(57)【要約】本発明は、マルチキャリア通信システムにおいて、複数のアンテナを用いて送信ダイバーシティを確立する方法に関する。本発明に係る方法は、送信シンボルの１つシーケンスから所定の送信規則に従って複数の送信ストリームを生成する送信ステップＳ１０を含む。ステップＳ１２においては、各送信ストリームにおいて、非差動型の送信ダイバーシティに対しては周波数領域および時間領域の両方に関し複数のキャリアを割り当て、あるいは差動型の送信ダイバーシティに対しては少なくとも周波数領域に関し複数のキャリアを割り当てる。本発明によれば、信頼性を保ちつつ高い送受信レートでデータの送受信を行うための簡易で応用性の高いダイバーシティ方法が実現する。
2006517749.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のアンテナを用いたマルチキャリア通信システムにおいて空間・時間・周波数送信ダイバーシティを行う方法であって、
複数のアンテナに供給するために、所定の変換則に従って送信シンボルを複数の送信ストリームに変換するステップと、
周波数領域および時間領域に関し、各送信ストリームにおける送信ストリームエレメントを、前記各アンテナで利用可能な複数のキャリアに割り当てるステップと、
を有する方法。
【請求項２】
前記所定の変換則は直交計画であることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
複数の送信シンボル、複数の送信シンボルの線形結合、および複数の送信シンボルの複素共役を含むグループから、複素直交行列として、前記直交計画が設定される
ことを特徴とする請求項２に記載の方法。
【請求項４】
前記複数の送信ストリームエレメントは前記直交計画に基づき得られ、複数の送信ストリームエレメントは複数のキャリアおよび１つのキャリアに係る複数のタイムスロットに割り当てられることを特徴とする請求項３に記載の方法。
【請求項５】
複数のアンテナを用いたマルチキャリア通信システムにおいて、差動型の空間・時間・周波数送信ダイバーシティを行う方法であって、
前記複数のアンテナに供給するために、所定の直交計画に基づいて送信ビットを複数の送信ストリームに変換するステップと、
周波数領域に関し、複数の送信ストリームにおける送信ストリームエレメントを、各アンテナで利用可能な複数のキャリアに割り当てるステップと
を有する方法。
【請求項６】
各送信ストリームにおける複数の送信ストリームエレメントは、更に時間領域において、各アンテナで利用可能な複数のキャリアに割り当てられることを特徴とする請求項５に記載の方法。
【請求項７】
前記所定の送信規則は差動型直交計画であることを特徴とする請求項５または６に記載の方法。
【請求項８】
前記差動型直交計画は、複数の送信ビット、差動型空間時間ブロック符合のコンスタレーション・ポイント、および少なくとも一の送信済みの直交計画を含むグループから、複素直交行列として、反復的に設定されることを特徴とする請求項７に記載の方法。
【請求項９】
前記差動型直交計画は差動型直交計画の要素から導出され、複数の送信ストリームエレメントは複数のキャリアまたは１つのキャリアに係る複数のタイムスロットに割り当てられることを特徴とする請求項７に記載の方法。
【請求項１０】
前記送信ストリームエレメントは、連続する複数の直交計画に関して連続的に、近接する複数キャリアおよびタイムスロットの少なくともいずれかにマッピングされることを特徴とする請求項９に記載の方法。
【請求項１１】
前記複数の送信ストリームエレメントを割り当てるステップは、
各送信ストリームエレメントに対し、１つのキャリアと１つのタイムスロットとを選択するステップと、
各送信ストリームエレメントを該選択したキャリアおよびタイムスロットにマッピングするステップと、
から構成される
ことを特徴とする請求項１ないし１０のいずれかに記載の方法。
【請求項１２】
Ｎ個の送信ストリームエレメントｔ＝［ｔＮ，．．．，ｔ１］に対し、１つのキャリアおよび１つのタイムスロットを選択する前記ステップにおいて、
ＮＳを利用可能なキャリア数、αｉをｉ番目の送信ストリームエレメントに対して選択されたキャリアとすると、キャリアインデックッスの集合
【数１】
2006517749.tif 000052
を指定し、
Ｔを各キャリアにて利用可能なスロットの数、βｉを前記ｉ番目の送信ストリームエレメントに対して選択されたタイムスロットとすると、タイムスロットインデックスの集合
【数２】
2006517749.tif 000053
を指定する
ことを特徴とする請求項１１に記載の方法。
【請求項１３】
複数の送信ストリームエレメントを該選択したキャリアへ割り当てる前記ステップにおいて、
ｉ番目の送信ストリーム要素ｔｉを列ベクトルとして次式で表される１つのキャリアベクトルｃｉと、
【数３】
2006517749.tif 000054
前記ｉ番目の送信ストリームエレメントｔｉを次式に従って行ベクトルとして表したタイムスロットベクトルｓｉと、
【数４】
2006517749.tif 000055
前記送信ストリームエレメントｔｉとキャリアベクトルおよびタイムスロットベクトルｓｉのダイアドとの積
【数５】
2006517749.tif 000056
と、
を用いることを特徴とする請求項１２に記載の方法。
【請求項１４】
最終的な割り当て結果は、次式
【数６】
2006517749.tif 000057
によって算出されることを特徴とする請求項１３に記載の方法。
【請求項１５】
前記送信ストリームエレメントの数Ｎ、前記キャリアインデックスの集合Ｃ、および前記タイムスロットインデックス集合Ｓのうち少なくともいずれか１つは時間とともに変化する
ことを特徴とする請求項１２ないし１４のいずれかに記載の方法。
【請求項１６】
前記マッピングは各アンテナにおいて同一の方法により実行されることを特徴とする請求項１ないし１５に記載の方法
【請求項１７】
ＤＴの各行の前記複数の送信ストリームエレメントは、対応するアンテナにおいて順次送信されることを特徴とする請求項１ないし１５に記載の方法。
【請求項１８】
複数のアンテナを用いたマルチキャリア通信システムにおいて空間・時間・周波数ダイバーシティ受信を実現する方法であって、
複数の送信ストリームと対応する送信ストリームエレメントとを前記複数のアンテナの各々で受信するステップを有し、
前記複数の送信ストリームエレメントは、送信機において、空間・時間・周波数送信ダイバーシティを実現するために、周波数領域及び時間領域に関し、複数のキャリアへ割り当てられており、
前記送信機において、各アンテナにおいて行われた前記割り当て処理と逆の処理であって、周波数領域および時間領域において送信ストリームエレメントを出力シンボルストリームにデマッピングするステップと、
前記出力シンボルストリームを後段の処理へ供給するステップと
を有する方法。
【請求項１９】
複数のアンテナを用いたマルチキャリア通信システムにおいて差動型の空間・時間・周波数ダイバーシティ受信を実現する方法であって、
複数の送信ストリームと対応する送信ストリームエレメントとを前記複数のアンテナの各々で受信するステップを有し、
前記複数の送信ストリームエレメントは、送信機において、差動型の空間・時間・周波数送信ダイバーシティを実現するために、周波数領域及び時間領域に関し、複数のキャリアへ割り当てられており、
前記送信機において、各アンテナにおいて行われた前記割り当て処理と逆の処理であって、周波数領域および時間領域において送信ストリームエレメントを出力シンボルストリームにデマッピングするステップと、
前記出力シンボルストリームを後段の処理へ供給するステップと
を有する方法。
【請求項２０】
複数の送信ストリームエレメントは、差動型の空間・時間・周波数送信ダイバーシティを実現するために、送信機において時間領域において複数のキャリアに割り当てられ、
複数の送信ストリームエレメントの時間領域における出力シンボルストリームへのデマッピングは、前記送信機における割り当ての逆の処理として実現されることを特徴とする請求項１９に記載の方法。
【請求項２１】
前記複数の送信ストリームエレメントは前記差動型直交計画の要素から導出されることを特徴とする請求項１９または２０に記載の方法。
【請求項２２】
前記複数の送信ストリームエレメントは連続する直交計画に関し、近接するフ複数のキャリアおよびタイムスロットへ連続的にデマッピングされることを特徴とする請求項２１に記載の方法。
【請求項２３】
前記Ｎ個の送信ストリームエレメントｔ＝［ｔＮ，．．．，ｔ１］に対しデマッピング処理を行う前記ステップにおいて、
ＮＳ利用可能なキャリア数、αｉをｉ番目の送信ストリームエレメントに対して選択されたキャリアとすると、キャリアインデックッスの集合
【数７】
2006517749.tif 000058
を指定し、
Ｔを各キャリアにて利用可能なスロットの数、βｉを前記ｉ番目の送信ストリームエレメントに対して選択されたタイムスロットとすると、タイムスロットインデックスの集合
【数８】
2006517749.tif 000059
を指定する
ことを特徴とする請求項１８ないし２１のいずれかに記載の方法。
【請求項２４】
前記複数の送信ストリームエレメントを異なる複数のキャリア及びタイムスロットから出力シンボルｙｉにデマッピングする前記処理において、
前記ＮＳ個のキャリアの各々における送信ストリームエレメントＴを、各アンテナにおけるダイバーシティ受信行列ＤＲに配置するステップと、
キャリアベクトルｃｉを、キャリアインデックスの集合Ｃから決定してステップとｉ番目の送信ストリームエレメントｔｉを列ベクトルとして次式によって表現するステップと、
【数９】
2006517749.tif 000060
タイムスロットベクトルｓｉをタイムスロットインデックッスの集合Ｓから決定し、前記ｉ番目の送信ストリームエレメントｔｉを行ベクトルとして、次式に従って決定するステップと、
【数１０】
2006517749.tif 000061
転置したキャリアベクトル、前記ダイバーシティ受信行列ＤＲ、および前記転置したスロットベクトルの積
【数１１】
2006517749.tif 000062
を計算するステップと
を有することを特徴とする請求項２３に記載の方法。
【請求項２５】
各アンテナにおける前記出力シンボルは、後段のターボ検出における送信シンボルを推定するために、結合器へ供給されることを特徴とする請求項１８、２１、または２２に記載の方法。
【請求項２６】
前記ターボ検出ステップは、
受信機の結合器から出力された複数の符号ビットに対し、各々対数尤度比を算出するステップと、
複数の符号ビットの対数尤度比をデインターリーブするステップと、
複数の符号ビットの経験的対数尤度比を生成するために、該デインターリーブされた対数尤度比を復号するステップとを有し、
複数の符号ビットの対数尤度比が、ビット単位で、対応する複数の符号ビットの事後的対数尤度比から減算されることにより、外部対数尤度情報を生成し、
前記対数尤度情報は、インターリーブ処理が行われた後、演繹的対数尤度情報として前記デマッピングステップへ提供される
ことを特徴とする請求項２５に記載の方法。
【請求項２７】
前記外部対数尤度情報を前記デマッピングステップにて生成された新たな対数尤度値から減じるステップをさらに有することを特徴とする請求項２６に記載の方法。
【請求項２８】
複数の符号ビットを経験的対数尤度比を変調方式のシンボルへマッピングする処理においては、前記変調方式の最小ユークリッド距離内でのコンスタレーション・ポイントにおいて異なるビット数が最大となるマッピング方法が用いられることを特徴とする請求項２６または２７に記載の方法。
【請求項２９】
マルチキャリア通信システムにおいて空間・時間・周波数送信ダイバーシティを実現する装置であって、
複数のアンテナと、
前記複数のアンテナに供給するため、所定の送信規則に基づいて送信シンボルシーケンスを複数の送信ストリームに変換する送信部と、
周波数領域および時間領域に関し、各送信ストリームにおける送信ストリームエレメントを、前記各アンテナで利用可能な複数のキャリアに割り当てる割り当て部とを有する
ことを特徴とする装置。
【請求項３０】
前記送信部は、前記所定の送信規則として直交計画を使用することを特徴とする請求項２９に記載の装置。
【請求項３１】
複数の送信シンボル、複数の送信シンボルの線形結合、および複数の送信シンボルの複素共役を含むグループから、複素直交行列として、前記直交計画が設定される
ことを特徴とする請求項３０に記載の装置。
【請求項３２】
前記送信部は、前記複数の送信ストリームエレメントを前記直交計画の要素から生成し、異なる複数の送信ストリームエレメントを複数のキャリアおよび１つのキャリアに係る異なる複数のタイムスロットに割り当てる
ことを特徴とする請求項３１に記載の装置。
【請求項３３】
マルチキャリア通信システムにおいて差動型の空間・時間・周波数送信ダイバーシティを実現する装置であって、
複数のアンテナと、
前記複数のアンテナに供給するため、所定の送信規則に基づいて送信ビットシーケンスを複数の送信ストリーム変換する送信部と、
各送信ストリームにおける送信ストリームエレメントを、周波数領域及び時間領域において、各アンテナにて利用可能な複数のキャリアに割り当てる割り当て部とを有する
ことを特徴とする装置。
【請求項３４】
前記送信部は、更に、各送信ストリームにおける複数の送信ストリームエレメントを時間領域において、各アンテナにて利用可能な複数のキャリアに割り当てることを特徴とする請求項３１に記載の装置。
【請求項３５】
前記送信部に対する前記所定の差動型送信規則は、差動型直交計画として実装されることを特徴とする請求項３３または３４に記載の装置。
【請求項３６】
前記差動型直交計画は、前記送信部において、複数の送信ビット、差動型の空間時間ブロック符合のコンスタレーション・ポイントおよび少なくとも送信済みの計画を含むグループから反復的に設定されることを特徴とする請求項３５に記載の装置。
【請求項３７】
前記割り当て部は、連続した直交計画に関し、複数の送信ストリームエレメントを近接する複数のキャリアおよび複数のタイムスロットに連続的に割り当てることを特徴とする請求項３６に記載の装置。
【請求項３８】
前記割り当て部は、
各送信ストリームエレメントに対し、一のキャリアおよびタイムスロットを選択する選択部と、
