(57)【要約】本発明は半導体電力スイッチを操作するための方法であって、この方法によって半導体電力スイッチのスイッチング区間（Ｅ−Ａ）の抵抗は制御電圧（Ｖｓｔ）によって電力スイッチ（Ｓ１、Ｓ２）のチップ温度（Ｔ１ｉｓｔ、Ｔ２ｉｓｔ）が予め設定される目標温度（Ｔｓｏｌｌ）を超えないように制御され、この目標温度（Ｔｓｏｌｌ）に到達した場合にはスイッチング区間（Ｅ−Ａ）の抵抗が高められる。この方法を実施するための装置は半導体電力スイッチとしてトランスファーゲート（ＴＧ）を使用し、このトランスファーゲート（ＴＧ）はチャージポンプ（ＬＰ）によって制御され、半導体電力スイッチとしてのこのトランスファーゲート（ＴＧ）において統合された温度センサを有する商用トランジスタが使用される。
2006502628.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
半導体電力スイッチ（Ｓ１、Ｓ２）をスイッチングするための方法において、
半導体電力スイッチ（Ｓ１、Ｓ２）のスイッチング区間（Ｅ−Ａ）の抵抗は制御入力側（ｓ、ｇ）を介して制御電圧（Ｖｓｔ）及び／又は制御電流を用いてチップ温度（Ｔ１ｉｓｔ、Ｔ２ｉｓｔ）に依存して電力スイッチ（Ｓ１、Ｓ２）のチップ温度（Ｔ１ｉｓｔ、Ｔ２ｉｓｔ）は予め設定される目標温度（Ｔｓｏｌｌ）を超えないように調整され、この目標温度（Ｔｓｏｌｌ）に到達した場合にはスイッチング区間（Ｅ−Ａ）の抵抗が高められることを特徴とする、半導体電力スイッチ（Ｓ１、Ｓ２）をスイッチングするための方法。
【請求項２】
とりわけ統合されたスタータジェネレータ（ＩＳＧ）を装備された自動車用搭載電源における２つのエネルギ蓄積器（Ｃ１、ＤＬＣ、Ｂ３６）の間に配置された半導体電力スイッチ（Ｓ１、Ｓ２）をスイッチングするための請求項１記載の方法を実施するための装置において、
制御電圧（Ｖｓｔ）によって導通又は非導通制御可能な電力スイッチ（Ｓ１、Ｓ２）はトランスファーゲート（ＴＧ）として構成されており、
該トランスファーゲート（ＴＧ）は直列に接続された２つのトランジスタ（Ｑ１、Ｑ２）又はトランジスタ群を有し、該２つのトランジスタ（Ｑ１、Ｑ２）又はトランジスタ群の中で前記電力スイッチ（Ｓ１、Ｓ２）の阻止状態においてそれぞれ少なくとも１つのトランジスタ／トランジスタ群が阻止され、
前記トランスファーゲート（ＴＧ）において各トランジスタ（Ｑ１、Ｑ２）又は各トランジスタ群には少なくとも１つのダイオード（ＤＴ１、ＤＴ２）がチップ温度（Ｔ１ｉｓｔ、Ｔ２ｉｓｔ）を検出するために割り当てられており、
制御電圧（Ｖｓｔ）を発生するためのチャージポンプ（ＬＰ）が設けられており、前記制御電圧（Ｖｓｔ）によって電力スイッチ（Ｓ１、Ｓ２）のトランジスタ（Ｑ１、Ｑ２）は、それぞれ各電力スイッチ（Ｓ１、Ｓ２）のトランジスタ（Ｑ１、Ｑ２）のチップ温度（Ｔ１ｉｓｔ、Ｔ２ｉｓｔ）が予め設定された目標温度（Ｔｓｏｌｌ）を超えない程度にだけ導通制御され、
温度検出ユニットが設けられており、該温度検出ユニットではチップ温度と目標温度との比較が実施され、前記温度検出ユニットはこの比較に割り当てられる制御信号（Ｅｎ）をチャージポンプ（ＬＰ）に対して供給し、前記目標温度（Ｔｓｏｌｌ）に到達した場合にはスイッチング区間（Ｅ−Ａ）の抵抗が高められる
ことを特徴とする請求項１記載の方法を実施するための装置。
【請求項３】
