(57)【要約】振幅情報を含む１６値ＱＡＭ等の変調方式に従って通信信号が変調されるデジタル通信システムにおいて、通信信号を復号する方法。本方法は、受信された通信信号に対する尤度値を生成するステップ（４０６）と、少なくとも生成された尤度値に基づいて、通信信号を復号するステップ（４０８）とを含む。本方法は、受信された通信信号により搬送された振幅情報の信頼度指標を提供すること（３０２）と、振幅情報の信頼度指標に基づいて、尤度値を生成することとをさらに含む。
2006507738.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
振幅情報を含む変調方式に従って通信信号が変調されるデジタル通信システムにおいて前記通信信号を復号する方法であって、
‐受信された通信信号に対する尤度値を生成するステップ（４０６；  ５０６；  ７０７）と、
‐少なくとも前記生成された尤度値に基づいて前記通信信号を復号するステップ（４０８；  ５０８；  ７０８）とを含み、
前記方法は、
‐前記受信された通信信号により搬送される前記振幅情報についての信頼度指標を提供するステップ（３０２；  ７０２，７０３）をさらに含み、
‐前記尤度値を生成するステップは、前記提供された信頼度指標に基づいて、前記尤度値を生成するステップ（７０４）をさらに含むことを特徴とする方法。
【請求項２】
前記通信信号を受信機モジュールによって受信するステップをさらに含み、前記信頼度指標は前記受信機モジュールによって提供されることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記通信信号を受信するステップは、増幅器により前記通信信号をスケーリングするステップをさらに含み、前記信頼度指標を提供するステップは、前記増幅器の利得設定に基づいて前記信頼度指標を生成するステップをさらに含むことを特徴とする請求項２に記載の方法。
【請求項４】
前記尤度値を生成するステップは、所定強度の振幅変動が所定の期間内に発生したか否かを判定するステップ（７０２）をさらに含むことを特徴とする請求項１ないし３の何れかに記載の方法。
【請求項５】
前記所定の期間は、ビットシーケンスを通信するためのタイムスロットに対応することを特徴とする請求項４に記載の方法。
【請求項６】
前記尤度値を生成するステップは、振幅変動が発生し、かつビット値が振幅情報を使用して符号化された場合、前記復号されたビット値が不確実である可能性がより高いことを表す値へと前記尤度値を調整するステップをさらに含むことを特徴とする請求項１ないし５の何れかに記載の方法。
【請求項７】
前記変調方式は、１６値ＱＡＭであり、各信号シンボルは４ビットを有し、前記４ビットのうち所定の２ビットが振幅情報に依存するビットであり、前記方法は、前記４ビットのシーケンスを通信するためのタイムスロットにおいて振幅変動が検出された場合、前記所定の２ビットに係る前記尤度値をより高い不確実性を表す値に調整するステップをさらに含むことを特徴とする請求項６に記載の方法。
【請求項８】
複数の連続したタイムスロットについて、所定の大きさの振幅変動が所定割合を超える割合でもって検出された場合、前記複数の連続したタイムスロットを含む時間間隔内において受信された全ての信号シンボルを拒否するステップ（７０５）をさらに含むことを特徴とする請求項１ないし７の何れかに記載の方法。
【請求項９】
前記通信信号は、直交振幅変調方式に従って変調されていることを特徴とする請求項１ないし８の何れかに記載の方法。
【請求項１０】
前記通信信号は、３ＧＰＰの広帯域符号分割多元接続規格における高速ダウンリンクパケットアクセスの通信信号であることを特徴とする請求項１ないし９の何れかに記載の方法。
【請求項１１】
振幅情報を含む変調方式に従って通信信号が変調されるデジタル通信システムにおいて前記通信信号を復号する装置であって、
‐受信された通信信号に対する尤度値を生成する処理手段（３０３；  ４０６；  ５０６）と、
‐少なくとも前記生成された尤度値に基づいて前記通信信号を復号する復号器（３０４；  ４０８；  ５０８）とを含み、さらに、
‐前記受信された通信信号により搬送された前記振幅情報の信頼度指標を提供する手段（３０２）を含み、
前記処理手段は、前記振幅情報の信頼度指標に基づいて前記尤度値を生成すること特徴とする装置。
【請求項１２】
前記通信信号を受信し、前記信頼度指標を提供する受信機モジュールをさらに含むことを特徴とする請求項１１に記載の装置。
【請求項１３】
前記通信信号をスケーリングする増幅器をさらに含み、前記受信機は、前記増幅器の利得設定に基づいて前記信頼度指標を生成することを特徴とする請求項１２に記載の装置。
【請求項１４】
前記処理手段は、所定強度の振幅変動が所定の期間内に発生したか否かを判定することを特徴とする請求項１１ないし１３の何れかに記載の装置。
【請求項１５】
前記所定の期間は、ビットシーケンスを通信するためのタイムスロットに対応することを特徴とする請求項１４に記載の装置。
【請求項１６】
前記処理手段は、振幅変動が発生し、かつビット値が振幅情報を使用して符号化された場合、前記復号されたビット値が不確実である可能性がより高いことを表す値へと前記尤度値を調整することを特徴とする請求項１１ないし１５の何れかに記載の装置。
【請求項１７】
前記変調方式は、１６値ＱＡＭであり、各信号シンボルは４ビットを有し、前記４ビットのうち所定の２ビットが振幅情報に依存するビットであり、前記処理手段は、前記４ビットのシーケンスを通信するためのタイムスロットにおいて振幅変動が検出された場合、前記所定の２ビットに係る前記尤度値をより高い不確実性を表す値に調整することを特徴とする請求項１６に記載の装置。
【請求項１８】
前記処理手段は、複数の連続したタイムスロットについて、所定の大きさの振幅変動が所定割合を超える割合でもって検出された場合、前記複数の連続したタイムスロットを含む時間間隔内において受信された全ての信号シンボルを拒否することを特徴とする請求項１１ないし１７の何れかに記載の装置。
【請求項１９】
前記通信信号は、直交振幅変調方式に従って変調されていることを特徴とする請求項１１ないし１８の何れかに記載の装置。
【請求項２０】
前記通信信号は、３ＧＰＰの広帯域符号分割多元接続規格における高速ダウンリンクパケットアクセスの通信信号であることを特徴とする請求項１１ないし１９の何れかに記載の装置。
【請求項２１】
‐通信信号を受信する受信機（４０２）と、
