(57)【要約】この発明は、MIMO(多-入力多-出力)OFDMシステムのような複数の送信器アンテナを有するOFDM(直交周波数分割多重化された)通信システムにおいて、チャンネル推定のための装置、方法、プロセッサ制御コード、および信号に関する。OFDM信号が複数の送信アンテナを使用してOFDM送信器から送信される。OFDM信号は各アンテナからの信号に直交トレーニング系列データを包含することにより送信アンテナと関連するチャンネルのためのチャンネル推定値を適合される。トレーニング系列データは各送信アンテナについて長さKの実質的に直交トレーニング系列から得られ、直交トレーニング系列は、各送信アンテナと関連する少なくとも1個のチャンネルのためにチャンネル推定値を決定するのに必要とされる最小要求系列長さKが、送信アンテナの数に線形依存するように構成される。
2006500864.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の送信アンテナを使用してOFDM送信器から送信されるOFDM信号であって、OFDM信号は前記各アンテナからの信号に直交トレーニング系列データを包含することにより、前記送信アンテナと関連するチャンネルについてチャンネル推定を適用され、前記トレーニング系列データは前記各送信アンテナについて長さKの実質的に直交トレーニング系列から得られ、前記直交トレーニング系列は、前記各送信アンテナと関連する少なくとも1つのチャンネルのためにチャンネル推定値を決定するのに必要とされる最小要求系列長さKが、前記送信アンテナの数に線形依存するように構成されるOFDM信号。
【請求項２】
前記直交トレーニング系列が
Xmk =exp(j 2πk m L/K)
の値の系列に基づいて構成され、ここにkは前記系列の値をインデックスし、mは送信アンテナをインデックスし、Lは正の整数であり、Kは前記系列の長さである、請求項1に記載のOFDM信号。
【請求項３】
前記直交トレーニング系列が前記系列の値Xmkのスクランブルされたバージョンに基づいている請求項2に記載のOFDM信号。
【請求項４】
前記トレーニング系列データを包含する前記OFDM信号の一部が実質的に単一のピーク対平均電力比を有する請求項3に記載のOFDM信号。
【請求項５】
前記インデックスkが前記OFDM信号のサブキャリアをインデックスする請求項2乃至4のいずれか1項記載のOFDM信号。
【請求項６】
前記インデックスkが前記OFDMサブキャリアのOFDMシンボルをインデックスする請求項2乃至5のいずれか1項記載のOFDM信号。
【請求項７】
Lがサンプル期間における前記OFDM信号の周期的な延長の長さと等しい請求項2乃至6のいずれか1項記載のOFDM信号。
【請求項８】
複数の送信アンテナについてチャンネル推定のためのトレーニング系列データを含み、前記トレーニング系列データがexp(j 2πk m L/K)の値によって定義される長さKのトレーニング系列に基づいており、ここにkは前記系列の値をインデックスし、mは送信アンテナをインデックスし、Lは正の整数であるOFDM信号。
【請求項９】
請求項1乃至8のいずれか1項のOFDM信号を送信するように構成されたOFDM送信器。
【請求項１０】
請求項9の送信器とOFDM信号を受信するように構成されたOFDM受信器を含むOFDMデータ伝送システム。
【請求項１１】
一組の前記送信アンテナについて請求項1乃至8のいずれか1項に定義されたようなトレーニング系列データを搬送するデータ担体。
【請求項１２】
複数の送信アンテナを有するOFDM送信器であって、前記OFDM送信器は前記各送信アンテナからトレーニング系列に基づいたトレーニング系列データを送信するように構成され、前記アンテナに関して前記トレーニング系列データが基づいている前記トレーニング系列は、
（i）前記トレーニング系列が実質的に互いに直交であり、
（ii）前記トレーニング系列は受信器が前記各送信アンテナと関連するチャンネルに対するチャンネル推定値を決定することを許容し、
（iii）  (ii)を満足させるのに必要とされるそれぞれの前記トレーニング系列の最小長が送信アンテナの数に実質的に線形依存である
ように構成されるOFDM送信器。
【請求項１３】
複数の送信アンテナを有するOFDM送信器であって、前記OFDM送信器は前記各送信アンテナから、
Xmk = exp(j 2πk m L/K)
の値を有するトレーニング系列に基づいたトレーニング系列データを送信するように構成され、ここにkは長さKの系列の値をインデックスし、mは前記送信アンテナをインデックスし、Lは正の整数であるOFDM送信器。
【請求項１４】
前記トレーニング系列データが前記トレーニング系列のスクランブルされたバージョンに基づいている請求項12または13に記載のOFDM送信器。
【請求項１５】
前記トレーニング系列の前記スクランブルされたバージョンが、略1の送信電力のピーク対平均比を提供するように選択される請求項14に記載のOFDM送信器。
【請求項１６】
KサブキャリアでOFDM信号を送信するように構成された請求項12乃至15のいずれか1項に記載のOFDM送信器。
【請求項１７】
走行時、請求項9および12乃至16のいずれか1項のOFDM送信器を実行するプロセッサ制御コードおよびトレーニング系列データ。
【請求項１８】
請求項17のプロセッサ制御コードとデータを搬送する担体。
【請求項１９】
複数の送信アンテナからのOFDM信号を送信するように構成されたOFDM送信器であって、
前記複数の送信アンテナの各々についてトレーニング系列データを記憶するデータメモリと、
プロセッサ実行可能な指示を記憶する指示メモリと、
前記指示に従って前記トレーニング系列データを読み出しかつ処理するように前記データメモリおよび前記指示メモリに接続されたプロセッサとを含み、前記指示は、
各アンテナについて前記トレーニング系列データを読み出し、
各アンテナについて前記トレーニング系列データを逆フーリエ変換し、
前記フーリエ変換データについて周期的な延長を提供して、各アンテナについて出力データを生成し、
送信のため少なくとも1つのディジタルアナログ変換器に前記出力データを供給するようにプロセッサを制御する指示を含み、
前記アンテナのための前記トレーニング系列データは、
Xmk =exp(j 2πk m L/K)
の値の系列から得られるデータを含み、ここにmは前記アンテナをインデックスし、kは系列の値をインデックスし、Lは正の整数であり、系列が長さKを有するOFDM送信器。
【請求項２０】
前記トレーニング系列データが値ck Xmkのスクランブルされた系列に基づいており、ckがkによりインデックスされたスクランブル系列の値を表す、請求項19に記載のOFDM送信器。
【請求項２１】
請求項19または20の各アンテナについてトレーニング系列データを搬送するデータ担体。
【請求項２２】
前記プロセッサ実行可能な指示をさらに含む請求項21に記載のデータ担体。
【請求項２３】
複数の送信アンテナを有するOFDM送信器から、前記各送信アンテナについてチャンネル推定値を決定するトレーニング系列データを有するOFDM信号を提供する方法であって、
前記各送信アンテナのトレーニング系列データを前記OFDM信号に挿入し、前記トレーニング系列データは前記各アンテナについて長さKの直交トレーニング系列から得られ、前記直交トレーニング系列は、前記各送信アンテナと関連する少なくとも1つのチャンネルのためのチャンネル推定値を決定するのに必要とされる最小要求系列長さKが、前記送信アンテナの数に線形依存するように構成される方法。
【請求項２４】
トレーニング系列データ記憶装置から前記トレーニング系列データを検索することをさらに含む請求項23に記載の方法。
【請求項２５】
前記直交トレーニング系列が長さKと
Xmk=exp(j 2πk m L/K) 
の値の系列に基づいており、ここにkが前記系列の値をインデックスし、mが送信アンテナをインデックスし、Lが正の整数である、請求項23または24に記載の方法。
【請求項２６】
前記直交トレーニング系列が値Xmkの前記系列のスクランブルされたバージョンに基づいている請求項25に記載の方法。
【請求項２７】
前記トレーニング系列データを包含する前記OFDM信号の一部が実質的に単一のピーク対平均電力比を有する請求項26に記載の方法。
【請求項２８】
請求項23乃至27のいずれか1項に記載されたような前記各送信アンテナのためのトレーニング系列データを搬送するデータ担体。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明はOFDM(直交周波数分割多重化)通信システムにおけるチャンネル推定のための装置、方法、プロセッサ制御コードおよび信号に関連する。なお特に、それはMIMO(多入力-多出力)OFDMシステムのような複数の送信器アンテナを有するシステムにおけるチャンネル推定に関する。
