(57)【要約】 多重アンテナＯＦＤＭ通信システムでのＰＡＰＲ低減方法及びそれを用いる多重アンテナＯＦＤＭ通信システムを提供する。直列シーケンス入力データに対してＰＡＰＲを低減させるＰＡＰＲ低減段階と、信号列を入力されてＮ個の多重アンテナを通じて伝送されるＮ個の伝送シンボルを生成する空間−時間符号化段階と、Ｎ個の伝送シンボルそれぞれの直列データを入力されてＮ個の並列データ群に変換する直列−並列変換段階と、並列データ群各々をＮｓ個の複数の副搬送波に割り当てて逆フーリエ変換により変調する逆フーリエ変換段階と、逆フーリエ変換により変調された並列データを直列データシンボルに変換する並列−直列変換段階と、直列データシンボルの一部を複製してシンボルの開始部分に挿入することによって、伝送されるシンボルを循環的に拡張させる循環前置付加段階と、を含むことを特徴とする多重アンテナＯＦＤＭ通信システムでのＰＡＰＲ低減方法。
2006518146.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
（ａ）直列シーケンス入力データに対してＰＡＰＲを低減して出力するＰＡＰＲ低減段階と、
（ｂ）前記ＰＡＰＲが低減されたデータを入力されてＮ個の多重アンテナを通じて伝送されるＮ個の伝送シンボルを生成する空間−時間符号化段階と、
（ｃ）前記Ｎ個の伝送シンボルそれぞれの直列データを入力されて、Ｎ個の並列データ群に変換する直列−並列変換段階と、
（ｄ）前記並列データ群各々をＮｓ個の複数の副搬送波に割り当てて逆フーリエ変換により変調する逆フーリエ変換段階と、
（ｅ）前記逆フーリエ変換によって変調された並列データを直列データシンボルに変換する並列−直列変換段階と、
（ｆ）前記直列データシンボルの一部を複製して前記シンボルの開始部分に挿入することによって、伝送される前記シンボルを循環的に拡張させる循環前置付加段階と、を含むことを特徴とする多重アンテナＯＦＤＭ通信システムでのＰＡＰＲ低減方法。
【請求項２】
前記（ａ）段階は、
クリッピング、ピークウィンドウイング、ピーク除去などの信号歪曲技法によってＰＡＰＲを低減させることを特徴とする請求項１に記載の多重アンテナＯＦＤＭ通信システムでのＰＡＰＲ低減方法。
【請求項３】
前記（ａ）段階は、
スクランブリング技法によってＰＡＰＲを低減させることを特徴とする請求項１に記載の多重アンテナＯＦＤＭ通信システムでのＰＡＰＲ低減方法。
【請求項４】
前記（ａ）段階は、
ゴレイ相補コードによってＰＡＰＲを低減させることを特徴とする請求項１に記載の多重アンテナＯＦＤＭ通信システムでのＰＡＰＲ低減方法。
【請求項５】
前記（ｂ）段階は、
ＰＡＰＲの低い２ｍ−ＰＳＫを使用しつつ、次の数式、
【数１】
2006518146.tif 000018
によるコードを用いることを特徴とする請求項１に記載の多重アンテナＯＦＤＭ通信システムでのＰＡＰＲ低減方法。
【請求項６】
前記（ｂ）段階は、
ＰＡＰＲの低い２ｍ−ＰＳＫを使用しつつ、次の数式、
【数２】
2006518146.tif 000019
によるコードを用いることを特徴とする請求項１に記載の多重アンテナＯＦＤＭ通信システムでのＰＡＰＲ低減方法。
【請求項７】
前記（ｂ）段階は、
ＰＡＰＲの低い２ｍ−ＰＳＫを使用しつつ、次の数式、
【数３】
2006518146.tif 000020
によるコードを用いることを特徴とする請求項５に記載の多重アンテナＯＦＤＭ通信システムでのＰＡＰＲ低減方法。
【請求項８】
前記（ｂ）段階は、
ＰＡＰＲの低い２ｍ−ＰＳＫを使用しつつ、次の数式、
【数４】
2006518146.tif 000021
によるコードを用いることを特徴とする請求項７に記載の多重アンテナＯＦＤＭ通信システムでのＰＡＰＲ低減方法。
【請求項９】
直列シーケンスデータを入力されてＮ個の多重アンテナを通じて伝送されるＮ個の伝送シンボルを生成する空間−時間符号化部と、
前記Ｎ個の伝送シンボルそれぞれの直列データを入力されてＰＡＰＲを低減させるＰＡＰＲ低減部と、
前記信号をＮ個の並列データ群に変換する直列−並列変換部と、
前記並列データ群各々をＮｓ個の複数の副搬送波に割り当てて逆フーリエ変換により変調する逆フーリエ変換部と、
前記逆フーリエ変換により変調された並列データを直列データシンボルに変換して出力する並列−直列変換部と、
