(57)【要約】受信機の入力信号で等化を実行する方法は、入力信号の複数の遅延したサンプルを生成し、変換適応係数を使用して重み付けする前に、それぞれの遅延した入力サンプルを直交変換する。重み付けされた直交変換及び遅延した入力サンプルは、フィードバック信号と共に合計され、その結果が等化器の出力信号として出力される。第１の例示的な実施例では、フィードバック信号は受信機の判定信号の遅延したサンプルから形成され、その遅延したサンプルは直交変換され、変換適応係数を使用して重み付けされ、最終的に合計されてフィードバック信号としてフィードバックされる。第２の例示的な実施例では、フィードバック信号は受信機の判定信号の遅延したサンプルから形成され、その遅延したサンプルは適応係数を使用して重み付けされ、最終的に合計されてフィードバック信号としてフィードバックされる。
2006506929.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信機の入力信号で等化を実行する方法であって、
前記入力信号の複数の遅延したサンプルを生成し、
それぞれの前記複数の遅延した入力サンプルを直交変換し、
第１の対応する複数の変換適応係数を使用して、前記複数の直交変換及び遅延した入力サンプルを重み付けし、
前記重み付けされた複数の直交変換及び遅延した入力サンプルをフィードバック信号と共に合計し、等化器の出力信号として前記合計の結果を出力することを有する方法。
【請求項２】
請求項１に記載の方法であって、
前記フィードバック信号は、
受信機の判定信号の複数の遅延したサンプルを生成し、
前記複数の遅延した判定サンプルのそれぞれを直交変換し、
第２の対応する複数の変換適応係数を使用して、前記複数の直交変換及び遅延した判定サンプルを重み付けし、
前記重み付けした複数の直交変換及び遅延した判定サンプルを合計し、前記フィードバック信号を生成することにより形成される方法。
【請求項３】
請求項１に記載の方法であって、
前記フィードバック信号は、
受信機の判定信号の複数の遅延したサンプルを生成し、
複数の適応係数を使用して、前記複数の遅延した判定サンプルを重み付けし、
前記重み付けした複数の遅延した判定サンプルを合計し、前記フィードバック信号を生成することにより形成される方法。
【請求項４】
請求項１に記載の方法であって、
前記直交変換は、高速フーリエ変換を有する方法。
【請求項５】
請求項１に記載の方法であって、
前記直交変換は、離散コサイン変換を有する方法。
【請求項６】
請求項１に記載の方法であって、
前記等化器の出力信号を判定装置に結合し、
前記判定装置から受信機の判定信号を受け取ることを更に有する方法。
【請求項７】
請求項３に記載の方法であって、
前記複数の適応係数を更新することを更に有する方法。
【請求項８】
請求項７に記載の方法であって、
前記複数の適応係数(f(n))を更新するステップは、
f(n)=f(n)+μe(n)b(n-1)*
を計算することを有し、
μは時間ドメインの適応ステップサイズであり、
e(n)=b(n)-y(n)であり、
b(n)は受信機の判定信号であり、“*”は複素共役を示し、
y(n)は等化器の出力信号である方法。
【請求項９】
請求項２に記載の方法であって、
前記第２の対応する複数の変換適応係数を更新することを更に有する方法。
【請求項１０】
請求項９に記載の方法であって、
前記第２の対応する複数の変換適応係数(ν(n))を更新するステップは、
ν(n)=f(n)T2-1T
ν(n+1)=ν(n)+μ2e(n)β*(n)
β(n)=b(n)T2
を計算することを有し、
μ2は変換ドメインの適応ステップサイズであり、
e(n)=b(n)-y(n)であり、
b(n)は受信機の判定信号であり、
“*”は複素共役を示し、
“T”は転置演算を示し、
y(n)は等化器の出力信号であり、
T2はN×Nの直交変換行列であり、
f(n)はフィードバックフィルタ係数である方法。
【請求項１１】
請求項１０に記載の方法であって、
前記変換ドメインの前記適応ステップサイズは、
μ2=pNμ
として計算され、
pは時間ドメインの入力信号の平均出力であり、
μは前記時間ドメインの適応ステップサイズである方法。
【請求項１２】
請求項９に記載の方法であって、
前記第２の対応する複数の変換適応係数(ν(n))を更新するステップは、
ν(n)=f(n)T2-1T
ν(n+1)=ν(n)+μ2e(n)β*(n)・/Γb(n)
β(n)=b(n)T2
Γb(n+1)=λΓb(n)+|β(n)|2
を計算することを有し、
