(57)【要約】本発明は、電磁波におけるノイズを低減することにより電磁波を修正するための装置、方法、および製造物に関する。所望の出力パラメータを識別することにより複数のセグメントの伝達関数を導き出す。その伝達関数を、複数のフィルタやその他の装置を経由して、波に適用する。
2006502671.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一つ以上の加重信号の取得と、
該加重信号の和を出すための所望の伝達関数の識別と、
該伝達関数の加重値を該加重信号それぞれへ適用することからなることを特徴とする伝達関数適用方法。
【請求項２】
一つ以上の加重信号の取得と、
該一つ以上の加重信号を第１および第２の極座標に変換することと、
該第１および第２の極座標の和を出すための所望の伝達関数の識別と、
該伝達関数の加重値を該第１および第２の極座標それぞれに適用することからなることを特徴とする伝達関数適用方法。
【請求項３】
所望の出力波パラメータの決定と、
入力波パラメータの振幅特性と位相特性の分離と、
該所望の出力波パラメータからの伝達関数の導き出しと、
該伝達関数を該入力波の該振幅特性に適用することからなることを特徴とする伝達関数適用方法。
【請求項４】
該振幅特性と該位相特性が、出力波を発生するように組み合わされることを特徴とする請求項３に記載の方法。
【請求項５】
所望の出力波パラメータの決定には、更に、出力信号ノイズパラメータの決定が含まれることを特徴とする請求項３に記載の方法。
【請求項６】
該所望の出力波パラメータからの伝達関数の導き出しには、更に、フィルタ用のインパルス応答の導き出しが含まれることを特徴とする請求項５に記載の方法。
【請求項７】
該伝達関数を該入力波の該振幅特性に適用することには、フィルタを介して、該インパルス応答を該振幅特性に適用することが含まれることを特徴とする請求項６に記載の方法。
【請求項８】
該フィルタはローパスフィルタであることを特徴とする請求項７に記載の方法。
【請求項９】
該フィルタは第４次バッターワースフィルタであることを特徴とする請求項７に記載の方法。
【請求項１０】
一つ以上の加重信号の取得手段と、
該加重信号の和を出すための所望の伝達関数の識別手段と、
該伝達関数の加重値を該加重信号それぞれに適用する手段とを有することを特徴とする伝達関数適用装置。
【請求項１１】
一つ以上の加重信号の取得手段と、
該一つ以上の加重信号を第１および第２の極座標へ変換する手段と、
該第１および第２の極座標の和を出すための所望の伝達関数の識別手段と、
該伝達関数の加重値を該第１および第２の極座標それぞれに適用する手段とを有することを特徴とする伝達関数適用装置。
【請求項１２】
所望の出力波パラメータの決定手段と、
入力波パラメータの振幅特性と位相特性の分離手段と、
該所望の出力波パラメータから該伝達関数を導き出す手段と、
該伝達関数を該入力波の該振幅特性に適用する手段とを有することを特徴とする伝達関数適用装置。
【請求項１３】
該振幅特性と該位相特性が、出力波を発生するように組み合わされることを特徴とする請求項１２に記載の装置。
【請求項１４】
所望の出力波パラメータの決定手段には、更に、出力信号ノイズパラメータの決定手段が含まれることを特徴とする請求項１２に記載の装置。
【請求項１５】
該所望の出力波パラメータから伝達関数を導き出す手段には、更に、フィルタ用のインパルス応答を導き出す手段が含まれることを特徴とする請求項１４に記載の方法。
【請求項１６】
該伝達関数を該入力波の該振幅特性に適用することには、フィルタを介して、該インパルス応答を該振幅特性に適用することが含まれることを特徴とする請求項１５に記載の装置。
【請求項１７】
該フィルタはローパスフィルタであることを特徴とする請求項１６に記載の装置。
【請求項１８】
該フィルタは第４次バッターワースフィルタであることを特徴とする請求項１６に記載の装置。
【請求項１９】
