(57)【要約】トラック内の交流回路から誘導的に取る電力が、少なくとも部分的にスイッチング回路（６２）によって電源周波数と非同期であるスイッチング回路によって減結合されている共振回路（６５、６６）によって受信される。スイッチオン時間とオフ時間を制御して、出力電力と、スイッチオン時間で除したスイッチオフ時間の関数である出力電圧または出力電流を調整する。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電流電力源から誘導的に電力を受信するスイッチ可能な回路であって、受信した電力の周波数で実質的に共振し、スイッチを動作させることで前記電源から減結合することが可能であり、当該スイッチが電源周波数に無関係な周波数で周期的に動作する回路において、論理的にロスのない出力電圧と論理的にロスのない出力電流が、スイッチがオフであるフラクショナル時間によって除したスイッチがオンであるフラクショナル時間の関数であることを特徴とする回路。
【請求項２】
請求項１に記載のスイッチ可能な回路において、前記出力電圧又は出力電流の一方が、前記フラクショナル時間オフで除したフラクショナル時間オンの逆関数であることを特徴とする回路。
【請求項３】
請求項１に記載の交流電流電力源から誘導的に電力を受信するスイッチ可能な回路において、前記回路の観察Ｑが、前記スイッチがオンであるフラクショナル時間を適宜選択することによって、動作中にゼロに低減されることを特徴とする回路。
【請求項４】
請求項１に記載のスイッチ可能な回路において、前記スイッチ可能な回路が全波整流器と単方向性のスイッチングコンポネントを使用していることを特徴とする回路。
【請求項５】
請求項１に記載のスイッチ可能な回路において、前記回路が前記電流源に誘導的に接続されたピックアップコイルを使用しており、直列共振回路が当該ピックアップコイルに使用されていることを特徴とする回路。
【請求項６】
請求項１に記載のスイッチ可能な回路において、前記回路が前記電流源に誘導的に接続されたピックアップコイルを使用しており、並列共振回路が当該ピックアップコイルに使用されていることを特徴とする回路。
【請求項７】
請求項１に記載の回路において、前記スイッチ可能な回路が当該回路の出力サイドにバック−ブースト構成を使用していることを特徴とする回路。
【請求項８】
請求項５に記載の回路において、前記スイッチが直列に配置されたスイッチであることを特徴とする回路。
【請求項９】
請求項１に記載の回路において、前記スイッチ可能な回路が当該回路の出力サイドにチューク構成を使用していることを特徴とする回路。
【請求項１０】
請求項７に記載の回路において、前記スイッチが並列に配置されたスイッチであることを特徴とする回路。
【請求項１１】
請求項１に記載のスイッチ可能な回路において、前記スイッチが前記電源周波数より高く、電源周波数に無関係の周波数で、前記出力電圧あるいは電流を調整する可変オン／オフ時間を伴って連続的にスイッチすることを特徴とする回路。
【請求項１２】
請求項１に記載のスイッチ可能な回路において、前記スイッチが前記電源周波数より低い周波数で、前記出力電圧あるいは電流を調整する可変オン／オフ時間を伴って連続的にスイッチすることを特徴とする回路。
【請求項１３】
請求項１に記載のスイッチ可能な回路において、前記出力電圧が前記ピックアップコイルに誘導される電圧より高いあるいは低いことを特徴とする回路。
【請求項１４】
請求項１に記載のスイッチ可能な回路において、単一のコンポネントの故障による故障モードが同定可能であり、前記回路がこの故障が生じた場合に自己破壊しないことを特徴とする回路。
【請求項１５】
請求項１１に記載のスイッチ可能な回路において、最大回路電流が飽和可能な直列リアクタによって制限されることを特徴とする回路。
【請求項１６】
交流電流電力源から誘導的に電力を受信するスイッチ可能な回路を制御する方法であって、前記受信回路が前記電源の動作周波数で実質的に共振し、前記スイッチが前記電源から前記受信回路を実質的に減結合するべく周期的に動作し、前記スイッチが前記電源周波数に無関係な周波数で周期的に閉じ、理論的にロスのない出力電流と理論的にロスのない出力電圧が、スイッチがオフのサイクルあたりの時間で除したスイッチがオンのサイクルあたりの時間の関数であり、前記スイッチが閉じている周期的時間が、所望の出力電流または出力電圧のいずれかを維持するために調整されることを特徴とする方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電流搬送導体からの誘導電力伝送による電力伝送と、レシーバを減結合させることによる電流搬送導体から電力レシーバへ伝送される電力量の制御に関する。