各送信ストリームエレメントを該選択したキャリアおよびタイムスロットにマッピングするマッピング部と
を有することを特徴とする請求項２９ないし３７のいずれかに記載の装置。
【請求項３９】
前記選択部は、
ＮＳを利用可能なキャリア数、αｉをｉ番目の送信ストリームエレメントに対して選択されたキャリアとすると、キャリアインデックッスの集合
【数１２】
2006517749.tif 000063
を指定し、
Ｔを各キャリアにて利用可能なスロットの数、βｉを前記ｉ番目の送信ストリームエレメントに対して選択されたタイムスロットとすると、タイムスロットインデックスの集合
【数１３】
2006517749.tif 000064
を指定する
ことによって、Ｎ個の送信ストリームエレメントの集合ｔ  ＝［ｔＮ，．．．，ｔ１］に対し、一のキャリアおよびタイムスロットを割り当てることを特徴とする請求項３８に記載の装置。
【請求項４０】
前記デマッピング部は、
Ｍ個のキャリアの各々における複数の送信ストリームエレメントＴを、各アンテナにおけるダイバーシティ受信行列ＤＲに配置する配置部と、
前記ｉ番目の送信ストリームエレメントｔｉを列ベクトルとして次式に従って表現するために、キャリアインデックスの集合Ｃに含まれるキャリアベクトルｃｉを記憶する記憶部と、
【数１４】
2006517749.tif 000065
前記ｉ番目の送信ストリームエレメントｔｉを行ベクトルとして、次式に従って表現するために、タイムスロットインデックッスの集合Ｓに含まれるタイムスロットベクトルｓｉを記憶する記憶部と、
【数１５】
2006517749.tif 000066
転置したキャリアベクトル、前記ダイバーシティ受信行列ＤＲ、および前記転置したタイムスロットベクトルの積
【数１６】
2006517749.tif 000067
を計算する演算部と、
を用いて、複数の送信ストリームエレメントを該選択された複数のキャリアおよびタイムスロットにマッピングすることを特徴とする請求項３９に記載の装置。
【請求項４１】
最終的な割り当て結果は、次式
【数１７】
2006517749.tif 000068
によって決定されることを特徴とする請求項４０に記載の装置。
【請求項４２】
送信ストリームエレメントの数Ｎ、キャリアインデックスの集合Ｃ、およびタイムスロットインデックスの集合Ｓのうち少なくともいずれか１つは、時間とともに変化する
ことを特徴とする請求項２９ないし３１のいずれかに記載の装置。
【請求項４３】
前記割り当ては各アンテナにおいて同一の方法によって実行されることを特徴とする請求項２９ないし４２のいずれかに記載の装置。
【請求項４４】
ＤＴの各行の要素は、対応するアンテナにて順次送信されることを特徴とする請求項４１ないし４４に記載の装置。
【請求項４５】
複数キャリア通信システムにおいて空間・時間・周波数ダイバーシティ受信を実現する装置であって、
複数のアンテナと、
複数の送信ストリームと前記複数のアンテナの各々における対応する複数の送信ストリームエレメントとを受信する受信部と、
を有し、
前記複数の送信ストリームエレメントは、空間・時間・周波数送信ダイバーシティを実現するために、一の送信機において、周波数領域および時間領域において前記複数のキャリアに割り当てられており、
前記送信機において各アンテナにおいて行われた前記割り当てと逆の処理に相当する、複数の送信ストリームエレメントを周波数領域において１つの出力シンボルストリームにデマッピングするデマッピング部と、
前記出力シンボルストリームを後段の処理に供給する出力部と、
を有することを特徴とする装置。
【請求項４６】
複数キャリア通信システムにおいて差動型の空間・時間・周波数ダイバーシティ受信を実現する装置であって、
複数のアンテナと、
複数の送信ストリームと前記複数のアンテナの各々における対応する複数の送信ストリームエレメントとを受信する受信部と、
を有し、
前記複数の送信ストリームエレメントは、差動型の空間・時間・周波数送信ダイバーシティを実現するために、１つの送信機において、周波数領域および時間領域において前記複数のキャリアに割り当てられており、
前記送信機において各アンテナにおいて行われた前記割り当てと逆の処理に相当する、複数の送信ストリームエレメントを周波数領域において１つの出力シンボルストリームにデマッピングするデマッピング部と、
前記出力シンボルストリームを後段の処理に供給する出力部と、
を有することを特徴とする装置。
【請求項４７】
前記送信ストリームエレメントは、送信機にて、差動型の空間・時間・周波数送信ダイバーシティを実現するために、更に時間領域において、前記複数のキャリアに割り当てられており、
前記デマッピング部は、前記送信機における割り当て処理と逆の処理として、複数の送信ストリームエレメントを時間領域において出力シンボルストリームにデマッピングすることを特徴とする請求項４６に記載の装置。
【請求項４８】
前記デマッピング部は、前記差動型直交計画の要素から導出された複数の送信ストリームエレメントをデマッピングすることを特徴とする請求項４７に記載の装置。
【請求項４９】
前記デマッピング部は、連続する直交計画に関し、複数の送信ストリームエレメントを近接する複数のキャリアおよびタイムスロットへデマッピングすることを特徴とする請求項４８に記載の装置。
【請求項５０】
前記デマッピング部は、
ＮＳ利用可能なキャリア数、αｉをｉ番目の送信ストリームエレメントに対して選択されたキャリアとすると、キャリアインデックッスの集合
【数１８】
2006517749.tif 000069
を指定し、
Ｔを各キャリアにて利用可能なスロットの数、βｉを前記ｉ番目の送信ストリームエレメントに対して選択されたタイムスロットとすると、タイムスロットインデックスの集合
【数１９】
2006517749.tif 000070
を指定する
ことによって、Ｎ個の送信ストリームエレメントｔ  ＝［ｔＮ，．．．，ｔ１］に対しデマッピング処理を行う
ことを特徴とする請求項４５ないし４９のいずれかに記載の装置。
【請求項５１】
前記デマッピング部は、
Ｍ個のキャリアの各々における複数の送信ストリームエレメントＴを、各アンテナにおけるダイバーシティ受信行列ＤＲに配置する配置部と、
前記ｉ番目の送信ストリームエレメントｔｉを列ベクトルとして次式に従って表現するために、キャリアインデックスの集合Ｃに含まれるキャリアベクトルｃｉを記憶する記憶部と、
【数２０】
2006517749.tif 000071
前記ｉ番目の送信ストリームエレメントｔｉを行ベクトルとして、次式に従って表現するために、タイムスロットインデックッスの集合Ｓに含まれるタイムスロットベクトルｓｉを記憶する記憶部と、
【数２１】
2006517749.tif 000072
転置したキャリアベクトル、前記ダイバーシティ受信行列ＤＲ、および前記転置したタイムスロットベクトルの積
【数２２】
2006517749.tif 000073
を計算する演算部と、
を用いて、前記複数の送信ストリームエレメントを異なる複数のキャリア及びタイムスロットから出力シンボルｙｉにデマッピングすることを特徴とする請求項５０に記載の装置。
【請求項５２】
各アンテナにおける前記出力シンボルストリームを受信て対応するストリームを結合し、その出力をターボ復号器へ供給する結合器を更に有する請求項４６、４７または５１に記載の装置。
【請求項５３】
前記ターボ復号器は、
受信機の結合器から出力された複数の符号ビットに対し、各々対数尤度比を算出するデマッピング部と、
複数の符号ビットの対数尤度比をデインターリーブするインターリーバと、
複数の符号ビットの経験的対数尤度比を生成するために、該デインターリーブされた対数尤度比を復号するデコーダと、
複数の符号ビットの対数尤度比を、ビット単位で、対応する複数の符号ビットの事後的対数尤度比から減算することにより、外部対数尤度情報を生成する減算器と、
前記対数尤度情報を、インターリーブ処理が行われた後、演繹的対数尤度情報として前記デマッピングステップに提供するインターリーバと
を有することを特徴とする請求項５２に記載の装置。
【請求項５４】
前記外部対数尤度情報を、デマッピングによって生成された新たな対数尤度値から減じる減算器を更に有することを特徴とする請求項５３に記載の装置。
【請求項５５】
前記デマッピング部は、前記変調方式の最小ユークリッド距離内でのコンスタレーション・ポイントにおいて異なるビット数が最大となるマッピング方法に基づいて前記変調方式のシンボルにマッピングされた符号ビットを使用することを特徴とする請求項５３または５４に記載の装置。
【請求項５６】
移動通信端末ユニットの内部メモリに直接転送され得るコンピュータプログラムであって、
前記移動通信端末ユニットのプロセッサによって実行されると請求項１ないし２８のいずれかに係るステップを実行するソフトウェアコードから構成されてることを特徴とするコンピュータ・プログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】  本発明は、複数の搬送波（キャリア）を用いた通信システムにおける送信ダイバーシティおよびダイバーシティの技術、特に、差動型（ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ）の空間・時間・周波数送受信ダイバーシティおよび非差動型（ｎｏｎ−ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ）の空間・時間・周波数送受信ダイバーシティの技術に関する。
【背景技術】
【０００２】  複数のキャリア（搬送波）を用いた通信システムにおいては、複数の通信経路に起因した干渉のため、無線通信チャネルは、受信した信号のフェージングを受ける場合がある。フェージングの影響を緩和することを目的として、送信アンテナダイバーシティ方式を採用することは従来の技術においても可能である。その方法の基本的な考え方は、同一の通信信号を複数の送信アンテナを介して送信し、各送信アンテナから受信機までの複数のサブチャネルは各々独立に減衰する（換言すれば、全てのサブチャネルにおいて同様に同時に減衰する確率が小さい）という事実を利用することにある。【０００３】  ここで、全ての送信アンテナは、周波数帯域を効率的に確保するために、同時に使用されることになる。このため、送信機において前処理を行い、異なるアンテナから送信された複数の信号が受信機において分離されることが保証されるようにしなければならない。これは、従来から知られているように、複数の送信アンテナから各々直交する複数の信号を送信することにより実現することができる。このような直交送信ダイバーシティ方法は、直交計画（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  ｄｅｓｉｇｎ）に基づく時空間ブロック符号として知られている。しかし、この方法の欠点は、少なくとも１つの空間・時間ブロック符号化されたブロックにおいて複数のチャネルが一定となっている必要があるという点である。【０００４】  加えて、シンボル間干渉を防ぐため、チャネルは周波数領域においてフラットになっていなければならない。これは、複数キャリアシステムの一種である直交周波数分割多重アクセス（ＯＦＤＭ）によって実現することができる。直交周波数分割複数アクセス（ＯＦＤＭ）においては、シンボル間干渉を防ぐために、各々異なるキャリア周波数を使用する多数の狭帯域に分割された広帯域チャネルを必要とする。時空間ブロック符合がサブチャネルごとに適用されるが、各サブキャリアにおけるシンボル長は、単一のキャリアを用いた広帯域システムに比べて増大する。このため、１つの時空間ブロック符合を送信する期間のチャネルの一定性に関する条件は更に厳しくなる。【０００５】  上述した問題は、複数キャリアシステムにおける差動型の送信ダイバーシティの場合に、一層重要となる。なぜなら、差動型の送信ダイバーシティの場合においては、２つの連続したブロックの差分のなかに情報が内包され、且つ、チャネルの一定性が１つブロックにとどまらず２つのブロックに亙って要求されるからである。しかしながら、複数のサブチャネルを推定する必要があり、またパイロットシンボルの電力は複数のアンテナに分配されているため、複数入力・複数出力の通信システムにおけるチャネルの推定には困難が伴う。【０００６】  より具体的には、２つの送信アンテナに対する直交計画に基づく送信ダイバーシティ方法が、アラムーティ（Ｓ．Ａｌａｍｏｕｔｉ）によって表題「Ａ  ｓｉｍｐｌｅ  ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ  ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ  ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ  ｆｏｒ  ｗｉｒｅｌｅｓｓ  ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ」として、「ＩＥＥＥ  Ｊｏｕｒｎａｌ  ｏｎ  Ｓｅｌｅｃｔｅｄ  Ａｒｅａｓ  ｏｆ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，Ｓｐｅｃｉａｌ  Ｉｓｓｕｅ  ｏｎ  Ｓｉｇｎａｌ  ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  ｆｏｒ  ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，１６（８）：１４５１−１４５８，１９９８」に開示されている。また、送信アンテナ数を一般化した時空間ブロック符合について、タローク（Ｖ．Ｔａｒｏｋｈ）、ジャファルカニ（Ｈ．Ｊａｆａｒｋｈａｎｉ）およびカルダイバーンク（Ａ．Ｒ．Ｃａｌｄｅｒｂａｎｋ）によって、表題「Ｓｐａｃｅ−ｔｉｍｅ  ｂｌｏｃｋ  ｃｏｄｅｓ  ｆｒｏｍ  ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  ｄｅｓｉｇｎｓ」として、「ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｔｈｅｏｒｙ，４５（５）：１４５６−１４６７，Ｊｕｎｅ  １９９９」に掲載されている。【０００７】  更に、サブチャネルごとに時空間ブロック符合を１つ割り当てる方法を用いて時空間ブロック符合を直交周波数分割多重アクセス（ＯＦＤＭ）に適用することが、例えばルー（Ｂ．Ｌｕ）、ワン（Ｘ．Ｗａｎｇ）およびリー（Ｙ．Ｌｉ）によって、「Ｉｔｅｒａｔｉｖｅ  ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ  ｆｏｒ  ｓｐａｃｅ−ｔｉｍｅ  ｂｌｏｃｋ−ｃｏｄｅｄ  ＯＦＤＭ  ｓｙｓｔｅｍｓ  ｉｎ  ｄｉｓｐｅｒｓｉｖｅ  ｆａｄｉｎｇ  ｃｈａｎｎｅｌｓ」という表題で、「ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，１（２）：２１３−２２５，Ａｐｒｉｌ  ２００２」に掲載されている。【０００８】
