(57)【要約】位相進相-遅相補償器（Ｐｈａｓｅ  Ｌｅａｄ−Ｌａｇ  Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｏｒ）を用いて自己発振周波数を高めたディジタルオーディオ増幅器が開示される。上記ディジタルオーディオ増幅器は，位相進相-遅相補償器を備え，上記位相進相-遅相補償器により出力信号の位相を進相-遅相補償して帰還させることにより発振周波数を増加させる。また，上記ディジタルオーディオ増幅器は帯域幅制御手段を更に備え，上記制御手段により誤差増幅器の帯域幅を制御することにより，即ち，誤差増幅器に極点を挿入することにより発振周波数を調節し，出力信号の変化に係る発振周波数の変化を減少させることができる。
2006502652.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ソースに第１電源電圧が印加され，共通ノードにドレインが連結される電力ＰＭＯＳトランジスタと；
前記共通ノードにドレインが連結され，ソースに第２電源電圧が印加される電力ＮＭＯＳトランジスタと；
前記共通ノードに連結される出力ノードフィルタと；
前記出力ノードフィルタの出力信号の位相を進相-遅相補償する位相進相-遅相補償器と；
前記位相進相-遅相補償器の出力信号と入力オーディオ信号とを比較して，その誤差を増幅する誤差増幅器と；
前記誤差増幅器を通じて増幅された誤差をパルス信号に変える比較器と；
前記パルス信号に応答して前記電力ＰＭＯＳトランジスタのゲートと前記電力ＮＭＯＳトランジスタのゲートとを制御するゲートドライバーとを備え，
前記位相進相-遅相補償器が前記出力ノードフィルタの出力信号の位相を進相-遅相補償することにより，自己発振周波数が高まることを特徴とする，ディジタルオーディオ増幅器。
【請求項２】
前記誤差増幅器の帯域幅を調節する帯域幅制御手段を更に備えることを特徴とする，請求項１に記載のディジタルオーディオ増幅器。
【請求項３】
前記位相進相-遅相補償器は，
前記出力ノードフィルタの出力ノードと前記位相進相-遅相補償器の出力ノードとの間に連結される第１抵抗と；
前記出力ノードフィルタの出力ノードと前記位相進相-遅相補償器の出力ノードとの間に前記第１抵抗と並列に連結されるキャパシタと；
前記位相進相-遅相補償器の出力ノードと接地電圧との間に連結される第２抵抗とを備えることを特徴とする，請求項１に記載のディジタルオーディオ増幅器。
【請求項４】
前記位相進相-遅相補償器は，
前記出力ノードフィルタの出力ノードと内部ノードとの間に連結される第１抵抗と；
前記出力ノードフィルタの出力ノードと前記内部ノードとの間に前記第１抵抗と並列に連結されるキャパシタと；
前記内部ノードと前記位相進相-遅相補償器の出力ノードとの間に連結される第２抵抗と；
前記位相進相-遅相補償器の出力ノードと接地電圧との間に連結される第３抵抗とを備えることを特徴とする，請求項１に記載のディジタルオーディオ増幅器。
【請求項５】
前記位相進相-遅相補償器は，
前記出力ノードフィルタの出力ノードと前記位相進相-遅相補償器の出力ノードとの間に連結される第１抵抗と；
前記位相進相-遅相補償器の出力ノードと内部ノードとの間に連結される第２抵抗と；
前記内部ノードと接地電圧との間に連結される第３抵抗と；
前記出力ノードフィルタの出力ノードと前記内部ノードとの間に連結されるキャパシタとを備えることを特徴とする，請求項１に記載のディジタルオーディオ増幅器。
【請求項６】
前記誤差増幅器は，
出力が前記比較器の入力に連結され，第１入力ノードが入力オーディオ信号に連結される演算増幅器と；
前記位相進相-遅相補償器の出力ノードと前記演算増幅器の第２入力ノードとの間に連結される第１抵抗と；
