(57)【要約】  所望のシンボルに対する干渉信号のレプリカを生成する干渉レプリカ生成部と、レプリカを用いて、受信信号から所望のシンボルに対する干渉信号の除去を行なう干渉除去部と、干渉除去された受信信号のうち、所望のシンボルに対応した区間の受信信号を抽出する区間抽出部と、区間抽出部が抽出した受信信号をフーリエ変換して周波数領域信号を生成するフーリエ変換部と、フーリエ変換部が生成した周波数領域信号を周波数領域等化する等化部と、等化部が周波数領域等化した信号から所望のシンボルの推定値を算出する推定値算出部とを備えることを特徴とする無線受信機。
2007139145.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
所望のシンボルに対する干渉信号のレプリカを生成し、該レプリカを用いて、受信信号から所望のシンボルに対する干渉信号の除去を行なう干渉除去部と、
前記干渉除去された受信信号のうち、前記所望のシンボルに対応した区間の受信信号を抽出する区間抽出部と、
前記区間抽出部が抽出した受信信号をフーリエ変換して周波数領域信号を生成するフーリエ変換部と、
前記フーリエ変換部が生成した周波数領域信号を周波数領域等化する等化部と、
前記等化部が周波数領域等化した信号を逆フーリエ変換して所望のシンボルの推定値を算出する推定値算出部と
を備えることを特徴とする無線受信機。
【請求項２】
前記区間抽出部は、抽出する区間の開始位置を、先行波の前記所望のシンボルの位置に基づいて設定することを特徴とする請求項１に記載の無線受信機。
【請求項３】
前記区間抽出部は、前記抽出する区間の長さを、遅延波の最大遅延量に応じて変更することを特徴とする請求項２に記載の無線受信機。
【請求項４】
前記区間抽出部は、前記抽出する区間の長さを、遅延波の最大遅延量に応じて変更し、
前記フーリエ変換部は、前記遅延波の最大遅延量に基づいて、フーリエ変換する際のＦＦＴポイント数を変更することを特徴とする請求項１に記載の無線受信機。
【請求項５】
前記推定値算出部が算出した所望のシンボルの推定値の各ビットについて、信頼度情報を算出する信頼度算出部を備え、
前記干渉除去部は、前記信頼度算出部が算出した各ビットの信頼度情報に基づき、所望のシンボルに対する干渉信号のレプリカを生成すること
を特徴とする請求項１から請求項４のいずれかの項に記載の無線受信機。
【請求項６】
前記信頼度算出部が算出した各ビットの信頼度情報に対して、誤り訂正復号したビットの信頼度情報を生成する復号部を備え、
前記干渉除去部は、前記復号部が生成したビットの信頼度情報に基づき、所望のシンボルに対する干渉信号のレプリカを生成すること
を特徴とする請求項５に記載の無線受信機。
【請求項７】
所望のシンボルに対する干渉信号のレプリカを生成し、該レプリカを用いて、受信信号から所望のシンボルに対する干渉信号の除去を行なう干渉除去部と、
前記干渉除去された受信信号のうち、前記所望のシンボルに対応した区間の受信信号を抽出する区間抽出部と、
前記区間抽出部が抽出した受信信号をフーリエ変換して周波数領域信号を生成するフーリエ変換部と、
前記フーリエ変換部が生成した周波数領域信号を周波数領域等化して、送信元信号別の複数系列の信号を生成する等化部と、
前記等化部が生成した複数系列の信号を、系列毎に逆フーリエ変換して所望のシンボルの推定値を算出する推定値算出部と
を備えることを特徴とする無線受信機。
【請求項８】
請求項７に記載の無線受信機と、
複数の送信アンテナから、それぞれ異なる信号を送信する無線送信機と
を備えることを特徴とする無線通信システム。
【請求項９】
無線受信機における無線受信方法であって、
前記無線受信機が、所望のシンボルに対する干渉信号のレプリカを生成し、該レプリカを用いて、受信信号から所望のシンボルに対する干渉信号の除去を行なう第１の過程と、
前記無線受信機が、前記干渉除去された受信信号のうち、前記所望のシンボルに対応した区間の受信信号を抽出する第２の過程と、
前記無線受信機が、前記第２の過程にて抽出された受信信号をフーリエ変換して周波数領域信号を生成する第３の過程と、
前記無線受信機が、前記第３の過程にて生成した周波数領域信号を周波数領域等化する第４の過程と、
前記無線受信機が、前記第４の過程にて周波数領域等化した信号から所望のシンボルの推定値を算出する第５の過程と
を備えることを特徴とする無線受信方法。
【請求項１０】
コンピュータを、
所望のシンボルに対する干渉信号のレプリカを生成し、該レプリカを用いて、受信信号から所望のシンボルに対する干渉信号の除去を行なう干渉除去部、
前記干渉除去された受信信号のうち、前記所望のシンボルに対応した区間の受信信号を抽出する区間抽出部、
前記区間抽出部が抽出した受信信号をフーリエ変換して周波数領域信号を生成するフーリエ変換部、
前記フーリエ変換部が生成した周波数領域信号を周波数領域等化する等化部、
前記等化部が周波数領域等化した信号から所望のシンボルの推定値を算出する推定値算出部
として機能させるためのプログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線受信機、無線通信システムおよび無線受信方法、特に周波数領域等化を用いてシンボル間干渉を補償する無線受信機、無線通信システムおよび無線受信方法に関する。
本願は、２００６年５月３０に、日本に出願された特願２００６−１４９６６０号に基づき優先権を主張し、その内容をここに援用する。
【背景技術】
【０００２】
移動通信において、広帯域通信を行う際には、マルチパス伝送路における遅延波の影響により、シンボル間干渉（ＩＳＩ：Inter Symbol Interference）が生じる。シンボル間干渉対策として種々の等化器が提案されている。その中でビット尤度情報を用いて等化と復号を繰り返すターボ等化器が注目されている。シングルキャリア伝送では、マルチパスのパス数の増加により、演算量が増大する時間領域における等化よりも、演算量がパス数にほとんど依存せず、時間領域で等化するよりも演算量を少なくすることが可能な、周波数領域等化（ＦＤＥ：Frequency Domain Equalizer）が注目されている。シングルキャリア伝送における周波数領域のターボ等化器は、例えば非特許文献１に示されている。【０００３】
周波数領域等化では受信信号を周波数信号に変換する際に高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast Fourier Transform）を行うが、遅延波の影響により、送信シンボルの周期性が崩れたり、１つ前の時刻に送信されたブロックによる干渉を受けたりする。その様子を図１２に示す。図１２はあるブロックで送信シンボルｓ１〜ｓＮが送信され、マルチパス伝送路を通り受信された様子を示したものである。図中の１−ａは先行波、１−ｂ〜１−ｌは遅延波を示している。ＦＦＴポイント数をＮとし、受信信号をＦＦＴにより周波数信号に変換すると、図示の遅延波１−ｂ〜１−ｌについては、ＦＦＴ区間内に含まれない送信シンボルがあることで発生する周期性の崩れによる誤差や、前ブロックの信号がＦＦＴ区間内に含まれてしまうことによる干渉が生じてしまう。こうした課題に対しては通常ガードインターバル（ＧＩ：Guard Interval）もしくはサイクリックプレフィックス（ＣＰ：Cyclic Prefix）を用いることにより解決している。【０００４】
以下、ガードインターバルを用いた場合を説明する。ガードインターバルは図１３に示しているように送信側で送信シンボルｓ１〜ｓＮのうち、ｓｉ〜ｓＮをガードインターバルとして送信シンボルの先頭にコピーして送信する。このときの受信信号の様子を図１４に示す。遅延波の最大遅延時間がガードインターバル長以内に収まっているときは、図１４に示されているように、先行波２−ａだけでなく、どの遅延波２−ｂ〜２−ｌにおいても全シンボルがＦＦＴ区間内に含まれており、前ブロックの影響も存在しない。このためＦＦＴによる誤差を生じることなく、シンボル間干渉を補償することが可能となる。
【非特許文献１】M.S.Yee, M.Sandell, Y.Sun, “Comparison Study of Single-Carrier and Multi-Carrier Modulation Using Iterative Based Receiver for MIMO System”, IEEE VTC, Milan, Italy, May 17-19 2004.
