(57)【要約】インバータ装置内のコモンモード電流をフィルタリングするための電磁干渉フィルタにおいて、接地ラインを有するインバータ装置への少なくとも１つの電源ライン中に接続されたインダクタと、インダクタと接地ラインとの間に接続されたキャパシタと、インダクタと接地ラインとの間のキャパシタと直列に接続された被制御スイッチと、前記インバータ装置内での転換に従って制御される制御ユニットとを備えていて、これにより前記スイッチは、コモンモード電流が前記インバータ装置によって引き込まれるとき、オンされ、コモンモード電流が実質的に前記インバータ装置によって引き込まれなくなるとき、オフされる。
2006500892.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
インバータ装置内のコモンモード電流をフィルタリングするための電磁干渉フィルタにおいて、
接地ラインを有するインバータ装置への少なくとも１つの電源ライン中に接続されたインダクタと、
インダクタと接地ラインとの間に接続されたキャパシタと、
インダクタと接地ラインとの間のキャパシタと直列に接続された被制御スイッチと、
前記インバータ装置内での転換に従って制御される制御ユニットとを備えていて、これにより前記スイッチは、コモンモード電流が前記インバータ装置によって引き込まれるとき、オンされ、コモンモード電流が実質的に前記インバータ装置によって引き込まれなくなるとき、オフされることを特徴とするフィルタ。
【請求項２】
インダクタが、各電源ライン中に接続されていて、キャパシタおよび被制御スイッチが、各インダクタと前記接地ラインとの間に直列に接続されていることを特徴とする請求項１に記載のフィルタ。
【請求項３】
抵抗が、スイッチの両端に接続されていて、前記スイッチがオフにされているとき、前記キャパシタが入力ライン電圧を追跡することを可能にすること、および、前記スイッチがオフにされているとき、著しい電圧スパイクを防止することのうちの少なくとも１つを行うことを特徴とする請求項１に記載のフィルタ。
【請求項４】
前記スイッチは、コモンモード電流がインバータ装置によって引き込まれるときを除いて、オフにされることを特徴とする請求項１に記載のフィルタ。
【請求項５】
インバータ装置は、ＰＷＭドライブユニットの構成要素であることを特徴とする請求項１に記載のフィルタ。
【請求項６】
ＰＷＭドライブユニットは、モータを駆動することを特徴とする請求項５に記載のフィルタ。
【請求項７】
スイッチは、トランジスタを有していることを特徴とする請求項１に記載のフィルタ。
【請求項８】
前記スイッチは、ＭＯＳＦＥＴを有していることを特徴とする請求項７に記載のフィルタ。
【請求項９】
前記スイッチは、２つの直列接続されたＭＯＳＦＥＴを有していることを特徴とする請求項８に記載のフィルタ。
【請求項１０】
インダクタは、共通のコアに巻かれていることを特徴とする請求項２に記載のフィルタ。
【請求項１１】
インバータ装置は、インバータの転換を制御するために制御器から制御信号を受信し、  ある期間、前記制御信号を遅延させるための遅延回路をさらに有していて、転換が起きて、かつ前記インバータ装置がコモンモード電流を引き込むとき、前記スイッチが応答することを可能にしていることを特徴とする請求項１に記載のフィルタ。
【請求項１２】
制御信号が、論理回路に供給されるので、前記スイッチのための制御信号は、転換がインバータ装置内で起こるときはいつでも、供給されることを特徴とする請求項１１に記載のフィルタ。
【請求項１３】
必要な継続時間の制御信号パルスを供給するための前記論理回路に接続されたパルス整形回路をさらに備えているので、前記スイッチは、コモンモード電流のパルスの継続時間の間、オンされることを特徴とする請求項１２に記載のフィルタ。
【請求項１４】
前記コモンモード電流をフィルタリングするための能動フィルタ回路をさらに備えていて、これにより能動および受動コモンモードフィルタリングが実行されることを特徴とする請求項１に記載のフィルタ。
【請求項１５】
インダクタが、各電源ライン中に接続されていて、キャパシタが、各インダクタに接続されていて、キャパシタは、共通の接続ポイントを有していて、前記スイッチは、共通の接続ポイントと前記接地ラインとの間に接続されていることを特徴とする請求項１に記載のフィルタ。
【請求項１６】
インバータ装置内のコモンモード電流のための電磁干渉フィルタリング方法において、
