(57)【要約】デジタルボリューム制御装置はデジタル入力信号のボリューム制御のための論理ユニットを具備する。最大でｋビットがアクティブである連続的に供給されるｍビットワードは、ボリュームコントロール（４）の出力信号から得られるか、または、ボリュームコントロール（４）によって供給され、フィルタ処理されたｍビットワードが量子化器（５）要素に通されるが、これらのフィルタ処理された信号の中の最上位ｊビットだけがアクティブビットである。ノイズシェイパはｍビットワードが供給される周波数のｋ／ｊ倍である周波数で動作する。アップサンプラ（３）はノイズシェイパへのフィルタ処理されたｍビットワードの動作周波数調節のため設けられる。この動作周波数は、少なくともデジタル入力信号のサンプルレートのｋ／ｊ倍よりも高い。論理ユニットのための制御信号は量子化器を通過したｍビットワードによって形成される。
2006523406.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
制御されるべきデジタル入力信号が供給され、前記デジタル入力信号のボリューム制御が制御入力信号によって決定され、ボリューム制御されたデジタル出力信号を提供するデジタルボリューム制御装置であって、
第１のサンプル周波数でｋビットのアクティブビットを有する一連のｍビットワードの形式をした前記制御信号を受信し、前記第１のサンプル周波数の少なくともｋ／ｊ倍よりも高い第２のサンプル周波数で、ｊビットのアクティブビットを有する一連のｍビットワードを含む中間信号へ前記制御信号を変換する変換手段と、
前記中間信号に前記デジタル入力信号を乗算することにより乗算された信号を生成し、前記乗算された信号を平均化することにより前記出力信号を生成する平均化手段と、をさらに具備する、デジタルボリューム制御装置。
【請求項２】
前記変換手段は、前記制御信号をアップサンプリングするアップサンプラと、前記アップサンプリングされた制御信号を前記中間信号へ変換するビットストリーム変換器と、を具備する、請求項１に記載のデジタルボリューム制御装置。
【請求項３】
前記ビットストリーム変換器は、前記制御信号をｍビット誤差信号と合成することによりｍビット合成信号を生成する合成器と、前記合成信号の最上位ｊビットだけを伝達し残りのビットをゼロにセットすることにより前記中間信号を生成する量子化器と、前記量子化器の誤差から前記誤差信号を生成するフィードバックループと、を有するノイズシェイパである、請求項２に記載のデジタルボリューム制御装置。
【請求項４】
ｊ＝１であり、前記平均化手段は前記中間信号に前記デジタル入力信号を乗算するシフトレジスタを具備する、請求項１から請求項３のいずれか一項に記載のデジタルボリューム制御装置。
【請求項５】
前記変換手段は、アップサンプリングの前に前記制御信号をフィルタリングするために設けられたローパスフィルタを具備する、請求項１から請求項４のいずれか一項に記載のデジタルボリューム制御装置。
【請求項６】
前記ローパスフィルタは無限インパルス応答フィルタである、請求項５に記載のデジタルボリューム制御装置。
【請求項７】
前記平均化手段はローパス出力フィルタを具備する、請求項１から請求項６のいずれか一項に記載のデジタルボリューム制御装置。
【請求項８】
前記ローパス出力フィルタは無限インパルス応答フィルタである、請求項７に記載のデジタルボリューム制御装置。
【請求項９】
アップサンプラが倍率ｋ／ｊで前記デジタル入力信号をアップサンプリングするために設けられ、前記ローパス出力フィルタはｋ／ｊ個のタップを有する有限インパルス応答フィルタにより形成される、請求項７に記載のデジタルボリューム制御装置。
【請求項１０】
デシベル・リニア・デコーダがｎビット対数の制御信号に基づいて前記制御信号を生成するために設けられている、請求項１から請求項９のいずれか一項に記載のデジタルボリューム制御装置。
【請求項１１】
ｎ＝６、ｍ＝２０およびｋ＝４であり、前記ボリューム装置の前記出力信号は約９４ｄＢのレンジをカバーする、請求項１０に記載のデジタルボリューム制御装置。
【請求項１２】
