(57)【要約】ベースバンド回路は、ミキサ信号を受信するための相互コンダクタンス・フィルタ（Ｇｍ−Ｃフィルタ）を具備する。Ｇｍ−Ｃフィルタは、そのフィルタが実質的に理想的なＧｍ−Ｃフィルタを複製するフィルタ周波数応答を提供するための係数を備える損失性インテグレータを含む。
2006519519.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
フィルタ伝達関数の周波数変換により、相互コンダクタンス・フィルタ中の損失性インテグレータを求めるために非損失性インテグレータ用のフィードバック係数と異なる相互コンダクタンス・フィルタ用のフィードバック係数を選択する段階、
を含むことを特徴とする方法。
【請求項２】
前記相互コンダクタンス・フィルタ用のフィードバック係数を選択するとき、前記損失性インテグレータの有限の出力インピーダンスを求める段階は、前記相互コンダクタンス・フィルタのｋ値を修正する段階をさらに含むことを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項３】
前記損失性インテグレータのために前記非損失性インテグレータと実質的に同じである、前記相互コンダクタンス・フィルタ用のフィード・フォワード係数をさらに選択する段階を含むことを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項４】
フィルタ伝達関数の周波数変換により、相互コンダクタンス・フィルタ用のフィードバック係数を選択する段階は、新しい周波数変数を定義する段階をさらに含むことを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項５】
前記相互コンダクタンス・フィルタ中の複数の損失性インテグレータをカスケード接続する段階をさらに含むことを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項６】
損失性インテグレータを使用して相互コンダクタンス・フィルタ用のフィードバック係数およびフィード・フォワード係数を組込み、非損失性インテグレータを使用して前記相互コンダクタンス・フィルタのレスポンスを実質的に複製する段階、
を含むことを特徴とする方法。
【請求項７】
非損失性インテグレータを具備する前記相互コンダクタンス・フィルタ用のフィルタｋ値と異なるフィルタｋ値で前記フィードバック係数を選択することにより、前記損失性インテグレータの有限の出力インピーダンスを求める段階をさらに含むことを特徴とする請求項６記載の方法。
【請求項８】
シリアルに接続された損失性インテグレータを具備する前記相互コンダクタンス・フィルタを形成する段階をさらに含むことを特徴とする請求項６記載の方法。
【請求項９】
前記相互コンダクタンス・フィルタは、前記フィードバック係数を合計する段階をさらに含むことを特徴とする請求項６記載の方法。
【請求項１０】
Ｇｍ−Ｃフィルタを提供する段階を含む方法であって、理想的なＧｍ−Ｃフィルタを実質的に複製するフィルタ周波数応答を提供するために、前記Ｇｍ−Ｃフィルタの係数が損失性インテグレータの有限のインピーダンス用に設計されることを特徴とする方法。
【請求項１１】
損失性インテグレータの伝達関数を具備するＧｍ−Ｃフィルタを提供する段階をさらに含み、前記Ｇｍ−Ｃフィルタのフィードバック係数が理想的なＧｍ−Ｃフィルタのフィードバック係数と実質的に異なることを特徴とする請求項１０記載の方法。
【請求項１２】
前記損失性インテグレータは、トランジスタ間で置かれた積分キャパシタを具備する少なくとも２つのトランジスタを有する縮退インピーダンスを提供する段階をさらに含むことを特徴とする請求項１０記載の方法。
【請求項１３】
シリアルに接続された損失性インテグレータおよび１つのアンプを具備する前記Ｇｍ−Ｃフィルタを形成する段階をさらに含むこと特徴とする請求項１２記載の方法。
【請求項１４】
