(57)【要約】  商用交流電源（３）の電圧を直流電圧に変換し、この変換された直流電圧を昇圧する交流―直流変換手段（4,6）と、この手段で昇圧された直流電圧を交流電圧に変換する直流―交流変換手段（７）と、この変換手段で変換された交流電圧を絶縁し、昇圧する２つの絶縁変圧器（８，９）と、該変圧器の出力電圧を直流に変換しこれを平滑して得られる直流電圧を直列接続して直流高電圧電源を構成する。この直流高電圧電源の直流電圧を３レベルのマルチレベルPWMインバータ回路（１８）による電流増幅器（19,20,21）の電源とし、これらの電流増幅器の負荷として接続されたMRI装置のX軸、Y軸、Z軸の傾斜磁場コイル（15,16,17）に流れる電流をMRI装置のシーケンサ２２からの電流指令値（22ｃ1,22ｃ2,22ｃ3）と一致するようにスイッチング制御装置（18ｑ）で制御する。この結果、マルチレベルPWMインバータに必要な複数の直流高電圧電源を比較的簡単な回路で構成し、さらに当該電源の損失を抑えて、小型で高精度の高電圧、大電流の電源装置及びそれを用いた磁気共鳴イメージング装置を提供する。【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の直流電圧源を直列に接続した直流電圧電源手段と、この直流電圧電源手段の直流電圧を電源とするマルチレベルインバータによる電流増幅手段と、この電流増幅手段の出力に負荷が接続され該負荷に流れる電流を電流指令値となるように前記電流増幅手段を制御する電流制御手段とを備えた電源装置であって、前記直流電圧電源手段は、商用交流電源電圧を直流電圧に変換し、この変換された直流電圧を昇圧する直流―交流変換手段と、この変換手段で変換された複数の交流電圧を絶縁して昇圧する複数の絶縁変圧器と、該変圧器の出力電流に変換して得られる複数の直流電圧源を直列接続して成る電源装置。
【請求項２】
複数の直流電圧源を直列に接続した直流電圧電源手段と、この直流電圧電源手段の直流電圧を電源とするマルチレベルインバータによる電流増幅手段と、この電流増幅手段の出力に負荷が接続され該負荷に流れる電流を電流指令値となるように前記電流増巾手段を制御する電流制御手段とを備えた電源装置であって、前記直流電圧電源手段は、商用交流電源電圧を直流電圧に変換し、この変換された直流電圧を昇圧する交流−直流変換昇圧手段と、この手段で昇圧された直流電圧を偶数の交流電圧に変換する直流−交流変換手段と、この変換手段で変換された偶数の交流電圧を絶縁して昇圧する複数の絶縁変圧器と、該変圧器の出力電圧を直流に変換して得られる複数の直流電圧源を直列接続して構成し、前記直流−交流変換手段は、半導体スイッチとこの半導体スイッチに逆並列に接続されたダイオードとによるスイッチ手段を二つ直列に接続して構成されたアームを少なくとも三つ以上並列に接続し、これら複数アームのうちの少なくとも一つのアームを共通にして、該共通アームと前記残りのアームで構成された二組以上の偶数のフルブリッジインバータ回路と、各フルブリッジインバータ回路の前記共通アーム中のそれぞれの半導体スイッチに対して残りのアームの対向する半導体スイッチに位相差を与えて制御する位相差制御手段とを備えていることを特徴とする電源装置。
【請求項３】
前記位相差制御手段は、前記共通アームの半導体スイッチの導通位相に対して前記残りのアームの半導体スイッチの導通位相を遅れ位相及び／または進み位相とすることを特徴とする請求の範囲第２項記載の電源装置。
【請求項４】
前記交流−直流変換昇圧手段は、前記商用交流電源電圧を直流に変換する手段と、この手段で変換された直流電圧を昇圧する昇圧型チョッパ回路と、このチョッパ回路の半導体スイッチの導通比率を制御する導通比率制御手段とを備えていることを特徴とする請求の範囲２または３項記載の電源装置。
【請求項５】
前記交流−直流変換昇圧手段は、複数対の半導体スイッチが並列接続されたブリッジ回路と前記複数対のそれぞれの半導体スイッチに逆並列に接続されたダイオードと、前記ブリッジ回路の交流入力端と前記商用交流電源間に接続されたリアクトルと、前記半導体スイッチをパルス幅変調制御するパルス幅変調制御手段とを備えていることを特徴とする請求項第２または３項記載の電源装置。
【請求項６】
前記位相差制御手段は、さらに前記直流電圧電源手段の直流電圧を検出する直流電圧検出手段を備え、この手段で検出した検出値と第１の目標電圧指令値との差が零になるように前記位相差をフィードバック制御することを特徴とする請求項第３項記載の電源装置。
【請求項７】
前記導通比率制御手段は、さらに前記昇圧型チョッパ回路の出力電圧を検出する手段を備え、この手段で検出した検出値と第２の目標電圧指令値との差が零になるように前記半導体スイッチの導通比率をフィードバック制御することを特徴とする請求項第４項記載の電源装置。
【請求項８】
前記パルス幅変調制御手段は、さらに前記交流−直流変換昇圧手段の出力電圧を検出する手段を備え、この手段で検出した検出値と第３の目標電圧指令値との差が零になるように前記半導体スイッチの導通パルス幅をフィードバック制御することを特徴とする請求項第５項記載の電源装置。
【請求項９】
前記パルス幅変調制御手段は、さらに前記商用交流電源の相電圧と相電流を検出する手段を備え、前記相電圧と相電流の位相が一致するように制御することを特徴とする請求の範囲第８項記載の電源装置。
【請求項１０】
複数の直流電圧源を直列に接続した直流電圧電源手段と、この直流電圧電源手段の直流電圧を電源とするマルチレベルインバータによる電流増幅手段と、この電流増幅手段の出力に負荷が接続され該負荷に流れる電流を電流指令値となるように上記電流増巾手段を制御する電流制御手段とを備えた電源装置を用いた磁気共鳴イメージング装置であって、上記負荷は磁気共鳴イメージング装置の磁場発生用コイルであり、上記電源装置は請求の範囲第２から９項のいずれか１項記載の電源装置を用いたことを特徴とする磁気共鳴イメージング装置。
【請求項１１】
その入力端に適用三相交流電源が接続される交流―直流変換昇圧部、上記交流―直流変換昇圧部の出力端がその入力端に接続される直流―交流変換部、上記直流―交流変換部の出力端がその入力端に接続される交流―直流昇圧変換部および上記交流―直流昇圧変換部の出力端がその入力端に接続されその出力端が負荷に接続されるマルチレベルダイオードクランプ型PWMインバータから構成される電源装置において、上記直流―交流変換部は、半導体スイッチとこの半導体スイッチに逆並列に接続されたダイオードとによるスイッチ手段を二つ直列に接続して構成したアームを少なくとも三つ以上並列に接続し、これら複数のアームのうち少なくとも一つのアームを共通にして、この共通アームと残りのアームで構成した二組以上の複数のフルブリッジインバータ回路と、各フルブリッジインバータ回路の共通アーム中のそれぞれの半導体スイッチに対して、残りアームの対向する半導体スイッチに導通位相差を与えて制御する位相差制御手段を備えた位相シフトインバータで構成したことを特徴とする電源装置。
【請求項１２】
上記位相シフトインバータは、二つのフルブリッジインバータ回路を有し、これらは一つの共通アームと残りの二つのアームの一つと組合せて構成され、二つの出力交流電圧を生成することを特徴とする請求の範囲第１１項記載の電源装置。
【請求項１３】
上記位相シフトインバータは、四つのフルブリッジインバータ回路を有し、これらは一つの共通アームと残り四つのアームの一つと組み合わせて構成され四つの出力交流電圧を生成することを特徴とする請求の範囲第１１項記載の電源装置。
【請求項１４】
上記位相シフトインバータは、四つのフルブリッジインバータ回路を有し、これらは二つの共通アームと二つの共通アームのそれぞれと組合わされるそれぞれ二つの残りアームから構成され四つの出力交流電圧を生成することを特徴とする請求の範囲第１１項記載の電源装置。
【請求項１５】
上記位相シフトインバータの動作周波数は約２０kHzであることを特徴とする請求の範囲第１１項記載の電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電源装置に係わり、特に高電圧、大電流が要求される磁気共鳴イメージング装置（以下、ＭＲＩ装置という）の静磁場、傾斜磁場、高周波磁場の発生に必要な各種電源に好適な電源装置及びこれを用いたMRI装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
MRI装置は、静磁場中に置かれた検査対象に高周波磁場をパルス状に印加し、検査対象から発生する核磁気共鳴信号を検出し、この検出信号を基にスペクトルや画像を形成するものである。
このMRI装置には、磁場発生コイルとして、静磁場を発生する超電導コイル、静磁場に重畳される傾斜磁場を発生するための傾斜磁場コイル、さらに高周波磁場を発生するための高周波コイルが備えられている。
