(57)【要約】前歪みと後歪みの組み合わせにより、Ｉ／Ｑチャネル直交性の誤りを補償する。前歪み処理と後歪み処理は、ある周波数帯域にわたる種々の周波数でこれらの誤りを補償するために較正される。これにより、Ｉ／Ｑチャネルのミスマッチのための周波数依存補償が提供される。前歪み較正は、無線送受信機の送信機からの、フィルタされたアナログＩ／Ｑ変調信号を無線送受信機の受信機のＡ／Ｄコンバータに直接結合することにより実効化される。送信機からのアナログＩ／Ｑ変調信号を、受信機のＡ／Ｄ変換器の前のチャネルフィルタに直接結合することで、後歪み較正が実効化される。【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信信号を受け取り、かつそれから一対の直交復調信号を供給するように構成された直交復調器と、前記対の直交復調信号および一対の受信機較正信号のうちの１つを選択的に受け取り、かつそれから一対の受信機フィルタ処理信号を生成するように構成された一対の受信機フィルタと、前記対の直交復調信号が前記対の受信機フィルタで受け取られたとき、前記対の受信機較正信号が前記対の受信機フィルタで受け取られたときの前記受信機フィルタ処理信号の値に基づいて、一組の周波数依存補正値を前記対の受信機フィルタ処理信号の１つに適用するように構成された少なくとも１つの後歪み部品とを含む受信機を備える通信デバイス。
【請求項２】
前記受信機が、前記少なくとも１つの後歪み部品で処理するために前記対の受信機フィルタ処理信号をデジタル化するように構成された一対のアナログ−デジタル変換器をさらに含む、請求項１に記載の通信システム。
【請求項３】
一対の試験信号を受け取り、かつそれから前記対の受信機較正信号を生成するように構成された送信機をさらに含む、請求項１に記載の通信システム。
【請求項４】
前記送信機が、一組の周波数依存補正値を前記対の試験信号の少なくとも１つに適用して直交補正試験信号を供給するように構成された少なくとも１つの前歪み部品と、前記直交補正試験信号を受け取り、かつそれから受信較正信号を供給するように構成された一対の送信機フィルタとを含む、請求項３に記載の通信システム。
【請求項５】
前記対の試験信号がデジタル形式で符号化され、そして、前記送信機が、前記直交補正試験信号を受け取りかつ前記対の送信機フィルタで処理するために前記直交補正試験信号をアナログ形式に変換するように構成された一対のデジタル−アナログ変換器をさらに含む、請求項４に記載の通信システム。
【請求項６】
前記送信機がまた一対の入力信号を受け取るように構成され、そして、前記送信機が、さらに、一組の周波数依存補正値を前記対の入力信号の少なくとも１つに適用して直交補正入力信号を供給するように構成された少なくとも１つの前歪み部品と、前記直交補正入力信号を受け取りかつそれから一対の直交補正アナログ信号を供給するように構成された一対の送信機フィルタと、前記直交補正アナログ信号を受け取りかつそれから送信のための直交変調複合信号を供給するように構成された直交変調器とをさらに含む、請求項３に記載の通信デバイス。
【請求項７】
前記対の入力信号がデジタル形式で符号化され、そして、前記送信機が、前記直交補正入力信号を受け取りかつ前記対の送信機フィルタで処理するために前記直交補正入力信号をアナログ形式に変換するように構成された一対のデジタル−アナログ変換器をさらに含む、請求項６に記載の通信システム。
【請求項８】
前記対の受信機較正信号が、複数の対の周波数依存受信機較正信号を含み、前記複数の対の周波数依存受信機較正信号の各対が異なる周波数に対応する、請求項１に記載の通信システム。
【請求項９】
前記複数の対の周波数依存受信機較正信号が、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）送信方式の複数の副搬送波に対応する、請求項８に記載の通信システム。
【請求項１０】
一対の直交試験信号を受け取りかつそれから一対の送信機較正信号を生成するように構成された一対の送信機フィルタ、および一組の補正値を前記送信機への後の対の入力信号に適用して直交補正入力信号を前記対の送信機フィルタに供給するように構成された少なくとも１つの前歪み部品を含む送信機と、前記対の送信機較正信号の間の直交不整合の程度を供給するために前記対の直交試験信号と比較することができる一対の直交出力信号を生成するように前記対の送信機較正信号を処理するように較正された復号器とを備える通信デバイスであって、前記一組の補正値が前記対の送信機較正信号の間の直交不整合の前記程度に基づいている通信デバイス。
