(57)【要約】順方向ブロック（１５）、順方向ブロックからの出力を増幅するためのスイッチング段（１１）、及びスイッチング段からの出力信号をロー・パス・フィルタリングするための出力フィルタ（１２）を含む順方向経路と、ロー・パス・フィルタリングされた出力信号に接続され、フィードバック信号を生成するための大域フィードバック・ブロック（１８、１９）を備える大域フィードバック経路（１３）と、入力信号から前記フィードバック信号を減算し、結果を前記順方向経路に供給するための手段（１４）とを備えるパルス変調電力変換器。大域フィードバック・ブロック及び／又は順方向ブロックが、前記出力フィルタの位相遅れの少なくとも一部分を補償するための手段と、スイッチング周波数において１８０度位相遅れを得るための手段とを含み、それによって前記スイッチング周波数において被制御発振のための条件を達成する。制御システムは自己発振技術の利点を、非線形性を抑制するための高利得広帯域制御ループと組み合わせる。これは総高調波ひずみ及び雑音の点でよりよく実行するシステムにつながることになる。【特許請求の範囲】
【請求項１】
順方向ブロック（１５、３０）、前記順方向ブロックからの出力を増幅するためのスイッチング段（１１）、前記スイッチング段からの出力信号をロー・パス・フィルタリングするための出力フィルタ（１２）を含む順方向経路と、
前記ロー・パス・フィルタリングされた出力信号に接続され、フィードバック信号を生成するための大域フィードバック・ブロック（１８、１９）を備える大域フィードバック経路（１３）と、
入力信号から前記フィードバック信号を減算し、結果を前記順方向経路に供給する手段（１４）と
を備えるパルス変調電力変換器であって、
前記大域フィードバック・ブロック（１８、１９）及び／又は順方向ブロック（１５、２０）が、
前記出力フィルタの位相遅れの少なくとも一部分を補償する手段と、
スイッチング周波数において１８０度位相遅れを得る手段と
を含み、
それによって前記スイッチング周波数において被制御発振のための条件を達成するパルス変調電力変換器。
【請求項２】
前記補償手段が出力フィルタ・カットオフ周波数の近くに配置された少なくともＮ−１個の０を含み、Ｎが前記出力フィルタの次数に等しい請求項１に記載の変換器。
【請求項３】
前記補償手段が前記出力フィルタ・カットオフ周波数よりも高い周波数に配置された少なくとも１つの０を含む請求項２に記載の変換器。
【請求項４】
前記スイッチング周波数において１８０度位相遅れを得るための前記手段が少なくとも１つの高周波極を備える請求項１から３に記載の変換器。
【請求項５】
前記スイッチング周波数において１８０度位相遅れを得るための前記手段が少なくとも１つの時間遅延を備える請求項１から４に記載の変換器。
【請求項６】
前記スイッチング電力段の前記出力から順方向経路中の少なくとも１つの加算点までの少なくとも１つの局所フィードバック経路（３０）をさらに備え、前記局所フィードバック経路（３０）が局所フィードバック・ブロック（３１）を備える請求項１から５の一項に記載の変換器。
【請求項７】
前記補償手段が前記局所フィードバック・ブロック（３１）中に配置された前記出力フィルタ・カットオフ周波数の近くに少なくとも１つの極を含む請求項６に記載の変換器。
【請求項８】
前記出力フィルタ（１２）の出力信号と前記フィードバック・ブロック（１５）の前にある加算点（５３、５６）とに接続された少なくとも１つの追加の大域フィードバック経路（５２、５５）をさらに備える請求項１から７のいずれかに記載の変換器。
【請求項９】
