(57)【要約】本発明は、ディジタル変調された入力信号（Ｓ）の位相雑音スペクトルを下記の諸工程を用いて決定する方法に関する：−基本帯域における入力信号（Ｓ）の同相成分（Ｉ）および直交位相成分（Ｑ）のディジタル標本化により実際複素サンプル値（Areal[n]）を生成する工程（Ｓ１００）、−実際サンプル値（Areal[n]）から理想複素サンプル値（Aideal[n]）を算定する工程（Ｓ１０１）、−実際複素サンプル値（Areal[n]）および理想複素サンプル値（Aideal[n]）から複素商（ΔA1[n] = Areal[n]/ Aideal[n]）を形成する工程（Ｓ１０２）、−複素商の大きさを１に設定することにより修正された複素商（Ｂ[n]）を生成する工程（Ｓ１０６）、および−修正された複素商（Ｂ[n]）によりフーリエ変換を実施する工程（Ｓ１０７）。本発明は、さらにディジタル変調された入力信号の振幅雑音スペクトルを決定する同様の方法に関する。
2006502633.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ディジタル変調された入力信号（Ｓ）の位相雑音スペクトルを下記の諸工程を用いて決定する方法：
−基本帯域における前記入力信号（Ｓ）の同相成分（Ｉ）および直交位相成分（Ｑ）のディジタル標本化により実際複素サンプル値（Aｒｅａｌ[n]）を生成する工程（Ｓ１００）、
−前記実際サンプル値（Aｒｅａｌ[n]）から理想複素サンプル値（Aｉｄｅａｌ[n]）を算定する工程（Ｓ１０１）、
−前記実際複素サンプル値（Aｒｅａｌ[n]）および前記理想複素サンプル値（Aｉｄｅａｌ[n]）から複素商（ΔA１[n] = Aｒｅａｌ[n]/ Aｉｄｅａｌ[n]）を形成する工程（Ｓ１０２）、
−前記複素商の大きさを１に設定することにより修正された複素商（Ｂ[n]）を生成する工程（Ｓ１０６）、および
−前記修正された複素商（Ｂ[n]）によりフーリエ変換を実施する工程（Ｓ１０７）。
【請求項２】
ディジタル変調された入力信号（Ｓ）の振幅雑音スペクトルを下記の諸工程を用いて決定する方法：
−基本帯域における前記入力信号（Ｓ）の同相成分（Ｉ）および直交位相成分（Ｑ）のディジタル標本化により実際複素サンプル値（Aｒｅａｌ[n]）を生成する工程（Ｓ１００）、
−前記実際サンプル値（Aｒｅａｌ[n]）から理想複素サンプル値（Aｉｄｅａｌ[n]）を算定する工程（Ｓ１０１）、
−前記実際複素サンプル値（Aｒｅａｌ[n]）および前記理想複素サンプル値（Aｉｄｅａｌ[n]）から複素商（ΔA１[n] = Aｒｅａｌ[n]/ Aｉｄｅａｌ[n]）を形成する工程（Ｓ１０２）、
−前記複素商の大きさをゼロに設定することにより修正された複素商（Ｂ[n]）を生成する工程（Ｓ１０６）、および
−前記修正された複素商（Ｂ[n]）によりフーリエ変換を実施する工程（Ｓ１０７）。
【請求項３】
前記入力信号（Ｓ）がｍＶＳＢ方式、特に８ＶＳＢ方式に基づいてディジタル変調されることを特徴とする請求項１または２記載の方法。
【請求項４】
前記理想サンプル値（Aｉｄｅａｌ[n]）の同相成分（Ｉ）のみが前記実際サンプル値（Aｒｅａｌ[n]）の同相成分（Ｉ）から算定されること、
前記理想サンプル値（Aｉｄｅａｌ[n]）の直交位相成分（Ｑ）がヒルベルト変換により前記理想サンプル値（Aｉｄｅａｌ[n]）の前記同相成分（Ｉ）から生成される、
ことを特徴とする請求項３記載の方法。
【請求項５】
係属する実際サンプル値の値（│Aｒｅａｌ[n]│）が第１のしきい値（最小値）よりも小さい場合には、前記複素商（ΔA１[n]）は補間値（ΔA２[n]）により置換されることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか一項に記載の方法。
【請求項６】
