(57)【要約】  電池部（ＢＡＴ）は、制御電圧（Ｖ２）を可変容量ダイオード（ＶＤ）のアノード電位が負電位になる方向にシフトする電圧シフト部であり、制御電圧（Ｖ２）に自己の電池電圧（Ｖｂ）を重畳する。すなわち、電池部（ＢＡＴ）は、制御電圧（Ｖ２）を低下させる方向に介挿され、（制御電圧（Ｖ２）−電池電圧（Ｖｂ））が可変容量ダイオード（ＶＤ）のアノード端に印加されるように作用する。すると、可変容量ダイオード（ＶＤ）に対する印加電圧は、（制御電圧（Ｖ２）−制御電圧（Ｖ１）−電池電圧（Ｖｂ））となり、可変容量ダイオード（ＶＤ）の可変容量範囲も拡大する。
2007135821.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
外部素子を含む回路インピーダンスを変化させるように構成された可変容量ダイオードと、
前記可変容量ダイオードのカソード端に接続され、第１の制御電圧を印加するための第１の制御信号線と、
前記可変容量ダイオードのアノード端に接続され、第２の制御電圧を印加するための第２の制御信号線と、
前記第２の制御信号線に介挿され、前記可変容量ダイオードのアノード電位が負電位になるように、前記第２の制御電圧をシフトする電圧シフト部とを備える、整合器。
【請求項２】
前記電圧シフト部は、化学電池からなる、請求の範囲第１項に記載の整合器。
【請求項３】
前記第１の制御信号線と接続され、前記第１の制御信号線に与えられる第１の交流信号を整流して前記第１の制御電圧を生成する第１の整流回路と、
前記第２の制御信号線と接続され、前記第２の制御信号線に与えられる第２の交流信号を整流して前記第２の制御電圧を生成する第２の整流回路とをさらに備える、請求の範囲第１項に記載の整合器。
【請求項４】
前記電圧シフト部は、逆バイアス電圧の印加により一定電圧を発生する定電圧ダイオードからなり、
前記定電圧ダイオードは、前記第１の交流信号または前記第２の交流信号を用いて逆バイアス電圧が印加されるように構成される、請求の範囲第３項に記載の整合器。
【請求項５】
前記電圧シフト部は、前記第２の交流信号の極性を反転させた後、前記第２の整流回路に与えるように構成されたトランスからなる、請求の範囲第３項に記載の整合器。
【請求項６】
前記第１および第２の交流信号は、パルス幅変調により生成される、請求の範囲第３項に記載の整合器。
【請求項７】
整合器を備えたアンテナ整合回路であって、
前記整合器は、
外部素子を含む回路インピーダンスを変化させるように構成された可変容量ダイオードと、
前記可変容量ダイオードのカソード端に接続され、第１の制御電圧を印加するための第１の制御信号線と、
前記可変容量ダイオードのアノード端に接続され、第２の制御電圧を印加するための第２の制御信号線と、
前記第２の制御信号線に介挿され、前記可変容量ダイオードのアノード電位が負電位になるように、前記第２の制御電圧をシフトする電圧シフト部とを含み、
アンテナ整合回路は、前記整合器における前記第１および第２の制御信号線と接続され、前記可変容量ダイオードへの印加電圧を供給する電圧供給部とを備え、
前記外部素子は、アンテナ素子である、アンテナ整合回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は可変容量ダイオードを用いて回路インピーダンスの整合をとる整合器およびそれを用いたアンテナ整合回路に関し、特に可変容量ダイオードへの印加電圧の変化範囲をシフトし、可変容量範囲を拡大させる技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般的な無線通信においては、無線信号の受信周波数に応じて、アンテナと受信回路との間のインピーダンス整合（インピーダンスマッチング）をとって受信効率を高めることが行なわれる。このようなインピーダンス整合を行なうための一つの方法として、アンテナと受信回路との間に可変容量ダイオードを含む整合器が配置される。【０００３】
また、アンテナで受信される複数の周波数成分を含む無線信号から受信周波数成分だけを抽出する同調回路（チューニング回路）においても、受信回路からみた同調周波数（共振周波数）を変化させるように、可変容量ダイオードが用いられる。【０００４】
可変容量ダイオードは、バリキャップダイオードやバラクタダイオードとも称され、その内部に生じる空乏層の幅に応じた静電容量を発生する。そして、可変容量ダイオードは、逆バイアス電圧となるような制御電圧を印加されることで、その内部の空乏層の幅を変化させて、その結果、静電容量を可変にする。【０００５】
たとえば、特開平１０−３３６０５５号公報（特許文献１）には、インダクタンス素子と制御電圧に応じてインダクタンス素子の共振周波数を設定する同調可変部とを有するアンテナと、このアンテナに制御電圧を供給する制御手段と、を有するアンテナ同調制御装置が開示されている。そして、この同調可変部は、直列接続された固定容量素子と可変容量素子とをインダクタンス素子が並列に接続される。【０００６】