【背景技術】
【０００２】
発明の背景
誘導電力伝送は、導体から誘導結合されており、これらの導体から誘導伝送によって電力レシーバで受信する交流電力を当てにしている。この電力の受信は、電界集中装置によって及び／又は電力レシーバを電力周波数に同調させることによって増大させることができる。
【０００３】
本明細書は、導体中の電流の周波数であるいはこの周波数近傍で共振する回路をレシーバが有するシステムに関する。誘導電力伝送用の公知の回路は、同調回路が離調して電力の流れが減少するときに実質的に無効電力を生じることがある。
【０００４】
問題点
不必要な無効電力が流れる問題は、「離調」コントローラとして知られているコントローラを用いることによってほとんど完全に克服することができるが、設計者が行いうる選択が非常に制限されている。これらのコントローラは、負荷から同調回路の接続を切り離すことによって稼動し、これは、誘導電力受信回路から負荷を減結合させることによる。この減結合は、電力周波数より遅いレートで生じたり、あるいは、電力周波数より早いレートで生じることもある。いずれの場合も、電源から取った平均電力は低減する。結合時間と減結合時間の関係は変化することがあり、コントローラは負荷に部分的に変化する減結合するように効率的に稼動する。
【０００５】
誘導電力レシーバに並列回路トポロジィが用いられている場合は、最大負荷電流が固定され、出力電圧を増加させることによってのみ短い過渡状態において電力が増加する。ほとんどの装置は電圧検知型であるので、これを受け入れることはできない。反対に、電力受信回路が直列の同調回路であれば、最大出力電圧は固定であるが、過渡的なサージ電流によって電力が増加する。ここで、平均出力電圧はスイッチデューティサイクルによって設定することができるが、必要に応じて電流が過渡的に増加することがある。しかしながら、これらの過渡的なサージは、ピックアップコイルと同調コンデンサにかかる高電圧に対応するものであり、これも受け入れられない。
【０００６】
従来の技術
共振誘導電力伝送は公知である。例えば、Turner et al. の米国特許第4,914,539号は、エアラインの座席に電力を供給する誘導電力伝送システムを記載している。この明細書は、正の（positive-going）回路の一部としての共振回路をショートさせることによって同期調整した共振電力レシーバを記載している。この回路は、実質的にサイクルあたり１／4サイクル未満の共振回路の短絡が、回路のリアクタンスを変化させるよう構成されている。回路のリアクタンスの変化が、回路の共振をシフトさせ、入手可能な電力が減少する。しかしながら、実質的には無効電力フローがトラック導体とレシーバの間に存在し、したがって、これは出力の減結合ではない。
【０００７】
国際公開WO01/71882号は、同期スイッチが電力波形の立ち上がりハーフサイクルの部分で並列共振回路をショートさせる共振回路を記載している。この回路は、スイッチあるいは負荷がオープン状態で止まった場合に、危険な状態を誘発することがある。
【０００８】
米国特許第5,293,308号は、トラック導体からレシーバへの電力フローが本質的に完全に減結合できる共振回路が開示されている。ここでは、非同期スイッチが並列共振回路をショートさせるか、あるいは要求されるあらゆるスイッチング周波数で直列共振回路の少なくとも一部をオープンにする。いずれの場合も、共振回路に伝送される電力を、ほぼゼロに低減することができる。スイッチのデューティサイクルの変化が、あらゆる要求される出力電力を最大限まで提供する。最小電力状態において、逆の無効電力フローは本質的に存在しない。
【０００９】
本発明の目的
本発明は、誘導電力伝送用共振レシーバを切り替え可能に減結合して、伝送パワーが、最大電圧あるいは最大電流の制限が小さい非常に広いレンジの結合状態を受け入れるように調整可能とする方法を提供することを目的とする。
【００１０】
本発明の更なる目的は、制御回路の故障モードを知って、保護手段を組み入れて回路がスイッチ故障あるいはレシーバ負荷の故障に対して安全に停止するようにすることである。最後に、本発明の更なる目的は、少なくとも有益な選択を公共に提供することである。
【００１１】
発明の記載