請求項１から請求項１１のいずれか一項に記載のデジタルボリューム制御装置を具備する、オーディオ機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、デジタルボリューム制御装置に係り、特に、制御されるべきデジタル入力信号が供給され、上記デジタル入力信号のボリューム制御がボリューム制御要素の出力信号から得られる制御信号によって決定され、ボリューム制御されたデジタル出力信号を提供する論理ユニットを具備するデジタルオーディオ信号のボリューム制御装置に関する。
【０００２】
ボリューム制御要素は、オーディオ機器の場合のように手動で制御される装置でもよく、制御信号が得られる出力信号を提供する自動ボリューム制御またはコンピュータの一部でもよい。
【背景技術】
【０００３】
現在市場ではデジタルオーディオ信号用の種々のボリューム制御装置が入手可能であり、ソフトウェアで実施され、デジタル信号プロセッサ上で実行されるか、または、ハードウェアで実施されることもあり、他の信号処理ブロックと一体化されることがよくある。実際には、ハードウェアで実施されたデジタルボリューム制御装置は、乗算ワード長が非常に長い乗算器の形式の論理ユニットを有する。たとえば、２４ビットの共通ワード長を有するパルス符号変調（ＰＣＭ）オーディオ入力信号が供給され、これらのオーディオ入力信号のボリュームが約−８３ｄと約＋１１．５ｄＢとの間のレンジで制御されるべきであるとき、制御レンジ全体で２ｄＢの分解能を達成するために、少なくとも１８ビットの制御信号が供給されるべきである。制御レンジ全体で１．５ｄＢの分解能を達成するためには、少なくとも２０ビットの制御信号が必要である。しかし、２４ビットのオーディオ入力信号と１８または２０ビットの制御信号との乗算は、大型かつ非常に高価な乗算器を必要とする。さらに、ボリューム変化中、すなわち、ボリューム制御装置の動的モード中では、約１．５ｄＢの分解能でさえ可聴「クリック音」を回避するためには不十分である。
【０００４】
冒頭に記載されたデジタルボリューム制御装置は米国特許第６，４０５，０９２号により既知である。上記特許明細書中の論理ユニットは、第１の実施形態では、ビットシフタによって形成されるので、制御信号を用いて、供給されたワードが双方向にシフトされ得る。これは僅かに６ｄＢの分解能しか得られないことを意味する。より精細な分解能、たとえば、１．５ｄＢを達成するために、上記特許明細書中のさらなる実施形態では、多数のシフトされた入力ワードを加算するために加算器を備えた乗算器が使用されるが、１．５ｄＢのボリュームステップによるボリューム変化中に、クリック音が依然として聞き取れるであろう。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明の目的は、大型で高価な乗算器を避け、ボリューム制御において高分解能が得られるデジタルボリューム制御装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
したがって、本発明によれば、冒頭の段落に記載されたようなデジタルボリューム制御装置は、
第１のサンプル周波数でｋビットのアクティブビットを有する一連のｍビットワードの形式の制御信号を受信し、第１のサンプル周波数の少なくともｋ／ｊ倍よりも高い第２のサンプル周波数で、ｊビットのアクティブビットを有する一連のｍビットワードを含む中間形式へ制御信号を変換する変換手段と、
中間信号にデジタル入力信号を乗算することにより乗算信号を生成し、この乗算信号を平均化することにより出力信号を生成する平均化手段と、をさらに具備することを特徴とする。
【０００７】
特に、量子化器が、ノイズシェイパへ供給されるワードの最上位アクティブビットだけを含むｍビットワードを供給するように設計されるとき、すなわち、ｊ＝１である場合に、論理ユニットは簡単なシフトレジスタにより構成され得る。このような場合には、複雑な乗算の代わりに、多数の連続的なシフト演算だけが実行される。値がｊ＝２または３になると、論理ユニット内では簡単な乗算がやはり必要である。
【０００８】
