(57)【要約】本発明は、増幅トランジスタと、少なくとも約１８０°の導通角を得るために増幅トランジスタをバイアスする直流バイアス回路と、を含む電力増幅回路に関する。直流バイアス回路は、電力増幅器に供給される入力信号の増加に正比例して、直流バイアス回路によって増幅トランジスタに供給される直流バイアス電流を増加させるためのダイナミックバイアスブースト回路を含む。直流バイアス回路への入力が、キャパシタによって電力増幅回路の段に結合される。バイアスブースト回路により、この電力増幅回路は、改善された線形性、向上された効率及び減少されたアイドル電流という利点をもって、Ｂ級又はＡＢ級で動作されることが可能になる。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号を増幅し、少なくとも約１８０°の導通角をもつ電力増幅回路であって、増幅トランジスタと、前記導通角を得るために前記増幅トランジスタをバイアスする、前記増幅トランジスタに直流結合された直流バイアス回路と、を有する電力増幅回路において、
前記直流バイアス回路が、当該電力増幅回路に供給される前記入力信号の増加に正比例して、前記直流バイアス回路によって前記増幅トランジスタに供給される直流バイアス電流を増加させるためのダイナミックバイアスブースト回路を有し、
前記直流バイアス回路への入力が、キャパシタを介して当該電力増幅回路の段に結合される、電力増幅回路。
【請求項２】
Ｂ級増幅回路である、請求項１に記載の電力増幅回路。
【請求項３】
ＡＢ級増幅回路である、請求項１に記載の電力増幅回路。
【請求項４】
更に、ドライバトランジスタを有し、前記キャパシタが、前記ドライバトランジスタの出力端子に直接接続される、請求項１に記載の電力増幅回路。
【請求項５】
前記キャパシタが、前記増幅トランジスタの入力端子に直接接続される、請求項１に記載の電力増幅回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、トランジスタ増幅回路の分野に関し、より具体的には、増幅器の線形性を改善し、アイドル電流を低減するためのバイアスブースト回路をもつ電力増幅回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
この一般的なタイプの増幅器は、多くの場合、高周波ＲＦ増幅器に使用され、オーディオ増幅器及び他の用途にも使用される。入力と出力との関係が線形であること及び高い動作効率を得るために、このような増幅器は、クロスオーバ歪みを避けるために、通常、約１８０度の導通角（conduction angle，通流角）で動作される（Ｂ級）か、又は１８０度より僅かに大きい角度の導通角で動作される（ＡＢ級）。
【０００３】
通常、このタイプの増幅器は、Ｂ級モード又はＡＢ級モードでの動作を確実にするために、増幅回路に静止バイアス電流をもたらす直流バイアス回路を必要とする。従来技術において、バイアスは、通常、米国特許第５，８４４，４４３号明細書に示されるように固定した電流源によって供給されるか、さもなければ、米国特許第５，５４８，２４８号明細書に示されるように、所望のモードで動作するのに必要な静止電流（quiescent current，零入力電流）を確保するために所望の定数値に設定され得る、外側の電源によって供給される。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかし、上記に説明されたタイプの増幅器において、電源から取り出された平均電流は入力信号レベルに依存する。出力電力が増加するのにつれて、電力トランジスタのベース及びエミッタの双方における平均電流も増加する。この平均電流の増加によって、（互いに組み合わされた設計を用いるトランジスタにおける熱の逃げ（thermal runaway）及び加熱スポット（hot-spotting）を避けるために用いられる）安定抵抗器（ballast resistor，バラストレジスタ）及びバイアス回路において電圧降下の増大が生じる。このことは、その結果として、導通角（すなわち、増幅器が導通する角度を３６０°表記で示す角度）を狭くし、増幅器の動作級をＢ級動作又はＣ級動作にさえ無理に下げ、それによって、最大電力出力を約２５％分低下する。この電力低下を避けるために、増幅器は、より大きい静止バイアスをもたなければならない。従来技術の回路において、このことは、必然的に、低い電力出力レベルでのより大きい電力損失につながり、従って、動作特徴において望ましくないトレードオフをもたらす。
