑音特性および干渉特性を改善するための干渉雑音増幅部２２とから構成される。【０１３１】  図９は、図８に示した線形フィルタ部１６の動作を表すフローチャートである。【０１３２】  図９に示すように、ステップＳ２０において、送信電力計測部１８は、送信電力制約に応じて送信電力を調整（スケーリング）する。ステップＳ２２において、チャネルマッチング部２２は、各時点におけるチャネル状態情報によって指定される通信チャネル特性に適合させるためのチャネルマッチングを行う。ステップＳ２４において、干渉／雑音増幅部２２は、更なる最適化のため、および実際の送信が行われる前の送信処理のため、調整およびチャネルマッチングが行われた中間結果に対し修正を加える。【０１３３】＜サクリック・プレフィックス付加なしの送信フィルタ＞
以下、送信機におけるサクリック・プレフィックス付加なしの場合の送信フィルタについて、図１および２を用いて説明したＯＦＤＭマルチキャリアシステムのモデルに基づき、理論的な解析を行う。【０１３４】  送信機側で用いるフィルタの種類に関係なく、受信機の構造には変更がないと仮定する。換言すれば、図３および４を参照して示したように逆高速フーリエ変換のフィルタ群の前
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【０１３５】  本発明においては、標準的なＯＦＤＭマルチキャリアシステムの送信処理を線形フィルタで置き換える。送信機側におけるサクリック・プレフィックスの付加なしのフィルタ構
2006521711.tif 000060
【０１３６】
【数４４】
2006521711.tif 000061
【０１３７】  数式（４４）から、理想的な線形フィルタ構造を決定するために最小にすべき値である平均２乗誤差ＭＳＥは、以下に従って計算される。
【数４５】
2006521711.tif 000062
ここでは送信電力を調整するためのスカラーβ∈Ｒが導入されている。本発明によれば、この線形フィルタ構造は、元の理想的な信号とは異なる振幅をもつ受信信号を生成する。これは、以下に示す送信電力に関する制約を導入することによって実現される。【０１３８】
【数４６】
2006521711.tif 000063
【０１３９】  本発明によれば、線形フィルタ構造は、利用可能な送信電力ＥＴｘの全てを利用する。線形フィルタ構造は、数式（４６）で表される制約を満たしながら数式（４５）に示す平均２乗誤差を最小化する。対応する最適化問題は次のように記述される。【０１４０】
【数４７】
2006521711.tif 000064
【０１４１】  この最適化問題の解が存在しない場合やランクの不足によって解が不定となる場合を除けば、数式（４７）で表される制約条件は重要である。【０１４２】  本発明の数式（４７）に係る最適化問題の解を求めるために、以下のように、ラグランジュ係数λ∈Ｒを用いたラグランジュ関数を導入する。【０１４３】
【数４８】
2006521711.tif 000065
【０１４４】
2006521711.tif 000066
とおく。【０１４５】
【数４９】
2006521711.tif 000067
【数５０】
2006521711.tif 000068
【０１４６】
2006521711.tif 000069
によって得られる。
【数５１】
2006521711.tif 000070
【０１４７】  この結果を数式（４７）に示す制約条件に代入する。そして、この制約をβ−１について解くと以下のようになる。【０１４８】
【数５２】
2006521711.tif 000071
【０１４９】  ここで、次の定義を用いる。
【数５３】
2006521711.tif 000072
【０１５０】  すると、数式（４５）は数式（５１）および（５３）から次のように書き換えることができる。
【数５４】
2006521711.tif 000073
【０１５１】  本発明に係る数式（５４）を最小化する解を探すため、導関数を計算しそれをゼロとおく。ここで、以下の関係を用いる。【０１５２】
【数５５】
2006521711.tif 000074
【０１５３】  この関係を用いると、この最適化問題に対する解は次式から導出することができる。
【数５６】
2006521711.tif 000075
【０１５４】  転置演算子は線形であるから、数式（５５）の加算項の外に出すことができる。すると、数式（５５）は、以下のようにコンパクトな形式に直すことができる。
