(57)【要約】  ゼロ挿入器３を用いて複素ベースバンド信号の隣接データ間にｋ−１個の０を挿入することにより、ゼロ挿入前の複素ベースバンド信号の周波数スペクトルのコピーを（ｋ−１）個分隣接して配置し、かつ送信信号の占有帯域幅をゼロ挿入前のｋ（ｋ≧１）倍に拡大する。前記複素ベースバンド信号隣接データ間の時間間隔をＴ、ゼロ挿入後の隣接データ間の時間間隔をＴ／ｋ（Ｔ＝１／Ｒ）と表記したとき、ｋＲ以上のナイキスト帯域幅をもつ帯域制限フィルタ６を適用し、前記帯域制限フィルタ６を通過した複素信号を直交変調して送信する。伝送品質が悪い状況でも、簡易な構成で、周波数ダイバーシチの効果が得られる。【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信しようとするディジタル信号に基づいて、複素ベースバンド信号を生成するベースバンド変調器と、
前記複素ベースバンド信号の隣接データ間にｋ−１個の０を挿入するゼロ挿入スイッチと、
前記複素ベースバンド信号隣接データ間の時間間隔をＴ、ゼロ挿入後の隣接データ間の時間間隔をＴ／ｋ（Ｔ＝１／Ｒ）と表記したとき、ｋＲ以上のナイキスト帯域幅をもつルートナイキストフィルタ、ｋＲ以上の3dB帯域幅をもつガウスフィルタ、又はそれらの近似フィルタの中から選ばれる帯域制限フィルタとを備え、
前記帯域制限フィルタを通過した複素信号を直交変調することによって、ブランチ数ｋの周波数ダイバーシチ信号を生成する送信機。
【請求項２】
前記ディジタル信号を、前記Ｎ標本ごとにブロック化し、サイクリックプレフィックスを付加するＣＰ付加回路を備える請求項１記載の送信機。
【請求項３】
推定された伝送路の伝達関数を用いて分数間隔等化を行う周波数領域等化部をさらに備える請求項１記載の送信機。
【請求項４】
前記ブランチ数ｋの周波数ダイバーシチ信号を受信するための受信機であって、
受信された信号を複素平面に展開する直交復調器と、
ｋＲ以上のナイキスト帯域幅をもつルートナイキストフィルタ、ｋＲ以上の3dB帯域幅をもつガウスフィルタ、又はそれらの近似フィルタの中から選ばれる帯域制限フィルタと、
前記帯域制限フィルタを通過した複素ベースバンド信号から前記送信機より送信された元のディジタル信号に復元するベースバンド復調器とを備える受信機。
【請求項５】
前記直交復調器と前記ベースバンド復調器との間のいずれかの位置に、受信された全標本の中から信号判定に必要な標本を抽出する間引きフィルタが挿入されている請求項４記載の受信機。
【請求項６】
サイクリックプレフィックスを除去するＣＰ除去回路を備えている請求項４記載の受信機。
【請求項７】
推定された伝送路の伝達関数を用いて分数間隔等化を行う周波数領域等化部をさらに備える請求項４記載の受信機。
【請求項８】
(1)送信しようとするディジタル信号に基づいて、複素ベースバンド信号を生成する手順、
(2)前記複素ベースバンド信号の隣接データ間にｋ−１個の０を挿入する手順、
(3)前記複素ベースバンド信号隣接データ間の時間間隔をＴ、ゼロ挿入後の隣接データ間の時間間隔をＴ／ｋ（Ｔ＝１／Ｒ）と表記したとき、ｋＲ以上のナイキスト帯域幅をもつルートナイキストフィルタ、ｋＲ以上の3dB帯域幅をもつガウスフィルタ、又はそれらの近似フィルタの中から選ばれる帯域制限フィルタを適用する手順、
(4)前記帯域制限フィルタを通過した複素信号を直交変調することによって、ブランチ数ｋの周波数ダイバーシチ信号を生成し、このダイバーシチ信号を送信する手順、
(5)受信された前記ブランチ数ｋの周波数ダイバーシチ信号を複素平面に展開する手順、
(6)ｋＲ以上のナイキスト帯域幅をもつルートナイキストフィルタ、ｋＲ以上の3dB帯域幅をもつガウスフィルタ、又はそれらの近似フィルタの中から選ばれる帯域制限フィルタを適用する手順、並びに
(7)前記帯域制限フィルタを通過した複素ベースバンド信号から前記送信機より送信された元のディジタル信号に復元する手順を含む通信方法。
【請求項９】
請求項１記載の送信機及び請求項４記載の受信機を含み、
前記受信機は、前記送信機から前記受信機までの伝送路における信号の伝送品質を評価する伝送品質評価部と、この評価結果を送信機に伝送する伝送制御部とを備え、
前記送信機は、受信機から伝送されてきた前記伝送品質評価部の評価結果に基づいて、送信信号の占有帯域幅を一定に保ちつつ、ダイバーシチのブランチ数を増やすように制御することができる送受信システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、周波数ダイバーシチ送信機(Frequency Diversity Transmitter)、受信機(Receiver)、通信方法及び送受信システムに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
ダイバーシチ方式は、伝搬路を経由した信号がランダムに変動するのを軽減するための技術である。２つ以上の受信波のうち、一方の受信レベルが落ち込んでも他方が落ち込んでいなければ、２つの受信波のいずれかを選択あるいは２つの受信波を合成することにより、高品質の伝送を実現することが可能になる。
互いに独立に変動する複数のフェージング波（ブランチという）を得るために、空間、偏波、角度、周波数又は時間を利用する方法がある。【０００３】