係属する実際サンプル値の虚数部分（Im{Aｒｅａｌ[n]}）が第２のしきい値（Aｍａｘ）よりも大きい場合には、前記複素商（ΔA１[n]）は補間値（ΔA２[n]）により置換されることを特徴とする請求項１乃至５のいずれか一項に記載の方法。
【請求項７】
係属する実際サンプル値の虚数部分（Im{Aｒｅａｌ[n]}）が第３のしきい値（Aｍｉｎ）よりも小さい場合には、前記複素商（ΔA１[n]）は補間値（ΔA２[n]）により置換されることを特徴とする請求項１乃至６のいずれか一項に記載の方法。
【請求項８】
請求項１乃至７のいずれか一項に記載の方法を実施するために、プログラム式コンピュータまたはディジタル式信号処理装置と共同作業を行うことができる電子的に読み取り可能な制御信号を有するディジタル式記憶媒体。
【請求項９】
マシン読み取り可能な媒体上に保存されたプログラム・コード手段を有するコンピュータ・プログラム製品であって、該プログラムがコンピュータまたはディジタル式信号処理装置において実行される場合に、請求項１乃至７のいずれか一項に記載の全工程を実施できることを特徴とするコンピュータ・プログラム製品。
【請求項１０】
プログラム・コード手段を有するコンピュータ・プログラムであって、該プログラムがコンピュータまたはディジタル式信号処理装置において実行される場合に、請求項１乃至７のいずれか一項に記載の全工程を実施できることを特徴とするコンピュータ・プログラム。
【請求項１１】
プログラム・コード手段を有するコンピュータ・プログラムであって、該プログラムがマシン読み取り可能なデータ媒体上に保存されている場合に、請求項１乃至７のいずれか一項に記載の全工程を実施できることを特徴とするコンピュータ・プログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ディジタル変調された信号の位相および／または振幅の雑音スペクトルの決定方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
ディジタル変調された信号の解析および測定上の評価については、信号処理に関与する発振器の位相雑音スペクトルおよび振幅雑音スペクトルのグラフ表示が重要な測定値となる。そのような測定が特に重要なのは、たとえばＱＡＭ（直交振幅変調）変調またはｍＶＳＢ（残留側波帯）変調されたテレビ信号のディジタル伝送の場合である。
【０００３】
ディジタル変調された信号は、通常は残留搬送波なしに、あるいは僅少な残留搬送波を以て処理される。変調された信号の有効スペクトルは、比較的大きな帯域幅にわたって展開される。しかし、変調された信号のこの有効スペクトルには、測定すべき位相雑音および測定すべき振幅雑音のスペクトルも存在する。位相雑音および振幅雑音のスペクトルを測定するために、従来は変調を中止して、連続ＣＷ（連続波）信号を伝送するのが通常であった。次いで、このＣＷ信号はスペクトル解析器を用いて調査することができ、また位相雑音スペクトルおよび振幅雑音スペクトルが確認できるが、この方法では位相雑音を振幅雑音から分離することが困難である。データの同時伝送は、位相雑音ないし振幅雑音の測定を実施するこの稼働状態では不可能である。これは欠点である、というのは測定のために通常稼働が中断されなければならないのであり、それは継続的な送信稼働中のサービス測定の間では不可能だからである。
【０００４】
米国特許第６，３６６，６２１号Ｂ１には、８ＶＳＢおよび１６ＶＳＢ信号における基準位相の決定方法が記載されている。この文献において、パイロット信号をコンピュータによって再構成することが提案されている。ただし、短時間の位相変動（位相ジッタ）の測定、殊に有効データのスペクトルに亘って広がっているこれらの位相変動スペクトルの測定は、この方法では不可能である。
【特許文献１】米国特許第６，３６６，６２１号明細書