コモンモード電流がインバータ装置によって引き込まれるときにだけ、インバータ装置へのインダクタを有する電源ライン中のコモンモード電流パルスを、インバータ装置のための電源ラインと接地ラインとの間に接続されたキャパシタを通るようにスイッチングするステップを有していることを特徴とする方法。
【請求項１７】
スイッチングのステップでは、前記キャパシタと直列な被制御スイッチを設けて、前記スイッチを、インバータ装置がコモンモード電流を引き込むとき、オンし、コモンモード電流パルスが終わるとき、オフし、これにより前記スイッチは、コモンモード電流のパルスの継続時間の間だけ、オンとなることを特徴とする請求項１６に記載の方法。
【請求項１８】
さらに前記スイッチに対して並列に抵抗性分路を設け、これにより前記キャパシタは、前記被制御スイッチがオフのとき、入力ライン電圧を追跡可能となっていることを特徴とする請求項１７に記載の方法。
【請求項１９】
前記抵抗性分路は、被制御スイッチがオフにされるとき、電圧スパイクをバイパスさせることを特徴とする請求項１８に記載の方法。
【請求項２０】
インバータ装置は、ＰＷＭドライブ装置の構成要素であることを特徴とする請求項１６に記載の方法。
【請求項２１】
ＰＷＭドライブ装置は、モータードライブを有していることを特徴とする請求項２０に記載の方法。
【請求項２２】
前記インバータ装置の転換を制御するために前記インバータ装置に供給される制御信号に関連する制御信号で前記被制御スイッチを制御するステップをさらに有していて、これにより前記被制御スイッチは、前記インバータ装置内での転換の間、オンされ、コモンモード電流パルスを前記電源ラインと前記接地ラインとの間に分流させることを特徴とする請求項１６に記載の方法。
【請求項２３】
前記インバータ装置を転換するための制御信号を遅延させるステップをさらに有していて、これにより前記被制御スイッチが、コモンモード電流パルスが前記インバータ装置によって引き込まれるのと実質的に同時に、または、わずかに前にオンすることを可能にしていることを特徴とする請求項２２に記載の方法。
【請求項２４】
前記コモンモード電流パルスが実質的に終わるときに前記スイッチをオフさせるための前記被制御スイッチに対する制御信号の継続時間を設定するステップをさらに有していることを特徴とする請求項２３に記載の方法。
【請求項２５】
さらに各電源ライン中に設けられたインダクタに接続されるキャパシタが設けられ、スイッチングのステップは、各キャパシタと直列に接続されたスイッチを制御するステップを有していることを特徴とする請求項１７に記載の方法。
【請求項２６】
さらに各電源ライン中に設けられたインダクタに接続されるキャパシタが設けられ、キャパシタは共通接続を有していて、スイッチングのステップでは、キャパシタの共通接続ポイントに接続されたスイッチをスイッチングすることを特徴とする請求項１７に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＰＷＭモータードライブおよび他のタイプのパワーエレクトロニクス装置のためのコモンモードフィルタに関する。
【背景技術】
【０００２】
図１に略図的に示されている、従来の受動コモンモードフィルタは、まずいことに、大きく、かつ高価である。これは、特に、モータードライブのために、そうであり、コモンモード電流の大きさおよび対応する受動コモンモードフィルタのサイズは、モーターケーブルの長さの増加と共に増加する。例えば、１００メートルのケーブル長を有する、受動コモンモードフィルタのサイズおよびコストは、ＰＷＭドライブ自体のそれに匹敵する。図１を参照すると、ＰＷＭドライブによって引き込まれるコモンモード電流パルスは、Ｙ−ｃａｐと表記されたフィルタキャパシタを経由して分流され、コモンモードインダクタＬによって回路網からブロックされる。図１に示したように、従来のコモンモードフィルタは、一般に、各ライン、ここではＬ１およびＬ２のためにコアに巻かれた巻き線を有するトロイダルコアＣを有しているコモンモードインダクタＬを用いている。各ラインは、フィルタキャパシタＹ−ｃａｐを介して接地点ＧＮＤに接続されている。ＰＷＭドライブまたは他の装置によって引き込まれ、かつＰＷＭドライブから接地ラインの中へ流れるコモンモード電流は、Ｙ−ｃａｐを通して循環させられる。このように、結果としてのコモンモード電流は、伝導された（conducted）ＥＭＩとして、ラインＬ１およびＬ２上または接地ラインＧＮＤ上に現れない。このフィルタリング動作を提供するために、キャパシタおよびインダクタは、相当なサイズになるので、装置のサイズおよびコストを増加させる。
