【事件の表示】
　特願２００１−２３５０９０「負荷有効電力測定機能を有するインピーダンス整合装置」拒絶査定不服審判事件〔平成１５年　２月１４日出願公開、特開２００３−　４６３５９〕について、次のとおり審決する。
【結　論】
　本件審判の請求は、成り立たない。
【理　由】
１．手続きの経緯・本願発明の要旨
　本願は、平成１３年８月２日の出願であって、その請求項１に係る発明（以下、「本願発明」という。）は、平成１６年９月１７日付け手続補正書により補正された明細書及び図面の記載からみて、その特許請求の範囲の請求項１に記載された次のとおりものと認める。
　
「内部インピーダンスが既知の高周波電源と、プラズマチャンバー負荷との間に挿入されるインピーダンス整合装置であって、
　前記高周波電源側と前記プラズマチャンバー負荷側とのインピーダンスを整合させるインピーダンス整合回路と、前記インピーダンス整合回路に接続され、前記プラズマチャンバー負荷に消費される有効電力を演算するための電力演算手段とを備え、
　前記インピーダンス整合回路は、
　入力端と、
　前記入力端の後段に接続された位相・振幅検出部と、
　前記位相・振幅検出部の直後に接続された振幅調整用の第１可変リアクタンスと、
　前記第１可変リアクタンスの前記位相・振幅検出部との接続位置以降に接続された位相調整用の第２可変リアクタンスと、
　前記第２可変リアクタンスの後段に接続された電圧検出部及び電流検出部と、
　前記電圧検出部及び前記電流検出部の直後に接続された出力端と、を有していて、前記第１及び第２の可変リアクタンスをそれぞれ前記位相検出部と振幅検出部の検出値に応じて制御することにより、前記高周波電源側と前記プラズマチャンバー負荷側とのインピーダンスを整合させるようになっており、
　前記電力演算手段は、
　前記整合状態のインピーダンス整合回路の出力端側から見た電源側インピーダンスを算出すると共に、その共役インピーダンスをもって負荷インピーダンス
・　　　　　　　　Ｚc ＝Ｒ±ｊＸ　　　　　　　　　　　　（１）
と定め且つ力率Ｃｏｓθを、
・　　　　　　　　Ｃｏｓθ＝Ｒ／√（Ｒ２ ＋Ｘ２ ）　　　（２）
より算出し、前記電圧検出部及び前記電流検出部で検出した電圧実効値Ｖと電流実効値Ｉとの積に、力率Ｃｏｓθを乗じた式
・　　　　　　　　Ｐ＝ＶＩＣｏｓθ　　　　　　　　　　　（３）
より、前記プラズマチャンバー負荷に消費される有効電力を演算するようになっていることを特徴とするインピーダンス整合装置。」
　
２．引用例
２−１
　原査定の拒絶の理由に引用された、特開平１１−８７０９７号公報（以下、「引用例１」という。）には、図面とともに以下のような記載がある。
（イ）「【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、高周波電力を使用した半導体等のプラズマ処理装置において高周波電力発振器の出力インピーダンスとプラズマ生成室のインピーダンスの整合を行うための装置に関するものである。」（段落【０００１】第２頁第２欄第１０行〜第１４行）
　
（ロ）「【００１９】
【実施例】 図２は本発明の第１の実施例を示す配線及びブロック線図である。従来の装置構成と同様、高周波電力発振器１の出力をλ／２（λ＝波長）の整数倍の長さを有する同軸ケーブル３を介して受け取るようにした本発明のインピーダンス整合器１４はその中核をなすＬＣ回路１５の入力側において位相検出部１７及び電力検出部１６を含む入力側検出器１８とＬＣ回路の出力側に配置された電圧（Ｖ）・電流（Ｉ）・位相角（θ）検出機能を有する負荷側検出器１９を備え、さらに、位相検出部１６及び電力検出部１７より各検出信号を受けてそれをＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器２０と、そのＡ／Ｄ変換器２０のデジタル出力を用いて必要な演算及び制御を行うＣＰＵからなる演算出力部２１と、この演算出力部２１のデジタル出力をアナログ値に変換するためのＤ／Ａ変換器２２を備えている。演算出力部２１の出力は表示部２３にも供給されるようになっている。なお、ＬＣ回路の値はすでに述べたように、プラズマ生成室の動作インピーダンスを整合させるべき値に予め設定されている。Ｄ／Ａ変換器２２からは高周波電力発振器１の付属制御装置として接続された発振制御部２４及び差分加算器２５にアナログ信号ラインがそれぞれ接続される。」（段落【００１９】第４頁第６欄第１６行〜第３７行）