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明の目的は、変調を停止することなく、通常の変調稼働中にディジタル変調された信号の位相雑音スペクトルおよび／または振幅雑音スペクトルの決定を可能ならしめることにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
この目的は、位相雑音スペクトルの決定については特許請求の範囲第１項の特徴により、また振幅雑音スペクトルの決定については特許請求の範囲第２項の特徴により達成される。
【０００７】
本発明が前提としている認識は、測定すべき位相雑音スペクトルおよび振幅雑音スペクトルに重なる有効データのスペクトルが、測定された実際複素サンプル値（それぞれ同相成分（Ｉ）および直交位相成分（Ｑ）を含む）を理想複素サンプル値に関連づけることにより、算定できるということである。それにより生じる位相差およびそれから生じる測定された実際複素サンプル値と変調により得られる理想複素サンプル値との振幅比は、変調修正後も残存する位相変動および振幅変動であり、それらは変調修正された測定値を構成する。
【０００８】
これらの位相変動および振幅変動は変調条件下で与えられる理想基本帯域信号に関連するため、このように把握された位相変動および振幅変動は伝送済みの変調信号とは完全に無関係である。したがって、稼働を中断する必要がなくなる。たとえば、位相雑音スペクトルおよび振幅雑音スペクトルはテレビ送信装置から伝送されるプログラムを中断することなく、該送信装置において測定することができる。
【０００９】
理想基本帯域信号との関係は、測定された実際複素サンプル値とそれから算出された理想複素サンプル値からの商形成により容易に判明する。この商形成により、一方では実際複素サンプル値と理想複素サンプル値との間の位相差が生じる。他方では、実際複素サンプル値および理想複素サンプル値の大きさの振幅比が生じる。位相雑音スペクトルを決定する場合には、商の値を１に設定すべきである。振幅雑音スペクトルを決定する場合には、係数の位相をゼロに設定すべきである。フーリエ変換の実施後に、当該スペクトルが得られる。
【００１０】
請求項３乃至請求項７には、本発明の有利な変更形態が記載されている。
【００１１】
測定すべき信号がｍＶＳＢ信号であるならば、理想サンプル値の同相成分のみを実際サンプル値つまりそれらの同相成分から算定することが有用である。理想サンプル値の直交位相成分は、この片側帯域変調方式の基礎をなすヒルベルト変換により理想サンプル値の同相成分から求められる。
【００１２】
特にｍＶＳＢ信号を評価する際には、許容数値範囲を逸脱する場合、特に実際サンプル値の大きさが第１のしきい値を下回る、あるいは実際サンプル値の虚数部分が第２のしきい値より大きい、または第３のしきい値より小さい場合には、実際および理想サンプル値からの複素商を補間値により置換することが有利である。
【００１３】
請求項８乃至請求項１１の対象は、本発明に基づく方法を実施するためのディジタル式保存媒体、コンピュータ・プログラムならびにコンピュータ・プログラム製品である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
本発明の実施例は、各図面を参照して、以下に詳しく説明される。
図１および図７を参照して、ディジタル変調された信号の位相雑音スペクトルを決定するための本発明に基づく方法および本発明に基づく方法を実施するための装置について、以下に説明する。
【００１５】
図７に示された本発明に基づく装置１では、解析すべきディジタル変調された高周波信号Ｓはまず高周波ユニット２へ送られる。通常は、該信号は局部または可変発振器４に接続している第１のミキシング装置３を介して中間周波数に下げられた後に、中間周波数ユニット５においてさらに処理される。第２のミキシング装置６および第３のミキシング装置７により、中間周波数信号が基本帯域へ変換される。
【００１６】
