(57)【要約】複数アンテナにより受信した複数の信号を受信信号ごとに復調し、アンテナの本数分だけ得られた復調信号を用いて信号復調を行うダイバーシティ受信装置において、複数得られた信号を第１の合成部（１０７）で一旦合成して、その合成結果に対して硬判定部（１０８）で硬判定を行って尤もらしい符号点を算出する。この尤もらしい符号点を用いて推定精度の高い伝送路特性を伝送路再推定部（１０９ａ，１０９ｂ）で算出して、得られた伝送路特性でアンテナ本数分だけ得られた復調信号を除算する。その結果を第２の合成部（１１０）で再度合成することにより、信頼性の高い復調結果を得ることを可能とする。【特許請求の範囲】
【請求項１】
デジタル多値変調方式により変調された信号を複数入力し、これらを合成するダイバーシティ合成方法であって、
入力した複数の変調信号をそれぞれ復調する復調ステップと、
前記復調ステップで復調された複数の信号を合成する第１の合成ステップと、
前記第１の合成ステップで合成した信号を硬判定処理して符号点の複素情報を推定する硬判定ステップと、
前記復調ステップにより復調された複数の信号の複素情報と前記硬判定ステップにおいて推定された符号点の複素情報を除算して、各信号点それぞれについて伝送路特性を算出する伝送路再推定ステップと、
前記復調ステップにて復調された複数の信号を、前記伝送路再推定ステップで算出した伝送路特性で除算して得られた複素信号を再度合成する第２の合成ステップと、を有する
ダイバーシティ合成方法。
【請求項２】
前記伝送路再推定ステップは、算出した伝送路特性に対してフィルタ処理するフィルタステップを更に備えたことを特徴とする、
請求項１に記載のダイバーシティ合成方法。
【請求項３】
前記フィルタステップにおけるフィルタ処理はローパスフィルタ処理であることを特徴とする、
請求項２に記載のダイバーシティ合成方法。
【請求項４】
前記第１の合成ステップで合成した信号の信頼性を判定する信頼性判定ステップと、
前記信頼性判定ステップの判定結果である信頼性に基づいて前記伝送路再推定ステップの算出する伝送路特性を補正する補正ステップと、をさらに備えたことを特徴とする
請求項１に記載のダイバーシティ合成方法。
【請求項５】
前記信頼性判定ステップは、前記第１の合成ステップで合成の対象となった各信号の間の信号点間距離が所定の閾値を上回る場合に信頼性を低く判定し、前記信頼性判定ステップが信頼性を低いと判定した場合には、前記伝送路再推定ステップは算出した伝送路特性を前記合成の対象となった各信号に対し、周波数軸または時間軸方向に隣接する各信号における伝送路特性を基準とした値に置き換えることを特徴とする、
請求項４に記載のダイバーシティ合成方法。
【請求項６】
前記信頼性判定ステップは、前記第１の合成ステップで合成の対象となった各信号に対し前記硬判定ステップでそれぞれ硬判定して得られた信号点が一致した場合に、前記第１の合成ステップで合成された信号の信頼性が高いと判定することを特徴とする、
請求項４に記載のダイバーシティ合成方法。
【請求項７】
前記信頼性判定ステップは、前記第１の合成ステップで合成の対象となった各信号と前記第１の合成ステップで合成した結果の信号との距離を算出し、合成した結果の信号と合成の対象となった各信号との距離があらかじめ設定した閾値よりも小さい場合には、合成した結果の信号の信頼性が高いと判断することを特徴とする、
請求項４に記載のダイバーシティ合成方法。
【請求項８】
前記第２の合成ステップで再合成された複素信号に対し、
前記硬判定処理ステップから前記第２の合成ステップまでを所定の回数繰り返すことを特徴とする、
請求項１に記載のダイバーシティ合成方法。
【請求項９】
前記伝送路再推定ステップは、
前記復調ステップにより復調された複数の信号の複素情報と入力信号の周波数軸および時間軸方向に所定の間隔で配置された振幅および位相が定められた基準信号に基づく複素情報とを除算して、各信号点それぞれについて伝送路特性を算出することを特徴とする、
請求項１に記載のダイバーシティ合成方法。
【請求項１０】
デジタル多値変調方式により変調された信号を複数入力し、これらを合成するダイバーシティ合成方法であって、
入力した複数の変調信号をそれぞれ復調する復調ステップと、
前記復調ステップで復調された複数の信号を合成する第１の合成ステップと、
前記復調ステップにより復調された複数の信号の複素情報と前記第１の合成ステップにおいて合成された符号点の複素情報を除算して、各信号点それぞれについて伝送路特性を算出する伝送路再推定ステップと、
前記復調ステップにて復調された複数の信号を、前記伝送路再推定ステップで算出した伝送路特性で除算して得られた複素信号を再度合成する第２の合成ステップと、を有する
ダイバーシティ合成方法。
【請求項１１】
伝送路再推定ステップは、算出した伝送路特性に対してフィルタ処理するフィルタステップを更に備えたことを特徴とする、
請求項１０に記載のダイバーシティ合成方法。
【請求項１２】
フィルタステップにおけるフィルタ処理はローパスフィルタ処理であることを特徴とする、
請求項１１に記載のダイバーシティ合成方法。
【請求項１３】
前記第１の合成ステップで合成した信号の信頼性を判定する信頼性判定ステップと、
前記信頼性判定ステップの判定結果である信頼性に基づいて前記伝送路再推定ステップの算出する伝送路特性を補正する補正ステップと、をさらに備えたことを特徴とする
請求項１０に記載のダイバーシティ合成方法。
【請求項１４】
信頼性判定ステップは、前記第１の合成ステップで合成の対象となった各信号の間の信号点間距離が所定の閾値を上回る場合に信頼性を低く判定し、前記信頼性判定ステップが信頼性を低いと判定した場合には、前記伝送路再推定ステップは算出した伝送路特性を前記合成の対象となった各信号に対し、周波数軸または時間軸方向に隣接する各信号における伝送路特性を基準とした値に置き換えることを特徴とする、
請求項１３に記載のダイバーシティ合成方法。
【請求項１５】
信頼性判定ステップは、前記第１の合成ステップで合成の対象となった各信号と前記第１の合成ステップで合成した結果の信号との距離を算出し、合成した結果の信号と合成の対象となった各信号との距離があらかじめ設定した閾値よりも小さい場合には、合成した結果の信号の信頼性が高いと判断することを特徴とする、
請求項１３に記載のダイバーシティ合成方法。
【請求項１６】
前記第２の合成ステップで再合成された複素信号に対し、
前記伝送路再推定ステップから前記第２の合成ステップまでを所定の回数繰り返すことを特徴とする、
請求項１０に記載のダイバーシティ合成方法。
【請求項１７】
伝送路再推定ステップは、
前記復調ステップにより復調された複数の信号の複素情報と入力信号の周波数軸および時間軸方向に所定の間隔で配置された振幅および位相が定められた基準信号に基づく複素情報とを除算して、各信号点それぞれについて伝送路特性を算出することを特徴とする、
請求項１０に記載のダイバーシティ合成方法。
【請求項１８】
デジタル多値変調方式により変調された信号を複数入力し、これらを合成するダイバーシティ型受信装置であって、
入力した複数の変調信号をそれぞれ復調する復調部と、
前記復調部で復調された複数の信号を合成する第１の合成部と、
前記第１の合成部で合成した信号に硬判定処理を行なうことによって符号点の複素情報を推定してその結果を出力する硬判定部と、
前記復調部で復調された複数の信号の複素情報と前記硬判定部が出力する符号点の複素情報を除算して、各信号点それぞれについて伝送路特性を算出して出力する伝送路再推定部と、
前記復調部で復調された複数の信号を前記伝送路再推定部から出力された伝送路特性で除算して得られた複素信号を再度合成する第２の合成部と、を有する
ダイバーシティ型受信装置。
【請求項１９】
伝送路再推定部は、算出した伝送路特性をフィルタ処理して出力するフィルタ部を更に備えたことを特徴とする、
請求項１８に記載のダイバーシティ型受信装置。
【請求項２０】
フィルタ部はローパスフィルタであることを特徴とする、
請求項１９に記載のダイバーシティ型受信装置。
【請求項２１】
前記第１の合成部で合成した信号の信頼性を判定してその結果を出力する信頼性判定部と、
前記信頼性判定部の出力する信頼性判定結果に基づいて前記伝送路再推定部で算出した伝送路特性を補正する補正部と、
をさらに備えたことを特徴とする
請求項１８に記載のダイバーシティ型受信装置。
【請求項２２】
信頼性判定部は、前記第１の合成部で合成の対象となった各信号の間の信号点間距離が所定の閾値を上回る場合に信頼性を低いと判定し、前記信頼性判定部が信頼性を低いと判定した結果を出力した場合には、前記伝送路再推定部は算出した伝送路特性を前記合成の対象となった各信号に対し、周波数軸または時間軸方向に隣接する各信号における伝送路特性を基準とした値に置き換えることを特徴とする、
請求項２１に記載のダイバーシティ型受信装置。
【請求項２３】
信頼性判定部は、前記第１の合成部で合成の対象となった各信号に対して前記硬判定部でそれぞれ硬判定した結果が一致した場合に、前記第１の合成部で合成された信号の信頼性が高いと判定することを特徴とする、
請求項２１に記載のダイバーシティ型受信装置。
【請求項２４】
信頼性判定部は、前記第１の合成部において合成の対象となった各信号と前記第１の合成部で合成された信号との距離を算出し、合成した結果の信号と合成の対象となった各信号との距離があらかじめ設定した閾値よりも小さい場合には、前記第１の合成部において合成した合成信号の信頼性が高いと判定することを特徴とする、
請求項２１に記載のダイバーシティ型受信装置。
【請求項２５】
前記第２の合成部が出力する複素信号に対し、前記硬判定部に入力するとともに前記伝送路再推定部による伝送路特性の算出および第２の合成部による再度の合成まで、を所定の回数繰り返すことを特徴とする、
請求項１８に記載のダイバーシティ型受信装置。
【請求項２６】
伝送路再推定部は、前記復調部により復調された複数の信号の複素情報と入力信号の周波数軸および時間軸方向に所定の間隔で配置された振幅および位相が定められた基準信号に基づく複素情報とを除算して、各信号点それぞれについて伝送路特性を算出して出力することを特徴とする、
請求項１８に記載のダイバーシティ型受信装置。
【請求項２７】
デジタル多値変調方式により変調された信号を複数入力し、これらを合成するダイバーシティ型受信装置であって、
入力した複数の変調信号をそれぞれ復調する復調部と、
前記復調部で復調された複数の信号を合成する第１の合成部と、
前記復調部で復調された複数の信号の複素情報と前記第１の合成部の出力する信号の符号点の複素情報を除算して、各信号点それぞれについて伝送路特性を算出する伝送路再推定部と、
前記復調部で復調された複数の信号を、前記伝送路再推定部の出力する伝送路特性で除算して得られた複素信号を再度合成する第２の合成部と、を有する
ダイバーシティ型受信装置。
【請求項２８】
伝送路再推定部は、算出した伝送路特性をフィルタ処理して出力するフィルタ部を更に備えたことを特徴とする、
請求項２７に記載のダイバーシティ型受信装置。
【請求項２９】
フィルタ部はローパスフィルタであることを特徴とする、
請求項２８に記載のダイバーシティ型受信装置。
【請求項３０】
前記第１の合成部で合成した信号の信頼性を判定してその結果を出力する信頼性判定部と、
前記信頼性判定部の出力する信頼性判定結果に基づいて前記伝送路再推定部で算出した伝送路特性を補正する補正部と、をさらに備えたことを特徴とする
請求項２７に記載のダイバーシティ型受信装置。
【請求項３１】
信頼性判定部は、前記第１の合成部で合成の対象となった各信号の間の信号点間距離が所定の閾値を上回る場合に信頼性を低いと判定し、前記信頼性判定部が信頼性を低いと判定した結果を出力した場合には、前記伝送路再推定部は算出した伝送路特性を前記合成の対象となった各信号に対し、周波数軸または時間軸方向に隣接する各信号における伝送路特性を基準とした値に置き換えることを特徴とする、
請求項３０に記載のダイバーシティ型受信装置。
【請求項３２】
信頼性判定部は、前記第１の合成部において合成の対象となった各信号と前記第１の合成部で合成された信号との距離を算出し、合成した結果の信号と合成の対象となった各信号との距離があらかじめ設定した閾値よりも小さい場合には、前記第１の合成部において合成した合成信号の信頼性が高いと判定することを特徴とする、
請求項３０に記載のダイバーシティ型受信装置。
【請求項３３】
前記第２の合成部が出力する複素信号に対し、前記伝送路再推定部による伝送路特性の算出と第２の合成部による再度の合成と、を所定の回数繰り返すことを特徴とする、
請求項２７に記載のダイバーシティ型受信装置。
【請求項３４】
伝送路再推定部は、前記復調部により復調された複数の信号の複素情報と入力信号の周波数軸および時間軸方向に所定の間隔で配置された振幅および位相が定められた基準信号に基づく複素情報とを除算して、各信号点それぞれについて伝送路特性を算出して出力することを特徴とする、
請求項２７に記載のダイバーシティ型受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】  本発明は、デジタル多値変調方式により変調されたデータ信号系列をダイバーシティ受信する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】  自動車に設定したテレビ受信機や携帯電話機などで地上放送波を移動中にも安定して受信する目的で、ダイバーシティ受信方式が用いられることが多い。【０００３】  ダイバーシティ受信方式としては、スペースダイバーシティ方式、時間ダイバーシティ方式、周波数ダイバーシティ方式、偏波ダイバーシティ方式などの方式が提案されている。一般的に、地上放送波の受信特性改善の目的等においては、限られた周波数資源を有効に利用するために、受信側の受信形態を変更することで実現できるスペースダイバーシティ方式が用いられることが多い。【０００４】  例えば、アナログテレビ放送を移動する自動車内で受信する場合には、複数アンテナを自動車に設定し、複数得られる受信信号の中から最も受信信号レベルが大きい入力信号を選択するスペースダイバーシティ受信方式が実用化されていた。【０００５】  ところで、現在、世界の複数地域で放送のデジタル化が進められている。例えば、日本や欧州において、地上デジタルテレビジョン放送方式として直交周波数分割多重（以下、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）と言う）伝送方式が採用されている。【０００６】  また、ＯＦＤＭ変調されて送信される送信データは、例えばＭＰＥＧ２などの情報符号化方式に基づいた情報源符号化が行われている。【０００７】  そして、信号の受信時に、誤り訂正処理を行うことで、受信誤り耐性を向上させている。さらに、キャリア変調方式をより誤りに強い変調方式へと変更することにより、誤り耐性を向上させることも可能である。例えば、キャリア変調方式を６４ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）と呼ばれる変調方式から１６ＱＡＭと呼ばれる変調方式へと変更することで、伝送する信号の情報レートは低下するが、信号の耐ノイズ性能を向上させることができる。【０００８】  このため、上記のデジタルテレビジョン放送を自動車内などで移動中に視聴した場合、従来のアナログテレビ放送と比べて、障害の少ない映像や音声の視聴が可能となる。【０００９】  なお、日本の地上デジタルテレビジョン放送の伝送方式の詳細は、社団法人電波産業会の標準規格である「地上デジタルテレビジョン放送の伝送方式」、ＡＲＩＢ  ＳＴＤ−Ｂ３１  １．１版」第２章８頁「ＩＳＤＢ−Ｔ方式の概要」２〜９行目（以下、「非特許文献１」という）に記載されている。【００１０】  さらに、上記のＯＦＤＭ変調された信号に対してスペースダイバーシティ受信方式を適用することで移動受信時の障害の発生頻度を下げることが可能となる。【００１１】  スペースダイバーシティ受信方式の一例として、ＯＦＤＭ変調信号のＯＦＤＭキャリア毎に信号を選択または合成する方式が提案されている。これは、複数アンテナを用いて信号を受信し、複数得られる受信信号毎に個別にＡ／Ｄ変換、同期検波、ＦＦＴ演算、復調処理までを行う。この結果、複数のアンテナで受信した信号それぞれについて多数のＯＦＤＭキャリアから構成される信号が生成される。そして、ＯＦＤＭキャリアそれぞれについて、複数のアンテナで受信した信号の中から最適な信号を１つ選択して利用するか、或��は、ＯＦＤＭキャリアそれぞれについて、複数のアンテナで受信した信号を合成して利用するか、どちらかの方法が採られる。【００１２】  上記した説明の内、最適な信号を１つ選択する場合には、たとえばＯＦＤＭキャリアの電力を選択基準とすることができる。すなわち、ＯＦＤＭキャリア毎の電力量を比較し、最も値が大きいものを１つ選択する。【００１３】  また、信号を合成する場合には、ＯＦＤＭキャリア毎に、複数入手した信号に対して重み付け量を算出し、重み付け量から算出した比率に従い信号を加算する。