(57)【要約】本発明は，広い周波数にわたり迅速に制御できる光周波数の制御装置などを提供することを目的とする。  上記課題は，光ＳＳＢ変調器（２）と，前記光ＳＳＢ変調器（２）へバイアス電圧を印加するバイアス電圧源（３）と，前記光ＳＳＢ変調器（２）へ変調信号を印加する変調信号源（４）とを具備し，前記変調信号源（４）は，任意の波形を有する電気信号を発生するための任意波形発生器（５）と，前記任意波形発生器（５）で発生した電気信号の周波数を逓倍するための電気信号周波数逓倍器（６）とを具備する光周波数制御装置などにより解決される。
2007148413.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
光ＳＳＢ変調器（２）と，前記光ＳＳＢ変調器（２）へバイアス電圧を印加するバイアス電圧源（３）と，前記光ＳＳＢ変調器（２）へ入力光を供給する光源（９）と，前記光ＳＳＢ変調器（２）へ変調信号を印加する変調信号源（４）とを具備し，
前記変調信号源（４）は，任意の波形を有する電気信号を発生するための任意波形発生器（５）と，
前記任意波形発生器（５）で発生した電気信号の周波数を逓倍するための電気信号周波数逓倍器（６）と，を具備し，
前記前記任意波形発生器（５）で発生し，前記電気信号周波数逓倍器（６）により逓倍された電気信号を用いて，前記光ＳＳＢ変調器（２）への変調信号を生成する
光周波数制御装置。
【請求項２】
請求の範囲１に記載の光周波数制御装置を用いた光周波数制御信号の発生装置。
【請求項３】
請求の範囲１に記載の光周波数制御装置（１）と，
前記光周波数制御装置（１）から出力され，計測対象物（７）を透過した光又は計測対象物（７）から反射した光を計測する光検出器（８）と，
を具備する光フィルタの精度計測器。
【請求項４】
請求の範囲１に記載の光周波数制御装置（１）と，
前記光周波数制御装置（１）から出力された光を計測するとともに，前記光周波数制御装置（１）から出力され，計測対象物（７）を透過した光又は計測対象物（７）から反射した光を計測する光検出器（８）と，
前記光検出器（８）が検出した値を記憶するとともに，記憶した値から透過率又は反射率を求める制御装置と，
を具備する計測器。
【請求項５】
前記光ＳＳＢ変調器（２）の光源（９）として，光コム発生器を用いる請求の範囲１に記載の装置。
【請求項６】
前記光ＳＳＢ変調器（２）の光源（９）として，波長可変光源を用いる請求の範囲１に記載の装置。
【請求項７】
請求の範囲１に記載の光周波数制御装置（１）と，
前記光周波数制御装置（１）から出力された光を検出する光検出器（８）を具備する無線信号の発生装置。
【請求項８】
請求の範囲１に記載の光周波数制御装置（１）において，
前記光ＳＳＢ変調器（２）の替わりに，光ＤＳＢ−ＳＣ変調器を用いる請求の範囲１に記載の光周波数制御装置。
【請求項９】
請求の範囲１に記載の光周波数制御装置（１）において，
前記光ＳＳＢ変調器（２）の替わりに，光強度変調器または光位相変調器を用いる請求の範囲１に記載の光周波数制御装置。
【請求項１０】
請求の範囲１に記載の光周波数制御装置（１）において，
前記光ＳＳＢ変調器（２）の替わりに，光強度変調器または光位相変調器と光フィルタを用いる請求の範囲１に記載の光周波数制御装置。
【請求項１１】
請求の範囲１に記載の光周波数制御装置（１）の出力を光コム発生器の入力とする光周波数制御装置。
【請求項１２】
請求の範囲８に記載の光周波数制御装置（１）の出力を光コム発生器の入力とする光周波数制御装置。
【請求項１３】
請求の範囲９に記載の光周波数制御装置（１）の出力を光コム発生器の入力とする光周波数制御装置。
【請求項１４】
請求の範囲１０に記載の光周波数制御装置（１）の出力を光コム発生器の入力とする光周波数制御装置。
【請求項１５】
請求の範囲８に記載の光周波数制御装置（１）と，
前記光周波数制御装置（１）から出力された光を検出する光検出器（８）を具備する無線信号の発生装置。
【請求項１６】
請求の範囲９に記載の光周波数制御装置（１）と，
前記光周波数制御装置（１）から出力された光を検出する光検出器（８）を具備する無線信号の発生装置。
【請求項１７】
請求の範囲１０に記載の光周波数制御装置（１）と，
前記光周波数制御装置（１）から出力された光を検出する光検出器（８）を具備する無線信号の発生装置。
【請求項１８】
請求の範囲１に記載の光周波数制御装置（１）と，光源（９）と異なる光周波数の光を発生させる光源（１９）を備え，光周波数制御装置（１）の出力と光源（１９）の出力を混合したものを検出する光検出器（８）を具備する無線信号の発生装置。
【請求項１９】
請求の範囲８に記載の光周波数制御装置（１）と，光源（９）と異なる光周波数の光を発生させる光源（１９）を備え，光周波数制御装置（１）の出力と光源（１９）の出力を混合したものを検出する光検出器（８）を具備する無線信号の発生装置。
【請求項２０】
請求の範囲９に記載の光周波数制御装置（１）と，光源（９）と異なる光周波数の光を発生させる光源（１９）を備え，光周波数制御装置（１）の出力と光源（１９）の出力を混合したものを検出する光検出器（８）を具備する無線信号の発生装置。
【請求項２１】
請求の範囲１０に記載の光周波数制御装置（１）と，光源（９）と異なる光周波数の光を発生させる光源（１９）を備え，光周波数制御装置（１）の出力と光源（１９）の出力を混合したものを検出する光検出器（８）を具備する無線信号の発生装置。
【請求項２２】
光ＳＳＢ変調器（２）と，前記光ＳＳＢ変調器（２）へバイアス電圧を印加するバイアス電圧源（３）と，前記光ＳＳＢ変調器（２）へ変調信号を印加する変調信号源（４）とを具備し，前記変調信号源（４）は，任意の波形を有する電気信号を発生するための任意波形発生器（５）と，前記任意波形発生器（５）で発生した電気信号の周波数を逓倍するための電気信号周波数逓倍器（６）と，を具備した光周波数制御装置を用い，
前記任意波形発生器（５）で発生し，前記電気信号周波数逓倍器（６）により逓倍された電気信号を用いて，前記光ＳＳＢ変調器（２）への変調信号を生成し，前記光ＳＳＢ変調器（２）の変調信号として印加する工程を含む，光周波数の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は，ＳＳＢ変調器に印加する変調信号を超高速かつ広範囲なものとするために，任意波形発生装器と電気信号周波数逓倍器を組み合わせた変調信号源とする光周波数制御装置などに関する。
【背景技術】
【０００２】
光周波数制御装置として，光単側波帯（ＳＳＢ）変調器が知られている。光ＳＳＢ変調器は，変調信号の周波数分だけシフトした出力光を得ることができる光変調器である（Ｓ．Ｓｈｉｍｏｔｓｕ，Ｓ．Ｏｉｋａｗａ，Ｔ．Ｓａｉｔｏｕ，Ｎ．Ｍｉｔｓｕｇｉ，Ｋ．Ｋｕｂｏｄｅｒａ，Ｔ．Ｋａｗａｎｉｓｈｉ  ａｎｄ  Ｍ．Ｉｚｕｔｓｕ，“Ｓｉｎｇｌｅ  Ｓｉｄｅ−Ｂａｎｄ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ  ｏｆ  ａ  ＬｉＮｂＯ３  Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ  Ｃｏｎｓｉｓｔｉｎｇ  ｏｆ  Ｆｏｕｒ−Ｐｈａｓｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ  Ｗａｖｅｇａｔｅ，”ＩＥＥＥ  Ｐｈｏｔｏｎ．Ｔｅｃｈ．Ｌｅｔｔ．，Ｖｏｌ．１３，３６４−３６６（２００１）（非特許文献１，２）参照。）。
光ＳＳＢ変調器を使った周波数制御技術は，比較的精度が高く，かつ安定性に優れた制御を行うことができるという特徴がある。しかしながら，光ＳＳＢ変調器を用いて光周波数を掃引する速度は，電気信号である変調信号の掃引速度によって制限される。たとえば，周波数範囲が広い電気信号周波数掃引装置を用いると，掃引速度に限界があった。一方，ＦＭ変調器は，比較的高速に周波数を掃引できるものの，周波数変化幅が数１００ＭＨｚ以下と狭い。よって，いずれにせよ，高い掃引速度と，広い周波数範囲とを有する信号制御を達成できないので，光ＳＳＢ変調器の周波数制御技術もそれらを両立することができないという問題があった。
参考文献
【非特許文献１】Ｓ．Ｓｈｉｍｏｔｓｕ，Ｓ．Ｏｉｋａｗａ，Ｔ．Ｓａｉｔｏｕ，Ｎ．Ｍｉｔｓｕｇｉ，Ｋ．Ｋｕｂｏｄｅｒａ，Ｔ．Ｋａｗａｎｉｓｈｉ  ａｎｄ  Ｍ．Ｉｚｕｔｓｕ，“Ｓｉｎｇｌｅ  Ｓｉｄｅ−Ｂａｎｄ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ  ｏｆ  ａ  ＬｉＮｂＯ３  Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ  Ｃｏｎｓｉｓｔｉｎｇ  ｏｆ  Ｆｏｕｒ−Ｐｈａｓｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ  Ｗａｖｅｇａｔｅ，”ＩＥＥＥ  Ｐｈｏｔｏｎ．Ｔｅｃｈ．Ｌｅｔｔ．，Ｖｏｌ．１３，３６４−３６６（２００１）
【非特許文献２】Ｔ．Ｋａｗａｎｉｓｈｉ，Ｔ．Ｓａｋａｍｏｔｏ  ａｎｄ  Ｍ．Ｉｚｕｔｓｕ，Ｏｐｔｉｃａｌ  ｆｉｌｔｅｒ  ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｚａｔｉｏｎ  ｂｙ  ｕｓｉｎｇ  ｏｐｔｉｃａｌ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｓｗｅｅｐ  ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ  ｗｉｔｈ  ａ  ｓｉｎｇｌｅ  ｓｉｄｅｂａｎｄ  ｍｏｄｕｌａｔｏｒ，ＩＥＩＣＥ  Ｅｌｅｃｔｒｏｎ．Ｅｘｐｒｅｓｓ，３，３４−３８（２００６）