信号を提供するためにダウンコンバートされた変調信号を受信するために結合されたミキサ回路と、
Ｇｍ−Ｃフィルタ用の係数を具備した損失性インテグレータを有するＧｍ−Ｃフィルタを含み、理想的なＧｍ−Ｃフィルタを実質的に複製するフィルタ周波数応答を提供するプロセッサと、
前記プロセッサの外部にあり、前記プロセッサへバスによって結合されるスタティック・ランダム・アクセス・メモリ（ＳＲＡＭ）記憶装置と、
を含むことを特徴とするシステム。
【請求項１５】
前記Ｇｍ−Ｃフィルタは、各々縮退インピーダンスを有する一連の損失性インテグレータを含むことを特徴とする請求項１４記載のシステム。
【請求項１６】
前記縮退インピーダンスは、カスケード接続されたトランジスタを含むことを特徴とする請求項１５記載のシステム。
【請求項１７】
前記カスケード接続されたトランジスタの少なくとも１つは、キャパシタによって、少なくとも前記カスケード接続されたトランジスタの別のトランジスタから分離されることを特徴とする請求項１６記載のシステム。
【請求項１８】
前記キャパシタは、前記損失性インテグレータの１つによって生成された出力電流を受け取るために結合された積分キャパシタであることを特徴とする請求項１７記載のシステム。
【請求項１９】
前記損失性インテグレータのために前記コモン・モード電圧を設定するインピーダンスを有するコモン・モード負荷回路さらに含み、前記コモン・モード負荷回路がカスケード接続されたＮチャンネルおよびＰチャンネル・トランジスタを含むことを特徴とする請求項１４記載のシステム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、マルチバンドＧｍ−Ｃ状態変数フィルタに関する。
【背景技術】
【０００２】
低電力消費、小型、軽量および低価格は、携帯電話のような移動装置を開発する際の主要な命題であった。これらのワイヤレス通信装置用トランシーバは、不要信号を濾波するためのフィルタを組込み、単一チップ上にフィルタを集積化することにより外部部品数を削減し、重量と形状に著しい減少を導く。
【０００３】
トランシーバでは、アンテナによって受信される高周波信号は中間周波数に変調され、そして移動電話の受信機は所望の信号を選択的に抽出する。選択された信号からデジタル情報が抽出され、さらにデジタル処理を行なうことにより、明瞭な音声の形で出力が導出される。ベースバンド信号を補足するためにＣＭＯＳ回路が開発されてきた。
【０００４】
この復調プロセスを助けるために、アクティブＲＣ（抵抗・キャパシタ）フィルタ、スイッチド・キャパシタ・フィルタおよびＧｍ−Ｃ（相互コンダクタンス・キャパシタ）フィルタのような異なるタイプのフィルタをチップ上に十分に集積することができる。各タイプのフィルタ間の比較およびトレードオフ（比較考量）は、直線性、領域、ノイズおよび電力の点から行われる。アクティブＲＣフィルタは、高い直線性という利点を備えるが、ＩＣ処理ステップ中のコンポーネント精度の面で難点がある。スイッチド・キャパシタ・フィルタは正確で、直線性を提供するが、高い雑音指数を有し、信号をサンプリングするために高いクロック周波数を必要とする。ＩＦ（中間周波数）ステージのための高性能電子回路では、アナログ・フィルタは高速アプリケーションに対し低価格および低電力消費を提供するのに適している。Ｇｍ−Ｃフィルタは周波数選択性を提供するが、しかし、このフィルタは、コンポーネントの変動とＧｍブロックの低い直線性に難点がある。
【０００５】
従って、高速データのワイヤレス・トランシーバの動作に柔軟性を提供するとともに、周波数変換プロセスによりよいフィルタリング方法を提供する継続的な必要性が存在する。
【０００６】
発明と考えられる主題が特に指摘され、本明細書の結論部分で明確に定義される。しかしながら、本発明は、その目的、特徴および利点とともに、動作の構成および方法の両方に関して、添付図面を参照しながら次の詳細な説明によって最もよく理解されるであろう。
【０００７】