これら磁場発生コイルには、所定の強度の磁場を発生するために、そこに給電する電流の大きさとそのタイミングが制御可能な電源装置が備えられる。【０００３】
このようなMRI装置では、静磁場や傾斜磁場や高周波磁場の磁場強度が最終的に得られる画像上のノイズや撮影時間に大きく影響する。
また、短時間で診断に有用な画像を得るためにMRI装置の磁場電源としては、該磁場を発生する磁場コイルに流す電流は、立ち上がり、立ち下がり時間が短く、立ち上がり後に該電流のリップルや変動のない高安定、高精度の電源装置が要求される。【０００４】
特に、最近では撮影を高速化して撮影時間の短縮を図ることが要求され、傾斜磁場の観点から撮影を高速化するには、従来にも増してパルス状傾斜磁場の強度を大きくし、立ち上がり、立ち下がり時間をさらに短縮しなければならない。
そのためには、傾斜磁場コイルには大きな電流を短い立ち上がり、立ち下がり時間で供給する必要があり、傾斜磁場コイルの電源としては、概ね電流が300〔A〕〜400〔A〕、電圧が2000〔V〕程度の大電流、高電圧のものが要求される。【０００５】
例えば、特開平7-313489号公報は、このような要求に答える大電流、高電圧を出力出来るＭＲＩ装置の傾斜磁場電源装置を開示している。この傾斜磁場電源装置は、多段に直列接続されたそれぞれ出力電圧の異なる直流電圧電源と、これら直流電圧電源に接続されたマルチレベルダイオードクランプ型ＰＷＭインバータから構成されており、このマルチレベルダイオードクランプ型ＰＷＭインバータの出力側には、ＭＲＩ装置の傾斜磁場コイルとＭＲＩ装置のシーケンサから出力される傾斜磁場コイルに流す電流の指令信号を線形的に増巾してコイル電流を形成し、その電流を傾斜磁場コイルに供給可能なリニアアンプとの直列接続体が接続されている。【０００６】
しかし、特開平7-313489号公報は、傾斜磁場電源装置を構成する多段に直列接続されたそれぞれの直流電圧電源の回路構成については全く言及していない。
また、多段に直列接続されたそれぞれの直列電圧電源を構成するために、例えば、特開平５−１５９８９３号公報記載のフルブリッジインバータ回路を用いると、トランジスタ及びダイオードが８組以上必要になり、回路が大型化する問題があった。
本発明の目的は、その出力端にＭＲＩ装置の傾斜磁場コイル等が負荷として接続されるマルチレベルダイオードクランプ型ＰＷＭインバータに必要な多段（複数段）に直列接続された直流電圧電源を、比較的簡単な回路で構成し、さらに当該電源の損失を抑えて、小型で高精度の高電圧、大電流の電源装置及びそれを用いたＭＲＩ装置を提供することである。
【発明の開示】
【０００７】
上記目的は、以下の手段によって達成される。
（１）複数の直流電圧源を直列に接続した直流電圧電源手段と、この直流電圧電源手段の直流電圧を電源とするマルチレベルインバータによる電流増幅手段と、この電流増幅手段の出力に負荷が接続され該負荷に流れる電流を電流指令値になるように前記電流増巾手段を制御する電流制御手段とを備えた電源装置であって、前記直流電圧電源手段は、商用交流電源電圧を直流電圧に変換し、この変換された直流電圧を昇圧する交流−直流変換昇圧手段と、この手段で昇圧された直流電圧を交流電圧に変換する直流−交流変換手段と、この変換手段で変換された交流電圧を絶縁して昇圧する複数の絶縁変圧器と、該変圧器の出力電圧を直流に変換し平滑して得られる直流電圧を直列接続して構成する。
このように構成された電源装置では、交流−直流変換昇圧手段により商用交流電源電圧を全波整流して得られる電圧よりも高い電圧に昇圧し、この昇圧された直流電圧を直流−交流変換手段で交流電圧に変換して、これらの交流電圧を変圧器で絶縁して昇圧し、さらに平滑して直流電圧を直列接続して直流電圧電源を得る構成であるので、半導体スイッチを用いた上記交流−直流変換昇圧手段及び直流−交流変換手段の動作周波数を20kHz程度に高周波化することによって、上記絶縁変圧器や平滑手段は非常に小型なものとなり、これによって上記直流電圧電源手段を商用交流電源と絶縁された小型で安価なものとすることができる。
【０００８】
（２）前記直流−交流変換手段は、半導体スイッチとこの半導体スイッチに逆並列に接続されたダイオードとによるスイッチ手段を二つ直列に接続して構成されたアームを少なくとも三つを並列に接続し、これら複数アームのうちの少なくとも一つのアームを共通にして、該共通アームと前記残りのアームとで構成された二組以上のフルブリッジインバータ回路と、各フルブリッジバータ回路の前記共通アーム中のそれぞれの半導体スイッチに対して残りのアームの対向する半導体スイッチに導通位相差を与えて制御する位相差制御手段とを備え、この位相差制御手段により前記共通アームの半導体スイッチの導通位相に対して前記残りのアームの半導体スイッチの導通位相を遅れ位相及び/または進み位相とする。
前記直流−交流変換手段(実施形態の位相シフトインバータ回路7，60，70に対応)は、複数のアームで二組以上のフルブリッジインバータ回路を構成し、前記共通アームの半導体スイッチの導通位相に対して前記残りのアームの半導体スイッチの導通位相を遅れ位相及び/または進み位相に制御するので、前記半導体スイッチの数が少なく、しかも半導体スイッチの損失も低減できるので、小型の直流−交流変換手段を構成できる。
【０００９】
（３）前記位相差制御手段(実施形態の第2のスイッチング制御装置7m、60k)は、さらに前直流電圧電源手段の直流電圧を検出する直流電圧検出手段を備え、この手段で検出した検出値と第1の目標電圧指令値(実施形態の第2の電圧指令値22b、第3の電圧指令値22dに対応)との差が零となるように前記フルブリッジインバータ回路の位相差をフィードバック制御する。
これによって、上記前記直流電圧電源手段の直流電圧は変動のない安定した電源電圧となり、これを直流電源とする上記マルチレベルインバータにより、負荷には立ち上がりが速く、安定な電流を供給することができる。
【００１０】
（４）前記交流−直流変換昇圧手段は、前記商用交流電源電圧を直流に変換する手段と、この手段で変換された直流電圧を昇圧する昇圧型チョッパ回路(実施形態の昇圧型チョッパ回路6に対応)と、このチョッパ回路の半導体スイッチの導通比率を制御する導通比率制御手段とを備えて成る。
この昇圧型チョッパ回路の半導体スイッチの導通比率(半導体スイッチの導通期間と非導通期間の比率)をスイッチング制御することによって任意の電圧に昇圧することができる。
また、前記導通比率制御手段は、さらに前記昇圧型チョッパ回路の出力電圧を検出する手段を備え、この手段で検出した検出値と第2の目標電圧指令値(実施形態の第1の電圧指令値22aに対応)との差が零となるように前記半導体スイッチの導通比率をフィードバック制御しても良い。
このように制御することによって、チョッパー回路の出力電圧の変動を阻止し、前記商用交流電源電圧の変動やその他の要因による前記直流−交流変換手段への入力直流電源電圧を一定の電圧に保持することができ、前記直流−交流変換手段を安定に動作させることができる。
【００１１】
（５）また、前記交流−直流変換昇圧手段の別の態様は、複数対の半導体スイッチが並列接続されたブリッジ回路と前記複数対のそれぞれの半導体スイッチに逆並列に接続されたダイオードと、前記ブリッジ回路の交流入力端と前記商用交流電源間に接続されたリアクトルと、前記半導体スイッチをパルス幅変調制御するパルス幅変調制御手段とを備えて成る(実施形態の第4の交流−直流変換器80に対応し、この中のパルス幅変調制御手段は第4のスイッチング制御装置80rに対応)。
上記パルス幅変調制御手段は、さらに前記交流−直流変換昇圧手段の出力電圧を検出する手段を備え、この手段で検出した検出値と第3の目標電圧指令値(実施形態の第1の電圧指令値22aに対応)との差が零となるように前記半導体スイッチの導通パルス幅をフィードバック制御する。
そして、上記パルス幅変調制御手段は、さらに前記商用交流電源の相電圧と相電流を検出する手段を備え、前記相電圧と相電流の位相が一致するように制御する。
このような交流−直流変換昇圧手段を用いることによって、上記(4)の交流−直流変換昇圧手段と同じ電圧に昇圧することができ、また回路構成要素も少なくなる。さらに力率が改善されて皮相電力が小さくなり、半導体スイッチに流れる電流は小さくて済むと共に前記商用交流電源設備の容量も低減することができる。
【００１２】
（６）複数の直流電圧源を直列に接続した直流電圧電源手段と、この直流電圧電源手段の直流電圧を電源とするマルチレベルインバータによる電流増幅手段と、この電流増幅手段の出力に負荷が接続され該負荷に流れる電流を電流指令値になるように上記電流増巾手段を制御する電流制御手段とを備えた電源装置を用いたＭＲＩ装置であって、上記負荷はＭＲＩ装置の磁場発生用コイルとし、ＭＲＩ装置の電源装置としては上記(1)〜(5)を用いる。
