(57)【要約】  これまで報告された全光波長変換器の手法では、入力信号光が単一波長チャネルの場合に限られる等、波長多重信号に対して、ひずみなく任意の出力波長に変換する動作を実施できなかった。  縮退ＦＷＭを二段カスケードする構成の全光波長変換器において、特に一段目変換後に得られる中間信号光に割り当てる波長を明確に規定することで、Ｃバンド内で任意の帯域を持つ波長多重信号に対して、ひずみなく任意の入出力波長に対する変換動作を実施する。
2018155017.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定の周波数範囲を動作帯域とし、前記動作帯域内で任意の波長（搬送光周波数）を持つ入力信号光に対して、前記入力信号光が持つ情報を保持しつつ、光領域で前記入力信号光の波長を前記動作帯域内において任意の出力信号光の波長に変換する波長変換方法であって、
前記入力信号光を前記動作帯域内で利得平坦化設計を施された第１光増幅器により増幅し、
次に当該増幅された前記入力信号光とその波長に応じて当該波長が設定される一段目ポンプ光により第一の非線形媒体で発生する縮退四光波混合による一段目の波長変換によって前記入力信号光の波長を動作帯域外の中間信号光の波長に変換し、
次に前記中間信号光を第２光増幅器により増幅し、
次に当該増幅された前記中間信号光とその波長に応じて当該波長が設定される二段目ポンプ光により第二の非線形媒体で発生する縮退四光波混合による二段目の波長変換によって前記中間信号光の波長を前記動作帯域内の前記任意の出力信号光の波長に変換する場合において、
前記入力信号光の最大周波数をｆ１、最小周波数をｆ２、信号帯域をＢ＝ｆ１−ｆ２とし、さらに前記中間信号光の最大周波数をｆ３、最小周波数をｆ４＝ｆ３−Ｂとし、前記動作帯域の最小周波数を１９１.２ＴＨｚより大きい値とし、かつ、前記中間信号光の最大周波数ｆ３を１９１.２ＴＨｚ以下のある値に固定し、
そして第２光増幅器に前記ｆ３以下の周波数帯で利得平坦化設計を施すことにより、
前記出力信号光の波長をひずみなく出力するように制御したこと、
を特徴とする波長変換方法。
【請求項２】
請求項１に記載の波長変換方法であって、
前記入力信号光が波長多重信号であること、
を特徴とする波長変換方法。
【請求項３】
請求項１または請求項２のいずれか１項に記載の波長変換方法であって、
前記一段目の波長変換が行われた直後に、前記一段目の波長変換で用いられた前記一段目ポンプ光の周波数の最小値よりも小さなカットオフ周波数をもつ低域通過フィルタを用いて、前記入力信号光と前記一段目ポンプ光を除去して前記中間信号光のみ通過させること、
を特徴とする波長変換方法。
【請求項４】
請求項１または請求項３のいずれか１項に記載の波長変換方法であって、
前記動作帯域の最小周波数をｆｍｉｎとしたとき、
ｆｍｉｎ−ｆ３  ＞  ２Ｂを満たすこと、
を特徴とする波長変換方法。
【請求項５】
請求項１または請求項４のいずれか１項に記載の波長変換方法であって、
前記非線形媒体が光ファイバであること、
を特徴とする波長変換方法。
【請求項６】
第１光増幅器を備えた入力信号光増幅部を入力部とし、順に接続された一段目波長変換部と第２光増幅器を備えた中間信号光増幅部および二段目長変換部からなり、
前記一段目波長変換部および二段目波長変換部にはポンプ光周波数ディザリング用ＲＦ信号発生部に接続された一段目ポンプ光発生部および二段目ポンプ光発生部がそれぞれ接続され、
所定の周波数範囲を動作帯域とし、前記動作帯域内で任意の波長（搬送光周波数）を持つ入力信号光に対して、前記入力信号光が持つ情報を保持しつつ、光領域で前記入力信号光の波長を前記動作帯域内において任意の出力信号光の波長に変換する波長変換器であって、
入力信号光増幅部において前記入力信号光を前記動作帯域内で利得平坦化設計を施された第１光増幅器により増幅し、
次に一段目波長変換部において当該増幅された前記入力信号光とその波長に応じて当該波長が設定される一段目ポンプ光により第一の非線形媒体で発生する縮退四光波混合による一段目の波長変換によって前記入力信号光の波長を動作帯域外の中間信号光の波長に変換し、
次に前記中間信号光増幅部において前記中間信号光を第２光増幅器により増幅し、
次に前記二段目長変換部において当該増幅された前記中間信号光とその波長に応じて当該波長が設定される二段目ポンプ光により第二の非線形媒体で発生する縮退四光波混合による二段目の波長変換によって前記中間信号光の波長を前記動作帯域内の前記任意の出力信号光の波長に変換する場合において、
前記入力信号光の最大周波数をｆ１、最小周波数をｆ２、信号帯域をＢ＝ｆ１−ｆ２とし、さらに前記中間信号光の最大周波数をｆ３、最小周波数をｆ４＝ｆ３−Ｂとし、前記動作帯域の最小周波数を１９１.２ＴＨｚより大きい値とし、かつ、前記中間信号光の最大周波数ｆ３を１９１.２ＴＨｚ以下のある値に固定し、
そして第２光増幅器に前記ｆ３以下の周波数帯で利得平坦化設計を施すことにより、
前記出力信号光の波長をひずみなく出力するように制御したこと、
を特徴とする波長変換器。
【請求項７】
請求項６に記載の波長変換器であって、
前記入力信号光が波長多重信号であること
を特徴とする波長変換器。
【請求項８】
請求項６または請求項７のいずれか１項に記載の波長変換器であって、
前記中間信号光増幅部において前記一段目ポンプ光の周波数の最小値よりも小さなカットオフ周波数をもつ低域通過フィルタを用いて、前記入力信号光と前記一段目ポンプ光を除去して前記中間信号光のみ通過させること、
を特徴とする波長変換器。
【請求項９】
請求項６または請求項８のいずれか１項に記載の波長変換器であって、
前記動作帯域の最小周波数をｆｍｉｎとしたとき、
ｆｍｉｎ−ｆ３＞２Ｂを満たすこと、
を特徴とする波長変換器。
【請求項１０】
請求項６または請求項９のいずれか１項に記載の波長変換器であって、
前記非線形媒体が光ファイバであること、
を特徴とする波長変換器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は光ファイバ通信に利用し得る全光波長変換方法および全光波長変換器に関する。
【背景技術】
【０００２】
光ネットワークにおける波長資源利用効率の向上を目的として、ノードで光信号の波長を変換する波長変換器の導入検討が進められている。
光トランシーバーを用いた光−電気／電気−光（ＯＥ／ＥＯ）変換型の波長変換方式は従来技術にもとづいて実現可能であるが、入力可能な信号のビットレートや変調方式が固定されていて柔軟性がなく、さらに多波長信号を一括して処理することができない。【０００３】
そこで、光信号の波長を光のままで変換する全光波長変換器の研究・開発がなされてきた。
中でも、低損失かつ広帯域な動作が可能であることから、光ファイバ内で発生する非線形効果である四光波混合（ＦＷＭ）を用いた全光波長変換器が有望視され、様々な手法が提案されてきた。【０００４】
縮退ＦＷＭを二段カスケードし、一段目の波長変換によって入力信号光をいったん別の波長に変換し（ここで得られる信号光を中間信号光と呼ぶ）、二段目の変換によって中間信号光を動作帯域内の任意の出力波長に変換する構成の全光波長変換器が知られている（非特許文献１〜非特許文献３）。【０００５】
この全光波長変換器は、波長変換動作が不可能となる波長帯を意味する「ガードバンド」を伴わない、任意入出力波長に対応した変換動作を可能とする構成であり、さらには入力信号光の位相が保持され、偏波無依存動作も可能であることから、最も有望である。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００６】
【非特許文献１】S. Petit et al., “Low penalty uniformly tunable wavelength conversion without spectral inversion over 30 nm using SBS-suppressed low-dispersion-slope highly nonlinear fibers,” IEEE Photon. Technol. Lett., vol. 23, no. 9, pp. 546-548, May 2011.
