(57)【要約】  入力電源電圧（Ｖ１）を入力電源（２０）から受信するとともに、対応する第１の安定化された出力電源電圧（Ｖ２）及び少なくとも一つの第２の出力電源電圧（Ｖ４）を発生するスイッチモード電源装置（２００）を提供する。装置（２００）は、（ａ）第２の出力を発生する端子（ＮＳ１）を有する誘導性構造（ＴＲ１）と、（ｂ）入力電源（２０）と誘導性構造（ＴＲ１）との間で結合され、スイッチングによって電流を誘導性構造（ＴＲ１）に供給するスイッチング構造（ＳＷ１）と、（ｃ）第２の出力を受信するとともに、第１の安定化した出力電源電圧（Ｖ２）を発生する主要な整流構造（Ｄ１，Ｃ１）と、（ｄ）スイッチング構造（ＳＷ１）の動作を調整するために、第１の安定化された出力電源電圧（Ｖ２）と少なくとも一つの基準（３０）とを比較して、第１の出力電源電圧（Ｖ２）を安定して維持する帰還構造（ＡＭＰ１）と、（ｅ）帰還構造（ＡＭＰ１）によって安定化を行う信号を受信するために、誘導性構造（ＴＲ１）の端子に結合したキャパシタ（Ｃ３）を具える電圧乗算器を具え、少なくとも一つの第２の出力電圧（Ｖ４）を発生する第２の整流構造（２１０）とを有する。
2006529078.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電源電圧を入力電源から受信するとともに、対応する第１の安定化された出力電源電圧及び少なくとも一つの第２の出力電源電圧を発生し、
（ａ）第２の出力を発生する端子を有する誘導性手段と、
（ｂ）前記入力電源と前記誘導性手段との間で結合され、スイッチングによって電流を前記誘導性手段に供給するスイッチング手段と、
（ｃ）前記第２の出力を受信するとともに、前記第１の安定化された出力電源電圧を発生する第１の整流手段と、
（ｄ）前記スイッチング手段の動作を調整するために、前記第１の安定化された出力電源電圧と少なくとも一つの基準とを比較して、前記第１の出力電源電圧を安定して維持する帰還手段と、
（ｅ）前記帰還手段によって安定化を行う信号を受信するために、前記誘導性手段の端子に結合したキャパシタを具える電圧乗算器を具え、前記少なくとも一つの第２の出力電圧を発生する第２の整流手段とを有することを特徴とするスイッチモード電源装置。
【請求項２】
前記第１及び第２の整流手段のそれぞれの電圧降下を少なくとも部分的に相殺して前記少なくとも一つの第２の出力電源電圧の前記電圧降下への依存が少なくなるように、前記第１及び第２の整流手段を互いに接続することを特徴とする請求項１記載の装置。
【請求項３】
前記第１及び第２の整流手段に含まれるダイオードが、同期整流器として機能するスイッチング装置を具えることを特徴とする請求項１記載の装置。
【請求項４】
前記第１の出力電源電圧及び少なくとも一つの第２の電源電圧を、ほぼ対称な正電圧及び負電圧としたことを特徴とする請求項１記載の装置。
【請求項５】
前記第２の整流手段が、インダクタ及び整流ダイオードを更に具えることを特徴とする請求項１記載の装置。
【請求項６】
前記インダクタが、前記誘導性手段と磁気的に結合されないことを特徴とする請求項５記載の装置。
【請求項７】
前記第２の整流手段が、前記少なくとも一つの第２の出力電源電圧に先行するとともに前記少なくとも一つの第２の出力電圧のスイッチングリップルを減衰するローパスフィルタを有することを特徴とする請求項１記載の装置。
【請求項８】
前記キャパシタが、前記誘導性手段の巻線を通じて端子に結合されることを特徴とする請求項１記載の装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチモード電源装置（ＳＭＰＳ）に関し、特に、本発明は、複数の安定化した出力を発生しながらそのような安定化を行う際に単一の帰還ループのみを用いるＳＭＰＳに関するが、これに限定されるものではない。
【背景技術】
【０００２】
スイッチモード電源装置（ＳＭＰＳ）は、広く知られており、少し言及するとコンピュータや、家電や、バッテリ充電器のような様々な装置で用いられている。交流（ａ．ｃ．）幹線給電を受信するとともに、安定された直流（ｄ．ｃ．）出力を発生するように形成するとき、ＳＭＰＳは、通常、１次巻線がスイッチング配置を通じて整流交流幹線給電に結合する変成器を有し、２次巻線が、整流配置を通じて、安定化された直流出力を発生する蓄電配置に結合され、帰還配置が、直流出力を所望の電位に安定化するようスイッチング配置の動作を制御するために蓄電配置及びスイッチング配置に結合される。
【０００３】
これらの広範囲に及ぶ使用を考慮すると、ＳＭＰＳの他の多数の回路配置が知られている。例えば、ＳＭＰＳ回路配置は、米国特許第４，５１７，６３３号、米国特許第５，８３５，３６０号及び米国特許出願第２００１／００２８５７０号に記載されている。
【０００４】
上記米国特許第５，８３５，３６０号において、二つの出力回路を有するＳＭＰＳが記載されており、出力回路の一方は、ＳＭＰＳの入力スイッチング装置の制御によって直接安定化され、他方は間接的に安定化される。そのような間接的な安定化は、第１及び第２出力回路の巻線を具えるエネルギー蓄積磁気コアの周りを同様に巻かれた他の巻線によって行われる。他の巻線は、出力回路の比較的低い電圧のものと比較的高い電圧の出力回路との間に接続される。さらに、低電圧回路に軽い負荷をかけたときに結合回路が高電圧出力から低電圧出力まで電流を流すことができるように、他の巻線が接続され、結合電流は、低電圧出力の負荷が増大するに従って減少することができる。磁気コアの周りの三つの巻線を利用することによって、更に大きい共通の磁気結合を達成することができ、その結果、作動中の出力の安定化が向上する。
【０００５】
関連で本発明と比較するために、ＳＭＰＳの現在知られている形態を、図１及び２を参照して説明する。図１において、簡単なフライバックＳＭＰＳは、一般に１０によって示され、スイッチング装置ＳＷ１と、帰還制御増幅器ＡＭＰ１と、整流ダイオードＤ１と、電解キャパシタＣ１と、基準電圧Ｖ３を発生する電圧基準３０とを具える。増幅器ＡＭＰ１は、アナログ制御増幅器、のこぎり波発振器及びアナログコンパレータ（図示せず）を有し、アナログ増幅器は、反転入力信号（−）及び非反転入力信号（＋）を受信するとともに、これら反転入力信号と非反転入力信号との間の増幅された差に対応する増幅されたアナログ出力信号を発生するように構成され、のこぎり波発生器は、アナログのこぎり波波形信号を発生するように配置され、コンパレータは、増幅された出力信号及びのこぎり波信号を受信するとともにこれらを比較して矩形波出力信号を発生するように配置され、矩形波出力信号のマーク対スペース比は、アナログ出力信号の電位に対するのこぎり波波形の電位に応じて可変であり、矩形出力波形は、スイッチング装置ＳＷ１を駆動するのに適切である。変成器ＴＲ１は、共通のコアでそれぞれ磁気的に結合した１次巻線ＮＰ１及び２次巻線ＮＳ１を有する。２次巻線ＮＳ１は、ダイオードＤ１を通じて、作動中に出力電圧Ｖ２が現れる電気的な負荷ＬＤ１に並列に接続したキャパシタＣ１に接続される。１次巻線ＮＰ１は、スイッチング装置ＳＷ１の電力端子を通じて、作動中に電位Ｖ１が現れる入力電源２０に結合される。したがって、ＳＭＰＳ１０は、図１に示したように互いに接続される。電源２０は、分離のために変成器ＴＲ１が利用されないときに接地電位ＧＮＤに任意に接続される。