図示の単純化および明瞭化のために、図面中で示された要素は必ずしも実寸とおりに描かれていないことが認識されるであろう。例えば、いくつかの要素の寸法は、明瞭化のために他の要素に比べて誇張されることがある。さらに、適切であると考えられる場合、参照番号は対応するか類似した要素を示すために図中で繰り返されることがある。
【発明の開示】
【０００８】
以下の詳細な説明では、本発明についての完全な理解を提供するために多数の特定の詳細な事項が述べられる。しかしながら、本発明がこれら特定の詳細な事項の範囲を越えて実施されることがあることは当業者によって理解されるであろう。他の例では、周知の方法、手順、コンポーネントおよび回路は、本発明を不明瞭にしないように詳細には説明されていない。
【０００９】
次の説明および請求項では、用語「結合された」および「接続された」は、それらの派生語と共に、使用されることがある。これらの用語が互いに同義語として意図されないことを理解すべきである。むしろ、特定の実施例の中で、「接続された」は２つ以上の要素が互いに直接の物理的電気的な接触にあることを示すために使用されてもよい。「結合された」は、２つ以上の要素が直接の物理的電気的な接触にあることを意味することがある。しかしながら、「結合された」は、さらに２つ以上の要素が互いに直接の接触にはないが互いに協力、あるいは相互に作用していることを意味することもある。
【００１０】
図１は、ワイヤレス通信装置１０に搭載される本発明の機能を図示する。アナログ・フロント・エンド２０内のトランシーバは、アンテナ３０から変調信号を受信または送信のいずれかを行なう。低ノイズ・アンプ（ＬＮＡ）４０は受信信号を増幅し、ミキサ回路５０は、送信機中の変調信号の周波数をアップコンバート（変換）し、また受信機中の変調信号の周波数をダウンコンバート（変換）して、変調信号の搬送周波数を変換する。ダウン変換された信号は、本発明の実施例に従ってフィルタ６０を通って濾波され、アナログ・デジタル変換器７０によってデジタル表現に変換される。ベースバンドおよびアプリケーション・プロセッサ８０は、一般に、通信装置１０内で受信データのデジタル処理を提供するためにアナログ・フロント・エンド２０に接続される。
【００１１】
アナログ・フロント・エンド２０は混合モード集積回路としてプロセッサ８０を組込むか、あるいは、アナログ・フロント・エンド２０はスタンド・アロンの無線周波数（ＲＦ）集積回路であってもよい。従って、本発明の実施例は多種多様のアプリケーションの中で使用されてもよく、請求項に記載された主題はマイクロコントローラ、汎用マイクロプロセッサ、デジタル信号プロセサ（ＤＳＰ）、縮小命令セット・コンピューティング（ＲＩＳＣ）、複雑命令セット・コンピューティング（ＣＩＳＣ）、他の電子部品中に組み入れられる。特に、本発明は、スマート電話、コミュニケータおよび個人用デジタル情報処理端末（ＰＤＡ）、ベースバンドおよびアプリケーション・プロセッサ、医療または生物工学機器、自動車の安全性および保護具、および自動車の情報娯楽製品の中で使用されてもよい。しかしながら、本発明の範囲はこれらの実施例に制限されないことを理解すべきである。
【００１２】
さらに、本発明の原理は、ＩＳ−９５、ＣＤＭＡ２０００およびＵＭＴＳ−ＷＣＤＭＡのような符号分割多重接続（ＣＤＭＡ）セルラー・ネットワーク中に接続され、ワイヤレス通信のためにセル到達範囲を提供するためにエリア内に配置されるワイヤレス装置中で実施される。さらに、本発明の原理は、ワイヤレス・ローカルエリア・ネットワーク（ＷＬＡＮ）、８０２．１１、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）および超広帯域（ＵＷＢ）、その他の中で実施されてもよい。
【００１３】