【非特許文献２】T. Inoue et al., “Guard-band-less and polarization-insensitive tunable wavelength converter for phase-modulated signals: demonstration and signal quality analyses,” J. Lightw. Technol., vol. 32, no. 10, pp. 1981-1990, May 2014.
【非特許文献３】H. Nguyen Tan et al., “On the Cascadability of All-Optical Wavelength Converter for High-Order QAM Formats,” J. Lightw. Technol., vol. 34, no. 13, pp. 3194-3205, July 2016.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
実用性を考えると、波長範囲が１５３０〜１５６５ｎｍあるいは周波数範囲が１９５.９〜１９１.６ＴＨｚであるＣバンドと呼ばれる波長帯を動作帯域として、この中で任意の帯域および中心波長を持つ波長多重信号に対して、ひずみなく任意の出力波長に変換する動作を実施できることが重要である。【０００８】
しかしながら、これまで報告された全光波長変換器の手法では、入力信号光が単一波長チャネルの場合に限られる等、要求される動作を確実に実施する方法が明らかにされていなかった。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明では、縮退ＦＷＭを二段カスケードする構成の全光波長変換器において、特に一段目変換後に得られる中間信号光に割り当てる波長を明確に規定することで、Ｃバンド内で任意の帯域を持つ波長多重信号に対して、ひずみなく任意の入出力波長に対する変換動作を実施する方法および波長変換器を提案する。【００１０】
（１）所定の周波数範囲を動作帯域とし、前記動作帯域内で任意の波長（搬送光周波数）を持つ入力信号光に対して、前記入力信号光が持つ情報を保持しつつ、光領域で前記入力信号光の波長を前記動作帯域内において任意の出力信号光の波長に変換する波長変換方法であって、
前記入力信号光を前記動作帯域内で利得平坦化設計を施された第１光増幅器により増幅し、
次に当該増幅された前記入力信号光とその波長に応じて当該波長が設定される一段目ポンプ光により第一の非線形媒体で発生する縮退四光波混合による一段目の波長変換によって前記入力信号光の波長を動作帯域外の中間信号光の波長に変換し、
次に前記中間信号光を第２光増幅器により増幅し、
次に当該増幅された前記中間信号光とその波長に応じて当該波長が設定される二段目ポンプ光により第二の非線形媒体で発生する縮退四光波混合による二段目の波長変換によって前記中間信号光の波長を前記動作帯域内の前記任意の出力信号光の波長に変換する場合において、
前記入力信号光の最大周波数をｆ１、最小周波数をｆ２、信号帯域をＢ＝ｆ１−ｆ２とし、さらに前記中間信号光の最大周波数をｆ３、最小周波数をｆ４＝ｆ３−Ｂとし、前記動作帯域の最小周波数を１９１.２ＴＨｚより大きい値とし、かつ、前記中間信号光の最大周波数ｆ３を１９１.２ＴＨｚ以下のある値に固定し、
そして第２光増幅器に前記ｆ３以下の周波数帯で利得平坦化設計を施すことにより、
前記出力信号光の波長をひずみなく出力するように制御したこと、
を特徴とする波長変換方法。【００１１】
（２）（１）に記載の波長変換方法であって、
前記入力信号光が波長多重信号であること、
を特徴とする波長変換方法。【００１２】
（３）（１）または（２）のいずれかに記載の波長変換方法であって、
前記一段目の波長変換が行われた直後に、前記一段目の波長変換で用いられた前記一段目ポンプ光の周波数の最小値よりも小さなカットオフ周波数をもつ低域通過フィルタを用いて、前記入力信号光と前記一段目ポンプ光を除去して前記中間信号光のみ通過させること、
を特徴とする波長変換方法。【００１３】
（４）（１）または（３）のいずれかに記載の波長変換方法であって、
前記動作帯域の最小周波数をｆｍｉｎとしたとき、
ｆｍｉｎ−ｆ３＞２Ｂを満たすこと、
を特徴とする波長変換方法。
（５）（１）または（４）のいずれかに記載の方法であって、
前記非線形媒体が光ファイバであること、
を特徴とする波長変換方法。【００１４】
（６）第１光増幅器を備えた入力信号光増幅部を入力部とし、順に接続された一段目波長変換部と第２光増幅器を備えた中間信号光増幅部および二段目長変換部からなり、
前記一段目波長変換部および二段目波長変換部にはポンプ光周波数ディザリング用ＲＦ信号発生部に接続された一段目ポンプ光発生部および二段目ポンプ光発生部がそれぞれ接続され、
所定の周波数範囲を動作帯域とし、前記動作帯域内で任意の波長（搬送光周波数）を持つ入力信号光に対して、前記入力信号光が持つ情報を保持しつつ、光領域で前記入力信号光の波長を前記動作帯域内において任意の出力信号光の波長に変換する波長変換器であって、
入力信号光増幅部において前記入力信号光を前記動作帯域内で利得平坦化設計を施された第１光増幅器により増幅し、
次に一段目波長変換部において当該増幅された前記入力信号光とその波長に応じて当該波長が設定される一段目ポンプ光により第一の非線形媒体で発生する縮退四光波混合による一段目の波長変換によって前記入力信号光の波長を動作帯域外の中間信号光の波長に変換し、
次に前記中間信号光増幅部において前記中間信号光を第２光増幅器により増幅し、
