(57)【要約】  マルチキャリア通信においてレピティション技術を用いる場合に、同一シンボル間での相殺による受信電力の低下を抑えて受信特性の劣化を抑えることができる基地局。この基地局（１００）において、レピティション部（１０３）は、変調部（１０２）から入力される各データシンボルを複製（レピティション）して複数の同一データシンボルを作成し、位相回転部（１０６）は、多重部（１０５）から入力されたデータシンボルに対して位相回転を与える。この際、位相回転部（１０６）は、レピティションにより作成された複数の同一シンボルに対し、それら複数の同一シンボルと同一であり、かつ、隣接セルまたは隣接セクタにおいてそれら複数のシンボルと同一時刻および同一周波数にて送信される複数の同一シンボル間における位相回転差と異なる位相回転差をとる位相回転を与える。
2007129621.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のサブキャリアからなるマルチキャリア信号を無線通信移動局装置へ送信する無線通信基地局装置であって、
第１シンボルを複製して複数の同一の第１シンボルを作成する複製手段と、
前記複数の第１シンボルに対し位相回転を与える位相回転手段と、
位相回転後の前記複数の第１シンボルが前記複数のサブキャリアのいずれかに割り当てられた前記マルチキャリア信号を送信する送信手段と、を具備し、
前記位相回転手段は、前記複数の第１シンボル間における位相回転差を、前記複数の第１シンボルと同一であり、かつ、隣接セルまたは隣接セクタにおいて前記複数の第１シンボルと同一時刻および同一周波数にて送信される複数の第２シンボル間における位相回転差と異ならせる、
無線通信基地局装置。
【請求項２】
前記位相回転手段は、隣接セル数または隣接セクタ数に応じた位相回転差をとる位相回転を与える、
請求項１記載の無線通信基地局装置。
【請求項３】
前記位相回転手段は、ｎ×（３６０°／（隣接セル数＋１））の位相回転差、または、ｎ×（３６０°／１セル内のセクタ数）の位相回転差（但し、ｎは整数）をとる位相回転を与える、
請求項１記載の無線通信基地局装置。
【請求項４】
前記位相回転手段は、前記複数の第２シンボル間における位相回転差と異なる位相回転差をとる位相回転を前記複数の第１シンボルに与えるスクランブリングコードを前記複数の第１シンボルに乗算して前記複数の第１シンボル間における位相回転差を前記複数の第２シンボル間における位相回転差と異ならせる、
請求項１記載の無線通信基地局装置。  
【請求項５】
複数のセル間または複数のセクタ間で同一時刻および同一周波数にて同一シンボルが送信される無線通信システムに用いられる無線通信方法であって、
第１セルまたは第１セクタでの複数の前記同一シンボル間における位相回転差を、前記第１セルと隣接する第２セルまたは前記第１セクタと隣接する第２セクタでの複数の前記同一シンボル間における位相回転差と異ならせる、
無線通信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、マルチキャリア通信における無線通信基地局装置および無線通信方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、無線通信、特に移動体通信では、音声以外に画像やデータなどの様々な情報が伝送の対象になっている。今後は、さらに高速な伝送に対する必要性がさらに高まるであろうと予想され、高速伝送を行うために、限られた周波数資源をより効率よく利用して、高い伝送効率を実現する無線伝送技術が求められている。【０００３】
このような要求に応え得る無線伝送技術の一つにＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）がある。ＯＦＤＭは、多数のサブキャリアを用いてデータを並列伝送するマルチキャリア伝送技術であり、高い周波数利用効率、マルチパス環境下のシンボル間干渉低減などの特徴を持ち、伝送効率の向上に有効であることが知られている。【０００４】
また、ＯＦＤＭは、データが配置される複数のサブキャリアの周波数が互いに直交しているため、マルチキャリア通信の中でも最も周波数利用効率が高く、また、比較的簡単なハードウェア構成で実現できる。このため、ＯＦＤＭは、セルラ方式移動体通信に採用される通信方法として注目されており、様々な検討が加えられている。また、ＯＦＤＭでは、符号間干渉（ＩＳＩ：IntersymbolInterference）を防止するために、各ＯＦＤＭシンボルの先頭にそのＯＦＤＭシンボルの後端部分をサイクリック・プリフィクス（ＣＰ：Cyclic Prefix）として付加する。これにより、受信側では、遅延波の遅延時間がＣＰの時間長（以下、ＣＰ長という）以内に収まる限りＩＳＩを防止することができる。【０００５】
さらに、ＯＦＤＭでは、マルチパスに起因する周波数選択性フェージングにより、サブキャリア毎の品質が大きく変動することがある。このような場合、フェージングの谷となる位置のサブキャリアに割り当てられた信号は品質が悪く復調が困難となるため、復調可能となるように品質を向上させる必要がある。【０００６】
ＯＦＤＭにおける品質を向上させるための技術として、レピティション技術と言われるものがある。レピティション技術とは、あるシンボルを複製（レピティション）して複数の同一シンボルを作成し、それら複数の同一シンボルを複数の異なるサブキャリアまたは異なる時刻に割り当てて送信する技術であり、受信側では、それらの同一シンボルを最大比合成することでダイバーシチ利得を得ることができる（例えば、非特許文献１参照）。【０００７】
一方、セル間干渉の低減に有効な送信ダイバーシチ技術として、複数のセルの無線通信基地局装置（以下、基地局と省略する）が互いに同一時刻および同一周波数で同一シンボルを送信するものがある。このような送信を行うと、セル境界付近に位置する無線通信移動局装置（以下、移動局と省略する）では、複数の基地局からの同一シンボルが混合された状態で受信される。よって、この送信ダイバーシチ技術にＯＦＤＭを適用した場合、セル境界付近に位置する移動局では、複数の基地局から同時に送信される複数の同一ＯＦＤＭシンボルがＣＰ長以内の時間差で受信される限り、セル間干渉が発生せず、しかも、それらのＯＦＤＭシンボルが合成されて受信電力が増幅された状態で受信されるため、ダイバーシチゲインを得ることができる。
【非特許文献１】前田，新，岸山，佐和橋、“下りリンクブロードバンドチャネルにおけるＯＦＣＤＭとＯＦＤＭの特性比較”、電子情報通信学会、信学技報RCS2002-162、2002年8月（Noriyuki Maeda, Hiroyuki Atarashi, Yoshihisa Kishiyama, Mamoru Sawahashi, “Performance Comparisons between OFCDM and OFDM in a Forward Link Broadband Channel”, TECHNICAL REPORT OF IEICE, RCS2002-162, 2002-08, pp.95-100）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
ここで、図１に示すような移動体通信システムにおいて、上記の技術を組み合わせた無線通信を行う場合を考える。つまり、この移動体通信システムでは、セルＡの基地局（ＢＳＡ）およびセルＢの基地局（ＢＳＢ）の双方が互いに同一周波数のサブキャリアからなる同一ＯＦＤＭシンボル（ＯＦＤＭシンボルＡ，ＯＦＤＭシンボルＢ）を同一時刻で移動局（ＭＳ）へ送信する。ＯＦＤＭシンボルＡおよびＯＦＤＭシンボルＢは図２に示すように共にサブキャリアｆ１〜ｆ４からなるものとする。また、基地局ＢＳＡおよび基地局ＢＳＢでは共に、サブキャリアｆ１,ｆ３に同一データシンボルＳ１,Ｓ１'（Ｓ１'はＳ１をレピティションして作成した、Ｓ１と同一のデータシンボル；以下同様）が割り当てられ、サブキャリアｆ２,ｆ４に同一データシンボルＳ２,Ｓ２'が割り当てられるものとする。【０００９】
この場合において、図３に示すように、伝搬路におけるチャネル変動の影響により、セルＡにおけるＳ１,Ｓ１'とセルＢにおけるＳ１,Ｓ１'とが共に逆位相で移動局に受信されると、Ｓ１同士およびＳ１'同士で互いに相殺されてしまうため、Ｓ１およびＳ１'双方の受信電力が大きく低下してＳ１とＳ１'の合成によるダイバーシチ利得が得られず、その結果受信特性が劣化する。なお、図３には、セルＢにおけるＳ１,Ｓ１'の位相が伝搬路において１８０°回転した場合を示す。【００１０】