【０００３】
図１を参照すると、ドライブによって引き込まれるコモンモード電流の望ましくない高周波成分は、Ｙ−ｃａｐによって分流される。工業用ドライブにおけるＹ−ｃａｐの一般的な最大値は０．１μＦである。コモンモードインダクタンスＬの値は、ドライブによって引き込まれるコモンモード電流の周波数スペクトル、およびフィルタの入力側で成し遂げられなければならない伝導されたＥＭＩの減衰によって設定される。図１の回路はＰＷＭドライブに接続されたＡＣライン中のフィルタを示しているが、フィルタは、例えば、整流器とインバータとの間の電力変換器のＤＣバス中に配置してもよい。
【０００４】
従来の受動フィルタの動作を、図２の波形によって示すが、これは、ドライブによって引き込まれるコモンモード電流の所定の波形に対して計算されたフィルタの応答を示している。印加されるライン電圧の効果は、実質的に、この説明とは無関係なので、ここでは無視する。図２（ａ）は、図１の回路の等価回路を示していて、図２（ｂ）は、図１の回路の波形を示している。
【０００５】
ｔ０で、５Ａの振幅で０．５μｓのパルス幅のコモンモード電流の最初の正のパルスがドライブによって引き込まれる。この電流パルスの終わりに、Ｙ−ｃａｐの両端の電圧ｅｃは、１６Ｖを超えるところまで上がる。コモンモード電流の負のパルスがドライブによって引き込まれる時間ｔ１までに、ｅｃは、Ｌを通る共振放電のために、対応するＬを通る電流ｉＬと共に、すでに負に振れている。ｔ１でドライブによって引き込まれるコモンモード電流の負のパルスは、今度は、さらにＹ−ｃａｐ上の負の電圧を増加させる。
【０００６】
ｔ２で、ｅｃは、正の方向へ振れ戻っていて、ここで、この時にドライブによって引き込まれるコモンモード電流の正のパルスによって、さらに押し上げられる。いくつかのサイクルの後、電圧ｅｃおよび電流ｉＬは、相対的に高い「定常状態」レベルに達する。
【０００７】
図２の波形によって示されているキャパシタ／インダクタの両端の電圧の増大は、フィルタの共振周波数がＰＷＭドライブのインバータのＰＷＭスイッチング周波数に近いという理由により起こる。もちろん、フィルタは、通常、ＰＷＭ周波数での共振、または、ほぼ共振を避けるように設計される。
【０００８】
フィルタの共振周波数がＰＷＭ周波数よりかなり高い設計を図３に例示し、それがかなり低いものを図４に例示する。示したように、いずれの場合も、インバータのスイッチングの発生と発生の間の期間、インダクタは、まだ、かなりの電圧を加えられている。（ただし、これらの図と図２との目盛り（scale）の違いに注意すること。）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
インダクタは、その両端に印加される合計の電圧−時間積分をサポートする大きさに作らなければならない。この電圧−時間積分は、コア内の最大磁束を決定する。コアに必要なサイズ（およびコスト）は、ほぼ、この積分に比例する。電圧−時間積分の大部分は、コモンモード電流がドライブによって引き込まれない、インバータのスイッチングの発生と発生の間の間隔の間に生成される。このように、インダクタは、ドライブによって引き込まれるコモンモード電流の短い伝導（conduction）期間の間だけ印加されるものより、非常に大きい電圧−時間積分に対処しなければならない。
【００１０】
従来のフィルタの更なる望ましくない特徴は、受動フィルタは、１５０ｋＨｚより上の領域の、コモンモード電流の高周波成分を減衰させるが、ＰＷＭ周波数の低次の高調波に関する低周波成分を増幅してしまうことである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明は、コモンモードフィルタの“Ｙ”キャパシタと直列のスイッチを用いることによる、従来の受動コモンモードフィルタのサイズおよびコストを実質的に減らすための方法を提供する。これは、コモンモードインダクタのコアのサイズを推定で９０〜９５％まで縮小することを可能にする。スイッチは、インバータが切り換わる瞬間と同期して制御されるので、インバータが切り換わる瞬間と瞬間の間の期間、インダクタの両端のＹ−ｃａｐによって印加されるコモンモード電圧は、コモンモード電流が装置によって引き込まれる期間を除いて回路からキャパシタを切り離すようにスイッチングすることによって、実質的に除去される。これは、インダクタのサイズを著しく縮小することを可能にする。
