(57)【要約】一般的な方式より少ないアンテナ数でイメージング機能を実現する事で、小型かつ低コストの物体検知装置および物体検知方法を提供するために、物体検知装置は、送信アンテナ１００３を備えた送信機１０９１と、受信アンテナ１００４を備えた受信機１０９２とで構成される。送信機１０９１は複数の周波数の電波１０１０を対象物１００１に向けて照射し、受信アンテナ１００４は対象物１００１から反射されるＲＦ信号１００７を受信する。受信機１０９２は各周波数のＲＦ信号１００７の位相を個別に制御する移相器１０３１と、位相を制御した後のＲＦ信号１００７を加算する加算器１０３２を備えている。受信機１０９２は移相器１０３１による位相調整により、受信機１０９２のアンテナ利得を制御し対象物１００１の反射波１００７から対象物１００１の位置を検知する機能を備える。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信アンテナを備えた送信機と受信アンテナを備えた受信機から構成された物体検知装置であって、
前記送信機は、前記送信アンテナから対象物に向けて複数の周波数のＲＦ(Radio Frequency）信号を放射し、
前記受信機は、前記対象物から反射された複数の周波数の前記ＲＦ信号を受信し、
前記受信機は、受信した前記の各周波数のＲＦ信号に対しそれぞれ位相を調整する位相調整機能を備え、
前記位相調整機能によって、前記受信機はアンテナ利得の指向性を制御し、かつ、前記受信機は前記アンテナ利得の指向性制御により前記受信機に到来するＲＦ信号の強度分布を測定することで、前記対象物の位置ないし形状を検知する事を特徴とする、
物体検知装置。
【請求項２】
前記送信アンテナから見て少なくとも一つの方向に前記受信アンテナが設置されており、
前記対象物の位置座標の検知において、前記受信アンテナで受信した信号を用いて、前記送信アンテナと前記受信アンテナを結ぶ方向の位置座標値を検知し、
前記位置座標値から前記対象物の位置ないし形状を出力する事を特徴とする、
請求項１に記載の物体検知装置。
【請求項３】
前記送信アンテナから見て少なくとも二つの方向に前記受信アンテナが設置されており、
前記対象物の位置座標の検知において、異なる前記受信アンテナで受信した信号の積を用いて、前記送信アンテナと前記受信アンテナを結ぶ平面に平行な位置座標値を検知し、  前記位置座標値から前記対象物の位置ないし形状を二次元画像として出力する事を特徴とする、
請求項１に記載の物体検知装置。
【請求項４】
前記受信機は受信した前記ＲＦ信号の内、少なくとも二つの周波数の受信信号を選択してその相関行列を計算し、かつ異なる周波数の組み合わせから複数の前記相関行列の計算を行い、
前記複数の相関行列の平均を行い、
前記相関行列の平均から、前記対象物の位置を反映する評価関数を計算し、
前記評価関数から前記対象物の位置を算出する事を特徴とする、
請求項１から３の何れか一項に記載の物体検知装置。
【請求項５】
前記送信機は、所望の可視領域と分解能の比ないし所望の画素数に応じて、送信する周波数の数を選択する事を特徴とする、
請求項１から４の何れか一項に記載の物体検知装置。
【請求項６】
前記受信機は、可変フィルタを備えており、前記可変フィルタにより受信する前記ＲＦ信号の周波数を選択する事を特徴とする、
請求項１から５の何れか一項に記載の物体検知装置。
【請求項７】
前記送信機は、送信制御手段と、デジタル−アナログ変換手段と、バンドパスフィルタと、ミキサと、局発信号源と、電力増幅手段と、アンテナとを備えており、
前記送信制御手段はデジタル信号を前記デジタル−アナログ変換手段に向けて送出し、
前記デジタル−アナログ変換手段は、前記デジタル信号をアナログＩＦ信号に変換し、
前記アナログＩＦ信号は前記バンドパスフィルタを経由して前記ミキサに入力され、
前記局発信号源は局発信号を前記ミキサに入力し、
前記ミキサは前記局発信号により前記アナログＩＦ信号をＲＦ信号に周波数変換して出力し、
前記ミキサから出力されたＲＦ信号は、前記電力増幅手段で増幅された後、前記アンテナから送信される事を特徴とし、
前記受信機は、受信制御手段と、アナログ−デジタル変換手段と、バンドパスフィルタと、ミキサと、局発信号源と、低雑音増幅手段と、を備えており、
前記アンテナないし測定アンテナは、前記ＲＦ信号を受信し、
前記低雑音増幅手段は、前記アンテナないし前記測定アンテナで受信した前記ＲＦ信号を増幅して前記ミキサへ出力し、
前記局発信号源は局発信号を前記ミキサに入力し、
前記ミキサは前記局発信号により前記ＲＦ信号をアナログＩＦ信号に周波数変換して出力し、
前記アナログＩＦ信号は前記バンドパスフィルタを経由して前記アナログ−デジタル変換手段に入力され、
前記アナログ−デジタル変換手段は、前記アナログＩＦ信号を、前記ＲＦ信号の複素振幅を表すデジタル信号に変換して前記受信制御手段に入力し、
