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　特願２０１８−５５４５４８「増幅器」拒絶査定不服審判事件〔平成２９年１１月　９日国際公開、ＷＯ２０１７／１９０７６４、令和　１年　６月１３日国内公表、特表２０１９−５１６３０８、請求項の数（１２）〕について、次のとおり審決する。
【結　論】
　原査定を取り消す。
　本願の発明は、特許すべきものとする。
【理　由】
第１　手続の経緯
　本願は、２０１６年（平成２８年）５月２日を国際出願日とする出願であって、その手続の経緯の概要は以下のとおりである。
平成３０年１２月　３日　　　手続補正書
令和　元年１０月　３日付け　拒絶理由通知書
　　　　　１２月２０日　　　意見書・手続補正書
令和　２年　４月１５日付け　拒絶理由通知書
　　　　　　７月１４日　　　意見書
　　　　　１１月１７日付け　拒絶査定
令和　３年　３月１１日　　　審判請求書
第２　本願発明
　本願の請求項１〜１２に係る発明（以下、それぞれ「本願発明１」〜「本願発明１２」という。）は、令和元年１２月２０日の手続補正で補正された特許請求の範囲の請求項１〜１２に記載された事項により特定される発明であり、以下のとおりである。
「　　【請求項１】
　受信機回路（１５）のための増幅器（３０）であって、前記増幅器は、入力ノード（Ｖｉｎ）と出力ノード（Ｖｏｕｔ）とを有し、
　前記出力ノード（Ｖｏｕｔ）に接続されたチューニング可能なタンク回路（１００）と、
　前記出力ノード（Ｖｏｕｔ）と前記入力ノード（Ｖｉｎ）との間に接続されたフィードバック回路パス（２００）と、
　前記フィードバック回路パス（２００）の内部ノードと、基準電圧ノードとの間に接続されたチューニング可能なコンデンサ（２１０）と、を有し、
　前記フィードバック回路パス（２００）は、少なくとも一つの抵抗（２２０、２３０）と、少なくとも一つのコンデンサ（２４０）との直列接続を有する、増幅器。
　　【請求項２】
　請求項１に記載の増幅器（３０）であって、前記フィードバック回路パス（２００）は、パッシブ回路である、増幅器。
　　【請求項３】
　請求項１または２に記載の増幅器（３０）であって、前記少なくとも一つの抵抗（２２０、２３０）は、チューニング可能である、増幅器。
　　【請求項４】
　請求項１ないし３のいずれか一項に記載の増幅器（３０）であって、前記少なくとも一つのコンデンサ（２４０）は、第一コンデンサ２４０を有し、前記少なくとも一つの抵抗は、前記出力ノード（Ｖｏｕｔ）と前記第一コンデンサ（２４０）との間に接続された第一抵抗（２２０）と、前記第一コンデンサ（２４０）と前記入力ノード（Ｖｉｎ）との間に接続された第二抵抗（２３０）とを有する、増幅器。
　　【請求項５】
　請求項４に記載の増幅器（３０）であって、前記内部ノードは前記第一コンデンサ（２４０）と前記第二抵抗（２３０）との間にあるノードである、増幅器。
　　【請求項６】
　請求項１ないし５のいずれか一項に記載の増幅器（３０）であって、コモンソース構成の第一トランジスタ（１２０）を有する、増幅器。
　　【請求項７】
　請求項６に記載の増幅器（３０）であって、前記第一トランジスタ（１２０）と前記出力ノード（Ｖｏｕｔ）との間にカスコード構成で接続された第二トランジスタ（１３０）を有する、増幅器。
　　【請求項８】
　受信機回路（１５）のための差動増幅器であって、それぞれ請求項１ないし７のいずれか一項に記載の増幅器である第一および第二の増幅器（３０）を有する、差動増幅器。
　　【請求項９】
　請求項１ないし７のいずれか一項に記載の増幅器（３０）または請求項８に記載の差動増幅器を有する受信機回路（１５）。
　　【請求項１０】
　請求項９に記載の受信機回路（１５）を有する通信装置（１、２）。
　　【請求項１１】
　請求項１０に記載の通信装置（１）であって、前記通信装置（１）は、セルラー通信ネットワークにおける無線通信デバイス（１）である、通信装置。