複数のフィルタで実行される伝達関数を有する電磁信号処理におけるノイズ低減用製造物であって、該フィルタは一連の加重信号を受信し、該一連の信号に対して該伝達関数を実行するものであることを特徴とする電磁信号処理におけるノイズ低減用製造物。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般的に電磁信号処理に関し、具体的には、電磁信号処理におけるノイズ低減に関し、更に具体的には、ＲＦトランスミッタ（高周波送信器）で使用されるセグメント化された増幅器におけるノイズ低減に関する。
【背景技術】
【０００２】
つい最近まで、電磁波はアナログ技術を使用して修正されてきた。つまり、従来は、電流、電圧などの特性を個別に分離し、これらの特性を変換して電磁波そのものを修正するという試みがなされてこなかった。しかし、最近の波の修正技術のデジタル化により、所望の結果を得るために、電磁波の特性を分離して直接修正することが可能となった。デジタルによる波の修正技術は、従来の方法よりも迅速で高精度で、また消費電力が少ないため、好ましい技術である。
【０００３】
例えば、波特性のデジタル化によりフィルタリング技術が改良されている。デジタル技術により、周波数やその他の波の特性を迅速かつ精密に生成および／あるいは修正（処理、強調、分離、フィルタリングなど）することが可能となったためである。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
従って、電磁波の生成および／または修正するために、デジタル化された電磁波の特性を利用した装置、方法、および製造物が提供されれば、電磁波の修正技術に役に立つであろう。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明の実施形態には、電磁波のノイズを低減することにより、電磁波を修正するための装置、方法、および製造物が含まれる。好ましい方法の実施形態は、所定の出力波パラメータを決定し、入力波の振幅特性および位相特性を分離し、伝達関数を前記所定の出力波パラメータから導き出し、前記伝達関数が前記波の振幅特性に適用されることを特徴とする伝達関数の適用方法を含む。前記伝達関数を適用した後は、前記振幅特性および前記位相特性を出力波を生成するように組み合わせることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００６】
図１は好ましい実施形態を示す。入力波ａがデジタル信号処理装置１０に供給される。デジタル信号処理装置１０は、例えば、直角座標あるいはＩ、Ｑデータ等を使用して送られた波をデジタル化するＡ／Ｄコンバータ１１から構成される。直角／極コンバータ１２はＩ、Ｑデータを受け取り極座標に変換する。ここで、他の実施形態では、希望に応じて、デジタル化された波を直角／極コンバータに送ってもよく、波をデジタル化する方法については、既知のいずれの方法を用いてもよい。また、本実施形態は、デジタル化された波、Ｉ、Ｑデータ、極座標に関連させて説明しているが、他の実施形態はこれに制限されるものではなく、いずれのデジタルまたはアナログ波形、またはその組み合わせを用いてもよい。
【０００７】
図１の実施形態では、直角／極コンバータ１２は、デジタル化された波を極座標に出力する。極座標は例えばＲ、Ｐ（ｓｉｎ）、Ｐ（ｃｏｓ）で表わされ、Ｒ座標は波の振幅特性を、Ｐ（ｓｉｎ）とＰ（ｃｏｓ）は波の位相特性を表わす。ここで記載する「特性」とは、周波数、電圧、振幅（大きさおよびエンベロープ（包路線）を含む）、位相、電流、波形、あるいはパルスなど、電磁波の特性を意味する。また、他の実施形態では、希望に応じて、入力波から一つ以上の特性を引き出してもよい。
【０００８】
ここで図２を簡単に説明する。図２には、図１の実施形態に従って変換された波の概要図が示されている。入力波ａは、時間ｔ1の間の入力波の振幅  （ｍａｇｎｉｔｕｄｅ）  特性を有する振幅要素ｍと、同じ時間の搬送波の位相特性を有する位相要素ｐとに変換される。図には、好ましい増幅された後の出力波ｂが示されている。本実施形態および他の実施形態において、この時間は希望に応じて設定してよい。例えば、波の解像度や操作速度などを最大化するために、様々なサンプリングレートから波の振幅や位相の特性を引き出してもよいし、また、これらのサンプリングレートを操作中に変更できるように動的に決定してもよい。好ましい実施形態においては、出力の高精度化かつあらゆるひずみの最小化を図り、入力波の分割は同期がとられている。
【０００９】
