(57)【要約】本発明の双方向フライバック回路は、ほぼゼロ電圧スイッチングを達成するように再循環エネルギーを調整する一次側スイッチ（１０６）と、出力電圧を調整する二次側スイッチ（１０７）を具える。出力電圧（Ｖ1）を調整するために双方向フライバック回路の出力側と入力側との間に帰還回路を必要としない。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＤＣ−ＤＣ双方向フライバック回路を具えた電子回路であって、前記ＤＣ−ＤＣ双方向フライバック回路は出力側と入力側との間の帰還回路なしでゼロ電圧スイッチング動作する一次側スイッチを有することを特徴とする電子回路。
【請求項２】
前記フライバック回路において最適循環エネルギーの状態を達成するように前記一次側スイッチのオン時間を調整する一次側コントローラを更に具えることを特徴とする請求項１記載の電子回路。
【請求項３】
一次側コントローラが負一次電流の反転積分値を基準電荷と比較し、該比較に基づいて前記調整を行うことを特徴とする請求項２記載の電子回路。
【請求項４】
前記一次側スイッチは前記ゼロ電圧スイッチングを達成するように再循環エネルギーを調整することを特徴とする請求項１記載の電子回路。
【請求項５】
二次側スイッチは出力電圧を調整することを特徴とする請求項１記載の電子回路。
【請求項６】
前記一次側スイッチコントローラは最小負一次電流を調整することを特徴とする請求項２記載の電子回路。
【請求項７】
前記二次側スイッチは前記出力電圧を調整するために二次側スイッチを流れる負二次電流の時間間隔を用いることを特徴とする請求項５記載の電子回路。
【請求項８】
前記一次側コントローラは一次側スイッチのドレイン電圧の積分値を調整することを特徴とする請求項２記載の電子回路。
【請求項９】
二次側コントローラが負荷への電力を増大すると、前記一次側コントローラが次のサイクルで前記一次側スイッチの導通時間を増大することを特徴とする請求項３記載の電子回路。
【請求項１０】
二次側コントローラが負荷への電力を減少すると、前記一次側コントローラが次のサイクルで前記一次側スイッチの導通時間を減少することを特徴とする請求項３記載の電子回路。
【請求項１１】
前記電子回路はＤＣ−ＤＣ双方向フライバックコンバータであることを特徴とする請求項１記載の電子回路。
【請求項１２】
前記ＤＣ−ＤＣ双方向フライバックコンバータはユニバーサル幹線電圧源であることを特徴とする請求項１記載の電子回路。
【請求項１３】
ＤＣ−ＤＣ双方向フライバック回路を制御する方法であって、
前記回路の二次側から一次側への帰還を与えずに前記回路に最適循環エネルギーの状態が達成されるように一次側スイッチを制御することを特徴とする制御方法。
【請求項１４】
前記フライバック回路において最適循環エネルギーの状態が達成されるように前記一次側スイッチのオン時間を調整する一次側コントローラを設けることを特徴とする請求項１３記載の制御方法。
【請求項１５】
前記一次側コントローラにより再循環エネルギーをゼロ電圧スイッチングが達成されるように調整することを特徴とする請求項１４記載の制御方法。
【請求項１６】
出力電圧を調整する二次側スイッチを設けることを特徴とする請求項１４記載の制御方法。
【請求項１７】
前記一次側コントローラにより最小負一次電流を調整することを特徴とする請求項１５記載の制御方法。
【請求項１８】
前記一次側コントローラにより一次側スイッチドレイン電圧の時間積分値を調整することを特徴とする請求項１５記載の制御方法。
【請求項１９】
