(57)【要約】ＲＦＩＤシステムのＲＦＩＤリーダと共に使用するＲＦＩＤタグの設計パラメータを最適化することを目的として方法が提供される。この方法では、ＲＦＩＤタグを動作させる所望の周波数帯が選択される。さらに、ＲＦＩＤタグの最大許容コスト、ＲＦＩＤタグの最小許容データ範囲、およびＲＦＩＤタグの最小動作電圧が選択される。所定のコストについて、ＲＦＩＤリーダによって生成されるインタロゲーション信号のキャリア変調時間およびＲＦＩＤタグのアンテナ静電容量を変えることによって、最適データ伝送速度が算出される。次に、この最適データ伝送速度を使用して、所定の動作電圧に対する最適レンジが計算される。
2006524402.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＲＦＩＤシステムのＲＦＩＤリーダと共に使用するＲＦＩＤタグの設計パラメータを最適化するための方法であって、
前記ＲＦＩＤタグを動作させる所望の周波数帯を選択するステップと、
前記ＲＦＩＤタグと前記ＲＦＩＤリーダ間の許容最小レンジを選択するステップと、
前記ＲＦＩＤタグの最大許容コストと、前記ＲＦＩＤタグの最小許容データ伝送速度とを選択するステップと、
前記ＲＦＩＤタグの最小動作電圧を選択するステップと、
前記ＲＦＩＤリーダによって生成されるインタロゲーション信号のキャリア変調時間および前記ＲＦＩＤタグのアンテナ静電容量を変えることによって最適データ伝送速度を計算するステップと、
所定の動作電圧および計算した前記最適データ伝送速度に対する最適レンジを計算するステップと、を有する方法。
【請求項２】
最適なレンジ、データ伝送速度およびコストの組を決定するために、最適データ伝送速度を計算するステップと、前記ＲＦＩＤタグの異なるコストに対する最適範囲を計算するステップを繰り返すステップをさらに有する請求項１に記載の方法。
【請求項３】
データ伝送速度、レンジおよびコストの最適な組合せを決定するステップをさらに有する請求項２に記載の方法。
【請求項４】
最適な組合せを決定する前記ステップは、
各コストに対する最適なレンジおよびデータ伝送速度の前記組のそれぞれの間のベクトル距離を計算するステップと、
各コストに対する最適なレンジおよびデータ伝送速度の前記組のうちから、前記許容最小レンジ、許容データ伝送速度および許容コストからの総ベクトル距離が最も短いものを決定するステップとを有する、請求項３に記載の方法。
【請求項５】
前記所望の周波数は極超短波帯に存在する請求項１に記載の方法。
【請求項６】
所望の周波数帯を選択する前記ステップは、前記ＲＦＩＤタグの設計に前記所望の周波数帯と関連する法規上の制約を適用するステップをさらに有する請求項１に記載の方法。
【請求項７】
前記最適な値に近い実際的な最適化値を決定するために、前記最適なデータ範囲、データ伝送速度およびコストを実際的な最適化値と比較するステップをさらに有する請求項１に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【関連出願の表示】
【０００１】
本願は、２００３年４月２１日出願の米国仮出願第６０／４６４，２３４号に対する利益を主張する。
【技術分野】
【０００２】
本発明は、一般に無線周波数識別システムの分野に関し、より詳細には、ＲＦＩＤタグの設計および実装を最適化するための方法に関する。
【背景技術】
【０００３】
パッシブＲＦＩＤタグは、主にロジスティックおよび製造の過程を合理化するために使用される信頼性の非常に高いバッテリ無使用の電子装置である。パッシブＲＦＩＤタグは、遠隔あるいは移動中の物理的物体に取り付けられて、エラー訂正可能な一意的な多数ビットの識別情報を提供する。高性能のＲＦＩＤタグは、再書き込み可能な電子メモリと、環境への導入（environmental transduction）とを備える。例えば、工業用のタイヤの内部に取り付けた圧力ＲＦＩＤタグは、中央サーバに各種情報（profile）を中継して、この中央サーバが保守を開始させるので、性能と信頼性が改善されるほか、交換コストを低減できる。これより単純な識別ＲＦＩＤタグは、輸送中の物体（パレット貨物または高価な香水のケースなど）に関連する一意的な識別情報を送信する。
【０００４】
代表的なＲＦＩＤシステムでは、ＲＦＩＤタグ（トランスポンダとも呼ばれる）が追跡対象の資産に配置される。ＲＦＩＤリーダ（インタロゲータとも呼ばれる）は、一般に無線周波数（ＲＦ）トランシーバを備え、トリガ時に、ＲＦＩＤタグに無線周波数信号（インタロゲーション）を送信する。代表的な実施形態では、最初に、ＲＦ信号（キャリア信号とも呼ばれる）により、ＲＦＩＤタグのアンテナコイルに電圧が供給される。受信した電圧は、ＲＦＩＤタグにパワーを供給するために、ＲＦＩＤタグ内で整流される。代表的な実施形態では、ＲＦＩＤリーダは、振幅変調（ＡＭ変調）を用いてキャリア信号を変調し、ＲＦＩＤタグにデータ（ＲＦＩＤタグに対してＲＦＩＤタグの識別番号などの情報の提供を求める要求など）を送信する。ＲＦＩＤタグは、このキャリア信号を変調して、変調した信号をＲＦＩＤリーダに後方散乱することによってこれに応答する。
【０００５】
タグは、連続的または周期的に送信を行うことができるアクティブタグのこともあれば、インタロゲーションを受けてから送信を行うパッシブタグのこともある。アクティブタグは、通常、バッテリによって給電されている。パッシブタグは、通常、リーダが発生させる電気的または機械的な場に接触することなく給電を受ける。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ＲＦＩＤシステムを使用する場合、所定の目的に対して選択するＲＦＩＤタグについて考慮することがある。通常、ＲＦＩＤタグのユーザは、例えばＲＦＩＤタグの特定の特性を最適化しようと試み、これには、タグのレンジ（ＲＦＩＤリーダとＲＦＩＤタグ間の通信可能な最大距離）、タグのデータ伝送速度およびタグのコストがある。しかし、これらのパラメータと、最適化対象のその他のパラメータとの間には複雑な関係が存在する。
【０００７】
例えば、図１は、最適化の枠組み内でのパラメータの依存関係を示している。この例において、データ伝送速度１０２、レンジ１０４およびコスト１０６が最適化対象のパラメータであり、最適化三角形の頂点に示されている。図１からわかるように、これらのパラメータは、その他の要因に依存している。例えば、レンジ１０４は、帯域幅、側波帯形成、伝送パワー、使用波長、アンテナ利得、離調に対する感度、論理回路のパワー、タグ内の電圧調整器および整流器の効率に依存している。これらのパラメータの中には、法規による制約を受けるものがある。例えば、国によって、ＲＦＩＤシステムの動作が許される周波数範囲とパワーレベルが異なる。パラメータの中には、使用する半導体製造技術によって決まるものがある。例えば、動作電圧は半導体製造技術によって決まり、ＲＦＩＤタグの集積回路の静電容量およびゲート密度についても同様である。同様に、図１に示すように、コスト１０６とデータ伝送速度１０２も異なるパラメータに影響され、これらパラメータは、今度は法規、動作環境および半導体製造技術によって影響される。
