(57)【要約】受信側で既知の周期Ｎの信号を、以下のステップにより求めたＮチップの信号の整合フィルタで受信する受信方法である。  （１）周期Ｎの信号をＤＦＴ変換してＮ次の行列（ｃ０、ｃ１、・・・ｃＮ−１）ｔを求めるステップと、  （２）任意のＮチップの信号をＤＦＴ変換してＮ次の行列（ｄ０、ｄ１、・・・ｄＮ−１）ｔを求めるステップと、  （３）（１）と（２）のステップで求めた二つの行列から、Ｎ次の行列（ｃ０／ｄ０、ｃ１／ｄ１、・・・ｃＮ−１／ｄＮ−１）ｔを求めるステップと、  （４）（３）のステップで求めたＮ次の行列を逆ＤＦＴ変換して、Ｎ次の行列（ｅ０、ｅ１、・・・ｅＮ−１）ｔを求めるステップと、  （５）ｅ０を最大にし、少なくともｅ１が零となるようなＮチップの信号を求めるステップ
2007052830.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信側で既知の周期ＮのＮチップの信号を、以下の第１手段〜第５手段により求めたＮチップの信号の整合フィルタで受信することを特徴とする受信装置。
前記既知の周期ＮのＮチップの信号（ａ０、ａ１、・・・ａＮ−１）をＤＦＴ変換して、Ｎ次の行列（ｃ０、ｃ１、・・・ｃＮ−１）ｔを求める第１手段、
任意のＮチップの信号（ｂ０、ｂ１、・・・ｂＮ−１）をＤＦＴ変換してＮ次の行列（ｄ０、ｄ１、・・・ｄＮ−１）ｔを求める第２手段、
前記第１手段により求めた行列の要素と、前記第２手段により求めた行列の要素の複素共役とを、対応する要素毎に乗算して、Ｎ次の行列（ｃ０／ｄ０、ｃ１／ｄ１、・・・ｃＮ−１／ｄＮ−１）ｔを求める第３手段、
前記第３手段により求めたＮ次の行列（ｃ０／ｄ０、ｃ１／ｄ１、・・・ｃＮ−１／ｄＮ−１）ｔを逆ＤＦＴ変換して、Ｎ次の行列（ｅ０、ｅ１、・・・ｅＮ−１）ｔを求める第４手段、
前記第４手段により求めたＮ次の行列において、ｅ０を所定の大きさより大きくし、更に、少なくともｅ１が零となるようなＮチップの信号を求める第５手段
なお、“ｔ”は転置行列を表し、“／ｄ”は、ｄの複素共役を表す。
【請求項２】
前記既知の周期ＮのＮチップの信号は、ＩＥＥＥ８０２．１１で規定されるプリアンブル信号又はトレーニング信号であることを特徴とする請求項１記載の受信装置。
【請求項３】
受信側で前記既知の周期ＮのＮチップの信号を受信することにより、マルチパス特性を測定することを特徴とする請求項１又は２記載の受信装置。
【請求項４】
受信側で既知の周期ＮのＮチップの信号を、以下の第１のステップ〜第５のステップにより求めたＮチップの信号の整合フィルタで受信する受信方法。
前記既知の周期ＮのＮチップの信号（ａ０、ａ１、・・・ａＮ−１）をＤＦＴ変換してＮ次の行列（ｃ０、ｃ１、・・・ｃＮ−１）ｔを求める第１のステップ、
任意のＮチップの信号（ｂ０、ｂ１、・・・ｂＮ−１）をＤＦＴ変換してＮ次の行列（ｄ０、ｄ１、・・・ｄＮ−１）ｔを求める第２のステップ、
前記第１のステップで求めた行列の要素と、前記第２のステップで求めた行列の要素の複素共役とを、対応する要素毎に乗算して、Ｎ次の行列（ｃ０／ｄ０、ｃ１／ｄ１、・・・ｃＮ−１／ｄＮ−１）ｔを求める第３のステップ、
前記第３のステップで求めたＮ次の行列（ｃ０／ｄ０、ｃ１／ｄ１、・・・ｃＮ−１／ｄＮ−１）ｔを逆ＤＦＴ変換して、Ｎ次の行列（ｅ０、ｅ１、・・・ｅＮ−１）ｔを求める第４のステップと、
前記第４のステップにより求めたＮ次の行列において、ｅ０を所定の大きさより大きくし、更に、少なくともｅ１が零となるようなＮチップの信号を求める第５のステップ
なお、“ｔ”は転置行列を表し、“／ｄ”は、ｄの複素共役を表す。
【請求項５】
前記既知の周期ＮのＮチップの信号は、ＩＥＥＥ８０２．１１で規定されるプリアンブル信号又はトレーニング信号であることを特徴とする請求項４記載の受信方法。
【請求項６】
受信側で前記既知の周期ＮのＮチップの信号を受信することにより、マルチパス特性を測定することを特徴とする請求項４又は５記載の受信方法。
【請求項７】
既知の周期ＮのＮチップの信号（ａ０、ａ１、・・・ａＮ−１）をＤＦＴ変換してＮ次の行列（ｃ０、ｃ１、・・・ｃＮ−１）ｔを求める第１のステップと、
任意のＮチップの信号（ｂ０、ｂ１、・・・ｂＮ−１）をＤＦＴ変換してＮ次の行列（ｄ０、ｄ１、・・・ｄＮ−１）ｔを求める第２のステップと、
前記第１のステップで求めた行列の要素と、前記第２のステップで求めた行列の要素の複素共役とを、対応する要素毎に乗算して、Ｎ次の行列（ｃ０／ｄ０、ｃ１／ｄ１、・・・ｃＮ−１／ｄＮ−１）ｔを求める第３のステップと、
前記第３のステップで求めたＮ次の行列（ｃ０／ｄ０、ｃ１／ｄ１、・・・ｃＮ−１／ｄＮ−１）ｔを逆ＤＦＴ変換して、Ｎ次の行列（ｅ０、ｅ１、・・・ｅＮ−１）ｔを求める第４のステップと、
前記第４のステップにより求めたＮ次の行列において、ｅ０を所定の大きさより大きくし、更に、少なくともｅ１が零となるようなＮチップの信号を求める第５のステップと、
前記第５のステップで求めたＮチップの信号の整合フィルタを生成するステップとを有する整合フィルタの設計方法。
なお、“ｔ”は転置行列を表し、“／ｄ”は、ｄの複素共役を表す。
【請求項８】
受信側で前記既知の周期ＮのＮチップの信号を、請求項７に記載されている方法で設計された整合フィルタで受信することを特徴とする受信装置。
【請求項９】
Ｎ個の枝回路を有し、各枝回路にはそれぞれ係数ｘ１，ｘ２、・・・、ｘＮ−１、ｘＮを有する係数器と、該係数器に縦続して入力された信号のタイムスロット分異ならせるように設定された遅延回路とを設け、更に、加算器により、Ｎ個に分岐された各枝からの信号を合成するトランスバーサルフィルタの係数設定方法において、
既知のＮチップの信号を前記トランスバーサルフィルタの入力端子に供給したとき、前記トランスバーサルフィルタから、時系列で出力される２Ｎ−１個の信号において、
