(57)【要約】ＮＴＳＣ（Ｎａｔｉｏｎａｌ  Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ  Ｓｙｓｔｅｍｓ  Ｃｏｍｍｉｔｔｅｅ）同一チャンネル干渉検出器には、少なくとも、搬送波トラッキング・ループ（１２５）、ピーク検出器（１８０）、および、Ｄ／Ｕ信号電力比推定器（１８５）が含まれている。搬送波トラッキング・ループは、干渉するＮＴＳＣビデオ信号のビデオ搬送波の有無を表すトラッキング信号を供給する。ピーク検出器は、トラッキング信号から取り出したピーク・データを、Ｄ／Ｕ信号電力比推定器に供給する。Ｄ／Ｕ信号電力比推定器は、所望のＡＴＳＣ（Ａｄｖａｎｃｅｄ  Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ  Ｓｙｓｔｅｍｓ  Ｃｏｍｍｉｔｔｅｅ）同一チャンネル信号について、Ｄ／Ｕ信号電力比の推定値を、ピーク・データの関数として、供給する。
2006507759.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
マルチメディア受信機に於けるＮＴＳＣ（Ｎａｔｉｏｎａｌ  Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ  Ｓｙｓｔｅｍｓ  Ｃｏｍｍｉｔｔｅｅ）信号の検出に用いる方法であって、
干渉するＮＴＳＣ信号のビデオ搬送波の有無を示すトラッキング信号を供給するステップ（３０５）と、
前記トラッキング信号から取り出したピーク・データの関数として、希望信号対干渉信号電力比（以下、Ｄ／Ｕ信号電力比という）の推定値を供給するステップ（３１５）と、
を含む方法。
【請求項２】
前記Ｄ／Ｕ信号電力比推定値と少なくとも１つの所定Ｄ／Ｕ信号電力比閾値との比較の関数として、前記マルチメディア受信機のモードを選択するステップ（４１５）を更に含む、請求項１記載の方法。
【請求項３】
前記モードを選択するステップが、
前記Ｄ／Ｕ信号電力比推定値と前記少なくとも１つの所定Ｄ／Ｕ信号電力比閾値とを比較するステップ（４１０）と、
前記Ｄ／Ｕ信号電力比推定値が、前記少なくとも１つの所定Ｄ／Ｕ信号電力比閾値より小さい場合、前記マルチメディア受信機の前記モードを選択するステップ（４１５）と、
を含む、請求項２記載の方法。
【請求項４】
前記マルチメディア受信機の選択された前記モードによって前記マルチメディア受信機の櫛形フィルタが有効になりＮＴＳＣ同一チャンネル干渉を軽減する、請求項２記載の方法。
【請求項５】
前記マルチメディア受信機の選択された前記モードによって、受信ＡＴＳＣ（Ａｄｖａｎｃｅｄ  Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ  Ｓｙｓｔｅｍｓ  Ｃｏｍｍｉｔｔｅｅ）信号の復調からＮＴＳＣ信号の復調へ切り換えられる、請求項２記載の方法。
【請求項６】
ＮＴＳＣ信号の水平同期信号を検出して、それを表す同期検出信号を供給するステップを更に含む、請求項１記載の方法。
【請求項７】
前記マルチメディア受信機の少なくとも１つの処理を、前記同期検出信号の関数として、禁止するステップを更に含む、請求項６記載の方法。
【請求項８】
前記Ｄ／Ｕ信号電力比推定値が少なくとも１つの所定Ｄ／Ｕ信号電力比閾値より小さく、且つ、前記同期検出信号が前記水平同期信号の存在を示すとき、前記マルチメディア受信機の少なくとも１つの処理を禁止するステップを更に含む、請求項６記載の方法。
【請求項９】
Ｄ／Ｕ信号電力比推定値を提供する前記ステップが、
前記トラッキング信号を平均化して、平均化トラッキング信号を供給するステップと、
前記平均化トラッキング信号に存在するＤＣオフセットを取り除き、回復信号を供給するステップと、
前記回復信号のピーク値を検出するステップと、
前記検出されたピーク値の関数として、前記Ｄ／Ｕ信号電力比推定値を供給するステップと、
を含む、請求項１記載の方法。
【請求項１０】
検出されたピーク値の関数としてＤ／Ｕ信号電力比推定値を提供する前記ステップが、予め規定された各推定Ｄ／Ｕ信号電力比を格納するルック・アップ・テーブルへの指標として前記検出されたピーク値を使用して、前記Ｄ／Ｕ信号電力比推定値を供給するステップを含む、請求項９記載の方法。
【請求項１１】
マルチメディア受信機に於いて受信信号内のＮＴＳＣ（Ｎａｔｉｏｎａｌ  Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ  Ｓｙｓｔｅｍｓ  Ｃｏｍｍｉｔｔｅｅ）信号の存在を検出するのに用いる装置であって、
前記受信信号内の前記ＮＴＳＣ信号をトラッキングして、トラッキング信号を供給する搬送波トラッキング・ループ（１２５）と、
前記トラッキング信号から取り出したピーク・データを供給するピーク検出器（１３０、１３５、１８０）と、
前記ピーク・データの関数として、希望信号対干渉信号電力比（以下、Ｄ／Ｕ信号電力比という）の推定値を供給する推定器（１８５）と、
を含む装置。
【請求項１２】
前記ピーク検出器が、
前記トラッキング信号をフィルタ処理して、平均化信号を供給する平均化フィルタ（１３０）と、
前記平均化信号を処理して、前記平均化信号内に存在するＤＣオフセットを取り除き、回復信号を提供するＤＣ回復器（１３５）と、