本発明の特徴の一つは、交流電力源から誘導的に電力を受信するスイッチ可能な回路に関し、この回路は、受信した電力の周波数で実質的に共振するが、電源周波数に無関係な周波数で周期的に動作するスイッチを動作させることによって電源から減結合することができ、理論的にロスのない出力電圧と理論的にロスのない出力電流が、スイッチオフであるフラクショナル時間によって除したスイッチがオンであるフラクショナル時間の関数であることである。
【００１２】
好ましくは、出力電圧または出力電流の一方が、フラクショナル時間オフで除したフラクショナル時間オンの逆関数である。
【００１３】
好ましくは、前記回路の観察したQは、前記スイッチがオンであるフラクショナル時間を好適に選択することによって動作中にゼロに低減されうる。
【００１４】
好ましくは、前記スイッチ可能な回路が、全波整流器と、単方向性スイッチングコンポネントを用いている。
【００１５】
好ましくは、前記回路が電流源に誘導的に接続されたピックアップコイルを用いており、このピックアップコイルに直列共振回路が使用されている。
【００１６】
好ましくは、前記回路が電流源に誘導的に接続されたピックアップコイルを用いており、このピックアップコイルに並列共振回路が使用されている。
【００１７】
好ましくは、前記スイッチ可能な回路が回路の出力側にバック−ブースト構成を使用している。
【００１８】
好ましくは、前記スイッチが直列に配列されたスイッチである。
【００１９】
好ましくは、前記スイッチ可能な回路が、回路の出力側にチューク（Cuk）構成を使用している。
【００２０】
好ましくは、前記スイッチが並列に配列されたスイッチである。
【００２１】
好ましくは、前記スイッチが電源周波数より高く、電源周波数に無関係な周波数で、可変オン／オフ時間を伴って連続的に切り替わっており、出力電圧あるいは電流を調整する。
【００２２】
代替的に、このスイッチは電源周波数より低い周波数で、可変オン／オフ時間を伴って連続的に切り替わっており、出力電圧及び電流を調整する。
【００２３】
好ましくは、出力電圧はピックアップコイルに誘導された電圧よりも高くても、あるいは低くてもよい。
【００２４】
好ましくは、シングルコンポネントの故障を原因とする故障モードが同定可能であり、このような故障が生じた場合に回路は自己破壊しない。
【００２５】
好ましくは、最大回路電流が直列に接続した飽和リアクタによって制限されている。
【００２６】
本発明のその他の特徴は、交流電流電力源から誘導的に受信する電力用のスイッチ可能な回路を制御する方法に関し、この受信回路が電源動作周波数で実質的に共振し、このスイッチが周期的に動作して、前記受信回路を電源から実質的に減結合し、前記スイッチが前記電源周波数と無関係な周波数で周期的に閉じ、理論的にロスのない出力電流と理論的にロスのない出力電圧がスイッチがオフであるサイクル時間で除したスイッチがオンであるサイクル時間の関数であり、スイッチが閉じられる周期的時間が調整されて、所望の出力電流または出力電圧を維持することである。
【００２７】
図１を参照すると、電源１１から電力を受信するインダクタ１２とコンデンサ１３でなる並列共振回路を用いたレシーバ回路への入力部が示されている。電源１１の出力は１４で全波整流される。
【００２８】
図２は、全波整流器２４を伴うインダクタ２２とコンデンサ２３でなる直列同調共振回路を用いたレシーバ回路の入力部を示す。整流器２４は平滑コンデンサ２５によってシャントされる。
【００２９】
図３は、図１に示す出力に接続すると公知のレシーバ回路となり、全波整流器１４からのその出力は、ブーストインダクタ３１を介して抵抗３５と平滑コンデンサ３４でなる負荷回路へ整流器３３を介して印加される。非同期スイッチ３２は負荷をショートさせることができ、本質的に電源からレシーバを完全に減結合させる動作をする。このような状態においては、この回路は電源からほんのわずかな電力を受け取る。
【００３０】
図４を図１の出力に接続すると、バックコントローラを伴う並列共振レシーバとなる。
【００３１】
図５を図１の出力に接続すると、バック−ブーストコントローラを伴う並列共振レシーバとなる。ここでは、整流器１４からの出力が、バックブーストインダクタ５２と非同期スイッチ５１と整流器５３を介して負荷回路５４と５５に供給される。スイッチ５１が閉じたときに減結合となる。
【００３２】
図６を図１に示す出力に接続すると、チューク制御回路を伴う並列共振レシーバとなる。ここで、整流器１４からの出力が、チュークインダクタ６１、非同期スイッチ６２、コンデンサ６３および整流器６４を介して負荷回路６５、６６、６７に供給される。