中心の時間に出力される信号を所定の大きさより大きくし、更に、少なくとも、その信号に隣接する時間に出力される信号が零となるように、前記係数器の係数ｘ１，ｘ２、・・・、ｘＮ−１、ｘＮを設定することを特徴とするトランスバーサルフィルタの係数設定方法。
【請求項１０】
受信側で前記既知のＮチップの信号を、請求項９に記載されている方法で係数が設定されたトランスバーサルフィルタで受信することを特徴とする受信装置。
【請求項１１】
請求項９に記載されている方法で係数が設定されたトランスバーサルフィルタを複数設け、
前記複数のトランスバーサルフィルタに同時に、前記既知のＮチップの信号を、供給し、
前記複数のトランスバーサルフィルタの出力を加算して出力することを特徴とする受信装置。
【請求項１２】
前記既知のＮチップの信号は、ＩＥＥＥ８０２．１１で規定されるプリアンブル信号又はトレーニング信号であることを特徴とする請求項９ないし１１いずれか一項に記載の受信装置。
【請求項１３】
Ｎ個の枝回路を有し、各枝回路にはそれぞれ係数ｘ１，ｘ２、・・・、ｘＮ−１、ｘＮを有する係数器と、該係数器に縦続して入力された信号のタイムスロット分異ならせるように設定された遅延回路とを設け、更に、加算器により、Ｎ個に分岐された各枝からの信号を合成するトランスバーサルフィルタの係数設定方法において、
マルチパスを有するマルチパス回線を経たインパルス信号を、前記トランスバーサルフィルタの入力端子に供給して、前記トランスバーサルフィルタから、時系列で出力される２Ｎ−１個の信号において、
中心の時間に出力される信号を所定の大きさより大きくし、更に、少なくとも、その信号に隣接する時間に出力される信号が零となるように、前記係数器の係数ｘ１，ｘ２、・・・、ｘＮ−１、ｘＮを設定することを特徴とするトランスバーサルフィルタの係数設定方法。
【請求項１４】
受信側で前記マルチパス回線を経た任意の信号を、請求項１３に記載されている方法で係数が設定されたトランスバーサルフィルタで受信することを特徴とする受信装置。
【請求項１５】
請求項１３に記載されている方法で係数が設定されたトランスバーサルフィルタを複数設け、
前記複数のトランスバーサルフィルタに同時に、前記マルチパス回線を経た任意の信号を、印加し、
前記複数のトランスバーサルフィルタの出力を加算して出力することを特徴とする受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、受信装置、受信方法、整合フィルタの設計方法、トランスバーサルフィルタの係数設定方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信において、送信機から送信された電波は、受信機で受信される。このとき、受信機では、送信された電波を、そのまま、直接、受信する以外に、大平原で無い限り、必ず、反射物体（建物、山等）によって、反射された反射波を受信することとなる。
したがって、受信機では、主たる信号（主信号）以外に、主信号の反射信号を同時に受信することになり、反射信号によって、受信された信号の誤りが生じてしまう。その結果、送信された主信号を、受信側で正確に再現できない。
この誤りの原因となる反射波をマルチパス波というが、特に、屋内での通信、市街地での通信では、この影響が、無視できない。
そこで、図１に示されているような、受信機が用いられている。図１の受信機は、アンテナ１１、１４、パイロット信号受信部１２、マルチパス特性測定部１３、データ信号受信部１５、マルチパス除去部１６及びデータ復号部１７から構成されている。なお、アンテナ１１、１４は、一つのアンテナであってもよい。また、その場合、データ信号受信部１５が、パイロット信号受信部１２を兼用してもよい。
また、通信方式は、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）等の通信方式に適用できる。
図１の受信機の動作を説明する。マルチパスの影響を受けた受信波は、データ信号受信部１５でベースバンド信号に変換される。ベースバンド信号に変換された受信信号は、マルチパスの影響を受けているので、マルチパス除去部１６で、マルチパスの影響を除去する。データ復号部１７では、マルチパスの影響が除去されたデータを復号する。
パイロット信号受信部１２では、データ信号の受信と同時に、パイロット信号を受信する。受信側で既知の送信されたパイロット信号と実際に受信されたパイロット信号とに基づいて、マルチパス特性測定部１３で、マルチパス特性を推定する。この推定されたマルチパス特性に基づいて、マルチパス除去部１６でマルチパスを除去する。
なお、パイロット信号は、データ信号とは、別の信号で、少なくとも、データ信号とは区別される信号である。パイロット信号として、自己相関が高く、データ信号等との相互相関が低い信号が用いられる。また、送信されるパイロット信号は、受信側に予め知らせておき、受信機では既知の信号として、取り扱うことができる。その結果、受信側では、本来受信されるべき信号と実際に受信された信号とを比較することにより、マルチパス特性を推測することができる。
なお、図１において、マルチパス除去部１６に代えて、マルチパス利用部１６１を用いて、図２のようにしてもよい。図２のマルチパス利用部１６１は、単に、マルチパスを除去するのではなく、ＲＡＫＥ受信のように、マルチパス特性測定部１３で測定されたマルチパス特性から、例えば、図３におけるマルチパス波ＭＰ１、ＭＰ２及びＭＰ３を、直接波に位相を合わせて、加算する。これにより、マルチパス波を利用することができる。
ところで、図２のマルチパス利用部１６１で、マルチパス波ＭＰ１、ＭＰ２及びＭＰ３を、直接波に位相を合わせて加算するには、マルチパス特性測定部１３でベースバンド領域でのマルチパスを正確に測定する必要がある。
そこで、ＺＣＺ（Ｚｅｒｏ  Ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ  Ｚｏｎｅ  Ｓｅｑｕｅｎｃｅ）系列が、マルチパス特性の測定に用いられている（特許文献１参照）。