【数５７】
2006521711.tif 000076
【０１５５】  上述したように、サクリック・プレフィックス付加なしの線形フィルタ構造を特徴付けている最適解は、次のように表される。【０１５６】
【数５８】
2006521711.tif 000077
【０１５７】  数式（５１）、（５２）、（５３）および（５７）から、サクリック・プレフィックス付加なしの線形フィルタ構造は以下のように表される。
【数５９】
2006521711.tif 000078
【０１５８】  ここで、最適化された重み係数は以下のように表される。【０１５９】
【数６０】
2006521711.tif 000079
【０１６０】  数式（５８）および（５９）を数式（５０）に代入すると、数式（５０）が正しいこと
2006521711.tif 000080
ーリエ変換ＩＦＦＴを適用して周波数ドメインからの信号を時間ドメインに変換する。続いて、フィルタ入力の時間ドメイン表現を処理する。この点を強調するため、本発明においては、時間ドメインフィルタＰを以下のように表す（数式（５８）を参照）。【０１６１】
【数６１】
2006521711.tif 000081
【０１６２】＜サクリック・プレフィックス付加ありの送信フィルタ＞
送信機においてサクリック・プレフィックス付加を行わない場合の送信フィルタ以外に、本発明は、他の好適な態様として、送信機においてサクリック・プレフィックス付加を行う場合の送信フィルタに関するものを含む。本態様においても、受信機の構造には何も変更がないものとする。【０１６３】  図４を用いて示したように、本態様においては、逆高速フーリエのフィルタ群およびサ
2006521711.tif 000082
【０１６４】
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ように表す。【０１６５】
【数６２】
2006521711.tif 000084
【０１６６】
2006521711.tif 000085
基づき導出される。この導出は、上述したものと同様であるので、その詳細を繰り返し説明することはしない。【０１６７】  数式（６１）から、最小２乗ＭＳＥは次のように計算することができる。【０１６８】
【数６３】
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【０１６９】  送信電力制約は次のように表される。【０１７０】
【数６４】
2006521711.tif 000087
【０１７１】  数式（６２）および（６３）から、本態様に係る最適な線形フィルタ構造を決定するための最適化問題は以下のように表される。【０１７２】
【数６５】
2006521711.tif 000088
【０１７３】  この最適化問題を解くと、結果は次の通りになる。
【数６６】
2006521711.tif 000089
【０１７４】  最適化された重み係数は、以下のようになる。
【数６７】
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【０１７５】
2006521711.tif 000091
構造に適用する前に行う、ＯＦＤＭ信号を周波数ドメインから時間ドメインに変換する処理に依存する。線形フィルタリング処理の後、フィルタからの出力は再び周波数ドメインに変換される。しかし、標準的なＯＦＤＭマルチキャリアシステムに適用される次の逆高速フーリエ変換ＩＦＦＴを考慮すれば、数式（６５）の左辺の高速フーリエ変換ＦＦＴはキャンセルされる。このため、時間ドメイン線形フィルタ構造は次のように表すことができる。【０１７６】
【数６８】
2006521711.tif 000092
【０１７７】＜本発明の好適な態様における平均２乗誤差ＭＳＥの解析的表現の導出＞
これまで、標準的なＯＦＤＭマルチキャリアシステムに対する平均２乗誤差ＭＳＥの解析的表現の導出を行った。以下では、本発明の奏する効果を検証するため、本発明の好適な態様に関し、対応する平均２乗誤差ＭＳＥの導出を行う。【０１７８】  ここで、ガードインターバルＧＩは十分に長く、受信機側にてシンボル間干渉が観測されることはないと仮定する。また、本態様においては、平均２乗誤差ＭＳＥを計算するために受信信号電力を規格化するので、受信機側でのスカラー演算処理（図３および４には示されていない）が含まれる。【０１７９】  本発明の好適な態様に係る線形フィルタ構造平均２乗誤差ＭＳＥを計算するため、フィルタ群ＧＲＢＨ０の特異値分解ＳＶＤを以下のように表す。【０１８０】