【００３３】
スイッチ６２が閉じたときに減結合となる。
【００３４】
図３を図２の出力に接続すると、平滑コンデンサ２５にかかる直列同調共振回路のDC出力が、ブーストインダクタ３１を介し、整流器３３を介して抵抗３５の負荷回路と平滑コンデンサ３４に接続される。非同期スイッチ３３が上述の電源周波数と同じ周波数でスイッチされると負荷へ制御電力が流れ、スイッチ３３がオンになると、電力が負荷に伝送されず、オフになると伝送される。このスイッチオフに伴って、この回路の出力電圧が次第に安定するが、電力フローは制御できなくなる。この回路は、電源から減結合することができない。
【００３５】
図４を図２の出力に接続すると、公知のレシーバ回路ができる。全波整流器２４と、平滑DCコンデンサ２５からの出力が、バックインダクタ４３と整流器４２を介して通常コンデンサ４４と抵抗４５でなる負荷回路に与えられる。
【００３６】
非同期スイッチ４１は電力の伝送を変える働きをする。スイッチ４１が開いていれば、電力は負荷に伝送されず、逆に閉じていれば伝送される。スイッチ４１が開いているときに、整流器４２はバックインダクタ４３に連続的な電流フローを提供する。更に、スイッチ４１が開いているときは、本質的に、電源からレシーバを完全に減結合する。このような状態では、回路は電源からほんのわずかの電力を受信するだけである。
【００３７】
図５を図２の出力に接続すると、バック−ブースト制御回路を伴う直列共振レシーバができる。スイッチ５１は、コンデンサ５４と抵抗５５を具える負荷回路にバック−ブーストインダクタ５２と整流器５３を介して電力を供給する。スイッチを開くことによって、共振回路への電力フローが防止されて減結合となり、負荷の二次側の電力フローを防止することにもなる。
【００３８】
図６を図２の出力に接続すると、チュークコントロール回路を伴う直列共振レシーバとなる。二次側のインダクタ６１が、非同期スイッチ６２、チュークコンデンサ６３、および整流器６４を介して、インダクタ６５、コンデンサ６６および抵抗６７を具える負荷回路に電力を供給する。スイッチの動作は、効果的に減結合を提供する。
【表１】
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【００３９】
これらの全ての回路のパフォーマンスは、その理論的出力電圧及び理論的出力電流によって比較することができ、全結果が表１に与えられている。ここで、Ｉはトラック電流、Ｍはトラックとレシーバコイルの間の相互インピーダンス、Ｌはレシーバコイルのインダクタンス、Ｄは各回路のスイッチ（すなわち、３２、４１、５１、６２）がオンであるときのフラクショナル時間、ωはトラック周波数、ＶＯは出力電圧、ＩＯは出力電流である。唯一の制御量はＤであり、理論的最大出力電力は、回路のＱの設計（レシーバコイルのクオリティファクタ）によって変化する。ここで、新規な観察を行い、特定の動作状態下での共振回路で生じる平均共振の測定値である観察Ｑ（回路が動作している間に観察者が実際に見たものとして決定される）が表１にリストされている。Ｄを変化させることによって観察Ｑが本質的にゼロに低減するのであれば、回路は本質的に減結合することができる。したがって、図１＋４と図２＋３でできる回路を除くすべての回路は、本質的に完全に減結合できる。
【００４０】
部分的に制御可能な減結合回路
制御回路３は、直列回路２と組み合わせたときに、完全に減結合できない。すなわち、スイッチが開くと出力に電力が供給される。しかしながら、短期間の間に直列コンデンサがチャージして、回路は更なる出力を防止し、効果的に出力を減結合するという利点がある。したがって、この回路は電源周波数より高いスイッチング周波数で動作するが、電源周波数より低い周波数での安全なスイッチングに好適である。
【００４１】
制御可能な減結合回路
図５および６の制御回路は、本質的に、直列または並列の同調共振回路に完全に減結合することができ、誘導スイッチング回路に適用するにおいてこれらの回路をユニークなものにしている。これらの結果は全く予想されないものである。例えば、図５のバック−ブースト回路は、図２による直列共振入力のため図４の構成と同じように見え、直列同調回路とともに動作することが期待される。しかし、図１の並列共振回路と共に動作することは期待されないが、実際は動作する。図１＋３および図２＋４の公知のレシーバは、高速スイッチングまたは低速スイッチングのいずれを用いても制御することができるが、図５及び６の新規な回路は、高速スイッチングコントローラと共に動作させるべきである。