二次側コントローラにより負一次電流の反転積分値を基準電荷と比較し、該比較に基づいて前記調整を行うことを特徴とする請求項１５記載の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般に双方向フライバックコンバータ、特に絶縁障壁を横切る帰還を必要としない安定化双方向フライバックコンバータに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
ＤＣ−ＤＣ双方向フライバック回路は電力を回路の入力から回路の出力へ送ることができるとともに出力から入力へ送り返すことができる電気回路である。ＤＣ−ＤＣ双方向フライバックコンバータは種々のアプリケーションに使用されている。例えば、ＤＣ−ＤＣ双方向フライバックコンバータは多数の出力端子を有することが多い１００Ｗ以下の電源に一般に使用されている。
【０００３】
ＤＣ−ＤＣフライバックコンバータは、１つの一次巻線と１つ以上の二次巻線を有するフライバック変成器を通常含むが、この変成器は通常結合インダクタである。フライバック変成器を横切るエネルギーの流れを制御するために固体電力スイッチが使用可能である。慣例の回路では、電力スイッチは多くの場合「ハードスイッチング」を受け、これはスイッチング時のスイッチ両端間の電圧及び電流（電力）が高い状態にあるスイッチングを意味する。電力スイッチがハードスイッチされると、好ましくない大きな電力損失が生ずる。
【０００４】
ハードスイッチングと関連する種々の問題のために、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）を達成するのが有用である。その名前の通り、ゼロ電圧スイッチングとはスイッチのターンオン時におけるスイッチ両端間の電圧レベルがほぼゼロ電圧であるスイッチングを意味する。このようにすると、フライバック回路のスイッチ両端間の電力が低くなり、電力損失も望みどおりに低くなる。
【０００５】
ＤＣ−ＤＣ双方向フライバック回路は、デバイスを種々のＡＣ電圧で動作させることができるユニバーサル幹線電圧電源に有用である。ＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）は多くの場合これらのアプリケーションのための双方向フライバック回路の一次側のスイッチに対して達成するのが望ましい。しかし、あいにく、ＺＶＳを多くの既知の技術で達成する試みにおいては、出力側から入力側に過剰なエネルギーが再循環され得ること、及び／又は不十分な再循環エネルギーのために所望の出力電圧を維持できないことがある。回路内のエネルギーの再循環は不所望な損失をまねく。
【０００６】
双方向フライバック回路の一次側でＺＶＳを達成するために、ピーク負二次電流を（従って再循環されるエネルギーの量）を制御することが既知である。この既知の方法は、回路の出力側から入力側への帰還ループを用いて一次側スイッチの「オン時間」を制御することにより出力電圧を調整する。この帰還ループは多くの場合フォトカプラを含む。
【０００７】
ＤＣ−ＤＣ双方向フライバックコンバータの一次側と二次側との間の帰還ループは、出力電圧を調整すると同時に、上述の欠点を生ずることなく所望のＺＶＳ状態を達成するのに使用するが、これらの帰還ループは追加の回路を付加し、追加の複雑度を回路設計者に付加する。
【０００８】
従って、上述した回路及び方法の短所及び欠点を少なくとも克服する双方向フライバック回路が必要とされている。
【０００９】
本発明の一実施例によれば、双方向フライバック回路は、ほぼゼロ電圧スイッチングを達成すべく再循環エネルギーを調整する一次側スイッチと、出力電圧を調整する二次側スイッチを含む。出力電圧を調整するために双方向フライバック回路の出力側と入力側との間に帰還回路を必要としない。
【００１０】
本発明は、以下に記載する詳細な説明を図面を参照して読むと良く理解される。種々の特徴は必ずしも一定のスケールで描かれていない。実際上、種々の寸法は説明の便宜上任意に拡大又は縮小されている。
