(57)【要約】課題    一次側、二次側の双方向電力フローが可能で、自動制御可能な双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置を得る。解決手段  一次側電源の入出力端子に接続され、電力変換動作を行う一次側変換部と、二次側電源の入出力端子に接続され、電力変換動作を行う二次側変換部と、一次側変換部と二次側変換部を接続する結合部と、一次側変換部、二次側変換部、結合部からの検出値を入力し、その検出値が与えられた指令値と一致するように一次側変換部、或いは二次側変換部を制御する制御部とを備えることとした。
2007108115.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一次側電源と二次側電源の二つの直流電圧源の間で双方向に直流電力を供給しあう双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置において、
一次側電源の入出力端子に接続され、前記一次側電源の電力変換動作を行う一次側変換部と、
二次側電源の入出力端子に接続され、前記二次側電源の電力変換動作を行う二次側変換部と、
前記一次側変換部と前記二次側変換部を接続する結合部と、
前記一次側変換部、前記二次側変換部、前記結合部からの信号を入力し、その信号が指令値と一致するように前記一次側変換部、前記二次側変換部を制御する制御部とを備えたことを特徴とする双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項２】
一次側変換部は、
スイッチング素子二つを直列に接続した一次側スイッチング回路と、
前記一次側スイッチング回路と並列に接続された一次側コンデンサと、
前記一次側コンデンサの電圧を検出して、前記制御部に出力する第１の電圧検出器を備え、
二次側変換部は、
スイッチング素子二つを直列に接続した二次側スイッチング回路と、
前記二次側スイッチング回路と並列に接続された二次側コンデンサと、
前記二次側コンデンサの電圧を検出して、前記制御部に出力する第２の電圧検出器を備え、
結合部は、結合リアクトルと接続線を備えたことを特徴とする請求項１記載の双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項３】
前記結合リアクトルに流れる電流を検出して、前記制御部に出力する第１の電流検出器を備え、
制御部は、
前記第１の電流検出器から入力された信号と、与えられた指令値が一致するように、前記一次側変換部と前記二次側変換部に電力変換動作を行う制御信号を出力することを特徴とする請求項１または請求項２記載の双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項４】
前記接続線に流れる電流を検出して、前記制御部に出力する第２の電流検出器を備え、
制御部は、
前記第２の電流検出器から入力された信号と、指令値が一致するように、前記一次側変換部と前記二次側変換部に電力変換動作を行う制御信号を出力することを特徴とする請求項１または請求項２記載の双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項５】
前記一次側スイッチング回路、または前記二次側スイッチング回路の正極端子を第１の端子とし、
前記第１の端子を流れる電流を検出して、前記制御部に出力する第３の電流検出器を備え、
制御部は、
前記第３の電流検出器から入力された信号と、指令値が一致するように、前記一次側変換部と前記二次側変換部に電力変換動作を行う制御信号を出力することを特徴とする請求項１または請求項２記載の双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項６】
前記一次側スイッチング回路の前記一次側電源側負極端子、または前記二次側スイッチング回路の前記二次側電源側負極端子を第２の端子とし、
前記第２の端子を流れる電流を検出して、前記制御部に出力する第４の電流検出器を備え、
制御部は、
前記第４の電流検出器から入力された信号と、指令値が一致するように、前記一次側変換部と前記二次側変換部に充放電動作を行う制御信号を出力することを特徴とする請求項１または請求項２記載の双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項７】
制御部は、
前記第１〜第４の何れかの電流検出器から入力された信号と、
前記第１、第２の電圧検出器から入力された信号とから得られる状態量を使用して、前記一次側変換部と前記二次側変換部に電力変換動作を行う制御信号を出力することを特徴とする請求項１から請求項６に記載の双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項８】
前記制御部に電流指令値が与えられる場合、制御部は、
前記電流指令値を前記状態量に応じた値に調整を行う電流指令調整部と、
前記電流指令調整部において調整された電流指令値と、前記第１〜第４の何れかの電流検出器から入力された信号との偏差を生成する電流制御部と、
前記電流制御部で生成された偏差と、前記第１、第２の電圧検出器から入力された信号から前記スイッチング素子の通流率指令を生成する通流率指令生成部と、
前記通流率指令生成部で生成された前記通流率指令から前記スイッチング素子のゲート信号を生成するゲート信号生成部を備えたことを特徴とする請求項１から請求項６に記載の双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項９】
前記制御部に電力指令値が与えられる場合、制御部は、
前記電力指令値から電流指令値を得る電流指令換算部と、
前記電流指令値を前記状態量に応じた値に調整を行う電流指令調整部と、
前記電流指令調整部において調整された電流指令値と、前記第１〜第３の何れかの電流検出器から入力された信号との偏差を生成する電流制御部と、
前記電流制御部で生成された偏差と、前記第１、第２の電圧検出器から入力された信号から前記スイッチング素子の通流率指令を生成する通流率指令生成部と、
前記通流率指令生成部で生成された前記通流率指令から前記スイッチング素子のゲート信号を生成するゲート信号生成部を備えたことを特徴とする請求項１から請求項６に記載の双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項１０】
前記結合リアクトルと前記接続線の間の電圧を検出する第３の電圧検出器を有したことを特徴とする請求項９に記載の双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項１１】
電流指令換算部は、
前記電力指令値と前記第１〜第３の何れかの電圧検出器から入力された信号から、電流指令値を生成することを特徴とする請求項９、または請求項１０記載の双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項１２】
電流指令調整部は、
前記電流指令値の上限と下限を任意の値に制限することを特徴とする請求項８〜請求項１０に記載の双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項１３】
電流制御部は、
前記電流指令調整部において調整された電流指令値と、前記第１〜第４の何れかの電流検出器から入力された信号との偏差を増幅する比例積分制御器を備えたことを特徴とする請求項８、または請求項９に記載の双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項１４】
通流率指令生成部は、
前記一次側スイッチング回路を制御する第１の通流率指令と、
前記二次側スイッチング回路を制御する第２の通流率指令を生成することを特徴とする請求項８、または請求項９に記載の双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項１５】
ゲート信号生成部は、
前記第１の通流率指令と、第２の通流率指令と、キャリア信号とを比較し、
前記一次側スイッチング回路の上側アームスイッチング素子、及び下側アームスイッチング素子と、前記二次側スイッチング回路の上側アームスイッチング素子、及び下側アームスイッチング素子をそれぞれオンオフするゲート信号を生成することを特徴とする請求項８、または請求項９に記載の双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項１６】
架線から供給された電力を駆動電力として電動機に給電する駆動制御用インバータ装置と、
前記架線から供給された電力を蓄える電力貯蔵デバイスと、
前記架線と前記電力貯蔵デバイスとの間に設けられ、前記架線と前記電力貯蔵デバイスの電力を双方向に制御する双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置とを備え、
前記双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置は、一次側電源の入出力端子に接続され、前記一次側電源の電力変換動作を行う一次側変換部と、
二次側電源の入出力端子に接続され、前記二次側電源の電力変換動作を行う二次側変換部と、
前記一次側変換部と前記二次側変換部を接続する結合部と、
前記一次側変換部、前記二次側変換部、前記結合部からの信号を入力し、その信号が指令値と一致するように前記一次側変換部、前記二次側変換部を制御する制御部から成ることを特徴とする電気鉄道き電システム。
【請求項１７】
前記一次側変換部の正極端子をパンタグラフ、あるいは駆動制御用インバータ装置の正極側に接続し、
前記一次側変換部の負極端子を帰線回路、あるいは前記駆動制御用インバータ装置の負極側に接続し、
前記二次側変換部の正極端子を電力貯蔵デバイスの正極側に接続し、
前記二次側変換部の負極端子を電力貯蔵デバイスの負極側に接続する構成としたことを特徴とする請求項１６に記載の電気鉄道き電システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】  本発明は、直流電圧源同士を互いに接続する際に使用するＤＣＤＣコンバータ装置に関するものであり、例えば電力貯蔵デバイスを搭載した電気車等に適用可能である。
【背景技術】
【０００２】  従来より、電鉄システムへ二次電池や電気二重層キャパシタ等の電力貯蔵デバイスを応用し、車両のブレーキ時に発生する余剰回生電力を電力貯蔵デバイスに貯蔵し、加速時に貯蔵した電力を使用する構成とすることで、車両の持つ運動エネルギーを有効利用できることが知られ、この場合、双方向の電力制御が可能な降圧コンバータ（以下、双方向降圧ＤＣＤＣコンバータ）が直流架線と電力貯蔵デバイスとの接続に使用されている（例えば、特許文献１）。【０００３】
【特許文献１】特開２００５−２０６１１１号公報
【０００４】  しかし、上記のような双方向降圧ＤＣＤＣコンバータでは、その回路構成上、コンバータの一次側電圧が二次側電圧より低い場合、電流の制御が不能となるので、常に一次側電圧が二次側電圧より高くなる条件で使用する必要があった。【０００５】このような問題を回避するにはＤＣＤＣコンバータの一次側電圧と二次側電圧の大小関係によらず、一次側から二次側へ、また二次側から一次側へ双方向の電力フローが可能なＤＣＤＣコンバータ（以下、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ）が有効であり、例えば特許文献２に回路構成が開示されている。【０００６】
【特許文献２】特開２００１−２６８９００号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】  しかしながら、特許文献２に開示されている双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータは、一次側から二次側への電力フローにおいて、一次側電圧を二次側電圧より上げる場合と一次側電圧を二次側電圧より下げる場合、二次側から一次側への電力フローにおいて、一次側電圧を二次側電圧より上げる場合と一次側電圧を二次側電圧より下げる場合、の４つの動作モードにおけるスイッチング素子の動作パターンが各動作モード毎に決められており、例えば一次側電圧と二次側電圧が同一となる場合や、電力フローをゼロとする場合を想定していないため、各動作モード間を連続的に遷移することができない。【０００８】  また、各スイッチング素子の通流率は、ボリュームで調整すると記載されており、電力フローを瞬時値ベースで自動制御することは考慮されていない。
このため、ＤＣＤＣコンバータの一次側から二次側へ、また二次側から一次側への電力の向きと大きさを瞬時値ベースで連続的に所望の値に自動制御することができない。【０００９】  本発明は、このような問題を解決するためになされたものであり、異なる直流電圧源をＤＣＤＣコンバータの一次側と二次側にそれぞれ接続した状態で、二次側電圧と一次側電圧の大小関係によらず、一次側から二次側へ、また二次側から一次側へ双方向の電力フロー可能とし、その電力の向きと大きさを瞬時値ベースで連続的に所望の値に自動制御可能な双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置を提供するものである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】  本発明に係る双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置は、
一次側電源の入出力端子に接続され、電力変換動作を行う一次側変換部と、
二次側電源の入出力端子に接続され、電力変換動作を行う二次側変換部と、
一次側変換部と二次側変換部を接続する結合部と、
一次側変換部、二次側変換部、結合部からの検出値を入力し、その検出値が与えられた指令値と一致するように一次側変換部、或いは二次側変換部を制御する制御部とを備える。
【発明の効果】
【００１１】  本発明によれば、異なる直流電圧源を双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータの一次側と二次側にそれぞれ接続した状態で、一次側電圧と二次側電圧の大小関係によらず、一次側から二次側へ、また二次側から一次側へ双方向の電力フローを可能とし、その電力の向きと大きさを瞬時値ベースで連続的に所望の値に自動制御可能となる双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータを得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】実施の形態１における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成図である。
【図２】実施の形態１における、制御部３０ａの構成例を示す図である。
【図３】実施の形態１における、電流指令変換部３１ａの構成例を示す図である。
【図４】実施の形態１における、電流指令調整部３２ａの構成例を示す図である。
【図５】実施の形態１における、電流制御部３３ａの構成例を示す図である。
【図６】実施の形態１における、通流率指令生成部３４ａの構成例を示す図である。
【図７】実施の形態１における、ゲート信号生成部３５ａの構成例を示す図である。
【図８】実施の形態１における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の動作波形のシミュレーション結果を示す図である。
【図９】実施の形態１における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の動作波形のシミュレーション結果を示す図である。
【図１０】実施の形態１における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の動作波形のシミュレーション結果を示す図である。
【図１１】実施の形態１における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の動作波形のシミュレーション結果を示す図である。
【図１２】実施の形態１における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の動作波形のシミュレーション結果を示す図である。
【図１３】実施の形態１における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の動作波形のシミュレーション結果を示す図である。
【図１４】実施の形態１における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の動作波形のシミュレーション結果を示す図である。
【図１５】実施の形態１における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の動作波形のシミュレーション結果を示す図である。
【図１６】実施の形態２における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成図である。
【図１７】実施の形態２における、制御部３０ｂの構成例を示す図である。
【図１８】実施の形態２における、電流指令調整部３２ｂの構成例を示す図である。
【図１９】実施の形態２における、一次側コンデンサ電圧上限制限操作量算出部６０の構成例を示す図である。
【図２０】実施の形態２における、一次側コンデンサ電圧下限制限操作量算出部６１の構成例を示す図である。
【図２１】実施の形態２における、二次側コンデンサ電圧上限制限操作量算出部６２の構成例を示す図である。
【図２２】実施の形態２における、二次側コンデンサ電圧下限制限操作量算出部６３の構成例を示す図である。
【図２３】実施の形態２における、一次側スイッチング回路電流上限制限操作量算出部６６の構成例を示す図である。
【図２４】実施の形態２における、一次側スイッチング回路電流下限制限操作量算出部６７の構成例を示す図である。
【図２５】実施の形態２における、二次側スイッチング回路電流上限制限操作量算出部６８の構成例を示す図である。
【図２６】実施の形態２における、二次側スイッチング回路電流下限制限操作量算出部６９の構成例を示す図である。
【図２７】実施の形態３における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成図である。
【図２８】実施の形態３における、制御部３０ｃの構成例を示す図である。
【図２９】実施の形態４における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成図である。
【図３０】実施の形態４における、制御部３０ｄの構成例を示す図である。
【図３１】実施の形態４における、電流指令変換部３１ｂの構成例を示す図である。
【図３２】実施の形態５における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成図である。
【図３３】実施の形態５における、制御部３０ｅの構成例を示す図である。
【図３４】実施の形態６における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成図である。
【図３５】実施の形態６における、制御部３０ｆの構成例を示す図である。
【図３６】実施の形態７における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成図である。
【図３７】実施の形態７における、制御部３０ｇの構成例を示す図である。
【図３８】実施の形態７における、通流率指令生成部３４ｂの構成例を示す図である。
【図３９】本実施の形態７における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の動作波形のシミュレーション結果を示す図である。
【図４０】本実施の形態７における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の動作波形のシミュレーション結果を示す図である。
【図４１】本実施の形態７における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の動作波形のシミュレーション結果を示す図である。
【図４２】本実施の形態７における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の動作波形のシミュレーション結果を示す図である。
【図４３】実施の形態８における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成図である。
【図４４】実施の形態８における、制御部３０ｈの構成例を示す図である。
【図４５】実施の形態８における、通流率指令生成部３４ｃ構成例を示す図である。
【図４６】実施の形態８における、ゲート信号生成部３５ｂの構成例を示す図である。
【図４７】実施の形態８における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の動作波形のシミュレーション結果を示す図である。
【図４８】実施の形態８における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の動作波形のシミュレーション結果を示す図である。
【図４９】実施の形態８における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の動作波形のシミュレーション結果を示す図である。
【図５０】実施の形態９における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成図である。
【図５１】実施の形態９における、制御部３０ｉの構成例を示す図である。
【図５２】実施の形態１０における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成図である。
【図５３】実施の形態１０における、制御部３０ｊの構成例を示す図である。
【図５４】実施の形態１０における、通流率指令生成部３４ｄの構成例を示す図である。
【図５５】実施の形態１０における、ゲート信号生成部３５ｃの構成例を示す図である。
【図５６】実施の形態１１における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成図である。
【図５７】実施の形態１１における、制御部３０ｋの構成例を示す図である。
【図５８】実施の形態１２における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成図である。
【図５９】実施の形態１２における、制御部３０ｍの構成例を示す図である。
【図６０】実施の形態１２における、電流指令変換部３１ｃの構成例を示す図である。
【図６１】実施の形態１２における、電流指令調整部３２ｃの構成例を示す図である。
【図６２】実施の形態１２における、電流制御部３３ｂの構成例を示す図である。
【図６３】実施の形態１３における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成図である。
【図６４】実施の形態１３における、制御部３０ｎの構成例を示す図である。
【図６５】実施の形態１３における、電流指令変換部３１ｄの構成例を示す図である。
【図６６】実施の形態１３における、電流指令調整部３２ｄの構成例を示す図である。
【図６７】実施の形態１３における、電流制御部３３ｃの構成例を示す図である。
【図６８】実施の形態１４における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の応用例を示す図である。
【図６９】実施の形態１５における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の応用例を示す図である。
【符号の説明】
【００１３】１ａ：一次側変換部
１ｂ：二次側変換部
１ｃ：結合部
２ａ：一次側電源
２ｂ：二次側電源
３：結合リアクトル
４：電流検出器
５：接続線
６：電圧検出器
７：電流検出器
１０：スイッチング回路
１１、１２：スイッチング素子
１３：コンデンサ
１４：電圧検出器
３０：制御部
３１：電流指令換算部
３２：電流指令調整部
３３：電流制御部
３４：通流率指令生成部
３５：ゲート信号生成部
２８０：架線
２８１：パンタグラフ
２８２：駆動制御用インバータ装置
２８３：電動機
２８４：レール
２８５：双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置
２８６：電力貯蔵デバイス
２８７：直流電源
２８８：車両
２８９：系統制御装置
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１に係る双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成を示す図である。図１において、一次側変換部１ａは一次側電源インピーダンス２１ａと一次側電源電圧源２２ａで構成された一次側電源２ａの入出力端子２３ａ、２４ａに接続され、結合リアクトル３と接続線５からなる結合部１ｃを介して、同じく二次側電源インピーダンス２１ｂと二次側電源電圧源２２ｂで構成された二次側電源２ｂの入出力端子２３ｂ、２４ｂに接続されている二次側変換部１ｂと接続されている。【００１５】  そして、一次側変換部１ａは、スイッチング素子１１ａ、１２ａを直列に接続した一次側スイッチング回路１０ａと、この一次側スイッチング回路１０ａに並列に接続されている一次側コンデンサ１３ａと、一次側コンデンサ１３ａの電圧を検出する電圧検出器１４ａによって構成されている。
二次側変換部１ｂもこれと同様に構成されているため、以下一次側変換部１ａについて説明をする。【００１６】  一次側スイッチング回路１０ａの上側アーム側のスイッチング素子１１ａの正極端子を第一の端子１５ａとし、一次側スイッチング回路１０ａの下側アーム側のスイッチング素子１２ａの負極端子を第二の端子１６ａ、第四の端子１８ａとし、第一の端子１５ａは一次側コンデンサ１３ａの正極側に接続され、第二の端子１６ａは一次側コンデンサ１３ａの負極に接続されている。第四の端子１８ａと、同様に構成された二次側スイッチング回路１０ｂにおける第四の端子１８ｂとが接続線５を介して接続され、上側アーム側のスイッチング素子１１ａの負極側と下側アーム側のスイッチング素子１２ａの正極側の接続点を第三の端子１７ａと、同様に構成された二次側スイッチング回路１０ｂにおける第三の端子１７ｂとが結合リアクトル３で接続され、この結合リアクトル３の電流ＩＬを検出する第１の電流検出器４が設けられている。【００１７】  また、前記一次側スイッチング回路１０ａの第三の端子１７ａと前記二次側スイッチング回路１０ｂの第三の端子１７ｂの間の任意の箇所と、接続線５との間の電圧を結合部電圧ＶＬとし、この結合部電圧ＶＬを検出する電圧検出器６を有する。【００１８】なお、図１では、結合リアクトル３と接続線５との間の電圧を電圧検出器６で検出した値を、結合部電圧ＶＬとして利用した場合の構成としているが、結合部電圧ＶＬは、例えば一次側スイッチング回路１０ａの第三の端子１７ａと接続線５との間の電圧であっても良いし、二次側スイッチング回路１０ｂの第三の端子１７ｂと接続線５との間の電圧であっても良い。【００１９】さらに、一次側変換部１ａから出力される一次側コンデンサ電圧Ｖ１、二次側変換部１ｂから出力される二次側コンデンサ電圧Ｖ２、及び結合部１ｃから出力される結合リアクトル電流ＩＬ、結合部電圧ＶＬが制御部３０ａに入力される。この制御部３０ａは、結合部１ｃを一次側から二次側方向へ流れる電力ＰＬを与えられた指令値Ｐ＊と一致するように、スイッチング素子１１ａ、１１ｂ、１２ａ、１２ｂをそれぞれオンオフ制御するゲート信号Ｇ１ａ、Ｇ１ｂ、Ｇ２ａ、Ｇ２ｂとして、一次側変換部１ａ、二次側変換部１ｂに出力する。【００２０】ここで電力指令Ｐ＊は、例えば、本発明のＤＣＤＣコンバータ装置を含む電力貯蔵システムを制御する、本ＤＣＤＣコンバータの制御部３０ａよりも上位に位置する別の制御装置より入力される信号などに相当する。【００２１】なお、一次側スイッチング回路１０ａにおける第一の端子１５ａの電流と第二の端子１６ａの電流、結合リアクトル３の電流と接続線５の電流、二次側スイッチング回路１０ｂにおける第一の端子１５ｂの電流と第二の端子１６ｂの電流は、それぞれ大きさが等しく、単に方向が逆である関係であるので、それを考慮すればどちら側を検出しても本発明の内容を実現できるが、本明細書中の全ての説明は、一次側スイッチング回路１０ａにおける第一の端子１５ａの電流（以下、一次側スイッチング回路電流Ｉ１と表記する）、結合リアクトル３の電流（以下、結合リアクトル電流ＩＬと表記する）、二次側スイッチング回路の第一の端子１��ｂの電流（以下、二次側スイッチング回路電流Ｉ２と表記する）を検出した場合を想定した説明としている。
なお、回路の負極側（一次側の入出力端子２４ａから一次側スイッチング回路１０ａの第二の端子１６ａ、第四の端子１８ａ、接続線５、二次側スイッチング回路１０ｂの第四の端子１８ｂ、第二の端子１６ｂ、二次側の入出力端子２４ｂに至るライン）が接地されて使用される場合、高電位であり常時変動する一次側スイッチング回路１０ａの第一の端子１５ａ、二次側スイッチング回路１０ｂの第一の端子１５ｂ、結合リアクトル３の対地電位より、接地電位となる一次側スイッチング回路１０ａの第二の端子１６ａ、二次側スイッチング回路１０ｂの第二の端子１６ｂ、接続線５の対地電位のほうが低く安定しており、ここに電流検出器を設置するほうが電流検出器に要求される絶縁耐圧が低くて済み、またノイズの少ない検出値が得られる場合がある。【００２２】次に、制御部３０ａの構成に関して説明する。
