(57)【要約】無線送信機受信機装置は、送信機と受信機を装備している。送信機はチャネルインターバルに亘って周波数が変化する電磁搬送波を発生すると共に、そのチャネルインターバル中に情報信号によって前記搬送波を変調し、前記搬送波が前記チャネルインターバル中に周波数と前記情報信号の双方に関連して変調される。受信機は、周波数と前記情報信号の双方に関連して変調された搬送波を受信すると共に、チャネルインターバルに亘って周波数が変化する検波信号を発生し、更に、前記搬送波と前記検波信号を混合して情報信号を再生する。【特許請求の範囲】
【請求項１】
チャネルインターバルに亘って周波数が変化する電磁搬送波を発生する手段と、前記チャネルインターバル中に情報信号で前記搬送波を変調する手段とからなる無線送信機であって、前記搬送波が前記チャネルインターバル中に周波数と前記情報信号の双方に関連して変調されることを特徴とする無線送信機。
【請求項２】
前記搬送波を変調する手段が位相偏移キーイングによって搬送波を変調する手段を具備することを特徴とする前記請求項１に記載の無線送信機。
【請求項３】
前記電磁搬送波を発生する手段が、繰り返し鋸歯状波信号を発生する鋸歯状波信号発生器と、該鋸歯状波信号発生器の出力信号に応じて搬送波を発生する電圧制御発振器を具備することを特徴とする前記請求項１に記載の無線送信機。
【請求項４】
前記搬送波を変調する手段が情報信号として２値データストリームを受信して、該２値データストリームを連続する２進数の連続するグループに分ける手段と、該連続する２進数の各グループに応じてシンボルを発生する手段を具備することを特徴とする前記請求項１に記載の無線送信機。
【請求項５】
前記搬送波を変調する手段が更に直交変調器を具備しており、更に、前記シンボルが同相成分と直角位相成分を有することを特徴とする前記請求項４に記載の無線送信機。
【請求項６】
前記搬送波を変調する手段が前記搬送波の位相変調を反映するデジタルシーケンスを発生する手段を具備することを特徴とする前記請求項１に記載の無線送信機。
【請求項７】
チャネルインターバル中に周波数と情報信号の双方に関連して変調された搬送波を受信する無線受信機であって、チャネルインターバルに亘って周波数が変化する検波信号を発生する第１の手段と、前記搬送波と前記検波信号を混合して前記情報信号を再生する検波器手段とからなることを特徴とする無線受信機。
【請求項８】
前記第１の手段が鋸歯状波発生器と電圧制御発振器を具備し、前記検波器手段が前記搬送波を前記検波信号と該検波信号の位相偏移されたレプリカに混合する直交混合器を具備することを特徴とする前記請求項７に記載の無線受信機。
【請求項９】
入力データワードを受信して、搬送波のシステマティックな変調と前記データワードに関連した前記搬送波の変調を反映するデジタルシーケンスを発生する手段を具備する無線送信機。
【請求項１０】
前記入力データワードを受信する手段が複数のアドレス可能な位置を有するシンボル参照テーブルを具備し、前期各位置がシンボルセグメントと周波数セグメントを有するアドレスによってアドレス可能であることを特徴とする前記請求項９に記載の無線送信機。
【請求項１１】
前記搬送波のシステマティックな変調が周波数変調であり、前記データワードに関連した変調が位相変調であることを特徴とする前記請求項９に記載の無線送信機。
【請求項１２】
入力データワードを受信してベースバンド信号のシステマティックな変調と前記データワードに関連した前記ベースバンド信号の変調を反映するデジタルシーケンスを発生する手段と、システマティックな変調と前記データワードに関連した変調の双方を行われた帯域信号を発生するようなサンプリング変換レートで前記デジタルシーケンスをアナログ形式に変換するデジタル−アナログ変換器とからなる無線送信機。
【請求項１３】
入力データワードを受信して搬送波の周波数変調と前記データワードに関連した変調を反映するデジタルシーケンスを発生する手段と、前記デジタルシーケンスをアナログ形式に変換するデジタル−アナログ変換器とからなる無線送信機。
【請求項１４】
周波数とデータワードの情報内容の双方に関連して変調された搬送波を受信する無線受信機であって、周波数について検波信号の変調を反映するデジタルシーケンスを発生する第１の手段と、前記デジタルシーケンスをアナログ形式に変換して検波信号を提供するデジタル−アナログ変換器と、前記検波信号と前記搬送波を混合して前記デジタルワードの情報内容を再生する検波手段とからなる無線受信機。
【請求項１５】
前記検波手段が位相変調を検波すると共に、該位相変調に関連してシンボルを出力してシンボルを逆マップし、前記デジタルワードを構成するデジタルビットのシーケンスを提供することを特徴とする前記請求項１４に記載の無線受信機。
【請求項１６】
送信機受信機装置のために識別コードを発生する方法であって、ｐ個のコードチップ（ボトムコード）の第１の擬似ランダムシーケンスをｑ個のコードチップ（ミドルコード）の第２の擬似ランダムシーケンスの各チップにより順次積算してｐ＊ｑ個のコードチップシーケンスであってｐ個のコードチップシーケンスがｑ個のコードチップシーケンスにおいて論理ハイ値の発生毎に一度再生されるものを発生する工程と、前記ｐ＊ｑ個のコードチップシーケンスをｒ個のコードチップ（トップコード）の第３の擬似ランダムシーケンスの各チップにより積算してｐ＊ｑ＊ｒ個のコードチップシーケンスであってｒ個のコードチップシーケンスがｒ個のコードチップシーケンスにおいて論理ハイ値の発生毎に一度再生されるものを発生する工程とからなる方法。
【請求項１７】
各コードチップが、論理ハイ及び論理ロー（２値と３値の双方をカバーする）からなる群から選択された値を有すると共に、前記方法が論理ハイと論理ハイの積が論理ハイであり、論理ローと論理ローの積が論理ハイであるようなルールに関連してコードチップを積算する工程を具備していることを特徴とする前記請求項１６に記載の方法。
【請求項１８】
コードチップの第１と第２のシーケンスのうちの少なくとも１つが３値チップのシーケンスであることを特徴とする前記請求項１６に記載の方法。  
【請求項１９】
コードチップの第１と第２のシーケンスのうちの少なくとも１つがゴールド（Ｇｏｌｄ）、カサミ（Ｋａｓａｍｉ）、ｍ−シーケンスコードに関連した値を有することを特徴とする前記請求項１６に記載の方法。
【請求項２０】
コードチップの第３のシーケンスが２値チップのシーケンスであることを特徴とする前記請求項１６に記載の方法。
【請求項２１】
論理ハイに論理ハイを加えた和が３値ハイであり、論理ローに論理ローを加えた和が３値ローであり、論理ハイに論理ローを加えた和が３値ゼロであるようなルールに関連して、チップ毎に、ｒ二値コードチップの第一のシーケンスにｒ二値コードチップの第二のシーケンスを加えることによってｒコードチップシーケンスを発生する工程を具備することを特徴とする前記請求項１６に記載の方法。
【請求項２２】
２値コードチップ（コードＡ）の第一のシーケンスの自動相関係数がｕ成分の遅延時において最大値を有し、２値コードチップ（コードＢ）の第二のシーケンスの自動相関係数がｖ成分の遅延時において最小値を有し、更に、前記方法が、識別コード信号に対しての前記第一と第二のシーケンスの受信機における相関の間に時間差が存在するようにして受信機における識別コードチップのシーケンスを表す識別コード信号を前記第一のシーケンスと第二のシーケンスに相関付ける工程を具備していることを特徴とする前記請求項２１に記載の方法。
【請求項２３】
前記時間差が（ｕ成分−ｖ成分）であることを特徴とする前記請求項２２に記載の方法。
【請求項２４】
前記識別コード信号と前記第一のシーケンスの相関の絶対値と前記識別コード信号と前記第二のシーケンスの相関の絶対値の和を構成する工程を具備していることを特徴とする前記請求項２２に記載の方法。
【請求項２５】