前記回復信号のピーク値を検出して、該ピーク値を、前記ピーク・データとして、前記推定器に供給するピーク値検出器（１８０）と、
を含む、請求項１１記載の装置。
【請求項１３】
前記推定器には、前記ピーク・データを、予め規定された各推定Ｄ／Ｕ信号電力比にマッピングするのに用いるルック・アップ・テーブル（１８８）が含まれる、請求項１１記載の装置。
【請求項１４】
前記Ｄ／Ｕ信号電力比推定値と少なくとも１つの所定Ｄ／Ｕ信号電力比閾値との比較の関数として、前記マルチメディア受信機の所定数のモードのうちの１つのモードを選択するのに用いる判定装置（１９５）を更に含む、請求項１１記載の装置。
【請求項１５】
前記判定装置が格納プログラム制御プロセッサである、請求項１４記載の装置。
【請求項１６】
前記判定装置が、前記Ｄ／Ｕ信号電力比推定値と前記少なくとも１つの所定Ｄ／Ｕ信号電力比閾値とを比較し、前記Ｄ／Ｕ信号電力比推定値が前記少なくとも１つの所定Ｄ／Ｕ信号電力比閾値より小さい場合、前記マルチメディア受信機の前記１つのモードを選択する、請求項１４記載の装置。
【請求項１７】
前記マルチメディア受信機の選択された前記１つのモードによって前記マルチメディア受信機の櫛形フィルタが有効になりＮＴＳＣ同一チャンネル干渉を軽減する、請求項１４記載の装置。
【請求項１８】
前記マルチメディア受信機の選択された前記１つのモードによって、受信ＡＴＳＣ（Ａｄｖａｎｃｅｄ  Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ  Ｓｙｓｔｅｍｓ  Ｃｏｍｍｉｔｔｅｅ）信号の復調からＮＴＳＣ信号の復調へ切り換えられる、請求項１４記載の装置。
【請求項１９】
ＮＴＳＣ水平同期を検出して、それを表す同期検出信号を提供するＮＴＳＣ水平同期検出器を更に含み、
前記Ｄ／Ｕ信号電力比推定値が前記少なくとも１つの所定Ｄ／Ｕ信号電力比閾値より小さく、且つ、前記同期検出信号が前記水平同期の存在を示すとき、前記判定装置がブランキング信号を提供し、
前記ブランキング信号が前記マルチメディア受信機の少なくとも１つの処理を禁止する、請求項１４記載の装置。
【請求項２０】
ＮＴＳＣ水平同期を検出して、それを表す同期検出信号を提供するＮＴＳＣ水平同期検出器を更に含み、
前記同期検出信号が前記水平同期の存在を示すとき、前記判定装置がブランキング信号を供給し、
前記ブランキング信号が前記マルチメディア受信機の少なくとも１つの処理を禁止する、請求項１４記載の装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般に、通信システムに関し、詳しくは、受信機内のＮＴＳＣ信号検出器に関する。
【背景技術】
【０００２】
米国に於ける地上波テレビジョン放送のアナログからディジタルへの移行期間中、アナログのＮＴＳＣ（Ｎａｔｉｏｎａｌ  Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ  Ｓｙｓｔｅｍｓ  Ｃｏｍｍｉｔｔｅｅ）（米国テレビジョン方式審議委員会）方式による送信と、ディジタルのＡＴＳＣ−ＨＤＴＶ（Ａｄｖａｎｃｅｄ  Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ  Ｓｙｓｔｅｍｓ  Ｃｏｍｍｉｔｔｅｅ−Ｈｉｇｈ  Ｄｅｆｉｎｉｔｉｏｎ  Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ）（先進テレビジョン方式審議委員会・高精細度テレビジョン）方式による送信とが、数年間に亘り、共存すると考えられている。その場合、ＮＴＳＣ放送信号とＡＴＳＣ放送信号は、６ＭＨｚ幅の同一チャンネルを共用すると考えられる。これを図１に例示する。この図では、各ＮＴＳＣ信号搬送波（ビデオ、オーディオ、および、クロマ）の各スペクトル部分が、ディジタルのＶＳＢ（Ｖｅｓｔｉｇｉａｌ  Ｓｉｄｅｂａｎｄ）（残留側波帯）ＡＴＳＣ信号スペクトルに対して、相対的に示されている。従って、ＡＴＳＣ受信機には、ＮＴＳＣ同一チャンネル干渉を効率良く検出して除去する機能が必要である。
【０００３】
ＡＴＳＣ−ＨＤＴＶディジタル受信機に於いて、ＮＴＳＣ同一チャンネル干渉の除去は、櫛形フィルタによって行える（例えば、米国先進テレビジョン方式審議委員会、「ＡＴＳＣディジタル・テレビジョン標準規格（ＡＴＳＣ  Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ  Ｓｔａｎｄａｒｄ）」、文書番号Ａ／５３、１９９５年９月１６日、参照）。この櫛形フィルタは、スペクトルのヌル（ｎｕｌｌ）がＮＴＳＣ信号搬送波またはその付近で生じる１２シンボル線形フィードフォワード・フィルタであり、ＮＴＳＣ干渉が検出されたときにのみ適用される（例えば、米国先進テレビジョン方式審議委員会、「ＡＴＳＣディジタル・テレビジョン標準規格の使用の手引き（Ｇｕｉｄｅ  ｔｏ  ｔｈｅ  Ｕｓｅ  ｏｆ  ｔｈｅ  ＡＴＳＣ  Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ  Ｓｔａｎｄａｒｄ）」、文書番号Ａ／５４、１９９５年１０月４日、参照）。この櫛形フィルタは、１６ｄＢまでの希望信号対干渉信号電力比（Ｄ／Ｕ（Ｄｅｓｉｒｅｄ−ｔｏ−Ｕｎｄｅｓｉｒｅｄ）ｓｉｇｎａｌ  ｐｏｗｅｒ  ｒａｔｉｏ）について、ＮＴＳＣ信号を効率良く除去できることが、実験により、判っている。尚、希望信号対干渉信号電力比（以下、単にＤ／Ｕ信号電力比という）の定義は、平均ディジタルＶＳＢ・ＡＴＳＣ信号電力を平均ＮＴＳＣピーク信号電力で除算して得られるものである。
