【誤訳訂正書】
【提出日】平成20年10月15日(2008.10.15)
【誤訳訂正１】
【訂正対象書類名】明細書
【訂正対象項目名】発明の詳細な説明
【訂正方法】変更
【訂正の内容】
【発明の詳細な説明】
【０００１】
本発明は、スペクトル拡散通信方式、より詳細には、スペクトル拡散通信方式技術及び拡散系列（signature sequence）を用いる応用（applications）に関する。
【０００２】
スペクトル拡散通信方式技術は、特定の伝送欠陥の効果を減少させるその能力故に、多様な通信方式における情報搬送（carrying）信号に使用されている。多くのマルチユーザ（multi-user）通信技術は、同一チャンネル干渉、多元接続干渉及びコード間干渉を受ける。スペクトル拡散送信及び受信の使用によって、これらの干渉形式（type）が弱められる。
【０００３】
ローカル・エリア・ネットワーク（LAN）では、機能性を増加させ、そのような方式のための可能なアプリケーションの数を最大化するために、有線LANを延長するか、又は置換するという要望が増加している。この風潮は、ワイヤレス接続の必要性の増大を助長している。このワイヤレス接続では、モバイルコンピュータユーザが短い距離を超えての特定企業のLANと連絡するに留まっている。現在のところ、利用可能な方式は、無線又は赤外線通信技術のいずれかを用いたそのような接続（connection）を提供する。特定の方式の要求に対しては、この通信方式は十分である。しかしながら、ワイヤレスLANへのそのような技術の適用（application）は比較的新しいものであり、それ故、高価で、信頼できないことが分かる。さらに、達成可能なデータ伝送速度は、比較的低く、その方式に適用され得るアプリケーションの数を非常に制限する。赤外線技術を用いた広域（large area）の通達範囲（coverage）は、特に高価であり、同等の無線通信方式よりもなおさらに高価である。二地点間方式（point-to-point）又は見通し赤外線技術は、無線技術よりも安価であるが、殆どのワイヤレスLANには不適当である。
【０００４】
任意のワイヤレスLANを用いる上での主な制約は、干渉である。赤外線伝送は、特に、多重通路伝搬効果によって産生されるコード間干渉を受ける。目に対する安全性の限界内に維持しつつ動作環境での完全な通達範囲を達成することは、存在するかもしれない自然の及び人工の光源によって産生される干渉と取り組むという、システム設計者にもう１つの問題を提起する。さらなる問題は、受信機が最少のコストで必要な感度及び帯域幅を提供しなければならないような方式のための赤外線受信機を設計するときに生じる。
【０００５】
多重通路伝搬を避けつつ完全な室内（room）通達範囲を達成することは、ワイヤレス赤外線LANにおける抵触する要求であり、室内の任意の地点への及びそれからの信頼できる通信が必要ならば、完全室内通達範囲は必須である。完全室内通達範囲を達成するためには、伝送された赤外線放射を拡散する（diffuse）必要がある。拡散（diffuse transmission）は、壁及び天井で反射するだろうけれども、所定の受信機に到達する信号出力を室内に満たすことは、非常に感度の高い受信機の使用の必要性を、通常、非常に小さくする。感度の問題は、強い干渉の中で信号を担っている弱い情報を検出する必要によって問題となる（compounded）。これらの問題の結果として、市場で入手可能な商業的紫外線ワイヤレスLAN又は関連方式は殆どない。
【０００６】
商業的に入手可能な方式は、それ故、精巧な構造と回路を使用する傾向にあり、そしてそれは、無線技術と比べると高価である。マルチユーザ通信をサポートする赤外線技術は欠乏（dearth）しているが、直接見通し内伝送をサポートする多くの紫外線技術は存在する。これらのうちで最も一般的に入手可能なのは、赤外線データ伝送（IrDA）規格に基づく赤外線シリアルポート連結（link）である。IrDA連結は、4 Mb/sまでのデータ速度で動作でき、比較的高価でないIrDA接続ポイントで用いられる。しかしながら、IrDA連結は、1メーターの範囲の間の（over）動作しか保証されず、一般に1対1の通信に限られる。IrDAは、主に単独の有線接続の替わりとして意図されており、マルチユーザアクセスを意図していない。この限定にも拘わらず、IrDAの人気は、信頼できるワイヤレス技術の非常に大きな需要を明らかに示している。マルチユーザ連結を達成するための最良の方法は、動作環境を赤外光で溢れさせることである。これは、マルチユーザが動作環境のいずれの場所からでもネットワークに接続することを可能にするが、相当な電力（power）が、そのような拡散環境で失われ、それによって受信機での信号対雑音比（SNR）を妥協することになる。
【０００７】
リ・ストラトらの米国特許第5,559,829号公報（US-A-5 559 829 Le Strat Et A1）及び1994年7月の「スペクトル拡散技術及び応用に関するIEEE第3回国際シンポジウムの会議録」、401-405頁の両者は、構造化コードの構成に一般に関係する方法を教示している。本発明のものと形態（form）において類似しているが、用いられるシード集合が循環的に相異なっていなければならないという重大な制限（limitation）及び限定（restriction）があることを意味する、これらの集合が二進であることを必要とする。リ・ストラト（Le Strat）は、基本として、コードの集合（family）を必要とし、好ましい解決法（solution）は、そのような完全な（good）コードの生成を要求しないことであろう。示された方法は、拡張された構造化コード（Extended Structured Codes）の集合において、同じ内部系列は、同じ連結順位（rank）を有することはできないか、又は、外部コード中で1回以上使用することはできないことを意味する。これは、許容できない、困難な限定である。
モ−ハン・フォング（Mo-Han Fong）らは、シアトル、6月18-22日、905-909頁の「通信方式に関する会議の会議録」で、長いPNコードを有する短い内部コードをマスキングする方法を示す、別の解決法を提案している。それは、どのようにして長いPN系列をWHコードと（付加された2を法として（modulo-2 added））連結するかを記載している。この文献は、特定の連結の定義を教示しているだけであり、外部コードを形成するための一意の順序で内部コードを結合することに注意を向けていない。  1984年2月の通信方式に関するIEEEトランザクション（Transactions）、199-201頁で、ダス・ジェイ（Das J）は、記号が直交コード分割（orthogonal-code division）によって分離されることを教示している。任意のM値双直交コード分割機構にとって、これは真実であり、普通のことであり、確かに本明細書中で引用する802.11規格（standard）の一部を形成する。しかしながら、この開示は、差動データの分離のためのコード分割を使用していないか、又は差動信号伝達の任意の態様を全く教示も示唆もしていない。
本発明の目的は、上記問題点を解決するだろう、スペクトル拡散通信方式のための拡散系列（signature sequence）の生成のための方法及び装置を提供することを探求することである。本発明のさらなる目的は、コード化スペクトル拡散信号の送信及び受信回路を提供することである。
【０００８】
従って、本発明は、
複数個の内部系列を有する系列のシード集合（seed set）を選択し；
関連系列の要素で順に各内部系列を乗算することによって系列のシード集合から剰余系（coset）を形成し；
剰余系からなる系列を連結することによって系列の部分集合を構成し；そして
系列の部分集合を連結することによって系列の完全集合を構成することを含むスペクトル拡散通信方式技術のための拡散系列（signature sequence）を構成する方法を提供する。
【０００９】
本発明はさらに、 系列のシード集合を構成するシード集合生成手段；
系列の剰余系を生成する剰余系生成手段；
所定の順序に従って剰余系からなる系列を連結して各剰余系に対する系列の部分集合を形成する拡張手段；及び 部分集合を連結することによって系列の完全集合を構成する集合生成手段を含むスペクトル拡散通信方式技術のための拡散系列を構成しコード化する装置を提供する。
【００１０】
便利には、シード集合生成手段は、各々が入力、システムクロック入力、論理ゲート、複数個のレジスタセル／ステージ（register cells/stages）及び出力を有し、シード集合からなる系列を形成する複数個のシフトレジスタを含む。典型的なシード集合生成手段は、多数の線形帰還シフトレジスタから構成される。
【００１１】
剰余系は、二相乗算（biphase multiplication）技術を利用して、好ましくは対応する系列の各要素に対する系列要素によるシード集合の各系列の乗算によってシード集合から形成される。
【００１２】
拡張手段は、複数個の入力を含み、各入力は、系列の部分集合を形成するための剰余系、多重変換装置（multiplexers）、カウンタ、論理ゲート、システムクロック入力及び複数個の出力からの系列に対応する。
【００１３】
集合生成手段は、各々が入力、システムクロック入力、及び出力を有する複数個のレジスタセル／ステージを有し、系列の完全集合を形成する複数個のシフトレジスタを含む。
【００１４】
好ましくは、シード集合生成手段、剰余系生成手段、拡張手段及び完全集合生成手段は、レジスタ、ASIC又はFPLAなどの記憶装置を含む電子回路を利用して実現できる（realisable）。任意には、手段は専用のソフトウエア技術を利用して実現できる。
【００１５】
本発明はまた、 コード化された信号を受信する手段；
系列関数を生成する手段；
受信したコード化信号と系列関数とを組み合わせて逆拡散（despread）信号出力を産生する手段；
逆拡散信号出力を組み合わせてデータストリーム（data stream）を生成する手段；及び データストリームを分析する論理回路（circuitry）
を含むスペクトル拡散通信方式での拡散系列を復号する装置をも提供する。
【００１６】
本発明はまたさらに、それぞれ上記のコード化及び復号装置を含む送信及び受信回路を提供し、各回路は本発明の拡散系列による使用に適合されている。
【００１７】
第１の例示実施態様では、ワイヤレス・ローカル・エリア・ネットワークのための赤外線通信方式は、複数個の遠隔通信端末を含み、各端末はスペクトル拡散通信方式技術のための拡散系列を生成及びコード化する手段を有する送信機回路、コード化された赤外線信号を送信する手段、及びスペクトル拡散通信方式において拡散系列を復号する手段を有するコード化された赤外線信号を受信する受信機回路を含む。
【００１８】
第２の例示実施態様では、無線ローカル・エリア・ネットワークのための無線通信方式は、複数個の遠隔通信端末を含み、各端末はスペクトル拡散通信技術のための拡散系列を生成及びコード化する手段を有する送信機回路、コード化された赤外線信号を送信する手段、及びスペクトル拡散通信方式で拡散系列を復号する手段を有するコード化された無線信号を受信する受信機回路を含む。
【００１９】
第３の例示実施態様では、例えば、セル方式（cellular）モバイル無線ネットワーク、ワイヤレス・ローカル・ループ・ネットワーク、無線パケットデータネットワーク又は衛星ネットワークにおける使用のための無線コード分割多元接続（CDMA）通信方式は、それぞれ、中央基地局への及びそれからの無線信号を送信し、受信する複数個の遠隔通信端末を含む。各基地局は、CDMA通信技術のための拡散系列を生成しコード化する手段、コード化された無線信号を送信する手段を有する送信機回路、並びに無線CDMA通信方式での拡散系列を復号する手段を有するコード化された無線信号を受信するための受信機回路を有する。各遠隔端末は、CDMA通信技術のための拡散系列を生成しコード化する手段を有する送信機回路、コード化された無線信号を送信する手段、並びにCDMA通信方式において拡散系列を復号する手段を有するコード化された無線信号を受信するための受信機回路を有する。
【００２０】
第４の例示実施態様では、光ファイバーローカル・エリア・ネットワークのための光波CDMA通信方式は、光波信号を送信し受信し、そして光ファイバーによって相互接続される複数個の遠隔通信端末を含む。各端末は、光波CDMA通信技術のための拡散系列を生成しコード化する手段を有する送信機回路、コード化された光波信号を送信する手段、及び光波CDMA通信方式において拡散系列を復号する手段を有するコード化された光波信号を受信するための受信機回路を有する。
