(57)【要約】  マルチキャリア通信においてＣＤＤ（Cyclic Delay Diversity）および周波数ダイバーシチ技術の双方を組み合わせて用いる場合に、周波数ダイバーシチ効果の滅却を防ぐことができる無線通信装置。この無線通信装置（１００）において、レピティション部（１０３）は各シンボルを複製（レピティション）して複数の同一シンボルを生成し、Ｓ／Ｐ部（１０４）はレピティション部（１０３）から直列に入力されるシンボル列を並列に変換し、配置部（１０５）は、並列に入力される複数のシンボルを、ＯＦＤＭシンボルを構成する複数のサブキャリアのいずれかに配置する。この際、配置部（１０５）は、レピティションにより生成された複数の同一シンボルを、ＣＤＤでの循環遅延に対応させて、複数のアンテナの数とＣＤＤ送信の遅延量とに応じたサブキャリア間隔にて各ＯＦＤＭシンボルを構成する複数のサブキャリアのいずれかに配置する。
2007142233.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
それぞれ複数のサブキャリアからなる複数のマルチキャリア信号を循環遅延ダイバーシチ送信する無線通信装置であって、
複数のアンテナと、
複数のシンボルを、前記複数のアンテナの数と前記循環遅延ダイバーシチ送信の遅延量とに応じた周波数間隔にて前記複数のサブキャリアのいずれかに配置する配置手段と、
を具備する無線通信装置。
【請求項２】
シンボルを複製して複数の同一シンボルを生成する複製手段、をさらに具備し、
前記配置手段は、前記複数の同一シンボルを前記周波数間隔にて前記複数のサブキャリアのいずれかに配置する、
請求項１記載の無線通信装置。
【請求項３】
前記配置手段は、同一のDistributedチャネルの前記複数のシンボルを前記周波数間隔にて前記複数のサブキャリアのいずれかに配置する、
請求項１記載の無線通信装置。
【請求項４】
複数Ｍ本のアンテナを具備し、
前記配置手段は、前記複数のシンボルを、Ｎ／（２Ｄ（Ｍ−１））の周波数間隔（但し、Ｎは前記複数のサブキャリアの数、Ｄは前記遅延量）にて前記複数のサブキャリアのいずれかに配置する、
請求項１記載の無線通信装置。
【請求項５】
複数Ｍ本のアンテナを具備し、
前記配置手段は、前記複数のシンボルを、Ｎ／（２Ｄ（Ｍ−１））の奇数倍の周波数間隔（但し、Ｎは前記複数のサブキャリアの数、Ｄは前記遅延量）にて前記複数のサブキャリアのいずれかに配置する、
請求項１記載の無線通信装置。
【請求項６】
請求項１記載の無線通信装置を具備する無線通信基地局装置。
【請求項７】
請求項１記載の無線通信装置を具備する無線通信移動局装置。
【請求項８】
それぞれ複数のサブキャリアからなる複数のマルチキャリア信号を複数のアンテナを用いて循環遅延ダイバーシチ送信する無線通信方法であって、
複数のシンボルを、前記複数のアンテナの数と前記循環遅延ダイバーシチ送信の遅延量とに応じた周波数間隔にて前記複数のサブキャリアのいずれかに配置する、
無線通信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、マルチキャリア通信における無線通信装置および無線通信方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、無線通信、特に移動体通信では、音声以外に画像やデータなどの様々な情報が伝送の対象になっている。今後はさらに高速な伝送に対する必要性がさらに高まるであろうと予想され、高速伝送を行うために、限られた周波数資源をより効率よく利用して、高い伝送効率を実現する無線伝送技術が求められている。【０００３】
このような要求に応え得る無線伝送技術の一つにＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）がある。ＯＦＤＭは、多数のサブキャリアを用いてデータを並列伝送するマルチキャリア伝送技術であり、高い周波数利用効率、マルチパス環境下のシンボル間干渉低減などの特徴を持ち、伝送効率の向上に有効であることが知られている。【０００４】
また、ＯＦＤＭは、データが配置される複数のサブキャリアの周波数が互いに直交しているため、マルチキャリア通信の中でも最も周波数利用効率が高く、また、比較的簡単なハードウェア構成で実現できる。【０００５】
また、ＯＦＤＭでは、符号間干渉（ＩＳＩ：IntersymbolInterference）を防止するために、各ＯＦＤＭシンボルの先頭にそのＯＦＤＭシンボルの後端部分をサイクリック・プリフィクス（ＣＰ：Cyclic Prefix）として付加する。これにより、受信側では、遅延波の遅延時間がＣＰの時間長（以下、ＣＰ長という）以内に収まる限りＩＳＩを防止することができる。【０００６】
さらに、ＯＦＤＭでは、マルチパスに起因する周波数選択性フェージングにより、サブキャリア毎の受信品質が大きく変動することがある。このような場合、フェージングの谷となる位置のサブキャリアに配置された信号の受信品質が悪くなり、誤り率特性が劣化する。【０００７】
ＯＦＤＭにおける誤り率特性の劣化を抑えるための技術として、レピティション、Distributed送信、または、Modulationダイバーシチ等の周波数ダイバーシチ技術がある。【０００８】
レピティションとは、あるシンボルを複製（レピティション）して複数の同一シンボルを生成し、それら複数の同一シンボルを複数の異なるサブキャリアまたは異なる時刻に配置して送信する技術である。このレピティションにより、複数の同一シンボルのすべてがフェージングの谷にあたってしまう確率を減少させること、すなわち、周波数ダイバーシチ効果を得ることができ、誤り率特性の劣化を抑えることができる。【０００９】
また、Distributed送信は、全帯域に分散された複数の異なるサブキャリアで構成されるDistributedチャネルを用いた周波数ダイバーシチ技術である。Distributedチャネルを用いることにより、同一のDistributedチャネルの複数のシンボルのすべてがフェージングの谷にあたってしまう確率を減少させること、すなわち、周波数ダイバーシチ効果を得ることができ、誤り率特性の劣化を抑えることができる。【００１０】
また、Modulationダイバーシチでは、変調後のシンボルに対して位相回転を与えた後、Ｉｃｈ成分（同相成分）、Ｑｃｈ成分（直交成分）をそれぞれ異なるサブキャリアに配置する。これにより、同一シンボルのＩｃｈ成分およびＱｃｈ成分の双方が共にフェージングの谷にあたってしまう確率を減少させること、すなわち、周波数ダイバーシチ効果を得ることができ、誤り率特性の劣化を抑えることができる。【００１１】
また、大きな周波数ダイバーシチ効果を得ることができる送信ダイバーシチ技術として、アンテナ毎に異なる循環遅延を与えた同一信号を複数のアンテナから同時に送信する循環遅延ダイバーシチ（ＣＤＤ：Cyclic Delay Diversity）なる技術がある（非特許文献１参照）。【００１２】
そして、最近、移動体通信システムにおいて、ＯＦＤＭと上記ダイバーシチ技術とを組み合わせて用いることが検討されている。
【非特許文献１】3GPP RAN WG1 LTE Adhoc meeting (2006.01) R1-060011 “Cyclic Shift Diversity for E-UTRA DL Control Channels & TP”
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
ＯＦＤＭとＣＤＤとを組み合わせて用いた場合、ＣＤＤ送信された複数のＯＦＤＭシンボルは伝搬路上で合成されて受信側に受信される。周波数軸方向でのフェージング変動が小さく比較的フラットな伝搬路である場合、このようにして受信される合成信号においては、ＣＤＤでの循環遅延に起因して、受信電力の山と谷、すなわち、受信電力が高いサブキャリアと受信電力が低いサブキャリアとが交互に周期的に現れる。このとき、周波数ダイバーシチ技術により互いに異なるサブキャリアに配置された複数のシンボルのすべて、または、Ｉｃｈ成分およびＱｃｈ成分の双方が受信電力の谷にあたってしまうと、周波数ダイバーシチ効果が滅失してしまう。【００１４】
本発明の目的は、マルチキャリア通信においてＣＤＤおよび周波数ダイバーシチ技術の双方を組み合わせて用いる場合に、周波数ダイバーシチ効果の滅失を防ぐことができる無線通信装置および無線通信方法を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明の無線通信装置は、それぞれ複数のサブキャリアからなる複数のマルチキャリア信号を循環遅延ダイバーシチ送信する無線通信装置であって、複数のアンテナと、複数のシンボルを、前記複数のアンテナの数と前記循環遅延ダイバーシチ送信の遅延量とに応じた周波数間隔にて前記複数のサブキャリアのいずれかに配置する配置手段と、を具備する構成を採る。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、マルチキャリア通信においてＣＤＤおよび周波数ダイバーシチ技術の双方を組み合わせて用いる場合に、周波数ダイバーシチ効果の滅失を防ぐことができる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明の実施の形態１に係る無線通信装置のブロック構成図
【図２Ａ】本発明の実施の形態１に係るシンボル配置例（配置例１：送信側）
【図２Ｂ】本発明の実施の形態１に係るシンボル配置例（配置例１：受信側）
【図３Ａ】本発明の実施の形態１に係るシンボル配置例（配置例２：送信側）
【図３Ｂ】本発明の実施の形態１に係るシンボル配置例（配置例２：受信側）
【図４Ａ】本発明の実施の形態１に係るシンボル配置例（配置例３：送信側）
【図４Ｂ】本発明の実施の形態１に係るシンボル配置例（配置例３：受信側）
【図５Ａ】本発明の実施の形態１に係るシンボル配置例（配置例４：送信側）
【図５Ｂ】本発明の実施の形態１に係るシンボル配置例（配置例４：受信側，Ｍ＝Ｍmaxの場合）
【図５Ｃ】本発明の実施の形態１に係るシンボル配置例（配置例４：受信側，Ｍ＜Ｍmaxの場合）
【図６】本発明の実施の形態２に係る無線通信装置のブロック構成図
【図７Ａ】本発明の実施の形態２に係るシンボル配置例（送信側）
【図７Ｂ】本発明の実施の形態２に係るシンボル配置例（受信側）
【図８】本発明の実施の形態３に係る無線通信装置のブロック構成図
【図９Ａ】本発明の実施の形態３に係るＩｃｈ成分およびＱｃｈ成分配置例（送信側）
【図９Ｂ】本発明の実施の形態３に係るＩｃｈ成分およびＱｃｈ成分配置例（受信側）
【図１０】本発明の実施の形態４に係る無線通信装置のブロック構成図
【図１１Ａ】本発明の実施の形態４に係るシンボル配置例（送信側）
【図１１Ｂ】本発明の実施の形態４に係るシンボル配置例（受信側）
【図１２】本発明の実施の形態４に係る無線通信装置のブロック構成図（バリエーション）
【図１３Ａ】Distributedチャネルがリソースブロックにより定義される場合のシンボル配置例（送信側）
【図１３Ｂ】Distributedチャネルがリソースブロックにより定義される場合のシンボル配置例（受信側）
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、以下の説明では、ＯＦＤＭをマルチキャリア通信方式の一例として説明するが、本発明はＯＦＤＭに限定されるものではない。【００１９】
（実施の形態１）
本実施の形態では、ＣＤＤとレピティションとを組み合わせて用いる場合について説明する。【００２０】
