(57)【要約】    信号処理装置（１）は、２つの信号をダウンミックスして得られた第１の信号から、第２の信号を生成する生成部（３２）と、２つの信号間のレベル比を表す値Ｌと、位相差を表す値θとに基づいて、第１の信号と第２の信号とを混合するための混合の度合を決定する混合係数決定部（４０）と、混合係数決定部（４０）で決定された混合の度合に基づいて、第１の信号と第２の信号とを混合する混合部（５０）とを備える。生成部（３２）は、第１の信号における低い周波数帯域の信号から前記第２の信号における低い周波数帯域の信号を生成する第１のフィルタ（３０２）と、第１の信号における高い周波数帯域の信号から第２の信号における高い周波数帯域の信号を生成する第２のフィルタ手段（加工部３０７）とを有し、第１のフィルタ（３０２）は、複素数の信号に対して、遅延部（３０１）とオールパスフィルタとによって入力の信号を無相関化すると共に、残響成分を付加するフィルタ手段であり、加工部（３０７）は、第１のフィルタ（３０２）と異なるフィルタ手段である。【特許請求の範囲】
【請求項１】
２つの信号をダウンミックスして得られた第１の信号から、第２の信号を生成する生成手段と、
前記２つの信号間のレベル比を表す値Ｌと、位相差を表す値θとに基づいて、前記第１の信号と前記第２の信号とを混合するための混合の度合を決定する混合係数決定手段と、
前記混合係数決定手段で決定された混合の度合に基づいて、前記第１の信号と前記第２の信号とを混合する混合手段とを備え、
前記生成手段は、
前記第１の信号における低い周波数帯域の信号から前記第２の信号における低い周波数帯域の信号を生成する第１のフィルタ手段と、
前記第１の信号における高い周波数帯域の信号から前記第２の信号における高い周波数帯域の信号を生成する第２のフィルタ手段とを有し、
前記第１のフィルタ手段は、複素数の信号に対して、遅延手段とオールパスフィルタとによって入力の信号を無相関化すると共に、残響成分を付加するフィルタ手段であり、
前記第２のフィルタ手段は、前記第１のフィルタ手段と異なるフィルタ手段である
ことを特徴とする信号処理装置。
【請求項２】
前記第２のフィルタ手段は、実数の信号に対するオールパスフィルタである
ことを特徴とする請求項１記載の信号処理装置。
【請求項３】
前記第２のフィルタ手段は、位相を９０度あるいは−９０度回転させる直交回転フィルタである
ことを特徴とする請求項１記載の信号処理装置。
【請求項４】
前記混合係数決定手段は、４つの混合係数の値ｈ１１，ｈ１２，ｈ２１，ｈ２２を求めるものであり、
隣り合う２辺の成す角度が前記θで、長さの比が前記Ｌであるところの平行四辺形の前記θが当該平行四辺形の対角線によって分割されて得られる角度をＡ、Ｂとし、前記レベル比Ｌに応じて決まる値をｄ１、ｄ２としたとき、
前記混合係数決定手段は、
前記ｈ１１の値をｄ１＊ｃｏｓ（Ａ）として求め、
前記ｈ１２の値をｄ２＊ｃｏｓ（Ｂ）として求め、
前記ｈ２１の値をｄ１＊ｓｉｎ（Ａ）、または、ｄ２＊ｓｉｎ（Ｂ）として求め、
前記ｈ２２の値を−ｈ２１として求める
ことを特徴とする請求項１記載の信号処理装置。
【請求項５】
前記θを表す量子化値をｑθ、前記Ｌを表す量子化値をｑＬとしたとき、
前記混合係数決定手段は、
前記量子化値ｑθと前記量子化値ｑＬとを受け取り、当該受け取ったｑθとｑＬをそれぞれ、ｃｏｓθを表す値ｒと、Ｌとに変換し、
前記、ｈ１１，ｈ１２，ｈ２１，ｈ２２を
ｈ１１＝ｄ１＊（Ｌ＋ｒ）／（（１＋Ｌ2＋２＊Ｌ＊ｒ）0.5）
ｈ１２＝ｄ２＊（１＋Ｌ＊ｒ）／（（１＋Ｌ2＋２＊Ｌ＊ｒ）0.5）
ｈ２１＝ｄ１＊（１−ｒ2） 0.5／（（１＋Ｌ2＋２＊Ｌ＊ｒ）0.5）
ｈ２２＝−ｈ２１
として求める
ことを特徴とする請求項４記載の信号処理装置。
【請求項６】
前記θを表す量子化値をｑθ、前記Ｌを表す量子化値をｑＬとしたとき、
前記混合係数決定手段は、
前記ｑθと前記ｑＬとをアドレスとするテーブルを有し、
当該テーブルを用いて前記ｈ１１，ｈ１２，ｈ２１を求め、
前記ｈ２２は、ｈ２２＝−ｈ２１として求める
ことを特徴とする請求項４記載の信号処理装置。
【請求項７】
前記混合係数決定手段は、４つの混合係数の値ｈ１１，ｈ１２，ｈ２１，ｈ２２を求めるものであり、
前記第１の信号を複素数で表現したときの実数部をｒ１、虚数部をｉ１とし、
前記第２の信号を複素数で表現したときの実数部をｒ２、虚数部をｉ２、としたとき、
前記混合手段は、
ｈ１１＊ｒ１＋ｈ２１＊ｒ２を１つ目の出力信号の実数部とし、
ｈ１１＊ｉ１＋ｈ２１＊ｉ２を１つ目の出力信号の虚数部とし、
ｈ１２＊ｒ１＋ｈ２２＊ｒ２を２つ目の出力信号の実数部とし、
ｈ１２＊ｉ１＋ｈ２２＊ｉ２を２つ目の出力信号の虚数部とする
ことを特徴とする請求項１記載の信号処理装置。
【請求項８】
前記混合係数決定手段は、４つの混合係数の値ｈ１１，ｈ１２，ｈ２１，ｈ２２を求めるものであり、
前記第１の信号を実数で表現した値をｒ１、前記第２の信号を実数で表現した値をｒ２としたとき、
前記混合手段は、
ｈ１１＊ｒ１＋ｈ２１＊ｒ２を１つ目の出力信号とし、
ｈ１２＊ｒ１＋ｈ２２＊ｒ２を２つ目の出力信号とする
ことを特徴とする請求項１記載の信号処理装置。
【請求項９】
２つの信号をダウンミックスして得られた第１の信号から、第２の信号を生成する生成ステップと、
前記２つの信号間のレベル比を表す値Ｌと、位相差を表す値θとに基づいて、前記第１の信号と前記第２の信号とを混合するための混合の度合を決定する混合係数決定ステップと、
前記混合係数決定ステップで決定された混合の度合に基づいて、前記第１の信号と前記第２の信号とを混合する混合ステップとを含み、
前記生成ステップは、
前記第１の信号における低い周波数帯域の信号から前記第２の信号における低い周波数帯域の信号を生成する第１のフィルタステップと、
前記第１の信号における高い周波数帯域の信号から前記第２の信号における高い周波数帯域の信号を生成する第２のフィルタステップとを有し、
前記第１のフィルタステップは、複素数の信号に対して、遅延ステップとオールパスフィルタステップとによって入力の信号を無相関化すると共に、残響成分を付加するフィルタステップであり、
前記第２のフィルタステップは、前記第１のフィルタステップと異なるフィルタステップである
ことを特徴とする信号処理方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数の信号をダウンミックスした信号とそれをもとの信号に分離するための情報を符号化した符号化信号を復号化するための信号処理装置に関し、特に、信号間の位相差や、レベル比を符号化することによって少ない情報量でマルチチャンネルの臨場感を符号化した符号化信号を復号化する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、Ｓｐａｔｉａｌ  Ｃｏｄｅｃ（空間的符号化）といわれる技術開発が行われている。これは、非常に少ない情報量でマルチチャンネルの臨場感を圧縮・符号化することを目的としている。例えば、既にデジタルテレビの音声方式として広く用いられているマルチチャンネルコーデックであるＡＡＣ方式が、５．１ｃｈ当り５１２ｋｂｐｓや、３８４ｋｂｐｓというビットレートを要するのに対し、Ｓｐａｔｉａｌ  Ｃｏｄｅｃでは、１２８ｋｂｐｓや、６４ｋｂｐｓ、さらに４８ｋｂｐｓといった非常に少ないビットレートでマルチチャンネル信号を圧縮・符号化することを目指している。【０００３】
そのための技術として、例えば、ＭＰＥＧオーディオ方式で規格化されたＰａｒａｍｅｔｒｉｃ  Ｃｏｄｉｎｇ  ｆｏｒ  Ｈｉｇｈ  Ｑｕａｌｉｔｙ  Ａｕｄｉｏ（非特許文献１）で開示された技術が用いられている。その中で、チャンネル間の位相差や、レベル比を符号化することによって少ない情報量で臨場感を圧縮符号化した信号を復号化する過程が述べられている。【０００４】
図１は、非特許文献１に開示された従来の信号処理装置の処理過程を示す図である。【０００５】
まず、入力信号Ｓは、元々は２ｃｈの信号であったものをモノラル信号にダウンミックスしたものである。入力信号Ｓは、デコリレーション（Ｄｅ−ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）と呼ばれる処理モジュールに入力され、出力信号Ｄを得る。【０００６】
デコリレーションの処理過程は、非特許文献１の８．６．４．５．２節  Ｃａｌｃｕｌａｔｅ  ｄｅｃｏｒｒｅｌａｔｅｄ  ｓｉｇｎａｌ  に詳しく述べられているので詳しい説明は省略するが、デコリレーションは、大きく２つの処理で構成されている。【０００７】
１つ目は遅延の処理である。これは入力信号を予め定められた時間分、遅延させる処理である。その後、遅延した信号は、Ａｌｌ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒという２つ目の処理にかけられる。この処理は入力信号を無相関化するとともに、入力信号に残響成分（ｒｅｖｅｒｂｅｒａｔｉｏｎ）を与える処理である。【０００８】
さて、そのようにして生成された信号Ｄと、入力信号Ｓとは、混合（Ｍｉｘｉｎｇ）といわれる処理にかけられる。この処理も、非特許文献１の８．６．４．６．２  Ｍｉｘｉｎｇに詳しく述べられているので詳しい説明は省略するが、２つの信号ＳとＤとに、係数ｈ１１，ｈ１２，ｈ２１，ｈ２２が掛けられ、それぞれ合算され、出力のＬｃｈ信号、Ｒｃｈ信号を得る。その式は図内に示した通りである。【０００９】
ここで、係数ｈ１１，ｈ１２，ｈ２１，ｈ２２は、入力のモノラル信号のもとになった、元々の２ｃｈの信号間のレベル比Ｌや、位相差θによって決まる値であるが、現在ＭＰＥＧ規格で策定準備中の方式では以下のような式で求められる。【００１０】
θ＝ａｒｃｃｏｓ（ｒ）
ここで、ｒは元々の２ｃｈの信号間の相関を表す。【００１１】
δ＝ａｒｃｔａｎ（（１−Ｌ）／（１＋Ｌ）＊ｔａｎ（θ／２））
としたとき、
ｈ１１＝Ｌ／（１＋Ｌ＊Ｌ）0.5＊ｃｏｓ（δ＋θ／２）、
ｈ２１＝Ｌ／（１＋Ｌ＊Ｌ）0.5＊ｓｉｎ（δ＋θ／２）、
ｈ１２＝１／（１＋Ｌ＊Ｌ）0.5＊ｃｏｓ（δ−θ／２）、
ｈ２２＝１／（１＋Ｌ＊Ｌ）0.5＊ｓｉｎ（δ−θ／２）となる。【００１２】
上記の式は、非特許文献１に記載されたＭｉｘｉｎｇ係数の求め方を発展させた方法であり、現在ＭＰＥＧ規格で策定準備中のＳｐａｔｉａｌＣｏｄｅｃでのＭｉｘｉｎｇ係数の求め方である。【００１３】
このような処理をすることによって、ｄｅｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎにおける遅延の処理と残響成分の付加との効果で、モノラル化された信号から２ｃｈの信号を生成する際に、空間的な広がり間が与えられ、良好なステレオ信号が得られる。
【非特許文献１】ＩＳＯ／ＩＥＣ  １４４９６−３：２００１／ＦＤＡＭ  ２：２００４（Ｅ）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
しかしながら、上記のような方法には、以下のような課題がある。【００１５】
すなわち、入力の信号が非常に時間変動の激しいものであった場合（例えば、金属系の打楽器のアタックの瞬間などの場合）、ｄｅｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎの処理内の、遅延と残響成分の付加との効果で、ｄｅｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ後の信号はそのシャープさを失ってしまう。さらにそのｄｅｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ後の信号が、後段のＭｉｘｉｎｇの処理によって、入力の信号Ｓと合算されるので、結果として、出力信号は、入力信号のシャープさを失ってしまうこととなる。【００１６】
また同様に、入力の信号の周波数成分が特定の周波数帯域に偏って存在する場合（例えば１種類の楽器の音色が連続的に続いているような場合）、本来、非常にしっかりとした定位の音像が結ばれるべきであるが、ｄｅｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎの処理内の、遅延と残響成分の付加との効果で、ｄｅｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ後の信号はそのしっかりとした定位の音像がぼやけてしまう。さらにそのｄｅｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ後の信号が、後段のＭｉｘｉｎｇの処理によって、入力の信号Ｓと合算されるので、結果として、出力信号の音像がぼやけてしまうこととなる。【００１７】
また、ｄｅｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎの処理は、残響成分を付加するためにタップ数の長いフィルタで構成されるので演算量が非常に大きい。【００１８】
また、レベル比や、位相差の情報から係数ｈ１１，ｈ１２，ｈ２１，ｈ２２を求める処理は、上記したように、ａｒｃｃｏｓ（），ａｒｃｔａｎ（），ｔａｎ（），ｓｉｎ（），ｃｏｓ（）という複数の三角関数を複雑に関係付けた処理であるので、これも非常に大きな演算量を要する。【００１９】
本発明は、このような従来の問題点に鑑みてなされたものであって、モノラル化された信号から２ｃｈの信号を生成する際に、空間的な広がり感が与えられ、良好なステレオ信号が得られると同時に、音の時間的変動のシャープさや、音像のしっかりとした定位も実現できる信号処理装置を提供することを第１の目的とする。【００２０】
また、本発明は、ｄｅｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎの処理の演算量を削減することを第２の目的とする。【００２１】
また、本発明は、係数ｈ１１，ｈ１２，ｈ２１，ｈ２２を求める処理の演算量を削減することを第３の目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２２】
