(57)【要約】この発明は、一般に、低消費電力信号処理方法と装置に係り、特に消費電力を減少させるために受信器における電源電圧とクロック周波数を共同して制御する技術に関する。データ受信器の消費電力を減少させる方法が記述される。受信器は実質的に同じ第１のデータ処理素子の反復された実施を使用して受信された信号を処理するように構成され、反復のレートは第１のデータ処理素子のクロック周波数によって決定される。方法は第１のデータ処理素子の反復された実施の反復数を決定し、決定された反復数に従って受信信号を処理し、電力節約制御信号に応答して反復数を調整し、制御信号に応答して第１のデータ処理素子へのクロック周波数と電源電圧を共同して減少させて受信器消費電力を減少させることを含む。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信器が実質的に同じ第１のデータ処理素子の反復された実施を使用して受信された信号を処理するように構成され、前記反復のレートが前記第１のデータ処理素子のクロック周波数により決定される、データ受信器における電力消費を減少させる方法であって、
前記第１のデータ処理素子の前記反復された実施の反復数を決定し、
前記決定された反復数に応じて前記受信信号を処理し、
電力節約制御信号に応答して前記反復数を調整し、
前記制御信号に応答して前記第１のデータ処理素子への前記クロック周波数および電源電圧を共同して減少させて、前記受信器電力消費を減少させることを含む方法。
【請求項２】
受信器が実質的に実時間で前記信号を処理するように構成され、前記受信器の電力消費が前記実質的に実時間処理能力を維持している間に減少される請求項1で請求された方法。
【請求項３】
前記受信器が前記第１のデータ処理素子の前記反復された実施からデータを入力するように構成されたその後のデータ処理素子を有し、方法は前記第１のデータ処理素子の前記反復された実施からデータを記憶装置に書き込み、前記その後のデータ処理素子に前記データを提供する前に、前記第１のデータ処理素子の前記反復された実施からの前記データを前記記憶装置から非同期に読み出すことをさらに含む、請求項1または2で請求された方法。
【請求項４】
前記制御信号は所望されまたは決定された受信信号品質、雑音および／または干渉レベル、および所望の電力消費パラメタの1つ以上に応答する請求項1乃至３のいずれか１項で請求された方法。
【請求項５】
前記クロック周波数と電源電圧を前記共同減少させることは、受信器に記憶された一組のクロック周波数-供給電圧の組み合わせからクロック周波数および電源電圧の組み合わせを選択することを含む、請求項１乃至４のいずれか1項で請求された方法。
【請求項６】
第2の制御信号に応答して前記反復数を増加させ、
前記第2の制御信号に応答して前記クロック周波数および前記電源電圧を共同で増加させることをさらに含む、請求項１乃至５のいずれか1項で請求された方法。
【請求項７】
前記受信器はレイク受信器であり、前記第１のデータ処理素子は前記レイク受信器のための少なくとも時間多重化された相関器を含む、請求項１乃至６のいずれか1項で請求された方法。
【請求項８】
前記第１のデータ処理素子が前記レイク受信器のための時間多重化されたレイクフィンガーを含む、請求項6で請求された方法。
【請求項９】
前記第１のデータ処理素子はターボ等化器またはターボ復号器の少なくとも一部を含む、請求項１乃至６のいずれか1項で請求された方法。
【請求項１０】
前記データ処理素子は前記受信器のための干渉キャンセラーを含む、請求項１乃至６のいずれか1項で請求された方法。
【請求項１１】
前記データ処理素子は前記受信器のための有限インパルス応答フィルタまたは等化器を含む、請求項１乃至６のいずれか1項で請求された方法。
【請求項１２】
前記データ処理素子は前記受信器のための最尤度系列推定器チャネル等化器を含む、請求項１乃至６のいずれか1項で請求された方法。
【請求項１３】
請求項１乃至12の方法を実施する実行時のプロセッサ制御コード。
【請求項１４】
請求項13のプロセッサ制御コードを運ぶデータ担体。
【請求項１５】
受信器が実質的に同じ第１のデータ処理素子の反復された実施を使用して受信された信号を処理するように構成され、前記反復のレートが前記第１のデータ処理素子のクロック周波数により決定される、データ受信器のための電力コントローラあって、
前記第１のデータ処理素子の前記反復された実施の反復数を決定する手段と、
電力節約制御信号に対応して前記反復数を調整する手段と、
前記制御信号に応答して前記第１のデータ処理素子への前記クロック周波数と電源電圧を共同して減少し、前記受信器電力消費を減少させる手段とを含む電力コントローラ。
【請求項１６】
前記受信器が前記第１のデータ処理素子の前記反復された実施からのデータを入力するように構成されたその後のデータ処理素子を有し、コントローラが、前記第１のデータ処理素子の前記反復された実施から前記データを記憶するように構成され、かつ前記その後のデータ処理素子への供給のために、前記記憶と非同期に前記第１のデータ処理素子の前記反復された実施からの前記データを読み出させるように構成されたバッファを含む、請求項15で請求された電力コントローラ。
【請求項１７】
前記受信器がレイク受信器であり、前記第１のデータ処理素子が前記レイク受信器のための少なくとも時間多重化された相関器を含み、望ましくは前記レイク受信器のための時間多重化されたレイクフィンガーを含む、請求項15または16で請求された電力コントローラ。
【請求項１８】
請求項15乃至17のいずれか1項で請求された電力コントローラを含む受信器。
【請求項１９】
受信器が実質的に同じ第１のデータ処理素子の反復された実施を使用して実質的に実時間で受信された信号を処理するように構成され、前記反復のレートが前記第１のデータ処理素子のクロック周波数によって決定され、受信器がプロセッサの実行可能な指示を記憶する指示メモリと結合された制御プロセッサを含むデータ通信回線のための受信器であって、指示が、
前記第１のデータ処理素子を反復して実施し、
前記実施の反復数を調整し、
前記調整に従って前記第１のデータ処理素子への前記クロック周波数と電源電圧を共同して制御し、前記受信器の電力消費を制御するように、
受信器を制御する指示を含む受信器。
【請求項２０】
その後のデータ処理素子が前記第１のデータ処理素子の前記反復された実施からデータを入力するように構成され、
前記その後のデータ処理素子に非同期な供給のため、前記第１のデータ処理素子の前記反復された実施からのデータを記憶するイラスティックストアをさらに含む、請求項19で請求された受信器。
【請求項２１】
前記受信器はレイク受信器であり、前記第１のデータ処理素子は前記レイク受信器のための少なくとも時間多重化された相関器を含み、望ましくは前記レイク受信器のための時間多重化されたレイクフィンガーを含む、請求項19または20で請求された受信器。
【請求項２２】
請求項19のプロセッサの実行可能な指示を運ぶデータ担体。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、一般に、低消費電力の信号処理方法と装置に係り、特に、受信器の電源電圧およびクロック周波数を共同して制御し、消費電力を減少させる技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
移動電話、およびPDA（携帯情報端末）などの無線通信を取り入れている携帯用のコンピューティング装置のような携帯用の通信装置の設計における重要な要素は、通信回路の消費電力である。これは電池持続時間と、したがって、装置のサイズと重さに直接影響力を持っている。許容できる通信性能の範囲で消費電力をできるだけ抑制することが重要であり、本発明はこの要求を対処する。
【０００３】
一般に消費電力を減少させる試みは、それを低い供給電圧で作動させる発展したシリコン技術、および慎重な詳細回路設計に焦点を合わせた。より最近、動的電圧スケーリング(DVS)として知られている技術が汎用の携帯用コンピューティング装置の消費電力を減少させるとして提案された。DVSの動作は簡潔に後述する。
【０００４】
概して、論理回路中のノードはノードに寄生する容量を変遷させる都度、充電または放電されなければならず、ノードが充電または放電されなければならない容量と電圧に依存してエネルギーを必要とするので、動的な論理回路の消費電力は回路が作動する周波数と関係がある。したがって、論理回路の消費電力への第１次近似は以下の式1によって与えられ、それは消費電力が作動周波数に略比例していることを見ることができる。
【０００５】
【数１】
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ここにPは回路により消費される電力であり、Ftransは与えられたノードiの変遷(作動)周波数であり、Ciはノードiの容量であり、Viはノードiのための供給電圧である。
式1から消費電力が論理回路の作動周波数を減少させることによって簡単に減少されるかもしれないことを見ることができる。しかしながら、最大の作動周波数が電圧依存である、CMOS(相補型金属酸化膜半導体)回路などのいくつかの論理回路において、さらなる電力節約が可能である。したがって、プロセッサの作動周波数が二次的スケーリング電力節約を提供するようにさらに減少されるとき、CMOSまたは同様のマイクロプロセッサの供給電圧もまた減少させることができる。
【０００６】
現在DVSは、モバイルコンピューティングアプリケーションで使用され、一般にはオペレーティングシステムがシステム上の過去の負荷を評価（一般にはアイドルに費やされた時間により決定する）して、それに従って動作周波数と電圧を設定する。これは実施するために簡単であるが、そのようなアルゴリズムが実時間動作で絶対的な処理拘束を考慮しないので、実時間処理のために適さない。この理由のため、実時間のデータ処理では、DVSは避けられた。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
本発明は、受信された信号が実質的に実時間で処理されなければならない通信回線の受信器のデータ処理にDVSのアプリケーションを扱う。したがって、受信器はブロックで受信された信号データを処理するか、または反復処理アプローチ(例えば、ターボ等化)を採用するかもしれないが、概して、受信器は入来信号データのレートを保たなければならない。ここでは、”実時間”をこのような意味で用いる。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