また、特開平１１−０１７５８０号公報（特許文献２）には、可変容量素子を有するアンテナ整合部と、アンテナ整合部の周波数特性に応じて調整処理を行なって定数発生部から出力された定数と加算する演算部と、この演算部の出力データをアナログ変換して可変容量素子の制御電圧として出力するＤ−Ａコンバータとを備えるアンテナ整合器が開示されている。
【特許文献１】特開平１０−３３６０５５号公報
【特許文献２】特開平１１−０１７５８０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
上述したように、可変容量ダイオードでは、印加される逆バイアス電圧に応じて変化する静電容量の大きさ、すなわち可変容量ダイオードの可変容量範囲は、その両端に印加される制御電圧の変化幅に応じて定まる。【０００８】
一方、特に小型無線機や携帯電話などの移動用受信機（通信機）においては、回路に使用される半導体集積回路の高密度化や低消費電力化などに伴い、整合器に使用される駆動電源はより低電圧化（たとえば、１．８Ｖ程度）している。これに伴って、可変容量ダイオードの両端に印加できる制御電圧の変化幅も小さくなり、可変容量範囲はより制限されるようになっている。【０００９】
また、駆動電源をチャージポンプ回路やＤＣ−ＤＣコンバータなどを用いて昇圧することも考えられるが、回路構成が複雑になり、重量も増加するといった別の問題が生じるため、現実的には採用することはできない。【００１０】
このような理由から、可変容量ダイオードの可変容量範囲が制限され、整合器としての性能が低下するといった問題があった。【００１１】
そこで、この発明は、かかる問題を解決するためになされたものであり、その目的は、可変容量ダイオードの可変容量範囲を拡大させて、より広い範囲で回路インピーダンス整合が可能な整合器およびアンテナ整合回路を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
この発明によれば、外部素子を含む回路インピーダンスを変化させるように構成された可変容量ダイオードと、可変容量ダイオードのカソード端に接続され、第１の制御電圧を印加するための第１の制御信号線と、可変容量ダイオードのアノード端に接続され、第２の制御電圧を印加するための第２の制御信号線と、第２の制御信号線に介挿され、可変容量ダイオードのアノード電位が負電位になるように、第２の制御電圧をシフトする電圧シフト部とを備える整合器である。【００１３】
この発明によれば、可変容量ダイオードには、カソード端に印加される制御電圧とアノード端に印加される制御電圧との電位差が印加電圧として生じるため、電圧シフト部がアノード端に印加される制御電圧が負電位となるようにシフトすることで、可変容量ダイオードに対する印加電圧の変化範囲を実質的に拡大させることができる。これにより、可変容量ダイオードの可変容量範囲も拡大できる。【００１４】
好ましくは、電圧シフト部は、化学電池からなる。
好ましくは、第１の制御信号線と接続され、第１の制御信号線に与えられる第１の交流信号を整流して第１の制御電圧を生成する第１の整流回路と、第２の制御信号線と接続され、第２の制御信号線に与えられる第２の交流信号を整流して第２の制御電圧を生成する第２の整流回路とをさらに備える。【００１５】
好ましくは、電圧シフト部は、逆バイアス電圧の印加により一定電圧を発生する定電圧ダイオードからなり、定電圧ダイオードは、第１の交流信号または第２の交流信号を用いて逆バイアス電圧が印加されるように構成される。【００１６】
好ましくは、電圧シフト部は、第２の交流信号の極性を反転させた後、第２の整流回路に与えるように構成されたトランスからなる。【００１７】
好ましくは、第１および第２の交流信号は、パルス幅変調により生成される。
また、この発明によれば、上述のこの発明に係る整合器と、整合器における第１および第２の制御信号線と接続され、可変容量ダイオードへの印加電圧を供給する電圧供給部とを備え、外部素子は、アンテナ素子である、アンテナ整合回路である。
【発明の効果】
【００１８】
この発明によれば、可変容量ダイオードの可変容量範囲を拡大させて、より広い範囲で回路インピーダンス整合が可能な整合器およびアンテナ整合回路を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明の実施の形態１に従う整合回路を備える移動用受信機の要部を示す図である。
【図２】整合器、アンテナ素子および受信回路の回路構成図である。
【図３Ａ】電池部による電圧シフトがない場合において、制御電圧の逆バイアス電圧方向へのシフトによる可変容量ダイオードの可変容量範囲の変化を説明するための図である。
【図３Ｂ】電池部による電圧シフトがある場合において、制御電圧の逆バイアス電圧方向へのシフトによる可変容量ダイオードの可変容量範囲の変化を説明するための図である。