図２は、本発明の実施の形態１における、制御部３０ａの構成例を示す図である。
図２に示すとおり、制御部３０ａは電流指令換算部３１ａ、電流指令調整部３２ａ、電流制御部３３ａ、通流率指令生成部３４ａ、ゲート信号生成部３５ａからなる。【００２３】電流指令変換部３１ａでは、電力指令Ｐ＊と結合部電圧ＶＬとから、結合リアクトル基本電流指令ＩＬ０＊を生成する。【００２４】電流指令調整部３２ａでは、電流指令変換部３１ａより入力される結合リアクトル基本電流指令ＩＬ０＊を調整し、結合リアクトル電流指令ＩＬ＊を生成する。【００２５】  電流制御部３３ａでは、結合リアクトル電流指令ＩＬ＊と、結合リアクトル電流ＩＬとから、電流誤差ＤＩＬを生成する。【００２６】通流率指令生成部３４ａでは、電流制御部３３ａより入力された電流誤差ＤＩＬと、一次側コンデンサ電圧Ｖ１と、二次側コンデンサ電圧Ｖ２とから一次側通流率指令ＶＲＥＦ１、二次側通流率指令ＶＲＥＦ２を生成する。【００２７】  ゲート信号生成部３５ａでは、通流率指令生成部３４ａから入力された一次側通流率指令ＶＲＥＦ１、二次側通流率指令ＶＲＥＦ２とから、スイッチング素子１１ａ、１２ａ、１１ｂ、１２ｂをそれぞれオンオフ制御するゲート信号Ｇ１ａ、Ｇ２ａ、Ｇ１ｂ、Ｇ２ｂを生成する。【００２８】なお、図２では、制御部３０ａは、外部より電力指令Ｐ＊を入力する構成としているが、電力指令Ｐ＊の代わりに、結合リアクトル基本電流指令ＩＬ０＊、あるいは、結合リアクトル電流指令ＩＬ＊に相当する信号を外部より制御部３０ａに入力する構成としても良く、この場合は、電流指令変換部３１ａ、電流指令調整部３２ａは省略できる。【００２９】以下、電流指令換算部３１ａ、電流指令調整部３２ａ、電流制御部３３ａ、通流率指令生成部３４ａ、ゲート信号生成部３５ａの構成例を説明する。【００３０】図３は本発明の実施の形態１における、電流指令換算部３１ａの構成例を示す図である。図示しないが、割算器４０等の機能ブロックの入出力に、ローパスフィルタ等を挿入して不要な周波数成分を除去する構成としてもよい。【００３１】図３に示すように、電流指令変換部３１ａでは、与えられた電力指令Ｐ＊を、割算器４０を用いて結合部電圧ＶＬで割ることで、結合リアクトル基本電流指令ＩＬ０＊を生成する。【００３２】図４は、本発明の実施の形態１における、電流指令調整部３２ａの構成例を示す図である。図示しないが、リミッタ７０ａの入出力に、ローパスフィルタ等を挿入して不要な周波数成分を除去する構成としてもよい。【００３３】図４に示すように、電流指令調整部３２ａでは、電流指令変換部３１ａで生成された結合リアクトル基本電流指令ＩＬ０＊に対して、電流指令上限制限値ＩＬＭＴＨと、電流指令下限制限値ＩＬＭＴＬにより上限下限を設定されたリミッタ７０ａにより上限、下限を制限した値を、結合リアクトル電流指令ＩＬ＊として出力する。【００３４】ここで、リミッタ７０ａの機能を説明する。結合リアクトル基本電流指令ＩＬ０＊の上限、下限を制限した信号を、結合リアクトル電流指令ＩＬ＊とすることで、これに一致するよう制御される実際の結合リアクトル電流ＩＬの上限、下限を制限することが可能となる。この結合リアクトル電流ＩＬは、常にスイッチング素子１１ａ〜１２ｂの何れかを流れ��いる電流であるため、結合リアクトル電流ＩＬの上限、下限を制限することで、スイッチング素子１１ａ〜１２ｂの電流を制限することができる。【００３５】なお、リミッタ７０ａの電流指令上限制限値ＩＬＭＴＨと、電流指令下限制限値ＩＬＭＴＬの大きさは、スイッチング素子１１ａ〜１２ｂの電流耐量以下に設定するのが適当である。【００３６】上述のように電流指令調整部３２ａを構成することで、例えば制御部３０ａに過大な電力指令Ｐ＊が入力された場合等において、電流指令換算部３１ａで算出された結合リアクトル基本電流指令ＩＬ０＊が、スイッチング素子１１ａ〜１２ｂの電流耐量に対して過大となった場合も、リミッタ７０ａにより、結合リアクトル電流指令ＩＬ＊をスイッチング素子１１ａ〜１２ｂの電流耐量以内に制限することが可能となる。【００３７】これにより、実際の結合リアクトル電流ＩＬ、ひいてはスイッチング素子１１ａ〜１２ｂの電流をその電流耐量以内に制限することが可能となり、スイッチング素子１１ａ〜１２ｂを過電流で破損することから回避でき、過大な電力指令入力等の外乱に対して強い、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置を得ることができる。【００３８】図５は、本発明の実施の形態１における、電流制御部３３ａの構成例を示す図である。図示しないが、減算器２００等の機能ブロックの入出力に、ローパスフィルタ等を挿入して不要な周波数成分を除去する構成としてもよい。【００３９】図５に示すように、電流制御部３３ａでは減算器２００において、電流指令調整部３２ａで生成された結合リアクトル電流指令ＩＬ＊と結合リアクトル電流ＩＬの偏差を生成し、これを比例積分制御器２０１に入力する。比例積分制御器２０１では、次式によって電流誤差ＤＩＬを得る。
Ｋ１；比例ゲイン、Ｋ２；積分ゲイン、ｓ；ラプラス演算子とすると、
ＤＩＬ＝（Ｋ１＋Ｋ２／ｓ）×（ＩＬ＊−ＩＬ）【００４０】図６は、本発明の実施の形態１における、通流率指令生成部３４ａの構成例を示す図である。図示しないが、加算器２１１ａ等の機能ブロックの入出力に、ローパスフィルタ等を挿入して不要な周波数成分を除去する構成としてもよい。【００４１】図６に示すように、通流率指令生成部３４ａでは割算器２１０ａにて二次側コンデンサ電圧Ｖ２を一次側コンデンサ電圧Ｖ１で割ることで、二次側コンデンサ電圧Ｖ２と一次側コンデンサ電圧Ｖ１の比Ｖ２／Ｖ１が求まる。これをリミッタ２１３ａで下限をゼロ、上限を１に制限した値を、一次側変換部１ａへの一次側基本通流率指令ＶＲＥＦ１Ａとする。【００４２】この一次側基本通流率指令ＶＲＥＦ１Ａに、電流制御部３３ａで生成された電流誤差ＤＩＬを加算器２１１ａで加算したものを一次側変換部１ａの通流率指令である一次側通流率指令ＶＲＥＦ１とする。
即ちＶＲＥＦ１は、ＶＲＥＦ１＝ＶＲＥＦ１Ａ＋ＤＩＬとなる。【００４３】一方、割算器２１０ｂにて一次側コンデンサ電圧Ｖ１を二次側コンデンサ電圧Ｖ２で割ることで、一次側コンデンサ電圧Ｖ１と二次側コンデンサ電圧Ｖ２の比Ｖ１／Ｖ２が求まる。これをリミッタ２１３ｂで下限をゼロ、上限を１に制限した値を、二次側変換部１ｂへの二次側基本通流率指令ＶＲＥＦ２Ａとする。【００４４】この二次側基本通流率指令ＶＲＥＦ２Ａに、電流制御部３３ａで生成された電流誤差ＤＩＬを符号反転回路２１２で符号反転したＤＩＬ２を加算器２１１ｂで加算したものを二次側変換部１ｂの通流率指令である二次側通流率指令ＶＲＥＦ２とする。
即ちＶＲＥＦ２は、ＶＲＥＦ２＝ＶＲＥＦ２Ａ＋ＤＩＬ２となる。【００４５】図７は、本発明の実施の形態１における、ゲート信号生成部３５ａの構成例を示す図である。図示しないが、比較器２２０ａ等の機能ブロックの入出力に、ローパスフィルタ等を挿入して不要な周波数成分を除去する構成としてもよい。【００４６】図７に示すように、ゲート信号生成部３５ａではまず、キャリア信号生成部２２２で、０〜１の値をとるキャリア信号ＣＡＲを生成する。キャリア信号ＣＡＲとしては、例えば三角波、のこぎり波等が適当である。【００４７】そして比較器２２０ａ、２２０ｂ、反転回路２２１ａ、２２１ｂで、通流率指令生成部３４ａで生成された一次側通流率指令ＶＲＥＦ１、二次側通流率指令ＶＲＥＦ２と、キャリア信号ＣＡＲの大小関係から、以下の論理で各スイッチング素子１１ａ〜１２ｂのゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ２ｂを決定する。【００４８】ＶＲＥＦ１＞ＣＡＲの場合、スイッチング素子１１ａへのゲート信号Ｇ１ａをオン、スイッチング素子１２ａへのゲート信号Ｇ２ａをオフする。逆にＶＲＥＦ１＜ＣＡＲならスイッチング素子１１ａへのゲート信号Ｇ１ａをオフ、スイッチング素子１２ａへのゲート信号Ｇ２ａをオンする。【００４９】ＶＲＥＦ２＞ＣＡＲの場合、スイッチング素子１１ｂへのゲート信号Ｇ１ｂをオン、スイッチング素子１２ｂへのゲート信号Ｇ２ｂをオフする。逆にＶＲＥＦ２＜ＣＡＲならスイッチング素子１１ｂへのゲート信号Ｇ１ｂをオフ、スイッチング素子１２ｂへのゲート信号Ｇ２ｂをオンする。【００５０】以上のように制御部３０ａを構成することで、一次側コンデンサ電圧Ｖ１と、二次側コンデンサ電圧Ｖ２の大きさや大小関係に関わらず、電力指令Ｐ＊が正の場合、結合リアクトル基本電流指令ＩＬ０＊は正となり、結合部１ｃを流れる電力ＰＬ（以下、結合部電力ＰＬと表記する）を、一次側電源２ａから二次側電源２ｂの方向へ流すことが可能となり、その大きさは電力指令Ｐ＊の大きさに一致する。
一方、電力指令Ｐ＊が負の場合、結合リアクトル電流基本指令ＩＬ０＊は負となり、結合部電力ＰＬを二次側電源２ｂから一次側電源２ａの方向へ流すことが可能となり、その大きさは電力指令Ｐ＊の大きさに一致する。
また、電力指令Ｐ＊がゼロの場合、結合リアクトル基本電流指令ＩＬ０＊はゼロとなり、一次側電源２ａと二次側電源２ｂとの間の電力フローを停止できる。【００５１】このように、電力指令Ｐ＊を正からゼロを含めて負まで、大きさ・方向を任意設定することで、結合部電力ＰＬを任意の大きさ・方向に連続的に瞬時値ベースで制御することが可能となる。【００５２】また、スイッチング素子１１ａ〜１２ｂの電流を、任意の値に制限することが可能となり、例えば、スイッチング素子１１ａ〜１２ｂの電流をその電流耐量以内に制限することが可能となり、スイッチング素子１１ａ〜１２ｂを過電流で破損することが回避でき、過大な電力指令入力等の外乱に対して強い、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置を得ることができる。【００５３】本実施の形態１は、結合部電力ＰＬに着目し、これを電力指令Ｐ＊に一致させるよう制御するものである。言い換えれば、電力指令Ｐ＊をそれに対応する結合リアクトル電流指令ＩＬ＊に換算し、これに実際の結合リアクトル電流ＩＬが一致するように制御を実施するものである。【００５４】さらに、一次側変換部１ａ、結合部１ｃ、二次側変換部１ｂでの損失を微小であるので無視し、一次側コンデンサ１３ａ、二次側コンデンサ１３ｂに蓄積されているエネルギーの変動は微小であるのでこれを無視した場合、一次側電源２ａの入出力電力Ｐ１０と、結合部電力ＰＬと、二次側電源２ｂの入出力電力Ｐ２０とは、瞬時値ベースで等しくなるので、結合部電力ＰＬを制御することで、一次側電源２ａと二次側電源２ｂとの間の電力フローの制御が可能となる。【００５５】なお、一次側変換部１ａ、結合部１ｃ、二次側変換部１ｂでの損失を無視できないほど制御の精度を要する用途では、図示しないが、電力指令Ｐ＊あるいは結合リアクトル電流指令ＩＬ＊を、損失（通常、ＤＣＤＣコンバータに入出力する全電力の数パーセント程度）を含めた値に設定することにより、電力フローの制御精度をさらに向上できる。【００５６】また、一次側コンデンサ１３ａ、二次側コンデンサ１３ｂに蓄積されているエネルギーの変動を無視できないほど制御の精度を要する用途では、図示しないが、一次側コンデンサ１３ａと二次側コンデンサ１３ｂに蓄積されているエネルギー変動量に応じて電力指令Ｐ＊あるいは結合リアクトル電流指令ＩＬ＊を調整することで、電力フローの過渡的な制御精度を向上できる。【００５７】図８〜図１１、図１２〜図１５は、本発明の実施の形態１における、制御部３０ａの構成を適用した双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の動作波形のシミュレーション結果を示す図である。
図８（ａ）、図１２（ａ）は一次側端子電圧Ｖ１０と二次側端子電圧Ｖ２０を示す図であり、図８（ｂ）、図１２（ｂ）は一次側通流率指令ＶＲＥＦ１を示す図である。
図９（ｃ）、図１３（ｃ）は二次側通流率指令ＶＲＥＦ２を示す図であり、図９（ｄ）、図１３（ｄ）は結合リアクトル電流指令ＩＬ＊を示す図である。
図１０（ｅ）、図１４（ｅ）は結合リアクトル電流ＩＬを示す図であり、図１０（ｆ）、図１４（ｆ）は電力指令Ｐ＊を示す図である。
図１１（ｇ）、図１５（ｇ）は結合部電力ＰＬを示す図である。
図８〜図１１は、一次側端子電圧Ｖ１０を４００Ｖ〜８００Ｖまでの間を２Ｈｚでランプ変化させる電圧源を一次側電源２ａとして接続し、初期電圧６００Ｖの大容量キャパシタを二次側電源２ｂとして接続し、電力指令Ｐ＊を±５００ＫＷの範囲を１Ｈｚでランプ変化させた場合の動作波形を示す図である。なお、リミッタ７０ａは±１０００Ａに設定することで、結合リアクトル電流指令ＩＬ＊を±１０００Ａ以内に制限している。【００５８】図８〜図１１より、一次側端子電圧Ｖ１０と二次側端子電圧Ｖ２０の大小関係によらず、一次側通流率指令ＶＲＥＦ１、二次側通流率指令ＶＲＥＦ２が最適に調整され、結合リアクトル電流ＩＬは、結合リアクトル電流指令ＩＬ＊に一致している。結合リアクトル電流指令ＩＬ＊は±１０００Ａに満たないので、リミッタ７０ａで制限されることなく動作している。結果として結合部電力ＰＬは全領域で電力指令Ｐ＊に一致していることがわかる。【００５９】  図１２〜図１５は、一次側端子電圧Ｖ１０を４００Ｖ〜８００Ｖまでの間を２Ｈｚでランプ変化させる電圧源を一次側電源２ａとして接続し、初期電圧６００Ｖの大容量キャパシタを二次側電源２ｂとして接続し、電力指令Ｐ＊を±５００ＫＷの範囲を１Ｈｚでランプ変化させた場合の動作波形を示す図である。なお、リミッタ７０ａを±５００Ａに設定することで、結合リアクトル電流指令ＩＬ＊を±５００Ａで制限している。【００６０】図１２〜図１５より、一次側端子電圧Ｖ１０と二次側端子電圧Ｖ２０の大小関係によらず、一次側通流率指令ＶＲＥＦ１、二次側通流率指令ＶＲＥＦ２が最適に調整され、結合リアクトル電流ＩＬは、結合リアクトル電流指令ＩＬ＊に一致し、その値は±５００Ａ以下に制限されている。結合リアクトル電流ＩＬが±５００Ａ以下の領域では結合部電力ＰＬは電力指令Ｐ＊に一致しており、結合リアクトル電流ＩＬが±５００Ａに制限されている間は、結合リアクトル電流ＩＬが不足する分、結合部電力ＰＬは電力指令Ｐ＊より小さくなっていることがわかる。【００６１】このように、結合リアクトル電流ＩＬをリミッタ７０ａで設定した値に制限することが可能となるので、過大な電力指令Ｐ＊が入力されても、スイッチング素子１１ａ〜１２ｂを過電流で破壊することを防止できる。【００６２】実施の形態２．
以下、図面を参照しながら、この発明の実施の形態２に係る双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成について詳細に説明する。なお、以下では、本発明の実施の形態１における双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成と異なる点のみを記載する。【００６３】図１６は本発明の実施の形態２における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成を示す図である。ここでは上述の実施の形態１に加えて、一次側スイッチング回路電流Ｉ１を検出する電流検出器７ａ、二次側スイッチング回路電流Ｉ２を検出する電流検出器７ｂを有することが特徴であり、さらに制御部３０ｂの構成に以下に示す特徴がある。【００６４】図１７は本発明の実施の形態２における、制御部３０ｂの構成例を示す図である。電流指令調整部３２ｂは、一次側スイッチング回路電流Ｉ１、二次側スイッチング回路Ｉ２、一次側コンデンサ電圧Ｖ１、二次側コンデンサ電圧Ｖ２が入力される構成となっており、以下に示す特徴がある。【００６５】図１８は本発明の実施の形態２における、電流指令調整部３２ｂの構成例を示す図である。
図１８に示すように、電流指令調整部３２ｂでは、電流指令変換部３１ａより入力される結合リアクトル電流基本指令ＩＬ０＊に対して、一次側コンデンサ電圧Ｖ１と、二次側コンデンサ電圧Ｖ２と、一次側スイッチング回路電流Ｉ１と、二次側スイッチング回路電流Ｉ２と、一次側コンデンサ電圧上限制限値Ｖ１ＬＭＴＣＯＭＨと、一次側コンデンサ電圧下限制限値Ｖ１ＬＭＴＣＯＭＬと、二次側コンデンサ電圧上限制限値Ｖ２ＬＭＴＣＯＭＨと、二次側コンデンサ電圧下限制限値Ｖ２ＬＭＴＣＯＭＬと、一次側スイッチング回路電流上限制限値Ｉ１ＬＭＴＣＯＭＨと、一次側スイッチング回路電流下限制限値Ｉ１ＬＭＴＣＯＭＬと、二次側スイッチング回路電流上限制限値Ｉ２ＬＭＴＣＯＭＨと、二次側スイッチング回路電流下限制限値Ｉ２ＬＭＴＣＯＭＬと、温度保護用電流指令上限制限値ＴＨＬＭＴＨと、温度保護用電流指令下限制限値ＴＨＬＭＴＬと、電流指令上限制限値ＩＬＭＴＨと、電流指令下限制限値ＩＬＭＴＬと、を用いて、
一次側コンデンサ電圧上限制限操作量算出部６０で算出される一次側コンデンサ電圧上限制限操作量Ｖ１ＬＭＴＨ、一次側コンデンサ電圧下限制限操作量算出部６１で算出される一次側コンデンサ電圧下限制限操作量Ｖ１ＬＭＴＬ、二次側コンデンサ電圧上限制限操作量算出部６２で算出される二次側コンデンサ電圧上限制限操作量Ｖ２ＬＭＴＨ、二次側コンデンサ電圧下限制限操作量算出部６３で算出される二次側コンデンサ電圧下限制限操作量Ｖ２ＬＭＴＬ、
一次側スイッチング回路電流上限制限操作量算出部６６で算出される一次側スイッチング回路電流上限制限操作量Ｉ１ＬＭＴＨ、一次側スイッチング回路電流下限制限操作量算出部６７で算出される一次側スイッチング回路電流下限制限操作量Ｉ１ＬＭＴＬ、二次側スイッチング回路電流上限制限操作量算出部６８で算出される二次側スイッチング回路電流上限制限操作量Ｉ２ＬＭＴＨ、二次側スイッチング回路電流下限制限操作量算出部６９で算出される二次側スイッチング回路電流下限制限操作量Ｉ２ＬＭＴＬを加算器５９ａ〜５９ｊで加えて補正を施した後、温度保護用電流指令上限制限値ＴＨＬＭＴＨ、温度保護用電流指令下限制限値ＴＨＬＭＴＬに制限されるリミッタ７１と、電流指令上限制限値ＩＬＭＴＨ、電流指令下限制限値ＩＬＭＴＬに制限されるリミッタ７０ｂで制限を行い、結合リアクトル電流ＩＬ＊を生成するものである。【００６６】なお、リミッタ７１は、過温度保護を目的とした電流指令制限を行うものであり、例えば、一次側電源２ａ、二次側電源２ｂ、スイッチング素子１１ａ〜１２ｂ、結合リアクトル３の温度を検出できる温度センサ（図示せず）の検出値に応じて、温度保護用電流指令上限制限値ＴＨＬＭＴＨ、温度保護用電流指令下限制限値ＴＨＬＭＴＬを決定し、温度上昇時には結合リアクトル電流指令ＩＬ＊の大きさを制限することで、一次側電源２ａ、二次側電源２ｂ、スイッチング素子１１ａ〜１２ｂ、結合リアクトル３の温度上昇を抑制し、これらが過温度により損傷するのを回避するよう動作させるものである。【００６７】以下に、一次側コンデンサ電圧上限制限操作量算出部６０、一次側コンデンサ電圧下限制限操作量算出部６１、二次側コンデンサ電圧上限制限操作量算出部６２、二次側コンデンサ電圧下限制限操作量算出部６３、一次側スイッチング回路電流上限制限操作量算出部６６、一次側スイッチング回路電流下限制限操作量算出部６７、二次側スイッチング回路電流上限制限操作量算出部６８、二次側スイッチング回路電流下限制限操作量算出部６９の構成例について説明する。【００６８】図１９は、本発明の実施の形態２における、一次側コンデンサ電圧上限制限操作量算出部６０の構成例を示す図である。図示しないが、減算器８０等の機能ブロックの入出力にローパスフィルタ等を挿入して不要な周波数成分を除去する構成としてもよい。【００６９】図１９に示すように、一次側コンデンサ電圧上限制限操作量算出部６０では、減算器８０にて一次側コンデンサ電圧Ｖ１から一次側コンデンサ電圧上限制限値Ｖ１ＬＭＴＣＯＭＨを引き、偏差を取る。これを比例積分制御器８１で増幅し、負側をカットする負側リミッタ８２を介した値を、一次側コンデンサ電圧上限制限操作量Ｖ１ＬＭＴＨとして出力する。【００７０】このようにすることで、一次側コンデンサ電圧Ｖ１が一次側コンデンサ電圧上限制限値Ｖ１ＬＭＴＣＯＭＨ以上となった場合に、その偏差に応じて、一次側コンデンサ電圧上限制限操作量Ｖ１ＬＭＴＨが出力され、結合リアクトル電流指令ＩＬ＊を増加させることで、結合部電力ＰＬを増加させ、一次側コンデンサ電圧Ｖ１の上昇を抑制し、一次側コンデンサ電圧Ｖ１を一次側コンデンサ電圧上限制限値Ｖ１ＬＭＴＣＯＭＨ近傍に維持することが可能となる。【００７１】図２０は、本発明の実施の形態２における、一次側コンデンサ電圧下限制限操作量算出部６１の構成例を示す図である。図示しないが、減算器９０等の機能ブロックの入出力にローパスフィルタ等を挿入して不要な周波数成分を除去する構成としてもよい。【００７２】図２０に示すように、一次側コンデンサ電圧下限制限操作量算出部６１では、減算器９０にて一次側コンデンサ電圧Ｖ１から一次側コンデンサ電圧下限制限値Ｖ１ＬＭＴＣＯＭＬを引き、偏差を取る。これを比例積分制御器９１で増幅し、正側をカットする正側リミッタ９２を介した値を一次側コンデンサ電圧下限制限操作量Ｖ１ＬＭＴＬとして出力する。【００７３】このようにすることで、一次側コンデンサ電圧Ｖ１が一次側コンデンサ電圧下限制限値Ｖ１ＬＭＴＣＯＭＬ以下となった場合に、その偏差に応じて、一次側コンデンサ電圧下限制限操作量Ｖ１ＬＭＴＬが出力され、結合リアクトル電流指令ＩＬ＊を減少させることで、結合部電力ＰＬを減少させ、一次側コンデンサ電圧Ｖ１の下降を抑制し、一次側コンデンサ電圧Ｖ１を一次側コンデンサ電圧下限制限値Ｖ１ＬＭＴＣＯＭＬ近傍に維持することが可能となる。【００７４】図２１は、本発明の実施の形態２における、二次側コンデンサ電圧上限制限操作量算出部６２の構成例を示す図である。図示しないが、減算器１００等の機能ブロックの入出力にローパスフィルタ等を挿入して不要な周波数成分を除去する構成としてもよい。【００７５】図２１に示すように、二次側コンデンサ電圧上限制限操作量算出部６２では、減算器１００にて二次側コンデンサ電圧上限制限値Ｖ２ＬＭＴＣＯＭＨから二次側コンデンサ電圧Ｖ２を引き、偏差を取る。これを比例積分制御器１０１で増幅し、正側をカットする正側リミッタ１０２を介した値を二次側コンデンサ電圧上限制限操作量Ｖ２ＬＭＴＨとして出力する。【００７６】このようにすることで、二次側コンデンサ電圧Ｖ２が二次側コンデンサ電圧上限制限値Ｖ２ＬＭＴＣＯＭＨ以上となった場合に、その偏差に応じて、二次側コンデンサ電圧上限制限操作量Ｖ２ＬＭＴＨが出力され、結合リアクトル電流指令ＩＬ＊を減少させることで、結合部電力ＰＬを減少させ、二次側コンデンサ電圧Ｖ２の上昇を抑制し、二次側コンデンサ電圧Ｖ２を二次側コンデンサ電圧上限制限値Ｖ２ＬＭＴＣＯＭＨ近傍に維持することが可能となる。【００７７】図２２は、本発明の実施の形態２における、二次側コンデンサ電圧下限制限操作量算出部６３の構成例を示す図である。図示しないが、減算器１１０等の機能ブロックの入出力にローパスフィルタ等を挿入して不要な周波数成分を除去する構成としてもよい。【００７８】図２２に示すように、二次側コンデンサ電圧下限制限操作量算出部６３では、減算器１１０にて二次側コンデンサ電圧下限制限値Ｖ２ＬＭＴＣＯＭＬから二次側コンデンサ電圧Ｖ２を引き、偏差を取る。これを比例積分制御器１１１で増幅し、負側をカットする負側リミッタ１１２を介した値を二次側コンデンサ電圧下限制限操作量Ｖ２ＬＭＴＬを出力する。【００７９】このようにすることで、二次側コンデンサ電圧Ｖ２が二次側コンデンサ電圧下限制限値Ｖ２ＬＭＴＣＯＭＬ以下となった場合に、その偏差に応じて、二次側コンデンサ電圧下限制限操作量Ｖ２ＬＭＴＬが出力され、結合リアクトル電流指令ＩＬ＊を増加させることで、結合部電力ＰＬを増加させ、二次側コンデンサ電圧Ｖ２の下降を抑制し、二次側コンデンサ電圧Ｖ２を二次側コンデンサ電圧下限制限値Ｖ２ＬＭＴＣＯＭＬ近傍に維持することが可能となる。【００８０】図２３は、本発明の実施の形態２における、一次側スイッチング回路電流上限制限操作量算出部６６の構成例を示す図である。図示しないが、減算器１３０等の機能ブロックの入出力にローパスフィルタ等を挿入して不要な周波数成分を除去する構成としてもよい。【００８１】図２３に示すように、一次側スイッチング回路電流上限制限操作量算出部６６では、減算器１３０にて一次側スイッチング回路電流上限制限値Ｉ１ＬＭＴＣＯＭＨから一次側スイッチング回路電流Ｉ１を引き、偏差を取る。これを比例積分制御器１３１で増幅し、正側をカットする正側リミッタ１３２を介した値を一次側スイッチング回路電流上限制限操作量Ｉ１ＬＭＴＨとして出力する。【００８２】このように構成することで、一次側スイッチング回路電流Ｉ１が一次側スイッチング回路電流上限制限値Ｉ１ＬＭＴＣＯＭＨ以上となった場合に、その偏差に応じて、一次側スイッチング回路電流上限制限操作量Ｉ１ＬＭＴＨが出力され、結合リアクトル電流指令ＩＬ＊を減少させることで、結合部電力ＰＬを減少させ、一次側スイッチング回路電流Ｉ１の上昇を抑制し、一次側スイッチング回路電流Ｉ１を一次側スイッチング回路電流上限制限値Ｉ１ＬＭＴＣＯＭＨ近傍に維持することが可能となる。【００８３】図２４は、本発明の実施の形態２における、一次側スイッチング回路電流下限制限操作量算出部６７の構成例を示す図である。図示しないが、減算器１４０等の機能ブロックの入出力にローパスフィルタ等を挿入して不要な周波数成分を除去する構成としてもよい。【００８４】図２４に示すように、一次側スイッチング回路電流下限制限操作量算出部６７では、減算器１４０にて一次側スイッチング回路電流下限制限値Ｉ１ＬＭＴＣＯＭＬから一次側スイッチング回路電流Ｉ１を引き、偏差を取る。これを比例積分制御器１４１で増幅し、負側をカットする負側リミッタ１４２を介した値を一次側スイッチング回路電流下限制限操作量Ｉ１ＬＭＴＬとして出力する。【００８５】このように構成することで、一次側スイッチング回路電流Ｉ１が一次側スイッチング回路電流下限制限値Ｉ１ＬＭＴＣＯＭＬ以下となった場合に、その偏差に応じて、一次側スイッチング回路電流下限制限操作量Ｉ１ＬＭＴＬが出力され、結合リアクトル電流指令ＩＬ＊を増加させることで、結合部電力ＰＬを増加させ、一次側スイッチング回路電流Ｉ１の減少を抑制し、一次側スイッチング回路電流Ｉ１を一次側スイッチング回路電流下限制限値Ｉ１ＬＭＴＣＯＭＬ近傍に維持することが可能となる。【００８６】図２５は、本発明の実施の形態２における、二次側スイッチング回路電流上限制限操作量算出部６８の構成例を示す図である。図示しないが、減算器１５０等の機能ブロックの入出力にローパスフィルタ等を挿入して不要な周波数成分を除去する構成としてもよい。【００８７】図２５に示すように、二次側スイッチング回路電流上限制限操作量算出部６８では、減算器１５０にて二次側スイッチング回路電流上限制限値Ｉ２ＬＭＴＣＯＭＨから二次側スイッチング回路電流Ｉ２を引き、偏差を取る。これを比例積分制御器１５１で増幅し、正側をカットする正側リミッタ１５２を介した値を二次側スイッチング回路電流上限制限操作量Ｉ２ＬＭＴＨとして出力する。【００８８】このように構成することで、二次側スイッチング回路電流Ｉ２が二次側スイッチング回路電流上限制限値Ｉ２ＬＭＴＣＯＭＨ以上となった場合に、その偏差に応じて、二次側スイッチング回路電流上限制限操作量Ｉ２ＬＭＴＨが出力され、結合リアクトル電流指令ＩＬ＊を減少させることで、結合部電力ＰＬを減少させ、二次側スイッチング回路電流Ｉ２の上昇を抑制し、二次側スイッチング回路電流Ｉ２を二次側スイッチング回路電流上限制限値Ｉ２ＬＭＴＣＯＭＨ近傍に維持することが可能となる。【００８９】図２６は、本発明の実施の形態２における、二次側スイッチング回路電流下限制限操作量算出部６９の構成例を示す図である。図示しないが、減算器１６０等の機能ブロックの入出力にローパスフィルタ等を挿入して不要な周波数成分を除去する構成としてもよい。【００９０】図２６に示すように、二次側スイッチング回路電流下限制限操作量算出部６９では、減算器１６０にて二次側スイッチング回路電流下限制限値Ｉ２ＬＭＴＣＯＭＬから二次側スイッチング回路電流Ｉ２を引き、偏差を取る。これを比例積分制御器１６１で増幅し、負側をカットする負側リミッタ１６２を介した値を二次側スイッチング回路電流下限制限操作量Ｉ２ＬＭＴＬとして出力する。【００９１】このように構成することで、二次側スイッチング回路電流Ｉ２が二次側スイッチング回路電流下限制限値Ｉ２ＬＭＴＣＯＭＬ以下となった場合に、その偏差に応じて、二次側スイッチング回路電流下限制限操作量Ｉ２ＬＭＴＬが出力され、結合リアクトル電流指令ＩＬ＊を増加させることで、結合部電力ＰＬを増加させ、二次側スイッチング回路電流Ｉ２の減少を抑制し、二次側スイッチング回路電流Ｉ２を二次側スイッチング回路電流下限制限値Ｉ２ＬＭＴＣＯＭＬ近傍に維持することが可能となる。【００９２】以上のように電流指令調整部３２ｂを構成することで、一次側電源２ａ、二次側電源２ｂ、一次側変換部１ａ、二次側変換部１ｂ、結合リアクトル３を過電圧、過電流、過温度から保護することが可能となる。【００９３】実施の形態３．
以下、図面を参照しながら、この発明の実施の形態３に係る双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成について詳細に説明する。なお、本実施の形態３の構成は、前記実施の形態２の構成をベースとしている。以下では、本発明の実施の形態２における双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成と異なる点のみを記載する。【００９４】図２７は本発明の実施の形態３における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成を示す図である。実施の形態２における構成で設けていた、一次側スイッチング回路電流Ｉ１を検出する電流検出器７ａ、二次側スイッチング回路電流Ｉ２を検出する電流検出器７ｂが省略されている点が特徴であり、また制御部３０ｃに以下に示す特徴がある。【００９５】図２８は本発明の実施の形態３における、制御部３０ｃの構成例を示す図である。
