(57)【要約】無線通信システムにおいて、基準符号に対するタイミング誤差が受信信号に存在する場合に、送信機にタイミングを同期させるための受信機のデジタルタイミングシンクロナイザが提供される。チャネル推定器（１１）は、受信信号の初期符号位相を推定する。符号発生器（１３）は、整数を増分値として調整が可能なタイミング基準符号を発生させる。補間フィードバック回路（３５）は、タイミング誤差を補間し、補正するように構成され、それによって、補間（１４）が、整数符号シフトに、量子化分数調整値とそれに関連する所定の補間器係数とを含むルックアップテーブルから選択された量子化分数調整を加えることによって達成され、その結果、受信信号にタイミング補正を施した信号が生成される。
2006502625.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線通信システムにおいて、基準符号に対するタイミング誤差が受信信号に存在する場合に、送信機にタイミングを同期させるための受信機のデジタルタイミングシンクロナイザであって、
前記受信信号の初期符号位相を推定するように構成されるチャネル推定器と、
整数を増分値として調整が可能なタイミング基準符号を発生させるように構成される符号発生器と、
前記タイミング誤差の補間および補正のために構成される補間フィードバック回路であって、該補間は、整数符号シフトに、量子化分数遅延推定値とそれに関連する所定の補間器係数のルックアップテーブルから選択された量子化分数遅延推定を加えることによって達成され、そのことから、前記受信信号をタイミング補正したものが生成される補間フィードバック回路と
を備えることを特徴とするデジタルタイミングシンクロナイザ。
【請求項２】
前記補間フィードバック回路は、さらに、
サンプリングレートに正規化され、前記受信信号を、分数値だけ遅らせること、または進めることによって、時間的にシフトさせるように構成された補間器と、
前記補間フィードバック回路の出力信号と前記タイミング基準符号の間のタイミング差に基づいて、タイミング誤差推定を決定するためのタイミング誤差推定器と、
該タイミング誤差推定に応答して、前記タイミング誤差推定とは反対方向の整数符号シフト信号を生成して前記符号発生器に送信し、および、補間係数決定のため、所定の範囲内で分数遅延推定を生成する補間器コントローラと、
所定の量子化分数遅延推定値に関連する補間器係数が格納された前記ルックアップテーブルを有し、前記ルックアップテーブルから前記分数遅延推定に数値的に最も近い量子化分数遅延推定を選択するように構成された量子化器と
を備えることを特徴とする請求項１のデジタルタイミングシンクロナイザ。
【請求項３】
前記補間フィードバック回路は、さらに、前記タイミング誤差推定をフィルタリングして、前記タイミング誤差推定の符号とは反対の符号を持つ遅延推定値を生成するためのフィルタを備え、前記補間器コントローラは、前記遅延推定を、前記タイミング誤差推定器の構成に関係する所定の動作範囲内に規制する、請求項２のデジタルタイミングシンクロナイザ。
【請求項４】
前記補間フィードバック回路は、さらに、前記受信信号のサンプリングレートをオーバサンプリング係数だけ、前記受信信号と前記遅延推定値のサンプリングレート比に関係する基点に応じて低下させるように構成される、前記補間器コントローラに応答するダウンサンプラを備える、請求項３のデジタルタイミングシンクロナイザ。
【請求項５】
前記補間器はＭＭＳＥ最適化ＦＩＲ補間器である、請求項２のデジタルタイミングシンクロナイザ。
【請求項６】
前記受信信号はマルチパスを含んでおり、前記補間フィードバック回路は、推定された初期符号位相を処理し、並びに、雑音閾値に対する信号および雑音電力を推定し、それによって初期符号位相を生成し、それに対して前記符号発生器が前記タイミング基準符号を作るように構成される後処理ユニットを備える、請求項１のデジタルタイミングシンクロナイザ。
【請求項７】
前記分数遅延推定の前記所定の範囲は（−１）から（１）の間である、請求項２のデジタルタイミングシンクロナイザ。
【請求項８】
前記受信信号は係数Ｌだけオーバサンプリングされ、量子化分数調整値の所定数はタイミング調整の所望のタイミング精度Ｔ／Ｑに基づいて決定される量子化レベルの数Ｑ／Ｌであり、Ｔはサンプリング周期、Ｑは正の整数を表し、Ｌは正の整数である、請求項１のデジタルタイミングシンクロナイザ。
【請求項９】
請求項１のデジタルタイミングシンクロナイザを備える受信機。
【請求項１０】
請求項１のデジタルタイミングシンクロナイザを備える無線送受信ユニット。
【請求項１１】
無線通信システムにおいて、基準符号に対するタイミング誤差が受信信号に存在する場合に、受信機のデジタルタイミングを送信機に同期させるための方法であって、
前記受信信号の初期符号位相を推定するステップと、
整数を増分値として調整が可能なタイミング基準符号を発生させるステップと、