【図４】本発明の実施の形態２に従う整合器、アンテナ素子および受信回路の回路構成図である。
【図５】本発明の実施の形態３に従う整合器、アンテナ素子および受信回路の回路構成図である。
【符号の説明】
【００２０】
１，３，４  整合器、６  電圧供給部、８  受信回路、１００  アンテナ整合回路、ＡＮＴ  アンテナ素子、ＢＡＴ  電池部、Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５，Ｃ１０，Ｃ１１  キャパシタ、Ｄ２，Ｄ１０，Ｄ１１  ダイオード、Ｌ１，Ｌ２  インダクタ、ＬＮ１，ＬＮ２  制御信号線、ＬＮＡ  低雑音増幅器、ＬＰＦ１，ＬＰＦ２  整流回路、ＰＷＭ１，ＰＷＭ２  パルス信号、Ｒ１，Ｒ２，Ｒ５，Ｒ６，Ｒ１０，Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ２０，Ｒ２１  抵抗、ＲＦ  受信信号、ＳＥＬ  チャンネル選択指令、ＴＲ  トランス、Ｖ１，Ｖ２  制御電圧、Ｖｂ  電池電圧、Ｖｃｃ  駆動電圧、ＶＤ  可変容量ダイオード、Ｖｍａｘ  最大電圧、Ｖｐｄ  起電力、Ｖｚｄ  ツェナー電圧、ＺＤ  ツェナーダイオード。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
この発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中の同一または相当部分については、同一符号を付してその説明は繰返さない。【００２２】
［実施の形態１］
本発明の実施の形態１に従う整合器１を備える移動用受信機は、一例として、モバイル機器向けの地上デジタル放送（いわゆる、「ワンセグメント放送」）の受信に向けられる。【００２３】
図１を参照して、本発明の実施の形態１に従う整合器１は、アンテナ素子ＡＮＴおよび電圧供給部６と接続されてアンテナ整合回路１００を構成する。【００２４】
アンテナ整合回路１００は、チャネル選択部（図示しない）などからのチャンネル選択指令ＳＥＬを受け、受信回路８から見た回路インピーダンスが当該チャンネルの受信周波数に応じて整合するように静電容量を変化させる。そして、アンテナ整合回路１００は、アンテナにより受信された無線信号を受信回路８へ出力する。受信回路８は、アンテナ整合回路１００から受けた無線信号を増幅して受信信号ＲＦとして出力する。そして、受信回路８は、当該復元した受信信号ＲＦを図示しないミクサ部やデコーダ部などへ出力する。【００２５】
アンテナ整合回路１００は、電圧供給部６と、可変容量ダイオードＶＤを含む整合器１と、アンテナ素子ＡＮＴとを備える。【００２６】
電圧供給部６は、チャンネル選択指令ＳＥＬに応じて、可変容量ダイオードＶＤへの印加電圧を整合器１へ供給する。本発明の実施の形態１においては、一例として、電圧供給部６は、駆動電圧Ｖｃｃからパルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse  Width  Modulation；以下、単に「ＰＷＭ変調」とも称す）によりそれぞれ生成したパルス信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２を整合器１へ供給する。すなわち、電圧供給部６は、それぞれのデューティー比を変化させることで、パルス信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２の平均電圧を変化させ、可変容量ダイオードＶＤの静電容量をチャンネル選択指令ＳＥＬに応じた値に変化させる。【００２７】
整合器１は、電圧供給部６から供給されるパルス信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２を整流して２つの制御電圧を生成し、当該２つの制御電圧は、可変容量ダイオードＶＤのカソード端およびアノード端にそれぞれ印加される。このように印加される２つの制御電圧の電位差に応じて、可変容量ダイオードＶＤは、その静電容量を変化させ、アンテナ素子ＡＮＴを含む整合回路の出力インピーダンス、すなわち受信回路８から見た回路インピーダンスを変化させる。【００２８】
可変容量ダイオードＶＤは、バリキャップダイオードやバラクタダイオードとも称され、その内部に生じる空乏層の幅に応じた静電容量を発生する。そして、可変容量ダイオードは、逆バイアス電圧となるように制御電圧を印加されることで、その内部の空乏層の幅を変化させて、可変容量を実現する。【００２９】
図２を参照して、整合器１には、電圧供給部６（図１）からパルス信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２を受ける接続部、アンテナ素子ＡＮＴとの接続部および受信回路８との接続部が形成される。そして、整合器１は、可変容量ダイオードＶＤと、整流回路ＬＰＦ１，ＬＰＦ２と、インダクタＬ１，Ｌ２と、キャパシタＣ３と、電池部ＢＡＴとからなる。【００３０】
