【手続補正書】
【提出日】平成19年11月14日(2007.11.14)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】発明の名称
【補正方法】変更
【補正の内容】
【発明の名称】移動体通信機および送受信機
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】特許請求の範囲
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１のＶＣＯと、該第１のＶＣＯの出力に接続された第１と第２の分周器と、該第１の分周器の出力信号と第１のＲＦ信号とが入力される第１のミキサと、該第２の分周器の出力信号と第２のＲＦ信号とが入力される第２のミキサと、を含む受信回路と、
該第１のＶＣＯの出力に接続された第１の分周比と第２の分周比を切り替える手段を有する第３の分周器と、第２のＶＣＯと、該第２のＶＣＯの出力に接続された第３と第４の分周比を切り替える手段を有する第４の分周器と、該第４の分周器の出力信号とベースバンド信号とが入力される第３のミキサと、該第３の分周器の出力信号を用いて該第３のミキサの出力信号を周波数変換する周波数変換回路と、を含む送信機と、
を有することを特徴とする送受信機。
【請求項２】
請求項１記載の送受信機において、
該第１の分周器の分周比が２で、該第２の分周器の分周比が４であることを特徴とする送受信機。
【請求項３】
請求項２記載の送受信機において、
該第１のＲＦ信号の周波数をｆｒｆ１、該第２のＲＦ信号の周波数をｆｒｆ２、該周波数変換回路の第１と第２の出力周波数をそれぞれｆｔｘ１、ｆｔｘ２とするとき、該第１の分周比ｍと該第２の分周比ｎは、該第２のＶＣＯの発振可能な周波数範囲内で、該第４の分周器の分周比を切り替えることで該第３のミキサ出力周波数を
｜（２・ｆｒｆ１）/ｎ−ｆｔｘ１｜と
｜（４・ｆｒｆ２）/ｍ−ｆｔｘ２｜にすることができるという条件を満たす
ことを特徴とする送受信機。
【請求項４】
請求項３記載の送受信機において、
該周波数変換回路は、位相比較器と、第１の低域通過フィルタと、第３と第４のＶＣＯと、第４のミキサを有し、
該位相比較器は該第３のミキサ出力信号と該第４のミキサ出力信号の位相差に比例した信号を出力し、該第１の低域通過フィルタは該位相比較器の出力に接続され、該第３と第４のＶＣＯは該第１の低域通過フィルタの出力に接続され、該第４のミキサは該第３もしくは第４のＶＣＯ出力信号と該第３の分周器出力信号をミキシングするＰＬＬを用いた周波数変換回路である
ことを特徴とする送受信機。
【請求項５】
ベースバンド信号が入力される可変利得低域通過フィルタと、該低域通過フィルタの直流オフセット電圧を校正する手段をもったオフセット電圧校正回路を有し、
該可変利得低域通過フィルタは、複数の可変利得増幅器と複数の低域通過フィルタから構成され、
該オフセット電圧校正回路は、該可変利得増幅器出力信号が入力されるＡＤＣと、該ＡＤＣ出力信号から該可変利得増幅器の直流オフセット電圧を検知し該直流オフセット電圧を校正する信号を出力する制御回路と、該制御回路出力信号が入力され該可変利得増幅器に信号を出力するＤＡＣとから構成され、
該可変利得増幅器は、互いのエミッタが接続した第１と第２のトランジスタと、該第１のトランジスタのコレクタと電源に接続した第１の抵抗と、該第２のトランジスタのコレクタと該電源に接続した第２の抵抗と、該エミッタに接続した可変電流源から構成され、信号が該第１と第２のトランジスタのベースから入力され、コレクタから信号が出力されることを特徴とする可変利得増幅器であり、
該ＤＡＣは、第３のトランジスタと、該第３のトランジスタのエミッタとグランドに接続した第３の抵抗から構成される電圧電流変換回路を複数有し、該第３のトランジスタのコレクタは、該第１のトランジスタのコレクタと接続し、該第３のトランジスタのベースは該制御回路の出力に接続する
ことを特徴とする送受信機。
【請求項６】
ベースバンド信号が入力される可変利得低域通過フィルタと、該低域通過フィルタの直流オフセット電圧を校正する手段をもったオフセット電圧校正回路を有し、
該可変利得低域通過フィルタは、複数の可変利得増幅器と複数の低域通過フィルタから構成され、
該オフセット電圧校正回路は、該可変利得増幅器出力信号が入力されるＡＤＣと、該ＡＤＣ出力信号から該可変利得増幅器の直流オフセット電圧を検知し該直流オフセット電圧を校正する信号を出力する制御回路と、該制御回路出力信号が入力され該可変利得増幅器に信号を出力するＤＡＣとから構成され、
該可変利得低域通過フィルタは差動回路により構成され、
該低域通過フィルタのうち少なくとも１つの第１の低域通過フィルタは、第２と第３のスイッチと第１の容量を含み、該第２のスイッチは該第１の低域通過フィルタの第１の信号線と該第１の容量に接続され、該第３のスイッチは該第１の低域通過フィルタの第２の信号線と該第１の容量に接続され、該第２と第３のスイッチは、スイッチ切り替え制御により同期して短絡状態または開放状態になる