したがって、本発明の第１の態様によると、受信器が実質的に同じ第１のデータ処理素子の反復された実施を使用して受信された信号を処理するように構成され、反復のレートが第１のデータ処理素子のクロック周波数により決定される、データ受信器における消費電力を減少させる方法であって、方法は、第１のデータ処理素子の反復された実施の反復数を決定し、決定された反復数に応じて受信信号を処理し、電力節約制御信号に応答して反復数を調整し、制御信号に応答して第１のデータ処理素子へのクロック周波数および電源電圧を共同して減少させて、受信器消費電力を減少させることを含む。
【０００９】
概して、データ通信回線のための受信器における実時間処理へのDVSのアプリケーションに関連づけられる困難は緩和することができ、事実上、データプロセッサのコンピュータのスループットがデータ処理素子の反復実施の数、および素子の実施が繰り返されるレートを変えることによって変えられるかもしれないことを、出願人は認識した。より明確に、マルチプレクシング素子のレートが電源電圧変化と組み合わせて変えられるならば、データ処理素子が時間多重化されるようなところでは、DVSが実時間処理に適用されるかもしれない。したがって、受信器は実質的に実時間で受信された信号を処理するように構成され、そして上記方法はこの実時間処理を維持している間、受信器の消費電力を減少するように使用されるかもしれない。
【００１０】
望ましくは、データ処理素子の反復実施(または、時間多重化された実施)の数かレートが、測定されたまたは所望の受信された信号品質のような他の要素と消費電力をバランスさせるように調整または制御される。したがって、上記の制御信号はビット誤り率(BER)、信号対雑音および／または干渉レベル、受信されたデータの型(例えば、流されたメディアデータ対他のデータ)、所望のまたは交渉されたサービスの品質(QoS)、および／または動作環境(重要なマルチパス成分の数、データ信号レート、および／または総または残バッテリー寿命など)に応答するかもしれない。概して電力節約制御信号は、(処理される)受信された信号の品質の減少がないか許容できる減少で、潜在的な電力節約が実質的に達成可能であることを示す。
【００１１】
実施例において、反復の数は必要なときのみ時々調整されるか、スイッチ投入またはデフォルト構成ファイルで指定されさえするかもしれないことが認識されるであろう。また、消費電力を減少させるために、調整がデータ処理素子の実施の反復数を減少させるべきであるが、例えばサービスの品質を増加させるため、増加された処理電力が必要または望ましいのがわかるところでは、環境および／または情況に依存して、反復の数を増加させる必要性があるかもしれないことが認識されるであろう。
【００１２】
通常(すべての場合ではないが)、受信器は第１のデータ処理素子の反復実施の後でさらなるデータ処理素子を含み、この場合、反復される(または、多重化される)第１のデータ処理素子のクロック周波数が一般にその後のデータ処理のクロック周波数と同期されないので、方法はイラスティックストアなどの中間データバッファへ非同期に書き込み、かつ読み出すことを含む。
【００１３】
実施例では、一組の動作モードが予め決定され、各モードがクロック周波数および電源電圧値の関連する対、望ましくはモードの消費電力を示す消費電力データを有するかもしれない。そのようなデータは、受信器ハードウェアおよび／または設計動作状態の範囲に応じて予め決定されるかもしれない。そして方法は、適当な周波数/電圧組み合わせの決定を簡素化する、動作状態に従ってこれらのモードの１つを選択することをさらに含むかもしれない。
【００１４】
一実施例では、第１のデータ処理素子はレイク受信器フィンガーのために少なくとも相関器を、望ましくは複数のそのような相関器か実質的に完全なレイクフィンガーサブプロセッサを組み込む。この配列は、動作環境か必要なサービスの品質に従って、それが受信器を適合させて、したがって、受信器消費電力を減少させることを容易にするとき特に有利である。これは、マルチパス反射、およびその結果必要な量の時間多重化されたレイクフィンガーの数が、受信器の局所的な物理的環境にかなり依存して変化することができる1つのパラメタであるからである。
【００１５】
別の実施例では、第１のデータ処理素子がターボ等化器かターボ復号器を含むかもしれないか、またはその部分は、その場合、処理素子の反復実施が複数のターボ等化-復号またはターボ復号反復を含むするかもしれない。この反復数が前に述べられたのと同じ方法で広く変えられるかもしれない。処理反復の数の許容できる減少は、例えば、以前に受信されたブロック、および／またはコードワード、および／またはフレーム、および／または要求されるサービスの質から推論されるかもしれない。
【００１６】
別の実施例では、第１のデータ処理素子は、例えば、WCDMA(広帯域符号分割多元接続)システムのような、共通のチャネル干渉キャンセラーやそれの部分などの干渉キャンセラーを含む。
第１のデータ処理素子は、1つ以上の有限インパルス応答(FIR)フィルタか、例えば、時間-多重化係数乗算のようなチャネル等化器構造を付加的にまたは代わりに含むかもしれない。FIRフィルタは、例えば、チャネルスパンに従って変化されるFIRブロックユニットの反復実施の可変数を有するかもしれない。等化器アプリケーション(すなわち、フィルタの特別な場合)において、熟練者は、重要なマルチパス反射の数のようなチャネルスパン(それはシンボル期間のチャネルの長さである)が、ある位置から他の位置へ著しく変わるかもしれないことを理解するであろう。
【００１７】
さらなる実施例では、第1のデータ処理素子は、分岐基準プロセッサのようなMLSE(最尤度系列推定器)チャネル等化器の素子を含むかもしれない。再び、熟練者はチャネル計算のための状態スペースのサイズがチャネルスパンと状態の数に依存することを認識するであろう。
【００１８】
別の態様において、発明は、受信器が実質的に同じ第１のデータ処理素子の反復された実施を使用して受信された信号を処理するように構成され、反復のレートが第１のデータ処理素子のクロック周波数により決定される、データ受信器のための電力コントローラであって、第１のデータ処理素子の反復された実施の反復数を決定する手段と、電力節約制御信号に対応して反復数を調整する手段と、制御信号に応答して第１のデータ処理素子へのクロック周波数と電源電圧を共同して減少し、受信器消費電力を減少させる手段とを含む電力コントローラを提供する。
【００１９】
再び、望ましくは、電力コントローラはイラスティックバッファや記憶装置などの非同期なバッファを組み込み、その後のデータ処理段階で同期を容易にする。発明はさらに、電力コントローラ、例えば前に説明されたような受信器を組み込んでいる受信器を提供する。
【００２０】
さらなる態様では、発明は、受信器が実質的に同じ第１のデータ処理素子の反復された実施を使用して実質的に実時間で受信された信号を処理するように構成され、反復のレートが第１のデータ処理素子のクロック周波数によって決定され、受信器がプロセッサの実行可能な指示を記憶する指示メモリと結合された制御プロセッサを含むデータ通信回線のための受信器であって、指示が、第１のデータ処理素子を反復して実施し、実施の反復数を調整し、調整に従って第１のデータ処理素子へのクロック周波数と電源電圧を共同して制御し、受信器の消費電力を制御するように、受信器を制御する指示を含む受信器を提供する。
【００２１】
また、発明は、運転するとき上述された方法、電力コントローラ、および受信器を実行するプロセッサ制御コードを提供する。熟練者は、このコードがハードウェア記述コードおよび／またはASICかFPGAを設定または制御するためのコードのような、通常のプログラムコード、マイクロコードまたは他のコードを含むかもしれないことを認識するであろう。発明の実施例はDSP(デジタル信号プロセッサ)を使用するか、通常のマイクロプロセッサまたはマイクロコントローラを使用することで実行されるかもしれない。プロセッサ制御コードはディスク、CD-またはDVD-ROMなどの担体、読み出し専用メモリ(ファームウェア)などのプログラムされたメモリ、または光学か電気の信号キャリアのような信号キャリアで提供されるかもしれない。熟練者は、発明の実施例のコードが互いとの通信において複数の結合されたコンポーネントの間に分配されるかもしれないことを認識するであろう。また、熟練者は、発明の実施例がハードウェアかソフトウェアのどちらか、または両方の組み合わせで実施されるかもしれないと認識するであろう。
【００２２】
発明のこれらと他の態様は、添付図面を参照して例示のみの方法でさらに説明されるであろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
本発明の態様を含む技術に関する例に倣えば、3G移動通信ネットワークの中で使われるかもしれないような、DS-CDMA（直接拡散、符号分割多元接続）通信システムのためのレイク受信器を特に参照して説明されるであろう。しかしながら、発明の実施例のアプリケーションはそのような受信器に制限されないで、共通のデータ処理手順の反復された実施または反復の時間多重化された処理が使われるかもしれないどんなタイプの通信受信器にも採用されるかもしれない。このようにして、例えば、発明の実施例はHiperlan/2やIEEE 802.11a無線ネットワークのような、無線のローカル・エリア・ネットワーク(WLAN)の移動端末の中で使用されるかもしれない。
【００２４】
