【手続補正書】
【提出日】平成20年5月28日(2008.5.28)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
通信システムにおいて高電力増幅器と組み合わされたプリディストータであって、
前記プリディストータは、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号のデジタル非線形信号処理装置を備えてなり、前記信号処理装置は、前記高電力増幅器の手前に設置され、前記高電力増幅器は、その高電力増幅器によって前記通信システムに送られる前記直交周波数分割多重信号に対してできるだけ高い電力を与え、前記電力増幅器は、通常の線形範囲を有し、その範囲の外側では非線形であり、前記プリディストータは、前記電力増幅器の非線形性を解析的に反転させて、そのプリディストータと前記高電力増幅器との組合せが合わさって前記高電力増幅器の前記通常の線形範囲を超えて線形特性を呈し、前記プリディストータは、前記高電力増幅器の解析モデルに基づくそのプリディストータの入出力特性の記述に関する正確な解析式により特徴付けられている、
プリディストータ。
【請求項２】
請求項１に記載のプリディストータにおいて、
前記高電力増幅器は、時変特性を有する進行波管増幅器または時変特性を有する固体電力増幅器を含み、前記プリディストータは、前記電力増幅器の非線形歪みを補償するための計算・解析混成アルゴリズムにより特徴付けられている、
ことを特徴とするプリディストータ。
【請求項３】
請求項２に記載のプリディストータにおいて、
前記高電力増幅器の前記解析モデルは、サーレー(Saleh)の進行波管増幅器モデルであり、非線形歪みを補償するための前記計算・解析アルゴリズムは、非線形パラメータ推定アルゴリズムと組み合わせた解析に基づく反転のためのアルゴリズムを含み、前記高電力増幅器の時間とともに高速に変化するあらゆる挙動を効率的に追跡する能力を有し、僅か４個の調整可能な数値パラメータを用いて前記プリディストータの正確な表現を提供する、
ことを特徴とするプリディストータ。
【請求項４】
請求項２に記載のプリディストータにおいて、
前記高電力増幅器の前記解析モデルは、ラップ(Rapp)の固体電力増幅器モデルであり、非線形歪みを補償するための前記計算・解析アルゴリズムは、非線形パラメータ推定アルゴリズムと組み合わせた解析に基づく反転のためのアルゴリズムを含み、前記高電力増幅器の時間とともに高速に変化するあらゆる挙動を効率的に追跡する能力を有し、僅か４個の調整可能な数値パラメータを用いて前記プリディストータの正確な表現を提供する、
ことを特徴とするプリディストータ。
【請求項５】
請求項３に記載のプリディストータにおいて、
前記サーレーの進行波管増幅器モデルを用いて、前記進行波管増幅器の解析モデルに基づいて、ほんの少数のパラメータで表される前記増幅器モデルの解析的反転についての正確な閉じた形の表現を提供し、推定されるプリディストータについて的を射たアルゴリズムを導出する、
ことを特徴とするプリディストータ。
【請求項６】
請求項４に記載のプリディストータにおいて、
前記ラップの固体電力増幅器モデルを用いて、前記固体電力増幅器の解析モデルに基づいて、ほんの少数のパラメータで表される前記増幅器モデルの反転についての正確な閉じた形の表現を提供し、推定されるプリディストータについて的を射たアルゴリズムを導出する、
ことを特徴とするプリディストータ。
【請求項７】
請求項１に記載のプリディストータにおいて、
前記プリディストータおよび前記電力増幅器は、それぞれ非線形のゼロメモリ装置であり、前記プリディストータは、前記電力増幅器に存在する前記非線形性を前もって計算して相殺する、
ことを特徴とするプリディストータ。
【請求項８】
請求項５に記載のプリディストータにおいて、
前記サーレーの進行波管増幅器モデルは、次式［数１］、［数２］で表され、
【数１】
2008511212.tif 000001
【数２】
2008511212.tif 000002
ここに、ｕは振幅応答、Φは位相応答、ｒは前記進行波管増幅器の入力振幅、α、β、γおよびεは４つの調整可能なパラメータである、
ことを特徴とするプリディストータ。
【請求項９】
請求項６に記載のプリディストータにおいて、
前記ラップの固体電力増幅器モデルは、次式［数３］、［数４］で表され、
【数３】
2008511212.tif 000003
【数４】
2008511212.tif 000004
ここに、ｒは固体電力増幅器の入力振幅、Ａ0は最大出力振幅、ｐは遷移の滑らかさに影響を与えるパラメータである、
ことを特徴とするプリディストータ。
【請求項１０】
請求項１に記載のプリディストータにおいて、
前記電力増幅器、したがって前記プリディストータは、下記の式の中で定義される調整可能な数値パラメータα、β、γおよびεによって特徴付けられ、ｑおよびｕが前記プリディストータおよび高電力増幅器のそれぞれ非線形ゼロメモリ入力マップおよび非線形ゼロメモリ出力マップを表し、ｘl(ｎ)が前記プリディストータの入力を表し、ｙl(ｎ)が前記高電力増幅器への入力でもある前記プリディストータの出力を表し、ｚ(ｔ)が前記高電力増幅器の出力を表し、それにより、あらゆる所与の電力増幅器について、前記プリディストータの動作は、