本実施の形態に係る無線通信装置１００の構成を図１に示す。【００２１】
符号化部１０１は、入力される送信データ（ビット列）を符号化して変調部１０２に出力する。【００２２】
変調部１０２は、符号化後の送信データを変調してシンボルを生成し、レピティション部１０３に出力する。【００２３】
レピティション部１０３は、各シンボルを複製（レピティション）して複数の同一シンボルを生成し、Ｓ／Ｐ部（シリアル／パラレル変換部）１０４に出力する。【００２４】
Ｓ／Ｐ部１０４は、レピティション部１０３から直列に入力されるシンボル列を並列に変換して配置部１０５に出力する。【００２５】
配置部１０５は、並列に入力される複数のシンボルを、マルチキャリア信号であるＯＦＤＭシンボルを構成する複数のサブキャリアのいずれかに配置して、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）部１０７−１および位相回転部１０６−２〜１０６−Ｍに出力する。配置処理の詳細については後述する。【００２６】
ＩＦＦＴ部１０７−１、ＣＰ付加部１０８−１および無線送信部１０９−１はアンテナ１１０−１に対応して備えられ、送信系列１を構成する。また、位相回転部１０６−２〜１０６−Ｍ、ＩＦＦＴ部１０７−２〜１０７−Ｍ、ＣＰ付加部１０８−２〜１０８−Ｍおよび無線送信部１０９−２〜１０９−Ｍは、アンテナ１１０−２〜１１０−Ｍに対応して備えられ、送信系列２〜Ｍを構成する。【００２７】
ＩＦＦＴ部１０７−１は、複数のシンボルが配置された複数のサブキャリアに対してＩＦＦＴを行って時間領域の信号に変換し、マルチキャリア信号であるＯＦＤＭシンボルを生成する。送信系列１ではＩＦＦＴ部１０７−１の前段に位相回転部が存在しないため、ＩＦＦＴ部１０７−１からは遅延量ゼロのＯＦＤＭシンボルが出力される。【００２８】
位相回転部１０６−２〜１０６−Ｍは、各サブキャリアに配置された各シンボルに対してＣＤＤ送信のための位相回転を与える。具体的には、位相回転部１０６−２〜１０６−Ｍは、アンテナ１１０−ｍ（ｍ＝２,３,…,Ｍ）から送信される各ＯＦＤＭシンボルのサブキャリアｋ（ｋ＝１,２,…,Ｎ）に配置されるシンボルに対してexp((j2πk(m-1)D)/N)を乗算する。ＭはＣＤＤ送信に使用される複数のアンテナの数、Ｎは１ＯＦＤＭシンボルを構成するサブキャリアの総数、ＤはＣＤＤ送信の遅延量である。【００２９】
ＩＦＦＴ部１０７−２〜１０７−Ｍは、位相回転が与えられた複数のシンボルが配置された複数のサブキャリアに対してＩＦＦＴを行って時間領域の信号に変換し、マルチキャリア信号であるＯＦＤＭシンボルを生成する。よって、ＩＦＦＴ部１０７−２〜１０７−Ｍからはそれぞれ、遅延量Ｄ〜(Ｍ−１)ＤのＯＦＤＭシンボルが出力される。【００３０】
ＣＰ付加部１０８−１〜１０８−Ｍは、各ＯＦＤＭシンボルの後尾部分と同じ信号をＣＰとして各ＯＦＤＭシンボルの先頭に付加する。【００３１】
無線送信部１０９−１〜１０９−Ｍは、ＣＰ付加後のＯＦＤＭシンボルに対しＤ／Ａ変換、増幅およびアップコンバート等の送信処理を行って、遅延量０〜(Ｍ−１)ＤのＭ個のＯＦＤＭシンボルをアンテナ１１０−１〜１１０−Ｍから同時に送信する。これにより、複数Ｍ個のＯＦＤＭシンボルが複数Ｍ本のアンテナよりＣＤＤ送信される。【００３２】
次いで、配置部１０５での配置処理の詳細についていくつかの配置例を挙げて説明する。【００３３】
周波数軸方向でのフェージング変動が小さく比較的フラットな伝搬路である場合は、ＣＤＤ送信による周波数選択性が支配的になるため、受信側に受信される合成信号において受信電力の山と谷とはＣＤＤでの循環遅延に起因して交互に周期的に現れ、かつ、受信電力の山と谷とのサブキャリア間隔（周波数間隔）は一定となる。【００３４】
そこで、以下の配置例ではいずれも、配置部１０５は、レピティション部１０３でのレピティションにより生成された複数の同一シンボルを、ＣＤＤでの循環遅延に対応させて、複数のアンテナの数とＣＤＤ送信の遅延量とに応じた周波数間隔にて各ＯＦＤＭシンボルを構成する複数のサブキャリアのいずれかに配置する。【００３５】
なお、以下の配置例の説明では、レピティション部１０３におけるレピティション・ファクター（ＲＦ）をＲＦ＝２として同一シンボルが２個ずつ得られる場合を一例に挙げて説明するが、本発明はＲＦ＝２に限定されるものではなく、ＲＦ＝３以上の場合にも適用できるものである。【００３６】
＜配置例１（図２Ａ，図２Ｂ）＞
本配置例では、図２Ａに示すように、配置部１０５は、同一シンボルＳ１,Ｓ１'（Ｓ１'はＳ１をレピティションして生成した、Ｓ１と同一のシンボル）をN/(2D(M-1))のサブキャリア間隔（周波数間隔）で配置する。同様に、配置部１０５は、同一シンボルＳ２,Ｓ２'（Ｓ２'はＳ２レピティションして生成した、Ｓ２と同一のシンボル）をN/(2D(M-1))のサブキャリア間隔（周波数間隔）で配置する。【００３７】
これらのシンボルＳ１,Ｓ１',Ｓ２,Ｓ２'は、送信系列１においては位相回転を与えられず（位相回転＝０）、送信系列２〜Ｍにおいてはexp((j2πk(m-1)D)/N)の位相回転を与えられ、遅延量０，Ｄ〜(Ｍ−１)ＤのＭ個のＯＦＤＭシンボルとしてアンテナ１〜Ｍから同時に送信される。【００３８】
そして、これらのＭ個のＯＦＤＭシンボルは伝搬路上で合成されて受信側に受信される。このようにして受信された合成信号を図２Ｂに示す。【００３９】
図２Ｂに示すように、合成信号においては、ＣＤＤでの循環遅延に起因して、受信電力の山と谷とが交互に周期的に現れる。つまり、ＣＤＤでの循環遅延量がexp((j2πk(m-1)D)/N)であることから、受信電力が最大となるサブキャリアと受信電力が最小となるサブキャリアとのサブキャリア間隔はN/(2D(M-1))となる。【００４０】
よって、図２Ａに示す配置を採ることにより、図２Ｂに示すように、シンボルＳ１は受信電力が高くなるサブキャリアに配置され、シンボルＳ１'は受信電力が低くなるサブキャリアに配置される。同様に、シンボルＳ２は受信電力が高くなるサブキャリアに配置され、シンボルＳ２'は受信電力が低くなるサブキャリアに配置される。つまり、上記のようにレピティションにより生成された複数の同一シンボルをＣＤＤでの循環遅延量exp((j2πk(m-1)D)/N)に対応させてN/(2D(M-1))のサブキャリア間隔（周波数間隔）で各サブキャリアに配置することにより、それらの同一シンボルのすべてが受信電力の谷にあたってしまうことを防ぐことができる。【００４１】
よって、本配置例によれば、マルチキャリア通信においてＣＤＤおよびレピティションの双方を組み合わせて用いる場合に、レピティションにより得られる周波数ダイバーシチ効果の滅失を防ぐことができる。【００４２】
＜配置例２（図３Ａ，図３Ｂ）＞
本配置例では、図３Ａに示すように、配置部１０５は、同一シンボルＳ１,Ｓ１'をN/(2D(M-1))×p（但し、pは奇数）のサブキャリア間隔（周波数間隔）で配置する。同様に、配置部１０５は、同一シンボルＳ２,Ｓ２'をN/(2D(M-1))×pのサブキャリア間隔（周波数間隔）で配置する。【００４３】
このような配置によっても、図３Ｂに示すように、シンボルＳ１は受信電力が高くなるサブキャリアに配置され、シンボルＳ１'は受信電力が低くなるサブキャリアに配置される。同様に、シンボルＳ２は受信電力が高くなるサブキャリアに配置され、シンボルＳ２'は受信電力が低くなるサブキャリアに配置される。つまり、本配置例では、上記のようにレピティションにより生成された複数の同一シンボルをＣＤＤでの循環遅延量exp((j2πk(m-1)D)/N)に対応させてN/(2D(M-1))×pのサブキャリア間隔（周波数間隔）で各サブキャリアに配置することにより、それらの同一シンボルのすべてが受信電力の谷にあたってしまうことを防ぐことができる。【００４４】
よって、本配置例によれば、配置例１同様、マルチキャリア通信においてＣＤＤおよびレピティションの双方を組み合わせて用いる場合に、レピティションにより得られる周波数ダイバーシチ効果の滅失を防ぐことができる。また、本配置例によれば、同一シンボル間のサブキャリア間隔（周波数間隔）が配置例１に比べて大きいため、配置例１よりも大きい周波数ダイバーシチ効果を得ることができる。【００４５】
＜配置例３（図４Ａ，図４Ｂ）＞
配置例２においてはシンボルＳ１,Ｓ２を連続配置（Localized配置）する場合を示したのに対し、本配置例では、シンボルＳ１,Ｓ２を分散配置（Distributed配置）する場合を示す。本配置例によっても、配置例２と同様の効果を得ることができる。【００４６】
＜配置例４（図５Ａ〜図５Ｃ）＞
一般に、移動体通信システムがサポートする最大アンテナ数Ｍmax（固定値）は移動体通信システム毎に予め決められている。そこで、本配置例では、図５Ａに示すように、配置部１０５は、同一シンボルＳ１,Ｓ１'をN/(2D(Mmax-1))のサブキャリア間隔（周波数間隔）で配置する。同様に、配置部１０５は、同一シンボルＳ２,Ｓ２'をN/(2D(Mmax-1))のサブキャリア間隔（周波数間隔）で配置する。つまり、本配置例では、実際にＣＤＤ送信に使用されるアンテナの数Ｍには依らず、移動体通信システムがサポートする最大アンテナ数Ｍmax（固定値）に応じたサブキャリア間隔（周波数間隔）で同一シンボルを配置する。【００４７】
このような配置をとった場合、Ｍ＝Ｍmaxであれば、図５Ｂに示すように、シンボルＳ１は受信電力が高くなるサブキャリアに配置され、シンボルＳ１'は受信電力が低くなるサブキャリアに配置される。同様に、シンボルＳ２は受信電力が高くなるサブキャリアに配置され、シンボルＳ２'は受信電力が低くなるサブキャリアに配置される。【００４８】
一方、実際にＣＤＤ送信に使用されるアンテナの数が少なくなるほど合成信号の受信電力における山と谷との間隔は大きくなるため、Ｍ＜Ｍmaxの場合は、本配置例では、図５Ｃに示すように、Ｍ＝Ｍmaxの場合に比べ同一シンボルが配置される複数のサブキャリア間での受信電力の差は小さくなる。しかし、Ｍ＜Ｍmaxの場合でも、Ｍ＝Ｍmaxの場合と同様に、同一シンボルのすべてが受信電力の谷にあたってしまうことは防止できる。【００４９】
このように、本配置例では、上記のようにレピティションにより生成された複数の同一シンボルをＣＤＤでの循環遅延量exp((j2πk(m-1)D)/N)に対応させてN/(2D(Mmax-1))のサブキャリア間隔（周波数間隔）で各サブキャリアに配置することにより、それらの同一シンボルのすべてが受信電力の谷にあたってしまうことを防ぐことができる。【００５０】
よって、本配置例によれば、配置例１同様、マルチキャリア通信においてＣＤＤおよびレピティションの双方を組み合わせて用いる場合に、レピティションにより得られる周波数ダイバーシチ効果の滅失を防ぐことができる。また、本配置例によれば、同一シンボルの配置間隔は、実際にＣＤＤ送信に使用されるアンテナの数には依らず、移動体通信システムがサポートする最大アンテナ数から一義的に決定されるため、配置例１より簡易な移動体通信システムを実現することができる。【００５１】
＜配置例５＞
本配置例では、ＣＤＤ送信に使用されるアンテナの数に依存しない最大遅延量Ｄmaxを設定し、上記遅延量ＤをＤ＝Ｄmax／(Ｍ−１)として運用する。つまり、本配置例では、ＣＤＤ送信に使用されるアンテナの数が多くなるほど遅延量Ｄを小さくする。このようにＤ＝Ｄmax／(Ｍ−１)として運用する場合、同一シンボルのすべてが受信電力の谷にあたってしまうことを防ぐために、配置部１０５は、ＣＤＤ送信に使用されるアンテナの数に依らず、N/2Dmaxのサブキャリア間隔（周波数間隔）で同一シンボルを各サブキャリアに配置する。【００５２】