【背景技術】
【０００２】
Hiperlan/2とIEEE802.11aのような高いデータレートの無線ローカル・エリア・ネットワーク(WLAN)規格の現世代は、最大54Mbit/sのデータレートを提供する。しかしながら、インターネット、ビデオおよびマルチメディアなどのさらに高いデータレートサービスのための絶えず増加する要求は、次世代無線LANから改善された帯域利用効率の必要性を作り出した。現在のIEEE802.11a規格は直交周波数分割多重化(OFDM)と適応型の変調および復調の帯域利用の効率的な方式を採用する。システムは単一入力単一出力(SISO)システムとして設計され、本質的には回線の各端で単一の送受信アンテナを採用している。しかしながら、ETSI BRANの中では、多アンテナあるいはセクタ化されたアンテナへの幾つかの備えが改良されたダイバーシティ利得とその結果としての回線のロバスト性のために調査された。
【０００３】
Hiperlan/2は、セキュリティの特徴をもち、かつ５GHzの帯域で動作する５４Mbpsの無線ネットワークに対する欧州の標準規格である。IEEE 802.11、特にIEEE 802.11aは、異なるネットワークアーキテクチャを定めた米国の標準規格であるが、同じく、５GHzの帯域を使用し、かつ５４Mbpsまでのデータレートを与える。Hiperlan（High Performance Radio Local Area Network、高性能無線ローカルエリアネットワーク）のタイプ２の標準規格は、データリンク制御（Data Link Control, DLC）層（基本データ転送機能および無線リンク制御（Radio Link Control, RLC）サブレイヤを含む）、パケットベース収束層（共通部分の定義およびイーサネットサービス別の収束サブレイヤを含む）、物理層定義およびネットワーク管理定義によって定められる。Hiperlan/2のより詳細については、次の文献を参照すべきである。これらは、ここでは参考文献として取り上げられている: ETSI TS 101 761-1(V1.3.1):“Broadband Radio Access Networks (BRAN); HIPERLAN Type 2; Data Link Control (DLC) Layer; Part 1: Basic Data Transport Functions”; ETSI TS 101 761-2(V1.2.1): “Broadband Radio Access Networks (BRAN); HIPERLAN Type 2; Data Link Control (DLC) Layer; Part 2:Radio Link control (RLC) sublayer” ETSI TS 101 493-1 (V1.1.1): “Broadband Radio Access Networks (BRAN); HIPERLAN Type 2; Packet based Convergence Layer; Part 1: Common Part”; ETSI TS 101 493-2 (V1.2.1) “Broadband Radio Access Networks (BRAN); HIPERLAN Type 2; Packet based Convergence Layer; Part 2: Ethernet Service Specific Convergence Sublayer (SSCS)”; ETSI TS 101 475 (V1.2.2):“Broadband Radio Access Networks (BRAN); HIPERLAN Type 2; Physical (PHY) layer”; ETSI TS 101 762 (V1.1.1):“Broadband Radio Access Networks (BRAN); HIPERLAN Type 2; Network Management”。これらの文献は、ETSIのウエブサイトのWWW.etsi.org.から得られる。
【０００４】
Hiperlan/2 システムに基づく典型的な無線のLAN(ローカル・エリア・ネットワーク)は、それぞれネットワークのアクセスポイント(AP)または基地局との無線通信において多くの移動端末(MT)を含む。アクセスポイントはまた中央コントローラ(CC)と通信し、それは順次、例えば、固定イーサネットタイプローカル・エリア・ネットワークのような他のネットワークへの回線を持っているかもしれない。例えば、ローカルアクセスポイントのないHiperlan/2ネットワークのいくつかの例において、移動端末の1つは、MT回線にダイレクトMTを許容するためにアクセスポイント/中央コントローラの役割を果たすかもしれない。しかしながら、この仕様では、“移動端末”と“アクセスポイント”の基準はHiperlan/2システム、またはどんな特定の形のアクセスポイント(または基地局)あるいは移動端末にもなんら制限を含むように取られるべきではない。
【０００５】
直交周波数分割多重化は、高いビットレートのディジタルデータ信号を送信するには周知の技術である。高速データを有する単一のキャリアを変調するよりむしろ、データは多くの低いデータレートチャンネルに分割され、そのそれぞれが別々のサブキャリアで送信される。この方法により、マルチパスフェージングの影響が緩和される。OFDM信号では、別々のサブキャリアは図1のスペクトル10のサブキャリア12として示されるように、それらが重なるように配置される。サブキャリア周波数はサブキャリアが互いに直交するように選ばれるので、サブキャリア上で変調された別々の信号が受信器で再生される。1つのOFDMシンボルが一組のシンボルによって定義され、１つが各サブキャリア上で変調される(したがって、複数のデータビットに対応している)。サブキャリアが1/T(ここにTはOFDMシンボル周期である)の間隔だけ周波数を離して配置されるなら、サブキャリアは直交である。
【０００６】
OFDMシンボルは一組の入力シンボルの逆フーリエ変換、望ましくは逆高速フーリエ変換(IFFT)を実行することにより得ることができる。入力シンボルはOFDMシンボルのフーリエ変換、望ましくは高速フーリエ変換(FFT)を実行することにより再生することができる。FFTはOFDMシンボルを各サブキャリアにより効率的に乗算し、シンボル周期Tに亘って積分する。OFDMシンボルの他のサブキャリアとの重なりが積分周期Tに亘ってゼロに平均化されるので、与えられたサブキャリアに関して、OFDMシンボルからの1つのサブキャリアだけがこの手順によって抽出されることを見ることができる。
【０００７】
しばしば、サブキャリアは直交振幅変調QAM(Quadrature Amplitude Modulation)シンボルによって変調されるが、位相変調(PSK)またはパルス振幅変調(PAM)のような他の形式の変調を使用することができる。マルチパスの影響を減少するために、OFDMシンボルは、通常各シンボルの始めにガード区間により拡張される。2つのマルチパス要素の相対的な遅れがこのガード区間より小さいなら、少なくとも第1の近似において、相互シンボル間干渉(ISI)はない。
【０００８】
図２は通常のSISO（single-input，single-output、単一入力、単一出力）OFDMシステムの例を示し、送信器100(ここでは移動端末、MT)と受信器150(ここではアクセスポイント、AP)を含む。送信器100では、ソース102はデータをベースバンドマッピングユニット104に提供し、そのユニットは誤り訂正符号化とインターリービングを選択的に提供し、QAMシンボルなどの変調されたシンボルを出力する。変調されたシンボルはマルチプレクサ108に提供され、マルチプレクサはパイロットシンボル発生器106からのパイロットシンボルとそれらを結合する。発生器は受信器における周波数同期と同期検波のため基準振幅と位相、およびチャンネル推定のための既知の（パイロット）データを提供する。ブロック110の組み合わせはマルチプレクサ108からの直列データストリームを複数の並列の減少されたデータレートのストリームに変換し、OFDMシンボルを提供するためにこれらのデータストリームにIFFTを実行して、次に、このOFDMシンボルの多重サブキャリアを単一の直列データストリームに変換する。この直列(ディジタル)のデータストリームはディジタルアナログ変換器112によりアナログ時間領域信号に変換され、アップコンバータ114によりアップコンバートされ、フィルタ処理と増幅(図示されない)の後アンテナ116から出力される。アンテナ116は無指向性アンテナ、セクタ−化指向性アンテナまたはビーム形成を有するアレイアンテナを含んでもよい。