この際、ＯＦＤＭキャリア毎の電力量の比率に応じて重み付けする最大比合成ダイバーシティ受信方式と呼ばれる方法を採用すると、信号に対するノイズ量を最も小さくできるため、受信特性の改善効果が高い。最大比合成ダイバーシティ受信方式については、Ｄ．Ｇ．Ｂｒｅｎｎａｎ「Ｌｉｎｅａｒ  ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ  ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ  ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ」Ｐｒｏｃ．ＩＲＥ、４７１０７５−１１０２、Ｊｕｎｅ−１９５９（以下、「非特許文献２」という）に記載されている。【００１４】  なお、上記の説明においては、複数得られたＯＦＤＭ信号に対してＯＦＤＭキャリア毎に信号を選択または合成する方法について説明したが、Ａ／Ｄ変換より前の段階で信号を合成するスペースダイバーシティ受信技術も提案されている。この技術は、例えば、特開２００１−１５６６８９号公報（以下、「特許文献１」という）に記載されている。【００１５】  ところで、先に述べたように、複数入手した受信信号それぞれに対して、Ａ／Ｄ変換、同期検波、ＦＦＴ演算、復調処理までを行った後に信号を重み付け合成する方法を採る場合には、復調処理までの信号品質が高いほど、重み付け合成後の信号品質を高くすることができる。例えば、復調処理の過程で信号品質を高める技術として、特開２００４−９６７０３号公報（以下、「特許文献２」という）の技術が公知である。特許文献２においては、ＯＦＤＭ変調信号に含まれる分散パイロット信号を用いて伝送路特性を推定し、その結果得られた伝送路特性を用いて受信信号点を算出している。その受信信号点の情報を硬判定した結果を伝送路特性の算出部にフィードバックすることで伝送路の推定精度を向上させている。【００１６】  更に詳しく述べると、分散パイロット信号を補間処理して伝送路特性Ｈを推定し、ＦＦＴ演算後の受信信号Ｙを伝送路特性Ｈで複素除算した後、硬判定を行ってマッピングベクトルＸを得た後に、受信信号ＹをＸで複素除算して伝送路特性Ｈ’を得る。そして、信頼性が高いと判定した伝送路特性Ｈ’を、先に算出した伝送路特性Ｈと入れ替え、補間処理および複素除算を行ってマッピングベクトルＸ’を復元している。【００１７】  上述したように、ＯＦＤＭ変調信号の受信特性を向上させるには、複数アンテナにより複数の信号を受信して複数の受信信号をそれぞれ復調し、アンテナの本数分だけ得られた復調信号を、ＯＦＤＭキャリア単位に選択または重み付け合成するダイバーシティ受信方式を採ることが有効である。これは、複数の信号を利用することで、あるアンテナから復調された信号には欠落している情報が、他のアンテナから復調された信号には含まれている可能性があるた��である。【００１８】  また、複数得られるＯＦＤＭ信号をそれぞれ個別に復調した後でＯＦＤＭキャリア単位に選択または重み付け合成するダイバーシティ受信方式では、それぞれの信号に対して個別に復調処理まで行っている。復調処理の際には、ＯＦＤＭ信号を周波数変換して得られる複素信号を、別途推定した伝送路特性で除算し、符号点を算出している。【００１９】  このとき、伝送路特性には推定誤差が生じる可能性があり、誤差を含んだ伝送路特性で除算した結果得られる符号点の情報にも誤差が生じる。従来のダイバーシティ受信方式では、誤差を含んだ符号点の情報を複数入手し、選択または合成することで、互いに誤差を打ち消すことで符号点を算出の精度を向上させようとしていた。【００２０】  しかしながら、特許文献２に記載の技術では、受信信号点が送信符号点から大きく離れた場合においては、本来の送信符号点とは異なる符号点に硬判定を行う結果を招くなど、各復調部における受信特性の向上、更には、ダイバーシティ受信としての性能向上に限界があった。
【発明の開示】
【００２１】  本発明のダイバーシティ型受信装置は、複数受信した信号を合成した後に受信信号を硬判定し、その硬判定結果に基づいて再び伝送路特性を算出する。次に、複数の受信信号それぞれについて、硬判定結果と受信信号の情報を用いて再度伝送路特性を算出する。そして、再度算出した伝送路特性を用いて受信信号を除算した結果を合成し、合成された信号にデインタリーブ処理や誤り訂正処理を行って出力する。
【００２２】  上記の処理により、一度信号を合成することで複数の受信信号間で、受信信号の情報を互いに補い、その結果に基づいて再度伝送路特性を算出することで、個々の復調部の復調性能を向上させることができる。そして、個々の復調処理部における復調性能を向上させ、その結果を合成することで、復調性能を大きく向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】図１は本発明の実施の形態１におけるダイバーシティ型受信装置の構成を示すブロック図である。
【図２】図２は本発明の実施の形態１における復調部の構成を示すブロック図である。
【図３】図３は本発明の実施の形態１におけるＯＦＤＭ信号が１６ＱＡＭ変調信号でキャリア変調されている場合の送信信号のマッピング規則の例を示した図である。
【図４】図４は本発明の実施の形態１において、図３に示したマッピング規則に従って信号が送信されたときの、送信信号と第１の合成部より得られる複素信号の例を示した図である。
【図５】図５は本発明の実施の形態１における伝送路再推定部の構成を示すブロック図である。
【図６】図６は本発明の実施の形態２におけるダイバーシティ型受信装置の構成を示すブロック図である。
【図７】図７は本発明の実施の形態２における伝送路再推定部の構成を示すブロック図である。
【図８Ａ】図８Ａは本発明の実施の形態２における補正部による補正前の信号振幅の状態を説明した図である。
【図８Ｂ】図８Ｂは本発明の実施の形態２における補正部による補正後の信号振幅の状態を説明した図である。
【図９】図９は本発明の実施の形態３におけるダイバーシティ型受信装置の構成を示すブロック図である。
【図１０】図１０は本発明の実施の形態３における信号の流れを説明した図である。
【図１１】図１１は本発明の実施の形態４におけるダイバーシティ型受信装置の構成を示すブロック図である。
【図１２】図１２は本発明の実施の形態４における送信信号のマッピング点と、合成結果として得られた受信信号の信号点の例を示す図である。
【図１３】図１３は本発明の実施の形態４における信頼性判定方法の例を説明するための図である。
【図１４】図１４は本発明の実施の形態５におけるダイバーシティ型受信装置の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００２４】１０１ａ，１０１ｂ  アンテナ部
１０２ａ，１０２ｂ  チューナ部
１０３ａ，１０３ｂ  Ａ／Ｄ変換部
１０４ａ，１０４ｂ  直交検波部
１０５ａ，１０５ｂ  周波数変換部
１０６ａ，１０６ｂ  復調部
１０７  第１の合成部
１０８  硬判定部
１０９ａ，１０９ｂ  伝送路再推定部
１１０  第２の合成部
１１１  デインタリーブ部
１１２  デマッピング部
１１３  ビットデインタリーブ部
１１４  誤り訂正部
１１５  第１の合成部
１１６ａ，１１６ｂ  伝送路再推定部
１１７  合成部
１１８  第１の合成部
２０１ａ  ＳＰ信号抽出部
２０２ａ  ＳＰ信号発生部
２０３ａ  第１の複素除算部
２０４ａ  補間部
２０５ａ  遅延部
２０６ａ  第２の複素除算部
２０７ａ  第３の複素除算部
２０８ａ  周波数軸フィルタ部
２０９ａ  第４の複素除算部
２１０ａ  補正部
【発明を実施するための最良の形態】
【００２５】  （実施の形態１）
本発明の実施の形態１におけるダイバーシティ受信方法を具現化する装置の構成例を図１〜図５を用いて説明する。図１は本発明の実施の形態１におけるダイバーシティ型受信装置の構成を示すブロック図である。図１において、本実施の形態１におけるダイバーシティ型受信装置は、アンテナ部１０１ａ，１０１ｂ、チューナ部１０２ａ，１０２ｂ、Ａ／Ｄ変換部１０３ａ，１０４ｂ、直交検波部１０４ａ，１０４ｂ、周波数変換部１０５ａ，１０５ｂ、復調部１０６ａ，１０６ｂ、第１の合成部１０７、硬判定部１０８、伝送路再推定部１０９ａ，１０９ｂ、第２の合成部１１０、デインタリーブ部１１１、デマッピング部１１２、ビットデインタリーブ部１１３、誤り訂正部である１１４を備えている。ここで、アンテナ部１０１ａとアンテナ部１０１ｂは互いに設置位置か特性の少なくとも一方が異なっている。【００２６】  本実施の形態１では、アンテナ部から復調部まで、並びに、伝送路再推定部をそれぞれ２系統備える構成を例にとって説明する。しかし、例えば、アンテナ部から復調部まで、並びに、伝送路再推定部を４系統備える構成のように、アンテナ部から復調部まで、並びに、伝送路再推定部の個数を２以上に増加させた構成とすることも可能である。【００２７】  以下、受信信号が日本の地上デジタルテレビ放送規格に従いＯＦＤＭ変調された信号を受信するダイバーシティ受信装置を例として動作を説明する。【００２８】  アンテナ部１０１ａは、放送局から送信される放送電波を電気信号に変換して出力する。チューナ部１０２ａは、アンテナ部１０１ａより得られた信号から特定の周波数帯域の信号を抽出し、ベースバンドもしくは一定の周波数帯域の信号へと変換する。Ａ／Ｄ変換部１０３ａは、チューナ部１０２ａから得られたアナログ信号をデジタル信号へと変換する。直交検波部１０４ａは、ＯＦＤＭ伝送信号の検波を行い、送信信号と復調部の持つ周波数基準信号との周波数誤差を算出して補正する。また、周波数ＯＦＤＭシンボル期間とガードインターバル期間を算出し、ＯＦＤＭシンボル期間の信号を出力する。さらに、ＯＦＤＭ伝送信号の伝送モードやガードインターバル期間の長さも判定する。【００２９】  周波数変換部１０５ａは、直交検波部１０４ａから得られたＯＦＤＭシンボル期間の時間領域の信号を、例えばＦＦＴ演算処理によって周波数領域の信号へと変換する。復調部１０６ａは、ＯＦＤＭ信号に挿入されたＴＭＣＣ（Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ  ａｎｄ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ  Ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ  ａｎｄ  Ｃｏｎｔｒｏｌ）信号を復調し、ＯＦＤＭ伝送信号の各種パラメータ情報を入手する。さらに、復調部１０６ａは、復調したＯＦＤＭ伝送信号の各種パラメータ情報等を用いて受信信号の伝送路特性を推定し、受信信号を基に、送信された信号へと復調処理を行う。【００３０】  図２を用いて、伝送路特性の推定方法と復調処理方法を詳しく説明する。図２は本発明の実施の形態１における復調部１０６ａの構成を示すブロック図である。図２において、復調部１０６ａは、ＳＰ信号抽出部２０１ａ、ＳＰ信号発生部２０２ａ、第１の複素除算部２０３ａ、補間部２０４ａ、遅延部２０５ａ、第２の複素除算部２０６ａから構成される���また、伝送路再推定部１０９ａ，並びに，第１の合成部１０７は、図１における伝送路再推定部１０９ａ，並びに，第１の合成部１０７と同一のものである。【００３１】  ＳＰ信号抽出部２０１ａは、周波数変換部１０５ａより得られた周波数領域の信号から、ＯＦＤＭ信号に周波数および時間方向に一定間隔で配置されているスキャタードパイロット信号（以後、ＳＰ信号と略記する）を抽出する。ＳＰ信号発生部２０２ａは、ＳＰ信号の基準信号を、既知の振幅と位相を含む基準パイロット信号として生成する。【００３２】  第１の複素除算部２０３ａは、ＳＰ信号抽出部２０１ａにて抽出したＳＰ信号を、ＳＰ信号発生部２０２ａにて発生した基準パイロット信号で複素除算を行う。この複素除算によって、ＳＰ信号が存在したＯＦＤＭキャリアの伝送路特性が、振幅と位相のずれの程度として算出され、第１の複素除算部２０３ａから出力される。【００３３】  補間部２０４ａは、上記の複素除算結果から得られる伝送路特性を用いて、受信した信号を時間軸方向および周波数軸方向に補間して出力すると共に、全てのＯＦＤＭキャリアの伝送路特性の推定値Ｈａを算出し出力する。これは、ＯＦＤＭ信号において、ＳＰ信号が、周波数軸および時間軸の方向に離散的に配置されているためである。この伝送路特性の推定値の情報Ｈａは、補間部２０４ａから第２の複素除算部２０６ａ、並びに、第１の合成部１０７に対して出力される。【００３４】  遅延部２０５ａは、周波数変換部１０５ａより得られた周波数領域の信号に遅延を与える。これは、第１の複素除算部２０３ａおよび第２の補間部２０４ａの処理に伴う時間差を解消するためである。また、遅延部２０５ａは、第２の複素除算部２０６ａ、並びに、伝送路再推定部１０９ａに対して、遅延された受信信号の情報Ｙａを出力する。【００３５】  第２の複素除算部２０６ａは、遅延部２０５ａから出力された受信信号の情報Ｙａを、補間部２０４ａから出力された伝送路特性の推定値の情報Ｈａで複素除算する。その複素除算結果の複素信号Ｘａは、第１の合成部１０７に出力される。【００３６】  以上のように、復調部１０６ａは、ＯＦＤＭ信号に挿入されたＴＭＣＣ情報よりＯＦＤＭ伝送信号の各種パラメータを入手すると共に、受信したＯＦＤＭ信号の伝搬路の伝送路特性の推定値の情報Ｈａと、受信信号の情報Ｙａと、受信信号の情報Ｙａが示す受信信号点を伝送路特性の推定値の情報Ｈａで除算した結果の情報（複素信号）Ｘａを出力する。【００３７】  図１において、チューナ部１０２ｂから復調部１０６ｂまでの構成についても、チューナ部１０２ａから復調部１０６ａについて説明した動作と同一の動作を行うため、説明を省略する。なお、復調部１０６ｂからは、復調部１０６ａの各信号Ｈａ、Ｙａ、Ｘａに相当する信号として、Ｈｂ、Ｙｂ、Ｘｂが出力される。【００３８】  次に、第１の合成部１０７の動作を説明する。第１の合成部１０７には、復調部１０６ａおよび１０６ｂからそれぞれ複素信号Ｘａ、Ｘｂが入力される。また、複素信号Ｘａ、Ｘｂにあわせて、複素信号Ｘａ、Ｘｂが含まれていたＯＦＤＭキャリアの電力情報や振幅情報が入力される。【００３９】  そして、第１の合成部１０７は、復調部１０６ａお���び１０６ｂから得られた複素信号Ｘａ、Ｘｂの合成を行なう。複素信号の合成時には、復調部１０６ａおよび１０６ｂから入力される複素信号Ｘａ、Ｘｂのタイミングが一致しない可能性がある。そのため、必要に応じて、それぞれの複素信号Ｘａ，Ｘｂを一旦メモリ部等に記憶させて、その後に同時に取り出すようにしてタイミングを合わせている。そうすることによって、同一のシンボル期間・同一のＯＦＤＭキャリアに含まれる信号どうしで複素信号の合成が行われるようにしている。【００４０】  信号の合成の際には、復調部１０６ａおよび１０６ｂから入力された伝送路特性の推定値の情報Ｈａ、Ｈｂを用いて、複素信号Ｘａ、Ｘｂが含まれるＯＦＤＭキャリアの電力情報や振幅情報をもとに、重み付け処理を行って信号の加算を行う。その結果、受信性能を向上させることが出来る。なお、前述の電力情報や振幅情報は量子化された値としてもよい。【００４１】  例えば、あるＯＦＤＭキャリアについて、復調部１０６ａ，１０６ｂから得られる複素信号Ｘａ，ＸｂのそれぞれのＯＦＤＭキャリア電力の比が２対１（複素信号Ｘａの電力の方が複素信号Ｘｂの電力より大きい場合）の場合には、復調部１０６ａから得られる複素信号Ｘａには２／３を乗算し、復調部１０６ｂから得られる複素信号Ｘｂには１／３を乗算した後で、２つの信号を加算する。【００４２】  硬判定部１０８は、第１の合成部１０７より得られた合成後の複素信号を硬判定する。硬判定部とは、受信信号点から最も近いマッピング点を、送信信号点と判定することである。この硬判定の様子を図３，図４を参照して説明する。図３は、本発明の実施の形態１におけるＯＦＤＭ信号が１６ＱＡＭ変調信号でキャリア変調されている場合の送信信号のマッピング規則の例を示した図である。また、図４は、図３に示したマッピング規則に従って信号が送信されたときの、送信信号と第１の合成部１０７より得られる複素信号の例を示した図である。【００４３】  図４においては、１６ＱＡＭ変調信号のマッピング点を○で、送信信号点を●で、第１の合成部１０７より得られる複素信号の信号点を×で示している。受信したＯＦＤＭ信号には、チューナ部１０２ａ，１０２ｂ等でノイズが混入したり、伝送路の推定に誤差が発生したりすることが多い。そのため、多くの場合に、送信信号点と、アンテナ部１０１ａ，１０１ｂから第１の合成部１０７までを通じて得られる複素信号の信号点とは一致せず、この２つの信号点間には、図４に示したような誤差（ずれ）が発生している。ノイズ量や伝送路推定誤差量に応じて、送信信号点と合成部より得られた複素信号点の距離は変化する。硬判定部１０８は、受信信号点から最も近いマッピング点を、送信信号点と判定し、第１の合成部１０７にて算出した複素信号が示す信号点から最も近いマッピング点の情報Ｘｍｉｘを伝送路再推定部１０９ａおよび１０９ｂに出力する。