【０００８】
このため、主要なパラメータの依存関係を関連付けて、ＲＦＩＤタグの設計および実装を最適化するための方法を開発するパッシブＲＦＩＤタグのための動作モデルを作成することが望ましい。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の一実施形態では、ＲＦＩＤシステムのＲＦＩＤリーダと共に使用するＲＦＩＤタグの設計パラメータを最適化することを目的として方法が提供される。この方法では、ＲＦＩＤタグを動作させる所望の周波数帯が選択される。さらに、ＲＦＩＤタグの最大許容コスト、ＲＦＩＤタグの最小許容データ範囲、およびＲＦＩＤタグの最小動作電圧が選択される。所定のコストについて、ＲＦＩＤリーダによって生成されるインタロゲーション信号のキャリア変調時間およびＲＦＩＤタグのアンテナ静電容量を変えることによって、最適データ伝送速度が算出される。次に、この最適データ伝送速度を使用して、所定の動作電圧に対する最適レンジが計算される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
下記の図面を参照しつつ、以下に本発明を記載する。図面において同じ参照符号は同一の要素を参照している。
【００１１】
以下の発明の詳細な説明は、性質上例示的なものに過ぎず、本発明または本発明の用途および使用を限定することを意図したものではない。さらに、先に記載した背景技術または以下に記載する発明の詳細な説明に示す理論のいずれかによって制約されることを意図したものではない。
【００１２】
本発明は、代表的な一実施形態において、ＲＦＩＤタグの選択を最適化するための方法を提供する。ＲＦＩＤタグの選択を最適化するために、ＲＦＩＤタグのパラメータ間の関係が、一連の導出式において関連付けられる。これらの様々な数式は、特定のパラメータを最適化する際に生じるトレードオフを示すものである。以下の式の導出に使用する重要なパラメータと変数を、一部の変数の例示的な値と共に、図２の表に一覧として示す。以下の図および例ではパッシブＲＦＩＤタグの最適化について述べるが、この概念は、セミパッシブタグおよびアクティブタグのほか、他のアナログセンサにも適用可能である。この関係は、下記に述べる数式で表すことができる。
【００１３】
はじめに、ファーフィールドにおいてアンテナサブシステムが受信するパワーＰｒが以下の式で与えられるとする。
【数１】
2006524402.tif 000003
上記数式において、λはキャリア信号の波長、ｒはキャリア信号の供給源とアンテナサブシステム間の距離、ψｒは受信アンテナにおける利得、Ｐｓは送信パワーである。送信パワーＰｓは、送信アンテナのパワー利得を含む。受信アンテナのパワー利得は、受信アンテナの指向性とパワー伝送回路のインピーダンス整合効率との積である。整合回路の効率γｒは、アンテナインピーダンス整合回路の電圧定在波比（ＶＳＷＲ）から導出され、以下で表される。
【数２】
2006524402.tif 000004
【００１４】
上記は、自由空間のファーフィールドＲＦ伝搬に基づいた比較的単純なモデルである。上記のファーフィールドモデルは、ＲＦ伝送に関して、異なる国および区域によって規定された様々な法規上の要件を考慮したものではない。また、このモデルは、半導体設計に固有の限界などの半導体製造パラメータを考慮していない。このため、性能およびコストと目標に合致させるには、様々な設計パラメータ間のトレードオフとその最適化を示すより厳密なモデルが必要である。
【００１５】
より厳密なモデルの導出を開始するための、代表的なパッシブＲＦＩＤタグの電力取得および調節回路３００の例示的なモデルが図３に示される。回路３００は、整合回路３０４に結合されたＲＦＩＤアンテナ３０２を有し、整合回路３０４は共振回路３０６を有する。整合回路３０４はＩＣ３０８に結合されており、ＩＣ３０８は、整流回路３１０、調整回路３１２および論理回路３１４を有する。整流回路３１０は、蓄積コンデンサＣｐとクランプダイオード３１６を有する。回路３００の各種構成要素と設計は、当業者に公知であり、商業的に入手可能である。
【００１６】
動作時に、ＲＦＩＤタグのアンテナ３０２によって取得されたパワーは、電流Ｉａｎｔに変換され、この電流は、アンテナの３０２の有効放射抵抗、寄生抵抗およびリアクタンス分に流れる。整合回路３０４は、最大のパワー伝送を実現するため、電源インピーダンスを変換して、負荷インピーダンスと整合する。図３に示すように、アンテナインピーダンスとインピーダンス整合回路の組合せは、集中（lumped）並列ＲＬＣ共振回路３０６としてモデル化することができる。ＲＬＣ共振回路３０６は、帯域フィルタ応答を有する。無損失リアクタンス要素は無視することができ、パワー損失はキャリア周波数につき１つの抵抗成分Ｒｍとして特徴づけられる。複合帯域応答の各狭帯域共振タンクのために、抵抗成分Ｒｍは、その関連する複合Ｑ係数に直接関連している。Ｑ係数（Quality Factor）は、共振している回路がその共振帯域においてどの程度パワーを吸収するかを定義している。
【００１７】
受け取ったパワーは、ＩＣ３０８に伝送される。エネルギー蓄積コンデンサＣｐは、整流回路３１０を介して整合回路３０２からパワーを受け取る。スイッチ３１１とダイオード３１３は、整流回路３１０の整流接合部を表す。整流回路３１０は、パワー整流効率ηｒを有する。パワー整流効率ηｒは、理想的な整流からのずれを示しており、整流のパワー効率ではない。この効率は、例えば、全波対半波整流を示すものであるが、整流接合部での動的電力損失を含まない。全波整流では、スイッチ３１１が閉じ、電流がダイオード３１３を流れ、各キャリアサイクルで２回、電荷蓄積コンデンサＣｐに流れ込む。
【００１８】
タグの電圧調整器３１０は、平均パワーＰａをマイクロチップに効率ηＣで分配する。
【数３】
2006524402.tif 000005
上記数式において、Ｐｃは、集積化された回路論理および調整器３１０によって消費される平均電力である。ひとたび電荷蓄積コンデンサＣｐが所定の上限スレッショルド電圧Ｖｐに達すると、調整器３１０とＩＣの論理回路３０８は作動状態となり、エネルギーを消費する。蓄積コンデンサＣｐへのエネルギーの流れは、インタロゲータのＡＭ変調中は減少する。さらに、ＲＦＩＤタグの後方散乱がキャリア信号を変調しアンテナが離調する周期には、蓄積コンデンサにエネルギーが流れなくなる。ＲＦＩＤタグは、前方通信リンクまたは後方通信リンクのいずれについても、任意のビット変調時間中は動作を持続できる必要がある。
【００１９】
