(57)【要約】  本発明の受信機は、送信信号のレプリカであるレプリカ信号を受信信号に基づいて作成するレプリカ信号作成部と、前記レプリカ信号を用いて受信信号から所定の時間帯ごとに到来波を除去する到来波除去部と、前記到来波除去部が所定の時間帯ごとに到来波を除去した信号を合成する合成部と、前記合成部が合成した信号に対して復調処理を行う復調部とを備える。
2007136056.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信信号のレプリカであるレプリカ信号を受信信号に基づいて作成するレプリカ信号作成部と、
前記レプリカ信号を用いて受信信号から所定の時間帯ごとに到来波を除去する到来波除去部と、
前記到来波除去部が所定の時間帯ごとに到来波を除去した信号を合成する合成部と、
前記合成部が合成した信号に対して復調処理を行う復調部と、
を備えることを特徴とする受信機。
【請求項２】
前記到来波除去部は、
所定の時間帯ごとの到来波のレプリカを作成する遅延波レプリカ生成部と、
受信信号から前記遅延波レプリカ生成部が作成した所定の時間帯ごとの到来波のレプリカを減算する減算部と、
を備えることを特徴とする請求項１記載の受信機。
【請求項３】
前記遅延波レプリカ生成部は、
識別された到来波の数に基づいて前記所定の時間帯を設定することを特徴とする請求項２記載の受信機。
【請求項４】
前記遅延波レプリカ生成部は、
識別された到来波の時間に基づいて前記所定の時間帯を設定することを特徴とする請求項２記載の受信機。
【請求項５】
前記遅延波レプリカ生成部は、
識別された到来波の受信電力に基づいて前記所定の時間帯を設定することを特徴とする請求項２記載の受信機。
【請求項６】
前記復調部が復調処理を行った結果を基に、誤り訂正復号を行い、ビット毎の信号を判定する信号判定部を備え、
前記レプリカ信号作成部は、前記信号判定部が算出した判定値を基に、送信信号のレプリカであるレプリカ信号を作成することを特徴とする請求項１から５までのいずれかの項に記載の受信機。
【請求項７】
前記信号判定部は、前記復調部が復調処理を行った結果を基に、誤り訂正復号をおこない、算出するビット毎の対数尤度比を判定値とすることを特徴とする請求項６に記載の受信機。
【請求項８】
雑音電力推定値を推定する伝搬路・雑音電力推定部を備え、
前記合成部は、チャネルインパルス応答推定値及び前記雑音電力推定値を基にＭＭＳＥフィルタ係数を決定するＭＭＳＥフィルタであることを特徴とする請求項１から７記載の受信機。
【請求項９】
前記合成部は、式（Ａ）又は式（Ｂ）で表わされるＭＭＳＥフィルタ係数Ｗｍ、又は式（Ｃ）で表わされるＭＭＳＥフィルタ係数Ｗ’ｉ，ｍを用いることを特徴とする請求項８記載の受信機（ただし、ｍは自然数、Ｈ＾ｍはｍ番目の伝搬路の伝達関数、Ｈ＾ＨｍはＨ＾ｍのハミルトニアン、Ｃｍｕｘはコード多重数、σ＾Ｎ２は雑音電力の推定値、ｉは到来波除去部の数以下の自然数、Ｈ＾ｉ，ｍはｉ番目の到来波除去部におけるｍ番目の伝搬路の伝達関数、Ｈ＾Ｈｉ，ｍはＨ＾ｉ，ｍのハミルトニアンである）。
【数１】
2007136056.tif 000037
【数２】
2007136056.tif 000038
【数３】
2007136056.tif 000039
【請求項１０】
前記伝搬路・雑音電力推定部は、
前記レプリカ信号作成部が作成するレプリカ信号とチャネルインパルス応答推定値とに基づいて受信信号のレプリカ信号を作成する受信信号レプリカ生成部と、
前記受信信号レプリカ生成部が作成するレプリカ信号と受信信号との差分を求めることにより雑音電力の推定を行う雑音電力推定部と、
を備えることを特徴とする請求項８又は９記載の受信機。
【請求項１１】
送信信号のレプリカであるレプリカ信号を受信信号に基づいて作成するレプリカ信号作成部と、
前記レプリカ信号を用いて受信信号から所定の時間帯ごとに到来波を除去する到来波除去部と、
雑音電力推定値を推定する伝搬路・雑音電力推定部と、
前記レプリカ信号からレプリカ誤差推定値を推定するレプリカ誤差推定部と、
受信信号から推定されるチャネルインパルス応答推定値と前記雑音電力推定値と前記レプリカ誤差推定値とを基にフィルタ係数を決定し、そのフィルタ係数を使用して前記到来波除去部が所定の時間帯ごとに到来波を除去した信号を合成する合成部と、
前記合成部が合成した信号に対して復調処理を行う復調部と、
を備えることを特徴とする受信機。
【請求項１２】
前記合成部は、前記レプリカ誤差推定値を基に前記所定の時間帯ごとのチャネルインパルス応答推定値を推定することを特徴とする請求項１１に記載の受信機。
【請求項１３】
前記合成部は、式（Ｄ）で表わされるフィルタ係数Ｗｉ，ｍを用いることを特徴とする請求項１１又は１２に記載の受信機（ただし、ｍは自然数であり、σ＾Ｎ２は雑音電力推定値であり、Ｂは到来波除去部の数であり、ｉ、ｉ’は到来波除去部の数以下の自然数であり、Ｈ＾ｉ，ｍはｉ番目の到来波除去部におけるｍ番目の伝搬路の伝達関数であり、Ｈ＾ｉ，ｍＨはＨ＾ｉ，ｍのハミルトニアンであり、Ｈ＾ｉ’，ｍ’はｉ’番目の到来波除去部におけるレプリカ信号の不確定性による誤差を考慮したｍ番目の伝搬路の伝達関数であり、Ｈ＾ｉ’，ｍＨ’はＨ＾ｉ’，ｍ’のハミルトニアンである）。
【数４】
2007136056.tif 000040
【請求項１４】
前記合成部は、前記Ｈ＾ｉ’，ｍ’を、式（Ｅ）を用いて算出することを特徴とする請求項１１から１３までのいずれかの項に記載の受信機（ただし、ＤＦＴ［］は［］内の信号を時間領域から周波数領域に変換処理することを示し、ｈｉ’、ｈｉ’’はｉ、ｉ’番目の到来波除去部において処理の対象となる到来波のみを抽出した遅延プロファイルであり、ρはレプリカ誤差推定値である）。
【数５】
2007136056.tif 000041
【請求項１５】
送信信号のレプリカであるレプリカ信号を受信信号に基づいて作成するレプリカ信号作成部と、
前記レプリカ信号を用いて受信信号から所定の時間帯ごとに到来波を除去する到来波除去部と、
雑音電力推定値を推定する伝搬路・雑音電力推定部と、
受信信号から推定されるチャネルインパルス応答推定値と前記雑音電力推定値とコード多重数に基づいて推定されるコード間干渉推定値とを基にフィルタ係数を決定し、そのフィルタ係数を使用して前記到来波除去部が所定の時間帯ごとに到来波を除去した信号を合成する合成部と、
前記合成部が合成した信号に対して復調処理を行う復調部と、
を備えることを特徴とする受信機。
【請求項１６】
前記合成部は、式（Ｆ）で表わされるフィルタ係数Ｗｉ，ｍを用いることを特徴とする請求項１５に記載の受信機（ただし、ｍは自然数であり、Ｃｍｕｘはコード多重数であり、σ＾Ｎ２は雑音電力推定値であり、Ｂは到来波除去部の数であり、ｉ、ｉ’は到来波除去部の数以下の自然数であり、Ｈ＾ｉ，ｍはｉ番目の到来波除去部におけるｍ番目の伝搬路の伝達関数であり、Ｈ＾ｉ，ｍＨはＨ＾ｉ，ｍのハミルトニアンであり、Ｈ＾ｉ’，ｍはｉ’番目の到来波除去部におけるｍ番目の伝搬路の伝達関数であり、Ｈ＾ｉ’，ｍＨはＨ＾ｉ’，ｍのハミルトニアンである）。
【数６】
2007136056.tif 000042
【請求項１７】
前記合成部は最小二乗誤差フィルタを備え、前記フィルタ係数として最小二乗誤差フィルタ係数を使用することを特徴とする請求項１１から１６までのいずれかの項に記載の受信機。
【請求項１８】
送信信号のレプリカであるレプリカ信号を受信信号に基づいて作成するレプリカ信号作成過程と、
前記レプリカ信号を用いて受信信号から所定の時間帯ごとに到来波を除去する到来波除去過程と、
前記到来波除去過程で所定の時間帯ごとに到来波を除去した信号を合成する受信信号合成過程と、
前記受信信号合成過程で合成した信号に対して復調処理を行う復調過程と、
を実行することを特徴とする受信方法。
【請求項１９】
送信信号のレプリカであるレプリカ信号を受信信号に基づいて作成するレプリカ信号作成過程と、
前記レプリカ信号を用いて受信信号から所定の時間帯ごとに到来波を除去する到来波除去過程と、
雑音電力推定値を推定する伝搬路・雑音電力推定過程と、
前記レプリカ信号からレプリカ誤差推定値を推定するレプリカ誤差推定過程と、
受信信号から推定されるチャネルインパルス応答推定値と前記雑音電力推定値と前記レプリカ誤差推定値とを基にフィルタ係数を決定し、そのフィルタ係数を使用して前記到来波除去過程で所定の時間帯ごとに到来波を除去した信号を合成する合成過程と、
前記合成過程で合成した信号に対して復調処理を行う復調過程と、
を実行することを特徴とする受信方法。
【請求項２０】
送信信号のレプリカであるレプリカ信号を受信信号に基づいて作成するレプリカ信号作成過程と、
前記レプリカ信号を用いて受信信号から所定の時間帯ごとに到来波を除去する到来波除去過程と、
雑音電力推定値を推定する伝搬路・雑音電力推定過程と、
受信信号から推定されるチャネルインパルス応答推定値と前記雑音電力推定値とコード多重数に基づいて推定されるコード間干渉推定値とを基にフィルタ係数を決定し、そのフィルタ係数を使用して前記到来波除去過程で所定の時間帯ごとに到来波を除去した信号を合成する合成過程と、
前記合成過程で合成した信号に対して復調処理を行う復調過程と、
を実行することを特徴とする受信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、受信機及び受信方法、特に、マルチキャリア方式により信号を送受信する受信機及び受信方法に関する。
本願は、２００６年５月２２日に日本に出願された特願２００６−１４１５０５号と、２００７年２月１４日に日本に出願された特願２００７−０３３４８９号とに基づき優先権を主張し、その内容をここに援用する。
【背景技術】
【０００２】
マルチキャリア伝送において、ガードインターバル（ＧＩ：Guard Interval）区間を越える遅延波が存在すると、前のシンボルがＦＦＴ（高速フーリエ変換：Fast Fourier Transform）区間に入り込むことにより生じる、シンボル間干渉（ＩＳＩ：Inter Symbol Interference）や、高速フーリエ変換区間にシンボルの切れ目、つまり信号の不連続区間が入ることによって生じるキャリア間干渉（ＩＣＩ：Inter Carrier Interference）が生じる。【０００３】
図２０は、マルチパス環境を経て無線送信機から無線受信機に到達する信号を示す図である。ここでは、横軸に時間に取っている。シンボルｓ１〜ｓ４はマルチパス環境を経て、無線送信機から無線受信機に到達する信号を示しており、４つのマルチパスを経由して到達している。シンボルの前には、シンボルの後半部分をコピーしたガードインターバルＧＩが付加されている。
上から１番目の信号ｓ１は直達波、２番目の信号ｓ２はガードインターバルＧＩ以内の遅延ｔ１が生じた遅延波を示している。また３番目、４番目の遅延波である信号ｓ３、ｓ４はガードインターバルＧＩを超える遅延ｔ２、ｔ３が生じた遅延波を示している。前記直達波、および遅延波を到来波と呼ぶ。
３番目、４番目の遅延波の信号ｓ３、ｓ４の前にある斜線部は、所望シンボルの前のシンボルが所望シンボルのＦＦＴ区間に入った部分を、区間ｔ４は所望シンボルのＦＦＴ区間を示しており、前記斜線部分が上記ＩＳＩ成分となる。ＩＳＩ成分は、干渉成分であるので、復調時の特性劣化の原因となる。また、３番目、４番目の遅延波の信号ｓ３、ｓ４では、区間ｔ４にシンボルの切れ目が入ることになり、これが上記ＩＣＩの原因となる。【０００４】
