(57)【要約】  圧電トランスのオン・オフに伴う振動騒音を低減した圧電トランスの調光騒音低減回路を提供する。  フルブリッジ回路２は、フルブリッジ駆動回路５によって制御され、入力電圧源１からの入力電圧ＶＢ１をスイッチングし、ローパスフィルタ３に出力する。ローパスフィルタ３からの出力が圧電トランス４に供給され、この圧電トランス４の出力電流ＩＯが放電管に供給される。フルブリッジ回路２の各ＦＥＴの駆動周波数は、電圧制御型発振器９により決定される。フルブリッジ駆動回路５には、デューティ可変回路６及び波高値制御回路２２が接続されている。波高値制御回路２２により調光波形の立ち上がりと立ち下がりを（１−ｃｏｓωｔ）の波形とする。
2008012942.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電圧源からの出力電圧を受けて作動するフルブリッジ回路と、このフルブリッジ回路からの出力が供給される圧電トランスとを備え、この圧電トランスの出力電流が放電管に供給される圧電トランスの調光騒音低減回路において、
前記フルブリッジ回路には、負荷に流れる電流をフィードバックして作動するフルブリッジ駆動回路が接続され、
前記フルブリッジ回路またはフルブリッジ駆動回路には、フルブリッジ回路からの出力電圧を制御するデューティ可変回路が設けられ、
前記デューティ可変回路には、調光信号の立ち上がり、立ち下がりの時点における、フルブリッジ回路の出力電圧の立ち上がり波形、立ち下がり波形を制御する波高値制御回路が接続され、
前記波高値制御回路が、フルブリッジ回路の出力電圧の立ち上がり波形、立ち下がり波形がコサイン曲線によって表されるように、その出力電圧の波高値を制御するものであることを特徴とする圧電トランスの調光騒音低減回路。
【請求項２】
前記波高値制御回路の出力がデューティ可変回路に接続され、このデューティ可変回路からの出力に基づいてフルブリッジ駆動回路がフルブリッジ回路のデューティを制御するものであることを特徴とする請求項１に記載の圧電トランスの調光騒音低減回路。
【請求項３】
前記フルブリッジ回路がそのデューティを固定のものから構成され、
前記入力電圧源とフルブリッジ回路との間には、入力電圧源からの出力を一定の周期でオン・オフすると共にフルブリッジ回路の入力電圧を可変とするチョッピング回路が設けられ、
このチョッピング回路には、そのデューティを制御して出力電圧を可変とするデューティ可変回路が接続されていることを特徴とする請求項１に記載の圧電トランスの調光騒音低減回路。
【請求項４】
前記フルブリッジ駆動回路が、負荷に流れる電流を検出してそれを電圧値に変換する電流−電圧変換回路と、この電流−電圧変換回路によって得られた負荷電流と内蔵した基準電圧を比較する積分器と、この積分器出力によって発振周波数が決定される電圧制御型発振器とに接続され、この電圧制御型発振器からの出力をフルブリッジ駆動回路を介してフルブリッジ回路にフィードバックすることで、フルブリッジ回路の動作周波数を制御するものであることを特徴とする請求項１に記載の圧電トランスの調光騒音低減回路。
【請求項５】
前記積分器に、出力電流の立ち上がりの過渡応答及び前記デューティ可変回路のソフトスタートの期間を確保するために、積分器の動作を禁止する立ち上がり遅延回路が設けられていることを特徴とする請求項４に記載の圧電トランスの調光騒音低減回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、液晶表示装置などのバックライトとして使用される放電管（例えば、冷陰極蛍光管）の点灯・調光回路における圧電トランスの騒音低減回路に関するものであって、特に、フルブリッジ回路の出力電圧の立ち上がり波形、立ち下がり波形がコサイン曲線によって表されるように、その出力電圧の波高値を制御することで、振動騒音の低減と輝度ムラを改善するように構成したものである。