そのために、第１ミキシング装置６は第２の局所発振器８と直接的に、また第３ミキシング装置７は９０度位相遷移器９を介して局所発振器８と接続されている。したがって、ミキシング装置６およびミキシング装置７に供給された発振器信号は、互いに９０度だけ位相転位している。第２ミキシング装置６の出口では基本帯域信号の同相成分Ｉが生じるが、該成分は第１の低域通過フィルタ１０を介して第１のアナログ／ディジタル変換器１１へ送られる。
【００１７】
第３ミキシング装置７の出口では、基本帯域信号の直交位相成分Ｑが提供されるが、該成分は第２の低域通過フィルタ１２を介して第２のアナログ／ディジタル変換器１３へ送られる。そのためアナログ／ディジタル変換器１１および１３の出口には、入力信号Ｓの複素基本帯域信号を表す複素サンプル値Areal[n]が生じる。ここで、ｎはサンプル指数である。第１アナログ／ディジタル変換器１１の出口での同相成分Ｉは実数部分を表し、また第２アナログ／ディジタル変換器１３の出口での直交位相成分Ｑはこれらの複素サンプル値Areal[n]の虚数部分を表す。なお、基本帯域信号は周波数および時間同期されていることとする。
【００１８】
実際の複素サンプル値Areal[n]の前記の生成は、図１の流れ図における工程Ｓ１００に該当する。工程Ｓ１０１では、実際複素サンプル値Areal[n]から理想複素サンプル値Aideal[n]が生成される。そのために、コンステレーション図では特定の実際Ｉ／Ｑ値を一つの理想Ｉ／Ｑ値に割り当てる取込み領域が確定される。図３および図４に基づいて、これはたとえばディジタル方式テレビ用のビデオ信号を伝送するために使用される８ＶＳＢ変調の例について説明される。
【００１９】
図３には、実際複素サンプル値Areal[n]のコンステレーション図が示されている。基本的に理想複素サンプル値Aideal[n]に対する実際複素サンプル値Areal[n]の割当ては、Ｉ値およびＱ値のいずれもこの割当てにおいて考慮され、また理想サンプル値のそれぞれは実際サンプル値における平坦な取込み領域を有するように、行うことができる。この手順は、たとえばＱＡＭ変調において有利である。図３に示されたｍＶＳＢ変調では、別の手順が有用である。実際サンプル値Areal[n]の実数部分のみ、つまり同相成分Ｉが評価され、実際サンプル値Areal[n]の各同相成分Iに対して、それぞれ理想サンプル値Aideal[n]のひとつの同相成分Ｉが割り当てられる。図３には、理想サンプル値Aideal[n]の同相成分のひとつにそれぞれ厳密に対応する実際複素サンプル値Areal[n]の同相成分Ｉの取込み領域が１５ないし２２の間隔により表されている。
【００２０】
ｍＶＳＢ変調では各直交位相成分Ｑはヒルベルト変換により同相成分Ｉの時間的な順次列から計算できるため、本発明に基づく変更形態に応じて、理想サンプル値Aideal[n]の直交位相成分Ｑは実際サンプル値Areal[n]の直交位相成分Ｑから求めるのではなく、その代わりに理想サンプル値Aideal[n]の同相成分列からヒルベルト変換により計算することが提案される。
【００２１】
このようにして得られた理想サンプル値Aideal[n]が、図４に示されている。そこで注目されるのは、図３において参照符号１４により示された数値領域の境界が図４ではもはや存在しないことである。ここでは場合により、適切な補間措置を講じる必要がある。これについては、以下に詳述する。
【００２２】
前述した実際複素サンプル値Areal[n]からの理想複素サンプル値Aideal[n]の生成は、図７に示された割当て装置２３において行われる。商生成装置２４において、商
【００２３】
【数１】
2006502633.tif 000003
【００２４】
つまり複素商ΔA1[n]は実際複素サンプル値Areal[n]および理想複素サンプル値Aideal[n]から計算される。図１の流れ図において、これは工程Ｓ１０２により示されている。
【００２５】
