(57)【要約】  本発明は、デジタルデータ伝送であって、そこでは、この伝送は、搬送波周波数の変調によって遂行され、少なくとも２つの異なる妨害のタイプによって妨害されるようなデジタルデータ伝送、のための方法に係る。この方法は、受信端において、a１）受信信号の電力に関する推定値を決定するステップと、a２）この受信信号の信号対雑音プラス干渉比に関する推定値を決定するステップと、b）少なくともこれらステップa１）とa２）において決定されたこれら推定値を決定ユニットに供給するステップとを含み、この決定ユニットは、少なくとも１つの妨害の優勢なタイプを、少なくとも１つの予め定義可能な決定基準に基づいて決定する。加えて、本発明は、搬送波の周波数変調を介してデジタル的に送信されたデータを受信するためのデバイスに係るが、このデバイスは、受信信号の電力に関する推定値を決定するための推定値決定デバイス（１２）と、この受信信号の信号対雑音プラス干渉比に関する推定値を決定するためのデバイス（１０）と、この受信信号の電力に関する推定値を決定するためのデバイス（１２）とこの信号対雑音プラス干渉比に関する推定値を決定するためのデバイス（１０）とに結合され、少なくとも１つの優勢なタイプの妨害を、この決定された推定値に基づいて、少なくとも１つの予め定義可能な判定基準に従って、決定するために構成された決定ユニット（１４）と、を含む。本発明は、最後に、その内部に本発明による方法が格納される半導体モジュールにも係る。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
デジタルデータ伝送が、搬送波周波数を変調することで遂行され、少なくとも２つの異なるタイプの妨害によって妨害されるようなデジタルデータ伝送のための方法であって、
受信端において、
a１）  受信信号の電力に関する推定値を決定するステップと、
a２）  前記受信信号の信号対干渉プラス雑音比に関する推定値を決定するステップと、
b）    これらステップa１）とa２）において決定された少なくともこれら推定値を決定ユニットに供給するステップと、を含み、この決定ユニットは、これら推定値に基づいて、少なくとも１つの妨害の優勢なタイプを、少なくとも１つの予め定義可能な決定基準に基づいて決定することを特徴とする方法。
【請求項２】
更に、
a３）  信号対干渉プラス残留雑音比に関する推定値を決定するステップを含み、前記ステップｂ）において、ステップa３）において決定されたこの推定値も前記決定ユニットに供給されることを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項３】
前記ステップa３）の前に、少なくとも、干渉低減のための、とりわけ干渉抑圧のための対策が前記受信信号に適用されることを特徴とする請求項２記載の方法。
【請求項４】
更に、
c）  前記受信信号を、前記ステップｂ）において決定された前記少なくとも１つの優勢な妨害のタイプに基づいて等化するステップを含む、ことを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の方法。
【請求項５】
前記伝送は、一方においては雑音によって、他方においては共通チャネル及び/又は隣接チャネル干渉によって妨害されることを特徴とする請求項４記載の方法。
【請求項６】
アンテナダイバーシティの場合には、少なくともこれらステップa１）、a２）及びｂ）、又はこれらステップa１）、a２）、a３）及びｂ）が、各受信サブ信号に対して遂行されることを特徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載の方法。
【請求項７】
更に、前記ステップｃ）が各受信されたサブ信号に対して遂行されることを特徴とする請求項６記載の方法。
【請求項８】
搬送波周波数の変調を介して送信されたデジタルデータを受信するためのデバイスであって、
受信信号の電力に関する推定値を決定するためのデバイスと、
前記受信信号の信号対干渉プラス雑音比に関する推定値を決定するためのデバイスと、
前記電力に関する推定値を決定するためのデバイスと前記信号対干渉プラス雑音比に関する推定値を決定するためのデバイスとに結合され、少なくとも１つの優勢な妨害のタイプを、これら決定された推定値に基づいて、少なくとも１つの予め定義可能な決定基準を基礎として、決定するように構成された決定ユニットと、
を含むデバイス。
【請求項９】
その内部に請求項１乃至７のいずれかに記載の方法が格納される半導体モジュール。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、デジタルデータ伝送であって、そこにおいては、伝送は、搬送周波数の変調によって、例えば、モバイル無線システムGSM（Global System for Mobile Communication）にて行なわれ、少なくとも２つの異なる妨害のタイプによって妨害されるようなデジタルデータ伝送のための方法に関する。本発明は、とりわけ、少なくとも近似的にパルス振幅変調にて記述することができる、TDMA（時分割多元アクセス）及び/又はFDMA（周波数分割多元アクセス）伝送に対する、干渉信号を検出するための方法とシステムとに関する。もし、そのとき発生している変調誤差が１０％より小さいときは、そこでは、パルス振幅変調による近似的な記述が存在する。これに加えて、本発明は、その内部に本発明による方法が格納されている半導体モジュールに関する。