このように、本配置例によれば、同一シンボルの配置間隔は、実際にＣＤＤ送信に使用されるアンテナの数には依らず、移動体通信システムがサポートする最大遅延量Ｄmaxから一義的に決定されるため、配置例４同様、配置例１より簡易な移動体通信システムを実現することができる。【００５３】
以上、配置例１〜５について説明した。【００５４】
このように、本実施の形態によれば、マルチキャリア通信においてＣＤＤとレピティションとを組み合わせて用いる場合に、レピティションにより得られる周波数ダイバーシチ効果の滅失を防ぐことができる。【００５５】
（実施の形態２）
本実施の形態では、ＣＤＤとDistributed送信とを組み合わせて用いる場合について説明する。【００５６】
本実施の形態に係る無線通信装置２００の構成を図６に示す。図６において、図１と同一の構成部分には同一符号を付し説明を省略する。【００５７】
変調部１０２は、符号化後の送信データを変調してシンボルを生成し、Ｓ／Ｐ部１０４に出力する。【００５８】
Ｓ／Ｐ部１０４は、変調部１０２から直列に入力されるシンボル列を並列に変換して配置部２０１に出力する。【００５９】
配置部２０１は、並列に入力される複数のシンボルを、マルチキャリア信号であるＯＦＤＭシンボルを構成する複数のサブキャリアのいずれかに配置して、ＩＦＦＴ部１０７−１および位相回転部１０６−２〜１０６−Ｍに出力する。【００６０】
次いで、配置部２０１での配置処理の詳細について説明する。【００６１】
上記のように、周波数軸方向でのフェージング変動が小さく比較的フラットな伝搬路である場合は、ＣＤＤ送信による周波数選択性が支配的になるため、受信側に受信される合成信号において受信電力の山と谷とはＣＤＤでの循環遅延に起因して交互に周期的に現れ、かつ、受信電力の山と谷とのサブキャリア間隔（周波数間隔）は一定となる。【００６２】
そこで、配置部２０１は、同一のDistributedチャネルの複数のシンボルを、ＣＤＤでの循環遅延に対応させて、複数のアンテナの数とＣＤＤ送信の遅延量とに応じた周波数間隔にて各ＯＦＤＭシンボルを構成する複数のサブキャリアのいずれかに配置する。【００６３】
なお、以下の説明ではＯＦＤＭシンボルがサブキャリアｆ１〜ｆ１６で構成される場合を一例に挙げて説明するが、本発明はサブキャリア数により限定されるものではない。【００６４】
本実施の形態では、図７Ａに示すように、配置部２０１は、複数の異なるシンボルＳ１,Ｓ２,Ｓ３,Ｓ４をN/(2D(M-1))のサブキャリア間隔（周波数間隔）で配置する。シンボルＳ１,Ｓ２,Ｓ３,Ｓ４は同一の通信相手へ送信されるシンボルである。また、ここでは、サブキャリア間隔N/(2D(M-1))に合わせて、サブキャリアｆ１,ｆ５,ｆ９,ｆ１３によりDistributedチャネル＃１が構成される。つまり、配置部２０１は、Distributedチャネル＃１の複数のシンボルＳ１,Ｓ２,Ｓ３,Ｓ４をサブキャリアｆ１からN/(2D(M-1))のサブキャリア間隔（周波数間隔）でサブキャリアｆ１,ｆ５,ｆ９,ｆ１３にそれぞれ配置する。【００６５】
同様に、サブキャリアｆ２,ｆ６,ｆ１０,ｆ１４によりDistributedチャネル＃２が構成され、サブキャリアｆ３,ｆ７,ｆ１１,ｆ１５によりDistributedチャネル＃３が構成され、サブキャリアｆ４,ｆ８,ｆ１２,ｆ１６によりDistributedチャネル＃４が構成されるため、配置部２０１は、Distributedチャネル＃２の複数のシンボルをサブキャリアｆ２からN/(2D(M-1))のサブキャリア間隔（周波数間隔）で配置し、Distributedチャネル＃３の複数のシンボルをサブキャリアｆ３からN/(2D(M-1))のサブキャリア間隔（周波数間隔）で配置し、Distributedチャネル＃４の複数のシンボルをサブキャリアｆ４からN/(2D(M-1))のサブキャリア間隔（周波数間隔）で配置する。【００６６】
このように、配置部２０１は、同一のDistributedチャネルの複数のシンボルをN/(2D(M-1))のサブキャリア間隔で配置する。【００６７】
以下、Distributedチャネル＃１に着目して説明する。【００６８】
シンボルＳ１,Ｓ２,Ｓ３,Ｓ４は、送信系列１においては位相回転を与えられず（位相回転＝０）、送信系列２〜Ｍにおいてはexp((j2πk(m-1)D)/N)の位相回転を与えられ、遅延量０、Ｄ〜(Ｍ−１)ＤのＭ個のＯＦＤＭシンボルとしてアンテナ１〜Ｍから同時に送信される。【００６９】
そして、これらのＭ個のＯＦＤＭシンボルは伝搬路上で合成されて受信側に受信される。このようにして受信された合成信号を図７Ｂに示す。【００７０】
図７Ｂに示すように、合成信号においては、ＣＤＤでの循環遅延に起因して、受信電力の山と谷とが交互に周期的に現れる。つまり、ＣＤＤでの循環遅延量がexp((j2πk(m-1)D)/N)であることから、受信電力が最大となるサブキャリアと受信電力が最小となるサブキャリアとのサブキャリア間隔はN/(2D(M-1))となる。【００７１】
よって、図７Ａに示す配置を採ることにより、図７Ｂに示すように、シンボルＳ１,Ｓ２,Ｓ３,Ｓ４はそれぞれ、受信電力が高くなるサブキャリアと受信電力が低くなるサブキャリアとに分散配置される。つまり、上記のように同一のDistributedチャネルの複数のシンボルをＣＤＤでの循環遅延量exp((j2πk(m-1)D)/N)に対応させてN/(2D(M-1))のサブキャリア間隔（周波数間隔）で各サブキャリアに配置することにより、それらのシンボルのすべてが受信電力の谷にあたってしまうことを防ぐことができる。他のDistributedチャネル＃２〜＃４においても同様である。【００７２】
なお、本実施の形態では実施の形態１の配置例１と同様の配置例について説明したが、ＣＤＤとDistributed送信とを組み合わせて用いる場合についても、実施の形態１の配置例２〜配置例５と同様の配置を採ることもできる。【００７３】
このように、本実施の形態によれば、マルチキャリア通信においてＣＤＤとDistributed送信とを組み合わせて用いる場合に、Distributed送信により得られる周波数ダイバーシチ効果の滅失を防ぐことができる。【００７４】
（実施の形態３）
本実施の形態では、ＣＤＤとModulationダイバーシチとを組み合わせて用いる場合について説明する。【００７５】
本実施の形態に係る無線通信装置３００の構成を図８に示す。図８において、図１と同一の構成部分には同一符号を付し説明を省略する。【００７６】
変調部１０２は、符号化後の送信データを変調してシンボルを生成し、位相回転部３０１に出力する。【００７７】
位相回転部３０１は、変調部１０２から入力されるシンボルに対し、シンボル毎に異な量の位相回転を与えてＩＱ分離部３０２に出力する。【００７８】
ＩＱ分離部３０２は、位相回転が与えられたシンボルをＩｃｈ成分とＱｃｈ成分とに分離し、Ｉｃｈ成分およびＱｃｈ成分を配置部３０３に出力する。【００７９】
配置部３０３は、並列に入力されるＩｃｈ成分およびＱｃｈ成分を、マルチキャリア信号であるＯＦＤＭシンボルを構成する複数のサブキャリアのいずれかに配置して、ＩＦＦＴ部１０７−１および位相回転部１０６−２〜１０６−Ｍに出力する。【００８０】
次いで、配置部３０３での配置処理の詳細について説明する。【００８１】
上記のように、周波数軸方向でのフェージング変動が小さく比較的フラットな伝搬路である場合は、ＣＤＤ送信による周波数選択性が支配的になるため、受信側に受信される合成信号において受信電力の山と谷とはＣＤＤでの循環遅延に起因して交互に周期的に現れ、かつ、受信電力の山と谷とのサブキャリア間隔（周波数間隔）は一定となる。【００８２】
そこで、配置部３０３は、同一シンボルのＩｃｈ成分とＱｃｈ成分とを、ＣＤＤでの循環遅延に対応させて、複数のアンテナの数とＣＤＤ送信の遅延量とに応じた周波数間隔にて各ＯＦＤＭシンボルを構成する複数のサブキャリアのいずれかに配置する。【００８３】
本実施の形態では、図９Ａに示すように、配置部３０３は、シンボルＳ１のＩｃｈ成分Ｓ１ＩｃｈとシンボルＳ１のＱｃｈ成分Ｓ１ＱｃｈとをN/(2D(M-1))のサブキャリア間隔（周波数間隔）で配置する。同様に、配置部３０３は、シンボルＳ２のＩｃｈ成分Ｓ２ＩｃｈとシンボルＳ２のＱｃｈ成分Ｓ２ＱｃｈとをN/(2D(M-1))のサブキャリア間隔（周波数間隔）で配置する。つまり、配置部３０３は、同一シンボルのＩｃｈ成分とＱｃｈ成分とをN/(2D(M-1))のサブキャリア間隔（周波数間隔）で配置する。【００８４】
これらのＳ１Ｉｃｈ,Ｓ１Ｑｃｈ,Ｓ２Ｉｃｈ,Ｓ２Ｑｃｈは、送信系列１においては位相回転を与えられず（位相回転＝０）、送信系列２〜Ｍにおいてはexp((j2πk(m-1)D)/N)の位相回転を与えられ、遅延量０、Ｄ〜(Ｍ−１)ＤのＭ個のＯＦＤＭシンボルとしてアンテナ１〜Ｍから同時に送信される。【００８５】
そして、これらのＭ個のＯＦＤＭシンボルは伝搬路上で合成されて受信側に受信される。このようにして受信された合成信号を図９Ｂに示す。【００８６】
図９Ｂに示すように、合成信号においては、ＣＤＤでの循環遅延に起因して、受信電力の山と谷とが交互に周期的に現れる。つまり、ＣＤＤでの循環遅延量がexp((j2πk(m-1)D)/N)であることから、受信電力が最大となるサブキャリアと受信電力が最小となるサブキャリアとのサブキャリア間隔はN/(2D(M-1))となる。【００８７】
よって、図９Ａに示す配置を採ることにより、図９Ｂに示すように、Ｓ１Ｉｃｈは受信電力が高くなるサブキャリアに配置され、Ｓ１Ｑｃｈは受信電力が低くなるサブキャリアに配置される。同様に、Ｓ２Ｉｃｈは受信電力が高くなるサブキャリアに配置され、Ｓ２Ｑｃｈは受信電力が低くなるサブキャリアに配置される。つまり、上記のようにＩＱ分離によって同一シンボルから分離されたＩｃｈ成分とＱｃｈ成分とをＣＤＤでの循環遅延量exp((j2πk(m-1)D)/N)に対応させてN/(2D(M-1))のサブキャリア間隔（周波数間隔）で各サブキャリアに配置することにより、同一シンボルのＩｃｈ成分およびＱｃｈ成分の双方が受信電力の谷にあたってしまうことを防ぐことができる。【００８８】
なお、本実施の形態では実施の形態１の配置例１と同様の配置例について説明したが、ＣＤＤとModulationダイバーシチとを組み合わせて用いる場合についても、実施の形態１の配置例２〜配置例５と同様の配置を採ることもできる。【００８９】
このように、本実施の形態によれば、マルチキャリア通信においてＣＤＤとModulationダイバーシチとを組み合わせて用いる場合に、Modulationダイバーシチにより得られる周波数ダイバーシチ効果の滅失を防ぐことができる。【００９０】
（実施の形態４）
本実施の形態では、ＣＤＤとレピティションとを組み合わせて用いる場合において、複数の同一シンボルが配置される複数のサブキャリア間の間隔に応じてＣＤＤ送信の遅延量を設定する。【００９１】
本実施の形態に係る無線通信装置４００の構成を図１０に示す。図１０において、図１と同一の構成部分には同一符号を付し説明を省略する。【００９２】
配置部４０１は、Ｓ／Ｐ部１０４から並列に入力される複数のシンボルを、マルチキャリア信号であるＯＦＤＭシンボルを構成する複数のサブキャリアのいずれかに配置して、ＩＦＦＴ部１０７−１および位相回転部１０６−２〜１０６−Ｍに出力する。この際、配置部４０１は、複数の同一シンボルを複数のサブキャリアにサブキャリア間隔Ｌにてそれぞれ配置する。また、配置部４０１は、サブキャリア間隔Ｌを遅延量設定部４０２に出力する。【００９３】