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
解決しようとする問題点は、従来の周波数領域等化を用いる無線受信機にあっては、ガードインターバルによりシンボル間干渉を補償しているために、ガードインターバルにより伝送効率が劣化している点である。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
この発明は上述した課題を解決するためになされたもので、本発明は、無線受信機であって、所望のシンボルに対する干渉信号のレプリカを生成し、該レプリカを用いて、受信信号から所望のシンボルに対する干渉信号の除去を行なう干渉除去部と、前記干渉除去された受信信号のうち、前記所望のシンボルに対応した区間の受信信号を抽出する区間抽出部と、前記区間抽出部が抽出した受信信号をフーリエ変換して周波数領域信号を生成するフーリエ変換部と、前記フーリエ変換部が生成した周波数領域信号を周波数領域等化する等化部と、前記等化部が周波数領域等化した信号を逆フーリエ変換して所望のシンボルの推定値を算出する推定値算出部とを備えることを特徴とする。【０００７】
これにより、本発明の無線受信機は、前記所望のシンボルに対応した区間を、先行波および遅延波により伝送された該シンボルを含む区間とすると、該区間をフーリエ変換しても誤差が発生しないため、伝送効率を劣化させずにシンボル間干渉を補償することができる。【０００８】
また、本発明は、上述の無線受信機であって、前記区間抽出部は、抽出する区間の開始位置を、先行波の前記所望のシンボルの位置に基づいて設定することを特徴とする。【０００９】
これにより、本発明の無線受信機は、抽出する区間の開始位置を先行波の所望のシンボルの位置より前とし、さらに抽出する区間を充分な長さにすると、該区間に先行波および遅延波により伝送された所望のシンボルが含まれるので、該区間をフーリエ変換しても誤差が発生しないため、伝送効率を劣化させずにシンボル間干渉を補償することができる。【００１０】
また、本発明は、上述の無線受信機であって、前記区間抽出部は、前記抽出する区間の長さを、遅延波の最大遅延量に応じて変更することを特徴とする。【００１１】
これにより、本発明の無線受信機は、抽出する区間の開始位置を先行波の所望のシンボルの位置より前とし、さらに抽出する区間の長さを、該区間から最も遅延時間の大きい遅延波の所望のシンボルが含まれるようにすることで、該区間に先行波および遅延波により伝送された所望のシンボルが含まれるので、該区間をフーリエ変換しても誤差が発生しないため、伝送効率を劣化させずにシンボル間干渉を補償することができる。【００１２】
また、本発明は、上述の無線受信機であって、前記区間抽出部は、前記抽出する区間の長さを、遅延波の最大遅延量に応じて変更し、前記フーリエ変換部は、前記遅延波の最大遅延量に基づいて、フーリエ変換する際のＦＦＴポイント数を変更することを特徴とする。【００１３】
これにより、本発明の無線受信機は、フーリエ変換部がフーリエ変換する際のＦＦＴポイント数を、前記区間抽出部が抽出する区間の長さに応じた数とすることで、フーリエ変換の演算量を抑えることができる。【００１４】
また、本発明は、上述のいずれかの無線受信機であって、前記推定値算出部が算出した所望のシンボルの推定値の各ビットについて、信頼度情報を算出する信頼度算出部を備え、前記干渉除去部は、前記信頼度算出部が算出した各ビットの信頼度情報に基づき、所望のシンボルに対する干渉信号のレプリカを生成することを特徴とする。【００１５】
また、本発明は、上述の無線受信機であって、前記信頼度算出部が算出した各ビットの信頼度情報に対して、誤り訂正復号したビットの信頼度情報を生成する復号部を備え、前記干渉除去部は、前記復号部が生成したビットの信頼度情報に基づき、所望のシンボルに対する干渉信号のレプリカを生成すること  を特徴とする。【００１６】
また、本発明は、所望のシンボルに対する干渉信号のレプリカを生成し、該レプリカを用いて、受信信号から所望のシンボルに対する干渉信号の除去を行なう干渉除去部と、前記干渉除去された受信信号のうち、前記所望のシンボルに対応した区間の受信信号を抽出する区間抽出部と、前記区間抽出部が抽出した受信信号をフーリエ変換して周波数領域信号を生成するフーリエ変換部と、  前記フーリエ変換部が生成した周波数領域信号を周波数領域等化して、送信元信号別の複数系列の信号を生成する等化部と、前記等化部が生成した複数系列の信号を、系列毎に逆フーリエ変換して所望のシンボルの推定値を算出する推定値算出部とを備えることを特徴とする。【００１７】
また、本発明は、無線通信システムであって、上述の無線受信機と、複数の送信アンテナから、それぞれ異なる信号を送信する無線送信機とを備えることを特徴とする。【００１８】
また、本発明は、無線受信機における無線受信方法であって、前記無線受信機が、所望のシンボルに対する干渉信号のレプリカを生成し、該レプリカを用いて、受信信号から所望のシンボルに対する干渉信号の除去を行なう第１の過程と、前記無線受信機が、前記干渉除去された受信信号のうち、前記所望のシンボルに対応した区間の受信信号を抽出する第２の過程と、前記無線受信機が、前記第２の過程にて抽出された受信信号をフーリエ変換して周波数領域信号を生成する第３の過程と、前記無線受信機が、前記第３の過程にて生成した周波数領域信号を周波数領域等化する第４の過程と、前記無線受信機が、前記第４の過程にて周波数領域等化した信号から所望のシンボルの推定値を算出する第５の過程とを備えることを特徴とする。【００１９】
また、本発明は、プログラムであって、コンピュータを、所望のシンボルに対する干渉信号のレプリカを生成し、該レプリカを用いて、受信信号から所望のシンボルに対する干渉信号の除去を行なう干渉除去部、前記干渉除去された受信信号のうち、前記所望のシンボルに対応した区間の受信信号を抽出する区間抽出部、前記区間抽出部が抽出した受信信号をフーリエ変換して周波数領域信号を生成するフーリエ変換部、前記フーリエ変換部が生成した周波数領域信号を周波数領域等化する等化部、前記等化部が周波数領域等化した信号から所望のシンボルの推定値を算出する推定値算出部として機能させる。
【発明の効果】
【００２０】
本発明の無線受信機、無線通信システムおよび無線受信方法、所望のシンボルに対応した区間を、先行波および遅延波により伝送された該シンボルを含む区間とすると、該区間をフーリエ変換しても誤差が発生しないため、伝送効率を劣化させずにシンボル間干渉を補償することができるという利点がある。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】第１の実施形態における無線送信機の概略構成を示したブロック図である。
【図２】同実施形態における無線受信機の概略構成を示したブロック図である。
【図３】同実施形態における信号検出部２３０のある第ｋ送信シンボルについての処理を行う部分の概略構成を示したブロック図である。
【図４】同実施形態におけるＦＦＴ用信号出力部２３１が抽出するＦＦＴ区間を示した図である。
【図５】同実施形態における無線受信機の動作を説明するフローチャートである。
【図６】ＭＩＭＯシステムの一例を説明した図である。
【図７】第２の実施形態における無線送信機の概略構成を示したブロック図である。
【図８】同実施形態における無線受信機の概略構成を示したブロック図である。
【図９】同実施形態における信号検出部３３０の第ｙ送信アンテナの第ｋ送信シンボルについての処理を行う部分の概略構成を示したブロック図である。
【図１０】同実施形態についてのシミュレーションの諸元を示した表である。