【００４２】
並列同調回路（図１＋３）の通常の動作では、出力電流が固定で、入力電圧は同調回路の最大許容Ｑに正比例して増加し得る。同様に、図２＋４の回路では、出力電圧は名目上固定であるが、電流は、共振回路の許容Ｑによっては増加することができる。しかしながら、実際は、時間が経過するにつれてピックアップコイルと導体を流れる電流間の相互インダクタンスが変化するため、これらを理想の値とするのは難しい。従って、図１＋３では、出力電流は最悪のケースの状態で必要とされる電流より多くなくてはならず、図２＋４の出力電流についても同様である。
【００４３】
したがって、実際は、回路は常に非理想的な状態で動作する。
【００４４】
直列共振モードでは、図５および６の両回路の出力電流は、ピックアップコイルに生じる電圧以上あるいは以下に好適に制御された出力電圧を有する一方で、電力フローはレシーバの電流と観察Ｑに依存している。
【００４５】
したがって、Ｍの大きな変化を補償することができる。このことは、広いレンジで動作可能とするユニークな特徴である。同様に、並列共振モードでは、図５および６の双方の出力電流を、共振レシーバ内のいずれかの公称設計ポイント以上あるいは以下に好適に制御することができ、Ｍが大きく変化しても一定の電流バッテリチャージに要求されるような、定出力電流を可能とする。ここでは、電力フローは、レシーバの電圧と観察Ｑに依存している。これらの利点は、以下に説明する実施例によって明確になる。
【表２】
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【表３】
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【表４】
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【００４６】
表２において、図１＋３及び図２＋４の公知技術のレシーバを、新規レシーバ（図２＋５）の二つの設計と比較して、新規レシーバの有益な特性を示している。各レシーバは、３００ＶＤＣでの期待出力９００Ｗ、および設計Ｑを７．５として設計されたものとする。
【００４７】
通常の動作での、公称誘導電圧、短絡電流、および動作Ｄが各レシーバについて示されている。この表は、出力電圧制御が望まれている場合に、図１＋３の公知のレシーバの出力は制限されているが、直列同調共振入力を伴うレシーバは、実際の観察Ｑによってのみ制限される。観察Ｑ１−１０は、実用上使用される典型的な値である。いくらかのケースでは、コンポネントが十分に正確であることはありそうもないので、これより大きな値が使用されることはありそうもない。システムを同調状態に保持する追加の手段が導入されるのであれば、最大２０のＱの値が可能である。
【００４８】
表３および表４は、電圧レシーバと電流搬送導体間の相互カップリングが低減したとき（レシーバが機械的に電流搬送導体に整列していない場合に生じる）の各レシーバの可能出力との効果を示す。実際には電力送出が実際のＱによって制限されることがあるにもかかわらず、図２＋５（あるいは２＋６）の新規レシーバのみが、示されている条件下で、所望の出力電圧と、電力送出の双方を理論的に送出することができる。図１＋３は、Ｍの低減に伴って電力が厳しく制限され、図２＋４は必要な電圧出力を提供することができない。
【００４９】
回路の技術的な利点
ＩＰＴアプリケーションに使用する従来のレシーバは、図１＋３のものであり、表に示すように、観察Ｑを７．５とする設計を実行するものである。しかしながら、負荷が電圧感知型であるほとんどの場合、あらゆる種類の電力サージが不可能であり、単純に瞬間的な過負荷に合致しない。更に、レシーバが電流搬送導体に対して整合しておらず、相互インダクタンスが３０％減少する（表３）ような場合は、表に示すように最大出力電力が３０％低減する。
【００５０】
現存の知識を用いて、図２＋４をこれらの図の上で改良することができる。ここでは、通常の負荷を接続することができる。観察Ｑを増加させることによって５０％の電力サージを接続することができるが、所望の出力電圧を保って不整合の問題を補償することができない。サージ電圧と低減したＭの双方によって、共振コンポネントに非常に高い電圧が起こる。
【００５１】
図５および６の新規な回路では、図２＋４と同じレシーバのデザインを使用することができる。これらの場合、電力サージを接続することができ、低減されたＭの値も合致するが、共振電圧はやはり非常に高い。これらの場合、観察Ｑの値は図２＋４のＱと同じである。