このうち周波数をブランチとして利用する周波数ダイバーシチは、送信側で周波数の異なる複数の搬送波を用いて変調する通信方式である。受信側では得られた複数のフェージング波を選択あるいは合成する。
この周波数ダイバーシチでは、通常ブランチ数に対応した送受信機が必要となる。例えばブランチ数が２の場合、送受信機がそれぞれ２つずつ必要になる。また、受信側ではブランチごとに周波数帯域を分離するためのフィルタを用意する必要があり、フィルタの急峻さにあわせてガード帯域を設ける必要がある。【０００４】
一方、ＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplex)方式やシングルキャリアブロック伝送方式（Single carrier block transmission, SCBT）などにおいて、サイクリックプレフィックス (Cyclic Prefix;ＣＰ、ガードインターバルともいう)を用いたブロック伝送方式が注目されている（非特許文献１参照）。ＣＰを用いたブロック伝送方式とは、送信信号ブロックの末尾にある１又は複数の信号を先頭に、あるいは末尾にコピーしてブロック伝送する方式である。【０００５】
ＣＰを用いたブロック伝送方式では、伝搬によって周波数フェージングが生ずる場合に、受信側で周波数領域等化器を用いて効率的な等化を行うことができる。
等化器ウェイトは、対角行列Γで表すことができる。対角行列Γの対角成分を{γ1,...,γM}で表す。ここでＭは、離散フーリエ変換を行った場合の離散周波数の数、すなわちＦＦＴサイズを表す。【０００６】
従来の等化器ウェイトの種類として、例えばゼロフォーシング(ZF; zero forcing)基準のウェイトがある。ＺＦ等化器ウェイトは、
γi ＝１／λi (i=1,...,M)
で表される。ここでλiは、伝送路の周波数伝達関数である。
一方、受信側で２倍オーバーサンプリングし等化性能を改善する分数間隔等化法が提案されている（非特許文献２参照）。この方法によれば、シンボルレートの２倍の密度でオーバーサンプリングされた受信信号に対して、より高い周波数成分の等化器ウェイトを用いることにより、従来よりもさらに符号間干渉に強い受信機性能を得ることができる。【０００７】
また、伝搬路状況やトラフィックの状況に応じて変調多値数やシンボルレートを可変する伝送方式も知られている。変調多値数を伝搬状況に合わせ可変する技術は、無線LAN (IEEE802.11a/g) やADSLなどにも導入されている。
【非特許文献１】Kazunori Hayashi "Fundamentals of Modulation/Demodulation and Equalization Technologies" Proc. MWE2004, pp.523-532, 2004
【非特許文献２】P. P. Vaidyanathan and B. Vrcelj, "Theory of fractionally spaced cyclic-prefix equalizer," Proc. ICASSP, vol.2, pp.1277-1280, 2002.
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
前記伝搬路状況やトラフィックの状況に応じて変調多値数やシンボルレートを可変する伝送方式において、通信品質が確保できないときがある。
この場合には、複素ベースバンド信号の時間間隔を長くすれば、符号間干渉の影響を軽減できるので、劣悪な伝送環境下でも通信が瞬断することなく品質を確保しやすくなる。しかし、シンボルレートを低くすると、送信信号が占有する周波数帯域幅が小さくなるため、符号間干渉は軽減できるものの、高シンボルレート時に得られていた周波数ダイバーシチ効果は損なわれてしまう。【０００９】
そこで本発明は、簡易な構成で、劣悪な伝送環境下でも、周波数ダイバーシチと符号間干渉低減効果によって安定した通信品質が得られる送信機、受信機、通信方法及び送受信システムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明の送信機は、送信しようとするディジタル信号に基づいて、複素ベースバンド信号を生成するベースバンド変調器と、前記複素ベースバンド信号の時間的に隣接するデータ間に、ｋ−１個のゼロを挿入するゼロ挿入スイッチと、前記複素ベースバンド信号の時間的に隣接するデータ間の時間間隔をＴ、ゼロ挿入後の隣接データ間の時間間隔をＴ／ｋ（Ｔ＝１／Ｒ）と表記したとき、ｋＲ以上のナイキスト帯域幅をもつルートナイキストフィルタ、ｋＲ以上の3dB帯域幅をもつガウスフィルタ、又はそれらのフィルタの特性に近い近似フィルタの中から選ばれる帯域制限フィルタとを備え、前記帯域制限フィルタを通過した複素信号を直交変調することによって、ブランチ数ｋの周波数ダイバーシチ信号を生成するものである。【００１１】
ここで前記ゼロ挿入スイッチは、ゼロ挿入前の複素ベースバンド信号の周波数スペクトルの（ｋ−１）個のコピーを周波数軸上に配置して、送信信号の占有帯域幅をゼロ挿入前のｋ（ｋ≧１）倍にするためのものである。送信機が複素ベースバンド信号の時間間隔を１／ｋに低下させたときでも、送信信号の占有帯域幅を一定に保ちつつ、ゼロ挿入前の信号の周波数スペクトルのコピーを占有帯域内に（ｋ−１）個分隣接して配置することができる。【００１２】
