(57)【要約】第１の量子化と高オーバーサンプリングレートとを有するオーディオデータの入力ストリームを受け取ることを包含する、デジタルオーディオデータを処理する方法を提供する。この方法では、高オーバーサンプリングレートで第１の処理ブロックにおいて入力ストリームを第２の量子化に再量子化する。高オーバーサンプリングレートおよび第２の量子化で、第２の処理ブロックにおいて、再量子化されたオーディオデータのストリームを処理する。
2006524362.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
デジタルオーディオデータを処理する方法であって、
第１の量子化と高オーバーサンプリングレートとを有するオーディオデータの入力ストリームを受け取ることと、
第１の処理ブロックにおいて、該高オーバーサンプリングレートで該オーディオデータの入力ストリームを第２の量子化に再量子化することと、
第２の処理ブロックにおいて、該高オーバーサンプリングレートおよび該第２の量子化で、該再量子化されたオーディオデータのストリームを処理することと
を包含する、方法。
【請求項２】
前記第１の量子化が単一ビットの量子化である、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記第２の量子化が、２〜１２ビットの範囲にあるマルチビットの量子化である、請求項１に記載の方法。
【請求項４】
前記高オーバーサンプリングレートが少なくともオーディオサンプリングレートの８倍である、請求項１に記載の方法。
【請求項５】
前記高オーバーサンプリングレートが少なくともオーディオサンプリングレートの６４倍である、請求項１に記載の方法。
【請求項６】
前記高オーバーサンプリングレートが少なくともオーディオサンプリングレートの１２８倍である、請求項１に記載の方法。
【請求項７】
再量子化することが、デルタシグマハイパスクロスオーバーフィルタにおいて前記入力ストリームを再量子化することを包含する、請求項１に記載の方法。
【請求項８】
再量子化することが、デルタシグマローパスクロスオーバーフィルタにおいて前記入力ストリームを再量子化することを包含する、請求項１に記載の方法。
【請求項９】
前記再量子化されたオーディオデータのストリームを処理することが、ローバスフィルタリングすることによって前記入力ストリームにおける帯域外のノイズを除去することを包含する、請求項１に記載の方法。
【請求項１０】
前記入力ストリームをスケールすることによってボリュームコントロールを実現することをさらに包含する、請求項１に記載の方法。
【請求項１１】
前記再量子化されたストリームを処理することが、前記高オーバーサンプリングレートで、再量子化されたストリームをアナログ形式に変換することを包含する、請求項１に記載の方法。
【請求項１２】
第１の量子化と選択されたオーバーサンプリングレートとを有する入力オーディオデータストリームを受け取る処理パスを備えたオーディオシステムであって、
該処理パスが、
該選択されたオーバーサンプリングレートで該入力データストリームをフィルタリングし、該選択されたオーバーサンプリングレートで、第２の量子化を有する再量子化されたデータストリームを出力するフィルタと、
該選択されたオーバーサンプリングレートで、該再量子化されたデータストリームを処理する処理ブロックとを備える、オーディオシステム。
【請求項１３】
前記第１の量子化が第１のビット数からなり、前記第２の量子化が第２のビット数からなり、該第１のビット数が該第２のビット数よりも少ない、請求項１２に記載のオーディオシステム。
【請求項１４】
前記選択されたオーバーサンプリングレートが、少なくともオーディオサンプリングレートの８倍である、請求項１２に記載のオーディオシステム。
【請求項１５】
前記第１のビット数が１ビットであり、前記第２のビット数が２〜１２ビットの範囲内にある、請求項１３に記載のオーディオシステム。
【請求項１６】
前記フィルタがローパスフィルタを備える、請求項１２に記載のオーディオシステム。
