(57)【要約】通信受信機は、データ受信のための低ＩＦアーキテクチャを使用するベースバンド信号リカバリ回路（４）を含む。ベースバンド信号リカバリ回路は、チャネル選択およびフィルタリング（５）のための完全にアナログの実装を使用する。このように、アナログ−ディジタルコンバータの設計に対するオーバーヘッドが大幅に緩和され、ハードウェアのほとんどがほんのわずかな修正だけでマルチモード用途に再利用可能である。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）からのＲＦ信号をそれぞれの中間周波数のＩ信号およびＱ信号にダウンコンバートする第１のフロントエンドダウンコンバージョンミキサ
を備えたことを特徴とする無線受信機。
【請求項２】
直交ミキサは前記ＲＦ信号のダウンコンバージョンを行い、前記ミキサは前記Ｉ／Ｑ信号の位相および利得を整合することを特徴とする請求項１に記載の無線受信機。
【請求項３】
前記位相および利得はある量のイメージ除去を達成するために整合されたことを特徴とする請求項２に記載の無線受信機。
【請求項４】
前記イメージ除去の量は約４０ｄＢであることを特徴とする請求項１に記載の無線受信機。
【請求項５】
利得ステージおよびフィルタリングステージを使用して、帯域外信号を部分的に除去し、ノイズが後続のステージに伝搬するのを阻止することを特徴とする請求項１に記載の無線受信機。
【請求項６】
第２のダウンコンバージョンミキサは低ＩＦ信号をベースバンド信号に変換することを特徴とする請求項１に記載の無線受信機。
【請求項７】
前記第２のミキサは静的または動的ＤＣオフセットを周波数領域で変換し、結果としてキャリアリークを生じ、前記キャリアリークは前記第２のＬＯ周波数と同じ周波数に位置することを特徴とする請求項６に記載の無線受信機。
【請求項８】
利得ステージを使用して、ノイズが後続のステージに入力されるのを阻止することを特徴とする請求項６に記載の無線受信機。
【請求項９】
ノッチフィルタを使用して、静的または動的ＤＣオフセットによって引き起こされるキャリアリークを消去することを特徴とする請求項６に記載の無線受信機。
【請求項１０】
前記ノッチフィルタは楕円フィルタおよびチェビシェフＩＩ型フィルタの少なくとも１つを含むことを特徴とする請求項８に記載の無線受信機。
【請求項１１】
少なくとも第１のＬＯ信号および第２のＬＯ信号を含む複数の局部発振器（ＬＯ）信号は位相ロックループ（ＰＬＬ）回路を用いて発生されることを特徴とする請求項１に記載の無線受信機。
【請求項１２】
前記第２のＬＯ信号は直接ディジタル周波数シンセサイザ（ＤＤＦＳ）を用いて発生されることを特徴とする請求項１０に記載の無線受信機。
【請求項１３】
前記第２のＬＯ信号は高調波信号を除去するためのフィルタリングとともに分周された基準クロック入力を用いて発生されることを特徴とする請求項１０に記載の無線受信機。
【請求項１４】
第１のフロントエンドダウンコンバージョンミキサを使用して、第１の低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）からのＲＦ信号をそれぞれの中間周波数のＩ信号およびＱ信号へとダウンコンバートすること
を備えることを特徴とする無線受信方法。
【請求項１５】
利得ステージおよびフィルタリングステージを使用して、帯域外信号を部分的に除去し、ノイズが後続のステージに伝搬するのを阻止することを特徴とする請求項１３に記載の無線受信方法。
【請求項１６】
第２のダウンコンバージョンミキサは低ＩＦ信号をベースバンド信号に変換することを特徴とする請求項１３に記載の無線受信方法。
【請求項１７】
利得ステージを使用して、ノイズが後続のステージに入力されるのを阻止することを特徴とする請求項１３に記載の無線受信方法。
【請求項１８】
低ＩＦアーキテクチャを使用して、データを受信することを特徴とする請求項１３に記載の無線受信方法。
【請求項１９】
ＤＣを中心とする希望信号を得るためにダウンコンバージョン動作を使用し、ＤＣオフセットは第２のＬＯ周波数でのキャリアリーク信号となることを特徴とする無線受信方法。
【請求項２０】
ノッチフィルタを使用して、前記キャリアリークを受容可能なレベルに抑圧することを特徴とする請求項１８に記載の無線受信方法。
【請求項２１】