ただし、ゼロ挿入スイッチ通過後の信号は無限の帯域幅を持っているので、前記帯域制限フィルタにより不要な周波数成分を除去するとよい。
帯域制限をするだけでは、符号間干渉が発生してしまうので、受信時に条件を満たす帯域制限フィルタを使用して、符号間干渉による悪影響を抑える。
以上のようにして、本発明によれば、従来のシンボルレート可変適応変調方式に比較して簡易な構成で、ブランチ数ｋの周波数ダイバーシチ信号を得ることができる。【００１３】
従来の周波数ダイバーシチ方式の送受信機では、送受信機がブランチの数だけ必要であったが、本構成では１つだけでよい。また、従来の周波数ダイバーシチ方式の送信機では、各ブランチ信号をフィルタで分離するためのガード帯域が必要であったが、本構成ではその必要がなく、周波数利用効率のよい伝送が可能である。
また、本発明の送信機は、前記ディジタル信号を、Ｎ標本ごとにブロック化し、サイクリックプレフィックスを付加するＣＰ付加回路を備えていてもよい。【００１４】
Ｌ標本（Ｎ≧Ｌ）のサイクリックプレフィックスを含んだ信号を作るには、一般には、Ｎ標本からなるブロックを繰り返した一連の信号の中から、任意の位置の（Ｎ＋Ｌ）標本を取り出せばよい。簡便には、ブロック末尾のＬ標本を先頭に、あるいは、ブロック先頭のＬ標本を末尾にコピーするとよい。
従来の周波数ダイバーシチ方式の送受信機では多重波伝搬による符号間干渉を等化することができなかったが、この構成では、受信側で、非特許文献２などに提案されている分数間隔等化器と同じ構造を持った受信機を用いることにより、一度の処理で受信レベルの変動に対するダイバーシチ効果と符号間干渉を等化する効果を同時に得ることができる。【００１５】
また、本発明の送信機は、推定された伝送路の伝達関数を用いて分数間隔等化(Fractionally Spaced Equalizer)を行う周波数領域等化部をさらに備えるものであってもよい。
前記周波数領域等化部は、好ましくは、ゼロ挿入器の後段であり、かつＣＰ付加回路の前段に配置される。
一般の周波数ダイバーシチ装置において、FSE機能は受信側にあるが、この機能を送信側に移すことにより、受信機の信号処理負荷を軽減することができる。【００１６】
次に、本発明の受信機は、前記ブランチ数ｋの周波数ダイバーシチ信号を受信するための受信機であって、受信された信号を複素平面に展開する直交復調器と、ｋＲ以上のナイキスト帯域幅をもつルートナイキストフィルタ、ｋＲ以上の3dB帯域幅をもつガウスフィルタ、又はそれらの近似フィルタの中から選ばれる帯域制限フィルタと、複素の信号から前記送信機より送信された元のディジタル信号に復元するベースバンド復調器とを備えるものである。【００１７】
この構成の受信機により、周波数ダイバーシチ効果が得られるので、受信レベルの変動に対する耐性が向上し、無線伝送路のフェージングなどの影響を受けにくくすることができる。
本発明の受信機は、前記送信機に対応させて、直交復調器と前記ベースバンド復調器との間のいずれかの位置に、受信された全標本の中から信号判定に必要な標本を抽出する間引きフィルタをさらに有するものであってもよい。【００１８】
本発明の受信機は、前記送信機に対応させて、サイクリックプレフィックスを除去するＣＰ除去回路をさらに備えていてもよい。
本発明の受信機は、推定された伝送路の伝達関数を用いて周波数領域等化を行う周波数領域等化部をさらに備えるものであってもよい。この構成によれば、送信機側で分数間隔等化を行わないで信号が送信された場合、その信号を受信して、受信機側で等化を行うことができる。これにより、多重波伝搬に起因する符号間干渉に対する等化も同時に行うことができる。【００１９】
なお、受信機に分数間隔等化器を設ける場合は、送信機に分数間隔等化器を設ける必要はないことはもちろんである。これとは反対に送信機に分数間隔等化器を設ける場合、受信機に分数間隔等化器を設ける必要はない。
本発明の通信方法は、前記送信機による送信手順と前記受信機の受信手順とを、一連の手順として規定したものである。【００２０】
また本発明の送受信システムは、前記送信機及び前記受信機を含み、前記受信機は、前記送信機から前記受信機までの伝送路における信号の伝送品質を評価する伝送品質評価部と、この評価結果を送信機に伝送する伝送制御部とを備え、前記送信機は、受信機から伝送されてきた前記伝送品質評価部の評価結果に基づいて、通信速度を下げつつ送信信号の占有帯域幅を一定に保ち、かつダイバーシチのブランチ数を増やすように制御することができるものである。【００２１】
この送受信システムによれば、伝送路の伝送品質を評価して、その評価の結果を、周波数ダイバーシチのブランチ数ｋにフィードバックすることができる。したがって、常に、通信品質と通信速度の最善の組み合わせが得られる周波数ダイバーシチのブランチ数ｋを設定して、通信を行うことができる。
本発明における上述の、又はさらに他の利点、特徴及び効果は、添付図面を参照して次に述べる実施形態の説明により明らかにされる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】図１は、シングルキャリアブロック伝送方式（Single carrier block transmission）における本発明の周波数ダイバーシチ送信機のブロック図である。
