(57)【要約】長コードを用いて拡散スペクトル信号を直接取得するための信号処理アーキテクチャ。最高平行度を達成して、コード整合フィルタバンクおよび他のハードウェア共有を行うための技術を説明する。１つの実施例において、上側・下側波帯は、同一の拡散コードをもつ２つの独立信号として取り扱われる。好ましい実施例において、相互相関器は、受信信号サンプルおよびレプリカコードシーケンスの平行短時間相関（ＳＴＣ）を計算するためのＣＭＦの１つ以上のバンクと、計算されたＳＴＣの離散時間フーリエ解析を用いて相互相関値を計算するための手段とで構成される。１つ以上の中間量子化器が、コード整合フィルタバンクと、フーリエ解析前にＳＴＣのワードサイズを小さくするための相互相関計算手段との間に任意配設される。説明される技術は、ＢＯＣ変調信号、あるいは少なくとも２つの別波帯をもつ任意の信号とともに用いられる。
2006502665.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信ＤＳＳＳ信号を取得するための信号処理アーキテクチャ（ＳＰＡ）であって、この信号処理アーキテクチャが：
所定のサンプリング率で受信されたＤＳＳＳ信号をサンプリングするための手段と；
相互相関値を得るため、サンプリングされたＤＳＳＳ信号の時間および周波数シフトバージョンを、受信ＤＳＳＳ信号のスペクトルを拡散するために用いられる擬似ランダム雑音（ＰＮ）コードシーケンスの局部発生レプリカのサンプルと並列様式で相互相関させるための手段と；
受信されたＤＳＳＳ信号の時間圧縮によるミスアラインメント効果を補償するため、相互相関値を前処理するための相互相関手段に接続されたドップラ補償器と；
相関量を得るため、受信された信号のさまざまな時間セグメントの対応時間・周波数補償レプリカコードシーケンスを示す補償済相互相関値のグループを非干渉的に集積するためのインテグレータと；
相関量の大きさの合計が検出しきい値を超えていることを検出するための検出器とを備える信号処理アーキテクチャ。
【請求項２】
請求項１に記載のＳＰＡであって、相互相関手段がさらに：
すべて並列で短時間相関（ＳＴＣ）を計算するためのコード整合フィルタバンクと；
計算されたＳＴＣの離散時間フーリエ解析を用いて相互相関値を計算するための手段とを備えることを特徴とするＳＰＡ。
【請求項３】
請求項２に記載のＳＰＡであって、相互相関手段がさらに、コード整合フィルタバンクと、フーリエ解析前にＳＴＣのワードサイズを小さくするための相互相関計算手段との間に配設される１つ以上の中間量子化器を備えることを特徴とするＳＰＡ。
【請求項４】
請求項２に記載のＳＰＡであって：
相互相関手段がさらに、サンプリングされたＤＳＳＳ信号の同位相（Ｉ）および直角（Ｑ）成分を編み込むためのインターリーバを備え；
コード整合フィルタが、編みこまれた成分に対してＳＴＣをパイプライン様式で計算し、コード整合フィルタがサンプリング率の２倍で作動し；
各コード整合フィルタが、編み込まれた成分を保持するためタップ毎に２つのデータシフトレジスタをもつことを特徴とするＳＰＡ。
【請求項５】
請求項２に記載のＳＰＡであって：
ＤＳＳＳ信号が複数の側波帯をもち；
ＳＰＡがさらに、２つ以上の複数側波帯をデジタル的に選択してリサンプリングを行うための手段を備え；
相互相関手段がさらに、リサンプリングされた側波帯のデータを編み込むためのインターリーバを備え；
コード整合フィルタが、編み込まれた側波帯データに対してパイプライン様式でＳＴＣを計算し；
各コード整合フィルタが、編み込まれた側波帯データを保持するための追加データシフトレジスタをもち、選択された側波帯数の積に等しい率および所定サンプリング率とで作動することを特徴とするＳＰＡ。
【請求項６】
請求項２に記載のＳＰＡであって、相互相関手段がさらに：
基準チップ率の整数倍量に等しい率で受信されたＤＳＳＳ信号をリサンプリングするための手段と；
必要数が整数倍量で分割される複数の乗算器をもつ１つ以上のコード整合フィルタとをもつものであって；
各コード整合フィルタの関連和回路網が、相互相関値計算時に、部分和を保存して前のクロックサイクルからの部分和を加算するためのハードウェアを含むことを特徴とするＳＰＡ。
【請求項７】
請求項１に記載のＳＰＡであって、ドップラ補償器がさらに：
受信されたＤＳＳＳ信号の周波数シフトバージョンおよびレプリカコードシーケンスに対応する相互相関値のストリームを入力するために遅延させるための遅延手段と；
非干渉集積カウンタ値に基づき実行される適当な遅延を選択するための手段とを備えることを特徴とするＳＰＡ。
【請求項８】
請求項７に記載のＳＰＡであって、周波数シフト依存遅延を実行するための手段がさらに：
１つ以上の整数遅延線フィルタと；
１つ以上の分数遅延線フィルタと；
実行される適当な遅延を判定する際に整数遅延線フィルタと分数遅延線フィルタとで用いるための事前計算されたフィルタ係数のルックアップテーブルと；
外部仕様化周波数シフトおよび非干渉集積カウンタ値の関数として整数・分数遅延線フィルタ係数を初期化してアップデートするための手段とを備えることを特徴とするＳＰＡ。
【請求項９】
受信されたＤＳＳＳ信号を取得するための信号処理アーキテクチャ（ＳＰＡ）であって、この信号処理アーキテクチャが：
所定サンプリング率でＤＳＳＳ信号をサンプリングするための手段と；
サンプリングされたＤＳＳＳ信号の同位相（Ｉ）および直角（Ｑ）成分を編み込むためのインターリーバと；
編み込まれた成分の時間および周波数シフトバージョンを、相互相関出力を得るために受信されたＤＳＳＳ信号のスペクトルを拡散するために用いられる擬似ランダム雑音（ＰＮ）コードシーケンスのレプリカのサンプルと相互相関させるための１つ以上のコード整合フィルタであって、各コード整合フィルタがサンプリング率の２倍で作動し、編み込まれた成分を保持するためタップ毎に２つのデータシフトレジスタを含むことを特徴とするコード整合フィルタと；
相互相関出力の離散時間フーリエ解析を用いて相互相関値を計算するための手段と；
相関量を得るため、受信信号の時間セグメントの対応時間・周波数補償およびレプリカコードシーケンスを示す相互相関値を非干渉的に集積するためのインテグレータと；
相関量の大きさの合計が検出しきい値を超えていることを検出するための検出器とを備える信号処理アーキテクチャ。
【請求項１０】
複数の側波帯をもつ受信ＤＳＳＳ信号を取得するための信号処理アーキテクチャ（ＳＰＡ）であって、この信号処理アーキテクチャが：
所定サンプリング率で１つ以上の複数側波帯をサンプリングするための手段と；
１つ以上の複数側波帯をデジタル的に選択してリサンプリングするための手段と；
リサンプリングされた側波帯のデータを編み込むためのインターリーバと；
編み込まれた側波帯データの時間および周波数シフトバージョンを、相互相関出力を得るために受信されたＤＳＳＳ信号のスペクトルを拡散するために用いられるＰＮコードシーケンスのレプリカのサンプルとパイプライン方式で相関させるための１つ以上のコード整合フィルタであって、各コード整合フィルタが編み込まれた側波帯データを保持するため追加のデータシフトレジスタをもち、それぞれが選択された側波帯数の積に等しい率と所定サンプリング率とで作動するコード整合フィルタと；相互相関出力の離散時間フーリエ解析を用いて相互相関値を計算するための手段と；
相関量を得るため、受信信号の時間セグメントの対応時間・周波数補償および基準ＰＮコードシーケンスを示す相互相関値を非干渉的に集積するためのインテグレータと；
相関量の大きさの合計が検出しきい値を超えていることを検出するための検出器とを備える信号処理アーキテクチャ。
【請求項１１】
少なくとも２つの側波帯をもつ受信ＤＳＳＳ信号を取得するための信号処理アーキテクチャ（ＳＰＡ）であって、この信号処理アーキテクチャが：
受信されたＤＳＳＳ信号の側波帯を選択するための手段と；
受信されたＤＳＳＳ信号のスペクトルを拡散するために用いられる擬似ランダム雑音（ＰＮ）コードシーケンスの局部発生サンプリングされたレプリカを、相互相関値を得るため選択された側波帯の時間および周波数シフトバージョンと相互相関させるための手段と；
相互相関量が検出しきい値の大きさを超えていることを検出するための検出器とを備える信号処理アーキテクチャ。
【請求項１２】
請求項１１に記載のＳＰＡであって、このＳＰＡがさらに：
選択された側波帯のバージョンを得るため、選択された側波帯を所定サンプリング率でダウンサンプリングするための手段を備えるＳＰＡ。
【請求項１３】
受信された多帯域入力信号を取得するための信号処理アーキテクチャ（ＳＰＡ）であって、この信号処理アーキテクチャが：
受信された多帯域入力信号から複数の側波帯を選択するための手段と；
受信された信号のスペクトルを拡散するために用いられるＰＮコードシーケンスのレプリカを、相互相関値を得るため選択された各側波帯の時間および周波数シフトバージョンと相互相関させるための手段と；
相関量を得るため、相互相関値を非干渉的に組み合わせるためのインテグレータと；
相関量の大きさが検出しきい値を超えていることを検出するための検出器とを備える信号処理アーキテクチャ。
【請求項１４】
請求項１３に記載のＳＰＡであって、このＳＰＡがさらに：
各選択側波帯のバージョンを得るため、所定サンプリング率で各選択側波帯をダウンサンプリングするための手段を備えるＳＰＡ。
【請求項１５】
請求項１３に記載のＳＰＡであって、このＳＰＡがさらに：
各選択側波帯のバージョンを独立に量子化するための１つ以上の中間量子化器と；
量子化手段の格納係数を制御するための回路とを備えるＳＰＡ。
【請求項１６】
請求項１５に記載のＳＰＡであって、格納係数制御回路がＡＧＣのような回路であることを特徴とするＳＰＡ。
【請求項１７】
受信信号を取得するための信号処理アーキテクチャ（ＳＰＡ）であって、この信号処理アーキテクチャが：
第１のサンプリング信号を得るため、受信信号をサンプリングするための手段と；
第１のサンプリング信号を、相互相関値を得るための第２のサンプリング信号の時間および周波数シフトバージョンと並列様式で相互相関するための手段と；
受信された信号の時間圧縮によるミスアラインメント効果を補償するため、相互相関値を前処理するための相互相関手段に接続されたドップラ補償器と；