次に前記二段目長変換部において当該増幅された前記中間信号光とその波長に応じて当該波長が設定される二段目ポンプ光により第二の非線形媒体で発生する縮退四光波混合による二段目の波長変換によって前記中間信号光の波長を前記動作帯域内の前記任意の出力信号光の波長に変換する場合において、
前記入力信号光の最大周波数をｆ１、最小周波数をｆ２、信号帯域をＢ＝ｆ１−ｆ２とし、さらに前記中間信号光の最大周波数をｆ３、最小周波数をｆ４＝ｆ３−Ｂとし、前記動作帯域の最小周波数を１９１.２ＴＨｚより大きい値とし、かつ、前記中間信号光の最大周波数ｆ３を１９１.２ＴＨｚ以下のある値に固定し、
そして第２光増幅器に前記ｆ３以下の周波数帯で利得平坦化設計を施すことにより、
前記出力信号光の波長をひずみなく出力するように制御したこと、
を特徴とする波長変換器。【００１５】
（７）（１）に記載の波長変換器であって、
前記入力信号光が波長多重信号であること
を特徴とする波長変換器。
（８）（６）または（７）のいずれかに記載の波長変換器であって、
前記中間信号光増幅部において前記一段目ポンプ光の周波数の最小値よりも小さなカットオフ周波数をもつ低域通過フィルタを用いて、前記入力信号光と前記一段目ポンプ光を除去して前記中間信号光のみ通過させること、
を特徴とする波長変換器。
（９）（６）または（８）のいずれかに記載の波長変換器であって、
前記動作帯域の最小周波数をｆｍｉｎとしたとき、
ｆｍｉｎ−ｆ３＞２Ｂを満たすこと、
を特徴とする波長変換器。
（１０）（６）または（９）のいずれかに記載の波長変換器であって、
前記非線形媒体が光ファイバであること、
を特徴とする波長変換器。
【発明の効果】
【００１６】
Ｃ−ｂａｎｄ内で任意の帯域を持つ波長多重信号に対して、任意の入出力波長に対応する全光波長変換動作をひずみなく実施することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】波長変換器１６の内部構成を表す図である。
【図２】偏波ダイバーシティモジュール１２の構成を示す図である。
【図３】波長変換時の信号光、ポンプ光、そして中間信号光のスペクトルを周波数軸上で示した図である。
【図４】本発明を表す図４（ａ）、図４（ｂ）、図４（ｃ）は、信号光の周波数がそれぞれ一般的な条件、最も低周波側および高周波側に設定された場合に対応し、動作帯域としてｆｍａｘ＝１９５.９ＴＨｚ，ｆｍｉｎ＝１９１.６ＴＨｚ，ｆ３＝１９１.２ＴＨｚとおいたときの、帯域がＢである信号光に対する波長変換時のスペクトルを周波数軸上で示したものである。図４（ｄ）は本発明の比較例として、中間信号光の最大周波数ｆ３がCバンド帯の１９１．６ＴＨｚに設定された場合に、帯域がＢである信号光に対する波長変換時のスペクトルを周波数軸上で示したものである。
【図５】帯域ＢのＷＤＭ信号を入力光として、単一ポンプ光による波長変換の様子を周波数軸上で示した模式図である。
【図６】実験で用いる各種の周波数設定を示す図である。
【図７】（ａ）ＨＰＦ、（ｂ）ＬＰＦ１およびＬＰＦ２の伝達関数を測定した結果を示す図である。
【図８】８チャネルＷＤＭ信号を波長変換器に入力し、波長が変換された出力信号光の品質を評価する実験を行うための実験系２６を示す図である。
【図９】Ｃａｓｅ１，２，３それぞれの場合について、入力信号光としての８チャネルＷＤＭ信号の光スペクトルを測定して重ね描きした結果を示す図である。
【図１０】波長変換器内の一段目波長変換部の偏波ダイバーシティモジュールより出力される光スペクトルの測定結果を示す図である。
【図１１】入力信号光の周波数配置がＣａｓｅ１であって、出力信号光の周波数配置がＣａｓｅ１，２，３であるときの、二段目波長変換部の偏波ダイバーシティモジュールより出力される光スペクトルの測定結果を示す図である。
【図１２】入力信号光の周波数配置がＣａｓｅ２であって、出力信号光の周波数配置がＣａｓｅ１，２，３であるときの、二段目波長変換部の偏波ダイバーシティモジュールより出力される光スペクトルの測定結果を示す図である。
【図１３】入力信号光の周波数配置がＣａｓｅ３であって、出力信号光の周波数配置がＣａｓｅ１，２，３であるときの、二段目波長変換部の偏波ダイバーシティモジュールより出力される光スペクトルの測定結果を示す図である。
【図１４】入出力信号光の周波数配置がそれぞれＣａｓｅ１，２，３のいずれかであるときの、８チャネルＷＤＭ信号のうちの３チャネル分のＱ値を測定した結果を示す図である。
【図１５】入出力信号光の周波数配置がともにＣａｓｅ２のとき、周波数が１９３.５ＴＨｚであるチャネルについて、受信ＯＳＮＲを変化させたときのＱ値およびビット誤り率（ＢＥＲ）を測定した結果を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
まず本発明を実施するための波長変換器の基本構成を説明する（非特許文献３）。
図１は波長変換器の内部構成を表す図である。
【００１９】
入力される信号光は、ある動作帯域内に中心波長（搬送光周波数）を持っていて、これが波長変換器に入力されると、入力信号光増幅部１９、一段目波長変換部２０、中間信号光増幅部２１、二段目波長変換部２２を経て、その中心波長（搬送光周波数）が動作帯域内の任意の値に変換されて出力される。
【００２０】
入力信号光増幅部および中間信号光増幅部は、光増幅器と光学フィルタからなる。
図１には記載されていないが、二段目波長変換部の後に出力信号光増幅部として、やはり光増幅器と光学フィルタを備えていてもよい。
一方で、入力信号光が必要十分な光パワーを持っている場合、波長変換器は入力信号光増幅部を備えていなくともよく、入力信号光が一段目波長変換部に直接入力される構成であってもよい。