なお、サブキャリア間隔Ｌは、通信システム毎に予め設定されるか、または、上位局から通知される。無線通信装置４００が無線通信移動局装置に搭載される場合は無線通信基地局装置が上位局となり、無線通信装置４００が無線通信基地局装置に搭載される場合は無線回線制御局装置が上位局となる。【００９４】
遅延量設定部４０２は、位相回転部１０６−２〜１０６−Ｍに対し、ＣＤＤ送信の遅延量Ｄを設定する。遅延量設定部４０２は、位相回転部１０６−２〜１０６−Ｍにおける各遅延量ＤをN/(2L(M-1))により求めて位相回転部１０６−２〜１０６−Ｍに設定する。【００９５】
位相回転部１０６−２〜１０６−Ｍは、各サブキャリアに配置された各シンボルに対してＣＤＤ送信のための位相回転を与える。具体的には、位相回転部１０６−２〜１０６−Ｍは、アンテナ１１０−ｍ（ｍ＝２,３,…,Ｍ）から送信される各ＯＦＤＭシンボルのサブキャリアｋ（ｋ＝１,２,…,Ｎ）に配置されるシンボルに対してexp((j2πk(m-1)D)/N)を乗算する。Ｄは遅延量設定部４０２により設定されたＣＤＤ送信の遅延量である。【００９６】
上記のように、周波数軸方向でのフェージング変動が小さく比較的フラットな伝搬路である場合は、ＣＤＤ送信による周波数選択性が支配的になるため、受信側に受信される合成信号において受信電力の山と谷とはＣＤＤでの循環遅延に起因して交互に周期的に現れ、かつ、受信電力の山と谷とのサブキャリア間隔（周波数間隔）は一定となる。【００９７】
そこで、本実施の形態では、図１１Ａに示すように、同一シンボルＳ１,Ｓ１'がサブキャリア間隔（周波数間隔）Ｌで配置され、同一シンボルＳ２,Ｓ２'がサブキャリア間隔（周波数間隔）Ｌで配置される場合、これらのシンボルＳ１,Ｓ１',Ｓ２,Ｓ２'は、送信系列１においては位相回転を与えられず（位相回転＝０）、送信系列２〜Ｍにおいてはexp((j2πk(m-1)D)/N)の位相回転を与えられ、遅延量０，Ｄ〜(Ｍ−１)ＤのＭ個のＯＦＤＭシンボルとしてアンテナ１〜Ｍから同時に送信される。また、Ｄは遅延量設定部４０２にてN/(2L(M-1))により求められる遅延量である。このようにしてＣＤＤ送信の遅延量Ｄを求めることにより、サブキャリア間隔ＬとＣＤＤ送信による周波数選択性の間隔とを一致させることができる。【００９８】
そして、これらのＭ個のＯＦＤＭシンボルは伝搬路上で合成されて受信側に受信される。このようにして受信された合成信号を図１１Ｂに示す。【００９９】
図１１Ｂに示すように、合成信号においては、ＣＤＤでの循環遅延に起因して、受信電力の山と谷とが交互に周期的に現れる。つまり、ＣＤＤでの循環遅延量がexp((j2πk(m-1)D)/N)であることから、受信電力が最大となるサブキャリアと受信電力が最小となるサブキャリアとのサブキャリア間隔はN/(2D(M-1))となる。【０１００】
よって、図１１Ａに示すサブキャリア間隔Ｌに基づいてＣＤＤ送信の遅延量Ｄを求めることにより、図１１Ｂに示すように、シンボルＳ１は受信電力が高くなるサブキャリアに配置され、シンボルＳ１'は受信電力が低くなるサブキャリアに配置される。同様に、シンボルＳ２は受信電力が高くなるサブキャリアに配置され、シンボルＳ２'は受信電力が低くなるサブキャリアに配置される。つまり、上記のようにレピティションにより生成された複数の同一シンボルでのサブキャリア間隔Ｌに対応させてN/(2L(M-1))の遅延量を設定することにより、それらの同一シンボルのすべてが受信電力の谷にあたってしまうことを防ぐことができる。【０１０１】
このように、本実施の形態によれば、サブキャリア間隔Ｌに応じた遅延量Ｄで送信するため、サブキャリア間隔Ｌが如何なる値を採る場合であっても、レピティションにより得られる周波数ダイバーシチ効果の滅失を防ぐことができる。【０１０２】
なお、遅延量ＤはN/(2L(M-1)×1/p)（但し、pは奇数）により求めてもよい。【０１０３】
また、本実施の形態ではＣＤＤと組み合わせる周波数ダイバーシチ技術としてレピティションを一例に挙げて説明したが、周波数ダイバーシチ技術として、Distributed送信を用いる場合、または、Modulationダイバーシチを用いる場合においても上記同様に実施することができる。例えば、周波数ダイバーシチ技術としてDistributed送信を用いる場合には、図７ＡにおけるＳ１とＳ２との間のサブキャリア間隔、Ｓ２とＳ３との間のサブキャリア間隔、および、Ｓ３とＳ４との間のサブキャリア間隔がＬとなる。また、周波数ダイバーシチ技術としてModulationダイバーシチを用いる場合には、図９ＡにおけるＳ１ＩｃｈとＳ１Ｑｃｈとの間のサブキャリア間隔、および、Ｓ２ＩｃｈとＳ２Ｑｃｈとの間のサブキャリア間隔がＬとなる。【０１０４】
また、上記説明では遅延量設定部４０２が遅延量Ｄを求めて位相回転部１０６−２〜１０６−Ｍに設定する構成（図１０）を示したが、図１０に示す構成に代えて図１２に示す構成を採ってもよい。図１２に示す無線通信装置５００では、配置部４０１がサブキャリア間隔Ｌを位相回転部１０６−２〜１０６−Ｍに出力し、位相回転部１０６−２〜１０６−Ｍがそれぞれ、N/(2L(M-1))により遅延量Ｄを求めた後、アンテナ１１０−ｍ（ｍ＝２,３,…,Ｍ）から送信される各ＯＦＤＭシンボルのサブキャリアｋ（ｋ＝１,２,…,Ｎ）に配置されるシンボルに対してexp((j2πk(m-1)D)/N)を乗算する。このように、遅延量設定部４０２を設けることなく、位相回転部１０６−２〜１０６−Ｍにてサブキャリア間隔Ｌに基づいて遅延量Ｄを求めるようにしてもよい。【０１０５】
以上、本発明の各実施の形態について説明した。【０１０６】
本発明に係る無線通信装置は移動体通信システムにおける無線通信基地局装置または無線通信移動局装置に搭載することが可能であり、搭載した場合、上記同様の作用・効果を奏する無線通信基地局装置または無線通信移動局装置を提供することができる。【０１０７】
なお、上記配置例ではいずれも同一シンボルを同一ＯＦＤＭシンボルの異なるサブキャリアに配置したが、同一シンボルを上記サブキャリア間隔にて、異なるＯＦＤＭシンボルの異なるサブキャリアに配置してもよい。【０１０８】
また、同一シンボルが正確に上記サブキャリア間隔で配置されなくても十分なダイバーシチ効果を得ることができる。例えば、実施の形態１の配置例１によれば、Ｎ＝６４,Ｍ＝２,Ｄ＝２の場合、サブキャリア間隔は１６となるが、この間隔が１５または１７であっても十分な周波数ダイバーシチ効果を得ることができる。同一シンボルが配置されるサブキャリアの間隔が概ね正確な値の±２０％程度の範囲内であれば、得られる周波数ダイバーシチ効果に差はない。また、計算により求められるサブキャリア間隔が整数にならない場合は、少数点以下を切り捨て、または、切り上げるとよい。【０１０９】
また、ＣＤＤはＣＳＤ（Cyclic Shift Diversity）と称されることがある。また、ＣＰはガードインターバル（ＧＩ：Guard Interval）と称されることがある。また、サブキャリアはトーンと称されることがある。また、基地局はNode B、移動局はUEと表されることがある。【０１１０】
また、DistributedチャネルはDiversityチャネルと称されることがある。また、Distributedチャネルは複数のサブキャリアを束ねたリソースブロック（ＲＢ：Resource Block）により定義されることがある。この場合、Distributedチャネルは、Distributed RBまたはDRBと呼ばれることがある。【０１１１】
また、Distributedチャネルがリソースブロックにより定義される場合には、Distributed RB間の間隔を上記サブキャリア間隔にすることにより上記同様の効果を得ることができる。例えば、図１３Ａおよび図１３Ｂに示すように、複数のＲＢ１〜ＲＢ８のそれぞれが２つのサブキャリアで構成される場合には、N/(2D(M-1))のＲＢ間隔、つまり、ＲＢ１,ＲＢ３,ＲＢ５,ＲＢ７の４ＲＢで１つのDistributedチャネルを構成することにより、上記実施の形態２と同様の効果を得ることができる。【０１１２】
また、上記実施の形態では、本発明をハードウェアで構成する場合を例にとって説明したが、本発明はソフトウェアで実現することも可能である。【０１１３】
また、上記実施の形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。これらは個別に１チップ化されてもよいし、一部または全てを含むように１チップ化されてもよい。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。【０１１４】
また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路または汎用プロセッサで実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサーを利用してもよい。【０１１５】
さらには、半導体技術の進歩または派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適用等が可能性としてありえる。【０１１６】
２００６年６月５日出願の特願２００６−１５６４３２および２００６年１１月２２日出願の特願２００６−３１６１４５の日本出願に含まれる明細書、図面および要約書の開示内容は、すべて本願に援用される。
【産業上の利用可能性】
【０１１７】
本発明は、移動体通信システム等に適用することができる。
【図１】
2007142233.tif 000003
【図２Ａ】
2007142233.tif 000004
【図２Ｂ】
2007142233.tif 000005
【図３Ａ】
2007142233.tif 000006
【図３Ｂ】
2007142233.tif 000007
【図４Ａ】
2007142233.tif 000008
【図４Ｂ】
2007142233.tif 000009
【図５Ａ】
2007142233.tif 000010
【図５Ｂ】
2007142233.tif 000011
【図５Ｃ】
2007142233.tif 000012
【図６】
2007142233.tif 000013
【図７Ａ】
2007142233.tif 000014
【図７Ｂ】
2007142233.tif 000015
【図８】
2007142233.tif 000016
【図９Ａ】
2007142233.tif 000017
【図９Ｂ】
2007142233.tif 000018
【図１０】
2007142233.tif 000019
【図１１Ａ】
2007142233.tif 000020
【図１１Ｂ】
2007142233.tif 000021
【図１２】
2007142233.tif 000022
【図１３Ａ】
2007142233.tif 000023
【図１３Ｂ】
2007142233.tif 000024
【手続補正書】
【提出日】平成20年10月20日(2008.10.20)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
それぞれ複数のサブキャリアからなる複数のマルチキャリア信号を循環遅延ダイバーシチ送信する無線通信装置であって、
複数のアンテナと、
複数のシンボルを、前記複数のアンテナの数と前記循環遅延ダイバーシチ送信の遅延量とに応じた周波数間隔にて前記複数のサブキャリアのいずれかに配置する配置手段と、
を具備する無線通信装置。
【請求項２】
