(57)【要約】電子バラストは、ハーフ・ブリッジにおける過電流保護及びハード・スイッチングのための欠陥検出及び安全特徴を提供する。電圧制御発振器は、動作フィードバック・パラメータに基づいて変更可能である切換え周波数を供給する。フィードバック回路は、負荷電流及び出力電圧を感知して、欠陥状態を決定し、かつ電圧制御発振器の周波数を適応的に調整するための制御情報を提供する。電圧制御発振器の出力を適切に制御することにより、電子バラストは、最小電流切換えでのゼロ・ボルト切換えを維持して、効率的かつ確固たる電子バラスト制御を達成する。全制御は、単一の集積回路上に一体化される。
2006500891.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力スイッチを有する電子バラストのための制御回路であって、
電力スイッチを駆動するためのドライバ回路と、
或る範囲に渡る可変周波数で電力スイッチを動作させるようドライバ回路に信号を提供するためにドライバ回路に結合された可変周波数発振器と、
ドライバ回路の出力値に基づいて発振器に制御情報を提供するようにドライバ回路及び発振器に結合されたフィードバック回路と、
電子バラストにおける欠陥に応答するよう発振器またはドライバ回路の１つまたは２つ以上に結合された欠陥応答回路であって、欠陥の検出時にドライバ回路を不能化するよう動作可能である前記欠陥応答回路と、
を備えた制御回路。
【請求項２】
発振器は、電圧制御発振器である請求項１に記載の制御回路。
【請求項３】
欠陥応答回路における欠陥規準をさらに含み、該欠陥規準は、波高率指示及び切換え周波数指示の少なくとも１つを含む請求項１に記載の制御回路。
【請求項４】
当該制御回路に電力を供給するための電力入力と、
ドライバ回路に対する起動電圧を提供することに貢献するよう電力入力とドライバ回路との間に結合されるブートストラップ・ダイオードと、
をさらに備えた請求項１に記載の制御回路。
【請求項５】
発振器の動作のための最小周波数を提供するために発振器に供給される最小周波数入力信号をさらに備える請求項１に記載の制御回路。
【請求項６】
発振器を調整するために発振器に選択的に接続可能の電流源をさらに備える請求項１に記載の制御回路。
【請求項７】
電流源は、フィードバック回路に結合されて、ドライバ回路からフィードバック回路に提供される動作指示に基づいて発振器入力を調整する請求項６に記載の制御回路。
【請求項８】
フィードバック回路は、ドライバ回路からの信号を処理するために、かつスイッチのためのゼロ・ボルト切換え及び最小電流切換え得るように発振器に影響を与えるために動作可能である請求項１に記載の制御回路。
【請求項９】
電子バラストは、負荷に電力を供給するために切換えハーフ・ブリッジを含み、
当該制御回路は、ハーフ・ブリッジに制御信号を供給するためのハーフ・ブリッジ・ドライバを備え、
切換え制御回路は、ハーフ・ブリッジに信号を供給するようハーフ・ブリッジ・ドライバを制御するためにハーフ・ブリッジ・ドライバに結合されており、
フィードバック回路は、ハーフ・ブリッジ・ドライバ及びハーフ・ブリッジの少なくとも１つの動作値に基づいて切換え制御回路の動作を変更するよう、ハーフ・ブリッジ・ドライバ及び切換え制御回路に結合され、
当該制御回路は、負荷によって引き込まれる過度の電流に基づいてハーフ・ブリッジ・ドライバの出力を不能化するためにハーフ・ブリッジ・ドライバ及びフィードバック回路に結合される波高率検出器を備える請求項１に記載の制御回路。
【請求項１０】
特定の範囲間でドライバ回路に提供される信号を変えるよう切換え制御回路の入力を変調するために切換え制御回路に結合される入力変調制御をさらに備える請求項１に記載の制御回路。
【請求項１１】
パラメータ変調回路は、４．９及び５．１ボルトの範囲内にあるように切換え制御回路に入力される電圧を変更する請求項１０に記載の制御回路。
【請求項１２】
電力スイッチ及びフィードバック回路に結合され、電力スイッチを横切る電圧を測定することにより電流感知を提供するよう動作可能である感知信号をさらに含む請求項１に記載の制御回路。
【請求項１３】
ハーフ・ブリッジ・ドライバにおける電流を感知するためにフィードバック回路における高電圧スイッチをさらに含む請求項９に記載の制御回路。
【請求項１４】
ターン・オンされているハーフ・ブリッジの低側スイッチに関連した高電圧スイッチをターン・オンする前に遅延をさらに含む請求項９に記載の制御回路。
【請求項１５】
ハーフ・ブリッジにおける最小電流切換え及びゼロ・ボルト切換えを得るように切換え制御に影響を与えるためにフィードバック回路における適応性制御回路をさらに備える請求項９に記載の制御回路。
【請求項１６】
負荷に電力を出力するよう電子バラストを制御するための方法であって、
負荷に電力を供給するよう切換えハーフ・ブリッジを駆動する段階と、
ハーフ・ブリッジにおけるスイッチを通してハーフ・ブリッジの動作パラメータを感知する段階と、
感知されたパラメータに基づいてフィードバック制御を決定する段階と、
ハーフ・ブリッジの制御に影響を与えるようフィードバック制御を適用する段階と、
感知されたパラメータに基づいて欠陥状態が存在するか否かを決定する段階と、
を含む方法。
【請求項１７】
ＥＭＩノイズ放出を減少するよう切換えハーフ・ブリッジを駆動するためにパラメータを変調する段階をさらに含む請求項１６に記載の方法。
【請求項１８】
欠陥応答回路は、最小の切換え周波数欠陥を検出するよう動作可能である請求項１に記載の制御回路。
【請求項１９】
最小の切換え周波数欠陥は、発振器への入力上の低電圧として検出可能である請求項１８に記載の制御回路。
【請求項２０】
電子バラストに装着されるランプの点火までの予熱段中に切換え周波数を減少させる段階をさらに含む請求項１６に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本件出願は、２００２年９月１９日に提出された適応性ＣＦＬ制御ＩＣという名称の米国仮出願第６０／４１２，６２１号に基づいており、かつその恩恵を主張するものであり、それに対する優先権の主張をここに行う。本件出願は、また、２００３年７月８日に提出された適応性バラスト制御ＩＣという名称の米国出願シリアル番号第１０／６１６，１７３号にも関連するものである。