Γb(n)は、b(n)の変換の平均値を有するベクトルであり、
λは正の時定数であり、
μ2は変換ドメインの適応ステップサイズであり、
e(n)=b(n)-y(n)であり、
b(n)は受信機の判定信号であり、
“*”は複素共役を示し、
“T”は転置演算を示し、
“・/”は成分に関するベクトル除算を示し、
“||2”は成分に関する絶対値演算を示し、
y(n)は等化器の出力信号であり、
T2はN×Nの直交変換行列であり、
f(n)はフィードバックフィルタ係数である方法。
【請求項１３】
請求項１２に記載の方法であって、
前記変換ドメインの前記適応ステップサイズは、
μ2=pNμ
として計算され、
pは時間ドメインの入力信号の平均出力であり、
μは前記時間ドメインの適応ステップサイズである方法。
【請求項１４】
請求項１に記載の方法であって、
前記第１の対応する複数の変換適応係数を更新することを更に有する方法。
【請求項１５】
請求項１４に記載の方法であって、
前記第１の対応する複数の変換適応係数(ζ(n))を更新するステップは、
ζ(n)=c(n)T1-1T
ζ(n+1)=ζ(n)+μ1e(n)χ*(n)
χ(n)=x(n)・T1
を計算することを有し、
μ1は変換ドメインの適応ステップサイズであり、
e(n)=b(n)-y(n)であり、
b(n)は受信機の判定信号であり、
“*”は複素共役を示し、
“T”は転置演算を示し、
y(n)は等化器の出力信号であり、
x(n)は入力信号であり、
T1はM×Mの直交変換行列であり、
c(n)はフィードフォワードフィルタ係数である方法。
【請求項１６】
請求項１５に記載の方法であって、
前記変換ドメインの前記適応ステップサイズは、
μ1=pMμ
として計算され、
pは時間ドメインの入力信号の平均出力であり、
μは前記時間ドメインの適応ステップサイズである方法。
【請求項１７】
請求項１４に記載の方法であって、
前記第１の対応する複数の変換適応係数(ζ(n))を更新するステップは、
ζ(n)=c(n)T1-1T
ζ(n+1)=ζ(n)+μ1e(n)χ*(n)・/Γx(n)
χ(n)=x(n)・T1
Γx(n+1)=λΓx(n)+|χ(n)|2
を計算することを有し、
Γx(n)は、x(n)の変換の平均値を有するベクトルであり、
λは正の時定数であり、
μは変換ドメインの適応ステップサイズであり、
e(n)=b(n)-y(n)であり、
b(n)は受信機の判定信号であり、
“*”は複素共役を示し、
“T”は転置演算を示し、
“・/”は成分に関するベクトル除算を示し、
“||2”は成分に関する絶対値演算を示し、
y(n)は等化器の出力信号であり、
x(n)は入力信号であり、
T1はN×Nの直交変換行列であり、
c(n)はフィードフォワードフィルタ係数である方法。
【請求項１８】
請求項１７に記載の方法であって、
前記変換ドメインの前記適応ステップサイズは、
μ1=pMμ
として計算され、
pは時間ドメインの入力信号の平均出力であり、
μは前記時間ドメインの適応ステップサイズである方法。
【請求項１９】
請求項１に記載の方法であって、
前記直交変換は、前記複数の遅延した入力サンプルの次のものの次の直交変換において、前記複数の遅延した入力サンプルの前のものの前の直交変換を使用することにより、再帰的に前記複数の遅延した入力サンプルのそれぞれの変換を計算することを有する方法。
【請求項２０】
請求項１９に記載の方法であって、
前記変換を計算することは、
前記遅延した入力サンプルの１つ(x(n))と、前記遅延した入力サンプルの前記のものの第Mの遅延したバージョン(x(n-M))との間の差を計算し、
前記差に第kのフィードバック信号を加算し、
第kの係数による加算から合計を増加し、
前記複数の直交変換した遅延入力サンプルのそれぞれ(X(k,n))として前記増加した合計を出力し、
前記増加した合計を遅延し、
前記遅延及び増加した合計を前記第kのフィードバック信号としてフィードバックすること
により、前記複数の直交変換及び遅延した入力サンプルのそれぞれ(X(k,n))を計算することを有する方法。
【請求項２１】
受信機で等化を実行する方法であって、
複数の遅延した入力信号それぞれを直交変換し、
第１の対応する複数の変換適応係数を使用して、前記複数の直交変換及び遅延した入力サンプルを重み付けし、
前記重み付けされた複数の直交変換及び遅延した入力サンプルをフィードバック信号と共に合計し、等化器の出力信号として前記合計の結果を出力し、
等化器の出力信号の前のバージョンを使用して前記受信機で行われた判定に基づいて、前記第１の対応する複数の変換適応係数を変更することを有する方法。