本発明の目的は、マルチキャリア通信においてレピティション技術を用いる場合に、同一シンボル間での相殺による受信電力の低下を抑えて受信特性の劣化を抑えることができる基地局および無線通信方法を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明の基地局は、複数のサブキャリアからなるマルチキャリア信号を移動局へ送信する基地局であって、第１シンボルを複製して複数の同一の第１シンボルを作成する複製手段と、前記複数の第１シンボルに対し位相回転を与える位相回転手段と、位相回転後の前記複数の第１シンボルが前記複数のサブキャリアのいずれかに割り当てられた前記マルチキャリア信号を送信する送信手段と、を具備し、前記位相回転手段は、前記複数の第１シンボル間における位相回転差を、前記複数の第１シンボルと同一であり、かつ、隣接セルまたは隣接セクタにおいて前記複数の第１シンボルと同一時刻および同一周波数にて送信される複数の第２シンボル間における位相回転差と異ならせる構成を採る。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、マルチキャリア通信においてレピティション技術を用いる場合に、同一シンボル間での相殺による受信電力の低下を抑えて受信特性の劣化を抑えることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】２セルモデルのセル配置を示す図
【図２】レピティション後のデータシンボルを示す図
【図３】チャネル変動の影響を受けたデータシンボルを示す図
【図４】本発明の一実施の形態に係る基地局のブロック構成図
【図５】本発明の一実施の形態に係る移動局のブロック構成図
【図６】本発明の一実施の形態に係る位相回転の説明図（セルＡ）
【図７】本発明の一実施の形態に係る位相回転の説明図（セルＢ）
【図８】本発明の一実施の形態に係る位相回転の説明図（セルＡ）
【図９】本発明の一実施の形態に係る位相回転の説明図（セルＢ）
【図１０】本発明の一実施の形態に係るデータシンボルを示す図（セルＡ）
【図１１】本発明の一実施の形態に係るデータシンボルを示す図（セルＢ）
【図１２】本発明の一実施の形態に係る受信シンボルを示す図
【図１３】本発明の一実施の形態に係る受信シンボルを示す図
【図１４】本発明の一実施の形態に係る受信シンボルを示す図
【図１５】本発明の一実施の形態に係る受信シンボルを示す図
【図１６】本発明の一実施の形態に係るセル配置を示す図（３セルモデル）
【図１７】本発明の一実施の形態に係る位相回転の説明図（セルＢ）
【図１８】本発明の一実施の形態に係る位相回転の説明図（セルＣ）
【図１９】本発明の一実施の形態に係るセクタ配置を示す図（３セクタモデル）
【図２０】本発明の一実施の形態に係る基地局のブロック構成図（３セクタモデル）
【図２１】本発明の一実施の形態に係る位相回転の説明図（セルＡ）
【図２２】本発明の一実施の形態に係る位相回転の説明図（セルＢ）
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。【００１５】
本実施の形態では、基地局は、レピティションにより作成した複数の同一シンボルに対し、それら複数の同一シンボルと同一であり、かつ、隣接セルまたは隣接セクタにおいてそれら複数のシンボルと同一時刻および同一周波数にて送信される複数の同一シンボル間における位相回転差と異なる位相回転差をとる位相回転を与える。【００１６】
図４に、本実施の形態に係る基地局１００の構成を示す。本実施の形態では、図１に示す基地局ＢＳＡおよび基地局ＢＳＢは、共に図４に示す構成を採る。【００１７】
基地局１００において、符号化部１０１は、入力される送信データ（ビット列）に対して符号化処理を行い、変調部１０２は、符号化後の送信データに対してＱＰＳＫや１６ＱＡＭ等の変調方式で変調処理を行ってデータシンボルを生成する。【００１８】
レピティション部１０３は、変調部１０２から入力される各データシンボルを複製（レピティション）して複数の同一データシンボルを作成し、Ｓ／Ｐ部（シリアル／パラレル変換部）１０４に出力する。以下の説明では、この複数の同一データシンボルを一単位としてレピティション単位という。【００１９】
Ｓ／Ｐ部１０４は、レピティション部１０３から直列に入力されるデータシンボル列を並列に変換して多重部１０５に出力する。このシリアル／パラレル変換により、各データシンボルが、マルチキャリア信号を構成する複数のサブキャリアに割り当てられる。【００２０】
多重部１０５は、Ｓ／Ｐ部１０４から所定数（例えば１フレーム分）のデータシンボルが入力される度にパイロットシンボルを選択して出力し、データシンボルとパイロットシンボルとを時間多重する。【００２１】
位相回転部１０６は、多重部１０５から入力されたデータシンボルに対して位相回転を与える。位相回転の詳細については後述する。位相回転後のデータシンボルはそれぞれＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）部１０７に出力される。【００２２】
ＩＦＦＴ部１０７は、パイロットシンボルまたはデータシンボルが割り当てられた複数のサブキャリアに対してＩＦＦＴを行ってマルチキャリア信号であるＯＦＤＭシンボルを得る。【００２３】
ＣＰ付加部１０８は、ＯＦＤＭシンボルの後尾部分と同じ信号をＯＦＤＭシンボルの先頭に付加してＣＰを設ける。【００２４】
無線送信部１０９は、ＣＰ付加後のＯＦＤＭシンボルに対しＤ／Ａ変換、増幅およびアップコンバート等の送信処理を行ってアンテナ１１０から図５に示す移動局へ送信する。【００２５】
次いで、図５に、本実施の形態に係る移動局２００の構成を示す。図１に示す移動局ＭＳは、図５に示す構成を採る。【００２６】
移動局２００において、アンテナ２０１を介して受信されたＯＦＤＭシンボルは、無線受信部２０２でダウンコンバート、Ａ／Ｄ変換等の受信処理が施された後、ＣＰ除去部２０３でＣＰを取り除かれて、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）部２０４に入力される。【００２７】
ＦＦＴ部２０４は、ＯＦＤＭシンボルに対してＦＦＴを行って各サブキャリアに割り当てられているシンボルを取り出し、１ＯＦＤＭ分のシンボルを並列にチャネル補償部２０５に出力する。【００２８】
チャネル補償部２０５は、受信パイロットシンボルを用いたチャネル推定を行って各サブキャリアのチャネル推定値を算出し、このチャネル推定値に基づいてデータシンボルのチャネル変動を補償する。この際、チャネル補償部２０５は、基地局１００にて与えられた位相回転を考慮したチャネル補償値を算出する。チャネル変動補償後のデータシンボルは１ＯＦＤＭ分並列にＰ／Ｓ部２０６に出力される。【００２９】
Ｐ／Ｓ部２０６は、チャネル補償部２０５から並列に入力されるデータシンボル列を直列に変換して合成部２０７に出力する。【００３０】
合成部２０７は、データシンボルを、レピティション単位、すなわち、基地局１００でのレピティションにより作成された同一データシンボル間で合成する。【００３１】
なお、チャネル補償部２０５および合成部２０７の動作の詳細は後述する。【００３２】
合成後のシンボルは、復調部２０８で復調され、復号部２０９で復号される。これにより、受信データが得られる。【００３３】
次いで、基地局１００の位相回転部１０６で与えられる位相回転の詳細、および、移動局２００のチャネル補償部２０５および合成部２０７の動作の詳細について説明する。【００３４】
まず、図１に示すように、セルＡに隣接するセルがセルＢの１つである場合について説明する。以下の説明では、上記同様、ＯＦＤＭシンボルＡおよびＯＦＤＭシンボルＢは共にサブキャリアｆ１〜ｆ４からなるものとする。また、セルＡの基地局（ＢＳＡ）およびセルＢの基地局（ＢＳＢ）では共に、サブキャリアｆ１,ｆ３に同一データシンボルＳ１,Ｓ１'が割り当てられ、サブキャリアｆ２,ｆ４に同一データシンボルＳ２,Ｓ２'が割り当てられるものとする。そして、基地局ＢＳＡおよび基地局ＢＳＢの双方が互いに同一周波数のサブキャリアからなる同一ＯＦＤＭシンボル（ＯＦＤＭシンボルＡ，ＯＦＤＭシンボルＢ）を同一時刻で移動局（ＭＳ）へ送信する。なお、以下の説明ではデータシンボルＳ１,Ｓ１'に着目した説明を行うが、データシンボルＳ２,Ｓ２'についても本発明を同様にして実施することができる。【００３５】
基地局ＢＳＡでは、図６に示すように、同一データシンボルＳ１,Ｓ１'に対し、位相回転角度φＡ１,φＡ３の位相回転を与える。よって、セルＡにおけるＳ１とＳ１'との間の位相回転差はΔφＡ＝φＡ３−φＡ１となる。【００３６】
一方、基地局ＢＳＢでは、図７に示すように、同一データシンボルＳ１,Ｓ１'に対し、位相回転角度φＢ１,φＢ３の位相回転を与える。よって、セルＢにおけるＳ１とＳ１'との間の位相回転差はΔφＢ＝φＢ３−φＢ１となる。【００３７】
そして、本発明では、ΔφＡ≠ΔφＢとする。つまり、本発明では、セルＡでのデータシンボルＳ１−Ｓ１'間における位相回転差ΔφＡと、セルＡに隣接するセルＢでのデータシンボルＳ１−Ｓ１'間における位相回転差ΔφＢとが互いに異なる。【００３８】
例えば、図８，図９に示すように、φＡ１＝０°,φＡ３＝０°としてΔφＡ＝０°とするとともに、φＢ１＝０°,φＢ３＝１８０°としてΔφＢ＝１８０°とする。よって、セルＡで基地局ＢＳＡから送信されるＯＦＤＭシンボルＡに含まれるＳ１,Ｓ１'は図１０に示すようになり、セルＢで基地局ＢＳＢから送信されるＯＦＤＭシンボルＢに含まれるＳ１,Ｓ１'は図１１に示すようになる。そして、このような位相回転が与えられたＳ１,Ｓ１'を含むＯＦＤＭシンボルＡおよびＯＦＤＭシンボルＢが、移動局ＭＳにより受信される。【００３９】
