(57)【要約】この発明は、無線通信システムに用いられる電力増幅器における電力損失を低減する方法であって、前記電力増幅器は零入力電流を示すトランジスタを有し、前記電力増幅器の零入力電流は、前記電力増幅器の平均出力電力に応じて適応変化する方法を提供する。無線通信システムに用いられる電力増幅器であって、前記電力増幅器は零入力電流を示すトランジスタを有し、前記電力増幅器は、電力増幅器の平均出力電力に応じて、前記電力増幅器の零入力電流を変化させて電力増幅器における電力損失を低減する適応バイアス手段を備える電力増幅器が提供される。ＵＭＴＳハンドセットは、上述された電力増幅器を備える。
2006501743.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線通信システムに用いられる電力増幅器における電力損失を低減する方法であって、前記電力増幅器は零入力電流を示すトランジスタを有し、前記電力増幅器の零入力電流は、前記電力増幅器の平均出力電力に応じて適応変化する、方法。
【請求項２】
少なくとも２つのステージを有する前記電力増幅器の適応バイアスは、前記電力増幅器のステージの少なくとも１つの零入力電流の値を変化させることによって行なわれる、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
少なくとも２つのステージを有する前記電力増幅器の適応バイアスは、前記電力増幅器のすべてのステージの零入力電流の値を変化させることによって行なわれる、請求項１に記載の方法。
【請求項４】
少なくとも２つのステージを有する前記電力増幅器の適応バイアスは、前記電力増幅器の電力ステージの零入力電流の値を変化させることによって行なわれる、請求項１に記載の方法。
【請求項５】
少なくとも２つのステージを有する前記電力増幅器の適応バイアスは、パワー検波器で電力増幅器の平均出力電力を検波し、検波電力および適応バイアス回路の指定機能に応じて前記２つのステージの零入力電流の値を変化させることによって行なわれる、請求項１ないし４の何れかに記載の方法。
【請求項６】
平均出力電力に比例する電圧または電流量は、前記電力増幅器の平均出力電力として検波される、請求項１ないし５の何れかに記載の方法。
【請求項７】
平均出力電力に比例する電圧または電流量は、前記電力増幅器のステージのいずれか、好ましくは前記電力増幅器のドライバステージで検波される、請求項１ないし６の何れかに記載の方法。
【請求項８】
前記平均出力電力は、二乗機能を適用し、ドライバおよび／または電力ステージのコレクタ電流のスケーリングされたコピーを平均化することによって検波される、請求項５に記載の方法。
【請求項９】
前記パワー検波器では、前記平均化機能は前記二乗機能のすぐ後に実行される、請求項８に記載の方法。
【請求項１０】
前記平均化機能は前記適応バイアス回路で実行される、請求項８に記載の方法。
【請求項１１】
無線通信システムに用いられる電力増幅器であって、前記電力増幅器は零入力電流を示すトランジスタを有し、前記電力増幅器は、電力増幅器の平均出力電力に応じて、前記電力増幅器の零入力電流を変化させて電力増幅器における電力損失を低減する適応バイアス手段を備える、電力増幅器。
【請求項１２】
前記適応バイアス手段は、前記電力増幅器の出力電力に比例する量を検波するパワー検波器と、適応バイアス回路とを備える、請求項１１に記載の電力増幅器。
【請求項１３】
前記パワー検波器は、前記電力増幅器の出力電力に比例する量に対して二乗機能および平均化機能を提供するように構成されている、請求項１２に記載の電力増幅器。
【請求項１４】
前記電力増幅器は、ドライバステージと、前記ドライバステージに接続された電流バイアスネットワークと、中間マッチングネットワークと、電力ステージと、前記電力ステージに接続された電流バイアスネットワークとを具備してなり、前記パワー検波器は前記ドライバステージの入力に接続され、前記適応バイアス回路は前記電力ステージの入力に接続されている、請求項１２に記載の電力増幅器。
【請求項１５】
前記適応バイアス回路は、前記パワー検波器に接続された処理ブロックと、前記処理ブロックと前記電力ステージの入力との間に接続された電流バイアスネットワークとを備える、請求項１２に記載の電力増幅器。
【請求項１６】
前記処理ブロックはアナログデジタル変換器と、前記電力増幅器の平均出力電力に応じて電力増幅器の零入力電流を変化させる機能を提供するルックアップテーブルと、デジタルアナログ変換器とを備える、請求項１５に記載の電力増幅器。
【請求項１７】
前記処理ブロックは、以下の機能を実施する差動アナログ回路を備え、
ＰＤＣ（ＩＱ）＝ｍｉｎＩＱ（ＰＤＣ）で、ΔＧ＜ΔＧｍａｘおよび仕様（線形性）
ここでΔＧはゲイン変化であり、ΔＧｍａｘはアプリケーションによって許容される最大ゲイン変化であり、仕様（線形性）はアプリケーションの線形性仕様である、請求項１５に記載の電力増幅器。
【請求項１８】
前記処理ブロックはアナログ実施回路を備え、前記アナログ実施回路では、Ｉｐｏｗ＝Ｉｓｑ−Ｉｒｅｆの差を電流領域で算出し、感知量Ｉｐｏｗを伝達するノードと接地との間に接続されたキャパシタによって平均化が行なわれる、請求項１５に記載の電力増幅器。
【請求項１９】
感知量Ｉｐｏｗを伝達するノードと接地との間にダイオードステージが接続されている、請求項１８に記載の電力増幅器。
【請求項２０】
感知量Ｉｐｏｗを伝達するノードと、前記処理ブロックの出力に設けられかつＩｏｕｔを出力するミラー回路との間に抵抗器が接続されている、請求項１８に記載の電力増幅器。
【請求項２１】