【０００４】
この櫛形フィルタは、ＮＴＳＣ干渉が検出されたときにのみに適用されるので、先ず、ＮＴＳＣ同一チャンネル干渉が存在することを検出する必要がある。更に、高いＤ/Ｕ信号電力比でのＮＴＳＣ同一チャンネル干渉を検出できることが望ましい。上記「ＡＴＳＣディジタル・テレビジョン標準規格の使用の手引き」には、櫛形フィルタの入力信号と出力信号との間の電力差を利用するＮＴＳＣ検出器の実施が説明されている。特に、その実施では、櫛形フィルタの入力信号と出力信号との間の電力差が大きいときに、ＮＴＳＣ同一チャンネル信号が存在することを検出している。残念ながら、この構成は、１０ｄＢより高いＤ/Ｕ信号電力比については、信頼できない。
【発明の開示】
【０００５】
(発明の概要)
本発明の原理に従えば、ＮＴＳＣ検出器は、受信信号を処理して、干渉するＮＴＳＣ信号のビデオ搬送波の有無を示すトラッキング信号を供給し、トラッキング信号から取り出したピーク・データの関数としてＤ／Ｕ信号電力比の推定値を供給する。
【０００６】
本発明の１つの実施例に於いて、ＮＴＳＣ検出器には、少なくとも、搬送波トラッキング・ループ、ピーク検出器、および、Ｄ／Ｕ信号電力比推定器が含まれている。搬送波トラッキング・ループは、干渉するＮＴＳＣビデオ信号のビデオ搬送波の有無を表すトラッキング信号を供給する。ピーク検出器は、トラッキング信号から取り出したピーク・データを、Ｄ／Ｕ信号電力比推定器に供給する。Ｄ／Ｕ信号電力比推定器は、所望のＡＴＳＣ同一チャンネル信号について、Ｄ／Ｕ信号電力比の推定値を、ピーク・データの関数として、供給する。Ｄ／Ｕ信号電力比推定値は、例えば、判定装置に供給され、この判定装置は、ＮＴＳＣ同一チャンネル干渉が存在するか否かを判定する。
【０００７】
本発明の別の実施例に於いて、ＮＴＳＣ検出器には、少なくとも、搬送波トラッキング・ループ、ピーク検出器、Ｄ／Ｕ信号電力比推定器、および、水平同期検出器が含まれている。搬送波トラッキング・ループは、干渉するＮＴＳＣビデオ信号のビデオ搬送波の有無を表すトラッキング信号を供給する。ピーク検出器は、トラッキング信号から取り出したピーク・データを、Ｄ／Ｕ信号電力比推定器に供給する。Ｄ／Ｕ信号電力比推定器は、所望のＡＴＳＣ同一チャンネル信号について、Ｄ／Ｕ信号電力比の推定値を、ピーク・データの関数として、供給する。更に、水平同期検出器は、ＮＴＳＣ水平同期信号の存在を表す制御信号、即ち、同期検出信号を供給する。受信機は、この同期検出信号を使用して、水平同期信号の期間中、ノイズ耐性を更に改善できる。
【０００８】
本発明の原理に従えば、上述のＮＴＳＣ検出器は、例えばＡＴＳＣ／ＮＴＳＣ受信機のようなマルチメディア受信機に使用して、受信機の所定数の動作モードの１つを選択できる。例えば、マルチメディア受信機が、受信ＡＴＳＣ信号からデータを再生しようとしており、且つ、ＮＴＳＣ検出器が供給するＤ／Ｕ信号電力比推定値が所定閾値を超えた場合、マルチメディア受信機は、ＡＴＳＣ櫛形フィルタ、或いは、それに類するもの、を起動して、受信ＡＴＳＣ信号を処理して、干渉するＮＴＳＣ同一チャンネル信号の存在を軽減する。ＮＴＳＣ検出器の別の用い方として、ＮＴＳＣ検出搬送波が、音声搬送波ではなくビデオ搬送波であることを、マルチメディア受信機のチューニング・システムに確実に示すことが出来る。このＮＴＳＣ検出器の更に別の用い方として、ＮＴＳＣ同期信号の位相調整と予測とを行い、マルチメディア受信機が受信ＡＴＳＣ信号を処理する際に、ＮＴＳＣ信号のノイズ・ブランキングを効率良く行える。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
本発明の概念を除き、図面に示す各要素は周知のものであり、その詳細な説明は省略する。例えば、本発明の概念を除き、テレビジョンとその各構成要素、例えば、フロント・エンド、ヒルベルト（Ｈｉｌｂｅｒｔ）フィルタ、搬送波トラッキング・ループ、ビデオ・プロセッサ、リモートコントロール等は、周知のものであり、その詳細な説明は省略する。更に、本発明の概念は、従来のプログラミング技術を使用して実施できるが、その従来のプログラミング技術についても、説明は省略する。尚、各図面に於いて、同じ番号は同じ要素を示している。
【００１０】