【背景技術】
【０００２】
分散性チャネル（dispersive channels）を通じての、例えばモバイル無線チャネルを通じての、搬送波周波数に基づくデジタル伝送では、送信信号は、雑音、及び/又は、共通チャネル干渉及び/又は隣接チャネル干渉源によって、歪まされたり、妨害されたりする。従って、送信されたデータを回復するための特別な措置が、受信機内において必要とされるが、これら措置は、通常、等化と呼ばれる。
【０００３】
この受信機の、送信されたデータを可能な限り誤りなしに回復することに関しての効率は、本質的に、その伝送チャネル内の妨害のタイプと程度とに依存する。最適な等化のためには、この妨害に関しての、例えば、その統計的特性の関しての、最も正確な知識を有することが必須となる。
【０００４】
もし、その伝送チャネル内において、例えば、加法的白色ガウス雑音（additive white gaussian noise, AWGN）の結果としての妨害が優勢であるときは、共通チャネル及び/又は隣接チャネル干渉源が存在するときに用いられるのとは異なる、最適な等化のための、他の対策が用いられるべきである。前者のケースにおいては、分散性チャネルの等化のための最適な方法は、G.D. Forney Jr., "Maximum-Likelihood Sequence Estimation of Digital Sequences in the Presence of Intersymbol Interference（相互シンボル干渉の存在下でのデジタル系列の最尤系列推定）", IEEE Transactions on Information Theory, IT-18, 363-378, May 1972において述べられている、最尤系列推定（maximum likelihood sequence estimation, MLSE ）であるが、この推定は、ビタビアルゴリズム（Viterbi algorithm）を介して遂行することができる。例えば、共通チャネル干渉に起因する妨害の場合は、例えば、Joint MLSEなどの方法は、かなりより良好な結果を達成することができる。これに関しては、例えば、K. Giridar et al., "Joint Demodulation of Co-channel Signals Using MLSE and MAPSD Algorithms（MLSE及びMAPSDアルゴリズムを用いての同一チャネル信号のジョイント復調）", Proceedings of IEEE Int. Conf. on Acoustics, Speech, and Signal Processing (ICASSP), Minneapolis, 1993, IV-160 - IV-163を参照されたい。更に、欧州特許公開第１２２１７８０号明細書に従う方法を用いても、約束された結果が得られる。
【０００５】
こうして、その伝送チャネル上で発生している妨害のタイプ（雑音か干渉か）が知られているときは、あるデジタル伝送システムの効率は、最も適する等化方法を選択することで、大きく改善できる、ということがはっきりといえる。これとの関連で、TDMA伝送では、これら妨害の比は、あるタイムスロットと次とで大きく変動し、このためタイムスロット毎の干渉の検出は、最適な効率を与えるということも、とりわけ重要である。
【０００６】
干渉信号の検出に関しての今日までに知られている方法は、優勢的に信号対干渉プラス雑音比（signal-to-interference-plus-noise）すなわちS/(I+N)又はSINRの推定値に基づき、これから干渉信号の存在が導かれる。本質的に、以下の４つの異なるアプローチを挙げることができる
（１）干渉射影（interference projection, IP）法
（２）サブスペースベースでの（subspace-based, SB）方法
（３）受信信号の自己相関系列の評価
（４）受信信号のスペクトル特性の評価
例えば、M.D. Austin, "In-service signal quality estimation for TDMA cellular systems（TDMAセルラシステムに対するインサービス信号品質推定）", Kluwer Wireless Personal Commun., vol.2, pages 245-254, 1995において記述されている干渉射影法（１）は、信号対干渉プラス雑音比すなわちS/(I+N)の推定を遂行するが、この方法においては、しかしながら、例えば白色雑音に起因する妨害と、干渉信号に起因する妨害との間で、差別はなされない。このことから、ここに記述されている方法は、この方法はさらに推定された値を時間に依存した平均としてしか提供せず、ここで求められている用途に対しては、使用不能である。
【０００７】