請求項１１ないし２０の何れかに記載されているように構成された電力増幅器を備えるＵＭＴＳハンドセット。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力増幅器、およびモデム無線および通信システムにおける電力増幅方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
モデム無線および通信システムは、このシステムのスペクトル効率を最大限にするために線形モードで動作する電力増幅器を必要とする。しかし、線形性要求は効率要求と相容れない。通常、線形電力増幅器はＢ級またはＡＢ級でバイアスがかけられ、線形性仕様に達するためには、およそ１０ｄＢのそのピークエンベロープ電力ＰＥＰからバックオフされる。その結果、電力増幅器の電力付加効率ＰＡＥが落ちる。
【０００３】
移動通信用の電力増幅器においては、通信要求に従って出力電力Ｐｏｕｔが変化する。通例バッテリーから得られる供給電圧は、一定の値に固定されている。供給電流ＩＤＣは、ＡＢ級またはＢ級で作動している増幅器の出力電力とともに変化する。ＡＢ級またはＢ級の出力電流ｉｏは、切断正弦波電流である。Ｂ級では、導通角、すなわち電力増幅器が電流を発生させるシヌソイドの分数は完全にπに等しく、これはまた、ＩＱ＝０を意味する。ＡＢ級では、導通角はπよりも大きいため、ＩＱ＞０となる。供給電流ＩＤＣは常に零入力電流ＩＱよりも大きいかまたはそれに等しい。
【０００４】
従来の解決法では、ＶＤＣは製造技術によって可能な最大値に設定され、これは供給ジェネレータ（バッテリー）によって提供される。最大出力電力で最大電力付加効率ＰＡＥに達する。電力増幅器は、最大レベルを下回る出力電力レベルで機能している時に、達成できるその最大ＰＡＥよりも低い電力付加効率を示すことが分かる。
【０００５】
最新式の移動および無線通信方式では、電池容量を最大限にするために、電力増幅器の平均出力電力がネットワークによって設定される。その結果、電力増幅器は、継続的に最大出力電力で送信することを要求されないが、より低い電力レベル（（Ｗ−）ＣＤＭＡシステムでは通常１０ｄＢ低く）にバックオフされることが非常に多い。電力増幅器はより低い電力付加効率、従って比較的高い電力消費を示す。例えば、電力付加効率ＰＡＥｍａｘ％＝３５％のＵＭＴＳハンドセット［handset―受話器―］の電力増幅器は、１０ｄＢのバックオフで通常、電力付加効率ＰＡＥ＝１２％を示すことが計算される。
【０００６】
電力増幅器出力電力を通信要求に適合するように変化させる。例えば、（Ｗ−）ＣＤＭＡシステムでは、出力電力を変化させて電池容量を最大限にする。基地局はハンドセットからの受信出力電力を測定し、ハンドセットへコマンドを送って出力電力をより良い値に調節する。これは電力制御ループ［power control loop］と呼ばれ、その例については、ＵＭＴＳの場合は、ETSI:“UMTS TETRA standard”、chapter TS 125.101, pages 11-13, ETSI 2001、および、ETSI:“UMTS TETRA standard”、chapter TS 125.214, pages 10-20, ETSI 2001、に見ることができる。
【０００７】
出力電力が変化すると、供給電流ＩＤＣも変化し、すなわち、出力電力が低下すると、供給電流も低下する。実際に、導通角が大きくなり、電流ＩＤＣはその最小値ＩＱになる傾向がある。ＩＤＣの変化は電力増幅器内の能動素子の性能を変化させ、ゲインおよび線形性が変化する。非常に低い出力電力では、電力損失は出力電力レベルと無関係となる。この状況においては、電力ステージはＡ級増幅器として作動する。
【０００８】
現代の移動および無線通信における電力増幅器の高い電力損失は、通信機器、特に携帯電話および端末等の移動機器の性能に影響を及ぼしている。この損失を低下させなければならない。
【０００９】
移動通信および無線システムにおいて、電力増幅器は通常ＡＢ級でバイアスがかけられる。Ｂ級増幅器はクロスオーバー問題の影響を受け、通信規格の線形性仕様に適合するのに十分に線形ではない。Ａ級増幅器はこの応用には十分に線形であるが、ＡＢ級よりもはるかに損失が多いため、使用されていない。他のすべての級の増幅器はこの規格に十分に線形ではなく、複雑な線形化技術の採用を必要とする。これらの技術は、移動機器へ適用するには魅力的ではない。
【００１０】
この種の応用の典型的な電力増幅器は、ドライバステージと電力ステージに分割されている。ドライバステージをいくつかのカスケードステージで構成することができる。２つのステージは、それらの間のマッチングネットワークを介して、および２つの他のマッチングネットワークを介して入力および出力に接続さている。バイアスブロックがドライバおよび電力ステージの両方の零入力電流を設定する。
【００１１】
電力増幅器の電力ステージは、ＩＤＣ＞０の最大出力電力で機能するように最適化される。複雑な電力増幅器の線形性は、最大限の達成可能な電力付加効率を得るために、仕様によって要求される最大限に設定される。より低い出力電力で作動するとき、電力ステージでＩＤＣが低下する。このため、このステージのゲイン、入力および出力インピーダンスが変化する。これらの変化は、ゲインが可能な限り一定に維持されるようにドライバステージのバイアスを正確に選択することによって、通常は部分的に補正される。実際に、電力ステージがそのゲインを増大（拡大）し始めるとすぐに、増大するＩＤＣのために、ドライバステージが通常ゲインを減少（圧縮）させ、それによって広範囲の出力電力でゲインフラットネスが達成される。さらに、より低い出力電力では電力増幅器の線形性が、規格要求をはるかに上回るレベルにまで上昇する。
