(57)【要約】空間および時間ダイバーシティを有する着信信号を受信する無線受信機。受信機は多数の受信機チェイン信号のノイズベース・プリスケーリングを使用してコンポジット等化信号内の受信機チェイン信号を最適に結合し、かつ等化信号のノイズベース時間変動ポストスケーリングを使用する。受信機は信号シンボルを着信信号に対するトレーニング・シーケンスの分散されたレプリカ・シンボルと比較してノイズベース・スケールファクタを決定する。
2006511129.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
空間ダイバーシティを有する着信信号を受信する受信機であって、
前記着信信号を受信して、それぞれ、２つ以上の受信機チェイン信号を発生させる２つ以上の受信機チェインであって、前記受信機チェインは、それぞれ、前記受信機チェイン信号からノイズ表現を決定するノイズ推定器を含み、前記ノイズ表現はノイズレベルを表す前記２つ以上の受信機チェインと、
前記ノイズ表現からノイズベース・スケールファクタを決定するノイズ比較器と、
前記スケールファクタを使用して前記受信機チェイン信号の表現を重み付けしてコンポジット等化信号を発生させるノイズベース空間ダイバーシティ結合器と、
を含む前記受信機。
【請求項２】
請求項１に記載の受信機であって、
ノイズベース空間ダイバーシティ結合器は、それぞれ、前記受信機チェイン信号に対応する重み付けされた等化器分岐メトリクスの和に基づいて前記コンポジット等化信号を決定する等化器を含み、前記重み付けされた等化器分岐メトリクスは前記ノイズベース・スケールファクタに対応する重み付けを有する前記受信機。
【請求項３】
請求項１に記載の受信機であって、
前記ノイズベース・スケールファクタは、それぞれ、前記２つ以上の受信機チェイン信号に対応する２つ以上のプリスケールファクタを含み、
前記空間ダイバーシティ結合器は前記受信機チェイン信号を前記対応するプリスケールファクタによりプリスケールして、それぞれ、前記プリスケールされた受信機チェイン信号を与える２つ以上のノイズプリスケーラ、および前記プリスケールされた受信機チェイン信号を等化して前記コンポジット等化信号を発生させる等化器を含む、前記受信機。
【請求項４】
請求項３に記載の受信機であって、
前記受信機チェインは、さらに、前記２つ以上の受信機チェイン信号にそれぞれ対応するチャネル・インパルス応答係数の２つ以上のセットを決定するチャネル推定器を含み、
前記ノイズプリスケーラは前記チャネル・インパルス応答係数を、それぞれ、前記対応するプリスケールファクタによりプリスケールして対応するプリスケールされたチャネル・インパルス応答係数を与える送信チャネルプリスケーラを含み、
前記等化器は前記対応するプリスケールされたチャネル・インパルス応答係数を使用して前記コンポジット等化信号を等化する、前記受信機。
【請求項５】
請求項４に記載の受信機であって、
ａ番目の前記送信チャネルプリスケーラは、
2006511129.tif 000064
に従って、前記チャネル・インパルス応答係数のａ番目のセットをプリスケールし、
ここに、ｈｋ，ａはａ番目の前記受信機チェイン信号に対応する前記チャネル・インパルス応答係数の前記ａ番目のセットのｋ番目の係数を表し、ｐａは前記ａ番目の受信機チェイン信号に対応するａ番目のノイズ表現を表し、ｐｍｉｎは前記全ての受信機チェイン信号に対する最小の前記ノイズ表現を表し、
2006511129.tif 000065
は前記プリスケールされたチャネル・インパルス応答係数のａ番目のセットの前記ｋ番目の係数を表す前記受信機。
【請求項６】
請求項４に記載の受信機であって、
ａ番目の前記送信チャネル・プリスケーラは、
2006511129.tif 000066
に従って前記チャネル・インパルス応答係数のａ番目のセットをプリスケールし、
ここに、ｈｋ，ａはａ番目の前記受信機チェイン信号に対応する前記チャネル・インパルス応答係数の前記ａ番目のセットのｋ番目の係数を表し、ｐｍａｘは前記全ての受信機チェイン信号に対する最大の前記ノイズ表現を表し、
2006511129.tif 000067
は前記ａ番目の受信機チェイン信号に対応する前記ノイズ表現を除くｐｍａｘで除した前記全ての受信機チェイン信号の前記ノイズ表現の積を表し、
2006511129.tif 000068
は前記プリスケールされたチャネル・インパルス応答係数のａ番目のセットの前記ｋ番目の係数を表す前記受信機。
【請求項７】
請求項３に記載の受信機であって、
第１の前記受信機チェインに対応する第１の前記プリスケールファクタは前記第１の受信機チェイン信号に対応する第１の前記ノイズ表現に逆依存する前記受信機。
【請求項８】
請求項７に記載の受信機であって、
前記ノイズ比較器が最小の前記ノイズ表現を決定し、
前記第１のプリスケールファクタは前記最小のノイズ表現に直接依存する前記受信機。
【請求項９】
請求項７に記載の受信機であって、
ａ番目の前記ノイズプリスケーラは、
2006511129.tif 000069
に従って、ａ番目の前記受信機チェイン信号をプリスケールし、
ここに、ｒｎ，ａは前記ａ番目の受信機チェイン信号内のｎ番目の受信シンボルを表し、ｐａは前記ａ番目の受信機チェイン信号に対応するａ番目の前記ノイズ表現を表し、ｐｍｉｎは前記全ての受信機チェイン信号に対する最小の前記ノイズ表現を表し、
2006511129.tif 000070
は前記ａ番目の受信機チェイン信号に対応するａ番目の前記プリスケールされた受信機チェイン信号の前記ｎ番目の受信シンボルを表す前記受信機。
【請求項１０】
請求項３に記載の受信機であって、
１番目の前記受信機チェインに対応する１番目の前記プリスケールファクタは１番目の前記ノイズ表現を除く前記全てのノイズ表現の積に直接依存し、前記１番目のノイズ表現は前記１番目の受信機チェインに対応する前記受信機。
【請求項１１】
請求項１０に記載の受信機であって、
前記ノイズ比較器が最大の前記ノイズ表現を決定し、
前記第１のプリスケールファクタは前記最大のノイズ表現に逆依存する前記受信機。
【請求項１２】
請求項３に記載の受信機であって、
前記ａ番目のノイズ・プリスケーラは、
2006511129.tif 000071
に従って前記ａ番目の受信機チェイン信号をプリスケールし、
ここに、ｒｎ，ａは前記ａ番目の受信機チェイン信号内のｎ番目の受信シンボルを表し、ｐｍａｘは前記全ての受信機チェイン信号に対する最大の前記ノイズ表現を表し、
2006511129.tif 000072
は前記ａ番目の受信機チェイン信号に対応する前記ノイズ表現を除くｐｍａｘで除した前記全ての受信機チェイン信号の前記ノイズ表現の積を表し、
2006511129.tif 000073
は前記ａ番目の受信機チェイン信号に対応するａ番目の前記プリスケールされた受信機チェイン信号の前記ｎ番目の受信シンボルを表す前記受信機。
【請求項１３】
請求項１に記載の受信機であって、
前記ノイズベース・スケールファクタは前記最小のノイズ表現の二乗に逆依存するポストスケールファクタを含み、さらに、
前記コンポジット等化信号を前記ポストスケールファクタによりポストスケールするポストスケーラを含む前記受信機。
【請求項１４】
請求項１に記載の受信機であって、
前記ノイズベース・スケールファクタは前記最大のノイズ表現の二乗に直接依存するポストスケールファクタを含み、さらに、
前記コンポジット等化信号を前記ポストスケールファクタによりポストスケールするポストスケーラを含む前記受信機。
【請求項１５】
ダイバーシティを有する着信信号を受信する受信機であって、
前記着信信号を受信して、それぞれ、２つ以上の受信機チェイン信号を発生させる２つ以上の受信機チェインであって、受信機チェインは、それぞれ、前記受信機チェイン信号からノイズ表現を決定するノイズ推定器を含み、前記ノイズ表現はノイズレベルを表す２つ以上の受信機チェインと、
前記ノイズ表現から計算された重み付けを有する前記受信機チェイン信号を、それぞれ表す重み付けされた等化器分岐メトリクスのコンポジットに基づいてコンポジット等化信号を決定するダイバーシティプロセッサであって、前記コンポジット等化信号は前記着信信号内で運ばれる情報ビットを計算するのに使用されるダイバーシティプロセッサと、を含む前記受信機。
