(57)【要約】【課題】ＯＦＤＭシステムにおける残留周波数誤差及び位相雑音を追跡するための技術が与えられる。【解決手段】受信機において各受信されたＯＦＤＭシンボルはシリアル化される受信された変調シンボルを取得するためにＦＦＴを使用して変換される。位相同期ループは、シリアル化された受信された変調シンボル上で動作し、そして各受信された変調シンボルに対する独立した位相訂正値を与える。各受信された変調シンボルは位相訂正されたシンボルを取得するためにその自身の位相訂正値を使用して訂正される。各位相訂正されたシンボル内の位相誤差は、その位相訂正されたシンボルに対する位相誤差値を取得するために検出される。各位相訂正されたシンボルに対する位相誤差推定は周波数誤差推定を取得するために濾波され、そしてそれは、他の受信された変調シンボルに対する位相訂正値を取得するために累算される。
2006522573.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）通信システムにおいて、周波数誤差を追跡するための方法であって、
少なくとも１個の受信されたＯＦＤＭシンボルに対する受信された変調シンボルを取得し、
受信された変調シンボルの各々に対する別々の位相訂正値を決定し、
受信された変調シンボルの各々を、受信された変調シンボルに対する位相訂正値を使用して訂正する
ことを含む方法。
【請求項２】
受信された変調シンボルの各々に対する別々の位相訂正値は、受信された変調シンボル上で動作する位相同期ループ（ＰＬＬ）によって決定される、請求項１記載の方法。
【請求項３】
さらに、
受信された変調シンボルに対して取得された共通の位相訂正値を取得することを含む、そして受信された変調シンボルの各々に対する別々の位相訂正値は、共通の位相訂正値をディザーすることによって決定される、請求項１記載の方法。
【請求項４】
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）通信システムにおける装置であって、
少なくとも１個の受信されたＯＦＤＭシンボルに対する受信された変調シンボルを取得するための手段と、
受信された変調シンボルの各々に対する別々の位相訂正値を決定するための手段と、
受信された変調シンボルの各々を、受信された変調シンボルに対する別々の位相訂正値を使用して訂正するための手段と
を含む装置。
【請求項５】
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）通信システムにおいて、周波数誤差を追跡するための方法であって、
少なくとも１個の受信されたＯＦＤＭシンボルに対する複数の受信された変調シンボルを取得し、
複数の受信された変調シンボルの各々を、対応する位相訂正されたシンボルを取得するためにそれぞれの位相訂正値を使用して訂正し、複数の位相訂正されたシンボルは複数の受信された変調シンボルに対して取得されており、
位相訂正されたシンボルに対する位相誤差推定を取得するために、複数の位相訂正されたシンボルの各々における位相誤差を検出し、複数の位相誤差推定は複数の位相訂正されたシンボルに対して取得されており、
複数の周波数誤差推定を取得するために複数の位相誤差推定を濾波し、そして
複数の受信された変調シンボルの各々に対する位相訂正値を取得するために複数の周波数誤差推定を累算する、
ことを含む方法。
【請求項６】
さらに、
複数の受信された変調シンボルをシリアル化することを含む、そして訂正し、検出し、濾波し、そして累算することはシリアル化された受信された変調シンボル上で１度に１個の受信された変調シンボルに実行される、請求項５記載の方法。
【請求項７】
複数の受信された変調シンボルは、サブバンドインデックスによって決定された順序にシリアル化される、請求項６記載の方法。
【請求項８】
複数の受信された変調シンボルは、受信されたデータ変調シンボルおよび受信されたパイロット変調シンボルを含む、請求項５記載の方法。
【請求項９】
複数の受信された変調シンボルは、受信されたデータ変調シンボルのみを含む、請求項５記載の方法。
【請求項１０】
複数の位相訂正されたシンボルの各々に対する位相誤差推定は、位相訂正されたシンボルに対するシンボル推定、および位相訂正されたシンボルに対するサブバンドに対するチャネル係数推定に基づいて取得される、請求項５記載の方法。
【請求項１１】
濾波は、セカンドオーダーループ濾波器を使用して実行される、請求項５記載の方法。
【請求項１２】
濾波は、１ループ濾波器を使用して実行され、そして累算は１相累算器を使用して実行される、請求項５記載の方法。
【請求項１３】
複数の受信された変調シンボルは複数のサブバンドからのものであり、そして濾波および累算は複数のサブバンドの各々に対して別々に実行される、請求項５記載の方法。
【請求項１４】
さらに、
少なくとも１個の受信されたＯＦＤＭシンボルに対する入力サンプルを取得し、
入力サンプル内の大まかな周波数誤差を推定し、そして
周波数訂正されたサンプルを取得するために、入力サンプルを推定された大まかな周波数誤差を使用して訂正することを含む、そして複数の受信された変調シンボルは、周波数訂正されたサンプルの高速フーリエ変換（ＦＦＴ）から取得される、請求項５記載の方法。
【請求項１５】
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）通信システムにおける装置であって、
少なくとも１個の受信されたＯＦＤＭシンボルに対する複数の受信された変調シンボルを取得するための手段と、
複数の受信された変調シンボルの各々を、対応する位相訂正されたシンボルを取得するためにそれぞれの位相訂正値を使用して訂正するための手段と、複数の位相訂正されたシンボルは複数の受信された変調シンボルに対して取得されており、
位相訂正されたシンボルに対する位相訂正値を取得するために複数の位相訂正されたシンボルの各々における位相誤差を検出するための手段と、複数の位相誤差推定は複数の位相訂正されたシンボルに対して取得されており、
複数の周波数誤差推定を取得するために複数の位相誤差推定を濾波するための手段と、そして
複数の受信された変調シンボルの各々に対する位相訂正値を取得するために複数の周波数誤差推定を累算するための手段と、
を含む装置。
【請求項１６】
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）通信システムにおける装置であって、
対応する位相訂正されたシンボルを取得するために、複数の受信された変調シンボルの各々をそれぞれの位相訂正値を使用して訂正する能力を有する位相回転器と、複数の受信された変調シンボルは少なくとも１個の受信されたＯＦＤＭシンボルから取得され、そして複数の位相訂正されたシンボルは複数の受信された変調シンボルに対して取得されており、
位相訂正されたシンボルに対する位相誤差推定を取得するために、複数の位相訂正されたシンボルの各々における位相誤差を検出する能力を有する位相誤差検出器と、複数の位相誤差推定は複数の位相訂正されたシンボルに対して取得されており、
複数の周波数誤差推定を取得するために複数の位相誤差推定を濾波する能力を有するループ濾波器と、そして