　
（ハ）「【００２１】一方、負荷側検出器１９からの電圧・電流・位相信号はＡ／Ｄ変換器２０を介して演算制御部２１に送られてＰ＝Ｖ・Ｉｃｏｓθなる負荷、すなわちプラズマ生成室２の有効電力が計算され、この電力値がＤ／Ａ変換器２２から電力発振器１に接続された出力制御部としての差分加算器２５の信号端子に接続される。この差分加算器２５には電力設定端子２６が設けられ、ここに差分加算器２５は電力設定信号と負荷電力信号の差に応じた制御信号を発生して高周波電力発振器１を制御し、この電力発振器１は電力設定値と負荷電力との差がなくなるように、すなわち負荷電力が電力設定値と等しくなるような出力を発生する。すなわち、プラズマ反応室が消費する有効電力は演算制御部２１によりＰ＝Ｖ・Ｉｃｏｓθの演算を介してＤ／Ａ変換器２２より直流電圧として差分加算器２５に供給され、この加算器２５では電力設定電圧とこの電力値電圧との差を補整値として高周波電力発振器１を制御し、プラズマ生成室２に必要な設定電力を供給させるようになっている。
【００２２】次に、図３を参照して本発明の第２の実施例を説明する。この実施例は先の実施例１において固定していたＬＣ値をプラズマプロセスの種々の条件に追随できるようにプリセットするための装置構成を含んでいる。すなわち、ＬＣの値が固定であれば、高周波電力発振器１による周波数シフトのみでは追随できない場合や、特定条件における負荷インピーダンスと一般的な５０Ω負荷との差が大きくなりすぎる場合（例えば、通常プロセス条件からチャンバクリーニング条件に移ったときなど）に適用させるシステムである。したがって、この実施例では、ＬＣ回路中に負荷インピーダンスプリセット用可調整コンデンサＣ11’ 及び負荷位相プリセット用可調整コンデンサＣ12’ をインダクタＬの入力側端子と接地電位の間およびインダクタＬの出力側端子と負荷側検出器１９の間にそれぞれ接続し、これらを駆動するサーボモータＭ1 及びＭ2 をそれぞれ演算出力部２１に接続された負荷プリセットアンプ２７及び位相プリセットアンプ２８により駆動するようにしたものである。このようなプリセット装置構成において、インピーダンス整合器１４’のＬＣ値をプリセットするときは、まずそのプラズマプロセスのモデルとなる条件においてプラズマ生成室を作動させ、同時に高周波電力発振器１を基準状態に固定しつつこの高周波電力発振器１の出力インピーダンスとプラズマ生成室（負荷）インピーダンスの整合を確立するように前記負荷インピーダンスプリセット用可調整コンデンサＣ11’ と負荷位相プリセット用可調整コンデンサＣ12’ の容量値を設定する。容量値の設定後は、システムが他のプロセス条件で作動しているとき、その容量値はそれらの可調整コンデンサＣ11’ 、Ｃ12’ に連駆動されるポテンショメータＰ1 、Ｐ2 のスイーパ位置として演算出力部２１が記憶している。したがって、再びそのプロセスでシステムを作動させるときは、前記演算出力部２１がその記憶値に基づいてプリセット駆動増幅器２７及び２８を駆動し、サーボモータを回転させてそのプロセス条件のためのＣ11’ 、Ｃ12’ 設定値を確立する。」（段落【００２１】【００２２】第５頁第７欄第１６行〜第８欄第２８行）
　
　以上の記載によれば、この引用例１には以下のような発明（以下、「引用例１発明」という。）が開示されていると認められる。
　
「高周波電力発振器１と該高周波電力発振器１の出力をλ／２（λ＝波長）の整数倍の長さを有する同軸ケーブル３を介して受け取り、プラズマ生成室２との間に挿入されるインピーダンス整合器１４’であって、
　前記高周波電力発振器１の出力インピーダンスと前記プラズマ生成室（負荷）２のインピーダンスの整合を確立させるＬＣ回路と、前記プラズマ生成室（負荷）２の消費電力である有効電力を演算するための演算制御部２１とを備え、
　前記インピーダンス整合器１４’は、
　入力端と、
