(57)【要約】  チャネル相関が大きい場合でも、チャネル容量及びフィードバック量を改善する無線送信装置、無線受信装置、無線通信方法及び無線通信システムを開示する。ＳＴ４０１では、受信装置（２００）が、チャネル相関値が所定の閾値を超えることを検出し、ＳＴ４０２では、４×２ＭＩＭＯ伝送を送信装置（１００）に指示する。ＳＴ４０３では、送信装置（１００）が、チャネル相関の最も高いアンテナペアを決定する。ＳＴ４０６では、受信装置（２００）が、ペア情報に基づいて、チャネル推定値からなるチャネル行列を用いて遅延シフト量を算出し、ＳＴ４０７では、遅延シフト量を送信装置（１００）にフィードバックする。ＳＴ４０８では、送信装置（１００）がペア情報と遅延シフト量とを用いて、ＳＤＭと巡回サンプル遅延ダイバーシチとを組合せてデータを送信する。
2007052768.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の送信アンテナと、
送信信号を複数系列に変換する変換手段と、
複数系列の前記送信信号を系列毎に複製する送信制御手段と、
複製された前記送信信号に巡回遅延処理を施す遅延処理手段と、
複製元の前記送信信号と巡回遅延処理が施された前記送信信号とのそれぞれを前記各送信アンテナから送信する送信手段と、
を具備する無線送信装置。
【請求項２】
複製元の前記送信信号と巡回遅延処理が施された前記送信信号とのそれぞれを系列毎に送信する送信アンテナのペアをチャネル相関の高いペアに決定するアンテナペア決定手段を具備する請求項１に記載の無線送信装置。
【請求項３】
前記送信手段は、通信相手である受信装置において決定された送信アンテナのペアを示す情報に基づいて、複製元の前記送信信号と巡回遅延処理が施された前記送信信号とのそれぞれを前記各送信アンテナから送信する請求項１に記載の無線送信装置。
【請求項４】
前記遅延処理手段は、通信相手である受信装置において算出された遅延シフト量の巡回遅延処理を施す請求項１に記載の無線送信装置。
【請求項５】
前記遅延処理手段は、サイクリックプレフィックス長より長い遅延シフト量の巡回遅延処理を施す請求項１に記載の無線送信装置。
【請求項６】
通信相手である送信装置から送信されたパイロットを用いて、チャネル推定を行うチャネル推定手段と、
チャネル推定値から算出されたチャネル相関の最も高い送信アンテナのペアを決定し、決定したアンテナペアを示すペア情報を前記送信装置にフィードバックするアンテナペア決定手段と、
を具備する無線受信装置。
【請求項７】
前記アンテナペア情報に基づいて、前記チャネル推定値からなるチャネル行列の行列式を算出し、算出した行列式を用いて遅延シフト量を求め、求めた遅延シフト量を前記送信装置にフィードバックする遅延シフト量演算手段を具備する請求項６に記載の無線受信装置。
【請求項８】
前記遅延シフト量演算手段は、
前記アンテナペア情報に基づいて、前記チャネル推定値から合成チャネルのチャネル行列を生成する合成チャネル行列生成手段と、
前記合成チャネルの行列からチャネル行列式を算出する行列式算出手段と、
前記チャネル行列式を評価関数として、前記評価関数を最大にする遅延シフト量を算出する遅延シフト量算出手段と、
を具備する請求項７に記載の無線受信装置。
【請求項９】
複数系列の前記送信信号を系列毎に複製する送信制御工程と、
複製された前記送信信号に巡回遅延処理を施す遅延処理工程と、
複製元の前記送信信号と巡回遅延処理が施された前記送信信号とのそれぞれを複数の各送信アンテナから送信する送信工程と、
を具備する無線通信方法。
【請求項１０】
複数の受信アンテナと、
通信相手である送信装置から送信されたパイロットを用いて、チャネル推定を行うチャネル推定手段と、
チャネル推定値から算出されたチャネル相関の最も高い送信アンテナのペアを示すアンテナペア情報に基づいて、前記チャネル推定値からなるチャネル行列の行列式を算出し、算出した行列式を用いて遅延シフト量を求め、求めた遅延シフト量を前記送信装置にフィードバックする遅延シフト量演算手段と、
を有する受信装置と、
前記受信アンテナ数より多い複数の送信アンテナと、
送信信号を複数系列に変換する変換手段と、
複数系列の前記送信信号を系列毎に複製する送信制御手段と、
複製された前記送信信号に前記受信装置からフィードバックされた遅延シフト量の巡回遅延処理を施す遅延処理手段と、
前記ペア情報に基づいて、複製元の前記送信信号と巡回遅延処理が施された前記送信信号とのそれぞれを前記各送信アンテナから前記受信装置に送信する送信手段と、
を有する送信装置と、
を具備する無線通信システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数の送信アンテナから送信された信号を複数の受信アンテナによって受信するＭＩＭＯシステムにおける無線送信装置、無線受信装置、無線通信方法及び無線通信システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、携帯電話機等に代表される無線セルラシステムにおいては、サービス形態が多様化し、音声データだけではなく、静止画像、動画像等の大容量データを伝送することが要求されている。これに対して、周波数利用効率の高いＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）システムの研究が盛んに行われている。【０００３】
特に、次世代無線セルラシステムの標準化３ＧＰＰ ＬＴＥ（3rd Generation Partnership Project Long Term Evolution）においては、下り１００Ｍｂｐｓのピークレートが要求されており、これを実現する技術としてＭＩＭＯシステムの導入が検討されている。【０００４】
ＭＩＭＯシステムにおいて伝送レートを向上させる技術として、ＳＤＭ（Space Division Multiplex：空間分割多重）方式がある。ＳＤＭ方式は複数のアンテナよりそれぞれ異なる信号を同時に送信し、空間的に多重することにより、ＳＩＳＯ（Single Input Single Output）システムと比較して、送信アンテナ数倍の伝送レートを実現することができる。なお、受信側では、送受信アンテナ間のチャネル（伝搬路）情報を取得し、信号分離処理を行う必要がある。【０００５】
３ＧＰＰ ＬＴＥにおいては、基地局が２本のアンテナを備え、移動局が２本のアンテナを備えた構成（２×２）を基本とするが、基地局は移動局より多くのアンテナを備えることが可能であるため、基地局が４本のアンテナを備え、移動局が２本のアンテナを備えた構成（４×２）についても検討されている。４×２のアンテナ構成と閉ループ制御とを組合せることにより、２×２のアンテナ構成よりも高い伝送レートを実現することができる。【０００６】
４×２のアンテナ構成のＭＩＭＯシステムに閉ループ制御を組合せた技術としては、例えば、特許文献１等に開示の固有モード伝送が一般的に知られている。固有モード伝送は、図１に示すように、送受信両側において、ウェイト乗算によるビームフォーミングを行う。このウェイトは、受信側において、パイロットシンボルによって推定されたチャネル推定値からなるチャネル行列の相関行列を固有値分解することにより導出される。なお、送信ウェイトはフィードバック回線を通じて、送信側へフィードバックされる。
【特許文献１】特表２００３−５２８５２７号公報
【非特許文献１】「ＭＩＭＯ通信システムの構築法」、トリケップスセミナーテキスト、2004年7月
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、上述した固有モード伝送では、チャネル相関（フェージング相関又は空間相関ともいう）が大きくなるにつれてチャネル容量が低下し、十分な伝送レートが得られないという問題がある。また、送信側にウェイトをフィードバックする必要があるため、開ループシステムと比べて演算量及びフィードバック量が増加するという問題がある。【０００８】
図１に示した４×２ＭＩＭＯの固有モード伝送を例に具体的に説明すると、チャネル相関が大きくなるにつれて２つの固有値（第１固有値と第２固有値）のうち第２固有値の値が小さくなるため、第２ストリームの受信品質が劣化する。その結果、チャネル容量が劣化することになる。【０００９】
非特許文献１には、チャネル相関とチャネル容量損失の関係が示されており、チャネル相関が０．７６のとき、ＳＮＲ（Signal to Noise Ratio：信号対雑音電力比）が１０ｄＢで約２０％のチャネル容量損失が生じることが開示されている。【００１０】
本発明の目的は、チャネル相関が大きい場合でも、チャネル容量及びフィードバック量を改善する無線送信装置、無線受信装置、無線通信方法及び無線通信システムを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明の無線送信装置は、複数の送信アンテナと、送信信号を複数系列に変換する変換手段と、複数系列の前記送信信号を系列毎に複製する送信制御手段と、複製された前記送信信号に巡回遅延処理を施す遅延処理手段と、複製元の前記送信信号と巡回遅延処理が施された前記送信信号とのそれぞれを前記各送信アンテナから送信する送信手段と、を具備する構成を採る。【００１２】
本発明の無線受信装置は、通信相手である送信装置から送信されたパイロットを用いて、チャネル推定を行うチャネル推定手段と、チャネル推定値から算出されたチャネル相関の最も高い送信アンテナのペアを決定し、決定したアンテナペアを示すペア情報を前記送信装置にフィードバックするアンテナペア決定手段と、を具備する構成を採る。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、チャネル相関が大きい場合でも、チャネル容量及びフィードバック量を改善することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】４×２ＭＩＭＯにおける固有モード伝送を示す概念図
【図２】本発明の実施の形態１に係る送信装置の構成を示すブロック図
【図３】アンテナペアの組合せを示すテーブル
【図４】図２に示したアンテナペア制御部内の制御スイッチの接続例を示す図
【図５】図２に示した遅延処理部による巡回サンプル遅延処理の説明に供する図
【図６】本発明の実施の形態１に係る受信装置の構成を示すブロック図
【図７】図６に示した遅延シフト量演算部の内部構成を示すブロック図
【図８】送受信アンテナ間に形成されるチャネルを示す図
【図９】評価関数Ｊ（τ１,τ２）の一例を示した図
【図１０】図２に示した送信装置と図６に示した受信装置との通信手順を示すシーケンス図