【００４４】  伝送路再推定部１０９ａ，１０９ｂは、復調部１０６ａ，１０６ｂから得られる受信信号の情報Ｙａ，Ｙｂが示す信号点と、硬判定部１０８から得られる合成後の信号点の情報Ｘｍｉｘとを用いて、伝送路を再推定する。この再推定動作について、以下、詳しく説明する。【００４５】  図５は本発明の��施の形態１における伝送路再推定部１０９ａの構成を示すブロック図である。図５において、伝送路再推定部１０９ａは、第３の複素除算部２０７ａと、周波数軸フィルタ部２０８ａと、第４の複素除算部２０９ａにより構成される。また、復調部１０６ａ，硬判定部１０８，第２の合成部１１０は、図１における復調部１０６ａ，硬判定部１０８，第２の合成部１１０と同一である。【００４６】  第３の複素除算部２０７ａは、復調部１０６ａより得られる受信信号の情報Ｙａが示す信号点の複素信号を、硬判定部１０８より得られる合成後の信号点の複素信号Ｘｍｉｘで複素除算を行う。この結果、各ＯＦＤＭキャリアについて伝送路特性Ｈ’ａが算出され、周波数軸フィルタ２０８ａに出力される。なお、ＳＰ信号が含まれるキャリアについては、送信信号点は既知であるため、既知の値で改めて複素除算してもよいし、図２の第１の複素除算部の出力を利用してもよい。【００４７】  周波数軸フィルタ部２０８ａは、第３の複素除算部２０７ａより複素信号として入力される伝送路特性Ｈ’ａに対してフィルタリング処理を施す。用いるフィルタは、例えばローパスフィルタとする。周波数軸フィルタ部２０８ａは、フィルタ処理結果の複素信号Ｈ”ａを伝送路特性の再推定結果として、第４の複素除算部２０９ａと、第２の合成部１１０に対して出力する。【００４８】  第４の複素除算部２０９ａは、復調部１０６ａから入力される受信信号の情報Ｙａが示す信号点を、周波数軸フィルタ部２０８ａより得られる伝送路特性の再推定結果Ｈ”ａで複素除算を行い、除算結果の複素信号Ｘ’ａを出力する。この際、受信信号の情報Ｙａが示す信号点と、伝送路特性の再推定結果Ｈ”ａは、同一のＯＦＤＭキャリアのものとするため、別途タイミング調整等を行う必要がある。【００４９】  以上のように、伝送路再推定部１０９ａは、第４の複素除算部２０９ａにて算出した複素除算結果（受信信号を伝送路特性で複素除算した結果）の複素信号Ｘ’ａを第２の合成部１１０に対して出力する。また、同時に、第２の合成部１１０に対して、周波数軸フィルタ部２０８ａにてフィルタリング処理をした結果Ｈ”ａ（伝送路特性の再推定結果）も出力する。なお、周波数軸フィルタ部２０８ａで算出された複素信号の伝送路特性の再推定結果Ｈ”ａは、伝送路の伝達関数を表す。このため、複素数として得られる伝達関数をあらかじめ電力や振幅の情報に変換し、さらに量子化した後に、第２の合成部１１０へと出力してもよい。【００５０】  伝送路再推定部１０９ｂの構成、並びに、動作については、伝送路再推定部１０９ａと全く同一であるため、説明を省略する。なお、伝送路再推定部１０９ａで生成される複素信号、Ｈ’ａ、Ｈ”ａ、Ｘ’ａに相当する信号として、伝送路再推定部１０９ｂにおいては、Ｈ’ｂ、Ｈ”ｂ、Ｘ’ｂが生成される。【００５１】  図１に戻り、第２の合成部１１０の動作を説明する。第２の合成部１１０には、第１の合成部１０７と同様に、伝送路再推定部１０９ａおよび１０９ｂからそれぞれ複素信号Ｘ’ａ、Ｘ’ｂが入力される。また、同時に、複素信号Ｘ’ａ、Ｘ’ｂが含まれていたＯＦＤＭキャリアの電力情報や振幅情報が入力される。これらの情報を用いて、第２の合成部��１０は、伝送路再推定部１０９ａおよび１０９ｂから得られた複素信号Ｘ’ａ、Ｘ’ｂの合成を行なう。第１の合成部１０７と同様に、第２の合成部１１０は、複素信号Ｘ’ａ、Ｘ’ｂの合成の際には、復調部１０６ａおよび１０６ｂより入力された伝送路特性の再推定結果Ｈ”ａ、Ｈ”ｂを用いて、複素信号Ｘ’ａ、Ｘ’ｂが含まれるＯＦＤＭキャリアの電力情報や振幅情報をもとに重み付け処理を行って、信号の加算を行う。その結果、受信性能を向上させることが出来る。なお、電力情報や振幅情報は量子化された値としてもよい。【００５２】  デインタリーブ部１１１は、第２の合成部１１０より得られた複素信号を、周波数及び時間方向に並び替えを行う。並び替えの方法は、あらかじめ規定されており、送信側で施した並び替えを元に行われる。デマッピング部１１２は、デインタリーブ部１１１より得られた複素信号の持つ情報をもとに、送信されたビットデータを復元する。この復元は、デインタリーブ部１１１が出力する複素信号の振幅、及び、位相の情報を基に、複素信号が含まれたＯＦＤＭキャリアの変調・復調の方式に従って行われる。【００５３】  ビットデータの復元は、受信信号点から最も近いマッピング点に割り当てられた符号列が送信符号列であったと仮定して行なう。例えば、受信したＯＦＤＭ信号が１６ＱＡＭ変調でキャリア変調された場合には、図３に示したような規則に従いビットデータの復元を行う。１６ＱＡＭ変調された信号は１キャリアあたり４ビットの情報を持つことができ、６４ＱＡＭ変調された信号であれば１キャリアあたり６ビットの情報を持つことができる。【００５４】  受信信号点から最も近いマッピング点を求め、送信符号列を復元する際に、復元したビットデータの信頼性値を同時に算出し利用することが可能である。これは、「軟判定」と呼ばれる。信頼性値は、受信信号点がマッピング点からどの程度離れた位置にあるかを考慮して算出する。さらに、受信信号点とマッピング点との距離情報を、信号が含まれるＯＦＤＭキャリアの電力に応じて補正した値を信頼性値としてもよい。【００５５】  例えば、受信信号点とマッピング点の距離が短い場合でも、受信信号が含まれるＯＦＤＭキャリアの電力が弱ければ、受信信号に含まれるノイズの影響を受けやすい。その場合には、実際の送信点とは異なるマッピング点の近傍に受信点が存在する危険性が高くなる。このため、受信信号が含まれるＯＦＤＭキャリアの電力で補正することが有効である。この場合には、ＯＦＤＭキャリアの電力情報は、伝送路再推定部１０９ａおよび１０９ｂにて算出しておくことが望ましい。【００５６】  次に、ビットデインタリーブ部１１３は、デマッピング部１１２の出力ビットデータの並び替えを行う。並び替えの方法は、あらかじめ規定されており、送信側で施した並び替えを元に戻す方法で行われる。誤り訂正部１１４は、ビットデインタリーブ部１１３より入力されたビットデータ列と、各ビットデータの信頼性値を用いて誤り訂正を行う。この際、ビタビ復号と呼ばれる誤り訂正方法が用いられることが多く、さらにリードソロモン訂正符号を組み合わせることが多いが、これに限られるものではなく、前述の信頼性値を用いた誤り訂正であればどのよう���方法であってもよい。以上の構成により、受信したＯＦＤＭ信号をもとにデジタル信号列を復元することが可能となる。【００５７】  本実施の形態１においてはアンテナ部１０１ａ，１０１ｂから復調部１０６ａ，１０６ｂまで、並びに、伝送路再推定部１０９ａ，１０９ｂを２系統備えた構成について説明したが、アンテナ部から復調部まで、並びに、伝送路再推定部を３系統以上備えた場合にも本発明を適用可能である。また、第１の合成部１０７と第２の合成部１１０のように、同様の処理を行う装置を共通化させることも可能である。【００５８】  以上のように、複数のアンテナで受信した信号をそれぞれ復調した後で合成するダイバーシティ受信方法において、受信性能を大きく向上させる事が可能となる。すなわち、合成後の受信信号を硬判定した結果に基づき、複数の受信信号それぞれについて、硬判定結果と受信信号の情報を用いて再度伝送路特性を算出する。こうする事で、伝送路特性の推定精度を高め、更に、再度算出した精度の高い伝送路特性で受信信号を除算した結果を合成することにより、受信データの信頼性を高める事が出来る。結果として、受信特性を大きく向上させることが可能となる。【００５９】  また、本実施の形態１においては、伝送方式をＯＦＤＭ、デジタル変調方式を１６ＱＡＭとして説明したが、本願の構成がこれらに限定されるものではない。例えば、伝送方式はＯＦＤＭに限らずパイロットキャリアが埋め込まれたマルチキャリアによる伝送であれば構わない。また、変調方式は８ＱＡＭ、３２ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭ、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）などの方式であってもよい。【００６０】  以上の説明では、本発明を実行する各構成要素をダイバーシティ型の合成装置に適用した場合を例示して説明したが、これら各構成要素が備える各動作をステップに置き換えることにより、本発明を実施可能なダイバーシティ型の合成方法とすることも可能である。【００６１】  （実施の形態２）
本発明の実施の形態２に関わるダイバーシティ受信方法を具現化する装置の構成例について図６，図７，図８Ａ，図８Ｂを用いて説明する。本実施の形態２において、ダイバーシティ受信装置は、アンテナ部から復調部までを２系統備える構成を例にとって説明する。【００６２】  図６は、本発明の実施の形態２におけるダイバーシティ型受信装置の構成を示すブロック図である。本実施の形態２は、前述の実施の形態１における第１の合成部１０７を第１の合成部１１５に置き換え、前述の実施の形態１における伝送路再推定部１０９ａおよび１０９ｂを伝送路再推定部１１６ａおよび１１６ｂに置き換えたものである。そのため、第１の合成部１１５と、伝送路再推定部１１６ａおよび１１６ｂ以外の構成要素については、実施の形態１と構成が同じであるため、説明を省略する。【００６３】  また、図７は本発明の実施の形態２における伝送路再推定部１１６ａの構成を示すブロック図である。図７においては、図６における復調部１０６ａ，第１の合成部１１５，硬判定部１０８，伝送路再推定部１１６ａ，第２の合成部１１０の部分のみを示し、更に、伝送路再推定部１１６ａの内部構成を示している。【００６４】  第１の合成部１１５および伝送路再推定部１１６ａの動作について図７を用いて説明する。第１の合成部１１５は、実施の形態１における第１の合成部１０７と同様に、復調部１０６ａおよび１０６ｂより得られた受信信号の情報Ｘａ、Ｘｂを合成し、合成した複素信号を硬判定部１０８に対して出力する。同時に、第１の合成部１１５は、複数の複素信号の合成結果の信頼性を判定する。【００６５】  合成結果の信頼性は、複数入手する複素信号の信号間距離の情報を用いて算出する。例えば、アンテナ部から復調部までが２系統の場合に、２つ得られる複素信号の受信点間距離が、変調信号の符号点間距離よりも大きい場合に、信頼性が無いと判定する。その理由は、本来同一の信号を受信しているが、各受信信号が最も近いマッピング点が異なるため、どちらの信号が正しい結果を示しているのか判断できないためである。【００６６】  さらに、信頼性の判断の精度を高めるために、複素信号の受信点間距離をＯＦＤＭキャリア毎に算出し、一定時間にわたり受信点間距離の平均値を計算・記憶して利用することも有効である。他のＯＦＤＭキャリアと比較して、受信点間距離の平均値が大きな値となるＯＦＤＭキャリアは、何らかの妨害信号の影響を受けていると判断し、信頼性が低いと判定することが可能となる。【００６７】  次に、伝送路再推定部１１６ａの内部構成と共に、上述した信頼性判定結果を利用する動作について図７を用いて更に説明する。図７に示すように、伝送路再推定部１１６ａは、第３の複素除算部２０７ａと、補正部２１０ａと、周波数軸フィルタ部２０８ａと、第４の複素除算部２０９ａにより構成される。そして、実施の形態１の図５で説明した伝送路再推定部１０９ａに比べて、補正部２１０ａを備えている点が異なる。【００６８】  伝送路再推定部１１６ａの第３の複素除算部２０７ａは、復調部１０６ａより得られる受信信号点の情報Ｙａ（複素信号）を、硬判定部１０８より得られる合成後の信号点の情報Ｘｍｉｘ（複素信号）で複素除算を行う���この結果、各ＯＦＤＭキャリアについて伝送路特性Ｈ’ａが算出される。なお、ＳＰ信号が含まれるキャリアについては、送信信号点が既知であるため、既知の値で改めて複素除算してもよいし、或いは、図２における第１の複素除算部の出力を利用してもよい。【００６９】  補正部２１０ａには、第３の複素除算部２０７ａより、伝送路特性Ｈ’ａ（複素信号）が入力され、また、第１の合成部１１５にて算出された信頼性情報が入力される。信頼性情報は、ＯＦＤＭキャリア毎に信頼性の有無を示している。そして、受信した信号に信頼性が有ると判断したＯＦＤＭキャリアについては、第３の複素除算部２０７ａから得られる複素信号Ｈ’ａは信頼性が高いと判断してそのまま周波数軸フィルタ部２０８ａに出力する。一方、受信した信号に信頼性が無いと判断したＯＦＤＭキャリアについては、第３の複素除算部２０７ａより得られる複素信号Ｈ’ａを用いず、その周囲のＯＦＤＭキャリアに属する複素信号の値を補間した値に置き換える。【００７０】  具体例を図８Ａ，図８Ｂに示す。図８Ａは本発明の実施の形態２における補正部２１０ａによる補正前の信号振幅の状態を説明した図である。また、図８Ｂは本発明の実施の形態２における補正部２１０ａによる補正後の信号振幅の状態を説明した図である。それぞれ、縦軸は振幅値、横軸はＯＦＤＭキャリア番号を示している。【００７１】  いま、第１の合成部１１５にて、図８Ａに示したｎ番目のＯＦＤＭキャリア（周波数ｆｎで示している）の信頼性が低いと判断したとする。このとき、補正部２１０ａは、図８Ｂに示すように、ｎ番目のＯＦＤＭキャリアの値として、その前後のｎ−１番目とｎ＋１番目のＯＦＤＭキャリアの複素信号の値を補間処理した値として出力する処理を行う。図８Ａ，図８Ｂでは、複素信号の実部について記載したが、虚部についても同様の処理を行う。【００７２】  また、補正部２１０ａは、信頼性が無いと判断したＯＦＤＭキャリアが連続する場合にも同様の動作を行う。すなわち、信頼性が無いと判断したキャリアの両端に有る信頼性があると判断したＯＦＤＭキャリアの値を補間処理した値で、信頼性が無いと判断したＯＦＤＭキャリアの複素信号を置き換えて出力する。【００７３】  図７に戻って更に説明を進める。周波数軸フィルタ部２０８ａは、補正部２１０ａが出力する複素信号に対してフィルタリング処理を施して出力する。用いるフィルタは、例えばローパスフィルタである。フィルタ処理結果の複素信号Ｈ”ａ（伝送路特性の推定結果）を、第４の複素除算部２０９ａと、第２の合成部１１０に対して出力する。【００７４】  第４の複素除算部２０９ａは、復調部１０６ａから得られる受信信号の情報Ｙａを、周波数軸フィルタ部２０８ａより得られる伝送路特性の再推定結果Ｈ”ａで複素除算を行い、除算結果の複素信号Ｘ’ａを出力する。【００７５】  以上のように、伝送路再推定部１１６ａは、第４の複素除算部２０９ａにて算出した複素除算結果（受信信号を伝送路特性で複素除算した結果）の複素信号Ｘ’ａを第２の合成部１１０に対して出力する。また、第２の合成部１１０に対して、周波数軸フィルタ部２０８ａにてフィルタリング処理をした結果の複素信号Ｈ”ａも出力される。な��、周波数軸フィルタ部２０８ａで算出された複素信号Ｈ”ａは、伝送路の伝達関数を表す。このため、複素数として得られる伝達関数をあらかじめ電力や振幅の情報に変換し、さらに量子化した後に、第２の合成部１１０へと出力してもよい。【００７６】  伝送路再推定部１１６ｂの構成、並びに、動作については、伝送路再推定部１１６ａと全く同一であるため、説明を省略する。本実施の形態２においてはアンテナ部から復調部、並びに、伝送路再推定部を２系統備えた構成について説明したが、アンテナ部から復調部、並びに、伝送路再推定部を３系統以上備えた場合にも本発明を適用する事が可能である。【００７７】  以上の構成により、複数のアンテナで受信した信号をそれぞれ復調した後で合成するダイバーシティ受信方法において、受信性能を大きく向上させる事が可能となる。すなわち、合成後の受信信号を硬判定した結果に基づき、複数の受信信号それぞれについて、硬判定結果と受信信号の情報を用いて再度伝送路特性を算出する。こうする事で、伝送路特性の推定精度を高め、更に、再度算出した精度の高い伝送路特性で受信信号を除算した結果を合成することにより、受信データの信頼性を高める事が出来る。結果として、受信特性を大きく向上させることが可能となる。【００７８】  また、第１の合成部において、合成して得られる信号の情報を用いて信号の信頼性を判定しており、再推定する伝送路特性は、信頼性情報を反映したものとなっている。信頼性が低いＯＦＤＭキャリアの伝送路特性は、その周囲の信頼性が高いＯＦＤＭキャリアの伝送路特性を補間することにより算出している。その為、信頼性の高いダイバーシティ受信装置を実現する事が可能となる。【００７９】  また、本実施の形態２においては、伝送方式をＯＦＤＭ、デジタル変調方式を１６ＱＡＭとして説明したが、本願の構成がこれらに限定されるものではない。例えば、伝送方式はＯＦＤＭに限らずパイロットキャリアが埋め込まれたマルチキャリアによる伝送であれば構わない。また、変調方式は８ＱＡＭ、３２ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭ、ＱＰＳＫなどの方式であってもよい。【００８０】  以上の説明では、本発明を実行する各構成要素をダイバーシティ型の合成装置に適用した場合を例示して説明したが、これら各構成要素が備える各動作をステップに置き換えることにより、本発明を実施可能なダイバーシティ型の合成方法とすることも可能である。【００８１】  （実施の形態３）