ＡＣ−ＤＣ、ＤＣ−ＡＣ、ＤＣ−ＤＣ又は上記の任意の組合せ、特に音声使用用のＤＣ−ＡＣ変換器及び伝送ライン・ドライバなど、電力変換システムで実装される請求項１から８のいずれかに記載の変換器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、順方向ブロック(forward block)、順方向ブロックからの出力を増幅するためのスイッチング段、及びスイッチング段からの出力信号をロー・パス・フィルタリングするための出力フィルタを含む順方向経路と、ロー・パス・フィルタリングされた出力信号に接続され、フィードバック信号を生成するための大域フィードバック・ブロック(global feedback block)を備える大域フィードバック経路と、入力信号からフィードバック信号を減算し、結果を順方向経路に供給するための手段を備えるパルス変調変換器に関する。
【０００２】
本発明はまた、ＤＣ−ＡＣ（たとえば音声増幅）、ＤＣ−ＤＣ又はＡＣ−ＡＣ変換システム又はそのような変調器システムを備える上記の任意の組合せなど、スイッチング電力変換システムに関する。本発明は、任意のシステム、特に高効率音声増幅又はライン・ドライバなどの精密ＤＣ−ＡＣ変換システムにおいて、改善された電力変換のために有利に使用することができる。
【背景技術】
【０００３】
パルス幅変調器はあらゆる電力変換システムの主要な要素である。たいていのスイッチング電力変換器はドメイン（ＤＣ又はＡＣ）間の効率的な変換を制御するための手段としてのパルス幅変調（ＰＷＭ）に基づいている。
【０００４】
代表的な電力変換器はＰＷＭ変調器や、スイッチング電力変換段、フィルタ、制御システムを含む。このタイプの従来技術のシステムは米国特許第４７２４３９６号に、及びＪｏｕｒｎａｌ  ｏｆ  ＡＥＳ、Ｎｏｖ．１９８３．ｐ．８４２−８５３にＭｒ．Ａｔｔｗｏｏｄに記載されている。しかしながら、ＰＷＭは、主としてキャリア生成の実装のために、同じく当技術分野において知られている一連の欠点を有する。これはシステム帯域幅を制限し、設計を複雑にする。また、安定した頑丈な制御システム設計は実装することが困難である。
【０００５】
これらの欠点を克服するために、非ヒステリシス自己発振変調器（ＣＯＭ）が本出願者の国際特許出願ＷＯ９８／１９３９１において導入された。それを図１に示す。そのような自己発振変調器は、前記文献に詳細に記載されているキャリア生成器の必要をなくす利点をもつ。ＣＯＭは電力段２からの信号を変換器中の少なくとも１つの加算点３にフィードバックする制御ループ１中の２つの高周波極によって実施される。したがってこの局所フィードバック・ループ１は高い利得と高い帯域幅を有することになる。
【０００６】
この設計の問題は、スイッチング電力変換器の出力フィルタが負荷変化に極めて敏感になり、したがって動的に不安定なシステムを生じることである。出力フィルタ装荷の高い感度のために、システムは大きい負荷の段差が生じた場合、たとえば負荷が除去された場合に不安定になる。これは低インピーダンス装荷状況において出力フィルタのダンピングを得るために、たとえばＺｏｂｅｌネットワークの使用を必要とした。
【０００７】
マルチ・ループ・システムの場合、大域ループはスイッチング電力変換器において出力フィルタ５の出力をフィードバックするループ４として定義される。そのような大域ループは二重発振を回避するために、それがオープン・ループ利得及び帯域幅に達した場合に制限される。フィードバック利得が制限されるとスイッチング電力変換器の出力フィルタ５はフィルタ非線形性の補償が小さくなり、それにより全体的なシステム性能が損なわれる。
【０００８】
さらに、局所ループ内に実装された変調器をもつマルチループ・システムの構造は、正しいオープン大域ループ特性を得るために多数の極や０を備えることになるハイオーダ・システムのために複雑になる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
したがって、本発明の第１の目的は、従来技術の技法におけるひずみに関する基本的な問題を克服し、それによってスイッチング電力変換器の全体の高調波ひずみを低下させることができる、スイッチング電力変換システムにおける優れた変調技法を提供することである。
【００１０】
本発明の第２の目的は、より安定した頑丈な制御と変調器システムを提供し、それによって負荷不変スイッチング電力変換器を得ることである。
【００１１】