可変容量ダイオードＶＤは、そのカソード端に制御信号線ＬＮ１およびアンテナ素子ＡＮＴが接続され、そのアノード端に制御信号線ＬＮ２およびキャパシタＣ３が接続される。【００３１】
制御信号線ＬＮ１は、その他端が整流回路ＬＰＦ１と接続される一方、その経路中にインダクタＬ１が介挿される。さらに、制御信号線ＬＮ１上において、可変容量ダイオードＶＤのカソード端とインダクタＬ１との中間位置で受信回路８と接続される。【００３２】
制御信号線ＬＮ２は、その他端が整流回路ＬＰＦ２と接続される一方、その経路中にインダクタＬ２および電池部ＢＡＴが介挿される。【００３３】
整流回路ＬＰＦ１は、電圧供給部６（図１）から受けたパルス信号ＰＷＭ１を整流して制御電圧Ｖ１を生成する。より詳細には、整流回路ＬＰＦ１は、ＲＣ型の低域通過フィルタ（ＬＰＦ：Low  Pass  Filter）であり、抵抗Ｒ１とキャパシタＣ１とからなる。抵抗Ｒ１は、パルス信号ＰＷＭ１の伝送経路に直列に介挿され、キャパシタＣ１は、パルス信号ＰＷＭ１の伝送経路と接地電位との間に接続される。整流回路ＬＰＦ１に入力したパルス信号ＰＷＭ１は、キャパシタＣ１で交流成分が遮断され、キャパシタＣ１には、主として直流成分からなる制御電圧Ｖ１が生成される。そして、整流回路ＬＰＦ１で生成された制御電圧Ｖ１は、制御信号線ＬＮ１を介して可変容量ダイオードＶＤのカソード端に印加される。なお、上述したように、キャパシタＣ１の両端に現れる制御電圧Ｖ１は、パルス信号ＰＷＭ１のデューティー比に応じて定まる。【００３４】
整流回路ＬＰＦ２は、電圧供給部６（図１）から受けたパルス信号ＰＷＭ２を整流して制御電圧Ｖ２を生成する。整流回路ＬＰＦ２は、上述した整流回路ＬＰＦ１において、抵抗Ｒ１とキャパシタＣ１とに代えて、抵抗Ｒ２とキャパシタＣ２とを配置したものと同様であるので、詳細な説明は繰返さない。そして、整流回路ＬＰＦ２で生成された制御電圧Ｖ２は、制御信号線ＬＮ２を介して可変容量ダイオードＶＤのアノード端に印加される。【００３５】
上述したように、可変容量ダイオードＶＤは、逆バイアス電圧となるような制御電圧を印加されることで静電容量を発生する。換言すると、カソード端に印加される制御電圧が、アノード端に印加される制御電圧に比較して大きくなる場合にのみ、可変容量ダイオードＶＤはキャパシタとして機能する。【００３６】
電池部ＢＡＴは、制御電圧Ｖ２を可変容量ダイオードＶＤのアノード電位が負電位になる方向にシフトする電圧シフト部であり、制御電圧Ｖ２に自己の電池電圧Ｖｂを重畳する。すなわち、電池部ＢＡＴは、制御電圧Ｖ２を低下させる方向に介挿され、（制御電圧Ｖ２−電池電圧Ｖｂ）に相当する電圧が可変容量ダイオードＶＤのアノード端に印加されるように作用する。一例として、電池部ＢＡＴは、化学作用を利用した化学電池からなる。化学電池としては、乾電池（マンガン乾電池、アルカリマンガン乾電池およびニッケル乾電池）、酸化銀電池、水銀電池、空気亜鉛電池ならびにリチウム電池などの一次電池、もしくは、鉛蓄電池、リチウム・イオン電池、ニッケル・水素電池、ニッケル・カドミウム電池、およびニッケル・亜鉛電池などの二次電池などを用いることができる。【００３７】
このように、電池部ＢＡＴが制御電圧Ｖ２をシフトさせるので、可変容量ダイオードＶＤに対する印加電圧は、（制御電圧Ｖ２−制御電圧Ｖ１−電池電圧Ｖｂ）となる。電池部ＢＡＴが存在しない場合の印加電圧が（制御電圧Ｖ２−制御電圧Ｖ１）であるので、電池部ＢＡＴを配置することにより、可変容量ダイオードＶＤに対する印加電圧が電池電圧Ｖｂだけ逆バイアス電圧方向（マイナス方向）にシフトしたことになる。【００３８】
そして、上述したように、電圧供給部６（図１）がチャンネル選択指令ＳＥＬに応じて、パルス信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２のデューティー比を変化させることで、可変容量ダイオードＶＤへの印加電圧を変化させ、アンテナ素子ＡＮＴを含む回路インピーダンスの整合がとられる。このようにインピーダンス整合がとられたアンテナ素子ＡＮＴで受信された無線信号は、制御信号線ＬＮ１を介して受信回路８へ出力される。なお、受信された無線信号は、それぞれ制御信号線ＬＮ１，ＬＮ２に介挿されたインダクタＬ１，Ｌ２により電圧供給部６側への伝搬を阻止されるため、受信回路８へ効率的に出力される。【００３９】
受信回路８は、キャパシタＣ４と低雑音増幅器ＬＮＡ（Low  Noise  Amplifier）とを含んで構成される。【００４０】
キャパシタＣ４は、整合器１と低雑音増幅器ＬＮＡとの間に直列に介挿され、整合器１から出力される無線信号に含まれる直流成分（オフセット成分）を除去した後、低雑音増幅器ＬＮＡへ出力する。【００４１】