Hiperlan 2の詳細に関しては、以下のドキュメントが参照されるかもしれない:ETSI TS101 761-1(V1.3.1):“Broadband Radio Access Networks (BRAN); HIPERLAN Type2; Data Link Control (DLC) Layer; Part1: Basic Data Transport Functions”; ETSI TS 101 761-2(V1.2.1):“Broadband Radio Access Networks (BRAN); HIPERLAN Type2; Data Link Control (DLC) Layer; Part2: Radio Link Control (RLC) sublayer”; ETSI TS 101 493-1(V1.1.1):“Broadband Radio Access Networks (BRAN); HIPERLAN Type2; Packet based Convergence Layer; Part1: Common Part”; ETSI TS 101 493-2(V1.2.1):“Broadband Radio Access Networks (BRAN); HIPERLAN Type2; Packet based Convergence Layer; Part2: Ethernet Service Specific Convergence Sublayer (SSCS)”; ETSI TS 101 475(V1.2.2):“Broadband Radio Access Networks (BRAN); HIPERLAN Type2; Physical(PHY) Layer”;ETSI TS 101 762(V1.1.1):“Broadband Radio Access Networks (BRAN); HIPERLAN Type2; Network Management”。これらのドキュメントはwww.etsi.orgでETSIウェブサイトから利用可能である。
【００２５】
また、発明の実施例は、個人的な領域ネットワーク(PAN)のための受信器、およびBuletooth(商標)回線（IEEE 802.15グループの規格、特にIEEE 802.15.3に関連づけられる）のための受信器のような他のタイプの受信器で使用することができる。
【００２６】
また、熟練者は、後で説明される実施例から、発明がダイバーシティかMIMO（多入力-多出力）受信器などの4G通信システム受信器に潜在的アプリケーションを持っていることを認識するであろう。
発明のいくつかの実施例が作動する情況を理解する助けとするために、3Gデジタル移動通信システムの態様について調査することはこの点で役に立つ。
【００２７】
第三世代携帯電話ネットワークは、移動局と基地局との間で無線インタフェースで通信接続するCDMA(符号分割多元接続)スペクトル拡散信号を使用する。これらの3Gネットワークは、(およびいわゆる2.5Gネットワークも)、国際移動電気通信IMT-2000規格(www.ituint、これにより引用文献として組み込まれる)によって包含される。第三世代技術はCDMA(符号分割多元接続)を使用し、IMT-2000規格は、欧州および日本におけるW-CDMA(広帯域CDMA)直接拡散FDD(周波数分割デュプレックス)、米国のCDMA-2000多重搬送波FDD、中国のTD-CDMA(時分割デュプレックスCDMA)およびTD-SCDMA(時分割同期CDMA)の動作の３つの主なモードが考えられる。
【００２８】
3Gネットワークの無線アクセス部分はまとめてUTRAN(ユニバーサル地上無線アクセスネットワーク)と呼ばれ、UTRANアクセスネットワークを含むネットワークはUMTS(ユニバーサル移動電気通信システム)ネットワークとして知られている。UMTSシステムは第三世代パートナーシッププロジェクト(3GPP、3GPP2)によって作られた規格の主題であり、その技術的な仕様はwww.3gpp.orgで見出すことができる。これらの規格は、一般的なUMTS構造を記述する23.101、ユーザおよび無線送信および受信(FDD)バージョン4.0.0および3.2.2について記述する25.101の技術仕様書を含んでおり、これによりそれぞれ引用文献として組み込まれる。
【００２９】
図1は第三世代のデジタル携帯電話システム100の一般的な構造を示す。図1では、無線塔112が基地局114に結合され、基地局は順次基地局コントローラ116によって制御される。移動通信装置118は、無線すなわちエアインタフェース120接続で基地局114と双方向通信で示される。インターフェースは、GSM(移動通信のためのグローバルシステム)ネットワークおよびGPRS(一般のパケット無線サービス)ネットワークにおけるUmインターフェース、およびCDMA2000とW-CDMAネットワークにおけるUuインターフェースとして知られている。通常任意の時間に複数の移動装置118が与えられた基地局に付属され、基地局はこれらの装置に役立つように複数の無線トランシーバーを含む。
【００３０】
基地局コントローラ116は複数の他の基地局コントローラ(示されない)と共に移動切換えセンター(MSC)122に接続される。そのような複数のMSCが順次ゲートウェイMSC(GMSC)124に接続され、ゲートウェイMSCは携帯電話ネットワークを公衆電話交換網(PSTN)126に接続する。ホーム位置レジスタ(HLR)128とビジター位置レジスタ(VLR)130が呼ルーティングとローミングを管理し、他のシステム(示されない)が認証、請求書を送ることを管理する。操作と維持センター(OMC)129は、基地局などのネットワークインフラストラクチャ要素からの統計を集めて、ネットワークの性能の高いレベルの視点をネットワークオペレータに提供するために切り替わる。例えば、ネットワークの有効な容量またはネットワークの部品についてどのくらいが一日の異なる時間に使用されているかを決定するために、OMCは使用することができる。
【００３１】
上述されたネットワークインフラストラクチャは、本質的に移動通信装置118と他の移動装置および／またはPSTN 126との間の回路切り換え音声接続を管理する。GPRS、および3Gネットワークのようないわゆる2.5Gネットワークは、回路切り換え音声サービスにパケットデータサービスを付加する。広い用語で、パケット制御装置(PCU)132は基地局コントローラ116に加えられ、これは階層的なシリーズのスイッチによりインターネット138などのパケットデータ網に接続される。GSMベースのネットワークでは、これらはサービングGPRSサポートノード(SGSN)134とゲートウェイGPRSサポートノード(GGSM)136を含む。図1のシステムと後で説明されるシステムの両方において、ネットワークの中の素子の機能性が単一の物理的ノードまたはシステムの別々な物理的ノードに存在するかもしれないことが認識されるであろう。
【００３２】
移動装置118とネットワークインフラストラクチャとの間の通信は、一般にデータと制御信号の両方を含んでいる。データがデジタルにコード化された音声のデータを含むかもしれないか、またはデータモデムが移動装置へ、および移動装置からデータをトランスペアレントに通信することに使われるかもしれない。GSM-型ネットワークでは、テキストと他の低い帯域幅データがまた、GSMのショートメッセージサービス(SMS)を利用して送られるかもしれない。
【００３３】
2.5Gか3Gネットワークでは、移動装置118は単純な音声の接続よりも別の電話に提供されるかもしれない。例えば、移動装置118はビデオおよび／またはマルチメディアデータサービス、ウェブブラウジング、電子メールおよび他のデータサービスへのアクセスを付加的または代わりに提供するかもしれない。論理的に移動装置118は、データプロセッサやパーソナルコンピュータなどの端末装置にシリアル接続で移動端末(加入者アイデンティティモジュール(SIM)カードを組み込む)を含むように考えられるかもしれない。一般に、移動装置がいったんネットワークに付属されると、それは“いつもオン”であり、ユーザデータは、例えば、移動端末-端末装置インタフェースで標準AT命令により、装置と外部データネットワーク間でトランスペアレントに移すことができる。通常の移動電話が移動装置118のために使われるところでは、GSMデータカードなどの端末アダプターが必要であるかもしれない。
【００３４】
CDMAスペクトル拡散通信システムでは、ＲＦ搬送波を変調する前に非常に高いビットレート(チップレートと呼ばれる)の擬似乱数拡散系列でベース帯域信号を混合することによって、ベースバンド信号は拡散される。受信器では、ベースバンド信号は、受信された信号と擬似乱数拡散系列を相関器に供給し、ロックが得られるまで一方が他方を滑り抜けさせることにより回復される。コードロックがいったん得られたなら、コードロックは、入力信号が拡散系列に関して早いかまたは遅いかを検出して、変化を補償する早い-遅い追跡ループのようなコード追跡ループによって維持される。
【００３５】
そのようなシステムは、最初の擬似乱数拡散系列が知られている場合だけベースバンド信号を回復させることができるように、多重化されるコード分割として記述される。スペクトル拡散通信システムはＲＦスペクトルの同じ部分を使用するために全て異なった拡散系列を有する複数の送信器を許容し、適切な拡散系列を選ぶことにより受信器を所望の信号に“同調”させる。
【００３６】
3G携帯電話システムでは、ベースバンドデータは、直交可変拡散因数(OVSF)技術を使用している拡散すなわちチャネライゼーションコードを使用して拡散される。OVSFコードは異なる長さのコード間で直交を維持しながら拡散因数を変えさせる。システムの同時のユーザ数を増加させるためにデータはゴールドコードのようなスクランブルコードによってさらに拡散される。スクランブルコード信号帯域幅を変えないが、再び拡散コードが実質的に互いに直交であるので、異なるユーザへ、または異なるユーザからの信号が互いに区別されることを可能にする。スクランブルすることはチャネル化拡散のトップで使用され、すなわち、同じチップレートでスクランブルされたコードを生成するために、OVSF拡散の後に続くチップレートにおける信号がスクランブルコードにより乗算される。したがって、チップレートはチャネライゼーションコードにより決定され、このシステムでは、その後のスクランブルによって影響を受けない。このように与えられたチップレートのためのシンボルレートはスクランブルによって同様に影響を受けない。移動局による増加しているビットレート通信が要望されるところでは、１つ以上のそのようなチャネルがいわゆる“マルチコード”送信を作るために採用されるかもしれない。マルチコード送信では、複数のデータチャネルが有効に並行して使用され、移動局へまたは移動局からのデータ伝送の総合的なレートを増加させる。一般にマルチコードデータチャネルは、同じスクランブルコードを持つが、望ましくは同じ拡散因数を用いるにもかかわらず、異なるチャネライゼーションコードを有する。
【００３７】
