(57)【要約】持続波形を用いてスペクトラム拡散信号を送信し、受信するシステムおよび方法について記載する。スペクトラム拡散信号を送信する方法は、複数のおおむね持続波形を生成して、複数のおおむね持続波形を積算して、積算した複数のおおむね持続波形を変調してスペクトラム拡散信号を生成して、スペクトラム拡散信号を送信することを含む。スペクトラム拡散信号を受信する方法は、複数のおおむね持続波形を生成して、複数のおおむね持続波形を積算して、積算した複数のおおむね持続波形を、コードを用いて変調して、変調した積算した複数のおおむね持続波形を、スペクトラム拡散信号を用いて混合してベースバンド信号を生成して、ベースバンド信号を積分して、データを検出することを含む。
2006516369.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
以下
複数のおおむね持続波形を生成して、
複数のおおむね持続波形を積算して、
積算した複数のおおむね持続波形を変調して、スペクトラム拡散信号を生成して、
スペクトラム拡散信号を送信する
を含む、スペクトラム拡散信号を送信する方法。
【請求項２】
生成前と積算後に複数の位相同期ループにうちの１つを用いて、各々の複数のおおむね持続波形を共通基準に同期することをさらに含む、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
積算した複数のおおむね持続波形を変調することが、積算した複数のおおむね持続波形を、符号化データを用いて変調して、スペクトラム拡散信号を生成することを含む、請求項１に記載の方法。
【請求項４】
周波数スペクトラム拡散帯域信号が、超広帯域信号を含む、請求項１に記載の方法。
【請求項５】
スペクトラム拡散トランスミッタを備える、以下
くし形ジェネレータと、
くし形ジェネレータに接続した積算ノードと、
積算ノードに接続した変調器と、
変調器に接続したスペクトラム拡散信号出力と、
変調器に接続したデータエンコーダと、
データエンコーダに接続したデータ入力と、
データエンコーダに接続したコードソースと、
データエンコーダとくし形ジェネレータとに接続したクロック
を備える装置。
【請求項６】
積算ノードに接続した複数の高調波関連位相同期ループ回路をさらに備え、各々の高調波関連位相同期ループ回路がくし形ジェネレータに接続している、請求項５に記載の装置。
【請求項７】
請求項５に記載の装置を備える超広帯域ルータ。
【請求項８】
以下
複数のおおむね持続波形を生成して、
複数のおおむね持続波形を積算して、
積算した複数のおおむね持続波形をコードで変調して、
変調した積算した複数のおおむね持続波形をスペクトラム拡散信号と混合して、ベースバンド信号を生成して、
ベースバンド信号を積分して、
データを検出する
を含む、スペクトラム拡散信号を受信する方法。
【請求項９】
生成前と積算後に複数の位相同期ループにうちの１つを用いて、各々の複数のおおむね持続波形を共通基準に同期することをさらに含む、請求項８に記載の方法。
【請求項１０】
各々の複数のおおむね持続波形の位相を適用可能に調整することをさらに含み、複数のおおむね持続波形が高調波として関連している、請求項８に記載の方法。
【請求項１１】
各々の複数のおおむね持続波形の振幅を適用可能に調整することをさらに含み、複数のおおむね持続波形が高調波として関連している、請求項１０に記載の方法。
【請求項１２】
各々の複数のおおむね持続波形の振幅を適用可能に調整することをさらに含み、複数のおおむね持続波形が高調波として関連している、請求項８に記載の方法。
【請求項１３】
周波数スペクトラム拡散帯域信号が、超広帯域信号を含む、請求項８に記載の方法。
【請求項１４】
以下
くし形ジェネレータと、
くし形ジェネレータに接続した積算ノードと、
積算ノードに接続した変調器と、
変調器に接続したコードソース回路と、
コードソース回路とくし形ジェネレータとに接続したクロックと、
変調器に接続したマルチプライヤと、
マルチプライヤに接続したスペクトラム拡散信号入力と、
マルチプライヤに接続した積分回路と、
積分回路に接続したデータ出力
を備える、スペクトラム拡散信号レシーバを備える装置。
【請求項１５】
積算ノードに接続した複数の高調波関連位相同期ループ回路をさらに備え、各々の高調波関連位相同期ループ回路が、くし形ジェネレータに接続している、請求項１４に記載の装置。
【請求項１６】
マルチプライヤがミキサを含む、請求項１４に記載の装置。
【請求項１７】
請求項１４に記載の装置を備える超広帯域ルータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
（技術分野）
本特許出願はおおむね通信装置に関し、特に詳しくは、超広帯域（ＵＷＢ）高速データ通信（ＨＤＲ）通信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
（背景）
免許不要スペクトラムにおけるワイヤレス通信装置の普及と、より高いデータ帯域幅に対しますます高くなる消費需要とにより、これらの周波数スペクトラム帯域には深刻な歪みがかかっている。免許不要帯域の例として、９１５ＭＨｚ、２．４ＧＨｚの産業用、科学用、医療用（ＩＳＭ）帯域、５ＧＨｚの免許不要全米情報基盤（ＵＮＩＩ）帯域が含まれる。新しい装置や新しい基準が絶えず現れる。例えば、ＩＥＥＥ８０２．１１ｂ、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ、ＩＥＥＥ８０２．１５．３、ＨｉｐｅｒＬＡＮ／２基準である。基準を作成し、容認することで、これらの周波数帯域に絶えずさらに負担がかかる。ワイヤレス周波数（ＲＦ）スペクトラムと競合する多くのシステムと共存することは、民生用製品が普及するに従って、ますます高いレベルの重要性を持つことになる。
【０００３】
当業者は、免許のいらない帯域（およびおおむね利用可能なＲＦスペクトラム）で利用可能な帯域幅が、ワイヤレスシステムの利用可能なデータ帯域幅を圧迫していることがわかっている。また、データ速度スループット能力は、利用可能な帯域幅に比例して変化するが、利用可能な信号対ノイズ比に単に対数的に比例する。従って、制約のある帯域幅でますますより速いデータ速度で伝送するには、高度な信号変調方法を用いた複雑な通信システムの使用が必要となる。
【０００４】
複雑な通信システムは典型的には、非常に高い信号対ノイズ比を必要とするので、より速いデータ速度システムがさらに脆弱になり、スペクトラムを利用する他のユーザからの干渉やマルチパス干渉からの影響を受けやすくなってしまう。干渉に対する高い感受性により、上述の共存問題をさらに悪化させる。また、任意のＲＦ帯域内の法的制限により、最大利用可能な信号対ノイズ比が圧迫されるので、通信システムのデータ速度スループットに制限を受ける。従って、他の既存のワイヤレス通信システムと難なく共存でき、マルチパス環境での相対的に高速なデータ通信をしっかりとサポートできる、高速データ通信装置およびシステムに対する需要がある。
【発明の開示】
【課題を解決するための手段】
【０００５】
（概要）
本発明の一面は、通信伝送装置や通信受信装置等の通信装置に関する。ある例示の実施の形態では、本発明によるＲＦトランスミッタは、基準信号ジェネレータと、信号ジェネレータと、ミキサとを含む。
【０００６】
基準信号ジェネレータは、所定のあるいは所望の周波数を有する基準信号を生成する。信号ジェネレータは、選択信号に応じて、動作信号を生成する。動作信号は、ある数字で乗算した基準信号の周波数と等しい周波数を有する。特に所望ならば、実施の形態のあるものは、この数字は整数から構成され、他の実施の形態では、この数字非整数から構成することもできる。ミキサは、動作信号を別の信号と混合して送信信号を生成する。
【０００７】
別の例示の実施の形態では、本発明による入力レシーバは、２つのミキサ、第１のミキサと第２のミキサとを含む。レシーバはさらに、インテグレータ／サンプラと、信号ジェネレータとを含む。
【０００８】
第１のミキサは、その入力として入力ＲＦ信号と第２の入力信号とを受信する。第１のミキサは、その入力信号を混合して、混合した信号を生成する。インテグレータ／サンプラは、混合した信号を受信してこれを処理して、出力信号を生成する。信号ジェネレータは、選択信号に応じて動作信号を生成する。動作信号は、ある数字を乗算した基準信号周波数と等しい周波数を有する。特に所望ならば、実施の形態のあるものは、この数字を整数から構成し、他の実施の形態では、この数字を非整数から構成することもできる。第２のミキサは、動作信号をテンプレート信号と混合して、第１のミキサの第２の入力信号を生成する。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
（詳細な説明）
本発明は、高速データ通信装置と、対応する方法とについて検討したものである。本発明による通信装置により、共存する通信システムの問題を解決し、また、相対的に速いデータ通信を提供する。本発明によるワイヤレスまたは無線通信システムにより、マルチパス環境等の”劣悪な”伝搬環境において相対的に速いデータ通信を提供することに留意されたい。また、以下に述べるように、ここに述べる新規の考えを、陸線通信システムに適用することもできる。例えば、同軸ケーブル等を用いる通信システムである。
【００１０】
本発明による一例示の実施の形態では、高速データ通信ＵＷＢデータ送信システムは、本発明の説明による利点を理解する当業者に周知のキャリア周波数の２相変位変調（ＢＰＳＫ）変調を用いる。このようなシステムの周波数ｆでハイパワースペクトル密度（ＰＳＤ）が得られる。
【００１１】
【数１】
2006516369.tif 000003
ここで、ｆｃは基準クロック周波数を表し、ｎはキャリアサイクル１チップ当たりの数を表す。すなわち、
【００１２】
【数２】
2006516369.tif 000004
図１１Ａまたは図１１Ｂに示されているように、チップは信号要素をいう。別の言い方では、チップは、送信信号を生成するために用いる要素シーケンスにおける１つの要素をいう。送信信号は、チップのシーケンス（チップシーケンス）を、拡散コード、すなわち、相対的に広帯域に拡散する送信信号に広がるコードで乗算することにより得られる。１ビット当たりの所望のエネルギーレベルに比例する複数のチップが、各データビットを符号化する。
【００１３】
本実施の形態では、変調チッピングレートは、キャリア周波数に釣り合っている。別の言い方では、ｎは相対的に小さな数字である。別の実施の形態では、例えば、ｎは、３または４といった１０未満の値である。他の説明のための実施の形態では、ｎを１〜５００、または１〜４２の範囲で用いることもできる。ｎの値を後者の範囲で用いると、５００ＭＨｚ以上のＵＷＢ帯域幅、連邦通信委員会（ＦＣＣ）パート１５規則で規定の約１０．６ＧＨｚの周波数制限まで達成することもできる。
【００１４】
本発明の説明による利点を理解当業者が周知のように、所望ならば、ｎに他の正の整数の値を用いることもできる。概して、ｎの値の選択は、それぞれの超広帯域の定義によるものである。所望の帯域幅により、所望ならば適切なｎの値を選択することができる。
【００１５】
ｎの値（整数の値に切り上げる）は、所望の帯域幅の半分に分割された所望の中心動作周波数におおよそ対応する。すなわち、
【００１６】
【数３】
2006516369.tif 000005
または
【００１７】
【数４】
2006516369.tif 000006
ここで、ｆ０および△ｆはそれぞれ、中心動作周波数と所望の帯域幅とを表す。例えば、ＵＷＢに関するＦＣＣの定義の上記の例は、ｎの値は１〜４２の範囲になる。すなわち、現行のＦＣＣパート１５の制限周波数である１０．６ＧＨｚを下回って動作する５００ＭＨｚ幅ＵＷＢシステム（帯域幅の半分）では、次のようになる。
【００１８】
【数５】
2006516369.tif 000007
または
【００１９】
【数６】
2006516369.tif 000008
ＦＣＣはまた、２２〜２９ＧＨｚの周波数範囲で少なくとも５００ＭＨｚの帯域幅のＵＷＢ信号を許可している。これは、上の値がｎ＝１１６，０００に対応する。従って、本発明の説明による利点を理解している当業者は、任意の応用に対する性能および設計仕様や要件により、事実上任意の範囲でｎの値を選択することができる。おおむね信号帯域幅は、ｎの値の逆に変化することに留意されたい。
【００２０】
図１は、各種のｎの値（１チップ当たりのキャリアサイクル数）に対するＰＳＤプロフィールをいくつか示す。ＰＳＤプロフィール１１は、ｎ＝１に対応し、ＰＳＤプロフィール１２とＰＳＤプロフィール１３とはそれぞれ、ｎ＝２と、ｎ＝３とに対応する。ｎの値が増えるに従って、変調信号の帯域幅が減少することに留意されたい。規定の最大ＰＳＤ（例えば、監督機関による規定のＰＳＤ特性）を抑制したいと考えるＵＷＢシステムにおいて、所定の帯域幅での全送信電力を最小限にするために、できるだけ平らなスペクトラムを得ようとすることにさらに留意されたい。
【００２１】
このようなシステムでは同様に、全送信電力を最大にするために、変調速度とは無関係に送信帯域幅を選択しようとする。当業者が理解するように、従来のＢＰＳＫシステムにおいては、１番高い帯域幅の場合であってもＰＳＤプロフィールは平らではなく、ｎ＝１である。また、パラメータｎから明らかなように、帯域幅はチップレートに依存する。帯域幅がパラメータｎに依存することは、所定の規制あるいは設計仕様を満たすことが難しかったり、できなかったりすることなど、様々な理由から望ましくないことである。
【００２２】
説明のため、図２は、ＢＰＳＫ送信システムに対応する各種の信号を示す。キャリア信号２１は、基本周波数だけを含む。あるいは、連続正弦波信号というよりはむしろ、キャリア信号２１は以下に述べるように他の波形を含むこともできる。図２はまた、擬似ランダムノイズ（ＰＮ）シーケンス２２も示す。図２に示す波形は、１ＲＦサイクル当たり１つのチップ（すなわち、ｎ＝１）、１データビット当たり４チップの通信システムに対応することに留意されたい。
【００２３】
図２に示す第３の波形は、データビット２３に対応する。時間２７で始まり、時間２８で終わるように、ＰＮシーケンス２２がデータビット２３を符号化する。データビット２３を符号化することにより、信号２４を生成する。信号２４がキャリア２１を変調して、変調信号２５を生成する。信号２６がゲート信号として動作する。別の言い方では、ゲート信号２６がアクティブになっている間（信号２６のアクティブ部の間）に、通信システムが変調信号２５を送信する。変調信号２５は、図１に示すスペクトラム１１とおおむね同じスペクトラムを有する（すなわち、パラメータｎが１つの値を有する場合）。
【００２４】
通信システムのデータ速度またはデータスループットを、各種のシステムパラメータから決定することができる。例えば、キャリア信号が周波数４ＧＨｚを有し、システムが１ＲＦサイクル当たり１つのチップ（すなわち、ｎ＝１）と、１データビット当たり４チップとで動作すると仮定する。これらの任意のパラメータが与えられているので、本発明の説明の利点を理解する当業者ならば、このシステムにより、１秒当たり１ギガビット（Ｇｂ／ｓ）のデータ速度になることが容易に理解できる。
【００２５】
本発明による高速データ通信ＵＷＢシステムの一例示の実施の形態は、高速データ通信ＵＷＢトランスミッタと、高速データ通信ＵＷＢレシーバとを含む。図３は、本発明による高速データ通信ＵＷＢトランスミッタ４の例示の実施の形態を示す。
【００２６】
トランスミッタ４は、基準クロック４１（基準クロックジェネレータ）と、タイミングコントローラ４２と、データバッファ４３と、ＰＮジェネレータ４５（疑似ランダムノイズシーケンスジェネレータ）と、データ／ＰＮコンバイナ４６と、ミキサ４７と、アンテナ４８と、高調波ジェネレータ４９とを含む。基準クロック４１は、所望の周波数を有する信号を生成する。基準クロック４１の周波数は、トランスミッタ４のキャリア周波数に対応する。従って、基準クロック４１の周波数は、所望のキャリア周波数に対応する。本発明の説明による利点を理解する当業者の知見に含まれる多くの方法および各種の技術で、基準クロック４１を実施することができる。
【００２７】
基準クロック４１は、高調波ジェネレータ４９に接続している。クロック信号に基づいて、高調波ジェネレータ４９が基準クロック４１から受信して、キャリア周波数の１つ以上の高調波（クロック基準４１の周波数）を生成する。例えば、任意のクロック周波数ｆｃを仮定すると、当業者が本発明の説明による利点を理解するように、高調波ジェネレータ４９の出力の第２の高調波信号は、周波数２・ｆｃ等を有する。高調波ジェネレータ４９は、基準クロックに対し同調して、１つ以上の高調波を生成する（すなわち、１つ以上の高調波が基準クロックと同期している）。
【００２８】
本発明の説明による利点を理解当業者が周知のように、多くの方法で高調波ジェネレータ４９を実施できることに留意されたい。例えば、くし形ジェネレータである。別の例としては、所望ならば位相同期ループを用いることもできる。別の例としては、デジタルデバイダ回路が続く発振器を用いることもできる。任意の周波数の信号を各種の整数で分割することにより、１つ以上の高調波を得ることができる。このように実施することについて、所望ならば分数Ｎシンセサイザを用いることもできる。
【００２９】
また、様々な回路および技術を用いて、１つ以上の高調波を基準クロックと同期させることもできる。このような回路および技術は、本発明の説明の利点を理解する当業者の知見に含まれるものである。一例として、くし形ジェネレータは１つ以上の高調波を基準クロックと同期させることができる。
【００３０】
ミキサ４７は、１つ以上の高調波を高調波ジェネレータ４９から受信する。ミキサ４７は、キャリア周波数の１つ以上の高調波を、データ／ＰＮコンバイナ４６から受信する信号と混合する（さらに以下で述べる）。ミキサ４７は、得られる信号をアンテナ４８に供給する。アンテナ４８は、これらの信号を送信媒体に伝搬する。説明のための実施の形態では、アンテナ４８は、広帯域アンテナを構成する。
【００３１】
広帯域アンテナの例として、以下の特許文献を含む。米国特許第６、０９１、３７４号、２０００年９月２７日出願米国特許出願シリアル番号０９／６７０、７９２、２００１年１月２日出願米国特許出願シリアル番号０９／７５３、２４４、２００１年１月２日出願米国特許出願シリアル番号０９／７５３、２４３、２００２年２月１５日出願米国特許出願シリアル番号０９／０７７、３４０、米国特許出願シリアル番号０９／４１９、８０６である。全て、本出願の譲受人に譲渡されている。また、所望ならば、広帯域ホーンアンテナおよびリッジホーンアンテナを用いることもできる。さらに別の例として、簡単で効率的な広帯域ラジエータとして、差動駆動ワイヤセグメントを用いることもできる。また、本発明の説明の利点を理解する当業者が周知のように、他の適した広帯域アンテナを用いることもできる。
【００３２】
アンテナのあるものは”周波数に一定のゲインがある”タイプで、周波数依存伝搬特性を有するシステムになることに留意されたい。他のアンテナ、例えば、ホーンアンテナは、”一定のアパーチャ”の多様性があり、周波数依存性の伝搬挙動を生成する。相対的に高周波数で高調波を用いるには、本発明による例示の実施の形態では、”周波数に一定のアパーチャがある”アンテナを用いるが、本発明の説明の利点を理解する当業者が周知のように、他の種類のアンテナを用いることもできる。
【００３３】
基準クロック４１はまた、タイミングコントローラ４２に接続している。タイミングコントローラ４２は、データバッファ４３のデータをクロック制御する。タイミングコントローラ４２からのタイミング信号も、クロックＰＮジェネレータ４５をクロック制御することに留意されたい。データバッファ４３は、その入力データをデータポート４４から受信する。ＰＮジェネレータ４５からのＰＮシーケンスは、データバッファ４３からのデータを、本発明の説明による利点を理解する当業者が周知の方法で、データ／ＰＮコンバイナ４６を用いて変調する。データ／ＰＮコンバイナ４６からのＰＮ符号化データは、ミキサ４７で１つ以上の高調波を変調する。説明のための本発明による実施の形態では、データ／ＰＮコンバイナ４６は、排他的論理和（ＸＯＲ）ゲートを構成するが、本発明の説明による利点を理解する当業者が周知のように、他の適した回路を用いることもできる。