【図１１】同実施形態についてのシミュレーション結果を示した図である。
【図１２】周波数領域等化において，マルチパス伝送路の影響を示した図である。
【図１３】ガードインターバルの説明図である。
【図１４】周波数領域等化において，ガードインターバルの効果を示した図である。
【符号の説明】
【００２２】
１０１、１０１−１、１０１−ＮＴ…符号化部
１０２、１０２−１、１０２−ＮＴ…インターリーバ部
１０３、１０３−１、１０３−ＮＴ…変調部
１０４、１０４−１、１０４−ＮＴ…送信アンテナ
２１０、２１０−１、２１０−ＮＲ…受信アンテナ
２１１、２１１−１、２１１−ＮＲ…周波数変換部
２１２、２１２−１、２１２−ＮＲ…Ａ／Ｄ変換部
２２０、２２０−１、２２０−ＮＲ…加算部（干渉除去部）
２３０、３３０…信号検出部
２３１、２３１−１、２３１−ＮＲ…ＦＦＴ用信号出力部（区間抽出部）
２３２、２３２−１、２３２−ＮＲ…直並列変換部
２３３、２３３−１、２３３−ＮＲ…ＦＦＴ部（フーリエ変換部）
２３４、３３４…ＭＭＳＥ部（等化部）
２３５…ＩＦＦＴ部（推定値算出部）
２４０、２４０−１、２４０−ＮＴ…ＭＡＰ検出部（信頼度算出部）
２５０、２５０−１、２５０−ＮＴ…デインターリーバ部
２６０、２６０−１、２６０−ＮＴ…復号部（復号部）
２７０、２７０−１、２７０−ＮＴ…加算部
２８０、２８０−１、２８０−ＮＴ…インターリーバ部
２９０、３９０…干渉レプリカ生成部（干渉除去部）
３００、４００…チャネルパラメータ推定部  
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
［第１の実施形態］
以下、図面を参照して、本発明の第１の実施形態について説明する。図１は、この発明の第１の実施形態による無線送信機の概略構成を示すブロック図である。
符号化部１０１は、情報ビットを畳み込み符号やターボ符号等の誤り訂正符号を用いて符号化する。
インターリーバ部１０２は、符号化部１０１の出力をインターリーブする。
変調部１０３は、インターリーバ部１０２の出力を、ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）、１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）、６４ＱＡＭ等の変調シンボルにマッピングし、さらに無線周波数に変換する。
送信アンテナ１０４は、変調部１０３の出力を送信信号として無線送信する。【００２４】
図１に示した無線送信機が送信した送信信号はマルチパス伝送路を通り、図２に示した無線受信機の受信アンテナ２１０で受波され、周波数変換部２１１にて無線周波数からベースバンド周波数に変換され、Ａ／Ｄ変換部２１２にてアナログ／デジタル変換された、受信ベースバンド信号（以下、受信信号）に変換される。このとき、（Ｎ＋Ｌ−１）×１の受信信号ベクトルｒは（１）式にて表される。【００２５】
【数１】
2007139145.tif 000003
【００２６】
ここで、行列Ｈ、ベクトルｓ、ベクトルｎはそれぞれ（Ｎ＋Ｌ−１）×Ｎインパルス応答行列、Ｎ×１送信信号ベクトル、（Ｎ＋Ｌ−１）×１雑音ベクトルである。
また、受信信号ベクトルｒ、送信信号ベクトルｓ、インパルス応答行列Ｈは、（２）式にて表される。【００２７】
【数２】
2007139145.tif 000004
【００２８】
ただし、ｒｌ、ｓｋ、ｈ（ｐ）はそれぞれ第ｌ受信シンボル、第ｋ送信シンボル、第ｐパスのインパルス応答であり、ｌ、ｋ、ｐはそれぞれ整数であり、１≦ｌ≦Ｎ＋Ｌ−１、１≦ｋ≦Ｎ、０≦ｐ≦Ｌ−１である。またＬは、先行波と遅延波を合わせたマルチパス伝送路のパス数であり、Ｎは送信シンボル数であり、Ｔは行列の転置を表す。
図２に示した無線受信機は、この受信信号ベクトルｒから、送信された情報ビットを求める。【００２９】
図２は、この発明の第１の実施形態による無線受信機の概略構成を示すブロック図である。本実施形態の無線受信機は、受信アンテナ２１０、周波数変換部２１１、Ａ／Ｄ変換部２１２、加算部２２０、２７０、信号検出部２３０、ＭＡＰ（Maximum a posteriori probability：最大事後確率）検出部２４０、デインターリーバ部２５０、復号部２６０、インターリーバ部２８０、チャネルパラメータ推定部３００、干渉レプリカ生成部２９０を具備する。【００３０】
本実施形態の無線受信機は、１フレームなどのN個の送信シンボルを含んだ区間（以下、ブロックと呼ぶ）の受信信号に対して、信号検出部２３０、ＭＡＰ検出部２４０、デインターリーバ部２５０、復号部２６０、加算部２７０、インターリーバ部２８０、干渉レプリカ生成部２９０、加算部２２０の処理を一定の条件（後述）を満たすまで、繰り返し処理を行い、送信された情報ビットを求める。【００３１】
加算部２２０は、受信信号から干渉レプリカ生成部２９０で生成された各送信シンボルに対する干渉信号のレプリカを減算して、各送信シンボル推定用の信号を出力する。なお、本実施形態においては、この加算部２２０と干渉レプリカ生成部２９０とで、干渉除去部を構成する。
信号検出部２３０は、加算部２２０にて干渉レプリカが減算された各送信シンボル推定用の信号と、チャネルパラメータ推定部３００で推定されたチャネル推定値に基づき、各送信シンボルの推定値を求める。
ＭＡＰ検出部（信頼度算出部）２４０は、信号検出部２３０が求めた各送信シンボルの推定値から該送信シンボルにて伝送されたビットのビット対数尤度比を求める。【００３２】
デインターリーバ部２５０は、ＭＡＰ検出部２４０が求めたビット対数尤度比をデインターリーブして、復号部２６０に出力する。
復号部（復号部）２６０は、一定の条件を満たすまでは、繰り返し処理を行うために、入力された符号化ビット対数尤度比を誤り訂正復号処理し、尤度が更新された符号化ビット対数尤度比を加算部２７０に出力する。復号部２６０は、一定の条件を満たしていると判定したときは、加算部２７０に出力せずに、入力されたビット対数尤度比を誤り訂正復号し、さらに硬判定情報にして得られる送信情報ビットを、最終的な出力とする。この一定の条件は、誤り訂正復号処理して得られた送信情報ビットに誤りがないこと、もしくは、繰り返し処理を規定回数行ったことであるが、詳細は後述する。
なお、復号部２６０は、送信情報ビットのビット対数尤度比を置き換えた符号化ビット対数尤度比を加算部２７０に出力するとしたが、送信情報ビットのビット対数尤度比を誤り訂正符号化して得られる符号化ビット対数尤度比を加算部２７０に出力してもよい。【００３３】
加算部２７０は、復号部２６０の出力から、デインターリーバ部２５０の出力した符号化ビット対数尤度比を減算する。
インターリーバ部２８０は、加算部２７０の出力をインターリーブした符号化ビット対数尤度比を出力する。【００３４】
干渉レプリカ生成部２９０は、インターリーバ部２８０でインターリーブした符号化ビット対数尤度比に基づいて、送信シンボルごとに、送信シンボルに対する干渉レプリカを生成する。
チャネルパラメータ推定部３００は、受信信号から抽出したパイロット信号など既知の信号もしくは符号化ビット対数尤度比に基づく送信シンボルレプリカを用いて、各マルチパス伝送路のインパルス応答の推定値であるチャネル推定値を求める。【００３５】
上記の各部について、詳細に説明する。
加算部２２０は、第ｋ送信シンボルに対する干渉レプリカのベクトルｉｋを受信信号ベクトルrから減算することで干渉を除去する。第ｋ送信シンボルに対する干渉除去後の信号は、ベクトルｔｋ＝ｒ−ｉｋとなる。ただしｋは１≦ｋ≦Ｎの整数である。つまり、加算部２２０は、N個の干渉除去後の信号ベクトルｔｋを、信号検出部２３０に出力する。【００３６】