【背景技術】
【０００２】
冷陰極蛍光管の調光方式として、圧電トランスを用いて点灯と消灯を繰り返すバースト調光が従来から知られている。このバースト調光を行う場合、圧電トランスは圧電効果による振動を利用するため、その繰り返し周波数やその高調波の振動が発生する。この振動は圧電トランスを搭載している回路基板などに伝わり可聴音が発生することがある。この振動による発音の周波数は点灯と消灯の繰り返し周波数と同一かあるいはその高調波成分などである。この点灯と消灯の繰り返し周波数は数十から百ヘルツが一般的であり、したがって数十〜数百ヘルツの音が発生する。この周波数領域では人の耳は感度が良いため、耳障りな騒音となることがある。【０００３】
すなわち、従来のバースト調光は放電管の点灯と消灯を繰り返すために、図７(a)のような電力（実効電力で表示）が圧電トランスに印加される。そのために圧電トランスは図７(b)のような包絡線をもつ振動をする。つまり点灯時は駆動周波数で振動するが、消灯時には振動が停止する。このように振動を急激に開始したり停止すると、図７(a)に示すように過渡的に大きな電力が必要となるが、それにより図７(b)に示すような過渡的な異常振動が発生し、これが発音源となると考えられていた。【０００４】
このような観点から、圧電トランスの調光騒音低減回路に関する提案が、たとえば特許文献１及び特許文献２に示すように従来からなされている。すなわち、これらの従来技術は、圧電トランスの振動を停止させることなくバースト調光を行うもので、消灯にあたるサイクルでも圧電トランスの振動を持続させながら、バースト調光の周期にあわせて振動振幅の大小を繰り返すことにより、放電管には２つの値の振幅を繰り返す電流を供給することができる。【０００５】
図８はこれらの特許文献の回路の動作を示すもので、図８(a)は、圧電トランスを駆動する電力を時分割したときを、図８(b)はその時の圧電トランスの振動振幅の包絡線を表わしたものである。図８(a)の縦軸の電力は実効電力とした。図８(a)において、圧電トランスには大きな電力（ここでは大電力という）と、０でない小さな電力（小電力という）が時分割で交互に加えられる。大電力と小電力の時間間隔をそれぞれｍとｎとする。ｍとｎの和が繰り返し周期となる。そしてこの２つの時間間隔の比（時分割比＝ｎ／（ｍ＋ｎ））を変えることにより、あるいは２つの電力の少なくとも１つの電力を変えることにより放電管の輝度を調整することができる。
【特許文献１】特開２０００−５８２８９号公報
【特許文献２】特開２０００−２２３２９７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、前記特許文献１や特許文献２の発明は、調光のオフ期間であっても小電力を冷陰極蛍光管に供給することになるため、この種の冷陰極蛍光管を使用した液晶ディスプレイなどに輝度ムラが発生する不都合があった。特に、液晶テレビのような大画面では、オフ期間であっても蛍光管の両端のみが点灯する現象が生じ、調光度を画面全体に均一に制御することが困難であった。【０００７】
この点を、図９に示す本出願人の提案に係る従来の調光回路及びその各部の出力電圧または電流を示す図１０のタイムチャートによって具体的に説明する。なお、この図９に示す調光回路は、本発明を説明するために本明細書に記載したものであって、本願の出願時点で公知のものではない。【０００８】
図９の調光回路において、入力電圧源１の出力側に接続されたフルブリッジ回路２には、入力電圧源１からの供給電圧ＶＩＮが入力電圧ＶＢ１としてそのまま印加され、フルブリッジ回路２はこの入力電圧ＶＢ１をスイッチングする。【０００９】
フルブリッジ回路２からの出力ＶＦＯは、ローパスフィルタ３を介して圧電トランス４に出力され、この圧電トランス４の出力ＩＯがバックライトなどの放電管に供給される。すなわち、圧電トランス４は、電気信号を機械的な振動に変換し、さらに電気信号に変換する。本回路では、ローパスフィルタからの交流電圧（大略正弦波）を昇圧し、高電圧に変換して、負荷である放電管を点灯する。【００１０】