前記タイミング誤差を補間および補正する補間ステップであって、該補間は、整数符号シフトに、量子化分数遅延値とそれに関連する所定の補間器係数のルックアップテーブルから選択された量子化分数遅延を加えることによって達成され、そのことから、前記受信信号をタイミング補正したものが生成される補間ステップと
を含むことを特徴とする方法。
【請求項１２】
前記補間ステップは、さらに、
前記受信信号を、分数値だけ遅らせること、または進めることによって、時間的にシフトさせるステップと、
前記受信信号をタイミング補正したものと前記タイミング基準符号の間のタイミング差に基づいて、タイミング誤差推定を決定するステップと、
前記タイミング誤差推定とは反対方向の整数符号シフト信号を生成するステップと、
補間係数決定のため、所定の範囲内で分数遅延推定を生成するステップと、
ルックアップテーブルに、補間器係数に関連する所定の量子化分数遅延推定値を格納するステップと、
該ルックアップテーブルから、前記分数遅延推定に数値的に最も近い量子化分数遅延推定を選択するステップと
を含むことを特徴とする請求項１１の方法。
【請求項１３】
前記補間ステップは、さらに、前記タイミング誤差推定をフィルタリングして、前記タイミング誤差推定の符号とは反対の符号を持つ遅延推定値を生成するステップを含み、該遅延推定値は、タイミング誤差推定器の構成に関係する所定の動作範囲内に規制される、請求項１２の方法。
【請求項１４】
前記補間ステップは、さらに、前記受信信号のサンプリングレートをオーバサンプリング係数だけ、前記受信信号と前記遅延推定値とのサンプリングレート比に関係する基点に応じて低下させるステップを含む、請求項１３の方法。
【請求項１５】
前記受信信号はマルチパスを含んでおり、前記補間ステップは、推定された初期符号位相を処理するステップと、雑音閾値に対する信号および雑音電力を推定するステップと、それによって初期符号位相を生成し、それに対して前記符号発生器が前記タイミング基準符号を作るステップとを含む、請求項１１の方法。
【請求項１６】
前記分数遅延推定の前記所定の範囲は（−１）から（１）の間である、請求項１２の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、全体としてはデジタルタイミングシンクロナイザに関し、より詳細には、デジタルタイミングシンクロナイザ（digital timing synchronizer）で使用される補間器（interpolator）の効率的な実施に関する。
【背景技術】
【０００２】
以降、本明細書では、無線送受信ユニット（ＷＴＲＵ）には、ユーザ機器、移動局、固定もしくはモバイル加入者ユニット、ポケットベル、または無線環境で動作可能なその他の任意のタイプの装置が含まれるとするが、これらに限定されるものではない。以降、本明細書では、基地局には、基地局、ノードＢ、サイトコントローラ、アクセスポイント、または無線環境におけるその他のインターフェース装置が含まれるとするが、これらに限定されるものではない。
【０００３】
無線周波数分割複信（ＦＤＤ）または時分割複信（ＴＤＤ）遠隔通信システムでは、基地局およびＷＴＲＵでの送信信号と受信信号の間のタイミング同期が、正確な双方向通信を行う上で絶対に必要である。モバイル受信機が移動中には、ドップラ効果も周波数の差異に寄与することがある。受信機でマルチパス処理を行わないのであれば、基地局のローカル発振器とＷＴＲＵのローカル発振器の間のタイミング差をなくすため、ＷＴＲＵ受信機のローカル発振器に簡単な調整を施し、サンプリングレートをしかるべく進めたり、遅らせたりすることによって、誤差を補正することができる。しかし、マルチパス信号効果のため、無線通信システムの従来の受信機は、レイク型受信機（RAKE type receivers）のように、マルチパス信号を検出する手段および送信信号を再構成する手段を利用する。
【０００４】
各パスのタイミングは、２つの段階により推定される。第１に、チャネル推定器（channel estimator）を使用して、マルチパス通信チャネルの各パスの時間に関する適切な位置を見つける。第２に、各パスについて、各レイクフィンガに関して使用される専用の符号トラッカ（code tracker）が、パスの時間に関する正確な位置を見つけ、以降、それを継続的に追跡し続ける。各パスは独自のタイミング位置を持つので、マルチパスチャネル環境では、ローカル発振器のみによって符号タイミングを制御するだけでは、タイミング誤差は補正されない。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