前記演算増幅器の第２入力ノードと前記演算増幅器の出力ノードとの間に連結される第２抵抗と；
前記演算増幅器の第２入力ノードと前記演算増幅器の出力ノードとの間に前記第２抵抗と並列に連結されるキャパシタとを備えることを特徴とする，請求項２に記載のディジタルオーディオ増幅器。
【請求項７】
前記出力ノードフィルタは，
前記共通ノードと前記出力ノードフィルタの出力ノードとの間に連結されるインダクタと；
前記出力ノードフィルタの出力ノードに一端が連結される第１キャパシタと；
前記第１キャパシタの他端と接地電圧との間に連結される第１抵抗とを備えることを特徴とする，請求項１に記載のディジタルオーディオ増幅器。 
【請求項８】
前記位相進相-遅相補償器は，
前記出力ノードフィルタの出力ノードと前記位相進相-遅相補償器の出力ノードとの間に連結される第２抵抗と；
前記出力ノードフィルタの出力ノードと前記位相進相-遅相補償器の出力ノードとの間に前記第２抵抗と並列に連結される第２キャパシタと；
前記位相進相-遅相補償器の出力ノードと接地電圧との間に連結される第３抵抗と；
前記位相進相-遅相補償器の出力ノードと前記第１キャパシタの他端との間に連結される第３キャパシタとを備えることを特徴とする，請求項７に記載のディジタルオーディオ増幅器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は，自己発振（Ｓｅｌｆ-Ｏｓｃｌｌａｔｉｏｎ）型ディジタルオーディオ増幅器に関し，特に，位相進相-遅相補償器（Ｐｈａｓｅ  Ｌｅａｄ-Ｌａｇ  Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｏｒ）を用いて自己発振周波数を高めたディジタルオーディオ増幅器に関する。
【背景技術】
【０００２】
図１は，代表的な従来にかかる自己発振型ディジタルオーディオ増幅器を示す。従来の自己発振型ディジタルオーディオ増幅器は電力（Ｐｏｗｅｒ）スイッチに該当する電力ＰＭＯＳトランジスタＰＭ及び電力ＮＭＯＳトランジスタＮＭ，第１フィルタ１１，第２フィルタ１２，電圧分割器１３，誤差増幅器１４，比較器１５及びゲートドライバー１６を備える。
【０００３】
図１に図示された従来の自己発振型ディジタルオーディオ増幅器の動作を簡単に説明すると，次の通りである。出力電圧（ＶＯＵＴ）を電圧分割器１３により一定の割合で分割して，分割された電圧，即ち，帰還電圧（ＶＦＢ）を誤差増幅器１４により入力オーディオ電圧（ＶＩＮ）と比較する。
【０００４】
誤差増幅器１４を通じて増幅された誤差は，ヒステリシス（Ｈｙｓｔｅｒｉｓｉｓ）を有する比較器１５を通過しながらパルス信号に変わる。パルス信号はゲートドライバー１６を通じて電力ＰＭＯＳトランジスタＰＭ，電力ＮＭＯＳトランジスタＮＭに伝達されて出力信号（ＶＯＵＴ）を制御する。
【０００５】
より詳細には，入力オーディオ電圧（ＶＩＮ）が帰還電圧（ＶＦＢ）より大きいと，電力スイッチの中，電力ＰＭＯＳトランジスタＰＭがターンオンされながら出力電圧（ＶＯＵＴ）が高まることになる。出力電圧（ＶＯＵＴ）が続けて高まって入力オーディオ電圧（ＶＩＮ）より帰還電圧（ＶＦＢ）が大きい時は，電力ＮＭＯＳトランジスタＮＭがターンオンされながら，更に出力電圧（ＶＯＵＴ）が低くなることになる。 
このような一連の動作は，入力電圧（ＶＩＮ）を一定の割合で増幅した値を中心として出力電圧（ＶＯＵＴ）が非常に早く増加と減少を繰り返す発振現状で現れる。結果的に，出力信号（ＶＯＵＴ）は音声帯域２０Ｈｚ〜２０ｋＨｚの入力信号（ＶＩＮ）を一定の割合で増幅した値に自己発振過程で発生する電圧リップルが加わった波形になる。