例えば、"Subspace based estimation of the signal to interference ratio for TDMA cellular systems（TDMAセルラシステムに対する信号対雑音比のサブスペースベースでの推定）", IEEE Vehicular Technology Conf., Atlanta, GA, pages 1155-1159, April 1996において記述されている、サブスペースベースの方法（２）は、その目的として、信号対干渉比（signal to interference ratio, SIR）の推定値を得ること、を有する。このパラメータを知ることは、基本的には、この信号対雑音比の推定値と、ある適当に選択された閾値とを比較することを介して、ある妨害源を検出するために適する。しかしながら、この方法は、共分散行列（covariance matrix）の推定値に基づき、このため、通常は、大きな数の受信信号系列（TDMAシステムにおいてはタイムスロット）の評価を当然のこととする。タイムスロットに基づく推定は、サイズ１のサンプリング（size 1 sampling）を意味し、このことが証明するように、この方法は、実現するのに適当でない。
【０００８】
干渉信号を検出する１つのさらなる方法は、例えば、"Method and device for detecting adjacent channel interference in a transmission signal（伝送信号内の隣接チャネル干渉を検出するための方法とデバイス）"なる名称の欧州特許公開第１１５８６８４号明細書において説明されている、受信信号から導かれる干渉信号の自己相関系列の評価（３）に基づく。干渉信号の自己相関特性の評価は、しかしながら、共通チャネル干渉源のケースにおいては、実際の伝送システムでは利用可能なチャネル帯域幅は通常は最大限まで用いられており、このため、考慮下のチャネルの帯域幅内においては共通チャネル干渉信号の自己相関値は加法的白色雑音の自己相関値と非常に類似するために、信頼できる弁別基準を与えない。
【０００９】
基本的に類似する問題の背景が受信信号のスペクトル分析（４）を介しての共通チャネル及び/又は隣接チャネル干渉源の検出においても見られる。この方法は、おおいに適切ではあるが、隣接チャネル干渉源を検出するための、共通チャネル干渉源の信頼できる検出は、有用な信号と共通チャネル干渉信号とが通常は同一の又は類似の長期スペクトル（long-term spectrum）を有し、このため受信信号の周波数スペクトルは十分な弁別基準とはならないために、不可能である。従って、議論されたこれら全ての方法は、共通チャネル干渉源が、誤って検出されなかったり、又は、ある発生している白色雑音が、誤って共通チャネル干渉源であると解釈されるという、高い確率を有する。
【発明の開示】
【００１０】
このため、本発明の１つの目的は、従来の技術の状態と比較して、干渉源の検出の改善された可能性を提供することにある。そして、この可能性の結果として、とりわけ、共通チャネル干渉源も本質的により高い信頼度に認識できるようにすることにある。こうすることで、TDMA伝送システム内において、タイムスロットによる実現に基いての検出が可能となる。ここでは、以下のような最小限の条件が満たされるものと想定される。
ある（少なくとも実質的に）線形な変調方法、例えば、直交振幅変調（Quadrature Amplitude Modulation, QAM）、位相シフトキーイング（Phase-Shift Keying, PSK）又はガウス最小シフトキーイング（Gaussian Minimum-Shift Keying, GMSK）が用いられ、ここで、最後に示された変調方法はフィルタリングされた二進位相シフトキーイング（ filtered Binary Phase-Shift Keying、BPSK）で近似することもできる。
受信信号は、いわゆる等化複素ベースバンド信号（equivalent complex baseband signal）として得られる。
最初のナイキスト条件（first Nyquist condition）は必ずしも満たされる必要はない（このことはおそらくはシンボル間干渉が発生していることを意味する）。
伝送チャネルに関する特別な事前の知識を有する必要はない。受信機端でチャネルインパルス応答の推定を行うためには、その受信機内においてある訓練系列の送信が知られていることのみが仮定される。
受信機内において発生している基本雑音（熱雑音、増幅器雑音、量子化雑音等）は概ね一定であるか、又は、いずれにしても、非常に良好に推定可能である。
【００１１】
この目的は、請求項１の特徴を有する方法を介して、及び請求項８の特徴を有するデバイスを介して、達成される。
【００１２】
本発明は、原理的には、以下の事実に基づく
１）受信信号から適当な特性(features）、とりわけ
受信信号の電力に関する推定値PRXと、
信号対干渉プラス雑音比（SINR）に関する推定値と、が導かれ、
２）これら特性があるデバイスに供給され、このデバイスは、これら要素に基づいて、妨害のタイプに関する決定を行い、これによって、可能な限り最小の誤り率を提供する。