図２８に示すように、電流指令調整部３２ｂに入力される一次側スイッチング回路電流Ｉ１、二次側スイッチング回路電流Ｉ２を、結合リアクトル電流ＩＬと、結合部電圧ＶＬと、一次側コンデンサ電圧Ｖ１と、二次側コンデンサ電圧Ｖ２とから演算して求める点が特徴である。【００９６】図２７に示すように、一次側スイッチング回路１０ａの第一の端子１５ａと第二の端子１６ａを通過する電力（以下、一次側スイッチング回路部電力Ｐ１と表記する）と、結合部電力ＰＬとが、一次側変換部１ａと結合部１ｃでの損失を無視すれば瞬時値ベースで等しいことがわかる。
このことを利用して図２８に示すように、制御部３０ｃでは、掛算器３７ａにより結合リアクトル電流ＩＬと結合部電圧ＶＬとの積を生成し、これを割算器３６ａにより一次側コンデンサ電圧Ｖ１で割ることで、一次側スイッチング回路電流Ｉ１を得る構成としている。【００９７】また同様に、掛算器３７ａにより結合リアクトル電流ＩＬと結合部電圧ＶＬとの積を生成し、これを割算器３６ｂにより二次側コンデンサ電圧Ｖ２で割ることで、二次側スイッチング回路電流Ｉ２を得る構成としている。【００９８】以上のように構成することで、この発明の実施の形態３に係る双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置では、一次側スイッチング回路電流Ｉ１と二次側スイッチング回路電流Ｉ２を直接、電流検出器７ａ、７ｂで検出しなくとも、これらの値を使用した制御が可能となり、ＤＣＤＣコンバータ装置の部品点数、大きさ、質量を増やすことなく、より高機能な制御部を構成することが可能となる。【００９９】実施の形態４．
以下、図面を参照しながら、この発明の実施の形態４に係る双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成について詳細に説明する。なお、以下では、本発明の実施の形態１における双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成と異なる点のみを記載する。【０１００】図２９は本発明の実施の形態４における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成を示す図であり、制御部３０ｄには以下に示す特徴がある。【０１０１】図３０は本発明の実施の形態４における、制御部３０ｄの構成例を示す図である。
電流指令換算部３１ｂについて、さらに一次側コンデンサ電圧Ｖ１、二次側コンデンサ電圧Ｖ２を入力する構成となっていることが特徴である。【０１０２】  図３１に、本発明の実施の形態４における、電流指令換算部３１ｂの構成例を示す。図３１に示すように、電流指令換算部３１ｂでは一次側コンデンサ電圧Ｖ１と、二次側コンデンサ電圧Ｖ２とを、それぞれバンドパスフィルタ１２０ａ、１２０ｂに通すことにより、ゲインと位相が調整された交流成分である一次側コンデンサ電圧振動抑制操作量Ｖ１ＤＭＰ、二次側コンデンサ電圧振動抑制操作量Ｖ２ＤＭＰを得る。このＶ１ＤＭＰを加算器１２１により電力指令Ｐ＊に加算し、Ｖ２ＤＭＰを減算器１２２により電力指令Ｐ＊から減算し、その結果を割算器４１により結合部電圧ＶＬで割った値を、結合リアクトル基本電流指令ＩＬ０＊とする構成としている。【０１０３】このように構成することで、一次側コンデンサ電圧Ｖ１が上昇傾向にあるときは、結合部電力ＰＬが増加するように電力指令Ｐ＊が調整され、一次側コンデンサ電圧Ｖ１が減少傾向にあるときは、結合部電力ＰＬを減少するように電力指令Ｐ＊が調整される。【０１０４】また、二次側コンデンサ電圧Ｖ２が上昇傾向にあるときは、結合部電力ＰＬが減少するように電力指令Ｐ＊が調整され、二次側コンデンサ電圧Ｖ２が減少傾向にあるときは、結合部電力ＰＬが増加するように電力指令Ｐ＊が調整される。【０１０５】以上のように構成することで、この発明の実施の形態４に係る双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置では、一次側コンデンサ電圧Ｖ１と二次側コンデンサ電圧Ｖ２の電圧振動を抑制することが可能となり、より安定した制御が可能となる。【０１０６】実施の形態５．
以下、図面を参照しながら、この発明の実施の形態５に係る双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成について詳細に説明する。なお、以下では、本発明の実施の形態１における双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成と異なる点のみを記載する。【０１０７】図３２は本発明の実施の形態５における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成を示す図である。結合部電圧ＶＬを検出する電圧検出器６が省略されていることが特徴であり、制御部３０ｅに以下に示す特徴がある。【０１０８】図３３は本発明の実施の形態５における、制御部３０ｅの構成例を示す図である。
図３３に示すように、制御部３０ｅでは掛算器３７ｂにより、一次側コンデンサ電圧Ｖ１と一次側通流率指令ＶＲＥＦ１との積をとり、この結果を結合部電圧ＶＬとして使用する構成としているところが特徴である。【０１０９】以上のように構成することで、この発明の実施の形態５に係る双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置では、結合部電圧ＶＬを検出する電圧検出器６を省略することが可能となり、装置全体をより小型に、より軽量に構成することが可能となる。【０１１０】実施の形態６．
以下、図面を参照しながら、この発明の実施の形態６に係る双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成について詳細に説明する。なお、以下では、本発明の実施の形態１における双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成と異なる点のみを記載する。【０１１１】図３４は本発明の実施の形態６における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成を示す図である。結合部電圧ＶＬを検出する電圧検出器６が省略されていることが特徴であり、制御部３０ｆに以下に示す特徴がある。【０１１２】図３５は本発明の実施の形態６における、制御部３０ｆの構成例を示す図である。
図３５に示すように、制御部３０ｆでは掛算器３７ｃにより、一次側コンデンサ電圧Ｖ２と二次側通流率指令ＶＲＥＦ２との積をとり、この結果を結合部電圧ＶＬとして使用する構成としているところが特徴である。【０１１３】以上のように構成することで、この発明の実施の形態６に係る双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置では、結合部電圧ＶＬを検出する電圧検出器６を省略することが可能となり、装置全体をより小型に、より軽量に構成することが可能となる。【０１１４】実施の形態７．
以下、図面を参照しながら、この発明の実施の形態７に係る双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成について詳細に説明する。なお、以下では、本発明の実施の形態１における双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成と異なる点のみを記載する。【０１１５】図３６は本発明の実施の形態７における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成を示す図であり、制御部３０ｇに以下に示す特徴がある。【０１１６】図３７は本発明の実施の形態７における、制御部３０ｇの構成例を示す図である。
通流率指令生成部３４ｂに以下に示す特徴がある。【０１１７】図３８は本発明の実施の形態７における、通流率指令生成部３４ｂの構成例を示す図である。
割算器２１０ａにより、二次側コンデンサ電圧Ｖ２を一次側コンデンサ電圧Ｖ１で割った値をリミッタ２１４ａで上限と下限を制限し、さらに通流率ゲインＧＲＥＦを掛算器２１５ａで掛けた値を、一次側基本通流率指令ＶＲＥＦ１Ａとしていること、
割算器２１０ｂにより、一次側コンデンサ電圧Ｖ１を二次側コンデンサ電圧Ｖ２で割った値をリミッタ２１４ｂで上限と下限を制限し、さらに通流率ゲインＧＲＥＦを掛算器２１５ｂで掛けた値を、二次側基本通流率指令ＶＲＥＦ２Ａとしていること、
とが特徴である。
なお、通流率ゲインＧＲＥＦは、０〜１までの任意の値をとることができる。
また、リミッタ２１４ａ、２１４ｂの下限はゼロ、上限は１に設定する。【０１１８】以上のように構成することで、例えば、ＧＲＥＦを０．９とした場合、一次側基本通流率指令ＶＲＥＦ１Ａは、Ｖ２／Ｖ１の上限を１に制限した値に対して、０．９を掛けた値となり、二次側基本通流率指令ＶＲＥＦ２Ａは、Ｖ１／Ｖ２の上限を１に制限した値に対して、０．９を掛けた値となり、いずれも最大値は０．９となる。【０１１９】ここで、一次側通流率指令ＶＲＥＦ１、二次側通流率指令ＶＲＥＦ２は、前記ＶＲＥＦ１Ａ、ＶＲＥＦ２Ａに電流誤差ＤＩＬと、その符号を符号反転回路２１２で反転した値ＤＩＬ２とがそれぞれ加算器２１１ａ、２１１ｂにより加算された値であるが、ＤＩＬとＤＩＬ２は定常状態では小さいのでこれを無視すると、一次側通流率指令ＶＲＥＦ１、二次側通流率指令ＶＲＥＦ２の最大値は、ＧＲＥＦと等しい０．９となり、これ以上にはならない。【０１２０】特に、一次側通流率指令ＶＲＥＦ１と二次側通流率指令ＶＲＥＦ２とが最大となる一次側コンデンサ電圧Ｖ１と二次側コンデンサ電圧Ｖ２が等しい場合においても、一次側通流率指令ＶＲＥＦ１、二次側通流率指令ＶＲＥＦ２とも、その最大値は通流率ゲインＧＲＥＦと等しい０．９となり、これ以上にならない。【０１２１】このことは、一次側通流率指令ＶＲＥＦ１と二次側通流率指令ＶＲＥＦ２の最大値を、通流率ゲインＧＲＥＦの値に制限することが可能であることを意味する。【０１２２】さらに、スイッチング素子１１ａ〜１２ｂのオンオフパルス幅は、前記のとおり一次側通流率指令ＶＲＥＦ１、二次側通流率指令ＶＲＥＦ２と、キャリア信号ＣＡＲの大小関係により決定されるので、一次側通流率指令ＶＲＥＦ１と二次側通流率指令ＶＲＥＦ２の最大値を制限することは、スイッチング素子１１ａ〜１２ｂのオンオフパルス幅の最小値を制限することと等しい意味を持つ。つまり、スイッチング素子１１ａ〜１２ｂの最小パルス幅を、通流率ゲインＧＲＥＦの値により任意に制限することが可能となることを意味する。【０１２３】一般に、スイッチング素子は、そのオンオフ動作の遅れにより、正確にオンオフ動作が可能なパルス幅の最小値には限界があり、数μ秒〜十数μ秒より幅の狭いパルス幅のゲート信号を与えても、そのとおりにオンオフ動作させることが困難であり、与えられたゲート信号どおりのパルス幅を正確に出力できなくなる。【０１２４】この場合、結合リアクトル電流ＩＬが結合リアクトル電流指令ＩＬ＊から微小な誤差を生ずる等の制御性能の劣化が発生する。【０１２５】上述のように本実施の形態７の構成によれば、スイッチング素子１１ａ〜１２ｂの最小パルス幅を通流率ゲインＧＲＥＦにより任意の値に設定できるので、ＧＲＥＦの値をスイッチング素子１１ａ〜１２ｂがその限界を超える狭いパルス幅で動作しないような値に設定することで、特に一次側通流率指令ＶＲＥＦ１と二次側通流率指令ＶＲＥＦ２とが最大となる、一次側コンデンサ電圧Ｖ１と二次側コンデンサ電圧Ｖ２が等しい場合においても、スイッチング素子１１ａ〜１２ｂがその限界を超える狭いパルス幅で動作することを回避できる。【０１２６】これにより、スイッチング素子１１ａ〜１２ｂは与えられたゲー��信号どおりのパルス幅を正確に出力できるため、結合リアクトル電流ＩＬが結合リアクトル電流指令ＩＬ＊から微小な誤差を生ずる等の制御性能の劣化を回避できる。【０１２７】図３９〜図４２は、本実施の形態７における、制御部３０ｇの構成を適用した場合の双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータの動作をシミュレーションした結果を示す図である。図３９（ａ）は一次側端子電圧Ｖ１０と二次側端子電圧Ｖ２０を示す図であり、図３９（ｂ）は一次側通流率指令ＶＲＥＦ１を示す図であり、図４０（ｃ）は二次側通流率指令ＶＲＥＦ２を示す図であり、図４０（ｄ）は結合リアクトル電流指令ＩＬ＊を示す図であり、図４１（ｅ）は結合リアクトル電流ＩＬを示す図であり、図４１（ｆ）は電力指令Ｐ＊を示す図であり、図４２（ｇ）は結合部電力ＰＬを示す図である。
図３９〜図４２は、
前記通流率ゲインＧＲＥＦを０．９に設定し、
一次側端子電圧Ｖ１０を４００Ｖ〜８００Ｖまでの間を２Ｈｚでランプ変化させる電圧源を一次側電源２ａとして接続し、初期電圧６００Ｖの大容量キャパシタを二次側電源２ｂとして接続し、電力指令Ｐ＊を±５００ＫＷの範囲を１Ｈｚでランプ変化させた場合の動作波形である。なお、リミッタ７０ａは±１０００Ａに設定することで、結合リアクトル電流指令ＩＬ＊を±１０００Ａ以内に制限している。一次側端子電圧Ｖ１０と二次側端子電圧Ｖ２０の大小関係によらず、一次側通流率指令ＶＲＥＦ１、二次側通流率指令ＶＲＥＦ２が最適に調整され、結合リアクトル電流ＩＬは、結合リアクトル電流指令ＩＬ＊に一致している。結合リアクトル電流指令ＩＬ＊は±１０００Ａに満たないので、リミッタ７０ａで制限されることなく動作している。結果として結合部電力ＰＬは全領域で電力指令Ｐ＊に一致していることがわかる。
特に、一次側端子電圧Ｖ１０と二次側端子電圧Ｖ２０が等しくなる点における、一次側通流率指令ＶＲＥＦ１、二次側通流率指令ＶＲＥＦ２の最大値は、通流率ゲインＧＲＥＦで設定した０．９近傍となっていることが確認でき、これにより、スイッチング素子１１ａ〜１２ｂがその限界を超える狭いパルス幅で動作することを回避できる構成であることが分かる。【０１２８】なお、通流率ゲインＧＲＥＦは、動作中の任意のタイミングで任意の値に変更してもよい。
たとえば、一次側コンデンサ電圧Ｖ１と二次側コンデンサ電圧Ｖ２の差が十分ある場合は、ＧＲＥＦを１．０に設定しておき、
一次側通流率指令ＶＲＥＦ１と二次側通流率指令ＶＲＥＦ２とが増加する、一次側コンデンサ電圧Ｖ１と二次側コンデンサ電圧Ｖ２の差が小さくなった場合にのみ、通流率ゲインＧＲＥＦを０．９に変更する等の工夫が考えられる。【０１２９】このように通流率ゲインＧＲＥＦを変更することで、
一次側コンデンサ電圧Ｖ１と二次側コンデンサ電圧Ｖ２の差が十分ある場合には、一次側変換部１ａあるいは二次側変換部１ｂのうち何れかの通流率指令が１．０となるので、当該変換部の上側アーム側スイッチング素子あるいは下側アーム側スイッチング素子はオン状態、またはオフ状態が維持され、スイッチング動作を停止できる。これにより、スイッチング損失を低減することが可能となる。【０１３０】また一次側コンデンサ電圧Ｖ１と二次側コンデンサ電圧Ｖ２の差が小さくなった場合には、通流率ゲインＧＲＥＦの値をスイッチング素子１１ａ〜１２ｂがその限界を超える狭いパルス幅で動作しないような値に変更することで、スイッチング素子１１ａ〜１２ｂがその限界を超える狭いパルス幅で動作することを回避できるので、ゲート信号どおりのパルス幅を正確に出力でき、この結果、結合リアクトル電流ＩＬが結合リアクトル電流指令ＩＬ＊から微小な誤差を生ずる等の制御性能の劣化を回避できる。【０１３１】実施の形態８．
以下、図面を参照しながら、この発明の実施の形態８に係る双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成について詳細に説明する。なお、以下では、本発明の実施の形態１における双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成と異なる点のみを記載する。【０１３２】図４３は本発明の実施の形態８における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成を示す図であり、制御部３０ｈに以下に示す特徴がある。【０１３３】図４４は本発明の実施の形態８における、制御部３０ｈの構成例を示す図である。通流率指令生成部３４ｃから出力される信号がＶＲＥＦに変更されたこと、また通流率指令生成部３４ｃと、ゲート信号生成部３５ｂに以下に示す特徴がある。【０１３４】図４５は本発明の実施の形態８における、通流率指令生成部３４ｃの構成例を示す図である。
図示しないが、加算器２３２等の機能ブロックの入出力にローパスフィルタ等を挿入して不要な周波数成分を除去する構成としてもよい。【０１３５】  図４５に示すように、まず加算器２３２にて一次側コンデンサ電圧Ｖ１と二次側コンデンサ電圧Ｖ２の和をとる。次いで割算器２３０にて二次側コンデンサ電圧Ｖ２を前記一次側コンデンサ電圧Ｖ１と二次側コンデンサ電圧Ｖ２の和で割ることで、二次側コンデンサ電圧Ｖ２と、一次側コンデンサ電圧Ｖ１と二次側コンデンサ電圧Ｖ２の和との比Ｖ２／（Ｖ１＋Ｖ２）が求まる。これを一次側、二次側変換部１ａ、１ｂに共通の基本通流率指令ＶＲＥＦ０とする。【０１３６】ここで加算器２３１にて前記基本通流率指令ＶＲＥＦ０に電流誤差ＤＩＬを加算したものを一次側、二次側変換部１ａ、１ｂに共通となる通流率指令ＶＲＥＦとする。【０１３７】図４６は本発明の実施の形態８における、ゲート信号生成部３５ｂの構成例を示す図である。
図示しないが、比較器２４０の入力にローパスフィルタ等を挿入して不要な周波数成分を除去する構成としてもよい。【０１３８】まずキャリア信号生成部２４１で、０〜１の値をとるキャリア信号ＣＡＲを生成する。キャリア信号ＣＡＲとしては、三角波、のこぎり波等が適当である。【０１３９】次に、比較器２４０、反転回路２４２で、上記通流率指令ＶＲＥＦとキャリア信号ＣＡＲの大小関係から、以下の論理で各スイッチング素子１１ａ〜１２ｂのゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ２ｂのオンオフを決定する。【０１４０】ここで、ＶＲＥＦ＞ＣＡＲの場合、一次側変換部１ａのスイッチング素子１１ａのゲート信号Ｇ１ａをオン、スイッチング素子１２ａのゲート信号Ｇ２ａをオフする。同時に二次側変換部１ｂのスイッチング素子１２ｂのゲート信号Ｇ２ｂをオン、スイッチング素子１１ｂのゲート信号Ｇ１ｂをオフする。【０１４１】また、ＶＲＥＦ＜ＣＡＲの場合、一次側変換部１ａのスイッチング素子１１ａのゲート信号Ｇ１ａをオフ、スイッチング素子１２ａのゲート信号Ｇ２ａをオンする。同時に二次側変換部１ｂのスイッチング素子１２ｂのゲート信号Ｇ２ｂをオフ、スイッチング素子１１ｂのゲート信号Ｇ１ｂをオンする。【０１４２】以上のように構成することで、一次側コンデンサ電圧Ｖ１と二次側コンデンサ電圧Ｖ２が等しい場合、通流率指令ＶＲＥＦは０．５となり、スイッチング素子１１ａと１２ａ、スイッチング素子１１ｂと１２ｂのオンオフデューティ比はそれぞれ５０％となる。
一方、一次側コンデンサ電圧Ｖ１と二次側コンデンサ電圧Ｖ２が異なる場合、その割合に応じて、スイッチング素子１１ａと１２ａ、スイッチング素子１１ｂと１２ｂのオンオフデューティ比は、それぞれ５０％を中心として増減することになる。【０１４３】このような動作により、一次側コンデンサ電圧Ｖ１と二次側コンデンサ電圧Ｖ２の差が小さくなった場合においても、スイッチング素子１１ａ〜１２ｂがその限界を超える狭いパルス幅で動作することを回避できるので、スイッチング素子１１ａ〜１２ｂは与えられたゲート信号どおりのパルス幅を正確に出力でき、この結果、結合リアクトル電流ＩＬが結合リアクトル電流指令ＩＬ＊から微小な誤差を生ずる等の制御性能の劣化を回避できる。【０１４４】図４７〜図４９は、本発明の実施の形態８における、制御部３０ｈの構成を適用した双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータの動作波形のシミュレーション結果を示す図である。図４７（ａ）は一次側端子電圧Ｖ１０と二次側端子電圧Ｖ２０を示す図であり、図４７（ｂ）は通流率指令ＶＲＥＦを示す図であり、図４８（ｃ）は結合リアクトル電流指令ＩＬ＊を示す図であり、図４８（ｄ）は結合リアクトル電流ＩＬを示す図であり、図４９（ｅ）は電力指令Ｐ＊を示す図であり、図４９（ｆ）は結合部電力ＰＬを示す図である。
図４７〜図４９は、
一次側端子電圧Ｖ１０を４００Ｖ〜８００Ｖまでの間を２Ｈｚでランプ変化させる電圧源を一次側電源２ａとして接続し、初期電圧６００Ｖの大容量キャパシタを二次側電源２ｂとして接続し、電力指令Ｐ＊を±５００ＫＷの範囲を１Ｈｚでランプ変化させた場合の動作波形である。なお、リミッタ７０ａは±２０００Ａに設定することで、結合リアクトル電流指令ＩＬ＊を±２０００Ａ以内に制限している。一次側端子電圧Ｖ１０と二次側端子電圧Ｖ２０の大小関係によらず、通流率指令ＶＲＥＦが最適に調整され、結合リアクトル電流ＩＬは、結合リアクトル電流指令ＩＬ＊に一致している。結合リアクトル電流指令ＩＬ＊は±２０００Ａに満たないので、リミッタ７０ａで制限されることなく動作している。結果として結合部電力ＰＬは全領域で電力指令Ｐ＊に一致していることがわかる。【０１４５】また、通流率指令ＶＲＥＦは、一次側コンデンサ電圧Ｖ１と二次側コンデンサ電圧Ｖ２が等しい場合０．５となり、一次側コンデンサ電圧Ｖ１と二次側コンデンサ電圧Ｖ２が異なる場合、その割合に応じて０．５を中心として増減していることが確認できる。これにより、スイッチング素子１１ａ〜１２ｂがその限界を超える狭いパルス幅で動作することを回避できる構成であることが分かる。【０１４６】実施の形態９．
以下、図面を参照しながら、この発明の実施の形態９に係る双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成について詳細に説明する。なお、本実施の形態９の構成は、実施の形態８の構成をベースとしている。以下では、本発明の実施の形態８における双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成と異なる点のみを記載する。【０１４７】図５０は本発明の実施の形態９における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成を示す図である。結合部電圧ＶＬを検出する電圧検出器６が省略されていることが特徴であり、制御部３０ｉに以下に示す特徴がある。【０１４８】図５１は本発明の実施の形態９における、制御部３０ｉの構成例を示す図である。【０１４９】図５１に示すように、掛算器３７ｄにより演算される、通流率指令ＶＲＥＦと一次側コンデンサ電圧Ｖ１との積と、
掛算器３７ｅにより演算される、減算器３９ａにより１．０から通流率指令ＶＲＥＦを引いた値と二次側コンデンサ電圧Ｖ２との積とを、加算器３８ａにて加算し、掛算器３７ｆにて０．５を乗じた値を結合部電圧ＶＬとして使用しているのが特徴である。【０１５０】このように構成することで、結合部電圧ＶＬを検出する電圧検出器６を省略することが可能となり、ＤＣＤＣコンバータ装置をより小型に、より軽量に構成することが可能となる。【０１５１】実施の形態１０．
以下、図面を参照しながら、この発明の実施の形態１０に係る双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成について詳細に説明する。なお、以下では、本発明の実施の形態１における双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成と異なる点のみを記載する。【０１５２】図５２は本発明の実施の形態１０における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成を示す図であり、制御部３０ｊに以下に示す特徴がある。【０１５３】図５３は本発明の実施の形態１０における、制御部３０ｊの構成例を示す図である。通流率指令生成部３４ｄから出力される信号がＶＲＥＦに変更されたことと、通流率指令生成部３４ｄとゲート信号生成部３５ｃとに以下に示す特徴がある。【０１５４】図５４は本発明の実施の形態１０における、通流率指令生成部３４ｄの構成例を示す図である。
図示しないが、加算器２５２等の機能ブロックの入出力にローパスフィルタ等を挿入して不要な周波数成分を除去する構成としてもよい。【０１５５】  図５４に示すように、加算器２５２にて一次側コンデンサ電圧Ｖ１と二次側コンデンサ電圧Ｖ２の和をとる。次いで割算器２５０にて一次側コンデンサ電圧Ｖ１を前記一次側コンデンサ電圧Ｖ１と二次側コンデンサ電圧Ｖ２の和で割ることで、一次側コンデンサ電圧Ｖ１と、一次側コンデンサ電圧Ｖ１と二次側コンデンサ電圧Ｖ２の和との比Ｖ１／（Ｖ１＋Ｖ２）が求まる。これを一次側、二次側変換部１ａ、１ｂ共通の基本通流率指令ＶＲＥＦ０とする。【０１５６】ここで、加算器２５１にて前記基本通流率指令ＶＲＥＦ０に電流誤差ＤＩＬを加算したものを一次側、二次側変換部１ａ、１ｂに共通となる通流率指令ＶＲＥＦとする。【０１５７】図５５は本発明の実施の形態１０における、ゲート信号生成部３５ｃの構成例を示す図である。
図示しないが、比較器２６０の入力にローパスフィルタ等を挿入して不要な周波数成分を除去する構成としてもよい。【０１５８】まず、キャリア信号生成部２６１で、０〜１の値をとるキャリア信号ＣＡＲを生成する。キャリア信号ＣＡＲとしては、三角波、のこぎり波等が適当である。【０１５９】そして比較器２６０、反転回路２６２で、上記通流率指令ＶＲＥＦとキャリア信号ＣＡＲの大小関係から、以下の論理で各スイッチング素子１１ａ〜１２ｂのゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ２ｂのオンオフを決定する。【０１６０】ここで、ＶＲＥＦ＞ＣＡＲの場合、一次側変換部１ａのスイッチング素子１１ａのゲート信号Ｇ１ａをオフ、スイッチング素子１２ａのゲート信号Ｇ２ａをオンする。同時に二次側変換部１ｂのスイッチング素子１２ｂのゲート信号Ｇ２ｂをオフ、スイッチング素子１１ｂのゲート信号Ｇ１ｂをオンする。【０１６１】また、ＶＲＥＦ＜ＣＡＲの場合、一次側変換部１ａのスイッチング素子１１ａのゲート信号Ｇ１ａをオン、スイッチング素子１２ａのゲート信号Ｇ２ａをオフする。同時に二次側変換部１ｂのスイッチング素子１２ｂのゲート信号Ｇ２ｂをオン、スイッチング素子１１ｂのゲート信号Ｇ１ｂをオフする。【０１６２】このように構成することで、一次側コンデンサ電圧Ｖ１と二次側コンデンサ電圧Ｖ２が等しい場合、通流率指令ＶＲＥＦは０．５となり、スイッチング素子１１ａと１２ａ、スイッチング素子１１ｂと１２ｂのオンオフデューティ比はそれぞれ５０％となる。
一方、一次側コンデンサ電圧Ｖ１と二次側コンデンサ電圧Ｖ２が異なる場合、その割合に応じて、スイッチング素子１１ａと１２ａ、スイッチング素子１１ｂと１２ｂのオンオフデューティ比は、それぞれ５０％を中心として増減することになる。【０１６３】このような動作により、一次側コンデンサ電圧Ｖ１と二次側コンデンサ電圧Ｖ２の差が小さくなった場合においても、スイッチング素子１１ａ〜１２ｂがその限界を超える狭いパルス幅で動作することを回避できるので、スイッチング素子１１ａ〜１２ｂは与えられたゲート信号どおりのパルス幅を正確に出力でき、この結果、結合リアクトル電流ＩＬが結合リアクトル電流指令ＩＬ＊から微小な誤差を生ずる等の制御性能の劣化を回避できる。【０１６４】実施の形態１１．
以下、図面を参照しながら、この発明の実施の形態１１に係る双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成について詳細に説明する。なお、本実施の形態１１の構成は、実施の形態１０の構成をベースとしている。以下では、本発明の実施の形態１０における双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成と異なる点のみを記載する。【０１６５】図５６は本発明の実施の形態１１における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成を示す図である。結合部電圧ＶＬを検出する電圧検出器６が省略されていることとが特徴であり、制御部３０ｋに以下に示す特徴がある。【０１６６】図５７は本発明の実施の形態１１における、制御部３０ｋの構成例を示す図である。【０１６７】図５７に示すように、掛算器３７ｇにより演算される、通流率指令ＶＲＥＦと二次側コンデンサ電圧Ｖ２との積と、
掛算器３７ｈにより演算される、減算器３９ｂにより１．０から通流率指令ＶＲＥＦを引いた値と一次側コンデンサ電圧Ｖ１との積とを、加算器３８ｂにて加算し、掛算器３７ｉにて０．５を乗じた値を結合部電圧ＶＬとして使用しているのが特徴である。【０１６８】このように構成することで、結合部電圧ＶＬを検出する電圧検出器６を省略することが可能となり、ＤＣＤＣコンバータ装置をより小型に、より軽量に構成することが可能となる。【０１６９】実施の形態１２．