【０００６】
作動中、装置ＳＷ１は、導通期間ｔ１の間に電流Ｉｓを繰り返し流し（時間ｔの関数として波形を示す挿入グラフ参照）、これらの期間の間では、装置ＳＷ１は、非導通期間ｔ２の間ほぼ非導通状態となる。装置ＳＷ１が導通期間ｔ１の間に導通すると、電流Ｉｓが、式１（Ｅｑ．１）に従って導通期間ｔ１の終端で値ｉｐと仮定するようにほぼ線形的に増大する。
【０００７】
【数１】
2006529078.tif 000003
この場合、Ｌｐを、作動中に１次巻線ＮＰ１の接続端子に現れるインダクタンスとする。
【０００８】
電流Ｉｓは、変成器ＴＲ１のコア内に磁界を反復的に導入するように操作可能である。各導通期間ｔ１の終端において、コアに導入された磁界は、１次巻線ＮＰ１に流れる電流Ｉｓを維持するよう試みる逆起電力（ｅ．ｍ．ｆ）を発生するために消失するが、装置ＳＷ１が非導通期間ｔ２中に非導通状態であるので、結果的には、２次巻線ＮＳ１に流れる電流によって、ダイオードＤ１を通じて電荷がキャパシタＣ１に供給される。増幅器ＡＭＰ１は、負荷ＬＤ１の両端間に現れた出力電圧Ｖ２をモニタするとともに出力電圧Ｖ２を基準電圧Ｖ３と比較するように操作可能であり、増幅器ＡＭＰ１は、負帰還によって電圧Ｖ２とＶ３との間の差を零の大きさに強いるように試みるために、例えば、ＰＭＷ制御によって導通期間ｔ１及び非導通期間ｔ２の持続時間の一つ以上を変更する。
【０００９】
コスト的に有利なアプリケーションにおいて、二つの制御増幅器及び関連の安定化電子装置のコストを被ることなくＳＭＰＳ１０が有益に第２の出力を有する状況に出くわすことは、従来知られている。そのような機能とコストとの両立を達成するために、図１のＳＭＰＳ１０を図２に１００で示した対応するＳＭＰＳに変更するのが一般的である。
【００１０】
ＳＭＰＳ１００において、変成器ＴＲ２は、第１の２次巻線ＮＳ１に加えて第２の２次巻線ＮＳ２が変成器ＴＲ２に含まれる点を除いて、変成器ＴＲ１と同様である。２次巻線は、ダイオードＤ３と第２の負荷ＬＤ２に結合した電解キャパシタＣ２とを有する他の２次回路に結合され、他の２次回路は、負荷ＬＤ２の両端間に出力電圧Ｖ４が現れるように操作可能である。２次巻線ＮＳ２は、図２に示すように１次巻線ＮＳ１に直列に接続される。
【００１１】
理論的には、出力電圧Ｖ４は、式２（Ｅｑ．２）により電圧Ｖ２と関連する。
【００１２】
【数２】
2006529078.tif 000004
この場合、ｎＮＳ１及びｎＮＳ２をそれぞれ、第１及び第２の２次巻線ＮＳ１，ＮＳ２の巻数とする。
【００１３】
理想的な状況において、増幅器ＡＭＰ１は、巻線ＮＰ１，ＮＳ１及びＮＳ２が磁気的に閉じて結合されたときに電圧Ｖ２及びＶ４を完全に安全化するように操作可能である。しかしながら、実際には変成器ＴＲ２の磁束漏れを考慮した不完全な結合が生じ、電圧出力Ｖ２の内部抵抗より高い内部抵抗に起因して現れる電圧出力Ｖ４が生じることが、発明者によって認識されている。したがって、変成器ＴＲ２に完全な結合がない場合、電圧出力Ｖ４が不完全に安定化される。
【００１４】
発明者は、変成器ＴＲ２がアルミニウムホイル巻線を組み込む図２のＳＭＰＳ１００を実験的に特徴付けた。ＳＭＰＳ１００の実現は、図３に示すような測定されたパフォーマンスを表し、これは、第２の負荷ＬＤ２を流れる電流ＩＬＤ２の関数としての出力電圧Ｖ４を示す。ＳＭＰＳ１００は、１次巻線ＮＳ１及び２次巻線ＮＳ２とそれぞれ同様な巻数ｎＮＳ１及びｎＮＳ２で実現され、０Ａ（曲線Ｋ１）、２Ａ（曲線Ｋ２）、４Ａ（曲線Ｋ３）及び８Ａ（曲線Ｋ４）を引き出す負荷ＬＤ１に対して出力Ｖ２＝５．２Ｖとなるように安定化される。２〜８Ａの範囲を引き出す負荷ＬＤ１及び０．１Ａを上回って引き出す負荷ＬＤ２の動作は、所定の重大でないアプリケーションで許容しうるが、回路のコスト及び複雑さをできるだけ減少する必要があるとともに更に高い品質の安定化が要求される多くのアプリケーションに対して、ＳＭＰＳ１００のパフォーマンスが多くのアプリケーションに対して満足いくものでないことを、発明者は認識した。
【００１５】
変成器ＴＲ１にホイル巻線、例えば、アルミニウム及び／又は銅ホイル巻線を用いることによってＳＭＰＳ１００の安定化パフォーマンスを向上することを、発明者は認識した。しかしながら、そのようなホイル巻線の変成器は、製造するのに高価であり、エナメル銅ワイヤで用いられる通常の巻線技術に比べて特殊な製造技術を要求する。そのようなホイル巻線の磁気的な構成要素は、しばしば、高価な単一ソースアイテムとなる。
【００１６】
変成器ＴＲ２で用いられる通常の巻線、例えば、エナメル銅ワイヤ巻線の結果、ＳＭＰＳパフォーマンスは、図３に表されるものに比べて劣化する。そのようなエナメル銅ワイヤ巻線で実現したＳＭＰＳ１００のパフォーマンスを向上するために、巻線を交互に重ね合わせ及び／又はバイフィラー(bifilar)形態で配置し及び／又は他のらせん巻線形態で巻いて第２出力Ｖ２の安定化を向上できることを、発明者が認識した。しかしながら、実際には、このようならせんの変成器の実現は、適度の負荷電流変化に対してＳＭＰＳ１００の交差安定化誤差(cross-regulation error)を５〜１０％の範囲で減少することしかできない。多数の技術的なアプリケーションにおけるそのようなパフォーマンスは、満足のいくものではない。
【００１７】
既に説明したように、第２の電圧出力Ｖ２の更に正確な調整は、能動的な電子装置を用いて、例えば、キャパシタＣ２と負荷ＬＤ２との間に線形及び／又はスイッチモード安定化装置によって実現可能であるが、ＳＭＰＳが要求されるタスの実用的なアプリケーションに対して、法外に高価であり、及び／又は、解決を非常に複雑にし、及び／又は、不十分な電力効率となる。
【００１８】