データおよび／または命令を格納するために、メモリ装置９０がプロセッサ８０に接続される。いくつかの実施例では、メモリ装置９０は、例えばスタティック・ランダム・アクセス・メモリ（ＳＲＡＭ）、ダイナミック・ランダム・アクセス・メモリ（ＤＲＡＭ）または同期ダイナミック・ランダム・アクセス・メモリ（ＳＤＲＡＭ）のような揮発性メモリであるが、請求項に記載された主題の範囲はこの点に制限されることはない。代替の実施例では、メモリ装置は、不揮発性メモリであってもよく、例えば電気的プログラム可能なリード・オンリ・メモリ（ＥＰＲＯＭ）、電気的消去およびプログラム可能なリード・オンリ・メモリ（ＥＥＰＲＯＭ）、フラッシュ・メモリ（セル当たり複数ビットを含むＮＡＮＤまたはＮＯＲタイプ）、強誘電体ランダム・アクセス・メモリ（ＦＲＡＭ）、高分子強誘電体ランダム・アクセス・メモリ（ＰＦＲＡＭ）、磁気ランダム・アクセス・メモリ（ＭＲＡＭ）、オボニックス一体メモリ（ＯＵＭ：Ovonics Unified Memory）、例えば、電気機械式ハードディスク、光ディスク、磁気ディスク、または命令および／またはデータを格納することができるあらゆる他の装置を含むディスク・メモリである。しかしながら、本発明の範囲はこれらの実施例に制限されていないことは理解されるべきである。
【００１４】
図２は、アンプ（増幅器）、キャパシタＣおよび抵抗Ｒ０からなる複数のＧｍ−Ｃフィルタ部を使用する相互コンダクタンスＣフィルタを図示する。相互コンダクタは、出力電流が入力電圧と直線的に関係するという要求を満たす相互コンダクタンス・セル（入力電圧は出力電流を作成する）に実質的なものである。この出力電流は、積分キャパシタに適用される。相互コンダクタンスＣフィルタは、完全に集積された形で容易く実施することができ、他と互換性を保ち、最も所望の技術ではデジタルのシステムである。アンプとキャパシタは、相互コンダクタンスＣまたはＧｍ−Ｃフィルタのための単純な構成単位を提供するが、素早くかつ容易に調整される連続時間フィルタを提供するためによく適合している。抵抗は、アンプの有限出力インピーダンスのためにある。
【００１５】
フィルタ６０は低電力消費および高周波動作を実証し、また、高い精度を達成するためにフィルタは調整されるが、本発明が特徴とする課題はシンプルであるが高い精度を与える方法である。通過帯域の減衰を低減するとともに、阻止帯域中の減衰を最大限にし、フィルタ次数（filter order）を減少するために、Ｇｍ−Ｃフィルタ６０は、相互コンダクタ・ブロック中で損失性インテグレータ（lossy integrator）を使用する。Ｇｍ回路中の出力インピーダンスを補償するＧｍ−Ｃフィルタ６０で、フィルタの周波数に依存する歪みを減少されることができ、またフィルタ電力消費を減少されることができる。図２は、損失性Ｇｍ−Ｃインテグレータ２３０および損失性Ｇｍ−Ｃインテグレータ２４０でカスケード接続された損失性Ｇｍ−Ｃインテグレータ２２０を示す損失性インテグレータを図示する。状態変数フィルタ構造は、加算回路２１０によって合計されるフィードバック係数−ａ２、−ａ１および−ａ０、および加算回路２５０によって合計されるフィード・フォワード係数ｂ２、ｂ１およびｂ０を有する。
【００１６】
単一のインテグレータの伝達関数が次式から与えられることに注意すること。
【００１７】
【数１】
2006519519.tif 000003
【００１８】
ここで、Ｇｍはインテグレータの相互コンダクタンス、Ｃはインテグレータの出力でのキャパシタンス、また、Ｒ０はアンプの有限出力インピーダンスである。
【００１９】
損失性Ｇｍ−Ｃインテグレータの極は、次式から与えられる周波数に位置する。
【００２０】
ωｐ＝１／（Ｒ０Ｃ）
【００２１】
インテグレータの出力インピーダンスを説明しない場合、伝達関数が次式から与えられることに注意すること。
【００２２】
【数２】
2006519519.tif 000004
[方程式１(Equation 1)]
【００２３】
しかしながら、本発明の特徴に従って、相互コンダクタ・ブロック中で損失性インテグレータを使用するＧｍ−Ｃフィルタ６０の伝達関数は、次式で与えられる。