【請求項２２】
デジタル信号を受信する方法であって、
前記デジタル信号の複数の遅延したバージョンを生成し、
それぞれの前記デジタル信号の前記複数の遅延したバージョンを直交変換し、複数の変換適応係数を使用して重み付けし、
前記重み付けされた前記デジタル信号の複数の直交変換及び遅延したバージョンをフィードバック信号と共に合計し、等化された出力信号を生成し、
等化された出力信号の前のバージョンを使用して前記受信機で行われた判定に基づいて、前記複数の変換適応係数を適応的に更新することを有する方法。
【請求項２３】
デジタル信号を受信する装置であって、
受信機の判定装置と、
前記受信機の判定装置に結合された適応等化器と
を有し、
前記等化器は、
前記デジタル信号の複数の遅延したバージョンを生成し、
それぞれの前記デジタル信号の前記複数の遅延したバージョンを直交変換し、複数の変換適応係数を使用して重み付けし、
前記重み付けされた前記デジタル信号の複数の直交変換及び遅延したバージョンをフィードバック信号と共に合計し、等化された出力信号を生成し、
等化された出力信号の前のバージョンを使用して前記受信機で行われた判定に基づいて、前記複数の変換適応係数を適応的に更新する
プロセッサを有する装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、デジタル通信システムで受信デジタル信号を処理する方法及び装置を対象とし、特に、雑音及びシンボル間干渉が存在する信号に基づくパケットを使用して、デジタル通信システムで受信デジタル信号を処理する方法及び装置を対象とする。
【背景技術】
【０００２】
適応等化器は、マルチパスにより生じたシンボル間干渉を軽減するために、デジタル通信システムでしばしば使用されている。多様な種類の適応等化器の中で、最小二乗(LMS:Least  Mean  Square)型判定帰還型等化器が最も頻繁に使用されている。チャネルが動的である又は高速の収束速度を必要とする新たに生じた用途では、従来のLMS型等化器はしばしば不十分な性能を示す。
【０００３】
従来の時間ドメインのLMS型適応等化器の収束速度は、入力の自己相関行列の最小固有値に対する最大固有値の比率に依存する。広範囲の固有値を備えた入力を有するフィルタは、白色雑音入力を備えたフィルタよりしばしば収束に時間がかかる。
【０００４】
この問題への対処として、変換ドメインの等化器が開発されてきた。この等化器は、入力信号の直交化に基づき、しばしば周波数ドメイン適応フィルタと呼ばれる。このような直交化技術は、線形(FIR)適応フィルタとの関係で使用されてきた。このような等化器は対応の時間ドメインLMSアルゴリズムと比較して、より良い収束特性を有することをシミュレーションが示している。残念なことに、チャネルスペクトラムがゼロのくぼみ(dip  null)を有する場合、又はチャネルの逆関数(inverse)が線形等化器の範囲外で強いサンプルを有する場合、線形等化器は非常に性能が悪い。その結果、雑音の増大又は適切な数のタップの欠如を受ける。マルチパスによるシンボル間干渉(ISI:inter  symbol  interference)は、判定帰還型等化器(DFE:Decision  Feedback  Equalizer)のような非線形等化器を使用して効率的に排除され得る。
【０００５】
判定帰還型等化器のような非線形等化技術は、同一の数のタップ及びタップ適応アルゴリズムに基づいて比較したときに、優れた性能を示す。
【０００６】
厳しいマルチパス干渉に効果があるDFEの固有の性能の利点は、実際のチャネル等化用途に対して魅力的にする。それにもかかわらず、DFEはタップ適応用のLMS型アルゴリズムと共に使用されている。その結果、LMS型等化器又はブラインド等化器(blind  equalizer)の収束速度は、入力の固有値の広がりに依然として依存する。代替として、再帰的最小二乗(RLS:Recursive  Least  Square)等のような異なる技術が提案されている。しかし、実装の複雑性は、実際の用途でのこのようなタップ適応アルゴリズムの使用をしばしば排除する。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
従って、本発明は、実装の複雑性を過度に増加させることなく、デジタルチャネル等化器の収束速度を増加させる方法及び装置を開発する問題を対象とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明は、計算の複雑性の適度の増加で、従来の対応物より高速の収束速度を備えた変換ドメイン判定帰還型等化器を提供することにより、前記及び他の問題を解決する。