信号検出部２３０は、干渉除去後の信号ベクトルｔｋとチャネルパラメータ推定部３００で推定されたチャネル推定値に基づき等化処理を行い、送信シンボルの推定値ｓｍｋを求める。なお、本実施形態の構成では、信号検出部２３０は加算部２２０が出力した干渉除去後の信号ベクトルｔ１…ｔＮを並列に処理するとして説明しているが、信号検出部２３０は１度に一つの信号ベクトルｔｋを処理し、Ｎ回繰り返して処理することでｔ１…ｔＮを処理してもよい。【００３７】
図３は、信号検出部２３０のうち、干渉除去後の信号ベクトルｔｋを処理して第ｋ送信シンボルの推定値を求めるブロックのみの概略構成を示した図である。信号検出部２３０は、第ｋ送信シンボルの推定値を求めるブロックとして、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）用信号出力部２３１、直並列変換部２３２、ＦＦＴ部２３３、ＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error：最小２乗誤差法）部２３４、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform：逆高速フーリエ変換）部２３５を一つずつ有する。つまり、信号検出部２３０は、これらのブロックをN個ずつ有しており、それらがN個の干渉除去後の信号ベクトルｔｋを並列に処理して、N個の送信シンボルの推定値を算出する。【００３８】
ＦＦＴ用信号出力部（区間抽出部）２３１は、信号ベクトルｔｋを受けて、その中から、ＦＦＴ部２３３で処理する区間の信号を抽出して出力する。ＦＦＴ用信号出力部２３１の詳細は、後述する。
直並列変換部２３２は、ＦＦＴ用信号出力部２３１が出力した信号を受けて、該信号を直並列変換する。
ＦＦＴ部（フーリエ変換部）２３３は、直並列変換部２３２が直並列変換した信号を、フーリエ変換することで時間周波数変換する。【００３９】
ＭＭＳＥ部（等化部）２３４は、ＦＦＴ部２３３が時間周波数変換した信号に対して、干渉信号の抑圧を行い、周波数領域での送信シンボルの推定値を検出する。ＭＭＳＥ部２３４の詳細は、後述する。
ＩＦＦＴ部（推定値算出部）２３５は、ＭＭＳＥ部２３４が検出した周波数領域での第ｋ送信シンボルの推定値を、周波数時間変換して、第ｋ送信シンボルの時間領域の推定値ｓｍｋ（以下、推定値には記号の右上にｍを付す）を算出する。ただし、ＦＦＴ用信号出力部２３１にて、ＦＦＴ開始位置を先行波の所望シンボル（第ｋ送信シンボル）の位置とした場合は、ＩＦＦＴ部２３５におけるＩＦＦＴ後の信号における１番目のシンボルが所望シンボルとなるため、シンボルに対応する要素を得るには、周波数領域で平均すればよい。【００４０】
次に、ＦＦＴ用信号出力部２３１の詳細を説明する。
ＦＦＴ用信号出力部２３１の入力である干渉除去後の信号ｔｋ、すなわち、送信シンボルｓｋについての加算部２２０の出力には、図４に示すように、先行波の送信シンボルｓｋと各遅延波の送信シンボルｓｋの信号のみが含まれており、他の送信シンボルの信号は除去されている。ただし、図４は干渉除去が完全に行われた場合の理想的な信号ｔｋを示している。【００４１】
ＦＦＴ用信号出力部２３１は、干渉除去後の信号ｔｋのうち、全ての先行波および遅延波を経由した送信シンボルｓｋが含まれるような区間を抽出し、フーリエ変換の対象となる信号として出力する。抽出する区間の開始位置には、例えば先行波の送信シンボルｓｋの位置に設定する。送信シンボルｓｋが第１送信シンボルｓ１の場合は、先行波の先頭が開始位置となるため、式（２）における受信信号の位置で表すと第１受信シンボルｒ１の位置となる。従って第ｋ送信シンボルｓｋの場合は、第ｋ受信シンボルｒｋの位置とすればよい。【００４２】
これにより、パス数ＬがＦＦＴポイント数を超えなければ、常にＦＦＴ区間内に各遅延波の送信シンボルが含まれることになる。
ただし、ＦＦＴ区間内に各パスの第ｋ送信シンボルｓｋが含まれていればよいので、開始位置はｒｋより前でもよい。また、ＦＦＴ区間内に各パスに含まれる送信シンボルが含まれていればよいので、ＦＦＴ用信号出力部２３１は、区間内に送信シンボルが含まれる最小の数、つまり、パス数Ｌだけの信号あるいはこれらのパス間で最も大きな遅延時間に相当する区間の信号を抽出し、フーリエ変換の対象となる信号として出力しても良い。【００４３】
これにより、先行波および各遅延波中の送信シンボルｓｋがＦＦＴ区間内に全て含まれていれるので、ＦＦＴ部２３３におけるフーリエ変換による誤差は発生しない。従ってガードインターバルを用いなくてもシンボル間干渉を補償して良好な特性が得られ、かつ、ガードインターバルを挿入することによる伝送効率の劣化をなくすことができる。【００４４】
次に、ＭＭＳＥ部２３４の詳細を説明する。
ＭＭＳＥ部２３４に入力される信号、すなわち、ＦＦＴ部２３３が出力した周波数ポイントｗにおける周波数信号をｒｋ（ｗ）と表記する。ただし、ｗは１≦ｗ≦Ｎｆの整数であり、ＦＦＴ部２３３におけるＮｆはＦＦＴポイント数を表す。
ＭＭＳＥ部２３４は、周波数領域等化を各周波数ポイントｗで独立して行い、周波数領域での第ｋ送信シンボルの推定値を得る。具体的には、以下のＭＭＳＥ重み係数M（ｗ）を、ＦＦＴ部２３３が出力した周波数信号ｒｋ（ｗ）に乗算することで行う。【００４５】
【数３】
2007139145.tif 000005
【００４６】
ただし、＊  は複素共役を表す。Ｈｍ（ｗ）は伝達関数の推定値であり、σｎ２は平均受信雑音電力である。
ＭＭＳＥ部２３４は、この伝達関数Hｍ（ｗ）を、チャネルパラメータ推定部３００から受けたチャネル推定値［ｈｍ（０）・・・ｈｍ（Ｌ−１）］Ｔをフーリエ変換して得る。【００４７】
ここで、チャネルパラメータ推定部３００は、例えば、パイロット信号のように送受信側で既知の信号を用いてチャネル推定値［ｈｍ（０）・・・ｈｍ（Ｌ−１）］Ｔを得る。
なお、チャネルパラメータ推定部３００は、パイロット信号ではなく、送信シンボルレプリカベクトルｓｒを用いてチャネル推定値を求めても良い。ただし、ｓｒの詳細は後に示す。チャネル推定値の算出方法については、例えば「T.Abe, T.Matsumoto, “Space-Time Turbo Equalization in Frequency-Selective MIMO Channels”, IEEE trans. on VT, Vol.52, No. 3, MAY, 2003.」に記載されている。
また、このσｎ２については、チャネルパラメータ推定部３００が、例えば、パイロット信号ｓｐ、パイロット信号を送信した際の受信信号ｒｐ、パイロット信号に対応するインパルス応答行列の推定値Hｍｐを用いて、次のように求める。【００４８】
【数４】
2007139145.tif 000006
【００４９】
ただし、Ｅ［  ］は期待値を、‖‖はユークリッドベクトルノルムを表す。
また、送信シンボルレプリカベクトルｓｒを用いて次のようにして、σｎ２を求めても良い。【００５０】
【数５】
2007139145.tif 000007
【００５１】
ただし、送信シンボルレプリカベクトルｓｒは送信シンボルレプリカを要素に持つベクトルであり、（６）式にて表される。【００５２】
【数６】
2007139145.tif 000008
【００５３】
なお、ｓｒの第ｋ要素ｓｒｋの具体例は干渉レプリカ生成部２９０にて説明する。【００５４】
なお、ここではＭＭＳＥ部２３４が、ＭＭＳＥ重み係数M（ｗ）を周波数信号ｒｋ（ｗ）に乗算する例を示したが、ＺＦ（Zero Forcing）等の基準を用いたフィルタ係数を用いてもよい。【００５５】