前記受信制御手段は、データ処理手段に前記デジタル信号を受け渡し、
前記データ処理手段は、前記デジタル信号に基づいて前記対象物の位置ないし形状を検知する処理を行う事を特徴とする、
請求項１から６の何れか一項に記載の物体検知装置。
【請求項８】
前記受信機と前記送信機に備えられた前記局発信号源は出力する局発信号の周波数を変更できる可変局発信号源であり、
前記受信機に備えられた前記局発信号源と前記送信機に備えられた前記局発信号源が同期して局発信号の周波数を変化させる事で、
前記送信機が送信するＲＦ信号のキャリア周波数と前記受信機が受信できるＲＦ信号のキャリア周波数が同期して等しくなる事を特徴とする、
請求項７に記載の物体検知装置。
【請求項９】
前記送信機および前記受信機が複数備えられ、
少なくとも一つの前記送信機と少なくとも一つの前記受信機が組となり、
同じ組に属する前記送信機と前記受信機は同じＲＦ周波数で動作するように制御され、  異なる組に属する前記送信機ないし前記受信機は異なるＲＦ周波数で動作するように制御される事を特徴とする、
請求項８に記載の物体検知装置。
【請求項１０】
送信アンテナを備えた送信機と受信アンテナを備えた受信機を用いた物体検知方法であって、
前記送信アンテナを用いて対象物に向けて複数の周波数のＲＦ信号を放射し、
前記受信機を用いて前記対象物から反射された複数の周波数の前記ＲＦ信号を受信し、
前記受信機において、受信した前記の各周波数のＲＦ信号に対しそれぞれ位相を調整し、
前記の位相調整により、前記受信機のアンテナ利得の指向性を制御し、かつ前記受信機の前記アンテナ利得の指向性制御により前記受信機に到来するＲＦ信号の強度分布を測定する事で、前記対象物の位置ないし形状を検知する事を特徴とする、
物体検知方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電波を検知対象物に照射し、対象物からの反射ないし放射された電波を検知する事で検知対象物の存在を認識ないし識別するための物体検知装置および物体検知方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
電波（マイクロ波、ミリ波、テラヘルツ波など）は、光と異なり、物体を透過する能力が優れている。電波の透過能力を活用し、衣服下や鞄内の物品の画像化して検査する装置や、衛星ないし航空機から雲を透過して地表を画像化するリモートセンシング技術が実用化されている。【０００３】
電波を用いたイメージング装置（物体検知装置）は、いくつかの方式が提案されている。一つは図１９で概念図を示したアレイアンテナ方式である。アレイアンテナ方式において、測定装置は送信機２１１と受信機２０１で構成される。
送信機２１１は、送信アンテナ２１２を備えている。また、受信機２０１は、受信アンテナ２０２１、２０２２、・・・、２０２Ｎを備えている（Ｎは受信アンテナの数）。
送信機２１１は送信アンテナ２１２からＲＦ（Radio Frequency）信号（電波）２１３を検知対象物２０４１、２０４２、・・・、２０４Ｄ（Ｄは対象物の数）に向けて照射する。ＲＦ信号（電波）２１３は検知対象物２０４１、２０４２、・・・、２０４Ｄにおいて反射され、反射波２０３１、２０３２、・・・、２０３Ｄがそれぞれ発生する。発生した反射波２０３１、２０３２、・・・、２０３Ｄは、受信アンテナ２０２１、２０２２、・・・、２０２Ｎにおいて受信される。受信機２０１は、受信した反射波２０３１、２０３２、・・・、２０３Ｄに基づいて検知対象物２０４１、２０４２、・・・、２０４Ｄから反射されている電波強度を算出する。その電波強度の分布を画像化する事で、検知対象物２０４１、２０４２、・・・、２０４Ｄの像を得る事ができる。【０００４】
なお、アレイアンテナ方式では、図２０で示すように、受信機２０１における受信アンテナ２０２１、２０２２、・・・、２０２Ｎに対し、移相器２０６１、２０６２、・・・、２０６Ｎがそれぞれ備えられている。移相器２０６１、２０６２、・・・、２０６Ｎは、受信アンテナ２０２１、２０２２、・・・、２０２Ｎで受信した到来波２０８１、２０８２、・・・、２０８Ｎに対し位相回転Φ１、Φ２、・・・、ΦＮをそれぞれ加える。位相回転Φ１、Φ２、・・・、ΦＮを加えられた到来波２０８１、２０８２、・・・、２０８Ｎは、加算器２０７で加算される。
なお、移相器２０６１、２０６２、・・・、２０６Ｎと加算器２０７はアナログ回路で実装される事もあれば、デジタル処理で実装される事もある。アレイアンテナ方式では、移相器２０６１、２０６２、・・・、２０６Ｎによる位相回転Φ１、Φ２、・・・、ΦＮの設定により、アレイアンテナの指向性が制御される。受信アンテナ２０２の指向性をｇ（θ）、受信アンテナ２０２ｎで受信した到来波２０８ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）の振幅と位相をそれぞれａｎおよびφｎとした場合、アレイアンテナの指向性Ｅ（θ）は、以下の式（１）のように計算される。【０００５】