そのようなシステムにおいて、一般に、与えられたセルまたはセクターの中のすべてのユーザのような、特定のユーザおよびいくつかの共通のユーザのグループに、いくつかの専用の複数の異なったチャネルがある。通信量は専用の物理的な制御チャネル(DPCH)上、または上述されたように、マルチコード送信の場合における複数のそのようなチャネル上で運ばれる。共通のチャネルは一般に、シグナリングと制御情報を送信し、またシステムの無線回線の物理的な層のために利用されるかもしれない。したがって、共通のパイロットチャネル(CPICH)は、セル特定のスクランブルコードを用いてスクランブルされた変調されないコードチャネルを含み、移動局受信器でチャネル推定と等化を許容するように提供される。同様に、同期チャネル(SCH)がネットワークセルの場所を見つけるように移動局により使用のために提供される。一次SCHチャネルは変調されないで、各セルで同じチャネル化の拡散系列を使用して送信され、セル特定のスクランブルコードを使わない。また、同様の二次SCHチャネルが拡散系列の限られた数であるが提供される。知たれたチャネル化および拡散コードを有する一次および二次の共通制御の物理的なチャネル(PCCPCH、SCCPCH)がまた制御情報を運ぶために提供される。前述のシグナリングチャネル(CPICH、SCH、およびCCPCH)はすべての移動局により一般に復号されなければならず、したがって、例えば、ネットワークのための知られているコードがユーザ端末装置に記憶されたので、拡散コード(チャネライゼーションコードおよび、適切なところではスクランブルコード)は一般に移動局によって知られるであろう。ここで、チャネルについての言及は一般に物理的なチャネルへの言及であり、１つ以上のネットワーク送信チャネルはそのような物理的なチャネルにマップされるかもしれない。3G携帯電話ネットワークに関する情況では、移動局か移動装置がしばしば端末と呼ばれ、この明細書において、どんな区別もこれらの一般の用語間に描かれない。
【００３８】
スペクトル拡散システムの1つの利点は、それらがマルチパスのフェージングに比較的鈍感であるということである。マルチパスのフェージングは、送信器から受信器への信号が2つ以上の異なったパスを取り、したがって、信号の2つ以上のバージョンが異なる時間に受信器に到着して互いに干渉するときに起る。これは通常櫛状の周波数応答を起こし、広帯域信号がマルチパスチャネル上で受信されるとき、多重遅延が熊手の叉の外観で受信された信号の多重成分を与える。特に送信器または受信器が動いているとき、マルチパスチャネルの数と位置は一般に時間がたつにつれて変化する。しかしながら、熟練者が理解するように、スペクトル拡散受信器の相関器は、マルチパス成分の1つ、通常最も強い直接信号を自動追跡する傾向があるであろう。
技術において知られているように、スペクトル拡散受信器が受信された信号の複数の別々のマルチパス成分に対応して自動追跡することを許容するように、複数の相関器が設けられるかもしれない。そのようなスペクトル拡散受信器はレイク受信器として知られており、相関器を含む受信器の素子はしばしばレイク受信器の“フィンガー”と呼ばれる。レイク受信器の各フィンガーからの別々の出力は合成され、一般に位相合わせ、および各出力を等しく重み付けするか合成された出力の信号対雑音比を最大にする重みを推定することにより、改良された信号対雑音比(または、ビット誤り率)を提供する。この後者の技術は最大比合成(MRC)として知られている。
【００３９】
図2は、CPICHが復調専用データ(DPCH)とブロードキャスト(PCCPCH)チャネルへのアプリケーションのためにチャネル推定値を計算するように使用された、公知のW-CDMAレイク受信器200を示す。(しかしながら、他の配列ではチャネル推定値は、例えばDPCCHでパイロットシンボルを使用して、異なった方法で決定されるかもしれない)。受信器200はアンテナ202を有し、DPCH(専用の物理的なデータチャネル)、PCCPCH、およびCPICHチャネルについてスペクトル拡散信号を受信する。アンテナ202によって受信された信号はダウンコンバータ204に入力され、信号が逆拡散のためIF(中間周波)かベースバンドに下方変換される。通常ここにおいて、専用またはプログラマブルディジタル信号プロセッサによるデジタル領域での処理のため、信号はアナログ対デジタル変換器によってデジタル化されるであろう。大きさと位相情報の両方を保存するために、図2では簡単化のために示されないが、信号は通常IとQチャネルを含む。この受信器と、一般に受信器の以下の記述において、アナログかデジタル領域のどちらか、または両方の領域で信号処理が採用されるかもしれない。しかしながら、通常複数の処理がデジタルで実行されるので、図6にブロックとして描かれた機能的な素子が、一般に適切なソフトウェアによって実行されるか、または専門の集積回路が機能のいくつかに利用可能であるところでは、必要な機能を実行するためのそれらの構造および/または機能性を構成するため、これらの集積回路のレジスタを適切にプログラムすることによって実行される。
【００４０】
再び図2を参照すると、受信器200は３つのレイクフィンガー206、208、および210を含み、その各々はレイク結合器212への出力を有し、レイク結合器は移動端末でのさらなる処理のために合成された復調信号出力214を提供する。各レイクフィンガーの主な素子は対応しており、簡単化のためレイクフィンガー206の素子だけが示される。
【００４１】
コード追跡器216はレイクフィンガー206の入力と接続され、逆拡散のためスペクトル拡散コードを追跡する。マッチフィルタやアーリーレイトトラッキングループのような通常の手段がコード追跡器216のために使われ、DPCH、PCCPCH、およびCPICHチャネルが一般に同期されるので、通常一般に比較的高い信号レベルを有するCPICHを除いて、コード追跡器216はこれらの信号の1つへのログだけに必要である。コード追跡器216の出力は、スペクトル拡散信号を逆拡散するためにそれらの対応するチャネル信号と相互相関のために拡散コードを発生するPCCPCH 218、CPICH 220、およびDPCH 222のためのコード発生器を制御する。その結果、３つの逆拡散器224、226、228が設けられ、それぞれレイクフィンガーの入力に接続され、かつそれぞれコード発生器218、220、222の1つから出力を受け、適切な信号(チャネル化とスクランブルコードの両方)を逆拡散する。熟練者は、これらの逆拡散器が一般に乗算器と加算器のような相互相関器を含むことを認識するであろう。
【００４２】
CPICHパイロット信号は変調されないので、それが逆拡散されるとき、結果はレイク受信器のフィンガーにより自動追跡されるCPICH信号が送信されていたマルチパスチャネルの減衰と位相シフトに対応している大きさと位相を有する信号である。その結果、この信号はCPICHチャネルのための、特にレイクフィンガーが逆拡散したこのチャネルのマルチパス成分のためのチャネル推定値を含む。推定値はさらなる処理なしで使用されるかもしれないが、望ましくは、推定の雑音を減少させてその精度を増加させるように、推定値は時間がたつにつれて１つ以上のシンボル間隔に亘って平均される。この機能はチャネル推定230によって実行される。長い期間にわたって平均することは雑音のレベルが減少しているが、これはまた、例えば、受信器が高速道路上の車の端末で作動しているとき遭遇するような、チャネル状態の速い変化に応じる受信器の能力を減少させることが認識されるであろう。
【００４３】
チャネル推定が位相を逆にするために共役複素変換され、必要ならゼロ減衰が統一の大きさに対応するように正規化され、この形において共役複素変換された信号がチャネル推定値を適用または補償するために別の受信された信号と乗算するように単に使用されることができる。したがって、乗算器232と234がチャネル推定ブロック230からのチャネル推定値を、それぞれブロードキャスト制御チャネルPCCPCHおよび所望のデータチャネルDPCHに適用する。次に、所望のデータチャネルは任意の通常の様式でレイク結合器212により合成され、レイクフィンガー206からのブロードキャストチャネル出力236のような、各フィンガーからのブロードキャストチャネル出力は、また第2のレイク結合器(図6では、示されない)に合成され、復調されたPCCPCH制御チャネル信号を出力する。
【００４４】
図3は、後で説明される時間多重化されたレイク受信器の理解を支援するために、一般化された通常のレイク受信器300を示す。受信器300はDPCHチャネルを処理するため、複数のMレイクフィンガー302a、b(図3では１つだけが詳細に示される)を含む。受信されたスペクトル拡散信号のデジタル化されたバージョンはフロントエンド受信器フィルタ304を通してそれぞれのレイクフィンガーに供給され、各レイクフィンガーからの出力は合成された復調信号出力308を提供するレイク結合器306に供給される。簡単化のため、図3において探索器フィンガー、遅延ロックループPCCPCH相関器およびマルチコード相関器は省略された。
【００４５】
各レイクフィンガー302は一対の逆拡散ユニット310、312を含み、それぞれレイクフィンガーが処理しているマルチパスに配列された拡散コード時間を受信している。逆拡散ユニット312はチャネル推定ユニット314に出力を供給し、逆拡散ユニット310の出力と乗算される乗算器316の(合成)出力は処理されたマルチパス成分のチャネル応答について補償する。逆拡散ユニット310の出力は遅延バッファ318により遅延され、チャネル推定ユニット314により導入される遅延を補償する。
【００４６】
図３の左手部分は、点線の箱320を示し、n=チップあたりのサンプルの伝送レートで作動し、追跡されるべきそれぞれ処理されるマルチパス成分の遅延を許容するに十分なデジタル化された信号解像度を提供する。例えば、n=4はチップあたり4サンプルを提供し、それはコードを拡散するチップレートの追跡時間整列を容易にする。しかしながら、逆拡散、レイク結合器306における時間の整列および合計の後に、信号はシンボルごとにkサンプル、ここに通常k=1でシンボルごとのベースで表されるかもしれない。
【００４７】
UMTS CDMA受信器のためのレイクフィンガーの完全な実施は、一般に、(制限するものではないが、)DPCH相関器、マルチコード送信のための追加DPCH相関器、チャネル推定器入力を提供するためのCPICH相関器、遅延ロックループを提供するための潜在的にさらに2つの相関器、チャネル推定(例えば、平均する)ような追加処理、チャネル推定を適用する複雑な乗法、およびチャネル推定値に重み付け(例えば、信号対雑音および干渉比により)をするための手段、などの要素のいくつかを少なくとも必要とするであろう。また、潜在的に各フィンガーはサーバ基地局のためのPCCPCH相関器などの制御情報を監視する手段、近隣基地局を探索する１つ以上の付加的な相関器、および近隣基地局を追跡するための遅延ロックループ用のさらなる相関器を必要とするかもしれない。さらにより複数の相関器がチャネルインパルス応答における変化を追跡するために、パス探索用として必要とされる傾向がある。しかしながら、一般に単一のレイク結合器だけが必要である。