相関量を得るため、第１のサンプリング信号および第２のサンプリング信号の異なる時間セグメントの対応時間・周波数補償を示す補償相互相関値を非干渉的に集積するためのインテグレータと；
相関量の大きさの合計が検出しきい値を超えていることを検出するための検出器とを備える信号処理アーキテクチャ。
【請求項１８】
請求項１１または１３に記載のＳＰＡであって、相互相関手段がさらに：
すべて並列で短時間相関（ＳＴＣ）を計算するためのコード整合フィルタバンクと；
ＳＴＣの離散時間フーリエ解析を用いて相互相関値を計算するための手段とを備えることを特徴とするＳＰＡ。
【請求項１９】
請求項１８に記載のＳＰＡであって、相互相関手段がさらに：
コード整合フィルタバンクと、フーリエ解析前にＳＴＣのワードサイズを小さくするための相互相関計算手段との間に配設される１つ以上の中間量子化器を備えることを特徴とするＳＰＡ。
【請求項２０】
請求項１２または１４に記載のＳＰＡであって、相互相関手段がさらに：
サンプリングされた全側波帯の同位相（Ｉ）および直角（Ｑ）成分を編み込むためのインターリーバと；
編み込まれた側波帯成分に対する短時間相関（ＳＴＣ）をパイプライン様式で計算するためのコード整合フィルタバンクであって、各コード整合フィルタが、編み込まれた側波帯成分を保持するためタップ毎に複数のデータシフトレジスタをもち、サンプリング側波帯数の２倍の積に等しい率および所定サンプリング率で作動するコード整合フィルタバンクとを備えることを特徴とするＳＰＡ。
【請求項２１】
請求項１１または１３に記載のＳＰＡであって、相互相関手段がさらに：
基準チップ率の整数倍量に等しい率で各選択側波帯をリサンプリングするための手段と；
必要数が整数倍量で分割される複数の乗算器をもつ１つ以上のコード整合フィルタとをもつものであって；
各コード整合フィルタの関連和回路網が、相互相関値計算時に、部分和を保存して前のクロックサイクルからの部分和を加算するためのハードウェア手段をもつことを特徴とするＳＰＡ。
【請求項２２】
請求項１１または１３に記載のＳＰＡであって、このＳＰＡがさらに：
受信されたＤＳＳＳ信号の時間圧縮によるミスアラインメント効果を補償するため、相互相関値を前処理するための相互相関手段に接続されたドップラ補償器を備えるＳＰＡ。
【請求項２３】
請求項２２に記載のＳＰＡであって、ドップラ補償器がさらに：
粗ドップラ周波数依存補償のための１つ以上の整数遅延線フィルタと；
精密ドップラ周波数依存補償のための１つ以上の分数遅延線フィルタと；
ドップラ周波数依存遅延を精密に分解する際に分数遅延線フィルタで用いるためのフィルタ係数のテーブルと；
適切な整数・分数遅延を各相互相関値に適用するための外部制御可能セッティングとを備えるＳＰＡ。
【請求項２４】
請求項１、９〜１１、１３もしくは１７で記載のＳＰＡであって、非干渉インテグレータがさらに：
レプリカコードシーケンスと受信信号との間の相対タイミングを制御するための手段と；
新たな時間不確定性開始時にレプリカコードシーケンスを再調整するための手段と；
複数の相関ブロックを集積するための手段とを備えるものであって；
相互相関値のグループ間で時間の重なるコードシーケンスセグメントが、ドップラ補償からの無効サンプル、タイル終点で検出されるピークからのピーク検出後アイドル時間、コードドップラ効果の結果として処理で利用可能なサンプル数の変化を補償することを特徴とするＳＰＡ。
【請求項２５】
請求項２４に記載のＳＰＡであって、非干渉インテグレータがさらに：
ファイルの複数処理ブロック間におけるシームレス切り替えを支持し、切り替え時間が不確定である場合に局部基準コードに沿ってシンボル境界までの受信された信号の調整を制御するため連続非近接コードシーケンスセグメントを含むコード整合フィルタレジスタのロードおよび交換を行うための手段と；
ＮＣＩ処理中に所定時間補償に対する新規ブロックの開始を制御するための手段と；
コードドップラ処理からの無効データとＮＣＩ処理終了時の有効データとを識別する信号を制御するための手段と；
所定時間不確定性に対するＮＣＩ処理終了時における未使用信号の廃棄と、次の時間不確定性に対するＮＣＩ処理の開始の調整とを制御するための手段とを備えることを特徴とするＳＰＡ。
【請求項２６】
請求項１、９〜１１、１３もしくは１７で記載のＳＰＡであって、ＳＰＡが単体ＡＳＩＣで実行されることを特徴とするＳＰＡ。
【請求項２７】
請求項１、９〜１１、１３もしくは１７で記載のＳＰＡであって、ＳＰＡが単体ＦＰＧＡで実行されることを特徴とするＳＰＡ。
【請求項２８】
請求項２６もしくは２７で記載のＳＰＡであって、非干渉集積結果を保存するためだけにオフチップメモリが用いられることを特徴とするＳＰＡ。
【請求項２９】
請求項１、９〜１１、１３もしくは１７で記載のＳＰＡであって、取得されるＤＳＳＳ信号が二進補償キャリア変調信号であることを特徴とするＳＰＡ。
【請求項３０】
請求項１、９〜１１、１３もしくは１７で記載のＳＰＡであって、取得されるＤＳＳＳ信号がＧＰＳのＭコード信号であることを特徴とするＳＰＡ。
【請求項３１】
サンプリングされた基準信号を、所定サンプリング率でサンプリングされた受信信号の時間および周波数シフトサンプルと相互相関させるための相互相関手段であって、この相互相関手段が：
サンプリングされた受信信号の同位相（Ｉ）および直角（Ｑ）成分を編み込むためのインターリーバと；
編み込まれた成分に対する短時間相関（ＳＴＣ）をパイプライン様式で計算するためのコード整合フィルタバンクであって、コード整合フィルタが所定のサンプリング率の２倍で作動し、各コード整合フィルタが、編み込まれた成分を保持するためタップ毎に２つのデータシフトレジスタをもつコード整合フィルタバンクと；
ＳＴＣの離散時間フーリエ解析を用いて相互相関値を計算するための手段とを備える相互相関手段。
【請求項３２】
サンプリングされた基準信号を、所定サンプリング率でサンプリングされた１つ以上の複数側波帯をもつ受信信号の時間および周波数シフトサンプルと相互相関させるための相互相関手段であって、この相互相関手段が：
１つ以上の複数側波帯をデジタル的に選択してリサンプリングするための手段と；
１つ以上のリサンプリングされた側波帯のデータ成分を編み込むためのインターリーバと；
編み込まれた側波帯データに対する短時間相関（ＳＴＣ）をパイプライン様式で計算するためのコード整合フィルタバンクであって、各コード整合フィルタが、編み込まれた側波帯データを保持するための追加データシフトレジスタをもち、選択された側波帯数の積に等しい率および所定サンプリング率で作動するコード整合フィルタバンクと；
ＳＴＣ出力の離散時間フーリエ解析を用いて相互相関値を計算するための手段とを備える相互相関手段。
【請求項３３】
サンプリングされたＰＮコード基準信号を、受信された信号の時間および周波数シフトサンプルと相互相関させるための相互相関手段であって、この相互相関手段が：
基準チップ率の整数倍量に等しい率で受信信号をリサンプリングするための手段と；
短時間相関（ＳＴＣ）を、リサンプリングされた受信信号およびサンプリングされた基準信号の並列様式で計算するためのコード整合フィルタバンクであって、各コード整合フィルタが複数の乗算器をもち、その必要数が整数倍量で除されるコード整合フィルタバンクとを備えるものであって；
各コード整合フィルタの関連和回路網が、相互相関値計算を行うため、部分和を保存して前のクロックサイクルからの部分和を加算するためのハードウェアをもつことを特徴とする相互相関手段。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
技術分野
本発明は、一般的には信号処理に関する、さらに詳細には、二進補償キャリア変調の信号を含む、長コードを用いる拡散スペクトル信号の直接取得を行うための斬新なアーキテクチャに関する。本発明はさらに、コード整合フィルタバンクおよび他のハードウェア共有技術を用いることで達成可能な高度平行度が得られる信号取得方法に関する。本発明は無線ナビゲーションシステム、通信、レーダシステムで適用可能である。
【背景技術】
【０００２】
発明の背景
無線ナビゲーションもしくは通信に対する拡散スペクトル技術の利用は電気工学技術でよく知られている。拡散スペクトル通信は、雑音の多い環境下で高信頼度が必要とされる通信における適用で有利である。直接シーケンス拡散スペクトル（「ＤＳＳＳ』）システム、周波数ホッピングシステム、時間ホッピングシステム、パルス周波数変調（もしくはチャープ）システム、さまざまなハイブリッドを含め、さまざまなタイプの拡散スペクトルシステムがある。これらの中で、ＤＳＳＳシステムおよび周波数ホッピングシステムはおそらく最も広く実施されているものである。ＤＳＳＳ技術を用いるシステムの１つに全地球測位システム（「ＧＰＳ」）がある。ＧＰＳは、地球の周りを周回してＤＳ−ＳＳ信号を発信する衛星のコンスタレーションである。受信機は、それ自体の位置や場所を判定するため、複数の衛星からの信号を処理する。ＧＰＳダウンリンク信号は現在のところ、１５７５．４２ＭＨｚを中心としたＬ１および１２２７．６ＭＨｚを中心としたＬ２というＬバンドの２つの周波数で送信されている。
【０００３】
ＧＰＳが当初設計された際、２つの異なるサービスに対応して無線ナビゲーション用の２つの異なるダウンリンク信号が含まれていた。精密測位サービス（ＰＰＳ）は許可を受けた（主に米国および同盟国の軍用）ユーザに対するものであり、精密／暗号化（Ｐ（Ｙ））コード信号を用いる。標準測位サービス（ＳＰＳ）は世界中の任意のユーザで利用可能であり、粗取得（Ｃ／Ａ）コード信号を利用する。Ｃ／Ａコード信号は現在のところＬ１だけで送信されているが、Ｐ（Ｙ）コード信号はＬ１とＬ２の両方で送信される。
【０００４】
ＧＰＳおよびＢＯＣ変調に対するＭコード信号
ＧＰＳ変調の一部として、米国政府は既存のＧＰＳ信号に加えて新たな信号を追加する。Ｃ／Ａコード信号（あるいは同一の変調で異なる拡散コードとデータ変調の信号）がＬ２で送信されるようになる。さらに、軍用の新たな信号（Ｍモード信号）がＬ１とＬ２の両方で送信される。Ｍコード信号により能力と性能が追加され、特に高ジャミング抵抗性をもたらすが、現行のＧＰＳ信号受信との共存性も維持している。
【０００５】