【数１】
2017159521.tif 000003
【０００６】
なお、式（１）において、アレイアンテナの指向性Ｅ（θ）から受信アンテナ２０２の指向性ｇ（θ）を除去した指向性成分ＡＦ（θ）をアレイファクターと呼ばれる。アレイファクターＡＦ（θ）が、アレイアンテナを形成した事による指向性の効果を表す。受信アンテナ２０２ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）で受信した信号はｇ（θ）ａｎｅｘｐ（ｊφｎ）であり、移相器２０６ｎの位相回転Φｎを受けた信号ｇ（θ）ａｎｅｘｐ（ｊφｎ）ｅｘｐ（ｊΦｎ）がｎ＝１，２，・・・，Ｎに渡って加算器２０７で加算されて得られた信号が式（１）の指向性Ｅ（θ）として得られる。【０００７】
到来波２０８１、２０８２、・・・、２０８Ｎの入射角をθとした場合、到来波２０８ｎの位相φｎは、−２π・ｎ・ｄ・ｓｉｎθ／λで与えられる（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）。なお、ここで、ｄは受信アンテナ２０２ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）の間隔であり、λは到来波２０８１、２０８２、・・・、２０８Ｎの波長である。式（１）において、振幅ａｎがｎによらず一定とした場合、移相器２０６ｎの位相回転Φｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）と到来波２０８ｎの位相φｎとの関係をΦｎ＝−φｎとなるように設定すると、アレイファクターＡＦ（θ）は角度θの方向において最大となる。すなわち、位相回転Φｎを到来波２０８ｎの位相φｎと逆相となるように設定することで、アレイアンテナの指向性を到来波に合わせることができる。【０００８】
アレイアンテナ方式による電波イメージング装置の例は、特許文献１ないし３において開示されている。【０００９】
特許文献１ないし２で記載されたアレイアンテナ方式では、受信機２０１に内蔵され受信アンテナ２０２１、２０２２、・・・、２０２Ｎと接続された移相器（非図示）により、受信アンテナ２０２１、２０２２、・・・、２０２Ｎで形成される受信アレイアンテナの指向性を制御する。ビーム状に形成された受信アレイアンテナ（２０２１、２０２２、・・・、２０２Ｎ）の指向性を変化させ、検知対象物２０４１、２０４２、・・・、２０４Ｄのそれぞれに受信アレイアンテナ（２０２１、２０２２、・・・、２０２Ｎ）の指向性ビームを向ける事で、検知対象物２０４１、２０４２、・・・、２０４Ｄから反射されている電波強度を算出する。【００１０】
特許文献３では、受信アレイアンテナ（２０２１、２０２２、・・・、２０２Ｎ）の周波数依存性を利用する事で、受信アレイアンテナ（２０２１、２０２２、・・・、２０２Ｎ）の指向性を制御している。検知対象物２０４１、２０４２、・・・、２０４Ｄのそれぞれに受信アレイアンテナ（２０２１、２０２２、・・・、２０２Ｎ）の指向性ビームを向ける事で、検知対象物２０４１、２０４２、・・・、２０４Ｄから反射されている電波強度を算出する点は特許文献１ないし２と共通である。【００１１】
電波を用いたイメージング装置の他の方式として、図２１で概念図を示した合成開口レーダー（Synthetic aperture radar, SAR）方式がある。
合成開口レーダー方式において、測定装置は送信機３１１と受信機３０１で構成される。
送信機３１１は、送信アンテナ３１２を備えている。また、受信機３０１は、受信アンテナ３０２を備えている。
送信機３１１は、送信アンテナ３１２からＲＦ信号（電波）３１３を検知対象物３０４１、３０４２、・・・、３０４Ｄ（Ｄは対象物の数）に向けて照射する。ＲＦ信号（電波）３１３は、検知対象物３０４１、３０４２、・・・、３０４Ｄにおいて反射され、反射波３０３１、３０３２、・・・、３０３Ｄがそれぞれ発生する。この時、受信機３０１は、受信機３０１１、３０１２、・・・、３０１Ｎの位置に移動しながら、受信アンテナ３０２１、３０２２、・・・、３０２Ｎ（の位置）において反射波３０３１、３０３２、・・・、３０３Ｄを受信する。この時、受信アンテナ３０２１、３０２２、・・・、３０２Ｎは、図１９で示したアレイアンテナ方式における受信アンテナ２０２１、２０２２、・・・、２０２Ｎと同じく、Ｎ本のアンテナによる受信アレイアンテナ（仮想アレイアンテナ）を形成する。したがって、図１９で示したアレイアンテナ方式と同じく、図２１で示した合成開口レーダー方式においても、受信機３０１は、受信した反射波３０３１、３０３２、・・・、３０３Ｄに基づいて検知対象物３０４１、３０４２、・・・、３０４Ｄから反射されている電波強度を算出し、その電波強度の分布を画像化する事で、検知対象物３０４１、３０４２、・・・、３０４Ｄの像を得る事ができる。