【請求項１６】
請求項１５に記載の受信機であって、
前記ダイバーシティプロセッサは、
2006511129.tif 000074
に従って、前記コンポジット等化信号を前記コンポジット等化器分岐メトリクスに基づいたものとし、
ここに、ｒｎ，ａ，ｒｎ，ｂ．．．ｒｎ，ｍは、それぞれ、ａ番目，ｂ番目．．．ｍ番目の前記受信機チェイン信号で受信したｎ番目の受信シンボルを表し、ｈ０，ａ，ｈ０，ｂ．．．ｈ０，ｍは前記ａ番目，ｂ番目．．．ｍ番目の受信機チェイン信号に対する０番目のチャネル・インパルス応答係数を表し、ｈｋ，ａ，ｈｋ，ｂ．．．ｈｋ，ｍは前記ａ番目，ｂ番目．．．ｍ番目の受信機チェイン信号に対する１からＫのチャネル・インパルス応答係数のｋ番目を表し、ｘｎ（ｓ→ｓ’）は前記ｎ番目シンボルに対する開始状態ｓから新しい状態ｓ’への等化器遷移により一意的に決定されるシンボルを表し、ｘｎ−ｋ（ｓ）は前記ｎ番目シンボルに対する前記状態ｓおよび前記１からＫの係数の前記ｋ番目により一意的に決定されるシンボルを表し、ｐａ２，ｐｂ２．．．ｐｍ２は、それぞれ、前記ａ番目，ｂ番目．．．ｍ番目の受信機チェイン信号に対する前記ノイズ表現の二乗であり、ｔｎ（ｓ→ｓ’）は前記ｎ番目シンボルに対する前記等化器遷移に対応する前記コンポジット等化器分岐メトリクスを表し、前記コンポジット等化器分岐メトリクスは前記情報ビットを決定するのに使用される受信機。
【請求項１７】
請求項１５に記載の受信機であって、
前記ダイバーシティプロセッサは、
2006511129.tif 000075
に従って、前記コンポジット等化信号を前記コンポジット等化器分岐メトリクスに基づいたものとし、
ここに、ｒｎ，ａ，ｒｎ，ｂ．．．ｒｎ，ｍは、それぞれ、ａ番目，ｂ番目．．．ｍ番目の前記受信機チェインで受信したｎ番目の受信シンボルを表し、ｈ０，ａ，ｈ０，ｂ．．．ｈ０，ｍは前記ａ番目，ｂ番目．．．ｍ番目の受信機チェイン信号に対する０番目のチャネル・インパルス応答係数を表し、ｈｋ，ａ，ｈｋ，ｂ．．．ｈｋ，ｍは前記ａ番目，ｂ番目．．．ｍ番目の受信機チェインに対する１からＫのチャネル・インパルス応答係数のｋ番目を表し、ｘｎ（ｓ→ｓ’）は前記ｎ番目のシンボルに対する開始状態ｓから新しい状態ｓ’への等化器遷移により一意的に決定されるシンボルを表し、ｘｎ−ｋ（ｓ）は前記ｎ番目シンボルに対する前記状態ｓおよび前記１からＫの係数の前記ｋ番目により一意的に決定されるシンボルを表し、ｐａ２，ｐｂ２．．．ｐｍ２は、それぞれ、前記ａ番目，ｂ番目．．．ｍ番目の受信機チェインに対する前記ノイズ表現の二乗を表し、
2006511129.tif 000076
は、それぞれ、前記ａ番目，ｂ番目．．．ｍ番目の受信機チェインに対する前記ノイズ表現を除く前記全てのノイズ表現の積を表し、ｔｎ（ｓ→ｓ’）は前記ｎ番目のシンボルに対する前記等化器遷移に対応する前記コンポジット等化器分岐メトリクスを表し、前記コンポジット等化器分岐メトリクスは前記情報ビットを決定するのに使用される前記受信機。
【請求項１８】
空間ダイバーシティを有する着信信号を受信する方法であって、
２つ以上の受信機チェイン信号を、それぞれ、供給する２つ以上の受信機チェインにより前記着信信号を受信するステップと、
前記受信機チェイン信号に対するノイズ表現を、それぞれ、決定するステップであって、前記ノイズ表現はノイズレベルを表す前記ステップと、
前記ノイズ表現からノイズベース・スケールファクタを計算するステップと、
前記スケールファクタを使用してコンポジット等化信号を決定し前記受信機チェイン信号の表現を重み付けするステップと、
を含む前記方法。
【請求項１９】
請求項１８に記載の方法であって、
コンポジット等化信号を決定する前記ステップは前記受信機チェイン信号に、それぞれ、対応する重み付けされた等化器分岐メトリクスの和に基づいて前記コンポジット等化信号を決定するステップを含み、前記重み付けされた等化器分岐メトリクスは前記ノイズベーススケールファクタに対応する重み付けを有する前記方法。
【請求項２０】
請求項１８に記載の方法であって、
前記ノイズベース・スケールファクタは前記２つ以上の受信機チェイン信号に、それぞれ、対応する２つ以上のノイズ・プリスケールファクタを含み、
コンポジット等化信号を決定する前記ステップは前記受信機チェイン信号を前記対応するプリスケールファクタによりプリスケールして、それぞれ、プリスケールされた受信機チェイン信号を発生させるステップと、前記プリスケールされた受信機チェイン信号を等化して前記コンポジット等化信号を発生させるステップと、を含む前記方法。
【請求項２１】
請求項２０に記載の方法であって、
前記プリスケールされた受信機チェイン信号を等化するステップは前記２つ以上の受信機チェイン信号から、それぞれ、２セット以上のチャネル・インパルス応答係数を決定するステップと、前記チャネル・インパルス応答係数を対応するプリスケールファクタによりプリスケールして対応するプリスケールされたチャネル・インパルス応答係数を発生させるステップと、前記プリスケールされた受信機チェイン信号を前記対応するプリスケールされたチャネル・インパルス応答係数により等化して前記コンポジット等化信号を発生させるステップと、を含む前記方法。
【請求項２２】
請求項２１に記載の方法であって、
前記チャネル・インパルス応答係数をプリスケールするステップは、
2006511129.tif 000077
に従って前記チャネル・インパルス応答係数のａ番目のセットをプリスケールするステップを含み、
ここに、ｈｋ，ａはａ番目の前記受信機チェイン信号に対応する前記チャネル・インパルス応答係数の前記ａ番目のセットのｋ番目の係数を表し、ｐａは前記ａ番目の受信機チェイン信号に対応するａ番目の前記ノイズ表現を表し、ｐｍｉｎは前記全ての受信機チェイン信号に対する最小の前記ノイズ表現を表し、
2006511129.tif 000078
は前記プリスケールされたチャネル・インパルス応答係数のａ番目のセットの前記ｋ番目の係数を表す前記方法。
【請求項２３】
請求項２１に記載の方法であって、
前記チャネル・インパルス応答係数をプリスケールするステップは、
2006511129.tif 000079
に従って前記チャネル・インパルス応答係数のａ番目のセットをプリスケールするステップを含み、
ここに、ｈｋ，ａはａ番目の前記受信機チェイン信号に対応する前記チャネル・インパルス応答係数の前記ａ番目のセットのｋ番目の係数を表し、ｐｍａｘは前記全ての受信機チェイン信号に対する最大の前記ノイズ表現を表し、
2006511129.tif 000080
は前記ａ番目の受信機チェイン信号に対応する前記ノイズ表現を除くｐｍａｘで除した前記全ての受信機チェイン信号の前記ノイズ表現の積を表し、
2006511129.tif 000081
は前記プリスケールされたチャネル・インパルス応答係数のａ番目のセットの前記ｋ番目の係数を表す前記方法。
【請求項２４】
請求項２０に記載の方法であって、
第１の前記受信機チェインに対応する第１の前記プリスケールファクタは前記第１の受信機チェイン信号に対応する第１の前記ノイズ表現に逆依存する前記方法。
【請求項２５】
請求項２４に記載の方法であって、さらに、
最小の前記ノイズ表現を決定するステップを含み、
前記第１のプリスケールファクタは前記最小ノイズ表現に直接依存する前記方法。
【請求項２６】
請求項２４に記載の方法であって、
ａ番目の前記ノイズプリスケーラは、
2006511129.tif 000082
に従って、ａ番目の前記受信機チェイン信号をプリスケールし、
ここに、ｒｎ，ａは前記ａ番目の受信機チェイン信号内のｎ番目の受信シンボルを表し、ｐａは前記ａ番目の受信機チェイン信号に対応するａ番目の前記ノイズ表現を表し、ｐｍｉｎは前記全ての受信機チェイン信号に対する最小の前記ノイズ表現を表し、
2006511129.tif 000083
は前記ａ番目の受信機チェイン信号に対応するａ番目の前記プリスケールされた受信機チェイン信号の前記ｎ番目の受信シンボルを表す前記方法。
【請求項２７】
請求項２０に記載の方法であって、
１番目の前記受信機チェイン信号に対応する１番目の前記プリスケールファクタは１番目の前記ノイズ表現を除く前記全てのノイズ表現の積に直接依存し、前記１番目のノイズ表現は前記１番目の受信機チェインに対応する前記方法。