【０００９】
より詳細には、QAMシンボルなどの一連の変調データシンボルは、オーバサンプリングを導入するため選択的にゼロを詰め込まれたベクトルとして配列される。この(列)ベクトルは次に逆の離散的なフーリエ変換(IDFT)行列によって乗算されて一組の値を含む出力(列)ベクトルを提供し、それはディジタルアナログ変換器を通されるとき、一度に１つ、OFDMシンボルと呼ばれる変調シンボルにより変調された一組の直交キャリアを有効に含む波形を定義するであろう。実際に(図２で明らかに示されないが)、例えば、OFDMシンボルの開始にIDFT出力のいくつかの最終的なサンプルをコピーすることによって、周期的なプレフィックスのような周期的な拡張が時間領域で加えられる。この周期的なプレフィックスはOFDMシンボル(シンボルはどちらか一方の端に拡張されるかもしれない)を拡張して、ガード時間以下のマルチパス遅れについて相互シンボル間干渉を有効に排除するガード時間を提供する。(復号するとき、FFT積分時間は周期的なプレフィックスガード時間の後まで始まらない)。また、ウインドウ処理(windowing)は帯域外サブキャリアの電力を減少させるように適用されるかもしれない(時間領域で)。
【００１０】
送信器100のアンテナ116からの信号は“チャンネル”118を通して受信器150のアンテナ152によって受信される。通常信号は、多くの異なったチャンネルまたはパスを経て伝播された多くの異なった振幅と位相を有する多くのマルチパス成分としてアンテナ152に到達する。これらのマルチパス成分は、受信器で合成して互いに干渉し、櫛状と言うよりむしろ、典型的に多くの深いヌルを有するチャンネル特性を生じ、それは時間とともに（特に送信器または受信器が移動しているとき）変化する。これは後により詳細に議論される。
【００１１】
送信ダイバーシティが採用されるところでは、即ち、例えばMIMO(多入力-多出力)OFDM通信システムにおいて1つより多い送信アンテナが使用され、“入力”(マトリクスチャンネルへの)が複数の送信アンテナにより供給され、“出力”(マトリクスチャンネルからの)が複数の受信アンテナによって供給されるところでは、特定の問題が起こる。このような通信システムにおいて、異なる送信アンテナからの信号が互いに干渉し復号することを困難にするかもしれない。
【００１２】
受信器150のアンテナ152はダウンコンバータ154を経てアナログディジタル変換器156に結合される。次に、ブロック158が直列−並列変換、FFT、および並列−直列再変換を行い、出力をデマルチプレクサ160に提供し、デマルチプレクサはデータシンボルからパイロットシンボル信号162を分離する。次にデータシンボルは復調され、ベースバンドデマッピングユニット164によりデマップされて検出されたデータ出力166を提供する。概して受信器150は送信器100の鏡像である。送信器と受信器は、OFDM送受信器を形成するように結合されてもよい。
【００１３】
OFDM技術は、種々の応用に採用され、例えば、軍事通信システムおよびHiperlan/2(www.etsi.org/technicalactiv/hiperlan2.htm,andDTS/BRAN-0023003v0.k)と同様に高品位テレビなどに使用される。
【００１４】
図２の受信器はいくらか簡素化されていて、実際には、非直交性、それ故のISI/ICI(Inter-Symbol Interference/ Inter-Carrier Interference,シンボル間干渉/キャリア間干渉)を生じることを避けるために、順次FFTウィンドウを各OFDMシンボルへ同期させる必要がある。これは、ガード区間のシンボルの周期的な延長でOFDMシンボルを自己相関することにより成されるが、例えば、整合フィルタを使用して、受信器が正確に確認かつ位置付けることができる公知のOFDMシンボルを使用することが一般に好ましく、特にパケットデータ伝送には好ましい。
【００１５】
図３と４は、通常のHIPERLAN2移動端末(MT)OFDM受信器の受信器フロント200と受信機信号処理ブロック250を示す。受信器250は、アナログディジタル変換回路252、同期、チャンネル推定および制御回路254、および逆パケット化、デインターリーブ化および誤り訂正回路256のいくつかの詳細を示す。
【００１６】
フロントエンド200は入力増幅器204と結合された受信アンテナ202とミキサ206を含み、ミキサはRF信号をIFに混合するためIF発振器208からの第2の入力を受ける。次に、IF信号はバンドパスフィルタ210を通して自動利得制御(AGC)増幅器212に提供され、AGC段は制御回路254から線226により制御されて、後の信号量子化を最適化する。AGC 212の出力は2個のミキサ214、216に入力を供給し、ミキサはまた発振器220と分離器218から直交信号を提供され、直交IおよびQ信号222、224を発生する。これらのIおよびQ信号はアナログディジタル変換回路252によりオーバーサンプルされ、フィルタにかけられて間引かれる。信号のオーバーサンプルはディジタルフィルタ処理を援助し、その後信号は所望のサンプルレートにレートを低減される。
【００１７】
図２および４において、FFTおよびIFFTの動作は、例えば、1個以上のディジタル信号プロセッサ(DSP)および/または1個以上のASICまたはFPGAを使用して、フラッシュRAM262により図式的に例証されるように、少なくとも部分的にソフトウェアで実行されるかもしれない。信号がソフトウェア無線でディジタル化される正確な点は適当な高速アナログ/ディジタル変換器およびプロセッサの利用可能性と同様に、一般にコスト/複雑さ/電力消費のトレードオフに依存する。
【００１８】
既知のシンボル、例えば、プリアンブルデータまたは１個以上のパイロット信号は、伝送チャンネルの効果を補償ためにチャンネル推定に使用されるかもしれない。
【００１９】
図５はチャンネル推定手順270の1つのタイプの基本的概念を例証するブロック図を示す。後で説明される発明の実施例はこの技術を使用することに制限されず、他の通常のチャンネル推定技術、例えば、最も起こりそうな受信系列がすべての可能な受信系列の集合から選ばれる最尤度系列推定(MLSE)で使用されてもよい。手順は、フィルタの振る舞いがモデル化されている伝送チャンネル274の振る舞いとできるだけ接近して整合するように、図５において“チャンネル推定”278とラベルされた適応型ディジタルフィルタの係数を変更することを目的とする。
【００２０】
既知のトレーニング信号272がモデル化されるべき伝送チャンネル274とチャンネル推定値を提供している適応型フィルタ278との両方に入力される。トレーニング信号の受信されたバージョンはチャンネル274から出力276に対応し、チャンネル204のパルス応答を反映する。チャンネル推定適応型フィルタ278からの出力280はチャンネルの推定された応答から形成され、これはエラー信号284を生成するように減算器282において実際の応答から引き算され、エラー信号は適応型チャンネル推定フィルタ278に帰還され、適応アルゴリズムに従ってフィルタの係数を更新する。
【００２１】
再帰的最小自乗法(RLS)または最小平均自乗法(LMS)アルゴリズムまたはその変形のような、多くの適当な従来のアルゴリズムのいずれか1つが採用される。このようなアルゴリズムは当業者に周知であるが、完全性のために、LMSアルゴリズムの概要はまたLeeとMesserschmittにより作られた引用文献、“Digital Communication”，Kluwer Academic Publishers,1994により与えられる。
【００２２】
nを入力サンプルの数またはステップとラベルする入力ベクトルu(n)、必要なフィルタ応答ベクトルd(n)、および推定されたフィルタタップ重み（ウェイト）のベクトルw(n)を考える。フィルタの出力は以下により与えらる。
【００２３】
y(n)= wH(n) u(n)
ここでwHはwの随伴エルミート行列を表す。そのとき、LMSアルゴリズムに従って、改良された重み推定値は以下により与えられる。
【００２４】
w(n+1)=w(n) + μ u(n)[d*(n)-y*(n)]