【００１２】
図１は、従来の電力増幅器のブロック図を示している。２つのステージ、ドライバステージ２および電力ステージ４は、それらの間のマッチングネットワーク６を介して、および２つの他のマッチングネットワーク８および１０を介して入力および出力に接続さている。バイアスブロック１２がドライバおよび電力ステージの両方の零入力電流を設定する。
【００１３】
図２は、図１の従来の電力増幅器のより詳細なブロック図を示しており、同一の部分に対しては同一の参照番号を用いている。電力増幅器、例えばフィリップスセミコンダクターズの電力増幅器ＵＡＡ３５９２は、マッチングネットワーク６によって相互接続された電力ステージ４およびドライバステージ２からなっている。入力マッチングネットワーク８は、ドライバステージ２の入力インピーダンスを名目インピーダンスに変換する。出力マッチングネットワーク１０は出力電力を最大限にし、高位の成分を除去し、アンテナ１４に接続されている。２つの電流バイアスネットワーク１３、１５は、それぞれドライバステージ２および電力ステージ４にバイアスを供給する。供給電圧Ｖｃｃが、それぞれＲＦチョーク１７、１９を通してドライバステージ２および電力ステージ４に供給される。電力増幅器は、入力電力に対して−４ｄＢｍに等しい１ｄＢ圧密点を有している。電力増幅器にＵＡＡ３５９２を例として取り上げているが、ＣＤＭＡ方式のＡＢ級で動作するどのような電力増幅器に広げて考えることもできる。
【００１４】
さらなるバイアス電流は、以下に説明する最新技術に見られる。
【００１５】
ＵＳ−Ａ−６，２３６，２６６には、高周波信号を電力増幅し、マルチステージ電力増幅器の低電力出力動作中にＲｘノイズの増大を抑制するヘテロ接合バイポーラトランジスタを含むマルチステージ電力増幅器のためのバイアス回路およびバイアス供給方法が示されている。バイアス回路は、外部制御回路から、マルチステージ電力増幅器の第１ステージ増幅器ＨＢＴのみの基部に制御信号Ｖａｐｃを出力する。バイアス回路は、マルチステージ電力増幅器の第２および各後続電力増幅ステージＨＢＴの基部に、制御信号Ｖａｐｃに従って電圧安定器によって調節されたバイアス電流を供給する。ＵＳ−Ａ−６，２３６，２６６においては、増幅器の零入力電流は電力レベルに応じて変化するが、この技術は、受信ユニット内のノイズを低減することを目的として応用されるものである。
【００１６】
ＥＰ０７３４１１８Ａ１は、ＲＦ電力増幅器の線形演算を提供する能動バイアス回路を示している。電流発生器は、ＲＦ電力増幅器の各ステージに電流を供給する。最終電力増幅器ステージで、ダイオードとして接続されたトランジスタを含むバイアス制御増幅器に電流が印加される。トランジスタダイオードは抵抗器を通ってバイアス制御トランジスタのエミッタに接続され、これはさらにＲＥ電力増幅器の最終電力増幅器ステージにおけるトランジスタ電力増幅器のゲートに接続され、かつそれを最も高いＲＥ電力に必要とされる最も高い電流レベルであるバイアス電流で制御する。トランジスタダイオードおよび電流発生器回路もＲＥ電力増幅器の他のステージにおけるバイアス制御トランジスタに接続されているため、これらの他のステージも電流発生器からの電流によって制御される。ＥＰ０７３４１１８Ａ１においては、線形演算を維持することを目的としている。
【発明の開示】
【００１７】
本発明の目的は、特にＡＢ級電力増幅器の場合に電力損失が大幅に低減される、電力増幅器および電力増幅方法を提供することである。
【００１８】
この目的は、無線通信システムに用いられる電力増幅器における電力損失を低減する方法によって達成され、前記電力増幅器は零入力電流を示すトランジスタを有し、前記電力増幅器の零入力電流は、前記電力増幅器の平均出力電力に応じて適応変化する。
【００１９】
本発明の方法の有利な実施形態において、少なくとも２つのステージを有する前記電力増幅器の適応バイアスは、前記電力増幅器のステージの少なくとも１つの零入力電流ＩＱの値を変化させることによって行なわれる。
【００２０】
本発明の方法の有利な実施形態において、少なくとも２つのステージを有する前記電力増幅器の適応バイアスは、前記電力増幅器のすべてのステージの零入力電流ＩＱの値を変化させることによって行なわれる。
【００２１】
本発明の方法の他の有利な実施形態において、少なくとも２つのステージを有する前記電力増幅器の適応バイアスは、前記電力増幅器の電力ステージの零入力電流ＩＱの値を変化させることによって行なわれる。
【００２２】
本発明の方法の有利な実施形態において、少なくとも２つのステージを有する前記電力増幅器の適応バイアスは、パワー検波器で電力増幅器の平均出力電力を検波して、検波電力および適応バイアスネットワークの指定機能に応じて前記２つのステージの零入力電流ＩＱの値を変化させることによって行なわれる。
【００２３】
本発明の方法の有利な実施の形態において、平均出力電力に比例する電圧または電流量は、前記電力増幅器の平均出力電力として検波される。
【００２４】
本発明の方法の有利な実施の形態において、平均出力電力に比例する電圧または電流量は、前記電力増幅器のステージのいずれか、好ましくは前記電力増幅器のドライバステージで検波される。
【００２５】
本発明の方法の有利な実施の形態において、前記平均出力電力は、二乗機能を適用し、ドライバおよび／または電力ステージのコレクタ電流のスケーリングされたコピーを平均化することによって検波される。
【００２６】
本発明の方法の有利な実施の形態において、前記パワー検波器では、前記平均化機能は前記二乗機能のすぐ後に実行される。
【００２７】
本発明の方法の有利な実施の形態において、前記平均化機能は前記適応バイアスネットワークで実行される。