【００３４】
説明のための実施の形態では、高調波ジェネレータ４９の出力にフィルタを用いて、おおむね同じ値となるように１つ以上の高調波の振幅を調整することもできる。しかしながら、本発明による他の実施の形態では、所望ならば、等しくない振幅を用いることもできることに留意されたい。等しくない振幅を用いることにより、特定の周波数または周波数の帯域での送信信号のエネルギー量を制御することもできる。
【００３５】
等しくない振幅により、対応するＰＳＤプロフィールの各種の部分のエネルギー量に影響を与える。例えば、低減した（あるいは除去した）振幅により、対応する周波数帯域でエネルギーが低減することになる（図１６は、このようなシステムの例を示す。当該帯域内で動作する無線システムとの共存を向上するために、帯域２６７の放射エネルギーをより低減するものである。）
図４は、高速データ通信ＵＷＢトランスミッタ４に対応する例示の波形を示す。信号４２１は、高調波ジェネレータ４９の出力に対応する。信号４２２は、１データビット当たり４チップの相対的に短いＰＮシーケンスに対応する。信号４２３は、相対的に短いデータシーケンスに対応する。信号４２９は、トランスミッタ４のより詳細なタイミングを示し、基準クロック４１の出力信号を構成する。
【００３６】
本発明の説明の利点を理解する当業者ならば、応用により、ビット当たり４チップより長いチップシーケンスが望ましいことが理解できる。例えば、送信媒体が大幅なマルチパスを有するＲＦチャネルを構成する場合や、１データビット当たりのエネルギー大きくしたい場合（データスループット速度を犠牲にして）には、このようなチップシーケンスを用いることもできる。
【００３７】
おおむね、所望ならば、１ビット当たり１つのチップをできるだけ小さくして最大データ速度を得ることができる。また、データ速度を犠牲にして”積分”ゲインを得るために、１ビット当たり何万チップも用いることもできる。従って当業者が理解するように、所望ならば、特定の応用への設計や性能仕様により、１ビット当たりのチップ数の範囲は大きく変化する。例えば、本発明による説明のための実施の形態では、所望ならば、おおむね１ビット当たり１〜２００のチップを用いることができる。別の例として、ＩＥＥＥ８０２．１５に適合した実施の形態では、典型的には、１ビット当たり数のチップに対応する４８０Ｍｂ／ｓと速いデータ速度と、ビット当たり約数百チップに対応する１１Ｍｂ／ｓと遅いデータ速度とが望ましい。
【００３８】
本発明の説明の利点を理解する当業者ならば、１データビット当たりのＰＮチップ数が、干渉やマルチパス障害に対するマルチゲートで有効な符号化ゲイン対策であることがわかるであろう。従って、１データビット当たり多数のチップを用いることにより、干渉やマルチパスの影響を低減するある機構を提供する。
【００３９】
上述のように、排他的論理和ゲートを用いてデータ／ＰＮコンバイナ４６を実施することができる。信号４２４は、信号４２２および４２３に関する排他的論理和演算の結果を示す。変調したＲＦ信号４２５は、ミキサ４７で信号４２１を信号４２４と合成することにより得られる。タイミング信号４２６は、データビット４２３のシーケンスの送信時間を示す。
【００４０】
図５は、本発明による高速データ通信ＵＷＢレシーバ５の例示の実施の形態を示す。レシーバ５は、基準クロック５３と、トラッキングループ５２と、インテグレータ／サンプラ５１と、ＰＮジェネレータ５５と、データ／ＰＮコンバイナ５６と、ミキサ５７と、アンテナ５８と、高調波ジェネレータ５９とを含む。レシーバ５で同様に符号を付されたブロックや構成要素は、図３に示すトランスミッタ４の対応するブロックや構成要素と同じ構造および動作を有する。
【００４１】
図５を参照すると、高速データ通信ＵＷＢレシーバ５では、受信アンテナ５８が、受信した変調信号４２５（図３に示すように、信号は図４に示す例示の波形により、送信媒体に接続している）をミキサ５７に接続する。ミキサ５７が、その出力信号をインテグレータ／サンプラ５１に供給する。インテグレータ／サンプラ５１が、ミキサ５７の出力信号を積分して、復元したデータビット信号５６３をデータ出力５４として送信する。
【００４２】
ミキサ５７はまた、テンプレート信号５６７を受信する。データ／ＰＮコンバイナ５６は、テンプレート信号５６７をＰＮジェネレータ５５および高調波ジェネレー５９の出力から生成する。本発明による説明のための実施の形態では、本発明の説明による利点を理解する当業者が周知のように、データ／ＰＮコンバイナ５６は排他的論理和（ＸＯＲ）ゲートを構成するが、他の適した回路を用いることもできる。高調波ジェネレータ５９は、図３に示す高調波ジェネレータ４９と同様な仕方で動作し、同じ構造または回路を有することもできる。
【００４３】
本技術で周知のトラッキングループ５２は、基準クロック５３とＰＮジェネレータ５５とを制御する。本発明の説明による利点を理解する当業者が周知のように、トラッキングループ５２は、ＰＮジェネレータ５５のタイミングを制御して、適切な信号取得およびトラッキングを行う。基準クロック５３は、基準クロック信号５６９をＰＮジェネレータ５５と高調波ジェネレータ５９とに供給する。
【００４４】
所望ならば、トラッキングループ５２を様々な方法で実施できることに留意されたい。当業者が周知のように、実施方法の選択は、設計および性能仕様や特性等の多数の要因による。本発明の説明の利点を理解する当業者が周知のように、トラッキングループ５２は、テンプレート信号５６７と共に動作して、送信信号を受信するロック機構（テンプレートレシーバまたは適したテンプレートレシーバ）を構成する。
【００４５】
ミキサ５７は、アンテナ５８から受信した信号をテンプレート信号５６７と混合して、信号５６８を生成する。インテグレータ／サンプラ５１は、信号５６８を積分して、復元したデータ信号５６３を生成する。インテグレータ／サンプラ５１は、トラッキングループ５２を駆動する、高速データ通信ＵＷＢレシーバ５における信号取得およびトラッキングを制御する。
【００４６】
図６は、高速データ通信ＵＷＢレシーバ５に対応する例示の波形を示す。信号５６２は、ＰＮジェネレータ５５の出力を構成する。信号５６１は、高調波ジェネレータ５９の出力に対応し、信号５６７はデータ／ＰＮコンバイナの出力信号に対応する。信号５６８は、ミキサ５７の出力信号を構成し、インテグレータ／サンプラ５１に供給する。信号５６３は、インテグレータ／サンプラ５１の出力信号である。最後に、レシーバ５のタイミングをより詳細に示すため、信号５６９は基準クロック５３の出力信号を構成する。
【００４７】
図７は、高速データ通信ＵＷＢトランスミッタ４における各種の信号のタイミングの関係の詳細をさらに示す。波形７５は、送信媒体における信号（すなわち、アンテナ４８から伝搬した）に対応する。波形７６は、送信期間、すなわち、トランスミッタ４が送信する時間を示す。最後に、波形７３は、送信期間７６の間のデータビットストリーム７３を示す。波形７９は、図７に示す他の波形に対するタイミング基準のクロックチェックマークを示す。
【００４８】
本発明による他の実施の形態では、選択した、あるいは所定のパラメータにより、２つのモードのいずれかで、高速データ通信ＵＷＢトランスミッタ４を動作させることができる。各モードでは、特定の、あるいは所定の高調波の次数（すなわち、キャリアの高調波を選択して各モードに用いる）を用いることにより、特定の、あるいは所定のＰＳＤプロフィールを生成することができる。特定のモードを選択することにより、特定のＰＳＤプロフィールに従う、あるいは所定の条件（上述のように、例えば、ＦＣＣ等の監督機関によるもの）に適合する出力信号を生成するようにトランスミッタ４を動作させることができる。
【００４９】
図８は、このような実施の形態における２つの動作モードに対応する、２つの例示の所望のあるいは所定のＰＳＤプロフィールを示す。本発明によるトランスミッタは、選択したある所定のＰＳＤ振幅プロフィールマスク８０と、所定のＰＳＤ振幅プロフィールマスク８１とに従う出力を生成することができる。このようなトランスミッタの実施の形態では、基準クロックの周波数（すなわち、図３に示す基準クロック４１の周波数）は、約１．８ＧＨｚである。従って、第２次および第３次の高調波はそれぞれ、約３．６ＧＨｚと５．４ＧＨｚとに現れる。
【００５０】
ＰＳＤ振幅プロフィールマスク８０に従う第１の動作モードでは、２つのＲＦキャリアサイクル当たり１つのチップで、３．６ＧＨｚキャリア（基準クロック周波数の第２次高調波）を変調する。また、３つのＲＦサイクル当たり１つのチップで、５．４ＧＨｚキャリア（基準クロック周波数の第３次高調波）を変調する。この動作モードでは、トランスミッタは、１秒当たり１．８ギガチップのチッピングレートを有する。このトランスミッタは、送信ＰＳＤプロフィール８３を生成する。送信ＰＳＤプロフィール８３は、おおむね平らな形状であり、ＰＳＤマスク８０（すなわち、ＰＳＤマスク８０の下に残っているもの）に一致することに留意されたい。
【００５１】
第２の動作モードでは、１．８０ＧＨｚクロックの第３次高調波（すなわち、５．６ＧＨｚで現れる高調波）を４つのＲＦサイクル当たり１つのチップのレートでを変調する間に、第２の高調波を抑制する。その結果、トランスミッタは、１秒当たり１．３５ギガチップのチッピングレートを有することになる。
【００５２】
所望ならば、３つ以上の動作モードを含む本発明による実施の形態を実施できることに留意されたい。例えば、ｍの動作モードを含むＵＷＢ装置構成することもできる。ｍは１より大きい整数である。本発明の説明による利点を理解する当業者が周知のように、このようなシステムを様々な方法で実施することができる。例えば、選択可能な高調波フィルタバンク（すなわち、用いる高調波の次数が選択可能な）を用いて、１つ以上の高調波の任意の組み合わせを選択することができる。このようなＵＷＢ無線装置により、同じ帯域または複数の帯域における他の無線システム動作からの、あるいは他の無線システム動作に伴う干渉を選択的に避けることができる。本発明による説明のための実施の形態では、極性変調（すなわち、ＢＰＳＫ変調）の他に、ある変調形式として、”１以上のｍ高調波”を考えることもできることに留意されたい。
【００５３】
上記の説明では第２次および第３次高調波について述べているが、本発明の説明の利点を理解する当業者なら、所望なら、他の高調波を用いることもわかるであろう。別の言い方では、各動作モードでは、第３次高調波を越える高調波をさらに用いることもできる。高調波をさらに用いることにより、同時に（すなわち、ＰＳＤマスク下に残存する）所定のそれぞれのマスクに適合させながら、全送信電力を増加する。
【００５４】
図９は、高次の高調波を用いる本発明の例示の実施の形態のＰＳＤプロフィールを示す。送信したＰＳＤプロフィール９１は、１．１−ＧＨｚ基準クロックの変調した第３次および第４次高調波に対応する。ＰＳＤプロフィール９１は、１秒当たり１．１ギガチップのレートで変調を前提としている。
【００５５】
送信電力をさらに所望する場合には、第３次から第７次の高調波を用いることができる。これにより、送信ＰＳＤプロフィール９３になる。ＰＳＤプロフィール９２とＰＳＤプロフィール９３とは共に、おおむね平らな形状であることに留意されたい。ＰＳＤプロフィール９２とＰＳＤプロフィール９３とは共に、所定の、あるいは所望のＰＳＤ振幅プロフィールマスク９０に一致することにさらに留意されたい。従って、所望ならば、適切な次数を有する基準クロック周波数の多くの高調波を用いることにより、所定のＰＳＤプロフィールに一致する特定の出力電力プロフィールで通信システムを実施することができる。
【００５６】
適切なクロック基準周波数と対応付けられた高調波とを用いて、特定のＲＦ帯域またはスペクトラムを用いる他の装置と共存することができることに留意されたい。例えば、本発明による他の実施の形態では、ＰＳＤの高速データＵＷＢ送信が２．４ＧＨｚのＩＳＭ帯域および５ＧＨｚのＵＮＩＩ帯域で動作するワイヤレス装置と共存するように、クロック基準パラメータと高調波キャリアとを選択する。
【００５７】
すなわち、このような実施の形態では、基準クロックは、約１．１ＧＨｚの周波数を有する。また、トランスミッタは、基準クロック速度約１．１ＧＨｚで変調したキャリア周波数として、基準クロック周波数（すなわち、それぞれ３．３ＧＨｚおよび４．４ＧＨｚ）の第３次および第４次高調波を共に用いる。
【００５８】
図１０は、このような本発明の実施の形態の例示のＰＳＤプロフィールを示す。送信ＰＳＤプロフィール１０１は、２．４ＧＨｚのＩＳＭ帯域１０２と５ＧＨｚのＵＮＩＩ帯域１０３との間に適合して、所望のレベルの共存を満たす。通信システムはさらに、相対的に高速のデータ通信をサポートできることに留意されたい。例えば、１０つのＰＮチップを用いて１データビットを構成する場合、得られるデータ速度は１秒当たり１１０メガビット（Ｍｂ／ｓ）である。
【００５９】
信号高調波は、キャリアの相対位相について選択可能な、所望の設計上の自由度  を付加することもできる。例えば、第３次および第４次高調波を用いる本発明による通信システムでは、おおむね時間信号ｘ（ｔ）、つまりキャリア高調波の合計を次のように表す。
ｘ（ｔ）＝ｓｉｎ（２π・３・ｆｒｔ）＋ｓｉｎ（２π・４・ｆｒｔ＋φ）
ここで、ｆｒは基準クロック周波数を表し、φは選択可能な、あるいは０〜２πラジアンの間の所定の位相角を示す。本発明による例示の実施の形態では、本発明の説明による利点を理解する当業者が周知のように、フィルタを用いて位相角を実施することもできることに留意されたい。
【００６０】
本発明による例示の実施の形態では所望ならば、０≦φ≦２πで、各種の値のφを用いることができることに留意されたい。図１１Ａは、本発明によるＵＷＢ通信システムにおけるトランスミッタの１サイクルの例示の出力信号１２１Ａを示す。信号１２１Ａは、φ＝πに対応する。始点１２２と終点１２３とは、チップバウンダリに一致する。例えば、図４に示す信号４２１とチップ信号４２２と（ＰＮジェネレータの出力信号）で図示される。
【００６１】
また、所望ならば、余弦を用いて出力信号ｘ（ｔ）を表すこともできる。すなわち、
ｘｉ（ｔ）＝ｃｏｓ（２π・３・ｆｒｔ）＋ｃｏｓ（２π・４・ｆｒｔ＋φ）
ここで、ｆｒは基準クロック周波数を表し、φは選択可能な、あるいは０〜２πラジアンの間の所定の位相角を示す（終点を含む）。図１１Ｂは、本発明によるＵＷＢ通信システムにおけるトランスミッタの１サイクルの別の例示の出力信号１２１Ｂを示す。出力信号１２１Ｂは、始点１２２Ｂと終点１２３Ｂとを有する。
【００６２】
本発明の説明による利点を理解する当業者ならば、信号ｘ（ｔ）とｘｉ（ｔ）とで直交信号を構成することがわかるだろう。従って、以下に述べるように、信号ｘ（ｔ）とｘｉ（ｔ）とを用いて、直交位相シフト変調（ＱＰＳＫ）変調を実施することができる。
【００６３】
信号１２１Ａおよび１２１Ｂは、それぞれの始点（すなわち、１２２Ａ、１２２Ｂそれぞれ）と、それぞれの終点（すなわち、１２３Ａ、１２３Ｂ）とで、相対的に小さな信号レベルを有している。本発明による例示の実施の形態では、これらの相対的に小さい信号レベルで、信号のオン、オフを切り換える。これにより、得られるスペクトラムを不要なものへと変えてしまうような、不完全な切換による切換移行を避けられるようになることに留意されたい。
【００６４】
本発明による説明のための実施の形態では、すなわち、正弦波信号および／または余弦の信号の積算を構成する複合信号Ｓによる高調波キャリア表すこともできる。
Ｓ（ｔ）＝Σｓｉｎ｛２π・ｎ・ｆｒ・（ｔ−ｓ）｝
ここで、積算は、所望の高調波ｎの範囲（すなわち、所望の高調波の最低の次数から最高の次数に渡る）に渡る。別の言い方では、複合信号Ｓは、選択した範囲ｎに渡る高調波キャリアの合計を構成する。また、余弦高調波を加えて直交ＵＷＢ通信装置を実行することもできることに留意されたい。
【００６５】
上述のように、実施の形態の中には、ｎは、３〜４の範囲とできる（所望の３．１ＧＨｚ〜５．２ＧＨｚの周波数範囲で動作するＵＷＢ通信装置に対応する）。図１２は、本発明による実施の形態における、ｎ＝３のいくつかの信号間のタイミングの関係を示す。各種の信号間のタイミングの関係を簡単に表すことができるように、信号１３９は基準クロック信号を含む。信号１３１は、上述の複合信号Ｓに対応する。信号１３２は、正弦波の信号を示し、複合信号１３１になる高調波である。基準クロック信号１３９は、正弦波の信号１３２の性の方向のゼロ交差に対応する。
【００６６】
時間変位ｓは、キャリア信号からのチッピング信号を相殺することに留意されたい。すなわち、時間変位ｓは、基準クロック信号１３９（または正弦波の信号１３２）とチッピング信号との間のオフセットとして現れる。
【００６７】
図１２は、時間変位ｓのいくつかの値に対応する信号を示す。各時間変位ｓは、基準クロック信号１３９（または正弦波の信号１３２）と、チッピング信号１３３、チッピング信号１３４、チッピング信号１３５それぞれの１つとの間のオフセットを表す。特に、チッピング信号１３３は、ゼロの時間変位ｓに対応する。チッピング信号１３４およびチッピング信号１３５はそれぞれ、０．２５および０．５の時間変位ｓを表す。
【００６８】
本発明の説明の利点を理解する当業者ならば、対称のために、負の値のｓが、正の値のｓと同じ結果になることがわかるであろう。従って、本発明の説明では、大きさｓ、つまり｜ｓ｜について述べている。また、図１２は説明のための一例としてチッピングシーケンス”１０１”を示しているが、本発明の説明による利点を理解する当業者が周知のように、おおむね所望のＰＮシーケンスを用いることができることに留意されたい。
【００６９】
図１３は、本発明による説明のための実施の形態のＰＳＤプロフィールをいくつか示す。ＰＳＤプロフィール１４３は、ＰＮチッピングシーケンス１３３で乗算した信号１３１のパワースペクトル密度を示す。同様に、ＰＳＤプロフィール１４４は、ＰＮチッピングシーケンス１３４で乗算した信号１３１のパワースペクトル密度に対応する。最後に、ＰＳＤプロフィール１４５は、ＰＮチッピングシーケンス１３５で乗算した信号１３１のパワースペクトル密度を示す。
【００７０】
図１３はまた、２．４ＧＨｚのＩＳＭ帯域のバウンダリ１４６と、ＵＮＩＩ帯域のバウンダリ１４７とを示す。２つの高調波では、時間変位の値｜ｓ｜＝０．２５により、おおむね平らなＰＳＤプロフィール１４４を生成する。本発明の説明の利点を理解する当業者ならば、しかしながら、所望ならば、約０．１〜約０．９の範囲の時間変位の値（ｓ）を用いて、第３次および第４次高調波のおおむね同じＰＳＤプロフィールを生成できることがわかるであろう。同様な方法で、所望ならば、他の時間変位ｓの値と適切な高調波部とを用いて、所望のあるいは所定のＰＳＤプロフィールを有する通信システムを実施できる。
【００７１】
一例として、図１４は、ますます多くの高調波を用いた本発明の例示の実施の形態に対応するＰＳＤプロフィールのいくつかを示す。図１４は、ＰＳＤプロフィール１５１と、ＰＳＤプロフィール１５２と、ＰＳＤプロフィール１５３とを含む。おおむね平らなＰＳＤプロフィール１５１は、時間変位の値｜ｓ｜＝０．３７５を用いた、基本周波数から第７の高調波を含む信号に対応する。同様に、ＰＳＤプロフィール１５２は、時間変位の値｜ｓ｜０．３７５を用いた、第２次から第７次の高調波を含む信号に関する。最後に、ＰＳＤプロフィール１５３は、時間変位の値｜ｓ｜＝０．３７５を用いた、第３から第７の高調波を含む信号に対応する。
【００７２】