合成開口レーダー方式による電波イメージング装置の例は、特許文献４ないし６において開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１２】
【特許文献１】特表２０１３−５２８７８８号公報
【特許文献２】特開２０１５−０１４６１１号公報
【特許文献３】特許第５０８０７９５号公報
【特許文献４】特許第４６５３９１０号公報
【特許文献５】特表２０１１−５１３７２１号公報
【特許文献６】特開２０１５−０３６６８２号公報
【非特許文献】
【００１３】
【非特許文献１】菊間信良、“アレーアンテナの基礎”、MWE2010 Digest,(2010)
【非特許文献２】B. R. Slattery,”Use of Mills cross receiving arrays in radar systems,” PROC.IEE,Vol.113,No.11,NOVEMBER 1966, pp.1712-1722.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
まず、図１９もしくは特許文献１ないし３に記載されたアレイアンテナ方式の問題点について議論する。アレイアンテナ方式の問題点は、必要となる受信アンテナ２０２１、２０２２、・・・、２０２Ｎとそれに付随する受信機の数Ｎが大きくなり、結果として装置のコスト、サイズや重量も大きくなる点である。【００１５】
上記の点について具体的に説明する。アレイアンテナ方式の場合、受信アンテナ２０２１、２０２２、・・・、２０２Ｎの各アンテナの間隔は、受信機２０１において受信される反射波２０３１、２０３２、・・・、２０３Ｄの波長λの半分以下で無ければならない。上記の条件を満たせない場合、生成した画像において、検知対象物２０４１、２０４２、・・・、２０４Ｄが存在しない位置に虚像が発生するという問題が生じる。反射波２０３１、２０３２、・・・、２０３Ｄがミリ波である場合、波長は数ｍｍ程度である。【００１６】
また、画像の分解能は受信アレイアンテナ（２０２１、２０２２、・・・、２０２Ｎ）の指向性ビーム幅Δθで決まる。受信アレイアンテナ（２０２１、２０２２、・・・、２０２Ｎ）の指向性ビームの幅Δθは、Δθ〜λ／Ｄにて与えられる。ここで、Ｄは受信アレイアンテナ（２０２１、２０２２、・・・、２０２Ｎ）の開口サイズであり、両端に存在する受信アンテナ２０２１と２０２Ｎの間の距離に対応する。衣服下や鞄内の物品の画像化において実用的な分解能を得るには、受信アレイアンテナ（２０２１、２０２２、・・・、２０２Ｎ）の開口サイズＤを数十ｃｍから数ｍ程度取る必要がある。【００１７】
上記の条件、すなわち受信アンテナ２０２１、２０２２、・・・、２０２Ｎの各アンテナの間隔は波長λの半分以下（数ｍｍ以下）で無ければならないという事、両端に存在する受信アンテナ２０２１と２０２Ｎの間の距離が少なくとも数十ｃｍ程度必要であるという事の２点から、必要な一列あたりのアンテナの数Ｎは数百個程度となる。また、実際の電波イメージング装置は２次元画像を取る必要から、図２２で示すように縦方向と横方向にそれぞれＮ個の受信アンテナ９２０２を敷き詰める必要があり、全体で必要なアンテナの数はＮ２個となる。したがって全体で必要なアンテナおよびそれに付随する受信機の数は数万個程度となる。このように大量のアンテナと受信機が必要となるため、コストは非常に高いものになる。また、数十ｃｍないし数ｍ四方の領域にアンテナが敷き詰められるので、装置のサイズや重量は非常に大きなものとなる。【００１８】
もしくは、２次元画像を得る手法として非特許文献２並びに図２３に記載のＭｉｌｌｓ  ｃｒｏｓｓ法が知られている。これは、縦方向および横方向に配置した２つの１次元のアレイアンテナ９２０１を用い、乗算器２２１で２つのアレイアンテナ９２０１の信号の積を生成する事で、２次元画像を得るというものである。ただしこの場合でも、必要なアンテナ９２０２の数は２Ｎ個であり、やはり数百個程度のアンテナ９２０２が必要となる。したがってコストおよび装置サイズと重量の問題は解決していない。【００１９】
次に、図２１もしくは特許文献４ないし６に記載された合成開口レーダー方式の問題点について議論する。合成開口レーダー方式の問題点は、装置を機械的に動かす必要があり、そのために走査時間の短縮が難しいという事である。この事は、物品ないし人を電波イメージング装置で検査する時に、時間あたりに検査できる対象物の数が限られるという問題につながる。また、特許文献６に記載の電波イメージング装置のように、受信機を動かすための機械的な機構が必要となり、この事は装置のサイズや重量の増大につながる。【００２０】