図２には、本発明の原理に従うテレビジョン受像機１０のハイレベル・ブロック図の例が示されている。このテレビジョン受像機１０には、受信機１５とディスプレイ２０が含まれている。この実施例では、受信機１５は、ＡＴＳＣ互換受信機であり、ＮＴＳＣにも対応できる。即ち、受信機１５はＮＴＳＣ動作モードとＡＴＳＣ動作モードとを有し、従って、テレビジョン受像機１０はＮＴＳＣ放送とＡＴＳＣ放送の何れのビデオ・コンテンツも表示できる。この点で、受信機１５は、マルチメディア受信機の一例となる。しかし、本実施例の説明の趣旨に従って、ＡＴＳＣ動作モードについて説明する。受信機１５は、放送信号１１を（例えば、アンテナ（図示せず）を介して）受信して処理し、その信号から、例えば、ＨＤＴＶビデオ信号を再生してディスプレイ２０に供給し、ビデオ・コンテンツがディスプレイ２０上に表示される。前述の如く、図１に示すように、信号１１には、放送ＡＴＳＣ信号のみならず、同一チャンネルの放送ＮＴＳＣ信号からの干渉も含まれていることがある。この点に関して、図２の受信機１５には、前述の如くＮＴＳＣ信号干渉を除去する例えば前述の櫛形フィルタのような除去フィルタ（図示せず）が含まれており、更に、本発明の原理に従って、ＮＴＳＣ検出器も含まれている。
【００１１】
図３には、本発明の原理に従うＮＴＳＣ検出器を含む受信機１５の関連部分が示されている。特に、受信機１５には、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）１１５、搬送波トラッキング・ループ（ＣＴＬ）１２５、平均化フィルタ１３０、デューティ・サイクルＤＣ回復器（ｒｅｓｔｏｒｅｒ）１３５（以下、単に回復器１３５という）、ピーク検出器１８０、Ｄ／Ｕ推定器１８５、同期検出器１９０、および、判定装置１９５が含まれている。
【００１２】
入力信号１０１は、前述の「ＡＴＳＣディジタル・テレビジョン標準規格」に従うディジタルＶＳＢ変調信号を表しており、その中心がｆＩＦヘルツの特定ＩＦ（中間周波数）に設定されている。しかし、前にも述べたが、入力信号１０１には、ＮＴＳＣ同一チャンネル干渉も含まれていることがある。入力信号１０１は、ＡＤＣ１０５によってサンプリングされて、サンプル信号に変換され、次に、ＡＧＣ１１０によって利得制御される。ＡＧＣ１１０は、非コヒーレント（ｎｏｎｃｏｈｅｒｅｎｔ）であり、混合モード（アナログとディジタル）ループであって、入力信号１０１内に含まれるＶＳＢ信号の第１レベルの利得制御（搬送波トラッキング前）、シンボル・タイミング調整、および、同期検出を行う。ＡＧＣ１１０は、基本的に、ＡＤＣ１０５からのサンプル信号の各絶対値と所定の閾値とを比較し、その誤差を累積して、その情報を信号１１２によってチューナ（図示せず）にフィードバックして、ＡＤＣ１０５の前に利得制御を行っている。このようにして、ＡＧＣ１１０は、利得制御済み信号１１３をＡＴＳＣ・ＶＳＢ処理回路（図示せず）とＢＰＦ１１５に供給する。本発明の１つの特徴に従えば、ＢＰＦ１１５は、その中心がＮＴＳＣビデオ搬送波に設定されており、６００ＫＨｚ以下の狭い帯域幅を有する。ＶＳＢ信号と同一チャンネルＮＴＳＣ信号との間に送信オフセットが存在せず、且つ、ハイ・サイド・インジェクション（ｈｉｇｈ  ｓｉｄｅ  ｉｎｊｅｃｔｉｏｎ）であると仮定すると、ＮＴＳＣビデオ搬送波は、周波数ｆＶＩＤＥＯ（ここで、ｆＶＩＤＥＯ＝ｆＩＦ−１．７５ＭＨｚ）にあると考えられる。
【００１３】
ＢＰＦ１１５の出力信号１１６は、搬送波トラッキング・ループ（ＣＴＬ）１２５に供給される。このＣＴＬ１２５は、位相固定ループであり、信号１１６の複素サンプル・ストリームを処理して、ＩＦ信号をベースバンドにダウン・コンバートし、放送ＮＴＳＣビデオ搬送波の送信機（図示せず）と受信機チューナの局部発振器（図示せず）との間の周波数オフセットを補正する。ＣＴＬ１２５は２次ループであり、これによって、理論上、位相誤差なしに、周波数オフセットのトラッキングが可能になる。実際上、位相誤差は、ループの帯域幅、入力位相雑音、熱雑音、および、実施する際の各種制約事項、例えば、データのビット・サイズ、各積分器、各利得乗算器等の制約事項の関数である。
【００１４】
さし当たって図４を参照すると、この図にはＣＴＬ１２５の実施例が示されている。ＣＴＬ１２５には、遅延／ヒルベルト・フィルタ素子１２０、複素乗算器１５０、位相検出器１５５、ループ・フィルタ１６０、コンバイナ（ｃｏｍｂｉｎｅｒ）（即ち、加算器）１６５、数値制御発振器（ｎｕｍｅｒｉｃａｌｌｙ  ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ  ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）（ＮＣＯ）１７０、および、正弦／余弦（ｓｉｎ／ｃｏｓ）テーブル１７５が含まれている。尚、同様の性能が得られる限り、その他の搬送波トラッキング・ループ構成も可能である。遅延／ヒルベルト・フィルタ素子１２０には、ヒルベルト・フィルタと、ヒルベルト・フィルタの処理遅延と整合する等価遅延線とが含まれている。当業者に周知の如く、ヒルベルト・フィルタは、オール・パス・フィルタであり、０より大きい入力周波数全てに−９０度の位相シフト（負の周波数に対しては＋９０度の位相シフト）を与える。このヒルベルト・フィルタによって、ＢＰＦ１１５からの出力信号１１６の直交成分が再生できる。ＣＴＬ１２５が位相を補正してＮＴＳＣビデオ搬送波に固定するには、その信号の同相成分と直交成分の両方が必要である。遅延／ヒルベルト・フィルタ素子１２０の出力信号１２１は、同相（Ｉ）成分と直交（Ｑ）成分とから成る複素サンプル・ストリームである。尚、複素信号経路は、図中、二重線で示されている。複素乗算器１５０は、信号１２１の複素サンプル・ストリームを受信して、或る算出位相角だけ、複素サンプル・ストリームのデローテイション（ｄｅ−ｒｏｔａｔｉｏｎ）を行う。