【図１１】本発明の実施の形態２に係る送信装置の構成を示すブロック図
【図１２】本発明の実施の形態２に係る受信装置の構成を示すブロック図
【図１３】図１２に示したアンテナペア決定部におけるアンテナペア決定手順を示すフロー図
【図１４】図１１に示した送信装置と図１２に示した受信装置との通信手順を示すシーケンス図
【図１５】本発明の実施の形態３に係る送信装置の構成を示すブロック図
【図１６】本発明の実施の形態３に係る受信装置の構成を示すブロック図
【図１７】チャネル推定情報とインジケータの関係を示すテーブル
【図１８】アンテナペア決定部におけるアンテナペア決定手順を示すフロー図
【図１９】図１５に示した送信装置と図１６に示した受信装置との通信手順を示すシーケンス図
【図２０】本発明の実施の形態４に係る送信装置の構成を示すブロック図
【図２１】本発明の実施の形態４に係る送信装置と受信装置との通信手順を示すシーケンス図
【図２２】巡回サンプル遅延ダイバーシチとＳＤＭとの組合せ方の説明に供する図
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、実施の形態では、送信装置が４本のアンテナを備え、受信装置が２本のアンテナを備えた４×２ＭＩＭＯシステムを想定して説明する。ただし、実施の形態において、同一機能を有する構成には同一符号を付し、重複する説明は省略する。【００１６】
（実施の形態１）
図２は、本発明の実施の形態１に係る送信装置１００の構成を示すブロック図である。この図において、Ｓ／Ｐ変換部１０１は、入力された送信データをシリアル信号から２系列のパラレル信号に変換し、系列毎の送信データを変調部１０２−１，１０２−２に出力する。【００１７】
変調部１０２−１，１０２−２は、Ｓ／Ｐ変換部１０１から出力された送信データに変調処理を施し、変調信号を対応するＩＦＦＴ部１０３−１，１０３−２にそれぞれ出力する。【００１８】
ＩＦＦＴ部１０３−１，１０３−２は、変調部１０２−１，１０２−２から出力された変調信号にＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）処理を施し、周波数領域の信号から時間領域の信号に変換し、ＯＦＤＭ信号を形成する。ＯＦＤＭ信号は、対応する送信制御部１０４−１，１０４−２にそれぞれ出力される。【００１９】
送信制御部１０４−１，１０４−２は、後述する受信装置２００から４×２ＭＩＭＯ伝送又は２×２ＭＩＭＯ伝送を指示する制御情報を取得する。取得した制御情報が２×２ＭＩＭＯ伝送を指示する場合には、ＩＦＦＴ部１０３−１，１０３−２から出力されたＯＦＤＭ信号をそのままアンテナペア制御部１０７に出力する。また、取得した制御情報が４×２ＭＩＭＯ伝送を指示する場合には、ＩＦＦＴ部１０３−１，１０３−２から出力されたＯＦＤＭ信号を複製し、２つの同一ＯＦＤＭ信号のうち一方をアンテナペア制御部１０７に出力し、他方を対応する遅延処理部１０５−１，１０５−２にそれぞれ出力する。【００２０】
遅延処理部１０５−１，１０５−２は、後述する受信装置２００から遅延シフト量を取得し、取得した遅延シフト量に基づいて、送信制御部１０４−１，１０４−２から出力されたＯＦＤＭ信号を巡回サンプル遅延させる。巡回サンプル遅延されたＯＦＤＭ信号はアンテナペア制御部１０７に出力される。なお、遅延処理部１０５−１，１０５−２の詳細については後述する。【００２１】
アンテナペア決定部１０６は、後述する受信装置２００から４×２ＭＩＭＯ伝送又は２×２ＭＩＭＯ伝送を指示する制御情報を取得する。取得した制御情報が２×２ＭＩＭＯ伝送を指示する場合には、予め定められた２本のアンテナを指定するペア情報をアンテナペア制御部１０７に出力する。【００２２】
また、取得した制御情報が４×２ＭＩＭＯ伝送を指示する場合には、予め備えられたアンテナペアの組合せ（図３参照）の中からチャネル相関の最も高いアンテナペアを選択し、ペア情報をアンテナペア制御部１０７に出力し、また、受信装置２００に送信する。なお、図３において、Ｔｘ１〜４はそれぞれアンテナ１０９−１〜１０９−４に対応し、インジケータ０〜５がペア情報に相当する。【００２３】
送信装置１００においてアンテナ１０９−１〜１０９−４の配置状態は既知であるから、これら４本のアンテナのうち任意の２本のアンテナのアンテナ間距離を求めることができる。一般に２本のアンテナのアンテナ間距離が短いほど、そのアンテナペアのチャネル相関は高くなる。したがって、チャネル相関の最も高いアンテナペアを選択するためには、インジケータ０〜５における２つのアンテナペアのアンテナ間距離をそれぞれ求め、その合計が最小となるインジケータをペア情報として選択することになる。なお、巡回サンプル遅延ダイバーシチは、チャネル相関の高い状態での使用を想定しているため、（ＴｘＡ，ＴｘＢ）＝（ＴｘＢ，ＴｘＡ）としてよい。【００２４】
アンテナペア制御部１０７は、アンテナペア決定部１０６から出力されたペア情報に基づいて、送信制御部１０４−１，１０４−２から出力されたＯＦＤＭ信号と、遅延処理部１０５−１，１０５−２からＯＦＤＭ信号が出力された場合には巡回サンプル遅延されたＯＦＤＭ信号とを各アンテナ１０９−１〜１０９−４に割り当てる。アンテナペア制御部１０７は、例えば、入力端子と出力端子間の接続を切り替える制御スイッチにより実現することも可能である。この場合、図３に示したインジケータ２が入力されると、図４に示すような接続状態となり、各ＯＦＤＭ信号を指示されたアンテナに割り当てることができる。各ＯＦＤＭ信号は割り当てられたアンテナに対応する送信ＲＦ部１０８−１〜１０８−４にそれぞれ出力される。【００２５】
送信ＲＦ部１０８−１〜１０８−４は、アンテナペア制御部１０７から出力されたＯＦＤＭ信号にＤ／Ａ変換、アップコンバート等の所定の無線送信処理を施し、無線送信処理を施した信号を、対応するアンテナ１０９−１〜１０９−４を介して受信装置２００にそれぞれ送信する。【００２６】
次に、上記遅延処理部１０５−１，１０５−２の詳細について説明する。まず、ｉ番目のＯＦＤＭシンボルをｘｉ（ｎ）（但し、０≦ｎ≦Ｎ−１（Ｎ：ＦＦＴポイント数））とし、巡回サンプル遅延されたＯＦＤＭシンボルをｚｉ（ｎ）とし、受信装置２００から取得した遅延シフト量をτとすると、以下の式（１）が成り立つ。
【数１】
2007052768.tif 000003
ここで、（ｎ）Ｎはｎ ｍｏｄ Ｎを意味しており、例えば、（ｎ−ｄ）Ｎ＝ｎ＋Ｎ−ｄとなる。但し、０≦ｄ≦Ｎ−１である。図５にＮ＝１０、τ＝３としたときの巡回サンプル遅延処理の様子を示す。【００２７】
図５に示すように、ｘｉ（０）、ｘｉ（１）、ｘｉ（２）を抽出し、これら３つのサンプルをｘｉ（９）に付加する。すなわち、ＯＦＤＭシンボルの先頭からτサンプルを抽出し、抽出したτサンプルをＯＦＤＭシンボルの最後尾に付加する。【００２８】
ここで、ＯＦＤＭシンボルにおいて時間領域の巡回遅延は周波数領域の位相回転と等価であり、ｘｉ（ｎ）とｚｉ（ｎ）のフーリエ変換をそれぞれＸｉ（ｆ）、Ｚｉ（ｆ）とおくと、これらの間には以下のような関係が成り立つ。
【数２】
2007052768.tif 000004
【００２９】
図６は、本発明の実施の形態１に係る受信装置２００の構成を示すブロック図である。この図において、受信ＲＦ部２０２−１，２０２−２は、図２に示した送信装置１００から送信された信号を対応するアンテナ２０１−１，２０１−２を介してそれぞれ受信し、受信した信号にダウンコンバート等の所定の無線受信処理を施し、受信信号からパイロット信号を抽出する。受信ＲＦ部２０２−１，２０２−２は、無線受信処理を施した受信信号のうちデータ信号を信号分離部２０６に出力し、抽出したパイロット信号をチャネル推定部２０３に出力する。【００３０】
チャネル推定部２０３は、受信ＲＦ部２０２−１，２０２−２から出力されたパイロット信号に基づいてチャネル推定を行い、チャネル推定情報をチャネル相関検出部２０４、遅延シフト量演算部２０５及び信号分離部２０６に出力する。【００３１】
チャネル相関検出部２０４は、チャネル推定部２０３から出力されたチャネル推定情報を用いて、チャネル相関値を算出し、算出したチャネル相関値が所定の閾値を超えるか否かを検出する。チャネル相関値が所定の閾値を超える場合には、４×２ＭＩＭＯ伝送を指示する制御情報を生成し、チャネル相関値が所定の閾値以下である場合には、２×２ＭＩＭＯ伝送を指示する制御情報を生成する。生成された制御情報は図２に示した送信装置１００に送信される。【００３２】
遅延シフト量演算部２０５は、図２に示した送信装置１００からペア情報を取得し、このペア情報とチャネル推定部２０３から出力されたチャネル推定情報とに基づいて、ストリーム毎の遅延シフト量を算出する。算出された遅延シフト量は送信装置１００にフィードバックされる。なお、遅延シフト量演算部２０５の詳細については後述する。【００３３】
信号分離部２０６は、チャネル推定部２０３から出力されたチャネル推定情報を用いて、受信ＲＦ部２０２−１，２０２−２から出力された受信信号にZero Forcing又はＭＭＳＥ処理を施し、ストリーム毎に分離する。分離された信号はストリーム毎にＦＦＴ部２０７−１，２０７−２に出力される。【００３４】
ＦＦＴ部２０７−１，２０７−２は、信号分離部２０６から出力された信号にＦＦＴ（Fast Fourier Transform）処理を施し、時間領域の信号から周波数領域の信号に変換する。復調部２０８−１，２０８−２は、対応するＦＦＴ部２０７−１，２０７−２からそれぞれ出力された信号を復調し、Ｐ／Ｓ変換部２０９は、復調された２系列のパラレル信号を１系列のシリアル信号に変換することにより受信データを取得する。【００３５】
図７は、図６に示した遅延シフト量演算部２０５の内部構成を示すブロック図である。この図において、合成チャネル行列生成部２５１は、送信装置１００から取得したペア情報に基づいて、求める２つの遅延シフト量を含めた２×２の合成チャネル行列をチャネル推定部２０３から出力されたチャネル推定情報から生成し、生成した合成チャネル行列を行列式演算部２５２に出力する。【００３６】
ここで、便宜上、送信装置１００のアンテナ１０９−１〜１０９−４をそれぞれＴｘ１〜Ｔｘ４とし、受信装置２００のアンテナ２０１−１，２０１−２をそれぞれＲｘ１、Ｒｘ２とすると、各アンテナ間に形成されるチャネルは図８に示すようになる。すなわち、Ｔｘ１とＲｘ１との間に形成されるチャネルをｈ１１、Ｔｘ１とＲｘ２との間に形成されるチャネルをｈ２１とする。同様に、Ｔｘ２とＲｘ１との間に形成されるチャネルをｈ１２、Ｔｘ２とＲｘ２との間に形成されるチャネルをｈ２２とする。また、Ｔｘ３とＲｘ１との間に形成されるチャネルをｈ１３、Ｔｘ３とＲｘ２との間に形成されるチャネルをｈ２３とする。さらに、Ｔｘ４とＲｘ１との間に形成されるチャネルをｈ１４、Ｔｘ４とＲｘ２との間に形成されるチャネルをｈ２４とする。このとき、時間領域におけるチャネル推定情報は、以下の式（３）で表すことができる。
