(57)【要約】強力で適応性が高く簡素化を図った帯域幅効率の良い空間時間変調方式に対応する送信ダイバーシティ方式を提供するために、少なくとも二本の送信アンテナを使ったユニタリ空間時間変調方式からの差動マルチプルノルム空間的送信ダイバーシティを実現する方法および装置を提案する。ステップ１では、ひとつの送信ビットグループを第一送信ビットサブグループと第ニ送信ビットサブグループに分ける。ステップ２では、第一送信ビットサブグループを差動ユニタリ空間時間変調方式の集合行列にマッピングする。ステップ３では、第ニ送信ビットサブグループから倍率を定める。ステップ４では、前記集合行列とあらかじめ確定した伝送行列の差動符号化を前記倍率によるスケーリング操作と併用して、ある伝送行列を設定する。本発明による差動マルチプルノルム送信ダイバーシティは前記変調方式の達成可能なエラー率に関係する距離特性を向上させ、より高次な変調をユニタリ設計からの差動送信タイバーシティ方式の領域へ拡張させる。
2006517750.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
以下のステップを備える、少なくとも二本の送信アンテナを使ったユニタリ空間時間変調方式からの差動マルチプルノルム空間時間送信ダイバーシティを実現する方法：
ひとつの送信ビットグループを第一送信ビットサブグループと第二送信ビットサブグループに分け、
第一送信ビットサブグループを差動ユニタリ空間時間変調方式の集合行列にマッピングし、
第二送信ビットサブグループから倍率を定め、そして
前記集合行列とあらかじめ確定した伝送行列の差動符号化を前記倍率によるスケーリングと併用して、ある伝送行列を設定する。
【請求項２】
集合行列とあらかじめ確定した伝送行列の差動符号化を以下に従い行うことを特徴とする請求項１に記載の方法：
Ｘｋ＝Ｘｋ−１Ｃｋ
ここで、
Ｘｋは伝送行列、
Ｘｋ−１は以前に送信した伝送行列、
Ｃｋは差動ユニタリ空間時間変調方式の集合行列、そして
ｋは時間インデックスを示す。
【請求項３】
第二送信ビットサブグループが２つの連続する伝送行列に符号化されることを特徴とする請求項１または２に記載の方法。
【請求項４】
以下のステップを備えるスケーリングファクタによるスケーリングを行う請求項３に記載の方法：
第二送信ビットサブグループから振幅差指数
ｑｋ∈｛−Ｍ２＋１，−Ｍ２＋２，．．．，−１，０，１，．．．，Ｍ２−１｝を決定し、
2006517750.tif 000069
て
2006517750.tif 000070
確定した伝送行列の差動符号化の結果をスケーリングする。
【請求項５】
送信ビットのグループが、ｌｏｇ２（Ｍ１）＋ｌｏｇ２（Ｍ２）のビットを備え、
ここで、Ｍ１は第一送信ビットサブグループの可能なビット列の数であり、
Ｍ２は伝送行列のノルム値の個数であり、
送信ビットのグループを分割するステップが、
2006517750.tif 000071
ｂ１＝ｌｏｇ２（Ｍ１）個のビットを選択し、
2006517750.tif 000072
ためのｂ２＝ｌｏｇ２（Ｍ２）個のビットを選択する
ステップを備えることを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の方法。
【請求項６】
振幅差指数を決定するステップが、以下のステップを備えることを特徴とする請求項４または５に記載の方法：
全てのｐｉ∈｛０，１｝について、第二送信ビットサブグループの組み合わせをカバーするビ
2006517750.tif 000073
第二送信ビットサブグループのビットパターンと整数値のセットとの間に所定の関係を確立する。
【請求項７】
第二送信ビットサブグループのビットパターンと整数値のセットとの間に確立される所定の関係が、グレイマッピングであることを特徴とする請求項６に記載の方法。
【請求項８】
振幅差指数を決定するステップが、さらに以下のステップを備えることを特徴とする請求項６または７に記載の方法：
第二送信ビットサブグループの送信ビットを、第二送信ビットサブグループのビットパターンと整数値のセットとの間に確立された所定の関係に従い、整数値ｄｋにマッピングし、そして
2006517750.tif 000074
ｎＴは送信アンテナの数であり、
2006517750.tif 000075
に従い、振幅差指数を算出する。
【請求項９】
第一送信ビットサブグループと第二送信ビットサブグループが選択的エラー保護を達成するように選択されることを特徴とする請求項１乃至８のいずれかに記載の方法。
【請求項１０】
第一送信ビットサブグループが、ユニタリ対角集合行列と、グループ属性を有する所定のユニタリ集合行列群と、直交設計の集合行列と、ＰＳＫシンボルから決定されたユニタリ集合行列とを含むグループから選択された集合行列にマッピングされることを特徴とする請求項１乃至９のいずれかに記載の方法。
【請求項１１】
マルチプルノルムの差動空間時間ダイバーシティ受信を少なくとも一本の受信アンテナを使った方法で実現させ、これによりマルチプルノルム空間時間変調による伝送行列を、第一送信ビットサブグループを送信するユニタリ空間時間変調方式からの差動空間時間変調を介して、さらには第二送信ビットサブグループの送信のための差動空間時間変調の結果のマルチプルノルムスケーリングを介して、送信側で設定する、以下のステップを備える方法：
第一受信行列と、第一受信行列に先行する第二受信行列を適切なタイミングで受信し、
決定行列、第一決定変数、第二決定変数を第一受信行列と第二受信行列で行列操作を行うことにより確定し、
第一送信ビットサブグループに関連する第一検出出力を前記の決定行列と第一決定変数に基づいて確定し、そして
第二送信ビットサブグループに関連する第二検出出力を前記の決定行列と第一決定変数と第二決定変数に基づいて確定する。
【請求項１２】
決定行列、第一決定変数および第二決定変数を確定するステップが、以下のステップを備えることを特徴とする請求項１１に記載の方法：
第一送信ビットサブグループに関連する決定行列の確定のための第一の行列操作を介して、第一受信行列と第二受信行列とを結合し、
第一送信ビットサブグループおよび第二送信ビットサブグループに関連する第一決定変数の確定のための第二の行列操作を介して、第一受信行列と第二受信行列とを結合し、そして
第二送信ビットサブグループに関連する第二決定変数の確定のための第三の行列操作を介して、第二受信行列を加工する。
【請求項１３】
決定行列が以下に従い確定されることを特徴とする請求項１２に記載の方法：
2006517750.tif 000076
ただし、
Ｄｋは決定行列であり、
Ｙｋは第一受信行列であり、
Ｙｋ−１は第二受信行列であり、そして
Ｈはヘルメシアン演算子である。
【請求項１４】
第一決定変数ｖｋが以下に従い確定されることを特徴とする請求項１２または１３に記載の方法：
2006517750.tif 000077
ただし、
Ｙｋ４は第一受信行列であり、
Ｙｋ−１は第二受信行列であり、
Ｈはヘルメシアン演算子であり、そして
ｔｒａｃｅは行列の対角要素における合計を算出するトレース演算子である。
【請求項１５】
第二決定変数が以下に従い確定されることを特徴とする請求項１２乃至１４のいずれかに記載の方法：
2006517750.tif 000078
ただし、
Ｙｋ−１は第二受信行列である。
【請求項１６】
第一送信ビットサブグループに関連する第一検出出力を確定するステップがハード出力検出のステップであることを特徴とする請求項１１乃至１５のいずれかに記載の方法。
【請求項１７】
第一検出出力が以下に従い確定されることを特徴とする請求項１６に記載の方法：
2006517750.tif 000079
ただし、
2006517750.tif 000080
【請求項１８】
第一送信ビットサブグループに関連する第一検出出力を確定するステップがソフト出力検出のステップであることを特徴とする請求項１１乃至１５のいずれかに記載の方法。
【請求項１９】
第一送信ビットサブグループのための対数尤度が以下に従い確定されることを特徴とする請求項１８に記載の方法：
2006517750.tif 000081
ただし、ｋは時間インデックスを表わし、
ｕｋは前記第一送信ビットサブグループと一致し、ｕｋ，ｌはｕｋにおけるｌ位置での送信ビットであり、
ｐ（ｕｋ，ｌ＝＋１｜Ｙｋ，Ｙｋ−１）は第一受信行列Ｙｋと第二受信行列Ｙｋ−１を考慮したｕｋ，ｌ＝＋１のための条件付確率であり、
ｐ（ｕｋ，ｌ＝−１｜Ｙｋ，Ｙｋ−１）は、第一受信行列Ｙｋと第二受信行列Ｙｋ−１を考慮したｕｋ，ｌ＝−１のための条件付確率であり、
ｐ（Ｃｋ｜Ｙｋ，Ｙｋ−１）は受信側での集合行列Ｃｋへのマッピングを介した前記第一送信ビットサブグループの送信のための、前記の第一受信行列Ｙｋと第二受信行列Ｙｋ−１を考慮にいれた条件付確率であり、そして
ノミネータ中の合計値はｕｋ，ｌ＝＋１に関連するすべての行例の集合Ｃｋ上で得られ、デノミネータ中の合計値はｕｋ，ｌ＝−１に関連するすべての行例の集合Ｃｋ上で得られる。
【請求項２０】
第一送信ビットサブグループのためのビット決定が
2006517750.tif 000082
に従い確定され、第一送信ビットサブグループのための信頼性情報が
2006517750.tif 000083
に従い確定されることを特徴とする請求項１９に記載の方法。
【請求項２１】
第一送信ビットサブグループのための対数尤度が、対数尤度の最大ログ近似値を用いて確定されることを特徴とする請求項１８乃至２０のいずれかに記載の方法。
【請求項２２】
第一送信ビットサブグループのための対数尤度の最大ログ近似値が以下に従い確定されることを特徴とする請求項２１に記載の方法：
2006517750.tif 000084
ただし、
ｔ＝∈｛１，．．．，ｂ１｝はビットインデックスを表わし、
σ２は送信中に付加された雑音の変数であり、
ｖｋは第一決定変数であり、
Ｙｋは第一受信行列であり、
Ｙｋ−１は第二受信行列であり、
Ｈはヘルメシアン演算子であり、
Ｃｋは集合行列を表わし、
Ｒｅは実部演算子を表わし
ｔｒａｃｅ｛｝は各行列のすべての対角要素の合計を示すトレース演算子であり、
2006517750.tif 000085
ビット情報のベクトルを表わし、
2006517750.tif 000086
【請求項２３】
集合行列が直交設計により決定され、空間時間ブロック符号ダイバーシティコンビネイションを介して受信が達成されることを特徴とする請求項２１に記載の方法。
【請求項２４】
空間時間ブロック符号ダイバーシティコンビネイションが、以下に従い多重入力・多重出力チャンネルを等価の単入力単出力チャンネルへ変換するステップを備えることを特徴とする請求項２３に記載の方法：
2006517750.tif 000087
ており、
2006517750.tif 000088
Ｙｋは第一受信行列であり、
Ｙｋ−１は第２受信行列であり、
Ｈはヘルメシアン演算子であり、
ｃｋ，ｌはＰＳＫシンボルを表わし、
ｌ＝１，．．．，ＫはＰＳＫシンボルのインデックスを表わす。
【請求項２５】
空間時間ブロック符号ダイバーシティコンビネイションが、以下に従い事後確率対数尤度比を確定するステップを備えることを特徴とする請求項２４に記載の方法：
2006517750.tif 000089
ただし、
ｔ∈｛１，．．．，ｂ１｝はビットインデックスを表わし、
ｌ∈｛１，．．．，Ｋ｝は集合シンボルインデックスを示し、
ＫはＰＳＫ集合シンボルの個数であり、
ｖｋは第一決定変数を示し、
＊は複素共役演算子であり、
Ｒｅは実部演算子を示し、
ｕｋ，ｌは集合シンボルｃｋ，ｌに一致する受信候補である。
【請求項２６】
第二送信ビットサブグループに関連する第二検出出力を確定するステップがハード出力検出によることを特徴とする請求項１１乃至２５のいずれかに記載の方法。
【請求項２７】
ハード出力検出のステップが以下に従い達成されることを特徴とする請求項２６に記載の方法：
2006517750.tif 000090
ただし、
2006517750.tif 000091
ａは所定の定数であり、
ｖｋは第一決定変数を示し、
ａｒｇｍｉｎは振幅差指数ｑｋ可能な値すべてにおけるオペランドの最小値を決定する演算子を表わす。
【請求項２８】
第二送信ビットサブグループに関連する第二検出出力を確定するステップがソフト出力検出のステップであることを特徴とする請求項１１乃至２５のいずれかに記載の方法。
【請求項２９】
第二送信ビットサブグループのための対数尤度が以下に従い確定されることを特徴とする請求項２８に記載の方法：
2006517750.tif 000092
ここで、
ｋは時間インデックスであり、
ｐ（ｕｋ，ｌ＝＋１｜Ｙｋ，Ｙｋ−１）は第一受信行列Ｙｋと第二受信行列Ｙｋ−１を考慮に入れたｕｋ，ｌ＝＋１のための条件付確率であり、
ｐ（ｕｋ，ｌ＝−１｜Ｙｋ−１，Ｙｋ）は第一受信行列Ｙｋと第二受信行列Ｙｋ−１を考慮に入れたｕｋ，ｌ＝−１のための条件付確率である。
【請求項３０】
第二送信ビットサブグループの決定が
2006517750.tif 000093
に従い確定され、第二送信ビットサブグループのための信頼性情報が
2006517750.tif 000094
に従い確定されることを特徴とする請求項２９に記載の方法。
【請求項３１】
第二送信ビットサブグループのための対数尤度が、対数尤度の最大ログ近似値を用いて確定されることを特徴とする請求項２８乃至３０のいずれかに記載の方法。
【請求項３２】
第二送信ビットサブグループのための対数尤度の最大ログ近似値が以下に従い確定されることを特徴とする請求項２１に記載の方法：
2006517750.tif 000095
ただし、
ｔ∈｛ｂ１＋１，．．．，ｂ１＋ｂ２｝はビットインデックスを表わし、
σ２は送信中に付加された雑音の変数であり、
ｖｋは第一決定変数であり、
Ｙｋは第一受信行列であり、
Ｙｋ−１は第二受信行列であり、
Ｈはヘルメシアン演算子であり、
ｑｋは振幅差指数を示し、
ｔｒａｃｅ｛｝は各行列のすべての対角要素の合計を示すトレース演算子であり、
2006517750.tif 000096
ット情報のベクトルを表わす。
【請求項３３】
以下のステップを備えるマルチプルノルム空間時間送信ダイバーシティ変調を組み合わせた外部前方誤信号訂正符号化の方法：
情報ビットのストリームを所定の基本符号を使って符号化されたビットのストリームに変換し、
符号化されたビットのストリームを第一符号化ビットストリームと第二符号化ビットストリームに二重化し、
第一符号化ビットストリームを所定のパンクチャパターンでパンクチャリング処理して第一送信ビットサブグループを生成し
第二符号化ビットストリームを前記所定のパンクチャパターンの補数でパンクチャリング処理して第二送信ビットサブグループを生成し、
第一送信ビットサブグループを差動ユニタリ空間時間変調方式の集合行列にマッピングし、
第二送信ビットサブグループから倍率を定め、そして
前記集合行列とあらかじめ定めた伝送行列の差動符号化を倍率によるスケーリングと併用してある伝送行列を設定する。
【請求項３４】
第一の符号ビットサブシーケンスのストリームを、パンクチャリングのためのストリームにインタリーブするステップをさらに備えることを特徴とする請求項３２に記載の方法。
【請求項３５】
第二の符号ビットサブシーケンスのストリームを、パンクチャリングのためのストリームにインタリーブするステップをさらに備えることを特徴とする請求項３３または３４に記載の方法。
【請求項３６】
第一送信ビットサブグループを差動ユニタリ空間時間変調方式の集合行列にマッピングし、第二送信ビットサブグループから倍率を定め、前記集合行列とあらかじめ確定した伝送行列の差動符号化を前記倍率によるスケーリングと併用して、ある伝送行列を設定するステップが、請求項２乃至１０のいずれかに従い達成されることを特徴とする請求項３３乃至３５のいずれかに記載の方法。
【請求項３７】
以下の構成要素を備える、少なくとも二本の送信アンテナを使ったユニタリ空間時間変調方式からの差動マルチプルノルム空間時間送信ダイバーシティを実現する装置：
ひとつの送信ビットグループを第一送信ビットサブグループと第二送信ビットサブグループに分ける分割手段と、
第一送信ビットサブグループを差動ユニタリ空間時間変調方式の集合行列にマッピングするマッピング手段と、
