(57)【要約】この発明は受信機が一つの送信機と関連する複数の送信アンテナから信号を受信する通信システムにおける伝送及び受信のための装置、方法及びコンピュータ・プログラム・コードに関係する。特に、これはＭＩＭＯ（多入力多出力）及びＭＩＳＯ（多入力単一出力）による無線システムに関係する。本発明はデータ系列を第一のアンテナから伝送すること、データ系列をインタリーブすること、第一のアンテナから伝送されるデータ系列の一部と同時に、インタリーブ系列の少なくとも一部を第一のアンテナから離れた間隔にある第二のアンテナから伝送することを含む無線通信システムにおいてデータ系列を伝送する方法を提供する。
2006520547.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線通信システムにおいてデータ系列を伝送する方法であって、
前記データ系列を第一のアンテナから伝送すること、
データ系列をインタリーブすること、
少なくともインタリーブ系列の一部を第一のアンテナから離れた間隔にある第二のアンテナから伝送することを含み、インタリーブ系列の一部は第一のアンテナから伝送されるデータ系列の一部と同時に伝送されるデータ系列伝送方法。
【請求項２】
全インタリーブ系列はデータ系列と同時に伝送される、請求項１記載の方法。
【請求項３】
伝送されるインタリーブ系列の一部はインタリーブ・ビット系列をパンクチャさせることによって決定される、請求項１記載の方法。
【請求項４】
前記インタリーブに先立ってデータ系列を変調することをさらに含む、請求項１乃至３の何れか１項に記載の方法。
【請求項５】
データ及びインタリーブ系列について使用される変調方式が異なる、請求項１乃至４の何れか１項に記載の方法。
【請求項６】
第一のデータ系列の前記伝送と同時に前記第一及び第二のアンテナから離れた間隔にある第三のアンテナから第二のデータ系列を伝送すること、
第二のデータ系列をインタリーブすること、
少なくとも第二のインタリーブ系列の一部を第三のアンテナから離れた間隔にあるアンテナから伝送することをさらに含み、第二のインタリーブ系列は第三のアンテナから伝送される第二のデータ系列の一部と同時に伝送される、請求項１乃至５の何れか１項に記載の方法。
【請求項７】
第三のアンテナから離れた間隔にあるアンテナは第二のアンテナである、請求項６記載の方法。
【請求項８】
伝送されるインタリーブ系列の部分は両方の部分が第一及び第二のデータ系列の前記伝送の間に伝送されるように系列をパンクチャさせることによって決定される、請求項７記載の方法。
【請求項９】
結合されたインタリーブ系列の変調方式はシンボル当たりより多数のビットを有する、請求項８記載の方法。
【請求項１０】
系列が第一の送信アンテナから伝送され、且つデータ系列のインタリーブ系列の少なくとも一部は第一の送信アンテナから離れた間隔にある第二の送信アンテナから伝送されて、インタリーブ系列の部分は第一の送信アンテナから伝送されるデータ系列の一部と同時に伝送される無線通信システムにおいてデータ系列を受信する方法であって、
前記データ及びインタリーブ系列に対応する信号を受信すること、
データ系列について推定値を提供するために第一の送信アンテナに関する前記信号を等化すること、
インタリーブ・データ系列について推定を行うために第二の送信アンテナに関する前記信号を等化すること、
伝送データ系列に関する二つの独立情報源を提供するために前記推定インタリーブ・データ系列を逆インタリーブすることを含むデータ系列受信方法。
【請求項１１】
推定データ系列及び逆インタリーブされた推定インタリーブ・データ系列を選択または結合することをさらに含む、請求項１０記載の方法。
【請求項１２】
前記第一の送信アンテナ等化は第二の送信アンテナ等化からの逆インタリーブ出力を含むソフト繰返し等化を含み、前記第二の送信アンテナ等化は第一の送信アンテナ等化からのインタリーブ出力を含むソフト繰返し等化を含む、請求項１０または１１記載の方法。
【請求項１３】
第一の送信アンテナ等化はシンボル系列について推定を行うソフト繰返し等化及びデータ系列について推定を行う逆写像（demapping）を含み、前記第二の送信アンテナ等化はインタリーブ・シンボル系列について推定を行うソフト繰返し等化及びインタリーブ・データ系列について推定を行う逆写像を含む、請求項１０または１１記載の方法。
【請求項１４】
データ系列が変調に先立って符号化され、方法が、
推定データ系列を提供するために符号化推定データ系列、及び／または推定インタリーブ・データ系列の符号化逆インタリーブ版を復号化することをさらに含み、
前記第一の送信アンテナ等化は第二の送信アンテナ等化からの逆インタリーブ出力を含むソフト繰返し等化を含み、前記第二の送信アンテナ等化は第一の送信アンテナ等化からのインタリーブ出力を含むソフト繰返し等化を含む、請求項１３記載の方法。
【請求項１５】
無線通信システムにおいてデータ系列を伝送する装置であって、
前記データ系列を第一のアンテナから伝送する手段、
データ系列をインタリーブする手段、
少なくともインタリーブ系列の一部を第一のアンテナから離れた間隔にある第二のアンテナから伝送する手段を具備し、インタリーブ系列の一部は第一のアンテナから伝送されるデータ系列の一部と同時に伝送されるデータ系列伝送装置。
【請求項１６】
全インタリーブ系列はデータ系列と同時に伝送される、請求項１５記載の装置。
【請求項１７】
前記伝送に先立ってインタリーブ・ビット系列をパンクチャさせる手段をさらに具備する、請求項１５記載の装置。
【請求項１８】
前記インタリーブに先立ってデータ系列を変調する手段をさらに具備する、請求項１５乃至１７の何れか１項に記載の装置。
【請求項１９】
データ及びインタリーブ系列について使用される変調方式が異なる、請求項１５乃至１８の何れか１項に記載の装置。
【請求項２０】
第一のデータ系列の前記伝送と同時に前記第一及び第二のアンテナから離れた間隔にある第三のアンテナから第二のデータ系列を伝送する手段、
第二のデータ系列をインタリーブする手段、
少なくとも第二のインタリーブ系列の一部を第三のアンテナから離れた間隔にあるアンテナから伝送する手段をさらに具備し、第二のインタリーブ系列は第三のアンテナから伝送される第二のデータ系列の一部と同時に伝送される、請求項１５乃至１９の何れか１項に記載の装置。
【請求項２１】
第三のアンテナから離れた間隔にあるアンテナは第二のアンテナである、請求項２０記載の装置。
【請求項２２】
両方の部分が第一及び第二のデータ系列の前記伝送の間に伝送されるようにインタリーブ系列をパンクチャさせる手段をさらに具備する、請求項２１記載の装置。
【請求項２３】
結合されたインタリーブ系列の変調方式はシンボル当たりより多数のビットを有する、請求項２１記載の装置。
【請求項２４】
系列が第一の送信アンテナから伝送され、且つ前記のデータ系列のインタリーブ系列の少なくとも一部は第一の送信アンテナから離れた間隔にある第二の送信アンテナから伝送されて、インタリーブ系列の部分は第一の送信アンテナから伝送されるデータ系列の一部と同時に伝送される無線通信システムにおいてデータ系列を受信する装置であって、
前記データ及びインタリーブ系列に対応する信号を受信する手段、
データ系列について推定を行うために第一の送信アンテナに関する前記信号を等化する手段、
インタリーブ・データ系列について推定を行うために第二の送信アンテナに関する前記信号を等化する手段、
伝送データ系列に関する二つの独立情報源を提供するために前記推定インタリーブ・データ系列を逆インタリーブする手段を具備するデータ系列受信装置。
【請求項２５】
推定データ系列及び逆インタリーブされた推定インタリーブ・データ系列を選択または結合する手段をさらに具備する、請求項２４記載の装置。
【請求項２６】
前記第一の送信アンテナ等化手段は第二の送信アンテナ等化手段からの逆インタリーブ出力を含むソフト繰返し等化手段を具備し、前記第二の送信アンテナ等化手段は第一の送信アンテナ等化手段からのインタリーブ出力を含むソフト繰返し等化手段を具備する、請求項２４または２５記載の装置。
【請求項２７】
前記第一の送信アンテナ等化手段はシンボル系列について推定値を提供するソフト繰返し等化手段及びデータ系列について推定を行う逆写像（demapping）手段を具備し、前記第二の送信アンテナ等化手段はインタリーブ・シンボル系列について推定を行うソフト繰返し等化手段及びインタリーブ・データ系列について推定を行う逆写像手段を具備する、請求項２４または２５記載の装置。
【請求項２８】
データ系列が変調に先立って符号化され、装置が、
推定データ系列を提供するために符号化推定データ系列、及び／または推定インタリーブ・データ系列の符号化逆インタリーブ版を復号化する手段をさらに具備し、
前記第一の送信アンテナ等化手段は第二の送信アンテナ等化からの逆インタリーブ出力を受信する手段を含むソフト繰返し等化手段を具備し、前記第二の送信アンテナ等化手段は第一の送信アンテナ等化からのインタリーブ出力を受信する手段を含むソフト繰返し等化手段を具備する、請求項２７記載の装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は受信機が一つの送信機に関連する複数のアンテナから信号を受信する通信システムにおける送信及び受信のための装置、方法及びコンピュータ・プログラム・コードに関係する。特に、これはＭＩＭＯ（多入力多出力）及びＭＩＳＯ（多入力単一出力）チャネルに基づく無線システムに関係する。
【背景技術】
【０００２】
セルラー及びローカル・エリア・ネットワークといった無線通信システムは周知のように無線周波数（ＲＦ）信号の利用の結果として干渉の影響と帯域幅の制約を受ける。これらの問題は多くの伝送信号の複成が受信される信号のマルチパス伝搬がある散乱環境において深刻である。これらの複成信号は時間のずれがあり、一般的にそれらの異なる経路によって大きさの異なる干渉を受ける。それらはまた相互に干渉し、所望もしくは伝送信号の再生作業を困難にする。正しく伝送データを再生する最大尤度（maximum likelihood：ＭＬ）または最大事後確率（maximum a posteriori probability）復号器といった様々なデータ推定アルゴリズムと同様に、例えば誤り訂正符号化、チャネル推定及び等化といった様々な技術がこれらの問題を軽減するために利用されてきた。
【０００３】