ことを特徴とする送受信機。
【請求項７】
請求項６記載の送受信機において、
該第１の低域通過フィルタの前段に接続される第１の可変利得増幅器の直流オフセット電圧を校正する制御回路は、第１のＤＡＣと第１の制御回路から構成され、
該第１の制御回路は、該第１の低域通過フィルタの後段に接続される第２の可変利得増幅器の直流オフセット電圧を校正する制御回路と同一である
ことを特徴とする送受信機。
【請求項８】
ベースバンド信号が入力される可変利得低域通過フィルタと、該低域通過フィルタの直流オフセット電圧を校正する手段をもったオフセット電圧校正回路を有し、
該可変利得低域通過フィルタは、複数の可変利得増幅器と複数の低域通過フィルタから構成され、
該可変利得低域通過フィルタは差動回路により構成され、
該可変利得増幅器のうち少なくとも１つを第３と第４の入力端子と第１と第２の出力端子を有するチョッパ型増幅器に換えたことを特徴とする送受信機であって、
該チョッパ型増幅器は、第５と第６の入力端子と第３と第４の出力端子をもつ第３の可変利得増幅器と、第４のスイッチと、第５のスイッチを有し、
該第４と第５のスイッチの切り替え制御により、該第３の入力端子と該第５の入力端子、該第４の入力端子と該第６の入力端子、該第１の出力端子と該第３の出力端子、該第２の出力端子と該第４の出力端子が接続する第１の状態と、該第３の入力端子と該第６の入力端子、該第４の入力端子と該第５の入力端子、該第１の出力端子と該第４の出力端子、該第２の出力端子と該第３の出力端子が接続する第２の状態を切り替えることが可能であり、
該第１と第２の状態は周期的に切り替わる
ことを特徴とする送受信機。
【請求項９】
アンテナと、該アンテナに接続されたアンテナスイッチと、該アンテナスイッチに信号を出力する複数の電力増幅器と、該アンテナスイッチに接続された複数の帯域通過フィルタと、該帯域通過フィルタと該電力増幅器とベースバンド回路と接続された送受信機を有する移動体通信機であって、
該送受信機が、請求項１から８の何れかに記載の送受信機であって、
該ベースバンド回路から該送受信機に直流オフセット電圧校正動作を開始するタイミングを規定する信号が出力される
ことを特徴とする移動体通信機。
【請求項１０】
請求項９記載の移動体通信機において、
該アンテナスイッチの代わりにデュプレクサを用いることを特徴とする移動体通信機。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００３
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００３】
外付け部品点数を削減できる受信方式に、ダイレクトコンバージョン方式がある。ダイレクトコンバージョン受信機の従来例としてはアイ、イー、イー、イー、１９９７年、ＶＬＳＩ回路シンポジウム予稿集１１３頁から１１４頁に発表された「９００ＭＨｚダイレクトコンバージョン受信機」（Behzad Razavi, "A 900-MHz CMOS Direct Conversion Receiver," IEEE Symposium on VLSI Circuits,pp. 113-114, 1997）が挙げられる。構成図を図１０（ｂ）に示す。原理的にイメージ応答が存在しないので、ダイレクトコンバージョン方式にはイメージ除去フィルタが不要である。また、ＩＦフィルタはＩＣに集積化されたフィルタで代用できるため不要となる。本従来例では、ＶＣＯ（１０２５）は受信機の入力周波数の２倍の周波数で発振し、その周波数は１８５０〜１９２０ＭＨｚである。この受信機をＧＳＭ，ＤＣＳ１８００のデュアルバンド受信機に適用する場合、ＶＣＯ（１０２５）は１８５０〜１９２０ＭＨｚ（ＧＳＭ）と３６１０〜３７６０ＭＨｚ（ＤＣＳ１８００）で発振する必要がある。しかし、これらの周波数帯を１つのＶＣＯでカバーするのは困難でありＶＣＯは２個必要となる。
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００４
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００４】
ダイレクトコンバージョン受信機の広く知られた欠点は、直流オフセット電圧である。これは、ミキサ（１０１９，１０２０）の入力信号と局発発振信号の周波数が等しいために生じる。例えば、局発発振信号が入力信号の入力端子にリークすると局発発振信号同士の掛け算が生じて直流オフセット電圧が発生する。直流オフセット電圧を校正する方式の従来例としてはアイ、イー、イー、イー、１９９５年、半導体素子回路ジャーナル１３９９頁から１４１０頁に発表された「デジタル通信向けダイレクトコンバージョントランシーバ」（Asad A. Abidi et. al., "Direct-Conversion Radio Transceivers for Digital Communications," IEEE Journal of Solid-State Circuits, pp. 1399-1410, vol. 30, no. 12,Dec.,1995）が挙げられる。構成図を図１１に示す。可変利得増幅器（１１０２，１１０４）と低域通過フィルタ（１１０１，１１０３，１１０５）からなる可変利得増幅器の出力直流オフセット電圧は、ＤＳＰ（１１０６）で検知される。その情報に基づいてＤＳＰ（１１０６）は、低域通過フィルタ（１１０１）の入力に直流オフセット電圧校正信号を出力する。