【０００２】
本発明は、概して、コンパクトな蛍光灯もしくは蛍光ランプのためのバラストに関し、特に、集積回路におけるコンパクトな蛍光灯もしくは蛍光ランプのための適応性バラスト制御に関する。
【背景技術】
【０００３】
蛍光灯使用のための電子バラストもしくは電子安定器は、広く利用可能であり、標準の機能を行う集積回路と、追加の機能を提供する使用特定の集積回路と、蛍光ランプのプログラム可能な制御を許容するマイクロ・コントローラとを含む。これらのコントローラによって行われる機能は、しばしば、力率修正、並びにランプ及び／またはバラスト制御を含む。これらの種類のコントローラは、小さいパッケージで提供され得、そして、しばしば、電子バラストにおける構成要素の数を減らしつつ、新しく開発された蛍光ランプにおける技術要件を満たすことに貢献し得、従って、価格における減少を達成し得る。最近評判を得ているランプの種類は、代表的には、ランプとは別に提供されるのではなく、むしろ、ランプ構造と一緒にバラストを含むコンパクトな蛍光ランプもしくはＣＦＬである。代表的なＣＦＬの電子バラストにおいては、自己発振型バイポーラ・トランジスタを有する回路が提供されて、低価格、構成要素の少ない数及びより小さいパッケージ寸法という設計目標を達成している。自己発振型バイポーラ・トランジスタの設計は、しばしば、ＣＦＬを含む幾つかの適用に対して好ましい。
【０００４】
しかしながら、自己発振型バイポーラ・トランジスタの解決法は、幾つかの所望の運用を有する設計の使用を複雑にし得る幾つかの欠点を蒙る。例えば、バイポーラの設計は、自己起動型でなく、むしろランプを起動するためのダイアック及び追加の回路を必要とする。例えば、ＭＯＳゲート化されたトランジスタの本体に等価のフリー・ホイーリング・ダイオードを得るよりもむしろ、バイポーラ・トランジスタは、エミッタ及び共通端子を横切って接続される追加のフリー・ホイーリング・ダイオードを用いて、部品の数及び価格を加える。バイポーラ設計の動作周波数は、バイポーラ・トランジスタの電荷蓄積時間と、代表的にはバラストと共に用いられるトロイドの飽和とによって決定される。さらに、ＣＦＬを起動させるために用いられる予熱は、バイポーラ設計において正の温度係数（ＰＴＣ）を有する、幾分信頼性が薄くかつ“常に熱い”サーミスタによって提供される。バイポーラ設計は、また、点火中の回路周波数を一定の割合で円滑に増加させるための特徴を提供せず、該特徴は、もし提供されるならば、バイポーラの解決法でもって点火中に生じ得る構成要素への磨耗を阻止するのに有用であるであろう。
【０００５】
代表的には、バイポーラの解決法は、特に非起動ランプの場合に、もしくはランプにおける開フィラメントの場合に、欠陥検出及び応答性を許容しない。バイポーラの解決法は、また、利用できる最高の効率を達成しない容量性モードで動作するという欠点をも有する。さらに、バイポーラの解決法は、一層高い運用でのその使用を阻止するベース駆動制限に起因して、比較的低い電力運用に制限される。
【０００６】
上述の欠点は、それら自身における及びそれら自身の与えられた運用に対して主たる問題を提起しないが、実際上、設計の困難性を生成する傾向を有する。これらの欠点が一緒になったとき、これらの欠点は、構成要素及び負荷の公差に対する高い感受性を含む、故障及び問題動作を生成し得る。ランプまたはバラストの構成要素での問題は、特に欠陥に対する許容範囲が不足していることや仕様との規格適合性外にある回路動作に対する許容範囲が不足していることに関して、バラストの出力段の構成要素の破局的故障をもたらす。バイポーラの解決法は、欠陥の取扱いに関して障害許容力が不足しており、かつ構成要素の数が多いので、実際、或る運用に対しては性能が貧弱であり得て、貧弱な品質のシステムもしくは現場故障に帰結する。従って、従来技術の欠点を克服したＣＦＬ用電子バラストに対する必要性が存在する。
【発明の開示】
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明によれば、ＣＦＬのための確固とした電子バラストを得るためにＭＯＳゲート化されたスイッチから成るハーフ・ブリッジを駆動することに加えて、プログラム可能なＣＦＬ機能制御を提供する簡単かつ低価格の集積制御回路が提供される。本発明による集積制御回路は、パッケージング価格を最小とするようかつ標準の集積回路パッケージに適合するよう単純化される。例えば、集積制御回路には、すべての電子バラスト機能を取り扱う８つのピンがチップ上に設けられる。４つのピンは、ＭＯＳゲート化されたハーフ・ブリッジを駆動するよう設けられ、２つのピンは、電力及び共通回路のために設けられている。残りの２つのピンは、電子バラスト最小周波数と、予熱動作、ランプ点火及び正常動作、並びに幾つかの欠陥保護機能を含む他のすべての機能とをプログラムする。集積制御回路へのプログラム可能入力は、種々のＣＦＬ安全特徴及び機能を達成するためにハーフ・ブリッジ電圧センサを有した適応性制御システムに結合される。
【０００８】
例えば、適応性制御は、ＭＯＳゲート化されたハーフ・ブリッジにおいてゼロ電圧切換え（ＺＶＳ）を維持しつつ、電子バラスト出力段の共振周波数に近接している周波数で電子バラストを動作させる。出力電流は、出力電圧とほぼ同相であるので、ＭＯＳゲート化されたハーフ・ブリッジにおける最小電流切換えが達成される。
【０００９】
適応性制御は、ハーフ・ブリッジ・スイッチの切換え周波数を調整するために電圧制御発振器（ＶＣＯ）を用いる。ＶＣＯはまた、電子バラストの構成要素に過度の摩耗を生成することなく、円滑な起動及び点火動作を提供するように、起動及び点火中に切換え周波数を調整する。適応性制御は、起動動作のためにハーフ・ブリッジを自動的に切換えて、点火中に自己起動特性及び円滑な周波数上昇を提供するよう動作する。適応性集積制御回路は、ＭＯＳゲート化されたハーフ・ブリッジを駆動するので、ハーフ・ブリッジ・スイッチを横切る追加のフリー・ホィール・ダイオードに対する必要性がない。さらに、動作周波数は、切換え及び受動要素特性に制限されず、追加の構成要素を使用することなく、信頼できるフィラメントの予熱が得られる。
【００１０】