第二送信ビットサブグループから倍率を定める倍加手段と、そして
前記集合行列とあらかじめ確定した伝送行列の差動符号化を前記倍率によるスケーリングと併用して、ある伝送行列を設定する伝送行列設定手段。
【請求項３８】
伝送行列設定手段が、集合行列とあらかじめ確定した伝送行列の差動符号化を以下に従い行う差動符号化手段を備えることを特徴とする請求項３７に記載の装置：
Ｘｋ＝Ｘｋ−１Ｃｋ
ここで、
Ｘｋは伝送行列、
Ｘｋ−１は以前に送信した伝送行列、
Ｃｋは差動ユニタリ空間時間変調方式の集合行列、そして
ｋは時間インデックスを示す。
【請求項３９】
伝送行列設定手段が、第二送信ビットサブグループが２つの連続する伝送行列に符号化することを特徴とする請求項３７または３８に記載の装置。
【請求項４０】
以下の構成要素を備えるスケーリングファクタにょるスケーリングを行う請求項３９に記載の装置：
第二送信ビットサブグループから振幅差指数
ｑｋ∈｛−Ｍ２＋１，−Ｍ２＋２，．．．，−１，０，１，．．．，Ｍ２−１｝を決定する振幅差指数手段と、
2006517750.tif 000097
リングファクタ手段と、そして
2006517750.tif 000098
確定した伝送行列の差動符号化の結果をスケーリングするスケーリングファクタ倍加手段。
【請求項４１】
送信ビットのグループが、ｌｏｇ２（Ｍ１）＋ｌｏｇ（Ｍ２）のビットを備え、
ここで、Ｍ１は第一送信ビットサブグループの可能なビット列の数であり、
Ｍ２は伝送行列のノルム値の個数であり、
送信ビットのグループを分割する分割手段が、
2006517750.tif 000099
ｂ１＝ｌｏｇ２（Ｍ１）個のビットを選択する第一選択手段と、
2006517750.tif 000100
ためのｂ２＝ｌｏｇ２（Ｍ２）個のビットを選択する第二選択手段と
を備えることを特徴とする請求項３７乃至４０のいずれかに記載の装置。
【請求項４２】
振幅差指数手段が、以下の構成要素を備えることを特徴とする請求項４０または４１に記載の装置：
全てのｐｉ∈｛０，１｝について、第二送信ビットサブグループの組み合わせをカバーするビ
2006517750.tif 000101
第二送信ビットサブグループのビットパターンと整数値のセットとの間に所定の関係を確立する関係確立手段。
【請求項４３】
関係確立手段が、第二送信ビットサブグループのビットパターンと整数値のセットとの間に確立される所定の関係を、グレイマッピングとして確立することを特徴とする請求項４２に記載の装置。
【請求項４４】
振幅差指数手段が、さらに以下の構成要素を備えることを特徴とする請求項４２または４３に記載の装置：
第二送信ビットサブグループの送信ビットを、第二送信ビットサブグループのビットパターンと整数値のセットとの間に確立された所定の関係に従い、整数値ｄｋにマッピングする送信ビットマッピング手段と、
2006517750.tif 000102
ｎＴは送信アンテナの数であり、
2006517750.tif 000103
に従い、振幅差指数を算出する振幅差指数算出手段。
【請求項４５】
分割手段が、第一送信ビットサブグループと第二送信ビットサブグループを、選択的エラー保護を達成するように選択することを特徴とする請求項３７乃至４４のいずれかに記載の装置。
【請求項４６】
マッピング手段が、第一送信ビットサブグループを、ユニタリ対角集合行列と、グループ属性を有する所定のユニタリ集合行列群と、直交設計の集合行列と、ＰＳＫシンボルから決定されたユニタリ集合行列とを含むグループから選択された集合行列にマッピングすることを特徴とする請求項３７乃至４５のいずれかに記載の装置。
【請求項４７】
マルチプルノルムの差動空間時間ダイバーシティ受信を少なくとも一本の受信アンテナを使った方法で実現させ、これによりマルチプルノルム空間時間変調による伝送行列を、第一送信ビットサブグループを送信するユニタリ空間時間変調方式からの差動空間時間変調を介して、さらには第二送信ビットサブグループの送信のための差動空間時間変調の結果のマルチプルノルムスケーリングを介して、送信側で設定する、以下の構成要素を備える装置：
第一受信行列と、第一受信行列に先行する第二受信行列を適切なタイミングで受信する受信手段と、
決定行列、第一決定変数、第二決定変数を第一受信行列と第二受信行列で行列操作を行うことにより確定する決定情報確定手段と、
第一送信ビットサブグループに関連する第一検出出力を前記の決定行列と第一決定変数に基づいて確定する第一検出出力手段と、
第二送信ビットサブグループに関連する第二検出出力を前記の決定行列と第一決定変数と第二決定変数に基づいて確定する第二検出出力手段。
【請求項４８】
決定情報確定手段が、以下の構成要素を備えることを特徴とする請求項４７に記載の装置：
第一送信ビットサブグループに関連する決定行列の確定のための第一の行列操作を介して、第一受信行列と第二受信行列とを結合する第一行列操作手段と、
第一送信ビットサブグループおよび第二送信ビットサブグループに関連する第一決定変数の確定のための第二の行列操作を介して、第一受信行列と第二受信行列とを結合する第二行列操作手段と、
第二送信ビットサブグループに関連する第二決定変数の確定のための第三の行列操作を介して、第二受信行列を加工する第三行列操作手段。
【請求項４９】
第一行列操作手段が、以下に従い決定行列を確定することを特徴とする請求項４８に記載の装置：
2006517750.tif 000104
ただし、
Ｄｋは決定行列であり、
Ｙｋは第一受信行列であり、
Ｙｋ−１は第二受信行列であり、そして
Ｈはヘルメシアン演算子である。
【請求項５０】
第二行列操作手段が、第一決定変数ｖｋを以下に従い確定することを特徴とする請求項４８または４９に記載の装置：
2006517750.tif 000105
ただし、
Ｙｋは第一受信行列であり、
Ｙｋ−１は第二受信行列であり、
Ｈはヘルメシアン演算子であり、そして
ｔｒａｃｅは行列の対角要素における合計を算出するトレース演算子である。
【請求項５１】
第三行列操作手段が、第二決定変数を以下に従い確定することを特徴とする請求項４８乃至５０のいずれかに記載の装置：
2006517750.tif 000106
ただし、
Ｙｋ−１は第二受信行列である。
【請求項５２】
第一検出出力手段が、第一送信ビットサブグループに関連する第一検出出力をハード出力検出により確定する第一ハード出力検出手段を備えることを特徴とする請求項４７乃至５１のいずれかに記載の装置。
【請求項５３】
第一ハード出力検出手段が、以下に従い第一検出出力を確定することを特徴とする請求項５２に記載の装置：
2006517750.tif 000107
ただし、
2006517750.tif 000108
【請求項５４】
第一検出出力手段が、第一送信ビットサブグループに関連する第一検出出力をソフト出力検出により確定する第一ソフト出力検出手段を備えることを特徴とする請求項４７乃至５１のいずれかに記載の装置。
【請求項５５】
第一ソフト出力検出手段が、第一送信ビットサブグループのための対数尤度を以下に従い確定することを特徴とする請求項５４に記載の装置：
2006517750.tif 000109
ただし、ｋは時間インデックスを表わし、
ｕｋは前記第一送信ビットサブグループと一致し、ｕｋ，ｌはｕｋにおけるｌ位置での送信ビットであり、
ｐ（ｕｋ，ｌ＝＋１｜Ｙｋ，Ｙｋ−１）は第一受信行列Ｙｋと第二受信行列Ｙｋ−１を考慮したｕｋ，ｌ＝＋１のための条件付確率であり、
ｐ（ｕｋ，ｌ＝−１｜Ｙｋ，Ｙｋ−１）は、第一受信行列Ｙｋと第二受信行列Ｙｋ−１を考慮したｕｋ，ｌ＝−１のための条件付確率であり、
ｐ（Ｃｋ｜Ｙｋ，Ｙｋ−１）は受信側での集合行列Ｃｋへのマッピングを介した前記第一送信ビットサブグループの送信のための、前記の第一受信行列Ｙｋと第二受信行列Ｙｋ−１を考慮にいれた条件付確率であり、そして
ノミネータ中の合計値はｕｋ，ｌ＝＋１に関連するすべての行例の集合Ｃｋ上で得られ、デノミネータ中の合計値はｕｋ，ｌ＝−１に関連するすべての行例の集合Ｃｋ上で得られる。
【請求項５６】
第一ソフト出力検出手段が、第一送信ビットサブグループのためのビット決定を
2006517750.tif 000110
に従い確定し、第一ソフト出力検出手段が、第一送信ビットサブグループのための信頼性情報を
2006517750.tif 000111
に従い確定することを特徴とする請求項５５に記載の装置。
【請求項５７】
第一ソフト出力検出手段が、第一送信ビットサブグループのための対数尤度を対数尤度の最大ログ近似値を用いて確定する第一最大ログ近似手段を備えることを特徴とする請求項５４乃至５６のいずれかに記載の装置。
【請求項５８】
第一最大ログ近似手段が、第一送信ビットサブグループのための対数尤度の最大ログ近似値を以下に従い確定することを特徴とする請求項５７に記載の装置：
2006517750.tif 000112
ただし、
ｔ＝∈｛１，．．．，ｂ１｝はビットインデックスを表わし、
σ２は送信中に付加された雑音の変数であり、
ｖｋは第一決定変数であり、
Ｙｋは第一受信行列であり、
Ｙｋ−１は第二受信行列であり、
Ｈはヘルメシアン演算子であり、
Ｃｋは集合行列を表わし、
Ｒｅは実部演算子を表わし
ｔｒａｃｅ｛｝は各行列のすべての対角要素の合計を示すトレース演算子であり、
2006517750.tif 000113
ビット情報のベクトルを表わし、
2006517750.tif 000114
【請求項５９】
集合行列が直交設計により決定され、受信手段が、空間時間ブロック符号ダイバーシティコンビネイションを介して受信を行う空間時間ブロック符号ダイバーシティコンビネイション手段を備えることを特徴とする請求項５７に記載の装置。
【請求項６０】
空間時間ブロック符号ダイバーシティコンビネイション手段が、以下に従い多重入力・多重出力チャンネルを等価の単入力単出力チャンネルへ変換することを特徴とする請求項５９に記載の装置：
2006517750.tif 000115
ており、
2006517750.tif 000116
Ｙｋは第一受信行列であり、
Ｙｋ−１は第２受信行列であり、
Ｈはヘルメシアン演算子であり、
ｃｋ，ｌはＰＳＫシンボルを表わし、
ｌ＝１，．．．，ＫはＰＳＫシンボルのインデックスを表わす。
【請求項６１】
第一最大ログ近似手段が、以下に従い事後確率対数尤度比を確定することを特徴とする請求項６０に記載の装置：
2006517750.tif 000117
ただし、
ｔ∈｛１，．．．，ｂ１｝はビットインデックスを表わし、
ｌ∈｛１，．．．，Ｋ｝は集合シンボルインデックスを示し、
ＫはＰＳＫ集合シンボルの個数であり、
ｖｋは第一決定変数を示し、
＊は複素共役演算子であり、
Ｒｅは実部演算子を示し、
ｕｋ，ｌは集合シンボルｃｋ，ｌに一致する受信候補である。
【請求項６２】
第二検出出力手段が、第二送信ビットサブグループに関連する第二検出出力をハード出力検出により確定する第二ハード出力検出手段を備えることを特徴とする請求項４７乃至６１のいずれかに記載の装置。
【請求項６３】
第二ハード出力検出手段が、以下に従いハード出力検出を行うことを特徴とする請求項６２に記載の装置：
2006517750.tif 000118
ただし、
2006517750.tif 000119
ａは所定の定数であり、
ｖｋは第一決定変数を示し、
ａｒｇｍｉｎは振幅差指数ｑｋの可能な値すべてにおけるオペランドの最小値を決定する演算子を表わす。
【請求項６４】
第二検出出力手段が、第二送信ビットサブグループに関連する第二検出出力をソフト出力検出により確定する第二ソフト出力検出手段を備えることを特徴とする請求項４７乃至６１のいずれかに記載の装置。
【請求項６５】
第二ソフト出力検出手段が、第二送信ビットサブグループのための対数尤度を以下に従い確定することを特徴とする請求項６４に記載の装置：
2006517750.tif 000120
ここで、
ｋは時間インデックスであり、
ｐ（ｕｋ，ｌ＋１｜Ｙｋ，Ｙｋ−１）は第一受信行列Ｙｋと第二受信行列Ｙｋ−１考慮に入れたｕｋ，ｌ＝＋１のための条件付確率であり、
ｐ（ｕｋ，ｌ＝−１｜Ｙｋ−１，−Ｙｋ）は第一受信行列Ｙｋと第二受信行列Ｙｋ−１を考慮に入れたｕｋ，ｌ＝−１のための条件付確率である。
【請求項６６】
第二ソフト出力検出手段が、第二送信ビットサブグループの決定を
2006517750.tif 000121
に従い確定し、第二ソフト出力検出手段が、第二送信ビットサブグループのための信頼性情報を
2006517750.tif 000122
に従い確定することを特徴とする請求項６５に記載の装置。
【請求項６７】
第二ソフト出力検出手段が、第二送信ビットサブグループのための対数尤度を対数尤度の最大ログ近似値を用いて確定する第二最大ログ近似手段を備えることを特徴とする請求項６４乃至６６のいずれかに記載の装置。
【請求項６８】
第二最大ログ近似手段が、第二送信ビットサブグループのための対数尤度の最大ログ近似値を以下に従い確定することを特徴とする請求項６７に記載の装置：
2006517750.tif 000123
ただし、
ｔ∈｛ｂ１＋１，．．．，ｂ１＋ｂ２｝はビットインデックスを表わし、
σ２は送信中に付加された雑音の変数であり、
νｋは第一決定変数であり、
Ｙｋは第一受信行列であり、
Ｙｋ−１は第二受信行列であり、
Ｈはヘルメシアン演算子であり、
ｑｋはノルム差指数を示し、
ｔｒａｃｅ｛｝は各行列のすべての対角要素の合計を示すトレース演算子であり、
2006517750.tif 000124
ット情報のベクトルを表わす。
【請求項６９】
以下の構成要素を備えるマルチプルノルム空間時間送信ダイバーシティ変調を組み合わせた外部前方誤信号訂正符号化の装置：
情報ビットのストリームを所定の基本符号を使って符号化されたビットのストリームに変換する符号化手段と、
符号化されたビットのストリームを第一符号化ビットストリームと第二符号化ビットストリームに二重化する複製手段と、
第一符号化ビットストリームを所定のパンクチャパターンでパンクチャリング処理して第一送信ビットサブグループを生成する第一パンクチャリング手段と、
第二符号化ビットストリームを前記所定のパンクチャパターンの補数でパンクチャリング処理して第二送信ビットサブグループを生成する第二パンクチャリング手段と、
第一送信ビットサブグループを差動ユニタリ空間時間変調方式の集合行列にマッピングし、
第二送信ビットサブグループから倍率を定め、そして
前記集合行列とあらかじめ定めた伝送行列の差動符号化を倍率によるスケーリングと併用してある伝送行列を設定する
マルチプルノルム空間時間送信ダイバーシティ変調手段。
【請求項７０】
第一の符号ビットサブシーケンスのストリームを、パンクチャリングのためのストリームにインタリーブする第一インターリーバをさらに備えることを特徴とする請求項６９に記載の装置。
【請求項７１】
第二の符号ビットサブシーケンスのストリームを、パンクチャリングのためのストリームにインタリーブする第二インターリーバをさらに備えることを特徴とする請求項６９または７０に記載の装置。
【請求項７２】
マルチプルノルム空間時間送信ダイバーシティ変調手段が請求項２乃至１０のいずれかに従い動作することを特徴とする請求項６９乃至７１のいずれかに記載の装置。
【請求項７３】
プロダクトが、差動マルチプルノルムダイバーシティ送信機のプロセッサにおいて実行された時に、請求項１乃至１０のいずれかに記載の各ステップを実行させるソフトウェアコード部分を備える、差動マルチプルノルム空間時間ダイバーシティ送信機の内部メモリに直接的にロード可能なコンピュータプログラム。
【請求項７４】
プロダクトが、差動マルチプルノルムダイバーシティ送信機のプロセッサにおいて実行された時に、請求項３３乃至３６のいずれかに記載の各ステップを実行させるソフトウェアコード部分を備える、マルチプルノルム空間時間送信ダイバーシティ変調と組み合わせて外部前方誤信号訂正符号化を行う装置の内部メモリに直接的にロード可能なコンピュータプログラム。
【請求項７５】