複数の受信された変調シンボルの各々に対する位相訂正値を取得するために、複数の周波数誤差推定を累算する能力を有する位相累算器と、
を含む装置。
【請求項１７】
さらに、
複数のサブバンドの各々に対するチャネル係数推定を取得する能力を有するチャネル推定器と、そして
複数の位相訂正されたシンボルの各々に対するシンボル推定を取得する能力を有するシンボル検出器とを含む、そして複数の位相誤差推定は、チャネル推定器からの複数のサブバンドに対する複数のチャネル係数推定、およびシンボル検出器からの複数の位相訂正されたシンボルに対する複数のシンボル推定に基づいて取得される、請求項１６記載の装置。
【請求項１８】
さらに、
複数の受信された変調シンボルをシリアル化する能力を有する、並列から直列への（Ｐ／Ｓ）変換器を含む、請求項１６記載の装置。
【請求項１９】
製造に関する物品であって、
少なくとも１個の受信された直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）シンボルに対して複数の受信された変調シンボルを取得するためのコードと、
複数の受信された変調シンボルの各々を、対応する位相訂正されたシンボル取得するためにそれぞれの位相訂正値を使用して訂正するためのコードと、複数の位相訂正されたシンボルは複数の受信された変調シンボルに対して取得されており、
位相訂正されたシンボルに対する位相誤差推定を取得するために、複数の位相訂正されたシンボルの各々における位相誤差を検出するためのコードと、複数の位相誤差推定は複数の位相訂正されたシンボルに対して取得されており、
複数の周波数誤差推定を取得するために複数の位相誤差推定を濾波するためのコードと、
複数の受信された変調シンボルの各々に対する位相訂正値を取得するために複数の周波数誤差推定を累算するためのコードと、そして
コードを保管するように形成された計算機が使用可能な媒体と
を含む物品。
【請求項２０】
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）通信システムにおいて周波数誤差を追跡するための方法であって、
少なくとも１個のＯＦＤＭシンボルを受信し、
複数の受信された変調シンボルを取得するために、少なくとも１個の受信されたＯＦＤＭシンボルの各々を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を使用して変換し、
シリアル化された受信された変調シンボルを取得するために、少なくとも１個のＯＦＤＭシンボルに対する複数の受信された変調シンボルをシリアル化し、
対応する位相訂正されたシンボルを取得するために、シリアル化された受信された変調シンボルの各々をそれぞれの位相訂正値を使用して訂正し、複数の位相訂正されたシンボルはシリアル化された受信された変調シンボルに対して取得されており、
位相訂正されたシンボルに対する位相誤差推定を取得するために、複数の位相訂正されたシンボルの各々における位相誤差を検出し、複数の位相誤差推定は複数の位相訂正されたシンボルに対して取得されており、
複数の周波数誤差推定を取得するために複数の位相誤差推定を濾波し、そして
シリアル化された受信された変調シンボルの各々に対する位相訂正値を取得するために、複数の周波数誤差推定を累算する
ことを含む方法。
【請求項２１】
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）通信システムにおいて周波数誤差を追跡するための方法であって、
少なくとも１個の受信されたＯＦＤＭシンボルに対する受信された変調シンボルを取得し、
受信された変調シンボルに対する位相誤差推定を決定し、
位相誤差推定および擬似ランダム雑音値に基づいて受信された変調シンボルの各々に対する位相訂正値を計算し、そして
受信された変調シンボルの各々を、受信された変調シンボルに対する位相訂正値を使用して訂正する
ことを含む方法。
【請求項２２】
受信された変調シンボルは受信されたパイロット変調シンボルを含み、そして位相誤差推定は受信されたパイロット変調シンボルに基づいて決定される、請求項２１記載の方法。
【請求項２３】
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）通信システムにおける装置であって、
少なくとも１個の受信されたＯＦＤＭシンボルに対する受信された変調シンボルを取得するための手段と、
受信された変調シンボルに対する位相誤差推定を決定するための手段と、
位相誤差推定および擬似ランダム雑音値に基づいて受信された変調シンボルの各々に対する位相訂正値を計算するための手段と、そして
受信された変調シンボルの各々を受信された変調シンボルに対する位相訂正値を使用して訂正するための手段と
を含む装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
関連出願に対する相互参照
本出願は、“ＯＦＤＭシステムに対する位相同期ループ”と題する、２００３年４月７日に出願された、出願中の、その出願は参照によってこの中に組み込まれている、米国暫定特許出願番号６０／４６１，１６９に関する優先権利益(the benefit of priority)を主張する。
【０００２】
本発明は、一般的にデータ通信に、そしてより特定的には、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：orthogonal frequency division multiplexing）通信システムにおける残留周波数誤差および位相雑音の追跡に対する技術に関する。
【背景技術】
【０００３】
無線通信システムは、音声、パケットデータ、等の種々の通信サービスを与えるために広く展開されている。これらのシステムは、いくつかの無線環境に対して高特性を与えることが可能な変調技術である、ＯＦＤＭを利用することが可能である。ＯＦＤＭは全体のシステム帯域幅を、それらはまた一般にトーン、サブキャリヤ、ビン、および周波数サブチャネルとして参照されるいくつかの（ＮＳ個の）直交サブバンドに効率的に分割する。ＯＦＤＭを使用して、各サブバンドはデータで変調されることが可能なそれぞれのサブキャリヤに組み合わせられる。
【０００４】
いくつかのＯＦＤＭシステムにおいては、ＮＤ個のサブバンドのみがデータ伝送に対して使用され、ＮＰ個のサブバンドはパイロット伝送に対して使用され、そしてＮＧ個のサブバンドは使用されず、そしてシステムがスペクトルマスク必要条件(spectral mask requirements)を満足することを可能とするための保護サブバンドとして働く。ここで、ＮＳ＝ＮＤ＋ＮＰ＋ＮＧである。たとえば、ＩＥＥＥ８０２．１１ａシステムは、６４個の全サブバンド、４８個のデータサブバンド、４個のパイロットサブバンド、および１２個の保護サブバンドを有する（すなわち、ＮＳ＝６４、ＮＤ＝４８、ＮＰ＝４、そしてＮＧ＝１２である）。各ＯＦＤＭシンボル期間中に、１個のデータ変調シンボル（あるいは単に“データシンボル”）は、ＮＤ個のデータサブバンドの各々の上に送信されることが可能であり、１個のパイロット変調シンボル（あるいは単に“パイロットシンボル”）はＮＰ個のパイロットサブバンドの各々の上に送信されることが可能であり、そしてゼロの信号値は、ＮＧ個の保護サブバンドの各々に対して与えられる。各変調シンボルは、その変調シンボルに対して使用される変調方式に対する信号コンスタレーション内の特定の点に対する複素値である。パイロットシンボルは送信機および受信機の両者においてアプリオリに知られる。