特に、信号１２１の同相成分と直交成分の位相がローテイト（ｒｏｔａｔｅ）される。後者は、信号１７６によって行われる。信号１７６は、後述の正弦／余弦テーブル１７５によって得られる特定の正弦値と余弦値を表している。複素乗算器１５０の出力信号、即ち、ＣＴＬ１２５の出力信号は、ダウン・コンバートされた受信信号１２６であり、これはデローテイト（ｄｅ−ｒｏｔａｔｅ）された複素サンプル・ストリームである。信号１２６は、ここで「トラッキング信号」とも呼べる。図４から分かるように、ダウン・コンバートされた受信信号１２６は、位相検出器１５５にも供給される。この位相検出器１５５は、ダウン・コンバートされた信号１２６に依然と存在する位相オフセットを計算して、それを示す位相オフセット信号を出力する。この計算は、「Ｉ＊Ｑ」関数または「ｓｉｇｎ（Ｉ）＊Ｑ」関数によって行える。位相検出器１５５から出力される位相オフセット信号は、ループ・フィルタ１６０に供給される。このループ・フィルタ１６０は、比例積分利得の１次フィルタである。さし当たってコンバイナ１６５を無視すると、ループ・フィルタ１６０のループ・フィルタ処理済み出力信号がＮＣＯ１７０に供給され、このＮＣＯ１７０は、積分器であり、入力信号として周波数を取り入れ、その入力周波数に対応する位相角を表す信号を出力する。しかし、取得速度を増す目的で、ＮＣＯ１７０には、ＦＶＩＤＥＯに対応する周波数オフセットＦＯＦＦＳＥＴが供給される。即ち、ＦＶＩＤＥＯがコンバイナ１６５を介してループ・フィルタ処理済み出力信号に加算されて、その合成信号がＮＣＯ１７０に供��される。ＮＣＯ１７０は出力位相角信号１７１を正弦／余弦テーブル１７５に供給し、正弦／余弦テーブル１７５は対応する正弦値および余弦値を複素乗算器１５０に供給し、信号１２１のデローテイションが行われ、トラッキング信号１２６が供給される。このトラッキング信号は、複素乗算器１５０から出力される複素信号の同相（実）成分に該当する。
【００１５】
尚、受信ＡＴＳＣ信号は、６ＭＨｚチャンネル全体に亘って、スペクトル分析器で見ると、ランダムなホワイト・ノイズのように見える。従って、ＡＴＳＣ信号（例えば、信号１１６）は、例えばＢＰＦ１１５を介してＮＴＳＣ搬送波の辺りの６００ＫＨｚに帯域制限されると、ＣＴＬ１２５の入力に於いてランダムなゼロ平均ホワイト・ノイズに見える。ＣＴＬ１２５は、コヒーレント両側波帯ＡＭ復調器として作用するので、ベース・バンド・ビデオのスペクトルは３００ＫＨｚであり、これは、ＣＴＬ１２５の固有スペクトル・フォールディング（ｎａｔｕｒａｌ  ｓｐｅｃｔｒａｌ  ｆｏｌｄｉｎｇ）のため、６００ＫＨｚの帯域通過スペクトルの２分の１である。図５には、ＣＴＬ１２５の出力端に於ける信号のグラフ例が示されている。ここで、その出力信号（例えば、信号１２６）の大きさはＹ軸に沿って表され、サンプル数（時間）はＸ軸に沿って表される。ここで、ＣＴＬ１２５の出力信号は、純粋なノイズのように見える。更に、この出力信号の実際のノイズ成分は、ゼロ平均を有する。
【００１６】
図３に戻ると、トラッキング信号１２６は、平均化フィルタ１３０に供給されて、更なる信号の細部が取り出される。図６には、平均化フィルタ１３０のブロック図の構成例が示されている。このフィルタは、循環平均化フィルタであり、乗算器２０５および２１５、加算器（即ち、コンバイナ）２１０、および、１Ｈ遅延シフト・レジスタ２２０（１ＨはＮＴＳＣ水平線の周期に相当する）が含まれている。このフィルタは、入力信号、即ち、トラッキング信号１２６の実行重み付け平均を計算する。ここでいう「循環」は、１Ｈの間隔で各サンプルが特定の重み付けと共に平均化されるように入力信号が平均化されるという意味である。図６から分かるように、平均化フィルタ１３０は、以下の等式例を実施する。
ｏｕｔ（ｎ）＝ｉｎ（ｎ）／Ｋａ＋ｂｕｆｆｅｒ（ｎ）＊（Ｋａ−１）／Ｋａ  （１）
ここで、ｉｎ（ｎ）は入力データ、即ち、図６に於ける信号１２６によって表されるサンプルのストリームであり、ｏｕｔ（ｎ）は出力データ、即ち、信号１３１であり、ｂｕｆｆｅｒ（ｎ）は、１Ｈ遅延シフト・レジスタ２２０によって供給される実行平均（即ち、信号２２１）を表している。また、Ｋａは、平均化定数（即ち、「水平線数の平均」）であり、この実施例では、１００である。尚、通常の低域通過フィルタを平均化フィルタとして使用する場合は非常に長い時定数を必要とし、トラッキング信号１２６に存在するＮＴＳＣ同期構造の細部が不鮮明になる。これとは対照的に、１Ｈの間隔で各サンプル・ポイントを平均化するフィルタ（例えば、平均化フィルタ１３０）では、同期構造が維持され、信号のノイズ成分を平均化する機能が得られる。尚、このアプリケーションに於いて有効に作用し使用可能な循環フィルタ機能は数多くある。尚、平均化フィルタ１３０による簡単な実行平均を採用したが、その理由は、実施が容易であり（例えば、さほど大きなメモリを必要としない）、且つ、古いサンプルに対する重み付けが、新しいサンプルより小さくて済むからである。
【００１７】