補間器２５において必要に応じて行われる工程Ｓ１０３では、複素商が特定の数値範囲外にあり、そのため信頼できない場合には、複素商の補間を必要に応じて行うことができる。たとえば実際サンプル値Areal[n]の虚数部分Im{Areal[n]}が所定の最大値つまりしきい値Amaxより大きい、あるいは所定の最小値つまり所定のしきい値Aminより小さい場合には、商ΔA1[n]は数値フォーマットによりディジタル表示することができないのであり、これらの制限値を考慮するべきでない。これらの値は、むしろ先行値および／または以後の値からの補間により置換しなければならない。
【００２６】
商ΔA1[n]を決定するためのＩ／Ｑ値の分離は、Areal[n]の量子化段階数により決定される。したがって、ΔA1[n]の相対誤差は、Areal[n]の値が小さい程、増大する。このような偶然的誤差の影響を最小とするために、値が比較的小さい場合には、好ましくはΔA1[n]の値を放棄し、補間値により置換すべきであるが、その際に結果全体を誤ってはならない。したがって、実際複素サンプル値│Areal[n]│がしきい値としての最小値よりも小さい場合にも、補間操作を実施することが好ましい。
【００２７】
前記の補間基準の決定は工程Ｓ１０４において行われるが、その際に補間処理すべきサンプル値はマーキング（フラッグ）Ｕ[n]により表示される。補間値ΔA2[n]は工程Ｓ１０３においてすべての商値ΔA1[n]について計算できるが、その際に該補間値は補間マーキングＵ[n]が設定されている場合にのみ、工程Ｓ１０５において引き受けられる。補間により生じた複素（場合によっては補間された）商ΔA3[n]は、下記のように極座標において表示できる。
【００２８】
【数２】
2006502633.tif 000004
【００２９】
本発明にしたがって位相雑音スペクトルを表示するために、修正された複素係数Ｂ[n]は図１の工程Ｓ１０６において、また図７の修正装置２６において、複素商ΔA3[n]の│ΔA3[n]│の値を１に設定することにより生成される。
【００３０】
【数３】
2006502633.tif 000005
【００３１】
位相雑音スペクトルを決定する際に関係するのは振幅変動ではなく、位相変動のスペクトルだけである。位相変動は位相差Δφ3[n]により決定される、すなわち、工程Ｓ１０２における商生成により、位相差Δφ1[n] = φreal −φideal、つまり実際サンプル値Areal[n]の位相φrealと理想サンプル値Aideal[n]の位相φidealとの間の差異が生じる。Δφ3[n]がΔφ1[n]と異なるのは、場合により行われる補間のみである。本発明に基づく本質的な認識は、本発明に基づく方法に応じて変調状態の瞬時位相が理想サンプル値の再構成により再構成され、このようにして再構成された目標位相φideal[n]が測定された実際位相φreal[n]から差し引かれるならば、位相変動は変調により生じた瞬時位相とは無関係に算定できるということに立脚している。
【００３２】
工程Ｓ１０７およびフーリエ変換ユニット２７におけるフーリエ変換の実施後に、位相雑音スペクトルが生じるが、それはディスプレイなどの表示装置２８により表示できる。
【００３３】
本発明を説明するために、図５Ａにはサンプル指数ｎの関数としての位相変動Δφ[n]の例が示されている。図５Ｂには、修正された複素係数Ｂ[n]の係属Ｉ／Ｑグラフが示されている。それにより、数値Ｂ[n]は単位円上を移動することが分かる。図５Ｃには、本発明に基づく方法により決定された係属する位相雑音スペクトルが示されている。図６Ａは図５Ａの一部の拡大図を、また図６Ｂはこの部分に関するＩ／Ｑグラフを示している。図６Ｃには、より正確に分解された当該位相雑音スペクトルが示されている。
【００３４】