‐所定の増幅器利得に従って、前記受信された通信信号をスケーリングする増幅器（４０３）と、
‐前記増幅器を受信信号の強度に従って制御し、かつ前記増幅器に利得制御信号を供給する利得制御モジュールと、
‐前記利得制御ユニットから前記利得制御信号を受信し、かつ振幅情報信号を生成する制御ユニットとを含み、
前記処理手段は、前記制御ユニットから前記振幅情報信号を受信することを特徴とする請求項１１ないし２０の何れかに記載の装置。
【請求項２２】
前記デジタル通信システムは、セルラー通信システムであることを特徴とする請求項１１ないし２１の何れかに記載の装置。
【請求項２３】
前記装置は、前記セルラー通信システムの移動端末であることを特徴とする請求項２２に記載の装置。
【請求項２４】
前記装置は、前記セルラー通信システムの基地局に含まれていることを特徴とする請求項２２に記載の装置。
【請求項２５】
通信信号を受信するデバイスであって、請求項１１ないし２４の何れかに記載の装置を含むことを特徴とするデバイス。
【請求項２６】
前記信頼度指標を前記装置からの入力として受信する復号器をさらに含むことを特徴とする請求項２５に記載のデバイス。
【請求項２７】
前記デバイスは、移動端未であることを特徴とする請求項２５または２６に記載のデバイス。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、デジタル通信システムに関し、特に、多値信号に対する軟信頼度値（soft reliability value）の生成に関する。
【背景技術】
【０００２】
デジタル通信分野において、複数の信号シンボル、すなわち、信号空間内の複数の点を有する信号アルファベットに、複数のビットシーケンスをマッピングするために、多値変調が使用される。例えば、ビットシーケンスは、複素信号空間内の点にマッピングされることもある。サイズがＭの信号アルファベットであれば、log2 (M)ビットを各シンボルにマッピングすることができる。しかしながら、シンボルが受信機において受信されるときは、そのシンボルが雑音の影響を受けている可能性があるため、送信されたビットシーケンスを抽出する際に、信号の復号に影響が生じるおそれがある。多値変調を、チャネルコーディングと関連させて使用した場合、ＢＣＪＲアルゴリズムに基づいた繰り返し復号器等の多くのチャネル復号器は、入力として、受信ビットに対する尤度値、いわゆる、軟判定値(soft value)を必要とする。軟判定値は、０又は１の１ビットの尤度値に対応する。
【０００３】
多値変調の例は、パルス振幅変調（ＰＡＭ）における多値振幅レベル変調や、直交振幅変調（ＱＡＭ）における多値信号点変調などがある。
【０００４】
第三世代の移動電話システムに関連したインターネット、マルチメディア、ビデオ及びその他は、大きなメモリ容量を必要とするアプリケーションであり、例えば、広帯域デジタル無線通信のための次世代技術が、３ＧＰＰ標準化の一部として規格化された進化版広帯域ＣＤＭＡ（ＷＣＤＭＡ）である。この技術分野において、１６値ＱＡＭを使用する高速ダウンリンク共有チャネル（ＨＳ−ＤＳＣＨ）を含む高速ダウンリンクパケットアクセス（ＨＳＤＰＡ）が、提供される。１６値ＱＡＭでは、Ｍ＝１６である。すなわち、信号アルファベットの各信号は、４ビットを表す。将来は、６４値ＱＡＭなどのより大きな信号配置も公開される可能性がある。１６値ＱＡＭは、ＱＰＳＫと異なり、振幅情報も変調に含まれている。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
上述の問題及び他の問題を解決すべく、振幅情報を含む変調方式に従って通信信号が変調されるデジタル通信システムにおいて前記通信信号を復号する方法であって、
‐受信された通信信号に対する尤度値を生成するステップと、
‐少なくとも前記生成された尤度値に基づいて、前記通信信号を復号するステップとを含み、
‐前記方法は、前記受信された通信信号により搬送された前記振幅情報の信頼度指標を提供するステップをさらに含み、
‐前記尤度値を生成するステップは、前記提供された信頼度指標に基づいて、前記尤度値を生成するステップをさらに含むことを特徴とする。
【０００６】
これによって、振幅情報に関する信頼度情報を提供し、かつこの信頼度情報を尤度値の算出に含めることにより、信頼性のある振幅情報と、信頼性に欠ける振幅情報とを区別することが可能となる。また、算出された尤度値の精度を向上させることができるため、復号の品質を大幅に改善することができる。
【０００７】
さらに、本発明によれば、算出された尤度値は、振幅ひずみの影響を受けにくいという利点がある。
【０００８】
一実施形態において、尤度値は、受信された通信信号が、所定位置に所定ビット値を有するビットシーケンスを表すことについての確からしさを示している。そのため、尤度値は、送信されたビットシーケンスの各ビットについて算出されることが好ましい。一実施形態において、尤度値は、軟判定値に基づいて動作する復号器によって使用される当該軟判定値である。復号器は、ビタビ復号器、ターボ復号器、ＢＣＪＲ復号器などである。
【０００９】
本発明の好適な実施の形態によると、前記方法は、受信機モジュールが前記通信信号を受信するステップと、前記受信機モジュールが前記信頼度指標を提供するステップとをさらに含む。
【００１０】
発明者らは、振幅情報に関する信頼度情報が、多くの場合、受信機において入手可能であるため、その信頼度情報を後続するベースバンド処理において利用できるものと理解してきた。例えば、信号強度の調整などのために、端末は、受信機における利得を変更してもよい。校正の問題及び同期の問題のため、このような利得変更は、受信機により訂正されなくてもよいし、あるいは少なくとも部分的にのみ訂正されてもよい。
【００１１】
そのため、本発明のさらなる好適な実施の形態によれば、前記通信信号を受信するステップは、増幅器により前記通信信号をスケーリングすることをさらに含み、前記信頼度指標を提供するステップは、前記増幅器の利得設定に基づいて、前記信頼度指標を生成することを含む。従って、前記発生した利得変更に関する情報を、受信機からベースバンド処理へ転送することにより、ベースバンドシステムは、この情報を軟判定値の算出に組み込んでもよい。これにより、信頼できる値と信頼性に欠ける値とを区別できるようになるので、受信機において混入した振幅ひずみを効率的に処理することができる。
【００１２】
さらに、本発明によれば、振幅ひずみ、特に、受信機において混入した振幅ひずみの影響を低減する、単純かつ費用効果のある方法を提供するという利点がある。
