(57)【要約】  電力変換回路（１）内のスイッチング素子（２、３）を制御する制御装置（２０）は、周波数変化パターン（２５）を生成するパターン生成部（２０）と制御器（２２）とを備える。パターン生成部（２０）は、ｎ個の第１周波数ｆｃと、該ｎ個の第１周波数ｆｃの互いの差分の最小値より小さい第２周波数ｆｄｅｆとを用い、各第１周波数ｆｃに第２周波数ｆｄｅｆを加減算して決定した２ｎ個のスイッチング周波数ｆを、遷移前後の２つのスイッチング周波数ｆの中央値が、上記各スイッチング周波数ｆの値と重ならないように遷移順序を決定して周波数変化パターン（２５）を生成する。制御器（２２）は、周波数変化パターン（２５）に応じて、２ｎ個のスイッチング周波数ｆを各々異なる継続時間で用いスイッチング素子（２、３）への制御信号Ｇを生成する。
2018207249.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子を有し、該スイッチング素子のスイッチング動作により入力電力を電力変換して出力する電力変換回路と、上記電力変換回路を制御する制御装置とを備え、
上記制御装置は、ｎを２以上の整数とし、２ｎ個のスイッチング周波数ｆを遷移させて周波数変化パターンを生成するパターン生成部と、生成された上記周波数変化パターンに応じて上記２ｎ個のスイッチング周波数ｆを各々異なる継続時間で用い上記スイッチング素子をスイッチングする制御信号を生成する制御器とを備え、
上記パターン生成部は、
ｎ個の第１周波数ｆｃと、該ｎ個の第１周波数ｆｃの互いの差分の最小値より小さい第２周波数ｆｄｅｆとを用い、上記各第１周波数ｆｃを挟むように該各第１周波数ｆｃに上記第２周波数ｆｄｅｆを加減算することにより生成される上記２ｎ個のスイッチング周波数ｆを決定する周波数決定部と、
上記２ｎ個のスイッチング周波数ｆの遷移順序を、遷移前後の２つのスイッチング周波数ｆの中央値が、上記各スイッチング周波数ｆの値と重ならないように決定する遷移決定部とを備え、
上記制御器は、上記各スイッチング周波数ｆをそれぞれキャリア周波数とするキャリア波を用い、上記各キャリア周波数を上記キャリア波の上下何れかのピークに同期して変化させる、
電力変換装置。
【請求項２】
上記制御器は、上記２ｎ個のスイッチング周波数ｆの少なくとも１つを、２周期以上で継続させて用いる
請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
上記制御器は、上記２ｎ個のスイッチング周波数ｆの全てを、２周期以上で継続させて用いる
請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
上記各第１周波数ｆｃに加減算される上記第２周波数ｆｄｅｆは共通である、
請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項５】
上記２ｎ個のスイッチング周波数ｆを各々上記継続時間で継続させたパターンの周期Ｔｆと、上記スイッチング周波数ｆの高調波成分の内、低減対象の次数ｍとで演算される（１／（ｍ・Ｔｆ））に基づいて上記第２周波数ｆｄｅｆが決定される、
請求項４に記載の電力変換装置。
【請求項６】
上記２ｎ個のスイッチング周波数ｆは同じ周期数λである上記継続時間で継続され、上記ｎ個の第１周波数ｆｃをそれぞれ周期数λで継続させたパターンの周期Ｔｆｃと、上記スイッチング周波数ｆの高調波成分の内、低減対象の次数ｍとで演算される（１／（２ｍ・Ｔｆｃ））に基づいて上記第２周波数ｆｄｅｆが決定される、
請求項４に記載の電力変換装置。
【請求項７】
ｎが２の時の上記第１周波数ｆｃをｆｃ１、ｆｃ２とすると、上記２ｎ個のスイッチング周波数ｆの繰り返される上記遷移順序は、ｆｃ２＋ｆｄｅｆ、ｆｃ１−ｆｄｅｆ、ｆｃ２−ｆｄｅｆ、ｆｃ１＋ｆｄｅｆ、の正順、逆順の一方である、
請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項８】
ｎが３以上の時の上記第１周波数ｆｃを、ｆｃ（ｋ）、但しｋは１からｎの整数、とすると、上記２ｎ個のスイッチング周波数ｆの繰り返される上記遷移順序は、
ｆｃ（ｎ）−ｆｄｅｆ、ｆｃ（ｎ−１）＋ｆｄｅｆ、ｆｃ（ｎ）＋ｆｄｅｆ、ｆｃ（１）−ｆｄｅｆ、ｆｃ（２）−ｆｄｅｆ、の順序を満たし、かつ、ｋが１からｎ−２のときに、ｆｃ（ｋ＋１）−ｆｄｅｆ、ｆｃ（ｋ）＋ｆｄｅｆ、ｆｃ（ｋ＋２）−ｆｄｅｆ、の順序を満たす、正順、逆順の一方である、
請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項９】
上記パターン生成部は、上記２ｎ個のスイッチング周波数ｆを各々異なる上記継続時間で用いて上記遷移順序で遷移させた上記周波数変化パターンを生成する、
請求項１から請求項８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１０】
上記パターン生成部は、上記２ｎ個のスイッチング周波数ｆを上記遷移順序で遷移させた上記周波数変化パターンを生成し、
上記制御器は、上記各キャリア周波数に対応する上記各継続時間と同等期間の制御周期で上記制御信号を生成する、
請求項１から請求項８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１１】
上記２ｎ個のスイッチング周波数ｆを各々上記継続時間で継続させたパターンの周期Ｔｆの逆数は、スイッチングノイズのスペクトルを測定するスペクトルアナライザの分解能帯域幅以上である、
請求項１から請求項１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１２】
上記パターン生成部は、上記周波数変化パターン内での上記スイッチング周波数の変化幅と高調波成分の低減量との対応を示すテーブルを保持し、低減対象次数の高調波成分の所望の低減量に応じた上記変化幅を上記テーブルを用いて決定して、決定された変化幅に応じて上記周波数変化パターンを生成する
請求項１から請求項１１のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１３】
上記電力変換回路は、第１電力変換回路と第２電力変換回路とを並列配置して構成するものであり、
上記制御装置は、上記第１、第２電力変換回路を、それぞれ第１パターン、第２パターンとなる上記周波数変化パターンを生成して制御し、
上記第２パターン内の最小のスイッチング周波数ｆは、上記第１パターン内の最大のスイッチング周波数ｆより大きい、
請求項１から請求項１２のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１４】
上記第２パターン内の最小のスイッチング周波数ｆと上記第１パターン内の最大のスイッチング周波数ｆとの周波数差は、低減対象次数の高調波成分の所望の減衰量に応じて決定される、
請求項１３に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、スイッチング素子を備えた電力変換装置に関し、特にスイッチング素子を制御する際のスイッチング周波数に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
スイッチング素子のオンオフによるスイッチング動作によって電力変換を行う電力変換器では、一定のスイッチング周波数でスイッチング制御を行う場合、一定の周波数成分およびその高調波成分で生じる電磁ノイズが発生する。