誤り訂正符号化は通信システムが誤りを生じた信号から元データを再生することを可能にする。ビット誤り率（Bit Error Rate：ＢＥＲ）は全受信情報ビット数に対する誤受信情報ビットの比として定義される。一般的に、例えば高散乱環境或いは受信機における低ＳＮＲにより特定の通信回線の予測ＢＥＲが大きくなるにしたがって、ますます強力な誤り訂正符号化が元データを再生するために必要になる。
【０００４】
特定の通信回線の予測ＢＥＲが許容ＢＥＲより実質的に高い場合には、ＢＥＲを許容レベルに下げるために誤り訂正符号の連結集合がデータに適用される。連結誤り訂正符号化は少なくとも二つの符号化ステップがデータ・ストリームに対して実行される符号化の系列を意味する。連接符号化は順次、或いは並行して行われ、前者では符号化データはさらに符号化を受け、後者では符号化データは連続ストリームにさらに処理され、且つ結合される中間符号化を行う別の符号化に従う。
【０００５】
並行及び連続の連結符号は繰返し復号化アルゴリズムを用いて大抵は復号される。一般に使用される繰返し復号化の一つの方法は復号出力計量基準が復号プロセッサの入力にフィードバックされる単一復号プロセッサを利用する。復号化は所望の繰返し数が遂行されるまで繰返して行われる。
【０００６】
「ターボ符号（Turbo codes）」は並行連結符号化の例であり、実用ディジタル通信における誤り訂正の技術として使用される。ターボ符号の復号化技術の本質はソフト判定出力、即ち、復号化シンボルの異なる信頼性レベルを記述する異なる数値を生成することであり、それはシンボルの信頼性を向上させるために復号化処理の開始にフィードバックすることができる。これは繰返し復号化技術として知られている。ターボ復号化は１８回繰返し後誤り訂正特性の理論限界（シャノン限界）に近くなることが示されている−C．Beetou，A．Glavieux，及びP．Thitimajshima，「シャノン限界に近い誤り訂正符号化：ターボ符号（Near Shannon Limit Error-Correcting Coding: Turbo Codes）」、ＩＥＥＥ通信国際会議録、ジュネーブ（スイス）、１９９３年、１０６４〜１０７０頁参照。
【０００７】
ターボ符号器はインタリーブ器によって分けられた一対の並行連結畳込み符号器を含み、インタリーブ器はその入力系列を所定の順序に混ぜる（インタリーブ）役割を果たす。それは、入力二値｛０，１｝系列を受取り、符号化率（coding rate）が１／３のとき各シンボルについて三つの型の符号化出力を生成する。
【０００８】
ターボ復号器は符号化信号を受信し、ターボ符号器入力の元のビット系列を再生するために符号化率が１／３のとき三つの全ての型の信号を使用する。畳込み符号器にそれぞれ関連する、二つのＭＡＰ復号器は復号化計算を行う。符号化側のインタリーブ器を鏡映するインタリーブ器の他に、ターボ復号器はまた一つのＭＡＰ復号器からもう一方にフィードバックされるビット系列の正しい配列を再構成する逆インタリーブ器で構成される。ＭＡＰ復号器は周知のようにＢＣＪＲアルゴリズムを使用する。
【０００９】
実用データ通信システムでは、チャネル中のマルチパスはシンボル間干渉（ＩＳＩ）をもたらし、それは等化及び順方向誤り符号化の組合せによって大抵は訂正される。例えば、ゼロ強制（zero-forcing）による線形等化器はＩＳＩが実質的に取除かれたデータ推定値を生成するためにチャネル・インパルス応答の逆によって受信データを畳み込む。最適な等化器は、例えばビタビ・アルゴリズムを使用して、最大尤度（ＭＬ）系列推定或いは最大事後確率推定（ＭＡＰ）を用いる。データが畳込み符号によって保護された所で、ソフト入力ビタビ復号器は通常バースト誤りの影響を低減させるためデータ・インタリーブと共に使用される。そのような方法（approaches）は最適な等化を提供するが、シンボル・アルファベットの大きさ及び系列長（或いは、同等のチャネル・インパルス応答長）が増大するので実用にならない。
【００１０】
ターボ等化は、十分なダイバシティがあれば、最適に近い結果を達成するが、非繰返し共同チャネル等化（non-iterative joint channel equalisation）及び復号化と比べると実質的に複雑さが低減されている。概して、ターボ等化は合意がされるまでソフト（尤度）情報が等化器と復号器の間で交換される繰返し処理を参照する。データ・シンボルへのチャネル応答の影響は誤り訂正符号に対して同様に取扱われ、一般的にソフト出力ビタビ・アルゴリズム（soft output Viterbi algorithm：ＳＯＶＡ）は双方について使用される。
【００１１】
無線ＬＡＮ（ローカル・エリア・ネットワーク）及び他の移動体通信環境において特によく見られる、マルチパス伝搬の明らかな有害な影響を軽減するために、最近かなりの努力がシステム設計に取入れられた。G．J．Foschini及びM．J．Gansの著作、「多アンテナを使用するときフェージング環境における無線通信の限界について（On limits of wireless communications in a fading environment when using multiple antennas）」、個人無線通信、第６巻、第３号、３１１〜３３５頁（１９９８年）は、送信機及び受信機の両方における多アンテナ・アーキテクチャ（所謂、多入力多出力（ＭＩＭＯ）アーキテクチャ）を利用することによって広範囲なチャネル容量の増大が可能であることを示した。ＭＩＭＯシステムは元のデータ・ストリームが部分ストリ−ムに分割され、且つ個々のアンテナ上で同時に伝送さるところで構成され、或いは空間的に多重化された伝送で有り、追加のダイバシティは多受信アンテナを用いて達成される。
【００１２】
注目はまた広帯域チャネルのための空間‐時間符号化技術（ＯＦＤＭにおいては、空間‐周波数符号化）の採用に向けられる。ここでの基礎的な考え方は伝送されるデータが各アンテナにおいて異なる処理を用いて二以上のアンテナから伝送されることである。これは受信機において受信される伝送データのダイバシティまたは冗長性を提供する。例えば、周知のアラムーチ・アルゴリズム（Alamouti algorithm）は一つのアンテナからの送信シンボル系列ｓ０  ｓ１を、ｓ０  −ｓ１＊及び同じそれぞれの時間において別のアンテナからｓ１  ｓ０＊送信する。このように、シンボルは二度、しかし異なる符号化を用い、且つ空間の異なる位置（アンテナ）から伝送され、このように独立のチャネルを提供し、且つそれによってダイバシティが増加させるため信号を結合するか、または一つの信号を再生し、冗長度を提供する他の信号は再生しない機会を受信機に提供する。
【００１３】
アラムーチ・アルゴリズムは二つの送信アンテナに制限され、しかしながらそれはかなり単純な受信機構造を可能にする。さらに多数の送信アンテナの使用を許容し、これからダイバシティ／冗長度が増加するトレリス符号化（Trellis coding）のようなもっと複雑な空間‐時間符号化（space-time coding：ＳＴＣ）アルゴリズムが利用可能であるが、しかしながらこれは受信機構造の複雑さの増加という犠牲をともなう。
【００１４】
異なる送信アンテナから受信された信号は相互に干渉するので、一以上の送信アンテナが使用される通信回線において特定の問題が発生する。これは所謂マルチストリーム干渉（ＭＳＩ）をもたらし、符号化困難性の原因となる。
これまでは、ＳＴＣは主として周波数平坦なフェージング・チャネルについて設計されている。多搬送波（multi-carrier）ＯＦＤＭ方式について、ＳＴＣは周波数平坦なフェージングが各副搬送波について見込まれるＯＦＤＭ副搬送波に亘って使用される。しかしながら、単一搬送波変調方式について、シンボル期間がチャネル遅延広がりより小さいところでは、周波数選択的マルチパス・チャネルのＳＴＣを設計することが重要である。平坦なフェージング・チャネルと異なり、異なるアンテナからの信号は空間だけではなく時間でも混合されるので、分散マルチパス・チャネルに関するＳＴＣの最適設計は複雑である。復号化の単純性を維持し、平坦なフェージング・チャネルについて現存のＳＴＣ設計を利用するために、現存の最大の研究は（次善の）二段階方式を追求した。最初に、シンボル間干渉は多入力単一出力（単一受信アンテナについて）或いは多入力多出力（多受信アンテナについて）を使用して、周波数選択的フェージング・チャネルを平坦なフェージング・チャネルに変換し、そして得られた平坦なフェージング・チャネルについて空間‐時間符号器及び復号器を設計することによって軽減される。
【００１５】
このように、周波数選択的マルチパス・チャネルのためのアラムーチ準拠ＳＴＣのような伝送空間ダイバシティを使用することに関する問題はシンボル間干渉が伝送シンボルに適用される直交性を破壊することである。直交ＳＴＣは簡単な線形処理のみを必要とする最大尤度空間‐時間復号化を許容する。破壊されたＳＴＣの直交性に関して、上述の二段階方法のようなさらに複雑な復号化技術が必要とされる。
【００１６】
E．Lindskog及びA．Paulraj，「シンボル間干渉を持つチャネルのための伝送ダイバシティ方式（A transmit diversity scheme for channels with intersymbol interference）」、ＩＥＥＥ通信に関する国際会議録、２００年６月１８〜２２日、第１巻、３０７〜３１１頁、によって提案された時間反転空間‐時間ブロック符号化はアラムーチＳＴＣ方式の周波数選択的チャネルへの拡張であり、 空間‐時間ブロック符号の直交性を維持するブロック準拠アラムーチ符号化を提供する。時間反転ＳＴＣの直交構造はブロック・レベルにおけるものであり、平坦なフェージングに関するアラムーチＳＴＣ方式におけるようなシンボル・レベルにはない。受信機では、時間反転及び複素共役化が空間‐時間ブロック復号化について行われる。空間‐時間ブロック符号の直交性は複雑さの低い整合濾波を使用して空間多重化伝送シンボルの分離（decoupling）を可能にする。従って、異なるアンテナから伝送された信号の共同検知を提供するさらに複雑なＭＩＳＯもしくはＭＩＭＯ等化器の代りに、（単一受信アンテナについて）単一入力単一出力もしくは（多受信アンテナについて） 単一入力多出力の等化はブロック準拠分離の後でシンボル間干渉を扱うのに十分である。ブロック準拠時間反転ＳＴＣはシンボル間干渉による「端部効果（edge effects）」を扱うために各空間‐時間ブロック伝送の始まり及び終了において、既知のシンボル、即ち、ガード・シンボルの挿入を必要とする。「既知シンボル」は通常はチャネル推定のために必要とされるトレーニング系列である。時間反転ＳＴＣの別の要求はそのチャネルが空間‐時間符号化シンボルのブロック上で近似的に定常であることを必要とされることである。従って、このブロックの大きさ（size）は設計パラメータである。