Ｍコード信号は二進補償キャリア（『ＢＯＣ』）を意味する斬新な変調を用いるが、この信号は性能や、既存の信号とのスペクトル共存性の両方に寄与する。ＢＯＣ変調はサブキャリア率と拡散コード率で記述され、Ｍコード信号は１０．２３ＭＨｚのサブキャリア率と５．１１５ＭＨｚの拡散コード率とを用いる。欧州ガリレオ開発を含む改良型無線ナビゲーションシステムの他の開発でも、場合により異なるサブキャリア率と拡散コード率とをもつＢＯＣ変調の利用を検討している。ＢＯＣ変調の重要な特徴の１つは、典型的には、非常に狭い相関関数ピークをもたらすことであり、これにより雑音およびマルチパスにおいて範囲精度がよくなる。ＢＯＣ信号およびその特性についてさらに詳細な説明については、ジョンＷ．ベッツ、『ＧＰＳ近代化のための補償キャリア変調』、ＩＯＮ１９９９年ナショナル・テクニカル・ミーティングプロシーディング、ナビゲーション協会；ブライアンＣ．ベイカー等、『ＧＰＳのＭコード信号の概略』、ＩＯＮ２０００年ナショナル・テクニカル・ミーティングプロシーディング；ジョンＷ．ベッツ、『無線ナビゲーションのための二進補償キャリア変調』、ナビゲーション：ナビゲーション協会プロシーディング、２００１〜２００２年秋／冬、を参照のこと。これらの記事の内容は、ここでは参照によって組み込まれている。
【０００６】
ＢＯＣ変調を用いた信号の直接取得
Ｍコード信号を送信するＧＰＳ衛星は２００３年初めにも打ち上げられる。Ｍコード信号の受信および処理に対して新たな受信機が開発されている。ＧＰＳ信号受信機処理の重要な観点は信号取得であり、ここで受信機が内部タイミングと周波数とを受信信号の正確な値に調節する。取得が始まる前、受信機の内部タイミングと周波数との基準はある量だけ誤差がある。これらの誤差は、操作条件、受信機設計、信号設計を含む多数の因子による。
【０００７】
受信機が送信取得の助けを用いずに取得を行う直接取得は、局部発生された基準信号を受信信号の時間および周波数シフトバージョンに相互相関させることを含む。ＤＳＳＳ処理において、基準信号は、送信機で受信信号のスペクトルを拡散させるために用いられる擬似雑音（ＰＮ）シーケンスコードのレプリカである。ＤＳＳＳシステムが無線干渉を抑える能力は、ＰＮコードシンボル率、すなわちデータ率に対する『チップ』率に直接比例する。時間ラグおよび周波数補償の両方に対する相互相関は複素アンビギュイティ関数と呼ばれる。相互アンビギュイティ関数の大きさが最大になる場所（すなわち『ピーク』）の調整により、基準信号を受信信号に調節する時間ラグおよび周波数補償が明らかとなる。
【０００８】
直接取得はＭコード信号の取得のための基本的なアプローチである。図１は直接取得処理を理解するうえで役立つ。直接取得には、受信機の不確定領域１０２を示す時間・周波数値の組に対する探索が含まれるが、直接取得では、典型的には離散時間・周波数セル１０４に量子化される。受信機は、各時間・周波数セル１０４に対する試験統計（すなわち『計量』）を計算するための複数累積処理を行う。適切な時間ラグ（すなわち『コード補償』）および周波数補償は、計量が、同期を示す所定しきい値を超えているかどうかを判定するため計量を試験することで判定される。計量がしきい値を超える全セル１０６は、典型的には、信号が取得されたことを取得処理が宣言する前に認証処理を行う。
【０００９】
少数の拡散コード期間から多数の拡散コードチップ期間まで変わりうる時間不確定性ウィンドウ１０８には、システムクロックの絶対・相対誤差と、送信機と受信機との間の不明な距離と、コード期間とが含まれる。典型的には、セル１１０の時間領域はチップ期間（すなわち、相互アンビギュイティ関数のピークおよびその最初のゼロ間の距離）の半分である。
【００１０】
未知のドップラシフトおよび受信機オシレータのドリフトは周波数不確定性１１２の主要原因であり、固定送信機および受信機に対する数１０ヘルツから高速度プラットフォームに設置された受信機および送信機に対するキロヘルツの範囲にわたる。セル１１４の周波数領域の範囲は典型的には、直接取得処理で用いられる干渉集積時間の逆数の半分である。
【００１１】
時間および周波数不確定性領域１０２にわたる探索は直列探索もしくは並列探索として実施できる。直列探索法と並列取得法との間の差の１つは、一時に探索されるセル１０４の数である。直列探索法では一時に１つの時間・周波数セル１０４を計算し、解析する。一方、並列法は、短時間相関処理の選択された実行方法と、同時に計算される相互相関の数とで第一に識別される。並列法では、複数の時間・周波数セル１０４を含む量子化相関『タイル』１１６を計算する。例えば、タイルは大きさが５ミリ秒×８００Ｈｚの寸法をもつ。
【００１２】
並列法はコード整合フィルタ（ＣＭＦ）を用いることによりハードウェアで実行されることが多いが、この方法は、受信信号がサンプリングされる率と比例する率で新たな相関サンプルを計算するものである。ＣＭＦでは有限インパルス応答のような構造に供給された入力信号を、局部的に発生された基準信号と相関させるための構造を用いる。ＣＭＦ内において、拡散コード値はフィルタタップとして取り扱われ、半永久的レジスタ内に保存される。ＣＭＦは可変性であるが、その理由はＣＭＦが時間領域法、周波数領域法もしくはこれら２つの組合せを用いて実行できるためである。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
直接取得のための既存設計では、少なくとも２つのサンプルが相互アンビギュイティ（すなわち『相関』）関数のピークになるよう確立されたサンプリング率でデジタル処理を用いて全帯域に渡って信号を処理する。Ｍコード信号の相関関数のピーク幅は狭いため、このアプローチでは高サンプリング率が必要になる。直接取得処理で必要な算術演算率はサンプリング率の二乗にほぼ比例するため、既存のアプローチは、ＢＯＣ変調の直接取得に対して計算上複雑な方法になってしまう。実際上、拡散スペクトル信号取得においてスキルのある実行者は、Ｍコード信号のＣＭＦアーキテクチャを用いた純粋な直接取得が非常に複雑であり、実行は実際的ではないと長年にわたって指摘してきた。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
発明の概要
本発明は、二進補償キャリア（ＢＯＣ）変調に対する特殊能力をもつＤＳＳＳといった、処理中受信信号の取得段階で高レベルの平行度を達成する多数のハードウェア高効率相互相関設計、およびこれらの設計を集積する信号処理アーキテクチャ（ＳＰＡ）を提供することである。平行度は、相関設計もしくはＳＰＡで要求されるハードウェアを整合量だけ増加させることなく達成される。本発明によるＳＰＡの利用により、過酷な干渉のある場合でも時間および周波数の両方において、受信機が受信機自体を受信信号に対して急速に調節できるようになる。本発明により、申請者の知る既存設計よりも数倍早い探索速度を達成できる。
【００１５】
本発明の斬新性の１つの観点は、ＧＰＳのＭコード信号にあるようなＢＯＣ変調の上側・下側波帯の利点をもつことである。特に、上側・下側波帯は、同一の拡散コードをもつ２つの独立信号として取り扱うことが可能である。これにより、従来型の直接取得設計に匹敵する低サンプリング率での利用が可能になる。
【００１６】
本発明の他の観点は、多数の実施例で利用されるコード整合フィルタバンク（ＣＭＦＢ）に対する高レベルのハードウェア（例えば、乗算器、加算器、データシフトレジスタ）の再利用にかかわる。これにより、キャリア信号、上側・下側波帯、奇数・偶数サンプリングの同位相（Ｉ）および直角（Ｑ）フェーズの分離処理を有利に利用できるようになる。
【００１７】
以下に説明する技術により、相互相関およびＳＰＡを実行するアプリケーション特定集積回路（ＡＳＩＣ）もしくは利用者書き込み可能グリッドアレイ（ＦＰＧＡ）におけるチップ上メモリの最小化が可能になる。選択された実施例では、部分干渉和に対する中間のチップ上もしくはチップ外メモリを必要とせず、非干渉集積結果の保存目的のためだけにチップ外メモリを用いる。
【００１８】
第１の実施例において、本発明は、受信されたＤＳＳＳ信号を取得するためのＳＰＡを提供する。ＳＰＡは、受信されたＤＳＳＳ信号を所定のサンプリング率でサンプリングするための手段と、サンプリングされたＤＳＳＳ信号の時間および周波数シフトバージョンを、ＤＳＳＳ信号のスペクトルを拡散するために用いられる擬似ランダム雑音（ＰＮ）コードシーケンスの局部発生されたレプリカと並列様式で相互相関させ、これにより相互相関値の組を得るための手段とを含む。受信されたＤＳＳＳ信号の時間圧縮によるミスアラインメント効果を補償するため、相互相関手段に接続された任意コードドップラ補償手段が相互相関値を前処理する。相関量を計算するため、補償済み相互相関値のグループを非干渉的に集積するための手段がコードドップラ補償手段に接続され、その大きさの和は相関ピーク（すなわち『最大値』）に対して評価される。
【００１９】
好ましい実施例において、相互相関手段は、受信信号サンプルおよびレプリカコードシーケンスサンプルの平行短時間相関（ＳＴＣ）を計算するためのＣＭＦの１つ以上のバンクと、計算されたＳＴＣの離散時間フーリエ解析を用いて相互相関値を計算するための手段とで構成される。１つ以上の中間量子化器が、コード整合フィルタバンクと、フーリエ解析前にＳＴＣのワードサイズを小さくするための相互相関計算手段との間に任意配設される。これは、その後の全ての処理（例えば、フーリエ解析、コードドップラ補償、非干渉集積、相関検出）に対するこれらの実施例のハードウェアの複雑さを減らすという利点がある。
【００２０】
ＣＭＦは、受信されたＤＳＳＳ信号サンプルの同位相（Ｉ）および直角（Ｑ）成分を編み込み、編み込まれた成分に対してＳＴＣをパイプライン様式で計算することで相互相関における乗算・加算ハードウェアの再利用も行う。この実施例において、ＣＭＦは受信された信号のサンプリング率の２倍で作動し、各ＣＭＦはさらに、編み込まれた成分を保持するため２つのタップ毎データシフトレジスタで構成される。
【００２１】
選択された実施例において、ＳＰＡはさらに、二進補償キャリア（ＢＯＣ）信号と同様に、複数の側波帯をもつ受信ＤＳＳＳ信号から２つ以上の側波帯をデジタル的に選択してリサンプリングするための手段を備える。それぞれ選択されリサンプリングされた側波帯のサンプルは、同様にＣＭＦにおいてパイプライン様式で編み込まれて処理される。この実施例において、各ＣＭＦが、編み込まれた側波帯データを保持するために必要な追加データシフトレジスタをもち、選択された側波帯数の２倍積に等しい率および所定サンプリング率とで作動する。例えば４つの側波帯が選択される場合、ＣＭＦは、受信されたリサンプリング率の４倍で作動し、その結果、ハードウェアの再利用係数が４になる。これら４つの側波帯それぞれのＩおよびＱ成分が編みこまれ、そのためコード整合フィルタが早く作動する場合、ハードウェア再利用係数は８になる。