【００１３】
前記提供された信頼度指標に基づいて、前記尤度値を生成するステップは、所定強度の振幅変動が、所定の期間内に発生したか否かを判定するステップを含むことが好ましい。そのため、振幅情報が信頼できるとみなされたか否かを判定するための単純な機構が提供されてもよい。多くの状況下では、振幅ひずみの完全なモデルを使用できないため、この判定は、特に有益である。さらに、このアルゴリズムは、計算のために多くのリソースを必要とすることのない、単純かつ費用効果のある実現例を構築可能とする。本明細書において、所定強度の振幅変動という用語は、所定の閾値よりも大きい振幅変動を含む。
【００１４】
信号レベルの変動のための受信機における利得の調整値は、所定の閾値よりも大きいことがある。例えば、複数の離散レベルにわたって増幅器の利得が変化する受信機において、所定強度の振幅変動は、増幅器の利得設定に係る何れかの変化、または所定の閾値よりも大きい利得変更に対応することがある。同様に、利得が連続的に、または半連続的に変動した場合、所定強度の振幅変動は、所定の閾値よりも大きい利得変更として検出されることがある。
【００１５】
前記所定の期間は、ビットシーケンスを通信するタイムスロットに対応することが好ましい。そのため、ビットシーケンスを表す信号シンボルの受信中に、利得変更が発生したか否かが検出される。このような利得変更によって、信号シンボルの受信中に振幅ひずみが発生するため、このシンボルに対応する復号ビットの信頼度は低いといえる。
【００１６】
さらに好適な実施の形態において、前記提供された信頼度指標に基づいて、前記尤度値を生成するステップは、振幅変動が発生し、かつ前記ビット値が振幅情報を使用して符号化された場合、前記尤度値をある値に調整する。この値は、不確実である可能性がより高い所定のビット値に対応する値である。上記のＨＳＤＰＡのために提案された１６値ＱＡＭ方式などの多くの変調方式において、１つの信号シンボルに係る全ビットが、振幅情報に依存するとは限らない。従って、振幅情報に基づく尤度値の調整を、実際に振幅情報に依存するビットに限定することにより、復号された信号の品質を低下させることなく、システムの効率性を向上させることができる。
【００１７】
尤度値「ゼロ」が最大の不確実性に対応している一実施形態において、振幅ひずみの影響を受けていることが予めわかっている尤度値は、尤度値がゼロに設定される等のように、尤度値の絶対値を低下させるように調整される。
【００１８】
そのため、さらに別の好適な実施の形態において、前記変調方式は、１６値ＱＡＭであり、各信号シンボルが４ビットを有し、前記４ビットのうち所定の２ビットが振幅情報に依存するものであり、前記方法は、振幅変動が、前記４ビットのシーケンスを通信する前記タイムスロットにおいて検出された場合、前記所定の２ビットの前記尤度値を、より高い不確実性に対応する値に調整することを含む。
【００１９】
多くの受信機において、複数の連続したタイムスロットに対応する複数のビットシーケンスは、同時に復号される。
【００２０】
そのため、本発明の好適な実施の形態において、前記方法は、複数の連続したタイムスロットについて、所定の大きさの振幅変動が所定率を超える率でもって検出された場合、前記複数の連続したタイムスロットを含む時間間隔内に受信された全ての信号シンボルを拒否することをさらに含む。その結果、実際の復号段階前に、信頼性に欠けるとして複数の信号シンボルを拒否することにより、復号処理を高速化することができ、受信機のスループットを増大させることができる。
【００２１】
本発明の一実施形態において、前記方法は、例えば、ＢＣＪＲアルゴリズムを使用した繰り返し復号器などの復号器、又は入力として軟判定値を使用する任意の他の復号器などに、入力として信頼度値を供給するステップをさらに含む。本発明は、正確で資源効率の良い軟判定値の近似処理を提供することにより、振幅ひずみに影響されにくい軟判定値が得られるという利点を有する。
【００２２】
信号空間は、１以上の次元を有する。例えば、ＱＡＭ変調において、振幅が変調された２つの信号は、単一の搬送波で送信されるが、相互に９０°位相シフトされている。従って、生成された信号点は、複素平面内において表現されてもよい。複素平面は、ＱＡＭ信号のいわゆる同相（Ｉ）成分及び直交（Ｑ）成分を表すものである。
【００２３】
本発明は、上述の方法、並びに以下の構成及びさらなる手段を含む他の異なる方法によっても実現できる。各手段は、最初に説明した方法と関連して説明された１以上の利点及び長所をもたらすものであり、最初に説明した方法と関連して説明され、添付の特許請求の範囲において開示される好適な実施の形態に対応する１以上の好適な実施の形態を含む。
【００２４】
なお、上述した方法の特徴及び以下の方法は、ソフトウェアとして実現可能であり、この場合、データ処理システム又は他の処理手段において実行されよう。他の処理手段は、コンピュータにより実行可能な命令に基づいて動作する。この命令は、記憶媒体から、又はコンピュータネットワークを介した他のコンピュータから、ＲＡＭ等のメモリ内に読み込まれたプログラムコードなどであってもよい。あるいは、上述の特徴は、ソフトウェア又はソフトウェアとの組み合わせを使用せずに、ハードウエア回路によって実現されてもよい。
【００２５】
さらに、本発明は、振幅情報を含む変調方式に従って通信信号が変調されるデジタル通信システムにおいて前記通信信号を復号する装置であって、
‐受信された通信信号に対する尤度値を生成する処理手段と、
‐少なくとも前記生成された尤度値に基づいて、前記通信信号を復号する復号器と、
‐前記受信された通信信号により搬送された前記振幅情報の信頼度指標を提供する手段とを具備し、
前記処理手段は、前記振幅情報の信頼度指標に基づいて、前記尤度値をさらに生成するものである。
【００２６】
処理手段という用語は、任意の適切な汎用／特定用途向けのプログラム可能なマイクロプロセッサ、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、プログラム可能な論理アレイ回路（ＰＬＡ）、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、特定用途向け電子回路等、又はそれらの組み合わせを含むものである。
【００２７】
受信された通信信号により搬送された振幅情報の信頼度指標を提供する手段は、振幅情報の信頼度に関する適切な基準を決定し、かつ信頼度信号などに対応する信頼度指標を生成する任意の適切な回路、プロセッサ等を具備してもよい。