【数３】
2007052768.tif 000005
なお、上式（３）においては、ＯＦＤＭシンボル番号を表す添え字ｉは省略した。【００３７】
また、周波数領域におけるチャネル推定情報は、以下の式（４）で表すことができる。
【数４】
2007052768.tif 000006
ここで、Ｈｉｊ（ｆ）（ｉ＝１〜２，ｊ＝１〜４）はチャネル推定情報の各要素ｈｉｊ（ｎ）（ｉ＝１〜２，ｊ＝１〜４）のフーリエ変換を表す。【００３８】
図３に示したアンテナペアの組合せに基づいて生成される２×２の合成チャネル行列Ｈｃｏｍｂ（ｎ）は、２つの遅延シフト量をτ１、τ２とすると、それぞれ以下のように表される。
（１）インジケータ０の場合
【数５】
2007052768.tif 000007
（２）インジケータ１の場合
【数６】
2007052768.tif 000008
（３）インジケータ２の場合
【数７】
2007052768.tif 000009
（４）インジケータ３の場合
【数８】
2007052768.tif 000010
（５）インジケータ４の場合
【数９】
2007052768.tif 000011
（６）インジケータ５の場合
【数１０】
2007052768.tif 000012
【００３９】
行列式演算部２５２は、合成チャネル行列生成部２５１から出力された合成チャネル行列からチャネル行列式を算出する。具体的な算出方法としては、求めるチャネル行列式をｄｅｔ｛Ｈｃｏｍｂ（ｆ）｝とし、合成チャネル行列生成部２５１においてインジケータ０の場合に生成された合成チャネル行列を用いると、以下の式（１１）で表すことができる。
【数１１】
2007052768.tif 000013
算出されたチャネル行列式は遅延シフト量算出部２５３に出力される。【００４０】
遅延シフト量算出部２５３は、行列式演算部２５２から出力されたチャネル行列式を評価関数として、この評価関数を最大にする遅延シフト量を算出する。ここで、評価関数をＪ（τ１,τ２）とすると、Ｊ（τ１,τ２）はチャネル行列式をＯＦＤＭシンボルの全サブキャリアにわたって加算した値となるので、以下のように表される。
【数１２】
2007052768.tif 000014
ＯＦＤＭシンボルのサイクリックプレフィックス長をＬｃｐとすると、Ｌｃｐ＋１からＦＦＴポイント数Ｎまでの間で、上式（１２）の評価関数Ｊ（τ１,τ２）が最大となるτ１、τ２が求める遅延シフト量となる。求められた遅延シフト量は送信装置１００にフィードバックされる。【００４１】
なお、上式（１１）、（１２）では、インジケータ０の場合を例に示したが、他のインジケータでも同様に算出される。【００４２】
評価関数Ｊ（τ１,τ２）の一例を図９に示す。今、求める遅延シフト量をそれぞれτＯＰＴ１、τＯＰＴ２とおくと、τＯＰＴ１、τＯＰＴ２の導出は２変数関数の最大値問題に帰着される。したがって、以下に示すように評価関数Ｊ（τ１,τ２）をτ１,τ２でそれぞれ偏微分したときの値を０として得られる式を解くことにより、τＯＰＴ１、τＯＰＴ２を求めることができる。
【数１３】
2007052768.tif 000015
【００４３】
次に、図２に示した送信装置１００と図６に示した受信装置２００との通信手順について図１０を用いて説明する。図１０において、ＳＴ４０１では、受信装置２００のチャネル相関検出部２０４がチャネル推定情報から算出したチャネル相関値が所定の閾値を超えると判定し、ＳＴ４０２では、チャネル相関検出部２０４から４×２ＭＩＭＯ伝送を指示する制御信号を送信装置１００に送信する。【００４４】
ＳＴ４０３では、送信装置１００のアンテナペア決定部１０６が受信装置２００から送信された制御信号に基づいて、４×２ＭＩＭＯ伝送に用いるアンテナの組合せを決定し、ＳＴ４０４では、アンテナペア決定部１０６からペア情報を受信装置２００に送信すると共に、４本のアンテナからパイロットを送信する。【００４５】
ＳＴ４０５では、受信装置２００のチャネル推定部２０３が送信装置１００から送信されたパイロットを用いてチャネル推定を行い、ＳＴ４０６では、遅延シフト量演算部２０５が送信装置１００から送信されたペア情報と、チャネル推定情報とを用いて遅延シフト量を算出する。【００４６】
ＳＴ４０７では、遅延シフト量演算部２０５から遅延シフト量を送信装置１００にフィードバックし、ＳＴ４０８では、送信装置１００が受信装置２００からフィードバックされた遅延シフト量を用いて、巡回サンプル遅延ダイバーシチとＳＤＭとを組合せて受信装置２００にデータを送信する。【００４７】
このように算出された遅延シフト量を用いて巡回サンプル遅延ダイバーシチによって送信し、受信装置２００においてチャネルを合成することにより、周波数選択性を生じさせることができる。これにより、受信チャネルのチャネル相関を低減することができる。【００４８】
このように実施の形態１によれば、チャネル相関が高いため４×２ＭＩＭＯ伝送を行う場合、いずれのアンテナペアの組合せを用いるかを送信装置において決定し、アンテナペアの組合せを示すペア情報とチャネル推定情報とを用いて、２×２の合成チャネル行列を生成し、この合成チャネル行列の行列式を評価関数として算出した遅延シフト量で２つのペアのそれぞれ一方に巡回サンプル遅延を施し、巡回サンプル遅延ダイバーシチ送信とＳＤＭとを組み合わせて送信することにより、チャネル相関が高い場合でも、周波数選択性を生じさせ、チャネル相関を低減することができるので、チャネル容量を改善することができる。また、ウェイトをフィードバックする固有モード伝送に比べ、フィードバック量を改善することができる。【００４９】
（実施の形態２）
図１１は、本発明の実施の形態２に係る送信装置５００の構成を示すブロック図である。図１１が図２と異なる点は、アンテナペア決定部１０６を削除した点と、遅延処理部１０５−１，１０５−２をそれぞれ遅延処理部５０１−１，５０１−２に変更し、アンテナペア制御部１０７をアンテナペア制御部５０２に変更した点である。【００５０】
図１１において、遅延処理部５０１−１，５０１−２は、予め遅延シフト量が設定されており、対応する送信制御部１０４−１，１０４−２から出力されたＯＦＤＭ信号を巡回サンプル遅延させる。予め設定する遅延シフト量は、ＣＰ長Ｌｃｐを超えるサンプル時間であればよい。巡回サンプル遅延されたＯＦＤＭ信号はアンテナペア制御部５０２に出力される。【００５１】
アンテナペア制御部５０２は、後述する受信装置６００からペア情報を取得し、取得したペア情報に基づいて、送信制御部１０４−１，１０４−２から出力されたＯＦＤＭ信号と、遅延処理部５０１−１，５０１−２からＯＦＤＭ信号が出力された場合には巡回サンプル遅延されたＯＦＤＭ信号とを各アンテナ１０９−１〜１０９−４に割り当てる。【００５２】
図１２は、本発明の実施の形態２に係る受信装置６００の構成を示すブロック図である。図１２が図６と異なる点は、アンテナペア決定部６０１を追加した点である。図１２において、アンテナペア決定部６０１は、予め設定された遅延シフト量と、チャネル推定部２０３から出力されたチャネル推定情報とに基づいて、アンテナ毎に合成チャネル行列を生成する。そして、生成した合成チャネル行列の行列式が最大となるアンテナペアを決定し、決定したアンテナペアを示すペア情報を図１１に示した送信装置５００にフィードバックする。【００５３】
なお、ペア情報は、少ないビット数で表現することができ、例えば、図３に示したアンテナペア数であれば、３ビット程度に抑えることができる。従って、フィードバック量を低減することができ、チャネル容量を改善することができる。【００５４】
図１３は、図１２に示したアンテナペア決定部６０１におけるアンテナペア決定手順を示すフロー図である。この図において、ＳＴ７０１では、インジケータｉ＝０に設定し、ＳＴ７０２では、合成チャネル行列Ｈ（ｉ）ｃｏｍｂ（ｆ）を生成する。【００５５】
ＳＴ７０３では、Ｈ（ｉ）ｃｏｍｂ（ｆ）と遅延シフト量から評価関数Ｊを導出し、ＳＴ７０４では、ｉ＝５であるか否かを判定する。ｉ＝５であると判定されたらＳＴ７０６に移行し、ｉ＝５ではないと判定されたらＳＴ７０５に移行する。【００５６】
ＳＴ７０５では、ｉをインクリメントし、再度ＳＴ７０２〜ＳＴ７０４までの処理をＳＴ７０４においてｉ＝５と判定されるまで繰り返し行う。【００５７】
ＳＴ７０６では、ｉ＝０〜５までの各インジケータが示すアンテナペアについて導出した評価関数Ｊのうち、Ｊが最大となるインジケータをアンテナペア情報として決定する。【００５８】
次に、図１１に示した送信装置５００と図１２に示した受信装置６００との通信手順について図１４を用いて説明する。図１４において、ＳＴ８０１では、受信装置６００のチャネル相関検出部２０４が、チャネル推定情報から算出したチャネル相関値が所定の閾値を超えると判定し、ＳＴ８０２では、チャネル相関検出部２０４から４×２ＭＩＭＯ伝送を指示する制御信号を送信装置５００に送信する。【００５９】
ＳＴ８０３では、送信装置５００が４本のアンテナからパイロットを送信し、ＳＴ８０４では、受信装置６００のチャネル推定部２０３が送信装置５００から送信されたパイロットを用いてチャネル推定を行う。【００６０】
ＳＴ８０５では、アンテナペア決定部６０１が予め設定された遅延シフト量とチャネル推定情報とを用いて、アンテナペアを決定し、ＳＴ８０６では、アンテナペア決定部６０１からペア情報を送信装置５００にフィードバックする。【００６１】
ＳＴ８０７では、送信装置５００が受信装置６００からフィードバックされたペア情報と予め設定された遅延シフト量とを用いて、巡回サンプル遅延ダイバーシチとＳＤＭとを組合せて受信装置６００にデータを送信する。【００６２】
このように実施の形態２によれば、予め遅延シフト量を設定し、受信装置において、アンテナペアの全ての組合せについて、遅延シフト量とチャネル推定情報とから合成チャネル行列を生成し、生成した合成チャネル行列の行列式を評価関数として、評価関数が最大となるアンテナペアを示すペア情報を送信装置にフィードバックすることにより、フィードバック量を低減することができ、チャネル容量を改善することができる。【００６３】
なお、本実施の形態では、送信装置５００と受信装置６００のそれぞれに予め遅延シフト量が設定されているものとして説明したが、送信装置５００のみに遅延シフト量を設定し、送信装置５００がパイロットと共に遅延シフト量を受信装置６００に通知するようにしてもよい。【００６４】
（実施の形態３）