【００２１】
語句「光波（lightwave）」は、可視光及び近及び遠赤外光の範囲内の電磁放射を意味するために用いられる。
【００２２】
本発明の１つの態様によれば、拡散系列を用いたスペクトル拡散通信方式のための方法であって、
拡散系列が、
複数個の内部系列を有する所定サイズの系列のシード集合を選択し；
関連系列の要素で順に各内部系列を乗算することによって系列のシード集合から複数個の剰余系を生成し；
剰余系からなる系列を連結することによって系列の部分集合を構成し；そして
系列の部分集合を連結することによって系列の完全集合を構成する
ことからなるステップを実行することによって生成される方法が提供される。
【００２３】
好ましくは、シード集合は二進系列を含む。
好ましくは、二進系列は循環的に相異なり、準バランスであり、かつ、最適な周期的自己相関条件を満足する。
【００２４】
ある構成（arrangement）では、シード集合は複素数系列を含む。好ましくは、シード集合は直交である。
【００２５】
好ましくは、系列の部分集合は、加算表を用いて剰余系からなる系列を連結させることによって構成される。
【００２６】
本発明のある実施態様では、加算表は系列のシード集合の原始根の累乗（powers）を用いて構成され、該原始根はシード集合のサイズによって決定される。
【００２７】
本発明のもう１つの実施態様では、加算表は系列のシード集合の原始要素の累乗を用いて構成され、該原始要素はシード集合のサイズによって決定される。
好ましくは、シード集合は複数個の回転（rotated）系列から形成される。
【００２８】
本発明のもう１つの態様によれば、
複数個の内部系列を有する所定サイズの系列のシード集合を選択し；
関連系列の要素で順に各内部系列を乗算することによって系列のシード集合から複数個の剰余系を生成し；
剰余系からなる系列を連結することによって系列の部分集合を構成し；そして
系列の部分集合を連結することによって系列の完全集合を構成する
ことからなるステップを含むスペクトル拡散通信方式で使用するための構造化されたコードを産生する方法が提供される。
【００２９】
好ましくは、シード集合は二進系列を含む。
好ましくは、二進系列は周期的に識別可能であり、外見上バランスしており、最適な周期的自己相関条件を満足する。
【００３０】
ある構成では、シード集合は複素数系列を含む。好ましくは、シード集合は直交である。
【００３１】
好ましくは、系列の部分集合は、加算表を用いて剰余系からなる系列を連結することによって構成される。
【００３２】
ある構成では、加算表は系列のシード集合の原始根の累乗を用いて構成され、該原始根はシード集合のサイズによって決定される。
【００３３】
別の構成では、加算表は系列のシード集合の原始要素の累乗を用いて構成され、該原始要素はシード集合のサイズによって決定される。
好ましくは、シード集合は複数個の回転系列から形成される。
【００３４】
本発明のさらなる態様によれば、
複数個の内部系列を有する系列のシード集合を構成するためのシード集合生成手段；
関連系列の要素で順に各内部系列を乗算することによって系列の剰余系を生成するための剰余系生成手段；
所定の順序に従って生成された剰余系の系列を連結して各剰余系に対する系列の部分集合を形成する拡張手段；及び
部分集合を連結することによる系列の完全集合を構成する集合生成手段
を含むスペクトル拡散通信方式技術のための拡散系列を構成しコード化する装置が提供される。
【００３５】
好ましくは、シード集合生成手段は複数個のシフトレジスタを含み、各シフトレジスタは入力、システムクロック入力、論理ゲート、複数個のレジスタセル／ステージ及び出力を有し、シード集合からなる系列を形成する。
好ましくは、シード集合生成手段は多数の線形帰還シフトレジスタを含む。
【００３６】
ある構成では、拡張手段は、 各入力が剰余系からの系列に対応する、複数個の入力；
対応カウンタ及び論理ゲートを有する複数個の多重変換装置；
システムクロック入力；及び 系列の部分集合を形成する複数個の出力を含む。
【００３７】
好ましくは、スペクトル拡散通信方式における拡散系列を復号するために形成され、該装置は、 コード化された信号を受信する手段；
系列関数を生成する手段；
受信したコード化された信号と系列関数を組み合わせて拡散しない信号出力を産生する手段；
拡散しない信号出力を組み合わせてデータストリームを生成する手段；及び データストリームを分析するための論理回路を含む。
【００３８】
本発明のさらなる態様によれば、送信機及び受信機を有するデータ伝送方式であって、
該送信機は拡散系列を用いてデータを送信する手段を組み込んでおり、受信機は拡散系列を用いて送信されたデータを受信し復号するために形成されており、該拡散系列が、
複数個の内部系列を有する所定サイズの系列のシード集合を選択し；
各内部系列に関連（随伴）系列の要素を順に乗算することによって系列のシード集合から複数個の剰余系を生成し；
剰余系からなる系列を連結することによって系列の部分集合を構成し；そして
系列の部分集合を連結することによって系列の完全集合を構成すること
からなるステップを実行することによって生成されるデータ伝送方式が提供される。
【００３９】
本発明のまたさらなる態様によれば、複数個の遠隔通信端末を含む通信ネットワークのための電磁放射又は音波（sonic）通信方式であって、
各端末が、複数個の内部系列を有する所定サイズの系列のシード集合を選択し、
各内部系列に関連（随伴）系列の要素を順に乗算することによって系列のシード集合から複数個の剰余系を生成し、剰余系からなる系列を連結することによって系列の部分集合を構成し、そして系列の部分集合を連結することによって系列の完全集合を構成することからなるステップを実行することによるスペクトル拡散通信方式技術のための拡散系列を生成しコード化する手段を有し、コード化された信号を送信する手段をも有する送信機回路、並びにコード化された信号を受信するための、スペクトル拡散通信方式において拡散系列を復号する手段を有する受信機回路を含む電磁放射又は音波通信方式が提供される。
【００４０】
好ましくは、通信ネットワークは、無線周波数搬送波（carrier）、超音波搬送波、地殻振動性（seismic）搬送波又は光波若しくは赤外線搬送波を使用する。
好ましくは、受信機回路は光検出器を組み込んでおり、該光検出器は受信機前置増幅器（preamplifier）と連絡する対応連結（coupling）手段を有する。
【００４１】
好ましくは、連結手段は差動信号認識（differential signal recognition）のために形成される。理想的には、シード集合は、バランス（balanced）シード集合である。
【００４２】
好ましい構成では、コード化用拡散系列（encoding signature sequence）は直交構造化コードを組み込んでいる。
【００４３】
本発明の特に有利な態様によれば、ユニポーラ／バイポーラ信号伝達機構（unipolar-bipolarsignaling scheme）を用いたネットワークでのデータの伝送のための通信方法であって、
前記機構が、選択された系列のシード（生成源）の集合の組み合わせ（combination）及び連結（concatenation）を用いて拡散系列を生成することにより、拡散系列依存オフセット（sequence dependent offset）を除去すべく、単極又は双極伝送チャネル上に差動データを分離するためのコード分割手段を有する方法が提供される。
【００４４】
好ましくは、コード分割手段は二進系列を利用する。理想的には、二進系列は直交である。
【００４５】
好ましくは、データの伝送のための通信方法は、直交構造化コードに基づくM値（M-進）（M-ary）デジタル伝送機構を積分する（integrating）手段を組み込んでいる。
【００４６】
例示の目的でのみ、4つの実施態様によって例示された本発明によるスペクトル拡散通信方式技術において拡散系列を利用する通信方式を示す、添付の図面を参照して、本発明をより詳細に記載する。図面中、
【００４７】
図１は、スペクトル拡散通信方式での使用のためのM値双直交（M-ary bi-orthogonal）キーイング（keying）に基づく送信機の回路図（schematic diagram）であり；
【００４８】
図２は、スペクトル拡散通信方式での使用のためのM値双直交キーイングに基づく受信機の回路図であり；
【００４９】
図３は、ワイヤレス赤外線スペクトル拡散通信方式での使用のためのM値双直交キーイングに基づく送信機の回路図であり；
【００５０】
図４は、ワイヤレス赤外線スペクトル拡散通信方式での使用のためのM値双直交キーイングに基づく受信機の回路図であり；
【００５１】
図５は、差動ユニポーラ／バイポーラ信号伝達フォーマットの略図であり；
【００５２】
図６は、ワイヤレス赤外線スペクトル拡散通信方式での使用のためのM値双直交キーイング及び差動ユニポーラ／バイポーラ信号伝達に基づく送信機の回路図であり；
【００５３】
図７は、ワイヤレス赤外線スペクトル拡散通信方式での使用のためのM値双直交キーイング及び差動ユニポーラ／バイポーラ信号伝達に基づく受信機の回路図であり；
【００５４】
図８は、M値双直交キーイング及びスペクトル拡散通信方式で用いられてキャパシティーを二倍にできる２つの相異なるコード集合に基づく送信機の回路図であり；
【００５５】
図９は、M値双直交キーイング及びスペクトル拡散通信方式で用いられてキャパシティーを二倍にできる２つの相異なるコード集合に基づく受信機の回路図であり；
【００５６】
図１０は、周期的二進系列のための差動ユニポーラ／バイポーラ信号伝達フォーマットの略図であり；そして 
【００５７】
図１１は、本発明の構造化拡散系列が有利に適用できる幾つかの応用を示す図表である。
【００５８】
拡散系列を構成するか又は生成する方法をここで提示する。一般に、系列要素は、対応する数学的演算がそれに従って実行される二進又は非二進、実数又は複素数、4相又は多相などであり得る。本明細書の開示では、二進系列が例示の目的で使用される。要素∈{1,0}を有する二進系列は、代入（assignment）(1→-1)及び(0→1)を使用して要素∈{-1,1}を有する二相系列中にマッピングされる（mapped）。次いで、二進系列の間の2を法とする加算（modulo-2 addition）は、対応する二相系列の間の二相乗算によって達成される。説明を容易にするために、下記の表記法（notation）を全体に渡って採用している。二相系列{an}は、要素an∈{-1,1}を有する。しかしながら、以降の系列生成の説明を単純にするために、二相表記法an∈{-,+}（ここで記号「-」は、「-1」であり、記号「+」は「+1」である）を使用する。さらに、長さwの系列を、{an}＝（a0, a1, a2, ・・・ aw-1）によって示し、一方、{a(m)}は、それぞれ長さwの系列の集合{an(0)}、{an(1)}、{an(2)}、・・・ {an(m-1)}を示す。通常は、集合{a(m)}に属する系列は、w中で周期的であるが、これは場合によって必ずしも必要ではない。
【００５９】
下記に提示する新構造化コード（New Structured Codes）は、先行技術に記載された構造化コードをて顕著に発展したものである。構造化コードという名称は、これらの系列の構造化された性質（nature）を単に示す一般名称である。本出願では、構造化コードを構成する完全なアルゴリズムが初めて提供される。さらに、スペクトル拡散方式に好適な系列の特定の集合が提供される。
【００６０】
構造化コードの集合を構成する手順（procedure）を下記に記載する。系列集合{a(m)}は、それぞれ長さwのm個の内部系列{an(0)}、{an(1)}、{an(2)}、・・・{an(m-1)}の集合（ここで、mは整数である）を特定する。次いで、利用可能なシード集合の数は、非常に大きくなり得る合計2w個の系列（すなわち、2w!/m!(2w-m)!）からのm個の系列の組み合わせの数に等しい。系列集合{a(m)}は、シード集合と呼ばれ、下記に示す。
【００６１】
【表１】
2001527324.tif 000001
【００６２】
シード集合{a(m)}は、w個の剰余系を構成するために使用され、0＜i＜w-1に対する{c(m)}iで示される第i番目の剰余系は、各剰余系がそれぞれ長さwのm個の系列を含む場合、各系列に下記に示す対応する系列の第i番目の要素、ai(・)による{a(m)}からなる各系列を乗算することによって構成される。