【発明の開示】
【０００３】
本発明は，広い周波数にわたり迅速に制御できる光周波数の制御装置を提供することを目的とする。
本発明は，さらに，上記のような制御装置を用いた，光周波数制御信号の発生装置，光フィルタの精度計測器，計測器，無線信号発生装置などを提供することを目的とする。
本発明は，基本的には，光ＳＳＢ変調器を用いて光周波数を掃引する速度は，電気信号である変調信号の掃引速度によって制限されるので，任意波形発生装器と電気信号周波数逓倍器を組み合わせた変調信号源を用いることで，高速かつ広い周波数範囲にわたる変調電気信号を得ることにより，光ＳＳＢ変調についても高速かつ広い周波数範囲にわたる波長制御が可能となるという知見に基づくものである。
すなわち，任意波形発生装器は，高速に周波数掃引された電気信号を発生させることができるものの，発生できる周波数帯は５００ＭＨｚ以下と狭い。そこで，この任意波形発生装置で発生させた電気信号を，電気信号周波数逓倍器にて周波数変化の範囲を拡大することで，高速かつ広い周波数範囲の変調信号を実現し，そのような変調信号を用いて光ＳＳＢ変調器を駆動することで，高速かつ広い周波数範囲の周波数掃引を可能にするというものである。
【図面の簡単な説明】
【０００４】
図１は，本発明の装置の基本構成を示すブロック図である。
図２は，光ＳＳＢ変調器の例を示す概略図である。
図３は，光コム発生器の構成例を示す概略図である。
図４は，光コム発生器における各工程における光の状態を示す概念図である。
図５は，本発明の無線信号の発生装置を示す概略構成図である。
図６は，実施例１におけるＵＳＢ信号発生時の光スペクトルを示す図面に替わるグラフである。
図７は，実施例１におけるＬＳＢ信号発生時の光スペクトルを示す図面に替わるグラフである。
図８は，掃引時間が５００マイクロ秒の場合の光スペクトルを示す図面に替わるグラフである。
図９は，変調信号として正弦波を入力した場合における，ＵＳＢ発生時の光スペクトルを示す図面に替わるグラフである。
図１０は，変調信号として正弦波を入力した場合における，ＬＳＢ発生時の光スペクトルを示す図面に替わるグラフである。
図１１は，実施例２におけるキャリブレーション用のデータを示す図面に替わるグラフである。図１１Ａ，図１１Ｂ，図１１Ｃ，及び図１１Ｄは，それぞれ周波数掃引速度を０．５マイクロ秒，５マイクロ秒，５０マイクロ秒，又は５００μｓマイクロ秒としたときのキャリブレーション用のデータを示す図である。
図１２は，第１タイプの光フィルタの測定結果を示す図面に替わるグラフである。図１２Ａ，図１２Ｂ，及び図１２Ｃは，それぞれ反射率が９５％，９０％，及び８５％のものを示す。
図１３は，第２タイプの光フィルタの測定結果を示す図面に替わるグラフである。図１３Ａ，図１３Ｂ，図１３Ｃ及び図１３Ｄは，それぞれ周波数掃引速度が５００マイクロ秒，５０マイクロ秒，５マイクロ秒，及び０．５マイクロ秒のものを示す。
図１４は，図１３の掃引開始部の拡大図を示す図面に替わるグラフである。図１４Ａ，図１４Ｂ，図１４Ｃ及び図１４Ｄは，それぞれ周波数掃引速度が５００マイクロ秒，５０マイクロ秒，５マイクロ秒，及び０．５マイクロ秒のものを示す。
図１５は，第１タイプの光フィルタの測定結果を，ＴＬＤによる測定結果と比較した図面に替わるグラフである。
図１６は，任意波形発生器（ＡＷＧ）の出力信号を示す図面に替わるグラフである。
図１７は，任意波形発生器（ＡＷＧ）の出力信号を示す図面に替わるグラフである。
図１８は，光ＳＳＢ変調器に印加される変調信号を示す図面に替わるグラフである。図１８Ａ，図１８Ｂは，それぞれ逓倍器の出力，及び変調器のＲＦＡポートへの入力信号を示す。
図１９は，光ＳＳＢ変調器への入力信号を示す図面に替わるグラフである。図１９Ａ，図１９Ｂは，それぞれ掃引速度が５マイクロ秒と０．５マイクロ秒のものを示す。  図２０は，光源２を短波長側においた場合における光スペクトルを示す図面に替わるグラフである。
図２１は，光源２を長波長側においた場合における光スペクトルを示す図面に替わるグラフである。
図２２は，光源２の波長が１５４９．４１ｎｍの場合のラジオ周波数スペクトルを示す図面に替わるグラフである。
図２３は，図２２の部分拡大図である。
図２４は，光源２の波長が１５４９．４８ｎｍの場合のラジオ周波数スペクトルを示す図面に替わるグラフである。
図２５は，図２４の部分拡大図である。
図２６は，光源２の波長が１５４９．９３ｎｍの場合のラジオ周波数スペクトルを示す図面に替わるグラフである。
図２７は，図２６の部分拡大図である。
図２８は，光源２の波長が１５４９．８７５ｎｍの場合のラジオ周波数スペクトルを示す図面に替わるグラフである。
図２９は，図２８の部分拡大図である。
図３０は，アンプ出力スペクトルを示す図面に替わるグラフである。
図３１は，ラジオ周波数スペクトルを示す図面に替わるグラフである。
図３２は，図３１の部分拡大図である。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００５】
１．光周波数制御装置
以下，図面を参照しつつ，本発明の装置及び方法を説明する。図１は，本発明の装置の基本構成を示すブロック図である。図１に示されるように，本発明の光周波数制御装置は，基本的には，光ＳＳＢ変調器（２）と，前記光ＳＳＢ変調器（２）へバイアス電圧を印加するバイアス電圧源（３）と，前記光ＳＳＢ変調器（２）へ変調信号を印加する変調信号源（４）とを具備し；前記変調信号源（４）は，任意の波形を有する電気信号を発生するための任意波形発生器（５）と，前記任意波形発生器（５）で発生した電気信号の周波数を逓倍するための電気信号周波数逓倍器（６）と，を具備する。そして，前記前記任意波形発生器（５）で発生し，前記電気信号周波数逓倍器（６）により逓倍された電気信号を用いて，前記光ＳＳＢ変調器（２）への変調信号を生成する。なお，図中，７は計測対象物を示し，８は光検出器を示し，９は光源を示し，１１は偏波コントローラを示し，１２は増幅器を示し，１３はカプラを示す。以下，本発明を構成する各要素について説明する。
光周波数制御装置（１）
光周波数制御装置（１）は，光周波数を掃引して出力するなど，出力する光の周波数を制御できる装置である。
光ＳＳＢ変調器（２）
光ＳＳＢ変調器（２）は，光単側波側帯変調器を意味する。光ＳＳＢ変調器は，変調信号の周波数（ｆｍ）分だけシフトした出力光を得ることができる光変調器である（Ｓ．Ｓｈｉｍｏｔｓｕ，Ｓ．Ｏｉｋａｗａ，Ｔ．Ｓａｉｔｏｕ，Ｎ．Ｍｉｔｓｕｇｉ，Ｋ．Ｋｕｂｏｄｅｒａ，Ｔ．Ｋａｗａｎｉｓｈｉ  ａｎｄ  Ｍ．Ｉｚｕｔｓｕ，“Ｓｉｎｇｌｅ  Ｓｉｄｅ−Ｂａｎｄ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ  ｏｆ  ａ  ＬｉＮｂＯ３  Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ  Ｃｏｎｓｉｓｔｉｎｇ  ｏｆ  Ｆｏｕｒ−Ｐｈａｓｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ  Ｗａｖｅｇａｔｅ，”ＩＥＥＥ  Ｐｈｏｔｏｎ．Ｔｅｃｈ．Ｌｅｔｔ．，Ｖｏｌ．１３，３６４−３６６（２００１），「下津臣一，井筒雅之，“次世代通信のためのＬｉＮｂＯ３光ＳＳＢ変調器”，光アライアンス，２０００．７．ｐｐ．２７−３０」）。なお，光ＳＳＢ変調器の動作は，たとえば，「川西哲也，井筒雅之，“光ＳＳＢ変調器を用いた光周波数シフター”，信学技報，ＴＥＣＨＮＩＣＡＬ  ＲＥＰＯＲＴ  ＯＦ  ＩＥＩＣＥ，ＯＣＳ２００２−４９，ＰＳ２００２−３３，ＯＦＴ２００２−３０（２００２−０８）」，「日隈ら，Ｘカットリチウムニオブ光ＳＳＢ変調器，エレクトロンレター，ｖｏｌ．３７，５１５−５１６（２００１）．」などに詳しく報告されている。
光ＳＳＢ変調器（２）として，公知の光ＳＳＢ変調器を適宜用いることができる。光ＳＳＢ変調器（２）として，例えば，図２に示すものを用いることができる。図２は，光ＳＳＢ変調器の例を示す概略図である。図２に示される光ＳＳＢ変調器は，第１のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＡ）（２２）と；第２のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＢ）（２３）と；光信号の入力部（２４）と，前記光信号が前記第１のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＡ）と前記第２のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＢ）とへ分岐する分岐部（２５）と，前記第１のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＡ）と，前記第２のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＢ）と，前記第１のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＡ）と前記第２のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＢ）から出力される光信号が合波される合波部（２６）と，前記合波部で合波された光信号が出力される光信号の出力部（２７）とを含むメインマッハツェンダー導波路（ＭＺＣ）（２８）と；前記第１のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＡ）を構成する２つのアームにラジオ周波数（ＲＦ）信号を入力するための第１の電極（ＲＦＡ電極）（２９）と；前記第２のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＢ）を構成する２つのアームにラジオ周波数（ＲＦ）信号を入力するための第２の電極（ＲＦＢ電極）（３０）と；前記メインマッハツェンダー導波路（ＭＺＣ）に電圧を印加して，前記前記第１のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＡ）からの出力信号と前記前記第２のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＢ）からの出力信号との位相差を制御する為のメインマッハツェンダー電極（電極Ｃ）（３１）とを具備する。なお，メインマッハツェンダー電極は，バイアス電極が印加されるＤＣＣ電極として機能しても良い。