シンボルを複製して複数の同一シンボルを生成する複製手段、をさらに具備し、
前記配置手段は、前記複数の同一シンボルを前記周波数間隔にて前記複数のサブキャリアのいずれかに配置する、
請求項１記載の無線通信装置。
【請求項３】
前記配置手段は、同一のDistributedチャネルの前記複数のシンボルを前記周波数間隔にて前記複数のサブキャリアのいずれかに配置する、
請求項１記載の無線通信装置。
【請求項４】
複数Ｍ本のアンテナを具備し、
前記配置手段は、前記複数のシンボルを、Ｎ／（２Ｄ（Ｍ−１））の周波数間隔（但し、Ｎは前記複数のサブキャリアの数、Ｄは前記遅延量）にて前記複数のサブキャリアのいずれかに配置する、
請求項１記載の無線通信装置。
【請求項５】
複数Ｍ本のアンテナを具備し、
前記配置手段は、前記複数のシンボルを、Ｎ／（２Ｄ（Ｍ−１））の奇数倍の周波数間隔（但し、Ｎは前記複数のサブキャリアの数、Ｄは前記遅延量）にて前記複数のサブキャリアのいずれかに配置する、
請求項１記載の無線通信装置。
【請求項６】
請求項１記載の無線通信装置を具備する無線通信基地局装置。
【請求項７】
請求項１記載の無線通信装置を具備する無線通信移動局装置。
【請求項８】
それぞれ複数のサブキャリアからなる複数のマルチキャリア信号を複数のアンテナを用いて循環遅延ダイバーシチ送信する無線通信方法であって、
複数のシンボルを、前記複数のアンテナの数と前記循環遅延ダイバーシチ送信の遅延量とに応じた周波数間隔にて前記複数のサブキャリアのいずれかに配置する、
無線通信方法。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、マルチキャリア通信における無線通信装置および無線通信方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、無線通信、特に移動体通信では、音声以外に画像やデータなどの様々な情報が伝送の対象になっている。今後はさらに高速な伝送に対する必要性がさらに高まるであろうと予想され、高速伝送を行うために、限られた周波数資源をより効率よく利用して、高い伝送効率を実現する無線伝送技術が求められている。
【０００３】
このような要求に応え得る無線伝送技術の一つにＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）がある。ＯＦＤＭは、多数のサブキャリアを用いてデータを並列伝送するマルチキャリア伝送技術であり、高い周波数利用効率、マルチパス環境下のシンボル間干渉低減などの特徴を持ち、伝送効率の向上に有効であることが知られている。
【０００４】
また、ＯＦＤＭは、データが配置される複数のサブキャリアの周波数が互いに直交しているため、マルチキャリア通信の中でも最も周波数利用効率が高く、また、比較的簡単なハードウェア構成で実現できる。
【０００５】
また、ＯＦＤＭでは、符号間干渉（ＩＳＩ：IntersymbolInterference）を防止するために、各ＯＦＤＭシンボルの先頭にそのＯＦＤＭシンボルの後端部分をサイクリック・プリフィクス（ＣＰ：Cyclic Prefix）として付加する。これにより、受信側では、遅延波の遅延時間がＣＰの時間長（以下、ＣＰ長という）以内に収まる限りＩＳＩを防止することができる。
【０００６】
さらに、ＯＦＤＭでは、マルチパスに起因する周波数選択性フェージングにより、サブキャリア毎の受信品質が大きく変動することがある。このような場合、フェージングの谷となる位置のサブキャリアに配置された信号の受信品質が悪くなり、誤り率特性が劣化する。
【０００７】
ＯＦＤＭにおける誤り率特性の劣化を抑えるための技術として、レピティション、Distributed送信、または、Modulationダイバーシチ等の周波数ダイバーシチ技術がある。
【０００８】
レピティションとは、あるシンボルを複製（レピティション）して複数の同一シンボルを生成し、それら複数の同一シンボルを複数の異なるサブキャリアまたは異なる時刻に配置して送信する技術である。このレピティションにより、複数の同一シンボルのすべてがフェージングの谷にあたってしまう確率を減少させること、すなわち、周波数ダイバーシチ効果を得ることができ、誤り率特性の劣化を抑えることができる。
【０００９】
また、Distributed送信は、全帯域に分散された複数の異なるサブキャリアで構成されるDistributedチャネルを用いた周波数ダイバーシチ技術である。Distributedチャネルを用いることにより、同一のDistributedチャネルの複数のシンボルのすべてがフェージングの谷にあたってしまう確率を減少させること、すなわち、周波数ダイバーシチ効果を得ることができ、誤り率特性の劣化を抑えることができる。
【００１０】
また、Modulationダイバーシチでは、変調後のシンボルに対して位相回転を与えた後、Ｉｃｈ成分（同相成分）、Ｑｃｈ成分（直交成分）をそれぞれ異なるサブキャリアに配置する。これにより、同一シンボルのＩｃｈ成分およびＱｃｈ成分の双方が共にフェージン
グの谷にあたってしまう確率を減少させること、すなわち、周波数ダイバーシチ効果を得ることができ、誤り率特性の劣化を抑えることができる。
【００１１】
また、大きな周波数ダイバーシチ効果を得ることができる送信ダイバーシチ技術として、アンテナ毎に異なる循環遅延を与えた同一信号を複数のアンテナから同時に送信する循環遅延ダイバーシチ（ＣＤＤ：Cyclic Delay Diversity）なる技術がある（非特許文献１参照）。
【００１２】
そして、最近、移動体通信システムにおいて、ＯＦＤＭと上記ダイバーシチ技術とを組み合わせて用いることが検討されている。
【非特許文献１】3GPP RAN WG1 LTE Adhoc meeting (2006.01) R1-060011 “Cyclic Shift Diversity for E-UTRA DL Control Channels & TP”
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
ＯＦＤＭとＣＤＤとを組み合わせて用いた場合、ＣＤＤ送信された複数のＯＦＤＭシンボルは伝搬路上で合成されて受信側に受信される。周波数軸方向でのフェージング変動が小さく比較的フラットな伝搬路である場合、このようにして受信される合成信号においては、ＣＤＤでの循環遅延に起因して、受信電力の山と谷、すなわち、受信電力が高いサブキャリアと受信電力が低いサブキャリアとが交互に周期的に現れる。このとき、周波数ダイバーシチ技術により互いに異なるサブキャリアに配置された複数のシンボルのすべて、または、Ｉｃｈ成分およびＱｃｈ成分の双方が受信電力の谷にあたってしまうと、周波数ダイバーシチ効果が滅失してしまう。
【００１４】
本発明の目的は、マルチキャリア通信においてＣＤＤおよび周波数ダイバーシチ技術の双方を組み合わせて用いる場合に、周波数ダイバーシチ効果の滅失を防ぐことができる無線通信装置および無線通信方法を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明の無線通信装置は、それぞれ複数のサブキャリアからなる複数のマルチキャリア信号を循環遅延ダイバーシチ送信する無線通信装置であって、複数のアンテナと、複数のシンボルを、前記複数のアンテナの数と前記循環遅延ダイバーシチ送信の遅延量とに応じた周波数間隔にて前記複数のサブキャリアのいずれかに配置する配置手段と、を具備する構成を採る。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、マルチキャリア通信においてＣＤＤおよび周波数ダイバーシチ技術の双方を組み合わせて用いる場合に、周波数ダイバーシチ効果の滅失を防ぐことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、以下の説明では、ＯＦＤＭをマルチキャリア通信方式の一例として説明するが、本発明はＯＦＤＭに限定されるものではない。
【００１８】
（実施の形態１）
本実施の形態では、ＣＤＤとレピティションとを組み合わせて用いる場合について説明する。
【００１９】
本実施の形態に係る無線通信装置１００の構成を図１に示す。
【００２０】
符号化部１０１は、入力される送信データ（ビット列）を符号化して変調部１０２に出力する。
【００２１】
変調部１０２は、符号化後の送信データを変調してシンボルを生成し、レピティション部１０３に出力する。
【００２２】
レピティション部１０３は、各シンボルを複製（レピティション）して複数の同一シンボルを生成し、Ｓ／Ｐ部（シリアル／パラレル変換部）１０４に出力する。
【００２３】
Ｓ／Ｐ部１０４は、レピティション部１０３から直列に入力されるシンボル列を並列に変換して配置部１０５に出力する。
【００２４】
配置部１０５は、並列に入力される複数のシンボルを、マルチキャリア信号であるＯＦＤＭシンボルを構成する複数のサブキャリアのいずれかに配置して、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）部１０７−１および位相回転部１０６−２〜１０６−Ｍに出力する。配置処理の詳細については後述する。
【００２５】
ＩＦＦＴ部１０７−１、ＣＰ付加部１０８−１および無線送信部１０９−１はアンテナ１１０−１に対応して備えられ、送信系列１を構成する。また、位相回転部１０６−２〜１０６−Ｍ、ＩＦＦＴ部１０７−２〜１０７−Ｍ、ＣＰ付加部１０８−２〜１０８−Ｍおよび無線送信部１０９−２〜１０９−Ｍは、アンテナ１１０−２〜１１０−Ｍに対応して
備えられ、送信系列２〜Ｍを構成する。
【００２６】
ＩＦＦＴ部１０７−１は、複数のシンボルが配置された複数のサブキャリアに対してＩＦＦＴを行って時間領域の信号に変換し、マルチキャリア信号であるＯＦＤＭシンボルを生成する。送信系列１ではＩＦＦＴ部１０７−１の前段に位相回転部が存在しないため、ＩＦＦＴ部１０７−１からは遅延量ゼロのＯＦＤＭシンボルが出力される。
【００２７】
位相回転部１０６−２〜１０６−Ｍは、各サブキャリアに配置された各シンボルに対してＣＤＤ送信のための位相回転を与える。具体的には、位相回転部１０６−２〜１０６−Ｍは、アンテナ１１０−ｍ（ｍ＝２,３,…,Ｍ）から送信される各ＯＦＤＭシンボルのサブキャリアｋ（ｋ＝１,２,…,Ｎ）に配置されるシンボルに対してexp((j2πk(m-1)D)/N)を乗算する。ＭはＣＤＤ送信に使用される複数のアンテナの数、Ｎは１ＯＦＤＭシンボルを構成するサブキャリアの総数、ＤはＣＤＤ送信の遅延量である。
【００２８】
ＩＦＦＴ部１０７−２〜１０７−Ｍは、位相回転が与えられた複数のシンボルが配置された複数のサブキャリアに対してＩＦＦＴを行って時間領域の信号に変換し、マルチキャリア信号であるＯＦＤＭシンボルを生成する。よって、ＩＦＦＴ部１０７−２〜１０７−Ｍからはそれぞれ、遅延量Ｄ〜(Ｍ−１)ＤのＯＦＤＭシンボルが出力される。
【００２９】
ＣＰ付加部１０８−１〜１０８−Ｍは、各ＯＦＤＭシンボルの後尾部分と同じ信号をＣＰとして各ＯＦＤＭシンボルの先頭に付加する。
【００３０】
無線送信部１０９−１〜１０９−Ｍは、ＣＰ付加後のＯＦＤＭシンボルに対しＤ／Ａ変換、増幅およびアップコンバート等の送信処理を行って、遅延量０〜(Ｍ−１)ＤのＭ個のＯＦＤＭシンボルをアンテナ１１０−１〜１１０−Ｍから同時に送信する。これにより、複数Ｍ個のＯＦＤＭシンボルが複数Ｍ本のアンテナよりＣＤＤ送信される。
【００３１】
次いで、配置部１０５での配置処理の詳細についていくつかの配置例を挙げて説明する。
【００３２】