【請求項２８】
請求項２７に記載の方法であって、さらに、
最大の前記ノイズ表現を決定するステップを含み、
前記第１のプリスケールファクタは前記最大のノイズ表現に逆依存する前記方法。
【請求項２９】
請求項２８に記載の方法であって、
前記ａ番目のノイズ・プリスケーラは、
2006511129.tif 000084
に従って前記ａ番目の受信機チェイン信号をプリスケールし、
ここに、ｒｎ，ａは前記ａ番目の受信機チェイン信号内のｎ番目の受信シンボルを表し、ｐｍａｘは前記全ての受信機チェイン信号に対する最大の前記ノイズ表現を表し、
2006511129.tif 000085
は前記ａ番目の受信機チェイン信号に対応する前記ノイズ表現を除くｐｍａｘで除した前記全ての受信機チェイン信号の前記ノイズ表現の積を表し、
2006511129.tif 000086
は前記ａ番目の受信機チェイン信号に対応するａ番目の前記プリスケールされた受信機チェイン信号の前記ｎ番目の受信シンボルを表す前記方法。
【請求項３０】
請求項１８に記載の方法であって、
前記ノイズベース・スケールファクタは前記最小のノイズ表現の二乗に逆依存するポストスケールファクタを含み、さらに、
前記コンポジット等化信号を前記ポストスケールファクタによりポストスケールするステップを含む前記方法。
【請求項３１】
請求項１８に記載の方法であって、
前記ノイズベース・スケールファクタは前記最大のノイズ表現の二乗に直接依存するポストスケールファクタを含み、さらに、
前記コンポジット等化信号を前記ポストスケールファクタによりポストスケールするステップを含む前記方法。
【請求項３２】
ダイバーシティを有する着信信号を受信する方法であって、
前記着信信号を受信して２つ以上の受信機チェイン信号を与えるステップと、
前記受信機チェイン信号から、それぞれ、ノイズ表現を決定するステップであって、前記ノイズ表現はノイズレベルを表すステップと、
前記ノイズ表現から計算された重み付けを有する前記受信機チェイン信号を、それぞれ、表す重み付けされた等化器分岐メトリクスのコンポジットに基づいてコンポジット等化信号を決定するステップであって、前記コンポジット等化信号は前記着信信号内で運ばれる情報ビットを計算するのに使用されるステップと、を含む前記方法。
【請求項３３】
請求項３２に記載の方法であって、
前記コンポジット等化信号を決定する前記ステップは、
2006511129.tif 000087
に従って、前記コンポジット等化信号を前記コンポジット等化器分岐メトリクスに基づいて決定するステップを含み、
ここに、ｒｎ，ａ，ｒｎ，ｂ．．．ｒｎ，ｍは、それぞれ、ａ番目，ｂ番目．．．ｍ番目の前記受信機チェイン信号で受信したｎ番目の受信シンボルを表し、ｈ０，ａ，ｈ０，ｂ．．．ｈ０，ｍは前記ａ番目，ｂ番目．．．ｍ番目の受信機チェイン信号に対する０番目チャネル・インパルス応答係数を表し、ｈｋ，ａ，ｈｋ，ｂ．．．ｈｋ，ｍは前記ａ番目，ｂ番目．．．ｍ番目の受信機チェイン信号に対する１からＫのチャネル・インパルス応答係数のｋ番目を表し、ｘｎ（ｓ→ｓ’）は前記ｎ番目のシンボルに対する開始状態ｓから新しい状態ｓ’への等化器遷移により一意的に決定されるシンボルを表し、ｘｎ−ｋ（ｓ）は前記ｎ番目のシンボルに対する前記状態ｓおよび前記１からＫの係数の前記ｋ番目により一意的に決定されるシンボルを表し、ｐａ２，ｐｂ２．．．ｐｍ２は、それぞれ、前記ａ番目，ｂ番目．．．ｍ番目の受信機チェイン信号に対する前記ノイズ表現の二乗を表し、ｔｎ（ｓ→ｓ’）は前記ｎ番目シンボルに対する前記等化器遷移に対応する前記コンポジット等化器分岐メトリクスを表し、前記コンポジット等化器分岐メトリクスは前記情報ビットを決定するのに使用される前記方法。
【請求項３４】
請求項３２に記載の方法であって、
前記コンポジット等化信号を決定する前記ステップは、
2006511129.tif 000088
に従って、前記コンポジット等化信号を前記コンポジット等化器分岐メトリクスに基づいて決定するステップを含み、
ここに、ｒｎ，ａ，ｒｎ，ｂ．．．ｒｎ，ｍは、それぞれ、ａ番目，ｂ番目．．．ｍ番目の前記受信機チェインで受信したｎ番目の受信シンボルを表し、ｈ０，ａ，ｈ０，ｂ．．．ｈ０，ｍは前記ａ番目，ｂ番目．．．ｍ番目の受信機チェイン信号に対する０番目チャネル・インパルス応答係数を表し、ｈｋ，ａ，ｈｋ，ｂ．．．ｈｋ，ｍは前記ａ番目，ｂ番目．．．ｍ番目の受信機チェインに対する０からＫのチャネル・インパルス応答係数のｋ番目を表し、ｘｎ（ｓ→ｓ’）は前記ｎ番目シンボルに対する開始状態ｓから新しい状態ｓ’への等化器遷移により一意的に決定されるシンボルを表し、ｘｎ−ｋ（ｓ）は前記ｎ番目のシンボルに対する前記状態ｓおよび前記１からＫの係数の前記ｋ番目により一意的に決定されるシンボルを表し、ｐａ２，ｐｂ２．．．ｐｍ２は、それぞれ、前記ａ番目，ｂ番目．．．ｍ番目の受信機チェインに対する前記ノイズ表現の二乗を表し、
2006511129.tif 000089
は、それぞれ、前記ａ番目，ｂ番目．．．ｍ番目の受信機チェインに対する前記ノイズ表現を除く前記全てのノイズ表現の積を表し、ｔｎ（ｓ→ｓ’）は前記ｎ番目シンボルに対する前記等化器遷移に対応する前記コンポジット等化器分岐メトリクスを表し、前記コンポジット等化器分岐メトリクスは前記情報ビットを決定するのに使用される前記方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
（発明の背景）
（発明の分野）
本発明は一般的にダイバーシティに関し、特に、ノイズ・レベルを使用して多数の信号を結合し、ノイズ・レベルを使用して等化信号のダイナミック・スケーリングを行い、かつノイズ・レベルを決定する方法を有する無線受信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
（従来技術の説明）
セルラー電話および無線ローカル・エリア・ネットワーク（ＬＡＮ）等の無線システムに対する需要が徐々に増してきている。この需要および経済的要因がより高いデータ・スループットおよびより広範なこれらのシステムに対する要求を駆り立てている。しかしながら、データ・レートおよびレンジが増加するにつれて、これらのシステムにおける無線信号はバースト・ノイズおよび時間変化周波数選択減衰（フェージング）および遅延歪みにより、次第に劣化する。一般的に送信機と受信機間に多数の信号経路すなわちチャネルを有することにより生じるこのフェージングおよび歪みはマルチパス・フェージングまたはマルチパス歪みまたは単にマルチパスとして知られている。
【０００３】
実際に送信されたビットを推定するための、マルチパスの影響の補償に等化と呼ばれる技術が一般的に使用される。最も新しいシステムは、受信機が復号アルゴリズムを使用して、等化後の受信ビット内のエラーを検出および訂正できるようにする追加情報を付けて送信されるビットを、送信機が符号化するエラー検出および訂正を使用している。
【０００４】
最近のシステムは送信されたビットの確率が推定されるソフト等化により標準すなわちハード・ビット判断等化を改良している。ソフト等化が使用される場合、受信機復号アルゴリズムがエラー検出および訂正のために等化された送信ビットの確率に作用する。
【０００５】
等化および符号化の他に、無線システムにおいてしばしば時間ダイバーシティおよび空間ダイバーシティ等の他の技術の使用が、バースト・ノイズおよびマルチパス対策になる。時間ダイバーシティでは、送信ビットは送信機において時間分離パケット内へインターリーブされ、拡散されて特定パケット内のバースト・ノイズやマルチパス・フェージングの影響を低減する。インターリーブされたビットは、次に、受信機においてデインターリーブされてそれらの元の順序を再生成する。しかしながら、ソフト等化が使用される既知のシステムでは、受信機におけるエラー検出および訂正復号プロセスの信頼性は時間分離中のノイズおよびマルチパスの変化により制限される。
【０００６】
無線信号を送信または受信するための空間ダイバーシティのために多数のアンテナが使用される。多数のアンテナは異なる空間位置を有するため信号パスが異なり、したがって、マルチパスが異なる。多数の信号は受信機において結合される。無線受信機はマルチパスが異なる信号パスにおいて異なるという概念をマルチパスにより生じる劣化を低減するのに使用することができる。最大比結合および等利得結合等のいくつかの結合方法が従来技術で知られている。しかしながら、等化の存在下で信号を最適に結合する方法は知られていない。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