それぞれのサブマッハツェンダー導波路は，例えば，略六角形状の導波路（これが２つのアー厶を構成する）を具備し，並列する２つの位相変調器を具備するようにして構成される。位相変調器は，たとえば，導波路に沿った電極により達成できる。また強度変調器は，たとえばマッハツェンダー導波路と，マッハツェンダー導波路の両アームに電界を印加するための電極とにより達成できる。
通常，マッハツェンダー導波路や電極は基板上に設けられる。基板及び各導波路は，光を伝播することができるものであれば，特に限定されない。例えば，ＬＮ基板上に，Ｔｉ拡散のニオブ酸リチウム導波路を形成しても良いし，シリコン（Ｓｉ）基板上に二酸化シリコン（ＳｉＯ２）導波路を形成しても良い。また，ＩｎＰやＧａＡｓ基板上にＩｎＧａＡｓＰ，ＧａＡｌＡｓ導波路を形成した光半導体導波路を用いても良い。基板として，ＸカットＺ軸伝搬となるように切り出されたニオブ酸リチウム（ＬｉＮｂＯ３：ＬＮ）が好ましい。これは大きな電気光学効果を利用できるため低電力駆動が可能であり，かつ優れた応答速度が得られるためである。この基板のＸカット面（ＹＺ面）の表面に光導波路が形成され，導波光はＺ軸（光学軸）に沿って伝搬することとなる。Ｘカット以外のニオブ酸リチウム基板を用いても良い。また，基板として，電気光学効果を有する三方晶系，六方晶系といった一軸性結晶，又は結晶の点群がＣ３Ｖ，Ｃ３，Ｄ３，Ｃ３ｈ，Ｄ３ｈである材料を用いることができる。これらの材料は，電界の印加によって屈折率変化が伝搬光のモードによって異符号となるような屈折率調整機能を有する。具体例としては，ニオブ酸リチウムの他に，タンタル酸リチウム（ＬｉＴＯ３：ＬＴ），β−ＢａＢ２Ｏ４（略称ＢＢＯ），ＬｉＩＯ３等を用いることができる。
基板の大きさは，所定の導波路を形成できる大きさであれば，特に限定されない。各導波路の幅，長さ，及び深さも本発明のモジュールがその機能を発揮しうる程度のものであれば特に限定されない。各導波路の幅としては，たとえば１〜２０マイクロメートル程度，好ましくは５〜１０マイクロメートル程度があげられる。また，導波路の深さ（厚さ）として，１〜２０マイクロメートル程度があげられ，好ましくは５〜１０マイクロメートル程度である。
なお，サブマッハツェンダー導波路には，上記のＲＦＡ電極及びＲＦＢ電極とは別にバイアス調整電極が設けられてもよいし，上記のＲＦＡ電極及びＲＦＢ電極がバイアス調整電極として機能してもよい。
第１のバイアス調整電極（ＤＣＡ電極）は，ＭＺＡを構成する２つのアーム（Ｐａｔｈ１及びＰａｔｈ３）間のバイアス電圧を制御することにより，ＭＺＡの２つのアームを伝播する光の位相を制御するための電極である。一方，第２のバイアス調整電極（ＤＣＢ電極）は，ＭＺＢを構成する２つのアーム（Ｐａｔｈ２及びＰａｔｈ４）間のバイアス電圧を制御することにより，ＭＺＢの２つのアームを伝播する光の位相を制御するための電極である。ＤＣＡ電極，及びＤＣＢ電極は，好ましくは通常直流または低周波信号が印加される。ここで低周波信号における「低周波」とは，例えば，０Ｈｚ〜５００ＭＨｚの周波数を意味する。なお，この低周波信号の信号源の出力には電気信号の位相を調整する位相変調器が設けられ，出力信号の位相を制御できるようにされていることが好ましい。
第１の変調電極（ＲＦＡ電極）は，ＭＺＡを構成する２つのアームにラジオ周波数（ＲＦ）信号を入力するための電極である。一方，第２の変調電極（ＲＦＢ電極）は，ＭＺＢを構成する２つのアームにＲＦ信号を入力するための電極である。ＲＦＡ電極，及びＲＦＢ電極としては，進行波型電極または共振型電極があげられ，好ましくは共振型電極である。
先に説明したとおり，ＤＣＡ電極とＲＦＡ電極とは，別々の電極とされてもよいし，一つの電極がそれらの機能を果たしてもよい。後者の場合は，一つの電極にバイアス電圧とラジオ周波数信号とが印加されることとなる。
ＲＦＡ電極，及びＲＦＢ電極は，好ましくは高周波電気信号源と接続される。高周波電気信号源は，ＲＦＡ電極及びＲＦＢ電極へ伝達される信号を制御するためのデバイスであり，公知の高周波電気信号源を採用できる。ＲＦＡ電極，及びＲＦＢ電極に入力される高周波信号の周波数（ｆｍ）として，例えば１ＧＨｚ〜１００ＧＨｚがあげられる。高周波電気信号源の出力としては，一定の周波数を有する正弦波があげられる。なお，この高周波電気信号源の出力には位相変調器が設けられ，出力信号の位相を制御できるようにされていることが好ましい。
ＲＦＡ電極，及びＲＦＢ電極は，たとえば金，白金などによって構成される。ＲＦＡ電極，及びＲＦＢ電極の幅としては，１μｍ〜１００μｍがあげられ，具体的には５μｍがあげられる。ＲＦＡ電極，及びＲＦＢ電極の長さとしては，変調信号の波長の（ｆｍ）の０．１倍〜０．９倍があげられ，０．１８〜０．２２倍，又は０．６７倍〜０．７０倍があげられ，より好ましくは，変調信号の共振点より２０〜２５％短いものである。このような長さとすることで，スタブ電極との合成インピーダンスが適度な領域に留まるからである。より具体的なＲＦＡ電極，及びＲＦＢ電極の長さとしては，３２５０μｍがあげられる。以下では，共振型電極と，進行波型電極について説明する。
共振型光電極（共振型光変調器）は，変調信号の共振を用いて変調を行う電極である。共振型電極としては公知のものを採用でき，例えば特開２００２−２６８０２５号公報，「川西哲也，及川哲，井筒雅之，″平面構造共振型光変調器″，信学技報，ＴＥＣＨＮＩＣＡＬ  ＲＥＰＯＲＴ  ＯＦ  ＩＥＩＣＥ，ＩＱＥ２００１−３（２００１−０５）」に記載のものを採用できる。
進行波型電極（進行波型光変調器）は，光波と電気信号を同方向に導波させ導波している間に光を変調する電極（変調器）である（例えば，西原浩，春名正光，栖原敏明著，「光集積回路」（改訂増補版）オーム社，１１９頁〜１２０頁）。進行波型電極は公知のものを採用でき，例えば，特開平１１−２９５６７４号公報，特開平１１−２９５６７４号公報，特開２００２−１６９１３３号公報，特開２００２−４０３８１号公報，特開２０００−２６７０５６号公報，特開２０００−４７１１５９号公報，特開平１０−１３３１５９号公報などに開示されたものを用いることができる。
進行波型電極として，好ましくは，いわゆる対称型の接地電極配置（進行波型の信号電極の両側に，少なくとも一対の接地電極が設けられているもの）を採用するものである。このように，信号電極を挟んで接地電極を対称に配置することによって，信号電極から出力される高周波は，信号電極の左右に配置された接地電極に印加されやすくなるので，高周波の基板側への放射を，抑圧できる。
ＲＦ電極が，ＲＦ信号用の電極と，ＤＣ信号用の電極とを兼ねたものでもよい。すなわち，ＲＦＡ電極及びＲＦＢ電極のいずれか又は両方は，ＤＣ信号とＲＦ信号とを混合して供給する給電回路（バイアス回路）と連結されている。この態様の光ＳＳＢ変調器は，ＲＦ電極が給電回路（バイアス回路）と連結されているので，ＲＦ電極にＲＦ信号（ラジオ周波数信号）とＤＣ信号（直流信号：バイアス電圧に関する信号）を入力できる。
メインマッハツェンダー電極（電極Ｃ）（３１）は，メインマッハツェンダー導波路（ＭＺＣ）に電圧を印加して，前記前記第１のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＡ）からの出力信号と前記前記第２のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＢ）からの出力信号との位相差を制御する為の電極である。電極Ｃとして，上記に説明したサブマッハツェンダー用の電極を適宜利用できる。電極Ｃには，たとえば変調信号としてラジオ周波数信号が印加されるので，それに対応した進行波型電極が好ましい。電極Ｃにより両アームの光信号の位相差が制御されるので，ＵＳＢ又はＬＳＢなど打ち消したい信号の位相を逆とすることでそれらの信号を抑圧できることとなる。この位相制御を高速に行うことで，周波数シフトキーイングが達成できる。
また，上記の光変調器の好ましい態様は，前記メインマッハツェンダー電極（電極Ｃ）（３１）として，メインマッハツェンダー導波路（ＭＺＣ）のうち，前記第１のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＡ）の出力部と前記合波部との間の導波路の少なくとも一部に沿うように設けられた第１のメインマッハツェンダー用電極（ＭＺＣＡ電極）と；メインマッハツェンダー導波路（ＭＺＣ）のうち，前記第２のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＢ）の出力部と前記合波部との間の導波路の少なくとも一部に沿うように設けられた第２のメインマッハツェンダー用電極（ＭＺＣＢ電極）とを具備するものであってもよい。