トランスファーゲート（Ｓ１、Ｓ２、ＴＧ）にはトランジスタ（Ｑ３）が割り当てられており、該トランジスタ（Ｑ３）のコレクタ・エミッタ区間は、直列に接続された２つのトランジスタ（Ｑ１、Ｑ２）又はトランジスタ群の互いに接続されたゲート端子（ｇ）と互いに接続されたソース端子（ｓ）との間に配置されており、
前記トランジスタ（Ｑ３）は、トランスファーゲート（Ｓ１、Ｓ２、ＴＧ）を急速に非導通に制御するために外部信号（Ｄｉｓ）によって導通状態に移行可能であることを特徴とする、請求項２記載の装置。
【請求項４】
温度検出ユニットは各トランジスタ（Ｑ１、Ｑ２）又は各トランジスタ群毎に電圧源の電極（＋５Ｖ、ＧＮＤ）に接続された少なくとも１つの直列回路を有し、該直列回路は各トランジスタ（Ｑ１、Ｑ２）に割り当てられたダイオード（ＤＴ１、ＤＴ２）及び／又は抵抗（Ｒ７、Ｒ８）から成り、
抵抗（Ｒ７、Ｒ８）とダイオード（ＤＴ１、ＤＴ２）との間の節点はそれぞれコンパレータ（Ｋ１、Ｋ２）の１つの入力側に接続されており、前記節点においてチップ温度（Ｔ１ｉｓｔ、Ｔ２ｉｓｔ）に割り当てられた電圧（ＶＴ１ｉｓｔ、ＶＴ２ｉｓｔ）が取り出され、
コンパレータ（Ｋ１、Ｋ２）のもう１つの入力側には予め設定された目標温度（Ｔｓｏｌｌ）に割り当てられた目標電圧（ＶＴｓｏｌｌ）が印加されており、
コンパレータ（Ｋ１、Ｋ２）はチップ温度（Ｔ１ｉｓｔ、Ｔ２ｉｓｔ）に割り当てられた電圧（ＶＴ１ｉｓｔ、ＶＴ２ｉｓｔ）と予め設定された目標温度（Ｔｓｏｌｌ）に割り当てられた目標電圧（ＶＴｓｏｌｌ）との比較を実施し、
全コンパレータ（Ｋ１、Ｋ２）の出力側は第１の論理素子（ＮＡＮＤ）の入力側に接続されており、
第１の論理素子（ＮＡＮＤ）の出力側は第２の論理素子（ＮＯＲ）の１つの入力側に接続されており、該第２の論理素子（ＮＯＲ）の別の入力側にはオン／オフ信号（Ｄｉｓ）が供給され、
第２の論理素子（ＮＯＲ）の出力信号はチャージポンプ（ＬＰ）のゲートオシレータ（Ｕ１〜Ｕ４）に制御信号（Ｅｎ）として供給されることを特徴とする、請求項２又は３記載の装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は請求項１の上位概念記載の電力スイッチ、とりわけ統合されたスタータジェネレータを装備された自動車用搭載電源における２つのエネルギ蓄積記載の間に配置された半導体電力スイッチを操作するための方法に関する。本発明はまた請求項２記載のこの方法を実施するための装置に関する。
【０００２】
ＩＳＧを有する自動車用搭載電源では電力スイッチを用いるコンバータ又はスイッチングレギュレータを介するエネルギ蓄積器、すなわち異なる定格電圧のアキュムレータとキャパシタ（中間回路キャパシタ、電気２重層キャパシタ）との間のスイッチング過程が必要であり、このスイッチング過程は制御機器の命令によって実施される。
【０００３】
この場合の前提条件は、スイッチを開く前にこのスイッチを流れるスイッチ電流が０Ａにもたらされ、さらに、スイッチが電力なしで操作されうるように、スイッチを閉じる前にこのスイッチのスイッチング接点の間に印加されるスイッチ電圧が０Ｖにもたらされることである。
【０００４】
スイッチ電流０Ａは例えばＡＣ／ＤＣコンバータ又はＤＣ／ＤＣスイッチングレギュレータのスイッチオフによって行われ、実際に問題を提起しない。
【０００５】
０Ｖスイッチ電圧への調整、すなわち（開かれた＝非導通）スイッチの電極の間の電位差ゼロへの調整は、通常はエネルギ蓄積器のうちの１つ、例えば中間回路キャパシタの所期の充放電によって行われる。なぜなら、これは通常はエネルギ蓄積器のうちの比較的小さい方のエネルギ蓄積器であるからである。この調整は原理的にはコンバータ又はこれと電源との間に存在するスイッチングレギュレータによっても行われうる。