ｒ個の２値コードチップの第一のシーケンスとｒ個の２値コードチップの第二のシーケンスが、それぞれウォルシュ（Ｗａｌｓｈ）コードに関連した値を有することを特徴とする前記請求項２１に記載の方法。
【請求項２６】
送信機からｐ＊ｑ＊ｒ個のコードチップシーケンスを送信して、受信機において、送信されたｐ＊ｑ＊ｒ個の識別コードチップシーケンスを表す信号をｒ個のコードチップシーケンスに相関付けし、それによって、ｐ＊ｑ個のコードチップシーケンスを再生することを特徴とする前記請求項１６に記載の方法。
【請求項２７】
前記コードチップの第３の擬似ランダムシーケンスが、ウォルシュ（Ｗａｌｓｈ）コードに関連した値を有する２値コードチップシーケンスであることを特徴とする前記請求項１６に記載の方法。
【請求項２８】
シンボルのメニューとして表されたデジタルデータを送信する無線送信機であって、位相及び周波数のうちの少なくとも１つによって各シンボルが特徴付けられているものであり、各シンボルのデジタル表示を記憶する参照テーブルと、デジタルデータの一群の数字に関連して前記参照テーブルをアドレスするアドレス手段と、選択されたシンボルをアナログ形式に変換するデジタル−アナログ変換器を具備する無線送信機。
【請求項２９】
各シンボルが位相によって特徴付けられており、前記参照テーブルが複数の周波数において各シンボルのデジタル表示を保存しており、前記アドレス手段がデジタルデータの一群の数字に関連して、そして、予め選択された周波数に関連して前記参照テーブルにアドレスすることを特徴とする前記請求項２８に記載の方法。
【請求項３０】
前記アドレス手段が予め選択された周波数シーケンスに関連して前記参照テーブルにアドレスすることを特徴とする前記請求項２９に記載の方法。
【請求項３１】
前記アドレス手段が循環的に繰り返される周波数シーケンスに関連して前記参照テーブルにアドレスすることを特徴とする前記請求項３０に記載の方法。
【請求項３２】
チャネルインターバルに亘って周波数が変化する電磁搬送波を発生する送信機であって、前記チャネルインターバル中に情報信号で前記搬送波を変調する手段を有し、前記搬送波が前記チャネルインターバル中に周波数と前記情報信号の双方に関連して変調されるものと、
チャネルインターバル中に周波数と情報信号の双方に関連して変調された搬送波を受信する受信機であって、チャネルインターバルに亘って周波数が変化する検波信号を発生する第１の手段と、前記搬送波と前記検波信号を混合して前記情報信号を再生する検波器手段とからなる受信機を具備する無線送信機受信機装置。
【発明の詳細な説明】
【関連出願へのクロスレフェレンス】
【０００１】
本出願は、２００３年２月１４日に提出された米国仮出願第６０／４４７，６３３号と２００３年２月１７日に提出された米国仮出願第６０／４４８，０３９号と２００３年２月２１日に提出された米国仮出願第６０／４４８，７７２号と２００３年２月２８日に提出された米国仮出願第６０／４５０，８４６号と２００３年３月５日に提出された米国仮出願第６０／４５２，５１２号と２００３年３月１０日に提出された米国仮出願第６０／４５３，６４３号の利益を享受する。それらのうちのそれぞれの開示事項全体がここにあらゆる目的のために引用されて組み入れられる。
【技術分野】
【０００２】
本発明は、周波数分割多重方法とそのための装置に関する。
【背景技術】
【０００３】
いくつかのデジタル変調技術において、入力データストリームＤｉの一群の連続データビットが１シンボルによって表される。異なるデータビットの組み合わせは異なるシンボルによって表される。例えば、該一群の連続データビットが３ビットで構成されている場合、８つの可能な組み合わせが存在し、したがって８つの異なったシンボルが存在する。８つのシンボルを採用した、１つの普及しているタイプのデジタル変調は、８レベルの位相偏移キーイング（８−ＰＳＫ）であり、そこでは８つの異なるシンボルが帯域表現における等角的に離間した８つの位相変位値を発生する。
【０００４】
この複素帯域表現において、各シンボルは従来ダブレット（Ｉ，Ｑ）で表されていた。このシンボルのＩ成分とＱ成分は直交変調器のそれぞれのポートに加えられるが、この変調器は搬送波を受信してＩ成分とＱ成分の各値に応じて周波数変調及び／又は位相変調及び／又は振幅変調された信号を出力する。
【０００５】
直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）はデジタル変調技術であるが、その変調技術においては入力データストリームがいくつかのサブストリームに分解され、各サブストリームが一連のシンボルによって表され、そして、いくつか（数千まで）の一連のシンボルが一定周波数の各搬送波を変調するために使用されている。変調された各搬送波は総和されて伝送信号を生成し、それは受信機アンテナへの送信のために送信機アンテナに供給される。搬送波の数に等しくそれらの各搬送波に波長を合わせた各受信機は、それぞれ前記一連のシンボルを受信してそれらを検波する。そして、各一連のシンボルは、対応するサブデータストリームを再生するために使用され、そして、そのサブデータストリームは、ＨＤＴＶ信号であることもある元のデータストリームを再現するために結合される。各搬送波はそれらが直交するように十分に周波数的に離れている。言い換えれば、各受信機はそれ自身の搬送波のみを理解する。
【発明の開示】
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の第１の側面に関連して、「チャネルインターバルに亘って周波数が変化する電磁搬送波を発生する手段と、前記チャネルインターバル中に情報信号で前記搬送波を変調する手段とからなる無線送信機であって、前記搬送波が前記チャネルインターバル中に周波数と前記情報信号の双方に関連して変調されることを特徴とする無線送信機」が提供される。
【０００７】
本発明の第２の側面に関連して、「チャネルインターバル中に周波数と情報信号の双方に関連して変調された搬送波を受信する無線受信機であって、チャネルインターバルに亘って周波数が変化する検波信号を発生する第１の手段と、前記搬送波と前記検波信号を混合して前記情報信号を再生する検波器手段とからなることを特徴とする無線受信機」が提供される。
【０００８】
本発明の第３の側面に関連して、「入力データワードを受信して、搬送波のシステマティックな変調と前記データワードに関連した前記搬送波の変調を反映するデジタルシーケンスを発生する手段を具備する無線送信機」が提供される。
【０００９】
本発明の第４の側面に関連して、「入力データワードを受信してベースバンド信号のシステマティックな変調と前記データワードに関連した前記ベースバンド信号の変調を反映するデジタルシーケンスを発生する手段と、システマティックな変調と前記データワードに関連した変調の双方を行われた帯域信号を発生するようなサンプリング変換レートで前記デジタルシーケンスをアナログ形式に変換するデジタル−アナログ変換器とからなる無線送信機」が提供される。
【００１０】
本発明の第５の側面に関連して、「入力データワードを受信して搬送波の周波数変調と前記データワードに関連した変調を反映するデジタルシーケンスを発生する手段と、前記デジタルシーケンスをアナログ形式に変換するデジタル−アナログ変換器とからなる無線送信機」が提供される。
【００１１】
本発明の第６の側面に関連して、「周波数とデータワードの情報内容の双方に関連して変調された搬送波を受信する無線受信機であって、周波数について検波信号の変調を反映するデジタルシーケンスを発生する第１の手段と、前記デジタルシーケンスをアナログ形式に変換して検波信号を提供するデジタル−アナログ変換器と、前記検波信号と前記搬送波を混合して前記デジタルワードの情報内容を再生する検波手段とからなる無線受信機」が提供される。
【００１２】