ここで図１の説明に戻る。振幅特性および位相特性は別々の経路に送られる。入力波の振幅特性は、経路ａmを通りコンバータ１３によりデジタルパルスに変換される。デジタルパルスは、最上位ビット（ＭＳＢ）のＢn-1から最下位ビット（ＬＳＢ）のＢ0まで量子化されるデジタルワード（ｄｉｇｉｔａｌ  ｗｏｒｄ）で構成される。様々な実施形態において、デジタルワードの長さは異なってよい。一般的に、デジタルワードが長いほど入力波の再生精度が高い。後で詳細を述べるが、デジタルワードは減衰および／または増幅の制御を行う。勿論、他の実施形態において、異なる構成を持つデジタルワードを使用してもよいし、同様に、振幅またはそのほかの波の特性を他の方法で引き出しても、および／または供給してもよい。
【００１０】
コンバータ１３は、各々が時間領域方形波形であるビットを、別々の経路０〜Ｎ−１へと分割する。各ビットはフィルタＦ0〜Ｆn-1で構成されるローパスフィルタバンク３０に入る。後述するように、フィルタＦ0〜Ｆn-1のインパルス応答はそれぞれｈ（ｔ）0〜ｈ（ｔ）N-1である。
【００１１】
図１の実施形態において、コンバータ１３から導き出される７本の制御構成回線２１ａ−ｇが示されている。好ましい実施形態において、これらの制御構成回線の数はワードの解像度によって決まる。尚、図１は、見やすくするために、制御構成回線は一本の経路ａmに統合され制御構成回線２２ａ−ｇにつながっているが、本実施形態において、後で述べるように、制御構成回線は実際には統合されておらず、個別に制御構成回線に送られる。
【００１２】
位相特性は経路ａpを通る。位相特性は、まずＤ／Ａコンバータ１８およびシンセサイザー２０（特に好ましい実施形態では電圧制御の発振器）を経由して波に変調される。シンセサイザー２０は位相情報からなる出力波を供給する。この出力波は一定のエンベロープ（包路線）を有し、振幅のばらつきはないが、変換前の入力波の位相特性を有し、ドライバ２４に到達すると、次々にドライバ回線ａｐ１〜ａｐ７へと送られる。これらのドライバ回線の間で分割された波は電流源２５ａ〜２５ｇに送られ、後で詳細を述べるように、電流源２５ａ〜２５ｇの電位を制御する役割を果たす。他の実施形態では、位相特性以外の特性源を使用してもよい。
【００１３】
本実施形態では、トランジスタが電流源２５ａ〜２５ｇとして使用されている。また、他の実施形態では、適切にセグメント化された一つ以上のトランジスタを電流源２５ａ〜２５ｇとして使用してもよい。電流源２５ａ〜２５ｇは飽和状態まで駆動させてはならない。飽和状態まで駆動させると、電流源としての機能を失い電圧源として働くため、電流源を組み合わせた所望の電流が得られなくからである。
【００１４】
（上記の制御構成回線２１ａ〜ｇからなる）経路ａmは制御構成回線２２ａ−ｇで終了する。特に好ましい形態では、制御構成回線はスイッチングトランジスタであり、好ましくは電流源であるが、後で述べるように、他の実施形態では、その他の波の特性源を使用してもよいし、他の調整システムを使用してもよい。制御構成回線２２ａ〜ｇは振幅要素から出力されたデジタルワードのビットで切り換えられることにより調整される。ビットが“１”すなわち“ｈｉｇｈ”の場合、対応する制御要素のスイッチがオンになることにより、電流がその制御要素から、バイアス制御構成回線２３ａ〜ｇを経由して、該当する電流源２５ａ〜ｇへと流れる。既に述べたように、様々な実施形態において、デジタルワードの長さは異なってもよく、その結果、ビット数、制御構成部品、制御構成回線、ドライバ回線、バイアス制御回線、電流源なども異なってもよい。更に、デジタルワードの解像度、構成、回線、および電流源の間の対応関係も一対一でなくてもよい。
【００１５】
電流源２５ａ〜ｇは、制御構成部品がオンになると、制御構成部品から電流を受け取り、各電流源はその構成部品に従って調整される。特に好ましい実施形態では、後述するように、該当する制御構成部品がバイアス電流を電流源に供給するため、制御構成部品をバイアス制御回路とみなしてもよく、多くの制御構成部品をバイアスネットワークとみなしてもよい。実施形態によっては、一つ以上のバイアス制御回路を、交換網を使用して一つ以上の電流源に静的または動的に振り分けることが望ましい。
【００１６】
