(57)【要約】【課題】信号純度の高い可変周波数源を得ること。【構成】中間点において互いに直列接続されかつ互いに相等しい共振周波数を有する共振素子対からなる直列共振回路の両端に互いに逆方向の位相シフトを与える位相シフト回路を接続しておいて、当該中間点と当該位相シフト回路の入力側との間に交流電力を供給して得られる当該直列共振回路の共振出力を外部出力とした。【選択図】図１
2007145127.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力端子と、出力端子と、第１及び第２端子と基準端子を有する共振ユニットと、前記第１及び第２端子への入力信号対して位相シフトをなす位相シフト回路と、前記位相シフト回路の出力電流の大きさに応じた共振出力を前記出力端子に供給する共振出力回路と、からなり、
前記共振ユニットは、前記第１及び第２端子の間に接続されて、中間点において各々の一端が互いに接続されかつ互いに実質的に相等しい共振周波数を有する少なくとも１対の直列共振特性素子と、前記中間点と前記基準端子との間に接続されたリアクタンス回路と、を含むことを特徴とする複合共振回路。
【請求項２】
前記共振ユニットは、基準電極層と、前記基準電極層を挟んで配置されて、単一の圧電体層を挟む１対の電極から各々がなる１及び第２圧電体層ユニットと、によって構成され、
前記基準電極が前記基準端子に接続されており、前記第１及び第２圧電層ユニットの最外側電極が前記第１及び第２端子に接続されていることを特徴とする請求項１記載の複合共振回路。
【請求項３】
前記第１及び第２圧電体層が各々多層構造であることを特徴とする請求項２記載の複合共振回路。
【請求項４】
前記共振ユニットは、前記第１及び第２端子の間に接続されたストリップラインと、前記ストリップラインの中点と前記基準端子との間に接続されたストリップラインを含むことを特徴とする請求項１又は２記載の複合共振回路。
【請求項５】
入力端子と、出力端子と、第１、第２、第３、第４端子を有する共振ユニットと、前記第１及び第２端子への入力信号対して位相シフトをなす第１位相シフト回路と、前記第３及び第４端子への入力信号対してπの位相シフトをなす第２位相シフト回路と、前記第１及び第２位相シフト回路のいずれかの出力電流の大きさに応じた共振出力を前記出力端子に供給する共振出力回路と、からなり、
前記共振ユニットは、前記第１及び第２端子の間に接続されて、中間点において各々の一端が互いに接続されかつ互いに実質的に相等しい共振周波数を有する少なくとも１対の直列共振特性素子と、前記中間点と前記基準端子との間に接続されたリアクタンス回路と、を含むことを特徴とする複合共振回路。
【請求項６】
前記共振ユニットは、前記第１及び第２端子の間に接続された第１ストリップラインと、前記第３及び第４端子の間に接続された第２ストリップラインと、前記第１及び第２ストリップラインの各々の中点の間に接続された第３ストリップラインと、を含むことを特徴とする請求項５記載の複合共振回路。
【請求項７】
前記共振ユニットは、圧電体基板と、前記圧電体基板上に設けられた少なくとも２対の電極対と、からなり、前記第１及び第２端子は、前記電極対の一方の各々に接続され、前記第３及び第４端子は、前記電極対の他方の各々に接続されていることを特徴とする請求項５記載の複合共振回路。
【請求項８】
前記共振ユニットは、MEMS素子からなることを特徴とする請求項１又は５記載の複合共振回路。
【請求項９】
入力端子と、第１及び第２端子と基準端子を有する共振ユニットと、前記第１及び第２端子への入力信号対して位相シフトをなす位相シフト回路と、からなり、
前記共振ユニットは、前記第１端子及び前記基準端子の間に接続された第１圧電体と、前記第２端子及び前記基準端子の間に接続されかつ前記第１圧電体と実質的に相等しい共振周波数を有する第２圧電体と、を含み、
前記第１及び第２圧電体は機械振動的に互いに結合しており、
前記共振ユニットは、暴露構造を有することを特徴とする複合共振回路。
【請求項１０】
入力端子と、出力端子と、第１、第２、第３、第４端子を有する共振ユニットと、前記第１及び第２端子への入力信号対して位相シフトをなす第１位相シフト回路と、前記第３及び第４端子への入力信号対してπの位相シフトをなす第２位相シフト回路と、からなり、
前記共振ユニットは、前記第１及び第２端子の間に接続されている第１圧電体と、前記第３及び第４端子の間に接続されている第２圧電体とからなり、
前記第１及び第２圧電体は機械振動的に互いに結合しており、
前記共振ユニットは、暴露構造を有することを特徴とする複合共振回路。
【発明の詳細な説明】
【発明の利用分野】
【０００１】
本発明は、固有共振を持つ複合共振器に互いにことなる位相差を持った電気信号を印加することにより、その共振器の共振周波数を連続的に掃引可能としたもので、個別電子素子により構成された共振器、或いは、圧電共振子、ＭＥＭＳ（Ｍｉｃｒｏ  Ｅｌｅｃｒｏ  Ｍｅｃｈａｎｉｃａｌ  Ｓｙｓｔｅｍ）共振子、光共振器等を含んだ共振器で構成され、及び、周波数可変可能な、超音波変換子、無線用アンテナ、電光変換子、周波数発振器等に関する。
【従来技術】
【０００２】
通信機器や観測機器においては、信号純度の高い周波数源（時間源）が必要であり、更に、広い周波数範囲に渡って、この周波数源の周波数を可変周波数としたいと言う課題がある。そして、その要求周波数範囲は、超音波領域から、電磁波領域、光波領域等まで、全ての周波数領域に及ぶ。
【０００３】
文献１、２、に、超音波領域において、超音波トランスジューサが開示されているが、周波数の連続可変ができない。
【０００４】
文献３に、対応周波数を切り替えるアンテナが開示されているが、連続可変ではない。      
【０００５】
文献４に、電磁波領域において、信号経路長をスイッチで変えることによって、共振周波数を可変する方法が開示されているが、その可変は、段階的であって、連続化変ではないために、精密な周波数変化が必要な場合には適さない。
【０００６】
文献５に、光波領域において、電極を３つ配して、出力波長を可変するレーザーダイオードが開示されているが、共振器の物理的長さを変える方法のために、高純度の波長出力が得られない。
【０００７】
文献６、７に、超音波領域において、圧電共振器と位相推移器を組み合わせて、周波数連続可変する方法が開示されているが、その周波数可変範囲は、圧電現象特有の電気機械結合係数から決まる周波数範囲の限界値を超えることができない。更に、可変範囲を広くする程、帯域内雑音電力が増大し周波数の純度が劣化すると言う致命的欠点がある。
【０００８】
文献８に位相を変えて、アンテナの指向方向を制御する技術が開示されているが、アンテナの感度最大の周波数を可変することはできない。
【０００９】
文献９に、超音波・電磁波領域において、２つの共振ユニットに印加する２つの電力の配分を変えることによって、反共振周波数を連続的に変える方法が開示されているが、反共振周波数と言う電力値の非常に小さい点を利用する為に、外部雑音の影響を受けて周波数純度が劣化すると言う欠点があり、更なる改善が必要である。
【特許文献１】特開  平１１−２９５２８１（特願  平１０−１１４１３０）
【特許文献２】特開  平１０−１７４４３６（特願  平８−３４６５９１）
【特許文献３】公表  ２００４−５１９１５０（特願  ２００２−５６３６１３）
【特許文献４】特開  ２００５−２５３０５９（特願  ２００５−２６０１９）
【特許文献５】特開  ２００４−２２３１１１（特願  ２００４−２８８５２）
【特許文献６】特開  ２０００−１９６３５８（特願  平１０−３７７０５３）
【特許文献７】特開  平１０−３１３２１６  （特願  平９−１２２４９３）
【特許文献８】特開  ２００６−１０９４２５（特願  ２００５−２５７６００）
【特許文献９】国際公開ＷＯ２００６／０４６６７２
【発明の開示】
【００１０】
本発明は、以上のような課題に鑑み、広い周波数適応領域、広い周波数可変範囲、周波数連続可変、高信号純度あるいは高変換効率の周波数出力、の機能を兼ね備えた複合共振回路およびその応用デバイスを提供するものである。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】複合共振回路１の実施例の構成図である。
【図２】複合共振回路１の概念効果説明図である。
【図３】複合共振回路１の周波数可変特性を示す図である。
【図４】複合共振回路１の共振ユニット２の機能説明図である。
【図５】ベクトル図を用いた機能説明図である。
【図６】Ｔ端型梯子型回路の各枝路が共振回路の場合の構成図である。
【図７】発振回路の実施例構成図である。
【図８】アンバランス型Ｔ端型梯子型回路の実施例の構成図である。
【図９】その他の回路での構成図である。
【図１０】多段接続での構成図である。
【図１１】共振ユニットを圧電デバイスで構成した例の概念構成図である。
【図１２】共振ユニットをＭＥＭＳ共振器で構成した例の概念構成図である。
【図１３】共振ユニットをストリップライン共振器で構成した例の概念構成図である。
【図１４】バランス型変換子用の複合共振回路１の実施例の構成図である。
【図１５】アンバランス型変換子用の複合共振回路１実施例の構成図である。
【図１６】無線アンテナの実施例の構成図である。
【図１７】レーザーダイオードの実施例の構成図である。
【図１８】質量センサの実施例の構造図である。
【図１９】バランス型の複合共振回路１の実施例の構成図である。
【図２０】バランス型の複合共振回路１の実施例の構成図である。
【図２１】アンバランス型の複合共振回路１の実施例の構成図である。
【符号の説明】
【００１２】
１      複合共振回路
２      共振ユニット
３−１、３−２、・・、３−ｎ      位相シフト回路
４     共振出力回路
５     位相シフト回路
Ｚ１１、Ｚ１２、Ｚ１１、Ｚ１２、ＺＫ      インピーダンス素子
６−１、６−２、６−３、６−４      直列共振特性素子
７      リアクタンス回路