ここに*は複素共役を表し、μはアルゴリズムの適応ステップサイズである。アルゴリズムの収束は平均自乗誤差を使用して決定することができる。即ち、
|d(n)−y(n)|2
それはnが無限大になるとき一定値または0になる傾向がある。図５においてトレーニング信号272はu(n)に、受信された信号276はd(n)に、チャンネル推定適応型フィルタ278の出力280はy(n)に対応する。
【００２５】
図4の受信器250において、“Cシンボル”として参照される既知のプリアンブルシンボルはチャンネル推定を決定するために使用される。受信器は受信された信号に同期し、スイッチ258は受信されたCシンボルをチャンネル推定器260に通すように作動する。これは、既知のCシンボルのチャンネルの影響(サブキャリアのシンボルの振幅変化と位相シフト)を推定し、その結果、チャンネルの影響はチャンネル応答の逆数(即ち、複素共役)を乗算することにより補償することができる。代わりに、チャンネル推定値を決定するために、1つ以上のパイロット信号(それはまた、既知のシンボルを含む)を使用することができる。再び受信されたパイロットを期待されたシンボルに変換するために要求される位相回転と振幅変化は、他の受信されたシンボルに決定かつ適用することができる。ここに１つ以上のパイロットが１つ以上の周波数で利用でき、改良されたチャンネル補償推定値は異なる周波数のパイロット信号を使用して他の周波数に内挿／外挿することにより得ることができる。
【００２６】
図６は、48のデータサブキャリアと4つのパイロット（および1つの未使用の中央キャリアチャンネル308）を有する、HIPERLAN 2のためのプリアンブル系列302、パイロット信号304、およびデータ信号306の相対的な位置を、周波数領域と時間領域において示したプロット300を示す。図6から見ることができるように、第1の4つのOFDMシンボルがプリアンブルデータを含み、パイロット信号304がそれらのプリアンブルシンボルを搬送するように続く。しかしながら、残っている(データを持っている) サブキャリアではOFDMシンボル5が前方へデータを搬送する。他のOFDM方式では、同様のプロットが描かれるが、プリアンブルとパイロットの位置が異なるかもしれない(例えば、パイロットは必ずしも連続した信号を含む必要がない)。
【００２７】
当業者は、一般に無線LANパケットデータ通信システムにおいて、パケットの長さがパケットの持続時間上で実質的に一定のチャンネルを呈するに十分短いことを認識するだろう。この理由で、次のパケットまで実質的に一定であると仮定されるチャンネル推定値を得るために、プリアンブルパイロットデータ302はトレーニングシンボルとして使用することができる。4つの連続したパイロットサブキャリアが周波数同期のために使用されるかもしれない。しかしながら、ディジタルオーディオやビデオ放送などの他の型のOFDM通信システムでは、他のチャンネル推定技術が必要であるかもしれない。例えば、チャンネル推定のための既知のパイロット値は、時間(即ち、数OFDMシンボル毎)と周波数(即ち、サブキャリアの部分集合)の両方で、および完全な時間と周波数空間のための(即ち、すべてのサブキャリアと連続したOFDMシンボルのための)チャンネル推定値を得ために使用される二次元挿入において間隔を置いて挿入されるかもしれない。そのような挿入技術は技術において確立されている。
【００２８】
マルチパス伝播、特に屋内の無線LAN環境で一般的に知られる有害な影響を緩和するようにシステムを設計するのに、最近までかなりの努力が払われた。しかしながら、送信器と受信器の両方で多数のアンテナ構造を利用する、いわゆる多入力-多出力(MIMO)構造において、非常に増加されたチャンネル容量が達成可能であることが認識された（例えば、G.J.Foschini and M.J.Gans,“On limits of wireless communication in a fading environment when using multiple antennas”Wireless Personal Communications vol.no.3, pp.311-335, 1998参照）。また、関心はOFDMベースのシステムにおける空間時間符号化技術(空間領域における冗長を用いたトレリス符号化変調の一般化)の使用に向けられた。これは、Y Li, N.Seshadri & S.Ariyavisitakul,“Channel Estimation for OFDM Systems with Transmitter Diversity in Mobile Wireless Channels”, IEEE JSAC, Vol.17, No.3, 1999に記述される。LiらはHiperlan/2およびIEEE802.11aなどのトレーニング系列を通して通常得られる、チャンネル状態またはパラメタ情報(CSI)の推定に特に関係している。
【００２９】
図7はLiらにより議論されたものに似た空間-時間符号化MIMO-OFDM通信システム400を示す。n,kがそれぞれブロックの要素伝送時間(または、OFDMシンボルまたはフレーム)とブロックの要素番号をラベルしている入力データ402 b[n,k]のブロックは、空間-時間符号化処理を実行する符号化器404によって処理される。入力データは、例えばブロック符号化器によって誤り訂正されている。空間-時間(ST)符号化器404は、複数のIFFT(逆高速フーリエ変換)ブロック406を駆動するため、複数の出力信号ブロックｔi[n,k] (Liらは2つの送信アンテナの場合を考える、i=1、2)を備え、ブロック406は順次対応するrf段408および送信アンテナ410を駆動する。IFFTブロック406は、時間領域で周期的なプレフィックスを送信OFDMシンボルに追加するように構成される。チャンネル推定および周波数同期および位相追跡のための複数のパイロット信号がまた挿入される(図7で示されない)。
【００３０】
対応する受信器において、複数の受信アンテナ412がrfフロントエンド414に入力を供給し、フロントエンドは順次それぞれのFFT（高速フーリエ変換）ブロック416を駆動し、それぞれ空間-時間復号化器418に入力Rx[n,k]を供給する。チャンネル情報は、CSI(チャンネルパラメタ推定器)ブロック420により、FFTブロック416の出力とST符号化器421により供給されるｔi[n,k]の推定値から決定され、この情報は復号化器418に供給される。復号化器418は送信器の入力402のデータ系列の推定値を含む出力422を提供する。
【００３１】
図7の配置は、符号化器404によって生成された符号語から得られるデータの符号系列をそれぞれ送信する一組の並列OFDM送信器を有効に提供する。概して図7のエンコーダ404とIFFTブロック406が単一のOFDM送信器に適用されるかもしれないように変調シンボルの長さｌのストリングを受け入れて、OFDMシンボルの一組のNＴを生成し、ここにNＴは各々同じ長さlの送信アンテナの数である。
【００３２】
図7の送信器と受信器(および、後で議論される発明の実施例)のようなOFDMシステムが、便宜上、一般にブロック図の形に描かれたが、実際にrfブロック408と414を除いたこれらの送信器および受信器の要素は例えば、ディジタル信号プロセッサ上でソフトウェアで実行することができ、または例えば、正確なハードウェア実現がその時ハードウェア記述言語コンパイラで決定されている、VHDLなどのハードウェア記述言語を使用して設計技術者によってソフトウェアで特定されるかもしれないことを、当業者は認識するだろう。
【００３３】
図9の例は後に説明される発明の理解を助ける何らかの状況を提供するように単に意図されるが、発明がST符号化のような符号化の任意の特定のタイプを使用しているOFDM送信器に制限されないことが理解されるであろう。したがって、後で説明される発明の実施例はどんなMIMO-OFDMシステムにも採用され、空間-時間符号化MIMO-OFDMに制限されない。
【００３４】
以前に言及したように、OFDMのチャンネル推定は通常既知のシンボルを送信することにより実行される。一組の平行なフラットチャンネルとしてOFDMを見ることができるので、各サブキャリア上の受信された信号はチャンネルを得るために送信されたパイロットシンボルによって割り算される。概して、シンボル(その電力は別として)の実際の値は無関係である。
【００３５】
後で図9に関してより詳細に説明されるように、OFDMシステムのチャンネルパラメタ推定は、受信されたデータを時間領域に変換し、必要なときデータをウインドウ処理し、次に事実上、トレーニングデータでそれを相関処理し、受信されたデータを時間領域に変換することによって便利に実行される。M個の送信アンテナとチャンネル長Lを有するMIMO OFDMシステムにおいて、LMパラメタを推定する必要があるが、また、異なる送信アンテナから送信されるトレーニング信号間の干渉を避ける必要性がある。