上記第１の目的を達成するために、本発明に係る信号処理装置においては、２つの信号をダウンミックスして得られた第１の信号から、第２の信号を生成する生成手段と、前記２つの信号間のレベル比を表す値Ｌと、位相差を表す値θとに基づいて、前記第１の信号と前記第２の信号とを混合するための混合の度合を決定する混合係数決定手段と、前記混合係数決定手段で決定された混合の度合に基づいて、前記第１の信号と前記第２の信号とを混合する混合手段とを備え、前記生成手段は、前記第１の信号における低い周波数帯域の信号から前記第２の信号における低い周波数帯域の信号を生成する第１のフィルタ手段と、前記第１の信号における高い周波数帯域の信号から前記第２の信号における高い周波数帯域の信号を生成する第２のフィルタ手段とを有し、前記第１のフィルタ手段は、複素数の信号に対して、遅延手段とオールパスフィルタとによって入力の信号を無相関化すると共に、残響成分を付加するフィルタ手段であり、前記第２のフィルタ手段は、前記第１のフィルタ手段と異なるフィルタ手段であることを特徴とする。【００２３】
これにより、第２のフィルタ手段が必要とする処理量を第１のフィルタ処理手段が必要とする処理量よりも少なく、かつ第２のフィルタ手段によって得られる広がり感を第１のフィルタ処理手段によって得られる広がり感よりも少なくすることが可能となる。したがって、モノラル化された信号から２ｃｈの信号を生成する際に、音の時間的変動のシャープさや、音像のしっかりとした定位も実現可能となり、低い帯域における空間的な広がり感が与えられ、良好なステレオ信号が得られることとなる。【００２４】
また、上記第２の目的を達成するために、本発明に係る信号処理装置においては、前記第２のフィルタ手段は、実数の信号に対するオールパスフィルタであることを特徴とすることができる。【００２５】
これにより、モノラル化された信号から２ｃｈの信号を生成する際に、空間的な広がり間が与えられ、良好なステレオ信号が得られると同時に、高域の信号処理を簡素化できるので、音の時間的変動のシャープさや、音像のしっかりとした定位も実現可能となり、しかも演算量も削減することできる。【００２６】
また、上記第２の目的を達成するために、本発明に係る信号処理装置においては、前記第２のフィルタ手段は、位相を９０度あるいは−９０度回転させる直交回転フィルタであることを特徴とすることができる。【００２７】
これにより、モノラル化された信号から２ｃｈの信号を生成する際に、空間的な広がり間が与えられ、良好なステレオ信号が得られると同時に、音の時間的変動のシャープさや、音像のしっかりとした定位も実現できることとなり、しかも演算量も削減することできる。【００２８】
また、上記第３の目的を達成するために、本発明に係る信号処理装置においては、前記混合係数決定手段は、４つの混合係数の値ｈ１１，ｈ１２，ｈ２１，ｈ２２を求めるものであり、隣り合う２辺の成す角度が前記θで、長さの比が前記Ｌであるところの平行四辺形の前記θが当該平行四辺形の対角線によって分割されて得られる角度をＡ、Ｂとし、前記レベル比Ｌに応じて決まる値をｄ１、ｄ２としたとき、前記混合係数決定手段は、前記ｈ１１の値をｄ１＊ｃｏｓ（Ａ）として求め、前記ｈ１２の値をｄ２＊ｃｏｓ（Ｂ）として求め、前記ｈ２１の値をｄ１＊ｓｉｎ（Ａ）、または、ｄ２＊ｓｉｎ（Ｂ）として求め、前記ｈ２２の値を−ｈ２１として求めることを特徴とすることもできる。【００２９】
これにより、４つの混合係数を求める際、実質的に３つの混合係数を求めるだけで済むこととなる。【００３０】
また、上記第３の目的を達成するために、本発明に係る信号処理装置においては、前記θを表す量子化値をｑθ、前記Ｌを表す量子化値をｑＬとしたとき、前記混合係数決定手段は、前記量子化値ｑθと前記量子化値ｑＬとを受け取り、受け取ったｑθとｑＬをそれぞれ、ｃｏｓθを表す値ｒと、Ｌとに変換し、前記、ｈ１１，ｈ１２，ｈ２１，ｈ２２をｈ１１＝ｄ１＊（Ｌ＋ｒ）／（（１＋Ｌ2＋２＊Ｌ＊ｒ）0.5）、ｈ１２＝ｄ２＊（１＋Ｌ＊ｒ）／（（１＋Ｌ2＋２＊Ｌ＊ｒ）0.5）、ｈ２１＝ｄ１＊（１−ｒ2） 0.5／（（１＋Ｌ2＋２＊Ｌ＊ｒ）0.5）、ｈ２２＝−ｈ２１として求めることを特徴としてもよい。【００３１】
これにより、混合係数を求める際、三角関数の処理が不要となる。【００３２】
また、上記第３の目的を達成するために、本発明に係る信号処理装置においては、前記θを表す量子化値をｑθ、前記Ｌを表す量子化値をｑＬとしたとき、前記混合係数決定手段は、前記ｑθと前記ｑＬとをアドレスとするテーブルを有し、当該テーブルを用いて前記ｈ１１，ｈ１２，ｈ２１を求め、前記ｈ２２は、ｈ２２＝−ｈ２１として求めることを特徴とすることもできる。【００３３】
これにより、４つの混合係数を求める際、テーブル引きで求めることができ、しかも、３つのテーブルだけで済むこととなる。【００３４】
また、上記第３の目的を達成するために、本発明に係る信号処理装置においては、前記混合係数決定手段は、４つの混合係数の値ｈ１１，ｈ１２，ｈ２１，ｈ２２を求めるものであり、前記第１の信号を複素数で表現したときの実数部をｒ１、虚数部をｉ１とし、前記第２の信号を複素数で表現したときの実数部をｒ２、虚数部をｉ２、としたとき、前記混合手段は、ｈ１１＊ｒ１＋ｈ２１＊ｒ２を１つ目の出力信号の実数部とし、ｈ１１＊ｉ１＋ｈ２１＊ｉ２を１つ目の出力信号の虚数部とし、ｈ１２＊ｒ１＋ｈ２２＊ｒ２を２つ目の出力信号の実数部とし、ｈ１２＊ｉ１＋ｈ２２＊ｉ２を２つ目の出力信号の虚数部とすることを特徴とすることもできる。【００３５】
これにより、混合手段によって複素数の信号に対する処理が行えることとなる。【００３６】
また、上記第３の目的を達成するために、本発明に係る信号処理装置においては、前記混合係数決定手段は、４つの混合係数の値ｈ１１，ｈ１２，ｈ２１，ｈ２２を求めるものであり、前記第１の信号を実数で表現した値をｒ１、前記第２の信号を実数で表現した値をｒ２としたとき、前記混合手段は、ｈ１１＊ｒ１＋ｈ２１＊ｒ２を１つ目の出力信号とし、ｈ１２＊ｒ１＋ｈ２２＊ｒ２を２つ目の出力信号とすることを特徴とすることもできる。【００３７】
これにより、混合手段によって実数の信号に対する処理が行えることとなる。【００３８】
なお、本発明は、このような信号処理装置として実現することができるだけでなく、このような信号処理装置が備える特徴的な手段をステップとする信号処理方法として実現したり、それらのステップをコンピュータに実行させるプログラムとして実現したりすることもできる。そして、そのようなプログラムは、ＣＤ−ＲＯＭ等の記録媒体やインターネット等の伝送媒体を介して配信することができるのはいうまでもない。さらに、このような信号処理装置が備える特徴的な手段を一体化したＬＳＩとして実現してもよい。
【発明の効果】
【００３９】
以上の説明から明らかなように、本発明に係る信号処理装置によれば、モノラル化された信号から２ｃｈの信号を生成する際に、音の時間的変動のシャープさや、音像のしっかりとした定位も実現可能となり、低い帯域における空間的な広がり感が与えられ、良好なステレオ信号が得られることになる。【００４０】
勿論、モノラル化された信号から２ｃｈの信号を生成する本発明の処理を複数段接続することによって、モノラル化された信号からマルチチャネルの信号（例えば５．１ｃｈ）を良好に生成できることになる。同様に、２ｃｈ化された信号からマルチチャネルの信号（例えば５．１ｃｈ）を良好に生成できることになる。【００４１】
よって、本発明により、携帯電話機や携帯情報端末への音楽コンテンツの配信や、視聴が普及してきた今日における本願発明の実用的価値は極めて高い。
【図面の簡単な説明】
【００４２】
【図１】図１は、従来の技術の基本構成を示す図である。
【図２】図２は、本実施の形態１における信号処理装置の構成を示す図である。
【図３】図３は、信号処理装置１が対象とするＳｐａｔｉａｌ  Ｃｏｄｅｃについて説明するための図である。
【図４】図４は、レベル比情報と位相差情報を平行四辺形を用いて説明する図である。
【図５】図５は、図２に示されるテーブル４１の構成例を示す図である。
【図６】図６は、生成部の他の構成例を示すブロック図である。
【図７】図７は、音響的特徴量を示す符号化データを受信する構成の実施の形態における信号処理装置の他の構成を示す図である。
【図８】図８は、本実施の形態２における信号処理装置の構成を示す図である。
【符号の説明】
【００４３】
１，２，３  信号処理装置
１０  復号化部
２０  特徴量検出部
２１  特徴量受信部
３０，３１，３２  生成部
４０  混合係数決定部
４１，４２，４３  テーブル
５０  混合部
３０１  遅延部
３０２  第１のフィルタ
３０３  第２のフィルタ
３０４  合成部
３０５  第２の遅延部
３０６  第３のフィルタ
３０７  加工部
【発明を実施するための最良の形態】
【００４４】
以下、本発明の実施の形態１における信号処理装置について、図面を参照しながら説明する。【００４５】
（実施の形態１）
図２は、本実施の形態１における信号処理装置の構成を示す機能ブロック図である。なお、同図には復号化部１０も併せて図示されている。【００４６】
信号処理装置１は、２つのオーディオ信号をダウンミックスした信号を符号化した第１の符号化信号と、２つのオーディオ信号間のレベル比Ｌに応じて決まる値を符号化したレベル比情報である第２の符号化信号と、２つのオーディオ信号間の位相差θに応じて決まる値を符号化した位相差情報である第３の符号化信号とからなるビットストリームをデコードする装置であり、図２に示されるように、特徴量検出部２０と、生成部３０と、混合係数決定部４０と、混合部５０とを備える。【００４７】
生成部３０は、遅延部３０１と、第１のフィルタ３０２と、第２のフィルタ３０３と、合成部３０４とを有する。混合係数決定部４０は、レベル比情報と位相差情報とから混合係数ｈ１１，ｈ１２，ｈ２１をそれぞれ求めるための３つのテーブル４１，４２，４３を有する。【００４８】
復号化部１０は、第１の符号化信号を復号化し第１の信号を生成する。生成部３０は、第１の信号から第２の信号を生成する。混合係数決定部４０は、第２の符号化信号と第３の符号化信号とから混合係数を決定する。混合部５０は、混合係数決定部４０で決定された混合の度合に基づいて、第１の信号と第２の信号とを混合する。遅延部３０１は、第１の信号をＮ（Ｎ＞０）単位時間遅延させる。第１のフィルタ３０２は、遅延部３０１の出力信号を加工する。第２のフィルタ３０３は、遅延部３０１の出力信号を加工する。特徴量検出部２０は、第１の信号の音響的特徴量を検出する。合成部３０４は、音響的特徴量に応じて、第１のフィルタ３０２の出力信号と第２のフィルタ３０３の出力信号とから第２の信号を合成する。【００４９】
以上のように構成された信号処理装置の動作について以下説明するが、その前に、本願の信号処理装置１が対象とするＳｐａｔｉａｌ  Ｃｏｄｅｃについて、Ｌ，Ｒの２ｃｈを例として説明する。【００５０】
エンコードプロセスにおいては、図３（ａ）に示されるように、スペーシャルオーディオエンコーダは、複素演算により、Ｌ，Ｒの２ｃｈの音楽信号から、ダウンミックス信号Ｓ、レベル比ｃおよび位相差θを求める。ダウンミックス信号Ｓは、ＭＰＥＧ方式ＡＡＣ規格による符号化装置でさらに符号化される。また、レベル比ｃは第２の符号化信号として符号化される。位相差θは例えばｒ（ｒ＝ｃｏｓ（θ））に変換され、このｒが第３の符号化信号として符号化される。【００５１】
デコードプロセスにおいては、生成部３０は、図３（ｂ）に示されるようにダウンミックス信号Ｓに対して直交し、かつ残響感を伴う信号であるデコリレート信号Ｄを、従来よりも少ない演算量で生成する。【００５２】
混合部５０は、混合係数決定部４０により決定された混合係数に基づいて、ダウンミックス信号Ｓとデコリレート信号Ｄとを混ぜ合わせ、Ｌ，Ｒの２ｃｈを従来よりも少ない演算量で生成する。【００５３】
より詳しくは、まず、復号化部１０は、第１の符号化信号を復号化し、第１の信号を生成する。ここで第１の符号化信号は、２つのオーディオ信号をダウンミックスしたモノラル信号を符号化したものであり、例えば、ＭＰＥＧ方式ＡＡＣ規格のエンコーダで符号化されたものである。ここでは、このようなＡＡＣ規格の符号化信号を復号化して得られたＰＣＭ信号を複数の周波数帯域からなる周波数信号に変換するところまで、当該復号化部１０で行うものとする。以下の説明では、そのような複数の周波数帯域の信号のうちある特定の１つの帯域の信号に対する処理を説明する。【００５４】
生成部３０は、第１の信号から第２の信号を生成するが、それは以下のようにして行う。すなわち、生成部３０の遅延部３０１は、まず、第１の信号をＮ（Ｎ＞０）単位時間遅延させる。次に、第１のフィルタ３０２は、遅延部３０１の出力信号にフィルタ処理を施す。例えばこの処理として、次数がＰ次のＡｌｌ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒを実施する。Ａｌｌ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒは、入力の信号を無相関化すると共に残響成分を付加する効果を有する。Ａｌｌ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒの処理は、従来から知られているどのような方法でもよいが、例えば、前述の非特許文献１の８．６．４．５．２節の中で述べられているＡｌｌ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒでよい。【００５５】
一方、第２のフィルタ３０３は、遅延部３０１の出力信号に対し、次数がＰ次より少ないＡｌｌ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒの処理を実施する。【００５６】
また、第２のフィルタ３０３は、遅延部３０１や、Ａｌｌ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒに代えて、位相を９０度回転させる処理を行うようにしてもよい。位相を９０度回転させる処理は、Ａｌｌ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒの処理によって生じる残響の成分を一切伴わず、入力の信号を無相関化できるので、残響成分を排除したい場合、極めて有用に作用するものである。【００５７】
このようにして生成された第１のフィルタ３０２からの出力信号と第２のフィルタ３０３からの出力信号とは、合成部３０４によって処理され、第２の信号が生成される。この過程は以下のようなものである。すなわち、特徴量検出部２０は、第１の信号の音響的特徴量を検出し、その特徴量に応じて、第１のフィルタ３０２からの出力信号と、第２のフィルタ３０３からの出力信号とを混ぜ合わせる比率を決定する。【００５８】
