(57)【要約】高周波電力増幅器の出力信号成分に含まれる非線形歪み信号を検出する一方、増幅すべき高周波信号から非線形歪み信号を生成し、この非線形歪み信号と検出された非線形歪み信号との相関を求め、その結果得られた信号に基づいて制御変数を求め、求められた制御変数と生成された非線形歪み信号の乗算により歪み補償信号を生成して増幅すべき信号に加算する。これにより、最適な歪み補償特性を自動的に維持することができ、良好な歪み補償を高速に達成し得る歪み補償装置を提供する。【特許請求の範囲】
【請求項１】
高周波信号を増幅する電力増幅器に接続して、該電力増幅器において発生する非線形歪みを補償するプレディストータ型歪み補償装置において、
電力増幅器出力における歪み信号を検出する歪み検出手段と、
増幅すべき高周波信号を入力としてｎ次（ｎは２以上の整数）の非線形歪み信号を発生させる歪み信号発生手段と、
該非線形歪み信号に制御変数を乗算することにより歪み補償信号を発生する歪み補償信号発生手段と、
前記歪み信号発生手段の出力と前記歪み検出手段の出力との相関を求める相関回路と、
前記歪み検出手段の前段に配置され信号の位相回転を補償する位相補償手段と
を備え、
前記相関回路の出力が前記制御変数を決定する
ことを特徴とする歪み補償装置。
【請求項２】
前記歪み検出手段が、前記電力増幅器出力から得られる信号と増幅すべき信号との誤差を検出することを特徴する請求項１に記載の歪み補償装置。
【請求項３】
前記歪み検出手段が、前記電力増幅器出力から得られる信号をフィルタに通すことにより、歪みにより生じた周波数成分を検出することを特徴する請求項１に記載の歪み補償装置。
【請求項４】
前記歪み検出手段が、前記電力増幅器出力から得られる信号をフーリエ変換した後、歪みにより生じた周波数成分を検出することを特徴する請求項１に記載の歪み補償装置。
【請求項５】
前記電力増幅器の前段に配備される直交変調回路と、前記電力増幅器の出力から得られる信号を入力とする直交検波回路と、のそれぞれを設け、増幅すべき信号として、同相および直交成分のベースバンド信号を用いて、位相補償、歪み検出、相関演算、歪み信号発生、制御信号発生、および歪み補償信号発生を行うことを特徴する請求項１に記載の歪み補償装置。
【請求項６】
前記位相補償手段の検出から得られる信号を、入力端子と歪み補償信号発生手段との間に負帰還することを特徴とする請求項５に記載の歪み補償装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高周波信号を電力増幅する際に生じる非線形歪みを補償する装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
高周波信号を増幅する際に、その包絡線が一定でない信号に対しては、入力と出力とが線形であること、いわゆる線形性が必要である。なぜならば、線形性が失われるといわゆる非線形歪み（以後歪みと記す）が発生し、もとの信号の帯域外に不要電力を輻射することになり、隣接するチャネルに干渉を与えるからである。
ところが、実際の電力増幅器は少なからず非線形性を有しており、完全な線形性を得ることが不可能である。一般に線形性を重視すると、電力増幅器の電力効率（電源から高周波数信号に変換される電力の割合）が低下する。逆に電力効率を高めようとすると、非線形性が強くなる。この相反する増幅器の特性を両立させる方法として、増幅器で発生する非線形歪みを補償する技術がこれまで知られている。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
非線形歪みを補償するこれまでの技術は負帰還法、フィードフォワード法、およびプレディストータ法に大別できる。負帰還法は、その動作が高速である利点があるものの、歪み補償を大きくするに従い、動作が不安定になる問題がある。フィードフォワード法は動作の不安定性はないものの、副増幅器を必要とするために全体としての電力効率が低下するのが欠点である。プレディストータ法は、この点で有利であるため、注目を浴びている。しかし、電力増幅器の特性が、信号の中心周波数の変化、電圧変動、温度変化、あるいは経年により変化するという問題がある。そのために、いかにして、最適な歪み補償特性を自動的に維持するかが重要である。また、従来のプレディストータ法では、最適な歪み補償特性に達するのに要する時間が、負帰還法に比べて長くなることが改善すべき課題である。
本発明は上記の問題点に鑑みてなされたものであり、その課題とするものは、最適な歪み補償特性を自動的に維持するとともに、歪み補償を高速に達成するプレディストータ型歪み補償装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
上記課題を解決するために、本発明は、電力増幅器出力における歪み信号を検出する歪み検出手段と、増幅すべき高周波信号を入力としてｎ次（ｎは２以上の整数）の歪み信号を発生させる歪み信号発生手段と、該非線形歪み信号に制御変数を乗算することにより歪み補償信号を発生する歪み補償信号発生手段と、前記歪み信号発生手段の出力と前記歪み信号検出手段の出力との相関を求める相関回路と、信号の位相回転を補償する位相補償手段とを備え、前記相関回路の出力により、前記制御変数を決定することを特徴としている。
【発明の効果】
【０００５】
本発明によれば、増幅器の特性が変化したとしても自動的に最適な歪み補償特性を達成するとともに、最適な歪み補償特徴を得るまでの時間を短縮することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００６】