マルチパス問題に対処するため、符号トラッカは、ローカル発振器を制御する代わりに、補間器を使用して、デジタルタイミング同期を実行することができる。補間器の効率的な実施のため、有限インパルス応答（ＦＩＲ：finite impulse response）補間器を使用することができる。ＦＩＲ補間器には様々な周知の手法が存在する。最も簡単なのは、ＦＩＲ補間器として、切り捨てｓｉｎｃ関数（truncated sinc function）を使用するものである。別の選択肢として、多項式補間器（polynomial interpolator）を使用するものがある。また、最小平均２乗誤差（ＭＭＳＥ：minimum mean square error）補間器を使用することもできる。無限長の理想的な補間器と比較した場合、これらすべてのアルゴリズムの中で、ＭＭＳＥ補間器が最小の誤差を提供する。補間器をｓｉｎｃ関数の主ローブ（main lobe）に関して集中させる（すなわち、補間関数に関して集中させる）ことを保証する効率的な補間器制御ユニットが存在しない場合、補間器が、所定の精度のために必要となるよりも多くのＦＩＲ係数を生じさせる場合があることに留意されたい。多すぎる係数の難点は、補間計算の回数が重荷となり、ある点で、実施の制限要因となることである。この難点は、マルチパス効果により有効に対処するため、利用するトラッカの数を増加させると、それに連れてさらに悪化する。したがって、レイクフィンガトラッカ数の増加と、マルチパスチャネルから得られる時間ダイバーシティ利得の大きさとの間には、トレードオフが存在する。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
無線通信システムにおいて、基準符号に対するタイミング誤差が受信信号に存在する場合に、送信機にタイミングを同期させるための受信機のデジタルタイミングシンクロナイザが提供される。チャネル推定器は、受信信号の初期符号位相を推定する。符号発生器（code generator）は、整数を増分値として調整が可能なタイミング基準符号を発生させる。補間フィードバック回路（interpolation feedback circuit）は、タイミング誤差の補間および補正のために構成され、それによって、補間が、整数符号シフト（integer code shift）に、所定の補間器係数（interpolator coefficients）に関連する分数遅延推定の量子化値のルックアップテーブル（look-up table）から選択された量子化分数遅延推定（quantized fractional delay estimate）を加えることによって達成され、そのことから、受信信号にタイミング補正を施した信号が生成される。
【０００７】
補間フィードバック回路内では、サンプリングレートに正規化された補間器が、受信信号を、分数値だけ遅らせること、または進めることによって、時間的にシフトさせるように構成される。タイミング誤差推定器（timing error estimator）は、補間フィードバック回路の出力信号と符号発生器のタイミング基準符号の間のタイミング差に基づいて、タイミング誤差推定を決定する。補間器コントローラ（interpolator controller）は、タイミング誤差推定に応答して、タイミング誤差推定とは反対方向の整数符号シフト信号を生成して符号発生器に送信し、および分数遅延推定を生成し、補間は分数遅延推定を所定の範囲内に維持することによって制御される。量子化器は、量子化分数遅延推定値に関連する所定の補間器係数が格納されたルックアップテーブルを有し、分数遅延推定に数値的に最も近い量子化分数遅延推定を選択する。補間器は、量子化分数遅延推定値に関連する係数を処理する。
【０００８】
本発明のより詳細な理解は、例として提示され、添付の図面と併せて理解される、以下に示す好ましい実施形態の説明から得ることができよう。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
本発明の実施形態は、時分割複信モードを利用する第３世代パートナーシッププログラム（３ＧＰＰ）広帯域符号分割多元接続（Ｗ−ＣＤＭＡ）システムに関連させて説明されるが、任意のハイブリッド符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）／時分割多元接続（ＴＤＭＡ）通信システムにも適用することができる。さらに、本発明の実施形態は、３ＧＰＰ  Ｗ−ＣＤＭＡの周波数分割複信（ＦＤＤ）モードなど、一般に、ＣＤＭＡシステムにも適用することができる。
【００１０】
図１には、符号トラッカ１０の好ましい実施形態のブロック図が示されており、符号トラッカ１０は、チャネル推定器１１、後処理ユニット（post processing unit）１２、符号発生器１３、補間器１４、ダウンサンプラ（down-sampler）１５、タイミング誤差推定器１６、ループフィルタ（loop filter）１７、補間器コントロール（interpolator control）１８、量子化器１９、および電力測定（power measurement）２０を含む。受信信号２１は、チャネル推定器１１および補間器１４双方の入力信号となる。符号トラッカ１０は、対応する無線送信機に対する、受信機のデジタルタイミング同期を実行する。例えば、３ＧＰＰ的なシステム（3GPP-like system）では、符号トラッカ１０は、基地局の送信機とデジタルタイミング同期をとるために、モバイルＷＴＲＵ受信機の内部に存在する。
【００１１】
