(57)【要約】パルス幅変調出力の非同期シャットダウンを安全に扱う装置および方法。本発明の装置のシャットダウン回路は、パルス幅変調段の非同期シャットダウンを制御して、出力回路の適切な動作に影響を及ぼす虞がある、最小期間より短いパルス幅のパルス幅変調信号がパルス幅変調信号の遷移エッジで生じないことを確実にする。シャットダウン回路は、パルス幅変調信号を受け取ってパルス幅変調信号に対して第１の状態から第２の状態への信号遷移の開始を決定し、また、出力回路の駆動のシャットダウンを始動させるシャットダウン信号を受け取り、シャットダウン信号が終了している場合でも少なくともパルス幅変調信号が第１の状態に戻るまでシャットダウンを続ける。
2006512008.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
パルス信号に対して第１の状態から第２の状態への信号遷移の開始を決定し、また該信号遷移の開始後の最小期間を決定する第１の回路と、
接続回路のシャットダウンを始動させるシャットダウン信号を受け取る第２の回路であって、該信号遷移の開始後の最小期間が経過するまでシャットダウンを遅延させ、また該シャットダウン信号が終了している場合でも、少なくとも該パルス信号が該第１の状態に戻るまでシャットダウンを続ける第２の回路と、
を備えた、装置。
【請求項２】
前記パルス信号は、ドライバ段の切換を制御するパルス幅変調信号である、請求項１に記載の装置。
【請求項３】
前記接続回路は増幅器のドライバ段である、請求項１に記載の装置。
【請求項４】
前記シャットダウン信号は非同期信号である、請求項１に記載の装置。
【請求項５】
前記パルス信号は音声増幅器の切換段を駆動するパルス幅変調信号であり、前記シャットダウン信号は非同期信号である、請求項１に記載の装置。
【請求項６】
前記第１の回路は、前記最小期間を決定するために所定の値までカウントするカウンタを含む、請求項１に記載の装置。
【請求項７】
前記接続回路を損なう状態を監視し、前記状態が検出される場合は前記シャットダウン信号を生成する、前記第１および第２の回路に接続されたシャットダウン検出ロジック回路をさらに備えた、請求項１に記載の装置。
【請求項８】
出力段を駆動するために利用されるパルス幅変調信号を生成する変調器と、
該パルス幅変調信号を受け取って該パルス幅変調信号に対して第１の状態から第２の状態への信号遷移の開始を決定しまた該信号遷移の開始後の最小期間を決定するシャットダウン回路であって、該出力段の駆動のシャットダウンを始動させるシャットダウン信号もまた受け取って、該信号遷移の開始に続く最小期間が経過するまでシャットダウンを遅延させ、また該シャットダウン信号が終了している場合でも少なくとも該パルス幅変調信号が該第１の状態に戻るまでシャットダウンを続けるシャットダウン回路と、
を備えた、装置。
【請求項９】
前記シャットダウン信号は非同期信号である、請求項８に記載の装置。
【請求項１０】
オーディオ信号を受け取り、該オーディオ信号に対してフィルタリングおよび量子化を行って前記変調器からの前記パルス幅変調信号のパルス幅を制御するノイズ整形器をさらに備えた、請求項９に記載の装置。
【請求項１１】
出力段を損なう状態を監視し、前記状態が検出される場合は前記シャットダウン信号を生成する、前記シャットダウン回路に接続されたシャットダウン検出ロジック回路をさらに備えた、請求項９に記載の装置。
【請求項１２】
前記シャットダウン回路は、前記最小期間を決定するために所定の値までカウントするカウンタを含む、請求項１１に記載の装置。
【請求項１３】
前記出力段はオーディオ装置を駆動する、請求項９に記載の装置。
【請求項１４】
前記出力段はオーディオ負荷を駆動するスイッチングトランジスタを含む、請求項９に記載の装置。
【請求項１５】
デジタル信号プロセッサの一部である、請求項９に記載の装置。
【請求項１６】
前記出力段は、前記パルス幅変調信号によって制御されるスイッチング負荷を駆動する、請求項９に記載の装置。
【請求項１７】
前記出力段は相補トランジスタ対を含み、前記シャットダウン回路は反転および非反転パルス幅変調信号を個別に制御して該相補トランジスタ対を駆動する、請求項９に記載の装置。