第２のＬＯ信号の高調波は受容可能な信号対ノイズ比（ＳＮＲ）を達成するスペクトル純度で設計されることを特徴とする請求項１８に記載の無線受信方法。
【請求項２２】
第１のＬＯ信号と第２のＬＯ信号の周波数和はアンテナからの希望ＲＦ信号周波数と同じであることを特徴とする請求項２１に記載の無線受信方法。
【請求項２３】
第１のＬＯ信号の周波数は第２のＬＯ信号の周波数と同じであることを特徴とする請求項２１に記載の無線受信方法。
【請求項２４】
前記第１のＬＯ信号は前記アンテナからの入来キャリア信号に近い非常に高い周波数であり、前記第２のＬＯ信号はＤＣに近く、受信機のアーキテクチャ全体は低ＩＦアーキテクチャとなることを特徴とする請求項２３に記載の無線受信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般に信号処理システムに関し、より詳細には、通信システムの受信機においてベースバンド信号を復元するためのシステムおよび方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
フォームファクタが小さく、低コストで製造可能な無線送受信機の設計は、最新のワイヤレス通信システムでの利用のために極めて望ましく、これは特にセルラーシステムにおいて当てはまる。しかし、完全に集積された無線送受信機の設計は実現するのが困難である。というのは、多くのセルラー標準には、感度および選択性に関して厳しい性能要求があるからである。
【０００３】
ダイレクトコンバージョン無線送受信機アーキテクチャは、広く用いられているスーパーへテロダインアーキテクチャを置き換える理想的なソリューションであると考えられている。設計における困難は、送信機側よりも受信機側のほうがはるかに厳しい。というのは、受信機においては選択性および感度の要件を同時に満たさなければならないからである。
【０００４】
図１は、関連技術のスーパーへテロダイン無線受信機アーキテクチャを示し、図２は、関連技術のダイレクトコンバージョン無線受信機アーキテクチャを示している。
【０００５】
これらのアーキテクチャ間の１つの相違点は、スーパーへテロダインアーキテクチャは、何らかの規定のＩＦ（中間周波数）でチャネル選択および増幅を行うことである。１つまたは複数の外付けのチャネル選択フィルタが、通常、セラミックフィルタまたはＳＡＷフィルタによって形成されるが、ＩＦでチャネル選択を行うことは、少なくとも以下の点で有利である。
【０００６】
第１に、ＤＣオフセットは問題とならない。というのは、簡単なＡＣ結合で、ＤＣオフセットの発生を阻止し、高速なセトリングを可能にすることができるからである。また、ＤＣから離れたＩＦ周波数で増幅が行われるので、関連技術のダイレクトコンバージョン無線受信機に見られる１／ｆノイズの問題も最小化される。第２に、強力なブロッカ信号や隣接チャネル信号は、ほぼ理想的なパッシブフィルタでほとんどフィルタされる。したがって、線形性に対する懸念は緩和される。
【０００７】
ダイレクトコンバージョン無線受信機アーキテクチャは、関連技術における上記の問題点を解決し、克服しなければならない。スーパーへテロダイン受信機とは異なり、ダイレクトコンバージョン受信機ではＤＣオフセットが問題となるので、適切なＤＣオフセット除去回路を使用しなければならない。このようなＤＣオフセット除去回路が機能しても、現実の応用例にはいくつもの欠点がある。
【０００８】
第１に、シンボル間干渉の影響を低減するために、ＤＣオフセットキャンセルループのカットオフ周波数は、希望信号の帯域幅よりも十分に小さくなければならない。通常、ＤＣオフセットキャンセルループのカットオフ周波数は、チャネル帯域幅の１／１０００に設定される。このＤＣサーボループを小さいダイサイズで実現できる技法が提案されてはいるが、ＧＳＭおよびＰＤＣの通信ネットワークで用いられるような非常に小さいチャネル帯域幅の場合には、回路パラメータの設計が現実的でない場合がある。
【０００９】
チャネル間隔は、ＧＳＭ標準では２００ｋＨｚであり、ＰＤＣではたった２５ｋＨｚである。さらに悪いことに、ＧＳＭ標準で用いられるＧＭＳＫ信号は、ＤＣにダウンコンバートされると、信号エネルギーのほとんどをＤＣに持つ。したがって、ＧＳＭ用途では、ＤＣオフセットキャンセルを行うのがより困難になる。ＤＣオフセットキャンセルループは静的ＤＣオフセットを除去できるが、動的ＤＣオフセットが生じる時には長いトランジェントが見られる。セトリング時間はカットオフ周波数に反比例するため、一部の用途では受け入れがたい場合がある。