【００２２】
相互相関手段はさらに、拡散コードの基準チップ率の整数倍量に等しい率で受信されたＤＳＳＳ信号をリサンプリングするための手段を備え、各ＣＭＦが、相互相関値を計算するため、部分相関和を保存して前のクロックサイクルからの部分相関和を加算するためのハードウェア手段を含む対応和回路網をもつ。部分相関和の再利用により、各ＣＭＦに対して必要な乗算器（および関連和ハードウェア）を、整数倍量に等しい係数だけ減らすことができる。
【００２３】
任意のコードドップラ補償手段はさらに、受信されたＤＳＳＳ信号の周波数シフトバージョンおよびレプリカコードシーケンスに対応する相互相関値のストリームを入力するために遅延させ、実施された多数の非干渉集積に基づいて適用される適切な遅延を選択するための回路を備える。好ましい実施例において、ドップラ周波数依存遅延の粗調節および精密調節それぞれに対して複数の整数・分数遅延線を用いることでこれが達成される。コードドップラ補償回路は、可変数の非干渉集積に対して、好ましくは係数テーブルおよび集積カウンタを用いることで初期化され増分もしくは修正される。
【００２４】
さらに他の実施例において、本発明は、受信された多帯域入力信号を取得するためのＳＰＡを提供するものであって、受信された多帯域入力信号から複数の側波帯を選択するための手段と、送信された信号のスペクトルを拡散するために用いられるＰＮコードシーケンスのレプリカを、相互相関値を得るため選択された各側波帯の時間および周波数シフトバージョンと相互相関させるための手段と、相関量を得るため、相互相関値を非干渉的に組み合わせるための手段と、相関量の大きさが検出しきい値を超えていることを検出するための手段とで構成される。本実施例のＳＰＡはさらに、各選択側波帯のバージョンを得るため、所定ダウンサンプリング率で各選択側波帯をダウンサンプリングするための手段を備える。ＳＰＡはさらに、選択された各側波帯のバージョンを量子化するための独立制御可能量子化器と、量子化器の格納係数を制御するための手段とを含む。格納係数制御機構は自動利得制御もしくは同様の回路である。
【００２５】
非干渉性集積手段は、各新規不確定性の開始時にレプリカコードシーケンスをチップ境界に調節して、レプリカコードシーケンスと受信された信号との間の相対タイミングを制御する。相互相関値のグループ間で時間の重なるコードシーケンスセグメントが、コードドップラ補償からの無効サンプル、相関タイル終点で相関ピークが検出される状況からのピーク検出後アイドル時間、コードドップラ効果の結果として処理で利用可能なサンプル数の変化を補償する。非干渉集積手段は：処理中の複数の相関タイルデータブロックファイル間におけるシームレス切り替えを支持するためＣＭＦデュアルレジスタバンクへの、さらにそこからの連続非近接コードシーケンスセグメントのロードおよび交換を行い、切り替え時間が不確定である場合に局部レプリカコードに沿ってチップ境界までの受信された信号の調整を制御し、集積処理中に所定時間補償に対する新規ブロックの開始を制御し、所定時間不確定性に対する集積処理の終了時に（コードドップラ処理からの）無効データと有効データとを識別する信号を制御し、所定時間不確定性に対する集積処理の終了時に未使用サンプルの廃棄を制御し、次の時間不確定性に対する集積処理の開始を調整するための機構を含む。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
発明の好ましい実施例の詳細な説明
本発明の好ましい実施例について、ここで添付図面を参照しながら以下に説明する。
【００２７】
以下に示す説明の大部分はＢＯＣ変調信号用ＧＰＳ受信機に対するもの、特にＢＯＣ（１０，５）変調を行うＭコードＧＰＳ信号に対するものであるが、特定の実施例の説明は代表例を示すという目的のためだけであり、制限的なものでは決してない。例えば、説明される相互相関アーキテクチャは、修正される信号がスペクトル信号を拡散させないような（例えばレーダ）システムで用いる際にも適しているということは当業者であれば理解されるであろう。
【００２８】
ここで開示される相互相関および信号処理アーキテクチャそれぞれにより、既存技術と比較してハードウェア効率を向上させることができる。各アーキテクチャは、ＳＰＡ、もしくは他で説明される新機軸との組合せでも見出されるような別個の技術を用いる。以下に示す明細書により、最適性能をもたらしながら実行可能な集積回路設計が得られる。
【００２９】
理解を容易にするため、多数の新機軸を組み込んだ取得ＳＰＡの説明を行い、さらにＳＰＡの各特性についてさらに詳細に説明する。明確化のため、最初に説明するＳＰＡとは別個に、複数の新機軸についての説明を行うが、これらの技術をどのように組み込むことができるかということは当業者であればすぐに理解するであろう。
【００３０】
並列相互相関エンジンを用いた取得ＳＰＡおよび、それに続くドップラ補償および非干渉集積
本発明の１つの実施例によるＤＳＳＳ信号を並列様式で取得するためのＳＰＡ２００が図２で図示されている。ＳＰＡ２００は、プレコンディショナ２０２と、受信ＤＳＳＳ信号２０４と、好ましくはアナログデジタル変換器（ＡＤＳ）２０５を含み、所定サンプリング率でサンプリングおよび／またはリサンプリングを行うための手段２０６と、１つ以上の任意の中間量子化器２０８と、側波帯選択モジュール２１０と、インターリーバ２２４とを含む。相互相関手段２１２は、プレコンディショニング手段出力２２８の時間および周波数シフトバージョンを、局部ＰＮコード発生器２１４から得られたレプリカＰＮコードシーケンス２１３のサンプルと相互相関させる。その後、任意のコードドップラ補償器２１６は、ドップラによる信号圧縮効果に対する補償を行い、その後、メモリバッファ２２０をもつ非干渉インテグレータ２１８が、特定の時間および周波数補償の探索を示す複数の補償相互相関値２１７を集積する。検出器モジュール２２２は非干渉インテグレータ２１８の出力２１９を受信するが、この非干渉インテグレータは、しきい値との比較を通して相関ピークを見つけるための試験統計値（すなわち計量）をもつ。
【００３１】
プレコンディショナ２０２は、相互相関に対する準備において、受信された信号２０４を準備して前処理する。さまざまな実施例において、サンプリング手段２０６は、ＡＤＣ２０５を用いて所定率で受信信号サンプリングを行い、サンプリングされた信号の同位相（Ｉ）および直角（Ｑ）位相成分のリサンプリングを行うことができる。サンプリングされた（もしくはリサンプリングされた）データを量子化するため、１つ以上の中間量子化器２０８が実施例で用いられる。さらに、以下に示すとおり、実施例において、複数の側波帯受信信号のうち１つ以上の側波帯を選択するための側波帯選択モジュール２１０を含むものもある。側波帯選択および／またはＩ／Ｑリサンプリングを実施するこれらの実施例では、相互相関手段２１２への入力のため、得られた複数のサンプル流を組み合わせるためのインターリーバ２２４も含まれる。
【００３２】
相互相関手段２１２は、サンプリングされた受信信号の時間および周波数シフトバージョンを、送信されたＤＳＳＳ信号のスペクトルを拡散するために用いられる擬似ランダム雑音（ＰＮ）コードシーケンスの局部発生レプリカのサンプルと並列様式で相互相関させる。相互相関手段２１２は、能動相関器（例えば、複数アキュムレータ）、受動相関器（例えば、ＣＭＦ）、もしくは能動・受動相関器の両方を結合するハイブリッド（例えば、単体ＣＭＦが短期相関を行い、その後、アキュムレータバンクが短期相関の蓄積を行う）を用いて実行可能である。各実施例において、バックエンド離散フーリエ解析を用いることで（例えば、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）、ウィノグラードフーリエ変換、もしくはウォルシュ変換を用いることで）、相関アクロス周波数が得られる。
【００３３】
さらに、非干渉インテグレータ（ＮＣＩ）２１８を用いて、高レベルの雑音および干渉下でＤＳＳＳ信号を取得するための受信機能力を向上させる。これは、単体の時間・周波数タイルを形成するため所定数の相関ブロックを加えることで達成される。各相関ブロックは、ＣＭＦＢで発生される相関ベクトル組である。相関ブロックは、時間・周波数タイルと寸法が同じである。長非干渉集積中、検出性能を向上させるためコードドップラ補償器２１６を用いることが可能である。受信されたＤＳＳＳ信号の時間圧縮によるミスアラインメント効果を補償するため、コードドップラ補償器２１６が、相互相関手段２１２と、相互相関手段２１２で出力された前処理相互相関値とに接続される。相関量を得るため、ＮＣＩ２１８が、補償された相互相関値のグループを集積させる。
【００３４】
非干渉集積後、相関量が検出しきい値を超えるかどうかを検出し、これによりＤＳＳＳ信号が取得されたかどうかを判定するため検出モジュール２２２が使用される。検出モジュール２２２は、受信された信号およびレプリカ信号が調整されない場合に相互相関値の平均の大きさを推定するための雑音フロア推定器と、検出ロジック２２３とを含む。ここでこの平均値は雑音フロアと呼ばれる。検出しきい値は、毎秒の希望誤警報数による検出しきい値補償で雑音フロアを乗算することで計算される。
【００３５】
コード整合フィルタバンク相関器を用いた相互相関
並列様式で相互相関を計算する複数の方法の中で好ましい方法は、コード整合フィルタバンク相関器（ＣＭＦＢＣ）を用いるものである。この新機軸をのぞく、相互相関のためにＣＭＦＢＯを用いるＳＰＡアーキテクチャの単純化バージョンは、Ｍ．Ｋ．サストらの『音声動作ＣＤＭＡ通信に対する高速取得概念』，ＩＥＥＥグローブコム９０，１９９０年１２月、Ｅ．スルールらの『非選択および周波数選択リチアンフェーディングチャネルにおける直接シーケンス拡散スペクトル並列取得』，ＩＥＥＥジャーナル・オン・セレクテッド・エリアズ・イン・コミュニケーションズ，Ｖｏｌ．１０，Ｎｏ３，１９９２年４月、Ｇ．Ｒ．ポベイらの『拡散スペクトル通信応用に対する単純化整合フィルタ受信機設計』，エレクトロニック・アンド・コミュニケーション・エンジニアリング・ジャーナル，１９９３年４月で見られるが、これらの内容は全て、引用によってここに組み入れられている。