並列−直列変換部から出力された直列データシンボルの一部を複製して、前記シンボルの開始部分に挿入することによって、伝送される前記シンボルを循環的に拡張させる循環前置付加部と、を備えることを特徴とする多重アンテナＯＦＤＭ通信システム。
【請求項１０】
前記ＰＡＰＲ低減部は、
クリッピング、ピークウィンドウイング、ピーク除去などの信号歪曲技法によってＰＡＰＲを低減させることを特徴とする請求項９に記載の多重アンテナＯＦＤＭ通信システム。
【請求項１１】
前記ＰＡＰＲ低減部は、
スクランブリング技法によってＰＡＰＲを低減させることを特徴とする請求項９に記載の多重アンテナＯＦＤＭ通信システム。
【請求項１２】
前記ＰＡＰＲ低減部は、
ゴレイ相補コードによってＰＡＰＲを低減させることを特徴とする請求項９に記載の多重アンテナＯＦＤＭ通信システム。
【請求項１３】
前記空間−時間符号化部は、
ＰＡＰＲの低い２ｍ−ＰＳＫを使用しつつ、次の数式、
【数５】
2006518146.tif 000022
によるコードを用いることを特徴とする請求項９に記載の多重アンテナＯＦＤＭ通信システム。
【請求項１４】
前記空間−時間符号化部は、
ＰＡＰＲの低い２ｍ−ＰＳＫを使用しつつ、次の数式、
【数６】
2006518146.tif 000023
によるコードを用いることを特徴とする請求項９に記載の多重アンテナＯＦＤＭ通信システム。
【請求項１５】
前記空間−時間符号化部は、
ＰＡＰＲの低い２ｍ−ＰＳＫを使用しつつ、次の数式、
【数７】
2006518146.tif 000024
によるコードを用いることを特徴とする請求項１３に記載の多重アンテナＯＦＤＭ通信システム。
【請求項１６】
前記空間−時間符号化部は、
ＰＡＰＲの低い２ｍ−ＰＳＫを使用しつつ、次の数式、
【数８】
2006518146.tif 000025
によるコードを用いることを特徴とする請求項１５に記載の多重アンテナＯＦＤＭ通信システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直交周波数分割多重化通信システムに係り、特に、多重アンテナを用いる直交周波数分割多重化通信システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
多重アンテナを用いる最も基本的な目的は、送信容量を増やすことである。また、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ；以下、‘ＯＦＤＭ’と称する）は、複数搬送波伝送の特殊な形態であって、周波数選択的フェーディング（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｓｅｌｅｃｔｉｖｅ  ｆａｄｉｎｇ）や狭域干渉（ｎａｒｒｏｗ  ｂａｎｄ  ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）に対して強靭（ｒｏｂｕｓｔ）であり、これを受信端で容易に克服できる技術である。したがって、これら２つの技術が共に使用される場合、チャンネル環境に強く、高いチャンネル容量を有する通信技術を達成しうる。しかし、ＯＦＤＭは相対的に大きい最高対平均電力比（Ｐｅａｋ  ｔｏ  Ａｖｅｒａｇｅ  Ｐｏｗｅｒ  Ｒａｔｉｏ；以下、‘ＰＡＰＲ’と称する）を有する。ＰＡＰＲが大きければ、送信増幅器の電力効率を減少させるので、相対的に直線性に優れた高価の送信増幅器を必要とする。
【０００３】
図１は、一般的な単一アンテナＯＦＤＭ通信システムの一例の構成を説明するためのブロック図である。
ＯＦＤＭシンボルは、位相遷移キーイング（Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ；以下、ＰＳＫと称する）または直交振幅変調（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ；以下、ＱＡＭと称する）により変調されたシンボルの逆フーリエ変換により得られる。
例えば、ｄｉは複素数ＱＡＭシンボル、Ｎｓは副搬送波の数、Ｔはシンボル区間、ｆｃは搬送波の周波数と仮定すれば、時間ｔ＝ｔｓから始める１ＯＦＤＭシンボルｓ（ｔ）は次の式(1)のように表現されうる。
【０００４】
【数１】
2006518146.tif 000003
【０００５】
式(1)は、次のような等価の複素数基底帯域表記法により次の式(2)のように表現されうる。
【０００６】
【数２】
2006518146.tif 000004
【０００７】