８      周波数可変型標準信号発生器
９      負荷抵抗
１０    位相シフト回路
１１    圧電板
１２−１、１２−２、１３−１、１３−２、１４、１５−１、１５−２      電極
１６    多層膜層
１７    基板
１８    ビーム振動体
１９    内壁電極群
２０−１、２０−２    信号パターン変換器
２１    基板
２２−１、２２−２、２２−３、２２−４    ストリップライン
２３    活性層
２４    Ｐ型分布ブラッグ反射層
２５    Ｎ型分布ブラッグ反射層
２６    直流電源
２７    選択吸着層
２８    付着物質
【発明を実施するための形態】
【００１３】
図１に示した実施例１を用いて、本発明の複合共振回路１の詳細を説明する。本発明の複合共振回路１は、共振ユニット２と、４つの位相シフト回路３−１，３−２，３−３，３−４と、共振出力回路４と、位相シフト回路５とからなる。そして、この複合共振回路１は、共振ユニット２の諸定数を固定したまま、４つの位相シフト回路３−１，３−２，３−３，３−４の可変すべき位相量を特徴付ける制御位相量φのみを変えることによって、広い周波数可変範囲での、周波数連続可変の機能を実現すると言う従来技術に無い新しい手段を提供するものである。
【００１４】
以下に、具体的な構成について図１を用いて説明する。入力端子ＴＳと、出力端子ＴＬと、基準端子ＲＰと、第１（Ｔ１１）、第２（Ｔ１２）、第３（Ｔ２１）、第４（Ｔ２２）の端子を有する共振ユニット２と、入力端子ＴＳと端子Ｔ１の間に接続された位相シフト（φ）をなす位相シフト回路３−１と、端子Ｔ１と共振ユニット２の第１端子（Ｔ１１）の間に、入力端子Ｔ４１と、Ｔ４２と、を接続され、その出力を端子Ｔ５に接続された共振出力回路４と、端子Ｔ５と出力端子ＴＬの間に接続された位相シフト（φ）をなす位相シフト回路５と、入力端子ＴＳと共振ユニット２の第２（Ｔ１２）の端子の間に接続された位相シフト（−φ）をなす位相シフト回路３−２と、入力端子ＴＳと共振ユニット２の第３（Ｔ２１）の端子の間に接続された位相シフト（π＋φ）をなす位相シフト回路３−３と、入力端子ＴＳと共振ユニット２の第４（Ｔ２２）の端子の間に接続された位相シフト（π−φ）をなす位相シフト回路３−４と、からなり、共振ユニット２は、第１（Ｔ１１）及び第２（Ｔ１２）端子の間に接続されて、中間点において各々の一端が互いに接続されかつ互いに実質的に相等しい共振周波数を有する少なくとも１対の直列共振特性素子６−１と、６−２と、の中間点と、第３（Ｔ２１）及び第４（Ｔ２２）端子の間に接続されて、中間点において各々の一端が互いに接続されかつ互いに実質的に相等しい共振周波数を有する少なくとも１対の直列共振特性素子６−３と、６−４と、の中間点と、の間に接続されたリアクタンス回路７と、を含むことを特徴とする複合共振回路である。
【００１５】
次に、複合共振回路１の動作の説明をする。複合共振回路１の、入力端子ＴＳと基準端子ＲＰの間に周波数可変型標準信号発生器８を接続し、出力端子ＴＬと基準端子ＲＰの間に負荷ＺＬ９を接続する。
【００１６】
４つの位相器３−１，３−２，３−３，３−４の位相シフト量を特徴付けている制御位相量φを或る値に、例えば、φ１に固定しておき、周波数可変型標準信号発生器８の出力周波数を変化させると、周波数がＦＲ１の時に負荷ＺＬに流れる電流に最大値が現れる。この現象は近似的に図２に示すように、複合共振回路１がインダクタンス素子とキャパシタンス素子の直列接続回路のように見える。この制御位相量φを可変し、φ２とすると、ＦＲ１とは違う別な周波数ＦＲ２に最大値が現れる。そして、この制御位相量φを連続可変すれば、最大値を与える周波数も連続可変可能である。
【００１７】
位相変移量φが“０°”の時の共振周波数Ｆ０とし、位相変移量φが“９０°”の時の共振周波数Ｆ９０とし、０°から９０°の範囲内で変移させると、これらの２つの周波数の範囲内の周波数を連続的に掃引可能とする。即ち、この共振周波数ＦＲは、制御位相量φを制御することによって、設定された範囲内で任意に可変可能である。図３に、この制御位相量φと共振周波数ＦＲの関係を定量的に例示する。横軸は制御位相量φである。縦軸は共振周波数ＦＲの値を、Ｆ０を０、Ｆ９０を１として基準化してある。
【００１８】
これら２つの周波数Ｆ０、Ｆ９０は共振ユニット２が分布定数回路の場合にはその回路の形状寸法で決まるので、ある範囲内で任意に設定可能である。そして、これら２つの周波数間隔は、電気機械結合係数の限界を超えた場合も設定可能である。即ち、圧電デバイスの特徴である電気機械結合係数の限界を超えて周波数が連続可変可能であることが本発明の特徴であり、初めて実現した内容である。
【００１９】
次に、このような動作をする原理について説明する。本発明の特徴である周波数可変の原理は、共振ユニット２と位相シフト回路３−１、３−２、３−３、３−４の組み合わせ部分にあるので、その部分の構成を抜き出して図４を用いて説明する。共振ユニット２は、図４に示したようなバランス型梯子型集中定数等価回路で表現できる。即ち、共振ユニット２は、端子Ｔ１１と端子Ｔ１２の間に、直列共振特性素子Ｚ１１と、直列共振特性素子Ｚ１２の直列接続を接続し、端子Ｔ２１と端子Ｔ２２の間に、直列共振特性素子Ｚ２１と、直列共振特性素子Ｚ２２の直列接続を接続し、前記２つの直列接続の中間点の間に、リアクタンス回路ＺＫを接続し、バランス型梯子型回路を形成する。この等価回路を構成している各枝路のインピーダンス素子は、インダクタンス成分を有する素子やキャパシタンス成分を有する素子の組み合わせであるが、この段階では、説明の便宜上、インピーダンスとしておく。
【００２０】
図１に示した、４つの位相シフト回路３−１、３−２、３−３、３−４の影響は、図４では、４つの端子Ｔ１１、Ｔ１２、Ｔ２１、Ｔ２２に印加された４つの電圧ｅ１１、ｅ１２、ｅ２１、ｅ２２を、複素電圧とすることにより、その影響を繰り込むことができる。      
【００２１】
即ち、図１の回路において、共振ユニット２の４つの端子に印加される信号の位相は、φ、−φ、π＋φ、π−φの関係があるから、印加電力の符号が互いに反対の２組の信号が、逆方向の位相シフトをなす制御位相量φで特徴付けられているが、斯様な場合に起る現象は、端子Ｔ１１、端子Ｔ１２、端子Ｔ２１、端子Ｔ２２に印加される電圧をそれぞれ、複素電圧ｅ１１、ｅ１２、ｅ２１、ｅ２２とすれば、状態を記述できる。また、インピーダンスＺ１１とインピーダンスＺ１２の間の端子Ｔ１１１２の電圧ｅ１と、インピーダンスＺ２１とインピーダンスＺ２２の間の端子Ｔ２１２２の電圧ｅ２の２つの電圧に着目すれば、複合共振回路全体の振る舞いを記述できる。
【００２２】
電圧ｅ１，ｅ２と印加電圧ｅ１１、ｅ１２、ｅ２１、ｅ２２の関係は次式で与えられる。
【００２３】
【数１】
2007145127.tif 000003
【００２４】
数式（１）の意味する所は以下の通りである。即ち、電圧ｅ１，ｅ２は、印加電圧ｅ１１、ｅ１２、ｅ２１、ｅ２２を、それぞれインピーダンスＺ１１、インピーダンスＺ１２、インピーダンスＺ２、インピーダンスＺ２２で除した値に、直接的に依存すると言うことである。これは、インピーダンスＺ１１、インピーダンスＺ１２、インピーダンスＺ２１、インピーダンスＺ２２の値が、所望の値よりから離れていても、印加電圧を増減することにより、電圧ｅ１，ｅ２の値をより所望の特性に近づけられることを意味する。
【００２５】
次に、数式（１）の右辺の第二項の第一要素に着目する。図３に示した位相シフト回路３−１，３−２、を経た印加電圧ｅ１１と印加電圧ｅ１２とは制御位相量φが互いに逆方向であるので、それらの合計電圧は、次式で与えられる。
【００２６】
【数２】
2007145127.tif 000004
【００２７】
ここに、φは制御位相量、ωは周波数可変型標準信号発生器８の出力周波数、Aは共振ユニット２の構成から一義的に決まる係数であり、周波数特性を持っている。
【００２８】
この式の意味するところは、仮想基準電位ＶＲＰＲが共振ユニット２の内部に発生し、この仮想基準電位ＶＲＰＲは、位相変移量φが“０°”の場合に、共振ユニット２の基準電位ＴＲＰに一致することを意味する。この仮想基準電位の概念は、後で、共振ユニット２での“アンバランス回路”の説明の所で再度論議使用する。
【００２９】
さて、数式（１）を更に、変形して、次式を得る。
【００３０】
【数３】
2007145127.tif 000005
【００３１】
ここに、Bは、共振ユニット２の構成から一義的に決まる係数であり、周波数特性を持っている。
【００３２】
数式（３）で、制御位相量φが“０°”の場合には、共振ユニット２のインピーダンスＺＫに電流が流れないと言うことを意味している。従って、端子Ｔ１１を流れた電流は全て端子Ｔ１２に流れ込み、その値は、（ｅ１１−ｅ１２）／（Ｚ１１＋Ｚ１２）であり、端子Ｔ２１に流れ込んだ電流は全て端子Ｔ２２に流れ込み、その値は、（ｅ２１−ｅ２２）／（Ｚ２１＋Ｚ２２）である。
【００３３】
次に、特に、図４の直列枝路のインピーダンスＺ１１、インピーダンスＺ１２、インピーダンスＺ２１、インピーダンスＺ２２が全て等しいときには、印加電圧の絶対値ｅ０も等しく設定して、次式のように非常に簡単になる。
【００３４】
【数４】
2007145127.tif 000006
【００３５】
数式（４）の左辺の値は、制御位相量φの値によって、−１から０を経て、＋１まで変わることである。但し、印加電圧の絶対値ｅ０は１として論議する。即ち、図４のインピーダンスＺＫに流れる電流が進み、零、遅れと変化することである。これらの関係を、図５に示す。図５の原点は仮想基準電位が０の点、横軸は入力端子ＴＳに印加された電圧の位相と同じ位相であり、縦軸は、印加電圧の位相に対して９０°の位相差を持った位相である。制御位相量φを変えることによって、図４の端子Ｔ１１１２と端子Ｔ２１２２の間の電位差を連続的に変えられ、更に零にもできる。これは、以下のことを意味する。即ち、図４において、外部印加電圧ｅ１１、ｅ１２、ｅ２１、ｅ２２の制御位相量φを変えることによって、インピーダンスＺＫを流れる電流を任意に変えることができると言うことである。これは、制御位相量φを変えることによって、値が固定されたインピーダンスＺＫの値が等価的に変化したように振舞う。