【０００５】
ＯＦＤＭシステムにおいては、送信機はデータ変調シンボルのストリームを取得するために最初に情報ビットのストリームを符号化し、インターリーブし、そして変調する。各ＯＦＤＭシンボル期間中に、ＮＤ個のデータシンボル、ＮＰ個のパイロットシンボル、およびＮＧ個のゼロの信号値（すなわちすべてのＮＳ個のサブバンドに対するＮＳ個のシンボル）は、ＮＳ個の複素値チップを含む“変換された”シンボルを取得するために逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ：inverse fast Fourier transform）を使用して時間領域に変換される。無線リンク内のマルチパスによって引き起こされる周波数選択性フェージング（すなわちＮＳ個のサブバンドに亙って変化する周波数応答）と抗争するために、各変換されたシンボルの一部は典型的には反復される。反復された部分は、しばしば周期的プレフィックスとして参照され、そしてＮｃｐ個のチップを含む。ＯＦＤＭシンボルは変換されたシンボルおよびその周期的プレフィックスによって形成される。各ＯＦＤＭシンボルはＮＳ＋Ｎｃｐ個のチップを含み、そして１個のＯＦＤＭシンボル期間であるＮＳ＋Ｎｃｐ個のチップ期間の間隔を有する。ＯＦＤＭシンボルはさらに処理されそして受信機に送信される。
【０００６】
受信機は相補的な処理を実行し、各受信されたＯＦＤＭシンボルに対するＮＳ＋Ｎｃｐ個の入力サンプルを取得し、そして受信され変換されたシンボルを取得するために、各受信されたＯＦＤＭから周期的プレフィックスを削除する。各受信され変換されたシンボルはそこで、ＮＳ個のサブバンドに対するＮＳ個の“受信された”シンボルを取得するために高速フーリエ変換（ＦＥＴ：fast Fourier transform）を使用して周波数領域に変換される。パイロットサブバンド上の受信されたパイロットシンボルは、典型的にはチャネル推定、タイミング取得、および位相／周波数追跡等の種々の目的に対して使用される。位相／周波数追跡は、種々の方法で実行されることが可能である。
【０００７】
ＦＦＴに先立ち入力サンプル上で動作する、一つの従来の位相／周波数追跡設計においては、受信機は入力サンプル内の周波数誤差を推定する。受信機はそこで、推定された周波数誤差が削除されている周波数訂正されたサンプルを取得するために入力サンプルを回転する。この開ループ設計は搬送波間の(inter-carrier)干渉（すなわち隣接するサブバンドからの干渉）の有害な影響を軽減することが可能な大きい周波数誤差に対して推定しそして訂正することが可能である。しかしながら、この設計は残留周波数誤差／オフセットおよび位相雑音に対して訂正することは不可能である。残留周波数誤差は、とくにより大きいサイズのパケットおよびそれらの信号コンスタレーション内に多くの点を有するより高いオーダーの変調方式に対して、特性劣化の原因となることが可能である。
【０００８】
ＦＦＴ後の受信されたシンボル上で動作する第２の従来の位相／周波数追跡設計においては、受信機は受信されたパイロットシンボル内の位相誤差を推定する。受信機はそこで、すべてのサブバンドに対する共通の位相訂正値を取得するために各ＯＦＤＭシンボル期間に対するすべての受信されたパイロットシンボルに対する位相誤差推定を平均する。受信機はそこで位相訂正されたシンボルを取得するために、そのＯＦＤＭシンボル期間に対するすべての受信されたシンボルを共通の位相訂正値を使用して訂正する。この設計は残留周波数誤差に対して訂正することが可能である。しかしながら、各ＯＦＤＭシンボル期間内のすべての受信されたシンボルに対して共通の位相訂正値を使用することは、位相訂正されたシンボル内の相関をもたらす。この相関は典型的には、符号化されない(uncoded)通信システムの特性には影響しない。しかしながら、前方誤り訂正符号（たとえば、畳み込み、あるいはターボ符号）を使用する符号化された通信システムに対しては、受信機における復号器の特性は復号器に与えられる位相訂正されたシンボル内の相関によって逆に影響されることが可能である。この劣化は、多くの復号器（たとえばビタビ(Viterbi)、およびターボ復号器）は、それらの入力シンボルが最適の特性に対して相関がないことを期待するという事実に起因している。劣化はとくに付加白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ：additive white Gaussian noize）チャネル、すなわち平坦なフェージングを有する無線リンクに対して顕著である。
【０００９】
その結果、当業界においては位相訂正されたシンボル内に相関を導入することなく、残留周波数誤差および位相雑音を追跡するための技術に対するニーズが存在する。
【発明の開示】
【課題を解決するための手段】
【００１０】
位相訂正されたシンボル間の相関を避けながら、ＯＦＤＭシステム内の残留周波数誤差および位相雑音を追跡するための技術がこの中に与えられている。受信機においては、各受信されたＯＦＤＭシンボルは、受信された変調シンボルのシーケンスを形成するためにシリアル化されている受信された変調シンボルを取得するためにＦＦＴを用いて変換される。位相同期ループ（ＰＬＬ：phase locked loop）は、シリアル化された受信された変調シンボル上で動作し、そして受信された変調シンボルの各々に対する独立した（すなわち別々の）位相訂正値を与える。各受信された変調シンボルは位相訂正されたシンボルを取得するためにそれ自身の位相訂正値を使用して訂正される。独立した位相訂正値は受信された変調シンボルに対して使用されるために、位相訂正されたシンボルは共通の位相訂正値によって相関づけられていない。
【００１１】
一つの実施例においては、ＯＦＤＭシステム内の周波数誤差を追跡する方法が準備されている。この方法に従って、受信された変調シンボルはＦＦＴから取得され、そしてシリアル化される。受信された変調シンボルは、受信されたパイロットおよびデータ変調シンボル、あるいは受信されたデータ変調シンボルのみを（すなわちパイロットシンボルは有用であるが必要とされない）含むことが可能である。次の処理は一度に１個のシリアル化された受信された変調シンボル上で実行される。各受信された変調シンボルは、対応する位相訂正されたシンボルを取得するためにそれぞれの位相訂正値を使用して訂正される。各位相訂正されたシンボル内の位相誤差は、その位相訂正されたシンボルに対する位相誤差推定を取得するために検出される。各位相訂正されたシンボルに対する位相誤差推定は、周波数誤差推定を取得するために濾波され（たとえばセカンドオーダーループ濾波器を用いて）、そしてそれは、さらに他の受信された変調シンボルに対する位相訂正値を取得するために累算される。
【００１２】