【００２８】
上記目的は、無線通信システムに用いられる電力増幅器によって達成され、前記電力増幅器は零入力電流を示すトランジスタを有し、前記電力増幅器は、電力増幅器の平均出力電力に応じて、前記電力増幅器の零入力電流を変化させて電力増幅器における電力損失を低減する適応バイアス手段を備える。
【００２９】
適応バイアス手段を備える電力増幅器においては、最新技術の解決法に比較して損失が低下し、ゲイン制御が向上する。本発明は、平均出力電力に応じて電力増幅器の零入力電流を適応変化させること、すなわち電力増幅器の少なくとも１つのステージの零入力電流ＩＱの値を変化させることに基づいている。本発明は、最新技術線形電力増幅器と比較すると、以下の利点を有している。
【００３０】
１．低減した電力増幅器損失（通常は損失の７０％を低減）。
２．電力増幅器内への完全な集積化−外部構成要素の必要がない。
３．付加的なピンを必要としない。
４．２および３の点によって、ハンドセットのアーキテクチャまたはＰＣＢの配置に変化を導入することなく、本発明はあらゆるハンドセットに適したものとなる。
【００３１】
本発明の電力増幅器の好ましい実施の形態において、前記適応バイアス手段は、前記電力増幅器の出力電力に比例する量を検波するパワー検波器と、適応バイアスネットワークとを備える。
【００３２】
本発明の電力増幅器の好ましい実施の形態において、前記パワー検波器は、前記電力増幅器の出力電力に比例する量に対して二乗機能および平均化機能を提供するように構成されている。
【００３３】
本発明の電力増幅器の好ましい実施の形態において、前記電力増幅器は、ドライバステージと、前記ドライバステージに接続された電流バイアスネットワークと、中間マッチングネットワークと、電力ステージと、前記電力ステージに接続された電流バイアスネットワークとを具備してなり、前記パワー検波器は前記ドライバステージの入力に接続され、前記適応バイアスネットワークは前記電力ステージの入力に接続されている。
【００３４】
本発明の電力増幅器の好ましい実施の形態において、前記適応バイアスネットワークは、前記パワー検波器に接続された処理ブロックと、前記処理ブロックと前記電力ステージの入力との間に接続された電流バイアスネットワークとを備えている。
【００３５】
本発明の電力増幅器の好ましい実施の形態において、前記処理ブロックは、アナログデジタル変換器と、前記電力増幅器の平均出力電力に応じて電力増幅器の零入力電流を変化させる機能を提供するルックアップテーブルと、デジタルアナログ変換器とを備えている。
【００３６】
本発明の電力増幅器の好ましい実施の形態において、前記処理ブロックは、以下の機能を実施する差動アナログ回路を備え、
ＰＤＣ（ＩＱ）＝ｍｉｎＩＱ（ＰＤＣ）で、ΔＧ＜ΔＧｍａｘおよび仕様（線形性）
ここでΔＧはゲイン変化であり、ΔＧｍａｘはアプリケーションによって許容される最大ゲイン変化であり、仕様（線形性）はアプリケーションの線形性仕様である。
【００３７】
本発明の電力増幅器の好ましい実施の形態において、前記処理ブロックはアナログ実施回路を備え、前記アナログ実施回路では、Ｉｐｏｗ＝Ｉｓｑ−Ｉｒｅｆの差を電流領域で算出し、Ｉｐｏｗを伝達するノードと接地との間に接続されたキャパシタによって平均化が行なわれる。
【００３８】
本発明のアナログ実施は、電力増幅器のバイアスにステップを導入しないため、演算の連続性を与える。
【００３９】
本発明の電力増幅器の好ましい実施の形態において、Ｉｐｏｗを伝達するノードと接地との間にダイオードステージが接続されている。
【００４０】
本発明の電力増幅器の好ましい実施の形態において、Ｉｐｏｗを伝達するノードと、前記処理ブロックの出力に設けられかつＩｏｕｔを出力するミラー回路との間に抵抗器が接続されている。
【００４１】
上記目的は、上記のように構成された電力増幅器を備えるＵＭＴＳハンドセットによっても達成される。
【００４２】
本発明を特徴付けるこれらおよび他の様々な新規の利点および特徴は、特にここに添付されかつこの明細書の一部をなす請求の範囲に示されている。しかし、本発明、その利点、およびそれを用いて達成される目的をより良く理解するためには、この明細書のさらなる一部をなす図面、および本発明の好ましい実施の形態が例証および説明されている付随の説明内容を参照する必要がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４３】
図３は、ドライバステージ２および電力ステージ４を有する電力増幅器を再び示しており、これらのステージは、それらの間のマッチングネットワーク６を介して、および２つのマッチングネットワーク８および１０を介して、入力および出力に、およびアンテナ１４に接続されている。本発明の適応バイアス手段は、パワー検波器１６および適応バイアス回路１８を備えている。パワー検波器１６は、電力増幅器の平均出力電力を検波し、それを適応バイアス回路１８へ供給する。適応バイアス回路１８は、検波電力および指定機能に応じて２つのステージ２、４のＩＱの値を変化させる。図３によれば、パワー検波器はドライバステージ２の出力での電力を感知する。しかし、この感知は電力増幅器のどの部分（ドライバステージ２の入力、ドライバステージ２の出力、電力ステージ４の入力、電力ステージ４の出力）でも行なうことはできず、重要なのは、平均出力電力に比例する量（電圧または電流）を発生させることである。
【００４４】
パワー検波器１６の精度を低下させるクリッピングおよび／またはクロスオーバー効果を回避するためには、信号が完全に正弦波形であるノードで電力感知を行なうことが有利であるため、大抵はＡ級として働くドライバステージで感知を行なうことが薦められる。