【０００６】
中間回路キャパシタは例えば数１０．０００μＦの容量を有し、電気２重層キャパシタは例えば２００Ｆの容量を有し、アキュムレータは数Ａｈの容量を有する。補償されるべきスイッチ電圧は６０Ｖまでである。
【０００７】
しかし、チャージ補償（charge equalizing）（４０ジュールまでの）に必要なエネルギに対するコンバータ（例えば６ｋＷ）又はスイッチングレギュレータ（例えば１ｋＷ）のパフォーマンスの不利な比率に起因して、電圧補償には実際には狭い制限範囲が設定される。
【０００８】
例えばスイッチとして信頼性及び所要面積の理由から半導体スイッチが使用される場合、電圧補償の実現可能な精度は十分ではない。
【０００９】
ノーマルな動作において生じる電流及び電力は非常に小さい抵抗を有する構成素子（コンデンサ、スイッチ）の使用を必要とする。既存の電圧差において閉じられるべきスイッチを介する補償電流は結果的に相応に高くなる。
【００１０】
スイッチを流れる補償電流の危険のない値への制限は電流測定を前提とし、この電流測定は生じる電流の高さにより高コストな電流センサを必要とする。さらに、補償過程は時間最適化されて経過しえない。なぜなら、スイッチ電圧が大きい場合にはスイッチにおける損失電力が大きく、このことは更に別の可能な制限を意味する。
【００１１】
本発明の課題は、高コストの電流センサなしで済み、スイッチにおける大きな電圧差においてもトランジスタの損傷が排除されるようにスイッチオン過程及びオン状態が調整される、半導体電力スイッチを操作するための方法及び相応の装置を提供することである。
【００１２】
上記課題は、本発明によれば、請求項１の特徴部分記載の構成による方法及び請求項２の特徴部分記載の構成による装置によって解決される。
【００１３】
半導体電力スイッチをスイッチングするための方法及び装置が提案され、この方法及び装置は次のことによって際立っている。すなわち、半導体電力スイッチのスイッチング区間の抵抗は、この電力スイッチのチップ温度が予め設定される目標温度を超えないように調整され、この場合、この目標温度に到達した場合には半導体電力スイッチのスイッチング区間の抵抗が高められ、これによって、一方では損失電力が低下し、他方では低減された損失電力に起因してチップ温度が低下する。
【００１４】
本発明の有利な実施形態は従属請求項から得られる。
【００１５】
本発明の方法は、電力スイッチにおける温度（チップ温度）が予め設定された値を超えないか乃至は一定値に調整されるように半導体電力スイッチのスイッチング区間の抵抗は制御電圧によって制御され、制御量は制御電圧を発生するための制御信号として使用される、という技術思想を含んでいる。
【００１６】
この方法を実施するための装置では、スイッチを固有の半導体トランジスタを有するトランスファーゲートとして構成し、このトランスファーゲートにおいてチップ温度を検出するためのダイオードを統合し、さらにトランジスタのチップ温度が調整されて予め設定された目標値に制限されるようにチャージポンプによって制御する。
【００１７】
有利には、この予め設定される目標温度は電力半導体の動作温度の領域内にある。これによって、一方では電力スイッチがその許容動作温度より上で動作されることを阻止し、他方ではこのような動作によって電力半導体の寿命が低減されることを阻止する。