一般に、ＺＣＺ系列は、完全相補系列から生成され、自己相関関数と相互相関関数がある範囲でゼロとなる一次元系列をＺＣＺという。図４に位数８の完全相補系列の例を示し、図５に、図４の位数８の完全相補系列から生成された二つのＺＣＺ系列を示す。なお、ＺＣＺ系列は、４つの組から構成される完全相補系列からは二つ、１６の組から構成される完全相補系列からは四つ生成される。なお、「０」の数は、ベクトルＡとベクトルＢとで、同じである必要があるものの、いくつでもよい。
図５に示す信号Ａを信号Ａのマッチドフィルタに印加するとその出力から、図６（Ａ）に示されているように、
０００００００８０００００００
の出力が得られ、
信号Ａを信号Ｂのマッチドフィルタに印加するとその出力から、図６（Ｂ）に示されているように、
０００００００００００００００
の出力が得られる。
同様に、図５に示す信号Ｂを信号Ｂのマッチドフィルタに印加するとその出力から、
０００００００８０００００００
の出力が得られ、
信号Ｂを信号Ａのマッチドフィルタに印加するとその出力から
０００００００００００００００
が得られる。
図６（Ａ）の出力が得られる場合において、マルチパスが発生すると、図７に示されるようなフィルタの出力となる。
図７では、雑音の無い時間領域に、マルチパス信号を得ることができるので、マルチパス特性を正確に得ることが可能となる。
なお、一般に、回路に整合する信号とは、インパルス応答を時間逆転して複素共役にした信号であり、所定の信号のマッチドフィルタは、所定の信号の時間を逆転して、複素共役にしたインパルス応答の回路である。
例えば、４チップ信号（−ｊ１１１）の整合フィルタは、インパルス応答が（１１１ｊ）の回路である。
【特許文献１】特表２００２−５３６８７０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかしながら、このようなＺＣＺ系列は、厳格な特性を有するものの、そのＺＣＺ系列に属する符号が限定されているという問題がある。
本発明は、上記問題に鑑みなされたものであり、既知の周期Ｎの信号を受信したとき、所定の整合フィルタで受信することにより、ＺＣＺ系列を受信したときと同等の特性を有する受信装置、受信方法、整合フィルタの設計方法、トランスバーサルフィルタの係数設定方法を提供することを目的とするものである。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
上記課題を解決するために、本件発明は、以下の特徴を有する課題を解決するための手段を採用している。
第１の発明は、受信側で既知の周期ＮのＮチップ（又はデジット、ビット）の信号を、以下の第１手段〜第５手段により求めたＮチップの信号の整合フィルタで受信することを特徴とする受信装置である。
前記既知の周期ＮのＮチップの信号（ａ０、ａ１、・・・ａＮ−１）をＤＦＴ変換して、Ｎ次の行列（ｃ０、ｃ１、・・・ｃＮ−１）ｔを求める第１手段、
任意のＮチップの信号（ｂ０、ｂ１、・・・ｂＮ−１）をＤＦＴ変換してＮ次の行列（ｄ０、ｄ１、・・・ｄＮ−１）ｔを求める第２手段、
前記第１手段により求めた行列の要素と、前記第２手段により求めた行列の要素の複素共役とを、対応する要素毎に乗算して、Ｎ次の行列（ｃ０／ｄ０、ｃ１／ｄ１、・・・ｃＮ−１／ｄＮ−１）ｔを求める第３手段、
前記第３手段により求めたＮ次の行列（ｃ０／ｄ０、ｃ１／ｄ１、・・・ｃＮ−１／ｄＮ−１）ｔを逆ＤＦＴ変換して、Ｎ次の行列（ｅ０、ｅ１、・・・ｅＮ−１）ｔを求める第４手段と、
前記第４手段により求めたＮ次の行列ｅ０を所定の大きさより大きくし、更に、少なくともｅ１が零となるようなＮチップの信号を求める第５手段
なお、“ｔ”は転置行列を表し、“／ｄ”は、ｄの複素共役を表す。
なお、第５手段において、前記第４手段により求めたＮ次の行列ｅ０を所定の大きさより大きくし、更に、少なくともｅ１が零となるようなＮチップの信号は、複数存在する。ここで、Ｎチップの信号を求めるとは、このような条件を満たすように、任意のＮチップの信号を特定のＮチップの信号に特定することである。
第２の発明は、第１の発明において、前記既知の周期ＮのＮチップの信号は、ＩＥＥＥ８０２．１１で規定されるプリアンブル信号又はトレーニング信号であることを特徴とする。
第３の発明は、第１又は第２の発明において、受信側で前記既知の周期ＮのＮチップの信号を受信することにより、マルチパス特性を測定することを特徴とする。
第４の発明は、受信側で既知の周期ＮのＮチップの信号を、以下の第１のステップ〜第５のステップにより求めたＮチップの信号の整合フィルタで受信する受信方法である。
前記既知の周期ＮのＮチップの信号（ａ０、ａ１、・・・ａＮ−１）をＤＦＴ変換してＮ次の行列（ｃ０、ｃ１、・・・ｃＮ−１）ｔを求める第１のステップと、
任意のＮチップの信号（ｂ０、ｂ１、・・・ｂＮ−１）をＤＦＴ変換してＮ次の行列（ｄ０、ｄ１、・・・ｄＮ−１）ｔを求める第２のステップと、
前記第１のステップで求めた行列の要素と、前記第２のステップで求めた行列の要素の複素共役とを、対応する要素毎に乗算して、Ｎ次の行列（ｃ０／ｄ０、ｃ１／ｄ１、・・・ｃＮ−１／ｄＮ−１）ｔを求める第３のステップと、
前記第３のステップで求めたＮ次の行列（ｃ０／ｄ０、ｃ１／ｄ１、・・・ｃＮ−１／ｄＮ−１）ｔを逆ＤＦＴ変換して、Ｎ次の行列（ｅ０、ｅ１、・・・ｅＮ−１）ｔを求める第４のステップと、
前記第４のステップで求めたＮ次の行列において、ｅ０を所定の大きさより大きくし、更に、少なくともｅ１が零となるようなＮチップの信号を求める第５のステップ
なお、“ｔ”は転置行列を表し、“／ｄ”は、ｄの複素共役を表す。
なお、第５ステップにおいて、前記第４手段により求めたＮ次の行列ｅ０を所定の大きさより大きくし、更に、少なくともｅ１が零となるようなＮチップの信号は、複数存在する。ここで、Ｎチップの信号を求めるとは、このような条件を満たすように、任意のＮチップの信号を特定のＮチップの信号に特定することである。
