(57)【要約】  アナログ領域の被変調波信号をディジタル領域の信号にアナログディジタル変換するバンドパス型デルタシグマＡ／Ｄ変換器を有するディジタル受信装置であって、バンドパス型デルタシグマＡ／Ｄ変換器の熱雑音と消費電力を低減することを目的とする。  ＩＦ信号ＳIFのレベルを検出する信号レベル検出部９ａと、その検出結果ＤＥＴaに基づいて、バンドパス型デルタシグマＡ／Ｄ変換器７に設けられているスイッチトキャパシタフィルタ７ｂの構成要素である遅延手段としての演算増幅器の動作電流を調整する電流制御部１０を設ける。そして、アンテナ１に誘起される電界強度が小さくなってＩＦ信号ＳIFのレベルが小さくなる程、演算増幅器の動作電流を小さくすることで、消費電力を低減し、アンテナ１に誘起される電界強度が大きくなってＩＦ信号ＳIFのレベルが大きくなる程、演算増幅器の動作電流を大きくして、熱雑音を低減する。
2007080715.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
アナログ領域の被変調波信号をディジタル領域の信号にアナログディジタル変換するバンドパス型デルタシグマＡ／Ｄ変換器を有するディジタル受信装置であって、
前記被変調波信号のレベルを検出する信号レベル検出手段と、
前記信号レベル検出手段の検出結果に基づいて、前記バンドパス型デルタシグマＡ／Ｄ変換器に設けられているスイッチトキャパシタフィルタの構成要素である遅延手段としての演算増幅器の動作電流を調整する電流制御手段と、
を備えることを特徴とするディジタル受信装置。
【請求項２】
前記信号レベル検出手段は、前記バンドパス型デルタシグマＡ／Ｄ変換器でアナログディジタルされた前記ディジタル領域の信号のレベルを検出することで、前記被変調波信号のレベルを検出すること、
を特徴とする請求項１に記載のディジタル受信装置。
【請求項３】
前記信号レベル検出手段は、前記バンドパス型デルタシグマＡ／Ｄ変換器でアナログディジタルされた前記ディジタル領域の信号を復調する復調手段によって生成される復調信号のＳ／Ｎ比を検出することで、前記被変調波信号のレベルを検出すること、
を特徴とする請求項１に記載のディジタル受信装置。
【請求項４】
電流源回路と、前記電流源回路で生成される参照電流に比例した前記動作電流を発生するミラー回路とを備え、
前記電流制御手段は、前記信号レベル検出手段の前記検出結果に基づいて前記電流源回路の前記参照電流を調整することを特徴とする請求項１〜３の何れか１項に記載のディジタル受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、受信信号をディジタル信号に変換して処理するディジタル受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、放送波等の到来電波をアナログ領域の受信信号として受信した後、ディジタル信号に変換して、検波や復調等の処理をディジタル信号処理によって行うディジタル受信装置が開発されている。【０００３】
例えば、地上ディジタル放送等を受信するディジタル放送受信装置（特許文献１参照）では、図１に示すように、放送波をアンテナで受信し、チューナ部（ＲＦアンプ等）と中間周波変換部（局部発振器、ミキサ、帯域フィルタ、ＩＦアンプ等）を介して中間周波数のＩＦ信号ＳIFを生成するまでの処理をアナログ信号処理によって行った後、Ａ／Ｄ変換器によってそのＩＦ信号ＳIFをディジタル領域のディジタルＩＦ信号ＤIFにアナログディジタル変換し、以降の復調等の処理をディジタル信号処理によって行う構成となっている。【０００４】
また、ディジタル受信装置を構成する上でＡ／Ｄ変換器が必須の構成要素であることから、Ａ／Ｄ変換器の開発及び研究が進められており、デルタシグマ型Ａ／Ｄ変換器とパイプライン型Ａ／Ｄ変換器を用いたディジタル受信装置が提案されている（特許文献２、特許文献３参照）。【０００５】