例えば、音響的特徴量は、第１の信号が急峻に変動している場合大となる特徴量であり、合成部３０４は、音響的特徴量が小である場合は、第１のフィルタ３０２の出力信号だけを出力する、あるいは、第１のフィルタ３０２の出力信号を多めに、第２のフィルタ３０３の出力信号を少なめに混ぜ合わせて出力してもよい。反対に、音響的特徴量が大である場合は、第２のフィルタ３０３の出力信号だけを出力する、あるいは、第１のフィルタ３０２の出力信号を少なめに、第２のフィルタ３０３の出力信号を多めに混ぜ合わせて出力してもよい。【００５９】
ここで、音響的特徴量は、第１の信号が特定の周波数帯域に強いエネルギーが集中している場合大となる特徴量であってもよい。あるいは、そのような特徴量の組み合わせであってもよい。【００６０】
ここで重要なことは、音響的特徴量が、音の時間的変動のシャープさや、音像のしっかりとした定位感を表す特徴量であるということである。なぜならば、第１のフィルタ３０２は、次数がＰ次のＡｌｌ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒであり、音に残響感を与えるフィルタであるので、そのような残響感が不要である場合、すなわち音の時間的変動のシャープさや、音像のしっかりとした定位感が必要な場合は、Ａｌｌ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒの次数を少なくすることで残響感を減らす必要があるからである。【００６１】
さて、このようにして、生成部３０で生成された第２の信号と第１の信号とは、混合部５０で混合されるが、その動作を以下説明する。【００６２】
まず、混合係数決定部４０で、第２の符号化信号と第３の符号化信号とから混合係数を決定する。第２の符号化信号は、元々の２つのオーディオ信号間のレベル比Ｌに応じて決まる値を符号化したものであり、第３の符号化信号は元々の２つのオーディオ信号間の位相差θに応じて決まる値を符号化したものである。このようなレベル比情報と位相差情報とから混合係数ｈ１１，ｈ１２，ｈ２１，ｈ２２を求める方法は、以下のように行う。【００６３】
すなわち、隣り合う２辺の成す角度がθで、長さの比がＬであるところの平行四辺形のθが当該平行四辺形の対角線によって分割されて得られる角度をＡ、Ｂとし、レベル比Ｌに応じて決まる値をｄ１、ｄ２としたとき、ｈ１１＝ｄ１＊ｃｏｓ（Ａ）、ｈ２１＝ｄ１＊ｓｉｎ（Ａ）、ｈ１２＝ｄ２＊ｃｏｓ（−Ｂ）、ｈ２２＝ｄ２＊ｓｉｎ（−Ｂ）、とする。上記において、ｄ１、ｄ２の値を、ｄ１＝Ｌ／（（１＋２＊Ｌ＊ｃｏｓ（θ）＋Ｌ＊Ｌ）＾０．５）、ｄ２＝１／（（１＋２＊Ｌ＊ｃｏｓ（θ）＋Ｌ＊Ｌ）＾０．５）とする。このようにすることによって、ダウンミックスされモノラル化された信号を、元々の２つの信号の位相差とレベル比とに応じて、数学的に正確にもとの２つの信号に分離できるのである。その理由を図４に示した。隣り合う２辺の成す角度がθで、長さの比がＬであるところの平行四辺形ＸＹＺＷにおいて、その対角線によって分割されて得られる角度ＹＸＺをＡ、角度ＷＸＺをＢとした。対角線の長さＸＺは、数学的に（（１＋２＊Ｌ＊ｃｏｓ（θ）＋Ｌ＊Ｌ）＾０．５として求められる。この性質に基づいて、上記ｄ１とｄ２とを、ｄ１＝Ｌ／（（１＋２＊Ｌ＊ｃｏｓ（θ）＋Ｌ＊Ｌ）＾０．５）、ｄ２＝１／（（１＋２＊Ｌ＊ｃｏｓ（θ）＋Ｌ＊Ｌ）＾０．５）とする。【００６４】
上記において、ｄ１、ｄ２の値を、
ｄ１＝Ｌ／（（１＋２＊Ｌ＊ｃｏｓ（θ）＋Ｌ＊Ｌ）＾０．５）、
ｄ２＝１／（（１＋２＊Ｌ＊ｃｏｓ（θ）＋Ｌ＊Ｌ）＾０．５）としたが、
ｄ１＝Ｌ／（（１＋Ｌ＊Ｌ）＾０．５）、
ｄ２＝１／（（１＋Ｌ＊Ｌ）＾０．５）とする場合もある。【００６５】
それは、元々の２つの信号をダウンミックスする際、位相差θに応じて、ダウンミックス信号の大きさを補正している場合である。【００６６】
例えば、元々の２つの信号の位相差θが９０度の場合、ダウンミックス信号の大きさを補正しないが、元々の２つの信号の位相差θが９０度より小さい場合、ダウンミックス信号の大きさが小さくなるように補正するというものである。【００６７】
これは、入力信号の大きさの絶対値が同じであっても、入力信号の位相差が９０度より小さい場合は、入力信号の位相差が９０度の場合よりダウンミックス信号の大きさは相対的に大きくなるからである。【００６８】
逆に、元々の２つの信号の位相差θが９０度より大きい場合は、ダウンミックス信号の大きさが大きくなるように補正する。これは、入力信号の大きさの絶対値が同じであっても、入力信号の位相差が９０度より大きい場合は、入力信号の位相差が９０度の場合よりダウンミックス信号の大きさは相対的に小さくなるからである。【００６９】
つまりｃｏｓ（θ）の値に応じて、ダウンミックス信号の大きさが補正されている場合は、上記ｄ１，ｄ２の値を、
ｄ１＝Ｌ／（（１＋２＊Ｌ＊ｃｏｓ（θ）＋Ｌ＊Ｌ）＾０．５）、
ｄ２＝１／（（１＋２＊Ｌ＊ｃｏｓ（θ）＋Ｌ＊Ｌ）＾０．５）としないで、
ｄ１＝Ｌ／（（１＋Ｌ＊Ｌ）＾０．５）、
ｄ２＝１／（（１＋Ｌ＊Ｌ）＾０．５）とする。【００７０】
一方、ｃｏｓ（Ａ）、ｓｉｎ（Ａ）、ｃｏｓ（Ｂ）、ｓｉｎ（Ｂ）は、平行四辺形の数学的性質によって、
ｃｏｓ（Ａ）＝（Ｌ＋ｃｏｓθ）／（（１＋Ｌ2＋２Ｌｃｏｓθ）0.5）
ｓｉｎ（Ａ）  ＝  ｓｉｎθ／（（１＋Ｌ2＋２＊Ｌ＊ｃｏｓθ）0.5）
ｃｏｓ（Ｂ）  ＝  （１＋Ｌ  ｃｏｓθ）／（（１＋Ｌ2＋２Ｌｃｏｓθ）0.5）
ｓｉｎ（Ｂ）  ＝  （Ｌ＊ｓｉｎθ）／（（１＋Ｌ2＋２＊Ｌ＊ｃｏｓθ）0.5）として求められる。【００７１】
さてここで、本実施の形態では、第３の符号化信号を、元々の２つのオーディオ信号間の位相差θに応じて決まる値を符号化した信号としているが、第３の符号化信号は、元々の２つのオーディオ信号間の相関ｒを示す信号である場合が多い。【００７２】
例えば、非特許文献１におけるものでもそうであるし、現在ＭＰＥＧ規格化中のＳｐａｔｉａｌＣｏｄｅｃでもそうである。相関ｒは、すなわちｃｏｓ（θ）とみなすことができる。【００７３】
なぜならば、２つの信号の相関ｒが例えば１である場合、すなわちそれは、位相差θが０である場合であり、ｃｏｓ（θ）は１となり、相関ｒがｃｏｓ（θ）を表している。また、２つの信号の相関ｒが例えば０である場合、すなわちそれは、位相差θが９０度である場合であり、ｃｏｓ（θ）は０となり、相関ｒがｃｏｓ（θ）を表している。さらにまた、２つの信号の相関ｒが例えば−１である場合、すなわちそれは、位相差θが１８０度である場合であり、ｃｏｓ（θ）は−１となり、相関ｒがｃｏｓ（θ）を表している。【００７４】
このように考えれば、相関ｒがｃｏｓ（θ）とみなせることが理解される。従って、上記式より、
ｃｏｓ（Ａ）＝（Ｌ＋ｒ）／（（１＋Ｌ2＋２＊Ｌ＊ｒ）0.5）
ｃｏｓ（Ｂ）＝（１＋Ｌ＊ｒ）／（（１＋Ｌ2＋２＊Ｌ＊ｒ）0.5）
ｓｉｎ（Ａ）＝（１−ｒ2） 0.5／（（１＋Ｌ2＋２＊Ｌ＊ｒ）0.5）
ｓｉｎ（Ｂ）＝（Ｌ＊  （１−ｒ2） 0.5）／（（１＋Ｌ2＋２＊Ｌ＊ｒ）0.5）として算出できる。これによって、上記全ての式の右辺に三角関数が存在せず、極めて計算が容易になる。【００７５】
求めるｈ１１，ｈ２１，ｈ１２，ｈ２２は、
ｈ１１＝ｄ１＊ｃｏｓ（Ａ）、
ｈ２１＝ｄ１＊ｓｉｎ（Ａ）、
ｈ１２＝ｄ２＊ｃｏｓ（−Ｂ）、
ｈ２２＝ｄ２＊ｓｉｎ（−Ｂ）であり、上記で示したｄ１，ｄ２の関係より明らかなように、ｈ２２＝−ｈ２１となるので、ｈ２２の値は、ｈ２１の値の符号反転のみで求められることになる。【００７６】
また、上記ｄ１，ｄ２，ｃｏｓ（Ａ），ｓｉｎ（Ａ），ｃｏｓ（Ｂ），ｓｉｎ（Ｂ）は全て、Ｌとｒによって求められるので、ｈ１１，ｈ２１，ｈ１２，ｈ２２も、Ｌとｒによって求められることとなり、従って、Ｌとｒとをインデックスとするテーブルに、予め計算されたｄ１＊ｃｏｓ（Ａ），ｄ１＊ｓｉｎ（Ａ），ｄ２＊ｃｏｓ（−Ｂ），ｄ２＊ｓｉｎ（−Ｂ）の値を格納しておくことによって、ｈ１１，ｈ２１，ｈ１２，ｈ２２を求めることができる。【００７７】
本実施の形態では、Ｌとｒはそれぞれ、第２の符号化信号、第３の符号化信号として符号化、あるいは量子化されたものであるので、その符号化値あるいは量子化値そのものをインデックスとしてテーブルを引けばよいことはいうまでもない。【００７８】
勿論そのとき、ｈ２２に関するテーブルが不要であることはいうまでもない。ｈ２２＝−ｈ２１という関係から簡単に求められるからである。図２（あるいは実施の形態２における図８）において混合係数決定部４０がテーブルを３つだけ備えているのはこのためである。【００７９】
例えば、図５に示されるように、ｑθ、ｑＬをアドレスとして混合係数ｈ１１（ｈ１２，ｈ２１）を求めるテーブル４１（４２，４３）を構成してもよい。【００８０】
上記では、ｈ２２を求める計算や、テーブルが不要としたが、ｈ２２を、計算や、テーブルを用いて求めて、ｈ２１に関する計算やテーブルを不要としてもよいことはいうまでもない。【００８１】
さて、このようにして、生成された混合係数ｈ１１，ｈ２１，ｈ１２，ｈ２２を用いて、第１の信号と第２の信号とが、混合部５０で混合される。その方法は以下の通りである。【００８２】
すなわち、第１の信号を複素数で表現したときの実数部をｒ１、虚数部をｉ１、第２の信号を複素数で表現したときの実数部をｒ２、虚数部をｉ２としたとき、ｈ１１＊ｒ１＋ｈ２１＊ｒ２を１つ目の出力信号の実数部とし、ｈ１１＊ｉ１＋ｈ２１＊ｉ２を１つ目の出力信号の虚数部とし、ｈ１２＊ｒ１＋ｈ２２＊ｒ２を２つ目の出力信号の実数部とし、ｈ１２＊ｉ１＋ｈ２２＊ｉ２を２つ目の出力信号の虚数部とする。【００８３】
第２の信号はデコリレーション後の信号であるが、ｄｅｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎの処理は演算量が大きいので、複素数での処理でなく実数の処理で行うことで演算量を少なくしてもよい。その場合、ｈ１１＊ｒ１＋ｈ２１＊ｒ２を１つ目の出力信号とし、ｈ１２＊ｒ１＋ｈ２２＊ｒ２を２つ目の出力信号とすればよい。【００８４】
以上のように本実施の形態によれば、第１の信号と、第１の信号から生成した第２の信号とを、２通りの混合の度合（ｈ１１とｈ２１の組み合わせで混合する場合と、ｈ１２とｈ２２の組み合わせで混合する場合の２通り）で混合することで２つの信号を生成する信号処理装置において、第１の信号から第２の信号を生成する生成手段と、混合の度合を決定する混合係数決定手段と、混合係数決定手段で決定された混合の度合に基づいて、第１の信号と第２の信号とを混合する混合手段とを有し、生成手段は、第１の信号をＮ（Ｎ＞０）単位時間遅延させる遅延手段と、遅延手段の出力信号を加工する複素数のＡｌｌ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒと、複素数のＡｌｌ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒでない第２のフィルタ手段とを備え、第２のフィルタ手段を、遅延手段と複素数Ａｌｌ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒとのよって生成される信号より音の広がり感や残響感の少ない信号を生成するようにし、第１の信号が急峻に変動しているような信号であったり、特定の周波数帯域に強いエネルギーが集中している信号であったりした場合、第２の信号に加工手段の出力信号を多めに混ぜ合わせることによって、モノラル化された信号から２ｃｈの信号を生成する際に、空間的な広がり間が与えられ、良好なステレオ信号が得られると同時に、音の時間的変動のシャープさや、音像のしっかりとした定位も実現できることとなる。【００８５】
また、第２のフィルタ手段を、入力の位相を９０度あるいは、−９０度回転させる処理とすることで、残響成分を非常に小さくでき、しかも入力と無相関な信号を非常に少ない演算量で作ることができる。【００８６】
また、第２のフィルタ手段を、実数に対するＡｌｌ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒとすることによって、残響感を必要とする音源に対して残響感を与えることができるとともに、演算量を削減できることとなる。【００８７】
また、混合係数ｈ１１，ｈ２１，ｈ１２，ｈ２２を
ｈ１１＝ｄ１＊（Ｌ＋ｒ）／（（１＋Ｌ2＋２＊Ｌ＊ｒ）0.5）
ｈ１２＝ｄ２＊（１＋Ｌ＊ｒ）／（（１＋Ｌ2＋２＊Ｌ＊ｒ）0.5）
ｈ２１＝ｄ１＊（１−ｒ2） 0.5／（（１＋Ｌ2＋２＊Ｌ＊ｒ）0.5）
ｈ２２＝−ｈ２１として求めることによって、複雑な三角関数の処理を一切用いなくて済むので、演算量やメモリを非常に少なくすることができる。【００８８】
また、ｈ１１，ｈ１２，ｈ２１，ｈ２２は、全て、位相差情報、レベル比情報のみから求められ、しかも、それらは量子化された符号化信号で与えられるので、その量子化値（整数値）そのものをインデックスとしたテーブルに予め計算されたｈ１１，ｈ１２，ｈ２１，ｈ２２の値を格納しておけば、容易にそれらの値を求めることができる。勿論、ｈ２２は、−ｈ２１として求めればよいので、ｈ２２のためのテーブルは不要とできることはいうまでもない。【００８９】
なお、音の時間的変動のシャープさや、音像のしっかりとした定位感が必要な場合は、Ａｌｌ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒの次数を少なくすることで残響感を減らす観点からいえば、生成部３０に代えて、図６に示される生成部３１の構成であってもよい。ここで生成部３１の構成部分のうち、生成部３０の構成と対応する部分に同じ番号を付し、その詳細な説明を省略する。【００９０】
この生成部３１は、遅延部３０１と、第１のフィルタ３０２と、合成部３０４との他、遅延部３０５と、第３のフィルタ３０６を備えて構成される。【００９１】
ここで、図２に示される生成部３０においては、復号化部１０から出力された第１の信号Ｓを遅延部３０１および第２のフィルタ３０３で加工するようにしていた。これに対して図６の生成部３１では、復号化部１０から出力された第１の信号Ｓを遅延部３０５と第３のフィルタ３０６とで加工するようにしている。【００９２】
第２の遅延部３０５は、第１の信号をｎ（Ｎ＞ｎ≧０）単位時間遅延させる。第３のフィルタ３０６は、入力信号の位相を９０度あるいは−９０度回転させる。【００９３】
遅延部３０１や第１のフィルタ３０２は、音の空間的広がり感や残響感を与える効果があるが、それらが不要な場合、すなわち、音の時間的変動のシャープさや、音像のしっかりとした定位感が必要である場合、遅延の量を少なくしたり、残響の量を少なくしたりすることが必要である。【００９４】