【図２】図２は、前記周波数ダイバーシチ送信機と対になる周波数ダイバーシチ受信機のブロック図である。
【図３】図３は、分数間隔等化処理を説明するためのブロック図である。
【図４】図４は、受信機の各信号波形を説明するための図である。
【図５】図５は、送信機側で分数間隔等化処理を行う本発明の周波数ダイバーシチ送信機のブロック図である。
【図６】図６は、前記周波数ダイバーシチ送信機と対になる周波数ダイバーシチ受信機のブロック図である。
【図７】図７は、分数間隔等化処理を説明するためのブロック図である。
【図８】図８は、２倍オーバーサンプリングする場合の送信機の各信号波形を説明するための図である。
【図９】図９(a)は図１のベースバンド変調器２の出力点(1)における信号波形を示す図であり、図９(b)はその信号の周波数スペクトルを示す図である。
【図１０】図１０(a)はゼロ挿入スイッチ３を通過した信号波形を示す図であり、図１０(b)は周波数スペクトルを示す図である。
【図１１】図１１(a)は、帯域制限フィルタ６を通過した後の信号波形を示す図であり、図１１(b)は、周波数スペクトルを示す図である。
【図１２】図１２(a)は、受信機における帯域制限フィルタ１４を通過した後の信号波形を示す図であり、図１２(b)は、周波数スペクトルを示す図である。
【図１３】図１３(a)は、受信機における間引きフィルタを通過した後の信号波形を示す図であり、図１３(b)は、周波数スペクトルを示す図である。
【図１４】図１４は、周波数ダイバーシチ受信機のブロック図である。
【図１５】図１５は、受信機から送信機に伝送品質の情報を伝送する手順を示すフローチャートである。
【図１６】図１６は、伝送品質の情報を受けた送信機において、設定を変更する手順を示すフローチャートである。
【図１７】図１７は、ＢＥＲ値に応じて変調方式、シンボルレートを変更する一例を示すマップである。
【図１８】図１８は、送信機側で分数間隔等化処理を行う本発明の周波数ダイバーシチ送信機の変形例を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００２３】
１  等化回路
２  ベースバンド変調器
３  ゼロ挿入スイッチ
４  ＣＰ付加部
６  帯域制限フィルタ
７  Ｄ／Ａ変換器
８  直交変調器
１０  分数間隔等化器
１１  伝達関数推定部
１２  直交復調器
１３  Ａ／Ｄ変換器
１４  帯域制限フィルタ
１５  間引きフィルタ
１６  ＣＰ除去部
１７  分数間隔等化器
１８  ベースバンド復調器
１９  伝達関数推定部
２１  信号強度測定部
２２  ＢＥＲ測定部
３１  重み付け処理部
３２  加算部
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
図１は、シングルキャリアブロック伝送方式（Single carrier block transmission, 以下ＳＣＢＴ方式という）を採用した本発明の周波数ダイバーシチ送信機のブロック図である。
なお、このブロック図のベースバンド変調器２から直交変調器８までの部分の信号は複素数を想定している。実際のハードウェアにおいては、Ｉ（実部），Ｑ（虚部）の２つの直交成分に対応する２つの回路が並列に構成されることになる。【００２５】
この送信機は、送信しようとするディジタル信号を複素平面にマッピングするベースバンド変調器 (Mapper)２と、ベースバンド変調器から出力される各複素シンボル間に（ｋ−１）個のゼロを挿入し、データ標本速度をシンボルレート（Ｒとする）のｋ倍にするゼロ挿入スイッチ３と、ＣＰ付加部４とを備えている。
ここで「シンボル」とはベースバンド変調器で複素平面内にマッピングされた信号であり、「シンボルレート」は、単位時間あたりに伝送される複素シンボルの数である。「データ標本速度」とは、単位時間あたりに伝送される信号（前記シンボル及び符号ゼロを含む）の数である。【００２６】
ゼロ挿入スイッチ３は、マッピングされた信号と０とを、１対(k-1)の割合で切り替えるものである。例えば、ｋ＝２ならば、マッピングされた信号と０とを交互に切り替える。周波数ダイバーシチをしないとき（たとえば伝送時の電波伝搬環境が良い場合など）、ゼロ挿入スイッチ３の機能をoffにして（ｋ＝１）マッピングされた信号をそのまま通過させる。【００２７】
ＣＰ付加部４は、スイッチ出力をN標本ごとにブロック化し、ＣＰとしてブロックの末尾L標本を先頭に、あるいはブロック先頭のＬ標本を末尾にコピーして付加する。
さらに、ゼロ挿入スイッチ３の後段には、ゼロ挿入によって生じた信号の不要な周波数成分を除去する帯域制限フィルタ６が接続される。ただし、帯域制限をするだけでは、符号間干渉が発生してしまうので、受信時にナイキスト条件を満たすフィルタ、もしくは符号間干渉による悪影響を抑えることのできるフィルタを使用する。この帯域制限フィルタ６は、ｋＲ以上のナイキスト帯域幅をもつルートナイキストフィルタ、若しくはｋＲ以上の3dB帯域幅をもつガウスフィルタ又はそれらの近似フィルタで構成されている。前記近似フィルタとしては、たとえばトムソンフィルタ（ベッセルフィルタ）が挙げられる。【００２８】
