(57)【要約】  ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号のＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）を低減しつつ、伝送効率を向上させることができるとともに、受信データの誤り率を低下させることができるＯＦＤＭ通信方法。この方法において、複数の重み係数のうちから、ＯＦＤＭ信号のＰＡＰＲを最小にする最適な重み係数を選択し、前記最適な重み係数に対応するシフト量にてパイロット系列を循環シフトし、循環シフトされた前記パイロット系列を送信データに挿入する。【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の重み係数のうちから、ＯＦＤＭ信号のＰＡＰＲを最小にする最適な重み係数を選択する選択ステップと、
前記最適な重み係数に対応するシフト量にてパイロット系列を循環シフトするシフトステップと、
循環シフトされた前記パイロット系列を送信データに挿入する挿入ステップと、
を具備する送信側のＯＦＤＭ通信方法。
【請求項２】
前記選択ステップにおいて、
所定の順番で予め記憶されている前記複数の重み係数のうちから前記最適な重み係数を選択し、
前記シフトステップにおいて、
前記複数の重み係数における前記最適な重み係数の順位に応じたシフト量にて前記パイロット系列を循環シフトする、
請求項１記載のＯＦＤＭ通信方法。
【請求項３】
データベクトルを複数のサブベクトルに分割する分割ステップ、をさらに具備し、
前記選択ステップは、
前記複数の重み係数と前記複数のサブベクトルとを順次乗算して複数の線形組み合わせを得るステップと、
前記複数の線形組み合わせに対して逆フーリエ変換を行って複数の時間領域信号を得るステップと、
前記複数の時間領域信号のうちからＰＡＰＲが最小の信号を確定するステップと、
前記確定された信号が対応する線形組み合わせに使用された前記最適な重み係数を選択するとともに、前記複数の重み係数における前記最適な重み係数の順位を確定するステップと、を備える、
請求項２記載のＯＦＤＭ通信方法。
【請求項４】
前記シフトステップにおいて、
前記複数の重み係数における前記最適な重み係数の順位Ｑに応じて、前記パイロット系列を（Ｑ−１）×Ｂ（Ｂは１以上の整数）だけ循環シフトする、
請求項２記載のＯＦＤＭ通信方法。
【請求項５】
前記複数の重み係数は、循環シフト前の前記パイロット系列を複数に分割して生成されるものである、
請求項１記載のＯＦＤＭ通信方法。
【請求項６】
請求項１記載のＯＦＤＭ通信方法によりシフトされ、前記送信データに挿入された前記パイロット系列を受信する受信ステップと、
受信した前記パイロット系列を用いてチャネル推定を行って第１パスの位置を確定する確定ステップと、
複数の重み係数のうちから前記第１パスの位置により得られるシフト量と対応する重み係数を、請求項１記載のＯＦＤＭ通信方法により選択された前記最適な重み係数として選択する選択ステップと、
を具備する受信側のＯＦＤＭ通信方法。
【請求項７】
前記選択ステップにおいて選択される前記重み係数が前記パイロット系列の一部である、
請求項６記載のＯＦＤＭ通信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＯＦＤＭ通信方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）は高効率の伝送方式であり、ＯＦＤＭでは、帯域幅のあるチャネルを複数の直交サブチャネルに分割し、サブチャネルごとに１つのサブキャリアを使用して変調を行い、それぞれのサブキャリアを並列伝送する。このため、全体的なチャネルがフラットではなく周波数選択性があるとしても、各サブチャネルは相対的にフラットであり、また、各サブチャネルの帯域幅はチャネル全体の帯域幅より狭いため、信号波形間の干渉を抑えることができる。【０００３】
ＯＦＤＭが一般的なマルチキャリア伝送方式と異なる点は、複数の互いに直交するサブキャリアを周波数軸上において多重することができる点である。各サブキャリアが互いに直交していれば、多重されたサブキャリアから信号を分離することができる。このように、ＯＦＤＭでは複数の互いに直交するサブキャリアを周波数軸上において多重することができるため、ＯＦＤＭは、周波数利用効率が非常に良く、伝送効率の高い変調方式として注目されている。【０００４】
また、ＯＦＤＭは、マルチパスの影響に対する耐性が高く、シンボル間干渉を防ぐことができ、また、周波数選択性フェージングに強く、チャネルの利用効率が高いという特徴がある。よって、ＯＦＤＭは、マルチパス伝送及びドップラー周波数シフトのある無線移動チャネルにおける高速データの伝送に好適である。ＯＦＤＭは、既にヨーロッパＤＢＡ、ＤＶＢ、ＨＩＰＥＲＬＡＮ及びＩＥＥＥ８０２.１１への適用が成功している。【０００５】
複数のサブキャリアからなるＯＦＤＭ信号では、各サブキャリアが同位相になったときに非常に大きなピーク電力が生じる。このため、ＯＦＤＭ通信では、線形性が高い増幅器を利用しなければ非線形歪みが生じてしまい通信品質が劣化する。しかし、携帯電話機のような小型の移動端末に線形性が高い増幅器を利用することは、部品コストや消費電力の点から好ましくない。よって、送信するＯＦＤＭ信号自体にピーク電力の発生を回避するような工夫を施す必要がある。このように、ＯＦＤＭにおいては、変調後の信号（ＯＦＤＭ信号）のＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）を低減する必要がある。【０００６】
これに対し、例えば、Xiaodong Li, Leonard J. Cimini Jr., "Effects of clipping and filtering on the performance of OFDM", IEEE Communications Letters, vol.2, no.5, May 1998 pp.131-133では、帯域幅を制限することでＰＡＰＲを低減する方法が提案されている。しかし、帯域幅を制限すると帯域内の干渉及び帯域外の雑音が生じるため、通信品質が低下してしまう。【０００７】
また、Stefan H. MAullerand Johannes B. Huber “A COMPARISON OF PEAK POWER REDUCTION SCHEMES FOR OFDM”, In Proc. of the IEEE Global Telecommunications Conference GLOBECOM '97, pp. 1-5, November 1997, Phoenix, Arizona, USAでは、選択マッピング（ＳＬＭ）法を用いてＰＡＰＲを低減する方法が提案されている。ＳＬＭ法では、長さがＮである任意の（ランダムな）Ｍ個の位相シーケンスベクトルＰｕ（ｕ＝１，…，Ｍ）と入力された信号Ｘとの内積を計算し、この計算により得られたシーケンスに対してＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）を行ってＭ個の時間領域信号を得る。そして、Ｍ個の時間領域信号において、ＰＡＰＲが最も小さい信号を選択して送信に使用する。同時に、使用したランダムな位相シーケンスＰｍを補助情報（side information）として復調のために受信側に送信する。【０００８】