【０００６】
ここで，リップルは音声周波数より高い高周波成分として１００ｍＶ内外の振幅を有する電圧成分である。一方，電力スイッチに該当する電力ＰＭＯＳトランジスタＰＭ及び電力ＮＭＯＳトランジスタＮＭの動作は，自己発振過程において，自らなされるので自己発振周波数を簡単にスイッチング周波数と呼ぶこともある。
【０００７】
図１に図示された従来構造の特徴は，出力電圧（ＶＯＵＴ）の変化率を感知するために，第１フィルタ１１内のキャパシタＣ１に直列に抵抗Ｒ１が連結されるというのである。それによって，キャパシタＣ１の電圧変化はキャパシタＣ１を通じて流れる電流に比例する。この電流が抵抗Ｒ１に会うと電圧で現れる。
【０００８】
即ち，キャパシタＣ１に直列に連結された抵抗Ｒ１の両端に現れる電圧はキャパシタＣ１の電圧変化率に該当する。従って，抵抗Ｒ１の抵抗が上昇するにつれて，キャパシタＣ１での電圧変化率に該当するより大きい波形が得られる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
ところが，上記従来にかかる自己発振型ディジタルオーディオ増幅器では，抵抗Ｒ１とキャパシタＣ１を直列に連結し，キャパシタＣ１の電圧変化率を感知することにより出力電圧（ＶＯＵＴ）とその変化率とを同時に帰還できる長所がある。しかしながら，キャパシタＣ１の出力ノード（ＶＯＵＴ）での電圧リップルが大きくなる短所がある。
【００１０】
従って，このような場合には第１フィルタ１１と第２フィルタ１２を直列（Ｃａｓｃａｄｅ）に連結することで，残りのリップルを低減させなければならない。
【００１１】
一方，キャパシタＣ１と直列に連結した抵抗Ｒ１を除き，第１フィルタ１１だけを使用しても出力ノード（ＶＯＵＴ）の電圧リップルが十分低減できるが，発振周波数が急激に落ちる短所がある。
【００１２】
本発明は，上記問題点に鑑みてなされたものであり，本発明の目的は，出力信号の位相を進相-遅相補償して帰還させることにより，発振周波数を増加させ，また，誤差増幅器の帯域幅を制御することにより，発振周波数を調節し，出力信号の変化に係る発振周波数の変化を減少させることができる自己発振型ディジタルオーディオ増幅器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記課題を解決するため，本発明の観点によれば，ディジタルオーディオ増幅器は，ソースに第１電源電圧が印加され，共通ノードにドレインが連結される電力ＰＭＯＳトランジスタ，前記共通ノードにドレインが連結され，ソースに第２電源電圧が印加される電力ＮＭＯＳトランジスタ，前記共通ノードに連結される出力ノードフィルタ，前記出力ノードフィルタの出力信号の位相を進相-遅相補償する位相進相-遅相補償器，前記位相進相-遅相補償器の出力信号と入力信号とを比較して，その誤差を増幅する誤差増幅器，前記誤差増幅器を通じて増幅された誤差をパルス信号に変える比較器及び前記パルス信号に応答して前記電力ＰＭＯＳトランジスタのゲートと前記電力ＮＭＯＳトランジスタのゲートを制御するゲートドライバーを備え，前記位相進相-遅相補償器が前記出力ノードフィルタの出力信号の位相を進相-遅相補償することにより自己発振周波数が高まることを特徴とする。
【００１４】
かかる構成により，自己発振型ディジタルオーディオ増幅器は，出力信号の位相を進相-遅相補償して帰還させることにより発振周波数を増加させることができ，また，誤差増幅器の帯域幅を制御することにより，即ち，誤差増幅器に極点を挿入することにより，発振周波数を調節し，出力信号の変化による発振周波数の変化を減少させることができる。
【００１５】
上記ディジタルオーディオ増幅器は，誤差増幅器内に帯域幅を調節する帯域幅制御手段を更に備えることができる。