【００１０】
特に、ＧＳＭのすべての要件を満たすには、無線受信機は、シングルトーンブロッカテストおよびＡＭ抑圧テストに合格するように設計されなければならない。シングルトーンブロッカ信号の場合には信号パワーが大きくなるが、ブロック信号は連続正弦波信号であると想定されるので、組み込みＤＣオフセット除去回路は、強力なブロッカ信号からの２次歪みによって引き起こされるＤＣオフセットを容易にフィルタすることができる。しかし、ＡＭ抑圧テストでは、強力なブロッキング信号がパケットの途中に到来すると、このブロッカによって引き起こされるＤＣオフセットはそれほど速くフィルタすることができず、セトリングまで長時間持続する。
【００１１】
また、ＧＳＭ用途では、パケット方式の信号伝送のため、通常、ワンタイムＤＣオフセットキャンセルが使用される。この場合、ＤＣオフセットは、ディジタルベースバンドモデムで適切にフィルタされなければ、ベースバンド出力での信号対ノイズ比を劣化させることになる。最新のＧＭＳＫ復調器は、ディジタル信号処理の前に高性能のアナログ−ディジタルコンバータを組み込んでいる。ＤＳＰにおいて、高ダイナミックレンジのアナログ−ディジタルコンバータと追加的なＤＣオフセットセトリング方法とを使用すればこの問題点を解決できるが、依然としてアナログ−ディジタルコンバータの設計が困難になり、ＤＣオフセットはアナログ−ディジタルコンバータのダイナミックレンジを超えてはならない。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
ＤＣオフセット問題とＡＭ抑圧とを解決するために提案されている１つの方法は、高ダイナミックレンジのアナログ−ディジタルコンバータを使用し、ディジタル信号プロセッサで動作するＤＣオフセットキャンセルアルゴリズムを適用することである。この場合、ＤＣオフセットの量は、アナログ−ディジタルコンバータのフルダイナミックレンジを超えない程度に小さくすべきである。一般に、チャネル選択および利得制御のほとんどは、受信機のアナログ部分ではなくベースバンドモデムで行われる。設計の課題は、高性能アナログ−ディジタルコンバータの設計となる。
【００１３】
ＤＣオフセット問題または２次歪みを解決するために提案されているもう１つの方法は、ダイレクトコンバージョンアーキテクチャではなく超低ＩＦアーキテクチャを使用することである。超低ＩＦアーキテクチャでは、２次歪みによって引き起こされるＤＣオフセットは信号帯域の外側となるので、ディジタルフィルタリングにより容易に除去される。２次歪みの量を示すＩＩＰ２に対する要件は、低ＩＦ受信機のフィルタリングの量だけ緩和される。しかし、ディジタルフィルタリングは、アナログーディジタルコンバータにおいて多くのビット数も要求するので、その高い電流消費のために受け入れられないことがある。したがって、ディジタル低ＩＦ無線受信機アーキテクチャの使用は、ＧＳＭのような用途に限定される。
【００１４】
上記のリファレンスは、追加的または代替的な詳細、特徴および／または背景技術の適当な教示のために、適宜参照により本明細書に組み込まれる。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明の１つの目的は、少なくとも上記の問題点および／または欠点を解決し、少なくとも以下で説明する利点を提供することである。
【００１６】
本発明は、データ受信のために低ＩＦアーキテクチャを使用するベースバンド信号リカバリ回路を含む受信機に関する。受信機は、好ましくは、チャネル選択およびフィルタリングのために完全にアナログの実装を使用する。したがって、アナログ−ディジタルコンバータの設計に対するオーバーヘッドが大幅に緩和され、ハードウェアのほとんどがほんのわずかな修正だけでマルチモード用途に再利用可能である。本発明は、高度に集積された無線受信機アーキテクチャを要求する用途に適している。
【００１７】
本発明のさらなる利点、目的、および特徴は、一部は以下の説明に記載され、一部は、以下を検討した上で当業者には明らかとなるか、あるいは本発明の実施から知られるであろう。本発明の目的および利点は、添付の特許請求の範囲に具体的に記載されている通り実現され、達成される。
【００１８】