【００３６】
図３は、完全な並列様式でコード発生器２１４において発生されるレプリカコード２１３の保存サンプル２３０をもつ前処理手段２０２からのデジタル化信号出力２２８の相互相関を行うために用いられるＣＭＦＢＣ２２６の実施例を図示したものである。ＣＭＦＢＣ２２６は、長さＮＴの短期相関２３４（ＳＴＣ）を計算するＮｆＣＭＦ２３２のバンクと、異なる周波数補償にわたってＳＴＣ２３４を干渉的に集積するＦＦＴ構成２３６とで構成され、これにより一連の試験等計量２３８を計算する。ＮｆＣＭＦ２３２のバンクとＦＦＴ構造２３６との間に挿入された１つ以上の量子化器の目的を以下に説明する。
【００３７】
図４で示すとおり、各ＣＭＦ２３２は、１つ以上のデータシフトレジスタ２４０と、レプリカコードサンプル２３０を保存するためのコードタップレジスタ２４８と、乗算器２４２アレイと、部分相関積の和を求めるための支援和回路網２４４（例えば、単純化のため、単体加算器要素として示される加算器ツリー）とで構成される。和回路２４４は実際には次の式で構成される加算器要素である。
【００３８】
【数１】
2006502665.tif 000003
【００３９】
各ＣＭＦ２３２は、前処理装置出力信号２２８の異なった遅延バージョンをもつ保存レプリカコードシーケンスサンプル２３０の相関を行う。異なる遅延は、前処理装置２０２の出力に結合されたＮＴタップ遅延線を用いて実施できる。以下でさらに詳細に説明するとおり、選択された実施例において、前処理装置出力信号２２８は、受信された信号２０４の上側・下側波帯の同位相（Ｉ）および直角（Ｑ）位相成分である。これは、それぞれがＮＴタップを必要とする４つのフィルタリング操作を示す。同一のレプリカコードシーケンスサンプル２３０が各ＣＭＦ２３２で使用されるため、ハードウェアの最適化が可能になる。デジタル化された信号データは、利用可能になる都度、データメモリ内に順次書き込まれる。各ＣＭＦ２３２において、あるコード補償に対するデジタル化信号２２８とレプリカサンプル２３０との間の内積は全て同時に生成される。入力信号データシフトレジスタ２４０の各要素に対して、乗算器２４２アレイの対応乗算器を用いて、コードタップレジスタ２４８のタップの対応要素で乗算を行う。和回路２４４がその後、乗算器出力信号２４５の合計を行う。
【００４０】
干渉集積で必要とされる全ての乗算結果積算（ＭＡＣ）演算がハードウェア内で実施される場合、部分相互相関和をキャッシュするため中間保存する必要はない。これは、干渉集積を計算するために算術リソースを再利用して中間メモリ記憶に対するかなりの犠牲を強いる並列アクティブ相関器もしくはハイブリッドアクティブ・パッシブ相互相関手段を用いる既存アーキテクチャとは対照的である。算術リソースの再利用により非常に長い信号取得時間にもなる。ＰＮコードシーケンスサンプル２３０は各クロックサイクルで更新されないが、フィルタタップとして取り扱われ、半永久コードタップレジスタ２４８に保存される。
【００４１】
再び図３を参照すると、ＮｆＣＭＳ２３２バンクは、バックエンドＦＦＴ構造２３６で必要とされる全ての部分ＳＴＣ２３４を同時に計算する。これは、ＣＭＦＢＣ２２６（およびＳＰＡ２００）を高速ソリューションにする助けとなる全ての必要な部分相互相関値２３４と、部分相関和を保存するための中間メモリを必要としない唯一のソリューションとを計算する能力である。１つの大きなＣＭＦを用いるより、入力信号２２８とレプリカコードデータとの異なるセグメントに対してＳＴＣ２３４を計算するため、長ＮＴのＮｆＣＭＦ２３２が用いられる。ＮＴは次の式に基づいて選択される
【００４２】
【数２】
2006502665.tif 000004
【００４３】
ここで
ＮＩは望みの干渉集積時間である、
ＦＳは受信された信号のサンプリング率である、
Ｎｆは短時間ＣＭＦ数である。
【００４４】
各新規入力信号２２８に対して、各ＣＭＦ２３２は１つのＮＴ長ＳＴＣ２３４を計算する。ＦＳ／ＮＴが、並列探索される周波数不確定性の範囲以上になるよう、ＳＴＣ長ＮＴが設計される。（ゼロ詰めされた）２＊Ｎｆ点ＦＦＴはその後、バックエンドＦＦＴ構造２３６によりＳＴＣ２３４に適用される。ゼロ詰めは、周波数ビンと減少スカロピング損失との間を内挿する便利な方法である。これにより干渉処理利得が得られる一方、適当な周波数分解度で望みの周波数不確定性を解決できる。ＦＦＴ処理後、さらに非干渉処理を行う準備において、各周波数帯に対してマグニチュード推定器が用いられる。
【００４５】
ＩおよびＱ信号成分を処理するためのＣＭＦハードウェア共有
従来技術では、受信された信号の同位相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）成分を処理するために別個の専用ハードウェアを用いる。この様子を図５で示すが、ここでＩおよびＱ成分が、対応するハードウェア５０，５２の別個の組を用いる様子が示されている。
【００４６】
対照的に、また図６を参照すると、レプリカコードシーケンスサンプル２３０を、前処理された受信ＤＳＳＳ信号２０４のＩ成分２６４およびＱ成分２６６と相互相関させる際にＳＰＡ２００が選択された実施例では、乗算器２６０と和回路２６２とを再利用する１つ以上のＣＭＦ２３２を利用する。ＩおよびＱ成分が得られる処理の単純化した説明は以下のとおりである。ダウンコンバージョンおよびフィルタリングの後、ＩおよびＱ成分２６４，２６６を得るため、受信された信号２０４はＡＤＣ２０５でデジタル的に変換され、前処理装置２０２のサンプリングモジュール２０６において所定サンプリング率でサンプリングされる。ＩおよびＱ成分はその後、１つ以上のＣＭＦ２３２においてパイプライン方式で処理するため、（インターリーバ２２４により）編み込まれる。入力データを２回処理するため、この実施例の１つ以上のＣＭＦ２３２は、受信信号２０４がサンプリングされたサンプリング率の２倍で動作する。さらに、１つ以上のＣＭＦ２３２のそれぞれは、編み込まれたＩおよびＱ成分を一時的に保存するため、フィルタタップ２６８毎に２つのデータシフトレジスタ２４０をもつ一方、他の成分は相関される。
【００４７】
図６で示すものは、レプリカコード２３０のサンプルをもつＩおよびＱ位相成分２６４，２６６の相互相関を行うＣＭＦ２３２である。その結果、フィルタ構造は、２つの相互相関に対して乗算器２６０の１つを再利用して実施可能になる。入力信号データシフトレジスタ２４０数は一定であるものの、この最適化により、乗算器および基準コードレジスタ２４８の必要数が半分になり、必要な和回路網２６２加算器の関連数も減らすこともできるということに注意すること。本発明を実施する任意のＡＳＩＣもしくはＦＰＧＡの大きさをＣＭＦハードウェアが支配することから、ＩおよびＱサンプル処理の調整により、チップハードウェアを全体として約２分の１だけ減らすことになる。
【００４８】
サンプリングされた基準ＰＮコードを処理するためのＣＭＦハードウェア共有
本発明によりＣＭＦ２３２を実施するための好ましい手段では、ハードウェアの要求事項の少ない最適化された和回路網を用いる。実施例において、サンプリングモジュール２０６が、送信機において信号に対して適用される基準チップ（すなわち『拡散コード』）率の整数倍量に等しい率で受信信号２０４をサンプリングするための手段を含む場合もある。これらの実施例における各ＣＭＦ２３２では、特定のＣＭＦ設計に対して選択された整数倍量で必要数が除算される複数の乗算器をもつ。各和回路網が、相互相関値計算時に、部分相関和を保存して前のクロックサイクルからの部分相関和を加算するよう適合される。
【００４９】
受信信号２０４が、レプリカコードシーケンス（すなわち、拡散コード）信号ｃの率の約Ｍ倍でサンプリングされ、集積ＮＴが整数倍量Ｍであると仮定すると、相互相関関数ｙ（ｎ）は以下のように簡略化される：
仮に
【００５０】
【数３】
2006502665.tif 000005
【００５１】
とすると、さらに、相互相関は部分和の合計として書き換えることが可能である：
【００５２】
【数４】
2006502665.tif 000006
【００５３】
（式１）
【００５４】
【数５】
2006502665.tif 000007
【００５５】
（式２）
ここで：
ＮＴは短期相関長さであり、
ｃｉはｉ番目フィルタタップであり、
ｘ（ｎ）は入力信号であり、
ｙ（ｎ）は出力信号である。
【００５６】
式１を用いると、ｙ（ｎ）はさらにｙ（ｎ−１）の関数として書き換えることができる：
ｙ（ｎ）＝ｙ（ｎ−１）＋Ｂｎ−Ｂｎ−Ｍ＋１
これは、長さＮＴ／Ｍのコード整合フィルタだけを用いてｙ（ｎ）が推定できるということを意味する。そのため、この新機軸により、ＣＭＦの和回路網における乗算器および支援加算器の数をＭ分の１だけ減らすことができる。
【００５７】
これは図７Ａおよび７Ｂを使えばもっともよく理解できるが、両図では、４つのタップ２６８をもつ単純なＣＭＦを示す。同一の基準コードサンプルｃ（０），ｃ（１）で２回入力信号Ｘ（ｎ）の同一サンプルＸ（１），Ｘ（３）を乗算するために４個の乗算器２６０を使用し、連続クロックサイクルの異なるＣＭＦ出力信号Ｙ（０），Ｙ（１）に対して同一の部分積ｃ（０）Ｘ（１）とｃ（１）Ｘ（３）とを２回得ることよりも、ＣＭＦ２３２はデータシフトレジスタ２７４において、最初に計算された積の部分和を保存し、その後、次のシーケンシャルＣＭＦ出力信号計算時にこの部分和を再利用する。相関ブロック境界における移行時もしくは新規時間・周波数タイルの開始時に、前の相関ブロックの基準コードで得られた部分和により新規相関ブロックが改ざんされることから、積レジスタ２７４の部分和をクリアしなければならないということに注意のこと。他のオプションは、パイプラインがクリアされるまで移行時におけるＣＭＦからの出力を無視するというものである。
【００５８】
この方法により、さらに、相関器タップ２６８の数を半分減らすことができる。入力信号に対する入力データシフトレジスタ２４０の数は変化しないが、図７Ａに示す下部回路や図７Ｂの他の図で示されるとおり、全体として、加算器２６０の数、レプリカコードレジスタ２４８、和回路網で必要な加算器ツリー要素２７６は２分の１に減る。和回路網はここで加算器要素２７６