ローパスフィルタの適用の利点は可聴クリック音が回避されることである。ボリューム変化中に、たとえば、１．５ｄＢのボリュームステップよりも遙かに小さい非常に多数のボリュームステップが生じる。定常状態では、たとえば、１．５ｄＢのステップが生じるが、動的状態、すなわち、ボリューム変化中では、ローパスフィルタは非常に小さいボリュームステップをもたらす。
【０００９】
オーディオシステムでは、オーバーサンプリングされたデジタル入力信号が利用可能であることがよくある。たとえば、約４４．１ｋＨｚの値ｆsであるＣＤプレーヤの標準的なサンプルレートを用いると、オーディオシステムの他の部分のデジタル入力信号は約１１ＭＨｚ、すなわち、２５６＊ｆsのサンプルレートを必要とするので、振幅分解能に加えて、時間分解能が考えられる。ローパスフィルタが６４＊ｆsのクロック周波数で動作するとき、アップサンプラは４倍高い周波数、すなわち、２５６＊ｆsでワードを提供可能である。これは、アップサンプラの４クロック周期のそれぞれの間に、ローパスフィルタ処理された信号によって形成された１個の信号と、ゼロだけで構成されている３個の信号とがノイズシェイパへ供給されるので、２のべき乗により構成された４個の倍率を時間的に連続して生成することにより、希望の倍率と対応した平均的な乗算が達成されることを意味する。複雑な乗算器の場合と同様に、精細なボリューム制御分解能と対応した希望の乗算は、このようにして、加算器を用いることなく多数回の連続的なシフト演算だけにより実現される。
【００１０】
本発明は、デジタルボリューム制御装置だけでなく、このようなデジタルボリューム制御装置を具備するオーディオ機器にも関係する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
本発明は、以下の好ましい実施形態の記述によって、かつ、添付図面を参照してさらに説明される。
【００１２】
デジタルオーディオ信号用のボリューム制御装置を表す図１のブロック図において、デシベル・リニア・デコーダは参照番号１で示されている。このデコーダへ、デジタルオーディオ入力信号用の手動ボリューム制御素子から生じ、所定のボリュームレンジをカバーするｎビットワードの形式の入力信号が供給される。たとえば、これらの入力信号が６ビットワードにより形成され、−８３ｄＢから＋１１．５ｄＢまでの約９４．５ｄＢのボリュームレンジをカバーするとき、それらは約１．５ｄＢの分解能を有する。デコーダ１において、対数目盛を占めるｎビットワードは、線形目盛を占めるｍビットワードにより形成された出力信号にデコードされる。ここで、ｍ＞＞ｎである。少なくとも本実施例におけるボリュームレンジ全体に亘って１．５ｄＢの分解能を維持するためには、出力信号は、最大でｋ＝４ビットがアクティブ（４ビットが１）である２０ビットワードにより形成されればよい。
００００００００００１１０１１０００００    ５８．７ｄＢに対応
０００００００００１００００００００００    ６０．２ｄＢ
０００００００００１００１１０００００１    ６１．７ｄＢ
０００００００００１０１１０１０００００    ６３．２ｄＢ
０００００００００１１０１１００００００    ６４．７ｄＢ
００００００００１０００００００００００    ６６．２ｄＢ
【００１３】
本実施例および以下の実施例において、上記の値は０ｄＢ値を基準にして用いられる。実際のボリューム値は−８３ｄＢの値で消失する。
【００１４】
デコーダ１の出力信号はローパスフィルタ２へ供給される。コスト節約の観点から、１次ＩＩＲ（無限インパルス応答）フィルタが使用される。それでもなお、より高次のＩＩＲフィルタを用いてもよい。
【００１５】
緩やかなボリューム変化を実現するために、ローパスフィルタ２は３．５Ｈｚのカットオフ周波数を有し、ボリューム変化の開始からある時間経過後に、その出力信号がその入力信号の値と等しい値に常に到達するようにさらに設計される。このようにして、ローパスフィルタの出力信号は、定常状態において、最大で４ビットだけがアクティブであるワードを依然として含む。ＩＩＲフィルタだけが適用可能であるのではなく、ＦＩＲ（有限インパルス応答）フィルタも使用可能である。このようなフィルタの長さはカットオフ周波数に依存する。本実施例の場合のように、カットオフ周波数の値が低いならば、かなり長いフィルタ、すなわち、非常に多数のフィルタ係数を含むフィルタが使用されるべきであるが、これは不利であると考えられる。