このように構成された磁場発生用コイルの電源装置は、商用交流電源と絶縁された高精度の高電圧、大電流のものとすることができ、これによってパルス状傾斜磁場の強度は大きく、立ち上がり、立ち下がり時間の短い磁場とすることができるので、ＭＲＩ装置の撮影を高速化して撮影時間の短縮化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】本発明電源装置の第1の実施形態による回路構成図であって、その負荷としてMRI装置の傾斜磁場コイルに適用されている。
【図２】図１に示した第1の実施形態による電源装置中の位相シフトインバータ回路の詳細図。
【図３】図２に示した位相シフトインバータ回路の第1の制御方法による動作説明図。
【図４】図２に示した位相シフトインバータ回路の第2の制御方法による動作説明図。
【図５】図２に示した位相シフトインバータ回路の第3の制御方法による動作説明図。
【図６】本発明電源装置の第2の実施形態によるその要部回路構成図であって、その負荷としてMRI装置の傾斜磁場コイルに適用されている。
【図７】本発明電源装置の第3の実施形態によるその要部回路構成図であって、その負荷としてMRI装置の傾斜磁場コイルに適用されている。
【図８】本発明電源装置の第4の実施形態によるその要部回路構成図であって、その負荷としてのMRI装置の傾斜磁場コイルに適用されている。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
以下、本発明に係る電源装置及びそれを用いた磁気共鳴イメージング装置の好ましい実施の形態について添付図面を用いて詳細に説明する。
図1は、本発明電源装置の第1の実施形態によるMRI装置の傾斜磁場電源装置の回路構成図である。
この傾斜磁場電源装置2は、三相交流電源3から電力の供給を受け、負荷である傾斜磁場コイル1に電流を供給するように構成され、三相交流電源3に接続されて三相交流電圧を直流電圧に変換する第1の交流-直流変換器4と、この交流−直流変換器4の出力側に接続されて直流電圧を平滑化する第1の平滑コンデンサ5と、この第1の平滑コンデンサ5に接続されて平滑化された直流電圧を所定の直流電圧に昇圧する直流−直流変換器(以下、昇圧型チョッパ回路と呼ぶ)6と、この昇圧型チョッパ回路6の出力側に接続されて昇圧された直流電圧を二つの単相交流電圧に変換する3つのアームで構成された直流-交流変換器(以下、位相シフトインバータ回路と呼ぶ)7と、この位相シフトインバータ回路7の出力側に接続されて二つの単相交流電圧をそれぞれ互いに絶縁する二つの絶縁変圧器8，9と、該変圧器8，9の二次側にそれぞれ接続されて絶縁された二つの交流電圧を直流電流に変換する第2の交流−直流変換器10及び第3の交流−直流変換器11と、これらの変換された直流電圧を平滑化する第2の平滑コンデンサ12及び第3の平滑コンデンサ13から成る交流・直流昇圧変換部（二つの直流電圧Vdc1及びVdc2を生成する）14と、この交流・直流昇圧変換部14からの二つの直流電圧を受電し、傾斜磁場コイル1のX軸コイル15、Y軸コイル16及びZ軸コイル17にそれぞれ電流を供給する3レベルのマルチレベルPWM(Pulse Width Modulation、以下、PWMと略称)インバータ回路18でそれぞれ構成された電流増幅器19，20，21とを備えて構成される。【００１５】
昇圧型チョッパ回路6は、前記第1の交流−直流変換器4で三相交流電源3の三相交流電圧を直流電圧に変換して得られる電圧よりも高い電圧に昇圧するためのもので、リアクトル6aと、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ(Insulated Gate Bipolar Transistor;以下IGBTと略称)を用いた半導体スイッチ6bと、この半導体スイッチ6bに逆並列に接続されたダイオード6cと、第４の平滑コンデンサ6dと、この平滑コンデンサ6dの電圧Vdccを検出する第1の電圧検出器6eと、MRI装置のシーケンサ22から出力される第1の電圧指令値22aと前記第1の電圧検出器6eで検出した電圧Vdccとが一致するように前記半導体スイッチ6bをスイッチング制御する第1のスイッチング制御装置6fとを備えて図示のように構成される。
なお、6gは前記スイッチング制御装置6fから出力されるスイッチング制御信号を所定の値に増幅して前記半導体スイッチ6bを駆動する回路である。【００１６】
このような構成の昇圧型チョッパ回路6は、半導体スイッチ6bを所定の周期で導通、非導通にさせて前記第1の平滑コンデンサ5で平滑された直流電圧を昇圧するもので、前記半導体スイッチ6bを導通にすると、第1の平滑コンデンサ5-リアクトル6a-半導体スイッチ6bの回路が形成され、前記リアクトル6aに電流が流れて該リアクトル6aに電磁エネルギーが蓄積される。
この状態から前記半導体スイッチ6bを非導通にすると、前記リアクトル6aに蓄積された電磁エネルギーはダイオード6hを介して第4の平滑コンデンサ6dに充電される。
この動作、すなわち半導体スイッチ6bを所定の周期で導通、非導通にスイッチング制御することによって第4の平滑コンデンサ6dに前記第1の平滑コンデンサ5の電圧、すなわち三相交流電源3の電圧を全波整流して得られる電圧以上に昇圧することができ、MRI装置のシーケンサ22から出力される第1の電圧指令値22aと前記第1の電圧検出器6eで検出した検出値とが一致するように第1のスイッチング制御装置6fで前記半導体スイッチ6bをスイッチング制御する。
そして、上記昇圧型チョッパ回路6の出力電圧である前記第4の平滑コンデンサ6dの電圧、すなわち前記位相シフトインバータ回路7への入力直流電源電圧Vdccは、前述したように前記半導体スイッチ6bを所定の周期で導通、非導通にスイッチング制御することによって任意の電圧に昇圧することができる。【００１７】
位相シフトインバータ回路7は、IGBTを用いた半導体スイッチ7aと7b及びこれらに逆並列に接続されたダイオード7c，7dとから成るアーム1と、半導体スイッチ7eと7f及びこれらに逆並列に接続されたダイオード7g，7hとから成るアーム2と、半導体スイッチ7iと7j及びこれらに逆並列に接続されたダイオード7k，7lとから成るアーム3と、そしてこれらの半導体スイッチをスイッチング制御する第2のスイッチング制御装置7mとで構成され、前記アーム1とアーム2とで第1のフルブリッジインバータ回路を構成し、アーム1とアーム3とで第2のフルブリッジインバータ回路を構成する。
すなわち、前記アーム1を前記第1のフルブリッジインバータ回路と第2のフルブリッジインバータ回路で共用するもので、これによってフルブリッジインバータ回路を構成するアーム数は四つから三つとなり、半導体スイッチ数の低減を図ることができる。なお、7n〜7sは前記第２のスイッチング制御装置7mから出力されるスイッチング制御信号を所定の値に増幅して前記半導体スイッチ7a，7b，7e，7f，7i，7jを駆動する回路である。【００１８】
前記第1及び第2のフルフリッジインバータ回路の出力交流電圧の制御には、特開昭63-190556号公報に開示されている位相シフトPWM(Pulse Width Modulation)制御による位相差制御技術を用いて、前記アーム1とアーム2の位相差制御により第1の交流出力電圧Vac1を制御し、前記アーム1とアーム3の位相差制御により第2の交流出力電圧Vac2を制御する。【００１９】
図2は、上記図1の位相シフトインバータ回路7の第2のスイッチング制御装置7mのブロック構成図をアーム1、アーム2、アーム3、駆動回路7n〜7s及び交流・直流昇圧変換部14と共に示したもので、本発明の要部の一つである位相シフトインバータ回路7の制御動作を、図3，図4，図5に示す半導体スイッチ7a，7b，7e，7f，7i，7jの動作タイミングと出力電圧Vac1，Vac2の関係を用いて詳細に説明する。【００２０】
図2において、第2のスイッチング制御装置7mは、後述の交流・直流昇圧変換部14の出力電圧である直流高電圧Vdc1，Vdc2とMRI装置のシーケンサ22からの第2の電圧指令値22bとが一致するように制御するための制御信号を生成する位相差PWM制御信号生成部7m1と、前記アーム1の半導体スイッチ7a，7bに対してアーム2の半導体スイッチ7e，7fの導通位相を遅れ位相とする第1の位相シフト部7m2及び前記アーム1の半導体スイッチ7a，7bに対してアーム3の半導体スイッチ7i，7jの導通位相を遅れ位相又は進み位相とする第2の位相シフト部7m3とで構成される。【００２１】
図3は、前記位相シフトインバータ回路7の第1の制御方法による制御タイミング図で、各半導体スイッチのゲート信号(Gate Signal)、半導体スイッチに印加される電圧(Voltage)、半導体スイッチに流れる電流(Current)及びこの位相シフトインバータ回路７からの出力電圧Vac1，Vac2を示した図である。【００２２】