図１５は、本発明の実施の形態３に係る送信装置９００の構成を示すブロック図である。図１５が図２と異なる点は、アンテナペア決定部１０６を削除した点と、アンテナペア制御部１０７をアンテナペア制御部９０１に変更した点である。【００６５】
図１５において、アンテナペア制御部９０１は、後述する受信装置１０００からペア情報を取得し、取得したペア情報に基づいて、送信制御部１０４−１，１０４−２から出力されたＯＦＤＭ信号と、遅延処理部５０１−１，５０１−２からＯＦＤＭ信号が出力された場合には巡回サンプル遅延されたＯＦＤＭ信号とを各アンテナ１０９−１〜１０９−４に割り当てる。【００６６】
図１６は、本発明の実施の形態３に係る受信装置１０００の構成を示すブロック図である。図１６が図６と異なる点は、アンテナペア決定部１００１及び遅延シフト量演算部１００２を追加した点である。【００６７】
図１６において、アンテナペア決定部１００１は、チャネル推定部２０３から出力されたチャネル推定情報を用いて、チャネル相関値を算出し、チャネル相関値の最も高いアンテナペアを決定する。チャネル相関値をρとすると、以下の式（１４）で表される。
【数１４】
2007052768.tif 000016
上式（１４）において、Ｅ［  ］はアンサンブル平均を表し、ｈｉｊ、ｈｘｙは式（３）に示すようなチャネル推定情報の各要素を表す。アンテナペア決定部１００１には、図１７に示すような、チャネル相関値ρの算出に用いるチャネル推定情報（ｈｉｊ、ｈｘｙ）とインジケータとの対応関係が備えられている。すなわち、アンテナペア決定部１００１は、算出したチャネル相関値ρが最大となるチャネル推定情報の組合せに対応するインジケータを図１７のテーブルに基づいて決定する。決定されたインジケータは送信装置９００にフィードバックされる。なお、図１７に示したインジケータは図３に示したインジケータと同一である。【００６８】
遅延シフト量演算部１００２は、アンテナペア決定部１００１から出力されたペア情報とチャネル推定部２０３から出力されたチャネル推定情報とに基づいて、ストリーム毎の遅延シフト量を算出する。算出された遅延シフト量は送信装置９００にフィードバックされる。【００６９】
図１８は、アンテナペア決定部１００１におけるアンテナペア決定手順を示すフロー図である。この図において、ＳＴ１１０１では、インジケータｉ＝０に設定し、ＳＴ１１０２では、チャネル相関値ρを算出する。【００７０】
ＳＴ１１０３では、ｉ＝５であるか否かを判定する。ｉ＝５であると判定されたらＳＴ１１０５に移行し、ｉ＝５ではないと判定されたらＳＴ１１０４に移行する。【００７１】
ＳＴ１１０４では、ｉをインクリメントし、再度ＳＴ１１０２，ＳＴ１１０３の処理をＳＴ１１０３においてｉ＝５と判定されるまで繰り返し行う。【００７２】
ＳＴ１１０５では、ｉ＝０〜５までの各インジケータが示すチャネル推定情報について導出したチャネル相関値ρのうち、ρが最大となるインジケータをアンテナペア情報として決定する。【００７３】
次に、図１５に示した送信装置９００と図１６に示した受信装置１０００との通信手順について図１９を用いて説明する。図１９において、ＳＴ１２０１では、受信装置１００のチャネル相関検出部２０４が、チャネル推定情報から算出したチャネル相関値が所定の閾値を超えると判定し、ＳＴ１２０２では、チャネル相関検出部２０４から４×２ＭＩＭＯ伝送を指示する制御信号を送信装置９００に送信する。【００７４】
ＳＴ１２０３では、送信装置９００が４本のアンテナからパイロットを送信し、ＳＴ１２０４では、受信装置１０００のチャネル推定部２０３が送信装置９００から送信されたパイロットを用いてチャネル推定を行う。【００７５】
ＳＴ１２０５では、アンテナペア決定部１００１がチャネル推定情報から算出したチャネル相関値ρに基づいて、アンテナペアを決定し、ＳＴ１２０６では、遅延シフト量演算部１００２が、ＳＴ１２０５において決定されたペア情報と、チャネル推定情報とを用いて、２×２の合成チャネル行列を生成する。そして、生成した合成チャネル行列を評価関数として、評価関数を最大にする遅延シフト量を算出する。【００７６】
ＳＴ１２０７では、アンテナペア決定部１００１からペア情報を、遅延シフト量演算部１００２から遅延シフト量を送信装置９００にフィードバックし、ＳＴ１２０８では、送信装置９００が受信装置１０００からフィードバックされたペア情報と予め設定された遅延シフト量とを用いて、巡回サンプル遅延ダイバーシチとＳＤＭとを組合せて受信装置１０００にデータを送信する。【００７７】
このように実施の形態３によれば、受信装置において、チャネル相関値が最大となるアンテナペアを決定し、決定したアンテナペアに基づいて、チャネル推定情報から合成チャネル行列を生成し、生成した合成チャネル行列の行列式を評価関数として、評価関数が最大となる遅延シフト量を算出し、アンテナペアを示すペア情報と遅延シフト量とを送信装置にフィードバックすることにより、周波数選択性を生じさせ、チャネル相関を低減することができるので、チャネル容量を改善することができる。また、フィードバック量を低減することができ、チャネル容量を改善することができる。【００７８】
（実施の形態４）
図２０は、本発明の実施の形態４に係る送信装置１３００の構成を示すブロック図である。図２０が図２と異なる点は、遅延処理部１０５−１，１０５−２をそれぞれ遅延処理部１３０１−１，１３０１−２に変更した点である。【００７９】
遅延処理部１３０１−１，１３０１−２は、予め遅延シフト量が設定されており、送信制御部１０４−１，１０４−２から出力されたＯＦＤＭ信号を巡回サンプル遅延させる。予め設定する遅延シフト量は、ＣＰ長Ｌｃｐを超えるサンプル時間であればよい。巡回サンプル遅延されたＯＦＤＭ信号はアンテナペア制御部１０７に出力される。【００８０】
なお、本実施の形態４に係る受信装置の構成は、実施の形態１の図６に示した構成から遅延シフト量演算部２０５を削除した点が異なるだけなので、図６を援用し、その詳細な説明は省略する。【００８１】
図２１は、図２０に示した送信装置１３００と、本発明の実施の形態４に係る受信装置との通信手順を示すシーケンス図である。この図において、ＳＴ１４０１では、受信装置のチャネル相関検出部２０４がチャネル推定情報から算出したチャネル相関値が所定の閾値を超えると判定し、ＳＴ１４０２では、チャネル相関検出部２０４から４×２ＭＩＭＯ伝送を指示する制御信号を送信装置１３００に送信する。【００８２】
ＳＴ１４０３では、送信装置１３００のアンテナペア決定部１０６が受信装置から送信された制御情報に基づいて、アンテナペアを決定し、ＳＴ１４０４では、送信装置１３００がペア情報と予め設定された遅延シフト量とを用いて、巡回サンプル遅延ダイバーシチとＳＤＭとを組合せて受信装置にデータを送信する。【００８３】
このように実施の形態４によれば、遅延シフト量の算出とアンテナペアの決定とを送信装置において行うことにより、受信装置からフィードバックされる情報量を低減することができ、チャネル容量を改善することができる。【００８４】
以上、各実施の形態について説明した。【００８５】
なお、上記各実施の形態では、送信装置が４本のアンテナを備え、受信装置が２本のアンテナを備えた４×２ＭＩＭＯシステムを想定して説明したが、本発明はこれに限らず、送信装置が受信装置より多くのアンテナを備えていればよい。【００８６】
また、上記各実施の形態では、チャネル相関の最も高いアンテナペアを選択するものとして説明したが、本発明はこれに限らず、ランダムにアンテナペアを選択したり、アンテナペアを固定したりしてもよい。【００８７】
また、上記各実施の形態では、２系列のＯＦＤＭ信号に対してそれぞれ巡回サンプル遅延ダイバーシチを行い、ＳＤＭと組み合わせる場合について説明したが、本発明はこれに限らず、図２２に示すように、ＳＤＭ送信する一方の系列、すなわち、送信アンテナＴｘ１から送信されるＯＦＤＭデータシンボルｘ１を巡回サンプル遅延ダイバーシチせずに送信し、もう一方の系列、すなわち、送信アンテナＴｘ２より送信されるＯＦＤＭデータシンボルｘ２と送信アンテナＴｘ３から送信されるＯＦＤＭデータシンボルｘ２と送信アンテナＴｘ４から送信されるＯＦＤＭデータシンボルｘ２に対してのみ巡回サンプル遅延ダイバーシチを適用することも可能である。このとき、送信アンテナＴｘ３から送信されるＯＦＤＭデータシンボルｘ２と、送信アンテナＴｘ４から送信されるＯＦＤＭデータシンボルｘ２に対して、遅延処理部においてそれぞれ異なる遅延シフト量を与えることで、送信アンテナＴｘ２からＴｘ４において送信されるＯＦＤＭデータシンボルｘ２が受信側で合成され、巡回サンプル遅延ダイバーシチが実現される。【００８８】
上記各実施の形態では、本発明をハードウェアで構成する場合を例にとって説明したが、本発明はソフトウェアで実現することも可能である。【００８９】
また、上記各実施の形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。これらは個別に１チップ化されてもよいし、一部または全てを含むように１チップ化されてもよい。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。【００９０】
また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路または汎用プロセッサで実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサーを利用してもよい。【００９１】
さらには、半導体技術の進歩または派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適応等が可能性としてありえる。【００９２】
本明細書は、２００５年１１月４日出願の特願２００５−３２１５６２に基づくものである。この内容は全てここに含めておく。
【産業上の利用可能性】
【００９３】
本発明にかかる無線送信装置、無線受信装置、無線通信方法及び無線通信システムは、例えば、受信側のアンテナ数より送信側のアンテナ数が多いＭＩＭＯ通信システムに適用できる。
【図１】
2007052768.tif 000017
【図２】
2007052768.tif 000018
【図３】
2007052768.tif 000019
【図４】
2007052768.tif 000020
【図５】
2007052768.tif 000021
【図６】
2007052768.tif 000022
【図７】
2007052768.tif 000023
【図８】
2007052768.tif 000024
【図９】
2007052768.tif 000025
【図１０】
2007052768.tif 000026