2006517749.tif 000003
ジ（Ａ．Ｊ．Ｐａｕｌｒａｊ）によって提案されている空間・周波数符号化方法がある。これは、「Ｓｐａｃｅ−ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｃｏｄｅｄ  ｂｒｏａｄｂａｎｄ  ＯＦＤＭ  ｓｙｓｔｅｍｓ」という表題で、「Ｓｐａｃｅ−ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｃｏｄｅｄ  ｂｒｏａｄｂａｎｄ  ＯＦＤＭ  ｓｙｓｔｅｍｓ，ｉｎ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  ａｎｄ  Ｎｅｔｗｏｒｋｉｎｇ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ（ＷＣＮＣ），ｐａｇｅｓ  １−６，Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ  ２０００」に掲載されている。この文献はまた、上掲のアラムーティの文献に開示されているように、隣接する複数のサブチャネルに亙って、空間・周波数符号として、直交計画に基づくシンボルを配置することを提案している。更に、最大周波数ダイバーシティを得るために、サブチャネルの数と等しい長さの符号語からなる空間・周波数符号を生成ずることも提案されている。【０００９】  複数キャリアシステムにおける受信ダイバーシティを行う方法として、モリシュ（Ａ．Ｆ．Ｍｏｌｉｓｃｈ）、ウィン（Ｍ．Ｗｉｎ）およびウィンターズ（Ｊ．Ｗｉｎｔｅｒｓ）によって、「Ｓｐａｃｅ−ｔｉｍｅ−ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−ｃｏｄｉｎｇ  ｆｏｒ  ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ  ｓｙｓｔｅｍｓ」との表題で、「Ｅｕｒｏｐｅａｎ  ｐｅｒｓｏｎａｌ  Ｍｏｂｉｌｅ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ（ＥＰＭＣＣ），Ｖｉｅｎｎａ，Ａｕｓｔｒｉａ，２００１」において提案されている。この提案には、直交構造を用いずに、複素符号を用いることにより、１つの符号のみを用いてダイバーシティを実現することが含まれている。【００１０】  送信ダイバーシティを実現する他の方法として、直交計画に基づくいわゆる差動送信ダイバーシティに関連するものがある。２つの送信アンテナに対するものとして、タローク（Ｖ．Ｔａｒｏｋｈ）、ジャファルカニ（Ｈ．Ｊａｆａｒｋｈａｎｉ）およびカルダイバーンク（Ａ．Ｒ．Ｃａｌｄｅｒｂａｎｋ）によって、表題「Ａ  ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ  ｓｃｈｅｍｅ  ｆｏｒ  ｔｒａｎｓｍｉｔ  ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ」として、「ＩＥＥＥ  Ｊｏｕｒｎａｌ  ｏｎ  Ｓｅｌｅｃｔｅｄ  Ａｒｅａｓ  ｉｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，１８（７）：１１６９−１１７４，Ｊｕｌｙ  ２０００」に掲載されている。また、これを複数の送信アンテナに一般化した方法を、ジャファルカニ（Ｈ．Ｊａｆａｒｋｈａｎｉ）およびタローク（Ｖ．Ｔａｒｏｋｈ）は、「Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  ｔｒａｎｓｍｉｔ  ａｎｔｅｎｎａ  ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ  ｆｒｏｍ  ｇｅｎｅｒａｌｉｚｅｄ  ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  ｄｅｓｉｇｎｓ」との表題で、「ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｔｈｅｏｒｙ，４７（６）：２６２６−２６３１，Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ  ２００１」に掲載している。【００１１】  更に、差動送信ダイバーシティ方法は、ホッフバルト（Ｂ．Ｈｏｃｈｗａｌｄ）およびスベルデン（Ｗ．Ｓｗｅｌｄｅｎ）によって、「Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  ｕｎｉｔａｒｙ  ｓｐａｃｅ−ｔｉｍｅ  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ」との表題で、「ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，４８（１２）：２０４１−２０５２，Ｄｅｃｅｍｂｅｒ  ２０００」に提案されている。また、フーゲス（Ｂ．Ｌ．Ｈｕｇｈｅｓ）によって、「Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  ｓｐａｃｅ−ｔｉｍｅ  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ」との表題で、「ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｔｈｅｏｒｙ，４６（７）：２５６７−２５７８，Ｎｏｖｅｍｂｅｒ  ２００」にも提案がある。しかしながら、タロークおよびジャファルカニの「Ａ  ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  ｓｃｈｅｍｅ  ｆｏｒ  ｔｒａｎｓｍｉｔ  ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ；ＩＥＥＥ  Ｊｏｕｒｎａｌ  ｏｎ  Ｓｅｌｅｃｔｅｄ  Ａｒｅａｓ  ｉｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，１８（７）：１１６９−１１７４，Ｊｕｌｙ  ２０００」に比べて、これらの提案は直交計画を構成する送信シンボルに依存していない。【００１２】  更に、「ＩＥＥＥ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  Ｌｅｔｔｅｒｓ，６（６）：２５３−２５５，Ｊｕｎｅ  ２００２」には、ディガヴィ（Ｓ．Ｎ．Ｄｉｇｇａｖｉ）、アル・ダヒア（Ｎ．Ａｌ−Ｄｈａｈｉｒ）、スタムーリス（Ａ．Ｓｔａｍｏｕｌｉｓ）およびカルダイバーンク（Ａ．Ｒ．Ｃａｌｄｅｒｂａｎｋ）によって、「Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  ｓｐａｃｅ−ｔｉｍｅ  ｃｏｄｉｎｇ  ｆｏｒ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−ｓｅｌｅｃｔｉｖｅ  ｃｈａｎｎｅｌｓ」との表題で、純粋な意味での差動型空間・時間ダイバーシティ方法が記載されている。この方法は、１つの周波数選択的な広帯域チャネルを各々異なるキャリア周波数を持つ複数のフラットな減衰狭帯域チャネルに分解するために、直交周波数分割多重アクセスを用い、キャリア毎に１つの差動時空間ブロック符合を適用するというものである。【００１３】  上述したように、複数キャリア通信システムにおいては、いくつかの特殊な時間・周波数ダイバーシティ方法を適用することが可能ではあるが、これらの方法は複雑であり、汎用性が低い。純粋な空間・時間ダイバーシティもしくは純粋な空間・周波数ダイバーシティに対する単純な方法を適用することも考えられるが、このような方法では、通信チャネルが多くのサブキャリアに対して長期間一定であることが要求される。【００１４】  しかしながら、広帯域通信チャネルは、一般的に周波数選択的であって経時変化する。このことは、将来の通信システムとして提案されているような多数のサブキャリアを使用する場合において、各サブキャリアにおける送信シンボル長が大きくなるに従って、重要な問題となってくる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】  本発明は上述した背景に鑑み、簡易で応用性が高く、高い信頼性で高データデート通信を行うことができる送受信ダイバーシティ方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１６】  本発明の第１の観点によれば、本発明の目的は、マルチキャリア通信システムにおいて複数のアンテナを用いて空間・時間・周波数送信ダイバーシティを確立する方法によって達成される。本発明の方法は、所定の変観測に従って送信シンボルシーケンスを複数の送信ストリームに変換し、前記複数のアンテナの各々に供給する第１のステップを有する。本発明の方法は、更に、各送信ストリームにおいて、周波数領域および時間領域の両方に関し、送信ストリームを構成する要素（送信ストリームエレメント）を、各送信アンテナで利用可能な複数のキャリアへ割り当てる第２のステップを有する。【００１７】  すなわち、本発明の第１の観点は送信ダイバーシティに関連するものであって、送信シンボルが複数のサブキャリアにおける連続した送信タイムスロットに亙って分配される。複数のアンテナを用いることにより空間ダイバーシティが実現され、複数の送信ストリームエレメントを異なるタイムスロットに亙って分配することにより時間ダイバーシティが実現され、複数のサブキャリアを用いることにより、周波数ダイバーシティが実現される。【００１８】  本発明の有利な効果は、時間領域及び周波数領域において一定である通信チャネルに課す条件を緩和することができる。換言すれば、本発明の方法によれば、従来の方法よりも、時間領域および周波数領域においてチャネル係数に課せられる一定性に係る条件が緩和されるということである。【００１９】  本発明の他の効果としては、空間ダイバーシティを時間ダイバーシティおよび周波数ダイバーシティから切り離すことができるという点が挙げられる。これは、空間ダイバーシティ、時間ダイバーシティ、および周波数ダイバーシティを利用した非常に簡単で効果的な送信ダイバーシティ方法の基礎となる。【００２０】  本発明の更に他の効果としては、従来の空間・時間送信ダイバーシティ方法に比べて、遅延および全体のオーバーヘッドが減少するという点が挙げられる。送信ストリームエレメントを時間領域および周波数領域において分配する方式に対して制限が課せられることがないので、応用性が高まり、既存のフェーディング条件の有無に関わらず、好適なマッピング方法を適宜用いること、およびマッピング方法を時間的に変化させることが可能である。【００２１】  本発明の第２の観点によれば、上述した目的は、複数の送信アンテナを用いたマルチキャリア通信システムにおいて差動型の空間・時間・周波数送信ダイバーシティを確立する方法を用いることによって実現される。第１のステップにおいては，所定の差動型変換側に従って送信ビットシーケンスを複数の送信ストリームに変換し、前記複数のアンテナに供給する。続いて、各送信ストリームにおける送信ストリームエレメントを、周波数および時間領域に関し各アンテナにて利用可能な複数のキャリアに割り当てる。【００２２】  本発明の第２の観点によれば、第１の観点でなされた発明が奏する有利な効果に加えて、差動型の送信ダイバーシティ方法を提供することができるという効果を有する。上述した非差動送信型のダイバーシティ方法に加え、本発明に係るダイバーシティは、送信ストリームエレメントを複数のタイムスロットにマッピング���ることなく、特殊な差動型の空間・周波数ダイバーシティとして実現される。ただし、本発明に係る差動型の空間・周波数ダイバーシティの好適な一態様においては、上記マッピングを行ってもよい。【００２３】  前記第２の観点に係る発明においては、既存の複数の差動型のダイバーシティ方法に従って参照行列を送信する場合に発生するオーバーヘッドが著しく減少するという効果を更に有する。【００２４】  非差動型の送信ダイバーシティ方法の好適な態様において、前記所定の変換則は、直交計画である。また、他の好適な態様において、前記所定の変換則は差動型の直交計画である。【００２５】  本発明の好適な態様において、空間ダイバーシティは直行計画および受信側における簡単な合成ステップによって実現される一方、時間ダイバーシティおよび周波数ダイバーシティに係る処理については、例えば外部の誤り訂正符号を用いる等することにより、受信側において行うことができる。このようにダイバーシティの分離を行うことで、システムの単純化および汎用性の向上が実現する。【００２６】  従って、システムのパラメータ（例えばサブキャリアの数、変調方式、送信アンテナの数など）が変化した場合に、対応して修正する必要があるのは多重化成分および（または）直交計画または差動型直交計画のみとなる。【００２７】  この点は、将来登場が予測される無線移動通信システムのように非常に適応度の高いシステムにおいて、特に重要となる。しかし、既存の提案にかかる方法は非常に複雑である。本発明の重要な特徴は、時空間ブロック符合もしくは空間・周波数ブロック符合を用いる場合と比べて、時間および周波数においてチャネルに対する一定性に関する条件が著しく緩和されるということである。【００２８】  更に、上述した差動型のダイバーシティ方法には、異なる送信ストリームエレメントを、各サブキャリアにおいて複数のサブキャリアおよび１以上のタイムスロットの少なくともいすれかへ分配する方法は任意である。