本発明の第７の側面に関連して、「送信機受信機装置のために識別コードを発生する方法であって、ｐ個のコードチップ（ボトムコード）の第１の擬似ランダムシーケンスをｑ個のコードチップ（ミドルコード）の第２の擬似ランダムシーケンスの各チップにより順次積算してｐ＊ｑ個のコードチップシーケンスであってｐ個のコードチップシーケンスがｑ個のコードチップシーケンスにおいて論理ハイ値の発生毎に一度再生されるものを発生する工程と、前記ｐ＊ｑ個のコードチップシーケンスをｒ個のコードチップ（トップコード）の第３の擬似ランダムシーケンスの各チップにより積算してｐ＊ｑ＊ｒ個のコードチップシーケンスであってｒ個のコードチップシーケンスがｒ個のコードチップシーケンスにおいて論理ハイ値の発生毎に一度再生されるものを発生する工程とからなる方法」が提供される。
【００１３】
本発明の第８の側面に関連して、「シンボルのメニューとして表されたデジタルデータを送信する無線送信機であって、位相及び周波数のうちの少なくとも１つによって各シンボルが特徴付けられているものであり、各シンボルのデジタル表示を記憶する参照テーブルと、デジタルデータの一群の数字に関連して前記参照テーブルをアドレスするアドレス手段と、選択されたシンボルをアナログ形式に変換するデジタル−アナログ変換器を具備する無線送信機」が提供される。
【００１４】
本発明の第９の側面に関連して、「チャネルインターバルに亘って周波数が変化する電磁搬送波を発生する送信機であって、前記チャネルインターバル中に情報信号で前記搬送波を変調する手段を有し、前記搬送波が前記チャネルインターバル中に周波数と前記情報信号の双方に関連して変調されるものと、チャネルインターバル中に周波数と情報信号の双方に関連して変調された搬送波を受信する受信機であって、チャネルインターバルに亘って周波数が変化する検波信号を発生する第１の手段と、前記搬送波と前記検波信号を混合して前記情報信号を再生する検波器手段とからなる受信機を具備する無線送信機受信機装置」が提供される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
図面のいくつかにおいて、同じ参照番号は同じ若しくは均等の構成部分を示している。
【００１６】
図１に関連して、マスタクロック発振機４は１０ｎｓ間隔でマスタクロックエッジを発生し、カウンタ６はそのクロックエッジを受信して３２０ｎｓ間隔で制御信号エッジを発生する。発振器４とカウンタ６は、各マスタクロックエッジに続く期間をそれぞれが１０ｎｓである３２個のスロットに分割する。階段状波発生器８は、各マスタクロックエッジに応じて一定値Ｖｓｔｅｐ分だけ増加し、そして、各制御信号エッジに応じて当初の電圧レベルＶ１にリセットされる電圧Ｖを有する出力信号を発生する。階段状波発生器の階段状波出力信号は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１０の制御入力に加えられる。階段状波信号の各ステップに関して、ＶＣＯ１０は一定の周波数のウェーブセグメント若しくはウェーブレットを発生し、そして、このウェーブセグメントの周波数はＶＣＯ１０の出力信号の電圧と、更に、したがって直前のマスタクロックエッジに関連したウェーブセグメントによって占有されるタイムスロットに依存している。ＶＣＯ１０の出力信号は、反復的な階段状波信号に関連して０．１ＧＨｚのステップで３．２ＧＨｚと６．４ＧＨｚの間の周波数において階段状に伸びる。この発振器の出力信号は、復素変調器１２の搬送波入力に加えられる。一般に、期間ｔ＝０からｔ＝２ＭＴ（Ｔは各ステップの継続時間であり、２Ｍはステップ数である）の間、ｔ＝ｉＴからｔ＝（ｉ＋１）Ｔ（ｉ＝−Ｍ…Ｍ−１）のタイムスロットにおいてのＶＣＯ１０の出力信号は次の式によって記述される。
１                              ＶOSC＝ＣＯＳ２πωiｔ
ここで、ωi＝ω0＋ｉωstepである。図示の実施の形態の場合、２πω0＝３．２ＧＨｚであり、２πωstep＝０．１ＧＨｚである。周波数ω0…ωM-1のそれぞれは、送信機受信機装置の通信チャネルである。したがって、各タイムスロットは周波数掃引インターバル中のチャネルインターバルである。
【００１７】
データソース１４は二値入力データストリームＤｉｎをシリアルインパラレルアウトレジスタ１６に供給するが、そのレジスタ１６は３連続ビットの各グループを用いてシンボル参照テーブル１８にアドレスする。３連続ビットの値に依拠して、シンボル参照テーブルは８つのダブレット（Ｉ，Ｑ）のうちの１つを選択し、選択されたダブレットのＩ成分とＱ成分をそれぞれ復素変調器１２の同相入力と直交入力に供給する。入力データストリームＤｉｎのビットレートは、階段状波形の各ステップの間において１つのダブレットが発生されるようなものである。復素変調器の出力信号は、ＶＣＯ１０の出力周波数における信号であり、ＶＣＯ１０の出力信号に対する位相偏移の８つの等角分散値（０も含む）のうちの１つを有する。ＶＣＯの出力信号の周波数は階段状波発生器８の出力信号に応じて段階式に変動するので、復素変調器の出力信号の周波数も同様に段階式に変動する。
【００１８】
図２は、復素変調器の出力信号の波形を略式に図示しているが、なお、図２は３．２ＧＨｚと６．４ＧＨｚの間のスロープ上の各周波数において中心を有する３２個の変調エンベロープを示している。図２の場合、各エンベロープは８つの可能な位相偏移値のうちの１つを示している。
【００１９】
再び図１に言及すると、復素変調器の出力信号は、増幅器を介して、送信機アンテナ２０に供給され、対応する信号が誘導により受信機アンテナに発生されて直交混合器２４に供給される。スレーブ発振器２６とカウンタ２８と階段状波発生器３０は、送信機のマスタ発振器４とカウンタ６と階段状波発生器８と同じ方法で協働し、階段状信号を発生してＶＣＯ３２の制御入力に加えられる。このようにして、ＶＣＯ３２の出力信号は、０．１ＧＨｚのステップで３．２ＧＨｚと６．４ＧＨｚの間の周波数において階段状に変動する。その操作が以下に詳述される、タイミング再生回路３４はスレーブ発振器２６とカウンタ２８を時々リセットし、それらがマスタ発振器４とカウンタ６に同期するようにする。
【００２０】
タイミング再生回路３４は、また、タイミング信号をデータ再生回路３６に供給し、そのデータ再生回路はそれらの信号を用いてシンボルを再生し、入力データストリームＤｉｎに整合する出力データストリームＤｏｕｔを発生する。
【００２１】
個々のウェーブセグメントが周波数において離れており時間的にも重複しないので、それらは直交していて入力データストリームから出力データストリームへのビット変換時に曖昧さが存在しない。更に、各ウェーブセグメントが３２０ｎｓ期間のうちの各マスタクロックエッジに続くたった１０ｎｓだけを占有するので、いずれかのウェーブセグメントの周波数における平均電力レベルは低い。
【００２２】
本発明の好適な実施例においては、搬送波周波数は図１と図２に関連して説明したような階段状に変化することはないが、周波数掃引インターバルの間に線型に周波数増減する。周波数掃引インターバルは、マルチチャネルインターバルに分割され、各チャネルインターバルにおいて搬送波の位相は送信されるべきシンボルに対応した選択値に設定される。チャネルインターバルの数が２Ｍであり、ｋ番目のシンボルがｍ番目のチャネルインターバルにおいて送信され、そして、各シンボルがＮ個のサンプリングから合成される場合、変調された搬送波の理想的な又はプロトタイプの波形は２つのインターリーブされたシーケンスであるＩシンボル（Ｉｓｙｍｂｏｌ）（ｎ，ｍ，ｋ）とＱシンボル（Ｑｓｙｍｂｏｌ）（ｎ，ｍ，ｋ）によって表すことができる。
【００２３】
【数１】
2006518155.tif 000002
【００２４】
ここで、Ａｋ，ｍとＢｋ，ｍは、チャネルｍ内のシンボルｋの振幅変調であり、Ａφｋ，ｍとＢφｋ，ｍは、チャネルｍ内のシンボルｋの位相変調であり、ＡＷｎとＢＷｎはシンボル窓関数であり、Ｎはサンプリング内のシンボルの長さであり、ｎはシンボルのサンプリングインデックスであり、Ｍはシステムの直交サンプリングレートでの単一サイドバンドチャネルの数であり、ｍはそのシステムのチャネルインデックスである（−Ｍ≦ｍ＜Ｍ）。