製品分類ごとに電磁ノイズの規格が定められていることから、電力変換器で発生する電磁ノイズが規格を超過する場合は対策が必要となる。一般的にはノイズフィルタ等のノイズ対策部品を備えることが考えられるが、装置構成の大型化およびコスト上昇に繋がる。
上記問題を改善するため、従来の電力変換装置では、複数の周波数値を含む周波数変化パターンを繰り返し出力する周波数変化装置と、それに従ったスイッチング周波数でスイッチング素子のオンオフ制御を行う制御器を備える（例えば、特許文献１参照）。
また、別例による従来の電力変換装置では、時間に対して複数の周波数を規定した基本パターンを繰り返し時間毎に繰り返すメイン拡散パターンと、隣接する周波数の間隔がメイン拡散パターンより小さい、前記繰り返し時間毎に周波数が切り替わるサブ拡散パターンとを合成したスイッチング周波数拡散パターンに従って、スイッチング周期数を拡散させる（例えば、特許文献２参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１６−５４５８１号公報
【特許文献２】特許第５４７３０７９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
これらの電力変換装置では、複数のスイッチング周波数を用いることで電磁ノイズを低減しているが、周波数帯域によっては、特にＡＭ（ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）帯域において、充分なノイズ低減効果を得るためにスイッチング周波数の振り幅を大きくする必要があった。このため、高周波スイッチング制御の演算処理の負荷が増大するという問題点があった。
また、上記特許文献２記載の電力変換装置では、同じ時間間隔で複数のスイッチング周波数を切り替えるため、切り替え時の電流リプルの抑制を考慮するとスイッチング周波数毎の継続時間が過度に長くなることがあった。【０００５】
この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、複数のスイッチング周波数を用いたスイッチング制御において、スイッチング周波数の振り幅の増大を抑制し、かつスイッチング周波数毎の継続時間が過度に長くなる事を防止して、広い周波数帯域にて効果的に電磁ノイズを低減可能な電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
この発明に係る電力変換装置は、スイッチング素子を有し、該スイッチング素子のスイッチング動作により入力電力を電力変換して出力する電力変換回路と、上記電力変換回路を制御する制御装置とを備える。上記制御装置は、ｎを２以上の整数とし、２ｎ個のスイッチング周波数ｆを遷移させて周波数変化パターンを生成するパターン生成部と、生成された上記周波数変化パターンに応じて上記２ｎ個のスイッチング周波数ｆを各々異なる継続時間で用い上記スイッチング素子をスイッチングする制御信号を生成する制御器とを備える。上記パターン生成部は、ｎ個の第１周波数ｆｃと、該ｎ個の第１周波数ｆｃの互いの差分の最小値より小さい第２周波数ｆｄｅｆとを用い、上記各第１周波数ｆｃを挟むように該各第１周波数ｆｃに上記第２周波数ｆｄｅｆを加減算することにより生成される上記２ｎ個のスイッチング周波数ｆを決定する周波数決定部と、上記２ｎ個のスイッチング周波数ｆの遷移順序を、遷移前後の２つのスイッチング周波数ｆの中央値が、上記各スイッチング周波数ｆの値と重ならないように決定する遷移決定部とを備え、上記制御器は、上記各スイッチング周波数ｆをそれぞれキャリア周波数とするキャリア波を用い、上記各キャリア周波数を上記キャリア波の上下何れかのピークに同期して変化させるものである。
【発明の効果】
【０００７】
この発明に係る電力変換装置によれば、遷移前後の２つのスイッチング周波数ｆの中央値が、他のスイッチング周波数ｆの値と重ならないように決定された２ｎ個のスイッチング周波数ｆを各々異なる継続時間で用いてスイッチング制御するため、スイッチング周波数の振り幅の増大を抑制して、広い周波数帯域にて効果的に電磁ノイズを低減できる。また、スイッチング周波数毎の継続時間が過度に長くなる事も防止できる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】この発明の実施の形態１による電力変換装置の構成を示す図である。
【図２】この発明の実施の形態１によるスイッチング周波数およびその遷移順を説明する図である。
【図３】この発明の実施の形態１によるキャリア波を示す図である。
【図４】この発明の実施の形態１によるスイッチング周波数に対する高調波成分のスペクトルを説明する図である。
【図５】固定のスイッチング周波数を用いた場合の電磁ノイズの周波数特性を示す図である。
【図６】２種のスイッチング周波数を１周期毎に用いた場合の電磁ノイズの周波数特性を示す図である。
【図７】２種のスイッチング周波数を１０周期毎に用いた場合の電磁ノイズの周波数特性を示す図である。
【図８】この発明の実施の形態１の比較例Ａによるキャリア波を示す図である。
【図９】この発明の実施の形態１による電磁ノイズの低減効果を説明する図である。
【図１０】図９の部分拡大図である。
【図１１】この発明の実施の形態１による周波数変化パターンの生成を示すプローチャートである。
【図１２】この発明の実施の形態１の別例による周波数変化パターンの生成を示すプローチャートである。
【図１３】この発明の実施の形態２による電力変換装置の構成を示す図である。
【図１４】この発明の実施の形態４による電力変換装置の構成を示す図である。
【図１５】この発明の実施の形態５による電力変換装置の構成を示す図である。
【図１６】スペクトルアナライザの周波数分解能を実現するガウスフィルタの周波数特性を示す図である。
【図１７】この発明の実施の形態５による周波数差のある２つのスイッチング周波数を用いた場合の電磁ノイズの周波数特性のイメージ図である。
【図１８】この発明の実施の形態５による周波数差のある２つのスイッチング周波数を用いた場合の電磁ノイズの周波数特性の測定結果のイメージ図である。
【図１９】この発明の実施の形態５による周波数差０の場合の合成波を示す図である。
【図２０】この発明の実施の形態５による合成波を示す図である。
【図２１】この発明の実施の形態６による電力変換装置の構成を示す図である。
【図２２】この発明の実施の形態６による高調波成分の低減量を示す波形図である。
【図２３】この発明の実施の形態６の適用例によるスイッチング周波数の変化を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１による電力変換装置を図に基づいて以下に説明する。図１は、この発明の実施の形態１による電力変換装置の構成図である。
図１に示すように、電力変換装置は、直流電源６と負荷７との間に接続された昇圧チョッパ回路から成る電力変換回路１と制御装置２０とを備える。電力変換回路１は、高電圧側のスイッチング素子２と、低電圧側のスイッチング素子３と、２つのスイッチング素子２、３の接続点である入力端子８に接続された昇圧用リアクトル４と、キャパシタ５とを備える。そして、各スイッチング素子２、３のスイッチング動作により、直流電源６からの入力電力の電圧を昇圧して負荷７に所望の電圧の出力電力を供給する。