低雑音増幅器ＬＮＡは、一例として、ＧａＡｓなどの電界効果トランジスタ（ＦＥＴ：Field  Effect  Transistor）増幅器や、ＧａＡｓなどの高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ：High  Electron  Mobility  Transistor）からなり、高周波の無線信号を比較的低い雑音レベルに抑制しながら増幅する。そして、低雑音増幅器ＬＮＡで増幅された無線信号は、受信信号ＲＦとして出力される。【００４２】
図３Ａ，図３Ｂは、制御電圧Ｖ２の逆バイアス電圧方向へのシフトによる可変容量ダイオードＶＤの可変容量範囲の変化を説明するための図である。【００４３】
図３Ａは、電池部ＢＡＴによる電圧シフトがない場合を示す。
図３Ｂは、電池部ＢＡＴによる電圧シフトがある場合を示す。【００４４】
図３Ａを参照して、上述したように、可変容量ダイオードＶＤは、逆バイアス電圧を印加されたときにのみキャパシタとして機能する回路素子であり、一般的に順バイアス電圧を印加して使用することはない。具体的には、可変容量ダイオードＶＤは、いかなる制御電圧も印加されていない状態において最大の静電容量を発生する。そして、逆バイアス方向の電圧を印加されるに伴って、その静電容量が漸減する特性を有している。【００４５】
ところで、電圧供給部６（図１）は、駆動電圧ＶｃｃからＰＷＭ変調によりそれぞれパルス信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２を生成するので、可変容量ダイオードＶＤに印加される制御電圧Ｖ１，Ｖ２は、それぞれ０［Ｖ］（接地電位）から駆動電圧Ｖｃｃ［Ｖ］以下に制限される最大電圧Ｖｍａｘ［Ｖ］（＞０［Ｖ］）までの間の振幅値をもつパルス信号により生成される。【００４６】
また、電圧供給部６は、それぞれパルス信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２を任意に設定できるので、電池部ＢＡＴによる電圧シフトがない場合には、可変容量ダイオードＶＤへの印加電圧は、−Ｖｍａｘ［Ｖ］〜Ｖｍａｘ［Ｖ］の範囲で可変となる。すなわち、パルス信号ＰＷＭ１のデューティー比が１００％、かつパルス信号ＰＷＭ２のデューティー比が０％の場合には、制御電圧Ｖ１＝Ｖｍａｘ［Ｖ］，Ｖ２＝０［Ｖ］となるので、可変容量ダイオードＶＤへの印加電圧は、Ｖ２−Ｖ１＝−Ｖｍａｘ［Ｖ］となる。同様に、パルス信号ＰＷＭ１のデューティー比が０％、かつパルス信号ＰＷＭ２のデューティー比が１００％の場合には、制御電圧Ｖ１＝０［Ｖ］，Ｖ２＝Ｖｍａｘ［Ｖ］となるので、可変容量ダイオードＶＤへの印加電圧は、Ｖ２−Ｖ１＝Ｖｍａｘ［Ｖ］となる。【００４７】
しかしながら、可変容量ダイオードＶＤは、逆バイアス電圧、すなわちマイナス（−）の印加電圧が与えられる場合においてのみキャパシタとして機能するので、−Ｖｍａｘ［Ｖ］〜Ｖｍａｘ［Ｖ］の変化範囲のうち、実質的に印加電圧として用いられるのは、−Ｖｍａｘ［Ｖ］〜０［Ｖ］の範囲に制限される。すなわち、パルス信号ＰＷＭ１のデューティー比がパルス信号ＰＷＭ２のデューティー比を下回ることはない。【００４８】
図３Ｂを参照して、電池部ＢＡＴによって制御電圧Ｖ２が電圧シフト（電池電圧Ｖｂ）される場合には、可変容量ダイオードＶＤへの印加電圧は、（−Ｖｍａｘ−Ｖｂ）［Ｖ］〜（Ｖｍａｘ−Ｖｂ）［Ｖ］の範囲で可変となる。すなわち、パルス信号ＰＷＭ１のデューティー比が１００％、かつパルス信号ＰＷＭ２のデューティー比が０％の場合には、制御電圧Ｖ１＝Ｖｍａｘ［Ｖ］，Ｖ２＝０［Ｖ］となるので、可変容量ダイオードＶＤへの印加電圧は、Ｖ２−Ｖ１−Ｖｂ＝（−Ｖｍａｘ−Ｖｂ）［Ｖ］となる。同様に、パルス信号ＰＷＭ１のデューティー比が０％、かつパルス信号ＰＷＭ２のデューティー比が１００％の場合には、制御電圧Ｖ１＝０［Ｖ］，Ｖ２＝Ｖｍａｘ［Ｖ］となるので、可変容量ダイオードＶＤへの印加電圧は、Ｖ２−Ｖ１−Ｖｂ＝（Ｖｍａｘ−Ｖｂ）［Ｖ］となる。すなわち、実質的に可変容量ダイオードＶＤへの印加電圧は、（Ｖｍａｘ−Ｖｂ）［Ｖ］〜０［Ｖ］の範囲となり、電圧シフト分（電池電圧Ｖｂ）だけ範囲が広がったことがわかる。【００４９】
ここで、電池電圧Ｖｂを最大電圧Ｖｍａｘと一致させると、可変容量ダイオードＶＤへの印加電圧は、−２×Ｖｍａｘ［Ｖ］〜０［Ｖ］の範囲で可変となる。この印加電圧の変化範囲は、いずれも可変容量ダイオードＶＤに対して逆バイアス電圧となるので、すべての変化範囲を印加電圧として用いることができる。すなわち、図３Ａに示すように、印加電圧が−Ｖｍａｘ［Ｖ］〜０［Ｖ］の範囲に制限される場合に比較して、その変化範囲は２倍に拡大する。この印加電圧の変化範囲の拡大に伴って、図３Ｂに示すように、可変容量ダイオードＶＤの可変容量範囲も拡大する。【００５０】
上述のように、電圧シフト部である電池部ＢＡＴが制御電圧Ｖ２を逆バイアス電圧方向にシフトすることで、可変容量ダイオードＶＤへの印加電圧の変化範囲を実質的に拡大することができる。これにより、可変容量ダイオードＶＤにおける可変容量範囲も拡大できるので、より広い範囲にわたってインピーダンス整合を行なえる整合器を実現できる。【００５１】