【図１１】
2007052768.tif 000027
【図１２】
2007052768.tif 000028
【図１３】
2007052768.tif 000029
【図１４】
2007052768.tif 000030
【図１５】
2007052768.tif 000031
【図１６】
2007052768.tif 000032
【図１７】
2007052768.tif 000033
【図１８】
2007052768.tif 000034
【図１９】
2007052768.tif 000035
【図２０】
2007052768.tif 000036
【図２１】
2007052768.tif 000037
【図２２】
2007052768.tif 000038
【手続補正書】
【提出日】平成20年4月25日(2008.4.25)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の送信アンテナと、
送信信号を複数系列に変換する変換手段と、
複数系列の前記送信信号を系列毎に複製する送信制御手段と、
複製された前記送信信号に巡回遅延処理を施す遅延処理手段と、
複製元の前記送信信号と巡回遅延処理が施された前記送信信号とのそれぞれを前記各送信アンテナから送信する送信手段と、
を具備する無線送信装置。
【請求項２】
複製元の前記送信信号と巡回遅延処理が施された前記送信信号とのそれぞれを系列毎に送信する送信アンテナのペアをチャネル相関の高いペアに決定するアンテナペア決定手段を具備する請求項１に記載の無線送信装置。
【請求項３】
前記送信手段は、通信相手である受信装置において決定された送信アンテナのペアを示す情報に基づいて、複製元の前記送信信号と巡回遅延処理が施された前記送信信号とのそれぞれを前記各送信アンテナから送信する請求項１に記載の無線送信装置。
【請求項４】
前記遅延処理手段は、通信相手である受信装置において算出された遅延シフト量の巡回遅延処理を施す請求項１に記載の無線送信装置。
【請求項５】
前記遅延処理手段は、サイクリックプレフィックス長より長い遅延シフト量の巡回遅延処理を施す請求項１に記載の無線送信装置。
【請求項６】
通信相手である送信装置から送信されたパイロットを用いて、チャネル推定を行うチャネル推定手段と、
チャネル推定値から算出されたチャネル相関の最も高い送信アンテナのペアを決定し、決定したアンテナペアを示すペア情報を前記送信装置にフィードバックするアンテナペア決定手段と、
を具備する無線受信装置。
【請求項７】
前記アンテナペア情報に基づいて、前記チャネル推定値からなるチャネル行列の行列式を算出し、算出した行列式を用いて遅延シフト量を求め、求めた遅延シフト量を前記送信装置にフィードバックする遅延シフト量演算手段を具備する請求項６に記載の無線受信装置。
【請求項８】
前記遅延シフト量演算手段は、
前記アンテナペア情報に基づいて、前記チャネル推定値から合成チャネルのチャネル行列を生成する合成チャネル行列生成手段と、
前記合成チャネルの行列からチャネル行列式を算出する行列式算出手段と、
前記チャネル行列式を評価関数として、前記評価関数を最大にする遅延シフト量を算出する遅延シフト量算出手段と、
を具備する請求項７に記載の無線受信装置。
【請求項９】
複数系列の前記送信信号を系列毎に複製する送信制御工程と、
複製された前記送信信号に巡回遅延処理を施す遅延処理工程と、
複製元の前記送信信号と巡回遅延処理が施された前記送信信号とのそれぞれを複数の各送信アンテナから送信する送信工程と、
を具備する無線通信方法。
【請求項１０】
複数の受信アンテナと、
通信相手である送信装置から送信されたパイロットを用いて、チャネル推定を行うチャネル推定手段と、
チャネル推定値から算出されたチャネル相関の最も高い送信アンテナのペアを示すアンテナペア情報に基づいて、前記チャネル推定値からなるチャネル行列の行列式を算出し、算出した行列式を用いて遅延シフト量を求め、求めた遅延シフト量を前記送信装置にフィードバックする遅延シフト量演算手段と、
を有する受信装置と、
前記受信アンテナ数より多い複数の送信アンテナと、
送信信号を複数系列に変換する変換手段と、
複数系列の前記送信信号を系列毎に複製する送信制御手段と、
複製された前記送信信号に前記受信装置からフィードバックされた遅延シフト量の巡回遅延処理を施す遅延処理手段と、
前記ペア情報に基づいて、複製元の前記送信信号と巡回遅延処理が施された前記送信信号とのそれぞれを前記各送信アンテナから前記受信装置に送信する送信手段と、
を有する送信装置と、
を具備する無線通信システム。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数の送信アンテナから送信された信号を複数の受信アンテナによって受信するＭＩＭＯシステムにおける無線送信装置、無線受信装置、無線通信方法及び無線通信システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、携帯電話機等に代表される無線セルラシステムにおいては、サービス形態が多様化し、音声データだけではなく、静止画像、動画像等の大容量データを伝送することが要求されている。これに対して、周波数利用効率の高いＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）システムの研究が盛んに行われている。
【０００３】
特に、次世代無線セルラシステムの標準化３ＧＰＰ ＬＴＥ（3rd Generation Partnership Project Long Term Evolution）においては、下り１００Ｍｂｐｓのピークレートが要求されており、これを実現する技術としてＭＩＭＯシステムの導入が検討されている。
【０００４】
ＭＩＭＯシステムにおいて伝送レートを向上させる技術として、ＳＤＭ（Space Division Multiplex：空間分割多重）方式がある。ＳＤＭ方式は複数のアンテナよりそれぞれ異なる信号を同時に送信し、空間的に多重することにより、ＳＩＳＯ（Single Input Single Output）システムと比較して、送信アンテナ数倍の伝送レートを実現することができる。なお、受信側では、送受信アンテナ間のチャネル（伝搬路）情報を取得し、信号分離処理を行う必要がある。
【０００５】
３ＧＰＰ ＬＴＥにおいては、基地局が２本のアンテナを備え、移動局が２本のアンテナを備えた構成（２×２）を基本とするが、基地局は移動局より多くのアンテナを備えることが可能であるため、基地局が４本のアンテナを備え、移動局が２本のアンテナを備えた構成（４×２）についても検討されている。４×２のアンテナ構成と閉ループ制御とを組合せることにより、２×２のアンテナ構成よりも高い伝送レートを実現することができる。
【０００６】
４×２のアンテナ構成のＭＩＭＯシステムに閉ループ制御を組合せた技術としては、例えば、特許文献１等に開示の固有モード伝送が一般的に知られている。固有モード伝送は、図１に示すように、送受信両側において、ウェイト乗算によるビームフォーミングを行う。このウェイトは、受信側において、パイロットシンボルによって推定されたチャネル推定値からなるチャネル行列の相関行列を固有値分解することにより導出される。なお、送信ウェイトはフィードバック回線を通じて、送信側へフィードバックされる。
【特許文献１】特表２００３−５２８５２７号公報
【非特許文献１】「ＭＩＭＯ通信システムの構築法」、トリケップスセミナーテキスト、2004年7月
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、上述した固有モード伝送では、チャネル相関（フェージング相関又は空間相関ともいう）が大きくなるにつれてチャネル容量が低下し、十分な伝送レートが得られないという問題がある。また、送信側にウェイトをフィードバックする必要があるため、開ループシステムと比べて演算量及びフィードバック量が増加するという問題がある。
【０００８】
図１に示した４×２ＭＩＭＯの固有モード伝送を例に具体的に説明すると、チャネル相
関が大きくなるにつれて２つの固有値（第１固有値と第２固有値）のうち第２固有値の値が小さくなるため、第２ストリームの受信品質が劣化する。その結果、チャネル容量が劣化することになる。
【０００９】
非特許文献１には、チャネル相関とチャネル容量損失の関係が示されており、チャネル相関が０．７６のとき、ＳＮＲ（Signal to Noise Ratio：信号対雑音電力比）が１０ｄＢで約２０％のチャネル容量損失が生じることが開示されている。
【００１０】
本発明の目的は、チャネル相関が大きい場合でも、チャネル容量及びフィードバック量を改善する無線送信装置、無線受信装置、無線通信方法及び無線通信システムを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明の無線送信装置は、複数の送信アンテナと、送信信号を複数系列に変換する変換手段と、複数系列の前記送信信号を系列毎に複製する送信制御手段と、複製された前記送信信号に巡回遅延処理を施す遅延処理手段と、複製元の前記送信信号と巡回遅延処理が施された前記送信信号とのそれぞれを前記各送信アンテナから送信する送信手段と、を具備する構成を採る。
【００１２】
本発明の無線受信装置は、通信相手である送信装置から送信されたパイロットを用いて、チャネル推定を行うチャネル推定手段と、チャネル推定値から算出されたチャネル相関の最も高い送信アンテナのペアを決定し、決定したアンテナペアを示すペア情報を前記送信装置にフィードバックするアンテナペア決定手段と、を具備する構成を採る。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、チャネル相関が大きい場合でも、チャネル容量及びフィードバック量を改善することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、実施の形態では、送信装置が４本のアンテナを備え、受信装置が２本のアンテナを備えた４×２ＭＩＭＯシステムを想定して説明する。ただし、実施の形態において、同一機能を有する構成には同一符号を付し、重複する説明は省略する。
【００１５】
（実施の形態１）
図２は、本発明の実施の形態１に係る送信装置１００の構成を示すブロック図である。この図において、Ｓ／Ｐ変換部１０１は、入力された送信データをシリアル信号から２系列のパラレル信号に変換し、系列毎の送信データを変調部１０２−１，１０２−２に出力する。
【００１６】
変調部１０２−１，１０２−２は、Ｓ／Ｐ変換部１０１から出力された送信データに変調処理を施し、変調信号を対応するＩＦＦＴ部１０３−１，１０３−２にそれぞれ出力する。