【００３６】
これは複素量電子ボリューム、電子スイッチを構成したことに他ならない。即ち、問題としている周波数において、例えば、図４のインピーダンスＺＫを、インダクタンス成分を持った素子で構成すれば、インダクタンス値を連続可変する複素量電子ボリュームを構成するし、キャパシタンス成分を持った素子で構成すれば、キャパシタンス値を連続可変する複素量電子ボリュームを構成するし、抵抗成分を持った素子で構成すれば、抵抗値を連続可変する複素量電子ボリュームを構成する。
【００３７】
ここで、主役を演じているのは、電流である。従って、４つの位相差の関係がほぼ正確に、φ、−φ、π＋φ、π−φの関係であれば、ｅ１１/Ｚ１１とｅ１２/Ｚ１２とが等しいこと、且つ、ｅ２１/Ｚ２１とｅ２２/Ｚ２２とが等しいと言う関係が満たされていれば、上記の効果が得られる。或いは、ｅ１１/Ｚ１１とｅ１２/Ｚ１２とが等しくなく、若干異なる場合、そして、ｅ２１/Ｚ２１とｅ２２/Ｚ２２とが等しくなく若干異なる場合、位相差を、φ、−φ、π＋φ、π−φの関係から、若干変えれば、同様に、上記の効果が得られる。
【００３８】
また、４つの位相関係即ち、φ、−φ、π＋φ、π−φの位相差の関係を得るには、２つの位相関係即ち、φ、−φの位相差の関係を得て、それぞれを反転増幅器と組み合わせて実現することもできる。
【００３９】
以上で、インピーダンスＺＫから開放（無限大）までの範囲を連続制御できる複素量電子ボリュームとして機能していること、更に、開放（無限大）の場合は、電子スイッチとして機能について説明した。
【００４０】
次に、周波数可変の原理について説明する。複合共振回路１の共振ユニット２の部分のみを、原理説明用の為に、記号を付けて図６に再掲する。図６の共振ユニット２の各インピーダンスが、共振特性を持った素子で構成されている場合に、制御位相量φを変えることによって、その共振周波数を可変できる。
【００４１】
直列接続したそれぞれのインダクタンス値を、Ｌ１１、Ｌ１２、Ｌ２１、Ｌ２２とし、それぞれの容量値を、Ｃ１１、Ｃ１２、Ｃ２１、Ｃ２２とし、並列接続したインダクタンス値を２×ＬＫとし、容量値をＣＫ／２とする。図６では、損失成分を無視するが、今問題としている内容を検討するには十分である。また、その本発明の本質を説明するために、直列接続したインダクタンス値を全て等しい値ＬＳとし、同様に容量値をＣＳとする。      
【００４２】
インピーダンスＺ１１、Ｚ１２、Ｚ２１、Ｚ２２は、インダクタンス成分とキャパシタンス成分との両方を含むが、インピーダンスＺＫは、インダクタンス成分のみ、あるいは、キャパシタンス成分のみ、又は、その両方を含む何れの構成であってもよい。又、インピーダンスＺＫは、多端子回路網の２端子部分を用いて実現されたものでも良い。従って、キャパシタンス成分の素子のみが接続されたとして説明を続ける。この容量値をＣＫ／２とする。
【００４３】
このような回路構成において、周波数可変型標準信号発生器８の周波数を変えてゆくと、共振ユニット２の、例えば、端子Ｔ１１を通過する電流に、最大値が発現する。そして、この最大値発現の現象は、端子１２、端子２１、端子２２においても同時に起る。この電流の最大値を与える周波数、すなわち、共振周波数ＦＲは、図５を参考にして、電圧の虚数成分も考慮して、実数虚数両成分の電圧による全電流よりインピーダンスを求め、その虚数成分を零とする条件より、次式のように求まる。
【００４４】
【数５】
2007145127.tif 000007
【００４５】
数式（５）により、制御位相量φを可変することにより、共振周波数を、可変できることが分かる。そして、制御位相量φが“０°”の時の周波数Ｆ０と、制御位相量φが“９０°”の時の周波数Ｆ９０の間を、連続的に可変できる。数式（５）において、ＣＳ/ＣＫが小さい場合には数式（６）を用いてもよい。
【００４６】
【数６】
2007145127.tif 000008
【００４７】
以上の論議に過程において、新たな損失が発生することはないと言うことに着目する。逆に、インピーダンスの実数成分に着目すると、制御位相量が“０°”と“９０°”の中間において負抵抗を呈する場合もある。このことは、損失成分を無視して行ってきた論議の正しさを裏付けるものである。更に、可変可能な周波数帯域内全体でＱ値の劣化が無いことを意味する。即ち、信号純度の良好な周波数可変を本発明は達成することになる。
【００４８】
数式（５）の振る舞いを数値計算したものは、前掲の図３に示してある。横軸は制御位相量φである。縦軸は共振周波数ＦＲの値を、Ｆ０を０、Ｆ９０を１と基準化してある。図３の制御位相量φが、“０°”の点の近傍と、“９０°”の点の近傍では、縦軸の基準化共振周波数が極値を呈している。このことは、端子Ｔ１１，端子Ｔ１２，端子Ｔ２１，端子Ｔ２２に印加される、それぞれの電圧ｅ１１、電圧ｅ１２、電圧ｅ２１、電圧ｅ２２における制御位相量φは、それぞれが理想的な制御位相量から少しずれていても同様の効果が発現することを意味する。
【００４９】
次に、共振出力回路４と、位相シフト回路５の機能について、図１を用いて説明する。
【００５０】
この複合共振回路１は、既に説明したように、以下の機能を有する。即ち、この複合共振回路１に周波数可変型標準信号発生器８を接続すると、共振ユニット２の端子Ｔ１１、Ｔ１２、Ｔ２１、Ｔ２２を通過する電流に、同時に最大値が現れ、制御位相量φを可変することにより、ある決められた周波数範囲内で、この電流の最大値を与える周波数を連続可変することができる。４つの端子Ｔ１１、Ｔ１２、Ｔ２１、Ｔ２２の何れにも同時に電流の最大値が現れるのであるから、前記４つの端子の少なくともどれか一つを使用すればよい。従って、図１では、端子Ｔ１１を通過する共振電流を検出する。
【００５１】
共振電流を検出するには、例えば、検出用インピーダンスＺＤＥＴを端子Ｔ１と端子Ｔ１１の間に挿入して、そのインピーダンスの両端の電位差を、差動増幅器ＡＭＰ１を用いて読み出せばよい。
【００５２】
次に、位相シフト回路５について説明する。この位相シフト回路５の機能は、共振出力回路４で得た共振電流の位相の基準を、入力端子ＴＳの位相の基準と合わせるための、位相補償の機能を持たせたものである。即ち、例えば、端子Ｔ１１を流れる電流は入力端子ＴＳに印加された電圧の位相に対して制御位相量φだけ変移しているので、この変移分を補償して、扱いやすい共振電流情報とする。その為に、電流検出手段で得た出力情報に対して、位相シフト回路５により、制御位相量φに関係した分を逆方向に位相補償を行う。このようにして、出力端子ＴＬの位相の基準と周波数可変型標準信号発生器８の出力の位相の基準を一致させる。但し、本質でない位相変移分は従来技術の位相補償手段により補償されているものとする。
【００５３】
位相シフト回路５による位相補償の結果、図１の回路は、図２をよく近似した動作をするので、使いやすい回路となる。
【００５４】
本発明の複合共振回路１を用いて、発振器を構成した実施例２を、図７を用いて説明する。図７に示した発振回路は、図１に示した複合共振回路１の入力端子ＴＳと出力端子ＴＬと、それら２端子に、入力端子と出力端子が接続された増幅器ＡＭＰ２と位相シフト回路１０との従属接続回路とからなる。
【００５５】
増幅器ＡＭＰ２の機能は、発振器として機能させる発振ループの一巡のループ利得が振幅条件と位相条件を満たすように設定する。振幅条件は、ループ利得が、位相条件を満たした状態で、“１”を超えるように、ＡＭＰ２の増幅率を設定したもので、このような設定は従来技術で可能である。位相条件は、ループの位相回転量が２πの整数倍とすればよいので、位相シフト回路１０の位相変移量を適当に設定して、この２πの整数倍なる条件を満たすようにしてもよい。
【００５６】
また、位相シフト回路１０の位相変移量を可変して、従来技術の程度周波数を可変することは、この複合共振回路の場合にも可能であるので、共振ユニット２の周波数初期偏差の目標周波数への調整や、信号の変調機能として使用することもできる。
【００５７】
以上、説明してきた複合共振回路１は、４つの端子を持つ共振ユニット２と、４つの位相シフト回路３−１、３−２、３−３、３−４と、共振出力回路４と、位相シフト回路５とからなっていた。ここで、本発明は、複合共振回路１として、より簡単な構成でも、本発明の目的を達成できることを、図８に示した実施例３に基づき、説明する。
【００５８】
その構成を、図８に示す。この複合共振回路１は、３つの端子を持つ共振ユニット２と２つの位相シフト回路３−１、３−２と、共振出力回路４と、位相シフト回路５と、で構成する。
【００５９】
共振ユニット２は、アンバランス型梯子型集中定数等価回路で表現してある。図１の共振ユニット２がバランス梯子型集中定数等価回路である点に対応させると、その差が明確に把握できる。
【００６０】
入力端子ＴＳと、出力端子ＴＬと、基準端子ＲＰと、第１（Ｔ１１）及び第２（Ｔ１２）の端子と基準端子（ＴＲＰ）を有する共振ユニット２と、前記第１及び第２の端子の各々と前記入力端子との間に接続されて、互いに逆方向の位相シフトをなす２つの位相シフト回路３−１、３−２と、前記位相シフト回路のいずれかの出力電流の大きさに応じた共振出力を前記出力端子に供給する共振出力回路４と、からなり、前記共振ユニット２は、前記第１及び第２の端子の間に接続されて、中間点において各々の一端が互いに接続されかつ互いに実質的に等しい共振周波数を有する少なくとも一対の直列共振特性素子と、前記中間点と前記基準端子との間に接続されたリアクタンス回路と、を含むことを特徴とする複合共振回路である。
【００６１】