図７には、１６ｄＢのＤ／Ｕ信号電力比（即ち、平均ＡＴＳＣ信号電力対ピークＮＴＳＣ電力の比が１６ｄＢ）の場合の平均化フィルタ１３０の出力信号１３１のグラフ例が示されている。ここで、出力信号１３１の大きさはＹ軸に沿って表され、サンプル数（時間）はＸ軸に沿って表される。前述の如く、平均化定数Ｋａは、この実施例では、１００である。図７から分かるように、ＮＴＳＣ水平同期は、ノイズを含む入力信号から現れている（同期が、図７のグラフで、アクティブ・ハイ（ａｃｔｉｖｅ  ｈｉｇｈ）になっている）。出力信号１３１の下側部分は、平均化ＮＴＳＣビデオである。水平同期信号の丸み（ｒｏｕｎｄｅｄ  ｎａｔｕｒｅ）は、最初の６００ＫＨｚのＢＰＦ１１５によるものであり、ＢＰＦ１１５は、出来るだけ多くのノイズをフィルタ除去して、受信信号をＣＴＬ１２５に供給しているが、それでも、同期信号を検出できるのに十分な帯域幅を持っている。図７から分かるように、平均化フィルタ１３０は、ＮＴＳＣビデオ信号についての一種の包絡線検出を行う。
【００１８】
図３に戻ると、出力信号１３１は、次に、回復器１３５に供給され、ＤＣ回復処理、即ち、包絡線検出後のＤＣオフセットの除去が行われる。図８には、回復器１３５のブロック図の構成例が示されている。これには、加算器（即ち、コンバイナ）２５０および２６５、スライサ（ｓｌｉｃｅｒ）２５５、マルチプレクサ（Ｍｕｘ）２６０、および、累算器（ａｃｃｕｍｕｌａｔｏｒ）２７０が含まれている。図８から分かるように、回復器１３５は、回復信号１３７およびスライス済み出力信号１３６を供給する。後者は、スライサ２５５によって供給される。スライサ２５５は、基本的に、量子化器であり、回復信号１３７がゼロより大きい場合にスライス済み出力信号１３６がこの実施例では「論理１」になり、その他の場合にスライス済み出力信号１３６がこの実施例では「論理０」になるように構成されている。回復器１３５は、「ゼロ・クロッシング（ｚｅｒｏ  ｃｒｏｓｓｉｎｇ）」が特定のデューティ・サイクルで得られるようにＤＣオフセットを回復する。この実施例では、デューティ・サイクルは、４．７対５８．８５の比に設定する。これは、ＮＴＳＣ水平同期対ＮＴＳＣ水平線の残りの比である。このように、回復器１３５は、フィルタ処理された水平同期信号の中央部分まで求めて回復処理を行う。特に、回復器１３５が使用する重み付け平均方式では、スライス済み出力信号１３６が「ハイ（ｈｉｇｈ）」である時と「ロー（ｌｏｗ）」である時の何れかに基づいて、累積値を加算する。即ち、スライス済み出力信号１３６が「論理１」であるとき、Ｍｕｘ２６０は、５８．８５／Ｋｂを加算器２６５に供給し、スライス済み出力信号１３６が「論理０」であるとき、Ｍｕｘ２６０は、−４．７／Ｋｂを加算器２６５に供給する。回復器１３５は、（ｓｌｉｃｅｒ＿ｈｉｇｈ＿ｔｉｍｅ＊５８．８５）＝（ｓｌｉｃｅｒ＿ｌｏｗ＿ｔｉｍｅ＊４．７）の均衡点を求める。Ｋｂ速度定数によって、補正の速度（即ち、慣性遅れ）が特定される。Ｋｂの値が大きいほど、ＤＣオフセット値の推定が良くなる（スムーズになる）が、回復器１３５が収束（コンバージ）するのに要する時間が長くなる。また、Ｋｂの値が小さいほど、ＤＣオフセット値の推定にノイズが増えるが、回復器１３５が収束するのに要する時間が短くなる。シミュレーションでは、例えば、Ｋｂ＝１００００の場合、数ミリ秒の適度なＤＣ回復コンバージェンス（ｃｏｎｖｅｒｇｅｎｃｅ）時間が得られる。
【００１９】
図９には、回復信号１３７のグラフ例が示されている。ここで、回復信号１３７の大きさはＹ軸に沿って表され、サンプル数（時間）はＸ軸に沿って表される。本願発明者は、受信機の自動利得制御を６００ＫＨｚ帯域通過チャンネル（ＡＴＳＣ信号が優位を占める）の電力に関連付けると、回復信号１３７の振幅が前述のＤ／Ｕ信号電力比に反比例することを確認した。従って、また、本発明の原理に従えば、回復信号１３７の振幅に着目すれば、受信機１５が使用すべきＤ／Ｕ信号電力比の推定値が得られる。この実施例では、ゼロ・クロッシングについてＮＴＳＣ同期のピークに着目することによって（ＮＴＳＣ同期のピークは基本的にＮＴＳＣ信号の振幅に比例する）、ＮＴＳＣ信号レベルを良好に推定できる。図９に於いて、そのピークは、１６ｄＢのＤ／Ｕ信号電力比の場合、約１０ユニットである。
【００２０】
図３に戻ると、回復信号１３７は、ピーク検出器１８０に供給され、ＡＴＳＣ信号対ＮＴＳＣ信号のＤ／Ｕ信号電力比の推定に使用される。即ち、ピーク検出器１８０は、回復信号１３７の信号ピークを検出して、そのピーク値を、信号１８１によって、Ｄ／Ｕ推定器１８５に供給する。従って、ピーク検出器１８０は、本質的に、トラッキング信号１２６の信号ピークを検出する。Ｄ／Ｕ推定器１８５には、ルック・アップ・テーブル（ＬＵＴ）１８８が含まれており、これは、例えばメモリ（図示せず）によって得られる。Ｄ／Ｕ推定器１８５は、ピーク検出器１８０からのピーク・データを推定Ｄ／Ｕ信号電力比にマッピングし、この推定Ｄ／Ｕ信号電力比は、Ｄ／Ｕ信号電力比信号１８６によって表される。換言すると、ピーク・データ値は、ＬＵＴ１８８への指標（ｉｎｄｅｘ）として使用される。図１０の表１には、ＬＵＴ１８８に格納される１組の値の例が示されている。この表１に示された各値の例は、シミュレーションにより特定されたものである。表１には少なくとも２つの欄が含まれ、一方の欄には、ピーク検出器１８０が供給する可能性のある各ピーク値の大きさが格納され、他方の欄には、推定Ｄ／Ｕ信号電力比が格納されている。例えば、ピーク検出器１８０からのピーク値が１０である場合、Ｄ／Ｕ推定器１８５は、１６ｄＢの推定Ｄ／Ｕ信号電力比の値を表すＤ／Ｕ信号電力比信号１８６を出力する。ピーク検出器１８０からのピーク値が、表１に示される離散的な値以外である場合、Ｄ／Ｕ推定器１８５は、例えば、単純に、受信ピーク信号を、表１に格納された最も近いピーク値に量子化する。Ｄ／Ｕ信号電力比信号１８６は、受信機１５のその他の部分（図示せず）に供給される一方、後述する判定装置１９５にも供給される。