ただし唯一の規則として、２つの異なる送信ストリームエレメントを同じサブキャリアの同じタイムスロットに割り当てることが禁止される。【００２９】  特に、差動型のダイバーシティ方法に関連した本発明の更に好適な態様においては、送信ストリームエレメントが、連続的に連続する直交計画に関して連続的に、サブキャリアおよび対応するタイムスロットへマッピングされるように、送信ストリームエレメントを複数のキャリアおよび複数のタイムスロットへ割り当てるマッピング処理を行う。この連続マッピング方法は、２次元（例えば時間と周波数）の相関を持つサブチャネルを用いた送信方式ならばどのようなものに対しても適用することが可能である。【００３０】  本発明は、第３の観点において、マルチキャリア通信システムにおける空間・時間・周波数ダイバーシティ受信を実現する方法に関する。【００３１】  第１のステップにおいて、複数の送信ストリームおよび対応する送信ストリームエレメントは、受信機の複数のアンテナの各々で受信される。なお、送信ストリームエレメントは、送信機において、上述した方法で、空間・時間・周波数送信ダイバーシティを実現するために、周波数領域及び時間領域において、複数���キャリアに割り当てられていると仮定する。第２のステップにおいて、送信ストリームエレメントは、周波数領域および時間領域において、出力シンボルにデマッピングされる。これは送信側で行われたマッピングと逆の処理に相当する。第３のステップにおいては、出力シンボルの送信ストリームを後段の処理のために出力する。【００３２】  本発明の第４の観点は、複数のアンテナを使用するマルチキャリア通信システムにおいて差動型の空間・時間・周波数ダイバーシティ受信を実現する方法に関する。【００３３】  第１のステップにおいて、複数の送信ストリームおよび対応する送信ストリームエレメントが複数のアンテナの各々で受信される。非差動型のダイバーシティ受信の場合と同様、差動型のダイバーシティ受信においても、送信ストリームエレメントは、差動空間・周波数送信ダイバーシティを実現するために、送信機側において、少なくとも周波数領域に関し、複数のキャリアに割り当てられていると仮定する。第２のステップにおいて、送信機側で行った割り当て処理と逆の処理、すなわち送信ストリームエレメントを、少なくとも周波数領域において、出力シンボルストリームにデマッピングする処理を行う。続いて第３のステップにおいて、出力シンボルストリームを受信機の後段の処理のために出力する。【００３４】  上述したように、本発明に係る空間・時間・周波数ダイバーシティは、送信機側でだけでなく、受信機側においても実現されることは明らかである。非差動型、差動型に関わらず、送信ダイバーシティに関して説明したものと同様の効果が受信機側においても生じる。すなわち、ダイバーシティ受信を行うためのシステム設計の簡易化および汎用性の向上が実現する。【００３５】  非差動型または差動型のダイバーシティ受信に関連する更に好適な態様においては、後段のターボ検出ステップにおいて、送信されたシンボルを推定するために、生成した出力シンボルを結合器へ供給してもよい。【００３６】  特に、システムの能力およびダイバーシティレベルを向上させるために、前方誤り訂正（ＦＥＣ）デコーダから、時空間ブロック符合検出器へのターボフィードバックを用いてもよい。前方誤り訂正（ＦＥＣ）デコーダから時空間ブロック符合検出器へのターボフィードバックは、時空間ブロック符合の直交性のために有効とはなりえないと以前は考えられていた。しかし、本発明によれば、ビット単位のフィードバックおよび対応する変調シンボルのビットの空間マッピングを行ってもよい。【００３７】  更に、チャネル推定器に対する情報でなく、ターボ検出において生成された情報であって、軟判定空間・時間・周波数送信ダイバーシティ検出器に対して経験的に与えられた情報を用いてもよい。ビットを、アンチ・グレイ（ａｎｔｉ−Ｇｒａｙ）変調方式におけるシンボルへ、強制的に空間マッピングする。このとき最小ユークリッド距離をもつ変調方式のコンスタレーション・ポイントは、最も多くのビットにおいて異なる。【００３８】  本発明は、空間送信ダイバーシティ方法の直交構造のために、グレイ・マッピング（最小ユークリッド距離をもつ変調方式のコンスタレーション・ポイントがコンスタレーション・ポイントが相違するのは数ビット程��となる）に基づいてターボ繰り返しを行っても、最小ユークリッド距離をもつ変調方式のコンスタレーション・ポイントが相違するのは１ビットのみであるため、有効とならない、という知見に基づいている。【００３９】  本発明は、上述した送信ダイバーシティの方式や受信ダイバーシティ方式に限定されず、ＯＦＤＭやマルチキャリアＣＤＭＡといったあらゆるマルチキャリアシステムに適用することが可能である。【００４０】  本発明は、更に別の好適な態様において、送信機／受信機の内部メモリから直接読み出すことが可能なコンピュータプグラムであって、前記送信機／受信機のプロセッサにて実行されると前記非差動型ダイバーシティ処理もしくは差動型のダイバーシティ処理を実行するコードから構成されるプログラムを提供する。【００４１】  すなわち、本発明によれば、コンピュータまたはプロセッサシステム上で本発明に係る方法の各ステップを実装することができる。この結果、例えばマルチキャリア通信システムに含まれるコンピュータシステム、あるいは具体的にはプロセッサとともに使用されるコンピュータプログラムが提供されることになる。【００４２】  このプログラムは、本発明の機能を種々の形式でコンピュータやプロセッサに与える。例えば、書込み不可の記憶媒体（ＲＯＭやＣＤ−ＲＯＭ等の読み出し専用メモリデバイスであって、プロセッサまたはコンピュータのＩ／Ｏ装置によって読み出し可能なもの）に永続的に記憶される情報、書込み可能な記憶媒体（フロッピーディスクやハードディスク等）に格納される情報、あるいはコンピュータやプロセッサへ通信媒体モデムその他のインタフェースを用いて、通信網、インターネット、電話網等の通信媒体を介して提供される情報である。このような媒体は、本発明に係る方法を実装したプロセッサ読みとり可能な命令が実行されると、本発明のいずれかの態様を択一的に実行する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４３】  以下、本発明の様々な観点を実行するための最良の方法を、その好適な態様とともに、図面を用いて説明する。【００４４】  本発明の種々の観点を説明するにあたり、まず、本発明の技術的背景として、時空間ブロック符合に関する基本的な原理を説明する。【００４５】  図１は、２つの送信アンテナに対する時空間ブロック符合を用いた場合の送信アンテナダイバーシティ方法を説明した図である。【００４６】  図１に示すように、情報ソースはビット数ｕのビットストリームを生成し、変調部１２（例えば８相位相偏移変調方式（８−ＰＳＫ）のもの）に供給する。変調部１２は、入力ビットをそれぞれ異なる送信シシボルにマッピングする。図１に示す例においては、入力ビット「０１０」をシンボルＣ１＝２に、入力ビット「１１１」を送信シンボルＣ２＝７にマッピングする。生成されたシンボルは、それぞれ送信シンボルｘ１、ｘ２として、時空間ブロック符合部１４に供給される。時空間ブロック符合部１４は、一般化複素直交計画、すなわちｘ１、ｘ２、−ｘ２＊、ｘ１＊を要素とする行列に従って処理を行う。【００４７】  一般的に、このような直行計画は次の行列によって特徴付けられる。
【数１】
2006517749.tif 000004
【００４８】  ここで、列数ｎＴは送信アンテナの数に対応し、行数Ｐはタイムスロットの数に対応する。【００４９】  このように、行列Ｂは直交計画として参照されるが、同期参照を変換計画としてもよい。なぜなら、図１に示すように、複数の送信シンボルストリームは、各々対応する送信アンテナ１６および１８に供給される複数の送信ストリームにマッピングされるからである。【００５０】  直交計画Ｂの成分ｂｉｊは、Ｎ値信号コンスタレーションの要素ｘｉ、複素共役ｘｉ＊、またはこれらの線形結合である。Ｋ個のシンボルｘｔ、（ｔ＝１、・・・Ｋ）は、変換部１４として表されている時空間ブロック符合器への入力である。時空間ブロック符合器は、その時空間ブロック符合のマッピング規則に従って、Ｋ個のシンボルをＮＴ・Ｐ個の直交計画Ｂの成分ｂｉｊにマッピングする。次に、直交計画Ｂにおける同一行の全ての成分ｂｉｊをＮＴ個のアンテナ（例えば図１に示す例ではアンテナ１６および１８）にて同時に送信する。【００５１】  更に、上述したように、直交計画の列は空間を、行は時間を表すように、直交計画Ｂの同一の列にある成分を、連続したタイムスロットを用いて同一のアンテナ１６または１８から送信する。【００５２】  図１に示す例においては、直行計画は以下のようになる。
【数２】
2006517749.tif 000005
【００５３】  図１に示す例においては、１つのブロックは２つの８−ＰＳＫ送信シンボルから得られる。８−ＰＳＫ変調方式によれば、３つのソースビットは複素コンスタレーション・ポイントｘｉにマッピングされる。シンボルｃ１＝２は、ｘ１＝ｊへ、シンボルｃ２＝７は、ｘ１＝１／２＾（１／２）−ｊ／２＾（１／２）へそれぞれマッピングされる。複素送信シンボルｘ１およびｘ２は、与えられた直交計画ｐ＊ｎＴ＝２＊２の行列として表現される。【００５４】  第１のタイムスロットにおいては、直交計画の第１行の送信シンボルを同時に送信する。すなわち、ｘ１（１）＝ｘ１がアンテナ１から送信され、ｘ２（２）＝ｘ２がアンテナ２から送信される。次のタイムスロットにおいては、シンボルｘ２（１）＝−ｘ２＊がアンテナ１から送信され、ｘ２（２）＝−ｘ１＊がアンテナ２から送信される。【００５５】  上記直交計画の直交性のため、同様に送信シンボルストリームに対する時空間ブロック符合または変換則を参照することにより、受信機側において、単純な組み合わせによって受信ダイバーシティを行うことが可能となる。以下、この点につき詳述する。送信の間、チャネルはそのタイムスロット数、換言すれば時空間ブロック符合行列の行数（すなわちシンボル長Ｐ＝２）に対応する期間、一定でなければならない。【００５６】  図２は、自空間ブロック符合の他の例を示す。左側の例は、アンテナ数が４、タイムスロット数（送信チャネルは一定とする）が４の場合を示したものである。右側の例は、送信アンテナ数が３、タイムスロット数（送信チャネルは一定とする）が４の場合を示す。【００５７】  図１および２を用いて説明した例に限定されることなく、本発明においては、送信シンボルが変調方式（例えば、４重振幅偏移変調；ＱＡＭまたは移動偏移変調方式；ＰＳＫなど）のコンスタレーション要素となっていると仮定する。本発明によれば、変調方式の態様に制限がない。ｎＴ個の送信アンテナに対し、シンボルｘｋは、Ｐ＊ｎＴ次元の直交計画（送信規則）に従ってｎＴ個の送信ストリームにマッピングされる。【００５８】  加えて、データはＮＴ個のサブキャリアによって各アンテナから同時に送信され、各サブキャリアが複数のキャリア周波数のうちの１つに各々対応するマルチキャリア通信システムにおいて送信が行われると仮定する。ここでチャネル係数は、時間領域および周波数領域において変化する。しかしながら、連続するタイムスロットのチャネル係数は、隣接するサブキャリアとともに関連付けられる。【００５９】  受信機側においては直行計画に基づく送信中のチャネル係数が一定であることが要求されるので、本発明においては、直交計画の１つの要素を好適に割り当てる。割り当て方法の詳細については後述する。また、受信機側においては、受信した送信シンボルは、送信機側において行われた割り当て処理と逆の処理を行うことによりデマッピングされる。この詳細については後述する。【００６０】  上述した処理の詳細を説明するにあたり、まず、本発明の技術背景として、複数入力複数出力（ＭＩＭＯ）通信チャネルに係るチャネルモデルについて図３を用いて説明する。【００６１】  図３に示すように、マルチキャリア通信システムはｎＴ個の送信アンテナとｎＲ個の受信アンテナとを有していると仮定する。各アンテナにおいて、送信シンボルは複数のサブキャリアを用いて（すなわちチャネルがｎＳ個の直交サブキャリアに分割されて）送信される。【００６２】  以下、ある時刻に各サブキャリアから送信された送信シンボルの各々を、送信シンボルまたは直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）シンボルと称することとする。【００６３】  図３に示すように、送信ブランチ１、・・・ｎＴの各々において、シリアル／パラレル変換部２０−１、・・・、２０−ｎＴが設けられ、直交計画の要素の集合を複数のサブキャリアにマッピングする。次に、逆高速フーリエ変換部２２−１、・・・２２−ｎｔにおいて、シリアル／パラレル変換部２０−１、・・・、２０−ｎＴからの出力値に対し逆フーリエ変換を行う。逆高速フーリエ変換部２２−１、・・・２２−ｎｔは、対応する変換結果をパラレルシリアル／変換部２４−１、・・・２４−ｎＴに出力する前に、関連するサブキャリアを分離する。次に、各アンテナ１、・・・ｎにおいて、対応するガードインターバル部２６−１、・・・２６−ｎＴによってガードインターバルを挿入する。【００６４】  図３に示すように、受信機側では、ガードインターバル除去ユニット２８−１、・・・、２８−ｎＲによって、送信側と逆の処理であるガードインターバルの除去を行う。次に、対応するシリアル／パラレル変換部３０−１、・・・、３０−ｎｒにてシリアル／パラレル変換を行い、各サブキャリアの受信要素を生成し、送信機側で行われた逆高速フーリエ変換と逆の処理を行うため、対応する高速フーリエ変換部２１−１、．．．３２−ｎＲに供給する。各受信アンテナにおける高速フーリエ変換の結果は、対応するパラレル／シリアル変換部３４−１、・・・、３４−ｎＲに供給され、そこで生成された出力受信ストリームを処理する（すなわち、出力ビットストリームを生成する）。【００６５】  図３に示すように、送信機と受信機との間を伝播する各サブキャリアに対して、各送信アンテナから各受信アンテナへの伝達関数を導入してもよい。伝達関数の導入によって、マルチキャリア通信システムにおいて使用するフラットなフェーディング特性を持つ複数入力複数出力（ＭＩＭＯ）チャネルを設計することが可能となる。