上記のような態様に係る光変調器であれば，第１のメインマッハツェンダー用電極（ＭＺＣＡ電極）と第２のメインマッハツェンダー用電極（ＭＺＣＢ電極）（１５）とを具備するので，各サブサブマッハツェンダー導波路からの出力信号の光位相を制御でき，それにより合波される光信号の搬送波（キャリア信号）又は高次成分（例えば２次成分（ｆ０±２ｆｍ））などを抑圧できる。
第１のメインマッハツェンダー用電極（ＭＺＣＡ電極）は，メインマッハツェンダー導波路（ＭＺＣ）のうち，前記第１のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＡ）の出力部と前記合波部との間の導波路の少なくとも一部に沿うように設けられた電極である。そして，少なくとも一部とは，出力信号の位相を調整できる程度の長さであればよい。この電極としては，サブマッハツェンダー導波路における電極と同様のものを設ければよい。
第２のメインマッハツェンダー用電極（ＭＺＣＢ電極）は，メインマッハツェンダー導波路（ＭＺＣ）のうち，前記第２のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＢ）の出力部と前記合波部との間の導波路の少なくとも一部に沿うように設けられた電極であり，これについてはＭＺＣＡ電極（３１）と同様である。なお，第１のメインマッハツェンダー用電極（ＭＺＣＡ電極）及び前記第２のメインマッハツェンダー用電極（ＭＺＣＢ電極）は，それぞれが設けられる導波路部分を光位相変調器として機能させるものであってもよい。
なお，メインマッハツェンダー導波路（ＭＺＣ）に含まれる分岐部（２５）は，光信号が前記第１のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＡ）と前記第２のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＢ）とへ分岐するようにされた部位であり，導波路がＹ字型に分岐した構成をとるものがあげられる。また，合波部（２６）は，前記第１のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＡ）と前記第２のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＢ）から出力される光信号が合波される部位であり，導波路がＹ字型に形成されたものがあげられる。上記のＹ字型は対象であっても，非対称であってもよい。なお，分岐部（２５）又は合波部（２６）として方向性結合器（カプラ）を用いてもよい。
上記の光変調器の好ましい態様は，前記メインマッハツェンダー導波路（ＭＺＣ）（２８）の分岐部（２５）には非対称方向性結合器が設けられ，前記非対称性方向性結合器によって，前記第１のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＡ）に分波される光信号の強度が，前記第２のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＢ）に分波される光信号の強度よりも強くなるように制御される光変調器である。
なお，本発明の光変調器においては，各電極に印加される信号のタイミングや位相を適切に制御するため，各電極の信号源と電気的に（又は光信号により）接続された制御部が設けられることが好ましい。そのような制御部は，前記第１の電極（ＲＦＡ電極）及び第２の電極（ＲＦＢ電極）に印加される変調信号と，前記第１のメインマッハツェンダー用電極（ＭＺＣＡ電極）及び第２のメインマッハツェンダー用電極（ＭＺＣＢ電極）に印加される変調信号との変調時間を調整するように機能する。すなわち，各電極による変調がある特定の信号に対して行われるように，光の伝播時間を考慮して調整する。この調整時間は，各電極間の距離などによって適切な値とすればよい。
また，制御部は，前記第１のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＡ）とからの出力信号と前記第２のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＢ）とからの出力信号に含まれる光搬送波信号又は特定の高次光信号の位相が１８０°ずれるように前記第１のメインマッハツェンダー用電極（ＭＺＣＡ電極）及び第２のメインマッハツェンダー用電極（ＭＺＣＢ電極）に印加される電圧を調整するものがあげられる。このような制御部としては，各電極の信号源と接続された処理プログラムを格納したコンピュータがあげられる。そして，コンピュータは，キーボードなどの入力装置から制御情報の入力を受けると，ＣＰＵは，たとえばメインプログラムに格納された処理プログラムを読み出し，よりプログラムの指令に従って，各種メモリから必要な情報を読み出して，適宜メモリに格納される情報を書き換え，信号源へ信号源から出力される光信号のタイミングと位相差を制御するような指令を外部出力装置から出力すればよい。なお，そのような処理プログラムとしては，コンピュータを，各サブマッハツェンダー導波路における特定の成分の位相を把握する手段と，前記手段が把握した特性の成分の位相情報を用いて，それらの位相が逆位相となるように前記第１のメインマッハツェンダー用電極（ＭＺＣＡ電極）及び第２のメインマッハツェンダー用電極（ＭＺＣＢ電極）に印加される変調信号を調整する指令を作製する手段とを具備するものとして機能させるようなものであればよい。
光ＳＳＢ変調器の動作を一応以下に説明する。サブマッハツェンダー導波路の並列する４つの光位相変調器（これらはＲＦＡ電極，ＲＦＢ電極を構成する）に，たとえば，位相が９０°ずつ異なる正弦波ＲＦ信号を印加する。また，光に関しても，たとえば，それぞれの位相差が９０°となるようにバイアス電圧をＤＣＡ電極，ＤＣＢ電極に印加する。これらの電気信号の位相差や光信号の位相差は，適宜調整すればよいが，基本的には９０°の整数倍ずれるように調整する。
図２のＰ点及びＱ点では，それぞれＭＺＡ及びＭＺＢからの出力信号のうちＬＳＢについて位相が逆位相となるように調整される。このように調整された信号は合波部（２６）で合波されると，ＬＳＢ成分が打ち消しあい，ＵＳＢ成分のみが残留することとなる。一方，Ｃ電極を出力信号の位相差が２７０°となるように調整するとＵＳＢ信号が打ち消しあい，ＬＳＢ信号が残留することとなる。しかし，実際には，これらの光信号には，光信号の搬送波（キャリア信号）又は高次成分（例えば２次成分（ｆ０±２ｆｍ））が含まれることとなる。
各サブマッハツェンダー導波路から出力される光信号に含まれる光信号の搬送波（キャリア信号）又は高次成分（例えば２次成分（ｆ０±２ｆｍ））の位相は，各サブマッハツェンダー導波路に印加する信号の位相やバイアス電圧によって求まるので，合波部で合波される前の，各サブマッハツェンダー導波路からの出力信号の位相を，抑圧したい成分（光信号の搬送波（キャリア信号）又は高次成分（例えば２次成分（ｆ０±２ｆｍ）））の位相が逆位相となるように制御する。そのように制御するので，抑圧したい成分が効果的に抑圧されることとなる。
なお，光ＳＳＢ変調器（２）の替わりに，光搬送波抑圧両側波帯（ＤＳＢ−ＳＣ）変調器を用いてもよい。ＤＳＢ−ＳＣ変調器は理想的には，２つのサイドバンドを出力し，キャリア成分を抑圧する。
また，光ＳＳＢ変調器（２）の替わりに位相変調器，又は強度変調器を用いることもできる。この場合には特定のサイドバンドを選択するための光フィルタを必要に応じて用いればよい。具体的には，例えば，図１の光ＳＳＢ変調器（２）の替わりに位相変調器，又は強度変調器を設置し，それらによって生ずる特定のサイドバンドを選択的に透過する光フィルタを，位相変調器，又は強度変調器の下流に設ければよい。
バイアス電圧源（３）
バイアス電圧源（３）は，光ＳＳＢ変調器へ印加されるバイアス電圧を得るための装置であり，光ＳＳＢ変調器に用いられる公知のバイアス電源を適宜用いればよい。バイアス電圧源（３）は，外乱や掃引条件に応じてバイアス電圧を適応的に変化する機能をもつものが望ましい。そのようなバイアス電圧源は，例えば，光検出器（８）からの検出情報がフィードバックされ，検出値が予め定められた範囲からずれたときに，そのずれを少なくするように制御するものであってもよい。また，バイアス電圧源は，たとえば，バイアス電圧源がおかれた温度などの条件を測定でき，その測定値に応じて適宜光ＳＳＢ変調器へ印加するバイアス電圧を調整できるものであってもよい。
変調信号源（４）
変調信号源（４）は，光ＳＳＢ変調器へ印加する変調信号を生成するための装置である。本発明において，変調信号源（４）は，任意の波形を有する電気信号を発生するための任意波形発生器（５）と，前記任意波形発生器（５）で発生した電気信号の周波数を逓倍するための電気信号周波数逓倍器（６）と，を具備する。
任意波形発生器（５）
任意波形発生器（５）は，例えば，定義された波形データを波形メモリに格納しておき，その格納データを順次読み出しアナログ変換してゆくことにより，定義波形データに対応したアナログ波形を発生する装置である。