【特許文献１】特開２００２−１３５８０８号公報
【特許文献２】特開２００２−３５３８１５号公報
【特許文献３】特開２００５−２８６９１０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ところで、ディジタル受信装置の性能向上を図るためには、Ａ／Ｄ変換器の低雑音化と低消費電力化が重要な課題となっている。【０００７】
例えば、送信所からの到来電波を受けて受信アンテナに誘起される電圧（電界強度：dBμV／m）が受信地点の違い等に従って広いダイナミックレンジで変化するため、Ａ／Ｄ変換器には広い入力ダイナミックレンジすなわち低雑音化が要求され、更に移動体受信装置のようにバッテリ容量に限りがある場合には特に、高速動作するＡ／Ｄ変換器の低消費電力化が重要な課題となっている。【０００８】
ところが、一般にＡ／Ｄ変換器の低雑音化と低消費電力化は互いにトレードオフの関係にあって両立させることが難しく、低雑音化を実現するために動作電流の多いＡ／Ｄ変換器を設計して熱雑音を低減することとすると低消費電力化が図れなくなり、逆に、低消費電力化を実現するために動作電流の少ないＡ／Ｄ変換器を設計すると、熱雑音が増加して低雑音化が図れなくなるという課題がある。【０００９】
本発明は、このような従来技術の課題に鑑みてなされたものであり、Ａ／Ｄ変換器の雑音と消費電力の低減を図ったディジタル受信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
請求項１に記載の発明は、アナログ領域の被変調波信号をディジタル領域の信号にアナログディジタル変換するバンドパス型デルタシグマＡ／Ｄ変換器を有するディジタル受信装置であって、前記被変調波信号のレベルを検出する信号レベル検出手段と、前記信号レベル検出手段の検出結果に基づいて、前記バンドパス型デルタシグマＡ／Ｄ変換器に設けられているスイッチトキャパシタフィルタの構成要素である遅延手段としての演算増幅器の動作電流を調整する電流制御手段と、を備えることを特徴とする。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】従来のディジタル受信装置の構成及び機能を説明するための図である。
【図２】本発明の実施形態に係るディジタル受信装置の構成を表したブロック図である。
【図３】実施例に係るディジタル受信装置の構成を表したブロック図である。
【図４】図３のディジタル受信装置に設けられているバンドパス型デルタシグマＡ／Ｄ変換器の構成を示す回路図である。
【図５】図４のバンドパス型デルタシグマＡ／Ｄ変換器に設けられているスイッチトキャパシタフィルタの構成要素である演算増幅器とバイアス回路の構成を表した回路図である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
本発明の好適な実施形態について、図２（ａ）〜（ｄ）を参照して説明する。【００１３】
図２（ａ）は、本実施形態に係るディジタル受信装置の構成を示すブロック図である。【００１４】
このディジタル受信装置は、放送波等の到来電波によってアンテナ１に生じる高周波数の受信信号をＲＦアンプ２で増幅し、その増幅した受信信号と局部発振器４からの局発信号（すなわち、ユーザ等の選局操作に従って生成する局発信号）とをミキサ３で混合することで中間周波数の信号に周波数変換し、更に、所定の通過帯域を有するＩＦフィルタ５とＩＦアンプ６で、中間周波数の信号から希望波成分（被変調波の信号）を抽出して増幅することにより、中間周波信号（ＩＦ信号）ＳIFを生成してバンドパス型デルタシグマＡ／Ｄ変換器７に供給する。そして、バンドパス型デルタシグマＡ／Ｄ変換器７が、アナログ領域のＩＦ信号ＳIFをディジタル領域のＩＦ信号（以下、「ディジタルＩＦ信号」と称する）ＤIFにアナログディジタル変換して復調部８に供給し、復調部８が放送方式に準拠した復調を行うことで復調信号を生成する。更に、信号レベル検出部９ａと電流制御部１０を有する動作電流制御手段が設けられている。【００１５】