図２１の（ａ）及び図２１の（ｂ）は、マルチキャリア方式による信号の送受信において、サブキャリア間が直交している様子と、ＩＣＩによりサブキャリア間で干渉が生じる様子を示す図である。図２１の（ａ）はＩＣＩが生ぜずサブキャリア間で干渉が生じない様子を示しており、図２１の（ｂ）はＩＣＩによりサブキャリア間で干渉が生じている様子を示している。
ガードインターバルＧＩを超える遅延波が存在しない場合には、図２１の（ａ）のように、点線部分の周波数に注目すると、ある一つのサブキャリア成分のみが含まれ、他のサブキャリア成分が含まれない状態にある。このような状態は、サブキャリア間の直交性が保たれている状態である。通常のマルチキャリア通信ではこの状態で復調を行う。
これに対し、ガードインターバルＧＩを超える遅延波が存在する場合には、図２１の（ｂ）のように、点線部分の周波数に注目すると、所望のサブキャリア成分以外にも隣接するサブキャリアの成分が含まれ、干渉していることになる。この様な状態は、サブキャリア間の直交性が保たれていない状態である。ＩＣＩ成分は特性劣化の原因となる。【０００５】
前記ガードインターバルＧＩを超える遅延波が存在する場合の、ＩＳＩ、ＩＣＩによる特性劣化を改善するための一手法が以下の特許文献１で提案されている。この従来技術では、一度復調動作を行った後、誤り訂正結果（ＭＡＰ復号器出力）を利用し、前記ＩＳＩ成分、および前記ＩＣＩ成分を含む所望以外のサブキャリアの複製信号（レプリカ信号）を作成した後、これを受信信号から除去したものに対し、再度復調動作を行うことにより、ＩＳＩ、ＩＣＩによる特性改善を行っている。
一方、前記マルチキャリア伝送方式と、ＣＤＭ（Code Division Multiplexing）方式を組み合わせた方式として、ＭＣ−ＣＤＭ（Multi Carrier-Code Division Multiplexing）方式、ＭＣ−ＣＤＭＡ（Multi Carrier-Code Division Multiple Access）、Ｓｐｒｅａｄ−ＯＦＣＤＭ（Orthogonal Frequency and Code Division Multiplexing）が提案されている。【０００６】
図２２の（ａ）及び図２２の（ｂ）は、ＭＣ−ＣＤＭＡ方式におけるサブキャリアと各サブキャリアに対応する直交符号の関係を示す図である。これらの図では、横軸に周波数を取っている。図２２の（ａ）は、一例として、ＭＣ−ＣＤＭ方式における８個のサブキャリアを示している。また、図２２の（ｂ）は、各サブキャリアに対応する直交符号として、Ｃ８，１、Ｃ８，２、Ｃ８，７の３種類を示している。ここで、Ｃ８，１＝（１，１，１，１，１，１，１，１）、Ｃ８，２＝（１，１，１，１，−１，−１，−１，−１）、Ｃ８，７＝（１，−１，−１，１，１，−１，−１，１）である。データに対しこの３種類の直交符号を掛けることにより、３つのデータ系列を同一時間、同一周波数を用いて、多重し通信を行うことができるのがＭＣ−ＣＤＭ方式の特徴の一つとなっている。
なお、Ｃ８，１、Ｃ８，２、Ｃ８，７の３種類の直交符号は全て周期が８の直交符号であり、一周期の間で加算を行うことにより直交符号間でデータの分離を行うことができる。なお、図２２の（ａ）中のＳＦｆｒｅｑは前記直交符号の周期を示している。【０００７】
図２３Ａ及び図２３Ｂは、ＭＣ−ＣＤＭＡ方式の信号が空中を伝搬し、無線受信機において受信された際の符号Ｃ’８，１、Ｃ’８，２、Ｃ’８，７、Ｃ’’８，１、Ｃ’’８，２、Ｃ’’８，７の様子を示す図である。図２３Ａは前記直交符号の周期中で周波数変動がない場合を示している。このとき、Ｃ８，１で逆拡散（despreading）する。つまりＣ８，１との内積をとる、すなわちＳＦｆｒｅｑ内の全ての値を足した場合、Ｃ’８，１は４となり、Ｃ’８，２、Ｃ’８，７は０となる。この様な状況を、符号間の直交性が保たれているという。
これに対し、図２３Ｂのように前記直交符号の周期中で周波数変動が存在する場合には、Ｃ８，１で逆拡散した場合、Ｃ’’８，１は５、Ｃ’’８，２は３、Ｃ’’８，７は０となる。つまり、Ｃ’’８，１とＣ’’８，２の間で干渉成分が存在し、符号間の直交性が保たれていない状況となる。このように、伝搬路の周波数変動が早い（周波数方向に早く変動する）場合には、ＭＣ−ＣＤＭＡ方式においては、コード間干渉（Multi Code Interference）が特性劣化の原因となる。
前記符号間の直交性の崩れによる特性劣化を改善するための一手法が、特許文献２及び非特許文献１に記載されている。これらの従来技術では、下りリンク、上りリンクの違いはあるが、双方ともＭＣ−ＣＤＭＡ通信時のコード多重によるコード間干渉を取り除くため、誤り訂正後、または逆拡散後のデータを用いて、所望コード以外の信号を除去することにより、特性の改善を図っている。
【特許文献１】特開２００４−２２１７０２号公報
【特許文献２】特開２００５−１９８２２３号公報
【非特許文献１】"Downlink Transmission of Broadband OFCDM Systems-Part I: Hybrid Detection"、Zhou、 Y.; Wang、 J.; Sawahashi、 M.Page(s): 718- 729、 IEEE Transactions on Communication(Vol.53、Issue4)
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら上述した技術においては、サブキャリア数の多いマルチキャリア信号及びＭＣ−ＣＤＭ信号を復調する際の演算量が増加するという問題があった。また、ＭＣ−ＣＤＭ時のコード間干渉を取り除く際に、コード多重数分だけ演算量が増加するという問題があった。【０００９】
本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、送信機から受信した信号を復調する際の演算量を減らすことができる受信機及び受信方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
（１）  本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、本発明の一態様による受信機は、送信信号のレプリカであるレプリカ信号を受信信号に基づいて作成するレプリカ信号作成部と、前記レプリカ信号を用いて受信信号から所定の時間帯ごとに到来波を除去する到来波除去部と、前記到来波除去部が所定の時間帯ごとに到来波を除去した信号を合成する合成部と、前記合成部が合成した信号に対して復調処理を行う復調部とを備える。
本発明の受信機では、レプリカ信号作成部が作成したレプリカ信号を用いて受信信号から所定の時間帯ごとに到来波除去部が到来波を除去し、その所定の時間帯ごとに到来波を除去した信号を合成部が合成し、その合成した信号に対して復調部が復調処理を行うようにした。これにより、到来波を除去した信号に対してＦＦＴの処理を行うことが可能となる。また、到来波を除去することにより周波数選択性を減らした信号に対して逆拡散の処理を行うことが可能となり、コード数に関係のない演算量で、コード間干渉の除去を行うことができる。【００１１】
（２）  また、本発明の一態様による受信機の前記到来波除去部は、所定の時間帯ごとの到来波のレプリカを作成する遅延波レプリカ生成部と、受信信号から前記遅延波レプリカ生成部が作成した所定の時間帯ごとの到来波のレプリカを減算する減算部とを備える。
本発明の受信機では、所定の時間帯ごとの遅延波のレプリカを遅延波レプリカ生成部が生成し、それらの遅延波のレプリカを受信信号から減算し、合成部にて合成するようにしたので、受信信号に含まれるエネルギーを無駄にすることなく有効に用いることができる。【００１２】
（３）  また、本発明の一態様による受信機の前記遅延波レプリカ生成部は、識別された到来波の数に基づいて前記所定の時間帯を設定する。
本発明の受信機では、受信信号の到来波の数に応じて遅延波のレプリカを作成することができる。【００１３】
（４）  また、本発明の一態様による受信機の前記遅延波レプリカ生成部は、識別された到来波の時間に基づいて前記所定の時間帯を設定する。
本発明の受信機では、受信信号の到来波の時間に応じて到来波のレプリカを作成することができる。【００１４】
（５）  また、本発明の一態様による受信機の前記遅延波レプリカ生成部は、識別された到来波の受信電力に基づいて前記所定の時間帯を設定する。
本発明の受信機では、受信信号の到来波の受信電力に応じて到来波のレプリカを作成することができる。【００１５】
（６）  また、本発明の一態様による受信機は、前記復調部が復調処理を行った結果を基に、誤り訂正復号を行い、ビット毎の信号を判定する信号判定部を備え、前記レプリカ信号作成部は、前記信号判定部が算出した判定値を基に、送信信号のレプリカであるレプリカ信号を作成する。
本発明の受信機によれば、信号判定値に基づいてレプリカ信号を作成することができる。【００１６】
（７）  また、本発明の一態様による受信機の前記信号判定部は、前記復調部が復調処理を行った結果を基に、誤り訂正復号をおこない、算出するビット毎の対数尤度比を判定値とする。
本発明の受信機によれば、対数尤度比に基づいてレプリカ信号を作成することができる。【００１７】
（８）  また、本発明の一態様による受信機は、雑音電力推定値を推定する伝搬路・雑音電力推定部を備え、前記合成部は、チャネルインパルス応答推定値及び前記雑音電力推定値を基にＭＭＳＥフィルタ係数を決定するＭＭＳＥフィルタである。
本発明の受信機によれば、チャネルインパルス応答推定値及び雑音電力推定値に基づいて合成部のＭＭＳＥフィルタ係数を決定することができる。【００１８】
（９）  また、本発明の一態様による受信機の前記合成部は、式（Ａ）又は式（Ｂ）で表わされるＭＭＳＥフィルタ係数Ｗｍ、又は式（Ｃ）で表わされるＭＭＳＥフィルタ係数Ｗ’ｉ，ｍを用いる（ただし、ｍは自然数、Ｈ＾ｍはｍ番目の伝搬路の伝達関数、Ｈ＾ＨｍはＨ＾ｍのハミルトニアン、Ｃｍｕｘはコード多重数、σ＾Ｎ２は雑音電力の推定値、ｉは到来波除去部の数以下の自然数、Ｈ＾ｉ，ｍはｉ番目の到来波除去部におけるｍ番目の伝搬路の伝達関数、Ｈ＾Ｈｉ，ｍはＨ＾ｉ，ｍのハミルトニアンである）。
【数１】
2007136056.tif 000003
【数２】
2007136056.tif 000004
【数３】
2007136056.tif 000005
本発明の受信機では、初回復調時であるか繰り返し復調時であるかに応じて、合成部が使用するＭＭＳＥフィルタ係数を変化させるようにしたので、より最適なＭＭＳＥフィルタリング処理を行うことができる。【００１９】
（１０）  また、本発明の一態様による受信機の前記伝搬路・雑音電力推定部は、前記レプリカ信号作成部が作成するレプリカ信号とチャネルインパルス応答推定値とに基づいて受信信号のレプリカ信号を作成する受信信号レプリカ生成部と、前記受信信号レプリカ生成部が作成するレプリカ信号と受信信号との差分を求めることにより雑音電力の推定を行う雑音電力推定部とを備える。
本発明の受信機によれば、受信信号レプリカ生成部が作成したレプリカ信号と受信信号との差分を求めることにより雑音電力を推定するようにしたので、雑音電力の推定精度を上げることができる。【００２０】