【００６６】  特に、ガードインターバルとして循環プレフィックスを付加すれば、周波数選択性高帯域チャネルをＮｓ個の周波数フラットなＭＩＭＯチャネルに並列的に分解することが可能となる。この様子を図３の下側の図に示す。ここで、Ｎｓ＊ｎＴのシンボルのブロックは、Ｎｓ個のサブキャリアによって、ｎＴの送信アンテナの各々から送信される。以下、このシンボルをＯＦＤＭシンボルと称する。【００６７】  各サブチャネルのシンボル長は、同一帯域幅を持つ単一キャリアシステムの場合と比べて、ＮＳ倍大きくなる。後述するように、本発明はこれまで説明した一様周波数性を有する複数入力複数出力チャネルに限定されず、一様フェーディングを有するチャネルの集合に分解される周波数選択性ＭＩＭＯチャネルに対して適用することが可能である。【００６８】  図１ないし３を用いて説明した本発明の技術的背景に鑑み、本発明に係る種々の観点���、図４ないし１５を参照して説明する。【００６９】  本発明によれば、差動型の送信ダイバーシティは、送信規則（例えば直交計画）に従って生成された複数のシンボルを、各アンテナにおいて、複数のサブキャリアに、変換則に基づく空間・時間・周波数送信ダイバーシティを実現する連続する複数のタイムスロットに亙って割り当てる。【００７０】  なお、本発明は直交計画に限定されず、複数の送信アンテナの供給する複数の送信ストリームを生成する送信シンボルストリームを起点とする変換方法であればどのようなものであっても、適用することが可能である。【００７１】  本発明においては、時間領域および周波数領域の両方に関する割り当て方法のうちどのような種類ものを用いてもよい。更に、この割り当て方法は、受信機側で使用される既存の受信方法と互換性を保つため、全ての送信アンテナに対して同じものが用いられる。送信機側の送信アンテナは、全て、同時に送信を行う。【００７２】  図４は、非本発明に係る差動型送信ダイバーシティを実現するための装置の構成を示す図である。【００７３】  装置３６は、割り当て部３８および送信部４０から構成される。割り当て部４０に入力される値は、上述した所定の変換則を用いて送信シンボルを複数の送信ストリームに変換することによって決定される。【００７４】  図５は、図４に示した割り当て部４０の構成を示す図である。【００７５】  割り当て部４０は、送信前において送信エレメントの１つのサブキャリアおよび１つのタイムスロットを選択する選択部４２と、選択部４２にて決定された各送信エレメントの割り当てを行うマッピング部４４とを有する。【００７６】  図６は、図４に示した送信装置の動作を示すフローチャートである。【００７７】  図６に示すように、ステップＳ１０において、複数の送信シンボルを複数の送信ストリームに変換する。ステップｓ１２において、各アンテナにおける複数の送信ストリームエレメントを、時間領域および周波数領域において、各アンテナにて利用可能な複数のサブキャリアに割り当てる。換言すれば、各送信ストリームにおける各エレメントに対し、当該ストリームエレメントに関するサブキャリアおよび当該サブキャリアにおける対応したタイムスロットが、選択部４２にて選択される。続いて、当該送信ストリームエレメントはマッピングユニット４４にてマッピングされる。【００７８】  更に、図４に示した送信ユニット４０は、マッピング処理の後、複数の送信ストリームエレメントを、複数の送信アンテナ１、・・・、ｎＴから送信する。【００７９】  図７は、本発明に係る非差動型の送信ダイバーシティを実現するための装置の構成を示す。同図中、図４ないし６を参照して説明したものと同一の構成要素には同一の参照符号を付する。【００８０】  図７は、直交計画を用いた非差動型の送信ダイバーシティの適用および空間、時間および周波数に関する図である。【００８１】  図７に示すように、複数の送信シンボルストリームを複数の送信ストリーム１、・・・ｎＴに変換する際には直交計画Ｂを用いる。変換の対象となる送信シンボルは、既存の手段（すなわち前方誤り訂正（ＦＥＣ）エンコーダ４６、インターリーバ４８、および変調部５０）を用��て生成される。送信シンボルの生成方法は、本発明の種々の観点には拘束されない。【００８２】  図７に示すように、送信部３８は、送信アンテナ１、・・・ｎＴの各々に供給する複数の送信ストリームを生成する。送信に先立ち、各送信ストリームエレメントは、１つのサブキャリアおよび当該サブキャリアにおいて１つの利用可能なタイムスロットに割り当てられる。この割り当て処理は、逆高速フーリエ変換、パラレル／シリアル変換およびガードインターバルの挿入の前に実行される。【００８３】  以上、図４ないし７を用いて上述した非差動型の送信ダイバーシティを実現する種々の態様を説明したが、以下、受信機側において非差動型のダイバーシティ受信を実現するための態様を、図８ないし１０を参照して説明する。【００８４】  図８は、本発明に係る非差動型のダイバーシティ受信を実現するための装置の構成を示す。【００８５】  図８に示すように、受信機は、受信アンテナｎ、・・・ｎＲを有すると仮定する。受信アンテナｎ、・・・ｎＲにて受信された信号は、対応する受信部４６−１、・・・４６−ｎＲに供給され、ここで複数の受信シンボルストリームが生成される。各受信シンボルストリームは、受信アンテナｎ、・・・ｎＲの各々に対応するサブキャリアに関連付けられる。各受信ユニット４６−１、・・・４６−ｎＲにおいて、対応する出力ストリームは、対応するデマッピング部４８−１、・・・、４８−ｎＲに供給される。デマッピング部４８−１、・・・、４８−ｎＲは、各サブキャリアの受信ストリームエレメントに対し、送信機側で送信ストリームエレメントの割り当てを行ったのと逆の処理である、デマッピングを行う。続いて、対応するデマッピング処理が施された受信ストリームエレメントは処理部５０に供給され、出力シンボルストリームが生成される。【００８６】  図９は、本発明に係る非差動型のダイバーシティ受信を実現するための動作を示すフローチャートである。【００８７】  図９に示すように、各受信部４６−１、・・・４６−ｎＲは、各サブキャリアに対して受信送信ストリームを生成する。すなわち、各受信部４６−１、・・・４６−ｎＲは、ガードインターバルの除去、シリアル／パラレル変換、および高速フーリエ変換を行う。【００８８】  また、図９に示すように、各デマッピング部４８−１、・・・４８−ｎＲは、送信ストリームエレメントに対し、ストリームエレメントを周波数領域と時間領域の両方において、複数のサブキャリアおよび対応する複数のタイムスロットへ割り当てる処理と逆の処理に相当する、デマッピングを行う。すなわち、各デマッピング部４８−１、・・・４８−ｎＲは、送信ストリームエレメントを、周波数領域および時間領域の両方において、出力シンボルストリームにデマッピングする。これは、送信機において各アンテナに対して行った割り当て処理と逆の処理に相当する。続いて、ステップＳ２０において、後処理部５０は、デマッピングされた受信ストリームを処理する（例えば、出力ビットの最尤度推定を生成するための処理を行う）。【００８９】  図１０は、本発明に係る後処理部５０の好適な態様を示す。【００９０】  図１０に示すように、後処理部５０は、結合器５２、符号ビットｃｋ��関連する軟判定を行う経験的（ａｐｏｓｔｅｒｉｏｒｉ）確率デマッピング部５４、軟出力に対し逆インターリーブを行うデインターリーバ５６、および前方誤り訂正（ＦＥＣ）デコーダ５８を有する。後処理部５０は、更に、第１の合成部６０と、インターリーバ６２と、第２の合成部６４とを有する。後処理部５０は、あるいは、結合器５２のみから構成されてもよい。【００９１】  図１０に示す経験的確率デマッピング部５４は、受信機の結合器からの出力に基づき、符号ビットの対数尤度比を算出する。デインターリーバ５６は、後段のＦＥＣデコーダ５８におけるデコーディングのために、符号ビットの対数尤度比に対しデインターリーブを行う。【００９２】  ＦＥＣデコーダ５８は、ソースビットをデコードする。ＦＥＣデコーダ５８は、さらに、符号ビットに
2006517749.tif 000006
この外部対数尤度情報は、インターリーバ６２に出力される。第２の合成部６４にて、インターリーバ６２からの出力は、経験的確率デマッピング部５４によって得られた対数尤度比から減算される。【００９３】
2006517749.tif 000007
ット５４へ供給される。【００９４】  本発明においては、チャネル推定器ではなく、軟出力に基づく空間・時間・周波数送信ダイバーシティ検出器に対する演繹的な情報として、フィードバック機構を用いる。また、外部ＦＥＣ符号、およびオプションであるＦＥＣデコーダ５８から軟出力ダイバーシティ結合器へのターボフィードバックを用いてコンスタレーションを行う。【００９５】  従って、ターボフィードバックに関し、ビット単位でフィードバックを行ってもよい。また、高次の変調方式のコンスタレーション・シンボルに対し、符号ビットの特殊な非グレイ・マッピングを用いてもよい。【００９６】  換言すれば、コンレーション・シンボルのマッピングは、最小ユークリッド距離をもつコンスタレーション・シンボルが異なるビット数が最大となるという点において、グレイ・マッピングとは異なる。この非グレイ・マッッピングによれば、送信ダイバーシティの直交性のためにターボ繰り返しによっても検出精度の向上が見込まれない既存の時空間ターボ符号化方法を改善することができる。【００９７】  上述した非差動型送信ダイバーシティおよびダイバーシティ受信についての本発明の種々の態様を図４ないし１０を参照して説明してきたが、以下では、各送信ストリームにおける送信ストリームエレメントを、周波数領域および時間領域において、複数のキャリアに割り当てる方法について詳細に説明する。【００９８】  既に概要を示したように、複数の送信ストリームエレメントを周波数領域および時間領域において複数のキャリアにマッピングに割り当てる際には、異なる送信ストリームエレメントが同一のサブキャリアで同一のタイムスロットに割り当てられない限り、どのような方法を用いてもよい。【００９９】  そのような割り当て方法のどのような表現形式であっても本発明を適用することができることは、当業者ならば容易に理解できる。説明の便宜上、送信ストリームエレメントを、周波数領域および時間領域において、複数のキャリアに割り当てる方法の表現形式のうちの１つについて説明する。【０１００】  ここで、以下のように、送信シンボルがＮ個の送信ストリームエレメントの集合として表現されるとする。【０１０１】
【数３】
2006517749.tif 000008
【０１０２】  サブキャリア数がＮＳであることを考慮すれば、キャリアインデックスの集合を以下にように表すことによって、キャリアおよびタイムスロットを選択するステップが実現する。【０１０３】
【数４】
Ｃ＝｛α１，．．．，αＮ｝，αｉ∈１，．．．，Ｎｓ
【０１０４】  ここで、αｉはｉ番目の送信ストリームエレメントに対して選択されたキャリアを表す。タイムスロットの選択は、以下のタイムスロット・インデックスの集合を導入することによって表現される。
【０１０５】
【数５】
Ｓ＝｛β１，．．．，βＮ｝，βｉ∈１，．．．，Ｔ
【０１０６】  ここで、Ｔは各サブキャリアにて利用可能なタイムスロットの数であり、βｉは、ｉ番目の送信ストリームエレメントに対して選択されたタイムスロットである。
【０１０７】  なお、このような集合の表記方法はあくまで説明の便宜上のために用いたものであって、本発明においては、送信ストリームエレメントの集合に対する、これ以外どのようなキャリアおよびタイムスロットの選択方法に係るデータ構造の表現形式を用いてもよいことはいうまでもない。一例としては、選択されたサブキャリアおよびタイムスロットやテーブル表現などのリンクリストを用いる方法が挙げられる。上述した集合の表記を採用する場合、複数の送信ストリームエレメントを選択された複数のキャリアへ、サブキャリアにおける周波数領域および時間領域において割り当てる方法は、以下に示すような、ｉ番目の送
2006517749.tif 000009
ができる。
【０１０８】
【数６】
2006517749.tif 000010
【０１０９】
2006517749.tif 000011
行ベクトルとして、以下の式で表される。
【０１１０】
【数７】
2006517749.tif 000012
【０１１１】
2006517749.tif 000013
アドとの積は、以下の式で表される。
【０１１２】
【数８】
2006517749.tif 000014
【０１１３】  このベクトル表記を用いて送信ストリームエレメントの割り当てを表すダイアドを生成することにより、２つの送信ストリームエレメントを同一サブキャリアおよび同一のタイムスロットへ割り当てることを禁止するという条件は、次式の通り、異なる２つの送信ストリームエレメントの差がゼロ行列とはならないと表現することができる。
【０１１４】
【数９】
2006517749.tif 000015
【０１１５】  次式で表されるように、送信ストリームエレメントのサブキャリアへおよび対応するタイムストットへの割り当てを表すダイアドを全て重ね合わせることにより、最終的な割り当て結果を得ることができる。
【０１１６】
【数１０】
2006517749.tif 000016
【０１１７】  上述の表記を用いて、受信機側で実現される機能を、同一の表現を用いた方法とは異なる方法で表現することも可能である。
【０１１８】  送信ストリームエレメントをサブチャネルおよび対応するタイムスロットから出力シンボルへデマッピングする機能は、ＮＳ個のキャリアの各々におけるＴ個の送信ストリームエレメントを、各アンテナにおいてダイバーシティ受信行列ＤＲに配置し、ｉ番目の送信ストリームエレメントｔｉのキャリアを列ベクト
2006517749.tif 000017
【０１１９】
【数１１】
2006517749.tif 000018
【０１２０】
2006517749.tif 000019
信ストリームエレメントｔｉのタイムスロットを、行ベクトルとして、次式で表す。
【０１２１】
【数１２】
2006517749.tif 000020
【０１２２】
2006517749.tif 000021
【０１２３】
【数１３】
2006517749.tif 000022
【０１２４】  上述した表記を用い、非差動型の送信ダイバーシティおよびダイバーシティ受信を、図１１ないし１４を用いて説明する。