【００４８】
慣習上、これらの相関器と関連する処理機能はそれぞれのレイクフィンガーのハードウェアの別々の例として実行された。したがって、例えばハードウェアの加速器が最大８つのレイクフィンガーをサポートするために、上述されたDPCHレイクハードウェアの8セットを含むかもしれない。ハードウェアは一般に使用され、十分なハードウェアが通常最も悪いケースシナリオを満たすために提供されるが、そのような最も悪いケースシナリオが実際にはしばしば起こるわけではない。この過剰提供は未使用のレイクフィンガーへの電力を消すことによって緩和されるかもしれない。
【００４９】
別のアプローチがEP 1 107 471A(そして同等な米国2001 036195)で説明され、それは時分割多重化レイクフィンガーについて説明する。図4と5は’471Aから取られ、それぞれこの時間多重化されたレイクフィンガー1とフィンガーのための逆拡散器6を示す。概要において、受信されたデータサンプルバスが線22を経てデータをサンプルメモリ2に、そこから線28を経てタイミング調整回路4に提供し、それは出力30を逆拡散回路6に供給し、これは順次出力34をシンボルメモリ10に供給し、シンボルメモリは線36にシンボルデータ出力を提供する。時間多重化フィンガー1は制御バス21を通して制御回路19によって制御され、制御バスはアドレス制御回路12、16を駆動し、サンプルメモリ2とシンボルメモリ10にそれぞれのアドレス26、38を供給する。またフィンガーメモリ18は、線44、45を経てタイミング調整回路4を、および線48、50、52、54を通して逆拡散回路6を微調整するように、バス21に接続される。フィンガーメモリ18は線42を通してタイミング誤り検出と推定回路14から入力データを受信する。概してタイミング回路14は、フィンガーメモリ18に記憶された精(端数チップ期間)および粗(整数チップ期間)タイミングデータを発生し、それぞれ処理されたマルチパス信号と関連する情況で提供する。この情況のデータはフィンガーメモリ18から検索されて、逆拡散回路6が制御回路19の制御の下で時間多重化されるようにする。図5で示されるように、逆拡散回路6は通常の方法で拡散コード発生器64、乗算器60および合計器62を含み、フィンガーメモリが処理されるべきそれぞれのマルチパス成分について必要とされる拡散コードを記憶している。
【００５０】
図4と5の時間多重化されたレイクフィンガーの詳細に関しては、ここに明確に引用文献として組み込まれるEP 1 107 471Aの記述が参照されるかもしれない。
上述された時間多重化されたレイクフィンガーは複数のレイクフィンガーを提供することができるが、速いクロックレートの必要性を犠牲にしている。このような時間多重化されたレイクフィンガーを取り入れているレイク受信器の消費電力は、それらが必要でないときに計算を実行しないことによって、減少されるかもしれない。例えば、(上述されたように)ハードウェアが8つのレイクフィンガーを提供するように構成されて、4つの優勢なマルチパス成分だけが存在しているならば、4つ以上のレイクフィンガーの必要性はなく、したがって、ハードウェアは時間の半分で切り換えられるかもしれない。
【００５１】
しかしながら、出願人は、動作環境またはユーザ要件が許容するところで(すなわち、実時間処理能力を維持している間)、クロックレートを減少させる組み合わせにより、および動的な電圧スケーリングの技術にしたがって電源電圧を減少させることによっても、より重要な電力節約が達成されることを認めた。したがって、例えば、4つのレイクフィンガーだけが必要であるならば、時間多重化されたハードウェアは半分のレートクロックでかつ電源電圧の同時減少を伴って絶え間なく作動する。
【００５２】
図6は、DVS(動的な電圧スケーリング)制御と組み合わせて時間多重化されたレイクフィンガー処理を組み込んでいるレイク受信器400の実施例を示す。
図6のレイク受信器400の主な素子は図3のレイク受信器300のものに対応している。したがって、受信されたスペクトル拡散信号は受信器フィルタ404により最初に処理され、次に複数のレイク受信器フィンガー402a、bにより処理され、その出力はレイク結合器406で合成され、合成された復調出力データ信号408を提供する。前と同様に、受信器フィルタ404はチップあたりnサンプルのレートでデータをデジタル化し、レイク結合器406はシンボルあたりkサンプルによって表されるデータで作動する。しかしながら、レイクフィンガー402a、bはチップあたりM×nサンプルの増加されたデータレートで作動している時間多重化されたレイクフィンガー回路により提供され、ここにMは時間多重化されたレイクフィンガーの数である。そして、図6の受信器400において、すべてのMレイクフィンガー402は図4で示されたレイクフィンガーのように単一の時間多重化されたレイクフィンガーにより提供されるかもしれない。したがって、図6では、Mレイクフィンガーは概念的であり、ただ１つの物理的フィンガーがあることが認識されるであろう。
【００５３】
レイク受信器400では、レイクフィンガーMの数、および時間多重化されたレイクフィンガー402のクロックレートは可変であり、制御線410によってDVSコントローラ412から制御される。例えば、最悪の場合のシナリオでは、DVSコントローラ412は8つのマルチパス成分(単一信号の8つの成分か複数の信号のマルチパス成分の組のどちらか)を処理するため、8つのレイクフィンガーを提供するように時間多重化されたレイクフィンガー402を制御し、コントローラ412はチップ期間あたり8nサンプルのレートで作動するように時間多重化処理を制御しているかもしれない。しかしながら、許容できる信号品質レベルが、より少ない数のマルチパス成分、例えば１つか2つのマルチパス成分を処理することによって、提供されるかもしれないところでは、DVSコントローラ412はチップあたり単にnか2nのサンプルで動作するように時間多重化されたレイクフィンガー402を制御し、１つまたは２つのレイクフィンガーを提供し、チップデータ入力あたりnサンプルに保持して必要な処理電力を提供するかもしれない。
【００５４】
時間多重化されたレイクフィンガー402のクロックレートが可変であり(レイクフィンガーの数はMであるとして)、動的に変えられるかもしれないので、バッファ414は時間多重化されたレイクフィンガーの出力とレイク結合器406の入力の間に提供される。図6では、このバッファはレイク結合器406の一部であるとして示される。レイクフィンガーからバッファ414への入力とバッファからレイク結合器への出力が必ずしも同期されない-すなわち、レイクフィンガーのクロックレートと結合器のクロックレートとの間に整数関係がないかもしれない-ので、バッファ414は非同期な読み書きを許すべきである。バッファ414は、例えば1つ以上のイラスティックストアを含むかもしれない。
【００５５】
DVSコントローラ412はレイク結合器406から、または後の(ベースバンド)処理段階(図6では、示されない)からの入力を有し、処理されるマルチパス成分のレベルが監視されることを許容し、処理される信号ビット誤り率のような何らかの品質パラメタが監視されることを許容する。この方法で、他のマルチパス成分に比較して比較的低い信号レベルを有するマルチパス成分が処理されているとき、そしてレイクフィンガーの数を減少させるように時間多重化されたレイクフィンガー402を制御することができるとき、DVSコントローラ412が決定することができる。これはレイクフィンガーの数が変えられることを許容するので、例えば、閾値信号レベルより低いマルチパス成分、または誤り率(または、ある他の品質基準)になるように改良した閾値よりも低くすることが受信器によって処理されない。これは順次、レイクフィンガーの数が実時間処理能力で何ら重要な損失なしに減少されるとき、時間多重化されたレイクフィンガーのクロックレートが減少されることを許容する。実施例では、レイクフィンガーの数は、何か追加マルチパス成分が処理される必要があるかどうかをチェックするために、またはパス探索および／またはBERなどの信号品質測定を行うために定期的に増加されるかもしれず、時間多重化されたレイクフィンガーが信号品質を維持するために増加される必要があるとき、決定を起動するように使用されるかもしれない。
【００５６】
図6から見ることができるように、DVSコントローラ412はまた電源を組み込み、通常受信器のバッテリーであるバッテリー416から電力入力を受け、少なくとも時間多重化されたレイクフィンガー402へ制御可能な電圧供給を提供するために制御可能な電圧電源出力418を提供する。これはクロックレート(そして、レイクフィンガーの数)が減少されるとき、DVSコントローラ412が線418上の時間多重化されたレイクフィンガーへの電源電圧を減少させることを許容し、動的な電圧スケーリングの利益を可能にする。周波数と最小の作動電圧の適当な組み合わせは使用されるハードウェアに依存し、例えば、計画された動作状態を考慮に入れるような実験によって簡単に決定されるかもしれない。代わりに、適当な周波数と電圧の関係は理論的に計算されて、例えば想定された出力段階駆動インピーダンスと典型的なノード容量に基づいて、誤差、製造公差および環境変化の何らかのマージンを許容する。また、これらの技術の両方の組み合わせは、理論的に計算された示された値を変更することに実験結果を使用する例として使われるかもしれない。
【００５７】
熟練者は、図6の受信器の時間多重化されたレイクフィンガー402が、同様の理由でハードウェアよりむしろソフトウェアで実施されるかもしれないことを認識するであろう。代わりに、時間多重化された処理は専用ハードウェアとプロセッサで実行された動作の組み合わせを含むかもしれない。
【００５８】
より一般的な場合では、上述された方法は他のタイプのデータ処理動作と他のタイプの受信器で使われるかもしれない。したがって、一般化された実施例において、図7の受信器500に示されるように実施された時間多重化された処理とDVSスケーリングの合成の方法が提供される。
【００５９】