【００６３】
【表２】
2001527324.tif 000002
【００６４】
{b(q)}で示される、第i番目の部分集合は、所定の順序に従って、第i番目の剰余系、{c(m)}iの系列を連結することによって構成され、ここで、部分集合は、それぞれ長さN＝q×wのq個の系列{bk(・)}を含む。剰余系の系列が連結される順序は、モジュラ計算（modular arithmetic）及びm値によって決定される整数又は多項式の限定された集合を用いた原始根又は原始要素の累乗に関して構成された加算表によって決定される。加算表の構成は、下記に例示の目的で示す。最後に、{s(N)}で示される、構造化コードの集合は、0＜i＜w-1に対するw個の部分集合{b(q)}iを順次連結することによって構成される。構造化コードの集合は、それぞれ長さN＝q×wのN個の系列を含む。構造化コードは、mに依存する3つの条件に対して構成される。
【００６５】
条件１：「m＝奇素整数（odd prime integer）」 構造化コードの集合を構成する手順を、m＝5のときを例示の目的で示す。最初に、シード集合{a(5)}を、下記に示すように選択する。
【００６６】
【表３】
2001527324.tif 000003
【００６７】
この例では、シード集合中の各系列は、長さw＝5を有する。下記に示すように、i＝0、1、2、3及び4に対して上記の手順を用いてw＝5の剰余系を構成する。
【００６８】
【表４】
2001527324.tif 000004
【００６９】
mが奇素数であるとき、整数剰余類（integer residue class）Zm＝{0, 1, 2, ・・・m-1}は、mを法とする加算及び乗算に関して、ガロア体（Galois field）、GF(m)を形成する。aがmの原始根であるならば、加算表A(q)を構成するのに使用できる、mと互いに素なφ(m)＝m-1剰余整数Zl（すなわち、gcd(l,m)＝1）が存在し、ここで、q＝φ(m)+1及びφ(・)は、オイラートーシェント関数（Euler totient function）である。aがmの原始根であるときは、aの累乗、すなわちa0、a1、a2、・・・am-2は、mを法として全て相異なり、非ゼロ剰余整数Zlに対応している。すなわち、各剰余整数Zlは、原始根aの累乗として表現できる。同様に、mを法とするaの累乗に基づくGF(m)に関する加算表が構成できる。すなわち、a＝2はm＝5の原始根であり、mを法とするaの累乗は（a0, a1, a2, a3）＝（1, 2, 4, 3）である。従って、q＝φ(5)+1＝5であり、対応する加算表A(5)を下記に示す。
【００７０】
【表５】
2001527324.tif 000005
a＝2に対するGF(5)に関する加算表-1 
【００７１】
下記に示す加算表A(5)の行（rows）に従って、{c(m)}iの系列を連結することによって各剰余系{c(m)}iに対応する部分集合{b(q)}iを構成する。
【００７２】
【表６】
2001527324.tif 000006
【００７３】
i＝0、1、2、3及び4に対する部分集合{b(5)}iを下記に示す。
【００７４】
【表７】
2001527324.tif 000007
【００７５】
最後に、それぞれ長さN（ここで、N＝q×w＝25である）のN個の外部（outer）系列、{sk(・)}を含む、構造化コード{s(N)}の集合は、下記に示すi＝0、1、2、3及び4に対する部分集合{b(5)}iを順に連結することによって構成される。
【００７６】
【表８】
2001527324.tif 000008
【００７７】
原始根a＝2に対して、GF(5)に関する別の3つの相異なる加算表が構成できる。第１に、mを法とするaの累乗に基づくGF(5)に関する乗算表が構成される。第２に、乗算表の各非ゼロ行を用いて別の加算表が構成される。乗算表の最初の非ゼロ行は、上記で用いた加算表-1を構成するが、続く3つの非ゼロ行は、下記に示す別の3つの相異なる加算表を構成する。
【００７８】
【表９】
2001527324.tif 000009
a＝2に対するGF(5)に関する乗算表-1 
【００７９】
【表１０】
2001527324.tif 000010
a＝2に対するGF(5)に関する加算表-2 
【００８０】
【表１１】
2001527324.tif 000011
a＝2に対するGF(5)に関する加算表-3 
【００８１】
【表１２】
2001527324.tif 000012
a＝2に対するGF(5)に関する加算表-4 
【００８２】
各加算表は、部分集合内での剰余系系列の連結順序を一意的に特定することによって、同じシード集合から構造化コードの別の集合を構成するのに使用できる。次いで、原始根a＝2に対して、4つの相異なる加算表が存在するので、特定されたシード集合に対する構造化コードの4つの相異なる集合が構成できる。
【００８３】
さらに、整数m＝5は、2つの原始根、a＝2及びa＝3を有する。この場合、mを法とするa＝3の累乗に基づくGF(5)に関する第２の別の乗算表が、下記に示すように構成できる。
【００８４】
【表１３】
2001527324.tif 000013
a＝3に対するGF(5)に関する乗算表-2 
【００８５】
すでに述べたように、a＝3に対するGF(5)に関する乗算表の各非ゼロ行は、今度は、同じシード集合から構造化コードの4つの相異なる集合を構成するのに使用できる4つの相異なる加算表を構成するのに使用できる。従って、M＝5のとき、１つのシード集合から構造化コードの合計8個の相異なる集合を構成することができる。
【００８６】
利用可能なシード集合の数が大きく、利用可能な加算表の数が大きいので、構造化コードの集合の数及び多様性は、実に非常に大きい。従って、その構造化コードによってカバーされる大きなコードスペースは、それらのスペクトル拡散通信方式への適用を理想的にする。
【００８７】
まとめると、mが奇素数であるとき、構造化コードの集合はシード集合を選択し、剰余系を構成し、内部系列の一意的な連結順序を特定するGF(m)に関する乗算表から誘導される加算表を用いて部分集合を構成し、最後に部分集合を順に連結して構造化コードの完全集合を形成することによって構成される。
【００８８】
条件２：「m＝非素整数（non-prime integer）」 mが非素数であるときに、構造化コードの集合を構成する手順を、m＝10に対して例示の目的で示す。第１に、シード集合{a(10)}は、下記に示すように選択される。
【００８９】
【表１４】
2001527324.tif 000014
【００９０】
この例では、シード集合中の各系列は、長さw＝10を有する。下記に示すように0＜i＜9に対するw＝10の剰余系を構成する。
【００９１】
【表１５】
2001527324.tif 000015
【００９２】
【表１６】
2001527324.tif 000016
【００９３】
mが非素数であるとき、整数剰余類（integer residue class）Zm＝{0, 1, 2, ・・・m-1}は、mを法とする加算及び乗算に関して、有限環（finite Ring）、R(m)を形成する。aがmの原始根であるならば、mと互いに素なφ(m)剰余整数Zlが存在し、そしてそれは、加算表A(q)を構成するのに使用でき、ここで、q＝φ(m)+1及びφ(・)は、オイラートーシェント関数である。aがmの原始根であるときは、aの累乗、すなわちa0, a1, a2, ・・・aφ(m)-1は、mを法として全て相異なり、非ゼロ剰余整数Zlに対応している。すなわち、各剰余整数Zlは、原始根aの累乗として表現できる。同様に、mを法とするaの累乗に基づくR(m)に関する加算表が構成できる。すなわち、a＝3は、m＝10の原始根であり、mを法とするaの累乗は、（a0, a1, a2, a3）＝（1, 3, 9, 7）である。従って、q＝φ(10)+1＝5であり、対応する加算表A(5)を下記に示す。
【００９４】
【表１７】
2001527324.tif 000017
a＝3に対するR(10)に関する加算表-1 
【００９５】
下記に示す加算表A(5)の行に従って、{c(m)}iの系列を連結することによって各剰余系{c(m)}iに対応する部分集合{b(q)}iを構成する。
【００９６】
【表１８】
2001527324.tif 000018
【００９７】
最後に、それぞれ長さN（ここで、N＝q×w＝50）のN個の外部系列、{sk(・)}を含む構造化コードの集合{s(N)}は、下記に示すようにi＝0, 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8及び9に対する部分集合{b(5)}iを順に連結することによって構成される。
【００９８】
【表１９】
2001527324.tif 000019
【００９９】
原始根a＝3に対して、R(10)に関する別の3つの相異なる加算表が構成できる。第１に、mを法とするaの累乗に基づくR(10)に関する乗算表が構成される。第２に、乗算表の各非ゼロ行を用いて別の加算表を構成する。乗算表の最初の非ゼロ行は、上記で用いられるR(10)に関する加算表-1を構成するが、続く3つの非ゼロ行は、下記に示す別の3つの相異なるR(10)に関する加算表を構成する。
【０１００】
【表２０】
2001527324.tif 000020
a＝3に対するR(10)に関する乗算表-1 
【０１０１】
【表２１】
2001527324.tif 000021
a＝3に対するR(10)に関する加算表-2 
【０１０２】
【表２２】
2001527324.tif 000022
a＝3に対するR(10)に関する加算表-3 
【０１０３】
【表２３】
2001527324.tif 000023
a＝3に対するR(10)に関する加算表-4 
【０１０４】
各加算表は、部分集合内の剰余系系列の連結順序を一意的に特定することによって同じシード集合から構造化コードの集合を構成するのに使用できる。原始根a＝3に対して、4つの相異なる加算表が存在するので、特定されたシード集合に対する構造化コードの4つの集合が構成できる。
【０１０５】
さらに、非素整数m＝10は、２つの原始根、a＝3及びa＝7を有する。この場合、mを法とするa＝7の累乗に基づくR(10)に関する第２の別の乗算表が、下記に示すように構成できる。
【０１０６】
【表２４】
2001527324.tif 000024
a＝7に対するR(10)に関する乗算表-2 
【０１０７】
すでに述べたように、a＝7に対するR(10)に関する乗算表の各非ゼロ行は、今度は、同じシード集合からの構造化コードの4つの集合を構成するのに使用できる4つの相異なる加算表を構成するのに使用できる。従って、m＝10のとき、１つのシード集合から構造化コードの合計8つの集合を構成できる。
【０１０８】
一般に、mが非素数であるとき、構成された構造化コードの集合は、mが奇素整数であるときに構成されるそれらに比べて劣った属性を有する。
【０１０９】
まとめると、mが非素数であるとき、構造化コードの集合は、シード集合を選択し、剰余系を構成し、内部系列の一意的な連結順序を特定するR(m)に関する乗算表から誘導された加算表を用いて部分集合を構成し、最後に部分集合を順に連結して構造化コードの完全集合を形成することによって構成される。
【０１１０】
条件３：「pが素数のとき、m＝ps」 ガロア対は、任意の素数p又は素数psの任意の整数累乗に対して構成できる。ps要素を有するガロアタイGF(ps)は、p要素を有するガロア対GF(p)の延長（extension）領域と呼ばれる。GF(p)の要素は、実行する体（field）加算及び乗算がpを法として実行される整数剰余類Zp＝{0, 1, 2, ・・・p-1}である。GF(ps)の要素は、GF(p)に関する＜s-1の次数（degree）多項式であり、すなわち、多項式の係数（coefficients）は、GF(p)における要素である。次いで、体加算及び乗算は、g(x)（ここで、g(x)はGF(p)に関する次数sの原始多項式である）を法として実行される。g(x)がxr+1を分割する最小の整数rがps-1ならば、次数sの多項式は、原始関数（primitive）であるという。原始多項式は因数分解（factorised）できない（すなわち、より低い次数の任意の２つの多項式の積ではない）ので、原始多項式は単純化できない。
【０１１１】
構造化コードの集合を構成する手順を、m＝22、すなわち、p＝2及びs＝2のときを例示の目的で示す。第１に、シード集合{a(4)}を下記のように選択する。
【０１１２】
【表２５】
2001527324.tif 000025
【０１１３】
