(57)【要約】第１信号経路（１）及び前記第１信号経路（１）と略同一の第２信号経路（１’）を有する、３状態Ｄ級増幅器（１００）。前記信号経路の各々（１、１’）は、夫々の第１及び第２ローパスフィルタ手段（１０、１０’）を有し、前記第１及び第２ローパスフィルタ手段（１０、１０’）は、入力手段（Ｉｎｐ、Ｉｎ、Ｉｐ）によって供給される夫々の入力信号（Ｖｎ、Ｖｐ）と、負荷（５）の第１及び第２端部（Ａ、Ｂ）と、前記入力信号（Ｖｎ、Ｖｐ）の周波数より大幅に高い周波数を有する信号を供給するパルス発生器（２）とに結合されると共に夫々の第１及び第２ローパスフィルタ処理された信号（ＳＵＰ、ＳＤＷ）を発生する。前記ローパスフィルタ処理された信号（ＳＵＰ、ＳＤＷ）は、夫々の比較手段（３、３’）に入力される。前記比較手段（３、３’）は、しきい値発生器（４）に結合され、前記しきい値発生器（４）は、前記入力手段（Ｉｎｐ、Ｉｎ、Ｉｐ）と、前記負荷(５)を介した最大及び最小信号値の推定を表す第１及び第２参照信号（Ｖｍａｘ、Ｖｍｉｎ）とに結合され、アイドル状態において当該増幅器の比較的に高い利得を維持するために、前記第１及び第２入力信号（Ｖｎ、Ｖｐ）の間の差に反比例である交番しきい値信号（ＴＨＲＥＳ）を発生する。
2006520159.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
３状態Ｄ級増幅器であって、
−第１信号経路及び前記第１信号経路と略同一の第２信号経路とを有し、
−前記信号経路の各々は、対応する第１及び第２ローパスフィルタ手段を有し、前記第１及び第２ローパスフィルタ手段が、入力手段によって供給される夫々の入力信号と、負荷の第１及び第２端部と、前記入力信号の周波数より大幅に高い周波数を有する信号を供給するパルス発生器とに結合され、夫々の第１及び第２ローパスフィルタ処理された信号を発生し、
−前記ローパスフィルタ処理された信号は、夫々の比較手段に入力され、
−前記比較手段は、しきい値発生器に結合され、前記しきい値発生器は、前記入力手段と、前記負荷を介した最大及び最小信号値の推定を表す第１及び第２参照信号とに結合され、アイドル状態における当該増幅器の比較的に高い利得を維持するために、前記第１及び第２入力信号の間の差に反比例する交番しきい値信号を発生する、
増幅器。
【請求項２】
請求項１に記載の３状態Ｄ級増幅器であって、前記第１及び第２信号が、互いに逆位相であり、前記第１信号経路及び前記第２信号経路に結合される、増幅器。
【請求項３】
請求項２に記載の３状態Ｄ級増幅器であって、前記しきい値信号が、アイドル状態における当該増幅器の比較的に高い利得を維持するために、前記第１及び第２入力信号の間における差の積分に反比例である、増幅器。
【請求項４】
請求項２及び３のいずれか一項に記載の３状態Ｄ級増幅器であって、前記しきい値発生器は、マルチプレクサに結合される第１減算器及び第２減算器を有し、前記第１減算器は、前記第１入力信号及び前記最小推定信号との間の差に比例する信号を供給し、前記第２減算器は、前記第２入力信号及び前記最大推定信号との間の差に比例する信号を供給し、前記マルチプレクサは、前記しきい値信号を供給する、増幅器。
【請求項５】
請求項３に記載の３状態Ｄ級増幅器であって、前記しきい値発生器が、前記第１及び第２入力信号並びに前記各々の第１及び第２参照信号の間の電圧差を電流に変換する、電圧／電流変換器手段を有する、増幅器。
【請求項６】
請求項５に記載の３状態Ｄ級増幅器であって、前記しきい値発生器が、更に、電流ミラーによってバイアスされる第１積分器及び第２積分器を有し、前記積分器が、前記しきい値信号を多重化手段を介して発生するために前記電圧／電流変換器手段に結合される、増幅器。
【請求項７】
請求項６に記載の３状態Ｄ級増幅器であって、前記多重化手段が、前記しきい値信号を発生するアナログマルチプレクサに結合されるサンプル／ホールド手段の直列結合を有する、増幅器。
【請求項８】
請求項１に記載の３状態Ｄ級増幅器であって、