【０００９】
本発明の一態様によると、受信機の入力信号で等化を実行する方法は、入力信号の複数の遅延したサンプルを生成し、変換適応係数を使用して重み付けする前に、それぞれの遅延した入力サンプルを直交変換する。重み付けされた直交変換及び遅延した入力サンプルは、フィードバック信号と共に合計され、その結果が等化器の出力信号として出力される。
【００１０】
本発明の他の態様によると、フィードバック信号は受信機の判定信号の遅延したサンプルから形成され、その遅延したサンプルは直交変換され、変換適応係数を使用して重み付けされ、最終的に合計されてフィードバック信号としてフィードバックされる。
【００１１】
本発明の他の態様によると、フィードバック信号は受信機の判定信号の遅延したサンプルから形成され、その遅延したサンプルは適応係数を使用して重み付けされ、最終的に合計されてフィードバック信号としてフィードバックされる。
【００１２】
ここでの等化器の例示的な実施例は、ホームネットワーク又はLANのような小さい遅延の分散を備えた用途に特に適している。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
ここで“一実施例”又は“実施例”と示すものは、本発明の少なくとも１つの実施例に含まれる実施例と共に説明する特定の機能、構造又は特徴を意味することは、注意に値する。明細書の多様な場所で“一実施例における”という語句が現れることは、必ずしも全てが同じ実施例を示すとは限らない。
【００１４】
図１を参照すると、本発明の一実施例によるデジタル受信機10の例示的な実施例が示されている。受信機10は、アンテナ11と、アナログフロントエンド(例えば、フィルタ、チューナ等)12と、アナログ・デジタル変換器(ADC)13と、タイミング／搬送波再生回路14と、プロセッサ18を有する適応等化器15と、位相修正器16と、(前方誤り訂正又はトレリスデコーダのような)受信機判定装置17とを有する。
【００１５】
この例示的な実施例では、適応等化器(例えば、20、30)はまた、受信機判定装置(17)に結合されており、デジタル信号の遅延したバージョンを生成し、遅延したバージョンを直交変換し、変換適応係数を使用してそれに重み付けし、直交変換して重み付けした遅延したバージョンのデジタル信号をフィードバック信号と共に合計し、等化した出力信号を生成するプロセッサ(18)を有する。更に、プロセッサは、以前のバージョンの等化した出力信号を用いて、受信機判定装置で行われた判定に基づいて変換適応係数を適応的に更新する。この更新は、適応係数が以下に示すように直交変換されることを除いて、従来のように行われる。
【００１６】
本発明は、受信機の等化段階に関係する。本発明により、判定帰還型等化器が従来の等化器より高速に収束することが可能になる。無線ローカルエリアネットワーク(LAN)のような双方向のパケットベースのデジタル通信システムでは、高速な収束は必須である。このように、本発明は、高度のマルチパスを有する場所で動作可能な受信機、又はチャネル／セル間を高速に切り替え可能な受信機を可能にする。ここでの実施例は、チャネル等化を必要とする無線LANのような如何なるデジタル通信システムにも使用可能である。
【００１７】
本発明の例示的な実施例は、変換ドメイン判定帰還型等化技術を提供する。更に、ここでの説明は、シミュレーションを使用した性能評価を含む。例示的な実施例は、従来のLMS型DFEに比較して優れた性能を示す。実装の観点から、この技術は、小さい数のタップを必要とする用途に特に適している。
【００１８】
変換ドメインDFE(ここでTDDFEと呼ぶ)は、フォワード部分とフィードバック部分の双方の入力の直交変換を適用することに基づく。直交変換は、高速フーリエ変換(FFT:Fast  Fourier  Transform)、離散コサイン変換(DCT:Discrete  Cosine  Transform)、又は他の同様の変換でもよい。TDDFEのタップは、直交技術を使用して逆変換ドメインで更新される。更に進めるため、従来の時間ドメインのLMS-DFEの関係を修正する。
【００１９】
y(n)=x(n)・cT(n)+b(n-1)・fT(n)
e(n)=d(n)-y(n)
c(n+1)=c(n)+μe(n)x(n)*
f(n+1)=f(n)+μe(n)b(n-1)*
b(n)=dd[y(n)]                        (1)