【００２４】
【数３】
2006519519.tif 000005
[方程式２(Equation 2)]
【００２５】
方程式１(Equation 1)は、方程式１上の周波数変換を行なうことによって損失性伝達関数を表わすために、方程式２(Equation 2)へ変換される非損失性伝達関数を示す。
【００２６】
【数４】
2006519519.tif 000006
および、Ωは新しい周波数変数である。
【００２７】
このように、フィルタ伝達特性を改善する新しく高度に発展した調整方法は、構造係数を修正することに基づく。周波数変換を行なうことによって、相互コンダクタ出力抵抗によって引き起こされる単位利得周波数での位相進みは、信号のフィード・フォワード経路に関連した正ゼロ（positive zero）の周波数を適切に調整することにより補償される。
【００２８】
図３は、ほぼ１／ＺＤＥＧの等価なＧｍを有するＧｍ強化回路の一実施例を図示するが、ここでＺＤＥＧは縮退（degeneration）インピーダンス３３４である。フィルタ６０は、アンプ（Ｇｍアンプ）であり、それは入力電圧信号を出力電流信号へ変換する。差動入力電圧ＶＩＮ−，ＶＩＮ＋は、それぞれのトランジスタ３２８，３４０のゲートで受け取られる。出力電流Ｉ０１，Ｉ０２は、それぞれのトランジスタ３２０，３４６のドレイン端子から供給される。
【００２９】
Ｐチャンネル・トランジスタ３２２，３４８は、それぞれトランジスタ３２０，３４６に接続され、Ｐチャンネル・トランジスタのゲートはコモン・モード・フィードバック信号（ＶＣＭＦＢ）を受け取る。コモン・モード・フィードバック回路は、コモン・モード出力電流を調整することにより完全差動アナログ・システムのためのコモン・モード電圧を安定させる。トランジスタ３１２に供給される電圧ＶＣＭは、トランジスタ３１４に供給されるコモン・モード基準電圧ＶＲＥＦと比較され、差動電圧ＶＣＭＦＢはトランジスタ３２２，３４８に供給される。
【００３０】
図４は、トランジスタ３１２に供給される電圧ＶＣＭを設定するインピーダンスＺＬＯＡＤを有するコモン・モード負荷回路３１０を図示する（図３を参照）。複数のＮチャンネル・トランジスタは、直列に接続された複数のＰチャンネル・トランジスタと直列および並列に接続され、連続中で、およびパラレル中で、Ｎチャンネル・トランジスタのゲートは電圧ＶＤＤを受け取り、Ｐチャンネル・トランジスタのゲートは電圧ＶＳＳを受け取る。コモン・モード負荷回路３１０は、差動入力電圧ＶＩＮ−，ＶＩＮ＋を受け取り、インテグレータに供給される共通モード信号ＶＣＭを生成する。
【００３１】
図５は、３極管領域で動作し、インピーダンスＺＤＥＧを有するトランジスタをカスケードにして実行される縮退インピーダンス３３４を図示する。Ｎチャンネル・トランジスタは制御電圧ＶＴＵＮＥを受け取り、その連続した配列は各トランジスタに対し最小のドレイン−ソース電圧降下を提供し、実質的に線形動作を提供する。
【００３２】
図６は、損失性インテグレータであるｋ＝０．３でのフィルタ・レスポンスと共に、理想的なインテグレータであるｋ＝０でのフィルタ・レスポンスを図示する。本発明に従って提供される方法は、例えば、１０ＭＨｚのコーナ周波数を有する第３次ベースバンド楕円低域フィルタのフィルタ伝達特性を改善することができる。損失性インテグレータを含むＧｍ−Ｃフィルタ６０の設計は、０．３のｋ値に対するものであるが、フィルタのレスポンスは実質的に理想的なインテグレータが使用されたならば０のｋ値を有するフィルタのレスポンスになることに注意すべきである。波形６１０はｋ＝０．３を備えるフィルタのレスポンスに対応する一方で、波形６２０はｋ＝０を備えるフィルタのレスポンスに対応する。このように、方程式２で示される変換を適用することによって、ｋ＝０．３で設計された損失性Ｇｍ−Ｃインテグレータを使用するフィルタのレスポンスは、ｋ＝０で設計され、かつ非損失性Ｇｍ−Ｃインテグレータを有する理想的なフィルタのフィルタ周波数応答を複製することができる。