−前記第１及び第２ローパスフィルタ手段の各々が、第１ローパスフィルタを有し、前記第１ローパスフィルタが、前記夫々の第１及び第２入力信号並びに前記負荷の前記第１及び第２端部において供給される第１及び第２出力信号の間における該差を表す信号をローパスすると共に第１信号を発生し、
−前記第１信号が、減算手段の入力に及び第２ローパスフィルタに入力され、
−前記第２ローパスフィルタが、第２信号を前記減算手段の更なる入力に供給し、
−前記減算手段が、前記ローパスフィルタ処理された信号を発生する、
増幅器。
【請求項９】
請求項３に記載の３状態Ｄ級増幅器であって、前記第１及び前記第２ローパスフィルタが、供給電圧の半分に略等しい参照信号に結合された夫々の入力を有する第１及び第２差動入力増幅器を有する、増幅器。
【請求項１０】
請求項１に記載の３状態Ｄ級増幅器であって、前記入力手段が、バイナリ信号のストリームである、共通入力信号を反転するインバータ手段を有する、増幅器。
【請求項１１】
請求項１０に記載の３状態Ｄ級増幅器であって、前記入力手段が、前記共通入力信号に結合され更なる第１入力信号及び更なる第２入力信号を発生する更なるローパスフィルタ手段を有する、増幅器。
【請求項１２】
請求項１１に記載の３状態Ｄ級増幅器であって、前記更なるローパスフィルタ手段が、前記更なる第１入力信号を発生する第３ローパスフィルタを有し、前記ローパスフィルタが、前記更なる第２入力信号を発生する反転増幅器手段に結合される、増幅器。
【請求項１３】
請求項１に記載の３状態Ｄ級増幅器を有するオーディオ周波数増幅器。
【請求項１４】
請求項１に記載の３状態Ｄ級増幅器を有する、携帯電話、ＣＤプレーヤ及びラジオ受信器のような携帯電子装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、
−第１信号経路及び前記第１信号経路と略同一の第２信号経路とを有する３状態Ｄ級増幅器に関し、
−前記信号経路の各々は、共通入力信号によって発生される夫々の入力信号、負荷の第１及び第２端部、並びに前記入力信号の周波数より大幅に高い周波数を有する信号を供給するパルス発生器に結合されると共に夫々の第１及び第２ローパスフィルタ処理された信号を発生する夫々第１及び第２ローパスフィルタ手段を有し、前記ローパスフィルタ処理された信号は、夫々の減算手段に入力される。
【背景技術】
【０００２】
Ｄ級増幅器は、最新技術のＡＢ級増幅器の２５％と比較して、効率が実用的に少なくとも９０％であり得るので、オーディオ応用例において、比較的広く用いられている。Ｄ級増幅器は、図１１に記載のＤＣ／ＤＣ交換器と同じ原理に基づく。入力信号Ｉｎの高周波数でのパルス幅変調（ＰＷＭ）は、比較器Ｃを用いて入力信号Ｉｎの高周波数ノコギリ歯形状信号Ｖｃｈｏｐとの比較によって達成される。ノコギリ歯信号Ｖｃｈｏｐは、５００ｋＨｚの周波数を有し、入力信号Ｉｎは、オーディオ領域すなわち２０ｋＨｚ未満に位置し得る。デューティ周期が入力信号Ｉｎの大きさに依存するＰＷＭ信号が、比較器Ｃの出力において得られる。ＰＷＭ信号は、２つのパワー電力低抵抗スイッチＳＷ１及びＳＷ２駆動し、同じ出力ＰＷＭ信号を、しかし高電力容量を有するようにして再現するようにさせる。ＬＣフィルタは、５００ｋＨｚ周波数変調をローパスフィルタ処理するように用いられ、高電力容量で入力信号Ｉｎの初期信号形状を再現している。出力電力は、例えば１Ｗから８０Ｗの範囲にあり得る。例えば９０％であるＤ級増幅器の効率は、線形増幅器の効率である、オーディオ応用例における最新技術のＡＢ級増幅器の２５％と比較してより大幅に高い。
【０００３】
上記にもかかわらず、出力ＰＷＭ信号の出力電力は、図１１に記載のＤ級増幅器に関して、電力供給Ｖｐｐの大きさに依存するので、したがって、Ｖｐｐが良く分からない場合、ＰＷＭ信号の最終的な結果の大きさに関する示唆はない。したがって、フィードバック技術は、Ｄ級において一般に用いられており、図１２において示されている。図１２において、図１１に記載のＤ級増幅器があり、当該回路が更に、比較器Ｃに結合された誤り増幅器ＥＡを有することを認識することは容易である。更に、入力信号が、誤り増幅器ＥＡの第１入力に入力される。フィードバック信号ＯＵＴＰは、誤り増幅器ＥＡの第２入力に供給される。