【００１２】
従って、本発明は、インバータ装置内のコモンモード電流をフィルタリングするための電磁干渉フィルタを具備していて、このフィルタは、接地ラインを有するインバータ装置への少なくとも１つの電源ライン中に接続されたインダクタと、インダクタと接地ラインとの間に接続されたキャパシタと、インダクタと接地ラインとの間のキャパシタと直列に接続された被制御スイッチと、前記インバータ装置内での転換（commutation）に従って制御される制御ユニットとを備えていて、これにより前記スイッチは、コモンモード電流が前記インバータ装置によって引き込まれるとき、オンされ、コモンモード電流が実質的に前記インバータ装置によって引き込まれなくなるとき、オフされる。
【００１３】
本発明は、また、インバータ装置内のコモンモード電流のための電磁干渉フィルタリング方法において、コモンモード電流がインバータ装置によって引き込まれるときにだけ、インバータ装置へのインダクタを有する電源ライン中のコモンモード電流パルスを、インバータ装置のための電源ラインと接地ラインとの間に接続されたキャパシタを通るようにスイッチングするステップを有している。
【００１４】
本発明の他の特徴および効果は、添付の図面を参照する本発明の以下の記載から明らかになる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
本発明の原理は、インバータのスイッチングの発生と発生の間の期間、インダクタをキャパシタの両端の電圧から分離することである。これは、図５Ａに示すように、各々のＹ−ｃａｐと直列にソリッドステートスイッチを挿入することによって実現される。
【００１６】
このスイッチは、ドライブによって引き込まれるコモンモード電流のパルスと同期して閉じ、パルスとパルスの間にはさまれた（intervening）期間は開いている。Ｙ−ｃａｐは、コモンモード電流のパルスがドライブによって引き込まれ、キャパシタによってバイパスされるべきときにはいつでも、回路中に組み込まれている。このように、これらの電流パルスは、依然として、分路キャパシタおよび直列ブロッキングインダクタを「見ている（see）」。
【００１７】
しかし、パルスとパルスの間にはさまれた間隔の間、インダクタではなくスイッチが、ドライブによって引き込まれるコモンモード電流によって発生したキャパシタ上の電圧の大部分を吸収する。従って、インダクタの両端に発生するコモンモード電圧の積分は、非常に小さくなり、コモンモードインダクタの物理的なサイズを、かなり縮小することができる。
【００１８】
図５Ａにおける各々のスイッチの両端の並列抵抗Ｒの目的は、スイッチがオフにされるときの著しい電圧スパイクを防ぐことであり、かつ、キャパシタＹ−ｃａｐの両端の電圧が、スイッチのオフ期間の間、実質的に入力ライン電圧を追跡することを可能にすることである。
【００１９】
図５Ｂは、各スイッチＳの１つの実現を示していて、端子ＡとＢの間に接続される同期オン−オフ制御と共に、直列に接続された２つのＭＯＳＦＥＴ Ｑ１およびＱ２を有している。端子ＣおよびＤは、インダクタＬと接地点との間のＹ−ｃａｐと直列に接続される。
【００２０】
図１３Ａおよび１３Ｂは、代替装置を示しており、１つのスイッチＳが、全ての入力ラインのために設けられている。図１３Ａは単相の装置を示しており、図１３Ｂは三相回路網のための装置を示している。各場合において、単一のスイッチＳは、コモンモード電流をスイッチングするために設けられている。
【００２１】
図６における計算された波形は、提案された方式の動作を示している。
【００２２】
図６ａは、ドライブによって引き込まれるコモンモード電流のパルスを示している。図６ｂは、スイッチが付加されていない従来の受動フィルタのためのインダクタの両端の電圧を示している。図６ｃは、スイッチが付加された回路内のインダクタの両端の電圧を示している。図６ｂと図６ｃとの目盛りの違いに注意すること。インダクタの両端の電圧は、図６ｃにおいては、かなり小さい。図６ｄは、同じ目盛り上で、スイッチあり、および、なしのインダクタの両端の電圧を示している。
【００２３】