集積制御回路は、不足電圧ロックアウト、非点火状態、過度の電流（短絡）及び開フィラメント欠陥を含む回路故障に関係した要因に対して幾つかの保護を提供する。過度の電流は、ランプが点火しない場合に点火中に生じ得る。さらに、共振インダクタが飽和して、非点火ランプ故障をもたらし得る。適応性電子バラスト制御は、切換えハーフ・ブリッジによって供給される電流を決定するために波高率測定を行い、過度の電流が感知された場合にハーフ・ブリッジ切換えドライバ出力を不能化する欠陥モードに入る。波高率測定は、低側ハーフ・ブリッジ・スイッチのＲＤＳＯＮ値の温度及び許容範囲（公差）変動とは無関係である相対電流測定を提供する。従って、低側ＭＯＳＦＥＴのＲＤＳＯＮ電圧だけが電流センサとして用いられる場合よりも一層正確な電流感知が得られ得る。適応性電子バラスト制御は、欠陥の検出後にロックアウト・リセットを提供し、それにより、電子バラストが動作するよう許容される前に電子バラスト回路への電力は循環されて（ｃｙｃｌｅｄ）受容可能なレベルまで戻されるに違いない。
【００１１】
以下、添付図面を参照して本発明を一層詳細に説明する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
さて、図１を参照すると、本発明による集積制御回路１００のブロック図が示されている。制御回路１００は、１−８の番号が付されたボックスによって示された集積回路もしくはチップのためのピンアウトの指示を含む。各ピン番号１−８は、ピンの機能を示す記述用語でラベルが付されている。従って、ピン１及びピン２は、集積制御回路１００に対する電源及び接地を示すよう、それぞれ、ラベルＶＣＣ及びＣＯＭが付されている。ピン５−８は、それぞれ、ラベルＬＯ、ＶＳ、ＨＯ、及びＶＢが付されており、それらのラベルは、ハーフ・ブリッジ・ドライバに対する代表的な接続に言及している。すなわち、ラベルＬＯ及びＨＯが付されたピン５及び７は、それぞれ、低側及び高側ハーフ・ブリッジ電力スイッチにゲート信号を提供する責任を有している。ラベルＶＳ及びＶＢが付されたピン６及び８は、それぞれ、低側及び高側スイッチに供給される電力を表す。代表的なハーフ・ブリッジ形態において、２つのハーフ・ブリッジ・スイッチは、ピン６上にＶＳによって供給されるノードに一緒に結合され、高側スイッチはバス電圧によって供給され、そして低側スイッチは、ピン２上に与えられる共通電圧に結合される。
【００１３】
集積制御回路１００は、ピン１及び８上のＶｃｃ及びＶｂ間に集積化されたブートストラップ・ダイオードを含み、該ダイオードは、外部の供給コンデンサＣＢＯＯＴ（図２）と共に、高側ドライバ回路のための電源を決定することに貢献する。回路１００は、また、電子バラスト制御における幾つかの機能を行なう電圧制御発振器（ＶＣＯ）２１をも含む。外部信号は、回路１００のピン３上のＶＣＯ２１に供給され、最小発振器周波数のための外部の値は回路１００のピン４上に与えられる。ＶＣＯ２１は、起動モード、走行モード及び欠陥モードを含む種々の動作プロフィル（特性）中にハーフ・ブリッジの切換え周波数を変化させることに貢献する。ＶＣＯ２１の周波数は、ＶＳ感知１５及び適応性ゼロ電圧及び最小電流切換え制御１９を通して導出される適応性フィードバック制御ループによって影響される。切換え制御１９は、ＶＣＯ２１によって制御されるハーフ・ブリッジ・ドライバ１３を通してハーフ・ブリッジ切換えに影響を与えるよう周波数調整を提供する。切換え制御１９は、駆動されているハーフ・ブリッジにおいてゼロ・ボルト切換え及び最小電流切換えを得るように、ＶＳ感知１５に基づいてＶＣＯ２１の周波数に影響を与える。ＶＣＯ２１は、以下に一層詳細に説明するように、ピン４を通して供給されるセッティングもしくは調整により、最小周波数にプログラム可能に制限される。
【００１４】
さて、図２を参照すると、電子バラスト２００を有するＣＦＬランプ３３の回路図が示されている。制御回路１００は、８ピンを有するパッケージングされた半導体チップとして示されている。制御回路１００は、ＣＦＬランプ３３に電力を供給するように、スイッチＭ１及びＭ２から成るハーフ・ブリッジを駆動する。高側ハーフ・ブリッジ・スイッチＭ１は、ブリッジＢＲ及びコンデンサＣ１からの全波整流されかつフィルタリングされる電力信号を受信するインダクタＬ１の一端に供給されるＤＣバスに接続される。スイッチＭ１及びＭ２から成るハーフ・ブリッジは、インダクタＬＲＥＳ及びコンデンサＣＲＥＳから成る共振回路を通してランプ３３に高周波電力を供給する。インダクタＬＲＥＳ及びコンデンサＣＲＥＳの組合せは、ランプ３３を高効率で駆動する共振周波数を有する共振回路を創成する。適応性制御は、インダクタＬＲＥＳ及びコンデンサＣＲＥＳから成る共振回路の共振周波数に近い周波数でスイッチＭ１及びＭ２を駆動しようとする。切換え周波数が共振周波数に近づくにつれ、ハーフ・ブリッジ出力電流がハーフ・ブリッジ出力電圧と殆ど同相になるので、最小の電流切換えを行なうことができる。ハーフ・ブリッジをこのモードで動作させることにより、ハーフ・ブリッジ・スイッチＭ１及びＭ２における切換え損失は最小化される。
【００１５】
さて、図３を参照すると、不足電圧ロックアウト・モードにおける適応性制御の動作の図示が示されている。電源電圧ＶＣＣが集積制御回路１００のターン・オン閾値より下に降下したとき、不足電圧ロックアウト・モード（ＵＶＬＯ）に入る。ＵＶＬＯモードは、高側及び低側の双方のハーフ・ブリッジ・ドライバが付勢される前に制御回路１００が充分に機能するのを許容する超低供給電流、すなわち＜２００μＡ、を維持する。起動コンデンサＣＶＣＣは、抵抗ＲＳＵＰＰＬＹを通してＶＢＵＳによって供給された電流から、制御回路１００が取込んだ起動電流を差し引いた電流を充電する。抵抗ＲＳＵＰＰＬＹは、バス電圧ＶＢＵＳから制御回路１００に供給するのに充分な電流を提供するよう選択される。コンデンサＣＶＣＣは、入力ライン電圧の少なくとも半サイクルの間、ＶＣＣのための電圧をＵＶＬＯのための閾値よりも上に維持するのに充分に大きい。コンデンサＣＶＣＣは、ＤＣ電圧をＶＣＣに維持し、ＶＢＵＳによって供給されるピーク入力電圧の間、充電を行なう。ＶＣＣに供給されるコンデンサＣＶＣＣ上の電圧が起動閾値に達したとき、制御回路１００はターン・オンし、出力ＨＯ及びＬＯを駆動し始め、ハーフ・ブリッジ・スイッチを発振状態に切換え始める。