即ち、入力端子ＴＳと、出力端子ＴＬと、基準端子ＲＰと、第１（Ｔ１１）、第２（Ｔ１２）の端子を有する共振ユニット２と、入力端子ＴＳと端子Ｔ１の間に接続された位相シフト（φ）をなす位相シフト回路３−１と、端子Ｔ１と共振ユニット２の第１端子Ｔ１１の間に、入力端子Ｔ４１、Ｔ４２を接続され、その出力を端子Ｔ５に接続された共振出力回路４と、端子Ｔ５と出力端子ＴＬの間に接続された位相シフト回路５と、入力端子ＴＳと共振ユニット２の第２（Ｔ１２）の端子の間に接続された位相シフト（−φ）をなす位相シフト回路３−２と、からなり、共振ユニット２は、前記第１及び第２の端子の間に接続されて、中間点において各々の一端が互いに接続されかつ互いに実質的に等しい共振周波数を有する少なくとも一対の直列共振特性素子６−１、６−２と、前記中間点と前記基準端子との間に接続されたリアクタンス回路７と、を含むことを特徴とする複合共振回路である。
【００６２】
次に、この複合共振回路１の動作の説明をする。複合共振回路１に、入力端子ＴＳと基準端子ＲＰの間に周波数可変型標準信号発生器８を接続し、出力端子ＴＬと基準端子ＲＰの間に負荷ＺＬを接続する。
【００６３】
２つの位相器３−１、３−２の位相シフト量を特徴付けている制御位相量φを或る値に、φ１に固定しておき、周波数可変型標準信号発生器８の出力周波数を変化させると、周波数がＦＲ１の時に負荷ＺＬに流れる電流に最大値が現れる。この現象は近似的に図２に示すように、複合共振回路１がインダクタンス素子とキャパシタンス素子の直列接続回路のように見える。この制御位相量φを可変し、φ２とすると、ＦＲ１とは違う別な周波数ＦＲ２に負荷ＺＬに流れる電流の最大値が現れる。そして、この制御位相量φを連続可変すれば、最大値を与える周波数も連続可変可能である。
【００６４】
位相変移量φが“０°”の時の共振周波数Ｆ０とし、位相変移量φが“９０°”の時の共振周波数Ｆ９０とし、０°から９０°の範囲内で変移させると、これらの２つの周波数の範囲内の周波数を連続的に掃引可能とする。即ち、この共振周波数ＦＲは、制御位相量φを制御することによって、設定された範囲内で任意に可変可能である。図３に、この制御位相量φと共振周波数ＦＲの関係を定量的に示す。横軸は制御位相量φである。縦軸は共振周波数ＦＲの値を、Ｆ０を０、Ｆ９０を１と基準化してある。
【００６５】
これら２つの周波数Ｆ０、Ｆ９０は共振ユニット２の回路定数で決まるので、ある範囲内で任意に設定可能である。
【００６６】
特に、共振ユニット２を分布定数デバイスである圧電デバイスで実現した場合、これら２つの周波数間隔は、電気機械結合係数の限界を超え場合も設定可能である。即ち、圧電デバイスの特徴である電気機械結合係数の限界を超えて共振周波数を連続可変可能であることが本発明の特徴であり、初めて実現した内容である。
【００６７】
次に、周波数連続可変の原理について、説明する。図１の複合共振回路において、図６の共振ユニット２を用いて、制御位相量φにより周波数を可変できることは既に説明した。しかるに、この図８に示した構成は、図１と比較すると、複合共振回路１として、位相シフト回路の個数が２つと半分の構成である。更に、図８の共振ユニット２と図１に示した共振ユニット２を比較すると、ほぼ半分の構成であることが特徴である。
【００６８】
斯様に、ほぼ半分の構成で、同じ機能を得られる原理は、４つの端子Ｔ１１、Ｔ１２、Ｔ２１、Ｔ２２を持つ共振ユニット２においては、制御位相量φが０の時に仮想基準電位が発現することによる。共振ユニット２の内部に仮想基準電位ＶＲＰＲが発生し、この仮想基準電位ＶＲＰＲは、位相変移量φが“０°”の場合に、共振子の基準電位ＴＲＰに一致することは、既に述べた。従って、この基準電位ＴＲＰは、外部端子ＲＰとすることができる。
【００６９】
この仮想基準電位に着目すると、複合共振回路は、この仮想基準電位（点）に対して、２回の対称性を持つと言う特徴を持っていることを指摘する。
【００７０】
従って、共振ユニット２が、仮想基準電位を外部端子とすることが可能な構成であれば、共振ユニット２として、この仮想基準電位として、実際の基準電位ＴＲＰとすることができるので、これを複合共振回路１全体の基準電位ＲＰに接続すれば、位相シフト回路は半分の２つでも機能することになる。
【００７１】
斯様にして、図１に示した共振ユニット２は、アンバランス回路にすることができる。具体的には、図８の共振ユニット２のようになる。ここで特徴的なのは、図１の共振ユニット２は、図６にその等価定数を記載してあるが、この等価定数値が、図６のリアクタンス回路７においては容量ＣＫ／２とインダクタンス２×ＬＫとなっている値が、図８の共振ユニット２では容量ＣＫとインダクタンスＬＫとなっていることである。そして、外部端子は、Ｔ１１、Ｔ１２、ＴＲＰの３つとなることである。
【００７２】
以上、共振ユニット２が図４の示すように、端子Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ２１，Ｔ２２に、インピーダンスＺ１１，Ｚ１２，Ｚ２１，Ｚ２２がそれぞれ接続された、いわゆる“梯子型回路”形式を例にとって説明してきた。しかし、本発明の共振ユニット２の回路形式は、これに限るものではない。即ち、回路網理論の教えるところにより、これと等価な“ラチス回路”形式等であってもよい。図９に、本発明の一部を成すその他の回路形式を例示する。
【００７３】
図９（ａ）は図４の共振ユニット２に対応した回路、図９（ｂ）は図６の共振ユニット２に対応した回路、図９（ｃ）は図９（ａ）の各枝路を圧電共振子とした場合、図９（ｄ）は図９（ｂ）の回路の両端に容量を付加した回路である。
【００７４】
特に、図９（ｄ）と図９（ｂ）の関係の意味するところは、以下の通りである。即ち、図４において、端子Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ２１，Ｔ２２に印加する電圧をｅ１１、ｅ１２、ｅ２１、ｅ２２として論議を進めてきた。この場合、図９（ｄ）の回路のように、図９（ｂ）の回路の端子Ｔ１１とＴ２１の間に容量Ｃｄ１が、また、端子１２とＴ２２の間に容量Ｃｄ２が接続されていても、図９（ｂ）の場合と同じ現象同じ効果が得られる。一方、回路網理論によると、図９（ｃ）のように各枝路が圧電振動子で構成されている場合、圧電振動子の並列容量を抜き出して、図９（ｄ）のような回路に変換することが可能な場合がある。従って、このような場合には、圧電振動子特有の並列容量の影響を受けない。即ち、任意に設定された２つの特性周波数の範囲内で連続可変特性が得られる。
【００７５】
また、図９（ｅ）の回路形式あってもよい。これは同じバランス型梯子型回路である図４の回路がＴ端型であるのに比べて、図９（ｅ）はπ端型である。
【００７６】
次に、本発明の共振ユニット２は、図１０に代表例を示すように、例えば、図１の共振ユニット２、或いは、図８の共振ユニット２は、それぞれが多段接続されたものでもよい。図１０（ａ）は、格子型共振素子回路の場合の例であり、図１０（ｂ）は、ラチス型共振素子回路の場合である。
【００７７】
この場合、その多段接続の段数ｍに応じて、制御位相量φの制御範囲を拡大する必要がある。
【００７８】
以上述べてきた共振ユニット２は、図１に示したバランス型梯子型集中定数等価回路、或いは、図８に示したアンバランス型梯子型集中定数等価回路であり、その要件は、実質的にその共振周波数が等しい少なくとも２つの直列共振特性素子と、その間に接続されたリアクタンス回路と、からなることが特徴である。
【００７９】
しかし、共振ユニット２は、集中定数等価回路で実質的に表現可能なデバイスであれば、いかなる形態のデバイスであってもよい。即ち、集中定数等価回路は、これと等価な分布定数デバイスであってもよい。
【００８０】
そして、分布定数デバイスであれば、その内部に発現する各種振動姿態の形態については、特別な制限は無く、広く適応可能である。即ち、分布定数回路（立体回路）における各種振動現象の共振を用いたもの全てに適応可能である。具体的には、固体超音波振動、広義の電磁気振動、流体音波振動、等いずれの形態であってもよい。従って、例えば、空気中の音声領域のような低い周波数、固体の超音波の周波数、電磁波の周波数、光の周波数、等、いずれの周波数への適応も可能である。
【００８１】
分布定数デバイスにおける電気端子との結合手段、即ち、電気端子と内部エネルギとのエネルギ授受手段は、圧電変換、静電変換、磁気変換、電磁気変換、等、いずれの変換機構を用いたものであってもよい。
【００８２】
そして、分布定数デバイスの具体的な構成は以下のようである。少なくとも２つの固有共振を持つ分布定数回路に、前記固有共振のそれぞれに結合する少なくとも２つの電気エネルギとの授受手段を配した構成を含むことを特徴とする共振ユニットである。
【００８３】
又は、次のように言うこともできる。互いに結合する少なくとも２つの共振のそれぞれ、その内部エネルギと電気的に結合する電気端子を、少なくとも３つ含むことを特徴とする共振ユニットである。
【００８４】
分布定数デバイスとして、共振ユニット２の構成を具体的に説明するに当たり、共振ユニット２の端子記号は、実施例１（図１）あるいは、実施例３（図８）の共振ユニット２の端子記号と合わせて説明する。従って、共振ユニット２を、端子記号を一致させてそれぞれの端子を接続した複合共振回路全体としての動作は、実施例１（図１）或いは実施例３（図８）の場合と同じである。従って、以降は、共振ユニット２そのもの構成と動作を説明する。
【００８５】
以下に分布定数デバイスとしての構成は、バランス型、アンバランス型の両方を混在して例示する。
【００８６】