さらに、Heung-Gyoon Ryu, “A New PAPR Reduction Scheme : SPW(subblock phase weighting)”IEEE Transaction on Consumer Electronics,Vol.48, No.1, pp 81-89, Feb. 2002 では、シーケンスを部分的に伝送する方法（ＰＴＳ法）が提案されている。この方法の基本的な原理はＳＬＭ法と同様であるが、転換ベクトルの構成がＳＬＭ法と異なる。ＰＴＳ法では、まず入力されたデータベクトルをＫ個の互いに重複しないサブベクトルＸ１,…,Ｘｋに分割し、各サブベクトルそれぞれの有効値の数はＮ／Ｋである。次いで、すべてのサブベクトルＸｊ(ｊ＝１,…,Ｋ)のサブキャリアにそれぞれ同様の位相要素Ｐｊをかける。得られたＭ通りの線形組み合わせの中から、ＰＡＰＲが最小となるサブキャリアを選択して送信に使用する。同時に、選択されたサブキャリアに対応する最適な（Ｐ１,…,Ｐｋ）を補助情報として受信側に送信する。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
上述のように、従来はＯＦＤＭ信号の受信側に補助情報を送信する必要があるため、その分送信リソースが減り、伝送効率が低下するという問題がある。また送信された補助情報に誤りが生じると、受信データの誤り率が高まるという問題がある。【００１０】
本発明の目的は、ＯＦＤＭ信号のＰＡＰＲを低減しつつ、伝送効率を向上させることができるとともに、受信データの誤り率を低下させることができるＯＦＤＭ通信方法を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明のＯＦＤＭ通信方法は、複数の重み係数のうちから、ＯＦＤＭ信号のＰＡＰＲを最小にする最適な重み係数を選択する選択ステップと、前記最適な重み係数に対応するシフト量にてパイロット系列を循環シフトするシフトステップと、循環シフトされた前記パイロット系列を送信データに挿入する挿入ステップと、を具備するようにした。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、ＯＦＤＭ信号のＰＡＰＲを低減させる場合でも、補助情報を送信しないため、伝送効率を向上させることができるとともに、補助情報の誤りによる復号誤りを防止して受信データの誤り率を低下させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】ＣＰが挿入されたＯＦＤＭシンボルを示す図
【図２】ＯＦＤＭシンボルの構成を示す図
【図３】本発明の実施の形態１に係るＯＦＤＭ通信方法の送信側における動作フロー図
【図４】本発明の実施の形態１に係るＯＦＤＭ通信方法の受信側における動作フロー図
【図５】本発明の実施の形態１に係る第一パスの位置により重み係数を確定するステップの概念図
【図６】本発明の実施の形態１に係るチャネル推定を示す模式図
【図７】本発明の実施の形態２に係るＯＦＤＭ通信方法の送信側における動作フロー図
【図８】本発明の実施の形態２に係るＯＦＤＭ通信方法の受信側における動作フロー図
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。【００１５】
＜モデル定義及びチャネル推定＞
次式（１）に示す行列Ａ（ｎ×ｎ）を循環行列と定義する。すなわち、行列Ａの各列は１列目を繰り返しシフトすることによって得られるものである。
【数１】
2007020943.tif 000002
【００１６】
よって、行列Ａを式（２）のように書き換えることができる。
【数２】
2007020943.tif 000003
【００１７】
式（２）では、行列Ａの１列目を（ａ１,ａ２,…,ａｎ）と示し、式（１）に基づいて、循環行列Ａを構成する。【００１８】
パイロットＸに対して、ｓ＝ＩＦＦＴ（Ｘ）とすると、ｓをパイロットＸの時間領域での表記または時間領域のパイロットと呼ぶ。ｒを時間領域において受信した信号（ＣＰ（Cyclic Prefix）除去後）とすると、ＳＩＳＯ−ＯＦＤＭの時間領域モデルを式（３）で示すことができる。
【数３】
2007020943.tif 000004
【００１９】
式（３）におけるパイロット系列Ｓは式（４）に示され、hは式（５）に示され、ｗは時間領域雑音である。
【数４】
2007020943.tif 000005
【数５】
2007020943.tif 000006
【００２０】
そして、式（３）における受信信号ｒは、ｓとチャネル行列hとを循環畳み込みした後に雑音ｗを足したものである。【００２１】
図１はＣＰが挿入されたＯＦＤＭシンボルを示す図である。ＣＰ長はチャネルの最大マルチパス遅延長より長いものとする。よって、受信側では、ガード間隔を除去して得られる信号はｙ（ｎ）であり、そしてＦＦＴ（Fast Fourier Transform）処理により、時間領域の信号ｙ（ｎ）を周波数領域の信号Ｙ（ｋ）に変換する。信号Ｙ（ｋ）を次式（６）に示す。ただしＦＦＴのポイント数はＮである。
【数６】
2007020943.tif 000007
【００２２】
よって、ＯＦＤＭシステムの周波数領域における受信モデルは式（７）に示される。
【数７】
2007020943.tif 000008
【００２３】
式（７）では、ＸはＮ×Ｎの対角行列で、その対角線要素は周波数領域のパイロットシンボルであり、Ｈは周波数領域でのチャネル応答でＮ×１のベクトルであり、Ｗは周波数領域での雑音Ｎ×１のベクトルである。【００２４】
例えば、R. Negi and J. Coiffi, "Pilot tone selection for channel estimation in a mobile OFDM system", IEEE Trans. Consumer Electron., vol.44, pp. 1122-1128, Aug. 1998では、チャネル行列のＬＳ（Least Square）推定（最小平均平方推定）が式（８）と（９）とにより示されている。
【数８】
2007020943.tif 000009
【数９】
2007020943.tif 000010
【００２５】
よって、チャネル推定を行う際に、まず受信した信号の周波数成分とパイロットの周波数成分を利用し、式（９）に基づいて、チャネルの周波数領域の応答ＨLSを得る。そして、ＨLSをＩＦＦＴ変換し、チャネルの時間領域の応答hLSを得る。hLSを次式（１０）で示す。
【数１０】
2007020943.tif 000011
【００２６】
次いで、Ｎ個のチャネル推定値の中から、推定値の大きいチャネルを選択し、他のチャネル推定値を「０」にして出力することによって、時間領域での新たなチャネル応答hLSを取得する。例えば、Ｎ＝６４とすると、hLS＝[1.2,0.8,0.5,0.001,0.002,0.0011,…,0.0012]が得られる。この場合、選択処理によって得られたチャネル応答はhLS＝[1.2,0.8,0.5,0,…,…]となり、すなわち、チャネル数は３個であると考える。【００２７】