図１は本発明の第１の実施形態に係る歪み補償装置の回路ブロック図である。
図２は歪み信号発生回路の実施例を示すブロック図である。
図３は歪み検出回路の第１の実施例を示すブロック図である。
図４は歪み検出回路の第２の実施例を示すブロック図である。
図５は図４に示す歪み検出回路のフィルタ特性と歪み信号を含んだ信号の電力スペクトルとの関係を示す説明図である。
図６は歪み検出回路の第３の実施例を示すブロック図である。
図７は歪み補償特性の例を示す説明図である。
図８は本発明の第２の実施形態に係る歪み補償装置の回路ブロック図である。
図９は本発明の第３の実施形態に係る歪み補償装置の回路ブロック図である。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００７】
以下、本発明に係る実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明の第１の実施形態に係る歪み補償装置を説明するための回路ブロック図である。この図を用いて、まず、全体の動作を説明する。入力端子１１に入力される増幅すべき高周波信号は歪み補償信号発生回路１２と歪み信号発生回路１６に入力される。歪み補償信号発生回路１２は、増幅すべき高周波信号の他に、電力増幅器１３で発生する歪み成分を打ち消すための歪み補償信号を発生させる。
増幅器１３の出力は出力端子１４に出力されるとともに、その一部は位相補償回路１９を通ったのち、歪み検出回路１５に入力されて、歪み信号成分が抽出される。この際、入力端子１１より入力される増幅すべき高周波信号（図の破線）を用いることも考えられる。歪み信号発生回路１６は、高周波入力信号を入力として、高次（ｎ次）の歪み信号を発生させる。ｎの値として、例えば、３，５，７などが考えられる。ｎ次の歪み信号の一部は、歪み補償信号発生回路１２に入力され、制御変数発生回路１８により発生されるｎ次の制御変数が乗算される。ｎ次の歪み信号の一部は相関回路１７に入力され、歪み検出回路１５の出力信号との間で相関演算が行われる。相関回路１７の出力は制御変数発生回路１８に入力され、制御変数が生成される。
位相補償回路１９は入力端子１１から歪み検出回路１５の出力に至るまでに受ける信号の位相回転を補償するものであり、その動作の詳細については、後で説明する。
図２は本発明の実施例における歪み信号発生回路の実施例を示す回路図である。ここでは、数式を用いて説明を加える。任意の高周波信号は次式のように表現できる。
2006137600.tif 000002
ここで、Ａ（ｔ）は振幅、ωｃは搬送波周波数、ψ（ｔ）は位相である。信号における情報はＡ（ｔ）およびψ（ｔ）に反映されている。上式は三角関数の公式により、
2006137600.tif 000003
と書き換えられる。ここでｘ（ｔ）＝Ａ（ｔ）ｃｏｓψ（ｔ），ｙ（ｔ）＝Ａ（ｔ）ｓｉｎψ（ｔ）とおいた。
式（１）を複素数を用いて表現すれば、次のようになる。
2006137600.tif 000004
ここで、
2006137600.tif 000005
とおいた。
2006137600.tif 000006
けば、次のように表される。
2006137600.tif 000007
我々は、搬送波周波数ωｃの値には興味がないので、これを無視して（ωｃ＝０）信号を複素数で表す。複素信号ｚ（ｔ）は信号の情報をすべて含んでいる。もし、実際の高周波信号を表現したければ、式（３）を用いればよい。式（５）で与
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Ａｎ（ｔ）＝｜ｚ（ｔ）｜ｎ（記号｜｜は絶対値を表す）であることを用いた。
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単化のため時間因子ｔを省略したものである。また図１における歪み信号発生回路１６の出力はこのように複数の歪み信号からなっていることに留意しておきたい。これに対応して、制御変数発生回路１８も同数の制御変数αｎを発生する。歪み補償信号発生回路１２の動作の例を式を用いて表現すれば、次のようになる。この回路の出力ｚ′は
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と表される。出力ｚ′は増幅すべき信号ｚとｎ次の歪み補償信号が加算されたものである。その原理は、増幅器内で発生する歪み成分と同振幅、逆位相となる信号を増幅すべき信号に加えて入力することによって、増幅器出力において歪
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αｎの乗算で得られている。
歪み検出回路の第１の実施例を図３に示す。この回路は増幅すべき信号ｚと増幅器１３の出力から得られる信号ｚ″の差分をとっている。
歪み検出回路の第２の実施例を図４に示す。この回路は増幅器の出力から得られる信号をフィルタに通すことにより歪み信号成分を抽出している。図５はこの回路の動作を説明するためのスペクトルを概念的に示したものである。同図の実線は増幅すべき信号のスペクトルを表し、破線は歪みによって発生した信号のスペクトルである。図４に示したフィルタの振幅特性｜Ｈ（ω）｜は理想的には図５に示したように歪み信号成分のみを通過させるものである。
図６は歪み検出回路の第３の実施例を示す。ここでは、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を行って後、歪み成分検出回路で歪みによる周波数成分のみを抽出している。その後、逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を行って時間領域の信号にもどしてもよいし、周波数領域のままで、相関をとることも考えられる。