【００４５】
図４は、入力電力によって駆動される適応バイアス手段１６、１８を用いてスライディングバイアス電流で適応バイアスをかけるＵＭＴＳ用の線形電力増幅器の概要を示している。基本的に、電力増幅器の入力ではＲＦ電力が読み出される。次に、ＲＦ電力は電力ステージ４の零入力電流を制御する。ＲＦ電力によって制御された適応バイアス手段は、３つのサブ論理ブロック、すなわちパワー検波器１６、オフセット消去部２０、および処理ブロック２２に分割されている。この実施の形態において、パワー検波器１８はドライバステージ２の入力に接続されている。オフセット消去部２０は、電流バイアスネットワーク１３と処理ブロック２２との間に接続されている。処理ブロックは、オフセット消去部２０およびパワー検波器１８に、さらには電流バイアスネットワーク１５を介して電力ステージ４の入力に接続されている。電流バイアスネットワーク１５は、入力電力に応じてスライディングバイアス電流である信号ＩＳＬＩＤ（Ｐｉｎ）を受信し、電力ステージ４に供給する。
【００４６】
パワー検波器１６はＲＦ電力に比例する直流電流を発生させ、オフセット消去部２０はバイアスによってパワー検波器１６の直流オフセットを取消し、処理ブロック２２はフィルタ、統合およびクリッピング機能を行なう。スライディングバイアスを実施するためには、電力増幅器のＲＦ入力または出力電力を把握している必要がある。電力ステージ２の入力でＲＦ電力が感知される（図４）。この情報は、パワー検波器１６によって電流に変換される。後続処理ブロック１９がこの電流を処理する役割を果たす。
【００４７】
パワー検波器１６を実施する最もよい方法は、二乗機能を利用し、図５に示されているようにドライバおよび／または電力ステージのコレクタ電流のスケーリングされたコピーで平均化することである。二乗機能のすぐ後に平均化機能を置くことは可能であるが、必要なことではない。適応バイアス回路でも平均化を行なうことはできる。
【００４８】
図５は、電力増幅器環境におけるパワー検波器１６のより詳細な回路を示している。基準電流Ｉｒｅｆが二乗回路２６を介してトランジスタＱ３へ供給され、トランジスタＱ３の基部は、Ｉｂｉａｓが供給されるトランジスタＱ１の基部に接続されている。さらなるトランジスタＱ４がＩｂｉａｓの間に、および抵抗器Ｒ１を介してトランジスタＱ１の基部に接続されている。抵抗器はインダクタンス２８を介して抵抗器Ｒ２に接続され、抵抗器Ｒ２はキャパシタンス３０を介してＲＦｉｎを伝達する端末に接続されている。抵抗器Ｒ２とキャパシタンス３０との間のノードは、トランジスタＱ０の基部に接続されている。トランジスタＱ０のコレクタは、ＲＦｏｕｔを伝達する端末に接続されている。トランジスタＱ０の基部は、トランジスタＱ２の基部に接続され、このトランジスタのコレクタは、Ｉｓｑを出力するさらなる二乗回路３２に接続されている。
【００４９】
図５は、ＲＦおよび零入力電流を感知する戦略を示している。ＲＦ電流は、ドライバＢＪＴ（Ｑ０）の基部で直接感知される。ドライバステージのＩＤＣによって発生したオフセットを補正するために、Ｑ３によってバイアスネットワーク上で静止レベルが検波される。パワー検波器１６の回路を複製してオフセット消去部２０を実施することによって、温度変化を補正することができる。このオフセット消去部２０にはドライバＢＪＴの静止構成要素の部分のみが供給されるため、ＩｃＱ１−Ｑによって発生したオフセットを補正する。バイポーラＱ２はＲＦ信号を感知し、Ｑ３は零入力電流の一部のみを検波する。実際には、インダクタがＲＦ経路を妨害するため、それがバイアスとＲＦ回路との間のデカップリングを確実にする。オフセット補正を独立の電流基準によって行なうことができる。この解決法を実施することは容易に思われるが、電力増幅器内の温度変化およびパワー検波器によって導入される許容範囲は補償されない。パワー検波器のコピーを採用することによって、これらの変化を補正することが部分的に可能になる。
【００５０】
温度変化および直流オフセットを打ち消すために、パワー検波器で差動アプローチを用いることができる。図５は、パワー検波器の差動実施を示している。Ｒｆ電力トランジスタはトランジスタＱ０である。電流Ｉｂｉａｓはトランジスタ対Ｑ１ないしＱ０によってトランジスタＱ０にミラーリングされている。トランジスタＱ０の零入力電流は、
ＩＱ，０＝Ｉｂｉａｓ×Ａ０／Ａ１＝ｍ×Ｉｂｉａｓ        （１）
に等しく、ここでＡ０およびＡ１は、それぞれトランジスタＱ０およびトランジスタＱ１のエミッタ面積である。トランジスタＱ０のコレクタ電流はトランジスタＱ２にミラーリングされている。トランジスタＱ２はトランジスタＱ０よりも小さくなるように選択されている。電力損失を低減するために、トランジスタＱ２は式
Ｉｃ２＝Ｉｃ０×Ａ２／Ａ０＝１／ｎ×Ｉｃ０        （２）
に基づいてトランジスタＱ０の電流を感知し、ここでＩｃ０およびＩｃ２は、それぞれトランジスタＱ０およびトランジスタＱ２のコレクタ電流であり、ｎは、トランジスタＱ２およびトランジスタＱ０のエミッタ面積の間の比率である。このため、トランジスタＱ２の零入力電流はトランジスタＱ０の零入力電流に比例し、インダクタンスのフィルタ効果のためにトランジスタＱ３はその基部でＲＦ信号を受信しないので、そのコレクタ電流は一定でかつＩｂｉａｓに比例する。エミッタ面積比率トランジスタＱ３対トランジスタＱ１が適切に選択されれば、トランジスタＱ３のコレクタ電流はトランジスタＱ２の零入力電流に等しくなる。従って、
ＩＣ３＝Ａ３／Ａ１×Ｉｂｉａｓ＝Ａ３／Ａ１×ｎ／ｍ×ＩＱ，２        （３）
Ａ３／Ａ２＝ｎ／ｍであれば、ＩＣ３＝ＩＱ，２よりもＡ２／Ａ１      （４）