次式［数５］の入出力マップによって特徴付けられ、
【数５】
2008511212.tif 000005
ここに、ｋは所望のあらかじめ指定された線形増幅定数であり、そして、前記電力増幅器は進行波管であり、進行波管増幅器の入力および出力は、［数６］、［数７］であり、
【数６】
2008511212.tif 000006
【数７】
2008511212.tif 000007
ここに、［数８］、［数９］であって、
【数８】
2008511212.tif 000008
【数９】
2008511212.tif 000009
次の関係［数１０］、［数１１］、［数１２］が成り立ち、
【数１０】
2008511212.tif 000010
【数１１】
2008511212.tif 000011
【数１２】
2008511212.tif 000012
その結果、［数１３］となり、
【数１３】
2008511212.tif 000013
ここに、パラメータα、β、γおよびεは時間とともに変化するので、［数１４］であり、
【数１４】
2008511212.tif 000014
ここに、Ｅはβに関する期待値であり、また、［数１５］、［数１６］、［数１７］、［数１８］であるので、
【数１５】
2008511212.tif 000015
【数１６】
2008511212.tif 000016
【数１７】
2008511212.tif 000017
【数１８】
2008511212.tif 000018
次式［数１９］、［数２０］となり、
【数１９】
2008511212.tif 000019
【数２０】
2008511212.tif 000020
これを、βの推定値であるβ＾に関して数値的に解き、次にβ＾を上式［数１９］に用いると、αの推定値であるα＾が得られ、次式［数２１］、［数２２］、［数２３］、［数２４］で定義されるようにその推定値を生成し、
【数２１】
2008511212.tif 000021
【数２２】
2008511212.tif 000022
【数２３】
2008511212.tif 000023
【数２４】
2008511212.tif 000024
さらに、γおよびεも同様な要領で推定し、
次式［数２５］を用いてβの最適推定値を求め、
【数２５】
2008511212.tif 000025
ここに、この最適係数β＾optは、［数２５］を満たし、次式［数２６］によって定義されるＭＳＥ（平均二乗誤差）を最小化するように決められ、
【数２６】
2008511212.tif 000026
ここに、Ｊは最小化されるべき費用関数であり、Ｅはβに関する期待値であり、
次式［数２７］を用いてβに関する導関数Ｊを求め、
【数２７】
2008511212.tif 000027
ここに、［数２８］、［数２９］、［数３０］、［数３１］であり、
【数２８】
2008511212.tif 000028
【数２９】
2008511212.tif 000029
【数３０】
2008511212.tif 000030
【数３１】
2008511212.tif 000031
次式［数３２］で表されるＬＭＳ（最小平均二乗）アルゴリズムを用いて、
【数３２】
2008511212.tif 000032
βの推定値を求めた後に、
前式［数１９］からαの推定値を求め、
γおよびεも上記と同じ一連の計算を用いて推定する、
ことを特徴とするプリディストータ。
【請求項１１】
請求項１に記載のプリディストータにおいて、
前記電力増幅器は、前記電力増幅器をモデル化する式の中で定義される調整可能な数値パラメータα、β、γおよびεによって特徴付けられ、
さらに、前記電力増幅器をモデル化する式の中で定義される推定された調整可能な数値パラメーα＾、β＾、γ＾およびε＾を生成して経時的に変化する要領で前記プリディストータを制御するために、前記電力増幅器と前記プリディストータとの間に結合されたデジタル信号処理装置を備えてなる、
ことを特徴とするプリディストータ。
【請求項１２】
請求項１に記載のプリディストータにおいて、
前記プリディストータは、少なくとも２つのパラメータによって特徴付けられ、
さらに、前記プリディストータの少なくとも２つの推定されたパラメータを生成して前記経時的に変化する電力増幅器に応答して、経時的に変化する要領で前記プリディストータを制御するために、前記電力増幅器と前記プリディストータとの間に結合されたデジタル信号処理装置を備えてなる、
ことを特徴とするプリディストータ。
【請求項１３】
請求項１０に記載のプリディストータにおいて、
零相歪みが［数３３］で得られ、
【数３３】
2008511212.tif 000033
それにより、［数３４］が得られる、
【数３４】
2008511212.tif 000034
ことを特徴とするプリディストータ。
【請求項１４】
請求項１に記載のプリディストータにおいて、