誤り増幅器は、入力信号及びフィードバック信号ＯＵＴＰの間の差を作り、この生じた差を増幅することが確認される。誤り増幅器ＥＡは、周波数のローパス特性及び高利得を有する。高利得は、正確な調整を達成するのに必要である。ローパス特性は、関心ある周波数範囲のみにおける信号、例えばＰＷＭ出力信号ＯＵＴＰの正弦波内容（平均値を意味する）を、正弦波入力信号Ｉｎと比較しその後調整するのに必要である。ローパスフィルタ処理することによって、電力ＰＷＭ信号ＯＵＴＰの比較的高周波数成分が減衰される。フィードバックループは、出力信号ＯＵＴＰのフィルタ処理された複製であるＯＵＴではなく、電力ＰＷＭ出力信号ＯＵＴＰに接続される。確かに、ＯＵＴへの接続は、開ループにおけるＬＣフィルタによって規定される２つの極を追加することになり得る。ノコギリ歯信号Ｖｃｈｏｐは、もはや必須ではない。米国特許第５，９４９，２８２号又は米国特許第６，３２０，４６０号に記載のシステムは、自己スイッチング動作を有する。図１１に記載の非調整システムにおいてのみ、ノコギリ歯形状信号が、比較器スイッチングを行うのに必須であった。しかし、ノコギリ歯は、米国特許第６，３４６，８５２号におけるように、フィードバックループＤ級増幅器に関していずれにしても維持され得る。
【０００４】
Ｄ級増幅器の更なる改善は、３状態Ｄ級増幅器である。この種類の回路は、米国特許第６，２１１，７２８号に記載のＰＷＭパターン信号に基づく。この増幅器の主な特徴は、出力信号が、２つの低及び高の状態であるをもはや有していないが、３つの状態すなわち低、高及びアイドル状態を有する。当該概念は、米国特許第６，２６２，６３２号において更に発展される。増幅器は、図１３に記載のような完全な差動構造を有する。増幅器は、２つの略同一の部分を有し、各々の部分は、ダッシュ記号有り及び無しの同じ符号で識別される同じブロックを有する。また該回路は、ノコギリ歯信号Ｖｃｈｏｐ及び略逆位相の信号／Ｖｃｈｏｐを供給するノコギリ歯発生器（ＳＴＧ）も有する。２つの電力出力ＰＵＰ及びＰＤＷが両方とも０に等しいか両方ともＶｐに等しいかのどちらかの場合、差動電力信号（ＰＵＰ−ＰＤＷ）は、０であり、すなわち負荷への電流の注入はない。普通の増幅器と比較して３状態Ｄ級増幅器の第１の有利な点は、アイドルモードの場合すなわちオーディオ範囲における場合、このことは何の音も伝送されず、普通のＤ級増幅器であれば、ＬＣフィルタ処理の後には平均して０になる、５０％に正確に等しいデューティ周期でＰＷＭ信号を恒常的に出力していたであろうことである。しかし、５０％のこのデューティ周期で出力をスイッチアップ及びスイッチダウンすることは、電力スイッチＳＷ１、ＳＷ２’を通ずる電力を消費し、すなわちＳＷ１、ＳＷ２’が、スイッチ及びスピーカにおける電力損失を招く。３状態増幅器の場合、アイドルモードにおいて、差動出力（ＰＵＰ−ＰＤＷ）信号は、直接このアイドルモード値に設定され、高電流の平均化もなく、したがって、電力スイッチを通ずる何の消費もない。
【０００５】
３状態Ｄ級増幅器の別の有利な点は、アイドルモードにおいて、出力において電力のほんの短いピークが存在し、したがって、ＬＣフィルタはもはや必要でなく、信号が負荷例えばスピーカによってフィルタ処理される。直接の結果として、プリント回路基板（ＰＣＢ）における大きな領域を占めるＬＣフィルタに関しての必要性がない。例えば電話端末において用いられるＰＣＢのような、ＰＣＢ領域が重要である場合、このことは、他のＤ級増幅器に比較して大変な有利な点である。米国特許第６，２６２，６３２号に記載の増幅器は、いくつかの欠点を有する。前記増幅器は、利得を制限し、それ故に調整の精度を制限する１極ローパスフィルタを用いる。１極ローパスフィルタ処理は、２０ｄＢ／ｄｅｃの減衰を規定する。ＳＴＧのスイッチング周波数が５００ｋＨｚであると共に出力信号の大きさが１Ｖである場合、５０ｋＨｚでも１００ｍＶリップルが、すなわちこのフィードバックされた出力のフィルタ処理の後に１０倍低く、且つ更に２０ｋＨｚでおよそ５０ｍＶになる。この５０ｍＶ信号は、調整精度における雑音を生じる。スイッチング周波数は、例えば５００ｋＨｚから２ＭＨｚに増加され得るが、内部電力消費を増加させる。