本発明の第３の目的は、複雑でないシステムを提供し、それによってコストを下げることである。
【００１２】
本発明の第４の目的は、たとえばＺｏｂｅｌネットワークによって出力フィルタ制御の必要を低減することである。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
これら及び他の目的は、順方向ブロック及び／又は大域フィードバック・ブロックが、出力フィルタの位相遅れの少なくとも一部分を補償するための手段と、スイッチング周波数において１８０度位相遅れを得るための手段とを含み、それにより前記スイッチング周波数における被制御発振のための条件が満足される、前提として述べた種類の変換器によって達成される。この新規の制御概念を大域ループ被制御発振変調器（ＧＣＯＭ）と呼ぶことにする。
【００１４】
本発明によれば、１つ又は複数のフィードバック・ループを備えることができる、制御システム構造の（大域フィードバック経路及び変換器の順方向経路を含む）大域ループ中の非ヒステリシス手段によって自己発振変調器が実現される。変換器は、出力フィルタの位相遅れの少なくとも一部分を補償し、それにより出力フィルタや補償手段からのオープン大域ループ位相遅れへの寄与が１８０度未満になる。この位相遅れとは別に、追加の位相遅れがスイッチング周波数において実装され、これは組合せで自己発振条件を生じる。変調器発振信号は順方向経路におけるＰＷＭ生成のための手段を与えることになる。
【００１５】
本システムはすべての形態の実装においてコストのかからないシステムを合成することができる。
【００１６】
本発明によれば、大域ループは非常に高いオープン・ループ利得帯域幅レベルを有することになる。したがってＧＣＯＭ制御システムは自己発振技術の利点を、非線形性を抑制するための高利得広帯域制御ループと組み合わせることができる。これは全高調波ひずみや雑音の点でよりよく実行するシステムにつながる。
【００１７】
それはまた、負荷が大きく変化する場合のフィルタ・ピーキングの補償を行い、それによって装荷の不変な動的安定システムを得ることになる。これは、スイッチング電力変換器によって駆動される負荷が周波数依存インピーダンスを有する場合、特に重要である。
【００１８】
ＧＣＯＭ制御システムはさらに変換器がＺｏｂｅｌネットワークを少なくして又はなくして動作することを可能にする。これは、Ｚｏｂｅｌ構成要素は通常大きく、これらの構成要素における電力消費のために費用がかかるので、コスト及びエネルギーのより効率的なシステムにつながる。
【００１９】
本設計は、発振が局所ループにおいて生成され、したがって大域ループが高利得帯域幅を表すことができなかった以前のＣＯＭ技術に勝る改善である。
【００２０】
補償手段は好ましくは出力フィルタ・カットオフ周波数において、又は少なくともその近くにおいていくつかの０を含む。出力フィルタがＮ次の場合、出力フィルタ位相遅れの一部分を相殺するために、少なくともＮ−１個の０を大域ループ中に配置することができる。
【００２１】
スイッチング周波数において１８０度位相遅れを得るための手段は２つの高周波極又は時間遅延、又はその組合せを含むことができる。これらの極及び／又は時間遅延は自己発振を引き起こすための主要な理由である。
【００２２】
変換器はさらに、スイッチング電力段の出力から順方向経路中の少なくとも１つの加算点までの少なくとも１つの局所フィードバック経路を含むことができる。
【００２３】
局所ループが実装される場合、補償手段は局所フィードバック経路中に配置された出力フィルタ・カットオフ周波数の近くにいくつかの極を含むことができる。これらの極は大域ループ中に配置された０と同じ効果を有することになる。
【００２４】
変換器はまた、出力フィルタの出力と順方向ブロックの前にある加算点とに接続された少なくとも１つの追加の大域フィードバック経路を含むことができる。これは追加の大域制御ループを生成し、システム性能、たとえば非線形性の抑制をさらに改善する。
【００２５】