チャネル推定器１１は、入力信号２１の初期符号位相、すなわち、時間的な符号位置（code location）を大まかに推定する。チャネル推定を行うための方法の１つに、スライディングウインドウ相関器（sliding window correlator）を使用するものがあるが、それに限定されるものではない。チャネル推定器１１のサンプル周期は、Ｔｃを１チップ周期の持続時間として、２Ｔｃ以下でなければならい。例えば、進み−遅れゲートシンクロナイザ（early-late gate synchronizer）をタイミング誤差推定器１６用に使用する場合、初期タイミング誤差推定は、−ＴｃからＴｃまでの範囲に収めなければならない。さもないと、タイミング誤差は範囲外となって、アルゴリズムが機能しなくなる。しかし、本発明は、進み−遅れゲートシンクロナイザには限定されず、その他の任意のタイミング誤差推定器１６を使用することができる。後者のケースでは、チャネル推定器用に異なるサンプル周期を使用することができる。サンプル周期が２Ｔｃより短いチャネル推定器１１を使用することによって、パス位置（path location）の初期誤差が、−ＴｃからＴｃまでの範囲に制限される。
【００１２】
後処理ユニット１２は、雑音閾値に対する、信号および雑音電力を推定する。後処理が完了すると、電力レベルが雑音閾値を上回るすべてのパスが識別される。これらの強いパスの時間的な位置は、初期符号位相２２と呼ばれる。これらのパスの最強の１つを、単独で使用することもでき、あるいは一定の閾値を上回る１組のパスを、レイク様受信機（RAKE-like receiver）構造でのように使用することもできる。レイク様受信機は、チャネルの時間ダイバーシティを有効に利用するので、マルチパスチャネル環境では非常に有益である。
【００１３】
最強のパスを１つ選択するケースでは、１つの補間器１４および１つの補間器コントロール１８を含む符号トラッカ１０が１つだけ存在する。レイク様受信機の場合は、使用されるパス毎に専用の符号トラッカ１０が１つ存在しなければならない。しかし、その場合でも、チャネル推定器１１および後処理ユニット１２は、使用されるすべての符号トラッカに共通である。単一のパスについての初期符号位相２２を後処理ユニット１２から符号発生器１３に供給することによって、タイミング同期が開始される。
【００１４】
レイク様受信機の各符号トラッカ１０では、符号発生器１３は、クロックとして機能する、基本タイミング用の基準符号を生成する。初期符号位相２２は、生成された基準符号を時間に関して単純に進めるか、または遅らせるかして、符号発生器１３の初期タイミングオフセットを数チップ分、調整する。初期補正が完了した後、符号発生器１３は、補間器コントロール１８から送られる符号シフトコマンド２８によってのみ制御される。初期符号位相２２は、２つの状況下でだけ、すなわち、受信機を最初に起動したときと、信号電力が雑音閾値を下回ったときにだけ利用される。符号シフト２８は、補間器コントロール１８によって生成される、進み方向または遅れ方向に１チップシフトさせるシフトコマンドである。初期補正が完了した後は、最悪ケースのタイミング誤差推定でも、−ＴｃからＴｃまでの時間範囲に収まる。
【００１５】
補間器１４、ダウンサンプラ１５、タイミング誤差推定器１６、ループフィルタ１７、補間器コントロール１８、および量子化器１９を含む、符号トラッカ１０の補間フィードバックループ（interpolation feedback loop）３５について次に詳しく説明する。補間フィードバックループ３５は、タイミング誤差推定信号２４が０に近い値になるようにドライブし、遅延推定２５が実際の遅延時間になるようにドライブする。
【００１６】
補間器１４は、量子化器１９から受信した量子化分数遅延推定２９に等しい量だけ、受信信号を時間に関して数学的に（in time mathematically）シフトする。理想的な補間器からの出力信号は、式１によって表される。
【００１７】
【数１】
2006502625.tif 000003
【００１８】
この式で、ｎは整数値の時間指標、ｘ（ｎ）はオーバサンプリングされた受信信号２１であり、
【００１９】
【数２】
2006502625.tif 000004
【００２０】
は量子化分数遅延推定２９を表し、Ｓｉｎｃ関数は次式で定義される。
【００２１】
【数３】
2006502625.tif 000005
【００２２】
補間フィードバックループ３５の１回目の繰り返しでは、量子化分数遅延推定２９は０にリセットされ、その結果、受信信号は無変更で補間器１４を通過する。補間器１４の動作、および量子化分数遅延推定２９（すなわち、値
【００２３】
【数４】
2006502625.tif 000006
【００２４】
）の定式化に関しては、補間フィードバックループ３５の２回目以降の繰り返しを参照しながら、以下でより詳しく説明する。
【００２５】