なお、Ｎ個のチャネル推定値を閾値と比較する方法により、閾値より大きいチャネル推定値の数をチャネルの個数にしてもよい。この閾値は、予め決められた固定値でも、リアルタイムに計算された数値でもよく、例えば、推定された雑音平均電力のルート値のｃ倍（ｃは定数）と設定する閾値である。【００２８】
最後に、ＦＦＴにより新しいＨLS＝ＦＦＴ（hLS）を得る。上述のような処理によって、一部の雑音影響が除去された。【００２９】
＜ＦＦＴの循環シフト性＞
Ｘ＝ｆｆｔ（ｘ）とすると、ｘはベクトルの時間領域成分であり（ｓを行ベクトルとする）、Ｘはベクトルの周波数領域成分であり、それぞれ次式（１２）と（１３）に示される。
【数１１】
2007020943.tif 000012
【数１２】
2007020943.tif 000013
【００３０】
ｘを右方向へｎシンボル循環シフトすることをｘ｛（ｋ＋ｎ）Ｎ｝と定義し、式（１１）と式（１２）とに基づいて、ｘ｛（ｋ＋ｎ）Ｎ｝に対してフーリエー変換を行うと、周波数領域成分がej2πmn/NX[m]となる。すなわち、時間領域において循環シフトすることが、周波数領域での結果として位相シフトとなる。【００３１】
式（３）では、雑音を無視すると、ｓ＝[ｓ１,ｓ２,…,ｓＮ]が得られるため、式（３）を次式（１３）に書き換えることができる。
【数１３】
2007020943.tif 000014
【００３２】
式（１３）では、ｒはhとｓとの循環畳み込みを示す。そして、Ｙ＝ｆｆｔ（ｒ）、Ｈ＝ｆｆｔ（ｈ）、Ｘ＝ｆｆｔ（ｓ）とすると、次式（１４）に書き換えることができる。
【数１４】
2007020943.tif 000015
【００３３】
すなわち、時間領域の畳み込み計算が周波数領域の掛け算に相当する。よって、式（１５）が得られる。
【数１５】
2007020943.tif 000016
【００３４】
式（１５）より、チャネルの周波数領域値Ｈ（ｍ）が得られる。【００３５】
送信側では、パイロット系列Ｓを右方向へｎシンボル循環シフトしたもの、つまりｓ｛（ｋ＋ｎ）Ｎ｝を送信する。一方、受信側ではｓが送信されると想定する場合、次式（１６）に示すようになる。
【数１６】
2007020943.tif 000017
【００３６】
すなわち、チャネルを推定する場合、ｓが送信されたと想定して推定を行うため、次式（１７）になる。
【数１７】
2007020943.tif 000018
【００３７】
式（１７）を時間領域に変換すると、式（１８）が得られる。
【数１８】
2007020943.tif 000019
【００３８】
（実施の形態１）
図２はＯＦＤＭシンボルの構成を示す図である。ＯＦＤＭシンボルでは、Ｎポイントをチャネル推定用のパイロットとし、その後のＭポイントは有効データである。Ｎ＋Ｍポイントの間では、チャネルが変化しない（Ｍ≧Ｎ）と考える。これは、スローフェージングにおいては、チャネルの変化が緩やかであるため、ある一定の時間内ではチャネルが変化しないと見なすことができるからである。【００３９】
よって、１つのＯＦＤＭデータシンボルを延ばす（Ｍポイント）ことができる。チャネルを推定する場合、チャネルの長さが一定範囲内のものに対して、小さめのシンボル（Ｎポイント）を用いて当該チャネルの時間領域応答を推定してもよい。【００４０】
図３は本発明の実施の形態１に係るＯＦＤＭ通信方法の送信側における動作フロー図である。実施の形態１では、基本パイロット系列Ｓの周波数領域成分をｓ１,ｓ２,ｓ３,ｓ４と定義し、基本パイロット系列Ｓの時間領域成分をａ１,ａ２,ａ３,ａ４と定義する。送信側と受信側ともに複数の重み係数を一定の順番で記憶し（Ｓ３１０）、例えば、Ｍ個の重み係数Ｐ１＝[ｐ１１,ｐ２１,…,ｐｋ１],Ｐ２＝[ｐ１２,ｐ２２,…,ｐｋ２],…,ＰＭ＝[ｐ１Ｍ,ｐ２Ｍ,…,ｐｋＭ]を１〜Ｍの順番で記憶する。【００４１】
次いで、変調後の信号（ＯＦＤＭ信号）のＰＡＰＲを低減するために、ＯＦＤＭ信号のＰＡＰＲを最小にする最適な重み係数を選択する（Ｓ３２０）。具体的には、データベクトルをＸ＝[ｘ０,ｘ１,…,ｘＮ−１]とし、このデータベクトルＸをｋ組のサブベクトルに分割する。例えば、Ｎ＝８,ｋ＝２である場合、それぞれ４つの値からなる２組に分割される。ｘ０からｘ３を一組として第１サブベクトルＸ１を形成し、Ｘ１＝[ｘ０,ｘ１,ｘ２,ｘ３,０,０,０,０]となる。そして、ｘ４からｘ７を一組として第２ベクトルＸ２を形成し、Ｘ２＝[０,０,０,０,ｘ４,ｘ５,ｘ６,ｘ７]となる。【００４２】
そして、２つのサブベクトルを次式（１９）に示すように組み合わせる。
【数１９】
2007020943.tif 000020
【００４３】
Ｐij（１≦i≦k,１≦j≦M）は重み係数であり、Ｐij=exp(jθij)、且つ、θij∈[0,2π]を満たす。【００４４】
そして、Ｘ´jに対してＩＤＦＴを行い、ｘ´j＝ＩＤＦＴ（Ｘ´j）が得られる。式（１７）に基づいて、ＩＤＦＴの線形特性を用いて、次式（２０）を得る。
【数２０】
2007020943.tif 000021
【００４５】
式（２０）により計算されたＸ´jのピーク値が最小となるものを時間領域の送信信号とする。この場合、対応する重み係数Ｐijが最適な重み係数となる。ただし、最適な重み係数は次式（２１）を満たす。
【数２１】
2007020943.tif 000022
【００４６】
式（２１）により、Ｍ個の重み係数から最適な重み係数を選択する。【００４７】
Ｍ個の重み係数からＱ番目（Ｑ≦Ｍ）の重み係数を選択した場合、パイロット系列を（Ｑ−１）×Ｂだけ循環シフトする（Ｓ３３０）。ただしＢ≧１（整数）である。そして、シフトされたパイロット系列を時間領域において送信データに挿入する。【００４８】
例えば、選択した重み係数の順位が２番目である場合、基本パイロット系列を左へ２つシフトして、ａ３,ａ４,ａ１,ａ２とし、これを時間領域において送信データに挿入する。すなわち、挿入したパイロット系列は式（１）に示された行列Ａの３列目である。【００４９】
図４は、本発明の実施の形態１に係るＯＦＤＭ通信方法の受信側における動作フロー図である。まず式（９）を用いてチャネル推定を行い（Ｓ４１０）、チャネルの周波数領域における応答ＨLSを推定する。そして、応答ＨLSに対してＩＦＦＴを行い、チャネルの時間領域における応答hLSを得る。次いで、閾値処理を行って雑音影響を除去する。そして、雑音が除去された時間領域における応答に対してＦＦＴを行い、フィルタ（雑音除去）処理後の周波数領域における応答を得る。【００５０】
次いで、チャネル応答があった第一パスの位置を確認する（Ｓ４２０）。具体的には、式（１７）と（１８）より、時間領域のパイロット系列が左へシフトされた分、推定されたチャネル値も同じく左へシフトされていることが分かる。例えば、２パスのチャネルでは、時間領域の基本パイロット系列ａ１,ａ２,ａ３,ａ４が挿入される場合、推定されるチャネル値はh１,h２,０,０となり、換言すると、第一パスが一番目に位置する。一方、時間領域の基本パイロット系列が左へ１つシフトされてパイロット系列ａ２,ａ３,ａ４,ａ１が挿入される場合、推定されるチャネル値はh２,０,０,h１となり、つまり第一パスが二番目に位置する。また、時間領域の基本パイロット系列が左へ２つシフトされてパイロット系列ａ３,ａ４,ａ１,ａ２が挿入される場合、推定されるチャネル値は０,０,h１,h２となり、つまり第一パスが三番目に位置する。【００５１】