式(2)において、実数部と虚数部は、ＯＦＤＭシンボルの同位相（ｉｎ−ｐｈａｓｅ）と直交位相（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｐｈａｓｅ）に該当し、これより最終的なＯＦＤＭシンボルを生成するためには、適切な搬送波周波数を有するコサイン波とサイン波とを乗算せねばならない。
【０００８】
直列−並列変換器（ｓｅｒｉａｌ−ｔｏ−ｐａｒａｌｌｅｌ  ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）１００は、逆フーリエ変換（Ｉｎｖｅｒｓｅ  Ｆａｓｔ  Ｆｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ；ＩＦＦＴ）による並列的変調を行うために直列入力シーケンスを並列シーケンスに変換して出力する。
ＩＦＦＴ変換器１１０は、１ブロックの入力ＱＡＭシンボルを、直交性を有する複数の副搬送波に載せて時間軸上のＯＦＤＭシンボルに変換する。
並列−直列変換器（ｐａｒａｌｌｅｌ−ｔｏ−ｓｅｒｉａｌ  ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）１２０は、ＩＦＦＴ変換器１１０から出力された並列ＯＦＤＭシンボルを直列ＯＦＤＭシンボルに変換する。
【０００９】
副搬送波間干渉を防止するために備えられる循環前置付加器（ｃｙｃｌｉｃ  ｐｒｅｆｉｘ  ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｒ）１３０は、ＯＦＤＭ信号の保護区間（ｇｕａｒｄ  ｉｎｔｅｒｖａｌ）に、ＯＦＤＭシンボルの一部が複製された循環前置（ｃｙｃｌｉｃ  ｐｒｅｆｉｘ）を挿入して、ＯＦＤＭシンボルを循環的に拡張させる。ここで、保護区間は、シンボル間干渉を除去するために各ＯＦＤＭシンボルの開始部分に挿入される区間である。このように循環前置が付加されたＯＦＤＭシンボルは周波数変移を経てアンテナ１４０を通じて空間に伝送される。
ＯＦＤＭ通信システムでＰＡＰＲを低減させるための従来の技法は、単一アンテナを用いるＯＦＤＭ通信システムに適用されるためのものである。しかし、多重アンテナＯＦＤＭによる通信システムでのＰＡＰＲを低減させることについての研究は微々たるものであるのが実情である。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
したがって、本発明が解決しようとする技術的課題は、空間−時間符号化（ＳＴＣ）技法と最高対平均電力比（ＰＡＰＲ）低減技法を結合した形の多重アンテナＯＦＤＭ通信システムでのＰＡＰＲ低減方法を提供するところにある。
また、本発明が解決しようとする他の技術的課題は、前記ＰＡＰＲ低減方法を用いる多重アンテナＯＦＤＭ通信システムを提供するところにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
前記技術的課題を達成するための本発明による多重アンテナＯＦＤＭ通信システムでのＰＡＰＲ低減方法は、（ａ）直列シーケンス入力データに対してＰＡＰＲを低減させるＰＡＰＲ低減段階と、（ｂ）前記信号列を入力されてＮ個の多重アンテナを通じて伝送されるＮ個の伝送シンボルを生成する空間−時間符号化段階と、（ｃ）前記Ｎ個の伝送シンボルそれぞれの直列データを入力されてＮ個の並列データ群に変換する直列−並列変換段階と、（ｄ）前記並列データ群各々をＮｓ個の複数の副搬送波に割り当てて逆フーリエ変換により変調する逆フーリエ変換段階と、（ｅ）前記逆フーリエ変換により変調された並列データを直列データシンボルに変換する並列−直列変換段階と、（ｆ）前記直列データシンボルの一部を複製して前記シンボルの開始部分に挿入することによって、伝送される前記シンボルを循環的に拡張させる循環前置付加段階と、を含むことを特徴とする。
【００１２】
また、前記他の技術的課題を達成するための本発明による多重アンテナＯＦＤＭ通信システムは、直列シーケンスデータを入力されてＮ個の多重アンテナを通じて伝送されるＮ個の伝送シンボルを生成する空間−時間符号化部と、前記Ｎ個の伝送シンボルそれぞれの直列データを入力されてＰＡＰＲを低減させるＰＡＰＲ低減部と、前記信号をＮ個の並列データ群に変換する直列−並列変換部と、前記並列データ群各々をＮｓ個の複数の副搬送波に割り当てて逆フーリエ変換により変調する逆フーリエ変換部と、前記逆フーリエ変換により変調された並列データを直列データシンボルに変換して出力する並列−直列変換部と、並列−直列変換部から出力された直列データシンボルの一部を複製して前記シンボルの開始部分に挿入することによって、伝送される前記シンボルを循環的に拡張させる循環前置付加部と、を備えることを特徴とする。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