【手続補正５】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００８
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００８】
従来例（図１１）の方式はオフセット校正用の帰還ループ内にフィルタが介在するため高速なオフセット校正が困難で高速データ通信に不向きである。したがって、高速データ通信に適した高速なオフセット校正方式の実現が第２の課題である。
【手続補正６】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１７
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００１７】
ここで、ｆｒＧ＝９２５ＭＨｚ，ｆｔＧ＝８８０ＭＨｚ，ｆｒＤ＝１８０５ＭＨｚ，ｆｔＤ＝１７１０ＭＨｚとする。ｍに対してｆＩＦＧを計算したものを図１２に、ｎに対してｆＩＦＤを計算したものを図１３に示す。分周には２分周器を用いるので、ｍ，ｎとして２のｉ乗（ｉは正の整数）を用いた。ＩＦ周波数生成のためのＶＣＯを１個にするにはｍ，ｎは自由に選ぶことはできず、ｆＩＦＧとｆＩＦＤはほぼ等しい必要がある。または、２分周器を使用した場合は、ｆＩＦＧとｆＩＦＤの比が２のｊ乗（ｊは正の整数）にほぼ等しければよい。ここで、ほぼ等しいとは、２つの周波数が正確に一致しなくてもそれら２つがＶＣＯの発振周波数範囲に含まれていればよいという意味である。図１２、図１３において、上記条件を満たすｍとｎの組み合わせは、例えば、（ｍ，ｎ）＝（２，１）や（４，２）である。このｍ，ｎの組み合わせから、消費電力や不要スプリアス信号発生の有無等を考慮に入れて最終的にｆＩＦを決定する。本実施例では（ｍ，ｎ）＝（４，２）としてある。分周器（１１７，１１８）と切り替えスイッチ（１２１）をＶＣＯ（１１１）後段に設け、ＧＳＭ時にはＶＣＯ（１１１）出力周波数を４分周、ＤＣＳ１８００時には２分周する様に制御する。次に、ＶＣＯ（１１４）の発振周波数は、消費電力やＩＣに内蔵する受動素子の規模等によって決定される。本実施例では発振周波数を３００ＭＨｚ帯とし、ＶＣＯ（１１４）後段に分周器（１１９，１２０）と切り替えスイッチ（１２２）を設けることで、ＧＳＭ時には８分周、ＤＣＳ１８００時には４分周してｆＩＦＧ＝４５ＭＨｚ、ｆＩＦＤ＝９５ＭＨｚが生成される。
【手続補正７】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１８
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００１８】
スプリアスの問題を更に具体的に説明する。図１７，１８にＩＦ周波数を固定し、局部発振周波数を変化させた場合のスプリアスを示す。図１７，１８はＧＳＭ、ＤＣＳ１８００に対応し、送信信号を送信用発振器（１２８、１２９）から発生させた場合に、ＩＦ周波数の整数倍（ｍ倍）と、局部発振周波数の差によって生じるスプリアスを示したものである。ここでｆＩＦはＩＦ周波数、ｆＶＣＯは送信周波数を示す。各欄に記入した数値はスプリアス信号と送信周波数の差をＭＨｚの単位で示したものである。ハッチをかけた部分は１０ＭＨｚ以内の近傍にスプリアスが発生する場合で、送信機のループフィルタ（１２７）で除去するのが困難なものである。図１７，１８より判るようにＩＦ周波数を１つに固定すると、送信帯域内でスプリアスが送信周波数の近傍に現れる領域を避けることが困難であり、ＩＦ周波数を送信周波数に応じて変化させることの有効性が理解される。例えば図１７に示すＧＳＭの例では、８８０ＭＨｚから８８８ＭＨｚまで４５ＭＨｚのＩＦ周波数を選び、８８８ＭＨｚから９１４ＭＨｚまで４６ＭＨｚのＩＦ周波数を選ぶとスプリアスを回避できる。
【手続補正８】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２０
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００２０】
次に、本発明に係る受信機の第２の実施形態について図２を用いて説明する。
【手続補正９】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２１
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００２１】