ｑおよびｕが前記プリディストータおよび高電力増幅器のそれぞれ非線形ゼロメモリ入力マップおよび非線形ゼロメモリ出力マップを表し、ｘl(ｎ)が前記プリディストータの入力を表し、ｙl(ｎ)が前記高電力増幅器への入力でもある前記プリディストータの出力を表し、ｎは複数の各測定値の識別のために関係量に付された指標であり、ｚ(ｔ)が前記高電力増幅器の出力を表して、あらゆる所与の電力増幅器について前記プリディストータの動作が入出力マップ［数３５］により特徴付け、
【数３５】
2008511212.tif 000035
ここに、ｋは所望のあらかじめ指定された線形増幅定数であり、そして
前記電力増幅器は、時間とともに変化する下記の式の中で定義される数値パラメータＡ0およびｐによって特徴付けられる固体電力増幅器であり、
前記プリディストータの入力はｑ(ｎ)として表され、前記プリディストータの出力はｕ(ｎ)として表され、
トレーニング段階中、前記プリディストータの入力およびが同一のｒ(ｎ)＝ｑ(ｎ)になるように前記プレディストータはオフにされると仮定され、
ＬＭＳ（最小平均二乗）アルゴリズムに対してＭＳＥ（平均二乗誤差）を採用してＡ0およびｐを生成し、その場合［数３６］であり、
【数３６】
2008511212.tif 000036
したがって、ｐが与えられると、２つのトレーニングシンボルを送り出すことによってＡ0が時間の関数として生成され、既知の入力ｑを前記高電力増幅器に提供して、前記高電力増幅器の出力振幅ｕを求めて、Ａ0の２つの異なる推定値、すなわち次式［数３７］、［数３８］のＡ01およびＡ02を生成し、
【数３７】
2008511212.tif 000037
【数３８】
2008511212.tif 000038
ここに、ｑ1およびｕ1は、第１のトレーニングシンボルに対するそれぞれ前記プリディストータの出力振幅および前記高電力増幅器の出力振幅であり、ｑ2およびｕ2は、第２のトレーニングシンボルに対するそれぞれ前記プリディストータの出力振幅および前記高電力増幅器の出力振幅であり、次式［数３９］、［数４０］を用いて未知のＡ0およびｐを推定し、
【数３９】
2008511212.tif 000039
【数４０】
2008511212.tif 000040
ここに、ｐ＾optは最適の推定値ｐ＾であり、Ａ0の推定値が生成されて、それにより、ＬＭＳ（最小平均二乗）アルゴリズムがｐの時間変動を追跡し、最適係数ｐ＾optが次式［数４１］によって定義されるＭＳＥ（平均二乗誤差）の基準を最小化するように決定され、
【数４１】
2008511212.tif 000041
ここに、Ｊは最小化すべき費用関数であり、Ｅはαおよびβに関する期待値であり、そして、ｐを推定するための前記ＬＭＳアルゴリズムは、次式［数４２］として表され、
【数４２】
2008511212.tif 000042
ここに、μp^(n)は、ＬＭＳアルゴリズムのステップサイズである、
ことを特徴とするプリディストータ。
【請求項１５】
請求項１に記載のプリディストータにおいて、
ｑおよびｕが前記プリディストータおよび高電力増幅器のそれぞれ非線形ゼロメモリ入力マップおよび非線形ゼロメモリ出力マップを表し、ｘl(ｎ)が前記プリディストータの入力を表し、ｙl(ｎ)が前記高電力増幅器への入力でもある前記プリディストータの出力を表し、ｎは複数の各測定値の識別のために関係量に付された指標であり、ｚ(ｔ)が前記高電力増幅器の出力を表し、したがって、あらゆる所与の電力増幅器に対して前記プリディストータの動作が入出力マップ［数４３］により特徴付けられ、
【数４３】
2008511212.tif 000043
ここに、ｋは所望のあらかじめ指定された線形増幅定数であり、そして、
前記電力増幅器は、時間とともに変化するパラメータＡ0およびｐによって特徴付けられる固体電力増幅器であり、
前記プリディストータの入力はｑ(ｎ)として表され、前記プリディストータの出力はｕ(ｎ)として表され、
トレーニング段階中、前記プリディストータの入力および出力が同一のｒ(ｎ)＝ｑ(ｎ)になるように前記プレディストータはオフにされると仮定され、
ＬＭＳ（最小平均二乗）アルゴリズムに対してＭＳＥ（平均二乗誤差）を採用してＡ0およびｐを生成し、その場合［数４４］であり、
【数４４】
2008511212.tif 000044
したがって、所与のｐに対して、Ａ0が生成され、ここに、Ａ0およびｐは時間とともに変化し、
２つのトレーニングシンボルは、プリディストータに送り出されて、それにより前記高電力増幅器の入力振幅ｑおよび出力振幅ｕが分かり、
２つの異なるトレーニングシンボルに対応して、Ａ0の２つの異なる推定値、すなわちＡ01およびＡ02が生成され、
前記高電力増幅器の前記トレーニング期間中ほぼ一定であるｐが選択されて、そのときＡ0の前記２つの異なる推定値、すなわちＡ01およびＡ02は、ほぼ同一の値を有し、またはステップサイズによっては非常に近い値を有することにより、ｐの値を求めて、その結果、２つの推定値Ａ0間の隔たりが最小となり、つまり、Ｄmin＝｜Ａ01−Ａ02｜2 であり、ｐの推定値によって、最小間隔Ｄmin＝｜Ａ01−Ａ02｜2 から２つのトレーニングシンボルのみを用いて、繰り返しなしでＡ＾0＝Ａ01≒Ａ02を得る、
ことを特徴とするプリディストータ。
【請求項１６】