約０．１〜約０．９の間の時間変位ｓの値により、図１４に示すＰＳＤプロフィールと同様の、おおむね平らなＰＳＤプロフィールを生成することに留意されたい。上述のように、ＰＳＤプロフィール（すなわち、最大ＰＳＤ値に制約される）に一致しているが、多数の高調波を用いることにより、全送信または放射電力が増加することになる。
【００７３】
本発明の説明の利点を理解する当業者が周知のように、時間変位ｓを様々な方法で生成し、実施することができる。例えば、ｓを、トランスミッタ４のタイミングコントローラ４２とレシーバ４のＰＮジェネレータ５５とにおける、デジタル的に導出したクロックシフトとして実施することもできる。別の例として、トランスミッタ４のミキサ４７のデジタル入力経路とレシーバ５のミキサ５７とにおける物理的遅延線を用いることにより、所望のタイムシフトを実施することもできる。
【００７４】
複合信号Ｓのフーリエ変換を計算することにより、図示のスペクトラムを得ることができる。すなわち、データパルスがおおむね矩形で、濾波されていない場合（例えば、図４に示すチッピング信号４２２）、ＰＳＤを以下のように得ることができる。
【００７５】
【数７】
2006516369.tif 000009
ここで、ｆｒはチッピングクロック周波数を表し、ｎ１およびｎ２は用いる高調波の次数（すなわち、用いる高調波の範囲の上下のバウンダリ）に対応する。所望ならば、ｎ１〜ｎ２の範囲内の選択した高調波を除外してさらにスペクトラムを整形することもできることに留意されたい。図１５は、この技術を適用した例を示す。
【００７６】
図１５を参照すると、ＰＳＤプロフィール１６１は、１．１ＧＨｚのクロックである第３次から第７次の高調波を用いた本発明による通信システムの実施の形態のパワースペクトル密度を示す。対照的に、ＰＳＤプロフィール１６２は、第５次から第７次の高調波を用いたシステムに対応する。その結果、後者のシステムにおけるＰＳＤエネルギーはおおよそ５ＧＨｚを越える。
【００７７】
第３の例として、ＰＳＤプロフィール１６３は第３次、第４次、第６次、第７次の高調波を用いたシステムに対応する。このシステムから第５次高調波を除外したことにより、５ＧＨｚ〜６ＧＨｚの近傍にギャップを形成することになる。その結果、このシステムは、５ＧＨｚのＵＮＩＩ帯域で動作するシステムと効果的に共存できることになる。濾波を行って、図１５に示すサイドローブのエネルギーを簡単に除去することができることに留意されたい。
【００７８】
図１５に示すＰＳＤプロフィールは、本発明による通信システムを説明するための実施の形態に対応する。選択したクロック周波数と共に、選択した高調波をうまく用いることにより、柔軟な方法で所定のＰＳＤプロフィールを有する多種多様な通信システムを設計し、実施することができる。設計パラメータの選択（例えば、クロック周波数、部材、高調波の次数）は、所望の設計および性能仕様に基づくものであり、本発明の説明の利点を理解する当業者の知見に含まれる。
【００７９】
図１６は、本発明による通信システムあるいは装置の他の例示の実施の形態のＰＳＤプロフィールを示す。これらの実施の形態は、３．１ＧＨｚの放射がピークから少なくとも−１０ｄＢ（図１６に示す２６５として符号が付けられている）であるＰＳＤマスクに一致している。また、このマスクは、１０．６ＧＨｚの放射がピークから少なくとも−１０ｄＢ（図１６に示す２６６として符号が付けられている）であることを指定している。
【００８０】
ＵＮＩＩ帯域２６７は、５．１５ＧＨｚから約５．９ＧＨｚに渡る。図１６は、用いる高調波の次数を別々に選択することに対応する４つのＰＳＤプロフィール（それぞれプロフィール２６１、２６２、２６３、２６４と示す）を示す。４つのＰＳＤプロフィールは全て、１．４ＧＨｚのベースバンドチッピング基準クロック周波数に対応する。また、ＰＳＤプロフィールは、基準クロック信号とチッピングシーケンスとの間（図１３と、添えられている時間変位ｓの説明と、そのＰＳＤプロフィールに対する作用とを参照のこと）の約０．３７５の時間変位ｓと仮定する。
【００８１】
上述のように、ＰＳＤプロフィール２６１、２６２、２６３、２６４は、用いる高調波の次数に対する様々な選択を示す。ＰＳＤプロフィール２６１は、チッピング基準クロックの第３次から第７次の高調波を用いる通信システムに対応する。従って、このようなシステムにより、３．１ＧＨｚ〜１０．６ＧＨｚの間の認可された帯域幅を効果的に占有する。
【００８２】
ＰＳＤプロフィール２６２は、チッピング基準クロックの第３次、第５次、第６次、第７次の高調波を用いるシステムに対応する。すなわち、ＰＳＤプロフィール２６１に対応するシステムとは異なり、ＵＭＩ帯域２６７と部分的に重複する第４次高調波を除外している。
【００８３】
ＰＳＤプロフィール２６３に対応するシステムは、チッピング基準クロックの第３次から第６次高調波を用いている。従って、このシステムは高次の高調波を用いないことにより、相対的により高い周波数を除外している。
【００８４】
ＰＳＤプロフィール２６４は、チッピング基準クロックの第３次、第５次、第６次の高調波を用いる通信システムに関する。このシステムでは、ＵＮＩＩ帯域２６７と一部重複する第４次高調波を除外している。このシステムでは、以下に詳細に述べるように、その動作モードをＰＳＤプロフィール２６１とＰＳＤプロフィール２６２との間、あるいは、ＰＳＤプロフィール２６３とＰＳＤプロフィール２６４との間で切り換えることができる。
【００８５】
次の表１は、ＰＳＤプロフィール２６１、２６２、２６３、２６４に対応するシステムで用いられる高調波の概要である。
【００８６】
【表１】
2006516369.tif 000010
上述のように、本発明の例示の実施の形態による通信システムは、マルチモード動作を含む。このようなシステムでは、所望のあるいは所定の条件または刺激に基づき、ある動作モードから別の動作モードに切り換えることができる。図３を参照すると、コントローラ入力信号４０により、トランスミッタ４におけるモード切換が可能になる。コントローラ入力信号４０、トランスミッタ４、すなわち、タイミングコントローラ４２の状態により、本発明の説明の利点を理解する当業者に明らかな方法で、基準クロックサイクルに対するチッピング持続時間を決定する。
【００８７】
本発明による通信システムにより、所望ならば、事実上任意の刺激に応じて、モード切換を行うことができる。例えば、システムユーザがマニュアルでモードを選択することにより、モード切換を行わせる。別の例として、例えば、所定の、あるいは選択したシステムイベントに応じて、モード切換を自動的に行うこともできる。
【００８８】
別の例として、モード切換を半自動的に行うこともできるが、フラグが付けられたイベントまたはユーザの注意を引くイベントに応じてユーザがマニュアルで選択することになる。他の実施の形態では、内部または外部の変数あるいは数量、例えば時間により、モード切換を制御する。あるいは、通信システムが受信したリモート信号により、動作モードを切り換えることもできる。
【００８９】
さらに別の例として、各種の本発明の実施の形態による通信システムおよび装置により、所望の１帯域または複数の帯域において無線信号エネルギーを検出することに応じて、モードを切り換えることもできる。例えば、ＵＮＩＩ帯域に無線信号エネルギー存在することを検出したことに応じて（５．１５ＧＨｚ〜５．８５ＧＨｚの間）、本発明によるＵＷＢ通信装置またはシステムにより、その送信が所定のスペクトラムデータを有するように、その動作モードを切り換えることができる。新しい動作モードは、当該の特定の帯域において動作する全装置による干渉を除去し、低減し、最小限にするようなＰＳＤプロフィールに対応する。例えば、新しいＰＳＤプロフィールは、図１５に示すＰＳＤプロフィール１６３を構成する。
【００９０】
従って、このようなシステムにおいてモード切換の刺激とは、特定の帯域内で、または特定の周波数または複数の周波数で動作する、ＵＮＩＩ帯域装置といった装置からのＲＦ信号の存在を検出することである。通信システムまたは装置の存在は、干渉を除去したり最小限にしたりするように、例えば、影響を受けた周波数範囲または帯域で送信エネルギーとなるような高調波構成要素を除外することにより、切換モードを構成する。このような特徴により、ＵＭＩ無線装置といった、既存の無線周波数帯域で動作する装置と共存する手段を、さらに提供する。
【００９１】
上記の例は、どのように動作モードをきりかえるかというサンプリングだけを構成していることに留意されたい。本発明の説明の利点を理解する当業者が周知のように、所望の設計および性能仕様により、モード切換のための他の技術や機構を用いることができる。また、所望ならば、これらの技術を本発明による通信システムおよび装置の各種の実施の形態に適用することもできる。
【００９２】
図１７は、モード切換を組み込んだ通信システムについての本発明による例示の実施の形態を示す。高速データ通信ＵＷＢ通信システム１１は、内部電力源１１２（例えば、バッテリまたは他の電力源）を有するトランシーバ１１１を含む。システム１１はまた、内部電力源１１４（例えば、バッテリまたは他の電力源）を有する第２のトランシーバ１１３を含む。システム１１におけるモード切換は、システムが内部電力源で動作しているか、あるいは外部電力源で動作しているかにより行われる（図１７には明示せず）。
【００９３】
システム１１が内部電力源１１２と内部電力源１１４とを用いる場合、特定のＰＳＤプロフィールに一致するモードで動作することができる。例えば、図８に示すＰＳＤマスク８１である。このモードは例えば、屋内でのシステム動作に対応する。屋内で動作する間システム１１は、他のシステムと起こりうる干渉がより少ないので、屋内動作に対応するＰＳＤマスク８１は、より緩和した要件を有することができる。
【００９４】
逆に言えば、システム１１が（トランシーバ１１１へのポート１１５を介して供給したり、トランシーバ１１３へのポート１１６を介して供給したりして）外部電力を用いる場合、異なるＰＳＤプロフィールに一致する別のモードで動作することができる。例えば、図８に示すＰＳＤマスク８２である。第２のモードは例えば、屋外でのシステム動作に対応する。従って、動作モードを切換ることにより、本発明によるＵＷＢ通信システムは、より厳格な屋外でのＰＳＤマスクに適合し、さらに、屋内動作中は、より緩和したＰＳＤマスクに一致することができる。
【００９５】
モードを切り換えるには、システム１１が外部電力の印加を検知して、トリガ信号をトランスミッタのコントローラ入力４０に供給する（図３を参照のこと）。これに応じて、図８を参照して上述したように、タイミングコントローラ４２と高調波ジェネレータ４９とが所定のタイミングパラメータを調整して、所望のＰＳＤプロフィールを生成する。類似の動作がトランシーバのレシーバ回路で発生する。また、コンパニオントランシーバまたは対応するトランシーバが同様に、レシーバ回路が受信する特定のＰＳＤプロフィールに応じて、そのトランスミッタ回路とレシーバ回路とのパラメータを調整する。
【００９６】
図１７は１対のトランシーバを示しているが、所望ならば、別のシステムではトランシーバとレシーバ、あるいはトランスミッタまたはレシーバを含むことができることに留意されたい。本発明の説明による利点を理解する当業者が周知のように、このようなシステムでのモード切換は、上述のように同様の技術や機構を用いて行う。
【００９７】
本発明の別の面は、チッピング信号４２２内のパルス整形に関する（便宜上図１８に転載する）。チッピング信号４２２は、おおむね矩形のパルスを含む。その結果、次の周知の正弦関数によりおおよそ与えられるチップの周波数領域におけるスペクトラムをおおむね得ることができる。
【００９８】
【数７Ａ】
2006516369.tif 000011
（チップは、信号４２２の縦セグメントの間、あるいは信号２２２のゼロ交差の間の時間における距離に対応する。）ミキサ４７での乗算演算により、そのスペクトラムを周波数領域内に移動させ、スペクトラムのコピーを信号４２１に存在する各高調波信号（高調波ジェネレータ４９の出力信号）で調心する。
【００９９】
上記の説明では、おおむね矩形のパルスを有するチッピング信号（例えば、チッピング信号４２２）を仮定しているが、所望ならば他のパルスの形を用いることもできる。例えば、パルスがより”丸い”形状であってもよい。
【０１００】
より”丸い”パルス形状の一例は、ガウスインパルスでる。数学的に、ガウスインパルスｓ（ｔ）を次のように表す。
【０１０１】
【数８】
2006516369.tif 000012
ここで、ｔは時間を表し、τはパルス幅を定義するパラメータを表す。フーリエ変換ｓ（ｔ）を用いることにより、周波数領域内のスペクトラムの形状を得ることができる。数学的に、フーリエスペクトラムｓ（ｔ）を次のように表すことができる。
【０１０２】
【数９】
2006516369.tif 000013
上記の関係を用いて、周波数ｆＢ（例えば１．１ＧＨｚ）に対応するパルス幅を設計することができる。大きさＳ（ｆ）は、所望の量（例えば、１０ｌｏｇ［Ｓ（ｆＢ）］＝−１０ｄＢ）により、基準値を下回る。この技術により、τに対する設計値を生成し、次にｓ（ｔ）を評価できるようになる。
【０１０３】
図１８は、一例としてのガウスインパルスを示すことに留意されたい。本発明の説明の利点を理解する当業者が周知のように、所望ならば、他の形状を用いることもできる。例えば所望ならば、図１２に示す台形のチッピング信号１３３、チッピング信号１３４、チッピング信号１３５を用いることもできる。
【０１０４】
また、相対的に高周波数を有する信号（高調波信号）と混合する前にパルスを整形または濾波することにより、これらの相対的に高周波数でパルス設計または整形することを避けることに留意されたい。濾波信号の場合、ＰＳＤを次のように得ることができる。
【０１０５】
【数１０】
2006516369.tif 000014
ここで、ｐ（ｔ）はデータ信号を濾波したベースバンドを表す。一例として、図１８に示す１つのチップのチッピングシーケンス２２２等のガウス濾波信号がある。また、複数の高調波を用いることにより、整形パルスを周波数領域内に移動して、移動したものを所望の高調波キャリアで調心することができることに留意されたい。
【０１０６】
図１８は、＋１および−１振幅スイングを有するチッピングシーケンス４２２とチッピングシーケンス２２２とを示すが、本発明の説明の利点を理解する当業者が周知のように、他のスイングを用いることもできる。例えば、所望ならば、＋１．０や、−１の振幅のスイングを用いるチッピングシーケンスを実施することもできる。
【０１０７】
所望ならば、本発明による通信システムおよび装置における各種の変調方法および技術を用いることができる。例えば、本発明の例示の実施の形態では、従来の直交位相シフト変調（ＱＰＳＫ）システムに類似した技術を用いることができる。本発明による他の例示の実施の形態では、オフセットＱＰＳＫ（ＯＱＰＳＫ）に類似した技術を用いることができる。
【０１０８】
特に、ＱＰＳＫを用いる実施の形態では、２組の高調波として関連する信号が直交関係を有するように、２つの自由度が要求される２つの高調波キャリアを用いる。特に、２つの基準クロックの間に位相差があり、高調波ジェネレータ線の一方においてさらに位相遅れがあると、２つの所望の自由度が形成される。２つの高調波キャリアを用いる本発明によるＱＰＳＫ様のＵＷＢシステムは、ＢＰＳＫ様システムのデータ速度の２倍のデータ速度になる所望の特性を有しているが、所定の、あるいは所望の基準に一致している基本的に平らなＰＳＤプロフィールをやはり有している。
【０１０９】
直交高調波キャリアを変調する２つのデータストリームの間に半分のチップ長オフセットをさらに設けることにより、ＯＱＰＳＫシステムを形成する。このようなＯＱＰＳＫシステムは、ＱＰＳＫシステムのＰＳＤプロフィールに対して平滑化した、所望のＰＳＤスペクトラムまたはプロフィール特性を有している。
【０１１０】
図２０は、説明のための実施の形態におけるＯＱＰＳＫＵＷＢ信号のセットの波形の一例を示す。信号２１１０は、図１１Ａに示す信号等の正弦波の高調波を含むが、信号２１３０は図１１Ｂに示す信号のように余弦の高調波を含む。データ信号２１２０に依存しないで、データストリーム２１２０は信号２１１０の極性を変え、データストリーム２１４０は信号２１３０の極性を変える。
【０１１１】
また、信号２１３０の最大エンベロープ値２１３５が信号２１１０の最小エンベロープ値２１１５におおむね対応するように、信号２１３０は信号２１１０の右側に時間で移動する。また、直交を維持するには、信号２１１０のゼロ交差が信号２１３０の個別の信号ピークに対応する。逆に言えば、信号２１３０のゼロ交差は、信号２１１０の各ピークに対応する。
【０１１２】
信号２１５０は、直交信号２１１０と２１３０との合計を表す。本発明の説明による利点を理解する当業者ならば、複合信号のピーク対平均値が信号２１１０または信号２１３０のいずれかのピーク対平均値よりも小さいことがわかるであろう。この特性により、より平滑化したＰＳＤプロフィールが得られ、規制制限レベルに対する’安全’余裕度がより少ない電力レベルでＲＦ送信が可能になる。
【０１１３】
本発明による他の実施の形態では、差動位相シフト変調（ＤＰＳＫ）方法を用いることができる。本発明の説明の利点を理解する当業者が周知のように、本発明によるトランスミッタを、例えば図３に示すトランスミッタ４に変更して、ＤＰＳＫ信号を生成することができる。トランスミッタ４は、次のようにＤＰＳＫ信号を生成する。図３を参照すると、トランスミッタ４はデータ入力４４でデータを受信する。従来のＤＰＳＫと同様に、トランスミッタ４はデータを差動的に符号化する。すなわち、トランスミッタ４は、データストリーム内で変化するようにデータを符号化する。
【０１１４】
例えば、シーケンスがバイナリ”１”ビットで開始すると仮定する。次のビットが”１”の場合は、トランスミッタ４はその前に”０”を送信したことを示す（変化なし）。一方、”０”がもともとの”１”に続いている場合は、トランスミッタ４は”１”を符号化する。従って、トランスミッタ４は、１から−１（または−１から１）への変化をバイナリ”１”として符号化する。逆に言えば、トランスミッタ４は、ビット対ビット変化（例えば、１のあとに１が続いたり、−１の後に−１が続いたりする）についてはバイナリ”０”として符号化することはない。上記の説明からわかるように、ｍビットを送信するには、ｍ＋１ビット（開始ビットの後にｍビットのデータが続く）を送信する。なぜなら、入力データビットにおける変化により、データを符号化するからである。
【０１１５】
図３を参照すると、データバッファ４３は、上述の差動符号化を行う。ＰＮジェネレータ４５は、１つのデータビットに対するチップ数に等しい遅延または時間Ｄに対応付けられるチップシーケンスを生成する。時間遅延Ｄは、一例示の実施の形態における１つのチップ時間とすることができ、別の説明のための実施の形態におけるビットの符号化シーケンスを構成することができる（例えば、Ｄは１つのデータビットに対応付けられるチップ数とすることができる）。別の言い方では、１チップ当たり（２つのチップが開始する間の時間）、または１ビット当たり（２つのビットが開始する間の時間）の時間遅延Ｄを用いることができる。時間遅延Ｄの選択にかかわらず、このシステムではＤを一定に保つようにする。
【０１１６】
本発明による例示の実施の形態では、バーカコードまたはシーケンスを用いることにより、チップシーケンスを生成する。各チップシーケンスは、周知のバーカシーケンスの１つに長さが等しい。好ましくは、トランスミッタ４は、１３、１１、または７の長さのバーカシーケンスを用いるが、本発明の説明を理解する当業者が周知のように、所望ならば、他のバーカシーケンスを用いてチップシーケンスを生成することもできる。次の表２に周知のバーカコードを記載する。
【０１１７】
【表２】
2006516369.tif 000015
当業者が理解するように、表２のコードシーケンスを逆にしたものもやはりバーカコードを構成する。また、記載のコードシーケンスを逆にしたもの（すなわち、１を−１で置換したり、この逆で得たりしたコードシーケンス）がバーカコードである。