本発明の実現は、主として、とりわけ、FDMAベースの伝送システム内の、伝送チャネル上で発生している共通チャネル及び/又は隣接チャネル干渉を、考慮下の受信信号内に含まれる要素の助けをかりて、検出することにある。
【００１３】
本発明による方法を用いると、とりわけ、FDMAベースのデジタル伝送システム、例えば、GSMモバイル無線システム内での、"共通チャネル及び/又は隣接チャネル干渉（common channel and/or adjacent channel interference）"の妨害のタイプの信頼できる検出が保証され、このため、このような妨害の存在が検出された後に、この受信装置内において適当な措置、例えば、とりわけ適応的フィルタリング（adaptive filtering）による干渉の相殺、又はこの干渉の等化過程内への（例えば、マルチユーザ検出にて）構成的包含を取ることが可能となる。
【００１４】
更に、この方法は、とりわけ、データ伝送をブロックにて行うTDMA方式に適するが、この方式はほとんどのモバイル無線標準（例えば、GMS）において用いられている。ここでは、伝送チャネルの特性が（例えば、周波数ホッピング方法が利用されることで）幾つかのブロックの期間を通じて大きく変化するために、ブロックベースでの妨害のタイプの推定が高度に有利である。
【００１５】
結果として、本発明は、この受信機の性能を、送信されたデータの回復の点で、かなり増加させる。このことは、とりわけ、強い共通チャネル及び/又は隣接チャネル干渉源が存在するときの伝送についていえる。
【００１６】
１つの特定の好ましい変形例においては、更に信号対干渉プラス残留雑音比に関する推定値が決定され、決定ユニットには、この推定値も供給される。これは、前記の妨害の少なくとも１つの優勢なタイプを、より正確に決定することを可能にする。
【００１７】
とりわけ、好ましくは、この信号対干渉プラス残留雑音比に関する推定値が決定されるときには、干渉を低減するための、とりわけ干渉を抑圧するための、少なくとも１つの措置を受信信号に適用される。これは、信号対干渉プラス残留雑音比に関する推定と、信号対干渉プラス雑音比に関する推定との、信頼性を大きく増加させ、このため、改善された判定品質を達成することができる。
【００１８】
もう１つの好ましい実施例においては、１つの更なるステップとして、受信信号の等化が、ステップｂ）において決定された妨害の少なくとも１つの優勢なタイプに基づいて、遂行される。
【００１９】
実際のデジタル伝送システムにおいては、データは、通常は、少なくとも２つのタイプの妨害によって、つまり、一方においては雑音によって、他方においては、共通チャネル及び/又は隣接チャネル干渉によって、妨害される。受信信号の電力に関する推定は、この雑音に関する結論を可能にし、他方、これら他の２つの推定値は、共通チャネル及び/又は隣接チャネル干渉に関する結論を可能にする。
【００２０】
もし、複数の受信信号（アンテナダイバーシティ）が存在するときは、好ましくは、これら推定ステップと、この少なくとも１つの優勢な妨害タイプの決定は、この決定ユニット内において、各受信されたサブ信号に対して遂行される。更に、好ましくは、受信信号の等化も、この少なくとも１つの優勢であると決定された妨害のタイプに基づいて、各受信されたサブ信号に対して、別個に遂行される。この措置は、本発明による方法の長所を、アンテナダイバーシティが用いられた場合に、最大化させる。
【００２１】
最後に、本発明は、その内部に本発明による方法が格納されている半導体モジュールにも係る。
【００２２】
更なる有利な態様が従属クレームから推量できよう。以下においては、本発明による態様の例が添付の図面を参照しながらより詳細に説明される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
以下においては、同一の参照符号は、例外なく、態様の様々な例の同一の要素及び類似する要素に対して用いられる。図１との関連で、本発明による方法の基本原理は、第一の単純な態様においては、ブロック１０において、受信信号の”信号対干渉プラス雑音比（the signal-to-interference-plus-noise ratio, SINR）”のマグニチュードに関する推定値が決定され、ブロック１２において、受信信号の電力PRXに関する推定値が決定され、これらは決定ユニット１４に供給され、この決定ユニットはこれら２つの特性に基づいて、共通チャネル及び/又は隣接チャネル干渉の発生に関する決定を行う、という事実からなる。
【００２４】
図２に簡略的に表されている１つの更なる態様においては、”信号対残留干渉プラス雑音比（signal-to-residual-interference-plus-noise ratio, SRINR）”のマグニチュードの推定値が、ブロック１６において、第三のマグニチュードとして、この決定がなされるとき組み込まれるが（図２参照）、しかし、オプションとして、推定の前に、ブロック１８において、干渉の抑圧を行うこともできる。
【００２５】
以下においては、最初に、これら推定値の意味について本発明と関連で説明される。
【００２６】
受信信号の電力に関する推定（ブロック１２）