【００２１】
一段目および二段目の波長変換部は、偏波ダイバーシティモジュール１２とそれに接続された偏波保持高非線形ファイバ１１（ＰＭ−ＨＮＬＦ）、そして光学フィルタ４からなり、各段の偏波ダイバーシティモジュールには、それぞれ一段目および二段目ポンプ光発生部によって発生された、波長可変かつハイパワーの連続光がポンプ光として入力される。
【００２２】
各段のＰＭ−ＨＮＬＦ内では単一ポンプ光による縮退ＦＷＭが発生し、一段目の波長変換によって入力信号光が動作帯域外のある波長を持つ中間信号光として変換され、次に二段目の波長変換によって中間信号光が動作帯域内のある波長を持つ出力信号光に変換される。
【００２３】
一段目および二段目波長変換部に供給されるポンプ光の波長を適切な値に変更することで、動作帯域内で任意の入出力波長の組み合わせに対応した可変波長変換動作が可能となる。
なお図１では、ＦＷＭを発生させるための非線形媒体として偏波保持特性および高非線形性を持ち、材料として石英ガラスをベースとする光ファイバの利用を考えているが、非線形媒体としてはシリコンや窒化シリコンを材料とする導波路型デバイス、あるいはカルコゲナイドガラスを用いた光ファイバや導波路型デバイス、もしくは半導体光増幅器（ＳＯＡ）なども利用可能である。この中で、現状では前記のＰＭ−ＨＮＬＦが偏波保持特性、累積非線形効果、挿入損失、他の光ファイバとの接続性等の観点から、最良の非線形媒体である。
【００２４】
図２に構成を示す偏波ダイバーシティモジュール１２を用いることで、ＦＷＭの動作が入力信号光の偏波面（偏光面）に依存しない、偏波無依存波長変換動作が可能である。
【００２５】
さらに、各段の波長変換プロセスにおいては、ハイパワーポンプ光によって光ファイバ中に引き起こされる誘導ブリルアン散乱（ＳＢＳ）を抑圧するため、ポンプ光の波長（周波数）が位相変調されており（これをディザリングと呼ぶ）、そのために各段のポンプ光発生部２３，２４では光位相変調器７が用いられ、これにポンプ光周波数ディザリング用ＲＦ信号発生部２５において発生させた周波数が３００ＭＨｚ程度のＲＦ信号が印加される。
【００２６】
このとき、ＲＦ信号を二分岐してそれぞれの強度差と相対位相を調整し、一段目と二段目のポンプ光に対する位相変調を同期させることで、ＦＷＭを通じて出力信号光に付加される位相変調の効果をキャンセルする「カウンターディザー」が可能となる。
【００２７】
本発明の目的は、さらに、Ｃ−ｂａｎｄ内で任意の中心波長を持つＷＤＭ信号に対して、周波数（波長）軸での波形ひずみを発生させることなく、任意の入出力波長条件に対応する変換動作を実施することであり、そのために必要な各種の周波数の設定について以下に述べる。
【００２８】
図３は、波長変換時の信号光、ポンプ光、そして中間信号光のスペクトルを周波数軸上で示したものである。
【００２９】
動作帯域をｆｍａｘ＞＝ｆ＞＝ｆｍｉｎとし、例えばｆｍａｘ＝１９５.９ＴＨｚ（１５３０.３３４ｎｍ）、ｆｍｉｎ＝１９１.２ＴＨｚ（１５６７.９５２ｎｍ）とおくと、動作帯域がＣバンド帯をカバーすることになる。
【００３０】
この動作帯域の中に、帯域がＢのＷＤＭ信号が存在し、ＷＤＭ信号の最大および最小周波数をそれぞれｆ１およびｆ２とすると、Ｂ＝ｆ１−ｆ２である。
【００３１】
一方、中間信号光の最大および最小周波数をそれぞれｆ３およびｆ４とすると、Ｂ＝ｆ３−ｆ４である。このとき、ポンプ光の周波数はｆｐ＝（ｆ２＋ｆ３）／２でなければならない。
【００３２】
なお、この図に示した波長変換の状況は、一段目および二段目の波長変換部双方で見られるものであり、一段目の波長変換を考える場合、周波数がｆ１＞＝ｆ＞＝ｆ２の信号光は入力信号光を意味し、これがｆ３＞＝ｆ＞＝ｆ４の中間信号光に変換される。
【００３３】
また、二段目を考える場合、信号光は出力信号光を意味し、中間信号光から出力信号光へと変換されることになる。
また、ここで考える波長変換は縮退ＦＷＭによるものであるので、波長変換前後で周波数ｆ１の信号光とｆ４の中間信号光が対応し、さらにｆ２の信号光とｆ３の中間信号光が対応していて、波長変換前後で対応する信号光どうしは位相共役の関係にある。
【００３４】
ところで、従来知られている波長変換方式においては、中間信号光の周波数ｆ３およびｆ４に対する制限は存在せず、中間信号光がＣバンド内に存在することもあった。
この場合、入力信号光が単一チャネルであるなら、中間信号光の周波数を柔軟に設定することで、動作に支障はきたさない。
【００３５】
ところが、有限の帯域Ｂを持つＷＤＭ信号の入力に対しては、入力信号光の中心周波数や帯域幅の条件によって、中間信号光の周波数帯がＣバンドのみならず、周波数がｆ＜１９１.６ＴＨｚであるＬバンド帯に及ぶ場合が生じる。
【００３６】
ＣおよびＬバンドにまたがるＷＤＭ信号を平坦な利得で増幅する装置は容易に入手可能ではないため、波長変換後の増幅動作に問題が生じる。
そこで本発明では、中間信号光の最大周波数ｆ３をＬバンド内の例えばｆ３＝１９１.２ＴＨｚ  （１５６７.９５２ｎｍ）に固定し、ｆ４＝ｆ３−Ｂと設定することにより、問題を解決する。
【００３７】
図４（ａ）〜図４（ｃ）は、ｆｍａｘ＝１９５.９ＴＨｚ，ｆｍｉｎ＝１９１.６ＴＨｚ，ｆ３＝１９１.２ＴＨｚとおいたときの、帯域がＢ［ＴＨｚ］である信号光に対する波長変換動作時のスペクトルを周波数軸上で示したものである。
【００３８】
図４（ａ）は信号光の周波数設定に関して一般的な条件に対応する図であり、図４（ｂ）および（ｃ）は、信号光の周波数がそれぞれ最も低周波側および高周波側に設定された場合に対応する。
いずれの場合も、中間信号光の最大周波数ｆ３は１９１.２ＴＨｚに固定されている。