　前記入力端の後段に接続された位相検出部１７及び電力検出部１６を含む入力側検出器１８と、
　前記入力側検出部１８の直後に接続された負荷インピーダンスプリセット用可調整可調整コンデンサＣ11’ と、
　負荷位相プリセット用可調整コンデンサＣ12’と、
　前記コンデンサＣ11’ 、Ｃ12’を有するＬＣ回路の後段に接続された電圧・電流・位相検出機能を有する負荷側検出部１９と、
　前記負荷側検出部１９の直後に接続された出力端と、を有していて、前記負荷インピーダンスプリセット用可調整コンデンサＣ11’及び負荷位相プリセット用可調整コンデンサＣ12’をそれぞれ前記位相検出部１６と電力検出部１７の検出値に応じて制御することにより、前記高周波電力発振器インピーダンスと前記プラズ生成室（負荷）インピーダンスとを整合させるようになっており、
　前記演算制御部２１は、
　電圧・電流・位相検出機能を有する負荷側検出部１９で検出した電圧（Ｖ），電流（Ｉ）及び位相（θ）信号からＰ＝Ｖ・Ｉｃｏｓθを計算して前記プラズマ生成室（負荷）で消費される有効電力を演算することを特徴とするインピーダンス整合器。」
　
２−２
　原査定の拒絶の理由に引用された、特開平１１−１５８６４１号公報（以下、「引用例２」という。）には、図面とともに以下のような記載がある。
（イ）「【０００１】
【従来の技術】従来、プラズマ処理装置としては図６に示すものが知られている。
【０００２】従来のプラズマ処理装置は、高周波電源１とプラズマ励起電極４との間に整合回路が介在している。整合回路はこれら高周波電源１とプラズマ励起電極４との間のインピーダンスの整合を得るための回路である。
【０００３】高周波電源１からの高周波電力は整合回路を通して給電線３によりプラズマ励起電極４へ供給される。
【０００４】これら整合回路および給電線３は導電体からなるハウジング２１により形成されるマッチングボックス２内に収納されている。」（段落【０００１】〜【０００４】第２頁第１欄第４２行〜第２欄第１１行）
　
（ロ）「【００１１】 図６、図７に示す例では高周波電源１と給電線３との間にコイル２３とチューニングコンデンサ２４とが直列に設けられ、また、高周波電源１には他のロードコンデンサ２２が接続され一端がアースされている。給電線３には一般的に幅５０〜１００ｍｍ、厚さ０．５ｍｍ、長さ１００〜３００ｍｍの形状を有する銅の表面に銀めっきを施したものが用いられており、この給電線３はプラズマ励起電極４にネジ止めされている。
【００１２】かかる整合回路においては、チューニングコンデンサ２４の容量を調整することにより高周波電源１とプラズマ励起電極４との間のインピーダンスの調整が行われる。
【００１３】しかし、従来のプラズマ処理装置を詳細に調べたところ、電力消費効率（高周波電源１からプラズマ励起電極４に投入した電力に対してプラズマ中で消費された電力の割合）は必ずしも良好ではなく、プラズマ励起電極４とプラズマ処理装置のチャンバ壁１０との間のキャパシタンスが増加するにつれ電力消費効率は極めて低下していくことを本発明者は見いだした。
【００１４】なお、電力消費効率は、次のようにして調査した。
　○１プラズマ処理装置のチャンバ壁を集中定数回路からなる等価回路に置き換える。
　○２インピーダンスアナライザを用いてチャンバの構成部品のインピーダンスを測定する事によりそれぞれの回路の定数を決定する。
　○３放電中のチャンバ全体のインピーダンスが入力側にダミーロード５０Ωを付けたマッチングボックスのインピーダンスと複素共役の関係にあることを利用し、放電中のチャンバ全体のインピーダンスを知る。
　○４プラズマ空間を抵抗Ｒと容量Ｃとの直列回路とみなし、それぞれの定数を○２、○３で得られた値から算出する。
　○５以上の方法で得られた放電中のチャンバの等価回路モデルに基づいて、回路計算を実施し、電力消費効率を導出する。」（なお、丸数字は「○数字」で示している。）（段落【００１１】〜【００１４】第２頁第２欄第４７行〜第３頁第３欄第３３行）
　
３．対　比