この中に記述された技術は、（１）復号器特性を改善することが可能な相関のない位相訂正されたシンボル、（２）より広いループ帯域幅、より速い取得時間、そしてより早い収束を考慮に入れる、ＰＬＬに対するより速い動作のレート（すなわち受信されたＯＦＤＭシンボルレートの代わりにシリアル化された受信された変調シンボルレートにおける）、および（３）それによって周波数追跡に対して受信されたデータ変調シンボルのみが必要とされる、動作に関する判定指示される(decision-directed)モードのサポートを含む、種々の利点を与える。
【００１３】
本発明に関する種々の観点および実施例がさらに詳細に以下に記述される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
本発明の特徴、性質および利点は、図面と関連させる場合に以下に記述される詳細な説明からより明白になるであろう。図面において同様の参照符号は全体を通じてそしてこの中で同一のものと認定する。
用語“典型的な”は、この中では、“実例、実証、あるいは例証として役立つ”を意味するために使用される。“典型的な”としてこの中に記述されたいかなる実施例あるいは設計も、他の実施例あるいは設計に勝って選定され、あるいは有利であるとして解釈される必要はない。
【００１５】
図１は、ＯＦＤＭシステム１００内の送信機システム１１０および受信機システム１５０に関するブロック線図を示す。送信機システム１１０においては、送信機（ＴＸ）データ処理装置１２０は、変調シンボルを与えるためにトラフィックデータ（すなわち情報ビット）を受信し、フォーマットし、符号化し、インターリーブし、そして変調する。符号化はデータ伝送の信頼性を増加する。ＴＸデータ処理装置１２０は、誤り検出符号化（たとえばＣＲＣ符号化）、前方誤り訂正符号化（たとえば畳み込み符号化、ターボ符号化、および／あるいはブロック符号化）、あるいはこれらの組み合わせを実行することが可能である。インターリービングは、有害なパス効果に対する時間および／あるいは周波数ダイバーシティを与える。変調（すなわちシンボルマッピング）は、同じ、あるいは異なる変調方式がパイロットおよびデータサブバンドに対して使用されるように実行されることが可能である。各サブバンドに対して使用される変調方式は、ＱＰＳＫ、Ｍ‐ＰＳＫ、Ｍ‐ＱＡＭ、等であることが可能である。
【００１６】
ＯＦＤＭ変調器１３０は、ＯＦＤＭシンボルのストリームを与えるためにデータシンボルおよびパイロットシンボルを受信しそして処理する。ＯＦＤＭ変調器１３０による処理は、（１）データシンボル、パイロットシンボルおよびゼロ信号値をデータサブバンド、パイロットサブバンド、および保護サブバンド上でそれぞれマルチプレクスし、（２）変換されたシンボルを取得するために、各ＯＦＤＭシンボル期間に対するＮＳ個のデータおよびパイロットシンボルおよびゼロ信号値をＮＳ点のＩＦＦＴを用いて変換し、そして（３）対応するＯＦＤＭシンボルを形成するために、各変換されたシンボルに周期的プレフィックスを付加することを含むことが可能である。パイロットシンボルは、たとえばサブバンドマルチプレクシングあるいは時間分割マルチプレクシング（ＴＤＭ：time division multiplexing）を使用して、データシンボルとマルチプレクスされることが可能である。サブバンドマルチプレクシングに対しては、パイロットおよびデータシンボルは異なったサブバンド上に送信される。ＴＤＭに対しては、パイロットおよびデータシンボルは異なったＯＦＤＭシンボル期間中に送信される。
【００１７】
送信機ユニット（ＴＭＴＲ）１３２は、ＯＦＤＭシンボルのストリームを受信し、そして１個あるいはそれ以上のアナログ信号に変換し、そしてさらにアナログ信号を、無線チャネル上への伝送に対して適切な変調された信号を発生するために調整する（たとえば増幅し、濾波し、そして周波数アップコンバートする）。変調された信号はそこで、アンテナ１３４を経由して受信機システム１５０に送信される。
【００１８】
受信機システム１５０においては、送信された信号はアンテナ１５２によって受信され、そして受信機ユニット（ＲＣＶＲ）１５４に与えられる。受信機ユニット１５４は、受信された信号を調整し（たとえば濾波し、増幅し、そして周波数ダウンコンバートし）、そして入力サンプルのストリームを与えるために調整された信号をディジタイズする。ＯＦＤＭ復調器１６０はそこで、位相訂正されたシンボルを与えるために入力サンプルを受信し、そして処理する。ＯＦＤＭ復調器１６０による処理は、（１）受信された変換されたシンボルを取得するために各受信されたＯＦＤＭシンボルに付加された周期的プレフィックスを削除し、（２）各受信された変換されたシンボルを、ＮＳ個のサブバンドに対するＮＳ個の受信されたシンボルを取得するためにＮＳ点のＦＦＴを使用して変換し、そして（３）位相訂正されたシンボルを取得するために受信されたシンボルの位相を訂正することを含むことが可能である。各ＯＦＤＭシンボル期間に対するＮＳ個の受信されたシンボルは、ＮＤ個のデータサブバンドに対するＮＤ個の受信されたデータ変調シンボル（あるいは単に“受信されたデータシンボル”）、ＮＰ個のパイロットサブバンドに対するＮＰ個の受信されたパイロット変調シンボル（あるいは単に“受信されたパイロットシンボル”）、およびＮＧ個の保護サブバンドに対するＮＧ個の“保護シンボル”を含む。受信（ＲＸ）データ処理装置１７０はそこで、復号されたデータを与えるために位相訂正されたシンボルを復調し、デインターリーブし、そして復号する。ＯＦＤＭ復調器１６０およびＲＸデータ処理装置１７０による処理はＯＦＤＭ変調器１３０およびＴＸデータ処理装置１２０それぞれによって送信機システム１１０において実行されたそれと相補的である。
【００１９】
制御器１４０および１８０はそれぞれ送信機システム１１０および受信機システム１５０における動作を指示する。メモリユニット１４２および１８２は、制御器１４０および１８０によってそれぞれ使用されるプログラムコードおよびデータに対する保管を与える。
【００２０】
図２は、図１におけるＯＦＤＭ復調器１６０の一つの実施例であるＯＦＤＭ復調器１６０ａに関するブロック線図を示す。前処理装置(pre-processor)２１０は、受信機ユニット１５４からの入力サンプルを受信しそして処理し、そして前処理されたサンプルを与える。前処理装置２１０は、以下に記述するように、サンプルレート変換、大まかな周波数訂正、周期的プレフィックス削除、等を実行することが可能である。ＦＦＴユニット２２０は、ＮＳ個のサブバンドに対するＮＳ個の受信されたシンボルを取得するために、各受信されたＯＦＤＭシンボルに対するＮＳ個の前処理されたサンプル上でＦＦＴを実行する。並列から直列への（Ｐ／Ｓ：parallel-to-serial）変換器２３０は、ＮＧ個の保護シンボルを削除し、そして受信された変調シンボルＹ（ｋ）のシーケンスを与えるために各ＯＦＤＭシンボル期間に対するＮＳ−ＮＧ個の受信されたパイロットおよびデータシンボルをシリアル化する。シリアル化の後にインデックスｋは、時間領域シンボルインデックスあるいは周波数領域サブバンドインデックスの何れかであるとして見られることが可能である。
【００２１】
位相回転器２４０はそこで、シリアル化された受信された変調シンボルＹ（ｋ）を発振器信号Ｃ（ｋ）を使用して乗算し、そして位相訂正されたシンボルＳ（ｋ）を与える。発振器信号Ｃ（ｋ）は、以下に記述されるように位相同期ループ（ＰＬＬ）２６０によって発生される。発振器信号Ｃ（ｋ）の位相はシリアル化された受信された変調シンボルＹ（ｋ）内の残留周波数誤差および位相雑音を追跡するためにＰＬＬ２６０によって調整される。