図４は、インタロゲータ（ＲＦＩＤリーダ）によるタグのインタロゲーション中の蓄積コンデンサＣｐへのエネルギーの蓄積を示す。エネルギープロファイル４０１のグラフ４００が図４に示されている。インタロゲータがインタロゲーションを開始すると、無線周波数信号が送信される。ＲＦ信号を受信すると、ＲＦＩＤタグのフロントエンドの共振回路（アンテナ３０２および整合回路３０４から構成される）は、信号を徐々に増加させる。蓄積コンデンサＣｐの両端の電圧は、０ボルトから最終値Ｖｐまで徐々に増加される。この傾斜は図４の領域４０２に示される。電圧はクランプダイオード３１６によってこの値にクランプされ（領域４０４）、蓄積コンデンサＣｐがＡＭ変調中に放電する（領域４０６）。回路３００は、蓄積コンデンサが下限動作スレッショルド電圧ＶＬまで放電するのにかかる最短の時間よりもＡＭ変調の最大時間のほうが常に短くなるように設計されている。ＡＭ変調の後、２回目の信号の立ち上がりがあり、この間、蓄積コンデンサ電圧がＶｐに再び設定される。この時間はＡＭ復旧時間として知られており、領域４０８に示される。ＲＦＩＤは、インタロゲーションに対し、後方散乱信号によって応答する。この応答時間中に、ＲＦキャリア信号が変調されると（インタロゲータすなわちＲＦＩＤリーダに信号が後方散乱される）と電圧が低下し、ＲＦキャリアが存在すると電圧が増加することで復旧する。この部分は領域４１０に示す。インタロゲーションと応答の完了後は、領域４１２に示すようにコンデンサ電圧はリークによりゼロに低下する。
【００２０】
最大インタロゲーションビット伝送速度ｔｂｉｔは、ＡＭ変調時間ｔＡＭとＡＭ復旧段階の電荷復旧時間ｔｒｅｃの合計によって制限される。ＡＭ復旧時間は、ＲＦＩＤタグのエネルギー収集の速度、ＲＦＩＤタグのＲＦフロントエンドのＱ係数および調整器のヒステリシスウィンドウδｗ（ヒステリシスウィンドウは、最終電圧Ｖｐとスレッショルド電圧の差ＶＬである）のサイズによって決まる。エネルギー収集の速度は、一インタロゲーションサイクル中はほぼ一定であると仮定される。すなわち、インタロゲーションサイクルの間、ＲＦＩＤタグは、最大でも無視できる距離しか移動しないと仮定する。入力供給電圧が指定されたヒステリシスウィンドウδｗ内に留まる限り、調整器３１０はディジタル論理回路に定電圧を供給する。ヒステリシスウィンドウが十分大きければ、比較的低いスレッショルド電圧ＶＬを供給することによって、インタロゲーションサイクルの途中でＲＦＩＤタグが早まって停止することがなくなる。
【００２１】
タグのディジタル論理回路が作動状態になっている間にパワーＰａを消費すると、蓄積コンデンサ電圧ｖｐが正味の蓄積速度によって決まる速度で変化する。例えば、ＲＦＩＤタグがインタロゲータの極めて近くにある場合、ＲＦＩＤタグは、論理回路がパワーを消費する速度よりも遙かに高い速度でエネルギーを取得することができる。このため、蓄積コンデンサ電圧は、比較的速く上昇するが、クランプダイオード３１６によって上限スレッショルド電圧Ｖｐの近傍にクランプされる。電圧をクランプすることにより、集積回路３０８が過度に大きな電圧を受けないように保護される。逆に、キャリアが例えばＡＭ変調中などに周期的に中断する場合、キャリアが周期的に中断される（例えば変調時間ｔＡＭ中に）時間にわたって動作を継続するのに、蓄積コンデンサに蓄積された電荷は十分大きくなければならず、カットオフスレッショルドＶＬは十分低くければならない。
【００２２】
ＲＦＩＤタグが後方散乱する時間の間、ＲＦフロントエンドはエネルギーを反射し、このため、蓄積コンデンサはディジタル論理回路に予備エネルギーを供給する必要がある。後方散乱信号では、供給された電磁放射ではなく反射波を生成するので、後方散乱信号のデータ伝送速度を制約することなく、法規を遵守することが可能となる。このため、後方散乱のデータ伝送速度は、インタロゲータのデータ伝送速度より一般に高い。それゆえ、後方散乱のビット変調時間は、キャリアのＡＭ変調時間よりも格段に短い。このため、蓄積コンデンサＣｐが、後方散乱信号の間に最小動作電圧まで放電する可能性は低くなる。このことは、図４の区間４１０から見て取ることができる。エネルギープロファイル４０１が、ＲＦＩＤタグの後方散乱変調の間に下限スレッショルド電圧まで低下することはない。
【００２３】
インタロゲータがＲＦＩＤタグから最後の応答を受け取ると、インタロゲータはキャリア信号を切断する。蓄積コンデンサの電荷がリークして、最小動作電圧スレッショルドＶＬを下回るまで、ＲＦＩＤタグのディジタル論理回路は給電状態のままとなる。
【００２４】
上記したように、ＲＦＩＤタグは、キャリアのＡＭ変調またはＲＦＩＤタグの後方散乱変調中に、蓄積されたエネルギーを使用する。変調復旧の間、キャリアにより、消費したエネルギーの補充に加え、ビット周期の残りの時間の動作を維持するのに充分なパワーが供給されなければならない。つまり、ＲＦキャリアが、ＲＦＩＤタグがＡＭ変調中にエネルギーを消費する平均的な速度よりも、平均で高い速度でエネルギーを供給しなければならないことになる。代表的な設計仕様では、インタロゲータのキャリア変調速度（順方向リンク）よりも、ＲＦＩＤタグの後方散乱変調速度（逆方向リンク）に高い速度を要求する。この制約が課されるのは、一般に、パッシブ後方散乱システムの法規遵守が、インタロゲータの出力パワーとＲＦキャリア変調時間のみに基づいており、ＲＦＩＤタグの後方散乱特性には基づいていないからである。インタロゲータの出力パワーとＲＦキャリア変調時間は制限とならない要因であるため、キャリア変調時間は後方散乱変調時間よりも長くなる。このため、キャリア変調時間が、エネルギー蓄積がなくなる最長の時間であると仮定して、最小電荷供給速度が設定されうる。
【００２５】
電荷供給速度（すなわち蓄積コンデンサＣｐに電荷が供給される速度）をモデリングするためには、１ビット周期に消費されるエネルギーが、エネルギーを電荷蓄積コンデンサに供給するためにＲＦキャリア信号が利用可能な最短の時間の間に供給されるエネルギーと等しくなければならない点に留意されたい。ビット周期あたりの消費エネルギーは、以下のように導出される。
【数４】
2006524402.tif 000006
【００２６】
パワー調整システムは、上限スレッショルド電圧と下限スレッショルド電圧との差であるヒステリシスを採用している。調整器３１２は、蓄積コンデンサＣｐの電圧が上限スレッショルドＶｐに達するとＩＣの論理回路への給電を開始し、電圧が第２のスレッショルドＶＬ以下に低下すると調整を中断する。数３の調整器の効率を組み入れて、数４を変形して電荷蓄積コンデンサＣｐのサイズについて解くと以下の数式が得られる。
【数５】
2006524402.tif 000007
ヒステリシスウィンドウサイズδｗ（δｗ＝Ｖｐ−ＶＬ）をこの式に代入すると以下が得られる。
【数６】
2006524402.tif 000008
コンデンサを流れる電流は、以下のようになる
【数７】
2006524402.tif 000009
【００２７】