通信システムにおいて、高電力増幅器の手前に設置されたプリディストータの作動方法であって、前記高電力増幅器は、通常の線形範囲を有し、その範囲の外側では非線形であり、
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を供給するステップと、
前記直交周波数分割多重信号を、前記プリディストータを用いて前記電力増幅器の非線形性によって定められるように直交周波数分割多重信号を解析的に反転させることによって、プリディストーションを行うステップであって、前記プリディストータの動作が前記高電力増幅器の解析モデルに基づくそのプリディストータの入出力特性の記述に関する正確な解析式より特徴付けられるステップと、
前記プリディストーションした直交周波数分割多重信号を、前記電力増幅器で増幅して、その高電力増幅器によって前記通信システムに送られる前記直交周波数分割多重信号に対してできるだけ高い電力に増幅するステップとを含んでなり、
それにより、前記プリディストータと前記高電力増幅器との組合せで合わさって前記高電力増幅器の前記通常の線形範囲を超えて線形特性を呈する、
ことを特徴とするプリディストータの作動方法。
【請求項１７】
請求項１６に記載の方法において、
前記高電力増幅器は、時変特性を有する進行波管増幅器または時変特性を有する固体電力増幅器を含み、
前記プリディストータを用いて前記直交周波数分割多重信号のプリディストーションを行うステップは、前記電力増幅器の非線形歪みを補償するための計算・解析混成アルゴリズムを用いるステップを含んでなる、
ことを特徴とする方法。
【請求項１８】
請求項１７に記載の方法において、
前記高電力増幅器の前記解析モデルは、サーレー(Saleh)の進行波管増幅器モデルであり、計算・解析混成アルゴリズムを用いる前記ステップは、解析に基づく反転と非線形パラメータ推定アルゴリズムの使用とを含み、前記高電力増幅器の時間とともに高速に変化するあらゆる挙動を効率的に追跡する能力を有し、僅か４個の調整可能な数値パラメータを用いて前記プリディストータの正確な表現を提供する、
ことを特徴とする方法。
【請求項１９】
請求項１７に記載の方法において、
前記高電力増幅器の前記解析モデルは、ラップ(Rapp)の固体電力増幅器モデルであり、計算・解析混成アルゴリズムを用いる前記ステップは、解析に基づく反転と非線形パラメータ推定アルゴリズムの使用とを含み、前記高電力増幅器の時間とともに高速に変化するあらゆる挙動を効率的に追跡する能力を有し、僅か４個の調整可能な数値パラメータを用いて前記プリディストータの正確な表現を提供する、
ことを特徴とする方法。
【請求項２０】
請求項１８に記載の方法において、さらに、
前記サーレーの進行波管増幅器モデルを用いて、前記進行波管増幅器の解析モデルに基づいて、ほんの少数のパラメータで表される前記増幅器モデルの反転についての正確な閉じた形の表現を提供し、推定されるプリディストータについて的を射たアルゴリズムを導出するステップを含んでなる、
ことを特徴とする方法。
【請求項２１】
請求項１９に記載の方法において、さらに、
前記ラップの固体電力増幅器モデルを用いて、前記固体電力増幅器の解析モデルに基づいて、ほんの少数のパラメータで表される前記増幅器モデルの反転についての正確な閉じた形の表現を提供し、推定されるプリディストータについて的を射たアルゴリズムを導出するステップを含んでなる、
ことを特徴とする方法。
【請求項２２】
請求項１６に記載の方法において、
前記プリディストータおよび前記電力増幅器は、それぞれ非線形のゼロメモリ装置であり、前記プリディストータを用いて前記直交周波数分割多重信号のプリディストーションを行う前記ステップは、前記電力増幅器に存在する前記非線形性を前もって計算して相殺するステップを含んでなる、
ことを特徴とする方法。
【請求項２３】
請求項２０に記載の方法において、
前記サーレーの進行波管増幅器モデルを用いるステップは、次式［数４５］、［数４６］を用いて前記電力増幅器をモデル化するステップを含み、
【数４５】
2008511212.tif 000045
【数４６】
2008511212.tif 000046
ここに、ｕは振幅応答、Φは位相応答、ｒは前記進行波管増幅器の入力振幅、α、β、γおよびεは４つの調整可能なパラメータである、
ことを特徴とする方法。
【請求項２４】
請求項２１に記載の方法において、
前記ラップの固体電力増幅器モデルを用いるステップは、次式［数４７］、［数４８］を用いて前記電力増幅器をモデル化するステップを含み、
【数４７】
2008511212.tif 000047
【数４８】
2008511212.tif 000048
ここに、ｒは固体電力増幅器の入力振幅、Ａ0は最大出力振幅、ｐは遷移の滑らかさに影響を与えるパラメータである、
ことを特徴とする方法。
【請求項２５】
請求項１６に記載の方法において、