等化のある空間ダイバーシティおよび時間ダイバーシティを使用してマルチパス効果を低減する改善された方法が必要とされている。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
（発明の概要）
したがって、多数の信号がそれらのノイズ・レベルに従って重み付けられかつ結合されて最適コンポジット等化信号を与える空間ダイバーシティ受信機および方法を提供することが本発明の目的である。
【０００９】
本発明のもう１つの目的は信号がデインターリーブされる前にソフト等化信号のノイズ・スケーリングを使用する時間ダイバーシティ受信機および方法を提供することである。
【００１０】
本発明のもう１つの目的は信号ノイズ・レベルの表現を決定する単純な装置および簡便な方法を提供することである。
【００１１】
簡潔に言えば、本発明の方法および受信機は受信信号のノイズ・レベル比を決定し、次に、ノイズ・レベル比を使用してノイズ・ベース・スケールファクタを決定する。空間ダイバーシティでは、ノイズ・ベース・スケールファクタはコンポジット等化信号を与えるそれらの各ノイズ・レベルに従って多数の受信信号を逆に重み付けするのに使用される。時間ダイバーシティでは、ノイズ・ベース・スケールファクタはノイズおよびマルチパスの時間変動を補償するために等化信号をダイナミックにスケールするのに使用される。一緒に使用される時間ダイバーシティおよび空間ダイバーシティでは、スケールされる等化信号はコンポジット等化信号である。
【００１２】
好ましい実施例では、空間ダイバーシティに対して本発明の受信機は多数の受信機チェインおよびノイズ・ベース空間ダイバーシティ結合器を含んでいる。時間ダイバーシティに対して本発明の受信機はノイズ・ポストスケーラを含んでいる。結合された空間および時間ダイバーシティに対して、受信機は多数の受信機チェイン、空間ダイバーシティ結合器、およびノイズ・ポストスケーラを含んでいる。
【００１３】
空間ダイバーシティに対して、受信機チェインは着信信号を受信してサンプルされた受信機チェイン信号を空間ダイバーシティ結合器に与える。空間ダイバーシティ結合器は、方程式１に示すように、一組のコンポジット等化器分岐メトリクスｔｎ（ｓ→ｓ’）を計算することによりサンプル化された受信機チェイン信号をスケールおよび等化し、次に、コンポジット等化器分岐メトリクスｔｎ（ｓ→ｓ’）を使用して、方程式２に示すように、コンポジット等化信号ｕｉを与える。
2006511129.tif 000003
【００１４】
方程式１において、ｎは受信シンボルの時間指数でありｒｎ，ａ，ｒｎ，ｂ．．．ｒｎ，ｍは、それぞれ、受信機チェイン“ａ”，“ｂ”．．．“ｍ”内で受信されたｎ番目シンボルを表し、ｈｋ，ａ，ｈｋ，ｂ．．．ｈｋ，ｍは、それぞれ、“ａ”，“ｂ”．．．“ｍ”受信機チェインに対するチャネルインパルス応答セットの０からＫの係数のｋ番目を表し、ｘｎ（ｓ→ｓ’）はｎ番目シンボルに対する開始状態ｓから新しい状態ｓ’への等化器遷移により一意的に決定されるシンボルを表し、ｘｎ−ｋ（ｓ）はｎ番目シンボルに対する状態ｓおよび１からＫの係数のｋ番目により一意的に決定されるシンボルを表し、ｐａ２，ｐｂ２．．．ｐｍ２は、それぞれ、“ａ”，“ｂ”．．．“ｍ”受信機チェイン内のノイズ分散を表す量であり、ｔｎ（ｓ→ｓ’）はｎ番目受信機シンボルに対する等化器遷移に対応するコンポジット等化器分岐メトリクスを表す。最も最近のＫシンボル
2006511129.tif 000004
は開始状態ｓにより一意的に決定される。１／ｐａ，１／ｐｂ．．．１／ｐｍまたはそれらの二乗はノイズ−ベース・スケールファクタである。
【００１５】
各指数（ｉｎｄｅｘ）ｎに対してＳ＝ＰＫ＋１の状態ｓから状態ｓ’への等化器遷移があり、“Ｐ”は送信信号内の変調状態数であり“Ｋ＋１”は長さすなわちチャネル・インパルス応答内の係数の数である。たとえば、ＢＰＳＫに対して“Ｐ”は２である。２のＰおよび５のＫに対して、等化器分岐メトリクスｔｎ（ｓ→ｓ’）の数Ｓは各指数ｎに対して６４である。
【００１６】
方程式２において、コンポジット等化信号ｕｉは全等化器分岐メトリクスの関数に対するｉ番目の指数である。コンポジット等化信号ｕｉはｉ＝０．．．（Ｎ−１）番目の受信シンボルに対するビット確率のサンプルストリームの形を有し、Ｎは等化器が作用する受信シンボルの総数である。これはエラー訂正復号器に供給する「ソフト」情報である。
【００１７】
方程式１に示すように本発明は、それが等化器内で計算されるため、各コンポジット等化器分岐メトリクスｔｎ（ｓ→ｓ’）のノイズスケーリングによりインプリメントすることができる。しかしながら、それには指数ｎ当りいくつかの乗算が必要であり、乗算数は等化器トレリス内の状態遷移総数（前例では６４）によって決まる。したがって、好ましい実施例では空間ダイバーシティ結合器は方程式３Ａ−Ｃおよび４Ａ−Ｃに従って受信機チェイン信号ｒｎ，ａ，ｒｎ，ｂ．．．ｒｎ，ｍおよびチャネルインパルス応答セットｈｋ，ａ，ｈｋ，ｂ．．．ｈｋ，ｍをプリスケールするノイズ・プレスケーラを含んでいる。
2006511129.tif 000005
【００１８】
方程式３Ａ−Ｃおよび４Ａ−Ｃにおいて、ｐｍｉｎ＝ｍｉｎ（ｐａ，ｐｂ．．．ｐｍ）であり、ｐｍｉｎはｐａ，ｐｂ．．．ｐｍの中で最小であり、
2006511129.tif 000006
はプレスケールされた受信機チェイン信号を表し、
2006511129.tif 000007
はプレスケールされたチャネル・インパルス応答セットを表す。ｐｍｉｎ／ｐａ，ｐｍｉｎ／ｐｂ．．．ｐｍｉｎ／ｐｍはノイズベース・スケールファクタである。方程式５はプレスケールされた受信機チェイン信号
2006511129.tif 000008
およびプレスケールされたチャネル・インパルス応答セット
2006511129.tif 000009
から決定されるコンポジット等化器分岐メトリクス
2006511129.tif 000010
を示す。
2006511129.tif 000011
【００１９】
受信機チェイン信号の最適結合に必要なのはスケールファクタの比であってそれらの実際の値ではないため、スケールファクタの分子のｐｍｉｎは任意の定数で置換できる。しかしながら、ｐｍｉｎを使用する利点は他の受信機チェインの信号レベルが下げられる間に支配的受信機チェイン信号の自動利得制御（ＡＧＣ）後の信号レベルが維持され、等化器のダイナミックレンジの使用が維持されることである。方程式６は方程式２のコンポジット等化信号ｕｉと同様なビット確率のサンプル・ストリームのコンポジット等化信号
2006511129.tif 000012
を示す。
2006511129.tif 000013
【００２０】
時間ダイバーシティを使用するシステムでは、ノイズレベル内のパケット・ツー・パケット変化の影響を解消するためにノイズ・ポストスケーラはコンポジット等化信号
2006511129.tif 000014
のパケットを１／ｐｍｉｎ２だけダイナミックにスケールする。
【００２１】
１／ｐｍｉｎ２だけスケールされたコンポジット等化器分岐メトリクス
2006511129.tif 000015
は方程式１に示すコンポジット等化器分岐メトリクスｔｎ（ｓ→ｓ’）に等しく、１／ｐｍｉｎ２倍したコンポジット等化信号
2006511129.tif 000016
はコンポジット等化信号ｕｉである。しかしながら、本発明のプレスケーリングおよびポストスケーリングは必要な乗算数を実質的に低減する。
【００２２】
代替実施例に対して、方程式１は方程式７に示すように書き換えることができる。
2006511129.tif 000017
【００２３】
方程式７において、
2006511129.tif 000018
はノイズ表現ｐａ２を除く全ノイズ表現ｐａ２，ｐｂ２．．．ｐｍ２の積であり、
2006511129.tif 000019
はノイズ表現ｐｂ２を除く全ノイズ表現ｐａ２，ｐｂ２．．．ｐｍ２の積であり、
2006511129.tif 000020