【００１７】
Naofal  Al-Dhahir，「ブロードバンド無線チャネル上の空間‐時間符号化伝送のための単一搬送波周波数領域等化（Single-Carrier Frequency-Domain Equalization for Space-Time-Coded Transmissions over Broadband Wireless Channels）」、ＩＥＥＥ個人、室内、及び移動無線通信に関する国際シンポジウム、第１巻、２００１年９月３０日〜１０月３日、Ｂ‐１４３〜Ｂ‐１４６頁、はアラムーチ直交構造が周波数領域において、且つ二つの連続伝送ブロック上で課される所の周波数領域等化（frequency-domain equalization：ＦＤＥ）援用ブロック・レベルＳＴＣを提案した。ここで、「既知シンボル」の代りに、巡回接頭子（cyclic prefix）が各空間‐時間ブロック伝送の終りに挿入される。
【００１８】
S．Zhou及びG．B．Giannakis，「周波数選択的フェージング・チャネル上の単一搬送波空間‐時間ブロック符号化伝送（Single-Carrier Space-Time Block-Coded Transmission Over Frequency-Selective Fading Channels）」 、ＩＥＥＥ情報理論紀要、第４９巻、第１号、２００３年１月、１６４〜１７９頁、は時間反転ＳＴＢＣ（E．Lindkog及びA．Paulrajによる）及びＦＤＥ援用ＳＴＢＣ（N．Al‐Dhahirによる）を包括する周波数選択的フェージング・チャネルの存在において単一搬送波ブロック伝送のためのＳＴＢＣの設計を一般化した。
【００１９】
しかしながら、時間反転及びＦＤＥ準拠空間‐時間ブロック符号はガード間隔または巡回接頭子の使用からのオーバーヘッドを課す。同じく、二以上の送信アンテナに拡張された直交空間‐時間ブロック符号の設計（V．Tarokh，H．Jafarkhani，及びA．R．Calderbank，「直交設計からの空間‐時間ブロック符号（Space-Time Block Codes from Orthogonal Designs）」、ＩＥＥＥ情報理論紀要、第４５巻、第５号、１９９９年７月、１４５６〜１４６７頁）は複雑な集団（complex constellation）を使用して完全な空間ダイバシティを達成するが最大伝送率を提供しない。
【００２０】
他の非空間ダイバシティ／冗長度技術は異なる時間に、特にそのチャネルが時間に亘って変化しつつあるところで、データを再送すること、及び／または異なる符号化を、或いはその再送系列が異なるようにデータの系列をインタリーブでもするといった異なる処理によってデータを再送することを含む。これらの技術の例は、「デュアル・チャネルのための線形繰返しターボ等化（Linear Iterative Turbo-Equalization (LITE) for Dual Channels ）、Andrew  Singer，Jill  Nelson，Ralf  Koetter，信号、システム及びコンピュータに関する第３２回アシロマー会議の会議録、第２巻、１６７０〜１６７４頁（１９９９年）；及びKrishna  Balachandran，及びJohn  B．Anderson，「並列連接方式を用いたシンボル間干渉の不整合復号化（Mismatched Decoding of Intersymbol Interference Using a Parallel Concatenated Scheme）」、通信における選択領域に関するＩＥＥＥ機関誌、第１６巻、第２号、２５５〜２５９頁（１９９８年２月）に記載されている。
【００２１】
これらの時間的ダイバシティ方式は必要とされる時のみ、例えば自動繰返し要求（automatic repeat request：ＡＲＱ）誤り制御システムにおいて使用されて実施される。そのような技術の例は、Dung  N．Doan及びKrishna  R．Narayanan，「シンボル間干渉チャネルに関する繰返しパケット結合方式（Iterative Packet Combining Schemes for Intersymbol Interference Channels）」、ＩＥＥＥ通信紀要、第５０巻、第４号（２００２年４月）に記載されている。
【発明の開示】
【課題を解決するための手段】
【００２２】
本発明は二以上のアンテナ及び一以上のそれぞれのインターブ器を持つ送信機を含む無線通信システムを提供する。その送信機はそれぞれの時間スロットにおいて伝送されるいくつかのシンボル系列を受取り、その系列及びそれぞれアンテナからの一以上のインターブされた系列を同時に伝送するために配置される。システムはまた一以上のアンテナを持つ受信機を含み、複数の送信アンテナから受信された信号から伝送系列を再生するために配置される。
【００２３】
アラムーチ符号のような従来の空間‐時間ブロック符号（ＳＴＢＣ）について、分散性広帯域チャネルはその符号の直交性を破壊する。従って、異なる送信機によって使われるチャネルは混合状態になるので、一般的な空間‐時間符号（ＳＴＣ）はマルチパス環境によって持ち込まれるＩＳＩに影響を受けやすい。これは空間‐時間トレリス符号化（ＳＴＴＣ）のようなもっと複雑な符号化によって克服できると同時に、これは受信機において複雑な復号器を必要とする。
【００２４】
このように、本発明の実施例はＩＳＩを利用して、ＩＳＩを空間‐時間符号器の主要符号器と考えることができる。インタリーブは伝送シンボルの別の「独立の（independent）」版（version）を提供し、このようにして繰返し受信機に役立ち、且つ繰返し利得を提供するダイバシティを導入する。比較すると他のＳＴＣ特に直交ＳＴＢＣを用いた場合は復号処理の前にＩＳＩの軽減を必要とする。
【００２５】
本発明の実施例はマルチパス・チャネルにおいて実施でき、且つ複雑さの低い復号化のみを維持する単純で強力な空間時間符号化を提供する。それらはまたマルチパスまたは混合チャネル行列においてさらに強力な空間ダイバシティ（及び／または冗長度）を提供する。時間‐領域等化が使用されれば、それは分散性ＩＳＩチャネルのためのガード・シンボルまたは巡回接頭子のオーバーヘッドを必要とせず、従って伝送速度の増加を可能にする。
【００２６】
その方法は空間ダイバシティまたは冗長度を提供し、その上、トレリスまたはブロック符号化といった他のもっと複雑なＳＴＣ技術に比較したとき復号化の複雑さを低減する。比較的単純なＳＩＳＯ等化器はＩＳＩ及びＭＳＩを大幅に除去し、それと同時に空間及びマルチパス・ダイバシティを結合するために使用することができる。
【００２７】
好ましい実施例では、ターボ符号化方式はマルチパス空間時間符号化方式によってチャネル符号器を連結することによって効果的に実施される。そして、データは各送信及び受信アンテナ対間のチャネル内の異なるＩＳＩによってＭＩＭＯチャネルにわたって並行してインタリーブされ、次いで符号化されるので、ターボ復号化方式が使用できる。これは受信機において実施される比較的単純なターボ復号化アーキテクチャの使用を可能にし、このようにしてＳＴＴＣのような比較的マルチパスに強いＳＴＣ準拠方式の受信機構造と比較してその複雑さを低減させる。例えば、ソフト入力ソフト出力（ＳＩＳＯ）ＭＭＳＥターボ等化器が使用できる。その等化器はＭＳＩ及びＩＳＩを大いに軽減する。そして、復号器の複雑さはアンテナの数に関して比例し、トレリス復号器の場合のように指数的ではない。さらに、二以上の送信アンテナは、例えば二つの送信アンテナの制限を有するアラムーチ・ アルゴリズムとは異なって、低い受信機複雑さをなお保ちながら使用することができる。
【００２８】
特に、一形態では、請求項１に基づく無線通信システムにおいてデータ系列を伝送する方法が提供される。
特に、一形態では、請求項１０に基づく無線通信システムにおいてデータ系列を受信する方法が提供される。
同じく、対応する装置が提供される。
【００２９】
例えば、A．G．Lillie，A．R．Nix，J．McGeehan，「事前符号化ＩＳＩチャネルのための複雑さ低減繰返し等化器（Performance and Design of a Reduced Complexity Iterative Equalizer for Precoded ISI Channel）」、ＩＥＥＥ秋期ＶＴＣ、米国フロリダ州オーランド、２００３年１０月６〜９日、に開示されているように、チャネルは繰返し受信機の利得を増加する予備符号器を用いることによって受信機に再帰的にみえるようにすることができる。
【００３０】
送信機及びチャネル行列は連結符号器として考えられ、チャネルは並列ＩＳＩ符号化を提供する。追加の符号化は受信機において連結された対応する復号器によって、必要とされるＢＥＲを低減させるために送信機において連結される。繰返し等化器及び復号器アーキテクチャは複雑さを低減させるために好ましい。
【００３１】
同じく、実施例によって使用する好ましいソフト等化器が提供され、それは複数の送信アンテナを用いる通信システムの受信機において使用するソフト入力ソフト出力（ＳＩＳＯ）等化器を含み、その等化器は：受信信号を入力する少なくとも一つの信号入力；ＳＩＳＯ復号器からの複数の復号信号尤度値を入力する複数の尤度値入力で、各送信転送アンテナに関する尤度値入力；各送信アンテナからの信号について推定平均及び共分散値を複数の信号尤度値から決定するために構成されたプロセッサ；平均値を使用して予測受信信号値を決定するためにプロセッサに接続された予測値決定器；補償信号を提供するため受信信号から予測受信信号値を減算するために受信信号入力に接続された減算器；複数の予測伝送信号を、各送信アンテナについて一つ、提供するため補償信号を濾波するために減算器に接続されたフィルタ；共分散値を使用してフィルタの係数を決定するためにプロセッサに接続されたフィルタ係数決定器；及びＳＩＳＯ復号器への入力のための複数の伝送信号尤度値を、各送信アンテナについて一つ、出力するためにフィルタに接続された出力段を含む。
【００３２】