図１の説明に戻る。それぞれの電流源は電位的な電流源の役割をもち、電流を発生させることが可能であり、それぞれ電流源回線２６ａ〜ｇに出力される。各電流源は電流源として働くものと働かないものがあり、従って、電流を発生するものと発生しないものとがあるが、これは、調整が、制御構成部品を調整する該当するデジタルワードの値によって行われているためである。電流源が起動しその電流源から電流が発生するかどうかは、該当する制御構成部品を調整する振幅要素をデジタル化して得られたビット値で決まる。
【００１７】
ここで、好ましい実施形態において、電流源とは、一つのまたは複数の増幅器ではなく、ここで記載するように、増幅器としての複数の電流源の機能である。好ましい実施形態において、増幅および／または減衰はこれらの実施形態の機能としてみなしてよく、従って、増幅および／または減衰は、増幅するおよび／あるいは減衰する電気構成部品やシステムとしてみなすことができる。
【００１８】
組み合わせた電流は、電流源２５ａ−ｇから出力される電流の合計である。従って、本実施形態は、減衰器および／または増幅器として作用することが可能である。それぞれの電流源からの電流を組み合わせるために、電流源の間に更に回路や要素を追加する必要がないので、有用な出力電流を提供することができる。従って、回線２７上に出力される組み合わされた電流ｂは、例えば、増幅器として、あるいは、負荷をかけるための減衰器などとして用いてよい。
【００１９】
好ましい実施形態において、電流源は電流の出力および大きさに差がある。このため、これらの電流源によって電位的に供給される電流に対して様々な重みづけ（加重）が行われる。例えば、ある好ましい実施形態では、最初の電流源の大きさが次の電流源の２倍であり、次の電流源はその次の電流源の２倍でであり、この関係が最後の電流源まで続く。電流源の数はそのデジタル制御ワードのビット数と一致するため、一番大きな電流源は振幅ワードのＭＳＢ（最上位ビット）によって制御され、そのワードの次のビットが２番目に大きな電流源を制御し、この制御関係が最小位ビットがもっとも小さい電流源に送られるまで続く。勿論、既に述べたとおり、他の実施形態では、スイッチングネットワークを使用するなどして、他のパターンでビットを電流源に一致させてよい。更に、特に好ましい実施形態では、大きさの異なる電流源と同様に、同じ大きさの２重電流源が設けられる。また、他の実施形態では、その他の波の特性を他の電流源に供給し、これらの電流源を調整してもよい。
【００２０】
好ましい実施形態のための伝達関数ｈ（ｔ）を求めるために、次の分析を使用する。本分析、および同様の分析は、本発明の様々な実施形態において他の伝達関数を導き出すために使用してもよい。
【００２１】
トランジスタ２５からの出力信号Ｓoutは次の数式で表わすことができる。
【００２２】
【数１】
2006502671.tif 000003
【００２３】
ここで、ｓ（ｔ）は入力信号、Ａは増幅器のゲインを表わす。Ｓoutは入力信号Ｓi（ｔ）の組み合わせからなるため、ｉ＝１…Ｎの時、既に述べたように、各入力信号は出力信号に対し異なる値または加重（重みづけ）を供給するため、出力信号を次の式で表わすことができる。
【００２４】
【数２】
2006502671.tif 000004
【００２５】
この時、Ｗiは各信号にかけられる加重値を表わすため、全ての信号の加重の合計はｓ（ｔ）に等しい。
ゲインを数式（ｂ）から取り除くと、ｓ（ｔ）は次の式で表わすことができる。
【００２６】
【数３】
2006502671.tif 000005
【００２７】
既に述べた通り、上記の好ましい実施形態において各セグメントは隣のセグメントの倍である場合、加重は次のように定義できる。
【００２８】
【数４】
2006502671.tif 000006
【００２９】
勿論、他の実施形態において、セグメントの加重が異なれば、Ｗｉの値もそれに従って変わる。信号Ｓｉ（ｔ）は、上記の通り、信号ｓ（ｔ）を量子化したＮ−ｂｉｔに対応する時間領域方形波形なので、式（ｄ）のＷｉの値を式（ｃ）に入れると、入力信号は次の式で表わされる。
【００３０】
【数５】
2006502671.tif 000007
【００３１】
ここで、Ｓｉ（ｔ）＝ＬＳＢ（最小位ビット）、ＳN（ｔ）＝ＭＳＢ（最上位ビット）