したがって、発明者は、特別な巻線の変成器及び／又は他の出力調整装置を用いる必要なく一つ以上の他のＳＭＰＳの第２の出力に関する調整の上記問題を少なくとも部分的に指摘するＳＭＰＳ形態を開発した。
【発明の開示】
【００１９】
本発明の第１の目的は、回路の複雑さ及びコストをほとんど増大することなく高い精度で安定化される、第１の安定化出力少なくとも一つの第２の出力を有するスイッチモード電源装置（ＳＭＰＳ）を提供することである。本発明は、独立項によって規定される。従属項は、好適例を規定する。
【００２０】
第１の出力に対して更に正確に安定化される少なくとも一つの第２の出力を発生できる点で、装置は有利である。誘導性手段を、変成器又はインダクタとすることができる。
【００２１】
好適には、装置において、誘導性手段及び第１の整流手段は、フライバック型コンバータスイッチモード電源として形成される。フライバック型コンバータスイッチモード電源は、誘導性手段に変成器型の素子を有するものであり、誘導性手段の作動中の磁界は、周期的に減少して、装置からの出力を発生するのに用いられるフライバック電位を発生させる。フライバック型コンバータＳＭＰＳは、効率が高いものとして知られており、例えば幹線電源を分離するように入力電源と出力電源との間の分離を行うことができる。
【００２２】
誘導性手段及び第１の整流手段をバック型コンバータスイッチモード電源として形成するように、装置を配置することもできる。バック型コンバータスイッチモード電源は、負荷から発生した電流が誘導性素子を通過するものであり、電流は、負荷に対する電力の制御のために周期的に遮断される。比較的簡単で相当の電力を処理できるという点でバック型コンバータＳＭＰＳは有利である。
【００２３】
装置において、好適には、前記第１及び第２の整流手段のそれぞれの電圧降下を少なくとも部分的に相殺して前記少なくとも一つの第２の出力電源電圧の前記電圧降下への依存が少なくなるように、前記第１及び第２の整流手段を互いに接続する。電圧降下の少なくとも部分的な補償によって、少なくとも一つの第２の出力電源電圧の安定化を向上する。
【００２４】
更に好適には、電流整流用の第１及び第２の整流手段は、シリコンダイオードと、ゲルマニウムダイオードと、ショットキーダイオードのうちの少なくとも一つを具える。ゲルマニウムダイオード及びショットキーダイオードは、シリコンダイオードに比べて低い順方向電圧降下を示すという点で有利であるが、シリコンダイオードは、比較的廉価であり、作動中に高い逆電位となるときに特に強固である。電流整流用の第１及び第２整流手段に含まれるダイオードは、同期整流器として機能するスイッチング装置を具える。そのような同期整流は、シリコンダイオードを用いる場合に比べて高いエネルギー効率となることができる。
【００２５】
好適には、装置は、前記第１の出力電源電圧及び少なくとも一つの第２の電源電圧を、ほぼ対称な正電圧及び負電圧とするように構成される。
【００２６】
好適には、第２の整流手段は、能動安定化素子を有しない。そのような配置は、製造コスト及び装置の複雑さを減少することができる。
【００２７】
好適には、第２の整流手段は、インダクタ及びダイオードを具える。そのような素子は、複数のソースから入手するのが比較的容易であり、強固であり、かつ、廉価である。インダクタは、好適には誘導性手段に磁気的に結合されない。
【００２８】
好適には、装置において、第１の整流手段と第２の整流手段のうちの少なくとも一方は、電流用の戻り経路に整流ダイオードを有する。所定のタイプの素子を設計するに際し、装置の周辺に形成される他の電子素子の電気的な特徴を考慮すると、戻り経路に整流ダイオードを有するのがしばしば便利である。
【００２９】
好適には、装置において、前記第２の整流手段が、前記少なくとも一つの第２の出力電源電圧に先行するとともに前記少なくとも一つの第２の出力電圧のスイッチングリップルを減衰するローパスフィルタを有する。そのようなフィルタは、少なくとも一つの第２の出力電源電圧のリップルを減少することができ、これによって、例えば、比較的低い切替周波数を用いることができる。
【００３０】
好適には、装置において最適な安定化を行うために、第１の整流手段及び第２の整流手段は、互いに整数倍の第１の出力電源電圧及び少なくとも一つの第２の出力電源電圧を発生する。
【００３１】
また、一部のユーザの要求に適用するために、第１の整流手段及び第２の整流手段は、互いに非整数倍の第１の出力電源電圧及び少なくとも一つの第２の出力電源電圧を発生する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３２】
本発明の実施の形態を、添付図面を参照しながら例示として説明する。図に参照番号を付さない場合、これらは、先の図面で同一機能を実行する同一の信号又は同一素子を言及する。
【００３３】
既に説明したように、発明者は、図２に示す既に説明した現存するフライバックモード電源装置（ＳＭＰＳ）１００がＶ４で示す他の出力の安定化の品質を不十分にしたことを認識し、そのような不十分な調整を図３においてグラフで示す。発明者は、ＳＭＰＳ１００が図１の上記ＳＭＰＳ１０からの通常の論理的な展開であることを認識するが、発明者は、本発明による別の第１のフライバックモードコンバータスイッチモード電源装置（ＳＭＰＳ）を開発し、このＳＭＰＳを、図４において一般的に２００で示す。
【００３４】
ＳＭＰＳ２００は、従来のＳＭＰＳ１０で用いられるような上記変成器ＴＲ１を、関連のスイッチング装置ＳＷ１と、帰還制御増幅器ＡＭＰ１と、電圧基準３０と共に有する。変成器ＴＲ１の上記１次巻線ＮＰ１は、その第１端子において、接地電位ＧＮＤに対してＶ１の大きさの出力電圧を維持する電源２０の第１端子に接続され、さらに、１次巻線ＮＰ１の第２端子は、スイッチング装置ＳＷ１の電力端子を通じて接地電位ＧＮＤに接続される。さらに、ＳＭＰＳ２００は、変成器ＴＲ１の上記２次巻線ＮＳ１の第１端子に対してアノード端子から接続した上記ダイオードＤ１も有し、ダイオードＤ１は、そのカソード端子において、図示したように上記電解キャパシタＣ１の正電極に接続される。２次巻線ＮＳ１の第２端子及びキャパシタＣ１の負電極は、図示したように接地電位ＧＮＤにも接続される。帰還接続は、図示したようにキャパシタＣ１の正電極から増幅器ＡＭＰ１の反転入力部（−）に結合される。さらに、上記電圧基準Ｖ３は、基準３０から増幅器ＡＭＰ１の非反転入力部（＋）に結合される。増幅器ＡＭＰ１は、作動中にスイッチング出力信号Ｘ１を発生し、そのパルス幅及び／又はパルス繰返し数は、増幅器ＡＭＰ１の反転入力部（−）に供給される信号とその非反転入力部（＋）に供給される信号との間に生じる電圧差の関数となる。既に説明したように、増幅器ＡＭＰ１は、パルス幅変調（ＰＭＷ）出力を発生する構成要素を有する。