回路にスイッチが付加された場合のインダクタの両端に印加される電圧−時間積分が、スイッチが付加されていない場合と比べて非常に小さいことは明白である。この例では、スイッチありの場合の計算された電圧−時間積分は、スイッチなしの場合の値の０．５％に過ぎず、これは、理論的にはコモンモードインダクタのサイズを２００：１に縮小可能であることを示している。
【００２４】
図６における例では、フィルタの共振周波数は、ＰＷＭ周波数にほぼ等しい。部品の値は、以下の通りである。ＩＣＯＭＰＫ＝５Ａおよびｔｐ＝０．５μｓのとき、Ｌ＝１０．５ｍＨ、Ｃｙ＝０．１μＦ。実際には、これらの部品の値は、従来の受動フィルタ単独でも実用的ではない。従って、コモンモードインダクタの上記で計算された９９．５％のサイズ縮小は、容認できないほど大きいコモンモードインダクタを有する基本的な受動フィルタに基づいているので、楽観的である。しかし、この実用的ではない受動設計にスイッチを付加すれば、完璧に実用的な設計が生まれ、フィルタの共振周波数はＰＷＭ周波数と一致してはならないという制約は、もはや当てはまらない。
【００２５】
共振周波数がＰＷＭ周波数よりかなり上および下の受動部品のための設計例を、それぞれ図７および８における計算された波形によって示す。（図６に関する）これらの例の各々において、ドライブによって引き込まれるフィルタリングされてないコモンモード電流の規定された（stipulated）波形のために、１５０ｋＨｚを超えるコモンモード電流に要求される減衰を提供するインダクタンス値が計算される。図７においては、Ｃｙ＝０．１μＦ、Ｌ＝４．２ｍＨ、Ｒ＝４．１ｋΩおよびＩｃｏｍｐｋ＝２Ａ、ｔｐ＝０．５μｓおよびＱ＝２０、ＰＷＭｆｒｅｑ＝５ｋＨｚである。図８においては、Ｃｙ＝０．１μＦ、Ｌ＝４２ｍＨ、Ｒ＝１３ｋΩおよびＩｃｏｍｐｋ＝２０Ａ、ｔｐ＝０．５μｓおよびＱ＝２０、ＰＷＭｆｒｅｑ＝５ｋＨｚである。
【００２６】
以下の表は、図６から８における例に対する、計算された電圧−時間積分、および対応するコモンモードインダクタの概算相対サイズを示している。
【００２７】
【表１】
2006500892.tif 000003
【００２８】
上記の計算された結果は、スイッチＳを付加することによって、実際的に、コモンモードインダクタのサイズを、従来のフィルタのために必要とされるサイズの５％から１０％まで縮小可能であることを示している。
【００２９】
示された波形は、スイッチＳが開いているとき、および閉じているときの回路の動作を定義する基本的な微分方程式から導き出されたものである。これらの微分方程式の記号的な（symbolic）解答は、以下で与えられる。
【００３０】
これらの記号的な式に部品の値を代用するため、およびサイクル毎の動作を計算するために、エクセルスプレッドシートが用いられた。各動作期間のための初期条件は、前の期間の最終条件に等しくなるように設定される。
【００３１】
【数１】
2006500892.tif 000004
【００３２】
【数２】
2006500892.tif 000005
【００３３】
【数３】
2006500892.tif 000006
【００３４】
【数４】
2006500892.tif 000007
【００３５】
【数５】
2006500892.tif 000008
【００３６】
図９は、三相ドライブ回路のためのスイッチＳに対する制御方式の一実施形態のブロック図を示している。典型的なドライブ回路のＰＷＭ制御器１０およびインバータゲートドライブ回路２０が示されている。遅延回路３０は、制御器１０とインバータドライブ回路２０とを接続している。遅延回路３０は、ドライバ回路２０に対して、わずかな遅延を提供するために導入され、スイッチＳが、コモンモード電流スパイクと、ほぼ同時に、または、わずかに早く応答することを可能にしている。ＯＲゲート４０は、ＰＷＭ出力信号を受信して、任意の相で転換が起こるべきであるときに、信号を出力する。単安定または他のパルス発生器５０は、必要な継続時間のスイッチＳドライブ信号を生成して、コモンモードパルスが発生するとき、特定のスイッチＳをオンし、コモンモードパルスが終わるとき、オフする。
【００３７】