本発明における相関回路は、歪み信号発生回路で発生されるｎ次の歪み信号
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号＊は複素共役を示す）を計算する。この相関値をもとにして、制御変数発生回路は制御変数αｎを発生させる。その方法は歪み信号ｅを零に近づけるものですれば、どのような手法を用いてよい。例えば、歪み補償装置を時間離散システムとして実現する場合には、以下のような最小２乗（ＬＭＳ）法を用いることができる。
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ここで、ｍは離散時間を表している（ｍ＝０，１，２，，．．．）。また、μは小さな定数である。制御変数αｎは任意の初期値（通常は零を与える）から出発して時間が進むにつれて、｜ｅ［ｍ］｜２の平均値が最小値になるような値に自動的に収束する。このことは、歪み信号が相対値に小さいとして数学的に示すことができる。しかし、記述が長くなるので、ここでは、その説明は省略する。その代わりに、計算機シミュレーション実験によって、その動作の妥当性を示す。図７は上記の制御変数発生アルゴリズムによって得られた歪み補償特性を電力スペクトルとして示す。歪みが軽減されることにより帯域外電力成分が減少していることが分る。
図８は本発明に係る歪み補償装置の第２の実施例を示す。この実施例が、図１に示した第１の実施例と異なるところは、直交変調回路８１１、局部発振回路８１２、および直交検波回路８１３を新しく追加し、位相補償回路８１４を変更していることである。その他の回路は第１の実施例と同等であり、番号符号１〜８を番号符号８１〜８８としている。直交変調回路８１２は送信すべき信号を同相成分ｘ（ｔ）と直交成分ｙ（ｔ）とで表すとき、式（２）で与えられる演算を行う。ここで、局部発振回路８１２は搬送波周波数ωｃの正弦波（ｃｏｓωｃｔとｓｉｎωｃｔ）を発生させる回路である。また、直交検波回路８１２は式（２）で与えられる高周波信号ｓ（ｔ）から、同相および直交成分である、ｘ（ｔ），ｙ（ｔ）を取り出す働きをする。その動作の詳細は同業者においては公知であるから、ここでは説明を省略する。位相補償回路８１４は、位相、直交成分の信号をもとにして、入力信号の位相を回転させる回路である。その動作は数式により次のように表される。
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ここで、Δφは位相回転量であり、その値は入力端子８１に入力される信号ｚ＝ｘ＋ｊｙが直交変調回路８１１、増幅回路８３および直交検波回路８１３を通過してきたときに生じる位相回転を打ち消すように設定される。具体的には、信号ｚ＝ｘ＋ｊｙとｚ″＝ｘ″＋ｊｙ″との位相差を検出することによって行うことができる。ディジタル信号処理を行う場合には、次のような反復法を用いることが考えられる。
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ここで、μは小さな定数であり、ｘ［ｍ］，ｙ［ｍ］は入力信号ｚの離散時間信号
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ある。
本発明の第２の実施例の動作は、第１の実施例の動作を説明するときに用いた信号の複素表現ｚ（ｔ）＝ｘ（ｔ）＋ｊｙ（ｔ）において、同相、直交成分をそれぞれｘ（ｔ），ｙ（ｔ）とした時の動作そのものであるから、これ以上の説明は省略する。本発明の実施例は、破線で囲んだ部分をいわゆるディジタル信号処理によって実現することが望ましい。この場合には、図８には図示していないが、破線部からの出力ｘ′，ｙ′の部分にディジタルアナログ変調回路を、また、破線部への入力ｘ″，ｙ″の部分にアナログディジタル変換回路を、それぞれ用いる。本実施例は信号処理をベースバンド帯で行えること、さらには、ディジタル信号処理を用いることが容易となる利点を有している。
本発明に係る歪み補償装置の第３の実施例を図９に示す。この実施例は第２の実施例において、番号符号８１〜８８，８１１〜８１４を番号符号９１〜９８，９１１〜９１４に変更し、負帰還回路を付け加えたものとなっている。負帰還回路は、位相補償回路９１４の出力の一部に係数乗算回路９１５により定数（β）を乗算したのち、入力端子９１に入力される信号ｚ＝ｘ＋ｊｙから引き算することにより構成されている。定数βは歪み補償の程度と回路動作の安定性と考慮して決定する。低域通過フィルタ（ＬＰＦ）９１６は負帰還回路の安定性を保つために挿入される。本実施例におけるその他の回路は第２の実施例と同一であるので、ここでは説明を省略する。この実施例では、歪み補償信号発生回路９２の入力に負帰還信号を入力することが肝要である。本実施例の効果は、プレディストータ型歪み補償方式が最適な歪み補償特性に収束するのに時間が長くかかるという問題を、負帰還方式により改善する効果がある。別の観点からすれば、負帰還方式歪み補償において、歪み補償を大きく取ろうとすると、動作が不安定になる欠点を歪み補償量をプレディストータ型に分担させることによって、解決していると考えることができる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【国際調査報告】
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