はノイズ表現ｐｍ２を除く全ノイズ表現ｐａ２，ｐｂ２．．．ｐｍ２の積であり、
2006511129.tif 000021
はｎ番目の指数に対する状態ｓから状態ｓ’へのトレリス遷移に対応する等化器分岐メトリクスを表す。
2006511129.tif 000022
またはそれらの二乗はノイズベース・スケールファクタである。２つだけの受信機チェイン「ａ」および「ｂ」に対して、
2006511129.tif 000023
はｐｂ２であり
2006511129.tif 000024
はｐａ２である。この代替実施例に対して、空間ダイバーシティ結合器は受信機チェイン「ａ」および「ｂ」に対するプレスケーリング付き空間ダイバーシティ結合器用コンポジット等化器分岐メトリクス
2006511129.tif 000025
を決定する方程式８Ａ−Ｃ，９Ａ−Ｃおよび１０をインプリメントするためのノイズプレスケーラを含んでいる。
2006511129.tif 000026
【００２４】
方程式８Ａ−Ｃおよび９Ａ−Ｃにおいて、ｐｍａｘ＝ｍａｘ（ｐａ，ｐｂ．．．ｐｍ）であり、ｐｍａｘはｐａ，ｐｂ．．．ｐｍの中で最大であり、
2006511129.tif 000027
はプレスケールされた受信機チェイン信号を表し、
2006511129.tif 000028
はプレスケールされたチャネル・インパルス応答セットを表し、
2006511129.tif 000029
は受信機チェイン信号
2006511129.tif 000030
およびチャネル・インパルス応答セット
2006511129.tif 000031
に対するコンポジット等化器分岐メトリクスを表す。
2006511129.tif 000032
は最大ノイズ表現で除した受信機チェイン「ａ」を除く全受信機チェインに対するノイズ表現の積であり、
2006511129.tif 000033
は最大ノイズ表現で除した受信機チェイン「ｂ」を除く全受信機チェインに対するノイズ表現の積であり、
2006511129.tif 000034
は最大ノイズ表現で除した受信機チェイン「ｍ」を除く全受信機チェインに対するノイズ表現の積である。
2006511129.tif 000035
はノイズベース・スケーリングファクタである。２つだけの受信機チェイン「ａ」および「ｂ」に対して、
2006511129.tif 000036
はｐｂ／ｐｍａｘであり
2006511129.tif 000037
はｐａ／ｐｍａｘである。３つの受信機チェイン「ａ」、「ｂ」および「ｃ」に対して、
2006511129.tif 000038
はｐｂｐｃ／ｐ２ｍａｘであり、
2006511129.tif 000039
はｐａｐｃ／ｐ２ｍａｘであり、
2006511129.tif 000040
はｐａｐｂ／ｐ２ｍａｘである。受信機チェイン信号の最適結合に必要なのはスケールファクタの比であってそれらの実際の値ではないため、スケールファクタの分母のｐｍａｘは任意の定数で置換できる。しかしながら、ｐｍａｘを使用する利点は他の受信機チェインの信号レベルが下げられる間に支配的受信機チェイン信号の自動利得制御（ＡＧＣ）後の信号レベルが維持され、等化器のダイナミックレンジの使用が維持されることである。
【００２５】
時間ダイバーシティを使用するシステムにおいて、代替実施例のノイズ・ポストスケーラはノイズレベルのパケット・ツー・パケット変化を解消するためにコンポジット等化器分岐メトリクス
2006511129.tif 000041
をｐｍａｘ２（Ｍ−１）／ｐａ２ｐｂ２．．．ｐｍ２のポストスケールファクタだけスケールし、ここに、Ｍは受信機チェインの総数でありｐａ２ｐｂ２．．．ｐｍ２は全受信機チェイン「ａ」、「ｂ」．．．「ｍ」のノイズ分散を表す量の積である。２つだけの受信機チェイン「ａ」および「ｂ」に対して、ポストスケールファクタはｐ２ｍａｘ／ｐａ２ｐｂ２である。ｐ２ｍａｘ／ｐａ２Ｐｂ２だけスケールされたコンポジット等化器分岐メトリクス
2006511129.tif 000042
は方程式１に示すコンポジット等化器分岐メトリクスｔｎ（ｓ→ｓ’）に等しい。したがって、２つのシステムは同じ結果を与える。
【００２６】
空間ダイバーシティを使用するが時間ダイバーシティは使用しないシステムでは、ポストスケーラは不要である。時間ダイバーシティは使用するが空間ダイバーシティは使用しないシステムでは、一つだけの受信機チェイン「ａ」しか必要とせず、空間ダイバーシティ結合器はノイズベース・プリスケーリングを必要とせずに受信機チェイン信号ｒｎ，ａをチャネル・インパルス応答セットｈｋ，ａと等化させる等化器である。単一受信機チェイン「ａ」しかない受信機に対して、ポストスケーラは各データパケット内の等化信号をスケールするのに１／ｐａ２のスケールファクタを使用する。
【００２７】
受信機チェイン信号ｒｎ，ａ，ｒｎ，ｂ．．．ｒｎ，ｍに対する真のノイズ分散を計算して、それぞれ、量ｐａ２，ｐｂ２．．．ｐｍ２に対して使用することができる。しかしながら、このようなノイズ分散の計算には実および虚ノイズ成分を二乗し、次に、それらの平方根をとって方程式３Ａ−Ｃおよび４Ａ−Ｃまたは８Ａ−Ｃおよび９Ａ−Ｃに必要なプリスケールファクタを計算するという計算集約的演算が必要である。本発明のノイズ推定器は受信機チェイン信号ｒｎ，ａ，ｒｎ，ｂ．．．ｒｎ，ｍのシンボルを計算されたチャネルインパルス応答係数に従って分散された既知のプリアンブルと比較することにより実および虚ノイズを決定する実および虚巡回有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタを使用することにより二乗および平方根演算を回避する。次に、ノイズ推定器はノイズ表現ｐａ，ｐｂ．．．ｐｍを決定するために実および虚ノイズを単純に加算する。方程式１１は受信機チェイン「ａ」に対するノイズ表現ｐａの決定を示す。多数の受信機チェイン「ｂ」．．．「ｍ」を有する受信機に対してノイズ表現ｐｂ．．．ｐｍが同様に計算される。
2006511129.tif 000043
【００２８】
方程式１１において、ｗｎ−ｋは着信信号内の既知のトレーニング・シーケンスに対応するシンボルを表し、ξは受信機チェイン「ａ」内で受信されたトレーニング・シーケンスに対応する第１の受信シンボルの時間指数オフセットであり、外括弧「＜＞」は平均化を示す。本発明の方法は着信信号上のノイズは実および虚間でほぼ非相関であり実および虚ノイズは共にほぼガウス分布を有するという事実を利用することに注目されるべきである。
【００２９】
移動通信用グローバル・システム（ＧＳＭ）システム用の好ましい実施例では、巡回ＦＩＲフィルタは２６ビットプリアンブルが巡回動作に対して１６ビット中央部の最後の５ビットを二重にするプリペンド５ビットおよび中央部の１６ビットの最初の５ビットを二重にするポストペンド５ビットを含むという事実を利用する。
【００３０】
本発明のこれらのおよびその他の目的および利点は、当業者ならば、本概要およびさまざまな図面に示される好ましい実施例の下記の詳細な説明を読めば疑いなく自明である。
【実施例】
【００３１】
（好ましい実施例の詳細な説明）
図１は一般的に参照番号１０で示す本発明の受信機の好ましい実施例のブロック図である。受信機１０は１４Ａで示すアンテナＡａにより受信された信号を処理する受信機チェイン１２Ａ、および１４Ｂで示すアンテナＡｂにより受信された信号を処理する受信機チェイン１２Ｂを含んでいる。受信機１０は２チャネルについて例示され説明されるが、この概念は任意数のチャネルに拡張することができる。
【００３２】
受信機チェイン１２Ａは２４Ａで示すアナログ回路Ｇａ，２６Ａで示すアナログ／デジタル・コンバータＡ／Ｄａ，および２８Ａで示すデジタル回路ｇａを含んでいる。同様に、受信機チェイン１２Ｂは２４Ｂで示すアナログ回路Ｇｂ，２６Ｂで示すアナログ／デジタル・コンバータＡ／Ｄｂ，および２８Ｂで示すデジタル回路ｇｂを含んでいる。アンテナＡａ１４ＡおよびＡｂ１４Ｂは入力無線周波数（ＲＦ）信号をエアウェーブから伝導形式へ変換する。アナログ回路Ｇａ２４ＡおよびＧｂ２４Ｂは伝導ＲＦ信号をフィルタし、増幅し、より低い周波数へダウンコンバートする。アナログ回路Ｇａ２４ＡおよびＧｂ２４Ｂは信号用自動利得制御（ＡＧＣ）も行う。Ａ／Ｄａ２６ＡおよびＡ／Ｄｂ２６Ｂは低周波数信号をアナログ形式からデジタル形式へ変換する。デジタル回路ｇａ２８Ａおよびｇｂ２８Ｂはデジタル化信号にさらにフィルタリング、増幅、周波数変換、およびＡＧＣを行ってサンプル化受信機チェイン信号ｒｎ，ａおよびｒｎ，ｂを発し、ここに、ｎは、それぞれ、受信機チェイン１２Ａおよび１２Ｂ内で受信されたｎ番目信号の指数である。アンテナＡａ１４ＡはアンテナＡｂ１４Ｂとは異なる空間位置を有するため、空間ダイバーシティを提供する。