そのような場合は、遅延量が遅延部３０１より小さい第２の遅延部３０５を用い、さらに、残響感が少ない第３のフィルタを用いる。第２の遅延部３０５の遅延量は０でもよい。すなわち第２の遅延部３０５はなくてもよい。第３のフィルタ３０６は入力信号の位相を９０度あるいは‐９０度回転させるものであるが、これは非常に少ない演算量で、入力信号と無相関でしかも遅延を伴わない信号が生成できるので、入力信号と無相関でしかもシャープな信号を生成する手段として利便性が高い。【００９５】
ここで、生成される信号が入力信号（第１の信号）と無相関であることは非常に重要である。なぜならば、もし相関の高い信号であれば、後段の混合部５０による処理によって第１の信号と混合される際に、単にモノラル的な音（ステレオ感のない音）になってしまうからである。【００９６】
このようにして得られたフィルタ３０２からの出力信号と、第３のフィルタ３０６とは、合成部３０４において、音響的特徴量に応じて合成されるがその方法は前述と同じでよい。【００９７】
このようにすることで、残響感や音の広がり感が不要な場合は、シャープで定位がしっかりとした音を生成することができる。【００９８】
なお、本実施の形態では、音響的特徴量は、特徴量検出部２０によって検出されるものとしたが、必ずしもその必要はなく、音響的特徴量を予め符号化したデータを受信するようにしてもよい。【００９９】
その場合の構成図は、図７のようになる。図２と図７との違いは、特徴量検出部２０の代わりに、特徴量受信部２１を備えていることだけである。特徴量受信部２１は、第４の符号化信号として、入力信号の音響的特徴量を符号化したデータを受信する。例えば、第４の符号化信号は、特定の周波数帯域に強いエネルギーが集中している場合真となり、そうでない場合に偽となる符号化信号である。生成部３０は、第４の符号化信号が真である場合は、残響成分の少ない信号（すなわち遅延量の少ないあるいは遅延のない信号に対しフィルタタップ長の短いフィルタで処理された信号か、位相を９０度回転させた信号）を生成し、そうでない場合は、残響成分の多い信号（すなわち遅延量の多い信号に対しフィルタタップ長の長いフィルタで処理した信号）を生成する。そうすることによって、符号化装置側で意図した通りの処理が実施できるので、高音質な信号を生成できることとなる。この場合、合成部３０４は、単にセレクタだけの機能で済むことはいうまでもない。【０１００】
（実施の形態２）
以下本発明の実施の形態２における信号処理装置３について図面を参照しながら説明する。【０１０１】
ここで、本実施の形態２が、実施の形態１と大きく異なる点は、実施の形態１が、逐次入力される信号に応じて、第２の信号の生成の方法を逐次適応していたのに対して、本実施の形態２では、低域の周波数帯域の信号は音の残響感や広がり感に大きく寄与し、高域の周波数帯域の信号は音の残響感や広がり感にそれほど大きく寄与しないことを考慮し、演算量削減の観点で、低域と高域とで生成手段を変更するところである。【０１０２】
図８は、本発明の実施の形態２における信号処理装置の構成を示す図である。なお、信号処理装置１，２の構成と対応する部分に同じ番号を付し、その詳細な説明を省略する。【０１０３】
本信号処理装置３は、２つのオーディオ信号をダウンミックスした信号を符号化した第１の符号化信号と、２つのオーディオ信号間のレベル比Ｌに応じて決まる値を符号化した第２の符号化信号と、２つのオーディオ信号間の位相差θに応じて決まる値を符号化した第３の符号化信号と、からなるビットストリームをデコードする信号処理装置であり、図８に示されるように、第１の信号から第２の信号を生成する生成部３２と、混合係数決定部４０と、混合部５０とを備える。【０１０４】
ここで、第１の信号は、複数の周波数帯域からなる周波数信号であり、生成部３２は、図８に示したように、それぞれの周波数帯域の信号を独立に処理して第２の信号を生成するものであり、例えば、低域の周波数帯域（例えば、０〜２ｏｒ３ｋＨｚ）の信号に対しては、遅延部３０１と第１のフィルタ３０２とによって信号を処理するが、高域の周波数帯域（例えば、２ｏｒ３〜２０ｋＨｚ）の信号に対しては、フィルタ等によって構成される加工部３０７のみによって信号を処理するように構成してもよい。【０１０５】
また、低域の周波数帯域の信号に対する遅延量は、それより高域のものと比較して、同じか、それよりも大きい値となるようにしてもよい。また、低域の周波数帯域の信号に対する第１のフィルタ３０２のフィルタ次数は、それより高域（加工部３０７）のものと比較して、同じか、それよりも大きい値になるようにしてもよい。また、所定の帯域より高い帯域のフィルタ手段（加工部３０７）は、入力信号を９０度か、−９０度回転させる処理であってもよい。また、低域の周波数帯域の信号に対する第１のフィルタ３０２は、遅延部３０１と複素数のＡｌｌ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ手段とによって信号を処理し、高域の周波数帯域の信号に対するフィルタ手段（加工部３０７）は、遅延手段と実数のＡｌｌ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ手段とによって信号を処理するようにしてもよい。【０１０６】
以上のように構成された信号処理装置３の動作について以下説明する。【０１０７】
まず、復号化部１０で、第１の符号化信号を復号化し、第１の信号を生成する。ここで第１の符号化信号は、２つのオーディオ信号をダウンミックスしたモノラル信号を符号化したものであり、例えば、ＭＰＥＧ方式ＡＡＣ規格のエンコーダで符号化されたものである。ここでは、このようなＡＡＣ規格の符号化信号を復号化して得られたＰＣＭ信号を複数の周波数帯域からなる周波数信号に変換するところまで、当該復号化部１０で行うものとする。【０１０８】
生成部３２では、第１の信号から第２の信号を生成するが、それは以下のようにして行う。すなわち、第１の信号を構成する複数の周波数帯域のうち、低域（例えば、０〜２ｏｒ３ｋＨｚ）の周波数帯域については、予め設定された値Ｎ単位時間だけ信号を遅延させ、そのようにして遅延させた信号に対し、次数がＰ次の複素数のＡｌｌ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒの処理を実施する。ここで、Ａｌｌ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒの処理は従来から知られているどのような方法でもよいが、例えば、前述の非特許文献１の８．６．４．５．２節の中で述べられているＡｌｌ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒでよい。【０１０９】
また、上で述べた周波数帯域より高い周波数帯域（例えば、２ｏｒ３〜２０ｋＨｚ）の信号に対しては、Ｎと同じかそれより小さい値ｎ（Ｎ≧ｎ≧０）の時間単位分だけ信号を遅延させ、そのようにして遅延させた信号に対し、次数がＰと同じかそれより小さい値ｐ（Ｐ≧ｐ≧０）次のＡｌｌ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒの加工処理を実施する。あるいは、Ａｌｌ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒの処理でなく、入力信号を９０度か‐９０度回転させる加工処理であってもよい。あるいは、実数のＡｌｌ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒの処理であってもよい。【０１１０】
要するに、低い周波数帯域の信号ほど多くの遅延と長いフィルタタップ数の複素数フィルタとで、音の広がり感と残響感を多く与え、高い周波数帯域の信号ほど少ない遅延と短いフィルタタップ数の複素数フィルタあるいは実数フィルタと処理をする。【０１１１】
このようにする理由は、一般に、低域の周波数帯域の信号は音の残響感や広がり感に大きく寄与し音場の生成に大きな影響を与えるので十分な演算量を用いて処理し、高域成分については、残響感や広がり感にそれほど大きく寄与しないので、演算量削減の観点から処理を簡素化するという意図がある。【０１１２】
また、このようにするもう１つの理由は、一般に、低域の周波数帯域の信号は音の残響感や広がり感に大きく寄与し、高域の周波数帯域の信号は音のシャープさに大きく寄与することを考慮したためである。勿論、細かい周波数帯域毎に精密に聴覚の知覚特性を分析しその結果に基づいた場合、必ずしも上記のように、低域から高域にいくに従って短調に値が減少するという方法に限定されるべきではない。ここで重要なことは、各周波数帯域毎に独立に制御されるということである。【０１１３】
さて、このようにして生成された第２の信号と、第１の信号とは、混合係数決定部４０で決定された混合係数を用いて、混合部５０で混合されるが、その動作は、前述の実施の形態１で示したものと同じでよい。【０１１４】
以上のように、本実施の形態によれば、第１の信号と、第１の信号から生成した第２の信号とを、２通りの混合の度合（ｈ１１とｈ２１の組み合わせで混合する場合と、ｈ１２とｈ２２の組み合わせで混合する場合の２通り）で混合することで２つの信号を生成する信号処理装置において、第１の信号から第２の信号を生成する生成手段と、混合の度合を決定する混合係数決定手段と、混合係数決定手段で決定された混合の度合に基づいて、第１の信号と第２の信号とを混合する混合手段とを有し、生成手段は、第１の信号のうち、低い周波数帯域の信号については、比較的大きな値Ｎ（Ｎ＞０）単位時間遅延させる遅延手段と、比較的大きな値Ｐの次数を持つ複素数のＡｌｌ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒとで信号を生成し、第１の信号のうち、高い周波数帯域の信号については、比較的小さな値ｎ単位時間遅延させる遅延手段と（あるいは全然遅延させない）、比較的小さな値ｐの次数を持つ実数のＡｌｌ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒと（あるいは入力信号を９０度あるいは‐９０度回転させるだけ）で信号を生成するようにすることによって、モノラル化された信号から２ｃｈの信号を生成する際に、空間的な広がり間が与えられ、良好なステレオ信号が得られると同時に、音の時間的変動のシャープさや、音像のしっかりとした定位も実現できることとなり、しかも、高域の信号処理を簡素化できるので、演算量削減にも資することができる。【０１１５】
なお、実施の形態２では、入力信号の性質にかかわらず、各周波数帯域信号の処理の方法（遅延量とフィルタ次数）は固定としたが、勿論このように限定する必要はなく、入力信号に応じて適宜切り替えてもよい。例えば、周波数帯域Ｔ以下の周波数帯域は遅延とＡｌｌ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒの処理を行い、Ｔより上の周波数帯域は、遅延は０で、フィルタの処理は、入力信号を９０度あるいは‐９０度回転させるだけの処理にするようにしておき、上記Ｔの値を、入力信号に応じて適宜切り替えてもよい。【０１１６】
なお、上述の実施の形態１，２では、混合係数ｈ１１，ｈ２１，ｈ１２，ｈ２２を求める式において、ダウンミックスする前の元々の２つの信号のレベル比をＬとし、ダウンミックスする前の元々の２つの信号の相関係数ｒをもってｃｏｓ（θ）を代表させる値とし、当該Ｌとｒとによって、混合係数ｈ１１，ｈ２１，ｈ１２，ｈ２２を
ｈ１１＝ｄ１＊（Ｌ＋ｒ）／（（１＋Ｌ2＋２＊Ｌ＊ｒ）0.5）
ｈ１２＝ｄ２＊（１＋Ｌ＊ｒ）／（（１＋Ｌ2＋２＊Ｌ＊ｒ）0.5）
ｈ２１＝ｄ１＊（１−ｒ2） 0.5／（（１＋Ｌ2＋２＊Ｌ＊ｒ）0.5）
ｈ２２＝−ｈ２１
として求めたが、ｒとＬは、必ずしも、元々の２つの信号の間の関係を示すものでなくとも当該式は適用できる。【０１１７】
例えば、近年広く研究開発が行われているバーチャルサラウンドの技術では、２つの信号の位相差と、レベル比を制御する（変更する）ことで、再生音場のサラウンド感を増すことができるとされている（例えば特願２００５−１６１６０２）。例えば、レベル比を１．２倍し、位相差をπ／４開かせることによって再生音場のサラウンド感を増そうとする場合、上記ｒとＬとを、下記のように変更したｒ’とＬ’とを改めてｒ、Ｌとして、上記の式に適用すれば、本実施の形態における信号処理装置によって再生された再生音はサラウンド感が増すこととなる。【０１１８】
すなわち、
Ｌ’＝１．２＊Ｌ
ｒ’＝ｒ＊ｃｏｓ（π／４）−（１−ｒ＊ｒ）＾０．５＊ｓｉｎ（π／４）
で求められるＬ’とｒ’を改めてｒ、Ｌとする。ここで、ｒ’を求める式は、
ｃｏｓ（θ＋π／４）＝ｃｏｓ（θ）＊ｃｏｓ（π／４）−ｓｉｎ（θ）＊ｓｉｎ（π／４）
の関係（三角関数の加法定理）から求めているが、位相角を回転させる方法としては、他のどのようなものであってもよい。【０１１９】
また、本実施の形態１，２では、２つの信号をダウンミックスしたモノラル信号を２つの信号に分離する処理を示したが、本願発明は、必ずしも２つの信号に関する処理に限定されない。例えば、元々は５．１ｃｈ（前方左（Ｌｆ）、前方右（Ｒｆ）、後方左（Ｌｓ）、後方左（Ｒｓ）、センター（Ｃ）、重低音（ＬＦＥ））であった信号に対し、
ＬｆとＲｆとをダウンミックスした信号をＦ、
ＬｓとＲｓとをダウンミックスした信号をＳ、
ＣとＬＦＥとをダウンミックスした信号をＣＬ、
ＦとＣＬとをダウンミックスした信号をＦＣＬ、
ＦＣＬとＳとをダウンミックスした信号をＭ、
として求めたモノラル信号Ｍを、上記過程の逆の過程を辿って分離する際の、それぞれの分離過程において、本実施の形態で示した処理過程を用いてもよい。【０１２０】
勿論、複数のチャンネルの信号を少ないチャンネルにする上記の処理過程は、単なる一例に過ぎず、例えば、
ＬｆとＬｓとをダウンミックスした信号をＬ、
ＲｆとＲｓとをダウンミックスした信号をＲ、
ＣとＬＦＥとをダウンミックスした信号をＣＬ、
ＬとＲとをダウンミックスした信号をＬＲ、
ＬＲとＣＬをダウンミックスした信号をＭ、
としてモノラル信号Ｍを求め、その逆の過程で分離してもよいことはいうまでもない。
【産業上の利用可能性】
【０１２１】
本発明に係る信号処理装置は、複数チャンネル間の位相差やレベル比を非常に少ないビット数で表現した符号化信号を、音響的特性を維持して復号でき、しかも少ない演算量で処理できるので、低ビットレートでの音楽放送サービスや音楽配信サービス、およびその受信機器、例えば携帯電話機や、デジタルオーディオプレーヤ等に適用できる。
【図１】
2007010771.tif 000002
【図２】
2007010771.tif 000003
【図３】
2007010771.tif 000004