前記ローパスフィルタ３は、フルブリッジ回路２の出力波形のうち高調波成分を減衰するもので、これにより圧電トランス４にはフルブリッジ回路２の基本波成分が印加できる。なお、圧電トランス４は、正弦波で駆動するのが理想で、高調波成分は熱に変換されるか入力側へ反射するため、このローパスフィルタ３により高調波成分を減衰する必要がある。【００１１】
前記フルブリッジ回路２には、フルブリッジ回路２を駆動するためのインターフェイス回路であるフルブリッジ駆動回路５が設けられている。このフルブリッジ駆動回路５は、後述する電圧制御型発振器９とデューティ可変回路６の条件で、フルブリッジの各ＦＥＴを駆動し、フルブリッジ回路２からの出力電圧を可変とする。このフルブリッジ駆動回路５に接続されたデューティ可変回路６は、台形波発生器１０の出力Ｖｄに比例したデューティ信号を、フルブリッジ駆動回路５に出力する。【００１２】
このデューティ可変回路６の入力側には、圧電トランス４の出力側から取得した負荷電流を電圧に変換する電流−電圧変換回路７、基準電圧を内蔵した積分器８及び電圧制御型発振器９が接続されている。【００１３】
電流−電圧変換回路７は、負荷（冷陰極管）に流れる電流ＩＯを検出してそれを電圧値に変換することで、負荷電流に比例した、直流電圧ＶＩＶを作りだし、負荷電流の情報として積分器８に帰還する。【００１４】
積分器８は、負荷電流ＩＯの電圧換算値ＶＩＶと内蔵した基準電圧の差電圧を時間で積分する。従って、ＶＩＶが基準電圧に満たないと、積分器出力Ｖｉｎｔは、時間とともに変化する。ＶＩＶ＝基準電圧となると、差電圧は０となるので積分出力Ｖｉｎｔは、一定値を示し時間で変化せず、ＶＩＶ＝基準電圧となった時のＶｉｎｔを継続して出力する。本回路では、ＶＩＶ＜基準電圧のとき、積分器出力Ｖｉｎｔは、上昇する極性に設定してあるものとする。また、インバータの電源投入により初期化され、動作開始直後は、Ｖｉｎｔ＝０ｖとなるものとする。【００１５】
電圧制御型発振器９は、積分器出力Ｖｉｎｔによりその発振周波数が決定する。すなわち、図１１に示すように、Ｖｉｎｔ＝０のとき、本発振器の周波数は、圧電トランスの共振周波数より十分高い周波数に設定する。Ｖｉｎｔの値が、上昇すると、本発振器の周波数は、その電圧上昇に対応して低周波の方向へシフトする様な極性に設定する。また、本発振器は、Ｖｉｎｔの電圧の最大取りうる値において、圧電トランスの共振周波数に十分近づくか、又はより低周波の周波数を出力できるように設定する。従って、ＶＩＶ＝積分器に内蔵した基準電圧となったとき、Ｖｉｎｔ＝ｃｏｎｓｔ（時間で変化しない）となり、本発振器は、一定の周波数で発振することになる。この状態が安定動作の状態である。【００１６】
このように本回路においては、圧電トランス４からの出力電流ＩＯを電流−電圧変換回路７で検出し、その出力ＶＩＶを積分器８で積分し、その出力Ｖｉｎｔに基づき電圧制御型発振器９を駆動し、その出力ＯＳＣをデューティ可変回路６及びフルブリッジ駆動回路５を介してフルブリッジ回路２にフィードバックすることで、フルブリッジ回路２の動作周波数を制御している。【００１７】
前記デューティ可変回路６には、放電管の調光信号である矩形波Ｖｄｍが台形波発生器１０を介して供給され、台形波発生器１０からの出力信号ＶｄのＨｉｇｈ期間（出力電流が出力している期間；以下同様）前記デューティ可変回路６が駆動される。すなわち、台形波発生器１０の出力は、デューティ可変回路６に入力され、フルブリッジのデューティをなだらかに可変する。これは、調光時の騒音を低減する目的で、調光による出力電流の立ち上がりや、立ち下がりをなめらかにする。なお、調光による出力電流の立ち上がり、立ち下がりが急峻な場合、騒音が増大する。【００１８】