【０００５】
本願発明者らは、過去に改善されたバイアス回路を内蔵する種々の技法及びバイアスブースト技法を開発したけれども、これらの技法の何れもが増幅回路からの信号入力をもっていないか、さもなければ直流結合された信号入力をもっていない。このことは、動作上の欠点となり、バイアス回路及び該バイアス回路が結合される段の双方に対する設計上の制限となる。
【０００６】
従って、最適な最大出力電力及び低い電力レベルでの電力損失の低減という利点を提供するとともに、増幅器の線形性を改善し、アイドル電流を減少させる電力増幅回路をもつことは望ましいであろう。
【０００７】
従って、本発明の目的は、最大出力電力を改善し、低い電力レベルでの電力損失を低減させるとともに、増幅器の線形性を改善し、アイドル電流を減少させる電力増幅回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明によれば、これらの目的は、入力信号を増幅し、少なくとも約１８０°の導通角をもつ新たな電力増幅回路であって、増幅トランジスタと、所望の導通角を得るために増幅トランジスタをバイアスする直流（ＤＣ）バイアス回路と、を含む電力増幅回路によって達成される。この直流バイアス回路は、電力増幅器に供給された入力信号の増加に正比例して、直流バイアス回路によって増幅トランジスタに供給された直流バイアス電流を増加させるためのダイナミックバイアスブースト回路を含み、この直流バイアス回路への入力が、キャパシタを介して電力増幅回路の段に結合される。
【０００９】
本発明の好ましい実施例において、増幅回路は、Ｂ級又はＡＢ級の何れかの増幅回路である。
【００１０】
本発明の他の好ましい実施例において、電力増幅回路は、更に、ドライバトランジスタをもつドライバ段を含み、上記に記載されたキャパシタが、このドライバトランジスタの出力端子に直接接続される。
【００１１】
本発明による電力増幅回路は、簡単、コンパクト及び経済的な構成において増幅器の線形性が改善されアイドル電流が減少されるとともに、最大出力電力の増加及び低い電力レベルでの電力損失の減少を含む特徴の特に有利な組み合わせが得られるという大幅な改善を提供する。
【００１２】
本発明のこれら及び他の態様は、本明細書の以下に説明される実施形態から明らかになると共に、これらの実施形態を参照して明瞭に説明されるであろう。
【００１３】
本発明は、添付の図面とともに解釈されるために以下の説明を参照してより完全に理解され得る。
【００１４】
図面では、類似の参照符号は、一般に、同じ構成要素を示すために用いられる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
本発明による高周波増幅回路１の簡略化された概略図が、図面の図１に示される。この増幅回路は、増幅トランジスタ１１と、抵抗器１０を介して増幅トランジスタ１１のベースに結合されたバイアス回路２とを含んでいる。バイアス回路２は、６つのバイポーラトランジスタ（１２乃至１７）と、ＶｃｃとＧＮＤとの間で結合された２つの電流源１８及び１９と、を含み、下記により詳細に説明されている。入力結合キャパシタ２０は、増幅器のドライバ段３からの入力信号を、増幅トランジスタ１１のベースに結合させるために設けられており、ここで、トランジスタ１１が、共通の（common，コモン）エミッタ構成で接続され、インダクタ２１を介してＶｃｃとＧＮＤとの間で結合されている。高周波増幅回路１の出力は、キャパシタ２２を通ってトランジスタ１１のコレクタから取り出される。ドライバ段３は、キャパシタ２４を通って当該トランジスタのベースに結合された入力をもつドライバトランジスタ２３と、インダクタ２５を通るＶｃｃ接続と、キャパシタ２０に接続された出力とを含んでいる。ドライバトランジスタ２３は、図１にブロック形式で示されるドライババイアス回路２６によってバイアスされる。
【００１６】
増幅トランジスタ１１は、ダイナミックバイアスブースト回路として機能するバイアス回路２に至る抵抗器１０を通り接続部を経て該トランジスタのベースにおいてバイアス印加される。また、このバイアス回路は、２つのサブ回路を内蔵し、これらのサブ回路によって、増幅トランジスタの静止電流と、バイアス段の出力インピーダンス（出力段のバイアスインピーダンス）とが、本明細書の以下により詳細に説明されるような態様で、２つの電流源１８及び１９によって独立制御され及び直接制御され得る。
【００１７】