ＭＡＰ検出部２４０は、信号検出部２３０（ＩＦＦＴ部２３５）が出力したＮ個の第ｋ送信シンボルの推定値ｓｍｋ、それぞれについて、各ビットの対数尤度比（ＬＬＲ：LogLikelihoodRatio）を求める。つまり、ＭＡＰ検出部２４０は、各送信シンボルの各ビットの対数尤度比を算出するので、送信シンボル数Ｎと送信シンボル当たりのビット数との積の数だけの対数尤度比を算出する。
ＭＡＰ検出部２４０に入力される信号、すなわち、信号検出部２３０が出力した第ｋ送信シンボルの推定値をｓｍｋは、（７）式にて表すことができる。【００５６】
【数７】
2007139145.tif 000009
【００５７】
ただし、μは等価振幅、ηは平均０、分散ｖ２の誤差信号であり、等価振幅μと分散ｖ２は、（８）式と（９）式にて表される。【００５８】
【数８】
2007139145.tif 000010
【００５９】
ここでは、ＭＡＰ検出部２４０が、第ｋ送信シンボルの推定値ｓｍｋより、等価振幅μを用いてビット対数尤度比を求める一例として、ＱＰＳＫ変調の場合を示す。第ｋ送信シンボルが送信された際のビット系列をｂ０、ｂ１（ｂ０、ｂ１は、１または−１）とすると、ＱＰＳＫ変調信号は、次の（１０）式のように表せる。【００６０】
【数９】
2007139145.tif 000011
【００６１】
ただし、ｊは虚数である。
これより、ＭＡＰ検出部２４０は、ｂ０のビット対数尤度比λ１（ｂ０）を、次の（１１）式にて算出する。【００６２】
【数１０】
2007139145.tif 000012
【００６３】
ただし、Ｒｅ（）は複素数の実部を表す。またｂ１のビット対数尤度比λ１（ｂ１）は（１１）式の実部と虚部を置き換えると得られる。
デインターリーバ部２５０は、ＭＡＰ検出部２４０の出力であるビット対数尤度比λ１をデインターリーブして、復号部２６０に出力する。
復号部２６０は、デインターリーブされた符号化ビット対数尤度比を誤り訂正復号して送信情報ビットのビット対数尤度比と、このビット対数尤度比を硬判定化した送信情報ビットとを得た後、繰り返し回数が所定の回数以内であり、かつ、得た送信情報ビットに誤りを検出したときは、誤り訂正復号処理によって尤度が更新された符号化ビット対数尤度比を加算部２７０に出力する。【００６４】
加算部２７０は、復号部２６０の出力した符号化ビット対数尤度比から、デインターリーバ部２５０の出力した符号化ビット対数尤度比を減算する。
インターリーバ部２８０は、加算部２７０が出力した符号化ビットの対数尤度比をインターリーブして得た各ビットの対数尤度比λ２を干渉レプリカ生成部２９０およびチャネルパラメータ推定部３００に出力する。【００６５】
干渉レプリカ生成部２９０は、各送信シンボルに対する干渉信号のレプリカを生成する。つまり、干渉レプリカ生成部２９０は、Ｎ個の干渉レプリカベクトルｒｉｋを生成する。干渉レプリカ生成部２９０は、インターリーバ部２８０から入力される各ビットの対数尤度比λ２から送信シンボルレプリカを次のように生成する。例えば、ＱＰＳＫ変調の場合、第ｋ送信シンボルレプリカｓｒｋ（以下、レプリカには記号の右上にｒを付す）を構成するビット対数尤度比をλ２（ｂ０）、λ２（ｂ１）と表すと、（１２）式となる。【００６６】
【数１１】
2007139145.tif 000013
【００６７】
干渉レプリカ生成部２９０は、このようにして求められたシンボルレプリカｓｒｋから次のように干渉レプリカベクトルｒｉｋ（以下、干渉レプリカには記号の右上にｉを付す）を求める。【００６８】
【数１２】
2007139145.tif 000014
【００６９】
ただしｓｉｋは、（１４）式で表される、第ｋ要素が０の送信シンボルレプリカベクトルである。【００７０】
【数１３】
2007139145.tif 000015
【００７１】
干渉レプリカ生成部２９０は、全てのｋについて干渉レプリカベクトルｒｉｋを求め出力する。
その後は前に説明したように、加算部２２０にて干渉除去が行われ、信号検出部２３０、ＭＡＰ検出部２４０、デインターリーバ部２５０、復号部２６０の処理が行われる。この操作は、復号部２６０における誤り訂正復号処理において、復号した情報ビットに誤りが無いと判定されるか、もしくは、規定の繰り返し回数が処理されるまで繰り返す。【００７２】
なお、復号部２６０は、誤りの有無の判定を、例えば、送信側で情報ビットにＣＲＣ（Cyclic Redundancy Check）を付加して送信し、該ＣＲＣと復号部２６０にて復号された情報ビットから算出されたＣＲＣと一致不一致を判定することにより行う。
また、ここでは、繰り返しの条件を、復号部２６０における誤り訂正復号処理において、復号した情報ビットに誤りが無いと判定されるか、もしくは、規定の繰り返し回数が処理されるまでとしたが、情報ビットに誤りが無いと判定するか、または、規定の繰り返し回数が処理されるかのどちらか片方だけを条件としてもよい。【００７３】
ただし、繰り返し処理の初回処理では、加算部２２０において、対象としているブロックの受信信号の復号部２６０の出力とそれに基づく干渉レプリカベクトルは存在しないため、干渉除去は行わずに、信号検出部２３０に入力する。すなわち信号検出部２３０の処理を所望シンボルごととはせずに、この入力（受信信号）から全ての送信シンボルの推定値ｓｍｋを求める。このとき、当然、信号検出部２３０のＦＦＴ部２３３では、フーリエ変換時にシンボル間干渉による誤差が生じる。ＭＭＳＥ部２３４では、先に説明した処理と同様に、各周波数ポイントｗで、受信信号を周波数領域に変換した信号Ｒ（ｗ）に（３）式を乗算し、周波数領域等化を行う。これをＩＦＦＴ部２３５が、逆フーリエ変換により時間領域に変換し、送信シンボルの推定値を検出する。【００７４】
第１の実施形態における、あるブロックの受信信号についての受信処理の流れを図５に示す。ここでは、干渉レプリカ生成部２９０、加算部２２０、ＦＦＴ用信号出力部２３１、直並列変換部２３２、ＦＦＴ部２３３、ＭＭＳＥ部２３４、ＩＦＦＴ部２３５、ＭＡＰ検出部２４０、デインターリーバ部２５０は、ステップＳ１４からＳ２２において、各送信シンボルに対する処理を並列に行うのではなく、ブロックに含まれる送信シンボル数Ｎだけ繰り返して順次処理をするとして説明する。【００７５】
無線受信機は、まず初回処理か否か判定する（Ｓ１）。ここでは初回処理なので、ステップＳ２に遷移し、直並列変換部２３２は、直列の受信信号を受けて、これを並列に変換して出力する（Ｓ２）。ＦＦＴ部２３３は、直並列変換部２３２にて並列にされた受信信号を受けて、これをフーリエ変換することで時間周波数変換する（Ｓ３）。ＭＭＳＥ部２３４は、ＦＦＴ部２３３が時間周波数変換した受信信号を受けて、その受信信号を周波数領域等化し、一括して送信シンボルを検出する（Ｓ４）。ＩＦＦＴ部２３５は、ＭＭＳＥ部２３４から周波数領域における送信シンボルを受けると、これを逆フーリエ変換することで周波数時間変換し、送信シンボルの推定値を出力する（Ｓ５）。ＭＡＰ検出部は、ＩＦＦＴ部２３５から送信シンボルの推定値を受けると、送信シンボルの推定値の各ビットのビット対数尤度比を求めて出力する（Ｓ６）。デインターリーバ部２５０は、各ビットのビット対数尤度比をＭＡＰ検出部２４０から受けると、各ビットの順番を並び換えて、デインターリーブする（Ｓ７）。【００７６】
復号部２６０は、デインターリーバ部２５０から符号化ビット対数尤度比を受けて、この符号化ビット対数尤度比について誤り訂正復号を行う（Ｓ８）。復号部２６０は、復号結果に誤りがない、もしくは、規定回数繰り返していれば、硬判定結果を出力し、処理を終了する（Ｓ９）。規定回数繰り返しておらず、かつ、誤りがあれば、ステップＳ１に遷移して繰り返し処理をする。ステップＳ１では、初回処理であるか否かを判定するが（Ｓ１）、ここでは２回目の処理であり、初回処理ではないので、ステップＳ１１に遷移する。ステップＳ１１では、加算部２７０は、復号部２６０から符号化ビット対数尤度比を受けて、この符号化ビット対数尤度比から、デインターリーバ部２５０から受けた符号化ビット対数尤度比を減算した、符号化ビット対数尤度比を出力する（Ｓ１1）。インターリーバ部２８０は、加算部２７０から各ビットの符号化ビット対数尤度比を受けると、その符号化ビット対数尤度比の順番を並び換えて、インターリーブする（Ｓ１２）。【００７７】