【請求項１８】
非同期シャットダウンを扱う方法であって、
パルス幅変調信号に対して第１の状態から第２の状態への信号遷移の開始を決定することと、
該パルス幅変調信号の信号遷移の開始後の最小期間を決定することと、
シャットダウン信号の発生を検出することと、
該シャットダウン信号に応答して出力段のシャットダウンを始動させ、また該信号遷移の開始に続く最小期間が経過するまでシャットダウンを遅延させることと、
該シャットダウン信号が終了している場合でも少なくとも該パルス幅変調信号が第１の状態に戻るまでシャットダウンを続けることと、
を包含する、方法。
【請求項１９】
前記シャットダウン信号の発生は非同期に起こる、請求項１８に記載の方法。
【請求項２０】
前記最小期間を決定することは、クロックパルスを所定のカウント値までカウントすることによって実現される、請求項１９に記載の方法。
【請求項２１】
前記パルス幅変調信号はスイッチングドライバを駆動するために使用される、請求項１９に記載の方法。
【請求項２２】
前記パルス幅変調信号はオーディオアプリケーションのためのスイッチングドライバを駆動するために使用される、請求項１９に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、パルス幅変調装置の制御に関する。詳しくは、パルス幅変調装置を確実に安全にシャットダウンすることに関する。
【背景技術】
【０００２】
変換がデジタルで行われる音声増幅において切換モード出力段を使用することにより、デジタル信号入力から音声出力が可能になる。デジタル信号変換は様々な装置によって実現され得る。１つの特定の方法では、デジタル入力信号にフィルタリングおよび量子化を行って音声出力を生成するデルタ−シグマ（ΔΣ）変調器が利用される。１つの切換方法では、量子化器からのノイズ整形および量子化された信号がパルス幅変調器（ＰＷＭ）に送られ、その量子化信号の値がＰＷＭ出力のデューティサイクルを制御する。次にＰＷＭ出力が、負荷を駆動するために増幅器の出力段として利用されるスイッチング装置の動作を制御する。従って、フィルタリングされたデジタル信号は、ＰＷＭ信号のパルス幅を変調して、出力ドライブ段の負荷へのスイッチオンオフ時の持続時間を制御するために利用される。
【０００３】
ＰＷＭ駆動出力において、状況によっては出力をオフにする必要がある場合がある。典型的には、出力回路内のエラーは回路への危害の可能性を示すものであり得る。例えば、エラーは、出力装置を、過剰な電圧、電流および／または温度のように、ある回路パラメータに対してその安全動作限度を外れて動作させるという形をとり得る。増幅器の出力段の性能に影響を与え得る様々なエラー状態、これには増幅器に潜在的な損害を及ぼし得る状態も含まれる、を監視および検出するために様々な回路が装備され得る。これらの検出回路は、望ましくない状態が存在および／または持続している場合は出力ドライブをシャットダウンさせるためのシャットダウン信号を生成し得る。
【０００４】
しかし、シャットダウンがＰＷＭパルスのタイミングと非同期に生じる場合は、出力装置を制御するのに必要とされる最小幅より短いシャットダウンパルスを生成するという潜在的な危険が存在する。この状況は、出力ドライバのトランジスタを適切にオンオフするには通常はある大きさの最小パルス幅が必要であることによる。シャットダウンが出力段を制御するＰＷＭ信号の立ち上がりエッジの直後に始動される場合、またはシャットダウンがその立下りエッジの直前に解除される場合は、シャットダウン制御信号は負荷を駆動するのに不適切なＰＷＭ信号を生成する結果となり得る。パルス幅が不十分な不適切なＰＷＭ信号は出力段を適切に駆動しない虞、および／または出力段を所望の状態ではない他の状態にする虞がある。従って、ＰＷＭ回路のシャットダウンが非同期信号に依る場合は、音声増幅器などの増幅器の出力ドライブ段を制御するために最小選択パルス幅より短いＰＷＭ信号が生成されないことを確実にするために、ある形態のタイミング制御が必要とされ得る。
【発明の開示】
【課題を解決するための手段】
【０００５】