【図４】
2007010771.tif 000005
【図５】
2007010771.tif 000006
【図６】
2007010771.tif 000007
【図７】
2007010771.tif 000008
【図８】
2007010771.tif 000009
【手続補正書】
【提出日】平成20年1月18日(2008.1.18)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
２つの信号をダウンミックスして得られた第１の信号から、第２の信号を生成する生成手段と、
前記２つの信号間のレベル比を表す値Ｌと、位相差を表す値θとに基づいて、前記第１の信号と前記第２の信号とを混合するための混合の度合を決定する混合係数決定手段と、
前記混合係数決定手段で決定された混合の度合に基づいて、前記第１の信号と前記第２の信号とを混合する混合手段とを備え、
前記生成手段は、
前記第１の信号における低い周波数帯域の信号から前記第２の信号における低い周波数帯域の信号を生成する第１のフィルタ手段と、
前記第１の信号における高い周波数帯域の信号から前記第２の信号における高い周波数帯域の信号を生成する第２のフィルタ手段とを有し、
前記第１のフィルタ手段は、複素数の信号に対して、遅延手段とオールパスフィルタとによって入力の信号を無相関化すると共に、残響成分を付加するフィルタ手段であり、
前記第２のフィルタ手段は、前記第１のフィルタ手段と異なるフィルタ手段である
ことを特徴とする信号処理装置。
【請求項２】
前記第２のフィルタ手段は、実数の信号に対するオールパスフィルタである
ことを特徴とする請求項１記載の信号処理装置。
【請求項３】
前記第２のフィルタ手段は、位相を９０度あるいは−９０度回転させる直交回転フィルタである
ことを特徴とする請求項１記載の信号処理装置。
【請求項４】
前記混合係数決定手段は、４つの混合係数の値ｈ１１，ｈ１２，ｈ２１，ｈ２２を求めるものであり、
隣り合う２辺の成す角度が前記θで、長さの比が前記Ｌであるところの平行四辺形の前記θが当該平行四辺形の対角線によって分割されて得られる角度をＡ、Ｂとし、前記レベル比Ｌに応じて決まる値をｄ１、ｄ２としたとき、
前記混合係数決定手段は、
前記ｈ１１の値をｄ１＊ｃｏｓ（Ａ）として求め、
前記ｈ１２の値をｄ２＊ｃｏｓ（Ｂ）として求め、
前記ｈ２１の値をｄ１＊ｓｉｎ（Ａ）、または、ｄ２＊ｓｉｎ（Ｂ）として求め、
前記ｈ２２の値を−ｈ２１として求める
ことを特徴とする請求項１記載の信号処理装置。
【請求項５】
前記θを表す量子化値をｑθ、前記Ｌを表す量子化値をｑＬとしたとき、
前記混合係数決定手段は、
前記量子化値ｑθと前記量子化値ｑＬとを受け取り、当該受け取ったｑθとｑＬをそれぞれ、ｃｏｓθを表す値ｒと、Ｌとに変換し、
前記、ｈ１１，ｈ１２，ｈ２１，ｈ２２を
ｈ１１＝ｄ１＊（Ｌ＋ｒ）／（（１＋Ｌ2＋２＊Ｌ＊ｒ）0.5）
ｈ１２＝ｄ２＊（１＋Ｌ＊ｒ）／（（１＋Ｌ2＋２＊Ｌ＊ｒ）0.5）
ｈ２１＝ｄ１＊（１−ｒ2）0.5／（（１＋Ｌ2＋２＊Ｌ＊ｒ）0.5）
ｈ２２＝−ｈ２１
として求める
ことを特徴とする請求項４記載の信号処理装置。
【請求項６】
前記θを表す量子化値をｑθ、前記Ｌを表す量子化値をｑＬとしたとき、
前記混合係数決定手段は、
前記ｑθと前記ｑＬとをアドレスとするテーブルを有し、
当該テーブルを用いて前記ｈ１１，ｈ１２，ｈ２１を求め、
前記ｈ２２は、ｈ２２＝−ｈ２１として求める
ことを特徴とする請求項４記載の信号処理装置。
【請求項７】
前記混合係数決定手段は、４つの混合係数の値ｈ１１，ｈ１２，ｈ２１，ｈ２２を求めるものであり、
前記第１の信号を複素数で表現したときの実数部をｒ１、虚数部をｉ１とし、
前記第２の信号を複素数で表現したときの実数部をｒ２、虚数部をｉ２、としたとき、
前記混合手段は、
ｈ１１＊ｒ１＋ｈ２１＊ｒ２を１つ目の出力信号の実数部とし、
ｈ１１＊ｉ１＋ｈ２１＊ｉ２を１つ目の出力信号の虚数部とし、
ｈ１２＊ｒ１＋ｈ２２＊ｒ２を２つ目の出力信号の実数部とし、
ｈ１２＊ｉ１＋ｈ２２＊ｉ２を２つ目の出力信号の虚数部とする
ことを特徴とする請求項１記載の信号処理装置。
【請求項８】
前記混合係数決定手段は、４つの混合係数の値ｈ１１，ｈ１２，ｈ２１，ｈ２２を求めるものであり、
前記第１の信号を実数で表現した値をｒ１、前記第２の信号を実数で表現した値をｒ２としたとき、
前記混合手段は、
ｈ１１＊ｒ１＋ｈ２１＊ｒ２を１つ目の出力信号とし、
ｈ１２＊ｒ１＋ｈ２２＊ｒ２を２つ目の出力信号とする
ことを特徴とする請求項１記載の信号処理装置。
【請求項９】
２つの信号をダウンミックスして得られた第１の信号から、第２の信号を生成する生成ステップと、
前記２つの信号間のレベル比を表す値Ｌと、位相差を表す値θとに基づいて、前記第１の信号と前記第２の信号とを混合するための混合の度合を決定する混合係数決定ステップと、
前記混合係数決定ステップで決定された混合の度合に基づいて、前記第１の信号と前記第２の信号とを混合する混合ステップとを含み、
前記生成ステップは、
前記第１の信号における低い周波数帯域の信号から前記第２の信号における低い周波数帯域の信号を生成する第１のフィルタステップと、
前記第１の信号における高い周波数帯域の信号から前記第２の信号における高い周波数帯域の信号を生成する第２のフィルタステップとを有し、
前記第１のフィルタステップは、複素数の信号に対して、遅延ステップとオールパスフィルタステップとによって入力の信号を無相関化すると共に、残響成分を付加するフィルタステップであり、
前記第２のフィルタステップは、前記第１のフィルタステップと異なるフィルタステップである
ことを特徴とする信号処理方法。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数の信号をダウンミックスした信号とそれをもとの信号に分離するための情報を符号化した符号化信号を復号化するための信号処理装置に関し、特に、信号間の位相差や、レベル比を符号化することによって少ない情報量でマルチチャンネルの臨場感を符号化した符号化信号を復号化する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、Ｓｐａｔｉａｌ  Ｃｏｄｅｃ（空間的符号化）といわれる技術開発が行われている。これは、非常に少ない情報量でマルチチャンネルの臨場感を圧縮・符号化することを目的としている。例えば、既にデジタルテレビの音声方式として広く用いられているマルチチャンネルコーデックであるＡＡＣ方式が、５．１ｃｈ当り５１２ｋｂｐｓや、３８４ｋｂｐｓというビットレートを要するのに対し、Ｓｐａｔｉａｌ  Ｃｏｄｅｃでは、１２８ｋｂｐｓや、６４ｋｂｐｓ、さらに４８ｋｂｐｓといった非常に少ないビットレートでマルチチャンネル信号を圧縮・符号化することを目指している。
【０００３】
そのための技術として、例えば、ＭＰＥＧオーディオ方式で規格化されたＰａｒａｍｅｔｒｉｃ  Ｃｏｄｉｎｇ  ｆｏｒ  Ｈｉｇｈ  Ｑｕａｌｉｔｙ  Ａｕｄｉｏ（非特許文献１）で開示された技術が用いられている。その中で、チャンネル間の位相差や、レベル比を符号化することによって少ない情報量で臨場感を圧縮符号化した信号を復号化する過程が述べられている。
【０００４】
図１は、非特許文献１に開示された従来の信号処理装置の処理過程を示す図である。
【０００５】
まず、入力信号Ｓは、元々は２ｃｈの信号であったものをモノラル信号にダウンミックスしたものである。入力信号Ｓは、デコリレーション（Ｄｅ−ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）と呼ばれる処理モジュールに入力され、出力信号Ｄを得る。
【０００６】
デコリレーションの処理過程は、非特許文献１の８．６．４．５．２節  Ｃａｌｃｕｌａｔｅ  ｄｅｃｏｒｒｅｌａｔｅｄ  ｓｉｇｎａｌ  に詳しく述べられているので詳しい説明は省略するが、デコリレーションは、大きく２つの処理で構成されている。
【０００７】
１つ目は遅延の処理である。これは入力信号を予め定められた時間分、遅延させる処理である。その後、遅延した信号は、Ａｌｌ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒという２つ目の処理にかけられる。この処理は入力信号を無相関化するとともに、入力信号に残響成分（ｒｅｖｅｒｂｅｒａｔｉｏｎ）を与える処理である。
【０００８】
さて、そのようにして生成された信号Ｄと、入力信号Ｓとは、混合（Ｍｉｘｉｎｇ）といわれる処理にかけられる。この処理も、非特許文献１の８．６．４．６．２  Ｍｉｘｉｎｇに詳しく述べられているので詳しい説明は省略するが、２つの信号ＳとＤとに、係数ｈ１１，ｈ１２，ｈ２１，ｈ２２が掛けられ、それぞれ合算され、出力のＬｃｈ信号、Ｒｃｈ信号を得る。その式は図内に示した通りである。
【０００９】
ここで、係数ｈ１１，ｈ１２，ｈ２１，ｈ２２は、入力のモノラル信号のもとになった、元々の２ｃｈの信号間のレベル比Ｌや、位相差θによって決まる値であるが、現在ＭＰＥＧ規格で策定準備中の方式では以下のような式で求められる。
【００１０】
θ＝ａｒｃｃｏｓ（ｒ）
ここで、ｒは元々の２ｃｈの信号間の相関を表す。
【００１１】
δ＝ａｒｃｔａｎ（（１−Ｌ）／（１＋Ｌ）＊ｔａｎ（θ／２））
としたとき、
ｈ１１＝Ｌ／（１＋Ｌ＊Ｌ）0.5＊ｃｏｓ（δ＋θ／２）、
ｈ２１＝Ｌ／（１＋Ｌ＊Ｌ）0.5＊ｓｉｎ（δ＋θ／２）、
ｈ１２＝１／（１＋Ｌ＊Ｌ）0.5＊ｃｏｓ（δ−θ／２）、
ｈ２２＝１／（１＋Ｌ＊Ｌ）0.5＊ｓｉｎ（δ−θ／２）となる。
【００１２】
上記の式は、非特許文献１に記載されたＭｉｘｉｎｇ係数の求め方を発展させた方法であり、現在ＭＰＥＧ規格で策定準備中のＳｐａｔｉａｌＣｏｄｅｃでのＭｉｘｉｎｇ係数の求め方である。
【００１３】
このような処理をすることによって、ｄｅｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎにおける遅延の処理と残響成分の付加との効果で、モノラル化された信号から２ｃｈの信号を生成する際に、空間的な広がり間が与えられ、良好なステレオ信号が得られる。
【非特許文献１】ＩＳＯ／ＩＥＣ  １４４９６−３：２００１／ＦＤＡＭ  ２：２００４（Ｅ）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
しかしながら、上記のような方法には、以下のような課題がある。
【００１５】
すなわち、入力の信号が非常に時間変動の激しいものであった場合（例えば、金属系の打楽器のアタックの瞬間などの場合）、ｄｅｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎの処理内の、遅延と残響成分の付加との効果で、ｄｅｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ後の信号はそのシャープさを失ってしまう。さらにそのｄｅｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ後の信号が、後段のＭｉｘｉｎｇの処理によって、入力の信号Ｓと合算されるので、結果として、出力信号は、入力信号のシャープさを失ってしまうこととなる。
【００１６】
また同様に、入力の信号の周波数成分が特定の周波数帯域に偏って存在する場合（例えば１種類の楽器の音色が連続的に続いているような場合）、本来、非常にしっかりとした定位の音像が結ばれるべきであるが、ｄｅｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎの処理内の、遅延と残響成分の付加との効果で、ｄｅｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ後の信号はそのしっかりとした定位の音像がぼやけてしまう。さらにそのｄｅｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ後の信号が、後段のＭｉｘｉｎｇの処理によって、入力の信号Ｓと合算されるので、結果として、出力信号の音像がぼやけてしまうこととなる。
【００１７】
また、ｄｅｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎの処理は、残響成分を付加するためにタップ数の長いフィルタで構成されるので演算量が非常に大きい。
【００１８】
また、レベル比や、位相差の情報から係数ｈ１１，ｈ１２，ｈ２１，ｈ２２を求める処理は、上記したように、ａｒｃｃｏｓ（），ａｒｃｔａｎ（），ｔａｎ（），ｓｉｎ（），ｃｏｓ（）という複数の三角関数を複雑に関係付けた処理であるので、これも非常に大きな演算量を要する。
【００１９】
本発明は、このような従来の問題点に鑑みてなされたものであって、モノラル化された信号から２ｃｈの信号を生成する際に、空間的な広がり感が与えられ、良好なステレオ信号が得られると同時に、音の時間的変動のシャープさや、音像のしっかりとした定位も実現できる信号処理装置を提供することを第１の目的とする。
【００２０】
また、本発明は、ｄｅｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎの処理の演算量を削減することを第２の目的とする。
【００２１】
また、本発明は、係数ｈ１１，ｈ１２，ｈ２１，ｈ２２を求める処理の演算量を削減することを第３の目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２２】
上記第１の目的を達成するために、本発明に係る信号処理装置においては、２つの信号をダウンミックスして得られた第１の信号から、第２の信号を生成する生成手段と、前記２つの信号間のレベル比を表す値Ｌと、位相差を表す値θとに基づいて、前記第１の信号と前記第２の信号とを混合するための混合の度合を決定する混合係数決定手段と、前記混合係数決定手段で決定された混合の度合に基づいて、前記第１の信号と前記第２の信号とを混合する混合手段とを備え、前記生成手段は、前記第１の信号における低い周波数帯域の信号から前記第２の信号における低い周波数帯域の信号を生成する第１のフィルタ手段と、前記第１の信号における高い周波数帯域の信号から前記第２の信号における高い周波数帯域の信号を生成する第２のフィルタ手段とを有し、前記第１のフィルタ手段は、複素数の信号に対して、遅延手段とオールパスフィルタとによって入力の信号を無相関化すると共に、残響成分を付加するフィルタ手段であり、前記第２のフィルタ手段は、前記第１のフィルタ手段と異なるフィルタ手段であることを特徴とする。