ダウンサンプラ１５は、受信信号が補間器１４によって処理された後、オーバサンプリング係数（over-sampling factor）の値Ｌだけ、受信信号２１のオーバサンプリングレートを低下させる。補間器１４を備える符号トラッカ１０は、値が１以上の任意の整数Ｌのサンプリングレートで動作する受信機に適用することができる。符号トラッカ１０がタイミング調整を実行できる、サンプリングレートの最適範囲は、１≦Ｌ≦８である。Ｌ＝１のケースは、オーバサンプリングを行わないことに対応する。一方、サンプリングレートが、Ｌ≧８の整数に関係する場合、タイミング誤差は、１／１６Ｔｃのオーダの値まで低下し、それによって、補間器１４の寄与は著しく減少し、ダウンサンプラ１５による簡単なサンプルシフトだけで十分になり始める。しかし、Ｌ≧８のような高いオーバサンプリングレートは、受信機資源の余分な電力消費をもたらすので、より低いサンプリングレートで動作し、図１による符号トラッカ１０で符号トラッキングを実行するほうが有利である。
【００２６】
ダウンサンプラ１５は、ダウンサンプラ１５の出力で、サンプリングレート周期（sampling rate period）Ｔｓがチップレート周期（chip rate period）Ｔｃと等しくなるように、サンプリングレートをチップレートに変換する。したがって、ダウンサンプラ１５の出力は、次式のように、ｚ（ｎ）によって表すことができる。
【００２７】
ｚ（ｎ）＝ｙ（Ｌ・ｎ＋ｋ）                                          式３
ここで、ｋは、ダウンサンプラ１５の基点（base point）２６を表す整数である。例えば、サンプリングレート係数がＬ＝４であるオーバサンプリングされた信号では、ダウンサンプラ１５に入る前のサンプリングレート周期は、Ｔｓ＝Ｔｃ／Ｌ＝Ｔｃ／４であるが、ダウンサンプリング後は、Ｔｓ＝Ｔｃである。最初、基点２６は０にリセットされる。値ｋの導出については、後で式６ａ、６ｂを参照しながら説明する。
【００２８】
ダウンサンプラ１５の出力は、ＷＴＲＵ受信機によってさらに処理される、タイミング補正された出力信号２３である。電力測定ユニット２０は、出力２３を処理し、信号の電力測定値を、マルチパスチャネルの各パスの時間に関する適切な位置を見つけるための入力として、チャネル推定器１１に送信する。タイミング改善に関しては、ダウンサンプラ１５の出力２３は、符号トラッカ１０の補間フィードバックループ３５を進行して、タイミング誤差推定器１６に到達する。タイミング誤差推定器１６では、入力信号のタイミング誤差が測定され、タイミング誤差推定２４として送出される。タイミング誤差推定器１６は、様々な周知のタイミング誤差推定アルゴリズムに従って動作することができる。本発明の好ましい実施形態は、進み−遅れゲートシンクロナイザを利用する。
【００２９】
次に、ループフィルタ１７が、タイミング誤差推定２４を受信して、遅延推定２５を生成する。ループフィルタ１７のタイプは、チャネル状態に応じて選択される。しかし、本発明は、使用される特定のループフィルタに限定されるものではない。好ましくは、ループフィルタ１７は、１次または２次フィルタとする。例えば、周知の比例積分（ＰＩ：proportional integrator）フィルタが、ループフィルタ１７として使用される。これとは別に、１次自己回帰（ＡＲ：auto regressive）フィルタをループフィルタ１７として使用できる。
【００３０】
図２に、２次ＰＩフィルタ５０、アキュムレータ５６、および符号反転乗算器（inverted multiplier）５７を含むループフィルタ１７の好ましい構成を示す。ＰＩフィルタ５０は、乗算器５２とアキュムレータ５３とを含む積分器５１、乗算器５４、および加算器５５を含む。乗算器５２および５４は、ＰＩフィルタ５０の入力で分割されたタイミング誤差推定２４入力に、それぞれ定数ａおよびｂを作用させる。タイミング誤差推定２４入力は、積分器５１によって積分され、一方、積分器５１と並列に、定数ｂによる乗算が行われる。並列出力は、加算器５５によって加算されて、ＰＩフィルタ出力が生成される。次に、ＰＩフィルタ出力は、アキュムレータ５６によって累積され、さらに乗算器５７によって定数−ｃを乗じる処理が行われる。乗算器５７における定数ｃの符号逆転は、信号のタイミング誤差推定２４を補償するための反対方向へのタイミング補正を生じさせ、図１に示すようなネガティブフィードバックシステム（negative feedback system）で有益である。ループフィルタ１７の次数に応じて、符号トラッカ１０は、１次、２次、またはより高次のフィードバックループを含むことができる。乗算器５７の出力は遅延推定２５である。
【００３１】
ループフィルタ１７の出力遅延推定２５は、次式のように、Ｔｄによって表すことができる。
【００３２】
【数５】
2006502625.tif 000007
【００３３】
ここで、Ｔｅは、タイミング誤差推定器１６からのタイミング誤差推定２４であり、
【００３４】
【数６】
2006502625.tif 000008
【００３５】
は、線形演算子である。遅延推定２５は、さらなる処理のため、補間器コントローラ１８に渡される。
【００３６】