【請求項１１】
前記対の直交試験信号がデジタル形式で符号化され、そして、前記送信機が、前記直交試験信号を受け取りかつ前記対の送信機フィルタで処理するために前記直交試験信号をアナログ形式に変換するように構成された一対のデジタル−アナログ変換器をさらに含む、請求項１０に記載の通信デバイス。
【請求項１２】
前記送信機が、前記対のフィルタから一対のフィルタ処理入力信号を受け取りかつそれから送信のための直交変調復号信号を供給するように構成された直交復調器をさらに含む、請求項１０に記載の通信デバイス。
【請求項１３】
前記対の入力信号がデジタル形式で符号化され、そして、前記送信機が、前記少なくとも１つの前歪み部品と前記対の送信機フィルタの間に動作可能に結合された、前記直交補正入力信号を受け取りかつ前記対の送信フィルタで処理するために前記直交補正入力信号をアナログ形式に変換するように構成された一対のデジタル−アナログ変換器を、さらに含む、請求項１２に記載の通信デバイス。
【請求項１４】
直交変調信号を受け取ってそれから一対の直交復調信号を生成するように構成された受信機をさらに含み、前記復号器は、前記受信機の中に含まれ、かつ前記対の送信機較正信号および前記対の直交復調信号のうちの１つから前記対の直交出力信号を供給するように選択的に使用される、請求項１０に記載の通信デバイス。
【請求項１５】
通信デバイスの直交不整合の補正方法であって、一対の直交試験信号を前記通信デバイスのフィルタに適用して、それから一対のフィルタ処理信号を生成するステップと、前記対の試験信号と比較可能な形で一対の直交出力信号を生成するように構成された復号器に前記対のフィルタ処理信号を適用するステップと、前記対の直交出力信号を前記対の直交試験信号と比較して前記対のフィルタ処理信号の間の直交不整合の程度を供給するステップと、一組の補正係数を後の対の信号に適用して一対の直交補正信号を供給する歪み補償部品を構成するステップであって、前記補正係数が前記対のフィルタ処理信号の間の直交不整合の前記程度に基づいているステップとを備える方法。
【請求項１６】
前記通信デバイスが、直交変調複合信号を受け取りかつそれから一対の直交復調信号を供給するように構成された受信機を含み、前記フィルタが、前記対の直交復調信号をフィルタ処理してフィルタ処理された復調信号を供給するように構成された受信機フィルタを前記受信機内に含み、さらに、前記歪み補償部品が、前記組の補正係数の少なくとも部分を前記フィルタ処理された復調信号に適用するように構成された後歪み補償部品を含む、請求項１５に記載の方法。
【請求項１７】
前記通信デバイスが、一対の直交入力信号を受け取りかつそれから直交変調送信信号を供給するように構成された送信機をさらに含み、前記フィルタが、前記対の直交入力信号をフィルタ処理して前記直交変調送信信号を供給するように直交変調された一対の直交フィルタ処理信号を供給するように構成された送信フィルタを前記送信機内にさらに含み、さらに、前記歪み補償部品が、前記送信フィルタに供給された前記対の直交入力信号の少なくとも１つに前記組の補正係数の少なくとも部分を適用するように構成された前歪み補償部品をさらに含む、請求項１６に記載の方法。
【請求項１８】
前記通信デバイスが、一対の直交入力信号を受け取りかつそれから直交変調送信信号を供給するように構成された送信機を含み、前記フィルタが、前記対の直交入力信号をフィルタ処理して前記直交変調送信信号を供給するように直交変調された一対の直交フィルタ処理信号を供給するように構成された送信フィルタを前記送信機内に含み、さらに、前記歪み補償部品が、前記送信フィルタに供給された前記対の直交入力信号の少なくとも１つに前記組の補正係数の少なくとも部分を適用するように構成された前歪み補償部品を含む、請求項１５に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は通信の分野に関し、特に、ＤＳＳＳ（Direct Sequence Spread Spectrum、直接拡散）通信かまたはＯＦＤＭ（Othogonal Frequency Division Multiplexing、直交周波数分割多重）通信かのどちらかを受信するように構成された無線受信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＩＥＥＥ８０２．１１ｇ規格は、従来の８０２．１１ｂデバイスよりも高いデータ速度で通信でき、かつ従来の８０２．１１ｂデバイスと互換性のある無線通信システムを要求する。８０２．１１ｇ信号の範囲内で、「直列」（８０２．１１ｂ−適合ＤＳＳＳ）変調と「並列」（８０２．１１ａ−適合ＯＦＤＭ）変調の両方が使用される。