【００３５】
ＳＭＰＳ２００は、破線２１０内に含まれるように示す倍電圧回路も有する。倍電圧回路は、黒点で示すような２次巻線ＮＳ１の第１端子に負電極で接続する電解キャパシタＣ３を有し、さらに、キャパシタＣ３は、その負電極で上記ダイオードＤ２のアノード電極及びインダクタＴＲ１の第１端子に接続される。インダクタＴＲ１は、例えば巻線によって変成器ＴＲ１の磁気コアに対して磁気的に結合されておらず、すなわち、インダクタＴＲ１は、変成器ＴＲ１の磁気コアから十分磁気的に切り離されている。しかしながら、後に説明するように、インダクタＴＲ１を、必要な場合には変成器ＴＲ１に対して少なくとも部分的に磁気的に結合するように配置することができる。インダクタＴＲ１の第２端子は、図示したようにダイオードＤ１のカソード電極に接続される。ダイオードＤ２のカソード電極は、上記電解キャパシタＣ２の正電極に接続され、その負電極は、接地電位ＧＮＤに接続される。上記第２の負荷ＬＤ２は、キャパシタＣ２の電極間に接続される。
【００３６】
ＳＭＰＳ２００の動作を説明するために、ＳＭＰＳ２００の準一定（ｄ．ｃ．）状態(quasi-constant condition)を最初に考察する。作動中、２次巻線ＮＳ１の両端間に現れる平均電圧はほぼ零になる。その理由は、この巻線ＮＳ１が１次巻線ＮＰ１に誘導的に結合されるからである。すなわち、信号Ｘ２は、図６に示すようにほぼ接地電位ＧＮＤに平均化される。図６において、横軸２５０は時間を表し、縦軸２６０は信号の大きさを表す。同様に、インダクタＴＲ１が無視しうる抵抗を有すると仮定すると、その間に現れる平均電位はほぼ零に平均化される。すなわち、信号Ｘ３は、負荷ＬＤ１の両端間に現れる電位Ｖ２は零に平均化される。その結果、キャパシタＣ３の両端間に現れる平均電位は、負荷ＬＤ１の両端間に現れる電位Ｖ２と等価になる。
【００３７】
瞬時的（ａ．ｃ．）状態(momentary condition)において、信号Ｘ２は、図６に示すように変動する。すなわち、信号Ｘ２は、式３（Ｅｑ．３）に従って大きさＰＵで瞬時的にピークとなる。
【００３８】
【数３】
2006529078.tif 000005
この場合、電位ＶＤ１を、ダイオードＤ１の両端間に生じる順方向電圧降下とする。例えば、ＶＤ１は、ダイオードＤ１がシリコン装置であるときにはほぼ０．７Ｖであるが、例えば０．２Ｖのオーダの更に小さい大きさの電圧降下ＶＤ１を、ショットキーダイオード又はゲルマニウムダイオードを用いて達成可能である。スイッチング装置ＳＷ１が、作動中にキャパシタＣ３の両端間に現れる電位が準一定になるように十分高い電圧、例えば、インダクタＴＲ１を通じたキャパシタＣ３の瞬時的な放電を防止する十分高い周波数で作動するとき、信号Ｘ３は、それに従って（２×Ｖ２）＋ＶＤ１の電位で瞬時的にピークとなる。キャパシタＣ２に接合したダイオードＤ２が、ダイオードＤ２の両端間の順方向電圧降下ＶＤ２より低い信号Ｘ３のピーク値に対応する電位までキャパシタＣ２を充電するよう操作可能であるので、電位Ｖ４は、式４（Ｅｑ．４）に従って負荷ＬＤ２の両端間に現れる。
【００３９】
【数４】
2006529078.tif 000006
【００４０】
ダイオードＤ１，Ｄ２が相互に同様なタイプ、例えば、好適には同温で(isothermally)結合した整合された装置(matched device)であるとき、式４は、Ｖ４＝２×Ｖ２と簡単化される。この例を図６に示し、この場合、電位Ｖ４は、キャパシタＣ１、Ｃ２及びＣ３の充電及び放電によって生じた比較的小さいリップルは別にしてほぼ２×Ｖ２に等しい。電位Ｖ２が、基準電位Ｖ３に関連して増幅器ＡＭＰ１の動作によって安定化されるので、電位Ｖ４もそれに応じて十分調整される。
【００４１】
図６を参照すると、信号Ｘ１は、電力電極間のスイッチング装置ＳＷ１の非導通及び導通にそれぞれ対応する論理状態‘０’及び‘１’の間の切替を示す。それに応じて、スイッチング装置ＳＷ１を流れる電流Ｉｐは、図示したようなピーク値としてＰを有する立ち上がり傾斜形態と仮定し、その間、信号Ｘ２は、負の大きさ−ＰＬとなる。スイッチング装置ＳＷ１が非導通状態となって、Ｉｐがほぼ零になると、それに関連した磁界の低下が変成器ＴＲ１のコア内に生じる。−ＰＬの大きさは、入力電圧Ｖ１の大きさによって決定される。
【００４２】
発明者は、図４のＳＭＰＳ２００を構成するとともに実験的に特徴付けて、図５に示すような結果を生じた。この場合、曲線Ｋ４，Ｋ３，Ｋ２，Ｋ１はそれぞれ、負荷ＬＤ１を流れる８Ａ，４Ａ，２Ａ及び０Ａの電流にそれぞれ対応する。図５の横軸２７０は、負荷ＬＤ２を流れる電流すなわち電流ＩＬＤ２に対応する。さらに、電位Ｖ４を、対応する縦軸２８０に沿って表す。
【００４３】
図５に示す負荷ＬＤ２に関連したＳＭＰＳ２００の安定化特性を、図３に示すＳＭＰＳ１００の安定化特性と比較する。ＳＭＰＳ２００の安定化特性がＳＭＰＳ１００の安定化特性より著しく優れていることが観察される。さらに、ＳＭＰＳ１００が、ホイル導体の技術を用いて実現した変成器ＴＲ１を用いるのに対して、ＳＭＰＳ２００は、通常のエナメル導ワイヤコイル巻線構造プロシージャを用いて変成器を実現するときに図５に示すのと同様なパフォーマンスの結果を生じることができる。ＳＭＰＳ２００は、負荷ＬＤ１によってほぼ零の電流が引き出されたときでも優れた安定化を行うことができる。
【００４４】
ＳＭＰＳ２００は、次の点でＳＭＰＳ１００と区別される。両方とも、増幅器ＡＭＰ１によって制御された電圧Ｖ２を発生する１次安定回路を有するが、ＳＭＰＳ２００は、１次回路から直接取得した電圧多重化(voltage multiplication)及び増幅器ＡＭＰ１に制御を課すことによって他の出力Ｖ４を取得し、それに対して、ＳＭＰＳ１００は、間接的で不完全な磁気結合によって他の出力Ｖ４を取得し、増幅器ＡＭＰ１が正確な安定化を行うことができない。
【００４５】
図４のＳＭＰＳ２００を、単一の他の出力以外の出力を発生するように変更することができる。例えば、図７において、ＳＭＰＳ２００の変形を示し、変形したＳＭＰＳに３００を付す。二つの他の出力電圧Ｖ４，Ｖ５を発生するために、図４の破線２１０内に含まれるように示した構成要素を複数配置する。電圧Ｖ４，Ｖ５をそれぞれＶ２の２倍又は３倍にする。好適には、ＳＭＰＳ３００のダイオードＤ１，Ｄ２及び他のダイオードＤ５は、互いに同様であり、更に好適には、これらダイオードは、動作中に互いに等温である。例えば、電位Ｖ２の４倍の出力を発生するために、２を超える更なる他の出力を、同様にしてＳＭＰＳ３００に追加することができる。