実施例４として、図１１を用いて、共振ユニット２が圧電共振器で構成する例を説明する。図１１（ａ）は、圧電振動子で、バランス型構成とした場合の例である。圧電板１１の主面上に、端子Ｔ１１と端子Ｔ２１に接続された少なくとも１対の電極対１２−１、１２−２と、端子Ｔ１２と端子Ｔ２２に接続された少なくとも１対の電極対１３−１、１３−２と、の少なくとも２組を配する構成である。図１１（ｂ）は、図１１（ａ）において、端子Ｔ２１と、端子Ｔ２２と、を、それぞれ、端子ＴＲＰに接続する構成である。図１１（ｃ）は、図１１（ａ）において、電極１２−２と電極１３−２とを圧電板上状で連結した電極構成とし、端子ＴＲＰに接続した構成である。図１１（ｄ）では、圧電板１１の両主面に対向して電極１２−１と１２−２とを、電極１３−１と１３−２とを、電極１５−１と１５−２とを、少なくとも配し、電極１２−１を外部端子Ｔ１１に、電極１２−２を外部端子Ｔ２１に、電極１３−１を外部端子Ｔ１２に、電極１３−２を外部端子Ｔ２２に、電極１５−１と１５−２とを互いに同電位に接続する。但し、対向電極の対数は、３対のみ図示してあるが、３対以上でもよい。ここで、両端部の電極対からの観測周波数と各対向領域の周波数との関係は従来技術で開示されているので、電極が対向する領域の周波数を実質的に同じ周波数に調整しておく。また、電極１２−２と電極１３−２との、両方を、端子ＴＲＰに接続してもよい。図１１（ｅ）は、表面波共振器の例で、励振電極が交差指電極である。圧電板１１の主面上に、端子Ｔ１１と端子Ｔ２１に接続された少なくとも１対の電極対１２−１、１２−２と、端子Ｔ１２と端子Ｔ２２に接続された少なくとも１対の電極対１３−１、１３−２と、の少なくとも２組を配する構成である。  図１１（ｆ）は、ＳＭＲ（Ｓｏｌｉｄ  Ｍｏｕｎｔｅｄ  Ｒｅｓｏｎａｔｏｒ）振動子での例である。基板１７の主面上に音響を反射させる為の多層膜層１６、下部電極１４、圧電薄膜１１を配し、その上に、分割電極１２−１と分割電極１３−１とを併置する。下部電極１４を端子ＴＲＰに、分割電極１２−１を端子Ｔ１１に、分割電極１３−１を端子Ｔ１２に接続する。圧電薄膜１１は例えばＺｎＯで構成する。
【００８７】
実施例５として、図１２に示す例はシリコンＭＥＭＳ共振子と呼ばれる範疇のもので、共振ユニット２は同じ機械振動子に属するものではあるが、電気振動と機械振動の結合作用を静電力結合現象により実現した場合である。
【００８８】
静電結合現象を実現するには、間隙を持って配された一組の電極に、同符号の電圧を印加すればその電極間に斥力が、異符号の電圧を印加すれば引力が発生する現象を利用する。この現象を利用した静電駆動手段は、シリコンのビーム振動体の機械振動を駆動することができる。この静電駆動手段において、シリコンのビーム振動体に配せられた電極群と、それと間隙を持って位置している内壁電極群の間に斥力、引力、或いはその両方を発生させ、シリコンのビーム振動体を振動させる。
【００８９】
図１２に示すように、この振動子は、その表面に電極群が配されたシリコンのビーム振動体１８と、内壁電極群部１９とからなり、ビーム振動体１８の中央部に、内壁電極群部１９を接触することなく、間隙を保って配置する。静電結合現象を利用する為に、ビーム振動体１８上に配された電極群と、内壁電極群と、電気端子Ｔ１１、Ｔ１２、ＴＲＰと、の接続は、信号パターン変換器２０−１、２０−２を介して行う。
【００９０】
このようにして、静電駆動手段と信号パターン変換器を更に含む共振ユニットは、端子Ｔ１１、Ｔ１２、ＴＲＰを持ち、ＭＥＭＳ素子において本発明の共振ユニットを実現するものである。
【００９１】
図１２（ａ）に、ビーム振動体１８の構造を示す。梁振動をする断面がほぼ正方形のシリコンの棒状振動体１８であって、棒の全長の０．２２４の長さの部分の対向した面に、２本のワイヤのＷ１１ＢＰとＷ１１ＢＮの組と、２本のワイヤのＷ１２ＢＰとＷ１２ＢＮの組とが、互いに直行する面に配置し、ビーム振動子を支持すると共に、電圧を印加する機能を持たせる。ワイヤのＷ１１ＢＰ、Ｗ１１ＢＮ、Ｗ１２ＢＰ、Ｗ１２ＢＮを配した面には、それぞれのワイヤと電気的に接続した電極Ｅ１１ＢＰ、Ｅ１１ＢＮ、Ｅ１２ＢＰ、Ｅ１２ＢＮが、それぞれの面の棒の中央部を超え、対向する面に配された電極と、対抗する領域を有する程度まで、配する。また、周波数可変範囲を調整する等必要なときには、シリコンのビーム振動体１８の稜の一部は適量“面取り”をしておく。
【００９２】
図１２（ｂ）に、ビーム振動体１８と内壁電極群部１９の配置関係を、ビーム振動体１８の中央部の断面で見た、見取り図を用いて示す。内壁が正方形状に刳り貫かれたシリコンブロックの内壁のそれぞれに、電極Ｅ１１ＤＰ、Ｅ１１ＤＮ、Ｅ１２ＤＰ、Ｅ１２ＤＮを配する。
【００９３】
図１２（ｃ）にビーム振動子の長手方向の中央部での断面図を示し、ビーム振動子１８とその電極、および内壁電極群１９の相対配置関係を説明する。図８（ｃ）に示すように、２組の、４つの電極Ｅ１１ＢＰ、Ｅ１１ＢＮ、Ｅ１２ＢＰ、Ｅ１２ＢＮと、４つの電極Ｅ１１ＤＰ、Ｅ１１ＤＮ、Ｅ１２ＤＰ、Ｅ１２ＤＮとは、間隙を挟んでそれぞれ対向している。ここで、例えば、或る瞬間に、電極Ｅ１１ＢＰと電極Ｅ１１ＤＰの両方にそれぞれ＋の電位を印加すると、これら２つの電極の間には斥力が働く、そして同時に、電極Ｅ１１ＢＮに＋の電位を印加し、電極Ｅ１１ＤＮに−の電位を印加すると、これら２つの電極の間には引力が働く。このようなプッシュプル動作によって、ビーム振動体１８の中央部は、電極Ｅ１１ＤＮの方向に変位する。ビーム振動体１８はビームの長さの０．２２４の部分でワイヤを用いて支持されているので、ビーム振動が効率よく屈曲振動が励振される。その他の電極の組についても同様である。
【００９４】
次に、図１２（ｄ）に、２組の、４つの電極Ｅ１１ＢＰ、Ｅ１１ＢＮ、Ｅ１２ＢＰ、Ｅ１２ＢＮと、４つの電極Ｅ１１ＤＰ、Ｅ１１ＤＮ、Ｅ１２ＤＰ、Ｅ１２ＤＮと、共振ユニット２としての端子Ｔ１１、Ｔ１２、ＴＲＰの関係を説明する。４つの電極Ｅ１１ＢＰ、Ｅ１１ＢＮ、Ｅ１１ＢＰ、Ｅ１１ＢＮは信号パターン変換器２０−１を経て端子Ｔ１１と端子ＴＲＰに接続する。４つの電極Ｅ１２ＤＰ、Ｅ１２ＤＮ、Ｅ１２ＤＰ、Ｅ１２ＤＮは信号パターン変換器２０−２を経て端子Ｔ１２と端子ＴＲＰに接続する。
【００９５】
信号パターン変換器２０−１と信号パターン変換器２０−２とは、同じ機能であるので、信号パターン変換器２０−１のみ説明する。信号パターン変換器２０−１は、端子Ｔ１１と、４つの電極Ｅ１１ＤＰ、Ｅ１１ＢＰ、Ｅ１１ＤＮ、Ｅ１１ＢＮに接続される端子を有する。信号パターンの相関関係は、例えば、端子Ｔ１１に印加された電力が＋の位相の時には、電極Ｅ１１ＤＰ、Ｅ１１ＢＰ、Ｅ１１ＤＮ、Ｅ１１ＢＮの順に、＋、＋、＋、−の出力を、端子Ｔ１１に印加された振動が−の時には、電極Ｅ１１ＤＰ、Ｅ１１ＢＰ、Ｅ１１ＤＮ、Ｅ１１ＢＮの順に、−、＋、＋、＋の位相の電力の出力を与える機能を有する。信号パターン変換器２０−２についても同様である。なお、シリコンビーム振動体上の電荷蓄積を防止するために、この信号パターン変換器の出力インピーダンスを低く設定することも有効である。
【００９６】
このようにして、端子Ｔ１１、端子Ｔ１２、端子ＴＲＰに駆動電力を印加することによって、シリコンビーム振動子を駆動することができる。
【００９７】
また、対向する電極間の静電容量は、シリコンビーム振動体が、振動するに伴って、その容量値が変化する。このことは、対向する電極間に印加された電圧に対する電流の値、即ち、そのアドミタンスが、シリコンビーム振動体の振動に伴って変化することを意味する。従って、信号パターン変換器にこのアドミタンスの変化を検出する機能を持たせ、シリコンビーム振動体の振動状態を検出し、これを利用し、正弦波振動を効率的に起こすこともできる。この際、端子Ｔ１１Ｔ、Ｔ１２、ＴＲＰに接続することは、従来技術と前記駆動系と同様な変換器を用いて可能である。
【００９８】
更に追加した対向電極対の片方をシリコンビーム振動体上に配し、他方を内壁上に配し、この電極対の間の静電容量に関係する量を直接検出する手段を用いてもよい。
【００９９】
実施例６として、図１３に、電磁気共振器として、ストリップラインを素子とした共振ユニットの構成例を示す。
【０１００】
図１３（ａ）に示す例は、アンバランス型Ｔ型梯子型共振回路のストリップライン共振ユニットの例である。基板２１の板上に、両端部を端子Ｔ１１と端子Ｔ１２に接続されたストリップライン２２−１を配し、ストリップライン２２−１の中央部にストリップライン２２−２を接続し、このストリップライン２２−２の別な端部を端子ＴＲＰに接続する。２つのストリップラインの長さを選ぶことにより、周波数可変範囲を任意に設定できる。
【０１０１】
図１３（ｂ）に示す例は、バランス型Ｔ型梯子型共振回路のストリップライン共振ユニットの例である。基板２１の板上に、両端部を端子Ｔ１１と端子Ｔ１２に接続されたストリップライン２２−１を配し、ストリップライン２２−１の中央部と、両端部を端子Ｔ２１と端子Ｔ２２に接続されたストリップライン２２−３を配し、ストリップライン２２−３の中央部と、の間に、ストリップライン２２−２の両端部をそれぞれ接続する。３つのストリップラインの長さを選ぶことにより、周波数可変範囲を任意に設定できる。
【０１０２】
図１３（ｃ）に示す例は、バランス型π型梯子型共振回路のストリップライン共振ユニットの例である。基板２１の板上に、両端部を端子Ｔ１１と端子Ｔ１２に接続されたストリップライン２２−１を配し、両端部を端子Ｔ２１と端子Ｔ２２に接続されたストリップライン２２−３を配し、端子Ｔ１１に接続されたストリップライン２２−１の端部近傍と、端子Ｔ２１に接続されたストリップライン２２−３の端部近傍と、の間に、ストリップライン２２−２の両端部を接続し、端子Ｔ１２に接続されたストリップライン２２−１の端部近傍と、端子Ｔ２２に接続されたストリップライン２２−３の端部近傍と、の間に、ストリップライン２２−４の両端部を接続する。４つのストリップラインの長さを選ぶことにより、周波数可変範囲を任意に設定できる。
【０１０３】
図１３（ｄ）に示す例は、バランス型Ｔ型梯子型共振回路のストリップライン共振ユニットの例である。基板２１の板上に、両端部を端子Ｔ１１と端子Ｔ１２に接続されたストリップライン２２−１を配し、両端部を端子Ｔ２１と端子Ｔ２２に接続されたストリップライン２２−３を配し、ストリップライン２２−１の中央部と、ストリップライン２２−３の中央部と、の中間領域に、間隙を挟んでストリップライン２２−２を配した構成である。３つのストリップラインの長さ、および、間隙の間隔を選ぶことにより、周波数可変範囲を任意に設定できる。ストリッップライン２２−２は各種共振モードで機能する誘電体共振器であっても良い。
【０１０４】