パルス幅変調出力の非同期シャットダウンを安全に扱う装置および方法が提供される。シャットダウン回路はパルス幅変調信号を受け取り、パルスの開始の時点で信号遷移の開始を決定する。シャットダウン回路はまた、信号遷移の開始後の最小期間を決定する。シャットダウン回路は、出力段へのドライブのシャットダウンを始動させるためにシャットダウン信号を受け取るとき、信号遷移の開始から最小期間が経過するまでこのシャットダウンを遅延させる。パルスの終端でシャットダウンの解除を制御するときは、シャットダウン信号が終了している場合であっても、少なくともパルス幅変調信号が非パルス状態に戻るまで出力のシャットダウンを続ける。この非同期シャットダウンの制御により、出力回路の適切な動作に影響を及ぼす虞のある、最小期間より短い幅のパルス幅変調信号が生じないことが確実になる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００６】
本発明の実施形態を例を挙げて示すが、これらは限定を目的とするものではない。添付の図面では類似の参照番号は類似の構成要素を示すために利用される。
【０００７】
図１に示す回路ブロック図では、非同期シャットダウン方式が本発明の１つの実施形態として実現される。本発明のこの特定の実施形態を、負荷を駆動するためにオーディオアプリケーションで利用されるパルス幅変調器に関連して述べる。図１では、回路１００は、ノイズ整形段（「ノイズ整形器（ｎｏｉｓｅ  ｓｈａｐｅｒ）」）１０１と、パルス幅変調段（「ＰＷＭ変調器」）１０２と、シャットダウン検出ロジック段（「シャットダウンロジック」）１０３と、安全シャットダウン段（「シャットダウン回路」）１０４と、出力ドライブ段（「出力ドライバ」）１０５とを有するものとして示されている。回路１００への入力は典型的にはデジタルオーディオ信号であり、ノイズ整形器１０１の入力部に入力される。回路１００からの出力は出力ドライバ１０５によって提供され、出力ドライバからの増幅オーディオ信号がオーディオスピーカー（「負荷」）１０６などの周辺装置を駆動する。
【０００８】
図示したこの特定の実施形態では、デジタルオーディオ信号がノイズ整形器１０１に入力され、このデジタルオーディオ信号にフィルタリングおよび量子化が行われて、ノイズ整形器１０１の出力部に量子化デジタルオーディオ信号が提供される。様々なノイズ整形回路を利用し得るが、ノイズ整形器１０１はフィルタ１１１および量子化器１１２を利用する。ノイズ整形器１０１の出力部に生成された量子化信号はノイズ整形された信号であり、これが変調器１０２を駆動する。量子化器１１２からの出力信号はまた、加算ノード１１３を介してフィルタ１１１の入力部にフィードバックされる。フィードバックされた信号は加算ノード１１３でデジタルオーディオ入力信号と合成される。１つの特定の実施形態では、ノード１１３、フィルタ１１１および量子化器１１２をデルタ−シグマ（ΔΣ）段として用いて、デジタルオーディオ信号をノイズ整形信号に変換する。フィルタ１１１は典型的には、デジタルオーディオ信号にフィルタリングを行うローパス（「ＬＰ」）フィルタであり、量子化器１１２がノイズ整形出力信号を生成する。ノイズ整形信号が、ＰＷＭ変調器１０２を駆動するために変調信号として用いられるべき入力デジタル信号に対応する。様々なΔΣ段をノイズ整形器１０１で使用できるように容易に適応させ得る。
【０００９】
様々な変調器を用い得るが、回路１００で示す実施形態は、パルス幅変調器（ＰＷＭ）を利用してパルス信号を生成する。ここではパルス幅はノイズ整形器１０１からのノイズ整形信号によって制御される。従って、ノイズ整形器１０１の入力部のオーディオデジタル信号が実質的にＰＷＭ変調器１０２からのＰＷＭ信号のパルス幅を制御する。変調器の出力部は安全シャットダウン回路１０４に接続され、ここで変調器の出力信号がさらに処理される。ＰＷＭ信号はシャットダウンロジック１０３からのシャットダウン信号の状態およびタイミングに基づいて調整され得るため、シャットダウン回路１０４からの出力信号が認定（ｑｕａｌｉｆｉｅｄ）ＰＷＭ出力信号として定義される。認定ＰＷＭ出力信号は出力ドライバ１０５を駆動するために使用される。