バイアスサブ回路のどちらもが、電流源及びカレントミラー（current mirror）を含んでいる。それゆえ、電流源１８は、トランジスタ１５及び１６を有するカレントミラーを通じてバイアス電流を供給し、電流源１９は、トランジスタ１２、１４及び１７を有するカレントミラーを通じてバイアス電流成分を供給する。
【００１８】
動作中、高周波増幅回路１の増幅トランジスタ１１は、通常、ＡＢ級動作用にバイアスされる。但し、ＲＦ入力電力が非常に小さい場合は、Ａ級で増幅トランジスタを動作させることが望ましい。場合に応じて、増幅器の級及び利得を制御することが必要であり、更に、増幅器の線形性及び効率を独立制御することが望ましい。
【００１９】
これらのパラメータの独立制御は、 バイアス回路２に２つの別個の電流源、すなわち、出力段の静止電流及びこの回路の動作のクラス（class，級）を制御するための電流源１８と、出力ドライブ電流及びバイアス段の出力インピーダンス（出力段のバイアスインピーダンス）を制御するための電流源１９と、を設けることによって得られる。これらの電流源の両方をそれぞれの所期の値に設定することによって、動作のクラスと、バイアスインピーダンスとの直接制御及び独立制御が、効果的に達成され得る。
【００２０】
図示される回路において、出力段の静止電流は、電流源１８によって供給された電流に比例し、従って動作のクラスを設定する。その一方で、バイアス段の出力インピーダンスは、電流源１９によって独立制御される。このように、バイアス回路は、出力段の利得が、バイアスインピーダンスレベルに影響を及ぼすことなく調整されることを可能にする。
【００２１】
大筋の態様において、この回路の全てのトランジスタが同じであり、完全に整合されるものと仮定すると、キルヒホッフの法則（Kirchoff's Law）によれば、トランジスタ１１及び１３のベース−エミッタ間電圧の和が、トランジスタ１２及び１４のベース−エミッタ間電圧の和に等しくなければならないことが示される。トランジスタ１３のベース−エミッタ間電圧は、実質的に、トランジスタ１２のベース−エミッタ間電圧に等しいので、トランジスタ１１のベース−エミッタ間電圧は、その結果、実質的に、トランジスタ１４のベース−エミッタ間電圧に等しい。電流源１８からの電流は、トランジスタ１６を流れるので、この電流は、更に、トランジスタ１４及び１５を流れなければならない。なぜならば、トランジスタ１５及び１６はカレントミラーを形成するからである。従って、電流源１８の電流は、出力トランジスタ１１の静止電流を示し、その結果、この回路の動作のクラス及び利得を示す。
再び、全てのトランジスタが同じであり、完全に整合されるものと仮定すると、電流源１９の電流が、バイアス回路の出力インピーダンスを制御するであろうことは同様に理解され得る。トランジスタ１２、１４及び１７が、カレントミラーを形成するので、トランジスタ１７に流れる電流源１９からの電流は、トランジスタ１２にも流れ、従ってトランジスタ１３にも流れなければならない。トランジスタ１２、１３、１４及び１７は、低インピーダンスの経路を形成し、電流源１９によって供給される電流によって示されるように、バイアス回路の出力インピーダンスは、実質的に、トランジスタ１２及び１７によって決定される。
【００２２】
当業者によく知られた技法で、トランジスタ対の間のエミッタ比を適正にスケーリングすることによって、トランジスタ１１の静止電流は、電流源１８の電流値に正比例するようにもたらされることができる。ここで、バイアス回路の出力インピーダンスは、電流源１９の電流によって独立制御されている。それゆえ、バイアスインピーダンスレベルが、向上された効率及び線形性について別個に設定され、その一方で、増幅トランジスタ１１の静止電流が、制御され得る。
本発明によれば、ダイナミックバイアスブースト（dynamic bias boosting）は、直流バイアス回路２と電力増幅回路１の段との間に結合キャパシタ２７を設けることによって達成される。図１では、キャパシタ２７が、ドライバ段３のトランジスタ２３のコレクタから、バイアス回路２のトランジスタ１５及び１６の共通のベース接続部に接続されている。図２に示されるように、他の実施形態において、キャパシタ２７は、一方の側が、トランジスタ２３のコレクタに接続されるのではなく、増幅トランジスタ１１のベースに接続されている。但し、下記により詳細に説明されるとおり、キャパシタ２７の機能は同じままであり、図２は上記に説明された図１とその他の点では同じであるので、図２は本明細書ではこれ以上詳細に説明されないであろう。
【００２３】