プロダクトが、差動マルチプルノルムダイバーシティ受信機のプロセッサにおいて実行された時に、請求項１１乃至３２のいずれかに記載の各ステップを実行させるソフトウェアコード部分を備える、差動マルチプルノルム空間時間ダイバーシティ受信機の内部メモリに直接的にロード可能なコンピュータプログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】  本発明は前方誤信号訂正機能を有する差動マルチプルノルム送信ダイバーシティとそのダイバーシティ受信に関する。
【背景技術】
【０００２】  フェージング環境においてワイヤレスリンクの送受信両端末で多重アンテナを使用することでかなりの送信能力を獲得することができる。これはＧ．Ｊ．ＦｏｓｃｈｉｎｉとＭ．Ｊ．Ｇａｎｓ著の「Ｏｎ  Ｌｉｍｉｔｓ  ｏｆ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  ｉｎ  ａ  Ｆａｄｉｎｇ  Ｅｎｖｉｒｏｎｍｅｎｔ  ｗｈｅｎ  ＵｓｉｎｇＭｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｎｔｅｎｎａｓ，  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｐｅｒｓｏｎａｌ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ（多重アンテナを使用したフェージング環境でのワイヤレス通信の限界について、ワイヤレスパーソナル通信）、６：３１１−３３５」（１９９８年）、およびＥ．Ｔｅｌｅｔａｒ著の「Ｃａｐａｃｉｔｙ  ｏｆ  Ｍｕｌｔｉ−ａｎｔｅｎｎａＧａｕｓｓｉａｎ  Ｃｈａｎｎｅｌｓ，  Ｅｕｒｏｐｅａｎ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓｏｎ  Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ（多重アンテナガウスチャンネルの伝達能力、ＥＴＴ欧州通信トランザクション）、１０（６）」（１９９９年１０月・１１月）にも記述されている。【０００３】  これまで空間時間符号や空間多重化など、その送信能力を活用するために様々な多重入力・多重出力ＭＩＭＯ方式が提案されてきた。しかしながら多重入力・多重出力ＭＩＭＯ技術の殆どは受信側でチャンネル係数を把握する必要があり、それにはチャンネルの推定が必要となる。ところが、多重入力・多重出力ＭＩＭＯ方式においてはさらに多くのサブチャンネルを推定せねばならず、パイロットシンボルの信号エネルギーを数本以上のアンテナに分配しなければならないために、単一アンテナ方式よりもさらにチャンネル推定が困難になる。【０００４】  従って、Ｖ．ＴａｒｏｋｈとＨ．Ｊａｆａｒｋｈａｎｉ著の「Ａ  Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ  Ｓｃｈｅｍｅ  ｆｏｒ  Ｔｒａｎｓｍｉｔ  Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ，  ＩＥＥＥ  Ｊｏｕｒｎａｌ  ｏｎ  Ｓｅｌｅｃｔｅｄ  Ａｒｅａｓ  ｉｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ（送信ダイバーシティのための差動検出方式、通信における選定地域に関するＩＥＥＥジャーナル）、１８（７）：１１６９−１１７４」（２０００年７月）とＢ．Ｌ．Ｈｕｇｈｅｓ著の「Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ，  ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ  ｏｎ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｔｈｅｏｒｙ（差動空間時間変調、通信理論におけるＩＥＥＥトランザクション、４６（７）：２５６７２５７８）」（２０００年１１月）とＢ．ＨｏｃｈｗａｌｄとＷ．Ｓｗｅｌｄｅｎ著の「Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  Ｕｎｉｔａｒｙ  Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ，  ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ（差動ユニタリ空間時間変調、通信におけるＩＥＥＥトランザクション）、４８（１２）：２０４１−２０５２」で提案されている差動多重入力・多重出力ＭＩＭＯ送信方式においては、受信側でのチャンネル推定をまったく必要とせず、好適な代案を提示している。【０００５】  一般的には、これらの方式はユニタリ行列から成る差動空間時間変調の手法として解釈することができる。帯域幅効率の良い送信については、空間濃度と時間荷重が単一アンテナによる送信変調手法に比べて著しく高くなるために検出が極めて複雑になる。さらには、集合要素のユニタリ行列となる条件がシグナル設計とパフォーマンスの範囲を制限してしまう。【０００６】  さらに詳しく言えば、二本の送信アンテナ用に直交設計による作動送信ダイバーシティがＶ．ＴａｒｏｌｃｈとＨ．Ｊａｆａｒｋｈａｎｉ著の「Ａ  Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ  Ｓｃｈｅｍｅ  ｆｏｒ  Ｔｒａｎｓｍｉｔ  Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ，ＩＥＥＥ  Ｊｏｕｒｎａｌ  ｏｎ  Ｓｅｌｅｃｔｅｄ  Ａｒｅａｓ  ｉｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ（送信ダイバーシティのための差動検出方式、通信における選定地域に関するＩＥＥＥジャーナル）、１８（７）：１１６９−１１７４」（２０００年７月）で提案されており、さらにＨ．ＪａｆａｒｋｈａｎｉとＶ．Ｔａｒｏｋｈ著の「Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ｔｒａｎｓｍｉｔ  Ａｎｔｅｎｎａ  Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ  ｆｒｏｍ  Ｇｅｎｅｒａｌｉｚｅｄ  Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｄｅｓｉｇｎｓ，ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ  ｏｎ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｔｈｅｏｒｙ（一般直交設計による多重送信アンテナによる差動検出、通信理論におけるＩＥＥＥトランザクション、４７（６）：２６２６−２６３１」（２００１年９月）で複数のアンテナ用に一般化されている。【０００７】  さらに、ユニタリ差動空間時間変調はＢ．ＨｏｃｈｗａｌｄとＷ．Ｓｗｅｌｄｅｎ著の「Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  Ｕｎｉｔａｒｙ  Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ，  ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ（差動ユニタリ空間時間変調、通信におけるＩＥＥＥトランザクション）、４８（１２）：２０４１−２０５２」とＢ．Ｌ．Ｈｕｇｈｅｓ著の「Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ，  ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ  ｏｎ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｔｈｅｏｒｙ（差動空間時間変調、通信理論におけるＩＥＥＥトランザクション）、４６（７）：２５６７−２５７８」（２０００年１１月）で提案されている。帯域幅効率のより一層優れたユニタリ空間時間変調はＡ．Ｓｔｅｉｎｅｒ、Ｍ．Ｐｅｌｅｇ、Ｓ．Ｓｈａｍａｉ著の「Ｉｔｅｒａｔｉｖｅ  Ｄｅｃｏｄｉｎｇ  ｏｆ  Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ  Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌｌｙ  Ｃｏｄｅｄ  Ｕｎｉｔａｒｙ  Ｍａｔｒｉｘ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ，  ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ  ｏｎ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ（差動符号化されたユニタリ行列変調の逐次デコーディング、信号処理におけるＩＥＥＥトランザクション）、５０（１０）：２３８５−２３９５」（２０００年１０月）で紹介されている。【０００８】  さらには、複数の振幅レベルを用いた差動送信ダイバーシティがＸ．−Ｇ．Ｘｉａ著の「Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  Ｅｎ／Ｄｅｃｏｄｅｄ  Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ  Ｂｌｏｃｋ  Ｃｏｄｅｓ  ｗｉｔｈ  ＡＰＳＫ  Ｓｉｇｎａｌｓ，  ＩＥＥＥ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  Ｌｅｔｔｅｒｓ（ＡＰＳＫ信号を用いた差動符号化および複合化された直交空間時間ブロック符号、ＩＥＥＥ通信文字）、６（４）：１５０−１５２」（２００２年４月）で提案されて��り、Ｈ．ＲｏｈｌｉｎｇとＶ．Ｅｎｇｅｌｓ著の「Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ（ＤＡＰＳＫ）−Ａ  Ｎｅｗ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  ｍｅｔｈｏｄ  ｆｏｒ  ＤＴＶＢ，  Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ  Ｃｏｎｖｅｎｔｉｏｎ（差動振幅位相シフトキーイング（ＤＡＰＳＫ）−ＤＴＶＢのための新変調手法、国際放送協定）、  ｐｐ．１０２−１０８」（１９９５年）で提案されているＤＡＰＳＫ信号をＢ．ＨｏｃｈｗａｌｄとＷ．Ｓｗｅｌｄｅｎ著の「Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  Ｕｎｉｔａｒｙ  Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ，  ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ（差動ユニタリ空間時間変調、通信におけるＩＥＥＥトランザクション、４８（１２）：２０４１−２０５２」の提案に従ってユニタリ空間時間変調入力として用いている。但し、ここでは外部前方誤信号訂正ＦＥＣ符号化機能を対象外としている。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】  上記を考慮した上で、本発明の第一の目的は、強力で適応性が高く簡素化を図った帯域幅効率の良い空間時間変調方式に対応する送受信ダイバーシティ方式を提供することである。【００１０】  本発明の第二の目的は、前方誤信号訂正機能を送受信ダイバーシティ方式と併用したチャンネル符号化を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】  本発明の第一の特徴から、前記第一の目的は少なくとも二本の送信アンテナを使ったユニタリ空間時間変調方式からの差動マルチプルノルム空間時間送信ダイバーシティの手法を介して実現できる。ステップ１では、ひとつの送信ビットグループを第一送信ビットサブグループと第二送信ビットサブグループに分ける。ステップ２では、第一送信ビットサブグループを差動ユニタリ空間時間変調方式の集合行列にマッピングする。ステップ３では、第二送信ビットサブグループから倍率を定める。ステップ４では、前記集合行列とあらかじめ確定した伝送行列の差動符号化を前記倍率によるスケーリングと併用して、ある伝送行列を設定する。【００１２】  従って、本発明は従来のユニタリ設計による差動送信ダイバーシティにおける単一ノルム条件が示唆する制限を解消することができる。特に本発明による差動マルチプルノルム空間時間送信ダイバーシティは、前記変調方式の達成可能なエラー率に関わる距離特性を向上させ、より高次な変調をユニタリ設計からの差動送信ダイバーシティの領域へ拡張させる。【００１３】  本発明のもうひとつの利点は、差動マルチプルノルム空間時間送信ダイバーシティによって、より広範囲の転送速度が可能になることである。特に二つの送信ビットサブグループを使うことによって、情報ビットの数設定を、ユニタリ空間時間変調方式へマッピングして送信する前に自由に選択できる。【００１４】  本発明のさらなる利点は、送信後、受信側で可能な伝送行列を伴う比較数が他の単一ノルムの差動送信ダイバーシティ方式に比べ著しく減少するため、検出の複雑性を低減する。【００１５】  本発明のもうひとつの利点は、ユニタリ空間時間変調よりもさらに優れたパフォーマンスを、特に時間依存性のチャンネルにおいて、または周波数選択送信チャンネルのＯＦＤＭ方式とともに、実現させることである。【００１６】  本発明の好適な実施形態のひとつにおいて、第二送信ビットサブグループを二つの連続した伝送行列のノルムの差分に符号化する。【００１７】  ここで当該実施形態の重要な利点は、ノルムの差分に符号化することがチャンネル推定技術の適用を強いることなくダイバーシティ受信をサポートし、従って簡単な検出の実行を可能にする。この利点は第一送信ビットサブグループと第二送信ビットサブグループのどちらにおいても同じである。【００１８】  本発明のもうひとつの好ましい実施形態において、第一送信ビットサブグループと第二送信ビットサブグループを選択し、選択性エラー保護を行う。【００１９】  ここでは、本発明は前記差動ユニタリ送信ダイバーシティの符号化方式を介して符号化された送信ビットと伝送行列のノルムのスケーリングを介して符号化された送信ビットのための異なるビットエラーの確率をサポートできる。これは不均等なエラー保護を伴うアプリケーション、すなわち異なるビットがそれぞれの有意性を持ったアプリケーションには極めて有効な利点と言える。【００２０】  さらに本発明のもうひとつの好適な実施形態において、伝送行列のノルムのスケーリングを行うステップは、あらかじめ送信された伝送行列と第二送信ビットサブグループのノルム関数として周期的に実行される。【００２１���  周期スケーリングは第二送信ビットサブグループを伝送行列のノルムの差分に符号化する上で特に適している。さらに、周期スケーリングは計算の複雑度とメモリ必要条件を最低限に抑えた非常に効率的なスケーリングステップを実行させる。【００２２】  本発明の第二の特徴においては、本発明の第一の目的をマルチプルノルムの差動空間時間ダイバーシティ受信を少なくとも一本の受信アンテナを使った方法で実現させ、これによりマルチプルノルム空間時間変調による伝送行列を、第一送信ビットサブグループを送信するユニタリ空間時間変調方式からの差動空間時間変調を介して、さらには第二送信ビットサブグループの送信のための差動空間時間変調の結果のマルチプルノルムスケーリングを介して、送信側で設定する。【００２３】  複数の受信ステップからなる当該マルチプルノルムの差動空間時間ダイバーシティ受信の手法は、第一受信行列と、第一受信行列に先行する第二受信行列を適切なタイミングで受信し、決定行列、第一決定変数、第二決定変数を第一受信行列と第二受信行列で行列操作を行うことにより確定し、第一送信ビットサブグループに関連する第一検出出力を前記の決定行列と第一決定変数に基づいて確定し、第二送信ビットサブグループに関連する第二検出出力を前記の決定行列と第一決定変数と第二決定変数に基づいて確定する。