【０００６】
別の不利な点は、クロスオーバー歪みである。アイドルモードにおいて、電力出力のスイッチングは全くない。同じことは、Ｖｃｏｍが略Ｖｐｐ／２に据えられる参照信号である、Ｖｃｏｍ電圧を越える正弦波の場合に現れる。利得は低減され、ループ調整がないので、クロスオーバー歪みの増加を招く。また調整の欠如は、米国特許第６，２６２，６３２号において言及されるように、クロストーク歪みも誘発する。この問題は、短時間の遅延を用いて訂正されるが、この遅延は、追加的な回路、すなわち、非同期非遅延又は高周波数計数器の使用を必要とする。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
したがって、本発明の目的は、３状態Ｄ級増幅器におけるクロスオーバー歪みを低減することである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明は、個々の請求項において規定される。個々の請求項は、実施例を有利に規定する。クロスオーバー歪みの低減は、第１段落に記載の装置において達成され、ここにおいて比較手段は、しきい値発生器に結合され、前記しきい値発生器は、第１及び第２入力信号並びに負荷を通ずる最大及び最小信号値の推定を表す第１及び第２参照信号に結合され、アイドル状態において前記増幅器の比較的に高い利得を維持するために、前記第１及び第２入力信号の間の差に反比例である交番しきい信号を発生する。当該増幅器は、アイドル状態においても、平均値が０である比較的短い低／高パルスを維持する。最新技術の３状態Ｄ級増幅器において、全て上がっている又は全て下がっていて、したがって非対称である比較的短いパルスが発生される。アイドル状態においてＶｃｏｍに対する交番しきい信号を発生することにより、前記問題が解決される。
前記しきい値発生器における前記入力信号は、前記信号に関する最大予測値と比較され、前記信号がＶｃｏｍ前後である場合、前記しきい値信号は、０とは異なる値を有する。
【０００９】
本発明の実施例において、アイドル状態において増幅器の比較的に高い利得を維持するために、しきい値信号は、第１及び第２信号の間の差の積分に反比例である。温度及びプロセス技術展開で増幅器性能を向上するために、事前に記載された交番しきい値信号は、該信号の積分によって置き換えられる。積分は、通常、抵抗器及びコンデンサを用いて行われる。増幅器の他のブロックにおいて用いられるのと同じ種類の成分を用いることにより、技術プロセス及び温度に対する増加した免疫（ｉｍｍｕｎｉｔｙ）が保証される。
【００１０】
本発明の別の実施例において、しきい値発生器は、マルチプレクサに結合される第１減算器及び第２減算器を有し、前記第１減算器は、第１入力信号及び最小推定信号との間の差に比例する信号を供給し、前記第２減算器は、第２入力信号及び最大推定信号との間の差に比例する信号を供給し、前記マルチプレクサは、しきい値信号を供給する。入力電圧が比較的大きい場合、最大期待値との差は低い。マルチプレクサによって供給されるしきい値信号は、低い大きさを用いて仮想接地レベル前後で交番される。正／負交番効果は、差（Ｖｐ−Ｖｍａｘ）又は（Ｖｎ−Ｖｍｉｎ）のいずれかを選択するマルチプレクサを用いて行われる。これらの信号の各々は、仮想接地信号Ｖｃｏｍに対して対称であるので、最終多重化された信号は、Ｖｃｏｍを平均値とする中心として交番される。
【００１１】
しきい値発生器は、第１及び第２入力信号並びに各々第１及び第２参照信号の間の電圧差を電流に変換する、電圧／電流変換器手段を有する。しきい値発生器は、更に、多重化手段を介してしきい値信号を発生する電圧／電流変換器手段に結合される第１積分器及び第２積分器を有する。
【００１２】