【００１７】
ＩＦＦＴ部１０３−１，１０３−２は、変調部１０２−１，１０２−２から出力された変調信号にＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）処理を施し、周波数領域の信号から時間領域の信号に変換し、ＯＦＤＭ信号を形成する。ＯＦＤＭ信号は、対応する送信制御部１０４−１，１０４−２にそれぞれ出力される。
【００１８】
送信制御部１０４−１，１０４−２は、後述する受信装置２００から４×２ＭＩＭＯ伝送又は２×２ＭＩＭＯ伝送を指示する制御情報を取得する。取得した制御情報が２×２ＭＩＭＯ伝送を指示する場合には、ＩＦＦＴ部１０３−１，１０３−２から出力されたＯＦＤＭ信号をそのままアンテナペア制御部１０７に出力する。また、取得した制御情報が４×２ＭＩＭＯ伝送を指示する場合には、ＩＦＦＴ部１０３−１，１０３−２から出力されたＯＦＤＭ信号を複製し、２つの同一ＯＦＤＭ信号のうち一方をアンテナペア制御部１０７に出力し、他方を対応する遅延処理部１０５−１，１０５−２にそれぞれ出力する。
【００１９】
遅延処理部１０５−１，１０５−２は、後述する受信装置２００から遅延シフト量を取得し、取得した遅延シフト量に基づいて、送信制御部１０４−１，１０４−２から出力されたＯＦＤＭ信号を巡回サンプル遅延させる。巡回サンプル遅延されたＯＦＤＭ信号はアンテナペア制御部１０７に出力される。なお、遅延処理部１０５−１，１０５−２の詳細については後述する。
【００２０】
アンテナペア決定部１０６は、後述する受信装置２００から４×２ＭＩＭＯ伝送又は２×２ＭＩＭＯ伝送を指示する制御情報を取得する。取得した制御情報が２×２ＭＩＭＯ伝送を指示する場合には、予め定められた２本のアンテナを指定するペア情報をアンテナペア制御部１０７に出力する。
【００２１】
また、取得した制御情報が４×２ＭＩＭＯ伝送を指示する場合には、予め備えられたアンテナペアの組合せ（図３参照）の中からチャネル相関の最も高いアンテナペアを選択し、ペア情報をアンテナペア制御部１０７に出力し、また、受信装置２００に送信する。な
お、図３において、Ｔｘ１〜４はそれぞれアンテナ１０９−１〜１０９−４に対応し、インジケータ０〜５がペア情報に相当する。
【００２２】
送信装置１００においてアンテナ１０９−１〜１０９−４の配置状態は既知であるから、これら４本のアンテナのうち任意の２本のアンテナのアンテナ間距離を求めることができる。一般に２本のアンテナのアンテナ間距離が短いほど、そのアンテナペアのチャネル相関は高くなる。したがって、チャネル相関の最も高いアンテナペアを選択するためには、インジケータ０〜５における２つのアンテナペアのアンテナ間距離をそれぞれ求め、その合計が最小となるインジケータをペア情報として選択することになる。なお、巡回サンプル遅延ダイバーシチは、チャネル相関の高い状態での使用を想定しているため、（ＴｘＡ，ＴｘＢ）＝（ＴｘＢ，ＴｘＡ）としてよい。
【００２３】
アンテナペア制御部１０７は、アンテナペア決定部１０６から出力されたペア情報に基づいて、送信制御部１０４−１，１０４−２から出力されたＯＦＤＭ信号と、遅延処理部１０５−１，１０５−２からＯＦＤＭ信号が出力された場合には巡回サンプル遅延されたＯＦＤＭ信号とを各アンテナ１０９−１〜１０９−４に割り当てる。アンテナペア制御部１０７は、例えば、入力端子と出力端子間の接続を切り替える制御スイッチにより実現することも可能である。この場合、図３に示したインジケータ２が入力されると、図４に示すような接続状態となり、各ＯＦＤＭ信号を指示されたアンテナに割り当てることができる。各ＯＦＤＭ信号は割り当てられたアンテナに対応する送信ＲＦ部１０８−１〜１０８−４にそれぞれ出力される。
【００２４】
送信ＲＦ部１０８−１〜１０８−４は、アンテナペア制御部１０７から出力されたＯＦＤＭ信号にＤ／Ａ変換、アップコンバート等の所定の無線送信処理を施し、無線送信処理を施した信号を、対応するアンテナ１０９−１〜１０９−４を介して受信装置２００にそれぞれ送信する。
【００２５】
次に、上記遅延処理部１０５−１，１０５−２の詳細について説明する。まず、ｉ番目のＯＦＤＭシンボルをｘｉ（ｎ）（但し、０≦ｎ≦Ｎ−１（Ｎ：ＦＦＴポイント数））とし、巡回サンプル遅延されたＯＦＤＭシンボルをｚｉ（ｎ）とし、受信装置２００から取得した遅延シフト量をτとすると、以下の式（１）が成り立つ。
【数１】
2007052768.tif 000039
ここで、（ｎ）Ｎはｎ ｍｏｄ Ｎを意味しており、例えば、（ｎ−ｄ）Ｎ＝ｎ＋Ｎ−ｄとなる。但し、０≦ｄ≦Ｎ−１である。図５にＮ＝１０、τ＝３としたときの巡回サンプル遅延処理の様子を示す。
【００２６】
図５に示すように、ｘｉ（０）、ｘｉ（１）、ｘｉ（２）を抽出し、これら３つのサンプルをｘｉ（９）に付加する。すなわち、ＯＦＤＭシンボルの先頭からτサンプルを抽出し、抽出したτサンプルをＯＦＤＭシンボルの最後尾に付加する。
【００２７】
ここで、ＯＦＤＭシンボルにおいて時間領域の巡回遅延は周波数領域の位相回転と等価であり、ｘｉ（ｎ）とｚｉ（ｎ）のフーリエ変換をそれぞれＸｉ（ｆ）、Ｚｉ（ｆ）とおくと、これらの間には以下のような関係が成り立つ。
【数２】
2007052768.tif 000040
【００２８】
図６は、本発明の実施の形態１に係る受信装置２００の構成を示すブロック図である。この図において、受信ＲＦ部２０２−１，２０２−２は、図２に示した送信装置１００から送信された信号を対応するアンテナ２０１−１，２０１−２を介してそれぞれ受信し、受信した信号にダウンコンバート等の所定の無線受信処理を施し、受信信号からパイロット信号を抽出する。受信ＲＦ部２０２−１，２０２−２は、無線受信処理を施した受信信号のうちデータ信号を信号分離部２０６に出力し、抽出したパイロット信号をチャネル推定部２０３に出力する。
【００２９】
チャネル推定部２０３は、受信ＲＦ部２０２−１，２０２−２から出力されたパイロット信号に基づいてチャネル推定を行い、チャネル推定情報をチャネル相関検出部２０４、遅延シフト量演算部２０５及び信号分離部２０６に出力する。
【００３０】
チャネル相関検出部２０４は、チャネル推定部２０３から出力されたチャネル推定情報を用いて、チャネル相関値を算出し、算出したチャネル相関値が所定の閾値を超えるか否かを検出する。チャネル相関値が所定の閾値を超える場合には、４×２ＭＩＭＯ伝送を指示する制御情報を生成し、チャネル相関値が所定の閾値以下である場合には、２×２ＭＩＭＯ伝送を指示する制御情報を生成する。生成された制御情報は図２に示した送信装置１００に送信される。
【００３１】
遅延シフト量演算部２０５は、図２に示した送信装置１００からペア情報を取得し、このペア情報とチャネル推定部２０３から出力されたチャネル推定情報とに基づいて、ストリーム毎の遅延シフト量を算出する。算出された遅延シフト量は送信装置１００にフィードバックされる。なお、遅延シフト量演算部２０５の詳細については後述する。
【００３２】
信号分離部２０６は、チャネル推定部２０３から出力されたチャネル推定情報を用いて、受信ＲＦ部２０２−１，２０２−２から出力された受信信号にZero Forcing又はＭＭＳＥ処理を施し、ストリーム毎に分離する。分離された信号はストリーム毎にＦＦＴ部２０７−１，２０７−２に出力される。
【００３３】
ＦＦＴ部２０７−１，２０７−２は、信号分離部２０６から出力された信号にＦＦＴ（Fast Fourier Transform）処理を施し、時間領域の信号から周波数領域の信号に変換する。復調部２０８−１，２０８−２は、対応するＦＦＴ部２０７−１，２０７−２からそれぞれ出力された信号を復調し、Ｐ／Ｓ変換部２０９は、復調された２系列のパラレル信号を１系列のシリアル信号に変換することにより受信データを取得する。
【００３４】
図７は、図６に示した遅延シフト量演算部２０５の内部構成を示すブロック図である。この図において、合成チャネル行列生成部２５１は、送信装置１００から取得したペア情報に基づいて、求める２つの遅延シフト量を含めた２×２の合成チャネル行列をチャネル推定部２０３から出力されたチャネル推定情報から生成し、生成した合成チャネル行列を行列式演算部２５２に出力する。
【００３５】
ここで、便宜上、送信装置１００のアンテナ１０９−１〜１０９−４をそれぞれＴｘ１
〜Ｔｘ４とし、受信装置２００のアンテナ２０１−１，２０１−２をそれぞれＲｘ１、Ｒｘ２とすると、各アンテナ間に形成されるチャネルは図８に示すようになる。すなわち、Ｔｘ１とＲｘ１との間に形成されるチャネルをｈ１１、Ｔｘ１とＲｘ２との間に形成されるチャネルをｈ２１とする。同様に、Ｔｘ２とＲｘ１との間に形成されるチャネルをｈ１２、Ｔｘ２とＲｘ２との間に形成されるチャネルをｈ２２とする。また、Ｔｘ３とＲｘ１との間に形成されるチャネルをｈ１３、Ｔｘ３とＲｘ２との間に形成されるチャネルをｈ２３とする。さらに、Ｔｘ４とＲｘ１との間に形成されるチャネルをｈ１４、Ｔｘ４とＲｘ２との間に形成されるチャネルをｈ２４とする。このとき、時間領域におけるチャネル推定情報は、以下の式（３）で表すことができる。
【数３】
2007052768.tif 000041
なお、上式（３）においては、ＯＦＤＭシンボル番号を表す添え字ｉは省略した。
【００３６】
また、周波数領域におけるチャネル推定情報は、以下の式（４）で表すことができる。
【数４】
2007052768.tif 000042
ここで、Ｈｉｊ（ｆ）（ｉ＝１〜２，ｊ＝１〜４）はチャネル推定情報の各要素ｈｉｊ（ｎ）（ｉ＝１〜２，ｊ＝１〜４）のフーリエ変換を表す。
【００３７】
図３に示したアンテナペアの組合せに基づいて生成される２×２の合成チャネル行列Ｈｃｏｍｂ（ｎ）は、２つの遅延シフト量をτ１、τ２とすると、それぞれ以下のように表される。
（１）インジケータ０の場合
【数５】
2007052768.tif 000043
（２）インジケータ１の場合
【数６】
2007052768.tif 000044
（３）インジケータ２の場合
【数７】
2007052768.tif 000045
（４）インジケータ３の場合
【数８】
2007052768.tif 000046
（５）インジケータ４の場合
【数９】
2007052768.tif 000047
（６）インジケータ５の場合
【数１０】
2007052768.tif 000048
【００３８】
行列式演算部２５２は、合成チャネル行列生成部２５１から出力された合成チャネル行列からチャネル行列式を算出する。具体的な算出方法としては、求めるチャネル行列式をｄｅｔ｛Ｈｃｏｍｂ（ｆ）｝とし、合成チャネル行列生成部２５１においてインジケータ０の場合に生成された合成チャネル行列を用いると、以下の式（１１）で表すことができる。