好ましくは、推定平均値に依存する量によって予測受信信号値を調整するために調整器をさらに含む。
好ましくは、推定共分散値に依存してフィルタの利得を制御するために構成されたフィルタ利得制御器をさらに含む。
好ましくは、フィルタは線形もしくはトランスバーサル・フィルタを含む。
【００３３】
好ましくは、フィルタ係数決定器は平均二乗誤差評価関数に従ってフィルタ係数を決定するように構成される。
好ましくは、フィルタ係数決定器はＳＩＳＯ復号器からの信号尤度値から得られた推定伝送信号の共分散値に応じてフィルタ係数を決定するように構成される。
【００３４】
好ましくは、等化器は受信データ・シンボルのブロックまたはパケットを等化する実質的に一定のフィルタ係数を利用するように構成される。
好ましくは、フィルタ係数決定器は周波数領域において動作するように構成され、等化器はさらにフィルタの前にフーリエ変換手段を、そしてフィルタの後に逆フーリエ変換手段を含む。
【００３５】
別の形態では、ＳＩＳＯ  ＭＩＭＯターボ等化器は多アンテナ送信機からのデータを等化するためにＳＩＳＯ復号器と共に使用するように構成され、その等化器は複数のソフト入力を持つ多次元トランスバーサル・フィルタを含み、且つ複数のソフト出力を提供し、その等化器はＳＩＳＯ復号器からソフト出力を受信し、且つＭＳＩ及びＩＳＩを軽減するためトランスバーサル・フィルタの係数を調整するためにソフト情報を使用するように構成される。
【００３６】
好ましくは、これはさらに最小平均二乗（ＭＭＳＥ）基準に従ってトランスバーサル・フィルタ係数を調整するように構成される。
好ましくは、フィルタは周波数領域において動作し、係数は周波数領域係数を含み、等化器はさらにフィルタの前にフーリエ変換手段を、そしてフィルタの後に逆フーリエ変換手段を含む。
【００３７】
代わって、フィルタは時間領域において動作し、そこでは係数は複数のシンボルを含むシンボル・パケット上で実質的に時間不変である係数を含む。
同じく、対応する方法及びコンピュータ・プログラムが提供される。
同じく、複数ｎ１の送信アンテナを持つ通信システムの受信機においてデータを等化する方法が提供され、その方法は：指数ｎにおいて受信信号データのブロックを含む受信信号ベクトルＺｎを入力すること；ＳＩＳＯ復号器から一組のビット尤度値Ｌ(ｃｉｎ，ｊ)（ｉ＝１〜ｎＩ、ｊ＝１〜ｍ）を入力すること、但し、ｃｉｎ，ｊは指数ｎにおけるｍビット符号語シンボルの一部を表す；値Ｌ(ｃｉｎ，ｊ) を使用して推定伝送信号値ｘｉｎについて予測値Ｅ(ｘｉｎ)及び共分散値ｃｏｖ(ｘｉｎ，ｘｉｎ)を決定すること、但し、ｘｉｎは指数ｎにおける送信アンテナｉから伝送される信号の推定値である；
【００３８】
【数１】
2006520547.tif 000003
好ましくは、さらに値Ｌ(ｃｉｎ，ｊ)を提供するために値Ｌｅ(ｃｉｎ，ｊ)を復号することを含む。
好ましくは、Ｌｅ(ｃｉｎ，ｊ)に関する値を決定するために、且つ決定基準に到達するまで繰返して等化及び復号化することを含む。
【００３９】
好ましくは、Ｆｎは［ＨＲｘｘＨＨ］−１Ｓから導かれ、ここでＲｘｘ＝ｃｏｖ(ｘｎ，ｘｎ)である。
実施例は次の図を参照して、例のみによって、そして限定することを意図することなく詳細にここに記述されるであろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４０】
図１はＭＩＭＯ通信システム１００を示す。情報源１０１はシンボルをｎＩ符号化シンボルｘｎ１、ｘｎ２、・・・、ｘｎｎＩとして符号化し、その空間‐時間符号器１０２に時間ｎにおいて情報シンボルｄｎを提供し、その各々は送信アンテナ１０４の一つから同時に伝送される。複数のｎＯアンテナは受信機１０８に入力される信号ｚｎ１、ｚｎ２、・・・、ｚｎｎｏをそれぞれ受信する。
【００４１】
【数２】
2006520547.tif 000004
送信アンテナと受信アンテナの間には複数のチャネル、例えば、二つの送信アンテナと二つの受信アンテナを持つ全チャネルがある。伝送信号中の定期的パイロット系列はこれらのチャネルの時間変化する応答を推定するために使用することができる。
【００４２】
送信アンテナ１０４によって伝送される符号化シンボルｘｎ１、ｘｎ２、・・・、ｘｎｎＩは一般的に入来データまたは情報系列の符号化版である。符号化は、例えば既知のアラムーチ、ＢＬＡＳＴまたはトレリス符号といった所定のアルゴリズムによるであろう。受信機は時間変化するＭＩＭＯ要素チャネル中のＩＳＩを訂正しようとする等化器、 及び元のデータ系列を再生するために「等化された（equalised）」信号を受信する時間‐空間復号器を含む。等化器と復号器との間で繰返し方式を利用するターボ準拠ソフト入力ソフト出力等化方式は計算の複雑さを低減し、且つ受入れ可能なＢＥＲ回線を維持するのに有効である。しかしながら、受信機の複雑さはマルチパスＭＩＭＯチャネルにおける信頼性を提供するために使用されるトレリス方式のようなＳＴＣについてまだ高い。この複雑さは送信アンテナの数とともに指数的に増大し、従って使用できる送信アンテナの数に実用的限界を提示する。
【００４３】
図２はＭＩＭＯチャネル・モデルのブロック図２００を示す。マルチ‐ストリーム送信機は第一の複数ｎＩの送信アンテナ２０２を持ち、それぞれのシンボルｘｎ１、ｘｎ２、・・・、ｘｎｎＩを時間ｎにおいて送信し、それは行列チャネル２０６への「入力」を含む。複数ｎＯの受信アンテナ２０４はｎＩ×ｎＯのＭＩＭＯ行列チャネルから受信信号ｚｎ１、ｚｎ２、・・・、ｚｎｎｏの形式で「出力」を提供する。ｉ番目の送信アンテナとｊ番目の受信アンテナとの間には関連チャネル応答ｈｎｉ，ｊを持つチャネルがある。各受信アンテナにおける受信信号はまた雑音成分（noise component）ｗｎｊを含む。
【００４４】
図３はさらに詳細にＭＩＭＯ通信システム３００を示し、ＭＩＭＯ送信機３０２及びＭＩＭＯチャネル経由で通信するＭＩＭＯ受信機３０４を含む。受信機３０４はＭＩＭＯソフト入力／ソフト出力（ＳＩＳＯ）等化器４００を組込んでいる。送信機３０２は空間‐時間及び／またはチャネル符号器３１０への入力を提供するデータ入力３０８を有する。交互に信号を無線周波（rf）出力段に、そしてそこから対応する複数の送信アンテナに提供するインタリーブ器３１４に符号器３１０は複数の出力３１２を提供する。
【００４５】
複数の伝送信号はＭＩＭＯチャネル３０６経由で出力され、受信機３０４へ（異なる）複数の入力を提供する。通信システムは冗長度または増加ビット率のいずれかに関する複数の伝送出力ストリームを提供するため一つの送信機を用いる。複数の送信アンテナからの伝送は、例えば、周波数を共有するか、もしくは周波数が重なり合う、及び／または時間が重なり合う。これは、一般的に云えば、異なるユーザーに異なる周波数及び／または時間スロットを割当てることが好ましい周波数及び／または時間領域制御アクセスによって複数のユーザーを用いる通信システムに対して異なる。
【００４６】
対応する複数のＲＦ受信機フロントエンド（明瞭に示されない）に接続された複数の受信アンテナは複数の入力をＭＩＭＯ  ＳＩＳＯ  ＭＭＳＥ等化器４００に提供する。等化器４００からのソフト出力３２６は逆インタリーブ器３１８によって逆インタリーブされ、そして空間‐時間／チャネル復号器３２０に提供される。復号器は複数の入力を、送信アンテナからの各信号ストリームについて一つ、受取り、ビット・インタリーブ器３２４に提供され、且つさらなる等化‐復号化繰返しのために等化器４００に戻るか、或いは、終了基準に達すれば、推定データとして出力されるどちらかの対応する複数の出力３２２ａ、ｂを提供する。等化器は復号器３２０から完全な伝送シンボルを必要とすること、即ち、例えば、パリティ・ビットのような誤り検査ビットが含まれていたところで、これらのパリティ・ビットを含む伝送シンボルが等化器に提供されなければならないことは理解されるであろう。ＭＩＭＯチャネル推定器（示されない）はｒｆ受信機フロントエンドから複数の入力及びビット・インタリーブ器３２４から一組の入力を受信し、Ｈの推定値を等化器４００に出力する。
【００４７】
ｎＩ×ｎＯ  ＭＩＭＯシステムにおいて、ＭＩＭＯ等化器は全ての信号発信の瞬間においてｎＩ伝送データ・シンボルの推定値を提供することを目指す。複数の送信アンテナからのデータは同時もしくは重なる時間に、及び同じか重なる周波数を使用して伝送され、このように分散性広帯域チャネルからのＩＳＩと同様にＭＳＩが導入される。いくつかのシステムでは、同じ、もしくは関連のデータは冗長度またはダイバシティを提供するために異なる送信アンテナから伝送される。他のシステムでは、異なるデータ・ストリームは、例えばさらに高い全体のデータ伝送率を提供するために各送信アンテナから伝送される。
【００４８】
図４は実施例に基づく無線通信システム５００のブロック図を示し、ＭＩＳＯチャネル５０４経由で通信する多アンテナ送信機５０２及び単一アンテナ送信機５０４を含む。送信機５０２は間隔を離して置かれた二つの送信アンテナ及びインタリーブ器５１０を含む。
【００４９】
【数３】
2006520547.tif 000005
ここの「同時に」とはその系列及びインタリーブされた系列が同じ時間フレームにわたって伝送されること、及び各系列からのシンボルが同じそれぞれのシンボル時間スロットにおいて共に伝送されることを意味する。
任意のインタリーブ方式、例えばブロックまたは擬似ランダム・インタリーブが適用できる。インタリーブはビット基準またはシンボル基準で行うことができる。図４はシンボル基準のインタリーブが行われる場合を示す。インタリーブ器は情報系列及びインタリーブされた系列が無相関になるように、特にインタリーブ長が十分に大きければ「独立した」ように見えるようにデータ系列を無秩序化する（randomise）。しかしながら、その方式は多く「同じ」シンボルが同時に伝送されることを防ぐ。
【００５０】
直交或いは非相関チャネルを提供するためにアンテナについて間隔を離して置く必要はなく、従って、携帯電話及びラップトップ・コンピュータのような小さな可搬デバイスにおいて有利である比較的小さな間隔が受入れ可能である。これは情報系列及びインタリーブされた系列が同じ「符号器」（同じチャネル応答）によって符号化され、同様に類似のＩＳＩＳを持つからである。なおインタリーブされた系列を提供するインタリーブ器からのダイバシティがあるであろう。
【００５１】
シンボル系列｛ｘｎ｝は明白には示されてない変調器から受信される。その系列自体は、例えば、変調の前に畳込み符号をデータ・ストリームに適用するチャネル符号器によって符号化することができる。