【００２４】  本発明による差動マルチプルノルムダイバーシティ受信手法の第一の利点は、非同期的に操作ができ、従ってチャンネル係数、チャンネル統計、雑音分散の把握を要しない。その理由は、ユニタリ設計からの差動送信ダイバーシティ方式を使った第一送信ビットサブグループの符号化で簡単な行列計算による決定行列と決定変数の確定ができるからであり、さらに第二送信ビットサブグループが差動的に符号化されることも、もうひとつの理由である。【００２５】  本発明の第二の特徴の第二の利点は、決定行列と決定変数の計算に極めて少数の受信行列（例：２列）を使うことにある。つまり複雑性の低い遅延を避けた出力検出を実現できるわけである。さらに、時間依存性の多重入力・多重出力送信チャンネルは出力検出性能に特に影響を及ぼさない。【００２６】  本発明の第二の特徴における第三の利点は、あらゆる種類のユニタリ空間時間変調方式に適用できることである。【００２７】  本発明のさらなる好適な実施形態は第一送信ビットサブグループおよび第二送信ビットサブグループのための出力検出に関する。ここでは、本発明は第一送信ビットサブグループおよび第二送信ビットサブグループのためのハード出力検出とソフト出力検出のどちらか、または両方をそれぞれサポートする。さらに本発明は異なる送信ビットサブグループのためのハード出力検出とソフト出力検出との様々なハイブリッド形式をサポートする。【００２８】  ハード出力検出の利点は、検出を実行する際の計算の複雑性が極めて低いことにある。一方、ワイヤレス通信システムにおいては差動送信ダイバーシティ方式が外部前方誤信号訂正ＦＥＣ符号と連結されており、その連結はソフト出力検出機構を介して特にサポートされている。【００２９】  さらに、ハイブリッド形式でのソフト／ハード出力検出はいずれも選択性エラー率と関連アプ���ケーションにおいて特に適しており、低いエラー率を要する送信ビットをソフト出力検出で処理し、残りの送信ビットをハード出力検出で処理する。【００３０】  さらに本発明のもうひとつの好適な実施形態において、ソフト出力検出は第一送信ビットサブグループまたは第二送信ビットサブグループのための対数尤度比の決定に依存する。できれば、対数尤度比は最大ログ近似値から算定するのが望ましい。【００３１】  上記のように、対数尤度比を使ったソフト出力ビットの決定は、連続的な出力検出処理、例えばエラー訂正デコーダなどにおいて、空間時間ブロック符号技術で知られるハード出力検出機能に比べ、その検出パフォーマンスを著しく向上する。ソフト出力検出のための対数尤度比の有効性は前記差動ユニタリ送信ダイバーシティ方式のある種の特性に基づき、すなわち、第一送信ビットサブグループからの入力ビットのセットが送信側でマッピングされている前記差動ユニタリ送信ダイバーシティ方式の集合行列と関連している。【００３２】  本発明の第三の特徴によって、マルチプルノルム空間時間送信ダイバーシティ変調を組み合わせた外部前方誤信号訂正符号化の手法により上述の第二の目的を達成し、当該手法は情報ビットのストリームを所定の基本符号を使って符号化されたビットのストリームに変換する処理を含み、その符号化されたビットのストリームを第一符号化ビットストリームと第二符号化ビットストリームに倍加し、第一符号化ビットストリームを所定のパンクチャパターンでパンクチャリング処理して第一送信ビットサブグループを生成し、第二符号化ビットストリームを前記所定のパンクチャパターンの補数でパンクチャリング処理して第二送信ビットサブグループを生成し、第一送信ビットサブグループを差動ユニタリ空間時間変調方式の集合行列にマッピングし、第二送信ビットサブグループから倍率を定め、前記集合行列とあらかじめ定めた伝送行列の差動符号化を倍率によるスケーリングと併用してある伝送行列を設定する。【００３３】  本発明の第三の特徴において、第一送信ビットサブグループにあるビットと第二送信ビットサブグループにあるビットは雑音比に対してそれぞれ異なる信号を有することが考えられる。本発明ではチャンネル符号化とその信号相違を考慮に入れたインターリービング方法を提案する。データは、例えば比率対応したパンクチャ符号ＲＣＰＣのような基本符号によって符号化される。符号ビットによっては高比率を得るために通常パンクチャリングされ（つまり送信されず）、本発明によればパンクチャパターンを使うことで符号シンボルを二つのストリームに分けることができる。これらの通常パンクチャリングされるビットは複合化にはあまり必要でないビットであり、本発明によれば、これらのビットは送信クオリティの乏しい第二送信ビットサブグループにマッピングされる。パンクチャパターンを１とする位置にマッピングされた符号ビットは第一送信ビットサブグループに送られる。  状況に応じてはインターリービングを送信ビット差動マルチプルノルム空間時間変調の両方のサブグループに適用が可能である。【００３４】  さらにもうひとつの本発明の好ましい実施形態によって、上述の本発明の概要に従ってそ���ぞれの手法のステップの実行に割り当てたソフトウェアコードを構成した差動マルチプルノルムダイバーシティ空間時間送信ダイバーシティ送信機の内部メモリ、外部前方誤信号訂正符号化装置の内部メモリおよび差動マルチプルノルム空間時間ダイバーシティ受信機の内部メモリへ、異なる装置のプロセッサで処理した場合でも直接搭載が可能なコンピュータプログラム製品を提供する。【００３５】  従って本発明は、コンピュータまたはプロセッサシステムにおける発明的な方法のステップの実行をも可能にするものである。最後に、このような実施形態は、差動マルチプルノルムダイバーシティ空間時間ダイバーシティ送信機、外部前方誤信号訂正符号化装置および作動マルチプルノルム空間時間ダイバーシティ受信機などのコンピュータシステムや具体的にはプロセッサ内臓のシステムを使ったコンピュータプログラム製品の提供に導くものである。【００３６】  本発明の機能を定義づけるこれらのプログラムは、プロセッサまたはコンピュータのＩ／Ｏ添付データで読み込むＲＯＭやＣＤ  ＲＯＭディスクなどのリードオンリーメモリデバイスなどの書き込み不可能なデバイスへの情報の永久保存、フロッピーディスクやハードドライブなどの書き込み可能なデバイスへの情報保存、またはローカルエリアネットワークやテレホンネットワーク、インタネットや他のインタフェースデバイスなどの通信媒体を介したコンピュータ／プロセッサへの情報伝達などを含む（必ずしもこれらに限られない）様々な方式でコンピュータ／プロセッサに提供し得るプログラムである。但し、これら媒体が前記発明的概念を実行する、プロセッサで読み込み可能な指示を有する場合は、これら媒体はあくまで本発明の実施形態を代表するものとする。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３７】  以下に本発明の最善の実施態様と好適な実施形態を図によって説明する。先ず初めに、差動マルチレングス送信ダイバーシティと関連ダイバーシティ受信の基本概念について説明し、本発明の把握を促す。【００３８】チャンネルモデル【００３９】  本発明においては、ｎＴ送信アンテナとｎＲ受信アンテナを併用したフラットフェージングの多重入力・多重出力ＭＩＭＯチャンネルを考慮している。チャンネル係数は以下のように行列にマッピングされている。
2006517750.tif 000003
る。【００４０】  さらに、周波数選択の環境では、フラットフェージングチャンネルは例えば十分広いガード区間があれば直交周波数分割多重方式ＯＦＤＭによって達成される。符号分割多重アクセス方式ＣＤＭＡにおいては、ＲＡＫＥ受信機の各フィンガーの信号はフラットチャンネルに面する。【００４１】  受信側では以下の式に従い、
Ｙｋ＝ＨｋＸｋ＋Ｎｋ，                                      （２）
ここで以下と
2006517750.tif 000004
以下は
2006517750.tif 000005
送信・受信されたシンボルをそれぞれ含み、また以下は、
2006517750.tif 000006
実次元ごとに、独立しガウス統計に従い以下の分散を有すると仮定された雑音サンプルである。
2006517750.tif 000007
【００４２】差動ユニタリ空間時間変調の原理【００４３】  差動ユニタリ空間時間変調はＢ．ＨｏｃｈｗａｌｄとＷ．Ｓｗｅｌｄｅｎ著の「Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  Ｕｎｉｔａｒｙ  Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ，ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ（差動ユニタリ空間時間変調、通信におけるＩＥＥＥトランザクション）、３６（４）：３８９−４００」（２０００年４月）とＢ．Ｌ．Ｈｕｇｈｅｓ著の「Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ，  ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｔｈｅｏｒｙ（差動空間時間変調、通信理論におけるＩＥＥＥトランザクション）、４６（７）：２５６７−２５７８」（２０００年１１月）でほぼ同時に紹介された。【００４４】  差動ユニタリ空間時間変調によれば、ｂ１＝ｌｏｇ２（Ｍ１）データビット
2006517750.tif 000008
される。ｎＴ×Ｌ伝送行列Ｘｋは差動符号化のルールによってＣｋとあらかじめ送信された行列Ｃｋ−１＝ｃ（ｕｋ（１））から決定される。
Ｘｋ＝Ｘｋ−１Ｃｋ．                                          （７）【００４５】  非同期的な検出を行うためにＣｋは以下の通りユニタリでなければならず、
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ここでＣＨはＣとＩＬの共役転置がＬ×Ｌユニタリ行列であることを意味する。ユニタリ参照行列Ｘｏは、最初に送信されなければならない。すべての伝送行列Ｘｋは、ユニタリである。（７）を（２）へ代入して以下を得る。
Ｙｋ＝Ｙｋ−１Ｃｋ＋Ｎｋ−１Ｃｋ＋Ｎｋ．                            （９）【００４６】  上記の方程式は、Ｌ送信アンテナおよびｎＲ受信アンテナと等価のチャンネル上の情報
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【００４７】  以下の説明において、空間時間の集合行列Ｃの選択に関する複数の提案を検討する。【００４８】  空間時間の集合行列Ｃの第一の提案は、Ｂ．ＨｏｃｈｗａｌｄとＷ．Ｓｗｅｌｄｅｎ著の「Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  Ｕｎｉｔａｒｙ  Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ，  ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ（差動ユニタリ空間時間変調、通信におけるＩＥＥＥトランザクション）、３６（４）：３８９−４００」（２０００年４月）による差動ユニタリ空間時間変調に関し、同著では集合行列は以下の式により示される対角行列である。
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【００４９】  対角エントリはｄｌ値によって決められるＭｌ−ＰＳＫ集合要素である。参照行列Ｘ０＝ＩｎＴを与えると、送受信時に使用できるアンテナは一本に限られてしまう。【００５０】  Ｂ．ＨｏｃｈｗａｌｄとＷ．Ｓｗｅｄｅｎ著の「Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  Ｕｎｉｔａｒｙ  Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ，  ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ（差動ユニタリ空間時間変調、通信におけるＩＥＥＥトランザクション）、３６（４）：３８９−４００」（２０００年４月）を参照すれば、第一の提案による集合行列のさらなる例が得られる。【００５１】  空間時間の集合行列Ｃの第二の提案は、Ｂ．Ｌ．Ｈｕｇｈｅｓ著の「Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ，  ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｔｈｅｏｒｙ（差動空間時間変調、通信理論におけるＩＥＥＥトランザクション）、４６（７）：２５６７−２５７８」（２０００年１１月）による差動空間時間変調に関する。【００５２】  第二の提案によって、空間時間の集合行列Ｃはある一定の行列Ｇ１，・・・，Ｇｍのパワーの個々の値をすべて有するグループによって決定される。このグループの特性によって、伝送行列Ｘｋも同グループの要素となる。各アンテナから送信されたシンボルはここでもＰＳＫ集合要素である。ｎＴ＝２送信アンテナについては、参照行列は以下によって与えられる。
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【００５３】  Ｂ．Ｌ．Ｈｕｇｈｅｓ著の「Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ，  ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｔｈｅｏｒｙ（差動空間時間変調、通信理論におけるＩＥＥＥトランザクション）、４６（７）：２５６７−２５７８」（２０００年１１月）を参照すれば、第二の提案によるさらなる例が得られる。【００５４】  空間時間の集合行列Ｃの第三の提案は直交設計に関する。同期的な空間時間ブロック符号のための直交設計はＶ．ＴａｒｏｋｈとＨ．ＪａｆａｒｋｈａｎｉおよびＡ．Ｒ．Ｃａｌｄｅｒｂａｎｋ著の「Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ  Ｂｌｏｃｋ  Ｃｏｄｅｓ  ｆｒｏｍ  Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｄｅｓｉｇｎｓ，  ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｔｈｅｏｒｙ（直交設計からの空間時間ブロック符号、通信理論におけるＩＥＥＥトランザクション）、４５（５）：１４５６−１４６７」（１９９９年６月）と、０．ＴｉｒｋｋｏｎｅｎとＡ．Ｈｏｔｔｉｎｅｎ著の「Ｃｏｍｐｌｅｘ  Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ  Ｂｌｏｃｋ  Ｃｏｄｅｓ  ｆｏｒ  ｆｏｕｒ  ＴＸ  ａｎｔｅｎｎａｓ，  ＧＬＯＢＥＣＯＭ（四本のＴＸアンテナ用の複雑な空間時間ブロック符号ＧＬＯＢＥＣＯＭ）、ｐｐ．１００５−１００９、ＩＥＥＥ」（２０００年１１月、１２月）で取り上げられ、直交するカラムと共にある行列に定義付けられている。【００５５】  さらに詳しく言えば、ユニタリの集合行列Ｃｋを、ＰＳＫシンボルであるＣｋ，ｌ，ｌ＝１，・・・，Ｋと共に直交設計から得ることができる。ｎＴ＝２，Ｋ＝２ならびにｎＴ＝４，Ｋ＝３については、直交設計はＳ．Ａｌａｍｏｕｔｉ著の「Ａ  Ｓｉｍｐｌｅ  Ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ  Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ  Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ  ｆｏｒ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，  ＩＥＥＥ  Ｊｏｕｒｎａｌ  ｏｎ  Ｓｅｌｅｃｔｅｄ  Ａｒｅａｓ  ｏｆ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，  Ｓｐｅｃｉａｌ  Ｉｓｓｕｅ  ｏｎ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  ｆｏｒ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ（ワイヤレス通信のための簡単な送信機ダイバーシティ手法、通信選定地域に関するＩＥＥＥジャーナル、特集号−ワイヤレス通信のためのシンボル処理），１６（８）：１４５１−１４５８」（１９９８年）および０．ＴｉｒｋｋｏｎｅｎとＡ．Ｈｏｔｔｉｎｅｎ著の「Ｃｏｍｐｌｅｘ  Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ  Ｂｌｏｃｋ  Ｃｏｄｅｓ  ｆｏｒ  ｆｏｕｒ  ＴＸ  ａｎｔｅｎｎａｓ，  ＧＬＯＢＥＣＯＭ（四本のＴＸアンテナ用の複雑な空間時間ブロック符号ＧＬＯＢＥＣＯＭ）、ｐｐ．１００５−１００９、ＩＥＥＥ」（２０００年１１月、１２月）を参照すれば、以下の式で示される。