次に、ステップＳ１４からステップＳ２１までの処理を送信シンボル数Ｎだけ繰り返して、各繰り返しにて一つずつ送信シンボルを処理して、第１から第Ｎまでの送信シンボルの符号化ビットの対数尤度比を求める（Ｓ１３）。まず、干渉レプリカ生成部２９０は、所望の送信シンボル以外のビット対数尤度比から、所望干渉レプリカを生成する（Ｓ１４）。加算部２２０は、干渉レプリカ生成部２９０から干渉レプリカを受けると、受信信号からこの干渉レプリカを減算することで、所望の送信シンボルに対する干渉除去を行う（Ｓ１５）。ＦＦＴ用信号出力部２３１は、干渉除去後の信号を受けると、フーリエ変換を行うことによる劣化が生じないように先行波における所望の送信シンボルの位置を開始位置とした区間の信号を、この受けた信号から抽出して、ＦＦＴ用信号として出力する（Ｓ１６）。直並列変換部２３２は、ＦＦＴ用信号出力部２３１から受けたＦＦＴ用信号を、直並列変換し（Ｓ１７）、ＦＦＴ部２３３は、直並列変換部２３２が直並列変換した信号をフーリエ変換することで時間周波数変換する（Ｓ１８）。ＭＭＳＥ部２３４は、ＦＦＴ部２３３が時間周波数変換した信号を、周波数領域等化することで所望の送信シンボルを検出する（Ｓ１９）。【００７８】
ＩＦＦＴ部２３５は、ＭＭＳＥ部２３４にて検出した所望の送信シンボルに、逆フーリエ変換を施すことで周波数時間変換し、所望の送信シンボルの推定値を得る（Ｓ２０）。
ＭＡＰ検出部２４０は、ＩＦＦＴ部２３５から所望の送信シンボルの推定値を受けると、その推定値の各符号化ビットについてビット対数尤度比を算出する（Ｓ２１）。全ての送信シンボルについて、ステップＳ１４からステップＳ２１までを繰り返す（Ｓ２２）。【００７９】
デインターリーバ部２５０は、第１から第Ｎまでの送信シンボルの符号化ビットの対数尤度比の並び順を変更して、デインターリーブする（Ｓ２３）。復号部２６０は、デインターリーバ部２５０から符号化ビットの対数尤度比を受けて、これらの符号化ビットの対数尤度比について誤り訂正復号を行う（Ｓ８）。復号部２６０は、復号結果に誤りがない、もしくは、規定回数繰り返したと判定したときは、硬判定結果を出力し、処理を終了する（Ｓ９）。規定回数繰り返しておらず、かつ、誤りがあると判定したときは、ステップＳ１に遷移して繰り返し処理をする。【００８０】
また、シンボルに着目したＦＦＴを行う際に、計算量を削減するために、遅延波の最大遅延量か最大遅延量を超える値で最小の２のべき乗をＦＦＴポイント数として用い、周波数領域等化を行っても良い。こうすることで周波数領域等化の計算量が減少する。【００８１】
［第２の実施形態］
第１の実施形態は送受信アンテナが１本の場合であった。第２の実施形態は、複数の送信アンテナと複数の受信アンテナを用いるＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）システムに本発明を適用した場合を説明する。ＭＩＭＯシステムは複数の送信アンテナから異なる信号を同時刻に、同一周波数で送信するために、周波数利用効率の増大が期待できるシステムであるが、同一チャネル間干渉（ＣＣＩ：Co Channel Interference）が存在する。図６に送信アンテナ数２（第１送信アンテナ１０４−１、第２送信アンテナ１０４−２）、受信アンテナ数２（第１受信アンテナ２１０−１、第２受信アンテナ２１０−２）でフラットフェージング（単純な減衰）の場合のＭＩＭＯシステムを示す。第１送信アンテナ１０４−１から送信される送信信号をｓ１、第２送信アンテナ１０４−２から送信される送信信号をｓ２とすると、受信信号は次のようになる。【００８２】
【数１４】
2007139145.tif 000016
【００８３】
ただしｒ１、ｒ２はそれぞれ第１受信アンテナ２１０−１で受信された受信信号、第２受信アンテナ２１０−２で受信された受信信号を表し、ｈａｂ（ａ、ｂは、それぞれ１または２）は第ｂ送信アンテナと第ａ受信アンテナとの間のインパルス応答である。（１５）式や図６からわかるように、各受信アンテナでは、複数の送信アンテナから送信された異なる信号ｓ１、ｓ２が多重されて受信される。これを同一チャネル間干渉ＣＣＩという。受信側ではこの多重された信号を分離しなければならない。本実施形態では、第１の実施形態におけるマルチパス干渉に加え、ＭＩＭＯシステムに拡張した場合に生じるＣＣＩも新たに加わるため、これらの干渉を同時に抑圧する。【００８４】
送信アンテナ数ＮＴ、受信アンテナ数ＮＲのＭＩＭＯシステムを考える。ただし、ＮＴ、ＮＲは自然数である。図７は、本実施形態における無線送信機の概略構成をブロック図である。無線送信機における符号化部１０１−１から１０１−ＮＴ、インターリーバ部１０２−１から１０２−ＮＴ、変調部１０３−１から１０３−ＮＴ、送信アンテナ１０４−１から１０４−ＮＴは、それぞれ図１の各部と同じ処理を各送信アンテナ１０４−１から１０４−ＮＴに連なる構成において並列に行う。入力される情報ビットは各送信アンテナ１０４−１から１０４−ＮＴで異なるものとする。ＮＴ本の送信アンテナから送信された送信信号はマルチパス伝送路を通り、ＮＲ本の受信アンテナで受信される。このとき、ＭＩＭＯシステムに拡張した送受信信号モデルは次のようになる。【００８５】
【数１５】
2007139145.tif 000017
【００８６】
ただし、ｒＭＩＭＯ、ＨＭＩＭＯ、ｓＭＩＭＯはそれぞれＮＲ（Ｎ＋Ｌ−１）×１受信信号ベクトル、ＮＲ（Ｎ＋Ｌ−１）×ＮＴＮ  ＭＩＭＯインパルス応答行列、ＮＴＮ×１送信信号ベクトルであり、（１７）式に示す要素で構成されている。また、ｎＭＩＭＯはＮＲ（Ｎ  ＋  Ｌ−１）×１雑音ベクトルである。【００８７】
【数１６】
2007139145.tif 000018
【００８８】
ただし、Ｌはパス数、Ｎは送信シンボル数を表す。
またＮＲ×１第ｌ受信シンボルベクトルｒ（ｌ）、ＮＴ×１第ｋ送信シンボルベクトルｓ（ｋ）、第ｐパスにおけるＮＲ×ＮＴチャネル行列Ｈ（ｐ）はそれぞれ（１８）式のように表すことができる。ｌ、ｋ、ｐは整数であり、それぞれ１≦ｌ≦Ｎ＋Ｌ−１、１≦ｋ≦Ｎ、０≦ｐ≦Ｌ−１である。【００８９】
【数１７】
2007139145.tif 000019
【００９０】
ただし、ＮＲ、ＮＴはそれぞれ受信アンテナ数、送信アンテナ数であり、ｒｘ、ｓｙ、ｈｘｙはそれぞれ第ｘ受信アンテナで受信される受信信号、第ｙ送信アンテナで送信される送信信号、第ｙ送信アンテナと第ｘ受信アンテナとの間のインパルス応答である。ｘ、ｙは整数であり、１≦ｘ≦ＮＲ、１≦ｙ≦ＮＴである。【００９１】
図８は、この発明の第２の実施形態による無線受信機の概略構成を示すブロック図である。
本実施形態の無線受信機も、第１の実施形態の無線受信機と同様に、各受信アンテナ２１０−１から２１０−ＮＲが受波した１フレームなどのそれぞれがN個の送信シンボルを含んだ区間（以下、ブロックと呼ぶ）の信号に対して、信号検出部３３０、ＭＡＰ検出部２４０−１から２４０−ＮＴ、デインターリーバ部２５０−１から２５０−ＮＴ、復号部２６０−１から２６０−ＮＴ、加算部２７０−１から２７０−ＮＴ、インターリーバ部２８０−１から２８０−ＮＴ、干渉レプリカ生成部３９０、加算部２２０−１から２２０−ＮＴの処理を一定の条件（後述）を満たすまで、繰り返し処理を行い、送信された情報ビットを求める。【００９２】