【００３６】
多アンテナOFDMシステムのチャンネル推定のための技術はTai-Lai Tung, Kung Yao, R.E.Hudson,“Channel estimation and adaptive power allocation for performance and capacity improvement of multiple-antenna OFDM systems”, SPAWC’01(Taoyuan,Taiwan), pp 82-85,Mar 2001に記述されている。
【００３７】
長さKのトレーニング系列(Tung他において、サブキャリアの数に等しい)、およびインパルス応答長または“スパン”Lのサンプル期間TS（ここに、TSはシステムのサンプリング間隔であり、1/TSはOFDMシステムの全体のチャンネル帯域幅である）を有するチャンネルを考える。時間に関して、チャンネルスパンは(L-1) TSであり、OFDMフレーム長TS=(K+v)TS、ここにvは周期的なプレフィックスシンボルの数である。チャンネル推定の前に発明の後に説明される実施例のために、通常ISIを避けるためにv≧L-1であるが、チャンネルの長さは既知ではなく、したがって、Lが周期的なプレフィックスの長さに等しいと仮定する。受信器では、チャンネルはLタップと再びサンプリング間隔TSを有するFIR(有限インパルス応答)フィルタとしてモデル化される。
【００３８】
OFDMシンボルにおけるMIMOシステムのたとえばp個の送信アンテナから、たとえばq個の受信アンテナへの時間領域チャンネルインパルス応答は、h[n]或はより簡単にhで表され、h=(h0…hL-1)T、サイズL×1のベクトルである。対応する周波数応答H(サイズK×1)がH=F hにより与えられ、ここでFはLポイントの系列からKポイントのDFT系列を生成するK×L離散的フーリエ変換(DFT)行列である。受信アンテナで受信された信号は、それぞれ送信アンテナから受信アンテナへチャンネル応答を掛けられて、各送信アンテナからの信号の合計である。ベクトルHはL次元部分空間に存し、Hの推定における雑音をそれに投影することによって、K/Lの因数によって減少されることができる(白色雑音はすべての次元において等しい電力を有するので)。
【００３９】
Tung他(ibid)は、実質的に最小MSE(平均自乗誤差)でチャンネル推定値(各送信-受信アンテナチャンネルについて)を決定できる使用可能であるMIMO OFDMシステムにおけるトレーニング系列の条件を導出した、。その条件は、直交条件、即ち、送信アンテナからの送信されたトレーニング系列が以下の式(1)で定義されるように実質的に互いに直交であることがわかる。これはまた、異なる送信アンテナから送信されるトレーニング系列間の干渉が緩和されることを確実にする。
【数１】
2006500864.tif 000003
【００４０】
式(1)において、0LはすべてサイズL×Lのゼロ行列であり、ILはサイズL×Lの単位行列であり、cは任意のスカラ定数であり、mとnは両方とも1とMの間にあり、ここにMは送信アンテナの数である。上付き文字Hは随伴エルミート行列を表す。行列X(m)は対角行列(すなわち対角要素を除いてゼロの行列)であり、対角要素はアンテナmのためのトレーニング系列を含み、即ち、X(m) =diag{Xm1,…Xmk,…Xmk}であり、ここでXmkは長さKのトレーニング系列のK番目の要素である(Tung他では、kはOFDMサブキャリアをより明確にインデックスするが)。式(1)はアンテナmとnからのトレーニング系列がm=nでないかぎり直交条件（どの場合でも、サブキャリアがOFDMシステムで互いに直交であるので、フーリエ変換前のトレーニング系列の条件）と認識される。MIMOシステムの(即ち、多送信アンテナについての)マトリクスチャンネルのための1つの最小自乗チャンネル推定方法の詳細がTung他で与えられ(例えば、式(7)参照)、そしてここに引用文献として組み込まれる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００４１】
各送信および各受信アンテナ間のマトリクスチャンネルのための完全な組のチャンネル推定値を決定するために、推定するLMパラメタがあるので、トレーニング系列は(それぞれ)長さLM、即ち、K≧LMでなくてはならない。しかしながら、Tung他が引き出す系列(式(15))は、チャンネル推定のために最小MSEを達成するためK≧2M−1Lを必要とする。したがって、必要とされる系列の長さ(または、各サブキャリアがトレーニング系列要素を搬送するサブキャリアの数)が送信アンテナの数に応じて指数関数的に大きくなる。これは2個よりも多い4個および8個の送信アンテナを有するMIMO OFDMシステムにおいて潜在的に厳しい欠点る。
【課題を解決するための手段】
【００４２】
本発明の第1の態様に従って、複数の送信アンテナを使用してOFDM送信器から送信されるOFDM信号が提供され、OFDM信号は各アンテナからの信号に直交トレーニング系列データを包含することにより、送信アンテナと関連するチャンネルについてチャンネル推定値を適合され、トレーニング系列データは各送信アンテナについて長さKの実質的に直交トレーニング系列から得られ、直交トレーニング系列は、各送信アンテナと関連する少なくとも1つのチャンネルのためにチャンネル推定値を決定するのに必要とされる最小要求系列長さKが、送信アンテナの数に線形依存するように構成される。
【００４３】
直交トレーニング系列の例は多数のそのような系列を構成する技術と共に後で説明される。直交である系列は式(1)に設定された判定基準を満たし、それは、トレーニング系列が各送信アンテナからOFDM受信器の1つ以上の受信アンテナへのチャンネルについて、実質的に最小平均自乗誤差チャンネル推定値を提供することの可能性を許容する。
【００４４】
当業者は、それぞれのトレーニング系列が少なくとも1つのチャンネル推定値、およびことによると1つ以上のマルチパス要素がチャンネルに関連づけられる1つ以上のチャンネル推定値を提供することができることを認識するであろう。
【００４５】
実際にはディジタルデータストリームを含むトレーニング系列は、それらが実質的に互いに直交であるならば数学的に正確に直交である必要はない。
【００４６】
トレーニング系列データはトレーニング系列に基づくが、例えば、系列のスクランブルされたバージョンから得られるかもしれない。トレーニング系列データは、トレーニング系列に逆フーリエ変換(IFFT)を実行し、次に周期的なプレフィックスなどの周期的な延長を加えることにより、1つ以上のOFDMシンボルとしてOFDM信号に含まれる。その結果、トレーニング系列データは各送信アンテナから送信されるOFDMシンボルに有効に組み込まれる。
【００４７】
トレーニング系列が送信アンテナの数と線形依存する長さを有するので、MIMO OFDM通信システムにおけるトレーニング系列オーバーヘッドがかなり減少して、事実上より短いトレーニング系列、または等価的に送信アンテナのより大きい数を許容する。実施例では、系列の長さが送信アンテナの数と大体のチャンネルの長さ、即ちスパンの積に等しく、これは最小の要求系列長である。
【００４８】
直交トレーニング系列はXmk=exp(j 2πk m L/K)の値の系列に基づいて構成されてもよい、ここでkは系列の値をインデックスし、mは送信アンテナをインデックスし、Lは正の整数である。インデックスkは1からKまで、または0からK-1まで変り、同様に、mは1からMまで、または0からM-1まで変る。整数Lはチャンネルの長さの推定値であることが望ましく、OFDM信号の周期的なプレフィックスのような周期的な延長の長さと等しいかもしれない。望ましくは、これらの系列は送信器電力増幅器の要求を低減するためにほぼ同一のピーク対平均電力比を提供するようにスクランブルされる。。後で説明されるように、そのようなスクランブル系列の無限の数が潜在的にある。
【００４９】