次いで、確定された第一パスの位置により、送信側で選択された重み係数を確定する（Ｓ４３０）。図５を参照しながら説明する。図５は第一パスの位置により重み係数を確定するステップの概念図である。推定されたチャネル値を右へ順番に、Ｚ,…,Ｚ,０,…,０（後尾がすべて「０」となる、図６を参照）が得られるまでシフトする。本実施の形態では、右へ２つシフトすることで、h１,h２,０,０が得られるため、受信側は、送信側で２番目の重み係数Ｐ２を選択してＰＡＰＲを低減したと確定することができる。例えばＰ２＝[ｐ１２,ｐ２２]＝[１,−１]である。【００５２】
なお、送信側のパイロット系列及び受信側のチャネル値を１つずつシフトするとは限らず、シフトペースである定数Ｂを１より大きい整数としてもよい。Ｂ＞１とすることにより、チャネル推定に誤りがある場合（例えば、雑音の影響により、推定されるマルチパスのチャネルが実際より多い、または、実際より少ない場合）でも、より正確にシフト量を推定することができ、より正確に重み係数を確定することができる。【００５３】
その後、受信信号からＣＰを除去してｙ＝[ｙ１,ｙ２,…,ｙＮ]が得られ、ｙをＩＦＦＴすると次式（２２）が得られる。
【数２２】
2007020943.tif 000023
【００５４】
周波数領域のチャネル値をＨ＝[h１,h２,…,hＮ]とすると、Ｚｉ＝Ｙｉ／hｉ／ｐ12(ｉ＝０,１,２,３)、Ｚｉ＝Ｙｉ／hｉ／ｐ22(ｉ＝４,５,６,７)となる。すなわち、周波数領域の受信信号のチャネル影響を除去して（Ｙｉ／hｉ）、周波数領域において実際に送信された信号（雑音を含む）が得られる。ここで得られた信号は、有効送信信号（有効データ）に重み係数がかけられた信号（線形組み合わせ信号）であるため、確定された重み係数Ｐ２で割る処理を行う。最後に、Ｚ１を復調してデータを復元する。【００５５】
このように、本実施の形態によれば、基本パイロット系列を定義し、予め複数の重み係数を所定の順番で、それぞれ送信側と受信側とに記憶させる。送信側では、ＰＡＰＲを低減する過程において使用された最適な重み係数の順位を確定し、その順位に応じて基本パイロット系列をシフトし、シフトされたパイロット系列を時間領域において送信データに挿入する。受信側では、ＦＦＴの特性を利用して、受信信号のパイロット系列を用いて推定されたチャネル値の第一パスの位置によって、送信側で使用された最適な重み係数を確定する。このため、本実施の形態によれば、送信側で使用された重み係数を受信側で確定するための補助情報を別途送信する必要がないため、伝送効率を向上することができるとともに、補助情報の誤りによる複合誤りを防止して受信データの誤り率を低下させることができる。【００５６】
（実施の形態２）
図７は本発明の実施の形態２に係るＯＦＤＭ通信方法の送信側における動作フロー図である。本実施の形態では、周波数領域のパイロット系列を分割して重み係数にするため、予め送信側と受信側とに複数の重み係数を記憶させる必要がない。【００５７】
上述のように、チャネルを推定する過程において、チャネルのＬＳ推定性能を最良にするため、式（３）のＳ行列は直交行列である必要がある。すなわち時間領域のパイロット系列がシフト直交である必要がある。以上の条件を満たすブロック状パイロットに対して、周波数領域のパイロット系列が等電力であることが要求される。周波数領域のパイロットシンボルの電力を１とすると、周波数領域のパイロットがejθ(θは０〜２πの任意値)であるため、上述の条件を満たす。よって、周波数領域のパイロット系列を分割して重み係数にすることができる。【００５８】
例えば、Ｎ＝４とし、周波数領域のパイロット系列をＫ＝２個に分割し、基本パイロット系列をｓ１,ｓ２,ｓ３,ｓ４と定義する。基本パイロット系列の時間領域成分はａ１,ａ２,ａ３,ａ４である。ｓ１,ｓ２を１つ目の重み係数とし、ｓ３,ｓ４を２つ目の重み係数とする（Ｓ７１０）。【００５９】
ついで、実施の形態１と同様方法で、信号のＰＡＰＲを最小にする最適な重み係数を選択する（Ｓ７２０）。【００６０】
選択された最適重み係数の順位に応じて基本パイロット系列をシフトする（Ｓ７３０）。選択された重み係数が２番目の重み係数ｓ３,ｓ４である場合、基本パイロット系列を左へ２つシフトする。すなわち、挿入されるパイロット系列が式（１）に示された行列Ａの３列目ａ３,ａ４,ａ１,ａ２となる。【００６１】
図８は本発明の実施の形態２に係るＯＦＤＭ通信方法の受信側における動作フロー図である。図８に示すように、式（９）によりチャネル推定を行い（Ｓ８１０）、式（９）の周波数領域のパイロット系列は基本パイロット系列である。すなわち、式（９）では、Ｘ（１）＝ｓ１、Ｘ（２）＝ｓ２、Ｘ（３）＝ｓ３、Ｘ（４）＝ｓ４である。【００６２】
次いで、チャネル応答があった第一パスの位置を確認する（Ｓ８２０）。確定された第一パスの位置により、送信側で選択されたパイロットを確定する（Ｓ８３０）。実施の形態１と同様方法により、チャネル推定値を右へ２つシフトすると、h１,h２,０,０が得られるため、送信側で選択されたパイロット系列が２番目であると確定することができる。つまり、データ復元に必要な重み係数はｓ３,ｓ４であると確定することができる。【００６３】
このように、本実施の形態によれば、送信側では、周波数領域のパイロット系列を分割して重み係数とし、ＰＡＰＲを低減する過程において選択する重み係数が複数に分割されたパイロット系列での順位を確定し、その順位に応じて基本パイロット系列をシフトして、シフトされたパイロット系列を時間領域において送信データに挿入する。受信側では、ＦＦＴの特性を利用して、チャネル応答があった第一パスの位置を確定することによって、送信側で選択された最適な重み係数を確定する。よって、本実施の形態によれば、特定の重み係数を予め送信側と受信側とに記憶させる必要がないため、実施の形態１よりも簡易なＯＦＤＭ通信方法を提供することができる。【００６４】
以上の説明は、典型的な実施の形態について説明したが、本発明の主旨と範囲から逸脱しない限り、種々の変更、置き換え及び追加をすることができる。そのため、本発明は上記の実施の形態に拘らず、請求の範囲及びそれに均等する範囲によって限定されるものである。【００６５】
本明細書は、２００５年８月１６日出願の中国出願番号２００５１００９１６８５.６に基づくものである。その内容は、全てここに含めておく。
【産業上の利用可能性】
【００６６】
本発明は、送信信号のピーク電力を抑える必要のあるＯＦＤＭ通信等に好適である。
【図１】
2007020943.tif 000024
【図２】
2007020943.tif 000025
【図３】
2007020943.tif 000026
【図４】
2007020943.tif 000027
【図５】
2007020943.tif 000028