受信機は、低雑音増幅器（１０２）、ミキサ（１０４）、分周器（１０５）、低域通過フィルタ（１０６,１３７）、可変利得増幅器（１０８,２０１）、直流オフセット電圧校正回路（１１０，１１０ｂ）及びデコーダ（２０５）から構成される。また、低雑音増幅器は負荷抵抗（２０７）、トランジスタ（２０８）及び容量（２０９）から構成され、直流オフセット電圧校正回路（１１０）はデジタルアナログ変換器ＤＡＣ（２０２）、アナログデジタル変換器ＡＤＣ（２０３）及び制御回路（２０４）から構成される。ミキサ（１０４）は、ミキサ（２１０，２０６）から構成される。
【手続補正１０】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２６
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００２６】
本発明に係る可変利得増幅器の第４の実施形態について図６を用いて説明する。図６（ａ）に直流オフセット電圧のない理想的な可変利得増幅器（６０３）と可変利得増幅器（６０３）の入力換算直流オフセット電圧源（６０６）を示す。この場合、オフセット電圧を抑圧する手段がないので出力端子（６０４,６０５）の間にはオフセット電圧源（６０６）の出力電圧が可変利得増幅器（６０３）の利得倍されたオフセットが発生する。次に、本発明に係る第４の実施例である、切り替えスイッチ（６０７,６０８）を可変利得増幅器（６０３）の入出力に接続した構成を図６（ｂ,ｃ）に示す。切り替えスイッチ（６０７,６０８）の接続関係が図６（ｂ）と（ｃ）で逆になっているため、入出力端子間の接続関係は維持しつつオフセット電圧源（６０６）出力電圧の伝わる出力端子は逆になる。したがって、上記に示した切り替えスイッチ（６０７，６０８）の切り替えを周期的に行えば、オフセット電圧源（６０６）の出力電圧は出力端子（６０４）と（６０５）に同じ時間発生することになり、出力端子間のオフセット電圧は０になる。
【手続補正１１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２７
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００２７】
本発明に係る受信機の第５の実施形態について図７を用いて説明する。本実施例は、第２の実施例において、可変利得増幅器（２０１）と直流オフセット電圧校正回路（１１０ｂ）の代わりに第４の実施例で示した可変利得増幅器（６０９）を用い、可変利得増幅器（６０９）後段に低域通過フィルタ（７０２）とバッファアンプ（７０１）を接続したことを特徴とする受信機である。
【手続補正１２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２９
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００２９】
本発明に係る移動体通信機の第７の実施形態について図９を用いて説明する。本実施例は、第１の実施例にベースバンド回路（９０１）を追加したことを特徴とする移動体通信機である。（９０７）には、第１の実施例においてアンテナ（１３６）とＩＣに内蔵される回路（１４３）以外のすべての回路が含まれる。ベースバンド回路（９０１）では、受信ベースバンド信号（９０２，９０３）から音声信号への変換や、音声信号から送信ベースバンド信号（９０５，９０６）への変換等の信号処理を行う。さらに、ベースバンド回路（９０１）は、回路（１４３）での直流オフセット電圧の校正を開始するタイミングを決めるＤＣオフセットキャンセル開始信号（９０４）を出力し、回路（１４３）に入力する。この開始信号は受信機が信号を受信開始する前に送られ、信号を受信する前に（１４３）の回路で発生する直流オフセットを除去する。
【手続補正１３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３１
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００３１】
本発明に係る移動体通信機の第９の実施形態について図１５を用いて説明する。第８の実施例の様にフィルタの伝搬遅延を低減した場合は、直流オフセット電圧校正のための帰還ループ内にフィルタを介在できる。そのため、第８の実施例に比べてＡＤＣの数を削減でき回路規模を低減出来る。
【手続補正１４】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図２
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図２】
2001211098.tif 000001
【手続補正１５】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図９
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図９】
2001211098.tif 000002