【００２８】
本発明の好適な実施の形態において、前記装置は、
‐通信信号を受信する受信機と、
‐所定の増幅器利得に従って、前記受信された通信信号をスケーリングする増幅器と、
‐前記増幅器を受信信号の強度に従って制御し、かつ前記増幅器に利得制御信号を供給する利得制御モジュールと、
‐振幅情報を生成する制御ユニットであって、前記利得制御ユニットから前記利得制御信号を受信し、かつ振幅情報信号を生成する制御ユニットとを具備し、
前記処理手段は、前記制御ユニットから前記振幅情報信号を受信する。
【００２９】
無線受信器などの受信機は、通信信号を受信する任意の適切な回路又はデバイスを具備していてもよい。
【００３０】
他の実施形態において、信頼度情報は、送信チャネルなどの振幅変動を検出する検出器等の他の手段により提供されてもよい。
【００３１】
本発明に係る構成のさらなる好適な実施形態は、最初に説明された方法と関連して説明され、かつ添付の特許請求の範囲において開示された好適な実施の形態に対応する。
【００３２】
さらに、本発明は、通信信号を受信するデバイスに関し、当該デバイスは、上述の装置構成及び以下の装置構成を有する。
【００３３】
デバイスは、任意の電子機器又はこのような電子機器の一部であってもよい。この場合、電子機器は、固定型ＰＣ又は携帯型ＰＣなどのコンピュータ、固定型無線通信機器及び携帯型無線通信機器を含む。携帯型無線通信機器は、移動電話、ページャ、電子オーガナイザ、スマートフォン、ＰＤＡなどに代表される通信機などの移動無線端末を含む。
【００３４】
例えば、セルラー通信システムにおいて、本発明にかかる装置は、移動端末または携帯通信システムの基地局の少なくとも一方に含まれてもよい。
【００３５】
以下、好適な実施形態及び添付の図面と関連して、本発明をより詳細に説明する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３６】
図１は、通信システムの一般的なモデルを概略的に示す。通信システムは、通信チャネル１０３を介して通信を行う送信機１０１と受信機１０２とを具備する。例えば、実際の実現例において、送信機は、移動端末であり、受信機は、携帯高周波数（ＲＦ）通信システムの基地局であってもよい。あるいは、受信機は、移動端末であり、送信機は、基地局であってもよい。移動端末と基地局は、エアインタフェースを介して送信される通信信号を介して、相互に通信を行う。以下の説明のため、送信機１０１は、変調器１０５を具備するものとする。変調器１０５は、信号が通信チャネルを介して送信可能となるように、必要な変調を信号に適用する。受信機は、復調器１０６を具備する。復調器１０６は、変調器１０５により実行される変調処理に対応する復調処理を実行する。これにより、受信信号からの最初に送信された情報を復元することができる。直交振幅変調（ＱＡＭ）方式などの多くの変調方式において、変調モジュールは、送信信号の振幅変調として送信情報の少なくとも一部を変調する。上述のように、１６値ＱＡＭ変調の例において、送信機がビットストリームを送信する場合、所定の長さは４ビットとなる。一般に、Ｍ−ＱＡＭの場合、log2 (M)ビットの長さのビットシーケンスが、複数ある信号シンボルのうちの対応する１つのシンボルとして符号化される。信号シンボルは、図２の例で示すように、Ｉ／Ｑ平面内の信号配置として表現されうる。
【００３７】
図２は、１６個の信号シンボルを有する信号配置の一例を示す。信号配置は、２次元信号空間におけるM=16個の信号点Ｓ１ないし信号点Ｓ１６（例えば、１６値ＱＡＭ信号配置におけるＩ／Ｑ成分）を有する。各信号点について最も隣接した信号点への距離が同一になるように、信号点が、規則的に分布していることが好ましい。信号点は、当該実現例に適合する値を有する。図２の例は、上述のＨＳＤＰＡのために提案された信号配置に対応している。しかしながら、提案された信号配置の代わりに、他の信号配置が選択されてもよい。図２において、１６個の異なるビットシーケンス００００から１１１１は、信号点Ｓ１から信号点Ｓ１６上にマッピングされる。ここで各ビットシーケンスは、log2 (M)=4ビットで構成される。各信号点のビットシーケンスが、最も隣接した信号点と１ビットのみ異なるように、ビットシーケンスの信号点へのマッピングを選択することで、復号性能を最適化することが好ましい。例えば、図２において、信号点Ｓ８は、３つの最隣接信号点Ｓ４、Ｓ７及びＳ１２を有する。この例では、信号点Ｓ４のビットシーケンス、すなわち、００１１は、信号点Ｓ８のビットシーケンス００１０と4番目の位置のビットだけが異なるにすぎない。あるいは、他のマッピングが選択されてもよい。
【００３８】
なお、図２の信号配置において、１つのビットシーケンスに係る４ビットを、それぞれ、符号（Ｉ）、符号（Ｑ）、振幅（Ｉ）及び振幅（Ｑ）として理解してもよい。例えば、ビットシーケンスの第１のビットが１である場合、対応する信号シンボルのＩ成分は、負である。すなわち、信号シンボルは、図中符号２０１で示される領域内に位置する。あるいは、ビットシーケンスの第１のビットが０である場合、対応する信号シンボルのＩ成分は、正である。すなわち、信号シンボルは、図中の符号２０２で示される領域内に位置する。同様に、ビットシーケンスにおける第３番目のビットが０である場合、Ｉ成分の振幅は小さいことになる。すなわち、信号シンボルは、図中の符号２０５で示される領域内に位置する。あるいは、ビットシーケンスの第３番目のビットが１である場合、Ｉ成分の振幅は、大きい。すなわち、信号シンボルは、図中の符号２０６で示される領域内に位置することになる。同様に、それぞれ、第２番目のビットは、Ｑ成分の符号を示し、かつ第４番目のビットは、Ｑ成分の振幅を示すものとして、理解できる。第２番目のビットが０である場合、Ｑ成分は、正である。すなわち、信号シンボルは、領域２０３内に位置する。第２番目のビットが１である場合、Ｑ成分は、負である。すなわち、信号シンボルは、領域２０４内に位置する。第４番目のビットが０である場合、Ｑ成分は、小さい。すなわち、信号シンボルは、領域２０７内に位置する。第４番目のビットが１である場合、Ｑ成分は、大きい。すなわち、信号シンボルは、領域２０８内に位置する。
【００３９】