【０１１８】
本発明の説明の利点を理解する当業者が周知のように、バーカコードを用いるよりもむしろ、他の種類のコードを用いることもできることに留意されたい。例えば、所望ならば、カサミコードを用いることが得きる。他の例としては、アダマールコード、ウォルシュコード、相互相関特性が低いコードを含む。
【０１１９】
ＰＮジェネレータ４５は、バーカシーケンスを用いてデータバッファ４３から得た各ビットを乗算する。従って、信号４２４（データ／ＰＮコンバイナ４６の出力信号）は、バーカシーケンスまたはバーカシーケンスを逆にしたもの（すなわち、表２のコードシーケンスを−１で乗算して得たもの）のいずれかを構成する。例えば、ＰＮジェネレータが長さ１１のバーカコードを用いると仮定する場合、時間または遅延Ｄは、１１のチップの長さに等しい。別の例として、図１２は、１つのチップ時間を示す。これは、図６に示すバーカチップ（信号１５６２）と関連し、長さ４のバーカコードに関連する）。
【０１２０】
図１９は、ＤＰＳＫ信号を受信するのに適した本発明による差動レシーバの例示の実施の形態１９を示す。レシーバ１９は、アンテナ９１０と、ミキサ９１６と、インテグレータ９１８と、サンプルアンドホールド９２０と、アナログデジタル変換器（ＡＤＣ）９２２とを含む。レシーバ１９はオプションとしてアンプ９１２とアンプ９１４とを含むこともできる。
【０１２１】
アンテナ９１０は、差動符号化信号を受信する。アンプ９１２は、受信信号を増幅し、得られる信号をミキサ９１６およびアンプ９１４の入力の１つに供給する。遅延素子９１６を介して、アンプ９１６の出力信号（用いられている場合には）は、ミキサ９１６の別の入力に接続している。
【０１２２】
遅延素子９１６が供給する時間遅延Ｄは、１ビット時間に等しい。従って、ミキサ９１６は、受信信号を時間Ｄで遅延したものにより、受信信号を乗算する。（上述の）信号の差動符号化により、レシーバ１９がバイナリ”１”を受信する際に、受信信号を遅延したもののビットサインは変化する。
【０１２３】
ミキサ９１６の出力からインテグレータ９１８に供給する。ミキサ９１６の出力は、逆のバーカシーケンスで乗算した表２の＋１バーカシーケンスを構成する。従って、インテグレータ９１８の出力でバーカコードの長さに渡る負の方向に向かう電圧が得られる。サンプルアンドホールド９２０により、信号が閾値と交差する際に、インテグレータ９１８の出力信号をサンプルする。サンプルアンドホールド９２０により、サンプリングした信号をＡＤＣ９２２に供給する。ＡＤＣ９２２は、出力データビットを生成する。
【０１２４】
説明のための実施の形態では、長さの積分は時間Ｄであることに留意されたい。しかしながら設計および性能仕様に基づき、本発明の説明の利点を理解する当業者が周知のように、長い、あるいは短い時間期間を用いることもできる。
【０１２５】
オプションのアンプ９１２とオプションのアンプ９１４とにより、所望ならば、リニアアンプまたは制限アンプのいずれかを構成することもできる。さらにアンプ９１４を用いて、遅延素子９１６の損失を補償することもできる。また、図１９に示すアンプ９１２を遅延素子９１６の後に配置できることにも留意されたい。
【０１２６】
本発明の説明の利点を理解する当業者が周知のように、様々な方法で遅延素子９１６を実施することができる。例えば、相対的に簡単な遅延素子は、電気的長さＤの送信線の長さを含む。このような装置を実施する様々な方法で、同軸線、プリントストリップライン、あるいはマイクロストリップの長さを用いることができる。
【０１２７】
アンプ９１２とアンプ９１４とを制限アンプとして実施することにより、ミキサ９１６に対する設計要求が緩和される。本発明の説明の利点を理解する当業者が周知のように、ミキサ９１６は様々な構造および回路を有することができる。例えば、所望ならば、ミキサ９１６は、受動リングダイオードミキサ、あるいは４クワドラントマルティプライアを構成することもできる。
【０１２８】
従来のＤＰＳＫシステムでは、データビットは１データビットの長さに等しい長さＤを構成する。このようなシステムでは、キャリアの位相（０またはπ／２ラジアン）をビットレートで変調する。対照的に、本発明による通信システムあるいは装置では、従来のシステムにおけるキャリアの代わりに高調波ウエーブレットのバーカ符号化シーケンス（例えば、図６に示す）を用いている。本発明による通信システムあるいは装置は、ウエーブレットの極性（すなわち、＋１または−１）でチップレートを変調する。また、これらはチップシーケンスをビットレートで極性変調する。従って、従来のＤＰＳＫシステムとは対照的に、本発明による通信システムおよび装置では、ビット時間（図６に示す信号５６３を参照）はウエーブレットの符号化シーケンスを含む。
【０１２９】
レシーバ１９と対応付けられた回路とで、さらに機能を実行することに留意されたい。本発明の説明の利点を理解する当業者が周知のように、例えば、このような回路は、データビットを復元し、チップシーケンスのタイミングを復元し、信号品質に応じてインテグレータ９１８の積分時間を微調整する。
【０１３０】
上述の例示の実施の形態では、各データビットを長さＮの拡散コードに対応付けることに留意されたい。すなわち、長さＮ＝２、３、４、５、７、１１、１３のバーカコードを用いることができる。従って、Ｎつのチップを１つのデータビットに対応付けることができる。一例として、長さ７のバーカコード（上記の表２を参照）、シーケンス１１１−１−１１−１を用いることにより、”１”を送信することができる。同様に、シーケンス−１−１−１１１−１１を用いることにより、”０”を送信することができる（すなわち、前のシーケンスの各数字を−１で乗算して得たシーケンス）。
【０１３１】
本発明による他の実施の形態では、１つのビットの符号化に必要なものより長い長さのコードを用いることができる。これにより、利点がいくつか得られる。まず、得られる信号のスペクトラムが、白色ノイズ（すなわち、スペクトラム”白さ”の利点）により類似するようになる。
【０１３２】
第２に、このようなコードを用いてチャネル化を行うことができる。より長いコードは、相対的に数多くのほぼ直交するファミリーメンバーを有する。このようなファミリーメンバーを用いることにより、各種の記号（すなわち、ビット群）を表して、より効果的なチャネル化を行うことができる。
【０１３３】
一例として、ＴＩＡ−９５符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）により生成されたＰＮシーケンスを用いることができる。このようなシーケンスは、３２、７６８チップ長である。チャネルと記号とを、（例えば、排他的論理和演算を用いて）ＰＮシーケンスを（チッピングレートで）アダマールコードまたはウォルシュコードを用いて乗算することにより（すなわち、当業者が理解するように１１１１１１１１００００００００、１１１１００００１１１１００００、１１００１１００１１００１１００等の繰り返しシーケンスで）定義することもできる。従って、チップ群は、一意に記号またはチャネルを定義する。このような技術により、コード長３２，７６７を利用して相対的に平滑なスペクトラムを有する信号が得られる。
【０１３４】
相対的に長いコードを用いてチャネル化を行うことの他に、所望ならば、時間分割多重化および空間分割多重化（指向性アンテナ技術を用いてリンクを分離すること）等の他の技術を用いることもできる。このような技術は、本発明の説明の利点を理解する当業者の知見に含まれる。
【０１３５】
上述のように、本発明による実施の形態において送信データを符号化ことのほかに、所望ならば、誤り訂正符号化（ＥＣＣ）を行うことができる。例えば、所望ならば、ＥＣＣを図３に示すデータ入力４４に適合する。このようなコードの多くは本技術に存在し、本発明の説明による利点を理解当業者が周知のように、これらを本発明による通信システムおよび装置に適合することができる。このようなコードには、ＢＣＨコード、リード・ソロモンコード、ハミングコードが含まれる。
【０１３６】
上述のように、キャリア信号（例えば、図２に示すキャリア信号２１）は、正弦波のキャリア信号、あるいは非正弦波のキャリア信号を構成することができる。図２１は、非正弦波のキャリア信号に対応する信号波形の例をいくつか示す。図２１は、チップ２０２２の繰り返しパターン”１０１０”を含む。信号２０２１は、チップの”１０１０”繰り返しパターンに対応する。図２１に示すように、信号２０２１は、任意の長さのギャップ２０２３を（もちろん信号２０２２のパラメータを有する）そのセグメントの間に有する。
【０１３７】
本発明の別の面は、複数の別々に変調した高調波信号（例えば、クロック周波数等の任意の周波数の高調波）に関する。すなわち、本発明による通信装置では、同じデータストリーム、あるいは別々にそれぞれ（またはセット）の異なるデータストリームのいずれかで、各種の高調波信号を変調することができる。従って、効果的なデータ速度は、高調波信号を変調する全データ速度の合計を構成する。
【０１３８】
また、所望ならば、各高調波信号を選択的にイネーブルあるいはオンすることができる。別の言い方では、高調波信号を別々に構成することができる。ある構成では、高調波信号を同時にオンまたはイネーブルしない。要するに、所望ならば、１つの高調波信号または周波数から別の高調波信号または周波数を、時間の関数として期待する。
【０１３９】
高調波信号を選択的にオンすることにより構成することは、通信装置またはシステムに非常に大きな利点がある。通信装置またはシステムは、符号化を用いることなく、マルチパス干渉が存在する中で動作することができる。すなわち、このような装置またはシステムは、各高調波信号（上述の実施の形態でおこなわれるように）を変調する信号を符号化することなく、マルチパス作用が存在する環境で動作する。ことにもちろん留意されたい。所望ならば、やはり符号化を用いることもできるが、マルチパス干渉の作用を抑制するためにこれを行う必要はない。
【０１４０】
マルチパス干渉の作用を抑制するために、本発明による通信装置またはシステムでは、任意の高調波周波数またはチャネルの１つのインパルスを送信して、次に送信する前にそのチャネルのマルチパスエコーが減衰するのをを待つ。例えば、任意の環境におけるマルチパス干渉が２５ｎｓの遅延拡散を有すると仮定する。従って、マルチパスが減衰するので、次のインパルスまたは信号（高調波信号と信号チップまたは１データビットを有するビットとの積）を受信する前のエコーは約２０ｎｓの時間である。
【０１４１】
複数の高調波信号（すなわち、２つ以上の高調波）または周波数を用いることにより、複数のデータビットを送信することができる。すなわち、第１次高調波信号の周波数に関する第１のデータビットを送信し、そして第２次高調波信号の周波数に関する第２のデータビットを送信し、第Ｎ次高調波信号を用いるなら、最後のデータビット（つまり、データビットＮ）を送信するまでこれを繰り返す。所望ならば、このサイクルを繰り返すこともできる。
【０１４２】
任意の高調波信号を用いる次の送信の間の遅延により、１つの送信からのエコーが当該高調波信号を用いる次の送信と干渉しないように、マルチパスエコーを減衰させることができる。要するに、任意の高調波周波数を用いて次に送信する前に、十分な数の周波数と時間との組み合わせが存在するという事実を利用する。マルチパスエコーは、減衰した周波数に多く存在する。また、送信周波数の間隔を十分にあけることにより、別の高調波周波数に関する送信で、１つの高調波周波数のマルチパスエコーからの干渉を低減することができる。
【０１４３】
図２２は、別々に変調した高調波信号を用いる、本発明によるトランスミッタ２２００の例示の実施の形態を示す。図２２に示す破線は、相対的に低い周波数で動作する回路を、相対的に高周波数で動作する他の回路から分離していることを示すことに留意されたい。所望ならば、より低い周波数の回路を１つのＩＣに含めることもでき、より高い周波数の回路を別のＩＣに含めることもできる。
【０１４４】
基準クロック４１は、所望の周波数を用いて信号を生成する。例えば、周波数ｆｏｓｃで正弦波を生成する。様々な方法で、本発明の説明による利点を理解する当業者の知見に含まれる各種の技術を用いることにより、基準クロック４１を実施することができる。
【０１４５】
基準クロック４１は、高調波ジェネレータ２２２０に接続している。クロック信号に基づいて、基準クロック４１から受信して、高調波ジェネレータ２２２０がクロック基準４１の周波数の第ｍ次高調波信号を生成する。例えば、任意のａクロック周波数ｆｏｓｃ、つまり高調波ジェネレータ２２２０の出力の第２次高調波信号は周波数２・ｆｏｓｃを有し、ｍ番目の高調波信号がおおむね周波数ｍ・ｆｏｓｃを有するというように、以下同様である。
【０１４６】
所望ならば、トランスミッタ２２００が動作する間に、ｍを変えることができることに留意されたい。すなわち、１データビット当たりでｍを変化させるか、チップ毎を基準として変化させる。ｍを変化させることにより、任意の周波数を有する所望の高調波信号を生成することができる。従って、ｍ＝３を用いるなら、第３次高調波を、ｍ＝９を用いるなら、第９次高調波を生成することができ、以下同様である。
【０１４７】
本発明の説明の利点を理解する当業者が周知のように、上述の高調波ジェネレータ４９と同様に、高調波ジェネレータ２２２０を様々な方法で実施することができる。一例として、周波数シンセサイザを用いることができる。周波数シンセサイザの制御信号（例えば、制御電圧）を変えることにより、周波数シンセサイザの出力周波数を変えることができる。従って、所望ならば、所望のｍの値に対応する制御信号のレベルを印加することにより、所望の高調波を生成することができる。
【０１４８】
高調波ジェネレータ２２２０は、基準クロックに対して同期して高調波信号を生成する。様々な回路および技術を用いて、１つ以上の高調波を基準クロックに同期することができる。このような回路および技術は、上述の本発明の説明の利点を理解する当業者の知見に含まれる。
【０１４９】
トランスミッタ２２００はまた、信号整形回路２２１８とミキサ２２０２とを含む。所望ならば、信号整形回路２２１８とミキサ２２０２とを用いて、以下に詳細に述べるように、データ信号２２０６を整形（あるいは濾波）することができる。このオプションを用いる実施の形態では、ミキサ２２０２が整形したデータパルスを構成する出力信号２２０８を生成する。
【０１５０】
トランスミッタ２２００はまた、ミキサ２２０４とアンテナ４８とを含む。出力信号２２０８は、ミキサ２２０４の一方の入力に供給する。高調波ジェネレータ２２２０の出力信号２２１０は、ミキサ２２０４のもう一方の入力に供給する。ミキサ２２０４の出力信号は、変調したＲＦ信号２２１２を構成する。アンテナ４８は、ミキサ２２０４から変調したＲＦ信号２２１２を受信し、送信媒体に伝搬する。
【０１５１】
ｍの値を変えることにより、トランスミッタ２２００をミキサ２２０２の出力信号２２０８のヘテロダイン動作周波数（整形したデータパルス）にして、別のＲＦ周波数にできることに留意されたい。すなわち、ｍの値を時間の関数に変えることにより、上述のように、トランスミッタ２２００の出力周波数を時間の関数として各種の周波数にホップする。本発明の説明の利点を理解する当業者が周知のように、ｍの値を様々な方法で変えることができる。例えば、所望ならば、コントローラ（明示せず）を用いて、ｍの値を選択するなど、トランスミッタ２２００の各種の機能を制御することができる。
【０１５２】
本発明の説明の利点を理解する当業者が周知のように、所望ならば、整数または非整数（例えば、分数）のｍの値を用いることができる。従って、一般に、所望ならば、整数または非整数のｍの値を用いることにより、ミキサ２２０２の出力信号２２０８の動作周波数を導出することができる。別の言い方では、ミキサ２２０２の出力信号２２０８の動作周波数は、クロック信号の整数の高調波を（構成できるが）構成する必要はない。むしろ、いずれの所望の、あるいは任意の方法におけるクロック周波数に関する。例えば、クロック周波数は、出力信号２２０８の動作周波数の分数を構成することができる。また、本発明の説明の利点を理解する当業者が周知のように、分数Ｍシンセサイザ等の、周波数シンセサイザを用いて、このような動作周波数を生成することができる。
【０１５３】
また、所望ならば、知能信号または情報信号を様々な方法で変調してデータ信号２２０６を生成することができる。説明として、上述のように本技術でわかるように、ＢＰＳＫ変調、直交振幅変調（ＱＡＭ）、ＱＰＳＫ変調等をかけることができる。本発明の説明の利点を理解する当業者が周知のように、変調方法の選択は、特定の実施する例の設計および性能仕様による。
【０１５４】
図２３は、別々に変調した高調波信号を受信するための、本発明によるレシーバ２３００の例示の実施の形態を示す。レシーバ２３００は、アンテナ５８と、ミキサ２３１４と、ミキサ２３１６と、インテグレータ／サンプラ（インテグレータ／サンプルアンドホールド）２３０３と、コントローラ２３０６と、ベースバンドテンプレートジェネレータ２３１２と、位相同期ループ（ＰＬＬ）２３１９と、高調波ジェネレータ２２２０とを含む。
【０１５５】
アンテナ５８は、ＲＦ信号を受信して、ミキサ２３１４の一方の入力に供給する。ミキサ２３１６の出力信号は、ミキサ２３１４の第２の入力を構成する。ベースバンドテンプレートジェネレータ２３１２は、ミキサ２３１６の一方の入力を構成するテンプレート信号を生成する。高調波ジェネレータ２２２０の出力は、ミキサ２３１６の第２の入力を構成する。
【０１５６】
ベースバンドテンプレートジェネレータ２３１２の出力は、トランスミッタ２２００の信号整形回路２２１８の出力に整合する（図２２を参照）。ベースバンドテンプレートジェネレータ２３１２は、その出力をＰＬＬ２３１９の制御下で生成する。レシーバ２３００内のフィードバックを用いて、ＰＬＬ２３１９は第１の出力信号である基準信号２３２２を生成し、ベースバンドテンプレートジェネレータ２３１２に供給する。
【０１５７】
レシーバ２３００が所望のＲＦ信号と同期すると、基準信号２３２２はＲＦ信号の対応するトランスミッタで用いられる基準信号と同様に構成する。例えば、図２２、図２３を参照すると、レシーバ２３００がトランスミッタ２２０による信号送信を同期すると、基準信号２３２２は、クロック基準４１が生成する基準信号と同じ信号を生成する（図２２を参照）。すなわち、ＰＬＬ２３１９は、周波数ｆｏｓｃを有するように、基準信号２３２２を生成する。
【０１５８】
ＰＬＬ２３１９は、高調波ジェネレータ２２２０に供給する周波数ｆｏｓｃを有する第２の出力信号２３２８を生成する。高調波ジェネレータ２２２０は、上述のように、図２２に示すトランスミッタ２２００に関連して動作する。従って、高調波ジェネレータ２２２０は、高調波信号を、周波数ｍ・ｆｏｓｃを有するミキサ２３１６に供給する。
【０１５９】
上述のように、ミキサ２３１６の出力は、ミキサ２３１４の一方の入力に供給する。レシーバ２３００は、ミキサ２３１４の出力を用いて、ミキサ２３１６の出力がアンテナ５８から受信したＲＦ信号と整合するように、ＰＬＬ２３１９を含むフィードバックループを制御する。制御ループは、インテグレータ／サンプラ２３０３と、コントローラ２３０６と、ＰＬＬ２３１９とを含む。
【０１６０】
ミキサ２３１４の出力は、インテグレータ／サンプラ２３０３の入力に供給するレシーバ２３００が受信するデータ値により、インテグレータ／サンプラ２３０３は２つの電圧レベルのうちの１つをその出力として供給する。例えば、レシーバ２３００がバイナリゼロを受信する場合、インテグレータ／サンプラ２３０３の出力は負の電圧を構成する。逆に言えば、レシーバ２３００がバイナリ１を受信する場合には、インテグレータ／サンプラ２３０３は正の電圧をその出力として供給する。
【０１６１】