以下、本発明による多重アンテナＯＦＤＭ通信システムでのＰＡＰＲ低減方法及びそれを用いる多重アンテナＯＦＤＭ通信システムの構成と動作を、添付した図面を参照して次のように説明する。
広域ＯＦＤＭシステムの伝送効率を増加させるための接近方法として、基地局で多重アンテナが使われ、多重アンテナによる伝送のために伝送されるシンボルは空間−時間符号化（Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ  Ｃｏｄｉｎｇ；以下、ＳＴＣと称する）方法によってアンテナに伝送される。
本発明は、多重アンテナ（ＭＩＭＯ：Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ｉｎｐｕｔ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ｏｕｔｐｕｔ）によるＯＦＤＭを具現するためのいかなるＳＴＣ方法も、ＰＡＰＲを低減または増大させないという点に基づくものである。言い換えれば、ＭＩＭＯで具現されたＯＦＤＭのＰＡＰＲは、単一アンテナ（ＳＩＳＯ：Ｓｉｎｇｌｅ−Ｉｎｐｕｔ  Ｓｉｎｇｌｅ−Ｏｕｔｐｕｔ）により具現されたＯＦＤＭのＰＡＰＲの最小値と最大値との間に存在し、ＭＩＭＯとＳＩＳＯとのＰＡＰＲ関係は次の式(3)の通りである。
【００１４】
【数３】
2006518146.tif 000005
【００１５】
図２は、本発明による多重アンテナＯＦＤＭ通信システムでのＰＡＰＲ低減方法の望ましい一実施例を説明するためのフローチャートであって、ＰＡＰＲ低減段階（Ｓ１００段階）、空間−時間符号化段階（Ｓ１０２段階）、直列−並列変換段階（Ｓ１０４段階）、逆フーリエ変換段階（Ｓ１０６段階）、並列−直列変換段階（Ｓ１０８段階）、循環前置付加段階（Ｓ１１０段階）及び伝送段階（Ｓ１１２段階）を含む。
【００１６】
Ｓ１００段階では、前方エラー訂正符号化及びインターリービングにより処理されて入力されたデータに対してＰＡＰＲ低減技法を適用する。ＰＡＰＲを低減させるためにＯＦＤＭに適用される技法は、例えば、信号歪曲技法、符号化技法、スクランブリング技法などがある。
ＰＡＰＲを低減させるための信号歪曲技法としては、クリッピング（ｃｌｉｐｐｉｎｇ）、ピークウィンドウイング（ｐｅａｋ  ｗｉｎｄｏｗｉｎｇ）、ピーク除去（ｐｅａｋ  ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ）などがある。クリッピングは、信号の最大サイズを特定レベルに制限させる非線形歪曲技法であって、最も簡単なＰＡＰＲ低減技法である。ピークウィンドウイングは、クリッピングによる帯域外（ｏｕｔ−ｏｆ−ｂａｎｄ）のノイズを減少させるために、大きい信号に非矩形ウィンドウを乗算する技法である。ピーク除去は、電力が所定臨界値を超過するとき、その大きさを減少させる技法である。
【００１７】
ＰＡＰＲを低減させるための符号化技法としては、ゴレイコード（Ｇｏｌａｙ  ｃｏｄｅ）がある。符号化技法は、全体ＯＦＤＭシンボルのうち、一部だけが大きなＰＡＰＲを有するというＯＦＤＭ信号のＰＡＰＲ特性を用いてＰＡＰＲを減少させることである。すなわち、所望のレベル以下のＰＡＰＲを有するＯＦＤＭシンボルだけを生成する符号を使用してＰＡＰＲを減少させうる。ゴレイコードは、ゴレイ相補シーケンス（Ｇｏｌａｙ  ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ  ｓｅｑｕｅｎｃｅ）の特性を用いる。ゴレイ相補シーケンスは、０でない全ての遅延移動に対して二シーケンス間の自己相関関数の和が０である１対のシーケンスである。ゴレイコードをＯＦＤＭ信号の変調に使用すれば、相補シーケンスの相関関係性質によって、ＰＡＰＲの上限値は２、すなわち３ｄＢに制限される。したがって、相補符号をＯＦＤＭ信号を生成するための入力として使用すれば、ＰＡＰＲが３ｄＢを超過しなくなる。ゴレイ相補コードについては、Ｍ．