この第1の制御方法は、第1及び第2のフルブリッジインバータ回路に共通なアーム1の半導体スイッチ7a，7bの導通位相に対して、アーム2の半導体スイッチ7e，7fとアーム3の半導体スイッチ7i，7jの導通位相を遅れ位相差φ1，φ2により出力電圧を制御するというもので、図2に示した第2のスイッチング制御装置7mの位相差PWM制御信号発生部7m1で生成した制御信号を第1の位相シフト部7m2で遅れ位相差φ1で生成して、この制御信号でアーム2の半導体スイッチ7e，7fを導通制御し、前記位相差PWM制御信号発生部7m1で生成した制御信号を第2の位相シフト部7m3で遅れ位相差φ2で生成して、この制御信号でアーム3の半導体スイッチ7i，7jを導通制御し、2つの交流出力電圧Vac1とVac2をそれぞれ独立に制御するものである。
すなわち、第1のフルブリッジインバータ回路を構成するアーム1の半導体スイッチ7aに対してアーム2の半導体スイッチ7fの導通位相をφ1だけ遅れさせ、前記アーム1の半導体スイッチ7aから位相が180°遅れたアーム1の半導体スイッチ7bに対してはアーム2の半導体スイッチ7eの導通位相をφ1だけ遅れさせ、該遅れ位相差φ1を電気角0から180°まで可変とすることによって第1の交流出力電圧Vac1を0から最大電圧までの間で任意の交流電圧に可変とすることができる。【００２３】
なお、アーム2の半導体スイッチ7fが非導通になると、負荷のインダクタンスの存在により、これまで直流電源Vdcc-アーム1の半導体スイッチ7a-絶縁変圧器8-アーム2の半導体スイッチ7fの回路で流れていた電流は、アーム2の半導体スイッチ7eと逆並列に接続されたダイオード7gに移り(以下、これを転流と呼ぶ)、負荷に流れていた電流は、アーム2の半導体スイッチ7eの逆並列ダイオード7g-アーム1の半導体スイッチ7a-絶縁変圧器8の回路で流れ続け、この電流はアーム1の半導体スイッチ7bが導通して半導体スイッチ7aが非導通になるタイミングで零となる。【００２４】
また、アーム2の半導体スイッチ7eが非導通になると、直流電源Vdcc-アーム2の半導体スイッチ7e-絶縁変圧器8-アーム1の半導体スイッチ7bの回路で流れていた電流は、アーム2の半導体スイッチ7fと逆並列に接続されたダイオード7hに転流し、負荷に流れていた電流は、アーム2の半導体スイッチ7fの逆並列ダイオード7h-絶縁変圧器8-アーム1の半導体スイッチ7bの回路で流れ続け、この電流はアーム1の半導体スイッチ7aが導通して半導体スイッチ7bが非導通になるタイミングで零となる。【００２５】
このように、図3に示した半導体スイッチ7eの電流Ie，7fの電流Ifにおける負の部分の電流は、半導体スイッチ7e及び7fと逆並列に接続されたダイオード7g，7hに流れる電流であり、前記半導体スイッチ7e及び7fには正の電流のみが流れる。【００２６】
上記と同様に、第2のフルブリッジインバータ回路を構成するアーム1の半導体スイッチ7aに対してアーム3の半導体スイッチ7jの導通位相をφ2だけ遅れさせ、前記アーム1の半導体スイッチ7aから位相が180°遅れたアーム1の半導体スイッチ7bに対してはアーム3の半導体スイッチ7iの導通位相をφ2だけ遅れさせ、該遅れ位相差φ2を電気角0から180°まで可変とすることによって第2の交流出力電圧Vac2を0から最大電圧までの間で任意の交流電圧に可変とすることができる。
なお、上記アーム1とアーム2で構成される第1のフルブリッジインバータ回路と同様に、図3に示した半導体スイッチ7iの電流Ii、半導体7jの電流Ijにおける負の部分の電流は、半導体スイッチ7i及び7jと逆並列に接続されたダイオード7k，7lに流れる電流であり、前記半導体スイッチ7i及び7jには正の電流のみが流れる。【００２７】
以上のように上記第1の制御方法では、アーム1の半導体スイッチ7aには、アーム2の半導体スイッチ7fに流れる電流とアーム3の半導体スイッチ7jに流れる電流と、アーム2の半導体スイッチ7eと逆並列に接続されたダイオード7gに流れる電流とアーム3の半導体スイッチ7iと逆並列に接続されたダイオード7hに流れる電流の和の電流Iaが流れ、アーム1の半導体スイッチ7bには、アーム2の半導体スイッチ7eとアーム3の半導体スイッチ7iに流れる電流と、アーム2の半導体スイッチ7fと逆並列に接続されたダイオード7hとアーム3の半導体スイッチ7jと逆並列に接続されたダイオード7lに流れる電流の和の電流Ibが流れる。【００２８】
このように、アーム1の半導体スイッチ7a，7bには、アーム2の半導体スイッチ7e，7fとアーム3の半導体スイッチ7i，7jに流れる電流及びこれらの半導体スイッチと逆並列に接続されたダイオード7g，7hと7k，7lに流れる電流の和の電流が流れるが、前記アーム1の半導体スイッチ7a，7bのスイッチング時には、図示のように、該半導体スイッチ7a，7bにそれぞれ流れている電流Ia，Ibおよび電圧は零に近い値であり、このため半導体スイッチ7a，7bにはほとんどスイッチング損失は発生しない。
従って、上記のようにアーム1の半導体スイッチ7a，7bには他のアームの半導体スイッチよりも多くの電流は流れるが、周波数の高いPWM制御における半導体スイッチの損失の多くはスイッチング損失が占めているので、アーム1の半導体スイッチ7a、7bの損失は導通損失のみを考慮すれば良い。
これに対して、アーム2及びアーム3の半導体スイッチは、スイッチング損失は発生するが、流れる電流は小さいのでスイッチング損失も小さなものとなる。【００２９】
この結果、上記第1の制御方法では、アーム1の半導体スイッチと他のアームの半導体スイッチで発生する損失は分散される。
すなわち、アーム1の半導体スイッチは導通損失、他のアームの半導体スイッチはスイッチング損失に重点を置いてインバータ回路を実装すれば良い。
また、図示していないが、一般に半導体スイッチには、スイッチング時に発生するサージ電圧を抑制するためにコンデンサと抵抗等から成るサージ電圧抑制手段を設けるが、上記第1の制御方法では、スイッチング損失が発生するアーム2及びアーム3の半導体スイッチのみにサージ電圧抑制手段を設け、スイッチング損失がほとんど発生しないアーム1の半導体スイッチには前記サージ電圧抑制手段は設けないようにすることにより実装を簡素なものとすることができる。
さらに、各アームの半導体スイッチで発生する損失の特徴を考慮して、例えば、スイッチング損失が発生するアーム2とアーム3の半導体スイッチには高速の半導体スイッチを選択し、アーム1の半導体スイッチには導通損失の小さいものを選択するようにすることにより、損失、発熱を効果的に抑制することができ、位相シフトインバータ回路の実装を小型で簡素なものにすることが可能となる。【００３０】
図4は、前記位相シフトインバータ回路7の第2の制御方法による制御タイミング図で、各半導体スイッチのゲート信号(Gate Signal)、半導体スイッチに印加される電圧(Voltage)、半導体スイッチに流れる電流(Current)及びこの位相シフトインバータ回路7の出力電圧Vac1，Vac2を示した図である。【００３１】
この第2の制御方法は、第1及び第2のフルブリッジインバータ回路に共通なアーム1の半導体スイッチ7a，7bの導通位相に対して、アーム2の半導体スイッチ7e，7fの導通位相を遅れ位相差φ1で出力電圧を制御し、アーム3の半導体スイッチ7i，7jの導通位相を進み位相差φ2により出力電圧を制御するというもので、図2に示した第2のスイッチング制御装置7mの位相差PWM制御信号発生部7m1で生成した制御信号を第1の位相シフト部7m2で遅れ位相差φ1を生成して、この制御信号でアーム2の半導体スイッチ7e，7fを導通制御し、前記位相差PWM制御信号発生部7m1で生成した制御信号を第2の位相シフト生成部7m3で進み位相差φ2を生成して、この制御信号でアーム3の半導体スイッチ7i，7jを導通制御し、2つの交流出力電圧Vac1とVac2をそれぞれ独立に制御するものである。
すなわち、第1のフルブリッジインバータ回路を構成するアーム１の半導体スイッチ7aに対してアーム２の半導体スイッチ7fの導通位相をφ1だけ遅れさせ、前記アーム１の半導体スイッチ7aから位相が180°遅れたアーム１の半導体スイッチ7bに対してはアーム２の半導体スイッチ7eの導通位相をφ1だけ遅れさせ、該遅れ位相差φ1を電気角0から180°まで可変とすることによって第1の交流出力電圧Vac1を0から最大電圧までの間で任意の交流電圧に可変とすることができる。【００３２】
なお、アーム2の半導体スイッチ7fが非導通になると、変圧器のインダクタンスの存在により、これまで直流電源Vdcc-アーム1の半導体スイッチ7a-絶縁変圧器8-アーム2の半導体スイッチ7fの回路で流れていた電流は、アーム2の半導体スイッチ7eと逆並列に接続されたダイオード7gに転流し、負荷に流れていた電流は、アーム2の半導体スイッチ7eの逆並列ダイオード7g-アーム1の半導体スイッチ7a-絶縁変圧器8の回路で流れ続け、この電流はアーム1の半導体スイッチ7bが導通して半導体スイッチ7aが非導通になるタイミングで零となる。【００３３】