【００１６】
ピンＶＢ上に与えられる高側ドライバ回路電圧は、内部のブートストラップ・ダイオードＤＢＯＯＴ及び外部の供給コンデンサＣＢＯＯＴによって決定される。コンデンサＣＣＰ並びにダイオードＤＣＰ１及びＤＣＰ２からなる充電ポンプ回路は、ＶＳ上に駆動回路のための低側ドライバ電圧を供給する。回路のターン・オン中に、高側電圧供給は、高側スイッチＭ１のターン・オンに先立って適切な値に充電されることが望ましい。従って、第１のパルスが出力ＨＯ上に出力される前に高側供給回路を充電するのに充分な時間を与えるために、回路は、ドライバ回路からの出力ＨＯ上の第１の発振パルスを提供するよう設計される。
【００１７】
ＵＶＬＯモード中に、制御回路１００は、安全モードに置かれ、高側及び低側ドライバ出力ＨＯ及びＬＯは、双方ともターン・オフされるか、もしくは低に結合される。さらに、ピン３上のラインＶＣＯは、ピン２上のラインＣＯＭ上の共通電圧に引き下げられて、ＶＣＯ２１の起動周波数を最大値にリセットする。
【００１８】
さて、図４を参照すると、本発明による電子バラストの回路ブロック図が、周波数掃引動作に対して示されている。周波数掃引モードは、代表的には、電子バラストがランプ３３を付勢するよう起動するときにたずさわる。ピン1上のＶＣＣがＵＶＬＯの正の閾値を超えたとき、制御回路１００は周波数掃引モードに入る。内部の電流源３１は、制御回路１００のピン３上のラインＶＣＯ上に接続された外部のコンデンサＣＶＣＯを充電する。コンデンサＣＶＣＯが充電するにつれ、ＶＣＯ２１に供給される電圧は、指数関数的に傾斜上昇し始める。ピン3上のラインＶＣＯ上の電圧が増加するにつれ、ＶＣＯ２１の周波数は、それに対応して減少し、インダクタＬＲＥＳ及びコンデンサＣＲＥＳから成る共振回路の共振周波数に向かって傾斜下降する。ピン3上のラインＶＣＯ上の電圧は、最初ゼロであり、ＶＣＯ２１の出力周波数を最大周波数にセットする。予熱及び点火中、周波数掃引モードにおいて、ピン３上のラインＶＣＯ上の電圧は、式１によって定義される指数関数的波形形状で傾斜上昇する。
【００１９】
ｖ（ｔ）＝Ｖ（１−ｅ−ｔ／ＲＣ）        （１）
【００２０】
ラインＶＣＯ上の電圧は、傾斜上昇するにつれて、制御回路１００のピン4上の抵抗ＲＦＭＩＮによってプログラムされた最小周波数に一致する５ボルトに接近する。ラインＶＣＯ上の電圧は、内部の非線形電流源３１を通して外部のコンデンサＣＶＣＯ上に置かれる荷電に起因して指数関数的に傾斜する。もう１つの好適な実施形態において、ラインＶＣＯ上の電圧は、コンデンサＣＶＣＯによってプログラミングされるように、線形的に傾斜上昇する。
【００２１】
ＶＣＯ２１の周波数が電子バラスト出力段の共振周波数に接近し、かつハーフ・ブリッジ・スイッチＭ１及びＭ２が共振周波数に接近した周波数で発振するとき、ランプ３３の電圧及び負荷電流が増加する。ランプ３３が点火するレベルに出力電流及び電圧が達するまで、もしくは出力電流限界が達成されるまで、切換え周波数は減少し続ける。ランプ３３が首尾良く点火したならば、ＶＣＯ２１への入力電圧は、４．６ボルトの値に達するまで増加し続ける。ＶＣＯ２１への入力電圧が４．６ボルトに達すると、制御回路１００は、ゼロ電圧及び最小電流切換えを維持するために、適応走行モードに切換わる。
【００２２】
周波数掃引モードの間、切換え周波数は、共振周波数を通して減少することができる。従って、ＶＣＯ２１のための最小周波数は、共振周波数より低いようにピン4上の外部抵抗ＲＦＭＩＮによってプログラミングされる。共振回路は、高いＱの共振を提供し、最小切換え周波数は、高いＱの共振周波数よりも低いはずである。ＶＣＯ２１への入力電圧が指数関数的に傾斜する（ｒａｍｐｓ）場合、ＶＣＯ２１は、共振出力段を横切る利得が低い一層高い周波数を通して急速に傾斜する。共振出力段に対して低い利得が存在する場合、より少ない電流が予熱目的のために利用可能である。従って、ＶＣＯ２１が一層低い周波数を出力するにつれ、一層多い電流が予熱のために利用可能であり、良好な応答及び増加された要素の寿命を許容する。
【００２３】
ＶＣＯ２１への入力電圧の指数関数形状は、共振に接近する一層低い周波数を通して一層ゆっくりした傾斜を生成する。一層低い周波数において、共振出力段の利得は、一層高くかつ一層安定する。従って、予熱は、一層高い電流で良好な制御のもとで行われ得る。
【００２４】
好ましくは、ＶＣＯ２１への入力電圧は、共振周波数に向かって線形的に傾斜する。周波数が共振に接近するにつれ、ランプは、代表的には、共振より上の周波数で点火し、その理由は、共振タンクを横切る利得が共振周波数の近くで急激に増加して、ランプを点火するための出力電圧を達成するからである。ランプが点火すると、負荷は過減衰となり、共振周波数が減少する。ランプが点火した後、回路は走行モードに入るので、ＶＣＯ２１の出力は、代表的には、共振周波数より上に留まる。
【００２５】
切換え周波数は、ＦＭＩＮに達する点まででさえ、幾つかのサイクルの間、共振周波数より下で走行することができるということを可能とするが、しかしながら、ＺＶＳ回路は、走行モード中、周波数をバックアップ状態にもたらす。共振切換え周波数より下の時間期間は短く、回路に対して何等問題もしくは損傷を引き起さない。
【００２６】
周波数掃引モードの間、周波数は出力状態の高いＱの共振周波数に向かって減少するので、ランプ３３が点火するのに充分高い点にランプ電圧が増加するまで、ランプのフィラメントは予熱される。上述したように、最小周波数は、制御回路１００のピン４上の外部抵抗ＲＦＭＩＮによってプログラミングされる。最大周波数は、初期の起動中にランプ電圧が低くて不所望の“フラッシュ”がランプを横切って生じるのを阻止するのを確実にするために、最小周波数よりも高い固定マージンに内部的にセットされる。予熱及び点火時間の量は、外部コンデンサＣＶＣＯによってプログラミングされる。
【００２７】