図7を参照すると、これは、任意に複数の受信アンテナ502a、b、対応するＲＦフロントエンド504a、b、およびダイバーシティ受信および／またはMIMO信号処理のためのアナログ対デジタル変換器506a、bを有する一般化された通信受信器を示す。アナログ対デジタル変換器506a、bは時間多重化されたデータ処理ブロック508に入力を供給するが、他の実施例では時間多重化されたデータ処理は受信連鎖の後の段階で実行されるかもしれない。
【００６０】
時間多重化されたデータ処理508は、概して、デジタル信号処理機能または複数機能を提供するために時間スライス、時間多重化または反復様式で共通のデータ処理動作を反復して実行する。時間多重化されたデータ処理508は時間多重化されたハードウェア、または時間多重化された信号プロセッサ制御コード、あるいは2つの組み合わせを含むするかもしれない。しかしながら、概してデータ処理508は1つ以上の(ハードウェアかソフトウェア)プロセッサ508a、ワーキングメモリ508b、およびクロック/制御回路508cを含む。クロック/制御回路は処理機能の反復実施の数を制御し、また処理機能にクロックを与え、1つ以上の制御信号入力に応答し、このクロック周波数の動的な変化とコントローラからの信号にしたがった反復実施の数を許容する。時間多重化されたデータ処理508はまたDC電源509を有し、実施例において受信器の他の素子へのDC電源から分離し、データ処理508への電源電圧が受信器の他の部分への電源電圧に独立して変えられることを許容する。この方法では、クロック周波数、データ処理の時間多重化された数、およびデータ処理への供給電圧は、共同しかつ互いと組み合わせて変えられるかもしれず、動的な電圧スケーリング型消費電力減少を達成する。
【００６１】
時間多重化されたデータ処理508はイラスティックストアなどの非同期バッファ510に出力を提供し、イラスティックストアは順次データ処理508からのデータをその後のデータ処理段階511へ提供し、データ処理段階は例えばさらなるベースバンドデータ処理のためデータ出力512を提供する。以下でより完全に説明されるように、データ処理508は(限定するものではないが)干渉キャンセル、有限インパルス応答(FIR)フィルタ等化のような等化、ターボ復号/等化、ビタビ（Viterbi）等化のような最尤度推定(MLSE)等化を包含している複数の形をとるかもしれない。同様にさらなるデータ処理511も複数の形を取り、(制限することなく)、例えばリード-ソロモンの処理のブロックコード誤り制御処理などのエラー処理をしばしば含むであろう。
【００６２】
図7を参照し続けると、制御プロセッサ516は上述されたように時間多重化することとDVS制御を共同するために提供される。したがって、制御プロセッサ516は受信された信号と他のパラメタを監視するために図7で示されるように1つ以上の入力を有する。特に、しかし限定することなく、プロセッサ516は、複数の重要なマルチパス成分、受信された信号ビット誤り比率(BER)、および／または受信された信号対雑音および／または干渉比などの受信された信号パラメタを決定するために、さらなるデータ処理ブロック511から(または時間多重化されたデータ処理518から、または処理511の後の処理であるデータから)の入力528を有する。制御するプロセッサ516はまた例えば、ユーザーインタフェースからユーザデータ入力530を有し、ユーザが動作モードおよび／またはデータレート/品質を指定することを許容する。MIMOシステムでは、例えば、何らかのより高い層のエンティティが受信アンテナの数およびしたがって受信されたデータストリームを、例えばユーザの要求に基づいて採用するように、指定するかもしれない。また、制御プロセッサ516は例えば、ベースバンドデータ処理段階から制御入力532を有し、処理電力と消費電力が入力されるデータストリームにより指定されるデータ型に依存して互いに対してバランスをとられることを許容し、したがって、例えば、より複数の処理電力が流されたメディア(オーディオまたはビデオ)データのような、誤りに敏感であるか時間にクリティカルなデータで使用されるかもしれない。
【００６３】
スイッチモード電源などのDC−DC変換器522は、受信器のバッテリー524に接続され、時間多重化されたデータ処理508に電力を提供するために可変電圧DC電源526を供給する。電源は例えばバッテリー524が不足しているとき自動DVSベースの電力節約を許容するように、制御プロセッサ516にバッテリー電圧または出力レベル監視信号534を提供するかもしれない。
【００６４】
制御プロセッサ516はまた、構成データ514a、DVS-制御初期化コード514b、時間多重化された処理監視および制御コード514c、および電源監視および制御コード514dを記憶するフラッシュRAM、ROMまたはEPROMなどの永久データメモリ514と結合される。永久プログラムメモリ514のコードおよび／またはデータはコンピュータディスクなどの取外し可能な記憶装置媒体515にも提供されるかもしれない。構成データ514aはメーカーおよび／またはユーザの入力された構成データを含み、時間多重化されたデータ処理508の動作モードを定義するデータ、デフォルト動作モード選択データ、および期待されたバッテリー寿命データを含むかもしれない。動作モードの定義は、関連するクロック周波数と供給電圧と共にデータ処理508によって実行される処理動作の複数の例示を定義するパラメタを含むかもしれない；サービス情報の関連する品質は、また動作モードの選択を容易にするために含まれるかもしれない。この構成データは、制御プロセッサ516にさらなる入力を提供する。
さらに以下で説明されるように、初期化コード514bは、受信器および特にデータ処理508を動作のデフォルトモードに初期化する。動作は時間多重化された処理監視と制御コード514cによって監視され、データ処理508によって実行されるデータ処理例示の数を減少させる(または増加させる)。監視と制御コード514cはまた電源監視と制御コード514dと通信し、DC対DC変換器522を制御することによってデータ処理508への供給電圧を監視および制御する。したがって、制御プロセッサ516は、データ処理508のクロック周波数とデータ処理例示の数を制御するために、データ処理508のクロック/制御ユニット508cへ第１の制御出力518を提供し、時間多重化されたデータ処理508に提供される電源522の出力電圧を制御するために第2の制御出力520を提供する。クロック周波数、データ処理例示の数、およびデータ処理供給電圧は、DVSベースの技術にしたがって上述されたように共同で制御される。望ましくは、プロセッサ516は情況(ユーザの要求、データレート、ＲＦ環境および同様のもの)に従って、供給電圧を受信器の満足できる動作に必要な最小限まで減少させるように構成される。
【００６５】
熟練者は、簡単化のため受信器の他の標準の要素、例えば同期が簡潔をむねとして図7において省かれることを認識するであろう。熟練者は同期、誤り制御および同様のものが通常従来の方法で存在しているであろうと認識するであろう。
図8乃至12は、図7の時間多重化されたデータ処理ブロック508により、時間多重化または反復の方法で実行されるかもしれないデータ処理動作の例を示す。
【００６６】
図8では、点線の箱600によって囲まれた要素は、図7の処理508によって提供された時分割多重化されたデータ処理の機能的な表現を含む。したがって、時分割多重化されたデータ処理は、制御入力606に応答する共通のクロックと制御回路602と同様に複数Mのレイクフィンガー604a、b、cを提供する。時分割データ処理600は上述された時間多重化されたレイクフィンガー、または他のいくつかの時間多重化されたレイクフィンガーの処理実施例を含むかもしれない。
【００６７】
別の実施例では、図7の受信器500は干渉キャンセルを取り入れているレイク受信器を実行するかもしれない。そのような受信器は以下により詳細に説明され、再び点線の箱600の中に入れられた信号処理機能のいくつかまたはすべてが、データ処理のためのクロックレートと処理されるデータパスの数を制御するために、制御入力606の制御の下で、時間多重化されたデータ処理により提供されるかもしれない。
【００６８】
より高いデータレートサービスのサポートを容易にするために、アップリンクを改良するため基地局で多重アクセス干渉(MAI)抑制を採用することが知られている。異なるユーザから受信された信号の拡散コードが通常完全に直交しているわけではないので、多重アクセス干渉は上昇する。したがって、基地局の干渉キャンセル(IC)受信器は、ユーザのすべてに渡って平行または連続して、受信された信号から減算される多重アクセス干渉成分を推定することを試みる。キャンセルされる多重アクセス干渉は2つの受信された信号のマルチパス成分間の干渉である。
【００６９】
図9はチップレベルで干渉キャンセルのための準備を有するスペクトル拡散レイク受信器620の例を示す。図9の一般的な配列は前に説明したCPICH、SCHおよびPCCPCHチャネルのような3Gシステムの共通のチャネルから干渉をキャンセルするのに適当である。図9の受信器の素子と構造はまた他のより複雑なスペクトル拡散受信器に組み入れることができる。通常制御チャネルから専用データチャネルへの干渉の成分は、制御チャネルの信号電力が専用データチャネルの信号電力より高い傾向があるので取り除かれるが、原則として、専用チャネル干渉を制御チャネルから取り除くようにこの技術を使用することができる。図9の受信器は、１つのチャネル、例えば１つの拡散コードを有する制御チャネルから、他のチャネル、例えば別の実質的に直交する拡散コードを有する専用チャネルへ、干渉を抑制するために構成される。しかしながら、コードが実質的に直交であるので、第１の近似として、すべての信号が直交であるならマルチパス成分中に干渉はないので、マルチパス成分中の他のものから1つの信号を減算する必要はない。しかしながら、直交性の不足がマルチパス成分間に起こると、これらの成分は送信器から異なったパスを取り、その結果、異なる遅延で受信器に到達するので、これが主として図9の受信器が抑制するように意図された干渉-2つの異なったマルチパス成分で受信器に到着する概念的に直交する拡散コードを有する2つの信号間の干渉である。
【００７０】