また、アーム2の半導体スイッチ7eが非導通になると、直流電源Vdcc-アーム2の半導体スイッチ7e-絶縁変圧器8-アーム1の半導体スイッチ7bの回路で流れていた電流は、アーム2の半導体スイッチ7fと逆並列に接続されたダイオード7hに転流し、負荷に流れていた電流は、アーム2の半導体スイッチ7fの逆並列ダイオード7h-絶縁変圧器8-アーム1の半導体スイッチ7bの回路で流れ続け、この電流はアーム1の半導体スイッチ7aが導通して半導体スイッチ7bが非導通になるタイミングで零となる。【００３４】
このように、図4に示した半導体スイッチ7eの電流Ie、半導体スイッチ7fの電流Ifにおける負の部分の電流は、半導体スイッチ7e及び半導体スイッチ7fと逆並列に接続されたダイオード7g，7hに流れる電流であり、前記半導体スイッチ7e及び7fには正の電流のみが流れる。【００３５】
一方、第2のフルブリッジインバータ回路は、該回路を構成するアーム1の半導体スイッチ7aに対してアーム3の半導体スイッチ7jの導通位相をφ2だけ進ませ、アーム1の半導体スイッチ7aから位相が180°遅れたアーム1の半導体スイッチ7bに対してはアーム3の半導体スイッチ7iの導通位相をφ2だけ進ませ、該進み位相差φ2を電気角0から180°まで可変とすることによって第2の交流出力電圧Vac2を0から最大電圧までの間で任意の交流電圧に可変とするものである。【００３６】
このように動作する第2のフルブリッジインバータ回路においては、上記第1の制御方法とは異なり、アーム3の半導体スイッチ7jよりも先にアーム1の半導体スイッチ7aが非導通になるので、負荷に流れていた電流はアーム1の半導体スイッチ7bの逆並列ダイオード7dに転流して、アーム3の半導体スイッチ7j-絶縁変圧器9-アーム1の半導体スイッチ7bの逆並列ダイオード7dの回路で流れ続け、この電流はアーム1の半導体スイッチ7bにゲート信号が入力されてもアーム3の半導体スイッチ7iが導通するまで漸次減少し、前記半導体スイッチ7iが導通する前に零となる。
前記第2のフルブリッジインバータ回路のアーム3の半導体スイッチ7iに流れる電流についても上記と同様に動作し、アーム3の半導体スイッチ7iよりも先にアーム1の半導体スイッチ7bが非導通になるので、負荷に流れていた電流はアーム1の半導体スイッチ7aの逆並列ダイオード7cに転流して、アーム3の半導体スイッチ7i-絶縁変圧器9-アーム1の半導体スイッチ7aの逆並列ダイオード7cの回路で流れ続け、この電流はアーム1の半導体スイッチ7aにゲート信号が入力されてもアーム3の半導体スイッチ7jが導通するまで漸次減少し、前記半導体スイッチ7jが導通する前に零となる。【００３７】
このように、アーム1の半導体スイッチの導通位相に対して、アーム3の半導体スイッチの導通位相を進み位相とすることにより、アーム1の半導体スイッチ7a，7bの逆並列ダイオード7c，7dに電流が流れる期間が生じるが、アーム3の半導体スイッチ7i，7jの逆並列ダイオード7k，7lには電流が流れる期間が生じることなく、各半導体スイッチには図4に示すような電流が流れる。【００３８】
この第2の制御方法において、アーム2の損失は第1の制御方法と同じであるが、アーム1では第１の制御方法に比べてスイッチング損失は大きく、導通損失は少ない。アーム3では第１の制御方法と同じ電流で、さらにスイッチング損失が発生しないので、全体的に損失の少ない制御方法と言える。【００３９】
図5は、前記位相シフトインバータ回路7の第3の制御方法による制御タイミング図で、各半導体スイッチのゲート信号(Gate Signal)、半導体スイッチに印加される電圧(Voltage)、半導体スイッチに流れる電流(Current)及びこの位相シフトインバイター回路7の出力電圧Vac1，Vac2を示した図である。【００４０】
この第3の制御方法は、第1及び第2のフルブリッジインバータ回路に共通なアーム1の半導体スイッチ7a，7bの導通位相に対して、アーム2の半導体スイッチ7e，7fの導通位相を進み位相差φ1で制御し、アーム3の半導体スイッチ7i，7jの導通位相も進み位相差φ2で出力電圧を制御するというもので、図2に示した第2のスイッチング制御装置7mの位相差PWM制御信号発生部7m1で生成した制御信号を第1の位相シフト部7m2で進み位相差φ1を生成して、この制御信号でアーム2の半導体スイッチ7e，7fを導通制御し、前記位相差PWM制御信号発生部7m1で生成した制御信号を第2の位相シフト生成部7m3で進み位相差φ2を生成して、この制御信号でアーム3の半導体スイッチ7i，7jを導通制御し、2つの交流出力電圧Vac1とVac2をそれぞれ独立に制御するものである。
すなわち、第1のフルブリッジインバータ回路を構成するアーム1の半導体スイッチ7aに対してアーム2の半導体スイッチ7fの導通位相をφ1だけ進ませ、前記アーム1の半導体スイッチ7aから位相が180°遅れたアーム1の半導体スイッチ7bに対してはアーム2の半導体スイッチ7eの導通位相をφ1だけ進ませ、該進み位相差φ1を電気角0から180°まで可変とすることによって第1の交流出力電圧Vac1を0から最大電圧までの間で任意の交流電圧に可変とすることができる。【００４１】
このように動作する第1のフルブリッジインバータ回路においては、上記第1及び第2の制御方法とは異なり、アーム2の半導体スイッチ7fよりも先にアーム1の半導体スイッチ7aが非導通になるので、負荷に流れていた電流はアーム1の半導体スイッチ7bの逆並列ダイオード7dに転流して、アーム2の半導体スイッチ7f-アーム1の半導体スイッチ7bの逆並列ダイオード7d-絶縁変圧器8の回路で流れ続け、この電流はアーム1の半導体スイッチ7bにゲート信号が入力されてもアーム3の半導体スイッチ7eが導通するまで漸次減少し、前記半導体スイッチ7eが導通する前に零となる。
同様に、アーム2の半導体スイッチ7eよりも先にアーム1の半導体スイッチ7bが非導通になるので、負荷に流れていた電流はアーム1の半導体スイッチ7aの逆並列ダイオード7cに転流して、アーム1の半導体スイッチ7aの逆並列ダイオード7c-アーム2の半導体スイッチ7e-絶縁変圧器8の回路で流れ続け、この電流はアーム1の半導体スイッチ7aにゲート信号が入力されてもアーム2の半導体スイッチ7fが導通するまで漸次減少し、前記半導体スイッチ7fが導通する前に零となる。【００４２】
前記第2のフルブリッジインバータ回路のアーム1とアーム3についても、上記第1のフルブリッジインバータ回路と同様に動作し、各半導体スイッチには図5に示すような電流が流れる。【００４３】
このように、アーム1の半導体スイッチの導通位相に対して、アーム2の半導体スイッチ7e,7fの逆並列ダイオード7g,7h及びアーム3の半導体スイッチの導通位相を進み位相とすることにより、アーム1の半導体スイッチ7a，7bの逆並列ダイオード7c，7dに電流が流れる期間が生じるが、アーム2及びアーム3の半導体スイッチ7i，7jの逆並列ダイオード7k，7lには電流が流れる期間が生じない。
したがって、アーム1ではスイッチング損失は発生し、また電流が大きい。それに対して、アーム2及びアーム3では電流が小さく、スイッチング損失が発生しない。アーム１のスイッチに損失を集中させる制御方法である。【００４４】
以上のように、二つのフルブリッジインバータ回路を三つのアームで構成することにより、半導体スイッチの数が少なく、かつ半導体スイッチを駆動する回路や配線数なども少なくて済む。
また、スイッチング損失と導通損失からなる半導体スイッチの損失は、アームによって異なるので、スイッチング損失が発生しないアームの半導体スイッチはサージ電圧抑制手段は不要であり、導通損失の多いアームの半導体スイッチには導通損失の小さい半導体スイッチを選択するなどして、各アームの半導体スイッチごとに発生する損失を考慮した放熱実装(半導体スイッチの冷却のためのヒートシンクやフィン、空冷ファン等の実装)、サージ電圧抑制手段の最少化及び半導体スイッチの選択の適正化によりインバータ回路を小型で安価にものとすることができる。【００４５】
交流・直流昇圧変換部14は、上記位相シフトインバータ回路7で二つの単相交流電圧Vac1とVac2に変換された電圧を絶縁変圧器8と9に入力し、これら絶縁変圧器８，９の出力電圧を第2，第3の交流-直流変換器(全波整流器)10，11でそれぞれ直流電圧に変換し、さらに第2の平滑コンデンサ12と第3の平滑コンデンサ13とで平滑して後述の電流増幅器19，20，21の直流電源電圧Vdc1，Vdc2を得るもので、これによって前記三相交流電源3と絶縁することができる。【００４６】