出力信号はまた、極座標にて次のように表わすことができる。
【００３２】
【数６】
2006502671.tif 000008
【００３３】
等式（ｃ）および（ｆ）を組み合わせると、次の式になる。
【００３４】
【数７】
2006502671.tif 000009
【００３５】
出力信号のノイズは振幅特性および位相特性の関数として解釈することができ、出力信号の中のノイズフロア（ノイズレベル）は、振幅特性ｓ（ｔ）のノイズフロアを位相特性θ（ｔ）のノイズフロアで畳み込むことによって求めることができる。従って、合成ＲＦ信号におけるノイズフロアを低減するために、ｓ（ｔ）とθ（ｔ）両方のノイズフロアを低減することが可能である。前に述べたように、好まれる実施形態において、信号ｓ（ｔ）のみをフィルタにかけるが、他の実施形態において、振幅特性ｓ（ｔ）および位相特性θ（ｔ）のいずれか、もしくは両方をフィルタにかけてもよいし、あるいは別の方法で変更してもよい。
【００３６】
ｓ（ｔ）のフィルタ値は、Ｓoutにおいて所望のノイズフロアを最初に求めることにより求められる。合成フィルタ信号に関しては次の式で表わすことができる。
【００３７】
【数８】
2006502671.tif 000010
【００３８】
従って、等式（ｇ）を（ｈ）に挿入すると、次の式が得られる。
【００３９】
【数９】
2006502671.tif 000011
【００４０】
上記から、出力信号のフィルタリングを達成するために各セグメントをフィルタリングできることが判る。
【００４１】
他の実施形態では、ｈ（ｔ）の値が一旦求められれば、フィルタリング以外の方法で実行してよい。例えば、他の実施形態では、ｈ（ｔ）の部分値の合計によりｈ（ｔ）を実行してもよい。好ましい実施形態においては、図１のトランジスタ２５などのトランジスタのいくつかのセグメントについて、入力信号ｓ（ｔ）１  −  ｓ（ｔ）ｎに対する各セグメントの反応速度を各セグメントに応じて変更することにより、各セグメントにｈ（ｔ）の部分値を組み込んでもよい。励起に対する反応を遅くすることで、所定のセグメントはｈ（ｔ）の部分値でフィルタと同様の作用をする。従って、セグメントの出力を組み合わせたものはｈ（ｔ）の部分値、またはｈ（ｔ）の合計になる。
【００４２】
他の実施形態として、ｈ（ｔ）値を使用してデジタル化された波をフィルタリングしたい場合、所定のｈ（ｔ）値の該当する部分値を使用して、デジタル化された波に沿った複数の位置でフィルタリングしても良い。すなわち、波線に基づいて一連のフィルターがあってもよいし、あるいは波をフィルターをかけられたいくつかのスペクトルに分離してもよい。
【００４３】
ｈ（ｔ）の部分値を使用してｈ（ｔ）を適用するということは、合計して出力信号になる複数の信号を通じてｈ（ｔ）を適用するということである。したがって、合計して出力信号になる前の、複数の加重信号に沿って、ｈ（ｔ）の部分値を適用してよい。例えば、波が一つ以上の特性に、および／またはその他の方法で分割される場合、所望のｈ（ｔ）と等しい合計値を求めるために該当する所望のｈ（ｔ）値の部分値を使用して、ｈ（ｔ）をこれらの特性および／または分割されたものに適用してよい。
【００４４】
全てのｈ（ｔ）の部分値を導き出し適用することが可能である。すなわち、多種多様な加重信号を通じて求められる部分値が等しくなくとも適用してもよい。
【００４５】
図２は本発明の好ましい実施形態で達成できる遠端ノイズ低減を示している。図２では、本発明の実施形態の７ビットデジタルセグメントの増幅器を使用している。本実施形態で導き出されたｈ（ｔ）値を持つノイズ低減フィルタは、帯域が１０ＭＨｚの４次バッタワース応答である。この例では、電磁入力信号としてＣＤＭＡ２０００信号を使用した。図２から分かるように、フィルタをかけられた信号のノイズフロアレベルが低減されている。
【００４６】
図３には、電磁信号ａmの振幅部分を表すデジタルワードのビットの時間領域波形を示す一連のスクリーンショットが描かれている。図３から分かるように、本実施形態のｈ（ｔ）フィルタを使用すると、ビットの矩形の波形の端が丸まっており、ある状態から次の状態への移行速度が遅くなる。その結果、復元されたＩＱ信号の最遠端のノイズフロア上のビット内に発生する量子化ノイズ効果が低減される。