【００２３】
これにより、第２のフィルタ手段が必要とする処理量を第１のフィルタ処理手段が必要とする処理量よりも少なく、かつ第２のフィルタ手段によって得られる広がり感を第１のフィルタ処理手段によって得られる広がり感よりも少なくすることが可能となる。したがって、モノラル化された信号から２ｃｈの信号を生成する際に、音の時間的変動のシャープさや、音像のしっかりとした定位も実現可能となり、低い帯域における空間的な広がり感が与えられ、良好なステレオ信号が得られることとなる。
【００２４】
また、上記第２の目的を達成するために、本発明に係る信号処理装置においては、前記第２のフィルタ手段は、実数の信号に対するオールパスフィルタであることを特徴とすることができる。
【００２５】
これにより、モノラル化された信号から２ｃｈの信号を生成する際に、空間的な広がり間が与えられ、良好なステレオ信号が得られると同時に、高域の信号処理を簡素化できるので、音の時間的変動のシャープさや、音像のしっかりとした定位も実現可能となり、しかも演算量も削減することできる。
【００２６】
また、上記第２の目的を達成するために、本発明に係る信号処理装置においては、前記第２のフィルタ手段は、位相を９０度あるいは−９０度回転させる直交回転フィルタであることを特徴とすることができる。
【００２７】
これにより、モノラル化された信号から２ｃｈの信号を生成する際に、空間的な広がり間が与えられ、良好なステレオ信号が得られると同時に、音の時間的変動のシャープさや、音像のしっかりとした定位も実現できることとなり、しかも演算量も削減することできる。
【００２８】
また、上記第３の目的を達成するために、本発明に係る信号処理装置においては、前記混合係数決定手段は、４つの混合係数の値ｈ１１，ｈ１２，ｈ２１，ｈ２２を求めるものであり、隣り合う２辺の成す角度が前記θで、長さの比が前記Ｌであるところの平行四辺形の前記θが当該平行四辺形の対角線によって分割されて得られる角度をＡ、Ｂとし、前記レベル比Ｌに応じて決まる値をｄ１、ｄ２としたとき、前記混合係数決定手段は、前記ｈ１１の値をｄ１＊ｃｏｓ（Ａ）として求め、前記ｈ１２の値をｄ２＊ｃｏｓ（Ｂ）として求め、前記ｈ２１の値をｄ１＊ｓｉｎ（Ａ）、または、ｄ２＊ｓｉｎ（Ｂ）として求め、前記ｈ２２の値を−ｈ２１として求めることを特徴とすることもできる。
【００２９】
これにより、４つの混合係数を求める際、実質的に３つの混合係数を求めるだけで済むこととなる。
【００３０】
また、上記第３の目的を達成するために、本発明に係る信号処理装置においては、前記θを表す量子化値をｑθ、前記Ｌを表す量子化値をｑＬとしたとき、前記混合係数決定手段は、前記量子化値ｑθと前記量子化値ｑＬとを受け取り、受け取ったｑθとｑＬをそれぞれ、ｃｏｓθを表す値ｒと、Ｌとに変換し、前記、ｈ１１，ｈ１２，ｈ２１，ｈ２２をｈ１１＝ｄ１＊（Ｌ＋ｒ）／（（１＋Ｌ2＋２＊Ｌ＊ｒ）0.5）、ｈ１２＝ｄ２＊（１＋Ｌ＊ｒ）／（（１＋Ｌ2＋２＊Ｌ＊ｒ）0.5）、ｈ２１＝ｄ１＊（１−ｒ2） 0.5／（（１＋Ｌ2＋２＊Ｌ＊ｒ）0.5）、ｈ２２＝−ｈ２１として求めることを特徴としてもよい。
【００３１】
これにより、混合係数を求める際、三角関数の処理が不要となる。
【００３２】
また、上記第３の目的を達成するために、本発明に係る信号処理装置においては、前記θを表す量子化値をｑθ、前記Ｌを表す量子化値をｑＬとしたとき、前記混合係数決定手段は、前記ｑθと前記ｑＬとをアドレスとするテーブルを有し、当該テーブルを用いて前記ｈ１１，ｈ１２，ｈ２１を求め、前記ｈ２２は、ｈ２２＝−ｈ２１として求めることを特徴とすることもできる。
【００３３】
これにより、４つの混合係数を求める際、テーブル引きで求めることができ、しかも、３つのテーブルだけで済むこととなる。
【００３４】
また、上記第３の目的を達成するために、本発明に係る信号処理装置においては、前記混合係数決定手段は、４つの混合係数の値ｈ１１，ｈ１２，ｈ２１，ｈ２２を求めるものであり、前記第１の信号を複素数で表現したときの実数部をｒ１、虚数部をｉ１とし、前記第２の信号を複素数で表現したときの実数部をｒ２、虚数部をｉ２、としたとき、前記混合手段は、ｈ１１＊ｒ１＋ｈ２１＊ｒ２を１つ目の出力信号の実数部とし、ｈ１１＊ｉ１＋ｈ２１＊ｉ２を１つ目の出力信号の虚数部とし、ｈ１２＊ｒ１＋ｈ２２＊ｒ２を２つ目の出力信号の実数部とし、ｈ１２＊ｉ１＋ｈ２２＊ｉ２を２つ目の出力信号の虚数部とすることを特徴とすることもできる。
【００３５】
これにより、混合手段によって複素数の信号に対する処理が行えることとなる。
【００３６】
また、上記第３の目的を達成するために、本発明に係る信号処理装置においては、前記混合係数決定手段は、４つの混合係数の値ｈ１１，ｈ１２，ｈ２１，ｈ２２を求めるものであり、前記第１の信号を実数で表現した値をｒ１、前記第２の信号を実数で表現した値をｒ２としたとき、前記混合手段は、ｈ１１＊ｒ１＋ｈ２１＊ｒ２を１つ目の出力信号とし、ｈ１２＊ｒ１＋ｈ２２＊ｒ２を２つ目の出力信号とすることを特徴とすることもできる。
【００３７】
これにより、混合手段によって実数の信号に対する処理が行えることとなる。
【００３８】
なお、本発明は、このような信号処理装置として実現することができるだけでなく、このような信号処理装置が備える特徴的な手段をステップとする信号処理方法として実現したり、それらのステップをコンピュータに実行させるプログラムとして実現したりすることもできる。そして、そのようなプログラムは、ＣＤ−ＲＯＭ等の記録媒体やインターネット等の伝送媒体を介して配信することができるのはいうまでもない。さらに、このような信号処理装置が備える特徴的な手段を一体化したＬＳＩとして実現してもよい。
【発明の効果】
【００３９】
以上の説明から明らかなように、本発明に係る信号処理装置によれば、モノラル化された信号から２ｃｈの信号を生成する際に、音の時間的変動のシャープさや、音像のしっかりとした定位も実現可能となり、低い帯域における空間的な広がり感が与えられ、良好なステレオ信号が得られることになる。
【００４０】
勿論、モノラル化された信号から２ｃｈの信号を生成する本発明の処理を複数段接続することによって、モノラル化された信号からマルチチャネルの信号（例えば５．１ｃｈ）を良好に生成できることになる。同様に、２ｃｈ化された信号からマルチチャネルの信号（例えば５．１ｃｈ）を良好に生成できることになる。
【００４１】
よって、本発明により、携帯電話機や携帯情報端末への音楽コンテンツの配信や、視聴が普及してきた今日における本願発明の実用的価値は極めて高い。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４２】
以下、本発明の実施の形態１における信号処理装置について、図面を参照しながら説明する。
【００４３】
（実施の形態１）
図２は、本実施の形態１における信号処理装置の構成を示す機能ブロック図である。なお、同図には復号化部１０も併せて図示されている。
【００４４】
信号処理装置１は、２つのオーディオ信号をダウンミックスした信号を符号化した第１の符号化信号と、２つのオーディオ信号間のレベル比Ｌに応じて決まる値を符号化したレベル比情報である第２の符号化信号と、２つのオーディオ信号間の位相差θに応じて決まる値を符号化した位相差情報である第３の符号化信号とからなるビットストリームをデコードする装置であり、図２に示されるように、特徴量検出部２０と、生成部３０と、混合係数決定部４０と、混合部５０とを備える。
【００４５】
生成部３０は、遅延部３０１と、第１のフィルタ３０２と、第２のフィルタ３０３と、合成部３０４とを有する。混合係数決定部４０は、レベル比情報と位相差情報とから混合係数ｈ１１，ｈ１２，ｈ２１をそれぞれ求めるための３つのテーブル４１，４２，４３を有する。
【００４６】
復号化部１０は、第１の符号化信号を復号化し第１の信号を生成する。生成部３０は、第１の信号から第２の信号を生成する。混合係数決定部４０は、第２の符号化信号と第３の符号化信号とから混合係数を決定する。混合部５０は、混合係数決定部４０で決定された混合の度合に基づいて、第１の信号と第２の信号とを混合する。遅延部３０１は、第１の信号をＮ（Ｎ＞０）単位時間遅延させる。第１のフィルタ３０２は、遅延部３０１の出力信号を加工する。第２のフィルタ３０３は、遅延部３０１の出力信号を加工する。特徴量検出部２０は、第１の信号の音響的特徴量を検出する。合成部３０４は、音響的特徴量に応じて、第１のフィルタ３０２の出力信号と第２のフィルタ３０３の出力信号とから第２の信号を合成する。
【００４７】
以上のように構成された信号処理装置の動作について以下説明するが、その前に、本願の信号処理装置１が対象とするＳｐａｔｉａｌ  Ｃｏｄｅｃについて、Ｌ，Ｒの２ｃｈを例として説明する。
【００４８】
エンコードプロセスにおいては、図３（ａ）に示されるように、スペーシャルオーディオエンコーダは、複素演算により、Ｌ，Ｒの２ｃｈの音楽信号から、ダウンミックス信号Ｓ、レベル比ｃおよび位相差θを求める。ダウンミックス信号Ｓは、ＭＰＥＧ方式ＡＡＣ規格による符号化装置でさらに符号化される。また、レベル比ｃは第２の符号化信号として符号化される。位相差θは例えばｒ（ｒ＝ｃｏｓ（θ））に変換され、このｒが第３の符号化信号として符号化される。
【００４９】
デコードプロセスにおいては、生成部３０は、図３（ｂ）に示されるようにダウンミックス信号Ｓに対して直交し、かつ残響感を伴う信号であるデコリレート信号Ｄを、従来よりも少ない演算量で生成する。
【００５０】
混合部５０は、混合係数決定部４０により決定された混合係数に基づいて、ダウンミックス信号Ｓとデコリレート信号Ｄとを混ぜ合わせ、Ｌ，Ｒの２ｃｈを従来よりも少ない演算量で生成する。
【００５１】
より詳しくは、まず、復号化部１０は、第１の符号化信号を復号化し、第１の信号を生成する。ここで第１の符号化信号は、２つのオーディオ信号をダウンミックスしたモノラル信号を符号化したものであり、例えば、ＭＰＥＧ方式ＡＡＣ規格のエンコーダで符号化されたものである。ここでは、このようなＡＡＣ規格の符号化信号を復号化して得られたＰＣＭ信号を複数の周波数帯域からなる周波数信号に変換するところまで、当該復号化部１０で行うものとする。以下の説明では、そのような複数の周波数帯域の信号のうちある特定の１つの帯域の信号に対する処理を説明する。
【００５２】
生成部３０は、第１の信号から第２の信号を生成するが、それは以下のようにして行う。すなわち、生成部３０の遅延部３０１は、まず、第１の信号をＮ（Ｎ＞０）単位時間遅延させる。次に、第１のフィルタ３０２は、遅延部３０１の出力信号にフィルタ処理を施す。例えばこの処理として、次数がＰ次のＡｌｌ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒを実施する。Ａｌｌ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒは、入力の信号を無相関化すると共に残響成分を付加する効果を有する。Ａｌｌ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒの処理は、従来から知られているどのような方法でもよいが、例えば、前述の非特許文献１の８．６．４．５．２節の中で述べられているＡｌｌ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒでよい。
【００５３】
一方、第２のフィルタ３０３は、遅延部３０１の出力信号に対し、次数がＰ次より少ないＡｌｌ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒの処理を実施する。
【００５４】
また、第２のフィルタ３０３は、遅延部３０１や、Ａｌｌ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒに代えて、位相を９０度回転させる処理を行うようにしてもよい。位相を９０度回転させる処理は、Ａｌｌ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒの処理によって生じる残響の成分を一切伴わず、入力の信号を無相関化できるので、残響成分を排除したい場合、極めて有用に作用するものである。
【００５５】
このようにして生成された第１のフィルタ３０２からの出力信号と第２のフィルタ３０３からの出力信号とは、合成部３０４によって処理され、第２の信号が生成される。この過程は以下のようなものである。すなわち、特徴量検出部２０は、第１の信号の音響的特徴量を検出し、その特徴量に応じて、第１のフィルタ３０２からの出力信号と、第２のフィルタ３０３からの出力信号とを混ぜ合わせる比率を決定する。
【００５６】
例えば、音響的特徴量は、第１の信号が急峻に変動している場合大となる特徴量であり、合成部３０４は、音響的特徴量が小である場合は、第１のフィルタ３０２の出力信号だけを出力する、あるいは、第１のフィルタ３０２の出力信号を多めに、第２のフィルタ３０３の出力信号を少なめに混ぜ合わせて出力してもよい。反対に、音響的特徴量が大である場合は、第２のフィルタ３０３の出力信号だけを出力する、あるいは、第１のフィルタ３０２の出力信号を少なめに、第２のフィルタ３０３の出力信号を多めに混ぜ合わせて出力してもよい。
【００５７】
ここで、音響的特徴量は、第１の信号が特定の周波数帯域に強いエネルギーが集中している場合大となる特徴量であってもよい。あるいは、そのような特徴量の組み合わせであってもよい。
【００５８】
ここで重要なことは、音響的特徴量が、音の時間的変動のシャープさや、音像のしっかりとした定位感を表す特徴量であるということである。なぜならば、第１のフィルタ３０２は、次数がＰ次のＡｌｌ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒであり、音に残響感を与えるフィルタであるので、そのような残響感が不要である場合、すなわち音の時間的変動のシャープさや、音像のしっかりとした定位感が必要な場合は、Ａｌｌ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒの次数を少なくすることで残響感を減らす必要があるからである。
【００５９】
さて、このようにして、生成部３０で生成された第２の信号と第１の信号とは、混合部５０で混合されるが、その動作を以下説明する。
【００６０】