図１２に、移動局ＭＳの受信シンボルを示す。サブキャリアｆ１〜ｆ４により受信されるデータシンボルをＲ１〜Ｒ４とする。ここでは、Ｓ１,Ｓ１'が割り当てられたサブキャリアｆ１,ｆ３により受信されるＲ１,Ｒ３に着目して説明する。また、以下の説明では、セルＡにおけるサブキャリアｆ１でのチャネル変動をｈＡ１、セルＡにおけるサブキャリアｆ３でのチャネル変動をｈＡ３、セルＢにおけるサブキャリアｆ１でのチャネル変動をｈＢ１、セルＢにおけるサブキャリアｆ３でのチャネル変動をｈＢ３とする。また、サブキャリアｆ１とｆ３との間の周波数間隔は狭く、これらのサブキャリアがコヒーレント帯域幅内にあるとすると、サブキャリアｆ１とｆ３とでは伝搬路の周波数特性が一様であり、よって、ｈＡ１＝ｈＡ３、ｈＢ１＝ｈＢ３みなすことができる。また、サブキャリアｆ１とｆ３がコヒーレント帯域幅内にあるとすると、基地局ＢＳＡで与えられたΔφＡおよび基地局ＢＳＢで与えられたΔφＢは移動局ＭＳに至るまでそのまま維持される。【００４０】
以下、（１）ｈＡ１＝ｈＡ３＝９０°,ｈＢ１＝ｈＢ３＝１８０°、（２）ｈＡ１＝ｈＡ３＝９０°,ｈＢ１＝ｈＢ３＝２７０°、（３）ｈＡ１＝ｈＡ３＝４５°,ｈＢ１＝ｈＢ３＝９０°の３つの場合を想定して説明する。【００４１】
（１）ｈＡ１＝ｈＡ３＝９０°,ｈＢ１＝ｈＢ３＝１８０°の場合（図１３Ａ〜Ｈ）
ｈＡ１＝９０°,ｈＢ１＝１８０°であるため、セルＡのＳ１（図１０）の位相が伝搬路において９０°回転し、セルＢのＳ１（図１１）の位相が伝搬路において１８０°回転する。よって、セルＡのＳ１とセルＢのＳ１が伝搬路において合成された結果、受信シンボルＲ１は図１３Ａに示すようになる。【００４２】
また、ｈＡ３＝９０°,ｈＢ３＝１８０°であるため、セルＡのＳ１'（図１０）の位相が伝搬路において９０°回転し、セルＢのＳ１'（図１１）の位相が伝搬路において１８０°回転する。よって、セルＡのＳ１'とセルＢのＳ１'が伝搬路において合成された結果、受信シンボルＲ３は図１３Ｂに示すようになる。【００４３】
一方、チャネル補償部２０５でのチャネル推定の結果得られるチャネル推定値は、図１３Ｃ,Ｄに示すように、ｈＡ１＝ｈＡ３＝９０°,ｈＢ１＝ｈＢ３＝１８０°となる。【００４４】
ここで、チャネル補償部２０５は、φＢ３＝１８０°であることに対応させて、図１３Ｅに示すように、図１３ＤのｈＢ３の位相を１８０°戻す処理を行う。この処理によりｈＢ３＝０°となる。【００４５】
次いで、チャネル補償部２０５は、セルＡのＳ１とセルＢのＳ１とが合成されてなるＲ１用のチャネル推定値を求めるために、図１３Ｆに示すように、ｈＡ１とｈＢ１とを合成してサブキャリアｆ１での合成チャネル推定値ｈ１を求める。よって、ｈ１＝１３５°となる。同様に、チャネル補償部２０５は、セルＡのＳ１'とセルＢのＳ１'とが合成されてなるＲ３用のチャネル推定値を求めるために、図１３Ｇに示すように、ｈＡ３と位相を戻した後のｈＢ３とを合成してサブキャリアｆ３での合成チャネル推定値ｈ３を求める。よって、ｈ３＝４５°となる。【００４６】
次いで、チャネル補償部２０５は、図１３Ｈに示すように、ｈ１に基づいてＲ１のチャネル変動を補償し、ｈ３に基づいてＲ３のチャネル変動を補償する。つまり、チャネル補償部２０５は、Ｒ１の位相を１３５°戻すとともに、Ｒ３の位相を４５°戻す処理を行う。【００４７】
そして、合成部２０７は、図１３Ｈに示すように、チャネル変動補償後のＲ１およびＲ３を合成し、合成後シンボルＲ１＋Ｒ３を得る。【００４８】
このように、ΔφＡ＝０°,ΔφＢ＝１８０°とすることにより、セルＡにおけるＳ１,Ｓ１'とセルＢにおけるＳ１,Ｓ１'とが共に逆位相で移動局ＭＳに受信されることを防止できる。【００４９】
（２）ｈＡ１＝ｈＡ３＝９０°,ｈＢ１＝ｈＢ３＝２７０°の場合（図１４Ａ〜Ｈ）
ｈＡ１＝９０°,ｈＢ１＝２７０°であるため、セルＡのＳ１（図１０）の位相が伝搬路において９０°回転し、セルＢのＳ１（図１１）の位相が伝搬路において２７０°回転する。よって、セルＡのＳ１とセルＢのＳ１が伝搬路において合成された結果、受信シンボルＲ１は図１４Ａに示すようにゼロになる。【００５０】
また、ｈＡ３＝９０°,ｈＢ３＝２７０°であるため、セルＡのＳ１'（図１０）の位相が伝搬路において９０°回転し、セルＢのＳ１'（図１１）の位相が伝搬路において２７０°回転する。よって、セルＡのＳ１'とセルＢのＳ１'が伝搬路において合成された結果、受信シンボルＲ３は図１４Ｂに示すようになる。【００５１】
一方、チャネル補償部２０５でのチャネル推定の結果得られるチャネル推定値は、図１４Ｃ,Ｄに示すように、ｈＡ１＝ｈＡ３＝９０°,ｈＢ１＝ｈＢ３＝２７０°となる。【００５２】
ここで、チャネル補償部２０５は、φＢ３＝１８０°であることに対応させて、図１４Ｅに示すように、図１４ＤのｈＢ３の位相を１８０°戻す処理を行う。この処理によりｈＢ３＝９０°となる。【００５３】
次いで、チャネル補償部２０５は、セルＡのＳ１とセルＢのＳ１とが合成されてなるＲ１用のチャネル推定値を求めるために、図１４Ｆに示すように、ｈＡ１とｈＢ１とを合成してサブキャリアｆ１での合成チャネル推定値ｈ１を求める。よって、ｈ１はゼロとなる。同様に、チャネル補償部２０５は、セルＡのＳ１'とセルＢのＳ１'とが合成されてなるＲ３用のチャネル推定値を求めるために、図１４Ｇに示すように、ｈＡ３と位相を戻した後のｈＢ３とを合成してサブキャリアｆ３での合成チャネル推定値ｈ３を求める。よって、ｈ３＝９０°となる。【００５４】
次いで、チャネル補償部２０５は、図１４Ｈに示すように、ｈ１に基づいてＲ１のチャネル変動を補償し、ｈ３に基づいてＲ３のチャネル変動を補償する。ここではＲ１がゼロであるため、チャネル補償部２０５では、Ｒ３の位相を９０°戻す処理のみが行われる。【００５５】
そして、合成部２０７は、図１４Ｈに示すように、チャネル変動補償後のＲ１およびＲ３を合成し、合成後シンボルＲ１＋Ｒ３を得る。ここではＲ１がゼロであるため、合成後シンボルとしてＲ３が得られる。【００５６】
このように、ΔφＡ＝０°,ΔφＢ＝１８０°とすることにより、上記（１）の場合同様、セルＡにおけるＳ１,Ｓ１'とセルＢにおけるＳ１,Ｓ１'とが共に逆位相で移動局ＭＳに受信されることを防止できる。【００５７】
（３）ｈＡ１＝ｈＡ３＝４５°,ｈＢ１＝ｈＢ３＝９０°の場合（図１５Ａ〜Ｈ）
ｈＡ１＝４５°,ｈＢ１＝９０°であるため、セルＡのＳ１（図１０）の位相が伝搬路において４５°回転し、セルＢのＳ１（図１１）の位相が伝搬路において９０°回転する。よって、セルＡのＳ１とセルＢのＳ１が伝搬路において合成された結果、受信シンボルＲ１は図１５Ａに示すようになる。【００５８】
また、ｈＡ３＝４５°,ｈＢ３＝９０°であるため、セルＡのＳ１'（図１０）の位相が伝搬路において４５°回転し、セルＢのＳ１'（図１１）の位相が伝搬路において９０°回転する。よって、セルＡのＳ１'とセルＢのＳ１'が伝搬路において合成された結果、受信シンボルＲ３は図１５Ｂに示すようになる。【００５９】
一方、チャネル補償部２０５でのチャネル推定の結果得られるチャネル推定値は、図１５Ｃ,Ｄに示すように、ｈＡ１＝ｈＡ３＝４５°,ｈＢ１＝ｈＢ３＝９０°となる。【００６０】
ここで、チャネル補償部２０５は、φＢ３＝１８０°であることに対応させて、図１５Ｅに示すように、図１５ＤのｈＢ３の位相を１８０°戻す処理を行う。この処理によりｈＢ３＝２７０°となる。【００６１】
次いで、チャネル補償部２０５は、セルＡのＳ１とセルＢのＳ１とが合成されてなるＲ１用のチャネル推定値を求めるために、図１５Ｆに示すように、ｈＡ１とｈＢ１とを合成してサブキャリアｆ１での合成チャネル推定値ｈ１を求める。よって、ｈ１＝６７.５°となる。同様に、チャネル補償部２０５は、セルＡのＳ１'とセルＢのＳ１'とが合成されてなるＲ３用のチャネル推定値を求めるために、図１５Ｇに示すように、ｈＡ３と位相を戻した後のｈＢ３とを合成してサブキャリアｆ３での合成チャネル推定値ｈ３を求める。よって、ｈ３＝３３７.５°となる。【００６２】
次いで、チャネル補償部２０５は、図１５Ｈに示すように、ｈ１に基づいてＲ１のチャネル変動を補償し、ｈ３に基づいてＲ３のチャネル変動を補償する。つまり、チャネル補償部２０５は、Ｒ１の位相を６６.５°戻すとともに、Ｒ３の位相を３３７.５°戻す処理を行う。【００６３】
そして、合成部２０７は、図１５Ｈに示すように、チャネル変動補償後のＲ１およびＲ３を合成し、合成後シンボルＲ１＋Ｒ３を得る。【００６４】
このように、ΔφＡ＝０°,ΔφＢ＝１８０°とすることにより、上記（１）および（２）の場合同様、セルＡにおけるＳ１,Ｓ１'とセルＢにおけるＳ１,Ｓ１'とが共に逆位相で移動局ＭＳに受信されることを防止できる。【００６５】
以上の説明から分かるように、ΔφＡ≠ΔφＢとすることにより、Ｓ１,Ｓ１'が伝搬路において如何なる位相変動を受けた場合でも、移動局においてＲ１およびＲ３双方の受信電力がゼロとなってＲ１およびＲ３が共に失われてしまうことを防止できるともに、Ｓ１とＳ１'の合成によるダイバーシチ利得が得られ、その結果、受信特性の劣化を抑えることができる。【００６６】
ここで、Ｓ１同士およびＳ１'同士での相殺による受信特性の劣化を最小限に抑えるために、隣接セル間において位相回転差の差をできる限り大きくすることが好ましい。【００６７】
例えば、図１に示すような２セルモデルの場合は、上記のように、セルＡにおける位相回転差ΔφＡとセルＢにおける位相回転差ΔφＢとの差を１８０°とするのが好ましい。【００６８】