なお、図３Ｂにおいては、説明の便宜上、電池電圧Ｖｂが最大電圧Ｖｍａｘと一致する場合について説明したが、電池電圧Ｖｂを最大電圧Ｖｍａｘと必ずしも一致させる必要はない。すなわち、電池電圧Ｖｂは、印加電圧の変化範囲に対して「シフト電圧」をもたせることを意味するので、インピーダンス整合に必要な可変容量範囲に対応する印加電圧の変化範囲が得られるように、電池電圧Ｖｂを決定すればよい。このとき、電池電圧Ｖｂが最大電圧Ｖｍａｘより小さい場合には、印加電圧の変化範囲の一部が順バイアス電圧になるので、その使用範囲が制限され得るが、その制限される範囲を実用上問題ない程度にすることが可能である。【００５２】
また、可変容量ダイオードＶＤは、一般的には０［Ｖ］付近での電圧−容量曲線の傾きが大きすぎるため、０［Ｖ］が印加されることは少ないが、説明の便宜上、０［Ｖ］を含む範囲について説明した。【００５３】
この発明の実施の形態１によれば、可変容量ダイオードには、カソード端に印加される制御電圧とアノード端に印加される制御電圧との電位差が印加電圧として生じるため、電池部がアノード端に印加される制御電圧を逆バイアス電圧方向にシフトすることで、電池電圧分だけ可変容量ダイオードに対する印加電圧の変化範囲のうち逆バイアス電圧領域に含まれる範囲が拡大する。これにより、可変容量ダイオードに対する印加電圧の変化範囲を実質的に拡大させることができるため、可変容量ダイオードの可変容量範囲も拡大できる。よって、より広い範囲にわたってインピーダンス整合を行なえる整合器およびアンテナ整合回路を実現できる。【００５４】
［実施の形態２］
上述の実施の形態１においては、化学電池などからなる電池部により電圧シフト部を構成する場合について説明した。一方、実施の形態２においては、電圧供給部から与えられる交流信号により生じる逆バイアス電圧が印加されることで一定電圧を発生する、定電圧ダイオードにより電圧シフト部を構成する場合について説明する。【００５５】
本発明の実施の形態２に従う移動用受信機は、図１と同様であるので詳細な説明は繰返さない。【００５６】
図４を参照して、本発明の実施の形態２に従う整合器３は、図２に示す本発明の実施の形態１に従う整合器１において、電池部ＢＡＴに代えて、ツェナーダイオードＺＤ（Zener  Diode）と、抵抗Ｒ１０，Ｒ２０，Ｒ２１と、キャパシタＣ１０，Ｃ１１，Ｃ１２，Ｃ１３と、ダイオードＤ１０，Ｄ１１，Ｄ１２とを配置したものである。【００５７】
ツェナーダイオードＺＤは、そのブレークダウン電圧以上の逆バイアス電圧を印加されることで、電流に関係なく略一定電圧（ツェナー電圧Ｖｚｄ）を発生する定電圧ダイオードである。そして、ツェナーダイオードＺＤは、制御電圧Ｖ２を可変容量ダイオードＶＤのアノード電位が負電位になる方向にツェナー電圧Ｖｚｄだけシフトする電圧シフト部である。すなわち、ツェナーダイオードＺＤは、制御電圧Ｖ２を低下させる方向にツェナー電圧Ｖｚｄが生じるように接続され、可変容量ダイオードＶＤのアノード端に（制御電圧Ｖ２−ツェナー電圧Ｖｚｄ）が印加されるように作用する。【００５８】
キャパシタＣ１０および抵抗Ｒ１０は、パルス信号ＰＷＭ１から直流成分を遮断し、交流成分だけを取出すためのレベルシフト回路を構成する。パルス信号ＰＷＭ１は、０［Ｖ］〜Ｖｍａｘ［Ｖ］の間を変化するパルス波形を有しているが、これがレベルシフト回路を通過することで直流成分が遮断され、キャパシタＣ１０と抵抗Ｒ１０との接続点には、−１／２×Ｖｍａｘ［Ｖ］〜１／２×Ｖｍａｘ［Ｖ］の間を変化する、交流パルス信号が現れる。【００５９】
ダイオードＤ１０，Ｄ１１，Ｄ１２およびキャパシタＣ１１，Ｃ１２，Ｃ１３は、レベルシフト回路を通過した交流パルス信号を３逓倍した上で負方向に整流平滑する倍圧整流回路を構成する。具体的には、ダイオードＤ１０，Ｄ１１，Ｄ１２が直列接続され、キャパシタＣ１１は、ダイオードＤ１１のアノードと、ダイオードＤ１０のカソードとの間に接続され、キャパシタＣ１２は、ダイオードＤ１２のアノードと、ダイオードＤ１１のカソードとの間に接続され、キャパシタＣ１３は、ダイオードＤ１０のアノードと接地電位との間に接続される。なお、３逓倍された上で、整流平滑された出力直流負電圧は、ダイオードＤ１２のアノード端に出力される。倍圧整流回路については、当業者において周知の技術であるので、詳しい回路動作については繰返さない。【００６０】
ダイオードＤ１２のアノード端に現れる、３逓倍された上で整流平滑された出力直流負電圧は、抵抗Ｒ２０およびＲ２１の抵抗比に応じて分圧され、ツェナーダイオードＺＤのアノード端に印加される。ここで、抵抗Ｒ２０およびＲ２１の値は適宜設定される。【００６１】
整合器３は、さらに、制御信号線ＬＮ１と接地電位との間に接続された抵抗Ｒ１１と、制御信号線ＬＮ２と接地電位との間に接続された抵抗Ｒ１２とを備える。抵抗Ｒ１１，Ｒ１２は、それぞれ制御信号線ＬＮ１，ＬＮ２を介して微小電流を接地電位に流すことにより、可変容量ダイオードＶＤに印加される制御電圧を安定化させる。【００６２】