この例では、シード集合中の各系列は、長さw＝4を有する。下記に示すようにi＝0, 1, 2及び3に対する上記の手順を用いてw＝4の剰余系を構成する。
【０１１４】
【表２６】
2001527324.tif 000026
【０１１５】
Zp[x]に、変数（variable）x中のg(x)を法とする多項式の剰余類を示させる。次いで、Zp[x]は、g(x)の次数より小さい次数を有する各g(x)を法とする多項式の集合である。g(x)がGF(p)に関する次数sの原始多項式であるときは、Zp[x]はg(x)を法とする加算及び乗算に関してガロア多項式体（Galois polynomial field）GF(ps)を形成する。ガロア対GF(ps)は、多項式g(x)の剰余類に対応するps個の要素を含む。αがGF(ps)の原始要素であり、φ（ps-1)の原始要素が正確に存在するならば、αの累乗、すなわちα0, α1, α2, ・・・αm-2は、g(x)を法として全て相異なっており、Zp[x]中の非ゼロ剰余多項式に対応している。すなわち、各剰余多項式は、原始要素αの累乗として表現できる。同様に、g(x)を法とするαの累乗に基づくGF(ps)に関する加算表が構成できる。すなわち、α＝xは、原始多項式g(x)＝x2+x+1の原始要素であり、g(x)を法とするαの累乗は、（α0, α1, α2）＝（1, x, x+1）である。故に、q＝ps＝22及び対応する加算表A(22)を下記に示す。
【０１１６】
【表２７】
2001527324.tif 000027
α＝xかつg(x)＝x2+x+1に対するGF(22)に関する加算表-1 
【０１１７】
加算表A(22)の行に従って、{c(m)}iの系列を連結することによって各剰余系{c(m)}iに対応する部分集合{b(q)}iを構成する。この手順は、系列マッピング（mapping）0→0、1→1、x→2及びx+1→3に従って、整数剰余類Zm=4＝{0, 1, 2, 3}を多項式剰余類Zp=2[x]＝{0, 1, x, x+1}に代入する（assigning）ことによって円滑に進む。次に、第i番目の部分集合{b(4)}iを下記に示す。
【０１１８】
【表２８】
2001527324.tif 000028
【０１１９】
i＝0, 1, 2及び4に対する部分集合{b(4)}iを下記に示す。
【０１２０】
【表２９】
2001527324.tif 000029
【０１２１】
最後に、それぞれ長さN（ここで、N＝q×w＝16）のN個の外部系列、{sk(・)}を含む構造化コード{s(N)}の集合は、下記に示すように、i＝0, 1, 2及び3に対する部分集合{b(4)}iを順に連結することによって構成される。
【０１２２】
【表３０】
2001527324.tif 000030
【０１２３】
原始要素α＝xに対して、GF(22)に関する別の２つの相異なる加算表を構成できる。第１に、g(x)を法とするαの累乗に基づくGF(22)に関する乗算表を構成する。第２に、乗算表の各非ゼロ行を用いて別の加算表を構成する。乗算表の最初の非ゼロ行は、上記で用いたGF(22)に関する加算表-1を構成するが、続く２つの非ゼロ行は下記に示す別の２つの相異なる加算表を構成する。
【０１２４】
【表３１】
2001527324.tif 000031
α＝xかつg(x)＝x2+x+1に対するGF(22)に関する乗算表-1 
【０１２５】
【表３２】
2001527324.tif 000032
α＝xかつg(x)＝x2+x+1に対するGF(22)に関する加算表-2 
【０１２６】
【表３３】
2001527324.tif 000033
α＝xかつg(x)＝x2+x+1に対するGF(22)に関する加算表-3 
【０１２７】
各加算表は部分集合内の剰余系系列の連結順序を一意的に特定することによって同じシード集合から構造化コードの別の集合を構成するのに使用できる。原始根α＝xに対して、3つの相異なる加算表が存在するので、特定されたシード集合に対する構造化コードの3つの相異なる集合を構成できる。
【０１２８】
さらに、原始多項式g(x)＝x2+x+1が、φ(ps-1)＝φ(22-1)＝2の原始要素、α＝x及びα＝x+1を正確に有する。この場合、g(x)を法とするα＝x+1の累乗に基づいてGF(22)に関する第２の別の乗算表が、下記に示すように構成できる。
【０１２９】
【表３４】
2001527324.tif 000034
α＝x+1かつg(x)＝x2+x+1に対するGF(22)に関する乗算表-2 
【０１３０】
すでに述べたように、α＝x+1に対するGF(22)に関する乗算表の各非ゼロ行は、今度は、同じシード集合からの構造化コードの3つの相異なる集合を構成するのに使用できる3つの相異なる加算表を構成するのに使用できる。
【０１３１】
GF(ps)におけるφ(ps-1)/sの次数sの相異なる原始多項式が正確に存在するので、m＝22のときに、１つの多項式g(x)＝x2+x+1のみが存在する。従って、m＝22のとき、１つのシード集合から構造化コードの合計6つの相異なる集合を構成できる。
【０１３２】
まとめると、m＝ps（ここで、pは素数）のときには、構造化コードの集合は、シード集合を選択し、剰余系を構成し、内部系列の一意的な連結順序を特定するGF(ps)に関する乗算表から誘導される加算表を用いて部分集合を構成し、最後に部分集合を順に連結して構造化コードの完全集合を形成することによって構成される。
【０１３３】
代替構成 シードセット内系列の数であるｍが、上記３条件の内１条件によって特徴づけることが不可能な場合、代替構造体が用いられる。事実この代替構造体は整数mがどんな値であっても使用され得る。しかしながら、代替構成は、整数mが非素数であり、かつ原始根を持たない場合特に有用である。この場合、mと互いに素であるφ(m)剰余整数Zlが原始根の累乗からは生成されない。なぜなら、この場合、整数mはいかなる原始根も持たないからである。代替構成では、有限環R(m)を形成する整数剰余類Zm＝{1, 2, ・・・m-1}が、R(m)に関してmを法として加算表を直接構成するように使用される。例えば、m＝15のとき、相当する加算表A(15)は以下のようになる。
【０１３４】
【表３５】
2001527324.tif 000035
Z15を使用したR(15)に関する加算表 
【０１３５】
次に、系列の第i番目の、{b(q)}iで表される部分集合は、先に定義した、この場合q＝mである、加算表に従って、第i番目の剰余類{C(m)}iの系列を連結することによって、通常の方法で構成される。{S(N)}で表される構造化コードの集合は0＜i＜w-1であるw部分集合{b(q)}iを順次連結して構成される。構造化コードの集合は長さN＝q×wであるN系列を含むであろう。この構成規則では、ただ一つの加算表が構成でき、したがって、構造化コードの、ただ一つの相当する集合が構成され得る。
【０１３６】
mが非素数で原始根を持たない場合、代替の構成規則を更に細分することが可能である。整数剰余類Zm＝{1, 2, ・・・m-1}を加算表構成のために使用する代わりに、mと互いに素であるφ(m)剰余整数Zlを使用して加算表を構成することが可能である。例えば、m＝15のとき、15と互いに素である、φ(15)＝8剰余整数は{1, 2, 4, 7, 11, 13, 14}であり、相当する加算表は以下のようになる。
【０１３７】
【表３６】
2001527324.tif 000036
m＝15のときのZlを使用したR(15)に関する加算表-1 
【０１３８】
次に再度、系列の第i番目の、{b(q)}iで表される部分集合は、先に定義した、この場合q＝φ(15)+1＝9である、加算表に従って、第i番目の剰余類{C(m)}iの系列を連結することによって、通常の方法で構成される。{S(N)}で表される構造化コードの集合は0＜i＜w-1であるw部分集合{b(q)}iを順次連結して構成される。
構造化コードの集合は長さN＝q×wであるN系列を含むであろう。
【０１３９】
m＝15には原始根は無いが、R(15)について、もう一つの相異なる加算表を構成することが可能である。先ず、15と互いに素であるφ(15)＝8剰余整数に基づくR(15)についての乗算表は以下のようになる。
【０１４０】
【表３７】
2001527324.tif 000037
m＝15のときのZlを使用したR(15)に関する乗算表 
【０１４１】
次に、乗算表の各非ゼロ行を使って異なる加算表を構成する。乗算表の最初の非ゼロ行は、上記のように、m＝15のときZlを使用したR(15)に関する加算表-1を構成するが、その後の7つの非ゼロ行は、m＝15のときZlを使用したR(15)についての、他の7つの相異なる加算表を構成する。
【０１４２】
各加算表を使って、部分集合内の剰余系系列の連結順序を一意的に特定することによって、同じシード集合から構造化コードの集合を構成可能である。m＝15なので、m＝15のときのZlを使うと、R(15)についての相異なる8つの加算表が存在する。従って、特定されたシード集合に対しては、構造化コードの8つの集合を構成できる。然しながら、原始根が存在しないので、この場合、只１つの乗算表が構成され得る。 
【０１４３】
同様に、m＝psの場合、代替の構成規則を更に細分することが可能である。GF(p)についての次数sの既約多項式では、剰余類Zp[x]が、g(x)を法とする加算乗算に関するGF(p)についてガロア多項式体を形成する。GF(p)についてのガロア多項式体は、個々の次数が＜s-1であり、g(x)を法とする多項式の剰余類Zp[x]に属する、ps多項式要素を正確に含んでいる。
【０１４４】
この細分化を行うためには、多項式g(x)が既約であることが必要なだけである。次に、剰余類Zp[x]を使って、GF(ps)についての異なる乗算表を直接構成可能である。然しながら、この場合只１つの乗算表が構成できるだけである。その結果、乗算表の各非ゼロ行使って、異なる加算表を構成できるが、それが今度は、部分集合を構成する剰余系系列の連結順序を規定する。この場合また更なる細分化も可能である。g(x)が原始多項式であれば、条件３に記載した構成が使用される、というのは、GF(ps)の原始要素αでは、αの累乗、つまり、α0, α1, α2, ・・・αm-2 がg(x)を法として全て相異なり、Zp[x]における非ゼロ剰余系多項式に相当するからである。すなはち、各剰余多項式は、原始要素αの累乗として、表現可能であり、原始要素αの順序εはαs=1となるようにps-1に等しい。同様に、g(x)を法とするαの全累乗に基づく、GF(ps)についての乗算及び加算表を構成することが可能である。然しながら、多項式g(x)が既約であるが、原始関数でなければ、GF(ps)の どの要素αにとっても、αの累乗、つまり、α0, α1, α2, ・・・αm-2がg(x)を法として全て相異なるとはならない。代わりに、要素αの順序がεであれば、その場合、αε=1であるε<ps-1、但しε｜ps-1が最小の正の整数ではないが、ε-1までのαの累乗、つまり、α0, α1, α2, ・・・ αε-lはg(x)を法として、相異なる。この場合、g(x)を法とするα0, α1, α2, ... αε-1までのαの累乗に基づきGF(ps)についての乗算及び加算表を構成可能である。この更なる細分化を使用するとすれば、εの最大値を持つ要素αを選択することが好ましい、その場合、順序εのφ(ε)要素が正確に存在し、従って、順序εに対応するφ(ε)乗算表を構成することが可能である。加算表が一度定義されれば、構造化コードの構成を普通に進行させ得る。
【０１４５】
要するに、これらの細分化は構造化コードの構成理論を完成するために包含されている。実際上は、最も有用な構成が、条件１，３及び、整数剰余類Zmを使用した代替構成によって、与えられる。ｍが原始根を持たない非素数であるとき、或いは、g(x)が既約であるが原始関数でないとき、条件２及び上記の細分化によってあたえらる構成は実際上有用性は少ないが、それにもかかわらず完全である。
【０１４６】
上記のアルゴリズムは構造化コードの非常に多数の集合を構成する体系的な方法を与える。このセクションでは、通信方式に応用するために特に有用な構造化コードを生成するシード集合を選択するための指針を与えるアルゴリズムを説明する。具体的には、構造化コードの３つの集合を定義するが、それぞれ循環、直交及びバランス構造化コードと称する。構造化コードの集合の属性は、それらが構成される元のシード集合によって支持されている。一般的には、シード集合は、相当する実行される数学的演算に伴う二進又は非二進、実数又は複素数、4相又は多相を含む系列のどの集合からでも選択され得る。例えば、二進系列の場合、各長さがwであるm個の系列からなる、最高2w!/m!(2w-m)!の相異なるシード集合が存在する。従って、mやwが適度な値であっても、利用可能なシード集合の数は実際非常に多い。例えば、m=4かつ w=4のとき、1820個の利用可能な二進シード集合が存在する。