各スイッチング素子２、３には、ダイオードが逆並列接続されたＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ  ｏｘｉｄｅ  ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  ｆｉｅｌｄ  ｅｆｆｅｃｔ  ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）あるいはＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  ｇａｔｅ  ｂｉｐｏｌａｒ  ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の自己消弧型半導体スイッチング素子が用いられる。
【００１０】
制御装置２０は、周波数変化パターン２５を生成するパターン生成部２１と、周波数変化パターン２５に応じて各スイッチング素子２、３をスイッチングする制御信号Ｇを生成する制御器２２とを備えて、電力変換回路１内の各スイッチング素子２、３をスイッチング制御する。また、パターン生成部２１は、２ｎ個のスイッチング周波数ｆを決定する周波数決定部２３と、決定されたスイッチング周波数ｆの遷移順序を決定して周波数変化パターン２５を生成する遷移決定部２４とを備える。
制御器２２は、各スイッチング周波数ｆをそれぞれキャリア周波数とするキャリア波を生成し、キャリア波と指令値との比較により各スイッチング素子２、３への制御信号Ｇを生成する。この場合、制御器２２の制御周期はキャリア周期と一致するものとする。
なお、上記指令値は、低電圧側のスイッチング素子３のオンＤＵＴＹに基づいて与えられる。また、制御器２２は、各キャリア周波数をキャリア波の上下何れかのピークに同期して変化させる。
【００１１】
図２は、この実施の形態１によるスイッチング周波数およびその遷移順を説明する図であり、この場合、ｎを２とした時の４個のスイッチング周波数について示す。
図２に示すように、周波数決定部２３は、２個の第１周波数ｆｃ１、ｆｃ２と、第２周波数ｆｄｅｆとを用い、各第１周波数ｆｃ１、ｆｃ２（ｆｃ１＜ｆｃ２）を挟むように各第１周波数ｆｃ１、ｆｃ２に第２周波数ｆｄｅｆを加減算することにより４個のスイッチング周波数ｆ（ｆｃ１−ｆｄｅｆ、ｆｃ１＋ｆｄｅｆ、ｆｃ２−ｆｄｅｆ、ｆｃ２＋ｆｄｅｆ）を決定する。なお、第２周波数ｆｄｅｆは、ｎ個の第１周波数ｆｃの互いの差分の最小値より小さい値、この場合、ｆｃ２−ｆｃ１より小さい値が用いられる。
そして、遷移決定部２４は、ｆｃ１−ｆｄｅｆ、ｆｃ２−ｆｄｅｆ、ｆｃ１＋ｆｄｅｆ、ｆｃ２＋ｆｄｅｆの遷移順序で各スイッチング周波数ｆを２周期ずつ継続させた繰り返しパターンである周波数変化パターン２５を生成する。即ち、周波数変化パターン２５は、ｆｃ１−ｆｄｅｆ、ｆｃ１−ｆｄｅｆ、ｆｃ２−ｆｄｅｆ、ｆｃ２−ｆｄｅｆ、ｆｃ１＋ｆｄｅｆ、ｆｃ１＋ｆｄｅｆ、ｆｃ２＋ｆｄｅｆ、ｆｃ２＋ｆｄｅｆとなる。各スイッチング周波数ｆは異なるため、２周期分の各継続時間は異なる。
なお、スイッチング周波数ｆの遷移順序の決定についての詳細は後述する。
【００１２】
このように決定された周波数変化パターン２５を用いて生成されたキャリア波を図３に示す。図３に示すように、制御器２２は、パターン周期Ｔｆで繰り返される周波数変化パターン２５に基づいて、各スイッチング周波数ｆをそれぞれキャリア周波数とするキャリア波を生成して、制御信号Ｇの生成に用いる。この場合、各キャリア周波数は２周期で継続され、キャリア波の上のピークで切り替えられる。
【００１３】
図１に示す電力変換回路１での電磁ノイズは、スイッチング素子２、３の接続点である入力端子８の電位変動に応じて発生する。入力端子８の電位は、各スイッチング素子２、３のオンオフにより変化するため、電磁ノイズはスイッチング周波数成分で発生する。
図４は、この実施の形態１による、スイッチング周波数に対する高調波成分のスペクトルを説明する図であり、上述した周波数変化パターン２５に応じて発生する高調波成分を示す。高調波成分のスペクトルが拡散されてピークが低減されていることが、図４に示されるが、これについて説明するのに先立って、一般的な電磁ノイズの特性について説明する。
【００１４】
スイッチング周波数を時間変化させる手法は、スイッチング周波数成分の電磁ノイズを低減することができ、広く用いられている。スイッチング周波数を時間変化させる場合、各スイッチング周波数を各々の時間で継続させて生成されるパターンの周期（以下、パターン周期）の逆数で求められる周波数間隔で、スペクトルが発生する。このため、パターン周期を長くすることで、スペクトルのピークが出現する周波数間隔を狭くしてスペクトルのピークを分散させ、電磁ノイズの低減を図ることができる。
しかし、スイッチング周波数の遷移順に応じて発生スペクトルが変化することが新たに分かっており、単に各スイッチング周波数の継続時間を長くしてパターン周期を長くするだけでは電磁ノイズのピーク分散効果が十分に得られない。
【００１５】
一般的なスイッチング周波数に応じた電磁ノイズの周波数特性を図５〜図７に基づいて以下に説明する。
図５は、固定のスイッチング周波数Ｆｃを用いた場合の電磁ノイズの周波数特性を示す。図６は、２種のスイッチング周波数ｆｃ１、ｆｃ２を１周期毎に遷移させて用いた場合の電磁ノイズの周波数特性を示す。図７は、２種のスイッチング周波数ｆｃ１、ｆｃ２を１０周期毎に遷移させて用いた場合の電磁ノイズの周波数特性を示す。
【００１６】
図５に示すように、スイッチング周波数Ｆｃが固定である場合は、スイッチング周波数Ｆｃのｍ（ｍ：正の奇数）倍成分にスペクトルが発生する。
また、図６に示すように、２種のスイッチング周波数ｆｃ１、ｆｃ２が１スイッチング周期毎に交互に変化する場合は、スイッチング周波数ｆｃ１、ｆｃ２の中央値成分（ｆｃ１＋ｆｃ２）／２のｍ倍成分にスペクトルが発生する。さらに、中央値成分のｍ次高調波成分に対してパターン周期（（１／ｆｃ１）＋（１／ｆｃ２））の逆数の周波数間隔で側帯波にスペクトルが発生する。
また、図７に示すように、２種のスイッチング周波数ｆｃ１、ｆｃ２が１０スイッチング周期毎に交互に変化する場合は、各スイッチング周波数ｆｃ１、ｆｃ２のｍ倍成分にスペクトルが発生する。
【００１７】
このように、スイッチング制御に、同一スイッチング周波数を継続して用いる場合と、異なるスイッチング周波数に遷移させる場合とでは、発生するスペクトルが異なる。
同一スイッチング周波数を継続して用いる場合には、そのスイッチング周波数のｍ次高調波成分が大きなピークとして出現し、異なるスイッチング周波数に遷移させる場合には遷移前後のスイッチング周波数の中央値成分のｍ次高調波成分が大きなピークとして出現する。複数のスイッチング周波数を用いて各スイッチング周波数をそれぞれ比較的長く継続する場合（図７参照）には、遷移によって発生するスペクトルよりも各スイッチング周波数のｍ次高調波成分が支配的となる。
【００１８】
この実施の形態では、同一スイッチング周波数を継続して用いる場合と異なるスイッチング周波数に遷移させる場合とで発生するスペクトルが異なる現象を考慮して、効果的にスペクトルを分散させる周波数変化パターン２５を生成するものである。