本発明は、添付図面を参照して詳細に説明されるであろう。図中、同一参照番号は同一要素を示す。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
図３は、本発明の１つの例示的な実施形態によるベースバンド信号リカバリ回路を示している。関連技術のダイレクトコンバージョン無線アーキテクチャの代わりに、本発明は、データ受信のために低ＩＦアーキテクチャを使用する。しかし、他の関連技術のシステムとは異なり、本発明の少なくとも１つの実施形態は、チャネル選択およびフィルタリングのために完全にアナログの実装を使用する。このように、アナログ−ディジタルコンバータの設計に対するオーバーヘッドが大幅に緩和され、ハードウェアのほとんどがほんのわずかな修正だけでマルチモード用途に再利用可能となる。
【００２０】
図３に示すように、ＲＦフロントエンドミキサが、ミキサ２および３を含む直交ミキサを用いて、ＬＮＡ１からのＲＦ信号をそれぞれの中間周波数のＩ信号およびＱ信号へとダウンコンバートする。直交ミキサは、十分なイメージ除去のために、Ｉ／Ｑ信号に関して十分に整合した位相および利得を有するべきである。ＧＳＭ標準では隣接チャネル信号パワーが弱いため、必要なイメージ除去量は約４０ｄＢとなる。
【００２１】
第１のダウンコンバージョンステージの後、オプションの利得ステージおよびフィルタリングステージを用いて、強い帯域外信号を部分的に除去し、ノイズが後続ステージに伝搬するのを阻止することができる。
【００２２】
第２のダウンコンバージョンミキサ４が、低ＩＦ信号をベースバンド信号に変換する。この第２のダウンコンバージョンを行った後に、オプションの利得ステージを実装して、ノイズが後続ステージに入力されるのを阻止することができる。残留ＤＣオフセット信号または２次歪みから誘発された動的ＤＣオフセットは、第２のミキサを通じて周波数変換を受け、周波数は第２のＬＯ信号の周波数と等しくなる。
【００２３】
第２のダウンコンバージョン後、第２のＬＯ信号と同じ周波数に深いノッチを有するノッチフィルタ５を用いて、この不要信号を抑圧する。不要信号を除去するためにローパスフィルタを用いることもできるが、静的および動的ＤＣオフセットによって引き起こされるシングルトーン信号を消去するには、ノッチフィルタのほうがはるかに適している。ノッチフィルタは、何らかの希望周波数に零点を有する楕円フィルタおよび／またはチェビシェフＩＩ型フィルタによって実現することができる。ＤＣサーボループとは異なり、本発明のオフセットキャンセル回路の応答時間はかなり高速である。というのは、ＤＣオフセットが、ＤＣに位置するのではなく高周波に変換されているからである。したがって、ＤＣオフセットによる悪影響は、その絶対値およびセトリング時間の両方で大幅に緩和される。イメージ除去およびＡＭ抑圧能力の点で、第２のＬＯ周波数の設計は本発明において重要である。低ＩＦアーキテクチャを用いる場合、第１のＬＯ信号および第１のＬＯミキサ（図３の２および３）における利得および位相の不平衡に起因して、帯域内ブロッキング信号から希望帯域へのある程度の信号リークが不可避である。
【００２４】
例えば、ＧＳＭ用途において第２のＬＯ信号が１００ｋＨｚである場合、希望信号は１００ｋＨｚを中心とすることになる。希望信号から４００ｋＨｚ下に位置する帯域内ブロッキング妨害信号は、３００ｋＨｚに何らかのイメージ成分を有する。その周波数における帯域内ブロッキング信号が希望信号に比べて４０ｄＢだけ高い大きさを有する場合、第１のミキサからのイメージ除去は、希望のＳＮＲを得るために３６ｄＢよりも良くしなければならない。第２のＬＯ信号が高周波の方に移動すると、ブロッキング信号レベルが高くなるため、イメージ除去の要求がはるかに厳しくなる。したがって、第２のＬＯ周波数をできるだけ低く配置して、第１のミキサに対するイメージ要件を緩和するのが望ましい。しかし、ノッチフィルタの過渡応答はノッチの位置に依存し、セトリング時間は周波数に反比例する。ＧＳＭ用途における強力なブロッキング信号によって引き起こされるＤＣオフセットは第２のミキサ（図３の４）で周波数変換を受け、キャリアリークとなる。このキャリアリークは、ＤＣオフセット量に比例し、周波数は第２のＬＯ信号に等しい。このキャリアリークを迅速に除去して、ベースバンドモデムでの復調プロセス中のビットエラーを引き起こさないようにすべきである。ビットエラーは、ノッチフィルタを用いたＤＣオフセット除去の過渡時間がかなり長い場合に起こるので、ノッチの位置はできるだけ高くすべきである。イメージ除去および過渡応答の両方の要件を考慮すると、第２のＬＯ周波数は通常、１００ｋＨｚの近くに定められる。