【数１１】
2007052768.tif 000049
算出されたチャネル行列式は遅延シフト量算出部２５３に出力される。
【００３９】
遅延シフト量算出部２５３は、行列式演算部２５２から出力されたチャネル行列式を評価関数として、この評価関数を最大にする遅延シフト量を算出する。ここで、評価関数をＪ（τ１,τ２）とすると、Ｊ（τ１,τ２）はチャネル行列式をＯＦＤＭシンボルの全サブキャリアにわたって加算した値となるので、以下のように表される。
【数１２】
2007052768.tif 000050
ＯＦＤＭシンボルのサイクリックプレフィックス長をＬｃｐとすると、Ｌｃｐ＋１からＦＦＴポイント数Ｎまでの間で、上式（１２）の評価関数Ｊ（τ１,τ２）が最大となるτ１、τ２が求める遅延シフト量となる。求められた遅延シフト量は送信装置１００にフィードバックされる。
【００４０】
なお、上式（１１）、（１２）では、インジケータ０の場合を例に示したが、他のインジケータでも同様に算出される。
【００４１】
評価関数Ｊ（τ１,τ２）の一例を図９に示す。今、求める遅延シフト量をそれぞれτＯＰＴ１、τＯＰＴ２とおくと、τＯＰＴ１、τＯＰＴ２の導出は２変数関数の最大値問題に帰着される。したがって、以下に示すように評価関数Ｊ（τ１,τ２）をτ１,τ２でそれぞれ偏微分したときの値を０として得られる式を解くことにより、τＯＰＴ１、τＯＰＴ２を求めることができる。
【数１３】
2007052768.tif 000051
【００４２】
次に、図２に示した送信装置１００と図６に示した受信装置２００との通信手順について図１０を用いて説明する。図１０において、ＳＴ４０１では、受信装置２００のチャネル相関検出部２０４がチャネル推定情報から算出したチャネル相関値が所定の閾値を超えると判定し、ＳＴ４０２では、チャネル相関検出部２０４から４×２ＭＩＭＯ伝送を指示する制御信号を送信装置１００に送信する。
【００４３】
ＳＴ４０３では、送信装置１００のアンテナペア決定部１０６が受信装置２００から送信された制御信号に基づいて、４×２ＭＩＭＯ伝送に用いるアンテナの組合せを決定し、ＳＴ４０４では、アンテナペア決定部１０６からペア情報を受信装置２００に送信すると共に、４本のアンテナからパイロットを送信する。
【００４４】
ＳＴ４０５では、受信装置２００のチャネル推定部２０３が送信装置１００から送信されたパイロットを用いてチャネル推定を行い、ＳＴ４０６では、遅延シフト量演算部２０５が送信装置１００から送信されたペア情報と、チャネル推定情報とを用いて遅延シフト量を算出する。
【００４５】
ＳＴ４０７では、遅延シフト量演算部２０５から遅延シフト量を送信装置１００にフィードバックし、ＳＴ４０８では、送信装置１００が受信装置２００からフィードバックされた遅延シフト量を用いて、巡回サンプル遅延ダイバーシチとＳＤＭとを組合せて受信装置２００にデータを送信する。
【００４６】
このように算出された遅延シフト量を用いて巡回サンプル遅延ダイバーシチによって送信し、受信装置２００においてチャネルを合成することにより、周波数選択性を生じさせることができる。これにより、受信チャネルのチャネル相関を低減することができる。
【００４７】
このように実施の形態１によれば、チャネル相関が高いため４×２ＭＩＭＯ伝送を行う場合、いずれのアンテナペアの組合せを用いるかを送信装置において決定し、アンテナペアの組合せを示すペア情報とチャネル推定情報とを用いて、２×２の合成チャネル行列を生成し、この合成チャネル行列の行列式を評価関数として算出した遅延シフト量で２つのペアのそれぞれ一方に巡回サンプル遅延を施し、巡回サンプル遅延ダイバーシチ送信とＳＤＭとを組み合わせて送信することにより、チャネル相関が高い場合でも、周波数選択性を生じさせ、チャネル相関を低減することができるので、チャネル容量を改善することができる。また、ウェイトをフィードバックする固有モード伝送に比べ、フィードバック量を改善することができる。
【００４８】
（実施の形態２）
図１１は、本発明の実施の形態２に係る送信装置５００の構成を示すブロック図である。図１１が図２と異なる点は、アンテナペア決定部１０６を削除した点と、遅延処理部１０５−１，１０５−２をそれぞれ遅延処理部５０１−１，５０１−２に変更し、アンテナペア制御部１０７をアンテナペア制御部５０２に変更した点である。
【００４９】
図１１において、遅延処理部５０１−１，５０１−２は、予め遅延シフト量が設定されており、対応する送信制御部１０４−１，１０４−２から出力されたＯＦＤＭ信号を巡回サンプル遅延させる。予め設定する遅延シフト量は、ＣＰ長Ｌｃｐを超えるサンプル時間であればよい。巡回サンプル遅延されたＯＦＤＭ信号はアンテナペア制御部５０２に出力される。
【００５０】
アンテナペア制御部５０２は、後述する受信装置６００からペア情報を取得し、取得したペア情報に基づいて、送信制御部１０４−１，１０４−２から出力されたＯＦＤＭ信号と、遅延処理部５０１−１，５０１−２からＯＦＤＭ信号が出力された場合には巡回サンプル遅延されたＯＦＤＭ信号とを各アンテナ１０９−１〜１０９−４に割り当てる。
【００５１】
図１２は、本発明の実施の形態２に係る受信装置６００の構成を示すブロック図である。図１２が図６と異なる点は、アンテナペア決定部６０１を追加した点である。図１２において、アンテナペア決定部６０１は、予め設定された遅延シフト量と、チャネル推定部２０３から出力されたチャネル推定情報とに基づいて、アンテナ毎に合成チャネル行列を生成する。そして、生成した合成チャネル行列の行列式が最大となるアンテナペアを決定し、決定したアンテナペアを示すペア情報を図１１に示した送信装置５００にフィードバックする。
【００５２】
なお、ペア情報は、少ないビット数で表現することができ、例えば、図３に示したアンテナペア数であれば、３ビット程度に抑えることができる。従って、フィードバック量を低減することができ、チャネル容量を改善することができる。
【００５３】
図１３は、図１２に示したアンテナペア決定部６０１におけるアンテナペア決定手順を示すフロー図である。この図において、ＳＴ７０１では、インジケータｉ＝０に設定し、ＳＴ７０２では、合成チャネル行列Ｈ（ｉ）ｃｏｍｂ（ｆ）を生成する。
【００５４】
ＳＴ７０３では、Ｈ（ｉ）ｃｏｍｂ（ｆ）と遅延シフト量から評価関数Ｊを導出し、ＳＴ７０４では、ｉ＝５であるか否かを判定する。ｉ＝５であると判定されたらＳＴ７０６に移行し、ｉ＝５ではないと判定されたらＳＴ７０５に移行する。
【００５５】
ＳＴ７０５では、ｉをインクリメントし、再度ＳＴ７０２〜ＳＴ７０４までの処理をＳＴ７０４においてｉ＝５と判定されるまで繰り返し行う。
【００５６】
ＳＴ７０６では、ｉ＝０〜５までの各インジケータが示すアンテナペアについて導出した評価関数Ｊのうち、Ｊが最大となるインジケータをアンテナペア情報として決定する。
【００５７】
次に、図１１に示した送信装置５００と図１２に示した受信装置６００との通信手順について図１４を用いて説明する。図１４において、ＳＴ８０１では、受信装置６００のチャネル相関検出部２０４が、チャネル推定情報から算出したチャネル相関値が所定の閾値を超えると判定し、ＳＴ８０２では、チャネル相関検出部２０４から４×２ＭＩＭＯ伝送を指示する制御信号を送信装置５００に送信する。
【００５８】
ＳＴ８０３では、送信装置５００が４本のアンテナからパイロットを送信し、ＳＴ８０４では、受信装置６００のチャネル推定部２０３が送信装置５００から送信されたパイロットを用いてチャネル推定を行う。
【００５９】
ＳＴ８０５では、アンテナペア決定部６０１が予め設定された遅延シフト量とチャネル推定情報とを用いて、アンテナペアを決定し、ＳＴ８０６では、アンテナペア決定部６０１からペア情報を送信装置５００にフィードバックする。
【００６０】
ＳＴ８０７では、送信装置５００が受信装置６００からフィードバックされたペア情報と予め設定された遅延シフト量とを用いて、巡回サンプル遅延ダイバーシチとＳＤＭとを組合せて受信装置６００にデータを送信する。
【００６１】
このように実施の形態２によれば、予め遅延シフト量を設定し、受信装置において、アンテナペアの全ての組合せについて、遅延シフト量とチャネル推定情報とから合成チャネル行列を生成し、生成した合成チャネル行列の行列式を評価関数として、評価関数が最大となるアンテナペアを示すペア情報を送信装置にフィードバックすることにより、フィードバック量を低減することができ、チャネル容量を改善することができる。
【００６２】
なお、本実施の形態では、送信装置５００と受信装置６００のそれぞれに予め遅延シフト量が設定されているものとして説明したが、送信装置５００のみに遅延シフト量を設定し、送信装置５００がパイロットと共に遅延シフト量を受信装置６００に通知するようにしてもよい。
【００６３】
（実施の形態３）
図１５は、本発明の実施の形態３に係る送信装置９００の構成を示すブロック図である。図１５が図２と異なる点は、アンテナペア決定部１０６を削除した点と、アンテナペア制御部１０７をアンテナペア制御部９０１に変更した点である。
【００６４】
図１５において、アンテナペア制御部９０１は、後述する受信装置１０００からペア情報を取得し、取得したペア情報に基づいて、送信制御部１０４−１，１０４−２から出力されたＯＦＤＭ信号と、遅延処理部５０１−１，５０１−２からＯＦＤＭ信号が出力された場合には巡回サンプル遅延されたＯＦＤＭ信号とを各アンテナ１０９−１〜１０９−４に割り当てる。
【００６５】
図１６は、本発明の実施の形態３に係る受信装置１０００の構成を示すブロック図である。図１６が図６と異なる点は、アンテナペア決定部１００１及び遅延シフト量演算部１００２を追加した点である。
【００６６】
図１６において、アンテナペア決定部１００１は、チャネル推定部２０３から出力されたチャネル推定情報を用いて、チャネル相関値を算出し、チャネル相関値の最も高いアンテナペアを決定する。チャネル相関値をρとすると、以下の式（１４）で表される。
【数１４】
2007052768.tif 000052
上式（１４）において、Ｅ［  ］はアンサンブル平均を表し、ｈｉｊ、ｈｘｙは式（３）に示すようなチャネル推定情報の各要素を表す。アンテナペア決定部１００１には、図１７に示すような、チャネル相関値ρの算出に用いるチャネル推定情報（ｈｉｊ、ｈｘｙ）とインジケータとの対応関係が備えられている。すなわち、アンテナペア決定部１００１は、算出したチャネル相関値ρが最大となるチャネル推定情報の組合せに対応するインジケータを図１７のテーブルに基づいて決定する。決定されたインジケータは送信装置９００にフィードバックされる。なお、図１７に示したインジケータは図３に示したインジケータと同一である。