さて、図５を参照すると、適応性走行モード中の電子バラスト動作を示す回路図が示されている。適応性走行モードは、ＶＣＯ２１への入力電圧が４．６ボルトよりも上に増加するとき、可能化される。この点において、周波数は、代表的には、共振周波数を通して掃引しており、ランプは点火している。ランプが点火すると、出力段は、低いＱのＲＣＬ回路となり、周波数は、共振周波数よりも僅かに上の所望の動作点に調整する。適応性走行モード制御に従って、動作周波数は、ハーフ・ブリッジ切換え段におけるゼロ電圧切換え（ＺＶＳ）を維持しつつ、低いＱのＲＣＬ出力段の共振周波数にできる限り接近してセットされる。共振周波数に接近した切換え周波数でもって、出力電流は、ハーフ・ブリッジ出力電圧と殆ど同相近くにあり、最小電流切換え（ＭＣＳ）に帰結する。制御は、このように、ハーフ・ブリッジ・スイッチＭ１及びＭ２の切換え損失を最小にするＺＶＳ及びＭＣＳを有する適応性走行モードを提供する。
【００２８】
ＶＳ感知１５は、ピン６におけるラインＶＳ上の位相及び出力電圧を決定するために、ハーフ・ブリッジ・ドライバ１３からのフィードバックを得る。ＶＳ感知１５は、制御回路１００の内部に設けられて、高いノイズの不感域を有する良好な閉ループ動作特性を許容する。この閉ループ制御は、製造段階及び生成段階を通して生じ得る構成要素及びランプの公差の変動の場合でさえ、電子バラストがＺＶＳ及びＭＣＳで動作するのを許容する共振周波数に近い周波数で、ハーフ・ブリッジを動作させる。さらに、閉ループ制御は、入力ライン電圧が変化するとき、そして構成要素の公差が時間に渡って変化するとき、例えば、ランプ３３の特性がその寿命に渡って変化し得るときに、ＺＶＳ及びＭＣＳを提供する。
【００２９】
閉ループＺＶＳ及びＭＣＳ制御は、ハーフ・ブリッジ切換えのための非重複デッドタイム中にピン６上のラインＶＳ上のハーフ・ブリッジ電圧出力を内部的に感知することにより達成される。各ハーフ・ブリッジ切換えサイクル中に、ハーフ・ブリッジ電圧は、デッドタイム中、反対のレールにスルーイングする（ｓｌｅｗｓ）。閉ループ周波数制御パラメータは、適切なスイッチをターン・オンするのに先立って電圧が反対のレールに全体的にスルーイングしてしまったか否かの決定に関して測定される。すなわち、ターン・オンされるべきスイッチを横切ってゼロ電圧が存在するように電圧が反対レールにスルーイングしなかったならば、切換え周波数は、共振に接近し過ぎ、閉ループ制御は周波数を僅かにより高くシフトする。電圧スルー（ｓｌｅｗ）測定は、早期の誤差検出を許容して応答のために安全なマージンを提供するためにスイッチのターン・オンに先立って提供される約１００ナノ秒の小さい時間間隔の始めにおいて、低側スイッチＭ２のターン・オンに先立って行なわれる。電圧が、スイッチのターン・オンに先立って約１００ナノ秒の時間までにゼロにスルーイングしなかったならば、電流のパルスが、内部電流源６１からピン３上のＶＣＯ入力に出力される。電流パルスは、外部コンデンサＣＶＣＯを僅かに放電し、ＶＣＯ２１に入力される電圧を減少し、そして出力周波数を僅かに増加させる。切換えサイクルの残りの間、外部コンデンサＣＶＣＯは、内部電流源６３によって供給される電流に起因してゆっくりと充電する。例えば、ライン電圧または負荷特性における変化のような動作的事象に起因して回路動作周波数が一層低い周波数に駆動されるとき、適応性走行モード制御は、このように、周波数を僅かに上方に調整する。これらの動作的事象は、非ＺＶＳ切換えを生じ得る減少された共振周波数を生成する傾向を有する。適応性閉ループ制御回路は、非ゼロ・ボルト切換えが生じるときに共振より僅かに上の一層高い値に周波数を“そっと動かす”。閉ループ適応性制御は、変化する入力ライン電圧及び電流状態、構成要素の公差の変動及びランプ／負荷変動にもかかわらずＺＶＳ及びＭＣＳ動作を得るために、切換え周波数を適応性走行モードにおける共振近辺に維持する。
【００３０】
制御回路１００の開発において用いられる製造プロセスは、６００ボルト製造プロセスであり、電圧、特に非重複デッドタイム中のゼロ・ボルトを正確に測定するために、ピン６上のラインＶＳに接続される内部の高電圧トランジスタを提供する。内部のトランジスタは、また、ハーフ・ブリッジにおける高側スイッチＭ１がターン・オンされるとき、すなわち、ラインＶＳがＤＣバス電位にあるとき、切換えサイクルの部分中の高いＤＣバス電圧に対して耐性を有する。
【００３１】
制御回路１００は、また、欠陥ロジック１７（図１）を通して決定される欠陥保護をも含む。ランプ・フィラメントが無傷であるときにランプ非点火状態が生じてランプが点火しないならば、ランプ電圧及び出力段電流は、上述したように、点火傾斜中に過度の量まで増加する。出力段電流及びランプ電圧が過度の量に達すると、もしくは、共振インダクタが飽和すると、点火中に欠陥が生じたとみなされる。この状態は、低側スイッチＭ２の全オン時間中にピン６においてラインＶＳ上の内部測定を行なうことによって検出される。ラインＬＯ上に与えられるオン時間パルス中にラインＶＳ上で測定される電圧は、出力段電流を示す低側スイッチ電流によって決定される。低側スイッチＭ２のＯＮ抵抗を通して流れる電流が測定され、すなわち、電圧の読みが、低側スイッチＭ２のＯＮ抵抗（ＲＤＳＯＮ）を横切って取られる。低側スイッチＭ２の内部のＯＮ抵抗を用いることによって、ハーフ・ブリッジ電流は、追加の外部電流感知抵抗、並びに制御回路１００における追加の入力電流感知ピンの必要性無しで感知される。低側スイッチＭ２のＲＤＳＯＮ値は、欠陥検出のための電流感知抵抗として働き、ラインＶＳは、起動中の制御回路１００上の電流感知ピン入力として働く。起動中、上述した内部高電圧スイッチは、ラインＶＳ上の電圧が低のとき、すなわち、低側スイッチＭ２がＯＮのときにターン・オンされ、低側回路を介して電圧測定が得られて電流感知を行うのを許容する。内部の高電圧スイッチは、高側スイッチＭ１がターン・オンされてＤＣバス電圧がラインＶＳに与えられるときに、ラインＶＳ上の与えられる高電圧に耐性を有するように、切換えサイクルの残りの間、ターン・オフされる。
【００３２】