信号レベル検出部９ａは、ＩＦ信号ＳIFの振幅をエンベロープ検波等することでＩＦ信号ＳIFのレベルを逐一検出し、その検出したレベルを示すレベル検出信号ＤＥＴaを電流制御部１０に供給する。【００１６】
電流制御部１０は、上述のレベル検出信号ＤＥＴaに基づいてＩＦ信号ＳIFのレベルの大きさを判定することで、電波によって受信アンテナ１に誘起された電界強度の大きさを判定する。つまり、受信アンテナ１に誘起される電界強度の大きさとＩＦ信号ＳIFのレベルの大きさとの間に相関があることから、レベル検出信号ＤＥＴaに基づいて、ＩＦ信号ＳIFのレベルの大きさ、ひいては受信アンテナ１に誘起された電界強度の大きさを判定する。そして、制御信号ＣＮＴによって、バンドパス型デルタシグマＡ／Ｄ変換器７の構成要素であるアクティブバンドパスフィルタの動作電流（バイアス電流）を調整すると共に、上述の判定結果に従ってＩＦ信号ＳIFのレベルが小さくなるほどその動作電流を小さくし、ＩＦ信号ＳIFのレベルが大きくなるほどその動作電流を大きくする。【００１７】
ここで、制御信号ＣＮＴによって動作電流が可変調整されるバンドパス型デルタシグマＡ／Ｄ変換器７は、図２（ｂ）に示すように、加算器７ａと、ＩＦ信号ＳIFの帯域幅に合わせられた通過帯域幅を有するアクティブバンドパスフィルタであるスイッチトキャパシタフィルタ７ｂと、量子化器７ｃとを有して構成されると共に、スイッチトキャパシタフィルタ７ｂが、演算増幅器（ＯＰアンプ）とスイッチトキャパシタとを組み合わせた回路で形成されており、加算器７ａがＩＦ信号ＳIFと、量子化器７ｃで生成されるディジタルＩＦ信号ＤIFの積分値とを加算し、その加算された信号をスイッチトキャパシタフィルタ７ｂが上述の通過帯域幅で通過させて量子化器７ｃに供給することで、ノイズシェーピング特性によって量子化ノイズが大幅に抑制されたディジタルＩＦ信号ＤIFが、量子化器７ｃから出力される。【００１８】
そして、上述したように、電流制御部１０が、制御信号ＣＮＴによって、スイッチトキャパシタフィルタ７ｂの構成要素である上述の演算増幅器（ＯＰアンプ）の動作電流を調整するようになっている。【００１９】
以上に説明したように、本実施形態のディジタル受信装置によれば、信号レベル検出部９ａがＩＦ信号ＳIFのレベルを検出し、その検出結果ＤＥＴaに基づいて電流制御部１０がアンテナ１に誘起される電界強度を判定すると共に、電界強度が小さくなるほど、バンドパス型デルタシグマＡ／Ｄ変換器７に設けられているスイッチトキャパシタフィルタ７ｂのＯＰアンプの動作電流を小さくし、電界強度が大きくなるほど、そのＯＰアンプの動作電流を大きくするので、広いダイナミックレンジで変化する電界強度の大きさに応じてＯＰアンプの動作電流を調整することとなり、バンドパス型デルタシグマＡ／Ｄ変換器７の入力ダイナミックレンジを、電界強度の大きさに応じて合わせることができる。【００２０】
このため、広いダイナミックレンジで変化する電界強度の大きさに関わらず、常時、熱雑音の低減を図って入力ダイナミックレンジを広くしておくために、ＯＰアンプの動作電流を大きくしておく（固定しておく）従来のディジタル受信装置と較べると、本実施形態のディジタル受信装置の方が、消費電力を低減することができる。【００２１】
更に、一般に、ユーザー等は所望の放送等を選局する際、電界強度が大きく良好な受信品質が得られる放送等を選局し、電界強度が小さく良好な受信品質が得られないときの放送等は選局しない。このことから、本実施形態のディジタル受信装置は、ユーザー等が所望の放送等を選局した場合に、ＩＦ信号ＳIFのレベルが大きくなるのに従って、電流制御部１０がバンドパス型デルタシグマＡ／Ｄ変換器７の入力ダイナミックレンジを広くすべく、スイッチトキャパシタフィルタ７ｂのＯＰアンプの動作電流を自動的に大きくし、ユーザー等が放送等を選局しない場合には、ＩＦ信号ＳIFのレベルが小さくなるのに従って、電流制御部１０がバンドパス型デルタシグマＡ／Ｄ変換器７の入力ダイナミックレンジを小さくすべく、スイッチトキャパシタフィルタ７ｂのＯＰアンプの動作電流を自動的に小さくすることとなる。【００２２】