【００３３】
図２に関して、受信機１０は送信機３１からの信号３０を、それぞれ、アンテナＡａ１４ＡおよびアンテナＡｂ１４Ｂへの３２Ａで示す信号送信チャネルＡおよび３２Ｂで示す信号送信チャネルＢを介して受信する。アンテナＡａ１４ＡおよびＡｂ１４Ｂは物理的に分離されているため、信号送信チャネルＡ  ３２ＡおよびＢ  ３２Ｂは異なり一般的に異なるマルチパスを有する。時間ダイバーシティに対して、送信機３１は情報ビットをシステム仕様に従って時間分離パケット内にインターリーブする。また、送信機３１は情報ビットをエラー検出／訂正アルゴリズムにより符号化してパケット内にフレームする。送信ビットの符号化されインターリーブされフレームされたパケットは信号３０上で運ばれる。
【００３４】
図１に戻って、受信機１０は和分器３４、タイミング回復回路３６、ノイズ比較器３７、ダイバーシティ・プロセッサ３８、およびポストプロセッサ３９も含んでいる。ダイバーシティ・プロセッサ３８は方程式１または方程式１０に従って有効等化器分岐メトリクスを決定することにより受信機チェイン信号ｒｎ，ａおよびｒｎ，ｂを重み付け、結合し等化する。
【００３５】
ダイバーシティ・プロセッサ３８は、好ましくは、ノイズベース空間ダイバーシティ結合器４０およびノイズ・ポストスケーラ４１を含んでいる。空間ダイバーシティ結合器４０はノイズ・プリスケーラ４２Ａ、ノイズ・プリスケーラ４２Ｂ、および等化器４３を含んでいる。ノイズ・プリスケーラ４２Ａは受信機チェイン１２Ａの一部とみなすことができ、同様に、ノイズ・プリスケーラ４２Ｂは受信機チェイン１２Ｂの一部とみなすことができる。
【００３６】
受信機チェイン１２Ａはチャネル推定器４４Ａ、二乗器４５Ａ、ノイズ推定器４６Ａ、およびバッファ４８Ａおよび４９Ａも含んでいる。同様に、受信機チェイン１２Ｂはチャネル推定器４４Ｂ、二乗器４５Ｂ、ノイズ推定器４６Ｂ、およびバッファ４８Ｂおよび４９Ｂを含んでいる。本発明の目的に対して、アナログ回路Ｇａ，Ｇｂ２４Ａ，Ｂ，アナログ／デジタルコンバータＡ／Ｄａ，Ａ／Ｄｂ２６Ａ，Ｂ，デジタル回路ｇａ，ｇｂ２８Ａ，Ｂ，およびチャネル推定器４４Ａ，Ｂ，二乗器４５Ａ，Ｂ，およびノイズ推定器４６Ａ，Ｂが受信機チェイン１２Ａ，１２Ｂに対して別々に構成されるか、受信機チェイン１２Ａ，１２Ｂにわたって構成されるかに著しい違いはない。
【００３７】
ノイズ推定器４６Ａはデジタル回路ｇａ２８Ａからの受信機チェイン信号に対する、信号干渉を含む、ノイズに対するノイズ分散の表現ｐａを決定してノイズ比較器３７に通す。同様に、ノイズ推定器４６Ｂはデジタル回路ｇｂ２８Ｂからの受信機チェイン信号に対する、信号干渉を含む、ノイズに対するノイズ分散の表現ｐｂを決定してノイズ比較器３７に通す。ノイズ表現ｐａおよびｐｂは実際のノイズ分散である必要はなく、各々が実際のノイズ分散比に直接的とすることができる関係または比を有すればよい。ノイズ比較器３７はノイズ表現ｐａおよびｐｂの最も小さいものを最小ノイズ表現ｐｍｉｎとして決定し、次に、受信機チェイン１２Ａに対するノイズベーススケールファクタｐｍｉｎ／ｐａおよび受信機チェイン１２Ｂに対するノイズベーススケールファクタｐｍｉｎ／ｐｂを計算する。
【００３８】
チャネル推定器４４Ａおよび４４Ｂは、それぞれ、デジタル回路ｇａ２８Ａおよびｇｂ２８Ｂからの受信機チェイン信号のフレーム内に埋め込まれたトレーニング・シーケンスを使用して、それぞれ、チャネルインパルス応答セットｈｋ，ａおよびｈｋ，ｂを推定する。二乗器４５Ａおよび４５Ｂはチャネルインパルス応答ｈｋ，ａおよびｈｋ，ｂの絶対値を二乗して和分器３４に二乗した出力ＨａおよびＨｂを送る。和分器３４は二乗したチャネルインパルス応答ＨａおよびＨｂを加算してタイミング回復回路３６へ送る。タイミング回復回路３６は和分し二乗したチャネルインパルス応答を使用してシンボル同期指数を提供する。バッファ４８Ａおよび４８Ｂはシンボル同期指数を使用して、それぞれ、受信機チェイン信号ｒｎ，ａおよびｒｎ，ｂをバッファする。バッファ４８Ａおよび４８Ｂは、それぞれ、チャネルインパルス応答セットｈｋ，ａおよびｈｋ，ｂを同期化する。
【００３９】
ノイズ比較器３７はスケールファクタｐｍｉｎ／ｐａおよびｐｍｉｎ／ｐｂを、それぞれ、ノイズプリスケーラ４２Ａおよび４２Ｂに通す。ノイズプリスケーラ４２Ａは信号プリスケーラ５２Ａおよび送信チャネルプリスケーラ５４Ａを含んでいる。信号プリスケーラ５２Ａはバッファし受信した信号サンプルｒｎ，ａにｐｍｉｎ／ｐａを乗じて方程式３Ａに示すようにプリスケールされた受信機チェイン信号
2006511129.tif 000044
を与える。送信チャネルプリスケーラ５４Ａはバッファしたチャネルインパルス応答セットｈｋ，ａにｐｍｉｎ／ｐａを乗じて方程式４Ａに示すようにプリスケールされたチャネルインパルス応答セット
2006511129.tif 000045
を与える。同様に、ノイズプリスケーラ４２Ｂは信号プリスケーラ５２Ｂおよび送信チャネルプリスケーラ５４Ｂを含んでいる。信号プリスケーラ５２Ｂはバッファした受信機チェイン信号ｒｎ，ｂにｐｍｉｎ／ｐｂを乗じて方程式３Ｂに示すようにプリスケールされた受信機チェイン信号
2006511129.tif 000046
を与える。送信チャネルプリスケーラ５４Ｂはバッファしたチャネルインパルス応答セットｈｋ，ｂにｐｍｉｎ／ｐｂを乗じて方程式４Ｂに示すようにプリスケールされたチャネルインパルス応答セット
2006511129.tif 000047
を与える。ノイズ・プリスケーラ４１はノイズ比較器３７から受信した１／ｐ２ｍｉｎのスケールファクタを使用してコンポジット等化信号をダイナミックにスケールする。
【００４０】
図３はノイズ・プリスケーラ４２Ａおよび４２Ｂからノイズ・プリスケーラ４２Ｍまでに信号を供給する受信機チェイン１２Ａおよび１２Ｂから受信機チェイン１２Ｍまでを示す受信機１０のブロック図である。ノイズ・プリスケーラ４２Ａ−Ｍは前記したように等化器４３に信号を通す。受信機チェイン１２Ｍはあらゆる点で受信機チェイン１２Ａおよび１２Ｂと同様であり、ノイズ・プリスケーラ４２Ｍはあらゆる点でノイズ・プリスケーラ４２Ａおよび４２Ｂと同様である。受信機１０は空間ダイバーシティまたは空間および時間ダイバーシティ用の多くの受信機チェイン１２Ａ−Ｍ、あるいは空間ダイバーシティではなく時間ダイバーシティ用の一つだけの受信機チェイン１２Ａを有することができる。受信機チェイン１２Ａ，１２Ｂ．．．１２Ｍは二乗したチャネルインパルス応答Ｈａ，Ｈｂ．．．Ｈｍを和分器３４に与えタイミング回復回路３６から指数を受信する。ノイズ・プリスケーラ４２Ａ−Ｍはノイズ比較器３７からプリスケールスケールファクタを受信する。好ましくは、等化器４３は実際のビットが推定されるハード等化器とは反対にビット確率を与えるソフト等化器である。
【００４１】
等化器４３は分岐メトリック計算器６２用機能ブロック、結合器６４、およびＤＳＰ回路が単一物理的ブロックとして構成されるデジタル信号プロセッサ（ＤＰＳ）集積回路内に好ましくは一緒にインプリメントされる確率計算器６６を含んでいる。ＤＳＰ回路は単一ブロックとして構成されるため、機能ブロックを物理的に分離できないことがある。
【００４２】
分岐メトリック計算器６２はプリスケールされたチャネルインパルス応答セット
2006511129.tif 000048
を使用してプリスケールされた受信機チェイン信号
2006511129.tif 000049
を等化し、それぞれ、受信機チェイン１２Ａ，１２Ｂ．．．１２Ｍに対する等化器分岐メトリクスの各ノイズ重み付け項を与える。結合器６４はノイズ重み付け項を加算して方程式５に示すようにコンポジット等化器分岐メトリクス
2006511129.tif 000050
を与える。確率計算器６６はコンポジット等化器分岐メトリクス
2006511129.tif 000051