低側スイッチＭ２の内部のＯＮ抵抗が正の温度係数を有するので、制御回路１００は、ランプ非点火欠陥状態中に生じ得る過度のまたは危険な電流もしくはインダクタの飽和を検出するために、内部の波高率測定を行なう。制御回路１００は、低側ハーフ・ブリッジ・スイッチＭ２のＲＤＳＯＮ内部ＯＮ抵抗の温度及び／または公差変動とは無関係である相対電流測定を提供するために、波高率測定を行なう。電流波形の波高率は、代表的には、アンペアにおけるピーク電流の、アンペアにおけるＲＭＳ電流に対する比として定義される。例えば、代表的な正弦波６０Ｈｚ電流波形に対する波高率は、１．４である。従って、波高率測定は、或る時間量の間に経験されたならば過度または危険であり得る出力段における電流スパイクの指示を得る。本発明の好適な実施形態において、４の波高率が、すなわち、ピーク電流が平均電流の４倍である場合が、欠陥状態を決定するために用いられる。
【００３３】
ラインＬＯ上で決定される約５０の切換えサイクルの間、ピーク電流が平均電流を４の係数だけ超えたならば、制御回路１００は、欠陥が発生したと決定する。その点において、ラインＬＯ上の出力パルスのＯＮ時間中、制御回路１００は欠陥モードに入り、ＨＯ及びＬＯドライバ出力に対する双方のゲート・ドライバは、低にラッチされる。この安全状態は、電力が制御回路１００に循環される（ｃｙｃｌｅｄ）まで持続する。好ましくは、電源電圧ＶＣＣは、内部のＵＶＬＯ閾値の上下に再循環される。波効率は、運用に依存して、任意の与えられた数に任意にセットされ得る。さらに、波高率の欠陥を検出するための切換えサイクルの数は、運用に依存して任意の数にセットされ得る。欠陥と見なされる前に欠陥が生じるための切換えサイクルの数をセットすることに対する１つの利点は、インダクタ飽和が生じる場合の事象である。ランプの点火中、インダクタは、ランプのアークが創設されている間の数サイクルの間、飽和し得る。飽和されたインダクタは、シャットダウン欠陥状態として現れる。しかしながら、制御回路１００は、この状況において間違った欠陥検出を回避するために、欠陥が生じたと決定する前に与えられた数の切換えサイクルの間待機する。
【００３４】
波高率検出のさらなる実施形態は、ＬＯの立ち上がりエッジ後の小さい遅延（１μ秒）の後、ＬＯのオン時間中に可能化されるだけであるということである。波効率検出は、デッドタイム中、及びＨＯのオン時間中、不可能化される。これは、インダクタ電流がＬＯのオン時間の終りに向かって飽和するからである。波効率検出は、インダクタ電流飽和検出のために用いられる。開フィラメントのような他の欠陥状態は、非ＺＶＳシフト及び１ＶのＶＣＯシャットダウン閾値によって検出される。周波数は、波高率検出中に点火のための共振に向かって掃引しているので、回路は、飽和する前にインダクタが出力することができる最大電圧を得る。インダクタの飽和は、大いに温度に依存するので、波高率は、次に、回路によって出力される最大電圧が、温度に基づいて公差を自動的に調整するようにする。例えば、低い温度において、ランプは、点火するために一層高い点火電圧を必要とする。より低い温度ではインダクタは一層高い電流で飽和するので、回路は、波高率が飽和及びシャットダウンを検出する前に一層高い電圧を生成する。従って、この適応性の特徴は、必要に応じて、より低い温度でより高い電圧を提供する。また、もし、インダクタ飽和レベルが低いならば、または製造中に飽和レベルが調和しないような大いに変化するコア材料が用いられたならば、回路は、飽和でシャットダウンし、従って、飽和中に生じ得る損傷電流に対抗して回路を保護するであろう。
【００３５】
制御回路１００によって検出されるもう１つの欠陥は、開フィラメントのランプ欠陥である。開フィラメントのランプ欠陥は、ハーフ・ブリッジにおいて困難な切換えを生じ得、スイッチＭ１及びＭ２を潜在的に損傷し得る。この種類の欠陥は、非ゼロ・ボルトの切換え回路を介して検出され、または欠陥状態に直面して約５０の切換えサイクルの後に波効率回路を介して検出される。適応性制御は、この欠陥が決定されると欠陥モードに入り、高及び低ゲート・ドライバ出力は低にラッチされる。非点火欠陥の場合、電力は、欠陥状態を除去するために制御回路１００に循環されなければならない。好ましくは、ＶＣＣに供給される電圧は、内部のＵＶＬＯ閾値の上下にあるように循環されて、制御回路１００を予熱モードに戻すようにリセットする。
【００３６】
制御回路１００は、また、電圧低下（ｂｒｏｗｎ  ｏｕｔ）もしくは不足電圧状態に対する保護をも提供する。主な電圧低下（ブラウンアウト）欠陥状態中、ＤＣバス電圧は減少し得て、ランプの共振出力段に対して利用可能な電圧の振幅を減少させ、ランプ３３は消され得る。この状況において、制御回路１００は、ＺＶＳが維持されるように切換え周波数を調整する。結果は、ＤＣバス電圧が減少するにつれて周波数が増加するということである。増加する周波数及び減少する電圧は、ランプ電力が減少するようにしかつランプ３３が暗くなるようにするが、消灯はしない。ＤＣバスがさらに減少するときランプ３３が消灯するならば、周波数は充分に高くシフトされ、ＶＣＯ電圧は、予熱／点火の掃引がリセットされるように充分に低く減少する。ＡＣライン電圧が再度上昇したとき、周波数は共振に向かって再度減少し、ランプ３３は再点火する。制御回路１００は、このように、開フィラメント、ランプ取り外し、構成要素の公差、主な電圧低下、及びランプの寿命末期（この場合、ランプが古くなるにつれてランプ電圧は増加し、回路は、ＺＶＳが維持されるようにかつ回路に損傷が生じないように連続的に適応する）に対しての保護を行なう。
【００３７】
さて、図６を参照すると、制御回路１００の動作を説明するフローチャートが示されている。電力がブロック５１においてターン・オンされた後、ＤＣ電力がＤＣバスの双方のレールに供給される。制御回路１００は、ブロック５２においてＵＶＬＯモードに入り、その間、ハーフ・ブリッジはＯＦＦ状態に維持され、電子バラストに供給される電流は、約１５０μａである。この点において、ピン３のラインＶＣＯ上の電圧はゼロ・ボルトであり、ＶＣＯ２１はオフである。同様に、制御回路１００のピン４上のラインＦＭＩＮ上の電圧はゼロ・ボルトである。ピン１上のＶＣＣ上の電圧が、ＵＶＬＯモードに対する上部の閾値レベルである１１．５ボルトよりも大きくなると、ブロック５２における状態を出る。ブロック５２における状態を出ると、ＵＶＬＯモードは終了する。
【００３８】