上記で議論したように、一般的な電波イメージング装置では、装置のコスト、サイズ、重量が非常に大きなものになる。このため、実際に使用できる用途や機会は、限定されたものになるという問題がある。また、対象物を検査する速度も限られたものになるという問題がある。本発明は、これらの課題を解決するための技術を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
本発明の一態様は、送信アンテナを備えた送信機と受信アンテナを備えた受信機から構成された物体検知装置であって、前記送信アンテナから対象物に向けて複数の周波数の電波を放射し、前記受信機は前記対象物から反射された複数の周波数の前記電波を受信し、前記受信機は、受信した前記の各周波数の電波に対しそれぞれ位相を調整する機能を備え、前記の位相調整機能によって、前記受信機はアンテナ利得の指向性を制御し、かつ前記受信機は前記アンテナ利得の指向性制御により前記受信機に到来する電波の強度分布を測定する事で、前記対象物の位置ないし形状を検知する事を特徴とする物体検知装置である。【００２２】
また、本発明の一態様は、送信アンテナを備えた送信機と受信アンテナを備えた受信機を用いた物体検知方法であって、前記送信アンテナを用いて対象物に向けて複数の周波数の電波を放射し、前記受信機を用いて前記対象物から反射された複数の周波数の前記電波を受信し、前記受信機において、受信した前記の各周波数の電波に対しそれぞれ位相を調整し、前記の位相調整により、前記受信機のアンテナ利得の指向性を制御し、かつ前記受信機の前記アンテナ利得の指向性制御により前記受信機に到来する電波の強度分布を測定する事で、前記対象物の位置ないし形状を検知する事を特徴とする物体検知方法である。
【発明の効果】
【００２３】
本発明による物体検知装置および物体検知方法によれば、受信機における実際のアンテナの数を増やす代わりに、受信する電波（ＲＦ信号）の周波数の数を増やす事で仮想的なアンテナを増やす事ができる。その結果、本発明ではアンテナ本数を一般的なアレイアンテナ方式と比べて大幅に削減できる。
合成開口レーダー方式と本発明を比較した場合、合成開口レーダー方式は受信機を機械的に動かす必要があり、これが物体の検知ないし検査のための時間が長くなるという問題があった。一方、本発明では、受信機の位置ではなく受信周波数を電子的に走査すればよいので、合成開口レーダー方式に比べて物体の検知ないし検査のための時間を短縮できる。
すなわち、本発明による物体検知装置ないし物体検知方法においては、一般的なアレイアンテナ方式よりも必要なアンテナおよびそれに付随する受信機の数を削減する事ができるので、装置のコスト、サイズ、重量を削減できるという効果を奏する。また、上記の物体検知装置ないし物体検知方法においては、一般的な合成開口レーダー方式と異なり、装置を機械的に動かす必要がないため、物体検知ないし検査の時間を短縮できるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】本発明による第一の実施の形態における物体検知装置の構成を示した構成図である。
【図２】本発明による第一の実施の形態における物体検知装置ないし物体検知方法の構成および原理を示す図である。
【図３】本発明による第一の実施の形態における物体検知装置のアンテナ利得の指向性の例を示す特性図である。
【図４】本発明による第一の実施の形態における物体検知装置ないし物体検知方法の構成および原理を示す図である。
【図５】本発明による第一の実施の形態における物体検知装置の構成の一例を示すブロック図である。
【図６】本発明による第一の実施の形態における物体検知装置の構成の一例を示すブロック図である。
【図７】本発明による第二の実施の形態における物体検知装置ないし物体検知方法の構成および原理を示す図である。
【図８】本発明による第二および第三の実施の形態における物体検知装置ないし物体検知方法の原理（サブアレイの概念）を示す図である。
【図９】本発明の第二の実施の形態における物体検知方法を示すフローチャートである。
【図１０】本発明による第三の実施の形態における物体検知装置の構成を示す構成図である。
【図１１】本発明による第三の実施の形態における物体検知装置ないし物体検知方法の構成および原理を示す図である。
【図１２】本発明による第三の実施の形態における物体検知装置ないし物体検知方法の構成および原理を示す図である。
【図１３】本発明の第三の実施の形態における物体検知方法を示すフローチャートである。
【図１４】本発明の第三の実施の形態における物体検知装置ないし物体検知方法で得られた２次元画像の一例である。
【図１５】本発明の第四の実施の形態の構成を示す構成図である。
【図１６】本発明の第四の実施の形態の構成を示す構成図である。
【図１７】本発明の第四の実施の形態における物体検知装置のＲＦ周波数の制御の一例を示す図である。
【図１８】本発明の第四の実施の形態における物体検知装置のＲＦ周波数の制御の一例を示す図である。