前記プリディストータを用いて前記直交周波数分割多重信号のプリディストーションを行うステップは、前記電力増幅器、したがって前記プリディストータを、下記の式の中で定義される調整可能な数値パラメータα、β、γおよびεによって特徴付けるステップと、ｑおよびｕが前記プリディストータおよび高電力増幅器のそれぞれ非線形ゼロメモリ入力マップおよび非線形ゼロメモリ出力マップを表し、ｘl(ｎ)が前記プリディストータの前記入力を表し、ｙl(ｎ)が前記高電力増幅器への前記入力でもある前記プリディストータの前記出力を表し、ｚ(ｔ)が前記高電力増幅器の前記出力を表し、それにより、あらゆる所与の電力増幅器について、次式［数４９］の入出力マップに従って前記プリディストータを動作させるステップとを含み、
【数４９】
2008511212.tif 000049
ここに、ｋは所望のあらかじめ指定された線形増幅定数であり、そして、前記電力増幅器は進行波管であり、前記進行波管増幅器の入力および出力が以下の式［数５０］、［数５１］となるように前記進行波管増幅器を動作させ、
【数５０】
2008511212.tif 000050
【数５１】
2008511212.tif 000051
ここに、［数５２］、［数５３］であって、
【数５２】
2008511212.tif 000052
【数５３】
2008511212.tif 000053
次の関係［数５４］、［数５５］、［数５６］が成り立ち、
【数５４】
2008511212.tif 000054
【数５５】
2008511212.tif 000055
【数５６】
2008511212.tif 000056
その結果、［数５７］となり、
【数５７】
2008511212.tif 000057
ここに、パラメータα、β、γおよびεは時間とともに変化するので、［数５８］であり、
【数５８】
2008511212.tif 000058
ここに、Ｅはβに関する期待値であり、また、［数５９］、［数６０］、［数６１］、［数６２］であるので、
【数５９】
2008511212.tif 000059
【数６０】
2008511212.tif 000060
【数６１】
2008511212.tif 000061
【数６２】
2008511212.tif 000062
次式［数６３］、［数６４］となり、
【数６３】
2008511212.tif 000063
【数６４】
2008511212.tif 000064
これを、βの推定値であるβ＾に関して数値的に解き、次にβ＾を上式［数６３］に用いると、αの推定値であるα＾が得られ、次式［数６５］、［数６６］、［数６７］、［数６８］で定義されるようにその推定値を生成し、
【数６５】
2008511212.tif 000065
【数６６】
2008511212.tif 000066
【数６７】
2008511212.tif 000067
【数６８】
2008511212.tif 000068
さらに、前記プリディストーションを行うステップは、γおよびεも同様な要領で推定するステップと、
次式［数６９］を用いてβの最適推定値を求めるステップとを含み、
【数６９】
2008511212.tif 000069
ここに、この最適係数β＾optは、［数６９］を満たし、次式［数７０］によって定義されるＭＳＥ（平均二乗誤差）を最小化するように決められ、
【数７０】
2008511212.tif 000070
ここに、Ｊは最小化されるべき費用関数であり、Ｅはβに関する期待値であり、
さらに、次式［数７１］を用いてβに関する導関数Ｊを求めるステップを含み、
【数７１】
2008511212.tif 000071
ここに、［数７２］、［数７３］、［数７４］、［数７５］であり、
【数７２】
2008511212.tif 000072
【数７３】
2008511212.tif 000073
【数７４】
2008511212.tif 000074
【数７５】
2008511212.tif 000075
さらに、次式［数７６］で表されるＬＭＳ（最小平均二乗）アルゴリズムを用いて、
【数７６】
2008511212.tif 000076
βの推定値を求めるステップと、
前式［数６３］からαの推定値を求めるステップと、
γおよびεを上記と同じ方式で推定するステップとを含む、
ことを特徴とする方法。
【請求項２６】
請求項１６に記載の方法において、
前記プリディストータを用いて前記直交周波数分割多重信号のプリディストーションを行うステップは、前記電力増幅器をモデル化する式の中で定義される時変の調整可能な数値パラメータα、β、γおよびεによって前記電力増幅器を特徴付けるステップと、経時的に変化する要領で前記プリディストータを制御するために、前記電力増幅器をモデル化する式の中で定義される推定された調整可能な数値パラメータα＾、β＾、γ＾およびε＾を生成するステップとを含む、
ことを特徴とする方法。
【請求項２７】
請求項１６に記載の方法において、
前記プリディストータを用いて前記直交周波数分割多重信号のプリディストーションを行うステップは、少なくとも２つの時変パラメータによって前記電力増幅器を特徴付けるステップと、経時的に変化する要領で前記プリディストータを制御するために、前記電力増幅器の少なくとも２つの推定されたパラメータを生成するステップとを含む、
ことを特徴とする方法。
【請求項２８】
請求項２５に記載の方法において、
前記プリディストータを用いて前記直交周波数分割多重信号のプリディストーションを行うステップは、零相歪みを次式［数７７］