【００１１】
以下の詳細な説明においては、限定でなく例示の目的のために、模範的実施例の特定の細部について説明し本発明の全体的な理解に供する。しかし、当業者であれば、本発明はここに開示する特定の細部から逸脱することなく他の種々の実施例に実現することができること明らかである。また、公知のデバイス、方法及び材料の記述は本発明の説明を不明瞭にしないように省略した。
【００１２】
図１は、本発明の一つの模範的実施例に基づくＤＣ−ＤＣ双方向フライバック回路（ＤＣ−ＤＣ  ＢＦＣ）１００の回路図を示す。ＤＣ−ＤＣ  ＢＦＣ１００は絶縁変成器１０１を含み、この変成器は一次側巻線１０２と、二次側巻線１０３を有する。入力端子１０４はＤＣ−ＤＣ  ＢＦＣ１００の一次側の入力電圧（Ｖin）を受信し、出力端子１０５は二次側の出力電圧（Ｖ1）を出力する。入力電圧は第１電圧源からの電圧とすることができ、出力電圧はユニバーサル幹線電源であるＤＣ−ＤＣ  ＢＦＣ１００を有する第２電圧源からの電圧とすることができる。この模範的実施例では、二次側キャパシタ１１１が出力電圧源である。
【００１３】
ＤＣ−ＤＣ  ＢＦＣ１００の一次側は一次側スイッチ１０６を含み、このスイッチは当業者に既知の電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）スイッチング回路とすることができる。同様に、二次側スイッチ１０７もこのようなスイッチとすることができる。他のタイプのスイッチを回路１００に使用することもできること勿論である。一次側コントローラ１０８及び二次側コントローラ１０９を用いて循環エネルギー及び出力電圧を本発明の種々の模範的実施例につき説明する方法でそれぞれ制御することができる。
【００１４】
簡単に説明すると、種々の模範的実施例につき説明する方法及び装置は、出力電圧を調整するのに加えて、二次側巻線１０３から一次側巻線１０２への循環エネルギーを制御する。絶縁変成器１０１の二次側から一次側への直接帰還（例えばフォトカプラ）は使用しない。模範的実施例の制御方法及び装置では、二次側スイッチ１０７を流れる負二次電流の時間間隔を出力電圧（Ｖ1）の調整に使用する。一次側スイッチ１０６は出力側から一次側への循環エネルギーを、一次側スイッチのほぼゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）を達成するのに必要な最小量のエネルギー（ここでは最適循環エネルギーという）が循環されるように制御する。
【００１５】
種々の模範的実施例につき更に詳細に説明するように、二次側スイッチ１０７のターンオフ時における負一次側電流Ｉneg,pは種々のシナリオのために調整される。これらのシナリオは、反射された出力電圧Ｖrが入力電圧Ｖinを超える状態と、ＶinがＶrを超える状態とを含む。記載する種々の模範的実施例は最適循環エネルギーの状態、即ち循環エネルギーが一次スイッチのゼロ電圧スイッチングを達成するのに調度十分である状態に対応する。以下に記載する数学的表現は一次側スイッチのオン時間を決定するために一次側コントローラで使用することができる。
【００１６】
最適循環エネルギーの所望の目的を満足させるために、一次側スイッチ１０６は変成器１０１に十分なエネルギーを供給して、二次側スイッチ１０７が所要のエネルギーを二次側の出力端子１０５の負荷に供給した後に、一次側スイッチ１０６のＺＶＳを保障するのに十分な残存電流が存在するようにする。これは変成器１０１の二次巻線１０３に蓄積されるエネルギーとして現れる。二次スイッチ１０７がサイクル中にターンオフすると、二次側電流（二次巻線１０３の電流）が一次側に反射され、一次側スイッチ１０６の両端間のキャパシタ１１０を放電する。その結果、一次スイッチ１０６がＦＥＴを含む本発明の模範的な実施例では、ドレイン電圧がほぼ零になり、一次側スイッチが次のサイクルでターンオンするときＺＶＳになる。本発明の一つの模範的実施例によれば、ＤＣ−ＤＣ双方向フライバック回路１００の出力側から入力側への帰還ループを除去し、負一次側電流を一次側スイッチ１０６のＺＶＳを達成するように制御する。