【００２５】
本発明の好適な実施例においては、振幅変調は存在せず、位相変調は８レベルの位相偏移キーイングであり、Ｍは１６であり、各シンボルは３２個のＩサンプリング値と３２個のＱサンプリング値によって表される。
【００２６】
１つの周波数掃引インターバルにおける２Ｍ個のチャネルのそれぞれは、Ｋ個の位相偏移値のうちの１つを有することができ、各ウェーブセグメントはＮ個のサンプリング値によって構成される。
【００２７】
図３に図示された変調に関連して、図１に関連して説明されたような発振器とカウンタとからなることもあるか、又は、適切なタイミング信号を発生するための機能的に均等な手段からなることもあるタイミング発生器４０が、３２０ｎｓの間隔で鋸歯状波発生器４４をトリガし、続いて、鋸歯状波発生器の出力信号の電圧が３２０ｎｓの期間中ずっと当初の値Ｖ１から線型に増加し、そして、その後、瞬時に当初の値Ｖ１に戻る。鋸歯状波発生器４４の出力信号はＶＣＯ１０の制御入力に加えられるが、それは鋸歯状波発生器４４の連続するトリガとトリガの間の各３２０ｎｓのインターバルに亘って３．２ＧＨｚから６．５ＧＨｚの周波数において線型に増加する出力信号を発生する。例えば３．２ＧＨｚから３．３ＧＨｚである３２個の周波数インターバルのそれぞれは、図３に示された送信機受信機装置の通信チャネルである。時間的にも周波数的にも制限されている、個々のチャネルは周波数掃引インターバル内のそれぞれのチャネルインターバル又はタイムスロットに限られている。
【００２８】
図１の場合と同様に、シンボル参照テーブルはＩとＱの値を出力し、それらは復素変調器１２に供給され、そして、その復素変調器がＩとＱの値によって表されたシンボルに関連して位相変調された出力信号を提供する。しかし、図１の場合とは異なり、搬送波周波数は階段状よりもむしろ線型に増加する。
【００２９】
アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）４６Ｉ，４６Ｑは、直交混合器２４のアナログ出力信号Ｕ，Ｖを受信し、その信号をデジタル形式に変換する。タイミング再生回路３４はアンテナ信号からタイミング情報を引き出しタイミング発生器４８の動作を制御して鋸歯状波発生器５２を鋸歯状波発生器４４に同期させる。データ再生器５０は、ＩとＱの値を再生するために、信号Ｕ，Ｖを復調して、ダブレット（Ｉ，Ｑ）によって表されたシンボルを逆マップし、更に、３データビットの対応するシーケンスを出力する。復素変調器１２と直交混合器２４の図３に示されたアナログ実施例は機能的ではあるが、変調と復号がデジタル領域で行われることは好適である。なぜならば、デジタル回路部品のほうが電力制限を行うことができ、より簡単に実施例を提供うることが可能だからである。図４に図示された送信機と受信機は、それぞれ、単独のＣＭＯＳチップに実装されることが可能である。
【００３０】
図４の場合、タイミング発生器は、３．２ＧＨｚの周波数Ｆｃｌｋを有するサンプリング変換クロック信号を発生すると共に、レジスタ１６にデータビットをクロックするパルスと１０ｎｓの間隔でインクリメントされる５ビットの信号も発生する。図４は、形式（チャネル、データ）を有するアドレスによってアドレス可能なシンボルマッピングテーブル５４を図示している。アドレスのチャネル部分はタイミング発生器４０によって提供されるが、データ部分は入力データストリームＤｉｎ内の３つの連続するデータビット群によって提供される。それぞれのアドレス可能な位置において、テーブル５４はワードＩｄｉｇｉｔａｌとワードＱｄｉｇｉｔａｌを保存する。位置（チャネル＿ｍ、データ＿ｋ）に保存されたワードＩｄｉｇｉｔａｌとＱｄｉｇｉｔａｌは、シンボルｋにマッピングすると共にシリアライザー５８Ｉ，５８Ｑによって３２個の２ビットワードのシーケンスにそれぞれ変換されるデータビットに応じてチャネルインターバルｍの初めにおいてそれぞれ並行ビット式に読み出される。各シリアライザーは、チャネルインターバルｍ中において均一な間隔で２４個の２ビットワードの適切なシーケンスを出力する。このデジタルワードのシーケンスは、各ＤＡＣ６２に加えられ、ＤＡＣはサンプリング変換クロック信号の制御の下でそのデジタルワードをアナログ形式に変換する。それぞれの２ビットワードは、３つの正当な値のうちの１つを有する。その値に基づいて、ＤＡＣによって受信されたそれぞれの２ビットワードは、正電圧（＋１）又は負電圧（−１）若しくは全くパルスがない（０）に変換される。ＤＡＣ６２Ｑの変換時間は、ＤＡＣ６２Ｉに比べてクロック周期の半分だけ遅延されており、したがって、２つのＤＡＣの出力パルスシーケンスは互いに時間的にずれている。２つのＤＡＣの変換時点が交互にくるので、直交するＤＡＣは６．４ＧＨｚの組み合わせた有効サンプリング変換レートを有する。２つの互いにずれたパルスシーケンスＩａｎａｌｏｇとＱａｎａｌｏｇが出力加算器によって結合されて送信機アンテナに加えられるが、それは復元フィルタとしても利用され適切に変調された搬送波信号を送信する。
【００３１】
明らかに、各ＤＡＣ６２の出力信号のスペクトラムが上と下にＦｃｌｋ／２の奇数倍に中心をおくサイドバンドを有している。例えば、もしチャネルインターバル中に各ＤＡＣに加えられたパルスシーケンスの基本周波数成分がそのチャネルインターバルの間に１．６ＧＨｚから１．５ＧＨｚに線型に減少した場合、３Ｆｃｌｋ／２の周波数（４．８ＧＨｚ）に中心をおく下方のサイドバンドは３．２ＧＨｚから３．３ＧＨｚに線型に増加する。加算器の出力信号の位相が２つのパルスシーケンスの基本周波数成分の各位相に依存している。したがって、変換レートを一定に保ちながらそのＤＡＣに加えられたパルスシーケンスの周波数成分を調節することによって、４．８ＧＨｚに中心をおく２つのサイドバンドは搬送波周波数における３．２ＧＨｚから６．５ＧＨｚへの所望の線型増加を提供する。
【００３２】
例えば、この直交変調器が上記のように８レベルの位相偏移キーイングを実装している場合、同相部分によってシンボルインターバル中に出力加算器に供給された信号の基本成分は、図５に示す若干掃引されたサイン曲線６６のようであるかも知れない。直交部分によって出力加算器に供給された信号の基本成分は、加算器の出力信号がＤＡＣ６２Ｉの出力信号に関連して所望の位相を有するサイン曲線であるような、サイン曲線６６に関して同相であるサイン曲線である。
【００３３】
受信機において、タイミング発生器４８は送信機のタイミング発生器４０と同期されており、更に、テーブル５２をアドレスして各タイムスロット中に一対のワードＩｃとＱｃを出力させる。ワードＩｃとＱｃは、ｋに依存している項を含んでいないことを除いて、テーブル５４に保存されたワードに対応している。送信機の場合のように、これらの並行ビットワードはシリアライザーによって２ビットのワードのシーケンスに変換され、そして、その２ビットワードは直交ＤＡＣによってパルスシーケンスに変換される。２つのパルスシーケンスは復元され、そして、その結果掃引された正弦関数のアナログ信号が受信機アンテナ信号と混合されて信号ＵａｎａｌｏｇとＶａｎａｌｏｇを発生するが、それらの信号はデジタル形式に変換されてタイミング再生機能と復調及び逆マップ機能を実現するＤＳＰエンジン７０に供給される。このＤＳＰエンジンは、信号ＵａｎａｌｏｇとＶａｎａｌｏｇを復調しＩ値とＱ値を再生してそのシンボルを逆マップしてデータビットＤｉｎに整合する、対応するデータビットＤｏｕｔを出力する。ＤＳＰエンジンは、また、制御信号をタイミング発生器４８に供給して、送信機のタイミング発生器４０との同期を保持する。
【００３４】
図４の場合のＤＡＣ６２に供給された信号は２ビットワードで構成されているが、他の実装例においてＤＡＣ６２に供給されたワードが２ビットを越えるビットを有するか又は１ビットのみを有するようにすることが必要であるか又は望ましいことは明らかである。
【００３５】