【図６】
2007020943.tif 000029
【図７】
2007020943.tif 000030
【図８】
2007020943.tif 000031
【手続補正書】
【提出日】平成20年4月8日(2008.4.8)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の重み係数のうちから、ＯＦＤＭ信号のＰＡＰＲを最小にする最適な重み係数を選択する選択ステップと、
前記最適な重み係数に対応するシフト量にてパイロット系列を循環シフトするシフトステップと、
循環シフトされた前記パイロット系列を送信データに挿入する挿入ステップと、
を具備する送信側のＯＦＤＭ通信方法。
【請求項２】
前記選択ステップにおいて、
所定の順番で予め記憶されている前記複数の重み係数のうちから前記最適な重み係数を選択し、
前記シフトステップにおいて、
前記複数の重み係数における前記最適な重み係数の順位に応じたシフト量にて前記パイロット系列を循環シフトする、
請求項１記載のＯＦＤＭ通信方法。
【請求項３】
データベクトルを複数のサブベクトルに分割する分割ステップ、をさらに具備し、
前記選択ステップは、
前記複数の重み係数と前記複数のサブベクトルとを順次乗算して複数の線形組み合わせを得るステップと、
前記複数の線形組み合わせに対して逆フーリエ変換を行って複数の時間領域信号を得るステップと、
前記複数の時間領域信号のうちからＰＡＰＲが最小の信号を確定するステップと、
前記確定された信号が対応する線形組み合わせに使用された前記最適な重み係数を選択するとともに、前記複数の重み係数における前記最適な重み係数の順位を確定するステップと、を備える、
請求項２記載のＯＦＤＭ通信方法。
【請求項４】
前記シフトステップにおいて、
前記複数の重み係数における前記最適な重み係数の順位Ｑに応じて、前記パイロット系列を（Ｑ−１）×Ｂ（Ｂは１以上の整数）だけ循環シフトする、
請求項２記載のＯＦＤＭ通信方法。
【請求項５】
前記複数の重み係数は、循環シフト前の前記パイロット系列を複数に分割して生成されるものである、
請求項１記載のＯＦＤＭ通信方法。
【請求項６】
請求項１記載のＯＦＤＭ通信方法によりシフトされ、前記送信データに挿入された前記パイロット系列を受信する受信ステップと、
受信した前記パイロット系列を用いてチャネル推定を行って第１パスの位置を確定する確定ステップと、
複数の重み係数のうちから前記第１パスの位置により得られるシフト量と対応する重み係数を、請求項１記載のＯＦＤＭ通信方法により選択された前記最適な重み係数として選択する選択ステップと、
を具備する受信側のＯＦＤＭ通信方法。
【請求項７】
前記選択ステップにおいて選択される前記重み係数が前記パイロット系列の一部である、
請求項６記載のＯＦＤＭ通信方法。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＯＦＤＭ通信方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）は高効率の伝送方式であり、ＯＦＤＭでは、帯域幅のあるチャネルを複数の直交サブチャネルに分割し、サブチャネルごとに１つのサブキャリアを使用して変調を行い、それぞれのサブキャリアを並列伝送する。このため、全体的なチャネルがフラットではなく周波数選択性があるとしても、各サブチャネルは相対的にフラットであり、また、各サブチャネルの帯域幅はチャネル全体の帯域幅より狭いため、信号波形間の干渉を抑えることができる。
【０００３】
ＯＦＤＭが一般的なマルチキャリア伝送方式と異なる点は、複数の互いに直交するサブキャリアを周波数軸上において多重することができる点である。各サブキャリアが互いに直交していれば、多重されたサブキャリアから信号を分離することができる。このように、ＯＦＤＭでは複数の互いに直交するサブキャリアを周波数軸上において多重することができるため、ＯＦＤＭは、周波数利用効率が非常に良く、伝送効率の高い変調方式として注目されている。
【０００４】
また、ＯＦＤＭは、マルチパスの影響に対する耐性が高く、シンボル間干渉を防ぐことができ、また、周波数選択性フェージングに強く、チャネルの利用効率が高いという特徴がある。よって、ＯＦＤＭは、マルチパス伝送及びドップラー周波数シフトのある無線移動チャネルにおける高速データの伝送に好適である。ＯＦＤＭは、既にヨーロッパＤＢＡ、ＤＶＢ、ＨＩＰＥＲＬＡＮ及びＩＥＥＥ８０２.１１への適用が成功している。
【０００５】
複数のサブキャリアからなるＯＦＤＭ信号では、各サブキャリアが同位相になったときに非常に大きなピーク電力が生じる。このため、ＯＦＤＭ通信では、線形性が高い増幅器を利用しなければ非線形歪みが生じてしまい通信品質が劣化する。しかし、携帯電話機のような小型の移動端末に線形性が高い増幅器を利用することは、部品コストや消費電力の点から好ましくない。よって、送信するＯＦＤＭ信号自体にピーク電力の発生を回避するような工夫を施す必要がある。このように、ＯＦＤＭにおいては、変調後の信号（ＯＦＤＭ信号）のＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）を低減する必要がある。
【０００６】
これに対し、例えば、Xiaodong Li, Leonard J. Cimini Jr., "Effects of clipping and filtering on the performance of OFDM", IEEE Communications Letters, vol.2, no.5, May 1998 pp.131-133では、帯域幅を制限することでＰＡＰＲを低減する方法が提案されている。しかし、帯域幅を制限すると帯域内の干渉及び帯域外の雑音が生じるため、通信品質が低下してしまう。
【０００７】
また、Stefan H. MAullerand Johannes B. Huber “A COMPARISON OF PEAK POWER REDUCTION SCHEMES FOR OFDM”, In Proc. of the IEEE Global Telecommunications Conference GLOBECOM '97, pp. 1-5, November 1997, Phoenix, Arizona, USAでは、選択マッピング（ＳＬＭ）法を用いてＰＡＰＲを低減する方法が提案されている。ＳＬＭ法では、長さがＮである任意の（ランダムな）Ｍ個の位相シーケンスベクトルＰｕ（ｕ＝１，…，Ｍ）と入力された信号Ｘとの内積を計算し、この計算により得られたシーケンスに対してＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）を行ってＭ個の時間領域信号を得る。そして、Ｍ個の時間領域信号において、ＰＡＰＲが最も小さい信号を選択して送信に使用する。同時に、使用したランダムな位相シーケンスＰｍを補助情報（side information）として
復調のために受信側に送信する。
【０００８】