【００１７】
本発明の種々の模範的実施例を一層明確に理解するために、図２及び図３を参照することができる。これらの図は、それぞれ入力電圧が反射電圧より小さい（Ｖin＜Ｖr）場合、及び入力電圧が反射電圧より大きい（Ｖin＞Ｖr）場合に対するほぼ最適循環エネルギーの状態におけるサイクル周期（Ｔper）中の種々の素子の波形を示す。
【００１８】
本発明の一つの模範的実施例では、一次側コントローラ１０８が負一次側電流の面積を調整することにより再循環エネルギーを間接的に調整する。これは、一次側スイッチ(Ｓ0)１０６の「オン時間」を制御することにより達成される。一次側コントローラ１０８はスイッチ(Ｓ0)１０６と直列のセンス抵抗（図示せず）を流れる一次電流と、一次側スイッチ(Ｓ0)１０６のＦＥＴのドレイン電圧Ｖc(t)１１２と、入力電圧Ｖinとを検知する。スイッチ(Ｓ0)１０６はＶc(t)１１２が零になるときターンオンされる。
【００１９】
以下の詳細な説明から明らかになるように、一次側コントローラ１０８は負一次電流の面積を検知された入力電圧Ｖin１０４と一次側へ反射された出力電圧の反射電圧Ｖrの値の関数である値に直接調整する。所定の出力ＤＣ電圧に対して固定のＶrの値を一次側コントローラ１０８のピンに接続された抵抗の値によって一次側コントローラ１０８にプログラムすることができる。本発明の他の模範的実施例では、Ｖrの値をスイッチ(Ｓ0)１０６のＦＥＴのドレイン電圧と入力電圧Ｖin１０４から導出することができる。
【００２０】
二次側コントローラ１０９は、負二次電流フローの時間間隔を制御することにより出力電圧（Ｖ1）を調整する。二次側コントローラ１０９は出力電圧Ｖ1  １０５と、二次側スイッチ(Ｓ1)１０７と直列のセンス抵抗（図示せず）を流れる二次電流を検知する。二次側コントローラ１０９は誤差増幅器を含む二次側調整ループを有する。誤差増幅器は検知された出力電圧を一方の入力として、基準電圧を他方の入力として受信する。二次側調整ループは、出力電圧が基準電圧以下に低下する場合に負二次電流フローの時間間隔を減少する。負二次電流フローの時間間隔は、出力電圧が基準電圧を超える場合に増大される。同様に、負二次電流フローの時間間隔は、出力電圧が基準電圧より小さい場合に減少され、等しい場合には変化されない。
【００２１】
二次側調整ループの帯域幅は、以下に詳述するように、一次側調整ループの帯域幅より著しく高くする。この目的のために、負荷の変化速度により二次側調整ループの帯域幅の下限値を決める。具体的にいうと、二次側調整ループ帯域幅は過渡状態の下で出力電圧の安定化を得るために負荷変化の速度より十分に高くする必要がある。一次側ループの帯域幅は二次側調整ループよりはるかに小さく選択して出力調整ループの動作を妨害しない小にする。
【００２２】
説明されているように、最適循環エネルギーを達成するための一次側スイッチ１０６のオン時間の制御及びその結果の最小の一次負電流は、一次電流の積分値を調整することにより達成される。Ｖin＞Ｖrの場合にゼロ電圧スイッチングを達成するための最適循環エネルギーに対応する負一次電流曲線(図２参照)の面積（Ａopt）を表す数式は次式で与えられる。
【数１】
2006500895.tif 000003
ここで、ｔoff,sは二次スイッチがターンオフする時刻、ｔ＝ｔＩ,zeroは負一次側巻線電流が零になる時刻である。
【００２３】