ＵＶＬＯモードの終りで、ブロック５３において周波数掃引モードに入り、その間、過電流保護が可能化され、ピン３のラインＶＣＯ上の電圧が指数関数的に増加し始める。好適な実施形態において、ピン３のラインＶＣＯ上の電圧は線形的に増加しても良い。この状態中、ＶＣＯ２１の周波数出力は、ＶＣＯ入力が傾斜上昇するにつれて傾斜下降し始め、ハーフ・ブリッジにおける発振をもたらして負荷に電流及び電圧を供給し、ランプを点火させる。予熱が生じるのはこの状態中であり、最大電流が負荷に供給されて予熱及び点火を可能とする。もし、この状態中に、ランプ点火故障のような欠陥が生じたならば、制御回路１００は、ブロック５５における欠陥モード状態に入り、電子バラスト回路を保護する。さらに、もし不足電圧状態が生じたならば、すなわち、ＶＣＣがＵＶＬＯの低い閾値である９．５ボルトより低くなったならば、制御回路１００の状態は、ブロック５２におけるＵＶＬＯモードに戻される。
【００３９】
従来のバラスト回路は、予熱時間の期間の間、固定の予熱周波数に留まり、次に、点火のために切換え周波数を急速に傾斜上昇させる。制御回路１００によって達成される予熱方法は、フィラメントを予熱し、そして単一の周波数掃引でランプを一緒に点火させる。この方法のパラメータは、適切に予熱を行なうためにＣＶＣＯに対するコンデンサの値を調整することによりプログラムすることが簡単である。この新規な方法は、予熱機能をプログラミングするために必要とされる外部の構成要素及びＩＣピンの数を実質的に減少する。従来のバラスト制御ＩＣは、予熱時間を設定するための別のピンと、ハーフ・ブリッジの初期の起動においてランプにかかるフラッシュを阻止するための一層高い起動周波数をプログラミングするための第２のピンと、予熱周波数をプログラミングするための第３のピンと、点火傾斜上昇時間をプログラミングするための第４のピンと、を必要とする。本発明による方法は、単一のピン及び単一の外部の構成要素を用いており、このことは、回路、機能、システムの価格、製造を大いに単純にし、そしてＩＣの寸法、ピンの数、パッケージング要件及び最終検査を減らす。
【００４０】
別の状況で、もし、ランプが正常に点火したならば、制御回路１００は、４．６ボルトよりも大きいラインＶＣＯ上の電圧をもって、ブロック５４における適応性モード状態に入る。この状態は、ゼロ・ボルト切換え及び最小電流切換えが共振動作の近辺で可能化されるのを許容する。ブロック５４における適応性モード状態において、閉ループ・フィードバック制御が、ラインＶＳ上の感知された電圧に基づいて切換え周波数を調整するために動作する。正常な適応性走行モードは、無限に続行するか、もしくは欠陥のいずれかが感知されるかまたは不足電圧状態が生じるまで続行する。不足電圧が生じたならば、すなわち、ＶＣＣが９．５ボルトよりも小さければ、制御回路１００は、ブロック５２におけるＵＶＬＯモードに入り、ハーフ・ブリッジ・ドライバをシャット・オフしてＶＣＯ２１を不能化する。この方法で、もし、電力がターン・オフされたならば、ハーフ・ブリッジ及び全電子バラストは、制御されたモードにおいてシャット・ダウンされて、構成要素のさらなる摩耗を回避する。
【００４１】
制御回路１００がブロック５４において適応性モードで動作しており、欠陥が生じたならば、ブロック５５における欠陥モード状態に入り、ハーフ・ブリッジ・ドライバは不能化され、ＶＣＯ２１はシャット・オフされる。この状態は、ブロック５５における状態が波効率の欠陥決定時に達成されるか、もしくは低側ドライバ出力ＬＯの約５０切換えサイクルの間の非ゼロ・ボルト切換え時に達成されるということを除いて、ＵＶＬＯモードと類似している。ブロック５４から５５までの状態遷移状態は、ピーク電流を表すピーク電圧が、平均電流値を表す平均電圧の４倍よりも大きいということを要求する。この決定は、過電流もしくはインダクタ飽和状態検出に対して４の波高率を提供する。さらに、制御回路１００は、代表的にはハーフ・ブリッジにおいてハード・スイッチングもしくはハードな切換えをもたらす、欠陥が生じたか否かを決定するために、非ゼロ・ボルト切換えを検出する。上述の欠陥状態の場合の各々において、もし、低側ドライバ出力ＬＯの５０の切換えサイクルの間に欠陥が検出されたならば、欠陥状態が創設されて制御回路１００はブロック５５における欠陥モード状態に入る。ブロック５５における欠陥モード状態は、電力が制御回路１００に循環されるまで維持される、すなわち、ＶＣＣは、制御回路１００がブロック５２におけるＵＶＬＯモード状態に遷移する点である９．５ボルトの下部のＵＶＬＯ閾値以下まで下げられる。
【００４２】
制御回路１００は、動作状態における変化を検出することによって、開負荷欠陥状態もしくは開フィラメント欠陥状態を検出する。開欠陥状態中、制御回路１００は、非ＺＶＳ状態を検出して、バラストの動作をＺＶＳに戻すために周波数を増加させることを試みる。負荷が取り除かれたもしくはフィラメントが開となった欠陥状態に直面すると、ピン３上のラインＶＣＯ上の電圧は、ＶＣＯ２１の周波数出力をさらに高めるために減少される。ピン３上のラインＶＣＯ上の電圧が１ボルトに達すると、ＶＣＯ２１に対する最大周波数に達する。ラインＶＣＯ上の電圧が１ボルト以下に減少すると、欠陥状態が生じたものとみなされ、制御回路１００は、高側及び低側スイッチ制御出力ＨＯ及びＬＯをＯＦＦ状態にラッチする。１ボルトのラッチ・オフ閾値を有するラインＶＣＯに対するこの欠陥状態は、ラインＶＣＯ上の電圧がゼロ・ボルトから４．６ボルト以上まで最初に増加するまで、すなわち、予熱及び点火の後まで、付勢されない。欠陥状態閾値の可能化を遅延することにより、制御回路１００は、該制御回路１００がターン・オンした後、出力ＨＯ及びＬＯを制御する高側及び低側を即座にはラッチ・オフしないであろう。
【００４３】
フィラメントが開である場合の欠陥状態が生じたならば、制御回路１００はターン・オンし、ラインＶＣＯ上の電圧は、正常な予熱及び点火のためにゼロ・ボルトから４．６ボルトまで正常に傾斜上昇する。ラインＶＣＯ上の電圧が４．６ボルトを超えて、制御が適応性走行モードに入ると、ハーフ・ブリッジ出力ＨＯ及びＬＯをラッチ・オフするためのラインＶＣＯ上の１ボルトの欠陥状態閾値に加えて、非ＺＶＳ保護が付勢される。この点において、ＶＣＯ２１の周波数出力は、ラインＶＣＯ上の電圧が１ボルト以下に減少しかつ制御回路１００がハーフ・ブリッジを制御するための出力を安全にラッチ・オフするまで、ＺＶＳを維持しようとして増加し続ける。上述の開フィラメント欠陥状態中に出力をシャット・ダウンするための時間は、予熱時間と、ラインＶＣＯ上の電圧を１ボルト以下まで放電するための時間とをほぼ加えたものである。これらの事象に対する合計時間は、代表的には、約１０ミリ秒よりも少ない。上述の時間フレーム内の事象は、ハーフ・ブリッジ・スイッチ及びバラスト回路に対する損傷を阻止するのに充分に短い全シャット・ダウン時間を提供する。