図１０は、能動フィルタへの本発明の応用を示している。能動フィルタは、トランジスタＱ３およびＱ４を含むスイッチング回路を有していて、それは、キャパシタＣ５を通るコモンモード電流をキャンセルする。スイッチＳは、ラインのうちの１つだけ、すなわちライン２の中にだけ設けられていることが示されているが、ライン１および２の両方の中に設けることもできる。しかし、もしスイッチが双方向性であるならば、１つで十分である。コモンモードインダクタＬが示されている。能動フィルタのスイッチＱ３およびＱ４を作動させるために、変流器（current transformer）ＣＴが設けられている。キャパシタＣ５は、接地ラインから、キャンセルのための能動スイッチＱ３およびＱ４に、コモンモード電流を供給する。このように、示された回路は、本発明によって縮小された受動フィルタのインダクタＬのサイズを有する、能動および受動の両方のコモンモードＥＭＩフィルタリングを提供する。
【００３８】
本発明をその特定の実施形態に関して説明してきたが、多くの他の変形および変更および他の用途は、当業者にとって明らかである。従って、本発明は、ここでの特定の開示によって、限定されるべきではなく、添付の請求項によってのみ、限定されるべきである。
【図面の簡単な説明】
【００３９】
【図１】従来の受動コモンモードフィルタの回路図である。
【図２】図２（ａ）は、図１の回路の単純化された等価回路を示していて、図２（ｂ）は、図１の波形を示している。
【図３】図１の回路の波形を示していて、フィルタ共振周波数は、ＰＷＭ周波数の約２倍である。
【図４】図１の波形を示していて、受動フィルタの共振周波数は、ＰＷＭ周波数の約０．５倍である。
【図５Ａ】本発明の第１の実施形態の単純化された回路図を示している。
【図５Ｂ】図５Ａの各スイッチＳのための１つの回路の実現を示している。
【図６ａ】図５Ａの回路内のコモンモード電流を示している。
【図６ｂ】従来の受動フィルタ内のインダクタの両端の電圧を示している。
【図６ｃ】図５Ａの回路内のインダクタの両端の電圧を示している。
【図６ｄ】従来の回路および図５Ａの回路のためのインダクタの両端の電圧を示している。
【図７】図７（ａ）、（ｂ）および（ｃ）は、それぞれ、従来のフィルタ内のインダクタの両端の電圧およびボルト秒Ｖｔ（図７（ａ））、本発明のフィルタ内のもの（図７（ｂ））、および２Ａのピークコモンモード電流および５ｋＨｚのＰＷＭ周波数を有するフィルタのためのコモンモード電流（図７（ｃ））を示している。
【図８】図８（ａ）、（ｂ）および（ｃ）は、図７のものと同様の波形であるが、２０Ａのピークコモンモード電流および５ｋＨｚのＰＷＭ周波数を有するフィルタのためのものである。
【図９】本発明のフィルタのスイッチＳのための制御方式のブロック図である。
【図１０】本発明による追加の受動フィルタ部品を有する能動ＥＭＩフィルタの回路図を示している。
【図１１】本発明のフィルタのフィルタリング間隔のための計算に役立つ等価回路を示している。
【図１２】ドライブ回路内での転換と転換の間にはさまれた期間の計算に役立つ等価回路を示している。
【図１３Ａ】スイッチＳの代替配置を示している。
【図１３Ｂ】スイッチＳの代替配置を示している。
【符号の説明】
【００４０】
Ｌ  コモンモードインダクタ
Ｙ−ｃａｐ  キャパシタ
Ｓ  スイッチ
Ｒ  並列抵抗
１０  ＰＷＭ制御器
２０  インバータゲートドライブ回路
３０  遅延回路
４０  ＯＲゲート
５０  単安定または他のパルス発生器
【図１】
2006500892.tif 000009
【図２】
2006500892.tif 000010
【図３】
2006500892.tif 000011
【図４】
2006500892.tif 000012
【図５Ａ】
2006500892.tif 000013
【図５Ｂ】
2006500892.tif 000014
【図６ａ】
2006500892.tif 000015
【図６ｂ】
2006500892.tif 000016
【図６ｃ】
2006500892.tif 000017
【図６ｄ】
2006500892.tif 000018
【図７】
2006500892.tif 000019
【図８】
2006500892.tif 000020
【図９】
2006500892.tif 000021
【図１０】
2006500892.tif 000022
【図１１】
2006500892.tif 000023
【図１２】
2006500892.tif 000024
【図１３Ａ】
2006500892.tif 000025
【図１３Ｂ】
2006500892.tif 000026
【国際調査報告】
2006500892.tif 000027