さらなる感知トランジスタＱ３を用いて温度およびバイアスの影響を補正し、出力からＩＱ項を打ち消す。
【００５１】
トランジスタＱ１およびトランジスタＱ３のコレクタ電流は二乗され、平均化され、減算されるか、または二乗され、減算され、平均化され、その結果ＩＳＱとなる。
【００５２】
ＩＳＱ＝Ｉ２Ｃ２＝１／ｎ２×（Ｉ２Ｑ＋Ｉ２０／２−Ｉ２０／２ｃｏｓ（４πｆｔ））    （５）
を
Ｉｒｅｆ＝Ｉ２Ｃ１＝Ｉ２Ｑ／ｎ２        （６）
から減算する。
【００５３】
高周波項を無視し、出力電流を得る。
【００５４】
Ｉｐｏｗ＝ＩＳＱ−Ｉｒｅｆ＝Ｉ２０／２ｎ２        （７）
Ｉｐｏｗは増幅された信号の電流の二乗増幅、従って平均電力に正比例する。式７には零入力電流項は現れないので、感知が行なわれる同一のトランジスタにもスライディングバイアス技術を適用することができ、実際に、制御されるもの（零入力電流）は感知量（パワーインジケータＩｐｏｗ）には存在しない。このようにして、感知量にも制御量ＩＱが存在する場合において存在する振動の危険性はない。
【００５５】
式５では、被感知増幅器はＡ級で作動する、すなわち被感知電流は完全な正弦波形を有すると仮定している。この仮定は一般的ではないとしても、ひずみの影響および損失を低減するために、大抵はＡ級であるドライバステージの出力で感知が行なわれる可能性がある。さらに、ドライバステージがＡＢ級である場合、限定された出力電力の範囲で（また確実に最大電力からのバックオフにおいて）のみ電力感知が必要とされる可能性があり、これは式９ａないし９ｃではパラメータＰ１およびＰ２によって表されている。この条件では、ドライバステージはＡ級でまたはＡ級に非常に近く作動する可能性があるので、式５は適切な近似を表している。
【００５６】
式５および６においては、二乗機能は完全であると仮定されている。これは必要ではなく、精度の低い二乗回路を用いることもできる。実際には、高振動数音が平均化によって除去され、零入力電流の影響は相殺によって除去される。最終的に、重要なことは、出力電力の単調（バイ−ユニボーカル）関数を有することである。
【００５７】
適応バイアス回路の目的は、平均出力電力に関して電力増幅器に最適なＩＱを発生させることである。従って、このブロックは、損失電力が最小で、線形性およびゲイン変化制約が課されるように、すなわち
ＰＤＣ（ＩＱ）＝ｍｉｎＩＱ（ＰＤＣ）        （８）
となるように機能しなければならない。
【００５８】
ΔＧ＜ΔＧｍａｘおよび仕様（線形性）の場合、ΔＧはゲイン変化であり、Ｇｍａｘはアプリケーションによって許容される最大ゲイン変化であり、仕様（線形性）はアプリケーションの線形性仕様である。この仕様は通常ＡＣＬＲおよび／またはＥＶＭに関するものであるが、どのような線形性仕様であることもできる。ＡＣＬＲ仕様の場合、これをＩＭ３仕様に変換することが有益であると考えられる。従って、選択される機能は、電力増幅器の種類および選択されたアプリケーションに依存する。
【００５９】
最適な適応ＩＱの選択は、アプリケーション制約に大きく依存する。非常に低い電力では、従来の線形電力増幅器は、仕様が要求するものよりもはるかに線形性が高い。この動作領域では、電力増幅器はＡ級として働き、そのＩＭ３（３次相互変調積）は非常に低くなる。ＩＭ３は線形電力増幅器の線形性性能を決定する。線形電力増幅器のＩＭ３は、１ｄＢ圧密点からはるかにバックオフされた時、低下する電力と共に２ｄＢ／ｄＢ傾斜で低下する。
【００６０】
ＩＱを規格から許容された最小ＩＭ３に達する値までＩＱを低下させることが考えられる。しかし、非常に低い出力では、ゲイン上での変化は重要である。ＩＱをその最適値からより低い値に低下させることによっても、ゲイン変化を生じることがある。（ＵＭＴＳのような）ＷＣＤＭＡ規格では、ゲイン変化は一定の値、通常はΔＧｍａｘ＝１ｄＢを常に下回っていなければならない。これは、低いＰｏｕｔでの機能ＩＱ＝ＩＱ（Ｐｏｕｔ）の選択の主な制約を表している。
【００６１】
より低いＩＱが選択された時の電力損失の結果として、０ｄＢｍよりも高い出力電力では直流コレクタ電流ＩＤＣが増大し始める。しかし、低零入力電流動作では、相対的な変化ははるかに大きい。より低いＩＱ値では、ゲイン変化はおよそＰｏｕｔ＝０ｄＢｍで観測される。２０ｄＢｍよりも高い出力電力では、ＩＤＣはＩＱの選択によって大きく影響されることはない。
【００６２】
ＩＱ＝ＩＱ（Ｐｏｕｔ）は以下のように選択される。
【００６３】
ａ）低電力の場合、ＩＱを最小電流として選択して許容される最大限よりも小さなゲイン変化を可能にする。
【００６４】
ｂ）中間電力の場合、線形性制約が尊重されるようにＩＱを変化させる（通常はＩＭ３）。
【００６５】
ｃ）高電力の場合、損失に影響しないので、ＩＱを名目値に選択する。
【００６６】
図６に示されているように、この機能の実施を、アナログデジタル変換器ＡＤＣ、ルックアップテーブルＬＵＴ、およびデジタルアナログ変換器ＤＡＣを介してデジタル領域で行なうことができる。アナログデジタル変換器ＡＤＣはパワー検波器の出力をデジタル化し、それを、零入力電流の正確な値を計算するルックアップテーブルへ送る。この値はデジタルアナログ変換器ＤＡＣへ送られて実際のＩＱ（またはそれのスケーリングされたもの）に変換され、バイアスネットワークへ送られる。
【００６７】
適応バイアスネットワークのアナログ実施において、アナログブロックは式１０にあるような機能ＩＱ＝ＩＱ（Ｐｏｕｔ）を実施しなければならない。量Ｐｏｕｔはパワー検波器によって発生した電圧または電流を介して回路に供給される。デジタル実施においては零入力電流の量子化雑音がＲＦ信号に外乱を導入する可能性があるため、デジタル実施よりもアナログ実施が好ましい。