本発明の実施の形態３に関わるダイバーシティ受信方法を具現化する装置の構成例について図９，図１０を用いて説明する。本実施の形態３において、ダイバーシティ受信装置は、アンテナ部から復調部までを２系統備える構成を例にとって説明する。【００８２】  図９は、本発明の実施の形態３におけるダイバーシティ型受信装置の構成例を示すブロック図である。本実施の形態３は、前述の実施の形態１における第１の合成部１０７，第２の合成部１１０を合成部１１７で置き換えたものである。このため、合成部１１７以外の構成要素については、実施の形態１と構成が同じであるため、説明を省略する。【００８３】  図９における合成部１１７は、図１の第１の合成部１０７と比較して、伝送路再推定部１０９ａおよび１０９ｂからの信号が入力されている点と、硬判定部１０８に出力している信号をデインタリーブ部１１１に対しても出力している点が異なる。なお、伝送路再推定部１０９ａの構成は、図５とほぼ同様である。ただし、図５における第２の合成部１１０は、合成部１１７と読み替えるものとする。【００８４】  合成部１１７の動作を以下に説明する。合成部１１７には、復調部１０６ａおよび１０６ｂからそれぞれ複素信号が入力される。また、その複素信号にあわせて、該当の複素信号が含まれていたＯＦＤＭキャリアの電力情報や振幅情報が入力される。そして、復調部１０６ａおよび１０６ｂから得られた複素信号の合成を行なう。【００８５】  複素信号の合成時には、復調部１０６ａおよび１０６ｂから入力される信号のタイミングが一致しない可能性がある。そのため、必要に応じて、それぞれの信号を一旦メモリ部等により記憶させて、その後に同時に取り出すようにしてタイミングを合わせている。そして、同一のシンボル期間・同一のＯＦＤＭキャリアに含まれる信号どうしで信号の合成を行うようにしている。信号の合成の際の重み付け合成の方法は、実施の形態１と同様であるため説明を省略する。【００８６】  図１０は本発明の実施の形態３における信号の流れを説明した図である。図１０において、伝送路再推定部１０９ａの構成は、図５とほぼ同様である。合成部１１７には、伝送路再推定部１０９ａより、図５に示した周波数軸フィルタ部２０８ａの出力Ｈ”ａ（伝送路特性の推定結果）を変換した結果であるＯＦＤＭキャリアの電力または振幅の情報と、図５における第４の複素除算部２０９ａの出力である複素信号Ｘ’ａが入力される。同様に、伝送路再推定部１０９ｂからも、伝送路再推定部１０９ａから入力される信号と同等の信号が入力される。【００８７】  合成部１１７は、伝送路再推定部１０９ａと１０９ｂから得られる複素信号Ｘ’ａ、Ｘ’ｂを、重み付け合成する。重み付け合成の方法は、図６に示す第１の合成部１１５が、復調部１０６ａおよび１０６ｂから得た信号を合成する際と同じである。ただし、合成に使用する複素信号Ｘ’ａ、Ｘ’ｂと、合成時の重み付け比を算出するための振幅または電力の情報（Ｈ’ａ、Ｈ’ｂを変換したもの）を、伝送路再推定部１０９ａおよび１０９ｂから得ている点が図６の構成例と異なる。上記の構成により、図１においては第１の合成部１０７と、第２の合成部１１０で行っていた重み付け合成処理を、１つの合成部１１７にて行うことが可能となる。【００８８】  本実施の形態３では、上記に加え、さらに以下に説明する処理を行うことができる。図１を用いて説明した実施の形態１では、複数の復調部１０６ａおよび１０６ｂから得られる信号について第１の合成部１０７にて合成した結果を硬判定部１０８にて硬判定を行っていた。さらに、伝送路再推定部１０９ａおよび１０９ｂにて、硬判定部１０８から得られる硬判定結果と、各復調部１０６ａおよび１０６ｂから得られる周波数変換後の複素信号を用いて算出した複素信号を第２の合成部１１０にて再度合成していた。【００８９】  本実施の形態３では、合成部１１７、硬判定部１０８、伝送路再推定部１０９ａを経た結果が再び合成部１１７へと戻っている。このため、例えば伝送路再推定部１０９ａから得られた複素信号を合成し、さらに硬判定部１０８に入力して、伝送路再推定部１０９ｂへと戻すことが可能となる。このように、復調部１０６ａおよび１０６ｂから入力された複素信号に対して、同一の処理を繰り返し適用することが可能となる。【００９０】  繰り返し処理を行うことで、徐々に伝送路再推定部１０９ａおよび１０９ｂにて算出する伝送路特性の推定精度が向上する。この結果、合成部１１７にて合成された信号は、伝送路特性の誤推定による影響が取り除かれる。なお、繰り返し処理の回数は、例えば５回というように設定し、処理が５回繰り返された時点で、合成部１１７の出力を後段のデインタリーブ部１１１に出力すればよい。【００９１】  また、本実施の形態３においても、実施の形態２にて説明したように、合成部１１７にて信号の信頼性情報を算出し、信頼性情報を伝送路再推定部１０９ａおよび１０９ｂにて利用することが可能である。【００９２】  本実施の形態３においても、伝送方式をＯＦＤＭ、デジタル変調方式を１６ＱＡＭとして説明したが、本願の構成がこれらに限定されるものではない。例えば、伝送方式はＯＦＤＭに限らずパイロットキャリアが埋め込まれたマルチキャリアによる伝送であれば構わない。また、変調方式は８ＱＡＭ、３２ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭ、ＱＰＳＫなどの方式であってもよい。【００９３】  以上の説明では、本発明を実行する各構成要素をダイバーシティ型の合成装置に適用した場合を例示して説明したが、これら各構成要素が備える各動作をステップに置き換えることにより、本発明を実施可能なダイバーシティ型の合成方法とすることも可能である。【００９４】  （実施の形態４）
本発明の実施の形態４に関わるダイバーシティ受信方法を具現化する装置の構成例について図１１〜図１３を用いて説明する。本実施の形態４において、ダイバーシティ受信装置は、アンテナ部から復調部までを４系統備える構成を例にとって説明する。【００９５】  図１１は、本発明の実施の形態４におけるダイバーシティ型受信装置の構成例を示すブロック図である。本実施の形態４は、前述した実施の形態２の構成例である図６における第１の合成部１１５を第１の合成部１１８に置き換えている。また、実施の形態２では、アンテナ部１０１ａから伝送路再推定部１１６ａまでと、アンテナ部１０１ｂから伝送路再推定部１１６ｂまでの２系統の信号を用いる例を記載したが、本実施の形態４では、アンテナ部１０１ａから伝送路再推定部１１６ａまで、および、アンテナ部１０１ｂから伝送路再推定部１１６ｂまでに加えて、アンテナ部１０１ｃから伝送路再推定部１１６ｃまで、および、アンテナ部１０１ｄから伝送路再推定部１０６ｄまで、の４系統の信号を処理する例について説明を行う。【００９６】  本実施の形態４においては、第１の合成部１１８以外の構成要素については、実施の形態２と同じ構成であるため、説明を省略する。第１の合成部１１８は、図６に示した、実施の形態２における第１の合成部１１５と同様に、復調部１０６ａ、１０６ｂ、１０６ｃおよび１０６ｄより得られた受信信号の情報Ｘａ、Ｘｂ、ＸｃおよびＸｄを合成し、合成した複素信号を硬判定部１０８に対して出力する。【００９７】  さらに、第１の合成部１１８は、複数の複素信号の合成結果の信頼性を判定する。実施の形態２においては、合成結果の信頼性は、複数入力される複素信号の信号間距離の情報を用いて算出していた。一方、本実施の形態４においては、第１の合成部１１８は、復調部１０６ａ，１０６ｂ，１０６ｃ，１０６ｄからそれぞれ入力される信号Ｘａ，Ｘｂ，Ｘｃ，Ｘｄをそれぞれ硬判定する。そして、複数得られた硬判定の結果が、全て一致する場合に、Ｘａ，Ｘｂ、Ｘｃ，Ｘｄを合成して得られる信号の信頼性が高いと判定する。また、複数得られる硬判定の結果が、すべて異なる場合に信頼性が低いと判定してもよい。また、４つの信号が得られる場合に、４つの信号を硬判定した結果がすべて一致した場合と、４つの信号を硬判定した結果のうち３つが一致する場合には信頼性が高いと判定してもよい。【００９８】  さらに、以下に示す方法により、信号の信頼性を判定することも出来る。図１２は本発明の実施の形態４における送信信号のマッピング点と、合成結果として得られた受信信号の信号点の例を示す図である。また、図１３は本発明の実施の形態４における信頼性判定方法の例を説明するための図である。【００９９】  図１２には、受信した信号が１６ＱＡＭである場合を例とし、１６ＱＡＭ信号の受信点Ｘａ，Ｘｂ，Ｘｃ，Ｘｄを黒い三角印、合成して得られた信号Ｘｍｉｘを●印、１６ＱＡＭ信号のマッピング点を○印で図示している。図１２に示すように、合成部１１８に複数の復調部より信号Ｘａ、信号Ｘｂ、信号Ｘｃ，信号Ｘｄがそれぞれ入力された場合に、Ｘａ，Ｘｂ，Ｘｃ，Ｘｄが含まれるキャリアの電力比などに応じて信号を合成すると、合成信号Ｘｍｉ��が得られる。【０１００】  図１３には、合成信号Ｘｍｉｘを基準とし、合成信号Ｘｍｉｘとの距離が一定の範囲より短い範囲を斜線で示している。図１３に示すように、Ｘａ，Ｘｂ、Ｘｃ，Ｘｄが斜線部に含まれる場合には、Ｘｍｉｘの信頼性が高いと判定する。具体的には、Ｘａ−Ｘｍｉｘの実部、虚部の絶対値が、閾値ｄよりも共に小さいかどうかを判定すればよい。図１３の例では、閾値ｄは、１６ＱＡＭ信号の符号間距離と一致させている。【０１０１】  本例では、ＸｍｉｘとＸａ、Ｘｂ，Ｘｃ，Ｘｄの距離が大きいかどうかを判定するための閾値ｄを、キャリア変調方式から算出される符号間距離と一致するように設定したが、閾値ｄを信号の受信状況に応じて可変としてもよい。たとえば、別途復調部などにおいて算出した受信信号品質の情報を入手し、信号の信頼性を判定するための閾値ｄすることも可能である。受信信号に含まれるノイズ成分の平均振幅値に応じて閾値ｄを設定することも可能となる。また、ノイズ成分の平均振幅値に一定の係数を乗じた値を閾値ｄとすることも可能である。【０１０２】  また、合成信号Ｘｍｉｘと、Ｘｍｉｘを硬判定した結果である信号のマッピング点との距離を、閾値ｄと比較することも可能である。たとえば、閾値ｄを符号間距離の１／４とし、Ｘｍｉｘを硬判定した結果とＸｍｉｘとの差の実部および虚部の絶対値が共に閾値ｄよりも小さい場合には、合成信号の信頼性が高いと判断する。【０１０３】  以上述べたように、本実施の形態４では、復調部１０６ａ，１０６ｂ，１０６ｃ，１０６ｄからそれぞれ入力された信号Ｘａ，Ｘｂ，Ｘｃ，Ｘｄを硬判定した結果が一致するか、または、硬判定結果が全て異なるか判断することで受信信号の信頼性を判定している。また、合成信号の信号点と、各受信信号Ｘａ，Ｘｂ，Ｘｃ，Ｘｄとの距離を閾値と比較することで信頼性の有無を判断している。また、受信信号Ｘａ，Ｘｂ，Ｘｃ，Ｘｄは考慮せず、合成信号Ｘｍｉｘと信号のマッピング点との距離を閾値と比較することも可能である。【０１０４】  なお、本実施の形態４においては、アンテナ部から復調部、並びに、伝送路再推定部を４系統備えた構成について説明したが、アンテナ部から復調部、並びに、伝送路再推定部を４系統以上備えた場合にも本発明を適用可能である。同様に、アンテナ部から復調部、並びに、伝送路再推定部を２系統もしくは３系統備えた場合にも本発明を適用可能である。【０１０５】  以上の方法により、複数のアンテナで受信した信号をそれぞれ復調した後で、合成するダイバーシティ受信方法において、複数の復調部に対して信号の合成結果の情報をフィードバックさせ、復調部において伝送路特性を推定する際に利用することで、受信特性を向上させることが可能となる。【０１０６】  この際、第１の合成部においては、合成して得られる信号の情報を用いて信号の信頼性を判定しており、伝送路特性を再推定する際には、信頼性が高いと判断したキャリアから得られた伝送路特性の情報と、パイロット信号から推定した伝送路特性の情報とを入れ替え、補間フィルタ等に入力することで補間処理を行うことも可能となる。また、信頼性が低いＯＦＤＭキャリアの伝送路特性は、その周囲の信頼性が高いと判断したＯＦＤＭキャリアの伝送路特性を補間することにより算出してもよい。【０１０７】  また、本実施の形態４においては、伝送方式をＯＦＤＭ、デジタル変調方式を１６ＱＡＭとして説明したが、本願の構成がこれらに限定されるものではない。例えば、伝送方式はＯＦＤＭに限らずパイロットキャリアが埋め込まれたマルチキャリアによる伝送であれば構わない。また、変調方式は８ＱＡＭ、３２ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭ、ＱＰＳＫなどの方式であってもよい。【０１０８】  以上の説明では、本発明を実行する各構成要素をダイバーシティ型の合成装置に適用した場合を例示して説明したが、これら各構成要素が備える各動作をステップに置き換えることにより、本発明を実施可能なダイバーシティ型の合成方法とすることも可能である。【０１０９】  （実施の形態５）
本発明の実施の形態５に関わるダイバーシティ受信方法を具現化する装置の構成例について図１４を用いて説明する。図１４は、本発明の実施の形態５におけるダイバーシティ型受信装置の構成を示すブロック図である。図１４において、本実施の形態５は、前述の実施の形態１の図１と比べて、硬判定部１０８を備えない点が異なる。【０１１０】  実施の形態１では、第１の合成部１０７から得られた信号を硬判定部１０８にて硬判定処理を行い、伝送路再推定部１０９ａおよび１０９ｂに対して出力していた。一方、本実施の形態５においては、伝送路再推定部１０９ａおよび１０９ｂには、図１において硬判定部１０８からの信号が入力される代わりに、図１４に示すように第１の合成部１０７から出力された信号が入力される。伝送路再推定部１０９ａおよび１０９ｂは、図１４の第１の合成部１０７から出力される信号と、図１の硬判定部１０８から出力される信号を同様に扱うことが可能である。【０１１１】  本実施の形態５においては、硬判定部１０８を省略することが可能となる。また、実施の形態２、実施の形態３および実施の形態４は、全て硬判定部１０８を備えたが、硬判定部１０８を備えない構成としてもよい。【０１１２】  さらに、本実施の形態５においては、伝送方式をＯＦＤＭ、デジタル変調方式を１６ＱＡＭとして説明したが、本願構成がこれらに限定されるものではない。例えば、伝送方式はＯＦＤＭに限らずパイロットキャリアが埋め込まれたマルチキャリアによる伝送であれば構わない。また、変調方式は８ＱＡＭ、３２ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭ、ＱＰＳＫなどの方式であってもよい。【０１１３】  以上の説明では、本発明を実行する各構成要素をダイバーシティ型の合成装置に適用した場合を例示して説明したが、これら各構成要素が備える各動作をステップに置き換えることにより、本発明を実施可能なダイバーシティ型の合成方法とすることも可能である。【０１１４】  以上、説明したように本願においては、デジタル多値変調方式により変調・送信された信号を複数のアンテナで受信し、選択または合成するダイバーシティ処理を行う場合に、複数得られた信号を一旦合成し、合成結果を硬判定することで、送信符号点と近い尤もらしい符号点を算出して、送信符号点をこの尤もらしい符号点へと変化させた伝送路特性を算出している。このように、一度信号を合成することで複数の受信信号間で、受信信号の情報を互いに補い、その結果に基づいて再度伝送路特性を算出することで、個々の復調部の復調性能を向上させることができる。そして、個々の復調処理部における復調性能を向上させ、その結果を合成することで、復調性能を大きく向上させることができる。【０１１５】  さらに、信号の合成結果をフィードバック処理する回数を複数回とすることも可能であり、何度か同じ処理を繰り返すことで、少しずつ伝送路特性の推定精度を高め、受信特性を一段と向上することが可能である。【０１１６】  このように、一度信号を合成し硬判定を行うことで、複数の受信信号間で、受信信号の情報を互いに補うことができるため、信号の受信特性を飛躍的に向上させることが可能となる。
【産業上の利用可能性】
【０１１７】  本発明を用いれば、複数のチューナ部にて周波数変換し、さらに復調部にて復調処理するダイバーシティ型受信装置において、極めて高い受信性能を実現することが可能となる。従って、ダイバーシティ型受信装置、受信方法として産業上の利用価値が高い。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８Ａ】
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【図８Ｂ】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【手続補正書】
【提出日】平成19年3月29日(2007.3.29)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
デジタル多値変調方式により変調された信号を複数入力し、これらを合成するダイバーシティ合成方法であって、