【図１９】一般技術におけるアレイアンテナ方式の概念を示した概念図である。
【図２０】一般技術におけるアレイアンテナ方式の構成を示した構成図である。
【図２１】一般技術における合成開口レーダー方式の概念を示した概念図である。
【図２２】一般技術におけるアレイアンテナ方式の構成を示した構成図である。
【図２３】一般技術におけるアレイアンテナ方式の構成を示した構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
以下、本発明による送信装置および送信方法の好適な実施形態について添付図を参照して説明する。なお、以降に示す各図面において、同一または相当部分の部位については、同一符号を付して示すこととし、その説明は繰り返さないことにする。
【００２６】
（本発明の概要）
本発明の実施形態の説明に先立って、本発明の概要をまず説明する。
本発明は、複数のＲＦ周波数の電波を検知対象物に照射し、対象物からの反射ないし放射される電波を検知する事で検知対象物の画像を生成する物体検知装置および物体検知方法であって、一般的な構成よりも必要なアンテナおよび受信部の数を減らし、かつ移動させる必要も無く高速な走査による画像生成を実現する事を主要な特徴とする。
すなわち、本発明における物体検知装置は、送信アンテナを備えた送信機と受信アンテナを備えた受信機から構成された物体検知装置であって、前記送信アンテナから対象物に向けて複数の周波数の電波を放射し、前記受信機は前記対象物から反射された複数の周波数の前記電波を受信し、前記受信機は、受信した前記の各周波数の電波に対しそれぞれ位相を調整する機能を備え、前記の位相調整機能によって、前記受信機はアンテナ利得の指向性を制御し、かつ前記受信機は前記アンテナ利得の指向性制御により前記受信機に到来する電波の強度分布を測定する事で、前記対象物の位置ないし形状を検知する事を特徴とする。
すなわち、上記の物体検知装置ないし物体検知方法においては、一般的なアレイアンテナ方式よりも必要なアンテナおよびそれに付随する受信機の数を削減する事ができるので、装置のコスト、サイズ、重量を削減できるという効果を奏する。また、上記の物体検知装置ないし物体検知方法においては、一般的な合成開口レーダー方式と異なり、装置を機械的に動かす必要がないため、物体検知ないし検査の時間を短縮できるという効果を奏する。
【００２７】
（第一の実施の形態）
図１は、本発明による第一の実施の形態における構成を示す構成図である。図１で示すように、本発明の第一の実施の形態は、送信機１０９１と受信機１０９２とで構成されている。送信機１０９１は、送信アンテナ１００３を備えている。受信機１０９２は、受信アンテナ１００４を備えている。図１において受信機１０９２は一つ図示されているが、受信機１０９２は複数備えられていても良く、また受信アンテナ１００４も複数備えられていてもよい。
【００２８】
第一の実施の形態では、送信機１０９１は、送信アンテナ１００３から、複数（Ｍ個）のＲＦ周波数（キャリア周波数ｆ１，ｆ２，・・・，ｆＭ）の電波１０１０を対象物１００１に対して照射する。本実施形態において、送信する電波１０１０のＲＦ周波数を時間に応じて切り替える事で、複数のＲＦ周波数の電波１０１０を送信してもよい。もしくは、複数のＲＦ周波数の電波１０１０を同時に送信してもよい。送信した電波１０１０は対象物１００１において反射され、その結果生じる反射波１００７が受信機１０９２において受信される。
【００２９】
第一の実施の形態の動作原理は、図２によって説明される。すなわち本実施形態では、キャリア周波数ｆ１，ｆ２，・・・，ｆＭにおける測定を、それぞれ仮想的な送信アンテナ１００３（ｆ１）、１００３（ｆ２）、・・・、１００３（ｆＭ）および仮想的な受信アンテナ１００４（ｆ１）、１００４（ｆ２）、・・・、１００４（ｆＭ）で行うものと解釈する。そして、仮想的な受信アンテナ１００４（ｆ１）、１００４（ｆ２）、・・・、１００４（ｆＭ）で受信した反射波１００７（乃至その複素振幅）は、移相器１０３１（ｆ１）、１０３１（ｆ２）、・・・、１０３１（ｆＭ）において位相回転Φ１、Φ２、・・・、ΦＭを受けた後、加算器１０３２でおいて加算される。なお本実施形態において、移相器１０３１（ｆ１）、１０３１（ｆ２）、・・・、１０３１（ｆＭ）による位相回転と加算器１０３２による加算は、デジタル処理による実装が想定されている。
【００３０】
上記のように、本実施形態の原理は、キャリア周波数ｆ１，ｆ２，・・・，ｆＭにおける測定データにより、仮想的なアレイアンテナを構築するものと見なせる。図２０で示した一般的なアレイアンテナと同じく、図２で示した仮想アレイにおいてもアレイファクターＡＦ（ｘｄ）を計算できる。ここで、ｘ軸とｚ軸による位置座標を用い、送信機１０９１の位置を（０，０）、受信機１０９２の位置を（ｘｒ，０）、対象物１００１の位置を（ｘｄ，ｚ）とする。仮想的な受信アンテナ１００４（ｆｍ）（ｍ＝１，２，・・・，Ｍ）で受信した反射波１００７（ｆｍ）の振幅と位相をそれぞれａｍおよびφｍとした場合、本実施形態の仮想アレイにおけるアレイファクターＡＦ（ｘｄ）は以下の式（２）のように計算される。