また図１において、帯域制限フィルタ６の前後でデータ標本速度がｋＲからｐｋＲに増えている。これは帯域制限を行うために信号処理可能な周波数を拡大する必要があるためである。このように標本速度を上げることにより、信号の帯域を制限し、Ｄ／Ａで不要なエイリアス成分を除去することができる。
なお、図示しないが、この送信機には、受信機側で伝送路の伝達関数を推定するのに役立つように、ブロックの所定位置にパイロット信号若しくはプリアンブル(Preamble)を挿入する回路が備えられている。【００２９】
帯域制限フィルタ６の出力信号は、Ｄ／Ａ変換器７を通してアナログ信号になり、直交変調器８に入力される。ここで、Ｉ，Ｑ２つの直交成分が直交変調されて１つの信号に合成される。その信号は、搬送波に乗せられて、電力増幅器９を通してアンテナから放射される。
図２は、前記周波数ダイバーシチ送信機と対になる周波数ダイバーシチ受信機のブロック図である。このブロック図においても直交復調器１２とベースバンド復調器１８との間の信号は複素数を想定している。実際のハードウェアにおいては、Ｉ（実部），Ｑ（虚部）の２つの直交成分に対応する２つの回路が並列に構成されることになる。【００３０】
アンテナで受信された信号は、低雑音増幅器を通して、無線周波数帯から中間周波数帯へと変換され、直交復調器１２に入力される。ここで、Ｉ，Ｑ２つの直交信号に変換され、それぞれが、Ａ／Ｄ変換器１３を通して複素ディジタル信号に変換される。
この複素ディジタル信号は、前記送信機の帯域制限フィルタ６と同一の通過特性を持つ帯域制限フィルタ１４を通過する。この帯域制限フィルタ１４は、送信された信号以外の不要成分を除去するものである。【００３１】
帯域制限フィルタ１４を通過した信号は、受信された全標本の中から信号判定に必要な標本のみを抽出する間引きフィルタ１５を通って、周波数ダイバーシチ送信機により付加されたＣＰを除去するＣＰ除去部１６、及び伝達関数推定部１９に入る。
伝達関数推定部１９は、受信信号に含まれるパイロット信号若しくはプリアンブルを抽出し、離散フーリエ変換を行い、この離散フーリエ変換で得られた信号に基づいて、伝送路の周波数伝達関数λi (i=1,...,M)を推定する。【００３２】
分数間隔等化器１７は、Ａ／Ｄ変換する際に、送信信号の整数倍 (2n倍の場合、DFTをFFTにして計算量を削減可能) の速度で波形をサンプリング（オーバーサンプリング）して、等化処理を行うことによりＩＳＩ（符号間干渉）を低減するものである。
分数間隔等化器（ＦＳＥ）１７は、ＣＰ除去後の受信信号ブロックを離散フーリエ変換する。そして、前記周波数伝達関数に基づいて周波数領域等化処理を行う。周波数領域等化は、変換領域で周波数成分ごとに等化器ウェイトを乗算する処理である。そして、等化後の信号に対して、離散逆フーリエ変換を行って、時間関数に変換する。【００３３】
前記等化器のウェイトは、受信機側で伝送路の伝達関数を推定することにより求める。この推定の便宜のために、送信信号のブロックの所定位置にパイロット信号若しくはプリアンブル(Preamble)が挿入されていることは前述したとおりである。
前記等化器のウェイトΓの一例として、ｋ倍オーバーサンプリング時の最小２乗誤差基準ウェイトを採用することができる。【００３４】
最小２乗誤差基準ウェイトは，例えば次の式で示される。
γi ＝λ*i／（｜λi2｜＋σn2／σs2） (i=1,...,M)
ただし，σs2 は送信信号の分散値、σn2は雑音の分散値である。
なお、前記式では、受信機雑音が白色雑音の場合を前提とした式を示したが、本発明は、白色性でない一般の受信機雑音の場合にも適用できる。【００３５】
図３は、前記分数間隔等化器１７の処理を示すブロック図である。
分数間隔等化器１７は、等化器ウェイトをかけるための重み付け処理部３１と、加算部３２とを含んでいる。ｋ倍でオーバーサンプルされたフーリエ変換後の重み付け処理部３１の入力をＸ1,Ｘ2,...，ＸｋM（代表するときはＸi）と表記する。重み付け処理部３１は、前記最小２乗誤差基準ウェイトγ1, γ2, ...,γｋMを乗算する。加算部３２は、重み付け処理部３１の出力を加算する。すなわち加算部３２では、図３のように重み付け処理部３１の出力をM 個の信号からなるグループに分け、各グループの  i (i=1,...,M) 番目の要素同士を足し合わせる処理を行う。したがって加算部３２出力はサイズＭのベクトルとなる。【００３６】
この分数間隔等化器１７における分数間隔等化の手法を、図４（ａ）から（ｆ）を用いて説明する。時間をｔ、周波数をｆで表す。
まず（ａ）に示すように、サンプリングされた受信信号をフーリエ変換し（ｂ）、重み付け処理部３１で等化器ウェイトを適用する（ｃ）。（ｄ）は、これらのフーリエ変換後の信号と等化器ウェイトとを乗算した信号を示す。フーリエ変換のサイズはｋ倍（この図ではｋ＝２とする）となっているので、各信号は、周波数軸で２倍に広がっている。これらの信号を加算部３２で加算して、（ｅ）に示すような信号を得る。この信号を逆フーリエ変換して、時間信号波形にすれば、（ｆ）のように、送信信号を再生できる。【００３７】
以上の例示は、２倍オーバーサンプリングであったが、一般にｋ倍（ｋ≧２）オーバーサンプリングする場合も同じように示すことができる。