同様にして、振幅雑音スペクトルも算定できる。そのために必要な工程は、図２に示された流れ図に記載されている。Ｓ１００からＳ１０５までの工程は、図１に基づいて既に説明されたＳ１００からＳ１０５までの工程と同一である。図２における工程Ｓ１０８では図１における工程１０６とは異なり、修正された複素商Ｂ[n]は複素商ΔA3[n]の位相Δφ3[n]をゼロに設定することにより得られる。
【００３５】
【数４】
2006502633.tif 000006
【００３６】
このようにして、位相変動は工程Ｓ１０７におけるフーリエ変換により得られたスペクトルに対して影響を与えない。その代わりに、該スペクトルは（場合により補間された）商ΔA3[n]の値│ΔA3[n]│の変動により特徴づけられる。振幅雑音スペクトルに対する修正された複素商Ｂ[n]の生成は、図７に示された修正装置２９において行われる。フーリエ変換装置２７に対する入力信号は、修正装置２６と２９との間の切換え装置３０により切り換えられる。
【００３７】
フィルタ帯域幅が使用されたＦＦＴ（高速フーリエ変換）の固定指数であり、またそれが原Ｉ／Ｑ値の時間的間隔に従属するために、フィルタ帯域幅あたりの出力密度は有利には別の単位（たとえばdBc/Hz、つまり出力密度＝１Ｈｚ帯域幅あたり出力）に換算できる。これは、特に雑音障害の判定の際に有用である。狭帯域障害（ＣＷ障害）の判定の際には、レベル軸の単位を変化させないことが有利である。場合によっては、所望の単位およびスケーリングをスイッチにより選択することができる。
【００３８】
本発明は、上記の実施例に限定されるものではない。むしろ本発明の範囲において、多数の修正および改良が可能である。たとえば実際サンプル値Areal[n]から理想サンプル値Aideal[n]を生成する際に、通常に存在する誤差修正符号化も評価できるのであり、それにより精度がさらに向上する。すなわち、間違った理想サンプル値Aideal[n]への不適切な割当てにより、実際には存在しない急激な位相変動および／または振幅変動が生成されるからである。
【図面の簡単な説明】
【００３９】
【図１】位相雑音スペクトルを決定するための本発明に基づく方法を説明する流れ図である。
【図２】振幅雑音スペクトルを決定するための本発明に基づく方法を説明する流れ図である。
【図３】位相ジッタにより阻害されている８ＶＳＢ信号の実際コンスタレーション図である。
【図４】図３に関係する理想コンスタレーション図である。
【図５Ａ】サンプル指数ｎの関数としての位相誤差Δφの図である。
【図５Ｂ】実際サンプル値および理想サンプル値からの複素係数の数値であって、大きさが１に設定されたＩ／Ｑグラフである。
【図５Ｃ】本発明に基づく方法により決定された位相雑音スペクトルである。
【図６Ａ】図５Ａからの拡大断面図である。
【図６Ｂ】図６Ａに関係するＩ／Ｑグラフである。
【図６Ｃ】図６Ａに関係する位相雑音スペクトルの図５Ｃからの拡大断面図である。
【図７】本発明に基づく方法を実施するための装置を説明するブロック図である。
【図１】
2006502633.tif 000007
【図２】
2006502633.tif 000008
【図３】
2006502633.tif 000009
【図４】
2006502633.tif 000010
【図５Ａ】
2006502633.tif 000011
【図５Ｂ】
2006502633.tif 000012
【図５Ｃ】
2006502633.tif 000013
【図６Ａ】
2006502633.tif 000014
【図６Ｂ】
2006502633.tif 000015
【図６Ｃ】
2006502633.tif 000016
【図７】
2006502633.tif 000017
【国際調査報告】
2006502633.tif 000018
2006502633.tif 000019
2006502633.tif 000020
2006502633.tif 000021
2006502633.tif 000022
2006502633.tif 000023