【００６８】
可能性のある機能の実施を以下のように表すことができる。
【数１】
2006501743.tif 000003
【００６９】
これらの式は、レベルＰｒよりも低い出力電力では、零入力電流を値ＩＱ１に設定しなければならないことを示している。Ｐ２よりも大きな出力電力では、零入力電流を値ＩＱ２に設定しなければならない。中間値では、零入力電流を中間値に設定しなければならない。式９ａないし９ｃで表されている機能には、極めて単純であり、かつ実施が容易であるという利点がある。尚、最も考えられることとして、より低い出力電力では、零入力電流を小さく維持することができる。従って、ＩＱ１＜ＩＱ２となる。低出力電力レベルで節約された電力は、以下の量
Ｐｓａｖｅｄ＝ＶＤＣ（ＩＱ２−ＩＱ１）        （１０）
によって与えられるという結論に達することができる。
【００７０】
アナログ領域における実施が図７に示されている。抵抗器Ｒ２、１およびＲＲ２、２およびキャパシタＣ１およびＣ２は平均化機能を実施し、電流ＩｓｑおよびＩｒｅｆの高周波内容を除去する（Ｉｒｅｆは高周波内容を有していないので、そのブランチのキャパシタを除去することができる）。抵抗器Ｒ２、１およびＲＲ２、２は電流ＩｓｑおよびＩｒｅｆの低周波内容を電圧Ｖ＝Ｒ２（Ｉｓｑ−Ｉｒｅｆ）に変換する。次に、この電圧は差動電力増幅器によって電流に再変換される。バイアス電流Ｉｂｉａｓは２つの抵抗器Ｒ１、１およびＲ１、２を介してトランジスタＴ１およびＴ２のエミッタに供給され、これらのトランジスタは、それぞれキャパシタＣ１と抵抗器Ｒ２、１との間のノード、およびキャパシタＣ２と抵抗器ＲＲ２、２との間のノードに接続されている。トランジスタＴ１およびＴ２のコレクタは、それぞれＩｏｕｔ＋およびＩｏｕｔーを伝達する。ＩｓｑはＲ２、１から出力され、ＩｒｅｆはＲＲ２、２へ供給される。
【００７１】
Ｉｏｕｔ＝Ｉｏｕｔ＋−Ｉｏｕｔー＝Ｒ２／２Ｒ１（Ｉｓｑ−Ｉｒｅｆ）        （１１）
式１１は、差動電力増幅器のバイアス電流よりも大きくない出力電流、すなわちＩｏｕｔ＜ＩＢまで当てはまる。
【００７２】
この電流の挙動を、以下のように式９ａないし９ｃに関連して分析することができる。非常に低い電力では、ＲＦ信号は図５のトランジスタＱ２のさらなる直流電流を発生させることができない。従って、
Ｉｃ２＝Ｉｃ３  Ｉｓｑ＝ＩｒｅｆＩｏｕｔ＝０        （１２）
中間電力では、
Ｉｃ２＞Ｉｃ３Ｉｓｑ−Ｉｒｅｆ＝Ｉｐｏｗ＞０Ｉｏｕｔ＝Ｒ２／２Ｒ１×Ｉｐｏｗ      （１３）
非常に高い電力では差動対は飽和し、
Ｉｏｕｔ＝ＩＢ        （１４）
式１１ないし１４は、さらなる定数がなければ、式
ＶＤＣ＝Ｖｍａｘ        （１５）
を完全に実施する。
【００７３】
適応バイアス回路の電流領域内の処理ブロック２２の実施は図８に示されている。差Ｉｐｏｗ＝Ｉｓｑ−Ｉｒｅｆは平均化の前に電流領域内で形成され、これはノードＡ（Ｖ１）と接地との間に接続されているキャパシタＣによって行なわれる。出力電流は、必要に応じて、Ｉｐｏｗの低電力増幅器フィルタリングしたものに等しい。高レベルでのクリッピングは、抵抗器ＲおよびノードＡ（Ｖ１）と接地との間に接続された３つのダイオードＤ１ないしＤ３によって行なわれる。実際には、ノードＡでの電圧が最大、すなわちＶＡ＝３ＶＤになった時に、最大出力電流に達する。この場合、抵抗器Ｒを流れる電流はＩＲ＝（３ＶＤ−ＶＢ）／Ｒに等しくなり、ＶＢは電流ミラーの入力での電圧であり、これを一定と仮定してもよい。
【００７４】
図８の回路は２つの入力ＩｓｑおよびＩｒｅｔ、および１つの出力Ｉｏｕｔを有している。Ｉｓｑはパワー検波器から発生する。入力Ｉｒｅｔは基準回路から発生し、Ｉｓｑに含まれるオフセットを消去する役割を果たす。ダイオードＤ１ないしＤ３は、名目電流レベルに達した時に電流をクリップするようになっている。一定の出力電力以上で、Ｖ１はダイオードが導電できるだけ十分に大きくなる。従って、出力電流Ｉｏｕｔの飽和が開始し、過剰なＩｄｅｔがダイオードＤ１ないしＤ３を流れる。Ｉｓｑに含まれるＩＲＦはキャパシタＣによって除去される。キャパシタＣは２つの機能、すなわちＲＦ信号のフィルタリング、および抵抗器Ｒと共にＲＦ電力に関連する直流電流の統合を行なう。従って、Ｉｄｅｔのみが抵抗器Ｒを通過でき、その後出力ブランチで電流ミラー４０によってミラーリングされる。電力ＲＦが増大するに従って、Ｉｄｅｔも増大する。その結果、ノードＡのＶ１も増大し、ノードＢのＶ２は一定のままとなる。
【００７５】
図９では、図８に示された回路によって実施されるような模擬ＩＱが示されている。この実施によって、１ｄＢよりも小さなゲイン変動が可能となる（ΔＧ＜ΔＧｍａｘ＝１ｄＢ）。線形性の結果が図１０に示されている。ＩＭ３が従来の解決法のものよりも大きな場合でも、要求されたＩＭ３を依然はるかに下回っていることが分かる。この技術による電力損失の低減を予測するために、（Ｗ−）ＣＤＭＡ方式のＰｏｕｔ確率分布を［６］で説明されているように考慮に入れなければならない。電力確率分布を考慮に入れた場合、この方法では７０％まで電力消費を低下させる。
【００７６】
図９は、従来のバイアスおよびスライディングバイアスの場合におけるｄＢｍ単位の出力電力に対するｍＡ単位の電力ステージでの零入力電流を示している。零入力電流がバックオフ状態の損失を決定し、大部分の時間で電力増幅器はこの領域で動作するため、図９は電力損失の大幅な低下を暗に示している。零入力電流は実際には３．５倍低下している。
【００７７】