【００４７】
好ましい実施形態では、比較的大きな周波数の範囲にわたって線振幅および／または減衰が可能なため、関連トランスミッタで広帯域の振幅変更をすることが可能となる。したがって本実施形態を、セル式通信機などのトランスミッタなどに使用してもよい。更に、本実施形態は、位相経路に沿った比較的低入力のキャパシタンス（低容量）であるため、整合させる要件が最小ですむ。
【００４８】
更に、本発明の実施形態によれば、伝送の直線性は、増幅器の直線性に依存せず、電流が如何に直線的に負荷になるかに依存しているので、従来の電力の増幅よりも効率が良い。したがって、最大の効果を得るために、クラスＢやＣなどの非直線型の電流源としてそれぞれの電流源にバイアスをかけることができる。更に、使えなくなった電流源に対する静電流引き込みはほとんどないので効率を更に向上させることができる。
【００４９】
説明図にあるように、出力電流は主として信号駆動レベルに依存するので電力制御が簡単である。例えば、可変ゲインの増幅器や減衰器を使用して信号駆動レベルを増加または減少させると、出力電流もこれに応じて増加または減少する。さらに、ドライブコントローラに対するバイアスを増減させると、出力電流も増減する。勿論、無制限に増加されることなく、トランジスタのセグメンテーションによって上限が定まる。
【００５０】
また、希望に応じて、本発明のいずれの実施形態においても、他のトランジスタのセグメントおよび／またはフォーマットなどの適した電流源、および他の装置や方法を用いても良い。
【００５１】
本発明の実施形態を構築するためにさまざまなシステムアーキテクチャーを使用してよい。従って、本発明の実施形態またはそのさまざまな構成部品および／特徴はハードウエア全体から、あるいはソフトウエア全体からなるもの、あるいはそれらの組み合わせからなるものと解釈してよい。希望に応じて、半導体装置に、ＩＣや、シリコン（Ｓｉ）、シリコンゲルマニウム（ＳｉＧｅ）やガリウムひ素（ＧａＡｓ）などの特殊用途のＩＣ構成要素など、さまざまな要素を備えても良い。
【００５２】
実施形態によって要求される精度レベルが異なる。例えば、実施形態において、デジタルワードの長さの長短によって、波のデジタル化の精度も異なってくる。また、制御構成部品の数、トランジスタのセグメントの数などもすべて要求に応じて変えてよい。更に、多種の実施形態において、希望に応じて非線形要素を用いてよいが、本実施形態では信号がデジタル化された後の振幅経路で非線形構成部品を用いることが望ましい。
【００５３】
さまざまな実施形態は全体がハードウエアの実施形態の形をとっても良いし、ソフトウエア様相とハードウエア様相を組み合わせた実施形態の形を取ってもよい。したがって、図の中の個々のブロックあるいはその組み合わせが、特定の機能を実施する手段の組み合わせ、およびステップの組み合わせをサポートする。同業者にとって周知の通り、図の個々のブロック、またはブロックの組み合わせは多種多様に表現してよい。
【００５４】
本発明は、実施形態を用いて説明してきたが、この発明に追加の利点や変更が加えられることが想定される。したがって、より広く適用することができる本発明は、ここで記載する詳細に限定されることはない。例えば、本発明の技術的思想および範囲を外れることなく変更をしてもよい。更に、好ましい実施形態には、特定の入力信号、搬送波、および出力信号に特化した装置および／または方法および／または製造物を含めてよい。例えば、ＲＦ、マイクロプロセッサ、マイクロコントローラ、および／またはコンピュータ装置、ＣＤＭＡ、ＣＤＭＡ２０００、Ｗ−ＣＤＭＡ、ＧＳＭ、ＴＤＭＡなどの携帯電話、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ，８０２．１１ａ，−ｂ，−ｇ，ｒａｄａｒ，  １ｘＲＴＴ、双方向の無線、ＧＰＲＳなどの有線／無線装置、コンピュータ、コンピュータ通信装置、ＰＤＡなどの携帯装置などに、実施形態を適用してもよい。従って、本発明は特定の実施形態に限定されることなく、添付されたクレームに基づいて解釈されると共に均等物までも包含される。
【図面の簡単な説明】
【００５５】
【図１】好ましい実施形態を示す図である。