OFDM信号に組み込まれたトレーニング系列データが基づくトレーニング系列は時間および/または周波数空間に分散された値を有する。即ち、kはOFDM信号および/またはOFDMシンボルのサブキャリアをインデックスするかもしれない。したがって、KはOFDM信号のすべてのサブキャリアをランオーバーするので、OFDMトレーニングシンボルは値の完全な系列のためにデータを取り入れ、例えばトレーニング系列の各値はトレーニングOFDMシンボルのサブキャリアの1つによって搬送される。代わりにトレーニング系列値は、例えば交互のサブキャリアまたは、ある他のパターンに置かれてもよく、またはトレーニング系列値は2つ以上のOFDMトレーニングシンボルに亘って時間内に間隔をあけられてもよい。しかしながら、簡易化された場合では、Kは各サブキャリアに置かれた1つのトレーニング系列値からのサブキャリアとデータの総数と同等視されるかもしれない。トレーニング系列値、またはスクランブルされたトレーニング系列値、またはこのような系列またはスクランブルされた系列から得られたデータは、ルックアップテーブルに記憶され、実時間で計算するために値またはデータの必要性を回避してもよい。
【００５０】
関連する態様において、発明はまた複数の送信アンテナについてチャンネル推定のためのトレーニング系列データを含むOFDM信号を提供し、トレーニング系列データは、exp(j 2πk m L/K)の値によって定義された長さKのトレーニング系列に基づいており、ここにkは系列の値をインデックスし、mは送信アンテナをインデックスし、Lは正の整数である。
【００５１】
発明はさらに、上で説明されたOFDM信号を送信するように構成されたOFDM送信器、および上で説明されたトレーニング系列データを搬送するデータ担体(以下に言及されるように)を提供する。
【００５２】
発明はまた、複数の送信アンテナを有するOFDM送信器を提供し、OFDM送信器は各送信アンテナからトレーニング系列に基づいたトレーニング系列データを送信するように構成され、アンテナについてトレーニング系列データが基づいているトレーニング系列は、
（i）トレーニング系列が実質的に互いに直交であり、
（ii）トレーニング系列は受信器が各送信アンテナと関連するチャンネルに対するチャンネル推定値を決定することを許容し、
（iii）  (ii)を満足させるのに必要とされるそれぞれのトレーニング系列の最小長が送信アンテナの数に依存して実質的に線形的である
ように構成される。
【００５３】
望ましくは、OFDM送信器は、各送信アンテナからXmk=exp(j 2πk m L/K)の値を有するトレーニング系列に基づいたトレーニング系列データを送信するように構成され、ここにkは長さKの系列の値をインデックスし、mは前記送信アンテナをインデックスし、Lは正の整数である。チャンネル推定値は最小自乗推定値であるかもしれない。
【００５４】
同様に発明は、複数の送信アンテナを有するOFDM送信器を提供し、OFDM送信器は各送信アンテナから、
Xmk=exp(j 2πk m L/K)
の値を有するトレーニング系列に基づいたトレーニング系列データを送信するように構成され、ここで、kは長さKの系列の値をインデックスし、mは前記送信アンテナをインデックスし、Lは正の整数である。
【００５５】
発明はまた、複数の送信アンテナからのOFDM信号を送信するように構成されたOFDM送信器を提供し、OFDM送信器は複数のアンテナの各々についてトレーニング系列データを記憶するデータメモリと、プロセッサ実行可能な指示を記憶する指示メモリと、指示に従ってトレーニング系列データを読み出しかつ処理するようにデータメモリおよび指示メモリに接続されたプロセッサとを含み、前記指示は、各アンテナについてトレーニング系列データを読み出し、各アンテナについてトレーニング系列データを逆フーリエ変換し、フーリエ変換データについて周期的な延長を提供して、各アンテナについて出力データを生成し、送信のため少なくとも1つのディジタルアナログ変換器に出力データを供給するようにプロセッサを制御する指示を含み、アンテナのための前記トレーニング系列データは、
Xmk=exp(j 2πk m L/K)
の値の系列から得られるデータを含み、ここにmはアンテナをインデックスし、kは系列の値をインデックスし、Lは正の整数であり、系列が長さKを有する。
【００５６】
関連する態様において、発明は複数の送信アンテナを有するOFDM送信器から、各送信アンテナについてチャンネル推定値を決定するトレーニング系列データを有するOFDM信号を提供する方法を提供し、方法は各送信アンテナのトレーニング系列データをOFDM信号に挿入し、トレーニング系列データは各アンテナについて長さKの直交トレーニング系列から得られ、直交トレーニング系列は、各送信アンテナと関連する少なくとも1つのチャンネルのためのチャンネル推定値を決定するのに必要とされる最小要求系列長さKが、送信アンテナの数に線形依存するように構成される。
【００５７】
上述されたOFDM送信器と方法を実行する上述されたトレーニング系列データおよび/またはプロセッサ制御符号は、ディスク、CD-またはDVD-ROMなどのデータ担体、リードオンリーメモリ(ファームウェア)などのプログラムされたメモリ、または光学または電気信号担体などのデータ担体上に備えられてもよい。多くの応用のために、上述の送信器、および上述の方法に従って機能するように構成された送信器の実施例がDSP(ディジタル信号プロセッサ)、ASIC(特定用途向けIC)またはFPGA(フィールドプログラマブルゲートアレイ)で実行されるであろう。したがって、発明の実施例を実行するため符号（およびデータ）は、通常のプログラムコード、マイクロコード、または例えばASICかFPGAを設定または制御するためのコードを含んでもよい。同様に、コードはVerilog(商標)やVHDL(超高速集積回路ハードウェア記述言語)などのハードウェア記述言語のためのコードを含んでもよい。当業者が認識するように、コードおよび/またはデータは互いに通信する複数の結合した構成要素間に分配されてもよい。
【００５８】
発明のこれらおよび他の態様は、添付図面を参照して例だけの方法によりさらに記述される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００５９】
再び上記式1を参照すると、この式が以下の式2によって与えられたトレーニング系列によって満足されることができることが認識される：
Xk(m)k =exp(j 2π k m L/K)
0≦k≦K-1,    0≦m≦M-1                式2
式2において、mおよびkはそれぞれ0からM-1および0からK-1まで変り、等化的にそれぞれ1からMおよび1からKまで変る。インデックスmは送信アンテナをラベルし、そのアンテナから送信されるべきトレーニング系列の値がインデックスkによってラベルされるので、送信アンテナにより送信されたトレーニング系列が長さKを有する。インデックスkはサブキャリアをラベルすることができるので、例えば、それぞれの値Xkは異なったサブキャリア上で送信され(その場合、望ましくは、Kはサブキャリアの総数である)、またはトレーニング系列値はある他の方法で分散され、例えば、kが交互のサブキャリアをラベルし、トレーニング系列Xkは半分が1つのシンボルに、および半分が次のシンボルにのように2つのOFDMシンボル上に分散されるかもしれない。当業者は、多数の変形がこれらの線に沿って可能であると認識するであろう。さらに、事実上トレーニング系列の長さがKによって定義されることが認識される。
【００６０】
1つのトレーニング系列値Xkが各サブキャリアに割り当てられるところでは、OFDM送信器のアンテナにより送信されるOFDMトレーニングシンボルは、Kサンプルまたはトレーニング系列の値の逆フーリエ変換を実行し、次に周期的なプレフィックスを加える(ディジタルアナログ変換器によるアナログ波形への変換が理解される)ことにより構成されるかもしれない。当業者は、例えば、長さ2Kの出力データ系列を提供するため、K×K行列からK×2K行列に逆フーリエ変換行列を変更することによって、トレーニング系列がオーバーサンプルされるかもしれないと認識するだろう。
【００６１】
式2において、Lはサンプル期間におけるチャンネル長さを近似するように選択された正の整数である。しかしながら、チャンネルの長さがその推定の前に一般に知られていないので、Lは周期的なプレフィックス長に等しいかそれより大きくなるように取られかもしれず、周期的なプレフィックスは通常チャンネルより長くなるように選択される。
【００６２】
式2によって定義されるトレーニング系列は直交であり、K≧MLという条件で最適判定基準(即ち、最小MSE)を満たす。したがって、要求される系列の長さだけが送信アンテナ数に対して線形増加となり、それ故2個以上の送信アンテナで使用されるとき、従来技術の潜在的に厳しい限界を克服する。式1の判定基準はTung他から既知であり、式2によって定義される系列から得られるトレーニング系列がこの判定基準を満たすことが以前に認識されていなかった。