任意波形発生器（５）の具体例として，特開平６−６１３７号公報に開示される「波形データを記憶するメモリとメモリに記憶される波形データを微分する微分器と微分器の出力する微分データを一定周期毎に選択出力する分配器とより成るメモリ部を具備し，分配器により選択出力される微分データをそれぞれ積分する積分器と積分器の出力をＤ／Ａ変換するＤ／Ａ変換器とより成るＤ／Ａ変換部を複数個具備し，メモリ部とＤ／Ａ変換部とにタイミング信号を与えるタイミング発生器を具備し，各Ｄ／Ａ変換部によりＤ／Ａ変換された結果を相加するアナログ加算器を具備することを特徴とする任意波形発生器」，特開平３−１３６１７８号公報に開示された「定義された波形データを波形メモリに格納しておき，その格納データを順次読み出しアナログ変換してゆくことにより，定義波形データに対応したアナログ波形を発生する任意波形発生器であって，前記波形メモリに格納する複数種類の波形データを定義式よりそれぞれ演算により求めると共に，各部に与えるデータおよび信号を発生して制御する制御・演算回路と，複数種類の波形データを出力する際，前記制御演算回路より与えられる出力波形のファーストアドレスおよびラストアドレスを記憶するシーケンス記憶手段と，このシーケンス記憶手段より与えられるファーストアドレスとラストアドレスが設定されるアドレス記憶手段と，前記波形メモリからデータを読み出す時に波形メモリに与えるアドレスを発生するもので，ロード信号が与えられた後に前記制御・演算回路から入力される最初のクロックの立ち上がりで前記アドレス記憶手段からのファーストアドレスが初期値としてセットされ，入力されるクロックに応じてアドレスをインクリメントして出力するアドレス発生手段と，このアドレス発生手段から出力されるアドレスと前記アドレス記憶手段に記憶されたラストアドレスとを比較し，一致した時には前記ロード信号としても利用される一致信号を出力するラストアドレス検出手段と，外部からのトリガを受けた後，前記ラストアドレス検出手段からの一致信号に同期して，トリガ信号が入力された時点で前記シーケンス記憶手段に格納されたファーストアドレスおよびラストアドレスを前記アドレス記憶手段に記憶させるために必要な波形切替信号を送出する波形切替回路を具備し，複数種類の波形を自動的に切り替えて出力できるようにしたことを特徴とする任意波形発生器」などがあげられる。
任意波形発生装置は複雑な波形を発生させることが可能である。掃引時間の短い周波数掃引信号波形を計算機データとして生成し，それを，Ｄ／Ａ変換することで，掃引時間１ミリ秒以下の超高速周波数掃引信号の発生が可能である。典型的な周波数掃引範囲としては５００ＭＨｚ〜３００ＭＨｚが挙げられる。掃引時間としては５００マイクロ秒，５０マイクロ秒，５マイクロ秒，０．５マイクロ秒などが挙げられる。また，掃引のシーケンスを複雑なものとすることもできる。例えば，３００ＭＨｚ〜４００ＭＨｚまで周波数掃引した後に，所望の時間，例えば１マイクロ秒の間周波数掃引を停止し，さらに４５０ＭＨｚ〜５００ＭＨｚまで掃引するなど，掃引のシーケンスを複雑なものとすることができる。任意波形発生装置によれば，所望の現象と同期させて所定の時間範囲のみで周波数掃引動作を行うことも可能である。例えば，所望の現象を検知してトリガ信号を発生させる装置を用いて，そのトリガ信号に応じて所定の回数のみ周波数掃引動作を行うことを予めプログラムすることができる。このように任意波形発生装置は高速掃引信号を複雑なシーケンスで発生させることが可能である。しかしながら，任意波形発生装置は，発生可能な周波数が５００ＭＨｚ以下に制限されるという問題がある。
電気信号周波数逓倍器（６）
電気信号周波数逓倍器（６）は，入力された電気信号の周波数を逓倍して出力するための装置である。電気信号周波数逓倍器（６）は，公知のものを適宜用いることができる。具体的な電気信号周波数逓倍器（６）として，特開２００５−１６７３１７号公報に開示される「所望の周波数の発振信号を生成する発振器であって，予め定められた周波数の基準信号を生成する基準発振部と，前記基準信号を受け取り，受け取った前記基準信号を略同一の遅延量で順次遅延させて出力する，縦続接続された複数の第１可変遅延回路と，前記基準発振部が生成した前記基準信号の位相と，前記複数の第１可変遅延回路の最終段から出力される遅延信号の位相とを比較する位相比較部と，前記基準信号の位相と，前記複数の第１可変遅延回路の最終段から出力される遅延信号の位相とが略等しくなるように，前記複数の第１可変遅延回路の遅延量を制御する遅延量制御部と，それぞれの前記第１可変遅延回路に入力される入力信号を論理演算することにより，それぞれの前記入力信号におけるエッジを合成した前記発振信号を生成する周波数加算回路とを備える発振器」，特開２００２−６４３３５号公報に開示される「入力信号を第１入力伝送路及び第２入力伝送路に分岐する信号分岐部と，第１出力伝送路及び第２出力伝送路からの信号を合成する合成部と，制御入力端及び電流路を有し，この制御入力端が該第１入力伝送路に結合され，この電流路の第１端及び第２端がそれぞれ接地導体及び該第１出力伝送路に接続された第１トランジスタと，制御入力端及び電流路を有し，この制御入力端が交流的に接地導体に接続され，この電流路の第１端及び第２端がそれぞれ該第２入力伝送線路及び該第２出力伝送に結合された第２トランジスタと，該第１入力伝送路，該第２入力伝送路，該第１出力伝送路又は該第２出力伝送路の少なくとも１つに接続された振幅減衰素子と，を有することを特徴とするマイクロ波又はミリ波に対するバランス型周波数逓倍器」，又は特開２００１−１５６５４８号公報に開示される「正弦波状の入力信号を受けて，該入力信号の周波数と同一周波数で位相が互いに１８０°異なる二つの信号を発生する差動信号発生回路と，該差動信号発生回路からの二つの信号を乗算して，前記入力信号の周波数の２倍の周波数成分を含む信号を発生する乗算回路と，を少なくとも有し，前記入力信号に基づいてその周波数を逓倍した出力信号を得るよう構成したことを特徴とする周波数逓倍器」などがあげられる。電気信号周波数逓倍器（６）として，例えば３２逓倍のものがあげられる。
電気信号周波数逓倍器は，増幅器の非線形性などを用いて実現できる。すなわち，本発明においては，非線形性を有する増幅器を有する電気信号周波数逓倍器を用いる事が好ましい。具体的に説明すると，本発明の電気信号周波数逓倍器の好ましい態様は，非線形性をもつデバイスの高調波をフィルタなどで取り出す，という構成を多段にすることで高い次数の逓倍器を得たものである。このように逓倍器は非線形性を利用して実現するものであるので，出力において，入力信号の振幅情報は一般に失われる。一方で，周波数に関しては入力信号の周波数を逓倍次数倍したものとなり，位相変化についても入力信号の位相変化の逓倍次数倍したものとなる。位相変化が逓倍次数倍となることから出力信号の位相雑音も逓倍次数倍となり，出力信号の信号純度は入力信号のものに比べある程度劣化するもののその周波数は正確に入力信号周波数の逓倍次数倍となる。すなわち，電気信号周波数逓倍器は振幅情報を損なうものの，周波数に関しては正確に入力信号で制御可能であることを意味している。また，入力信号として周波数掃引信号を入力した場合，掃引時間はそのままで周波数だけが逓倍次数倍されるので，一定の周波数範囲を掃引するのにかかる時間は逓倍次数分の一となり，すなわち一定の周波数範囲を掃引する掃引速度は逓倍次数倍となる。
光検出器（８）
光検出器（８）は，光信号を検出するための装置であり，用途に応じて適切なものを適宜用いればよい。
光源（９）
光源（９）は，光ＳＳＢ変調器に入力される光を発生するための装置である。光源（９）として，公知の波長可変レーザを適宜用いるものがあげられるが，これに限定されない。特に，比較的狭い周波数範囲で光周波数を掃引すればよい場合には固定波長の光源を用いてもよい。波長可変レーザを用いる場合には波長可変レーザの制御と光周波数掃引の動作を連動させて，光周波数の粗調整を波長可変レーザの制御で，微調整を光周波数掃引で行い，周波数範囲の拡大と，高精度化を両立することができる。よって，光源（９）と変調信号源（４）とは，それぞれ図示しないコンピュータなどの制御装置に接続され，波長可変レーザと光周波数掃引の同期を取るための同期手段など，それらの動作を連動させるための機構により動作が制御されることが好ましい。すなわち，本発明の光周波制御装置は，上記の手段や機構を具備するものが好ましい。また，光コム発生器を光源として，複数の周波数成分の光周波数掃引を一度に行ってもよい。なお，光ＳＳＢ変調器の出力をコム発生器の光源として用いてもよい。特に，光ＳＳＢ変調器又はコム発生器から発生した複数の周波数成分のうち特定のもの選択するフィルタを具備するものは，光周波数を掃引できる範囲が広がるので好ましい。
図３は，光コム発生器の構成例を示す概略図である。図３に示されるように，光コム発生器（１００）は，光ＳＳＢ変調器（１０１），光ＳＳＢ変調器での変換ロスを補償するための光アンプ（１０２），光入力ポート（１０３），及び光出力ポート（１０４）を具備する光ファイバループ（１０５）を具備する。以下，光コム発生器の基本動作を説明する。
光コム発生器の入力ポート（１０４）に入力光（１０６）を入力する。入力光は，たとえば，単一モードの連続光（ｆ０）である。すると，光ＳＳＢ変調器（１０１）により入力光の周波数がシフトする（ｆ０＋ｆｍ）。周波数がシフトした光成分（１０７）は，ループを周回し，入力ポートに入力される新たな光と合わさる（ｆ０，ｆ０＋ｆｍ）。これらの光は，光ＳＳＢ変調器（１０１）へと導かれ，両成分とも周波数がシフトする（ｆ０＋ｆｍ，ｆ０＋２ｆｍ）。これらの工程を繰り返すことで，多数のスペクトル成分を有する光（光コム）を得ることができる。