以下、図面を参照しながら、この発明の実施の形態１２に係る双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成について詳細に説明する。なお、以下では、本発明の実施の形態１における双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成と異なる点のみを記載する。【０１７０】図５８は本発明の実施の形態１２における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成を示す図である。結合リアクトル電流ＩＬを検出する電流検出器４、結合部電圧ＶＬを検出する電圧検出器６、が省略され、一次側変換部１ａに一次側スイッチング回路電流Ｉ１を検出する電流検出器７ａが追加されていることが特徴であり、また制御部３０ｍに以下に示す特徴がある。【０１７１】図５９は本発明の実施の形態１２における、制御部３０ｍの構成例を示す図である。実施の形態１と比較し、電流指令変換部３１ｃに一次側コンデンサ電圧Ｖ１が入力される構成となっていること、電流指令変換部３１ｃからの出力信号が一次側スイッチング回路基本電流指令Ｉ１０＊であること、電流指令調整部３２ｃの出力が一次側スイッチング回路電流指令Ｉ１＊であること、電流制御部３３ｂに一次側スイッチング回路電流Ｉ１が入力される構成であること、とが特徴であり、また、電流指令換算部３１ｃ、電流指令調整部３２ｃ、電流制御部３３ｂの構成に以下に示す特徴がある。【０１７２】図６０は本発明の実施の形態１２における、電流指令変換部３１ｃの構成例を示す図である。
図示しないが、割算器４２の入出力に、ローパスフィルタ等を挿入して不要な周波数成分を除去する構成としてもよい。【０１７３】図６０に示すように、割算器４２により、電力指令Ｐ＊を一次側コンデンサ電圧Ｖ１で割ることで、一次側スイッチング回路基本電流指令Ｉ１０＊を生成する。【０１７４】実施の形態１の構成と比較し、結合部電圧ＶＬの代わりに一次側コンデンサ電圧Ｖ１が入力され、結合リアクトル基本電流指令ＩＬ０＊の代わりに一次側スイッチング回路基本電流指令Ｉ１０＊が出力される点が異なる。【０１７５】図６１は本発明の実施の形態１２における、電流指令調整部３２ｃの構成例を示す図である。図示しないが、リミッタ７０ｃの入出力に、ローパスフィルタ等を挿入して不要な周波数成分を除去する構成としてもよい。【０１７６】図６１に示すように、電流指令調整部３２ｃでは、一次側スイッチング回路基本電流指令Ｉ１０＊に対して、リミッタ７０ｃにより、電流指令上限制限値ＩＬＭＴＨと、電流指令下限制限値ＩＬＭＴＬにより上限と下限を制限した値を一次側スイッチング回路電流指令Ｉ１＊として出力する。【０１７７】なお、リミッタ７０ｃのもたらす効果は、実施の形態１におけるリミッタ７０ａのそれと同様であるので説明は省略する。【０１７８】実施の形態１の構成と比較し、結合リアクトル基本電流指令ＩＬ０＊の代わりに一次側スイッチング回路基本電流指令Ｉ１０＊が入力され、結合リアクトル電流指令ＩＬ＊の代わりに一次側スイッチング回路電流指令Ｉ１＊が出力される点が異なる。【０１７９】図６２は、本発明の実施の形態１２における、電流制御部３３ｂの構成例を示す図である。図示しないが、減算器２０２等の機能ブロックの入出力に、ローパスフィルタ等を挿入して不要な周波数成分を除去する構成としてもよい。【０１８０】図６２に示すように、減算器２０２で、一次側スイッチング回路電流指令Ｉ１＊と一次側スイッチング回路電流Ｉ１の偏差を生成し、これを比例積分制御器２０３に入力する。比例積分制御器２０３の出力として、電流誤差ＤＩＬが得られる。【０１８１】実施の形態１の構成と比較し、結合リアクトル電流指令ＩＬ＊の代わりに一次側スイッチング回路電流指令Ｉ１＊が入力される点と、結合リアクトル電流ＩＬの代わりに一次側スイッチング回路電流Ｉ１が入力される点とが異なる。【０１８２】以上、実施の形態１２に示した制御方法は、一次側スイッチング回路部電力Ｐ１に着目し、これを電力指令Ｐ＊に一致させるよう制御するものである。言い換えれば、電力指令Ｐ＊をそれに対応する一次側スイッチング回路電流指令Ｉ１＊に換算し、これに実際の一次側スイッチング回路電流Ｉ１が一致するように制御を実施するものである。【０１８３】さらに説明を追加すると、一次側変換部１ａ、結合部１ｃ、二次側変換部１ｂでの損失と、一次側コンデンサ１３ａ、二次側コンデンサ１３ｂに蓄積されているエネルギーの変動は微小であるのでこれを無視した場合、一次側電源２ａの入出力電力Ｐ１０と、一次側スイッチング回路部電力Ｐ１と、二次側電源２ｂの入出力電力Ｐ２０とは、瞬時値ベースで等しくなるので、一次側スイッチング回路部電力Ｐ１を制御することで、一次側電源２ａと二次側電源２ｂとの間の電力フローの制御が可能となる。【０１８４】なお、前記では、一次側変換部１ａ、結合部１ｃ、二次側変換部１ｂでの損失を微小であるとして無視したが、これが無視できないほど制御の精度を要する用途では、図示しないが、電力指令Ｐ＊あるいは一次側スイッチング回路電流指令Ｉ１＊を、損失（通常、ＤＣＤＣコンバータに入出力する全電力の数パーセント程度）を含めた値に設定することにより、電力フローの制御精度をさらに向上できる。【０１８５】また、前記では一次側コンデンサ１３ａ、二次側コンデンサ１３ｂに蓄積されているエネルギーの変動を微小であるとして無視したが、これが無視できないほど制御の精度を要する用途では、図示しないが、一次側コンデンサ１３ａと二次側コンデンサ１３ｂに蓄積されているエネルギー変動量に応じて電力指令Ｐ＊あるいは一次側スイッチング回路電流指令Ｉ１＊を調整することで、電力フローの過渡的な制御精度を向上できる。【０１８６】なお、図５９では、制御部３０ｍは、外部より電力指令Ｐ＊を入力する構成としているが、電力指令Ｐ＊の代わりに、一次側スイッチング回路基本電流指令Ｉ１０＊、あるいは一次側スイッチング回路電流指令Ｉ１＊に相当する信号を外部より制御部３０ｍに入力する構成としても良く、この場合は、電流指令変換部３１ｃ、電流指令調整部３２ｃは省略できる。【０１８７】このように構成することで、一次側スイッチング回路電流Ｉ１をベースとした制御系を構築することが可能となり、結合部１ｃの電圧、電流検出器が省略できるので、構造上の設計自由度を拡大できる。【０１８８】実施の形態１３．
以下、図面を参照しながら、この発明の実施の形態１３に係る双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成について詳細に説明する。なお、以下では、本発明の実施の形態１における双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成と異なる点のみを記載する。【０１８９】図６３は本発明の実施の形態１３における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成を示す図である。結合リアクトル電流ＩＬを検出する電流検出器４、結合部電圧ＶＬを検出する電圧検出器６、が省略され、二次側変換部１ｂに二次側スイッチング回路電流Ｉ２を検出する電流検出器７ｂが追加されていることが特徴であり、また、制御部３０ｎに以下に示す特徴がある。【０１９０】図６４は本発明の実施の形態１３における、制御部３０ｎの構成例を示す図である。実施の形態１と比較し、電流指令変換部３１ｄに二次側コンデンサ電圧Ｖ２が入力される構成となっていること、電流指令変換部３１ｄからの出力信号が二次側スイッチング回路基本電流指令Ｉ２０＊であること、電流指令調整部３２ｄの出力が二次側スイッチング回路電流指令Ｉ２＊であること、電流制御部３３ｃに二次側スイッチング回路電流Ｉ２が入力される構成であること、とが特徴であり、また、電流指令換算部３１ｄ、電流指令調整部３２ｄ、電流制御部３３ｃの構成に以下に示す特徴がある。【０１９１】図６５は本発明の実施の形態１３における、電流指令変換部３１ｄの構成例を示す図である。
図示しないが、割算器４３の入出力に、ローパスフィルタ等を挿入して不要な周波数成分を除去する構成としてもよい。【０１９２】図６５に示すように、割算器４３により、電力指令Ｐ＊を二次側コンデンサ電圧Ｖ２で割ることで、二次側スイッチング回路基本電流指令Ｉ２０＊を生成する。【０１９３】実施の形態１の構成と比較し、結合部電圧ＶＬの代わりに二次側コンデンサ電圧Ｖ２が入力され、結合リアクトル基本電流指令ＩＬ０＊の代わりに二次側スイッチング回路基本電流指令Ｉ２０＊が出力される点が異なる。【０１９４】図６６は本発明の実施の形態１３における、電流指令調整部３２ｄの構成例を示す図である。図示しないが、リミッタ７０ｄの入出力に、ローパスフィルタ等を挿入して不要な周波数成分を除去する構成としてもよい。【０１９５】図６６に示すように、電流指令調整部３２ｄでは、二次側スイッチング回路基本電流指令Ｉ２０＊に対して、リミッタ７０ｄにより、電流指令上限制限値ＩＬＭＴＨと、電流指令下限制限値ＩＬＭＴＬにより上限と下限を制限した値を二次側スイッチング回路電流指令Ｉ２＊として出力する。【０１９６】ここでリミッタ７０ｄのもたらす効果は、実施の形態１におけるリミッタ７０ａのそれと同様であるので説明は省略する。【０１９７】実施の形態１の構成と比較し、結合リアクトル基本電流指令ＩＬ０＊の代わりに二次側スイッチング回路基本電流指令Ｉ２０＊が入力され、結合リアクトル電流指令ＩＬ＊の代わりに二次側スイッチング回路電流指令Ｉ２＊が出力される点が異なる。【０１９８】図６７は、本発明の実施の形態１３における、電流制御部３３ｃの構成例を示す図である。図示しないが、減算器２０４等の機能ブロックの入出力に、ローパスフィルタ等を挿入して不要な周波数成分を除去する構成としてもよい。【０１９９】図６７に示すように、減算器２０４で、二次側スイッチング回路電流指令Ｉ２＊と二次側スイッチング回路電流Ｉ２の偏差を生成し、これを比例積分制御器２０５に入力する。比例積分制御器２０５の出力として、電流誤差ＤＩＬが得られる。【０２００】実施の形態１の構成と比較し、結合リアクトル電流指令ＩＬ＊の代わりに二次側スイッチング回路電流指令Ｉ２＊が入力される点と、結合リアクトル電流ＩＬの代わりに二次側スイッチング回路電流Ｉ２が入力される点とが異なる。【０２０１】以上、実施の形態１３に示した制御方法は、二次側スイッチング回路１０ｂの第一の端子１５ｂ、第二の端子１６ｂを通過する電力（以下、二次側スイッチング回路部電力Ｐ２と表記する）に着目し、これを電力指令Ｐ＊に一致させるよう制御するものである。言い換えれば、電力指令Ｐ＊をそれに対応する二次側スイッチング回路電流指令Ｉ２＊に換算し、これに実際の二次側スイッチング回路電流Ｉ２が一致するように制御を実施するものである。【０２０２】さらに説明を追加すると、一次側変換部１ａ、結合部１ｃ、二次側変換部１ｂでの損失と、一次側コンデンサ１３ａ、二次側コンデンサ１３ｂに蓄積されているエネルギーの変動は微小であるのでこれを無視した場合、一次側電源２ａの入出力電力Ｐ１０と、二次側スイッチング回路部電力Ｐ２と、二次側電源２ｂの入出力電力Ｐ２０とは、瞬時値ベースで等しくなるので、二次側スイッチング回路部電力Ｐ２を制御することで、一次側電源２ａと二次側電源２ｂとの間の電力フローの制御が可能となる。【０２０３】なお、前記では、一次側変換部１ａ、結合部１ｃ、二次側変換部１ｂでの損失を微小であるとして無視したが、これが無視できないほど制御の精度を要する用途では、図示しないが、電力指令Ｐ＊あるいは二次側スイッチング回路電流指令Ｉ２＊を、損失（通常、ＤＣＤＣコンバータに入出力する全電力の数パーセント程度）を含めた値に設定することにより、電力フローの制御精度をさらに向上できる。【０２０４】また、前記では一次側コンデンサ１３ａ、二次側コンデンサ１３ｂに蓄積されているエネルギーの変動を微小であるとして無視したが、これが無視できないほど制御の精度を要する用途では、図示しないが、一次側コンデンサ１３ａと二次側コンデンサ１３ｂに蓄積されているエネルギー変動量に応じて電力指令Ｐ＊あるいは二次側スイッチング回路電流指令Ｉ２＊を調整することで、電力フローの過渡的な制御精度を向上できる。【０２０５】  なお、図６４では、制御部３０ｎは、外部より電力指令Ｐ＊を入力する構成としているが、電力指令Ｐ＊の代わりに、二次側スイッチング回路基本電流指令Ｉ２０＊、あるいは二次側スイッチング回路電流指令Ｉ２＊に相当する指令を外部より制御部３０ｎに入力する構成としても良く、この場合は、電流指令変換部３１ｄ、電流指令調整部３２ｄは省略できる。【０２０６】このように構成することで、二次側スイッチング回路電流Ｉ２をベースとした制御系を構築することが可能となり、結合部１ｃの電圧、電流検出器が省略できるので、構造上の設計自由度を拡大できる。【０２０７】  以上の実施の形態１〜１３は、本発明の実施の形態と、その構成の一例であり、これに限られることはなく、一部を組み合わせたり、公知の技術と組み合わせたり、物理的意味を損なわない範囲で構成を変形したりしても本発明の内容が実施可能であることは言うまでもない。【０２０８】実施の形態１４．
図６８は本発明の実施の形態１４における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の応用例を示す図である。【０２０９】図６８に示すように、架線２８０とレール２８４からパンタグラフ２８１を通して入出力される電力と、実施の形態１〜１３で説明した内容で構成される双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置２８５により最適に調整された電力貯蔵デバイス２８６からの電力との和で、駆動制御用インバータ装置２８２により、電動機２８３を駆動する鉄道車両駆動制御システムである。【０２１０】ここで、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置２８５は、車両力行時等の適切なタイミングで、電力貯蔵デバイス１８６の電力を適切な量放出するよう動作し、また逆に車両制動時等の適切なタイミングで、電力貯蔵デバイス２８６に適切な量の電力を吸収するように動作するものである。【０２１１】このように構成することで車両の回生エネルギーの有効活用を図るものである。【０２１２】本発明の実施の形態１４における双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置２８５は、駆動制御用インバータ装置２８２より入力される電力指令Ｐ＊に一致する電力フローを実現するように、実施の形態１〜１３で示した手段で制御される。電力指令Ｐ＊は、駆動制御用インバータ装置２８２以外の装置（例えば車両情報管理装置、図示せず。）から入力されても良い。また動作状態を駆動制御用インバータ装置２８２に伝送する機能を持っているが、駆動制御用インバータ装置２８２以外の機器（例えば車両情報管理装置、図示せず。）に伝送しても良い。
なお、電力指令Ｐ＊に代わりに、前記一次側スイッチング回路電流指令Ｉ１＊、前記二次側スイッチング回路電流指令Ｉ２＊、前記結合リアクトル電流指令ＩＬ＊等を双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置２８５に入力する構成としても良いことは言うまでもない。【０２１３】このように構成することで、電力貯蔵デバイス２８６の端子電圧を架線２８０の電圧に関係なく、最適な値に設定しながら、双方向の電力制御が可能となる。これにより、電力貯蔵デバイス２８６の電圧を架線２８０の電圧より上げることも可能となり、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置２８５や、電力貯蔵デバイス２８６の電流を低減させることが可能となり、より一層小型軽量で効率の良い鉄道車両駆動制御システムを構築できる。【０２１４】実施の形態１５．
図６９は本発明の実施の形態１５における双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の応用例を示す図である。【０２１５】図６９に示すように、架線２８０とレール２８４とに接続された直流電源装置２８７より、車両２８８に電力を供給する電鉄き電システムにおいて、架線２８０とレール２８４とに接続された、実施の形態１〜１３の双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置２８５を通して、電力貯蔵デバイス２８６の電力を架線２８０側へ放出したり、逆に架線２８０側から電力を吸収したりする機能を有した電鉄き電システムである。【０２１６】ここで、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置２８５は、例えば架線２８０の電圧が降下した場合に、電力貯蔵デバイス２８６の電力を適切な量放出するよう動作し、また逆に架線２８０の電圧が上昇した場合には、電力貯蔵デバイス２８６に適切な量の電力を吸収するように動作するものである。
また、系統制御装置２８９からの電力指令Ｐ＊に一致する電力フローを実現する制御を実施しても良い。【０２１７】このように構成することで、架線２８０の電圧変動抑制や、車両の回生エネルギーの有効活用を図るものである。【０２１８】なお、電力指令Ｐ＊に代わりに、前記一次側スイッチング回路電流指令Ｉ１＊、前記二次側スイッチング回路電流指令Ｉ２＊、前記結合リアクトル電流指令ＩＬ＊等を双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置２８５に入力する構成としても良いことは言うまでもない。【０２１９】本発明の実施の形態１５における双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置２８５により、電力貯蔵デバイス２８６の端子電圧は、架線電圧に関係なく、最適な値に設定しながら、双方向の電力制御が可能となる。これにより、電力貯蔵デバイス２８６の電圧を架線２８０の電圧より上げることも可能となり、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置２８５や、電力貯蔵デバイス２８６の電流を低減させることが可能となり、より一層小型軽量で効率の良い電鉄き電システムを構築できる。【０２２０】  実施の形態１４、１５は双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の応用例の一例を示したに過ぎず、これに限られることはなく、公知の技術と組み合わせたりなどし、エレベータ駆動装置、ハイブリッド自動車、電気自動車、直流電源装置等、直流電力を扱う種々分野へ応用が可能であることは言うまでもない。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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【図３７】
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【図３８】
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【図３９】
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【図４０】
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【図４１】
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【図４２】
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【図４３】
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【図４４】
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【図４５】
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【図４６】
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【図４７】
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【図４８】
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【図４９】
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【図５０】
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【図５１】
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【図５２】
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【図５３】
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【図５４】
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【図５５】
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【図５６】
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【図５７】
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【図５８】
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【図５９】
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【図６０】
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【図６１】
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【図６２】
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【図６３】
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【図６４】
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【図６５】
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【図６６】
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【図６７】
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【図６８】
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【図６９】
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【手続補正書】
【提出日】平成19年2月1日(2007.2.1)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一次側電源と二次側電源の二つの直流電圧源の間で双方向に直流電力を供給しあう双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置において、
一次側電源の入出力端子に接続され、前記一次側電源の電力変換動作を行う一次側変換部と、
二次側電源の入出力端子に接続され、前記二次側電源の電力変換動作を行う二次側変換部と、
前記一次側変換部と前記二次側変換部を接続する結合部と、
前記一次側変換部、前記二次側変換部、前記結合部からの信号を入力し、その信号が指令値と一致するように前記一次側変換部、前記二次側変換部を制御する制御部とを備えたことを特徴とする双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項２】
一次側変換部は、
スイッチング素子二つを直列に接続した一次側スイッチング回路と、
前記一次側スイッチング回路と並列に接続された一次側コンデンサと、
前記一次側コンデンサの電圧を検出して、前記制御部に出力する第１の電圧検出器を備え、
二次側変換部は、
スイッチング素子二つを直列に接続した二次側スイッチング回路と、
前記二次側スイッチング回路と並列に接続された二次側コンデンサと、
前記二次側コンデンサの電圧を検出して、前記制御部に出力する第２の電圧検出器を備え、
前記結合部は、結合リアクトルと接続線を備えたことを特徴とする請求項１記載の双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項３】
前記結合リアクトルに流れる電流を検出して、前記制御部に出力する第１の電流検出器を備え、
制御部は、前記第１の電流検出器で検出された信号に基づく値と、与えられた指令値が一致するように、前記一次側変換部と前記二次側変換部に電力変換動作を行う制御信号を出力することを特徴とする請求項２記載の双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項４】
前記接続線に流れる電流を検出して、前記制御部に出力する第２の電流検出器を備え、
前記制御部は、前記第２の電流検出器で検出された信号に基づく値と、指令値が一致するように、前記一次側変換部と前記二次側変換部に電力変換動作を行う制御信号を出力することを特徴とする請求項２記載の双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項５】
前記一次側スイッチング回路、または前記二次側スイッチング回路の正極端子を第１の端子とし、
前記第１の端子を流れる電流を検出して、前記制御部に出力する第３の電流検出器を備え、
前記制御部は、前記第３の電流検出器で検出された信号に基づく値と、指令値が一致するように、前記一次側変換部と前記二次側変換部に電力変換動作を行う制御信号を出力することを特徴とする請求項２記載の双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項６】
前記一次側スイッチング回路の前記一次側電源側負極端子、または前記二次側スイッチング回路の前記二次側電源側負極端子を第２の端子とし、
前記第２の端子を流れる電流を検出して、前記制御部に出力する第４の電流検出器を備え、
前記制御部は、前記第４の電流検出器で検出された信号に基づく値と、指令値が一致するように、前記一次側変換部と前記二次側変換部に電力変換動作を行う制御信号を出力することを特徴とする請求項２記載の双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項７】
前記制御部は、
前記第１〜第４の何れかの電流検出器から入力された信号と、
前記第１、第２の電圧検出器から入力された信号とから得られる値を使用して、前記一次側変換部と前記二次側変換部に電力変換動作を行う制御信号と、
を出力することを特徴とする請求項２から請求項６の何れかに記載の双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項８】
前記指令値が電流指令値の場合、前記制御部は、
前記電流指令値と、前記第１〜第４の何れかの電流検出器から入力された信号との偏差を生成する電流制御部と、
前記電流制御部で生成された偏差と、前記第１、第２の電圧検出器から入力された信号から前記スイッチング素子の通流率指令を生成する通流率指令生成部と、
前記通流率指令生成部で生成された前記通流率指令から前記スイッチング素子のゲート信号を生成するゲート信号生成部と、
を備えたことを特徴とする請求項２から請求項６の何れかに記載の双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項９】
前記指令値が電力指令値の場合、前記制御部は、
前記電力指令値から電流指令値を得る電流指令換算部と、
前記電流指令値と、前記第１〜第３の何れかの電流検出器から入力された信号との偏差を生成する電流制御部と、
前記電流制御部で生成された偏差と、前記第１、第２の電圧検出器から入力された信号から前記スイッチング素子の通流率指令を生成する通流率指令生成部と、
前記通流率指令生成部で生成された前記通流率指令から前記スイッチング素子のゲート信号を生成するゲート信号生成部と、
を備えたことを特徴とする請求項２から請求項６の何れかに記載の双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項１０】
前記制御部は、前記電流指令値を前記第１〜第４の電流検出器、及び前記第１、第２の電圧検出器のうち少なくとも一つから入力された値に基づいて調整する電流指令調整部を備えたことを特徴とする請求項８、または請求項９に記載の双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項１１】
前記電流指令調整部は、
前記電流指令値の上限と下限を任意の値に制限することを特徴とする請求項８、または請求項９に記載の双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項１２】
前記結合リアクトルと前記接続線の間の電圧を検出する第３の電圧検出器を有したことを特徴とする請求項９に記載の双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項１３】
前記電流指令換算部は、
前記電力指令値と前記第１〜第３の何れかの電圧検出器から入力された信号から、電流指令値を生成することを特徴とする請求項９、または請求項１２記載の双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項１４】
前記電流制御部は、
前記電流指令調整部において調整された電流指令値と、前記第１〜第４の何れかの電流検出器から入力された信号との偏差を増幅する比例積分制御器を備えたことを特徴とする請求項８、または請求項９に記載の双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項１５】