第５の発明は、第４の発明において、前記既知の周期ＮのＮチップの信号は、ＩＥＥＥ８０２．１１で規定されるプリアンブル信号又はトレーニング信号であることを特徴とする。
第６の発明は、第４又は第５の発明において、受信側で前記既知の周期ＮのＮチップの信号を受信することにより、マルチパス特性を測定することを特徴とする。
第７の発明は、既知の周期ＮのＮチップの信号（ａ０、ａ１、・・・ａＮ−１）をＤＦＴ変換してＮ次の行列（ｃ０、ｃ１、・・・ｃＮ−１）ｔを求める第１のステップと、
任意のＮチップの信号（ｂ０、ｂ１、・・・ｂＮ−１）をＤＦＴ変換してＮ次の行列（ｄ０、ｄ１、・・・ｄＮ−１）ｔを求める第２のステップと、
前記第１のステップで求めた行列の要素と、前記第２のステップで求めた行列の要素の複素共役とを、対応する要素毎に乗算して、Ｎ次の行列（ｃ０／ｄ０、ｃ１／ｄ１、・・・ｃＮ−１／ｄＮ−１）ｔを求める第３のステップと、
前記第３のステップで求めたＮ次の行列（ｃ０／ｄ０、ｃ１／ｄ１、・・・ｃＮ−１／ｄＮ−１）ｔを逆ＤＦＴ変換して、Ｎ次の行列（ｅ０、ｅ１、・・・ｅＮ−１）ｔを求める第４のステップと、
前記第４のステップにより求めたＮ次の行列において、ｅ０を所定の大きさより大きくし、更に、少なくともｅ１が零となるようなＮチップの信号を求める第５のステップと、
前記第５のステップで求めたＮチップの信号の整合フィルタを生成するステップとを有する整合フィルタの設計方法である。
なお、“ｔ”は転置行列を表し、“／ｄ”は、ｄの複素共役を表す。
第８の発明は、受信側で前記既知の周期ＮのＮチップの信号を、第７の発明の設計方法で設計された整合フィルタで受信することを特徴とする受信装置である。
第９の発明は、Ｎ個の枝回路を有し、各枝回路にはそれぞれ係数ｘ１，ｘ２、・・・、ｘＮ−１、ｘＮを有する係数器と、該係数器に縦続して入力された信号のタイムスロット分異ならせるように設定された遅延回路とを設け、更に、加算器により、Ｎ個に分岐された各枝からの信号を合成するトランスバーサルフィルタの係数設定方法において、
既知のＮチップの信号を前記トランスバーサルフィルタの入力端子に供給したとき、前記トランスバーサルフィルタから、時系列で出力される２Ｎ−１個の信号において、
中心の時間に出力される信号を所定の大きさより大きくし、更に、少なくとも、その信号に隣接する時間に出力される信号が零となるように、前記係数器の係数ｘ１，ｘ２、・・・、ｘＮ−１、ｘＮを設定することを特徴とする。
第１０の発明は、受信側で前記既知のＮチップの信号を、第９の発明の方で係数が設定されたトランスバーサルフィルタで受信することを特徴とする受信装置である。
第１１の発明は、第９の発明の方法で係数が設定されたトランスバーサルフィルタを複数設け、
前記複数のトランスバーサルフィルタに同時に、前記既知のＮチップの信号を、供給し、
前記複数のトランスバーサルフィルタの出力を加算して出力することを特徴とする受信装置である。
第１２の発明は、第９ないし第１１の発明のいずれか一つの受信装置において、前記既知のＮチップの信号は、ＩＥＥＥ８０２．１１で規定されるプリアンブル信号又はトレーニング信号であることを特徴とする。
第１３の発明は、Ｎ個の枝回路を有し、各枝回路にはそれぞれ係数ｘ１，ｘ２、・・・ｘＮ−１、ｘＮを有する係数器と、該係数器に縦続して入力された信号のタイムスロット分異ならせるように設定された遅延回路とを設け、更に、加算器により、Ｎ個に分岐された各枝からの信号を合成するトランスバーサルフィルタの係数設定方法において、
マルチパスを有するマルチパス回線を経たインパルス信号を、前記トランスバーサルフィルタの入力端子に供給して、前記トランスバーサルフィルタから、時系列で出力される２Ｎ−１個の信号において、
中心の時間に出力される信号を所定の大きさより大きくし、更に、少なくとも、その信号に隣接する時間に出力される信号が零となるように、前記係数器の係数ｘ１，ｘ２、・・・、ｘＮ−１、ｘＮを設定することを特徴とする。
第１４の発明は、受信側で前記マルチパス回線を経た任意の信号を、第１３の発明の方法で係数が設定されたトランスバーサルフィルタで受信することを特徴とする受信装置である。
第１５の発明は、第１３の発明の方法で係数が設定されたトランスバーサルフィルタを複数設け、
前記複数のトランスバーサルフィルタに同時に、前記マルチパス回線を経た任意の信号を、印加し、
前記複数のトランスバーサルフィルタの出力を加算して出力することを特徴とする受信装置である。
【発明の効果】
【０００５】
本発明によれば、既知の周期Ｎの信号を受信したとき、所定の整合フィルタで受信することにより、ＺＣＺ系列をＺＣＺ特性を表すフィルタで受信したときと同等の特性を有する受信装置、受信方法、整合フィルタの設計方法、トランスバーサルフィルタの係数設定方法を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００６】
図１は、受信装置（その１）を説明するための図である。
図２は、受信装置（その２）を説明するための図である。
図３は、無線周波数でのマルチパスを説明するための図である。
図４は、完全相補系列の例を説明するための図である。
図５は、ＺＣＺ系列の例を説明するための図である。
図６は、マッチドフィルタ（マルチパスのない場合）の出力を説明するための図である。
図７は、マッチドフィルタ（マルチパスのある場合）の出力を説明するための図である。
図８は、二つの信号の相互相関関数を得るための一つの方法である。
図９は、４チップの信号の場合を説明するための図である。
図１０は、４行、４列のＤＦＴ行列を説明するための図である。
図１１は、４行、４列の逆ＤＦＴ行列を説明するための図である。
図１２は、周波数領域の行列とその周波数位置を説明するための図である。
図１３は、時間領域の行列とそのパルス位置を説明するための図である。
図１４は、ＺＣＺ系列を受信したときと同等の特性となるような設定を説明するための図（その１）である。