さらに、Heung-Gyoon Ryu, “A New PAPR Reduction Scheme : SPW(subblock phase weighting)”IEEE Transaction on Consumer Electronics,Vol.48, No.1, pp 81-89, Feb. 2002 では、シーケンスを部分的に伝送する方法（ＰＴＳ法）が提案されている。この方法の基本的な原理はＳＬＭ法と同様であるが、転換ベクトルの構成がＳＬＭ法と異なる。ＰＴＳ法では、まず入力されたデータベクトルをＫ個の互いに重複しないサブベクトルＸ１,…,Ｘｋに分割し、各サブベクトルそれぞれの有効値の数はＮ／Ｋである。次いで、すべてのサブベクトルＸｊ(ｊ＝１,…,Ｋ)のサブキャリアにそれぞれ同様の位相要素Ｐｊをかける。得られたＭ通りの線形組み合わせの中から、ＰＡＰＲが最小となるサブキャリアを選択して送信に使用する。同時に、選択されたサブキャリアに対応する最適な（Ｐ１,…,Ｐｋ）を補助情報として受信側に送信する。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
上述のように、従来はＯＦＤＭ信号の受信側に補助情報を送信する必要があるため、その分送信リソースが減り、伝送効率が低下するという問題がある。また送信された補助情報に誤りが生じると、受信データの誤り率が高まるという問題がある。
【００１０】
本発明の目的は、ＯＦＤＭ信号のＰＡＰＲを低減しつつ、伝送効率を向上させることができるとともに、受信データの誤り率を低下させることができるＯＦＤＭ通信方法を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明のＯＦＤＭ通信方法は、複数の重み係数のうちから、ＯＦＤＭ信号のＰＡＰＲを最小にする最適な重み係数を選択する選択ステップと、前記最適な重み係数に対応するシフト量にてパイロット系列を循環シフトするシフトステップと、循環シフトされた前記パイロット系列を送信データに挿入する挿入ステップと、を具備するようにした。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、ＯＦＤＭ信号のＰＡＰＲを低減させる場合でも、補助情報を送信しないため、伝送効率を向上させることができるとともに、補助情報の誤りによる復号誤りを防止して受信データの誤り率を低下させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
【００１４】
＜モデル定義及びチャネル推定＞
次式（１）に示す行列Ａ（ｎ×ｎ）を循環行列と定義する。すなわち、行列Ａの各列は
１列目を繰り返しシフトすることによって得られるものである。
【数１】
2007020943.tif 000032
【００１５】
よって、行列Ａを式（２）のように書き換えることができる。
【数２】
2007020943.tif 000033
【００１６】
式（２）では、行列Ａの１列目を（ａ１,ａ２,…,ａｎ）と示し、式（１）に基づいて、循環行列Ａを構成する。
【００１７】
パイロットＸに対して、ｓ＝ＩＦＦＴ（Ｘ）とすると、ｓをパイロットＸの時間領域での表記または時間領域のパイロットと呼ぶ。ｒを時間領域において受信した信号（ＣＰ（Cyclic Prefix）除去後）とすると、ＳＩＳＯ−ＯＦＤＭの時間領域モデルを式（３）で示すことができる。
【数３】
2007020943.tif 000034
【００１８】
式（３）におけるパイロット系列Ｓは式（４）に示され、hは式（５）に示され、ｗは時間領域雑音である。
【数４】
2007020943.tif 000035
【数５】
2007020943.tif 000036
【００１９】
そして、式（３）における受信信号ｒは、ｓとチャネル行列hとを循環畳み込みした後に雑音ｗを足したものである。
【００２０】
図１はＣＰが挿入されたＯＦＤＭシンボルを示す図である。ＣＰ長はチャネルの最大マルチパス遅延長より長いものとする。よって、受信側では、ガード間隔を除去して得られる信号はｙ（ｎ）であり、そしてＦＦＴ（Fast Fourier Transform）処理により、時間領域の信号ｙ（ｎ）を周波数領域の信号Ｙ（ｋ）に変換する。信号Ｙ（ｋ）を次式（６）に示す。ただしＦＦＴのポイント数はＮである。
【数６】
2007020943.tif 000037
【００２１】
よって、ＯＦＤＭシステムの周波数領域における受信モデルは式（７）に示される。
【数７】
2007020943.tif 000038
【００２２】
式（７）では、ＸはＮ×Ｎの対角行列で、その対角線要素は周波数領域のパイロットシンボルであり、Ｈは周波数領域でのチャネル応答でＮ×１のベクトルであり、Ｗは周波数領域での雑音Ｎ×１のベクトルである。
【００２３】
例えば、R. Negi and J. Coiffi, "Pilot tone selection for channel estimation in
a mobile OFDM system", IEEE Trans. Consumer Electron., vol.44, pp. 1122-1128, Aug. 1998では、チャネル行列のＬＳ（Least Square）推定（最小平均平方推定）が式（８）と（９）とにより示されている。
【数８】
2007020943.tif 000039
【数９】
2007020943.tif 000040
【００２４】
よって、チャネル推定を行う際に、まず受信した信号の周波数成分とパイロットの周波数成分を利用し、式（９）に基づいて、チャネルの周波数領域の応答ＨLSを得る。そして、ＨLSをＩＦＦＴ変換し、チャネルの時間領域の応答hLSを得る。hLSを次式（１０）で示す。
【数１０】
2007020943.tif 000041
【００２５】
次いで、Ｎ個のチャネル推定値の中から、推定値の大きいチャネルを選択し、他のチャネル推定値を「０」にして出力することによって、時間領域での新たなチャネル応答hLSを取得する。例えば、Ｎ＝６４とすると、hLS＝[1.2,0.8,0.5,0.001,0.002,0.0011,…,0.0012]が得られる。この場合、選択処理によって得られたチャネル応答はhLS＝[1.2,0.8,0.5,0,…,…]となり、すなわち、チャネル数は３個であると考える。
【００２６】
なお、Ｎ個のチャネル推定値を閾値と比較する方法により、閾値より大きいチャネル推定値の数をチャネルの個数にしてもよい。この閾値は、予め決められた固定値でも、リアルタイムに計算された数値でもよく、例えば、推定された雑音平均電力のルート値のｃ倍（ｃは定数）と設定する閾値である。
【００２７】
最後に、ＦＦＴにより新しいＨLS＝ＦＦＴ（hLS）を得る。上述のような処理によって、一部の雑音影響が除去された。
【００２８】
＜ＦＦＴの循環シフト性＞
Ｘ＝ｆｆｔ（ｘ）とすると、ｘはベクトルの時間領域成分であり（ｓを行ベクトルとする）、Ｘはベクトルの周波数領域成分であり、それぞれ次式（１２）と（１３）に示される。
【数１１】
2007020943.tif 000042
【数１２】
2007020943.tif 000043
【００２９】