【００２５】
図４は、設計位置に零点を有する楕円フィルタの伝達関数の一例を示す図である。図４に示すように、ノッチはフィルタ伝達関数の零点によって生じる。フィルタ伝達関数の零点とは、特定の信号周波数での利得を意味しており、したがって十分に抑圧することができる。ＧＳＭ受信機の具体例を考えると、２次歪みに対する要件は次のように計算される。
【００２６】
入力ブロッキング信号のパワーが、希望信号から６ＭＨｚの周波数オフセットにおいて−３１ｄＢｍであり、希望信号は感度レベルよりも３ｄＢ高い−９９ｄＢｍである場合を考える。９ｄＢのＳＮＲを維持するには、ＬＮＡの入力におけるＩＩＰ２を次の値よりも大きくしなければならない。
２×（−３１）−（−９９）＋９＝４６ｄＢｍ    （１）
【００２７】
ＬＮＡの利得が１５ｄＢであると想定すると、第１のダウンコンバージョンミキサのＩＩＰ２性能は６１ｄＢｍよりも良くしなければならない。この値は、関連技術で用いられている他の回路設計技法では容易に達成可能ではない。しかし、本発明の実施形態の２ステップ方式のダウンコンバージョンアーキテクチャでは、ノッチフィルタが零点位置で３０ｄＢだけ信号を抑圧すると想定すると、ＩＩＰ２性能をそれと同量だけ緩和することができる。その結果、ミキサに対するＩＩＰ２の要件は約１６ｄＢｍとなり、これは容易に達成可能である。
【００２８】
図５は、本発明の１つの例示的な実施形態によって構成された受信機の種々のステージで生成され得る種々の例示的な動作波形を示している。図示のように、強力なブロッキング信号がＬＮＡ１の入力に到来すると、特に第１のダウンコンバージョンミキサに、ある程度のＤＣオフセットが生じる。第１のダウンコンバージョンミキサの後のローパスフィルタがこの妨害信号を抑圧しても、２次歪みによりＤＣオフセットが生じる。ＩＦ信号は信号帯域幅よりも大きいので、ＤＣオフセット自体は希望信号の外側にある。
【００２９】
第２のダウンコンバージョンの後、希望信号はＤＣを中心とし、ＤＣオフセットは第２のＬＯ周波数でのシングルトーン信号となる。ノッチフィルタがこのシングルトーン信号を、無視できるレベルまたは受容可能なレベルまで抑圧する。また、第２のダウンコンバージョンの後、オプションの利得ステージおよびフィルタリングステージによって、残りの干渉を除去して、希望信号を提供し、アナログ−ディジタルコンバータのための信号強度を満たす。
【００３０】
本発明の例示的な実施形態を実装する際に、第２のＬＯ信号は、受容可能な信号対ノイズ比（ＳＮＲ）を実現するために、あるスペクトル純度で設計されるのが好ましい。第２のＬＯ信号の高調波は、高調波混合やスプリアス混合による重大な干渉の問題を生じないように、十分に抑圧すべきである。また、ＬＯ信号の周波数は、厳密に第１のＬＯ信号の周波数になるようにするのが好ましい。
【００３１】
１つの例示的な実施形態によれば、ＬＯ信号は、位相ロックループ（ＰＬＬ）回路を用いて発生させることができる。しかし、第２のＬＯ信号の周波数は、状況によっては低すぎることがあるので、この条件が存在する場合には、第２のＬＯ発生のためにＰＬＬを使用することはかなり効果的ではない。
【００３２】
したがって、別の例示的な実施形態によれば、本発明は２つの方法の１つで第２の局部発振器（ＬＯ）周波数を発生する。第１の方法は、第２のＬＯ信号の発生のために直接ディジタル周波数シンセサイザ（ＤＤＦＳ）を用いることである。本発明での使用に適したＤＤＦＳ技法の一例は、ウェブサイトwww.analog.comに開示されている。
【００３３】
図６は、ＤＤＦＳ技法を実現する回路の全体ブロック図を示している。この図において、ＲＯＭテーブルおよびＤＡＣは基準クロック入力によってクロックされ、回路は、第２のＬＯ信号のために純粋なシングルトーンを発生する。ＲＯＭのサイズおよびＤＡＣのビット数に応じて、この例のスペクトル純度は−９０ｄＢｃより小さい値に達する。図６において、ｓｉｎルックアップテーブルは、整数個のサイクルの正弦データを含む。当業者は、本発明の趣旨および範囲から逸脱することなく、ルックアップテーブルにおいて他の超越関数データも使用可能であることを認めるであろう。