前記通流率指令生成部は、
前記一次側スイッチング回路を制御する第１の通流率指令と、
前記二次側スイッチング回路を制御する第２の通流率指令を生成することを特徴とする請求項８、または請求項９に記載の双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項１６】
前記ゲート信号生成部は、
前記第１の通流率指令と、第２の通流率指令と、キャリア信号とを比較し、
前記一次側スイッチング回路の上側アームスイッチング素子、及び下側アームスイッチング素子と、前記二次側スイッチング回路の上側アームスイッチング素子、及び下側アームスイッチング素子をそれぞれオンオフするゲート信号を生成することを特徴とする請求項８、または請求項９に記載の双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項１７】
架線から供給された電力を駆動電力として電動機に給電する駆動制御用インバータ装置と、
前記架線から供給された電力を蓄える電力貯蔵デバイスと、
前記架線と前記電力貯蔵デバイスとの間に設けられ、前記架線と前記電力貯蔵デバイスの電力を双方向に制御する双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置と、
を備え、
前記双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置は、一次側電源の入出力端子に接続され、前記一次側電源の電力変換動作を行う一次側変換部と、
二次側電源の入出力端子に接続され、前記二次側電源の電力変換動作を行う二次側変換部と、
前記一次側変換部と前記二次側変換部を接続する結合部と、
前記一次側変換部、前記二次側変換部、前記結合部からの信号を入力し、その信号が指令値と一致するように前記一次側変換部、前記二次側変換部を制御する制御部と、
を備えたことを特徴とする鉄道車両駆動制御システム。
【請求項１８】
前記一次側変換部の正極端子をパンタグラフ、あるいは駆動制御用インバータ装置の正極側に接続し、
前記一次側変換部の負極端子を帰線回路、あるいは前記駆動制御用インバータ装置の負極側に接続し、
前記二次側変換部の正極端子を電力貯蔵デバイスの正極側に接続し、
前記二次側変換部の負極端子を電力貯蔵デバイスの負極側に接続する構成としたことを特徴とする請求項１７に記載の鉄道車両駆動制御システム。
【請求項１９】
架線とレールとに接続された直流電源装置より車両に電力を供給する電鉄き電システムにおいて、
前記架線から供給された電力を駆動電力として電動機に給電する駆動制御用インバータ装置と、
前記架線から供給された電力を蓄える電力貯蔵デバイスと、
前記架線と前記電力貯蔵デバイスとの間に設けられ、前記架線と前記電力貯蔵デバイスの電力を双方向に制御する双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置と、
を備え、
前記双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置は、一次側電源の入出力端子に接続され、前記一次側電源の電力変換動作を行う一次側変換部と、
二次側電源の入出力端子に接続され、前記二次側電源の電力変換動作を行う二次側変換部と、
前記一次側変換部と前記二次側変換部を接続する結合部と、
前記一次側変換部、前記二次側変換部、前記結合部からの信号を入力し、その信号が指令値と一致するように前記一次側変換部、前記二次側変換部を制御する制御部と、
を備えたことを特徴とする電気鉄道き電システム。
【請求項２０】
前記一次側変換部の正極端子を架線に、負極端子をレールに接続し、
前記一次側変換部の負極端子を帰線回路、あるいは前記駆動制御用インバータ装置の負極側に接続し、
前記二次側変換部の正極端子を電力貯蔵デバイスの正極側に接続し、
前記二次側変換部の負極端子を電力貯蔵デバイスの負極側に接続する構成としたことを特徴とする請求項１９に記載の電気鉄道き電システム。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電圧源同士を互いに接続する際に使用するＤＣＤＣコンバータ装置に関するものであり、例えば電力貯蔵デバイスを搭載した電気車等に適用可能である。
【背景技術】
【０００２】
従来より、電鉄システムへ二次電池や電気二重層キャパシタ等の電力貯蔵デバイスを応用し、車両のブレーキ時に発生する余剰回生電力を電力貯蔵デバイスに貯蔵し、加速時に貯蔵した電力を使用する構成とすることで、車両の持つ運動エネルギーを有効利用できることが知られ、この場合、双方向の電力制御が可能な降圧コンバータ（以下、双方向降圧ＤＣＤＣコンバータ）が直流架線と電力貯蔵デバイスとの接続に使用されている（例えば、特許文献１）。
【０００３】
しかし、上記のような双方向降圧ＤＣＤＣコンバータでは、その回路構成上、コンバータの一次側電圧が二次側電圧より低い場合、電流の制御が不能となるので、常に一次側電圧が二次側電圧より高くなる条件で使用する必要があった。
【０００４】
このような問題を回避するにはＤＣＤＣコンバータの一次側電圧と二次側電圧の大小関係によらず、一次側から二次側へ、また二次側から一次側へ双方向の電力フローが可能なＤＣＤＣコンバータ（以下、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ）が有効であり、例えば特許文献２に回路構成が開示されている。
【０００５】
【特許文献１】特開２００５−２０６１１１号公報
【特許文献２】特開２００１−２６８９００号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、特許文献２に開示されている双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータは、一次側から二次側への電力フローにおいて、一次側電圧を二次側電圧より上げる場合と一次側電圧を二次側電圧より下げる場合、二次側から一次側への電力フローにおいて、一次側電圧を二次側電圧より上げる場合と一次側電圧を二次側電圧より下げる場合、の４つの動作モードにおけるスイッチング素子の動作パターンが各動作モード毎に決められており、例えば一次側電圧と二次側電圧が同一となる場合や、電力フローをゼロとする場合を想定していないため、各動作モード間を連続的に遷移することができない。
【０００７】
また、各スイッチング素子の通流率は、ボリュームで調整すると記載されており、電力フローを瞬時値ベースで自動制御することは考慮されていない。このため、ＤＣＤＣコンバータの一次側から二次側へ、また二次側から一次側への電力の向きと大きさを瞬時値ベースで連続的に所望の値に自動制御することができない。
【０００８】
本発明は、このような問題を解決するためになされたものであり、異なる直流電圧源をＤＣＤＣコンバータの一次側と二次側にそれぞれ接続した状態で、二次側電圧と一次側電圧の大小関係によらず、一次側から二次側へ、また二次側から一次側へ双方向の電力フロー可能とし、その電力の向きと大きさを瞬時値ベースで連続的に所望の値に自動制御可能な双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置、および当該双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置を用いた鉄道車両駆動制御システム、電気鉄道き電システムを提供するものである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明に係る双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置は、一次側電源の入出力端子に接続され、電力変換動作を行う一次側変換部と、二次側電源の入出力端子に接続され、電力変換動作を行う二次側変換部と、一次側変換部と二次側変換部を接続する結合部と、一次側変換部、二次側変換部、結合部からの検出値を入力し、その検出値が与えられた指令値と一致するように一次側変換部、或いは二次側変換部を制御する制御部とを備える。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、異なる直流電圧源を双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータの一次側と二次側にそれぞれ接続した状態で、一次側電圧と二次側電圧の大小関係によらず、一次側から二次側へ、また二次側から一次側へ双方向の電力フローを可能とし、その電力の向きと大きさを瞬時値ベースで連続的に所望の値に自動制御可能となる双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータを得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１に係る双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成を示す図である。図１において、一次側変換部１ａは一次側電源インピーダンス２１ａと一次側電源電圧源２２ａで構成された一次側電源２ａの入出力端子２３ａ、２４ａに接続され、結合リアクトル３と接続線５からなる結合部１ｃを介して、同じく二次側電源インピーダンス２１ｂと二次側電源電圧源２２ｂで構成された二次側電源２ｂの入出力端子２３ｂ、２４ｂに接続されている二次側変換部１ｂと接続されている。
【００１２】
そして、一次側変換部１ａは、スイッチング素子１１ａ、１２ａを直列に接続した一次側スイッチング回路１０ａと、この一次側スイッチング回路１０ａに並列に接続されている一次側コンデンサ１３ａと、一次側コンデンサ１３ａの電圧を検出する電圧検出器１４ａによって構成されている。二次側変換部１ｂもこれと同様に構成されているため、以下一次側変換部１ａについて説明をする。
【００１３】
一次側スイッチング回路１０ａの上側アーム側のスイッチング素子１１ａの正極端子を第一の端子１５ａとし、一次側スイッチング回路１０ａの下側アーム側のスイッチング素子１２ａの負極端子を第二の端子１６ａ、第四の端子１８ａとし、第一の端子１５ａは一次側コンデンサ１３ａの正極側に接続され、第二の端子１６ａは一次側コンデンサ１３ａの負極に接続されている。第四の端子１８ａと、同様に構成された二次側スイッチング回路１０ｂにおける第四の端子１８ｂとが接続線５を介して接続され、上側アーム側のスイッチング素子１１ａの負極側と下側アーム側のスイッチング素子１２ａの正極側の接続点を第三の端子１７ａと、同様に構成された二次側スイッチング回路１０ｂにおける第三の端子１７ｂとが結合リアクトル３で接続され、この結合リアクトル３の電流ＩＬを検出する第１の電流検出器４が設けられている。
【００１４】
また、前記一次側スイッチング回路１０ａの第三の端子１７ａと前記二次側スイッチング回路１０ｂの第三の端子１７ｂの間の任意の箇所と、接続線５との間の電圧を結合部電圧ＶＬとし、この結合部電圧ＶＬを検出する電圧検出器６を有する。
【００１５】
なお、図１では、結合リアクトル３と接続線５との間の電圧を電圧検出器６で検出した値を、結合部電圧ＶＬとして利用した場合の構成としているが、結合部電圧ＶＬは、例えば一次側スイッチング回路１０ａの第三の端子１７ａと接続線５との間の電圧であっても良いし、二次側スイッチング回路１０ｂの第三の端子１７ｂと接続線５との間の電圧であっても良い。
【００１６】
さらに、一次側変換部１ａから出力される一次側コンデンサ電圧Ｖ１、二次側変換部１ｂから出力される二次側コンデンサ電圧Ｖ２、及び結合部１ｃから出力される結合リアクトル電流ＩＬ、結合部電圧ＶＬが制御部３０ａに入力される。この制御部３０ａは、結合部１ｃを一次側から二次側方向へ流れる電力ＰＬを与えられた指令値Ｐ＊と一致するように、スイッチング素子１１ａ、１１ｂ、１２ａ、１２ｂをそれぞれオンオフ制御するゲート信号Ｇ１ａ、Ｇ１ｂ、Ｇ２ａ、Ｇ２ｂとして、一次側変換部１ａ、二次側変換部１ｂに出力する。
【００１７】
ここで電力指令Ｐ＊は、例えば、本発明のＤＣＤＣコンバータ装置を含む電力貯蔵システムを制御する、本ＤＣＤＣコンバータの制御部３０ａよりも上位に位置する別の制御装置より入力される信号などに相当する。
【００１８】
なお、一次側スイッチング回路１０ａにおける第一の端子１５ａの電流と第二の端子１６ａの電流、結合リアクトル３の電流と接続線５の電流、二次側スイッチング回路１０ｂにおける第一の端子１５ｂの電流と第二の端子１６ｂの電流は、それぞれ大きさが等しく、単に方向が逆である関係であるので、それを考慮すればどちら側を検出しても本発明の内容を実現できるが、本明細書中の全ての説明は、一次側スイッチング回路１０ａにおける第一の端子１５ａの電流（以下、一次側スイッチング回路電流Ｉ１と表記する）、結合リアクトル３の電流（以下、結合リアクトル電流ＩＬと表記する）、二次側スイッチング回路の第一の端子１５ｂの電流（以下、二次側スイッチング回路電流Ｉ２と表記する）を検出した場合を想定した説明としている。なお、回路の負極側（一次側の入出力端子２４ａから一次側スイッチング回路１０ａの第二の端子１６ａ、第四の端子１８ａ、接続線５、二次側スイッチング回路１０ｂの第四の端子１８ｂ、第二の端子１６ｂ、二次側の入出力端子２４ｂに至るライン）が接地されて使用される場合、高電位であり常時変動する一次側スイッチング回路１０ａの第一の端子１５ａ、二次側スイッチング回路１０ｂの第一の端子１５ｂ、結合リアクトル３の対地電位より、接地電位となる一次側スイッチング回路１０ａの第二の端子１６ａ、二次側スイッチング回路１０ｂの第二の端子１６ｂ、接続線５の対地電位のほうが低く安定しており、ここに電流検出器を設置するほうが電流検出器に要求される絶縁耐圧が低くて済み、またノイズの少ない検出値が得られる場合がある。
【００１９】
次に、制御部３０ａの構成に関して説明する。図２は、本発明の実施の形態１における、制御部３０ａの構成例を示す図である。図２に示すとおり、制御部３０ａは電流指令換算部３１ａ、電流指令調整部３２ａ、電流制御部３３ａ、通流率指令生成部３４ａ、ゲート信号生成部３５ａからなる。
【００２０】
電流指令換算部３１ａでは、電力指令Ｐ＊と結合部電圧ＶＬとから、結合リアクトル基本電流指令ＩＬ０＊を生成する。
【００２１】
電流指令調整部３２ａでは、電流指令換算部３１ａより入力される結合リアクトル基本電流指令ＩＬ０＊を調整し、結合リアクトル電流指令ＩＬ＊を生成する。
【００２２】
電流制御部３３ａでは、結合リアクトル電流指令ＩＬ＊と、結合リアクトル電流ＩＬとから、電流誤差ＤＩＬを生成する。
【００２３】
通流率指令生成部３４ａでは、電流制御部３３ａより入力された電流誤差ＤＩＬと、一次側コンデンサ電圧Ｖ１と、二次側コンデンサ電圧Ｖ２とから一次側通流率指令ＶＲＥＦ１、二次側通流率指令ＶＲＥＦ２を生成する。
【００２４】
ゲート信号生成部３５ａでは、通流率指令生成部３４ａから入力された一次側通流率指令ＶＲＥＦ１、二次側通流率指令ＶＲＥＦ２とから、スイッチング素子１１ａ、１２ａ、１１ｂ、１２ｂをそれぞれオンオフ制御するゲート信号Ｇ１ａ、Ｇ２ａ、Ｇ１ｂ、Ｇ２ｂを生成する。
【００２５】
なお、図２では、制御部３０ａは、外部より電力指令Ｐ＊を入力する構成としているが、電力指令Ｐ＊の代わりに、結合リアクトル基本電流指令ＩＬ０＊、あるいは、結合リアクトル電流指令ＩＬ＊に相当する信号を外部より制御部３０ａに入力する構成としても良く、この場合は、電流指令換算部３１ａ、電流指令調整部３２ａは省略できる。
【００２６】
以下、電流指令換算部３１ａ、電流指令調整部３２ａ、電流制御部３３ａ、通流率指令生成部３４ａ、ゲート信号生成部３５ａの構成例を説明する。
【００２７】
図３は本発明の実施の形態１における、電流指令換算部３１ａの構成例を示す図である。図示しないが、割算器４０等の機能ブロックの入出力に、ローパスフィルタ等を挿入して不要な周波数成分を除去する構成としてもよい。
【００２８】
図３に示すように、電流指令換算部３１ａでは、与えられた電力指令Ｐ＊を、割算器４０を用いて結合部電圧ＶＬで割ることで、結合リアクトル基本電流指令ＩＬ０＊を生成する。
【００２９】
図４は、本発明の実施の形態１における、電流指令調整部３２ａの構成例を示す図である。図示しないが、リミッタ７０ａの入出力に、ローパスフィルタ等を挿入して不要な周波数成分を除去する構成としてもよい。
【００３０】
図４に示すように、電流指令調整部３２ａでは、電流指令換算部３１ａで生成された結合リアクトル基本電流指令ＩＬ０＊に対して、電流指令上限制限値ＩＬＭＴＨと、電流指令下限制限値ＩＬＭＴＬにより上限下限を設定されたリミッタ７０ａにより上限、下限を制限した値を、結合リアクトル電流指令ＩＬ＊として出力する。
【００３１】
ここで、リミッタ７０ａの機能を説明する。結合リアクトル基本電流指令ＩＬ０＊の上限、下限を制限した信号を、結合リアクトル電流指令ＩＬ＊とすることで、これに一致するよう制御される実際の結合リアクトル電流ＩＬの上限、下限を制限することが可能となる。この結合リアクトル電流ＩＬは、常にスイッチング素子１１ａ〜１２ｂの何れかを流れている電流であるため、結合リアクトル電流ＩＬの上限、下限を制限することで、スイッチング素子１１ａ〜１２ｂの電流を制限することができる。
【００３２】
なお、リミッタ７０ａの電流指令上限制限値ＩＬＭＴＨと、電流指令下限制限値ＩＬＭＴＬの大きさは、スイッチング素子１１ａ〜１２ｂの電流耐量以下に設定するのが適当である。
【００３３】
上述のように電流指令調整部３２ａを構成することで、例えば制御部３０ａに過大な電力指令Ｐ＊が入力された場合等において、電流指令換算部３１ａで算出された結合リアクトル基本電流指令ＩＬ０＊が、スイッチング素子１１ａ〜１２ｂの電流耐量に対して過大となった場合も、リミッタ７０ａにより、結合リアクトル電流指令ＩＬ＊をスイッチング素子１１ａ〜１２ｂの電流耐量以内に制限することが可能となる。
【００３４】
これにより、実際の結合リアクトル電流ＩＬ、ひいてはスイッチング素子１１ａ〜１２ｂの電流をその電流耐量以内に制限することが可能となり、スイッチング素子１１ａ〜１２ｂを過電流で破損することから回避でき、過大な電力指令入力等の外乱に対して強い、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置を得ることができる。
【００３５】
図５は、本発明の実施の形態１における、電流制御部３３ａの構成例を示す図である。図示しないが、減算器２００等の機能ブロックの入出力に、ローパスフィルタ等を挿入して不要な周波数成分を除去する構成としてもよい。
【００３６】
図５に示すように、電流制御部３３ａでは減算器２００において、電流指令調整部３２ａで生成された結合リアクトル電流指令ＩＬ＊と結合リアクトル電流ＩＬの偏差を生成し、これを比例積分制御器２０１に入力する。比例積分制御器２０１では、次式によって電流誤差ＤＩＬを得る。
Ｋ１；比例ゲイン、Ｋ２；積分ゲイン、ｓ；ラプラス演算子とすると、
ＤＩＬ＝（Ｋ１＋Ｋ２／ｓ）×（ＩＬ＊−ＩＬ）
【００３７】
図６は、本発明の実施の形態１における、通流率指令生成部３４ａの構成例を示す図である。図示しないが、加算器２１１ａ等の機能ブロックの入出力に、ローパスフィルタ等を挿入して不要な周波数成分を除去する構成としてもよい。
【００３８】
図６に示すように、通流率指令生成部３４ａでは割算器２１０ａにて二次側コンデンサ電圧Ｖ２を一次側コンデンサ電圧Ｖ１で割ることで、二次側コンデンサ電圧Ｖ２と一次側コンデンサ電圧Ｖ１の比Ｖ２／Ｖ１が求まる。これをリミッタ２１３ａで下限をゼロ、上限を１に制限した値を、一次側変換部１ａへの一次側基本通流率指令ＶＲＥＦ１Ａとする。
【００３９】
この一次側基本通流率指令ＶＲＥＦ１Ａに、電流制御部３３ａで生成された電流誤差ＤＩＬを加算器２１１ａで加算したものを一次側変換部１ａの通流率指令である一次側通流率指令ＶＲＥＦ１とする。即ちＶＲＥＦ１は、ＶＲＥＦ１＝ＶＲＥＦ１Ａ＋ＤＩＬとなる。
【００４０】
一方、割算器２１０ｂにて一次側コンデンサ電圧Ｖ１を二次側コンデンサ電圧Ｖ２で割ることで、一次側コンデンサ電圧Ｖ１と二次側コンデンサ電圧Ｖ２の比Ｖ１／Ｖ２が求まる。これをリミッタ２１３ｂで下限をゼロ、上限を１に制限した値を、二次側変換部１ｂへの二次側基本通流率指令ＶＲＥＦ２Ａとする。
【００４１】
この二次側基本通流率指令ＶＲＥＦ２Ａに、電流制御部３３ａで生成された電流誤差ＤＩＬを符号反転回路２１２で符号反転したＤＩＬ２を加算器２１１ｂで加算したものを二次側変換部１ｂの通流率指令である二次側通流率指令ＶＲＥＦ２とする。即ちＶＲＥＦ２は、ＶＲＥＦ２＝ＶＲＥＦ２Ａ＋ＤＩＬ２となる。
【００４２】
図７は、本発明の実施の形態１における、ゲート信号生成部３５ａの構成例を示す図である。図示しないが、比較器２２０ａ等の機能ブロックの入出力に、ローパスフィルタ等を挿入して不要な周波数成分を除去する構成としてもよい。
【００４３】
図７に示すように、ゲート信号生成部３５ａではまず、キャリア信号生成部２２２で、０〜１の値をとるキャリア信号ＣＡＲを生成する。キャリア信号ＣＡＲとしては、例えば三角波、のこぎり波等が適当である。
【００４４】
そして比較器２２０ａ、２２０ｂ、反転回路２２１ａ、２２１ｂで、通流率指令生成部３４ａで生成された一次側通流率指令ＶＲＥＦ１、二次側通流率指令ＶＲＥＦ２と、キャリア信号ＣＡＲの大小関係から、以下の論理で各スイッチング素子１１ａ〜１２ｂのゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ２ｂを決定する。
【００４５】
ＶＲＥＦ１＞ＣＡＲの場合、スイッチング素子１１ａへのゲート信号Ｇ１ａをオン、スイッチング素子１２ａへのゲート信号Ｇ２ａをオフする。逆にＶＲＥＦ１＜ＣＡＲならスイッチング素子１１ａへのゲート信号Ｇ１ａをオフ、スイッチング素子１２ａへのゲート信号Ｇ２ａをオンする。
【００４６】
ＶＲＥＦ２＞ＣＡＲの場合、スイッチング素子１１ｂへのゲート信号Ｇ１ｂをオン、スイッチング素子１２ｂへのゲート信号Ｇ２ｂをオフする。逆にＶＲＥＦ２＜ＣＡＲならスイッチング素子１１ｂへのゲート信号Ｇ１ｂをオフ、スイッチング素子１２ｂへのゲート信号Ｇ２ｂをオンする。
【００４７】
以上のように制御部３０ａを構成することで、一次側コンデンサ電圧Ｖ１と、二次側コンデンサ電圧Ｖ２の大きさや大小関係に関わらず、電力指令Ｐ＊が正の場合、結合リアクトル基本電流指令ＩＬ０＊は正となり、結合部１ｃを流れる電力ＰＬ（以下、結合部電力ＰＬと表記する）を、一次側電源２ａから二次側電源２ｂの方向へ流すことが可能となり、その大きさは電力指令Ｐ＊の大きさに一致する。一方、電力指令Ｐ＊が負の場合、結合リアクトル電流基本指令ＩＬ０＊は負となり、結合部電力ＰＬを二次側電源２ｂから一次側電源２ａの方向へ流すことが可能となり、その大きさは電力指令Ｐ＊の大きさに一致する。また、電力指令Ｐ＊がゼロの場合、結合リアクトル基本電流指令ＩＬ０＊はゼロとなり、一次側電源２ａと二次側電源２ｂとの間の電力フローを停止できる。
【００４８】
このように、電力指令Ｐ＊を正からゼロを含めて負まで、大きさ・方向を任意設定することで、結合部電力ＰＬを任意の大きさ・方向に連続的に瞬時値ベースで制御することが可能となる。
【００４９】
また、スイッチング素子１１ａ〜１２ｂの電流を、任意の値に制限することが可能となり、例えば、スイッチング素子１１ａ〜１２ｂの電流をその電流耐量以内に制限することが可能となり、スイッチング素子１１ａ〜１２ｂを過電流で破損することが回避でき、過大な電力指令入力等の外乱に対して強い、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置を得ることができる。
【００５０】
本実施の形態１は、結合部電力ＰＬに着目し、これを電力指令Ｐ＊に一致させるよう制御するものである。言い換えれば、電力指令Ｐ＊をそれに対応する結合リアクトル電流指令ＩＬ＊に換算し、これに実際の結合リアクトル電流ＩＬが一致するように制御を実施するものである。
【００５１】
さらに、一次側変換部１ａ、結合部１ｃ、二次側変換部１ｂでの損失を微小であるので無視し、一次側コンデンサ１３ａ、二次側コンデンサ１３ｂに蓄積されているエネルギーの変動は微小であるのでこれを無視した場合、一次側電源２ａの入出力電力Ｐ１０と、結合部電力ＰＬと、二次側電源２ｂの入出力電力Ｐ２０とは、瞬時値ベースで等しくなるので、結合部電力ＰＬを制御することで、一次側電源２ａと二次側電源２ｂとの間の電力フローの制御が可能となる。
【００５２】
なお、一次側変換部１ａ、結合部１ｃ、二次側変換部１ｂでの損失を無視できないほど制御の精度を要する用途では、図示しないが、電力指令Ｐ＊あるいは結合リアクトル電流指令ＩＬ＊を、損失（通常、ＤＣＤＣコンバータに入出力する全電力の数パーセント程度）を含めた値に設定することにより、電力フローの制御精度をさらに向上できる。
【００５３】
また、一次側コンデンサ１３ａ、二次側コンデンサ１３ｂに蓄積されているエネルギーの変動を無視できないほど制御の精度を要する用途では、図示しないが、一次側コンデンサ１３ａと二次側コンデンサ１３ｂに蓄積されているエネルギー変動量に応じて電力指令Ｐ＊あるいは結合リアクトル電流指令ＩＬ＊を調整することで、電力フローの過渡的な制御精度を向上できる。
【００５４】
図８〜図１１、図１２〜図１５は、本発明の実施の形態１における、制御部３０ａの構成を適用した双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の動作波形のシミュレーション結果を示す図である。図８（ａ）、図１２（ａ）は一次側端子電圧Ｖ１０と二次側端子電圧Ｖ２０を示す図であり、図８（ｂ）、図１２（ｂ）は一次側通流率指令ＶＲＥＦ１を示す図である。図９（ｃ）、図１３（ｃ）は二次側通流率指令ＶＲＥＦ２を示す図であり、図９（ｄ）、図１３（ｄ）は結合リアクトル電流指令ＩＬ＊を示す図である。図１０（ｅ）、図１４（ｅ）は結合リアクトル電流ＩＬを示す図であり、図１０（ｆ）、図１４（ｆ）は電力指令Ｐ＊を示す図である。図１１（ｇ）、図１５（ｇ）は結合部電力ＰＬを示す図である。図８〜図１１は、一次側端子電圧Ｖ１０を４００Ｖ〜８００Ｖまでの間を２Ｈｚでランプ変化させる電圧源を一次側電源２ａとして接続し、初期電圧６００Ｖの大容量キャパシタを二次側電源２ｂとして接続し、電力指令Ｐ＊を±５００ＫＷの範囲を１Ｈｚでランプ変化させた場合の動作波形を示す図である。なお、リミッタ７０ａは±１０００Ａに設定することで、結合リアクトル電流指令ＩＬ＊を±１０００Ａ以内に制限している。
【００５５】
図８〜図１１より、一次側端子電圧Ｖ１０と二次側端子電圧Ｖ２０の大小関係によらず、一次側通流率指令ＶＲＥＦ１、二次側通流率指令ＶＲＥＦ２が最適に調整され、結合リアクトル電流ＩＬは、結合リアクトル電流指令ＩＬ＊に一致している。結合リアクトル電流指令ＩＬ＊は±１０００Ａに満たないので、リミッタ７０ａで制限されることなく動作している。結果として結合部電力ＰＬは全領域で電力指令Ｐ＊に一致していることがわかる。
【００５６】
図１２〜図１５は、一次側端子電圧Ｖ１０を４００Ｖ〜８００Ｖまでの間を２Ｈｚでランプ変化させる電圧源を一次側電源２ａとして接続し、初期電圧６００Ｖの大容量キャパシタを二次側電源２ｂとして接続し、電力指令Ｐ＊を±５００ＫＷの範囲を１Ｈｚでランプ変化させた場合の動作波形を示す図である。なお、リミッタ７０ａを±５００Ａに設定することで、結合リアクトル電流指令ＩＬ＊を±５００Ａで制限している。
【００５７】
図１２〜図１５より、一次側端子電圧Ｖ１０と二次側端子電圧Ｖ２０の大小関係によらず、一次側通流率指令ＶＲＥＦ１、二次側通流率指令ＶＲＥＦ２が最適に調整され、結合リアクトル電流ＩＬは、結合リアクトル電流指令ＩＬ＊に一致し、その値は±５００Ａ以下に制限されている。結合リアクトル電流ILが±５００Ａ以下の領域では結合部電力ＰＬは電力指令Ｐ＊に一致しており、結合リアクトル電流ＩＬが±５００Ａに制限されている間は、結合リアクトル電流ＩＬが不足する分、結合部電力ＰＬは電力指令Ｐ＊より小さくなっていることがわかる。
【００５８】
このように、結合リアクトル電流ＩＬをリミッタ７０ａで設定した値に制限することが可能となるので、過大な電力指令Ｐ＊が入力されても、スイッチング素子１１ａ〜１２ｂを過電流で破壊することを防止できる。
【００５９】
実施の形態２．
以下、図面を参照しながら、この発明の実施の形態２に係る双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成について詳細に説明する。なお、以下では、本発明の実施の形態１における双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成と異なる点のみを記載する。
【００６０】
図１６は本発明の実施の形態２における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成を示す図である。ここでは上述の実施の形態１に加えて、一次側スイッチング回路電流Ｉ１を検出する電流検出器７ａ、二次側スイッチング回路電流Ｉ２を検出する電流検出器７ｂを有することが特徴であり、さらに制御部３０ｂの構成に以下に示す特徴がある。
【００６１】
図１７は本発明の実施の形態２における、制御部３０ｂの構成例を示す図である。電流指令調整部３２ｂは、一次側スイッチング回路電流Ｉ１、二次側スイッチング回路Ｉ２、一次側コンデンサ電圧Ｖ１、二次側コンデンサ電圧Ｖ２が入力される構成となっており、以下に示す特徴がある。
【００６２】