【数７７】
2008511212.tif 000077
および次式［数７８］
【数７８】
2008511212.tif 000078
となるように定めるステップを含む、
ことを特徴とする方法。
【請求項２９】
請求項１６に記載の方法において、
前記プリディストータを用いて前記ＯＦＤＭ信号のプリディストーションを行うステップは、
ｑおよびｕを用いて前記プリディストータおよび高電力増幅器のそれぞれ非線形ゼロメモリ入力マップおよび非線形ゼロメモリ出力マップを表し、ｘl(ｎ)を用いて前記プリディストータの入力を表し、ｙl(ｎ)を用いて前記高電力増幅器への入力でもある前記プリディストータの出力を表し、ｎは複数の各測定値の識別のために関係量に付された指標であり、ｚ(ｔ)を用いて前記高電力増幅器の出力を表し、あらゆる所与の電力増幅器について、ｋを所望のあらかじめ指定された線形増幅定数として次式［数７９］の入出力マップに従って前記プリディストータを動作させ、
【数７９】
2008511212.tif 000079
前記電力増幅器を固体電力増幅器として時間とともに変化する下記の式の中で定義される数値パラメータＡ0およびｐによって特徴付け、前記プリディストータの入力をｑ(ｎ)として表し、前記プリディストータの出力をｕ(ｎ)として表し、前記プリディストータの入力および出力が同一のｒ(ｎ)＝ｑ(ｎ)になるように前記プリディストータはオフにされると仮定されるトレーニング段階を設けるステップと、
ＬＭＳ（最小平均二乗）アルゴリズムに対してＭＳＥ（平均二乗誤差）を用いてＡ0およびｐを生成し、その場合［数８０］であるステップであって、
【数８０】
2008511212.tif 000080
その結果、ｐが与えられると、２つのトレーニングシンボルを送り出すことによって、Ａ0が時間の関数として生成され、既知の入力ｑを前記電力増幅器に提供して、前記電力増幅器の出力振幅ｕを求めて、Ａ0の２つの異なる推定値、すなわち次式［数８１］、［数８２］のＡ01およびＡ02を生成し、
【数８１】
2008511212.tif 000081
【数８２】
2008511212.tif 000082
ここに、ｑ1およびｕ1は、第１のトレーニングシンボルに対するそれぞれ前記プリディストータの出力振幅および前記電力増幅器の出力振幅であり、ｑ2およびｕ2は、第２のトレーニングシンボルに対するそれぞれ前記プリディストータの出力振幅および前記電力増幅器の出力振幅であるステップと、
次式を用いて未知のＡ0およびｐを推定し、
【数８３】
2008511212.tif 000083
【数８４】
2008511212.tif 000084
ここに、ｐ＾optは最適推定値であり、Ａ0の推定値を生成し、ＬＭＳ（最小平均二乗）アルゴリズムを用いてｐの時間変動を追跡し、この最適係数を、次式［数８５］によって定義されるＭＳＥ（最小二乗誤差）の基準を最小化するように決定し、
【数８５】
2008511212.tif 000085
ここに、Ｊは最小化すべき費用関数であり、Ｅはαおよびβに関する期待値であるステップと、
次式［数８６］により前記ＬＭＳアルゴリズムを用いてｐを推定し、
【数８６】
2008511212.tif 000086
ここに、μp^(n)は、ＬＭＳアルゴリズムのステップサイズであるステップとを含む、
ことを特徴とする方法。
【請求項３０】
請求項１６に記載の方法において、
前記プリディストータを用いて前記ＯＦＤＭ信号のプリディストーションを行うステップは、
ｑおよびｕを用いて前記プリディストータおよび高電力増幅器のそれぞれ非線形ゼロメモリ入力マップおよび非線形ゼロメモリ出力マップを表し、ｘl(ｎ)を用いて前記プリディストータの入力を表し、ｙl(ｎ)を用いて前記高電力増幅器への入力でもある前記プリディストータの出力を表し、ｎは複数の各測定値の識別のために関係量に付された指標であり、ｚ(ｔ)を用いて前記高電力増幅器の出力を表し、あらゆる所与の電力増幅器について、ｋを所望のあらかじめ指定された線形増幅定数として次式［数７９］の入出力マップに従って前記プリディストータを動作させ、
【数８７】
2008511212.tif 000087
前記電力増幅器を固体電力増幅器として時間とともに変化するパラメータＡ0およびｐによって特徴付け、前記プリディストータの入力をｑ(ｎ)として表し、前記プリディストータの出力をｕ(ｎ)として表し、前記プリディストータの入力および出力が同一のｒ(ｎ)＝ｑ(ｎ)になるように前記プリディストータはオフにされると仮定されるトレーニング段階を設けるステップと、
ＬＭＳ（最小平均二乗）アルゴリズムに対してＭＳＥ（平均二乗誤差）を用いてＡ0およびｐを生成し、その場合［数８０］であり、
【数８８】
2008511212.tif 000088
その結果、所与のｐに対してＡ0が生成され、Ａ0およびｐは時間とともに変化するステップと、
２つのトレーニングシンボルを前記プリディストータに送り出して、それにより前記高電力増幅器の入力振幅ｑおよび出力振幅ｕが分かるステップと、
２つの異なるトレーニングシンボルに対応して、Ａ0の２つの異なる推定値、すなわちＡ01およびＡ02を生成するステップと、