【００１８】
本発明の有利な実施例は従属請求項から得られる。
【００１９】
本発明の実施例を次に概略的な図面に基づいて詳しく説明する。図面では
図１は１４Ｖ／４２Ｖ自動車用搭載電源の原理的な回路図を示し、
図２はトランスファーゲートとして構成された半導体電力スイッチの原理的な回路図を示し、
図３はチャージポンプにより制御可能なトランスファーゲートの回路を示し、
図４は目標比較部及び論理結合部を有する温度検出ユニットを示す。
【００２０】
図１はここには図示されていない内燃機関に結合された統合スタータジェネレータＩＳＧを有する１４Ｖ／４２Ｖ自動車用搭載電源の原理的な回路図を示し、この統合スタータジェネレータＩＳＧに基づいて本発明を詳しく説明する。
【００２１】
このＩＳＧは双方向性ＡＣ／ＤＣ変換器ＡＣ／ＤＣを介して
ａ）ダイレクトに中間回路キャパシタＣ１に接続され、
ｂ）電力スイッチＳ２を介して電気２重層キャパシタＤＬＣに接続され、
ｃ）電力スイッチＳ１を介して３６ＶアキュムレータＢ３６及び４２Ｖ電源に接続され、
ｄ）双方向性ＤＣ／ＤＣ変換器ＤＣ／ＤＣを介して１２ＶアキュムレータＢ１２及び１４Ｖ電源Ｎ１４に接続されている。本発明によれは、ここでは詳しくは説明しないプログラムに従って各電力スイッチ（Ｓ１及びＳ２）がトランスファーゲートとして構成され、チャージポンプのここには図示されていない制御機器の命令によって制御される。
【００２２】
図２は例えばスイッチＳ２のためのトランスファーゲートＴＧとして構成されたスイッチの原理的な回路図を示し、このスイッチＳ２は中間回路キャパシタＣ１と電気２重層キャパシタＤＬＣとの間に配置されている。トランスファーゲートとして構成された更に別のスイッチが必要である場合、これは少なくとも同様に構成される。
【００２３】
トランスファーゲートＴＧは直列接続された２つのＭＯＳＦＥＴトランジスタＱ１及びＱ２から成り、これらの２つのＭＯＳＦＥＴトランジスタＱ１及びＱ２のソース端子ｓ及びゲート端子ｇはそれぞれ互いに接続されている。ドレイン端子ｄはスイッチの入力側Ｅ又は出力側Ａとして使用される。
【００２４】
搭載電源ではスイッチにおける電圧差及び電流方向が任意の正負の符号乃至は任意の方向を有しうるので、直列接続された２つのトランジスタ乃至はトランジスタ群の使用が必要であり、これらの２つのトランジスタ乃至はトランジスタ群のうち電力スイッチの阻止状態においてそれぞれ少なくとも一方は阻止される。このような装置はトランスファーゲートとして公知であり、実際のスイッチング機能を行う。
【００２５】
このようなトランスファーゲートとして構成されたスイッチの制御はソース端子とゲート端子との間に制御電圧を印加することによって行われる。この制御電圧の低減のためには図２には詳しくは図示されていない抵抗がゲート端子とソース端子との間に設けられている。本発明によれば、図２に示されているように、トランスファーゲートＴＧにおいて半導体Ｑ１及びＱ２として統合された温度センサ（Ｄ１Ａ、Ｄ１Ｂ、Ｄ２Ａ及びＤ２Ｂ）を有する商用のトランジスタを使用し、これらは例えば”Philips Semiconductors Product Specification, Power MOS transistor Voltage clamped logic level FET with temperature sensing diodes, BUK9120-48TC, February 1998”から公知である。メーカーサイドではパワーＭＯＳＦＥＴ毎のチップ温度の検出のために２つの逆並列ダイオードが統合されているが、本発明の実施例ではパワーＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ２毎にそれぞれ１つのダイオードしか使用しない。