【００１６】
次に、ローパスフィルタ２の出力信号は、純然たるアップサンプラ３へ供給され、ボリューム利得が倍率４でアップサンプリングされる。アップサンプラは、４番目のクロック周期ごとに入力と等しい１個のサンプルを生成し、その他のクロック周期は値ゼロをサンプリングする。アップサンプリング倍率４は、後続の段、すなわち、アップサンプラからのサンプルが供給されるノイズシェイパ４の動作を説明した後に明らかになるように、本実施例の２０ビットワード中のアクティブビットの最大個数に関連して選択される。
【００１７】
ノイズシェイパ４は、量子化器の入力信号（Ｓin＋Ｓf）と出力信号（Ｓout）との差、すなわち、誤差信号（Ｓd）をノイズシェイパの入力（Ｓin）へ帰還させるために、量子化器５と、１クロックサイクル遅延要素７を備えたフィードバックループ６とにより形成される。ノイズシェイパの入力信号と、遅延誤差信号（Ｓf）との合計は、引き続くクロックサイクルで量子化器へ送り込むために使用される。本実施例では、量子化器において、最上位アクティブビットだけが通過し、２０ビットワードのその他のビットはゼロにされる。定常状態では、ノイズシェイパの動作は、その後のクロック周期ｔ0、ｔ1、ｔ2およびｔ3における信号Ｓin、Ｓout、ＳdおよびＳfを見ると明らかである。
ｔ0  Ｓf      ＝  ００００００００００００００００００００
Ｓin     ＝  ０００００００００１００１１０００００１（６１．７ｄＢ）
Ｓf＋Ｓin＝  ０００００００００１００１１０００００１
Ｓout    ＝  ０００００００００１００００００００００
Ｓd      ＝  ００００００００００００１１０００００１
ｔ1  Ｓin     ＝  ００００００００００００００００００００
Ｓf＋Ｓin＝  ００００００００００００１１０００００１
Ｓout    ＝  ００００００００００００１０００００００
Ｓd      ＝  ０００００００００００００１０００００１
ｔ2  Ｓin     ＝  ００００００００００００００００００００
Ｓf＋Ｓin＝  ０００００００００００００１０００００１
Ｓout    ＝  ０００００００００００００１００００００
Ｓd      ＝  ０００００００００００００００００００１
ｔ3  Ｓin     ＝  ００００００００００００００００００００
Ｓf＋Ｓin＝  ０００００００００００００００００００１
Ｓout    ＝  ０００００００００００００００００００１
Ｓd      ＝  ００００００００００００００００００００
【００１８】
したがって、４クロック周期後に、誤差信号は再びゼロであり、４クロック周期の次のサイクルが始まる。これらの４クロック周期におけるノイズシェイパ４の出力信号は、
０００００００００１００００００００００
００００００００００００１０００００００
０００００００００００００１００００００
０００００００００００００００００００１
である。これらの出力信号は倍率を形成し、その倍率を用いて、たとえば、２４ビットのオーディオ信号のボリュームを制御する。これらの倍率は、本実施例では、デジタル入力信号がボリューム制御装置へ供給される周波数の４倍の周波数で発生させられる。定常状態では、この倍率のシーケンスは繰り返され、図２Ａに示されている。２４ビットのオーディオ信号を２０ビットの倍率で乗算する代わりに、乗算は１ビットのアクティブビットだけを有するワードによる４回の乗算に簡単化される。複雑な乗算器の形式の論理ユニットの代わりに、この場合、論理ユニットは、連続的なシフト演算が実行される２０個のシフト位置を有する簡単なシフトレジスタ（バレルシフタ）８により構成される。図２Ａに示されるような倍率と図２Ｂに示されたデジタル入力信号を用いると、シフトレジスタの出力信号は図２Ｃに示されているような出力信号になる。これらの図は定常状態すなわち、ボリューム変化が起こらない状態だけを示していることを強調しておく。
【００１９】