【００１０】
後で詳述するように、シャットダウン回路１０４はシャットダウン検出ロジック１０３からシャットダウン制御信号を受け取る。シャットダウン回路１０４はまた、出力ドライバ１０５の安全なシャットダウンのための最小タイミング要件を制御するための最小パルス入力値を受け取る。シャットダウンロジック１０３は１つまたはそれ以上の回路および／または環境パラメータを監視して、シャットダウン状態をいつ始動させるべきかを検出する。図示する特定の実施形態では、シャットダウンロジック１０３は電圧、電流および温度入力を受け取り、これにより電圧、電流および温度値のうちの１つまたはそれ以上を監視して、回路１００の動作にとって懸念となり得る状態または潜在的な状態を検出するために利用し得るようにする。典型的には、この懸念とはドライバ１０５の安全動作に対するものである。例えば、電圧を監視して、出力トランジスタを損なう虞のある過電圧状態であるかどうかを調べてもよい。同様に、過剰な熱または電流により出力ドライブに過電流状態が生じる場合がある。これらの場合は、出力パワー段の永久または臨時シャットダウンを始動させて、出力回路または出力段によって駆動される装置（外部負荷など）への損害を防いでもよい。電圧、電流および温度以外のパラメータを監視および／または検出してもよい。
【００１１】
従って、このような状態または潜在的な状態が検出されると、シャットダウンロジック１０３はシャットダウン信号を生成して、シャットダウン回路１０４に提供する。シャットダウン回路１０４はシャットダウン信号を受け取ると、シャットダウン回路１０４に内蔵されたある一定の制約に従って出力ドライバ１０５をシャットダウンさせる。後述する特定の実施形態では、シャットダウン回路１０４はＰＷＭ変調器１０２からのＰＷＭ信号およびシャットダウンロジック１０３からのシャットダウン信号の両方を監視し、また出力ドライバ１０５の非同期安全シャットダウンを提供することに応じて応答の追跡を行う。
【００１２】
図２は、認定ＰＷＭ信号２０２を生成するための認定シャットダウン信号２０１の生成を示すための波形図２００である。非同期シャットダウンに関連する問題を、シャットダウン回路１０４を利用しない場合に生成されるであろう例示的なＰＷＭ信号２１０において示す。ＰＷＭ信号は典型的には出力装置の駆動を変調する。典型的には、これらのドライバはハイパワー装置である。このような例の１つは、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を使用することであり、ＦＥＴはゲート駆動される。ＦＥＴの適切な応答（オンオフ）を確実にするためには、ＦＥＴのゲートへの駆動パルスは最小パルス幅期間に適合するかまたはこれを超える必要がある。最小パルス幅期間より短いＰＷＭパルスであれば、ＦＥＴが十分にオンまたはオフすることは保証し得ない。従って、出力ドライバ１０５へのＰＷＭ信号は安全な最小パルス幅期間を有するべきである。最小期間に満たないかまたはこれを保証できない場合は、ＰＷＭ信号を生成する必要はない。最小ＰＷＭパルス幅要件により、潜在的に危害を及ぼし得る駆動信号は、このような駆動信号ではドライバ１０５が過剰な電流および潜在的な損害を避け得るほどに十分に速くオフにならない虞があるため、ドライバ段１０５には送られないことが確実にされる。
【００１３】
図２では、ＰＷＭ変調器１０２からの出力は基準ＰＷＭ信号２２０として示され、シャットダウンロジック１０３からのシャットダウン信号は非同期シャットダウン信号２２１として示されている。また基準ＰＷＭ信号２２０の開始時の最小パルス期間２１５および基準ＰＷＭ信号２２０の終端での最小パルス期間２１６も示されている。これら２つの期間２１５および２１６は、基準ＰＷＭ信号２２０の状態に再び変化が起こる前の所望の最小時間を例示している。従って、基準ＰＷＭ信号２２０が遷移（図２に示す例ではｌｏｗからｈｉｇｈへ）すると、ドライバ段１０５内の装置が確実に適切にオンオフするためには、基準ＰＷＭ信号２２０は最小期間２１５の間は再び遷移してはいけない。同様に、他端部では、基準ＰＷＭ信号２２０は期間２１６内では２度遷移してはいけない。通常ほとんどのアプリケーションでは、その必要がない場合でも期間２１５および２１６はほぼ等しくされる。