【００２６】
図３にはチャージポンプにより制御可能なトランスファーゲートとして構成されたスイッチＳ２の回路が図示されており、このスイッチＳ２は中間回路キャパシタＣ１と電気２重層キャパシタＤＬＣとの間に配置されているが、しかし、ここでは統合された温度センサなしで図示されている。さらに、このトランスファーゲート内に配置された更に別のトランジスタＱ３（及び外部トランジスタＱ４）を介する信号Ｄｉｓによって制御電圧が短絡され、この結果、トランスファーゲートを急激に開く（非導通に制御する）。
【００２７】
それ自体は公知のチャージポンプＬＰ（コンデンサＣ２〜Ｃ５及びダイオードＤ３〜Ｄ５）はトランスファーゲート（スイッチ２）のソース端子ｓとゲート端子ｇとの間で制御電圧Ｖｓｔを立ち上げる。このチャージポンプＬＰにはゲートオシレータ（論理スイッチング素子Ｕ１〜Ｕ４）からイネーブル機能が与えられる。よって、発振器及びこれによりチャージポンプＬＰは論理制御信号Ｅｎ（Ｅｎａｂｌｅ）によってオンオフスイッチングされる。制御信号Ｅｎの発生は後ほど解説する。
【００２８】
信号Ｅｎ（Ｅｎ＝Ｈｉｇｈ）によるチャージポンプＬＰのスイッチオンによってソース端子ｓとゲート端子ｇとの間に正の制御電圧Ｖｓｔが立ち上げられ、これによってスイッチＳ２（トランスファーゲート）は相応に導通状態になる。信号Ｅｎ（Ｅｎ＝Ｌｏｗ）のスイッチオフの後でこの電圧は放電抵抗Ｒ１を介して低減されて、これによりスイッチＳ２はふたたび非導通状態になる。オンオフスイッチングは時間的に制御されて行われ、すなわちチャージポンプの所期のオンオフスイッチングによってトランスファーゲートは類似の導通状態に保持されうる。
【００２９】
図４は目標比較部及び論理信号結合部を有するトランスファーゲートＴＧのトランジスタＱ１及びＱ２のチップ温度の検出のための本発明の回路を示す。
【００３０】
この温度検出ユニットは、各トランジスタＱ１及びＱ２毎に電圧源（既存の５Ｖ給電部でもよい）の電極に接続された抵抗Ｒ７、Ｒ８及び温度感応ダイオードＤＴ１、ＤＴ２（これらは図２のダイオードＤ１Ｂ、Ｄ２Ｂに相応する）から成る直列回路から構成される。これによって例えば１ｍＡの作動電流がダイオードＤＴ１、ＤＴ２を流れる。
【００３１】
抵抗Ｒ７とダイオードＤＴ１との間の結節点乃至は抵抗Ｒ８とダイオードＤＴ２との間の結節点はそれぞれコンパレータＫ１乃至はＫ２の非反転入力側に接続され、コンパレータＫ１乃至はＫ２の反転入力側には目標温度Ｔｓｏｌｌに割り当てられた目標電圧ＶＴｓｏｌｌが印加される。これら２つのコンパレータＫ１、Ｋ２の出力側は第１の論理素子ＮＡＮＤの入力側に接続されており、第１の論理素子ＮＡＮＤの出力側は第２の論理素子ＮＯＲの入力側に接続されており、この第２の論理素子ＮＯＲのもう１つの入力側にはオン／オフ信号が供給され、このオン／オフ信号については後で詳細に述べる。第２の論理素子ＮＯＲの出力側には制御信号Ｅｎが現れ、この制御信号ＥｎはチャージポンプＬＰのゲートオシレータに供給される。チップ温度を検出するためのダイオードＤＴ１、ＤＴ２は負の温度係数を有し、すなわちチップ温度が上昇すると、フロー電圧が約１．６ｍＶ／℃で単調に低下する。２５℃におけるフロー電圧の値は例えば６６０ｍＶである。