前記２つの直流電源電圧Vdc1，Vdc2は、これらを直列に接続して後述のマルチレベルPWMインバータ回路18の直流高電圧電源とするものであるので、前記Vdc1とVdc2は同じ値にする必要がある。
このため、前記Vdc1とVdc2を絶縁して検出できる絶縁電圧検出器12a，13aを設け、これらの検出器で検出した検出値とMRI装置のシーケンサ22から出力される第2の電圧指令値22bとが一致するように前記第2のスイッチング制御装置7mで前記位相シフトインバータ回路7の半導体スイッチ7a，7b，7e，7f，7i，7jをスイッチング制御する。
そして、上記の位相シフトインバータ回路7の動作周波数を高くすれば(20kHz程度)、前記交流・直流昇圧変換部14の絶縁変圧器8，9を小型、安価なものとすることができる。【００４７】
電流増幅器19，20，21は，それぞれ3レベルのマルチレベルPWMインバータ回路18で構成され、該マルチレベルPWMインバータ回路18から負荷である傾斜磁場コイル1のX軸コイル15、Y軸コイル16及びZ軸コイル17にそれぞれ電流を供給する。【００４８】
前記マルチレベルPWMインバータ回路18から負荷である傾斜磁場コイル1のX軸コイル15，Y軸コイル16及びZ軸コイル17には、前記直流電源電圧Vdc1，Vdc2を電源(Vdc1=Vdc2=E/2)として、0レベル、1/2Ｅレベル、そして最大レベルEの3レベルの電圧をMRI装置のシーケンサ22からの電流指令値22c1，22c2，22c3により切り替えられて印加される。【００４９】
電流増幅器19は、それぞれ直列に接続された入力の直流電圧源である第2の平滑コンデンサ(電圧Vdc1)12と第3の平滑コンデンサ(電圧Vdc2)13に並列に接続されたマルチレベルPWMインバータ回路18と、このマルチレベルPWMインバータ回路18の出力側にX軸コイル15が接続され、電流増幅器19の出力電流(傾斜磁場コイル15に流れる電流)を検出する電流検出器23と、MRI装置のシーケンサ22からの電流指令値22c1と前記電流検出器23の出力である電流検出値とを入力し、両者の差が零になるようにマルチレベルPWMインバータ回路18を駆動制御するスイッチング制御装置18qとを備えて構成される。
なお、18i〜18pはスイッチング制御装置18qから出力されるスイッチング制御信号を所定の値に増幅してマルチレベルＰＷＭインバータ回路18のアーム24〜27の各半導体スイッチ18a，18bを駆動する回路である。【００５０】
電流増幅器20も同一構成で、マルチレベルPWMインバータ回路18の出力側にY軸コイル16が接続され、電流増幅器20の出力電流を検出する電流検出器23と、電流指令値22c2と前記電流検出器23の電流検出値とを入力し、両者の差が零となるようにそのマルチレベルPWMインバータ回路18を駆動制御するスイッチング制御装置18qとを備えて構成される。【００５１】
また電流増幅器21も同一構成で、マルチレベルPWMインバータ回路18の出力側にZ軸コイル17が接続され、電流増幅器21の出力電流を検出する電流検出器23と、電流指令値22c3と前記電流増幅器23の電流検出値とを入力し、両者の差が零となるようにそのマルチレベルPWMインバータ回路18を駆動制御するスイッチング制御装置18qとを備えて構成される。【００５２】
3レベルのマルチレベルPWMインバータ回路18では、その入力に直流電圧源E (電圧=Vdc1+Vdc2)，Ｅｏを接続し、その出力端子A，Bに任意の電圧波形を出力するように構成している。
また、この3レベルPWMインバータ回路18では、直流電圧源E-E0間の直流電圧を2分割(E/2)しており、2対のIGBTによる半導体スイッチ18a，18bおよびそれぞれに逆並列接続したダイオード18c，18dを直列に接続した4組のアーム24〜27を有し、前記4組のアームをフルブリッジ接続している。
そして、第2の平滑コンデンサ12と第3の平滑コンデンサ13の接続点(レベル2の電位)とフルブリッジ構成の各アーム24〜27の半導体スイッチの接続点との間にダイオード18e，18f，18g，18hを接続して、マルチレベルダイオードクランプ型ＰＷＭコンバータを構成している。
すなわち、アーム24の半導体スイッチ18aと18bの接続点と前記第2の平滑コンデンサ12と第3の平滑コンデンサ13の接続点との間に図示のようにダイオード18eを、アーム25の半導体スイッチ18aと18bの接続点と前記第2の平滑コンデンサ12と第3の平滑コンデンサ13の接続点との間にダイオード18fを、アーム26の半導体スイッチ18aと18bの接続点と前記第2の平滑コンデンサ12と第3の平滑コンデンサ13の接続点との間にダイオード18gを、アーム27の半導体スイッチ18aと18bの接続点と前記第2の平滑コンデンサ12と第3の平滑コンデンサ13の接続点との間にダイオード18hを接続している。【００５３】
ここで、アーム24の半導体スイッチ18a，18bを導通させることによって出力端Aに＋Eの電圧を出力することができ、アーム24の半導体スイッチ18bおよびアーム25の半導体スイッチ18aを導通させることによって出力端Aに+E/2の電圧を出力することができ、さらにアーム25の半導体スイッチ18a，18bを導通させることによって出力端Aに0の電圧を出力することができ、このようにして、出力端Ａに3レベルの電圧を出力することができる。【００５４】
また、出力端Bについても同様であり、結局、出力端A，B間の電圧として、−Eから＋Eまでの5通りの電圧(-E，-E/2，0，+E/2，E)を出力することができる。
さらに、これらをPWM制御することによって、-Eから+Eまでの間で任意の電圧を出力することができる。【００５５】
3レベルPWMインバータ回路18は、直流電圧源をVdc1とVdc2に分割し、各アーム24〜27も同様に半導体スイッチ18a，18bで分割して、それぞれをダイオード18e，18f，18g，18hで接続することによって、各々の半導体スイッチ18a，18bには前記分割された直流電圧分の直流電圧しか印加されないため、耐電圧の低い半導体スイッチを用いても大きな出力電圧が得られる。
また、電流増幅器19〜21にそれぞれマルチレベルPWMインバータ回路18を使用してPWM制御しているため、他のインバータを使用した場合に比べて電流リップルを減少させることができる。【００５６】
マルチレベルPWMインバータ回路においては、例えば、上記3レベルPWMインバータ回路18の場合、分割した二つの直流電源電圧Vdc1とVdc2との間に差が生じると、正負の出力電圧にも差が生じ、負荷に流れる電流のリップル増加の要因となる。そこで、二つの直流電源電圧Vdc1とVdc2の電圧を等しく、かつ安定化するために、上記昇圧チョッパ回路6及び位相シフトインバータ回路7のそれぞれの出力電圧がMRI装置のシーケンサ22から出力される第１および第２の電圧指令値22a，22bになるようにフィードバック制御される。【００５７】
図1に示すように、第2の平滑コンデンサ12の電圧Vdc1と第3の平滑コンデンサ13の電圧Vdc2を絶縁電圧検出器12a，13aで検出し、これらの検出した値とMRI装置のシーケンサ22から出力される第２の電圧指令値22bとの差が零になるように上記位相シフトインバータ回路7の位相差を制御することにより上記二つの直流電源電圧Vdc1とVdc2を同じ電圧に安定化することができる。
同様に上記位相シフトインバータ回路7の入力直流電源電圧Vｄｃｃ、すなわち昇圧チョッパ回路6の出力電圧Vdccについても電圧検出器6eで検出した値とMRI装置のシーケンサ22から出力される第1の電圧指令値22aとの差が零になるように上記昇圧チョッパ回路6の半導体スイッチ6bの導通と非導通の比率を制御することにより上記位相シフトインバータ回路7の入力直流電源電圧Vｄｃｃを安定なものとすることができる。
なお、上記マルチレベルPWMインバータ回路18の直流電源電圧Vdc1とVdc2は位相シフトインバータ回路7でフィードバック制御されて安定化されるので、上記昇圧型チョッパ回路6の出力電圧は必ずしもフィードバック制御する必要はない場合もある。【００５８】
上記直流電源電圧Vdc1とVdc2は合せて2000〔V〕程度の直流の高電圧とする必要があるが、本発明の第1の実施形態では、電圧を昇圧する手段として昇圧チョッパ回路6と絶縁変圧器8，9の二つの要素を備えているので、これらの要素による昇圧を適切に分担して上記の必要な電圧に昇圧すれば良い。
例えば、200〔V〕の商用電源電圧を第1の交流−直流変換器4で直流に変換し、さらにこれを第1の平滑コンデンサ5で平滑して得られる電圧約282〔V〕(200×√2)を昇圧チョッパ回路6で3倍の846〔V〕(半導体スイッチIGBTの耐電圧を考慮して)に昇圧し、この昇圧された電圧を絶縁変圧器8，9で2.5倍程度に昇圧すれば上記の目標の直流高電圧を得ることが可能となる。