そのため、図２の例において、第３番目のビット及び第４番目のビットのみが、対応する信号の振幅と関連付けられるので、第３番目のビット及び第４番目のビットの復号のみが、振幅ひずみに影響されやすい。一方、最初の２ビットの復号は、振幅ひずみの影響を受けない。そのため、受信信号の振幅にひずみがある場合、第３番目のビット及び第４番目のビットに対して算出された軟判定値は、信頼性に欠けるので、受信機性能の劣化を引き起こす可能性がある。なお、この軟判定値の性質は、図２に示す特定のコーディング例についての性質である。すなわち、信号シンボル上のビットシーケンスに係る特定マッピングの性質である。他の信号配置において、異なるビットは、振幅情報に依存してもよい。さらに他の例では、異なる数、いくつかの例においては、全ての数のビットは、振幅情報に依存してもよい。
【００４０】
図３は、本発明の一実施形態に係る受信機のブロック図を示す。受信機１０２は、送信チャネル１０３を介して、無線信号を受信する。一実施形態において、信号は、スペクトラム拡散技術を使用した符号分割多元アクセス（ＣＤＭＡ）信号である。
【００４１】
受信機１０２は、無線受信回路３０１を具備する。無線受信回路３０１は、受信したスペクトラム拡散信号を、Ｍ個の信号シンボルの信号配置を含む信号空間内において、変調に対応する信号点rに変換する。さらに、受信機１０２が、受信信号点rの復号により、log2 (M)ビットを有する復号ビットシーケンス３０５を得るためのチャネル復号器３０４を具備する。チャネル復号器３０４は、ターボ復号器、ＢＣＪＲ復号器またはビタビ復号器などである。復号器３０４は、入力として、軟判定値を必要とする。そのため、さらに、受信機１０２は、受信信号点rのlog2 (M)ビットに対する軟判定値を算出し、かつ算出された軟判定値を復号器３０４に供給する回路３０３を具備する。軟判定値を利用した復号器は、デジタル通信システムの技術分野等において知られているため、本明細書では、特に詳細には説明しない。
【００４２】
受信信号点rに対して、軟判定値算出回路３０３は、l番目の受信信号シンボルのm=1, ..., log2 (M)ビット、例えば、１６値ＱＡＭシンボルのビットに対する軟判定値Ll,mを算出する。軟判定値は、受信無線シンボルと共に、復号器３０４へ供給される。軟判定値は、全ての受信シンボルの各ビットに対して算出される。軟判定値Ll,mは、次式により規定されてもよい。
【００４３】
【数１】
2006507738.tif 000003
【００４４】
式中、Sl,mは、送信信号により表現されるl番目の信号シンボル内のm番目のビットであり、P(Sl,m=i|r)（i=0, 1）は、ビットSl,mの事後確率である。この場合、rは、受信信号である。そのため、Ll,mの負の値が大きいことは、ビットSl,mが0である尤度（確からしさ）が高いことに対応する。一方、Ll,mの正の値が大きいことは、ビットSl,mが1である尤度が高いことに対応する。Ll,m値が0付近である場合は、ビットの信頼性が欠けることに対応する。特に、Ll,m=0であることは、ビットの信頼性が欠けることに対応する。この場合、Sl,m=0である確率とSl,m=1である確率とは、等しいことになる。
【００４５】
なお、式（１）の第２の等式では、選択されたアルファベット内でSl,m=1である確率とSl,m=0である確率とは、等しいものと仮定する。あるいは、以下で全ての確率を考慮する必要がある。しかしながら、全ての確率を考慮すると、定数の係数が生成されるのみである。そのため、Ll,mは、確率の対数尤度比に対応する。式（１）の確率P(r|Sl,m=i)は、次式により表すことができる。
【００４６】
【数２】
2006507738.tif 000004
【００４７】
この場合、Slは、l番目の受信シンボルであり、Ai,m={Sl|Sl,m=i}は、ビット位置mにおける値iを有するシンボル配置内の信号シンボルの集合であり、cは、定数の係数である。
【００４８】
そのため、上記の確率の算出は、各々が結合確率P(r, Sl,m)を含むM/2項の和を含む。この確率の算出は、特に、Mが大きい場合、例えば、M=16の場合、あるいはM=64である場合には、計算に必要となるコストが高いタスクとなる。
【００４９】
多くのアプリケーションにおいて、上記の軟判定値Ll,mは、次式により近似される。
【００５０】
【数３】
2006507738.tif 000005
【００５１】
式中、S^i,l,m（i=0, 1）は、信号点であり、式（２）の和を求めるために重要である。従って、確率の算出の際に、M/2項の和は、次式に従って、それぞれの支配項により近似される。
【００５２】
【数４】
2006507738.tif 000006
【００５３】
上記の近似は、「max log MAP」近似と呼ばれることが多い。「max log MAP」近似は、信号対雑音比（ＳＮＲ）が大きい場合のガウス雑音の例のように、上記の和が１つの項により支配される場合、良好な近似が得られる。上記した複数の確率は、受信信号rとそれぞれの信号点との間の距離に依存する。例えば、分散σ２を有する加法的ゼロ平均ガウス雑音の場合、式（３）の対数尤度比は、次式のように展開される。
【００５４】
【数５】
2006507738.tif 000007
【００５５】
従って、軟判定値Ll,mは、位置mにおける反対のビット値を有する最短の信号点への距離の2乗でスケーリングされた差分により近似される。
【００５６】
好適な実施形態において、受信信号シンボルSlの既定ビットmに対して、式（５）の尤度比は、まず、最短信号点Slを識別し、その信号点Slへの距離δ1を決定し、続いて位置mにおけるビット値を有する最短信号点への距離δ2を決定することにより得られる。位置mは、Slの対応するビット値と異なる。従って、この実施形態では、軟判定値の算出を、安価なコストで実現することができる。
【００５７】
Slと反対のビット値を有する最短信号点は、ルックアップテーブルにより調査されることが好ましい。他の好適な実施形態において、Slと反対のビット値を有する最短信号点への距離は、SlとSlと反対のビット値を有する最短信号点との間の既知の距離により近似される。同様に、予め算出された距離のルックアップテーブルでこの距離を参照することにより、さらに、軟判定値算出の計算的な煩雑さを軽減することができる。
【００５８】
なお、以下において、より詳細に説明するように、上述した信頼度値の推定において、信号配置内の信号点の適切なスケーリングを考慮することが好ましい。しかしながら、この説明のために、式（５）の信号は、適切にスケーリングされるものと仮定する。
【００５９】