【請求項１７】
前記フィルタがハイパスフィルタを備える、請求項１２に記載のオーディオシステム。
【請求項１８】
前記処理ブロックがローパスフィルタを備える、請求項１２に記載のオーディオシステム。
【請求項１９】
前記処理ブロックがデジタルアナログ変換器を備える、請求項１２に記載のオーディオシステム。
【請求項２０】
前記フィルタと前記処理ブロックのうちから選択された１つがデジタル信号プロセッサにおいて実現される、請求項９に記載のオーディオシステム。
【請求項２１】
高オーバーサンプリングレートで単一ビットのオーディオデータのストリームを出力するプレーヤと、
メインスピーカとサブウーファとを含むスピーカのセットと、
該単一ビットのオーディオストリームをアナログ形式に変換することにより、該スピーカのセットを駆動するオーディオプロセッサとを備える、オーディオシステムであって、
該オーディオプロセッサは、
該高オーバーサンプリングレートで、再量子化されたメインオーディオストリームを出力するハイパスクロスオーバーフィルタと、該再量子化されたメインオーディオストリームからメインアナログ出力を生成するデジタルアナログ変換器とを含む、該メインスピーカを駆動する第１の処理パスと、
該高オーバーサンプリングレートで、再量子化されたバスオーディオストリームを出力するローパスクロスオーバーフィルタと、該再量子化されたオーディオストリームからバスアナログ出力を生成するデジタルアナログ変換器とを含む、該サブウーファを駆動する第２の処理パスとを備える、オーディオシステム。
【請求項２２】
前記第２の処理パスが、前記ローパスクロスオーバーフィルタの入力部において左側および右側チャネル入力ストリームを加算する加算器を含む、請求項２１に記載のオーディオシステム。
【請求項２３】
前記第１の処理パスが、前記再量子化されたメインオーディオストリームから帯域外のノイズを除去するローパスフィルタをさらに含む、請求項２１に記載のオーディオシステム。
【請求項２４】
前記高オーバーサンプリングレートが、少なくともオーディオサンプリングレートの６４倍である、請求項２１に記載のオーディオシステム。
【請求項２５】
前記再量子化されたメインおよびバスオーディオストリームが、２〜１２ビットの範囲にある量子化を有する、請求項２１に記載のオーディオシステム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、概して、デジタルオーディオシステムに関し、特に、高オーバーサンプリングレートを用いたオーディオデータ処理システムおよび方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
スーパーオーディオコンパクトディスク（ＳＡＣＤ）システムでは、高オーバーサンプリングレートで光学ディスクに、単一ビットのデジタルデータストリームとしてオーディオデータを記録する。有利なことに、この高オーバーサンプリングレートは、人間の可聴範囲を優に越す信号帯域幅におよび、重要なアンチエイリアジングフィルタリングの必要性を低減する。その結果、通常、ＳＡＣＤシステムにおいて、可聴タイムドメイン（ａｕｄｉｂｌｅ  ｔｉｍｅ−ｄｏｍａｉｎ）効果（通常、従来のデジタルオーディオシステムにおいて急な（ｓｔｅｅｐ）ローパスアンチエイリアジングフィルタを用いる場合において生じる）は重大な問題ではない。
【０００３】
ＳＡＣＤビットストリームの高オーバーサンプリングレートにより提供される有利な点は、１ビットのデータフォーマットの重大な不利な点によりある程度打ち消される。例えば、１ビットのデータを用いて可聴帯域において広いダイナミックレンジを保つためには、比較的急な通過帯域エッジを有するノイズ伝達関数を用いて、量子化ノイズを可聴周波数の外へシフトさせる必要がある。高等なオーディオ用途には従来のデルタシグマ変調器は通常不十分であるが、ＳＡＣＤシステムにおいては、通常、上記ノイズ伝達関数を生成するためにデルタシグマ変調器が用いられている。