ＡＭ復旧時間の間、ＲＦキャリアは、キャリア復旧時間にわたって論理回路の消費電力を維持すると共に、ＲＦキャリアが中断されている次のサイクルの間、ＡＭ変調を継続するのに十分な電荷を蓄積するのに十分なエネルギーを供給する必要がある。このため、整流器３１０は、下限スレッショルド電圧ＶＬから最終作動電圧Ｖｐまで所定の蓄積コンデンサＣｐを充電する平均電流ＩＣを供給する必要がある。この平均電流は、数７の両辺を積分することで得ることができる。
【数８】
2006524402.tif 000010
この積分を求めたのち、静電容量の数式（数５）を代入すると、以下の結果が得られる。
【数９】
2006524402.tif 000011
この平均電流は、ひとたびＲＦキャリアがエネルギー蓄積コンデンサの充電を再開すると得られ、以下の半導体整流器接合部の平均バイアス電圧Ｖｄを要求する。
【数１０】
2006524402.tif 000012
このため、各ビット周期の終了時点で、ＲＦＩＤタグのアンテナ３０２は、以下の最終電圧をＩＣ３０８に供給している。
【数１１】
2006524402.tif 000013
【００２８】
電圧と電流はＲＭＳ電圧と電流であるが、ＲＦキャリアの各４分の１サイクルにおいて、整流器３１０が正弦波の電圧上昇と不連続な電流波形を発生する点に留意されたい。分析を単純化し、ＲＦＩＤタグの動作全体について同じ見識が得られるので、ＲＭＳ電圧と電流は瞬間値よりも好ましい。数９および数１０の式を数１１に代入すると、以下が得られる。
【数１２】
2006524402.tif 000014
蓄電サイクルの終了時点で、整流およびエネルギー蓄積回路は、以下の式に等しいパワーを消費している。
【数１３】
2006524402.tif 000015
【００２９】
数１２のＶｂおよび数９のＩｃの数式をそれぞれ数１３に代入すると、ＩＣ３０８が蓄電サイクルの終了時点で消費する最大パワー（これはＩＣ３０８のみによって消費されるパワーであり、アンテナおよび整合回路は含まない）が得られる。
【数１４】
2006524402.tif 000016
この式にヒステリシスウィンドウサイズδｗ（δｗ＝Ｖｐ−ＶＬ）を加入すると、下限スレッショルド電圧ＶＬおよびヒステリシスウィンドウサイズδｗについて以下が得られる。
【数１５】
2006524402.tif 000017
この理由は、これらが独立したパラメータであるからである。また、数１５から、下限スレッショルド電圧またはヒステリシスウィンドウサイズが増加すると、ＩＣの電力消費が減少することが見て取れる（ＶＬとδｗは数１５の分母であり、ＶＬまたはδｗが増加すると数１５の右辺が小さくなる点に留意されたい）。スレッショルド電圧ＶＬまたはヒステリシスウィンドウサイズδｗの増加が上限に至ることは、蓄積容量Ｃｐをゼロに設定することと同等である。これにより、パワーが、論理回路がこのパワーを消費する速度で供給され、効率因子およびキャリアデューティサイクルによって調節されることが見て取れる。すなわち、以下のようになる。
【数１６】
2006524402.tif 000018
上記数式において、Ｐｃｏは最小必要エネルギー蓄積速度、Ｒｂｉｔはインタロゲーションのビット伝送速度（データ伝送速度とも呼ばれる）であり、以下のように定義することができる。
【数１７】
2006524402.tif 000019
この関係により、今後登場する数式において、ビット伝送速度Ｒｂｉｔを独立変数とすることができる。
【００３０】
ＲＦキャリアが変調しないか、あるいは、デューティサイクルが不変（unity）の場合、ＩＣは、論理回路がパワーを消費するのと全く同じ速度でパワーを消費し、整流器および調整器の効率因子によって調節される。この集積回路の電力消費の式を単純化すると以下が得られる。
【数１８】
2006524402.tif 000020
【００３１】
この式から、２つのパワー損失要素を特定することができる。１つめの項は電荷蓄積速度であり、２つめの項は非線形整流器全体のパワー損失である。
【００３２】
狭帯域幅システムでは、アンテナと関連するインピーダンス整合サブシステムは、図３に示す集中並列ＲＬＣネットワーク３０６としてモデリングできる。このネットワークのＱ係数は以下のようになる。
【数１９】
2006524402.tif 000021
パワー消費要素は、等価抵抗Ｒｍ、アンテナのインダクタンスＬａおよびアンテナ静電容量Ｃａにまとめる（lumped）ことができる。このアンテナと整合ネットワークにおいて損失されるパワーＰｍは、抵抗部分にのみ起因し、以下のようになる。
【数２０】
2006524402.tif 000022
【００３３】
このため、Ｑ係数値の高いシステムではエネルギーの損失が少なくなる。より高帯域幅のシステムでは、パワー消費要素は、等価抵抗Ｒｍにまとめることができる。数１２のＩＣ供給電圧Ｖｂを代入すると以下が得られる。
【数２１】
2006524402.tif 000023
帯域幅ＢＷは、ビット変調時間と等しい継続時間のパルスを確実に送信する必要があり、以下で表される。
【数２２】
2006524402.tif 000024
上記数式において、ｆ０はＲＦキャリアの周波数である。
【００３４】
このため、独立変数ｔＡＭ（ビット変調時間）によって表したＱ係数は以下のようになる。
【数２３】
2006524402.tif 000025
アンテナのインダクタンスＬａと静電容量Ｃａの比は以下のように書き換えることができる。
【数２４】
2006524402.tif 000026
このため、以下のようになる。
【数２５】
2006524402.tif 000027
数２５を数２１に代入すると以下が得られる。
【数２６】
2006524402.tif 000028
【００３５】
ＩＣのパワー損失ＰＩＣと異なり、アンテナ３０２と整合回路３０４（ＰＭ）のパワー損失は作動電圧と共に増加する。この現象は、最適な作動スレッショルドが存在することを示唆している。上限および下限の動作電圧スレッショルドは、通常は、ある特定の半導体プロセスについての回路設計パラメータである。
【００３６】
数２６は、アンテナのパワー損失と離調感度がトレードオフの関係にあることを示す。集中アンテナ静電容量Ｃａは、環境に存在する他の物体にアンテナが近接していることによる寄生容量結合の静電容量よりも遙かに大きいことが好ましい。寄生結合の距離が短くなると、この寄生結合によりアンテナの共振周波数の変化が抑えられる。しかし、アンテナ静電容量Ｃａが増加すると、アンテナのパワー損失Ｐｍが増えて、その結果インタロゲーション距離が短くなる。これを補償するには、ビット変調周期ｔＡＭを長くすることができる。数１６によると、ビット伝送速度を低下させずにビット変調を増加させても、必要なエネルギー供給速度ＰＣＯが増大し、その結果インタロゲーション距離が減少する。しかし、アンテナで損失するパワーが減少し、パワー伝送効率が改善する。このため、アクティブＲＦＩＤタグとは異なり、パッシブＲＦＩＤタグは、ビット伝送速度が高いときよりも低いときにより安定に動作する。離調感度は、アンテナ集中容量を増大させて、ビット伝送速度を下げつつビット変調時間を長くとることで、レンジを低下させずに低下させることができる。