（１１）  また、本発明の一態様による受信機の送信信号のレプリカであるレプリカ信号を受信信号に基づいて作成するレプリカ信号作成部と、前記レプリカ信号を用いて受信信号から所定の時間帯ごとに到来波を除去する到来波除去部と、雑音電力推定値を推定する伝搬路・雑音電力推定部と、前記レプリカ信号からレプリカ誤差推定値を推定するレプリカ誤差推定部と、受信信号から推定されるチャネルインパルス応答推定値と前記雑音電力推定値と前記レプリカ誤差推定値とを基にフィルタ係数を決定し、そのフィルタ係数を使用して前記到来波除去部が所定の時間帯ごとに到来波を除去した信号を合成する合成部と、前記合成部が合成した信号に対して復調処理を行う復調部とを備える。
本発明の受信機では、到来波を除去した信号に対してＦＦＴの処理を行うことができ、到来波を除去することにより周波数選択性を減らした信号に対して逆拡散の処理を行うことが可能となり、コード数に関係のない演算量で、コード間干渉の除去を行うことができる。また、レプリカ信号の誤差による成分を考慮した最小二乗誤差フィルタリング処理を行うことができる。【００２１】
（１２）  また、本発明の一態様による受信機の前記合成部は、前記レプリカ誤差推定値を基に前記所定の時間帯ごとのチャネルインパルス応答推定値を推定する。【００２２】
（１３）  また、本発明の一態様による受信機の前記合成部は、式（Ｄ）で表わされるフィルタ係数Ｗｉ，ｍを用いる（ただし、ｍは自然数であり、σ＾Ｎ２は雑音電力推定値であり、Ｂは到来波除去部の数であり、ｉ、ｉ’は到来波除去部の数以下の自然数であり、Ｈ＾ｉ，ｍはｉ番目の到来波除去部におけるｍ番目の伝搬路の伝達関数であり、Ｈ＾ｉ，ｍＨはＨ＾ｉ，ｍのハミルトニアンであり、Ｈ＾ｉ’，ｍ’はｉ’番目の到来波除去部におけるレプリカ信号の不確定性による誤差を考慮したｍ番目の伝搬路の伝達関数であり、Ｈ＾ｉ’，ｍＨ’はＨ＾ｉ’，ｍ’のハミルトニアンである）。
【数４】
2007136056.tif 000006
【００２３】
（１４）  また、本発明の一態様による受信機の前記合成部は、前記Ｈ＾ｉ’，ｍ’を、式（Ｅ）を用いて算出する（ただし、ＤＦＴ［］は［］内の信号を時間領域から周波数領域に変換処理することを示し、ｈｉ’、ｈｉ’’はｉ、ｉ’番目の到来波除去部において処理の対象となる到来波のみを抽出した遅延プロファイルであり、ρはレプリカ誤差推定値である）。
【数５】
2007136056.tif 000007
【００２４】
（１５）  また、本発明の一態様による受信機は、送信信号のレプリカであるレプリカ信号を受信信号に基づいて作成するレプリカ信号作成部と、前記レプリカ信号を用いて受信信号から所定の時間帯ごとに到来波を除去する到来波除去部と、雑音電力推定値を推定する伝搬路・雑音電力推定部と、受信信号から推定されるチャネルインパルス応答推定値と前記雑音電力推定値とコード多重数に基づいて推定されるコード間干渉推定値とを基にフィルタ係数を決定し、そのフィルタ係数を使用して前記到来波除去部が所定の時間帯ごとに到来波を除去した信号を合成する合成部と、前記合成部が合成した信号に対して復調処理を行う復調部とを備える。
本発明の受信機では、遅延波を除去した信号に対してＦＦＴの処理を行うことができ、遅延波を除去することにより周波数選択性を減らした信号に対して逆拡散の処理を行うことが可能となり、コード数に関係のない演算量で、コード間干渉の除去を行うことができる。また、２回目以降の繰り返し復調時においても、他コードからの干渉成分を考慮することができ、特性を改善することができる。【００２５】
（１６）  また、本発明の一態様による受信機の前記合成部は、式（Ｆ）で表わされるフィルタ係数Ｗｉ，ｍを用いる（ただし、ｍは自然数であり、Ｃｍｕｘはコード多重数であり、σ＾Ｎ２は雑音電力推定値であり、Ｂは到来波除去部の数であり、ｉ、ｉ’は到来波除去部の数以下の自然数であり、Ｈ＾ｉ，ｍはｉ番目の到来波除去部におけるｍ番目の伝搬路の伝達関数であり、Ｈ＾ｉ，ｍＨはＨ＾ｉ，ｍのハミルトニアンであり、Ｈ＾ｉ’，ｍはｉ’番目の到来波除去部におけるｍ番目の伝搬路の伝達関数であり、Ｈ＾ｉ’，ｍＨはＨ＾ｉ’，ｍのハミルトニアンである）。
【数６】
2007136056.tif 000008
【００２６】
（１７）  また、本発明の一態様による受信機の前記合成部は最小二乗誤差フィルタを備え、前記フィルタ係数として最小二乗誤差フィルタ係数を使用する。【００２７】
（１８）  また、本発明の一態様による受信方法は、送信信号のレプリカであるレプリカ信号を受信信号に基づいて作成するレプリカ信号作成過程と、前記レプリカ信号を用いて受信信号から所定の時間帯ごとに到来波を除去する到来波除去過程と、前記到来波除去過程で所定の時間帯ごとに到来波を除去した信号を合成する受信信号合成過程と、前記受信信号合成過程で合成した信号に対して復調処理を行う復調過程とを実行する。【００２８】
（１９）  また、本発明の一態様による受信方法は、送信信号のレプリカであるレプリカ信号を受信信号に基づいて作成するレプリカ信号作成過程と、前記レプリカ信号を用いて受信信号から所定の時間帯ごとに到来波を除去する到来波除去過程と、雑音電力推定値を推定する伝搬路・雑音電力推定過程と、前記レプリカ信号からレプリカ誤差推定値を推定するレプリカ誤差推定過程と、受信信号から推定されるチャネルインパルス応答推定値と前記雑音電力推定値と前記レプリカ誤差推定値とを基にフィルタ係数を決定し、そのフィルタ係数を使用して前記到来波除去過程で所定の時間帯ごとに到来波を除去した信号を合成する合成過程と、前記合成過程で合成した信号に対して復調処理を行う復調過程とを実行する。【００２９】
（２０）  また、本発明の一態様による受信方法は、送信信号のレプリカであるレプリカ信号を受信信号に基づいて作成するレプリカ信号作成過程と、前記レプリカ信号を用いて受信信号から所定の時間帯ごとに到来波を除去する到来波除去過程と、雑音電力推定値を推定する伝搬路・雑音電力推定過程と、受信信号から推定されるチャネルインパルス応答推定値と前記雑音電力推定値とコード多重数に基づいて推定されるコード間干渉推定値とを基にフィルタ係数を決定し、そのフィルタ係数を使用して前記到来波除去過程で所定の時間帯ごとに到来波を除去した信号を合成する合成過程と、前記合成過程で合成した信号に対して復調処理を行う復調過程とを実行する。
【発明の効果】
【００３０】
本発明では、所定の時間帯ごとに遅延波を除去した信号ごとにＦＦＴを用いることができる。これにより、遅延波を除去した信号に対してＦＦＴの処理を行うことが可能となる。また、遅延波を除去することにより周波数選択性を減らした信号に対して逆拡散の処理を行うことが可能となり、コード数に関係のない演算量で、コード間干渉の除去を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【００３１】
【図１】本発明の第１の実施形態による無線送信機の構成を示す概略ブロック図である。
【図２】本発明の第１の実施形態によるフレームフォーマットの一例を示す図である。
【図３】本発明の第１の実施形態による無線受信機の構成を示す概略ブロック図である。
【図４】本発明の第１の実施形態によるＭＡＰ検出部２３（図３）の構成の一例を示す図である。
【図５】本発明の第１の実施形態による無線受信機の動作の一例を示すフローチャートである。
【図６】本発明の第１の実施形態によるチャネルインパルス応答推定値を示す図である。
【図７】本発明の第１の実施形態によるソフトキャンセラブロック部４５−１におけるチャネルインパルス応答推定値を示す図である。
【図８】本発明の第１の実施形態によるソフトキャンセラブロック部４５−２におけるチャネルインパルス応答推定値を示す図である。
【図９】本発明の第１の実施形態によるソフトキャンセラブロック部４５−３におけるチャネルインパルス応答推定値を示す図である。
【図１０】本発明の第１の実施形態による初回処理におけるチャネルインパルス応答推定値とＭＭＳＥフィルタ部を示す図である。
【図１１】本発明の第１の実施形態による繰り返し処理におけるチャネルインパルス応答推定値とＭＭＳＥフィルタ部を示す図である。
【図１２】本発明の第１の実施形態による伝搬路・雑音電力推定部２２（図３）の構成を示す図である。
【図１３】本発明の第２の実施形態による無線受信機の構成の一部を示す図である。
【図１４】本発明の第３の実施形態による無線受信機の構成の一部を示す図である。
【図１５】本発明の第３の実施形態によるＭＡＰ検出部２２３（図１４）の構成の一例を示す図である。
【図１６】本発明の第４の実施形態による無線受信機の構成の一部を示す図である。
【図１７】本発明の第４の実施形態による伝搬路・雑音電力推定部３２２（図１６）の構成の一例を示す図である。
【図１８】本発明の第５の実施形態によるＭＡＰ検出部４２３の構成の一例を示す図である。
【図１９】本発明の第６の実施形態によるＭＡＰ検出部２３の構成の一例を示す図である。
【図２０】マルチパス環境を経て無線送信機から無線受信機に到達する信号を示す図である。
【図２１】マルチキャリア方式による信号の送受信において、サブキャリア間が直交している様子と、ＩＣＩによりサブキャリア間で干渉が生じる様子を示す図である。
【図２２】ＭＣ−ＣＤＭＡ方式におけるサブキャリアと各サブキャリアに対応する直交符号の関係を示す図である。
【図２３Ａ】ＭＣ−ＣＤＭＡ方式の信号が空中を伝搬し、無線受信機において受信された際の様子を示す図である。
【図２３Ｂ】ＭＣ−ＣＤＭＡ方式の信号が空中を伝搬し、無線受信機において受信された際の様子を示す図である。
【符号の説明】
【００３２】
１・・・Ｓ／Ｐ変換部、２−１〜２−４・・・コード毎信号処理部、３・・・誤り訂正符号化部、４・・・ビットインタリーバ部、５・・・変調部、６・・・シンボルインタリーバ部、７・・・周波数−時間拡散部、８・・・ＤＴＣＨ多重部、９・・・ＰＩＣＨ多重部、１０・・・スクランブリング部、１１・・・ＩＦＦＴ部、１２・・・ＧＩ挿入部、２１・・・シンボル同期部、２２・・・伝搬路・雑音電力推定部、２３・・・ＭＡＰ検出部、２４−１〜２４−４・・・コード毎ＭＡＰ復号部、２８・・・レプリカ信号作成部、２９−１〜２９−４・・・コード毎シンボル生成部、３０・・・ビットインタリーバ部、３１・・・シンボル生成部、３２・・・シンボルインタリーバ部、３３・・・周波数−時間拡散部、３４・・・ＤＴＣＨ多重部、３５・・・ＰＩＣＨ多重部、３６・・・スクランブリング部、３７・・・ＩＦＦＴ部、３８・・・ＧＩ挿入部、３９・・・Ｐ／Ｓ変換部、４１・・・遅延波レプリカ生成部、４２・・・加算部、４３・・・ＧＩ除去部、４４・・・ＦＦＴ部、４５−１〜４５−３・・・ソフトキャンセラブロック部、４６、４６ａ・・・ＭＭＳＥフィルタ部、４７−１〜４７−４・・・コード毎対数尤度比出力部、４８・・・逆拡散部、４９・・・シンボルデインタリーバ部、５０・・・軟判定出力部、６１・・・伝搬路推定部、６２・・・プリアンブルレプリカ生成部、６３・・・雑音電力推定部、７０・・・ＭＡＣ部、７１・・・フィルタリング処理部、７２・・・Ｄ／Ａ変換部、７３・・・周波数変換部、７４・・・送信アンテナ、７５・・・受信アンテナ、７６・・・周波数変換部、７７・・・Ａ／Ｄ変換部、１２５・・・ビットデインタリーバ部、１２６・・・ＭＡＰ復号部、１３０・・・ビットインタリーバ部、１３１・・・シンボル生成部、１３２・・・Ｐ／Ｓ変換部、１３４・・・Ｓ／Ｐ変換部、１３５−１〜１３５−４・・・コード毎シンボルインタリーバ・拡散部、２２３・・・ＭＡＰ検出部、２２８・・・レプリカ信号作成部、２３２・・・シンボルインタリーバ部、２４９・・・シンボルインタリーバ部、２５０・・・軟判定出力部、３２２・・・伝搬路・雑音電力推定部、３６２・・・受信信号レプリカ生成部、３６３・・・雑音電力推定部、４２３・・・ＭＡＰ検出部、４４６・・・ＭＭＳＥフィルタ部、４７８・・・レプリカ誤差推定部