【０００４】
拡張バス応答なしのメインスピーカのセットと、残りの低周波数のバス出力を提供するサブウーファとを用いるホームシアターシステムなどにおいて見られるように、ますます、ＳＡＣＤシステムがオーディオシステムに組み込まれてきている。高オーバーサンプリングされたデータが処理されているために、それらのシステムにおいて、バスおよびそれより高い周波数のデータをデジタル形式で分割かつアナログ信号に変換することは困難である。理想的には、ＳＡＣＤの最高オーバーサンプリングレートで、周波数分割を行うために必要とされるクロスオーバーフィルタリングとミキシングとを行うことにより、上記の高オーバーサンプリングされたデータの有利な点が実現される。しかし、通常、高オーバーサンプリングされた１ビットデータからのフィルタリングには、相当長いデジタルデータワードの高精度な乗算の実行が必要とされる。長いデジタルワードの正確な乗算は、ハードウェアまたはソフトウェアにおいて、集中的に計算されるようになる。
【０００５】
従って、ホームシアターオーディオなどの用途に対応する、ＳＡＣＤデータなどの高オーバーサンプリングされたオーディオデータを処理し、かつ、実現が比較的シンプルかつ安価な新たな技術が必要とされている。
【発明の開示】
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の原理により、ＳＡＣＤ規格の単一ビットのオーディオデータなどの高オーバーサンプリングされたデジタルオーディオデータを処理するプロトコルを提供する。通常、入力データの高オーバーサンプリングレートを保ちながら、入力データをさらに高ビット数に再量子化し、再量子化された形式で処理する。高オーバーサンプリングレートにより、所望のアンチエイリアジングフィルタリング全ての最小化が可能になる。その一方、有利なことに、再量子化されたデータにより、シンプルなフィルタを用いて帯域外の量子化ノイズを低減することができる。
【０００７】
本発明の原理の特定の実施形態により、第１の量子化と高サンプリングレートとを有するオーディオデータの入力ストリームを受け取ることを包含するデジタルオーディオデータを処理する方法を開示する。第１の処理ブロックにおいて、高オーバーサンプリングレートで入力ストリームを第２の量子化に再量子化する。第２の処理ブロックにおいて、高オーバーサンプリングレートかつ第２の量子化において、再量子化されたオーディオデータストリームを処理する。
【０００８】
本発明の原理により、同一のシステムにおいて、高オーバーサンプリングとマルチビット量子化とがともに実現するという有利な点が提供される。特に、その原理により、アンチエイリアジングと、帯域外のノイズの除去に必要とされるローパスフィルタとがよりシンプルかつ安価になり得る。さらに、その原理は、離散ハードウェアまたはＤＳＰ実行ソフトウェアにおいて実現され得る。
【０００９】
本発明および本発明の有利な点をさらに完全に理解することを目的として、添付の図面とともに下記の記載について、以下に説明する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
添付の図面の図１〜図６に示される例示的な実施形態を参照することによって、本発明の原理および本発明の有利な点は、最も良く理解される。図中における類似した数は、類似した部分を示す。
【００１１】
図１Ａは、本発明の原理を用いた例示的なオーディオシステム１００の高いレベルにおけるブロック図である。オーディオシステム１００は、スーパーオーディオコンパクトディスク（ＳＡＣＤ）プレーヤ１０１または類似のデータソースを含み、ベースオーディオサンプリング周波数の６４倍の周波数（換言すると、６４ｆｓ）で１ビットのデジタルストリームとしてオーバーサンプリングされたＳＡＣＤフォーマット済みのオーディオデータを提供する。Ｃｉｒｒｕｓ  Ｌｏｇｉｃ  Ｈｉｇｈ  Ｄｅｆｉｎｉｔｉｏｎ  Ａｕｄｉｏ（登録商標）（ＨＤＡ）規格においてハイデフィニションスーパーオーディオプロセッサ１０２により、ＳＡＣＤプレーヤ１０１から出力されたＳＡＣＤフォーマット済みのデータストリームを処理する。