ｘを右方向へｎシンボル循環シフトすることをｘ｛（ｋ＋ｎ）Ｎ｝と定義し、式（１１）と式（１２）とに基づいて、ｘ｛（ｋ＋ｎ）Ｎ｝に対してフーリエー変換を行うと、周波数領域成分がej2πmn/NX[m]となる。すなわち、時間領域において循環シフトすることが、周波数領域での結果として位相シフトとなる。
【００３０】
式（３）では、雑音を無視すると、ｓ＝[ｓ１,ｓ２,…,ｓＮ]が得られるため、式（３）を次式（１３）に書き換えることができる。
【数１３】
2007020943.tif 000044
【００３１】
式（１３）では、ｒはhとｓとの循環畳み込みを示す。そして、Ｙ＝ｆｆｔ（ｒ）、Ｈ＝ｆｆｔ（ｈ）、Ｘ＝ｆｆｔ（ｓ）とすると、次式（１４）に書き換えることができる。
【数１４】
2007020943.tif 000045
【００３２】
すなわち、時間領域の畳み込み計算が周波数領域の掛け算に相当する。よって、式（１５）が得られる。
【数１５】
2007020943.tif 000046
【００３３】
式（１５）より、チャネルの周波数領域値Ｈ（ｍ）が得られる。
【００３４】
送信側では、パイロット系列Ｓを右方向へｎシンボル循環シフトしたもの、つまりｓ｛（ｋ＋ｎ）Ｎ｝を送信する。一方、受信側ではｓが送信されると想定する場合、次式（１６）に示すようになる。
【数１６】
2007020943.tif 000047
【００３５】
すなわち、チャネルを推定する場合、ｓが送信されたと想定して推定を行うため、次式（１７）になる。
【数１７】
2007020943.tif 000048
【００３６】
式（１７）を時間領域に変換すると、式（１８）が得られる。
【数１８】
2007020943.tif 000049
【００３７】
（実施の形態１）
図２はＯＦＤＭシンボルの構成を示す図である。ＯＦＤＭシンボルでは、Ｎポイントをチャネル推定用のパイロットとし、その後のＭポイントは有効データである。Ｎ＋Ｍポイントの間では、チャネルが変化しない（Ｍ≧Ｎ）と考える。これは、スローフェージングにおいては、チャネルの変化が緩やかであるため、ある一定の時間内ではチャネルが変化しないと見なすことができるからである。
【００３８】
よって、１つのＯＦＤＭデータシンボルを延ばす（Ｍポイント）ことができる。チャネルを推定する場合、チャネルの長さが一定範囲内のものに対して、小さめのシンボル（Ｎポイント）を用いて当該チャネルの時間領域応答を推定してもよい。
【００３９】
図３は本発明の実施の形態１に係るＯＦＤＭ通信方法の送信側における動作フロー図である。実施の形態１では、基本パイロット系列Ｓの周波数領域成分をｓ１,ｓ２,ｓ３,ｓ４と定義し、基本パイロット系列Ｓの時間領域成分をａ１,ａ２,ａ３,ａ４と定義する。送信側と受信側ともに複数の重み係数を一定の順番で記憶し（Ｓ３１０）、例えば、Ｍ個の重み係数Ｐ１＝[ｐ１１,ｐ２１,…,ｐｋ１],Ｐ２＝[ｐ１２,ｐ２２,…,ｐｋ２],…,ＰＭ＝[ｐ１Ｍ,ｐ２Ｍ,…,ｐｋＭ]を１〜Ｍの順番で記憶する。
【００４０】
次いで、変調後の信号（ＯＦＤＭ信号）のＰＡＰＲを低減するために、ＯＦＤＭ信号のＰＡＰＲを最小にする最適な重み係数を選択する（Ｓ３２０）。具体的には、データベクトルをＸ＝[ｘ０,ｘ１,…,ｘＮ−１]とし、このデータベクトルＸをｋ組のサブベクトルに分割する。例えば、Ｎ＝８,ｋ＝２である場合、それぞれ４つの値からなる２組に分割される。ｘ０からｘ３を一組として第１サブベクトルＸ１を形成し、Ｘ１＝[ｘ０,ｘ１,ｘ２,ｘ３,０,０,０,０]となる。そして、ｘ４からｘ７を一組として第２ベクトルＸ２を形成し、Ｘ２＝[０,０,０,０,ｘ４,ｘ５,ｘ６,ｘ７]となる。
【００４１】
そして、２つのサブベクトルを次式（１９）に示すように組み合わせる。
【数１９】
2007020943.tif 000050
【００４２】
Ｐij（１≦i≦k,１≦j≦M）は重み係数であり、Ｐij=exp(jθij)、且つ、θij∈[0,2π]を満たす。
【００４３】
そして、Ｘ´jに対してＩＤＦＴを行い、ｘ´j＝ＩＤＦＴ（Ｘ´j）が得られる。式（１７）に基づいて、ＩＤＦＴの線形特性を用いて、次式（２０）を得る。
【数２０】
2007020943.tif 000051
【００４４】
式（２０）により計算されたＸ´jのピーク値が最小となるものを時間領域の送信信号とする。この場合、対応する重み係数Ｐijが最適な重み係数となる。ただし、最適な重み係数は次式（２１）を満たす。
【数２１】
2007020943.tif 000052
【００４５】
式（２１）により、Ｍ個の重み係数から最適な重み係数を選択する。
【００４６】
Ｍ個の重み係数からＱ番目（Ｑ≦Ｍ）の重み係数を選択した場合、パイロット系列を（Ｑ−１）×Ｂだけ循環シフトする（Ｓ３３０）。ただしＢ≧１（整数）である。そして、シフトされたパイロット系列を時間領域において送信データに挿入する。
【００４７】
例えば、選択した重み係数の順位が２番目である場合、基本パイロット系列を左へ２つシフトして、ａ３,ａ４,ａ１,ａ２とし、これを時間領域において送信データに挿入する。すなわち、挿入したパイロット系列は式（１）に示された行列Ａの３列目である。
【００４８】
図４は、本発明の実施の形態１に係るＯＦＤＭ通信方法の受信側における動作フロー図である。まず式（９）を用いてチャネル推定を行い（Ｓ４１０）、チャネルの周波数領域における応答ＨLSを推定する。そして、応答ＨLSに対してＩＦＦＴを行い、チャネルの時間領域における応答hLSを得る。次いで、閾値処理を行って雑音影響を除去する。そして、雑音が除去された時間領域における応答に対してＦＦＴを行い、フィルタ（雑音除去）処理後の周波数領域における応答を得る。
【００４９】
次いで、チャネル応答があった第一パスの位置を確認する（Ｓ４２０）。具体的には、式（１７）と（１８）より、時間領域のパイロット系列が左へシフトされた分、推定されたチャネル値も同じく左へシフトされていることが分かる。例えば、２パスのチャネルでは、時間領域の基本パイロット系列ａ１,ａ２,ａ３,ａ４が挿入される場合、推定されるチャネル値はh１,h２,０,０となり、換言すると、第一パスが一番目に位置する。一方、時間領域の基本パイロット系列が左へ１つシフトされてパイロット系列ａ２,ａ３,ａ４,ａ１が挿入される場合、推定されるチャネル値はh２,０,０,h１となり、つまり第一パスが二番目に位置する。また、時間領域の基本パイロット系列が左へ２つシフトされてパイロット系列ａ３,ａ４,ａ１,ａ２が挿入される場合、推定されるチャネル値は０,０,h１,h２となり、つまり第一パスが三番目に位置する。
【００５０】
次いで、確定された第一パスの位置により、送信側で選択された重み係数を確定する（Ｓ４３０）。図５を参照しながら説明する。図５は第一パスの位置により重み係数を確定するステップの概念図である。推定されたチャネル値を右へ順番に、Ｚ,…,Ｚ,０,…,０（後尾がすべて「０」となる、図６を参照）が得られるまでシフトする。本実施の形態では、右へ２つシフトすることで、h１,h２,０,０が得られるため、受信側は、送信側で２番目の重み係数Ｐ２を選択してＰＡＰＲを低減したと確定することができる。例えばＰ２＝[ｐ１２,ｐ２２]＝[１,−１]である。
【００５１】