周波数軸方向でのフェージング変動が小さく比較的フラットな伝搬路である場合は、ＣＤＤ送信による周波数選択性が支配的になるため、受信側に受信される合成信号において受信電力の山と谷とはＣＤＤでの循環遅延に起因して交互に周期的に現れ、かつ、受信電力の山と谷とのサブキャリア間隔（周波数間隔）は一定となる。
【００３３】
そこで、以下の配置例ではいずれも、配置部１０５は、レピティション部１０３でのレピティションにより生成された複数の同一シンボルを、ＣＤＤでの循環遅延に対応させて、複数のアンテナの数とＣＤＤ送信の遅延量とに応じた周波数間隔にて各ＯＦＤＭシンボルを構成する複数のサブキャリアのいずれかに配置する。
【００３４】
なお、以下の配置例の説明では、レピティション部１０３におけるレピティション・ファクター（ＲＦ）をＲＦ＝２として同一シンボルが２個ずつ得られる場合を一例に挙げて説明するが、本発明はＲＦ＝２に限定されるものではなく、ＲＦ＝３以上の場合にも適用できるものである。
【００３５】
＜配置例１（図２Ａ，図２Ｂ）＞
本配置例では、図２Ａに示すように、配置部１０５は、同一シンボルＳ１,Ｓ１'（Ｓ１'はＳ１をレピティションして生成した、Ｓ１と同一のシンボル）をN/(2D(M-1))のサブキャリア間隔（周波数間隔）で配置する。同様に、配置部１０５は、同一シンボルＳ２,Ｓ２'（Ｓ２'はＳ２レピティションして生成した、Ｓ２と同一のシンボル）をN/(2D(M-1))
のサブキャリア間隔（周波数間隔）で配置する。
【００３６】
これらのシンボルＳ１,Ｓ１',Ｓ２,Ｓ２'は、送信系列１においては位相回転を与えられず（位相回転＝０）、送信系列２〜Ｍにおいてはexp((j2πk(m-1)D)/N)の位相回転を与えられ、遅延量０，Ｄ〜(Ｍ−１)ＤのＭ個のＯＦＤＭシンボルとしてアンテナ１〜Ｍから同時に送信される。
【００３７】
そして、これらのＭ個のＯＦＤＭシンボルは伝搬路上で合成されて受信側に受信される。このようにして受信された合成信号を図２Ｂに示す。
【００３８】
図２Ｂに示すように、合成信号においては、ＣＤＤでの循環遅延に起因して、受信電力の山と谷とが交互に周期的に現れる。つまり、ＣＤＤでの循環遅延量がexp((j2πk(m-1)D)/N)であることから、受信電力が最大となるサブキャリアと受信電力が最小となるサブキャリアとのサブキャリア間隔はN/(2D(M-1))となる。
【００３９】
よって、図２Ａに示す配置を採ることにより、図２Ｂに示すように、シンボルＳ１は受信電力が高くなるサブキャリアに配置され、シンボルＳ１'は受信電力が低くなるサブキャリアに配置される。同様に、シンボルＳ２は受信電力が高くなるサブキャリアに配置され、シンボルＳ２'は受信電力が低くなるサブキャリアに配置される。つまり、上記のようにレピティションにより生成された複数の同一シンボルをＣＤＤでの循環遅延量exp((j2πk(m-1)D)/N)に対応させてN/(2D(M-1))のサブキャリア間隔（周波数間隔）で各サブキャリアに配置することにより、それらの同一シンボルのすべてが受信電力の谷にあたってしまうことを防ぐことができる。
【００４０】
よって、本配置例によれば、マルチキャリア通信においてＣＤＤおよびレピティションの双方を組み合わせて用いる場合に、レピティションにより得られる周波数ダイバーシチ効果の滅失を防ぐことができる。
【００４１】
＜配置例２（図３Ａ，図３Ｂ）＞
本配置例では、図３Ａに示すように、配置部１０５は、同一シンボルＳ１,Ｓ１'をN/(2D(M-1))×p（但し、pは奇数）のサブキャリア間隔（周波数間隔）で配置する。同様に、配置部１０５は、同一シンボルＳ２,Ｓ２'をN/(2D(M-1))×pのサブキャリア間隔（周波数間隔）で配置する。
【００４２】
このような配置によっても、図３Ｂに示すように、シンボルＳ１は受信電力が高くなるサブキャリアに配置され、シンボルＳ１'は受信電力が低くなるサブキャリアに配置される。同様に、シンボルＳ２は受信電力が高くなるサブキャリアに配置され、シンボルＳ２'は受信電力が低くなるサブキャリアに配置される。つまり、本配置例では、上記のようにレピティションにより生成された複数の同一シンボルをＣＤＤでの循環遅延量exp((j2πk(m-1)D)/N)に対応させてN/(2D(M-1))×pのサブキャリア間隔（周波数間隔）で各サブキャリアに配置することにより、それらの同一シンボルのすべてが受信電力の谷にあたってしまうことを防ぐことができる。
【００４３】
よって、本配置例によれば、配置例１同様、マルチキャリア通信においてＣＤＤおよびレピティションの双方を組み合わせて用いる場合に、レピティションにより得られる周波数ダイバーシチ効果の滅失を防ぐことができる。また、本配置例によれば、同一シンボル間のサブキャリア間隔（周波数間隔）が配置例１に比べて大きいため、配置例１よりも大きい周波数ダイバーシチ効果を得ることができる。
【００４４】
＜配置例３（図４Ａ，図４Ｂ）＞
配置例２においてはシンボルＳ１,Ｓ２を連続配置（Localized配置）する場合を示したのに対し、本配置例では、シンボルＳ１,Ｓ２を分散配置（Distributed配置）する場合を示す。本配置例によっても、配置例２と同様の効果を得ることができる。
【００４５】
＜配置例４（図５Ａ〜図５Ｃ）＞
一般に、移動体通信システムがサポートする最大アンテナ数Ｍmax（固定値）は移動体通信システム毎に予め決められている。そこで、本配置例では、図５Ａに示すように、配置部１０５は、同一シンボルＳ１,Ｓ１'をN/(2D(Mmax-1))のサブキャリア間隔（周波数間隔）で配置する。同様に、配置部１０５は、同一シンボルＳ２,Ｓ２'をN/(2D(Mmax-1))のサブキャリア間隔（周波数間隔）で配置する。つまり、本配置例では、実際にＣＤＤ送信に使用されるアンテナの数Ｍには依らず、移動体通信システムがサポートする最大アンテナ数Ｍmax（固定値）に応じたサブキャリア間隔（周波数間隔）で同一シンボルを配置する。
【００４６】
このような配置をとった場合、Ｍ＝Ｍmaxであれば、図５Ｂに示すように、シンボルＳ１は受信電力が高くなるサブキャリアに配置され、シンボルＳ１'は受信電力が低くなるサブキャリアに配置される。同様に、シンボルＳ２は受信電力が高くなるサブキャリアに配置され、シンボルＳ２'は受信電力が低くなるサブキャリアに配置される。
【００４７】
一方、実際にＣＤＤ送信に使用されるアンテナの数が少なくなるほど合成信号の受信電力における山と谷との間隔は大きくなるため、Ｍ＜Ｍmaxの場合は、本配置例では、図５Ｃに示すように、Ｍ＝Ｍmaxの場合に比べ同一シンボルが配置される複数のサブキャリア間での受信電力の差は小さくなる。しかし、Ｍ＜Ｍmaxの場合でも、Ｍ＝Ｍmaxの場合と同様に、同一シンボルのすべてが受信電力の谷にあたってしまうことは防止できる。
【００４８】
このように、本配置例では、上記のようにレピティションにより生成された複数の同一シンボルをＣＤＤでの循環遅延量exp((j2πk(m-1)D)/N)に対応させてN/(2D(Mmax-1))のサブキャリア間隔（周波数間隔）で各サブキャリアに配置することにより、それらの同一シンボルのすべてが受信電力の谷にあたってしまうことを防ぐことができる。
【００４９】
よって、本配置例によれば、配置例１同様、マルチキャリア通信においてＣＤＤおよびレピティションの双方を組み合わせて用いる場合に、レピティションにより得られる周波数ダイバーシチ効果の滅失を防ぐことができる。また、本配置例によれば、同一シンボルの配置間隔は、実際にＣＤＤ送信に使用されるアンテナの数には依らず、移動体通信システムがサポートする最大アンテナ数から一義的に決定されるため、配置例１より簡易な移動体通信システムを実現することができる。
【００５０】
＜配置例５＞
本配置例では、ＣＤＤ送信に使用されるアンテナの数に依存しない最大遅延量Ｄmaxを設定し、上記遅延量ＤをＤ＝Ｄmax／(Ｍ−１)として運用する。つまり、本配置例では、ＣＤＤ送信に使用されるアンテナの数が多くなるほど遅延量Ｄを小さくする。このようにＤ＝Ｄmax／(Ｍ−１)として運用する場合、同一シンボルのすべてが受信電力の谷にあたってしまうことを防ぐために、配置部１０５は、ＣＤＤ送信に使用されるアンテナの数に依らず、N/2Dmaxのサブキャリア間隔（周波数間隔）で同一シンボルを各サブキャリアに配置する。
【００５１】
このように、本配置例によれば、同一シンボルの配置間隔は、実際にＣＤＤ送信に使用されるアンテナの数には依らず、移動体通信システムがサポートする最大遅延量Ｄmaxから一義的に決定されるため、配置例４同様、配置例１より簡易な移動体通信システムを実現することができる。
【００５２】
以上、配置例１〜５について説明した。
【００５３】
このように、本実施の形態によれば、マルチキャリア通信においてＣＤＤとレピティションとを組み合わせて用いる場合に、レピティションにより得られる周波数ダイバーシチ効果の滅失を防ぐことができる。
【００５４】
（実施の形態２）
本実施の形態では、ＣＤＤとDistributed送信とを組み合わせて用いる場合について説明する。
【００５５】
本実施の形態に係る無線通信装置２００の構成を図６に示す。図６において、図１と同一の構成部分には同一符号を付し説明を省略する。
【００５６】
変調部１０２は、符号化後の送信データを変調してシンボルを生成し、Ｓ／Ｐ部１０４に出力する。
【００５７】
Ｓ／Ｐ部１０４は、変調部１０２から直列に入力されるシンボル列を並列に変換して配置部２０１に出力する。
【００５８】
配置部２０１は、並列に入力される複数のシンボルを、マルチキャリア信号であるＯＦＤＭシンボルを構成する複数のサブキャリアのいずれかに配置して、ＩＦＦＴ部１０７−１および位相回転部１０６−２〜１０６−Ｍに出力する。
【００５９】
次いで、配置部２０１での配置処理の詳細について説明する。
【００６０】
上記のように、周波数軸方向でのフェージング変動が小さく比較的フラットな伝搬路である場合は、ＣＤＤ送信による周波数選択性が支配的になるため、受信側に受信される合成信号において受信電力の山と谷とはＣＤＤでの循環遅延に起因して交互に周期的に現れ、かつ、受信電力の山と谷とのサブキャリア間隔（周波数間隔）は一定となる。
【００６１】
そこで、配置部２０１は、同一のDistributedチャネルの複数のシンボルを、ＣＤＤでの循環遅延に対応させて、複数のアンテナの数とＣＤＤ送信の遅延量とに応じた周波数間隔にて各ＯＦＤＭシンボルを構成する複数のサブキャリアのいずれかに配置する。
【００６２】
なお、以下の説明ではＯＦＤＭシンボルがサブキャリアｆ１〜ｆ１６で構成される場合を一例に挙げて説明するが、本発明はサブキャリア数により限定されるものではない。
【００６３】
本実施の形態では、図７Ａに示すように、配置部２０１は、複数の異なるシンボルＳ１,Ｓ２,Ｓ３,Ｓ４をN/(2D(M-1))のサブキャリア間隔（周波数間隔）で配置する。シンボルＳ１,Ｓ２,Ｓ３,Ｓ４は同一の通信相手へ送信されるシンボルである。また、ここでは、サブキャリア間隔N/(2D(M-1))に合わせて、サブキャリアｆ１,ｆ５,ｆ９,ｆ１３によりDistributedチャネル＃１が構成される。つまり、配置部２０１は、Distributedチャネル＃１の複数のシンボルＳ１,Ｓ２,Ｓ３,Ｓ４をサブキャリアｆ１からN/(2D(M-1))のサブキャリア間隔（周波数間隔）でサブキャリアｆ１,ｆ５,ｆ９,ｆ１３にそれぞれ配置する。
【００６４】