ＨＤＡプロセッサ１０２から出力された結果の左側、右側、およびバスアナログオーディオストリームがオーディオパワーアンプ１０３により増幅され、それにより、左側および右側メインスピーカ１０４ａおよび１０４ｂのペアとサブウーファ１０５とが駆動される。図１Ａの例示的な実施形態においてはＨＤＡプロセッサ１０２がＳＡＣＤ入力データを処理するが、本発明の原理はそれに限定されない。一般的に、ベースオーディオサンプリングレートの８倍（換言すると、８ｆｓ）以上の高いまたは非常に高いオーバーサンプリングレートにおける別の形式のデジタルオーディオデータ（例えば、パルス符号変調（ＰＣＭ）オーディオデータ）にその原理を適用し得る。下記のように、ＨＤＡプロセッサ１０２は、好適には出力プレーヤ１０１と同じ高オーバーサンプリングレートで、従来の１６ビットよりも少ないオーディオ量子化の中間のマルチビット量子化（好適には２〜１２ビットの間）を用いて、入力データストリームを処理する。
【００１２】
図１Ｂは、図１ＡにおけるＨＤＡプロセッサ１０２の一実施形態のより詳細なブロック図である。図１Ｂに示された実施形態において、ＨＤＡプロセッサ１０２は、左側メインスピーカ１０４ａを駆動する左側メインチャネルオーディオ信号を生成する左側処理パス１０６ａと、右側メインスピーカ１０４ｂを駆動する右側メインチャネルオーディオ信号を生成する右側処理パス１０６ｂと、サブウーファ１０５を駆動するバスアナログオーディオを生成するバス処理パス１０７とを含む。代替実施形態において、サラウンドサウンドおよび類似したホームシアター用プロトコルを用いるオーディオシステムの実現のための必要に応じ、オーディオチャネルの数は変化し得る。一般的に、左側および右側デジタルオーディオチャネルの各々は、量子化Ｑ１とオーバーサンプリング周波数ｆＳ１とにより、ＨＤＡプロセッサ１０２に入力される。また、ＳＡＣＤ規格のデータを処理するオーディオシステム１００の例示的な実施形態において、入力量子化Ｑ１は１ビットであり、オーバーサンプリング周波数ｆＳ１は６４ｆｓである。ＨＤＡプロセッサ１０２は、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）および関連するソフトウェアにより、個別ハードウェアにおいて、またはＤＳＰと個別ハードウェアとを組み合わせたものにおいて実現され得る。
【００１３】
乗算器１０８により各入力ストリームをスケールし、対応する左側または右側メインチャネルに対する独立なボリュームコントロールを提供する。下記のバス処理パス１０７内の対応するボリュームコントロール乗算器１１３とともに、メインスピーカパス１０６ａおよび１０６ｂに対する独立なボリュームコントロール乗算器１０８により、スピーカ１０４ａ〜１０４ｂおよび１０５から出力されたオーディオのユーザー制御されたイコライゼイションが可能になる。
【００１４】
ボリュームコントロールのスケーリングの後に、左側および右側メインチャネルオーディオストリームがそれぞれハイパスクロスオーバーフィルタ１０９を通過する。ハイパスクロスオーバーフィルタ１０９は、フィルタリングすることによりバス成分を除去し、ＨＤＡ規格の再量子化されたオーディオデータを出力する。例示した実施形態において、各ハイパスフィルタ１０９は、約１００Ｈｚのコーナー周波数を有し、入力データストリームと同じ高サンプリングレートｆＳ１で、２〜１２ビットの範囲内の量子化Ｑ２を用いて、再量子化されたデータを出力する。ハイパスクロスオーバーフィルタ１０９としての使用に適したデルタシグマノイズフィルタについて、図２とともに以下に記載する。
【００１５】
ローパスフィルタ１１０を用いて、ハイパスクロスオーバーフィルタ１０９から出力されたＨＤＡデータストリームをフィルタリングすることにより、帯域外のノイズを除去する。入力ストリームがＳＡＣＤフォーマット済みデータである場合において、ローパスフィルタ１１０はバターワース応答および約５０ｋＨｚのコーナー周波数を有する。上記ローパス信号伝達関数（ＳＴＦ）を提供する例示的なデルタシグマ変調器について、図７とともに以下に記載する。