補間器コントローラ１８は、遅延推定２５の範囲を規制することと、補間器係数の数を最小にすることの２つの主要な機能を提供する。最初に、符号トラッカ１０のレートの動作範囲内に遅延推定２５を維持することに関して、動作範囲はタイミング誤差推定器１６の特定の選択に依存する。例えば、進み−遅れゲートシンクロナイザ型のタイミング誤差推定器１６では、動作範囲のサンプリング周期は−ＴｃからＴｃまでに制限される。信号タイミング偏差をタイミング誤差推定器１６の動作範囲に制限するのに２つの方法が存在する。第１に、これは、ダウンサンプラ１５の基点２６を遅延推定２５に比例して時間的にシフトさせることによって達成することができる。しかし、これは、受信機全体のフレーム開始の変更に対応する。これは、受信機への直接伝送パスが１つしか存在しない場合にのみ実現可能である。しかし、マルチパス環境では、対象パス専用の符号トラッカ１０の符号発生器１３を遅延推定２５とは反対方向にシフトさせるほうが好ましい。
【００３７】
タイミング誤差推定器１６の実装とは独立に、符号発生器１３によって生成される受信機の基準符号に関して、受信信号２１のタイミング誤差推定２４が測定される。補間器コントロール１８は、遅延推定２５を監視し、それが一定の範囲から外れた場合には、符号発生器１３を反対方向にシフトさせる。符号発生器１３は、周期Ｔｃのチップレートで動作しているので、シフトの最小量は、チップ持続時間、すなわち、Ｔｃに等しい。したがって、遅延推定２５がＴｄ＞Ｔｃ／２またはＴｄ＜−Ｔｃ／２となった場合に、符号シフト２８を実行するのが好ましい。
【００３８】
実際の通信システムの実施では、基地局とＷＴＲＵ受信機の間のパスの相対遅延は、時間とともに変化し得る。これは主に以下の原因から起こり得る。第１に、モバイルＷＴＲＵ受信機の移動が、遅延推定２５の時間的な変化を引き起こすことがある。モバイルＷＴＲＵ受信機が一定の速度で移動している場合、タイミング誤差には１次変化（first order change）が存在する。第２の原因は、基地局とＷＴＲＵ受信機の間のローカル発振器周波数の差である。これも、遅延推定２５の１次変化を引き起こす。これらの影響はいずれも累積的である。しかし、タイミング誤差の変化は、１次変化に止まらない。Ｎ次変化を有する符号トラッカ１０では、補間器コントローラ１８は、必要に応じて、Ｎ−１次変化に従うことができ、必要な場合には、符号シフトを実行する。
【００３９】
符号トラッカ１０による符号シフトの決定はロバスト（robust）であり、低い信号対雑音比（ＳＮＲ）およびフェージングチャネル状態に耐え得ない。雑音および干渉のせいで振動性の符号シフト動作（oscillating code shift operations）をなくすため、簡単なヒステリシス論理（hysteresis logic）が利用される。図３Ａおよび図３Ｂには、発振器のドリフトおよびモバイルＷＴＲＵの一定速度の移動に関する、遅延推定２５の変化のタイミング図が示されている。タイミングシフトは、線形変化するタイミング遅延の周期的なタイミングシフトのため、のこぎり歯状の波形を呈している。図３Ａに示すように、遅延推定２５は線形に増加している。ピーク遷移は、ピークがＴｃ／２＋Δとなる符号シフト２８で起こり、符号シフト２８は、増加した遅延推定２５を補償するため、負の方向に実施される。これとは反対に、図３Ｂでは、線形に減少する遅延推定２５が、正の符号シフト２８によって補償されている。図３Ａおよび図３Ｂには、遅延推定２５の線形変化が示されているが、符号トラッカ１０は、遅延推定２５の線形変化に限定されるものではなく、遅延推定２５の更新におけるいかなる種類の変化にも応じて動作することに留意されたい。符号シフト２８は、上で説明したように、遅れまたは進みの両方向に行われる。図３Ａおよび図３Ｂに示すように、任意の微小値Δ（例えば、０．０５Ｔｃ）が、符号シフト２５点付近での振動挙動（oscillatory behavior）を防止するために使用される。
【００４０】
符号シフト２８が生じた後、補間器コントローラ１８によって使用される新しい遅延推定値２５は、次式で求められる。
【００４１】
【数７】
2006502625.tif 000009
【００４２】
ここで、ｓｇｎ［・］は、符号シフト２８の方向（すなわち、正、負、または０）を表し、次式で定義される。
【００４３】
【数８】
2006502625.tif 000010
【００４４】
係数の数を最小にするという補間器コントローラ１８の第２の機能に関して、有限サイズの実際の補間は、最小誤差を達成するために最適化される。式１の理想的な補間器は、無限の数の係数を有し、そのため、現実には実施し得ないことを思い出されたい。有限サイズの補間器の最適補間器係数は、ＭＭＳＥなど、近似誤差を最小化するための最適化アルゴリズムによって取得される。これについては、以下の段落で詳しく説明する。しかし、有限サイズの補間器に起因する近似誤差はさらに、分数遅延推定２７を可能な限り小さくすることによっても縮小することができる。したがって、補間器コントローラ１８は、これを達成するように構成される。符号シフト処理後の遅延推定２５は、以下のように書くことができる。
【００４５】
【数９】
2006502625.tif 000011