【００２２】
チャネル推定器／検出器２５０は、位相回転器２４０から位相訂正されたシンボルを受信する。チャネル推定器／検出器２５０は、データサブバンドに対するチャネル係数の推定
【００２３】
【数１】
2006522573.tif 000003
を取得するために位相訂正されたパイロットシンボルを処理する。チャネル推定器／検出器２５０はまた、これらのシンボルの推定
【００２４】
【数２】
2006522573.tif 000004
を取得するために位相訂正されたデータシンボルを処理する。パイロットおよびトレーニングシンボルは、受信機システムにおいてはアプリオリに知られるので、これらのシンボルの推定内には誤差は存在しない。（それらはまた“プリアンブル”として参照されるトレーニングシンボルは、送信機によって送出され、そして受信機によってチャネル推定、タイミングおよび周波数取得、および他の目的に対して使用される既知のＯＦＤＭシンボルである。）チャネル推定器／検出器２５０は、ＰＬＬ２６０に対してチャネル係数推定
【００２５】
【数３】
2006522573.tif 000005
およびシンボル推定
【００２６】
【数４】
2006522573.tif 000006
を与える。
ＰＬＬ２６０は、位相訂正されたシンボル内の位相誤差Ｓ（ｋ）を推定し、位相訂正値を取得するために、位相誤差推定を濾波し、そして累算し、そして位相訂正値に基づいて発振器信号Ｃ（ｋ）の位相を調整する。発振器信号Ｃ（ｋ）は、シリアル化された受信された変調シンボルＹ（ｋ）内の、残留周波数誤差および位相雑音を削除するために使用される。ＯＦＤＭ復調器１６０ａ内の処理ユニットは、種々の方法で実現されることが可能である。典型的な設計は以下に記述される。
【００２７】
図３は、ＯＦＤＭ復調器１６０ａに対する特定の設計のブロック線図を示す。この設計に対しては、前処理装置２１０ａは図２における前処理装置２１０の一つの実施例であり、チャネル推定器／検出器２５０ａは、チャネル推定器／検出器２５０の一つの実施例であり、そしてＰＬＬ２６０ａは、ＰＬＬ２６０の一つの実施例である。
【００２８】
前処理装置２１０ａ内で、サンプルレート変換器３１０は、（そのサンプリングレートにおける）入力サンプルを受信し、そして（チップレートにおける）補間されたサンプルに変換する。チップレートは、送信機においてＯＦＤＭシンボルを構成するチップのレート（８０２．１１ａシステムに対しては２０Ｍｃｐｓである）に帰せられる。サンプリングレートは受信された信号をディジタイズするために受信機ユニット１５４によって使用されるレートに帰せられる。サンプリングレートは典型的には、受信機における濾波を単純化するためにチップレートよりもより高く選択される。時間取得ユニット３１２は、受信されたＯＦＤＭシンボルのタイミングを（たとえばプリアンブルに基づいて）取得し、受信されたＯＦＤＭシンボルの境界を決定し、そしてタイミング信号をＯＦＤＭ復調器１６０ａ内の他のユニット（単純化のために図３には示されていない）に与える。大まかな周波数誤差検出器３１４は、補間されたサンプル内の周波数誤差の大まかな推定を取得する。位相回転器３１６は、補間されたサンプルに対して大まかな周波数訂正を適用し、そして周波数訂正されたサンプルを与える。周波数誤差検出器３１４および位相回転器３１６は、搬送波間干渉の有害な影響を軽減するために、大まかな周波数誤差を推定しそして削除する。周期的プレフィックス削除ユニット３１８は、送信機によって各ＯＦＤＭシンボルに付加された周期的プレフィックスを削除し、そして前処理されたサンプルを与える。
【００２９】
ＦＦＴユニット２２０は、上に記述したように動作する。Ｐ／Ｓ変換器２３０は、保護シンボルを捨て、そして受信されたパイロットおよびデータシンボルをシリアル化する。シリアル化は、種々の方法で実行することが可能である。一つの実施例においては、Ｐ／Ｓ変換器２３０は、たとえば最小のサブバンドインデックスで開始し、そして最大のサブバンドインデックスに続くサブバンドインデックスに基づいて、シリアル化されたストリームに対して一度に１個の受信されたパイロットあるいはデータシンボルを与える。他の実施例においては、Ｐ／Ｓ変換器２３０はシリアル化されたストリーム内の受信されたデータシンボルの中の受信されたパイロットシンボルを等しく分配する。シリアル化されたストリーム内の受信された変調シンボルの順序は、典型的には重要ではない。シリアル化された受信された変調シンボルＹ（ｋ）は、
Ｙ（ｋ）＝Ｈ（ｋ）・Ｘ（ｋ）・ｅｊφｒ（ｋ）＋Ｎ（ｋ）            式（１）
として表現されることが可能である。
ここで、Ｈ（ｋ）はサブバンドｋのための無線リンクに対するチャネル係数あるいは利得  
であり、
Ｘ（ｋ）はサブバンドｋ上に送信されたデータ、あるいはパイロットシンボルで
あり、
φｒ（ｋ）はサブバンドｋに対する位相誤差であり、そして
Ｎ（ｋ）はサブバンドｋ内に認められた雑音である。
【００３０】
位相回転器２４０は、シリアル化された受信された変調シンボルＹ（ｋ）を発振器信号Ｃ（ｋ）で乗算し、そして位相訂正されたシンボルＳ（ｋ）を次のように与える。
Ｓ（ｋ）＝Ｙ（ｋ）・Ｃ（ｋ）＝Ｙ（ｋ）・ｅ−ｊφｃ（ｋ）        式（２）
ここで、Ｃ（ｋ）＝ｅ−ｊφｃ（ｋ）、そしてφｃ（ｋ）は、サブバンドｋに対する位相訂正値である。位相回転器２４０は、複素乗算器を使用して実現されることが可能である。
【００３１】
チャネル推定器／検出器２５０ａの中で、チャネル推定器３５０はデータサブバンドの各々に対するチャネル係数を推定する。チャネル推定は、（１）位相訂正されたパイロットシンボルに基づいて、パイロットサブバンドに対するチャネル係数の推定を取得し、そして（２）データサブバンドに対するチャネル係数推定
【００３２】
【数５】
2006522573.tif 000007
を取得するために、パイロットサブバンドに対するチャネル係数推定を補間することによって実行されることが可能である。チャネル推定を実行するための典型的な方法は、“ＯＦＤＭ通信システムに対するチャネル推定”と題された、２００３年１月１０日に出願された、一般に指定される米国特許出願シリアル番号１０／３４０，１３０の中に記述されている。シンボル検出器３５２は、受信されたデータシンボルに対する検出を実行し、そしてシンボル推定
【００３３】
【数６】
2006522573.tif 000008
を与える。パイロットおよびトレーニングシンボルに対するシンボル推定は、上に記述したように誤差を有していない。受信されたデータシンボルに対する検出は、（１）各データサブバンドに対する位相訂正されたデータシンボルを、そのサブバンドに対するチャネル係数推定、すなわち
【００３４】
【数７】
2006522573.tif 000009
によって除算し、そして（２）シンボル推定
【００３５】
【数８】
2006522573.tif 000010
を取得するために、結果となるシンボルを“スライスする”すなわちシンボルデマッピングすることによって実行されることが可能である。シンボル推定は、受信されたデータシンボルに対して送信されている可能性が最も高い変調シンボルである。