【００１６】
左側および右側チャネル処理パス１０６ａおよび１０６ｂの各々は、デジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）１１１を含み、ＤＡＣ１１１は、ＨＤＡデータを処理することにより、左側および右側チャネルアナログオーディオを生成する。ＤＡＣ１１１は、好適にはスイッチキャパシタまたは電流ステアリングＤＡＣであり、高入力サンプリング周波数ｆＳ１で動作可能であり、ＨＤＡ規格に基づいて、中間量子化Ｑ２に対応する複数の変換要素を有する。
【００１７】
バス処理パス１０７は、加算器１１２を含み、加算器１１２は、ＨＤＡプロセッサ１０２の入力部において受け取られる左側および右側データストリームを加算することにより複合オーディオストリームを生成する。スケーラ（乗算器）１１３は、加算器１１１により生成された複合ストリームに、ユーザーが規定した因数を乗算することによって、バスボリュームコントロールを実現する。
【００１８】
ローパスクロスオーバーフィルタ１１４は、スケーラ１１３の出力からバスデータストリームを抽出する。コーナー周波数はシステム要求により変わり得るが、この例においては、ローパスクロスオーバーフィルタ１１４は、約１００Ｈｚのコーナー周波数を有する。ローパスクロスオーバーフィルタ１１４は、抽出されたバスストリームを選択済みのＨＤＡ量子化Ｑ２（好適には２〜１２ビットの間）に再量子化する。ローパスクロスオーバーフィルタ１１４からのデータストリームも、左側および右側入力ストリームの高サンプリングレートｆＳ１にある。ＤＡＣ  １１５は、パワーアンプ１０３による増幅のために、また、つまるところサブウーファ１０５を駆動するために、バス処理パス１０７において生成された高サンプリングレートのバスデータストリームを、アナログ形式に変換する（図１Ａを参照）。ローパスクロスオーバーフィルタ１１３の例示的なデルタシグマ変調器のトポロジーについて、図５とともに以下に記載する。
【００１９】
有利なことに、本発明の原理を用いたはめ込み式（ｔｅｌｅｓｃｏｐｉｃ）フィルタにより、例えばＨＤＡ規格において用いられるような高オーバーサンプリングレートで、効率的にクロスオーバーフィルタリングを実行することができる。例示した実施形態において、図１Ｂにおける、左側および右側チャネル処理パス１０６ａおよび１０６ｂのハイパスクロスオーバーフィルタ１０９と、バス処理パス１０７のローパスクロスオーバーフィルタ１１４とは、下記のとおりに特徴付けられるはめ込み式フィルタである。
【００２０】
全ての無限インパルス応答（ＩＩＲ）デジタルフィルタは、転置（ｔｒａｎｓｐｏｓｅ）形式のフィルタとして分析され得る。転置形式のフィルタは、ＤＡＣにおいて通常用いられるデルタシグマ変調器と非常に良く類似している。特に、ＩＩＲフィルタにおいて実行される切捨て演算は、デルタシグマ変調器の量子化演算と数学的に等価である。具体的には、ＩＩＲフィルタにおいて実行された乗算演算の結果の切捨ては、デルタシグマ変調器の量子化器と同様に、出力にホワイトノイズとゲインとを加える。従って、ＩＩＲフィルタは、転置形式に設計され得て、乗算演算の切捨てがデルタシグマ変調器の出力量子化器において一体化され得る。
【００２１】
サブウーファクロスオーバーフィルタ１１４の場合において、ローパスフィルタは転置形式に設計され、典型的なＩＩＲ遅延要素は遅延積分器に置換され、通常の切捨て演算はシンプルなデルタシグマ変調器（例えば２次の５ビットデルタシグマ変調器）に置換される。このプロセスは図２Ａ〜２Ｂに示される。
【００２２】
図２Ａは、一般化された直接形式のＩＩＲフィルタ１１４のブロック図である。この例において、フィルタ１１４は、遅延２０１ａ〜２０１ｄのセットと、対応する係数ａ０、ａ１、ａ２、ｂ１またはｂ２による乗算の後に各遅延段２０１ａ〜２０１ｄの出力を加算する加算器２０２とを含む２次のＩＩＲフィルタである。量子化器２０６は、切捨て演算を実行することにより、乗算演算から生じたビット数を低減する。