本発明によると、さらに、受信機１０２は、軟判定値算出回路３０３に対して信頼度指標を提供する制御回路３０２を具備する。信頼度指標は、受信信号シンボルrの振幅情報が信頼できるか否かの指標を提供するものである。以下に詳細に説明するように、軟判定値の算出の際に、軟判定値算出回路が、この情報を使用することにより、軟判定値算出を改善することができる。
【００６０】
一般に、軟判定値算出では、次式を用いる。
【００６１】
【数６】
2006507738.tif 000008
【００６２】
式中、Aは、例えば、受信機が圧縮を導入しているという情報など、妥当な振幅情報を表す。従って、信号rが受信され、かつ振幅情報Aを与えられたと仮定すると、P(Sl,m=i|r, A)は、ビット値Sl,m=iの確率を表す。
【００６３】
受信機が、ひずみ信号を再生することができない場合において、受信機が、ひずみを検知した場合、ひずみ信号は、復号信号の誤り率を改善することができる。例えば、復号信号の誤り率は、ブロック誤り率（ＢＬＥＲ）として測定されてもよい。
【００６４】
いくつかの実施形態において、Aの真の分布を得ることは困難なため、上記の式（６）への近似に依存することは、有用である。以下では、このような近似に関する実施形態を、より詳細に説明する。
【００６５】
図４は、本発明の第１の実施形態に係る受信機のより詳細なブロック図を示す。受信機１０２は、アンテナ４０１と、無線信号を受信するためのフロントエンド受信機４０２とを具備する。フロントエンド受信機は、無線信号を受信し、この受信した無線信号をベースバンド信号にダウンコンバートする。さらに、受信機１０２は、受信機における後段のデジタル処理領域のダイナミックレンジをより良くするために、フロントエンド受信機４０２からのダウンコンバート信号を受信し、かつこのダウンコンバート信号をスケーリングする増幅器４０３を具備する。図４の実施の形態において、増幅器４０３は、自動利得制御回路４１０により実現される。さらに、受信機１０２は、スケーリングされた無線信号をデジタル表現に変換するためのアナログデジタル変換器４０４を具備する。自動利得制御回路４１０は、適切なスケーリングを得るために、デジタル信号を受信し、増幅器４０３の利得を制御する。スケーリングは、受信信号の絶対強度に依存する。同様に、受信信号の絶対強度は、受信機と送信機との間の距離、及び現在のフェージング状態に依存する。受信機と送信機との間の距離は、通常、低速で変化するが、フェージングは、通常、ＷＤＣＭＡにおいて１タイムスロット、すなわち、０．６７ｍｓ未満の時間スケールで極めて高速に変化する。このような自動利得制御は、デジタル通信システムの技術分野において知られているため、自動利得制御の詳細な説明は、本明細書において省略する。
【００６６】
さらに、受信機１０２は、チャネル推定器と、デジタル信号を入力として受信するＲＡＫＥ受信機４０５とを具備する。ＲＡＫＥ受信機は、いくつかのベースバンド相関器を使用して、いくつかの信号のマルチパス成分を個別に処理する。相関器出力が合成されることにより、通信信頼度及び通信性能の改善が実現される（例えば、「Digital Communications」、第４版、John G. Proakis、McGraw-Hill、２０００年を参照）。ＲＡＫＥ受信機は、復号されるべき信号シンボルrを生成する。さらに、回路４０５は、例えば、従来技術において知られている何れかの適切なチャネル推定技術を実現するチャネル推定器を具備する。チャネル推定器は、受信された無線信号に係るデジタルでのベースバンド表現を受信し、基準チャネル又はパイロットチャネルに基づいて無線チャネルを推定する。一実施形態において、チャネル推定器は、Ｎ通りの異なる無線パス又はチャネルタップhr = (hr1, ... hrN)を識別する。さらに、チャネル推定器は、複素合成器重みの集合w = [w1 w2 ... wN]を提供する。複素合成器重みは、チャネル推定を含み、いくつかの実施形態においては、干渉推定を含む。例えば、重みは、受信信号対干渉信号比（ＳＩＲ）の最大化など、最適化基準に従って決定される。通常、チャネル推定値は、タイムスロットに基づいて計算される。すなわち、チャネル推定値は、１つのタイムスロットにわたる実際のチャネルの平均を表す。
【００６７】
以下、信頼度を改善し、かつ潜在的な実現例を説明するために、信号シンボルのスケーリングをさらに詳細に説明する。上述したように、軟判定値を算出する際に、信号シンボルは、適切にスケーリングされる必要がある。以下、チャネル推定器は、基準チャネルhr又はパイロットチャネルhrに基づいて、チャネル利得を推定する。チャネルhrは、ＨＳ−ＤＳＣＨなど、トラフィックチャネルの実際の利得とは異なるチャネル利得を有する。基準チャネルとトラフィックチャネルとの間の利得差をgで示す。従って、ＲＡＫＥ受信機４０５の受信後の受信信号rは、次式により表現される。
【００６８】
r = g wHhrs + n
式中、wHは、wのエルミート共役行列である。また、wHhrは、内積を示す。sは、送信シンボルである。・nは、雑音項である。雑音項は、例えば、加法的白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）を表す。利得パラメータgの信号は、受信機へ送信される。wは、受信機内の合成器により選択される。hrは、チャネルタップであると仮定される。従って、受信機において、基準信号シンボルS1 ... SMは、次式に従って、適切にスケーリングされる。
【００６９】
【数７】
2006507738.tif 000009
【００７０】
このスケーリングが考慮された場合、上記の対数尤度比は、次式により表すことができる。
【００７１】
【数８】
2006507738.tif 000010
【００７２】
すなわち、適切にスケーリングされた信号を使用して、
【００７３】
【数９】
2006507738.tif 000011
【００７４】
この場合、
【００７５】
【数１０】
2006507738.tif 000012
【００７６】
式（１０）は、信号対雑音比に依存する定数である。
【００７７】
回路４０５のＲＡＫＥ受信機の出力は、式（５）及び式（８）と関連させて説明したように、軟判定値を算出する軟判定値算出回路４０６に供給される。算出された軟判定値は、上述したように、受信信号シンボルを対応するビットシーケンスへと復号するための復号器４０８に供給される。復号が十分に実行された場合、復号器は、受信機におけるさらなる処理のために、受理されたビットシーケンス４１６を転送する。あるいは、復号器は、信号シンボルの復号に失敗したことを示す信号４１５を生成する。この信号を送信機回路（不図示）へと帰還することにより、再送信を要求することができる。送信機回路は、信頼性に欠ける信号シンボルを送信した送信機に対し、ＮＡＣＫメッセージを返信する。