周波数変化パターン２５を用いたスイッチング時に発生するスペクトルの主要成分は、図４に示すように、同一スイッチング周波数を継続する（この場合２周期）場合に生じる、スイッチング周波数成分とその高調波成分ｍ（ｆｃ１±ｆｄｅｆ）、ｍ（ｆｃ２±ｆｄｅｆ）、および異なるスイッチング周波数成分に遷移させる場合に生じる、遷移前後のスイッチング周波数の中央値成分とその高調波成分ｍ（ｆｍｉｄ）、ｍ（ｆｍｉｄ±ｆｄｅｆ）である。但し、ｆｍｉｄ＝（ｆｃ１＋ｆｃ２）／２
【００１９】
遷移前後のスイッチング周波数の中央値（ｆｍｉｄ）、（ｆｍｉｄ±ｆｄｅｆ）は、４個のスイッチング周波数ｆｃ１±ｆｄｅｆ、ｆｃ２±ｆｄｅｆのいずれにも重ならない。
このように、同一スイッチング周波数を継続して用いる場合に出現するスペクトルと、異なるスイッチング周波数に遷移させる場合に出現するスペクトルとの双方を、重なることなく発生させることで、電磁ノイズのスペクトルを拡散させてピーク分散によるノイズ低減効果が得られる。また、４個のスイッチング周波数ｆを２周期ずつ継続させた繰り返しパターンである周波数変化パターン２５を生成する事でパターン周期Ｔｆを長くすることによるノイズ低減効果も得られる。さらに、選択したスイッチング周波数ｆを複数周期継続することによって、そのスイッチング周波数の高調波成分で電磁ノイズを発生させることができ、電磁ノイズの周波数分散効果がより高まる。
【００２０】
なお、図２〜図４を用いた例では、ｆｃ１−ｆｄｅｆ、ｆｃ２−ｆｄｅｆ、ｆｃ１＋ｆｄｅｆ、ｆｃ２＋ｆｄｅｆの遷移順序としたが、これに限るものでは無く、遷移決定部２４は、遷移前後のスイッチング周波数の中央値が、各スイッチング周波数ｆのいずれにも重ならないように遷移順序を決定する。遷移前後のスイッチング周波数がｆｃ１−ｆｄｅｆ、ｆｃ１＋ｆｄｅｆである場合はｍｆｃ１のスペクトルが発生し、遷移前後のスイッチング周波数がｆｃ２−ｆｄｅｆ、ｆｃ２＋ｆｄｅｆである場合はｍｆｃ２のスペクトルが発生する。
【００２１】
次に、スイッチング周波数ｆの決定に用いられる第２周波数ｆｄｅｆの設定について説明する。
４個のスイッチング周波数ｆを２周期ずつ継続させた周波数変化パターン２５のパターン周期Ｔｆは、以下の式（１）で示される。
【００２２】
【数１】
2018207249.tif 000003
【００２３】
このパターン周期Ｔｆの逆数１／Ｔｆで表される周波数間隔でスペクトルのピークが出現するようなｆｄｅｆを設定することで、等間隔でスペクトルを出現させることが可能になり電磁ノイズの低減効果が高くなる。この場合、遷移前後のスイッチング周波数の中央値成分とその高調波成分ｍ（ｆｍｉｄ）、ｍ（ｆｍｉｄ±ｆｄｅｆ）のスペクトルが周波数間隔１／Ｔｆで発生するように、以下に示す式（２）を満たす第２周波数ｆｄｅｆを設定する。
【００２４】
【数２】
2018207249.tif 000004
【００２５】
このように、パターン周期Ｔｆと低減対象次数ｍとで演算される（１／（ｍ・Ｔｆ））に基づいて第２周波数ｆｄｅｆが決定される。これにより、低減対象次数ｍの高調波成分のノイズを効果的に低減できる。
なお、第２周波数ｆｄｅｆは、式（２）を用いる方法に限らず、図４で示す各スペクトルの周波数間隔が１／Ｔｆとなるように設定しても良い。例えば、以下の式（３）、式（４）のいずれかを満たすように第２周波数ｆｄｅｆを設定しても良い。
【００２６】
【数３】
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【００２７】
【数４】
2018207249.tif 000006
【００２８】
また、第２周波数ｆｄｅｆの演算を簡単にする別例による設定方法（第２設定方法と称す）を以下に示す。
比較例Ａとして、２個の第１周波数ｆｃ１、ｆｃ２のみをそれぞれ２周期ずつ継続させたスイッチング周波数の変化パターンを用いた場合を想定する。この比較例Ａによるキャリア波を図８に示す。
この比較例Ａでは、パターン周期Ｔｆｃは以下の式（５）で示される。そして、パターン周期Ｔｆｃの逆数１／Ｔｆｃで表される周波数間隔でスペクトルのピークが出現する。
【００２９】
【数５】
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【００３０】
この実施の形態では、４個のスイッチング周波数ｆｃ１±ｆｄｅｆ、ｆｃ２±ｆｄｅｆを用いるため、第２周波数ｆｄｅｆの第２設定方法では、比較例Ａでの周波数間隔１／Ｔｆｃの１／２で、スペクトルのピークが出現するようなｆｄｅｆを設定する。これにより等間隔でスペクトルを出現させることが可能になり電磁ノイズの低減効果が高くなる。
この場合、遷移前後のスイッチング周波数の中央値成分とその高調波成分ｍ（ｆｍｉｄ）、ｍ（ｆｍｉｄ±ｆｄｅｆ）のスペクトルが周波数間隔１／２Ｔｆｃで発生するように、以下に示す式（６）を満たす第２周波数ｆｄｅｆを設定する。
【００３１】
【数６】
2018207249.tif 000008
【００３２】
このように、２個の第１周波数ｆｃ１、ｆｃ２のみをそれぞれ２周期ずつ継続させたパターンの周期Ｔｆｃと低減対象の次数ｍとで演算される（１／（２ｍ・Ｔｆｃ））に基づいて第２周波数ｆｄｅｆが決定される。これにより、低減対象の次数ｍの高調波成分のノイズを効果的に低減できる。
なお、（１／（２ｍ・Ｔｆｃ））に基づいて設定する第２周波数ｆｄｅｆは、式（６）を用いる方法に限らず、図４で示す各スペクトルの周波数間隔が１／２Ｔｆｃとなるように設定しても良い。例えば、以下の式（７）、式（８）のいずれかを満たすように第２周波数ｆｄｅｆを設定しても良い。
【００３３】
【数７】
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【００３４】
【数８】
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【００３５】
図９は、この実施の形態による電磁ノイズの低減効果を説明する図であり、図８で示すキャリア波を用いた比較例Ａの場合と、スイッチング周波数を固定にした比較例Ｂの場合とを、この実施の形態による４個のスイッチング周波数ｆｃ１±ｆｄｅｆ、ｆｃ２±ｆｄｅｆを用いた例（実施例）と共に示した。また、図１０は、図９の点線領域の拡大図である。
図９、図１０に示すように、比較例Ａの場合は、固定のスイッチング周波数を用いた比較例Ｂに比べて格段とスペクトル拡散によるピーク分散効果が得られ、この実施の形態による実施例では、比較例Ａよりも、さらに電磁ノイズのスペクトルを拡散させてピーク分散によるノイズ低減が達成されている。
【００３６】
次に、遷移決定部２４の動作を説明する。図１１は、スイッチング周波数ｆの遷移順序を決定して周波数変化パターンの生成を示すプローチャートである。図１１に示されるフローに従って、遷移決定部２４が２ｎ個のスイッチング周波数ｆ（＝ｆｃ（ｋ）±ｆｄｅｆ（ｋ：１〜ｎの整数））の中からスイッチング周波数ｆを順次、所定の継続周期λで選択して制御器２２に入力することで遷移順序が決定されて周波数変化パターン２５が生成される。
【００３７】
まず、ｆ＝ｆｃ（１）＋ｆｄｅｆとし、スイッチング周波数ｆの現周期の初期値としてλより大きい値を設定する（ステップＳ１）。
次に、現スイッチング周波数ｆの現周期が継続周期λ以下であるか、即ち継続させる周期であるか判定し（ステップＳ２）、継続させる周期であれば（ＹＥＳの場合）、現スイッチング周波数ｆを選択して制御器２２に入力した後、現周期の数を１増やし（ステップＳ３）、ステップＳ２に戻る。