【００３６】
図３に示された実施例においては、ＰＬＬ２６０は位相誤差検出器３６０、ループ濾波器３６２、および数値的に制御された発振器（ＮＣＯ：numerically controlled oscillator)３６４を含む。ＮＣＯ３６４はさらに位相累算器３６６および正弦／余弦ルックアップテーブル３６８を含む。ＰＬＬ２６０ａの種々のコンポーネントに対する特定の設計は、以下に記述される。
【００３７】
図４Ａは、図３における位相誤差検出器３６０の実施例である位相誤差検出器３６０ａに関するブロック線図を示す。位相誤差検出器３６０ａの中で、チャネル係数推定
【００３８】
【数９】
2006522573.tif 000011
はユニット４１０によって共役結合され(are conjugated)、そしてシンボル推定
【００３９】
【数１０】
2006522573.tif 000012
はユニット４１２によって共役結合される。位相訂正されたシンボルＳ（ｋ）は、乗算器４１４によって共役結合されたチャネル係数推定
【００４０】
【数１１】
2006522573.tif 000013
と乗算され、そしてさらに、乗算器４１６によって共役結合されたシンボル推定
【００４１】
【数１２】
2006522573.tif 000014
と乗算される。乗算器４１６の出力Ｅ（ｋ）は、
【００４２】
【数１３】
2006522573.tif 000015
として表現されることが可能であり、ここで、
【００４３】
【数１４】
2006522573.tif 000016
は後処理された雑音である。ユニット４１８はそこで次のように位相誤差推定φｅ（ｋ）を計算する。
φｅ（ｋ）＝ａｒｇ｛Ｅ（ｋ）｝＝ａｒｃｔａｎ（Ｉｍ｛Ｅ（ｋ）｝／Ｒｅ｛Ｅ（ｋ）））
式（４）
ここで、ａｒｇ｛ｘ｝は、複素値ｘの位相を与える。
【００４４】
式（３）および（４）に示されるように、位相誤差推定は各受信されたパイロットシンボルと同様に各受信されたデータシンボルに対して取得されることが可能である。ＰＬＬ２６０ａは、それによって受信されたデータシンボルのみが周波数追跡に対して使用される、判定指示されるモードにおいて動作されることが可能である。受信されたパイロットシンボルはＰＬＬ２６０ａの動作に対して有用であるが、しかしそれらは必要ではない。  
図３に戻り参照すると、ループ濾波器３６２は、位相誤差検出器３６０から位相誤差推定φｅ（ｋ）を受信しそして濾波し、そして周波数誤差推定ｕ（ｋ）を与える。ループ濾波器３６２は、任意のオーダーであることが可能であり、そして濾波器の種々の形式を使用して実現されることが可能である。
【００４５】
図４Ｂは、図３におけるループ濾波器３６２の実施例である、ループ濾波器３６２ａに関するブロック線図を示す。ループ濾波器３６２ａは、残留周波数誤差を追跡することが可能なセカンドオーダー比例プラス積分形式のループ濾波器である。ループ濾波器３６２ａの中で、積分経路においては、乗算器４２０は、積分利得ＫＩとともに、位相誤差推定φｅ（ｋ）を受信し、そして計量(scale)する。加算器４２２は、乗算器４２０の出力をレジスタ４２４の出力と加算する。加算器４２２の出力は、レジスタ４２４に与えられそして（レジスタ４２４によって）保管される。加算器４２２およびレジスタ４２４は、累算器を形成する。比例経路においては、乗算器４３０は比例利得ＫＰとともに、位相誤差推定φｅ（ｋ）を受信し、そして計量する。加算器４３２は、乗算器４３０の出力およびレジスタ４２４の出力を加算し、そして周波数誤差推定ｕ（ｋ）を与える。積分および比例経路に対する計算は、
ａ（ｋ）＝ａ（ｋ−１）＋ＫＩ・φｅ（ｋ）、そして            
ｕ（ｋ）＝ａ（ｋ−１）＋ＫＰ・φｅ（ｋ）                    式（５）
として表現されることが可能である。利得ＫＩおよびＫＰの各々は、２の冪であるように選択されることが可能である。この場合、乗算器４２０および４３０は、バレルシフタ(barrel shifters)あるいはマルチプレクサを用いて実現されることが可能である。利得ＫＩおよびＫＰの一つの組み合わせは受信されたデータシンボルと同様に受信されたパイロットシンボルに対して使用されることが可能である。あるいは利得ＫＩｐおよびＫＰｐの一つの組み合わせは受信されたパイロットシンボルに対して使用されることが可能であり、そして利得ＫＩｄおよびＫＰｄの他の組み合わせは受信されたデータシンボルに対して使用されることが可能である。
【００４６】
図４Ｃは、図３におけるＮＣＯ３６４内の位相累算器３６６の実施例である位相累算器３６６ａのブロック線図を示す。位相累算器３６６ａの中で、加算器４４０は周波数誤差推定ｕ（ｋ）を受信し、そしてレジスタ４４２の出力と加算し、そして位相訂正値ｐ（ｋ）を与える。位相訂正値ｐ（ｋ）は、レジスタ４４２に与えられ、そして記憶される。加算器４４０およびレジスタ４４２は累算器を形成する。位相訂正値ｐ（ｋ）に対する計算は、
ｐ（ｋ）＝（ｐ（ｋ−１）＋ｕ（ｋ））ｍｏｄ  Ｍ                    式（６）
として表現されることが可能である。ここで、Ｍはレジスタ４４２（そして従って位相累算器３６６ａ）に対する最大値である。ｍｏｄ  Ｍ動作は到着するＭをラップする（wrap）累算器を使用して実行されることが可能である。とくに、量、ｐ（ｋ−１）＋ｕ（ｋ）のＬ個の最下位のビット（ＬＳＢ：least significant bit)のみが、Ｌビットレジスタ４４２内に記憶され、ここでＬ＝ｌｏｇ２Ｍである。量、ｐ（ｋ−１）＋ｕ（ｋ）の最上位のビット(ＭＳＢ：most significant bit)は捨てられる。位相累算器３６６ａからの位相訂正値ｐ（ｋ）は、０からＭ−１までに亙り、ここで、０は０πまでマップし、そしてＭは２πまでマップする。
【００４７】
正弦／余弦ルックアップテーブル３６８は、位相累算器３６６から位相訂正値ｐ（ｋ）を受信し、そしてともに発振器信号Ｃ（ｋ）を構成するｐ（ｋ）の余弦およびｐ（ｋ）の正弦を与える。発振器信号Ｃ（ｋ）は、
Ｃ（ｋ）＝ｅ−ｊφｃ（ｋ）＝ｃｏｓ（φｃ（ｋ））−ｊｓｉｎ（φｃ（ｋ））
式（７）
として表現されることが可能である。ここで、φｃ（ｋ）＝ｐ（ｋ）である。発振器信号Ｃ（ｋ）は、位相回転器２４０に与えられ、そして上に記述されたように受信された変調シンボルＹ（ｋ）を回転するために使用される。
【００４８】
図３および４Ａから４Ｃまでは、ＰＬＬを構成する種々のユニットの特定の実施例を示す。ＰＬＬ内の位相誤差検出器およびループ濾波器に対しては、他の設計が使用されることが可能である。チャネル推定器／検出器内のチャネル推定器およびシンボル検出器に対しては、他の設計がまた使用されることが可能である。
【００４９】
図５は、解析のためのＰＬＬに関する単純化された模型２６０ｂのブロック線図を示す。位相誤差検出器３６０ｂは、φｒ（ｋ）の位相を有する入力信号およびφｃ（ｋ）の位相を有する発振器信号を受信し、そしてφｅ（ｋ）の位相誤差を有する出力信号を与える。位相誤差検出器３６０ｂは、図３における位相回転器２４０および位相誤差検出器３６０を含む。入力信号はシリアル化された受信された変調シンボルＹ（ｋ）に対応する。位相誤差φｅ（ｋ）は、