まず、混合係数決定部４０で、第２の符号化信号と第３の符号化信号とから混合係数を決定する。第２の符号化信号は、元々の２つのオーディオ信号間のレベル比Ｌに応じて決まる値を符号化したものであり、第３の符号化信号は元々の２つのオーディオ信号間の位相差θに応じて決まる値を符号化したものである。このようなレベル比情報と位相差情報とから混合係数ｈ１１，ｈ１２，ｈ２１，ｈ２２を求める方法は、以下のように行う。
【００６１】
すなわち、隣り合う２辺の成す角度がθで、長さの比がＬであるところの平行四辺形のθが当該平行四辺形の対角線によって分割されて得られる角度をＡ、Ｂとし、レベル比Ｌに応じて決まる値をｄ１、ｄ２としたとき、ｈ１１＝ｄ１＊ｃｏｓ（Ａ）、ｈ２１＝ｄ１＊ｓｉｎ（Ａ）、ｈ１２＝ｄ２＊ｃｏｓ（−Ｂ）、ｈ２２＝ｄ２＊ｓｉｎ（−Ｂ）、とする。上記において、ｄ１、ｄ２の値を、ｄ１＝Ｌ／（（１＋２＊Ｌ＊ｃｏｓ（θ）＋Ｌ＊Ｌ）＾０．５）、ｄ２＝１／（（１＋２＊Ｌ＊ｃｏｓ（θ）＋Ｌ＊Ｌ）＾０．５）とする。このようにすることによって、ダウンミックスされモノラル化された信号を、元々の２つの信号の位相差とレベル比とに応じて、数学的に正確にもとの２つの信号に分離できるのである。その理由を図４に示した。隣り合う２辺の成す角度がθで、長さの比がＬであるところの平行四辺形ＸＹＺＷにおいて、その対角線によって分割されて得られる角度ＹＸＺをＡ、角度ＷＸＺをＢとした。対角線の長さＸＺは、数学的に（１＋２＊Ｌ＊ｃｏｓ（θ）＋Ｌ＊Ｌ）＾０．５として求められる。この性質に基づいて、上記ｄ１とｄ２とを、ｄ１＝Ｌ／（（１＋２＊Ｌ＊ｃｏｓ（θ）＋Ｌ＊Ｌ）＾０．５）、ｄ２＝１／（（１＋２＊Ｌ＊ｃｏｓ（θ）＋Ｌ＊Ｌ）＾０．５）とする。
【００６２】
上記において、ｄ１、ｄ２の値を、
ｄ１＝Ｌ／（（１＋２＊Ｌ＊ｃｏｓ（θ）＋Ｌ＊Ｌ）＾０．５）、
ｄ２＝１／（（１＋２＊Ｌ＊ｃｏｓ（θ）＋Ｌ＊Ｌ）＾０．５）としたが、
ｄ１＝Ｌ／（（１＋Ｌ＊Ｌ）＾０．５）、
ｄ２＝１／（（１＋Ｌ＊Ｌ）＾０．５）とする場合もある。
【００６３】
それは、元々の２つの信号をダウンミックスする際、位相差θに応じて、ダウンミックス信号の大きさを補正している場合である。
【００６４】
例えば、元々の２つの信号の位相差θが９０度の場合、ダウンミックス信号の大きさを補正しないが、元々の２つの信号の位相差θが９０度より小さい場合、ダウンミックス信号の大きさが小さくなるように補正するというものである。
【００６５】
これは、入力信号の大きさの絶対値が同じであっても、入力信号の位相差が９０度より小さい場合は、入力信号の位相差が９０度の場合よりダウンミックス信号の大きさは相対的に大きくなるからである。
【００６６】
逆に、元々の２つの信号の位相差θが９０度より大きい場合は、ダウンミックス信号の大きさが大きくなるように補正する。これは、入力信号の大きさの絶対値が同じであっても、入力信号の位相差が９０度より大きい場合は、入力信号の位相差が９０度の場合よりダウンミックス信号の大きさは相対的に小さくなるからである。
【００６７】
つまりｃｏｓ（θ）の値に応じて、ダウンミックス信号の大きさが補正されている場合は、上記ｄ１，ｄ２の値を、
ｄ１＝Ｌ／（（１＋２＊Ｌ＊ｃｏｓ（θ）＋Ｌ＊Ｌ）＾０．５）、
ｄ２＝１／（（１＋２＊Ｌ＊ｃｏｓ（θ）＋Ｌ＊Ｌ）＾０．５）としないで、
ｄ１＝Ｌ／（（１＋Ｌ＊Ｌ）＾０．５）、
ｄ２＝１／（（１＋Ｌ＊Ｌ）＾０．５）とする。
【００６８】
一方、ｃｏｓ（Ａ）、ｓｉｎ（Ａ）、ｃｏｓ（Ｂ）、ｓｉｎ（Ｂ）は、平行四辺形の数学的性質によって、
ｃｏｓ（Ａ）＝（Ｌ＋ｃｏｓθ）／（（１＋Ｌ2＋２Ｌｃｏｓθ）0.5）
ｓｉｎ（Ａ）  ＝  ｓｉｎθ／（（１＋Ｌ2＋２＊Ｌ＊ｃｏｓθ）0.5）
ｃｏｓ（Ｂ）  ＝  （１＋Ｌ  ｃｏｓθ）／（（１＋Ｌ2＋２Ｌｃｏｓθ）0.5）
ｓｉｎ（Ｂ）  ＝  （Ｌ＊ｓｉｎθ）／（（１＋Ｌ2＋２＊Ｌ＊ｃｏｓθ）0.5）として求められる。
【００６９】
さてここで、本実施の形態では、第３の符号化信号を、元々の２つのオーディオ信号間の位相差θに応じて決まる値を符号化した信号としているが、第３の符号化信号は、元々の２つのオーディオ信号間の相関ｒを示す信号である場合が多い。
【００７０】
例えば、非特許文献１におけるものでもそうであるし、現在ＭＰＥＧ規格化中のＳｐａｔｉａｌＣｏｄｅｃでもそうである。相関ｒは、すなわちｃｏｓ（θ）とみなすことができる。
【００７１】
なぜならば、２つの信号の相関ｒが例えば１である場合、すなわちそれは、位相差θが０である場合であり、ｃｏｓ（θ）は１となり、相関ｒがｃｏｓ（θ）を表している。また、２つの信号の相関ｒが例えば０である場合、すなわちそれは、位相差θが９０度である場合であり、ｃｏｓ（θ）は０となり、相関ｒがｃｏｓ（θ）を表している。さらにまた、２つの信号の相関ｒが例えば−１である場合、すなわちそれは、位相差θが１８０度である場合であり、ｃｏｓ（θ）は−１となり、相関ｒがｃｏｓ（θ）を表している。
【００７２】
このように考えれば、相関ｒがｃｏｓ（θ）とみなせることが理解される。従って、上記式より、
ｃｏｓ（Ａ）＝（Ｌ＋ｒ）／（（１＋Ｌ2＋２＊Ｌ＊ｒ）0.5）
ｃｏｓ（Ｂ）＝（１＋Ｌ＊ｒ）／（（１＋Ｌ2＋２＊Ｌ＊ｒ）0.5）
ｓｉｎ（Ａ）＝（１−ｒ2） 0.5／（（１＋Ｌ2＋２＊Ｌ＊ｒ）0.5）
ｓｉｎ（Ｂ）＝（Ｌ＊  （１−ｒ2） 0.5）／（（１＋Ｌ2＋２＊Ｌ＊ｒ）0.5）として算出できる。これによって、上記全ての式の右辺に三角関数が存在せず、極めて計算が容易になる。
【００７３】
求めるｈ１１，ｈ２１，ｈ１２，ｈ２２は、
ｈ１１＝ｄ１＊ｃｏｓ（Ａ）、
ｈ２１＝ｄ１＊ｓｉｎ（Ａ）、
ｈ１２＝ｄ２＊ｃｏｓ（−Ｂ）、
ｈ２２＝ｄ２＊ｓｉｎ（−Ｂ）であり、上記で示したｄ１，ｄ２の関係より明らかなように、ｈ２２＝−ｈ２１となるので、ｈ２２の値は、ｈ２１の値の符号反転のみで求められることになる。
【００７４】
また、上記ｄ１，ｄ２，ｃｏｓ（Ａ），ｓｉｎ（Ａ），ｃｏｓ（Ｂ），ｓｉｎ（Ｂ）は全て、Ｌとｒによって求められるので、ｈ１１，ｈ２１，ｈ１２，ｈ２２も、Ｌとｒによって求められることとなり、従って、Ｌとｒとをインデックスとするテーブルに、予め計算されたｄ１＊ｃｏｓ（Ａ），ｄ１＊ｓｉｎ（Ａ），ｄ２＊ｃｏｓ（−Ｂ），ｄ２＊ｓｉｎ（−Ｂ）の値を格納しておくことによって、ｈ１１，ｈ２１，ｈ１２，ｈ２２を求めることができる。
【００７５】
本実施の形態では、Ｌとｒはそれぞれ、第２の符号化信号、第３の符号化信号として符号化、あるいは量子化されたものであるので、その符号化値あるいは量子化値そのものをインデックスとしてテーブルを引けばよいことはいうまでもない。
【００７６】
勿論そのとき、ｈ２２に関するテーブルが不要であることはいうまでもない。ｈ２２＝−ｈ２１という関係から簡単に求められるからである。図２（あるいは実施の形態２における図８）において混合係数決定部４０がテーブルを３つだけ備えているのはこのためである。
【００７７】
例えば、図５に示されるように、ｑθ、ｑＬをアドレスとして混合係数ｈ１１（ｈ１２，ｈ２１）を求めるテーブル４１（４２，４３）を構成してもよい。
【００７８】
上記では、ｈ２２を求める計算や、テーブルが不要としたが、ｈ２２を、計算や、テーブルを用いて求めて、ｈ２１に関する計算やテーブルを不要としてもよいことはいうまでもない。
【００７９】
さて、このようにして、生成された混合係数ｈ１１，ｈ２１，ｈ１２，ｈ２２を用いて、第１の信号と第２の信号とが、混合部５０で混合される。その方法は以下の通りである。
【００８０】
すなわち、第１の信号を複素数で表現したときの実数部をｒ１、虚数部をｉ１、第２の信号を複素数で表現したときの実数部をｒ２、虚数部をｉ２としたとき、ｈ１１＊ｒ１＋ｈ２１＊ｒ２を１つ目の出力信号の実数部とし、ｈ１１＊ｉ１＋ｈ２１＊ｉ２を１つ目の出力信号の虚数部とし、ｈ１２＊ｒ１＋ｈ２２＊ｒ２を２つ目の出力信号の実数部とし、ｈ１２＊ｉ１＋ｈ２２＊ｉ２を２つ目の出力信号の虚数部とする。
【００８１】
第２の信号はデコリレーション後の信号であるが、ｄｅｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎの処理は演算量が大きいので、複素数での処理でなく実数の処理で行うことで演算量を少なくしてもよい。その場合、ｈ１１＊ｒ１＋ｈ２１＊ｒ２を１つ目の出力信号とし、ｈ１２＊ｒ１＋ｈ２２＊ｒ２を２つ目の出力信号とすればよい。
【００８２】
以上のように本実施の形態によれば、第１の信号と、第１の信号から生成した第２の信号とを、２通りの混合の度合（ｈ１１とｈ２１の組み合わせで混合する場合と、ｈ１２とｈ２２の組み合わせで混合する場合の２通り）で混合することで２つの信号を生成する信号処理装置において、第１の信号から第２の信号を生成する生成手段と、混合の度合を決定する混合係数決定手段と、混合係数決定手段で決定された混合の度合に基づいて、第１の信号と第２の信号とを混合する混合手段とを有し、生成手段は、第１の信号をＮ（Ｎ＞０）単位時間遅延させる遅延手段と、遅延手段の出力信号を加工する複素数のＡｌｌ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒと、複素数のＡｌｌ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒでない第２のフィルタ手段とを備え、第２のフィルタ手段を、遅延手段と複素数Ａｌｌ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒとのよって生成される信号より音の広がり感や残響感の少ない信号を生成するようにし、第１の信号が急峻に変動しているような信号であったり、特定の周波数帯域に強いエネルギーが集中している信号であったりした場合、第２の信号に加工手段の出力信号を多めに混ぜ合わせることによって、モノラル化された信号から２ｃｈの信号を生成する際に、空間的な広がり間が与えられ、良好なステレオ信号が得られると同時に、音の時間的変動のシャープさや、音像のしっかりとした定位も実現できることとなる。
【００８３】
また、第２のフィルタ手段を、入力の位相を９０度あるいは、−９０度回転させる処理とすることで、残響成分を非常に小さくでき、しかも入力と無相関な信号を非常に少ない演算量で作ることができる。
【００８４】
また、第２のフィルタ手段を、実数に対するＡｌｌ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒとすることによって、残響感を必要とする音源に対して残響感を与えることができるとともに、演算量を削減できることとなる。
【００８５】
また、混合係数ｈ１１，ｈ２１，ｈ１２，ｈ２２を
ｈ１１＝ｄ１＊（Ｌ＋ｒ）／（（１＋Ｌ2＋２＊Ｌ＊ｒ）0.5）
ｈ１２＝ｄ２＊（１＋Ｌ＊ｒ）／（（１＋Ｌ2＋２＊Ｌ＊ｒ）0.5）
ｈ２１＝ｄ１＊（１−ｒ2） 0.5／（（１＋Ｌ2＋２＊Ｌ＊ｒ）0.5）
ｈ２２＝−ｈ２１として求めることによって、複雑な三角関数の処理を一切用いなくて済むので、演算量やメモリを非常に少なくすることができる。
【００８６】
また、ｈ１１，ｈ１２，ｈ２１，ｈ２２は、全て、位相差情報、レベル比情報のみから求められ、しかも、それらは量子化された符号化信号で与えられるので、その量子化値（整数値）そのものをインデックスとしたテーブルに予め計算されたｈ１１，ｈ１２，ｈ２１，ｈ２２の値を格納しておけば、容易にそれらの値を求めることができる。勿論、ｈ２２は、−ｈ２１として求めればよいので、ｈ２２のためのテーブルは不要とできることはいうまでもない。
【００８７】
なお、音の時間的変動のシャープさや、音像のしっかりとした定位感が必要な場合は、Ａｌｌ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒの次数を少なくすることで残響感を減らす観点からいえば、生成部３０に代えて、図６に示される生成部３１の構成であってもよい。ここで生成部３１の構成部分のうち、生成部３０の構成と対応する部分に同じ番号を付し、その詳細な説明を省略する。
【００８８】
この生成部３１は、遅延部３０１と、第１のフィルタ３０２と、合成部３０４との他、遅延部３０５と、第３のフィルタ３０６を備えて構成される。
【００８９】
ここで、図２に示される生成部３０においては、復号化部１０から出力された第１の信号Ｓを遅延部３０１および第２のフィルタ３０３で加工するようにしていた。これに対して図６の生成部３１では、復号化部１０から出力された第１の信号Ｓを遅延部３０５と第３のフィルタ３０６とで加工するようにしている。
【００９０】
第２の遅延部３０５は、第１の信号をｎ（Ｎ＞ｎ≧０）単位時間遅延させる。第３のフィルタ３０６は、入力信号の位相を９０度あるいは−９０度回転させる。
【００９１】
遅延部３０１や第１のフィルタ３０２は、音の空間的広がり感や残響感を与える効果があるが、それらが不要な場合、すなわち、音の時間的変動のシャープさや、音像のしっかりとした定位感が必要である場合、遅延の量を少なくしたり、残響の量を少なくしたりすることが必要である。
【００９２】
そのような場合は、遅延量が遅延部３０１より小さい第２の遅延部３０５を用い、さらに、残響感が少ない第３のフィルタを用いる。第２の遅延部３０５の遅延量は０でもよい。すなわち第２の遅延部３０５はなくてもよい。第３のフィルタ３０６は入力信号の位相を９０度あるいは‐９０度回転させるものであるが、これは非常に少ない演算量で、入力信号と無相関でしかも遅延を伴わない信号が生成できるので、入力信号と無相関でしかもシャープな信号を生成する手段として利便性が高い。
【００９３】
ここで、生成される信号が入力信号（第１の信号）と無相関であることは非常に重要である。なぜならば、もし相関の高い信号であれば、後段の混合部５０による処理によって第１の信号と混合される際に、単にモノラル的な音（ステレオ感のない音）になってしまうからである。
【００９４】
このようにして得られたフィルタ３０２からの出力信号と、第３のフィルタ３０６とは、合成部３０４において、音響的特徴量に応じて合成されるがその方法は前述と同じでよい。
【００９５】
このようにすることで、残響感や音の広がり感が不要な場合は、シャープで定位がしっかりとした音を生成することができる。
【００９６】
なお、本実施の形態では、音響的特徴量は、特徴量検出部２０によって検出されるものとしたが、必ずしもその必要はなく、音響的特徴量を予め符号化したデータを受信するようにしてもよい。
【００９７】