この場合、前述したように前記絶縁変圧器8，9の入力電圧は前記位相シフトインバータ回路7で20kHz程度まで高周波化することにより、当該絶縁変圧器8，9及び第2，第3の平滑コンデンサ(静電容量を小さくできるため)は小型なものとなる。【００５９】
このように、昇圧チョッパ回路6の昇圧比と絶縁変圧器8，9の変圧器比を適切な値に選定し、前記位相シフトインバータ回路7で高周波化された交流電圧を前記絶縁変圧器8，9に入力すると共に前記位相シフトインバータ回路7に3アームから成る二組のフルブリッジインバータ回路を用いて構成したので、マルチレベルPWMインバータ回路18の直流高電圧電源を小型で安価なものとすることができる。【００６０】
図6は、本発明電源装置の第2の実施形態によるMRI装置の傾斜磁場電源装置の回路構成図である。
ただし、直流高電圧発生のための構成要素のうち、上記図1の第1の実施形態の昇圧チョッパ回路6までは同じ構成であるので、図6では位相シフトインバータ回路60及び交流・直流・昇圧変換部50のみを示し、またこの交流・直流昇圧変換部50の出力を受けるマルチレベルPWMインバータ回路は5レベルのマルチレベルPWMインバータ回路30とし、その出力側には負荷としてX軸コイル15が接続されてる。なお、この回路３０の半導体スイッチング制御装置及びこの装置からの出力信号を増幅してマルチレベルPWMインバータ回路30の半導体スイッチを駆動する回路は省略してある。
なお、Y軸コイル16及びZ軸コイル17についても同様の5レベルのマルチレベルPWMインバータ回路30を用いるが、ここではX軸コイル15の場合についてのみ説明する。【００６１】
5レベルのマルチレベルPWMインバータ回路30では、その直流電源として、0レベル、1/4レベル、2/4レベル(=1/2レベル)、3/4レベル、そして最大レベル4/4レベルの5レベルの直流電圧電源が必要である。
本発明の第2の実施形態では、これらの4つの同じ直流電圧を得るために、図1の昇圧型チョッパ回路6の出力電圧Vdcc(第4の平滑コンデンサ6dの電圧)を位相シフトインバータ回路60で4つの交流電圧に変換し、これを交流・直流昇圧変換部50で直流に変換する。【００６２】
前記位相シフトインバータ回路60は、半導体スイッチ60aと60bによるアーム1と、半導体スイッチ60cと60dによるアーム2と、半導体スイッチ60eと60fによるアーム3と、半導体スイッチ60gと60hによるアーム4と、半導体スイッチ60iと60jによるアーム5の5つのアームを備え、前記アーム1とアーム2で構成される第1のフルブリッジインバータ回路と、前記アーム1とアーム3で構成される第2のフルブリッジインバータ回路と、前記アーム1とアーム4で構成される第3のフルブリッジインバータ回路と、前記アーム1とアーム5で構成される第4のフルブリッジインバータ回路とから成る4つのフルブリッジインバータ回路と、これらのフルブリッジインバータ回路の半導体スイッチをスイッチング制御する第3のスイッチング制御装置60kと、この第3のスイッチング制御装置60kの出力を増幅して前記半導体スイッチを駆動する駆動回路60ｇとを備えて構成される。
なお、前記半導体スイッチ60a〜60jには逆並列ダイオードが接続されている。【００６３】
前記第3のスイッチング制御装置60kは、5レベルのマルチレベルPWMインバータ回路30への直流電源電圧がMRI装置のシーケンサ22から出力される第3の電圧指令値22dに一致させる制御信号を生成する位相差PWM制御信号生成部60lと、この位相差PWM制御信号生成部60lで生成された信号の位相を遅れ又は進み位相にシフトする第3の位相シフト部60m、第4の位相シフト部60n、第5の位相シフト部60o、第6の位相シフト部60pから成る。【００６４】
前記4つのフルブリッジインバータ回路において、アーム1は全てのフルブリッジインバータ回路で共用し、図1の第1の実施形態で説明した第1の制御方法、第2の制御方法または第3の制御方法を用いて半導体スイッチを導通制御して4つの同じ値の交流電圧を得るものである。
すなわち、アーム1の半導体スイッチの導通位相に対してアーム2〜アーム5の対向する半導体スイッチを遅れ位相又は進み位相で導通制御して、入力の直流電圧Vdccを前記アーム1とアーム2で構成される第1のフルブリッジインバータ回路により交流電圧Vac3に変換し、前記アーム1とアーム3で構成される第2のフルブリッジインバータ回路により交流電圧Vac4に変換し、前記アーム1とアーム4で構成される第3のフルブリッジインバータ回路により交流電圧Vac5に変換し、前記アーム1とアーム5で構成される第4のフルブリッジインバータ回路により交流電圧Vac6に変換して、これらの変換された交流電圧を交流・直流昇圧変換部50の4つの絶縁変圧器31a，31b，31c，31dの入力側にそれぞれ入力する。【００６５】
交流・直流昇圧変換部50は、前記位相シフトインバータ回路60で変換された4つの交流電圧Vac3〜Vac6を絶縁変圧器31a，31b，31c，31dで絶縁、昇圧し、これらの昇圧された交流電圧を交流-直流変換器(全波整流器)32a，32b，32c，32dで直流に変換し、これらの変換された直流電圧を平滑コンデンサ33a，33b，33c，33dで平滑して4つの直流電圧Vdc3，Vdc4，Vdc5，Vdc6を得て、これらの直流電圧を5レベルのマルチレベルPWMインバータ回路30の直流電源とする。
これらの4つの直流電圧Vdc3，Vdc4，Vdc5，Vdc6は同じ値の変動のない安定な電圧とするために、前記Vdc3，Vdc4，Vdc5，Vdc6を絶縁電圧検出器34a，34b，34c，34dでそれぞれ絶縁して検出し、前述したように前記直流電圧Vdc3，Vdc4，Vdc5，Vdc6を第3の電圧指令値22dに一致させるように第3のスイッチング制御装置60kへフィードバックする。【００６６】
このように、4つの交流電圧をそれぞれ独立して制御するためのフルブリッジインバータ回路には、従来は16個の半導体スイッチを必要としていたが、上記本発明の第2の実施形態では10個で済むので、半導体スイッチの数及びこれらの半導体スイッチを駆動する回路も少なくなる。
さらに、第1の実施形態で述べたように、半導体スイッチの導通制御に第1の制御方法、第2の制御方法または第3の制御方法のいずれかのうちの任意の制御方法を用いることにより、各アームの半導体スイッチで発生する損失を考慮した放熱実装の最適化、サージ電圧抑制手段の最少化及び半導体スイッチの選択の適正化により、インバータ回路を小型で安価にものとすることができる。【００６７】
5レベルのマルチレベルPWMインバータ回路30は、その入力に前記直流電圧源E、E0(電圧=Vdc3+Vdc4+Vdc5+Vdc6)を接続し、その出力端A，Bに任意の電圧波形を出力するように構成しており、4対の半導体スイッチ30a，30b，30c，30dおよびそれぞれに逆並列接続したダイオード30e，30f，30g，30hを直列に接続した4組のアーム31〜34を有し、前記4組のアームをフルブリッジに接続している。【００６８】
平滑コンデンサ33aと33bの接続点と、フルブリッジ構成の各アーム31〜34における半導体スイッチ30aと半導体スイッチ30bとの接続点との間にダイオード35〜38をそれぞれ接続し、また、平滑コンデンサ33bと33cの接続点と、各アーム31〜34における半導体スイッチ30bと半導体スイッチ30cとの接続点との間にダイオード39〜42をそれぞれ接続し、同様に、平滑コンデンサ33cと33dの接続点と、各アーム31〜34における半導体スイッチ30cと半導体スイッチ30dとの接続点との間にダイオード43〜46をそれぞれ接続している。【００６９】
ここで、アーム31の半導体スイッチ30a〜30dを導通させることによって出力端Aに＋Eの電圧を出力することができ、アーム31の半導体スイッチ30b〜30dおよびアーム32の半導体スイッチ30aを導通させることによって出力端Aに+E・3/4の電圧を出力することができ、アーム31の半導体スイッチ30c，30dおよびアーム32の半導体スイッチ30a，30bを導通させることによって出力端Aに+E・1/2の電圧を出力することができ、アーム31の半導体スイッチ30dおよびアーム32の半導体スイッチ30a〜30cを導通させることによって出力端Aに+E/4の電圧を出力することができ、さらにアーム32の半導体スイッチ30a〜30dを導通させることによって出力端Aに零の電圧を出力することができ、このようにして、5レベルの電圧を出力端Aに出力することができる。【００７０】
また、出力端Bについても同様であり、結局出力端A，B間の電圧として、−Eから＋Eまでの9通りの電圧を出力することができる。
さらに、これらをPWM変調することによって、−Eから＋Eまでの間で任意の電圧を出力することができる。【００７１】