前記高電力増幅器の前記トレーニング期間中ほぼ一定であるｐを選択し、そのときＡ0の前記２つの異なる推定値、すなわちＡ01およびＡ02がほぼ同一の値を有し、またはステップサイズによっては非常に近い値を有するステップと、
ｐの値を求めて、その結果、２つの推定値Ａ0間の隔たりが最小となり、つまり、Ｄmin＝｜Ａ01−Ａ02｜2 であり、ｐの推定値によって、最小間隔Ｄmin＝｜Ａ01−Ａ02｜2 から２つのトレーニングシンボルのみを用いて、繰り返しなしでＡ＾0＝Ａ01≒Ａ02を求めるステップとを含む、
ことを特徴とする方法。
【請求項３１】
プリディストータを備えてなる装置であって、
前記プリディストータは、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を受信し、前記直交周波数分割多重信号を歪ませて電力増幅器に伝送するように適合させてあり、
前記電力増幅器の解析モデルに従って前記非線形応答を解析的に反転させるように、前記電力増幅器の非線形応答を有する範囲において前記直交周波数分割多重信号を歪ませ、もって前記プリディストータと前記電力増幅器との組合せが前記範囲において総合的に線形の特性を呈する、
ことを特徴とする装置。
【請求項３２】
請求項３１に記載の装置において、
前記プリディストータは、さらに、前記電力増幅器の非線形歪みを補償するための計算・解析混合処理に従って前記直交周波数分割多重信号を歪ませるように適合させてある、
ことを特徴とする装置。
【請求項３３】
請求項３２に記載の装置において、
前記電力増幅器は、時変特性を有する進行波管増幅器を含んでなる、
ことを特徴とする装置。
【請求項３４】
請求項３２に記載の装置において、
前記非線形歪みを補償するための計算・解析処理は、非線形パラメータ推定処理と組み合わせた解析に基づく反転処理を含み、実質的にサーレー(Saleh)の進行波管増幅器モデルを有する電力増幅器の時間とともに変化する挙動を追跡する能力を有し、僅か４個の調整可能な数値パラメータでもってプリディストータの機能を表す、
ことを特徴とする装置。
【請求項３５】
請求項３４に記載の装置において、
前記サーレーの進行波管増幅器モデルは、少なくとも部分的に前記進行波管増幅器の解析モデルに基づいて一または複数のパラメータに従って、増幅器モデルの反転のための閉じた形の表現を提供する、
ことを特徴とする装置。
【請求項３６】
請求項３２に記載の装置において、
前記電力増幅器は、時変特性を有する固体電力増幅器を含む、
ことを特徴とする装置。
【請求項３７】
請求項３２に記載の装置において、
前記計算・解析混合処理は、実質的にラップ(Rapp)の固体電力増幅器モデルを含んでなり、非線形パラメータ推定と組み合わせた解析に基づく反転処理を含んでいて、前記電力増幅器の時間とともに変化する挙動を追跡する、
ことを特徴とする装置。
【請求項３８】
請求項３７に記載の装置において、
前記ラップの固体電力増幅器モデルは、少なくとも部分的に前記固体電力増幅器の解析モデルに基づいてパラメータにより表される増幅器モデルの反転のための閉じた形の表現を実質的に提供して、推定の先行歪ませを導き出す、
ことを特徴とする装置。
【請求項３９】
請求項３１に記載の装置において、
前記プリディストータは、非線形のゼロメモリ装置を含んでいて、さらに、前記電力増幅器に存在する非線形歪みを予め計算して相殺するように適合させてある、
ことを特徴とする装置。
【請求項４０】
請求項３１に記載の装置において、
前記プリディストータは、少なくとも部分的に前記電力増幅器の前記解析モデルに基づいた入出力特性の解析的表現で特徴づけられている、
ことを特徴とする装置。
【請求項４１】
デジタル直交周波数分割多重ベースバンド信号を提供する直交周波数分割多重ベースバンドモジュールと、
無線周波数信号として伝送するために前記直交周波数分割多重ベースバンド信号を歪ませるプリディストータと、
少なくとも部分的に前記歪ませたデジタル直交周波数分割多重ベースバンド信号に基づいて同相分および直角分を発生する回路と、
前記同相分および直角分を組み合わせる回路と、
少なくとも、電力増幅器の実質的に線形応答を有する第一の範囲および非線形応答を有する第二の範囲において、アンテナを介して伝送するために前記組み合わせた信号を増幅する電力増幅器とを備えてなり、
前記プリディストータは、さらに、前記デジタル直交周波数分割多重信号を前記第二の範囲において歪ませ、もって実質的に前記電力増幅器の解析モデルに従って前記非線形応答を解析的に反転させるように適合されており、前記プリディストータおよび前記電力増幅器の組合せが前記第二の範囲において総合的に線形特性を呈する、
ことを特徴とするシステム。
【請求項４２】
請求項４１に記載のシステムにおいて、
前記プリディストータは、さらに、前記電力増幅器の非線形歪みを補償するための計算・解析混合処理に従って前記直交周波数分割多重信号を歪ませるように適合させてある、
ことを特徴とするシステム。
【請求項４３】
請求項４２に記載のシステムにおいて、
前記電力増幅器は、時変特性を有する進行波管増幅器を含んでなる、