【００３７】
整流および電荷蓄積回路に分配されるパワーＰｄは、アンテナ３０２から収集されたパワーから、整合回路３０４において失われるパワーを引いた値に等しい。すなわち、以下のようになる。
【数２７】
2006524402.tif 000029
数１５のＰｄ、数１のＰｒ、数２６のＰｍを数２７に代入して、レンジｒについて解くと以下が得られる。
【数２８】
2006524402.tif 000030
このため、給電距離は、ＩＣの論理回路、非線形電圧整流器、アンテナとその関連の整合回路など、様々な回路サブシステムにおけるパワー損失によって決まる。さらに、各サブシステムにおけるパワー損失は、要求されるエネルギー蓄積速度によってもサイズ変更（scaled）される。このことは、蓄積電流が増えると、例えば、非線形整流回路がより多くのパワーを損失させるときに予想される。
【００３８】
代表的な設計パラメータについて、数２８を単純化することができる。整流接合は、最大インタロゲーション距離でわずかにバイアスをかけられ、以下となる。
【数２９】
2006524402.tif 000031
例えば、代表的な実施形態においては以下のようになる。
【数３０】
2006524402.tif 000032
さらに、
【数３１】
2006524402.tif 000033
約５０マイクロワットを消費する代表的な低コストチップでは、最大インタロゲーション距離は約２０フィートとなる。この近似の結果、最大レンジで約２％の誤差となるが、この最大レンジの式は以下のように単純化することができる。
【数３２】
2006524402.tif 000034
数１６のＰＣＯを代入すると、最大速度の、ＡＭ変調時間ｔＡＭに対する依存関係が以下のように明らかとなる。
【数３３】
2006524402.tif 000035
【００３９】
ヒステリシスウィンドウが０、キャリア変調時間が０、整流および調整の効率が１００％という理想的な状況における、最大可能レンジを計算することができる。δw＝０、効率因子を１（unity）に設定すると以下が得られる。
【数３４】
2006524402.tif 000036
数２０によると、アンテナ静電容量Ｃａは、そのパワー損失がゼロに近づくとゼロに近づく。このため、無損失のアンテナでは、第２項をゼロに設定することができる。ゼロキャリア変調ではｔＡＭを０に設定でき、理想的な状況での最大レンジを表す最終的な数式は以下のようになる。
【数３５】
2006524402.tif 000037
【００４０】
最大レンジの数式（数２４および数３３）の導出から、収集したパワーはアンテナと整合回路の損失、電力整流器での損失、および電圧調整器とディジタル論理回路が消費するパワーに分配されることが示される。代表的な設計では、数値評価の結果、データ伝送速度によっては、収集した総パワーの３０％〜７０％をディジタル論理回路が消費し、残りをアンテナおよび整流器が消費することが示される。ショットキーダイオードをクランプダイオードとして使用する場合、ショットキーダイオードは、その特徴的に低いスレッショルド電圧のためにパワー損失の約５％を占めるようになる。
【００４１】
アンテナと整合回路のパワー損失は、作動スレッショルド電圧Ｖｐすなわち［ＶＬ＋δｗ］と共に増大するが、整流器と電荷蓄積回路のパワー損失は減少する。特定のトランジスタ配置と調整器のアナログ回路設計部のバイアス電流により、最小動作電圧スレッショルドが決定される。
【００４２】
給電範囲は、電気抵抗損失、すなわちインピーダンス整合回路のＱ係数に強く依存している。この結果、Ｑを向上させると、給電距離が大幅に延びるが、帯域幅が減少するという犠牲を伴う。この点は、パッシブデュアル周波数ＲＦＩＤタグを作成するために利用することができる。パッシブデュアル周波数ＲＦＩＤタグでは、狭帯域のＵＨＦ周波数を介して遠隔パワーを受け取るが、通信は、２．４５ＧＨｚまたは５．６ＧＨｚなどの産業・科学・医療用帯域（industrial, scientific and medical：ＩＳＭ）内で低パワーアクティブ伝送または後方散乱伝送のいずれかを介して行う。デュアル周波数の使用により、ＲＦＩＤタグは、パワーを受け取るＵＨＦ回路のＱ係数を大幅に向上させ、それゆえＲＦＩＤタグの通信帯域幅を犠牲にせずに給電範囲を延ばすことができる。
【００４３】
インピーダンス整合回路のパワー損失は、その分散静電容量の合計に正比例している（集中モデル）。すなわち、アンテナ静電容量が小さい程、インタロゲーションレンジが延びる。しかし、アンテナ静電容量が小さくなると離調感度も大きくなり、アンテナの共振周波数がキャリア周波数からずれてしまう。離調感度を低下させるために、近くの物体との結合によって生ずる寄生容量を、分散されたアンテナ静電容量より小さいオーダーの量とする必要がある。
【００４４】
パッシブＲＦＩＤタグを作動できる最大距離、すなわち給電範囲は、キャリア波長に線形的に依存する。この強い波長依存性が、２．５ＧＨｚおよび５．８ＧＨｚなどのさらに短い波長ＩＳＭバンドに比べてＵＨＦ周波数帯が多く用いられる主な理由である。
【００４５】
最適化時には、アンテナサブシステムから集積ディジタル論理回路に最大パワーが伝送される。このため、最適化した設計により、アンテナおよび整流接合部全体で損失されるパワーをできる限り低減でき、ディジタル論理回路に伝送されるパワーを最大化することができる。これには、アンテナと負荷インピーダンス整合を介したパワー伝送を最大化し、整流接合部のターンオン電圧およびリーク電流をできる限り低減することが含まれる。ディジタル論理回路へのパワー伝送効率は、論理回路の平均電力消費と、最大インタロゲーション距離において受信されるパワーの比である。数１から、以下が得られる。
【数３６】
2006524402.tif 000038
【００４６】
この値は、コストとデータ伝送速度の選択によって変わるが、通常は、最適化した設計の最大読取りレンジにおいて３０％〜７０％の範囲をとる。しかし、タグの設計を変更して効率を向上させうる。
【００４７】
フィールド内複数のＲＦＩＤタグが存在する場合、これらのタグは、その位置で受信したパワーに応じて、初期化時間が異なってくる。ＲＦＩＤタグは、最小動作電圧スレッショルドから、電圧ヒステリシスウィンドウδｗの分を越えるのに充分なエネルギーを電荷蓄積コンデンサが蓄積すると、初期化する。インタロゲータからの距離が長くなると、ＲＦＩＤタグが受け取るパワーの量は減少する。このため、最大読取り距離に存在するＲＦＩＤタグは、受け取るパワーが最小となり、初期化が一番後となる。最長初期化時間は、以下から導出することができる。
【数３７】
2006524402.tif 000039
式９のＩｃを代入すると以下が得られる。
【数３８】