なお、送信側のパイロット系列及び受信側のチャネル値を１つずつシフトするとは限らず、シフトペースである定数Ｂを１より大きい整数としてもよい。Ｂ＞１とすることにより、チャネル推定に誤りがある場合（例えば、雑音の影響により、推定されるマルチパスのチャネルが実際より多い、または、実際より少ない場合）でも、より正確にシフト量を推定することができ、より正確に重み係数を確定することができる。
【００５２】
その後、受信信号からＣＰを除去してｙ＝[ｙ１,ｙ２,…,ｙＮ]が得られ、ｙをＩＦＦＴすると次式（２２）が得られる。
【数２２】
2007020943.tif 000053
【００５３】
周波数領域のチャネル値をＨ＝[h１,h２,…,hＮ]とすると、Ｚｉ＝Ｙｉ／hｉ／ｐ12(ｉ＝０,１,２,３)、Ｚｉ＝Ｙｉ／hｉ／ｐ22(ｉ＝４,５,６,７)となる。すなわち、周波数領域の受信信号のチャネル影響を除去して（Ｙｉ／hｉ）、周波数領域において実際に送信された信号（雑音を含む）が得られる。ここで得られた信号は、有効送信信号（有効データ）に重み係数がかけられた信号（線形組み合わせ信号）であるため、確定された重み係数Ｐ２で割る処理を行う。最後に、Ｚ１を復調してデータを復元する。
【００５４】
このように、本実施の形態によれば、基本パイロット系列を定義し、予め複数の重み係数を所定の順番で、それぞれ送信側と受信側とに記憶させる。送信側では、ＰＡＰＲを低減する過程において使用された最適な重み係数の順位を確定し、その順位に応じて基本パイロット系列をシフトし、シフトされたパイロット系列を時間領域において送信データに挿入する。受信側では、ＦＦＴの特性を利用して、受信信号のパイロット系列を用いて推定されたチャネル値の第一パスの位置によって、送信側で使用された最適な重み係数を確定する。このため、本実施の形態によれば、送信側で使用された重み係数を受信側で確定するための補助情報を別途送信する必要がないため、伝送効率を向上することができるとともに、補助情報の誤りによる複合誤りを防止して受信データの誤り率を低下させることができる。
【００５５】
（実施の形態２）
図７は本発明の実施の形態２に係るＯＦＤＭ通信方法の送信側における動作フロー図である。本実施の形態では、周波数領域のパイロット系列を分割して重み係数にするため、予め送信側と受信側とに複数の重み係数を記憶させる必要がない。
【００５６】
上述のように、チャネルを推定する過程において、チャネルのＬＳ推定性能を最良にするため、式（３）のＳ行列は直交行列である必要がある。すなわち時間領域のパイロット系列がシフト直交である必要がある。以上の条件を満たすブロック状パイロットに対して、周波数領域のパイロット系列が等電力であることが要求される。周波数領域のパイロットシンボルの電力を１とすると、周波数領域のパイロットがejθ(θは０〜２πの任意値)であるため、上述の条件を満たす。よって、周波数領域のパイロット系列を分割して重み係数にすることができる。
【００５７】
例えば、Ｎ＝４とし、周波数領域のパイロット系列をＫ＝２個に分割し、基本パイロット系列をｓ１,ｓ２,ｓ３,ｓ４と定義する。基本パイロット系列の時間領域成分はａ１,ａ２,ａ３,ａ４である。ｓ１,ｓ２を１つ目の重み係数とし、ｓ３,ｓ４を２つ目の重み係数とする（Ｓ７１０）。
【００５８】
ついで、実施の形態１と同様方法で、信号のＰＡＰＲを最小にする最適な重み係数を選択する（Ｓ７２０）。
【００５９】
選択された最適重み係数の順位に応じて基本パイロット系列をシフトする（Ｓ７３０）。選択された重み係数が２番目の重み係数ｓ３,ｓ４である場合、基本パイロット系列を左へ２つシフトする。すなわち、挿入されるパイロット系列が式（１）に示された行列Ａの３列目ａ３,ａ４,ａ１,ａ２となる。
【００６０】
図８は本発明の実施の形態２に係るＯＦＤＭ通信方法の受信側における動作フロー図で
ある。図８に示すように、式（９）によりチャネル推定を行い（Ｓ８１０）、式（９）の周波数領域のパイロット系列は基本パイロット系列である。すなわち、式（９）では、Ｘ（１）＝ｓ１、Ｘ（２）＝ｓ２、Ｘ（３）＝ｓ３、Ｘ（４）＝ｓ４である。
【００６１】
次いで、チャネル応答があった第一パスの位置を確認する（Ｓ８２０）。確定された第一パスの位置により、送信側で選択されたパイロットを確定する（Ｓ８３０）。実施の形態１と同様方法により、チャネル推定値を右へ２つシフトすると、h１,h２,０,０が得られるため、送信側で選択されたパイロット系列が２番目であると確定することができる。つまり、データ復元に必要な重み係数はｓ３,ｓ４であると確定することができる。
【００６２】
このように、本実施の形態によれば、送信側では、周波数領域のパイロット系列を分割して重み係数とし、ＰＡＰＲを低減する過程において選択する重み係数が複数に分割されたパイロット系列での順位を確定し、その順位に応じて基本パイロット系列をシフトして、シフトされたパイロット系列を時間領域において送信データに挿入する。受信側では、ＦＦＴの特性を利用して、チャネル応答があった第一パスの位置を確定することによって、送信側で選択された最適な重み係数を確定する。よって、本実施の形態によれば、特定の重み係数を予め送信側と受信側とに記憶させる必要がないため、実施の形態１よりも簡易なＯＦＤＭ通信方法を提供することができる。
【００６３】
以上の説明は、典型的な実施の形態について説明したが、本発明の主旨と範囲から逸脱しない限り、種々の変更、置き換え及び追加をすることができる。そのため、本発明は上記の実施の形態に拘らず、請求の範囲及びそれに均等する範囲によって限定されるものである。
【００６４】
本明細書は、２００５年８月１６日出願の中国出願番号２００５１００９１６８５.６に基づくものである。その内容は、全てここに含めておく。
【産業上の利用可能性】
【００６５】
本発明は、送信信号のピーク電力を抑える必要のあるＯＦＤＭ通信等に好適である。
【図面の簡単な説明】
【００６６】
【図１】ＣＰが挿入されたＯＦＤＭシンボルを示す図
【図２】ＯＦＤＭシンボルの構成を示す図
【図３】本発明の実施の形態１に係るＯＦＤＭ通信方法の送信側における動作フロー図
【図４】本発明の実施の形態１に係るＯＦＤＭ通信方法の受信側における動作フロー図
【図５】本発明の実施の形態１に係る第一パスの位置により重み係数を確定するステップの概念図
【図６】本発明の実施の形態１に係るチャネル推定を示す模式図
【図７】本発明の実施の形態２に係るＯＦＤＭ通信方法の送信側における動作フロー図
【図８】本発明の実施の形態２に係るＯＦＤＭ通信方法の受信側における動作フロー図
【手続補正３】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】全図
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図１】
2007020943.tif 000054
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【国際調査報告】
2007020943.tif 000062
2007020943.tif 000063
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