Ｊ．Ｅ．Ｇｏｌａｙ，”Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ  ｓｅｒｉｅｓ”，ＩＲＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｉｎｆｏｒｍ．Ｔｈｅｏｒｙ，ｖｏｌ．ＩＴ−７，ｐｐ．８２−８７，１９６１．に詳細に開示されている。また、ゴレイシーケンス及びＲｅｅｄ−Ｍｕｌｌｅｒコードを用いるＰＡＰＲの符号化技法の実施例は、Ｊ．Ａ．Ｄａｖｉｓ  ａｎｄ  Ｊ．Ｊｅｄｗａｂ，”Ｐｅａｋ−ｔｏ−ｍｅａｎ  ｐｏｗｅｒ  ｃｏｎｔｒｏｌ  ａｎｄ  ｅｒｒｏｒ  ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ  ｆｏｒ  ＯＦＤＭ  ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ  ｕｓｉｎｇ  Ｇｏｌａｙ  ｓｅｑｕｅｎｃｅｓ  ａｎｄ  Ｒｅｅｄ−Ｍｕｌｌｅｒ  ｃｏｄｅｓ”，Ｅｌｅｃ．  Ｌｅｔｔ．，ｖｏｌ．３３，ｐｐ．２６７−２６８，１９９７．に詳細に開示されている。
【００１８】
ＰＡＰＲを低減させるためのスクランブリング技法は、相異なる多様なスクランブリングシーケンス（ｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ  ｓｅｑｕｅｎｃｅ）で各ＯＦＤＭシンボルをスクランブリングし、その結果のうち、最小のＰＡＰＲを有するシーケンスを選択する技法である。スクランブリング技法は、ＰＡＰＲを所定の低いレベル以下にするものではなく、高いＰＡＰＲが発生する確率を減少させるものである。
【００１９】
Ｓ１０２段階は、空間−時間符号化段階であって、Ｓ１００段階のＰＡＰＲ低減結果で出力された信号列を入力されて多重アンテナを通じて伝送されるＮ個の伝送シンボルを生成する。以下では、具体的に多重アンテナＯＦＤＭのためのＰＡＰＲを減らすためのＳＴＣ方法を詳細に説明する。
単一アンテナでＮｓ個のＯＦＤＭ副搬送波数を有するＯＦＤＭコードのうち、低いＰＡＰＲを有するコードを探せる。多重アンテナに対するＳＴＣコードは、システマティックシンボル（ｓｙｓｔｅｍａｔｉｃ  ｓｙｍｂｏｌｓ）及びシステマティックシンボルの線形的組合わせによるパリティシンボル（ｐａｒｉｔｙ  ｓｙｍｂｏｌ）を有する。システマティックシンボルは、シンボル間に独立した性質を有している。
【００２０】
ＳＴＣ要素内でＰＡＰＲを増加させないシステマティックシンボルのパリティシンボルは、ＰＡＰＲを増加させない。例えば、遅延ダイバーシティ（ｄｅｌａｙ  ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ）、空間−時間トレリスコード、及び空間−時間ブロックコードなど如何なるＳＴＣ方法が適用されても、ＯＦＤＭ通信システムのＰＡＰＲを増大させない。遅延ダイバーシティについてはＶ．ｔａｒｏｋｈ，Ｎ．ｓｅｓｈａｄｒｉ  ａｎｄ  Ａ．Ｒ．Ｃａｌｄｅｒｂａｎｋ，”Ｓｐａｃｅ−ｔｉｍｅ  ｃｏｄｅｓ  ｆｏｒ  ｈｉｇｈ  ｄａｔａ  ｒａｔｅ  ｗｉｒｅｌｅｓｓ  ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ：ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ  ａｎａｌｙｓｉｓ  ａｎｄ  ｃｏｄｅ  ｃｏｎｓｔｒｕｃｔｉｏｎ，  ”ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｉｎｆｏｒｍ．Ｔｈｅｏｒｙ  ｐｐ．７４４−７６５，Ｍａｒ．１９９８．に詳細に開示されている。また、空間−時間トレリスコード及び空間−時間ブロックコードについては、Ｖ．ｔａｒｏｋｈ，Ｈ．Ｊａｆａｒｋｈａｎｉ  ａｎｄ  Ａ．Ｒ．Ｃａｌｄｅｒｂａｎｋ，”Ｓｐａｃｅ−ｔｉｍｅ  ｂｌｏｃｋ  ｃｏｄｅｓ  ｆｒｏｍ  ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  ｄｅｓｉｇｎｓ”，ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｉｎｆｏｒｍ．Ｔｈｅｏｒｙ，Ｖｏｌ．４５，Ｎｏ．５，ｐｐ．１４５６−１４６７，Ｊｕｌｙ１９９９．に詳細に開示されている。
【００２１】