入力信号の電圧／電流変換が必要であるのは、コンデンサを用いて電流が積分されるのが比較的容易であると共に、よって、実際の技術を用いてコンデンサが積分されるのが比較的容易であるからである。多重化手段は、第１積分器出力信号又は第２積分器出力信号のいずれかを選択することによって、しきい値電圧をＶｃｏｍの下又は上に交番するのに用いられる。多重化手段は、しきい値信号を発生するアナログマルチプレクサに結合されるサンプル／ホールド手段の直列結合を有し得る。偶然に、しきい値信号の傾きがローパスフィルタ処理された信号の傾きと略同一ある場合、又は更にしきい値信号がローパス処理された信号と略等しい場合、メタ安定性問題が発生する。この状況を避けるために、第１及び第２積分器によって供給される信号は、初めに、サンプル／ホールド回路を用いて記憶され、その後、前記信号は多重化される。ローパスフィルタ処理された信号は、常に所与の傾きを有する。したがって、しきい値信号が一定のステップで変化する場合、ローパスフィルタ処理された信号は、この電圧に固定されることなくしきい値信号を越えることが保証される。
【００１３】
本発明の別の実施例は、第１及び第２ローパスフィルタ手段の各々が、各々の第１及び第２入力信号並びに負荷の第１及び第２端部において供給される第１及び第２出力信号の差を表す信号をローパスすると共に、第１信号を発生する第１ローパスフィルタを有する。第１信号は、第３減算手段の入力に及び第２ローパスフィルタに入力される。第２ローパスフィルタは、第２信号を減算手段の更なる入力へ供給する。減算手段は、ローパスフィルタ処理された信号を発生する。第１及び第２ローパスフィルタは、供給電圧の半分に略等しい参照信号に結合される夫々の入力を有する第１及び第２差動入力増幅器を有する。以前に述べられたように、有用な信号から高周波数成分をフィルタ処理するために、より高いオーダのローパスフィルタ処理が必要である。したがって、より高いオーダのローパスフィルタが必要である。フィルタのオーダを増加することにより、増幅器において安定性問題を生じさせ、追加的な位相移動が生じさせられ得る。上述の解決法を用いると、フィルタの伝達関数において０が導入され、したがって、安定性問題は避けられる。更に、対称出力信号を得るために、信号は仮想接地に対して中心にされる。
【００１４】
本発明による増幅器の重要な応用例は、負荷がスピーカであるようなオーディオ集積増幅器である。更に、増幅器は、その効率性により、ＣＤプレーヤ、携帯電話及び受信器などのような、携帯装置において用いられ得る。
【００１５】
本発明の上記及び他の特徴及び有利な点は、添付の図面を参照にして、本発明の例証的な実施例の以下の説明から明らかである。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
図１は、本発明による、３状態Ｄ級増幅器を示す。３状態Ｄ級増幅器１００は、第１信号経路１及び第１信号経路１と略同一の第２信号経路１’を有する。第１及び第２信号経路１及び１’は、負荷５の夫々の第１及び第２端部Ａ及びＢに、並びにこの実施例においてただの２つの入力のノードＩｎ及びＩｐである入力回路によって供給される夫々の第１及び第２入力信号Ｖｎ及びＶｐに結合される。信号経路１及び１’の各々は、対応する入力信号Ｖｎ及びＶｐに、負荷５の第１及び第２端部Ａ及びＢに、並びにパルス発生器２に結合される夫々の第１及び第２ローパスフィルタ１０及び１０’を有する。信号発生器２は、夫々の第１及び第２ローパスフィルタ処理された信号ＳＵＰ及びＳＤＷを発生するために、入力信号Ｖｎ及びＶｐの周波数より大幅に高い周波数を有する信号を供給する。ローパスフィルタ処理された信号ＳＵＰ及びＳＤＷは、夫々の比較器３及び３’に入力される。比較器３及び３’は、しきい値発生器４に結合され、前記しきい値発生器４は、第１及び第２入力信号Ｖｎ及びＶｐと負荷５を通ずる最大及び最小信号値の推定を表す第１及び第２参照信号Ｖｍａｘ及びＶｍｉｎとに結合され、アイドル状態において増幅器の比較的に高い利得を維持するために、第１及び第２入力信号Ｖｎ及びＶｐの間の差に比例する交番しきい値信号ＴＨＲＥＳを発生する。増幅器は、アイドル状態においても、平均値が０である比較的短い低／高パルスを維持する。最新技術の３状態Ｄ級増幅器において、出力信号は、仮想接地電圧Ｖｃｏｍに対して対称であり、比較は、仮想接地Ｖｃｏｍに対して行われる。アイドルモードにおいて、負荷の第１及び第２端部における増幅器の出力信号は、０である。このことは、接地されるべき共通モード電圧を決定し得る。アイドル状態において、Ｖｃｏｍに対して交番しきい値信号ＴＨＲＥＳを発生することにより、問題は解決される。しきい値発生器４における入力信号は、信号Ｖｍａｘに関する最大予測値と比較され、信号がＶｃｏｍ付近である場合、しきい値信号ＴＨＲＥＳは、０と異なる値を有する。