これにより、シングルキャリアブロック伝送などにおいて、雑音増強の影響を抑え、伝送路のフェージングなどの影響を受けにくい受信機を構成することができる。
ベースバンド復調器(Demapper)１８は、逆フーリエ変換された複素信号から前記送信機より送信された複素シンボルを推定して元の送信信号を復元する。【００３８】
ここで、送信機側で分数間隔等化を行う場合の送信機の構成を説明する。
これまでに説明した周波数ダイバーシチ装置において、分数間隔等化機能は受信側にあったが、送信側に移すことにより、受信機の信号処理負荷を軽減することができる。
図５は、分数間隔等化機能を有する周波数ダイバーシチ送信機を示すブロック図であり、図６は分数間隔等化機能を備えていない受信機を示すブロック図である。【００３９】
図５、図６において、図１，図２と同じ回路には同じ番号を付し、重複した説明は省略する。
図５における周波数ダイバーシチ送信機は、ゼロ挿入スイッチ３とＣＰ付加部４との間に、分数間隔等化器１０を備えている。分数間隔等化器１０は、伝達関数推定部１１とつながっている。図６における受信機は、分数間隔等化器１７を備えていない。【００４０】
この送信機側の分数間隔等化器１０の構造を図７に示す。図７によれば、分数間隔等化器１０は、図３に示した分数間隔等化器１７と同様、等化器ウェイトをかけるための重み付け処理部３１を備えている。
しかし分数間隔等化器１０は、加算部３２を備えていない。これは、周波数ダイバーシチ送信機から、ｋ倍に広がったスペクトル信号をそのまま送信するので、加算をする必要がないからである。【００４１】
なお、ゼロ挿入スイッチ３と分数間隔等化器１０とは１つにすることもできる。例えば、図１８のように、ゼロ挿入スイッチの代わりにサイズMのDFT(離散フーリエ変換)を行い、フーリエ変換後の信号をK個作って、それぞれに等化ウェイトγ1,...,γKMを乗じた後、サイズKMのIDFT(逆離散フーリエ変換)を行ってもよい。
以上に説明した分数間隔等化機能を持った送信機の信号波形を、図８を用いて説明する。図８は、ｋ＝２の場合の例を示す。時間をｔ、周波数をｆで表す。【００４２】
まずベースバンド変調後の送信信号（ａ）にゼロを挿入する（ｂ）。これによりデータの標本化速度を２倍にする。
次に、ゼロ挿入後のデータをフーリエ変換し、時間信号を周波数信号に変換する（ｃ）。
この周波数変換後の信号に対して、重み付け処理部３１において等化ウェイトを乗算する (ｄ) 。この等化ウェイトの関数形は伝送路の伝達関数に基づいて計算される。このとき等化ウェイトは標本化速度に対応して２倍の周波数まで延びている。【００４３】
次に周波数領域等化された信号（ｅ）を逆フーリエ変換して時間領域に戻す（ｆ）。この信号に前述したサイクリックプレフィックス付加・帯域制限フィルタの適用・直交変調などをして、無線周波数に変換して無線信号として送信する。
送信機側の重み付け処理部３１で用いる等化器ウェイトは、原則として、信号を受信する受信機側でないと推定することができない。したがって、送信機で分数間隔等化を行おうとすれば、受信機から伝送路の伝達関数の情報を取得しなければならない。【００４４】
この伝達関数の情報を取得する機能を持つのが、伝達関数推定部１１である。
送受信機が双方向通信に対応していることを前提として、通信方式が同じ周波数チャネルで信号を送受信するＴＤＤ(Time Division Duplex) 方式であれば、送受信信号ともに周波数が同一なので、伝達関数推定部１１は、受信機からの信号を受信した時に、推定した伝達関数をそのまま用いて送信信号の等化器ウェイトとすることができる。【００４５】
送信と受信で異なる周波数を使うＦＤＤ(Frequency Division Duplex) 方式の場合、伝達関数推定部１１は、受信機側で推定された伝達関数をデータに載せて送信機側に戻して取り込むことが必要になる。このために、受信機から送信機へ信号を伝送する時に、受信機は、伝達関数のデータを送る必要がある。このとき、受信機から送信機へ信号を伝送するための媒体は、送信機と受信機との間に設けられている伝送路をそのまま用いてもよい（送受信機が双方向通信に対応していることが前提）。また、前記伝送路を使わずに、インターネット，ＩＳＤＮ、携帯電話などの他のネットワーク伝送路を用いてもよい。【００４６】
次に、送受信機の各部の波形の例を図９から図１３に示す。
図９から図１３において、計算に用いた諸元を表１に示す。【００４７】
【表１】
2007015317.tif 000002
ルートナイキストフィルタはフィルタ係数が実数のみで表せるため、複素ディジタル信号の実部と虚部はそれぞれ独立に信号を取り扱うことができる。以下の時間波形は実部、また周波数波形は振幅値を示している
図９(a)は図１のベースバンド変調器２の出力点(1)における実部の信号波形を示す。図９(b)は出力点(1)の信号を離散フーリエ変換したものである。この例ではＱＰＳＫ変調を想定しているので、ベースバンド変調器２から出力された信号の実部、虚部ともに１／√２，−１／√２の値をとる。【００４８】