2006524402.tif 000040
ＶＬ＝０を設定すると、初期化時間は、ＡＭ復旧時間と同一となる。すなわち、ＶＬ＝０は、最小動作電圧を得るために電荷のオーバーヘッドがないことを表している。
【００４８】
衝突防止アルゴリズムは、現在はこの固有の空間多様性に依拠してしない。その代わりとして、大部分のアルゴリズムでは、フィールド内の全てのＲＦＩＤタグがインタロゲーションサイクルを開始する前に、最初に初期化されることを保証するために、所定時間待機する。この初期化時間の増分は、通常、ＲＦＩＤタグの代表的な存在密度（population density）ｎに対する総インタロゲーション時間のかなりの部分を占め、このとき、インタロゲーション時間はｎｌｏｇ（ｎ）に比例する。このため、この固有の空間多様性と共に、インテリジェント送信パワー制御（Transmit Power Control：ＴＰＣ）アルゴリズムを採用することで、プロトコル速度を改善することができる。ＴＰＣアルゴリズムは当業界において公知であり、普及している無線広域ネットワーク方式において現在使用されており、無線ＬＡＮシステムに採用される同様のメカニズムの標準が登場している。
【００４９】
ＲＦＩＤタグの効率は、半導体製造技術によっても決まる。半導体製造技術は、通常は約１８ヵ月ごとに大幅に変わる。ある時点において、成熟した技術はコストが最も低く、これより古い技術は陳腐化によりコストが増加し始める。アナログ中心の設計の中には、遙かに旧式で、特徴サイズ（feature size）がより大きい技術でより高い性能を示すものもあり、このような技術が隙間市場に寄与するために存在するのはこのためである。新しい製造技術は、一般に、特徴サイズが小さくなっているために電源効率は高くなっているが、初期の機械設備投資が必要であり、初期には生産量が低いために、面積当たりのコストが高くなる。このため、通常は、パッシブＲＦＩＤタグチップの製造においては、２年が経過した技術は成熟し、コストのオーバーヘッドが最も低く、広く利用可能であるので、最も対費用効果が高い傾向がある。
【００５０】
パッシブＲＦＩＤタグは、通常は、２５，０００未満のゲートから構成される比較的単純な状態機械論理回路を採用している。電荷蓄積コンデンサは、通常、ＲＦＩＤタグの全体の組立原価を低く抑えるために、シリコンに集積化されている。蓄積コンデンサは、通常ＲＦＩＤタグのダイ面積の多くを占めている。ＲＦＩＤタグ当たりの総ダイ面積は以下の式により算出できる。
【数３９】
2006524402.tif 000041
【００５１】
シリコン面積当たりの平均原価ζを考慮に入れると、総チップコストは以下のようになる。
【数４０】
2006524402.tif 000042
コスト = ADζ
コストを分析のための独立変数として設定するために、静電容量で表したヒステリシスを得るために数６を解く。δｗについて数６を解き、正の解をとると以下のようになる。
【数４１】
2006524402.tif 000043
数３９と数４０を結合して、Ｃｐについて解くことができる。この結果を数４１に代入すると、コストの関数としてのヒステリシス電圧を得ることができる。
【数４２】
2006524402.tif 000044
【００５２】
数４２から、コストの関数として最大インタロゲーション距離を計算できるようになる。図５ａのグラフは、代表的な設計と最小コストの目標について、最適（最小）動作電圧スレッショルドが存在することを示している。図５ａの各曲線は、所定のコストに対するレンジと最小動作電圧の関係を示している。図５ｂのグラフは、様々な最小動作電圧における、ＲＦＩＤタグのレンジとタグのコストとの関係を示している。例えば、曲線５１０は、最小電圧３ボルトについてレンジとコストの関係を示している。曲線５１２、波５１４および波５１６は、それぞれ最小電圧２ボルト、１ボルト、０．５ボルトについてレンジとコストの関係を示している。図５ｂに示すように、コストが約５セントを越えて増加しても、レンジはあまり変化しなくなる。
【００５３】
インタロゲーション距離すなわちレンジは、ほぼすべての要件に強く依存している。パッシブＲＦＩＤタグ設計の主な目標は、最大パワー伝送効率を達成し、これにより、データ転送速度を最大に、コストを最小限にし、環境中の物体との寄生結合からの離調感度を最小限にする所望の組合せを達成しつつ、レンジを最大にすることにあるため、このことは直観的にわかる。最大パワー伝送効率またはレンジが所望されることが多い。過度の多重経路信号伝達（signaling）と、金属の物体およびプラスチックの物体との容量結合は、エネルギーの収集を大きく妨げる。最大レンジは直接、最大感度を意味し、最大感度を達成できれば、非常に困難な信号伝搬条件下でＲＦＩＤタグと通信できる可能性が改善される。このため、所望の最小レンジを選択することによって、残りのパラメータ（達成可能な最大データ伝送速度、達成可能な最小コストおよび達成可能な最小離調感度など）空間の境界を決定することができる。
【００５４】
図６ａ〜６ｃは、許容可能な離調感度の範囲と、本明細書を記載した時点で最も広く利用可能であり、対費用効果の高い２種類の半導体製造プロセス間での選択を様々に変えた場合の、レンジ、コストおよびデータ伝送速度間のトレードオフを示す。これらの半導体プロセスは、達成可能な最小コストで所望の最小動作電圧スレッショルドＶＬを達成できるように選択される。この計算では、図１に示した各種パラメータが、０．３５ミクロンプロセスと０．２５ミクロンプロセスに使用されている。
【００５５】
図６aは、０．２８ミクロンプロセスシステム（６０４）、と０．３５ミクロンプロセスシステム（６０２）について５μ秒の変調時間（高離調感度）におけるレンジと伝送データ速度の関係を示す。図６ｂは、０．２５ミクロンプロセスシステム（６０８）、と０．３５ミクロンプロセスシステム（６０６）について２μ秒の変調時間（中離調感度）におけるレンジと伝送データ速度の関係を示す。図６ｃは、０．２５ミクロンプロセスシステム（６１２）、と０．３５ミクロンプロセスシステム（６１０）について０．５μ秒の変調時間（低離調感度）におけるレンジと伝送データ速度の関係を示す。これらのグラフのそれぞれには、タグの異なるコストを表している複数の曲線が含まれる。図に示すように、各グラフ６０２〜６１２の各曲線について、ある所定のデータ伝送速度に対しピークレンジが存在する。
【００５６】
あるプロセスから次のプロセスへの移行には、最小電源電圧の変更による、論理回路のパワーＰａのサイズ変更（scaling）が含まれる。あるプロセスから次のプロセスへの移行は、平均ゲートサイズ、静電容量密度、およびシリコン設計の単位面積当たりコストの変更の原因となる。
【００５７】