ここでy(n)は等化器の出力であり、x(n)={x(n),x(n+1),...,x(n-M+1)}は等化器の入力のサンプルから構成されるベクトルであり、b(n)={b(n),b(n+1),...,b(n-N+1)}はフィードバック部分の入力サンプルb(n)から構成されるベクトルであり、c(n)は等化器のフィードフォワード部分の係数から構成されるMの長さのベクトルであり、f(n)は等化器のフィードバック部分の係数から構成されるNの長さのベクトルであり、d(n)は基準信号又はローカルで生成された判定項であり、e(n)は誤差項であり、μは適応ステップサイズであり、dd[y(n)]は判定装置であり、‘*’は複素共役を示し、‘T’は転置演算を示す。正方行列形式T1及びT2で直交変換演算を定義し、T1はM×Mの正方行列であり、T2はN×Nの正方行列である。この行列の逆関数は逆変換を表し、すなわちT1.T1-1=T2.T2-1=Iであり、Iは単位行列である。この行列の特性を使用して、等式(1)は以下のように記述できる。
【００２０】
y(n)=x(n)T1・T1-1cT(n)+b(n-1)T2・T2-1fT(n)      (2)
変換変数χ(n)=x(n)・T1、ζ(n)=c(n)T1-1T、β(n)=b(n)T2、ν(n)=f(n)T2-1Tを定義すると、前述の等式は以下のように記述できる。
【００２１】
y(n)=χ(n)ζT(n)+β(n-1)νT(n)      (3)
等式(3)は、出力が変換変数を使用して計算されるTDDFE等化器の入出力関係を記述している。(1)のタップ適応式の双方を変換行列T1及びT2と乗じ、T2=T2*である変換演算のみを検討することにより、次のことが容易にわかる。
【００２２】
ζ(n+1)=ζ(n)+μe(n)χ*(n)
ν(n+1)=ν(n)+μe(n)β*(n)      (4)
前述の等式は、変換ドメインで時間ドメインのLMS型等化器を記述する単なる代替方法である。その結果、この等化器の性能は時間ドメインの対応物のものと異なると予想する理由はない。それにもかかわらず、この等式は、高速に収束して更に良いトラッキング動作を示す等化器を得るように入力の直交化が実現可能な簡単な手段を提供する。変換入力の平均出力を測定し、タップ適応式(4)でそれを使用することにより、直交化が実現される。平均値を以下のように定義する。
【００２３】
Γx(n+1)=λΓx(n)+|χ(n)|2
Γb(n+1)=λΓb(n)+|β(n)|2      (5)
ここで|・|2は成分に関する絶対値演算(element-wise  magnitude  operator)、λは正の定数、Γx(n)とΓb(n)はそれぞれの平均値であり、タップ更新式は以下のように変更される。
【００２４】
ζ(n+1)=ζ(n)+μe(n)χ*(n)・/Γx(n)
ν(n+1)=ν(n)+μe(n)β*(n)・/Γb(n)      (6)
ここで、演算‘・/’は成分に関するベクトル除算(element-wise  vector  division)である。(6)のグラディエント項(gradient  term)は、直交変換演算のためほとんど無相関の変数で構成される。その結果、各周波数ビンは、他の変数に依存しない変数により重み付けされる。これは、等化器のタップ毎に時間的に変化する適応定数を有することに類似する。タップ適応は無相関の変数を使用して行われるため、この等化器の収束速度は固有値の広がりより比較的早く、従来の時間ドメインLMS等化器より高速に収束すると予想することが当然である。以下に示すように、実際にはこのアルゴリズムは近似RLSアルゴリズムである。ベクトルΓxとΓbは自己相関行列の対角線成分である。この形式のRLS型近似の結果として、標準的なRLSアルゴリズムの動作を共有するが、計算の複雑性が減少する。
【００２５】
この変換ドメインDFEのトップレベルアーキテクチャの例示的な実施例20が図２に示されている。等化器への入力は、N個のタップ2-1〜2-Nに供給される。タップからの出力のそれぞれは変換24に供給される。
【００２６】
変換24は、タップ2-1〜2-Nの出力で直交変換を実行する。ほんのわずかだけ挙げると、高速フーリエ変換(FFT:Fast  Fourier  Transform)又は離散コサイン変換(DCT:Discrete  Cosine  Transform)のような多様な種類の直交変換が使用可能である。図４は変換24の例示的な実施例を示している。
【００２７】