【０１４７】
二進系列の場合、シード集合をランダムな二進系列のいかなる集合からでも構成できるだろう。然しながら、シード集合を選択する最初で最も明白な方法は、既知の良好な相関属性を持つ既知の系列の集合から選択することである。例えば、シード集合は、 m-系列、ゴ−ルド(Gold)系列又はゴ−ルド(Gold)様系列の集合、カサミ(Kasami)系列の小規模集合、又はカサミ(Kasami)系列、バーカー(Barker)系列、ルジャンドル系列、GMW系列、ゴレイ(Golay)系列、フランク(Frank)系列、チュウ(Chu)系列、ハフマン(Huffman)系列等等の大規模集合、から選択可能である。しかしながら、良好な相関属性を持つ構造化集合は、シード集合における系列の数mがあるシード系列の長さwに等しいとき、つまりm=wのとき得られる。より具体的には、長さwの二進系列{αn}={α0, α1, α2,...αw-1}が循環的に相異なり、準バランスであり、かつ最適の周期的自己相関条件、 
【０１４８】
【式１】
2001527324.tif 000038
を満たす場合、{αn}のw左又は右循環シフトから構成されるシード集合{aw}から、良好な相関属性を持つ循環構造化コードの集合が作られる。準バランスとは、{αn}における「+」又は「-」要素の数が一つだけ異なることを意味するために用いる。循環構造化コードという名称はシード集合を構成するために使用される循環法をいう。例えば、準バランスであり最適の周期的自己相関条件を満足する系列には、全てのm-系列、二進バーカー(Barker)系列 (++-),(+++--+-)及び(+++---+--+-)、整数に対してw=4k-1のときのルジャンドル系列、及び特定のGMW系列がある。これらの条件を満足する二進系列は他に存在しない。循環構造化コードの集合を生成するためのシード集合を、m=w=7かつ{an}=(+++-+--),すなわちm-系列として、 構成する手順を以下に例示の目的で示す。
【０１４９】
【表３８】
2001527324.tif 000039
【０１５０】
構造化コードの生成に最も有意な構成の１つは、シード集合が直交し、かつm=wのときに現れる。ここで、直交するとはシード集合のあらゆる系列がそのシード集合の他のあらゆる系列と直交することを意味するために用いる。シード集合が直交し、かつm=wであれば、得られる構造化コードの集合は又直交する。直交構造化コードの集合は直交構造化コード（Orthogonal Structured Codes）と呼ばれている。従って、直交シード集合を定義することは直交構造化コードの生成に特に関連がある。ほとんど確実に、以下に示す理想的な周期的自己相関条件を満足する、ただ１つの周期的系列が存在し、 
【０１５１】
【式２】
2001527324.tif 000040
【０１５２】
かつ、この系列は{an}=(+++-)である。次に、直交シード集合{α(4)}が, {αn}の４つの左又は右循環シフトから構成可能であり、その結果生成した構造化コード{s(16)}の集合も又直交する。この特別な例は、条件３において先に証明されている。直交構造化コードを構成する第２の体系的方法は、シード集合として、ハダマード（Hadamard）行列（matrix）を使用することである。一つのハダマード行列は、m=w=2s を与える、どの2の整数累乗に対しても構成可能である。ハダマード行列の行は必ず直交するので、生成される構造化コードも又直交する。直交構造化コードを構成する第3の体系的方法も、循環的に相異なり、準バランスであり、かつ最適な周期的自己相関条件を満足する、長さwの二進系列{αn}=(α0,α1,α2 ・・・αw-1)の使用に基づく。
【０１５３】
【式３】
2001527324.tif 000041
【０１５４】
先ず、{αn}のwの左又は右循環シフトから、系列の集合を構成する。次に、R(τ)=-1但しτ≠0であれば、{-1}に等しい追加の系列要素が、その集合の各系列に付加され、{-1}に等しい全ての系列要素を持つ追加の系列がその集合に付加される。或いは又、R(τ)=+1但しτ≠0であれば、{+1}に等しい追加の系列要素が、その集合の各系列に付加され、{+1}に等しい全ての系列要素を持つ追加の系列がその集合に付加される。このようにして得られた系列の集合は、直交シード集合を形成する。例えば、準バランスで最適な周期的自己相関条件を満足する系列には、全てのm-系列、二進バーカー(Barker)系列 (++-),(+++--+-)及び(+++---+--+-)、w=4k-1でkは整数であるルジャンドル系列、及びある種のGMW系列が含まれる。これらの条件を満足する２進の系列が他にも又存在する。{αn}が循環的に相異なり準バランスで、かつ最適な周期的自己相関条件を満足するとき、直交シード集合を構成する手順を、{an}=(+++-+--),即ちm-系列として、以下に例示する。
【０１５５】
【表３９】
2001527324.tif 000042
【０１５６】
直交構造化コードの集合を構成する４番目の体系的方法は、直交構造化コードの小さな集合を、直交構造化コードのより大きな集合構成におけるシード集合として、使用することである。直交構造化コードの集合を構成する５番目の体系的方法は、直交ゴールド(Gold)系列の集合からシード集合を選択することである。
【０１５７】
ワイヤレス通信方式に対する主要な制約の１つは、同一チャンネル効果、多元接続効果及び多重通路伝播効果により起こる干渉である。干渉に対抗するスペクトル拡散技術の有効性は、スペクトル拡散に用いられる拡散系列の属性に依存する。構造化コードには、スペクトル拡散方式のための良好な自己相関と相互相関がある。直交構造化コードは、各コードが集合内で他のあらゆるコードと直交するので、特に重要である。スペクトル拡散技術に基づくワイヤレス通信ネットワークは、同一周波数帯域で同時に相関したときの異なる系列間の相互干渉を相殺するために、直交系列を使用することが多い。これまでのところ、最もよく使用されている直交系列の集合は、ハダマード行列の行から取り出したウォルシュ(Walsh)コードである。然しながら、Nは整数累乗２でなければならないが、コード長Nあたり、ウォルシュコードの、只１つの集合が存在する。上記の系列構成アルゴリズムは、コード長Nあたりの直交構造化コードの集合の数を拡張する。より重要なことは、このアルゴリズムによって、最も実用的系列長かつそれを超える長さの、直交構造化コードの多重集合を体系的に構成できるということである。尚、直交構造化コードの１つの非常に有用な属性は、それらが系列の補集合（Complementary Set）を形成するということである。即ち、直交構造化コードの集合における全ての系列の非周期的自己相関関数が、ゼロシフトを除き、あらゆる時間シフト（time shift）に対して総計でゼロになる。
【０１５８】
直交構造化コードの集合を生成するための構成規則の柔軟性を、m=23,つまりP=2かつ s=3を例にとって説明する。先ず、直交シード集合{α(8)}が、循環的に相異なり、準バランスで最適な周期的自己相関条件を満足するm-系列{αn}=(+++-+--)を使用して、構成される。
【０１５９】
【表４０】
2001527324.tif 000043
【０１６０】
この例では、シード集合の各系列は、w=8の長さを持っている。i=0,1,2,3,4,5,6及び7に対して、上記の手順を使用して、w=8の剰余系を、以下のように構成する。
【０１６１】
【表４１】
2001527324.tif 000044
【０１６２】
【表４２】
2001527324.tif 000045
【０１６３】
α=xが原始多項式g(x)=x3+x+1の原始要素なので、g(x)を法とするαの累乗は、(α0,α1,α2,α3,α4,α5,α6)=(1,x,x2,x+1,x2+x,x2+x+1,x2+1)である。従って、q=ps=23であり、g(x)=x3+x+1を法とするGF(23)についての対応する乗算表M(23)は、下記のとおりである。
【０１６４】
【表４３】
2001527324.tif 000046
α=xかつg(x)=x3+x+1に対するGF(23)に関する乗算表 
【０１６５】
乗算表の７つの非ゼロ行を使って、７つの相異なる加算表を構成することが可能である。乗算表の最初の非ゼロ行から構成される加算表-1は下記のとおりである。
【０１６６】
【表４４】
2001527324.tif 000047
α=xかつg(x)=x3+x+1に対するGF(23)に関する加算表-1 
【０１６７】
各剰余系{c(m)}iに対応する部分集合{b(q)}iが、q=ps=23である加算表A(23)の行に従って{c(m)}iの系列を連結することによって、構成される。この手順は、0→0、1→1、x→2、x2→3、x+1→4、x2+x→5、x2+x+1→6そしてx2+1→7という順次マッピングに従って、整数剰余類Zm=8={0,1,2,3,4,5,6,7}を多項式剰余類Zp=2[x]={1,x,x2,x+1,x2+x,x2+x+1,x2+1}に代入することによって、容易になる。次に、第i番目の部分集合{b(8)}iは以下のとおりである。
【０１６８】
【表４５】
2001527324.tif 000048
【０１６９】
次に、各長さが64である64個の直交系列{sk(・)}を含む直交構造化コード{S(64)}の集合が、i=1,2,3,4,5,6及び7に対して、部分集合{b(8)}iを順次連結することによって、以下のように構成される。
【０１７０】
【表４６】
2001527324.tif 000049
【０１７１】
【表４７】
2001527324.tif 000050
【０１７２】
各原始要素αに対して、同じシード集合から、直交構造化コードの合計７つの相異なる集合が構成可能である。なぜなら、７つの相異なる加算表がどの１つの原始要素からも誘導可能だからである。系列は各集合内で直交するが、それら系列は集合間では直交しない。しかしながら、同じ原始要素から導かれた異なる集合に属する系列間の同相の相互相関値（inphase crosscorrelation value）は、必ずN1/2(即ち、この場合は8)に等しい。なぜなら、対応する加算表が、列あたり只１つの一致した要素を持つように担保されているからである。更に、φ(ps-1)=φ(23-1)=6の原始要素が完全に存在し、それらはg(x)を法とする変数xにおける剰余多項式に対応しているので、各原始多項式から構成可能な直交構造化コードの集合の合計数は42である（即ち、6×7）。そして、正確に、g(x)=x3+x+1及び g(x)=x3+x2+1である、φ(ps-1)/s=φ(23-1)/3=2の、GF(23)において次数s=3の原始多項式が存在するので、合計84個(即ち、2×6×7)の相異なる、直交構造化コードの集合が１つのシード集合から構成可能である。要するに、m=ps=wとすれば、φ(ps-1)/sの、GF(ps)において次数sの原始多項式が存在し、それぞれがφ(ps-1)の原始要素を個々に持ち、それらはps-1の相異なる加算表を個々に持つている。その結果、条件m=wに対して、共通シード集合から構成可能な直交構造化コードの、相異なる集合の合計数は 
【０１７３】
【式４】
2001527324.tif 000051
によって与えられる。
【０１７４】
m＝w＞4のとき、利用可能な直交シード集合の数は多いので、実際、構成可能な直交構造化コードの集合の全数は非常に多い。例えば、次の表は６つの相異なる直交シード集合を示し、それらは個々に6４個の直交構造化コードからなる、集合を構成するために使用可能である。表は決して網羅的ではなく、各長さw＝8のm＝8系列を含む、より多くの直交シード集合が存在する。例示したものには、長さ７の２つのm-系列に関する直交構成、8×8ハダマード行列からとったウォルシュコードの集合、直交ゴールド系列の8×8集合、及び直交系列の２つの任意の8×8集合が含まれている。例示のものに対しては、長さ64の64個の直交系列を個々に含む直交構造化コードの、合計504個の相異なる集合が、６つの同定された直交シード集合を使用して、構成可能であろう。そのような系列は、低い相関値を持つ系列の多数の集合が必要な、セル方式の移動応用性には理想的であることは明らかである。
【０１７５】
【表４８】
2001527324.tif 000052
【０１７６】