インテグレータ／サンプラ２３０３の出力は、コントローラ２３０６の入力に供給する。コントローラ２３０６は、インテグレータ／サンプラ２３０３から受信する電圧レベルにより、データ値を生成する。例えば、インテグレータ／サンプラ２３０３の出力に存在する正の電圧に応じて、コントローラ２３０６が所望のデジタルレベルを有するバイナリ１ビットを生成することができる。
【０１６２】
コントローラ２３０６が、所望ならば、データ信号の濾波、整形等を行うことができることに留意されたい。コントローラ２３０６はまた、フィードバック制御信号２３２５をＰＬＬ２３１９に供給するので、ＰＬＬ２３１９が生成する信号の周波数に影響を与える。また、コントローラ２３０６が、ｍの値を決定して、その値を高調波ジェネレータ２２２０に供給する。
【０１６３】
上述のように、高調波ジェネレータ２２２０は、その出力としてＰＬＬ２３１９の出力信号２３２８の第ｍ次高調波を生成する。ｍの値のシーケンスをレシーバとトランスミッタとの時間の関数として決定することに留意されたい。動作中は、レシーバとトランスミッタとは、所定のシーケンスにより、各種のｍの値を用いる。
【０１６４】
所望ならば、フィードバックループをレシーバ２３００内で様々な方法で実施することができることに留意されたい。本発明の説明の利点を理解する当業者が周知のように、実施方法の選択は、設計および性能仕様や特性等の多数の要因による。本発明の説明の利点を理解する当業者が周知のように、フィードバックループは、ベースバンドテンプレートジェネレータ２３１２を用いて、同期機構を構成して送信信号（すなわち、テンプレートレシーバまたは整合するテンプレートレシーバ）を受信する。
【０１６５】
上述のように、ｍの値を変えることにより、本発明による通信装置およびシステムでは各種の周波数チャネルを用いることができる。また、ｍの値を時間の関数として変えることにより、これらのチャネルを時間の関数として用いて変化させる。従って、本発明による通信装置およびシステムのチャネル周波数プランとチャネルタイミングプランとを指定することができる。周波数およびチャネルタイミングプランを変えることにより、所望ならば、多種多様の通信装置およびシステムを設計して実施することができる。
【０１６６】
次の表３は、本発明による通信装置またはシステムの説明のための実施の形態におけるチャネル周波数およびタイミングプランの例を示す。
【０１６７】
【表３】
2006516369.tif 000016
表３の例は、６つのチャネルを用いる通信装置またはシステムに対応する。また、装置あるいはシステムは、それぞれ８ｎｓの持続時間の６つの時間スロットを用る。従って、時間スロットは、４８ｎｓのインターバルで繰り返す。用いられる高調波は、第２８次高調波から第３８次高調波の範囲である。別の言い方では、ｍは、２８から３８の範囲である。１２５ＭＨｚのクロック基準周波数を用いると、チャネルは周波数３．５０ＧＨｚ〜４．７５ＧＨｚの範囲となる。
【０１６８】
すなわち、時間ｔ＝０で、ｍ＝３０は高調波周波数３．７５ＧＨｚに対応する。この周波数はチャネル２に対応する。後の８ナノ秒、ｔ＝８ｎｓでは、ｍ＝３４は周波数４．２５ＧＨｚに対応し、これはチャネル４に対応する。以下同様である。表３の第２列に示す周波数は、オンまたはイネーブル高調波信号の（すなわち、トランスミッタが変調して送信した）周波数を示す。
【０１６９】
所望ならば、チャネルとそれらの対応する周波数とを様々な方法で配列することができることに留意されたい。表３に対応する実施の形態では、時間スロットに対応するチャネル周波数を、近傍時間スロットからできる限り離して選択しようとすることもできる。表３を参照すると、少なくとも２つの時間スロットの時間（すなわち、１６ｎｓ）により、近傍チャネルを分離することに留意されたい。チャネルと周波数とタイミングプランとをこのように選択することにより、チャネル間の干渉を低減したり、最小になるようにしたりする。チャネル分離を増したり、最大にしたりして、マルチパス干渉の減衰を促進する。
【０１７０】
しかしながら、所望ならば、本発明の説明の利点を理解する当業者が周知のように、表３のチャネルプランを用いるよりもむしろ、他の多くのチャネル、周波数、時間スロット、高調波数を有する、多種多様の他の装置あるいはシステムを用いることもできることに留意されたい。所望のシステム性能および設計仕様により、チャネルと周波数とタイミングプランとを用いて、マルチパス阻止性能を向上させて、チャネル化を行い、ある通信システム内に複数のユーザを適応させることができる。
【０１７１】
いずれの任意のチャネル周波数とタイミングプランとにより、本発明の説明の利点を理解する当業者が周知のように、所望ならば、様々な変調方法を用いることができる。変調方法の例として、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、８−ＱＡＭ、１６−ＱＡＭがある。チャネルと用いる変調技術の種類とを選択することにより、通信システムあるいは装置の全データ速度に影響を与える。
【０１７２】
次の表４は、用いるチャネルの例と、各種の変調技術に対するスループット（メガビット１秒当たり）の得られるおよそのデータ速度とを示す。
【０１７３】
【表４】
2006516369.tif 000017
表４に示すような６つのチャネルを用いるよりもむしろ、所望ならば、もっと少ない数のチャネルを用いることができることに留意されたい。本発明の説明の利点を理解する当業者が周知のように、チャネル数と用いる変調技術との選択は、システム性能および設計仕様や考え方等の要因による。
【０１７４】
また、表４は、１チャネル当たり約５００ＭＨｚ帯域幅のＵＷＢシステムに対応する。所望ならば、本発明の考えを他の帯域幅を有する様々なＵＷＢシステムに応用することができる。帯域幅５００ＭＨｚは、米国連邦通信委員会施行規則、４７連邦施行規則パート１５でＵＷＢと定義される最小帯域幅に対応する。
【０１７５】
表４は、パルス繰り返しレートが約２０．８３ＭＨｚのシステムに対応することにさらに留意されたい。このパルス繰り返し速度は、４８ナノ秒毎に１／４８ｎｓ（約２０．８３ＭＨｚ）パルス繰り返し速度で送信される８ナノ秒の長さのパルス（１サイクルが１２５ＭＨｚの基準）に対応する。
【０１７６】
”Ｅｓｔ．Ｅｂ／Ｎ０（ｄＢ）”と表示されている表４の最後の行は、ノイズが存在する各送信ビットに用いられる推定またはおよそのエネルギーを表す。表４を参照すると、記載の変調方法は、ＢＰＳＫ変調がノイズ密度比に対し１ビット当たりのエネルギーが最低量である（約０．１％のビットエラーレートに対し７ｄＢ）が、全データスループットが最低でもある。逆に言えば、１６−ＱＡＭがノイズ密度比に対し１ビット当たりのエネルギーが最も高い（約０．１％のビットエラーレートに対し１６ｄＢ）が、全データスループットは最も高い（ＢＰＳＫより約８時間高い）。おおむね、変調方法が複雑になればなるほど、ノイズが存在する指定のビットエラーレートを有するビットを送信するのに用いられるエネルギーレベルがますます高くなる。
【０１７７】
表４の情報から、素案の基準で提案されているＩＥＥＥ８０２．１５．３ａに見合う通信装置あるいはシステムを設計して、実施することができる。提案されている素案では、１秒当たり約１１０メガビット、１秒当たり約２００メガビット、１秒当たり約４８０メガビットのデータ速度を指定している。表４に太字で強調されているセルは、変調方法と、このような装置あるいはシステムを柔軟な方法で実行できるように用いられるチャネル数との組み合わせを示している。
【０１７８】
このようは柔軟性が望ましいのは、パワースペクトル密度が制限されると指定の規定上の送信制限により、全送信電力が用いる全帯域幅（つまり、表４で用いられるチャネル数）に比例するようになるからである。従って、ＱＰＳＫを用いることにより、３つのチャネルで、あるいはＢＰＳＫを用いることにより６つのチャネルで、１２５Ｍｂ／ｓの送信を行うことができる。６つのチャネルを用いれば、全放射電力が拡大した範囲通信での３つのチャネルの全放射電力の２倍になる。従って、あるシステムでは、任意のまたは所望のデータ速度で帯域幅を範囲と交換することができる。
【０１７９】
本発明による装置あるいはシステムの一面は、その拡張性に関する。すなわち、次の中心周波数でｆｏｓｃ１２５ＭＨｚを用いることにより、周波数が３．１〜５．２ＧＨｚの範囲で複数の５００ＭＨｚ幅のチャネルを設計することができる。
ｆ１＝２８ｆｏｓｃ＝３．５００ＧＨｚ
ｆ２＝２９ｆｏｓｃ＝３．６２５ＧＨｚ
ｆ３＝３０ｆｏｓｃ＝３．７５０ＧＨｚ
・・・
および
ｆ１３＝４０ｆｏｓｃ＝５．０００ＧＨｚ。
【０１８０】
規則作成にあたって、ＦＣＣには１ＭＨｚ当たり−４１．３ｄＢｍまでの制限付きＵＷＢ放射がある。各チャネルに対し、次の式から電力を決定することができる。
Ｐｃ＝−４１．３＋１０ｌｏｇ（２．３７４ｆｏｓｃ）
または１チャネル当たり−１６．６ｄＢｍ
従って、チャネル数を増やしてより高いデータ速度を得ることにより、全放射電力を増すこともできる。例えば、２つのチャネルで、１つのチャネルよりも３ｄＢ大きい電力を供給するようになる。別の例として、４つのチャネルで１つのチャネルよりも６ｄＢ大きい電力を供給する様になる。以下同様である。複数のチャネルを用いることにより、１つの変調方法を用いる場合（例えば、ＢＰＳＫからＱＰＳＫへ切り換えない等）、全データ速度またはデータスループットを増やすのと同じ率で全放射電力を増やすことになる。
【０１８１】
結果として、上述のように通信範囲がデータ速度またはデータスループットの増加に対し約一定のままで、帯域幅を通信範囲と交換することができる。従って、本発明による装置あるいはシステムにより、データ速度またはデータスループットを増加しても通信範囲が狭くならないといった、所望の拡張性特徴を提供する。すなわち、チャネル数を増やすことにより、所望の範囲でより高いデータスループットの通信を達成することができるので、全放射電力が増加することになる。
【０１８２】
周波数や周波数範囲等の、特定のシステムパラメータを有する上述の例は、本発明の考えを説明のための実施の形態を構成していることに留意されたい。本発明の説明の利点を理解する当業者が周知のように、所望ならば、所望の設計および性能仕様等の各種の要因により、様々な他のシステムパラメータ（例えば、周波数や周波数  範囲）を用いることもできる。
【０１８３】
一例として、ｆｏｓｃ＝２３２ＭＨｚ（すなわち、チャネルが５００ＭＨｚより広い）で次の中心周波数を用いて、３．１〜５．１ＧＨｚ帯域の２つのチャネルを用いることもできる。
ｆ１＝１６ｆｏｓｃ＝３．７１２ＧＨｚ
ｆ２＝２０ｆｏｓｃ＝４．６４０ＧＨｚ
またはそれぞれ、ｍ＝１６，２０
Ｐｃ＝−４１．３＋１０ｌｏｇ（２．３７４ｆｏｓｃ）
または−１３．９ｄＢｍ。
【０１８４】
規則により、ＦＣＣは、ＵＷＢ放射を３．１〜１０．６ＧＨｚの周波数帯域または範囲で許可している。説明した例示のチャネルプランはＦＣＣ規則に従っているが、ＵＮＩＩ帯域を有する共存の通信も可能である。従って、ＵＮＩＩ帯域における通信との起こりうる干渉を避けたい場合には、３．１〜約５．２ＧＨｚ範囲で、所望の周波数範囲の例を構成している。
【０１８５】
上記で参照したＦＣＣ規則作成により、１つのマスクを−１０ｄＢポイントで定義される帯域幅と指定する。上記の例では、１０ｄＢポイントは２ｆｏｓｃ＝４６４ＭＨｚで発生し、−２０ｄＢポイントは２．６２ｆｏｓｃ＝６０７．８４ＭＨｚで発生する。従って、この例に基づく、説明のための実施の形態による装置あるいはシステムは、ＦＣＣの仕様である３．１ＧＨｚでの−１０ｄＢに見合っている。この例では、２つの中心周波数は帯域幅９２８ＭＨｚに対応し、２つのチャネルはここでは３．１〜５．２ＧＨｚの所望の周波数範囲に適合していることに留意されたい。
【０１８６】
もちろん、本発明の説明の利点を理解する当業者が周知のように、周波数プラン、変調方法等の幅広いパラメータを用いて本発明による他の実施の形態を実施することができる。実際、上述のように、ｍの値が整数でない他の周波数合成方法を用いることもできる。
【０１８７】
本発明の別の面は、通信装置における信号整形に関する。すなわち、図２２に示す信号整形回路２２１８により、基準クロック４１の出力信号２２０２Ａを整形したり、処理したり、濾波したりする方法を行って、整形した出力信号２２０４Ａを生成する。整形した出力信号２２０４Ａは、上述のようにミキサ２２０２の一方の入力に供給される。
【０１８８】
信号整形回路２２１８は、ミキサ２２０４の出力信号のスペクトラムに影響を与えるが、基本的にトランスミッタ２２００の送信信号を構成する。すなわち、信号整形回路２２１８を用いて整形した信号２２０４Ａをデータ信号２２０６と混合するよりもむしろ、単にデータ信号２２０６をミキサ２２０４に供給することができる。信号整形回路２２１８をバイパスしたり、用いなかったりした結果、送信信号のスペクトルは相対的に高いサイドローブレベルを含む。これらのサイドローブレベルは、ＦＣＣまたは別の監督機関が規定したマスク等の所望のマスクに適合する。
【０１８９】
信号整形回路２２１８を用いることにより、送信信号のサイドローブを低減したり低くしたりすることができる。結果として、送信信号のスペクトラムはさらに簡単に、もっと厳しいスペクトラム放射またはマスク要件に適合するようになる。類似の信号整形機能を、トランスミッタ２２００が送信した信号を受信して処理するレシーバに適用することに留意されたい。
【０１９０】
図２３を参照すると、レシーバ２３００は、整合テンプレートまたは整合フィルタレシーバを構成する。ベースバンドテンプレートジェネレータ２３１２は、トランスミッタ２２００で信号整形回路２２１８が行うのと同じかまたは類似の信号整形機能性を形成する。言い換えれば、上述のように、ベースバンドテンプレートジェネレータ２３１２の出力は、トランスミッタ２２００の信号整形回路２２１８の出力と整合する。
【０１９１】
信号整形回路２２１８（およびレシーバ２３００の対応する信号整形）により、所望ならば、事実上任意の所望の信号整形、処理、または濾波機能を形成することができることに留意されたい。説明のため、本発明の説明の利点を理解する当業者が周知のように、信号整形回路２２１８により、ＤＣ構成要素（ＤＣ電圧等）を追加することができ、（例えば、入力信号の全波整流をおこなうことによる）マグニチュード機能等を形成することができる。
【０１９２】
また、所望ならば、各種の機能を組み合わせることもできる。例えば、ＤＣオフセットをマグニチュード機能に加えることができる。おおむね信号整形回路２２１８の転送機能を構成することにより、多種多様の信号整形機能、あるいは機能を組み合わせたものを適用することができる。機能を選択して用いることは、本発明の説明の利点を理解する当業者が周知のように、所望のスペクトラム特性および／または帯域エネルギーからはずれる所望のレベル等の、様々な設計および性能に要因に基づく。
【０１９３】
アナログ回路を用いて信号を整形するよりもむしろ、所望ならばデジタル回路または混合モード回路を用いることもできる。例えば、信号サンプルを読取り専用メモリ（ＲＯＭ）等のメモリに格納することもできる。信号整形回路２２１８への入力信号に基づき、カウンタを用いてメモリ内の各種のアドレスにアクセスして、信号整形回路２２１８の出力で所望の信号を生成することもできる。
【０１９４】
信号整形回路２２１８の適切な転送機能を用いることにより、データ信号２２０６のスペクトラムを平滑化できる。また、別の言い方では、ベースバンドデータ信号２２０６の高周波数データを低減することもできる。上述のように、データ信号２２０６はおおむね、パルス形状（例えば、矩形はまたはパルス列）を有する。例えば、信号整形回路２２１８がマグニチュード機能を基準クロック４１の出力信号２２０２Ａに適用すると仮定する。
【０１９５】
信号整形回路２２１８の出力信号２２０４Ａは、整流余弦信号を構成し、そのスペクトラムはデータ信号２２０６のスペクトラムよりも少ない高周波数データを含む。従って、ミキサ２２０４の出力信号２２１２、つまり送信信号は、より低いレベルのサイドローブを有する。
【０１９６】
上記の例では、本発明の説明の利点を理解する当業者が周知のように、アナログフィルタ構成要素を用いることなく、マグニチュード機能を実施できることに留意されたい。従って、所望ならば、主にデジタル回路を含むＩＣ内でマグニチュード機能を実施することができる。これにより、処理上および製造上の柔軟性がさらに形成されることになり、より高い信頼性が得られ、コストが低くなる。
【０１９７】
図２４、図２５は、本発明によるパルス整形回路２２１８の説明のための実施の形態で実施されるマグニチュード機能の一例のサンプル波形を示す。すなわち、図２４は、図２２に示すミキサ２２０２の１サイクルの出力信号２２０８（矩形データ信号２２０６と仮定する）を示す。すなわち、基準クロック４１は、信号整形回路２２１８に供給される余弦信号を生成する。信号整形回路２２１８はその信号を処理して、そのマグニチュードを生成し、得られる信号（信号２２０４Ａ）をミキサ２２０２に供給する。ミキサ２２０２は、信号２２０４Ａを入力データ信号２２０６と混合して、出力信号２２０８を生成する。
【０１９８】
図２５は、図２４に示す信号のフーリエ変換を示す。別の言い方では、図２４、図２５はそれぞれ、ミキサ２２０２の出力信号２２０８の時間および周波数領域を表現する。従って、図２４に示す波形は時間信号を表す。
ｓ（ｔ）＝ｃｏｓ（２πｆｏｓｃｔ）
図２５に示すスペクトラムは、スペクトラムｓ（ｔ）、またはＳ（ｆ）を示す。
【０１９９】
【数１１】
2006516369.tif 000018
この例示の実施の形態では、信号整形回路２２１８により、マグニチュード機能を実施する。入力データ信号２２０６で乗算した余弦関数の大きさ（すなわち、信号整形回路２２１８の出力信号２２０４Ａ）は、図２４に示すように（しかしながら、図２４は１サイクルの信号２２０８を示していることに留意されたい）、ミキサ２２０２の出力信号２２０８を生成する。上述のように、図２５は、図２４に示す信号のフーリエ変換を示す。効果的には、このような実施の例では、入力チップを余弦関数により重み付けする。
【０２００】
最大チップレートは、基準クロックの周波数の２倍、つまり２ｆｏｓｃを構成することに留意されたい。しかしながら、次の速度で粗いチップを送信することもできる。
【０２０１】
【数１２】
2006516369.tif 000019
ここで、
【０２０２】
【数１３】
2006516369.tif 000020
また、
Ｐｃ＝−４１．３＋１０ｌｏｇ（２．３７４ｆｏｓｃ）
−１０ｄＢポイントと−２０ｄＢポイントはそれぞれ、２ｆｏｓｃと２．６２ｆｏｓｃとを構成する。３．１ＧＨｚを越える（ＦＣＣ規定ののマスク端）最も近い周波数を書き込むこともできる。信号レベルは−２０ｄＢ（またはこれ未満）、ｆ１は次の通りである。
ｆ１＝（ｍ−２．６２）・ｆｏｓｃ
ここで、ｍは整数である。
【０２０３】
図２４に示す信号と、図２５に示すこれに対応付けられたスペクトラムとにより、ベースバンド信号を構成することに留意されたい。すなわち、図２４に示す信号スペクトラムはおよそゼロ周波数またはＤＣに調心する。図２２のトランスミッタからわかるように、相対的に高周波数（ＲＦ周波数）に調心するように、ベースバンド信号をヘテロダインすることもできる。すなわち、ミキサ２２０４を用いて、（信号２２１０と混合することにより）ミキサ２２０２の出力信号２２０８をヘテロダインして、およそ周波数ｍ・ｆｏｓｃに調心する。
【０２０４】
ヘテロダイン処理により、信号２２０８のスペクトラムを周波数帯域に移動する。周波数帯域は、監督機関（例えば、ＦＣＣ）が規定する帯域等や、他のいずれの規定の、指定の、あるいは設計された周波数帯域等の、所望の周波数帯域を構成することができる。ここに述べた本発明の考えを用いることにより、移動したスペクトラムが、所望のあるいは規定のマスク、例えば、ＦＣＣの規則作成で指定のマスクに適合させる、あるいは一致させるように、ＲＦ装置あるいはシステムを設計することができる。
【０２０５】