【００２３】
フィルタ１１４は、図２Ｂにおいて等価な転置形式で示されており、そこでは、段ｈ１＝Ｚ−１であり、加算器２０２は２つの加算器２０５ａおよび２０５ｂに分割されている。直接形式のＩＩＲフィルタの転置形式への変換は、デジタル信号処理のテキスト（例えば、Ｐｒｏａｋｉｓ  ａｎｄ  Ｍａｎｏｌａｋｉｓ著「Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅｓ，Ａｌｇｏｒｉｔｈｍｓ  ａｎｄ  Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ」、Ｐｒｅｎｔｉｃｅ−Ｈａｌｌ（１９９６年））に記載されている。
【００２４】
図２Ｃに示されているように、図２Ｂの転置形式のフィルタの段２０３ａおよび２０３ｂが、関数Ｚ−１／（１−Ｚ−１）を有する遅延積分器２０４ａおよび２０４ｂに置換された場合において、係数ａ１およびａ０は０に設定され、ノイズシェーピング量子化器において乗算の結果の切捨てが行われる。その結果、フィルタ１１４は、図２Ｃに示されるトポロジー（本質的にはフィードバックデルタシグマ変調器のトポロジーである）を担う。具体的には、フィルタ１１４は、遅延積分器段２０４ａおよび２０４ｂのペアと、関連する入力加算器２０５ａおよび２０５ｂとを含み、それらは、フィードフォーワード係数ａ２およびフィードバック係数−ｂ２および−ｂ１とを実現する。この時点において、デジタルストリームへの係数ａ２、−ｂ２、および−ｂ１の乗算の結果の切捨てが、ノイズシェーピング量子化器２０６において実行され、ノイズシェーピング量子化器２０６は、好適には一様または一定のＳＴＦおよび低次のトポロジーを有する。ノイズシェーピング量子化器２０６の１つの例示的なトポロジーについて、図３とともに以下に記載する。ノイズシェーピング量子化器２０６は帯域外のノイズをさらに高周波数へとノイズシェーピングするために、加算器２０５ａおよび２０５ｂにフィードバックする必要のあるビット数は、有利なことに比較的少なくあり得る（例えば、図１Ａのシステム１００などのオーディオシステムに対して約５ビット）。同様に、ハードウェアまたはソフトウェアにおいて、フィードバック係数−ｂ２および−ｂ１による乗算の実現は比較的容易である。
【００２５】
図３は、ノイズシェーピング量子化器２０６の例示的なフィードフォーワード実施形態のブロック図である。ノイズシェーピング量子化器２０６は、約１の一定のＳＴＦ（換言すると、広い周波数帯域にわたり一様に均一な応答）と、量子化された出力をノイズシェーピングするために選択された全零（ａｌｌ  ｚｅｒｏ）ＮＴＦとを有する量子化器ループフィルタ３０１を含む。図３に示されたノイズシェーピング量子化器２０６の実施形態において、ＮＴＦは（１＋Ｚ−１）２であり、それにより、ナイキスト周波数において２位（ｔｗｏ  ｃｏ−ｌｏｃａｔｅｄ）のＮＴＦ零点が生成される。代替実施形態において、ＮＴＦと零点の位置とは、所望のノイズシェーピングにより変化し得る。
【００２６】
例示的な量子化器ループフィルタ３０１には、積分器段３０２ａ〜３０２ｂのペアと、入力加算器３０３と、出力加算器３０４とが含まれる。加算器３０４により、量子化器２０６への直接入力と、第１の積分器段３０２ａからの出力と、第２の積分器段３０２ｂからの出力とが量子化器３０５の入力へと加算される。量子化器３０５は、はめ込まれた量子化器の実施形態において第２のノイズシェーピング量子化器であり得て、ノイズシェーピング量子化器の入力加算器３０３と、図２Ｃに示されたフィルタ１１４の実施形態の加算器２０５ａおよび２０５ｂとに、ノイズシェーピングされたフィードバックを提供する。量子化器ループフィルタ３０１におけるノイズシェーピングの結果、切捨器３０５からの出力ビット数は比較的少なく、オーディオ用途において約５ビットである。