このとき、ポンプ光の周波数ｆｐは、信号光の最小周波数ｆ２によって決定され、ｆｐ＝（ｆ２＋ｆ３）／２＝（ｆ２＋１９１.２）／２［ＴＨｚ］と与えられる。
【００３９】
図４（ｂ）のとき、すなわち信号光の最小周波数ｆ２が動作帯域の最小周波数ｆｍｉｎ＝１９１.６ＴＨｚに一致するとき、ポンプ光周波数が最小値ｆｐ＝（１９１.６＋１９１.２）／２＝１９１.４ＴＨｚとなる。
【００４０】
一方、図４（ｃ）の場合でＢ＝０すなわち周波数が１９５.９ＴＨｚで単一チャネルの信号光に対しては、ポンプ光周波数が最大値ｆｐ＝（１９５.９＋１９１.２）／２＝１９３.５５  ＴＨｚをとる。
【００４１】
ここで重要な点は、入出力信号光は常にＣバンド帯に、そして中間信号光は常にｆ＜１９１.２ＴＨｚであるＬバンド帯に存在することから、図１のＥＤＦＡ１およびＥＤＦＡ２として、それぞれＣおよびＬバンド用に利得平坦化設計を施された光増幅器を用いることにより、波長変換動作時に各チャネルに対して平坦な利得でＷＤＭ信号を増幅することができ、任意の帯域を持つＷＤＭ信号に対して、周波数軸でひずみのない、任意の入出力波長に対する波長変換動作が初めて可能となるのである。
これに対して、波長多重信号に対して周波数軸で平坦でない波長変換動作がなされ、周波数軸上で波長多重信号全体の波形にひずみが生じる場合、波長多重信号の一部のチャネルの信号パワーが小さくなり、そのチャネルの信号対雑音比が劣化することで、時間軸での波形も雑音に埋もれて大きなひずみを持つことになる。
なお中間信号光の最大周波数ｆ３の値は１９１.２ＴＨｚである必要はなく、１９１.２ＴＨｚ以下の値でＬバンド帯に存在していればよい。
【００４２】
また前記光増幅器として必ずしも利得平坦化設計がなされていなくても、ＣおよびＬバンド用に設計され、利得が一定の平坦度を持つ光増幅器を用いることで、周波数軸上でのひずみが許容される範囲内で、ＷＤＭ信号に対しての波長変換動作を行うことは可能である。
【００４３】
さらに本発明の方法は、ＷＤＭ信号ではなく例えば単一チャネルながら帯域が数ｎｍ以上の超高帯域信号に対しても有効に動作する。
【００４４】
一段目波長変換部の偏波ダイバーシティモジュール出力時に、中間信号光のみを抽出し、入力信号光とポンプ光を除去する必要があるが、図４（ａ）〜図４（ｃ）の場合には中間信号光の最大周波数が１９１.２ＴＨｚで、ポンプ光の最小周波数が１９１.４ＴＨｚであるから、カットオフ周波数が１９１.３ＴＨｚ程度で伝達関数が固定のローパスフィルタ（ＬＰＦ；図１ではＬＰＦ１として記載している、低域通過フィルタ）を用いれば、入力信号光の周波数配置およびポンプ光周波数に関する任意の条件に対して、入力信号光とポンプ光を除去するという目的を達成することができる。
【００４５】
そのようなＬＰＦは、誘電体多層膜を用いて比較的安価に製造することができて容易に入手が可能であり、しかも高パワーの入力光に対して耐性があるので、いま考えている用途において大変有用である。
【００４６】
なお二段目波長変換部の偏波ダイバーシティモジュール出力時には、ポンプ光がＣバンド帯に存在することがある（例えば図４（ｃ）の場合）ため、例えばカットオフ周波数が１９１.３ＴＨｚ程度で伝達関数が固定されているハイパスフィルタ２（ＨＰＦ、高域通過フィルタ）で中間信号光とポンプ光を除去したうえで出力信号光のみを抽出することはできず、中心波長の可変動作ができるＨＰＦもしくは帯域通過フィルタ４（ＢＰＦ）を用いる必要がある。
【００４７】
ところで、光ファイバ中のＦＷＭを用いてＷＤＭ信号の波長変換を行う際、動作原理として利用したい縮退ＦＷＭだけではなく、同時に非縮退ＦＷＭも発生し、その結果出力光として望ましからぬ周波数成分まで発生することになる。
【００４８】
図５は帯域ＢのＷＤＭ信号を入力光として、単一ポンプ光による波長変換の様子を周波数軸上で示した模式図である。
ただし図５では簡単な一例として、４チャネルＷＤＭ信号に相当する入力光をａ，ｂ，ｃ，ｄで示した四本の線スペクトルとして考えている。
【００４９】
縮退ＦＷＭの結果として、波長変換された信号光がｄ＊，ｃ＊，ｂ＊，ａ＊として得られるが（ここでアスタリスク「＊」は、元の信号光の位相共役光が発生したことを表す）、同時に非縮退ＦＷＭによって、ポンプ光周波数ｆｐを中心としてｆｐ±Ｂの帯域内に非縮退ＦＷＭ成分が発生する。
例えば、入力信号光ａ，ｄおよびポンプ光ｐの電場複素振幅をそれぞれＥａ，Ｅｄ，Ｅｐとおくとき、（ＥｐＥａＥｄ＊）や（ＥｐＥｄＥａ＊）で表される成分などが非縮退ＦＷＭによるものである。
【００５０】
信号光が存在している周波数帯域と、非縮退ＦＷＭ成分が発生する帯域ｆｐ±Ｂが重なっていると、波長変換によって発生した中間信号光もしくは出力信号光が非縮退ＦＷＭ成分と干渉してひずみを発生し、信号品質が著しく低下することになる。
【００５１】
これを避けるためには、周波数軸上でポンプ光周波数に最も近い信号光チャネルが、ポンプ光に対して、ＷＤＭ信号の帯域Ｂより大きい周波数差で離れていればよい。
図３の場合で言えば、ｆ２−ｆｐ＝ｆｐ−ｆ３＞Ｂが常に満たされるよう、各種周波数の値を設定すればよい。
すなわち、中間信号光の最大周波数ｆ３と動作帯域の最小周波数ｆｍｉｎが、ｆｍｉｎ−ｆ３＞２Ｂの関係を満たしていればよい。
【００５２】
以上に示した構成を用いることで、Ｃバンド内で任意の帯域を持つＷＤＭ信号に対して、入出力波長を任意に設定した波長変換動作を、周波数軸上でひずみなく実施することができるようになる。
【００５３】