また、図１６に示すような３セルモデルの場合は、セルＡにおける位相回転差ΔφＡとセルＢにおける位相回転差ΔφＢとセルＣにおける位相回転差ΔφＣとの差を、互いに１２０°とするのが好ましい。このため、例えば、セルＡにおいて図８に示すような位相回転（φＡ１＝０°,φＡ３＝０°としてΔφＡ＝０°）を与えた場合は、セルＢでは図１７に示すようにφＢ１＝０°,φＢ３＝１２０°としてΔφＢ＝１２０°とするとともに、セルＣでは図１８に示すようにφＣ１＝０°,φＣ３＝２４０°としてΔφＣ＝２４０°とするのが好ましい。【００６９】
このように、本実施の形態では、互いに隣接するセルの各基地局では、Ｓ１−Ｓ１'間の位相回転差を隣接セル数に応じた値とする。例えば、図１に示すような２セルモデルの場合、セルＡに対する隣接セルはセルＢの１つであり、また、図１６に示すような３セルモデルの場合、ある１つのセルに対する隣接セルは互いに２つであるので、各基地局では、式（１）に従った位相回転差Δφをとる位相回転φ１,φ３をＳ１,Ｓ１'に与える。例えば、２セルモデルの場合、式（１）におけるｎをｎ＝０,１と変化させ、基地局ＢＳＡではｎ＝０とした場合の位相回転差ΔφＡをとる位相回転φＡ１,φＡ３をＳ１,Ｓ１'に与え、基地局ＢＳＢではｎ＝１とした場合の位相回転差ΔφＢをとる位相回転φＢ１,φＢ３をＳ１,Ｓ１'に与える。また、３セルモデルの場合、式（１）におけるｎをｎ＝０,１,２と変化させ、基地局ＢＳＡではｎ＝０とした場合の位相回転差ΔφＡをとる位相回転φＡ１,φＡ３をＳ１,Ｓ１'に与え、基地局ＢＳＢではｎ＝１とした場合の位相回転差ΔφＢをとる位相回転φＢ１,φＢ３をＳ１,Ｓ１'に与え、基地局ＢＳＣではｎ＝２とした場合の位相回転差ΔφＣをとる位相回転φＣ１,φＣ３をＳ１,Ｓ１'に与える。
位相回転差 ＝ ｎ×（３６０°／（隣接セル数＋１））  但し、ｎは整数  …（１）【００７０】
なお、上記説明では、本発明を隣接セル間で実施する場合について説明したが、同一セル内の隣接セクタ間においても上記同様にして本発明を実施することができる。例えば、図１９に示すような３セクタモデルの場合は、図１６に示す３セルモデルの場合と同様にして本発明を実施することができる。すなわち、上記説明において、セルＡをセクタＡ、セルＢをセクタＢ、セルＣをセクタＣとみなすことで、上記同様にして本発明を実施することができる。但し、隣接セクタ間において本発明を実施する場合は、図１９に示す基地局ＢＳでは、Ｓ１−Ｓ１'間の位相回転差を１セル内のセクタ数に応じた値とする。つまり、基地局ＢＳでは、式（２）に従った位相回転差Δφをとる位相回転φ１,φ３を各セクタにおいてＳ１,Ｓ１'に与える。具体的には、図１９に示すような３セクタモデルの場合、１セル内のセクタ数は‘３’であるので、式（２）におけるｎをｎ＝０,１,２と変化させ、セクタＡではｎ＝０とした場合の位相回転差ΔφＡをとる位相回転φＡ１,φＡ３をＳ１,Ｓ１'に与え、セクタＢではｎ＝１とした場合の位相回転差ΔφＢをとる位相回転φＢ１,φＢ３をＳ１,Ｓ１'に与え、セクタＣではｎ＝２とした場合の位相回転差ΔφＣをとる位相回転φＣ１,φＣ３をＳ１,Ｓ１'に与える。このようにすることで、隣接セクタ間において位相回転差の差をできる限り大きくして、Ｓ１同士およびＳ１'同士での相殺による受信特性の劣化を最小限に抑えることができる。
位相回転差 ＝ ｎ×（３６０°／１セル内のセクタ数）  但し、ｎは整数  …（２）【００７１】
また、図１９の基地局ＢＳの構成を基地局３００として図２０に示す。基地局３００は、互いに同一の構成を採るセクタＡ用装置１００−Ａ、セクタＢ用装置１００−ＢおよびセクタＣ用装置１００−Ｃを備える。セクタＡ用装置１００−Ａ、セクタＢ用装置１００−ＢおよびセクタＣ用装置１００−Ｃはそれぞれ、図４に示す基地局１００と同一の構成を採り、同一の送信データが入力される。【００７２】
以上、本発明の実施の形態について説明した。【００７３】
なお、基地局でのＳ１,Ｓ１'に対する位相回転の付与は、Ｓ１,Ｓ１'にｅ(jθ)を乗算することによって行ってもよい。例えば、セルＡにおける位相回転差をΔφＡ＝０、セルＢにおける位相回転差をΔφＢ＝ｅ(jπ)とし、ΔφＡとΔφＢとの差をｅ(jπ)（すなわち１８０°）とする場合、セルＡでは図２１に示すようにＳ１,Ｓ１'にｅ(jπ／４)を乗算し、セルＢでは図２２に示すようにＳ１にｅ(j３π／４)を乗算するとともにＳ１'にｅ(j７π／４)を乗算する。また、この乗算による位相回転の付与を、ｅ(jθ)の系列からなる各セル固有または各セクタ固有のスクランブリング系列の乗算によって行ってもよい。また、ｅ(jθ)の系列からなる各セル固有または各セクタ固有のスクランブリング系列が予め定められており変更できない場合には、所望の位相回転差を得られるようにスクランブリング系列に合わせてデータシンボルの配置を替えてスクランブリング系列の乗算を行ってもよい。また、Ｓ１,Ｓ１'にすでにスクランブリング系列が乗算されている場合に、さらにｅ(jθ)をＳ１,Ｓ１'に乗算して位相回転を与えてもよい。【００７４】
また、各データシンボルに与える位相回転量は基地局および移動局の双方で予め既知であってもよく、また、基地局から移動局へ通知するようにしてもよい。例えば、ＯＦＤＭシンボルの送信の都度、制御情報として通知するようにいてもよい。【００７５】
また、上記説明では、レピティション部１０３におけるレピティション・ファクター（ＲＦ）をＲＦ＝２として同一データシンボルが２個ずつ得られる場合を一例に挙げて説明したが、本発明はＲＦ＝２に限定されるものではなく、ＲＦ＝３以上の場合にも適用できるものである。【００７６】
また、上記説明では本発明を下り回線に適用する場合について説明したが、本発明を上り回線に適用することもできる。例えば、移動局が複数の送信装置を備え、それら複数の送信装置が上記基地局１００,３００と同様の処理を行い、基地局が上記移動局２００と同様の処理を行うことにより、本発明を上り回線に適用することができる。【００７７】
また、上記説明では、セルＡのパイロットからセルＡのチャネル推定値を求め、セルＢのパイロットからセルＢのチャネル推定値を求めた後、それらのチャネル推定値を合成して合成チャネル推定値を求める場合について説明したが、以下の方法により合成チャネル推定値を求めてもよい。すなわち、基地局が、セルＡのパイロットおよびセルＢのパイロットにデータシンボルと同じ角度の位相回転を与え、それらのパイロットを同一時刻および同一周波数で移動局へ送信し、移動局が、伝搬路において合成された受信パイロットから直接合成チャネル推定値を求めてもよい。【００７８】
また、上記説明では、周波数軸上（周波数領域）に配置されたシンボルについて本発明を実施する場合について説明したが、時間軸上（時間領域）に配置されたシンボルについても上記同様にして本発明を実施可能である。【００７９】
また、上記説明では、マルチキャリア通信の一例としてＯＦＤＭを挙げたが、本発明はＯＦＤＭ以外のマルチキャリア通信においても実施可能である。【００８０】
また、基地局はNode B、移動局はUE、サブキャリアはトーンと称されることがある。また、ＣＰは、ガードインターバル（Guard Interval；ＧＩ）と称されることもある。【００８１】
また、上記実施の形態では、本発明をハードウェアで構成する場合を例にとって説明したが、本発明はソフトウェアで実現することも可能である。【００８２】
また、上記実施の形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。これらは個別に１チップ化されてもよいし、一部または全てを含むように１チップ化されてもよい。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。【００８３】
また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路または汎用プロセッサで実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサーを利用してもよい。【００８４】
さらには、半導体技術の進歩または派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適用等が可能性としてありえる。【００８５】
２００６年５月２日出願の特願２００６−１２８２５８の日本出願に含まれる明細書、図面および要約書の開示内容は、すべて本願に援用される。
【産業上の利用可能性】
【００８６】
本発明は、移動体通信システム等に適用することができる。
【図１】
2007129621.tif 000003
【図２】
2007129621.tif 000004
【図３】
2007129621.tif 000005
【図４】
2007129621.tif 000006
【図５】
2007129621.tif 000007
【図６】
2007129621.tif 000008
【図７】
2007129621.tif 000009
【図８】
2007129621.tif 000010
【図９】
2007129621.tif 000011
【図１０】
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【図１１】
2007129621.tif 000013
【図１２】
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【図１３】