入力した複数の変調信号をそれぞれ復調する復調ステップと、
前記復調ステップで復調された複数の信号を合成する第１の合成ステップと、
前記第１の合成ステップで合成した信号を硬判定処理して符号点の複素情報を推定する硬判定ステップと、
前記復調ステップにより復調された複数の信号の複素情報と前記硬判定ステップにおいて推定された符号点の複素情報を除算して、各信号点それぞれについて伝送路特性を算出する伝送路再推定ステップと、
前記復調ステップにて復調された複数の信号を、前記伝送路再推定ステップで算出した伝送路特性で除算して得られた複素信号を再度合成する第２の合成ステップと、を有する
ダイバーシティ合成方法。
【請求項２】
前記伝送路再推定ステップは、算出した伝送路特性に対してフィルタ処理するフィルタステップを更に備えたことを特徴とする、
請求項１に記載のダイバーシティ合成方法。
【請求項３】
前記フィルタステップにおけるフィルタ処理はローパスフィルタ処理であることを特徴とする、
請求項２に記載のダイバーシティ合成方法。
【請求項４】
前記第１の合成ステップで合成した信号の信頼性を判定する信頼性判定ステップと、
前記信頼性判定ステップの判定結果である信頼性に基づいて前記伝送路再推定ステップの算出する伝送路特性を補正する補正ステップと、をさらに備えたことを特徴とする
請求項１に記載のダイバーシティ合成方法。
【請求項５】
前記信頼性判定ステップは、前記第１の合成ステップで合成の対象となった各信号の間の信号点間距離が所定の閾値を上回る場合に信頼性を低く判定し、前記信頼性判定ステップが信頼性を低いと判定した場合には、前記伝送路再推定ステップは算出した伝送路特性を前記合成の対象となった各信号に対し、周波数軸または時間軸方向に隣接する各信号における伝送路特性を基準とした値に置き換えることを特徴とする、
請求項４に記載のダイバーシティ合成方法。
【請求項６】
前記信頼性判定ステップは、前記第１の合成ステップで合成の対象となった各信号に対し前記硬判定ステップでそれぞれ硬判定して得られた信号点が一致した場合に、前記第１の合成ステップで合成された信号の信頼性が高いと判定することを特徴とする、
請求項４に記載のダイバーシティ合成方法。
【請求項７】
前記信頼性判定ステップは、前記第１の合成ステップで合成の対象となった各信号と前記第１の合成ステップで合成した結果の信号との距離を算出し、合成した結果の信号と合成の対象となった各信号との距離があらかじめ設定した閾値よりも小さい場合には、合成した結果の信号の信頼性が高いと判断することを特徴とする、
請求項４に記載のダイバーシティ合成方法。
【請求項８】
前記第２の合成ステップで再合成された複素信号に対し、
前記硬判定処理ステップから前記第２の合成ステップまでを所定の回数繰り返すことを特徴とする、
請求項１に記載のダイバーシティ合成方法。
【請求項９】
前記伝送路再推定ステップは、
前記復調ステップにより復調された複数の信号の複素情報と入力信号の周波数軸および時間軸方向に所定の間隔で配置された振幅および位相が定められた基準信号に基づく複素情報とを除算して、各信号点それぞれについて伝送路特性を算出することを特徴とする、
請求項１に記載のダイバーシティ合成方法。
【請求項１０】
デジタル多値変調方式により変調された信号を複数入力し、これらを合成するダイバーシティ合成方法であって、
入力した複数の変調信号をそれぞれ復調する復調ステップと、
前記復調ステップで復調された複数の信号を合成する第１の合成ステップと、
前記復調ステップにより復調された複数の信号の複素情報と前記第１の合成ステップにおいて合成された符号点の複素情報を除算して、各信号点それぞれについて伝送路特性を算出する伝送路再推定ステップと、
前記復調ステップにて復調された複数の信号を、前記伝送路再推定ステップで算出した伝送路特性で除算して得られた複素信号を再度合成する第２の合成ステップと、を有する
ダイバーシティ合成方法。
【請求項１１】
伝送路再推定ステップは、算出した伝送路特性に対してフィルタ処理するフィルタステップを更に備えたことを特徴とする、
請求項１０に記載のダイバーシティ合成方法。
【請求項１２】
フィルタステップにおけるフィルタ処理はローパスフィルタ処理であることを特徴とする、
請求項１１に記載のダイバーシティ合成方法。
【請求項１３】
前記第１の合成ステップで合成した信号の信頼性を判定する信頼性判定ステップと、
前記信頼性判定ステップの判定結果である信頼性に基づいて前記伝送路再推定ステップの算出する伝送路特性を補正する補正ステップと、をさらに備えたことを特徴とする
請求項１０に記載のダイバーシティ合成方法。
【請求項１４】
信頼性判定ステップは、前記第１の合成ステップで合成の対象となった各信号の間の信号点間距離が所定の閾値を上回る場合に信頼性を低く判定し、前記信頼性判定ステップが信頼性を低いと判定した場合には、前記伝送路再推定ステップは算出した伝送路特性を前記合成の対象となった各信号に対し、周波数軸または時間軸方向に隣接する各信号における伝送路特性を基準とした値に置き換えることを特徴とする、
請求項１３に記載のダイバーシティ合成方法。
【請求項１５】
信頼性判定ステップは、前記第１の合成ステップで合成の対象となった各信号と前記第１の合成ステップで合成した結果の信号との距離を算出し、合成した結果の信号と合成の対象となった各信号との距離があらかじめ設定した閾値よりも小さい場合には、合成した結果の信号の信頼性が高いと判断することを特徴とする、
請求項１３に記載のダイバーシティ合成方法。
【請求項１６】
前記第２の合成ステップで再合成された複素信号に対し、
前記伝送路再推定ステップから前記第２の合成ステップまでを所定の回数繰り返すことを特徴とする、
請求項１０に記載のダイバーシティ合成方法。
【請求項１７】
伝送路再推定ステップは、
前記復調ステップにより復調された複数の信号の複素情報と入力信号の周波数軸および時間軸方向に所定の間隔で配置された振幅および位相が定められた基準信号に基づく複素情報とを除算して、各信号点それぞれについて伝送路特性を算出することを特徴とする、
請求項１０に記載のダイバーシティ合成方法。
【請求項１８】
デジタル多値変調方式により変調された信号を複数入力し、これらを合成するダイバーシティ型受信装置であって、
入力した複数の変調信号をそれぞれ復調する復調部と、
前記復調部で復調された複数の信号を合成する第１の合成部と、
前記第１の合成部で合成した信号に硬判定処理を行なうことによって符号点の複素情報を推定してその結果を出力する硬判定部と、
前記復調部で復調された複数の信号の複素情報と前記硬判定部が出力する符号点の複素情報を除算して、各信号点それぞれについて伝送路特性を算出して出力する伝送路再推定部と、
前記復調部で復調された複数の信号を前記伝送路再推定部から出力された伝送路特性で除算して得られた複素信号を再度合成する第２の合成部と、を有する
ダイバーシティ型受信装置。
【請求項１９】
伝送路再推定部は、算出した伝送路特性をフィルタ処理して出力するフィルタ部を更に備えたことを特徴とする、
請求項１８に記載のダイバーシティ型受信装置。
【請求項２０】
フィルタ部はローパスフィルタであることを特徴とする、
請求項１９に記載のダイバーシティ型受信装置。
【請求項２１】
前記第１の合成部で合成した信号の信頼性を判定してその結果を出力する信頼性判定部と、
前記信頼性判定部の出力する信頼性判定結果に基づいて前記伝送路再推定部で算出した伝送路特性を補正する補正部と、
をさらに備えたことを特徴とする
請求項１８に記載のダイバーシティ型受信装置。
【請求項２２】
信頼性判定部は、前記第１の合成部で合成の対象となった各信号の間の信号点間距離が所定の閾値を上回る場合に信頼性を低いと判定し、前記信頼性判定部が信頼性を低いと判定した結果を出力した場合には、前記伝送路再推定部は算出した伝送路特性を前記合成の対象となった各信号に対し、周波数軸または時間軸方向に隣接する各信号における伝送路特性を基準とした値に置き換えることを特徴とする、
請求項２１に記載のダイバーシティ型受信装置。
【請求項２３】
信頼性判定部は、前記第１の合成部で合成の対象となった各信号に対して前記硬判定部でそれぞれ硬判定した結果が一致した場合に、前記第１の合成部で合成された信号の信頼性が高いと判定することを特徴とする、
請求項２１に記載のダイバーシティ型受信装置。
【請求項２４】
信頼性判定部は、前記第１の合成部において合成の対象となった各信号と前記第１の合成部で合成された信号との距離を算出し、合成した結果の信号と合成の対象となった各信号との距離があらかじめ設定した閾値よりも小さい場合には、前記第１の合成部において合成した合成信号の信頼性が高いと判定することを特徴とする、
請求項２１に記載のダイバーシティ型受信装置。
【請求項２５】
前記第２の合成部が出力する複素信号に対し、前記硬判定部に入力するとともに前記伝送路再推定部による伝送路特性の算出および第２の合成部による再度の合成まで、を所定の回数繰り返すことを特徴とする、
請求項１８に記載のダイバーシティ型受信装置。
【請求項２６】
伝送路再推定部は、前記復調部により復調された複数の信号の複素情報と入力信号の周波数軸および時間軸方向に所定の間隔で配置された振幅および位相が定められた基準信号に基づく複素情報とを除算して、各信号点それぞれについて伝送路特性を算出して出力することを特徴とする、
請求項１８に記載のダイバーシティ型受信装置。
【請求項２７】
デジタル多値変調方式により変調された信号を複数入力し、これらを合成するダイバーシティ型受信装置であって、
入力した複数の変調信号をそれぞれ復調する復調部と、
前記復調部で復調された複数の信号を合成する第１の合成部と、
前記復調部で復調された複数の信号の複素情報と前記第１の合成部の出力する信号の符号点の複素情報を除算して、各信号点それぞれについて伝送路特性を算出する伝送路再推定部と、
前記復調部で復調された複数の信号を、前記伝送路再推定部の出力する伝送路特性で除算して得られた複素信号を再度合成する第２の合成部と、を有する
ダイバーシティ型受信装置。
【請求項２８】
伝送路再推定部は、算出した伝送路特性をフィルタ処理して出力するフィルタ部を更に備えたことを特徴とする、
請求項２７に記載のダイバーシティ型受信装置。
【請求項２９】
フィルタ部はローパスフィルタであることを特徴とする、
請求項２８に記載のダイバーシティ型受信装置。
【請求項３０】
前記第１の合成部で合成した信号の信頼性を判定してその結果を出力する信頼性判定部と、
前記信頼性判定部の出力する信頼性判定結果に基づいて前記伝送路再推定部で算出した伝送路特性を補正する補正部と、をさらに備えたことを特徴とする
請求項２７に記載のダイバーシティ型受信装置。
【請求項３１】
信頼性判定部は、前記第１の合成部で合成の対象となった各信号の間の信号点間距離が所定の閾値を上回る場合に信頼性を低いと判定し、前記信頼性判定部が信頼性を低いと判定した結果を出力した場合には、前記伝送路再推定部は算出した伝送路特性を前記合成の対象となった各信号に対し、周波数軸または時間軸方向に隣接する各信号における伝送路特性を基準とした値に置き換えることを特徴とする、
請求項３０に記載のダイバーシティ型受信装置。
【請求項３２】
信頼性判定部は、前記第１の合成部において合成の対象となった各信号と前記第１の合成部で合成された信号との距離を算出し、合成した結果の信号と合成の対象となった各信号との距離があらかじめ設定した閾値よりも小さい場合には、前記第１の合成部において合成した合成信号の信頼性が高いと判定することを特徴とする、
請求項３０に記載のダイバーシティ型受信装置。
【請求項３３】
前記第２の合成部が出力する複素信号に対し、前記伝送路再推定部による伝送路特性の算出と第２の合成部による再度の合成と、を所定の回数繰り返すことを特徴とする、
請求項２７に記載のダイバーシティ型受信装置。
【請求項３４】
伝送路再推定部は、前記復調部により復調された複数の信号の複素情報と入力信号の周波数軸および時間軸方向に所定の間隔で配置された振幅および位相が定められた基準信号に基づく複素情報とを除算して、各信号点それぞれについて伝送路特性を算出して出力することを特徴とする、
請求項２７に記載のダイバーシティ型受信装置。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、デジタル多値変調方式により変調されたデータ信号系列をダイバーシティ受信する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
自動車に設定したテレビ受信機や携帯電話機などで地上放送波を移動中にも安定して受信する目的で、ダイバーシティ受信方式が用いられることが多い。
【０００３】
ダイバーシティ受信方式としては、スペースダイバーシティ方式、時間ダイバーシティ方式、周波数ダイバーシティ方式、偏波ダイバーシティ方式などの方式が提案されている。一般的に、地上放送波の受信特性改善の目的等においては、限られた周波数資源を有効に利用するために、受信側の受信形態を変更することで実現できるスペースダイバーシティ方式が用いられることが多い。
【０００４】
例えば、アナログテレビ放送を移動する自動車内で受信する場合には、複数アンテナを自動車に設定し、複数得られる受信信号の中から最も受信信号レベルが大きい入力信号を選択するスペースダイバーシティ受信方式が実用化されていた。
【０００５】
ところで、現在、世界の複数地域で放送のデジタル化が進められている。例えば、日本や欧州において、地上デジタルテレビジョン放送方式として直交周波数分割多重（以下、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）と言う）伝送方式が採用されている。
【０００６】
また、ＯＦＤＭ変調されて送信される送信データは、例えばＭＰＥＧ２などの情報符号化方式に基づいた情報源符号化が行われている。
【０００７】
そして、信号の受信時に、誤り訂正処理を行うことで、受信誤り耐性を向上させている。さらに、キャリア変調方式をより誤りに強い変調方式へと変更することにより、誤り耐性を向上させることも可能である。例えば、キャリア変調方式を６４ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）と呼ばれる変調方式から１６ＱＡＭと呼ばれる変調方式へと変更することで、伝送する信号の情報レートは低下するが、信号の耐ノイズ性能を向上させることができる。
【０００８】
このため、上記のデジタルテレビジョン放送を自動車内などで移動中に視聴した場合、従来のアナログテレビ放送と比べて、障害の少ない映像や音声の視聴が可能となる。
【０００９】
なお、日本の地上デジタルテレビジョン放送の伝送方式の詳細は、社団法人電波産業会の標準規格である「地上デジタルテレビジョン放送の伝送方式」、ＡＲＩＢ  ＳＴＤ−Ｂ３１  １．１版」第２章８頁「ＩＳＤＢ−Ｔ方式の概要」２〜９行目（以下、「非特許文献１」という）に記載されている。
【００１０】
さらに、上記のＯＦＤＭ変調された信号に対してスペースダイバーシティ受信方式を適用することで移動受信時の障害の発生頻度を下げることが可能となる。
【００１１】
スペースダイバーシティ受信方式の一例として、ＯＦＤＭ変調信号のＯＦＤＭキャリア毎に信号を選択または合成する方式が提案されている。これは、複数アンテナを用いて信号を受信し、複数得られる受信信号毎に個別にＡ／Ｄ変換、同期検波、ＦＦＴ演算、復調処理までを行う。この結果、複数のアンテナで受信した信号それぞれについて多数のＯＦＤＭキャリアから構成される信号が生成される。そして、ＯＦＤＭキャリアそれぞれについて、複数のアンテナで受信した信号の中から最適な信号を１つ選択して利用するか、或いは、ＯＦＤＭキャリアそれぞれについて、複数のアンテナで受信した信号を合成して利用するか、どちらかの方法が採られる。
【００１２】
上記した説明の内、最適な信号を１つ選択する場合には、たとえばＯＦＤＭキャリアの電力を選択基準とすることができる。すなわち、ＯＦＤＭキャリア毎の電力量を比較し、最も値が大きいものを１つ選択する。
【００１３】
また、信号を合成する場合には、ＯＦＤＭキャリア毎に、複数入手した信号に対して重み付け量を算出し、重み付け量から算出した比率に従い信号を加算する。この際、ＯＦＤＭキャリア毎の電力量の比率に応じて重み付けする最大比合成ダイバーシティ受信方式と呼ばれる方法を採用すると、信号に対するノイズ量を最も小さくできるため、受信特性の改善効果が高い。最大比合成ダイバーシティ受信方式については、Ｄ．Ｇ．Ｂｒｅｎｎａｎ  「Ｌｉｎｅａｒ  ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ  ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ  ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ」  Ｐｒｏｃ．ＩＲＥ、４７１０７５−１１０２、Ｊｕｎｅ−１９５９（以下、「非特許文献２」という）に記載されている。