本発明を変換子に応用例した場合を説明する。変換子とは、電気エネルギと所望のエネルギとの間で、エネルギ変換作用を持ったデバイスである。このエネルギ授受機能を実現するために、エネルギ授受を行う共振ユニット２−１を用いて、複合共振回路を構成する。これら変換子は、一般には可逆回路であるが、以降の説明では、電気エネルギを入力し、所望の別なエネルギを得ると言う片方向のみ説明をする。
【０１０５】
所望の別なエネルギを共振ユニット２−１の外部に出力するには、共振ユニット２−１の少なくとも一部よりエネルギを出力する為に、出力空間に対して、共振ユニットに暴露構造を持たせればよい。
【０１０６】
暴露構造の説明を行う。まず、完全反射外壁構造の説明から始める。外界とのエネルギの出入りの無い構造にする場合には、共振ユニットの内部で振動共振をしている媒体を外壁で包む構造を取る。この構造により、内部で振動共振をしている媒体から外部に向かって流れ出るエネルギを、外壁によりほぼ完全反射させるための面として機能させるか、或いは、完全に遮蔽して外部に漏れ出ない構造とする。このような構造の効果として、外部の影響を受けない等、非常に高性能となる。周波数発振器等に使用される共振ユニットは、この構造である。
【０１０７】
一方、共振ユニットを変換子として機能させる場合には、共振ユニットの振動共振をしている媒体から外部に向かって流れ出るエネルギの一部分を外部に流れ出るような構造を取る。この構造を暴露構造と定義する。即ち、外壁の一部に開口部があってもよいし、その開口部が、このエネルギを完全反射しない材料で封止されていてもよい。或いは、エネルギの反射を不完全にしてもよい。
【０１０８】
共振ユニット２−１としては、４つの端子を持ったバランス型共振ユニットでも、或いは、３つの端子を持ったアンバランス型共振ユニットでも、その何れでもよい。
【０１０９】
また、実施例１，３に示した複合共振回路１に具備していた、共振出力回路４、および、位相補償用の位相シフト回路５、出力端子ＴＬ、は基本的には不要である。
【０１１０】
実施例の説明の順序としては、実施例７ではバランス型共振ユニットの場合として、外部エネルギとして超音波エネルギを授受する場合を例にとって説明する。次に、実施例８ではアンバランス型共振ユニットの場合として、外部エネルギとして超音波エネルギを授受する場合を例にとって説明する。次に、実施例９では外部エネルギとして電磁波エネルギを授受する場合を説明する。最後に、実施例１０では外部エネルギとして光エネルギを出力する場合を説明する。
【０１１１】
バランス型複合共振回路の超音波変換子での実施例７を、図１４を用いて説明する。本発明の複合共振回路１は、エネルギ授受を行う共振ユニット２−１と、４つの位相シフト回路３−１，３−２，３−３，３−４とからなる。そして、この複合共振回路１は、共振ユニット２−１の諸定数を固定したまま、４つの位相シフト回路３−１，３−２，３−３，３−４の可変すべき位相量を特徴付ける制御位相量φのみを変えることによって、外部とのエネルギ授受の最大感度の周波数を、広い周波数範囲に渡って、連続可変可能な機能を実現すると言う従来技術に無い新しい手段を提供するものである。
【０１１２】
以下に、具体的な構成について図１４を用いて説明する。入力端子ＴＳと、基準端子ＲＰと、第１（Ｔ１１）、第２（Ｔ１２）、第３（Ｔ２１）、第４（Ｔ２２）の端子を有し、エネルギ授受を行う共振ユニット２−１と、入力端子ＴＳと共振ユニット２−１の第１端子（Ｔ１１）の間に接続された位相シフト（φ）をなす位相シフト回路３−１と、入力端子ＴＳと共振ユニット２−１の第２（Ｔ１２）の端子の間に接続された位相シフト（−φ）をなす位相シフト回路３−２と、入力端子ＴＳと共振ユニット２−１の第３（Ｔ２１）の端子の間に接続された位相シフト（π＋φ）をなす位相シフト回路３−３と、入力端子ＴＳと共振ユニット２−１の第４（Ｔ２２）の端子の間に接続された位相シフト（π−φ）をなす位相シフト回路３−４と、からなり、エネルギ授受を行う共振ユニット２−１は、Ｘカット水晶板を用いた圧電板１１の両主面に対向して電極１２−１、１２−２、１３−１及び１３−２を、配した構造であって、電極１２−１を外部端子Ｔ１１に、電極１２−２を外部端子Ｔ２１に、電極１３−１を外部端子Ｔ１２に、電極１３−２を外部端子Ｔ２２に接続する。この共振ユニット２−１は、圧電板１１の長手方向の両方向に音響エネルギＡＰを放射するので、少なくとも、この部分は、外部空間に対して暴露している構造をもつ。
【０１１３】
次に、この複合共振回路１の動作は、制御位相量φを変えることにより、感度最大の周波数を変えることができるが、最大感度の周波数（共振周波数）と制御位相量φの関係は、図３の関係をもつ。このような動作をする原理については既に説明してあるので、省略する。
【０１１４】
アンバランス型複合共振回路の超音波変換子での実施例を、図１５を用いて説明する。
【０１１５】
入力端子ＴＳと、第１（Ｔ１１）及び第２（Ｔ１２）の端子と基準端子（ＴＲＰ）を有し、エネルギ授受を行う共振ユニット２−１と、前記第１及び第２の端子の各々と前記入力端子との間に接続されて、互いに逆方向の位相シフトをなす２つの位相シフト回路３−１、３−２と、からなり、共振ユニット２−１は、実質的に同じ厚みの２枚のＸカット水晶板１１−１、１１−２の、それぞれの両主面に電極１２−１と１４とを配したものと、電極１４と１３−１とを配したものとを、それら水晶板の結晶軸＋Ｘ方向（図１５内の矢印の方向）を逆向きに揃えて張り合わせ、電極１２−１を外部電気端子Ｔ１１に，電極１３−１を外部端子Ｔ１２に、電極１４を端子ＴＲＰに接続したものである。
【０１１６】
この複合共振回路１において、位相変移量φが“０°”の時の共振周波数Ｆ０とし、位相変移量φが“９０°”の時の共振周波数Ｆ９０とすると、この２つの周波数の比は、ほぼ（１：２）となる。そして、数式（５）を参考にして、位相変移量φを少なくとも、０°から９０°の範囲内で変移させると、この２つの周波数の範囲内の周波数を連続的に掃引可能とする。
【０１１７】
この場合の共振ユニット２−１は、Ｘカット水晶板により構成してあるので、厚み縦振動を引き起こし、縦振動の超音波エネルギＡＰを、このＸカット水晶板の両面から外部に向かって発射する。このようにして、周波数可変型標準信号発生器８より供給された、電気エネルギが、音響エネルギＡＰに変換する。そして、その最大変換効率を与える周波数が共振周波数ＦＲであって、その共振周波数ＦＲは、制御位相量φを制御することによって、設定された範囲内で任意に可変可能である。
【０１１８】
これら効果は、超音波変換子で通常行われるバッキング等によるＱダンプの手法が取られても、本発明の連続可変と言う機能は保存されている。
【０１１９】
図１５では、実質的に同じ厚みのＸカット水晶板１１−１と１１−２の、２枚の圧電板を用いた実施例を説明したが、３枚以上のｍ枚を張り合わせて用いることによって、可変周波数範囲をほぼ（ｍ：１）と、使用枚数ｍに比例して拡大することができる。これは図１０に示した共振ユニット２を多段接続構成とした場合に対応する。
【０１２０】
本発明の複合共振回路１を無線用アンテナに適応した実施例を、図１６を用いて説明する。図１６の共振ユニット２−１は、導電線で構成されたＴ型のダブレットアンテナである。Ｔ型を維持する補助線および絶縁部分は本質的でないために省略して記していない。Ｔ型の横方向の長さがＣ１からＣ２まであり、その中央部Ａ点から縦方向の長さがＡからＤまでである。共振ユニット２−１のＡ点から横方向に離れた２点Ｂ１とＢ２が、それぞれ、この共振ユニット２−１の端子Ｔ１１と端子Ｔ１２とを引き出す点であり、それぞれ端子Ｔ１１およびＴ１２に接続する。共振ユニット２−１のＡ点から下方に離れたＤ点を端子ＴＲＰに接続する。端子Ｔ１１は給電線を介して端子Ｔ１に接続し、端子Ｔ１と端子ＴＳの間に位相シフト回路３−１を接続する。端子Ｔ１２は給電線を介して端子Ｔ２に接続し、端子Ｔ２と端子ＴＳの間に位相シフト回路３−２を接続する。
【０１２１】
この複合共振回路１の動作を説明する。端子ＴＳと基準電位ＲＰの間には、周波数可変型標準周波数発生器８を接続する。共振ユニット２−１のＤ点（ＴＲＰ）は基準電位ＲＰに接続する。この共振ユニット２−１は、制御位相量φが９０°の時には、Ｃ１からＣ２までの長さのダブレットアンテナとして、制御位相量φが０°の時には、Ａ点からＤ点までの導線の影響が発現し、等価的にＣ１からＣ２までの長さと違った長さを持つダブレットアンテナとして動作する。そして、制御位相量φを０°から９０°まで、可変することにより、実効的なダブレットアンテナの長さを変えたかのように振舞い、電磁波エネルギＥＭＰを空間に放射する。即ち、感度最大の周波数を可変することができる。
【０１２２】
また、例えば、端子Ｔ１１の点を導線のＢ１点とし、導線のＣ１点としていないのは、給電線の特性インピーダンスとアンテナの局所的インピーダンスとのマッチングを取った為であって、任意に調整すればよい。
【０１２３】
更に、図１６の共振ユニット２−１は、“Ｔ型”アンテナ形状をしているが、“フォールデッド型”アンテナ形状の場合も、同様の効果が得られる。
【０１２４】
図１７を用いて、面発光ダイオードにおいて、本発明を実現した場合を説明する。図１７（ａ）の断面図に示すように、共振ユニット２−１は、活性層２３を挟んで、Ｐ型の分布ブラッグ反射層２４と、Ｎ型の分布ブラッグ反射層２５と、更に、その外側の片面に、分割電極１２−１と、分割電極１３−１と、が配され、反対面に共通電極１４が配されている。
【０１２５】
分割電極の平面構造を図１７（ｂ）に示す。分割電極１２−１と分割電極１３−１との間には、光出力発射するための間隙が設けられる。
【０１２６】
この分割電極１２−１を端子Ｔ１１に接続し、分割電極１３−１を端子Ｔ１２に接続し、共通電極１４を端子ＴＲＰに接続して、共振ユニット２−１を構成する。
【０１２７】
端子Ｔ１と端子ＴＳの間には、位相シフト（φ）をなす位相シフト回路３−１を接続し、端子Ｔ１は端子Ｔ１１に接続する。端子Ｔ２と端子ＴＳの間には位相シフト（−φ）をなす位相シフト回路３−２を接続し、端子２は端子Ｔ１２に接続する。端子ＴＲＰは、基準電位ＲＰに接続する。