所望のレンジ、データ伝送速度およびコストの目標が与えられたときに、キャリア変調パルス幅ｔＡＭが法規上の制約内で調整され、最小動作電圧ＶＬが半導体製造の制約内で調整されて、最適動作点の位置が変更されうる。最適動作点とは、ＲＦＩＤタグのディジタル論理回路へのパワー伝送が最大となる点である。キャリア変調パルス幅の変更には、最適化目標（例えば離調感度を低減するためのレンジ、データ伝送速度またはコスト）のうちの少なくとも１つの犠牲が伴う。例えば、変調時間を長くすると、ＲＦＩＤタグのレシーバの帯域幅が減少し、これはひいては、各複合共振周波数に対しアンテナの電気抵抗損失を低減させる。これにより、ディジタル論理回路でより多くのパワーが利用可能となるので、ＲＦＩＤタグのレンジが増加する。しかし、帯域幅の減少またはＱ係数の増大により、近くの物体との容量結合からのアンテナの離調感度が高くなる。アンテナ離調の結果、レンジが大きく悪化する。これに代わって、インタロゲーションレンジを減少させずに、アンテナ静電容量Ｃａが増加するように、ビット伝送速度を等しい量だけ低減させながら、ビット変調周期を延ばしてもよい。
【００５８】
半導体プロセスは、ゲート当たりの論理回路の最小電力消費、静電容量とゲート面積密度、およびゲート動作電圧の許容範囲を決定する。また、プロセス技術は、設計者が、高効率の調整器を実現するための高Ｑインダクタと、高効率の整流器を実現するための低リークかつ低電圧スレッショルドのＰＮ接合を集積化できるかどうかも決める。論理回路の電力消費、調整器および整流器の効率は、最適動作電圧スレッショルドＶＬを強力に制約する。図７は、最小電圧範囲に対する、ＲＦＩＤタグのレンジを示す。図７には３本の曲線が示されており、各曲線が異なる論理回路の電力消費レベルを示している。図からわかるとおり、各曲線は、所定の動作電圧においてピークレンジをとる。図７に示すように、電力消費が減少するにつれ、ピークが左にシフトしている。このため、論理回路の電力消費が減少すると、最小動作電圧が低下する。
【００５９】
ひとたび半導体プロセスを選択したら、動作電圧境界、平均論理回路の電力消費、調整器の効率、整流器の効率および単位シリコン面積当たりの静電容量がわかる。従来、製造技術のトランジスタサイズが小さくなるのに伴い、最小および最大の動作電圧は低下してきた。論理回路の平均電力消費も、以下のように供給電圧の２乗と共に低下する。
【数４３】
2006524402.tif 000045
【００６０】
製造技術により、より小さく、よりパワー効率が高く、低電圧のトランジスタの製造が続くため、パッシブＲＦＩＤタグのレンジが大幅に向上すると予想できる。例えば、下記の表は、半導体プロセスの形状寸法に伴い、予想される電源サイズの変化を示す。
【表１】
2006524402.tif 000046
【００６１】
スイッチおよびインダクタの効率を改善するために、設計者が微小電子機械（micro-electro-mechanical：ＭＥＭ）構造などのより高度な技術を使用するのに伴い、調整器の効率も向上し続けている。整流器は、現在、主要な非線形整流接合として作用するショットキーダイオードによって実装されている。ショットキーダイオードは、従来用いられてきたほかの半導体ダイオードよりも、ターンオン電圧が低いが、リーク電流は高いという特徴がある。設計者がダイオード接続されたＣＭＯＳトランジスタまたはＭＥＭスイッチを組み入れると、更なる効率向上が達成されるであろう。予想される傾向としては、トランジスタの寸法が縮小し、酸化物の膜厚が減少するのに伴い、単位シリコン面積当たりの静電容量がわずかに上昇することがある。特に読取り専用パッシブＲＦＩＤタグにおいては、電荷蓄積コンデンサは、一般に、チップ面積の最大部分を占めている。このため、半導体の特徴サイズの微細化に伴い、コストの低下が得られるはずである。
【００６２】
徐々にＲＦＩＤタグ関連のコストが低減し、性能が改善されるはずである。しかし、これらの改良をもってしても、ＲＦＩＤタグの設計者は、最適化するパラメータを選択するうえでのトレードオフに直面するであろう。これらトレードオフの存在は、図１に示し、導出した数式に示した。導出式を用いて、最小離調感度と半導体動作電圧の範囲による制約を受けるなかで、レンジ、データ伝送速度およびコストなどの重要なパラメータを最適化するのに役立つ方法を開発することができる。
【００６３】
図１０は、本発明の教示に従って、ＲＦＩＤタグの設計を最適化するための例示的な方法を示すフローチャートである。当業者に公知のように、この最適化手法は、任意の公知のオペレーティングシステムおよび任意の適切なコンピュータ言語を用いて、任意の汎用または専用の演算装置で実行させることができる。最初のステップ１００２において、ＲＦＩＤタグとＲＦＩＤリーダを作動させる周波数帯が選択される。例えば、例示的な実施形態では、８５０〜９００ＭＨｚの極超短波（ultra-high frequency：ＵＨＦ）範囲が選択されうる。ＵＨＦ周波数のＲＦＩＤシステムは、一般に、周波数の低いシステムよりも、広いレンジと高いデータ伝送速度を有することができる。周波数範囲を選択したら、選択した周波数帯に対する任意の法規上の制約を適用する必要がある。このような制約は、最大帯域幅、最大送信パワー、ＲＦキャリアと側波帯の比率、およびアンテナの無指向性を決定するのに役立ちうる。
【００６４】
次に、ステップ１００４において、許容最小レンジ、許容最大コスト、許容最小データ伝送速度および最小動作電圧が選択される。これらの値の選択は、通常は設計者に任されており、アプリケーションのニーズを鑑みて、利用可能な技術を考慮して決定される。許容最小レンジは、通常は、許容可能な最短の最大レンジ、つまり言い換えると、所望される最短の最大レンジである。
【００６５】
ステップ１００６において、固定した許容最小レンジを定数として使用して、数３３と数４２を用いて、所望のデータ伝送速度に近い最適のデータ伝送速度を特定する。最適のデータ伝送速度を特定する例示的な処理は、図１１に示される。最初のステップ１１０２において、キャリア変調時間ｔＡＭの初期値が選択される。通常、以降のステップでキャリア変調時間の値を増加できるように、この初期値には短いキャリア変調時間が選択される。次に、ステップ１１０４において、あるアンテナ静電容量Ｃａの範囲に対するデータ伝送速度が算出される。使用するアンテナ静電容量の範囲は、実際のアンテナ静電容量に基づいて決められる。このステップを終えると、特定のキャリア変調時間およびアンテナ静電容量におけるデータ伝送速度が数多く得られることになる。ステップ１１０６において、キャリア変調時間を増加させる。ステップ１１０８において、現在のキャリア変調値をチェックして、この値が、設計者が考慮しようとしている最大キャリア変調値よりも大きいかどうかが判定される。大きくない場合、処理は１１０４に戻り、さらに現在の変調値を使用しつつアンテナ静電容量を変えて、データ伝送速度が計算される。最大キャリア変調時間が使われてる場合、ステップ１１１０において、計算で求めた全データ伝送速度から、最適データ伝送速度（一実施形態においては所望のデータ伝送速度に近いデータ伝送速度）が、選択される。このデータ伝送速度と関連するキャリア変調時間ｔＡＭおよびアンテナ静電容量Ｃａは、図１０の方法に使用するために保存される。