【００２１】
図１１には、本発明の原理に従うフローチャートの例が示されている。ステップ３０５に於いて、受信機１５は、受信信号を処理して、ＮＴＳＣビデオ搬送波をトラッキングする。ステップ３１０に於いて、受信機１５は、トラッキングされたＮＴＳＣビデオ搬送波のピーク値を検出する。ステップ３１５に於いて、受信機１５は、検出されたピーク値の関数として、推定Ｄ／Ｕ信号電力比を供給する。
【００２２】
図３に戻ると、スライスされた出力信号１３６は同期検出器１９０に供給される。この同期検出器１９０によって、ＮＴＳＣ水平同期信号の存在が検出され、ＮＴＳＣ水平同期の検出を表す信号１９１（信号１９１は同期検出信号とも呼べる）が、遅れずに、供給される。同期検出器１９０は、この実施例では、周期カウンタを使用している。図１２には、同期検出器１９０の出力信号１９１のグラフ例が示されている。その大きさがＹ軸に沿って表され、時間がＸ軸に沿って表されている。本質的に、同期検出器１９０は、回復信号１３７がゼロより大きいとき、ゼロより大きい信号、例えば、論理「１」を出力し、回復信号１３７がゼロより小さいとき、値がゼロの信号、例えば、論理「０」を出力する。
【００２３】
信号１９１とＤ／Ｕ信号電力比信号１８６は、判定装置１９５に供給される。判定装置１９５は、信号１９１とＤ／Ｕ信号電力比信号１８６の一方または両方の関数として、「Ｙｅｓ」または「Ｎｏ」の表示（例えば、論理「１」または論理「０」）を出力する。判定装置１９５の機能は、アプリケーションに従って変わり、例えば、図１の受信機１５で表されるＡＴＳＣ／ＮＴＳＣ受信機のようなマルチメディア受信機に使用して、所定数の受信機動作モードの１つを選択できる。例えば、判定装置１９５は、単純に、ＮＴＳＣ同一チャンネルが存在するか否かを判定でき、例えば、推定Ｄ／Ｕ信号電力比がゼロでない場合、「Ｙｅｓ」を出力し、推定Ｄ／Ｕ信号電力比がゼロの値を表す場合、「Ｎｏ」を出力する。この例では、判定装置１９５は、同期検出器１９０からの信号１９１を無視している。或いは、判定装置１９５は、推定Ｄ／Ｕ信号電力比が所定のＤ／Ｕ信号電力比閾値より小さい場合、信号１９６によって、ＮＴＳＣ同一チャンネル干渉が十分大きく前述の櫛形フィルタを起動すべきである、か否かを判定するようにしてもよい。実際、判定装置１９５は、推定Ｄ／Ｕ信号電力比の関数として、例えば、Ｄ／Ｕ信号電力比信号１８６が第２の所定のＤ／Ｕ信号電力比閾値より大きい場合、受信ＡＴＳＣ信号の復調から受信ＮＴＳＣ信号の復調に切り換えるべき時を判定するようにしてもよい。或いは、判定装置１９５は、信号１９７のような別の信号を出力してもよい。例えば、信号１９７は、受信機１５のその他の部分（図示せず）に供給される「ブランキング（ｂｌａｎｋｉｎｇ）」信号であり、推定Ｄ／Ｕ信号電力比が所定の値より小さい時に（即ち、ＮＴＳＣ同一チャンネル干渉の強度に依存して）、ＮＴＳＣ水平同期信号の存在を示す。特に、ＮＴＳＣ水平同期は、ＮＴＳＣ信号の「最も目立つ（ｌｏｕｄｅｓｔ）」部分である。従って、ここに説明するＮＴＳＣ検出器は、ＮＴＳＣ水平同期を検出でき、その情報（その同期が受信信号に存在するとき）を受信機１５のＡＴＳＣ・ＶＳＢ部分（図示せず）に知らせることが出来る。従って、このＡＴＳＣ・ＶＳＢ部分は、受信機アルゴリズムの幾つかで受信信号の当該部分をウィンドウ処理（ｗｏｎｄｏｗｉｎｇ）して、例えば、ＮＴＳＣ水平同期の存在期間中、アルゴリズムを停止することによって、パフォーマンスを改善できる。受信機のそのような部分／アルゴリズムには、例えば、搬送波トラッキング・ループ（ＣＴＬ）、シンボル・タイミング再生（ｓｙｍｂｏｌ  ｔｉｍｉｎｇ  ｒｅｃｏｖｅｒｙ）（ＳＴＲ）、均衡化（ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ）、順方向誤り訂正（ｆｏｒｗａｒｄ  ｅｒｒｏｒ  ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）（ＦＥＣ）等が含まれる。これらの部分／アルゴリズムのうちの１つ以上は、更新を禁止することもある（即ち、それらは、当該データ部分をブランク（ｂｌａｎｋ：無効化）することもある）。その理由は、受信ＡＴＳＣ・ＶＳＢ信号上のこの水平同期信号干渉によって、誤った情報が生成される可能性が高いからである。ＮＴＳＣ検出器の別の用い方として、ＮＴＳＣ検出搬送波が、音声搬送波ではなくビデオ搬送波であることを、マルチメディア受信機のチューニング・システムに、確実に示すことが出来る。���定装置１９５は、例えば比較器のような簡単な構成としてもよいが、例えば、格納されたプログラムによって制御されるプロセッサ、即ち、格納プログラム制御プロセッサであり、Ｄ／Ｕ信号電力比信号１８６および信号１９１を取り込み、それらをリアル・タイム・エイド（ｒｅａｌ  ｔｉｍｅ  ａｉｄ）として使用して、受信機１５の各受信モードを最適化する。