【００３４】
第２の方法は、高調波信号を除去するために、分周された基準クロック入力をポストフィルタリングとともに用いることを伴う。図７は、この手法に基づいてＬＯ周波数信号を発生する例示的な回路を示している。例えば、ＧＳＭ用途で実施する場合、システム全体は、外部水晶発振器からの基準クロック信号源として１３ＭＨｚまたは２６ＭＨｚを使用する。１００または２００で分周すると、第２のＬＯ信号は１３０ｋＨｚになる。４分周回路により、第２のミキサにおける単側のダウンコンバージョンのための正確な直交信号を提供する。クロック信号の多元高調波は、最終的な分周ステージの後の追加的なフィルタリング信号によって除去される。
【００３５】
本発明は、少なくとも以下の点で、他の関連技術のシステムよりも優れた性能を発揮する。本発明の無線受信機アーキテクチャは、強力な妨害信号によって引き起こされる静的ＤＣオフセットおよび動的ＤＣオフセットを除去するためにアナログ回路技法を使用する。イメージ除去構成および低周波数で動作する第２のミキサを用いることにより、ＩＩＰ２のシステム要件は大幅に緩和される。また、ＤＣオフセットが周波数変換により高周波信号に変換されるので、ブロッキング信号レベルのいかなる種類の不整合や急激な変化の結果として発生するいかなるＤＣオフセットもかなり高速に除去することができる。
【００３６】
他の関連技術のＤＣオフセットキャンセルループで必要とされる小さい時定数はもはや不要なので、ＤＣオフセットを除去するために必要な過渡応答もまた高速である。ＤＣオフセットを抑圧する無線受信機のアナログ実装を使用することにより、本発明の無線受信機アーキテクチャは、ＧＳＭ用途を含むほとんどのワイヤレス用途のための完全に集積された無線送受信機に適用可能である。
【００３７】
本発明のもう１つの例示的な実施形態において、無線受信方法は、第１のフロントエンドダウンコンバージョンミキサを用いて、第１の低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）からのＲＦ信号をそれぞれの中間周波数のＩ信号およびＱ信号へとダウンコンバートするステップを含む。
【００３８】
本発明のもう１つの例示的な実施形態において、無線受信方法は、ダウンコンバージョン動作を用いて、ＤＣを中心とする希望信号を取得するステップを含み、ＤＣオフセットは、複数の局部発振器（ＬＯ）周波数の１つにおけるシングルトーン信号となる。
【００３９】
本発明に対する他の変更および変形は、上記の開示から当業者には明らかであろう。したがって、本明細書では本発明のいくつかの実施形態のみを具体的に説明したが、本発明の趣旨および範囲から逸脱することなく本発明に対して数多くの変更をなし得ることは明らかであろう。
【００４０】
上記の実施形態および利点は単なる例示であり、本発明を限定するものと解釈されるべきではない。本発明の教示は、他の種類の装置にも容易に適用可能である。本発明の説明は例示を意図しており、特許請求の範囲を限定することを意図していない。多くの代替形態、変更形態、および変形形態が当業者には明らかであろう。請求項において、ミーンズプラスファンクション節は、記載の機能を行う本明細書に記載の構成、および構成上の均等物のみならず、等価な諸構成をも包含することを意図している。
【図面の簡単な説明】
【００４１】
【図１】関連技術のスーパーヘテロダイン無線受信機を示すブロック図である。
【図２】関連技術のダイレクトコンバージョン無線受信機を示すブロック図である。
【図３】本発明の例示的な実施形態による無線受信機のブロック図である。
【図４】本発明の例示的な実施形態による楕円フィルタの伝達関数を示す図である。
【図５】本発明の例示的な実施形態によって実現される無線受信機の種々のステージで生成される波形を示す図である。
【図６】本発明の第２の局部発振器（ＬＯ）信号に対応し得る発振器信号を発生するＤＤＦＳ回路を示すブロック図である。
【図７】本発明の第２の局部発振器（ＬＯ）信号に対応し得る発振器信号を発生する別の回路を示すブロック図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【国際調査報告】
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