【００１６】
従って，自己発振型ディジタルオーディオ増幅器は，位相進相-遅相補償器により出力信号の位相を進相-遅相補償して帰還させることにより，発振周波数を増加させることができる。
【００１７】
また，前記帯域幅制御手段により前記誤差増幅器の帯域幅を制御することにより，即ち，誤差増幅器に極点を挿入することにより発振周波数を調節し，出力信号の変化に従う発振周波数の変化を減少させることができる。
【発明の効果】
【００１８】
以上，説明したように，本発明に係る自己発振型ディジタルオーディオ増幅器は，出力信号の位相を進相-遅相補償して帰還させることにより発振周波数を増加させることができる長所があり，また，誤差増幅器の帯域幅を制御することにより，即ち，誤差増幅器に極点を挿入することにより，発振周波数を調節し，出力信号の変化による発振周波数の変化を減少させることができる長所がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
以下，添付の図面を参照しながら本発明の好ましい実施の形態を説明することにより，本発明を詳細に説明する。以下の説明及び添付図面において，略同一の機能及び構成を有する構成要素については，同一符号を付することにより，重複説明を省略する。
【００２０】
図２は，本発明の第１実施の形態に係る自己発振型ディジタルオーディオ増幅器を示す回路図である。
【００２１】
図２を参照すると，本発明の第１実施の形態に係るディジタルオーディオ増幅器は，電力ＰＭＯＳトランジスタＰＭ１，電力ＮＭＯＳトランジスタＮＭ１，出力ノードフィルタ２１，位相進相-遅相補償器（Ｐｈａｓｅ  Ｌｅａｄ−Ｌａｇ  Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｏｒ）２２，誤差増幅器２４，比較器２５及びゲートドライバー２６を備える。出力ノードフィルタ２１にスピーカー２７が連結される。
【００２２】
電力ＰＭＯＳトランジスタＰＭ１は，ソースに第１電源電圧（ＶＤＤ），即ち，正（Ｐｏｓｉｔｉｖｅ）の電源電圧が印加され，共通ノード（ＶＤ）にドレインが連結され，電力ＮＭＯＳトランジスタＮＭ１は，共通ノード（ＶＤ）にドレインが連結され，ソースに第２電源電圧（ＶＳＳ），即ち，負（Ｎｅｇａｔｉｖｅ）の電源電圧が印加される。
【００２３】
出力ノードフィルタ２１は，共通ノード（ＶＤ）に連結され，出力ノードフィルタ２１からディジタルオーディオ増幅器の最終出力信号（ＶＯＵＴ）が出力される。出力ノードフィルタ２１は，共通ノード（ＶＤ）と出力ノードフィルタの出力ノード（ＶＯＵＴ）との間に連結されるインダクタＬ及び出力ノードフィルタの出力ノード（ＶＯＵＴ）と接地電圧（ＧＮＤ）との間に連結されるキャパシタＣを含んで構成される。
【００２４】
特に，位相進相-遅相補償器２２は，出力ノードフィルタ２１の出力信号（ＶＯＵＴ）の位相を進相-遅相補償（Ｌｅａｄ-Ｌａｇ  Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ）して出力する。位相進相-遅相補償器２２は，出力ノードフィルタ２１の出力ノードと位相進相-遅相補償器２２の出力ノードとの間に連結される第１抵抗Ｒ１，上記第１抵抗Ｒ１と並列に連結されるキャパシタＣ１及び位相進相-遅相補償器２２の出力ノードと接地電圧（ＧＮＤ）との間に連結される第２抵抗Ｒ２を含んで構成される。
【００２５】
誤差増幅器２４は，位相進相-遅相補償器２２の出力信号（ＶＦＢ）と入力オーディオ信号（ＶＩＮ）とを比較して，その誤差を増幅する。比較器２５は，誤差増幅器２４を通じて増幅された誤差をパルス信号に変え，ゲートドライバー２６は，上記パルス信号に応答して電力ＰＭＯＳトランジスタＰＭ１のゲートと電力ＮＭＯＳトランジスタＮＭ１のゲートを制御する。