一方、調光信号Ｖｄｍは、そのＨｉｇｈ期間の長短によりフルブリッジ回路２のデューティを制御して、放電管の調光度合いを決定する。この調光信号Ｖｄｍは、立ち上がり遅延回路１１を介して前記積分器８にＧＡＴＥ信号として入力され、このＧＡＴＥ信号のＨｉｇｈ期間だけ積分器８が作動する。なお、積分器８は、ＧＡＴＥ信号がＬｏｗ期間は動作を休止し、休止直前の出力を保持している。【００１９】
すなわち、立ち上がり遅延回路１１は、調光信号のＨｉｇｈ期間において、その期間の頭の部分の一定期間を遅延したＬＯＷとする信号を出力する。この一定期間は、出力電流の立ち上がりの過渡応答や、デューティ可変回路６によるソフトスタートの期間であり、出力電流が不安定な値を示すため、積分器８の動作を禁止している。立ち上がり遅延回路１１は、積分器８のＧＡＴＥ端子に入力する。立ち上がり遅延回路１１の遅延により、出力電流の不安定な部分を積分器８が積分しないように制御する。【００２０】
同様に、立ち上がり遅延回路１１は、調光信号がＬｏｗのときもＬｏｗ信号を出力するので、調光により出力が０となった領域は積分されない。もし、調光により出力電流０となった領域も積分すると、積分器の出力が上昇し圧電トランス４の駆動周波数が、より共振周波数に近づく為、調光信号Ｈｉｇｈ時の出力電流が増大し、調光機能が損なわれるだけでなく、冷陰極管の寿命の低下や破壊を招く。【００２１】
このような構成の図９の調光回路においては、台形波発生器１０を設けることにより、フルブリッジ回路２のデューティの立ち上がり、立ち下がりの波形を滑らかなものとして、出力電流ＩＯの立ち上がり、立ち下がりの波高値をなだらかに変化させ、調光時の騒音を低減させるようにしている。しかし、実際には、次のような問題点が有り、騒音対策が十分とは言えなかった。【００２２】
（１）側帯波の影響
前記の調光回路において、デューティが０に近くなると、高調波成分が増大し調光騒音が増大し、この高調波成分が、圧電トランスの振動に影響を与え、調光騒音を増大すると考えられる。より具体的には、インバータの調光は、図９の様に圧電トランスの駆動周波数（インバータの出力周波数）を持つ出力電流を低周波（この場合１５０Ｈｚ）で断続し、そのオン−デューティを可変することで、放電管の光量を調整する。【００２３】
この場合の出力電流の波形は、１５０Ｈｚで振幅変調を受けたと同様の条件となる。ただし、波形の立ち上がりや、立ち下がりの部分は、急峻で有るため、１５０Ｈｚの高調波によっても振幅変調を受けることとなる。その結果、騒音のスペクトルは、５２ｋＨｚの搬送波に相当する周波数と１５０Ｈｚ間隔で発生する側帯波と呼ばれる周波数で表される。【００２４】
このスペクトルで表される騒音は、調光による電流の立ち上がり、立ち下がりの瞬間に発生すると考えられる。発生源の圧電トランスから、人間の耳までの系に共振する周波数ポイントがなければ、可聴帯域の側帯波は減衰しているため、減衰に相当した騒音レベルで収まる。一方、発生源から耳までの系に共振する周波数ポイントがあると、その周波数で側帯波が増幅され、騒音レベルも増大する。今、７ｋＨｚで共振する周波数ポイントがあると仮定すると、７ｋＨｚの周波数に相当する側帯波が増幅され、調光のオン・オフの度に７ｋＨｚの音波が増幅されて、発生することになる。【００２５】
この現状から、騒音発生のメカニズムは、「７ｋＨｚの音叉を調光のオン・オフのタイミングに合わせて、ハンマーでたたいている状況」に類似している。ハンマーの強さは、７ｋＨｚの周波数に相当する側帯波のレベルにたとえることができ、音叉の共振周波は、系の共振周波数に相当する。ハンマーをたたく回数は、調光のオン・オフの回数に相当する。【００２６】
（２）調光波形の立ち下がりの乱れ…波形不連続に伴う騒音増大