【発明を実施するための最良の形態】
【００３３】
（第１の実施形態）
本実施形態では、ガードインターバルを超える遅延波に起因するＩＳＩおよびＩＣＩや、伝搬路の周波数選択性に起因するコード間干渉が存在する場合においても良好な特性を得ることのできる無線受信機について説明する。【００３４】
図１は、本発明の第１の実施形態による無線送信機の構成を示す概略ブロック図である。この無線送信機は、Ｓ／Ｐ（Serial / Parallel：シリアル／パラレル）変換部１、コード毎信号処理部２−１〜２−４、ＤＴＣＨ（Data Traffic Channel：データトラフィックチャネル）多重部８、ＰＩＣＨ（Pilot Channel：パイロットチャネル）多重部９、スクランブリング部１０、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform：逆高速フーリエ変換）部１１、ＧＩ挿入部１２を備える。コード毎信号処理部２−１〜２−４は、それぞれ誤り訂正符号化部３、ビットインタリーバ部４、変調部５、シンボルインタリーバ部６、周波数−時間拡散部７を備える。【００３５】
Ｓ／Ｐ変換部１には、ＭＡＣ（Media Access Control：媒体アクセス制御）部７０から出力された情報信号が入力され、Ｓ／Ｐ変換部１の直列−並列変換の出力がコード毎信号処理部２−１〜２−４に入力される。なお、コード毎信号処理部２−２〜２−４の構成は、コード毎信号処理部２−１と同じであるので、それらを代表して、以下にコード毎信号処理部２−１について説明する。
コード毎信号処理部２−１に入力された信号は、誤り訂正符号化部３においてターボ符号化、もしくはＬＤＰＣ（Low Density Parity Check）符号化、畳み込み符号化などいずれかの誤り訂正符号化処理が行われ、誤り訂正符号化部３の出力はビットインタリーバ部４により、周波数選択性フェージングによる受信電力の落ち込みに基づいてバースト誤りが生ずるのを改善するために、ビット毎にその順番を適切な順序で入れ替えられて出力される。
ビットインタリーバ部４の出力は、変調部５において、ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying：２相位相偏移変調）、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying：４相位相偏移変調）、１６ＱＡＭ（16 Quadrature Amplitude Modulation：１６値直交振幅変調）、６４ＱＡＭ（64 Quadrature Amplitude Modulation：６４値直交振幅変調）などのシンボル変調処理が行われる。変調部５の出力はシンボルインタリーバ部６によりバースト誤りの改善のためにシンボル毎にその順番を適切な順序で入れ替えられる。シンボルインタリーバ部６の出力は周波数−時間拡散部７により所定の拡散コード（チャネライゼーションコード）で拡散されている。ここでは、拡散コードとしてＯＶＳＦ（Orthogonal Variable Spread Factor）符号を用いているが、他の拡散コードを用いても良い。【００３６】
なお、無線送信機はコード毎信号処理部２−２〜２−４を、コード多重数Ｃｍｕｘ（Ｃｍｕｘは１以上の自然数）備えている。ここではＣｍｕｘ＝４の場合を示している。異なる拡散コードで拡散された信号が、コード毎信号処理部２−１の出力として出力され、ＤＴＣＨ多重部８にて多重（加算処理）される。続いて、ＰＩＣＨ多重部９において、伝搬路推定などに使用するＰＩＣＨが所定の位置に挿入（時間多重）される。
その後、スクランブリング部１０において基地局固有のスクランブリングコードにてスクランブルされた後、ＩＦＦＴ部１１において周波数時間変換が行われる。ＧＩ挿入部１２においてＧＩの挿入が行われた後、フィルタリング部７１によるフィルタリング処理、Ｄ／Ａ（Digital / Analog）変換部７２によるデジタルアナログ変換処理、周波数変換部７３による周波数変換処理などが行われた後、送信アンテナ７４から送信信号として無線受信機に送信される。【００３７】
図１では、コード毎信号処理部２−２〜２−４にビットインタリーバ部４及びシンボルインタリーバ部６の双方が配置されているが、これはいずれか一方だけ配置しても良い。
また、コード毎信号処理部２−２〜２−４にビットインタリーバ部４及びシンボルインタリーバ部６の双方を配置しなくても良い。【００３８】
図２は、本発明の第１の実施形態によるフレームフォーマットの一例を示す図である。
この図は、無線送信機から無線受信機に送信されるマルチキャリア信号のフレームフォーマットを示している。図２では、横軸に時間、縦軸に受信電力をとっている。図に示すように、ＰＩＣＨはフレームの前後及び真ん中に配置されている。データの伝送に用いられるＤＴＣＨは、フレームの前半と後半に配置されており、Ｃｍｕｘ個の異なる拡散コードにて拡散された信号が、コード多重されている。ここでは、Ｃｍｕｘ＝４の場合をデータが４個積み重なった様子で模式的に示している。また、ＰＩＣＨの受信電力と、ＤＴＣＨの１コードあたりの受信電力の比を、ＰＰＩＣＨ／ＤＴＣＨで表して図示している。【００３９】
図３は、本発明の第１の実施形態による無線受信機の構成を示す概略ブロック図である。この無線受信機は、シンボル同期部２１、伝搬路・雑音電力推定部２２、ＭＡＰ検出部２３、コード毎ＭＡＰ復号部２４−１〜２４−４（信号判定部とも称する）、レプリカ信号作成部２８、Ｐ／Ｓ（Parallel / Serial：パラレル／シリアル）変換部３９を備えている。
レプリカ信号作成部２８は、コード毎シンボル生成部２９−１〜２９−４、ＤＴＣＨ多重部３４、ＰＩＣＨ多重部３５、スクランブリング部３６、ＩＦＦＴ部３７、ＧＩ挿入部３８を備えている。レプリカ信号作成部２８は、送信信号のレプリカであるレプリカ信号を受信信号ｒ（ｔ）に基づいて作成する。より具体的には、レプリカ信号作成部２８は、ＭＡＰ復号部２６が算出した対数尤度比を基に、送信信号のレプリカであるレプリカ信号を作成する。
また、コード毎シンボル生成部２９−１〜２９−４は、ビットインタリーバ部３０、シンボル生成部３１、シンボルインタリーバ部３２、周波数−時間拡散部３３を備えている。また、コード毎ＭＡＰ復号部２４−１〜２４−４は、ビットインタリーバ２５、ＭＡＰ復号部２６、加算部２７を備えている。【００４０】
受信アンテナ７５で受信した受信信号は、周波数変換部７６による周波数変換処理、Ａ／Ｄ（Analog / Digital）変換部７７によるアナログデジタル変換処理を経た後、デジタル受信信号ｒ（ｔ）としてシンボル同期部２１においてシンボル同期が行われる。シンボル同期部２１では、ガードインターバルＧＩと有効信号区間との相関特性などを使用してシンボル同期が行われ、その結果に基づいて、以降の信号処理を行う。
続いて伝搬路推定・雑音電力推定部２２は、ＰＩＣＨを利用し、チャネルインパルス応答の推定や雑音電力推定値を推定する。伝搬路推定方法としては、ＰＩＣＨのレプリカ信号を作成し、その絶対値の２乗誤差が最小になるようにＲＬＳアルゴリズムを行ったり、受信信号とＰＩＣＨのレプリカ信号との相互相関を時間軸又は周波数軸でとることにより取得したり、様々な方法があるが、これに限るものではない。
また雑音電力推定方法に関しても、受信したＰＩＣＨから、推定されたチャネルインパルス応答を利用し、ＰＩＣＨのレプリカを作成し、これらの差分より求める方法などが考えられるが、これに限るものではない。【００４１】
前記伝搬路・雑音電力推定部２２より出力されたチャネルインパルス応答および雑音電力推定値は、ＭＡＰ検出部２３（最大事後確率検出器、最大事後確率（ＭＡＰ）復号法を用いる（後述））に入力され、ビット毎の対数尤度比の算出に利用される。
ＭＡＰ検出部２３では、初回には、受信信号およびチャネルインパルス応答、雑音電力推定値を用いて、ビット毎の対数尤度比を出力する。対数尤度比とは、受信されたビットが０であるのが最もらしいか、１であるのが最もらしいかを示す値であり、通信路のビット誤り率に基づいて算出される。図３では、４つの出力が、それぞれコード毎ＭＡＰ復号・レプリカ作成部２４−１〜２４−４に出力されているが、これはそれぞれ異なる拡散コードに割り当てられたビットの対数尤度比を出力する。Ｃｍｕｘ個の異なる拡散コードを用いてコード多重が行われた場合には、Ｃｍｕｘ個の出力が、それぞれコード毎ＭＡＰ復号部２４−１〜２４−４に出力される。
また、後述する繰り返し時には、受信信号と復調結果より得られるレプリカ信号、およびチャネルインパルス応答、雑音電力推定値を用いて、ビット毎の対数尤度比を出力する。【００４２】
続いて、コード毎ＭＡＰ復号部２４−１〜２４−４では、入力信号に対して、ビットデインタリーバ部２５においてビット毎にデインタリーブ処理を行う。デインタリーブ処理は、インタリーブ処理と逆の処理であって、インタリーブの処理による順番の入れ替えを元に戻す。ビットデインタリーバ部２５の出力に対し、ＭＡＰ復号部２６においてＭＡＰ復号処理を行う。具体的には、ＭＡＰ復号部２６はＭＡＰ検出部２３の軟判定出力部５０（図４、後述）が軟判定を行った結果を基に、誤り訂正復号を行い、ビット毎の対数尤度比を算出する。なお、ＭＡＰ復号処理とは、ターボ復号、ＬＤＰＣ復号、ビタビ復号（Viterbi decoding）など通常の誤り訂正復号時に、硬判定を行わず、情報ビットおよびパリティビットも含めて対数尤度比などの軟判定結果を出力する方法である。すなわち、硬判定は受信信号を０、１のみに判定するのに対して、軟判定はどの程度確からしいかの情報（軟判定情報）を元に判定する。【００４３】
続いて、ＭＡＰ復号部２６の入力とＭＡＰ復号部２６の出力との差分λ２を加算部２７で算出し、レプリカ信号作成部２８に出力する。
レプリカ信号作成部２８への入力はビットインタリーバ部３０に入力され、ビットインタリーバ部３０では、ビット毎にλ２を入れ替えて出力される。ビットインタリーバ部３０の出力は、シンボル生成部３１において、λ２の大きさを考慮し、無線送信機と同じ変調方式（ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭなど）でシンボル変調処理が行われる。シンボル生成部３１の出力はシンボルインタリーバ部３２によりシンボル毎に順番を入れ替えられ、シンボルインタリーバ部３２の出力は周波数−時間拡散部３３により所定の拡散コード（チャネライゼーションコード）で拡散されている。【００４４】
なお、無線受信機は、コード毎ＭＡＰ復号部及びコード毎シンボル生成部を、コード多重数Ｃｍｕｘ（Ｃｍｕｘは１以上の自然数）だけ備えている。ここでは、Ｃｍｕｘ＝４としている。異なる拡散コードで拡散された信号が、コード毎レプリカ生成部２９−１〜２９−４から出力され、ＤＴＣＨ多重部３４にて多重（加算処理）される。続いて、ＰＩＣＨ多重部３５において、伝搬路推定などに使用するＰＩＣＨが所定の位置に挿入（時間多重）される。その後、スクランブリング部３６において基地局固有のスクランブリングコードにてスクランブルされた後、ＩＦＦＴ部３７において周波数時間変換が行われ、ＧＩ挿入部３８においてＧＩの挿入が行われた後、ＭＡＰ検出部２３に出力され、繰り返し時の信号処理に利用される。
なお、上記繰り返し復号動作が所定回数行われた後、ＭＡＰ復号部２６出力が、Ｐ／Ｓ変換部３９に入力され、パラレルシリアル変換された後、復調結果としてＭＡＣ部（図示しない）に出力される。【００４５】