【図２】好ましい実施形態を示す図である。
【図３】好ましい実施形態の様々な結果を示す図である。
【図４】好ましい実施形態の様々な結果を示す図である。
【図１】
2006502671.tif 000012
【図２】
2006502671.tif 000013
【図３】
2006502671.tif 000014
【図４】
2006502671.tif 000015
【手続補正書】
【提出日】平成17年4月21日(2005.4.21)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号（ａ）の振幅特性（ａm）を表す複数のデジタル振幅信号（２１ａ〜ｇ）のそれぞれに応じて起動し、起動時に、該入力信号の位相特性（ａp）を表すアナログ位相信号に基づき複数の出力信号（２６ａ〜ｇ）を発生する独立して制御可能な複数の電流源（２５ａ〜ｇ）と、 前記複数の出力信号を組み合わせ、組み合わせた出力信号（２７）を発生する電流コンバイナーと、 前記複数の出力信号それぞれの不要なノイズを低減するために、複数の部分伝達関数のそれぞれを適用するように構成された、セグメント化された複数のノイズフィルタとを有することを特徴とする入力信号電磁処理装置。
【請求項２】
前記複数のノイズフィルタそれぞれが、所望の伝達関数ｈ（ｔ）の一部に対応するフィルタを有するものであることを特徴とする請求項１記載の入力信号電磁処理装置。
【請求項３】
前記複数のノイズフィルタそれぞれが、ローパスフィルタを有するものであることを特徴とする請求項１記載の入力信号電磁処理装置。
【請求項４】
前記複数の電流源それぞれが、起動時に、加重出力信号を生成するものであることを特徴とする請求項１記載の入力信号電磁処理装置。
【請求項５】
前記電流コンバイナーが、前記複数の出力信号を合計し、合計した出力信号を発生するものであることを特徴とする請求項４記載の入力信号電磁処理装置。
【請求項６】
前記複数のノイズフィルタそれぞれが、前記複数のデジタル振幅信号のうちの一つのデジタル振幅信号を受け取り、受け取ったデジタル振幅信号に対応する、フィルタリングされたデジタル振幅信号を生成するフィルタ（３０）を有するものであることを特徴とする請求項１記載の入力信号電磁処理装置。
【請求項７】
この入力信号電磁処理装置が、さらに、前記フィルタリングされたデジタル振幅信号を生成するフィルタによって生成されたデジタル振幅信号に応じて制御信号（２３ａ〜ｇ）を生成する複数の制御要素（２２ａ〜ｇ）を有し、 前記複数の電流源それぞれが、前記複数の制御要素それぞれによって生成された制御信号によって起動するものであることを特徴とする請求項６記載の入力信号電磁処理装置。
【請求項８】
前記複数の電流源が、Ｎビット（最下位ビットＢ0〜最上位ビットＢN-1）のデジタルワードからなるデジタル振幅信号に応じてそれぞれ起動するＮ個の電流源からなるものであって、 前記フィルタが、フィルタリングされたＮビット（最下位ビットＢF0〜最上位ビットＢFN-1）のデジタルワードからなるデジタル振幅信号を生成し、所望の伝達関数ｈ（ｔ）の一部ｈn（ｔ）（０≦ｎ≦Ｎ−１）からなるＮ個のフィルタからなるものであり、 前記複数の制御要素が、Ｎ個の制御要素からなるものであることを特徴とする請求項７記載の入力信号電磁処理用装置。
【請求項９】
前記Ｎ個のフィルタそれぞれが、前記Ｎビット（最下位ビットＢF0〜最上位ビットＢFN-1）のデジタルワードの内のＢn1（０≦ｎ≦Ｎ−１）ビット目の値を受け取り、フィルタリングされた、デジタルワードの対応するＢFn（０≦ｎ≦Ｎ−１）ビット目の値を生成するものであり、 前記Ｎ個の制御要素それぞれが、前記ＢFnビット目の値を受け取り、起動時に、前記制御信号を生成するものであり、 前記Ｎ個の電流源それぞれが、前記ＢFn目の値に依拠して起動するものであることを特徴とする請求項８記載の入力信号電磁処理装置。
【請求項１０】
前記複数の電流源それぞれが、前記制御信号を受けて、ｉ0×２ｎと等しくなるように加重された加重出力信号ｉn（０≦ｎ≦Ｎ−１）を生成するものであることを特徴とする請求項９記載の入力信号電磁処理装置。
【国際調査報告】
2006502671.tif 000016
2006502671.tif 000017