【０１２５】  図１１は、本発明に係る非差動型の送信ダイバーシティの一例を示す。
【０１２６】  図１１に示すように、この例では、２つのアンテナと各アンテナで使用される２つのサブキャリアとを用いた場合の非差動型の送信ダイバーシティを示す。また、送信規則については、行列Ｂに従った直交計画を採用する。
【０１２７】  図１１に示すように、送信ストリームエレメントに対する空間・時間・周波数ダイバーシティ割り当てについて、特に、以下に示す２つの直交計画を考える。
【０１２８】
【数１４】
2006517749.tif 000023
2006517749.tif 000024
【０１２９】  また、図１１に示すように、ｎＴ＝２個のアンテナの各々において、周波数ダイバーシティに関しｎＳ＝２個のサブキャリアが利用可能であり、時間ダイバーシティに関しＴ＝２個のタイムスロットが利用可能である。ｎ＝４の送信ストリームエレメントに関し、複数のキャリアおよび複数のタイムスロットに亙った周波数領域および時間領域における割り当てについてを考える。図１１に示す割り当ては、次式で表される上述したキャリアベクトルとスロットベクトルとを用いて表現することができる。
【０１３０】
【数１５】
2006517749.tif 000025
【０１３１】  これらのキャリアベクトルおよびスロットベクトルを送信ストリームエレメントの集合に適用すると、以下のようになる。
【０１３２】
【数１６】
2006517749.tif 000026
【０１３３】  第１のアンテナにおける最終的なダイバーシティ送信の結果は、以下のようになる。
【０１３４】
【数１７】
2006517749.tif 000027
【０１３５】  同一のキャリアの集合とスロットベクトルの集合とを送信ストリームエレメントに適用すると、以下のようになる。
【０１３６】
【数１８】
2006517749.tif 000028
【０１３７】  第２の送信アンテナにおける最終的なダイバーシティ結果は、以下のようになる。
【０１３８】
【数１９】
2006517749.tif 000029
【０１３９】  生成された送信ダイバーシティは、対応する送信ストリームエレメントの送信に用いられると仮定し、以下、図１１に示した非差動型送信ダイバーシティの例に従って、本発明に係る非差動型ダイバーシティ受信の例を説明する。図１２は、複数の受信アンテナ１、・・・ｎＲおよび既に図８ないし１０を用いて説明した機能を表す。最も一般的には、送信ストリームエレメントは第１の受信アンテナにて、以下に示す順序で受信されると仮定することができる。
【０１４０】
【数２０】
2006517749.tif 000030
【０１４１】  送信側にて与えたれたキャリアベクトルおよびスロットベクトルの転置ベクトルを以下のように適用する。
【０１４２】
【数２１】
2006517749.tif 000031
【０１４３】すると、第１の受信アンテナに関し、以下の結果が得られる。
【０１４４】
【数２２】
2006517749.tif 000032
【０１４５】  第２の受信アンテナについては、以下のようになる。
【０１４６】
【数２３】
2006517749.tif 000033
【０１４７】  図１３は、本発明に係る、送信アンテナ数ｎＴ＝３および各アンテナにおけるサブキャリア数ＮＳ＝４の場合における、非差動型の送信ダイバーシティの例を示したものである。また、各サブキャリアにおける時間ダイバーシティタイムスロット数Ｔは２であり、Ｎ＝８の送信ストリームエレメントが各アンテナに供給され、複数のサブキャリアおよび対応する複数のタイムスロットにマッピングされる。図１３に示すように、送信ストリームエレメントを次式で表される２つの直交計画に基づいて配置し、対応する複数の送信ストリームエレメントを、複数のサブチャネルおよび複数のタイムスロットに分配することを考える。
【０１４８】
【数２４】
2006517749.tif 000034
【０１４９】  図１３に示す例では、キャリアベクトルの集合およびスロットベクトルの集合は、以下のようになっている。
【０１５０】
【数２５】
2006517749.tif 000035
2006517749.tif 000036
【０１５１】  第１のアンテナにおいて、これらのサブキャリアおよびタイムスロットを、次式で示すように、送信ストリームエレメントに対して適用する。
【０１５２】
【数２６】
2006517749.tif 000037
【０１５３】  すると、以下の送信ダイバーシティが得られる。
【０１５４】
【数２７】
2006517749.tif 000038
【０１５５】  同様に、送信ストリームエレメントの集合に同じ割り当てを適用する。
【０１５６】
【数２８】
2006517749.tif 000039
【０１５７】  すると、第２のアンテナにおいて以下に示す送信ダイバーシティが得られる。
【０１５８】
【数２９】
2006517749.tif 000040
【０１５９】  同様に、同じキャリアベクトル集合および同じスロットベクトル集合を適用する、換言すれば、送信ストリームエレメントを、第３のアンテナに供給される送信ストリームエレメントに対しても同じ割り当てを行う。
【０１６０】
【数３０】
2006517749.tif 000041
【０１６１】  すると、以下のダイバーシティ結果が得られる。
【０１６２】
【数３１】
2006517749.tif 000042
【０１６３】  図１１および１２に示した例と同様、図１３に示す例においても、受信機側において、適切なデマッピングを実行して、図１４に示す、対応する非差動型受信ダイバーシティを実現することができる。
【０１６４】  特に、図１４は、送信ダイバーシティの逆の処理であって、受信ストリームエレメントを適切な順序に並べ替えて後段の処理に供給することが示されている。
【０１６５】  このように、上述した、送信機側および受信機側に対する非差動型の空間・時間・周波数ブロックダイバーシティ方法によれば、自空間ブロック符号（すなわち通信チャネルの高速フェーディング）および空間・周波数ブロック符号（すなわち周波数選択性）に関連する種々の問題を解決することができる。具体的には、両領域におけるチャネル係数の一定性に関する条件を緩和するために、（例えば周波数領域および時間領域の両方において直交計画から得られた）送信ストリームエレメントを分配する。
【０１６６】  このような非差動型の送信ダイバーシティを行う方法は、送信アンテナ数が増え、チャネル係数がより多くの送信ストリームエレメントに対して一定であることが要求される場合に、特に有効である。
【０１６７】  更に、複数の送信ストリームエレメントを各アンテナにおいて、時間領域および周波数領域において分配する手段は、多数ある。例えば、１つの変換ステップにおいて得られる複数の送信ストリームエレメントが異なる方法で割り当てられるような非対称割り当てを適用することができる。
【０１６８】  また、複数の送信ストリームエレメントを複数のサブキャリアおよび複数のタイムスロットに割り当てる方法を、時間によって変化させてもよい。換言すれば、送信ストリームシンボルから所定の送信規則に従って得られる異なる送信ストリームエレメントに係るベクトルを、時間によって変化させるということである。
【０１６９】  以上、非差動型の空間・時間・周波数送信ダイバーシティおよび対応するダイバーシティ受信を、図２ないし１４を用いて説明したが、以下では、本発明の種々の観点に係る、差動型の送信ダイバーシティおよびダイバーシティ受信について、図１５ないし２０を用いて説明する。
【０１７０】  直交計画に基づく差動型の送信アンテナコーディングの原理を図１５を参照して説明する。差動型の送信ダイバーシティの原理については、タローク（Ｖ．Ｔａｒｏｋｈ）およびジャファルカニ（Ｈ．Ｊａｆａｒｋｈａｎｉ）が、「Ａ  ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ  ｓｃｈｅｍｅ  ｆｏｒ  ｔｒａｎｓｍｉｔ  ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ」との表題で、「ＩＥＥＥ  Ｊｏｕｒｎａｌ  ｏｎ  Ｓｅｌｅｃｔｅｄ  Ａｒｅａｓ  ｉｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，１８（７）：１１６９−１１７４，Ｊｕｌｙ  ２０００」において提案しており、本明細書で援用する。さらに、１以上の送信アンテナに対する差動型送信ダイバーシティを一般化した方法を、ジャファルカニ（Ｈ．Ｊａｆａｒｋｈａｎｉ）およびタローク（Ｖ．Ｔａｒｏｋｈ）は、「Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ｔｒａｎｓｍｉｔ  Ａｎｔｅｎｎａ  Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ  ｆｒｏｍ  Ｇｅｎｅｒａｌｉｚｅｄ  Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｄｅｓｉｇｎｓ」との表題で、「ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｔｈｅｏｒｙ，４７（６）：２６２６−２６３１，Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ  ２００１」に開示しており、本明細書においてこれらの文献を援用する。
【０１７１】  図１５に示すように、差動型送信ダイバーシティにおいては、例えば上述したものと同一の直交計画を用いて送信されたビットｕｋのマッピングを行う。このマッピングは、複素コンスタレーション・ポイントＡｋおよびＢｋへのマッピングである。ベクトル（ｘ２ｔ＋２，ｘ２ｔ＋１）は１つのタイムスロットで送信され、以下で示すように、単位長をもつ。
【０１７２】
【数３２】
｜ｘ２ｔ＋２｜２＋｜ｘ２ｔ＋１｜２＝１
【０１７３】  この条件は、差動検出を行うために導入される。ビットのコンスタレーション・ポイントへのマッピングは、Ｍ値移動偏移変調（ＰＳＫ）コンスタレーションにおける、以下に示すコンスタレーション・ポイントから開始する。
【０１７４】
【数３３】
2006517749.tif 000043
【０１７５】  以下を適用する。
【０１７６】
【数３４】
Ａｋ＝ｄ２ｔ＋１ｄ（０）＊＋ｄ２ｔ＋２ｄ（０）＊
Ｂｋ＝−ｄ２ｔ＋１ｄ（０）＋ｄ２ｔ＋２ｄ（０）
【０１７７】  参照シンボルｄ（０）は、Ｍ値ＰＳＫコンスタレーションからランダムに選ぶことができる。ｌｏｇ２（Ｍ）ビットが、任意のマッピング方法（例えば、グレイ・マッピング）に従って、ＰＳＫシンボルｄ２ｔ＋１およびｄ２ｔ＋１の各々にマッピングされるので、コンスタレーション・ポイントＡｋおよびＢｋは、２・ｌｏｇ２（Ｍ）ビットによって決定される。このマッピングの重要な性質は、ベクトルＡｋおよびＢｋは次式で表されるように、単位長を有するということである。
【０１７８】
【数３５】
｜Ａｋ｜２＋｜Ｂｋ｜１＝１
【０１７９】  差動型変調の場合と同様に、まず以下に示す参照時空間ブロック符号行列が送信される。
【０１８０】
【数３６】
2006517749.tif 000044
【０１８１】  時空間ブロック符号行列には、Ｍ値ＰＳＫコンスタレーションから抽出された任意のシンボルｘ１およびｘ２が含まれており、第１ビットの符号化のため、過去の符号行列（すなわち参照符号行列）を参照することができるようになっている。シンボルは次式に従って算出される。
【０１８２】
【数３７】
2006517749.tif 000045
【０１８３】  従って、直交計画は通信チャネルに亙って送信され、これにより、複数のアンテナから同時送信された送信シンボルを、受信機側にて、簡易な組み合わせで分離することが可能となる
【０１８４】  上述した差動型送信ダイバーシティに係る一般的な枠組みに鑑み、図１６に、本発明に係る差動型送信ダイバーシティを実現するための動作を示すフローチャートを示す。
【０１８５】  この動作は、図４ないし７を用いて説明した割り当て部５０−１、・・・５０−ｎＴの各々において行われる。換言すれば、送信ダイバーシティ装置の全体構成は、非差動型の送信ダイバーシティ装置と同じであるが、差動型の送信ダイバーシティにおいては、その動作が異なる。
【０１８６】  図１６に示すように、第１のステップＳ２２において、複数の送信ストリームが変換処理によって生成される。入力送信ビットの集合は、複数の送信ストリームに、例えば上述した所定の差動送信規則に従って、変換される。
【０１８７】  ステップＳ２４において、各アンテナにおいて、生成した複数の送信ストリームエレメントを、少なくとも周波数領域において、各アンテナにおいて利用可能な複数のサブキャリアに割り当てる。続いて、ステップＳ２６において、複数の送信ストリームエレメントを時間領域において各サブキャリアで使用可能な複数のタイムスロットに割り当てる処理を行ってもよい。
【０１８８】  本発明に係る差動型送信ダイバーシティの枠組みによれば、周波数領域のみにおける割り当てを行う。この方法においては、後述する差動型の空間・周波数送信ダイバーシティが参照される。従って、非差動型の送信ダイバーシティの場合と異なり、本発明は、差動型送信ダイバーシティに対しては、送信ストリームエレメントの周波数領域のみの割り当ての場合にも適用することが可能である。
【０１８９】  加えて、本発明は、差動型送信規則から生成された送信ストリームエレメントを複数のサブキャリアの複数のタイムスロットへの割り当てを行う場合にも適用することが可能である。以下では、この態様を、差動型の空間・時間周波数ブロック符号と称する。
【０１９０】  以下、差動型の空間・時間・ダイバーシティの第１の例について、図１７を参照して説明する。
【０１９１】  通常、差動型の時空間ブロック符号においては、２つの時空間ブロック符号行列を送信する期間、チャネル係数が一定であると仮定している。しかしながら、送信シンボルのシンボル長が比較的大きい場合は、チャネル係数は、２つの時空間ブロック符号行列を送信する間、一定でない場合がある。
【０１９２】  チャネルが時間的に激しく変化するという問題を避けるため、異なる複数の送信シンボルが複数のサブキャリアの同一のタイムスロットに割り当てられる。換言すれば、ＯＦＤＭシンボルシーケンスにおける同一のサブキャリアではなく、同一のＯＦＤＭシンボルに割り当てるのである。図１７に示す例においては、送信遅延を減少することができることが判る。