実際の伝送システムの各受信信号は、受信機の又は受信デバイス（例えばアンテナ）の、熱雑音に起因する雑音成分を有する。こうして、この受信機は、考慮下の伝送チャネルの使用可能な帯域幅内での最初の近似（first approximation）では、加法的白色ガウス雑音に対応する基本雑音（basic noise）を有する。本発明によるこの方法に対しては、この受信機の雑音のタイプに関する、とりわけ、これらのスペクトル特性に関する、この仮定は、概ね満たされることのみが必要とされる。もし、ある有用な信号が、その伝送チャネルに起因する、又は別の加入者に起因する、雑音信号なしに、電力Pusefulにて受信されるときは、この受信信号のこの自己適応的な瞬間信号対雑音比（self-adapting instantaneous signal-to-noise ratio, SNR）は、本質的には、その受信電力PRXに依存する。その雑音信号は、加法的であり、この受信信号とは無相関であるという仮定の下では、以下が成り立ち、
【数１】
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これから、以下が成り立つ。
【数２】
2006529063.tif 000004
【００２７】
ほとんどの実際の伝送システムにおいては、電力Pnoiseを有するこの受信機の雑音は、少なくとも実質的には知られているものと仮定しても良い。この受信信号の電力が知られているときは、例えば、共通チャネル及び/又は隣接チャネル干渉源の結果としてのさらなる妨害が存在しないようなケースにおいては、この信号対雑音比を決定できる可能性が存在する。実際のシステムにおいては、上の等式内のこれら変数の実際の（正確な）値は、それらの推定値にて置きかえることができる。
【数３】
2006529063.tif 000005
【００２８】
従来の技術水準によると、この受信信号の電力を推定するためのさまざまなデバイス及び方法が存在するが、これらは当業者には知られており、これらは本発明の主題を形成しない。その信号が時間離散サンプル値の形式にて存在するときは、その信号の電力は、例えば、考慮下の信号系列の分散（variance）の確定を介して推定することができる。
【００２９】
信号対干渉プラス雑音比（SINR）に関する推定（ブロック１０）
以下においては、この目的に対して、好ましく、従来の技術水準からみて習慣的であり、当業者において知られている、この信号対雑音プラス干渉比（SINR）を推定する方法について概説される。
【００３０】
歪みを与えるチャネル（distorting channel）を通じての、パルス振幅変調（pulse amplitude modulation, PAM）による伝送は、知られているように、図３に従って、時間離散なやり方にてモデル化することができる。1/Tなる送信シンボルクロック（transmit symbol clock）にてサンプリングされたこれら受信信号は、明らかに、このPAM伝送系列と、その長さがLとして参照されるそのチャネルのインパルス応答ｈ[k]との、妨害の影響を受けた畳み込みとして以下のように表すことができる（図３のブロック２０参照）
【数４】
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【００３１】
使用される変調方法に依存して、これら振幅係数a[k]及びこれらチャネルインパルス応答h[k]は、純粋に実数であるか、純粋に虚数であるか、又は複素数である。PAM信号は、例えば、加えて、P.A Laurent " Exact and approximate construction of digital phase modulations by superposition of amplitude modulated pulses(AMP)(振幅変調されたパルスのスーパーポジションによるデジタル位相変調信号の正確な及び近似的な構成）”, IEEE Trans. on Commun., COM 34, 150-160, 1986に記載されているように２進連続位相変調（continuous phase modulation, CPM）方法を近似的に記述することもできるが、これらの方法は、これらの帯域幅容量及びこれらの小さなピーク値ファクタ（peak value factor）のために、しばしば、モバイル通信、例えば、GSMシステムにおいて用いられる。これら振幅係数a[k]については、これらは、その受信機内において、先験的に知られているものと仮定される（パイロット又は訓練シンボルと呼ばれているところのものである）。
【００３２】
これら時間離散妨害n[k]は、２つの成分から成る。
【数５】
2006529063.tif 000007