本実施例では、シフトレジスタ８の最上位２８ビットだけが通過する。１次ＩＩＲフィルタとして実現され得るローパスフィルタ９を用いて、ビットシフタ８の出力ワードはフィルタ処理され、再び２４ビットワードに削減される。高次のＩＩＲフィルタまたはＦＩＲフィルタでも同様なことが可能ある。ＦＩＲフィルタが適用されるとき、その出力信号は図２Ｄに示されているような出力信号である。１次ＩＩＲフィルタが使用されるとき、ある程度の高周波成分が依然として存在する。
【００２０】
定常状態では、４サイクル乗算プロセスは、４タップＦＩＲフィルタが後に続く６４＊ｆsから２５６＊ｆsまでのデジタル入力信号のアップサンプリングと機能的に等価である。このような概念的なＦＩＲフィルタは、最初に最大の値があり、その後に減少していく値が続くような態様で係数が配置されるならば、６４＊ｆsおよび１２８＊ｆsの付近の周波数を抑制しない。このように、出力は６４＊ｆsおよび１２８＊ｆsの付近にエイリアス（aliases）を含み、それらは付加的なＩＩＲまたはＦＩＲフィルタ９が使用されるときにフィルタリングされる。
【００２１】
ボリューム変化、たとえば、
００００００００００１００１１００００１（５５．５ｄＢ）から
０００００００００１００００００００００（６０ｄＢ）までの
４．５ｄＢの変化がある場合、ローパスフィルタ２は、ボリューム変化中に可聴アーティファクトを取り除くために、緩やかなボリューム変化を実現する。これは、フィルタ出力信号が上記の２個の変化値の間の値を有する２４ビットワードのかなり長いシーケンスによって形成され、それらのワードが４個よりも多数のアクティブビットを含み得ることを意味する。すなわち、一般に、４クロック周期が経過するたびに、誤差信号はゼロにならない。
【００２２】
最終値０００００００００１００００００００００に達する直前のある時点で、信号Ｓf＋Ｓinが００００００００００１１１１１１１１１１であるとき、後続の４クロック周期における信号Ｓin、Ｓout、ＳdおよびＳfは、
ｔ0  Ｓf＋Ｓin＝  ００００００００００１１１１１１１１１１
Ｓout    ＝  ００００００００００１０００００００００
Ｓd      ＝  ０００００００００００１１１１１１１１１
ｔ1  Ｓin     ＝  ００００００００００００００００００００
Ｓf＋Ｓin＝  ０００００００００００１１１１１１１１１
Ｓout    ＝  ０００００００００００１００００００００
Ｓd      ＝  ００００００００００００１１１１１１１１
ｔ2  Ｓin     ＝  ００００００００００００００００００００
Ｓf＋Ｓin＝  ００００００００００００１１１１１１１１
Ｓout    ＝  ００００００００００００１０００００００
Ｓd      ＝  ０００００００００００００１１１１１１１
ｔ3  Ｓin     ＝  ００００００００００００００００００００
Ｓf＋Ｓin＝  ０００００００００００００１１１１１１１
Ｓout    ＝  ０００００００００００００１００００００
Ｓd      ＝  ００００００００００００００１１１１１１
であり、過去の４クロック周期の誤差を考慮に入れて新たな一連の４クロック周期が始まり、
ｔ0  Ｓin     ＝  ０００００００００１００００００００００
Ｓf＋Ｓin＝  ０００００００００１００００１１１１１１
Ｓout    ＝  ０００００００００１００００００００００
Ｓd      ＝  ００００００００００００００１１１１１１
ｔ1  Ｓin     ＝  ００００００００００００００００００００
Ｓf＋Ｓin＝  ００００００００００００００１１１１１１
Ｓout    ＝  ００００００００００００００１０００００
Ｓd      ＝  ０００００００００００００００１１１１１
ｔ2  Ｓin     ＝  ００００００００００００００００００００
Ｓf＋Ｓin＝  ０００００００００００００００１１１１１
Ｓout    ＝  ０００００００００００００００１００００
Ｓd      ＝  ００００００００００００００００１１１１
ｔ3  Ｓin     ＝  ００００００００００００００００００００
Ｓf＋Ｓin＝  ００００００００００００００００１１１１