前述の（１）の高調波の影響を避けるため、フルブリッジのデューティがある程度（３０％位）に低減したときにフルブリッジ出力のデューティを０とする方法も考えられる。この方法を採用した場合は、フルブリッジ出力のデューティが０となる瞬間に出力電流の波形が不連続となる。この不連続は、波形の乱れとなり、可聴帯域の側帯波の増大をまねき、調光騒音を増大させる。【００２７】
すなわち、前記電圧制御型発振器９の出力ＯＳＣによって制御されるフルブリッジ回路２の駆動周波数を一例として５２ｋＨｚとした場合、圧電トランス４はその動作中５２ｋＨｚで振動しているが、フルブリッジ出力のデューティが０となると、圧電トランス４は自己の共振周波数、例えば５０ｋＨＺで振動することになる。この変化のタイミングは、駆動周波数の位相とは無関係に駆動時から０Ｖへの切換タイミングで生じるため、位相の不連続が生じる。【００２８】
（３）フルブリッジ回路のデューティの変化をなだらかに変化させた場合
前記（１）のような側帯波の影響を排除するには、例えば図１１に示すように、十分に立ち上がり及び立ち下がりの波形になだらかな状態を作り出し、出力電流の波高値の変化をなだらかにしないと、調光騒音を低減できない。しかし、この場合、出力電流の平らな部分の時間が少なくなり、管電流が所定の値を確保できる時間が少なくなるため、画面の輝度ムラが発生し、調光範囲の制約となる。【００２９】
すなわち、調光の波形をなめらかにすると騒音は低減されるものの、オン時間が少なくなり、電流が十分流れない（安定しない）状態で放電管を点灯させることになり、調光が安定せず、輝度ムラが生じたり、調光の範囲に限度が生じる。【００３０】
（４）常時駆動の問題点
前記の特許文献１や特許文献２に記載の発明のように、圧電トランスを常時駆動することで、駆動周波数と自己共振周波数の相違に起因する位相の不連続を解消することも考えられる。しかし、その場合には、調光のオフ期間であっても小電力を冷陰極蛍光管に供給することになるため、この種の冷陰極蛍光管を使用した液晶ディスプレイなどに輝度ムラが発生する不都合がある。【００３１】
本発明は前記のような従来技術の問題点を解決するために提案されたものであって、その目的は、圧電トランスのオン・オフに伴う振動騒音を低減すると同時に、放電管を利用した液晶ディスプレイなどにおける輝度ムラの防止を可能とした圧電トランスの調光騒音低減回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００３２】
前記の目的を達成するために、本発明は、入力電圧源からの出力電圧を受けて作動するフルブリッジ回路と、このフルブリッジ回路からの出力が供給される圧電トランスとを備え、この圧電トランスの出力電流が放電管に供給される圧電トランスの調光騒音低減回路において、次の構成を採用したことを特徴とする。
(1) 前記フルブリッジ回路には、負荷に流れる電流をフィードバックして作動するフルブリッジ駆動回路を接続されている。
(2) 前記フルブリッジ回路またはフルブリッジ駆動回路には、フルブリッジ回路からの出力電圧を制御するデューティ可変回路が設けられている。
(3) 前記デューティ可変回路には、調光信号の立ち上がり、立ち下がりの時点における、フルブリッジ回路の出力電圧の立ち上がり波形、立ち下がり波形を制御する波高値制御回路が接続されている。
(4) 前記波高値制御回路が、フルブリッジ回路の出力電圧の立ち上がり波形、立ち下がり波形がコサイン曲線によって表されるように、その出力電圧の波高値を制御するものである。【００３３】
また、次のような構成も、本発明の一態様である。
(a) 前記波高値制御回路の出力がデューティ可変回路に接続され、このデューティ可変回路からの出力に基づいてフルブリッジ駆動回路がフルブリッジ回路のデューティを制御する。【００３４】
(b) 前記フルブリッジ回路がそのデューティを固定のものから構成され、前記入力電圧源とフルブリッジ回路との間には、入力電圧源からの出力を一定の周期でオン・オフすると共にフルブリッジ回路の入力電圧を可変とするチョッピング回路が設けられ、このチョッピング回路には、そのデューティを制御して出力電圧を可変とするデューティ可変回路が接続されている。【００３５】