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【００５６】  さらに、参照行列は任意のＰＳＫシンボルと共に直交設計として選択が可能であり、直交性によって複雑度の低い受信機を実現できる。但し、差動符号化の後に送信されるシンボルはもはやＰＳＫ集合要素ではなくなること（すなわち集合行列が拡大する）に留意すべきである。【００５７】  空間時間の集合行列Ｃの第四の提案は、ＰＳＫシンボルを共にするユニタリ空間時間変調に関し、Ａ．ＳｔｅｉｎｅｒとＭ．ＰｅｌｅｇおよびＳ．Ｓｈａｍａｉ著の「Ｉｔｅｒａｔｉｖｅ  Ｄｅｃｏｄｉｎｇ  ｏｆ  Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ  Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌｌｙ  Ｃｏｄｅｄ  Ｕｎｉｔａｒｙ  Ｍａｔｒｉｘ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ  ｏｎ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ（差動符号化されたユニタリ行列変調の逐次デコーディング、信号処理におけるＩＥＥＥトランザクション）、５０（１０）：２３８５−２３９５」（２００２年１０月）を参照すれば、ユニタリ空間時間変調のために帯域幅のより良い効率を図る提案がなされている。【００５８】  例えば、情報ビットＬ＝２は、三つのＰＳＫシンボルｃｋ，ｌ，・・・，ｃｋ，３へのマッピングが可能で、集合行列Ｃｋの残りのエントリが決定されてＣｋが以下のようにユニタリとなる。
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【００５９】  上述のように、直交設計に関しては、ＰＳＫシンボルを伴うユニタリ空間時間変調において、送信シンボルの集合が拡大される。さらに、この方式は複雑な受信を生ずる直交設計に比べて帯域幅の効率向上を実現する。【００６０】  上記の説明から、以下に本発明による差動マルチプルノルムダイバーシティ送信の異なる特徴と好適な実施形態を図を参照しつつ説明する。なお、以下に記述する構成および機能はハードウェアまたはソフトウェアまたはこれらのいかなる組み合わせにおいても実行が可能である。【００６１】差動マルチプルノルム送信ダイバーシティ【００６２】  簡単な帯域幅の効率化方法は、集合行列ごとにより多くのビットを送信することであろう。つまりユニタリ空間時間変調の集合の基数Ｍ１を増やすということである。しかしながら、受信側の複雑度が各行列ごとのビット数に応じて指数的に高くなる。
さらに上記のように、集合行列はＰＳＫシンボルから生成される。Ｍ−ＰＳＫの距離
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マンスが予測される。【００６３】  従って、高次な変調においては情報を位相・振幅符号化する方が望ましい。単一送信アンテナシステムにおいては、差動振幅位相シフトキーイング（ＤＡＰＳＫ）が、Ｈ．ＲｏｈｌｉｎｇとＶ．Ｅｎｇｅｌｓ著の「Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ（ＤＡＰＳＫ）−Ａ  Ｎｅｗ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  ｍｅｔｈｏｄ  ｆｏｒ  ＤＴＶＢ，  Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ  Ｃｏｎｖｅｎｔｉｏｎ（差動振幅位相シフトキーイング（ＤＡＰＳＫ）−ＤＴＶＢのための新変調手法、国際放送協定）、ｐｐ．１０２−１０８」（１９９５年）やＦ．ＡｄａｃｈｉとＭ．Ｓａｗａｈａｓｈｉ著の「Ｄｅｃｉｓｉｏｎ  Ｆｅｅｄｂａｃｋ  Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ  ｏｆ  Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌｌｙ  Ｅｎｃｏｄｅｄ  １６ＡＰＳＫ  Ｓｉｇｎａｌｓ，  ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｌｏｎｓ（差動符号化された１６のＡＰＳＫ信号の決定フィードバック差動検出、通信におけるＩＥＥＥトランザクション）、４４４１６−４１８」（１９９６年４月）などで提案されている。【００６４】  さらに、ＡＰＳＫ信号を伴う差動空間時間変調は、Ｘ．−Ｇ．Ｘｉａ著の「Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  Ｅｎ／Ｄｅｃｏｄｅｄ  Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ  Ｂｌｏｃｋ  Ｃｏｄｅｓ  ｗｉｔｈ  ＡＰＳＫ  Ｓｉｇｎａｌｓ，  ＩＥＥＥ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  Ｌｅｔｔｅｒｓ（ＡＰＳＫ信号を用いた差動符号化および複合化された直交空間時間ブロック符号、ＩＥＥＥ通信文字）、６（４）：１５０−１５２」（２００２年４月）でユニタリ空間時間変調の拡張として、またＢ．ＨｏｃｈｗａｌｄとＷ．Ｓｗｅｌｄｅｎ著の「Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  Ｕｎｉｔａｒｙ  Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ，  ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ（差動ユニタリ空間時間変調、通信におけるＩＥＥＥトランザクション）、３６（４）：３８９−４００」（２０００年４月）とＢ．Ｌ．Ｈｕｇｈｅｓ著の「Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ，  ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ  ｏｎ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｔｈｅｏｒｙ（差動空間時間変調、通信理論におけるＩＥＥＥトランザクション）、４６（７）：２５６７−２５７８」（２０００年１１月）でも提案されている。ここでいう差動空間時間変調に入力される送信シンボルは、ＡＰＳＫ  集合から得たもので、言い換えれば異なる振幅を伴う同軸的なＰＳＫ集合である。【００６５】  他方、本発明の第一の特徴からは、より一般的な差動マルチプルノルムダイバーシティ送信方法が提案され、これはいかなる種類の差動ユニタリ空間時間変調方式にも適用できる方法である。【００６６】  図１は本発明による差動マルチプルノルム空間時間ダイバーシティ送信機の概略図である。【００６７】  図１に示すように、本発明による差動マルチプルノルム空間時間ダイバーシティ送信機１０は、分割ユニット１２とマッピングユニット１４とスケーリングユニット１６と伝送行列設定ユニット１８で構成される���さらに、分割ユニット１２は第一選択ユニット２０と第二選択ユニット２２で構成される。さらにはスケーリングユニット１６は、振幅差指数ユニット２４と倍率ユニット２６とオプション機能として倍率増倍ユニット２８で構成されている。【００６８】  図２は、図１の差動マルチプルノルム空間時間ダイバーシティ送信機の動作のフローチャートである。【００６９】  図２に示すように、少なくとも二本の送信アンテナを使ってユニタリ空間時間変調方式から差動マルチプルノルム空間時間送信ダイバーシティを実現する手法は、一つの送信ビットグループを第一送信ビットサブグループと第二送信ビットサブグループに分割する第一ステップＳ１０を含む。ステップＳ１０は分割ユニット１２によって分割処理を行う。【００７０】  図２に示すように、次のステップＳ１２は第一送信ビットサブグループを差動ユニタリ空間時間変調方式の集合行列へマッピングする処理に関連する。同ステップＳ１２はマッピングユニット１４によってそのマッピング処理を行う。【００７１】  図２に示すように、次のステップＳ１４で第二送信ビットサブグループからスケーリングユニット１６によって倍率を決定する。【００７２】  図２に示すように、伝送行列設定ユニット１８によって最後のステップＳ１６を実行し、前記集合行列とあらかじめ決定した伝送行列の差動符号化を前記倍率によるスケーリングと併用して伝送行列設定を行う。【００７３】  さらに詳しく述べれば、前記送信ビットグループはｌｏｇ２（Ｍ１）＋ｌｏｇ２（Ｍ２）ビットから成り、Ｍ１は前記の第一送信ビットサブグループの可能なビットシーケンス個数を表わし、Ｍ２は前記伝送行列の可能なノルム値の個数を表わす。【００７４】  さらに詳しくは、ステップＳ１０は分割ユニット１２のサブユニットによって前記送信ビットグループの分割を実行し、すなわち第一選択ユニット２０が前記第一送信ビットサ
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ｂ１＝ｌｏｇ２（Ｍ１）ビットの個数の選択を行い、第二選択ユニット２２は前記第二送信ビット
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あるｂ２＝ｌｏｇ２（Ｍ２）ビットの個数の選択を行う。【００７５】  図３は、図１の差動マルチプルノルム空間時間ダイバーシティ送信機の詳細図である。【００７６】  図３に示すように、伝送行列設定ユニット１８は差動符号化ユニット３０と、倍率増倍ユニット３２と、遅延ユニット３４と、メモリユニット３４で構成される。但し、図３では差動符号化ユニット３０の出力は倍率増倍ユニット３２に接続される一方、倍率増倍ユニット３２は遅延ユニット３４と差動符号化ユニット３０の出力との間にも接続が可能であるとする。また、状況に応じては、図１に示すように、倍率増倍ユニット３２がスケーリングユニット１６の一部を構成することも可能である。【００７７】  具体的には、差動符号化ユニット３０が以下の式によって前記集合行列とあらかじめ定めた伝送行列の符号化を実行する。
Ｘｋ＝Ｘｋ−１Ｃｋ．                                            （１４）
ここでＸｋは伝送行列を表わし、Ｘｋ−１はあらかじめ定められた伝送行列である。またＣｋは差動ユニタリ空間時間変調方式の集合行列であり、ｋは時間インデックスを表わす。【００７８】  さらに倍率増倍ユニット３２は前記集合行列とあらかじめ決められた伝送行列の差動符号化の結果を以下の式による倍率でスケーリングする機能を果たす。
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【００７９】  さらに遅延ユニット３４は、伝送行列Ｘｋの設定をするために伝送行列Ｘｋ−１を送信中に順次遅延する機能を果たす。さらにメモリユニット３６は各送信に関連する伝送行列Ｘｋを保存する機能を果たす。【００８０】  図４は、図１の振幅差指数ユニットの概略図である。【００８１】  図４に示すように、振幅差指数ユニット２４は整数集合計算ユニット３８と、関連確立ユニット４０と、送信ビットマッピングユニット４２と、振幅差指数計算ユニット４４で構成されている。【００８２】  図５は、図４の振幅差指数ユニットの動作のフローチャートである。【００８３】  図５で示すように、ステップＳ１８の処理では整数集合計算ユニット３８が整数値のセットを前記第二送信ビットサブグループの順列を保持するビットパターンのセットから計算する。【００８４】  例えば、整数集合計算ユニット３８は、Ｍ２整数値のセットｄｋ∈｛０，．．．，Ｍ２｝を、すべてのｐ１∈｛０，１｝に関する前記第二送信ビットサブグループの順列を保持するビットパターン
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【００８５】  図５に示すように、ステップＳ２０の処理では、関連確立ユニット４０が前記第二送信ビットサブグループのビットパターンと前記整数値のセットの間の関係を生成する。【００８６】  図５に示すように、ステップＳ２２の処理では、送信ビットマッピングユニット４２が上記で生成された関連に基づいて、前記第二送信ビットサブグループを整数値へマッピングする。表１でＭ２＝４における入力ビットの振幅差指数ｑｋへのグレイマッピングの例を挙げる。【００８７】
【表１】
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【００８８】  図５に示すように、ステップＳ２４では振幅差指数ユニット４４が倍率の計算を行い、
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【００８９】  本発明の範囲では平方根の使用は拘束されず、受信側の記述には便利である。最後の入
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列に比べて周期的に増加する。一般的に、振幅指数は以下によって与えられる。
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参照）にマッピングされ、ｚｋ−１は以下の式で求めることのできる前記のあらかじめ送信された行列Ｘｋ−１の振幅指数を表わす。
ｚｋ＝ｚｋ−１＋ｑｋ−１                                              （１８）
上記は任意選択したｚ０＝ｑ０＝０による。【００９０】  上記を考慮した上で伝送行列はもはやユニタリではなく、以下を満たす。
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【００９１】差動マルチプルノルムダイバーシティ受信【００９２】  以下に本発明による差動マルチプルノルムダイバーシティ受信の異なる特徴と好適な実施形態を説明する。これまでマルチプルノルムの空間時間的に変調された伝送行列は送信側で第一送信ビットサブグループのためのユニタリ空間時間変調方式から差動空間時間変調を介して、さらに第二送信ビットサブグループのための差動空間時間変調結果のマルチプルノルムスケーリングを介して設定されるものと想定してきた。これは図１と図５に関して説明した通りである。【００９３】  当該差動マルチプルノルムダイバーシティ受信手法とここで説明する装置については、本発明の範囲を拘束することなく、以下の二つの連続した受信行列をダイバーシティ受信に考慮することを前提に置く。
Ｙｋ−１＝Ｈｋ−１Ｘｋ−１＋Ｎｋ−１                                  （２０）
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【００９４】  ここでは本発明の範囲を拘束することなく、ここでのチャンネルは以下の通り、ふたつの行列の送信中、一定であると想定する。