【００３１】
【数２】
2017159521.tif 000004
【００３２】
また、反射波１００７（ｆｍ）の位相φｍ（ｍ＝１，２，・・・，Ｍ）は以下の式（３）で与えられる。
【００３３】
【数３】
2017159521.tif 000005
【００３４】
ここで、Δｆは測定に用いるキャリア周波数ｆ１，ｆ２，・・・，ｆＭの間隔であり、Ｌｔ（ｘｄ）は送信機１０９１と対象物１００１の距離、Ｌｒ（ｘｄ）は受信機１０９２と対象物１００１の距離である。ｃは光速である。式（３）において、振幅ａｍがｍによらず一定とした場合、移相器１０３１（ｆｍ）の位相回転Φｍ（ｍ＝１，２，・・・，Ｍ）と反射波１００７（ｆｍ）の位相φｍとの関係がΦｍ＝−φｍとなるように設定すると、アレイファクターＡＦ（ｘｄ）は対象物１００１（位置ｘｄ）の方向において最大となる。これらの手順は、仮想アレイの指向性を反射波の方向に合わせることに対応する。
【００３５】
図３は、式（２）および（３）によって本実施形態の仮想アレイのアレイファクターＡＦ（ｘｄ）を計算した結果を示している。図３では、対象物１００１の位置（ｘｄ，ｚ）に対し、仮想アレイのビーム中心がｘｄ＝８０ｃｍ，１００ｃｍ，１２０ｃｍの方向に向くように、移相器１０３１（ｆｍ）の位相回転Φｍ（ｍ＝１，２，・・・，Ｍ）を設定した場合の、仮想アレイのアレイファクター（すなわちビームパターン）を示している。計算に当たって、周波数間隔Δｆ＝２５０ＭＨｚ，周波数の数Ｍ＝２１，対象物のｚ軸座標位置ｚ＝１００ｃｍ，送信機と受信機の距離ｘｒ＝１００ｃｍとしている。図３で示すように、本実施形態の仮想アレイにおいても、移相器１０３１（ｆｍ）の位相回転Φｍ（ｍ＝１，２，・・・，Ｍ）で仮想アレイの指向性（ビームパターン）の制御が可能である。
式（２）および（３）で与えられるアレイファクターＡＦ（ｘｄ）から、ビームパターンのビーム幅を計算する事ができる。ビーム幅は、到来方向推定ないしイメージング（画像）の分解能を決定する要素である。本実施形態におけるビーム幅Δｘは以下の式で与えられる。
【００３６】
【数４】
2017159521.tif 000006
【００３７】
式（４）において、ＢＷは用いる帯域幅（周波数間隔Δｆと周波数の数Ｍに対しＢＷ＝Δｆ×（Ｍ−１））であり、ｈ（ｘｒ，ｘｄ，ｚ）は位置変数（ｘｒ，ｘｄ，ｚ）の関数である。なおｘｒ＝ｘｄの場合、ｈ（ｘｒ，ｘｄ，ｚ）は［１＋（ｚ／ｘｒ）２］１／２で与えられる。式（４）が示すように、本実施形態の仮想アレイでは帯域幅ＢＷを広げるほどビーム幅Δｘが縮まり、より高分解能の性能が得られる。
一般的なアレイアンテナと同じく、本実施形態の仮想アレイでもグレーティングローブによる虚像が発生し得る。以下の位相量φ（ｘａ）を定義する。
【００３８】
【数５】
2017159521.tif 000007
【００３９】
式（５）における位相量φ（ｘａ）は、図４において、虚像１０３３（位置ｘａ）を経由して送信機１０９１から受信機１０９２に至るまでのキャリア周波数ｆｍ＋１の電波の位相シフトと、対象物１００１（位置ｘｄ）を経由して送信機１０９１から受信機１０９２に至るまでのキャリア周波数ｆｍの電波の位相シフトの差分に対応する。位置ｘａにおいてφ（ｘａ）が２πの整数倍となる場合、位置ｘａと対象物の位置ｘｄで同じアレイファクターが得られる。すなわち、位置ｘａに実際に対象物が存在しない場合でも、位置ｘａにおいて対象物１００１の像（すなわち虚像１０３３）が発生する事となる。そのため、｜φ（ｘ）｜＜πを満たす領域、すなわち以下の条件式（６）を満たす位置ｘの範囲が、虚像の発生しない領域（可視領域）として用いる事ができる。
【００４０】
【数６】
2017159521.tif 000008
【００４１】
式（６）から、周波数間隔Δｆを小さくするほど、可視領域が広がる事が分かる。可視領域の大きさ（長さ）は概ね周波数間隔Δｆに反比例する。
本実施形態の仮想アレイを用いて反射波の到来方向を推定し、その結果からイメージング処理（画像生成）を行う場合、一方向あたりの画素数は可視領域と分解能の比で与えられる。式（４）と式（６）が示す結果から、一方向あたりの画素数＝可視領域／分解能∝ＢＷ／Δｆ＝Ｍという関係が得られる（ＢＷは帯域幅、Δｆは周波数間隔、Ｍは周波数の数）。すなわち、本実施形態では、必要な画素数に応じて周波数の数Ｍを設定すれば良い事となる。
【００４２】
図５は、本発明による第一の実施の形態における物体検知装置の構成を示すブロック図である。図５で示した物体検知装置の構成において、物体検知装置は、送信機１０９１、受信機１０９２、出力装置１１０５、データ処理部１１０６で構成されている。図５では、送信機１０９１は送信する電波１０１０のＲＦ周波数を時間に応じて切り替える動作を行う場合について説明する。