受信機５０６は結合された信号ｚＩｎをＭＩＳＯチャネル５０４を通して二つの送信アンテナから受信する一つの受信アンテナを有する。
【００５２】
【数４】
2006520547.tif 000006
代りに、冗長度は結合器／選択器５２３を再び使用して、他の上で信号の一つを選択することによって提供される。そして、再生された系列｛ｘｎ｝は復調することができ、適切であれば復号化される。
トレーニング系列はそれぞれの各等化器について各送信アンテナからのチャネル・インパルス応答を与えるために提供できる。
【００５３】
好ましくは、送信機５０２は図２で示されたようにＭＩＭＯチャネルを通じて多（ｎＯ）アンテナ受信機に接続される。
【００５４】
【数５】
2006520547.tif 000007
各等化器５６０及び５７０からのソフト出力は他の等化器５６０及び５７０の次の繰返しに関する入力をそれぞれ提供する。これらの出力はインタリーブ器５６１及び逆インタリーブ器５７１によってそれぞれ適切にインタリーブまたは逆インタリーブされる。｛ｘｎ｝等化器５６０からの出力が元の系列｛ｘｎ｝に関する最終推定として考えられる点に基準が満たされるまで、いくつかの繰返しが行われる。その基準は例えば所定の尤度レベル、もしくは所定の繰返し回数である。
【００５５】
【数６】
2006520547.tif 000008
前述の受信機５５０において使用する好ましいＭＭＳＥ  ＳＩＳＯ等化器は下でさらに詳細に述べられる。他の選択は、J．Hagenaur及びP．Hoher，「 ソフト判定出力を持つビタビ・アルゴリズム及びその応用（A Viterbi algorithm with soft-decision outputs and its applications）」、大域電気通信会議、１９８９年、及び展示会、に記述されているようなＳＯＶＡ等化器を含む。ＳＯＶＡ等化器の記述については、「１９９０年代及び以降の通信技術（Communications Technology for the 1990s and Beyond）」、ＧＬＯＢＥＣＯＭ‘８９、ＩＥＥＥ、１９８９年１１月２７〜３０日、第３巻、１６８０〜１６８６頁、ＳＯＶＡ等化器がターボ等化に用いられているのは、C．Douillard，A．Picart，M．Jezequel，P．Didier，C．Berrou及びA．Glavieux，「シンボル間干渉の繰返し訂正：ターボ等化（Iterative correction of intersymbol interference: Turbo-equalization）」、ヨーロッパ通信紀要、第６巻、５０７〜５１１頁（１９９５年）。
【００５６】
空間ダイバシティは伝送されるデータ・シンボル系列のインタリーブ版の数を増加することによって増加できる。しかしながら、これはもっと多くの送信アンテナを使う必要性及びＭＳＩの増加の犠牲のもとに成り立つ。図６はさらなる実施例に基づく送信機６００を含む１／ｐ率マルチパス空間時間符号システムを示し、二以上の送信アンテナ６０１‐１〜６０１‐ｐ及び対応するインタリーブ器６０２‐１〜６０２‐（ｐ−１）を有する。
【００５７】
用語「率（rate）」、例えば１／ｐ率について、チャネル符号化からの慣習が使用され、そこでは率は符号化率で、符号化前の情報ビットの数と符号化後の符号化ビットの数の比として定義される。しかしながら、多送信アンテナ・システムの慣習について、率は一つの信号発信の瞬間において送信アンテナによって伝送される実効情報シンボルである。例えば、二つの送信アンテナ、二つの受信アンテナ・システムについて、空間多重化方式は二つの伝送率を有するが、一方アラムーチＳＴＣが使用されれば伝送率は一つである。多送信アンテナ・システムの慣習を使用すると、図６で示されるＳＴＣは一つの伝送率を持つ。
【００５８】
【数７】
2006520547.tif 000009
【００５９】
【数８】
2006520547.tif 000010
これは送信アンテナ６０１‐ｐまで繰返され、シンボルは複数のアンテナからＭＩＭＯ
チャネル６１０へ同時に伝送される。
【００６０】
【数９】
2006520547.tif 000011
インタリーブ器６０２‐１〜６０２‐（ｐ−１）各々は異なる再順序付けパターンを提供する。
好ましくは、受信アンテナの数は送信アンテナの数と等しいか、それ以上である。
この実施例は図４の配置と比較するとさらなるダイバシティ及び／または冗長度を提供する。
【００６１】
スペクトル効率を改善し、且つＳＴＣ装置のデータ処理能力を向上させるために、データ系列のインタリーブ版の空間伝送の数はパンクチャ（puncturing）を介して、或いはインタリーブ・データ系列についてシンボル伝送当たりのビットの数を増加することによって低減することができる。パンクチャはシンボル基準またはビット基準で行うことができる。
【００６２】
図７はさらなる実施例に基づく送信機６５０を示し、それはデータ処理能力を向上させるためにビット系列のインタリーブ版についてパンクチャもしくは「ビット選択（bit selection）」を用いる。特に、パンクチャを使用する２／３‐率マルチパス準拠空間時間符号が使用され、送信機６５０は三つの送信アンテナ６５１‐１、６５１‐２及び６５１‐３、及び一つのインタリーブ器６５２を有する。第一のアンテナ６５１‐１は第一のビット・ストリーム｛ｄ１ｎ｝に対応する第一のシンボル系列｛ｘ１ｎ｝を直接伝送するために配置される。
【００６３】
第三のアンテナ６５１‐３は直接伝送するためにそれが配置される第二のビット・ストリーム｛ｄ２ｎ｝に対応する第二のシンボル系列｛ｘ２ｎ｝を受取る。
【００６４】
【数１０】
2006520547.tif 000012
この原理は図８に示されるように周波数利用効率を改善するためにさらに高処理能力の空間多重化システムに拡張することができる。一般に、ｐ個の情報ブロックは同時に伝送され、冗長度は情報ブロックまたは系列のインタリーブ版を伝送することによって導入される。空間多重化伝送を介して干渉を低減させるために、ｐ個のデータ・ブロックはインタリーブする前にパンクチャされる。言い換えれば、選択されたビットは追加インタリーブ・データ・ブロックとして特定のパターンに従って選択される。
【００６５】
この原理はまた単一系列伝送及びパンクチャド・インタリーブ伝送を有する他の方法にも拡張できるであろう。ビットの数はパンクチャすることで低減されるので、インタリーブ系列は直接系列の伝送と比較してシンボル当たりより低ビットで伝送することができ、そのため直接及び冗長シンボルは同時に伝送することができる。パンクチャは当業者には既知であろう。パンクチャはチャネル符号化の誤り訂正能力を弱くすること、またこの場合におけるインタリーブからのダイバシティを犠牲にして符号化率を増加させる。様々な既知のパンクチャ・パターンは誤り訂正の必要性と冗長情報を転送するのに必要な帯域幅とを調和させるために適用できる。ターボ符号設計では、パンクチャ・パターンは所定の構成符号及びチャネル・インタリーブ器に関するパンクチャ符号について最も大きな最小符号語重みを提供するように選択される。構成符号、パンクチャ・パターン及びインタリーブ器の設計は、計算機により組織的に探索する。例えば、ｋ／（ｋ＋１）のターボ符号率を達成するために、一つのパリティ・ビットが符号器に入力されるｋ情報ビット毎に伝送される。二つの要素符号器が使用されると仮定すると、パンクチャ後の二つの構成成分の比率は同じであり、伝送されるパリティ・ビットは二つの符号器の間で交互に替わらなければならない。従って、パンクチャ器は構成符号器の各々からのパリティ系列を２ｋ‐ビットのブロックに分割し、各ブロックから１ビットだけ残す。さらに、パンクチャ器は２ｋ‐ビットの各ブロックにおける１ビットを、双方の符合器から得られるように同期的に選択する。第一の符号器について２ｋ‐ビット・ブロック中のｕ番目のビットと第二の符号器について２ｋ‐ビット・ブロック中のｖ番目のビットを節約するパンクチャ器を示すために表記Ｐ(ｕ，ｖ)を使用する、但し、１≦ｕ，ｖ≦２ｋ。しかしながら、この実施例では、パンクチャはそのチャネルにある符号器の前で行われ、一方ターボ符号については、パンクチャは符号化の後で行われる。
【００６６】
図９は、ＳＴＣのデータ処理能力を改善し、且つ復号器の性能を低下させるＭＳＩを低減するために、ｐ（≧２）個の空間多重化情報ブロックのインタリーブ・ビット系列が結合され、シンボル当たり高ビット数による変調方法で伝送される送信機を有するさらなる実施例を示す。ここで、ｐ個の情報ブロックはシンボル当たり異なるビットまたは変調方法で伝送されるであろう。図９は同じ変調方法が全てのｐ情報ブロックについて使用される場合を示す。変調方法の例は第一のアンテナについては６４ＱＡＭ、第二のアンテナについてはＱＰＳＫを含む。
【００６７】
インタリーブされた系列は様々な方法で結合することができ、例えば二つの空間多重化情報ブロック、即ちｐ＝２が与えられ、情報変調方法がシンボル当たり２ビットを持つＱＰＳＫであれば、情報ブロックからのインタリーブ・ビットは各ＱＰＳＫシンボルについて第一のブロックからは｛ａ１、ａ２｝、第二のブロックからは｛ｂ１、ｂ２｝である。インタリーブ・ビットはインタリーブ・ブロックの伝送について一つの１６ＱＡＭシンボルを提供するために系列｛ａ１、ｂ１、ａ２、ｂ２｝のように交互形式で結合される。
【００６８】
図１０及び１１はチャネル符号化がマルチパス空間時間符号化によって連結されるさらなる実施例によるシステムを示す。システムはＭＩＭＯチャネル７２０に接続された複数の送信アンテナ７１１を持つ送信機７１０、及びＭＩＭＯチャネル７２０にまた接続された複数の受信アンテナを持つ受信機７３０を含む。
【００６９】
【数１１】
2006520547.tif 000013
シンボル系列｛ｘｎ｝はビットにシンボルを写像して、伝送のために入力データ・ストリーム｛ｄｎ｝を変調する変調器７１３‐０から受取られる。様々な周知の変調方式は、例えばＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、６４ＱＡＭが使用できる。必要とされる変調器はシステムから予測される秒当たり伝送されるビットに関して伝送率に依存するであろう。
【００７０】