図１５は、１６チップの信号の場合を説明するための図（その１）である。
図１６は、ＺＣＺ系列を受信したときと同等の特性となるような設定を説明するための図（その２）である。
図１７は、１６チップの信号の場合を説明するための図（その２）である。
図１８は、３チップの入力信号に対するトランスバーサルフィルタを説明するための図である。
図１９は、トランスバーサルフィルタの係数の設定を説明するための図である。
図２０は、５チップの入力信号に対するトランスバーサルフィルタを説明するための図である。
図２１は、ノイズサプレッシングフィルタを説明するための図である。
図２２は、マルチパス逆フィルタを説明するための図である。
【符号の説明】
【０００７】
１１、１４  アンテナ
１２  パイロット信号（トレーニング信号）受信部
１３  マルチパス特性測定部
１５  データ信号受信部
１６  マルチパス除去部
１７  データ復号部
１６１  マルチパス利用部
２１  入力端子
２２〜２４  係数
２５、２６  遅延回路
２７、３３、４２６  加算器
３２１〜３２５、４２１〜４２５  フィルタ
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
（ＤＦＴ行列を用いたフィルタの設計）
「周期ＮのＮチップの信号Ａ（・・・ａＮ−１、ａ０、ａ１、・・・、ａＮ−１、ａ０・・・）」とＮチップの信号Ｂ（ｂ０、ｂ１、・・・ｂＮ−１）との相互相関関数を、図８を用いて説明する。
なお、以下の説明では、主として、「周期ＮのＮチップの信号Ａ（・・・ａ０、ａ１、・・・ａＮ−１、・・・）」の場合として説明する。しかしながら、本発明は、「周期ＮのＮチップの信号Ａ（・・・ａ０、ａ１、・・・ａＮ−１・・・）」に代えて、有限の周期である擬周期の信号であってもよい。本明細書では、擬周期の信号も含めて、周期信号という。なお、「擬周期ＮのＮチップの信号Ａ（・・・ａ０、ａ１、・・・ａＮ−１・・・）」は、「信号Ａの本体（ａ０、ａ１、・・・ａＮ−１）」の前に信号Ａの本体の後半の信号の一部を付加し、信号Ａの本体の後に信号Ａの前半の信号の一部を付加した信号である（前半又は後半にのみ信号を付加したものでもよい）。また、周期ＮのＮチップの信号Ａ（・・・ａ０、ａ１、・・・ａＮ−１・・・）として、パイロット信号又はトレーニング信号を用いることができる。
先ず、（１）周期Ｎの「Ｎチップの信号Ａ（ａ０、ａ１、・・・ａＮ−１）」をＤＦＴ変換して周波数領域のＮ次の行列（ｃ０、ｃ１、・・・ｃＮ−１）ｔを生成する。
次いで、（２）「Ｎチップの信号Ｂ（ｂ０、ｂ１、・・・ｂＮ−１）」をＤＦＴ変換して周波数領域のＮ次の行列（ｄ０、ｄ１、・・・ｄＮ−１）ｔを生成する。なお、“ｔ”は転置行列を表している。
次いで、（３）Ｎ次の行列（ｃ０、ｃ１、・・・ｃＮ−１）ｔの要素と、Ｎ次の行列（ｄ０、ｄ１、・・・ｄＮ−１）ｔの要素の複素共役とを、対応する要素毎に乗算して、Ｎ次の行列（ｃ０／ｄ０、ｃ１／ｄ１、・・・ｃＮ−１／ｄＮ−１）ｔを生成する。なお、“／ｄ”は、ｄの複素共役を表している。
（４）ここで、周波数領域のＮ次の行列（ｃ０／ｄ０、ｃ１／ｄ１、・・・ｃＮ−１／ｄＮ−１）ｔを逆ＤＦＴ変換すると、周期Ｎの信号（ａ０、ａ１、・・・ａＮ−１）とＮチップの信号（ｂ０、ｂ１、・・・ｂＮ−１）との相互相関関数を得ることができる。
次に、既知のトレーニング信号（パイロット信号でもよい。）を受信して、所定の整合フィルタで受信することにより、ＺＣＺ系列を受信したときと同等の特性を有する受信装置及び受信方法について説明する。
理解を容易にするために、４チップの信号について、図９を用いて説明する。図９では、既知のトレーニング信号として、周期４Ｔの４チップ信号（０．５−０．５  ０．５  １．５）とする。なお、Ｔは、個々の信号のタイムスロットである。この４チップ信号（０．５−０．５０．５  １．５）を、図１０に示されている４次のＤＦＴ行列によりＤＦＴ変換すると図９（Ａ）の（１ｊ０−ｊ）ｔを得る。
一方、任意の４チップの周期信号（ｘｙｚｗ）についても、同様に、ＤＦＴ変換すると図９（Ｂ）に示されている行列を得る。
次に、図９（Ａ）の行列と、図９（Ｂ）の行列の複素共役から、図８と同様に、図９（Ｃ）に示されている行列を得る。
この図９（Ｃ）の行列を、図１１に示されている４次のＤＦＴ逆行列により逆ＤＦＴ変換すると図９（Ｄ）に示されている行列を得る。
ここで、４チップの時間軸信号（ａ０、ａ１、ａ２、ａ３）が、ＤＦＴ変換されて得られた（ｃ０、ｃ１、ｃ２、ｃ３）ｔについて、その周波数位置を見ると図１２に示されているようになっている。つまり、周波数軸の係数ｃ０は、周波数零の直流の周波数数成分の大きさを表し（Ｃ）、周波数軸の係数ｃ１は、その右隣の周波数数成分の大きさを表し（Ｄ）、周波数軸の係数ｃ３は、（Ｃ）の左隣の周波数数成分の大きさを表し（Ｂ）、周波数軸の係数ｃ２は、外側の周波数数成分の大きさを表している（Ａ、Ｅ）。
なお、Δｆを、時間軸信号（ａ０、ａ１、ａ２、ａ３）の信号のタイムスロットの逆数（Δｆ＝１／Ｔ）とすると、全体で、４Δｆの帯域を有している。
同様に、図９（Ｃ）の周波数軸信号が、逆ＤＦＴ変換されて得られた図９（Ｄ）の時間軸信号を、（ｅ０、ｅ１、ｅ２、ｅ３）とすると、その時間位置を見ると図１３に示されているようになっている。つまり、時間軸の係数ｅ０は、中心時間ｔ０における信号の大きさを表し（Ｃ）、時間軸の係数ｅ１は、その右隣の時間における信号の大きさを表し（Ｄ）、時間軸の係数ｅ３は、（Ｃ）の左隣の時間における信号の大きさを表し（Ｂ）、時間軸の係数ｅ２は、外側の時間における信号の大きさを表している（Ａ、Ｅ）。
そこで、図１３（Ｂ）に示されているように、Ｃの成分を大きくし、Ｂ及びＤの成分を零とすることにより、ＺＣＺ系列を受信したときと同等の特性を得ることができる。なお、Ｂ及びＤの成分が零であれば、ＺＣＺ系列を受信したときと同等の特性が得られるので、成分Ａ及び成分Ｅについては、ここでは気にする必要がない。