2007129621.tif 000015
【図１４】
2007129621.tif 000016
【図１５】
2007129621.tif 000017
【図１６】
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【図１７】
2007129621.tif 000019
【図１８】
2007129621.tif 000020
【図１９】
2007129621.tif 000021
【図２０】
2007129621.tif 000022
【図２１】
2007129621.tif 000023
【図２２】
2007129621.tif 000024
【手続補正書】
【提出日】平成20年10月7日(2008.10.7)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のサブキャリアからなるマルチキャリア信号を無線通信移動局装置へ送信する無線通信基地局装置であって、
第１シンボルを複製して複数の同一の第１シンボルを作成する複製手段と、
前記複数の第１シンボルに対し位相回転を与える位相回転手段と、
位相回転後の前記複数の第１シンボルが前記複数のサブキャリアのいずれかに割り当てられた前記マルチキャリア信号を送信する送信手段と、を具備し、
前記位相回転手段は、前記複数の第１シンボル間における位相回転差を、前記複数の第１シンボルと同一であり、かつ、隣接セルまたは隣接セクタにおいて前記複数の第１シンボルと同一時刻および同一周波数にて送信される複数の第２シンボル間における位相回転差と異ならせる、
無線通信基地局装置。
【請求項２】
前記位相回転手段は、隣接セル数または隣接セクタ数に応じた位相回転差をとる位相回転を与える、
請求項１記載の無線通信基地局装置。
【請求項３】
前記位相回転手段は、ｎ×（３６０°／（隣接セル数＋１））の位相回転差、または、ｎ×（３６０°／１セル内のセクタ数）の位相回転差（但し、ｎは整数）をとる位相回転を与える、
請求項１記載の無線通信基地局装置。
【請求項４】
前記位相回転手段は、前記複数の第２シンボル間における位相回転差と異なる位相回転差をとる位相回転を前記複数の第１シンボルに与えるスクランブリングコードを前記複数の第１シンボルに乗算して前記複数の第１シンボル間における位相回転差を前記複数の第２シンボル間における位相回転差と異ならせる、
請求項１記載の無線通信基地局装置。  
【請求項５】
複数のセル間または複数のセクタ間で同一時刻および同一周波数にて同一シンボルが送信される無線通信システムに用いられる無線通信方法であって、
第１セルまたは第１セクタでの複数の前記同一シンボル間における位相回転差を、前記第１セルと隣接する第２セルまたは前記第１セクタと隣接する第２セクタでの複数の前記同一シンボル間における位相回転差と異ならせる、
無線通信方法。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、マルチキャリア通信における無線通信基地局装置および無線通信方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、無線通信、特に移動体通信では、音声以外に画像やデータなどの様々な情報が伝送の対象になっている。今後は、さらに高速な伝送に対する必要性がさらに高まるであろうと予想され、高速伝送を行うために、限られた周波数資源をより効率よく利用して、高い伝送効率を実現する無線伝送技術が求められている。
【０００３】
このような要求に応え得る無線伝送技術の一つにＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）がある。ＯＦＤＭは、多数のサブキャリアを用いてデータを並列伝送するマルチキャリア伝送技術であり、高い周波数利用効率、マルチパス環境下のシンボル間干渉低減などの特徴を持ち、伝送効率の向上に有効であることが知られている。
【０００４】
また、ＯＦＤＭは、データが配置される複数のサブキャリアの周波数が互いに直交しているため、マルチキャリア通信の中でも最も周波数利用効率が高く、また、比較的簡単なハードウェア構成で実現できる。このため、ＯＦＤＭは、セルラ方式移動体通信に採用される通信方法として注目されており、様々な検討が加えられている。また、ＯＦＤＭでは、符号間干渉（ＩＳＩ：IntersymbolInterference）を防止するために、各ＯＦＤＭシンボルの先頭にそのＯＦＤＭシンボルの後端部分をサイクリック・プリフィクス（ＣＰ：Cyclic Prefix）として付加する。これにより、受信側では、遅延波の遅延時間がＣＰの時間長（以下、ＣＰ長という）以内に収まる限りＩＳＩを防止することができる。
【０００５】
さらに、ＯＦＤＭでは、マルチパスに起因する周波数選択性フェージングにより、サブキャリア毎の品質が大きく変動することがある。このような場合、フェージングの谷となる位置のサブキャリアに割り当てられた信号は品質が悪く復調が困難となるため、復調可能となるように品質を向上させる必要がある。
【０００６】
ＯＦＤＭにおける品質を向上させるための技術として、レピティション技術と言われるものがある。レピティション技術とは、あるシンボルを複製（レピティション）して複数の同一シンボルを作成し、それら複数の同一シンボルを複数の異なるサブキャリアまたは異なる時刻に割り当てて送信する技術であり、受信側では、それらの同一シンボルを最大比合成することでダイバーシチ利得を得ることができる（例えば、非特許文献１参照）。
【０００７】
一方、セル間干渉の低減に有効な送信ダイバーシチ技術として、複数のセルの無線通信基地局装置（以下、基地局と省略する）が互いに同一時刻および同一周波数で同一シンボルを送信するものがある。このような送信を行うと、セル境界付近に位置する無線通信移動局装置（以下、移動局と省略する）では、複数の基地局からの同一シンボルが混合された状態で受信される。よって、この送信ダイバーシチ技術にＯＦＤＭを適用した場合、セル境界付近に位置する移動局では、複数の基地局から同時に送信される複数の同一ＯＦＤＭシンボルがＣＰ長以内の時間差で受信される限り、セル間干渉が発生せず、しかも、それらのＯＦＤＭシンボルが合成されて受信電力が増幅された状態で受信されるため、ダイバーシチゲインを得ることができる。
【非特許文献１】前田，新，岸山，佐和橋、“下りリンクブロードバンドチャネルにおけるＯＦＣＤＭとＯＦＤＭの特性比較”、電子情報通信学会、信学技報RCS2002-162、2002年8月（Noriyuki Maeda, Hiroyuki Atarashi, Yoshihisa Kishiyama, Mamoru Sawahashi, “Performance Comparisons between OFCDM and OFDM in a Forward Link Broadband Channel”, TECHNICAL REPORT OF IEICE, RCS2002-162, 2002-08, pp.95-100）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
ここで、図１に示すような移動体通信システムにおいて、上記の技術を組み合わせた無線通信を行う場合を考える。つまり、この移動体通信システムでは、セルＡの基地局（ＢＳＡ）およびセルＢの基地局（ＢＳＢ）の双方が互いに同一周波数のサブキャリアからなる同一ＯＦＤＭシンボル（ＯＦＤＭシンボルＡ，ＯＦＤＭシンボルＢ）を同一時刻で移動局（ＭＳ）へ送信する。ＯＦＤＭシンボルＡおよびＯＦＤＭシンボルＢは図２に示すように共にサブキャリアｆ１〜ｆ４からなるものとする。また、基地局ＢＳＡおよび基地局ＢＳＢでは共に、サブキャリアｆ１,ｆ３に同一データシンボルＳ１,Ｓ１'（Ｓ１'はＳ１をレピティションして作成した、Ｓ１と同一のデータシンボル；以下同様）が割り当てられ、サブキャリアｆ２,ｆ４に同一データシンボルＳ２,Ｓ２'が割り当てられるものとする。
【０００９】
この場合において、図３に示すように、伝搬路におけるチャネル変動の影響により、セルＡにおけるＳ１,Ｓ１'とセルＢにおけるＳ１,Ｓ１'とが共に逆位相で移動局に受信されると、Ｓ１同士およびＳ１'同士で互いに相殺されてしまうため、Ｓ１およびＳ１'双方の受信電力が大きく低下してＳ１とＳ１'の合成によるダイバーシチ利得が得られず、その結果受信特性が劣化する。なお、図３には、セルＢにおけるＳ１,Ｓ１'の位相が伝搬路において１８０°回転した場合を示す。
【００１０】
本発明の目的は、マルチキャリア通信においてレピティション技術を用いる場合に、同一シンボル間での相殺による受信電力の低下を抑えて受信特性の劣化を抑えることができる基地局および無線通信方法を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明の基地局は、複数のサブキャリアからなるマルチキャリア信号を移動局へ送信する基地局であって、第１シンボルを複製して複数の同一の第１シンボルを作成する複製手段と、前記複数の第１シンボルに対し位相回転を与える位相回転手段と、位相回転後の前記複数の第１シンボルが前記複数のサブキャリアのいずれかに割り当てられた前記マルチキャリア信号を送信する送信手段と、を具備し、前記位相回転手段は、前記複数の第１シンボル間における位相回転差を、前記複数の第１シンボルと同一であり、かつ、隣接セルまたは隣接セクタにおいて前記複数の第１シンボルと同一時刻および同一周波数にて送信される複数の第２シンボル間における位相回転差と異ならせる構成を採る。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、マルチキャリア通信においてレピティション技術を用いる場合に、同一シンボル間での相殺による受信電力の低下を抑えて受信特性の劣化を抑えることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