Ｓout    ＝  ００００００００００００００００１０００
Ｓd      ＝  ０００００００００００００００００１１１
【００２３】
ローパスフィルタ２の出力はその定常状態に達しているが、依然として誤差信号Ｓdが存在する。この誤差信号は次の４クロック周期で消失する。
ｔ0  Ｓin     ＝  ０００００００００１００００００００００
Ｓf＋Ｓin＝  ０００００００００１０００００００１１１
Ｓout    ＝  ０００００００００１００００００００００
Ｓd      ＝  ０００００００００００００００００１１１
ｔ1  Ｓin     ＝  ００００００００００００００００００００
Ｓf＋Ｓin＝  ０００００００００００００００００１１１
Ｓout    ＝  ０００００００００００００００００１００
Ｓd      ＝  ００００００００００００００００００１１
ｔ2  Ｓin     ＝  ００００００００００００００００００００
Ｓf＋Ｓin＝  ００００００００００００００００００１１
Ｓout    ＝  ００００００００００００００００００１０
Ｓd      ＝  ０００００００００００００００００００１
ｔ3  Ｓin     ＝  ００００００００００００００００００００
Ｓf＋Ｓin＝  ０００００００００００００００００００１
Ｓout    ＝  ０００００００００００００００００００１
Ｓd      ＝  ００００００００００００００００００００
【００２４】
今度は、ノイズシェイパがその定常状態に達している。ノイズシェイパの出力信号は、連続的に、
００００００００００１０００００００００
０００００００００００１００００００００
００００００００００００１０００００００
０００００００００００００１００００００
０００００００００１００００００００００
００００００００００００００１０００００
０００００００００００００００１００００
００００００００００００００００１０００
０００００００００１００００００００００
０００００００００００００００００１００
００００００００００００００００００１０
０００００００００００００００００００１
であり、さらに定常状態にあるときのように、
０００００００００１００００００００００
００００００００００００００００００００
００００００００００００００００００００
００００００００００００００００００００
０００００００００１００００００００００
００００００００００００００００００００
であり、以下同様に続く。この場合も、倍率は２のべき乗であるため、ボリューム変化はシフト演算の時間シーケンスのみによって実現される。
【００２５】
別のボリューム変化、たとえば、
０００００００００１００００００００００から
００００００００００１００１１００００１までの
−４．５ｄＢの変化がある場合、ローパスフィルタ２は、ボリューム変化中に可聴アーティファクトを取り除くために、やはり緩やかなボリューム変化を実現する。これもまた、フィルタ出力信号が上記の２個の変化値の間の値を有する２４ビットワードのかなり長いシーケンスによって形成され、それらのワードが同様に４個よりも多数のアクティブビットを含み得ることを意味する。
【００２６】
最終値００００００００００１００１１００００１に達する直前のある時点で、信号Ｓf＋Ｓinが００００００００００１００１１０００１０であるとき、後続の４クロック周期における信号Ｓin、Ｓout、ＳdおよびＳfは、
ｔ0  Ｓf＋Ｓin＝  ００００００００００１００１１０００１０
Ｓout    ＝  ００００００００００１０００００００００
Ｓd      ＝  ０００００００００００００１１０００１０
ｔ1  Ｓin     ＝  ００００００００００００００００００００
Ｓf＋Ｓin＝  ０００００００００００００１１０００１０
Ｓout    ＝  ０００００００００００００１００００００
Ｓd      ＝  ００００００００００００００１０００１０
ｔ2  Ｓin     ＝  ００００００００００００００００００００
Ｓf＋Ｓin＝  ００００００００００００００１０００１０