図２６は、図２２のトランスミッタ２２００等の、本発明によるトランスミッタの例示の実施の形態におけるサンプル波形を示す。波形２６０５は、基準クロック４１の出力信号２２０２Ａに対応する。波形２６１０は、整形した出力信号２２０４Ａを示す。すなわち、信号整形回路２２１８の出力である。この特定の実施の形態では、整形した出力信号２２０４Ａは、信号２２０２Ａの大きさを構成する。しかしながら、上述のように、所望ならば信号整形回路２２１８を構成して、事実上任意の信号整形または転送機能を実施することができる。
【０２０６】
波形２６１５は、入力データ信号２２０６を示す（図２２を参照）。波形２６２０は、出力信号２２０８を時間の関数として示す。すなわち、ミキサ２２０２の出力信号である。上述のように、波形２６２０は、波形２６１０と波形２６１５との（これらを混合した）積に対応することに留意されたい。上述のように、波形２６２０は、ベースバンド信号（すなわち、およそゼロ周波数、つまりＤＣに調心した信号）に対応する。
【０２０７】
波形２６２５は、高調波ジェネレータ２２２０の出力信号２２１０を示す。波形２６２５は、特定のｍの値に対応することに留意されたい。上述のように、ｍの値は時間の関数として変化する。従って、波形２６２５の周波数もまた、時間の関数として変化する（ｍの値に比例する）。
【０２０８】
波形２６３０は、ミキサ２２０４の出力信号を示し、これは変調したＲＦ信号２２１２を構成する。ミキサ２２０４は、出力信号２２０８（ベースバンド信号）を高調波ジェネレータ２２２０の出力信号２２１０（ＲＦ信号）と混合して、変調したＲＦ信号２２１２を生成することに留意されたい。
【０２０９】
本発明の説明の利点を理解する当業者が周知のように、同相および直交のチャネルをヘテロダイン方法の一部として生成することができる。すなわち、出力信号２２０８またはパルスを、余弦信号と混合することにより、同相またはＩチャネルを生成することができる。従って、
ｓＩ（ｔ）＝［ｃｏｓ（２πｆｏｓｃｔ）］・ｃｏｓ（２πｆ０ｔ）
および
【０２１０】
【数１４】
2006516369.tif 000021
ここで
ｆ０＝ｍ・ｆｏｓｃ
図２７は、例示のＩチャネルパルス（移動またはヘテロダインした信号を生成したもの）を時間の関数として示す。図２８は、図２７の信号スペクトラムの大きさを示す。ヘテロダインによりベースバンド信号のスペクトラムを移動して、およそ相対的に高周波数（約４ＧＨｚ）に調心したことに留意されたい。
【０２１１】
逆に言えば、出力信号２２０８、つまりパルスを正弦曲線と混合して直交位相またはＱチャネルを生成することができる。従って、
ｓＱ（ｔ）＝［ｃｏｓ（２πｆｏｓｃｔ）］・ｓｉｎ（２πｆ０ｔ）
および
【０２１２】
【数１５】
2006516369.tif 000022
図２９は、例示のＱチャネルパルス（移動またはヘテロダインした信号を生成したもの）を時間の関数として示す。図３０は、図２９の信号スペクトラムの大きさを示す。ヘテロダインにより、スペクトラムを移動して、およそ相対的に高周波数（約４ＧＨｚ）に調心したことに留意されたい。
【０２１３】
ＩチャネルおよびＱチャネルのＳ（ｆ）の公式と、図２８、図３０に示すスペクトラムの大きさは同じであることにさらに留意されたい。本発明の説明の利点を理解する当業者が周知のように、スペクトラムの位相は、ＩチャネルおよびＱチャネルで異なっている。（しかしながら、上述のように、図２８、図３０は各スペクトラムの大きさを示しているので、位相差については示していない。）
上述のように、信号整形回路２２１８を用いることにより、トランスミッタ２２００の出力スペクトラムまたはプロフィールに示されるサイドローブの大きさ（図２２を参照）を低減することができる。図３１、図３２は、パルスをどのように整形するかがサイドローブの大きさに影響するという例を示している。
【０２１４】
図３１は、２つの信号を、本発明による説明のための実施の形態において、余弦整形パルスと整形していないパルスとに対応する時間の関数として示す。信号３１０５は、出力信号２２１２の余弦整形パルスに対応する（図２２を参照）。言い換えれば、信号整形回路２２１８を用いることによりマグニチュード機能を実施する状態に対応する。一方、信号３１１０は、信号整形を全く信号２２０２Ａに適用しない状態に対応する。すなわち、後者の場合は、信号２２０４Ａは矩形パルス、つまりＤＣレベルを構成する。
【０２１５】
図３２は、図３１に示す信号整形を用いることにより得られるスペクトラムを示す。スペクトラム３２０５は、余弦重み付けパルス（図３１の信号３１０５として示す）に対応する。スペクトラム３２１０は、信号整形を全く適用しない状態に対応する。スペクトラム３２０５のサイドローブは、スペクトラム３２１０のサイドローブより大きさが小さいことに留意されたい。スペクトラムマスク３２１５は、ＦＣＣが規定するマスク等の所望のまたは指定のマスクを示す。
【０２１６】
上述のように、信号整形回路２２１８を介して、事実上任意の信号整形を適用することができる。図３３、図３４は、どのようにパルスを整形すると、サイドローブの大きさに影響を与えるかという例をさらに示す。
【０２１７】
図３３は、本発明による説明のための実施の形態にける、ガウス整形パルスと整形しないパルスとに対応する２つの信号を時間の関数として示す。信号３１０５は、出力信号２２１２のガウス整形パルス（図２２を参照）、つまり言い換えれば、その出力で、式
【０２１８】
【数１６】
2006516369.tif 000023
により説明したように、信号整形回路２２１８がガウス整形パルス（または整形パルスに近似しているもの）を生成する状態に対応する。図３１と同様に、出力信号３１１０は、信号整形を信号２２０２Ａに全く適用しない状態に対応する。
【０２１９】
図３４は、図３３に示す信号整形を用いて得られるスペクトラムを示す。スペクトラム３４０５は、ガウス重み付けパルス（図３３に信号３３０５として示す）に対応する。スペクトラム３４１０は、信号整形を全く適用しない状態に対応する。図３２と同様に、スペクトラム３４０５のサイドローブは、スペクトラム３４１０のサイドローブよりも大きさが小さいことに留意されたい。図３２に示すスペクトラムマスク３２１５と同様に、スペクトラムマスク３４１５は、ＦＣＣが規定するマスク等の、所望のあるいは指定のマスクを表す。
【０２２０】
信号整形回路２２１８により実施または適用する信号整形機能を選択しても、トランスミッタの得られる出力信号のスペクトラムにおける主なローブの特性に影響することはないことに留意されたい。すなわち、ある信号整形方法（例えば、上述の技術）がスペクトラムサイドローブの大きさを低減する傾向があっても、主ローブ特性は相対的に変化しないままという傾向がある。一例として、図３２では、スペクトラム３２０５の主ローブは、スペクトラム３２１０の主ローブとおおむね同じ形状、大きさであることに留意されたい。
【０２２１】
信号整形回路２２１８により実施または適用する信号整形により、ミキサ２２０２の出力で得られる信号のスペクトラムのサイドローブ（すなわち、図２２の信号２２１２）の大きさが大きすぎてしまうこともある。すなわち、得られる信号のスペクトラムのサイドローブが、特定のマスクで規定される制限を越えることになる。このような場合、アンテナ４８に供給する前に、信号２２１２を濾波することもできる。フィルタの転送機能（すなわち、濾波特性）を構成したり設計したりして、ある周波数で、あるいはある周波数帯域内でエネルギーを除去したり、低減したりすることができる。これにより、そうしなければ、特定のマスクの制約に当てはまらないようなサイドローブの大きさを低減する。
【０２２２】
（持続波形に基づきＵＷＢ信号を生成し、受信するシステムおよび方法）
本発明は、持続波形に基づき超広帯域信号を生成し、受信するシステムおよび方法を開示している。技術の基本的な部分は主に、パルス型波形に１以上のサイクルを有する広帯域インパルス型の信号を中心として開発された。典型的にはこれらのシステムはコードまたは変調というよりもしろ、主にスペクトラム拡散のパルス形状に基づいている。しかしながら、典型的にはコードを用いてスペクトラムを整形し、そうしなければくし形になってしまうものを平滑化する。また、これらのパルスは、トリガパルスジェネレータまたはエッジソースによりしばしば生成されるので、これらはキャリアの直接的な結果ではなく、典型的にはキャリアベースの信号にはならない。
【０２２３】
しかしながら、これらのパルスは通常、中心周波数と、帯域幅と、パルス形状とに固定されていて、この形状の制御が難しいのは、許容範囲内で変化しマイクロ波周波数での浮遊インダクタンスおよびキャパシタンスに非常に影響を受けるアナログ構成要素をじかに用いて、この形状を生成するからである。従って、これらのパルス技術は、法的機関が必要とする精確な周波数制御に向いておらず、複数のチャネル分離等のあるシステム要件で必要とされるように、このようなパルスを簡単に切り換えて、複数の周波数帯域内で動作させることはできない。
【０２２４】
従って、信号生成技術と対応付けられたレシーバ技術とを向上させ、特定のＵＷＢ応用への市場でのニーズに答える必要性がある。
【０２２５】
ここで説明する本発明は、連続の、あるいはおおむね持続波形を用いたＵＷＢ信号を生成し、受信するシステムおよび方法である。この方法の利点は多く、各種の実施の形態を詳細に説明することから明らかになるであろう。これらの利点は、スペクトラム生成を、結晶発振器等の正確な周波数を有するように設計された基準発振器にリンクする結果としての、正確なスペクトラム制御を含む。また、正確なスペクトラム整形は、複数のキャリアを用いることにより得られ、それぞれスペクトラムの一部を制御する。
【０２２６】
本発明の別の利点は、信号から分離した複数の周波数を生成した結果として、分離性が高い複数のユーザサブ帯域チャネルから分離した周波数を生成する。それぞれ全帯域幅の一部を占める。これらの信号から分離した周波数はまた、時間符号化を含み、サブ帯域内でコードチャネルを可能とし、空間スペクトラム再利用を最大にして最大空間スペクトラム効率を得ることである。
【０２２７】
本発明の利点はさらに、信号から分離した複数の周波数を位相符号化または振幅符号化して、マルチユーザ動作またはマルチ周波数変調を行えるようにすることである。
【０２２８】
本発明の利点はさらに、拡散帯域幅を設定または調整して、環境に対し最も良い整合を行って、マルチパスで最大信号ゲインを得ることである。さらに利点として、複数のサブ帯域を用いて、効率的に信号エネルギーを集めて最大範囲の性能を得たり、速いデータ速度能力を向上したりすることである。
【０２２９】
また、これらの信号から分離した複数の周波数を用いて、信号を別々に変調して、平行データ送信を可能にすることにより、速いデータ速度能力を増大する。この変調を、空間的に効率的な変調型を用いて行って、最大空間スペクトラム効率を得ることもできる。
【０２３０】
信号から分離した複数の周波数により、広い範囲で信号を生成し、受信することができる。複数の周波数アーキテクチャに一意のものもあるが、広帯域パルス信号を効率的に生成し、受信することができるので、従来のパルス設計のアーキテクチャとも通信することができる。
【０２３１】
一実施の形態では、複数の周波数を別々に生成する。別のものでは、複数の周波数を、共通モジューロ期間を用いて生成する。別のものでは、複数の周波数は共通ベース周波数の高調波である。
【０２３２】
一実施の形態では、複数の周波数を、共通基準に接続した複数の位相同期ループを用いて生成する。これらの複数の位相同期ループは、別々の周波数デバイダを利用することができ、また、くし形サンプラを利用することができ、また、不要の場合には分割回路をオフに切り換えることにより、そして多重化処理を用いる複数のキャリアで分割機能を共有することにより、低い消費電力と効率的に用いるくし形サンプラと共に、周波数デバイダの確定的分割特性を利用することができる。
【０２３３】
一実施の形態では、複数の周波数を濾波することにより、スペクトラム内でさらに制御する。別の実施の形態では、複数の周波数を、時間領域ウインドウ機能により、スペクトラム内でさらに制御する。時間領域ウインドウ機能は、ＤＳＰの説明述べたような形をとる。矩形、三角形、ハミング、ハニング、カイザー、ドルフ・チェビシェフ、ガウス、他等である。この時間領域ウインドウ機能を、共通モジューロ期間または共通ベース周波数で適用する。
【０２３４】
一実施の形態では、第１のセットの周波数を生成して、次に第１のセットの周波数を混合して、積算および差周波数を生成することにより、さらに周波数を生成する。
【０２３５】
実施の形態ではさらに、複数の周波数により、帯域を実用のサンプラでサンプリング可能な低い周波数構成要素に分割することにより、広帯域入力の全ナイキストサンプリングを可能にする。
【０２３６】
別の実施の形態では、コードレーキ処理を行ってレシーバにより信号をノイズ比に向上することにより、レシーバがおおむね同じサンプリング処理を利用するが、受信信号重み付け要因も調整する。可能ならマルチパス環境で送信コードから逸脱して、ゲイン信号からノイズにする。チャネル測定およびサンプル時間の整合を行うことにより、または、性能（ＳＮＲ等）を測定して、受信用に選択した最も良い重みのサンプル重み付けの各変化を得る、性能測定およびフィードバックにより、これらの重み付け要因をチャネルパターンに調整することができる。
【０２３７】
さらに開示のアーキテクチャの利点は、これらの信号を最小限の複雑さとコストとで効率的に生成することである。このアーキテクチャにより、半導体チップに最大に集積することになり、人々の生活に恩恵をもたらし、経済を刺激する、民生用および市販の応用が可能となる。
【０２３８】
さらに本発明の恩恵と利点とは、ここで好適な実施の形態の開示を詳細に説明することにより、明らかになるであろう。
【０２３９】
本発明について、図３５を参照して、さらに詳細に説明する。図３５は、本発明によるトランスミッタの例示のブロック図である。トランスミッタは、サブキャリア信号またはキャリア信号３５０４とも呼ばれる正弦波信号３５０４を生成する複数の正弦波ジェネレータ３５０２と、正弦波信号３５０４を積算する積算ノード３５０６と、データ信号３５１０により正弦波関数を変調する変調器３５０８とを備える。得られる変調信号は、アンテナ３５１２に送られ送信される。一実施の形態では、正弦波信号３５０４を互いに同期させたり、データ３５１０と同期させたりする必要はない。しかしながら、別の実施の形態では、正弦波信号と同期させることができる。
【０２４０】
図３６は、本発明によるトランスミッタが生成した信号の例示のスペクトラムを示す図である。に示す図３６スペクトラムは、くし形３６０４を含む無変調信号を表し、各正弦波信号３５０４に対し１つのくし形である。変調する際は、変調することにより各正弦波信号のスペクトラムを拡散して、くし形３６０４の間の隙間を占有し、複数の正弦波信号３５０４の範囲で占有する相対的に平らなスペクトラムになる。
【０２４１】
一実施の形態では、正弦波信号が共通基準信号と同期し、正弦波信号のセットになる。これは、共通基準信号の高調波周波数にあって、それぞれの高調波数３６０２により特定することができる。例えば、キャリアが複数の１００ＭＨｚと同期している場合、３．１〜５．１５ＧＨｚ範囲は、複数の３２〜５０の１００ＭＨｚ基準の高調波周波数で動作するキャリアでいっぱいになってしまうので、規定のマスクで示される帯域全体に渡る電力制限まで利用可能な帯域をいっぱいにしてしまう超広帯域システムに用いられる信号を形成することになる。（現在のＵＷＢ帯域は１０ＧＨｚまで拡大しているが、５．１５ＧＨｚで中断することにより、ＮＩＩ帯域からの干渉を回避していることに留意されたい。）
図３７は、本発明によるレシーバの例示のブロック図である。レシーバは、複数の平行チャネルを備える。チャネルはそれぞれ別々に送信信号の個別の正弦波構成要素をトラッキングする。対応関係をとった後で、各チャネルの出力を積算する。次に得られる積算信号を濾波し、増幅し、復調する。図３７を参照すると、信号３７１２を、アンテナ３５１２を用いて受信して、信号３７１２を、正弦波信号３５０２と相関をとって対応関係出力を生成するミキサステージ３７０２に接続する。対応関係出力を検出経路とトラッキング経路とに接続する。必要ならば、検出経路信号を他のチャネルからの信号と積算３７０３し、濾波３７０４し（積分し）、増幅３７０６する。次に、信号３７１２を元々の変調に基づいて復調器３７０８で復調して、データ信号３５１０を得る。フリップ変調の場合は、例えば復調器３７０８はコンパレータとすることができる。
【０２４２】
また、対応関係出力をトラッキング経路に供給する。これは、この出力を濾波して３７１０、発振器３５０２の周波数制御に供給して、信号のトラッキングを維持するものである。トランスミッタが用いる変調により、キャリアレス信号になってしまう場合は、図３７に示すようなコスタスループまたは判定フィードバック３７１４等の技術を用いる必要もある。
【０２４３】
図３８は、図３７で用いられるトラッキングループである。トラッキングループは、図３５に示すようなトランスミッタからの１つのキャリアをトラッキングする。
【０２４４】
図３９は、本発明による複数の同期正弦波ジェネレータ３５０２を用いるトランスミッタの例示のブロック図である。図３９では、クロック３９０２は、くし形ジェネレータ３９０４を駆動し、所望の帯域内で高調波を十分有する信号を生成する。くし形ジェネレータ３９０４の典型的な波形は、矩形波、三角波、またはインパルス列である。各高調波信号をバンドパスフィルタ３９０６で濾波して、各フィルタ出力に対しおおむね１つの周波数を備える正弦波信号を生成する。次に、正弦波信号を積算３５０６して、複合信号を生成する。次に複合信号を変調３５０８して、送信する。
【０２４５】
また、データを変調３５０８、３９１０して、送信３５１２して、クロック３９０２と同期するように、クロック３９０２は、データ経路を駆動する。また、コード３９０８をデータと共に用いて、符号化データ信号３９１４を生成して、さらにスペクトラムを拡散したり、複数のユーザアクセスを向上したり符号化による他の恩恵を達成したりする。例えば、システムを基準周波数１００ＭＨｚで設計して、３．１ＧＨＺ〜５．０ＧＨｚの複数の正弦波信号を生成することができる。データを１００ＭＨｚ／１１、つまり９．０９０９Ｍｂｐｓでクロック制御することにより、データを、バーカ１１長コードを用いて送信することができる。各データビット値（１または−１）を用いて、チップレート１００Ｍｃｐｓ（１秒当たりメガチップ）で対応する１１チップコードシーケンスの極性を変調する。
【０２４６】
図４０は、各正弦波信号を別々に変調して合成した、本発明によるトランスミッタの例示のブロック図である。また、図４０は、くし形信号を複数の経路に分割するスプリッタ４００２の詳細を示す。図４０のトランスミッタを図３９に示す特徴と組み合わせて、符号化および同期を達成する。図４０のトランスミッタは、各正弦波信号を別々に変調するＩＱ変調等の複雑な変調方法を用いることもできる。
【０２４７】
図４１は、本発明によるトランスミッタの例示のブロック図である。これは、２つの正弦波信号を混合して、積算および差周波数を生成することにより、複数の正弦波信号を生成する。図４１を参照すると、特定のシステムで所望ならば、３．５ＧＨｚ３５０２Ａの発振器と５００ＭＨｚ３５０２Ｂの発振器とを、同期させたり、同期させなかったりすることができる。２つの発振器信号をミキサ４１０２に供給する。ミキサ４１０２がバランスミキサの場合は、積算および差周波数を出力で生成して、入力周波数を出力で相殺する。ミキサがバランスミキサでない場合は、入力信号が存在する。また、発振器周波数のあるものを出力で所望の場合には、バランスミキサを用いて、所望の発振器周波数を、積算回路またはコンバイナを用いてミキサの出力ひ付加することもできる。次に、データまたはしばしばチップ３９１４と呼ばれる符号化データにより、ミキサ４１０２の出力を変調３５０８する。