　　【請求項１２】
　請求項１０に記載の通信装置（２）であって、前記通信装置（２）は、セルラー通信ネットワークにおける無線基地局（２）である、通信装置。」
第３　原査定の概要
　令和２年１１月１７日付け拒絶査定（以下、「原査定」という。）の概要は次のとおりである。
「本願の請求項１〜１２に係る発明は、以下の引用文献１〜６に基いて、その出願前にその発明の属する技術の分野における通常の知識を有する者（以下、「当業者」という。）が容易に発明をすることができたものであるから、特許法２９条２項の規定により特許を受けることができない。
引用文献等一覧
１．特開２００５−１７５８１９号公報
２．特表２００８−５１２９２６号公報（周知技術を示す文献）
３．特開昭６３−０２７１０４号公報
４．特開昭５９−００５７０９号公報（周知技術を示す文献）
５．特開２０１０−２５８８６７号公報（周知技術を示す文献）
６．特開２０１１−０９７１６０号公報（周知技術を示す文献；新たに引用された文献）」
なお、請求項に係る発明と引用文献との関係は以下のとおりである。
・請求項１及び２に係る発明については、引用文献１〜３、６。
・請求項３〜７に係る発明については、引用文献１〜４、６。
・請求項８〜１２に係る発明については、引用文献１〜６。
第４　引用文献の記載事項
１　引用文献１について
（１）原査定の拒絶の理由に引用された上記引用文献１には、図面とともに次の事項が記載されている。
ア　「【０００１】
　本発明は、無線通信の送受信に用いられる増幅器並びに通信装置に係り、特に、例えば
ＵＷＢ
通信に適用され、受信信号の高周波成分の電圧増幅を行なう増幅器
イ　「【発明が解決しようとする課題】
　【００３２】
　本発明の目的は、ＵＷＢ通信で使用することが可能な、
広い周波数範囲において一括して増幅を行なうことができる
　【００３３】
　本発明のさらなる目的は、
広い周波数範囲において平坦な増幅特性を備え、寄生容量による劣化を防止し、且つ群遅延時間が短い
にある。
【課題を解決するための手段】
　【００３４】
　本発明は、上記課題を参酌してなされたものであり、増幅素子と、
　前記
増幅素子の負荷として装荷された、ｓ−ｐｌａｎｅ上で複数の極点及び該極点間に零点が配置されたバンドパス・フィルタ
を備える
ウ　「【００３６】
　
ここで、電流出力増幅素子の負荷としてのバンドパス・フィルタは、増幅素子に対し並列に装荷されたＬ−Ｃ並列共振回路及びＬ−Ｃ−Ｒ直列共振回路とで構成される。
エ　「【００５４】
　ｓ−ｐｌａｎｅ上では、伝達関数Ｈ（ｓ）の分母が０となる点に極点が配置され、分子が０となる点に零点が配置される。図２に示すｓ−ｐｌａｎｅ上では、
ｓ−ｐｌａｎｅの中央に零点が配置されるとともに、バンドパス・フィルタの次数に相当する２個の極点がｓ−ｐｌａｎｅの片側に現れる。
直列コイルＬｓと直列キャパシタＣｓと抵抗ＲＬからなるＬ−Ｃ−Ｒ直列共振回路の配設により、原点以外の場所にも、２個の極点の間に零点を設けている。
オ　「【００６３】
　また、図６には、図１に示した広帯域増幅器において、電流出力
増幅素子として、ソース接地
のカスコード電圧帰還増幅器
を適用した場合
　【００６４】
　
入力端子１０１はＭＯＳ−ＦＥＴ２０１のゲートに接続され、
ＭＯＳ−ＦＥＴ３０１のソースはＭＯＳ−ＦＥＴ２０１のドレインに接続され、カスコード回路を構成している。
　【００６５】
　キャパシタ３０２は、ＭＯＳ−ＦＥＴ３０１のゲートとＧＮＤの間に接続され、ＭＯＳ−ＦＥＴ３０１のゲートを交流的に接地する。ＭＯＳ−ＦＥＴ３０１のゲートはバイアス端子３０３に接続され、所定のゲート電圧が印加される。
　【００６６】
　
キャパシタ４０１は、ＭＯＳ−ＦＥＴ３０１のドレインと抵抗４０２の間に接続され、電圧帰還の経路の直流を遮断する。抵抗４０２は、キャパシタ４０１とＭＯＳ−ＦＥＴ２０１のゲートの間に接続され、電圧帰還の帰還路を構成する。抵抗２０２は、抵抗４０２とバイアス端子２０３の間に接続され、ＭＯＳ−ＦＥＴ２０１に所定のゲート電圧を供給する。