Ｈｋ−１＝Ｈｋ・                                                      （２２）【００９５】  さらに（２０）を（２１）に代入して以下が得られる。
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【００９６】  上記の方程式は、Ｌ送信アンテナとｎＲ受信アンテナと等価のチャンネル上での前記集
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各受信アンテナの実次元毎に関する以下の分散を有する付加的な白色ガウス雑音とを表わしている。
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【００９７】
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の非同期検出は完全に分離できることに留意しておく。【００９８】  図６は、本発明によるマルチプルノルム差動空間時間ダイバーシティ受信機の概略図である。【００９９】  図６に示すように、マルチノルム差動空間時間ダイバーシティ受信機４６は、受信ユニット４８と、決定情報確定ユニット５０と、第一検出出力ユニット５２と、第二検出出力ユニット５４で構成されている。【０１００】  図７は、図６のマルチプルノルム差動空間時間ダイバーシティ受信機の動作のフローチャートである。【０１０１】  図７に示すように、ステップＳ２６の処理では、受信ユニット４８が第一受信行列と、第一受信行列に先行する第二受信行列とを適切なタイミングで受信する。【０１０２】  図７に示すように、ステップＳ２８の処理では、決定情報確定ユニット５０が決定行列と第一決定変数と第二決定変数を前記の第一受信行列と第二受信行列の行列操作を通じて確定する。【０１０３】  図７に示すように、ステップＳ３０では第一検出出力ユニット５２が第一送信ビットサブグループに関連する第一検出出力を、前記の決定行列と第一決定変数に基づいて決定する処理を行う。【０１０４】  図７に示すように、ステップＳ３２では第二検出出力ユニット５４が第二送信ビットサブグループに関連する第二検出出力を、前記の決定行列と第一決定変数と第二決定変数に基づいて決定する処理を行う。【０１０５】  図８は、図６のマルチプルノルム差動空間時間ダイバーシティ受信機の詳細図であり、特に決定情報確定ユニット５０について詳しく記載されている。【０１０６】  図８に示すように、決定情報確定ユニット５０は第一受信行列を第二受信行列を組み合わせる第一行列操作ユニット５６、５８から成り、この組み合わせ操作は第一送信ビットサブグループに関連する決定行列を確定する第一行列操作を通じて実行される。【０１０７】  特に、第一行列操作ユニット５６、５８は以下に従って決定行列を確定する機能を果たす。
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ここでＤｋは決定行列を表わし、Ｙｋは第一受信行列であり、Ｙｋ−１は第二受信行列である。Ｈはヘルメシアン演算子を表わす。【０１０８】  図８に示すように、決定情報確定ユニット５０は前記の第一受信行列を第二受信行列と組み合わせる第二行列操作ユニット６０、６２、６４で構成され、この組み合わせ操作は前記の第一送信ビットサブグループと第二送信ビットサブグループに関連する第一決定変数を確定する第二行列操作を通じて実行される。【０１０９】  特に、第二行列操作ユニット６０、６２、６４は以下に従って前記第一決定変数νｋを決定する機能を果たす。
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ここでＹｋは前記第一受信行列であり、Ｙｋ−１は前記第二受信行列を表わす。Ｈはヘルメシアン演算子を表わし、ｔｒａｃｅは行列の対角要素における合計を算出するトレース演算子である。【０１１０】  図８に示すように、決定情報確定ユニット５０は、第二送信ビットサブグループに関連する第二決定変数を確定する第三行列操作を通じて前記第二受信行列を処理する第三行列操作ユニット６２を備える。【０１１１】  特に、第三行列操作ユニット６２は以下に従って前記第二決定変数を決定する機能を果たす。
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ここでＹｋ−１は第二受信行列を表わす。【０１１２】  本発明によるさらなる好適な実施形態は、前記の決定行列、第一決定変数および第二決定変数のそれぞれに基づいて行う前記の第一ビットサブグループと第二送信ビットサブグループのための出力検出処理に関する。ここで本発明は前記の第一送信ビットサブグループと第二送信ビットサブグループのためのハード出力検出とソフト出力検出のどちらかまたは両方をサポートする。さらに本発明は、異なる送信ビットサブグループのためのハード出力検出とソフト出力検出の様々なハイブリッド形式をサポートする。【０１１３】第一送信ビットサブグループ−ハード出力検出【０１１４】  図９は、図６または図８の第一出力検出ユニット５２の概略図である。【０１１５】  図９に示すように、第一出力検出ユニット５２は、第一集合行列整合ユニット６８と第一ビットデマッピングユニット７０を備える第一ハード出力検出ユニット６６を備えている。【０１１６】  第一集合行列整合ユニット６８は以下によって前記第一検出出力を決定する処理を行う。
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識別する演算子を表わす。【０１１７】
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ピングにより取得する。【０１１８】第一送信ビットサブグループ−ソフト出力検出【０１１９】  図９に示すように、第一出力検出ユニット５２は、対数尤度計算ユニット７４と、ビット決定ユニット７６と、信頼性情報ユニット７８と、最大ログ近似値計算ユニット８０を備える第一ソフト出力検出ユニット７２を備えている。【０１２０】  具体的には、事後確率ＡＰＰの対数尤度確定ユニット７４は以下に従って第一送信ビットサブグループのための対数尤度の確定を行う。
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ここでｋは時間インデックスを表わし、ｕｋは前記第一送信ビットサブグループと一致する。ｕｋ，ｌはｕｋにおけるｌ位置での送信ビットであり、ｐ（ｕｋ，ｌ＝＋１｜Ｙｋ，Ｙｋ−１）は前記の第一受信行列Ｙｋと第二受信行列Ｙｋ−１を考慮したｕｋ，ｌ＝＋１のための条件付確率である。ｐ（ｕｋ，ｌ＝−１｜Ｙｋ，Ｙｋ−１）は、前記の第一受信行列Ｙｋと第二受信行列Ｙｋ−１を考慮したｕｋ，ｌ＝−１のための条件付確率である。ｐ（Ｃｋ｜Ｙｋ，Ｙｋ−１）は受信側での集合行列Ｃｋへのマッピングを介した前記第一送信ビットサブグループの送信のための、前記の第一受信行列Ｙｋと第二受信行列Ｙｋ−１を考慮にいれた条件付確率を表わす。さらにノミネータ中の合計値はｕｋ，ｌ＝＋１に関連するすべての行例の集合Ｃｋ上で得られ、デノミネータ中の合計値はｕｋ，ｌ＝−１に関連するすべての行例の集合Ｃｋ上で得られる。【０１２１】  さらにビット決定ユニット７６は以下に従って前期第一送信ビットサブグループのためのビット決定の確定処理を行う。
2006517750.tif 000036
【０１２２】  さらに、信頼性情報ユニット７８は以下に従って前期第一送信ビットサブグループのための信頼性情報の決定処理を実行する。
2006517750.tif 000037
【０１２３】  さらに詳しく述べれば、本発明によるソフト出力検出においては、ＡＰＰログ近似値の最大ログ近似値計算の適用を提案し、ここでの近似値は、図９に示すとおり、最大ログ近似値計算ユニット８０の処理を介して決定する。【０１２４】  本発明による近似値の計算では、（２３）と（２４）を適用し以下のように対数確率を求める。
2006517750.tif 000038
ここで、
2006517750.tif 000039
は以下の事前情報のビットを含むベクトルである。
2006517750.tif 000040
【０１２５】
2006517750.tif 000041
ｔ＝１，．．．，ｂ１に関し以下が得られる。
2006517750.tif 000042
【０１２６】
2006517750.tif 000043
り、以下のように近似できる。
2006517750.tif 000044
これは適度な高信号対雑音比ＳＮＲに有効である。雑音分布の推定を避けるために、単に（３４）にσ２を乗じ、以下のように最大ログ近似値計算ユニット８０内で近似値を求めてもよい。
2006517750.tif 000045
ここでｔ＝∈｛１，．．．，ｂ１｝はビットインデックスを表わし、σ２は送信中に付加された雑音の変数である。νｋは第一決定変数であり、Ｙｋ第一受信行列である。Ｙｋ−１は第二受信行列であり、Ｈはヘルメシアン演算子である。Ｃｋは集合行列を表わし、Ｒｅは実部演算子を表わす。ｔｒａｃｅ｛｝は各行列のすべての対角要素の合計を示すトレース演算子であり、
2006517750.tif 000046
【０１２７】  フレーム上での雑音分布が一定である、という合理的な想定をすると、すべての対数尤度比が定係数σ２によって拡大される。これはビタビ外部デコーダやＭａｘ−ＬｏｇタイプＡＰＰデコーダのハード出力になんら影響を与えるものではないことに留意すべきだが、ただし、外部デコーダのＡＰＰ対数尤度比も同じ係数で拡大する。これはターボ方式においても同じで、フィードバックされる事前情報が拡大されるため、Ｍａｘ−Ｌｏｇの構成が採用される限り信号劣化の心配はまったくない。一方、ターボ方式の外部で得られた事前情報を用いた場合は、正しい重み付けのために正確な雑音分布の把握が必要となる。【０１２８】  上記に加えて、また以下で説明するように、Ｃｋが直交設計である場合、図９に示す最大ログ近似値計算ユニット８０は簡素化が可能である。【０１２９】  その理由は、ＰＳＫシンボルｃｋ，ｌ，ｌ＝１，．．．，Ｋのための分離された数式を得ることができ
2006517750.tif 000047
るだけであるためである。【０１３０】  （２１）の方程式から始めて、標準的な空間時間ブロック符号ダイバーシティコンバイナを採用してもよい。その場合、Ｖ．ＴａｒｏｋｈとＨ．ＪａｆａｒｋｈａｎｉとＡ．Ｒ．Ｃａｌｄｅｒｂａｎｋ著の「Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ  Ｂｌｏｃｋ  Ｃｏｄｅｓ  ｆｒｏｍ  Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｄｅｓｉｇｎｓ，ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｔｈｅｏｒｙ（直交設計からの空間時間ブロック符号、通信理論におけるＩＥＥＥトランザクション）、４５（５）：１４５６−１４６７」（１９９９年６月）とＧ．Ｂａｕｃｈ，Ｊ．ＨａｇｅｎａｕｅｒとＮ．Ｓｅｓｈａｄｒｉ著の「Ｔｕｒｂｏ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  ｉｎ  Ｔｒａｎｓｍｉｔ  Ａｎｔｅｎｎａ  Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ  Ｓｙｓｔｅｍｓ，  Ａｎｎａｌｓ  ｏｆ  Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，  Ｓｐｅｃｉａｌ    Ｉｓｓｕｅ  ：  Ｔｕｒｂｏ  Ｃｏｄｅｓ−Ａ  Ｗｉｄｅｓｐｒｅａｄｉｎｇ  Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ（送信アンテナダイバーシティシステムにおけるターボ処理、通信年報特集号：ターボ符号の広利用テクニック）、５６（７−８）：４５５−４７１」（２００１年８月）を参照すれば、チャンネル係数の行列ＨｋがＹｋ−１に置き換えられる。その場合も同等のシステム、すなわち、以下に従って多重入力・多重出力ＭＩＭＯチャンネルモデルを単入力単出力ＳＩＳＯチャンネルモデルへ変換するシステムが得られる。
2006517750.tif 000048
上記は雑音分布を伴うＫ単入力単出力（ＳＩＳＯ）チャンネルの式であり、ここでは
2006517750.tif 000049
は送信側の時間ｋにおける倍率を示す。Ｙｋは第一受信行列であり、Ｙｋ−１は第２受信行列を表わす。
Ｈはヘルメシアン演算子であり、ｃｋ，ｌはＰＳＫシンボルを表わす。ｌ＝１，．．．，ＫはＰＳＫシンボルのインデックスを表わす。【０１３１】  等価単入力単出力ＳＩＳＯモデルのための雑音分布は以下によって与えられる。
2006517750.tif 000050
【０１３２】  （３５）の近似値計算から以下を得る。
2006517750.tif 000051
そして図９に示す最大ログ近似値計算ユニット８０が以下に従って事後確率対数尤度比を決定する。
2006517750.tif 000052
ここでｔ∈｛１，．．．，ｂ１｝はビットインデックスを表わし、ｌ∈｛１，．．．，Ｋ｝は集合シンボルインデックスを示す。ＫはＰＳＫ集合シンボルの個数であり、νｋは第一決定変数を示す。＊は複素共役演算子であり、Ｒｅは実部演算子を示す。ｕｋ，ｌは集合シンボルｃｋ，ｌに一致する受信候補である。【０１３３】第二送信ビットサブグループーハード出力検出【０１３４】  図１０は、図６または図８の第二出力検出ユニット５４の概略図である。【０１３５】  図１０に示すように、第二出力検出ユニット５４は、振幅差指数一致ユニット８４と、ビットデマッピングユニット８６とを備える第二ハード検出出力ユニット８２を備えている。【０１３６】  （２３）の式から以下を求める。
2006517750.tif 000053
ここでは以下が成り立つ。
2006517750.tif 000054
【０１３７】  上記を考慮して、振幅差指数一致ユニット８４は以下に従ってハード検出出力ｑｋの決定を実行する。
2006517750.tif 000055
す。ａｒｇｍｉｎは振幅差指数ｑｋの可能な値すべてにおけるオペランドの最小値を決定する演算子を表わす。【０１３８】
2006517750.tif 000056
【０１３９】第二送信ビットサブグループ−ソフト出力検出【０１４０】  図１０に示すように、第二出力検出ユニットは、対数尤度計算ユニット９０と、ビット決定ユニット９２と、信頼性情報ユニット９４と、最大ログ近似値計算ユニット９６とを備える第二ソフト出力検出ユニット８８を備えている。【０１４１】  対数尤度計算ユニット９０は送信ビットの第二送信ビットサブグループのための対数尤度比を以下に従って決定する。
2006517750.tif 000057
ここでｋは時間インデックスであり、ｐ（ｕｋ，ｌ＝＋１｜Ｙｋ，Ｙｋ−１）は第一受信行列Ｙｋと第二受信行列Ｙｋ−１を考慮に入れたｕｋ，ｌ＝＋１のための条件付確率である。ｐ（ｕｋ，ｌ＝−１｜Ｙｋ−１，Ｙｋ）は第一受信行列Ｙｋと第二受信行列Ｙｋ−１を考慮に入れたｕｋ，ｌ＝−１のための条件付確率である。【０１４２】  さらに、ビット決定ユニット９２は以下に従って第二送信ビットサブグループのための決定値を確定する処理を行う。
2006517750.tif 000058
【０１４３】  さらに、信頼性情報ユニット９４は以下に従って第二送信ビットサブグループのための信頼性情報値の確定を行う。
2006517750.tif 000059
【０１４４】  本発明のもうひとつの特徴は、最大ログ近似値計算ユニット９６によって実行される対数尤度値の近似に関する。【０１４５】
2006517750.tif 000060
いことに留意する。前記第二送信ビットサブグループにかかわるソフト出力の計算については、本発明によって（４１）の対数を得て、（８）、（２０）、（２１）、（２２）を使って以下を求める。
2006517750.tif 000061
【０１４６】
2006517750.tif 000062