【００２４】
上記の点に鑑みて、図１４には、本発明の原理に従うフローチャートの例が示されている。ステップ４０５に於いて、受信機１５は、Ｄ／Ｕ信号電力比を（上述の如く）受信ＮＴＳＣ信号からのピーク・データの関数として推定する。ステップ４１０に於いて、受信機１５は、推定されたＤ／Ｕ信号電力比を、少なくとも１つのＤ／Ｕ信号電力比閾値と比較する。推定されたＤ／Ｕ信号電力比がその閾値より小さい場合、ステップ４１５に於いて、受信機１５は、受信モードを（上述の例のように）選択する。また、上述の如く、図１４には示されていないが、ステップ４１０に於ける閾値比較にＮＴＳＣ水平同期信号の有無も基準に入れて、次のステップ４１５に於いて受信機モードの選択を行うようにしてもよい。
【００２５】
従って、また、本発明の原理に従えば、ここに記載したＮＴＳＣ検出器によって、Ｄ／Ｕ信号電力比および／またはＮＴＳＣ水平同期信号が検出され、その結果、受信機は、ＮＴＳＣ同一チャンネル干渉に起因するノイズ、歪み、および、その他の干渉現象を効率良く回避できる。特に、上述のＮＴＳＣ検出器は、ＮＴＳＣ信号上の包絡線検出に似た処理を行い、特に、ＮＴＳＣビデオ搬送波のトラッキング後の水平同期信号に着目することによって、ＮＴＳＣ同一チャンネル干渉の有無に関する情報を抽出している。
【００２６】
図１３には、本発明の原理に従う別の実施例が示されている。この実施例は、図３の実施例と類似しているが、それと異なる点は、判定装置１９５がＤ／Ｕ信号電力比信号１８６に基づく判定（上述の如くの判定）を行うので、回復器１３５がスライス済み出力信号１３６を提供する必要がない点である。尚、ここに記載し図示した特定の各要素についての各構成素子のグルーピング（組分け）は、単なる例にすぎない。例えば、図４では、ヒルベルト・フィルタが、搬送波トラッキング・ループの内部に設けられているが、必ずしもその必要はなく、例えば、搬送波トラッキング・ループの外部に設けられ、図３の一部としてもよい。
【００２７】
従って、上述の説明は、単に、本発明の原理を例示するものであり、当業者であれば、本発明の精神とその範囲内で、本発明の原理を実施する、ここに明示されていない、その他の構成を数多く考案できるはずである。例えば、ここに記載した各機能を有する素子は、分離したものとして、例示したが、１つ以上の集積回路（ＩＣ）上に実施できる。同様に、各素子を個別に示したが、それらのうちの任意のもの、或いは、全てを、１つの格納プログラム制御プロセッサ、例えば、ディジタル信号プロセッサ、或いは、マイクロプロセッサ内に実施でき、そのプロセッサは、対応するソフトウェア、例えば、図１１および／または図１４に示された各ステップの１つ以上のステップに対応するソフトウェアを実施できる。この点に関して、上述の判定装置１９５は、推定Ｄ／Ｕ信号電力比を処理する１つ以上のソフトウェア・サブルーチンを表していると言える。更に、上述の各素子は、テレビジョン受像機１０内に組み込まれたものとして示されているが、別の装置に別の任意の組み合わせで分散してもよい。例えば、受信機１５は、ディスプレイ２０を組み込んだ装置または筐体等から物理的に離間された装置または筐体等の一部としてもよい。従って、上述の各実施例には様々な修正を施すことができ、また、本願の特許請求の範囲の各請求項に規定された本発明の精神と範囲から逸脱することなく、その他の構成を考案できる。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】図１は、ＮＴＳＣ信号スペクトルとＡＴＳＣ信号スペクトルとの比較を示す図である。
【図２】図２は、本発明の原理を実施したテレビジョン受像機のハイレベル・ブロック図の例を示す図である。
【図３】図３は、本発明の原理を実施した受信機の一部を示す図である。
【図４】図４は、図３の受信機に使用される搬送波トラッキング・ループの例を示す図である。
【図５】図５は、搬送波トラッキング・ループの出力信号のグラフ例を示す図である。
【図６】図６は、図３の受信機に使用される平均化フィルタの例を示す図である。
【図７】図７は、図６の平均化フィルタの出力信号のグラフ例を示す図である。
【図８】図８は、図３の受信機に使用されるデューティ・サイクルＤＣ回復器の例を示す図である。
【図９】図９は、図８のデューティ・サイクルＤＣ回復器が出力する回復信号のグラフ例を示す図である。
【図１０】図１０は、図３のＬＵＴ１８８内に使用される表の例を示す図である。
【図１１】図１１は、本発明の原理に従うフローチャートの例を示す図である。
【図１２】図１２は、同期検出器の出力信号のグラフ例を示す図である。
【図１３】図１３は、本発明の原理に従う別の実施例を示す図である。
【図１４】図１４は、本発明の原理に従う別のフローチャートの例を示す図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【国際調査報告】
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