１つの周波数掃引インターバル中に生じた３２個のタイムスロットのそれぞれに対して、掃引された正弦関数の搬送波の８つの可能な位相偏移値が存在する。よって、送信機アンテナに供給されたウェーブセグメントは、８＊３２すなわち２５６個の異なる波形を想定できる。
【００３６】
図６に関連して、タイミング発生器４０は傾斜信号の周波数掃引インターバルの各チャネルインターバル毎に５ビットのカウンタ７４をインクリメントし、そのカウンタの５ビットの出力とレジスタ１６の３ビットの出力が２５６個のアドレス可能な位置のそれぞれにおいて６４個の三進法値を表すデータセットを保存している参照テーブルにアドレスするために使用される。その６４個の三進法値は、それぞれが各々＋１と０と−１に相当する３つの正当な値を有する２ビットワードとして保存されうる。選択されたアドレス可能な位置におけるデータセットは、参照テーブルから読み出されてシリアライザーに加えられ、そのシリアラーザーはそのデータセットによって表された６４個の三進法値（−１と０と−１）のシーケンスに対応する６４個の電圧パルス（−Ｖｖと０ｖと＋Ｖｖ）のシーケンスを出力する。そのシリアライザーはその電圧パルスを増幅器に供給し、それが送信機アンテナ２０をドライブする。このように、１つの周波数掃引インターバル中において連続するチャネルインターバルに対応するカウンタの３２個の可能な出力値のそれぞれに対して、参照テーブルはそれぞれがチャネルインターバル中のウェーブセグメントにおいて可能な８個の波形に相当する８個のデータセットを保存し、これらのデータセットのうちの１つがレジスタ１６によって提供された３ビットのデータ値に基づいて選択される。送信機アンテナは、シリアライザーによって提供された電圧パルスのシーケンスによって表された、掃引された正弦波形を再構築する。チャネルインターバルはすべて同じ期間であり、各チャネルインターバル内のウェーブセグメントは同数（６４個）のサンプルによって表されるがパルスのパターンは周波数範囲と波形の位相偏移に依存してそのウェーブセグメントが適切な波形を有するように選択される。
【００３７】
受信機において、タイミング発生器７８は、タイミング発生器４０に同期して５ビットのカウンタをインクリメントし、そのカウンタの５ビットの出力がそれぞれ３２個のアドレス可能な位置において３２個の三進法値の２つのグループを表すデータセットを保存している参照テーブルにアドレスするために使用される。送信機の動作と同様の仕方で、選択されたアドレス可能な位置におけるデータセットは、参照テーブル８２から読み出され、３２個の三進法値の２つのグループがそれぞれ各シリアライザーに加えられる。各シリアラーザーは受信する三進法値のシーケンスに対応する３２個の電圧パルス（−Ｖｖと０ｖと＋Ｖｖ）のシーケンスを出力する。それらのシリアライザーによって供給された電圧パルスは再構築されて直交混合器に供給される。２つの電圧パルスシーケンスに由来する波形は、９０度まで位相的にずれた、若干掃引されたサイン波形である。ＤＳＰエンジン８６はタイミング発生器とカウンタを制御して、参照テーブル８２のアドレッシングが参照テーブル５４のアドレッシングと同期するようにする。３２個のデータセットが参照テーブル８５から連続的に読み出されたとき、結果生じた連鎖的なウェーブセグメントは所望の入力信号を直交混合器に提供する。
【００３８】
２つの参照テーブルを採用して、そのそれぞれがアドレス可能の位置のそれぞれにおいて３２個の２ビットワードを保存すると共に異なるやり方で所望の有効なサンプリング変換レートを得るために、１つの電圧パルスのシーケンスを他のシーケンスに対してサンプリング期間の半分まで遅延することが可能であることは明らかである。
【００３９】
このように、図３の場合には、送信機が周波数変調された搬送波を受信して入力信号に由来するシンボルに関連してその搬送波を位相的に変調するが、一方、図４の場合には、入力デジタルデータが所望の周波数と位相変調を有するベースバンド信号の時間と共に発展することを表すデータワードを派生するために使用され、そして、適正な変換レートで作動するＤＡＣを用いて所望の周波数と位相変調を有する帯域信号がそのデータワードをアナログ形式に変換することによって生成されることも明らかである。このデータワードは所望に応じて参照テーブルを使用することによるか、又は、デジタル計算によって得ることができる。図６の装置は、所望のウェーブセグメントのデジタル表現をシンボルと周波数掃引インターバルにおけるチャネルインターバルの位置から直接得ることで、周波数と位相情報の組み合わせを更にアップストリーム側にシフトする。
【００４０】
図６は、送信に適切な帯域信号を発生する直接的な方法を図示している。このことは送信信号を発生するための、更なる周波数変換又は帯域変換方式に対するベースバンドを排除するものではない。
【００４１】
これまで説明してきた実施の形態は、連続するウェーブセグメントが受信機アンテナで受信されている間の各インターバルが時間的に重複していないことを前提に設計されたものである。したがって、例えば、図１に示す受信機は、階段状信号発生器がＶＣＯ３０の周波数を増加して３．３ＧＨｚにおける信号エネルギーを検出する前に、３．２ＧＨｚにおいてすべての信号エネルギーを受信ことができる。しかし、映像データのための短距離インドア用送受信機のような本発明の代表的な実施例においては、送信機アンテナと受信機アンテナの間には複数の伝搬路が存在しており、マルチパス遅延が結果として同時に飛んでいるマルチチャネル（それぞれが個別のシンボルを有する）となり、第１のチャネルにおけるウェーブセグメントのエネルギーが第２のチャネルにおけるウェーブセグメントのエネルギーと同時に受信することができるようにする。マルチパス環境下において、受信機は、第１のチャネルの信号エネルギー検出を最大にするために、最も短い遅延を有してパスの受信インターバルの初めから最も遅い遅延を有してそのパスの受信インターバルの最後まで第１のチャネル上に存在すべきである。受信機は、したがって、複数のヘロダイン及び復調受信機セクションを装備しなければならない。１つの方法は、２Ｍ個の個別のヘテロダイン及び復調受信機セクションを用いることである。しかしながら、このことは非効率的であり、連続的かつ周期的に活動する（２Ｍ個よりも少ない）複数の受信機セクションを用いることが好適である。図７は、受信機アンテナ２２が５個の受信機セクションに接続された実施例を図示している。
【００４２】
図７に示された各受信機セクションは図３に示された実施の形態に基づくものである。よって、各受信機セクションはＶＣＯ３０によりドライブされる直交混合器２４を有する。ＡＤＣ４６の両出力信号は復調及び逆マップ回路５０に供給される。共通のタイミング再生及びＶＣＯ制御回路９０は、それぞれ５つの受信機セクションの復調及び逆マップ回路の動作を制御するタイミング信号を発生すると共に、それぞれ５つのＶＣＯの動作を制御する５つの階段状信号も発生する。これらの階段状信号の波形は、受信機セクション１のＶＣＯがチャネル０−５のタイムスロットにおいてチャネル０を復調するために適切な周波数で動作し、次いで、チャネル６の周波数に切り替えてチャネル６−１１のタイムスロットにおいてはその周波数のままであるようなものである。同様に、受信機セクション２のＶＣＯはチャネル１−６のタイムスロットにおいてチャネル１を復調するための周波数に調整され、次いで、チャネル７の周波数に切り替える。一般的に、Ｐ個の受信機セクションが存在する場合、各受信機セクションは時間的に（Ｐ−１）個のタイムスロットに相当する分だけ時間的に重複する。所定の周波数掃引インターバルにおいてチャネルｍのエネルギーを検出するために選択された受信機セクションは、チャネルｍの初めからチャネルｍ＋（Ｐ−１）の終わりまでチャネルｍに調整されたままである。このように、受信機はマルチパスエネルギーを検出することが可能である。デジタル信号処理技術の使用は復調及び逆マップ回路がマルチパスエネルギーから位相情報を再生し、信号対雑音比を向上することを可能にする。