ステップＳ２において、現スイッチング周波数ｆの現周期が継続周期λを超えると（ＮＯの場合）、ｆ＝ｆｃ（１）−ｆｄｅｆであるか判定し（ステップＳ４）、ＹＥＳの場合、ｆ＝ｆｃ（２）−ｆｄｅｆ、現周期は１とし（ステップＳ５）、ステップＳ３に戻る。
ステップＳ４において、ＮＯの場合、ｆ＝ｆｃ（ｎ−１）＋ｆｄｅｆであるか判定し（ステップＳ６）、ＹＥＳの場合、ｆ＝ｆｃ（ｎ）＋ｆｄｅｆ、現周期は１とし（ステップＳ７）、ステップＳ３に戻る。
ステップＳ６において、ＮＯの場合、ｆ＝ｆｃ（ｎ）＋ｆｄｅｆであるか判定し（ステップＳ８）、ＹＥＳの場合、ｆ＝ｆｃ（１）−ｆｄｅｆ、現周期は１とし（ステップＳ９）、ステップＳ３に戻る。
ステップＳ８において、ＮＯの場合、ｆ＝ｆｃ（ｋ）−ｆｄｅｆであるか判定し（ステップＳ１０）、ＹＥＳの場合、ｆ＝ｆｃ（ｋ−１）＋ｆｄｅｆ、現周期は１とし（ステップＳ１１）、ステップＳ３に戻る。
ステップＳ１０において、ＮＯの場合、ｆ＝ｆｃ（ｋ＋２）−ｆｄｅｆ、現周期は１とし（ステップＳ１２）、ステップＳ３に戻る。
【００３８】
上記フローでは、ｎが２の時、ｆｃ（２）＋ｆｄｅｆ、ｆｃ（１）−ｆｄｅｆ、ｆｃ（２）−ｆｄｅｆ、ｆｃ（１）＋ｆｄｅｆの遷移順序となる。また、ｎが３以上の時の遷移順序は、ｆｃ（ｎ）−ｆｄｅｆ、ｆｃ（ｎ−１）＋ｆｄｅｆ、ｆｃ（ｎ）＋ｆｄｅｆ、ｆｃ（１）−ｆｄｅｆ、ｆｃ（２）−ｆｄｅｆ、の順序を満たし、かつ、ｋが１からｎ−２のときに、ｆｃ（ｋ＋１）−ｆｄｅｆ、ｆｃ（ｋ）＋ｆｄｅｆ、ｆｃ（ｋ＋２）−ｆｄｅｆ、の順序を満たす。
なお、周波数変化パターン２５は繰り返しパターンであるため、どこから開始しても良い。
【００３９】
なお、以上で説明したスイッチング周波数ｆの遷移順序は、逆順でも良く、その場合のフローチャートを図１２に示す。
まず、ｆ＝ｆｃ（１）＋ｆｄｅｆとし、スイッチング周波数ｆの現周期の初期値としてλより大きい値を設定する（ステップＳＴ１）。
次に、現スイッチング周波数ｆの現周期が継続周期λ以下であるか、即ち継続させる周期であるか判定し（ステップＳＴ２）、継続させる周期であれば（ＹＥＳの場合）、現スイッチング周波数ｆを選択して制御器２２に入力した後、現周期の数を１増やし（ステップＳＴ３）、ステップＳＴ２に戻る。
ステップＳＴ２において、現スイッチング周波数ｆの現周期が継続周期λを超えると（ＮＯの場合）、ｆ＝ｆｃ（１）−ｆｄｅｆであるか判定し（ステップＳＴ４）、ＹＥＳの場合、ｆ＝ｆｃ（ｎ）＋ｆｄｅｆ、現周期は１とし（ステップＳＴ５）、ステップＳＴ３に戻る。
ステップＳＴ４において、ＮＯの場合、ｆ＝ｆｃ（２）−ｆｄｅｆであるか判定し（ステップＳＴ６）、ＹＥＳの場合、ｆ＝ｆｃ（１）−ｆｄｅｆ、現周期は１とし（ステップＳＴ７）、ステップＳＴ３に戻る。
ステップＳＴ６において、ＮＯの場合、ｆ＝ｆｃ（ｎ）＋ｆｄｅｆであるか判定し（ステップＳＴ８）、ＹＥＳの場合、ｆ＝ｆｃ（ｎ−１）＋ｆｄｅｆ、現周期は１とし（ステップＳＴ９）、ステップＳＴ３に戻る。
ステップＳ８において、ＮＯの場合、ｆ＝ｆｃ（ｋ）−ｆｄｅｆであるか判定し（ステップＳＴ１０）、ＹＥＳの場合、ｆ＝ｆｃ（ｋ−２）＋ｆｄｅｆ、現周期は１とし（ステップＳＴ１１）、ステップＳＴ３に戻る。
ステップＳＴ１０において、ＮＯの場合、ｆ＝ｆｃ（ｋ＋１）−ｆｄｅｆ、現周期は１とし（ステップＳＴ１２）、ステップＳＴ３に戻る。
【００４０】
図１２に示すフローでは、ｎが２の時、ｆｃ（２）−ｆｄｅｆ、ｆｃ（１）−ｆｄｅｆ、ｆｃ（２）＋ｆｄｅｆ、ｆｃ（１）＋ｆｄｅｆの遷移順序となる。また、ｎが３以上の時の遷移順序は、ｆｃ（２）−ｆｄｅｆ、ｆｃ（１）−ｆｄｅｆ、ｆｃ（ｎ）＋ｆｄｅｆ、ｆｃ（ｎ−１）＋ｆｄｅｆ、ｆｃ（ｎ）−ｆｄｅｆ、の順序を満たし、かつ、ｋが１からｎ−２のときに、ｆｃ（ｋ＋２）−ｆｄｅｆ、ｆｃ（ｋ）＋ｆｄｅｆ、ｆｃ（ｋ＋１）−ｆｄｅｆ、の順序を満たす。
【００４１】
なお、遷移決定部２４がスイッチング周波数ｆを順次選択して制御器２２に入力して周波数変化パターン２５を生成するものを説明したが、遷移決定部２４は、予め遷移順序が設定されたテーブルを保持して周波数変化パターン２５を生成しても良い。
【００４２】
以上のように、この実施の形態では、パターン生成部２１が、ｎ個の第１周波数ｆｃと、該ｎ個の第１周波数ｆｃの互いの差分の最小値より小さい第２周波数ｆｄｅｆとから決定される２ｎ個のスイッチング周波数ｆを、遷移前後の２つのスイッチング周波数ｆの中央値が各スイッチング周波数ｆの値と重ならない遷移順序で、それぞれ所定の継続周期（異なる継続時間）で用い、周波数変化パターン２５を生成する。
【００４３】
このため、同一スイッチング周波数を継続して用いる場合に出現するスペクトルと、異なるスイッチング周波数に遷移させる場合に出現するスペクトルとの重なりを防止して、電磁ノイズのスペクトルのピークが集中することを避け、電磁ノイズのスペクトルを拡散させてピーク分散によるノイズ低減効果が得られる。また周波数変化パターン２５のパターン周期Ｔｆを長くすることによりパターン周期Ｔｆの逆数で発生するスペクトルのピークを均等に分散させることができ、さらにノイズ低減が図れる。
これにより、スイッチング周波数の振り幅の増大を抑制して、広い周波数帯域にて効果的に電磁ノイズを低減でき、ノイズフィルタの小型化も図れる。またスイッチング周波数の振り幅の増大を抑制できるため、高いスイッチング周波数を用いる事によるスイッチング素子の発熱も抑制できる。
【００４４】
さらにまた、キャリア波の上下いずれかのピークで周波数を切り替え、各スイッチング周波数毎の継続時間は異なる。このため、各スイッチング周波数毎の継続時間が過度に長くなることが防止でき、また、スイッチング周波数ｆの切り替え前後における電流リプルの増大が防止でき安定したスイッチング制御が行える。
【００４５】
また、上記実施の形態では、各スイッチング周波数ｆを２周期ずつ継続させて用いた。各スイッチング周波数ｆを複数周期継続させることにより、各スイッチング周波数ｆにおいて、同一スイッチング周波数を継続して用いる場合に出現するスペクトルを確実に発生させ、このスペクトルと、異なるスイッチング周波数に遷移させる場合に出現するスペクトルとの双方を重なりなく発生させて、電磁ノイズのスペクトル拡散によるピーク分散効果がさらに高まり、さらにノイズ低減できる。
なお、各スイッチング周波数ｆの継続周期は異なるものでも良く、全てのスイッチング周波数ｆを複数周期継続させる事で大きな効果が得られるが、少なくとも１つのスイッチング周波数ｆを複数周期継続させる事でも効果がある。
【００４６】
また、上記実施の形態では、各第１周波数ｆｃに加減算される２ｎ個の第２周波数ｆｄｅｆを共通としたため、演算が容易になる。
また、第２周波数ｆｄｅｆを、パターンの周期Ｔｆと低減対象の次数ｍとで演算される（１／（ｍ・Ｔｆ））に基づいて決定することにより、低減対象の次数ｍの高調波成分のノイズを効果的に低減できる。
【００４７】
また、各スイッチング周波数ｆが同じ周期数λで継続される場合は、第２周波数ｆｄｅｆを、ｎ個の第１周波数ｆｃをそれぞれ周期数λで継続させたパターンの周期Ｔｆｃと、低減対象の次数ｍとで演算される（１／（２ｍ・Ｔｆｃ））に基づいて決定することにより、低減対象の次数ｍの高調波成分のノイズを効果的に低減できると共に、第２周波数ｆｄｅｆが容易に演算できる。
【００４８】
また、各スイッチング周波数ｆを図１１あるいは図１２で示すフローで決定される順序で遷移させるため、遷移前後の２つのスイッチング周波数ｆの中央値が各スイッチング周波数ｆの値と重ならない遷移順序が容易に決定できる。