ＧＣＯＭ変換器はスイッチング電力増幅器などのスイッチング電力変換器で実装することができる。増幅器は従来技術のシステムから見られるものよりも何倍もよいＴＨＤ＋ｎに関する性能を有し、制御システムを音声電力変換器に非常に適したものにする。
【００２６】
本発明によるＧＣＯＭ変換器は音声増幅及びモータ又は電気ダイナミック・トランスデューサ駆動適用例などのすべてのタイプの精密ＤＣ−ＡＣ変換適用例において非常に適している。また、ＧＣＯＭ変換器は、たとえば音声使用用の電力増幅器又はライン伝送用のライン・ドライバとして精密電圧又は電流制御ＤＣ−ＡＣ変換において有利に使用することができる。
【００２７】
本発明のこれら及びさらなる態様は、本発明の現在好ましい実施形態を示す添付の図面を参照しながら、以下でさらに説明することにする。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２８】
本発明の第１の好ましい実施形態による変調器を備える電力変換システムが図２に示されている。本システムは、スイッチング電力段１１と出力フィルタ１２を備え、さらに、入力信号Ｖinからフィードバック信号ＶFを減算し、結果ＶRをスイッチング段１１の前にある順方向ブロック１５に供給するように構成された、出力フィルタ１２からの出力を加算点１４にフィードバックする大域フィードバック経路１３を備える。負荷１６には出力フィルタ１２からの出力が供給される。簡単のために、大域フィードバック経路１３は２つのフィードバック・ブロック１８、１９とともに示されているが、これらは当然１つのブロックとして実装することができる。
【００２９】
電力段１１は１つ又は複数のハーフブリッジ、好ましくは２つのハーフブリッジを備えるフルブリッジ又はシングル・エンド・オペレーション・モードの単一のハーフブリッジを備えることができる。
【００３０】
出力フィルタ１２はスイッチング段１１からのスイッチング出力を復調するように構成され、一般にＮ次のロー・パス・フィルタである。
【００３１】
本発明のこの実施形態によれば、フィードバック・ブロック１８は、フィルタ・カットオフ周波数ｆcut−offの近くに配置された少なくともＮ−１個の０を備えた伝達関数Ｇ（ｓ）を有する。ここで、Ｎは出力フィルタ１２の次数で、Ｎ∈［１；∽］である。これらの０は出力フィルタ位相遅れの少なくとも一部分を補償するように作用し、それによりオープン大域ループ周波数特性はＮ−（Ｎ−１）＝１次のローパス挙動を有する。
【００３２】
さらに、フィードバック・ブロック１９は従来技術で述べたＣＯＭ極と同様の機能をもつ、２つの高周波数ＣＯＭ極を備える伝達関数を有する。これらの極は１８０度のスイッチング周波数において追加の位相遅れを引き起こし、それによって自己発振を行う。発振はスイッチング電力変換器のフィードバック・ブロック１５においてパルス幅変調手段として使用することができる。要約すると、非ヒステリシス変調器はスイッチング電力変換器の（大域フィードバック経路１３及び順方向経路１５、１１、１２を備える）大域ループを使用して実装される。
【００３３】
ＣＯＭ極の一方又は両方は順方向ブロック中に配置できることに留意されたい。原則として、フィードバック・ブロック１９は単位利得まで低減させる（すなわちなくす）ことができる。
【００３４】
大域フィードバック経路１３は、どちらも参照により本明細書に組み込まれるＷＯ９８／１９３９１に記載されているように電圧制御するか、又はＷＯ０２／２５３５７に記載されているように電流制御することができる。
【００３５】
自己発振を引き起こす高周波極は、これが好ましい場合、等しくうまく時間遅延とすることができる。また、時間遅延と極の組合せが有利なことがある。
【００３６】