【００４６】
ＳＭＰＳ２００を、複数の互いに相違する回路配置で実現することができる。例えば、図８において、一般的に４００を付したＳＭＰＳを示し、この場合、ダイオードＤ１は、負荷ＬＤ１からの戻り経路に接続され、インダクタＴＲ１は、キャパシタＣ３と負荷ＬＤ２との間で関連の電解キャパシタＣ２に接続されている。さらに、ダイオードＤ２は、アノード電極でキャパシタＣ１に接続され、カソード電極で、図示したようにキャパシタＣ３及びインダクタＴＲ１が接続されている接合部に接続される。作動中にキャパシタＣ３の両端間に生じる切替周波数リップルをフィルタ処理する有効なローパスフィルタをインダクタＴＲ１及びキャパシタＣ２の配置によって形成できる点で、ＳＭＰＳ４００は有利である。ＳＭＰＳ４００は、Ｖ２及び２倍のＶ２（Ｖ４）の二つの正の出力を発生するように操作可能である。
【００４７】
多数の電子システムにおいて、例えば、作動増幅器や、デジタル−アナログコンバータ（ＤＡＣ）や、音声増幅器のようなアナログ回路に給電するために接地電位に対する利用可能な対称の正供給電位及び負供給電位を有することがしばしば望まれる。したがって、図９において、ＳＭＰＳ２００の変形を示し、変形したＳＭＰＳには一般に５００を付す。ＳＭＰＳ５００において、キャパシタＣ２が反転され、キャパシタＣ３が負電極でダイオードＤ２のアノード電極及びインダクタＴＲ１の第１端子に接続されている点を除いて、ＳＭＰＳ５００はＳＭＰＳ２００と同様である。インダクタＴＲ１の第２端子は、負荷ＬＤ２に接続される。さらに、ダイオードＤ２のカソード電極は、接地電位（ＧＮＤ）に接続される。負荷ＬＤ１，ＬＤ２に接続した正の出力及び負の出力がそれぞれ基準電圧Ｖ３に対して互いに追従する点で、ＳＭＰＳ５００は有利である。さらに、インダクタＴＲ１及びキャパシタＣ２の幾何学的な配置は、キャパシタＣ３の両端間に存在する切替周波数リップルを有効に減衰するローパスフィルタとして機能することができる。
【００４８】
図１０において、一般的に６００を付した他のスイッチモード電源装置（ＳＭＰＳ）を示す。ほぼ対称な正出力及び負出力を負荷ＬＤ１，ＬＤ２にそれぞれ供給できるという点で、ＳＭＰＳ６００はＳＭＰＳ５００と同様である。しかしながら、ダイオードＤ１は、図示したように戻り経路に含まれる。同様に、図示したように負の出力を負荷ＬＤ２に供給するために、ダイオードＤ２は順方向経路に接続される。
【００４９】
本発明は、フライバックコンバータＳＭＰＳの種々の形態に限定されるものではない。主要な安定化出力を発生するバックタイプ(buck-type)コンバータスイッチモード電源（ＳＭＰＳ）に他の出力を供給するために、主要な安定化出力に直接リンクした一つ以上の電圧乗算器を用いることができる。この点に関して本発明を更によく説明するために、現存するバックタイプコンバータＳＭＰＳを、図１１を参照して説明し、現存するバックタイプＳＭＰＳには、一般に７００を付す。
【００５０】
ＳＭＰＳ７００は、第１電力電極で入力電源２０に結合したスイッチング装置ＳＷ１を具え、入力電源２０は、接地電位ＧＮＤに接続される。装置ＳＷ１は、第２電力電極でダイオードＤ１のカソード電極及びインダクタＴＲ１の第１端子に接続される。ダイオードＤ１のアノード電極は、接地電位ＧＮＤに接続される。インダクタＴＲ１の第２端子は、キャパシタＣ１に並列接続された負荷ＬＤ１の並列結合に接続される。さらに、インダクタＴＲ１の第２端子は、制御増幅器ＡＭＰ１の反転入力部（−）にも接続される。増幅器ＡＭＰ１の非反転入力部（＋）は、基準電圧Ｖ３に結合される。さらに、ＰＷＭ及び／又はパルス繰返し数制御出力部は、増幅器ＡＭＰ１の出力部からスイッチング装置ＳＷ１のスイッチング入力部に結合される。
【００５１】
作動中、電流ＩＢは、ソース２０からスイッチング装置ＳＷ１、インダクタＴＲ１、負荷ＬＤ１及び接地電位ＧＮＤを通じてソース２０に戻る。スイッチング装置ＳＷ１は、周期的に電流ＩＢを遮断するために制御増幅器ＡＭＰ１によって駆動される。装置ＳＷ１が導通すると、電流ＩＢは、傾斜状に増大し、その間にインダクタＴＲ１に磁界を導入する。スイッチング装置ＳＷ１の導通瞬時の各々の直後に、インダクタＴＲ１の磁界が減少して、インダクタＴＲ１の端子Ｊを、−ＶＤ１に対応する電位に仮定し、この場合、ＶＤ１を、ダイオードＤの両端間の順方向電圧降下とする。さらに、インダクタＴＲ１の磁界中に蓄積されるエネルギーは、これによってキャパシタＣ１に移され、その後、負荷ＬＤ１に移される。
【００５２】
ソース２０から供給される電位Ｖ１とは異なる電位を負荷ＬＤ１間に出現させることができるという点で、ＳＭＰＳ７００は有利である。ＳＭＰＳ７００のスイッチモードの性質を考慮すると、簡単な従来のアナログ抵抗安定器を用いる場合に比べて少ないエネルギー損失で電圧Ｖ２の安定化を行う。
【００５３】
発明者の認識によれば、ＳＭＰＳ７００には、本発明による電圧多重化によって取得した他の出力を供給することができ、インダクタＴＲ１及び制御増幅器ＡＭＰ１のような関連の素子によって、他の出力を、制御増幅器ＡＭＰ１によって正確に調整することができる。したがって、図１２を参照すると、８００を付した本発明によるバック型スイッチモード電力装置（ＳＭＰＳ）を示す。ＳＭＰＳ８００は、図１１に示すＳＭＰＳ７００の素子を、図１２において一点鎖線８１０内に含まれる他の電圧乗算器素子とともに有する。他の素子は、キャパシタＣ３、ダイオードＤ２、インダクタＬ１及びキャパシタＣ２を有する。電解キャパシタＣ３の負電極は、図示したようにダイオードＤ１のカソード電極及びインダクタＴＲ１の第１端子に接続される。さらに、キャパシタＣ３の正電極は、ダイオードＤ２のカソード電極及びインダクタＬ１の第１端子に接続される。さらに、ダイオードＤ２のアノード電極は、図示したように負荷ＬＤ１及びキャパシタＣ１に結合される。最後に、インダクタＬ１の第２端子は、キャパシタＣ２の正電極及び負荷ＬＤ２に結合され、キャパシタＣ２の負電極及び負荷ＬＤ２は、接地電位ＧＮＤにも接続される。
【００５４】