を使用して方程式６に示すようにコンポジット等化確率信号
2006511129.tif 000052
を与える。等化器分岐メトリクスから等化確率信号を決定する技術的情報がＫｌｕｗｅｒ  Ａｃａｄｅｍｉｃ  Ｐｕｂｌｉｓｈｅｒｓにより２００１年に出版された”Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅｓ  ｏｆ  Ｍｏｂｉｌｅ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ，Ｓｅｃｏｎｄ  Ｅｄｉｔｉｏｎ”の３２９−３３５頁にゴルドン・エル・スチューバ（Ｇｏｒｄｏｎ  Ｌ  Ｓｔｕｂｅｒ）により示されており、またＰｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ  ｏｆ  ｔｈｅ  Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ  ｏｎ  Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，ＩＣＴ−９８に１９９８年６月に出版された”Ａ  Ｃｏｍｐａｒｉｓｏｎ  ｏｆ  Ｓｏｆｔ−Ｉｎ／Ｓｏｆｔ−Ｏｕｔ  Ａｌｇｏｒｉｔｈｍｓ  ｆｏｒ“Ｔｕｒｂｏ−Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ”の２５９−２６３頁にジャハード・ブランチ（Ｇｅｒｈａｒｄ  Ｂｒａｎｃｈ）およびフォルカー・フランツ（Ｖｏｌｋｅｒ  Ｆｒａｎｚ）により示されている。ＤＳＰ集積回路を使用する好ましいインプリメンテーションでは、コンポジット分岐メトリクス
2006511129.tif 000053
は等化器４３内で使用されるが等化器４３外では必ずしも入手できない中間結果である。
【００４３】
ポストプロセッサ３９はデインターリーバ７４およびデコーダ７６を含んでいる。ノイズ・ポストスケーラ４１はポストスケールされコンポジット等化された確率信号をデインターリーバ７４へ送る。デインターリーバ７４はサンプルを配置するシステム仕様のインターリービングを送信機３１により実施されるインターリービングが無い場合の逆順序へ戻し、デインターリーブされた信号をデコーダ７６に通す。デコーダ７６はシステム仕様に従ってデコーディングアルゴリズムを使用して、情報ビットを回復するためにデインターリーブされた信号内のエラーを検出し訂正する。所期のユーザへのアプリケーションに対して情報を通すために、情報ビットはより高いレベルの処理を受けることができる。
【００４４】
受信機１０は方程式３Ａ−Ｃ，４Ａ−Ｃ，５，および６に示すようなプリスケール・ノイズベース・スケールファクタｐｍｉｎ／ｐａ，ｐｍｉｎ／ｐｂ．．．ｐｍｉｎ／ｐｍ，および１／ｐ２ｍｉｎのポストスケール・ノイズベース・スケールファクタを使用して詳細な実施例で説明された。代替実施例では、本発明の受信機１１０は方程式８Ａ−Ｃ，９Ａ−Ｃおよび１０に示すような
2006511129.tif 000054
のプリスケール・ノイズベース・スケールファクタおよびｐｍａｘ２（Ｍ−１）／ｐａ２ｐｂ２．．．ｐｍ２のポストスケール・ノイズベース・スケールファクタを使用する。
【００４５】
受信機１１０内で、ノイズ比較器１３７はノイズ推定器４６Ａからノイズ表現ｐａを受信し、ノイズ推定器４６Ｂからノイズ表現ｐｂを受信し、ノイズ表現ｐａ，ｐｂの最大のものを最大ノイズｐｍａｘとして決定し、次に、受信機チェイン１２Ａに対するスケールファクタｐｂ／ｐｍａｘおよび受信機チェイン１２Ｂに対するスケールファクタｐａ／ｐｍａｘを計算する。ノイズ比較器１３７はスケールファクタｐｂ／ｐｍａｘをノイズ・プリスケーラ４２Ａに通し、ｐａ／ｐｍａｘをノイズ・プリスケーラ４２Ｂに通し、スケールファクタｐｍａｘ２（Ｍ−１）／ｐａ２ｐｂ２．．．ｐｍ２をノイズ・プリスケーラ４１に通す。
【００４６】
２つの受信機チェイン１２Ａおよび１２Ｂに対して、ノイズ・プリスケーラ４２Ａは方程式８Ａに示すようにスケールファクタｐｂ／ｐｍａｘを使用してバッファされた受信機チェイン信号ｒｎ，ａをプリスケールしてプリスケールされた受信機チェイン信号
2006511129.tif 000055
を与え、かつ方程式９Ａに示すようにバッファされたチャネルインパルス応答セットｈｋ，ａをプリスケールしてプリスケールされたチャネルインパルス応答セット
2006511129.tif 000056
を与え、同様に、ノイズ・プリスケーラ４２Ｂは方程式８Ａに示すようにスケールファクタｐａ／ｐｍａｘを使用してバッファされた受信機チェイン信号ｒｎ，ｂをプリスケールしてプリスケールされた受信機チェイン信号
2006511129.tif 000057
を与え、かつ方程式９Ｂに示すようにバッファされたチャネルインパルス応答セットｈｋ，ｂをプリスケールしてプリスケールされたチャネルインパルス応答セット
2006511129.tif 000058
を与える。等化器４３の分岐メトリック計算器６２はプリスケールされたチャネルインパルス応答セット
2006511129.tif 000059
を使用してプリスケールされた受信機チェイン信号
2006511129.tif 000060
を等化し、結合器６４は項を加算して方程式１０に示すようにコンポジット分岐メトリクスの値を出す。確率計算器６６はコンポジット等化器分岐メトリクス
2006511129.tif 000061
を使用して方程式６に示すコンポジット等化信号
2006511129.tif 000062
と同様なコンポジット等化確率信号
2006511129.tif 000063
を与える。
【００４７】
図４は受信機１０，１１０が移動通信用グローバル・システム（ＧＳＭ）セルホーン受信機である受信機チェイン１２Ａに対する本発明のノイズ推定器４６Ａのブロック図である。ＧＳＭシステムはｗ１１，ｗ１２，ｗ１３，ｗ１４，ｗ１５，ｗ０，ｗ１，ｗ２，ｗ３，ｗ４，ｗ５，ｗ６，ｗ７，ｗ８，ｗ９，ｗ１０，ｗ１１，ｗ１２，ｗ１３，ｗ１４，ｗ１５，ｗ０，ｗ１，ｗ２，ｗ３，ｗ４の形の２６シンボル・トレーニング・シーケンスを指定する。ノイズ推定器４６ＡはＧＳＭトレーニング・シーケンスを実および虚巡回有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタ内で使用して方程式１１に示すようなノイズ表現ｐａを与える。受信機チェイン１２Ｂに対するノイズ推定器４６Ｂや付加受信機チェイン１２Ｂ．．．１２Ｍに対する付加ノイズ推定器のブロック図は同じである。
【００４８】
ノイズ推定器４６Ａはシフトレジスタによりインプリメントされた巡回シンボル間干渉（ＩＳＩ）シーケンス発生器１０２、実および虚コンボルバ１０４Ｉおよび１０４Ｑによりインプリメントされたコンボルバ、実および虚信号比較器１０６Ｉおよび１０６Ｑによりインプリメントされた比較器、および線型ノイズ結合器１０８を含んでいる。ＩＳＩシーケンス発生器１０２はＧＳＭシステム仕様に従って既知の２６シンボルＧＳＭトレーニング・シーケンスの１６の中央シンボルｗ０，．．．ｗ１５をシフトし再巡回する。
【００４９】
２６シンボルＧＳＭトレーニング・シーケンスは５つのシンボルｗ１１，．．．ｗ１５のプリペンド部を含み、それには１６のシンボルｗ０，．．．ｗ１５の中央部が続き、さらに、５つのシンボルｗ０，．．．ｗ４の５つのポストペンド部が続く。プリペンドされた５つのシンボル部は中央の１６のシンボル部の最後の５つのシンボル（ｗ１１，．．．ｗ１５）の複製であり、ポストペンドされた５つのシンボル部は中央の１６のシンボル部の最初の５つのシンボル（ｗ０，．．．ｗ４）の複製である。コンボルバ１０４Ｉは６つの係数ｈ０，ａ．．．ｈ５，ａのインパルス応答セットに対して示されている。他の数の係数を使用することもできる。始めに、指数ｎ＝０に対する受信機チェイン信号ｒｎ＋ξ，ａ＝ｒξ，ａがＩＳＩシーケンス発生器１０２の開始に示すようにｗ０と同期化される。
【００５０】