【００４６】
ここで、ｋは、以下のように定義される。
【００４７】
【数１０】
2006502625.tif 000012
【００４８】
演算
【００４９】
【数１１】
2006502625.tif 000013
【００５０】
は、ｘを超えない最大の整数を表す。ｋの値は、
【００５１】
【数１２】
2006502625.tif 000014
【００５２】
内に存在するオーバサンプリングされたサンプル持続時間の数に対応する。したがって、ｋ・Ｔｓの遅れまたは進みは、オーバサンプリングされた入力信号をサンプルｋ個分に等しい量だけずらした簡単なシフトに対応する。このシフトは、式３に示すように、ダウンサンプラの基点２６を整数ｋだけシフトさせることによって容易に達成される。基点２６をシフトさせた後、残されたタイミングシフトは以下の値に等しい。
【００５３】
【数１３】
2006502625.tif 000015
【００５４】
補間器１４はサンプリングレートＴｓに正規化されているので、補間器１４に入力される値は、量子化された後の分数遅延推定２７（すなわち、
【００５５】
【数１４】
2006502625.tif 000016
【００５６】
）である。また、遅延推定２５を分解した後（すなわち、式６ａの値
【００５７】
【数１５】
2006502625.tif 000017
【００５８】
と、式６ｂの値ｋ）、分数遅延推定２７が範囲−１＜α＜１に制限されることに留意することも重要である。この範囲制限は、分数遅延推定２７を最小に維持し、所望の縮小された補間誤差を達成する。
【００５９】
補間器コントローラ１８の動作を説明するため、以下に例を提示する。フィルタリングされたタイミング誤差推定２５は、Ｔｄ＝０．６４Ｔｃ、オーバサンプリングレートは、Ｌ＝４であると仮定する。したがって、サンプリングレートは、Ｔｓ＝Ｔｃ／Ｌ＝Ｔｃ／４となる。式５ａおよび式５ｂによれば、符号シフト２８が必要であり、符号シフトされた遅延推定２５は、
【００６０】
【数１６】
2006502625.tif 000018
【００６１】
となる。基点２６は、式６ｂから、ｋ＝−１であり、分数遅延推定２７は、式６ａから、α＝−０．４４となる。
【００６２】
補間フィードバックループ３５の最後に残った段階は量子化器１９である。分数遅延推定２７は、補間器によって使用される前に、量子化器１９によって量子化（すなわち、離散化）される。量子化器１９は、遅延推定２５が更新されるたびに計算を行わずにすむように、補間器係数の計算を制限する上で有益である。量子化器１９は、１組の利用可能な量子化分数遅延推定値に関係する事前計算された補間器係数を格納するためのルックアップテーブルを含む。このルックアップテーブルは補間計算の複雑度を低下させ、また処理速度を向上させる。量子化器１９は、必要なタイミング精度およびオーバサンプリングレートＬに基づいて、分数遅延推定を量子化するためのレベル数を決定する。タイミング調整に必要なタイミング精度は、Ｑを正の整数として、Ｔｃ／Ｑである。したがって、必要とされる量子化ステップのサイズは２Ｔｃ／Ｑとなる。オーバサンプリングレートをＬとする場合、これは、−１＜α＜１の範囲に対するＱ／Ｌの量子化レベルに対応する。例えば、Ｑ＝３２、Ｌ＝４である場合、タイミング調整に必要なタイミング精度はＴｃ／１６であり、量子化器１９はＱ／Ｌ＝８の量子化レベルを有する。次に、上記の例に従い、分数遅延推定２７がα＝−０．４４であるとすると、量子化遅延は、量子化器１９のルックアップテーブルから最も近い対応値を選択することによって決定される。この量子化器は８つのレベルを有するので、利用可能な値は、以下の量子化分数遅延推定の組、［−１，−０．７５，−０．５，−０．２５，０．２５，０．５，０．７５，１］から取られる（０の場合は補間がまったく行われないので、０は使用されない）。−０．４４は−０．５に最も近いので、選択される量子化分数遅延推定２９は、
【００６３】
【数１７】
2006502625.tif 000019
【００６４】
であり、それが補間器１４に渡される。
【００６５】
補間フィードバックループ３５の初回の繰り返しに続いて、遅延推定および補間動作が、タイミング誤差の変化を追跡するために継続的に繰り返される。
【００６６】
補間器１４に戻り、補間器１４が、最初に受信信号２１を処理するときとは異なり、
【００６７】
【数１８】
2006502625.tif 000020
【００６８】
である量子化分数遅延推定２９を処理する、式１の有限補間について次に説明する。式１から分かるように、理想的な補間では、無限に長い加算が行われる。効率的な補間を実施するため、式１を有限回の加算として実行しなければならない。以下の式８ａは、この有限表現の出力
【００６９】
【数１９】
2006502625.tif 000021
【００７０】
を示している。
【００７１】
【数２０】
2006502625.tif 000022
【００７２】
ここで、ｈα（ｎ）は、次式によって導出される補間器係数を表す。
【００７３】
【数２１】
2006502625.tif 000023