【００６７】
遅延シフト量演算部１００２は、アンテナペア決定部１００１から出力されたペア情報とチャネル推定部２０３から出力されたチャネル推定情報とに基づいて、ストリーム毎の遅延シフト量を算出する。算出された遅延シフト量は送信装置９００にフィードバックされる。
【００６８】
図１８は、アンテナペア決定部１００１におけるアンテナペア決定手順を示すフロー図である。この図において、ＳＴ１１０１では、インジケータｉ＝０に設定し、ＳＴ１１０２では、チャネル相関値ρを算出する。
【００６９】
ＳＴ１１０３では、ｉ＝５であるか否かを判定する。ｉ＝５であると判定されたらＳＴ１１０５に移行し、ｉ＝５ではないと判定されたらＳＴ１１０４に移行する。
【００７０】
ＳＴ１１０４では、ｉをインクリメントし、再度ＳＴ１１０２，ＳＴ１１０３の処理をＳＴ１１０３においてｉ＝５と判定されるまで繰り返し行う。
【００７１】
ＳＴ１１０５では、ｉ＝０〜５までの各インジケータが示すチャネル推定情報について導出したチャネル相関値ρのうち、ρが最大となるインジケータをアンテナペア情報として決定する。
【００７２】
次に、図１５に示した送信装置９００と図１６に示した受信装置１０００との通信手順について図１９を用いて説明する。図１９において、ＳＴ１２０１では、受信装置１００のチャネル相関検出部２０４が、チャネル推定情報から算出したチャネル相関値が所定の閾値を超えると判定し、ＳＴ１２０２では、チャネル相関検出部２０４から４×２ＭＩＭＯ伝送を指示する制御信号を送信装置９００に送信する。
【００７３】
ＳＴ１２０３では、送信装置９００が４本のアンテナからパイロットを送信し、ＳＴ１２０４では、受信装置１０００のチャネル推定部２０３が送信装置９００から送信されたパイロットを用いてチャネル推定を行う。
【００７４】
ＳＴ１２０５では、アンテナペア決定部１００１がチャネル推定情報から算出したチャ
ネル相関値ρに基づいて、アンテナペアを決定し、ＳＴ１２０６では、遅延シフト量演算部１００２が、ＳＴ１２０５において決定されたペア情報と、チャネル推定情報とを用いて、２×２の合成チャネル行列を生成する。そして、生成した合成チャネル行列を評価関数として、評価関数を最大にする遅延シフト量を算出する。
【００７５】
ＳＴ１２０７では、アンテナペア決定部１００１からペア情報を、遅延シフト量演算部１００２から遅延シフト量を送信装置９００にフィードバックし、ＳＴ１２０８では、送信装置９００が受信装置１０００からフィードバックされたペア情報と予め設定された遅延シフト量とを用いて、巡回サンプル遅延ダイバーシチとＳＤＭとを組合せて受信装置１０００にデータを送信する。
【００７６】
このように実施の形態３によれば、受信装置において、チャネル相関値が最大となるアンテナペアを決定し、決定したアンテナペアに基づいて、チャネル推定情報から合成チャネル行列を生成し、生成した合成チャネル行列の行列式を評価関数として、評価関数が最大となる遅延シフト量を算出し、アンテナペアを示すペア情報と遅延シフト量とを送信装置にフィードバックすることにより、周波数選択性を生じさせ、チャネル相関を低減することができるので、チャネル容量を改善することができる。また、フィードバック量を低減することができ、チャネル容量を改善することができる。
【００７７】
（実施の形態４）
図２０は、本発明の実施の形態４に係る送信装置１３００の構成を示すブロック図である。図２０が図２と異なる点は、遅延処理部１０５−１，１０５−２をそれぞれ遅延処理部１３０１−１，１３０１−２に変更した点である。
【００７８】
遅延処理部１３０１−１，１３０１−２は、予め遅延シフト量が設定されており、送信制御部１０４−１，１０４−２から出力されたＯＦＤＭ信号を巡回サンプル遅延させる。予め設定する遅延シフト量は、ＣＰ長Ｌｃｐを超えるサンプル時間であればよい。巡回サンプル遅延されたＯＦＤＭ信号はアンテナペア制御部１０７に出力される。
【００７９】
なお、本実施の形態４に係る受信装置の構成は、実施の形態１の図６に示した構成から遅延シフト量演算部２０５を削除した点が異なるだけなので、図６を援用し、その詳細な説明は省略する。
【００８０】
図２１は、図２０に示した送信装置１３００と、本発明の実施の形態４に係る受信装置との通信手順を示すシーケンス図である。この図において、ＳＴ１４０１では、受信装置のチャネル相関検出部２０４がチャネル推定情報から算出したチャネル相関値が所定の閾値を超えると判定し、ＳＴ１４０２では、チャネル相関検出部２０４から４×２ＭＩＭＯ伝送を指示する制御信号を送信装置１３００に送信する。
【００８１】
ＳＴ１４０３では、送信装置１３００のアンテナペア決定部１０６が受信装置から送信された制御情報に基づいて、アンテナペアを決定し、ＳＴ１４０４では、送信装置１３００がペア情報と予め設定された遅延シフト量とを用いて、巡回サンプル遅延ダイバーシチとＳＤＭとを組合せて受信装置にデータを送信する。
【００８２】
このように実施の形態４によれば、遅延シフト量の算出とアンテナペアの決定とを送信装置において行うことにより、受信装置からフィードバックされる情報量を低減することができ、チャネル容量を改善することができる。
【００８３】
以上、各実施の形態について説明した。
【００８４】
なお、上記各実施の形態では、送信装置が４本のアンテナを備え、受信装置が２本のアンテナを備えた４×２ＭＩＭＯシステムを想定して説明したが、本発明はこれに限らず、送信装置が受信装置より多くのアンテナを備えていればよい。
【００８５】
また、上記各実施の形態では、チャネル相関の最も高いアンテナペアを選択するものとして説明したが、本発明はこれに限らず、ランダムにアンテナペアを選択したり、アンテナペアを固定したりしてもよい。
【００８６】
また、上記各実施の形態では、２系列のＯＦＤＭ信号に対してそれぞれ巡回サンプル遅延ダイバーシチを行い、ＳＤＭと組み合わせる場合について説明したが、本発明はこれに限らず、図２２に示すように、ＳＤＭ送信する一方の系列、すなわち、送信アンテナＴｘ１から送信されるＯＦＤＭデータシンボルｘ１を巡回サンプル遅延ダイバーシチせずに送信し、もう一方の系列、すなわち、送信アンテナＴｘ２より送信されるＯＦＤＭデータシンボルｘ２と送信アンテナＴｘ３から送信されるＯＦＤＭデータシンボルｘ２と送信アンテナＴｘ４から送信されるＯＦＤＭデータシンボルｘ２に対してのみ巡回サンプル遅延ダイバーシチを適用することも可能である。このとき、送信アンテナＴｘ３から送信されるＯＦＤＭデータシンボルｘ２と、送信アンテナＴｘ４から送信されるＯＦＤＭデータシンボルｘ２に対して、遅延処理部においてそれぞれ異なる遅延シフト量を与えることで、送信アンテナＴｘ２からＴｘ４において送信されるＯＦＤＭデータシンボルｘ２が受信側で合成され、巡回サンプル遅延ダイバーシチが実現される。
【００８７】
上記各実施の形態では、本発明をハードウェアで構成する場合を例にとって説明したが、本発明はソフトウェアで実現することも可能である。
【００８８】
また、上記各実施の形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。これらは個別に１チップ化されてもよいし、一部または全てを含むように１チップ化されてもよい。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。
【００８９】
また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路または汎用プロセッサで実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサーを利用してもよい。
【００９０】
さらには、半導体技術の進歩または派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適応等が可能性としてありえる。
【００９１】
本明細書は、２００５年１１月４日出願の特願２００５−３２１５６２に基づくものである。この内容は全てここに含めておく。
【産業上の利用可能性】
【００９２】
本発明にかかる無線送信装置、無線受信装置、無線通信方法及び無線通信システムは、例えば、受信側のアンテナ数より送信側のアンテナ数が多いＭＩＭＯ通信システムに適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００９３】
【図１】４×２ＭＩＭＯにおける固有モード伝送を示す概念図
【図２】本発明の実施の形態１に係る送信装置の構成を示すブロック図
【図３】アンテナペアの組合せを示すテーブル
【図４】図２に示したアンテナペア制御部内の制御スイッチの接続例を示す図
【図５】図２に示した遅延処理部による巡回サンプル遅延処理の説明に供する図
【図６】本発明の実施の形態１に係る受信装置の構成を示すブロック図
【図７】図６に示した遅延シフト量演算部の内部構成を示すブロック図
【図８】送受信アンテナ間に形成されるチャネルを示す図
【図９】評価関数Ｊ（τ１,τ２）の一例を示した図
【図１０】図２に示した送信装置と図６に示した受信装置との通信手順を示すシーケンス図
【図１１】本発明の実施の形態２に係る送信装置の構成を示すブロック図
【図１２】本発明の実施の形態２に係る受信装置の構成を示すブロック図
【図１３】図１２に示したアンテナペア決定部におけるアンテナペア決定手順を示すフロー図
【図１４】図１１に示した送信装置と図１２に示した受信装置との通信手順を示すシーケンス図
【図１５】本発明の実施の形態３に係る送信装置の構成を示すブロック図
【図１６】本発明の実施の形態３に係る受信装置の構成を示すブロック図
【図１７】チャネル推定情報とインジケータの関係を示すテーブル
【図１８】アンテナペア決定部におけるアンテナペア決定手順を示すフロー図
【図１９】図１５に示した送信装置と図１６に示した受信装置との通信手順を示すシーケンス図
【図２０】本発明の実施の形態４に係る送信装置の構成を示すブロック図
【図２１】本発明の実施の形態４に係る送信装置と受信装置との通信手順を示すシーケンス図
【図２２】巡回サンプル遅延ダイバーシチとＳＤＭとの組合せ方の説明に供する図
【手続補正３】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】全図
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【国際調査報告】
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