【００１４】
本実施の形態では、基地局は、レピティションにより作成した複数の同一シンボルに対し、それら複数の同一シンボルと同一であり、かつ、隣接セルまたは隣接セクタにおいてそれら複数のシンボルと同一時刻および同一周波数にて送信される複数の同一シンボル間における位相回転差と異なる位相回転差をとる位相回転を与える。
【００１５】
図４に、本実施の形態に係る基地局１００の構成を示す。本実施の形態では、図１に示す基地局ＢＳＡおよび基地局ＢＳＢは、共に図４に示す構成を採る。
【００１６】
基地局１００において、符号化部１０１は、入力される送信データ（ビット列）に対して符号化処理を行い、変調部１０２は、符号化後の送信データに対してＱＰＳＫや１６ＱＡＭ等の変調方式で変調処理を行ってデータシンボルを生成する。
【００１７】
レピティション部１０３は、変調部１０２から入力される各データシンボルを複製（レピティション）して複数の同一データシンボルを作成し、Ｓ／Ｐ部（シリアル／パラレル変換部）１０４に出力する。以下の説明では、この複数の同一データシンボルを一単位としてレピティション単位という。
【００１８】
Ｓ／Ｐ部１０４は、レピティション部１０３から直列に入力されるデータシンボル列を並列に変換して多重部１０５に出力する。このシリアル／パラレル変換により、各データシンボルが、マルチキャリア信号を構成する複数のサブキャリアに割り当てられる。
【００１９】
多重部１０５は、Ｓ／Ｐ部１０４から所定数（例えば１フレーム分）のデータシンボルが入力される度にパイロットシンボルを選択して出力し、データシンボルとパイロットシンボルとを時間多重する。
【００２０】
位相回転部１０６は、多重部１０５から入力されたデータシンボルに対して位相回転を与える。位相回転の詳細については後述する。位相回転後のデータシンボルはそれぞれＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）部１０７に出力される。
【００２１】
ＩＦＦＴ部１０７は、パイロットシンボルまたはデータシンボルが割り当てられた複数
のサブキャリアに対してＩＦＦＴを行ってマルチキャリア信号であるＯＦＤＭシンボルを得る。
【００２２】
ＣＰ付加部１０８は、ＯＦＤＭシンボルの後尾部分と同じ信号をＯＦＤＭシンボルの先頭に付加してＣＰを設ける。
【００２３】
無線送信部１０９は、ＣＰ付加後のＯＦＤＭシンボルに対しＤ／Ａ変換、増幅およびアップコンバート等の送信処理を行ってアンテナ１１０から図５に示す移動局へ送信する。
【００２４】
次いで、図５に、本実施の形態に係る移動局２００の構成を示す。図１に示す移動局ＭＳは、図５に示す構成を採る。
【００２５】
移動局２００において、アンテナ２０１を介して受信されたＯＦＤＭシンボルは、無線受信部２０２でダウンコンバート、Ａ／Ｄ変換等の受信処理が施された後、ＣＰ除去部２０３でＣＰを取り除かれて、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）部２０４に入力される。
【００２６】
ＦＦＴ部２０４は、ＯＦＤＭシンボルに対してＦＦＴを行って各サブキャリアに割り当てられているシンボルを取り出し、１ＯＦＤＭ分のシンボルを並列にチャネル補償部２０５に出力する。
【００２７】
チャネル補償部２０５は、受信パイロットシンボルを用いたチャネル推定を行って各サブキャリアのチャネル推定値を算出し、このチャネル推定値に基づいてデータシンボルのチャネル変動を補償する。この際、チャネル補償部２０５は、基地局１００にて与えられた位相回転を考慮したチャネル補償値を算出する。チャネル変動補償後のデータシンボルは１ＯＦＤＭ分並列にＰ／Ｓ部２０６に出力される。
【００２８】
Ｐ／Ｓ部２０６は、チャネル補償部２０５から並列に入力されるデータシンボル列を直列に変換して合成部２０７に出力する。
【００２９】
合成部２０７は、データシンボルを、レピティション単位、すなわち、基地局１００でのレピティションにより作成された同一データシンボル間で合成する。
【００３０】
なお、チャネル補償部２０５および合成部２０７の動作の詳細は後述する。
【００３１】
合成後のシンボルは、復調部２０８で復調され、復号部２０９で復号される。これにより、受信データが得られる。
【００３２】
次いで、基地局１００の位相回転部１０６で与えられる位相回転の詳細、および、移動局２００のチャネル補償部２０５および合成部２０７の動作の詳細について説明する。
【００３３】
まず、図１に示すように、セルＡに隣接するセルがセルＢの１つである場合について説明する。以下の説明では、上記同様、ＯＦＤＭシンボルＡおよびＯＦＤＭシンボルＢは共にサブキャリアｆ１〜ｆ４からなるものとする。また、セルＡの基地局（ＢＳＡ）およびセルＢの基地局（ＢＳＢ）では共に、サブキャリアｆ１,ｆ３に同一データシンボルＳ１,Ｓ１'が割り当てられ、サブキャリアｆ２,ｆ４に同一データシンボルＳ２,Ｓ２'が割り当てられるものとする。そして、基地局ＢＳＡおよび基地局ＢＳＢの双方が互いに同一周波数のサブキャリアからなる同一ＯＦＤＭシンボル（ＯＦＤＭシンボルＡ，ＯＦＤＭシンボルＢ）を同一時刻で移動局（ＭＳ）へ送信する。なお、以下の説明ではデータシンボルＳ１,Ｓ１'に着目した説明を行うが、データシンボルＳ２,Ｓ２'についても本発明を同様にして実施することができる。
【００３４】
基地局ＢＳＡでは、図６に示すように、同一データシンボルＳ１,Ｓ１'に対し、位相回転角度φＡ１,φＡ３の位相回転を与える。よって、セルＡにおけるＳ１とＳ１'との間の位相回転差はΔφＡ＝φＡ３−φＡ１となる。
【００３５】
一方、基地局ＢＳＢでは、図７に示すように、同一データシンボルＳ１,Ｓ１'に対し、位相回転角度φＢ１,φＢ３の位相回転を与える。よって、セルＢにおけるＳ１とＳ１'との間の位相回転差はΔφＢ＝φＢ３−φＢ１となる。
【００３６】
そして、本発明では、ΔφＡ≠ΔφＢとする。つまり、本発明では、セルＡでのデータシンボルＳ１−Ｓ１'間における位相回転差ΔφＡと、セルＡに隣接するセルＢでのデータシンボルＳ１−Ｓ１'間における位相回転差ΔφＢとが互いに異なる。
【００３７】
例えば、図８，図９に示すように、φＡ１＝０°,φＡ３＝０°としてΔφＡ＝０°とするとともに、φＢ１＝０°,φＢ３＝１８０°としてΔφＢ＝１８０°とする。よって、セルＡで基地局ＢＳＡから送信されるＯＦＤＭシンボルＡに含まれるＳ１,Ｓ１'は図１０に示すようになり、セルＢで基地局ＢＳＢから送信されるＯＦＤＭシンボルＢに含まれるＳ１,Ｓ１'は図１１に示すようになる。そして、このような位相回転が与えられたＳ１,Ｓ１'を含むＯＦＤＭシンボルＡおよびＯＦＤＭシンボルＢが、移動局ＭＳにより受信される。
【００３８】
図１２に、移動局ＭＳの受信シンボルを示す。サブキャリアｆ１〜ｆ４により受信されるデータシンボルをＲ１〜Ｒ４とする。ここでは、Ｓ１,Ｓ１'が割り当てられたサブキャリアｆ１,ｆ３により受信されるＲ１,Ｒ３に着目して説明する。また、以下の説明では、セルＡにおけるサブキャリアｆ１でのチャネル変動をｈＡ１、セルＡにおけるサブキャリアｆ３でのチャネル変動をｈＡ３、セルＢにおけるサブキャリアｆ１でのチャネル変動をｈＢ１、セルＢにおけるサブキャリアｆ３でのチャネル変動をｈＢ３とする。また、サブキャリアｆ１とｆ３との間の周波数間隔は狭く、これらのサブキャリアがコヒーレント帯域幅内にあるとすると、サブキャリアｆ１とｆ３とでは伝搬路の周波数特性が一様であり、よって、ｈＡ１＝ｈＡ３、ｈＢ１＝ｈＢ３みなすことができる。また、サブキャリアｆ１とｆ３がコヒーレント帯域幅内にあるとすると、基地局ＢＳＡで与えられたΔφＡおよび基地局ＢＳＢで与えられたΔφＢは移動局ＭＳに至るまでそのまま維持される。
【００３９】
以下、（１）ｈＡ１＝ｈＡ３＝９０°,ｈＢ１＝ｈＢ３＝１８０°、（２）ｈＡ１＝ｈＡ３＝９０°,ｈＢ１＝ｈＢ３＝２７０°、（３）ｈＡ１＝ｈＡ３＝４５°,ｈＢ１＝ｈＢ３＝９０°の３つの場合を想定して説明する。
【００４０】
（１）ｈＡ１＝ｈＡ３＝９０°,ｈＢ１＝ｈＢ３＝１８０°の場合（図１３Ａ〜Ｈ）
ｈＡ１＝９０°,ｈＢ１＝１８０°であるため、セルＡのＳ１（図１０）の位相が伝搬路において９０°回転し、セルＢのＳ１（図１１）の位相が伝搬路において１８０°回転する。よって、セルＡのＳ１とセルＢのＳ１が伝搬路において合成された結果、受信シンボルＲ１は図１３Ａに示すようになる。
【００４１】
また、ｈＡ３＝９０°,ｈＢ３＝１８０°であるため、セルＡのＳ１'（図１０）の位相が伝搬路において９０°回転し、セルＢのＳ１'（図１１）の位相が伝搬路において１８０°回転する。よって、セルＡのＳ１'とセルＢのＳ１'が伝搬路において合成された結果、受信シンボルＲ３は図１３Ｂに示すようになる。