【００１４】
なお、上記の説明においては、複数得られたＯＦＤＭ信号に対してＯＦＤＭキャリア毎に信号を選択または合成する方法について説明したが、Ａ／Ｄ変換より前の段階で信号を合成するスペースダイバーシティ受信技術も提案されている。この技術は、例えば、特開２００１−１５６６８９号公報（以下、「特許文献１」という）に記載されている。
【００１５】
ところで、先に述べたように、複数入手した受信信号それぞれに対して、Ａ／Ｄ変換、同期検波、ＦＦＴ演算、復調処理までを行った後に信号を重み付け合成する方法を採る場合には、復調処理までの信号品質が高いほど、重み付け合成後の信号品質を高くすることができる。例えば、復調処理の過程で信号品質を高める技術として、特開２００４−９６７０３号公報（以下、「特許文献２」という）の技術が公知である。特許文献２においては、ＯＦＤＭ変調信号に含まれる分散パイロット信号を用いて伝送路特性を推定し、その結果得られた伝送路特性を用いて受信信号点を算出している。その受信信号点の情報を硬判定した結果を伝送路特性の算出部にフィードバックすることで伝送路の推定精度を向上させている。
【００１６】
更に詳しく述べると、分散パイロット信号を補間処理して伝送路特性Ｈを推定し、ＦＦＴ演算後の受信信号Ｙを伝送路特性Ｈで複素除算した後、硬判定を行ってマッピングベクトルＸを得た後に、受信信号ＹをＸで複素除算して伝送路特性Ｈ’を得る。そして、信頼性が高いと判定した伝送路特性Ｈ’を、先に算出した伝送路特性Ｈと入れ替え、補間処理および複素除算を行ってマッピングベクトルＸ’を復元している。
【００１７】
上述したように、ＯＦＤＭ変調信号の受信特性を向上させるには、複数アンテナにより複数の信号を受信して複数の受信信号をそれぞれ復調し、アンテナの本数分だけ得られた復調信号を、ＯＦＤＭキャリア単位に選択または重み付け合成するダイバーシティ受信方式を採ることが有効である。これは、複数の信号を利用することで、あるアンテナから復調された信号には欠落している情報が、他のアンテナから復調された信号には含まれている可能性があるためである。
【００１８】
また、複数得られるＯＦＤＭ信号をそれぞれ個別に復調した後でＯＦＤＭキャリア単位に選択または重み付け合成するダイバーシティ受信方式では、それぞれの信号に対して個別に復調処理まで行っている。復調処理の際には、ＯＦＤＭ信号を周波数変換して得られる複素信号を、別途推定した伝送路特性で除算し、符号点を算出している。
【００１９】
このとき、伝送路特性には推定誤差が生じる可能性があり、誤差を含んだ伝送路特性で除算した結果得られる符号点の情報にも誤差が生じる。従来のダイバーシティ受信方式では、誤差を含んだ符号点の情報を複数入手し、選択または合成することで、互いに誤差を打ち消すことで符号点を算出の精度を向上させようとしていた。
【００２０】
しかしながら、特許文献２に記載の技術では、受信信号点が送信符号点から大きく離れた場合においては、本来の送信符号点とは異なる符号点に硬判定を行う結果を招くなど、各復調部における受信特性の向上、更には、ダイバーシティ受信としての性能向上に限界があった。
【発明の開示】
【００２１】
本発明のダイバーシティ型受信装置は、複数受信した信号を合成した後に受信信号を硬判定し、その硬判定結果に基づいて再び伝送路特性を算出する。次に、複数の受信信号それぞれについて、硬判定結果と受信信号の情報を用いて再度伝送路特性を算出する。そして、再度算出した伝送路特性を用いて受信信号を除算した結果を合成し、合成された信号にデインタリーブ処理や誤り訂正処理を行って出力する。
【００２２】
上記の処理により、一度信号を合成することで複数の受信信号間で、受信信号の情報を互いに補い、その結果に基づいて再度伝送路特性を算出することで、個々の復調部の復調性能を向上させることができる。そして、個々の復調処理部における復調性能を向上させ、その結果を合成することで、復調性能を大きく向上させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
（実施の形態１）
本発明の実施の形態１におけるダイバーシティ受信方法を具現化する装置の構成例を図１〜図５を用いて説明する。図１は本発明の実施の形態１におけるダイバーシティ型受信装置の構成を示すブロック図である。図１において、本実施の形態１におけるダイバーシティ型受信装置は、アンテナ部１０１ａ，１０１ｂ、チューナ部１０２ａ，１０２ｂ、Ａ／Ｄ変換部１０３ａ，１０４ｂ、直交検波部１０４ａ，１０４ｂ、周波数変換部１０５ａ，１０５ｂ、復調部１０６ａ，１０６ｂ、第１の合成部１０７、硬判定部１０８、伝送路再推定部１０９ａ，１０９ｂ、第２の合成部１１０、デインタリーブ部１１１、デマッピング部１１２、ビットデインタリーブ部１１３、誤り訂正部である１１４を備えている。ここで、アンテナ部１０１ａとアンテナ部１０１ｂは互いに設置位置か特性の少なくとも一方が異なっている。
【００２４】
本実施の形態１では、アンテナ部から復調部まで、並びに、伝送路再推定部をそれぞれ２系統備える構成を例にとって説明する。しかし、例えば、アンテナ部から復調部まで、並びに、伝送路再推定部を４系統備える構成のように、アンテナ部から復調部まで、並びに、伝送路再推定部の個数を２以上に増加させた構成とすることも可能である。
【００２５】
以下、受信信号が日本の地上デジタルテレビ放送規格に従いＯＦＤＭ変調された信号を受信するダイバーシティ受信装置を例として動作を説明する。
【００２６】
アンテナ部１０１ａは、放送局から送信される放送電波を電気信号に変換して出力する。チューナ部１０２ａは、アンテナ部１０１ａより得られた信号から特定の周波数帯域の信号を抽出し、ベースバンドもしくは一定の周波数帯域の信号へと変換する。Ａ／Ｄ変換部１０３ａは、チューナ部１０２ａから得られたアナログ信号をデジタル信号へと変換する。直交検波部１０４ａは、ＯＦＤＭ伝送信号の検波を行い、送信信号と復調部の持つ周波数基準信号との周波数誤差を算出して補正する。また、周波数ＯＦＤＭシンボル期間とガードインターバル期間を算出し、ＯＦＤＭシンボル期間の信号を出力する。さらに、ＯＦＤＭ伝送信号の伝送モードやガードインターバル期間の長さも判定する。
【００２７】
周波数変換部１０５ａは、直交検波部１０４ａから得られたＯＦＤＭシンボル期間の時間領域の信号を、例えばＦＦＴ演算処理によって周波数領域の信号へと変換する。復調部１０６ａは、ＯＦＤＭ信号に挿入されたＴＭＣＣ（Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ  ａｎｄ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ  Ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ  ａｎｄ  Ｃｏｎｔｒｏｌ）信号を復調し、ＯＦＤＭ伝送信号の各種パラメータ情報を入手する。さらに、復調部１０６ａは、復調したＯＦＤＭ伝送信号の各種パラメータ情報等を用いて受信信号の伝送路特性を推定し、受信信号を基に、送信された信号へと復調処理を行う。
【００２８】
図２を用いて、伝送路特性の推定方法と復調処理方法を詳しく説明する。図２は本発明の実施の形態１における復調部１０６ａの構成を示すブロック図である。図２において、復調部１０６ａは、ＳＰ信号抽出部２０１ａ、ＳＰ信号発生部２０２ａ、第１の複素除算部２０３ａ、補間部２０４ａ、遅延部２０５ａ、第２の複素除算部２０６ａから構成される。また、伝送路再推定部１０９ａ，並びに，第１の合成部１０７は、図１における伝送路再推定部１０９ａ，並びに，第１の合成部１０７と同一のものである。
【００２９】
ＳＰ信号抽出部２０１ａは、周波数変換部１０５ａより得られた周波数領域の信号から、ＯＦＤＭ信号に周波数および時間方向に一定間隔で配置されているスキャタードパイロット信号（以後、ＳＰ信号と略記する）を抽出する。ＳＰ信号発生部２０２ａは、ＳＰ信号の基準信号を、既知の振幅と位相を含む基準パイロット信号として生成する。
【００３０】
第１の複素除算部２０３ａは、ＳＰ信号抽出部２０１ａにて抽出したＳＰ信号を、ＳＰ信号発生部２０２ａにて発生した基準パイロット信号で複素除算を行う。この複素除算によって、ＳＰ信号が存在したＯＦＤＭキャリアの伝送路特性が、振幅と位相のずれの程度として算出され、第１の複素除算部２０３ａから出力される。
【００３１】
補間部２０４ａは、上記の複素除算結果から得られる伝送路特性を用いて、受信した信号を時間軸方向および周波数軸方向に補間して出力すると共に、全てのＯＦＤＭキャリアの伝送路特性の推定値Ｈａを算出し出力する。これは、ＯＦＤＭ信号において、ＳＰ信号が、周波数軸および時間軸の方向に離散的に配置されているためである。この伝送路特性の推定値の情報Ｈａは、補間部２０４ａから第２の複素除算部２０６ａ、並びに、第１の合成部１０７に対して出力される。
【００３２】
遅延部２０５ａは、周波数変換部１０５ａより得られた周波数領域の信号に遅延を与える。これは、第１の複素除算部２０３ａおよび第２の補間部２０４ａの処理に伴う時間差を解消するためである。また、遅延部２０５ａは、第２の複素除算部２０６ａ、並びに、伝送路再推定部１０９ａに対して、遅延された受信信号の情報Ｙａを出力する。
【００３３】
第２の複素除算部２０６ａは、遅延部２０５ａから出力された受信信号の情報Ｙａを、補間部２０４ａから出力された伝送路特性の推定値の情報Ｈａで複素除算する。その複素除算結果の複素信号Ｘａは、第１の合成部１０７に出力される。
【００３４】
以上のように、復調部１０６ａは、ＯＦＤＭ信号に挿入されたＴＭＣＣ情報よりＯＦＤＭ伝送信号の各種パラメータを入手すると共に、受信したＯＦＤＭ信号の伝搬路の伝送路特性の推定値の情報Ｈａと、受信信号の情報Ｙａと、受信信号の情報Ｙａが示す受信信号点を伝送路特性の推定値の情報Ｈａで除算した結果の情報（複素信号）Ｘａを出力する。
【００３５】
図１において、チューナ部１０２ｂから復調部１０６ｂまでの構成についても、チューナ部１０２ａから復調部１０６ａについて説明した動作と同一の動作を行うため、説明を省略する。なお、復調部１０６ｂからは、復調部１０６ａの各信号Ｈａ、Ｙａ、Ｘａに相当する信号として、Ｈｂ、Ｙｂ、Ｘｂが出力される。
【００３６】
次に、第１の合成部１０７の動作を説明する。第１の合成部１０７には、復調部１０６ａおよび１０６ｂからそれぞれ複素信号Ｘａ、Ｘｂが入力される。また、複素信号Ｘａ、Ｘｂにあわせて、複素信号Ｘａ、Ｘｂが含まれていたＯＦＤＭキャリアの電力情報や振幅情報が入力される。
【００３７】
そして、第１の合成部１０７は、復調部１０６ａおよび１０６ｂから得られた複素信号Ｘａ、Ｘｂの合成を行なう。複素信号の合成時には、復調部１０６ａおよび１０６ｂから入力される複素信号Ｘａ、Ｘｂのタイミングが一致しない可能性がある。そのため、必要に応じて、それぞれの複素信号Ｘａ，Ｘｂを一旦メモリ部等に記憶させて、その後に同時に取り出すようにしてタイミングを合わせている。そうすることによって、同一のシンボル期間・同一のＯＦＤＭキャリアに含まれる信号どうしで複素信号の合成が行われるようにしている。
【００３８】
信号の合成の際には、復調部１０６ａおよび１０６ｂから入力された伝送路特性の推定値の情報Ｈａ、Ｈｂを用いて、複素信号Ｘａ、Ｘｂが含まれるＯＦＤＭキャリアの電力情報や振幅情報をもとに、重み付け処理を行って信号の加算を行う。その結果、受信性能を向上させることが出来る。なお、前述の電力情報や振幅情報は量子化された値としてもよい。
【００３９】
例えば、あるＯＦＤＭキャリアについて、復調部１０６ａ，１０６ｂから得られる複素信号Ｘａ，ＸｂのそれぞれのＯＦＤＭキャリア電力の比が２対１（複素信号Ｘａの電力の方が複素信号Ｘｂの電力より大きい場合）の場合には、復調部１０６ａから得られる複素信号Ｘａには２／３を乗算し、復調部１０６ｂから得られる複素信号Ｘｂには１／３を乗算した後で、２つの信号を加算する。
【００４０】
硬判定部１０８は、第１の合成部１０７より得られた合成後の複素信号を硬判定する。硬判定部とは、受信信号点から最も近いマッピング点を、送信信号点と判定することである。この硬判定の様子を図３，図４を参照して説明する。図３は、本発明の実施の形態１におけるＯＦＤＭ信号が１６ＱＡＭ変調信号でキャリア変調されている場合の送信信号のマッピング規則の例を示した図である。また、図４は、図３に示したマッピング規則に従って信号が送信されたときの、送信信号と第１の合成部１０７より得られる複素信号の例を示した図である。
【００４１】
図４においては、１６ＱＡＭ変調信号のマッピング点を○で、送信信号点を●で、第１の合成部１０７より得られる複素信号の信号点を×で示している。受信したＯＦＤＭ信号には、チューナ部１０２ａ，１０２ｂ等でノイズが混入したり、伝送路の推定に誤差が発生したりすることが多い。そのため、多くの場合に、送信信号点と、アンテナ部１０１ａ，１０１ｂから第１の合成部１０７までを通じて得られる複素信号の信号点とは一致せず、この２つの信号点間には、図４に示したような誤差（ずれ）が発生している。ノイズ量や伝送路推定誤差量に応じて、送信信号点と合成部より得られた複素信号点の距離は変化する。硬判定部１０８は、受信信号点から最も近いマッピング点を、送信信号点と判定し、第１の合成部１０７にて算出した複素信号が示す信号点から最も近いマッピング点の情報Ｘｍｉｘを伝送路再推定部１０９ａおよび１０９ｂに出力する。
【００４２】
伝送路再推定部１０９ａ，１０９ｂは、復調部１０６ａ，１０６ｂから得られる受信信号の情報Ｙａ，Ｙｂが示す信号点と、硬判定部１０８から得られる合成後の信号点の情報Ｘｍｉｘとを用いて、伝送路を再推定する。この再推定動作について、以下、詳しく説明する。
【００４３】
図５は本発明の実施の形態１における伝送路再推定部１０９ａの構成を示すブロック図である。図５において、伝送路再推定部１０９ａは、第３の複素除算部２０７ａと、周波数軸フィルタ部２０８ａと、第４の複素除算部２０９ａにより構成される。また、復調部１０６ａ，硬判定部１０８，第２の合成部１１０は、図１における復調部１０６ａ，硬判定部１０８，第２の合成部１１０と同一である。
【００４４】
第３の複素除算部２０７ａは、復調部１０６ａより得られる受信信号の情報Ｙａが示す信号点の複素信号を、硬判定部１０８より得られる合成後の信号点の複素信号Ｘｍｉｘで複素除算を行う。この結果、各ＯＦＤＭキャリアについて伝送路特性Ｈ’ａが算出され、周波数軸フィルタ２０８ａに出力される。なお、ＳＰ信号が含まれるキャリアについては、送信信号点は既知であるため、既知の値で改めて複素除算してもよいし、図２の第１の複素除算部の出力を利用してもよい。
【００４５】
周波数軸フィルタ部２０８ａは、第３の複素除算部２０７ａより複素信号として入力される伝送路特性Ｈ’ａに対してフィルタリング処理を施す。用いるフィルタは、例えばローパスフィルタとする。周波数軸フィルタ部２０８ａは、フィルタ処理結果の複素信号Ｈ”ａを伝送路特性の再推定結果として、第４の複素除算部２０９ａと、第２の合成部１１０に対して出力する。
【００４６】
第４の複素除算部２０９ａは、復調部１０６ａから入力される受信信号の情報Ｙａが示す信号点を、周波数軸フィルタ部２０８ａより得られる伝送路特性の再推定結果Ｈ”ａで複素除算を行い、除算結果の複素信号Ｘ’ａを出力する。この際、受信信号の情報Ｙａが示す信号点と、伝送路特性の再推定結果Ｈ”ａは、同一のＯＦＤＭキャリアのものとするため、別途タイミング調整等を行う必要がある。
【００４７】
以上のように、伝送路再推定部１０９ａは、第４の複素除算部２０９ａにて算出した複素除算結果（受信信号を伝送路特性で複素除算した結果）の複素信号Ｘ’ａを第２の合成部１１０に対して出力する。また、同時に、第２の合成部１１０に対して、周波数軸フィルタ部２０８ａにてフィルタリング処理をした結果Ｈ”ａ（伝送路特性の再推定結果）も出力する。なお、周波数軸フィルタ部２０８ａで算出された複素信号の伝送路特性の再推定結果Ｈ”ａは、伝送路の伝達関数を表す。このため、複素数として得られる伝達関数をあらかじめ電力や振幅の情報に変換し、さらに量子化した後に、第２の合成部１１０へと出力してもよい。
【００４８】
伝送路再推定部１０９ｂの構成、並びに、動作については、伝送路再推定部１０９ａと全く同一であるため、説明を省略する。なお、伝送路再推定部１０９ａで生成される複素信号、Ｈ’ａ、Ｈ”ａ、Ｘ’ａに相当する信号として、伝送路再推定部１０９ｂにおいては、Ｈ’ｂ、Ｈ”ｂ、Ｘ’ｂが生成される。
【００４９】
図１に戻り、第２の合成部１１０の動作を説明する。第２の合成部１１０には、第１の合成部１０７と同様に、伝送路再推定部１０９ａおよび１０９ｂからそれぞれ複素信号Ｘ’ａ、Ｘ’ｂが入力される。また、同時に、複素信号Ｘ’ａ、Ｘ’ｂが含まれていたＯＦＤＭキャリアの電力情報や振幅情報が入力される。これらの情報を用いて、第２の合成部１１０は、伝送路再推定部１０９ａおよび１０９ｂから得られた複素信号Ｘ’ａ、Ｘ’ｂの合成を行なう。第１の合成部１０７と同様に、第２の合成部１１０は、複素信号Ｘ’ａ、Ｘ’ｂの合成の際には、復調部１０６ａおよび１０６ｂより入力された伝送路特性の再推定結果Ｈ”ａ、Ｈ”ｂを用いて、複素信号Ｘ’ａ、Ｘ’ｂが含まれるＯＦＤＭキャリアの電力情報や振幅情報をもとに重み付け処理を行って、信号の加算を行う。その結果、受信性能を向上させることが出来る。なお、電力情報や振幅情報は量子化された値としてもよい。