　【００６７】
　
参照番号１０３と１０４は、それぞれＬ−Ｃ並列共振回路を構成する並列インダクタＬｐと並列キャパシタＣｐである。
参照番号１０７と１０６と１０５は、Ｌ−Ｃ−Ｒ直列共振回路を構成する直列インダクタＬｓ、直列キャパシタＣｓ、及び抵抗ＲＬである。これらＬ−Ｃ並列共振回路、及びＬ−Ｃ−Ｒ直列共振回路は、増幅素子の負荷として並列的に装荷されている。参照番号１０８は出力端子である。
カ　図６
（２）前記（１）の記載によれば、引用文献１には次の発明（以下、「引用発明」という。）が記載されていると認められる。
「ＵＷＢ通信に適用され、受信信号の高周波成分の電圧増幅を行なう増幅器であって（【０００１】）、
　増幅素子の負荷として装荷された、ｓ−ｐｌａｎｅ上で複数の極点及び該極点間に零点が配置されたバンドパス・フィルタを備えることにより（【００３４】）、広い周波数範囲において一括して増幅を行なうことができ（【００３２】）、広い周波数範囲において平坦な増幅特性を備え、寄生容量による劣化を防止し、且つ群遅延時間が短く（【００３３】）、
　ここで、電流出力増幅素子の負荷としてのバンドパス・フィルタは、増幅素子に対し並列に装荷されたＬ−Ｃ並列共振回路及びＬ−Ｃ−Ｒ直列共振回路とで構成され（【００３６】）、
　ｓ−ｐｌａｎｅの中央に零点が配置されるとともに、バンドパス・フィルタの次数に相当する２個の極点がｓ−ｐｌａｎｅの片側に現れ、直列コイルＬｓと直列キャパシタＣｓと抵抗ＲＬからなるＬ−Ｃ−Ｒ直列共振回路の配設により、原点以外の場所にも、２個の極点の間に零点を設け（【００５４】）、
　増幅素子として、ソース接地のカスコード電圧帰還増幅器を適用した場合（【００６３】）、
　ＭＯＳ−ＦＥＴ３０１のソースはＭＯＳ−ＦＥＴ２０１のドレインに接続され、カスコード回路を構成し（【００６４】）、
　入力端子１０１はＭＯＳ−ＦＥＴ２０１のゲートに接続され（【００６３】）、
　キャパシタ４０１は、ＭＯＳ−ＦＥＴ３０１のドレインと抵抗４０２の間に接続され、電圧帰還の経路の直流を遮断し（【００６６】）、
　抵抗４０２は、キャパシタ４０１とＭＯＳ−ＦＥＴ２０１のゲートの間に接続され、電圧帰還の帰還路を構成し（【００６６】）、
　抵抗２０２は、抵抗４０２とバイアス端子２０３の間に接続され、ＭＯＳ−ＦＥＴ２０１に所定のゲート電圧を供給し（【００６６】）、
　参照番号１０３と１０４は、それぞれＬ−Ｃ並列共振回路を構成する並列インダクタＬｐと並列キャパシタＣｐであり（【００６７】）、
　参照番号１０７と１０６と１０５は、Ｌ−Ｃ−Ｒ直列共振回路を構成する直列インダクタＬｓ、直列キャパシタＣｓ、及び抵抗ＲＬであり（【００６７】）、
　これらＬ−Ｃ並列共振回路、及びＬ−Ｃ−Ｒ直列共振回路は、増幅素子の負荷として並列的に装荷され（【００６７】）、
　参照番号１０８は出力端子であり（【００６７】）、
　Ｌ−Ｃ並列共振回路及びＬ−Ｃ−Ｒ直列共振回路の一端は出力端子１０８に接続し（図６）、
　ＭＯＳ−ＦＥＴ３０１のドレインは出力端子１０８に接続される（図６）、
増幅器。」
２　引用文献２について
（１）原査定の拒絶の理由に引用された上記引用文献２には、図面とともに次の事項が記載されている。
ア　「【発明の詳細の説明】
　【０００１】
　
今日では、多くの無線システムは、受信機連鎖内にカスコードＬＮＡ（低雑音増幅器）を用いている。
　【０００２】
　
以下の参考文献は、従来技術を図示する
［１］「A 3 to 10 GHz LNA using wideband LC-Ladder Matching Network、A.Ismail」、A.Abidi、ISSCC 2004 conference