各受信アンテナ２１０−１から２１０−ＮＲは、受波した無線周波数信号を出力する。
各周波数変換部２１１−１から２１１−ＮＲは、各受信アンテナ２１０−１から２１０−ＮＲの出力を無線周波数からベースバンド周波数に変換する。
各Ａ／Ｄ変換部２１２−１から２１２−ＮＲは、各周波数変換部２１１−１から２１１−ＮＲの出力をアナログ／デジタル変換して、受信信号を出力する。
加算部２２０−１から２２０−ＮＲは、干渉レプリカ生成部３９０で生成された干渉レプリカを、各々の受信信号から減算する。【００９３】
信号検出部３３０は、第１の実施形態同様、本実施形態においても送信シンボル毎に、並列に処理して、送信シンボルの推定値を検出する。信号検出部３３０は、検出した送信シンボルの推定値を、送信アンテナ１０４−１から１０４−NT各々を送信元とする送信シンボルの推定値からなるNT個の系列にして出力する。
ＭＡＰ検出部（信頼度算出部）２４０−１から２４０−ＮＴ、デインターリーバ部２５０−１から２５０−ＮＴ、復号部２６０−１から２６０−ＮＴ、加算部２７０−１から２７０−ＮＴ、インターリーバ部２８０−１から２８０−ＮＴは、各系列について処理し、各々の処理内容は、第１の実施形態における処理と同様である。【００９４】
干渉レプリカ生成部３９０は、デインターリーバ部２５０−１から２５０−ＮＴから受けたNT個の系列の符号化ビット対数尤度比λ２と、チャネルパラメータ推定部４００から受けた各パスのチャネル推定値に基づき、各送信アンテナ１０４−１から１０４−NTまでから送信された各送信シンボルに対する干渉信号のレプリカを生成する。送信シンボルレプリカは第１の実施形態と同様（例えば、（１２）式）に生成することができる。第ｙ送信アンテナで送信される第ｋ送信シンボルに対する干渉レプリカｒｉｙ，ｋは、（２４）式にて求められる。【００９５】
【数１８】
2007139145.tif 000020
【００９６】
ただし、ＨｍＭＩＭＯはＭＩＭＯインパルス応答行列の推定値であり、ｓｉｙ，ｋは各送信アンテナの各送信シンボルの送信シンボルレプリカを要素に持ち、第ｙ送信アンテナの第ｋ送信シンボルに対応する要素のみが０のベクトルであり、次のように表す。【００９７】
【数１９】
2007139145.tif 000021
【００９８】
干渉レプリカ生成部３９０は全てのｙ、ｋ（ｙ、ｋは整数で、１≦ｙ≦ＮＴ、１≦ｋ≦Ｎ）に対して干渉レプリカｒｉｙ，ｋを生成する。
加算部２２０−１から２２０−ＮＲは、これらの干渉レプリカｒｉｙ，ｋを受信信号から減算して干渉除去を行い、繰り返しの処理が１周する。本実施形態でも第１の実施形態と同様に、これらの処理を繰り返し行う。全ての復号部２６０−１から２６０−ＮＴにて誤りがなくなるか、もしくは、繰り返し回数が規定回数となったときに、繰り返しを終了して、復号部２６０−１から２６０−ＮＴは、情報ビットを出力する。誤りの有無の判定は、第１の実施形態と同様にして、送信側で情報ビットにＣＲＣ（Cyclic Redundancy Check）を付加し、受信側で誤り検出をしてもよい。
本実施形態では、干渉レプリカ生成部３９０と加算部２２０−１から２２０−ＮＲとで、干渉除去部として機能する。【００９９】
図９は、信号検出部３３０のうち、第ｙ送信アンテナで送信された第ｋ送信シンボルｓｙ（ｋ）について処理する部分の概略構成のブロック図である。
加算部２８０−１から２８０−ＮＲが信号検出部３３０に出力する信号のうち、第ｙ送信アンテナで送信された第ｋ送信シンボルｓｙ（ｋ）に対する干渉を除去した後の信号をｒｃｙ（ｋ）とする。
本実施形態の無線受信機における信号検出部３３０は、ＦＦＴ用信号出力部２３１、直並列変換部２３２、ＦＦＴ部２３５を、それぞれ、受信アンテナ数ＮＲ×送信アンテナ数ＮＴ×送信シンボル数Ｎだけ備えているが、図９にはそのうち、第ｙ送信アンテナで送信された第ｋ送信シンボルｓｙ（ｋ）の処理を行うＮＲ個のみを図示する。また、ＭＭＳＥ部３３４およびＩＦＦＴ部１７については、それぞれ、送信アンテナ数ＮＴ×送信シンボル数Ｎだけ備えているが、図９にはそのうちの、第ｙ送信アンテナで送信された第ｋ送信シンボルｓｙ（ｋ）の処理を行う一つのみを図示する。【０１００】
ＦＦＴ用信号出力部（区間抽出部）２３１−１から２３１−ＮＲは、それぞれが、各受信アンテナ２１０−１から２１０−ＮＲの受信信号から干渉を除去した後のＮＲ個の信号ベクトルｒｃｙ（ｋ）のうちの一つを受けて、受けた信号のうち、ｓｙ（ｋ）成分が全て含まれるような区間の信号を出力する。つまり、ＦＦＴ用信号出力部２３１−１から２３１−ＮＲ各々は、第１の実施形態と同様に、先行波の送信シンボルｓｙ（ｋ）の位置を、区間の開始位置とし、パス数Ｌだけの区間の信号あるいはこれらのパス間で最も大きな遅延時間に相当する区間の信号を抽出して、出力する。
これにより、干渉除去が完全に行われたとすると、信号ｒｃｙ（ｋ）には図３と同様、ｓｙ（ｋ）成分しか残らないため、ＦＦＴ用信号出力部２３１−１から２３１−ＮＲが出力したｓｙ（ｋ）成分が全て含まれる区間の信号について、ＦＦＴ部２３３−１から２３１−ＮＲは、フーリエ変換を行うことで、フーリエ変換による誤差が発生しないようにできる。【０１０１】
直並列変換部２３２−１から２３２−ＮＲは、ＦＦＴ用信号出力部２３１−１から２３１−ＮＲから受けた信号を直並列変換する。
ＦＦＴ部（フーリエ変換部）２３３−１から２３１−ＮＲは、直並列変換部２３２−１から２３２−ＮＲから受けた信号をフーリエ変換することで、周波数領域信号に変換する。ここで、各々のＦＦＴ部２３３−１から２３１−ＮＲの出力を要素とするＮＲ×１ベクトルを、Ｒｉｃｙ，ｋ（ｗ）と表記する。【０１０２】
チャネルパラメータ推定部４００は、パイロット信号、または、送信シンボルレプリカからチャネル推定値[Ｈｍ（０）・・・Ｈｍ（Ｌ−１）］Ｔを求める。チャネル推定値の算出方法については、例えば「T.Abe, T.Matsumoto, “Space-Time Turbo EqualizationinFrequency-Selective MIMO Channels”, IEEE trans. on VT, Vol.52, No. 3, MAY, 2003.」に記載されている。【０１０３】
ＭＭＳＥ部（等化部）３３４は、チャネル推定値の周波数領域への変換を、チャネル推定値の要素系列ごとに行う。チャネルパラメータ推定部４００が算出した第ｐパスのチャネル推定値行列Ｈｍ（ｐ）の第ｘ行ｙ列要素をｈｍｘｙ（ｐ）（第ｘ受信アンテナと第ｙ送信アンテナとの間の第ｐパスのチャネル推定値）とすると、ＭＭＳＥ部３３４は、［ｈｍｘｙ（０）・・・ｈｍｘｙ（Ｌ−１）］を時間周波数変換して、これらを要素とするＮＲ×ＮＴ伝達関数行列Ｈｍ（ｗ）を得る。さらに、ＭＭＳＥ部３３４は、この伝達関数行列Ｈｍ（ｗ）を用いて、（１９）式にてＭＭＳＥ重み係数を求める。【０１０４】
【数２０】
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【０１０５】
ただし、Ｈは行列の複素共役転置を表す。σｎ２は、平均受信雑音電力であり、第１の実施形態と同様に、チャネルパラメータ推定部４００が、パイロット信号や送信シンボルレプリカから求める。Ｉは単位行列である。
また、（１９）式のＭＭＳＥ重み係数に替えて、他の方法を用いてもよい（例えば、「中島，安達，”周波数繰り返しPICに2次元MMSE重みを用いるSC-MIMO多重のスループット特性”，信学技報RCS2005-88」に記載のＭＭＳＥ重み係数）。【０１０６】
図９に示すＭＭＳＥ部３３４は、所望シンボルが第ｙ送信アンテナから送信されたシンボルなので、（１９）式に示すＭＭＳＥ重み係数を全て用いる必要はなく、必要な係数のみを抽出した（２０）式にてＭＭＳＥ重み係数を求める。【０１０７】