ここで、nAWGN[k]はAWGN成分を表すが、これは、平均なし（average-free）の、正規分布の白色成分である（この後者は、G.D. Forney Jr., "Maximum-Likelihood Sequence Estimation of Digital Sequences in the Presence of Intersymbol Interference（相互シンボル干渉の存在下でのデジタル系列の最尤系列推定）", IEEE Transactions on Information Theory, IT-18, 363-378, May 1972において述べられている白色化された整合フィルタ（whitened matched filter）を用いたとき、又はサンプリングの前に時間連続受信機の入力フィルタ（time-continuous receiver input filter）として一般平方根ナイキストフィルタ（general root-Nyquist filter）を用いたときに与えられる）。nAWGN[k]の結果としての妨害は、こうして、物理的に主としてこの受信機の入力段内の上述の熱雑音に引き戻すことができる。nINT[K]は、干渉信号の結果としての潜在的な妨害を表す。
【００３３】
今や、この受信機においては、最初に、この知られているシンボルa[k]に基づくこのチャネルインパルス応答の推定値
【数６】
2006529063.tif 000008
が得られ、この応答を得るためには、従来の技術水準に従うに様々な方法を用いることができるが、これら方法は、当業者に知られており、本発明の主題は形成しない（例えば、S.N. Crozier, D.D. Falconer and S.A. Mahmoud, "Least sum of squared errors(Isse) channel estimation（誤差の二乗の和を最小にすることによるチャネル推定法）", IEE Proceedings- F, 138: 371-378, August 1991において説明されている）。
【００３４】
次に、このチャネルインパルス応答の推定に基づいて、雑音成分と干渉成分から成る妨害成分の推定値
【数７】
2006529063.tif 000009
が、以下に従って得られる。
【数８】
2006529063.tif 000010
【００３５】
式（６）に従って、受信信号から推定された有用信号成分が減算され、この結果が妨害信号として解釈される。
【００３６】
こうして、この推定信号対干渉プラス雑音比SINRestに関して、以下が成立する。
【数９】
2006529063.tif 000011
ここで、Mは、この推定の基礎として用いられた推定妨害信号の離散値の数である。
【００３７】
この推定信号対干渉プラス雑音比SINRestを決定するための正確な方法は、本発明の要素の部分ではなく、このため上に説明された方法以外の他の方法を用いることもできる。
【００３８】
決定ユニットの動作（ブロック１４）
以下においてはこの決定ユニット（１４）の動作について、１つの単純な例を介して、概説される。最初に、この受信信号内には、熱に起因する受信機雑音以外には、（例えば他の加入者からの干渉信号に起因する）更なる妨害は存在しないものと仮定される。このケースにおいては、式（７）に従って決定されたこの信号対干渉プラス雑音比SINRの値は、定義から、信号対雑音比に対応し、換言すれば、以下が成立する。
【数１０】
2006529063.tif 000012
式（３）から、以降は以下が成立する。
【数１１】
2006529063.tif 000013
【００３９】
【数１２】
2006529063.tif 000014
であるものと仮定すると、これは、受信信号の電力に関する推定値
【数１３】
2006529063.tif 000015
と式（７）に従って決定された推定値SINRestとの間の近似的な線形相関を記述する。この事実が図４に概略的に示されている。
【００４０】
もし、対照的に、この熱に起因する受信機雑音に加えて、この有用な信号と雑音とに加えての、そしてこれらと無相関の妨害が、干渉信号の形式にて、存在するときは、式（８）に記述されるこの恒等式（identity）はもはや近似的に満たされなくなる。このような妨害信号と比較的高い入力レベルとが同時に存在する場合は、例えば、以下が成立し、
【数１４】
2006529063.tif 000016
このため、これら推定値に関しては以下が成立する。
【数１５】
2006529063.tif 000017
【００４１】
こうして、妨害信号が発生しているこのケースに対しては、これら推定値
【数１６】
2006529063.tif 000018
を有するこれら値の対は、平均的には、座標軸SINRestに関して、式（９）で記述される関数（function）より低くなる（図４参照）。
【００４２】
決定境界の決定
共通チャネル及び/又は隣接チャネル干渉の結果としての妨害の存在に関しての決定については、いくら誤りのない認識を目指しても、基本的に、以下の２つのタイプの誤った決定の可能性が在り得る。
受信信号は、妨害を含むのに、その妨害が検出されないという誤り（第一のタイプの誤り）
受信信号は、妨害は含まないのに、それにもかかわらず、そのような妨害が存在すると決定される誤り（第二のタイプの誤り）
実際の伝送システムにおいては、一般には完全に誤りのない検出は、通常は実現不能である。従って、この決定ユニットは、その目的として、上述の誤った決定を最小化することを目指すが、これら誤った決定は、システムによっては、一部は、回避不能である。従って、伝送システム全体としての性能を最適化するためには、どちらかのタイプの誤りをある選択可能な確率以下に保ち、他方の誤りの発生は、差別的により大きな確率を有するようにすることが必要となることもある（誤りの非対称な分布）。