その他については、上述した整合器１と同様であるので、詳細な説明は繰返さない。また、アンテナ素子ＡＮＴおよび受信回路８についても、図２に示す本発明の実施の形態１と同様であるので、詳細な説明は繰返さない。【００６３】
上述のように、本発明の実施の形態２においては、ツェナーダイオードＺＤが制御電圧Ｖ２をシフトさせるので、可変容量ダイオードＶＤに対する印加電圧は（制御電圧Ｖ２−制御電圧Ｖ１−ツェナー電圧Ｖｚｄ）となり、可変容量ダイオードＶＤに対する印加電圧は、ツェナー電圧Ｖｚｄだけ逆バイアス電圧方向（マイナス方向）にシフトする。したがって、図３において説明したのと同様の理由によって、可変容量ダイオードＶＤへの印加電圧の変化範囲を実質的に拡大することができる。これにより、可変容量ダイオードＶＤにおける可変容量範囲も拡大できるので、より広い範囲にわたってインピーダンス整合を行なえる整合器を実現できる。【００６４】
なお、上述の実施の形態２においては、パルス信号ＰＷＭ１を用いた逆バイアス電圧を印加することで一定電圧を発生する構成について説明したが、パルス信号ＰＷＭ２を用いることで同様に一定電圧を発生できることは言うまでもない。【００６５】
また、ツェナー電圧Ｖｚｄは、ツェナーダイオードＺＤの構造や材料などにより定まるので、より大きなシフト電圧が必要な場合には、複数のツェナーダイオードＺＤを直列に配置してもよい。【００６６】
この発明の実施の形態２によれば、可変容量ダイオードには、カソード端に印加される制御電圧とアノード端に印加される制御電圧との電位差が印加電圧として生じるため、ツェナーダイオードがアノード端に印加される制御電圧を逆バイアス電圧方向にシフトすることで、そのツェナー電圧分だけ可変容量ダイオードに対する印加電圧の変化範囲のうち逆バイアス電圧領域に含まれる範囲が拡大する。これにより、可変容量ダイオードに対する印加電圧の変化範囲を実質的に拡大させることができるため、可変容量ダイオードの可変容量範囲も拡大できる。よって、より広い範囲にわたってインピーダンス整合を行なえる整合器およびアンテナ整合回路を実現できる。【００６７】
また、この発明の実施の形態２によれば、可変容量ダイオードに電圧を印加するための交流信号が与えられると、その交流信号に伴ってツェナーダイオードが定電圧ダイオードとして機能するため、自動的に必要な期間だけ電圧をシフトさせることができる。そのため、受信回路が無線信号を受信しない停止期間における不要な消費電力を抑制できるため、低消費電力化を図ることもできる。【００６８】
［実施の形態３］
上述の実施の形態１または２においては、交流信号から生成された直流の制御信号に対して電圧を重畳することで電圧シフトを行なう構成する場合について説明した。一方、実施の形態３においては、電圧供給部から与えられる交流信号を処理して、制御電圧の電圧シフトを行なう構成について説明する。【００６９】
本発明の実施の形態３に従う移動用受信機は、図１と同様であるので詳細な説明は繰返さない。【００７０】
図５を参照して、本発明の実施の形態３に従う整合器４は、図２に示す本発明の実施の形態１に従う整合器１において、電池部ＢＡＴに代えて、トランスＴＲと、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２とを配置し、かつ、整流回路ＬＰＦ２に代えて整流回路＃ＬＰＦ２を配置したものである。【００７１】
トランスＴＲは、電圧供給部６（図１）からパルス信号ＰＷＭ２を受ける接続部と、整流回路ＬＰＦ２との間に介挿される。具体的には、トランスＴＲの一次巻線にパルス信号ＰＷＭ２が入力され、かつ二次巻線からの出力が整流回路＃ＬＰＦ２へ与えられるように構成される。そして、トランスＴＲの一次巻線と二次巻線とは、極性が互いの反対となるように構成され、一次巻線に入力されたパルス信号ＰＷＭ２は、その極性を反転されて二次巻線から出力される。【００７２】
整流回路＃ＬＰＦ２は、図２に示す整流回路ＬＰＦ２において、抵抗Ｒ２に代えてダイオードＤ２を配置したものであり、トランスＴＲから出力される極性反転後の交流信号のうち、負電圧成分のみを通過および整流して、負の直流成分からなる制御電圧Ｖ２を生成する。【００７３】
このため、トランスＴＲの一次巻線と二次巻線との巻数比（変圧比）を１とすると、整流回路＃ＬＰＦ２から出力される制御電圧Ｖ２は、−Ｖｍａｘ［Ｖ］〜０［Ｖ］の範囲となる。これは、上述した本発明の実施の形態１〜３における整流回路ＬＰＦ２から出力される制御電圧Ｖ２の変化範囲０［Ｖ］〜Ｖｍａｘ［Ｖ］に比較して、最大電圧Ｖｍａｘ［Ｖ］分だけ逆バイアス電圧方向にシフトしたことになる。【００７４】