最初の２項を使って（４７）の近似を求めると以下に達する。
2006517750.tif 000063
【０１４７】  （３５）の近似式と以下の式を用いて
2006517750.tif 000064
以下を求める。
2006517750.tif 000065
【０１４８】  （４０）に示すように、本発明の提案によれば、ＡＰＰ対数尤度比の最大ログ近似値を使って前記対数尤度比にσ２を乗じることにより、以下のような最大ログ近似値計算ユニット９６によって処理される方程式が得られる。
2006517750.tif 000066
ここでｔ∈｛ｂ１＋１，．．．，ｂ１＋ｂ２｝はビットインデックスを表わし、σ２は送信中に付加された雑音の変数である。νｋは第一決定変数であり、Ｙｋは第一受信行列である。Ｙｋ−１は第二受信行列であり、Ｈはヘルメシアン演算子である。ｑｋは振幅差指数を示し、ｔｒａｃｅ｛｝は各行列のすべての対角要素の合計を示すトレース演算子であり、
2006517750.tif 000067
ビット情報のベクトルを表わす。【０１４９】  但し、説明したように、前記対数尤度比は（４０）の対数尤度比のように同じ係数σ２で拡大される。【０１５０】外部ＦＥＣ符号化とインターリービング【０１５１】  本発明のさらなる特徴は外部前方誤信号訂正符号化とインターリービングに関する。こ
2006517750.tif 000068
エラー率が高くなることを理解しなければならない。本発明による外部前方誤信号訂正符号化・インターリービングチャンネル符号化方式はこの違いを考慮に入れている。【０１５２】  図１１は、本発明によるマルチプルノルム空間時間送信ダイバーシティ変調を併用した外部前方誤信号訂正符号化装置の概略図である。【０１５３】  図１１に示すように、マルチプルノルム空間時間送信ダイバーシティ変調９８を併用した外部前力誤信号訂正符号化装置は、基本暗号化ユニット１００と、ダブリングユニット１０２と、第一パンクチャリングユニット１０４と、第二パンクチャリングユニット１０６と、オプション機能としての第一インターリーバー１０８と、さらにオプション機能としての第二次インターリーバー１１０と、マルチプルノルム空間時間送信ダイバーシティ変調ユニット１１０で構成される。【０１５４】  図１２は、図１１のマルチプルノルム空間時間送信ダイバーシティ変調を併用した外部前方誤信号訂正符号化装置の動作のフローチャートである。【０１５５】  図１２で示すように、基本暗号化ユニット１００が情報ビットのストリームを所定の基本符号を使って、符号化されたビットのストリームに変換する。ステップＳ３６では、ダブリング／コピーユニット１０２が符号化されたビットのストリームを第一符号化ビットストリームと第二符号化ビットストリームに倍加する。ステップＳ３８では、第一パンクチャリングユニット１０４が前記第一符号化ビットストリームを所定のパンクチャパターンを使ってパンクチャリングして第一送信ビットサブグループを生成する。ステップＳ４０では、第二パンクチャリングユニット１０６が前記の所定のパンクチャパターンの補数を用いて前記第二符号化ビットストリームをパンクチャリングして第二送信ビットサブグループを生成する。【０１５６】  図１２に示すように、ステップＳ３４からＳ４２までの処理結果はマルチプルノルム空間時間送信ダイバーシティ変調ユニット１１０に送られ、ここで第一送信ビットサブグループを差動ユニタリ空間時間変調方式の集合行列にマッピングして、前記第二送信ビットサブグループから倍率を決定し、前記の集合行列とあらかじめ決定された送信行列の差動符号化を前記の倍率によるスケーリングと併用して、具体的には上記に概説した考え方に従い送信行列を設定する。【０１５７】  図１２に示すように、第一インターリービングユニット１０８は前記第一符号化ビットストリームを同ストリームのパンクチャリングの後でインタリーブする機能を果たす。さらに、第二インターリービングユニット１１０は前期第二符号化ビットストリームを同ストリームをパンクチャリングした後でインタリーブする処理を行う。【０１５８】  上記を考慮した上で、基本暗号化ユニット１００で適用される基本符号の一例としては、比率対応のパンクチャリングされた符号またはＲＣＰＣ符号が挙げられ、これはＪ．Ｈａｇｅｎａｕｅｒ著の「Ｒａｔｅ−Ｃｏｍｐａｔｉｂｌｅ  Ｐｕｎｃｔｕｒｅｄ  Ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎａｌ  Ｃｏｄｅｓ  （ＲＣＰＣ  ｃｏｄｅｓ）  ａｎｄ  ｔｈｅｉｒ  Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ，  ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ（比率対応パ���クチャード畳み込み符号（ＲＣＰＣ符号）とその応用、通信におけるＩＥＥＥトランザクション）、３６（４）：ＳＰ−００」（１９９８年４月）を参照すれば説明されている。【０１５９】  ＲＣＰＣ符号は、低比率の基本符号または同等の母符号の符号ビットに、ある特定のパンクチャパターンｐによるパンクチャリングを行うことにより、異なる比率の符号を算出するために導入された。情報ビットは基本符号によって暗号化される。通常は、パンクチャパターンがｐｋ＝１の位置にある符号ビットｃｋのみが送信される。【０１６０】  図１２で示すように、本発明によってデータはＲＣＰＣ符号によって暗号化され、符号化されたビットはＲＣＰＣ符号のパンクチャパターンに従って二つのストリームに分割される。パンクチャパターンが１の位置にある符号化されたビットは前記第一送信ビットサブグループに送られ、一方、パンクチャパターンが０の位置にある符号化されたビットは前記第二送信ビットサブグループに送られる。【０１６１】  受信側では、デコーダの入力対数尤度比はパンクチャリングされた符号ビットのためにＬ（ｕｋ）＝０に設定される。なお、パンクチャパターンはパフォーマンスを最適に保つために注意して選ぶ必要がある。【０１６２】  最後に上記で説明したように、本発明による空間時間変調方式においては、符号ビットのパンクチャリングをしないことが提案され、セットｕ（２）で、通常、より高いエラー率でパンクチャリングされるそれほど重要でないビットを送信することが提案される。従って、当該マルチプルノルム差動空間時間ダイバーシティ受信装置はこれらビットの０値の発生を回避できるが、ビットｕ（１）のソフトデコーダ入力に比べてソフト入力の信頼性は低くなる。
【図面の簡単な説明】
【０１６３】
【図１】  本発明による差動マルチプルノルム空間時間ダイバーシティ送信機の概略図である。
【図２】  図１の差動マルチプルノルム空間時間ダイバーシティ送信機の動作のフローチャートである。
【図３】  図１の差動マルチプルノルム空間時間ダイバーシティ送信機の詳細図である。
【図４】  図１の振幅差指数ユニットの概略図である。
【図５】  図４の振幅差指数ユニットの動作のフローチャートである。
【図６】  本発明によるマルチプルノルム差動空間時間ダイバーシティ受信機の概略図である。
【図７】  図６のマルチプルノルム差動空間時間ダイバーシティ受信機の動作のフローチャートである。
【図８】  図６のマルチプルノルム差動空間時間ダイバーシティ受信機の小サイズである。
【図９】  図６または図８のソフト／ハード検出出力ユニット１の概略図である。
【図１０】  図６または図８のソフト／ハード検出出力ユニット２の概略図である。
【図１１】  本発明によるマルチプルノルム空間時間送信ダイバーシティ変調を併用した外部前方誤信号訂正符号化装置の概略図である。
【図１２】  図１１のマルチプルノルム空間時間送信ダイバーシティ変調を併用した外部前方誤信号訂正符号化装置の動作のフローチャートである。
【図１】
2006517750.tif 000125
【図２】
2006517750.tif 000126
【図３】
2006517750.tif 000127
【図４】
2006517750.tif 000128
【図５】
2006517750.tif 000129
【図６】
2006517750.tif 000130
【図７】
2006517750.tif 000131
【図８】
2006517750.tif 000132
【図９】
2006517750.tif 000133
【図１０】
2006517750.tif 000134
【図１１】
2006517750.tif 000135
【図１２】
2006517750.tif 000136
【手続補正書】
【提出日】平成17年12月26日(2005.12.26)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも２本の送信アンテナを使ったユニタリ時空間変調方式からの差動マルチプルノルム時空間送信ダイバーシティを実現する方法であって、
送信ビットグループを第１の送信ビットサブグループと第２の送信ビットサブグループに分割するステップと、
前記第１の送信ビットサブグループを、差動ユニタリ時空間変調方式の集合行列にマッピングするステップと、
前記第２の送信ビットサブグループから換算係数を定めるステップと、
Ｘｋ＝Ｘｋ−１Ｃｋ（ただし、Ｘｋは伝送行列；Ｘｋ−１は以前に送信した伝送行列；Ｃｋは差動ユニタリ時空間変調方式の集合行列；ｋは時間インデックス）に従い、前記集合行列と予め定められた伝送行列を差分符号化するとともに前記換算係数によりスケーリングし、伝送行列を設定するステップと
を有し、
前記換算係数によるスケーリングは、
前記第２の送信ビットサブグループから振幅差指数
ｑｋ∈｛−Ｍ２＋１，−Ｍ２＋２，．．．，−１，０，１，．．．，Ｍ２−１｝を決定するステップと、
2006517750.tif 000137
を、換算係数によってスケーリングするステップと
を有することを特徴とする方法。
【請求項２】
前記送信ビットグループが、ｌｏｇ２（Ｍ１）＋ｌｏｇ２（Ｍ２）（ただし、Ｍ１は前記第１の送信ビットサブグループが取り得るビット列の数；Ｍ２は前記伝送行列が取り得るノルム値の個数）のビットを備え、
前記送信ビットグループを分割するステップは、
2006517750.tif 000138
グループにおけるｂ１＝ｌｏｇ２（Ｍ１）個のビットを選択するステップと、
2006517750.tif 000139
ットグループにおけるｂ２＝ｌｏｇ２（Ｍ２）個のビットを選択するステップと
を備え、
前記振幅差指数を決定するステップは、
全てのｐｉ∈｛０，１｝について、前記第２の送信ビットサブグループの順列をカバーする
2006517750.tif 000140
前記第２の送信ビットサブグループのビットパターンと前記整数値のセットとの間に所定の関係を確立するステップと
を有することを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記振幅差指数を決定するステップは、
前記第２の送信ビットサブグループの送信ビットを、前記第２の送信ビットサブグループのビットパターンと整数値のセットとの間に確立された前記所定の関係に従い、整数値ｄｋにマッピングするステップと、
2006517750.tif 000141
を有することを特徴とする請求項２に記載の方法。
【請求項４】
少なくとも１本の受信アンテナを用いるマルチプルノルムの差動時空間ダイバーシティ受信の方法であって、マルチプルノルム時空間変調による伝送行列を、第２の送信ビットサブグループの送信について、ユニタリ時空間変調結果に基づいた差動時空間変調により送信側で設定する場合に、
第１受信行列と、前記第１受信行列に時間的に先行する第２受信行列を受信するステップと、
決定行列、第１決定変数、第２決定変数を、前記第１受信行列と前記第２受信行列に基づいて行列演算を行うことにより決定するステップと、
前記決定行列と前記第１決定変数に基づいて、第１の送信ビットサブグループに関連する第１検出出力を決定するステップと、
前記決定行列と前記第１決定変数と前記第２決定変数とに基づいて、前記第２の送信ビットサブグループに関連する第２検出出力を決定するステップと
を有し、
決定行列、第１決定変数、第２決定変数を決定する前記ステップは、
前記第１受信行列と前記第２受信行列とを第１の行列演算により結合することにより、前記第１の送信ビットサブグループに関連する前記決定行列を決定するステップと、
前記第１受信行列と前記第２受信行列とを第２の行列演算により結合することにより、前記第１の送信ビットサブグループおよび前記第２の送信ビットサブグループに関連する第１決定変数を決定するステップと、
前記第２の受信行列を第３の行列演算により処理することにより、前記第２の送信ビットサブグループに関連する第２決定変数を決定するステップと
を有することを特徴とする方法。
【請求項５】
2006517750.tif 000142
列）に従い決定されることを特徴とする請求項４に記載の方法。
【請求項６】
前記第１の送信ビットサブグループに関連する前記第１検知出力を決定するステップは、硬出力の検出ステップであり、
前記第１検出出力は、下記式に従い確定される
2006517750.tif 000143
る演算子）
ことを特徴とする請求項４または５に記載の方法。
【請求項７】
前記第１の送信ビットサブグループに関連する前記第１検出出力を決定するステップは、軟出力の検出ステップであり、
前記第１の送信ビットサブグループのための尤度比は、下記式に従い決定される
2006517750.tif 000144
（ただし、ｋは時間インデックス；ｕｋは前記第１の送信ビットサブグループに相当、ｕｋ，ｌはｕｋのうち位置ｌにおける送信ビット；ｐ（ｕｋ，ｌ＝＋１｜Ｙｋ，Ｙｋ−１）は前記第１受信行列Ｙｋと前記第２受信行列Ｙｋ−１を考慮したｕｋ，ｌ＝＋１の条件付確率；ｐ（ｕｋ，ｌ＝−１｜Ｙｋ，Ｙｋ−１）は、前記第１受信行列Ｙｋと前記第２受信行列Ｙｋ−１を考慮したｕｋ，ｌ＝−１の条件付確率；ｐ（Ｃｋ｜Ｙｋ，Ｙｋ−１）は、前記第１受信行Ｙｋと前記第２受信行列Ｙｋ−１を考慮して、前記第１の送信ビットサブグループを、送信側で集合行列Ｃｋにマッピングして送信するときの条件付確率；分子の合計値はｕｋ，ｌ＝＋１に関連するすべての集合行列Ｃｋの合計であり、分母の合計値はｕｋ，ｌ＝−１に関連するすべての集合行列Ｃｋの合計である）
ことを特徴とする請求項４乃至６のいずれかに記載の方法。
【請求項８】
前記第２の送信ビットサブグループに関連する第２検出出力を決定確定するステップは、硬出力検出に基づいており、
前記硬出力検出のステップは、下記式に従い達成される
2006517750.tif 000145
数；ａｒｇｍｉｎは振幅差指数ｑｋが取り得る値すべてにおけるオペランドの最小値を決定する演算子）
ことを特徴とする請求項４乃至７のいずれかに記載の方法。
【請求項９】
前記第２の送信ビットサブグループに関連する前記第２検出出力を確定するステップが軟出力検出に基づいており、
前記第２の送信ビットサブグループのための対数尤度比が下記式に従い決定され、
2006517750.tif 000146
（ただし、ｋは時間インデックス；ｐ（ｕｋ，ｌ＝＋１｜Ｙｋ，Ｙｋ−１）は前記第１受信行列Ｙｋと前記第２受信行列Ｙｋ−１を考慮したｕｋ，ｌ＝＋１の条件付確率；ｐ（ｕｋ，ｌ＝−１｜Ｙｋ−１，Ｙｋ）は前記第１受信行列Ｙｋと前記第２受信行列Ｙｋ−１を考慮したｕｋ，ｌ＝−１の条件付確率）
前記第２の送信ビットサブグループの決定は、下記式に従い決定され、
2006517750.tif 000147
前記第２の送信ビットサブグループのための信頼性情報は、下記式に従い決定される
2006517750.tif 000148
ことを特徴とする請求項４乃至７のいずれかに記載の方法。
【請求項１０】
マルチプルノルム時空間送信ダイバーシティ変調を組み合わせた外部順方向誤り訂正符号化の方法であって、
情報ビットストリームを所定の基本符号を用いた符号化ビットストリームに変換するステップと、
前記符号化ビットストリームを、第１符号化ビットストリームと第２符号化ビットストリームに倍加するステップと、
前記第１符号化ビットストリームを所定のパンクチャリングパターンでパンクチャリング処理することにより、第１の送信ビットサブグループを生成するステップと、