図４は、本発明の第１の実施形態によるＭＡＰ検出部２３（図３）の構成の一例を示す図である。ＭＡＰ検出部２３は、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３（到来波除去部とも称する）、ＭＭＳＥ（Minimum-Mean Square-Error：最小二乗誤差）フィルタ部４６（合成部とも称する）、コード毎対数尤度比出力部４７−１〜４７−４（復調部とも称する）を備えている。
ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３は、遅延波レプリカ生成部４１、加算部４２（減算部とも称する）、ＧＩ除去部４３、ＦＦＴ部４４をそれぞれ備えている。ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３は、レプリカ信号作成部２８が作成するレプリカ信号を用いて受信信号ｒ（ｔ）から所定の時間帯ごとに遅延波を除去する。遅延波レプリカ生成部４１は、受信信号ｒ（ｔ）から推定される伝搬路推定値であるチャネルインパルス応答推定値とレプリカ信号作成部２８（図３）が生成するレプリカ信号ｓ＾（ｔ）とに基づいて、所定の時間帯ごとの遅延波のレプリカを作成する。加算部４２は、受信信号ｒ（ｔ）から遅延波レプリカ生成部４１が作成した所定の時間帯ごとの遅延波のレプリカを減算する。
コード毎対数尤度比出力部４７−１〜４７−４は、逆拡散部４８、シンボルデインタリーバ部４９、軟判定出力部５０をそれぞれ備えている。【００４６】
ＭＡＰ検出部２３に入力された受信信号ｒ（ｔ）は、前記ＭＡＰ検出部２３に入力されたレプリカ信号ｓ＾（ｔ）とチャネルインパルス応答推定値ｈ〜（ｔ）を基に求められた遅延波レプリカ生成部４１の出力との差分を加算部４２で算出し、これがＧＩ除去部４３に出力される。ＧＩ除去部４３においてガードインターバルＧＩが除去され、ＦＦＴ部４４に出力される。ＦＦＴ部４４では入力信号に対し時間周波数変換を行い、信号Ｒ〜ｉを得る。なお、ＭＡＰ検出部２３には、ソフトキャンセラブロック部がＢ（Ｂは１以上の自然数）ブロック設けられている。なお、ｉは自然数であり、１≦ｉ≦Ｂとする。
続いて、ＭＭＳＥフィルタ部４６は、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３が所定の時間帯ごとに遅延波を除去した信号を合成する。具体的には、ソフトキャンセラブロック部の出力Ｒ〜ｉ及び、チャネルインパルス応答推定値、雑音電力推定値を用いて、ＭＭＳＥフィルタ部４６において、ＭＭＳＥフィルタリング処理が行われ、信号Ｙ’が得られる。【００４７】
この信号Ｙ’を用いて、Ｃｍｕｘ個（ここでは、Ｃｍｕｘ＝４）のコード毎対数尤度比出力部４７−１〜４７−４では、各コードにおいてビット毎の対数尤度比の出力を行う。
逆拡散部４８は、それぞれの拡散コードを用いて逆拡散処理を行う。シンボルデインタリーバ部４９は、逆拡散部４８の出力に対してシンボル毎に入れ替えを行う。軟判定出力部５０は、ＭＭＳＥフィルタ部４６が合成した信号に対して軟判定を行う。軟判定出力部５０は、シンボルデインタリーブ出力に対してビット毎の対数尤度比λ１を軟判定結果として出力する。
軟判定出力部５０は、以下の式（１）〜式（３）を利用することにより、対数尤度比λ１を算出する。つまり、シンボルデインタリーバ部４９のｎシンボル目の出力をＺｎとすると、ＱＰＳＫ変調時の軟判定結果λ１は、以下の式（１）及び式（２）で表すことができる。【００４８】
【数７】
2007136056.tif 000009
【００４９】
【数８】
2007136056.tif 000010
【００５０】
ここで、Ｒ［］はカッコ内の実部を、Ｉｍ［］はカッコ内の虚部をとることを示し、μ（ｎ）はｎシンボルでの基準シンボル（パイロット信号の振幅）を示す。なお、変調信号は、以下の式（３）で表すことができる。【００５１】
【数９】
2007136056.tif 000011
【００５２】
なお、ここでは、ＱＰＳＫ変調の例を示したが、他の変調方式においても同様にビット毎の軟判定結果（対数尤度比）λ１を求めることができる。【００５３】
図３及び図４では、ビットインタリーバ部３０、ビットデインタリーバ部２５、およびシンボルインタリーバ部３２、シンボルデインタリーバ部４９の双方が配置されているが、これはいずれか一方、つまりビットインタリーバ部３０及びビットデインタリーバ部２５のみでも良いし、シンボルインタリーバ部３２及びシンボルデインタリーバ部４９のみでも良い。また、ビットインタリーバ部３０、ビットデインタリーバ部２５、及びシンボルインタリーバ部３２、シンボルデインタリーバ部４９の全てが配置されていなくても良い。【００５４】
図５は、本発明の第１の実施形態による無線受信機の動作の一例を示すフローチャートである。ＭＡＰ検出部２３は初回動作か否かを判定する（ステップＳ１）。ステップＳ１で初回動作であると判定した場合には、ＧＩ除去部４３は受信信号ｒ（ｔ）からガードインターバルＧＩを除去する（ステップＳ２）。そして、ＦＦＴ部４４はＦＦＴ処理（時間周波数変換処理）を行う（ステップＳ３）。次に、ＭＭＳＥフィルタ部４６は、通常のＭＭＳＥフィルタ処理を行う（ステップＳ４）。
そして、逆拡散部４８は、逆拡散処理を行う（ステップＳ５）。次に、シンボルデインタリーバ部４９は、シンボルデインタリーバ処理を行う（ステップＳ６）。そして、軟判定出力部５０は、軟判定ビット出力処理を行う（ステップＳ７）。次に、ビットデインタリーバ部２５は、ビットデインタリーバ処理を行う（ステップＳ８）。そして、ＭＡＰ復号部２６は、ＭＡＰ復号処理を行う（ステップＳ９）。次に、上述したステップＳ５〜Ｓ９の処理を、所定回数繰り返したか否かについて判定する（ステップＳ１０）。なお、図３で説明したように、Ｃｍｕｘ個の並列に配置された回路において処理を行っても良い。なお、初回のＭＭＳＥフィルタ処理については後述する。【００５５】
ステップＳ１０でステップＳ５〜Ｓ９の処理を、所定回数繰り返していないと判定した場合には、Ｃｍｕｘコード分の復調結果λ２を用いて、ビットインタリーバ部３０は、対数尤度比をビットインタリーブする（ステップＳ１１）。そして、シンボル生成部３１は、変調信号レプリカ作成を行う（ステップＳ１２）。次に、シンボルインタリーバ部３２は、シンボルインタリーバ処理を行う（ステップＳ１３）。そして、周波数−時間拡散部３３は、所定の拡散コードを用いて拡散処理を行う（ステップＳ１４）。
上述したステップＳ１１〜Ｓ１４の処理をＣｍｕｘ繰り返した後、ＤＴＣＨ多重部３４は、ＤＴＣＨ多重を行う（ステップＳ１５）。そして、ＰＩＣＨ多重部３５は、ＰＩＣＨ多重を行う（ステップＳ１６）。次に、スクランブリング部３６は、スクランブリング処理を行う（ステップＳ１７）。そして、ＩＦＦＴ部３７は、ＩＦＦＴ処理を行う（ステップＳ１８）。次に、ＧＩ挿入部３８は、ガードインターバルＧＩを挿入する（ステップＳ１９）。ステップＳ１９でＧＩが挿入された信号をレプリカ信号とし、繰り返し復調時に使用する。【００５６】
ステップＳ１で繰り返し時である、つまり初回動作ではないと判定した場合には、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３は、ブロック毎に所定の遅延波以外を除去する（ステップＳ２０）。そして、ＧＩ除去部４３は、ＧＩ除去処理を行う（ステップＳ２１）。次に、ＦＦＴ部４４は、ＦＦＴ処理を行う（ステップＳ２２）。上述したステップＳ２０〜Ｓ２２の処理をＢ（Ｂは自然数）ブロック分行った後、ＭＭＳＥフィルタ部４６は、Ｂブロックからの出力信号をＭＭＳＥフィルタにより、最小二乗誤差規範に従い合成する。つまり、ＭＭＳＥフィルタ処理を行う（ステップ２３）。なお、ステップ２３以降は、ステップＳ５に進み、初回処理と同様の処理を行う。
ステップＳ１０で、上述した処理を所定回数繰り返したと判定するまで、ステップＳ１〜Ｓ９、Ｓ１１〜Ｓ２３の処理を繰り返す。【００５７】
次に、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３の処理について具体的に説明する。ここでは、ｉ番目のソフトキャンセラブロック部４５−ｉの遅延波レプリカ生成部４１及び加算部４２の動作について説明する。
まず、ソフトキャンセラブロック部４５−ｉでは、遅延波レプリカ生成部４１においてｈｉを生成し、これとレプリカ信号ｓ＾（ｔ）との畳み込み演算を行ったものを、受信信号ｒ（ｔ）から減算する。これが、加算部４２の出力となる（但し、ｉはｉ≦Ｂの自然数）。【００５８】
図６は、本発明の第１の実施形態によるチャネルインパルス応答推定値を示す図である。ここでは、伝搬路・雑音電力推定部２２から得られたチャネルインパルス応答推定値が得られた場合について説明する。また、６パスのチャネルインパルス応答推定値ｐ１〜ｐ６が得られた場合について説明する。なお、図６では横軸に時間、縦軸に受信電力をとっている。ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３において、６パスの遅延波を、２パスずつの３つの遅延波に分解する。【００５９】
図７は、本発明の第１の実施形態によるソフトキャンセラブロック部４５−１におけるチャネルインパルス応答推定値を示す図である。図７に示すように、まずソフトキャンセラブロック部４５−１においては、点線で囲まれた第３パス（ｐ３）、第４パス（ｐ４）、第５パス（ｐ５）、第６パス（ｐ６）をｈ１（ｔ）と定義し、前記遅延波レプリカ生成部４１で作成する。前記遅延波レプリカ生成部４１の出力は、前記ｈ１（ｔ）とｓ＾（ｔ）との畳み込み演算したものであり、加算部４２の出力は受信信号ｒ（ｔ）から、前記ｈ１（ｔ）とｓ＾（ｔ）との畳み込み演算したものを減算したものとなる。つまり、レプリカが正しく生成された場合には、加算部４２の出力は、（ｈ（ｔ）−ｈ１（ｔ））で表される伝搬路を経て受信された信号であると考えることができる。これにより、図７の実線で示された伝搬路を経て受信された信号ｐ１、ｐ２が、前記加算部４２の出力となる。【００６０】
図８は、本発明の第１の実施形態によるソフトキャンセラブロック部４５−２におけるチャネルインパルス応答推定値を示す図である。図８に示すように、まずソフトキャンセラブロック部４５−２においては、点線で囲まれた第１パス（ｐ１）、第２パス（ｐ２）、第５パス（ｐ５）、第６パス（ｐ６）をｈ２（ｔ）と定義し、前記遅延波レプリカ生成部４１で作成する。前記遅延波レプリカ生成部４１の出力は、前記ｈ２（ｔ）とｓ＾（ｔ）との畳み込み演算したものであり、加算部４２の出力は受信信号ｒ（ｔ）から、前記ｈ２（ｔ）とｓ＾（ｔ）との畳み込み演算したものを減算したものとなる。つまり、レプリカが正しく生成された場合には、加算部４２の出力は、（ｈ（ｔ）−ｈ２（ｔ））で表される伝搬路を経て受信された信号であると考えることができる。これにより、図８の実線で示された伝搬路を経て受信された信号ｐ３、ｐ４が、前記加算部４２の出力となる。【００６１】
図９は、本発明の第１の実施形態によるソフトキャンセラブロック部４５−３におけるチャネルインパルス応答推定値を示す図である。図９に示すように、まずソフトキャンセラブロック部４５−３においては、点線で囲まれた第１パス（ｐ１）、第２パス（ｐ２）、第３パス（ｐ３）、第４パス（ｐ４）をｈ３（ｔ）と定義し、前記遅延波レプリカ生成部４１で作成する。前記遅延波レプリカ生成部４１の出力は、前記ｈ３（ｔ）とｓ＾（ｔ）との畳み込み演算したものであり、加算部４２の出力は受信信号ｒ（ｔ）から、前記ｈ３（ｔ）とｓ＾（ｔ）との畳み込み演算したものを減算したものとなる。つまり、レプリカが正しく生成された場合には、加算部４２の出力は、（ｈ（ｔ）−ｈ３（ｔ））で表される伝搬路を経て受信された信号であると考えることができる。これにより、図９の実線で示された伝搬路を経て受信された信号ｐ５、ｐ６が、前記加算部４２の出力となる。【００６２】