合計でN個の変換出力は、ζ(n)係数により重み付けされ、そのζ(n)係数は変換フィルタ係数c(n)であり、その変換フィルタ係数c(n)は、従来の判定帰還型等化器で使用される元のフィルタ係数である。
【００２８】
重み付けして変換したタップ出力(すなわち加算器25への入力)は、加算器25で加算され、その結果が判定装置26に出力される。判定装置26の出力はまた、N個のタップ7-1〜7-Nを通じて供給され、その出力が他の変換28に供給される。
【００２９】
変換28は、変換24で使用されるものと同様に、タップ7-1〜7-Nの出力で直交変換を実行する。しかし、変換24で使用されているものと異なる種類の直交変換が使用されてもよい。図４に示す変換もまた、変換28として適用可能である。
【００３０】
合計でN個の変換28の出力は、変換フィルタ係数ν(n)により重み付けされ、その重み付けの結果が加算器27で加算され、加算器25にフィードバックされる。等化器の出力は、受信機の判定装置26により処理するための加算器25から出力され、その受信機の判定装置26は、前述のようにタップ7-1〜7-Nに対して受信機の判定信号を出力する。
【００３１】
直交変換は、その入力を無相関の変数に変換する。その結果、対角化したタップ適応が使用される場合に、より高速の収束が予想される。しかし、入力自体が無相関である場合、変換ドメインの演算の性能上の利点を予想する適切な理由が存在しない。この原理は、変換ドメインDFEに必要な演算を簡略化するために使用され得る。
【００３２】
フィードバックフィルタの入力サンプルが正確である場合、すなわち、これらのサンプルが送信サンプルと等しい場合、判定帰還型等化器は優れた性能を示す。判定装置が正確な判定を生じる場合、フィードバックフィルタの入力は必然的に無相関になる。これは、送信シーケンスも無相関であるという仮定に基づく。この仮定のもとで、変換ドメインでDFEのフィードバック部分を演算することにより性能上の利点を予想する理由は存在しない。変換による計算を節約するため、フィードバック部分は純粋に時間ドメインのモードで演算し得る。以下、この演算モードはハイブリッド判定帰還型等化(HDFE:Hybrid  Decision-Feedback  Equalization)と呼ばれる。HDFEの入出力及びタップ更新関係は、以下で記述できる。
【００３３】
y(n)=χ(n)ζT(n)+b(n-1)fT(n)
ζ(n+1)=ζ(n)+μ1e(n)χ*(n)・/Γx(n)
f(n+1)=f(n)+μ2e(n)b(n-1)*      (7)
図３は、ハイブリッドDFE機構の例示的な実施例30を示している。回路30のフィードフォワード部分は、図２に示す実施例20から変更しないままである。等化器30の入力はN個のタップ2-1〜2-Nに供給される。タップ2-1〜2-Nからの出力のそれぞれは、変換24に供給される。
【００３４】
変換24はタップ2-1〜2-Nの出力で直交変換を実行する。前述の実施例のように、ほんのわずかだけ挙げると、高速フーリエ変換(FFT)又は離散コサイン変換(DCT)のように、多様な種類の直交変換が使用可能である。図４に示す変換も同様にここで使用可能である。
【００３５】
合計でN個の変換の出力は、ζ(n)係数により重み付けされ、そのζ(n)は変換フィルタ係数c(n)であり、その変換フィルタ係数c(n)は、従来の判定帰還型等化器で使用される元のフィルタ係数である。
【００３６】
重み付けして変換したタップ出力(すなわち加算器25への入力)は、加算器25で加算され、その結果が判定装置26に出力される。判定装置26の出力はまた、N個のタップ7-1〜7-Nを通じて供給される。これが２つの実施例が異なる部分である。
【００３７】
合計でN個のタップ出力は、フィードバックフィルタ係数f(n)により重み付けされ、その重み付けの結果が加算器27で加算され、誤り信号として加算器25にフィードバックされる。等化器の出力は、受信機の判定装置26により処理するための加算器25から出力され、その受信機の判定装置26は、前述のようにタップ7-1〜7-Nに対して受信機の判定信号を出力する。
【００３８】
変換ドメインの適応ステップサイズμと時間ドメインのタップ適応が異なることに留意すべきである。この等化器の性能はシミュレーションを使用して評価されており、その結果が図５に示されている。
【００３９】