【００１７】
通常、ローパスフィルタ１０及び１０’は、ＲＣフィルタを用いて実装され、フィルタ手段１０及び１０’の時定数は、ＲＣの積に比例する。ＲＣフィルタが積分される場合に直面する問題は、ＲＣ時／利得定数が、温度及びプロセス展開に応じて変化することである。したがって、信号ＳＵＰ及びＳＤＷは、これらの大きさでの展開を有する。ＳＵＰ及びＳＤＷの大きさが低すぎる場合、これら信号は、ＶＴＨＲＥＳよりも大きくなり得、したがって、比較器３及び３’によって発生される信号のスイッチングは存在し得ない。このことは、利得の低下及び歪みの増加を招く。この問題は、ＶＴＨＲＥＳをこの積分により置き換えることによって解決される。この積分は、回路の他の全ての部分において用いられるのと同じ種類の抵抗器を用いて以前のＶＴＨＲＥＳ信号を電流に変換することによって達成される。この電流は、全てのローパス積分器において用いられるのと同じ種類のコンデンサに注入される。斯様にして、例えば全ての抵抗値が減少する場合、ＳＵＰ及びＳＤＷは増加するが、ＶＴＨＲＥＳも増加する。
【００１８】
図２は、本発明の好ましい実施例において用いる、しきい値信号発生器４を示す。しきい値発生器４は、マルチプレクサＭＵＸに結合される第１減算器Ｓ１及び第２減算器Ｓ２を有し、第１減算器Ｓ１は、第１入力信号Ｖｎ及び最小推定信号Ｖｍｉｎの間の差に比例する信号を供給する。第２減算器Ｓ２は、第２入力信号Ｖｐ及び最大推定信号Ｖｍａｘの間の差に比例する信号を供給し、マルチプレクサＭＵＸはしきい値信号ＴＨＲＥＳを供給する。減算器Ｓ１及びＳ２は、図６に示されるように実装され得る。図６において、ＯＡ１及びＯＡ２は、減算器における入力信号である。通常、Ｒ３＝Ｒ５及びＲ４＝Ｒ５であり、出力信号は、定数ｋ＝Ｒ４／Ｒ３でＯＡ２−ＯＡ１に比例する。図２に戻ると、信号ＶＴＨＲＥＳは、入力電圧を最大及び最小予測信号Ｖｍａｘ及びＶｍｉｎの夫々から減算することによっても実行される。したがって、入力電圧が比較的大きい場合、最大予測値Ｖｍａｘとの差は低く、ＴＨＲＥＳは、低い大きさを有する。信号ＶＴＨＲＥＳは、低い大きさでＶＣＯＭ前後において交番され得る。正／負交番効果は、差（Ｖｐ−Ｖｍａｘ）又は（Ｖｎ−Ｖｍｉｎ）の一方を選択するマルチプレクサＭＵＸを用いてもたらされる。これら信号の各々が仮想接地信号Ｖｃｏｍに対して対称であるので、最終的に多重化された信号は、Ｖｐ−Ｖｎの関数としてしきい値信号の振る舞いのグラフィック表示において示される平均である、Ｖｃｏｍを中心として交番される。
【００１９】
図３は、しきい値信号発生器４の更に詳細な実装を示す。簡素性のために、しきい値発生器４の半分のみが示され、他の半分は、関わる信号を除いて第１の半分部分に略同一である。しきい値信号発生器は、第２入力信号Ｖｐ及び第２参照信号Ｖｍａｘの間の電圧差Ｖｃｕｒを電流に変換する電圧／電流変換器手段Ａ４、Ｔ１及びＲｉを有する。しきい値発生器４は、更に、第１積分器Ｔ２及びＣ３と、電流ミラーＣＭによってバイアスされる第２積分器Ｔ３及びＣ４とを有し、第１及び第２積分器は、電圧／電流変換器手段Ａ４、Ｔ１及びＲｉに結合され、マルチプレクサ手段Ｍを介してしきい値信号ＴＨＲＥＳを発生する。上記のように、入力信号Ｖｐ及び最大予想大きさＶｍａｘの間の差に比例する電圧が発生される。その後、抵抗器Ｒｉは、電流を発生する。前記電流は、略逆位相であるすなわち夫々一方が増加する場合他方が減少する、２つのノコギリ歯信号ＶＳＡＷ１及びＶＳＡＷ２を発生するのに用いられる。クロック信号ｃｋ１の位相において、ＶＳＡＷ１は、共通モード電圧Ｖｃｏｍ維持され、以前の位相においてＶｃｏｍに固定されていたＶＳＡＷ２は、ｋ（Ｖｐ−Ｖｍａｘ）／（Ｒｉ×Ｃ）に比例して下降し始める。クロック信号ｃｋ２の第２位相において、ＶＳＡＷ１は上昇し、ＶＳＡＷ２は、Ｖｃｏｍに維持される。したがって、チョッピング機能性も、電力出力電圧がＶＣＯＭ前後に中心にされることを保証するのに再現される。抵抗器Ｒｉ及びコンデンサＣ１＝Ｃ２の値は、チョップされたノコギリ歯信号大きさが、常に信号ＳＵＰ及びＳＤＷの大きさを上回るように、適合される。