なお本発明の比較例として、中間信号光の最大周波数ｆ３をＬバンドではなく、Ｃバンド内の１９１．６ＴＨｚに設定して、有限の帯域Ｂを持つＷＤＭ信号を入力した場合を図４（ｄ）に示すと、信号光とポンプ光および中間信号光を周波数軸上ですき間なく近づけることはできないため、信号光の周波数として１９１．６ＴＨｚ付近を用いることができず、入出力波長をＣバンド内で任意に設定することが不可能なことがわかる。
特に、上述した条件、ｆ２−ｆｐ＝ｆｐ−ｆ３＞Ｂを満たすように各種周波数を設定する場合には、図４（ｄ）に明らかなように、信号光の最小周波数ｆ２を１９１．６＋２Ｂ［ＴＨｚ］以上の値に設定する必要が生じるため、Ｃバンド内で信号光の取り得る波長帯に大きな制限を生じることになる。
【実施例１】
【００５４】
以下では、具体的な実験結果をもとに、本発明の有効性について述べる。
図６に実験で用いる各種の周波数設定を示す。
動作帯域をｆｍａｘ＝１９６ＴＨｚ（１５２９.５５３ｎｍ）およびｆｍｉｎ＝１９２.１ＴＨｚ（１５６０.６０６ｎｍ）とおき、入力するＷＤＭ信号の帯域をＢ＝１ＴＨｚ、中間信号光の最大周波数をｆ３＝１８９.８ＴＨｚ（１５７９.５１８ｎｍ）と固定する。
このとき、中間信号光の最小周波数は自動的にｆ４＝１８８.８ＴＨｚと決定される。【００５５】
入出力信号光の周波数配置として三つのパターンを考えることにし、Ｃａｓｅ１として周波数が１９６，１９５.８，１９５.６，１９５.４５，１９５.４，１９５.３５，１９５.２，１９５ＴＨｚ、Ｃａｓｅ２として１９４.５，１９４.３，１９４.１，１９３.９５，１９３.９，１９３.８５，１９３.７，１９３.５ＴＨｚ、そしてＣａｓｅ３として１９３.１，１９２.９，１９２.７，１９２.５５，１９２.５，１９２.４５，１９２.３，１９２.１ＴＨｚという不等間隔に配置された８チャネルのＷＤＭ信号を考える。【００５６】
入力信号光の周波数配置としてＣａｓｅ１，２，３のいずれかを用い、どの場合でも一段目の波長変換部で中間信号光へと変換し、さらに二段目の波長変換部では中間信号光をＣａｓｅ１，２，３いずれかの出力信号光に変換して出力する。【００５７】
結局、入出力信号光の周波数の配置に関して、合計９通りの波長変換実験を実施する。
なお一段目あるいは二段目の波長変換部双方において、入力あるいは出力信号光の周波数配置がＣａｓｅ１，２，３の場合、ポンプ光周波数はそれぞれｆｐ＝１９２.４，１９１.６５，１９０.９５ＴＨｚである。【００５８】
また、入出力信号光が同じ周波数配置である場合も、一段目の波長変換部で中間信号光に変換し、二段目の波長変換部でもとの周波数配置に再変換するという操作を実施する。【００５９】
実際に構築した波長変換器の構成は図１の通りである。
入力信号光増幅部は、Ｃバンド帯で利得平坦化設計を施され、最大出力が１７ｄＢｍである光増幅器ＥＤＦＡ１と、カットオフ周波数が１９０.９５ＴＨｚ（１５７０.００５ｎｍ）でＣバンド帯の高周波成分（短波長成分）のみを通過させるＨＰＦからなる。【００６０】
図７（ａ）にＨＰＦの伝達関数測定結果を示す。
このＨＰＦを用いることで、中間信号光が位置するＬバンド帯の雑音成分を除去することができて、一段目の波長変換後に中間信号光が生成される際、良好な信号品質が期待できる。【００６１】
一段目波長変換部は、図２に構成を示した偏波ダイバーシティモジュールと、それに接続された長さが１００ｍで非線形定数が約１０Ｗ-1ｋｍ-1のＰＭ−ＨＮＬＦ、そしてカットオフ周波数が１９０.３ＴＨｚ（１５７５.３６８ｎｍ）で低周波成分（長波長成分）のみを通過させるローパスフィルタ（ＬＰＦ１）からなる。【００６２】
図７（ｂ）にＬＰＦ１の伝達関数測定結果を示すが、これを用いることにより、Ｃａｓｅ  １，２，３いずれの周波数条件においても、一段目波長変換部出力における入力信号光および残留ポンプ光を常に除去し、中間信号光のみを出力させることが可能である。【００６３】
一段目波長変換部内の偏波ダイバーシティモジュールには、一段目ポンプ光発生部で発生および増幅されたポンプ光が入力される。
一段目ポンプ光発生部では、狭線幅波長可変光源５（ＴＬＳ）で発生されたある周波数（ポンプ光周波数である、ｆｐ＝１９２，４，１９１.６５，１９０.９５ＴＨｚのいずれか）の連続光が、光位相変調器７（Ｐ  Ｍｏｄ.）によって位相変調される。【００６４】
光位相変調器には、ポンプ光周波数ディザリング用ＲＦ信号発生部の発振器１（ＯＳＣ）で発生された周波数３００ＭＨｚのＲＦ信号が二分岐されたうちの一方が、位相シフタ８（ＰＳ）、ＲＦ増幅器、そしてカットオフ周波数が４００ＭＨｚであるＲＦ用ローパスフィルタ（ＬＰＦ）を経て印加されている。【００６５】
ポンプ光の位相変調によって、ＰＭ−ＨＮＬＦにおける誘導ブリルアン散乱（ＳＢＳ）を抑圧する効果がある。なお発振器１より出力されるＲＦの周波数は３００ＭＨｚである必要はなく、３００〜４００ＭＨｚ程度の任意の値を用いてもよい。【００６６】
光位相変調器より出力された連続光は、光増幅器によって光パワーが２Ｗまで増幅され、その際発生した自然放出光１４（ＡＳＥ）雑音がＢＰＦによって除去された後、ポラライザ６（Ｐｏｌ.）を経て、ポンプ光として偏波ダイバーシティモジュールに入力される。【００６７】
中間信号光増幅部は、Ｌバンド帯で利得平坦化設計を施され、最大出力が１７ｄＢｍである光増幅器ＥＤＦＡ２と、伝達関数がＬＰＦ１と同等のローパスフィルタＬＰＦ２からなる。【００６８】
ＬＰＦ２によって、Ｃバンド帯に存在する雑音成分を除去することができて、二段目の波長変換後に出力信号光が生成される際、良好な信号品質が期待できる。
二段目波長変換部は、一段目と同様の偏波ダイバーシティモジュールとＰＭ−ＨＮＬＦ、そして中心波長を変更する動作が可能で、通過帯域幅が１.７ＴＨｚである帯域通過フィルタ４（ＢＰＦ）から構成される。【００６９】