また、入力されたシステマティックシンボルには、多様な星状図（ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ）を使用しうる。任意の時間に副搬送波の数がＮｓ個であり、アンテナの数がＮ個である多重アンテナＯＦＤＭ通信システムにおいて、アンテナＮ個に対してＫ個の時空間コードＣ１，Ｃ２，．．．，ＣＫを定義することができる。ＯＦＤＭシンボルのうち、１  ≦  ｋ  ≦  Ｋ  を満足させるｋに対して、アンテナ数と同じＮ個の星状図を有するシンボルＣ１，ｋ，Ｃ２，ｋ，・・・，ＣＮ，ｋを定義すれば、１  ≦  ｊ  ≦  Ｎ  を満足させるｊに対してＣｊ，１，Ｃｊ，２，・・・，Ｃｊ，ＫというＫ個のシステマティックシンボルを得ることができる。これに対するＯＦＤＭシンボルをＰｊと定義すれば、これを類似してＮ個のアンテナに対してＰ１，Ｐ２，・・・，ＰＮのシンボルを得ることができ、これらをＮ個のアンテナを通じて同時に伝送しうる。
【００２２】
システマティック星状図シンボルを有するＯＦＤＭ符号の例としては、２ｍ−ＰＳＫ（Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）のためのリード・ムラー符号（Ｒｅｅｄ  Ｍｕｌｌｅｒ  ｃｏｄｅ）のコセット（ｃｏｓｅｔ）とリード・ムラー符号から構築された１６−ＱＡＭ符号がある。リード・ムラー符号のコセットに対してはＪａｍｅｓ  Ａ．Ｄａｖｉｓ，ａｎｄ  Ｊｏｎａｔｈａｎ  Ｊｅｄｗａｂ．”Ｐｅａｋ−ｔｏ−Ｍｅａｎ  Ｐｏｗｅｒ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  ｉｎ  ＯＦＤＭ，Ｇｏｌａｙ  Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ  Ｓｅｑｕｅｎｃｅｓ，  ａｎｄ  Ｒｅｅｄ−Ｍｕｌｌｅｒ  Ｃｏｄｅｓ”，ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓｏｎ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｔｈｅｏｒｙ，Ｖｏｌ．４５，Ｎｏ．７，  ｐｐ．２３９７−２４１７，Ｎｏｖｅｍｂｅｒ  １９９９．に詳細に開示されている。また、リード・ムラー符号から構築された１６−ＱＡＭ符号に対してはＣｏｒｎｅｌｉａ  Ｒｏｓｓｉｎｇ  ａｎｄ  Ｖａｈｉｄ  Ｔａｒｏｋｈ，”Ａ  Ｃｏｎｓｔｒｕｃｔｉｏｎ  ｏｆ  ＯＦＤＭ  １６−ＱＡＭ  Ｓｅｑｕｅｎｃｅｓ  ｈａｖｉｎｇ  Ｌｏｗ  Ｐｅａｋ  Ｐｏｗｅｒｓ”，ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓｏｎ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｔｈｅｏｒｙ，Ｖｏｌ．４７，Ｎｏ．５，ｐｐ．２０９１−２０９４，Ｎｏｖｅｍｂｅｒ２００１．に詳細に開示されている。ここで、２ｍ−ＰＳＫのためのリード・ムラーコセットコードによれば、ＰＡＰＲが３ｄＢに制限される。
【００２３】
２進位相偏移変調（Ｂｉｎａｒｙ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ、ＢＰＳＫ）信号に対するＰＡＰＲを３ｄＢ以内に提案する方法は、ゴレイシーケンス（Ｇｏｌａｙ  Ｓｅｑｕｅｎｃｅ）がある。ゴレイシーケンスは次の通り定義される。長さｎを有する任意の２つのゴレイ補数対（Ｇｏｌａｙ  ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ  ｐａｉｒ）を次の式(4)及び式(5)で定義する。
【００２４】
【数４】
2006518146.tif 000006
【００２５】
【数５】
2006518146.tif 000007
【００２６】
そして、式(4)の非周期相互関係（ａｐｅｒｉｏｄｉｃ  ａｕｔｏｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）は式(6)のＣａ（ｕ）と同様に求めうる。このように式(5)に対しても非周期相関関係をＣｂ（ｕ）で求めうる。
【００２７】
【数６】
2006518146.tif 000008
【００２８】