したがって、本実施形態のディジタル受信装置では、ユーザー等が視聴（又は受聴）しようと欲している放送等を受信中のときには、スイッチトキャパシタフィルタ７ｂのＯＰアンプの動作電流を大きくして熱雑音の発生を低減することができ、一方、ユーザー等が視聴（又は受聴）しようと欲していないときには、スイッチトキャパシタフィルタ７ｂのＯＰアンプの動作電流を小さくすることで消費電力の低減を図ることができる。そして、ユーザー等が視聴（又は受聴）しようと欲していないときに、スイッチトキャパシタフィルタ７ｂのＯＰアンプの動作電流を小さくすると、熱雑音の増加を招くこととなるが、そもそもユーザー等が視聴（又は受聴）しようと欲していないときに熱雑音の増加を招いたとしても、ユーザー等の利便性を悪化させることにはならない。【００２３】
このように、本実施形態のディジタル受信装置は、ユーザー等の利便性を実質的に悪化させること無く、熱雑音の発生を低減すべくスイッチトキャパシタフィルタ７ｂのＯＰアンプの動作電流を調整するので、上述した消費電力の低減と熱雑音の低減（広い入力ダイナミックレンジの確保）という両者の課題を両立させて解決することができる。【００２４】
なお、以上に説明した本実施形態のディジタル受信装置では、図２（ａ）（ｂ）に示したように、ＩＦ信号ＳIFのレベルを検出し、その検出結果ＤＥＴaに基づいてスイッチトキャパシタフィルタ７ｂのＯＰアンプの動作電流を調整することとしているが、本実施形態の好適な変形例として、図２（ｃ）に示すように、信号レベル検出部９ｂがバンドパス型デルタシグマＡ／Ｄ変換器７から出力されるディジタルＩＦ信号ＤIFのサンプル値（すなわち、ディジタル変換された値）を検出することで実質的にＩＦ信号ＳIFのレベルを検出し、その検出結果ＤＥＴbに従って電流制御部１０が、バンドパス型デルタシグマＡ／Ｄ変換器７内の上述のスイッチトキャパシタフィルタ７ｂのＯＰアンプの動作電流を調整することで、アンテナ１に誘起される電界強度の大きさに応じて入力ダイナミックレンジを調整するようにしてもよい。【００２５】
このように、変形例の構成としても、ユーザー等の利便性を実質的に悪化させること無く、熱雑音の発生を低減すべくスイッチトキャパシタフィルタ７ｂのＯＰアンプの動作電流を調整するので、上述した消費電力の低減と熱雑音の低減（広い入力ダイナミックレンジの確保）という課題を両立させて解決することができる。【００２６】
また、本実施形態の好適な他の変形例として、図２（ｄ）に示すように、復調部８で生成される復調信号（符号略）のノイズ対信号成分の比（Ｓ／Ｎ比）を検出するＳ／Ｎ検出部９ｃを設け、Ｓ／Ｎ検出部９ｃの検出結果ＤＥＴcに基づいて電流制御部１０が制御信号ＣＮＴにより、バンドパス型デルタシグマＡ／Ｄ変換器７内の上述のスイッチトキャパシタフィルタ７ｂのＯＰアンプの動作電流を調整するようにしてもよい。つまり、Ｓ／Ｎ検出部９ｃがＳ／Ｎ比を検出した結果、Ｓ／Ｎ比が小さい程、電流制御部１０が電界強度が小さいと判定して、上述のスイッチトキャパシタフィルタ７ｂのＯＰアンプの動作電流を小さくし、Ｓ／Ｎ比が大きい程、電流制御部１０が電界強度が大きいと判定して、上述のスイッチトキャパシタフィルタ７ｂのＯＰアンプの動作電流を大きくすることで、入力ダイナミックレンジを電界強度の大きさに合わせるようにしてもよい。【００２７】
このように、他の変形例の構成としても、ユーザー等の利便性を実質的に悪化させること無く、熱雑音の発生を低減すべくスイッチトキャパシタフィルタ７ｂのＯＰアンプの動作電流を調整するので、上述した消費電力の低減と熱雑音の低減（広い入力ダイナミックレンジの確保）という両者の課題を両立させて解決することができる。【００２８】