【００４３】
図７は、５つの受信機セクションを有する装置を図示している。しかし、本発明の実際の実施の形態おいては５個以上の受信機セクション若しくはそれ以下の受信機セクションであることもある。
【００４４】
図７は、５つの受信機セクションそれぞれに対して個別の復調及び逆マップ回路を示している。しかし、復調及び逆マップ機能は単独のＤＳＰエンジンによっても実行されうる。
【００４５】
図８は、Ｐ個（少なくとも３つ）のアナログ受信機セクションが連続的かつ周期的に活動状態になる実施例を略式に示している。このＰ個のアナログ受信機セクションは同一であり、ｐ番目（ｐ＝１…ｐ）のセクションの第１の混合器がｐの値に依存する周波数で混合信号を受信する。図９は、たった１つのアナログ受信機セクションを必要とする実施例であって、タイムスロットに依存する周波数で信号との混合がデジタル領域において遂行されるものを示している。
【００４６】
上記のラジオ送受信機は、データがいくつかのデバイス間で送受信されるピコネット（ｐｉｃｏｎｅｔ）を実現するためにも使用される。あるピコネットの空間領域が他のピコネットの空間領域と重複することもあるので、１つのピコネットの受信機がそれ自身のピコネットの送信機によって送信されたデータを特定することができるべきであると共に、別のピコネットの送信機によって送信されたデータを無視すべきであるようにする必要がある。更に、受信機が、高度の信頼性を有してそれがそれ自身のピコネットの送信機によって送信されたものであるとして特定するデータを受信することを可能にすべきであるようにする必要がある。更に、ピコネットがいくつかの送信機を装備することもあるので、同じピコネット内の複数の送信機によって送信されたデータとデータの混信を避ける必要もある。
【００４７】
これらの目的を完遂するために、各送信機はパケットでデータを送信すると共に、ピコネット内のすべての送信機が送信するパケットに付けるためにそれらの送信機によって使用される固有の識別コード（ＩＤコード）が各ピコネットに付与される。このＩＤコードは、受信機がそのメンバーであるピコネット内の送信機によって送信されるパケットのみを検出することを可能にする。更に、各ピコネットは、タイムスロットをピコネット内の異なる送信機に割り当てる仲裁子（アルビトレータ（ａｒｂｉｔｒａｔｏｒ））を有する。
【００４８】
図１０に関連して、各パケットはＩＤ（又はｓｙｎｃ）コードと均等化（ＥＱＵＡＬＩＺＡＴＩＯＮ）シーケンスとヘッダ（ＨＥＡＤＥＲ）とペイロード（ＰＡＹＬＯＡＤ）とからなる。均等化シーケンスは、マルチパス環境を測定してタイミングの微調整をするために推測的なシンボルシーケンスを受信機に提供する。ヘッダは、パケット長やペイロードの性質や送信機の指定や目的の受信機の指定などのデータを含む。上記のように、ＩＤコードは送信機を有するピコネットに固有のものである。
【００４９】
図１１に示す送信機は、図６に示した構造に基づくものである。（図示しない）制御器は送信機によって実行される動作シーケンスを制御して送信されるべき各データ（ヘッダとペイロード）パケットに対して送信機はまずＩＤコードをアセンブルして送信し、次いでデータを送信する。そのデータはＩＤコードに対して正確に定義された時間で送信開始される。
【００５０】
送信機は、ピコネット用のＩＤコードを発生する疑似ランダム数（ＰＮ）発生器１１０を有する。参照テーブル５４は、可能な様々なデータビットシーケンスに対応するシンボルだけでなく、３つのコード（ここではボトムコード（ｂｏｔｔｏｍ）とミドルコード（ｍｉｄｄｌｅ）とトップコード（ｔｏｐ）と称する）も保存している。便宜的にすべて３つのコードはここでは２値コードと称するが、ボトムコードとミドルコードは３値コードでもよい。ＰＮ発生器は、以下に詳述する、ボトムコードにミドルコードを乗算する第１の乗算器１１８とボトムコードとミドルコードの積にトップコードを乗算する第２の乗算器１２２を有する。トップコードがミドルコードに拡張し、ミドルコードがボトムコードに拡張することは明らかである。第２の乗算器１２２の出力はピコネットのＩＤコードであり、それはシリアライザー５８に供給される。本発明の実施例においては、ボトムコードは３１個の２値チップを有し、ミドルコードは６４個の２値チップを有し、更に、トップコードは１６個の２値チップを有する。他の技術を用いるよりもむしろ３つの短いコードを乗算することによってＩＤコードを形成することは、行われなければならない加算操作数に関して好適である。
【００５１】
ピコネットの送信機と受信機のそれぞれは、同じトップコードとミドルコードとボトムコードを保存しており、したがって、それぞれは同じＩＤコードを発生する。トップコードとミドルコードとボトムコードが２進数で構成されているけれども、算術処理のために、論理ハイと論理ローの値は、それぞれ１と０よりもむしろ＋１と−１に変換され、例えば、論理ローに乗算された論理ローが論理ローになるのではなく論理ハイとなるようにする。このように、各コードは対極にあるコードであり、シリアライザー５８によって提供される対応する電圧パルスは＋Ｖｖと−Ｖｖである。
【００５２】
本発明の好適な実施の形態において、ボトムコードはピコネットにとって固有であり、ミドルコードもピコネットにとって固有である。トップコードはピコネットに固有のものである必要はなく、実際、同じトップコードがすべてのピコネットに利用されうる。好適には、異なるピコネットのボトムコードは直交する（それぞれピコネットに割り振られた別々のコードが低い共通点を有することを意味する）と共に、異なるピコネットのミドルコードも直交する。
【００５３】
タイミング発生器４０は、ＰＮ発生器１１０を制御してシンボル参照テーブルがパケットのデータ（ヘッダとペイロード）を提供する直前にＩＤコードをシリアライザー５８に供給する。
【００５４】
送信されるべき各パケットに対して、３１個のボトムコードチップがレートＲbottomで第１の乗算器１１８の第１の入力に供給され、そして、ミドルコードビットがＲbottom＊６４に相当するレートＲmiddleで乗算器１１８の第２の入力に供給される。それぞれの１／Ｒbottomの期間において、第１の乗算器はボトムコードの１つのチップにミドルコードの６４個のチップのそれぞれを乗算し、そして、６４個の中間的なチップシーケンスをレートＲbottomで第２の乗算器１２２の第１の入力に供給する。このようにして、第１の乗算器は、３１＊６４個の中間的なチップシーケンスを提供する。ボトムコードチップが＋１であるか又は−１であるかに応じて、６４個の中間的なチップの３１個のシーケンスのそれぞれがミドルコードに整合するか又はその逆となる。３１＊６４個の中間的なチップシーケンスは、ここではより低位のコードと称される。
【００５５】
１６個のトップコードチップが参照テーブルから並列に読み出されて第２の乗算器１２２に供給される。それぞれの１／Ｒmiddleの期間において、第２の乗算器はより低位のコードの１つのチップをトップコードの１６個のチップのそれぞれで乗算し、そして、１６個のＩＤコードチップを並列にシリアライザーに供給する。より低位のコードチップが＋１であるか又は−１であるに応じて、１６個のＩＤコードチップの３１＊６４グループのそれぞれがトップコードに整合するか又はその逆となる。シリアライザーは、１６個のＩＤコードチップの（３１＊６４）グループをシリアル形式に変換しＩＤコードを形成する３１，７４４個（３１＊６４＊１６）のチップシーケンスをレートＲmiddle＊１６で提供する。
【００５６】
ＩＤコードＩＤ１とＩＤ２によって定義されている２つのピコネットを考えてみる。各ＩＤコードがチャネルであると考えることも可能である。２つのピコネットが同じトップチャネルを共有していると考えられたとしても、それらは異なるサブチャネルを有する。
【００５７】
トップコードＩＤ１＝トップコードＩＤ１
ミドルコードＩＤ１≠ミドルコードＩＤ２