キャパシタ２７の目的は、増幅回路のあるポイント（トランジスタ２３のコレクタ又はトランジスタ１１のベース）からＲＦ信号を検知し、このＲＦ信号を、通常、ＡＢ級にバイアスされるバイアス回路２のトランジスタ１５及び１６を有するカレントミラーに結合させることである。このバイアス回路は、増幅トランジスタ１１の電流の流れを制御し、ミラーリングトランジスタの平均電流が増加するのにつれて、増幅トランジスタ１１の平均電流も、この回路へのＲＦ信号入力による電流をはるかに超えて増加する。増幅トランジスタ１１の平均電流が、ＲＦ信号入力による電流だけでなく、結合キャパシタ２７を通じた増幅回路への交流（ＡＣ）結合によってバイアス回路２を介して供給される追加の電流によっても増加するので、その結果、ダイナミックバイアスブーストがもたらされる。
【００２４】
このように、増幅トランジスタが動作されるモードとは無関係に、ＲＦ入力信号に比例するバイアスブーストがもたらされる。このバイアス方式の利点は、より高い出力電力レベルにおいてＲＦ増幅器を飽和させることなく、当該ＲＦ増幅器が、より低い静止電流でバイアスされることを可能にすることである。この構成の他の利点は、この構成がｎｐｎトランジスタのみを使用して実現されることが可能であり、それゆえに、ｐｎｐトランジスタを製造するのが困難であるか又はｐｎｐトランジスタが入手不可能である場合の技術に使用され得ることである。ここでの各図面はバイポーラトランジスタの使用を示しているけれども、本発明は、バイポーラトランジスタに限定されるものではなく、ＦＥＴトランジスタを利用する回路において、又はバイポーラトランジスタ及びＦＥＴトランジスタを組み合わせて利用する回路においても使用されることができる。
【００２５】
図１及び図２から理解され得るように、結合キャパシタ２７の増幅回路への接続は、この増幅回路の主要な信号路に沿った種々のポイントに設けられることができる。更に、キャパシタ２７の値は、ＲＦ増幅器に対するこのキャパシタのローディング効果が小さいように、定められるべきであり、そのため、この増幅器の小信号性能は、このキャパシタによって低下されないであろう。
【００２６】
動作中、結合キャパシタ２７は、ＲＦ入力信号の変化を検知し、この変化をトランジスタ１５に結合させる。これにより、トランジスタ１５の平均電流が増加される（トランジスタ１５は、通常、ＡＢ級にバイアスされ得る）。この結果、トランジスタ１４の平均電流を増加させる。トランジスタ１４がトランジスタ１１の静止電流を制御するので、ＲＦ入力信号の増加とともに、トランジスタ１１の電流は、抵抗器１０に結合されたバイアス回路２からの入力によって増加するだけでなく、ＲＦ信号の増加によっても増加するであろう。こうして、ダイナミックバイアスブースト状態が達成される。
【００２７】
このようなやり方で、本発明は、増幅器の線形性を改善し、アイドル電流を減少させるとともに、最大出力電力の改善及び低電力レベルでの電力損失の減少をもたらす、キャパシタ結合されたダイナミックバイアスブースト回路をもつ電力増幅回路を提供する。更に、増幅回路からバイアス回路の入力部への直流接続を避けることによって、また、結合キャパシタの適切な値を用いることによって、バイアス回路のローディング効果は、最小化されることが可能であり、増幅器の小信号性能は、バイアス回路によって影響を及ぼされないであろう。
【００２８】
本発明は、特に、本発明を実施するための複数の好ましい実施例を参照して説明され図示されているけれども、当業者であれば、本発明の精神及び範囲から離れることなく、形態及び詳細においてさまざまな変更が行われ得ることは理解されるであろう。従って、例えば、種々の異なるタイプのトランジスタ、直流バイアス回路、ドライバ及び電力出力段が、必要に応じて利用されることが可能であり、回路構成に対する変更形態が、特定の設計要求に適合するように製作されることも可能である。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】本発明の第１の実施例による電力増幅回路の概略図を示す図である。
【図２】本発明の第２の実施例による電力増幅回路の概略図を示す図である。
【図１】
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【図２】
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【国際調査報告】
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