【数６９】
2006521711.tif 000093
【０１８１】
2006521711.tif 000094
であり次のように表される。【０１８２】
【数７０】
2006521711.tif 000095
【０１８３】
2006521711.tif 000096
【０１８４】
【数７１】
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【０１８５】  ここで、Σ２は次のように定義される。【０１８６】
【数７２】
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【０１８７】  以下、説明の便宜上、標準的なＯＦＤＭマルチキャリアシステムの場合と同じ仮定（す
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【０１８８】
【数７３】
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【０１８９】  すると、線形フィルタ構造の平均２乗誤差の表現は、次のようになる。【０１９０】
【数７４】
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【０１９１】  数式（７３）から、信号帯雑音比（ＳＮＲ）の値γが大きいほど平均２乗誤差ＭＳＥは小さくなることが判る。また、平均２乗誤差ＭＳＥは、フィルタ群ＧＲＨ０の特異値σｋ，ｋ＝１，．．．，Ｎｃに依存している。フィルタ群が、フル行ランクＮｃをもつＮｃ×（Ｎｃ＋Ｎｇ）次元の横長行列で表されるテープリッツ構造を有していることを考慮すれば、フィルタ群の条件の数は妥当なものとなる。これは、数式（７３）の加算の各項は大きな値をとることができず、且つ、全体の平均２乗誤差ＭＳＥは標準的なＯＦＤＭマルチキャリアシステムにおけるチャネルにて発生する可能性のあるゼロスペクトルと比べてほどほどに小さくなければならない、ということを意味する（数式（４２）を参照）。【０１９２】＜シミュレーション結果＞
本発明を評価するため、コンピュータシミュレーションを行う。特に、ビット誤り率ＢＥＲおよび規格化したスループットの点において、本発明を標準的なＯＦＤＭマルチキャリアシステムと比較する。最も着目すべきは、チャネルの最大遅延がガードインターバルＧＩのサイズを越えた場合のシステムの能力であるから、本シミュレーションにおいては、チャネル遅延が一定である間、ガードインターバルＧＩのサイズを変化させる。【０１９３】＜シミュレーションパラメータ＞
シミュレーションパラメータを表１にまとめる。【０１９４】
【表１】
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【０１９５】  Ｎｃ＝６４個のサブキャリアでガードインターバルＧＩのサイズＮｇ＝０、６、１２の場合のＯＦＤＭマルチキャリアシステムについて考える。ガードインターバルＧＩのサイズＮｇは、時間サンプル数をサブキャリア数Ｎｃで規格化したものである。各フレームの情報ビットは、メモリ４のハーフレートの畳込み符号器によって符号化され、ランダムインターリーバによってインターリーブされるものとする。各フレームには２２個のＯＦＤＭシンボルが含まれている。インターリーバからの出力は、サブキャリ信号であるＱＰＳＫシンボルにマッピングされる。【０１９６】  シミュレーションの便宜上、１３の遅延をもつマルチパスチャネルモデルを採用する。ガードインターバルＧＩを越える長いエコーによる影響を調べるため、本シミュレーションにおいては、最悪の状況である遅延がない場合について考察する。【０１９７】  ＭＩＳＯチャネルについては、送信機に複数アンテナエレメントが配置される。各アンテナエレメントは、互いに搬送波の波長の１／２だけ離れており、完全な相関があるものとする。これは、角度分散がない強いビームが存在するということである。また、各ビームはそれぞれの遅延と対応付けられていると仮定する。【０１９８】＜ビット誤り率ＢＥＲの比較＞