  そこで、本願発明と上記引用例１発明とを対比すると、引用例１発明の「プラズマ生成室（負荷）２」、「インピーダンス整合器１４’」、「ＬＣ回路」、「演算制御部２１」、「位相検出部１７及び電力検出部１６を含む入力側検出器１８」、「負荷インピーダンスプリセット用可調整コンデンサＣ11’」及び「負荷位相プリセット用可調整コンデンサＣ12’」は、それぞれ本願発明の「プラズマチャンバー負荷」、「インピーダンス整合装置」、「インピーダンス整合回路」、「電力演算手段」、「位相・振幅検出部」、「振幅調整用の第１可変リアクタンス」及び「位相調整用の第２可変リアクタンス」に相当するものと認められる。
　引用例１発明において、高周波電力発振器１の出力インピーダンスは、λ／２（λ＝波長）の整数倍の長さを有する同軸ケーブル３の特性インピーダンスであるから、引用例１発明の「高周波電力発振器１」は、本願発明の「内部インピーダンスが既知の高周波電源」に相当する。　
　そして、引用例１発明の「負荷インピーダンスプリセット用可調整コンデンサＣ11’及び負荷位相プリセット用可調整コンデンサＣ12’をそれぞれ前記位相検出部１６と電力検出部１７の検出値に応じて制御することにより、前記高周波電力発振器インピーダンスと前記プラズ生成室（負荷）インピーダンスとを整合させるようになっており」は、本願発明の「前記第１及び第２の可変リアクタンスをそれぞれ前記位相検出部と振幅検出部の検出値に応じて制御することにより、前記高周波電源側と前記プラズマチャンバー負荷側とのインピーダンスを整合させるようになっており」に相当する。
　また、引用例１発明の「電圧・電流・位相検出機能を有する負荷側検出部１９」の電圧・電流検出機能は、本願発明の「電圧検出部及び電流検出部」に対応しており、引用例１発明は、「前記演算制御部２１は、電圧・電流・位相検出機能を有する負荷側検出部１９で検出した電圧（Ｖ），電流（Ｉ）及び位相（θ）信号からＰ＝Ｖ・Ｉｃｏｓθを計算して前記プラズマ生成室（負荷）で消費される有効電力を演算する」から、本願発明と「前記電力演算手段は、電圧検出部及び前記電流検出部で検出した電圧値Ｖと電流値Ｉとの積に、力率Ｃｏｓθを乗じた式Ｐ＝ＶＩＣｏｓθより、前記プラズマチャンバー負荷に消費される有効電力を演算する」点で対応する。
　
　したがって、両者は、
「内部インピーダンスが既知の高周波電源と、プラズマチャンバー負荷との間に挿入されるインピーダンス整合装置であって、
　前記高周波電源側と前記プラズマチャンバー負荷側とのインピーダンスを整合させるインピーダンス整合回路と、前記インピーダンス整合回路に接続され、前記プラズマチャンバー負荷に消費される有効電力を演算するための電力演算手段とを備え、
　前記インピーダンス整合回路は、
　入力端と、
　前記入力端の後段に接続された位相・振幅検出部と、
　前記位相・振幅検出部の直後に接続された振幅調整用の第１可変リアクタンスと、
　前記第１可変リアクタンスの前記位相・振幅検出部との接続位置以降に接続された位相調整用の第２可変リアクタンスと、
　前記第２可変リアクタンスの後段に接続された電圧検出部及び電流検出部と、
　前記電圧検出部及び前記電流検出部の直後に接続された出力端と、を有していて、前記第１及び第２の可変リアクタンスをそれぞれ前記位相検出部と振幅検出部の検出値に応じて制御することにより、前記高周波電源側と前記プラズマチャンバー負荷側とのインピーダンスを整合させるようになっており、
　前記電力演算手段は、
　前記電圧検出部及び前記電流検出部で検出した電圧値Ｖと電流値Ｉとの積に、力率Ｃｏｓθを乗じた式Ｐ＝ＶＩＣｏｓθより、前記プラズマチャンバー負荷に消費される有効電力を演算するようになっていることを特徴とするインピーダンス整合装置。」
で一致するものであり、次の点で相違している。
　
　電力演算手段が有効電力を演算する式Ｐ＝ＶＩＣｏｓθおいて、本願発明では、Ｖ，Ｉが電圧検出部及び前記電流検出部で検出した電圧実効値Ｖと電流実効値Ｉであり、Ｃｏｓθが「整合状態のインピーダンス整合回路の出力端側から見た電源側インピーダンスを算出すると共に、その共役インピーダンスをもって負荷インピーダンスＺc ＝Ｒ±ｊＸと定め且つ力率Ｃｏｓθを、Ｃｏｓθ＝Ｒ／√（Ｒ２ ＋Ｘ２ ）より算出」したものであるのに対し、引用例１発明では、Ｖ，Ｉが電圧検出部及び前記電流検出部で検出した実効値であるか明らかではなく、ｃｏｓθは、位相検出機能を有する負荷側検出部１９で検出した位相（θ）信号から計算する点。