【０００３】
ＩＥＥＥ８０２．１１ｂＤＳＳＳデバイスは、１１メガチップ毎秒（Ｍｃｐｓ）の「チップ速度」で動作するように構成され、１１ＭＨＺの整数倍でサンプリングされなければならないが、一方で、ＩＥＥＥ８０２．１１ａＯＦＤＭデバイスは、２０メガサイクル毎秒（ＭＨｚ）またはこれの整数倍のサンプリング速度を必要とする。従来、デュアル・クロック発生デバイス（一般に、水晶振動子デバイス）は、これらのサンプリング・クロック信号を実現しかつ各サンプリング周波数でサンプル・ストリームの必要なアナログ−デジタル変換およびデジタル−アナログ変換を実現するように使用される。
【０００４】
ＰＣＴ特許出願PCT/US01/17525「DUAL PACKET CONFIGURATION FOR WIRELESS COMMUNICATION」は、デュアル・モード無線通信に２つのクロック源を使用することを教示し、この出願は参照として本明細書に組み込まれる。
【０００５】
この参照特許出願は、また、デュアル・モード通信の送信が単一クロック源に基づている方式も提案し、それによって、単一クロック源を受信機で使用することができるようにする。しかし、この単一クロックに基づいたシステムの提案で、参照特許は、結果として得られる送信信号は、本質的に、既存の８０２．１１ａ、８０２．１１ｂ、および８０２．１１ｇ規格に適合しないことを指摘している。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
本発明の目的は、単一クロック発生器を使用するＤＳＳＳおよびＯＦＤＭ送信機および／または受信機を提供することである。本発明の他の目的は、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ、８０２．１１ｂ、および８０２．１１ｇに適合し、かつ単一クロック発生器を使用するデュアル・モード送信機および／または受信機を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
これらの目的および他のものは、単一水晶振動子クロック発振器回路を含む送信機および／または受信機と、後の送信または復号のために別の周波数でサンプルを選択的に生成するサンプル速度変換器（ＳＲＣ）を実現することによって達成される。４０ＭＨｚ水晶振動子が、アナログ形からまたアナログ形にサンプルを変換するために使用されるデジタル−アナログ変換器およびアナログ−デジタル変換器用のクロック信号を供給する。８０２．１１ａ適合の２０ＭＨｚＯＦＤＭサンプルは、直接に、アナログ形からまたアナログ形に変換されるが、サンプル速度変換器が、８０２．１１ｂ適合の２２ＭＨｚＤＳＳＳサンプルを４０ＭＨｚサンプルからまた４０ＭＨｚサンプルに変換して、４０ＭＨｚアナログ変換との互換性を実現する。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
本発明は、例として、添付の図面を参照してさらに詳細に説明する。
【０００９】
図１は、本発明に従って単一クロック発振器１０を使用するＤＳＳＳおよびＯＦＤＭ適合トランシーバの例のブロック図を示す。トランシーバは受信機部１００および送信機部２００を含む。受信機および送信機の各々は機能的に独立しており、本明細書では個別の実施形態として述べるが、図が示すように、好ましい実施形態は受信機１００と送信機２００の両方を含む。
【００１０】
受信機１００は、同調可能なフロント・エンド１１０を含み、このフロント・エンド１１０の出力は、直交復調器によって復調されて直交出力信号ＩおよびＱを与える。説明を容易にするために、直交復調器の１つのブランチだけをここで説明する。他方のブランチは機能的に同等であるが、直角位相発生器１８０で供給される直交位相で動作する。フロント・エンド１１０の出力は、ミキサ１２０で復調され、フィルタ１３０でフィルタ処理される。同調可能な増幅器１４０がベースバンド・アナログ信号を供給し、このベースバンド・アナログ信号はアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）１５０によりデジタル・サンプルに変換される。
【００１１】