【０２４８】
図４２は、複数の正弦波信号を別々の位相同期発振器により生成した、本発明によるトランスミッタの例示のブロック図である。図４２を参照すると、基準発振器３９０２は、複数の位相同期発振器４２０２とデータ経路とを駆動する。各位相同期発振器４２０２は、位相同期ループ構成の位相検出器と、フィルタと、周波数制御可能発振器とを備える。各発振器出力を、位相同期ループ回路で異なる分割割合を用いることにより、複数の異なる基準周波数で動作するよう構成する。位相同期ループアーキテクチャにより、各正弦波ジェネレータの相対振幅および位相が正確に制御できるようになる。データ経路では、複合正弦波信号を変調３５０８する前に、データ３５１０を基準発振器３９０２と同期してクロック制御４２０４する。
【０２４９】
図４３は、図４２に示すトランスミッタの例示のブロック図で、さらに詳細と特徴とを示している。図４３のシステムは、くし形ジェネレータ３９０４を用いて位相同期ループ４２０２を駆動することを示し、データ経路にコードシーケンスを含むことを示している。
【０２５０】
図４４は、図４２または図４３のトランスミッタで用いられる典型的な位相同期ループ４２０２を示す。位相同期ループ４２０２は、基準発振器３９０２と、位相検出器４４０２と、ループフィルタ４４０４と、正弦波ジェネレータ３５０２と、周波数デバイダ４４０６とを備える。図４２および図４３のトランスミッタでは、各ループが共通基準発振器３９０２を共有している。また、各位相同期ループ４２０２は別々の周波数分割数を周波数デバイダ４４０６に用いることにより、基準発振器３９０２の異なる高調波周波数の信号を生成する。
【０２５１】
図４５は、サンプリング検出器４５０２を用いる別の位相同期ループ４２０２を示す。周波数デバイダ４４０６回路の必要性をなくすことにより、サンプリング検出器４５０２によって、場合によってはシステムを簡単にできる。サンプリング検出器４５０２はクロック端または広帯域インパルスを用いて、ある時点で発振器信号をサンプリングするので、サンプリング検出器４５０２は基準発振器３９０２周波数の任意の整数の倍数との同期を生成することができる。図４３のトランスミッタの位相同期ループ４２０２でサンプリング検出器４５０２を用いるには、発振器を狭い範囲の周波数で動作するように設計して、まちがっている高調波倍数にロックしないようにする。
【０２５２】
図４６は、切換カウンタを含むサンプリング位相同期ループ４２０２の例示のブロック図である。多くの位相同期ループ４２０２を用いるシステムでは、蓄積消費電力が非常に大きくなってしまう。図４６の位相同期ループ４２０２は、２つの位相検出器と２つのフィードバックループとを構成することにより、電力を節約する。はじめに、入力スイッチ４６１０と出力スイッチ４６１６とを閉じることにより、第１の信号経路をイネーブルする。第１の信号経路では、周波数デバイダ４４０６が第１の位相検出器４６０２に供給して、第１のフィルタ４６０４が位相同期ループ４２０２を初期化して、制御された発振器３５０２が基準発振器３９０２の正しい高調波周波数と確実に同期するようにする。初期同期の後、サンプリング検出器４５０２である第２の位相検出器４６０６を、エラー信号コンバイナ４６１４を介してイネーブルする。第２の位相検出器４６０６を用いて同期を維持し、周波数安定性を保証する。第２の位相検出器４６０６をイネーブルすると、第１の位相検出器４６０２と周波数デバイダ４４０６との電力が下がったり、低い電力モードに切り換わったりする。
【０２５３】
図４７は、マルチプレックスカウンタを含むシステムの例示のブロック図である。いくつかの位相同期ループ４２０２内で１つのカウンタ４４０６と対応付けられた位相検出器４６０２を多重化することにより、図４７のシステムで、さらに電力と構成要素とを低減する。初期化の際、スイッチ１ａとスイッチ１ｂとを閉じて、カウンタ４４０６と位相検出器４６０２とフィルタ４６０４とを発振器ｌ３５０２−１に接続する。次に、得られた位相同期ループが動作して、発振器３５０２−１を基準発振器３９０２の選択した高調波に同期する。一旦同期がとれると、ループ制御をサンプリング位相検出器４６０６−１に移行する。一実施の形態では、多重位相検出器４６０２を解除して、サンプリング位相検出器４６０６−１と接続することにより、この移行を実行する。別の実施の形態では、コンバイナ４６１４−１を用い、サンプリング位相検出器４６０６−１ははじめから接続したままにするが、２つの位相検出器からの信号が不一致の場合、多重位相検出器４６０２がサンプリング位相検出器４６０６−１の出力を上回ることができるように、多重位相検出器４６０２はサンプリング位相検出器４６０６−１より権限がある。コンバイナは、レジスタネットワークまたは他の構成要素を備え、多重位相検出器４６０２より確実に大きな権限を持つようにする。従って、必要なことは単に、スイッチ１ｂを用いて多重位相検出器４６０６−１を解除して、位相同期ループ４２０２の制御の移行を行うことである。
【０２５４】
一旦、第１の発振器３５０２−１と同期がとれると、次の発振器３５０２−２と、対応付けられた構成要素４６０６−２、４６０８−２、４６１４−２、スイッチ２ａ、スイッチ２ｂとにこの処理を順に繰り返して、各発振器にあうように分割値Ｎを変える。
【０２５５】
フェールセーフ信頼手段として、一旦全ての発振器の同期をとって、多重位相検出器４６０２を各発振器３５０２−１および３５０２−２に周期的に接続して、正しい周波数を検証して、周波数が間違っているならば発振器の再同期を行う。正しい周波数は、多重位相検出器４６０２の出力での安定したＤＣオフセットにより検証することができる。周波数エラーがあると、位相検出器４６０２の出力で完全ＡＣ信号になってしまう。
【０２５６】
図４８Ａは、７つの正弦波信号を積算して広帯域パルス列を生成するシミュレーションに用いられる、Ｍａｔｌａｂコードセグメントである。図４８Ｂは、図４８Ａの７つの正弦波信号を用いて生成した合成波形を示すグラフである。図４８Ａを参照すると、この図は、複数の高調波に関する正弦波信号を合成して、広帯域パルス波形を生成できることを示している。波形のモジューロを１つだけグラフに示しているが、この波形を基本周波数で繰り返すので、繰り返し波形が広帯域パルス列になる。従って、トランスミッタまたはレシーバベースの複数の正弦波信号を設計して、パルス信号を送受信することができるので、パルス型超広帯域システムと通信することができる。さらに、正弦波信号の相対位相および振幅を変えることにより、他の波形を生成することもできる。
【０２５７】
図４９Ａは、７つの正弦波信号を積算して帯域制限パルス列を生成するシミュレーションに用いられる、Ｍａｔｌａｂコードセグメントである。図４９Ｂは、図４９Ａの７つの正弦波信号を用いて生成した合成波形を示すグラフである。図４９Ａは、第１５から第２２の高調波周波数のおよそのシミュレーションを示す。可能なＵＷＢ帯域で特定される同じ相対帯域幅の３．１ＧＨｚ〜５．０ＧＨｚ帯域である。従って、３．１〜５．０帯域の帯域制限されたパルスは、図４９Ｂに示すものと同様の波形を有することになる。
【０２５８】
図５０は、図４３に示すように構成して、複合正弦波信号経路で２つの正弦波を得るトランスミッタを示すブロック図である。このデータをバーカ７コードで変調する。
【０２５９】
図５１は、図５０に示すものと同等または互換性があるシステムを示すブロック図であるが、１４の正弦波ジェネレータ３９０６を用いて符号化パルス列を生成する。図５１の１４のキャリアを、重み関数５１０２を用いて位相と振幅とをそれぞれ調整して、２つのシステムに互換性がある、図５０のシステムが生成する波形と十分類似の波形を生成する。すなわち、図５１のシステムによる信号送信を、図５０のシステムで信号送信を受信できるように設計したレシーバで受信することができる。
【０２６０】
図５２Ａは、トランスミッタが周知のパターンを送信してレシーバを同期し、次に周知のパターンを送信してヘッダとデータとを送信する前に重みを同調する、例示のプロトコルを示す。図５２Ｂは、トランスミッタが交互に周知のパターンを送信してレシーバを同期し、次に周知のパターンを送信してヘッダとデータとを送信する前に重みを同調して、このパターンを数回繰り返す、例示のプロトコルを示す。
【０２６１】
図５３、図５４、図５５Ａ〜Ｅは、マルチパス環境における信号の繰り返しを示す。
【０２６２】
図５３は、インパルストランスミッタからの多くの反射を含む受信信号を示す。典型的なインパルスレシーバでは、レシーバの帯域幅により、１つのサンプルの近傍のエネルギーだけしか受信できない。これは、１つのローブ５３０２だけが図５３に示すサンプル時間を取り巻いている。しかしながら、受信に利用可能な全エネルギー５３０４は、全信号下のエネルギーの積算である。従って、改良したレシーバならば全エネルギーを受信できることになる。
【０２６３】
図５４は、ノイズがある典型的なＵＷＢシステムの信号強度対距離のプロットである。相当典型的な環境では、図５３に述べた全エネルギーが、１／ｒの２乗５４０２で減衰する。基本的に自由空間経路ロスである。しかしながら、エネルギーが散乱することと、図５３に示すような全エネルギーを受信することができないという事実とにより、室内環境等の散乱環境では、ＵＷＢサンプリングレシーバは、距離に対しエネルギーが１／ｒの３乗で減衰５４０４してしまう。２つの曲線５４０６の割合は、高度なレシーバ設計から達成可能な信号ゲインを示す。
【０２６４】
図５５Ａは、ＵＷＢ環境の例示のチャネルモデルを示す。各矢印は、この環境での時間遅延、反射の振幅および極性を示す。シミュレーションの受信信号は、チャネルモデルの遅延、極性、振幅に応じて、送信波形をコピーした数を積算することにより、構成することができる。
【０２６５】
図５５Ａ〜Ｅを用いて、広帯域信号を受信する狭帯域要素の使用について説明する。複数の狭帯域チャネルを用いて、広帯域信号を受信することもできる。図５５Ａは、インパルスチャネルモデルを示す。図５５Ｂは図５５Ａに対する第１の積算インターバルを示し、図５５Ｃは図５５Ｂの積算インターバルに対応付けられる狭帯域パルス信号を示す。図５５Ｄは、図５５Ａに対する第２の積算インターバルを示す。図５５Ｅは、図５５Ｄの積算インターバルに対応付けられる広帯域パルス信号を示す。
【０２６６】
図５５Ｂ、図５５Ｃは、狭帯域パルスと対応付けられた積算インターバルとを示す。狭帯域パルスに基づくレシーバは、反射を多く含む全受信信号の大幅な部分のエネルギーを場合によっては積算することができる。図５５Ｄ、図５５Ｅに示す広帯域パルスおよび対応付けられた積算インターバルでは、全受信エネルギーの小さな部分だけ受信できる。実際、１つの任意の狭帯域チャネルは、反射を加えたり相殺したりして、反射を積算する。典型的には、最終結果はエネルギーを相殺するよりも加える。しかしながら、異なる周波数に同調した平行狭帯域チャネルのセットは、利用可能な信号の大部分を得ることができる。
【０２６７】
図５６は、マルチキャリアウエーブレット、パルス、または符号化波列信号ジェネレータのブロック図である。図５６のシステムを用いてトランスミッタ信号を生成したり、レシーバのテンプレート信号を生成したりできる。図５６のシステムを用いて、図４９Ａ、図４９Ｂ、図５０Ａ、図５０Ｂに示す動作原理を実施することができる。４つのチャネルを示しているが、任意の数のチャネルを用いることができ、本発明は任意の実用的な数のチャネルを含むと考えられる。おおむねこの開示では、文脈から明らかでない場合は、複数のチャネルを示し、本発明では任意の数のチャネルが適用することができる。
【０２６８】
図５６を参照すると、基準発振器３９０２が多数の正弦波ジェネレータ３５０２、つまりキャリアジェネレータ３５０２を駆動する。コントローラ５６１２に応じて、それぞれを別々に位相変調５６０２、５６０８および／または別々に振幅変調５６０４、５６１０する。次に、得られるキャリアを積算３５０６して複合信号５６１６出力を生成する。また、基準３９０２を周波数に分割５６０６して、複合正弦波信号波形５６１６の１つ以上のモジューロ繰り返しサイクルを表す時間インターバル５６１４を生成する。
【０２６９】
図５７は、図５６のシステムを用いるトランスミッタ５７００のブロック図を示す。図５７を参照すると、データを受信して、コード５７０２と合成する。得られる信号を用いて、複合正弦波信号５６１６を変調する。次に、変調した複合正弦波信号３９１２を送信する。
【０２７０】
図５８は、図５６のシステムを用いるレシーバのブロック図である。図５８を参照すると、複合正弦波信号５６１６をコード５７０２で変調する。得られる符号化複合正弦波信号を、相互に関連しているレシーバのテンプレートとして用いる。受信経路において、信号をアンテナ３５１２で受信して、必要なら増幅５８０２して、ミキサ５８０４に供給して、符号化複合正弦波信号５８１２で乗算する。ミキサ５８０４出力を濾波５８０６して、復調器５８０８に供給して、データを検出して、データ信号３５１０を生成する。
【０２７１】
図５９は、図５８のレシーバに関する詳細と特徴とをさらに示す。図５９を参照すると、基準発振器３９０２がくし形ジェネレータ３９０４を駆動し、多数の位相同期ループ発振器３５０２を正弦波ジェネレータ３５０２として駆動する。
【０２７２】
図５９では、コントローラ５９０８は、信号品質情報５９０６を信号レベル、ノイズレベル、信号対ノイズ比の形で受信する。信号品質情報５９０６を用いて、正弦波ジェネレータ３５０２からの信号の位相５６０２および振幅５６０４を調整して、対応関係マッチ５８０４を向上するので、受信信号品質５９０６を向上する。
【０２７３】
信号を受信し、信号品質５６０９を測定することにより、位相および振幅調整５６０２、５６０４を、適用可能に行うことができる。１つの正弦波信号３５０２の位相５６０２または振幅５６０４等の１つのパラメータにおける増分調整を行い、信号品質５６０９における変化を測定することにより行う。品質５６０９が向上する場合、増分調整をさらに増やして、信号品質の変化を再度測定する。時間別のパラメータ（調整していないキャリアからの位相または振幅）を調節して、この処理を続けて、信号品質が向上しなくなるまで、この処理を続ける。全正弦波ジェネレータ３５０２に対するパラメータが全て調整されたなら、この処理を再び開始する。
【０２７４】
また、位相と振幅とを周知のトランスミッタ信号と同期して調整することもできる。トランスミッタは周知のプロトコルにより、周知のシーケンスの時間で１つのキャリアを送信して、位相およびゲインパラメータの最適化を高速で行うことができる。このプロトコルを用いて、まず遅いデータ速度で、部分的に最適なチャネルで確実な通信を行い、次に最適な位相および振幅パラメータを確立した後で、データ速度を上げることができる。
【０２７５】
図５８および／または図５９に示す複数キャリアレシーバは、インパルストランスミッタまたは図５７の別の複数キャリアトランスミッタ、あるいはキャリア数が異なる別の複数キャリアトランスミッタが生成した信号を受信することができる。図５１、図５２のシステムを互換性があるように構成したという同じ理由で、キャリアを位相および振幅で調整して、広い範囲の波形に整合させて、図５８，図５９のアーキテクチャで設計された別のシステムとの互換性を得ることができる。特定の位相および振幅を設計により固定したり、レシーバの受信時間で適用可能に決定したりすることができる。
【０２７６】
（レシーバトラッキング）
図５８，図５９のレシーバは、コリレータ出力５８０４を濾波して、濾波したコリレータ信号を帰還して、基準発振器３９０２の周波数を制御することにより、受信信号をトラッキングすることができる。図５９では、濾波したコリレータ信号をさらにコントローラで処理して、周波数制御信号５９１０を生成する。また、基準発振器３９０２の位相を制御することもできる。また、各高調波の位相制御５６０２制御することもできる。各キャリア位相制御５６０２の位相を制御して、波形５８１２を一定に保つには、各位相制御５６０２を時間同じ量でずらす。従って、各位相制御を、その周波数による度合いで異なる量でずらす。より高い周波数は、より低い周波数よりも、１秒当たりの度合いがより高い速度でずらす。ずらしの角速度は、周波数に直接比例する。
【０２７７】
トラッキングシステムに関する概要説明は、米国特許第６、５５６、６２１号、米国シリアル番号１０／３５６、９９５、米国シリアル番号０９／７１１、０２６に記載されている。全内容は、多目的にここに引例として組み込まれている。
【０２７８】
本発明は、合成したキャリア変調とチャネル化とを含むことができる。図３６を参照すると、複数の正弦波信号に基づくシステムは、変調およびチャネル化のための新規の技術を可能にするという利点をさらに有する。ある最小周波数と最大周波数との間の、ＦＣＣのマスクにより特徴付けられるような平らなくし形エネルギースペクトラムを含むあるスペクトラム特性を有するように送信した波形を生成することができる。
【０２７９】
異なる周波数を有するキャリアを様々に組み合わせることにより、送信波形の基本的に同じスペクトラム特性を得ることができる。例えば、本発明は、２０のキャリアを１００ＭＨｚ間隔で用いることができる（例えば、３．２ＧＨｚ、３．３ＧＨｚ、３．４ＧＨｚ等）。また、本発明は、１０のキャリアを２００ＭＨｚ間隔（例えば、３．２ＧＨｚ、３．４ＧＨｚ、３．６ＧＨｚ等）で用いることができる。また、本発明は、４つのキャリアを５００ＭＨｚ間隔で用いることができる（例えば、３．２ＧＨｚ、３．７ＧＨｚ、４．２ＧＨｚ等）。
【０２８０】
チャネル化は、１つ以上のコードにより指定されるような任意の送信波形を得るのに組み合わせられるキャリア特性に基づき実施することができる。異なるコード、コードのサブセットコードを組み合わせたもの、複数のコードの複数のサブセットを、各連続する送信波形または連続する送信波形群に適用することができる。
【０２８１】
本発明は、周波数選択可能コードを用いることができる。チャネルを、送信波形に合成した特定のキャリア周波数の組み合わせにより定義することができる（例えば、システムが用いるＮの可能なキャリア周波数、チャネル１はキャリア周波数１、３、７、１３、１８で定義され、チャネル２はキャリア２、７、１０、１５、１７で定義される等）。
【０２８２】
本発明は、位相コードを用いることができる。チャネルを、送信波形に合成されたキャリアの間の位相関係の組み合わせにより定義することができる。特に、ある基準時間に対し、各用いるキャリアは、他のキャリアに対して定義された位相関係を有していても良い。例えば、時間ｔ０で、３つのキャリア１００ＭＨｚ、２００ＭＨｚ、３００ＭＨｚが、０゜の位相関係を持っても良い。ある期間Ｔの後で、３つのキャリアが再び０゜の位相関係を有することもある。第１のキャリアに２つの全サイクルを行い、第２のキャリアに３つの全サイクルを行い、第３のキャリアに６つの全サイクルを行う。同様に、時間ｔ０で、第２のおよび／または第３のキャリアが第１のキャリアおよび／または互いにＮ゜の位相関係を有しても良い。Ｎは、１８０か、他の数とできる。
【０２８３】
本発明は、振幅コードを用いることができる。チャネルを、送信波形と合成した特定のキャリア振幅の組み合わせにより定義することができる（例えば、システムが用いるＮの可能なキャリア振幅、チャネル１はキャリア振幅１、３、７、１３、１８で定義され、チャネル２はキャリア振幅１、７、１０、１５、１７で定義される等）。振幅コードを用いて、逆のキャリアおよび／またはキャリアを空白（例えば、ゼロ振幅）に定義することができる。
【０２８４】
本発明は、コードの組み合わせを用いることができる。符号化を用いて、周波数、位相関係、振幅の組み合わせに基づきチャネルを定義することができる。同じ周波数であるが位相関係および／または振幅が異なる３つ以上のキャリアを定義することができる。
【０２８５】
チャネル化を、１つ以上のコードで指定されるような、送信波形のシーケンスを得るために組み合わされたキャリア特性に基づいて定義することができる。個別の送信波形を生成するために組み合わせられたキャリアおよびキャリア特性はまた、１つ以上のコードに基づいていたり、各送信波形と同じにしたりできる。