図９（Ｄ）の場合について、具体的に説明する。図９（Ｄ）に示されている４次の列ベクトルを（Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ）ｔとした場合、ＺＣＺ系列を受信したときと同等の特性が得られるには、図１４（Ｂ）に示されているように、
Ａ＝ｘ−ｙ＋ｚ＋３ｗを大きくし、
Ｂ＝−ｘ＋ｙ＋３ｚ＋ｗを零とし、
Ｃ＝ｘ＋３ｙ＋ｚ−ｗについては、何でもよいので、気にせず、
Ｄ＝３ｘ＋ｙ−ｚ＋ｗを零とする。
Ｂ及びＤに関して、数式で表現すれば、
−ｘ＋ｙ＋３ｚ＋ｗ＝０      ・・・（１）
３ｘ＋ｙ−３＋ｗ＝０        ・・・（２）
となる。
そこで、式（１）及び式（２）を満たしつつ、Ａ＝ｘ−ｙ＋ｚ＋３ｗを大きくするように、４チップの信号（ｘｙｚｗ）を設定する。
したがって、既知のトレーニング信号である４チップ信号（１／２  −１／２  １／２  ３／２）を、このように設定された４チップの信号（ｘｙｚｗ）のマッチドフィルタで受信することにより、図１３（Ｂ）のように、ＺＣＺ系列を受信したときと同等の特性を得ることができる。
次に、式（１）及び式（２）を満たし、Ａ＝ｘ−ｙ＋ｚ＋３ｗを大きくするような、４チップの周期信号（ｘｙｚｗ）について考察する。
式（１）及び式（２）から、
ｘ＝ｚ          ・・・（３）
及び
ｙ＋２ｚ＋ｗ＝０  ・・・（４）
を得ることができる。
未知数が４つあり、方程式が二つなので、ｘ、ｙ、ｚ、ｗを一意に決定することはできない。
しかしながら、一意に決定することはできないものの、自由度があるとも言える。したがって、式（１）及び式（２）を満たしつつ、Ａ＝ｘ−ｙ＋ｚ＋３ｗを大きくするように、４チップの周期信号（ｘｙｚｗ）は、無数に存在する。
その解の一つとして、４チップの信号（１  −３  １  １）が存在する。したがって、この４チップの信号（１  −３  １  １）の整合するフィルタによって、周期４の４チップ信号（０．５  −０．５  ０．５  １．５）を受信すれば、図１４（Ｂ）右に示されているような信号を得ることができる。
４チップの周期信号（１  −３  １  １）の場合は、Ａ＝８、Ｂ＝０、Ｃ＝−８、Ｄ＝０となる。そこで、これを確認してみる。
４チップの信号（ｘｙｚｗ）である４チップの信号（１  −３  １  １）の整合フィルタを受信フィルタとして、周期信号（１  −１  １  ３）の後部の信号「３」を前に付加し、前部の信号の「１−１」を後に付加した信号（３  １  −１  １  ３  １−１）にの信号を、周期信号（１  −１  １  ３）とする。）を受信する。
すると、３  ４  −９  ０  ８  ０  −８  −１４  −１が得られる。下線部分が、式（１）及び式（２）の結果得られたものである。
このようにして、既知の周期Ｎの信号を受信したとき、所定の整合フィルタで受信することにより、ＺＣＺ系列を受信したときと同等の特性を有する受信装置及び受信方法を得ることができる。
今までは、４チップ信号の場合について説明した。次に、１６チップの信号の場合について、図１５を用いて説明する。
（１）先ず、周期１６の既知のトレーニング信号である時間軸信号（・・・ａ０、ａ１、ａ２・・・ａ１５・・・）における時間軸信号（ａ０、ａ１、ａ２・・・ａ１５）を１６次ＤＦＴ行列を用いて、ＤＦＴ変換した１６次の行列（ｃ０、ｃ１、・・ｃ−２ｃ−１）ｔを生成する。
（２）次いで、任意の１６チップの信号（ｂ０、ｂ１、・・・ｂ−１）をＤＦＴ変換した１６次の行列（ｄ０、ｄ１、・・・ｄ−１）ｔを生成する。
（３）次いで、１６次の行列（ｃ０、ｃ１、・・・ｃ−１）ｔと、１６次の行列（ｄ０、ｄ１、・・・ｄ−１）ｔの複素共役から、１６次の行列（ｃ０／ｄ０、ｃ１／ｄ１、・・・ｃ−１／ｄ−１）ｔを生成する。なお、“／ｄ”は、ｄの複素共役を表している。
（４）次に、１６次の行列（ｃ０／ｄ０、ｃ１／ｄ１、・・・ｃ−１／ｄ−１）ｔを逆ＤＦＴ変換して、周期Ｎの信号（ａ０、ａ１、・・・ａＮ−１）とＮチップの信号（ｂ０、ｂ１、・・・ｂＮ−１）との相互相関関数を表す行列（ｅ０、ｅ１、・・ｅ−２、ｅ−１）ｔを生成する。これに対して、図１３（Ｂ）と同様に考えて、ｅ０の信号レベルを大きくし、ｅ０周辺の信号レベルを零にする。
例えば、図１６は、ｅ−３、ｅ−２、ｅ−１、ｅ１、ｅ２、ｅ３を零とした場合を示している。
次に、時間軸上の周期１６の信号Ａ（ａ０  ａ１  ａ２  ａ３・・ａ１３  ａ１４  ａ１５）を例に説明する。
時間軸上の周期１６の信号Ａ（ａ０  ａ１  ａ２  ａ３・・ａ１３  ａ１４  ａ１５）について図１７を用いて説明する。図１７（Ａ）は、１６チップの信号Ａ（ａ０  ａ１  ａ２  ａ３・・ａ１３  ａ１４  ａ１５）を示す。
図１７（Ｂ）は、信号Ａ（ａ０  ａ１  ａ２  ａ３・・ａ１３  ａ１４  ａ１５）の擬周期信号であり、信号（ａ１６−ｍ２・・ａ１５  ａ０  ａ１  ａ２  ａ３・・ａ１３  ａ１４  ａ１５  ａ０・ａｍ１−１）である。この図１７（Ｂ）の信号は、図１７（Ａ）に示されている時間軸上の信号Ａ（ａ０  ａ１  ａ２  ａ３・・ａ１３  ａ１４  ａ１５）において、信号Ａの前に信号Ａの後半の一部（ｍ２個）付加し、信号Ａの後に信号Ａの前半の一部（ｍ１個）付加したものであり、図１７（Ｂ）に示されている
この信号を、上述したように、ｅ０が所定の大きさ以上で、ｅ１、ｅ２、ｅ３、ｅ４、ｅ−２、ｅ−１を零とする（他の成分は気にしない）ような、１６チップの信号（ｂ０、ｂ１、・・・ｂ−１）の整合フィルタで受信する。
その結果、図１７（Ｃ）のように、時間軸上の信号Ａを受信することができる。したがって、この時間軸上の信号Ａによって、マルチパス特性を測定することができる。なお、図１７（Ｃ）では、ｍ１＝４、ｍ２＝２の場合である。マルチパスは、直接波の後に発生するので、ｍ１＞ｍ２とすることが好ましい。