すなわち、パルス信号ＰＷＭ１のデューティー比が０％、かつパルス信号ＰＷＭ２のデューティー比が０％の場合には、制御電圧Ｖ１＝０［Ｖ］，Ｖ２＝０［Ｖ］となるので、可変容量ダイオードＶＤへの印加電圧は、Ｖ２−Ｖ１＝０［Ｖ］となる。また、パルス信号ＰＷＭ１のデューティー比が１００％、かつパルス信号ＰＷＭ２のデューティー比が１００％の場合には、制御電圧Ｖ１＝Ｖｍａｘ［Ｖ］，Ｖ２＝−Ｖｍａｘ［Ｖ］となるので、可変容量ダイオードＶＤへの印加電圧は、Ｖ２−Ｖ１＝−２×Ｖｍａｘ［Ｖ］となる。【００７５】
整合器４は、さらに、制御信号線ＬＮ１と接地電位との間に接続された抵抗Ｒ１１と、制御信号線ＬＮ２と接地電位との間に接続された抵抗Ｒ１２とを備える。抵抗Ｒ１１，Ｒ１２は、それぞれ制御信号線ＬＮ１，ＬＮ２を介して微小電流を接地電位に流すことにより、可変容量ダイオードＶＤに印加される制御電圧を安定化させる。【００７６】
その他については、上述した整合器１と同様であるので、詳細な説明は繰返さない。また、アンテナ素子ＡＮＴおよび受信回路８についても、図２に示す本発明の実施の形態１と同様であるので、詳細な説明は繰返さない。【００７７】
上述のように、本発明の実施の形態３においては、トランスＴＲにより制御電圧Ｖ２の極性が反転するので、可変容量ダイオードＶＤに対する印加電圧は、制御電圧Ｖ２の絶対値分だけ逆バイアス電圧方向（マイナス方向）にシフトする。したがって、図３において説明したのと同様の理由によって、可変容量ダイオードＶＤに印加可能な印加電圧の変化範囲を実質的に拡大することができる。これにより、可変容量ダイオードにおける可変容量範囲も拡大できるので、より広い範囲にわたってインピーダンス整合を行なえる整合器を実現できる。【００７８】
なお、トランスＴＲの巻数比を１と異なる値を用いることで、制御電圧Ｖ２の変化範囲を拡大または縮小することもできる。すなわち、制御電圧Ｖ２の電圧シフトに加えて、印加電圧の変化範囲の拡大または縮小が可能となるので、必要とする可変容量ダイオードＶＤにおける可変容量範囲に応じて、可変容量ダイオードＶＤに対する印加電圧をより自由に設定することができる。【００７９】
この発明の実施の形態３によれば、可変容量ダイオードには、カソード端に印加される制御電圧とアノード端に印加される制御電圧との電位差が印加電圧として生じるため、トランスがアノード端に印加される制御電圧を逆バイアス電圧方向にシフトすることで、可変容量ダイオードに対する印加電圧の変化範囲のうち逆バイアス電圧領域に含まれる範囲が拡大する。これにより、可変容量ダイオードに対する印加電圧の変化範囲を実質的に拡大させることができるため、可変容量ダイオードの可変容量範囲も拡大できる。よって、より広い範囲にわたってインピーダンス整合を行なえる整合器およびアンテナ整合回路を実現できる。【００８０】
また、この発明の実施の形態３によれば、トランスの巻数比を変更することで、電圧シフトに加えて、印加電圧の変化範囲の拡大または縮小が可能となる。そのため、さらに可変容量ダイオードの可変容量範囲を拡大できる。【００８１】
なお、上述のこの発明の実施の形態１〜３においては、ＰＷＭ変調により生成されたパルス信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２を用いる場合について例示したが、交流信号の生成もしくは変調方法はこれに限られない。一例として、パルス周波数変調（ＰＦＭ：Pulse  Frequency  Modulation）を用いて交流信号を生成することもできる。さらに、パルス信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２をそれぞれ整流回路ＬＰＦ１，ＬＰＦ２で整流する構成に代えて、デジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ：Digital  to  Analog  Converter）を用いて、デジタル指令（デジット値）に応じた直流の制御電圧を直接的に生成するように構成してもよい。【００８２】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した説明ではなく、請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【図１】
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【図２】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
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【図４】
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【図５】
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【国際調査報告】
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