同様に、サブキャリアｆ２,ｆ６,ｆ１０,ｆ１４によりDistributedチャネル＃２が構成され、サブキャリアｆ３,ｆ７,ｆ１１,ｆ１５によりDistributedチャネル＃３が構成され、サブキャリアｆ４,ｆ８,ｆ１２,ｆ１６によりDistributedチャネル＃４が構成されるため、配置部２０１は、Distributedチャネル＃２の複数のシンボルをサブキャリアｆ２か
らN/(2D(M-1))のサブキャリア間隔（周波数間隔）で配置し、Distributedチャネル＃３の複数のシンボルをサブキャリアｆ３からN/(2D(M-1))のサブキャリア間隔（周波数間隔）で配置し、Distributedチャネル＃４の複数のシンボルをサブキャリアｆ４からN/(2D(M-1))のサブキャリア間隔（周波数間隔）で配置する。
【００６５】
このように、配置部２０１は、同一のDistributedチャネルの複数のシンボルをN/(2D(M-1))のサブキャリア間隔で配置する。
【００６６】
以下、Distributedチャネル＃１に着目して説明する。
【００６７】
シンボルＳ１,Ｓ２,Ｓ３,Ｓ４は、送信系列１においては位相回転を与えられず（位相回転＝０）、送信系列２〜Ｍにおいてはexp((j2πk(m-1)D)/N)の位相回転を与えられ、遅延量０、Ｄ〜(Ｍ−１)ＤのＭ個のＯＦＤＭシンボルとしてアンテナ１〜Ｍから同時に送信される。
【００６８】
そして、これらのＭ個のＯＦＤＭシンボルは伝搬路上で合成されて受信側に受信される。このようにして受信された合成信号を図７Ｂに示す。
【００６９】
図７Ｂに示すように、合成信号においては、ＣＤＤでの循環遅延に起因して、受信電力の山と谷とが交互に周期的に現れる。つまり、ＣＤＤでの循環遅延量がexp((j2πk(m-1)D)/N)であることから、受信電力が最大となるサブキャリアと受信電力が最小となるサブキャリアとのサブキャリア間隔はN/(2D(M-1))となる。
【００７０】
よって、図７Ａに示す配置を採ることにより、図７Ｂに示すように、シンボルＳ１,Ｓ２,Ｓ３,Ｓ４はそれぞれ、受信電力が高くなるサブキャリアと受信電力が低くなるサブキャリアとに分散配置される。つまり、上記のように同一のDistributedチャネルの複数のシンボルをＣＤＤでの循環遅延量exp((j2πk(m-1)D)/N)に対応させてN/(2D(M-1))のサブキャリア間隔（周波数間隔）で各サブキャリアに配置することにより、それらのシンボルのすべてが受信電力の谷にあたってしまうことを防ぐことができる。他のDistributedチャネル＃２〜＃４においても同様である。
【００７１】
なお、本実施の形態では実施の形態１の配置例１と同様の配置例について説明したが、ＣＤＤとDistributed送信とを組み合わせて用いる場合についても、実施の形態１の配置例２〜配置例５と同様の配置を採ることもできる。
【００７２】
このように、本実施の形態によれば、マルチキャリア通信においてＣＤＤとDistributed送信とを組み合わせて用いる場合に、Distributed送信により得られる周波数ダイバーシチ効果の滅失を防ぐことができる。
【００７３】
（実施の形態３）
本実施の形態では、ＣＤＤとModulationダイバーシチとを組み合わせて用いる場合について説明する。
【００７４】
本実施の形態に係る無線通信装置３００の構成を図８に示す。図８において、図１と同一の構成部分には同一符号を付し説明を省略する。
【００７５】
変調部１０２は、符号化後の送信データを変調してシンボルを生成し、位相回転部３０１に出力する。
【００７６】
位相回転部３０１は、変調部１０２から入力されるシンボルに対し、シンボル毎に異な
量の位相回転を与えてＩＱ分離部３０２に出力する。
【００７７】
ＩＱ分離部３０２は、位相回転が与えられたシンボルをＩｃｈ成分とＱｃｈ成分とに分離し、Ｉｃｈ成分およびＱｃｈ成分を配置部３０３に出力する。
【００７８】
配置部３０３は、並列に入力されるＩｃｈ成分およびＱｃｈ成分を、マルチキャリア信号であるＯＦＤＭシンボルを構成する複数のサブキャリアのいずれかに配置して、ＩＦＦＴ部１０７−１および位相回転部１０６−２〜１０６−Ｍに出力する。
【００７９】
次いで、配置部３０３での配置処理の詳細について説明する。
【００８０】
上記のように、周波数軸方向でのフェージング変動が小さく比較的フラットな伝搬路である場合は、ＣＤＤ送信による周波数選択性が支配的になるため、受信側に受信される合成信号において受信電力の山と谷とはＣＤＤでの循環遅延に起因して交互に周期的に現れ、かつ、受信電力の山と谷とのサブキャリア間隔（周波数間隔）は一定となる。
【００８１】
そこで、配置部３０３は、同一シンボルのＩｃｈ成分とＱｃｈ成分とを、ＣＤＤでの循環遅延に対応させて、複数のアンテナの数とＣＤＤ送信の遅延量とに応じた周波数間隔にて各ＯＦＤＭシンボルを構成する複数のサブキャリアのいずれかに配置する。
【００８２】
本実施の形態では、図９Ａに示すように、配置部３０３は、シンボルＳ１のＩｃｈ成分Ｓ１ＩｃｈとシンボルＳ１のＱｃｈ成分Ｓ１ＱｃｈとをN/(2D(M-1))のサブキャリア間隔（周波数間隔）で配置する。同様に、配置部３０３は、シンボルＳ２のＩｃｈ成分Ｓ２ＩｃｈとシンボルＳ２のＱｃｈ成分Ｓ２ＱｃｈとをN/(2D(M-1))のサブキャリア間隔（周波数間隔）で配置する。つまり、配置部３０３は、同一シンボルのＩｃｈ成分とＱｃｈ成分とをN/(2D(M-1))のサブキャリア間隔（周波数間隔）で配置する。
【００８３】
これらのＳ１Ｉｃｈ,Ｓ１Ｑｃｈ,Ｓ２Ｉｃｈ,Ｓ２Ｑｃｈは、送信系列１においては位相回転を与えられず（位相回転＝０）、送信系列２〜Ｍにおいてはexp((j2πk(m-1)D)/N)の位相回転を与えられ、遅延量０、Ｄ〜(Ｍ−１)ＤのＭ個のＯＦＤＭシンボルとしてアンテナ１〜Ｍから同時に送信される。
【００８４】
そして、これらのＭ個のＯＦＤＭシンボルは伝搬路上で合成されて受信側に受信される。このようにして受信された合成信号を図９Ｂに示す。
【００８５】
図９Ｂに示すように、合成信号においては、ＣＤＤでの循環遅延に起因して、受信電力の山と谷とが交互に周期的に現れる。つまり、ＣＤＤでの循環遅延量がexp((j2πk(m-1)D)/N)であることから、受信電力が最大となるサブキャリアと受信電力が最小となるサブキャリアとのサブキャリア間隔はN/(2D(M-1))となる。
【００８６】
よって、図９Ａに示す配置を採ることにより、図９Ｂに示すように、Ｓ１Ｉｃｈは受信電力が高くなるサブキャリアに配置され、Ｓ１Ｑｃｈは受信電力が低くなるサブキャリアに配置される。同様に、Ｓ２Ｉｃｈは受信電力が高くなるサブキャリアに配置され、Ｓ２Ｑｃｈは受信電力が低くなるサブキャリアに配置される。つまり、上記のようにＩＱ分離によって同一シンボルから分離されたＩｃｈ成分とＱｃｈ成分とをＣＤＤでの循環遅延量exp((j2πk(m-1)D)/N)に対応させてN/(2D(M-1))のサブキャリア間隔（周波数間隔）で各サブキャリアに配置することにより、同一シンボルのＩｃｈ成分およびＱｃｈ成分の双方が受信電力の谷にあたってしまうことを防ぐことができる。
【００８７】
なお、本実施の形態では実施の形態１の配置例１と同様の配置例について説明したが、
ＣＤＤとModulationダイバーシチとを組み合わせて用いる場合についても、実施の形態１の配置例２〜配置例５と同様の配置を採ることもできる。
【００８８】
このように、本実施の形態によれば、マルチキャリア通信においてＣＤＤとModulationダイバーシチとを組み合わせて用いる場合に、Modulationダイバーシチにより得られる周波数ダイバーシチ効果の滅失を防ぐことができる。
【００８９】
（実施の形態４）
本実施の形態では、ＣＤＤとレピティションとを組み合わせて用いる場合において、複数の同一シンボルが配置される複数のサブキャリア間の間隔に応じてＣＤＤ送信の遅延量を設定する。
【００９０】
本実施の形態に係る無線通信装置４００の構成を図１０に示す。図１０において、図１と同一の構成部分には同一符号を付し説明を省略する。
【００９１】
配置部４０１は、Ｓ／Ｐ部１０４から並列に入力される複数のシンボルを、マルチキャリア信号であるＯＦＤＭシンボルを構成する複数のサブキャリアのいずれかに配置して、ＩＦＦＴ部１０７−１および位相回転部１０６−２〜１０６−Ｍに出力する。この際、配置部４０１は、複数の同一シンボルを複数のサブキャリアにサブキャリア間隔Ｌにてそれぞれ配置する。また、配置部４０１は、サブキャリア間隔Ｌを遅延量設定部４０２に出力する。
【００９２】
なお、サブキャリア間隔Ｌは、通信システム毎に予め設定されるか、または、上位局から通知される。無線通信装置４００が無線通信移動局装置に搭載される場合は無線通信基地局装置が上位局となり、無線通信装置４００が無線通信基地局装置に搭載される場合は無線回線制御局装置が上位局となる。
【００９３】
遅延量設定部４０２は、位相回転部１０６−２〜１０６−Ｍに対し、ＣＤＤ送信の遅延量Ｄを設定する。遅延量設定部４０２は、位相回転部１０６−２〜１０６−Ｍにおける各遅延量ＤをN/(2L(M-1))により求めて位相回転部１０６−２〜１０６−Ｍに設定する。
【００９４】
位相回転部１０６−２〜１０６−Ｍは、各サブキャリアに配置された各シンボルに対してＣＤＤ送信のための位相回転を与える。具体的には、位相回転部１０６−２〜１０６−Ｍは、アンテナ１１０−ｍ（ｍ＝２,３,…,Ｍ）から送信される各ＯＦＤＭシンボルのサブキャリアｋ（ｋ＝１,２,…,Ｎ）に配置されるシンボルに対してexp((j2πk(m-1)D)/N)を乗算する。Ｄは遅延量設定部４０２により設定されたＣＤＤ送信の遅延量である。
【００９５】
上記のように、周波数軸方向でのフェージング変動が小さく比較的フラットな伝搬路である場合は、ＣＤＤ送信による周波数選択性が支配的になるため、受信側に受信される合成信号において受信電力の山と谷とはＣＤＤでの循環遅延に起因して交互に周期的に現れ、かつ、受信電力の山と谷とのサブキャリア間隔（周波数間隔）は一定となる。
【００９６】
そこで、本実施の形態では、図１１Ａに示すように、同一シンボルＳ１,Ｓ１'がサブキャリア間隔（周波数間隔）Ｌで配置され、同一シンボルＳ２,Ｓ２'がサブキャリア間隔（周波数間隔）Ｌで配置される場合、これらのシンボルＳ１,Ｓ１',Ｓ２,Ｓ２'は、送信系列１においては位相回転を与えられず（位相回転＝０）、送信系列２〜Ｍにおいてはexp((j2πk(m-1)D)/N)の位相回転を与えられ、遅延量０，Ｄ〜(Ｍ−１)ＤのＭ個のＯＦＤＭシンボルとしてアンテナ１〜Ｍから同時に送信される。また、Ｄは遅延量設定部４０２にてN/(2L(M-1))により求められる遅延量である。このようにしてＣＤＤ送信の遅延量Ｄを求めることにより、サブキャリア間隔ＬとＣＤＤ送信による周波数選択性の間隔とを一致さ
せることができる。
【００９７】
そして、これらのＭ個のＯＦＤＭシンボルは伝搬路上で合成されて受信側に受信される。このようにして受信された合成信号を図１１Ｂに示す。
【００９８】
図１１Ｂに示すように、合成信号においては、ＣＤＤでの循環遅延に起因して、受信電力の山と谷とが交互に周期的に現れる。つまり、ＣＤＤでの循環遅延量がexp((j2πk(m-1)D)/N)であることから、受信電力が最大となるサブキャリアと受信電力が最小となるサブキャリアとのサブキャリア間隔はN/(2D(M-1))となる。
【００９９】
よって、図１１Ａに示すサブキャリア間隔Ｌに基づいてＣＤＤ送信の遅延量Ｄを求めることにより、図１１Ｂに示すように、シンボルＳ１は受信電力が高くなるサブキャリアに配置され、シンボルＳ１'は受信電力が低くなるサブキャリアに配置される。同様に、シンボルＳ２は受信電力が高くなるサブキャリアに配置され、シンボルＳ２'は受信電力が低くなるサブキャリアに配置される。つまり、上記のようにレピティションにより生成された複数の同一シンボルでのサブキャリア間隔Ｌに対応させてN/(2L(M-1))の遅延量を設定することにより、それらの同一シンボルのすべてが受信電力の谷にあたってしまうことを防ぐことができる。