Ｓout    ＝  ００００００００００００００１０００００
Ｓd      ＝  ００００００００００００００００００１０
ｔ3  Ｓin     ＝  ００００００００００００００００００００
Ｓf＋Ｓin＝  ００００００００００００００００００１０
Ｓout    ＝  ００００００００００００００００００１０
Ｓd      ＝  ００００００００００００００００００００
であり、この場合も誤差信号はゼロであり、定常状態に達している。
【００２７】
本実施例では、ｋは４に選択され、供給されたｍビットワードの最上位ビットだけを含む２０ビットワードが量子化器を通過し、他のビットはゼロにされ、すなわち、ｊ＝１の場合である。
【００２８】
ｋのその他の値が可能であることは明らかである。アクティブビットの最大個数がｋ＝３であるとすると、約２ｄＢのステップの変化が以下の２０ビット制御ワードを用いて実行可能である。
０００００００００００１００００００００    約４８ｄＢと対応
０００００００００００１０１０００１００    ５０ｄＢ
０００００００００００１１００１００００    ５２ｄＢ
００００００００００１０００００００００    ５４ｄＢ
００００００００００１０１０００１０００    ５６ｄＢ
【００２９】
この場合、アップサンプラは、２個の連続した２０ビットのフィルタ処理されたワードの間に、ゼロにより構成された２個の２０ビットワードだけを挿入し、一方、ノイズシェイパの動作周波数はデシベル・リニア・デコーダ１が２０ビットの制御信号を発生するときの周波数の３倍である。その他のｋ値は、ボリューム制御変化の希望のステップサイズに応じて適用可能である。
【００３０】
好ましい実施形態では、ノイズシェイパの出力ワードは１ビットだけのアクティブビットをもつ（ｊ＝１）。それにもかかわらず、２ビット以上のアクティブビットが可能である（ｊ＝２以上）。２クロック周期のサイクルにおいて、ｋ＝４およびｊ＝２とすると、ノイズシェイパの出力ワード内の２ビットのアクティブビットは、デジタル入力信号の所望の乗算と対応する平均化乗算を得るために、簡単な乗算を２回行うことを示す。
【００３１】
ボリュームレンジが約９４ｄＢよりも狭いとき、デシベル・リニア・デコーダの出力ワードは２０ビット未満により構成され得る。このボリュームレンジが約９４ｄＢよりも広いとき、所望のボリュームステップサイズに依存することは当然ながら、２０ビットを超えるビットでさえ必要である。
【００３２】
このタイプのボリューム制御は、ハードウェアで実施されるボリューム制御が必要であるときに適用可能である。入力サンプルレートの少なくともｋ／ｊ倍であるクロック周波数が（ｋおよびｊが上記のように定められた場合）、その動作のため要求される。考えられ得るアプリケーション領域にはシグマデルタＤ／Ａ変換器およびデジタルオーディオアンプが含まれるが、その理由は、その装置がオーバーサンプリングされた信号を使用し、乗算器を備えた信号処理コアを欠く場合が多いからである。動的ボリューム制御は乗算器を必要とせず、非常に少数のハードウェア要素に集積化可能であり、したがって、小チップ面積である。ボリューム制御は、利用可能なクロック周波数が十分に高いならば、ＣＤソース、ＤＶＤソースまたはＳＡＣＤソースから生ずる信号のような、現在の信号フォーマットの全ての共通タイプを取り扱うことが可能である。
【００３３】
上記の実施形態にはノイズシェイパが含まれるが、当業者に明らかであるように、シグマデルタ変調器のようなその他のビットストリーム変換器を代わりに使用してもよい。
【図面の簡単な説明】
【００３４】
【図１】本発明によるデジタルボリュームコントロールの一実施形態のブロック図である。
【図２】図１のブロック図の動作をさらに説明する図である。
【図１】
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【図２】
2006523406.tif 000004
【国際調査報告】
2006523406.tif 000005
2006523406.tif 000006
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