【００３２】
トランスファーゲートの構造に起因して、それぞれ１つのトランジスタは逆接続されて動作される（ドレイン・ソース電圧）。これに対してもう１つのトランジスタがスイッチ電圧の根本的な部分を担う。相応に異なってチップ温度はスイッチオン過程の間に変化してゆく。よって、トランジスタＱ１、Ｑ２の温度を別個に検出し、その都度より高い温度に調整を合わせることが必要である。
【００３３】
以下のテーブルからは次のことが見て取れる（ただしここでＨｉｇｈ＝Ｈ及びＬｏｗ＝Ｌ；下線を引かれた参照符号はその出力側の信号を指していることを意味する）：
【００３４】
【表１】
2006502628.tif 000003
【００３５】
テーブルＡ：それぞれのチップ温度Ｔ１ｉｓｔ、Ｔ２ｉｓｔによって発生されるダイオード電圧ＶＴ１ｉｓｔ、ＶＴ２ｉｓｔが予め設定された高いが許容できるチップ温度Ｔｓｏｌｌに割り当てられた電圧目標値ＶＴｓｏｌｌよりも大きい限りは、割り当てられたコンパレータＫ１、Ｋ２の出力側はＨｉｇｈ信号にある。
【００３６】
テーブルＢ：それぞれのチップ温度Ｔ１ｉｓｔ、Ｔ２ｉｓｔに割り当てられたダイオード電圧ＶＴ１ｉｓｔ、ＶＴ２ｉｓｔが予め設定された電圧目標値ＶＴｓｏｌｌを下回るやいなや、割り当てられたコンパレータＫ１、Ｋ２の出力はＬｏｗ信号になり、第１の論理素子ＮＡＮＤの出力信号はＨｉｇｈ信号に変化する。
【００３７】
テーブルＣ：第１の論理素子ＮＡＮＤの出力信号がＨｉｇｈ信号になると、これに後置された第２の論理素子ＮＯＲの出力信号（制御信号Ｅｎ）はＬｏｗ信号に変化し、これによってチャージポンプＬＰは停止してトランスファーゲートは非導通になる。
【００３８】
図４及びテーブルＣからは、信号ＯＮ／ＯＦＦが見て取れる。この既述の信号はここには図示されていない制御機器の命令である。所属のスイッチＳ１、Ｓ２が導通状態であるべき場合には常にＯＮ＝Ｌｏｗであり、このスイッチが非導通状態であるべき場合にはＯＦＦ＝Ｈｉｇｈである。
【００３９】
この信号ＯＮ／ＯＦＦ図３の信号Ｄｉｓと一致しており、この信号ＤｉｓはスイッチＳ１、Ｓ２をゲート・ソース区間の短絡によって急激に非導通に制御し、ＯＦＦ＝Ｈｉｇｈである限りはこの動作状態に保持する。
【００４０】
よって、テーブルＣからは次のことが見て取れる。すなわち、一方で制御機器が許可を与え（ＯＮ＝Ｄｉｓ＝Ｌｏｗ）かつ他方で第１の論理素子ＮＡＮＤの出力信号がそのＬｏｗ状態によってチップ温度は目標値を上回っていないとシグナリングする場合にだけ、チャージポンプＬＰがスイッチを導通制御できる。この場合、第２の論理素子ＮＯＲの出力信号ＥｎがＨｉｇｈレベルになり、後続のゲートオシレータ（Ｕ１〜Ｕ４、図３）が上昇するゲート電圧をトランスファーゲートＱ１、Ｑ２に対して発生し、このトランスファーゲートＱ１、Ｑ２を見る見るうちにより強く導通する。これによってＱ１、Ｑ２を流れる電流が上昇し、ひいては損失電力及びチップ温度も上昇し、これに基づいて温度感応だＤＴ１、ＤＴ２のフロー電圧は低下する。これはＶＴ１ｉｓｔ、ＶＴ２ｉｓｔが値ＶＴｓｏｌｌを下回るままで続く。制御信号ＥｎがＬｏｗなり、発振器が停止する。チャージポンプＬＰはゲート電圧＝制御電圧Ｖｓｔをもはや供給せず、抵抗Ｒ１によってコンデンサＣ１が放電され、これによってゲート電圧がゆっくりと降下する。トランスファーゲートは非導通になり、トランジスタＱ１及びＱ２の損失電力が低下し、ひいてはチップ温度も低下し、この結果、ダイオードＤＴ１及びＤＴ２のフロー電圧が再び上昇し、プロセスが改めて始まる。