(c) 前記フルブリッジ駆動回路が、負荷に流れる電流を検出してそれを電圧値に変換する電流−電圧変換回路と、この電流−電圧変換回路によって得られた負荷電流と内蔵した基準電圧を比較する積分器と、この積分器出力によって発振周波数が決定される電圧制御型発振器とに接続され、この電圧制御型発振器からの出力をフルブリッジ駆動回路を介してフルブリッジ回路にフィードバックすることで、フルブリッジ回路の動作周波数を制御する。【００３６】
(d) 前記積分器に、出力電流の立ち上がりの過渡応答及び前記デューティ可変回路によるチョッピング回路のソフトスタートの期間を確保するために、積分器の動作を禁止する立ち上がり遅延回路が設けられている。
【発明の効果】
【００３７】
本発明によれば、フルブリッジ回路の出力電圧の立ち上がり波形、立ち下がり波形がコサイン曲線によって表されるように、その出力電圧の波高値を制御することで、調光波形の立ち上がりと立ち下がりにおいて可聴帯域に落ちる側帯波のレベルを低減することが可能になり、調光騒音の発生をより低減することができる。【００３８】
また、本発明の前記(c) の態様によれば、前記の効果に加え、圧電トランスをそのオン期間及びオフ期間の全域にわたって駆動すると同時に、そのオフ期間は圧電トランスに対する電流の供給を停止することで、位相の不連続による調光騒音の発生と、オン・オフ期間の全域にわたって圧電トランスを駆動することに起因する輝度ムラの発生との双方を低減することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００３９】
【図１】本発明の第１実施形態の構成を示すブロック図。
【図２】前記第１実施形態における波高値制御回路の動作の詳細を示すタイムチャート。
【図３】前記第１実施形態における各部の出力波形を示すタイムチャート。
【図４】本発明の第２実施形態の構成を示すブロック図。
【図５】前記第２実施形態における波高値制御回路の動作の詳細を示すタイムチャート。
【図６】前記第２実施形態における各部の出力波形を示すタイムチャート。
【図７】従来の調光回路における圧電トランスの入力電圧及び振動を示すタイムチャート。
【図８】特許文献１及び特許文献２に記載の調光回路における圧電トランスの入力電圧及び振動を示すタイムチャート。
【図９】本出願人による従来の調光回路の構成を示すブロック図。
【図１０】図９の調光回路における各部の出力波形を示すタイムチャート。
【図１１】図９の調光回路における圧電トランスの共振特性を示すグラフ。
【図１２】図９の調光回路におけるフルブリッジ駆動回路の出力電圧の波形を示すタイムチャートと、可聴帯に側帯波が発生するメカニズムを示すグラフ。
【図１３】従来の調光回路において、フルブリッジ回路のデューティの変化をなだらかにした場合に発生する問題を説明するタイムチャート。
【符号の説明】
【００４０】
１…入力電圧源
２…フルブリッジ回路
３…ローパスフィルタ
４…圧電トランス
５…フルブリッジ駆動回路
６…デューティ可変回路
７…電流−電圧変換回路
８…積分器
９…電圧制御型発振器
１０…台形波発生器
１１…立ち上がり遅延回路
２１…チョッピング回路
２２…波高値制御回路
【発明を実施するための最良の形態】
【００４１】
（１）第１実施形態の構成
以下、本発明の第１実施形態を図１の機能ブロック図及び図２、図３のタイムチャートに従って具体的に説明する。この第１実施形態は、前記図９に示した調光回路に本発明を適用したものであって、図９の調光回路と同一の部分については、同一の符号を付し、説明を省略する。【００４２】