図４は，光コム発生器における各工程における光の状態を示す概念図である。図４Ａは，始めの光が入力した状態を示す。図４Ｂは，光ＳＳＢ変調器の出力光の状態を示す。図４Ｃは，ＳＳＢ変調光と新たな光とが合波した状態を示す。図４Ｄは，３順目の合波状態を示す。図４Ｅは，入力光から派生した光コムの概念図である。まず，光調整部が，光（ｆ１）の位相，強度，及び周波数のいずれかひとつ以上を調整する。調整された光が，光入力ポート（１０３）に入力する（図４Ａ）。この光が，光ファイバループ（１０５）を経て，光ＳＳＢ変調器（１０１）に入力する。すると，光ＳＳＢ変調器が，入力光の周波数より変調信号の周波数分だけシフトした光単側波帯信号を出力する（ｆ１＋ｆｍ）（図４Ｂ）。光アンプ（１０２）が，光ＳＳＢ変調器の出力光の光強度を高め，光変調により弱まった光強度を補償する。なお，光アンプは，光ＳＳＢ変調器の前におかれていても良い。光アンプ（１０２）からの出力光が，光ファイバループ（１０５）を経て，光入力ポート（１０３）に到達する。光アンプ（１０２）からの出力光（ｆ１＋ｆｍ）と，光調整部からの光（ｆ１）が，光入力ポート（１０３）にて合波される（ｆ１，ｆ１＋ｆｍ）（図４Ｃ）。なお，この際の入力光（ｆ１）は，第１順目の入力光と同様であってもよいし，第１順目の入力光とは異なる変調（変調の種類や大きさなど）を受けたものであっても良い。これらの工程をもう一度繰り返すと，第３チャネルを含む波長多重光（ｆ１，ｆ１＋ｆｍ，ｆ１＋ｆｍ＋２ｆｍ）を得ることができる（図４Ｄ）。これらの工程を繰り返すことにより，光周波数が順次ずれた光の集合である光コム（図４Ｅ）を得ることができる。
偏波コントローラ（１１）
偏波コントローラ（１１）は，光源（９）から出力される光の偏波面などを調整するための任意の要素である。偏波コントローラとして，公知の偏波コントローラを適宜用いることができる。
増幅器（１２）
増幅器（１２）は，電気信号の強度を増幅できるものであればよく，公知のものを適宜用いることができる。また，増幅器は任意の要素であり，特に増幅器を設けなくてもよい。
カプラ（１３）
カプラ（１３）は，光ＳＳＢ変調器の変調信号を得るために用いられているものを適宜採用できる。具体的なカプラとして，出力信号の位相を９０°ずらすことができるものがあげられる。例えば，９０°位相のずれた変調信号が，各サブマッハツェンダー導波路の変調電極に印加されればよい。また，光ＳＳＢ変調などの変調信号を得ることができれば，カプラを用いる必要はない。すなわち，カプラは，任意の構成要素である。
光周波数制御装置から発生する光信号の周波数の範囲はｆ０±ｎ×ｆ１〜ｆ０±ｎ×ｆ２となる。プラスマイナスはＤＣＣ電極への電圧（メインマッハツェンダー導波路のバイアス電圧）を調整するか，又は変調信号の位相関係を調整することで切り替えることができる。なお，ｆ０は変調器入力光周波数であり，ｆ２は任意波形発生装置出力最高周波数であり，ｆ１は任意波形発生装置出力最低周波数であり，ｎは電気信号周波数逓倍器の逓倍数である。
図１に基づいて，本発明の光周波数制御装置の動作例を説明する。まず，光源（９）から，光信号が出力される。この光信号は，単一光であってもよいし，光コムであってもよい。ここでは，簡単のため，単一光の場合について説明し，その周波数をｆ０とする。光源からの光は，例えば，偏波コントローラ（１１）によって，偏光面を調整され，光ＳＳＢ変調器（２）に入力する。
光ＳＳＢ変調器（２）は，たとえば，図２に示されるような２つのサブマッハツェンダー導波路を２つのアームとするメインマッハツェンダー導波路と，各種電極を具備するものである。そして，バイアス電圧源（３）から各種電極に光ＳＳＢ変調を行うためのバイアス電圧が印加される。このバイアス電圧は，公知のとおりである。
一方，光ＳＳＢ変調器の変調信号は，変調信号源（４）により生成される。より具体的には，任意波形発生器（５）が，任意の波形（予め定められた波形であってもよい）を有する電気信号を発生し，電気信号周波数逓倍器（６）が，その電気信号の周波数を逓倍する。このようにして得られた逓倍信号は，たとえば，増幅器（１２）で振幅が増幅された後，カプラ（１３）にて，光ＳＳＢ変調器の電極に合わせた形で分波され，位相が制御される。そして，カプラ（１３）からの電気信号が，変調信号として光ＳＳＢ変調器に印かされる。
任意波形発生器（５）は，高速かつ高精度に電気信号の周波数を掃引できる。そして，電気信号周波数逓倍器（６）は，周波数が掃引された電気信号を高速かつ高精度に周波数逓倍を行うことができる。よって，これらを組み合わせることによって，広い周波数にわたって周波数が掃引された電気信号を高速に得ることができることとなる。そして，そのような電気信号を変調信号として印加すると，光ＳＳＢ変調器は，高速に広い周波数にわたって周波数が掃引された光信号を出力できることとなる。
任意波形発生装置（５）は掃引速度を高くすることができるが発生信号周波数の上限が５００ＭＨｚ程度であった。電気信号逓倍器（６）と組み合わせることでその周波数範囲が拡大できるとともに，単位周波数範囲あたりの掃引速度のさらなる向上を図ることができる。従来の信号発生器と電気信号逓倍器（６）の組み合わせにおいても掃引速度向上の効果はあるが，信号発生器自体の掃引速度が低かったためにその効果は限定的であった。一方，任意波形発生装置（５）は複雑な振幅制御も可能であることから，周波数の高い信号を発生させる場合，振幅情報が保持されるミキサーによる周波数変換を用いられることがあったが，この場合，出力そのものを電気信号逓倍器（６）の入力とする発想はなく，周波数掃引速度は任意波形発生装置の掃引速度と同じである。また，光ＳＳＢ変調器による周波数掃引においては変調信号の周波数の安定性・確実性が最も重要で，振幅変動については測定データから事後に差し引くか，若しくは振幅変動を補償するための振幅または強度変調を光ＳＳＢ変調器の入力信号又は出力信号に施すことで，その影響を容易に取り除くことができる。また，光ＳＳＢ変調器による周波数掃引において掃引速度が遅い場合には，非特許文献２に開示されているように不要成分の発生を抑圧するためには変調周波数ごとにバイアス電圧を調整する必要があった。しかしながら，本発明者らは，掃引速度が速い場合には実施例に示すように（図６，図７，及び図８を参照），一定のバイアスで固定した状態で不要成分を十分抑圧できるという新たな知見を得た。任意波形発生装置（５）の高速周波数掃引と電気信号逓倍器（６）による周波数範囲拡大と単位周波数あたりの掃引速度の向上，光ＳＳＢ変調器による周波数掃引において振幅の補正が容易であるのに対して周波数の正確さが重要であること，また，掃引が高速である場合には不要成分が十分抑圧できることにより図１に示す構成で従来技術では不可能であった超高速光周波数掃引が実現できる。
レーザに供給する電流を変化させることでも光周波数制御は可能であるが，電流と周波数の関係は複雑で温度などの外乱の影響を受けやすく，また，周波数掃引時に周波数が突然大きくずれるモードホップ現象起きることもあり高精度計測には適していない。これに対して，図１に示す構成では周波数シフト量は正確に変調信号周波数の逓倍次数倍でありモードホップ現象などの不規則な現象は発生しない。
光ＳＳＢ変調器またはその他の変調器から発生する高次のサイドバンドを用いる場合には周波数変化はさらにサイドバンドの次数倍だけ大きくなる。
２．光周波数制御信号の発生装置
本発明のある側面に係る光周波数制御信号の発生装置は，上記した光周波数制御装置を用いて光の出力周波数を制御し，制御された周波数の光を出力するというものである。特に，本発明の光周波数制御装置を用いると，光周波数を高速かつ広範囲にわたって掃引できるので，そのような周波数掃引をともなった光を出力できる光周波数制御信号の発生装置を提供できることとなる。そのような光周波数制御信号の発生装置を用いれば，光周波数を高速かつ広範囲にわたって掃引できるので，たとえば，測定対象物にそのような光を照射して，光吸収などを測定することで，測定対象物の吸収スペクトルなどを迅速に測定できることとなる。
３．光フィルタの精度計測器
本発明のある側面に係る光フィルタの精度計測器は，上記に記載の光周波数制御装置（１）と，前記光周波数制御装置（１）から出力され，計測対象物（７）を透過した光又は計測対象物（７）から反射または透過した光を計測する光検出器（８）とを具備する。すなわち，計測対象物（７）として光フィルタを用いるものである。上記のとおり，本発明の光周波数制御装置を用いると，光周波数を高速かつ広範囲にわたって掃引できるので，光フィルタの特性を迅速かつ高精度に測定できることとなる。
４．計測器
本発明のある側面に係る計測器は，上記に記載の光周波数制御装置（１）と，前記光周波数制御装置（１）から出力された光を計測するとともに，前記光周波数制御装置（１）から出力され，計測対象物（７）を透過した光又は計測対象物（７）から反射した光を計測する光検出器（８）と，前記光検出器（８）が検出した値を記憶するとともに，記憶した値から透過率又は反射率を求める制御装置とを具備する。このような計測器を用いることで，計測対象物の光吸収率や光反射率などを迅速かつ高精度に求めることができる。このため，たとえば，化学物質の同定などにも本発明の計測器を用いることができる。なお，制御装置としては，公知のコンピュータなどを適宜用いることができる。
光ＳＳＢ変調器の入力信号から出力信号への変換効率を変調周波数の関数としてコンピュータに記憶し，これの逆数に比例する強度変化を光源（９）に与えるか，又は変調器の出力部に強度変調器を設けて出力光に与えることで，光周波数制御装置（１）からの出力を一定に保つことができる。この場合，計測対象物（７）から透過または反射した光の強度から直接透過率又は反射率を得ることができる。
５．無線信号の発生装置