【００４２】
一方、チャネル補償部２０５でのチャネル推定の結果得られるチャネル推定値は、図１３Ｃ,Ｄに示すように、ｈＡ１＝ｈＡ３＝９０°,ｈＢ１＝ｈＢ３＝１８０°となる。
【００４３】
ここで、チャネル補償部２０５は、φＢ３＝１８０°であることに対応させて、図１３Ｅに示すように、図１３ＤのｈＢ３の位相を１８０°戻す処理を行う。この処理によりｈＢ３＝０°となる。
【００４４】
次いで、チャネル補償部２０５は、セルＡのＳ１とセルＢのＳ１とが合成されてなるＲ１用のチャネル推定値を求めるために、図１３Ｆに示すように、ｈＡ１とｈＢ１とを合成してサブキャリアｆ１での合成チャネル推定値ｈ１を求める。よって、ｈ１＝１３５°となる。同様に、チャネル補償部２０５は、セルＡのＳ１'とセルＢのＳ１'とが合成されてなるＲ３用のチャネル推定値を求めるために、図１３Ｇに示すように、ｈＡ３と位相を戻した後のｈＢ３とを合成してサブキャリアｆ３での合成チャネル推定値ｈ３を求める。よって、ｈ３＝４５°となる。
【００４５】
次いで、チャネル補償部２０５は、図１３Ｈに示すように、ｈ１に基づいてＲ１のチャネル変動を補償し、ｈ３に基づいてＲ３のチャネル変動を補償する。つまり、チャネル補償部２０５は、Ｒ１の位相を１３５°戻すとともに、Ｒ３の位相を４５°戻す処理を行う。
【００４６】
そして、合成部２０７は、図１３Ｈに示すように、チャネル変動補償後のＲ１およびＲ３を合成し、合成後シンボルＲ１＋Ｒ３を得る。
【００４７】
このように、ΔφＡ＝０°,ΔφＢ＝１８０°とすることにより、セルＡにおけるＳ１,Ｓ１'とセルＢにおけるＳ１,Ｓ１'とが共に逆位相で移動局ＭＳに受信されることを防止できる。
【００４８】
（２）ｈＡ１＝ｈＡ３＝９０°,ｈＢ１＝ｈＢ３＝２７０°の場合（図１４Ａ〜Ｈ）
ｈＡ１＝９０°,ｈＢ１＝２７０°であるため、セルＡのＳ１（図１０）の位相が伝搬路において９０°回転し、セルＢのＳ１（図１１）の位相が伝搬路において２７０°回転する。よって、セルＡのＳ１とセルＢのＳ１が伝搬路において合成された結果、受信シンボルＲ１は図１４Ａに示すようにゼロになる。
【００４９】
また、ｈＡ３＝９０°,ｈＢ３＝２７０°であるため、セルＡのＳ１'（図１０）の位相が伝搬路において９０°回転し、セルＢのＳ１'（図１１）の位相が伝搬路において２７０°回転する。よって、セルＡのＳ１'とセルＢのＳ１'が伝搬路において合成された結果、受信シンボルＲ３は図１４Ｂに示すようになる。
【００５０】
一方、チャネル補償部２０５でのチャネル推定の結果得られるチャネル推定値は、図１４Ｃ,Ｄに示すように、ｈＡ１＝ｈＡ３＝９０°,ｈＢ１＝ｈＢ３＝２７０°となる。
【００５１】
ここで、チャネル補償部２０５は、φＢ３＝１８０°であることに対応させて、図１４Ｅに示すように、図１４ＤのｈＢ３の位相を１８０°戻す処理を行う。この処理によりｈＢ３＝９０°となる。
【００５２】
次いで、チャネル補償部２０５は、セルＡのＳ１とセルＢのＳ１とが合成されてなるＲ１用のチャネル推定値を求めるために、図１４Ｆに示すように、ｈＡ１とｈＢ１とを合成してサブキャリアｆ１での合成チャネル推定値ｈ１を求める。よって、ｈ１はゼロとなる。同様に、チャネル補償部２０５は、セルＡのＳ１'とセルＢのＳ１'とが合成されてなるＲ３用のチャネル推定値を求めるために、図１４Ｇに示すように、ｈＡ３と位相を戻した後のｈＢ３とを合成してサブキャリアｆ３での合成チャネル推定値ｈ３を求める。よって、ｈ３＝９０°となる。
【００５３】
次いで、チャネル補償部２０５は、図１４Ｈに示すように、ｈ１に基づいてＲ１のチャネル変動を補償し、ｈ３に基づいてＲ３のチャネル変動を補償する。ここではＲ１がゼロであるため、チャネル補償部２０５では、Ｒ３の位相を９０°戻す処理のみが行われる。
【００５４】
そして、合成部２０７は、図１４Ｈに示すように、チャネル変動補償後のＲ１およびＲ３を合成し、合成後シンボルＲ１＋Ｒ３を得る。ここではＲ１がゼロであるため、合成後シンボルとしてＲ３が得られる。
【００５５】
このように、ΔφＡ＝０°,ΔφＢ＝１８０°とすることにより、上記（１）の場合同様、セルＡにおけるＳ１,Ｓ１'とセルＢにおけるＳ１,Ｓ１'とが共に逆位相で移動局ＭＳに受信されることを防止できる。
【００５６】
（３）ｈＡ１＝ｈＡ３＝４５°,ｈＢ１＝ｈＢ３＝９０°の場合（図１５Ａ〜Ｈ）
ｈＡ１＝４５°,ｈＢ１＝９０°であるため、セルＡのＳ１（図１０）の位相が伝搬路において４５°回転し、セルＢのＳ１（図１１）の位相が伝搬路において９０°回転する。よって、セルＡのＳ１とセルＢのＳ１が伝搬路において合成された結果、受信シンボルＲ１は図１５Ａに示すようになる。
【００５７】
また、ｈＡ３＝４５°,ｈＢ３＝９０°であるため、セルＡのＳ１'（図１０）の位相が伝搬路において４５°回転し、セルＢのＳ１'（図１１）の位相が伝搬路において９０°回転する。よって、セルＡのＳ１'とセルＢのＳ１'が伝搬路において合成された結果、受信シンボルＲ３は図１５Ｂに示すようになる。
【００５８】
一方、チャネル補償部２０５でのチャネル推定の結果得られるチャネル推定値は、図１５Ｃ,Ｄに示すように、ｈＡ１＝ｈＡ３＝４５°,ｈＢ１＝ｈＢ３＝９０°となる。
【００５９】
ここで、チャネル補償部２０５は、φＢ３＝１８０°であることに対応させて、図１５Ｅに示すように、図１５ＤのｈＢ３の位相を１８０°戻す処理を行う。この処理によりｈＢ３＝２７０°となる。
【００６０】
次いで、チャネル補償部２０５は、セルＡのＳ１とセルＢのＳ１とが合成されてなるＲ１用のチャネル推定値を求めるために、図１５Ｆに示すように、ｈＡ１とｈＢ１とを合成してサブキャリアｆ１での合成チャネル推定値ｈ１を求める。よって、ｈ１＝６７.５°となる。同様に、チャネル補償部２０５は、セルＡのＳ１'とセルＢのＳ１'とが合成されてなるＲ３用のチャネル推定値を求めるために、図１５Ｇに示すように、ｈＡ３と位相を戻した後のｈＢ３とを合成してサブキャリアｆ３での合成チャネル推定値ｈ３を求める。よって、ｈ３＝３３７.５°となる。
【００６１】
次いで、チャネル補償部２０５は、図１５Ｈに示すように、ｈ１に基づいてＲ１のチャネル変動を補償し、ｈ３に基づいてＲ３のチャネル変動を補償する。つまり、チャネル補償部２０５は、Ｒ１の位相を６６.５°戻すとともに、Ｒ３の位相を３３７.５°戻す処理を行う。
【００６２】
そして、合成部２０７は、図１５Ｈに示すように、チャネル変動補償後のＲ１およびＲ３を合成し、合成後シンボルＲ１＋Ｒ３を得る。
【００６３】
このように、ΔφＡ＝０°,ΔφＢ＝１８０°とすることにより、上記（１）および（２）の場合同様、セルＡにおけるＳ１,Ｓ１'とセルＢにおけるＳ１,Ｓ１'とが共に逆位相で移動局ＭＳに受信されることを防止できる。
【００６４】
以上の説明から分かるように、ΔφＡ≠ΔφＢとすることにより、Ｓ１,Ｓ１'が伝搬路において如何なる位相変動を受けた場合でも、移動局においてＲ１およびＲ３双方の受信電力がゼロとなってＲ１およびＲ３が共に失われてしまうことを防止できるともに、Ｓ１とＳ１'の合成によるダイバーシチ利得が得られ、その結果、受信特性の劣化を抑えることができる。
【００６５】
ここで、Ｓ１同士およびＳ１'同士での相殺による受信特性の劣化を最小限に抑えるために、隣接セル間において位相回転差の差をできる限り大きくすることが好ましい。
【００６６】
例えば、図１に示すような２セルモデルの場合は、上記のように、セルＡにおける位相回転差ΔφＡとセルＢにおける位相回転差ΔφＢとの差を１８０°とするのが好ましい。
【００６７】
また、図１６に示すような３セルモデルの場合は、セルＡにおける位相回転差ΔφＡとセルＢにおける位相回転差ΔφＢとセルＣにおける位相回転差ΔφＣとの差を、互いに１２０°とするのが好ましい。このため、例えば、セルＡにおいて図８に示すような位相回転（φＡ１＝０°,φＡ３＝０°としてΔφＡ＝０°）を与えた場合は、セルＢでは図１７に示すようにφＢ１＝０°,φＢ３＝１２０°としてΔφＢ＝１２０°とするとともに、セルＣでは図１８に示すようにφＣ１＝０°,φＣ３＝２４０°としてΔφＣ＝２４０°とするのが好ましい。
【００６８】
このように、本実施の形態では、互いに隣接するセルの各基地局では、Ｓ１−Ｓ１'間の位相回転差を隣接セル数に応じた値とする。例えば、図１に示すような２セルモデルの場合、セルＡに対する隣接セルはセルＢの１つであり、また、図１６に示すような３セルモデルの場合、ある１つのセルに対する隣接セルは互いに２つであるので、各基地局では、式（１）に従った位相回転差Δφをとる位相回転φ１,φ３をＳ１,Ｓ１'に与える。例えば、２セルモデルの場合、式（１）におけるｎをｎ＝０,１と変化させ、基地局ＢＳＡではｎ＝０とした場合の位相回転差ΔφＡをとる位相回転φＡ１,φＡ３をＳ１,Ｓ１'に与え、基地局ＢＳＢではｎ＝１とした場合の位相回転差ΔφＢをとる位相回転φＢ１,φＢ３をＳ１,Ｓ１'に与える。また、３セルモデルの場合、式（１）におけるｎをｎ＝０,１,２と変化させ、基地局ＢＳＡではｎ＝０とした場合の位相回転差ΔφＡをとる位相回転φＡ１,φＡ３をＳ１,Ｓ１'に与え、基地局ＢＳＢではｎ＝１とした場合の位相回転差ΔφＢをとる位相回転φＢ１,φＢ３をＳ１,Ｓ１'に与え、基地局ＢＳＣではｎ＝２とした場合の位相回転差ΔφＣをとる位相回転φＣ１,φＣ３をＳ１,Ｓ１'に与える。