【００３３】
方程式２を参照して、変換に続いて分子中の係数は実質的に変更されないが、しかし、分母中の係数は実質的に変更される。実施例によれば、分子中の係数は、ｋ＝０の場合｛０．０１６，０，０．５８４｝の値およびｋ＝０．３の場合｛０．０１６，−０．００９，０．５８５｝の値を有することができる。しかしながら、変換に続いて、分母中の係数は、ｋ＝０の場合｛１，１．０９４，１．３５，０．５８｝  の値およびｋ＝０．３の場合｛１，０．１９，０．９６，０．２５｝  の値を有する。このように、本発明に従うと、係数値の変換は、理想的な変換特性を得るために分母に劇的な変化が起ることになる。
【００３４】
図７および図８は、ｋ＝１を備えるＧｍ−Ｃフィルタ６０の特定の実施例、および、さらにｋ＝１の場合に対応する縮退インピーダンス３３４（図３を参照）の実施例を図示する。ｋ＝１を備えるこの特定の場合に、積分キャパシタがカスケード接続されたトランジスタの間に挿入されてもよいことに注意すること。特に、図８は、縮退インピーダンス３３４に位置する積分キャパシタ８１４がトランジスタ８１０，８１２を通ってノード３３２（図３を参照）へ、およびトランジスタ８１６，８１８を通ってノード３３６へ結合されることを示す。この実施例では、図２で示された実施例との比較では、積分キャパシタは、インテグレータの出力から取り除かれ、ｋ＝１の場合、縮退インピーダンス３３４内に置かれる。
【００３５】
単純にするため、フィルタ６０のいくつかの実施例は、シングル・エンド信号を備えたインテグレータを示す。ほとんどの集積化アプリケーションでは、信号を完全に差動にしておくことが望ましい。完全な差動回路は、良好な雑音および歪み耐性の特性を具備する。このような理由から、これらの実施例で使用されるＧｍ−Ｃインテグレータは、シングル・エンドか、または完全に差動であってよい。
【００３６】
本発明の特徴がここに図示されかつ説明される一方、多くの修正、代替、変更および均等が当業者に想起するであろう。したがって、添付された請求項は、本発明の真の思想を包含する全ての修正および変更をカバーするものと意図される。
【図面の簡単な説明】
【００３７】
【図１】ワイヤレス通信装置のトランシーバに組み込まれる本発明の特徴を図示する。
【図２】本発明に従って、アンプ、積分キャパシタＣおよび抵抗Ｒ０を各々有するマルチプル損失インテグレータ・セクションを使用するＧｍ−Ｃフィルタを図示する。
【図３】本発明に従って、Ｇｍ−強化回路の一実施例を図示する。
【図４】コモン・モード電圧ＶＣＭを設定するインピーダンスＺＬＯＡＤを有する負荷回路を図示する。
【図５】損失性インテグレータのための縮退インピーダンスの実施例を図示する。
【図６】フィルタ・レスポンスがｋ＝０．３の損失インテグレータと共に、フィルタ・レスポンスがｋ＝０の理想的なインテグレータを図示する。
【図７】ｋ＝１であるＧｍ−Ｃフィルタの特定の実施例を図示する。
【図８】ｋ＝１であるＧｍ−Ｃフィルタで使用される損失インテグレータのための縮退インピーダンスを図示する。
【図１】
2006519519.tif 000007
【図２】
2006519519.tif 000008
【図３】
2006519519.tif 000009
【図４】
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【図５】
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【図６】
2006519519.tif 000012
【図７】
2006519519.tif 000013
【図８】
2006519519.tif 000014
【国際調査報告】
2006519519.tif 000015
2006519519.tif 000016
2006519519.tif 000017
2006519519.tif 000018
2006519519.tif 000019