その非周期相互関係の和  Ｃａ（ｕ）  ＋  Ｃｂ（ｕ）  は、ｕが同一であるときにのみ各々ゴレイ補数対の電力Ｐｘ＋Ｐｙとなる条件を満たすゴレイ補数対をゴレイシーケンスと称する。
このようなゴレイシーケンスは送ろうとする２進情報の数をｍとすれば、長さ２ｍであるリード・ムラーコードｘｉに作れるが、その方法は式(7)の通りである。
【００２９】
【数７】
2006518146.tif 000009
【００３０】
ここで、πは、｛１，２，・・・，ｍ｝の任意の変移（ｐｅｒｍｕｔａｔｉｏｎ）を表す。このＢＰＳＫゴレイシーケンスを利用して、低いＰＡＰＲを有し、かつ高い星状図を有するコードが生成されうる。
【００３１】
２進位相偏移変調（Ｂｉｎａｒｙ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ；ＢＰＳＫ）に対するＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）星状図は、例えば、次の式(8)のように与えられうる。
【００３２】
【数８】
2006518146.tif 000010
【００３３】
また、ＢＰＳＫに対する８−ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）星状図は、例えば、次の式(9)のように与えられうる。
【００３４】
【数９】
2006518146.tif 000011
【００３５】
また、式(8)のＱＰＳＫに対する１６−ＱＡＭ星状図は、次の式(10)のように与えられうる。
【００３６】
【数１０】
2006518146.tif 000012
【００３７】
式(8)及び式(10)によれば、ＢＰＳＫに対する１６−ＱＡＭ星状図は、次の式(11)のように与えられうる。
【００３８】
【数１１】
2006518146.tif 000013
【００３９】
また、式(8)のＱＰＳＫと式(10)または式(11)の１６−ＱＡＭに対する６４−ＱＡＭ星状図は、次の式(12)のように与えられうる。
【００４０】
【数１２】
2006518146.tif 000014
【００４１】
式(8)と式(11)及び式(12)によれば、ＢＰＳＫに対する６４−ＱＡＭ星状図は、次の数式(13)のように与えられうる。
【００４２】
【数１３】
2006518146.tif 000015
【００４３】
これより、Ｃ１及びＣ２が長さｎであるＢＰＳＫ符号を表示するならば、Ｃ１及びＣ２のＱＰＳＫコードは、次の式(14)のようである。
【００４４】
【数１４】
2006518146.tif 000016
【００４５】
同様に、Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３が長さｎであるＢＰＳＫ符号を表示するならば、Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３の８−ＱＡＭコードは、次の式(15)のように表すことができる。
【００４６】
【数１５】
2006518146.tif 000017
【００４７】
このような方法でＢＰＳＫ符号から１６−ＱＡＭ、６４−ＱＡＭ符号も定義しうる。
Ｓ１０４段階は、直列−並列変換段階であって、Ｎ個の伝送シンボルそれぞれの直列データを入力されてＮ個の並列データ群に変換する。すなわち、ＩＦＦＴによる並列的変調を行うために、Ｓ１０２段階でＳＴＣが行われたＰＳＫまたはＱＡＭによる直列入力シーケンスを並列シーケンスに変換して出力する。
【００４８】
Ｓ１０６段階は、並列データ群各々をＮｓ個の複数の副搬送波に割り当てて逆フーリエ変換により変調する。すなわち、入力された１ブロックのＰＳＫまたはＱＡＭシンボルを、直交性を有する複数の副搬送波に載せて時間軸上のＯＦＤＭシンボルに変換する。
Ｓ１０８段階は、ＩＦＦＴにより変換された並列ＯＦＤＭシンボルを直列ＯＦＤＭシンボルに変換する。
Ｓ１１０段階では、Ｓ１０８段階で並列−直列変換された直列データシンボルに循環前置を付加する。ＯＦＤＭでは、シンボル間干渉を除去するために、各ＯＦＤＭシンボルの開始部分に保護区間（ｇｕａｒｄ  ｉｎｔｅｒｖａｌ）が挿入される。保護区間の開始部分にＯＦＤＭ信号の一部が複製された循環前置が挿入されることによって、ＯＦＤＭシンボルは循環的に拡張され、副搬送波間の干渉が防止されうる。
循環前置が付加された伝送シンボルは、周波数変移を経てＮ個の多重アンテナを通じて各々伝送される（Ｓ１１２段階）。
【００４９】