ガードインターバル長Ｎｇ＝１２、６、０の場合に対するＥｂ／Ｎ０に対するＢＥＲ性能を、それぞれ図１０ないし１２に示す。【０１９９】  図１０ないし１２に示すように、標準的なＯＦＤＭのＢＥＲ能力は、ガードインターバルＧＩが短くなるに従って著しく低下する。一方、本発明においては、標準的なＯＦＤＭの場合ほど性能の低下がみられない。より詳細には、ＴｘＷＦ（Ｍ＝１）は、本発明において送信機にて１つのアンテナと線形フィルタリング構造を用いたシステムに対応するものである。ＴｘＷＦ（Ｍ＝２）は、本発明において送信機にて２つのアンテナと線形フィルタリング構造を用いたシステムに対応するものである。【０２００】  送信線形フィルタリング構造は、ガードインターバルＧＩのマージンのため、入力信号よりも長い出力信号を生成する。上述したように、自由度に余裕があることを利用して最適化が行われる。図１０ないし１２に示すように、２つのアンテナがある場合において、付加された空間次元によって、新たなアンテナを新たに１つ加えた場合の性能において著しい向上が見られる。【０２０１】＜規格化したスループットの比較＞
異なるガードインターバルＧＩのサイズに対するスループットを比較するため、以下のように規格化したスループットを導入する。【０２０２】
【数７５】
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【０２０３】  ここで、スカラーαは次のように定義される。【０２０４】
【数７６】
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【０２０５】  妥当な比較を行うため、送信電力は、異なるＮｇに対して１タイムサンプルの間、一定に保たれている。ＯＦＤＭシンボル当たりの情報ビット数は一定に保たれるため、結果的に、大きなＮｇを用いるとＥｂ／Ｎ０は大きくなる。よって、規格化したスループットをαＥｂ／Ｎ０に対してプロットする。【０２０６】  本発明に係る送信処理を用いて、送信処理マルチキャリアシステムの複数のガードインターバル長をパラメータとして表した信号対雑音比の各々に対する規格化したスループットをそれぞれ比較した結果を、図１３に示す。【０２０７】  図１３に示すように、標準的なＯＦＤＭマルチキャリアシステムと比べて、線形フィルタ構造を用いた送信処理によって、大きな利得が達成されている。Ｅｂ／Ｎ０が大きい領域においては、性能劣化の主な原因はシンボル間干渉ＩＳＩであるが、本発明に係る線形フィルタ構造においてはこのような性能劣化が発生していない。【０２０８】  また、図１３に示すように、Ｅｂ／Ｎ０の小さい領域においては、シンボル間干渉ＩＳＩに起因した雑音の影響を無視することができない。よって、ガードインターバルＧＩが最大チャネル遅延に対して十分に長くない場合であっても、ガードインターバルＧＩを用いてシンボル間干渉ＩＳＩを除去すれば、スループットを保つ効果が発揮される。【０２０９】  また、ガードインターバルのサイズに対応する規格化したスループット性能の評価を図１４および１５に示す。ＯＦＤＭマルチキャリアシステムはガードインターバルの数に敏感であることが確認できる。ガードインターバルＧＩが短くなるとスループットの劣化が激しくなる。この傾向は、ガードインターバルが極端に短い場合に顕著となる。【０２１０】＜平均２乗誤差の比較＞
上述したように、本発明は、ガードインターバルＧＩが十分に長い場合（すなわち、シンボル間干渉ＩＳＩがない場合）であっても、ＯＦＤＭマルチキャリアシステムよりも高い性能を発揮する。ここで、ＯＦＤＭと本発明のシンボル間干渉がない場合における平均２乗誤差ＭＳＥ性能とを、コンピュータシミュレーションによって評価する。平均２乗誤差ＭＳＥは、上記導出した解析的表現に基づいて計算する。便宜上、以下の２つの数式を再掲する。【０２１１】
【数７７】
2006521711.tif 000105
【０２１２】  この２つの数式から、信号対雑音比ＳＮＲの観点から、１０００チャネルリアリゼーションに対して平均２乗誤差ＭＳＥを計算した。図１６は、異なる信号対雑音比についてそれぞれ平均２乗誤差性能を比較した図である。【０２１３】  図１６に示すように、本発明が達成する平均２乗誤差ＭＳＥは、標準的なマルチキャリアシステムの平均２乗誤差ＭＳＥよりも常に小さい。信号対雑音比ＳＮＲが変化する場合において、標準的なマルチキャリアシステムの平均２乗誤差ＭＳＥは、信号対雑音比ＳＮＲが減少すると線形に減少する。また、平均２乗誤差ＭＳＥに対する極小値またはこれと等価な床値は、信号対雑音比ＳＮＲが低い場合には存在しない。【０２１４】  一方、本発明に係るフィルタ構造に対する平均２乗誤差ＭＳＥの表現から、信号対雑音比ＳＮＲが低い場合は、平均２乗誤差ＭＳＥがＮｃに収束することは明らかである。この結果は、λｋとσｋを評価することにより更に明確となる。【０２１５】  平均２乗誤差ＭＳＥは、標準的なＯＦＤＭマルチキャリアシステムの場合はチャネル周波数応答λｋに依存し、本発明に係るフィルタ構造の場合は特異値σｋに依存するため、最大値、最小値、およびこれらの比を計算したものを表２にまとめる。対応する値は１０００チャネルリアリゼーションから計算したものである。【０２１６】