また、図２（ａ）〜（ｄ）に示した本実施形態のディジタル受信装置では、バンドパス型デルタシグマＡ／Ｄ変換器７によって所望のアナログディジタル変換を行う構成となっているが、バンドパス型デルタシグマＡ／Ｄ変換器７に代えて、パイプライン型Ａ／Ｄ変換器を備える構成としてもよい。そして、パイプライン型Ａ／Ｄ変換器において、複数段のステージに分けてＭＳＢからＬＳＢのビット変換を行うために、各ステージの構成要素となっている、サブＡ／ＤコンバータとサブＤ／Ａコンバータとで生成される誤差信号を量子化することでビット変換を行う演算増幅器（ＯＰアンプ）の動作電流を、図２（ａ）（ｂ）に示した信号レベル検出部９ａ，９ｂと電流制御部１０からなる何れかの動作電流制御手段によって制御し、又は、図２（ｃ）に示したＳ／Ｎ検出部９ｃと電流制御部１０からなる動作電流制御手段によって制御するようにしてもよい。
【実施例】
【００２９】
次に、より具体的な実施例について図３乃至図５を参照して説明する。図３は、本実施例のディジタル受信装置の構成を表したブロック図、図４は、バンドパス型デルタシグマＡ／Ｄ変換器の構成を表した回路図、図５は、スイッチトキャパシタフィルタに設けられている演算増幅器（ＯＰアンプ）の構成を表した回路図である。また、図３乃至図５において、図２（ａ）（ｂ）と同一又は相当する部分を同一符号で示している。【００３０】
図３において、本実施例のディジタル受信装置は、図２（ａ）の構成と同様に、到来電波を受信するアンテナ１と、ユーザー等の選局操作に従って局発信号を出力する局部発振器４と、受信信号を中間周波数の信号に周波数変換するミキサ３と、所定帯域幅の希望波成分を抽出して増幅するＩＦフィルタ５及びＩＦアンプ６と、バンドパス型デルタシグマＡ／Ｄ変換器７、復調部８を備えて構成されている。そして、ＩＦアンプ６から出力されるＩＦ信号ＳIFが、バンドパス型デルタシグマＡ／Ｄ変換器７に供給されることで、ディジタルＩＦ信号ＤIFにアナログディジタル変換されて復調部８に供給されるようになっている。【００３１】
更に、信号レベル検出部９ａと電流制御部１０を有する動作電流制御手段が設けられている。そして、信号レベル検出部９ａは、ＩＦ信号ＳIFを入力してエンベロープ検波を施すことで、ＩＦ信号ＳIFのエンベロープ信号を生成し、そのエンベロープ信号のレベル（振幅）をＩＦ信号ＳIFのレベルとして逐一検出し、その検出結果であるレベル検出信号ＤＥＴaを出力する。電流制御部１０は、レベル検出信号ＤＥＴaからＩＦ信号ＳIFのレベルを判断し、その判断したＩＦ信号ＳIFのレベルを示す制御信号ＣＮＴを出力する。【００３２】
バンドパス型デルタシグマＡ／Ｄ変換器７は、加算器（アナログ加算器）７ａと、所定の通過帯域幅を有するアクティブバンドパスフィルタであるスイッチトキャパシタフィルタ７ｂと、量子化器７ｃとを備えて構成されている。そして、加算器７ａが、ＩＦ信号ＳIFと量子化器７ｃの出力（ディジタルＩＦ信号）ＤIFの積分値とを加算してスイッチトキャパシタフィルタ７ｂに供給し、スイッチトキャパシタフィルタ７ｂが、その加算された信号を、次式（１）で表されるｚ変換表記の伝達関数Ｈ(z)に基づいてフィルタリング処理し、更にフィルタリング処理された信号を量子化器７ｃが量子化することで、ディジタルＩＦ信号ＤIFを出力する。【００３３】
【数１】
2007080715.tif 000003
【００３４】
ここで、伝達関数Ｈ(z)は、２次のバンドパスフィルタの特性を有し、その通過帯域幅がＩＦ信号ＳIFの帯域幅に合わせられている。このため、ＩＦ信号ＳIFとディジタルＩＦ信号ＤIFと量子化器７ｃで生じる量子化ノイズとを、ｚ変換表記のＳIF(z)とＤIF(z)とＱ(z)で表すこととすると次式(2)のようになり、量子化ノイズＱ(z)が、（１＋ａｚ-1 ＋ｚ-2 ）のノイズシェーピングを受けて、Ｓ／Ｎの良いディジタルＩＦ信号ＤIF(z)が生成される。【００３５】
【数２】