本実施形態においては、図９の調光回路における台形波発生器１０に代えて、波高値制御回路２２が設けられている。この波高値制御回路２２は、もっとも調光騒音を低減する効果のある波高値の形を決定するもので、（１−ｃｏｓωｔ）の波形が、出力電圧Ｖｄの立ち上がり及び立ち下がり部分に形成されるような波形を出力する。【００４３】
その結果、前記デューティ可変回路６には、放電管の調光信号である矩形波Ｖｄｍが波高値制御回路２２を介して供給され、波高値制御回路２２からの出力信号ＶｄのＨｉｇｈ期間（出力電流が出力している期間；以下同様）前記デューティ可変回路６が駆動される。【００４４】
すなわち、図２に示すように、（１−ｃｏｓωｔ）の波形を有する出力電圧Ｖｄが印加されたデューティ可変回路６において、
(1) 波形の立ち上がり（立ち下がり）開始時ｔ＝０
(2) 立ち上がり（立ち下がり）完了時ｔ＝π／ω
(3) ＯＮ−ｄｕｔｙ＝（１−ｃｏｓωｔ）／２
(4) ωをｆ＝ω／２π、ほぼ５００Ｈｚ位
に設定した場合、波高値制御回路２２からの出力電圧Ｖｄが増加するにつれて、デューティ可変回路６からはオン時間の長い矩形波が出力される。【００４５】
なお、図２に示すデューティ可変回路６の出力波形は模式図であり、実回路においては、５０ｋＨｚ程度の高周波でオン・オフする。従って、波高値制御回路のω／２π（＝ｆ）が、５００Ｈｚであれば、オン・オフの回数は、５０回となる。図２は、表現の都合で、オン・オフの回数を１０回で表現したものである。【００４６】
（２）第１実施形態の作用
前記のような構成を有する第１実施形態においては、波高値制御回路２２を設けることにより、デューティ可変回路６及びフルブリッジ駆動回路７を介して、フルブリッジ回路２の出力電圧の立ち上がり波形及び立ち下がり波形をコサイン曲線によって表される滑らかなものとすることができる。その結果、出力電流ＩＯの立ち上がり、立ち下がりの波高値をなだらかに変化させ、調光時の騒音を低減させることが可能になる。【００４７】
すなわち、本実施形態においては、波高値制御回路２２により調光波形の立ち上がりと立ち下がりを（１−ｃｏｓωｔ）の波形とすることで、側帯波の可聴域のレベルを低減させることができる。なお、出願人の実験によれば、周波数５００Ｈｚにおいて調光波形の立ち上がりと立ち下がりを（１−ｃｏｓωｔ）の波形としたときと、充放電曲線を有する波形とを比較した場合、可聴帯域において、３６ｄＢ程度の側帯波のレベルが低下したことを確認することができた。【００４８】
（３）第２実施形態の構成
以下、本発明の第２実施形態を図４の機能ブロック図及び図５、図６のタイムチャートに従って具体的に説明する。なお、前記図９に示した調光回路と同一の部分については、同一の符号を付し、説明を省略する。【００４９】
本実施形態の回路は、入力電圧源１からの出力を一定の周期でオン・オフするチョッピング回路２１、このチョッピング回路２１の出力電圧ＶＢ１を受けて作動するフルブリッジ回路２、フルブリッジ回路２の出力電圧ＶＦＯ中の高調波成分を除去するローパスフィルタ３を備えており、このローパスフィルタ３からの出力が圧電トランス４に供給され、この圧電トランス４の出力電流ＩＯが放電管に供給される。【００５０】
本実施形態のフルブリッジ回路２は、フルブリッジ駆動回路５によって制御され、チョッピング回路２１からの入力電圧ＶＢ１をスイッチングする。フルブリッジ回路２の各ＦＥＴの駆動周波数は、電圧制御型発振器９により決定される。また、チョッピング回路２１にデューティ可変回路６が接続されているため、フルブリッジ回路２のデューティは固定で動作する。【００５１】
この電圧制御型発振器９を駆動する積分器８及び電流−電圧変換回路７は、前記従来技術及び第１実施形態と同様の構成であって、電圧制御形発振器９がデューティ可変回路６を介することなく、直接フルブリッジ駆動回路５を介してフルブリッジ回路２にスイッチング周波数を供給する点が異なる。【００５２】