より詳細に図9を参照して、前のように受信器は通常のスペクトル拡散受信器と同様にアンテナ622とダウンコンバータ(示されない)を含む。そして、受信された信号は干渉推定器624、コードオフセット追跡ブロック626、チャネル推定器ブロック628、および遅延素子630および干渉キャンセルユニット632を通して複数のレイクフィンガー634に渡される。コードオフセット追跡ブロック626は、受信された信号のNマルチパス成分を追跡し、N出力を干渉推定器624とレイクフィンガー634と複数の再拡散器636に供給する。それぞれのNマルチパス成分はそれと関連づけられた異なった遅延を有し、したがってコード追跡ブロック626は、各マルチパス成分の１つがレイク受信器によって処理されるように、N追跡ループを有効に提供するように構成される。同様の方法でチャネル推定器628は、各マルチパス成分の１つが処理されるように、複数Nのチャネル推定出力を提供する。チャネル推定器628は、複数のCPICHコード発生器と対応する複数の逆拡散器を含み、したがって、望ましくはまたコードオフセット追跡ブロック626からNコード追跡入力(示されない)を受け取る。したがって、チャネル推定器628は、図2に関して説明されたように、例えば複数のチャネル推定器を使用して通常の方法で作動するかもしれない。
【００７１】
干渉推定器624の機能は、信号が変調されるところのシンボルレベルに関連する送信された信号の推定値を提供することである。CPICHの推定値が必要であるところでは、CPICH信号の逆拡散バージョンがチャネル推定器628によって提供された信号と概して同じであるので、事実上、干渉推定器を省くことができる。より複雑な信号から干渉が推定されるところでは、干渉推定器が複数のレイクフィンガーまたは有効に別のレイク受信器を含むかもしれない。したがって、干渉推定器は干渉推定器の各レイクフィンガーのためにコード追跡器626から、およびPCCPCHやマルチコード信号などのより複雑な信号が推定されるべきであるところでは、レイクフィンガー出力にチャネル推定値を適用するために、チャネル推定器628から入力を要求することが認識されるであろう。干渉推定器は、例えばレイク受信器の結合器の硬判定ビット出力から、単一ビット線を含むかもしれない出力625を有するか、例えば干渉推定器624における複数のレイクフィンガーからの別々の出力を含む複数のビット線を含むかもしれない。この後者の場合では、チャネル推定値が軟判定ビット出力に暗黙であるかもしれないので、チャネル推定器628からの入力は干渉推定器624によって必要とされないかもしれない。また、干渉推定器624がレイク受信器を含むかもしれず、この受信器が同じ数のレイクフィンガーおよびレイクフィンガー634の数を持つ必要はないことが認識されるであろう。
【００７２】
干渉推定器624からの出力625は複数の再拡散器636に供給および入力される。出力(または複数の出力)625はシンボルレベルでCPICH、PCCPCH、および同様のものなどの1つ以上の送信信号の1つ（またはそれ以上の）推定値を含む。これらはレイクフィンガー634により復号される異なるマルチパス成分のための適切な遅延を有して再拡散器636により再拡散され、送信器から受信器へのマルチパス成分の遅延に対応している遅延を有して適切な送信信号の推定値をそれぞれ含む複数の干渉推定出力を提供する。しかしながら、マルチパス成分は同じ信号レベル(または位相)で受信器にすべて届かないので、複数の乗算器638でチャネル推定器628からの対応する出力によって推定値を乗算することにより、マルチパス成分の相対的な電力について修正が成される。結果は望ましくは、レイクフィンガー634により処理されるべき受信信号のそれぞれのマルチパス成分について１つの、複数の干渉推定値640である。
【００７３】
複数の干渉推定値信号640は干渉キャンセルユニット632に複数の入力を提供する。干渉キャンセルユニット632へのさらなる入力642が、干渉推定処理によって導入された遅延を考慮に入れた遅延要素630により遅延された受信された信号によって提供される。干渉キャンセルユニット632は、関連干渉推定値が減算されるか、または抑圧された入力信号の複数のバージョンを含むそれぞれのマルチパス成分について1つの、複数の出力644を有する。概してそれぞれのマルチパス成分から、他のすべてのマルチパス成分からの推定された干渉成分は抑圧される(任意の1つのマルチパス成分の中で、信号が実質的に直交であるので、マルチパス成分自体から推定値を取り除く必要性はない)。干渉キャンセルユニット632の出力644はレイクフィンガー634に入力を提供し、各出力は対応するレイクフィンガーに供給される。また、レイクフィンガーはコード追跡ブロック626とチャネル推定器628からそれぞれ1つ入力を有するので、各レイクフィンガーは関連干渉推定値が抑圧された入力と、レイクフィンガーが処理しているマルチパス成分に適切なチャネルおよびコード追跡オフセットとを有する。レイクフィンガー634はレイク結合器648に入力を供給するNレイクフィンガーの出力646を有し、レイク結合器は順次合成された(干渉抑圧された)出力信号649を提供する。レイク結合器648は等利得合成または最大比合成などのいずれかの通常の方法で作動するかもしれない。
【００７４】
図9の受信器は、概して干渉成分が推定され、再拡散され、次に所望の信号から減算されて、共通のチャネル干渉抑圧の一般的な形を示す。概してコード追跡器626は他に関する1つのコードの遅延を計算して、これは次に、適切なチャネル推定値によって重み付けされかつ減算される。“干渉”信号がデータで変調されるところでは、干渉推定器624はデータが適切に再拡散されることができるようにこのデータが何であるかについて推定を決定する。しかしながら、“干渉”信号が変調されない、その結果どんなデータも搬送しないところでは、このステップを省略することができる。コード追跡のある形が受信された信号に適用されなければならないが、入力信号が関連するマルチパス遅延のより正確な決定を提供するように処理された後に、コード追跡を繰り返すことがまた可能であることが認識されるであろう。そのようなより後の改良された推定値は、これらが実質的に互いを妨げないで、また例えばCPICHパイロット信号が処理において初期の段階で完全に取り除かれるならば、この信号はコード追跡器が自動追跡するために後で利用可能にならないので、望ましくはマルチパス成分の中で互いからの直交信号を取り消さないように決定されるべきである。
【００７５】
したがって、熟練者は、例えば図7の時分割多重化データ処理508がW-CDMAの共通のチャネル干渉キャンセルに使われるかもしれないことを認識するであろう。このような手順は多くの動作を含み、その複雑さは一般に時間がたつにつれて異なるマルチパス状態および／または取り消されるべきチャネルの数で決定される。その結果、上述されたDVS型の技術は、与えられた特定の構成の消費電力を最小にするように適用されるかもしれない。
【００７６】
次に図10を参照すると、これは基本的なチャネル等化トレーニング処理650を示し、その中でトレーニング信号651がＲＦデータチャネルのようなデータチャネル652に、また有限インパルス応答（FIR）フィルタベースの等化器構造654に適用される。FIRフィルタは出力664を提供し、それはチャネル652上で受信された信号と比較665されて、等化器が受信されたデータに適用されるとき、チャネル652を通して送信の影響が補償されるかもしれないように、等化器654のパラメタを調整するために使用される誤差信号を提供する。フィルタ654は単位時間遅延656a、b、c、dの系列を含み、それぞれ出力を可変利得ブロック658a、b、c、dに供給し、可変利得ブロックの出力は合計され660a、b、cフィルタ出力664を提供する。このすべてが熟練者によく理解されるであろう。
【００７７】
図10のフィルタ/等化器構造において、フィルタの長さ(単位時間遅延と利得ブロック乗算器の数)はチャネル652の長さまたは遅延拡散によって決定される。したがって、時間多重化された実施において、利得係数乗算658などの点線の箱654内の1つ以上の機能は、調整可能な構成を有するフィルタ、特に可変長を有するフィルタを提供するように時間多重化されるかもしれない。このように、フィルタの長さはチャネルの長さに整合されるかもしれない。チャネルスパンが指定された最大よりも低いと観測されるならば、係数乗算および／またはトレーニングの後の係数更新のような動作の数は減少することができ、処理クロックレートは対応して低下される。これはまた、時間多重化された処理への供給電圧が減少されることを許容し、したがって、消費電力において低減DVS型を提供する。フィルタ係数計算の時間多重化された実施は、クロック/制御ユニット662によって制御され、等化器654の構成とクロック処理率を制御するかもしれない。
【００７８】
図10は明確にトレーニング処理を示したが、発明の実施例はまた、例えばチャネルスパンに依存して多重化する量を用いて、訓練した後にフィルタの動作に適用されるようにしてもよい。
図11はターボ等化器の概要ブロック図を示し、そこで点線の箱670の中の機能のいくつかまたはすべてが、図7のデータ処理508のような時間多重化されたデータ処理により実施されるかもしれない。
【００７９】
熟練者が理解するように、概してターボ等化は、初期の等化段階672が等化器672からの出力データを復号器676へ供給するデインターリーバ674によって従わされ、復号器の出力はインターリーバ678によって再びインターリーブされて検出処理のために付加的な明白な情報を提供するという反復処理を含む。ターボ等化の場合では、等化器672と復号器676の両方が送信されたコードワードのソフト推定を含む（対数の）尤度値出力を提供する。データシンボルへのチャネル応答の影響は同様に誤り修正コードに扱われ、通常ソフト出力ビタビアルゴリズム(SOVA)が両方に使用される。ターボ等化は最適な結果への接近を達成するが、チャネル遅延拡散のサイズおよび使用されるシンボルアルファベットにより再び技術の複雑さがかなり異なる。簡易化されたターボ等化手順に関する例はTuchler他で説明される。(Minimum Mean Squared Error Equalization Using A-priori Information, Michael Tuchler, Andrew Singer, RalfKoetter, IEEE Transactions on Signal Processing, vol.50, pp.673-683, March 2002)。
【００８０】