【００４９】
なお、各第１周波数ｆｃに加減算される２ｎ個の第２周波数ｆｄｅｆは、共通でなくても良く、それぞれｎ個の第１周波数ｆｃの互いの差分の最小値より小さいものであれば、上述したノイズ低減効果が得られる。
【００５０】
また、上記実施の形態では、パターン生成部２１が、各第１周波数ｆｃに第２周波数ｆｄｅｆを加減算して２ｎ個のスイッチング周波数を演算したが、予め生成された２ｎ個のスイッチング周波数が設定されたテーブルを保持するものでも良い。
【００５１】
実施の形態２．
上記実施の形態１では、周波数変化パターン２５は、２ｎ個のスイッチング周波数ｆを、決定された遷移順序で各々所定の継続周期で継続させて生成されるものであった。この実施の形態２では、周波数変化パターン２５Ｘは、２ｎ個のスイッチング周波数ｆの遷移順序のみ決定して、継続周期（継続時間）の情報を含めずに生成される。
図１３は、この発明の実施の形態２による電力変換装置の構成図である。
図１３に示すように、パターン生成部２１内の遷移決定部２４Ｘは、周波数決定部２３で決定されたスイッチング周波数ｆの遷移順序を決定して周波数変化パターン２５Ｘを生成する。そして、制御器２２Ｘは、周波数変化パターン２５Ｘと継続周期情報（継続周期λ）とをそれぞれ取得して、２ｎ個のスイッチング周波数ｆを、決定された遷移順序で各々所定の継続周期λで継続させてキャリア波を生成して、スイッチング素子２、３をスイッチングする制御信号Ｇを生成する。その他の構成は、上記実施の形態１と同様である。
【００５２】
この場合、図３で示すキャリア波を用いる場合の周波数変化パターン２５Ｘは、ｆｃ１−ｆｄｅｆ、ｆｃ２−ｆｄｅｆ、ｆｃ１＋ｆｄｅｆ、ｆｃ２＋ｆｄｅｆとなる。そして、制御器２２Ｘは、継続周期情報に基づいて制御周期が設定される。例えば、λ＝２で各スイッチング周波数ｆを２周期ずつ用いる場合、制御周期は、キャリア周期の２周期分で設定され、周波数変化パターン２５Ｘに応じて、キャリア周期の２周期毎にキャリア周波数が変化する。
なお、キャリア周波数はスイッチング周波数ｆと同等で、制御周期はキャリア周波数の整数倍で設定される。
また、制御周期をキャリア周期の何周期分に設定するかは、各キャリア周波数に対して可変としても良い。
【００５３】
以上のように、この実施の形態２では、２ｎ個のスイッチング周波数ｆを遷移順序のみ決定して周波数変化パターン２５Ｘが生成され、制御器２２Ｘの制御周期を、各キャリア周波数に対応する各継続周期λ（継続時間）と同等期間とする。このため、制御器２２Ｘの制御周期をキャリア周期の２以上の整数倍周期に設定できる。このため、上記実施の形態１と同様にノイズ低減効果が得られると共に、制御周期を長く設定できるため、演算速度が遅い安価なマイコンが使用可能になる。
【００５４】
実施の形態３．
上記実施の形態１において、電力変換回路１で発生する電磁ノイズはスペクトルアナライザで測定される。上述したように、各スイッチング周波数ｆを各々の時間で継続させて生成されるパターン周期Ｔｆの逆数で求められる周波数間隔で、スペクトルが発生する。
この実施の形態では、パターン周期Ｔｆの逆数１／Ｔｆが、スペクトルアナライザで測定する際の分解能帯域幅（ＲＢＷ）以上の値になるように、周波数変化パターン２５を決定する。その他の構成は、上記実施の形態１と同様である。
【００５５】
なお、スイッチングノイズに関して、各国の規格に一定の整合性を持たせるため、国際機関ＣＩＳＰＲ（Ｃｏｍｉｔｅ  ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  ｓｐｅｃｉａｌ  ｄｅｓ  ｐｅｒｔｕｒｂａｔｉｏｎｓ  ｒａｄｉｏｅｌｅｌｃｔｒｉｑｕｅｓ）が各分野の電子機器や自動車のＥＭＣ（ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ  ｃｏｍｐａｔｉｂｉｌｉｔｙ）規格を制定している。
【００５６】
上記実施の形態１で説明したように、周波数変化パターン２５のパターン周期Ｔｆを長くすることによりパターン周期Ｔｆの逆数１／Ｔｆで発生するスペクトルのピークを均等に分散させてノイズ低減効果が得られるものである。この実施の形態では、パターン周期Ｔｆの逆数１／Ｔｆが、スペクトルアナライザのＲＢＷより小さくならない程度に、パターン周期Ｔｆを長くする。
これにより、スペクトルアナライザの測定結果において、ノイズ低減結果を確実に得ることができる。
【００５７】
なお、上記パターン周期Ｔｆは周波数変化パターン２５のパターン周期と一致するものである。
また、この実施の形態は上記実施の形態２にも適用でき、その場合、パターン周期Ｔｆは、周波数変化パターン２５Ｘの周期と一致するものではなく、各スイッチング周波数ｆを各々の時間で継続させて生成される繰り返しパターンの周期である。
【００５８】
実施の形態４．
上記各実施の形態は、昇圧チョッパ回路から成る電力変換回路を用いたが、他の電力変換回路にも適用できる。図１４は、この発明の実施の形態４による電力変換装置の構成図である。
図１４に示すように、電力変換装置は、直流電源１６と三相負荷１７との間に接続された三相インバータ回路から成る電力変換回路１０と制御装置２０Ａとを備える。電力変換回路１０の各相は、高電圧側のスイッチング素子１２と、低電圧側のスイッチング素子１３を備える。そして、各スイッチング素子１２、１３のスイッチング動作により、直流電源１６から入力される直流電力を交流電力に変換して、出力端子１８に接続される三相負荷１７に供給する。
各スイッチング素子１２、１３は、ダイオードが逆並列接続されたＭＯＳＦＥＴあるいはＩＧＢＴ等の自己消弧型半導体スイッチング素子が用いられる。
【００５９】
制御装置２０Ａは、周波数変化パターン２５Ａを生成するパターン生成部２１Ａと、周波数変化パターン２５Ａに応じて各スイッチング素子１２、１３をスイッチングする制御信号Ｇを生成する制御器２２Ａとを備えて、電力変換回路１０内の各スイッチング素子１２、１３をスイッチング制御する。また、パターン生成部２１Ａは、２ｎ個のスイッチング周波数ｆを決定する周波数決定部２３Ａと、決定されたスイッチング周波数ｆの遷移順序を決定して周波数変化パターン２５Ａを生成する遷移決定部２４Ａとを備える。
【００６０】
この実施の形態においても、上記実施の形態１と同様に、パターン生成部２１Ａが、ｎ個の第１周波数ｆｃと、該ｎ個の第１周波数ｆｃの互いの差分の最小値より小さい第２周波数ｆｄｅｆとから決定される２ｎ個のスイッチング周波数ｆを、遷移前後の２つのスイッチング周波数ｆの中央値が各スイッチング周波数ｆの値と重ならない遷移順序で、それぞれ所定の継続周期（異なる継続時間）で用い、周波数変化パターン２５Ａを生成する。そして、制御器２２Ａは各相毎に、周波数変化パターン２５Ａに基づくキャリア波と指令値との比較により各スイッチング素子１２、１３への制御信号Ｇを生成する。
このため、上記実施の形態１と同様に、電磁ノイズのスペクトルのピークが集中することを避け、電磁ノイズのスペクトルを拡散させてピーク分散によるノイズ低減効果が得られる。
【００６１】
なお、上記実施の形態２、３においても、昇圧チョッパ回路から成る電力変換回路に限らず、例えば、三相インバータ回路から成る電力変換回路１０等、他の電力変換回路に適用でき、同様の効果が得られる。
【００６２】
実施の形態５．
次に、この発明の実施の形態５による電力変換装置について説明する。図１５は、この発明の実施の形態５による電力変換装置の構成図である。