これに反し、Ｖin＜Ｖrの場合には、ゼロ循環エネルギー（一次側スイッチ１０６のソフトスイッチングに循環エネルギーは必要とされない）ために負一次電流曲線の面積を表す数式は次式で与えられる。
【数２】
2006500895.tif 000004
【００２４】
本模範的実施例は、一次側スイッチ１０６の導通時間を制御することによりＤＣ−ＤＣ  ＢＦＣ１００の一次側を制御する。しかし、一次側スイッチ１０６の導通時間は反転負一次電流の積分値を調整するために制御される。図５に示されるように、この積分の絶対値は、式(1)及び(2)の積分の絶対値にマージンを加えた基準電荷Ｑrefと比較される。このマージンは、キャパシタンス１１０及びＶin及びＶrのセンス素子のトレランスに対して一次側スイッチ１０６((Ｓ0))のゼロ電圧スイッチングを確実にするために必要とされる。
【００２５】
反転一次電流の積分値の調整によってＤＣ−ＤＣ  ＢＦＣ１００の一次側から二次側へ適正な電流及びエネルギーを供給してＺＶＳを保障することができること明らかである。この場合にも一次側コントローラ１０８はＡoptの所要の計算を行い、これを前サイクル中の反転一次電流の積分値と比較して現サイクルでＺＶＳを保障する。一次電流の負部分の反転積分の計算は次の３つの機能：反転、積分及びピーク検出で実現される。対応する波形を図６に示す。積分器の回路実現はその出力を接地電位より上の値に制限する。負値は接地レベルにクランプされる。積分器出力波形のピークは一次電流の反転負部分の面積に等しい。この計算には臨界的なタイミングが必要とされない点に注意されたい。二次側スイッチ(Ｓ1)１０７のターンオフ後の負一次電流に存在する如何なるリンギングも除去される。
【００２６】
本模範的実施例では、反転負一次電流の積分値が所定の入力電圧Ｖinに対して基準電荷Ｑrefより小さく決定される場合には、一次側スイッチ(Ｓ0)１０６の導通時間が増大される。反対の場合には、導通時間が減少される。二次側コントローラ１０９が循環エネルギーの減少により負荷に供給される電力を増大する場合には積分値が減少される。一次側コントローラ１０８は次のサイクルにおいてこれに応答し、スイッチ(Ｓ0)１０６の導通時間を増大して減少した循環エネルギーを増大し、従って積分値を増大する。二次側コントローラ１０９が負荷に供給される電力を減少する場合には、積分値が減少する。これに応答して、一次側コントローラ１０８はスイッチ(Ｓ0)１０６の導通時間を減少させて二次側スイッチ１０７に供給される電力を減少させる。
【００２７】
一次電流は一次スイッチ(Ｓ0)１０６と直列のセンス抵抗の電圧降下として測定する。この電圧は次に−１の利得を有する増幅器（図示せず）の入力に供給される。この増幅器は一次側コントローラの一部であり、この増幅器の出力は積分器の入力に接続される。
【００２８】
図６に示すように、積分器の出力は負一次電流フローの時間間隔の持続時間中増大する。この出力は、一次電流がゼロクロスするとき（瞬時６０２）、そのピーク値６０１（一次電流の負部分の面積の絶対値に等しい）に達する。
【００２９】
積分器の出力は各スイッチングサイクルにおいて一次電流の正部分により零にリセットされる。積分器の出力に接続されたピーク検出器が反転負一次電流の積分値を出力し、一次側帰還ループがこの積分値を調整する。具体的に言うと、ピーク検出器の出力は誤差増幅器に供給され、この増幅器がピーク検出器出力を基準電荷Ｑrefと比較する。次いで誤差増幅器の出力が一次側スイッチ(Ｓ0)のゲート駆動制御信号を発生するパルス幅変調器の入力に接続される。
【００３０】