【００４４】
ブロック５４における適応性走行モードにおいて提供される本発明のもう１つの特徴は、バラスト入力上のＥＭＩフィルタリングを減少するバラストによって発生されるノイズを減少するための周波数ディザーである。ラインＶＣＯ上のＶＣＯ２１への入力が５．１ボルトまで傾斜上昇すると、ピン３上のＶＣＯラインは、約４．９ボルトまで２００ｍＶだけ線形的に放電される。ラインＶＣＯ上の電圧が４．９ボルトより下に減少すると、ラインＶＣＯ上の電圧は、次に、再度５．１ボルトまで線形的に充電される。ラインＶＣＯ上の電圧の約２００ｍＶだけのわずかな充電及び放電は、ブロック５４における適応性走行モード中に連続的に行なわれる。充電及び放電は、周波数を数キロヘルツだけ僅かにディザーさせる、もしくは身震いさせる。従って、ハーフ・ブリッジの動作周波数も、該動作周波数における結果のＥＭＩの妨害ピークが一層低くなるように僅かにディザーし、その理由は、切換え周波数が数キロヘルツだけ拡張されるようになるからである。次に、結果のＥＭＩの妨害は一層低く、このことは、次に、バラスト入力上の外部のＥＭＩフィルタリングの減少もしくは可能な除去をもたらす。この成分の減少もしくは除去は、全システムに対して価格を減少して構成要素の数を一層減らした良好なシステム動作の利点を得る。
【００４５】
さて、図７を参照すると、制御回路１００の起動中の回路電圧を示すグラフ７０が示されている。図７におけるグラフは、ランプ電圧のトレース７１と、制御回路１００のピン３上のラインＶＣＯ上の電圧を示すトレース７３とを示す。トレース７１においては、各区画は、２００ｍｓの時間スケールでの２５０ボルトを表しており、トレース７３においては、各区画ごとに２ボルトのスケールと、時間スケールに対して２００ｍｓとを有している。グラフ７０に示されるように、ラインＶＣＯ上の電圧は指数関数的に充電し、それにより、ＶＣＯ２１の周波数出力は、高い周波数範囲内では急速に降下し、かつ一層低い周波数範囲内では一層ゆっくりと減少する。もう１つの好適な実施形態において、ラインＶＣＯ上の電圧は線形的に充電する。ランプ３３に供給される電圧及び電流の振幅は、この期間中、点火が生じる点７５まで増加する。この点に先立って、ランプ３３のフィラメントは、円滑な点火のためにランプに供給される高電流で予熱される。点火の時点において、ラインＶＣＯ上の電圧が４．６ボルトよりも大きくなると、適応性走行モードに入り、その間、制御回路１００は、ハーフ・ブリッジにおけるゼロ・ボルト及び最小電流切換えのための制御を提供する。ＶＣＯ２１の周波数は、ランプ３３に結合された共振インダクタ及びコンデンサの共振周波数近辺に維持される。グラフ７０に見ることができるように、適応性走行モード中のランプ電圧の電圧トレース７１は、効率的な動作レベルまでゆっくりと減少し始める。結果の電子バラスト動作は、構成要素に対する損傷を阻止しかつ潜在的な損傷欠陥状態を検出する閉ループ・フィードバックでもって円滑かつ効率的な制御を提供する。
【００４６】
さて、図８を参照すると、トレース８３及び８１は、切換えハーフ・ブリッジにおける低側スイッチ電流及びハーフ・ブリッジ電圧ＶＳをそれぞれ表す。トレース８１及び８３は、適応性走行モード中のハーフ・ブリッジの動作に対応する電圧を示す。トレース８１は、低側スイッチのためのゼロ電圧切換えを示し、トレース８３は、低側スイッチのための最小電流切換えを示す。
【００４７】
本発明をその特定の実施形態に関して説明してきたけれども、他の多くの変形及び修正並びに他の使用が当業者には明白となるであろう。従って、本発明はここでの特定の開示によって制限されずに、特許請求の範囲によってのみ制限されるのが好ましい。
【図面の簡単な説明】
【００４８】
【図１】本発明による集積化された制御回路のブロック図である。
【図２】図１の集積化された制御回路を用いた電子バラストのための回路図である。
【図３】不足電圧モードにおける回路の接続性を示すブロック回路図である。
【図４】周波数掃引モードにおける回路の接続性を示すブロック回路図である。
【図５】適応性応答を有した正常な走行モード中の回路の接続性を示すブロック回路図である。
【図６】本発明の動作を示す概略的な状態図である。
【図７】種々の動作モード中の回路電圧を示すグラフである。
【図８】本発明による走行モード中のハーフ・ブリッジ電圧及び電流を示すグラフである。
【図９】電流制御シーケンスを示すグラフである。
【図１０】欠陥モードの波高率決定を示す回路及びグラフである。
【図１１】正常及び欠陥電流制御シーケンスを示すグラフである。
【図１２】開フィラメントの欠陥検出を示すグラフである。
【符号の説明】
【００４９】
１１          集積化されたブートストラップ・ダイオード
１３          ハーフ・ブリッジ・ドライバ
１５          ＶＳ感知
１７          欠陥ロジック
１９          適応性ゼロ電圧及び最小電流切換え制御
２１          電圧制御発振器
１００          集積化された制御回路
【図１】
2006500891.tif 000003
【図２】
2006500891.tif 000004
【図３】
2006500891.tif 000005
【図４】
2006500891.tif 000006
【図５】
2006500891.tif 000007
【図６】
2006500891.tif 000008
【図７】
2006500891.tif 000009
【図８】
2006500891.tif 000010
【図９】
2006500891.tif 000011
【図１０】
2006500891.tif 000012
【図１１】
2006500891.tif 000013
【図１２】
2006500891.tif 000014
【国際調査報告】
2006500891.tif 000015