【００７８】
本発明によると、さらに、受信機１０２は、自動利得制御ユニット４１０から、利得変更に関する情報を受信する制御ユニット３０２を具備する。制御ユニット３０２は、この情報に基づいて、タイムスロット内に引き起こされた振幅変動が存在するか否かを判定する。制御ユニットが、このような変動を検出した場合、制御ユニットは、この情報を軟判定値算出回路４０６に転送する。軟判定値算出回路４０６は、この情報を使用して、算出された軟判定値を適宜調整する。
【００７９】
通常、デジタル通信システムにおいて、多くのタイムスロットは、送信時間間隔（ＴＴＩ：transmition time interval）に含まれる。受信機は、１つのＴＴＩに含まれる複数のタイムスロットに対して、同時にデインタリーブ及び復号を行う。例えば、ＨＳＤＰＡにおいて、ＴＴＩの長さは、３タイムスロットである。すなわち、３つのタイムスロットに対して、同時にデインタリーブ及び復号が行われる。
【００８０】
そのため、本発明によると、制御ユニット３０２は、ＴＴＩにおいて、信頼性に欠ける振幅情報を有する複数のタイムスロットの割合を検出する。図４の実施の形態において、制御ユニットは、振幅ひずみの影響を受けた軟判定値の割合が、所定の閾値より大きい、例えば、５０％より大きいか否かを検出する。軟判定値の割合が、所定の閾値よりも大きい場合、制御信号４１２を介して制御ユニット３０２により制御されるスイッチ回路４０７で示されるように、対応する信号は、復号器に転送されることもないし、復号の試行さえも行われることはない。あるいは、ＮＡＣＫレポート４１４が、制御ユニットにより生成され、送信機へと返信される。この実施形態は、振幅ひずみが発生したＴＴＩを、受信機内において初期の段階で検出し、無駄な復号の試行を抑制することによって、受信機の全体のスループットを改善することができる点で有用である。
【００８１】
図５は、本発明の第２の実施形態に係る受信機のより詳細なブロック図を示す。この実施形態の受信機１０２は、アンテナ５０１と、フロントエンド受信機５０２と、増幅器５０３と、Ａ／Ｄ変換器５０４と、チャネル推定器及びＲＡＫＥ受信機５０５と、軟判定値算出回路５０６と、復号器５０８とを具備する。上記の構成要素は、図４の実施形態と関連させて説明するそれぞれの構成要素に対応する。
【００８２】
第２の実施形態によると、受信機は、制御ユニット３０２を具備する。制御ユニット３０２は、ＲＡＫＥ受信機の出力を受信し、例えば、チャネル推定器のチャネル推定に基づいて、振幅の変化を判定する。
【００８３】
例えば、一実施形態において、量子化効果は、時間的に変化するスケーリングを使用して、ＲＡＫＥ受信機５０５の合成器内で処理される。スケーリングの変化は、一時的な振幅ひずみを引き起こす。従って、スケーリングのこの変化に関する情報を受信機から入手可能なため、制御回路３０２は、この情報を使用して、影響を受けたビットに対して算出された軟判定値を調整することができる。
【００８４】
上述したように、制御ユニット３０２は、振幅ひずみに関する判定情報を軟判定値算出回路５０６へ帰還する。軟判定値算出回路５０６は、算出された軟判定値を調整するために判定情報を使用する。
【００８５】
図６は、本発明の一実施形態に係る方法のフローチャートを示す。以下の説明において、図５のブロック図を参照する。ステップ６０１において、送信データを含むタイムスロットが受信される。ステップ６０２において、例えば、式（５）と関連させて説明したように、軟判定値が算出される。ステップ６０３において、制御ユニット３０２は、受信された振幅情報が、信頼できるか否かを検出する。受信された振幅情報が、信頼できる場合、ステップ６０５に進む。受信された振幅情報が、信頼性に欠ける場合、ステップ６０４に進み、検出された振幅ひずみの影響を受けた軟判定値が、ステップ６０５の処理の前に調整される。例えば、軟判定値を、スケーリング係数0   η ＞ 1（例えば、η = 0.1）で乗算することにより、軟判定値の絶対値を低減することができる。ステップ６０５において、算出された軟判定値に基づいて信号を復号することにより、受信シンボルは、信頼できるものとして受理される。あるいは、復号ステップが失敗である場合、受信シンボルは、信頼性に欠けるとして拒否される。
【００８６】
図７は、本発明の他の実施形態に係る方法のフローチャートを示す。図７のフローチャートは、複数のタイムスロットを含む送信時間間隔の範囲内で受信された信号シンボルの復号処理を示す。また、以下の説明において、図４のブロック図を参照する。ステップ７０１において、送信時間間隔における次のタイムスロットが受信される。ステップ７０２において、現在のタイムスロット中に、利得制御ユニット４１０により増幅器４０３の利得設定に対して変更が発生したか否かが検出される。この変化は、利得制御回路が、タイムスロット境界を使用して、利得変更が発生した時刻を比較することにより検出されてもよい。
【００８７】
利得変更が発生した場合、ステップ７０４へ進み、振幅ひずみの影響を受けた軟判定値は、ゼロに設定される。例えば、図２のシンボル配置において、影響を受けた軟判定値は、それぞれ、シンボルに係る第３ビットの軟判定値Ll,3及び第４ビットの軟判定値Ll,4である。従って、式（６）の実際の分布が、知られていないか、又は少なくとも計算が困難である場合においても、上記の方法は、図４に示す受信機においても有用と思われる単純な近似を提供する。
【００８８】
利得変更が発生しなかった場合、ステップ７０３において、増幅器が飽和に到達したか否かが検出される。増幅器が飽和に到達した場合、振幅情報は、信頼性に欠けるとみなされ、ステップ７０４へ進む。あるいは、軟判定値の調整は、実行されず、ステップ７０５へ進む。
【００８９】
ステップ７０５において、現在の送信時間間隔の範囲内で影響を受けた軟判定値の総数が、所定の閾値、例えば、全ての軟判定値の５０％に到達したか否かが判定される。影響を受けた軟判定値の総数が、所定の閾値に達した場合、受信機は、ＮＡＣＫレポートを生成し、対応する信号シンボルのうち、何れかの信号シンボルの復号を試行せずに、現在の送信時間間隔に係るタイムスロットの処理を終了する。
【００９０】
あるいは、ステップ７０６へ進み、現在の送信時間間隔に係る全てのタイムスロットが、受信されたか否かが判定される。全てのタイムスロットが受信されていない場合、ステップ７０１へ戻り、次のタイムスロットを処理する。