作動中、ＳＭＰＳ８００のスイッチング装置ＳＷ１は、増幅器ＡＭＰ１の制御下で、電流ＩＥを周期的に遮断し、電流ＩＥが装置ＳＷ１を流れることによって、ダイオードＤ１のカソード電極の端子Ｈは、電流ＩＥによってインダクタＴＲ１に導入される磁界が減少するために接地電位ＧＮＤに対する−ＶＤ１の電位に瞬時的に切り替わる。ＳＭＰＳ８００によって確立されたキャパシタＣ１の両端間の電位Ｖ２が瞬時的に変化することができないので、電位Ｖ２＋ＶＤ１がインダクタＴＲ１の両端間に周期的に現れ、その結果、Ｖ２の大きさの電圧差がキャパシタＣ３の両端間に現れる。インダクタＬ１は、装置ＳＷ１の切替周波数で顕著なインピーダンスが存在するように配置され、これによって、キャパシタＣ２と組み合わせて、キャパシタＣ２の正電極に生じるリップルを減衰するとともに負荷ＬＤ２の両端間にこのリップルが出現するのを防止するローパスフィルタを形成する。準静状態に関連して、ほとんど無視できる平均電圧降下が、インダクタＴＲ１の両端間に生じ、したがって、キャパシタＣ３の負電極は、平均して、接地電位ＧＮＤに対してＶ２の電位となる。その結果、負荷ＬＤ２の両端間に現れる出力電位Ｖ４は、ほぼ２×Ｖ２となる。基準電位Ｖ３に対する、負荷ＬＤ１の両端間に出現した電位Ｖ２を安定化する制御増幅器ＡＭＰ１を考慮すると、それに応じて、負荷ＬＤ２の両端間に現れる電位Ｖ４も、基準電位Ｖ３に関して十分に安定化される。
【００５５】
ＳＭＰＳ８００の電圧乗算器を形成する素子を、整合した正電位及び負電位を出力できるバック型スイッチモード電源装置（ＳＭＰＳ）を設けるよう再配置することができる。そのように再配置されたＳＭＰＳを図１３に示し、一般に９００を付す。図示したように、ＳＭＰＳ９００において、電圧乗算器をキャパシタＣ３の正電極によって実現し、キャパシタＣ３が、ダイオードＤ１のカソード電極、インダクタＴＲ１の電極及び装置ＳＷ１の電力電極に接続される点を除いて、ＳＭＰＳ９００はＳＭＰＳ７００と同様である。キャパシタＣ３の負電極は、ダイオードＤ２のカソード電極及びインダクタＬの第１端子に結合される。インダクタＬ１の第２端子及びキャパシタＣ２の正電極は、接地電位ＧＮＤに結合される。さらに、ダイオードＤ２のアノード電極は、キャパシタＣ２の負電極に結合される。負荷ＬＤ２は、図示したようにキャパシタＣ２の電極の両端間に接続される。したがって、ＳＭＰＳ９００は、図１３に示すように幾何学的に形成される。
【００５６】
ＳＭＰＳ９００は、電圧Ｖ２と同様な大きさで十分に追従する負電圧Ｖ４を発生するように操作可能である。したがって、ＳＭＰＳ９００は、バランスのとれた対称な正及び負電力を発生することができ、これら電力は、例えば、接地電位ＧＮＤの周りで作動するように配置された作動増幅器や音声増幅器のような素子を有するアナログ電子回路にエネルギーを付与するのに便利である。
【００５７】
直接結合された電圧乗算回路を用いることによって一つ以上の他の出力をＳＭＰＳに供給する発明者の上記アプローチは、フォワード型(forward-type)コンバータスイッチモード電源装置（ＳＭＰＳ）にも適用できる。図１４を参照すると、一般的に１０００を付した現存するフォワード型ＳＭＰＳを示す。ＳＭＰＳ１０００は、電源電位Ｖ１を発生するソース２０と、変成器ＴＲ３と、スイッチング装置ＳＷ１と、ダイオードＤ１，Ｄ２と、インダクタＴＲ１と、キャパシタＣ１と、制御増幅器ＡＭＰ１と、基準電圧Ｖ３を発生する基準電源３０とを有する。
【００５８】
ＳＭＰＳ１０００内の素子の幾何学的な相互接続は、図１４に示す通りであり、完全を期すためにここで説明する。電位Ｖ１を発生するソース２０の第１及び第２端子は、変成器ＴＲ３の１次巻線ＮＰ１の第１端子及び接地電位ＧＮＤにそれぞれ接続される。スイッチング装置ＳＷ１の第１及び第２電力端子は、１次巻線ＮＰ１の第２端子及び接地電位ＧＮＤにそれぞれ結合される。２次巻線ＮＳ１の第１端子は、ダイオードＤ１のアノード電極及び電解キャパシタＣ１の負電極と共に接地電位ＧＮＤに結合される。２次巻線ＮＳ２の第２端子は、ダイオードＤ４のアノード電極に接続される。ダイオードＤ１，Ｄ４のカソード電極は、互いに接続されるとともにインダクタＴＲ１の第１端子に接続される。インダクタＴＲ１の第２端子は、キャパシタＣ１の正電極に接続される。さらに、負荷ＬＤ１は、キャパシタＣ１の両端間に結合される。キャパシタＣ１の正電極は、増幅器ＡＭＰ１の反転入力部（−）に結合される。さらに、基準電源３０は、基準電圧Ｖ３を発生するために接地電位ＧＮＤと増幅器ＡＭＰ１の非反転入力部（＋）との間に接続される。さらに、増幅器ＡＭＰ１からのＰＷＭ及び／又はパルス繰返し数の調整可能な出力部が、スイッチング装置ＳＷ１のスイッチング入力部に接続される。インダクタＴＲ１は、変成器ＴＲ３のコアに磁気的に結合されない。
【００５９】
作動中、装置ＳＷ１は、１次巻線ＮＰ１に流れる電流を周期的に遮断する。遮断ごとに、遮断前に変成器ＴＲ３のコア内に導入された磁界が消失し、これによって、２次巻線ＮＳ１の両端間に電圧が誘導される。２次巻線に誘導された電圧によって、第２の電流が、インダクタＴＲ１に流れ、その後、キャパシタＣ１及びそれに関連した負荷ＬＤ１に流れる。ダイオードＤ１は、ダイオードＤ４のカソード電極に接続したインダクタＴＲ１の端子が接地電位ＧＮＤからＶＤ１を超えて降下するのを防止するよう操作可能であり、既に説明したように、ＶＤ１を、ダイオードＤ１の両端間に生じる順方向電圧降下とする。インダクタＴＲ１は、キャパシタＣ１及びダイオードＤ１と組み合わせて装置ＳＷ１の切替周波数で電圧Ｖ２のリップルを有効にフィルタ処理することができ、すなわち、減衰することができる。制御増幅器ＡＭＰ１は、反転入力部で電位Ｖ２を受信するとともに、電位Ｖ２を電位Ｖ３に整合することを試みるように切替出力を装置ＳＷ１の切替入力に調整して、電位Ｖ２を安定化するように操作可能である。
【００６０】
発明者の認識によれば、図１４のフォワード型コンバータＳＭＰＳ１０００を、作動中に負荷ＬＤ１の両端間に現れる電位のほぼ２倍の電位が生じる他の出力を発生するために本発明によって変更することができる。図１５を参照すると、一般的に１１００を付したフォワード型のコンバータＳＭＰＳを示す。ＳＭＰＳ１１００が一点鎖線１１１０内に示す電圧乗算器を更に有する点を除いて、ＳＭＰＳ１１００はＳＭＰＳ１０００と同様である。
【００６１】
電圧乗算器は、図示したように幾何学的に接続した電解キャパシタＣ２、Ｃ３、インダクタＬ１及びダイオードＤ２を有する。キャパシタＣ３は、負電極でダイオードＤ１、Ｄ４のカソード電極に接続される。ダイオードＤ２のアノード電極は、キャパシタＣ１の正電極に結合される。さらに、ダイオードＤ２のカソード電極は、キャパシタＣ３の正電極及びインダクタＬ１の第１端子に接続される。さらに、インダクタＬ１の第２端子は、キャパシタＣ２の正電極に結合される。また、キャパシタＣ２の負電極は、接地電位ＧＮＤに接続され、負荷ＬＤ２は、キャパシタＣ２の電極の両端間に接続される。