図２のブロック図の一例によれば、出力フィルタは２次であり、フィードバック・ブロック１８は、好ましくは出力フィルタの極周波数に配置された１つの０を備え、２つの高周波極は本明細書では「変調器制御」と示されたフィードバック・ブロック１９で実装される。このシステムの位相特性は図３に示されている。曲線２１は高周波数位相遅れが１８０度である出力フィルタ１２を表す。曲線２２はフィードバック・ブロック１８の伝達関数Ｇ（ｓ）を表し、９０度の正の位相遅れを有する。言い換えれば、ブロック１８は、９０度の高周波数位相遅れをもつ大域オープン・ループ・システムを生成するためにフィルタ極の１つを補償する。このシステムには、図に曲線２３で表される、変調器制御１９の２つの高周波数ＣＯＭ極が追加されている。全体の大域オープン・ループ・システムは曲線２４で表される。
【００３７】
図３のシステムの実装は約３００ｋＨｚにおいて発振を生成することになり、オープン大域ループは１８０度の位相遅れを有し、オープン大域ループ振幅は０ｄＢを上回る。スイッチング周波数ｆswと呼ばれるこの発振周波数は大域ループ中の高周波数ＣＯＭ極のカットオフ周波数に等しくなる。自己発振はＰＷＭ手段としてスイッチング電力変換器の順方向経路中で使用することができる。
【００３８】
制御システムはループ成形に応じて−３ｄＢ利得で１００〜２００ｋＨｚ周波数帯域幅をもつ小さい信号閉ループ周波数特性を有することができる。
【００３９】
また、従来技術のシステムと比較して、本発明によるシステムはより広い帯域幅利得を有する。図４は従来の実装（曲線７）と比較した上述例のシステム（曲線６）の大域オープン・ループ振幅特性を示す。
【００４０】
追加の極をフィードバック・ブロック１８中に挿入することができる。この極は好ましくは上述のフィードバック・ブロック１８中の０よりも高い周波数に配置される。そのような極は大域フィードバック・ブロック１８、１９の利得帯域幅要件を低減し、フィードバック・ブロック１８、１９中に含まれる演算増幅器の必要なスルーレート及び利得帯域幅定格を低減する。
【００４１】
第２の実施形態が図５に示されており、同様の要素には図２と同一の参照番号が付けられている。この実施形態によれば、フィードバック・ブロック１８はなくされ、代わりに追加の順方向ブロック２０が順方向経路中に挿入されている。この順方向ブロック２０は少なくともＮ−１個の０を備える伝達関数Ｆ（ｓ）を有し、したがって必要な出力フィルタの極を消去することができる。この場合も、０は好ましくは出力フィルタ極周波数に配置される。
【００４２】
もちろん、それぞれにいくつかの０をもつフィードバック・ブロック１８と順方向ブロック２０の組合せも可能である。
【００４３】
図６はＮ＝２の図５のシステムの例の位相特性を示す。図５から明らかなように、Ｆ（ｓ）の位相特性（曲線２６）は図３のＧ（ｓ）曲線のそれに似ており、したがってこの場合も出力フィルタの極（曲線２７）の１つを補償し、フィードバック・ブロック（曲線２８）と一緒にスイッチング周波数において１８０度の大域オープン・ループ（曲線２９）位相遅れを形成する。
【００４４】
図２に示されるシステムと同様に、追加の極を順方向ブロック２０中に挿入することができる。この極は好ましくは出力フィルタ極周波数よりも高い周波数に配置され、したがってスイッチング電力変換器の順方向経路の利得要件を制限し、順方向経路中に含まれる演算増幅器の必要なスルーレートと利得帯域幅定格を低減する。
【００４５】
本発明の第３の好ましい実施形態が図７に示されており、この場合も同様の要素には図２と同一の番号が付けられている。大域経路１３に加えて、図７のシステムはスイッチング電力段１１の出力に接続された、フィードバック・ブロック３１をもつ局所フィードバック経路３０を備える。局所フィードバック信号ＶFLは図２の順方向ブロック１５を２つのブロック３３、３４に分割する第２の加算点３２に接続される。
【００４６】
この実施形態によれば、出力フィルタ極／極消去は、好ましくは出力フィルタ・カットオフ周波数ｆcut−offの近くに配置された少なくともＮ−１個の極を備える局所フィードバック・ブロック３１を設けることによって得られ、この場合もＮは出力フィルタ１２の次数である。
【００４７】
局所閉ループ伝達関数は
Ｈcl＝Ｂ（ｓ）／｛１＋Ｂ（ｓ）・Ｌ（ｓ）｝