【００２６】
上記誤差増幅器２４は，出力が比較器２５の入力に連結され，第１入力ノードが入力オーディオ信号（ＶＩＮ）に連結される演算増幅器２３，位相進相-遅相補償器２２の出力ノード（ＶＦＢ）と演算増幅器２３の第２入力ノードとの間に連結される第１抵抗Ｒ３，上記演算増幅器２３の第２入力ノードと出力ノード（ＶＯＰ）との間に連結される第２抵抗Ｒ４及び上記第２抵抗Ｒ４と並列に連結されるキャパシタＣ４を含んで構成される。上記誤差増幅器２４は帯域幅が制限された特徴を有しているが，その役割は第２抵抗Ｒ４と並列に連結されるキャパシタＣ４からなる。即ち，キャパシタＣ４が第２抵抗Ｒ４と同一な大きさのインピーダンスを有する周波数に極点が形成される。
【００２７】
以下，図２に図示された本発明に係る自己発振型ディジタルオーディオ増幅器の原理及び動作が詳細に説明される。原理的に，発振器は，全体帰還ループ（Ｆｅｅｄｂａｃｋ  Ｌｏｏｐ）において，総計３６０゜の位相遅延が起こり，利得が１以上になる周波数で発振することになる。
【００２８】
従って，発振周波数付近で帰還ループの位相余裕（Ｐｈａｓｅ  ｍａｒｇｉｎ）を増してやると，発振周波数が増加する。位相の立場で考察すると，図１に図示した従来に係る自己発振型ディジタルオーディオ増幅器は，キャパシタに直列抵抗Ｒ１を挿入して位相余裕を高めたことに対し，図２に図示した本発明の一実施形態に係る自己発振型ディジタルオーディオ増幅器は位相進相-遅相補償器２２を用いて位相余裕を高める形態である。
【００２９】
図３は，図２に図示した位相進相-遅相補償器２２の周波数に係る利得及び位相遅延を示す。位相進相-遅相補償器２２は出力ノードフィルタ２１から発生する位相遅延を補償できる位相進相-遅相補償器である。この位相進相-遅相補償器２２の周波数特性は抵抗Ｒ１とキャパシタＣ１とにより，まず，零点（Ｚｅｒｏ）が生成されて利得が増加し，位相が進相（Ｌｅａｄ）されてから，周波数がより増加すればキャパシタＣ１と抵抗Ｒ１，抵抗Ｒ２の並列抵抗Ｒ１Ｒ２により生成される極点（Ｐｏｌｅ）により利得の増加が中止され，位相進相が減ってから，この極点の約１０倍となる周波数で更に元の位相に戻ってくる。
【００３０】
従って，上記零点と極点との間の周波数では，出力ノードフィルタ２１による位相遅延を進相させることにより，位相余裕を作ってやる。この位相余裕は，誤差増幅器２４と比較器２５とで起こる位相遅延が増加できるということを意味し，結果的に，発振周波数を増加させる役割をする。
【００３１】
図４は，帯域幅制御手段Ｃ４により誤差増幅器２４に極点を挿入して増幅周波数帯域を制限した特性を示す。極点が挿入された誤差増幅器２４では極点より低い周波数では一定の利得が維持されるが，そのより高い周波数に対しては利得が急激に減り，位相遅延が増える。この極点の位置を進相-遅相補償器２２の位相変移帯域で動けば，発振周波数近くで全体帰還ループの位相遅延が変わって発振周波数が変わることになる。極点が挿入された誤差増幅器２４は簡単に動作帯域幅が制限された増幅器と理解することができる。
【００３２】
図５は，図２の本発明の一実施形態に係る自己発振型ディジタルオーディオ増幅器において，全体帰還ループの周波数特性を示す。図２に図示した低域通過フィルタ（Ｌｏｗ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ），即ち，出力ノードフィルタ（Ｏｕｔｐｕｔ  Ｎｏｄｅ  Ｆｉｌｔｅｒ）２１はＬ/Ｃ２次フィルタであって，電力ＰＭＯＳトランジスタらＰＭ１，電力ＮＭＯＳトランジスタＮＭ１の共通ノード（ＶＤ）から出力される信号から入力オーディオ信号（ＶＩＮ）より高い発振周波数成分を除去する。この出力ノードフィルタ２１において共振周波数