【００６２】
作動中、スイッチング装置ＳＷ１は、変成器ＴＲ３の１次巻線ＮＰ１を流れる電流を瞬時的に遮断し、これによって、ダイオードＤ１のカソード電極は、接地電位ＧＮＤに対する−ＶＤ１の電位を瞬時的に仮定する。キャパシタＣ１の両端間に現れるＶ２の電位が瞬時に変わることができないので、Ｖ２＋ＶＤ１のピーク電位が、インダクタＴＲ１の両端間に周期的に生じる。ダイオードＤ２とキャパシタＣ３との組合せは、ダイオードＤ２の両端間の順方向電圧降下より小さいこのピーク電位までキャパシタＣ３を充電することができ、これによって、キャパシタＣ３をＶ２の電位まで充電する。これによってキャパシタＣ３の両端間に現れた電位は、電位Ｖ２と等価である。準静状態(quasi-static condition)において、インダクタＴＲ１の両端間に生じる平均電圧降下は、ほとんど無視することができ、その結果、キャパシタＣ３の正電極は、接地電位ＧＮＤより上の２×Ｖ２の平均電位を仮定する。インダクタＬ１及びそれに関連するキャパシタＣ２は、装置ＳＷ１の切替周波数でキャパシタＣ３の正電極の高周波リップルを減衰するローパスフィルタを形成するよう操作可能である。
【００６３】
したがって、ＳＭＰＳ１１００は、負荷ＬＤ１，ＬＤ２のそれぞれの両端間の接地電位ＧＮＤに対するＶ２，Ｖ４の正の出力電位を発生するように操作可能であり、この場合、Ｖ４＝２×Ｖ２である。電位Ｖ２，Ｖ４の両方とも基準電位Ｖ３を相互に追従する。
【００６４】
ＳＭＰＳ１１００を、バランスのとれた追従する負電位及び正電位を発生するように幾何学的に再構成することができる。そのように変更したＳＭＰＳを図１６に示し、この場合、バランスのとれた正の出力及び負の出力を発生するフォワード型コンバータスイッチモード電源（ＳＭＰＳ）に、一般的に１２００を付す。ＳＭＰＳ１２００が一点鎖線１２１０内に示した電圧乗算器を有する点を除いて、ＳＭＰＳ１２００はＳＭＰＳ１０００と同様である。乗算器は、図示したように互いに接続したキャパシタＣ２，Ｃ３、インダクタＬ１及びダイオードＤ２を有する。すなわち、キャパシタＣ３の正電極は、ダイオードＤ４のカソード電極に接続される。さらに、インダクタＬ１の第１端子及びキャパシタＣ２の正電極は、接地電位ＧＮＤに結合される。さらに、キャパシタＣ３の負電極は、インダクタＬ１の第２端子及びダイオードＤ３のカソード電極に接続され、ダイオードＤ２のアノード電極は、キャパシタＣ２の負電極に接続され、負荷ＬＤ２は、キャパシタＣ２の電極間に接続される。
【００６５】
ＳＭＰＳ２００，３００，４００，５００，６００,８００，９００，１１００，１２００において、素子の値の選択は、これらＳＭＰＳが機能する切替周波数に依存する。切替装置ＳＷ１は、好適には１ｋＨｚから５００ｋＨｚまでの周波数範囲で切り替わるが、１０ｋＨｚから１５０ｋＨｚまでの範囲の切替周波数は更に好適である。さらに、素子の選択は、ＳＭＰＳ２００，３００，４００，５００，６００,８００，９００，１１００，１２００が供給するのに要求される電力の量にも依存する。多数のアプリケーションにおいて、これらＳＭＰＳの電解キャパシタはそれぞれ、１μＦから１０，０００μＦまでの範囲のキャパシタンスを有する。さらに、インダクタはそれぞれ、５００ｎＨから１Ｈまでの範囲のインダクタンスを有し、更に好適には１０μＨから１００ｍＨまでの範囲のインダクタンスを有する。ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５を、好適にはファーストリカバリーシリコンダイオードとするが、更に低い順方向電圧降下を考慮してショットキーダイオード及び／又はゲルマニウムダイオードを用いることができる。さらに、ダイオードＤ１〜Ｄ５は、好適には追従精度を増大するためにほぼ等温環境で整合され及び装着される。スイッチング装置ＳＷ１は、好適には、バイポーラトランジスタ（ＢＰＴ）、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）、金属−酸化膜−半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）、シリコン制御整流器（ＳＣＲ）、トライアック、熱電子管、又は流れる電流を急速に変更することができる他の任意のタイプの半導体若しくは熱電子装置のうちの少なくとも一つを有する。必要な場合には、制御増幅器ＡＭＰ１及び切替え装置ＳＷ１を、集積回路として組み合わせて実現することができる。
【００６６】
ＳＭＰＳ２００，３００，４００，５００，６００,８００，９００，１１００，１２００を、既に説明したように電圧乗算器を用いて発生した複数の他の出力、例えば、２を超える他の出力を有するように変更することができる。
【００６７】
本発明の範囲を逸脱することなく既に説明したように本発明によるＳＭＰＳを変更することができる。例えば、本発明を、現存する共振型コンバータスイッチモード電源、例えば、現存するＬＬＣコンバータに適用することもできる。さらに、本発明を、チャック型コンバータスイッチモード電源、半ブリッジ型スイッチモード電源、全ブリッジ型スイッチモード電源及びＳＥＰＩＣ型コンバータスイッチモード電源の一つ以上に適用することができる。
【００６８】
既に説明した本発明によるＳＭＰＳが、主要な安定化電圧の整数倍で他の出力電圧すなわち電位Ｖ２を発生できるが、他の出力を発生するために用いられる電圧をオフセットすることによって非整数倍を発生することができる。例えば、図４のＳＭＰＳ２００を、１５００を付した図１７に示すようなフライバック型ＳＭＰＳを設けるように変更することができる。二つの２次巻線ＮＳ１及びＮＳ３を有する変成器ＴＲ１を除いて、ＳＭＰＳ１５００はＳＭＰＳ２００と同様であり、この場合、巻線ＮＳ３は、巻線ＮＳ１に関連して非整数倍の巻数を有する。さらに、キャパシタＣ３の負の電極は、既に説明したような１次巻線ＮＳ１の代わりに巻線ＮＳ３の第１端子に接続される。図示したように、巻線ＮＳ３の第２端子は、巻線ＮＳ１の第１端子に接続され、ダイオードＤ１のアノード電極に結合される。巻線ＮＳ１，ＮＳ３は、図示したように同相で接続され、巻線ＮＳ１，ＮＳ３に隣接して黒点を付す。
【００６９】
ＳＭＰＳ１５００は、式５（Ｅｑ．５）によって規定したように他の出力電圧Ｖ４を発生することができる。
【００７０】
【数５】
2006529078.tif 000007
この場合、
ｎｓ１＝２次巻線ＮＳ１の巻数、及び
ｎｓ３＝２次巻線ＮＳ３の巻線。
【００７１】