［２］「An ultra-wideband CMOS LNA for 3.1 to 10.6GHz Wireless Receivers」、Andrea Bevilacqua、Ali M Niknejad、ISSCC 2004 conference
［３］「A single-chip dual-band tri-mode CMOS transceivers for IEEE 802.11a/b/g WLAN」、Masoud Zargari and al、ISSCC 2004 conference
［４］
イ　「【０００７】
　本当の広い帯域のＬＮＡ（帯域干渉の外でさえ増幅する）の問題点を解決するためには、１つのアプローチは、
狭帯域ＬＮＡを周波数調節することである。図３を参照すると、このことは、様々なキャパシタで誘導負荷を調節することによって容易に行われる。既に、この概念は［４］において実行されて公開された。
この文献に提案された回路は、ＬＮＡがカスコードではない
ウ　図３
（２）前記（１）の記載によれば、引用文献２には、従来技術として（【０００２】、【０００７】）、次の技術（以下、「文献２従来技術」という。）が記載されていると認められる。
「受信機連鎖のＬＮＡ（低雑音増幅器）において（【０００１】、【０００７】）、
　インダクタ（Ｌ２）及びキャパシタ（Ｃ２）の並列回路が出力に接続され（図３）、
　前記キャパシタ（Ｃ２）を調節可能とすることにより、ＬＮＡを周波数調節する（【０００７】）技術。」
３　引用文献３について
（１）原査定の拒絶の理由に引用された上記引用文献３には、図面とともに次の事項が記載されている。
ア　２頁左下欄１９行〜右下欄１０行
「第１図において、
並列帰還型増幅器は、
ＦＥＴ１の入力端子４と出力端子５との間に、出力端子５から入力端子４へ帰還を施すための帰還抵抗２と、帰還抵抗２に直列接続される直流遮断コンデンサ３と、直流遮断コンデンサ３と出力端子５との間に接続される抵抗７と、直流遮断コンデンサ３と抵抗７との接続点と接地端子６との間に接続されるコンデンサ８とで構成される。抵抗７とコンデンサ８とがフィルタ回路（ローパスフィルタ）２０を構成する。
イ　３頁右上欄２０行〜左下欄８行
「さらに、他の実施例として
第１図のＣｆを可変コンデンサとすることにより、利得、入出力ＶＳＷＲ、位相ひずみの制御を行うことができ
１５は可変コンデンサ
コンデンサ１６は必ずしも必要ではない。
ウ　第１図
エ　第２図
（２）前記（１）の記載によれば、引用文献３には、次の技術が記載されていると認められる。
「ＦＥＴ１の入力端子４と出力端子５との間に、出力端子５から入力端子４へ帰還を施すための帰還抵抗２と、帰還抵抗２に直列接続される直流遮断コンデンサ３と、直流遮断コンデンサ３と出力端子５との間に接続される抵抗７と、直流遮断コンデンサ３と抵抗７との接続点と接地端子６との間に接続されるコンデンサ８とを設け、抵抗７とコンデンサ８とでローパスフィルタ２０を構成し（前記ア）、
　コンデンサ８を可変コンデンサ１５とすることにより、利得、入出力ＶＳＷＲ、位相ひずみの制御を行うことができる（前記イ）
並列帰還型増幅器。」
４　引用文献６について
（１）原査定の拒絶の理由に引用された上記引用文献６には、図面とともに次の事項が記載されている。
ア　「【技術分野】
　【０００１】
　本発明は、
テレビジョンチューナ等の無線通信装置のフロントエンド部に適用可能な高周波増幅器
【背景技術】
　【０００２】
　無線通信周波数（ＲＦ）に受信周波数に帯域制限をかけて希望する周波数のみ選択する
受信機において、高周波増幅器の負荷にはほとんどの場合、ＬＣ共振器が利用されている。
　【０００３】
　
図１は、負荷に並列ＬＣ共振器を適用したフロントエンド回路の高周波増幅器の構成例を示す回路図である。
　【０００４】
　この高周波増幅器１は、増幅部であるｇｍアンプ２、負荷回路３、および出力端子ＴＯ１、ＴＯ２を有する。
　負荷回路３は、ｇｍアンプ２の出力と出力端子ＴＯ１，ＴＯ２との間に配置されている。