2007080715.tif 000004
【００３６】
更に、図４を参照して、このバンドパス型デルタシグマＡ／Ｄ変換器７の具体的な回路を説明する。バンドパス型デルタシグマＡ／Ｄ変換器７は、ＩＦアンプ６から供給されるＩＦ信号ＳIFを入力する２平衡型スイッチトキャパシタフィルタ（符号ＳＣＦで示す）と、２平衡型スイッチトキャパシタフィルタＳＣＦの出力を量子化する量子化器（コンパレータ）７ｃとを有し、更に、２平衡型スイッチトキャパシタフィルタＳＣＦは、上述の加算器７ａとスイッチトキャパシタフィルタ７ｂの構成を兼ね備えている。【００３７】
すなわち、４個のスイッチトキャパシタ回路ＳＣＡ1，ＳＣＡ2，ＳＣＢ1，ＳＣＢ2と、ＯＰアンプＯＰ1と、ＯＰアンプＯＰ1の入力及び出力端子間に接続された２個の帰還コンデンサＣb，Ｃbとによって、第１段目の１サンプル遅延回路が形成されており、４個のスイッチトキャパシタ回路ＳＣＡ5，ＳＣＡ6，ＳＣＢ3，ＳＣＢ4と、ＯＰアンプＯＰ2と、ＯＰアンプＯＰ2の入力及び出力端子間に接続された２個の帰還コンデンサＣb，Ｃbとによって、第２段目の１サンプル遅延回路が形成されている。更に、ＯＰアンプＯＰ2の出力端子とＯＰアンプＯＰ1の入力端子間に接続されたスイッチトキャパシタ回路ＳＣＢ5，ＳＣＢ6が帰還経路を形成しており、量子化器７ｃの平衡出力端子間に生じるディジタルＩＦ信号ＤIFの位相を示す出力信号θ1，θ2に従って所定のプラス参照電圧Ｖref(+)とマイナス参照電圧Ｖref(-)を切り替えて入力する２個のスイッチ回路ＳＷ1，ＳＷ2と、それらのスイッチ回路ＳＷ1，ＳＷ2を介して入力される参照電圧Ｖref(+)又はＶref(-)をＯＰアンプＯＰ1の入力端子側へ転送する２個のスイッチトキャパシタ回路ＳＣＡ3，ＳＣＡ4とを備えて構成されている。【００３８】
そして、スイッチトキャパシタ回路ＳＣＡ1〜ＳＣＡ6，ＳＣＢ1〜ＳＣＢ6が、夫々４個のスイッチ素子と容量Ｃaのコンデンサで形成されており、更に、ＩＦ信号ＳIFの周波数より高い周波数（いわゆるオーバーサンプリング周波数）で互いに論理反転を繰り返す２層クロック信号φ1，φ2に同期して、スイッチトキャパシタ回路ＳＣＡ1〜ＳＣＡ6の夫々のスイッチ素子とスイッチトキャパシタ回路ＳＣＢ1〜ＳＣＢ6の夫々のスイッチ素子とが、排他的なタイミングでオンオフ動作を行繰り返して、入力される信号を容量Ｃaのコンデンサを介して転送する。【００３９】
かかる構成により、ＯＰアンプＯＰ1の反転入力端子（−）側の入力端Ｐ１と非反転入力端子（＋）側の入力端Ｐ２が、ワイヤード接続による加算器７ａとしての機能を発揮し、更に、それらの入力端Ｐ１とＰ２に接続されているスイッチトキャパシタ回路ＳＣＡ3，ＳＣＢ5とＳＣＡ4，ＳＣＢ6が、量子化器７ｃの出力であるディジタルＩＦ信号ＤIFを積分して加算器７ａに帰還させる帰還経路として機能し、更に、４個のスイッチトキャパシタ回路ＳＣＡ1，ＳＣＡ2，ＳＣＢ1，ＳＣＢ2とＯＰアンプＯＰ1とＯＰアンプＯＰ1の入力及び出力端子間に接続された２個の帰還コンデンサＣb，Ｃbとによって、第１段目の１サンプル遅延回路（つまり、入力されるＩＦ信号ＳIFを１サンプル遅延（ｚ-1）で遅延させて出力する遅延回路）が形成されており、更に、４個のスイッチトキャパシタ回路ＳＣＡ5，ＳＣＡ6，ＳＣＢ3，ＳＣＢ4とＯＰアンプＯＰ2とＯＰアンプＯＰ2の入力及び出力端子間に接続された２個の帰還コンデンサＣb，Ｃbとによって、第２段目の１サンプル遅延回路（つまり、第１段目の１サンプル遅延回路からの出力を１サンプル遅延（ｚ-1）で遅延させて出力する遅延回路）が形成されている。【００４０】
このように、図４に示す２平衡型スイッチトキャパシタフィルタＳＣＦと、２平衡型スイッチトキャパシタフィルタＳＣＦの出力を量子化する量子化器（コンパレータ）７ｃとによって、図３に示したバンドパス型デルタシグマＡ／Ｄ変換器７が形成されている。【００４１】