また、既知の１６チップの信号として、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ、ＩＥＥＥ８０２．１１ｂ、ＩＥＥＥ８０２．１１ｇ等で規定されるプリアンブル信号又はトレーニング信号を用いることができる。
また、図１６では、ｅ−３、ｅ−２、ｅ−１、ｅ１、ｅ２、ｅ３を零とした条件を満たすＮチップの信号（ｂ０、ｂ１、・・・ｂＮ−１）を求めたが、この条件以外に、信号のレベルを一定とする条件を付加してもよい。
この場合は、ｅ−３＝０、ｅ−２＝０、ｅ−１＝０、ｅ１＝０、ｅ２＝０、ｅ３＝０の条件に付加して、
ｂ０２＋ｂ１２＋・・・＋ｂＮ−１２＝一定（＝ｒ２）
を満たすＮチップの信号（ｂ０、ｂ１、・・・ｂＮ−１）を求める。
（ＤＦＴ行列を用いないフィルタの設計）
ここでは、ＤＦＴ行列を用いないで、ＺＣＺ系列を受信したときと同等の特性が得られるフィルタの設計を説明する。
理解を容易にするため、３チップの信号（１  １  −１）について、図１８のフィルタの場合について説明する。なお、本願発明では、図１８、図２０のように、Ｎ個に分岐された枝回路を有し、各枝回路は、係数器と、該係数器に縦続して遅延回路を設け、更に、加算器により、Ｎ個に分岐された各枝からの信号を合成するフィルタを、トランスバーサルフィルタと呼ぶ。
図１８のトランスバーサルフィルタは、入力端子２１、係数器（係数ｘ１）２２、係数器（係数ｘ２）２３、係数器（係数ｘ３）２４、遅延回路（τ遅延）２５、遅延回路（２τ遅延）２６及び加算器２７から構成されている。なお、τ  は、処理する信号のタイムスロットの時間に相当する遅延時間である。
入力端子２１に印加された既知の３チップの信号（１  １  −１）は、その出力端子から、図１８に示すように、順次、ｘ３（ｔ０）、ｘ２＋ｘ３（ｔ０＋Ｔ）、ｘ１＋ｘ２−ｘ３（ｔ０＋２Ｔ）、ｘ１−ｘ２（ｔ０＋３Ｔ）、−ｘ１（ｔ０＋４Ｔ）が、出力される。
なお、一般的に言えば、Ｎチップの信号が供給される分岐数Ｎのトランスバーサルフィルタの場合は、このトランスバーサルフィルタからは、２Ｎ−１個の時系列信号が出力される。
そこでＺＣＺ系列を受信したときと同等の特性が得られようにするには、図１９に示すように、その中心の時点（ｔ０＋２Ｔ）の値を大きくし、その中心の時点に隣接する時点（ｔ０＋Ｔ）及び時点（ｔ０＋３Ｔ）の大きさを零とし、時点（ｔ０）及び時点（ｔ０＋４Ｔ）の大きさを無視する。
つまり、
ｘ２＋ｘ３＝０          ・・・（３）
ｘ１−ｘ２＝０          ・・・（４）
式（３）及び式（４）を満たしつつ、ｘ１＋ｘ２−ｘ３を大きくするように、フィルタの係数ｘ１，ｘ２及びｘ３を設定する。
つまり、この場合であれば、ｘ１＝ｘ２＝−ｘ３とすれば、既知の３チップの信号（１  １  −１）を受信したとき、ＺＣＺ系列を受信したときと同等の出力を得ることができる。
５チップの信号の場合について、図２０を用いて説明する。図２０のトランスバーサルフィルタの入力端子に、既知の５チップの信号（１  １  １  −１  １）を印加すると、その出力端子から、図２０に示すように、順次、ｘ５（ｔ０）、ｘ４、＋ｘ５（ｔ０＋Ｔ）、ｘ３＋ｘ４＋ｘ５（ｔ０＋２Ｔ）、ｘ２＋ｘ３＋ｘ４−ｘ５（ｔ０＋３Ｔ）、ｘ１＋ｘ２＋ｘ３−ｘ４＋ｘ５（ｔ０＋４Ｔ）、ｘ１＋ｘ２−ｘ３＋ｘ４（ｔ０＋５Ｔ）、ｘ１−ｘ２＋ｘ３（ｔ０＋６Ｔ）、−ｘ１＋ｘ２（ｔ０＋７Ｔ）、ｘ１（ｔ０＋８Ｔ）が、出力される。
そこでＺＣＺ系列を受信したときと同等の特性が得られようにするには、図１９に示すように、時点（ｔ０＋４Ｔ）の値を大きくし、時点（ｔ０＋３Ｔ）及び時点（ｔ０＋５Ｔ）の大きさを零とし、時点（ｔ０）及び時点（ｔ０＋４Ｔ）の大きさを無視する。
つまり、
ｘ２＋ｘ３＋ｘ４−ｘ５＝０        ・・・（５）
ｘ１＋ｘ２−ｘ３＋ｘ４＝０        ・・・（６）
式（５）及び式（６）を満たしつつ、ｘ１＋ｘ２＋ｘ３−ｘ４＋ｘ５を大きくするように、トランスバーサルフィルタの係数ｘ１，ｘ２、ｘ３、ｘ４及びｘ５を設定する。
しかしながら、求める係数に対して、係数を決定する方程式が、少ないので解は、不定となる。
したがって、このようなトランスバーサルフィルタの係数ｘ１，ｘ２、ｘ３、ｘ４及びｘ５は、多数存在するので、既知の５チップの信号（１  １  １  −１  １）を受信して、ＺＣＺ系列を受信したときと同等の出力を得ることができるフィルタは多数存在する。
なお、入力される信号のチップ数とフィルタの数は同じであることが好ましい。しかしながら、フィルタの処理チップ数は、入力される信号のチップ数よりも大きくてよい。
なお、既知の信号として、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ、ＩＥＥＥ８０２．１１ｂ、ＩＥＥＥ８０２．１１ｇ等で規定されている１６チップのプリアンブル信号又はトレーニング信号を用いることができる。
（ノイズサプレッシングフィルタ）
既知の信号を受信したとき、ＺＣＺ系列を受信したときと同等の出力を得ることができる同じ機能のフィルタを多数並列に設けたノイズサプレッシングフィルタについて、図２１を用いて説明する。
図２１は、既知の信号Ａとノイズサプレッシングフィルタ３２から構成されている。ノイズサプレッシングフィルタ３２は、ＺＣＺ系列を受信したときと同等の出力を得ることができるフィルタ３２１〜３２５及び加算器３３から構成されている。なお、フィルタ３２１〜３２５は、それぞれ異なるフィルタとする。
上述したように、既知の５チップの信号（１  １  １  −１  １）を受信したとき、ＺＣＺ系列を受信したときと同等の出力を得ることができるフィルタは多数存在する。
そこで、既知の５チップの信号（１  １  １  −１  １）を受信するとき、ＺＣＺ系列を受信したときと同等の出力を得ることができるフィルタ３２１〜３２５で同時に受信して、それを加算器３３で加算する。これにより、ＳＮ比を向上させることができる。
つまり、既知の信号Ａとノイズサプレッシングフィルタ３２との間で、雑音が信号に加算されたとしても、信号はフィルタ３２１〜３２５から同相で出力されるが、雑音は、フィルタ３２１〜３２５からランダムな位相で出力されるので、加算された信号のＳＮ比は向上する。