【数２１】
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【０１０８】
但し、Ｈｍｙ（ｗ）は、Ｈｍ（ｗ）の第ｙ行ベクトルである。【０１０９】
また、（２１）式にてチャネル間干渉ＣＣＩの干渉除去残差を考慮してＭＭＳＥ重み係数を求めてもよい。（２１）式も、所望シンボルを、第ｙアンテナから送信されたシンボルとした場合の式である。【０１１０】
【数２２】
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【０１１１】
ただし、ＤｙはＣＣＩ除去残差の共分散行列であり、Ｄｙ＝ｄｉａｇ［ｄｙ，１・・・ｄｙ，ＮＴ］で表される。Ｄｙ対角要素は（２２）式のようになる。【０１１２】
【数２３】
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【０１１３】
ただしｓｉｙ（ｋ）は第ｙ送信アンテナで送信された第ｋシンボルの送信シンボルレプリカである。【０１１４】
ＭＭＳＥ部３３４は、ＭＭＳＥ重み係数として（１９）式あるいは（２１）式を用いた場合は、各周波数ポイントでＭＭＳＥ重み係数行列ＭＨ（ｗ）の第ｙ行ベクトルＭｙＨ（ｗ）をＦＦＴ部１５の出力を要素とするベクトルＲｉｃｙ，ｋ（ｗ）に左から乗算することにより、周波数領域等化を行い、第ｙ送信アンテナの第ｋ送信シンボルの推定値を検出する。【０１１５】
ＩＦＦＴ部（推定値算出部）２３５は、ＭＭＳＥ部３３４から受けた周波数領域の第ｙ送信アンテナの第ｋ送信シンボルの推定値を逆フーリエ変換することで、時間領域に変換し、第ｙ送信アンテナの第ｋ送信シンボルの時間領域の推定値を算出する。  【０１１６】
本実施形態においても、第１の実施形態と同様に、これらの処理を同じ受信信号に対して繰り返し行うことで、復号部２６０−１から２６０−ＮＴが情報ビットを得る。ただし、初回処理では復号部２６０−１から２６０−ＮＴの出力は存在しないため、加算部２８０−１から２８０−ＮＲにて、干渉除去は行わないままで、信号検出部３３０のＭＭＳＥ部３３４は周波数領域等化を行う。このとき、ＦＦＴ部２３３−１から２３３−ＮＲにおけるフーリエ変換による誤差は生じる。ＭＭＳＥ部３３４は、周波数領域等化を、各周波数ポイントｗで、受信信号を周波数領域に変換した信号Ｒ（ｗ）に、例えば式（１９）の複素共役転置行列を左から乗算することで行って第ｙ送信アンテナから送信された全ての送信シンボルの推定値を検出する。ＩＦＦＴ部２３５は、これらの推定値を逆フーリエ変換することにより時間領域に変換し、時間領域の送信シンボルの推定値を出力する。【０１１７】
また本実施形態ではスループットを増大させるために空間的に多重したＭＩＭＯシステムを用いて説明したが、ダイバーシチ効果を狙って、複数の送受信アンテナを用いてもよい。また、複数の送信アンテナから同じデータを送信してもよい。【０１１８】
（計算機シミュレーションの一例）
本実施形態に従って、計算機シミュレーションにより性能評価を行った。シミュレーション条件は図１０に示すように、変調方式はＱＰＳＫ、送受信アンテナ数は共に２本、誤り訂正符号は符号化率１／２のターボ符号、フレーム長は６４シンボル、ＦＦＴポイント数は６４ポイント、伝搬路モデルは５パス等レベルモデルとし、チャネル推定は理想（推定誤差無し）とした。【０１１９】
また無線受信機における繰り返しの規定回数は３とした。なお、本シミュレーションでは１つ前のブロックによる干渉はないとしている。シミュレーション結果を図１１に示す。図１１中のｃ１−１、ｃ１−２、ｃ１−３はガードインターバルを用いない場合の影響を考慮していない場合であり、ｃ２−１、ｃ２−２、ｃ２−３は本発明手法の特性である。各遅延波は等間隔で到来すると仮定し、ＦＦＴポイント数を間隔の単位として、１ポイント、５ポイント、１０ポイント間隔による比較を行った。ｃ１−１とｃ２−１は１ポイント、ｃ１−２とｃ２−２は５ポイント、ｃ１−３とｃ２−３は１０ポイントの遅延間隔に対応する。結果、従来手法は遅延間隔が大きくなればなるほど特性は劣化するのに対し、提案手法は遅延間隔にほとんど影響を受けないことがわかる。このことから、本発明はガードインターバルを用いなくても遅延波による特性の劣化がないため、伝送効率を劣化させず、干渉を抑圧できることがわかる。【０１２０】
上記第１、第２の実施形態における干渉レプリカ生成部と加算部の組合せによる干渉除去方法は、シンボル毎もしくは送信シンボル系列毎に並列に処理可能な並列型干渉キャンセラ（ＰＩＣ：Parallel Interference Canceller）の場合を説明したが、シンボル毎もしくは送信シンボル系列毎に逐次的に処理が行われる逐次型干渉キャンセラ（ＳＩＣ：Successive Interference Canceller）としてもよい。【０１２１】
また上記第１、第２の実施形態では復号部の出力から干渉信号のレプリカを生成していたが、ＭＡＰ検出部の出力から干渉信号のレプリカを生成してもよい。また、干渉レプリカ生成部は、復号部の出力した符号化ビット対数尤度比に基づき、干渉信号のレプリカを生成しているが、復号部は符号化ビット対数尤度比を硬判定化して符号化ビットを出力し、該符号化ビットに基づき、干渉信号のレプリカを作成してもよい。また送信側でインターリーバ部を用いなくてもよい。その場合、受信側において、インターリーバ部、デインターリーバ部は不必要となる。【０１２２】
また、上記第１、第２の実施形態では、無線受信機は、各処理部を複数備え、所望の送信シンボルごと、あるいは、受信アンテナごと、送信アンテナごとの処理を並列に行うとして説明したが、所望の送信シンボルごと、あるいは、受信アンテナごと、送信アンテナごとの処理を、同じ処理部が複数回数の処理をすることで、備える処理部の数を、上記実施形態より少なくしても良い。【０１２３】
また、上記第１、第２の実施形態における各処理部の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより各処理を行ってもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。【０１２４】
また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時間の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時間プログラムを保持しているものも含むものとする。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良く、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであっても良い。【０１２５】
以上、この発明の実施形態を図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等も含まれる。
【産業上の利用可能性】
【０１２６】
本発明は、ガードインターバルを用いずに周波数領域等化を用いてシンボル間干渉を補償する無線受信機、無線通信システムおよび無線受信方法に用いて好適であるが、ガードインターバル長を超える遅延波が到来するときは、本発明による効果が得られるため、ガードインターバルを用いた無線受信機、無線通信システムおよび無線受信方法に用いることもできる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【国際調査報告】
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