本発明の他の模範的実施例によれば、帰還回路を必要としないでＺＶＳを達成するために最小負一次側電流を調整する。上述したように、一次側スイッチ(Ｓ0)１０６は、その導通時間中、二次側負荷（図示せず）により引き出されるエネルギーとスイッチ(Ｓ0)１０６のゼロ電圧スイッチングを達成するために二次側から一次側へ循環されるエネルギーとの和を供給する必要がある。二次側からの反射出力電圧Ｖrが入力電圧Ｖin１０４より大きい場合には、後者のエネルギーはゼロである。
【００３１】
一次スイッチ１０６のオン時間中に変成器に蓄積されたエネルギーの一部分が負荷に供給され、残りが二次側スイッチ１０７のターンオフ時に一次側に戻される。ピーク負一次電流を調整する一次側調整ループは一次側スイッチ１０６のオン時間の値を設定する。ピーク負電流が以下に示す数式により与えられる値より負にならなければ、オン時間を増大する。そうでなければ、オン時間を減少させる。本発明の模範的実施例では、一次側調整ループは一次側コントローラ１０８内に誤差増幅器（図示せず）を含み、一次側スイッチ１０６のオン時間の調整を行う。この誤差増幅器の入力はピーク検出後の負電流の積分値である。誤差増幅器出力は一次側スイッチ１０６のオン時間を制御する。
【００３２】
Ｖin＞Ｖrの場合に対する最適循環エネルギー状態における最小一次負電流ＩL,minを表す数式は次の通りである。
ＩL,min＝−Ｖin＊（Ｃs／Ｌp）1/2  ，  Vin＞Ｖr              (3)
ここで、Ｃsはキャパシタ１１０のキャパシタンス、Ｌpは一次巻線１０２のインダクタンスである。
【００３３】
しかし、Ｖin＜Ｖrの場合には、ゼロ循環エネルギーのために（即ち、一次側スイッチ１０６のソフトスイッチング（ＺＶＳ）に循環エネルギーが必要とされないために）最小一次負電流ＩL,minは次式で与えられる。
ＩL,min＝−Ｖr＊（Ｃs／Ｌp）1/2    ，Vin＜Ｖr              (4)
【００３４】
一次電流ＩL(t)１１１は、一次側スイッチのドレイン電圧Ｖc(t)１１２がＶinに等しくなるときにその最小負値になる点に注意されたい。
【００３５】
本模範的実施例では、一次側制御は最小負一次電流ＩL,minを調整するためにスイッチ(Ｓ0)１０６の導通時間を制御する。この電流は一次側スイッチ(Ｓ0)１０６のＦＥＴのソースで検知する。一次電流ＩL(t)はＶc(t)＝Ｖinのときにサンプリングする。ＩL(t)のサンプル値を、図４に示すように式(3)及び(4)で与えられる値にマージン４０１を加えて得られる規準電流Ｉrefと比較する。
【００３６】
一次側コントローラ１０８は一次電流をスイッチ(Ｓ0)１０６のソースに接続されたセンス抵抗の電圧降下として検知する。この電圧降下は一次側コントローラ１０８内のサンプルホールド回路に供給される。一次側コントローラ１０８内の比較器を用いて入力電圧Ｖinと一次側スイッチ(Ｓ0)１０６の低下するドレイン電圧との交差を検出する。比較器の出力で一次側コントローラ１０８内のワンショット回路の入力を駆動する。ワンショット回路の出力でサンプルホールド回路の制御入力を駆動する。
【００３７】
この実施例の方法は、一次スイッチ１０６のオン時間を調整することによって二次側へ供給されるエネルギーを最適循環エネルギーが達成されるように制御するものであることが理解される。図４において、ＩL,minの絶対値がＩrefより小さければ、スイッチ１０６の導通時間が増大される。そうでなければ、減少される。二次側コントローラ１０９が負荷増大に応答して負二次電流フローの時間間隔を減少する場合には、最小値ＩL,minが減少する。負二次電流フローの減少は変成器１０１の一次側への再循環エネルギーの低減を生ずる。一次側コントローラ１０８が次のサイクルにおいてこれに応答し、スイッチ(Ｓ0)１０６の導通時間を増大させることにより循環エネルギーを増大させ、従ってＩL,minの絶対値を増大させる。二次側の制御が負荷減少に応答して負二次電流フローの時間間隔を増大する場合には、ＩL,minの絶対値が増大する。次のサイクルにおいて、一次側コントローラがこれに応答し、スイッチ(Ｓ0)１０６の導通時間を減少させて二次側段へ供給される電力を減少させる。