【００１４】
図２において、シャットダウン信号２２１はドライブ段１０５をシャットダウンするために利用される。シャットダウン信号２２１は、シャットダウン信号２２１が基準ＰＷＭ２２０に対していかなる時点でも生じ得るように非同期とされ得る。例示的なＰＷＭ信号２１０は、ＰＷＭ信号２２０がアクティブになった（この例ではｈｉｇｈに遷移した）後最小期間２１５内にシャットダウン信号２２１が生じる状況、およびＰＷＭ信号２２０がｌｏｗに遷移する前の最小期間２１６内にシャットダウン信号２２１が終了する状況を例示している。これらの状況のいずれかが生じると、出力ドライバ１０５に送られるＰＷＭ信号は所望の最小期間より短いパルス幅となる虞がある。この望ましくないＰＷＭパルスを例示的なＰＷＭ信号２１０で示している。従って、基準ＰＷＭ信号２２０の立ち上がりエッジの開始後最小パルス期間２１５以内にシャットダウン信号２２１が始まる場合は、ＰＷＭ信号２１０の第１のパルスは、必要な最小パルス期間２１５より短いパルス幅となる。同様に、シャットダウン信号２２１がｌｏｗになった後続けて基準ＰＷＭ信号２２０がｌｏｗとなる場合は、ＰＷＭ信号の第２のパルスは必要な最小パルス期間２１６より短いパルス幅となり得る。
【００１５】
このように、非同期シャットダウン信号２２１が変調器１０２からの基準ＰＷＭ信号２２０の立ち上がりエッジ後に始まり、これら２つの遷移のタイミング間隔が最小パルス期間２１５より短い場合は、一方または両方の状態が現れる虞がある。同様に、終端部では、基準ＰＷＭ信号２２０がｌｏｗとなる前にシャットダウン信号２２１がｌｏｗとなる場合もまた、シャットダウン信号２２１と基準ＰＷＭ信号２２０とのタイミング間隔がタイミング期間２１６より短い場合はＰＷＭパルス幅が短いという事態が生じ得る。従って、シャットダウンがＰＷＭパルスに対して非同期に生じる場合は、シャットダウンが基準ＰＷＭ信号の立ち上がりエッジ直後にアクティブにされるとき、またはシャットダウンが基準ＰＷＭ信号の立下りエッジ直前に解除されるときのような、必要な最小幅より短い出力ＰＷＭパルスを生成するという潜在的な危険が存在する。「短い」とは、シャットダウン信号の立ち上がりまたは立下りエッジが最小パルス期間２１５／２１６以内に生じることであると定義される。得られるパルス幅が少なくとも最小期間２１５／２１６であることを確実にするために、認定シャットダウン信号２０１を生成して基準ＰＷＭ信号２２０に代わって出力ドライバ１０５へのＰＷＭ駆動を制御するようにされる。
【００１６】
立ち上がりエッジでの問題に取り組むために、解決策の１つの例としては、シャットダウンが期間２１５以外の期間で生じると直ちに認定シャットダウン信号２０１をアクティブにすることがある。シャットダウン信号２２１が期間２１５内で始動しても、認定シャットダウン信号２０１は期間２１５の経過後までは始動されない。従って、図２に示すように、認定シャットダウン信号２０１の立ち上がりエッジは最小期間２１５が経過するまで生じない。最小期間２１５が経過すると、認定シャットダウン信号２０１はｈｉｇｈになることができ、この結果、シャットダウン回路１０４の出力部の認定ＰＷＭ信号２０１はｌｏｗになる。
【００１７】
立下がりエッジでの問題への解決策の例としては、基準ＰＷＭ信号２２０がｌｏｗになるまで認定シャットダウン信号２０１を解除しないことがある。従って、シャットダウン信号２２１がｌｏｗになったとしても、基準ＰＷＭ信号２２０がｌｏｗになるまでは認定シャットダウン信号２０１はｈｉｇｈのままである。認定ＰＷＭ信号２０１は、シャットダウン回路１０４から送られる認定ＰＷＭ信号２０２が認定シャットダウン信号２０１に応答するようにシャットダウンのタイミングを制御するために利用される。従って、例示した認定ＰＷＭ信号２０２の波形では、１つのアクティブパルスのみが示されている（非補償の波形２１０では２つであるの対して）。認定ＰＷＭ出力信号２０２の１つのパルスは、少なくとも確立された最小期間２１５のパルス幅を有する。
【００１８】