【００７４】
無限長のフィルタである理想的な補間器の周波数応答は、次式で与えられる。
【００７５】
【数２２】
2006502625.tif 000024
【００７６】
出力信号誤差
【００７７】
【数２３】
2006502625.tif 000025
【００７８】
は、理想的な補間器の出力と補間器の有限表現との間の差として、次式で定義される。
【００７９】
【数２４】
2006502625.tif 000026
【００８０】
最適ＦＩＲ補間器の係数ｈα（ｎ）は、量子化分数遅延推定２９のすべての可能な値
【００８１】
【数２５】
2006502625.tif 000027
【００８２】
について、以下の式１１を最小化することによって決定される。使用される最適化方法は、最小平均２乗誤差（ＭＭＳＥ）法である。対象とする帯域Ｆ＝ω／２πは、１／（２Ｔｓ）より小さいので、式１０にパーセヴァルの関係式（Parseval's relation）を適用することによって、次式が得られる。
【００８３】
【数２６】
2006502625.tif 000028
【００８４】
式１１は、補間器１４用として好ましいタイプの補間器であるＦＩＲフィルタのＭＭＳＥ版を表す。式１１には複数の異なる解法がある。例えば、式１１を解くのに、フレッチャ−パウエル法（Fletcher-Powell method）を使用することができる。本発明の実施形態は、式１１のどのような特定の解法にも限定されるものではないことに留意されたい。最小誤差
【００８５】
【数２７】
2006502625.tif 000029
【００８６】
は、係数の総数が２Ｍであるとき、（Ｍ１＝Ｍ）および（Ｍ２＝Ｍ−１）が選択された場合に達成される。式１１から求められた係数を用いて、最適ＭＭＳＥ  ＦＩＲ補間器１４は、次式で表すことができる。
【００８７】
【数２８】
2006502625.tif 000030
【００８８】
当業者であれば知っているように、補間器係数は、
【００８９】
【数２９】
2006502625.tif 000031
【００９０】
に対して対称であり、以下のように書くことができる。
【００９１】
【数３０】
2006502625.tif 000032
【００９２】
式１１をリアルタイムに解くことは実現し得ないので、式１１は、すべての可能な値
【００９３】
【数３１】
2006502625.tif 000033
【００９４】
について事前に解かれ、所定の係数が、量子化器１９のルックアップテーブルに格納される。その結果、実数のエントリを含む、サイズがＭ・（（Ｑ／Ｌ）−２）のルックアップテーブルが生成される。ただし、Ｑ／Ｌは量子化器のレベル数とする。しかし、
【００９５】
【数３２】
2006502625.tif 000034
【００９６】
の場合は、補間はまったく行われないので、この値は、量子化器１９のルックアップテーブルから除外される。式１３の対称性を使用して、ルックアップテーブルのサイズを半分に縮小し、実数の個数をＭ・（（Ｑ／Ｌ）−２）／２にすることができる。これとは別に、多項式補間器など、実施される補間器構造に応じて、ルックアップテーブルをなくし、代わりにリアルタイム計算を行うこともできる。
【００９７】
実施においては、どれだけの補間誤差が許されるかに応じて、Ｍ≧１として２Ｍの係数
【００９８】
【数３３】
2006502625.tif 000035
【００９９】
が存在する。例えば、進み−遅れゲートシンクロナイザと、図２に示すように累積器と縦続接続されたＰＩフィルタを含む２次ループフィルタとを備え、２倍のオーバサンプリング（Ｌ＝２）を行う、３ＧＰＰ様のＦＤＤ互換のモバイルＷＴＲＵ受信機のための符号トラッカの設計では、Ｍ＝２であり、量子化器レベル当たり全部で４つの係数が生成される。必要とされる精度がＴｃ／１６（すなわち、Ｑ＝１６）である場合は、使用される量子化器レベルの数は８となる。
【０１００】
本発明に従って補間を最適化することによって、限られた数の係数を使用するにも関わらず、タイミング誤差が効率的に縮小するという、好ましい結果が達成される。本発明をマルチパスフェージングチャネルおよびレイク様受信機と関連させて説明してきたが、本発明がそのような適用例にのみ限定されると解釈すべきではない。符号トラッカ１０の代替実施形態には、多項式ＦＩＲ補間器、線形補間器、およびラグランジュ補間（Lagrange interpolation）といったタイプの補間器を有するものが含まれるが、これらに限定されるものではない。
【図面の簡単な説明】
【０１０１】
【図１】最適補間を有する符号トラッカのブロック図である。
【図２】ループフィルタのブロック図である。
【図３Ａ】符号トラッカの符号シフトのタイミング図である。
【図３Ｂ】符号トラッカの符号シフトのタイミング図である。
【図１】
2006502625.tif 000036
【図２】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
2006502625.tif 000039
【国際調査報告】
2006502625.tif 000040