図７〜図９の説明では、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３が、識別された遅延波の数に基づいて、所定の時間帯を設定する場合について説明した。つまり、チャネルインパルス応答推定値を基に、識別された遅延波の数に基づいて、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３毎に作成および減算を行うレプリカ信号を変える場合について説明した。この方法の他に、以下のような方法を使用することができる。
例えば、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３が、識別された遅延波の時間に基づいて所定の時間帯を設定する。つまり、遅延波の到達時間をＢ個に分割し、どの時間帯に到達した遅延波であるかによってどのソフトキャンセラブロック部で処理するかを決定する、つまり識別された遅延波の時間に基づいて、ソフトキャンセラブロック部毎に作成および減算を行うレプリカ信号を変えるようにしてもよい。
また、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３が、識別された遅延波の受信電力に基づいて所定の時間帯を設定するようにしてもよい。つまり、全受信信号を到達時間の順に遅延波に含まれる受信信号がほぼ一定になるようＢ個に分割し、これに基づいてどのソフトキャンセラブロック部で処理するかを決定する、つまり識別された遅延波の受信電力に基づいて、ソフトキャンセラブロック部毎に作成および減算を行うレプリカ信号を変えるようにしてもよい。【００６３】
図１０の（ａ）〜（ｃ）は、本発明の第１の実施形態による初回処理におけるチャネルインパルス応答推定値とＭＭＳＥフィルタ部を示す図である。ここでは、図４で示したＭＭＳＥフィルタ部４６と、図５で示したステップＳ４及びステップＳ２３の動作について説明する。
まず、初回のＭＭＳＥフィルタ部４６の動作について示す。受信信号を周波数領域で表現すると、受信信号Ｒは、以下の式（４）のように表すことができる。【００６４】
【数１０】
2007136056.tif 000012
【００６５】
ここで、Ｈ＾は推定された伝搬路の伝達関数を示しており、ガードインターバルＧＩ内の遅延波のみが存在すると仮定すると、Ｎｃ＊Ｎｃの対角行列で表すことができる。なお、Ｎｃはｓｐｒｅａｄ−ＯＦＣＤＭのサブキャリア数を示している。Ｈ＾は、以下の式（５）のように表すことができる。【００６６】
【数１１】
2007136056.tif 000013
【００６７】
Ｓは送信シンボルを表しており、以下の式（６）に示すように、Ｎｃ＊１のベクトルで表すことができる。【００６８】
【数１２】
2007136056.tif 000014
【００６９】
同様に、受信信号Ｒ、雑音成分Ｎは、以下の式（７）、式（８）に示すように、Ｎｃ＊１のベクトルで表すことができる。【００７０】
【数１３】
2007136056.tif 000015
【００７１】
【数１４】
2007136056.tif 000016
【００７２】
なお、式（６）〜式（８）において、添え字に用いたＴは転置行列であることを表している。
このような受信信号を受信したとき、ＭＭＳＥフィルタ部４６の出力Ｙは、以下の式（９）に示すように、Ｎｃ＊１のベクトルで表すことができる。【００７３】
【数１５】
2007136056.tif 000017
【００７４】
ＭＭＳＥフィルタ部４６は、チャネルインパルス応答推定値及び雑音電力推定値を基にＭＭＳＥフィルタ係数Ｗを決定する。ここで、ＭＭＳＥフィルタ係数Ｗは、以下の式（１０）に示すように、Ｎｃ＊Ｎｃの対角行列で表すことができる。【００７５】
【数１６】
2007136056.tif 000018
【００７６】
さらに、上記ＭＭＳＥフィルタ係数Ｗｍの各要素は、周波数方向拡散時は以下の式（１１）で表すことができる。【００７７】
【数１７】
2007136056.tif 000019
【００７８】
なお、【００７９】
【数１８】
2007136056.tif 000020
【００８０】
はコード多重時の他コードからの干渉成分であり、【００８１】
【数１９】
2007136056.tif 000021
【００８２】
は雑音電力の推定値を示している。また、添え字のＨはハミルトニアン（共役転置）を示している。
また、上記のＭＭＳＥフィルタ係数Ｗｍの各要素は、時間方向拡散時はコード間の直交性が保たれていると仮定して以下の式（１２）で表すことができる。【００８３】
【数２０】
2007136056.tif 000022
【００８４】
なお、図１０の（ａ）〜（ｃ）は、初回処理において図６に示した伝搬路を通った信号が、前記係数に基づいたＭＭＳＥフィルタ部４６に入力される様子を示している。
なお、図１０の（ａ）は、図６に示したチャネルインパルス応答ｐ１〜ｐ６を示している。図１０の（ｂ）は、前記チャネルインパルス応答ｐ１〜ｐ６を周波数軸で表現した、伝達関数を示している。なお、図１０の（ｂ）において、横軸は周波数を、縦軸は電力を示しており、初回処理では、周波数選択性が高い（周波数軸方向の電力の変動が激しい）ことが分かる。このような状態は、先程述べたとおり、ＭＣ−ＣＤＭＡにおいてはコード間において、直交性が崩れ、コード間干渉が生じていることを意味している。【００８５】
次に、繰り返し時のＭＭＳＥフィルタ部の動作について説明する。まず繰り返し復調時に、ｉ番目のソフトキャンセラブロック部４５−ｉにおいて使用されるレプリカ信号ｒ＾ｉを以下の式（１３）のように表すことができる。【００８６】
【数２１】
2007136056.tif 000023
【００８７】
ここで、ｈ＾ｉは、ｉ番目のソフトキャンセラブロック部４５−ｉにおいて処理を行う遅延波のみを抽出した遅延プロファイルである。ｓ＾（ｔ）は、前回のＭＡＰ復号によって得られた対数尤度比λ２を基に算出されたレプリカ信号である。【００８８】
【数２２】
2007136056.tif 000024
【００８９】
は畳み込み演算を示している。従って、ソフトキャンセラブロック部４５−ｉの出力、つまり、図４のｉ番目のソフトキャンセラブロック部４５の出力Ｒ〜ｉは、以下の式（１４）のように表すことができる。【００９０】
【数２３】
2007136056.tif 000025
【００９１】
ここでΔは、レプリカの不確定性による誤差信号と熱雑音成分を含むものとする。このとき、ＭＭＳＥフィルタ部４６の出力Ｙ’は、以下の式（１５）で表すことができる。【００９２】
【数２４】
2007136056.tif 000026
【００９３】
ここで、レプリカ信号は精度よく生成されており、前記Δにはレプリカの誤差による成分は含まれず、熱雑音成分のみが含まれると仮定すると、ＭＭＳＥフィルタ係数の部分行列は、以下の式（１６）のように対角行列で表すことができる。【００９４】
【数２５】
2007136056.tif 000027
【００９５】
さらに、ＭＭＳＥフィルタ部４６への入力信号は、後述するように周波数選択性が少なくなっており、フラットフェージングに近い状態になっていることからコード多重時のコード間干渉もないと仮定すると、各要素は以下の式（１７）で表すことができる。【００９６】
【数２６】
2007136056.tif 000028
【００９７】
なお、Ｈ＾ｉ’，ｍはｉ’番目のソフトキャンセラブロック部におけるｍ番目の伝搬路の伝達関数であり、Ｈ＾ｉ’，ｍＨはＨ＾ｉ’，ｍのハミルトニアンである。【００９８】
図１１の（ａ）〜（ｇ）は、本発明の第１の実施形態による繰り返し処理におけるチャネルインパルス応答推定値とＭＭＳＥフィルタ部を示す図である。図１１では、繰り返し処理において図７〜図９に示した伝搬路を通った信号が、前記ＭＭＳＥフィルタ係数に基づいたＭＭＳＥフィルタ部４６に入力される様子を示している。なお、ここではソフトキャンセラブロック部の数Ｂを３としている。
ＭＭＳＥフィルタ部４６は、初回復調時には式（１１）又は式（１２）で表わされるＭＭＳＥフィルタ係数Ｗｍを用い、繰り返し復調時には式（１７）で表わされるＭＭＳＥフィルタ係数Ｗ’ｉ，ｍを用いる。【００９９】
なお、図１０の（ａ）と同様に図１１の（ａ）、図１１の（ｃ）、図１１の（ｅ）は、図７〜図９に示したチャネルインパルス応答ｐ１〜ｐ６を示している。図１１の（ｂ）、図１１の（ｄ）、図１１の（ｆ）は、前記チャネルインパルス応答ｐ１〜ｐ６を周波数軸で表現した、伝達関数を示している。なお、横軸は周波数を、縦軸は電力を示しており、繰り返し処理時では、周波数選択性が低い（周波数軸方向の電力の変動が小さい）ことが分かる。このような状態は、先程述べたとおり、ＭＣ−ＣＤＭＡにおいてはコード間において、直交性が保たれ、コード間干渉が生じにくいことを意味している。
このように、繰り返し処理を行うことにより、ガードインターバルＧＩを超える遅延波を取り除くのと同時に、コード間干渉の影響も取り除くという効果を奏することができる。【０１００】
図１２は、本発明の第１の実施形態による伝搬路・雑音電力推定部２２（図３）の構成を示す図である。伝搬路・雑音電力推定部２２は、伝搬路推定部６１、プリアンブルレプリカ生成部６２、雑音電力推定部６３を備えている。
伝搬路推定部６１は、受信信号に含まれるＰＩＣＨを用いてチャネルインパルス応答の推定を行う。プリアンブルレプリカ生成部６２は、前記伝搬路推定部６１によって求められたチャネルインパルス応答推定値と、既知情報であるＰＩＣＨの信号波形とを用いてＰＩＣＨのレプリカ信号を作成する。雑音電力推定部６３は、受信信号に含まれるＰＩＣＨ部分と、前記プリアンブルレプリカ生成部６２より出力されるＰＩＣＨのレプリカ信号との差分をとることにより雑音電力の推定を行う。
なお、伝搬路推定部６１における伝搬路推定方法としては、ＲＬＳアルゴリズムなどを用いて、最小二乗誤差規範に基づき導出を行う方法や、周波数相関を用いる方法など様々な方法を使用することができる。【０１０１】
本発明の第１の実施形態による無線受信機によれば、レプリカ信号作成部２８が作成したレプリカ信号を用いて受信信号ｒ（ｔ）から所定の時間帯ごとに遅延波レプリカ生成部４１が遅延波を除去し、その所定の時間帯ごとに遅延波を除去した信号をＭＭＳＥフィルタ部４６が合成し、その合成した信号に対して軟判定出力部５０が軟判定を行うようにしたので、遅延波を除去した信号に対してＦＦＴの処理を行うことが可能となる。また、遅延波を除去することにより周波数選択性を減らした信号に対して逆拡散の処理を行うことが可能となり、コード数に関係のない演算量で、コード間干渉の除去を行うことができる。【０１０２】
（第２の実施形態）
本実施形態では、誤り訂正符号が各コードに亘ってなされている場合について説明する。【０１０３】
図１３は、本発明の第２の実施形態による無線受信機の構成の一部を示す図である。無線受信機の構成は、第１の実施形態による無線受信機の構成（図３）とほぼ同じであるが、図３におけるコード毎ＭＡＰ復号部２４−１〜２４−４に対応する部分が異なる。