【００５２】
しかしながら、新規発明においては、完全に異なるデザインのレシーバを使用することができる（表２、３および４に示すように）。この場合、レシーバのデザインは、図２＋４の０．７５と同じスイッチデューティサイクルを有するように選択される。このレシーバの公称短絡電流と誘導電圧は全く異なる。このレシーバは、１５０％のサージを受け入れることができ、共振コンポネントに過剰な高電圧を生じることなく、Ｍの不整合による３０％の降下を受け入れることができる。すべてのケースにおいて、共振電圧（ωＭＩＱに等しい）は、１ｋＶ未満である。この図は、電力出力に１５０％のサージを生成するのに約４ｋＶの共振電圧が求められる図２＋４と対照的である。
【００５３】
上述した最後の実施例では、図２＋５の出力ＤＣ電圧が、レシーバコイルの誘導電圧より非常に高い。しかしながら、その他の状況では、低出力電圧を生成する非常に高い共振電圧を容易に得ることができ、スイッチを低電流でスイッチングすることができる。
【００５４】
図２＋５について示した上述の利点は、図２＋６についても同じである。所望の電圧制御出力について上述したとおり、バッテリチャージ出力用に図１＋５および図１＋６の回路を用いて、図１＋３および図２＋４の公知のレシーバを越える同様の利点を有する制御出力電流を提供することができる。
【００５５】
変形例
すべてのＩＰＴ回路の理想的な制御方法は、減結合であり、短絡回路からオープン回路のレンジにわたる負荷の状態に関係なく、スイッチを常に動作させてレシーバ回路を減結合とし、電流搬送導体からレシーバコイルへ電力が伝送されないようにすることである。スイッチを機能させ続けることで、この理想的な状態は常に実現される。しかしながら、減結合が不可能な回路及び／又はスイッチが故障してしまった回路用に、飽和可能なインダクタをピックアップコイルあるいはその同調コンデンサに配置することで保護機能を実現することができる。潜在的に危険な共振が生じると、この飽和可能なインダクタがレシーバコイルを離調し、電流搬送導体から実電力フローを低減させる。減結合は、相当な無効電力フローが生じる場合は実現されないが、爆発あるいは火災のリスクは非常に少なくなる。
【００５６】
産業上の利用可能性
本発明は移動車両の電力供給、アイソレーションが要求されるために電源から離れている装置の電力供給、および離れたところにある装置への供給電力の制御に利用される。
【図面の簡単な説明】
【００５７】
本発明の新規であると考えられるこれらの特徴およびその他の特徴は、実施例を記載した以下の説明から明らかになる。添付の部分的図面を参照して、潜在的レシーバ回路は、図１または図２のいずれかをレシーバ完成体の共振部として具え、図３、４、５あるいは６のいずれか一つを制御部として具える。このように、８つの潜在的レシーバが可能であり、これらは表１に記載されている。
【図１】図１は、制御していない並列共振レシーバを示す。
【図２】図２は、制御していない直列共振レシーバを示す。
【図３】図３は、ブースト構成における制御回路を示す図である。
【図４】図４は、バック構成における制御回路を示す図である。
【図５】図５は、バック−ブースト構成における制御回路を示す図である。
【図６】図６は、チューク構成における制御回路を示す図である。
【００５８】
８つの潜在的レシーバは、下記の図の組み合わせによって構築される。一番目の図はレシーバの共振入力部に関するものであり、二番目の図はコントローラのタイプに関する。
図１＋３は、公知技術のレシーバ減結合回路を示す。
図１＋４は、減結合できない理論上のレシーバ回路を示す。
図１＋５は、本発明の新規な回路を示す。
図１＋６は、本発明の新規な回路を示す。
図２＋３は、減結合できない潜在的レシーバ回路を示す。
図２＋４は、公知のレシーバ減結合スイッチ回路を示す。
図２＋５は、本発明の新規な回路を示す。
図２＋６は、本発明の新規な回路を示す。
【図１】
2006523080.tif 000007
【図２】
2006523080.tif 000008
【図３】
2006523080.tif 000009
【図４】
2006523080.tif 000010
【図５】
2006523080.tif 000011
【図６】
2006523080.tif 000012
【国際調査報告】
2006523080.tif 000013
2006523080.tif 000014