図５は，本発明の無線信号の発生装置を示す概略構成図である。図１中，図１と同じ要素には同じ符号を付している。図５に示されるように，本発明のある側面に係る無線信号の発生装置は，上記に記載の光周波数制御装置（１）と，前記光周波数制御装置（１）から出力された光を検出する光検出器（８）に光を入射するための光源（１９）とを具備する。光検出器（８）は，光周波数制御装置（１）の出力と光源（１９）の出力を混合したものを検出する。そして，光検出器（８）は，検出した光信号を電気信号に変換して無線信号として出力する。なお，変調器としてＤＳＢ−ＳＣ変調器を用いた場合，２×ｎ×ｆ１〜２×ｎ×ｆ２の範囲の無線信号が得られる。無線信号の発生装置の好ましい態様では，光周波数制御装置（１）の第１の光源（９）と，光周波数制御装置（１）の光検出器に入力される光信号のための第２の光源（１９）とは，少なくともいずれかの光信号の光周波数を調整するための光周波数制御手段を具備するもの（例えば，周波数可変レーザ）である。光検出器に別個の光源（１９）（光源（９）と同様のもの）からの光を入力し，２つの光源（９），（１９）の光周波数の差を変化させることで，無線信号の発生装置から発生する無線信号の中心周波数を制御できる。この場合，｜ｆ０−ｆ’０±ｎ×ｆ１｜〜｜ｆ０−ｆ’０±ｎ×ｆ２｜の周波数範囲の無線信号が得られる。ｆ’０は光源（１９）の光周波数である。２つの光源は別個のレーザで構成してもいいし，１つのレーザからの光をＤＳＢ−ＳＣ変調などで異なる２つの光周波数成分を生成して用いることでも実現できる。
【実施例１】
【０００６】
−光周波数掃引−
光ＳＳＢ変調器による光周波数シフターの変調周波数を高速周波数掃引することで，出力光の超高速光周波数掃引を実現する検証を行った。本実施例では，基本的には，図１に示される構成の装置を用いた。
光源（９）として，アジレント（Ａｇｉｌｅｎｔ）社８１６８９Ａコンパクト波長可変レーザを用いた。中心波長は，１５５０ｎｍであり，設定パワーを１０ｍＷとした。なお，偏波コントローラ出力端での強度は６．１ｄＢｍであった。偏波コントローラを経て，光源からの出力光は，ＳＳＢ変調器に入力した。
光ＳＳＢ変調器（２）として，偏光子なし，外部終端，バイアス電極分離型のものをであって，上記非特許文献１に開示されるような２つのサブマッハツェンダー導波路を有するものを用いた。バイアス電圧源（３）として，直流電源ＡＤ８７１１を用い，光ＳＳＢ変調器（２）へバイアス電圧を印加した。バイアス電圧の位相や強度などの諸条件は，バイアス電圧源（３）の制御装置を用いて制御した。
変調信号源（４）として，任意波形発生器（５）と信号周波数逓倍器（６）とを組み合わせたものを用いた。変調信号として，任意波形発生装置で発生したチャープ信号（３００ＭＨｚ−５００ＭＨｚ）を３２逓倍器で（９．６ＧＨｚ−１６ＧＨｚ）へ帯域拡張したものを用いた。具体的には，任意波形発生器（５）として，テクトロニクス社製ＡＷＧ７１０Ｂを用いた。信号周波数逓倍器（６）として，綜合電子社製の３２倍逓倍器を用いた。強度増幅器として，ＳＨＦ社製のＳＨＰ２００ＣＰを用いた。９０度カプラとして，ＫＲＹＴＡＲ社製，９０ｄｅｇ  Ｈｙｂｒｉｄ  Ｋｒｙｔａｒ  ３０６０２００を用いた。なお，ＡＷＧ７１０Ｂの出力として線形チャープ信号を用い，周波数掃引時間は，５００マイクロ秒，５０マイクロ秒，５マイクロ秒，又は０．５マイクロ秒とした。また，ＡＷＧ７１０Ｂの振幅は周波数が３００ＭＨｚのとき０．５Ｖｐｐ，５００ＭＨｚのとき１．０Ｖｐｐとなるような直線的に変化する振幅とした。また，サンプリングレートは４．２Ｇサンプル毎秒とした。
測定系（光検出器）として，光スペクトルアナライザ：アドバンテスト社製Ｑ８３８４，又は高速光検出器：Ｔｈｏｒｌａｂ社製ＰＤＡ８ＧＳとレクロイ社製オシロスコープＳＤＡとを組み合わせたものを用いた。
図６は，実施例１におけるＵＳＢ信号発生時の光スペクトルを示す図面に替わるグラフである。なお，測定は，高感度掃引モード（Ｈｉｇｈ−ｓｅｎｓｅ  ｓｗｅｅｐ  ｍｏｄｅ）にて行った。図中，Ｏｐｔｉｃａｌ  Ｐｏｗｅｒは，光強度を示し，Ｗａｖｅｌｅｎｇｔｈは波長［ｎｍ］を示す。また，実線は５０マイクロ秒の掃引モードの場合を示し，点線は０．５マイクロ秒の掃引モードの場合を示す。５０マイクロ秒の掃引モードの場合における平均光強度は−７．８ｄＢｍであり，０．５マイクロ秒の掃引モードの場合における平均光強度は−８．０ｄＢｍであった。
図７は，実施例１におけるＬＳＢ信号発生時の光スペクトルを示す図面に替わるグラフである。なお，測定は，高感度掃引モード（Ｈｉｇｈ−ｓｅｎｓｅ  ｓｗｅｅｐ  ｍｏｄｅ）にて行った。図中，Ｏｐｔｉｃａｌ  Ｐｏｗｅｒは，光強度を示し，Ｗａｖｅｌｅｎｇｔｈは波長［ｎｍ］を示す。また，実線は５０マイクロ秒の掃引モードの場合を示し，点線は０．５マイクロ秒の掃引モードの場合を示す。
図８は，掃引時間が５００マイクロ秒の場合の光スペクトルを示す図面に替わるグラフである。図中，Ｏｐｔｉｃａｌ  Ｐｏｗｅｒは，光強度を示し，Ｗａｖｅｌｅｎｇｔｈは波長［ｎｍ］を示す。また，実線はＬＳＢ信号の場合を示し，点線はＵＳＢ信号の場合を示す。
図６〜図８から，本発明の装置を用いて，光ＳＳＢ変調信号が得られることがわかる。
図９は，変調信号として正弦波を入力した場合における，ＵＳＢ発生時の光スペクトルを示す図面に替わるグラフである。なお，測定は，高感度掃引モード（Ｈｉｇｈ−ｓｅｎｓｅ  ｓｗｅｅｐ  ｍｏｄｅ）にて行った。図中，Ｏｐｔｉｃａｌ  Ｐｏｗｅｒは，光強度を示し，Ｗａｖｅｌｅｎｇｔｈは波長［ｎｍ］を示す。また，実線は任意波形発生器から出力される電気信号の周波数が３００ＭＨｚの場合を示し，点線は３５０ＭＨｚの場合を示し，破線は４００ＭＨｚの場合を示す。
図１０は，変調信号として正弦波を入力した場合における，ＬＳＢ発生時の光スペクトルを示す図面に替わるグラフである。なお，測定は，高感度掃引モード（Ｈｉｇｈ−ｓｅｎｓｅ  ｓｗｅｅｐ  ｍｏｄｅ）にて行った。図中，Ｏｐｔｉｃａｌ  Ｐｏｗｅｒは，光強度を示し，Ｗａｖｅｌｅｎｇｔｈは波長［ｎｍ］を示す。また，実線は任意波形発生器から出力される電気信号の周波数が３００ＭＨｚの場合を示し，点線は３５０ＭＨｚの場合を示し，破線は４００ＭＨｚの場合を示す。
高速掃引時には全域に対して（図８の５００ｕｓ  ｓｗｅｅｐでのｐｅａｋ  ｈｏｌｄ  ｓｗｅｅｐで確認）２０ｄＢ程度の不要成分抑圧比がとれている。一方，図９，図１０で示されるように，手動で周波数を変化させると抑圧比が大きく変動し，２０ｄＢを下回ることがあることがわかる。手動切替え時にはＲＦアンプ出力，変調器入力が周波数特性により変化する。また，変調器内部でのロスが周波数特性を持つなどの理由で変調器内部の温度変化がバイアス点変動を起こしている可能性があるといえる。高速掃引時には，温度変化よりも周波数変化の方が速く，温度が一定していると考えられる。
【実施例２】
【０００７】
−光フィルタの測定装置−
実施例１の装置を用いて，以下に示す２タイプの光フィルタの特性を測定した。
第１タイプの光フィルタは，ＫＯＥＲＡＳ社製デュアルセクションファイバグレーティング（Ｄｕａｌ  ｓｅｃｔｉｏｎ  ＦＢＧ）であり，セクションの間隔は１０ｍｍであった。１セクションの反射率を反射率とすると，反射率が９５％のもの（ＳＮ  ＩＦＢＧ１７３７），反射率が９０％のもの（ＳＮ  ＩＦＢＧ１７３６）及び反射率が８５％のもの（ＳＮ  ＩＦＢＧ１７３５）を用いた。なお，これらの光フィルタは，ＦＢＧの反射帯域内に狭帯域透過帯を複数もつものであり，その間隔は数１０ＧＨｚであった。本実施例において，周波数掃引速度を０．５μｓとした。光源であるＴＬＤの設定波長は，１５５０．３０２０ｎｍ（ＩＦＢＧ１７３７），１５５０．２７５０ｎｍ（ＩＦＢＧ１７３６），及び１５５０．３０８０ｎｍ（ＩＦＢＧ１７３５）とした。
第２タイプの光フィルタは，２つのＦＢＧを縦列接続したものである。ＦＢＧ間の距離は，数メートルであった。具体的には，固定ＦＢＧ（ＴＨＯＲＬＡＢ  ＴＧ５Ｆ３）と可変ＦＢＧ（ＡＯＳ  ２５１００１５４）とを用いた。これらは，ＦＢＧの反射帯域内に狭帯域透過帯を多数の複数もつものであり，その間隔は数１０ＭＨｚであった。周波数掃引速度を０．５マイクロ秒，５マイクロ秒，５０マイクロ秒，又は５００μｓマイクロ秒とした。ＴＬＤの設定波長は１５５０．３５ｎｍであった。
図１１は，実施例２におけるキャリブレーション用のデータを示す図面に替わるグラフである。図１１Ａ，図１１Ｂ，図１１Ｃ，及び図１１Ｄは，それぞれ周波数掃引速度を０．５マイクロ秒，５マイクロ秒，５０マイクロ秒，又は５００μｓマイクロ秒としたときのキャリブレーション用のデータを示す図である。被測定部品（ＤＵＴ）を入れたときのデータとの比をとると透過率を測定できることとなる。なお，高速ＰＤのＤＣオフセットが２０ｍＶと大きめであるため，それぞれのデータからは予めＤＣオフセットを引いておいた。
図１２は，第１タイプの光フィルタの測定結果を示す図面に替わるグラフである。図１２Ａ，図１２Ｂ，及び図１２Ｃは，それぞれ反射率が９５％，９０％，及び８５％のものを示す。掃引時間は，０．５マイクロ秒であった。図１２から，反射率が高いほど透過帯域の幅が小さくなることがわかる。
図１３は，第２タイプの光フィルタの測定結果を示す図面に替わるグラフである。図１３Ａ，図１３Ｂ，図１３Ｃ及び図１３Ｄは，それぞれ周波数掃引速度が５００マイクロ秒，５０マイクロ秒，５マイクロ秒，及び０．５マイクロ秒のものを示す。図１３に示されるように，掃引速度が０．５マイクロ秒の場合や５マイクロ秒の場合には掃引開始終了時に波形の乱れがあり，強度変化が一様でなかった。このことから，周波数掃引速度として，０．５マイクロ秒以上が好ましく，１０マイクロ秒以上であればより好ましいといえる。
図１４は，図１３の掃引開始部の拡大図を示す図面に替わるグラフである。図１４Ａ，図１４Ｂ，図１４Ｃ及び図１４Ｄは，それぞれ周波数掃引速度が５００マイクロ秒，５０マイクロ秒，５マイクロ秒，及び０．５マイクロ秒のものを示す。図１４から，周波数掃引速度が５００マイクロ秒，５０マイクロ秒のものは，一様に並ぶ多数の透過帯域が測定できていることがわかる。
図１５は，第１タイプの光フィルタの測定結果を，ＴＬＤによる測定結果と比較した図面に替わるグラフである。ピークの位置をあわせた。縦軸は実測値で規格化していない。図中，縦軸は透過率を示し，横軸はオフセット周波数を示す。