シャットダウン回路１０４の１つの例示的な回路３００を図３に示す。回路３００はＰＷＭ変調器１０２から基準ＰＷＭ信号を、そしてシャットダウンロジック１０３からシャットダウン信号を受け取る。回路３００の第１の部分はＶＡＬＩＤ信号を生成する。この信号はシャットダウン信号と組み合わせて使用されて回路３００の第２の部分で認定シャットダウン信号が生成される。図３はまた反転認定シャットダウン信号（シャットダウン信号に相補）を提供する第２の部分も示している。反転認定シャットダウン信号は基準ＰＷＭ信号と組み合わされて、出力ドライバ１０５を駆動するために利用される認定ＰＷＭ信号を生成する。
【００１９】
基準ＰＷＭ信号は分割されてＡＮＤゲート３０１の一方の入力部に入力される。ＡＮＤゲート３０１の第２の入力部は遅延反転基準ＰＷＭ信号を受け取る。遅延要素３０５（遅延を「Δ」で示す）は遅延を提供する。遅延は、この場合は、クロックサイクル遅延（１クロックサイクル幅パルスの遅延）である。例示的な回路３００は多くの遅延要素（遅延要素３０５、３１２、３１３および３１８など）を有する。クロック回路の接続は示していないが、これらの遅延要素３０５、３１２、３１３および３１８、カウンタ３０３ならびにＳ−Ｒフリップフロップ３１５は通常は同期クロック信号によってクロック駆動される。１つの実施形態では、この同期クロック信号はＰＷＭパルスのタイミングのクロック駆動に利用されるものと同じクロック信号（ｐｗｍ＿-ｃｌｋ）である。従って、遅延要素は様々な遅延を提供するための同期クロック駆動を実現する。
【００２０】
以下の説明では、回路３００に関連して同期の実現が示される。従って、同期の実現により、ＡＮＤゲート３０１は、基準ＰＷＭ信号が状態変化するたびにクロックサイクル遅延を生成する。ＡＮＤゲート３０１からの出力信号（ＰＯＳ＿ＥＤＧＥとして示す）はＡＮＤゲート３０２の反転入力部に送られる。ＰＯＳ＿ＥＤＧＥはまたカウンタ３０３をセットするために送られる。比較器３０４はカウンタ３０３の出力を最小パルスに対応する値（ＭＩＮ＿ＰＵＬＳＥ）（例えば、ＰＷＭ信号２１０のパルスの最小期間）と比較し、カウンタ３０４からの比較出力信号はＡＮＤゲート３０２の第２の入力部に送られる。ＡＮＤゲート３０２からの出力信号がＶＡＬＩＤ信号である。ＶＡＬＩＤ信号はまた反転されてカウンタ３０３のイネーブル入力部にフィードバックされ、カウンタをイネーブルにする。同期クロック信号（ｐｗｍ＿-ｃｌｋなど）は回路３００の図には示されていないが、同期クロック駆動を提供してカウンタ３０３がひとたびセットされるとカウンタ３０３を可能にする。
【００２１】
ＶＡＬＩＤ信号は、シャットダウンを始動させるのに有効ではないとき（例えば、基準ＰＷＭ信号のｈｉｇｈへの遷移に続く最小期間の間）以外は常時ｈｉｇｈである。最小期間は、カウンタ３０３の出力との比較のために比較器３０４に入力されるＭＩＮ＿ＰＵＬＳＥの値を選択することによって決定される。入力時の正のエッジがＰＯＳ＿ＥＤＧＥとして示される１クロックサイクル幅のパルスを引き起こす。ＰＯＳ＿ＥＤＧＥパルスによりＶＡＬＩＤ信号がｌｏｗになりカウンタ３０３をイネーブルにする。次のクロックエッジで、カウンタ３０３は同期して１にセットされ、カウンタシーケンスを開始する。カウンタ３０３はクロックサイクルでカウントを開始し、比較器３０４はカウンタ３０３の出力をＭＩＮ＿ＰＵＬＳＥの値と比較する。比較の出力と反転ＰＯＳ＿ＥＤＧＥ信号とがＡＮＤゲート３０２に送られてＶＡＬＩＤ信号を生成する。カウンタ３０３がイネーブルになると、カウンタ出力（ＣＯＵＮＴＥＲ）はＭＩＮ＿ＰＵＬＳＥとして選択されたカウント値と比較される。ＣＯＵＮＴＥＲがＭＩＮ＿ＰＵＬＳＥの値に達するまではＡＮＤゲート３０２からの比較器の出力はｌｏｗでありＶＡＬＩＤ値をｌｏｗに保つ。ＭＩＮ＿ＰＵＬＳＥの値に達すると比較器３０４の出力は変化してＶＡＬＩＤを再びｈｉｇｈにする。この時点で、最小期間（ＭＩＮ＿ＰＵＬＳＥによって設定）は経過し、シャットダウンが始動し得るようにＶＡＬＩＤはｈｉｇｈになる。ＶＡＬＩＤが再びｈｉｇｈになると、カウンタ３０３はディスエーブルとなる。
【００２２】