【表２】
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【０２１７】
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２桁の違いがあることかわかる。これは、最大値との比についてもいえる。平均２乗誤差ＭＳＥはこれらの逆数に依存するため、ＯＦＤＭマルチキャリアシステムにおいては、チャネル周波数応答「０」が続くサブキャリアが存在する（すなわち、サブキャリアｋに対して｜λｋ｜２がゼロに非常に近づく）場合、平均２乗誤差ＭＳＥが高くなる。【０２１８】  また、本発明によって達成される平均２乗誤差ＭＳＥは、フィルタ群ＧＲＨ０の特異点に依存する。このフィルタ群は、横長行列であって、解析的には常にフル行ランクを有し、ＯＦＤＭマルチキャリアシステムのチャネル周波数応答の対角要素よりも数値的に安定している行列である。
【図面の簡単な説明】
【０２１９】
【図１】  ＯＦＤＭマルチキャリアシステムの線形モデルを表す図である。
【図２】  サイクリック・プレフィックスが通信チャネルの最大遅延よりも大きい場合におけるＯＦＤＭマルチキャリアシステムにおける並列通信チャネルの等価モデルを表す。
【図３】  サイクリック・プレフィックスをＯＦＤＭマルチキャリアシステムへ付加しない場合における、本発明に係る送信処理のフィルタ構造の組み込み構成を表す模式図である。
【図４】  サイクリック・プレフィックスをＯＦＤＭマルチキャリアシステムへ付加する場合における、本発明に係る送信処理のフィルタ構造の組み込み構成を表す模式図である。
【図５】  本発明に係るフィルタ構造の模式図である。
【図６】  図５に示したフィルタ構造によって実現される最適化伝送特性を得るための送信処理の概念を示す模式図である。
【図７】  図５に示したフィルタ構造の動作を示すフローチャートである。
【図８】  図５に示した線形フィルタユニットの更に詳細な模式図である。
【図９】  図８示した線形フィルタユニットの動作を表すフローチャートである。
【図１０】  ガードインターバル長が１２の場合における、ＯＦＤＭマルチキャリアシステム、本発明に係るＳＩＳＯ送信処理を用いたマルチキャリアシステム、本発明に係るＭＩＳＯ送信処理を用いたマルチキャリアシステムの各々におけるビット誤り率ＢＥＲを比較した図である。
【図１１】  ガードインターバル長が６の場合における、ＯＦＤＭマルチキャリアシステム、本発明に係るＳＩＳＯ送信処理を用いたマルチキャリアシステム、本発明に係るＭＩＳＯ送信処理を用いたマルチキャリアシステムの各々におけるビット誤り率ＢＥＲを比較した図である。
【図１２】  ガードインターバル長が０の場合における、ＯＦＤＭマルチキャリアシステム、本発明に係るＳＩＳＯ送信処理を用いたマルチキャリアシステム、本発明に係るＭＩＳＯ送信処理を用いたマルチキャリアシステムの各々におけるビット誤り率ＢＥＲを比較した図である。
【図１３】  本発明に係る送信処理を用いたマルチキャリアシステムにおける複数のガードインターバル長をパラメータとして用いて表した、複数の信号対雑音比に対する規格化されたスループット値を比較した図である。
【図１４】  ＯＦＤＭマルチキャリアシステムに対する複数の信号対雑音比をパラメータとして用いて表したガードインターバル長の各々について規格化したスループット値を比較した図である。
【図１５】  本発明に係る送信処理を用いたマルチキャリアシステムにおける複数の信号対雑音比をパラメータとして用いて表した、ガードインターバル長について規格化したスループット値を比較した図である。
【図１６】  本発明に係る送信処理を用いたマルチキャリアシステムにおける複数の信号対雑音比に対する平均２乗誤差能力を比較した図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【国際調査報告】
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