前記チョッピング回路２１は、フルブリッジ回路２の入力電圧を可変することを目的とする回路である。チョッピング回路２１の出力電圧ＶＢ１は、デューティ可変回路６の出力により制御する。すなわち、前記従来技術や第１実施形態においては、デューティ可変回路６は、フルブリッジ駆動回路５に接続されていたが、第２実施形態においては、チョッピング回路２１に接続されている。【００５３】
前記デューティ可変回路６には、波高値制御回路２２を介して調光信号Ｖｄｍが供給されている。この波高値制御回路２２は、調光信号Ｖｄｍの立ち上がり、立ち下がりの時点における、チョッピング回路２１の出力電圧の立ち上がり波形、立ち下がり波形を制御する。すなわち、波高値制御回路２２の出力Ｖｄは、デューティ可変回路６に入力され、チョッピング回路２１のデューティを制御してチョッピング回路２１の出力電圧を可変する。【００５４】
この波高値制御回路２２は、もっとも調光騒音を低減する効果のある波高値の形を決定するものである。本実施形態において、この波高値制御回路２２は、（１−ｃｏｓωｔ）の波形が、出力電圧Ｖｄの立ち上がり及び立ち下がり部分に形成されるような波形を出力する。【００５５】
なお、図５は、第２実施形態における波高値制御回路２２からの出力波形を示すもので、その基本的な形状は、前記第１実施形態の図２に示すものと同様である。ただし、第１実施形態ではこの波高値制御回路２２によりフルブリッジ回路２のデューティを制御していたが、第２実施形態ではチョッピング回路２１のデューティを制御している点が相違する。【００５６】
このようなデューティ可変回路６からの矩形波により駆動されるチョッピング回路２１からは、図５のＶＢ１に示すように、（１−ｃｏｓωｔ）の波形を有する出力電圧が得られ、これによってフルブリッジ回路２が駆動される。この場合、デューティ可変回路６の出力が、オンのときチョッピング回路２１のスイッチがオンとなり、チョッピング回路２１の出力電圧は、デューティ可変回路６のＯＮ−ｄｕｔｙに比例して上昇（または下降）する。【００５７】
更に、本実施形態において、立ち上がり遅延回路１１は、前記従来技術と同様に、調光信号のＨｉｇｈ期間（出力電流が出力している期間）において、その期間の頭の部分の一定期間を遅延したＬＯＷとする信号を出力する。この一定期間は、出力電流の立ち上がりの過渡応答や、デューティ可変回路６によるチョッピング回路２１のソフトスタートの期間であり、出力電流が不安定な値を示すため、積分器８の動作を禁止している。【００５８】
（４）第２実施形態の作用
前記のような構成を有する第２実施形態において、フルブリッジ回路２は固定デューティのため、その全領域で高調波成分が少ない電圧を圧電トランス４に印加することができる。すなわち、フルブリッジ回路２としては、前記特許文献１や特許文献２に示すように、全期間駆動することが可能になり、オン・オフに伴う位相の不連続が発生しない利点がある。なお、出願人の実験によれば、位相の連続性を確保することで、可聴帯域において、２４ｄＢ程度の側帯波のレベルが低下したことを確認することができた。その結果、本実施形態によれば、前記のフルブリッジ回路の出力電圧の立ち上がり及び立ち下がりをコサイン曲線としたことによる効果と合わせて、６０ｄＢ程度の騒音の低減が可能になった。【００５９】
しかも、チョッピング回路２１によって、調光信号のオフ期間は入力電圧源１からの電流をフルブリッジ回路２に供給しないようにしたので、圧電トランス４としては、全期間駆動されながらも、調光オフ期間はその出力電流ＩＯが「０」となり、放電管に電流が供給されることがなくなる。その結果、全期間駆動による位相の連続性を確保して騒音の低減を図ると同時に、調光オフ期間における放電管の点灯を解消して、輝度ムラの発生を防止することができる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【国際調査報告】
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