要するに、この例で構成した直交構造化コードの集合は循環的に相異なる。循環的に相異なるという用語は、集合のあらゆる系列が、その集合内にあるどの他の循環的シフトでもなく、従って各系列がN=64において周期的であることを意味するために用いる。この属性は各加算表の行と列が相異なることによって、実現される。一般に、p＞2かつs＞3のとき、GF(ps)に関する加算表は必ず相異なるであろうし、従って、直交構造化コードの得られる集合は必ず循環的に相異なるであろうと想像される。具体的には、この属性は系列が多重通路において使用される時に有益である、何故なら、それらは多重通路において「直交」のままであるだろうからである。これは、循環的に相異なることが無く、従って他の擬ランダム系列によって覆われる或いはマスクされなければ、多重通路において直交ままではないウォルシュコードの集合と対照的である。p＝2かつs＝2のとき、g(x)=x2+x+1を法とするGF(4)に関する加算表の行及び列は相異ならない（条件３に述べた構成例参照）。これは加算表が相異ならないときに唯一の付随条件であると想像される。しかしながら、相互相関条件が、同じ原始要素から導かれた異なる加算表に属する集合間で緩和されると、この場合、その加算表の代替の形態を使用可能であり、それは以下に示すように、要素の回転や交換を伴う。
【０１７７】
【表４９】
2001527324.tif 000053
α=xかつg(x)=x2+x+1に対するGF(22)に関する加算表 
【０１７８】
【表５０】
2001527324.tif 000054
α=xかつg(x)=x2+x+1に対するGF(22)に関する代替加算表 
【０１７９】
代替加算表は、単一の集合が一度展開されるスペクトル拡散通信方式に使用してもよい。それによって他の集合との相互相関が避けられ、また、展開した集合の系列が循環的に相異なることが確保され、従って多重通路における「直交性」が担保される。もし直交構造化コードの幾つかの集合を同時に展開すべきならば、その代替加算表は好ましくない。
【０１８０】
構造化コードの光波スペクトル拡散通信方式における利用は、ユニポーラ／バイポーラ相関技術によって達成される。一般に、ユニポーラ／バイポーラ相関には、面倒な用語、つまり光検出器を受信機前置増幅器に交流結合することによって除去可能であるものの、面倒な項、つまりオフセットが付きまとう。オフセットは、ＣＤＭＡの場合の同時に送信される拡散系列の数や、拡散系列の１−０アンバランスによって引き起こされる。光検出器の直流結合を必要とする応用においては、オフセットは、バランスした系列を使用するか、或いは差動信号伝達フォーマットを生成する補足的（complementary）（第２の）チャンネルを使用することによって除去できる。名目的には、第２のチャンネルは波長分割多重化（multiplexing）技術によって与えられる。バランス構造化コードを、光波通信用として以下に説明する。しかしながら、差動ユニポーラ／バイポーラ信号伝達機構を第２の物理チャンネルの必要なしに実現するために、また、直交構造化コードを使用することもできる。
【０１８１】
バランスした構造化コード（Balanced Structured Code）の集合は、バランスシード集合から構成可能である。バランスしたシード（balanced seed）という用語は、シード集合のあらゆる系列が「+1」及び「-1」要素の等しい数を持つことを意味するために用いる。シード集合がバランスすると、得られる構造化コードの集合もバランスする。バランスしている構造化コードの集合を、バランス構造化コードと呼ぶ。従って、バランスシード集合の特定は、本質的に、バランス構造化コードの生成に関連する。バランス構造化コードを構成する体系的方法は、又、循環的に相異なり、準バランスし、かつ最適な周期的自己相関条件を満足する、長さwの二進系列{an}=(a0,a1,a2,・・・aw-1)の使用に基づく。
【０１８２】
【式５】
2001527324.tif 000055
【０１８３】
先ず、系列の集合は、{an}のw左又は右循環シフトから構成される。次に、τ≠０でR(τ)＝-1であれば、{-1}に等しい追加の系列要素がその集合の各系列に追加される。或いはまた、τ≠０でR(τ)=+1であれば、{+1}に等しい追加の系列要素がその集合の各系列に付加される。得られた系列の集合は、従って、バランスシード集合を形成する。例えば、準バランスであり、かつ最適な周期的自己相関条件を満足する系列には、全てのm-系列、二進バーカー系列 (++-),(+++--+-)及び(+++---+--+-)、w=4k-1でkは整数であるルジャンドル系列、及びある種のGMW系列が含まれる。これらの条件を満足する他の二進系列も存在する。{an}が循環的に相異なり、準バランスであり、かつ最適な周期的自己相関条件を満足するときに、バランスシード集合を構成する方法を、{an}=(+++-+--)、即ち、m-系列を例にとって以下に示す。この例では、m=7であり、またw=8である。
【０１８４】
【表５１】
2001527324.tif 000056
【０１８５】
バランス構造化コードの集合を構成する他の体系的方法は、バランス構造化コードの小集合を、バランス構造化コードのより大きな集合の構成におけるシード集合として使用することである。
【０１８６】
このようにして、構造化コードを構成するためにアルゴリズムが実現される。尚、系列の特定の集合は、スペクトル拡散通信技術における使用のために既に定義した。
【０１８７】
拡散系列の応用を、特定の送信機及び受信機構造を参照してここに記載する。通常、送信機及び受信機は双方向通信のための通信通路の各末端に結合される。従って、例として、トランシーバ設計は、M値双直交キーイング機構に基づく。別の例はM値双直交キーイング機構となるであろう。M値双直交キーイング機構において、M個の可能な記号の１つが各記号区間の間に伝送される。ここで、M>2である。各記号は、K=M/2正規直交（orthonormal）基底関数を使用するK-次元（k-dimensional）の信号空間における座標を示す。M値双直交キーイングにおいて、記号集合はM/2正規直交基底関数及びそれらの補集合よりなる。提示するトランシーバ設計では、正規直交基底関数は直交構造化コードの集合より選択される。その結果、スペクトル拡散とM値伝送が、単一帯域幅有効変調機構において結合される。M値双直交キーイングは確立したデジタル変調機構ではあるが、直交構造化コードの正規直交基底関数としての使用は完全に新規である。
【０１８８】
以下の記載において、採用した記号法では、{φn(j)}は、要素φｎ∈{±１}を持つ第j番目の直交構造化コードを示し、｛Φn(j)｝は要素Φn∈{1,0}を持つ{φn(j)}のユニポーラ性バージョン（version）、そして、φj(t)及びΦj(t)は、それぞれ{φn(j)}及び｛Φn(j)｝のバイポーラ性及びユニポーラ性波形バージョンを示す。尚、d(t)及びD(t)は、それぞれ単位振幅と長方形のバイポーラ性及びユニポーラ性波形データを示す。
【０１８９】
この一般的な構成において、先ず送信機構造を、図１を参照して説明する。ユニポーラ二進データD(t)は、1/Tの速度で1:k多重変換装置へ送られる。ここでk=log2Mである。多重変換装置において、(k-1)最上位のビット(MSB)が使用されて、K=M/2=2k-1系列から１つが選択され、それによって、記号波形が決まる。最下位のビット(LSB)は、系列が補足されるかどうかを決め、それによって記号コードブックの他の半分が実現される。そして、得られた記号波形が、伝送に利用できるようになる。送信機構造は、記号波形がスペクトルを拡散し、正規直交基底関数として作用するという２重の機能性を有していることを除いて、標準M値双直交キーイング機構に基づく。このことは、系列が直交構造化コードの集合から採られているので、可能となる。一般に、このことは、0＜j＜K-1及びKの最大値をNとして、 
【０１９０】
【式６】
2001527324.tif 000057
によって表現することができる。
【０１９１】
図２は受信機設計の回路図である。上記のM値送信機構造に対しては、対応する受信機が、K＝M/2＝2k-1である正規直交基底関数φj(t)に整合したK-相関器のバンクからなる。相関器の出力はサンプラーへ送られ、時間t=kTにおいてサンプリングされて、その後、判断論理ブロック（decision logic block）へ送られ、そこでは、伝送されたデータの最大蓋然性（見込み）検出が行われる。M値双直交機構では、これには、K-相関器のバンクの出力の最大量のピーク及びその後の最大量のピークの極性の検索を伴う。次に、この情報は伝送された記号及び、従って、対応するデータのビットを一意的に同定するのに使用できる。論理出力は、
【式７】
2001527324.tif 000058
であり、D(t)の推定値（estimate）は、送信機に入力された元のユニポーラ二進データである。
【０１９２】
第１の実施態様では、ワイヤレス通信方式が開示される。図１及び図２を参照して述べた発信機及び受信機の構造が、直交構造化コードに基づくコード化信号に適用される。そのような一般化した構造は、いかなるスペクトル拡散信号伝達機構にも使用できる。例えば、無線通信方式においては、図１に示した発信機の出力は、振幅、周波数或いは相変調技術のいずれかを用いて、直接搬送波変調できる。ユニポーラ／バイポーラ相関技術に基づくワイヤレス赤外線通信方式では、図３及び４に、電気−光インターフェ−スを組み込んだ発信機及び受信機構造の回路図を示す。発信機では、同じM値双直交キーイング機構を使用して、駆動回路を直接制御するユニポーラ性記号波形を生成する。駆動回路は光波供給源、例えば発光ダイオード或いはレーザダイオード、のオンオフを切り替える。図１の一般化された構造におけるように、正規直交基底関数が、直交構造化コードの集合から得られる。
【０１９３】
図４に示す受信機では、光学信号が１つのフォトダイオード或いは一連のフォトダイオードによって検出され、広帯域トランスインピーダンス増幅器によって増幅され、そして、K-相関器のバンクへ送られる。相関器の出力はサンプラーを通って送られ、時間t=kTにおいてサンプリングされた後、伝送されたデータの最大蓋然性検出を実行する判断論理ブロックへ送られる。
【０１９４】
フォトダイオードを受信機に直流結合すると、上記のユニポーラ／バイポーラ相関技術では、拡散系列がアンバランスの場合、オフセットが生成される。この内在的なオフセットを除去する１つの方法は、正規直交基底関数として、バランス構造化コードを使用することである。しかしながら、バランス構造化コードの完全集合の性能は、直交構造化コードの完全集合の性能より劣る。フォトダイオードを受信機に交流結合すると、直交構造化コードが系列依存性オフセットの導入なしに使用できる。直流結合が要求される応用では、アンバランス系列によって産生されるオフセットを、差動ユニポーラ／バイポーラ信号伝達フォーマットによって、効率的に除去可能である。図５に差動ユニポーラ／バイポーラ信号伝達機構の回路図を示す。オフセット効果を除去することに加えて、差動ユニポーラ／バイポーラ信号伝達機構により、同相干渉が除去される。これは、赤外線ワイヤレス伝送実施態様における、人工の周囲の光干渉、例えば、電気安定器駆動ランプによって産生される干渉に対処するのに特に有用である。
【０１９５】
1/Tの速度でバイポーラ性データd(t)及びその逆-d(t)は、それぞれ、正規直交基底関数φjc(t)及びφjs(t)で乗算（multiplication）することによって拡散される。ここでφjc(t)及びφjs(t)は拡散系列の直交対である。実際には、φjc(t)及びφjs(t)は直交構造化コードの集合から選択できる。直交構造化コード{sn(j)}及びその逆系列
【式８】
2001527324.tif 000059
は直交対を形成するので、φjc(t)≡{Sn(j)}及び
【式９】
2001527324.tif 000060
を選び、系列の効率的な割り当てになるようにするのが望ましい。次に、信号の直交対は、レベルシフター（Level Shifter）を利用して、バイポーラ形式からユニポーラ形式へ変換され、合計された後、光波媒体のようなユニポーラ性チャンネル上を伝送される。
【０１９６】
受信機では、全受信信号s(t)が、双極正規直交基底関数φjc(t)及びφjs(t)によって、並行して直接乗算される。乗算器（multipliers）からの出力に対して減算処理が行われ、得られた差動（difference）信号は、記号周期Tについて積分される。差動ユニポーラ／バイポーラ信号伝達機構においては、相関器出力の同相（in-phase）値は、バイポーラ−バイポーラ信号伝達フォーマットを使用して得られるものと同じである。