　
４．当審の判断
　そこで、上記相違点について検討する。
　高周波プラズマ装置において、負荷インピーダンスが消費する有効電力の測定法として電圧実効値（Ｖ）、電流実効値（Ｉ）、位相角度（θ）という３要素をそれぞれ測定して平均電力を求める測定方式があることは周知（特開２０００−３５６６５８号公報、段落【０００６】、【０００７】参照）であるから、引用例１発明において、式Ｐ＝ＶＩＣｏｓθのＶ，Ｉを電圧実効値Ｖと電流実効値Ｉとすることは、当業者が適宜なし得ることである。　
　そして、引用例２には、高周波電源１とプラズマ励起電極４との間にインピーダンスの整合を得るための整合回路介在したプラズマ処理装置において、電力消費効率（高周波電源１からプラズマ励起電極４に投入した電力に対してプラズマ中で消費された電力の割合）を導出するために、放電中のチャンバ全体のインピーダンスが入力側にダミーロード５０Ωを付けたマッチングボックス（整合回路、給電線３、導電体からなるハウジング２１により形成されている。）のインピーダンスと複素共役の関係にあることを利用し、放電中のチャンバ全体のインピーダンスを知ることが記載されており、整合状態のインピーダンス整合回路の出力端側から見た電源側インピーダンスを算出すると共に、その共役インピーダンスをもって負荷インピーダンスを定め、それから電力消費効率を導出することが示されており、電力消費効率を導出する際、力率を算出することは適宜なされることである（特開平３−２８３３００号公報参照）。
　なお、プラズマ処理装置において、整合状態のインピーダンス整合回路出力インピーダンス（インピーダンス整合回路の出力端側から見た電源側インピーダンス）と負荷インピーダンスとが複素共役の関係になることは本出願前周知（上記特開平３−２８３３００号公報、特開平５−２４９１６６号公報参照）でもある。
　したがって、高周波プラズマ装置において、負荷インピーダンスが消費する有効電力のＶ，Ｉ，θ測定方式においては位相角の測定は困難であることは周知（上記特開２０００−３５６６５８号公報、段落【０００６】、【０００７】参照）であることを考慮すれば、引用例１発明において、負荷側検出部１９で検出した位相（θ）信号からｃｏｓθを計算することに代え、整合状態のインピーダンス整合回路の出力端側から見た電源側インピーダンスを算出すると共に、その共役インピーダンスをもって負荷インピーダンスＺc ＝Ｒ±ｊＸと定め、力率Ｃｏｓθを、Ｃｏｓθ＝Ｒ／√（Ｒ２ ＋Ｘ２ ）より算出するように変更することも、当業者が容易になし得ることである。
　
　結局、上記の相違点は、格別なものではなく、また、前記相違点により奏される効果は当業者であれば、引用例１、２及び周知技術から予想できる範囲内のものである。
　
　なお、審判請求人は、請求の理由の（３）引用文献の説明において、引用例２に記載された方法は、インピーダンス整合器内部にリアクタンスに実数成分が存在しない、という理想的な状況を前提にして、負荷によって消費される電力を算出する方法であり、インピーダンス整合器内部のリアクタンス中に無視できない実数成分が存在する場合に、負荷インピーダンスは、整合器の出力端から見た整合器側のインピーダンスの共役複素数にならないから、引用例２記載の方法は何の役にも立たないことを主張しているが、本願発明における「整合状態のインピーダンス整合回路の出力端側から見た電源側インピーダンスを算出すると共に、その共役インピーダンスをもって負荷インピーダンスＺc ＝Ｒ±ｊＸと定める」点は、引用例２に記載された方法と同様であり、力率Ｃｏｓθを算出するために共役インピーダンスを利用することも上記のように容易になし得ることであるから、上記主張は採用できない。
　
５．むすび
　以上のとおり、本願の請求項１に係る発明は、上記引用例１，２及び周知技術に基づいて当業者が容易に発明をすることができたものであるから、特許法第２９条第２項の規定により、特許を受けることができないものである。
　したがって、本願は、その余の請求項について論及するまでもなく、拒絶すべきものである。
　よって、結論のとおり審決する。