コンボルバ１０４Ｉは乗算器１１２Ｉおよび畳込み和分器１１４Ｉを含んでいる。指数ｎ＝０に対して、乗算器１１２Ｉは発生器１０２内の最初の６つのシンボルｗ０，ｗ１５．．．ｗ１１に、それぞれ、６つのインパルス応答係数ｈ０，ａ，ｈ１，ａ．．．ｈ５，ａを乗じて６つの積を与える。６つの積は畳込み和分器１１４Ｉ内で加算され、実ｎ＝０チャネル分散トレーニング・シンボルの畳込み結果は信号比較器１０６Ｉに通される。信号比較器１０６Ｉはｎ＝０チャネル分散トレーニング・シンボルと受信機チェインシンボルｒξ，ａ間の差を決定し、差の絶対値を第１のトレーニング・シンボルに対する実シンボルノイズ振幅として決定する。第１の実シンボルノイズ振幅が線型ノイズ結合器１０８に通される。実シンボルノイズ振幅は絶対値であることに注目願いたい。
【００５１】
ＩＳＩシーケンス発生器１０２が同じ速度で巡回する間に、これは１．．．１５に等しい指数ｎに対して繰り返され、結果が線型ノイズ結合器１０８に通される。たとえば、次の指数（ｎ＝１）に対して、発生器１０２はその第１のシンボルがｗ１、その第２のシンボルがｗ０、以下同様となってその１５番目のシンボルがｗ２となるように巡回される。乗算器１１２Ｉは発生器１０２内の最初の６つのシンボルｗ１，ｗ０．．．ｗ１２に、それぞれ、６つのインパルス応答係数ｈ０，ａ，ｈ１，ａ．．．ｈ５，ａを乗じて６つの新しい積を与える。この６つの新しい積は畳込み和分器１１４Ｉ内で加算され、実ｎ＝１チャネル分散トレーニング・シンボルが信号比較器１０６Ｉに通される。信号比較器１０６Ｉはｎ＝１チャネル分散トレーニング・シンボルを受信機チェイン・シンボルｒξ＋１，ａから減じて、差の絶対値を第２の実シンボルノイズ振幅として線型ノイズ結合器１０８に通す。
【００５２】
線型ノイズ結合器１０８は実および虚累算器１２２Ｉおよび１２２Ｑおよび実虚加算器１２４を含んでいる。累算器１２２Ｉは実シンボルノイズ振幅を受信する。累算器１２２Ｉは０．．．１５のｎに対する実シンボルノイズ振幅を累算している時は、累算結果を加算器１２４に通す。虚コンボルバ１０４Ｑ、虚信号比較器１０６Ｑ、および虚累算器１２２Ｑは同様に動作する。
【００５３】
方程式１１に示すように、加算器１２４は実および虚累算器１２２Ｉおよび１２２Ｑからの累算結果を加算してノイズ表現ｐａを与える。等価代替ブロック図では、実および虚シンボルノイズ振幅が加算され、次に、和が累算されてノイズ表現ｐａを与える。方程式１１に示す平均化は加算で使用された、前記説明では１６である、シンボル数で除した全ての実および虚シンボルノイズ絶対値を加算することと等価である。ノイズ表現ｐａは実および虚ノイズ成分を二乗したり実および虚ノイズ成分の任意の結合の平方根をとる必要なしに求められる。
【００５４】
図５は着信信号３０のダイバーシティ処理を行う受信機１０，１１０内の方法のフロー図である。ステップ２０２において、受信機１０，１１０は信号３０を受信して受信機チェイン信号を与える。ステップ２１０において、受信機チェイン信号のノイズレベルに対するノイズ表現が求められる。各受信機チェインに対する受信機チェイン信号のノイズ表現がある。ステップ２１２において、各受信機チェイン信号に対するノイズベース・スケールファクタがノイズ表現から計算される。次に、ステップ２２０において、コンポジット等化信号を決定するために、スケールファクタを使用して受信機チェイン信号を表す等化器分岐メトリックを有効に重み付けする。ステップ２２４において、時間ダイバーシティに対して、コンポジット等化信号がデインターリーブされる。次に、ステップ２２６においてデインターリーブされたコンポジット等化信号が復号されて、送信機３１により送信されかつ信号３０上に変調された符号化され、インターリーブされたシンボルの形で運ばれた情報ビットの最善推定値を与える。
【００５５】
図６はコンポジット等化信号を決定するステップ２２０に対する好ましい実施例のフロー図である。ステップ２３２において、それぞれ、受信機チェイン１２Ａ−Ｍの受信機チェイン信号に対してチャネルインパルス応答係数が求められる。各受信機チェイン信号に対して、それぞれ、１組のチャネルインパルス応答係数がある。ステップ２３４において、各受信機チェイン信号のチャネルインパルス応答係数はその受信機チェイン信号に対するプリスケールファクタによりプリスケールされる。ステップ２４２において、受信機チェイン信号は各プリスケールファクタによりプリスケールされる。ステップ２５０において、プリスケールされた受信機チェイン信号はプリスケールされたチャネルインパルス応答係数により等化されてコンポジット等化信号を決定する。時間ダイバーシティが使用される場合には、コンポジット等化信号は予備コンポジット等化信号である。ステップ２６０において、時間ダイバーシティに対して予備コンポジット等化器信号がポストスケールファクタによりポストスケールされてコンポジット等化器信号を与える。
【００５６】
受信機チェイン信号を機能的に等化するステップ２５０はステップ２６２，２６４，２６６を含んでいる。ステップ２６２において、プリスケールされた受信機チェイン信号およびプリスケールされたチャネルインパルス応答係数からプリスケールされた等化器分岐メトリクスが決定される。ステップ２６２において、空間ダイバーシティに対して、受信機チェイン１２Ａ−Ｍに対するプリスケールされた等化器分岐メトリクスが結合されてコンポジット等化器分岐メトリクスが与えられる。ステップ２６６において、コンポジット等化器分岐メトリクスが処理されてコンポジット等化信号を決定する。ステップ２６２−２６６は関数が物理的に分離できてもできなくてもよいデジタル信号処理技術によりさまざまな方法で実施できる関数演算であることを強調しなければならない。
【００５７】
図７はノイズ表現を決定するステップ２１０に対する好ましい実施例のフロー図である。ステップ２３２において、それぞれ、受信機チェイン１２Ａ−Ｍの受信機チェイン信号に対するチャネル・インパルス応答係数が決定される。ステップ２７２において、予め定められたトレーニング・シンボルの保存されたレプリカ・シーケンスが連続的にシフトされシフト・シーケンスのレプリカ・シンボルが並列に発せられる。ＧＳＭの例では、トレーニング・シンボルは巡回サイクルとしてシフトインされる。しかしながら、シンボルは異なるシステム仕様に対して異なる方法でシフトインすることができる。実シフト・レプリカ・シンボルはステップ２７４において実チャネル・インパルス応答係数により畳み込まれ、虚シフト・レプリカ・シンボルはステップ２７５において虚チャネル・インパルス応答係数により畳み込まれて実および虚チャネル分散レプリカ・シンボルを与える。ステップ２７６において、対応する受信機チェイン信号内の実分散レプリカ・シンボルおよび実シンボル間の差の絶対値から実シンボル・ノイズ振幅が決定される。ステップ２７７において、対応する受信機チェイン信号内の虚チャネル分散レプリカ・シンボルおよび虚シンボル間の差の絶対値から虚シンボルノイズ振幅が決定される。受信機チェイン信号内の各シンボルは無符号実ノイズ値および無符号虚ノイズを有する。ステップ２８０において、受信機チェイン信号に対する実および虚シンボル・ノイズ値はあるシンボル数にわたって累算されてその受信機チェイン信号に対するノイズ表現を決定する。
【００５８】
現在好ましい実施例に関して本発明を説明してきたが、このような開示は限定的なものと解釈してはならない。当業者ならば、前記開示を読めば疑いなくさまざまな変更および修正が自明である。したがって、添付特許請求の範囲は本発明の真の精神および範囲内に入る全ての変更および修正をカバーするものとする。
【図面の簡単な説明】
【００５９】
【図１】ノイズ表現を決定し、次に、ノイズ表現を使用して時間および空間ダイバーシティを有する信号を結合する本発明の受信機のブロック図である。
【図２】本発明の受信機内の多数のアンテナを有する多数の信号チャネルを示すシステムの線図である。
【図３】図１の受信機のもう１つのブロック図である。
【図４】図１の受信機のノイズ推定器のブロック図である。
【図５】ノイズ表現を決定し、次に、ノイズ表現を使用して図１の受信機の時間および空間ダイバーシティを有する信号を結合する方法のフロー図である。
【図６】図５の方法において信号を結合するフロー図である。
【図７】図５の方法においてノイズ表現を決定するフロー図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【国際調査報告】
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