再び点線の箱670の中の手順のいくつかまたはすべてが、図7のデータ処理段階508のための反復データ処理手順を用いて実施されるかもしれない。同様に発明の実施例は2つの復号器間で繰り返すターボ復号器に適用されるかもしれない。熟練者が理解するように、反復受信器技術は反復あたりの動作の数を採用し、複数の反復はサービスの許容できる品質を提供するために必要である。必要とされる反復の正確な数は予測するのが難しい場合があり、ターボ復号器について、例えば、6または7回の反復が最適性能に近づくために必要としてしばしば指定される。しかしながら、実際に僅かに1、2回の反復のような、非常に少ない反復数で適切な性能に十分であるときがある。有用な反復の数はサービス要件の品質と、チャネル状態、雑音状態、干渉状態、および同様のものなどの局所的ＲＦ状態とに従って異なるかもしれない。したがって、反復の少ない数で足りるところでは、ターボ等化-復号モジュール670は低いクロックレートで、したがってDVS型電力節約を達成するために低い供給電圧で実行されるかもしれない。実際に行き渡っている情況の下で許容できる反復数は、以前のデータブロック、コードワードまたはフレームのような、以前に受信されかつ復号されたデータから許容できる反復数を推論することを含む（しかし限定するものではない）さまざまな方法で決定されるかもしれない。図11の時分割多重化されたターボ等化器-復号器機能670は、示されるようにクロック/制御ユニット679によって上述されたホースと同様の線に沿って制御されるかもしれない。
【００８１】
図12は図7の受信器500で時間多重化された機能を含んでいるMLSEデータ処理動作に関するさらなる例を示す。それはビタビ復号器などの等化器または復号器を表すかもしれない。
概してビタビ等化器などのMLSE(最尤度系列推定器)等化器は、順次各シンボル上よりもむしろシンボルの系列の決定をすることを試みる。より詳細には、すべての可能な受信系列が受信器で計算されて、チャネル推定で畳込まれる。この畳込み処理の出力は、次に実際の観測値と比較され、受信信号とすべての可能な系列の間の誤差が見出される。分析の下で受信されサンプルされた信号に関して最小の誤差を提示する期待されたデータの組み合わせは記憶され、このノードまたは状態のためのいわゆる生き残りパスの一部になる。
【００８２】
この処理は予定された数の状態について、または代わりに情報の完全なパケットが受信されるまで持続する。処理の終わりに、最小誤差を提示する系列が生き残りパスに回され、このパスによって定義される状態の系列が送信されたデータの最良推定値として取られ、その結果、復号された受信されたデータになる。すべての可能な状態のための生き残りパスが収束するとき、決定がなされた後、予め定められた長さまたは打ち切り長が取られることができる。これは一般に、スパンの5〜10倍のようなチャネルスパンの倍数になるように取られる。
【００８３】
MLSE等化器によって実行される機能は図12で概説され、点線の箱680の中の機能のいくつかまたはすべてが図7の受信器500の時間多重化されたデータ処理508で実行されるかもしれない。図12を参照すると、分岐基準プロセッサ682は、反復nの与えられた前の状態で現在の可能な状態を有する反復n-1で、系列の前の状態の各可能な組み合わせのための分岐基準を決定する。分岐基準プロセッサ682は、チャネル推定ブロック686からのチャネル推定値を使用している例えば最小自乗誤り基準に基づいて、分岐基準の仮定された系列を計算する。各現在の状態について、最小基準を提供する前の状態は、次の現在の状態のための前の状態として選定され、誤り基準は前のパスに対する基準に加えられる。パスはトレリスダイヤグラム上で表されるかもしれなくて、反復数を越えて追跡されると収束するであろう。その結果、使用されたシンボルアルファベットおよびチャネルパスの数であるシンボルNの数(それはシンボル期間のチャネル長さLである)に従って、MLSE等化器の複雑さは指数関数的に増加する。復号されたデータとしての等化器からの出力のための候補系列は系列推定プロセッサ684によって最終的に選択される。
【００８４】
MLSE等化器は状態スペースのサイズがチャネルメモリにより決定される状態マシンを考えることができる。MLSE等化処理を含む反復計算はハードウェアで時間多重化されるか、デジタル信号プロセッサを走らせているソフトウェアを使用して実行されるかもしれない。特に、点線の箱680の中の分岐基準プロセッサの計算は時間多重化されるが、ある実施例では、系列推定手順はまた時間多重化された方法で実行されるかもしれない。以上の議論から、実行されるべき分岐基準および／または系列推定計算が採用されるシンボルアルファベット、および特にチャネル長さで異なり、その結果、MLSE等化器(それはそのシンボルアルファベットおよび／またはチャネル長さである)の実施は、動作状態に従って変えられるかもしれないことが認識されるであろう。特にチャネルメモリが小さいとき、即ち、遅延拡散が小さいとき、MLSE動作の消費電力はMLSE等化器のクロック速度を低下することにより、およびDVSベースの技術を適用することにより減少され、等化器への供給電圧を減少させるかもしれない。
【００８５】
上述されたDVSベースの技術は、トレリスの深さよりもむしろ状態の数が変えられるとき、適応型の変調でMLSE等化を適用するとき特に適切である。例えば変調がBPSK → QPSK → 8PSKへと変えられるならば、状態の数は2から8に変化し、したがって、時間多重化された実施における処理は4倍速くなる。そのような状況で、供給電圧は(変調)状態の数または変調シンボルアルファベットのサイズに依存して調整されることだできる。
【００８６】
図13を参照すると、これは図7の受信器500で採用されるクロックレートの制御-動的電圧スケーリング手順の動作に関するフローチャートを示す。
ステップS700では、制御プロセッサ516は、例えば記憶された構成データ514aを使用して、作動モードを初期化し、時間多重化された処理508のためのデータ処理例示のクロック速度と数を設定するように制御線518上にデータを出力し、およびデータ処理508のために線526にDC供給電圧を設定するように線520上で電源522に制御データを出力する。次にステップS702では、プロセッサ516は1つ以上の線528、530、532および534から制御データを読み出し、メモリ514からさらなる構成データを任意に読み出し、次にステップS704で電力節約が利用可能であるか否かを決定する。ステップS704における決定は、例えば、プロセッサ516を制御するために入力されたデータから予測または決定されるように、データ処理例示の予測または決定された数を用いて、時間多重化されたデータ処理508により実行されたデータ処理例示の数の比較を含むかもしれない。
【００８７】
ステップS704で電力節約が利用可能であるならば、ステップS706でプロセッサ516は、例えばメモリ514に記憶された動作モードの予定された組の１つについて周波数と電圧データを読み込むことによって、データ処理508のために減少されたクロック周波数と供給電圧で新しい動作モードを選択する。そして、このデータは新しい動作パラメタを設定するために時間多重化されたデータ処理508と電源522に書き込まれ、手順は再び制御データを読み出すためにステップS702に戻る。
【００８８】
ステップS704で電力節約が利用可能でないならば、プロセッサ516はステップS708で、データ処理例示の増加された数を可能にするために、データ処理508のクロックレート(したがって電力)を増加させる必要があるか否かをチェックする。例えば、許容できるビット誤り率または他の品質尺度より低いことにより、例示の増加された数の必要性が決定されるかもしれない。ステップS708で増加の必要があると決定されたなら、電力プロセッサ516はステップS710で、例えばメモリ514から新しいモードのためのデータを読み出すことにより、増加されたクロック周波数と供給電圧を有する新しい動作モードを選択し、それぞれ制御線518と520を使用してデータ処理508と電源522に適切な制御データを書き込むことにより、このモードで作動するように受信器500を構成する。他方ステップS708でデータ処理508へのクロック周波数(したがって電源)を増加させる必要がないことが決定されるならば、システムはステップS702に戻る。
【００８９】
熟練者は、発明の上述された実施例が減少した総合的な受信器消費電力と、時間多重化された処理により、多くの場合減少したハードウェアサイズを含む多くの利点を提供することを認識するであろう。また、発明の実施例は、マルチパス環境を変えながら対処する受信器を助けるために増加する柔軟性を提供する。いくつかの場合に、例えばレイク受信器では、これは順次、かなり増加することなくまたは減少した消費電力とハードウェア要件でさえ、事実上より高い仕様の受信器の実施を可能にする。レイク受信器の実施例において、これはレイク受信器パス探索器の実施には特に有利である。
【００９０】
無線通信のための受信器を特に参照して発明の実施例のアプリケーションが議論されたが、発明の実施例はまた磁気および／または光ディスクドライブリードヘッド回路のような、低い電力処理が重要である非無線アプリケーションに採用されてもよい。疑いなく他の効果的な代替手段が熟練者の心に浮かぶかもしれないし、発明が説明された実施例に制限されることなく、ここに添付された請求項の精神と範囲に属する当業者に明らかな変更を包含することが理解されるであろう。
【図面の簡単な説明】
【００９１】
【図１】一般的な3G移動通信システムの構成を示す。
【図２】公知のW-CDMAレイク受信器の例を示す。
【図３】一般化されたレイク受信器を示す。
【図４】公知の時間-多重化されたレイク受信器フィンガーを示す。
【図５】図4のフィンガーのための逆拡散回路を示す。
【図６】本発明の態様を具体化するDVS制御を組み込んでいる時間-多重化されたレイク受信器を示す。
【図７】本発明の態様による受信器の実施例を示す。
【図８】図７の時間-多重化されたデータ処理素子の実施例であるレイクフィンガーを示す。
【図９】図７の時間-多重化されたデータ処理素子の実施例である干渉キャンセル処理を示す。
【図１０】図７の時間-多重化されたデータ処理素子の実施例である有限インパルス応答フィルタを示す。
【図１１】図７の時間-多重化されたデータ処理素子の実施例であるターボ等化器-復号器を示す。
【図１２】図７の時間-多重化されたデータ処理素子の実施例であるMLSE信号プロセッサを示す。
【図１３】図７の受信器の実施例の動作を例証するフローチャートを示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【国際調査報告】
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