　負荷回路３は、ノードＮＤ１がｇｍアンプ２の出力および出力端子ＴＯ１に接続され、ノードＮＤ２が出力端子ＴＯ２および基準電位ＶＳＳに接続されている。
　負荷回路３は、可変容量素子Ｃ、インダクタＬ、および共振インピーダンス素子としての抵抗素子Ｒを有する。
　可変容量素子Ｃ、インダクタＬ、および抵抗素子Ｒは、ノードＮＤ１とノードＮＤ２間に並列に接続されている。
　この負荷回路３においては、たとえば
容量素子Ｃの容量値を可変にすることで、帯域を切り替え、帯域切り替えに伴う利得変動を補償する
イ　図１
（２）前記（１）の記載によれば、引用文献６には、従来技術として（【背景技術】）、次の技術（以下、「文献６従来技術」という。）が記載されていると認められる。
「テレビジョンチューナ等の受信機のフロントエンド部に適用可能な高周波増幅器において（【０００１】、【０００２】）、
　負荷に並列ＬＣ共振器を利用し（【０００２】、【０００３】）、
　容量素子Ｃの容量値を可変にすることで、帯域を切り替え、帯域切り替えに伴う利得変動を補償する（【０００４】）技術。」
第５　対比・判断
１　本願発明１について
（１）対比
ア　引用発明は「受信信号の高周波成分の電圧増幅を行なう増幅器」（【０００１】）であるから、受信機の回路のための増幅器であると認められる。
　よって、本願発明１と引用発明とは「受信機回路（１５）のための増幅器（３０）」である点で一致する。
イ　引用発明の「入力端子１０１」及び「出力端子１０８」は、それぞれ本願発明１の「入力ノード（Ｖｉｎ）」及び「出力ノード（Ｖｏｕｔ）」に相当する。
　よって、本願発明１と引用発明とは「前記増幅器は、入力ノード（Ｖｉｎ）と出力ノード（Ｖｏｕｔ）とを有」する点で一致する。
ウ　本願明細書には「チューニング可能なタンク回路１００は、インダクタ２６０に対して並列に接続されたコンデンサ２５０を有する並列ＬＣ回路を有してもよい。」（【００２９】）と記載されているから、本願発明１の「タンク回路（１００）」は、インダクタとコンデンサとが並列に接続された並列ＬＣ回路を包含する。
　引用発明の「Ｌ−Ｃ並列共振回路」は、明らかに並列ＬＣ回路であるから、本願発明１の「タンク回路（１００）」に対応する。
　そして、引用発明の「Ｌ−Ｃ並列共振回路」の一端は「出力端子１０８」に接続する（図６）から、本願発明１と引用発明とは「前記出力ノード（Ｖｏｕｔ）に接続されたタンク回路（１００）」を有する点で一致する。
エ　引用発明の「キャパシタ４０１」は、「電圧帰還の経路の直流を遮断」する（【００６６】）ものであるから、交流を通過させて電圧帰還の経路すなわち帰還路を形成するものである。
　また、引用発明の「抵抗４０２」は、「電圧帰還の帰還路を構成」する（【００６６】）ものであるから、これも帰還路を形成するものである。
　前記「キャパシタ４０１」は「ＭＯＳ−ＦＥＴ３０１のドレインと抵抗４０２の間に接続され」ており（【００６６】）、前記「抵抗４０２」は「キャパシタ４０１とＭＯＳ−ＦＥＴ２０１のゲートの間に接続され」ている（【００６６】）から、「キャパシタ４０１」及び「抵抗４０２」からなる帰還路は、「ＭＯＳ−ＦＥＴ３０１のドレイン」と「ＭＯＳ−ＦＥＴ２０１のゲート」との間に形成されている。
　そして、「入力端子１０１はＭＯＳ−ＦＥＴ２０１のゲートに接続され」（【００６３】）、「ＭＯＳ−ＦＥＴ３０１のドレインは出力端子１０８に接続される」（図６）のであるから、「キャパシタ４０１」及び「抵抗４０２」からなる帰還路は、「出力端子１０８」と「入力端子１０１」との間に接続されている。
　「帰還路」が「フィードバックパス」であることは明らかであるから、本願発明１と引用発明とは「前記出力ノード（Ｖｏｕｔ）と前記入力ノード（Ｖｉｎ）との間に接続されたフィードバック回路パス（２００）」を有する点、及び、「前記フィードバック回路パス（２００）は、少なくとも一つの抵抗（２２０、２３０）と、少なくとも一つのコンデンサ（２４０）との直列接続を有する」点で一致する。