図１０(a)はシンボルレートを図９(a)と同じにしたままで、ゼロ挿入スイッチ３を通過した点(2)における信号波形を示す。図１０(b)は点(2)の信号を離散フーリエ変換したものである。ゼロ挿入スイッチ３によって、ベースバンド変調器２から出力された信号波形１／√２，−１／√２に、値０が間装されることにより、データ標本速度がｋ倍（図ではｋ＝２）になる。図１０(b)を見れば、図９(b)と比較して、帯域幅が２倍になっている。ここで、図１０(b)の信号スペクトルの右半分は元の信号のスペクトルをコピーしたものになっている。【００４９】
図１１(a)は、帯域制限フィルタ６を通過した点(3)における信号波形を示す。図１１(b)は点(3)における周波数スペクトルである。周波数５ＭＨｚ以上の高い成分が減衰して波形がなめらかになっていることがわかる。
図１２(a)は、図２の受信機における帯域制限フィルタ１４を通過した点(4)の信号波形を示す。図１２(b)は、点(4)の周波数スペクトルを示す。【００５０】
図１３(a)は、受信機における間引きフィルタを通過した点(5)の信号波形を示す。図１３(b)は、点(5)の信号を離散フーリエ変換したものである。間引きフィルタを通過することにより、図１０(a)と同様の信号波形が復元されている。
以上の通信方法により、ｋ倍（本実施例では２倍）のデータ標本速度を持つブランチ数ｋの周波数ダイバーシチ信号を得ることができる。従来の周波数ダイバーシチ方式の送信機では、送信機がブランチの数だけ必要であったが、本構成では１つだけでよい。また、従来の周波数ダイバーシチ方式の送信機では、各ブランチ信号をフィルタで分離するためのガード帯域が必要であったが、本構成ではガード帯域がない。【００５１】
さらに、本発明の送受信システムの実施形態を説明する。
この送受信システムでは、前記周波数ダイバーシチ送受信機に、受信機から送信機に伝搬路の状況をフィードバックする機能を追加することにより、送信機において、関係する各パラメータを操作して、本方式を可変レートの適応変調システムに拡張することができる。【００５２】
図１４は、本送受信システムにおける周波数ダイバーシチ受信機のブロック図である。
周波数ダイバーシチ受信機は、低雑音増幅器、直交復調器１２、Ａ／Ｄ変換器１３、帯域制限フィルタ１４、ＣＰ除去部１６、等化器１７、ベースバンド復調器１８を備えており、これらの構成と接続は、図２に示した受信機のものと同じである。
この図１４の受信機では、アンテナで受信された信号の強度を測定する信号強度測定部  (RSSI: Received Signal Strength Indicator) ２１と、ベースバンド復調器から出力された信号のＢＥＲ(Bit Error Rate)を測定するＢＥＲ測定部２２と、受信信号に含まれるパイロット信号若しくはプリアンブルを抽出した信号に基づいて伝送路の周波数伝達関数λi (i=1,...,M)を推定する伝達関数推定部１９と、伝送品質評価部１９とを備えている。なお、受信機は、これらの信号強度測定部２１、ＢＥＲ測定部２２、伝達関数推定部１９のうち全部を備えていてもよいが、いずれか１つ又は２つを備えていてもよい。【００５３】
伝送品質評価部は、これらの信号強度測定部２１、ＢＥＲ測定部２２、伝達関数推定部１９のいずれかの出力に基づいて、伝搬路の状況を把握する（伝送品質を評価する）。
例えば、（１）信号強度測定部２１で測定された信号強度をしきい値と比較する。信号強度がしきい値を下回る場合、伝送品質が低下したと評価される。あるいは、（２）ＢＥＲ測定部２２で測定されたＢＥＲをしきい値と比較する。ＢＥＲがしきい値を超える場合、伝送品質が低下していると評価される。又は（３）伝達関数推定部１９で測定された周波数伝達関数λi (i=1,...,M)をしきい値と比較する。周波数伝達関数λiがしきい値を下回る場合、伝送品質が低下していると評価される。【００５４】
伝送品質を評価する時刻間隔は、任意に選べるが、無線伝送の伝搬路の状況は、かなり短い時間で変化していくことを考えると、時刻間隔は、短いほどよい。たとえば受信信号の１ブロックを受信するたびに、伝送品質を１回評価することとしてもよい。しかし、短くしすぎると、送信機から受信機へ伝送する情報量が減ってしまう場合もある。その場合は伝送したい情報量とのトレードオフとなる。【００５５】
伝送品質が評価された場合には、(A)変調多値数又はシンボルレートを受信機側で決定して、その結果を送信機に送るか、又は(B)評価された伝送品質の値を送信機に伝送して、変調多値数又はシンボルレートを送信機側で決定する。以上(A)(B)のどちらの方式を採用してもよいが、以下、(A)の方式を前提にして説明する。
受信機は、変調多値数又はシンボルレートを送信機にフィードバックするために、受信機から送信機への情報伝達手段を確保しておく。例えば、当該送受信機の無線伝送路が双方向である場合その無線伝送路を利用してもよく、インターネット，ＩＳＤＮ、携帯電話などのネットワーク伝送路を用いてもよい。前者の場合は制御パケットの特定ビットに情報を埋め込むのが一般的である。【００５６】
図１５は、受信機から送信機に伝送品質の情報を伝送する手順を示すフローチャートである。伝送品質が識別されると（ステップＳ１）、変調多値数又はシンボルレートを変更する必要があるかどうか判断する（ステップＳ２）。この判断基準は後述する。変調多値数又はシンボルレートの変更が必要と判断された場合には、制御パケットを書き換えて送信機側に送信する（ステップＳ３）。それとともに、受信機内の復調方式、シンボルレート、帯域制限フィルタ１４の帯域幅、逆フーリエ変換サイズ等の設定を変更する（ステップＳ４）。【００５７】