次に回路３００の第２の部分は、ＶＡＬＩＤ信号を使用してシャットダウン信号と組み合わせて反転認定シャットダウン信号を生成する。図示するように、シャットダウン信号およびＶＡＬＩＤ信号がＡＮＤゲート３１０に入力される。シャットダウン信号および基準ＰＷＭ信号が反転されてＡＮＤゲート３１１に入力される。２つの遅延要素３１２および３１３を用いて非同期シャットダウン信号のサンプリングを同期させ準安定性を取り除く。非同期の実現では、このような同期要素は通常は用いられない。
【００２３】
ＡＮＤゲート３１０の出力はＳ−Ｒフリップフロップ３１５のセット（「Ｓ」）入力部に送られ、ＡＮＤゲート３１１の出力はフリップフロップ３１５のリセット（「Ｒ」）入力部に送られる。同期の実現では、Ｓ−Ｒフリップフロップ３１５はｐｗｍ＿ｃｌｋなどによってクロック駆動される。回路３００のこの特定の実施形態では、ゲート３１０の出力がロジックｈｉｇｈ（１）であるときは、フリップフロップ３１５の出力はｐｗｍ＿ｃｌｋの次の正のエッジで１にセットされる。同様に、ゲート３１１の出力がロジックｈｉｇｈ（１）であるときは、フリップフロップ３１５の出力はｐｗｍ＿ｃｌｋの次の正のエッジでロジックｌｏｗ（０）となる。
【００２４】
フリップフロップ３１５の出力およびＡＮＤゲート３１０の出力はＮＯＲゲート３１６に入力される。ＮＯＲゲート３１６の出力は反転認定シャットダウン信号を提供し、この信号と基準ＰＷＭ信号とがＡＮＤゲート３１７に入力される。このゲート３１０からＮＯＲゲート３１６へのＳ−Ｒフリップフロップ３１５を介する接続により、回路３００はアクティブのシャットダウン信号への応答を高速化することができる。他の実施形態では、この接続は省略して、シャットダウンへの応答の遅延がさらに１クロックサイクル加わるという犠牲を払って、どれかのロジックをセーブしてもよい。
【００２５】
ＡＮＤゲート３１７の出力が、出力ドライバ１０５に送られる認定ＰＷＭ信号である。ＡＮＤゲート３１７の出力部では遅延要素３１８が用いられる。１つの特定の実施形態では、遅延要素３１８は「デグリッチ」Ｄタイプフリップフロップである。
【００２６】
シャットダウン信号は典型的にはシャットダウン回路３００より外部で、例えばシャットダウンロジック１０３によって生成され、シャットダウン信号は通常はＰＷＭ回路のクロックとは非同期に生成される。ダブルゲート遅延により準安定性のリスクが最小限にされる。ＶＡＬＩＤ信号が非同期のシャットダウン信号を同期させて、シャットダウンがイネーブルとなる時を確保する。同期したシャットダウン信号ＶＡＬＩＤがｈｉｇｈでシャットダウンが許可されたことを示すと、同期Ｓ−Ｒフリップフロップ３１５が次のクロックエッジでセットされる。フリップフロップ３１５の出力およびＳ入力がＮＯＲゲート３１６に入力され、反転認定シャットダウン信号を生成する。Ｓ−Ｒフリップフロップ３１５はＶＡＬＩＤがｌｏｗとなり且つ基準ＰＷＭ入力がｌｏｗとなるときのみリセットされる。
【００２７】
従って、シャットダウンがアクティブになりＶＡＬＩＤがｈｉｇｈであるとき、セット信号は反転認定シャットダウン信号をｌｏｗにして、入力基準ＰＷＭ信号の状態が回路３００から出力されるようにする。最初のクロックサイクル後、Ｓ−Ｒフリップフロップ３１５は、解除が許可されるまで反転認定シャットダウン信号をｌｏｗに維持するようセットされる。入力基準信号がｈｉｇｈである限り（シャットダウン信号の状態に係わりなく）認定ＰＷＭ信号はｈｉｇｈのままである。反転認定シャットダウン信号と基準ＰＷＭ入力信号が共にｌｏｗであるとき、認定ＰＷＭ信号はｌｏｗとなる。フリップフロップ３１５によって、いかなるロジックレース状態でも出力にスパイクが確実に生成されないようにされる。
【００２８】
図２の波形は回路３００の動作により実現される。認定シャットダウン信号２０１は実際にはＮＯＲゲート３１６の出力部での反転信号である。この反転は単に回路３００の様々なロジック装置の設計ロジックによるものである。
【００２９】