【００５０】
デインタリーブ部１１１は、第２の合成部１１０より得られた複素信号を、周波数及び時間方向に並び替えを行う。並び替えの方法は、あらかじめ規定されており、送信側で施した並び替えを元に行われる。デマッピング部１１２は、デインタリーブ部１１１より得られた複素信号の持つ情報をもとに、送信されたビットデータを復元する。この復元は、デインタリーブ部１１１が出力する複素信号の振幅、及び、位相の情報を基に、複素信号が含まれたＯＦＤＭキャリアの変調・復調の方式に従って行われる。
【００５１】
ビットデータの復元は、受信信号点から最も近いマッピング点に割り当てられた符号列が送信符号列であったと仮定して行なう。例えば、受信したＯＦＤＭ信号が１６ＱＡＭ変調でキャリア変調された場合には、図３に示したような規則に従いビットデータの復元を行う。１６ＱＡＭ変調された信号は１キャリアあたり４ビットの情報を持つことができ、６４ＱＡＭ変調された信号であれば１キャリアあたり６ビットの情報を持つことができる。
【００５２】
受信信号点から最も近いマッピング点を求め、送信符号列を復元する際に、復元したビットデータの信頼性値を同時に算出し利用することが可能である。これは、「軟判定」と呼ばれる。信頼性値は、受信信号点がマッピング点からどの程度離れた位置にあるかを考慮して算出する。さらに、受信信号点とマッピング点との距離情報を、信号が含まれるＯＦＤＭキャリアの電力に応じて補正した値を信頼性値としてもよい。
【００５３】
例えば、受信信号点とマッピング点の距離が短い場合でも、受信信号が含まれるＯＦＤＭキャリアの電力が弱ければ、受信信号に含まれるノイズの影響を受けやすい。その場合には、実際の送信点とは異なるマッピング点の近傍に受信点が存在する危険性が高くなる。このため、受信信号が含まれるＯＦＤＭキャリアの電力で補正することが有効である。この場合には、ＯＦＤＭキャリアの電力情報は、伝送路再推定部１０９ａおよび１０９ｂにて算出しておくことが望ましい。
【００５４】
次に、ビットデインタリーブ部１１３は、デマッピング部１１２の出力ビットデータの並び替えを行う。並び替えの方法は、あらかじめ規定されており、送信側で施した並び替えを元に戻す方法で行われる。誤り訂正部１１４は、ビットデインタリーブ部１１３より入力されたビットデータ列と、各ビットデータの信頼性値を用いて誤り訂正を行う。この際、ビタビ復号と呼ばれる誤り訂正方法が用いられることが多く、さらにリードソロモン訂正符号を組み合わせることが多いが、これに限られるものではなく、前述の信頼性値を用いた誤り訂正であればどのような方法であってもよい。以上の構成により、受信したＯＦＤＭ信号をもとにデジタル信号列を復元することが可能となる。
【００５５】
本実施の形態１においてはアンテナ部１０１ａ，１０１ｂから復調部１０６ａ，１０６ｂまで、並びに、伝送路再推定部１０９ａ，１０９ｂを２系統備えた構成について説明したが、アンテナ部から復調部まで、並びに、伝送路再推定部を３系統以上備えた場合にも本発明を適用可能である。また、第１の合成部１０７と第２の合成部１１０のように、同様の処理を行う装置を共通化させることも可能である。
【００５６】
以上のように、複数のアンテナで受信した信号をそれぞれ復調した後で合成するダイバーシティ受信方法において、受信性能を大きく向上させる事が可能となる。すなわち、合成後の受信信号を硬判定した結果に基づき、複数の受信信号それぞれについて、硬判定結果と受信信号の情報を用いて再度伝送路特性を算出する。こうする事で、伝送路特性の推定精度を高め、更に、再度算出した精度の高い伝送路特性で受信信号を除算した結果を合成することにより、受信データの信頼性を高める事が出来る。結果として、受信特性を大きく向上させることが可能となる。
【００５７】
また、本実施の形態１においては、伝送方式をＯＦＤＭ、デジタル変調方式を１６ＱＡＭとして説明したが、本願の構成がこれらに限定されるものではない。例えば、伝送方式はＯＦＤＭに限らずパイロットキャリアが埋め込まれたマルチキャリアによる伝送であれば構わない。また、変調方式は８ＱＡＭ、３２ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭ、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）などの方式であってもよい。
【００５８】
以上の説明では、本発明を実行する各構成要素をダイバーシティ型の合成装置に適用した場合を例示して説明したが、これら各構成要素が備える各動作をステップに置き換えることにより、本発明を実施可能なダイバーシティ型の合成方法とすることも可能である。
【００５９】
（実施の形態２）
本発明の実施の形態２に関わるダイバーシティ受信方法を具現化する装置の構成例について図６，図７，図８Ａ，図８Ｂを用いて説明する。本実施の形態２において、ダイバーシティ受信装置は、アンテナ部から復調部までを２系統備える構成を例にとって説明する。
【００６０】
図６は、本発明の実施の形態２におけるダイバーシティ型受信装置の構成を示すブロック図である。本実施の形態２は、前述の実施の形態１における第１の合成部１０７を第１の合成部１１５に置き換え、前述の実施の形態１における伝送路再推定部１０９ａおよび１０９ｂを伝送路再推定部１１６ａおよび１１６ｂに置き換えたものである。そのため、第１の合成部１１５と、伝送路再推定部１１６ａおよび１１６ｂ以外の構成要素については、実施の形態１と構成が同じであるため、説明を省略する。
【００６１】
また、図７は本発明の実施の形態２における伝送路再推定部１１６ａの構成を示すブロック図である。図７においては、図６における復調部１０６ａ，第１の合成部１１５，硬判定部１０８，伝送路再推定部１１６ａ，第２の合成部１１０の部分のみを示し、更に、伝送路再推定部１１６ａの内部構成を示している。
【００６２】
第１の合成部１１５および伝送路再推定部１１６ａの動作について図７を用いて説明する。第１の合成部１１５は、実施の形態１における第１の合成部１０７と同様に、復調部１０６ａおよび１０６ｂより得られた受信信号の情報Ｘａ、Ｘｂを合成し、合成した複素信号を硬判定部１０８に対して出力する。同時に、第１の合成部１１５は、複数の複素信号の合成結果の信頼性を判定する。
【００６３】
合成結果の信頼性は、複数入手する複素信号の信号間距離の情報を用いて算出する。例えば、アンテナ部から復調部までが２系統の場合に、２つ得られる複素信号の受信点間距離が、変調信号の符号点間距離よりも大きい場合に、信頼性が無いと判定する。その理由は、本来同一の信号を受信しているが、各受信信号が最も近いマッピング点が異なるため、どちらの信号が正しい結果を示しているのか判断できないためである。
【００６４】
さらに、信頼性の判断の精度を高めるために、複素信号の受信点間距離をＯＦＤＭキャリア毎に算出し、一定時間にわたり受信点間距離の平均値を計算・記憶して利用することも有効である。他のＯＦＤＭキャリアと比較して、受信点間距離の平均値が大きな値となるＯＦＤＭキャリアは、何らかの妨害信号の影響を受けていると判断し、信頼性が低いと判定することが可能となる。
【００６５】
次に、伝送路再推定部１１６ａの内部構成と共に、上述した信頼性判定結果を利用する動作について図７を用いて更に説明する。図７に示すように、伝送路再推定部１１６ａは、第３の複素除算部２０７ａと、補正部２１０ａと、周波数軸フィルタ部２０８ａと、第４の複素除算部２０９ａにより構成される。そして、実施の形態１の図５で説明した伝送路再推定部１０９ａに比べて、補正部２１０ａを備えている点が異なる。
【００６６】
伝送路再推定部１１６ａの第３の複素除算部２０７ａは、復調部１０６ａより得られる受信信号点の情報Ｙａ（複素信号）を、硬判定部１０８より得られる合成後の信号点の情報Ｘｍｉｘ（複素信号）で複素除算を行う。この結果、各ＯＦＤＭキャリアについて伝送路特性Ｈ’ａが算出される。なお、ＳＰ信号が含まれるキャリアについては、送信信号点が既知であるため、既知の値で改めて複素除算してもよいし、或いは、図２における第１の複素除算部の出力を利用してもよい。
【００６７】
補正部２１０ａには、第３の複素除算部２０７ａより、伝送路特性Ｈ’ａ（複素信号）が入力され、また、第１の合成部１１５にて算出された信頼性情報が入力される。信頼性情報は、ＯＦＤＭキャリア毎に信頼性の有無を示している。そして、受信した信号に信頼性が有ると判断したＯＦＤＭキャリアについては、第３の複素除算部２０７ａから得られる複素信号Ｈ’ａは信頼性が高いと判断してそのまま周波数軸フィルタ部２０８ａに出力する。一方、受信した信号に信頼性が無いと判断したＯＦＤＭキャリアについては、第３の複素除算部２０７ａより得られる複素信号Ｈ’ａを用いず、その周囲のＯＦＤＭキャリアに属する複素信号の値を補間した値に置き換える。
【００６８】
具体例を図８Ａ，図８Ｂに示す。図８Ａは本発明の実施の形態２における補正部２１０ａによる補正前の信号振幅の状態を説明した図である。また、図８Ｂは本発明の実施の形態２における補正部２１０ａによる補正後の信号振幅の状態を説明した図である。それぞれ、縦軸は振幅値、横軸はＯＦＤＭキャリア番号を示している。
【００６９】
いま、第１の合成部１１５にて、図８Ａに示したｎ番目のＯＦＤＭキャリア（周波数ｆｎで示している）の信頼性が低いと判断したとする。このとき、補正部２１０ａは、図８Ｂに示すように、ｎ番目のＯＦＤＭキャリアの値として、その前後のｎ−１番目とｎ＋１番目のＯＦＤＭキャリアの複素信号の値を補間処理した値として出力する処理を行う。図８Ａ，図８Ｂでは、複素信号の実部について記載したが、虚部についても同様の処理を行う。
【００７０】
また、補正部２１０ａは、信頼性が無いと判断したＯＦＤＭキャリアが連続する場合にも同様の動作を行う。すなわち、信頼性が無いと判断したキャリアの両端に有る信頼性があると判断したＯＦＤＭキャリアの値を補間処理した値で、信頼性が無いと判断したＯＦＤＭキャリアの複素信号を置き換えて出力する。
【００７１】
図７に戻って更に説明を進める。周波数軸フィルタ部２０８ａは、補正部２１０ａが出力する複素信号に対してフィルタリング処理を施して出力する。用いるフィルタは、例えばローパスフィルタである。フィルタ処理結果の複素信号Ｈ”ａ（伝送路特性の推定結果）を、第４の複素除算部２０９ａと、第２の合成部１１０に対して出力する。
【００７２】
第４の複素除算部２０９ａは、復調部１０６ａから得られる受信信号の情報Ｙａを、周波数軸フィルタ部２０８ａより得られる伝送路特性の再推定結果Ｈ”ａで複素除算を行い、除算結果の複素信号Ｘ’ａを出力する。
【００７３】
以上のように、伝送路再推定部１１６ａは、第４の複素除算部２０９ａにて算出した複素除算結果（受信信号を伝送路特性で複素除算した結果）の複素信号Ｘ’ａを第２の合成部１１０に対して出力する。また、第２の合成部１１０に対して、周波数軸フィルタ部２０８ａにてフィルタリング処理をした結果の複素信号Ｈ”ａも出力される。なお、周波数軸フィルタ部２０８ａで算出された複素信号Ｈ”ａは、伝送路の伝達関数を表す。このため、複素数として得られる伝達関数をあらかじめ電力や振幅の情報に変換し、さらに量子化した後に、第２の合成部１１０へと出力してもよい。
【００７４】
伝送路再推定部１１６ｂの構成、並びに、動作については、伝送路再推定部１１６ａと全く同一であるため、説明を省略する。本実施の形態２においてはアンテナ部から復調部、並びに、伝送路再推定部を２系統備えた構成について説明したが、アンテナ部から復調部、並びに、伝送路再推定部を３系統以上備えた場合にも本発明を適用する事が可能である。
【００７５】
以上の構成により、複数のアンテナで受信した信号をそれぞれ復調した後で合成するダイバーシティ受信方法において、受信性能を大きく向上させる事が可能となる。すなわち、合成後の受信信号を硬判定した結果に基づき、複数の受信信号それぞれについて、硬判定結果と受信信号の情報を用いて再度伝送路特性を算出する。こうする事で、伝送路特性の推定精度を高め、更に、再度算出した精度の高い伝送路特性で受信信号を除算した結果を合成することにより、受信データの信頼性を高める事が出来る。結果として、受信特性を大きく向上させることが可能となる。
【００７６】
また、第１の合成部において、合成して得られる信号の情報を用いて信号の信頼性を判定しており、再推定する伝送路特性は、信頼性情報を反映したものとなっている。信頼性が低いＯＦＤＭキャリアの伝送路特性は、その周囲の信頼性が高いＯＦＤＭキャリアの伝送路特性を補間することにより算出している。その為、信頼性の高いダイバーシティ受信装置を実現する事が可能となる。
【００７７】
また、本実施の形態２においては、伝送方式をＯＦＤＭ、デジタル変調方式を１６ＱＡＭとして説明したが、本願の構成がこれらに限定されるものではない。例えば、伝送方式はＯＦＤＭに限らずパイロットキャリアが埋め込まれたマルチキャリアによる伝送であれば構わない。また、変調方式は８ＱＡＭ、３２ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭ、ＱＰＳＫなどの方式であってもよい。
【００７８】
以上の説明では、本発明を実行する各構成要素をダイバーシティ型の合成装置に適用した場合を例示して説明したが、これら各構成要素が備える各動作をステップに置き換えることにより、本発明を実施可能なダイバーシティ型の合成方法とすることも可能である。
【００７９】
（実施の形態３）
本発明の実施の形態３に関わるダイバーシティ受信方法を具現化する装置の構成例について図９，図１０を用いて説明する。本実施の形態３において、ダイバーシティ受信装置は、アンテナ部から復調部までを２系統備える構成を例にとって説明する。
【００８０】
図９は、本発明の実施の形態３におけるダイバーシティ型受信装置の構成例を示すブロック図である。本実施の形態３は、前述の実施の形態１における第１の合成部１０７，第２の合成部１１０を合成部１１７で置き換えたものである。このため、合成部１１７以外の構成要素については、実施の形態１と構成が同じであるため、説明を省略する。
【００８１】
図９における合成部１１７は、図１の第１の合成部１０７と比較して、伝送路再推定部１０９ａおよび１０９ｂからの信号が入力されている点と、硬判定部１０８に出力している信号をデインタリーブ部１１１に対しても出力している点が異なる。なお、伝送路再推定部１０９ａの構成は、図５とほぼ同様である。ただし、図５における第２の合成部１１０は、合成部１１７と読み替えるものとする。
【００８２】
合成部１１７の動作を以下に説明する。合成部１１７には、復調部１０６ａおよび１０６ｂからそれぞれ複素信号が入力される。また、その複素信号にあわせて、該当の複素信号が含まれていたＯＦＤＭキャリアの電力情報や振幅情報が入力される。そして、復調部１０６ａおよび１０６ｂから得られた複素信号の合成を行なう。
【００８３】
複素信号の合成時には、復調部１０６ａおよび１０６ｂから入力される信号のタイミングが一致しない可能性がある。そのため、必要に応じて、それぞれの信号を一旦メモリ部等により記憶させて、その後に同時に取り出すようにしてタイミングを合わせている。そして、同一のシンボル期間・同一のＯＦＤＭキャリアに含まれる信号どうしで信号の合成を行うようにしている。信号の合成の際の重み付け合成の方法は、実施の形態１と同様であるため説明を省略する。
【００８４】
図１０は本発明の実施の形態３における信号の流れを説明した図である。図１０において、伝送路再推定部１０９ａの構成は、図５とほぼ同様である。合成部１１７には、伝送路再推定部１０９ａより、図５に示した周波数軸フィルタ部２０８ａの出力Ｈ”ａ（伝送路特性の推定結果）を変換した結果であるＯＦＤＭキャリアの電力または振幅の情報と、図５における第４の複素除算部２０９ａの出力である複素信号Ｘ’ａが入力される。同様に、伝送路再推定部１０９ｂからも、伝送路再推定部１０９ａから入力される信号と同等の信号が入力される。
【００８５】
合成部１１７は、伝送路再推定部１０９ａと１０９ｂから得られる複素信号Ｘ’ａ、Ｘ’ｂを、重み付け合成する。重み付け合成の方法は、図６に示す第１の合成部１１５が、復調部１０６ａおよび１０６ｂから得た信号を合成する際と同じである。ただし、合成に使用する複素信号Ｘ’ａ、Ｘ’ｂと、合成時の重み付け比を算出するための振幅または電力の情報（Ｈ’ａ、Ｈ’ｂを変換したもの）を、伝送路再推定部１０９ａおよび１０９ｂから得ている点が図６の構成例と異なる。上記の構成により、図１においては第１の合成部１０７と、第２の合成部１１０で行っていた重み付け合成処理を、１つの合成部１１７にて行うことが可能となる。
【００８６】