図１３においては、ＭＡＰ検出部２３から出力されたビット毎の対数尤度比が、Ｐ／Ｓ変換部１３２に入力され、パラレルシリアル変換された後、ビットデインタリーバ部１２５においてビット毎にデインタリーブ処理を行う。ビットデインタリーバ部１２５の出力に対し、ＭＡＰ復号部１２６においてＭＡＰ復号処理を行う。なお、前述の通りＭＡＰ復号処理とは、ターボ復号、ＬＤＰＣ復号、ビタビ復号など通常の誤り訂正復号時に、硬判定を行わず、情報ビットおよびパリティビットも含めて対数尤度比を出力する方法である。【０１０４】
続いて、ＭＡＰ復号部１２６の入力と出力との差分λ２を加算部１２７で算出し、レプリカ信号作成部１２８に出力する。レプリカ信号作成部１２８は、ビットインタリーバ部１３０、シンボル生成部１３１、Ｓ／Ｐ変換部１３４、コード毎シンボルインタリーバ・拡散部１３５−１〜１３５−４、ＤＴＣＨ多重部３４、ＰＩＣＨ多重部３５、スクランブリング部３６、ＩＦＦＴ部３７、ＧＩ挿入部３８を備えている。また、コード毎シンボルインタリーバ・拡散部１３５−１〜１３５−４は、シンボルインターリーバ部１３２、周波数−時間拡散部１３３を備えている。【０１０５】
レプリカ信号作成部１２８への入力はビットインタリーバ部１３０に入力され、ビットインタリーバ部１３０では、ビット毎にλ２を入れ替え出力される。ビットインタリーバ部１３０の出力は、シンボル生成部１３１において、λ２の大きさに応じてＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭなどのシンボル変調処理が行われ、シンボル生成部１３１の出力はＳ／Ｐ変換部１３４においてシリアルパラレル変換され、Ｃｍｕｘ個のコード毎シンボルインタリーバ・拡散部１３５−１〜１３５−４に出力される。【０１０６】
コード毎シンボルインタリーバ・拡散部１３５−１〜１３５−４に入力された信号は、シンボルインタリーバ部１３２に入力され、シンボル毎に順番を入れ替えられた後、周波数−時間拡散部１３３に入力される。周波数−時間拡散部１３３では所定の拡散コード（チャネライゼーションコード）で拡散された後、ＤＴＣＨ多重部３４に出力される。以降は、第１の実施形態と同様の動作を行うため詳細な説明を省略する。【０１０７】
本発明の第２の実施形態による無線受信機によれば、図１３に示す無線受信機の構成を用いて、繰り返し復号を行うことにより、ガードインターバルＧＩを超える遅延波を取り除くのと同時に、コード間干渉の影響も取り除くことができる。【０１０８】
なお、図４及び図１３では、ビットインタリーバ部１３０、ビットデインタリーバ部１２５、及びシンボルインタリーバ部１３２、シンボルデインタリーバ部４９の双方が配置されているが、これはいずれか一方、つまりビットインタリーバ部１３０及びビットデインタリーバ部１２５のみでも良いし、シンボルインタリーバ部１３２及びシンボルデインタリーバ部４９のみでも良い。また、ビットインタリーバ部１３０、ビットデインタリーバ部１２５及びシンボルインタリーバ部１３２、シンボルデインタリーバ部４９の全てが配置されていなくても良い。この点に関しては、第１の実施形態と同様である。【０１０９】
（第３の実施形態）
本実施形態では、拡散処理のされていないマルチキャリア信号を受信する場合について説明する。【０１１０】
図１４は、本発明の第３の実施形態による無線受信機の構成の一部を示す図である。無線受信機の構成は、第２の実施形態の無線受信機の構成（図１３）とほぼ同じであるが、図１３におけるＭＡＰ検出部２３、レプリカ信号作成部１２８、前記レプリカ信号作成部１２８に含まれるコード毎シンボルインタリーバ・拡散部１３５−１〜１３５−４、シンボルインタリーバ部１３２、周波数−時間拡散部１３３、ＤＴＣＨ多重部３４が異なる。
図１４においては、ＭＡＰ検出部２２３から出力されたビット毎の対数尤度比が、ビットデインタリーバ部１２５においてビット毎にデインタリーブ処理を行い、ビットデインタリーバ部１２５の出力に対し、ＭＡＰ復号部１２６においてＭＡＰ復号処理を行う。なお、ＭＡＰ復号処理とは、前述したようにターボ復号、ＬＤＰＣ復号、ビタビ復号など通常の誤り訂正復号時に、硬判定を行わず、情報ビットおよびパリティビットも含めて対数尤度比を出力する方法である。【０１１１】
続いて、ＭＡＰ復号部１２６の入力と出力との差分λ２を加算部１２７で算出し、レプリカ信号作成部２２８に出力する。レプリカ信号作成部２２８への入力は、ビットインタリーバ部１３０に出力され、ビットインタリーバ部１３０では、ビット毎にλ２を入れ替え出力される。ビットインタリーバ部１３０の出力は、シンボル生成部１３１において、λ２の大きさに応じてＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭなどのシンボル変調処理が行われ、シンボル生成部１３１の出力はシンボルインタリーバ部２３２に出力され、シンボル毎に順番を入れ替えた後、ＰＩＣＨ多重部３５に出力される。以降は、第１の実施形態による無線受信機（図３）と同様の動作を行うため、詳細な説明は省略する。【０１１２】
本発明の第３の実施形態による無線受信機によれば、マルチキャリア信号を受信する場合には、図１４に示す無線受信機の構成を用いて、繰り返し復号を行うことにより、ガードインターバルＧＩを超える遅延波を取り除くことができる。【０１１３】
なお、図１５は、本発明の第３の実施形態によるＭＡＰ検出部２２３（図１４）の構成の一例を示す図である。ＭＡＰ検出部２２３の構成は、第１の実施形態によるＭＡＰ検出部２２３（図４）とほぼ同じであるが、図４におけるコード毎対数尤度比出力部４７−１〜４７−４、逆拡散部４８、シンボルデインタリーバ部４９、軟判定出力部５０が異なる。
ＭＡＰ検出部２２３は、Ｂ個のソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−Ｂ（ここでは、Ｂ＝３）と、ソフトキャンセラブロック部４５の出力をＭＭＳＥ規範に従い合成するＭＭＳＥフィルタ部４６と、ＭＭＳＥフィルタ部４６の出力に対してシンボル毎に入れ替えを行うシンボルデインタリーバ部２４９と、シンボルデインタリーブ出力に対してビット毎の対数尤度比を出力する軟判定出力部２５０を備えている。
なお、ソフトキャンセラブロック部と、ＭＭＳＥフィルタ部４６は、第１の実施形態（図４）と同一の機能を持つものであるため詳細な説明は省略する。【０１１４】
（第４の実施形態）
本実施形態の無線受信機は、第１の実施形態に比べ、異なる雑音電力推定方法を使用する。【０１１５】
図１６は、本発明の第４の実施形態による無線受信機の構成の一部を示す図である。無線受信機の構成は、第１の実施形態による無線受信機（図３）とほぼ同じであるが、図３における伝搬路・雑音電力推定部２２が異なる。入力信号に関してみると、図３に記載の伝搬路・雑音電力推定部２２では受信信号ｒ（ｔ）のみが入力されているのに対し、図１６の伝搬路・雑音電力推定部３２２では受信信号ｒ（ｔ）と、レプリカ信号作成部２８の出力であるレプリカ信号ｓ＾（ｔ）が入力されている。【０１１６】
図１７は、本発明の第４の実施形態による伝搬路・雑音電力推定部３２２（図１６）の構成の一例を示す図である。伝搬路・雑音電力推定部３２２は、伝搬路推定部６１、受信信号レプリカ生成部３６２、雑音電力推定部３６３を有する。
伝搬路推定部６１は、受信信号に含まれるＰＩＣＨを用いてチャネルインパルス応答の推定を行う。
受信信号レプリカ生成部３６２は、レプリカ信号作成部２８が作成するレプリカ信号とチャネルインパルス応答推定値とに基づいて受信信号ｒ（ｔ）のレプリカを作成する。具体的には、受信信号レプリカ生成部３６２は、伝搬路推定部６１によって求められたチャネルインパルス応答推定値ｈ＾（ｔ）と、既知情報であるＰＩＣＨ信号波形及びＭＡＰ復号部２６の出力から得られたビット毎の対数尤度比λ２から求められたレプリカ信号ｓ＾（ｔ）とを用いてＰＩＣＨのレプリカ信号およびＤＴＣＨのレプリカ信号を作成する。
雑音電力推定部３６３は、受信信号レプリカ生成部３６２が作成するレプリカ信号【０１１７】
【数２７】
2007136056.tif 000029
【０１１８】
と受信信号ｒ（ｔ）との差分を求めることにより雑音電力の推定を行う。これにより、雑音電力推定部３６３の計算する雑音電力推定値に、ＭＡＰ復号結果の誤差およびガウス雑音成分の双方を含むことが可能となり、ＭＭＳＥフィルタ部４６におけるＭＭＳＥフィルタ係数がより適切に求められる。
なお、本実施形態による無線受信機の構成は、第２又は第３の実施形態による無線受信機にも適用可能である。【０１１９】
（第５の実施形態）
第５の実施形態の無線受信機は、第１の実施形態に比べて、無線受信機の構成（図３）において、ＭＡＰ検出部の構成が異なる。
第１の実施形態におけるＭＭＳＥフィルタ部４６（図４）で用いるＭＭＳＥフィルタ係数では、レプリカ信号が高精度で生成されると仮定し、式（１４）において熱雑音成分のみを使用している。第５の実施形態では、レプリカ信号の不確定性による誤差を考慮してＭＭＳＥフィルタリング処理を行う場合について説明する。【０１２０】
図１８は、本発明の第５の実施形態によるＭＡＰ検出部４２３の構成の一例を示す図である。このＭＡＰ検出部４２３の構成は、第１の実施形態におけるＭＡＰ検出部２３（図４）とほぼ同じであるが、ＭＡＰ検出部４２３に入力されたレプリカ信号からレプリカ誤差推定値を推定するレプリカ誤差推定部４７８を備え、そのレプリカ誤差推定値は、第１の実施形態の場合と同様にソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３の出力と、チャネルインパルス応答推定値及び雑音電力推定値と共に、ＭＭＳＥフィルタ部４４６に入力される。ＭＭＳＥフィルタ部４４６では、入力されたチャネルインパルス応答推定値とレプリカ誤差推定値を基に前記ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３ごとのインパルス応答推定値が推定され、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３ごとのインパルス応答推定値及び雑音電力推定値を基に、ＭＭＳＥフィルタ係数が決定され、ＭＭＳＥフィルタリング処理により、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３の出力が合成される。
以下に、第５の実施形態におけるレプリカ誤差推定部４７８とＭＭＳＥフィルタ部４４６の動作について説明する。
まず、レプリカ誤差推定部４７８では、入力されたレプリカ信号ｓ＾（ｔ）に基づいて、レプリカ誤差推定値ρが、以下の式（１８）により算出される。【０１２１】
【数２８】
2007136056.tif 000030
【０１２２】
ここでＥ［］はアンサンブル平均を表す。このとき、送信信号ｓの平均電力は１であるとすると、レプリカ誤差推定値ρは以下の式（１９）で表される。【０１２３】
【数２９】
2007136056.tif 000031
【０１２４】
次に、推定されたレプリカ誤差推定値ρは、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３の出力と、チャネルインパルス応答推定値及び雑音電力推定値と共に、ＭＭＳＥフィルタ部４４６に入力される。
ＭＭＳＥフィルタ部４４６では、推定されたレプリカ誤差推定値ρに基づいて、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３ごとのチャネルインパルス応答推定値Ｈ＾ｉ，ｍ’が、以下の式（２０）により算出される。【０１２５】