図１６は、伝送品質の情報を受けた送信機において、設定を変更する手順を示すフローチャートである。送信機は、受信機から制御パケットを受信すると（ステップＴ１）、変調多値数又はシンボルレート等の変更が必要かどうか判断し（ステップＴ２）、送信機内の変調方式、シンボルレート、帯域制限フィルタ１４の帯域幅等の設定を変更する（ステップＴ３）。【００５８】
ここで、送信機から受信機へのシンボルレート等を変更するための判断基準を、表２を用いて説明する。【００５９】
【表２】
2007015317.tif 000003
伝送品質は、信号強度測定部２１、ＢＥＲ測定部２２、伝達関数推定部１９の出力に基づいて、前述した手法（１）〜（３）に基づいて評価する。
以下、ＢＥＲをしきい値と比較する場合を例にとって説明する。【００６０】
本発明の実施形態の送信機は、伝送信号の変調方式として６４ＱＡＭ，１６ＱＡＭ，ＱＰＳＫを用意している。
図１７は、ＢＥＲ値に応じて変調方式、シンボルレートを決定する一例を示すマップである。
ＢＥＲ値が図１７のしきい値よりも低い場合（符号誤りが少ない場合）、６４ＱＡＭ，１６ＱＡＭ又はＱＰＳＫ（ｋ＝１）で変調する。ＢＥＲ値がしきい値よりも低くなるほど伝送品質がよいので、ＢＥＲ値が低くなるのに応じてＱＰＳＫ，１６ＱＡＭ，６４ＱＡＭの順に決定していく。【００６１】
ＢＥＲ値が図１７のしきい値よりも高い場合（符号誤りが多い場合）、ＱＰＳＫ（ｋ＞１）で変調する。
さらに、同じＱＰＳＫでも、シンボルレートを低くする。そして、シンボルレートを低くした割合に応じて、ゼロ挿入割合ｋを大きくし、最終的なデータ標本速度が変化しないようにしている。【００６２】
本例では、シンボルレートを半分にする場合（ｋ＝２とする場合）と、シンボルレートを１／４にする場合（ｋ＝４とする場合）とをあげている。ｋ＝２の場合、複素シンボル１個当たり１個の０を挿入する。ｋ＝４の場合、複素シンボル１個当たり３個の０を挿入する。
この結果、変調多値数やシンボルレートに関わらず、帯域制限フィルタ入力のデータ標本速度はＲ0、Ｄ／Ａ変換器７入力の標本速度は８Ｒ0となっている。【００６３】
受信機においては、変調多値数やシンボルレートに関わらず、Ａ／Ｄ変換器１３出力のデータ標本速度は一定数８Ｒ0となる。また、分数間隔等化器（ＦＳＥ）の離散フーリエ変換のサイズは一定数Ｍであるが、離散逆フーリエ変換のサイズは、ｋ＝１の場合Ｍ、ｋ＝２の場合Ｍ/２、ｋ＝４の場合Ｍ/４となる。つまり、ｋが大きくなるにしたがって、分数間隔等化器出力におけるデータ標本速度は小さくなる。【００６４】
以上のように、送受信システムにおいて、評価された伝送品質に応じた変調多値数、シンボルレートを設定することができる。
本発明の実施形態の送受信システムでは、変調多値数やシンボルレートが変更されても、データ標本速度が変わらず、Ｄ／Ａ、Ａ／Ｄ変換の標本速度やFFTサイズが共通であるため、ハードウェアの実装上有利である、といえる。【００６５】
従来方式ではシンボルレートを落とすと信号帯域幅が狭くなっていたが、本方式では信号帯域幅が狭くならない。したがって、周波数ダイバーシチ利得が得やすくなり、より高品質な通信をすることができる。
以上で、本発明の実施の形態を説明したが、本発明の実施は前記の形態に限定されるものではない。例えば、本発明は、ＳＣＢＴ方式だけでなく、ＯＦＤＭ方式においても適用できる。ＯＦＤＭの場合、送信機で逆フーリエ変換した信号を送るので、受信機では逆フーリエ変換する手段は必要でなくなる。【００６６】
また、本実施形態において、受信機の帯域制限フィルタ１４は送信機の帯域制限フィルタと通過特性が同じであると述べたが、必ずしも同じである必要はない。信号が正しく受信できれば、異なる通過特性をもつフィルタを用いてもよい。
【図１】
2007015317.tif 000004
【図２】
2007015317.tif 000005
【図３】
2007015317.tif 000006
【図４】
2007015317.tif 000007
【図５】
2007015317.tif 000008
【図６】
2007015317.tif 000009
【図７】
2007015317.tif 000010
【図８】
2007015317.tif 000011
【図９】
2007015317.tif 000012
【図１０】
2007015317.tif 000013
【図１１】
2007015317.tif 000014
【図１２】
2007015317.tif 000015
【図１３】
2007015317.tif 000016
【図１４】
2007015317.tif 000017
【図１５】
2007015317.tif 000018
【図１６】
2007015317.tif 000019
【図１７】
2007015317.tif 000020
【図１８】
2007015317.tif 000021
【国際調査報告】
2007015317.tif 000022
2007015317.tif 000023
2007015317.tif 000024
2007015317.tif 000025