【０１００】
このように、本実施の形態によれば、サブキャリア間隔Ｌに応じた遅延量Ｄで送信するため、サブキャリア間隔Ｌが如何なる値を採る場合であっても、レピティションにより得られる周波数ダイバーシチ効果の滅失を防ぐことができる。
【０１０１】
なお、遅延量ＤはN/(2L(M-1)×1/p)（但し、pは奇数）により求めてもよい。
【０１０２】
また、本実施の形態ではＣＤＤと組み合わせる周波数ダイバーシチ技術としてレピティションを一例に挙げて説明したが、周波数ダイバーシチ技術として、Distributed送信を用いる場合、または、Modulationダイバーシチを用いる場合においても上記同様に実施することができる。例えば、周波数ダイバーシチ技術としてDistributed送信を用いる場合には、図７ＡにおけるＳ１とＳ２との間のサブキャリア間隔、Ｓ２とＳ３との間のサブキャリア間隔、および、Ｓ３とＳ４との間のサブキャリア間隔がＬとなる。また、周波数ダイバーシチ技術としてModulationダイバーシチを用いる場合には、図９ＡにおけるＳ１ＩｃｈとＳ１Ｑｃｈとの間のサブキャリア間隔、および、Ｓ２ＩｃｈとＳ２Ｑｃｈとの間のサブキャリア間隔がＬとなる。
【０１０３】
また、上記説明では遅延量設定部４０２が遅延量Ｄを求めて位相回転部１０６−２〜１０６−Ｍに設定する構成（図１０）を示したが、図１０に示す構成に代えて図１２に示す構成を採ってもよい。図１２に示す無線通信装置５００では、配置部４０１がサブキャリア間隔Ｌを位相回転部１０６−２〜１０６−Ｍに出力し、位相回転部１０６−２〜１０６−Ｍがそれぞれ、N/(2L(M-1))により遅延量Ｄを求めた後、アンテナ１１０−ｍ（ｍ＝２,３,…,Ｍ）から送信される各ＯＦＤＭシンボルのサブキャリアｋ（ｋ＝１,２,…,Ｎ）に配置されるシンボルに対してexp((j2πk(m-1)D)/N)を乗算する。このように、遅延量設定部４０２を設けることなく、位相回転部１０６−２〜１０６−Ｍにてサブキャリア間隔Ｌに基づいて遅延量Ｄを求めるようにしてもよい。
【０１０４】
以上、本発明の各実施の形態について説明した。
【０１０５】
本発明に係る無線通信装置は移動体通信システムにおける無線通信基地局装置または無線通信移動局装置に搭載することが可能であり、搭載した場合、上記同様の作用・効果を奏する無線通信基地局装置または無線通信移動局装置を提供することができる。
【０１０６】
なお、上記配置例ではいずれも同一シンボルを同一ＯＦＤＭシンボルの異なるサブキャリアに配置したが、同一シンボルを上記サブキャリア間隔にて、異なるＯＦＤＭシンボルの異なるサブキャリアに配置してもよい。
【０１０７】
また、同一シンボルが正確に上記サブキャリア間隔で配置されなくても十分なダイバーシチ効果を得ることができる。例えば、実施の形態１の配置例１によれば、Ｎ＝６４,Ｍ＝２,Ｄ＝２の場合、サブキャリア間隔は１６となるが、この間隔が１５または１７であっても十分な周波数ダイバーシチ効果を得ることができる。同一シンボルが配置されるサブキャリアの間隔が概ね正確な値の±２０％程度の範囲内であれば、得られる周波数ダイバーシチ効果に差はない。また、計算により求められるサブキャリア間隔が整数にならない場合は、少数点以下を切り捨て、または、切り上げるとよい。
【０１０８】
また、ＣＤＤはＣＳＤ（Cyclic Shift Diversity）と称されることがある。また、ＣＰはガードインターバル（ＧＩ：Guard Interval）と称されることがある。また、サブキャリアはトーンと称されることがある。また、基地局はNode B、移動局はUEと表されることがある。
【０１０９】
また、DistributedチャネルはDiversityチャネルと称されることがある。また、Distributedチャネルは複数のサブキャリアを束ねたリソースブロック（ＲＢ：Resource Block）により定義されることがある。この場合、Distributedチャネルは、Distributed RBまたはDRBと呼ばれることがある。
【０１１０】
また、Distributedチャネルがリソースブロックにより定義される場合には、Distributed RB間の間隔を上記サブキャリア間隔にすることにより上記同様の効果を得ることができる。例えば、図１３Ａおよび図１３Ｂに示すように、複数のＲＢ１〜ＲＢ８のそれぞれが２つのサブキャリアで構成される場合には、N/(2D(M-1))のＲＢ間隔、つまり、ＲＢ１,ＲＢ３,ＲＢ５,ＲＢ７の４ＲＢで１つのDistributedチャネルを構成することにより、上記実施の形態２と同様の効果を得ることができる。
【０１１１】
また、上記実施の形態では、本発明をハードウェアで構成する場合を例にとって説明したが、本発明はソフトウェアで実現することも可能である。
【０１１２】
また、上記実施の形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。これらは個別に１チップ化されてもよいし、一部または全てを含むように１チップ化されてもよい。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。
【０１１３】
また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路または汎用プロセッサで実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサーを利用してもよい。
【０１１４】
さらには、半導体技術の進歩または派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適用等が可能性としてありえる。
【０１１５】
２００６年６月５日出願の特願２００６−１５６４３２および２００６年１１月２２日出願の特願２００６−３１６１４５の日本出願に含まれる明細書、図面および要約書の開示内容は、すべて本願に援用される。
【産業上の利用可能性】
【０１１６】
本発明は、移動体通信システム等に適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【０１１７】
【図１】本発明の実施の形態１に係る無線通信装置のブロック構成図
【図２Ａ】本発明の実施の形態１に係るシンボル配置例（配置例１：送信側）
【図２Ｂ】本発明の実施の形態１に係るシンボル配置例（配置例１：受信側）
【図３Ａ】本発明の実施の形態１に係るシンボル配置例（配置例２：送信側）
【図３Ｂ】本発明の実施の形態１に係るシンボル配置例（配置例２：受信側）
【図４Ａ】本発明の実施の形態１に係るシンボル配置例（配置例３：送信側）
【図４Ｂ】本発明の実施の形態１に係るシンボル配置例（配置例３：受信側）
【図５Ａ】本発明の実施の形態１に係るシンボル配置例（配置例４：送信側）
【図５Ｂ】本発明の実施の形態１に係るシンボル配置例（配置例４：受信側，Ｍ＝Ｍmaxの場合）
【図５Ｃ】本発明の実施の形態１に係るシンボル配置例（配置例４：受信側，Ｍ＜Ｍmaxの場合）
【図６】本発明の実施の形態２に係る無線通信装置のブロック構成図
【図７Ａ】本発明の実施の形態２に係るシンボル配置例（送信側）
【図７Ｂ】本発明の実施の形態２に係るシンボル配置例（受信側）
【図８】本発明の実施の形態３に係る無線通信装置のブロック構成図
【図９Ａ】本発明の実施の形態３に係るＩｃｈ成分およびＱｃｈ成分配置例（送信側）
【図９Ｂ】本発明の実施の形態３に係るＩｃｈ成分およびＱｃｈ成分配置例（受信側）
【図１０】本発明の実施の形態４に係る無線通信装置のブロック構成図
【図１１Ａ】本発明の実施の形態４に係るシンボル配置例（送信側）
【図１１Ｂ】本発明の実施の形態４に係るシンボル配置例（受信側）
【図１２】本発明の実施の形態４に係る無線通信装置のブロック構成図（バリエーション）
【図１３Ａ】Distributedチャネルがリソースブロックにより定義される場合のシンボル配置例（送信側）
【図１３Ｂ】Distributedチャネルがリソースブロックにより定義される場合のシンボル配置例（受信側）
【手続補正３】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】全図
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図１】
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【図２Ａ】
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【図２Ｂ】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
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【図４Ａ】
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【図４Ｂ】
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【図５Ａ】
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【図５Ｂ】
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【図５Ｃ】
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【図６】
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【図７Ａ】
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【図７Ｂ】
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【図８】
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【図９Ａ】
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【図９Ｂ】
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【図１０】
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【図１１Ａ】
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【図１１Ｂ】
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【図１２】
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【図１３Ａ】
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【図１３Ｂ】
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【国際調査報告】
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