ボトムコードＩＤ１≠ボトムコードＩＤ２
トップコードとミドルコードとボトムコードの自己相関はすべて１に等しく、すべての相互相関が１／３０に等しいものと想定する。ＩＤ１の自己相関が１に等しく、また、ＩＤ２の自己相関も１に等しい。ＩＤ１とＩＤ２の相互相関はトップコードの相互相関とミドルコードの相互相関とボトムコードの相互相関の積に等しい、すなわち、１＊１／３０＊１／３０である。このように、ピコネットＩＤ間の隔たりにはほとんど６０ｄＢが存在する。
【００５８】
受信機においては、ボトムコードとミドルコードの積を再生するためにＩＤコードは受信機のトップコードと相関関係がある。この技術を用いるには、トップコードそれ自体はむしろ低度の自己相関性すなわち自己相関関数がワイドなピークを有するようなシャープさを有するべきであるが、しかし、ＩＤコードの自己相関ピークはトップコードの長さに等しい。
【００５９】
低度の自己相関性を有する基準に合致したある既知の一連のコードは、いわゆるウォルシュ（Ｗａｌｓｈ）コードであり、それは低自己相関性と低相互相関性を有する。
【００６０】
シリアライザー５８は、ＩＤコードを受信して対応する電圧パルスシーケンス（論理ハイに対しては＋Ｖであり、論理ローに対しては−Ｖである）を出力する。そのシリアライザーはその電圧パルスを増幅器１３０に供給するが、その増幅器は送信機アンテナ２０をドライブする。その送信機アンテナは、シリアライザー５８によって提供された電圧パルスシーケンスの波形とほぼ同じである波形を復元する。受信機アンテナ２２は対応するＩＤコード信号をトップコード相関器１４８と低位コード相関器１５２からなる相関器１４４に提供する。
【００６１】
少しの間、受信機アンテナ２２によって提供されたＩＤコード信号が正確にシリアライザー５８の出力に整合しているものとする。トップコード相関器１４８は、そして、シリアライザー５８によって提供された電圧パルスシーケンスに正確に整合する電圧パルスシーケンスを受信する。そのトップコード相関器は、ピコネットのローカルに発生されたトップコードを形成する１６個の２値チップシーケンスと受信機アンテナ２２で受信したＩＤコード信号の１６個の連続する電圧パルスの連続グループを比較して、該シーケンスを通じて一度に一パルス分前進する。トップコード相関器１４８が１６個の連続パルスグループとトップコードの間で整合を検出した場合、それはローカルに発生されたトップコードが１／Ｒmiddle内において時間的にＩＤコードのトップコードの正の繰り返しのうちの１つと整合されることを示唆する。そして、相関器は１６パルスづつ電圧パルスシーケンスを前進すると共に、ローカルに発生されたトップコードと１６個の連続電圧パルスの各グループの相関が、低位コードの対応するチップが＋１であるの場合に最大値を有し、そして、低位コードの対応するチップが−１であるの場合に最小値を有する。このように、トップコード相関器１４８の出力信号は低位コードである。
【００６２】
もちろん、相関器１４４によって受信された信号の波形がシリアライザー５８によって提供された電圧パルスシーケンスの波形と正確に整合するものではないが、しかし、両波形の相違は整合を決定するときに起こりそうなエラーに影響を及ぼすも、このエラーは容認可能な程度に小さなままである。
【００６３】
図１１に再び言及して、トップコードとの相関関係は、ＩＤコードの１６個のチップに対応する期間、すなわち、１／Ｒmiddle内にトップコード相関器１４８によって受信されたＩＤコード信号にトップコードの１６個のコードチップを対極的な電圧パルスシーケンスに変換することによって発生された信号を乗算して、１／Ｒmiddleの期間中積信号を積分することにより、アナログ領域で達成される。好適には、トップコード相関器は、アンテナから直接的に受信すると共に１−１５チップ期間のそれぞれの分だけ遅延したものとして、トップコードパルスシーケンスを同時にＩＤコード信号で乗算する１６個の位相を有する。それとは別に、１６個以下の位相も用いられることがあり、最良の相関関係を提供する遅延を決めるためにある可変量だけ遅延したＩＤコードも用いられることがある。いずれの場合においても、（図示しない）制御器が最良の相関関係を提供する遅延を選択し、トップコード相関器はトップコードと選択された量だけ遅延されたＩＤコード信号の相関を低位コード相関器１５２に供給する。
【００６４】
トップコード相関器の出力信号は、低位コード相関器１５２に加えられるが、低位コード相関器は低位コード信号をローカルに発生したミドルコードとボトムコードに相関する。トップコード相関器によって提供された信号においてトップコード整合のシーケンスがミドルコードと明確に相関していることと、更に、ミドルコード整合のシーケンスがボトムコードと明確に相関していることを低位コード相関器がわかった場合には、低位コード相関器は複素混合器２４を稼働し、タイミング発生器４８を始動する出力信号を提供するが、それは上記のようなやり方でＤＳＰエンジン６４に関連して動作し、パケットのデータ部分内のシンボルを検出し、復調し、そして、逆マッピングする。
【００６５】
トップコード相関器のタイミング分解能がミドルコードの周期、すなわち、１／（Ｒmiddle）に等しいことは明らかである。したがって、タイミング発生器は受信機の動作に十分な精度を有してタイミング合わせをすることができ、データパケットからデータを引き出す。
【００６６】
受信信号チップとトップコードの間の整合を特定することは、整合の検出の確実性と整合のタイミング精度の間の妥協を含んでいる。相互相関関数が時間領域で狭いピークを有する場合、トップコードに対する受信したＩＤコードチップシーケンスのタイミングは高精度で決定することができるが、整合が検出されない比較的に高い危険性が存在する。反対に、相互相関関数が相当数のサンプリングに亘って矩形である場合、整合が検出されない危険性はほとんど存在しないが、受信したＩＤコードチップシーケンスのタイミングを高精度で計算することは不可能である。
【００６７】
トップコードがＷａｌｓｈコードである場合、トップコードのＩＤコードとの相互相関関数は３角形の突出部を有する。したがって、トップコードのＩＤコードとの相関は遙かに高精度で潜在的にＩＤコードのタイミングを引き出すことができる。反対に、ある実施例においては、相関器がＩＤコードにおけるトップコードの発生を検出することができず、したがって、整合に復帰しない高度の蓋然性がむしろ存在している。ある実施例において、相関器が高度の蓋然性を有して整合を検出すべきであることが望ましいが、しかし、相関器が高精度でＩＤコードシーケンスのタイミングを示す必要はない。
【００６８】
図１３に関連して、本発明の好適な実施の形態においては、ＰＮ発生器１１０がコードＡとコードＢと称する２つのトップコードを発生する。トップコードＡが、
Ａ＝［−１  −１  ＋１  ＋１  −１  −１  ＋１  ＋１  ＋１  ＋１  −１  −１  ＋１  ＋１  −１  −１］であり、トップコードＢが、
Ｂ＝［−１  ＋１  −１  ＋１  ＋１  −１  ＋１  −１  ＋１  −１  ＋１  −１  −１  ＋１  −１  ＋１］であるとする。
【００６９】
トップコードＡの自己相関関数は図１３Ａに示されており、トップコードＢの自己相関関数は図１３Ｂに示されている。図１１の場合のように、乗算器１１８は、３１＊６４個の中間コードチップのシーケンスからなる低位コードをレートＲmiddleで乗算器１２２の第１の入力に提供する。各期間１／Ｒmiddleの間、トップコードＡの１６個のチップとトップコードＢの１６個のチップは並列的に読み出され、コードＡの各チップとコードＢの対応するチップの平均値がトップコードＣを組み合わせた３値（＋１，０，−１）として乗算器１２の第２の入力に供給される。送信機は、ＩＤコードのボトム＊ミドル＊Ｃを表すアナログ信号を送信する。
【００７０】