【００４１】
全体として、これによって２点レギュレータが成立し、この２点レギュレータの発振器周波数及び振幅は調整素子の遅延時間に依存する。
【図面の簡単な説明】
【００４２】
【図１】１４Ｖ／４２Ｖ自動車用搭載電源の原理的な回路図を示す。
【図２】トランスファーゲートとして構成された半導体電力スイッチの原理的な回路図を示す。
【図３】チャージポンプにより制御可能なトランスファーゲートの回路を示す。
【図４】目標比較部及び論理結合部を有する温度検出ユニットを示す。
【符号の説明】
【００４３】
ＩＳＧ  統合されたスタータジェネレータ
ＡＣ／ＤＣ  双方向性ＡＣ／ＤＣ変換器
Ｃ１  中間回路キャパシタ
Ｓ１  電力スイッチ
Ｓ２  電力スイッチ
ＤＣ／ＤＣ  双方向性ＤＣ／ＤＣ変換器
Ｂ３６  ３６Ｖアキュムレータ
Ｂ１２  １２Ｖアキュムレータ
Ｎ１４  １４Ｖ電源
ＴＧ  トランスファーゲート
ＤＬＣ  電気２重層キャパシタ
Ｑ１、Ｑ２  ＭＯＳＦＥＴトランジスタ
ｓ  ソース端子
ｇ  ゲート端子
ｄ  ドレイン端子
Ｅ  スイッチの入力側
Ａ  スイッチの出力側
Ｄ１Ａ、Ｄ１Ｂ、Ｄ１Ａ，Ｄ２Ｂ  温度センサ
Ｑ３  トランジスタ
Ｑ４  外部トランジスタ
ＬＰ  チャージポンプ
Ｃ２〜Ｃ５  コンデンサ
Ｄ３〜Ｄ５  ダイオード
Ｕ１〜Ｕ４  ゲートオシレータ（論理スイッチング素子）
Ｅｎ  論理制御信号
Ｖｓｔ  制御電圧
Ｒ７、Ｒ８  抵抗
ＤＴ１、ＤＴ２  温度感応ダイオード
Ｋ１、Ｋ２  コンパレータ
Ｔｓｏｌｌ  目標温度
ＶＴｓｏｌｌ  目標電圧
Ｔ１ｉｓｔ、Ｔ２ｉｓｔ  チップ温度
ＶＴ１ｉｓｔ、ＶＴ２ｉｓｔ  ダイオード電圧
Ｄｉｓ  オン／オフ信号
【図１】
2006502628.tif 000004
【図２】
2006502628.tif 000005
【図３】
2006502628.tif 000006
【図４】
2006502628.tif 000007
【手続補正書】
【提出日】平成16年11月24日(2004.11.24)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
半導体電力スイッチ（Ｓ１、Ｓ２）をスイッチングするための方法において、
半導体電力スイッチ（Ｓ１、Ｓ２）のスイッチング区間（Ｅ−Ａ）の抵抗は制御入力側（ｓ、ｇ）を介して制御電圧（Ｖｓｔ）及び／又は制御電流を用いてチップ温度（Ｔ１ｉｓｔ、Ｔ２ｉｓｔ）に依存して電力スイッチ（Ｓ１、Ｓ２）のチップ温度（Ｔ１ｉｓｔ、Ｔ２ｉｓｔ）は予め設定される目標温度（Ｔｓｏｌｌ）を保持するように調整され、この目標温度（Ｔｓｏｌｌ）に到達した場合にはスイッチング区間（Ｅ−Ａ）の抵抗が高められることを特徴とする、半導体電力スイッチ（Ｓ１、Ｓ２）をスイッチングするための方法。
【請求項２】
とりわけ統合されたスタータジェネレータ（ＩＳＧ）を装備された自動車用搭載電源における２つのエネルギ蓄積器（Ｃ１、ＤＬＣ、Ｂ３６）の間に配置された半導体電力スイッチ（Ｓ１、Ｓ２）をスイッチングするための請求項１記載の方法を実施するための装置であって、
制御電圧（Ｖｓｔ）によって導通又は非導通制御可能な電力スイッチ（Ｓ１、Ｓ２）はトランスファーゲート（ＴＧ）として構成されており、