留意されたいことであるが、ＡＤＣ１５０からのサンプルは、クロック発振器１０を使用して生成される。このクロック発振器１０は、８０２．１１ａ適合性の場合には、４０ＭＨｚ水晶振動子発振器である。この４０ＭＨｚサンプルは、受信信号がＩＥＥＥ８０２．１１ａ−適合ＯＦＤＭ信号に該当するかそれともＩＥＥＥ８０２．１１ｂ−適合ＤＳＳＳ信号に該当するかにかかわらず生成される。単一クロック発振器１０は、好ましくは、１１ＭＨｚＤＳＳＳ信号の倍数ではなく、２０ＭＨｚＯＦＤＭ信号の倍数であるように選ばれる。その理由は、ＯＦＤＭ信号は、ＤＳＳＳ信号よりも時間がクリティカルであるからである。
【００１２】
受信機制御器１９０は、多極スイッチＳ１ａ〜ｄを制御して、ＡＤＣ１５０からのサンプルを別のサンプル速度のサンプルに変換する。ＯＦＤＭ信号は時間がクリティカルであるので、デフォルト・サンプルはＯＦＤＭの２０ＭＨｚサンプル速度の倍数であり、したがってサンプル速度変換は必要でなく、サンプル速度変換器１６０にバイパスがつけられる。入力がＯＦＤＭ信号でないことを受信機が決定するとき、受信機制御器１９０はＳ１ａ〜ｄを使用可能にし、サンプル速度変換器１６０が使用可能にされて、ＡＤＣ１５０からのサンプルを異なるサンプル速度に変換する。図１の例では、サンプル速度変換器１６０は、１１ＭＨｚのＩＥＥＥ８０２．１１ｂＤＳＳＳ信号標準に適合するために、ＡＤＣ１５０からの４０ＭＨｚサンプルを２２ＭＨｚサンプルに変換するように構成されている。このように、４０ＭＨｚクロック発生器が受信信号をサンプリングするために使用されるが、受信サンプルの次の処理装置（図示されない）に供給されるサンプルは、受信信号が２０ＭＨｚＯＦＤＭ信号であると決定されないとき、１１ＭＨｚの倍数のサンプルで供給され、それによって、１１Ｍｃｐｓの８０２．１１ｂ標準に適合するＤＳＳＳサンプルとしてこのサンプルを処理することを容易にする。
【００１３】
送信機２００で、同様なアーキテクチャが使用される。しかし、この場合、入力サンプルは、それぞれ異なるサンプリング速度で、ＤＳＳＳサンプルかまたはＯＦＤＭサンプルかのどちらかとしてのソース（図示されない）から受け取られる。本発明の第２の態様に従って、送信機２００は、入力信号を変調して送信デバイス２７０で送信される送信信号を供給するように構成される。図１に、直交送信機２００を示す。参照を容易にするために、直交信号入力経路のうちのただ１つの経路だけをここで詳しく述べる。直交段の動作は同等である。
【００１４】
上で言及したように、送信機２００への入力は、送信すべき情報のデジタル・サンプルであり、このサンプルは、第１か第２かどちらかのサンプル速度で生じる。入力サンプルがクロック発生器１０の周波数と既に一致していない場合、サンプル速度変換器２１０は、この入力サンプルを、単一クロック発生器１０の周波数と一致したサンプルに変換する。本発明の好ましい実施形態では、共通クロック１０は、２０ＭＨｚのＩＥＥＥ８０２．１１ａＯＦＤＭベース周波数の倍数である周波数で動作する。説明したように、好ましいクロック発振器１０は４０ＭＨｚ水晶振動子発生器である。入力がＤＳＳＳサンプル・ストリームに該当するとき、サンプル速度変換器２１０は、多極スイッチＳ２ａ〜ｄを介して送信機制御器２９０によって使用可能にされる。例の実施形態では、ＤＳＳＳ入力は４４ＭＨｚサンプル・ストリームとして供給され、サンプル速度変換器２１０は、４４ＭＨｚから４０ＭＨｚのサンプル速度変換器である。
【００１５】
デジタル−アナログ（ＤＡＣ）変換器２２０は、入力サンプル・ストリームかまたはＳＲＣ２１０から変換されたサンプル・ストリームかのどちらかに該当する４０ＭＨｚサンプルをアナログ信号に変換し、このアナログ信号は、フィルタ２３０および同調増幅器２４０でフィルタ処理され、それからミキサ２５０で変調される。加算器２６０は直交信号を結合し、増幅器２７０は送信のための複合信号を準備する。
【００１６】
好ましい実施形態では、サンプル速度変換器１６０、２１０は、当技術分野では一般的な直線補間回路および多相フィルタを使用して実現される。
【００１７】
上述のものは、ただ単に本発明の原理を説明するだけである。したがって、理解されることであろうが、本明細書で明示的に説明または図示されないが、本発明の原理を具現し、それゆえ以下の特許請求の範囲の精神および範囲内にある様々な装置を工夫することができるだろう。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明に従って単一クロック発振器を使用するＤＳＳＳおよびＯＦＤＭ適合トランシーバの例のブロック図を示す図。
【図１】
2006504314.tif 000002