【００４３】
２つの特性を有する上述の態様の単純な例に対しては、この決定ユニットのこれら入力変数
【数１７】
2006529063.tif 000019
のこれら値のペアは、二次元空間（平面）内に位置する。この決定ユニットは、とりわけ、その目的として、この空間を、共通チャネル及び/又は隣接チャネル干渉源がするときに又は存在しないときに対応する決定領域に分離することを目指す。図１と図４とに図解されているこの態様のここでの単純な例においては、この空間の２つの領域への分離が、例えば、区分的線形関数（section-wise linear function）を介して実現される。図４に表されているこれら値のペアの分割に従うと、一例として、これら２つの領域を分離するためには、しかしながら、他の関数、例えば、アークタンジェント関数（arc-tangent function）を用いることもできる。
【００４４】
図５は、一例として、ここでは、これら値のペアのドットのセットは、重複し、このため、これら領域の完全な分離は、もはや可能でないような類似のケースを示す。
【００４５】
図４と図５とに示されているこれら例を参照することで、これら値のペア
【数１８】
2006529063.tif 000020
のこれら判定領域への割当てに関して、一般的に限定するような仮定は、行うことはできないことを認識できる。これら決定領域は、とりわけ、考慮下の伝送システムの、正確な構成と特性とに依存する。これら決定領域を互いに区画するためには、それぞれ、線形及び非線形の関数又は関係の両方とも用いることができる。これは、明示的に非線形な分類方法をも含むが、これらは、”人工ニューラルネットワーク（artificial neural networks）”なる一般用語にて知られている。加えて、これら判定領域を、時変的やり方（time-variant fashion）にて定義することが、すなわち、これらを、その伝送システムの更なるパラメータ（例えば、温度）に依存させて、変化させることが有利であることもあり得る。これら更なるパラメータは、この受信機の特性（例えば、第一の増幅器段の熱雑音）を変化させるためである。
【００４６】
更なる特徴的な要素の判定過程内への組み込み
信号対残留干渉プラス雑音比（signal-to-residual-interference-plus-noise ratio, SRINR）に関する推定（ブロック１６）
この決定ユニットの効率を更に改善するために、もう１つの好ましい実施例は、１つの更なる特性として、推定信号対残留干渉プラス雑音比（SRINR)を、この決定過程（decision-making process）内に含めても良い。この特性を決定するためには、ブロック１８において（図２参照）、１つ又はそれ以上の優勢な妨害信号の成分が、受信信号から可能な限り除去される。実際のシステムにおいてはこれら有用な信号とこれら妨害信号は、正確ではないと想定することは、しばしば正しいが、しかし、我々は、以下の関係を有し、
【数１９】
2006529063.tif 000021
ここで、
【数２０】
2006529063.tif 000022
は、残留干渉の、すなわち、受信信号内に抑圧又は除去されることなくまだ残っている妨害成分の、電力を表す。
【００４７】
この特性、すなわちSRINRを決定するためには、従って、電力Pdominterferを有する優勢な妨害信号成分を抑圧すること、又はこれらのマグニチュードを知ること、が要求される（図２参照）。これは、本発明によるこの方法の主題ではなく、このことは真実ではあるが、しかしながら、これに関しての、１つの好ましいアプローチが、以下に大雑把に概説される。
【００４８】
このSRINRを推定する１つの可能性は、共通チャネル及び/又は隣接チャネル源の結果として妨害がある発生しているという仮説の下で、干渉の抑圧が遂行される、という事実から成る。干渉を抑圧するためには、例えば、欧州特許第１２２１７８０号明細書の教示に従う方法を用いることもできる。これら方法によると、ある優勢な妨害信号、恐らくは受信信号内で発生している妨害信号が除去され、この結果として、電力Pnoiseを有する雑音電力成分を除いて、電力PRIを有する抑圧されなかった残留干渉成分のみが残される。この干渉が抑圧された後に、このアプローチは、例えば、等式７に従って、この要求される推定値SRINRestを提供する。明らかなように、ある優勢な妨害源が発生しており、これが正常に抑圧されたときは、この信号対残留干渉プラス雑音比（SRINRest）の値は、信号対干渉プラス雑音比（SINRest）の値とは、明確に異なることを期待できる。受信信号が妨害信号を含まない場合は、干渉の抑圧は、いかなる影響も与えず、このため、いずれの両値に対しても類似するマグニチュードを期待できる。このことから明らかなように、前述の特性（すなわち信号対残留干渉プラス雑音比）は、この判定ユニットに対する１つの更なる重要なマグニチュードであるといえる。
【００４９】
３つ又はそれ以上の入力要素を有する決定ユニットの実現