該トランスファーゲート（ＴＧ）は直列に接続された２つのトランジスタ（Ｑ１、Ｑ２）又はトランジスタ群を有し、該２つのトランジスタ（Ｑ１、Ｑ２）又はトランジスタ群の中で前記電力スイッチ（Ｓ１、Ｓ２）の阻止状態においてそれぞれ少なくとも１つのトランジスタ／トランジスタ群が阻止される、請求項１記載の方法を実施するための装置において、
各トランジスタ（Ｑ１、Ｑ２）又は各トランジスタ群には少なくとも１つのダイオード（ＤＴ１、ＤＴ２）がチップ温度（Ｔ１ｉｓｔ、Ｔ２ｉｓｔ）を検出するために割り当てられており、
制御電圧（Ｖｓｔ）を発生するためのチャージポンプ（ＬＰ）が設けられており、前記制御電圧（Ｖｓｔ）によって電力スイッチ（Ｓ１、Ｓ２）のトランジスタ（Ｑ１、Ｑ２）は、それぞれ各電力スイッチ（Ｓ１、Ｓ２）のトランジスタ（Ｑ１、Ｑ２）のチップ温度（Ｔ１ｉｓｔ、Ｔ２ｉｓｔ）が予め設定された目標温度（Ｔｓｏｌｌ）を保持する程度にだけ導通制御され、
温度検出ユニットが設けられており、該温度検出ユニットではチップ温度と目標温度との比較が実施され、前記温度検出ユニットはこの比較に割り当てられる制御信号（Ｅｎ）をチャージポンプ（ＬＰ）に対して供給し、前記目標温度（Ｔｓｏｌｌ）に到達した場合にはスイッチング区間（Ｅ−Ａ）の抵抗が高められる
ことを特徴とする請求項１記載の方法を実施するための装置。
【請求項３】
トランスファーゲート（Ｓ１、Ｓ２、ＴＧ）にはトランジスタ（Ｑ３）が割り当てられており、該トランジスタ（Ｑ３）のコレクタ・エミッタ区間は、直列に接続された２つのトランジスタ（Ｑ１、Ｑ２）又はトランジスタ群の互いに接続されたゲート端子（ｇ）と互いに接続されたソース端子（ｓ）との間に配置されており、
前記トランジスタ（Ｑ３）は、トランスファーゲート（Ｓ１、Ｓ２、ＴＧ）を急速に非導通に制御するために外部信号（Ｄｉｓ）によって導通状態に移行可能であることを特徴とする、請求項２記載の装置。
【請求項４】
温度検出ユニットは各トランジスタ（Ｑ１、Ｑ２）又は各トランジスタ群毎に電圧源の電極（＋５Ｖ、ＧＮＤ）に接続された少なくとも１つの直列回路を有し、該直列回路は各トランジスタ（Ｑ１、Ｑ２）に割り当てられたダイオード（ＤＴ１、ＤＴ２）及び／又は抵抗（Ｒ７、Ｒ８）から成り、
抵抗（Ｒ７、Ｒ８）とダイオード（ＤＴ１、ＤＴ２）との間の節点はそれぞれコンパレータ（Ｋ１、Ｋ２）の１つの入力側に接続されており、前記節点においてチップ温度（Ｔ１ｉｓｔ、Ｔ２ｉｓｔ）に割り当てられた電圧（ＶＴ１ｉｓｔ、ＶＴ２ｉｓｔ）が取り出され、
コンパレータ（Ｋ１、Ｋ２）のもう１つの入力側には予め設定された目標温度（Ｔｓｏｌｌ）に割り当てられた目標電圧（ＶＴｓｏｌｌ）が印加されており、
コンパレータ（Ｋ１、Ｋ２）はチップ温度（Ｔ１ｉｓｔ、Ｔ２ｉｓｔ）に割り当てられた電圧（ＶＴ１ｉｓｔ、ＶＴ２ｉｓｔ）と予め設定された目標温度（Ｔｓｏｌｌ）に割り当てられた目標電圧（ＶＴｓｏｌｌ）との比較を実施し、
全コンパレータ（Ｋ１、Ｋ２）の出力側は第１の論理素子（ＮＡＮＤ）の入力側に接続されており、
第１の論理素子（ＮＡＮＤ）の出力側は第２の論理素子（ＮＯＲ）の１つの入力側に接続されており、該第２の論理素子（ＮＯＲ）の別の入力側にはオン／オフ信号（Ｄｉｓ）が供給され、
第２の論理素子（ＮＯＲ）の出力信号はチャージポンプ（ＬＰ）のゲートオシレータ（Ｕ１〜Ｕ４）に制御信号（Ｅｎ）として供給されることを特徴とする、請求項２又は３記載の装置。
【国際調査報告】
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