φｅ（ｋ）＝φｒ（ｋ）−φｃ（ｋ）                      式（８）
として表現されることが可能である。単純化のために、位相誤差検出器３６０ｂは、式（８）において１の利得を有すると仮定される。
【００５０】
ＰＬＬに関する全伝達関数Ｈ（ｚ）は、
Ｈ（ｚ）＝φｅ（ｋ）／φｒ（ｋ）＝Ｄ（ｚ）Ｎ（ｚ）／（１＋Ｄ（ｚ）Ｎ（ｚ））
式（９）
として表現されることが可能である。ここで、Ｄ（ｚ）は、ループ濾波器３６２ｂの伝達関数であり、そしてＮ（ｚ）は、ＮＣＯ３６４ｂの伝達関数である。ループ濾波器３６２ｂは、セカンドオーダー比例プラス積分形式ループ濾波器（図４Ｂに示されたように）であり、そしてその伝達関数は
Ｄ（ｚ）＝ＫＰ＋ＫＩ／（ｚ−１）                        式（１０）
として表現されることが可能である。ＮＣＯ３６４ｂは、図４Ｃに示されるように実現され、そしてその伝達関数は
Ｎ（ｚ）＝１／（ｚ−１）                                式（１１）
として表現されることが可能である。式（１０）内のＤ（ｚ）および式（１１）内のＮ（ｚ）を式（９）に置換することによって、ＰＬＬに関する全伝達関数Ｈ（ｚ）は、
Ｈ（ｚ）＝｛ＫＰ(ｚ-１)+ＫＩ｝／｛（ｚ−１）２＋ＫＰ(ｚ-１)＋ＫＩ｝
式（１２）
として表現されることが可能である。
【００５１】
サンプリングレートは、典型的にはＰＬＬのループ帯域幅よりもずっとより大きい（たとえば、サンプリングレートは２０ＭＨｚよりもより大きいことが可能であり、そしてループ帯域幅は、８０２．１１ａシステムに対して数１０ｋＨｚにあることが可能である）。この場合、式（１２）に示されるｚ領域の伝達関数は、つぎの近似、すなわち、ｚ＝ｅｊωＴ≒１＋ｊωＴ、あるいは、ｚ−１＝ｊωＴ＝ｓＴ、を使用してｓ領域伝達関数に変換されることが可能である。ここでＴはサンプリング期間である。ＰＬＬに対するｓ領域伝達関数Ｈ（ｓ）は、
【００５２】
【数１５】
2006522573.tif 000017
として表現されることが可能である。
セカンドオーダーＰＬＬに対する全伝達関数は通常つぎの形式で表現される。
Ｈ（ｓ）＝（２ξωｎｓ＋ωｎ２）／（ｓ２＋２ξωｎｓ＋ωｎ２）
式（１４）
ここで、ξはダンピングファクタであり、そしてωｎは固有周波数(natural frequency)である。ダンピングファクタξおよび固有周波数ωｎは、ＰＬＬに対するループ応答の形状および帯域幅を記述する設計パラメータである。セカンドオーダーＰＬＬのためのξおよびωｎの種々の値に対するループ応答は、当業界においてよく知られている。
【００５３】
利得ＫＩおよびＫＰは、ＰＬＬに対する必要とされるループ応答を取得するために選択されることが可能である。式（１３）の分母を式（１４）の分母と等しいと置くと、次の関係が得られる。
ＫＰ／Ｔ＝２ξωｎ            およびＫＩ／Ｔ２＝ωｎ２            式（１５）
ループ設計パラメータξおよびωｎは、次のように利得ＫＩおよびＫＰの関数として表現されることが可能である。
【００５４】
【数１６】
2006522573.tif 000018
ＰＬＬに対するループ帯域幅ＢＬは、
ＢＬ＝ωｎ（４ξ２＋１）／４ξ                              式（１７）
として表現されることが可能である。式（１６）および（１７）に示されるように、必要とされるループ帯域幅およびダンピングファクタは、利得ＫＩおよびＫＰに対して適切な値を選択することによって取得されることが可能である。特定のＯＦＤＭシステムに対する計算機シミュレーションにおいては、ループ帯域幅およびダンピングファクタに対するつぎの値、すなわち  ＢＬ＝１６．５ｋＨｚ、そしてξ＝０．１５が、よい特性を与えることが見出された。ループ帯域幅、およびダンピングファクタに対する最適値は、典型的には特定のシステム設計によって異なる。
【００５５】
図６は、残留周波数誤差および位相雑音を追跡するためのプロセス６００の実施例に関するフロー線図である。各受信されたＯＦＤＭシンボルは受信された変調シンボルを取得するためにＦＦＴを使用して変換される（ステップ６１２）。受信された変調シンボルはそこで、シリアル化される（ステップ６１４）。各受信された変調シンボルは位相訂正されたシンボルを取得するために、独立な（すなわち別々の）位相訂正値を使用して訂正される（ステップ６１６）。各位相訂正されたシンボル内の位相誤差はその位相訂正されたシンボルに対する位相誤差推定を取得するために検出される（ステップ６１８）。各位相訂正されたシンボルに対する位相誤差推定は、周波数誤差推定を取得するために濾波（たとえばセカンドオーダーループ濾波器を用いて）される（ステップ６２０）。各位相訂正されたシンボルに対する周波数誤差推定は、他の受信された変調シンボルに対する位相訂正値を取得するために、さらに累算される(ステップ６２２)。一つの実施においては、各受信された変調シンボルに対する位相誤差は、シリアル化されたストリーム内のつぎの受信された変調シンボルに対する位相訂正値を取得するために使用される。処理の遅延は、この実施に対しては一つの変調シンボル期間である。
【００５６】
ＯＦＤＭシステムに対する、残留周波数誤差および位相雑音を追跡するためのこの中に記述された技術は、種々の利点を与えることが可能である。第１に、位相訂正されたシンボルは共通の位相訂正値によって相関付けられていない。これは各受信された変調シンボルが、ＰＬＬによる位相誤差の独立した推定を用いて個々に訂正されることによる。このことは、大部分の復号器（たとえばビタビ、およびターボ復号器）が相関付けられていないそれらの入力シンボルに頼っているために、復号器特性を改善することが可能である。第２に、ＰＬＬは、ループ濾波器はＯＦＤＭシンボルレートよりも典型的にはずっとより速いチップレートのオーダーで更新されるために、より広いループ帯域幅を使用して設計されることが可能である。８０２．１１ａシステムに対する例として、チップレートは２０ＭＨｚ、６４個の全サブバンドが利用可能であり、５２個のサブバンドがパイロットおよびデータ伝送に対して使用され、そして周期的プレフィックスは１６チップである。ＰＬＬはそこで、ｆOFDM＝（１／８０）・２０ＭＨｚ＝２５０ｋＨｚの、ＯＦＤＭシンボルレートよりもずっとより速い、ｆPLL＝（５２／６４）・（６４／８０）・２０ＭＨz＝１３ＭＨｚのシリアル化されたシンボルレートで動作されることが可能である。ファクタ５２／６４は、５２個のみのパイロットおよびデータシンボルが、各ＯＦＤＭシンボルに対するＰＬＬによって使用され、そして１２個の保護シンボルが捨てられる事実を説明する。ファクタ６４／８０は、周期的プレフィックスに対する１６個のサンプルが各受信されたＯＦＤＭシンボルから捨てられる事実を説明する。ＰＬＬがより速いレートで動作することはより速い取得時間、最終値へのより速い収束、および受信された信号内の位相変化に対するより速い応答を考慮に入れる。第３に、ＰＬＬは受信されたデータシンボルに基づかずに判定指示されるモードで動作することが可能である。受信されたパイロットシンボルは有用であるが、しかしＰＬＬの動作に対しては必要ない。第４に、残留周波数誤差および精密な位相追跡はＰＬＬの閉ループ動作を使用して達成されることが可能である。