図１８は本発明の実施の形態２における、電流指令調整部３２ｂの構成例を示す図である。図１８に示すように、電流指令調整部３２ｂでは、電流指令換算部３１ａより入力される結合リアクトル電流基本指令ＩＬ０＊に対して、一次側コンデンサ電圧Ｖ１と、二次側コンデンサ電圧Ｖ２と、一次側スイッチング回路電流Ｉ１と、二次側スイッチング回路電流Ｉ２と、一次側コンデンサ電圧上限制限値Ｖ１ＬＭＴＣＯＭＨと、一次側コンデンサ電圧下限制限値Ｖ１ＬＭＴＣＯＭＬと、二次側コンデンサ電圧上限制限値Ｖ２ＬＭＴＣＯＭＨと、二次側コンデンサ電圧下限制限値Ｖ２ＬＭＴＣＯＭＬと、一次側スイッチング回路電流上限制限値Ｉ１ＬＭＴＣＯＭＨと、一次側スイッチング回路電流下限制限値Ｉ１ＬＭＴＣＯＭＬと、二次側スイッチング回路電流上限制限値Ｉ２ＬＭＴＣＯＭＨと、二次側スイッチング回路電流下限制限値Ｉ２ＬＭＴＣＯＭＬと、温度保護用電流指令上限制限値ＴＨＬＭＴＨと、温度保護用電流指令下限制限値ＴＨＬＭＴＬと、電流指令上限制限値ＩＬＭＴＨと、電流指令下限制限値ＩＬＭＴＬと、を用いて、一次側コンデンサ電圧上限制限操作量算出部６０で算出される一次側コンデンサ電圧上限制限操作量Ｖ１ＬＭＴＨ、一次側コンデンサ電圧下限制限操作量算出部６１で算出される一次側コンデンサ電圧下限制限操作量Ｖ１ＬＭＴＬ、二次側コンデンサ電圧上限制限操作量算出部６２で算出される二次側コンデンサ電圧上限制限操作量Ｖ２ＬＭＴＨ、二次側コンデンサ電圧下限制限操作量算出部６３で算出される二次側コンデンサ電圧下限制限操作量Ｖ２ＬＭＴＬ、一次側スイッチング回路電流上限制限操作量算出部６６で算出される一次側スイッチング回路電流上限制限操作量Ｉ１ＬＭＴＨ、一次側スイッチング回路電流下限制限操作量算出部６７で算出される一次側スイッチング回路電流下限制限操作量Ｉ１ＬＭＴＬ、二次側スイッチング回路電流上限制限操作量算出部６８で算出される二次側スイッチング回路電流上限制限操作量Ｉ２ＬＭＴＨ、二次側スイッチング回路電流下限制限操作量算出部６９で算出される二次側スイッチング回路電流下限制限操作量Ｉ２ＬＭＴＬを加算器５９ａ〜５９ｊで加えて補正を施した後、温度保護用電流指令上限制限値ＴＨＬＭＴＨ、温度保護用電流指令下限制限値ＴＨＬＭＴＬに制限されるリミッタ７１と、電流指令上限制限値ＩＬＭＴＨ、電流指令下限制限値ＩＬＭＴＬに制限されるリミッタ７０ｂで制限を行い、結合リアクトル電流指令ＩＬ＊を生成するものである。
【００６３】
なお、リミッタ７１は、過温度保護を目的とした電流指令制限を行うものであり、例えば、一次側電源２ａ、二次側電源２ｂ、スイッチング素子１１ａ〜１２ｂ、結合リアクトル３の温度を検出できる温度センサ（図示せず）の検出値に応じて、温度保護用電流指令上限制限値ＴＨＬＭＴＨ、温度保護用電流指令下限制限値ＴＨＬＭＴＬを決定し、温度上昇時には結合リアクトル電流指令ＩＬ＊の大きさを制限することで、一次側電源２ａ、二次側電源２ｂ、スイッチング素子１１ａ〜１２ｂ、結合リアクトル３の温度上昇を抑制し、これらが過温度により損傷するのを回避するよう動作させるものである。
【００６４】
以下に、一次側コンデンサ電圧上限制限操作量算出部６０、一次側コンデンサ電圧下限制限操作量算出部６１、二次側コンデンサ電圧上限制限操作量算出部６２、二次側コンデンサ電圧下限制限操作量算出部６３、一次側スイッチング回路電流上限制限操作量算出部６６、一次側スイッチング回路電流下限制限操作量算出部６７、二次側スイッチング回路電流上限制限操作量算出部６８、二次側スイッチング回路電流下限制限操作量算出部６９の構成例について説明する。
【００６５】
図１９は、本発明の実施の形態２における、一次側コンデンサ電圧上限制限操作量算出部６０の構成例を示す図である。図示しないが、減算器８０等の機能ブロックの入出力にローパスフィルタ等を挿入して不要な周波数成分を除去する構成としてもよい。
【００６６】
図１９に示すように、一次側コンデンサ電圧上限制限操作量算出部６０では、減算器８０にて一次側コンデンサ電圧Ｖ１から一次側コンデンサ電圧上限制限値Ｖ１ＬＭＴＣＯＭＨを引き、偏差を取る。これを比例積分制御器８１で増幅し、負側をカットする負側リミッタ８２を介した値を、一次側コンデンサ電圧上限制限操作量Ｖ１ＬＭＴＨとして出力する。
【００６７】
このようにすることで、一次側コンデンサ電圧Ｖ１が一次側コンデンサ電圧上限制限値Ｖ１ＬＭＴＣＯＭＨ以上となった場合に、その偏差に応じて、一次側コンデンサ電圧上限制限操作量Ｖ１ＬＭＴＨが出力され、結合リアクトル電流指令ＩＬ＊を増加させることで、結合部電力ＰＬを増加させ、一次側コンデンサ電圧Ｖ１の上昇を抑制し、一次側コンデンサ電圧Ｖ１を一次側コンデンサ電圧上限制限値Ｖ１ＬＭＴＣＯＭＨ近傍に維持することが可能となる。
【００６８】
図２０は、本発明の実施の形態２における、一次側コンデンサ電圧下限制限操作量算出部６１の構成例を示す図である。図示しないが、減算器９０等の機能ブロックの入出力にローパスフィルタ等を挿入して不要な周波数成分を除去する構成としてもよい。
【００６９】
図２０に示すように、一次側コンデンサ電圧下限制限操作量算出部６１では、減算器９０にて一次側コンデンサ電圧Ｖ１から一次側コンデンサ電圧下限制限値Ｖ１ＬＭＴＣＯＭＬを引き、偏差を取る。これを比例積分制御器９１で増幅し、正側をカットする正側リミッタ９２を介した値を一次側コンデンサ電圧下限制限操作量Ｖ１ＬＭＴＬとして出力する。
【００７０】
このようにすることで、一次側コンデンサ電圧Ｖ１が一次側コンデンサ電圧下限制限値Ｖ１ＬＭＴＣＯＭＬ以下となった場合に、その偏差に応じて、一次側コンデンサ電圧下限制限操作量Ｖ１ＬＭＴＬが出力され、結合リアクトル電流指令ＩＬ＊を減少させることで、結合部電力ＰＬを減少させ、一次側コンデンサ電圧Ｖ１の下降を抑制し、一次側コンデンサ電圧Ｖ１を一次側コンデンサ電圧下限制限値Ｖ１ＬＭＴＣＯＭＬ近傍に維持することが可能となる。
【００７１】
図２１は、本発明の実施の形態２における、二次側コンデンサ電圧上限制限操作量算出部６２の構成例を示す図である。図示しないが、減算器１００等の機能ブロックの入出力にローパスフィルタ等を挿入して不要な周波数成分を除去する構成としてもよい。
【００７２】
図２１に示すように、二次側コンデンサ電圧上限制限操作量算出部６２では、減算器１００にて二次側コンデンサ電圧上限制限値Ｖ２ＬＭＴＣＯＭＨから二次側コンデンサ電圧Ｖ２を引き、偏差を取る。これを比例積分制御器１０１で増幅し、正側をカットする正側リミッタ１０２を介した値を二次側コンデンサ電圧上限制限操作量Ｖ２ＬＭＴＨとして出力する。
【００７３】
このようにすることで、二次側コンデンサ電圧Ｖ２が二次側コンデンサ電圧上限制限値Ｖ２ＬＭＴＣＯＭＨ以上となった場合に、その偏差に応じて、二次側コンデンサ電圧上限制限操作量Ｖ２ＬＭＴＨが出力され、結合リアクトル電流指令ＩＬ＊を減少させることで、結合部電力ＰＬを減少させ、二次側コンデンサ電圧Ｖ２の上昇を抑制し、二次側コンデンサ電圧Ｖ２を二次側コンデンサ電圧上限制限値Ｖ２ＬＭＴＣＯＭＨ近傍に維持することが可能となる。
【００７４】
図２２は、本発明の実施の形態２における、二次側コンデンサ電圧下限制限操作量算出部６３の構成例を示す図である。図示しないが、減算器１１０等の機能ブロックの入出力にローパスフィルタ等を挿入して不要な周波数成分を除去する構成としてもよい。
【００７５】
図２２に示すように、二次側コンデンサ電圧下限制限操作量算出部６３では、減算器１１０にて二次側コンデンサ電圧下限制限値Ｖ２ＬＭＴＣＯＭＬから二次側コンデンサ電圧Ｖ２を引き、偏差を取る。これを比例積分制御器１１１で増幅し、負側をカットする負側リミッタ１１２を介した値を二次側コンデンサ電圧下限制限操作量Ｖ２ＬＭＴＬを出力する。
【００７６】
このようにすることで、二次側コンデンサ電圧Ｖ２が二次側コンデンサ電圧下限制限値Ｖ２ＬＭＴＣＯＭＬ以下となった場合に、その偏差に応じて、二次側コンデンサ電圧下限制限操作量Ｖ２ＬＭＴＬが出力され、結合リアクトル電流指令ＩＬ＊を増加させることで、結合部電力ＰＬを増加させ、二次側コンデンサ電圧Ｖ２の下降を抑制し、二次側コンデンサ電圧Ｖ２を二次側コンデンサ電圧下限制限値Ｖ２ＬＭＴＣＯＭＬ近傍に維持することが可能となる。
【００７７】
図２３は、本発明の実施の形態２における、一次側スイッチング回路電流上限制限操作量算出部６６の構成例を示す図である。図示しないが、減算器１３０等の機能ブロックの入出力にローパスフィルタ等を挿入して不要な周波数成分を除去する構成としてもよい。
【００７８】
図２３に示すように、一次側スイッチング回路電流上限制限操作量算出部６６では、減算器１３０にて一次側スイッチング回路電流上限制限値Ｉ１ＬＭＴＣＯＭＨから一次側スイッチング回路電流Ｉ１を引き、偏差を取る。これを比例積分制御器１３１で増幅し、正側をカットする正側リミッタ１３２を介した値を一次側スイッチング回路電流上限制限操作量Ｉ１ＬＭＴＨとして出力する。
【００７９】
このように構成することで、一次側スイッチング回路電流Ｉ１が一次側スイッチング回路電流上限制限値Ｉ１ＬＭＴＣＯＭＨ以上となった場合に、その偏差に応じて、一次側スイッチング回路電流上限制限操作量Ｉ１ＬＭＴＨが出力され、結合リアクトル電流指令ＩＬ＊を減少させることで、結合部電力ＰＬを減少させ、一次側スイッチング回路電流Ｉ１の上昇を抑制し、一次側スイッチング回路電流Ｉ１を一次側スイッチング回路電流上限制限値Ｉ１ＬＭＴＣＯＭＨ近傍に維持することが可能となる。
【００８０】
図２４は、本発明の実施の形態２における、一次側スイッチング回路電流下限制限操作量算出部６７の構成例を示す図である。図示しないが、減算器１４０等の機能ブロックの入出力にローパスフィルタ等を挿入して不要な周波数成分を除去する構成としてもよい。
【００８１】
図２４に示すように、一次側スイッチング回路電流下限制限操作量算出部６７では、減算器１４０にて一次側スイッチング回路電流下限制限値Ｉ１ＬＭＴＣＯＭＬから一次側スイッチング回路電流Ｉ１を引き、偏差を取る。これを比例積分制御器１４１で増幅し、負側をカットする負側リミッタ１４２を介した値を一次側スイッチング回路電流下限制限操作量Ｉ１ＬＭＴＬとして出力する。
【００８２】
このように構成することで、一次側スイッチング回路電流Ｉ１が一次側スイッチング回路電流下限制限値Ｉ１ＬＭＴＣＯＭＬ以下となった場合に、その偏差に応じて、一次側スイッチング回路電流下限制限操作量Ｉ１ＬＭＴＬが出力され、結合リアクトル電流指令ＩＬ＊を増加させることで、結合部電力ＰＬを増加させ、一次側スイッチング回路電流Ｉ１の減少を抑制し、一次側スイッチング回路電流Ｉ１を一次側スイッチング回路電流下限制限値Ｉ１ＬＭＴＣＯＭＬ近傍に維持することが可能となる。
【００８３】
図２５は、本発明の実施の形態２における、二次側スイッチング回路電流上限制限操作量算出部６８の構成例を示す図である。図示しないが、減算器１５０等の機能ブロックの入出力にローパスフィルタ等を挿入して不要な周波数成分を除去する構成としてもよい。
【００８４】
図２５に示すように、二次側スイッチング回路電流上限制限操作量算出部６８では、減算器１５０にて二次側スイッチング回路電流上限制限値Ｉ２ＬＭＴＣＯＭＨから二次側スイッチング回路電流Ｉ２を引き、偏差を取る。これを比例積分制御器１５１で増幅し、正側をカットする正側リミッタ１５２を介した値を二次側スイッチング回路電流上限制限操作量Ｉ２ＬＭＴＨとして出力する。
【００８５】
このように構成することで、二次側スイッチング回路電流Ｉ２が二次側スイッチング回路電流上限制限値Ｉ２ＬＭＴＣＯＭＨ以上となった場合に、その偏差に応じて、二次側スイッチング回路電流上限制限操作量Ｉ２ＬＭＴＨが出力され、結合リアクトル電流指令ＩＬ＊を減少させることで、結合部電力ＰＬを減少させ、二次側スイッチング回路電流Ｉ２の上昇を抑制し、二次側スイッチング回路電流Ｉ２を二次側スイッチング回路電流上限制限値Ｉ２ＬＭＴＣＯＭＨ近傍に維持することが可能となる。
【００８６】
図２６は、本発明の実施の形態２における、二次側スイッチング回路電流下限制限操作量算出部６９の構成例を示す図である。図示しないが、減算器１６０等の機能ブロックの入出力にローパスフィルタ等を挿入して不要な周波数成分を除去する構成としてもよい。
【００８７】
図２６に示すように、二次側スイッチング回路電流下限制限操作量算出部６９では、減算器１６０にて二次側スイッチング回路電流下限制限値Ｉ２ＬＭＴＣＯＭＬから二次側スイッチング回路電流Ｉ２を引き、偏差を取る。これを比例積分制御器１６１で増幅し、負側をカットする負側リミッタ１６２を介した値を二次側スイッチング回路電流下限制限操作量Ｉ２ＬＭＴＬとして出力する。
【００８８】
このように構成することで、二次側スイッチング回路電流Ｉ２が二次側スイッチング回路電流下限制限値Ｉ２ＬＭＴＣＯＭＬ以下となった場合に、その偏差に応じて、二次側スイッチング回路電流下限制限操作量Ｉ２ＬＭＴＬが出力され、結合リアクトル電流指令ＩＬ＊を増加させることで、結合部電力ＰＬを増加させ、二次側スイッチング回路電流Ｉ２の減少を抑制し、二次側スイッチング回路電流Ｉ２を二次側スイッチング回路電流下限制限値Ｉ２ＬＭＴＣＯＭＬ近傍に維持することが可能となる。
【００８９】
以上のように電流指令調整部３２ｂを構成することで、一次側電源２ａ、二次側電源２ｂ、一次側変換部１ａ、二次側変換部１ｂ、結合リアクトル３を過電圧、過電流、過温度から保護することが可能となる。
【００９０】
実施の形態３．
以下、図面を参照しながら、この発明の実施の形態３に係る双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成について詳細に説明する。なお、本実施の形態３の構成は、前記実施の形態２の構成をベースとしている。以下では、本発明の実施の形態２における双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成と異なる点のみを記載する。
【００９１】
図２７は本発明の実施の形態３における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成を示す図である。実施の形態２における構成で設けていた、一次側スイッチング回路電流Ｉ１を検出する電流検出器７ａ、二次側スイッチング回路電流Ｉ２を検出する電流検出器７ｂが省略されている点が特徴であり、また制御部３０ｃに以下に示す特徴がある。
【００９２】
図２８は本発明の実施の形態３における、制御部３０ｃの構成例を示す図である。図２８に示すように、電流指令調整部３２ｂに入力される一次側スイッチング回路電流Ｉ１、二次側スイッチング回路電流Ｉ２を、結合リアクトル電流ＩＬと、結合部電圧ＶＬと、一次側コンデンサ電圧Ｖ１と、二次側コンデンサ電圧Ｖ２とから演算して求める点が特徴である。
【００９３】
図２７に示すように、一次側スイッチング回路１０ａの第一の端子１５ａと第二の端子１６ａを通過する電力（以下、一次側スイッチング回路部電力Ｐ１と表記する）と、結合部電力ＰＬとが、一次側変換部１ａと結合部１ｃでの損失を無視すれば瞬時値ベースで等しいことがわかる。このことを利用して図２８に示すように、制御部３０ｃでは、掛算器３７ａにより結合リアクトル電流ＩＬと結合部電圧ＶＬとの積を生成し、これを割算器３６ａにより一次側コンデンサ電圧Ｖ１で割ることで、一次側スイッチング回路電流Ｉ１を得る構成としている。
【００９４】
また同様に、掛算器３７ａにより結合リアクトル電流ＩＬと結合部電圧ＶＬとの積を生成し、これを割算器３６ｂにより二次側コンデンサ電圧Ｖ２で割ることで、二次側スイッチング回路電流Ｉ２を得る構成としている。
【００９５】
以上のように構成することで、この発明の実施の形態３に係る双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置では、一次側スイッチング回路電流Ｉ１と二次側スイッチング回路電流Ｉ２を直接、電流検出器７ａ、７ｂで検出しなくとも、これらの値を使用した制御が可能となり、ＤＣＤＣコンバータ装置の部品点数、大きさ、質量を増やすことなく、より高機能な制御部を構成することが可能となる。
【００９６】
実施の形態４．
以下、図面を参照しながら、この発明の実施の形態４に係る双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成について詳細に説明する。なお、以下では、本発明の実施の形態１における双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成と異なる点のみを記載する。
【００９７】
図２９は本発明の実施の形態４における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成を示す図であり、制御部３０ｄには以下に示す特徴がある。
【００９８】
図３０は本発明の実施の形態４における、制御部３０ｄの構成例を示す図である。電流指令換算部３１ｂについて、さらに一次側コンデンサ電圧Ｖ１、二次側コンデンサ電圧Ｖ２を入力する構成となっていることが特徴である。
【００９９】
図３１に、本発明の実施の形態４における、電流指令換算部３１ｂの構成例を示す。図３１に示すように、電流指令換算部３１ｂでは一次側コンデンサ電圧Ｖ１と、二次側コンデンサ電圧Ｖ２とを、それぞれバンドパスフィルタ１２０ａ、１２０ｂに通すことにより、ゲインと位相が調整された交流成分である一次側コンデンサ電圧振動抑制操作量Ｖ１ＤＭＰ、二次側コンデンサ電圧振動抑制操作量Ｖ２ＤＭＰを得る。このＶ１ＤＭＰを加算器１２１により電力指令Ｐ＊に加算し、Ｖ２ＤＭＰを減算器１２２により電力指令Ｐ＊から減算し、その結果を割算器４１により結合部電圧ＶＬで割った値を、結合リアクトル基本電流指令ＩＬ０＊とする構成としている。
【０１００】
このように構成することで、一次側コンデンサ電圧Ｖ１が上昇傾向にあるときは、結合部電力ＰＬが増加するように電力指令Ｐ＊が調整され、一次側コンデンサ電圧Ｖ１が減少傾向にあるときは、結合部電力ＰＬを減少するように電力指令Ｐ＊が調整される。
【０１０１】
また、二次側コンデンサ電圧Ｖ２が上昇傾向にあるときは、結合部電力ＰＬが減少するように電力指令Ｐ＊が調整され、二次側コンデンサ電圧Ｖ２が減少傾向にあるときは、結合部電力ＰＬが増加するように電力指令Ｐ＊が調整される。
【０１０２】
以上のように構成することで、この発明の実施の形態４に係る双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置では、一次側コンデンサ電圧Ｖ１と二次側コンデンサ電圧Ｖ２の電圧振動を抑制することが可能となり、より安定した制御が可能となる。
【０１０３】
実施の形態５．
以下、図面を参照しながら、この発明の実施の形態５に係る双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成について詳細に説明する。なお、以下では、本発明の実施の形態１における双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成と異なる点のみを記載する。
【０１０４】
図３２は本発明の実施の形態５における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成を示す図である。結合部電圧ＶＬを検出する電圧検出器６が省略されていることが特徴であり、制御部３０ｅに以下に示す特徴がある。
【０１０５】
図３３は本発明の実施の形態５における、制御部３０ｅの構成例を示す図である。図３３に示すように、制御部３０ｅでは掛算器３７ｂにより、一次側コンデンサ電圧Ｖ１と一次側通流率指令ＶＲＥＦ１との積をとり、この結果を結合部電圧ＶＬとして使用する構成としているところが特徴である。
【０１０６】
以上のように構成することで、この発明の実施の形態５に係る双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置では、結合部電圧ＶＬを検出する電圧検出器６を省略することが可能となり、装置全体をより小型に、より軽量に構成することが可能となる。
【０１０７】
実施の形態６．
以下、図面を参照しながら、この発明の実施の形態６に係る双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成について詳細に説明する。なお、以下では、本発明の実施の形態１における双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成と異なる点のみを記載する。
【０１０８】
図３４は本発明の実施の形態６における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成を示す図である。結合部電圧ＶＬを検出する電圧検出器６が省略されていることが特徴であり、制御部３０ｆに以下に示す特徴がある。
【０１０９】
図３５は本発明の実施の形態６における、制御部３０ｆの構成例を示す図である。図３５に示すように、制御部３０ｆでは掛算器３７ｃにより、一次側コンデンサ電圧Ｖ２と二次側通流率指令ＶＲＥＦ２との積をとり、この結果を結合部電圧ＶＬとして使用する構成としているところが特徴である。
【０１１０】
以上のように構成することで、この発明の実施の形態６に係る双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置では、結合部電圧ＶＬを検出する電圧検出器６を省略することが可能となり、装置全体をより小型に、より軽量に構成することが可能となる。
【０１１１】
実施の形態７．
以下、図面を参照しながら、この発明の実施の形態７に係る双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成について詳細に説明する。なお、以下では、本発明の実施の形態１における双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成と異なる点のみを記載する。
【０１１２】
図３６は本発明の実施の形態７における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成を示す図であり、制御部３０ｇに以下に示す特徴がある。
【０１１３】
図３７は本発明の実施の形態７における、制御部３０ｇの構成例を示す図である。通流率指令生成部３４ｂに以下に示す特徴がある。
【０１１４】
図３８は本発明の実施の形態７における、通流率指令生成部３４ｂの構成例を示す図である。割算器２１０ａにより、二次側コンデンサ電圧Ｖ２を一次側コンデンサ電圧Ｖ１で割った値をリミッタ２１４ａで上限と下限を制限し、さらに通流率ゲインＧＲＥＦを掛算器２１５ａで掛けた値を、一次側基本通流率指令ＶＲＥＦ１Ａとしていること、割算器２１０ｂにより、一次側コンデンサ電圧Ｖ１を二次側コンデンサ電圧Ｖ２で割った値をリミッタ２１４ｂで上限と下限を制限し、さらに通流率ゲインＧＲＥＦを掛算器２１５ｂで掛けた値を、二次側基本通流率指令ＶＲＥＦ２Ａとしていること、とが特徴である。なお、通流率ゲインＧＲＥＦは、０〜１までの任意の値をとることができる。また、リミッタ２１４ａ、２１４ｂの下限はゼロ、上限は１に設定する。
【０１１５】
以上のように構成することで、例えば、ＧＲＥＦを０．９とした場合、一次側基本通流率指令ＶＲＥＦ１Ａは、Ｖ２／Ｖ１の上限を１に制限した値に対して、０．９を掛けた値となり、二次側基本通流率指令ＶＲＥＦ２Ａは、Ｖ１／Ｖ２の上限を１に制限した値に対して、０．９を掛けた値となり、いずれも最大値は０．９となる。
【０１１６】
ここで、一次側通流率指令ＶＲＥＦ１、二次側通流率指令ＶＲＥＦ２は、前記ＶＲＥＦ１Ａ、ＶＲＥＦ２Ａに電流誤差ＤＩＬと、その符号を符号反転回路２１２で反転した値ＤＩＬ２とがそれぞれ加算器２１１ａ、２１１ｂにより加算された値であるが、ＤＩＬとＤＩＬ２は定常状態では小さいのでこれを無視すると、一次側通流率指令ＶＲＥＦ１、二次側通流率指令ＶＲＥＦ２の最大値は、ＧＲＥＦと等しい０．９となり、これ以上にはならない。
【０１１７】
特に、一次側通流率指令ＶＲＥＦ１と二次側通流率指令ＶＲＥＦ２とが最大となる一次側コンデンサ電圧Ｖ１と二次側コンデンサ電圧Ｖ２が等しい場合においても、一次側通流率指令ＶＲＥＦ１、二次側通流率指令ＶＲＥＦ２とも、その最大値は通流率ゲインＧＲＥＦと等しい０．９となり、これ以上にはならない。
【０１１８】
このことは、一次側通流率指令ＶＲＥＦ１と二次側通流率指令ＶＲＥＦ２の最大値を、通流率ゲインＧＲＥＦの値に制限することが可能であることを意味する。
【０１１９】
さらに、スイッチング素子１１ａ〜１２ｂのオンオフパルス幅は、前記のとおり一次側通流率指令ＶＲＥＦ１、二次側通流率指令ＶＲＥＦ２と、キャリア信号ＣＡＲの大小関係により決定されるので、一次側通流率指令ＶＲＥＦ１と二次側通流率指令ＶＲＥＦ２の最大値を制限することは、スイッチング素子１１ａ〜１２ｂのオンオフパルス幅の最小値を制限することと等しい意味を持つ。つまり、スイッチング素子１１ａ〜１２ｂの最小パルス幅を、通流率ゲインＧＲＥＦの値により任意に制限することが可能となることを意味する。
【０１２０】
一般に、スイッチング素子は、そのオンオフ動作の遅れにより、正確にオンオフ動作が可能なパルス幅の最小値には限界があり、数μ秒〜十数μ秒より幅の狭いパルス幅のゲート信号を与えても、そのとおりにオンオフ動作させることが困難であり、与えられたゲート信号どおりのパルス幅を正確に出力できなくなる。
【０１２１】
この場合、結合リアクトル電流ＩＬが結合リアクトル電流指令ＩＬ＊から微小な誤差を生ずる等の制御性能の劣化が発生する。
【０１２２】
上述のように本実施の形態７の構成によれば、スイッチング素子１１ａ〜１２ｂの最小パルス幅を通流率ゲインＧＲＥＦにより任意の値に設定できるので、ＧＲＥＦの値をスイッチング素子１１ａ〜１２ｂがその限界を超える狭いパルス幅で動作しないような値に設定することで、特に一次側通流率指令ＶＲＥＦ１と二次側通流率指令ＶＲＥＦ２とが最大となる、一次側コンデンサ電圧Ｖ１と二次側コンデンサ電圧Ｖ２が等しい場合においても、スイッチング素子１１ａ〜１２ｂがその限界を超える狭いパルス幅で動作することを回避できる。
【０１２３】
これにより、スイッチング素子１１ａ〜１２ｂは与えられたゲート信号どおりのパルス幅を正確に出力できるため、結合リアクトル電流ＩＬが結合リアクトル電流指令ＩＬ＊から微小な誤差を生ずる等の制御性能の劣化を回避できる。
【０１２４】
図３９〜図４２は、本実施の形態７における、制御部３０ｇの構成を適用した場合の双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータの動作をシミュレーションした結果を示す図である。図３９（ａ）は一次側端子電圧Ｖ１０と二次側端子電圧Ｖ２０を示す図であり、図３９（ｂ）は一次側通流率指令ＶＲＥＦ１を示す図であり、図４０（ｃ）は二次側通流率指令ＶＲＥＦ２を示す図であり、図４０（ｄ）は結合リアクトル電流指令ＩＬ＊を示す図であり、図４１（ｅ）は結合リアクトル電流ＩＬを示す図であり、図４１（ｆ）は電力指令Ｐ＊を示す図であり、図４２（ｇ）は結合部電力ＰＬを示す図である。図３９〜図４２は、前記通流率ゲインＧＲＥＦを０．９に設定し、一次側端子電圧Ｖ１０を４００Ｖ〜８００Ｖまでの間を２Ｈｚでランプ変化させる電圧源を一次側電源２ａとして接続し、初期電圧６００Ｖの大容量キャパシタを二次側電源２ｂとして接続し、電力指令Ｐ＊を±５００ＫＷの範囲を１Ｈｚでランプ変化させた場合の動作波形である。なお、リミッタ７０ａは±１０００Ａに設定することで、結合リアクトル電流指令ＩＬ＊を±１０００Ａ以内に制限している。一次側端子電圧Ｖ１０と二次側端子電圧Ｖ２０の大小関係によらず、一次側通流率指令ＶＲＥＦ１、二次側通流率指令ＶＲＥＦ２が最適に調整され、結合リアクトル電流ＩＬは、結合リアクトル電流指令ＩＬ＊に一致している。結合リアクトル電流指令ＩＬ＊は±１０００Ａに満たないので、リミッタ７０ａで制限されることなく動作している。結果として結合部電力ＰＬは全領域で電力指令Ｐ＊に一致していることがわかる。特に、一次側端子電圧Ｖ１０と二次側端子電圧Ｖ２０が等しくなる点における、一次側通流率指令ＶＲＥＦ１、二次側通流率指令ＶＲＥＦ２の最大値は、通流率ゲインＧＲＥＦで設定した０．９近傍となっていることが確認でき、これにより、スイッチング素子１１ａ〜１２ｂがその限界を超える狭いパルス幅で動作することを回避できる構成であることが分かる。
【０１２５】
なお、通流率ゲインＧＲＥＦは、動作中の任意のタイミングで任意の値に変更してもよい。たとえば、一次側コンデンサ電圧Ｖ１と二次側コンデンサ電圧Ｖ２の差が十分ある場合は、ＧＲＥＦを１．０に設定しておき、一次側通流率指令ＶＲＥＦ１と二次側通流率指令ＶＲＥＦ２とが増加する、一次側コンデンサ電圧Ｖ１と二次側コンデンサ電圧Ｖ２の差が小さくなった場合にのみ、通流率ゲインＧＲＥＦを０．９に変更する等の工夫が考えられる。
【０１２６】
このように通流率ゲインＧＲＥＦを変更することで、一次側コンデンサ電圧Ｖ１と二次側コンデンサ電圧Ｖ２の差が十分ある場合には、一次側変換部１ａあるいは二次側変換部１ｂのうち何れかの通流率指令が１．０となるので、当該変換部の上側アーム側スイッチング素子あるいは下側アーム側スイッチング素子はオン状態、またはオフ状態が維持され、スイッチング動作を停止できる。これにより、スイッチング損失を低減することが可能となる。
【０１２７】
また一次側コンデンサ電圧Ｖ１と二次側コンデンサ電圧Ｖ２の差が小さくなった場合には、通流率ゲインＧＲＥＦの値をスイッチング素子１１ａ〜１２ｂがその限界を超える狭いパルス幅で動作しないような値に変更することで、スイッチング素子１１ａ〜１２ｂがその限界を超える狭いパルス幅で動作することを回避できるので、ゲート信号どおりのパルス幅を正確に出力でき、この結果、結合リアクトル電流ＩＬが結合リアクトル電流指令ＩＬ＊から微小な誤差を生ずる等の制御性能の劣化を回避できる。