【０１９３】  しかしながら、通信チャネルは、４つの近接するサブキャリアに亙ってほぼ一定であることが必要である。このことは通信チャネルの周波数選択性が低い場合には正しく、サブキャリア空間を非常に小さくするために多数のサブキャリアを用いることによって実現することができる。
【０１９４】  図１７に示す例を参照すると、送信アンテナに対応するｎＴ個のストリームにおける差動型空間・周波数ブロック符号に従ったマッピングを行った後、単純なシリアル／パラレル変換を各送信アンテナにおいて行うことにより、差動型空間・周波数送信ダイバーシティを実現することができる。この結果、受信機側においては、パラレル／シリアルデマッピングを行うことによりダイバーシティ受信が実現する。
【０１９５】  上述したように、差動型の空間・周波数ブロック符号に対しては、参照行列をＯＦＤＭシンボルの各々において送信することができるが、データレートは減少してしまう。しかしながら、図１７に示すように、最初のＮｓ個の送信ストリームエレメントが第１のＯＦＤＭシンボルのサブキャリア１、・・・ＮＳに割り当てられ、次のＮｓ個の送信ストリームエレメントが第２のＯＦＤＭシンボルのキャリアＮＳ、・・・１に割り当てられるというように、差動型コーディングを数個のＯＦＤＭに亙って実行することにより、この問題を回避することができる。
【０１９６】  また、差動型空間・時間送信ダイバーシティに対する送信ストリームエレメントの複数のサブキャリアへの割り当てにの表現方法については、上述した非差動型の送信ダイバーシティおよび受信ダイバーシティに対する表現方法を用いることができる。
【０１９７】  すなわち、複数の送信ストリームエレメントの複数のキャリアへの差動型の空間・時間割り当てに関しても、上述したキャリアベクトルおよびスロットベクトルを用いて、対応する表現を用いることができる。
【０１９８】  図１７に示す例においては、差動型の空間時間ブロック符合器からの出力は、以下に示す２つの直交計画を用いて表現される。
【０１９９】
【数３８】
2006517749.tif 000046
【０２００】  図１７に示すように、アンテナ数ｎＴは２、割り当て対象となるタイムスロット数Ｔは１、空間・周波数送信ダイバーシティに従えば、サブキャリア数ＮＳは４、そして送信ストリームエレメント数Ｎは８となっている。
【０２０１】  また、図１７に示すように、最初の４つの送信ストリームエレメントはサブキャリア１からサブキャリアＮＳへ割り当てられるのに対し、次の４つの送信ストリームエレメントは、逆の順、すなわちサブキャリアＮＳからサブキャリア１へ割り当てられる。これはキャリアベクトルおよびスロットベクトルを用いて、以下のように表現することができる。
【０２０２】
【数３９】
2006517749.tif 000047
【０２０３】  ここで、最初の４つの送信ストリームエレメントおよび次の４つの送信ストリームエレメントの順序を入れ替えたものは、以下のように表現することができる。
【０２０４】
【数４０】
2006517749.tif 000048
【０２０５】  差動型の空間・周波数型の送信ダイバーシティに対する、順序の入れ替え方法および複数のサブキャリアへの割り当て方法は、上述した表現に限定されず、一般的な意味において、対応する送信ストリームエレメントの対応するサブキャリアへの割り当てに関係する。後述するように、各割り当てを連続割り当てと称する。これについては、幾つかの例を取り上げて説明する。
【０２０６】  上述したように、第１のアンテナにて得られる割り当て結果は次のように表現される。
【０２０７】
【数４１】
2006517749.tif 000049
【０２０８】  また、第２のアンテナにて得られる割り当て結果は次のように表現される。
【０２０９】
【数４２】
2006517749.tif 000050
【０２１０】  また、受信側における、デマッピングまたはこれに相当する逆割り当て（ｄｅ−ａｓｓｉｇｎｍｅｎｔ）は、上述した、非差動型のダイバーシティ受信に対するデマッピングまたはこれに相当する逆割り当てと同様であるので、説明を省略する。
【０２１１】  本発明の他の観点は、差動型の空間・時間・周波数送信ダイーバーシティおよびダイバーシティ受信に関連する。
【０２１２】  本発明によれば、２つの連続した異なる直交計画に基づく送信ストリームエレメントを、一定チャネル係数に対する時間領域および周波数領域における条件を緩和するため、時間領域と周波数領域の両方に関し分配する。
【０２１３】  図１８は、本発明に係る差動型の空間・時間・周波数送信ダイバーシティを説明するための図である。
【０２１４】  同図に示すように、１つの直交計画に基づく送信ストリームエレメントが複数のタイムスロットを用いて、同一のサブキャリアによって送信される。差動型符号化は周波数領域にて行われる。すなわち、連続した直交計画が、近接するサブキャリアにおける２つの連続するタイムスロットを用いて送信されるということである。
【０２１５】  従って、通信チャネルは、通常のように、差動型時空間送信ダイバーシティにおける４つのＯＦＤＭシンボルに亙って、または差動型の空間・周波数送信ダイバーシティにおける４つのサブキャリアに亙って一定である必要はなく、時間領域における２つのＯＦＤＭシンボルおよび周波数領域における２つのサブキャリアに亙って一定であればよい。
【０２１６】  一般的には、差動型空間・時間・周波数送信ダイバーシティは、２以上のＯＦＤＭシンボルを用いて実現することができる。２つのＯＦＤＭシンボルを用いた場合、２つのＯＦＤＭシンボルにつき１つの参照行列を送信する必要がある。
【０２１７】  図１８に示す例においては、シンボルｘ１、ｘ２およびｘ９、ｘ１０は、データレートを減少させる参照行列に属する。一方、差動型空間・時間・周波数送信ダイバーシティが多数のＯＦＤＭシンボルによって実現される場合、チャネルに対し、対応する数のＯＦＤＭシンボルに亙って一定であることが要求される。
【０２１８】  図１９に示す例においては、１つの参照行列に属するのはｘ１およびｘ２のみである。また、チャネルは、送信ストリームエレメントが新たなＯＦＤＭシンボルに割り当てられているときは常に４つのＯＦＤＭシンボルに亙って一定であることが要求される。図１８に示す例では、これはｘ７およびｘ１０に対する場合である。
【０２１９】  更に、図１８に示す例においては、送信ストリームの割り当ての連続性は矢印で表現されており、連続する直交計画が複数のサブキャリアおよび当該キャリアに関連性が高いタイムスロットに割り当てられる。
【０２２０】  図１９は、本発明に係る差動型空間・時間・周波数送信ダイバーシティを実現する第２の方法を示している。
【０２２１】  図１９に示す例においては、最大必要条件は、通信チャネルが、図１８に示した４つのＯＦＤＭシンボルではなく、それぞれ３つのＯＦＤＭシンボルまたはサブキャリアに亙って一定であることである。
【０２２２】  換言すれば、添え字９から１２に対応する送信ストリームエレメントに対し、図１０の破線で表される「縦」方向の割り当てを行うことにより、時間一定通信チャネルに対する条件が、図１８に示した場合と比べて緩和されるということである。
【０２２３】  図２０は、差動型空間・時間・周波数送信ダイバーシティを実現する第３の例であって、図１８および図１９に示した方法を組み合わせたものを示す図である。
【０２２４】  図２０に示す例において、送信ストリームエレメントの連続性を再び破線によって表す。
【０２２５】  図２０に示す例において、通信チャンネルは、時間領域において２つの送信ストリームエレメントに亙って、周波数領域においては最大のサブキャリアに渡って一定であることが要求される。新たなＯＦＤＭシンボルを使用する前後において、４つのＯＦＤＭシンボルではなく、２つのＯＦＤＭシンボルと３つのサブキャリアに亙ってチャネルが一定であるように、割り当てが変化するのみである。
【０２２６】  他の幾つかのマッピング方法を採用することが可能である。特に、２以上の送信機については、差動型
2006517749.tif 000051
される。これにより、送信ストリームエレメントの時間領域および周波数領域での分配に係る自由度が増大する。
【０２２７】  更に、差動型の送信ダイバーシティ、すなわち差動型空間・周波数または差動型空間・時間・周波数送信ダイバーシティによれば、対応するダイバーシティ受信については、同様に、上述した非差動型のダイバーシティ受信、すなわち、受信機側において、送信側において行った送信ストリームの周波数領域（および時間領域）におけるサブキャリアへの割り当てに対応した逆デマッピングを行うことにより、実現される。
【０２２８】  上述の通り、本発明は、非差動型と差動型の両方の送信ダイバーシティおよび受信ダイバーシティに関する。複数の送信ストリームエレメントを、非差動型送信ダイバーシティに対しては周波数領域および時間領域の両方において、差動型送信ダイバーシティに対しては少なくとも周波数領域のみにおいてマッピングする割り当て方法であれば、どのようなものであっても本発明を適用することが可能である。
【０２２９】  更に、本発明は、サブチャネルが２つの次元（例えば時間と周波数）において相関を持つどのような送信方式にも適用することができる。更に、本発明は、１ブロックに亙り一定のチャネル係数が必要とされる、どのような種類の空間・時間ブロック符合にも適用することが可能である。
【０２３０】  特に、差動型の送信ダイバーシティに関して、任意の差動型送信ダイバーシティ方式に基づいた送信ストリームエレメントが少なくとも２つのサブキャリアおよび１以上のタイムスロットにマッピングされるような連続マッピング方法であればどのような種類ものであっても、本発明を適用することが可能である。また、２次元（例えば時間および周波数）の相関があるサブチャネル用いた送信方式であれば、どのようなものであっても本発明を適用することが可能である。
【０２３１】  更に、受信側からみれば、本発明は、外部前方誤り訂正符号と、ビットをコンスタレーション・ポイントへの特殊な非グレイ・マッピングを含む空間・時間・周波数ブロック符号とを結びつける方法で、ターボ検出にも関連する。
【図面の簡単な説明】
【０２３２】
【図１】  本発明の技術的背景としての時空間ブロック符号に係る基本的な原理を示した図である。
【図２】  本発明の技術的背景としての時空間ブロック符号の例を示した図である。
【図３】  本発明の技術的背景としての複数入力・複数出力通信システムの概要を示した図である。
【図４】  本発明に係る非差動型の送信ダイバーシティを実現する装置の構成を示す模式図である。
【図５】  図４に示す本発明に係る割り当て部の構成を模式的に示した図である
【図６】  本発明に係る非差動型の送信ダイバーシティを実現するための動作を示したフローチャートである。
【図７】  本発明に係る非差動送信ダイバーシティを実現するための装置の構成を模式的示したフローチャートである。
【図８】  本発明に係る非差動型または差動型ダイバーシティ受信を実現するための装置の構成を模式的示したフローチャートである。
【図９】  本発明に係る非差動型または差動型ダイバーシティ受信を実現するための動作を示したフローチャートである。
【図１０】  本発明の好適な態様における後処理部の構成を模式的に示した図である。
【図１１】  本発明に係る非差動型送信ダイバーシティの一例を示した図である。
【図１２】  図１２に示した本発明の非差動型送信ダイバーシティに対応した非差動型ダイバーシティ受信の一例を示した図である。
【図１３】  本発明に係る非差動送信ダイバーシティの一例を示した図である。
【図１４】  図１３に示した本発明の非差動型送信ダイバーシティに対応した非差動ダイバーシティ受信の一例を示した図である。
【図１５】  本発明の背景技術としての差動型送信ダイバーシティを実現する基本的な原理を示した図である。
【図１６】  本発明に係る差動型送信ダイバーシティを実現するための動作を示したフローチャートである。
【図１７】  本発明に係る差動型の空間・周波数送信ダイバーシティの一例を示す図である。
【図１８】  本発明に係る差動型の空間・時間・周波数送信ダイバーシティの一例を示す図である。
【図１９】  本発明に係る差動型の空間・時間・周波数送信ダイバーシティの他の一例を示す図である。
【図２０】  本発明に係る差動型の空間・時間・周波数送信ダイバーシティの更に他の一例を示す図である。
【図１】
2006517749.tif 000074
【図２】
2006517749.tif 000075
【図３】
2006517749.tif 000076
【図４】
2006517749.tif 000077
【図５】
2006517749.tif 000078
【図６】
2006517749.tif 000079
【図７】
2006517749.tif 000080
【図８】
2006517749.tif 000081
【図９】
2006517749.tif 000082
【図１０】
2006517749.tif 000083
【図１１】
2006517749.tif 000084
【図１２】
2006517749.tif 000085
【図１３】
2006517749.tif 000086
【図１４】
2006517749.tif 000087
【図１５】
2006517749.tif 000088
【図１６】
2006517749.tif 000089
【図１７】
2006517749.tif 000090
【図１８】
2006517749.tif 000091
【図１９】
2006517749.tif 000092
【図２０】
2006517749.tif 000093
【手続補正書】
【提出日】平成17年10月19日(2005.10.19)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のアンテナを用いたマルチキャリア通信システムにおいて空間・時間・周波数送信ダイバーシティを実現する方法であって、
前記複数のアンテナに供給するために、直交計画に基づいて送信シンボルシーケンスを異なる複数の送信ストリームに変換するステップと、