2006502652.tif 000003
より高い周波数の電圧成分は周波数が増加することにつれて利得が４０ｄＢ/ｄｅｃに減少して位相が１８０゜まで遅延する。
【００３３】
しかし，周波数がより増加すると，キャパシタに存在する寄生抵抗により零点が作られ，かつ，位相が更に進相される。このような零点は一般的に数ＭＨｚ以上に現れるのでほとんど無視される。
【００３４】
出力ノードフィルタ２１の出力信号（ＶＯＵＴ）は，位相進相-遅相補償器２２により振幅が減り，位相が進相し，信号（ＶＦＢ）として帰還する。この帰還信号（ＶＦＢ）は，誤差増幅器２４において，外部から入力するオーディオ信号（ＶＩＮ）と比較されて，その差が増幅される。
【００３５】
信号は，引続き，図２に示す自己発振型ディジタルオーディオ増幅器において帰還ループ（又は，フィードバックループ）する間に，その上で比較器２５及びゲートドライバー２６で位相遅延が起こる。特に，電力ＰＭＯＳトランジスタＰＭ１，電力ＮＭＯＳトランジスタＮＭ１で位相反転が起りながら１８０゜以上の位相遅延が起こることになる。つまり，総位相遅延が３６０゜になる周波数でループ利得が１以上になれば自己発振をすることになる。このような利得及び位相遅延は，位相進相-遅相補償器２２と誤差増幅器２４で調節可能である。出力ノードフィルタ２１のみがある時は，発振周波数が数十ｋＨｚの範囲にあることになるが，本実施の形態のように，位相進相-遅相補償器２２を含む場合には発振周波数が数百ｋＨｚ帯域に増加する。
【００３６】
図３，図４，及び図５において，周波数（Ｗ）利得（Ｇａｉｎ）は，全てログスケールで図示した。
【００３７】
一方，自己発振型ディジタルオーディオ増幅器では出力が増加すれば発振周波数が落ちる特性があるが，帯域幅制御手段Ｃ４で誤差増幅器２４に極点を挿入して帯域幅を制限すれば出力電圧の変化による自己発振周波数の変化を減らすことができる。即ち，発振周波数が落ちようとすれば，誤差増幅器２４で利得を伸ばし，位相遅延を減らす一方，発振周波数が上がろうとすれば利得を減らし，位相遅延を伸ばして出力の変化による発振周波数の変動を抑制することになる。
【００３８】
図６は，本発明の第２実施の形態に係る自己発振型ディジタルオーディオ増幅器の概略的な構成を示す説明図である。
【００３９】
図６を参照すると，本発明の第２実施の形態に係る自己発振型ディジタルオーディオ増幅器は，図２に図示した第１実施の形態と比較して出力ノードフィルタ６１内でキャパシタＣと接地電圧（ＧＮＤ）との間で連結する抵抗Ｒを更に備える。
【００４０】
第２実施の形態においては，出力ノードフィルタ６１内に抵抗Ｒが挿入されることにより全体帰還ループの自己発振周波数が増加する。その原理は，キャパシタＣに直列に抵抗Ｒが挿入されると，寄生抵抗ＥＳＲとキャパシタＣとにより作られる零点が低い個所へ移動して，フィルタ６１で起こる位相遅延が減少されて，誤差増幅器２４と比較器２５，そして，ゲートドライバー２６における位相余裕を増やしてやることになって，結局，より高い周波数で発振が起こることになる。
【００４１】
図７〜図９は，図２及び図６に図示した位相進相-遅相補償器２２の他の例を示す図面である。
【００４２】
図７に示す位相進相-遅相補償器は，出力ノードフィルタ２１の出力ノード（ＶＯＵＴ）と内部ノード（Ｎ）との間に連結される抵抗Ｒ１，出力ノードフィルタの出力ノード（ＶＯＵＴ）と内部ノード（Ｎ）との間に抵抗Ｒ１と並列に連結されるキャパシタＣ１，内部ノード（Ｎ）と位相進相-遅相補償器の出力ノード（ＶＦＢ）との間に連結される抵抗Ｒ２及び位相進相-遅相補償器の出力ノード（ＶＦＢ）と接地電圧（ＧＮＤ）との間に連結される抵抗Ｒ３を備える。