ビット・ストリーム｛ｄｎ｝は送信機７１０の最後の段（７１１、７１２及び７１３）によって行われるインタリーブ空間時間符号化と連結された追加の誤り符号化を行うチャネル符号器７１４によって提供される。さらに、任意の既知の符号化方式、例えば畳込み符号化、低密度パリティ検査符号化またはターボ準拠符号化を利用することができる。チャネル符号化の選択はブロック誤り率要求、復号器の複雑さ等、及び当業者に既知の他のパラメータによって決まるであろう。
【００７１】
図１１は図１０の送信機７１０と共に使用する受信機７３０の図を示す。受信機７３０は二つのアンテナを含み、それは対応する複数の入力信号ｚｎ１〜ｚｎ２を提供する。もっと一般的に、多数ｎOの受信アンテナを入力信号ｚｎ１〜ｚｎｎｏの数の増加に対応して使用することができる。受信機７３０は入力信号ｚｎ１及びｚｎ２を各々のアンテナ７３１‐１及び７３１‐２から受取る二つのＳＩＳＯ等化器７３２‐１及び７３２‐２を含む。
【００７２】
【数１２】
2006520547.tif 000014
データはインタリーブされ、そして各送信及び受信アンテナ対の間の異なるチャネルにおいて異なるＩＳＩによってＭＩＭＯチャネルに亘って並行して符号化されるので、ターボ復号化方式が使用できる。送信機７１０内の符号器７１４によって行われる追加のチャネル符号化はこの「ターボ符号化（turbo coding）」と連結される。このように、等化器７３２‐１及び７３２‐２は各伝送データ・シンボルについて外部確率（extrinsic probabilities）を提供し、そしてそれはそのシンボルに対応する伝送ビットの外部対数尤度比（log-likelihood ratio）を評価することに続く。この第二の機能は等化器７３２‐１及び７３２‐２にそれぞれ接続された逆写像器ブロック７３３‐１及び７３３‐２によって提供される。逆写像器はシンボルをビットに写像する。当業者には既知であるように、それはシンボル確率をビット確率に変換するように機能する。
【００７３】
【数１３】
2006520547.tif 000015
結合器（combiner）７３５は復号器７３６に渡る前にソフト情報のＬＬＲ値を合計する。
【００７４】
【数１４】
2006520547.tif 000016
そして、送信機７１０のチャネル符号器７１４に対応するチャネル復号器７３６はｐ個の伝送データの事後情報ＬｐＤｅｃを提供し、これは次の繰返しのための入力として等化器７３２‐１及び７３２‐２に戻し渡される。等化器はそのソフト入力として外部情報を必要とし、従って、等化器が復号器に前以て提供するソフト情報はそれが等化器によって使われる前に減算される（これは独立統計値がフィードバックされつつあることを保証する）。
【００７５】
【数１５】
2006520547.tif 000017
図１２はいくつかの実施例の各受信アンテナによって、いくつかの既知のチャネル符号化システムと比較した情報ビット当たりの平均信号対雑音電力比Ｅｂ／ＮＯについてのＢＥＲ特性を示す。図示の実施例は８ＰＳＫの１／２率(５，７)ｏｃｔ畳込み符号化４×２及び２×２マルチパス準拠空間時間符号化システムで、そこではＭＭＳＥ準拠ターボ等化が使用されている。そのチャネルは５タップ等荷重遅延特性によって減衰される準静的無相関レイリー分布であると仮定される。
【００７６】
好ましい等化器装置は図１１に関して述べた実施例を使用して述べられる。広く云えば、これは多次元トランスバーサル・フィルタ形式のターボ等化器である。フィルタの係数はシンボル間干渉（Inter-Symbol Interference：ＩＳＩ）とマルチストリーム干渉（Multi-Stream Interference：ＭＳＩ）の両方の影響を軽減し、復号器から受信された多伝送データ信号に関するソフト情報を用いてソフト出力を提供するために最小平均二乗誤差（Minimum Mean Square Error：ＭＭＳＥ）基準に従って調整される。等化器は全ての送信アンテナからの信号を並行して処理し（プロセッサ基本の実施例では潜在的に時間多重化方法ではあるが）、このようにマルチストリームを「検出（detect）」、且つ等化することができる。復号器からのソフトもしくは尤度情報は等化器の係数を評価するためマルチストリーム伝送信号の共分散及び平均値を決定するために、またＭＭＳＥ準拠検出のため受信信号の平均または予測値を決定するために使用される。
【００７７】
実施例では、ＳＩＳＯ等化は時間及び周波数領域のいずれか、または両方において行われる。初めに、時間領域実施について述べる；代わって周波数領域実施の内容は後で示される。
等化器の基本は一般にディジタル信号プロセッサによって実施され、等化器の最初の時間領域実施例の構造及び動作はそれ故に数学用語によって最初に記述されるであろう。
【００７８】
最初に、ｎＩ入力及びｎＯ出力を持つ線形、分散性且つ雑音のある通信システム（それはｎＩ×ｎＯ  ＭＩＭＯシステムである）について信号伝送モデルを考察する。複素値ベースバンド等価信号モデルは下記の式（１）で表される：
【００７９】
【数１６】
2006520547.tif 000018
但し、Ｌはシンボル期間内のチャネル長、ｚｎ＝[ｚｎ１  ｚｎ２・・・ｚｎｎｏ]ＴはｎＯ受信アンテナによって受信される信号、ｗｎ＝[ｗｎ１  ｗｎ２・・・ｗｎｎｏ] Ｔは雑音成分、ｘｎ＝[ｘｎ１  ｘｎ２・・・ｘｎｎｏ] ＴはｎＩ送信アンテナによって伝送される信号、そしてｎはシンボルにラベル付けする（即ち、この場合にはシンボル期間内の時間に対応する）。分散性チャネル行列は下記によって表される：
【００８０】
【数１７】
2006520547.tif 000019
ここで、ｈｋｉ,ｊは図２に示されたｉ番目の送信アンテナとｊ番目の受信アンテナとの間のチャネル回線のｋ番目のチャネル・タップを表す。
Ｎ（整数）個の係数を持つトランスバーサル・フィルタ準拠等化器の実施例を考察する（但し、Ｎ＝Ｎ１＋Ｎ２＋１で、Ｎ１及びＮ２は実際にフィルタの因果性及び非因果性部分の長さを指定する）。フィルタはシンボル期間内の長さＮの受信信号のブロックの観測に使用し、それは下記のように表される：
Ｚｎ＝ＨＸｎ＋Ｗｎ                              （２）
但し
Ｚｎ＝ [ｚｎ−Ｎ２Ｔ・・・ｚｎＴ・・・ｚｎ＋ＮＩＴ]Ｔ            （３）
はＮｎＯ×１受信信号ベクトルであり、
Ｗｎ＝ [ｗｎ−Ｎ２Ｔ・・・ｗｎＴ・・・ｗｎ＋ＮＩＴ]Ｔ            （４）
はＮｎＯ×１受信雑音ベクトルであり、
Ｘｎ＝ [ｘｎ−Ｎ２−Ｌ＋１Ｔ・・・ｘｎＴ・・・ｘｎ＋ＮＩＴ]Ｔ            （５）
は次式：
【００８１】
【数１８】
2006520547.tif 000020
で与えられるＮｎＯ×（Ｎ＋Ｌ−１）ｎＩチャネル・インパルス応答（ＣＩＲ）行列Ｈによって畳込む（Ｎ＋Ｌ−１）ｎＩ×１伝送信号ベクトルである。
フィルタ係数の決定及び等化器によるソフト伝送シンボル推定値の決定は次に考察される。
【００８２】
【数１９】
2006520547.tif 000021
但し、前と同様に、Ｅ(・)は平均または予測値を表し、Ａｎはシンボル（時間）ｎにおけるＮ線形フィルタ／等化器係数の集合である。
【００８３】
【数２０】
2006520547.tif 000022
Ａｎ＝ｃｏｖ(Ｚｎ，Ｚｎ)−１ｃｏｖ(Ｚｎ，ｘｎ)          （８）
によって与えられる。但し、共分散演算子ｃｏｖ(ｘ，ｙ)＝Ｅ(ｘｙＨ)−Ｅ(ｘ) Ｅ(ｙＨ)。式（７）は：
【００８４】
【数２１】
2006520547.tif 000023
の形で表すことができる。但し、伝送信号またはこの信号の推定値に関して、等化器のタップにおいて観測される受信信号の予測値は：
Ｅ(Ｚｎ)＝ＨＥ(Ｘｎ)                          （９ａ）
によって与えられる。
後で判るように、Ｅ(Ｚｎ)はソフト復号器出力から決定される。式（９）において、ＮｎＯ×ｎＩフィルタ行列Ｆｎは：
Ｆｎ ＝ＲＺＺ−１Ｓ＝[ＲＷＷ＋ＨＲＸＸＨＨ]−１Ｓ            （１０）
として定義される。但し、共分散は：
ＲＺＺ＝ｃｏｖ(Ｚｎ，Ｚｎ)
ＲＸＸ＝ｃｏｖ(Ｘｎ，Ｘｎ)
ＲＷＷ＝ｃｏｖ(Ｗｎ，Ｗｎ)
として定義される。
【００８５】
ｎ番目の伝送シンボルからシンボル干渉を導入するＮｎＯ×ｎＩＣＩＲ行列Ｓは：
【００８６】
【数２２】
2006520547.tif 000024
によって与えられる。
式（１１）において、行列Ｉｉ×ｉはｉ×ｉの単位行列、０ｉ×ｊ行列は全てゼロを含む。
等化器はＩＳＩに対して等化を行うだけでなく、ＭＳＩをも軽減することが式（６）に定義されたようにチャネル行列Ｈを含む式（１０）に表された等化器（フィルタ）係数行列Ｆｎの形から理解することができる。
【００８７】
フィルタ係数及び推定伝送信号を計算するために使用される伝送信号の平均Ｅ(ｘｎ)及び共分散ｃｏｖ(ｘｎ，ｘｎ)は下記の式（１６）及び（１７）を使用して得られる。ブロック‐対角線共分散行列ＲＸＸは次のようにｃｏｖ(ｘｎ，ｘｎ)の（Ｎ＋Ｌ−１）ブロック‐対角線ブロックを含む：
【００８８】
【数２３】
2006520547.tif 000025
ＣＩＲ行列Ｈは従来の方法において受信機内のＭＩＭＯチャネル推定ブロックから得られる。このように、一実施例では、既知のパイロットもしくはトレーニング系列は各送信アンテナからの信号に定期的に挿入され、受信機でこれらの既知の系列は復号され、一つ（或いは、一以上）の受信アンテナからの一つ（或いは、一以上）の入力信号ストリームと共にチャネル推定器に提供される。信号ストリーム中のトレーニング系列が低い相互相関係数を持っていれば、チャネル推定器は各ストリームに関する既知符号化データ系列を実際の受信データと相関させることによって事実上ＣＩＲ行列Ｈを決定することができる。そのようなチャネル推定器の例は、Ye  Geoffrey  Li，「多送信アンテナをもつＯＦＤＭシステムのための単純化されたチャネル推定（Simplified channel estimation for OFDM systems with multiple transmit antennas）」、ＩＥＥＥ無線通信紀要、第１巻、第１号、６７頁（２００２年１月）に記載され、引例としてここに組込まれている。
【００８９】
【数２４】
2006520547.tif 000026