図１０は、従来およびスライディングバイアスの場合における出力電力ｄＢｍに対するｄＢｍ単位のＩＭ３を示している。非常に低いＲＦ電力から開始する最小零入力電流を選択すると、ＩＭ３曲線の進路は従来の電力増幅器のＩＭ３曲線に平行になるが、それを上回ったままとなる。スライディングバイアスはＵＭＴＳ規格の線形性仕様が満たされるように作動することは注目すべきことである。
【００７８】
両方の曲線は、電力ステージに零入力電流を供給することによって得られた。スライディング電流は、スライディング電力増幅器のＩＭ３曲線がバックオフ状態でＵＭＴＳ要求のＩＭ３閾値を下回るように選択されている。ＲＦ電力が増大するに従って、ＩＭ３は−４０ｄＢｃ閾値を超える。この領域では、電流が増大して線形性を回復し、故障を克服して仕様を満たす。０ｄＢｍと１５ｄＢｍとの間の範囲では、ゲインフラットネスと信号レベルとの間の補正があり、このためにΔＩＭ３はほとんど一定になっている。
【００７９】
２０ｄＢｍを越える範囲では、電力ステージの零入力電流の従来のレベルが復元されている。実際には、このセクタでは、電力ステージの直流電流は零入力電流に依存しなくなり、省電力の観点からは低バイアスポイントを保持する利点がない。その後、スライディング電力増幅器のＩＭ３曲線は従来の電力増幅器曲線と重なり、電力増幅器は必要な線形性で最大電力を供給することができるようになる。スライディングバイアスは、図９を参照して説明したバイアス曲線に従って行なわれた。
【００８０】
図１１は、スライディングバイアスおよびＵＡＡ３５９２電力増幅器での従来のバイアスの場合の、ｄＢｍ単位の出力電力に対するｍＷ単位の電力損失を示している。直流電力損失は、深いバックオフ、すなわち電力消費に対するスライディングバイアスの影響において３分の１まで減少している。電話電力配分を、図１１に示されている直流電力損失の重み関数と解釈することができる。電力増幅器は時間の８０％をＰｏｕｔ＜１５ｄＢに費やし、この領域の直流電力消費は零入力電流が低下するに従って大きく低下するので、スライディングバイアス技術は電力増幅器の消費性能を向上させるのに適している。さらに、スライディングバイアスのさらなる回路は１ｍＷよりも低い損失であることが確認された。従って、電力増幅器の省電力を損なうことがない。
【００８１】
図５に示されたような差動方式で実施されるＭＯＳ形態の電力増幅器、および図８に示されたような適応バイアス回路を用いて、提案された発明は、設計がＵＡＡ３５９２に基づくＵＭＴＳ電力増幅器に実施される。シミュレーション結果は、本発明の実行可能性および達成された結果を示している。
【００８２】
異なる出力電力の範囲で作動するすべてのＡ級およびＡＢ級電力増幅器に本発明を適用することができる。ここでは、ＵＭＴＳ電力増幅器で実施した。しかし、本発明は、すべての移動通信規格（例えば、ＥＤＧＥ、ＵＭＴＳ、ＣＤＭＡ、Ｗ−ＣＤＭＡ、ＴＤ−ＳＣＤＭＡ）および電力増幅器の線形性を要求する無線規格で問題なく実施することができる。本発明を、バイポーラおよび／または（ＭＯＳ）ＦＥＴ電力増幅器に、それらが使用する技術（Ｓｉ、ＳｉＧｅ、ＧａＡｓ、Ｉｎｐ）に関わらず適用することができる。本出願に示されたすべての回路はＢＪＴ形式であるが、ＭＯＳＦＥＴ方式で容易に実施することができる。
【００８３】
この明細書で取り上げた本発明の新たな特徴および利点を前述の説明に記載した。しかし、この開示は多くの点において例証に過ぎない。本発明の範囲を越えない範囲で、細部、特に形状、大きさ、および部品の配列に関して変更を加えてもよい。当然、本発明の範囲は、添付された請求の範囲が表現される言語で画定される。
【図面の簡単な説明】
【００８４】
【図１】従来の電力増幅器のブロック図を示している。
【図２】図１の従来の電力増幅器、例えばフィリップスセミコンダクターズの電力増幅器ＵＡＡ３５９２のより詳細なブロック図を示している。
【図３】本発明の実施の形態による電力増幅器のブロック図を示している。
【図４】図３に示されたような本発明の実施の形態による電力増幅器のより詳細なブロック図を示している。
【図５】図４に示されたような本発明の実施の形態による電力増幅器に用いられるパワー検波器の差動実施の回路図を示している。
【図６】図４に示された適応バイアスネットワークのデジタル実施のブロック図を示している。
【図７】アナログ領域における、図４に示された適応バイアスネットワークのアナログ実施を示している。
【図８】電流領域における、図４に示された適応バイアスネットワークのアナログ実施を示している。
【図９】本発明によるスライディングバイアスおよびＵＭＴＳ電力増幅器での従来のバイアスの模擬ＩＱを示している。
【図１０】本発明によるスライディングバイアスおよびＵＭＴＳ電力増幅器での従来のバイアスの模擬ＩＭ３を示している。
【図１１】本発明によるスライディングバイアスおよびＵＭＴＳ電力増幅器での従来のバイアスの出力電力に対する模擬電力損失を示している。
【図１】
2006501743.tif 000004
【図２】
2006501743.tif 000005
【図３】
2006501743.tif 000006
【図４】
2006501743.tif 000007
【図５】
2006501743.tif 000008
【図６】
2006501743.tif 000009
【図７】
2006501743.tif 000010
【図８】
2006501743.tif 000011
【図９】
2006501743.tif 000012
【図１０】
2006501743.tif 000013
【図１１】
2006501743.tif 000014
【国際調査報告】
2006501743.tif 000015
2006501743.tif 000016