【数３０】
2007136056.tif 000032
【０１２６】
ただし、ＤＦＴ［］は［］内の信号を時間領域から周波数領域に変換処理することを示す。また、ｈｉ’はｉ番目のソフトキャンセラブロック部４５−ｉにおいて処理の対象となる遅延波のみを抽出した遅延プロファイルを示しており、以下の式（２１）で表される。【０１２７】
【数３１】
2007136056.tif 000033
【０１２８】
ただし、ｈはＭＡＰ検出部４２３に入力されたチャネルインパルス応答推定値を表し、ｈｉは第１の実施形態の場合と同様に、ｉ番目のソフトキャンセラブロック部４５−ｉにおいて処理を行う遅延波のみを抽出した遅延プロファイルである。
次に、このチャネルインパルス応答推定値Ｈ＾ｉ，ｍ’を基に、ＭＭＳＥフィルタ係数Ｗｉ，ｍが以下の式（２２）により決定される。【０１２９】
【数３２】
2007136056.tif 000034
【０１３０】
なお、上記の式（２２）において、ｍは自然数であり、σ＾Ｎ２は雑音電力推定値であり、Ｂはソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３の数（図１８ではその一例としてＢ＝３とする。）であり、ｉ、ｉ’はソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３の数以下の自然数であり、Ｈ＾ｉ，ｍはｉ番目のソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３におけるｍ番目の伝搬路の伝達関数であり、Ｈ＾ｉ，ｍＨはＨ＾ｉ，ｍのハミルトニアンであり、Ｈ＾ｉ’，ｍはｉ’番目のソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３におけるｍ番目の伝搬路の伝達関数であり、Ｈ＾ｉ’，ｍＨはＨ＾ｉ’，ｍのハミルトニアンである。【０１３１】
本発明の第５の実施形態の無線受信機では、送信信号のレプリカであるレプリカ信号ｓ＾（ｔ）を受信信号ｒ（ｔ）に基づいてレプリカ信号作成部２８が作成し、そのレプリカ信号ｓ＾（ｔ）を用いて受信信号ｒ（ｔ）から所定の時間帯ごとに遅延波をソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３が除去し、雑音電力推定値σ＾Ｎ２を伝搬路・雑音電力推定部２２が推定し、レプリカ信号ｓ＾（ｔ）からレプリカ誤差推定値ρをレプリカ誤差推定部が推定し、受信信号ｒ（ｔ）から推定されるチャネルインパルス応答推定値Ｈ＾ｉ，ｍ’と雑音電力推定値σ＾Ｎ２とレプリカ誤差推定値ρとを基にＭＭＳＥフィルタ係数（フィルタ係数とも称する）Ｗｉ，ｍ（式（２２）参照）をＭＭＳＥフィルタ部４４６が決定し、そのＭＭＳＥフィルタ係数Ｗｉ，ｍを使用してソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３が所定の時間帯ごとに遅延波を除去した信号をＭＭＳＥフィルタ部４４６が合成し、ＭＭＳＥフィルタ部４４６が合成した信号に対して軟判定出力部５０が軟判定を行うようにした。
これにより、レプリカ信号の誤差による成分を考慮したＭＭＳＥフィルタリング処理を行うことができる。【０１３２】
なお、式（２２）で示されたＭＭＳＥフィルタ係数Ｗｉ，ｍは繰り返し復調時に用いられ、初回復調時で用いるＭＭＳＥフィルタ係数は第１の実施形態の式（１１）又は式（１２）と同様である。
また、第５の実施形態によるＭＭＳＥフィルタリング処理は、第２〜第４の実施形態による無線受信機にも適用可能である。【０１３３】
（第６の実施形態）
第６の実施形態の無線受信機は、第１の実施形態からさらにＭＭＳＥフィルタ部４６において、分割ブロック内のコード間干渉を考慮したＭＭＳＥフィルタ係数を用いる場合について説明する。【０１３４】
図１９は、本発明の第６の実施形態によるＭＡＰ検出部２３の構成の一例を示す図である。本実施形態による無線受信機は、第１の実施形態による無線受信機（図４参照）のＭＭＳＥフィルタ部４６の代わりに、ＭＭＳＥフィルタ部４６ａを有する点において相違する。なお、第６の実施形態による無線受信機（図１９）が、第１の実施形態による無線受信機（図４）と同様の構成をとる部分については、同一の符号を付してそれらの説明を省略する。【０１３５】
第１の実施形態では、到来する信号をブロック分割し、各ブロックにおける周波数選択性をフラットに近づけることにより、周波数方向拡散を用いたＭＣ−ＣＤＭでは、コード間の直交性を保つことができ、コード間干渉を抑えることが可能となる。
ところが、ブロック分割数に比べて到来する信号の数が多くなる場合、各ブロックにおける周波数選択性は低くなるが、依然として周波数軸方向の電力は変動する。そのため、各ブロックにおいて、周波数選択性に起因するコード間干渉が発生することになる。
本実施形態では、ＭＭＳＥフィルタ部４６ａにおいて、２回目以降の繰り返し復調時には、以下の式（２３）で表されるＭＭＳＥフィルタ係数Ｗｉ，ｍを用いる。【０１３６】
【数３３】
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【０１３７】
ここで、式（２３）における【０１３８】
【数３４】
2007136056.tif 000036
【０１３９】
は、コード多重時の他コードからの干渉成分（コード間干渉推定値とも称する）を表している。また、式（２３）において、ｍは自然数であり、Ｃｍｕｘはコード多重数であり、σ＾Ｎ２は雑音電力推定値であり、Ｂはソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３の数（図１９ではその一例としてＢ＝３とする。）であり、ｉ、ｉ’はソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３の数以下の自然数であり、Ｈ＾ｉ，ｍはｉ番目のソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３におけるｍ番目の伝搬路の伝達関数であり、Ｈ＾ｉ，ｍＨはＨ＾ｉ，ｍのハミルトニアンであり、Ｈ＾ｉ’，ｍはｉ’番目のソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３におけるｍ番目の伝搬路の伝達関数であり、Ｈ＾ｉ’，ｍＨはＨ＾ｉ’，ｍのハミルトニアンである。【０１４０】
本発明の第６の実施形態の無線受信機では、送信信号のレプリカであるレプリカ信号ｓ＾（ｔ）を受信信号ｒ（ｔ）に基づいてレプリカ信号作成部２８が作成し、レプリカ信号ｓ＾（ｔ）を用いて受信信号ｒ（ｔ）から所定の時間帯ごとに遅延波をソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３が除去し、雑音電力推定値σ＾Ｎ２を伝搬路・雑音電力推定部２２が推定し、受信信号ｒ（ｔ）から推定されるチャネルインパルス応答推定値Ｈ＾ｉ，ｍ’と雑音電力推定値σ＾Ｎ２とコード多重数Ｃｍｕｘに基づいて推定されるコード間干渉推定値とを基にＭＭＳＥフィルタ係数Ｗｉ，ｍ（式（２３）参照）を決定し、そのＭＭＳＥフィルタ係数Ｗｉ，ｍを使用してソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３が所定の時間帯ごとに遅延波を除去した信号をＭＭＳＥフィルタ部４６ａが合成し、ＭＭＳＥフィルタ部４６ａが合成した信号に対して軟判定出力部５０が軟判定を行うようにした。
これにより、２回目以降の繰り返し復調時においても、他コードからの干渉成分を考慮することができ、特性を改善することができる。
なお、初回復調時で用いるＭＭＳＥフィルタ係数Ｗｍは、第１の実施形態と同様である。
なお、第６の実施形態によるＭＭＳＥフィルタは、第２〜第５の実施形態による無線受信機にも適用可能である。
なお、上記コード多重数Ｃｍｕｘは制御チャネル等を用いて受信側への通知や受信信号に基づいて推定により求めることが可能である。【０１４１】
上述した本発明の第１〜第６の実施形態による無線受信機によれば、ＦＦＴを使用することによりサブキャリア数の多いマルチキャリア信号を復調する際にも演算量を低減し、またＭＣ−ＣＤＭ時のコード間干渉を取り除く場合にもコード多重数に依存しない演算量を実現しつつ、ガードインターバルＧＩを超える遅延波およびコード間干渉に耐性を持たせることができる。【０１４２】
なお、以上説明した実施形態において、図３、図１３、図１４、図１６のシンボル同期部２１、伝搬路・雑音電力推定部２２、ＭＡＰ検出部２３、コード毎ＭＡＰ復号部２４−１〜２４−４、レプリカ信号作成部２８、コード毎シンボル生成部２９−１〜２９−４、ビットインターリーバ部３０、シンボル生成部３１、シンボルインターリーバ部３２、周波数−時間拡散部３３、ＤＴＣＨ多重部３４、ＰＩＣＨ多重部３５、スクランブリング部３６、ＩＦＦＴ部３７、ＧＩ挿入部３８、Ｐ／Ｓ変換部３９、ビットデインタリーバ部１２５、ＭＡＰ復号部１２６、ビットインタリーバ部１３０、シンボル生成部１３１、Ｐ／Ｓ変換部１３２、Ｓ／Ｐ変換部１３４、コード毎シンボルインタリーバ・拡散部１３５−１〜１３５−４、レプリカ信号作成部２２８、シンボルインタリーバ部２３２、伝搬路・雑音電力推定部３２２、図４、図１５、図１９の遅延波レプリカ生成部４１、加算部４２、ＧＩ除去部４３、ＦＦＴ部４４、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３、ＭＭＳＥフィルタ部４６、４６ａ、コード毎対数尤度比出力部４７−１〜４７−４、逆拡散部４８、シンボルデインタリーバ部４９、軟判定出力部５０、ＭＡＰ検出部２２３、シンボルインタリーバ部２４９、軟判定出力部２５０、図１２、図１７の伝搬路推定部６１、プリアンブルレプリカ生成部６２、雑音電力推定部６３、受信信号レプリカ生成部３６２、雑音電力推定部３６３、図１８のＭＡＰ検出部４２３、ＭＭＳＥフィルタ部４４６、レプリカ誤差推定部４７８の機能又はこれらの機能の一部を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより無線受信機の制御を行ってもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。【０１４３】
また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時刻の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時刻プログラムを保持しているものも含むものとする。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良く、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであっても良い。【０１４４】
以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も請求の範囲に含まれる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３Ａ】
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【図２３Ｂ】
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【国際調査報告】
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