この引例に関する背景情報について、Tetsushi  Abe及びTad  Matsumoto，「周波数選択性ＭＩＭＯチャネルにおける空間時間ターボ等化及びシンボル検出（Space-Time Turbo Equalization and Symbol Detection in Frequency Selective MIMO Channels）」、乗物技術会議録、第５回ＩＥＥＥ  ＶＴＳ、第２巻、１２３０〜１２３４頁（２００１年）になされており、引例としてまたここに組込まれている。このように、例えば、復号器（各送信アンテナについて一つ）からの多、逆インタリーブ出力は再符号化され、既知のトレーニング系列と同様にチャネル推定器に提供される。このように、Ｈの更新推定値は全ターボ等化繰返し毎に得られ、これは次々と等化器係数を計算するために使用される。
【００９０】
【数２５】
2006520547.tif 000027
送信機では、ｍビット（ｍはシンボル当たりのビットの数である）の系列は送信アンテナｉについて符号語ｃｉｎ,ｊ∈{＋１，−１}（ｊ＝１，・・・，ｍ）として符号化される。復号器はソフト対数尤度比情報Ｌ(ｃｉｎ,ｊ) （ｊ＝１，・・・，ｍ）を提供する。但し、(ｃｉｎ,ｊ)＝ｌｎ{Ｐ(ｃｉｎ,ｊ＋１)／Ｐ(ｃｉｎ,ｊ−１)}は等化器の見地から事前情報と考えられる。
【００９１】
【数２６】
2006520547.tif 000028
（ターボ等化の間、これらの値はまたゼロに初期化される）。
【００９２】
【数２７】
2006520547.tif 000029
但し、フィルタ利得Ｋｉｎは：
【００９３】
【数２８】
2006520547.tif 000030
によって与えられる。
式（１２）及び（１３）において、ｆｉｎは式（１０）で定義されたフィルタ行列Ｆｎのｉ番目の列で、ｅｉは式（１１）で与えられたシンボル干渉行列Ｓのｉ番目の列である。
次に、式（１０）によってフィルタ行列Ｆｎを計算するためにＲｚｚ−１決定の複雑さを低減する方法が述べられる。
【００９４】
【数２９】
2006520547.tif 000031
そのアルゴリズムはTucher他の論文（同上）で述べられたものと類似しており、分割された共分散行列中の共通の部分行列の存在を利用する。時間ｎ＋１における行列Ｒｚｚ−１は式（１４）に設定された部分行列の計算によって決定される：
【００９５】
【数３０】
2006520547.tif 000032
これらの部分行列は式（１５）に示されるように、時間ｎにおける前のＲｚｚ−１に基づいて順々に決定される：
【００９６】
【数３１】
2006520547.tif 000033
【００９７】
【数３２】
2006520547.tif 000034
項Ｒｗｗは雑音共分散（noise covariance）であり、このための値は、例えば、受信機帯域幅（特に、そこではフロントエンド・フィルタが比較的鋭い遮断を有する；また、受信電力の背景については３ＧＰＰ  ＴＳ２５．２１５  ｖ５．２．１を参照）から、或いは受信機における雑音レベル（及び／または干渉）の測定によって、或いはこれら両方の技術の組合せによって理論的に決定される。受信アンテナにおける雑音レベルが同じようなところではＲｗｗはＩの一部に近似する。
【００９８】
復号器から等化器へのソフト（尤度）値入力について論じる。
尤度値に関して復号器から提供されるソフト情報は伝送シンボルの平均Ｅ(ｘｉｎ)及び共分散ｃｏｖ(ｘｉｎ，ｘｉｎ)を提供するために利用され、それは式（９）においてｘｉｎを計算するために必要である。平均及び共分散値は下記に示されるように得られる：
【００９９】
【数３３】
2006520547.tif 000035
及び
【０１００】
【数３４】
2006520547.tif 000036
送信機では、ｍビットの系列ｃはQ＝２ｍ 元シンボル・アルファベットＳ＝{α１，α２，・・・，αＱ}から選択されたシンボルｘに写像され、この中で各シンボルαｋはｍビットのパターンｓｋ＝[ｓｋ,１  ｓｋ,２・・・ｓｋ,ｍ]（ｓｋ,ｊ∈{＋１，−１}）に対応する。伝送シンボルの確率は：
【０１０１】
【数３５】
2006520547.tif 000037
によって与えられる。
等化器から復号器へ出力されるソフト（尤度）値について次に考察する。
等化器の出力では、推定シンボルの確率密度関数ｐ(ｘｉｎ｜ｃｉｎ＝ｓｋ)は平均μｉｎ,ｋ及び分散σ２ｎ,ｋｉを持つガウス分布であるとみなされる。そして、伝送シンボルに含まれるビットの対数尤度比は：
【０１０２】
【数３６】
2006520547.tif 000038
によって与えられる。
そして、式（１２）において伝送シンボルｘｉｎ の推定値について得られた偏差に基づいて、等化器出力の平均値及び分散は：
【０１０３】
【数３７】
2006520547.tif 000039
及び
【０１０４】
【数３８】
2006520547.tif 000040
を使用して有利に計算される。ここで、ｆｃ(ｘ)は下記の表１で与えられるような照合表（look-up table）にできる対数訂正関数である。
【０１０５】
【表１】
2006520547.tif 000041
このように、計算上の技術の複雑さは尤度計算において対数及び指数関数の使用を簡単な照合表と「ｍａｘ（  ）」関数によって代替することにより低減される。
さらに計算の複雑さを低減するために、等化器係数、即ち式（１０）及び（１３）で定義された項Ｆｎ及びＫｉｎは時間ｎによって変らないように設定される。
【０１０６】
【数３９】
2006520547.tif 000042
全てのシンボル推定について等化器出力分散の新しい値を評価することを避けるために、分散σｉｎ,ｋ２は式（２１）に基づいて時間平均：
【０１０７】
【数４０】
2006520547.tif 000043
によって近似することができる。
図１３は上述のターボ等化手順実施のフローチャートを示す。システム・パラメータは、例えば、シンボル・アルファベットＳ及びフィルタ係数の数Ｎ＝Ｎ１＋Ｎ２（Ｎ１及びＮ２は一般的にＮ１＝Ｎ２＝Ｌのように選択される）を含み、ステップＳ８００において決定もしくは選択される。しかしながら、厳密に言えば、これは実際の同等化手順の部分ではない。
【０１０８】
ステップＳ８０２において、等化器パラメータは、例えばＥ(ｘｉｎ)＝０、ｃｏｖ(ｘｉｎ，ｘｉｎ)＝δ２ｘ,ｊ、及びＬ(ｃｉｎ,ｊ)＝０を設定することによって初期化され（ｃ＝＋１及びｃ＝−１を含む０の対数尤度比は等確率である）、そしてステップＳ８０４において、受信信号Ｚｎのブロックは一以上の受信アンテナから入力され、ステップＳ８０６において、推定ＣＩＲ行列Ｈがチャネル推定器から入力される。
【０１０９】
ステップＳ８０８において、（最初の繰返しの後）式（１６）、（１７）及び（１８）を使用してＳＩＳＯ復号器からの伝送ビットの事前情報Ｌ(ｃｉｎ,ｊ)（ｉ＝１，・・・，ｎＩ、ｊ＝１，・・・，ｍ）より、伝送シンボルの平均Ｅ(ｘｉｎ)及び共分散ｃｏｖ(ｘｉｎ，ｘｉｎ)が得られる。そして、ステップＳ８１２において、伝送シンボルの平均Ｅ(ｘｉｎ)及び共分散ｃｏｖ(ｘｉｎ，ｘｉｎ)値を使用して、等化器係数Ｆｎ及びＫｉｎが得られ（式（１０）及び（１３）を使用する）、受信信号の平均Ｅ(Ｚｎ)が式（９ａ）を使用して決定される。
【０１１０】
【数４１】
2006520547.tif 000044
逆インタリーブは符号化の後及び送信機においてデータの伝送の前に実行されるインタリーブに対応して、ステップＳ８１４で行われる。このように、等化器からの外部情報は復号器に渡る前に逆インタリーブされる。そして、ステップＳ８１６において、伝送ビットに関する外部情報は復号器の外部情報を提供するために復号段における事前知識として使用される。逆インタリーブ信号は送信機で使用された符号化に従って復号される。そして、ステップＳ８１８において、終了基準に到達したかどうかを判定するために検査が行われ、到達していなければ、手順は復号器からの外部情報を再インタリーブし、且つステップＳ８０８を経由してこれを等化器に戻すために一巡して戻る。例えば、終了基準は所定の繰返し回数、または復号データの信頼性を示す復号器ソフト出力が閾値より大きいかどうかの判定を含む。終了基準が満たされたならば、最終繰返しにおける等化及び復号ビットは伝送データ・ビットの出力推定値として提供される。
【０１１１】
図１４はソフト入力ソフト出力フィルタに基づくＭＩＭＯ等化器４００を示す。等化器は対応する複数のアンテナから複数の受信信号ブロックを受信する入力４０２を含み、これらの受信信号入力は入力の第一の集合を減算器４０４に提供する。等化器４００への入力の第二の集合は事前伝送ビット情報を等化器に提供する、ソフト入力ソフト出力復号器からの一組のソフトもしくは尤度値４０６を含む。この情報はＥ(ｘｉｎ)及びｃｏｖ(ｘｉｎ，ｘｉｎ)を決定するためブロック４０５によって処理され、これらの（推定）平均（または予測）及び共分散値はブロック４０８によって受信信号値の予測集合を決定する計算（Ｅ(Ｚｎ)−ｅｉＥ(ｘｉｎ)）を行うために使用される。これは「補償された（compensated）」信号４１２を線形（アフィン）またはトランスバーサル・フィルタ４１４に提供するため入力の第一の集合４０２から減算する減算器４０４へ入力の第二の集合４１０を提供する。ＳＩＳＯ復号器からのソフト尤度値４０６はフィルタ４１４について一組の係数を決定するためフィルタ係数計算ブロック４１６によって使用される。ＭＩＭＯチャネル推定器４１８はチャネル推定入力４２０をこのフィルタ係数計算ブロック４１６に提供する。フィルタ４１４の出力は一組の推定伝送信号値４２２を、各送信アンテナについて一つ含み、それはソフト入力をＳＩＳＯ復号器へ提供するのに適したソフト（または尤度）伝送ビット値を含む対応する複数の出力４２６を提供するソフト判定ブロック４２４に順々に提供される。
【０１１２】
図１６に周波数領域において動作するように構成されたソフト入力ソフト出力フィルタに基づくＭＩＭＯ等化器９００のブロック図を示す。等化器９００の主な要素は図１４のものと同様で、同じ参照番号で示されている。主な差異は、計算ブロック４０８及び４１６が周波数領域計算を行うこと、及び減算器４０４及びフィルタ４１４が時間領域ではなく周波数領域において動作することである（しかし、比較を簡素にするため、同じ参照番号が使用され、チャネル推定器が省略されている）。このように、主な追加は減算器４０４とフィルタ４１４の前の直列‐並列変換ブロック９０２と高速フーリエ変換（ＦＦＴ）ブロック９０４、及びフィルタ４１４の後に続く逆高速フーリエ変換（ＦＦＴ−１）ブロック９０６と並列‐直列変換ブロック９０８である。これらのブロックは処理のために時間領域から周波数領域へ信号を変換し、処理の後で時間領域へ戻す。
【０１１３】