【０１２８】
実施の形態８．
以下、図面を参照しながら、この発明の実施の形態８に係る双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成について詳細に説明する。なお、以下では、本発明の実施の形態１における双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成と異なる点のみを記載する。
【０１２９】
図４３は本発明の実施の形態８における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成を示す図であり、制御部３０ｈに以下に示す特徴がある。
【０１３０】
図４４は本発明の実施の形態８における、制御部３０ｈの構成例を示す図である。通流率指令生成部３４ｃから出力される信号がＶＲＥＦに変更されたこと、また通流率指令生成部３４ｃと、ゲート信号生成部３５ｂに以下に示す特徴がある。
【０１３１】
図４５は本発明の実施の形態８における、通流率指令生成部３４ｃの構成例を示す図である。図示しないが、加算器２３２等の機能ブロックの入出力にローパスフィルタ等を挿入して不要な周波数成分を除去する構成としてもよい。
【０１３２】
図４５に示すように、まず加算器２３２にて一次側コンデンサ電圧Ｖ１と二次側コンデンサ電圧Ｖ２の和をとる。次いで割算器２３０にて二次側コンデンサ電圧Ｖ２を前記一次側コンデンサ電圧Ｖ１と二次側コンデンサ電圧Ｖ２の和で割ることで、二次側コンデンサ電圧Ｖ２と、一次側コンデンサ電圧Ｖ１と二次側コンデンサ電圧Ｖ２の和との比  Ｖ２／（Ｖ１＋Ｖ２）が求まる。これを一次側、二次側変換部１ａ、１ｂに共通の基本通流率指令ＶＲＥＦ０とする。
【０１３３】
ここで加算器２３１にて前記基本通流率指令ＶＲＥＦ０に電流誤差ＤＩＬを加算したものを一次側、二次側変換部１ａ、１ｂに共通となる通流率指令ＶＲＥＦとする。
【０１３４】
図４６は本発明の実施の形態８における、ゲート信号生成部３５ｂの構成例を示す図である。図示しないが、比較器２４０の入力にローパスフィルタ等を挿入して不要な周波数成分を除去する構成としてもよい。
【０１３５】
まずキャリア信号生成部２４１で、０〜１の値をとるキャリア信号ＣＡＲを生成する。キャリア信号ＣＡＲとしては、三角波、のこぎり波等が適当である。
【０１３６】
次に、比較器２４０、反転回路２４２で、上記通流率指令ＶＲＥＦとキャリア信号ＣＡＲの大小関係から、以下の論理で各スイッチング素子１１ａ〜１２ｂのゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ２ｂのオンオフを決定する。
【０１３７】
ここで、ＶＲＥＦ＞ＣＡＲの場合、一次側変換部１ａのスイッチング素子１１ａのゲート信号Ｇ１ａをオン、スイッチング素子１２ａのゲート信号Ｇ２ａをオフする。同時に二次側変換部１ｂのスイッチング素子１２ｂのゲート信号Ｇ２ｂをオン、スイッチング素子１１ｂのゲート信号Ｇ１ｂをオフする。
【０１３８】
また、ＶＲＥＦ＜ＣＡＲの場合、一次側変換部１ａのスイッチング素子１１ａのゲート信号Ｇ１ａをオフ、スイッチング素子１２ａのゲート信号Ｇ２ａをオンする。同時に二次側変換部１ｂのスイッチング素子１２ｂのゲート信号Ｇ２ｂをオフ、スイッチング素子１１ｂのゲート信号Ｇ１ｂをオンする。
【０１３９】
以上のように構成することで、一次側コンデンサ電圧Ｖ１と二次側コンデンサ電圧Ｖ２が等しい場合、通流率指令ＶＲＥＦは０．５となり、スイッチング素子１１ａと１２ａ、スイッチング素子１１ｂと１２ｂのオンオフデューティ比はそれぞれ５０％となる。一方、一次側コンデンサ電圧Ｖ１と二次側コンデンサ電圧Ｖ２が異なる場合、その割合に応じて、スイッチング素子１１ａと１２ａ、スイッチング素子１１ｂと１２ｂのオンオフデューティ比は、それぞれ５０％を中心として増減することになる。
【０１４０】
このような動作により、一次側コンデンサ電圧Ｖ１と二次側コンデンサ電圧Ｖ２の差が小さくなった場合においても、スイッチング素子１１ａ〜１２ｂがその限界を超える狭いパルス幅で動作することを回避できるので、スイッチング素子１１ａ〜１２ｂは与えられたゲート信号どおりのパルス幅を正確に出力でき、この結果、結合リアクトル電流ＩＬが結合リアクトル電流指令ＩＬ＊から微小な誤差を生ずる等の制御性能の劣化を回避できる。
【０１４１】
図４７〜図４９は、本発明の実施の形態８における、制御部３０ｈの構成を適用した双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータの動作波形のシミュレーション結果を示す図である。図４７（ａ）は一次側端子電圧Ｖ１０と二次側端子電圧Ｖ２０を示す図であり、図４７（ｂ）は通流率指令ＶＲＥＦを示す図であり、図４８（ｃ）は結合リアクトル電流指令ＩＬ＊を示す図であり、図４８（ｄ）は結合リアクトル電流ＩＬを示す図であり、図４９（ｅ）は電力指令Ｐ＊を示す図であり、図４９（ｆ）は結合部電力ＰＬを示す図である。図４７〜図４９は、一次側端子電圧Ｖ１０を４００Ｖ〜８００Ｖまでの間を２Ｈｚでランプ変化させる電圧源を一次側電源２ａとして接続し、初期電圧６００Ｖの大容量キャパシタを二次側電源２ｂとして接続し、電力指令Ｐ＊を±５００ＫＷの範囲を１Ｈｚでランプ変化させた場合の動作波形である。なお、リミッタ７０ａは±２０００Ａに設定することで、結合リアクトル電流指令ＩＬ＊を±２０００Ａ以内に制限している。一次側端子電圧Ｖ１０と二次側端子電圧Ｖ２０の大小関係によらず、通流率指令ＶＲＥＦが最適に調整され、結合リアクトル電流ＩＬは、結合リアクトル電流指令ＩＬ＊に一致している。結合リアクトル電流指令ＩＬ＊は±２０００Ａに満たないので、リミッタ７０ａで制限されることなく動作している。結果として結合部電力ＰＬは全領域で電力指令Ｐ＊に一致していることがわかる。
【０１４２】
また、通流率指令ＶＲＥＦは、一次側コンデンサ電圧Ｖ１と二次側コンデンサ電圧Ｖ２が等しい場合０．５となり、一次側コンデンサ電圧Ｖ１と二次側コンデンサ電圧Ｖ２が異なる場合、その割合に応じて０．５を中心として増減していることが確認できる。これにより、スイッチング素子１１ａ〜１２ｂがその限界を超える狭いパルス幅で動作することを回避できる構成であることが分かる。
【０１４３】
実施の形態９．
以下、図面を参照しながら、この発明の実施の形態９に係る双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成について詳細に説明する。なお、本実施の形態９の構成は、実施の形態８の構成をベースとしている。以下では、本発明の実施の形態８における双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成と異なる点のみを記載する。
【０１４４】
図５０は本発明の実施の形態９における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成を示す図である。結合部電圧ＶＬを検出する電圧検出器６が省略されていることが特徴であり、制御部３０ｉに以下に示す特徴がある。
【０１４５】
図５１は本発明の実施の形態９における、制御部３０ｉの構成例を示す図である。
【０１４６】
図５１に示すように、掛算器３７ｄにより演算される、通流率指令ＶＲＥＦと一次側コンデンサ電圧Ｖ１との積と、掛算器３７ｅにより演算される、減算器３９ａにより１．０から通流率指令ＶＲＥＦを引いた値と二次側コンデンサ電圧Ｖ２との積とを、加算器３８ａにて加算し、掛算器３７ｆにて０．５を乗じた値を結合部電圧ＶＬとして使用しているのが特徴である。
【０１４７】
このように構成することで、結合部電圧ＶＬを検出する電圧検出器６を省略することが可能となり、ＤＣＤＣコンバータ装置をより小型に、より軽量に構成することが可能となる。
【０１４８】
実施の形態１０．
以下、図面を参照しながら、この発明の実施の形態１０に係る双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成について詳細に説明する。なお、以下では、本発明の実施の形態１における双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成と異なる点のみを記載する。
【０１４９】
図５２は本発明の実施の形態１０における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成を示す図であり、制御部３０ｊに以下に示す特徴がある。
【０１５０】
図５３は本発明の実施の形態１０における、制御部３０ｊの構成例を示す図である。通流率指令生成部３４ｄから出力される信号がＶＲＥＦに変更されたことと、通流率指令生成部３４ｄとゲート信号生成部３５ｃとに以下に示す特徴がある。
【０１５１】
図５４は本発明の実施の形態１０における、通流率指令生成部３４ｄの構成例を示す図である。図示しないが、加算器２５２等の機能ブロックの入出力にローパスフィルタ等を挿入して不要な周波数成分を除去する構成としてもよい。
【０１５２】
図５４に示すように、加算器２５２にて一次側コンデンサ電圧Ｖ１と二次側コンデンサ電圧Ｖ２の和をとる。次いで割算器２５０にて一次側コンデンサ電圧Ｖ１を前記一次側コンデンサ電圧Ｖ１と二次側コンデンサ電圧Ｖ２の和で割ることで、一次側コンデンサ電圧Ｖ１と、一次側コンデンサ電圧Ｖ１と二次側コンデンサ電圧Ｖ２の和との比  Ｖ１／（Ｖ１＋Ｖ２）が求まる。これを一次側、二次側変換部１ａ、１ｂ共通の基本通流率指令ＶＲＥＦ０とする。
【０１５３】
ここで、加算器２５１にて前記基本通流率指令ＶＲＥＦ０に電流誤差ＤＩＬを加算したものを一次側、二次側変換部１ａ、１ｂに共通となる通流率指令ＶＲＥＦとする。
【０１５４】
図５５は本発明の実施の形態１０における、ゲート信号生成部３５ｃの構成例を示す図である。図示しないが、比較器２６０の入力にローパスフィルタ等を挿入して不要な周波数成分を除去する構成としてもよい。
【０１５５】
まず、キャリア信号生成部２６１で、０〜１の値をとるキャリア信号ＣＡＲを生成する。キャリア信号ＣＡＲとしては、三角波、のこぎり波等が適当である。
【０１５６】
そして比較器２６０、反転回路２６２で、上記通流率指令ＶＲＥＦとキャリア信号ＣＡＲの大小関係から、以下の論理で各スイッチング素子１１ａ〜１２ｂのゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ２ｂのオンオフを決定する。
【０１５７】
ここで、ＶＲＥＦ＞ＣＡＲの場合、一次側変換部１ａのスイッチング素子１１ａのゲート信号Ｇ１ａをオフ、スイッチング素子１２ａのゲート信号Ｇ２ａをオンする。同時に二次側変換部１ｂのスイッチング素子１２ｂのゲート信号Ｇ２ｂをオフ、スイッチング素子１１ｂのゲート信号Ｇ１ｂをオンする。
【０１５８】
また、ＶＲＥＦ＜ＣＡＲの場合、一次側変換部１ａのスイッチング素子１１ａのゲート信号Ｇ１ａをオン、スイッチング素子１２ａのゲート信号Ｇ２ａをオフする。同時に二次側変換部１ｂのスイッチング素子１２ｂのゲート信号Ｇ２ｂをオン、スイッチング素子１１ｂのゲート信号Ｇ１ｂをオフする。
【０１５９】
このように構成することで、一次側コンデンサ電圧Ｖ１と二次側コンデンサ電圧Ｖ２が等しい場合、通流率指令ＶＲＥＦは０．５となり、スイッチング素子１１ａと１２ａ、スイッチング素子１１ｂと１２ｂのオンオフデューティ比はそれぞれ５０％となる。一方、一次側コンデンサ電圧Ｖ１と二次側コンデンサ電圧Ｖ２が異なる場合、その割合に応じて、スイッチング素子１１ａと１２ａ、スイッチング素子１１ｂと１２ｂのオンオフデューティ比は、それぞれ５０％を中心として増減することになる。
【０１６０】
このような動作により、一次側コンデンサ電圧Ｖ１と二次側コンデンサ電圧Ｖ２の差が小さくなった場合においても、スイッチング素子１１ａ〜１２ｂがその限界を超える狭いパルス幅で動作することを回避できるので、スイッチング素子１１ａ〜１２ｂは与えられたゲート信号どおりのパルス幅を正確に出力でき、この結果、結合リアクトル電流ＩＬが結合リアクトル電流指令ＩＬ＊から微小な誤差を生ずる等の制御性能の劣化を回避できる。
【０１６１】
実施の形態１１．
以下、図面を参照しながら、この発明の実施の形態１１に係る双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成について詳細に説明する。なお、本実施の形態１１の構成は、実施の形態１０の構成をベースとしている。以下では、本発明の実施の形態１０における双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成と異なる点のみを記載する。
【０１６２】
図５６は本発明の実施の形態１１における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成を示す図である。結合部電圧ＶＬを検出する電圧検出器６が省略されていることが特徴であり、制御部３０ｋに以下に示す特徴がある。
【０１６３】
図５７は本発明の実施の形態１１における、制御部３０ｋの構成例を示す図である。
【０１６４】
図５７に示すように、掛算器３７ｇにより演算される、通流率指令ＶＲＥＦと二次側コンデンサ電圧Ｖ２との積と、掛算器３７ｈにより演算される、減算器３９ｂにより１．０から通流率指令ＶＲＥＦを引いた値と一次側コンデンサ電圧Ｖ１との積とを、加算器３８ｂにて加算し、掛算器３７ｉにて０．５を乗じた値を結合部電圧ＶＬとして使用しているのが特徴である。
【０１６５】
このように構成することで、結合部電圧ＶＬを検出する電圧検出器６を省略することが可能となり、ＤＣＤＣコンバータ装置をより小型に、より軽量に構成することが可能となる。
【０１６６】
実施の形態１２．
以下、図面を参照しながら、この発明の実施の形態１２に係る双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成について詳細に説明する。なお、以下では、本発明の実施の形態１における双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成と異なる点のみを記載する。
【０１６７】
図５８は本発明の実施の形態１２における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成を示す図である。結合リアクトル電流ＩＬを検出する電流検出器４、結合部電圧ＶＬを検出する電圧検出器６、が省略され、一次側変換部１ａに一次側スイッチング回路電流Ｉ１を検出する電流検出器７ａが追加されていることが特徴であり、また制御部３０ｍに以下に示す特徴がある。
【０１６８】
図５９は本発明の実施の形態１２における、制御部３０ｍの構成例を示す図である。
実施の形態１と比較し、電流指令換算部３１ｃに一次側コンデンサ電圧Ｖ１が入力される構成となっていること、電流指令換算部３１ｃからの出力信号が一次側スイッチング回路基本電流指令Ｉ１０＊であること、電流指令調整部３２ｃの出力が一次側スイッチング回路電流指令Ｉ１＊であること、電流制御部３３ｂに一次側スイッチング回路電流Ｉ１が入力される構成であること、とが特徴であり、また、電流指令換算部３１ｃ、電流指令調整部３２ｃ、電流制御部３３ｂの構成に以下に示す特徴がある。
【０１６９】
図６０は本発明の実施の形態１２における、電流指令換算部３１ｃの構成例を示す図である。図示しないが、割算器４２の入出力に、ローパスフィルタ等を挿入して不要な周波数成分を除去する構成としてもよい。
【０１７０】
図６０に示すように、割算器４２により、電力指令Ｐ＊を一次側コンデンサ電圧Ｖ１で割ることで、一次側スイッチング回路基本電流指令Ｉ１０＊を生成する。
【０１７１】
実施の形態１の構成と比較し、結合部電圧ＶＬの代わりに一次側コンデンサ電圧Ｖ１が入力され、結合リアクトル基本電流指令ＩＬ０＊の代わりに一次側スイッチング回路基本電流指令Ｉ１０＊が出力される点が異なる。
【０１７２】
図６１は本発明の実施の形態１２における、電流指令調整部３２ｃの構成例を示す図である。図示しないが、リミッタ７０ｃの入出力に、ローパスフィルタ等を挿入して不要な周波数成分を除去する構成としてもよい。
【０１７３】
図６１に示すように、電流指令調整部３２ｃでは、一次側スイッチング回路基本電流指令Ｉ１０＊に対して、リミッタ７０ｃにより、電流指令上限制限値ＩＬＭＴＨと、電流指令下限制限値ＩＬＭＴＬにより上限と下限を制限した値を一次側スイッチング回路電流指令Ｉ１＊として出力する。
【０１７４】
なお、リミッタ７０ｃのもたらす効果は、実施の形態１におけるリミッタ７０ａのそれと同様であるので説明は省略する。
【０１７５】
実施の形態１の構成と比較し、結合リアクトル基本電流指令ＩＬ０＊の代わりに一次側スイッチング回路基本電流指令Ｉ１０＊が入力され、結合リアクトル電流指令ＩＬ＊の代わりに一次側スイッチング回路電流指令Ｉ１＊が出力される点が異なる。
【０１７６】
図６２は、本発明の実施の形態１２における、電流制御部３３ｂの構成例を示す図である。図示しないが、減算器２０２等の機能ブロックの入出力に、ローパスフィルタ等を挿入して不要な周波数成分を除去する構成としてもよい。
【０１７７】
図６２に示すように、減算器２０２で、一次側スイッチング回路電流指令Ｉ１＊と一次側スイッチング回路電流Ｉ１の偏差を生成し、これを比例積分制御器２０３に入力する。比例積分制御器２０３の出力として、電流誤差ＤＩＬが得られる。
【０１７８】
実施の形態１の構成と比較し、結合リアクトル電流指令ＩＬ＊の代わりに一次側スイッチング回路電流指令Ｉ１＊が入力される点と、結合リアクトル電流ＩＬの代わりに一次側スイッチング回路電流Ｉ１が入力される点とが異なる。
【０１７９】
以上、実施の形態１２に示した制御方法は、一次側スイッチング回路部電力Ｐ１に着目し、これを電力指令Ｐ＊に一致させるよう制御するものである。言い換えれば、電力指令Ｐ＊をそれに対応する一次側スイッチング回路電流指令Ｉ１＊に換算し、これに実際の一次側スイッチング回路電流Ｉ１が一致するように制御を実施するものである。
【０１８０】
さらに説明を追加すると、一次側変換部１ａ、結合部１ｃ、二次側変換部１ｂでの損失と、一次側コンデンサ１３ａ、二次側コンデンサ１３ｂに蓄積されているエネルギーの変動は微小であるのでこれを無視した場合、一次側電源２ａの入出力電力Ｐ１０と、一次側スイッチング回路部電力Ｐ１と、二次側電源２ｂの入出力電力Ｐ２０とは、瞬時値ベースで等しくなるので、一次側スイッチング回路部電力Ｐ１を制御することで、一次側電源２ａと二次側電源２ｂとの間の電力フローの制御が可能となる。
【０１８１】
なお、前記では、一次側変換部１ａ、結合部１ｃ、二次側変換部１ｂでの損失を微小であるとして無視したが、これが無視できないほど制御の精度を要する用途では、図示しないが、電力指令Ｐ＊あるいは一次側スイッチング回路電流指令Ｉ１＊を、損失（通常、ＤＣＤＣコンバータに入出力する全電力の数パーセント程度）を含めた値に設定することにより、電力フローの制御精度をさらに向上できる。
【０１８２】
また、前記では一次側コンデンサ１３ａ、二次側コンデンサ１３ｂに蓄積されているエネルギーの変動を微小であるとして無視したが、これが無視できないほど制御の精度を要する用途では、図示しないが、一次側コンデンサ１３ａと二次側コンデンサ１３ｂに蓄積されているエネルギー変動量に応じて電力指令Ｐ＊あるいは一次側スイッチング回路電流指令Ｉ１＊を調整することで、電力フローの過渡的な制御精度を向上できる。
【０１８３】
なお、図５９では、制御部３０ｍは、外部より電力指令Ｐ＊を入力する構成としているが、電力指令Ｐ＊の代わりに、一次側スイッチング回路基本電流指令Ｉ１０＊、あるいは一次側スイッチング回路電流指令Ｉ１＊に相当する信号を外部より制御部３０ｍに入力する構成としても良く、この場合は、電流指令換算部３１ｃ、電流指令調整部３２ｃは省略できる。
【０１８４】
このように構成することで、一次側スイッチング回路電流Ｉ１をベースとした制御系を構築することが可能となり、結合部１ｃの電圧、電流検出器が省略できるので、構造上の設計自由度を拡大できる。
【０１８５】
実施の形態１３．
以下、図面を参照しながら、この発明の実施の形態１３に係る双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成について詳細に説明する。なお、以下では、本発明の実施の形態１における双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成と異なる点のみを記載する。
【０１８６】
図６３は本発明の実施の形態１３における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成を示す図である。結合リアクトル電流ＩＬを検出する電流検出器４、結合部電圧ＶＬを検出する電圧検出器６、が省略され、二次側変換部１ｂに二次側スイッチング回路電流Ｉ２を検出する電流検出器７ｂが追加されていることが特徴であり、また、制御部３０ｎに以下に示す特徴がある。
【０１８７】
図６４は本発明の実施の形態１３における、制御部３０ｎの構成例を示す図である。実施の形態１と比較し、電流指令換算部３１ｄに二次側コンデンサ電圧Ｖ２が入力される構成となっていること、電流指令換算部３１ｄからの出力信号が二次側スイッチング回路基本電流指令Ｉ２０＊であること、電流指令調整部３２ｄの出力が二次側スイッチング回路電流指令Ｉ２＊であること、電流制御部３３ｃに二次側スイッチング回路電流Ｉ２が入力される構成であること、とが特徴であり、また、電流指令換算部３１ｄ、電流指令調整部３２ｄ、電流制御部３３ｃの構成に以下に示す特徴がある。
【０１８８】
図６５は本発明の実施の形態１３における、電流指令換算部３１ｄの構成例を示す図である。図示しないが、割算器４３の入出力に、ローパスフィルタ等を挿入して不要な周波数成分を除去する構成としてもよい。
【０１８９】
図６５に示すように、割算器４３により、電力指令Ｐ＊を二次側コンデンサ電圧Ｖ２で割ることで、二次側スイッチング回路基本電流指令Ｉ２０＊を生成する。
【０１９０】
実施の形態１の構成と比較し、結合部電圧ＶＬの代わりに二次側コンデンサ電圧Ｖ２が入力され、結合リアクトル基本電流指令ＩＬ０＊の代わりに二次側スイッチング回路基本電流指令Ｉ２０＊が出力される点が異なる。
【０１９１】
図６６は本発明の実施の形態１３における、電流指令調整部３２ｄの構成例を示す図である。図示しないが、リミッタ７０ｄの入出力に、ローパスフィルタ等を挿入して不要な周波数成分を除去する構成としてもよい。
【０１９２】
図６６に示すように、電流指令調整部３２ｄでは、二次側スイッチング回路基本電流指令Ｉ２０＊に対して、リミッタ７０ｄにより、電流指令上限制限値ＩＬＭＴＨと、電流指令下限制限値ＩＬＭＴＬにより上限と下限を制限した値を二次側スイッチング回路電流指令Ｉ２＊として出力する。
【０１９３】
ここでリミッタ７０ｄのもたらす効果は、実施の形態１におけるリミッタ７０ａのそれと同様であるので説明は省略する。
【０１９４】
実施の形態１の構成と比較し、結合リアクトル基本電流指令ＩＬ０＊の代わりに二次側スイッチング回路基本電流指令Ｉ２０＊が入力され、結合リアクトル電流指令ＩＬ＊の代わりに二次側スイッチング回路電流指令Ｉ２＊が出力される点が異なる。
【０１９５】
図６７は、本発明の実施の形態１３における、電流制御部３３ｃの構成例を示す図である。図示しないが、減算器２０４等の機能ブロックの入出力に、ローパスフィルタ等を挿入して不要な周波数成分を除去する構成としてもよい。
【０１９６】
図６７に示すように、減算器２０４で、二次側スイッチング回路電流指令Ｉ２＊と二次側スイッチング回路電流Ｉ２の偏差を生成し、これを比例積分制御器２０５に入力する。比例積分制御器２０５の出力として、電流誤差ＤＩＬが得られる。
【０１９７】
実施の形態１の構成と比較し、結合リアクトル電流指令ＩＬ＊の代わりに二次側スイッチング回路電流指令Ｉ２＊が入力される点と、結合リアクトル電流ＩＬの代わりに二次側スイッチング回路電流Ｉ２が入力される点とが異なる。
【０１９８】
以上、実施の形態１３に示した制御方法は、二次側スイッチング回路１０ｂの第一の端子１５ｂ、第二の端子１６ｂを通過する電力（以下、二次側スイッチング回路部電力Ｐ２と表記する）に着目し、これを電力指令Ｐ＊に一致させるよう制御するものである。言い換えれば、電力指令Ｐ＊をそれに対応する二次側スイッチング回路電流指令Ｉ２＊に換算し、これに実際の二次側スイッチング回路電流Ｉ２が一致するように制御を実施するものである。
【０１９９】
さらに説明を追加すると、一次側変換部１ａ、結合部１ｃ、二次側変換部１ｂでの損失と、一次側コンデンサ１３ａ、二次側コンデンサ１３ｂに蓄積されているエネルギーの変動は微小であるのでこれを無視した場合、一次側電源２ａの入出力電力Ｐ１０と、二次側スイッチング回路部電力Ｐ２と、二次側電源２ｂの入出力電力Ｐ２０とは、瞬時値ベースで等しくなるので、二次側スイッチング回路部電力Ｐ２を制御することで、一次側電源２ａと二次側電源２ｂとの間の電力フローの制御が可能となる。
【０２００】
なお、前記では、一次側変換部１ａ、結合部１ｃ、二次側変換部１ｂでの損失を微小であるとして無視したが、これが無視できないほど制御の精度を要する用途では、図示しないが、電力指令Ｐ＊あるいは二次側スイッチング回路電流指令Ｉ２＊を、損失（通常、ＤＣＤＣコンバータに入出力する全電力の数パーセント程度）を含めた値に設定することにより、電力フローの制御精度をさらに向上できる。
【０２０１】
また、前記では一次側コンデンサ１３ａ、二次側コンデンサ１３ｂに蓄積されているエネルギーの変動を微小であるとして無視したが、これが無視できないほど制御の精度を要する用途では、図示しないが、一次側コンデンサ１３ａと二次側コンデンサ１３ｂに蓄積されているエネルギー変動量に応じて電力指令Ｐ＊あるいは二次側スイッチング回路電流指令Ｉ２＊を調整することで、電力フローの過渡的な制御精度を向上できる。
【０２０２】
なお、図６４では、制御部３０ｎは、外部より電力指令Ｐ＊を入力する構成としているが、電力指令Ｐ＊の代わりに、二次側スイッチング回路基本電流指令Ｉ２０＊、あるいは二次側スイッチング回路電流指令Ｉ２＊に相当する指令を外部より制御部３０ｎに入力する構成としても良く、この場合は、電流指令換算部３１ｄ、電流指令調整部３２ｄは省略できる。
【０２０３】
このように構成することで、二次側スイッチング回路電流Ｉ２をベースとした制御系を構築することが可能となり、結合部１ｃの電圧、電流検出器が省略できるので、構造上の設計自由度を拡大できる。
【０２０４】
以上の実施の形態１〜１３は、本発明の実施の形態と、その構成の一例であり、これに限られることはなく、一部を組み合わせたり、公知の技術と組み合わせたり、物理的意味を損なわない範囲で構成を変形したりしても本発明の内容が実施可能であることは言うまでもない。
【０２０５】
実施の形態１４.
図６８は本発明の実施の形態１４における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の応用例を示す図である。
【０２０６】
図６８に示すように、架線２８０とレール２８４からパンタグラフ２８１を通して入出力される電力と、実施の形態１〜１３で説明した内容で構成される双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置２８５により最適に調整された電力貯蔵デバイス２８６からの電力との和で、駆動制御用インバータ装置２８２により、電動機２８３を駆動する鉄道車両駆動制御システムである。
【０２０７】
ここで、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置２８５は、車両力行時等の適切なタイミングで、電力貯蔵デバイス２８６の電力を適切な量放出するよう動作し、また逆に車両制動時等の適切なタイミングで、電力貯蔵デバイス２８６に適切な量の電力を吸収するように動作するものである。
【０２０８】
このように構成することで車両の回生エネルギーの有効活用を図るものである。
【０２０９】
本発明の実施の形態１４における双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置２８５は、駆動制御用インバータ装置２８２より入力される電力指令Ｐ＊に一致する電力フローを実現するように、実施の形態１〜１３で示した手段で制御される。電力指令Ｐ＊は、駆動制御用インバータ装置２８２以外の装置（例えば車両情報管理装置、図示せず。）から入力されても良い。また動作状態を駆動制御用インバータ装置２８２に伝送する機能を持っているが、駆動制御用インバータ装置２８２以外の機器（例えば車両情報管理装置、図示せず。）に伝送しても良い。なお、電力指令Ｐ＊に代わりに、前記一次側スイッチング回路電流指令Ｉ１＊、前記二次側スイッチング回路電流指令Ｉ２＊、前記結合リアクトル電流指令ＩＬ＊等を双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置２８５に入力する構成としても良いことは言うまでもない。
【０２１０】
このように構成することで、電力貯蔵デバイス２８６の端子電圧を架線２８０の電圧に関係なく、最適な値に設定しながら、双方向の電力制御が可能となる。これにより、電力貯蔵デバイス２８６の電圧を架線２８０の電圧より上げることも可能となり、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置２８５や、電力貯蔵デバイス２８６の電流を低減させることが可能となり、より一層小型軽量で効率の良い鉄道車両駆動制御システムを構築できる。
【０２１１】
実施の形態１５.