更に、各段の１サンプル遅延回路の構成要素であるＯＰアンプＯＰ1とＯＰ2は、図５（ａ）に示す回路構成となっている。【００４２】
すなわち、電源ラインＶDDに接続されカレントミラー回路を形成しているトランジスタＱ1，Ｑ2，Ｑ3と、ダイオードとして接続されているトランジスタＱ1とグラインドラインＧＮＤ間に接続されている可変電流源回路ＲＧとによって、ＯＰアンプＯＰ1，ＯＰ2の動作電流Ｉdを発生するバイアス回路が構成されており、トランジスタＱ2に生じるミラー電流ＩdがＯＰアンプＯＰ1の構成要素である差動対のトランジスタＱ4，Ｑ5と出力段回路ＤＲＶ1への動作電流となって供給され、トランジスタＱ3に生じるミラー電流ＩdがＯＰアンプＯＰ2の構成要素である差動対のトランジスタＱ6，Ｑ7と出力段回路ＤＲＶ2への動作電流となって供給される。【００４３】
そして、図３に示した電流制御部１０からの制御信号ＣＮＴに従って、可変電流源回路ＲＧが参照電流Ｉrefを変化させることで、ＯＰアンプＯＰ１とＯＰ2に供給する動作電流Ｉd，Ｉdを調整する。ただし、最良の受信品質が得られるときのアンテナ１に誘起される最大の電界強度とそのときのＩＦ信号ＳIFの最大レベルと、良好な受信品質が得られないときにアンテナ１に誘起される最小の電界強度とそのときのＩＦ信号ＳIFの最小レベルとの最大変化範囲、すなわち電界強度のダイナミックレンジに相当するＩＦ信号ＳIFの最大変化範囲と、可変電流源回路ＲＧの参照電流Ｉrefの最大調整可能範囲（スパン）とを対応付けておき、実際に検出されるＩＦ信号ＳIFのレベルを示す制御信号ＣＮＴに対応する参照電流Ｉrefを発生させるように、制御信号ＣＮＴに対する可変電流源回路ＲＧの分解能が予め決められている。【００４４】
次にかかる構成を有する本実施例のディジタル受信装置の動作について説明する。【００４５】
ユーザー等が良好な受信品質の得られる所望の放送等を選局すると、ＩＦアンプ６からアンテナ１に誘起される電界強度に応じた高レベルのＩＦ信号ＳIFが出力されて、バンドパス型デルタシグマＡ／Ｄ変換器７に供給される。更に、そのＩＦ信号ＳIFのレベルを信号レベル検出部９ａが検出し、その検出結果ＤＥＴaを示す制御信号ＣＮＴが電流制御部１０から可変電流源回路ＲＧ（図５（ａ）を参照）に供給されることで、アンテナ１に誘起される電界強度に応じた大電流値の参照電流Ｉrefが生成されると共に、トランジスタＱ2，Ｑ3を通じてＯＰアンプＯＰ1，ＯＰ2に、参照電流Ｉrefに比例した大電流値の動作電流Ｉd，Ｉdが供給される。このため、バンドパス型デルタシグマＡ／Ｄ変換器７は熱雑音が低減されて広い入力ダイナミックレンジに設定される。【００４６】
次に、ユーザー等が良好な受信品質の得られる所望の放送等を選局していないときには、ＩＦアンプ６からアンテナ１に誘起される電界強度に応じた低レベルのＩＦ信号ＳIFが出力されて、バンドパス型デルタシグマＡ／Ｄ変換器７に供給される。更に、そのＩＦ信号ＳIFのレベルを信号レベル検出部９ａが検出し、その検出結果ＤＥＴaを示す制御信号ＣＮＴが電流制御部１０から可変電流源回路ＲＧ（図５（ａ）を参照）に供給されることで、アンテナ１に誘起される電界強度に応じた小電流値の参照電流Ｉrefが生成されると共に、トランジスタＱ2，Ｑ3を通じてＯＰアンプＯＰ1，ＯＰ2に、参照電流Ｉrefに比例した小電流値の動作電流Ｉd，Ｉdが供給される。このため、バンドパス型デルタシグマＡ／Ｄ変換器７は熱雑音が増加し、入力ダイナミックレンジも小さくなる。しかし、ユーザー等が良好な受信品質の得られないときには、そもそもユーザー等が視聴（又は受聴）しようと欲していないときであるため、熱雑音の増加を招いたとしても、ユーザー等の利便性を悪化させることにはならなず、動作電流Ｉd，Ｉdの低減効果、すなわち消費電力を低減することができるという大きな効果が発揮される。【００４７】