のように記述することができる。上式で、Ｂ（ｓ）は局所フィードバック・ブロック３３の伝達関数であり、Ｌ（ｓ）は局所ループ・フィードバック・ブロック３１の伝達関数である。
【００４８】
言い換えれば、局所ループ・フィードバック・ブロック３１中の極は大域オープン・ループ・システム中の０の効果を有することになり、したがって出力フィルタ１２中の極を補償するように作用することになる。
【００４９】
図７のブロック図の特定の実装の位相特性が図８に示されている。この例において、システムは１８０度（曲線４１）の高周波数位相遅れを生成する２次出力フィルタ１２（Ｎ＝２）を備える。局所フィードバック・ブロック３１はフィルタ・カットオフ周波数ｆcut−offにおいて１つの極を含み（曲線４２）、局所ループが閉じられた場合、このループはオープン大域ループ・システムに対して９０度（曲線４３）の正の位相遅れの効果を有することになる。変調器制御位相遅れはこの場合も大域フィードバック・ブロック１９中の２つの高周波極として実装され、その位相特性（曲線４４）は図３の場合と同じである。全体として、大域オープン・ループ・システムは曲線４５によって表される。
【００５０】
図８に示されるシステムの実装は約３００ｋＨｚで発振を生成し、オープン大域ループは１８０度の位相遅れを有し、オープン大域ループ振幅は０ｄＢを上回る。この自己発振はＰＷＭ手段としてスイッチング電力変換器の順方向経路中で使用することができる。
【００５１】
本発明の第４の好ましい実施形態が図９に示されている。この図において、図２の要素はすべてブロック５１、すなわちＧＣＯＭ制御をもつスイッチング電力変換器中に含まれる。ＧＣＯＭ制御に加えて、図８のシステムは、スイッチング電力変換器の出力（すなわち出力フィルタからの復調出力）を、電力変換器５１の前にある少なくとも１つの加算点５３にフィードバックする追加の大域電圧ループ５２を備える。出力フィルタ極補償が上述の大域フィードバック・ループ中で得られる場合、追加の大域電圧ループは好ましくはフィードバック・ブロック５４中に少なくともＮ−１個の０を備えることができる。
【００５２】
さらに別の電圧ループ５５をループ５２にカスケード接続することができ、それによりスイッチング電力変換器５１の出力信号はスイッチング電力変換器５１の前にあるいくつかの加算点５３、５６にフィードバックされる。
【００５３】
当然、追加のループは当業者によって有利と考えられる多数の異なる方法で成形することができる。スイッチング電力変換器５１は他の好ましい実施形態に示されるように実装することができる。
【００５４】
当業者なら本発明概念から逸脱することなしに上述の好ましい実施形態に変更を加えることができることは明らかである。たとえば、位相特性の成形をさらに改善するために追加の極及び０を大域及び／又は局所ループ中に配置することができる。そのような極及び０は好ましくは出力フィルタのカットオフ周波数よりも高い周波数に配置することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５５】
【図１】局所制御ループにおいて実装される非ヒステリシス変調器をもつ従来技術のマルチループ・システムを示す図である。
【図２】本発明の第１の実施形態によるシステムを示す図である。
【図３】図２によるシステムの一例の位相特性を示す図である。
【図４】従来技術のシステム及び図２によるシステムのオープン大域ループ振幅特性を示す図である。
【図５】本発明の第２の実施形態によるシステムを示す図である。
【図６】図５によるシステムの一例の位相特性を示す図である。
【図７】本発明の第３の実施形態によるシステムを示す図である。
【図８】図７によるシステムの一例の位相特性を示す図である。
【図９】本発明の第４の実施形態によるシステムを示す図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【国際調査報告】
2006506887.tif 000011
2006506887.tif 000012