前述のように、干渉(すなわちマルチパス及び雑音)が厳しい場合、判定回路として簡単なスライサ(slicer)が使用されている場合、帰還型判定は正確でない。帰還型判定が正確でない場合、フィードバック経路での不正確な判定計算のため、DFEは性能の低下を受ける。この影響は、一般的にエラー伝搬(error-propagation)と呼ばれている。DFEのエラー伝搬動作はシミュレーションを使用してよく観察できるが、分析ではあまり理解されない。むしろ、研究者はエラー伝搬を低減する技術を使用することを選択する。この技術は、信頼性の高い判定装置の使用を中心とする。信頼性の高い判定を得る１つの一般的な方法は、前方誤り訂正ユニットの結果から判定を形成することによる。
【００４０】
他の確率適応アルゴリズムと同様に、適応ステップサイズは学習曲線と定常状態の平均二乗誤差(MSE:Mean  Square  Error)の双方を決定する。より良い性能を得るため、フィードバックフィルタ及びフォワードフィルタの適応ステップサイズは異なる値に設定され得る。出力推定の平均値は、ステップサイズを得る適切なヒントを与える。時間ドメインDFEのフォワード部分及びフィードバック部分のステップサイズが同じであると仮定すると、TDDFEとHDFEのステップサイズは、ステップサイズの平均値が時間ドメインのステップサイズと等しくなるように選択され得る。DFT型の変換では、この手順は以下のステップサイズの値を生じる。
【００４１】
TDDFEの場合  μ1=pMμ、μ2=pNμ  及び
HDFEの場合  μ1=pMμ、μ2=μ
ここで、pは時間ドメインの入力信号の平均出力であり、μは時間ドメインのステップサイズである。等化器の性能は、これらのサイズの関係を使用して評価される。
【００４２】
提案の等化器の性能を評価するために、等化器の例示的な実施例と時間ドメインの等化器との双方について、同じ数のタップでコンピュータシミュレーションを行った。32タップのフォワード及び16タップのフィードバックの等化器が使用された。適応定数(μ)は、主のパスから１サンプル離れた-6dBのエコー後でのチャネルについて、双方の等化器のMSEカーブが同様の収束性能と定常状態のMSEを示すように選択された。シミュレーション結果は、ペーパーチャネル(paper  channel)、μ1=20、μ2=16、LMS(係数32)、500シンボルでの平均について、図３に示されている。このシミュレーション結果が示すように、変換ドメインの等化器は時間ドメインの等化器より高速に収束し、予想を確認した。
【００４３】
変換ドメインDFEの例示的な実施例は、サンプル毎に変換値の計算を必要とする。その結果、例示的な等化器の計算の複雑性は従来のLMS型時間ドメインDFEより高くなる可能性がある。
【００４４】
地上波放送用途のように大きい遅延の分散を有するシステムの用途において、サンプル毎の変換演算の必要性は、等化器の例示的な実施例を使用して排除する。一般的にこのようなシステムは、長い遅延の分散を備えたチャネルの干渉影響に効果がある長いフィルタを必要とする。このような用途では、計算の複雑性を低減するために、ブロック周波数ドメイン等化器(block  frequency  domain  equalizer)が好ましい。
【００４５】
しかし、例示的な実施例の計算の複雑性は、残存する追加の複雑性が性能の利点により相殺される程度まで低減され得る。結果の等化器は、ホームネットワーク又はLANのような小さい遅延の分散のシステムに最も適している。
【００４６】
計算の要件は以下のように簡略化され得る。まず、平均出力による除算は、バイナリシフト演算により近似され得る。これは、Γの値を2kの形式の最も近い値で近似することにより実現される(ここでkは整数値である)。第２に、サンプル毎の変換は、再帰的に以前の変換値を使用することにより計算され得る。離散フーリエ変換の場合、この計算は以下のように実現可能である。シーケンスxn-1のDFTは以下により記述される。
【００４７】
【数１】
2006506929.tif 000003
同様に、xnのDFTは次のようになる。
【００４８】
【数２】
2006506929.tif 000004
指数1+iをiに置換することで、以下を得る。
【００４９】
【数３】
2006506929.tif 000005
この等式は以下のようにも記述できる。
【００５０】
【数４】
2006506929.tif 000006
WMk=1であるため、内部の合計はX(k,n-1)と等しくなり、以下がわかる。
【００５１】
【数５】
2006506929.tif 000007
この等式は、各周波数ビンに適用されると、再帰的に以前に計算された値を使用してサンプル毎にシーケンスのDFTを計算する。バンドパスフィルタを使用した入力シーケンスのフィルタと類似するこの形式の計算は、サンプル毎に行われたときにFFT演算に比較して計算上の節約を提供する。すなわち、基数2のFFT演算はM/2log2(M)の複雑な乗算を必要とするが、例示的な実施例の等化器はMの複雑な乗算を必要とする。