【００６６】
図１０に戻ると、ステップ１００８において、数３３と数４２、キャリア変調時間ｔＡＭ、データ伝送速度Ｒｂｉｔ、アンテナ静電容量Ｃａ、およびステップ１００６で求めた値を使用して、最大レンジを微調整するために、最小動作電圧ＶＬの範囲に対して一連のレンジの値が計算される。このステップが終了すると、特定のコストに対する最適のレンジとデータ伝送速度が特定されたことになる。
【００６７】
ステップ１０１０において、異なるコスト点および／または他の制約値について、ステップ１００６と１００８が繰り返される。これを完了すると、ステップ１０１２において、決定した最適なレンジ、データ伝送速度およびコストのすべてが分析されて、これらの値の最善の組み合わせが特定される。一実施形態ではこの分析は公知の方法を用いてなされ、その際、特定されたそれぞれの値について、レンジ、コストおよびデータ伝送速度のベクトル和を算出し、次に所望のレンジ、コストおよびデータ伝送速度からの総ベクトル距離が一番短いベクトル和を決定する。
【００６８】
例を挙げると、図８はこの方法の使用を示している。所望のレンジを初期値として少なくとも１２フィート、データ伝送速度を少なくとも６０キロビット／秒、ダイコストを最大５セントに設定した。最適化アルゴリズムにより、５．８マイクロ秒のキャリア変調時間と３．６ボルトの最小動作電圧において、最大レンジが１５．７フィートとなることが決定された。これを考慮したうえで、設計者は、これらのパラメータを実際的な値に調整するように選択して、最終的に決定したレンジが例えば少なくとも１２フィートであると検証しうる。例えば、動作電圧の近傍のダイオペレータ（die operator）が選択されうる。しかし、ｔＡＭおよびＶＬの実際的な値による最終設計は、最適状態に幾らか及ばないものとなる可能性がある。しかし、最適化曲線を使用すれば、設計者は、最終的な実装が最適動作点からどの程度乖離するかを決定することができる。上記の例について、レンジの数式３３と４２を使用して、図８ａに示すようにキャリア変調時間ｔＡＭに対してレンジをプロットする。最大レンジの１５．７フィートは所要レンジを上回っており、５．８４マイクロ秒でアクセスする。図８ｂは、上記の例におけるレンジと最小動作電圧との関係を示す。図８ｂに示すように、１５．７フィートのレンジは、３．５９Ｖで得られる。これにより、前述のレンジ、データ伝送速度および最小動作電圧が検証される。
【００６９】
最適化アルゴリズムを用いることで、レンジ、コストおよびデータ伝送速度の様々な組合せにおける、所要の最小動作電圧およびキャリア変調時間を示す図９のグラフを決定することができる。図９に示すように、第一象限９０２では、レンジとデータ伝送速度の関係をプロットしている様々なコストについての曲線がグラフとして示されている。これらの曲線は、データ伝送速度を独立変数として使用して、レンジの数式から得られる。第三象限９０６では、動作電圧と変調時間の関係をプロットしている様々なコストについての曲線がグラフとして示されている。第四象限９０２では、変調時間とデータ伝送速度の関係をプロットしている様々なコストについての曲線がグラフとして示されている。この象限では、データ伝送速度が独立変数として使用され、変調時間が決定されている。所望のコストとデータ伝送速度を与えられると、レンジは最適動作点｛ｔＡＭ、ＶＬ｝の軌跡においてほぼ一定となる。数３６に与えられるように、最適動作点における最大レンジは、アンテナからディジタル論理回路までの最大パワー伝送効率に対応している。データ伝送速度とコストの目標を与えたときに、最大パワー伝送効率は、最適動作点においてかなりの程度で一定となるはずであることが直観的にわかる。
【００７０】
最適化により、法規、アプリケーション環境および半導体製造パラメータ限界の制限内で、性能およびコスト上の１つまたはすべての目標が達成されることを保証することはできない。最適化は、最適化された値を、所望の性能およびコストの仕様にどれだけ近づけることができるかを決定することしかできない。あるいは、１つの性能またはコストのパラメータを他のパラメータのために犠牲にして、その条件を満たした時点で最適化を終了するように決定してもよい。
【００７１】
上記の本発明の詳細な説明において、少なくとも１つの代表的な実施形態を示したが、数多くの変形例が存在することを理解されたい。また、１つ以上の代表的な実施形態は例に過ぎず、いかなる形であれ本発明の範囲、利用可能性または構成を限定することを意図したものではないことも理解されたい。むしろ、上記の詳細な説明は、本発明の代表的な実施形態を実施する上での便利なロードマップを当業者に提供する。添付の特許請求の範囲に記載の本発明の範囲から逸脱することなく、代表的な実施形態に記載した機能および要素を様々に変更することができることが理解されよう。
【図面の簡単な説明】
【００７２】
【図１】ＲＦＩＤタグの各種パラメータとその間の依存関係を示す図である。
【図２】例示的な式で使用する変数の一覧表である。
【図３】例示的なＲＦＩＤタグを示す図である。
【図４】本発明の教示による、ＲＦＩＤタグの蓄積コンデンサのエネルギー蓄積を示すグラフである。
【図５ａ】最小動作電圧とレンジの関係を示すグラフである。
【図５ｂ】ＩＣのコストとレンジの関係を示すグラフである。
【図６】異なるＩＣ設計および異なる決定（determining）速度について、データとレンジの関係を示すグラフである。
【図７】集積回路のパワー要件と電源電圧の要件の関係を示すグラフである。
【図８】ＲＦＩＤタグのレンジ、キャリア変調およびスレッショルド電圧の関係を示すグラフである。
【図９】最適化処理を示すグラフである。
【図１０】本発明の教示による、ＲＦＩＤタグの設計を最適化するための例示的な方法を示すフローチャートである。
【図１１】最適データ伝送速度を計算するための例示的な方法を示すフローチャートである。
【図２】
2006524402.tif 000047
【図１】
2006524402.tif 000048
【図３】
2006524402.tif 000049
【図４】
2006524402.tif 000050
【図５ａ】
2006524402.tif 000051
【図５ｂ】
2006524402.tif 000052
【図６】
2006524402.tif 000053
【図７】
2006524402.tif 000054
【図８ａ】
2006524402.tif 000055
【図８ｂ】
2006524402.tif 000056
【図９】
2006524402.tif 000057
【図１０】
2006524402.tif 000058
【図１１】
2006524402.tif 000059
【国際調査報告】
2006524402.tif 000060
2006524402.tif 000061