もし３つ又はそれ以上の要素がこの決定過程に組み込まれるときは、これら特性によって三次元又はより高次元の空間が繰り広げられ、この空間が、判定ユニットによって、２つの特性が存在するケースと類似のやり方にて、複数の決定領域にサブ分割される。これら判定領域の、従って、各々の、通常は非線形な写像関数（imaging function）の選択は、考慮下の各々の伝送システムに依存して行なわれる。３つの決定特性が用いられるケースに対しては、これらサブ領域が、この平面の部分によって区画されるやり方（領域的に線形分離）が、一つの可能な好ましい形態である。これら決定領域の、これら境界は、しかしながら、適当な非線形な写像（images）によって記述することもできる。同様に、二次元空間が用いられるケースにおいては、このために、人工ニューラルネットワークを用いることもできる。
【００５０】
アンテナダイバーシティのケースへの適用
もし、この受信機（例えば、モバイル受信機）内においてN重アンテナダイバーシティ（N-fold antenna diversity）が発生するときは、図６に簡略的に示されているように、上で説明されたこれら特性（ブロック１０aから１０ｘとブロック１２aから１２ｘ）は、図１に示されている単純な態様を基礎として、個々に回復し、１つの共通の判定ユニット１４に、加えることができる。この決定ユニット１４は、すると、これら特性に基づいて、共通チャネル及び/又は隣接チャネル干渉の存在に関する決定を行う。２つより多くの特性への拡張も同様にして相応に行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【００５１】
【図１】アンテナダイバーシティを用いない態様の第一の例をブロック回路図にて示す図である。
【図２】アンテナダイバーシティを用いない態様の第二の例をブロック回路図にて示す図である。
【図３】デジタル伝送の時間離散ブロック回路図を略図にて示す図である。
【図４】一例として示されている値のペアを有するこれら特性
【数２１】
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の１つによって繰り広げられた空間と、２つの可能な決定境界とを、略図にて示す図である。
【図５】一例として示されている値のペアを有するこれら特性
【数２２】
2006529063.tif 000024
によって繰り広げられた１つのさらなる空間と、１つの決定境界とを、略図にて示す図である。
【図６】N重アンテナダイバーシティを用いる態様の１つのさらなる例を略ブロック図にて示す図である。
【符号の説明】
【００５２】
式の要素のリスト
SNR       信号対雑音比
SNRest      推定信号対雑音比
SINR      信号対干渉プラス雑音比（signal-to-interference-plus-noise ratio）
SINRest     推定信号対干渉プラス雑音比
SRINR    信号対残留干渉プラス雑音比（signal-to-residual-interference-plus-noise ratio）
SRINRest    推定信号対残留干渉プラス雑音比
a[k]        送信又は訓練シンボルの振幅係数
r[k]        時間離散受信信号
ri[k]      アンテナダイバーシティの場合におけるi番目のチャネルの時間離散受信信号
n[k]        時間離散妨害成分（全妨害）
nAWGN[k]    加法的雑音に起因する時間離散妨害成分
nINT[ｋ]    干渉に起因する時間離散妨害成分
【数２３】
2006529063.tif 000025
時間離散受信信号内の妨害成分の推定系列  
h[k]       有用な信号のチャネルインパルス応答
【数２４】
2006529063.tif 000026
有用な信号の推定時間離散チャネルインパルス応答
L          推定チャネルインパルス応答｛  １４−３  ｝の係数の数
T          送信シンボル期間
M          評価された受信周波数の長さ
N          受信アンテナの数
PRI        （雑音抑圧後の）残留干渉の電力
PRX         受信信号の電力
【数２５】
2006529063.tif 000027
受信信号の推定電力
Puseful    受信信号内の有用な信号成分の電力
【数２６】
2006529063.tif 000028
受信信号内の有用な信号成分の推定電力
PdomInterf    適当な干渉の抑圧によって除去することができる優勢な雑音成分の電力
Pnoise    受信信号内の雑音成分の電力
【数２７】
2006529063.tif 000029
受信信号内の雑音成分の推定電力
PINT      受信信号内の干渉成分の電力
【数２８】
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受信信号内の干渉成分の推定電力
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【国際調査報告】
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