【００５２】
図４は、再帰的に入力シーケンスの変換を計算する簡単な方法を示している。例示的な実施例40が図４に示されており、等化器の入力x(n)がフィルタ41に供給され、その出力が元の入力から減算した加算器42に結合される。加算器42の出力は、k個の加算器43-1〜43-kに供給され、その加算器43-1〜43-kの他の入力はフィードバック誤り信号を有する。加算器43-1〜43-kの出力はk個のフィルタ44-1〜44-kに供給される。フィルタ44-1〜44-kの出力はk個の値のX(k,n)を表す。
【００５３】
再帰的最小二乗法はコスト関数を最小化する。
【００５４】
【数６】
2006506929.tif 000008
ここでe(n)=d(n)-w(n)u(n)Tである。コスト関数J(n)が最小値に到達するタップ重みベクトルの最適値w(n)=[c(n)f(n)]は、以下の一式の等式により定義される。
【００５５】
【数７】
2006506929.tif 000009
ここで(N+M)×(N+M)の相関行列は以下により定義される。
【００５６】
【数８】
2006506929.tif 000010
u(n)はフォワード経路とフィードバック経路の結合した入力u(n)=[x(n)b(n-1)]である。フィルタ入力と所望の応答d(n)との間の(M+N)×1の相互相関ベクトルz(n)は以下により定義される。
【００５７】
【数９】
2006506929.tif 000011
最小二乗の推定タップ重みベクトルを更新する再帰的等式は、以下のように記述される。
【００５８】
【数１０】
2006506929.tif 000012
ここでε(n)は、ε(n)=d(n)-w(n-1)u(n)Tにより定められた事前の推定誤差である。(直交変換演算のため)変換変数u(n)が無相関であるという仮定を思い出すと、自己相関行列が対角であることに留意できる。その結果、適応ステップ定数が(6)で使用されることを除いて、(17)は(6)と同一になる。
【００５９】
ハイブリッドDFEもまた同様に導かれ得る。判定装置が正確な判定を生じる場合、フィードバック入力の変換の平均値は、全ての変換点とほぼ等しい。その結果、Γbの成分の値が等しくなることが仮定され得る。この簡略化は、ハイブリッド等化器のタップ更新式を生じる。
【００６０】
エラー伝搬による性能低下は、簡単な判定装置の代わりにより良い判定装置を使用することによりしばしば低減される。特に、トレリス符号化変調システムは、DFEのフィードバック経路にフィードバックされ得る信頼性の高い判定を得るために、トレリスデコーダを利用し得る。
【００６１】
特に多様な実施例についてここで図示及び説明したが、本発明の変更及び変形は前述の教示によりカバーされており、それらは本発明の意図及び目的の範囲を逸脱することなく特許請求の範囲内である。更に、これらの例は特許請求の範囲によりカバーされている本発明の変更及び変形を制限するために解釈されるべきでなく、単位可能な変形を示しているに過ぎない。
【図面の簡単な説明】
【００６２】
【図１】等化器を備えた従来型の受信機である。
【図２】本発明の一実施例による変換ドメイン判定帰還型等化器(TDDFE:Transform-Domain  Decision  Feedback  Equalizer)を実行する装置の例示的な実施例のブロック図である。
【図３】本発明の他の態様によるハイブリッドDFE(HDFE:Hybrid  DFE)を実行する装置の例示的な実施例のブロック図である。
【図４】本発明の更に他の態様に従って再帰的にシーケンスの変換を計算する方法の例示的な実施例である。
【図５】ペーパーチャネル(paper  channel)、μ1=20、μ2=16、LMS(係数32)、500シンボルでの平均についての図１の実施例のシミュレーション結果のグラフである。
【図１】
2006506929.tif 000013
【図２】
2006506929.tif 000014
【図３】
2006506929.tif 000015
【図４】
2006506929.tif 000016
【図５】
2006506929.tif 000017
【国際調査報告】
2006506929.tif 000018
2006506929.tif 000019
2006506929.tif 000020
2006506929.tif 000021