5レベルのマルチレベルPWMインバータ回路30は、E〜E0間の直流電圧源をVdc3，Vdc4、Vdc5，Vdc6の4つの電圧に分割し、各アーム31〜34も同様に4つの半導体スイッチ30a〜30dで分割して、それぞれをダイオード35〜46で接続することによって、各々の半導体スイッチ30a〜30dには分割された直流電圧分の直流電圧しか印加されないため、耐電圧の低い、半導体スイッチを用いても大きな出力電圧が得られる。【００７２】
図7は、本発明電源装置の第3の実施形態によるMRI装置の傾斜磁場電源装置の回路構成図である。
この第3の実施形態は、位相シフトインバータ回路70の主回路構成のみが前記図6の第2の実施形態と異なり、他は同じであるのであるので、ここでは位相シフトインバータ回路70の構成について説明する。【００７３】
図7の位相シフトインバータ回路70は、図1に示した第1の実施形態の位相シフトインバータ回路7を二組用いて昇圧チョッパ回路6の出力電圧Vdccを4つの交流電圧Vac3，Vac4，Vac5，Vac6に変換する。
すなわち、半導体スイッチ70aと70bによるアーム1と、半導体スイッチ70cと70dによるアーム2と、半導体スイッチ70eと70fによるアーム3とで二組のフルブリッジインバータ回路を構成し、半導体スイッチ70gと70hによるアーム4と、半導体スイッチ70iと70jによるアーム5と、半導体スイッチ70kと70lによるアーム6とでもう二組のフルブリッジインバータ回路を構成する。【００７４】
前記アーム1〜アーム3による二組のフルブリッジインバータ回路は、アーム1とアーム2で第1のフルブリッジインバータ回路を構成し、アーム1とアーム3で第2のフルブリッジインバータ回路を構成するもので、前記アーム1を第1、第2のフルブリッジインバータ回路で共用する。
同様に、前記アーム4〜アーム6による二組のフルブリッジインバータ回路は、アーム4とアーム5で第3のフルブリッジインバータ回路を構成し、アーム4とアーム6で第4のフルブリッジインバータ回路を構成するもので、前記アーム4を第3，第4のフルブリッジインバータ回路で共用する。【００７５】
前記4つのフルブリッジインバータ回路に、図1の第1の実施形態で説明した第1の制御方法、第2の制御方法または第3の制御方法を適用して半導体スイッチを導通制御し、4つの同じ値の交流電圧を得るものである。
すなわち、前記アーム1の半導体スイッチの導通位相に対してアーム2、アーム3の半導体スイッチを遅れ位相又は進み位相で導通制御して、直流電圧Vdccを前記アーム1とアーム2で構成される第1のフルブリッジインバータ回路により交流電圧Vac3に変換し、前記アーム1とアーム3で構成される第2のフルブリッジインバータ回路により交流電圧Vac4に変換する。
同様に、前記アーム4の半導体スイッチの導通位相に対してアーム5、アーム6の半導体スイッチを遅れ位相又は進み位相で導通制御して、直流電圧Vdccを前記アーム4とアーム5で構成される第3のフルブリッジインバータ回路により交流電圧Vac5に変換し、前記アーム4とアーム6で構成される第2のフルブリッジインバータ回路により交流電圧Vac6に変換する。【００７６】
このように、4つの交流電圧をそれぞれ独立して制御するためのフルブリッジインバータ回路には、従来は16個の半導体スイッチを必要としていたが、上記本発明の第3の実施形態では12個で済むので、半導体スイッチの数及びこれらの半導体スイッチを駆動する回路も少なくなる。【００７７】
さらに、半導体スイッチの導通制御に第1の制御方法または第2の制御方法または第3の制御方法のいずれかのうちの任意の制御方法を用いることにより、各アームの半導体スイッチで発生する損失を考慮した放熱実装の最適化、サージ電圧抑制手段の最少化及び半導体スイッチの選択の適正化により、インバータ回路を小型で安価にものとすることができる。【００７８】
図8は、本発明電源装置の第4の実施形態で、上記第1の実施形態の3レベルおよび第2、3の実施形態の5レベルのマルチレベルPWMインバータ回路への直流高電圧電源中の昇圧型チョッパ回路6を改良したもので、商用三相交流電源3の交流電圧を直流に変換すると共に該三相交流電源電圧を全波整流し、これを平滑して得られる電圧よりも高い電圧に昇圧する機能を備えた第4の交流−直流変換器80の回路構成図であり、前記変換器80で昇圧した直流電圧は前記位相シフトインバータ回路7，60，70の直流電源として適用される。【００７９】
上記図8に示す第4の交流−直流変換器80は、IGBTによる自己消弧可能な半導体スイッチ80a〜80f及びこれらに逆並列に接続されたダイオード80g〜80lによる三相全波整流回路と、この三相全波整流回路の交流入力端と三相交流電源3の各相との間に接続されたリアクトル80m，80n，80oと、前記三相全波整流回路の出力電圧を平滑する平滑コンデンサ80pと、この平滑コンデンサ80pの電圧を検出する電圧検出器80qと、この電圧検出器80qの検出値と上記MRI装置のシーケンサ22からの第1の電圧指令値22aとが一致するように前記半導体スイッチ80a〜80fをスイッチング制御する第4のスイッチング制御装置80rと、このスイッチング制御装置80rから出力されるスイッチング制御信号を所定の値に増幅して前記半導体スイッチ80a〜80f を駆動する回路80sで構成されている。【００８０】
この第4の交流−直流変換器80は、特開平7-65987号公報に開示されているように、前記電圧検出器80qの検出値と上記MRI装置のシーケンサ22からの第1の電圧指令値22aとが一致するように前記半導体スイッチ80a〜80fをパルス幅変調制御(PWM制御)して、上記リアクトル80m，80n，80oに電磁エネルギを蓄え、その電磁エネルギを上記平滑コンデンサ80pに放出することによって該平滑コンデンサ80pには交流電源の電圧以上の電圧が充電される。
すなわち、前記第1の実施形態の昇圧型チョッパ回路6で昇圧される、例えば、846〔V〕程度の電圧まで昇圧することができる。
さらに、前記第4の交流−直流変換器80は、前記三相交流電源3の相電流と相電圧を検出する相電流及び相電圧検出器80ｔを備えることによって、前記交流電源の相電流と相電圧の位相差及び上記平滑コンデンサ80pの出力電圧の設定値22a(第1の電圧指令値)との誤差に応じて前記半導体スイッチ80a〜80fをパルス幅変調制御することにより、前記交流電源の相電流と相電圧の位相を一致させることができるので、力率が改善されて皮相電力が小さくなり、前記第4の交流−直流変換器80に流れる電流は小さくて済むと共に前記三相交流電源設備の容量も低減できるという効果が得られる。【００８１】
このように、本発明の第4の実施形態によれば、マルチレベルPWMインバータ回路を用いた傾斜磁場電源装置の直流高電圧電源を小型で安価なものとすることができると共に三相交流電源設備の容量も低減できるという効果が得られる。【００８２】
なお、上述した実施の形態では、マルチレベルPWMインバータ回路への直流電源電圧をフィードバック制御(位相シフトインバータ回路7，60，70，昇圧型チョッパ回路6及び第4の交流−直流変換器80)して安定化する例について説明したが、負荷としての傾斜磁場コイルに流れる電流をMRI装置のシーケンサ22から出力される電流指令値22ｃ1,22ｃ2,22ｃ3になるように制御する手段を講じているので、商用交流電源の電圧変動やその他の要因によって発生する前記直流電源の変動が許容範囲以内であれば、必ずしもフィードバック制御する必要はない。
したがって、上記マルチレベルPWMインバータ回路への直流電源電圧のフィードバック制御は必要に応じて適用すれば良い。【００８３】
また、半導体スイッチとして、第4の交流−直流変換器80、昇圧型チョッパ回路6、位相シフトインバータ回路7，60，70，及びマルチレベルPWMインバータ回路にIGBTを用いた例について説明したが、これに限定するものではなく、前記IGBT、MOSFETやバイポーラトランジスタなどの半導体スイッチを用途に応じて用いれば良い。【００８４】
さらに、電流増巾器として、3レベル及び5レベルのマルチレベルPWMインバータ回路の例を挙げたが、これに限らず上記実施形態と同じ考えで直流電源を構成し5レベル以上のマルチレベルPWMインバータ回路に適用することも可能である。
さらにまた、本発明電源装置には負荷としてMRI装置の傾斜磁場コイルを接続した例について説明したが、静磁場もしくは高周波磁場を発生させるコイルを負荷として接続して用いることもできる。
さらにまた、上記実施例において交流・直流昇圧変換部により生成する直流電圧の数は図示例では偶数であったが、奇数個の直流電圧を生成するようにしても良い。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【国際調査報告】
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