周波数領域および時間領域に関し、各送信ストリームにおける複数の送信ストリームエレメントを各アンテナで利用可能な異なる複数のキャリアに割り当てるステップとを有し、
異なる複数の送信ストリームエレメントは、異なる複数のキャリアと１つのキャリアに係る異なる複数のタイムスロットとに割り当てられる
ことを特徴とする方法。
【請求項２】
複数の送信シンボル、複数の送信シンボルの組み合わせの複素共役、および複数の送信シンボルの複素共役を含む集合に基づき、前記直交計画は複素直交行列として設定される
ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
複数のアンテナを用いたマルチキャリア通信システムにおいて、差動型の空間・時間・周波数送信ダイバーシティを行う方法であって、
前記複数のアンテナに供給するために、差動型の直交計画に基づいて送信ビットストリームを複数の送信ストリームに変換するステップと、
周波数領域および時間領域に関し、複数の送信ストリームにおける送信ストリームエレメントを、各アンテナで利用可能な複数のキャリアに割り当てるステップと
を有する方法。
【請求項４】
前記複数の送信ストリームエレメントを割り当てるステップは、
各送信ストリームエレメントに対し、１つのキャリアと１つのタイムスロットとを選択するステップと、
各送信ストリームエレメントを該選択したキャリアおよびタイムスロットにマッピングするステップと、
から構成されることを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載の方法。
【請求項５】
Ｎ個の送信ストリームエレメントt = [tN, ..., t1] に対し、１つのキャリアおよび１つのタイムスロットを選択する前記ステップにおいて、
Nsを利用可能なキャリア数、αi をｉ番目の送信ストリームエレメントに対して選択されたキャリアとすると、キャリアインデックッスの集合
【数１】
2006517749.tif 000094
を指定し、
Ｔを各キャリアにて利用可能なスロットの数、siを前記ｉ番目の送信ストリームエレメントに対して選択されたタイムスロットとすると、タイムスロットインデックスの集合
【数２】
2006517749.tif 000095
を指定する
ことを特徴とする請求項４に記載の方法。
【請求項６】
複数の送信ストリームエレメントを該選択したキャリアへ割り当てる前記ステップにおいて、
ｉ番目の送信ストリーム要素tiを列ベクトルとして次式で表される１つのキャリアベクトルciと、
【数３】
2006517749.tif 000096
前記ｉ番目の送信ストリームエレメントtiを次式に従って行ベクトルとして表したタイムスロットベクトルsiと、
【数４】
2006517749.tif 000097
前記送信ストリームエレメントtiとキャリアベクトルciおよびタイムスロットベクトルsi のダイアドとの積
【数５】
2006517749.tif 000098
と
を用いることを特徴とする請求項５に記載の方法。
【請求項７】
最終的な割り当て結果は、次式
【数６】
2006517749.tif 000099
によって算出されることを特徴とする請求項６に記載の方法。
【請求項８】
前記送信ストリームエレメントの数Ｎ、前記キャリアインデックスの集合Ｃ、および前記タイムスロットインデックス集合Ｓのうち少なくともいずれか１つは時間とともに変化する
ことを特徴とする請求項５ないし７のいずれかに記載の方法。
【請求項９】
複数のアンテナを用いたマルチキャリア通信システムにおいて空間・時間・ダイバーシティ受信を実現する方法であって、
複数の送信ストリームと対応する送信ストリームエレメントとを前記複数のアンテナの各々で受信するステップを有し、
前記複数の送信ストリームエレメントは、送信機において、空間・時間・周波数送信ダイバーシティを実現するために、周波数領域及び時間領域に関し、複数のキャリアへ割り当てられており、
前記送信機において、各アンテナにおいて行われた前記割り当て処理と逆の処理であって、周波数領域および時間領域において送信ストリームエレメントを出力シンボルストリームにデマッピングするステップと、
前記出力シンボルストリームを後段の処理へ供給するステップと
を有することを特徴とする方法。
【請求項１０】
複数のアンテナを用いた複数キャリア通信システムにおいて差動型の空間・時間・周波数ダイバーシティ受信を実現する方法であって、
複数の送信ストリームと前記複数のアンテナの各々における対応する送信ストリームエレメントとを受信するステップを有し、
前記複数の送信ストリームエレメントは、差動型の空間・時間・周波数送信ダイバーシティを実現するために、送信機において、周波数領域および時間領域に関し前記複数のキャリアに割り当てられており、
前記送信機において各アンテナにおいて行われた前記割り当てと逆の処理に相当であって、送信ストリームエレメントを周波数領域において１つの出力シンボルストリームにデマッピングするステップと、
前記出力シンボルストリームを後段の処理に供給するステップと
を更に有することを特徴とする方法。
【請求項１１】
前記Ｎ個の送信ストリームエレメントt = [tN, ..., t1] に対しデマッピング処理を行う前記ステップにおいて、
Nsを利用可能なキャリア数、αi をｉ番目の送信ストリームエレメントに対して選択されたキャリアとすると、キャリアインデックッスの集合
【数７】
2006517749.tif 000100
を指定し、
Ｔを各キャリアにて利用可能なスロットの数、βiを前記ｉ番目の送信ストリームエレメントに対して選択されたタイムスロットとすると、タイムスロットインデックスの集合
【数８】
2006517749.tif 000101
を指定する
ことを特徴とする請求項９または１０に記載の方法。
【請求項１２】
前記複数の送信ストリームエレメントを異なる複数のキャリア及びタイムスロットから出力シンボルyiにデマッピングする前記処理において、
前記Ns個のキャリアの各々における送信ストリームエレメントＴを、各アンテナにおけるダイバーシティ受信行列DRに配置するステップと、
キャリアベクトルciを、キャリアインデックスの集合Ｃから決定してステップとｉ番目の送信ストリームエレメントtiを列ベクトルとして次式によって表現するステップと、
【数９】
2006517749.tif 000102
タイムスロットベクトルsiをタイムスロットインデックッスの集合Ｓから決定し、前記ｉ番目の送信ストリームエレメントtiを行ベクトルとして、次式に従って決定するステップと、
【数１０】
2006517749.tif 000103
転置したキャリアベクトル、前記ダイバーシティ受信行列DR、および前記転置したスロットベクトルの積
【数１１】
2006517749.tif 000104
を計算するステップと
を有することを特徴とする請求項１１に記載の方法。
【請求項１３】
マルチキャリア通信システムにおいて空間・時間・周波数送信ダイバーシティを実現する装置であって、
複数のアンテナと、
前記複数のアンテナに供給するため、直交計画に基づいて送信シンボルシーケンスを複数の送信ストリームに変換する送信部と、
周波数領域および時間領域に関し、各送信ストリームにおける送信ストリームエレメントを、前記各アンテナで利用可能な複数のキャリアに割り当てる割り当て部とを有し、
前記送信部は、異なる複数の送信ストリームエレメントを異なる複数のキャリアと１つのキャリアに係る異なる複数のタイムスロットとに割り当てる
ことを特徴とする装置。
【請求項１４】
マルチキャリア通信システムにおいて差動型の空間・時間・周波数送信ダイバーシティを実現する装置であって、
複数のアンテナと、
前記複数のアンテナに供給するため、差動型直交計画に基づいて送信ビットシーケンスを複数の送信ストリーム変換する送信部と、
各送信ストリームにおける送信ストリームエレメントを、周波数領域及び時間領域において、各アンテナにて利用可能な複数のキャリアに割り当てる割り当て部とを有する
ことを特徴とする装置。
【請求項１５】
前記割り当て部は、
各送信ストリームエレメントに対し１つのキャリアおよび１つのタイムスロットを選択する選択部と、
各送信ストリームエレメントを該選択したキャリアおよびタイムスロットに割り当てるマッピング部と
を有することを特徴とする請求項１３または１４に記載の装置。
【請求項１６】
前記選択部は、Ｎ個の送信ストリームエレメントt= [tN, ..., t1] に対して、
Nsを利用可能なキャリア数、αi をｉ番目の送信ストリームエレメントに対して選択    されたキャリアとすると、キャリアインデックッスの集合
【数１２】
2006517749.tif 000105
を指定し、
Ｔを各キャリアにて利用可能なスロットの数、βiを前記ｉ番目の送信ストリームエレメントに対して選択されたタイムスロットとすると、タイムスロットインデックスの集合
【数１３】
2006517749.tif 000106
を指定する
ことによって１つのキャリアおよび１つのタイムスロットを選択することを特徴とする請求項１５に記載の装置。
【請求項１７】
前記マッピング部は、
前記ｉ番目の送信ストリームエレメントtiのキャリアを表すキャリアベクトルciを、次式に従って列ベクトルとして記憶する記憶部と、
【数１４】
2006517749.tif 000107
前記ｉ番目の送信ストリームエレメントｔiのタイムスロットを表すタイムスロットベクトルsiを、次式に従って行ベクトルとして記憶する記憶部と、
【数１５】
2006517749.tif 000108
前記送信ストリームエレメントtiと、キャリアベクトルciおよびタイムスロットベクトルsiのダイアドとの積
【数１６】
2006517749.tif 000109
を算出する積算部と、
を用いることにより送信ストリームエレメントを該選択したキャリアおよびタイムスロットにマッピングする
ことを特徴とする請求項１６に記載の装置。
【請求項１８】
最終的な割り当て結果は、次式
【数１７】
2006517749.tif 000110
によって決定されることを特徴とする請求項１７に記載の装置。
【請求項１９】
送信ストリームエレメントの数Ｎ、キャリアインデックスの集合Ｃ、およびタイムスロットインデックスの集合Ｓのうち少なくともいずれか１つは、時間とともに変化する
ことを特徴とする請求項１３ないし１８のいずれかに記載の装置。
【請求項２０】
複数キャリア通信システムにおいて空間・時間・周波数ダイバーシティ受信を実現する装置であって、
複数のアンテナと、
複数の送信ストリームと前記複数のアンテナの各々における対応する複数の送信ストリームエレメントとを受信する受信部と、
を有し、
前記複数の送信ストリームエレメントは、空間・時間・周波数送信ダイバーシティを実現するために、一の送信機において、周波数領域および時間領域において前記複数のキャリアに割り当てられており、
前記送信機において各アンテナにおいて行われた前記割り当てと逆の処理に相当する、複数の送信ストリームエレメントを周波数領域において１つの出力シンボルストリームにデマッピングするデマッピング部と、
前記出力シンボルストリームを後段の処理に供給する出力部と
を有することを特徴とする装置。
【請求項２１】
複数キャリア通信システムにおいて差動型の空間・時間・周波数ダイバーシティ受信を実現する装置であって、
複数のアンテナと、
複数の送信ストリームと前記複数のアンテナの各々における対応する複数の送信ストリームエレメントとを受信する受信部と、
を有し、
前記複数の送信ストリームエレメントは、差動型の空間・時間・周波数送信ダイバーシティを実現するために、１つの送信機において、周波数領域および時間領域において前記複数のキャリアに割り当てられており、
前記送信機において各アンテナにおいて行われた前記割り当てと逆の処理に相当する、複数の送信ストリームエレメントを周波数領域において１つの出力シンボルストリームにデマッピングするデマッピング部と、
前記出力シンボルストリームを後段の処理に供給する出力部と
を有することを特徴とする装置。
【請求項２２】
前記デマッピング部は、
Nsを利用可能なキャリア数、αi をｉ番目の送信ストリームエレメントに対して選択されたキャリアとすると、キャリアインデックッスの集合
【数１８】
2006517749.tif 000111
を指定し、
Ｔを各キャリアにて利用可能なスロットの数、βiを前記ｉ番目の送信ストリームエレメントに対して選択されたタイムスロットとすると、タイムスロットインデックスの集合
【数１９】
2006517749.tif 000112
を指定する
ことによって、Ｎ個の送信ストリームエレメントt = [tN, ..., t1] に対しデマッピング処理を行う
ことを特徴とする請求項２０または２１に記載の装置。
【請求項２３】
前記デマッピング部は、
Ｍ個のキャリアの各々における複数の送信ストリームエレメントＴを、各アンテナにおけるダイバーシティ受信行列DRに配置する配置部と、
前記ｉ番目の送信ストリームエレメントtiを列ベクトルとして次式に従って表現するために、キャリアインデックスの集合Ｃに含まれるキャリアベクトルciを記憶する記憶部と、
【数２０】
2006517749.tif 000113
前記ｉ番目の送信ストリームエレメントti を行ベクトルとして、次式に従って表現するために、タイムスロットインデックッスの集合Ｓに含まれるタイムスロットベクトルsi を記憶する記憶部と、
【数２１】
2006517749.tif 000114
転置したキャリアベクトル、前記ダイバーシティ受信行列DR、および前記転置したタイムスロットベクトルの積
【数２２】
2006517749.tif 000115
を計算する演算部と、
を用いて、前記複数の送信ストリームエレメントを異なる複数のキャリア及びタイムスロットから出力シンボルyiにデマッピングすることを特徴とする請求項２２に記載の装置。
【請求項２４】
移動通信端末ユニットの内部メモリに直接転送され得るコンピュータプログラムであって、
前記移動通信端末ユニットのプロセッサによって実行されると請求項１ないし１２のいずれかに係るステップを実行するソフトウェアコードから構成されてることを特徴とするコンピュータ・プログラム。
【国際調査報告】
2006517749.tif 000116
2006517749.tif 000117
2006517749.tif 000118