位相回転差 ＝ ｎ×（３６０°／（隣接セル数＋１））  但し、ｎは整数  …（１）
【００６９】
なお、上記説明では、本発明を隣接セル間で実施する場合について説明したが、同一セル内の隣接セクタ間においても上記同様にして本発明を実施することができる。例えば、図１９に示すような３セクタモデルの場合は、図１６に示す３セルモデルの場合と同様にして本発明を実施することができる。すなわち、上記説明において、セルＡをセクタＡ、セルＢをセクタＢ、セルＣをセクタＣとみなすことで、上記同様にして本発明を実施することができる。但し、隣接セクタ間において本発明を実施する場合は、図１９に示す基地局ＢＳでは、Ｓ１−Ｓ１'間の位相回転差を１セル内のセクタ数に応じた値とする。つまり、基地局ＢＳでは、式（２）に従った位相回転差Δφをとる位相回転φ１,φ３を各セクタにおいてＳ１,Ｓ１'に与える。具体的には、図１９に示すような３セクタモデルの場合、１セル内のセクタ数は‘３’であるので、式（２）におけるｎをｎ＝０,１,２と変化させ、セクタＡではｎ＝０とした場合の位相回転差ΔφＡをとる位相回転φＡ１,φＡ３をＳ１,Ｓ１'に与え、セクタＢではｎ＝１とした場合の位相回転差ΔφＢをとる位相回転φＢ１,φＢ３をＳ１,Ｓ１'に与え、セクタＣではｎ＝２とした場合の位相回転差ΔφＣをとる位相回転φＣ１,φＣ３をＳ１,Ｓ１'に与える。このようにすることで、隣接セク
タ間において位相回転差の差をできる限り大きくして、Ｓ１同士およびＳ１'同士での相殺による受信特性の劣化を最小限に抑えることができる。
位相回転差 ＝ ｎ×（３６０°／１セル内のセクタ数）  但し、ｎは整数  …（２）
【００７０】
また、図１９の基地局ＢＳの構成を基地局３００として図２０に示す。基地局３００は、互いに同一の構成を採るセクタＡ用装置１００−Ａ、セクタＢ用装置１００−ＢおよびセクタＣ用装置１００−Ｃを備える。セクタＡ用装置１００−Ａ、セクタＢ用装置１００−ＢおよびセクタＣ用装置１００−Ｃはそれぞれ、図４に示す基地局１００と同一の構成を採り、同一の送信データが入力される。
【００７１】
以上、本発明の実施の形態について説明した。
【００７２】
なお、基地局でのＳ１,Ｓ１'に対する位相回転の付与は、Ｓ１,Ｓ１'にｅ(jθ)を乗算することによって行ってもよい。例えば、セルＡにおける位相回転差をΔφＡ＝０、セルＢにおける位相回転差をΔφＢ＝ｅ(jπ)とし、ΔφＡとΔφＢとの差をｅ(jπ)（すなわち１８０°）とする場合、セルＡでは図２１に示すようにＳ１,Ｓ１'にｅ(jπ／４)を乗算し、セルＢでは図２２に示すようにＳ１にｅ(j３π／４)を乗算するとともにＳ１'にｅ(j７π／４)を乗算する。また、この乗算による位相回転の付与を、ｅ(jθ)の系列からなる各セル固有または各セクタ固有のスクランブリング系列の乗算によって行ってもよい。また、ｅ(jθ)の系列からなる各セル固有または各セクタ固有のスクランブリング系列が予め定められており変更できない場合には、所望の位相回転差を得られるようにスクランブリング系列に合わせてデータシンボルの配置を替えてスクランブリング系列の乗算を行ってもよい。また、Ｓ１,Ｓ１'にすでにスクランブリング系列が乗算されている場合に、さらにｅ(jθ)をＳ１,Ｓ１'に乗算して位相回転を与えてもよい。
【００７３】
また、各データシンボルに与える位相回転量は基地局および移動局の双方で予め既知であってもよく、また、基地局から移動局へ通知するようにしてもよい。例えば、ＯＦＤＭシンボルの送信の都度、制御情報として通知するようにいてもよい。
【００７４】
また、上記説明では、レピティション部１０３におけるレピティション・ファクター（ＲＦ）をＲＦ＝２として同一データシンボルが２個ずつ得られる場合を一例に挙げて説明したが、本発明はＲＦ＝２に限定されるものではなく、ＲＦ＝３以上の場合にも適用できるものである。
【００７５】
また、上記説明では本発明を下り回線に適用する場合について説明したが、本発明を上り回線に適用することもできる。例えば、移動局が複数の送信装置を備え、それら複数の送信装置が上記基地局１００,３００と同様の処理を行い、基地局が上記移動局２００と同様の処理を行うことにより、本発明を上り回線に適用することができる。
【００７６】
また、上記説明では、セルＡのパイロットからセルＡのチャネル推定値を求め、セルＢのパイロットからセルＢのチャネル推定値を求めた後、それらのチャネル推定値を合成して合成チャネル推定値を求める場合について説明したが、以下の方法により合成チャネル推定値を求めてもよい。すなわち、基地局が、セルＡのパイロットおよびセルＢのパイロットにデータシンボルと同じ角度の位相回転を与え、それらのパイロットを同一時刻および同一周波数で移動局へ送信し、移動局が、伝搬路において合成された受信パイロットから直接合成チャネル推定値を求めてもよい。
【００７７】
また、上記説明では、周波数軸上（周波数領域）に配置されたシンボルについて本発明を実施する場合について説明したが、時間軸上（時間領域）に配置されたシンボルについても上記同様にして本発明を実施可能である。
【００７８】
また、上記説明では、マルチキャリア通信の一例としてＯＦＤＭを挙げたが、本発明はＯＦＤＭ以外のマルチキャリア通信においても実施可能である。
【００７９】
また、基地局はNode B、移動局はUE、サブキャリアはトーンと称されることがある。また、ＣＰは、ガードインターバル（Guard Interval；ＧＩ）と称されることもある。
【００８０】
また、上記実施の形態では、本発明をハードウェアで構成する場合を例にとって説明したが、本発明はソフトウェアで実現することも可能である。
【００８１】
また、上記実施の形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。これらは個別に１チップ化されてもよいし、一部または全てを含むように１チップ化されてもよい。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。
【００８２】
また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路または汎用プロセッサで実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサーを利用してもよい。
【００８３】
さらには、半導体技術の進歩または派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適用等が可能性としてありえる。
【００８４】
２００６年５月２日出願の特願２００６−１２８２５８の日本出願に含まれる明細書、図面および要約書の開示内容は、すべて本願に援用される。
【産業上の利用可能性】
【００８５】
本発明は、移動体通信システム等に適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００８６】
【図１】２セルモデルのセル配置を示す図
【図２】レピティション後のデータシンボルを示す図
【図３】チャネル変動の影響を受けたデータシンボルを示す図
【図４】本発明の一実施の形態に係る基地局のブロック構成図
【図５】本発明の一実施の形態に係る移動局のブロック構成図
【図６】本発明の一実施の形態に係る位相回転の説明図（セルＡ）
【図７】本発明の一実施の形態に係る位相回転の説明図（セルＢ）
【図８】本発明の一実施の形態に係る位相回転の説明図（セルＡ）
【図９】本発明の一実施の形態に係る位相回転の説明図（セルＢ）
【図１０】本発明の一実施の形態に係るデータシンボルを示す図（セルＡ）
【図１１】本発明の一実施の形態に係るデータシンボルを示す図（セルＢ）
【図１２】本発明の一実施の形態に係る受信シンボルを示す図
【図１３】本発明の一実施の形態に係る受信シンボルを示す図
【図１４】本発明の一実施の形態に係る受信シンボルを示す図
【図１５】本発明の一実施の形態に係る受信シンボルを示す図
【図１６】本発明の一実施の形態に係るセル配置を示す図（３セルモデル）
【図１７】本発明の一実施の形態に係る位相回転の説明図（セルＢ）
【図１８】本発明の一実施の形態に係る位相回転の説明図（セルＣ）
【図１９】本発明の一実施の形態に係るセクタ配置を示す図（３セクタモデル）
【図２０】本発明の一実施の形態に係る基地局のブロック構成図（３セクタモデル）
【図２１】本発明の一実施の形態に係る位相回転の説明図（セルＡ）
【図２２】本発明の一実施の形態に係る位相回転の説明図（セルＢ）
【手続補正３】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】全図
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図１】
2007129621.tif 000025
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
2007129621.tif 000046
【国際調査報告】
2007129621.tif 000047
2007129621.tif 000048
2007129621.tif 000049
2007129621.tif 000050