【００６３】
式2によって定義される系列を使用することの1つの潜在的困難は、式2によって定義された値Kの系列の逆フーリエ変換が時間領域で一連のインパルス関数を含むということである。この形のとがった信号はディジタルアナログ変換器(DAC)のための大きいダイナミックレンジを必要として、望ましくないピーク対平均電力比(PAPR)を有する。概してPAPRが低ければ低いほどDACへの要件が厳しくなく、より効率的なOFDM送信器になる。周波数領域において、即ち逆フーリエ変換を適用する前にトレーニング系列をスクランブルすることにより困難を処理することができる。スクランブル処理は式３で定義され、ここでスクランブル系列はckであり、｜ck｜=1、kはスクランブル系列における値をインデックスしている。
【数２】
2006500864.tif 000004
【００６４】
潜在的に、すべてのkについて1つの係数値を有するスクランブル系列の無限の数がある(およびすべてのck=1はオリジナル系列を再生させる)。スクランブルコード系列を適切に選択することにより、ピーク対平均電力比を低く保つことができ、それは通信システムにおける非線形の影響を減少させ、したがって、チャンネル推定値を改良する。
【００６５】
適当なスクランブル系列はLeopold Bomer and Markus Antweiler,“Perfect N-phase sequences and arrays”,IEEE JSAC, vol 10,no.4 pp. 782-789,May1992に記述されており、この論文は引用文献としてここに組み込まれる。BomerとAntweilerはいわゆる“完全な”系列とアレイを説明し、それは周期的な自動相関関係関数を有し、その位相の範囲外の値はゼロである。時間の離散的なN-位相系列とアレイは大きさ1の複素数要素と1つの(2π/N)n、0≦n< Nの異なった位相値を有する。BomerとAntweilerはいくつかの完全なN-位相系列およびアレイのための構成方法を説明し、例えば、彼らの論文に記述されたChu系列は実質的に単一のピーク対平均電力比を達成するために使用することができる。
【００６６】
サイズSxのChu系列の構成は、D.C. Chu,“Polyphase codes with good periodic correlation properties”, IEEE Trans.Inform.Theory, vol.IT-25, pp.720-724, 1979で説明される。Chu系列は以下を使用して構成される：
s(x)=exp{j(2π/N)n .x2}            Sxが偶数について
s(x)=exp{j(2π/N)n .x(x+1)}        Sxが奇数について
0≦ｘ≦Sx -1
ここにnはSxと互いに素である。Chu系列のアルファベットNは以下によって与えられる。
【００６７】
N=2Sx           Sxが偶数について
N=Sx            Sxが奇数について
nの変化で、この構成はФ(Sx)の異なった完全なN-位相系列を発生し、ここにФ(・)はEulerのtotient関数を表す。
【００６８】
式2から得られるトレーニング系列の構成と使用は今簡単な例で示されるであろう。
【００６９】
例証のために、M=2の送信アンテナ、K=4のサブキャリア、およびL=2のチャンネル長を有する小さいOFDMシステムについて考える。その時、Xk,(m)k =exp(j 2π k m L/K)=exp(j 2π k m/2)=(-1)kmはXk,(0)k ={1,1,1,1}およびXk,(1)k={1,-1,1,-1}に等しい。4×2FFT行列が
【数３】
2006500864.tif 000005
【００７０】
我々は系列が直交していることを見ることができ、式(1)を適用することによって：
【数４】
2006500864.tif 000006
【００７１】
これらは低いピーク対平均電力比(これは4である)を有しているが、系列は望ましくは、スクランブルされる。
【数５】
2006500864.tif 000007
【００７２】
再び、式(1)を使用してこれらが直交であることを確認することができる:
【数６】
2006500864.tif 000008
【００７３】
これらのスクランブルされた系列が今1のピーク対平均電力比を有することを見ることができる。
【００７４】
図８を参照すると、上述されたトレーニング系列を使用するのに適したOFDM通信システム500示す。ユーザデータストリーム502は通常のMIMO送信器プロセッサ504に入力され、プロセッサは一組のOFDMシンボルを送信するため、一組の送信アンテナ512のそれぞれ1つを駆動するIFFTブロック510に複数の出力を供給する。MIMOトレーニング系列はブロック506により提供され、例えば、ルックアップテーブルのように必要に応じて構成されるか記憶される。MIMOトレーニング系列はスクランブルブロック508に供給され、それは式3に従ってスクランブル系列を適用し、次にスクランブルされたトレーニング系列はMIMOプロセッサ504によってOFDMシンボルとして送信されるべきデータストリームに挿入される。実際に、トレーニング系列およびスクランブルブロック506、508はフラッシュRAMやEPROMなどの一時的または永久的なデータ記憶装置を含むかもしれない。2つの別々のブロックが明快に示されるが、実際にスクランブルされたトレーニング系列は予め計算されて、ローカル記憶媒体に記憶されそうである。
【００７５】
図8を参照して続行すると、複数の受信アンテナ514の各々は送信アンテナ512の各々から信号を受信し、受信された信号はFFTブロック516に通され、次に出力データストリーム522を供給する通常のMIMO OFDM受信器プロセッサ518に渡される。また、プロセッサ518はMIMOチャンネル推定ブロック520から一組のMIMOチャンネル推定値を受け取る。任意の通常の最小自乗(LS)アルゴリズムがMIMOチャンネル推定に採用され、上述されたトレーニング系列を使用している発明の実施例は、通常のMIMO OFDM受信器に対するどんな変更も必要としない(例のとおり、受信器が使用されるトレーニング系列を知る必要があるが)。その結果、標準の適応型フィルタベースのチャンネル推定技術は各送信アンテナについて、1つ以上のチャンネル(受信アンテナの数に依存する)を推定するのに採用されるかもしれない。
【００７６】
Li他(ibid)は最小自乗チャンネル推定技術(時間領域のウインドウ処理を採用して)の一例を記述し、この技術の概要が図9に示される。アルゴリズムのより詳細についてLi他の論文(ここに引用文献として組み込まれる)が参照される。
【００７７】
より詳細に、図9は図7に関して説明されたそれらに似た受信信号とトレーニングデータ入力を有するチャンネルパラメタ推定器600を示す。したがって、図9では、以下の用語体系が採用される：
【数７】
2006500864.tif 000009
【００７８】
図9において、iは送信アンテナをラベルし、したがって乗算器602は各(スクランブルされた)トレーニング系列と受信された信号の積を形成する。各送信アンテナの(共役の)トレーニング系列について実行されたこの演算の結果はIFFTブロック606に渡され、このブロックは、受信された信号とそれぞれのトレーニング系列との間の相関行列を含んでいる、(各送信アンテナに関連づけられた)それらのトレーニング系列の各々について時間領域データ出力を提供する。概念的に、一組の乗算器604(その1つだけが明快ために示される)が異なる送信アンテナにより送信されたトレーニング系列の一組の積を形成し、再びそれらはIFFTブロック608により時間領域に変換されて一組の出力行列Qijを提供する。
【数８】
2006500864.tif 000010
【００７９】
IFFTブロック606、608からの出力はMIMOチャンネル推定ブロック610に供給され、それは以下を計算するために最小自乗(LS)アルゴリズムに従って演算する：
【数９】
2006500864.tif 000011
【００８０】
その結果、チャンネル推定ブロック610からの出力は、各送信アンテナのための各受信アンテナの1個について一組の(時間領域)チャンネル推定値を含み、それらはFFTブロック612、614の組に供給されるが、図9では明快のために2個だけが示される。これらのFFTブロックは、時間領域チャンネル推定値を周波数領域推定値、再び各受信アンテナについて(送信アンテナの組のための)一組の推定値に変換する。