【０１２８】
この複合共振回路１の動作は以下の通りである。ＴＳと基準電位ＲＰの間には、周波数可変型標準周波数発生器８を接続し、高周波電力を印加する。また、必要な直流電力を直流電源２６により重畳する。この複合共振回路１は、制御位相量φに応じて、出力光ＬＰの波長を、例えば、誘導ラマン効果により連続可変できる。
【０１２９】
そして、光エネルギの出力ＬＰは２つの分割電極１２−１と分割電極１３−１の分割間隙部分より面垂直方向に発射する。
【０１３０】
この場合も、遮蔽窓を設け、この窓の寸法を調整すると、シングルモードやマルチモードが得られるが、この遮蔽窓の寸法を調整して、ダブルモードの発振が得られる大きさとしてもよい。本発明の複合共振回路１は、従来技術の光回路要素によって実現されている、光ファイバー回路、空間伝播光回路等であってもよい。
【０１３１】
次に、質量センサに用いた場合の実施例を説明する。先ず、従来技術の問題点を指摘する。従来技術の質量センサとしてはＱＣＭ（Ｑｕａｒｔｚ  Ｃｒｙｓｔａｌ  Ｍｉｃｒｏｂａｌａｎｃｅ）および、この原理を応用した多くの吸着センサが、例えば特許公開２００７−８５９７７の如く開示されている。その動作原理は、一つのほぼ固定した共振周波数を持つ振動体の表面に付着吸着された物質の量を、その振動体の共振周波数の変化あるいは、その周波数での等価インピーダンスの変化分に着目して、検出せんとするものである。しかし、これらの吸着センサにおいては、その振動する周波数は少しは動くものの基本的には固定であるために、付着物質の中への超音波の波動の入り込みが無視できないときには、即ち、付着物質が比較的厚く付着した場合や、柔らかい物質を付着させた場合には辻褄の合う結果をもたらさないと言う欠点があった。
【０１３２】
本発明の複合共振回路においては、その共振周波数を広い範囲に可変できるからこれを利用し波動の入り込みを考慮ながら、付着物質の量を高精度に検出しようとするものである。
【０１３３】
複合共振回路として、アンバランス型である場合を例にとって、図１８を用いて説明する。この複合共振回路１は、３つの端子を持つ共振ユニット２と２つの位相シフト回路３−１、３−２と、共振出力回路４と、位相シフト回路５と、で構成する。
【０１３４】
図１８において複合共振回路１は、入力端子ＴＳと、出力端子ＴＬと、基準端子ＲＰと、第１（Ｔ１１）、第２（Ｔ１２）の端子を有する共振ユニット２と、入力端子ＴＳと端子Ｔ１の間に接続された位相シフト（φ）をなす位相シフト回路３−１と、端子Ｔ１と共振ユニット２の第１端子Ｔ１１の間に、入力端子Ｔ４１、Ｔ４２を接続され、その出力を端子Ｔ５に接続された共振出力回路４と、端子Ｔ５と出力端子ＴＬの間に接続された位相シフト回路５と、入力端子ＴＳと共振ユニット２の第２（Ｔ１２）の端子の間に接続された位相シフト（−φ）をなす位相シフト回路３−２と、からなる。
【０１３５】
共振ユニット２は、実質的に同じ厚みの２枚のＸカット水晶板１１−１、１１−２の、それぞれの両主面に電極１２−１と１４とを配したものと、電極１４と１３−１とを配したものとを、それら水晶板の結晶軸＋Ｘ方向（図１８内の矢印の方向）を逆向きに揃えて張り合わせ、電極１２−１を外部電気端子Ｔ１１に，電極１３−１を外部端子Ｔ１２に、電極１４を端子ＴＲＰに接続したものである。
【０１３６】
共振ユニット２は検出する物質が付着させる為に、電極１２−１の外側に暴露構造である。電極１２−１の外側には所望の付着物質のみを効率よく付着させる選択吸着層２７を必要なら配置する。付着物質２８は、選択吸着層２７の外側に付着する。
【０１３７】
この複合共振回路１において、位相変移量φが“０°”の時の共振周波数Ｆ０とし、位相変移量φが“９０°”の時の共振周波数Ｆ９０とすると、この２つの周波数の比は、ほぼ（１：２）となる。そして、数式（５）を参考にして、位相変移量φを少なくとも、０°から９０°の範囲内で変移させると、この２つの周波数の範囲内の周波数を連続的に掃引可能とする。この際、例えば、位相変移量φが４５°の時の周波数は、選択吸着層２７、及び付着物質２８の厚み等により変化する。そして、この変化の程度は、位相変移量φを０°から９０°の範囲内で変移させる場合に、その厚み等によって一定割合にならないことに着目して、付着物質の量を高精度に検出可能である。
【０１３８】
端子ＴＳと端子ＴＬの電力減衰量を観測すれば、インピーダンスを算出できるから、共振周波数のみならず、付着物質が付着したときの損失成分の変化も検出できる。また、周波数の変化のみを観測するのであれば、端子４１を流れる電流の絶対値のみを観測すればよいから、位相シフト回路５は不要である。
【０１３９】
以上示した幾つかの実施例において、それらの複合回路には、複数個の位相シフト回路を含んでいるが、これらの数を減らした構成においても同じ機能を実現できることを説明する。その理由は、図５のベクトル図において、制御位相量φを、両端に矢先を持った円弧状矢印で記してあることから明らかなように、第１（端子１１）、第２（端子１２）、第３（端子２１）、第４（端子２２）に印加される電圧の間の位相関係は、それらの位相差が制御位相量φによって規定されている。位相差が規定されるのであれば、複数個の位相シフト回路の全ての位相シフト量に、例えば、制御位相量と同じ位相量（φ）なる位相シフト量を加えると言う操作を行っても、それぞれの位相シフト回路の間の位相差は保存されているので、本発明の全ての効果は保存されることとなる。このような操作を行い、入出力間の位相差が（０）即ち、入力と出力の間の位相関係が同位相となる位相シフト回路は不要とすることができる。以下にその実施例を、共振ユニット２がバランス型である場合と、共振ユニット２がアンバランス型である場合と、に分けて説明する。
共振ユニット２がバランス型である場合を、図１９を用いて説明する。その構成は以下の通りである。
【０１４０】
図１９において、複合共振回路１は、入力端子ＴＳと、出力端子ＴＬと、基準端子ＲＰと、第１（Ｔ１１）、第２（Ｔ１２）、第３（Ｔ２１）、第４（Ｔ２２）の端子を有する共振ユニット２と、入力端子ＴＳと端子Ｔ１の間に接続された位相シフト（２×φ）をなす位相シフト回路３−５と、端子Ｔ１と共振ユニット２の第１端子（Ｔ１１）と、を接続され、入力端子ＴＳと共振ユニット２の第２端子（Ｔ１２）の間に、入力端子Ｔ４１と、Ｔ４２と、を接続され、その出力を出力端子ＴＬに接続された共振出力回路４と、入力端子ＴＳと共振ユニット２の第３（Ｔ２１）の端子の間に接続された位相シフト（π＋２×φ）をなす位相シフト回路３−７と、入力端子ＴＳと共振ユニット２の第４（Ｔ２２）の端子の間に接続された位相シフト（π）をなす位相シフト回路３−６と、からなる。
【０１４１】
共振ユニット２は、第１（Ｔ１１）及び第２（Ｔ１２）端子の間に接続されて、中間点において各々の一端が互いに接続されかつ互いに実質的に相等しい共振周波数を有する少なくとも１対の直列共振特性素子６−１と、６−２と、の中間点と、第３（Ｔ２１）及び第４（Ｔ２２）端子の間に接続されて、中間点において各々の一端が互いに接続されかつ互いに実質的に相等しい共振周波数を有する少なくとも１対の直列共振特性素子６−３と、６−４と、の中間点と、の間に接続されたリアクタンス回路７と、を含んでいる。
【０１４２】
即ち、位相シフト回路としては、位相シフト回路３−５と、位相シフト回路３−６、位相シフト回路３−７の３つで構成されている。
この共振ユニットがバランス回路の場合において、更に別な実施例を、図２０を用いて説明する。
【０１４３】
図２０において、複合共振回路１は、入力端子ＴＳと、出力端子ＴＬと、基準端子ＲＰと、第１（Ｔ１１）、第２（Ｔ１２）、第３（Ｔ２１）、第４（Ｔ２２）の端子を有する共振ユニット２と、入力端子ＴＳと端子Ｔ１の間に接続された位相シフト（２×φ）をなす位相シフト回路３−５と、端子Ｔ１と共振ユニット２の第１端子（Ｔ１１）と、を接続され、入力端子ＴＳと共振ユニット２の第２端子（Ｔ１２）の間に、入力端子Ｔ４１と、Ｔ４２と、を接続され、その出力を出力端子ＴＬに接続された共振出力回路４と、入力端子ＴＳと共振ユニット２の第３（Ｔ２１）の端子の間に接続された位相シフト（π）をなす位相シフト回路３−８と、入力端子ＴＳと共振ユニット２の第４（Ｔ２２）の端子の間に接続された位相シフト（π）をなす位相シフト回路３−６と、からなる。
【０１４４】
共振ユニット２は、第１（Ｔ１１）及び第２（Ｔ１２）端子の間に接続されて、中間点において各々の一端が互いに接続されかつ互いに実質的に相等しい共振周波数を有する少なくとも１対の直列共振特性素子６−１と、６−２と、の中間点と、第３（Ｔ２１）及び第４（Ｔ２２）端子の間に接続されて、中間点において各々の一端が互いに接続されかつ互いに実質的に相等しい共振周波数を有する少なくとも１対の直列共振特性素子６−３と、６−４と、の中間点と、の間に接続されたリアクタンス回路７と、を含んでいる。
【０１４５】
即ち、位相シフト回路としては、位相シフト回路３−５と、位相シフト回路３−６、位相シフト回路３−８の３つで構成されている。
【０１４６】
図１９及び図２０に示した実施例において、位相シフト回路３−６、３−８は、（π）なる固定の位相シフトなす回路であるので、反転増幅器等を用いて実現可能である。
【０１４７】
また、図２０に示した実施例において、例えば、端子Ｔ１と端子Ｔ３の間の位相の関係は、互いに位相が１８０°の差であるから、位相反転関係にあるプッシュプル増幅器等を用いても実現可能である。
【０１４８】
次に、共振ユニット２がアンバランス型である場合を、図２１を用いて説明する。その構成は以下の通りである。
【０１４９】
図２１において、複合共振回路１は、入力端子ＴＳと、出力端子ＴＬと、基準端子ＲＰと、第１（Ｔ１１）及び第２（Ｔ１２）の端子と基準端子（ＴＲＰ）を有する共振ユニット２と、入力端子ＴＳと端子Ｔ１の間に接続された位相シフト（２×φ）をなす位相シフト回路３−５と、端子Ｔ１と共振ユニット２の第１端子（Ｔ１１）と、を接続され、入力端子ＴＳと共振ユニット２の第２端子（Ｔ１２）の間に、入力端子Ｔ４１と、Ｔ４２と、を接続され、その出力を出力端子ＴＬに接続された共振出力回路４と、からなる。