図６９は本発明の実施の形態１５における双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の応用例を示す図である。
【０２１２】
図６９に示すように、架線２８０とレール２８４とに接続された直流電源装置２８７より、車両２８８に電力を供給する電鉄き電システムにおいて、架線２８０とレール２８４とに接続された、実施の形態１〜１３の双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置２８５を通して、電力貯蔵デバイス２８６の電力を架線２８０側へ放出したり、逆に架線２８０側から電力を吸収したりする機能を有した電鉄き電システムである。
【０２１３】
ここで、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置２８５は、例えば架線２８０の電圧が降下した場合に、電力貯蔵デバイス２８６の電力を適切な量放出するよう動作し、また逆に架線２８０の電圧が上昇した場合には、電力貯蔵デバイス２８６に適切な量の電力を吸収するように動作するものである。また、系統制御装置２８９からの電力指令Ｐ＊に一致する電力フローを実現する制御を実施しても良い。
【０２１４】
このように構成することで、架線２８０の電圧変動抑制や、車両の回生エネルギーの有効活用を図るものである。
【０２１５】
なお、電力指令Ｐ＊に代わりに、前記一次側スイッチング回路電流指令Ｉ１＊、前記二次側スイッチング回路電流指令Ｉ２＊、前記結合リアクトル電流指令ＩＬ＊等を双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置２８５に入力する構成としても良いことは言うまでもない。
【０２１６】
本発明の実施の形態１５における双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置２８５により、電力貯蔵デバイス２８６の端子電圧は、架線電圧に関係なく、最適な値に設定しながら、双方向の電力制御が可能となる。これにより、電力貯蔵デバイス２８６の電圧を架線２８０の電圧より上げることも可能となり、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置２８５や、電力貯蔵デバイス２８６の電流を低減させることが可能となり、より一層小型軽量で効率の良い電鉄き電システムを構築できる。
【０２１７】
実施の形態１４、１５は双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の応用例の一例を示したに過ぎず、これに限られることはなく、公知の技術と組み合わせたりなどし、エレベータ駆動装置、ハイブリッド自動車、電気自動車、直流電源装置等、直流電力を扱う種々分野へ応用が可能であることは言うまでもない。
【図面の簡単な説明】
【０２１８】
【図１】実施の形態１における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成図である。
【図２】実施の形態１における、制御部３０ａの構成例を示す図である。
【図３】実施の形態１における、電流指令換算部３１ａの構成例を示す図である。
【図４】実施の形態１における、電流指令調整部３２ａの構成例を示す図である。
【図５】実施の形態１における、電流制御部３３ａの構成例を示す図である。
【図６】実施の形態１における、通流率指令生成部３４ａの構成例を示す図である。
【図７】実施の形態１における、ゲート信号生成部３５ａの構成例を示す図である。
【図８】実施の形態１における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の動作波形のシミュレーション結果を示す図である。
【図９】実施の形態１における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の動作波形のシミュレーション結果を示す図である。
【図１０）】実施の形態１における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の動作波形のシミュレーション結果を示す図である。
【図１１】実施の形態１における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の動作波形のシミュレーション結果を示す図である。
【図１２】実施の形態１における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の動作波形のシミュレーション結果を示す図である。
【図１３】実施の形態１における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の動作波形のシミュレーション結果を示す図である。
【図１４】実施の形態１における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の動作波形のシミュレーション結果を示す図である。
【図１５】実施の形態１における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の動作波形のシミュレーション結果を示す図である。
【図１６】実施の形態２における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成図である。
【図１７】実施の形態２における、制御部３０ｂの構成例を示す図である。
【図１８】実施の形態２における、電流指令調整部３２ｂの構成例を示す図である。
【図１９】実施の形態２における、一次側コンデンサ電圧上限制限操作量算出部６０の構成例を示す図である。
【図２０】実施の形態２における、一次側コンデンサ電圧下限制限操作量算出部６１の構成例を示す図である。
【図２１】実施の形態２における、二次側コンデンサ電圧上限制限操作量算出部６２の構成例を示す図である。
【図２２】実施の形態２における、二次側コンデンサ電圧下限制限操作量算出部６３の構成例を示す図である。
【図２３】実施の形態２における、一次側スイッチング回路電流上限制限操作量算出部６６の構成例を示す図である。
【図２４】実施の形態２における、一次側スイッチング回路電流下限制限操作量算出部６７の構成例を示す図である。
【図２５】実施の形態２における、二次側スイッチング回路電流上限制限操作量算出部６８の構成例を示す図である。
【図２６】実施の形態２における、二次側スイッチング回路電流下限制限操作量算出部６９の構成例を示す図である。
【図２７】実施の形態３における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成図である。
【図２８】実施の形態３における、制御部３０ｃの構成例を示す図である。
【図２９】実施の形態４における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成図である。
【図３０】実施の形態４における、制御部３０ｄの構成例を示す図である。
【図３１】実施の形態４における、電流指令換算部３１ｂの構成例を示す図である。
【図３２】実施の形態５における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成図である。
【図３３】実施の形態５における、制御部３０ｅの構成例を示す図である。
【図３４】実施の形態６における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成図である。
【図３５】実施の形態６における、制御部３０ｆの構成例を示す図である。
【図３６】実施の形態７における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成図である。
【図３７】実施の形態７における、制御部３０ｇの構成例を示す図である。
【図３８】実施の形態７における、通流率指令生成部３４ｂの構成例を示す図である。
【図３９】本実施の形態７における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の動作波形のシミュレーション結果を示す図である。
【図４０】本実施の形態７における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の動作波形のシミュレーション結果を示す図である。
【図４１】本実施の形態７における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の動作波形のシミュレーション結果を示す図である。
【図４２】本実施の形態７における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の動作波形のシミュレーション結果を示す図である。
【図４３】実施の形態８における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成図である。
【図４４】実施の形態８における、制御部３０ｈの構成例を示す図である。
【図４５】実施の形態８における、通流率指令生成部３４ｃ構成例を示す図である。
【図４６】実施の形態８における、ゲート信号生成部３５ｂの構成例を示す図である。
【図４７】実施の形態８における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の動作波形のシミュレーション結果を示す図である。
【図４８】実施の形態８における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の動作波形のシミュレーション結果を示す図である。
【図４９】実施の形態８における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の動作波形のシミュレーション結果を示す図である。
【図５０】実施の形態９における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成図である。
【図５１】実施の形態９における、制御部３０ｉの構成例を示す図である。
【図５２】実施の形態１０における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成図である。
【図５３】実施の形態１０における、制御部３０ｊの構成例を示す図である。
【図５４】実施の形態１０における、通流率指令生成部３４ｄの構成例を示す図である。
【図５５】実施の形態１０における、ゲート信号生成部３５ｃの構成例を示す図である。
【図５６】実施の形態１１における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成図である。
【図５７】実施の形態１１における、制御部３０ｋの構成例を示す図である。
【図５８】実施の形態１２における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成図である。
【図５９】実施の形態１２における、制御部３０ｍの構成例を示す図である。
【図６０】実施の形態１２における、電流指令換算部３１ｃの構成例を示す図である。
【図６１】実施の形態１２における、電流指令調整部３２ｃの構成例を示す図である。
【図６２】実施の形態１２における、電流制御部３３ｂの構成例を示す図である。
【図６３】実施の形態１３における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の構成図である。
【図６４】実施の形態１３における、制御部３０ｎの構成例を示す図である。
【図６５】実施の形態１３における、電流指令換算部３１ｄの構成例を示す図である。
【図６６】実施の形態１３における、電流指令調整部３２ｄの構成例を示す図である。
【図６７】実施の形態１３における、電流制御部３３ｃの構成例を示す図である。
【図６８】実施の形態１４における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の応用例を示す図である。
【図６９】実施の形態１５における、双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置の応用例を示す図である。
【符号の説明】
【０２１９】
１ａ：一次側変換部
１ｂ：二次側変換部
１ｃ：結合部
２ａ：一次側電源
２ｂ：二次側電源
３：結合リアクトル
４：電流検出器
５：接続線
６：電圧検出器
７：電流検出器
１０：スイッチング回路
１１、１２：スイッチング素子
１３：コンデンサ
１４：電圧検出器
３０：制御部
３１：電流指令換算部
３２：電流指令調整部
３３：電流制御部
３４：通流率指令生成部
３５：ゲート信号生成部
２８０：架線
２８１：パンタグラフ
２８２：駆動制御用インバータ装置
２８３：電動機
２８４：レール
２８５：双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置
２８６：電力貯蔵デバイス
２８７：直流電源
２８８：車両
２８９：系統制御装置
【手続補正３】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図１０
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図１０】
2007108115.tif 000072
【手続補正書】
【提出日】平成19年7月4日(2007.7.4)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一次側電源と二次側電源の二つの直流電圧源の間で双方向に直流電力を供給しあう双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置において、
一次側電源の入出力端子に接続され、前記一次側電源の電力変換動作を行う一次側変換部と、
二次側電源の入出力端子に接続され、前記二次側電源の電力変換動作を行う二次側変換部と、
前記一次側変換部と前記二次側変換部とを接続する結合部と、
前記一次側変換部、前記二次側変換部、および前記結合部の電圧値および電流値を検出または生成し、これらの検出または生成された電圧値および電流値のうちの少なくとも電流値が当該電流値に対応する指令値に一致するように、前記一次側変換部、または前記二次側変換部のうちの少なくとも一つを制御するとともに、前記一次側電源と前記二次側電源との間の双方向に流れる電力フローの向き、および電力の大きさが、前記二つの直流電圧源をそれぞれ接続した状態で、一次側電圧と二次側電圧との大小関係によらず、瞬時値ベースの連続的な可変制御を可能とする制御部と、
を備えたことを特徴とする双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項２】
前記一次側変換部は、
スイッチング素子二つを直列に接続した一次側スイッチング回路と、
前記一次側スイッチング回路に並列に接続された一次側コンデンサと、
前記一次側コンデンサの電圧を検出して、前記制御部に出力する第１の電圧検出器を備え、
前記二次側変換部は、
スイッチング素子二つを直列に接続した二次側スイッチング回路と、
前記二次側スイッチング回路に並列に接続された二次側コンデンサと、
前記二次側コンデンサの電圧を検出して、前記制御部に出力する第２の電圧検出器を備え、
前記結合部は、結合リアクトルおよび接続線を備えたことを特徴とする請求項１に記載の双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項３】
前記結合リアクトルに流れる電流を検出して、前記制御部に出力する第１の電流検出器を備え、
前記制御部は、前記第１の電流検出器で検出された信号に基づく値と、与えられた指令値と、が一致するように、前記一次側変換部および前記二次側変換部に電力変換動作を行う制御信号を出力することを特徴とする請求項２に記載の双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項４】
前記接続線に流れる電流を検出して、前記制御部に出力する第２の電流検出器を備え、
前記制御部は、前記第２の電流検出器で検出された信号に基づく値と、与えられた指令値と、が一致するように、前記一次側変換部および前記二次側変換部に電力変換動作を行う制御信号を出力することを特徴とする請求項２に記載の双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項５】
前記一次側スイッチング回路、または前記二次側スイッチング回路の正極端子を第１の端子とし、
前記第１の端子を流れる電流を検出して、前記制御部に出力する第３の電流検出器を備え、
前記制御部は、前記第３の電流検出器で検出された信号に基づく値と、与えられた指令値と、が一致するように、前記一次側変換部および前記二次側変換部に電力変換動作を行う制御信号を出力することを特徴とする請求項２に記載の双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項６】
前記一次側スイッチング回路の前記一次側電源側負極端子、または前記二次側スイッチング回路の前記二次側電源側負極端子を第２の端子とし、
前記第２の端子を流れる電流を検出して、前記制御部に出力する第４の電流検出器を備え、
前記制御部は、前記第４の電流検出器で検出された信号に基づく値と、与えられた指令値と、が一致するように、前記一次側変換部および前記二次側変換部に電力変換動作を行う制御信号を出力することを特徴とする請求項２に記載の双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項７】
前記制御部は、
前記第１〜第４の電流検出器のうちの少なくとも一つの電流検出器から入力された信号と、前記第１の電圧検出器および前記第２の電圧検出器から入力された信号と、から得られる値を使用して、前記一次側変換部および前記二次側変換部に電力変換動作を行う制御信号を出力することを特徴とする請求項２〜６の何れか１項に記載の双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項８】
前記指令値が電流指令値の場合、前記制御部は、
前記電流指令値と、前記第１〜第４の電流検出器のうちの少なくとも一つの電流検出器から入力された信号と、の偏差を生成する電流制御部と、
前記電流制御部で生成された偏差と、前記第１の電圧検出器および前記第２の電圧検出器から入力された信号と、から前記スイッチング素子の通流率指令を生成する通流率指令生成部と、
前記通流率指令生成部で生成された前記通流率指令から前記スイッチング素子のゲート信号を生成するゲート信号生成部と、
を備えたことを特徴とする請求項２〜６の何れか１項に記載の双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項９】
前記指令値が電力指令値の場合、前記制御部は、
前記電力指令値から電流指令値を得る電流指令換算部と、
前記電流指令値と、前記第１〜第４の電流検出器のうちの少なくとも一つの電流検出器から入力された信号と、の偏差を生成する電流制御部と、
前記電流制御部で生成された偏差と、前記第１の電圧検出器および前記第２の電圧検出器から入力された信号と、から前記スイッチング素子の通流率指令を生成する通流率指令生成部と、
前記通流率指令生成部で生成された前記通流率指令から前記スイッチング素子のゲート信号を生成するゲート信号生成部と、
を備えたことを特徴とする請求項２〜６の何れか１項に記載の双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項１０】
前記制御部は、前記電流指令値を前記第１〜第４の電流検出器のうちの少なくとも一つの電流検出器から入力された信号と、前記第１の電圧検出器および前記第２の電圧検出器から入力された信号と、に基づいて調整する電流指令調整部を備えたことを特徴とする請求項８または９に記載の双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項１１】
前記電流指令調整部は、
前記電流指令値の上限と下限を任意の値に制限することを特徴とする請求項１０に記載の双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項１２】
前記結合リアクトルと前記接続線の間の電圧を検出する第３の電圧検出器を有したことを特徴とする請求項９に記載の双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項１３】
前記電流指令換算部は、
前記電力指令値と、前記第１〜第３の電圧検出器うちの少なくとも一つの電圧検出器から入力された信号と、から前記電流指令値を生成することを特徴とする請求項９または１２に記載の双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項１４】
前記電流制御部は、
前記電流指令調整部において調整された電流指令値と、前記第１〜第４電流検出器うちの少なくとも一つの電流検出器から入力された信号と、の偏差を増幅する比例積分制御器を備えたことを特徴とする請求項８または９に記載の双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項１５】
前記通流率指令生成部は、
前記一次側スイッチング回路を制御する第１の通流率指令、および前記二次側スイッチング回路を制御する第２の通流率指令を生成することを特徴とする請求項８または９に記載の双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項１６】
前記ゲート信号生成部は、
前記第１の通流率指令および第２の通流率指令のそれぞれと、所定のキャリア信号と、を比較して、前記一次側スイッチング回路の上側アームスイッチング素子および下側アームスイッチング素子の各スイッチング素子と、前記二次側スイッチング回路の上側アームスイッチング素子および下側アームスイッチング素子の各スイッチング素子と、をそれぞれオンオフするゲート信号を生成することを特徴とする請求項８または９に記載の双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項１７】
架線から供給された電力を駆動電力として電動機に給電する駆動制御用インバータ装置と、
前記架線から供給された電力を蓄える電力貯蔵デバイスと、
前記架線と前記電力貯蔵デバイスとの間に設けられ、前記架線と前記電力貯蔵デバイスの電力を双方向に制御する双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置と、
を備え、
前記双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置は、一次側電源の入出力端子に接続され、前記一次側電源の電力変換動作を行う一次側変換部と、
二次側電源の入出力端子に接続され、前記二次側電源の電力変換動作を行う二次側変換部と、
前記一次側変換部と前記二次側変換部とを接続する結合部と、
前記一次側変換部、前記二次側変換部、および前記結合部の電圧値および電流値を検出または生成し、これらの検出または生成された電圧値および電流値のうちの少なくとも電流値が当該電流値に対応する指令値に一致するように、前記一次側変換部、または前記二次側変換部のうちの少なくとも一つを制御するとともに、前記一次側電源と前記二次側電源との間の双方向に流れる電力フローの向き、および電力の大きさが、前記二つの直流電圧源をそれぞれ接続した状態で、一次側電圧と二次側電圧との大小関係によらず、瞬時値ベースの連続的な可変制御を可能とする制御部と、
を備えたことを特徴とする鉄道車両駆動制御システム。
【請求項１８】
前記一次側変換部の正極端子をパンタグラフ、あるいは駆動制御用インバータ装置の正極側に接続し、
前記一次側変換部の負極端子を帰線回路、あるいは前記駆動制御用インバータ装置の負極側に接続し、
前記二次側変換部の正極端子を電力貯蔵デバイスの正極側に接続し、
前記二次側変換部の負極端子を電力貯蔵デバイスの負極側に接続する構成としたことを特徴とする請求項１７に記載の鉄道車両駆動制御システム。
【請求項１９】
架線とレールとに接続された直流電源装置より車両に電力を供給する電鉄き電システムにおいて、
前記架線から供給された電力を駆動電力として電動機に給電する駆動制御用インバータ装置と、
前記架線から供給された電力を蓄える電力貯蔵デバイスと、
前記架線と前記電力貯蔵デバイスとの間に設けられ、前記架線と前記電力貯蔵デバイスの電力を双方向に制御する双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置と、
を備え、
前記双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置は、一次側電源の入出力端子に接続され、前記一次側電源の電力変換動作を行う一次側変換部と、
二次側電源の入出力端子に接続され、前記二次側電源の電力変換動作を行う二次側変換部と、
前記一次側変換部と前記二次側変換部とを接続する結合部と、
前記一次側変換部、前記二次側変換部、および前記結合部の電圧値および電流値を検出または生成し、これらの検出または生成された電圧値および電流値のうちの少なくとも電流値が当該電流値に対応する指令値に一致するように、前記一次側変換部、または前記二次側変換部のうちの少なくとも一つを制御するとともに、前記一次側電源と前記二次側電源との間の双方向に流れる電力フローの向き、および電力の大きさが、前記二つの直流電圧源をそれぞれ接続した状態で、一次側電圧と二次側電圧との大小関係によらず、瞬時値ベースの連続的な可変制御を可能とする制御部と、
を備えたことを特徴とする電気鉄道き電システム。
【請求項２０】
前記一次側変換部の正極端子を架線に、負極端子をレールに接続し、
前記一次側変換部の負極端子を帰線回路、あるいは前記駆動制御用インバータ装置の負極側に接続し、
前記二次側変換部の正極端子を電力貯蔵デバイスの正極側に接続し、
前記二次側変換部の負極端子を電力貯蔵デバイスの負極側に接続する構成としたことを特徴とする請求項１９に記載の電気鉄道き電システム。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００９
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００９】
本発明に係る双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置は、一次側電源と二次側電源の二つの直流電圧源の間で双方向に直流電力を供給しあう双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置において、一次側電源の入出力端子に接続され、前記一次側電源の電力変換動作を行う一次側変換部と、二次側電源の入出力端子に接続され、前記二次側電源の電力変換動作を行う二次側変換部と、前記一次側変換部と前記二次側変換部とを接続する結合部と、前記一次側変換部、前記二次側変換部、および前記結合部の電圧値および電流値を検出または生成し、これらの検出または生成された電圧値および電流値のうちの少なくとも電流値が当該電流値に対応する指令値に一致するように、前記一次側変換部、または前記二次側変換部のうちの少なくとも一つを制御するとともに、前記一次側電源と前記二次側電源との間の双方向に流れる電力フローの向き、および電力の大きさが、前記二つの直流電圧源をそれぞれ接続した状態で、一次側電圧と二次側電圧との大小関係によらず、瞬時値ベースの連続的な可変制御を可能とする制御部と、を備えたことを特徴とする。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１０
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００１０】
本発明によれば、一次側電源の入出力端子に接続されて一次側電源の電力変換動作を行う一次側変換部、二次側電源の入出力端子に接続されて二次側電源の電力変換動作を行う二次側変換部、および、これらの一次側変換部と二次側変換部とを接続する結合部が構成され、これらを制御する制御部が、一次側変換部、二次側変換部、および結合部の電圧値および電流値を検出または生成し、これらの検出または生成された電圧値および電流値のうちの少なくとも電流値が、この電流値に対応する指令値に一致するように、一次側変換部、または二次側変換部のうちの少なくとも一つを制御するようにしているので、一次側電源と二次側電源との間の双方向に流れる電力フローの向き、および電力の大きさが、上記二つの直流電圧源をそれぞれ接続した状態で、一次側電圧と二次側電圧との大小関係によらず、瞬時値ベースで連続的に可変制御することができる双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置を得ることができる。
【手続補正書】
【提出日】平成19年12月14日(2007.12.14)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一次側電源と二次側電源の二つの直流電圧源の間で双方向に直流電力を供給しあう双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置において、
一次側電源の入出力端子に接続され、前記一次側電源の電力変換動作を行う一次側変換部と、
二次側電源の入出力端子に接続され、前記二次側電源の電力変換動作を行う二次側変換部と、
前記一次側変換部と前記二次側変換部とを接続し、前記一次側変換部と前記二次側変換部との間の電力授受を仲介する結合部と、
前記一次側変換部における電源側の電圧値、前記二次側変換部における電源側の電圧値、および前記結合部における前記一次側変換部と前記二次側変換部とをそれぞれ接続する正極側接続端と負極側接続端との間の任意の箇所の電圧値のうちの少なくとも前記一次側変換部における電源側の電圧値と前記二次側変換部における電源側の電圧値とを検出するとともに、前記一次側変換部に流出入する電流値、前記二次側変換部に流出入する電流値、および前記結合部に流出入する電流値のうちの少なくとも一つを検出し、これらの検出された電流値のうちから選択した一つの電流値が、この選択された一つの電流値に対応する指令値に一致するように制御するとともに、前記一次側電源と前記二次側電源との間の双方向に流れる電力フローの向き、および電力の大きさが、前記二つの直流電圧源をそれぞれ接続した状態で、前記一次側電源の電圧値と前記二次側電源の電圧値との大小関係によらず、瞬時値ベースの連続的な可変制御を可能とするように、前記検出された前記一次側変換部における電源側の電圧値と、前記検出された前記二次側変換部における電源側の電圧値と、前記選択された一つの電流値と、当該電流値に対応した前記指令値に基づく信号と、に基づいて、前記一次側変換部および前記二次側変換部の電力変換動作を制御する制御部と、
を備えたことを特徴とする双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項２】
前記一次側変換部は、
スイッチング素子二つを直列に接続した一次側スイッチング回路と、
前記一次側スイッチング回路に並列に接続された一次側コンデンサと、
前記一次側変換部における電源側の電圧値として前記一次側コンデンサの電圧を検出して前記制御部に出力する第１の電圧検出器を備え、
前記二次側変換部は、
スイッチング素子二つを直列に接続した二次側スイッチング回路と、
前記二次側スイッチング回路に並列に接続された二次側コンデンサと、
前記二次側変換部における電源側の電圧値として前記二次側コンデンサの電圧を検出して前記制御部に出力する第２の電圧検出器を備え、
前記結合部は、結合リアクトルおよび接続線を備えたことを特徴とする請求項１に記載の双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項３】
前記結合部に流出入する電流値として前記結合リアクトルに流れる電流を検出して前記制御部に出力する第１の電流検出器を備え、
前記制御部は、前記第１の電流検出器で検出された信号に基づく値と、前記指令値と、が一致するように、前記一次側変換部および前記二次側変換部に電力変換動作を行う制御信号を出力することを特徴とする請求項２に記載の双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項４】
前記結合部に流出入する電流値として前記接続線に流れる電流を検出して前記制御部に出力する第２の電流検出器を備え、
前記制御部は、前記第２の電流検出器で検出された信号に基づく値と、前記指令値と、が一致するように、前記一次側変換部および前記二次側変換部に電力変換動作を行う制御信号を出力することを特徴とする請求項２に記載の双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項５】
前記一次側スイッチング回路、または前記二次側スイッチング回路の正極端子を第１の端子とし、
前記一次側変換部に流出入する電流値として前記第１の端子に流れる電流を検出して前記制御部に出力する第３の電流検出器を備え、
前記制御部は、前記第３の電流検出器で検出された信号に基づく値と、前記指令値と、が一致するように、前記一次側変換部および前記二次側変換部に電力変換動作を行う制御信号を出力することを特徴とする請求項２に記載の双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項６】
前記一次側スイッチング回路の前記一次側電源側負極端子、または前記二次側スイッチング回路の前記二次側電源側負極端子を第２の端子とし、
前記結合部に流出入する電流値として前記第２の端子に流れる電流を検出して前記制御部に出力する第４の電流検出器を備え、
前記制御部は、前記第４の電流検出器で検出された信号に基づく値と、前記指令値と、が一致するように、前記一次側変換部および前記二次側変換部に電力変換動作を行う制御信号を出力することを特徴とする請求項２に記載の双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項７】
前記制御部は、
前記指令値としての電流指令値と、前記第１〜第４の電流検出器のうちの何れか一つの電流検出器から入力された信号と、の偏差を生成する電流制御部と、
前記電流制御部で生成された偏差と、前記第１の電圧検出器および前記第２の電圧検出器から入力された信号と、を用いて前記スイッチング素子の通流率指令を生成する通流率指令生成部と、
前記通流率指令生成部で生成された前記通流率指令から前記スイッチング素子のゲート信号を生成するゲート信号生成部と、
を備えたことを特徴とする請求項３〜６の何れか１項に記載の双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項８】
外部より電力指令値が入力される場合、
前記制御部は、
前記電力指令値から電流指令値を得る電流指令換算部と、
前記電流指令値と、前記第１〜第４の電流検出器のうちの何れか一つの電流検出器から入力された信号と、の偏差を生成する電流制御部と、
前記電流制御部で生成された偏差と、前記第１の電圧検出器および前記第２の電圧検出器から入力された信号と、を用いて前記スイッチング素子の通流率指令を生成する通流率指令生成部と、
前記通流率指令生成部で生成された前記通流率指令から前記スイッチング素子のゲート信号を生成するゲート信号生成部と、
を備えたことを特徴とする請求項３〜６の何れか１項に記載の双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項９】
前記制御部は、前記電流指令値を前記第１〜第４の電流検出器のうちの何れか一つの電流検出器から入力された信号と、前記第１の電圧検出器および前記第２の電圧検出器から入力された信号と、に基づいて調整する電流指令調整部を備えたことを特徴とする請求項７または８に記載の双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項１０】
前記電流指令調整部は、
前記電流指令値の上限と下限を任意の値に制限することを特徴とする請求項９に記載の双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項１１】
前記電流指令換算部は、
前記電力指令値と、前記第１および第２の電圧検出器から入力された信号と、を用いて前記電流指令値を生成することを特徴とする請求項８に記載の双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項１２】
前記一次側変換部と前記二次側変換部とをそれぞれ接続する正極側接続端と負極側接続端との間の任意の箇所の電圧を検出する第３の電圧検出器を有し、
前記電流指令換算部は、
前記電力指令値と、前記第１、第２および第３の電圧検出器から入力された信号と、を用いて前記電流指令値を生成することを特徴とする請求項８に記載の双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項１３】
前記電流制御部は、
前記電流指令調整部において調整された電流指令値と、前記第１〜第４電流検出器うちの何れか一つの電流検出器から入力された信号と、の偏差を増幅する比例積分制御器を備えたことを特徴とする請求項９または１０に記載の双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項１４】
前記通流率指令生成部は、
前記一次側スイッチング回路を制御する第１の通流率指令、および前記二次側スイッチング回路を制御する第２の通流率指令を生成することを特徴とする請求項７または８に記載の双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項１５】
前記ゲート信号生成部は、
前記第１の通流率指令および第２の通流率指令のそれぞれと、所定のキャリア信号と、を比較して、前記一次側スイッチング回路の上側アームスイッチング素子および下側アームスイッチング素子の各スイッチング素子と、前記二次側スイッチング回路の上側アームスイッチング素子および下側アームスイッチング素子の各スイッチング素子と、をそれぞれオンオフするゲート信号を生成することを特徴とする請求項１４に記載の双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置。
【請求項１６】
架線から供給された電力を駆動電力として電動機に給電する駆動制御用インバータ装置と、
前記架線から供給された電力を蓄える電力貯蔵デバイスと、
前記架線と前記電力貯蔵デバイスとの間に設けられ、前記架線と前記電力貯蔵デバイスの電力を双方向に制御する双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置と、
を備え、
前記双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置は、
一次側電源の入出力端子に接続され、前記一次側電源の電力変換動作を行う一次側変換部と、
二次側電源の入出力端子に接続され、前記二次側電源の電力変換動作を行う二次側変換部と、
前記一次側変換部と前記二次側変換部とを接続し、前記一次側変換部と前記二次側変換部との間の電力授受を仲介する結合部と、
前記一次側変換部における電源側の電圧値、前記二次側変換部における電源側の電圧値、および前記結合部における前記一次側変換部と前記二次側変換部とをそれぞれ接続する正極側接続端と負極側接続端との間の任意の箇所の電圧値のうちの少なくとも前記一次側変換部における電源側の電圧値と前記二次側変換部における電源側の電圧値とを検出するとともに、前記一次側変換部に流出入する電流値、前記二次側変換部に流出入する電流値、および前記結合部に流出入する電流値のうちの少なくとも一つを検出し、これらの検出された電流値のうちから選択した一つの電流値が、この選択された一つの電流値に対応する指令値に一致するように制御するとともに、前記一次側電源と前記二次側電源との間の双方向に流れる電力フローの向き、および電力の大きさが、前記二つの直流電圧源をそれぞれ接続した状態で、前記一次側電源の電圧値と前記二次側電源の電圧値との大小関係によらず、瞬時値ベースの連続的な可変制御を可能とするように、前記検出された前記一次側変換部における電源側の電圧値と、前記検出された前記二次側変換部における電源側の電圧値と、前記選択された一つの電流値と、当該電流値に対応した前記指令値に基づく信号と、に基づいて、前記一次側変換部および前記二次側変換部の電力変換動作を制御する制御部と、
を備えたことを特徴とする鉄道車両駆動制御システム。
【請求項１７】
前記一次側変換部の正極端子をパンタグラフ、および駆動制御用インバータ装置の正極側に接続し、
前記一次側変換部の負極端子を帰線回路、および前記駆動制御用インバータ装置の負極側に接続し、
前記二次側変換部の正極端子を電力貯蔵デバイスの正極側に接続し、
前記二次側変換部の負極端子を電力貯蔵デバイスの負極側に接続する構成としたことを特徴とする請求項１６に記載の鉄道車両駆動制御システム。
【請求項１８】
架線とレールとに接続された直流電源装置より車両に電力を供給する電鉄き電システムにおいて、
前記架線から供給された電力を駆動電力として電動機に給電する駆動制御用インバータ装置と、
前記架線から供給された電力を蓄える電力貯蔵デバイスと、
前記架線と前記電力貯蔵デバイスとの間に設けられ、前記架線と前記電力貯蔵デバイスの電力を双方向に制御する双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置と、
を備え、
前記双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置は、
一次側電源の入出力端子に接続され、前記一次側電源の電力変換動作を行う一次側変換部と、
二次側電源の入出力端子に接続され、前記二次側電源の電力変換動作を行う二次側変換部と、
前記一次側変換部と前記二次側変換部とを接続し、前記一次側変換部と前記二次側変換部との間の電力授受を仲介する結合部と、
前記一次側変換部における電源側の電圧値、前記二次側変換部における電源側の電圧値、および前記結合部における前記一次側変換部と前記二次側変換部とをそれぞれ接続する正極側接続端と負極側接続端との間の任意の箇所の電圧値のうちの少なくとも前記一次側変換部における電源側の電圧値と前記二次側変換部における電源側の電圧値とを検出するとともに、前記一次側変換部に流出入する電流値、前記二次側変換部に流出入する電流値、および前記結合部に流出入する電流値のうちの少なくとも一つを検出し、これらの検出された電流値のうちから選択した一つの電流値が、この選択された一つの電流値に対応する指令値に一致するように制御するとともに、前記一次側電源と前記二次側電源との間の双方向に流れる電力フローの向き、および電力の大きさが、前記二つの直流電圧源をそれぞれ接続した状態で、前記一次側電源の電圧値と前記二次側電源の電圧値との大小関係によらず、瞬時値ベースの連続的な可変制御を可能とするように、前記検出された前記一次側変換部における電源側の電圧値と、前記検出された前記二次側変換部における電源側の電圧値と、前記選択された一つの電流値と、当該電流値に対応した前記指令値に基づく信号と、に基づいて、前記一次側変換部および前記二次側変換部の電力変換動作を制御する制御部と、
を備えたことを特徴とする電気鉄道き電システム。
【請求項１９】
前記一次側変換部の正極端子を架線に、負極端子をレールに接続し、
前記二次側変換部の正極端子を電力貯蔵デバイスの正極側に接続し、
前記二次側変換部の負極端子を電力貯蔵デバイスの負極側に接続する構成としたことを特徴とする請求項１８に記載の電気鉄道き電システム。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００９
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００９】
本発明に係る双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置は、一次側電源と二次側電源の二つの直流電圧源の間で双方向に直流電力を供給しあう双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置において、一次側電源の入出力端子に接続され、前記一次側電源の電力変換動作を行う一次側変換部と、二次側電源の入出力端子に接続され、前記二次側電源の電力変換動作を行う二次側変換部と、前記一次側変換部と前記二次側変換部とを接続し、前記一次側変換部と前記二次側変換部との間の電力授受を仲介する結合部と、前記一次側変換部における電源側の電圧値、前記二次側変換部における電源側の電圧値、および前記結合部における前記一次側変換部と前記二次側変換部とをそれぞれ接続する正極側接続端と負極側接続端との間の任意の箇所の電圧値のうちの少なくとも前記一次側変換部における電源側の電圧値と前記二次側変換部における電源側の電圧値とを検出するとともに、前記一次側変換部に流出入する電流値、前記二次側変換部に流出入する電流値、および前記結合部に流出入する電流値のうちの少なくとも一つを検出し、これらの検出された電流値のうちから選択した一つの電流値が、この選択された一つの電流値に対応する指令値に一致するように制御するとともに、前記一次側電源と前記二次側電源との間の双方向に流れる電力フローの向き、および電力の大きさが、前記二つの直流電圧源をそれぞれ接続した状態で、前記一次側電源の電圧値と前記二次側電源の電圧値との大小関係によらず、瞬時値ベースの連続的な可変制御を可能とするように、前記検出された前記一次側変換部における電源側の電圧値と、前記検出された前記二次側変換部における電源側の電圧値と、前記選択された一つの電流値と、当該電流値に対応した前記指令値に基づく信号と、に基づいて、前記一次側変換部および前記二次側変換部の電力変換動作を制御する制御部と、を備えたことを特徴とする。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１０
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００１０】
本発明によれば、一次側電源の入出力端子に接続されて一次側電源の電力変換動作を行う一次側変換部、二次側電源の入出力端子に接続されて二次側電源の電力変換動作を行う二次側変換部、および、これらの一次側変換部と二次側変換部とを接続して一次側変換部と二次側変換部との間の電力授受を仲介する結合部が構成され、これらを制御する制御部が、一次側変換部における電源側の電圧値、二次側変換部における電源側の電圧値、および結合部における一次側変換部と二次側変換部とをそれぞれ接続する正極側接続端と負極側接続端との間の任意の箇所の電圧値のうちの少なくとも一次側変換部における電源側の電圧値と二次側変換部における電源側の電圧値とを検出するとともに、一次側変換部に流出入する電流値、二次側変換部に流出入する電流値、および結合部に流出入する電流値のうちの少なくとも一つを検出し、これらの検出された電流値のうちから選択した一つの電流値が、この選択された一つの電流値に対応する指令値に一致するように制御するとともに、検出された一次側変換部における電源側の電圧値と、検出された二次側変換部における電源側の電圧値と、選択された一つの電流値と、当該電流値に対応した指令値に基づく信号と、に基づいて、一次側変換部および二次側変換部の電力変換動作を制御するようにしているので、一次側電源と二次側電源との間の双方向に流れる電力フローの向き、および電力の大きさが、一次側電源および二次側電源をそれぞれ接続した状態で、一次側電源の電圧値と二次側電源の電圧値との大小関係によらず、瞬時値ベースで連続的に可変制御することができる双方向昇降圧ＤＣＤＣコンバータ装置を得ることができる。
【国際調査報告】
2007108115.tif 000073
2007108115.tif 000074
2007108115.tif 000075