【００９１】
送信時間間隔に係る全てのタイムスロットが、受信され、かつ送信時間間隔が、ステップ７０５において拒否されなかった場合、影響を受けなかったビットの軟判定値、すなわち、ゼロに設定されなかった軟判定値が、式（５）及び式（８）と関連させて前述したように、ステップ７０７において算出される。
【００９２】
続いて、ステップ７０８へ進み、現在の送信時間間隔に係る信号シンボルを、上述のように復号することにより、復号信号は、受理されるか、又は拒否される。
【００９３】
図８は、通信信号の一例と関連して、図７の方法を示す。図８は、９つのタイムスロット８１１、タイムスロット８１２、タイムスロット８１３、タイムスロット８１４、タイムスロット８１５、タイムスロット８１６，タイムスロット８１７，タイムスロット８１８及びタイムスロット８１９を含む時間フレームに対応する受信信号を示す。図８において、ＨＳＤＰＡのように、送信時間間隔は、３つのタイムスロットを有し、かつ受信信号は、図２に示す信号配置の使用により１６値ＱＡＭに従って変調されると仮定する。そのため、図示されたフレームは、ＴＴＩ８０７、ＴＴＩ８０８及びＴＴＩ８０９を有する。受信信号強度は、実線８０１で示される。そのため、図８の例において、信号強度は、フレームの中央部に向かって減少し、フレームの端部に向かって再び増大する。そのため、この例において、振幅は、ＴＴＩに対応する時間スケールで、特に、ＴＴＩ８０８内の時間スケールで大幅に変動する。上述のように、このような振幅変動は、フェージング状態の変化により引き起こされる。
【００９４】
上述のように、受信機では、上述の振幅変動は、例えば、図４と関連させて説明したように、利得制御回路により、増幅器における利得設定を変化させる。線８０２は、受信信号８０１に対応する利得設定を示す。線８０２は、特に、図中符号８２１、８２２、８２３、８２４、８２５、８２６、８２７及び８２８で示す利得設定の変化を示す。そのため、タイムスロット８１３、タイムスロット８１４、タイムスロット８１６及びタイムスロット８１７の間に、利得は変化している。図８において、さらに、チャネルに対して、タイムスロット当たり一回の推定を行うことにより、チャネル推定h1、h2、h3、h4、h5、h6、h7、h8及びh9が得られると仮定する。
【００９５】
破線８０３は、増幅器の最大利得レベルを示す。図８の例において、図中符号８０４で示すように、利得は、ＴＴＩ８０８の間に、最大レベルに到達したと仮定される。この状態は、図４の制御ユニット３０２により同様に検出される。また、この結果、タイムスロット８１５は、信頼性に欠けるとしてマーキングされる。
【００９６】
従って、図中の符号８３０で示すように、タイムスロット８１３、タイムスロット８１４、タイムスロット８１５、タイムスロット８１６及びタイムスロット８１７は、振幅ひずみの影響を受けることになる。
【００９７】
ＴＴＩ８０７内において、最後のタイムスロット、すなわち、タイムスロット８１３のみが、振幅ひずみの影響を受ける。図７の方法によると、対応する影響を受けた軟判定値、すなわち、図２の信号配置を仮定すると、図中符号８０５で示す軟判定値Ll,3及び軟判定値Ll,4は、ゼロに設定される。従って、この例において、ＴＴＩ８０７の１／３のタイムスロットは、振幅ひずみの影響を受ける。軟判定値の１／６は、振幅ひずみの影響を受ける。同様に、ＴＴＩ８０９内において、第１のタイムスロット、すなわち、タイムスロット８１７のみが、振幅ひずみの影響を受ける。従って、タイムスロット８１７の軟判定値Ll,3及び軟判定値Ll,4は、図中の符号８０６で示すように、ゼロに設定される。ＴＴＩ８０９の１／３、すなわち、タイムスロットは、振幅ひずみの影響を再び受ける。軟判定値の１／６も、振幅ひずみの影響を再び受ける。
【００９８】
一方、ＴＴＩ８０８、すなわち、信号強度８０１のフェージングの傾斜が最大であると判定されたＴＴＩ内において、全てのタイムスロットは、振幅ひずみの影響を受ける。振幅ひずみにより、ＴＴＩ８０８の軟判定値の５０％にひずみが起こる。図７の方法によると、図４の制御ユニット３０２は、対応する信号の復号以前にこの状態を検出する。制御ユニット３０２は、復号処理を開始せずに、ＮＡＣＫレポートをトリガーする可能性を有する。
【００９９】
なお、本発明について、軟判定値と関連させて説明してきた。軟判定値は、受信シーケンスのビット値に対する信頼度値を示す対数尤度比として定義されたものである。しかしながら、他のように定義され尤度値についても、本発明の趣旨の範囲内で使用可能である。
【０１００】
なお、さらに、図２の信号配置は、一例に過ぎない。本発明に係る軟判定値の算出は、この信号配置に限定されることはない。
【０１０１】
なお、一般に、上述の実施形態は、本発明を限定するものではなく、例証するものであり、当業者であれば、添付の特許請求の範囲を逸脱することなく、多くの他の実施形態を構成することができる。例えば、当業者であれば、各実施形態と関連して例証された特徴を適宜組み合わせることができよう。
【図面の簡単な説明】
【０１０２】
【図１】図１は、通信システムの一般的なモデルを概略的に示す図である。
【図２】図２は、１６個の信号シンボルを有する信号配置の一例を示す図である。
【図３】図３は、本発明の一実施形態に係る受信機のブロック図である。
【図４】図４は、本発明の第１の実施形態に係る受信機のより詳細なブロック図である。
【図５】図５は、本発明の第２の実施形態に係る受信機のより詳細なブロック図である。
【図６】図６は、本発明の一実施形態に係る方法のフローチャートである。
【図７】図７は、本発明の他の実施形態に係る方法のフローチャートである。
【図８】図８は、受信された通信信号の一例と関連して、図７の方法を示す図である。
【図１】
2006507738.tif 000013
【図２】
2006507738.tif 000014
【図３】
2006507738.tif 000015
【図４】
2006507738.tif 000016
【図５】
2006507738.tif 000017
【図６】
2006507738.tif 000018
【図７】
2006507738.tif 000019
【図８】
2006507738.tif 000020
【国際調査報告】
2006507738.tif 000021
2006507738.tif 000022
2006507738.tif 000023