【００５７】
上に記述された設計はＦＦＴユニットから受信された変調シンボルをシリアル化する。ＰＬＬはそこで、位相訂正されたシンボル内の相関を避けながら残留周波数誤差および位相雑音を追跡するためにポストＦＦＴ変調シンボル上で動作する。上に記述した利点のいくつか、あるいはすべてを達成することが可能な他の設計もまた実現されることが可能である。これらの代わりの設計のいくつかは以下に記述される。
【００５８】
第１の代わりの設計においては、受信されたデータシンボルは共通の位相訂正値をディザーすることによって相関を解かれる。受信機は最初に受信されたパイロットシンボルおよび／あるいは受信されたデータシンボルの位相誤差を推定する。受信機は、そのＯＦＤＭシンボル期間に対する共通の位相訂正値を取得するために各ＯＦＤＭシンボル期間に対する位相誤差推定を平均することが可能である。受信機はそこで、共通の位相訂正値にディザーリングを使用し、そしてそのＯＦＤＭシンボル期間に対するすべての受信された変調シンボルを、ディザーされた共通の位相訂正値を使用して訂正する。とくに、各受信されたデータシンボルに対して受信機は、その受信されたデータシンボルに対する独立した位相訂正値を取得するために共通の位相訂正値に対して少量の擬似ランダム雑音を付加する。受信機はそこでこの位相訂正値を使用して受信されたデータシンボルを訂正する。擬似ランダム雑音を使用した共通の位相訂正値のディザーリングは、共通の位相訂正値の使用に起因する位相訂正されたシンボル内の相関を削除することが可能である。
【００５９】
第２の代わりの設計においては、残留周波数誤差を訂正するために、入力サンプル（すなわちＦＦＴユニットに先立つ）上に閉ループＰＬＬが使用される。入力サンプル内の周波数誤差は、当業界において知られるように送信機あるいは周期的プレフィックス相関によって送出されたプリアンブルに基づいて検出されることが可能である。周波数誤差推定はそこで、周波数訂正されたサンプルを取得するために、入力サンプルを用いて乗算された発振器信号を発生するために、ＰＰＬによって使用される。
【００６０】
第３の代わりの設計においては、ループ濾波器および位相累算器の別々の組み合わせがデータサブバンドの各々、あるいはデータサブバンドの組み合わせの各々に対して維持される。各データサブバンドに対する受信されたデータシンボル内の位相誤差が、以上に記述されたように検出される。各データサブバンドに対して受信されたデータシンボルに対する位相誤差推定は、そのサブバンドに対するループ濾波器によって濾波され、そして結果となる周波数誤差推定はさらにそのサブバンドに対する位相累算器によって累算される。各データサブバンドに対する受信されたデータシンボルはそのサブバンドに対して維持された位相累算器によって与えられる位相訂正値を使用して訂正される。
【００６１】
残留周波数誤差および位相雑音を追跡するためのこの中に記述された技術は、上りリンク（すなわち逆方向リンク）と同様に下りリンク（すなわち順方向リンク）に対して使用されることが可能である。下りリンクに対しては、図１における送信機システム１１０は、基地局あるいはアクセスポイントの部分であることが可能であり、そして受信機システム１５０は、ユーザ端末、移動局、あるいは無線デバイスの部分であることが可能である。上りリンクに対しては、送信機システム１１０は、ユーザ端末の部分であることが可能であり、そして受信機システム１５０は、基地局の部分であることが可能である。
【００６２】
この中に記述された残留周波数誤差および位相雑音を追跡するための技術は、種々の手段によって実現されることが可能である。たとえば、これらの技術は、ハードウエア、ソフトウエア、あるいはそれらの組み合わせの中で実現されることが可能である。ハードウエア実現に対しては、技術を実現するために使用される処理ユニット（たとえばＰＬＬ２６０、チャネル推定器／検出器２５０、等）は、１個あるいはそれ以上の特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣｓ）、ディジタル信号処理装置（ＤＳＰｓ）、ディジタル信号処理デバイス（ＤＳＰＤｓ）、プログラマブル論理デバイス（ＰＬＤｓ）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡｓ）、処理装置、制御器、マイクロ制御器、マイクロ処理装置、この中に記述された機能を実行するように設計された他の電子的ユニット、あるいはこれらの組み合わせの中で実現されることが可能である。
【００６３】
ソフトウエア実現に対しては、この中に記述された技術は、この中に記述された機能を実行するモジュール（たとえば手順、機能、等）を使用して実現されることが可能である。ソフトウエアコードは、メモリユニット（たとえば図１におけるメモリユニット１８２）内に記憶され、そして処理装置（たとえば制御器１８０）によって実行されることが可能である。メモリユニットは、処理装置の中であるいは処理装置の外で実現されることが可能であり、いずれの場合においても、メモリユニットは当業界において知られるように、種々の手段によって通信的に処理装置に結合されることが可能である。
【００６４】
開示された実施例に関する以上の記述は、当業界において熟練したいかなる人にも、本発明を作成しあるいは使用することを可能とするために与えられる。これらの実施例に対する種々の変形が当業界において熟練した人々にとっては容易に明白であろうし、そしてこの中に定義された一般的な原理は本発明の精神あるいは範囲から逸脱することなしに他の実施例に適用されることが可能である。したがって、本発明はこの中に示された実施例に限定されることを意図したものではなく、しかし、この中に開示された原理および新規な特徴と矛盾のない最も広い範囲に一致されるべきものである。
【図面の簡単な説明】
【００６５】
【図１】図１は、ＯＦＤＭシステムにおける送信機システムおよび受信機システムを示す。
【図２】図２は、受信機システム内のＯＦＤＭ復調器を示す。
【図３】図３は、ＰＬＬを有するＯＦＤＭ復調器に対する特定の設計を示す。
【図４Ａ】図４Ａ、図４Ｂおよび図４Ｃは、それぞれＰＬＬ内の位相誤差検出器、ループ濾波器、および位相累算器を示す。
【図４Ｂ】図４Ａ、図４Ｂおよび図４Ｃは、それぞれＰＬＬ内の位相誤差検出器、ループ濾波器、および位相累算器を示す。
【図４Ｃ】図４Ａ、図４Ｂおよび図４Ｃは、それぞれＰＬＬ内の位相誤差検出器、ループ濾波器、および位相累算器を示す。
【図５】図５は、解析のためのＰＬＬに関する単純化された模型を示す。
【図６】図６は、残留周波数誤差および位相雑音を追跡するためのプロセスを示す。
【図１】
2006522573.tif 000019
【図２】
2006522573.tif 000020
【図３】
2006522573.tif 000021
【図４Ａ】
2006522573.tif 000022
【図４Ｂ】
2006522573.tif 000023
【図４Ｃ】
2006522573.tif 000024
【図５】
2006522573.tif 000025
【図６】
2006522573.tif 000026
【国際調査報告】
2006522573.tif 000027