【００３８】
本発明の他の模範的実施例では、一次スイッチのドレイン電圧の時間積分値を一次側コントローラ１０８によって調整する。一次側コントローラ１０８は、一次スイッチのドレイン電圧がＶinと交差する時刻ｔVinと該ドレイン電圧がゼロになる時刻ｔv,zeroとの間（ドレイン電圧波形の谷に一致する）における該ドレイン電圧の積分値Ａv,optを制御する。
【００３９】
Ｖin＞Ｖrの場合におけるゼロ電圧スイッチングを達成するための最適循環エネルギーに対応する面積Ａv,optを表す数式は次式で与えられる。
【数３】
2006500895.tif 000005
ここで、
θf ＝tan-1[−(Ｖin2−Ｖr2)1/2 /Ｖr],  π/2＞θf＞０
θin＝tan-1[Ｖr / (Ｖin2−Ｖr2)1/2 ],  π＞θin＞π/2
【００４０】
最後に、Ｖr＞Ｖinの場合には、ゼロ循環エネルギー（一次スイッチのソフトスイッチングのために循環エネルギーは必要とされない）のための一次スイッチドレイン電圧の面積Ａv,optは次式で与えられる。
【数４】
2006500895.tif 000006
【００４１】
以上本発明について説明したが、当業者によれば本発明を種々に変更し本発明の利点を得ることができること明らかである。これらの変更は本発明の範囲に含まれるものである。
【図面の簡単な説明】
【００４２】
【図１】本発明の一つの模範的実施例に基づくＤＣ−ＤＣ双方向フライバック回路の回路図である。
【図２】本発明の一つの模範的実施例において、入力電圧が反射電圧より大きい（Ｖin＞Ｖr）場合におけるほぼ最適循環エネルギーの状態（ｔr,zero＝ｔv,zero）下の双方向フライバック波形を示すグラフ波形図である。
【図３】本発明の一つの模範的実施例におおいて、入力電圧が反射電圧より小さい（Ｖin＜Ｖr）場合におけるほぼ最適循環エネルギーの状態（Ｉneg,p＝０）下の双方向フライバック波形を示す波形図である。
【図４】本発明の一つの模範的実施例において、一次側スイッチのソフトスイッチング及び最小循環エネルギー（最小フライバック電流の調整）を生ずる、入力電圧の関数としての基準電流を示すグラフである。
【図５】本発明の一つの模範的実施例において、一次側スイッチのソフトスイッチング及び最小循環エネルギーを生ずる、入力電圧の関数としての基準電荷を示すグラフである。
【図６】本発明の一つの模範的実施例において、一次電流の負部分の積分値の調整を用いる一次側制御における波形を示すグラフ波形図である。
【図７】本発明の一つの模範的実施例において、Ｖin＞Ｖrの場合における最適循環エネルギーの状態（ｔr,zero＝ｔv,zero）下の双方向フライバック波形を示すグラフ波形図である。
【図８】本発明の一つの模範的実施例において、Ｖin＜Ｖrの場合における最適循環エネルギーの状態（Ｉneg,p＝０）下の双方向フライバック波形を示すグラフ波形図である。
【図１】
2006500895.tif 000007
【図２】
2006500895.tif 000008
【図３】
2006500895.tif 000009
【図４】
2006500895.tif 000010
【図５】
2006500895.tif 000011
【図６】
2006500895.tif 000012
【図７】
2006500895.tif 000013
【図８】
2006500895.tif 000014
【国際調査報告】
2006500895.tif 000015
2006500895.tif 000016
2006500895.tif 000017