ことを特徴とするシステム。
【請求項４４】
請求項４２に記載のシステムにおいて、
前記電力増幅器の解析モデルは、サーレーの進行波管増幅器モデルを含んでなり、前記非線形歪みを補償するための計算・解析処理は、非線形パラメータ推定処理と組み合わせた解析に基づく反転のための処理を含み、前記電力増幅器の時間とともに変化する挙動を追跡する、
ことを特徴とするシステム。
【請求項４５】
請求項４４に記載のシステムにおいて、
前記サーレーの進行波管増幅器モデルは、少なくとも部分的に前記進行波管増幅器の解析モデルに基づいて一または複数のパラメータに従って、増幅器モデルの反転のための閉じた形の表現を提供する、
ことを特徴とするシステム。
【請求項４６】
請求項４２に記載のシステムにおいて、
前記電力増幅器は、時変特性を有する固体電力増幅器を含む、
ことを特徴とするシステム。
【請求項４７】
請求項４２に記載のシステムにおいて、
前記計算・解析混合処理は、実質的にラップの固体電力増幅器モデルを含んでなり、非線形パラメータ推定と組み合わせた解析に基づく反転処理を含んでいて、前記電力増幅器の時間とともに変化する挙動を追跡する、
ことを特徴とするシステム。
【請求項４８】
請求項４７に記載のシステムにおいて、
前記ラップの固体電力増幅器モデルは、少なくとも部分的に前記固体電力増幅器の解析モデルに基づいてパラメータにより表される増幅器モデルの反転のための閉じた形の表現を実質的に提供して、推定される先行歪ませを導き出す、
ことを特徴とするシステム。
【請求項４９】
請求項４１に記載のシステムにおいて、
前記プリディストータは、非線形のゼロメモリ装置を含んでいて、さらに、前記電力増幅器に存在する非線形歪みを予め計算して相殺する
ように適合させてある、
ことを特徴とするシステム。
【請求項５０】
請求項４１に記載のシステムにおいて、
前記プリディストータは、少なくとも部分的に前記電力増幅器の前記解析モデルに基づいた入出力特性の解析的表現で特徴づけられている、
ことを特徴とするシステム。
【請求項５１】
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を受信するステップと、
前記直交周波数分割多重信号を歪ませて電力増幅器に伝送するステップであって、前記直交周波数分割多重信号は、前記電力増幅器の解析モデルに実質的に従って前記非線形応答を反転させるように、前記電力増幅器の非線形応答を有する範囲において歪ませられ、前記受信された直交周波数分割多重信号が前記範囲において前記電力増幅器の出力のところで実質的に線形に変換されているステップと、
を含んでなる方法。
【請求項５２】
請求項５１に記載の方法において、
前記歪ませるステップは、さらに、前記電力増幅器の非線形歪みを補償するための計算・解析混合処理に実質的に従って前記受信した直交周波数分割多重信号を歪ませることを含んでいる、
ことを特徴とする方法。
【請求項５３】
請求項５２に記載の方法において、
前記電力増幅器は、時変特性を有する進行波管増幅器を含んでなる、
ことを特徴とする方法。
【請求項５４】
請求項５２に記載の方法において、
前記非線形歪みを補償するための計算・解析処理は、非線形パラメータ推定処理と組み合わせた解析に基づく反転処理を含み、実質的にサーレーの進行波管増幅器モデルに従って特徴付けられる電力増幅器の時間とともに変化する挙動を追跡する能力を有し、僅か４個の調整可能な数値パラメータでもってプリディストータの機能を表す、
ことを特徴とする方法。
【請求項５５】
請求項５４に記載の方法において、
前記サーレーの進行波管増幅器モデルは、少なくとも部分的に前記進行波管増幅器の解析モデルに基づいて一または複数のパラメータに従って、増幅器モデルの反転のための閉じた形の表現を含む、
ことを特徴とする方法。
【請求項５６】
請求項５２に記載の方法において、
前記電力増幅器は、時変特性を有する固体電力増幅器を含む、
ことを特徴とする方法。
【請求項５７】
請求項５６に記載の方法において、
前記計算・解析モデルは、実質的にラップの固体電力増幅器モデルを含んでなり、非線形パラメータ推定と組み合わせた解析に基づく反転処理を含んでいて、前記電力増幅器の時間とともに変化する挙動を追跡した表現を提供する、
ことを特徴とする方法。
【請求項５８】
請求項５７に記載の方法において、
前記ラップの固体電力増幅器モデルは、少なくとも部分的に前記固体電力増幅器の解析モデルに基づいてパラメータにより表される増幅器モデルの反転のための閉じた形の表現を実質的に提供して、推定の先行歪ませを導き出す、
ことを特徴とする方法。
【請求項５９】
請求項５１に記載の方法において、
前記直交周波数分割多重信号を歪ませるステップは、さらに、前記電力増幅器に存在する非線形歪みを予め計算して相殺することを含む、
ことを特徴とする方法。
【請求項６０】
請求項５１に記載の方法において、
前記直交周波数分割多重信号を歪ませるステップは、さらに、少なくとも部分的に前記電力増幅器の解析モデルに基づいた入出力特性の解析的表現に実質的に従って前記直交周波数分割多重信号歪ませることを含む、
ことを特徴とする方法。