【００５９】
【数６】
2006502665.tif 000008
【００６０】
である。
【００６１】
中間処理段階における量子化
再び図３を参照するが、ＳＰＡ２００の実施例において、ＮｆＣＭＦ２３２とＦＦＴ構造２３６との間に配設された１つ以上の中間量子化器を用いる。これによりさらに、フーリエ解析前にＳＴＣ２３４のワードサイズを減らすことでハードウェアの複雑さを減退させる。１つ以上の量子化器２５２の挿入により、全ての後続回路（すなわち、ＦＦＴ、非干渉集積ハードウェア、検出ロジックモジュール）の要求サイズやチップ外メモリ要求事項を減らすことができる。
【００６２】
回路の複雑さを減らすために取得ＳＰＡの入力において量子化器を用いる利点は知られているものの（Ｊ．スピルカーの『衛星によるデジタル通信』，プレンティス・ホール，ニュージャージー，１９９７年参照）、中間段階において量子化器を挿入する取得ＳＰＡは申請者の知るところではない。十分低い入力信号対雑音・干渉比（ＳＮＩＲ）での付加白色ガウス雑音において、量子化による処理損失は、２ビットの量子化器に対しては０．７ｄＢに限定され、１ビットの量子化器に対しては１．７ｄＢに抑えられる。多くの場合、処理損失は、ハードウェアの複雑さを大幅に減少させることで十分補償される。低ＳＮＩＲ信号を受信するよう設計されたＤＳＳＳ取得ＳＰＡでは、共通に１もしくは２ビットの入力ワードサイズを仮定する。
【００６３】
１つ以上の量子化器２５２でもたらされる最大処理損失は、各量子化器入力におけるＳＮＩＲおよび負荷率の関数である。低ＳＮＩＲから高ＳＮＩＲまでの信号移行（干渉相互相関処理で見られる状況）としての予測損失について、以前は、理論的あるいは実験的解析を通して正確に特性化されることはなかった。全ての取得ＳＰＡ設計および大部分の受信シナリオに対して１もしくは２ビットの量子化器の選択が満足できるものとなるフロントエンドに位置する量子化器と異なり、中間量子化器２５２の設置は、特定のＳＰＡ２００の設計および設計パラメータに大きく依存する。適切な量子化器設計パラメータ（ステップサイズ、ワードサイズ、負荷率）は、信号対雑音比（ＳＮＲ）の関数として量子化の効果を定量化するものとして申請者が導き出した以下の式を適用することで求めることができる。
【００６４】
特に、式３を用いることで、設計者は、望みの量子化器効率ｅを達成する上で必要な最小ワードサイズｍを決定することができる：
【００６５】
【数７】
2006502665.tif 000009
【００６６】
（式３）
ここでλは量子化器負荷率であり、γ２ＳＴＣは、各ＣＭＦ２３２の出力におけるＳＮＩＲである。中間量子化器２５２の効率ｅは、量子化器出力信号対雑音比（ＳＮＲ）に対する入力ＳＮＲの比として定義され、１つ以上の量子化器で導かれる雑音の全増加量を示す。例えば、−１ｄＢの効率は、通常、量子化器の出力における雑音電力が入力におけるものよりも１ｄＢだけ高いということを意味する。
【００６７】
負荷率λは、全入力信号・雑音二乗平均（ＲＭＳ）電圧に対する量子化器のフルスケール電圧（ＦＳＶ）の比である。負荷率および全入力ＲＭＳ電圧は、オーバーフローあるいはクリッピングを防ぐＦＳＶを選択するために用いられる。最適負荷率は通常２０ｌｏｇ１０λとしてｄＢで指定されるものであるが、入力信号のタイプとビット数との関数である。入力正弦に対して、最適負荷率は−３ｄＢ（λ＝１／√２）である。ガウス信号に対する最適負荷率はビット数の関数として変化する。歴史的には、−１２ｄＢ（λ＝１／４）がデフォルト値として用いられてきた。ここで引用により組み込まれているＤ．モーガンの『Ａ／Ｄ変換への適用を伴う帯域制限ガウスランダム処理に対する有限制限効果』，音響、音声および信号処理に関するＩＥＥＥトランザクション，Ｖｏｌ．３６，Ｎｏ．７，１９８８年７月，ｐｐ．１０１１〜１０１６で得られた結果に基づき、２つの区分的線形近似を用いて、ビット数の関数としてガウス信号用負荷率を求めるため単純化された式を用いることができる。
【００６８】
【数８】
2006502665.tif 000010
【００６９】
（式４）
実際上、量子化器の必要な出力ワードサイズを求めるため、設計者は望みの量子化器効率を選択し、量子化器の負荷率を選択し、ＳＰＡで予想される最大予想ＣＭＦ後ＳＩＮＲを予測する。負荷率について、標準的な負荷率（例えば、λ＝１／４）を選択する、あるいは最適なワードサイズおよび負荷率の対を求めるため対話式にワードサイズ（式３を用いる）および負荷率（式４を用いる）を推定することによる選択肢を設計者はもっている。これらのパラメータを望みのレベルで維持するため、ＡＧＣ様式回路を利用できる。
【００７０】
コードドップラ補償
再び図２を参照すると、ＳＰＡ２００実施例における局部レプリカコードシーケンスオシレータ２１５の周波数と、受信された信号２０４の対応周波数との間に多数の不一致の原因がある。これらの原因うちの２つは、送信機と受信機との間の相対運動によるオシレータドリフトおよびドップラシフトである。物理的原因にかかわらず、不明のドップラによる任意の周波数不一致について言及するのが一般的である。
【００７１】
真に狭い送信信号（帯域幅がそのキャリア周波数と比較して無限小であるもの）に対して、任意の周波数不一致により、中心部周波数だけに周波数のずれを生じさせ、上述のＦＦＴ処理では不明の周波数補償に対して適切に探索を行う。搬送波周波数がベースバンド信号の帯域幅よりもはるかに大きな搬送波に対して変調されたベースバンド信号としてモデル化された狭帯域信号に対して、周波数不一致の効果については、全信号の周波数シフトとして第１桁までモデル化できることが多い。
【００７２】
対象となるドップラシフトおよび時間が、送信信号の帯域幅に比べて大きい場合、第１順位モデルは適切ではない。局部発生された基準信号に対する受信ベースバンド信号の時間圧縮もしくは膨張（圧縮として知られる）では相関がなくなっており、ここではこのことを『コードドップラ』と呼ぶ。同様に、受信信号２０４で占有される帯域にわたってドップラシフトが変化することで干渉がなくなる。処理によりこのコードドップラを補償する場合、処理のメリットは、長集積時間より得られるのみである。
【００７３】
ベースバンド信号の時間圧縮による干渉の喪失は短時間相関を利用してから後処理を行うことにより補償できるということを申請者は見出した。（Ｊ．Ｗ．ベッツの『デスキュー短時間相関器の性能』，干渉および時間遅延推定，Ｇ．クリフォード・カーター編，ＩＥＥＥプレス，１９９３年、Ｊ．Ｗ．ベッツの『広帯域相互相関に対する非圧縮相対時間圧縮の効果』，音響、音声および信号処理に関するＩＥＥＥトランザクション，Ｖｏｌ．ＡＳＳＰ−３３，Ｎｏ．３，１９８５年６月，ｐｐ．５０５〜５１０、Ｊ．Ｗ．ベッツの『デスキュー短時間相関器と最尤相関器との比較』，音響、音声および信号処理に関するＩＥＥＥトランザクション，Ｖｏｌ．ＡＳＳＰ−３２，Ｎｏ．２，１９８４年４月，ｐｐ．２８５〜２９４参照のこと。これらそれぞれはここで全てが引用によって組み込まれている。）相互相関手段２１２により実施される短時間相関に対する集積時間が適当に選択された場合、時間圧縮による相関の喪失は無視できるが、各短時間相関に対して、自明でない相関ピーク位置の遅延が起こる。低域信号に対してこの現象を利用するため、提示された参照文献ではアルゴリズムの簡略化が開発・分析されている。
【００７４】
受信された信号２０４と（レプリカコードシーケンス信号２１３として図２の特定実施例で示されている）基準信号との間のドップラ（もしくは任意の周波数不一致）は、周波数シフトと時間圧縮との両方をもたらすものとしてモデル化され、これら両方ともＳＰＡ２００の取得処理で示されなければならない。しかし、周波数シフトと時間圧縮は両方とも同一の周波数不一致で起こる。ここで説明された新機軸の方法ではこの関係を用いて、コードドップラ補償器２１６を実行するが、この分解図は図８において、周波数探索において時間圧縮を補償するため、１つ以上の周波数依存分数遅延線２７８および整数可変遅延線２８０が含まれる。
【００７５】
コードドップラ補償器２１６設計では、一定の規定サンプリングと処理クロックとが用いられていると仮定する。その結果、受信された信号２０４のＰＮ拡散コード率と局部発生レプリカＰＮコード率との間の任意の不一致から相互相関ピークの『ドリフティング』もしくは『クリーピング』が発生するため、補償する必要がある。特に、ＰＮコード不一致がある場合、相関ブロックを平均化する非干渉集積処理中に、実際の相関ピークの位置が、各相関ブロックに対して時間位置が若干異なる様相を見せる。受信されたコードが局部コードよりも遅い場合、ピークは、連続非干渉集積（もしくは和）に対して遅く現れる。受信率が早い場合、ピークは各集積（もしくは和）に対して早く現れる。
【００７６】
搬送波周波数ドップラ補償Δｆとコード率ドップラ補償ΔＲとの間の関係は次のとおりである。
【００７７】
【数９】
2006502665.tif 000011
【００７８】
最初のものから第ｋ番目の非干渉集積（もしくは和）のサンプルのドリフトは、以下の式を用いて予測できる：
【００７９】
【数１０】
2006502665.tif 000012
【００８０】
ここでＴｉは干渉集積時間を秒で示したものである、ドリフトの意味するところは、ドリフトに対する相関なしに多数の相関ブロックだけが非干渉的に集積（もしくは和）できるということである。
【００８１】
ＳＰＡ２００は、ＦＦＴ構造２３６を用いて同時に複数の周波数を処理することから、ドリフトの合計量は集積数だけでなくＦＦＴビン数の関数である。１６個のＣＭＦおよび３２ｐｔゼロパッドＦＦＴのバンクについて、非干渉集積およびコードドップラΔＲの関数としてのドリフトは以下の式で示される：
【００８２】
【数１１】
2006502665.tif 000013
【００８３】
ここで
Ｌｂａｎｋはバンク中のＣＭＦ数であり、
ΔＲはコードドップラシフトであり、
Ｒｎｏｍは規定チップ率であり、
ｆｎｏｍは規定搬送波周波数であり、
ＮＦＦＴはＦＦＴサイズであり、
【００８４】
【数１２】
2006502665.tif 000014
【００８５】
コードドップラ補償の関数として、さらに非干渉集積数として相関ピークのドリフトに対して補償が行われない場合、ある点を越えて集積数を増やすことによる追加のメリットは得られない。相関ブロック間から相関ピークの相対位置を予測し、相関ピークの調節がされたままにしておくために必要な遅延を適用するため、コードドップラ補償回路（すなわちソフトウェア実行におけるアルゴリズム）が必要である。