ここでコードＢ＊を定義する。コードＢ＊はトップコードシーケンスの長さの半分だけ遅延したコードＢ（コードＢは［−１  ＋１  −１  ＋１  ＋１  −１  ＋１  −１  ＋１  −１  ＋１  −１  −１  ＋１  −１  ＋１］である）に等しい。
【００７１】
コードＢ＊は、［＋１  −１  ＋１  −１  −１  ＋１  −１  ＋１  −１  ＋１  −１  ＋１  ＋１  −１  ＋１  −１］である。
【００７２】
上記に定義されたコードＡとコードＢの場合、コードＢ＊の自己相関関数の最大値は、コードＡの自己相関関数の最小値とされる。
【００７３】
コードＡのＩＤコードに対する相互相関関数の絶対値とコードＢ＊のＩＤコードに対する相互相関関数の絶対値の和が直角の突出を有することが見られる。図１３Ｃ参照。したがって、コードＡのＩＤコードに対する相互相関関数の絶対値とコードＢ＊のＩＤコードに対する相互相関関数の絶対値の和は一定であって、コードＡと一方でコードＢ＊他方でＩＤコードの間での特定のタイミング関係の達成に依存するものではない。
【００７４】
図１２に言及すると、アナログのアンテナ信号はコードＡとコードＢ＊をそれぞれ乗算するチャネルＡとチャネルＢを有する相関器１７０に供給される。アナログの積信号がレートＲmiddleでデジタル形式に変換され、結果のデジタル積信号がＤＳＰエンジン１７４に供給されてミドルコードとボトムコードでその積信号を相関する。その結果の信号は、ＩＤコードとそれぞれコードＡとコードＢ＊の相関と共に変動する波形を有する。それらの信号の絶対値が計算されて、それらの絶対値の和が閾値レベルを越える場合、相関器１７０は上記のように複素混合器２４を稼働してタイミング発生器４８を始動する。したがって、相関器１７０がコードＡとコードＢ＊に対してアナログのアンテナ信号のタイミングを調整することなく、荒い調整や中間的な調整や微調整を達成することは明らかである。タイミング再生回路は、荒い（１／Ｒmiddle）タイミング分解能を提供する。タイミング微調整は均等化シーケンスと推測コードのローカルに発生されたレプリカとの比較によって達成される。
【００７５】
受信機においてコードＡに対してコードＢ＊を遅延する代わりに、送信機においてむしろコードＡに対してコードＢを前進することが可能であることが明らかである。更に、図１１がトップコードとＩＤコード信号の間の相対的な遅延がＩＤコード信号を遅延させることによって行われることを示しているが、その代わりにトップコード信号を遅延することも可能である。更に、相関性を最大にするために、トップコード相関器の少数の位相を用いて繰り返し遅延を調整することも可能である。
【００７６】
好適には、トップコードはＷａｌｓｈコードである。図１２の実施の形態の場合には、コードＡとコードＢの周波数範囲がずれており不当に重複するものではないように２つのコードが好適に選択され、したがって、両コードは広い周波数範囲を提供する。
【００７７】
好適な装置においては、複素混合器２４が相関器１７０のトップ混合器と時間的に共有される。同様に、Ａ／Ｄ変換器と他のアナログ回路部品はタイミング再生とシンボル再生の２つの機能の間で共有されること可能である。なぜならば、パケット同期とデータインターバルが重複するものではなくそれらの間に切り替えとセットリングのためのガードインターバルを有するからである。
【００７８】
本発明の好適な実施の形態は、マルチパス遅延に対して長い繰り返しインターバル（同一チャネルにおける送信と送信の間のインターバル）を提供するが、それはシンボル相互の干渉を排除するか又はそれを減少するものである。近接したシンボルーシンボル周波数空間は、デジタル信号処理エンジンにおける複数の受信機の位相の同時処理を容易にする。しかし、低マルチパスエネルギーが存在した見通しのできる場合、近接したシンボルーシンボル周波数空間は重要ではなく、連続する周波数チャネルは鋸歯上で隣接する必要はなく周波数領域で離間しておいてもよい。この場合、送信機受信機の双方は、決められた計画に関連して周波数領域においてホップすることができる。図６に関連して説明された実施例は、特に、そのような方式に適用可能である。なぜならば、搬送波周波数が掃引ＶＣＯの操作の代わりに参照テーブルの内容に基づいて合成されているからである。
【００７９】
本発明が上記の特定の実施の形態に限定されるものではないことは明らかであり、特許請求の範囲に記載された発明の範囲を逸脱することなく、各種の変更をなすことが可能であることも明らかである。例えば、本発明の上記の実施の形態のそれぞれにおいては搬送波周波数が掃引周波数インターバル中においてチャネル毎に増加したが、各チャネルが直交することのみが必要であり、したがって、搬送波周波数が掃引周波数インターバル中においてチャネル毎に減少するような他の何らかの方法で搬送波周波数がチャネル毎に変化することも可能である。更に、上記は単独の階段状又は鋸歯状波形についてのみ説明したが、インターリーブされるべき２又はそれ以上の階段状又は鋸歯状波形も、それらがチャネル同士の直交性を失わないように十分間隔をあけているものであることを条件に、可能である。また、複数の鋸歯波形がタンデム（１つものの直後に他のものが続くようにすること）に配置されることもでき、電力ピークレベルを増やすことなく電力出力を増加するようにして同じ情報を送信することもできる。この場合、第１の鋸歯の連続するチャネルが連続的にシンボルＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４などを送信し、そして、第１の鋸歯に対して１シンボルインターバル分だけ遅延されている第２の鋸歯の連続するチャネルが連続的に、例えば、シンボルＳ１，Ｓ２’，Ｓ３，Ｓ４’（’は補完を示す）を送信する。傾斜部の傾斜に基づくこの送信機エネルギーの時間的な拡張も、ある管轄における政府規制を満たすために、送信機の瞬間的な帯域幅を増やす。本発明は、８レベルの位相偏移キーイングに関連して説明されてきたが、その動作原理が他の変調技術にも適用できることは明らかである。文脈上他のものが示されていない限り、請求項において言及された構成要素の数量例は、１の例又はそれ以上の例に対する言及であり、少なくとも陳述された構成要素の数を必要とするものではあるが、特許請求の範囲から陳述されたその構成要素の例以上数を有する構造や方法を排除することを意図するものではない。
【産業上の利用可能性】
【００８０】
上述したように、本発明は、周波数分割多重方法とそのための装置を用いたデジタル変調技術などに利用される。
【図面の簡単な説明】
【００８１】
本発明の理解を容易にするために、そして、同一物をどのようにして実現するのかを示すために、例示目的で、添付の図面に言及する。
【図１】本発明の実施の形態の第一の送信機受信機装置の略式ブロック図である。
【図２】時間の関数としての周波数の変化を表すグラフである。
【図３】本発明の第二の実施の形態を表す略式ブロック図である。
【図４】本発明の更なる実施の形態を表す略式ブロック図である。
【図５】本発明の更なる実施の形態を表す略式ブロック図である。
【図６】本発明の更なる実施の形態を表す略式ブロック図である。
【図７】本発明の更なる実施の形態を表す略式ブロック図である。
【図８】マルチパス信号エネルギーを再生するための技術を略式に図示している。
【図９】マルチパス信号エネルギーを再生するための技術を略式に図示している。
【図１０】本発明の実施の形態の送信機装置を用いて送信されるデータパケットのフォーマットの略図である。
【図１１】本発明の更なる実施の形態を表す略式ブロック図である。
【図１２】本発明の更なる実施の形態を表す略式ブロック図である。
【図１３】図１２の実施の形態の動作を理解するために役立つグラフである。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【国際調査報告】
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