【００２０】
図４は、しきい値信号発生器４の更に詳細な実装を示し、ここにおいて、多重化手段Ｍは、しきい値信号ＴＨＲＥＳを発生するアナログマルチプレクサＭ１に結合されるサンプル／ホールド手段ＳＨ１及びＳＨ２の直列結合を有する。偶然にしきい値信号の傾きがローパスフィルタ処理された信号の傾きと略同一である場合、又は更にしきい値信号がローパス処理された信号と略等しい場合、メタ安定性問題が発生する。この状況を避けるために、第１及び第２積分器によって供給される信号は、初めに、サンプル／ホールド回路を用いて記憶され、その後、前記信号は多重化される。
【００２１】
図５は、本発明の好ましい実施例において用いる、ローパスフィルタ１０及び１０’の実施例を示す。第１及び第２ローパスフィルタ１０及び１０’の各々は、夫々の第１及び第２入力信号Ｖｎ及びＶｐ並びに負荷５の第１及び第２端部Ａ及びＢにおいて供給される第１及び第２出力信号の間の差を表す信号をローパスすると共に第１信号ＯＡ１を発生する第１ローパスフィルタＡ１、Ｒｉｎ及びＣ１を有する。第１信号ＯＡ１は、第５減算器６の入力と、第２ローパスフィルタＡ２、Ｒ２及びＣ２とに入力される。第２ローパスフィルタＡ２、Ｒ２及びＣ２は、第２信号ＯＡ２を、第５減算手段６の更なる入力に供給する。第５減算器６は、ローパスフィルタ処理された信号ＳＵＰを発生する。第１ローパスフィルタＡ１、Ｒｉｎ、Ｒｆｂｋ及びＣ１並びに第２ローパスフィルタＡ２、Ｒ２及びＣ２は、供給電圧Ｖｐｐの半分に略等しい参照信号Ｖｃｏｍに結合される夫々の入力を有する第１及び第２差動入力増幅器Ａ１及びＡ２を有する。ローパスフィルタ全体は、４０ｄＢ／ｄｅｃの減衰を有し、従来技術の増幅器性能を改善する。簡素性のために、図５において、第１ローパスフィルタ１０のみが示され、第２ローパスフィルタ１０’は、信号を除いて、第１部分に略同一である。スピーカであり得るような負荷５の第１端部Ａからの出力信号は、フィードバック抵抗器Ｒｆｂｋを介してフィードバックされ、Ｖｎと比較される。完全な差動モードにおける差Ａ／Ｒｆｂｋ−Ｖｎ／Ｒｉｎは、減算Ｂ／Ｒｆｂｋ−Ｖｐ／Ｒｉｎと同等である。減算の結果は、コンデンサＣ１によって積分される電流差である。この結果生じるローパスフィルタ処理された信号は、ＯＡ１である。第２積分器Ｒ２、Ｃ２及びＡ２は、信号ＯＡ１の第２ローパスフィルタ処理を実行し、出力信号ＯＡ２を発生する。２極システムが得られた。安定性問題を避けるために、すなわち例えば６０度より大きい位相移動を得るために、減算器６が備えられる。斯様にして、ローパスフィルタ処理手段の伝達関数において、複素平面の左半分平面における０が、およそ９０度への全体位相移動を向上するために導入される。図５に記載の回路は、減算器３及び３’が、出力の適切な制御のために常に定期的にスイッチすることを保証しなければならない。このことは、第２ローパスフィルタＲ２、Ｃ２及びＡ２によって発生される信号に差動ノコギリ歯で三角形状信号を加えることにより達成される。この信号を加える一般的な手法は、第２積分器の入力にパルス発生器２によって発生される方形パルス電流Ｏ２を印加することである。この電流は、コンデンサＣ２を充電及び放電し、信号ＯＡ２に三角形状ノコギリ歯を加えることになる。減算器６は、図６において示されるように実装され、上記において説明される。
【００２２】