【００８６】
非干渉集積処理の効果を最大化するため、異なる相関ブロックからの一連の相関試験統計量２３８は、適切なブロック間相関ピーク調節のため適切に遅延させなければ（もしくは進めなければ）ならない。各相関ブロックが処理されると、相関ピークドリフトを相殺するため、１つ以上の整数遅延線２８０および分数遅延線２７８は初期化および／または更新される。全タイルの計算中、同一の遅延の効果が維持される。
【００８７】
説明された特定の実施例において、分数遅延線２７８は、適当な遅延係数の選定を支援するためのテーブル２８４を用いる４タップラグランジュ補間回路を用いる。実際上の例において、１６の異なる遅延（０〜１遅延、１／１６サンプルスペース）に対する遅延係数だけが必要であるが、さらに多くの遅延を用いてもよい。
【００８８】
整数変数遅延線２８０の遅延は、コードドップラ補償と、実行される集積数との両方の関数である。相関ブロックカウンタ２８６により、実施された集積数が示される。例示のため、１８タップの整数変数遅延線２８０の説明を行う。以下の式は、各周波数ビンに対して適用する際に必要な整数および分数遅延（もしくは進める）を求めるために用いることができる：
【００８９】
【数１３】
2006502665.tif 000015
【００９０】
ここでΔｆは、ビン０の搬送波周波数ドップラ補償である。（この場合、Δｆは帯域の中心部と規定搬送波周波数との間の差を示す。）
コードドップラ補償器２１６により非干渉集積時間を長くすることができ、その結果、弱い信号の取得効率が向上する。
【００９１】
コードおよびＮＣＩ制御ロジック
時間・周波数タイルを形成するための複数相関ブロックの非干渉性を増加させるには、負荷を制御し、入力信号に対する相関に対してコードセグメントを選択して単体の時間・周波数タイルを形成するための複数相関ブロックの処理を調整するための制御装置が必要である。
【００９２】
コードおよびＮＣＩ制御は、制御モジュール２２７と、外部トリガおよび現行のプログラム設定、例えばデータメッセージ速度、非干渉性増加数等に基づく必要な制御信号を発生させるプログラム可能状態機械とにより実行される。図２は、モジュール２２７を制御する多数の信号接続がＳＰＡ２００の他の構成要素をもつ様子を示し、図１２は、１０ミリ秒の干渉集積、４つの非干渉性増加、２つの時間不確定領域を用いたＳＰＡ実施例に対する制御処理サイクルの相対タイミングを示す。制御モジュール２２７は、レプリカコードセグメントに負荷を与えて適切なコードバンクを選択するための相互相関手段２１２に信号を与える。この信号は、コード発生器２１４やシステム制御信号、ブロック境界および開始検出と同期される。ブロック境界信号は相関ブロックの開始を示す一方、開始検出信号は非干渉集積の最終ブロックおよび検出処理の開始を示す。
【００９３】
本説明目的のため、相互相関手段２１２が２つのＣＭＦバンクで構成されていると仮定する。探索サイクルの開始前に、制御モジュール２２７は（ステップ１２１０で）コード発生器２１４から第１のブロックを要求し、（ステップ１２２０で）第１ブロックを相互相関手段２１２の２つのコードバンクのうちの１つにロードする。探索が初期化されると、制御モジュール２２７は（ステップ１２３０で）コードバンク選択信号をアサートし、コード発生器２１４から次のブロックを（ステップ１２４０で）要求して（ステップ１２５０，１２６０で）ロードし、（ステップ１２８０で）ブロック境界信号をアサートする。
【００９４】
ブロック境界信号は、相互相関手段２１２からの第１の有効相関ベクトルで調節され、データメッセージ速度に応じて約１０ミリ秒もしくは５ミリ秒毎に一定間隔１２９１でアサートされる。第１のブロック境界信号は、処理モジュール（２１８，２１６，２５４，２１０）に対して設定を初期化して更新するよう指示する。特に、コードドップラ補償モジュール２１６の分数・整数遅延設定は初期化され、ＮＣＩモジュール２１８は新規非干渉集積サイクルを開始させる。その後のブロック境界信号はコードドップラ遅延を調整し、非干渉性集積処理を制御する。ブロック境界信号のアサーションと並行して、他のコードバンクが選択され、新規コードブロックが要求されロードされる。
【００９５】
非干渉性集積サイクルの最終ブロック中、開始検出信号が（ステップ１２９０で）アサートされる。この信号は、検出モジュール２２２への有効相関ベクトルの開始を示す。開始検出信号の否定は、特定の時間不確定領域に対する検出処理の終了を示す。開始検出の否定に続くブロック境界信号は、次の時間不確定性を処理するため、ＣＭＦコードバンク選択、コードドップラ設定、ＮＣＩバッファ２２０といった全ての処理モジュール設定を再初期化する。
【００９６】
上記のコードおよびＮＣＩ制御処理のさらに詳細なものは、ＣＭＦフィルタ長、コードドップラ効果、コードドップラ修正ロジックのアーチファクト、検出アルゴリズムの実行という４つの因子の影響を受ける。
【００９７】
第一に、ＣＭＦフィルタは、５０Ｈｚデータメッセージ（１０ミリ秒）に対しては（Ｎｆ＊ＮＴ）タップであり、２００Ｈｚデータメッセージ（５ミリ秒）に対しては（Ｎｆ＊ＮＴ）／２タップである。フィルタ長は１０ミリ秒もしくは５ミリ秒の理想的時間不確定領域よりも短いため、修正ブロック長は、全時間不確定領域をカバーするため、１４および７サンプルそれぞれについて拡張されなければならない。
【００９８】
第２の因子はコードドップラ効果に関するものであり、時間不確定境界の縁部にピークがある場合に発生する。コードドップラ効果により部分ピークが２つの連続時間不確定領域に現れるため、相関ピークの最適ＳＮＲが低下する。コードおよびＮＣＩ制御モジュール２２７は、最悪ケースのコードドップラおよび最大数の非干渉性集積に対して９サンプルだけ相関ブロック長をさらに拡張することで、全ピークが時間不確定領域の少なくとも１つの中にあるよう確保される。
【００９９】
第３の要素は、コードドップラ補償器２１６の分数遅延フィルタ２７８で導入される。ブロック境界信号受信時に、新規係数が分数遅延フィルタ２７８にロードされるが、この説明目的では４つのタップをもつ。分数フィルタ２７８は係数ロード後に４つの無効出力を生成する。不正確なフィルタ出力のため、相関ブロック長は４サンプル分だけ拡張され、検出モジュールが不正確なサンプルを無視するよう開始検出信号が最終ブロック境界に対して４サンプルだけ遅延される。
【０１００】
最後の因子は、検出器の実施の結果によるものである。検出器２２２は、ピークが有効であると宣言されるまで１つのピーク検出後、７つのからサンプルを必要とする。その結果、相関ブロック長はさらに７サンプルだけ拡張される。
【０１０１】
上記の因子により、１０ミリ秒の場合は最大で３４だけ相関ブロックサイズを拡張し、５ミリ秒のケースでは２７だけ拡張させることになる。これら４つの因子はプログラム可能パラメータＮｘで制御される。ブロックがＮｘチップだけＣＭＦフィルタよりも長さを確保できるよう、ＮＣＩ制御ロジック２２７により、連続ブロック境界信号とコードバンク選択信号との間の間隔を広げる。プログラム可能パラメータＮｘは以下の式を用いて計算される：
【０１０２】
【数１４】
2006502665.tif 000016
【０１０３】
ここで
Ｎｉｄｅａｌは１０ミリ秒／５ミリ秒に対して５１，１５０および２５，５７５の理想的なＣＭＦフィルタ長であり、
Ｎｏｖｅｒｌａｐはコードドップラ『ドリフト』の説明を行う上で必要なサンプル数であり、
Ｎｄｉｓｃａｒｄは、コードドップラ分数遅延フィルタの説明を行うために検出前に廃棄されるサンプル数であり、
Ｎｉｄｌｅは、検出ロジックにより要求されるピークに続く空サンプル数である。
【０１０４】
例えば、５０Ｈｚデータメッセージ速度で非干渉性増加が最大数のケースでは：
【０１０５】
【数１５】
2006502665.tif 000017
【０１０６】
相関ブロック長の拡張から明らかな２つのアーチファクト、すなわち同一時間不確定性に対する連続コードブロックは非近接であって、基準コードが記号境界に対して動く。非近接コードブロックは、時間不確定領域の処理中に相互相関手段２１２の他のバンクにロードされる。基準信号発生器２１４は、各ブロックの開始時にコードブロックが信号で再調節されるようコードを提供する。相関ブロックに対する延長信号には、基準コードを記号境界でスキューする効果がある。基準コードは、ブロック境界信号を遅延させることにより次の時間不確定性の開始時に再調節される。記号境界までスナップバックするよう外部コード発生器がコード発生器を巻き戻すことから、時間不確定性ｎの第１コードブロックは時間不確定性ｎ＋１の最終コードブロックと重なる。コードおよびＮＣＩ制御ロジック２２７と外部コード発生器２１４との相互作用により、時間不確定領域の縁部にあるピークが失われないようにする。しかし、同一ピークが両時間不確定領域で現れる可能性があり、外部プロセッサが重複ピーク検出の役割を果たす。
【０１０７】
ＢＯＣ上側・下側波帯の分離処理
図９を参照すると、ＢＯＣ変調法では、正確に同一情報を含み、受信信号２０４よりも帯域幅の広い上側波帯２８８および下側波帯２９０をもつ信号を発生させるため方形波を用いる。側波帯２８８，２９０はお互いに完全に干渉性である。受信された信号の副搬送波周波数および拡散コード率は独立に選択され、信号設計においてかなりの柔軟性をもたらす。無線ナビゲーションに対する最適性能は、両側波帯２８８，２９０を周波数干渉性になるよう処理し、信号対雑音比をよくして精度を動かすことで得られる。しかし、実質的な簡略化は、同一の拡散コードをもつ２つの独立信号として上側波帯２８８および下側波帯２９０を取り扱うことで取得処理において得られる。本発明のこの観点によるＳＰＡ２００はさらに、受信されたＢＯＣ変調信号の各側波帯を別個にデジタル的に選択・リサンプリングした後に別個の処理を行うためのフィルタリング手段２９２をもつ。
【０１０８】