その場合の構成図は、図７のようになる。図２と図７との違いは、特徴量検出部２０の代わりに、特徴量受信部２１を備えていることだけである。特徴量受信部２１は、第４の符号化信号として、入力信号の音響的特徴量を符号化したデータを受信する。例えば、第４の符号化信号は、特定の周波数帯域に強いエネルギーが集中している場合真となり、そうでない場合に偽となる符号化信号である。生成部３０は、第４の符号化信号が真である場合は、残響成分の少ない信号（すなわち遅延量の少ないあるいは遅延のない信号に対しフィルタタップ長の短いフィルタで処理された信号か、位相を９０度回転させた信号）を生成し、そうでない場合は、残響成分の多い信号（すなわち遅延量の多い信号に対しフィルタタップ長の長いフィルタで処理した信号）を生成する。そうすることによって、符号化装置側で意図した通りの処理が実施できるので、高音質な信号を生成できることとなる。この場合、合成部３０４は、単にセレクタだけの機能で済むことはいうまでもない。
【００９８】
（実施の形態２）
以下本発明の実施の形態２における信号処理装置３について図面を参照しながら説明する。
【００９９】
ここで、本実施の形態２が、実施の形態１と大きく異なる点は、実施の形態１が、逐次入力される信号に応じて、第２の信号の生成の方法を逐次適応していたのに対して、本実施の形態２では、低域の周波数帯域の信号は音の残響感や広がり感に大きく寄与し、高域の周波数帯域の信号は音の残響感や広がり感にそれほど大きく寄与しないことを考慮し、演算量削減の観点で、低域と高域とで生成手段を変更するところである。
【０１００】
図８は、本発明の実施の形態２における信号処理装置の構成を示す図である。なお、信号処理装置１，２の構成と対応する部分に同じ番号を付し、その詳細な説明を省略する。
【０１０１】
本信号処理装置３は、２つのオーディオ信号をダウンミックスした信号を符号化した第１の符号化信号と、２つのオーディオ信号間のレベル比Ｌに応じて決まる値を符号化した第２の符号化信号と、２つのオーディオ信号間の位相差θに応じて決まる値を符号化した第３の符号化信号と、からなるビットストリームをデコードする信号処理装置であり、図８に示されるように、第１の信号から第２の信号を生成する生成部３２と、混合係数決定部４０と、混合部５０とを備える。
【０１０２】
ここで、第１の信号は、複数の周波数帯域からなる周波数信号であり、生成部３２は、図８に示したように、それぞれの周波数帯域の信号を独立に処理して第２の信号を生成するものであり、例えば、低域の周波数帯域（例えば、０〜２ｏｒ３ｋＨｚ）の信号に対しては、遅延部３０１と第１のフィルタ３０２とによって信号を処理するが、高域の周波数帯域（例えば、２ｏｒ３〜２０ｋＨｚ）の信号に対しては、フィルタ等によって構成される加工部３０７のみによって信号を処理するように構成してもよい。
【０１０３】
また、低域の周波数帯域の信号に対する遅延量は、それより高域のものと比較して、同じか、それよりも大きい値となるようにしてもよい。また、低域の周波数帯域の信号に対する第１のフィルタ３０２のフィルタ次数は、それより高域（加工部３０７）のものと比較して、同じか、それよりも大きい値になるようにしてもよい。また、所定の帯域より高い帯域のフィルタ手段（加工部３０７）は、入力信号を９０度か、−９０度回転させる処理であってもよい。また、低域の周波数帯域の信号に対する第１のフィルタ３０２は、遅延部３０１と複素数のＡｌｌ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ手段とによって信号を処理し、高域の周波数帯域の信号に対するフィルタ手段（加工部３０７）は、遅延手段と実数のＡｌｌ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ手段とによって信号を処理するようにしてもよい。
【０１０４】
以上のように構成された信号処理装置３の動作について以下説明する。
【０１０５】
まず、復号化部１０で、第１の符号化信号を復号化し、第１の信号を生成する。ここで第１の符号化信号は、２つのオーディオ信号をダウンミックスしたモノラル信号を符号化したものであり、例えば、ＭＰＥＧ方式ＡＡＣ規格のエンコーダで符号化されたものである。ここでは、このようなＡＡＣ規格の符号化信号を復号化して得られたＰＣＭ信号を複数の周波数帯域からなる周波数信号に変換するところまで、当該復号化部１０で行うものとする。
【０１０６】
生成部３２では、第１の信号から第２の信号を生成するが、それは以下のようにして行う。すなわち、第１の信号を構成する複数の周波数帯域のうち、低域（例えば、０〜２ｏｒ３ｋＨｚ）の周波数帯域については、予め設定された値Ｎ単位時間だけ信号を遅延させ、そのようにして遅延させた信号に対し、次数がＰ次の複素数のＡｌｌ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒの処理を実施する。ここで、Ａｌｌ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒの処理は従来から知られているどのような方法でもよいが、例えば、前述の非特許文献１の８．６．４．５．２節の中で述べられているＡｌｌ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒでよい。
【０１０７】
また、上で述べた周波数帯域より高い周波数帯域（例えば、２ｏｒ３〜２０ｋＨｚ）の信号に対しては、Ｎと同じかそれより小さい値ｎ（Ｎ≧ｎ≧０）の時間単位分だけ信号を遅延させ、そのようにして遅延させた信号に対し、次数がＰと同じかそれより小さい値ｐ（Ｐ≧ｐ≧０）次のＡｌｌ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒの加工処理を実施する。あるいは、Ａｌｌ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒの処理でなく、入力信号を９０度か‐９０度回転させる加工処理であってもよい。あるいは、実数のＡｌｌ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒの処理であってもよい。
【０１０８】
要するに、低い周波数帯域の信号ほど多くの遅延と長いフィルタタップ数の複素数フィルタとで、音の広がり感と残響感を多く与え、高い周波数帯域の信号ほど少ない遅延と短いフィルタタップ数の複素数フィルタあるいは実数フィルタと処理をする。
【０１０９】
このようにする理由は、一般に、低域の周波数帯域の信号は音の残響感や広がり感に大きく寄与し音場の生成に大きな影響を与えるので十分な演算量を用いて処理し、高域成分については、残響感や広がり感にそれほど大きく寄与しないので、演算量削減の観点から処理を簡素化するという意図がある。
【０１１０】
また、このようにするもう１つの理由は、一般に、低域の周波数帯域の信号は音の残響感や広がり感に大きく寄与し、高域の周波数帯域の信号は音のシャープさに大きく寄与することを考慮したためである。勿論、細かい周波数帯域毎に精密に聴覚の知覚特性を分析しその結果に基づいた場合、必ずしも上記のように、低域から高域にいくに従って短調に値が減少するという方法に限定されるべきではない。ここで重要なことは、各周波数帯域毎に独立に制御されるということである。
【０１１１】
さて、このようにして生成された第２の信号と、第１の信号とは、混合係数決定部４０で決定された混合係数を用いて、混合部５０で混合されるが、その動作は、前述の実施の形態１で示したものと同じでよい。
【０１１２】
以上のように、本実施の形態によれば、第１の信号と、第１の信号から生成した第２の信号とを、２通りの混合の度合（ｈ１１とｈ２１の組み合わせで混合する場合と、ｈ１２とｈ２２の組み合わせで混合する場合の２通り）で混合することで２つの信号を生成する信号処理装置において、第１の信号から第２の信号を生成する生成手段と、混合の度合を決定する混合係数決定手段と、混合係数決定手段で決定された混合の度合に基づいて、第１の信号と第２の信号とを混合する混合手段とを有し、生成手段は、第１の信号のうち、低い周波数帯域の信号については、比較的大きな値Ｎ（Ｎ＞０）単位時間遅延させる遅延手段と、比較的大きな値Ｐの次数を持つ複素数のＡｌｌ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒとで信号を生成し、第１の信号のうち、高い周波数帯域の信号については、比較的小さな値ｎ単位時間遅延させる遅延手段と（あるいは全然遅延させない）、比較的小さな値ｐの次数を持つ実数のＡｌｌ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒと（あるいは入力信号を９０度あるいは‐９０度回転させるだけ）で信号を生成するようにすることによって、モノラル化された信号から２ｃｈの信号を生成する際に、空間的な広がり間が与えられ、良好なステレオ信号が得られると同時に、音の時間的変動のシャープさや、音像のしっかりとした定位も実現できることとなり、しかも、高域の信号処理を簡素化できるので、演算量削減にも資することができる。
【０１１３】
なお、実施の形態２では、入力信号の性質にかかわらず、各周波数帯域信号の処理の方法（遅延量とフィルタ次数）は固定としたが、勿論このように限定する必要はなく、入力信号に応じて適宜切り替えてもよい。例えば、周波数帯域Ｔ以下の周波数帯域は遅延とＡｌｌ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒの処理を行い、Ｔより上の周波数帯域は、遅延は０で、フィルタの処理は、入力信号を９０度あるいは‐９０度回転させるだけの処理にするようにしておき、上記Ｔの値を、入力信号に応じて適宜切り替えてもよい。
【０１１４】
なお、上述の実施の形態１，２では、混合係数ｈ１１，ｈ２１，ｈ１２，ｈ２２を求める式において、ダウンミックスする前の元々の２つの信号のレベル比をＬとし、ダウンミックスする前の元々の２つの信号の相関係数ｒをもってｃｏｓ（θ）を代表させる値とし、当該Ｌとｒとによって、混合係数ｈ１１，ｈ２１，ｈ１２，ｈ２２を
ｈ１１＝ｄ１＊（Ｌ＋ｒ）／（（１＋Ｌ2＋２＊Ｌ＊ｒ）0.5）
ｈ１２＝ｄ２＊（１＋Ｌ＊ｒ）／（（１＋Ｌ2＋２＊Ｌ＊ｒ）0.5）
ｈ２１＝ｄ１＊（１−ｒ2） 0.5／（（１＋Ｌ2＋２＊Ｌ＊ｒ）0.5）
ｈ２２＝−ｈ２１
として求めたが、ｒとＬは、必ずしも、元々の２つの信号の間の関係を示すものでなくとも当該式は適用できる。
【０１１５】
例えば、近年広く研究開発が行われているバーチャルサラウンドの技術では、２つの信号の位相差と、レベル比を制御する（変更する）ことで、再生音場のサラウンド感を増すことができるとされている（例えば特願２００５−１６１６０２）。例えば、レベル比を１．２倍し、位相差をπ／４開かせることによって再生音場のサラウンド感を増そうとする場合、上記ｒとＬとを、下記のように変更したｒ'とＬ'とを改めてｒ、Ｌとして、上記の式に適用すれば、本実施の形態における信号処理装置によって再生された再生音はサラウンド感が増すこととなる。
【０１１６】
すなわち、
Ｌ'＝１．２＊Ｌ
ｒ'＝ｒ＊ｃｏｓ（π／４）−（１−ｒ＊ｒ）＾０．５＊ｓｉｎ（π／４）
で求められるＬ'とｒ'を改めてｒ、Ｌとする。ここで、ｒ'を求める式は、
ｃｏｓ（θ＋π／４）＝ｃｏｓ（θ）＊ｃｏｓ（π／４）−ｓｉｎ（θ）＊ｓｉｎ（π／４）
の関係（三角関数の加法定理）から求めているが、位相角を回転させる方法としては、他のどのようなものであってもよい。
【０１１７】
また、本実施の形態１，２では、２つの信号をダウンミックスしたモノラル信号を２つの信号に分離する処理を示したが、本願発明は、必ずしも２つの信号に関する処理に限定されない。例えば、元々は５．１ｃｈ（前方左（Ｌｆ）、前方右（Ｒｆ）、後方左（Ｌｓ）、後方左（Ｒｓ）、センター（Ｃ）、重低音（ＬＦＥ））であった信号に対し、
ＬｆとＲｆとをダウンミックスした信号をＦ、
ＬｓとＲｓとをダウンミックスした信号をＳ、
ＣとＬＦＥとをダウンミックスした信号をＣＬ、
ＦとＣＬとをダウンミックスした信号をＦＣＬ、
ＦＣＬとＳとをダウンミックスした信号をＭ、
として求めたモノラル信号Ｍを、上記過程の逆の過程を辿って分離する際の、それぞれの分離過程において、本実施の形態で示した処理過程を用いてもよい。
【０１１８】
勿論、複数のチャンネルの信号を少ないチャンネルにする上記の処理過程は、単なる一例に過ぎず、例えば、
ＬｆとＬｓとをダウンミックスした信号をＬ、
ＲｆとＲｓとをダウンミックスした信号をＲ、
ＣとＬＦＥとをダウンミックスした信号をＣＬ、
ＬとＲとをダウンミックスした信号をＬＲ、
ＬＲとＣＬをダウンミックスした信号をＭ、
としてモノラル信号Ｍを求め、その逆の過程で分離してもよいことはいうまでもない。
【産業上の利用可能性】
【０１１９】
本発明に係る信号処理装置は、複数チャンネル間の位相差やレベル比を非常に少ないビット数で表現した符号化信号を、音響的特性を維持して復号でき、しかも少ない演算量で処理できるので、低ビットレートでの音楽放送サービスや音楽配信サービス、およびその受信機器、例えば携帯電話機や、デジタルオーディオプレーヤ等に適用できる。
【図面の簡単な説明】
【０１２０】
【図１】図１は、従来の技術の基本構成を示す図である。
【図２】図２は、本実施の形態１における信号処理装置の構成を示す図である。
【図３】図３は、信号処理装置１が対象とするＳｐａｔｉａｌ  Ｃｏｄｅｃについて説明するための図である。
【図４】図４は、レベル比情報と位相差情報を平行四辺形を用いて説明する図である。
【図５】図５は、図２に示されるテーブル４１の構成例を示す図である。
【図６】図６は、生成部の他の構成例を示すブロック図である。
【図７】図７は、音響的特徴量を示す符号化データを受信する構成の実施の形態における信号処理装置の他の構成を示す図である。
【図８】図８は、本実施の形態２における信号処理装置の構成を示す図である。
【符号の説明】
【０１２１】
１，２，３  信号処理装置
１０  復号化部
２０  特徴量検出部
２１  特徴量受信部
３０，３１，３２  生成部
４０  混合係数決定部
４１，４２，４３  テーブル
５０  混合部
３０１  遅延部
３０２  第１のフィルタ
３０３  第２のフィルタ
３０４  合成部
３０５  第２の遅延部
３０６  第３のフィルタ
３０７  加工部
【手続補正３】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】全図
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【国際調査報告】
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