図１５に示すように、電力変換装置は、それぞれ三相インバータ回路から成る第１電力変換回路１０Ａと第２電力変換回路１０Ｂとを並列配置して備える。各第１、第２電力変換回路１０Ａ、１０Ｂは、上記実施の形態４の電力変換回路１０と同様の構成であり、直流側が共通の直流電源１６に接続される。第１電力変換回路１０Ａの交流側には三相負荷１７Ａが接続され、第２電力変換回路１０Ｂの交流側には三相負荷１７Ｂが接続され、各第１、第２電力変換回路１０Ａ、１０Ｂは、直流電源１６から入力される直流電力をそれぞれ交流電力に変換して各三相負荷１７Ａ、１７Ｂに供給する。
【００６３】
また、電力変換装置は、第１、第２電力変換回路１０Ａ、１０Ｂを制御する制御装置２０Ｂを備える。制御装置２０Ｂは、第１電力変換回路１０Ａの周波数変化パターン（第１パターン）２５Ｂ、および第２電力変換回路１０Ｂの周波数変化パターン（第２パターン）２５Ｃを生成するパターン生成部２１Ｂと、各第１、第２電力変換回路１０Ａ、１０Ｂ内の各スイッチング素子１２、１３をスイッチングする制御信号Ｇを生成する制御器２２Ｂとを備えて、各スイッチング素子１２、１３をスイッチング制御する。また、パターン生成部２１Ｂは、２ｎ個のスイッチング周波数ｆを決定する周波数決定部２３Ｂと、決定されたスイッチング周波数ｆの遷移順序を決定して周波数変化パターン２５Ｂを生成する遷移決定部２４Ｂと、後述する周波数差２Δｆを決定して該周波数差２Δｆおよび周波数変化パターン２５Ｂから周波数変化パターン２５Ｃを生成する周波数差決定部２６とを備える。
【００６４】
制御器２２Ｂは、周波数変化パターン２５Ｂに基づいて、各スイッチング周波数ｆをそれぞれキャリア周波数とするキャリア波を生成し、キャリア波と指令値との比較により第１電力変換回路１０Ａ内の各スイッチング素子１２、１３への制御信号Ｇを生成すると共に、周波数変化パターン２５Ｃに基づいて、同様に第２電力変換回路１０Ｂ内の各スイッチング素子１２、１３への制御信号Ｇを生成する。
なお、周波数変化パターン２５Ｂの生成は、上記実施の形態４と同様であり、各周波数変化パターン２５Ｂ、２５Ｃに基づいて、各スイッチング素子１２、１３への制御信号Ｇを生成する手法も上記実施の形態４と同様である。
【００６５】
そして、周波数変化パターン２５Ｂ内の最大のスイッチング周波数に周波数差２Δｆを加算した周波数を、周波数変化パターン２５Ｃ内の最小のスイッチング周波数とする事で、周波数変化パターン２５Ｃを生成する。
例えば、図２で示したように、２個の第１周波数ｆｃ１、ｆｃ２と、第２周波数ｆｄｅｆとを用いて決定された４個のスイッチング周波数ｆ（ｆｃ１−ｆｄｅｆ、ｆｃ１＋ｆｄｅｆ、ｆｃ２−ｆｄｅｆ、ｆｃ２＋ｆｄｅｆ）にて周波数変化パターン２５Ｂが構成されている場合、周波数変化パターン２５Ｃの４個のスイッチング周波数ｆは、（ｆｃ２＋ｆｄｅｆ＋２Δｆ、ｆｃ２＋３ｆｄｅｆ＋２Δｆ、２ｆｃ２−ｆｃ１＋ｆｄｅｆ＋２Δｆ、２ｆｃ２−ｆｃ１＋３ｆｄｅｆ＋２Δｆ）となる。
【００６６】
ところで、ＣＩＳＰＲが制定したＣＩＳＰＲ２５では、３０ＭＨｚ以下の帯域に対して、スペクトルアナライザのＲＢＷを９ｋＨｚ（６ｄＢ）とする測定条件が規定されている。
ＲＢＷの設定には一般的にガウスフィルタを用いることで実現される。ガウスフィルタは、以下の式（９）で示されるインパルス応答ｈ（ｔ）とノイズ電圧のサンプリングデータとの畳み込みにより実装される。
【００６７】
【数９】
2018207249.tif 000011
【００６８】
ここで、ｔは時間、σは特定のＲＢＷで減衰量ＡＴＴ［ｄＢ］を実現するための時間次元の変数である。式（９）で示したガウスフィルタの伝達関数Ｈ（ｆ）を、以下の式（１０）に示す。
【００６９】
【数１０】
2018207249.tif 000012
【００７０】
ＲＢＷがｆＲ［Ｈｚ］のとき、減衰量ＡＴＴ［ｄＢ］下がるようなσは、以下の式(１１)から求められ、この式（１１）をσ（＞０）について解くと、以下の式(１２)が得られる。
【００７１】
【数１１】
2018207249.tif 000013
【００７２】
【数１２】
2018207249.tif 000014
【００７３】
図１６は、スペクトルアナライザの周波数分解能ＲＢＷを実現するガウスフィルタの周波数特性を示す図であり、ＲＢＷ（＝ｆＲ）＝９［ｋＨｚ］、減衰量ＡＴＴ＝６［ｄＢ］としたときの特性を示す。図１６に示すように、中心周波数に対して片側４．５ｋＨｚで６ｄＢ低下するような周波数特性となる。
図１７は、周波数差２Δｆの２つのスイッチング周波数ｆα、ｆβの電磁ノイズの周波数特性を示すイメージ図である。この場合、スイッチング周波数ｆαは、第１電力変換回路１０Ａで用いる周波数変化パターン２５Ｂ内の最大のスイッチング周波数であり、スイッチング周波数ｆβは、第２電力変換回路１０Ｂで用いる周波数変化パターン２５Ｃ内の最小のスイッチング周波数である。
【００７４】
図１８は、周波数差２Δｆの２つのスイッチング周波数ｆα、ｆβを用いた場合の電磁ノイズの周波数特性をスペクトルアナライザで測定した測定結果のイメージ図である。図１８に示すように、スペクトルアナライザによる測定では、ＲＢＷを考慮するとスイッチング周波数ｆαによる電磁ノイズは波形αで示すものとなり、スイッチング周波数ｆβによる電磁ノイズは波形βで示すものとなる。
図１８に示すように、スイッチング周波数ｆα、ｆβのスペクトル成分は互いに干渉し、特に中心周波数（ｆα＋ｆβ）／２において、２つのスペクトル成分が合成されて電磁ノイズが増加する。このとき、２つのスイッチング周波数ｆα、ｆβの中心周波数（ｆα＋ｆβ）／２における合成波は、以下の式(１３)で表される。
但し、ｔ［ｓｅｃ］：時間、θα，θβ［ｒａｄ］：各周波数成分（ｆα、ｆβの成分）の位相、ｆａ（＝（ｆα＋ｆβ）／２）：中心周波数、Δｆ：中心周波数ｆａと各周波数成分との差。
ここで、ＡはＲＢＷにより中心周波数ｆａに対して減衰される振幅を示しており、式（１０）に基づいて以下の式(１４)で表わされる。
【００７５】
【数１３】
2018207249.tif 000015
【００７６】
【数１４】
2018207249.tif 000016
【００７７】
仮にΔｆ＝０のとき、式(１３)は、式(１５)となり、合成波の振幅は式（１６）で表される。
【００７８】
【数１５】
2018207249.tif 000017
【００７９】
【数１６】
2018207249.tif 000018
【００８０】
即ち、Δｆ＝０の場合、合成波の振幅は、θα＝θβのときに最大で２となる。
図１９は、２つのスイッチング周波数ｆα、ｆβの中心周波数ｆａにおける合成波を示すイメージ図であり、特に、Δｆ＝０［ｋＨｚ］、θα＝θβの場合を示す。図１９に示す合成波を包絡線検波すると、包絡線の最大値、平均値は共に２である。
【００８１】
図２０は、Δｆ≠０、即ち２つのスイッチング周波数ｆα、ｆβの周波数差２Δｆがある場合の中心周波数ｆａにおける合成波を示すイメージ図である。図２０に示すように、中心周波数ｆａに対して２Δｆでうねりが生じる。したがって、この合成波を包絡線検波した波形は、以下の式(１７)で表される。
【００８２】
【数１７】
2018207249.tif 000019
【００８３】
式（１７）より、包絡線の最大値および平均値は、以下の式（１８）で得られる。
【００８４】
【数１８】
2018207249.tif 000020
【００８５】