【００２７】
つまるところ図２Ｃに示されているように、フィルタ１１４の例示された実施形態は、サブウーファクロスオーバーフィルタとして非常に良く機能する。しかし、より高周波数のフィルタ（例えば、図１Ｂのハイパスクロスオーバーフィルタ１０９）に同一の原理を適用するためには、さらなる修正が必要である。図４は、本発明の原理によるハイパスクロスオーバーフィルタ１０９の一実施形態を示す。直前に記載したものと同一の設計手法を用いてローパスフィルタが設計される。各フィルタ１０９において、一次入力を定数（例えば０）に設定する。積分器４０１ａおよび４０１ｂならびに加算器４０２ａおよび４０２ｂからなる一次ループフィルタとノイズシェーピング量子化器４０３との間に、入力信号Ｘ（ｎ）を入れる。ノイズシェーピング量子化器４０３の出力部と加算器４０２ａおよび４０２ｂへのフィードバック入力部との間において、外側デルタシグマループ４０４により、入力信号Ｘ（ｎ）は、ノイズのようにシェーピングされる（換言すると、ハイパスされる）。
【００２８】
図５は、図１Ａに示されているような、本発明の原理を用いたシステム１００のローパスフィルタ１１０のデルタシグマ変調器（フィルタ）の実施形態のブロック図である。特に、デルタシグマフィルタ１１０は、第１のデルタシグマ変調器５０１を含み、第１のデルタシグマ変調器５０１は、通常、フィルタのＮＴＦベースバンドにおける全般的なノイズ減衰とＳＴＦ信号ゲインとを定める。本例において、第１のデルタシグマ変調器５０１は、極の複雑なセットにより定義されるローパスＳＴＦを有し、帯域外の周波数よりも高周波数に、ＮＴＦにおけるノイズの電力をシフトさせる。第２のデルタシグマ変調器５０２は、少なくとも１つの実数の極を実現し、第１のデルタシグマ変調器５０１により、帯域外の周波数にシフトされたノイズを減衰させる。第１のデルタシグマ変調器５０１からのサンプリングレートを増加させ、帯域外の量子化ノイズをさらに高周波数へとシフトさせるために、ゼロ次のホールド段（図示せず）が提供され得る。
【００２９】
好適な実施形態において、第１のデルタシグマ変調器５０１の量子化分解能（換言すると、出力ビット数またはレベル数）は、第２のデルタシグマ変調器４０２の量子化分解能よりも大きい。その結果、デルタシグマ変調器５０１は、システムにおいて量子化ノイズのレベルを制御する。その一方、デルタシグマ変調器５０２の量子化器は、次のＤＡＣ  １１１に、最適なインターフェースを提供するように設計される（図１Ｂを参照）。例えば、第２のデルタシグマ変調器５０２の量子化器がＨＤＡ規格のデータを出力する場合において、ＤＡＣ  １１１の大きさおよび複雑度は低減され得る。
【００３０】
図６Ａおよび図６Ｂは、それぞれ、図５の例示的な第１のデルタシグマ変調器５０１のＮＴＦおよびＳＴＦの極−零点プロットである。例示した実施形態において、第１のデルタシグマ変調器５０１は、図６Ａの６０１において概ね示されているように、データ変換器ＮＴＦにおいて、５つのバターワース極と、零周波数点（ｊ＝０）において５位（ｆｉｖｅ  ｃｏ−ｌｏｃａｔｅｄ）の零点とを生成する５次の変調器である。この例において、ＮＴＦの零点は分割されず、それにより、有利なことに、第１のデルタシグマ変調器５０１の構成に必要なハードウェアの量が低減される。図６Ｂに示されたＳＴＦに関しては、領域６０２に概ね示されるように、第１のデルタシグマ変調器５０１は、極のセットを生成する。領域６０１および６０２における複素数ＮＴＦおよびＳＴＦの極および零点の数、ならびにｚ平面内におけるそれらの位置は、所望の通過帯域減衰、通過帯域エッジの鋭さ、および、ループフィルタ段の数などの要素に依存し、実施形態毎に変わり得る。図６Ａおよび６Ｂの実施形態において、ＳＴＦの極は、６４ｆｓのオーバーサンプリングレートで約５０ｋＨｚのコーナー周波数のバターワース応答を生成するように選択されている。
【００３１】