図１６は，任意波形発生器（ＡＷＧ）の出力信号を示す図面に替わるグラフである。周波数範囲は，０−１ＧＨｚである。縦軸は，強度であり，横軸は周波数である。図中，ＲＦ  ｐｏｗｅｒは，電気信号の強度を意味し，Ｆｒｅｑは周波数を意味する。
図１７は，任意波形発生器（ＡＷＧ）の出力信号を示す図面に替わるグラフである。周波数範囲は，０−５ＧＨｚである。縦軸は，強度であり，横軸は周波数である。図中，ＲＦ  ｐｏｗｅｒは，電気信号の強度を意味し，Ｆｒｅｑは周波数を意味する。図１７から，４．２ＧＨｚの両側にサンプリングノイズがあることがわかる。
図１８は，光ＳＳＢ変調器に印加される変調信号を示す図面に替わるグラフである。図１８Ａ，図１８Ｂは，それぞれ逓倍器の出力，及び変調器のＲＦＡポートへの入力信号を示す。
図１９は，光ＳＳＢ変調器への入力信号を示す図面に替わるグラフである。図１９Ａ，図１９Ｂは，それぞれ掃引速度が５マイクロ秒と０．５マイクロ秒のものを示す。たとえば，掃引速度が０．５μＳの場合，スペクトル間隔が２ＭＨｚとなるので，光周波数測定の解像度もこれを上回ることはないと考えられる。
【実施例３】
【０００８】
実施例１の装置を用いた発生させた光信号に，光周波数の異なる光をミキシングして所望の中心周波数をもつ超広帯域ＲＦチャープ信号を発生させた。
光源１（９）として，アジレント（Ａｇｉｌｅｎｔ）社８１６８９Ａコンパクト波長可変レーザを用いた。中心波長は，１５４９．７８ｎｍであり，設定パワーを６ｍＷとした。なお，偏波コントローラ出力端での強度は６．１ｄＢｍであった。偏波コントローラを経て，光源からの出力光は，ＳＳＢ変調器に入力した。
光源２（９）として，インターリーバーで光ＳＳＢ変調器と結合したものを用いた。
光ＳＳＢ変調器（２）として，偏光子なし，外部終端，バイアス電極分離型のものをであって，上記非特許文献１に開示されるような２つのサブマッハツェンダー導波路を有するものを用いた。バイアス電圧源（３）として，直流電源ＡＤ８７１１を用い，光ＳＳＢ変調器（２）へバイアス電圧を印加した。バイアス電圧の位相や強度などの諸条件は，バイアス電圧源（３）の制御装置を用いて制御した。挿入損失は４．８ｄＢであった。メインＭＺ導波路のバイアス電圧は５．９Ｖであり，サブＭＺのバイアス電圧は，ＤＣＡ電極が７．１４Ｖであり，ＤＣＢ電極が７．３Ｖであった。本実施例では，ＵＳＢ信号を利用した。
変調信号源（４）として，任意波形発生器（５）と信号周波数逓倍器（６）とを組み合わせたものを用いた。変調信号として，任意波形発生装置で発生したチャープ信号（３００ＭＨｚ−５００ＭＨｚ）を３２逓倍器で（９．６ＧＨｚ−１６ＧＨｚ）へ帯域拡張したものを用いた。具体的には，任意波形発生器（５）として，テクトロニクス社製ＡＷＧ７１０Ｂを用いた。信号周波数逓倍器（６）として，綜合電子社製の３２倍逓倍器を用いた。強度増幅器として，ＥＤＳＩ社製のＳＨＰ２００ＣＰを用いた。９０度カプラとして，ＫＲＹＴＡＲ社製，９０ｄｅｇ  Ｈｙｂｒｉｄ  Ｋｒｙｔａｒ３０６０２００を用いた。なお，ＡＷＧ７１０Ｂの出力として線形チャープ信号を用い，周波数掃引時間を，５マイクロ秒とした。また，ＡＷＧ７１０Ｂの振幅は周波数が３００ＭＨｚのとき０．５Ｖｐｐ，５００ＭＨｚのとき１．０Ｖｐｐとなるような直線的に変化する振幅とした。また，サンプリングレートは４．２ＧＨｚとした。
測定系（光検出器）として，光スペクトルアナライザ：アドバンテスト社製Ｑ８３８４を用い，電気信号の検出器として，アジレント社製ＰＳＡＥ４４４８Ａを用いた。
図２０は，光源２を短波長側においた場合における光スペクトルを示す図面に替わるグラフである。図中実線は，波長が１５４９．４１ｎｍのものを示し，点線は波長が１５４９．４８ｎｍのものを示す。
図２１は，光源２を長波長側においた場合における光スペクトルを示す図面に替わるグラフである。図中実線は，波長が１５４９．９３ｎｍのものを示し，点線は波長が１５４９．８７５ｎｍのものを示す。
図２２は，光源２の波長が１５４９．４１ｎｍの場合のラジオ周波数スペクトルを示す図面に替わるグラフである。入力光周波数差は，４６．２ＧＨｚであった。発生周波数範は，３６．６ＧＨｚ（４６．２ＧＨｚ−９．６ＧＨｚ）から３０．２ＧＨｚ（４６．２ＧＨｚ−１６．０ＧＨｚ）であった。図２２に示されるように，４６．２ＧＨｚにＳＳＢ変調器残留キャリアとのビートがある。９．６−１６ＧＨｚは，光ＳＳＢ変調器出力のもつ強度変動（残留キャリアとＵＳＢのビート）であると考えら得る。また，２０−３０ＧＨｚ帯の成分はＳＳＢ変調器出力の残留ＬＳＢと光源２のビートであると考えられる。図２３は，図２２の部分拡大図である。
図２４は，光源２の波長が１５４９．４８ｎｍの場合のラジオ周波数スペクトルを示す図面に替わるグラフである。入力光周波数差は，３７．５ＧＨｚであった。発生周波数範は，２７．９ＧＨｚ（３７．５ＧＨｚ−９．６ＧＨｚ）から２１．５ＧＨｚ（３７．５ＧＨｚ−１６．０ＧＨｚ）であった。図２４に示されるように，３７．５ＧＨｚにＳＳＢ変調器残留キャリアとのビートがある。また，１０−２０ＧＨｚ帯の成分はＳＳＢ変調器出力の残留ＬＳＢと光源２のビートとＳＳＢ変調器出力のもつ強度変動（残留キャリアとＵＳＢのビート）の重複と考えられる。図２５は，図２４の部分拡大図である。
図２６は，光源２の波長が１５４９．９３ｎｍの場合のラジオ周波数スペクトルを示す図面に替わるグラフである。入力光周波数差は，１８．７ＧＨｚであった。発生周波数範は，３４．７ＧＨｚ（１８．７ＧＨｚ＋１６．０ＧＨｚ）から２８．３ＧＨｚ（１８．７ＧＨｚ＋９．６ＧＨｚ）であった。図２６に示されるように，１８．７ＧＨｚにＳＳＢ変調器残留キャリアとのビートがある。１０−２０ＧＨｚ帯の成分はＳＳＢ変調器出力の残留ＬＳＢと光源２のビートとＳＳＢ変調器出力のもつ強度変動（残留キャリアとＵＳＢのビート）の重複が存在する。図２７は，図２６の部分拡大図である。
図２８は，光源２の波長が１５４９．８７５ｎｍの場合のラジオ周波数スペクトルを示す図面に替わるグラフである。入力光周波数差は，１１．８ＧＨｚであった。発生周波数範は，２７．８ＧＨｚ（１１．８ＧＨｚ＋１６．０ＧＨｚ）から２０．６ＧＨｚ（１１．８ＧＨｚ＋９．６ＧＨｚ）であった。図２６に示されるように，１１．８ＧＨｚにＳＳＢ変調器残留キャリアとのビートがある。１０−２０ＧＨｚ帯にはＳＳＢ変調器出力のもつ強度変動（残留キャリアとＵＳＢのビート）の重複が存在する。図２９は，図２８の部分拡大図である。
【実施例４】
【０００９】
光アンプを用いて光周波数掃引信号と光源２のパワーをバランスした。光源２の出力とＳＳＢ変調器の出力をインターリーバーで合わせた後に光アンプ（ＦＩＴＥＬ  ＥｒＦＡ  １１０３１−ＳＦＳ：Ｐｕｍｐ  ＬＤ  ｃｕｒｒｅｎｔ  ７５ｍＡ），１ｎｍバンドパスフィルタを経て，ＰＤに入力した。光源２の波長は，１５４９．９３ｎｍ，パワーは設定値で０．３ｍＷとした。周波数掃引速度は，５００マイクロ秒，５マイクロ秒，又は０．５マイクロ秒とした。
図３０は，アンプ出力スペクトルを示す図面に替わるグラフである。実線は掃引速度５００マイクロ秒，点線は掃引速度５マイクロ秒のものを示す。掃引速度０．５マイクロ秒も掃引速度５マイクロ秒のものとほぼおなじであった。
図３１は，ラジオ周波数スペクトルを示す図面に替わるグラフである。グラフは，上から周波数掃引速度が，５００マイクロ秒，５マイクロ秒，０．５マイクロ秒のものである。図３２は，図３１の部分拡大図である。
【図１】
2007148413.tif 000003
【図２】
2007148413.tif 000004
【図３】
2007148413.tif 000005
【図４】
2007148413.tif 000006
【図５】
2007148413.tif 000007
【図６】
2007148413.tif 000008
【図７】
2007148413.tif 000009
【図８】
2007148413.tif 000010
【図９】
2007148413.tif 000011
【図１０】
2007148413.tif 000012
【図１１】
2007148413.tif 000013
【図１２】
2007148413.tif 000014
【図１３】
2007148413.tif 000015
【図１４】
2007148413.tif 000016
【図１５】
2007148413.tif 000017
【図１６】
2007148413.tif 000018
【図１７】
2007148413.tif 000019
【図１８】
2007148413.tif 000020
【図１９】
2007148413.tif 000021
【図２０】
2007148413.tif 000022
【図２１】
2007148413.tif 000023
【図２２】
2007148413.tif 000024
【図２３】
2007148413.tif 000025
【図２４】
2007148413.tif 000026
【図２５】
2007148413.tif 000027
【図２６】
2007148413.tif 000028
【図２７】
2007148413.tif 000029
【図２８】
2007148413.tif 000030
【図２９】
2007148413.tif 000031
【図３０】
2007148413.tif 000032
【図３１】
2007148413.tif 000033
【図３２】
2007148413.tif 000034
【国際調査報告】
2007148413.tif 000035
2007148413.tif 000036
2007148413.tif 000037
2007148413.tif 000038