以上に説明したように、本実施例のディジタル受信装置によれば、ユーザー等の利便性を実質的に悪化させること無く、熱雑音の発生を低減すべくスイッチトキャパシタフィルタ７ｂのＯＰアンプＯＰ1，ＯＰ2の動作電流Ｉd，Ｉdを調整するので、消費電力の低減と熱雑音の低減（広い入力ダイナミックレンジの確保）という両者の課題を両立させて解決することができる。【００４８】
なお、以上に説明した本実施例のディジタル受信装置では、ＩＦ信号ＳIFのレベルを検出し、その検出結果に基づいてスイッチトキャパシタフィルタ７ｂのＯＰアンプＯＰ1，ＯＰ2の動作電流Ｉd，Ｉdを調整することとしているが、本実施例の変形例として、図２（ｃ）に示したように信号レベル検出部９ｂを設け、信号レベル検出部９ｂがバンドパス型デルタシグマＡ／Ｄ変換器７から出力されるディジタルＩＦ信号ＤIFのサンプル値（すなわち、ディジタル変換された値）を検出することで実質的にＩＦ信号ＳIFのレベルを検出し、その検出結果ＤＥＴbに従って電流制御部１０が可変電流源回路ＲＧの参照電流Ｉrefを調整して、スイッチトキャパシタフィルタ７ｂのＯＰアンプＯＰ1，ＯＰ2の動作電流Ｉd，Ｉdを調整するようにしてもよい。【００４９】
このように、変形例の構成としても、ユーザー等の利便性を実質的に悪化させること無く、熱雑音の発生を低減すべくスイッチトキャパシタフィルタ７ｂのＯＰアンプＯＰ1，ＯＰ2の動作電流Ｉd，Ｉdを調整するので、消費電力の低減と熱雑音の低減（広い入力ダイナミックレンジの確保）という課題を両立させて解決することができる。【００５０】
また、本実施例の他の変形例として、図２（ｄ）に示したように、復調部８で生成される復調信号（符号略）のノイズ対信号成分の比（Ｓ／Ｎ比）を検出するＳ／Ｎ検出部９ｃを設け、Ｓ／Ｎ検出部９ｃの検出結果ＤＥＴcに基づいて電流制御部１０が制御信号ＣＮＴにより、可変電流源回路ＲＧの参照電流Ｉrefを調整して、スイッチトキャパシタフィルタ７ｂのＯＰアンプＯＰ1，ＯＰ2の動作電流Ｉd，Ｉdを調整するようにしてもよい。つまり、Ｓ／Ｎ検出部９ｃがＳ／Ｎ比を検出した結果、Ｓ／Ｎ比が小さい程、電流制御部１０が電界強度が小さいと判定して、可変電流源回路ＲＧの参照電流Ｉrefを小電流値に調整して、スイッチトキャパシタフィルタ７ｂのＯＰアンプＯＰ1，ＯＰ2の動作電流Ｉd，Ｉdも小電流値に調整し、Ｓ／Ｎ比が大きい程、電流制御部１０が電界強度が大きいと判定して、可変電流源回路ＲＧの参照電流Ｉrefを大電流値に調整して、スイッチトキャパシタフィルタ７ｂのＯＰアンプＯＰ1，ＯＰ2の動作電流Ｉd，Ｉdも大電流値に調整するようにしてもよい。【００５１】
このように、他の変形例の構成としても、ユーザー等の利便性を実質的に悪化させること無く、熱雑音の発生を低減すべくスイッチトキャパシタフィルタ７ｂのＯＰアンプＯＰ1，ＯＰ2の動作電流Ｉd，Ｉdを調整するので、消費電力の低減と熱雑音の低減（広い入力ダイナミックレンジの確保）という課題を両立させて解決することができる。【００５２】
また、図５（ａ）に示したバイアス回路では、１個の可変電流源回路ＲＧによって参照電流Ｉrefを変化させる構成となっているが、図５（ｂ）に示すように、参照電流Ｉrefの最大調整可能範囲（スパン）内で互いに異なる定電流Ｉref1，Ｉref2…Ｉrefmを発生するｍ個の定電流源回路ＲＧ1，ＲＧ2…ＲＧmを切替スイッチ素子ＳＷＣを介してミラー回路のトランジスタＱ1と接続させておき、定電流源回路ＲＧ1，ＲＧ2…ＲＧmのうち、制御信号ＣＮＴで示されるＩＦ信号ＳIFのレベルに対応する定電流又は制御信号ＣＮＴで示されるディジタルＩＦ信号ＤIFのＳ／Ｎに対応する定電流を発生する定電流源回路をミラー回路のトランジスタＱ1に接続させるように、切替スイッチ素子ＳＷＣを切り替え制御することで、参照電流Ｉrefを調整する構成としてもよい。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【国際調査報告】
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