オ　以上ア〜エによれば、本願発明１と引用発明との間には、次の一致点、相違点があるといえる。
〈一致点〉
「受信機回路（１５）のための増幅器（３０）であって、前記増幅器は、入力ノード（Ｖｉｎ）と出力ノード（Ｖｏｕｔ）とを有し、
　前記出力ノード（Ｖｏｕｔ）に接続されたタンク回路（１００）と、
　前記出力ノード（Ｖｏｕｔ）と前記入力ノード（Ｖｉｎ）との間に接続されたフィードバック回路パス（２００）と、
を有し、
　前記フィードバック回路パス（２００）は、少なくとも一つの抵抗（２２０、２３０）と、少なくとも一つのコンデンサ（２４０）との直列接続を有する、増幅器。」である点。
〈相違点１〉
　本願発明１の「タンク回路（１００）」は「チューニング可能」であるのに対し、引用発明の「Ｌ−Ｃ並列共振回路」はチューニング可能ではない点。
〈相違点２〉
　本願発明１は「前記フィードバック回路パス（２００）の内部ノードと、基準電圧ノードとの間に接続されたチューニング可能なコンデンサ（２１０）」を有するのに対し、引用発明はそのようなコンデンサを有さない点。
（２）相違点についての判断
　前記相違点１について検討する。
ア　引用発明は、「Ｌ−Ｃ並列共振回路及びＬ−Ｃ−Ｒ直列共振回路とで構成され」た「バンドパス・フィルタ」を「増幅素子に対し並列に装荷」したものであり（【００３６】）、該「バンドパス・フィルタ」は「ｓ−ｐｌａｎｅ上で複数の極点及び該極点間に零点が配置され」ることによって（【００３４】）、「広い周波数範囲において一括して増幅を行なうこと」（【００３２】、「広い周波数範囲において平坦な増幅特性を備え、寄生容量による劣化を防止し、且つ群遅延時間が短く」なること（【００３３】）という課題を達成するものである。
イ　そうすると、引用発明においては、「Ｌ−Ｃ並列共振回路」及び「Ｌ−Ｃ−Ｒ直列共振回路」からなる「バンドパス・フィルタ」の特性を、「ｓ−ｐｌａｎｅ上で複数の極点及び該極点間に零点が配置され」るよう予め設計することが必須であるから、「Ｌ−Ｃ並列共振回路」を構成する「並列キャパシタＣｐ」を可変とすることは想定されておらず、相違点１に係る構成を導入する動機付けは存在しないと認められる。
ウ　他方、文献２従来技術及び文献６従来技術によれば、受信機の増幅器において出力にＬＣ並列共振回路を接続し、該ＬＣ並列共振回路を構成するキャパシタを可変にすることで、帯域を調整する技術は周知であったと認められる。
　しかしながら、前記周知技術は、ＬＣ並列共振回路に並列にＬＣＲ直列共振回路を接続するものではないし、仮に前記ＬＣＲ直列共振回路を接続するとしても、それらで構成されるバンドパスフィルタの極点と零点との関係を調整することを示唆するものではない。
　したがって、引用発明の「バンドパス・フィルタ」に対して、仮に前記周知技術を適用するとしても、引用発明の課題を達成するために「ｓ−ｐｌａｎｅ上で複数の極点及び該極点間に零点が配置され」ることが維持できるように「並列キャパシタＣｐ」を可変とすることは、当業者であっても容易とはいえない。
エ　その他、引用発明に相違点１に係る構成を導入することが容易であることを示す文献は存在しない。
オ　以上によれば、相違点２について検討するまでもなく、本願発明１は引用発明から容易に想到し得るものではない。
２　本願発明２〜１２について
　本願発明２〜１２は、いずれも、本願発明１の従属発明であるから、前記相違点１を含む。
　したがって、前記１（２）のとおりであるから、本願発明２〜１２は、いずれも、本願発明１から容易に想到し得るものではない。
第６　むすび
　以上のとおり、本願発明１〜１２は、当業者が引用発明に基づいて容易に発明をすることができたものではない。したがって、原査定の理由によっては、本願を拒絶することはできない。
　また、他に本願を拒絶すべき理由を発見しない。
　よって、結論のとおり審決する。