包絡線の最大値２Ａにおいて、スイッチング周波数のｍ次高調波成分の中心周波数成分がΔｆ＝０の場合の最大値（＝２）に対してＡＴＴ［ｄＢ］小さくなるのは、以下の式（１９）が成立する時である。
【００８６】
【数１９】
2018207249.tif 000021
【００８７】
式（１９）をΔｆ（＞０）について解くと以下の式（２０）となる。
【００８８】
【数２０】
2018207249.tif 000022
【００８９】
同様に、包絡線の平均値において、スイッチング周波数のｍ次高調波成分の中心周波数成分がΔｆ＝０の場合の最大値（＝２）に対してＡＴＴ［ｄＢ］小さくなるのは、以下の式（２１）が成立する時である。
【００９０】
【数２１】
2018207249.tif 000023
【００９１】
式（２０）をΔｆ（＞０）について解くと以下の式（２２）となる。
【００９２】
【数２２】
2018207249.tif 000024
【００９３】
スイッチング周波数のｍ次高調波成分の中心周波数成分の最大値および平均値に対して任意の減衰量ＡＴＴを得たい場合は、周波数差２ΔｆにおけるΔｆを、上記式（２０）、式（２２）で決定すればよい。即ち、上記式（２０）、式（２２）を用いる事で、低減対象次数ｍの高調波成分の所望の減衰量ＡＴＴに応じて周波数差２Δｆを決定する。
【００９４】
以上のように、この実施の形態では、２台の第１、第２電力変換回路１０Ａ、１０Ｂを、各周波数変化パターン２５Ｂ、２５Ｃを用いてスイッチング制御する際、周波数変化パターン２５Ｂ内の最大のスイッチング周波数より周波数変化パターン２５Ｃ内の最小のスイッチング周波数が、周波数差２Δｆで大きいものとした。２台の第１、第２電力変換回路１０Ａ、１０Ｂのスイッチング動作に伴って発生する電磁ノイズのスペクトルは互いに干渉することにより電磁ノイズを増加させるものであるが、上記のようにスイッチング周波数を設定することで、干渉による電磁ノイズの増加を抑制できる。なお、各第１、第２電力変換回路１０Ａ、１０Ｂは、上記実施の形態４の電力変換回路１０と同様の構成で同様に動作するため、上記実施の形態４と同様にノイズ低減効果が得られる。
また、低減対象次数ｍの高調波成分の所望の減衰量ＡＴＴに応じて周波数差２Δｆを決定するため、周波数差２Δｆを不要に大きくすることなく、即ちスイッチング周波数全体の振り幅の増大を抑制し、効果的に電磁ノイズの低減が図れる。
【００９５】
実施の形態６．
次に、この発明の実施の形態６による電力変換装置について説明する。図２１は、この発明の実施の形態６による電力変換装置の構成図である。
図２１に示すように、電力変換装置は、直流電源１６と三相負荷１７との間に接続された三相インバータ回路から成る電力変換回路１０と制御装置２０Ｃとを備える。電力変換回路１０は上記実施の形態４と同様である。
制御装置２０Ｃは、周波数変化パターン２５Ａを生成するパターン生成部２１Ｃと、周波数変化パターン２５Ａに応じて各スイッチング素子１２、１３をスイッチングする制御信号Ｇを生成する制御器２２Ａとを備えて、電力変換回路１０内の各スイッチング素子１２、１３をスイッチング制御する。また、パターン生成部２１Ｃは、周波数変化幅決定部２８と、２ｎ個のスイッチング周波数ｆを決定する周波数決定部２３Ａと、決定されたスイッチング周波数ｆの遷移順序を決定して周波数変化パターン２５Ａを生成する遷移決定部２４Ａとを備える。周波数決定部２３Ａ、遷移決定部２４Ａおよび制御器２２Ａは上記実施の形態４と同様の構成で同様に動作する。
【００９６】
周波数変化幅決定部２８は、２ｎ個のスイッチング周波数ｆの中央値ｆｍｉｄに対する変化幅ｆｖａｒを決定する。２ｎ個のスイッチング周波数ｆは、中央値ｆｍｉｄに対して±ｆｖａｒの範囲で決定され、この場合、最小値ｆｍｉｄ−ｆｖａｒ、最大値ｆｍｉｄ＋ｆｖａｒとなる。なお、中央値ｆｍｉｄは電力変換回路１０の発熱や電流リプルなどの制約により決定される。
周波数変化幅決定部２８による変化幅ｆｖａｒの決定は、以下のように行う。周波数変化幅決定部２８は、スイッチング周波数ｆの中央値ｆｍｉｄおよび変化幅ｆｖａｒに基づく各高調波次数のノイズ低減量が予め設定されたテーブルを保持する。そして、低減対象次数の高調波成分において、所望のノイズ低減量に応じた変化幅ｆｖａｒをテーブルを参照して決定する。
【００９７】
図２２は、スイッチング周波数ｆの中央値ｆｍｉｄおよび変化幅ｆｖａｒに基づく各高調波次数（９次、１３次、１７次）のノイズ低減量を示す波形図であり、周波数変化幅決定部２８内のテーブルは、この波形図のデータに基づく。図２２では、各中央値ｆｍｉｄ（９ｋＨｚ、１２ｋＨｚ、１５ｋＨｚ、１８ｋＨｚ）における変化幅ｆｖａｒと、９次高調波成分ｈａ、１３次高調波成分ｈｂ、１７次高調波成分ｈｃとの関係を示している。
例えば、中央値ｆｍｉｄが１２ｋＨｚの場合、９次高調波成分ｈａを６［ｄＢ］低減したい時、（２×ｆｖａｒ×９／ｆｃｍｉｄ）×１００＝２００となるように変化幅ｆｖａｒを決定する（図２２（ｂ）参照）。
【００９８】
周波数決定部２３Ａは、最小値ｆｍｉｄ−ｆｖａｒ、最大値ｆｍｉｄ＋ｆｖａｒとなるように、ｎ個の第１周波数ｆｃと、該ｎ個の第１周波数ｆｃの互いの差分の最小値より小さい第２周波数ｆｄｅｆとから決定される２ｎ個のスイッチング周波数ｆを決定する。遷移決定部２４Ａは、遷移前後の２つのスイッチング周波数ｆの中央値が各スイッチング周波数ｆの値と重ならない遷移順序で、それぞれ所定の継続周期（異なる継続時間）で用い、周波数変化パターン２５Ａを生成する。そして、制御器２２Ａは各相毎に、周波数変化パターン２５Ａに基づくキャリア波と指令値との比較により各スイッチング素子１２、１３への制御信号Ｇを生成する。
このため、上記実施の形態４と同様に、電磁ノイズのスペクトルのピークが集中することを避け、電磁ノイズのスペクトルを拡散させてピーク分散によるノイズ低減効果が得られる。
【００９９】
また、低減対象次数の高調波成分において、所望のノイズ低減量に応じた変化幅ｆｖａｒを決定して２ｎ個のスイッチング周波数ｆを決定するため、変化幅ｆｖａｒを不要に大きくすることなく、即ちスイッチング周波数ｆの振り幅の増大を抑制し、効果的に電磁ノイズの低減が図れる。また、所望のノイズ低減量に対して変化幅ｆｖａｒを小さく設定できるため、高周波化によるマイコンの高コスト化およびスイッチング損失の増大が抑制できる。即ち、低コスト化と損失低減が図れる。
さらに、周波数変化幅決定部２８は、スイッチング周波数ｆの中央値ｆｍｉｄおよび変化幅ｆｖａｒに基づく各高調波次数のノイズ低減量が予め設定されたテーブルを保持して変化幅ｆｖａｒを決定するため、容易に変化幅ｆｖａｒを決定できる。
【０１００】
なお、低減対象次数の高調波成分において、所望のノイズ低減量に応じた変化幅ｆｖａｒを決定して複数のスイッチング周波数ｆを決定する手法は、他の周波数決定部や他の遷移決定部にも適用できる。例えば、図２３に示すように、複数のスイッチング周波数Ｆｃの遷移順序がスイッチング周波数Ｆｃの昇順であるような場合にも適用でき、同様に、変化幅ｆｖａｒを不要に大きくすることなく、即ちスイッチング周波数Ｆｃの振り幅の増大を抑制し、効果的に電磁ノイズの低減が図れる。
【０１０１】
またこの発明は、発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【国際調査報告】
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