好適には、図５の第２のデルタシグマ変調器５０２は、量子化分解能Ｑ２においてデータを入力し、量子化分解能Ｑ３においてデータを出力し、ここで、量子化分解能Ｑ２はＱ３における量子化よりも大きい。例えば、第２のデルタシグマ変調器５０２に８ビットデータを入力する例示した実施形態において、その結果得られた記録された出力は４ビットであり得る。
【００３２】
図７Ａおよび図７Ｂはそれぞれ、図５の第２のデルタシグマ変調器５０２に対する例示的なＮＴＦおよび例示的なＳＴＦのｚ平面における極−零点プロットである。図７Ａの例示的なｚ平面プロットにおいて、ＮＴＦは、４つの複素数の極と、２つの複素数の零点と、２位の実数の零点とを含む（概ね領域７０１に示されている）。図７Ｂに示されたＳＴＦは４つの複素数の極を含む（概ね領域７０２に示されている）。例示した実施形態において、ＳＴＦは一様に均一であるか、またはローパス応答を有し、ＮＴＦは１２８ｆｓのオーバーサンプリングレートにおいて約２００ｋＨｚの零ゲインクロスオーバー点を有する。第２のデルタシグマ変調器６０２に関しては、所望のフィルタリング機能とハードウェアのサイズおよび複雑さへの制限とに依存して、領域７０１および７０２における極および零点の数および位置は変わり得る。
【００３３】
図５の第１および第２のデルタシグマ変調器５０１および５０２に用いられるトポロジーは、好適にはシンプルであり、および／または低次である。図１の次のＤＡＣ  １１１は、第２のデルタシグマ変調器５０２により実行される量子化に依存して、実質的により小さくかつ単純になり得る。
【００３４】
発明の特定の実施形態について示し、記載してきたが、広い局面において本発明から逸脱することなしに本発明の変更および修正がされ得る。従って、添付の特許請求の範囲のでは、本発明の真の精神および範囲に含まれる上記変更および修正の全てにおよぶことを目的とする。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１Ａ】本発明の原理による例示的なオーディオシステムの高いレベルにおけるブロック図である。
【図１Ｂ】図１Ａに示されたハイデフィニションスーパーオーディオ（ＨＤＡ）プロセッサの例示的な実施形態のより詳細なブロック図である。
【図２Ａ】図１Ｂのバスクロスオーバーフィルタの利用に適した一般化された直接形式のＩＩＲフィルタのブロック図である。
【図２Ｂ】図２Ａに示されたＩＩＲフィルタの転置形式のブロック図である。
【図２Ｃ】図２Ｂの転置ＩＩＲフィルタに由来し、図１Ｂのローパスクロスオーバーフィルタにおける利用に適したノイズシェーピング量子化器の出力段を備えたローパスフィードバックフィルタである。
【図３】図２Ｃに示されたフィルタにおける利用に適したフィードフォーワードノイズシェーピング量子化器を示す。
【図４】図１Ｂのハイパスクロスオーバーフィルタにおける使用に適した本発明の原理によるハイパスフィルタのブロック図である。
【図５】図１Ｂに示されたローパス出力フィルタのデルタシグマ変調器−フィルタ実施形態のブロック図である。
【図６Ａ】図５のフィルタにおける第１のデルタシグマ変調器に対する例示的なＮＴＦのｚ平面における極−零点プロットである。
【図６Ｂ】図５のフィルタにおける第１のデルタシグマ変調器に対する例示的なＳＴＦのｚ平面における極−零点プロットである。
【図７Ａ】図５に示されたフィルタにおける第２のデルタシグマ変調器に対する例示的なＮＴＦのｚ平面における極−零点プロットである。
【図７Ｂ】図５に示されたフィルタにおける第２のデルタシグマ変調器に対する例示的なＳＴＦのｚ平面における極−零点プロットである。
【図１Ａ】
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【図１Ｂ】
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【図２Ｃ】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【国際調査報告】
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