図３は、本発明によるＰＡＰＲ低減方法を用いる多重アンテナＯＦＤＭ通信システムの望ましい一実施例を説明するための概略的なブロック図であって、１つのＰＡＰＲ低減部２５０、１つの空間−時間符号化部２６０、Ｎ個の直列−並列変換部２００、Ｎ個の逆フーリエ変換部２１０、Ｎ個の並列−直列変換部２２０、Ｎ個の循環前置付加部２３０及びＮ個のアンテナ２４０を含む。
ＰＡＰＲ低減部２５０は、Ｓ１００段階を行うために、入力された直列信号シーケンスをゴレイコードなどを利用してＰＡＰＲを低減させるように符号化する。この際、使われるＰＡＰＲ低減技法は、Ｓ１００段階で説明されたようになる。
【００５０】
空間−時間符号化部２６０は、Ｓ１０２段階を行うために、ＰＡＰＲが低減された直列信号シーケンスを、Ｎ個のアンテナに多重伝送するためのＮ個の信号シーケンスで符号化する。この際、使われるＳＴＣ技法は、Ｓ１０２段階で説明されたようになる。
各々Ｎ個の直列−並列変換部２００、Ｎ個の逆フーリエ変換部２１０、Ｎ個の並列−直列変換部２２０、Ｎ個の循環前置付加部２３０及びＮ個のアンテナ２４０を通じて伝送される。
直列−並列変換部２００は、ＩＦＦＴによる並列的変調を行うために、空間−時間符号化部２６０から出力されたＮ個のＰＳＫまたはＱＡＭ形式の直列入力シーケンスを並列シーケンスに各々変換して出力する。
【００５１】
ＩＦＦＴ変換部２１０は、１ブロックの入力ＱＡＭシンボルを、直交性を有する複数の副搬送波に載せて時間軸上のＯＦＤＭ信号に変換する。
並列−直列変換部２２０は、ＩＦＦＴ変換器から出力された並列ＯＦＤＭ信号を直列ＯＦＤＭ信号に変換する。
循環前置付加部２３０は、副搬送波間干渉を防止するために、ＯＦＤＭ信号の保護区間に、ＯＦＤＭ信号の一部が複製された循環前置を挿入し、ＯＦＤＭシンボルを循環的に拡張させる。ここで、保護区間は、シンボル間干渉を除去するために各ＯＦＤＭシンボルの開始部分に挿入される区間である。このように循環前置が付加されたＯＦＤＭ信号は、周波数変移を経てアンテナ２４０を通じて伝送される。
【００５２】
図４は、本発明によるＰＡＰＲ低減方法を用いる多重アンテナＯＦＤＭ通信システムの望ましい他の実施例を説明するための概略的なブロック図であって、１つの空間−時間符号化部３６０、Ｎ個のＰＡＰＲ低減部３５０、Ｎ個の直列−並列変換部３００、Ｎ個の逆フーリエ変換部３１０、Ｎ個の並列−直列変換部３２０、Ｎ個の循環前置付加部３３０及びＮ個のアンテナ３４０を含む。
図４を参照すれば、空間−時間符号化部３６０により、入力された直列信号に対してＳＴＣを先に行ってＮ個の信号シーケンスを出力し、これらはＮ個のＰＡＰＲ低減部３５０で各々ゴレイコードなどを用いてＰＡＰＲを低減させるように符号化して、Ｎ個の信号シーケンスを出力する。そして、ＰＡＰＲ低減部３５０から出力されたＮ個のＯＦＤＭ信号シーケンスは、各々直列−並列変換部３００、逆フーリエ変換部３１０、並列−直列変換部３２０、循環前置付加部３３０及びアンテナ３４０を通じて伝送される。
本発明は、以上の説明及び図面の例示により限定されるものではなく、特許請求の範囲内でさらに多くの変形及び変容例が可能であるということは言うまでもない。
【産業上の利用可能性】
【００５３】
本発明によれば、多重アンテナＯＦＤＭ通信システムで効率よくＰＡＰＲを低減しうる。
【図面の簡単な説明】
【００５４】
【図１】一般的な単一アンテナＯＦＤＭ通信システムの一例の構成を説明するためのブロック図である。
【図２】本発明による多重アンテナＯＦＤＭ通信システムでのＰＡＰＲ低減方法の望ましい一実施例を説明するためのフローチャートである。
【図３】本発明によるＰＡＰＲ低減方法を用いる多重アンテナＯＦＤＭ通信システムの望ましい一実施例を説明するための概略的なブロック図である。
【図４】本発明によるＰＡＰＲ低減方法を用いる多重アンテナＯＦＤＭ通信システムの望ましい他の実施例を説明するための概略的なブロック図である。
【符号の説明】
【００５５】
２１０、３１０    逆フーリエ変換部
２２０、３２０    並列−直列変換部
２３０、３３０    循環前置付加部
２４０、３４０    アンテナ
２５０、３５０    ＰＡＰＲ低減部
２６０、３６０    空間−時間符号化部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【国際調査報告】
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