【００４３】
図８に示す位相進相-遅相補償器は，出力ノードフィルタの出力ノード（ＶＯＵＴ）と位相進相-遅相補償器の出力ノード（ＶＦＢ）との間に連結される抵抗Ｒ１，位相進相-遅相補償器の出力ノード（ＶＦＢ）と内部ノード（Ｎ）との間に連結される抵抗Ｒ２，内部ノード（Ｎ）と接地電圧（ＧＮＤ）との間に連結される抵抗Ｒ３及び出力ノードフィルタの出力ノード（ＶＯＵＴ）と内部ノード（Ｎ）との間に連結されるキャパシタＣ１を備える。
【００４４】
図９に示す位相進相-遅相補償器は，出力ノードフィルタの出力ノード（ＶＯＵＴ）と位相進相-遅相補償器の出力ノード（ＶＦＢ）との間に連結される抵抗Ｒ１，出力ノードフィルタの出力ノード（ＶＯＵＴ）と位相進相-遅相補償器の出力ノード（ＶＦＢ）との間に抵抗Ｒ１と並列に連結されるキャパシタＣ１，位相進相-遅相補償器の出力ノード（ＶＦＢ）と接地電圧（ＧＮＤ）との間に連結される抵抗Ｒ２及び出力ノードフィルタ６１内のキャパシタＣと抵抗Ｒとの間の接点Ｎと位相進相-遅相補償器の出力ノード（ＶＦＢ）との間に連結されるキャパシタＣｂを備える。
【００４５】
以上，図面と請求項において，最適の実施の形態が開示された。ここで，特定の用語らが使われたが，これは単に本発明を説明するための目的で使われたものであって，意味の限定や特許請求範囲に記載された本発明の範囲を限るのではない。従って，本技術分野の通常の知識を有する者であれば，これから多様な変形及び均等な別の実施の形態が可能であるという点を理解するはずである。従って，本発明の真の技術的保護範囲は添付の特許請求範囲上の技術的思想により決まるべきである。
【図面の簡単な説明】
【００４６】
【図１】従来に係る自己発振型ディジタルオーディオ増幅器の概略的な構成を示す説明図である。
【図２】第１実施の形態に係る自己発振型ディジタルオーディオ増幅器の概略的な構成を示す説明図である。
【図３】図２に示す位相進相-遅相補償器の周波数による利得及び位相遅延を示す説明図である。
【図４】帯域幅制御手段で誤差増幅器に極点を挿入して増幅周波数帯域を制限した特性を示す説明図である。
【図５】図２に示す第１の実施の形態に係る自己発振型ディジタルオーディオ増幅器において全体帰還ループの周波数特性を示す説明図である。
【図６】第２実施の形態に係る自己発振型ディジタルオーディオ増幅器の概略的な構成を示す説明図である。
【図７】図２及び図６に示す位相進相-遅相補償器の他の例の概略的な構成を示す説明図である。
【図８】図２及び図６に示す位相進相-遅相補償器の他の例の概略的な構成を示す説明図である。
【図９】図２及び図６に示す位相進相-遅相補償器の他の例の概略的な構成を示す説明図である。
【符号の説明】
【００４７】
ＰＭ，ＰＭ１    電力ＰＭＯＳトランジスタ
ＮＭ，ＮＭ１    電力ＮＭＯＳトランジスタ
１１            第１フィルタ
１２            第２フィルタ，
１３            電圧分割器
１４，２４      誤差増幅器
１５，２５      比較器
１６，２６      ゲートドライバー
２１            出力ノードフィルタ２１
２２            位相進相-遅相補償器
２７            スピーカー
【図１】
2006502652.tif 000004
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【国際調査報告】
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