【０１５０】
共振ユニット２は、前記第１及び第２の端子の間に接続されて、中間点において各々の一端が互いに接続されかつ互いに実質的に等しい共振周波数を有する少なくとも一対の直列共振特性素子と、前記中間点と前記基準端子との間に接続されたリアクタンス回路と、を含んでいる。
【０１５１】
また、上述した全ての実施例において、その共振ユニット２は、それが集中定数素子で構成した場合、或いは、分布定数回路で構成した場合のいずれにおいても、バランス型、アンバランス型の２つの形式の何れでも構成可能であることは従来技術の教えることである。
【０１５２】
本発明の複合共振回路は、従来技術の帯域通過フィルタの構成とは、以下に説明する如く、全くの別な構成である。
【０１５３】
（ａ）入力と出力の、接続形態が異なる。即ち、その最小構成であっても、本発明の複合振器２は、６端子網（３対２端子回路）である。一方、従来技術のフィルタの最小構成は、４端子網（２対２端子回路）である。従って、複合共振回路と従来技術の帯域通過フィルタとは、本質的に別発明である。但し、変換子  では、変換したエネルギの２端子も含めて６端子とする。
【０１５４】
（ｂ）特に、圧電フィルタの場合には、更に、設計数値的に根本的に相違する。圧電フィルタでは、２つの周波数が電気機械結合係数以上に離れていると、フィルタとして機能しないが、本発明のデバイスは十分成立する。従来の限界を超えて周波数を可変できる。
【０１５５】
また、下記点が本発明の進歩性を主張する従来技術では得られない効果である。
【０１５６】
（ｃ）フィルタデバイスでは、最小構成の４端子回路に接続する入出力インピーダンスは、その帯域に関係した値に選ばれる。本発明では、入出力インピーダンスと言う概念がないが、敢えて言うならば、共振ユニットの損失と関係する値に、電源側のインピーダンスを合わせる。高い信号純度を必要とする場合には、電源側のインピーダンスを可能な限り、小さく設定して、負荷Ｑ値の劣化を防ぐ。共振ユニットとしては、外部電気端子との結合を疎結合とすることにより高いＱ値を実現できる。
【０１５７】
（ｄ）出力情報としては、単一共振での周波数可変デバイスであって、帯域通過フィルタのように、或る範囲に亘って、広い周波数範囲の応答を出力するものではない。
【０１５８】
上述した本発明の複合共振回路と従来技術のフィルタとの対比を表１にまとめる。
【０１５９】
【表１】
2007145127.tif 000009
【０１６０】
以上、説明したように、本発明の複合共振回路は、共振ユニット２と位相シフト回路とを組み合わせ、制御位相量を制御することにより、任意に設定された２つの固有共振周波数の周波数範囲を、少なくとも圧電性による限界を超えた広い周波数範囲の場合においても、高純度の周波数を維持しながら連続可変できるものでるから、新規性および進歩性を有するものと信ずる。
【図１】
2007145127.tif 000010
【図２】
2007145127.tif 000011
【図３】
2007145127.tif 000012
【図４】
2007145127.tif 000013
【図５】
2007145127.tif 000014
【図６】
2007145127.tif 000015
【図７】
2007145127.tif 000016
【図８】
2007145127.tif 000017
【図９】
2007145127.tif 000018
【図１０】
2007145127.tif 000019
【図１１】
2007145127.tif 000020
【図１２】
2007145127.tif 000021
【図１３】
2007145127.tif 000022
【図１４】
2007145127.tif 000023
【図１５】
2007145127.tif 000024
【図１６】
2007145127.tif 000025
【図１７】
2007145127.tif 000026
【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【手続補正書】
【提出日】平成19年10月31日(2007.10.31)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力端子と、出力端子と、第１及び第２端子と基準端子を有する共振ユニットと、前記第１及び第２端子への入力信号に対して位相関係を調整すべく位相シフトをなす位相シフト回路と、前記位相シフト回路の出力電流の大きさに応じた共振出力を前記出力端子に供給する少なくとも１つの共振出力回路と、からなり、
前記共振ユニットは、前記第１及び第２端子の間に接続されて、中間点において各々の一端が互いに接続されかつ互いに実質的に相等しい共振周波数を有する少なくとも１対の直列共振特性素子と、前記中間点と前記基準端子との間に接続されたリアクタンス回路と、を含むことを特徴とする複合共振回路。
【請求項２】
前記共振ユニットは、基準電極層と、前記基準電極層を挟んで配置されて、単一の圧電体層を挟む１対の電極から各々がなる第１及び第２圧電体層ユニットと、によって構成され、
前記基準電極層が前記基準端子に接続されており、前記第１及び第２圧電層ユニットの最外側電極が前記第１及び第２端子に接続されていることを特徴とする請求項１記載の複合共振回路。
【請求項３】
前記第１及び第２圧電体層が各々多層構造であることを特徴とする請求項２記載の複合共振回路。
【請求項４】
前記共振ユニットは、前記第１及び第２端子の間に接続されたストリップラインと、前記ストリップラインの中点と前記基準端子との間に接続されたストリップラインを含むことを特徴とする請求項１又は２記載の複合共振回路。
【請求項５】
入力端子と、出力端子と、第１、第２、第３、第４端子を有する共振ユニットと、前記第１及び第２端子への入力信号に対して位相関係を調整すべく位相シフトをなす第１位相シフト回路と、前記第３及び第４端子への入力信号に対して位相関係を調整すべくπの位相シフトをなす第２位相シフト回路と、前記第１及び第２位相シフト回路のいずれかの出力電流の大きさに応じた共振出力を前記出力端子に供給する少なくとも１つの共振出力回路と、からなり、
前記共振ユニットは、前記第１及び第２端子並びに前記第３端子及び第４端子の間に接続されて、各々の中間点において各々の一端が互いに接続されかつ互いに実質的に相等しい共振周波数を有する少なくとも１対の直列共振特性素子と、当該２つの中間点の間に接続されたリアクタンス回路と、を含むことを特徴とする複合共振回路。
【請求項６】
前記共振ユニットは、前記第１及び第２端子の間に接続された第１ストリップラインと、前記第３及び第４端子の間に接続された第２ストリップラインと、前記第１及び第２ストリップラインの各々の中点の間に接続された第３ストリップラインと、を含むことを特徴とする請求項５記載の複合共振回路。
【請求項７】
前記共振ユニットは、圧電体基板と、前記圧電体基板上に設けられた少なくとも２対の電極対と、からなり、前記第１及び第２端子は、前記電極対の一方の各々に接続され、前記第３及び第４端子は、前記電極対の他方の各々に接続されていることを特徴とする請求項５記載の複合共振回路。
【請求項８】
前記共振ユニットは、ＭＥＭＳ素子からなることを特徴とする請求項１又は５記載の複合共振回路。
【請求項９】
入力端子と、第１及び第２端子と基準端子を有する共振ユニットと、前記第１及び第２端子への入力信号に対して位相関係を調整すべく位相シフトをなす位相シフト回路と、からなり、
前記共振ユニットは、前記第１端子及び前記基準端子の間に接続された第１圧電体と、前記第２端子及び前記基準端子の間に接続されかつ前記第１圧電体と実質的に相等しい共振周波数を有する第２圧電体と、を含み、
前記第１及び第２圧電体は機械振動的に互いに結合しており、
前記共振ユニットは、暴露構造を有することを特徴とする複合共振回路。
【請求項１０】
入力端子と、出力端子と、第１、第２、第３、第４端子を有する共振ユニットと、前記第１及び第２端子への入力信号に対して位相関係を調整すべく位相シフトをなす第１位相シフト回路と、前記第３及び第４端子への入力信号に対して位相関係を調整すべくπの位相シフトをなす第２位相シフト回路と、からなり、
前記共振ユニットは、前記第１及び第２端子の間に接続されている第１圧電体と、前記第３及び第４端子の間に接続されている第２圧電体とからなり、
前記第１及び第２圧電体は機械振動的に互いに結合しており、
前記共振ユニットは、暴露構造を有することを特徴とする複合共振回路。
【請求項１１】
電気端子と、第１及び第２端子と基準端子を有する共振ユニットと、前記第１及び第２端子への入力信号に対して位相関係を調整すべく位相シフトをなす位相シフト回路と、からなり、
前記共振ユニットは、前記第１及び第２端子の間に接続されて、中間点において各々の一端が互いに接続されかつ互いに実質的に相等しい共振周波数を有する少なくとも１対の直列共振特性素子と、前記中間点と前記基準端子との間に接続されたリアクタンス回路と、を含み、
前記共振ユニットは、暴露構造を有することを特徴とする複合共振変換子回路。
【請求項１２】
電気端子と、第１、第２、第３、第４端子を有する共振ユニットと、前記第１及び第２端子への入力信号に対して位相関係を調整すべく位相シフトをなす第１位相シフト回路と、前記第３及び第４端子への入力信号に対して位相関係を調整すべくπの位相シフトをなす第２位相シフト回路と、からなり、
前記共振ユニットは、前記第１及び第２端子並びに前記第３端子及び第４端子の間に接続されて、各々の中間点において各々の一端が互いに接続されかつ互いに実質的に相等しい共振周波数を有する少なくとも１対の直列共振特性素子と、当該２つの中間点の間に接続されたリアクタンス回路と、を含み、
前記共振ユニットは、暴露構造を有することを特徴とする複合共振変換子回路。
【国際調査報告】
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