ただし通過帯域幅はこの値に限るものではない。このＢＰＦを用いることにより、二段目波長変換部出力において中間信号光および残留ポンプ光を除去し、所望の出力信号光のみを抽出することが可能であるが、ＢＰＦの代わりに、カットオフ周波数が出力信号光の最小周波数ｆ２よりやや小さい値であり、出力信号光周波数条件に応じてカットオフ周波数の変更動作が可能なハイパスフィルタ２（ＨＰＦ）を用いてもよい。【００７０】
二段目波長変換部内の偏波ダイバーシティモジュールには、一段目ポンプ光発生部と同様の構成である二段目ポンプ光発生部で発生および増幅されたポンプ光が入力されるが、二段目ポンプ光発生部の光位相変調器には、ポンプ光周波数ディザリング用ＲＦ信号発生部２５のＯＳＣで発生された周波数３００ＭＨｚのＲＦ信号が二分岐されたうちのもう一方が、可変減衰器９（ＡＴＴ）、ＲＦ増幅器、そしてカットオフ周波数が４００ＭＨｚであるＲＦ用ＬＰＦを経て印加される。【００７１】
このとき、一段目および二段目のポンプ光発生部の各光位相変調器に印加されるＲＦ信号の強度と位相を適当に調整することで、ポンプ光の位相変調が波長変換後の信号光に位相雑音として付加される効果を一段目と二段目でキャンセルさせることができる。【００７２】
図８に８チャネルＷＤＭ信号を入力信号光として波長変換器に入力し、波長が変換された出力信号光の品質を評価する実験を行うための実験系２６を示す。【００７３】
発振周波数が前記Ｃａｓｅ１，２，３のいずれかに設定された８個の波長可変光源５（ＴＬＳ）より出力される連続光を８ｘ１偏波保持（ＰＭ）カプラ１８で合波し、偏波多重（ＤＰ）リチウムニオブ酸（ＬＮ）ＩＱ変調器（ＩＱＭ）２７に入力する。【００７４】
ＤＰ−ＬＮ−ＩＱＭ２７には、任意波形発生器１３（ＡＷＧ）で発生された４チャネルのＲＦ信号が印加され、変調によりシンボルレートが３２ＧｂａｕｄであるＤＰ−ＱＰＳＫフォーマットで８チャネルのＷＤＭ信号が生成される。
図９にＣａｓｅ１，２，３それぞれの場合について、入力信号光としての８チャネルＷＤＭ信号の光スペクトルを測定して、これを重ね描きした結果を示す。【００７５】
光増幅器で入力信号光の光パワーを増幅した後、偏波スクランブラ１５（Ｐｏｌ.Ｓｃｒ.）で信号光の偏波を約４００ｋＨｚでランダムに回転させ、波長変換器１６が入力信号光の偏波面に依存せずに動作することを確認する。
波長変換器で波長が変換された出力光の光パワーを光増幅器で増幅し、帯域通過フィルタで信号光帯域外のＡＳＥ雑音を除去した後、デジタルコヒーレント受信機２８（Ｒｘ）で受信する。【００７６】
なお、ＯＳＮＲ値を変化させたときの受信信号の品質を確認するために、受信機の手前で可変パワーの光雑音を信号光に付加するが、その際ＡＳＥ光源１４をＢＰＦにより帯域制限して光増幅器で増幅し、可変光減衰器１７（ＶＯＡ）でその光パワーを調整することで、受信信号のＯＳＮＲ値を変更することが可能である。【００７７】
図１０に波長変換器内の一段目波長変換部の偏波ダイバーシティモジュールより出力される光スペクトルの測定結果を示す。【００７８】
入力信号光の周波数配置がＣａｓｅ１，２，３いずれの場合も、同じ周波数（波長）配置１８９.８＞ｆ＞１８８.８［ＴＨｚ］（波長で言うと１５７９.５１８〜１５８７.８８４ｎｍ）の中間信号光に変換されているのがわかる。【００７９】
図１０（ｂ）および（ｃ）に示したＣａｓｅ２，３の場合に、中間信号光の長波長側チャネルのパワーが減衰していて、周波数軸上でひずんで見えるが、これはＰＭ−ＨＮＬＦの分散の効果によって縮退ＦＷＭによる波長変換効率が劣化したためである。【００８０】
一方、Ｃａｓｅ１の場合は平坦な出力スペクトルが得られているように見えるが、これは短波長側における光増幅器の利得平坦度が悪く、図９に示した通り、入力信号光のパワーが短波側チャネルで大きく出てしまったため、波長変換効率のスロープと打ち消しあって、出力光の各チャネルが周波数軸上で平坦に見えたためである。【００８１】
分散スロープのより小さなＰＭ−ＨＮＬＦを用いることで、波長変換効率の周波数スロープをキャンセルし、より平坦でひずみのない中間信号光を得ることが可能である。
一方、それぞれの場合でポンプ光の周辺帯域に非縮退ＦＷＭによる成分が多数発生しているのがわかる。【００８２】
特に図１０（ｃ）に示した、入力信号光の周波数配置がＣａｓｅ３の場合において、非縮退ＦＷＭ成分は入力信号光あるいは中間信号光にかなり近接しているように見える。【００８３】
しかしながら、ポンプ光周波数ｆｐ＝１９０.９５ＴＨｚと入力信号光の最小周波数ｆ２＝１９２.１ＴＨｚ、そしてポンプ光周波数ｆｐと中間信号光の最大周波数ｆ３＝１８９.８ＴＨｚにはともに１.１５ＴＨｚの差が設定されていて、この差が信号帯域Ｂ＝１ＴＨｚを上回っていることから、非縮退ＦＷＭ成分と信号光が干渉することはなく、信号品質に影響を及ぼさない。【００８４】
図１１に入力信号光の周波数配置がＣａｓｅ１であって、出力信号光の周波数配置がＣａｓｅ１，２，３であるときの、二段目波長変換部の偏波ダイバーシティモジュールより出力される光スペクトルの測定結果を示す。【００８５】
次に図１２に、入力信号光の周波数配置がＣａｓｅ２であって、出力信号光の周波数配置がＣａｓｅ１，２，３であるときの、二段目波長変換部の偏波ダイバーシティモジュールより出力される光スペクトルの測定結果を示す。【００８６】
そして図１３に、入力信号光の周波数配置がＣａｓｅ３であって、出力信号光の周波数配置がＣａｓｅ１，２，３であるときの、二段目波長変換部の偏波ダイバーシティモジュールより出力される光スペクトルの測定結果を示す。【００８７】