周波数領域におけるＳＩＳＯ等化に関する背景情報は、M．Tuchler，J．Hagenauer，「周波数領域等化器を使用したターボ等化（Turbo equalization using frequency domain equalizers）」、アラートン会議録、米国イリノイ州モンティセロ（２０００年１０月）に記載され、引用されている。しかしながら、この文献は単一送信アンテナ‐単一受信アンテナ・システムについての周波数領域ターボ等化が開示されているに過ぎないことが認識されるであろう。他の背景情報は、M．V．Clark，「広帯域無線通信のための適応周波数領域等化及びダイバシティ結合（Adaptive Frequency-Domain Equalization and Diversity Combining for Broadband Wireless Communications）」、ＩＥＥＥ  ＪＳＡＣ、第１６巻、第８号、１３８５〜１３９５頁（１９９８年１０月）、及びD．Falconer，S．L．Ariyavistakul，A．Benyamin‐Seeyar，B．Eidson，「単一搬送波広帯域無線システムのための周波数領域等化（Frequency Domain Equalization for Single-Carrier Broadband Wireless Systems）」、ＩＥＥＥ通信雑誌、５８〜６６頁（２００２年４月）に見ることができる。
【０１１４】
図１６で示された等化器の周波数領域実施の例を続いて参照すると、受信アンテナからの信号はＦＦＴブロック／パケットに基づいて高速フーリエ変換（ＦＦＴ）によって周波数領域に変換され、受信信号のスペクトルは各分岐（branch）のスペクトルを等化器の周波数領域係数で乗算することによって等化される。さらに、周波数領域等化は時間領域においてシンボル宛（symbol-by-symbol）の代りに周波数領域において一度に受信シンボルの全体のＦＦＴブロック／パケットを処理することによって等化作業の計算量を減少させるが、このために等化器係数はＦＦＴブロックにつき時間不変であることが認識されるであろう。さらに、これは受信機において廃棄されるけれども、巡回拡張子（例えば、接頭子）は（ＦＦＴ間隔内で整数回提供するために）伝送の前に伝送シンボル・ブロック／パケットに付加されなければならない。ターボ等化器の周波数領域実施は時間及び／または周波数領域符号化データの両者に適応しており、例えば、ＭＩＭＯ  ＯＦＤＭ伝送によって使用される。
【０１１５】
さて、図１５を参照すると、これは上述のように動作すべく、特に図１３及び１４に関して述べられたように動作すべく構成された等化器を組込んだ受信機１０００の実施例を示す。受信機そのものはこの実施例では図５に従って動作するように構成されている。
【０１１６】
受信機１０００は一以上の受信アンテナ１００２ａ、ｂ（例示の実施例には二つが示される）を含み、各々は、例えば図３のＲＦフロントエンドに類似のそれぞれのＲＦフロントエンド１００４ａ、ｂに接続され、そこからそれぞれのアナログ‐ディジタル変換器１００６ａ、ｂ及びディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）１００８に接続されている。ＤＳＰ１００８は一般的に一以上のプロセッサ１００８ａ（例えば、フィルタ４１４の並行実施のために）及びいくつかの作業用メモリ１００８ｂを含むであろう。ＤＳＰ１００８はデータ出力１０１０、及びフラッシュＲＡＭまたはＲＯＭといった永久プログラム・メモリ１０１４に接続するためのアドレス、データ及び制御バス１０１２を有する。永久プログラム・メモリ１０１４はＤＳＰ１００８に関するコード及び随意にデータ構造またはデータ構造定義を記憶する。
【０１１７】
例示のように、プログラム・メモリ１０１４は、ＤＳＰ１００８上で作動しているとき、上で詳述されたように対応する機能を実施するために、（Ｅ(Ｚｎ)−ｅｉＥ(ｘｉｎ)）計算コード、減算コード、フィルタ係数計算コード、線形（トランスバーサル）フィルタ・コード及びソフト判定出力コードを含むＳＩＳＯ等化コード１０１４ａを含む。プログラム・メモリ１０１４はまたＭＩＭＯ  ＣＩＲ推定Ｈを提供するＭＩＭＯチャネル推定コード１０１４ｂ、逆インタリーブ器コード１０１４ｃ、インタリーブ器コード１０１４ｄを含む。 随意に、永久プログラム・メモリ１０１４中のコードは光学もしくは電気信号担体、或いは図１５に例示されたように、フロッピーディスクのような担体上で提供される。ＤＳＰ１００８からのデータ出力１０１０は要望通りに受信機１０００のさらなるデータ処理要素（図１５には示されていない）に提供される。これらはリード・ソロモン復号器（これはターボ復号器の一部であるかもしれないが）のようなブロック誤り復号器、及びより高レベルのプロトコルを実施するためのベースバンド・データ・プロセッサを含む。
【０１１８】
受信機フロントエンドは一般的にハードウェアに実装されるが、受信機処理は、一以上のＡＳＩＣ及び／またはＦＰＧＡがまた使用されるけれども、通常はソフトウェアにおいて少なくとも部分的に実施されるであろう。当業者は、受信機の全ての機能はハードウェアにおいて行われること、及び信号がソフトウェア無線機においてディジタル化される厳密な要点は一般的に費用／複雑さ／電力消費の得失評価（trade-off）によって決まることを認識するであろう。
【０１１９】
本発明の応用は主として時間領域符号化によるＭＩＭＯシステムに関して示されたが、本発明の実施例はまたＭＩＭＯ‐ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重化）システムのような周波数領域符号化システムにおいても有用である。例えば、本発明は５４Ｍｂｐｓ無線網のヨーロッパＨｉｐｅｒｌａｎ／２もしくは米国ＩＥＥＥ  ８０２．１１ａ規格によって使用される。本発明の実施例はまた、例えば、ディスクの多重層が実際に多送信機として作動し、一以上のヘッドが一以上の層から「伝送（transmitted）」信号によって影響される読取データを受取る磁気または光ディスクの読取ヘッド回路といった非無線アプリケーションにおいても使用される。
【０１２０】
上述の装置及び方法は、例えばディスク、ＣＤ‐或いはＤＶＤ‐ＲＯＭといった坦持媒体、読取専用メモリのようなプログラム・メモリ（ファームウェア）、または光学または電気信号担体といったデータ担体上のプロセッサ制御コードとして具体化されることを当業者は認識するであろう。多くの応用について、本発明の実施例はＤＳＰ（ディジタル信号プロセッサ）、ＡＳＩＣ（特定用途向け集積回路）またはＦＰＧＡ（フィールド・プログラム可能ゲートアレイ）上で実施されるであろう。このように、コードは従来のプログラム・コードまたはマイクロコードもしくは、例えば、ＡＳＩＣまたはＦＰＧＡを制御するためのコードを含む。コードはまた再プログラム可能論理ゲートアレイのような再構成可能な装置を動的に構成するコードを含む。同様に、コードはＶｅｒｉｌｏｇ（商標）またはＶＨＤＬ（高速集積回路ハードウェア記述言語）といったハードウェア記述言語のためのコードを含む。当業者は認識するように、コードは相互と通信している複数の接続要素の間で分配される。適切であれば、実施例はまたアナログ用ハードウェアを構成するためにフィールド（再）プログラム可能アナログ・アレイで稼働するコードを使用して実施される。
【０１２１】
様々な実施例及びそれらに関して記述された特定の特徴は前述の教示に一般的に合致する他の実施例、またはそれらの特に記述された特徴と自由に組合わすことができることを当業者はまた認識するであろう。様々な変更及び修正は提示された請求項から逸脱することなしに記述された特定の例に行うことができることを当業者はまた認識するであろう。
【図面の簡単な説明】
【０１２２】
【図１】ＭＩＭＯ準拠無線通信システムを示す。
【図２】ＭＩＭＯチャネル・モデルのブロック図を示す。
【図３】さらに詳細にＭＩＭＯ準拠無線通信システムを示す。
【図４】実施例における無線通信システムを示す。
【図５】実施例における受信機アーキテクチャを示す。
【図６】別の実施例による無線通信システムを示す。
【図７】さらなる実施例におけるパンクチャを組込んだアンテナ数がｓ本の場合の送信機アーキテクチャを示す。
【図８】実施例におけるパンクチャを組込んださらなる送信機アーキテクチャを示す。
【図９】別の実施例におけるさらなる送信機アーキテクチャを示す。
【図１０】別の実施例における送信機アーキテクチャを示す。
【図１１】別の実施例における受信機アーキテクチャを示す。
【図１２】従来技術との実施例の比較ＢＥＲ特性を示す。
【図１３】実施例におけるＭＭＳＥ ＭＩＭＯターボ等化手順のフローチャートを示す。
【図１４】実施例におけるソフト入力ソフト出力フィルタに基づくＭＩＭＯ等化器のブロック図を示す。
【図１５】図１４のＭＩＭＯ等化器を用いる受信機を含むＭＩＭＯ通信システムを示す。
【図１６】本発明のさらなる実施例に基づく周波数領域ソフト入力ソフト出力フィルタに基づくＭＩＭＯ等化器のブロック図を示す。
【図１】
2006520547.tif 000045
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
2006520547.tif 000049
【図６】
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【図７】
2006520547.tif 000051
【図８】
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【図９】
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【図１０】
2006520547.tif 000054
【図１１】
2006520547.tif 000055
【図１２】
2006520547.tif 000056
【図１３】
2006520547.tif 000057
【図１４】
2006520547.tif 000058
【図１５】
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【図１６】
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【国際調査報告】
2006520547.tif 000061
2006520547.tif 000062
2006520547.tif 000063