ダイオードＤ１，Ｄ３が互いにほぼ整合されていると仮定すると、式５は簡単化されて式６（Ｅｑ．６）が生じる。
【００７２】
【数６】
2006529078.tif 000008
この場合、ＶＤＭを、ダイオードＤ１，Ｄ３の両端間の互いに類似した電圧降下とする。変成器ＴＲ１で他の巻線を用いることを考慮すると、ＳＭＰＳ１５００は、ＳＭＰＳ２００と同様に他の出力を安定化することができないが、それにもかかわらず、現存する配置からの向上を表す。必要な場合には、非整数倍を達成するために巻線ＮＳ３を用いるとき、電位Ｖ４の精度を向上するために、ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３を、シリコンダイオードとショットキーダイオードの混合から選択することができる。ＳＭＰＳ１５００に対して採用した非整数の電圧多重化のアプローチを、既に説明した本発明による他のＳＭＰＳに適用することもできる。
【００７３】
既に説明した本発明によるＳＭＰＳを、可能性としては広い範囲のアプリケーション、例えば、
（ａ）移動電話機、例えば、液晶ディスプレイのバックライト、
（ｂ）ラップトップコンピュータ、コンピュータ周辺及び装置に関連した他のコンピュータ、
（ｃ）テレビジョンのような電子的なビジュアルオーディオ家電、音声電力増幅器のような装置を作動するために通常１２Ｖの自動車の電源電位から電圧乗算が要求される自動車環境で用いられるような高性能オーディオシステム、
（ｄ）バッテリ充電器、
（ｅ）低電圧固体状態電子回路に結び付く主要なスイッチモード電源で用いることができる。
【００７４】
図４〜１０，１２〜１５〜１７を参照して既に説明した実施の形態において、例えば電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を用いた同期整流を、整流ダイオードを用いる代わりとして実現できる。そのような同期整流の使用は、作動中に実施の形態において生じる電力損失を減少することができる。
【００７５】
上記実施の形態は、本発明を制限するものではなく、当業者は、添付した請求の範囲を逸脱することなく幾多の変形例を設計することができる。用語「具える」及びその結合の使用は、特許請求の範囲で言及した構成要素及びステップ以外の構成要素及びステップを除外するものではない。構成要素は、そのような構成要素の複数の存在を除外するものではない。複数の手段を列挙する装置の請求項において、これら手段の幾つかをハードウェアの同一のアイテムによって実施することができる。所定の手段を互いに相違する従属項で列挙したことは、これら手段の組合せを好適に用いることができないことを表しているのではない。
【図面の簡単な説明】
【００７６】
【図１】単一の安定化した出力を発生する現存のスイッチモード電源装置（ＳＭＰＳ）の線形回路図である。
【図２】単一の安定化した出力及び他の安定化していない出力を発生する現存のＳＭＰＳの線形回路図である。
【図３】導電ホイル巻線を有する変成器を用いて実現するときの図２のＳＭＰＳの測定されたパフォーマンスを示すグラフである。
【図４】主要な安定化された出力及び他の正の出力を有する本発明による第１のフライバック型コンバータスイッチモード電源装置（ＳＭＰＳ）の線形図である。
【図５】導電ホイル巻線を有する変成器を用いて実現するときの図４のＳＭＰＳの測定されたパフォーマンスを示すグラフである。
【図６】図４の第１のＳＭＰＳのスイッチング動作を示す信号対時間のグラフである。
【図７】複数の他の正の出力を有する本発明による第２のフライバック型コンバータスイッチモード電源装置（ＳＭＰＳ）の線形図である。
【図８】他の正の出力を発生するように操作可能であるとともに戻り経路に形成したダイオードを有する本発明による第３のフライバック型コンバータスイッチモード電源装置（ＳＭＰＳ）の線形図である。
【図９】他の負の出力を発生するように配置された、図４の第１のＳＭＰＳの変形である本発明による第４のフライバック型コンバータスイッチモード電源装置（ＳＭＰＳ）の線形図である。
【図１０】図８の第３のＳＭＰＳの変形であり、他の負の出力を発生するように配置され、戻り経路に形成されたダイオードを有する本発明による第５のフライバック型コンバータスイッチモード電源装置（ＳＭＰＳ）の線形図である。
【図１１】現存するバック型コンバータスイッチモード電源装置（ＳＭＰＳ）の線形図である。
【図１２】他の正の出力を発生するように配置された本発明による第６のバック型コンバータスイッチモード電源装置（ＳＭＰＳ）の線形図である。
【図１３】第６のＳＭＰＳの変形であり、他の負の出力を発生するように配置された第７のバック型コンバータスイッチモード電源装置（ＳＭＰＳ）の線形図である。
【図１４】現存するフォワード型コンバータスイッチモード電源装置（ＳＭＰＳ）の線形図である。
【図１５】他の正の出力を発生するように配置された本発明による第８のフォワード型コンバータスイッチモード電源装置（ＳＭＰＳ）の線形図である。
【図１６】他の負の出力を発生するように配置された本発明による第９のフォワード型コンバータスイッチモード電源装置（ＳＭＰＳ）の線形図である。
【図１７】第１のＳＭＰＳの変形であり、主要な出力の非整数倍である他の出力電位を発生するように配置された本発明による第１０のフライバック型スイッチモード電源装置（ＳＭＰＳ）の線形図である。
【図１】
2006529078.tif 000009
【図２】
2006529078.tif 000010
【図３】
2006529078.tif 000011
【図４】
2006529078.tif 000012
【図５】
2006529078.tif 000013
【図６】
2006529078.tif 000014
【図７】
2006529078.tif 000015
【図８】
2006529078.tif 000016
【図９】
2006529078.tif 000017
【図１０】
2006529078.tif 000018
【図１１】
2006529078.tif 000019
【図１２】
2006529078.tif 000020
【図１３】
2006529078.tif 000021
【図１４】
2006529078.tif 000022
【図１５】
2006529078.tif 000023
【図１６】
2006529078.tif 000024
【図１７】
2006529078.tif 000025
【国際調査報告】
2006529078.tif 000026
2006529078.tif 000027