いずれの場合も、８チャネルＷＤＭ信号が意図した通りに波長変換されている。出力信号光の短波長側チャネルのパワーが減衰しているのは、一段目変換時と同様に、ＰＭ−ＨＮＬＦの分散特性によるものであり、分散スロープが小さなＰＭ−ＨＮＬＦを用いることで、周波数軸上でより平坦な波形を得ることが可能である。【００８８】
図１４に波長変換器より出力される信号光の品質を評価した結果として、入出力信号光の周波数配置がそれぞれＣａｓｅ１，２，３のいずれかであるときに、８チャネルＷＤＭ信号のうちの３チャネル分のＱ値を測定した結果を示す。【００８９】
どの場合もＱ値は１６.５ｄＢを上回っており、出力信号光は高品質であると言える。また、各条件において数百万程度のビット数に対してビットパターンを検証したところ、ビット誤りは一つも観測されなかった。【００９０】
なおＱ値が１６.５ｄＢの場合のビット誤り率の理論値は１.１７ｘ１０-11であることから、観測するビット数を１００億ビットに増大すると、１つ程度のビット誤りが観測されるものと予測される。【００９１】
最後に図１５に、入出力信号光の周波数配置がともにＣａｓｅ２のとき、周波数が１９３.５ＴＨｚであるチャネルについて、受信ＯＳＮＲを変化させたときのＱ値およびビット誤り率（ＢＥＲ）を測定した結果を示す。【００９２】
図１５（ａ）に示したＱ値測定結果について波長変換前後の値を比べると、ＯＳＮＲが２５ｄＢ以上の大きな値の場合でＱ値に劣化が見られるが、これは波長変換の前後に実施される光増幅によってわずかにＡＳＥ雑音が付加されて波形が歪んだり、ＳＢＳ抑圧のためにポンプ光に実施した位相変調成分がＦＷＭを通じて信号光の位相に転写され、わずかな位相誤差として波形が歪んだりした結果である。【００９３】
一方、受信ＯＳＮＲが２０ｄＢ以下の場合は、受信機手前でＯＳＮＲ調整のために付加されたＡＳＥ雑音による波形劣化が支配的であり、前記波長変換動作に起因するわずかな波形ひずみの影響はほとんどなく、結果として波長変換前後のＱ値にペナルティはほぼ見られない。【００９４】
図１５（ｂ）では受信ＯＳＮＲが２０ｄＢ以下の場合でＢＥＲ測定結果を示しているが、波長変換前後のペナルティは上記と同じ理由で、非常に小さい。【００９５】
以上の結果から、本発明で提案した構成の波長変換器は、入力されたＷＤＭ信号に対して、動作帯域内の任意の入出力波長条件で、入力信号光の偏波面に依存せずに正しく動作していて、しかも高品質な出力信号光が得られたことが確認できた。
【産業上の利用可能性】
【００９６】
光ファイバ通信分野で用いられる全光波長変換器の設計において、提案する手法を用いることにより、波長範囲が１５３０〜１５６５ｎｍあるいは周波数範囲が１９５.９〜１９１.６ＴＨｚであるＣ−ｂａｎｄと呼ばれる波長帯で、任意の帯域を持つ波長多重信号に対して、ひずみなく任意の入出力波長に対する変換動作を実施することが可能となる。
【符号の説明】
【００９７】
１  ＯＳＣ：発振器
２  ＨＰＦ：ハイパスフィルタ，帯域通過フィルタ
３０１  ＬＰＦ１：ローパスフィルタ
３０２  ＬＰＦ２：ローパスフィルタ
３０３  ＬＰＦ：ＲＦ信号用ローパスフィルタ
３０４  ＬＰＦ：ＲＦ信号用ローパスフィルタ
４  ＢＰＦ：バンドパスフィルタ，帯域通過フィルタ
５  ＴＬＳ：（狭線幅）波長可変光源  
６  Ｐｏｌ.：ポラライザ  
７  Ｐｈａｓｅ  Ｍｏｄ.：光位相変調器  
８  ＰＳ：位相シフタ  
９  ＡＴＴ：可変減衰器，
１０１  ＥＤＦＡ１：エルビウム添加光ファイバ増幅器（第１光増幅器）
１０２  ＥＤＦＡ２：エルビウム添加光ファイバ増幅器（第２光増幅器）
１１  ＰＭ−ＨＮＬＦ：偏波保持高非線形ファイバ
１２  Ｐｏｌ.Ｄｉｖ.ｍｏｄｕｌｅ：偏波ダイバーシティモジュール
１３  ＡＷＧ：任意波形発生器
１４  ＡＳＥ：ＡＳＥ光源、自然放出光雑音源
１５  Ｐｏｌ.Ｓｃｒ.：偏波スクランブラ
１６  Ｗａｖｅｌｅｎｇｔｈ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ：波長変換器
１７  ＶＯＡ：可変光減衰器
１８  ８ｘ１偏波保持（ＰＭ）カプラ
１９  入力信号光増幅部
２０  一段目波長変換部
２１  中間信号光増幅部
２２  二段目波長変換部
２３  一段目ポンプ光発生部
２４  二段目ポンプ光発生部
２５  ポンプ光周波数ディザリング用ＲＦ信号発生部
２６  実験系
２７  ＤＰ−ＬＮ−ＩＱＭ：偏波多重リチウムニオブ酸ＩＱ変調器
２８  Ｒｘ：デジタルコヒーレント受信機
【図１】
2018155017.tif 000003
【図２】
2018155017.tif 000004
【図３】
2018155017.tif 000005
【図４】
2018155017.tif 000006
【図５】
2018155017.tif 000007
【図６】
2018155017.tif 000008
【図７】
2018155017.tif 000009
【図８】
2018155017.tif 000010
【図９】
2018155017.tif 000011
【図１０】
2018155017.tif 000012
【図１１】
2018155017.tif 000013
【図１２】
2018155017.tif 000014
【図１３】
2018155017.tif 000015
【図１４】
2018155017.tif 000016
【図１５】
2018155017.tif 000017
【国際調査報告】
2018155017.tif 000018
2018155017.tif 000019
2018155017.tif 000020
2018155017.tif 000021