本実施の形態３では、上記に加え、さらに以下に説明する処理を行うことができる。図１を用いて説明した実施の形態１では、複数の復調部１０６ａおよび１０６ｂから得られる信号について第１の合成部１０７にて合成した結果を硬判定部１０８にて硬判定を行っていた。さらに、伝送路再推定部１０９ａおよび１０９ｂにて、硬判定部１０８から得られる硬判定結果と、各復調部１０６ａおよび１０６ｂから得られる周波数変換後の複素信号を用いて算出した複素信号を第２の合成部１１０にて再度合成していた。
【００８７】
本実施の形態３では、合成部１１７、硬判定部１０８、伝送路再推定部１０９ａを経た結果が再び合成部１１７へと戻っている。このため、例えば伝送路再推定部１０９ａから得られた複素信号を合成し、さらに硬判定部１０８に入力して、伝送路再推定部１０９ｂへと戻すことが可能となる。このように、復調部１０６ａおよび１０６ｂから入力された複素信号に対して、同一の処理を繰り返し適用することが可能となる。
【００８８】
繰り返し処理を行うことで、徐々に伝送路再推定部１０９ａおよび１０９ｂにて算出する伝送路特性の推定精度が向上する。この結果、合成部１１７にて合成された信号は、伝送路特性の誤推定による影響が取り除かれる。なお、繰り返し処理の回数は、例えば５回というように設定し、処理が５回繰り返された時点で、合成部１１７の出力を後段のデインタリーブ部１１１に出力すればよい。
【００８９】
また、本実施の形態３においても、実施の形態２にて説明したように、合成部１１７にて信号の信頼性情報を算出し、信頼性情報を伝送路再推定部１０９ａおよび１０９ｂにて利用することが可能である。
【００９０】
本実施の形態３においても、伝送方式をＯＦＤＭ、デジタル変調方式を１６ＱＡＭとして説明したが、本願の構成がこれらに限定されるものではない。例えば、伝送方式はＯＦＤＭに限らずパイロットキャリアが埋め込まれたマルチキャリアによる伝送であれば構わない。また、変調方式は８ＱＡＭ、３２ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭ、ＱＰＳＫなどの方式であってもよい。
【００９１】
以上の説明では、本発明を実行する各構成要素をダイバーシティ型の合成装置に適用した場合を例示して説明したが、これら各構成要素が備える各動作をステップに置き換えることにより、本発明を実施可能なダイバーシティ型の合成方法とすることも可能である。
【００９２】
（実施の形態４）
本発明の実施の形態４に関わるダイバーシティ受信方法を具現化する装置の構成例について図１１〜図１３を用いて説明する。本実施の形態４において、ダイバーシティ受信装置は、アンテナ部から復調部までを４系統備える構成を例にとって説明する。
【００９３】
図１１は、本発明の実施の形態４におけるダイバーシティ型受信装置の構成例を示すブロック図である。本実施の形態４は、前述した実施の形態２の構成例である図６における第１の合成部１１５を第１の合成部１１８に置き換えている。また、実施の形態２では、アンテナ部１０１ａから伝送路再推定部１１６ａまでと、アンテナ部１０１ｂから伝送路再推定部１１６ｂまでの２系統の信号を用いる例を記載したが、本実施の形態４では、アンテナ部１０１ａから伝送路再推定部１１６ａまで、および、アンテナ部１０１ｂから伝送路再推定部１１６ｂまでに加えて、アンテナ部１０１ｃから伝送路再推定部１１６ｃまで、および、アンテナ部１０１ｄから伝送路再推定部１０６ｄまで、の４系統の信号を処理する例について説明を行う。
【００９４】
本実施の形態４においては、第１の合成部１１８以外の構成要素については、実施の形態２と同じ構成であるため、説明を省略する。第１の合成部１１８は、図６に示した、実施の形態２における第１の合成部１１５と同様に、復調部１０６ａ、１０６ｂ、１０６ｃおよび１０６ｄより得られた受信信号の情報Ｘａ、Ｘｂ、ＸｃおよびＸｄを合成し、合成した複素信号を硬判定部１０８に対して出力する。
【００９５】
さらに、第１の合成部１１８は、複数の複素信号の合成結果の信頼性を判定する。実施の形態２においては、合成結果の信頼性は、複数入力される複素信号の信号間距離の情報を用いて算出していた。一方、本実施の形態４においては、第１の合成部１１８は、復調部１０６ａ，１０６ｂ，１０６ｃ，１０６ｄからそれぞれ入力される信号Ｘａ，Ｘｂ，Ｘｃ，Ｘｄをそれぞれ硬判定する。そして、複数得られた硬判定の結果が、全て一致する場合に、Ｘａ，Ｘｂ、Ｘｃ，Ｘｄを合成して得られる信号の信頼性が高いと判定する。また、複数得られる硬判定の結果が、すべて異なる場合に信頼性が低いと判定してもよい。また、４つの信号が得られる場合に、４つの信号を硬判定した結果がすべて一致した場合と、４つの信号を硬判定した結果のうち３つが一致する場合には信頼性が高いと判定してもよい。
【００９６】
さらに、以下に示す方法により、信号の信頼性を判定することも出来る。図１２は本発明の実施の形態４における送信信号のマッピング点と、合成結果として得られた受信信号の信号点の例を示す図である。また、図１３は本発明の実施の形態４における信頼性判定方法の例を説明するための図である。
【００９７】
図１２には、受信した信号が１６ＱＡＭである場合を例とし、１６ＱＡＭ信号の受信点Ｘａ，Ｘｂ，Ｘｃ，Ｘｄを黒い三角印、合成して得られた信号Ｘmixを●印、１６ＱＡＭ信号のマッピング点を○印で図示している。図１２に示すように、合成部１１８に複数の復調部より信号Ｘａ、信号Ｘｂ、信号Ｘｃ，信号Ｘｄがそれぞれ入力された場合に、Ｘａ，Ｘｂ，Ｘｃ，Ｘｄが含まれるキャリアの電力比などに応じて信号を合成すると、合成信号Ｘｍｉｘが得られる。
【００９８】
図１３には、合成信号Ｘｍｉｘを基準とし、合成信号Ｘｍｉｘとの距離が一定の範囲より短い範囲を斜線で示している。図１３に示すように、Ｘａ，Ｘｂ、Ｘｃ，Ｘｄが斜線部に含まれる場合には、Ｘｍｉｘの信頼性が高いと判定する。具体的には、Ｘａ−Ｘｍｉｘの実部、虚部の絶対値が、閾値ｄよりも共に小さいかどうかを判定すればよい。図１３の例では、閾値ｄは、１６ＱＡＭ信号の符号間距離と一致させている。
【００９９】
本例では、ＸｍｉｘとＸａ、Ｘｂ，Ｘｃ，Ｘｄの距離が大きいかどうかを判定するための閾値ｄを、キャリア変調方式から算出される符号間距離と一致するように設定したが、閾値ｄを信号の受信状況に応じて可変としてもよい。たとえば、別途復調部などにおいて算出した受信信号品質の情報を入手し、信号の信頼性を判定するための閾値ｄすることも可能である。受信信号に含まれるノイズ成分の平均振幅値に応じて閾値ｄを設定することも可能となる。また、ノイズ成分の平均振幅値に一定の係数を乗じた値を閾値ｄとすることも可能である。
【０１００】
また、合成信号Ｘｍｉｘと、Ｘｍｉｘを硬判定した結果である信号のマッピング点との距離を、閾値ｄと比較することも可能である。たとえば、閾値ｄを符号間距離の１／４とし、Ｘｍｉｘを硬判定した結果とＸｍｉｘとの差の実部および虚部の絶対値が共に閾値ｄよりも小さい場合には、合成信号の信頼性が高いと判断する。
【０１０１】
以上述べたように、本実施の形態４では、復調部１０６ａ，１０６ｂ，１０６ｃ，１０６ｄからそれぞれ入力された信号Ｘａ，Ｘｂ，Ｘｃ，Ｘｄを硬判定した結果が一致するか、または、硬判定結果が全て異なるか判断することで受信信号の信頼性を判定している。また、合成信号の信号点と、各受信信号Ｘａ，Ｘｂ，Ｘｃ，Ｘｄとの距離を閾値と比較することで信頼性の有無を判断している。また、受信信号Ｘａ，Ｘｂ，Ｘｃ，Ｘｄは考慮せず、合成信号Ｘｍｉｘと信号のマッピング点との距離を閾値と比較することも可能である。
【０１０２】
なお、本実施の形態４においては、アンテナ部から復調部、並びに、伝送路再推定部を４系統備えた構成について説明したが、アンテナ部から復調部、並びに、伝送路再推定部を４系統以上備えた場合にも本発明を適用可能である。同様に、アンテナ部から復調部、並びに、伝送路再推定部を２系統もしくは３系統備えた場合にも本発明を適用可能である。
【０１０３】
以上の方法により、複数のアンテナで受信した信号をそれぞれ復調した後で、合成するダイバーシティ受信方法において、複数の復調部に対して信号の合成結果の情報をフィードバックさせ、復調部において伝送路特性を推定する際に利用することで、受信特性を向上させることが可能となる。
【０１０４】
この際、第１の合成部においては、合成して得られる信号の情報を用いて信号の信頼性を判定しており、伝送路特性を再推定する際には、信頼性が高いと判断したキャリアから得られた伝送路特性の情報と、パイロット信号から推定した伝送路特性の情報とを入れ替え、補間フィルタ等に入力することで補間処理を行うことも可能となる。また、信頼性が低いＯＦＤＭキャリアの伝送路特性は、その周囲の信頼性が高いと判断したＯＦＤＭキャリアの伝送路特性を補間することにより算出してもよい。
【０１０５】
また、本実施の形態４においては、伝送方式をＯＦＤＭ、デジタル変調方式を１６ＱＡＭとして説明したが、本願の構成がこれらに限定されるものではない。例えば、伝送方式はＯＦＤＭに限らずパイロットキャリアが埋め込まれたマルチキャリアによる伝送であれば構わない。また、変調方式は８ＱＡＭ、３２ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭ、ＱＰＳＫなどの方式であってもよい。
【０１０６】
以上の説明では、本発明を実行する各構成要素をダイバーシティ型の合成装置に適用した場合を例示して説明したが、これら各構成要素が備える各動作をステップに置き換えることにより、本発明を実施可能なダイバーシティ型の合成方法とすることも可能である。
【０１０７】
（実施の形態５）
本発明の実施の形態５に関わるダイバーシティ受信方法を具現化する装置の構成例について図１４を用いて説明する。図１４は、本発明の実施の形態５におけるダイバーシティ型受信装置の構成を示すブロック図である。図１４において、本実施の形態５は、前述の実施の形態１の図１と比べて、硬判定部１０８を備えない点が異なる。
【０１０８】
実施の形態１では、第１の合成部１０７から得られた信号を硬判定部１０８にて硬判定処理を行い、伝送路再推定部１０９ａおよび１０９ｂに対して出力していた。一方、本実施の形態５においては、伝送路再推定部１０９ａおよび１０９ｂには、図１において硬判定部１０８からの信号が入力される代わりに、図１４に示すように第１の合成部１０７から出力された信号が入力される。伝送路再推定部１０９ａおよび１０９ｂは、図１４の第１の合成部１０７から出力される信号と、図１の硬判定部１０８から出力される信号を同様に扱うことが可能である。
【０１０９】
本実施の形態５においては、硬判定部１０８を省略することが可能となる。また、実施の形態２、実施の形態３および実施の形態４は、全て硬判定部１０８を備えたが、硬判定部１０８を備えない構成としてもよい。
【０１１０】
さらに、本実施の形態５においては、伝送方式をＯＦＤＭ、デジタル変調方式を１６ＱＡＭとして説明したが、本願構成がこれらに限定されるものではない。例えば、伝送方式はＯＦＤＭに限らずパイロットキャリアが埋め込まれたマルチキャリアによる伝送であれば構わない。また、変調方式は８ＱＡＭ、３２ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭ、ＱＰＳＫなどの方式であってもよい。
【０１１１】
以上の説明では、本発明を実行する各構成要素をダイバーシティ型の合成装置に適用した場合を例示して説明したが、これら各構成要素が備える各動作をステップに置き換えることにより、本発明を実施可能なダイバーシティ型の合成方法とすることも可能である。
【０１１２】
以上、説明したように本願においては、デジタル多値変調方式により変調・送信された信号を複数のアンテナで受信し、選択または合成するダイバーシティ処理を行う場合に、複数得られた信号を一旦合成し、合成結果を硬判定することで、送信符号点と近い尤もらしい符号点を算出して、送信符号点をこの尤もらしい符号点へと変化させた伝送路特性を算出している。このように、一度信号を合成することで複数の受信信号間で、受信信号の情報を互いに補い、その結果に基づいて再度伝送路特性を算出することで、個々の復調部の復調性能を向上させることができる。そして、個々の復調処理部における復調性能を向上させ、その結果を合成することで、復調性能を大きく向上させることができる。
【０１１３】
さらに、信号の合成結果をフィードバック処理する回数を複数回とすることも可能であり、何度か同じ処理を繰り返すことで、少しずつ伝送路特性の推定精度を高め、受信特性を一段と向上することが可能である。
【０１１４】
このように、一度信号を合成し硬判定を行うことで、複数の受信信号間で、受信信号の情報を互いに補うことができるため、信号の受信特性を飛躍的に向上させることが可能となる。
【産業上の利用可能性】
【０１１５】
本発明を用いれば、複数のチューナ部にて周波数変換し、さらに復調部にて復調処理するダイバーシティ型受信装置において、極めて高い受信性能を実現することが可能となる。従って、ダイバーシティ型受信装置、受信方法として産業上の利用価値が高い。
【図面の簡単な説明】
【０１１６】
【図１】本発明の実施の形態１におけるダイバーシティ型受信装置の構成を示すブロック図
【図２】本発明の実施の形態１における復調部の構成を示すブロック図
【図３】本発明の実施の形態１におけるＯＦＤＭ信号が１６ＱＡＭ変調信号でキャリア変調されている場合の送信信号のマッピング規則の例を示した図
【図４】本発明の実施の形態１において、図３に示したマッピング規則に従って信号が送信されたときの、送信信号と第１の合成部より得られる複素信号の例を示した図
【図５】本発明の実施の形態１における伝送路再推定部の構成を示すブロック図
【図６】本発明の実施の形態２におけるダイバーシティ型受信装置の構成を示すブロック図
【図７】本発明の実施の形態２における伝送路再推定部の構成を示すブロック図
【図８Ａ】本発明の実施の形態２における補正部による補正前の信号振幅の状態を説明した図
【図８Ｂ】本発明の実施の形態２における補正部による補正後の信号振幅の状態を説明した図
【図９】本発明の実施の形態３におけるダイバーシティ型受信装置の構成を示すブロック図
【図１０】本発明の実施の形態３における信号の流れを説明した図
【図１１】本発明の実施の形態４におけるダイバーシティ型受信装置の構成を示すブロック図
【図１２】本発明の実施の形態４における送信信号のマッピング点と、合成結果として得られた受信信号の信号点の例を示す図
【図１３】本発明の実施の形態４における信頼性判定方法の例を説明するための図
【図１４】本発明の実施の形態５におけるダイバーシティ型受信装置の構成を示すブロック図
【符号の説明】
【０１１７】
１０１ａ，１０１ｂ    アンテナ部
１０２ａ，１０２ｂ    チューナ部
１０３ａ，１０３ｂ    Ａ／Ｄ変換部
１０４ａ，１０４ｂ    直交検波部
１０５ａ，１０５ｂ    周波数変換部
１０６ａ，１０６ｂ    復調部
１０７    第１の合成部
１０８    硬判定部
１０９ａ，１０９ｂ    伝送路再推定部
１１０    第２の合成部
１１１    デインタリーブ部
１１２    デマッピング部
１１３    ビットデインタリーブ部
１１４    誤り訂正部
１１５    第１の合成部
１１６ａ，１１６ｂ    伝送路再推定部
１１７    合成部
１１８    第１の合成部
２０１ａ    ＳＰ信号抽出部
２０２ａ    ＳＰ信号発生部
２０３ａ    第１の複素除算部
２０４ａ    補間部
２０５ａ    遅延部
２０６ａ    第２の複素除算部
２０７ａ    第３の複素除算部
２０８ａ    周波数軸フィルタ部
２０９ａ    第４の複素除算部
２１０ａ    補正部
【手続補正３】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】全図
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図１】
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【図２】
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【図３】
2006137382.tif 000019
【図４】
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【図５】
2006137382.tif 000021
【図６】
2006137382.tif 000022
【図７】
2006137382.tif 000023
【図８Ａ】
2006137382.tif 000024
【図８Ｂ】
2006137382.tif 000025
【図９】
2006137382.tif 000026
【図１０】
2006137382.tif 000027
【図１１】
2006137382.tif 000028
【図１２】
2006137382.tif 000029
【図１３】
2006137382.tif 000030
【図１４】
2006137382.tif 000031
【国際調査報告】
2006137382.tif 000032
2006137382.tif 000033
2006137382.tif 000034
2006137382.tif 000035