【０１９７】
図３及び４に示す発信機及び受信機構造を、図５に示す回路によりM値双直交キーイング機構を拡大して、ユニポーラ／バイポーラ信号伝達フォーマットから差動ユニポーラ／バイポーラ信号伝達フォーマットに変換することができる。
【０１９８】
その結果、受信機では、分枝あたり２個の乗算器が必要である。差動信号伝達を組み込んだM値双直交キーイング機構の回路図を図６に示し、対応する受信機の回路図を図７に示す。発信機では、差動記号波形が分離光波供給源を駆動する。その結果、差動信号の加重（summation）が光波チャンネル上で行われる。この設定は駆動回路がデジタルのままであり、よって発信機の非線形性問題が避けられるという利点がある。
【０１９９】
所定の系列長さNに対して、スペクトル拡散通信方式のスペクトル効率を、１つのトランシーバーにおける直交構造化コードの２以上の相異なる集合を利用して、実質的に増大することができる。図８および９に、それぞれ、M値双直交キーイング機構に２つの相異なる直交コード集合を使用する発信機及び受信機の回路図を示す。即ち、トランシーバは、並列に結合されているが２つの相異なるコード集合を使用する、２つのM値双直交キーイング機構からなる。この場合、通信連結（link）のキャパシティーは倍になる。図８に示す発信機ではユニポーラ二進データD(t)が、1/Tの速度で1:2k多重変換装置へ送られる。ここで k=log2Mである。第１のk多重変換データビットはM値双直交キーイング機構の一分枝に送られるが、第２のk多重変換データビットは、M値双直交キーイング機構の他の分枝に送られる。図９に示す受信機は、K-相関器の２つのバンクからなり、１つは第１のコード集合に整合しており、他は第２のコード集合に整合している。２つの相異なる最大蓋然性検出器は、各並列M値双直交機構に属するデータを検出するために使用される。一度検出されると、各分枝からのデータは2k:1多重変換装置を利用して結合される。理想的には、相異なるコード集合は、２つの記号波形が並列に送受信されたときの、いかなる相互相関干渉も避けるために、直交すべきである。実際上は、相異なるコード集合は、互いに直交ではないので、相互干渉が発生する。しかしながら、コード集合は、多数の直交構造化コードから、相互相関干渉が伝送エラーを起こさないように、選択することが可能である。N=16として、２つのそのようなコード集合の例は、同じ乗算表から導かれた２つの相異なる加算表を利用したシード系列{an}=(+,+,+,-)について構成される直交構造化コードである。
【０２００】
差動ユニポーラ／バイポーラ信号伝達フォーマットにおける拡散系列は直交することが、必須ではないが、好ましいと考えられる。唯一の要件が拡散系列依存オフセットを除去することであれば、周期的二進系列{an}及び{bn}のいかなる対も、それらが同じ{1,0}チップ（chip）アンバランスを有しているとして、使用可能である。この条件は、系列{an}及びその逆系列
【式１０】
2001527324.tif 000061
からなる系列対を利用して満足させてもよい。非直交系列対の使用の有り得る不利益は、相互相関干渉が受信機に引き起こされるということである。しかしながら、系列の初期相を適切に選択することによって、相互相関干渉は破壊的というよりは、むしろ構成的（constructive）にすることが可能である。図１０には、いかなる周期的二進系列にも適用できる差動ユニポーラ／バイポーラ信号伝達機構の回路図を示す。
【０２０１】
第１の例示実施態様では、ワイヤレス・ローカル・エリア・ネットワークのための赤外線通信方式が、複数の遠隔通信端末からなり、各端末は、スペクトル拡散通信方式技術のための拡散系列を生成しコード化する手段を有する送信機回路、コード化された赤外線信号を発信する手段、及びスペクトル拡散通信方式における拡散系列を復号する手段を有するコード化された赤外線信号を受信する受信機回路が含まれる。
【０２０２】
この実施態様では、各遠隔通信端末が、図３及び４にそれぞれ示す送信機及び受信機の対か、図６及び７にそれぞれ示す送信機及び受信機の対のいずれかを利用できる赤外線トランシーバを含む。図３及び４に従って装備されたトランシーバに対して、二進データは1:k 多重変換装置に送られ、そこからk-1 MSBが利用されて、LSBによって補足される、或いはされないK系列から１つが選択される。コード集合は、直交構造化コードの集合から選択される。そのようにして生成される記号波形は、発光ダイオード或いはレーザダイオードのような光波供給源を輝度変調（intensity modulate）するために使用される。受信機では、光電性検出器（photosensitive detector）、例えば一つのフォトダイオード又は一連のフォトダイオードが光波信号を検出する。得られた光電流は増幅され、K-相関器のバンクがK整合フィルタサンプルを生成する。Kサンプルは、k伝送データビットを検出し、それらを伝送データの推定値である、単一の直列ビットストリームに変換する、最大蓋然性検出器回路に送られる。各受信機には、受信した信号をK-相関器のバンクで使用した局所発生拡散系列と並べる、同期手段が含まれる。
【０２０３】
図６及び７に従って装備されたトランシーバに対しては、ユニポーラ性二進データD(t)が、1:k多重変換装置に送られる。k-1 MSBが、互いに直交する２つの相異なるコード集合、すなわち{Φ}c及び{Φ}sに与えられる。ここで{Φ}cは{Φ}sに直交する。k-1 MSBは、{Φn(j)}c及び{Φn(j)}sによって表される両コード集合におけるK系列から１つを選択するために使用される。論理「高（"Hi"）」のときのLSBは{Φn(j)}cを補足しないであろうが、{Φn(j)}sを補足するであろう、また、LSBが論理「低（"Lo"）」のときは、その逆である。各記号波形は、別の光波供給源、例えば発光ダイオード又はレーザダイオードを強度変調するために使用される。差動記号波形は、光波媒体における並列記号波形の総和によって形成される。或いはまた、並列記号波形を電気−光変換の前に、総計することが可能であり、得られた差動記号波形は、単一光波供給源を駆動するために使用される。受信機では、例えば１つのフォトダイオードや一連のフォトダイオードのような、光電性検出器が光波信号を検出する。得られた光電流は増幅されて、K差動相関器のバンクがK整合フィルタサンプルを生成する。差動相関器は２つの並列相関器からなり、それぞれは互いに他方の記号波形の可能な対であり、その出力は減算される。Kサンプルは最大蓋然性検出器回路に送られ、その検出器回路では、k伝送データビットが検出され、単一並列ビットストリームに変換されるが、それは伝送データの推定値である。各受信機には、受信した信号を、K-差動相関器のバンクで使用した局所発生拡散系列と並べる、同期手段が含まれる。
【０２０４】
上記実施態様で用いた技術の利点は、次のとおりである。
(1)M値双直交キーイングと組み合わされたとき、直交構造化コードの集合が、狭帯域干渉や多重通路伝搬効果に対して強い、帯域幅有効変調機構を与える。
【０２０５】
(2)差動ユニポーラ／バイポーラ信号伝達を光波スペクトル拡散通信方式に埋め込んだとき、同相干渉信号が除去される。光波スペクトル拡散方式においては、これが、拡散系列のアンバランスによって生じる直流オフセットを除去するという利点をもつ。ワイヤレス光波スペクトル拡散方式においては、これが周囲の人工光からの干渉によって起こるシステム性能の劣化を減じるという付加利点をもつ。
【０２０６】
(3)直接拡散系列として使用すると、直交構造化コードの集合が多重通路条件下で直交のままであり、そして一般的には、優れた自己相関及び相互相関属性を持つ。
【０２０７】
(4)直接拡散系列として使用すると、直交構造化コードの集合が、補集合を形成するので、トランシーバ対間の同期を助ける。
【０２０８】
第２の例示実施態様では、ワイヤレス・ローカル・エリア・ネットワークのための無線通信方式が複数の遠隔通信端末を含み、各端末には、スペクトル拡散通信方式技術のための拡散系列を生成しコード化する手段を有する発信機回路、コード化された無線信号を発信する手段、及びスペクトル拡散通信方式における拡散系列を復号する手段を有するコード化された無線信号を受信するための受信機回路が含まれる。
【０２０９】
この実施態様では、各遠隔通信端末は、それぞれ図１及び２に示した発信機及び受信機の対を利用する無線トランシーバを含む。発信機では、二進データが1:k 多重変換装置に送られ、そこからk-1 MSBが利用されて、LSBによって補足される、或いはされないK系列から１つが選択される。コード集合は直交構造化コードの集合から選択される。生成された記号波形は、伝送のための電波搬送波を変調する。受信機では、電波信号がアンテナ経由で検出され、その後電波搬送波を除去するために、復調される。K相関器のバンクは、K整合フィルタサンプルを生成する。そのKサンプルは最大蓋然性検出器回路へ送られ、そこでは、k伝送データビットが検出され、単一直列ビットストリームに変換されるが、それは伝送データの推定値である。各受信機には、受信した信号を、K-相関器のバンクで使用した局所発生拡散系列と並べる、同期手段が含まれる。
【０２１０】
上記実施態様で用いる技術の利点は、次のとおりである。
(1)M値双直交キーイングと組み合わせると、直交構造化コードの集合は、狭周波数帯干渉及び多重通路伝搬効果に対して強い、帯域幅有効変調機構（bandwidth efficient modulation schemes）を与える。
【０２１１】
(2)直接拡散（direct spreading）系列として用いると、直交構造化コードの集合は多重通路条件下で直交のままであり、一般に、優れた自己相関及び相互相関属性を有する。
【０２１２】
(3)直接拡散系列として用いると、直交構造化コードの集合は、補集合を形成するので、トランシーバの対の間での同期を助ける。
【０２１３】
上記実施態様では、信号を干渉する共通の様式が図６及び７に示す構造に基づく電波スペクトル拡散方式内に差動信号伝達機構を埋め込むことによって除去できる。
【０２１４】
第３の例示実施態様では、例えば、セル方式移動性無線ネットワーク、ワイヤレス・ローカル・ループ・ネットワーク、無線パケット・データ・ネットワーク又は衛星ネットワークで用いる無線コード分割多元接続（CDMA）通信方式は、無線信号を、それぞれ中央基地局に送信し、それから受信する複数個の遠隔通信端末を含む。各遠隔端末は、CDMA通信方式技術のための拡散系列を生成しコード化する手段、コード化された無線信号を送信する手段を有する送信機回路、並びにCDMA通信方式において拡散系列を復号する手段を有するこード化された無線信号を受信する受信機回路を有する。各基地局は、CDMA通信方式技術のための拡散系列を生成しコード化する手段、コード化された無線信号を送信する手段を有する送信機回路、並びにCDMA通信方式において拡散系列を復号する手段を有するコード化された無線信号を受信する受信機回路を有する。
【０２１５】
この実施態様は、一般に、固定化ネットワークに接続された、集中（centralised）アクセスポイント、及びアクセスポイントの通達範囲（coverage）地域内の多数の遠隔端末からなる。このネットワーク位相（topology）は、セル方式移動性無線ネットワーク、ワイヤレス・ローカル・ループ・ネットワーク又はパケットデータ無線ネットワークを代表する。通常は、周波数分割二重化（duplexing）は、アップリンク及びダウンリンク伝送を分離するのに使用される。しかしながら、アップリンク又はダウンリンクのいずれかの内で、通信チャンネルの間の分離は、コード分割多元接続によって達成される。ダウンリンク送信機は、ユーザの二進データを用いて直交構造化コードを、系列逆キーイングする（to sequence inverse key an Orthogonal Structured Code）。この方法は、直交構造化コードの完全集合が用いられるときに、隔室（cell）内の各ユーザがその隔室内のいずれの他のユーザにも直交することを確実にする。この応用においてウォルシュコードと対立する直交構造化コードを使用することの重要な利点は、直交構造化コードは、ウォルシュコードではそうでない、多重通路において直交のままであるということである。系列逆キーイング後、信号波形は、伝送のための電波搬送波を変調する。ダウンリンク受信機は、ダウンリンク送信機によって実行される演算を逆にする（reverses）。電波信号は、アンテナによって検出され、電波搬送波を除去するために復調される。得られた信号は、隔室中の全てのユーザに対して意味のある（intended for）信号からなる。あるユーザのデータは、対応する直交構造化コードと一致する整合フィルタ検出器（matched filter detector）を用いて正常な状態に戻される（recovered）。