図示された実施例において、各側波帯は、上側波帯２８８および下側波帯２９０それぞれに対応する基準信号２９４，２９６に対して別個に相関される。基準信号２９４，２９６は、受信信号２０４と同一の拡散コード速度をもつ二進位相シフトキー（ＢＰＳＫ）変調信号の信号と等価である。リサンプリング率は、典型的に、相関ピークと、相関ピークに最も近いゼロとの間のスペースの逆数の２倍になるよう選定される。ＢＰＳＫ変調信号に対して、このリサンプリング率（例えば、１０．２３ＭＨｚ）は、典型的には、拡散コード率（例えば、５．１１５ＭＨｚ）の２倍である。側波帯データの相関手段２１２処理で得られる短時間相関値は非干渉的に組み合わされ、その後、非干渉的に時間積分される。対照的に、従来の取得処理法では信号の両側波帯を干渉的に処理する。得られる広帯域相関関数が、相関関数のピークと、最近接ゼロとの間のスペースが非常に近いことから、さらに高サンプリング率が必要とされる。
【０１０９】
一定の集積時間について、リサンプリング率の二乗とほぼ関係する率で算術演算を実行する必要がある。そのため、一定の干渉性集積時間に対して、両側波帯に対して処理を行う必要があるものの、非常に低いサンプリング率を用いた側波帯処理でかなりの簡略化がもたらされる。さらに、一定の集積時間に対して取得処理で必要とされる記憶装置は、リサンプリング率にほぼ比例するため、側波帯の処理で保存装置の複雑さについてもかなり低下させることができる。ここでは引用によって組み込まれているＰ．フィッシュマンとＪ．Ｗ．ベッツとの『Ｍコード信号に対する直接取得の性能予測』，ＩＯＮ２０００ナショナル・テクニカル・ミーティングプロシーディング，ナビゲーション協会，２０００年１月で解析されているとおり、この別個の側波帯処理法により、ＢＯＣ（１０，５）変調信号取得で用いられるリサンプリング率を、従来型の広帯域取得処理に比べて約７分の１に減らすことができる。このように別個の側波帯取得処理により、算術演算の必要速度を約２５分の１に減らし、ＢＯＣ（１０，５）変調に対して用いられる記憶装置を約７分の１に減らす。ＢＯＣ（５，１）変調に対して同一の理論を用いると、この取得処理法により、取得で用いられるリサンプリング率を、従来の広帯域取得処理に比べて約５０分の１に減らすことが可能になる。このように別個の側波帯取得処理により、算術演算の必要速度を１０００分の１以上に減らし、ＢＯＣ（５，１）に対して用いられる記憶装置を約５０分の１に減らす。
【０１１０】
側波帯データパイプライニングによるハードウェア共有
上述の複数帯域の別個の側波帯処理を取得する場合、受信された信号のＩおよびＱ成分の編み込みおよびパイプライニングにより可能となる再利用を超えてＣＭＦハードウェアを再利用する機会が増える。複数帯域の受信信号３００の上側・下側波帯を別個に処理する上述の考え方に関連して、さらに図１０を参照すると、選択されたＳＰＡ２００実施例では両側波帯をパイプライン様式で処理するため、同一のＣＭＦハードウェアを再利用する。こういったハードウェアの単純化は、ＢＯＣ変調をもつ信号に限定されるものではなく、別個の側波帯をもつ任意の変調に適用される。以下に、ＣＭＦのハードウェアリソースをこのように共有できるようにするためのハードウェア最適化を説明する。
【０１１１】
本発明の本観点によるＳＰＡ２００は、さらに、複数帯域の受信信号３００から２つ（以上）の側波帯２８８，２９０をデジタル的に選択するためのフィルタリング手段２９２と、選択された側波帯をダウンサンプリングするための手段２９８と、ダウンサンプリングされた側波帯からのデータ３０４を編み込むためのインターリーバ３０２とをさらに備える。ＣＭＦ２３２の１つ以上のバンクはその後、編み込まれた側波帯データ３０６に対するＳＴＣをパイプライン様式で計算する。各コード整合フィルタ２３２は、編み込まれた側波帯データ３０６を一時的に保存するため十分な数のデータシフトレジスタ２４０（図示された特定例ではタップ２６８毎に４個）をもち、各ＣＭＦ２３２は、選択された側波帯数と、側波帯ダウンサンプラ２９８が作動する速度（すなわち、ダウンサンプリング率）との積の２倍の率で動作する。
【０１１２】
上側・下側側波帯に対してＣＭＦで計算されるＳＴＣが理想的なコードシーケンスサンプル２３０を用いることから、このような最適化が可能である。この方法により、乗算器２６０、データシフトレジスタ２４０、和回路網２６２の必要数をさらに半分（どの技術も用いない取得ＳＰＡと比較すると合わせて４分の１）だけ減らすことで各ＣＭＦのハードウェアを単純化できる。この特定例のＣＭＦ２３２は、入力信号ダウンサンプリング率の４倍で作動するが、これはナビゲーションおよび通信システム技術の能力の範囲内に十分入っている。
【０１１３】
図１１は、上述の各ハードウェア共有技術を活用する相互相関手段の実施例の一部を示すものである。これらの技術を組み合わせることにより、取得ＳＰＡハードウェア（乗算器２６０、和回路網２６２加算器、レプリカコードレジスタ２４８）をあわせて約８分の１に減らすことができる。この実施例では、入力信号サンプリング率の４倍でＣＭＦが作動し、タップ２６８毎に２つの部分相関積を計算する。
【０１１４】
結論
上の説明では、特にＢＯＣ変調とＧＰＳのＭコード信号を用いる無線ナビゲーションでの適用に重点が置かれていたが、ここで開示される技術の多くはさらに広範に適用可能である。ここで説明された新機軸の全ては広範なＢＯＣ変調の組に適用されるものであり、Ｍコード信号に対して用いられるＢＯＣ（１０，５）変調だけのものではない。特定のＢＯＣパラメータにより、これらの新機軸の実施可能性および利点は、Ｍコード信号に対するものよりも大きい場合も小さい場合もある。一般的に、実施可能性や利点は、両方とも、副搬送波周波数の拡散コード速度に対する比率が高い場合のＢＯＣ変調に対して改善される。
【０１１５】
本設計の多くはＢＯＣ以外の変調に対しても適用される。特に、側波帯取得処理は、別個の側波帯をもつ任意の変調に対して適用される。コード整合フィルタバンクやＦＦＴベース周波数探索と非干渉性集積の利用は、搬送波位相ハードウェア共有と同様に、任意の変調に適用される。ハードウェアの側波帯領域共有は、別個の側波帯をもつ任意の変調に適用される一方、ハードウェアのコード領域共有は仮想的に任意の変調にも適用される。中間量子化器や再量子化およびコードドップラ補償技術は多くの分野で幅広く適用されてきた。
【０１１６】
Ｍコード信号では長拡散コード（すなわち多数秒の期間にわたる拡散コード）を用いる一方、ここで説明された新機軸は、短コードを用いる信号に対しても適用され、利点もある。実際上、信号が短コードで拡散される場合、取得ＳＰＡの単純変数を用いる場合もある。初期の時間不確定性がコード期間よりも大きい場合、例えば、コードの位相を見出すため、回路が１ピリオドの探索を行うだけでよい。
【０１１７】
取得ＳＰＡの単純変数については、高ジャミングでの高速取得が必要とされないような状況について展開可能である。１つの変数ということで、非干渉性集積を用いないため、非干渉性集積で必要な記憶装置や処理をなくすことができる。この方式では取得チップそのものの大きさをかなり小さくすることはないが、チップ上のハードウェアがＣＭＦを実施することから、依然として必要とされるものである。ＣＭＦを減らすことと、短時間相関器当たりのサンプル数を最小にすることを組み合せ、必要に応じて非干渉性集積を用いることで、短干渉性集積時間を用いるために他の変数を用いる。この変数により、チップ上ハードウェアを実質的に減らす一方、高レベルの干渉下における高速取得を行う能力も低下させる。
【０１１８】
本発明の他の実施例についても、ここで開示された本発明の仕様および実行例を検討すれば当業者にとっては明らかなものである。ここでの仕様および例は代表的なものを示すためだけのものであり、本発明の真の適用範囲および考え方については以下の請求項で示される。
【図面の簡単な説明】
【０１１９】
【図１】図１は、多数の個別セルと、並列探索タイルをもつグループとで構成される時間・周波数不確定領域を図示したものである。
【図２】図２は、本発明による信号処理アーキテクチャの実施例の観点を図示するブロック図である。
【図３】図３は、本発明による信号処理アーキテクチャの実施例の観点をさらに図示するブロック図である。
【図４】図４は、本発明による相互相関手段の動作の観点を図示するブロック図である。
【図５】図５は、従来技術にある典型的なコード整合フィルタ設計の観点を図示するブロック図である。
【図６】図６は、ＩおよびＱの編み込みを通してハードウェア共有を行う信号処理アーキテクチャの観点を図示するブロック図である。
【図７Ａ】図７Ａは、基準信号（もしくはレプリカコード）レジスタ共有を通してハードウェア共有を行うコード整合フィルタの観点を図示するブロック図である。
【図７Ｂ】図７Ｂは、基準信号（もしくはレプリカコード）レジスタ共有を通してハードウェア共有を行うコード整合フィルタの観点を図示するブロック図である。
【図８】図８は、本発明によるコードドップラ補償の観点を図示するブロック図である。
【図９】図９は、別個の側波帯処理を行う信号処理アーキテクチャの観点を図示するブロック図である。
【図１０】図１０は、ＩおよびＱ側波帯データの編み込みを通してハードウェア共有を行う信号処理アーキテクチャの観点を図示するブロック図である。
【図１１】図１１は、ＩおよびＱ側波帯データの編み込みを通して基準信号（もしくはレプリカコード）レジスタ共有およびハードウェア共有を行う信号処理アーキテクチャの観点を図示するブロック図である。
【図１２】図１２は、制御ユニット２２７のサイクルを含む相対タイミングおよび段階を図示するチャートである。
【図１】
2006502665.tif 000018
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７Ａ】
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【図７Ｂ】
2006502665.tif 000024
【図８】
2006502665.tif 000025
【図９】
2006502665.tif 000026
【図１０】
2006502665.tif 000027
【図１１】
2006502665.tif 000028
【図１２】
2006502665.tif 000029
【図２】
2006502665.tif 000030
【国際調査報告】
2006502665.tif 000031
2006502665.tif 000032
2006502665.tif 000033
2006502665.tif 000034
2006502665.tif 000035