上述したように、与えられた信号に対して、ＺＣＺ出力を得るフィルタをＮ個作り、Ｎ個のフィルタ出力を加算するように構成することによって、ノイズサプレッシングフィルタが構成される。
このノイズサプレッシングフィルタの出力は、ＺＣＺ系列を受信したときと同等の出力であるので、このノイズサプレッシングフィルタにより、マルチパス特性を測定することができる。
（マルチパス逆フィルタ）
マルチパス逆フィルタは、マルチパス回線を経た信号を、原信号（マルチパス回線の影響を受けない信号）に変換するフィルタである。
マルチパス逆フィルタは、「ＤＦＴ行列を用いないフィルタの設計」と同様に設計することがきる。つまり、図１８及び図２０のトランスバーサルフィルタに、既知のＮチップ信号として、マルチパス回線を経た信号（原信号＋マルチパス信号；ここでは、既知とする。）を印加することにより、マルチパス逆フィルタを設計することができる。
ところで、「ＤＦＴ行列を用いないフィルタの設計」では、既知のＮチップ（３又は５チップ）の信号をトランスバーサルフィルタに印加した。しかしながら、本マルチパス逆フィルタでは、既知のＮチップ信号として、インパルスがマルチパス回線を経た信号を用いる。
例えば、回線のマルチパス特性が（１、−０．５、０．２５ｊ、０）の場合は、インパルスをマルチパス回線に送信したとき、受信側では、順次、１、−０．５、０．２５ｊ、０の信号を受信する。そこで、回線のマルチパス特性が（１、−０．５、０．２５ｊ、０）の場合は、既知のＮチップ信号として、信号（１、−０．５、０．２５ｊ、０）を、トランスバーサルフィルタに、印加する。
このように、トランスバーサルフィルタに、インパルスがマルチパス回線を経た信号を印加し、「ＤＦＴ行列を用いないフィルタの設計」と同様に、フィルタを設計することにより、インパルスがマルチパス回線を経た信号に対して、ＺＣＺ系列を受信したときと同等の特性が得られるフィルタを得ることができる。
このマルチパス逆フィルタによって、マルチパス回線を経たインパルス信号を受信することにより、原理的には、元のインパルスを出力することはできる。
また、このマルチパス逆フィルタを、図２１と同様に、複数並列に設けてもよい。
例えば、複数並列に設けたマルチパス逆フィルタは、図２２のように構成することができる。図２２のマルチパス逆フィルタ４２は、フィルタ４２１〜４２５及び加算器４２６から構成されている。
ここでは、ノイズサプレッシングフィルタによって、マルチパス特性を測定した結果、回線のマルチパス特性が（１、−０．５、０．２５ｊ、０）の場合について、説明する。
フィルタ４２１〜４２５は、入力信号として、信号（１、−０．５、０．２５ｊ、０）が印加され、その出力として、ＺＣＺ系列を受信したときと同等の出力を示す異なるフィルタである。
したがって、信号Ａ（ａ０  ａ１  ａ２  ａ３・・ａ１３  ａ１４  ａ１５）を送信し、マルチパス回線によって、マルチパス逆フィルタ４２の入力端子には、信号Ａ（ａ０  ａ１  ａ２  ａ３・・ａ１３  ａ１４  ａ１５）の各信号ａ０〜ａ１５に対して、マルチパスの影響を受けた信号が供給される。
つまり、ａ０は、ａ０、−０．５ａ０、０．２５ｊａ０、０となり、
ａ１は、ａ１、−０．５ａ１、０．２５ｊａ１、０となり、
・・・
ａ１５は、ａ１５、−０．５ａ１５、０．２５ｊａ１５、０となって、マルチパス逆フィルタ４２に供給される。
フィルタ４２１〜４２５は、信号（１、−０．５、０．２５ｊ、０）が印加され、その出力として、ＺＣＺ系列を受信したときと同等の出力を示す異なるフィルタであるので、フィルタ４２１〜４２５に、
ａ０、−０．５ａ０、０．２５ｊａ０、０、
ａ１、−０．５ａ１、０．２５ｊａ１、０、
・・・
ａ１５、−０．５ａ１５／２、０．２５ｊａ１５、０
が印加されると、
ａ０、ａ１、ａ２、ａ３、・・・ａ１３、ａ１４、ａ１５が順次出力される。
つまり、マルチパス逆フィルタ４２によって、マルチパスの影響をなくすことができる。
なお、マルチパス逆フィルタ４２は、固定通信であっても、移動通信であっても適用できる。固定通信の場合は、予め（又は一定期間毎に）、マルチパス特性を測定して、マルチパス逆フィルタを作成する。
移動通信の場合は、送信する信号と並行して、又は送信する信号の前後に、マルチパス特性測定信号（例えば、パイロット信号、トレーニング信号）を、送信して、その都度測定したマルチパス特性を使用する。なお、予め、オフラインで計算してメモリに記憶したマルチパス逆フィルタを選択して使用するようにしてもよい。
なお、送信する信号と並行して、マルチパス特性測定信号を送信する場合は、相互に、受信側で分離可能な信号を用いる。
なお、上記説明におけるマルチパスは、信号が無線回線で発生した場合に限らず、有線の回線で発生した場合であってもよい。また、更に、一般化して、線形伝送系であれば、同じように、マルチパスの測定ができる。
なお、本願明細書では、スペクトラム拡散通信方式で用いることを前提に、変調信号を「チップ」と表現しているが、スペクトラム拡散通信方式以外でも、用いることができる。この場合は、「チップ」は、変調信号である「ビット」、「シンボル」等の意味に解する。
以上、発明を実施するための最良の形態について説明を行ったが、本発明は、この最良の形態で述べた実施の形態に限定されるものではない。本発明の主旨をそこなわない範囲で変更することが可能である。
本件国際出願は、２００５年１１月１日に出願した日本国特許出願２００５−３１８７１１号に基づく優先権を主張するものであり、特許出願２００５−３１８７１１号の全内容を本国際出願に援用する。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【国際調査報告】
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