図４は、ＰＷＭのｈｉｇｈおよびｌｏｗ側駆動信号相補セットを利用して相補トランジスタ対４２１および４２２を駆動する実施形態を示す。安全シャットダウン回路４００は、回路３００と同等に動作するが、この場合は相補トランジスタ対４２１および４２２を駆動する。相補トランジスタ対４２１および４２２は、出力ライン４２３をＶｐ（Ｈ側）とＶｎ（Ｌ側）との間で切り換えるために、ゲートドライバ４０５からのｈｉｇｈ（「Ｈ」）およびｌｏｗ（「Ｌ」）として示される相補信号によって駆動される。図１のノイズ整形器１０１およびＰＷＭ変調器１０２がこの場合も用いられて、基準ＰＷＭ信号を生成する。図１のシャットダウンロジック１０３もまた利用され、ある一定の回路および／または環境パラメータに基づいてシャットダウン信号を生成する。基準ＰＷＭ信号は分割されて非反転（Ｈ側）および反転（Ｌ側）ＰＷＭ信号をシャットダウン回路４０４に提供する。図４では、反転器４０７が反転を提供する。シャットダウンロジックからのシャットダウン信号もまたシャットダウン回路４０４に入力される。
【００３０】
シャットダウン回路４０４は、安全シャットダウン回路Ｈおよび安全シャットダウン回路Ｌとしても示される２つの部分４１１および４１２を有する。部分４１１および４１２は共にシャットダウン信号を使用する。部分４１１および部分４１２は個別に、およびＬ部分４１２がＨ部分４１１とは反転して動作すること以外は同等にシャットダウン回路１０４を動作させる。
【００３１】
図５はシャットダウン回路４１２のための１つの例示的な波形図５００を示す。波形図５００は、波形図５００のＰＷＭ信号はＨおよびＬ成分に分割されること以外は、図２の波形図２００と同等である。２つの分離認定シャットダウン信号が用いられ得るが、これら２つは、単一の認定シャットダウン信号に合体されてもよく、これを図５に示す。従って、上述のように、ｈｉｇｈおよびｌｏｗ側それぞれのための基準ＰＷＭパルスのエッジ後の最小パルス期間内ではシャットダウンの発生は許されず、またシャットダウンはエッジが各基準ＰＷＭ信号上に検出されるまで解除されない。
【００３２】
従って、パルス幅変調出力の同期シャットダウンを安全に扱う装置および方法について述べた。上述の実施形態は一般にオーディオＰＷＭ信号と共に利用され、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）において実現され得る。よって、回路１００は本発明を具現化する１つの実施態様にすぎず、本発明の非同期シャットダウン方式を具現化するために他の応用および実施形態が容易に利用可能である。他の実施形態は１つまたはそれ以上の遅延要素での非同期遅延を利用し得る。従って、遅延要素においてまたはフリップフロップ３１５に対してゲート遅延および他のタイプの伝送遅延を利用し得る。同様に、他の実施形態ではカウンタ３０３は非同期遅延（ＲＣタイミング遅延など）を用い得る。
【００３３】
他の技術領域において、本発明の他の実施形態を容易に具現化し得る。例えば、本発明はモータ制御、切換モード電源および照明安定器などと共に具現化し得る。非同期シャットダウンの安全な扱いにより、出力を乱すか歪める虞または出力に負荷として接続される装置を損なう虞のある、スパイクや短パルス（例えばＭＩＮ＿ＰＵＬＳＥの幅より短いパルス）を生じさせることなく適切なシャットダウンを実行することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３４】
【図１】図１は、シャットダウンを安全に扱うために非同期シャットダウン回路を利用するＰＷＭ増幅器の実施形態の回路ブロック図を示す。
【図２】図２は、図１のシャットダウン回路のための様々なＰＷＭおよびシャットダウン信号の波形図を示す。
【図３】図３は、図１のシャットダウン回路に対して実現され得る１つの回路の例示的な実施形態を示す。
【図４】図４は、相補スイッチングトランジスタ対に安全なシャットダウンを提供するための別の実施形態の回路ブロック図を示す。
【図５】図５は、図４のシャットダウン回路のための様々なＰＷＭおよびシャットダウン信号の波形図を示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【国際調査報告】
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