【０２８６】
本発明は、振幅符号化を用いることができる。Ｎの送信波形のシーケンスを、コードで制御することもできる。このコードが、Ｎの送信波形の各送信波形の相対振幅を定義する。振幅コードを用いて、逆波形および／または波形を空白にする  （例えば、ゼロ振幅）ことを定義することができる。Ｎの送信波形のシーケンスを、コードで、例えばバーカ１１コードで制御することもできる。このコードが、Ｎの送信波形の各送信波形が逆になっているかどうか定義する。
【０２８７】
本発明は、時間符号化を用いることができる。Ｎの送信波形のシーケンスを、コードで制御することもできる（すなわち、時間ホッピングコード）。このコードで、Ｎの送信波形の各送信波形の相対タイミングを定義する。
【０２８８】
上記で特定された送信波形コードおよび送信波形シーケンスコードは、ＴＤＣ符号化特許出願のいくつかで述べたように、１つ以上の固定または非固定（すなわち、デルタ）値範囲および／または離散値レイアウトに一致している。このようなコードは、代数的コード（２次コングルエンシャル、双曲コングルエンシャル等）、クマールコード（例えば、デザインＩＩまたはＩＩＩ）等の疑似ランダムコードまたは設計コード、または他のバーカコード、ウォルシュコード、カサミコード、ゴールドコード等の多くの周知のコードのいずれか１つとすることができる。これを用いて、設計した任意のコードの対応する対応関係および／またはスペクトラム特性を得る。
【０２８９】
決定した（例えば、測定した）マルチパス特性、干渉特性、ノイズ特性等の動作環境特性に基づいて、コードを選択することができる。例えば、コードレーキアプローチを用いることができる。同様に、１つ以上の干渉信号の作用を緩和するために、干渉阻止／回避アプローチにより、１つ以上の組み合わせたキャリアの１つ以上の特性（例えば、周波数、位相）を変更して、送信波形を生成する。
【０２９０】
コードを用いて、動作環境特性（すなわち、実時間）を決定することなく、あるキャリア周波数および／または位相関係を回避することができる。波形シーケンスを定義するコードを、遅延コードと組み合わせて用いることができる。
【０２９１】
少なくとも１つのキャリア特性（例えば、振幅、位相、周波数）を変えることにより、変調を１つのキャリアベースで行うことができる。受信した波形を濾波して、それぞれのキャリアを抽出することにより、キャリアに存在するデータを復調することができる。キャリアが存在してもしなくても、これを用いてデータを変調することもできる。
【０２９２】
送信する波形を時間でずらす（例えば、波形位置変調）ことにより、変調を１つの送信波形ベースで行うことができる。送信した波形を振幅変調する（例えば、逆対非逆の、あるいは離散振幅対基準振幅）ことにより、変調を１つの送信波形ベースで行うことができる。存在を判定する（すなわち、波形が存在するしない）ことにより、変調を１つの送信波形ベースで行うことができる。上記を組み合わせる（例えば、ＱＦＴＭ型変調）ことにより、変調を１送信波形ベースで行うことができる。
【０２９３】
波形の送信するシーケンスを時間でずらす（波形シーケンス位置変調）ことにより、変調を１つの送信波形シーケンスベースで行うことができる。送信した波形シーケンスを振幅変調する（例えば、逆対非逆の、あるいは離散振幅対基準振幅）ことにより、変調を１送信波形シーケンスベースで行うことができる。存在を判定する（すなわち、波形シーケンスが全く存在しないか、異なる波形シーケンスが存在するというような、波形シーケンスが存在するしない）ことにより、変調を１つの送信波形シーケンスベースで行うことができる。上記を組み合わせる（例えば、ＱＦＴＭ型変調）ことにより、変調を１つの送信波形シーケンスベースで行うことができる。
【０２９４】
本発明を、ローカルエリアネットワーク、パーソナルエリアネットワーク、ルータ、スイッチ、ノードおよび／または例えば、ラップトップコンピュータ、携帯情報端末、ビデオディスプレイ等の機器で実施することができる。例えば、ルータは、本発明を実施するトランスミッタと本発明を実施するレシーバとを含むことができる。これらは共に回路をサポートする。
【０２９５】
本発明の説明の利点を理解する当業者が周知のように、本発明による装置および方法は、柔軟性があり、広い範囲で実施できるものである。多種多様の半導体材料および技術を用いて、本発明による通信装置およびシステムを設計し、実施し、製造することができる。例えば、所望ならば、シリコン、薄膜技術、シリコンオンインシュレータ（ＳＯＩ）、シリコンゲルマニウム（ＳｉＧｅ）、ガリウムヒ素（ＧａＡｓ）を用いることができる。
【０２９６】
また、所望ならば、ｎ型金属酸化物半導体（ＮＭＯＳ）、ｐ型金属酸化物半導体（ＰＭＯＳ）、相補型金属酸化物半導体（ＣＭＯＳ）、バイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）、ＢＪＴとＣＭＯＳ回路との組み合わせ（ＢｉＣＭＯＳ）、ヘテロ接合トランジスタ等を用いて、このようなシステムおよび装置を実施することができる。本発明の説明の利点を理解する当業者が周知のように、半導体材料、技術、設計方法の選択は、特定の応用例の設計および性能仕様による。
【０２９７】
基準の半導体装置と製造技術とを利用することにより、本発明による通信システムおよび装置を、高い歩留まり、高い信頼性、低コストで製造することができることに留意されたい。例えば、このようなシステムおよび装置を、基準の混合信号ＣＭＯＳプロセスを用いて製造することができる。この柔軟性により、本発明による通信システムおよび装置を用いる民生用高速データ通信製品、プロ用製品、健康管理製品、工業用品、科学用装置、軍用品等の製造および販売が可能になる。
【０２９８】
通信システムおよび装置についての上記の説明は、ワイヤレス通信に関するものであるが、本発明の説明の利点を理解する当業者が周知のように、開示の本発明の考えを、他の状況で用いることもできる。例えば、所望ならば、高速データ通信陸線（すなわち、ケーブル、光ファイバ、屋内配線、同軸線、平行２線、電話線、ケーブルＴＶ線等）を用いる通信システムおよび装置を実施することができる。
【０２９９】
別の言い方では、アンテナ（および任意の対応付けられた回路）をはぶいて、ワイヤ線または光ファイバ等の送信線を介して、トランスミッタとレシーバとをともに接続することができる。このようなシステムでは、ワイヤレス対応物として同じか、類似の利点が得られる。すなわち、ＵＷＢ信号が、同じ送信媒体で他の信号と共存することができる。
【０３００】
各種の図に示すスペクトラム（例えば、図１３〜図１６）は、送信および放射スペクトラムを表したものである。自由空間での無線波伝搬では周波数依存性を呈することはないので、レシーバの電界強度ＰＳＤは、送信ＰＳＤと同じで、信号は１／（４πｒ２）で減衰する。上述のように、コンスタントアパーチャ型のアンテナで信号を受信する場合、受信したスペクトラムは送信スペクトラムと同じであるコンスタントアパーチャアンテナの例は、そのゲインが周波数の２乗で増加する広帯域ホーンまたは広帯域パラボラである。
【０３０１】
一方、コンスタントゲイン型のアンテナで信号を受信する場合、受信したスペクトラムは荷重１／ｆ２特性を有することになる。適したコンスタントゲインアンテナの一例は、そのゲインが周波数と基本的に平らなワイドダイポールである。非自由空間環境では、ある程度は周波数依存性を呈する。しかしながら、これらの作用は、コンスタントアパーチャまたはコンスタントゲインアンテナを用いていようとなかろうと、基本的に同じである。
【０３０２】
図を参照すると、図示の各種のブロック（例えば、図３または図５）は主に、概念的な機能と信号フローとを示す。実際の回路を実施するには、各種の機能ブロックの別々に特定可能なハードウェアを含んでいてもいなくても良い。例えば、所望ならば、各種のブロックの機能性を１つの回路ブロックに組み合わせることができる。また、所望ならば、１つのブロックの機能性をいくつかの回路ブロック内で実施することができる。回路を実施するのあたっての選択は、本発明の開示を読んだ当業者が理解するように、任意の実施を行うための特定の設計および性能仕様等の各種の要因による。
【０３０３】
ここで説明したものに加えて、他の変更および変形した本発明の実施の形態は、本発明の説明の利点を理解する当業者にとって明らかであろう。従って、この説明により、これらの当業者に本発明を実施する方法を教示し、説明のためだけのものであると解釈されたい。
【０３０４】
図示し、説明した本発明の形態は、現在のところ好ましい実施の形態であると理解されたい。この文献に記載された本発明のの範囲から逸脱することなく、当業者は形状、大きさ、構成を様々に変更することができる。例えば、当業者は同等の要素を、ここで図示し、説明した要素と置換することもできる。また、本発明の説明の利点を理解する当業者は、本発明の範囲から逸脱することなく、本発明のある特徴を他の特徴を用いるのとは別に用いることができる。
【図面の簡単な説明】
【０３０５】
添付の図面は、本発明の例示の実施の形態を説明するだけのものであって、本発明の範囲を制限するものと考える必要はない。開示の新規の考えは、他の同様に有効な実施の形態に適している。図中、２つ以上の図で同じ参照番号が付されているものは、同じか、同等の機能、構成要素あるいはブロックを示す。
【図１】図１は、本発明による各種の実施の形態におけるパワースペクトル密度（ＰＳＤ）プロフィールをいくつか示す。
【図２】図２は、高速データ通信ＵＷＢ装置に対応する例示の信号波形を示す。
【図３】図３は、本発明による高速データ通信ＵＷＢトランスミッタの例示の実施の形態を示す。
【図４】図４は、本発明による高速データ通信ＵＷＢトランスミッタに対応する例示の波形を示す。
【図５】図５は、本発明による高速データ通信ＵＷＢレシーバの例示の実施の形態を示す。
【図６】図６は、本発明による高速データ通信ＵＷＢレシーバに対応する例示の波形を示す。
【図７】図７は、本発明による高速データ通信ＵＷＢトランスミッタにおける各種の信号のタイミングの関係を示す。
【図８】図８は、本発明による説明のための実施の形態２つの動作モードに対応する例示の所望の、あるいは所定のＰＳＤプロフィールを示す。
【図９】図９は、高次高調波を用いる本発明の例示の実施の形態のＰＳＤプロフィールを示す。
【図１０】図１０は、本発明による例示の実施の形態における説明のためのＰＳＤプロフィールを示す。
【図１１Ａ】図１１Ａは、本発明によるＵＷＢ通信装置におけるトランスミッタの１サイクルの例示の出力信号を示す。
【図１１Ｂ】図１１Ｂは、本発明によるＵＷＢ通信装置におけるトランスミッタの１サイクルの別の例示の出力信号を示す。
【図１２】図１２は、本発明による例示の実施の形態におけるいくつかの信号間のタイミングの関係を示す。
【図１３】図１３は、本発明による説明のための実施の形態のＰＳＤプロフィールをいくつか示す。
【図１４】図１４は、本発明による他の例示の実施の形態のＰＳＤプロフィールをいくつか示す。
【図１５】図１５は、説明のための本発明による他の実施の形態のＰＳＤプロフィールを示す。
【図１６】図１６は、本発明による通信システムあるいは装置の他の例示の実施の形態のＰＳＤプロフィールを示す。
【図１７】図１７は、モード切換を組み込んだ通信システムの本発明による例示の実施の形態を示す。
【図１８】図１８は、本発明による通信システムおよび装置で用いられる説明のためのチッピングシーケンスを示す。
【図１９】図１９は、本発明による差動レシーバの例示の実施の形態１９を示す。
【図２０】図２０は、本発明による例示の実施の形態におけるオフセット直交位相シフト変調（ＯＱＰＳＫ）ＵＷＢ信号のセットを示す。
【図２１】図２１は、本発明による例示の実施の形態におけるチッピング信号波形のセットを示す。
【図２２】図２２は、別々に変調した高調波信号を用いる本発明によるトランスミッタの例示の実施の形態を示す。
【図２３】図２３は、別々に変調した高調波信号を受信するための本発明によるレシーバの例示の実施の形態を示す。
【図２４】図２４は、本発明による説明のための実施の形態におけるサンプル波形を示す。
【図２５】図２５は、図２４に示す信号のフーリエ変換を示す。
【図２６】図２６は、本発明によるトランスミッタの例示の実施の形態におけるサンプル波形を示す。
【図２７】図２７は、本発明による説明のための実施の形態における時間の関数としての例示の同相チャネルパルスを示す。
【図２８】図２８は、図２７の信号スペクトラムの大きさを示す。
【図２９】図２９は、本発明による説明のための実施の形態における時間の関数としての例示の直交チャネルパルスを示す。
【図３０】図３０は、図２９の信号スペクトラムの大きさを示す。
【図３１】図３１は、本発明による説明のための実施の形態における時間の関数としての２つの信号を示す。
【図３２】図３２は、図３１に示す信号整形を用いることから得られるスペクトラムを示す。
【図３３】図３３は、本発明による他の実説明のための施の形態における時間の関数としての２つの信号を示す。
【図３４】図３４は、図３３に示す信号整形を用いることから得られるスペクトラムを示す。
【図３５】図３５は、本発明の実施の形態を表すトランスミッタを示す概略図である。
【図３６】図３６は、本発明の実施の形態を表すトランスミッタが生成する信号のスペクトラムを示す。
【図３７】図３７は、本発明の実施の形態を表すレシーバを示す概略図である。
【図３８】図３８は、本発明の実施の形態を表すレシーバの高レベルの概略図を示す。
【図３９】図３９は、本発明の実施の形態を表すトランスミッタを示す概略図である。
【図４０】図４０は、本発明の実施の形態を表すトランスミッタを示す図である。
【図４１】図４１は、本発明の実施の形態を表すトランスミッタを示す図である。
【図４２】図４２は、本発明の実施の形態を表すトランスミッタを示す概略図である。
【図４３】図４３は、本発明の実施の形態を表すトランスミッタを示す概略図である。
【図４４】図４４は、本発明の実施の形態を表す位相同期ループを示す図である。
【図４５】図４５は、本発明の実施の形態を表す位相同期ループを示す図である。
【図４６】図４６は、本発明の実施の形態を表すサンプリング位相同期ループを示す図である。
【図４７】図４７は、本発明の実施の形態を表すマルチプレックスカウンタを含むシステムを示す概略図である。
【図４８Ａ】図４８Ａは、本発明の実施の形態を表す広帯域パルス列＊を生成する７つの正弦波信号の積算シミュレーションを用いたＭａｔｌａｂコードセグメントを示す。
【図４８Ｂ】図４８Ｂは、図４８Ａの７つの正弦波信号を用いて生成した合成波形を表すグラフを示す。
【図４９Ａ】図４９Ａは、本発明の実施の形態を表す帯域制限パルス列を生成する７つの正弦波信号の積算シミュレーションを用いたＭａｔｌａｂコードセグメントを示す。
【図４９Ｂ】図４９Ｂは、図４９Ａの７つの正弦波信号を用いて生成した合成波形を示すグラフである。
【図５０】図５０は、本発明の実施の形態を表すトランスミッタを示す概略図である。
【図５１】図５１は、本発明の実施の形態を表すトランスミッタを示す概略図である。
【図５２Ａ】図５２Ａは、本発明の実施の形態を表す例示のプロトコルを示す。
【図５２Ｂ】図５２Ｂは、本発明の実施の形態を表す例示のプロトコルを示す。
【図５３】図５３は、本発明の実施の形態を表す、多くの反射を含むインパルストランスミッタからの受信信号を示す。
【図５４】図５４は、本発明の実施の形態を表す、ノイズのあるＵＷＢシステムの信号強度対距離を示すプロットである。
【図５５Ａ】図５５Ａは、本発明の実施の形態を表すインパルスチャネルモデルを示す。
【図５５Ｂ】図５５Ｂは、図５５Ａに対する第１の積算インターバルを示す。
【図５５Ｃ】図５５Ｃは、図５５Ｂの積算インターバルに対応付けられる狭帯域パルス信号を示す。
【図５５Ｄ】図５５Ｄは、図５５Ａに対する第２の積算インターバルを示す。
【図５５Ｅ】図５５Ｅは、図５５Ｄの積算インターバルに対応付けられる広帯域パルス信号を示す。
【図５６】図５６は、本発明の実施の形態を表すマルチキャリアウエーブレットパルス、あるいは符号化波列信号ジェネレータを示す概略図である。
【図５７】図５７は、図５６のジェネレータを用いるトランスミッタを示す概略図である。
【図５８】図５８は、本発明の実施の形態を表すレシーバを示す概略図である。
【図５９】図５９は、本発明の実施の形態を表すレシーバを示す概略図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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【図３７】
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【図３８】
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【図３９】
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【図４０】
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【図４１】
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【図４２】
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【図４３】
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【図４４】
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【図４５】
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【図４６】
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【図４７】
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【図４８Ｂ】
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【図４９Ｂ】
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【図５０】
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【図５１】
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【図５２Ａ】
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【図５２Ｂ】
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【図５３】
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【図５４】
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【図５５Ａ】
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【図５６】
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【図５７】
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【図５８】
2006516369.tif 000085
【図５９】
2006516369.tif 000086
【国際調査報告】
2006516369.tif 000087
2006516369.tif 000088
2006516369.tif 000089