【数１０】
2006500864.tif 000012
【００８１】
したがって、発明の実施例は通常の受信器に何ら変更を必要としない。
【００８２】
図10は本発明の実施例にしたがったトレーニング系列を使用するように構成されたOFDM送信器700の例を示す。概して信号処理の大部分がディジタル領域で実行され、アナログ信号への変換は最終的なRF段で行われるだけである。
【００８３】
図10において、2個のアンテナ702a、bは通常アップコンバータ、電力増幅器、および選択的にウインドウ処理フィルタを含む、それぞれのRF段704a、bによって駆動される。RF段は、ディジタル信号プロセッサ(DSP)708から入力を受けるそれぞれのディジタルアナログ変換器706a、bのIおよびQ出力により駆動される。送信のためのディジタルデータはDSP 708への入力710に提供される。
【００８４】
DSP 708は一般に、1つ以上のプロセッサ708aとワーキングメモリ708bを含んでおり、フラッシュRAMやROMなどの永久的なプログラムおよびデータメモリ714にDSPを接続するためにデータ、アドレスおよび制御バス712を有する。メモリ714はDSP 708を制御するためのプロセッサ制御コードを記憶し、OFDM機能、特にIFFTコード714a、周期的なプレフィックス付加コード714b、トレーニング系列挿入コード714c、および誤り(リード-ソロモンなどの)訂正およびコード化コード714dを提供する。また、メモリ714は、補足的なOFDM受信器によりチャンネル推定のためのアンテナ702a、bから送信されるOFDMシンボルに包含するため、系列挿入コード714cとともにここにトレーニング系列データを記憶する。図示されるように、メモリ714に記憶されたデータおよび/またはコードのいくつかまたはすべてが取外し可能な記憶媒体716または同様のデータ担体で提供されるかもしれない。図10に2個の送信アンテナだけが示されたが、当業者は実際には4、6または8個のアンテナのようなより多い送信アンテナが採用され得ることを認識するだろう。
【００８５】
図11、12および13は、上述のトレーニング系列の性能を、最小自乗アルゴリズムについて、特にTung他およびLi他(ibid)で説明された通常のトレーニング系列と比較するグラフを示す。
【００８６】
図11は、2および3個の送信アンテナを有するシステムについて、dBの受信された信号対雑音比(S/N)に対するy-軸における平均自乗誤差(MSE)のグラフに示す。図11のグラフにおいて、52のFFTサイズが想定され、Hiperlan/2(ヨーロッパの)、IEEE 802.11a(米国の)、およびHiSWAN(日本の)のような既存のグローバルなWLAN OFDMシステムに対応している。これらの規格において、FFTサイズは64であるが、52のサブキャリアだけがデータ伝送(ユーザデータとパイロット系列を含んでいる)のために利用可能であり、したがって、公平な比較のため52のFFTサイズが図11で想定された。マルチパスチャンネルが、相互シンボル干渉(ISI)を避けるために、周期的なプレフィックス(CP)の定義された期間、即ち、15サンプリング期間と同じスパンを持つように想定された。
【００８７】
図11において、曲線802、804、806、および808はそれぞれ、2つの送信アンテナを有するTungおよびLiに従ったLSアルゴリズムの通常のトレーニング系列を有するMIMO技術の応用、2個および3個の両方の送信アンテナを有して上記スクランブル処理のない式2に従ったトレーニング系列、2個または3個の両方の送信アンテナを有してランダムスクランブル処理で上記式2に従ったトレーニング系列、および2個および3個の両方の送信アンテナについて、BomerとAntweiler(ibid)に従ったいわゆる“完全な”スクランブル処理系列で上記式2に従ったトレーニング系列に対応している。曲線800は、3個の送信アンテナを有するTungとLiに従ったMIMOシステムの通常のトレーニング系列の性能を示す。曲線802、804、806、および808は実質的に一致しているが、曲線800は著しい剰余平均自乗誤差を示し、上で説明された技術がこの場合3個の送信アンテナをサポートできるのに対し、通常の技術(TungとLiで説明されたような)が2個の送信アンテナをサポートできるだけであることを例証している。
【００８８】
図12は、この場合トレーニング系列の固定長(K=128)と4、5および8個の送信アンテナについて、x-軸の信号対雑音比(dBで)に対するy-軸の平均自乗誤差の2番目のグラフに示す。曲線904、902および900はそれぞれ、4、5および8個の送信アンテナを有する通常の方式の性能に示し、これに対し曲線906はまた4、5および8個の送信アンテナについて、(スクランブル処理のあるかないかのいずれかで)上記式2に従ったトレーニング系列の性能を示す。通常の方式が4個の送信アンテナ(24-1 *16)までサポートするだけであるのに対し、提案された方式は8個の送信アンテナ(8*16)までサポートすることができることが分かる。
【００８９】
図13は再びy-軸の平均自乗誤差とx-軸からの信号対雑音比(dBで)により、トレーニング系列長を変えることの影響を示す。図13の曲線は8個の送信アンテナと16の想定チャンネル長を有するシステムに関する。曲線1000、1002、1004、1006および1008はそれぞれ128、256、512、1024および2048の系列の長さを有する従来技術に従ったトレーニング方式に関連する。曲線1010、1012、1014、1016および1018はそれぞれトレーニング系列の長さ128、256、512、1024および2048を有する上述の式2に基づいて得られるトレーニング系列に関連する。妥当な性能(10dBのS/Nで約10-3より良い平均自乗誤差を言う)を達成するために、128のトレーニング系列だけが必要であるが、通常の方式は1024または2048のトレーニング系列の長さを必要とし、著しい不利を提示する。
【００９０】
上述された技術はMIMOシステムなどの多数の送信アンテナを有するOFDM通信システムのために役に立つ。技術は端末と基地局またはアクセスポイントの両方で適用可能であり、OFDM通信を採用している既存の規格のいずれかに限定されない。最小自乗チャンネル推定(それは簡単であり、良い性能を提供する)を使用する通常の技術で、必要なトレーニング系列の長さがK≧2M-1Lであり、アンテナの数で指数関数的になるのに対し、上述された技術では、必要な系列の長さはK≧MLであり、送信アンテナの数に直線的に比例している。上述された技術はまた単一に近づいたピーク対平均電力比を提供することができ、それは低減された仕様でOFDM送信器電力増幅器を使用することを可能にする。
【００９１】
疑いなく他の多くの効果的な代替手段が当業者に思い浮かぶであろう。発明は記述された実施例に限定されることなく、添付された請求項の精神と範囲内に属している当業者に明らかな変更を包含することが理解されるであろう。
【図面の簡単な説明】
【００９２】
【図１】OFDM信号スペクトルのサブキャリアを示す。
【図２】従来のOFDM送信器および受信器を示す。
【図３】OFDM受信器フロントエンドを示す。
【図４】OFDM受信器信号プロセッサを示す。
【図５】チャンネル推定手順の概念的な実例を示す。
【図６】プリアンブルとパイロット信号位置を示しているHiperlan 2 OFDM信号の時間と周波数領域構想を示す。
【図７】既知の空間時間符号化MIMO OFDM通信システムを示す。
【図８】本発明の態様を具体化するMIMO OFDM通信システムを示す。
【図９】MIMO OFDM受信器のためのチャンネルパラメタ推定器のブロック図を示す。
【図１０】本発明の実施例に従ってMIMO OFDM送信器のブロック図を示す。
【図１１】送信アンテナの異なる数について、従来技術と共に本発明の実施例の性能を比較する信号対雑音比に対する平均自乗誤差のグラフを示す。
【図１２】図11のために使用されたよりも長いトレーニング系列を使用している、送信アンテナの異なる数について、従来技術に対する本発明の実施例を比較する信号対雑音比に対する平均自乗誤差のグラフを示す。
【図１３】異なるトレーニング系列の長さについて、従来技術と共に発明の実施例の性能を比較する信号対雑音比に対する平均自乗誤差のグラフを示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【国際調査報告】
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