【０２１６】
ユーザのアップリンク送信機は、M値双直交キーイング機構である、図１に示す構造に基づく。二進データは、LSBによって補足（complemented）されていてもよいK系列から１つを選択するのにk-1 MSBが用いられる、1:k多重変換装置に送られる。コード集合は、直交構造化コードの集合から選択される。生成された記号波形は、伝送のための電波搬送波を変調する。ユーザアップリンク受信機は、図２に示す構造に基づいている。電波信号は、アンテナによって検出され、電波搬送波を除去するために復調される。K-相関器のバンク（bank）は、K整合フィルタサンプル（sample）を生成する。Kサンプルは、kのデータビットを検出し、それを、送信されたデータの推定値（estimate）である、単一の直列ビットストリーム（single serial bit stream）に変換する、最大見込み検出器回路に送られる。各受信機は、受信した信号をK-相関器のバンク中で用いられる局所的に生成された拡散系列と一直線に並べる（aligns）、同期手段を含む。
【０２１７】
上記実施態様で用いられる技術の利点は、次のとおりである。
(1)M値双直交キーイングと組み合わされると、直交構造化コードの集合は、狭周波数帯干渉及び多重通路伝搬効果に対して強い、帯域幅有効変調機構を与える。
【０２１８】
(2)直接拡散系列として用いるときは、直交構造化コードの集合は多重通路条件下で直交のままであり、一般に、優れた自己相関及び相互相関属性を有する。
【０２１９】
(3)直接拡散系列として用いると、直交構造化コードの集合は、補集合を形成するので、トランシーバの対の間での同期を助ける。
【０２２０】
上記実施態様では、信号を干渉する共通の様式が図６及び７に示す構造に基づく電波スペクトル拡散方式内に差動信号伝達機構を埋め込むことによって除去できる。これは、アップリンク及びダウンリンクの両者においてそのようにできる。
【０２２１】
第４の例示実施態様では、光ファイバー・ローカル・エリア・ネットワークのための光波CDMA通信方式は、光波信号を送信及び受信し、光ファイバーによって相互に接続される複数個の遠隔通信端末を含む。各端末は、光波CDMA通信方式技術のための拡散系列を生成しコード化する手段を有する送信機回路、コード化された光波信号を送信する手段、及び光波CDMA通信方式において拡散系列を復号する手段を有するコード化された光波信号を受信するための受信機回路を有する。
【０２２２】
語句「光波」は、可視光並びに近及び遠赤外光の範囲内の電磁放射を意味するために用いられる。
【０２２３】
この実施態様では、各通信端末は、図５に示す送信機及び受信機構造に基づく光波トランシーバを含む。一般に、光波トランシーバは、光ファイバーなどの共有された光波媒体によって相互に接続される。送信機において、二進データは単一の直列ビットストリームから、元のデータ及びその逆（inverse）からなる２つの並行な差動ビットストリームへ変換される。各差動ビットストリーム系列は、一意的な拡散コードを逆キーイング（inverse keys）し、ここで、各一意的な拡散コードは、直交構造化コードの集合から選択される。次いで、各差動スペクトル拡散信号は、個々の光波供給源、例えば発光ダイオード又はレーザダイオードを、輝度変調する（intensity modulates）。この２つの放射された光波信号は、光波伝送媒体上で加算され、差動スペクトル拡散信号を産生する。別の構成では、２つの並行スペクトル拡散信号は、先ず加算され、その加数（summand）が単一光波供給源を輝度変調する。
受信機では、感光性検出器、例えばフォトダイオードは、光波信号を検出する。得られた光電流が増幅され、差動相関器が整合フィルタサンプルを生成する。このサンプルは、送信されたデータの推定値である、直列ビットストリームを検出する二進閾値検出器回路に送られる。用いられる系列が同じ{1, 0}チップアンバランス（chip imbalance）を有する場合（図１０参照）、差動信号伝達機構が任意のコード対を用いて差動データを拡散できることに注意すべきである。各受信機は、受信した信号を、相関器で用いられる局所的に生成された拡散系列と一直線に並べる同期手段を含む。
【０２２４】
上記実施態様で用いられる技術の利点は、次のとおりである。
(1)差動ユニポーラ／バイポーラ信号伝達が光波スペクトル拡散通信方式内に組み込まれると、コモンモードの干渉信号が除去される。光波CDMA方式では、これは拡散系列のアンバランスによって引き起こされる直流オフセット（offset）を除去するという利点を有する。
【０２２５】
(2)直接拡散系列として用いるときは、直交構造化コードの集合は、優れた自己相関及び相互相関属性を有する。具体的には、同期するときに、系列はN人のユーザ（ここで、Nは集合のサイズである）をサポートするだけでなく、近／遠効果（near/far effect）を除去するだろう。
【０２２６】
(3)直接拡散系列として用いるときは、直交構造化コードの集合は、補集合を形成するので、トランシーバ対の間の同期を助ける。
【０２２７】
本明細書中で上記に提示した系列は、スペクトル拡散通信方式技術のための拡散系列における顕著な発展を表す。例えば、直交構造化コードは、特定の充分に定義された循環的シフトに対する直交性という属性と、他の循環的シフトに対する小さい自己相関及び相互相関値とを結合させる（combine）。これらの属性は、直交構造化コードを、直接スペクトル拡散方式における理想的な拡散系列にする。具体的には、同期されるときは、非分散チャンネル（non-dispersive channel）での近／遠効果を未然に防ぎつつ、直交構造化コードは100％の分光効率を与えることができる。しかしながら、分散チャンネル（dispersive channel）では、直交構造化コードは、ウォルシュコードとは違って、直交のままである。重要なことは、本明細書に記載されたアルゴリズムは、最も実用的なコード長及びそれを超えるコード長に対して直交系列の複数の集合を体系的に構成できることである。すなわち、直交構造化コードの2以上の集合が所定の系列長Nについて構成できる。そのようなコード集合が、スペクトル拡散通信方式のキャパシティーの実質的な増加を得るために、並行して（in parallel）使用できることを意味している。さらに、直交構造化コードの非常に有用な属性は、それらが系列の補集合を形成することである。すなわち、直交構造化コードの集合中の全系列の非周期的自己相関関数は、ゼロシフトを除き、あらゆる時間シフト（time shift）に対して総計でゼロになる。
【０２２８】
これらの系列の応用は、赤外線ワイヤレス通信方式に限られず、電波並びに光波技術を含む、ワイヤレス技術として同様に確定（fixed）されるワイヤレス技術として広範囲の通信技術に適用でき、ことが理解されるだろう。サンプル応用系図を図１１に示す。特にこの系列からの恩恵を受けるだろう他の通信方式は、セル方式移動性無線ネットワーク、ワイヤレス・ローカル・ループ・ネットワーク、無線パケットデータネットワーク、衛星ネットワーク及び無線ローカル・エリア・ネットワークである。構造化コード、特に直交構造化コードの使用は、ユーザの数をより多数にし、各チャンネルに対するデータ速度をより高くする所定の帯域幅に対するデータの処理能力（throughput）をより高くするのを促進する。
【０２２９】
本発明のもう１つの貢献は、直交構造化コードに基づく新規なM値デジタル伝送構造を開示したことである。これらのM値構造は、スペクトル拡散と正規直交基底関数と組み合わせて、干渉及び多重通路伝搬効果に強い、帯域幅有効伝送機構を実現する。任意のスペクトル拡散又はCDMA通信方式に関係する一般的な構造及び赤外線ワイヤレス方式、無線方式及び光ファイバー方式に関係する特定の構造を開示する。さらに、独立の直交構造化コードの集合の組み合わせに基づくトランシーバ構造を開示する。これらの構造は、従来のスペクトル拡散通信方式のキャパシティーを少なくとも2倍にできる。
【０２３０】
当技術分野へのさらなる貢献は、差動ユニポーラ／バイポーラ信号伝達である。この信号伝達機構は、ユニポーラ／バイポーラ信号伝達に関係する拡散系列依存オフセットを除去し、任意の二進拡散系列のファミリを光波（ユニポーラ）伝送方式で用いることを可能にする。差動ユニポーラ／バイポーラ信号伝達は、単一の伝送チャンネル上で差動データのコード分割を使用する。コード分割は、理想的には、直交構造化コードを用いて達成されるが、任意の二進コード対は、それらが同じ{1, 0}アンバランスを有する条件で使用できる。
【０２３１】
この系列は、選択された系列シード集合の拡散変調及び連結（concatenation）の組み合わせによって生成される。シード集合が直交するときは、構造化コードの集合も直交する。さらに、異なる加算表を採用することによって、構造化コードの他の集合が構成できる。
【０２３２】
同時にスペクトルを拡散しつつ正規直交基底関数を提供するための直交構造化コードの使用は、M値デジタル伝送の業界で顕著に発展した。2以上の直交構造化コードの集合を組み合わせることによって、著しく増大されたキャパシティーを有するスペクトル拡散通信方式が実現できる。
【０２３３】
単一のユニポーラ（光波）伝送チャンネル上の差動データを分離するためのコード分割の使用は、図５及び１０に関して上記で提示した差動ユニポーラ／バイポーラ信号伝達機構によって与えられる。直交コードだけではなく、任意のバイナリ拡散コードを用いてコード分割を実現したことは、直交構造コードに基づくM値デジタル送信スキームに差動ユニポーラ／バイポーラ信号伝達機構を組み入れたことと同様に、顕著な発展である。
【０２３４】
さらに、提案された構造化コードは、エラー訂正／検出、同期、暗号法、電線（power-line）通信、測距（ranging）及び断層撮影法（tomography）における有益な応用を有する。
【０２３５】
本明細書で開示された新規構造化コードを、スーパーゴールド（Supergold）コードと命名し、その特定方式への適用を、スーパーゴールドコード化と命名した。
【０２３６】
本発明は光波搬送波（例えば、赤外又は可視光）又は無線周波数搬送波などの電磁放射系搬送波に限られず、任意の好適な搬送波を用いて実行され得ることが理解されるだろう。そのような好適な代替搬送波は、これらに限定されないが、所定の応用の要求に応じた音波又は地殻振動性媒体の使用を含むことができる。
【０２３７】
勿論、本発明は、例示の目的でのみ記載された本明細書中の特定の詳細事項に限定されず、本発明の範囲内で種々の修飾及び改変が可能であることは理解されるであろう。
【図面の簡単な説明】
【図１】 スペクトル拡散通信方式での使用のためのM値双直交（M-ary bi-orthogonal）キーイング（keying）に基づく送信機の回路図（schematic diagram）である。
【図２】 スペクトル拡散通信方式での使用のためのM値双直交キーイングに基づく受信機の回路図である。
【図３】 ワイヤレス赤外線スペクトル拡散通信方式での使用のためのM値双直交キーイングに基づく送信機の回路図である。
【図４】 ワイヤレス赤外線スペクトル拡散通信方式での使用のためのM値双直交キーイングに基づく受信機の回路図である。
【図５】 差動ユニポーラ／バイポーラ信号伝達フォーマットの略図である。
【図６】 ワイヤレス赤外線スペクトル拡散通信方式での使用のためのM値双直交キーイング及び差動ユニポーラ／バイポーラ信号伝達に基づく送信機の回路図である。
【図７】 ワイヤレス赤外線スペクトル拡散通信方式での使用のためのM値双直交キーイング及び差動ユニポーラ／バイポーラ信号伝達に基づく受信機の回路図である。
【図８】 M値双直交キーイング及びスペクトル拡散通信方式で用いられてキャパシティーを二倍にできる２つの相異なるコード集合に基づく送信機の回路図である。
【図９】 M値双直交キーイング及びスペクトル拡散通信方式で用いられてキャパシティーを二倍にできる２つの相異なるコード集合に基づく受信機の回路図である。
【図１０】 周期的二進系列のための差動ユニポーラ／バイポーラ信号伝達フォーマットの略図である。
【図１１】 本発明の構造化拡散系列が有利に適用できる幾つかの応用を示す図表である。