図７は、共通入力信号Ｉｎｐをバイナリ信号のストリームとして有するＤ級増幅器を示す。当該Ｄ級増幅器は、共通入力信号Ｉｎｐに結合されるインバータ５を有する。インバータ５は、増幅器１００に入力される、互いに逆位相のバイナリ信号Ｖｎのストリームを発生する。バイナリ信号の入力ストリームＩｎｐは、しきい値発生器４にも入力される。しきい値発生器４は、共通入力信号Ｉｎｐに結合されると共に第１入力信号Ｖｐ及び第２入力信号Ｖｎを発生する更なるローパスフィルタ手段３１を有する。更なるローパスフィルタ手段３１は、ビットストリーム信号Ｉｎｐを平均化するのに用いられる。第１及び第２入力信号Ｖｎ及びＶｐを発生するために、更なるローパスフィルタ手段３１は、図９に示されるように、第１入力信号Ｖｎを発生する第３ローパスフィルタ３１０を有し、該ローパスフィルタ３１０は、第２入力信号Ｖｐを発生する反転増幅器手段３１１に結合される。図９において示される実施例において、反転増幅器手段３１１は、反転入力「−」と参照信号Ｖｃｏｍに結合される非反転入力「＋」とを有する演算増幅器を用いて実装される反転リピータを有する。更なるローパスフィルタによって発生される信号Ｖｐは反転すなわち略１８０度位相移動され、第１入力信号Ｖｎは、更なるローパスフィルタの出力において発生される。抵抗器Ｒ１およびＲ２は、第１信号Ｖｎの振幅を、第２入力信号Ｖｐと略等しくなるように、制御するように用いられる。図１０に示されるような有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタが、更なるローパスフィルタ３１として、用いられ得る。共通入力信号Ｉｎｐは、フリップフロップＦ１、．．．、Ｆｎのカスケード接続された列（ｓｔｒｉｎｇ）を有するシフトレジスタにおいて入力される。前記フリップフロップは、各々のフリップフロップを通ずる遅延を規定するクロック信号Ｃｋによって制御される。各々のフリップフロップ出力Ｑ１、．．．、Ｑｎは、対応するスイッチ（Ｓ１、Ｓ’１）、．．．、（Ｓｎ、Ｓ’ｎ）を介して対応するスイッチ可能な電流源（Ｊ１、Ｊ’１）、．．．、（Ｊｎ、Ｊ’ｎ）に結合される。スイッチ可能な電流源の出力電流Ｊｓは、第２入力信号Ｖｐを発生する電流／電圧変換器４００への電流に結合される。
【００２３】
本出願において記載の３状態Ｄ級増幅器は、Ｄ級電力増幅器として単一オーディオ周波数チップに集積され得る。更に、前記増幅器は、比較的低減された電力消費及び比較的に高い効率を有するので、受信器、ＣＤ及び／又はＤＶＤプレーヤ等のような携帯装置において用いられ得る。
【００２４】
本発明の保護の範囲は、本文章に記載の実施例に制限されないことを言及される。また本発明の保護の範囲は、請求項における参照符号によって制限されることもない。語句「有する（ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ）」は、請求項において記載される以外の部分を除外しない。要素（ｅｌｅｍｅｎｔ）に先行する語句「ａ（ｎ）」は、斯様な要素の複数個の存在を排除しない。本発明の部分を形成する手段は、専用ハードウェアの態様において、又はプログラムされた目的処理器の態様において双方で実装され得る。本発明は各々の新たな特徴又は特徴の組合せにおいて属する。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】図１は、本発明による、３状態Ｄ級増幅器を示す。
【図２】図２は、本発明による、しきい値信号発生器を示す。
【図３】図３は、本発明による、しきい値信号発生器の更に詳細な実装を示す。
【図４】図４は、しきい値信号発生器の更に詳細な実装を示す。
【図５】図５は、本発明による、ローパスフィルタ処理手段の実施例を示す。
【図６】図６は、本発明による、減算器を示す。
【図７】図７は、共通入力信号をバイナリ信号のストリームとして有するＤ級増幅器を示す。
【図８】図８は、バイナリ信号のストリームを入力として備えるしきい値検出器の更に詳細な実装を示す。
【図９】図９は、更なるローパスフィルタ処理手段の実施例を示す。
【図１０】図１０は、第３ローパスフィルタの実装を示す。
【図１１】図１１は、従来技術のＤ級増幅器を示す。
【図１２】図１２は、別の従来技術のＤ級増幅器を示す。
【図１３】図１３は、従来技術の３状態Ｄ級増幅器を示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【国際調査報告】
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