前記第２符号化ビットストリームを前記所定のパンクチャリングパターンの補数でパンクチャリング処理することにより、第２の送信ビットサブグループを生成するステップと、
前記第１の送信ビットサブグループを差動ユニタリ時空間変調方式の集合行列にマッピングするステップと、
前記第２の送信ビットサブグループから換算係数を定めるステップと、
伝送行列を、前記集合行列とあらかじめ定められた伝送行列の差分符号化に、換算係数によるスケーリングを併用して設定するステップと
を有することを特徴とする方法。
【請求項１１】
前記第１の符号ビットストリームをパンクチャリングした後にインタリーブするステップをさらに備えることを特徴とする請求項１０に記載の方法。
【請求項１２】
前記第２の符号ビットストリームをパンクチャリングした後にインタリーブするステップをさらに備えることを特徴とする請求項１０または１１に記載の方法。
【請求項１３】
少なくとも２本の送信アンテナを使ったユニタリ時空間変調方式からの差動マルチプルノルム時空間送信ダイバーシティを実現する装置であって、
送信ビットグループを、第１の送信ビットサブグループと第２の送信ビットサブグループに分割する分割手段と、
前記第１の送信ビットサブグループを、差動ユニタリ時空間変調方式の集合行列にマッピングするマッピング手段と、
前記第２の送信ビットサブグループから換算係数を定めるスケーリング手段と、
前記集合行列と予め定められた伝送行列の差分符号化に、前記換算係数によるスケーリングを併用して、伝送行列を設定する伝送行列設定手段と
を有し、
前記伝送行列設定手段は、集合行列と予め定められた伝送行列の前記差分符号化を、下記式従い行う差分符号化手段を備え、
Ｘｋ＝Ｘｋ−１Ｃｋ
（ただし、Ｘｋは伝送行列；Ｘｋ−１は以前に送信した伝送行列；Ｃｋは差動ユニタリ時空間変調方式の集合行列；ｋは時間インデックス）
前記スケーリング手段は、
前記第２の送信ビットサブグループから振幅差指数
ｑｋ∈｛−Ｍ２＋１，−Ｍ２＋２，．．．，−１，０，１，．．．，Ｍ２−１を決定する振幅差指数手段と、
2006517750.tif 000149
ファクタ手段と、
2006517750.tif 000150
結果を、換算係数で乗算する換算係数乗算手段と
を有することを特徴とする装置。
【請求項１４】
送信ビットグループが、ｌｏｇ２（Ｍ１）＋ｌｏｇ２（Ｍ２）（ただし、Ｍ１は前記第１の送信ビットサブグループが取り得るビット列の数；Ｍ２は伝送行列のノルム値の個数）ビットを備え、
前記分割手段は、
前記送信ビットグループから、前記第１の送信ビットサブグループ
2006517750.tif 000151
前記送信ビットグループから、前記第２の送信ビットサブグループ
2006517750.tif 000152
を備え、
前記振幅差指数手段は、
全てのｐｉ∈｛０，１｝について、前記第２の送信ビットサブグループの順列をカバーする
2006517750.tif 000153
トを、
2006517750.tif 000154
前記第２の送信ビットサブグループのビットパターンと前記整数値のセットとの間に所定の関係を確立する関係確立手段と
を有することを特徴とする請求項１３に記載の装置。
【請求項１５】
前記振幅差指数手段は、
前記第２の送信ビットサブグループの送信ビットを、前記第２の送信ビットサブグループのビットパターンと前記整数値のセットとの間に確立された所定の関係に従い、整数値ｄｋにマッピングする送信ビットマッピング手段と、
2006517750.tif 000155
を有することを特徴とする請求項１４に記載の方法。
【請求項１６】
少なくとも１本の受信アンテナを用いたマルチプルノルムの差動時空間ダイバーシティ受信用装置であって、当該装置は、第１の送信ビットサブグループの送信についてはユニタリ時空間変調方式からの差動時空間変調を介して、さらには第２の送信ビットサブグループの送信については差動時空間変調の結果のマルチプルノルムスケーリングを介して、マルチプルノルム時空間変調による伝送行列を送信側で設定し、
第１受信行列と、当該第１受信行列に先行する第２受信行列とを時間内に受信する受信手段と、
前記第１受信行列と前記第２受信行列に行列演算を行うことにより、決定行列、第１決定変数、第２決定変数を決定する決定情報決定手段と、
前記第１の送信ビットサブグループに関連する第１検出出力を、前記決定行列と前記第１決定変数に基づいて決定する第１検出出力手段と、
前記第２の送信ビットサブグループに関連する第２検出出力を、前記決定行列と、前記第１決定変数と、前記第２決定変数に基づいて決定するする第２検出出力手段と
を有し、
前記決定情報確定手段は、
前記第１受信行列と前記第２受信行列とを第１の行列演算により結合することにより、前記第１の送信ビットサブグループに関連する前記決定行列を決定する第１行列演算手段と、
前記第１受信行列と前記第２受信行列とを第２の行列演算により結合することにより、前記第１の送信ビットサブグループおよび前記第２の送信ビットサブグループに関連する第１決定変数を決定する第２行列演算手段と、
前記第２受信行列を第３の行列演算により処理することにより、前記第２の送信ビットサブグループに関連する第２決定変数を決定する第３行列演算手段と
を有することを特徴とする装置。
【請求項１７】
2006517750.tif 000156
（ただし、Ｙｋ−１は前記第２受信行列）に従い決定することを特徴とする請求項１６に記載の装置。
【請求項１８】
前記第１検出出力手段は、前記第１の送信ビットサブグループに関連する第１検出出力を硬出力検出により決定する第１硬出力検出手段を備え、
前記第１硬出力検出手段が、下記式に従い前記第１検出出力を決定する、
2006517750.tif 000157
算子）
ことを特徴とする請求項１６または１７に記載の装置。
【請求項１９】
前記第１検出出力手段は、前記第１の送信ビットサブグループに関連する前記第１検出出力を、軟出力検出により決定する第１軟出力検出手段を備え、
前記第１軟出力検出手段は、前記第１の送信ビットサブグループについて、対数尤度比を下記式に従い決定する
2006517750.tif 000158
（ただし、ｋは時間インデックス；ｕｋは前記第１の送信ビットサブグループに相当、ｕｋ，ｌはｕｋの位置ｌにおける送信ビット；ｐ（ｕｋ，ｌ＝＋１｜Ｙｋ，Ｙｋ−１）は前記第１受信行列Ｙｋと前記第２受信行列Ｙｋ−１を考慮したｕｋ，ｌ＝＋１の条件付確率；ｐ（ｕｋ，ｌ＝−１｜Ｙｋ，Ｙｋ−１）は、前記第１受信行列Ｙｋと前記第２受信行列Ｙｋ−１を考慮したｕｋ，ｌ＝−１の条件付確率；ｐ（Ｃｋ｜Ｙｋ，Ｙｋ−１）は、前記第１受信行列Ｙｋと前記第２受信行列Ｙｋ−１を考慮した、集合行列Ｃｋへのマッピングによる、前記第１の送信ビットサブグループの送信の条件付確率；分子の合計値はｕｋ，ｌ＝＋１に関連するすべての集合行列Ｃｋの合計であり、分母の合計値はｕｋ，ｌ＝−１に関連するすべての集合行列Ｃｋの合計）
ことを特徴とする請求項１６乃至１８のいずれかに記載の装置。
【請求項２０】
前記第２検出出力手段は、前記第２の送信ビットサブグループに関連する前記第２検出出力を硬出力検出により決定する第２の硬出力検出手段を備え、
前記第２硬出力検出手段は、下記式に従い硬出力検出を行う
2006517750.tif 000159
ａｒｇｍｉｎは振幅差指数ｑｋが取り得る値すべてにおけるオペランドの最小値を決定する演算子）
ことを特徴とする請求項１６乃至１９のいずれかに記載の装置。
【請求項２１】
第２検出出力手段は、前記第２の送信ビットサブグループに関連する前記第２検出出力を軟出力検出により決定する第２軟出力検出手段を備え、
前記第２軟出力検出手段は、前記第２の送信ビットサブグループのための対数尤度比を下記式に従い決定し、
2006517750.tif 000160
（ただし、ｋは時間インデックス；ｐ（ｕｋ，ｌ＝＋１｜Ｙｋ，Ｙｋ−１）は前記第１受信行列Ｙｋと前記第２受信行列Ｙｋ−１とを考慮したｕｋ，ｌ＝＋１の条件付確率；ｐ（ｕｋ，ｌ＝−１｜Ｙｋ−１，Ｙｋ）は前記第１受信行列Ｙｋと前記第２受信行列Ｙｋ−１を考慮したｕｋ，ｌ＝−１の条件付確率）
前記第２軟出力検出手段は、前記第２の送信ビットサブグループの判定を
2006517750.tif 000161
に従い決定し、
前記第２軟出力検出手段は、前記第２の送信ビットサブグループの信頼性情報を2006517750.tif 000162
に従い決定することを特徴とする請求項１６乃至２０のいずれかに記載の装置。
【請求項２２】
マルチプルノルム時空間送信ダイバーシティ変調を組み合わせた外部順方向誤信号訂正符号化装置であって、
所定の基本符号を使って、情報ビットストリームを符号化ビットストリームに変換する符号化手段と、
前記符号化ビットストリームを、第１の符号化ビットストリームと第２の符号化ビットストリームに倍加する複製手段と、
前記第１の符号化ビットストリームを、所定のパンクチャリングパターンでパンクチャリング処理して、第１の送信ビットサブグループを生成する第１パンクチャリング手段と、
前記第２符号化ビットストリームを、前記所定のパンクチャリングパターンの補数でパンクチャリング処理して、第２の送信ビットサブグループを生成する第２パンクチャリング手段と、
前記第１の送信ビットサブグループを差動ユニタリ時空間変調方式の集合行列にマッピングし、前記第２の送信ビットサブグループから換算係数を定め、前記集合行列とあらかじめ定めた伝送行列との差分符号化に、換算係数によるスケーリングを併用することにより、伝送行列を設定するマルチプルノルム時空間送信ダイバーシティ変調手段と
を有することを特徴とする装置。
【請求項２３】
前記第１の符号化ビットストリームをパンクチャリングした後にインタリーブする第１インターリーバをさらに備えることを特徴とする請求項２２に記載の装置。
【請求項２４】
前記第２の符号化ビットストリームをパンクチャリングした後にインタリーブする第２インターリーバをさらに備えることを特徴とする請求項２２または２３に記載の装置。
【請求項２５】
差動マルチプルノルムダイバーシティ送信機のプロセッサ上で実行された場合に請求項１乃至３のいずれかに記載の各ステップを実行するためのソフトウェアコード部分を有する差動マルチプルノルムダイバーシティ送信機の内部メモリに直接ロード可能なコンピュータプログラム製品。
【請求項２６】
差動マルチプルノルムダイバーシティ送信機のプロセッサ上で実行された場合に請求項４乃至９のいずれかに記載の各ステップを実行するためのソフトウェアコード部分を有するマルチプルノルム時空間送信ダイバーシティ変調を組み合わせた外部順方向誤信号訂正符号化装置の内部メモリに直接ロード可能なコンピュータプログラム製品。
【請求項２７】
差動マルチプルノルムダイバーシティ受信機のプロセッサ上で実行された場合に請求項１０乃至１２のいずれかに記載の各ステップを実行するためのソフトウェアコード部分を有する差動マルチプルノルムダイバーシティ受信機の内部メモリに直接ロード可能なコンピュータプログラム製品。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００８
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００８】  さらには、複数の振幅レベルを用いた差動送信ダイバーシティがＸ．−Ｇ．Ｘｉａ著の「Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  Ｅｎ／Ｄｅｃｏｄｅｄ  Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ  Ｂｌｏｃｋ  Ｃｏｄｅｓ  ｗｉｔｈ  ＡＰＳＫ  Ｓｉｇｎａｌｓ，  ＩＥＥＥ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  Ｌｅｔｔｅｒｓ（ＡＰＳＫ信号を用いた差動符号化および複合化された直交空間時間ブロック符号、ＩＥＥＥ通信文字）、６（４）：１５０−１５２」（２００２年４月）で提案されており、Ｈ．ＲｏｈｌｉｎｇとＶ．Ｅｎｇｅｌｓ著の「Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ（ＤＡＰＳＫ）−Ａ  Ｎｅｗ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  ｍｅｔｈｏｄ  ｆｏｒ  ＤＴＶＢ，  Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ  Ｃｏｎｖｅｎｔｉｏｎ（差動振幅位相シフトキーイング（ＤＡＰＳＫ）−ＤＴＶＢのための新変調手法、国際放送協定）、  ｐｐ．１０２−１０８」（１９９５年）で提案されているＤＡＰＳＫ信号をＢ．ＨｏｃｈｗａｌｄとＷ．Ｓｗｅｌｄｅｎ著の「Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  Ｕｎｉｔａｒｙ  Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ，  ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ（差動ユニタリ空間時間変調、通信におけるＩＥＥＥトランザクション、４８（１２）：２０４１−２０５２」の提案に従ってユニタリ空間時間変調入力として用いている。但し、ここでは外部前方誤信号訂正ＦＥＣ符号化機能を対象外としている。
さらに、Ｄ２：Ｔｅｎｅｌｌｏ  Ａ．Ｍ著の「Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ  ｏｆ  Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ  Ｂｉｔ−Ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｄ  Ｃｏｄｅｓ  ｉｎ  Ｆａｄｉｎｇ  Ｃｈａｎｎｅｌｓ  ｗｉｔｈ  Ｓｉｍｐｌｉｆｉｅｄ  Ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅ  Ｄｅｃｏｄｉｎｇ」（簡易インターリーブ復号による、フェージングチャネルにおける時空間ビットインターリーブ符号のパフォーマンス）においては、復号処理は、インタラクティブなデマッピングおよび復号に基づいている。ここでは、デマッピング装置は、軟情報を復号器に供給し、復号器からのフィードバックを受け取る。
さらには、ＷＯ  ０２／０６１９５２  Ａ１には、時空間拡散送信を採用した送信ダイバーシチによるターボ符号器が記載されており、これにより、アドレッシングマルチパスフェージングにおける送信誤りのパフォーマンスと効率を改善することが可能となる。


【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１１
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００１１】  本発明の第１の側面によれば、上記第１の目的は、請求項１の特徴を有する、少なくとも２本の送信アンテナを使ったユニタリ時空間変調方式からの差動マルチプルノルム空間時間送信ダイバーシティの手法を介して実現できる。


【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１６
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００１６】  本発明によれば、第２送信ビットサブグループを二つの連続した伝送行列のノルムの差分に符号化する。


【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２２
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００２２】  本発明の第２の側面においては、請求項８の特徴を有する、少なくとも１本の受信アンテナを使ったマルチプルノルムの差動時空間ダイバーシティ受信により、本発明の第１の目的を達成する。


【国際調査報告】
2006517750.tif 000163
2006517750.tif 000164
2006517750.tif 000165