【００４３】
図５で示すように、送信機１０９１は、送信アンテナ１００３を備えている。さらに送信機１０９１は、電力増幅器１０７１と、ミキサ１０７２と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１０７３と、デジタル−アナログ変換器１０７４と、周波数可変機能を持つ発振器１１０３と、送信制御部１１０４とを備えている。
【００４４】
図５で示した送信機１０９１において、送信制御部１１０４は、送信アンテナ１００３が送出するＲＦ信号の複素振幅の情報を持つデジタル信号をデジタル−アナログ変換器１０７４に出力する。デジタル−アナログ変換器１０７４は入力されたデジタル信号をアナログ信号（中間周波数信号／ＩＦ信号）に変換して、バンドパスフィルタ１０７３へと出力する。バンドパスフィルタ１０７３に入力されたアナログＩＦ信号は、ミキサ１０７２へと出力される。また、周波数可変機能を持つ発振器１１０３は、ミキサ１０７２に向けて局所発振信号（ＬＯ信号）を出力する。ミキサ１０７２は、ミキサ１０７２に入力されたアナログＩＦ信号とＬＯ信号から、ＲＦ信号を生成し、電力増幅器１０７１へと出力する。電力増幅器１０７１は、入力されたＲＦ信号を増幅し、送信アンテナ１００３へと出力する。送信アンテナ１００３は入力されたＲＦ信号を、電波１０１０として送出する。
【００４５】
図５に示した送信機１０９１において、電波１０１０のＲＦ周波数を時間に応じて切り替える方法は、周波数可変機能を持つ発振器１１０３が出力するＬＯ信号の周波数を変える事で実現される。送信アンテナ１００３から出力される電波１０１０のキャリア周波数も変更される。既に述べたとおり、本実施形態において、送信アンテナ１００３が出力する電波１０１０のキャリア周波数は、複数の値が使用される。
【００４６】
図５で示すように、受信機１０９２は、受信アンテナ１００４を備えている。さらに受信機１０９２は、低雑音増幅器１０４１と、ミキサ１０４２と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１０４３と、アナログ−デジタル変換器１０４４と、周波数可変機能を持つ発振器１１０１と、受信制御部１１０２とを備えている。
【００４７】
図１ないし図２で説明したとおり、受信機１０９２に備えられた受信アンテナ１００４は、対象物１００１から反射された電波（反射波）１００７を受信する。受信アンテナ１００４で受信された反射波１００７は、低雑音増幅器１０４１で増幅された後、ミキサ１０４２に向けて出力される。受信機１０９２は、周波数可変機能を持つ発振器１１０１を備えており、発振器１１０１はミキサ１０４２に向けて局所発振信号（ＬＯ信号）を出力する。ミキサ１０４２は、ミキサ１０４２に入力されたＬＯ信号とＲＦ信号から、中間周波数信号（ＩＦ信号）を生成し、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１０４３に向けて出力する。ＩＦ信号はバンドパスフィルタ１０４３を経由して、アナログ−デジタル変換器１０４４によりデジタル信号に変換されて、受信制御部１１０２へ入力される。このデジタル信号から、反射波１００７の複素振幅が得られる。
【００４８】
受信アンテナ１００４で受信された反射波１００７の複素振幅は、上記の処理により受信制御部１１０２において取得された後、データ処理部１１０６へと送られる。また、送信アンテナ１００３で送信した電波１０１０の複素振幅は、送信制御部１１０４からデータ処理部１１０６へと送られる。データ処理部１１０６は、受信電波である反射波１００７の複素振幅および送信されたＲＦ信号である電波１０１０の複素振幅から、反射波１００７の到来方向推定ないし対象物１００１のイメージング処理（画像生成）を行う。データ処理部１１０６のデータ処理結果（すなわち到来方向推定ないし画像生成の結果）は、出力装置１１０５に出力される。
【００４９】
送信機１０９１の送信アンテナ１００３から送出される電波１０１０と、受信機１０９２の受信アンテナ１００４で受信される反射波１００７のキャリア周波数は同一である。
【００５０】
送信機１０９１が送信する電波１０１０のＲＦ周波数を時間に応じて切り替える動作を行う場合について説明する。送信機１０９１から送出される電波１０１０のキャリア周波数は複数の値を取るため、同様に受信機１０９２で受信される反射波１００７も同様に複数の値を取る。本実施形態では、受信機１０９２内の発振器１１０１から出力されるＬＯ信号の周波数を変更する事で、反射波１００７のキャリア周波数が変化した場合でも、反射波１００７の複素振幅を受信制御部１１０２が取得できるようにしている。
【００５１】
次に、図６において、送信機１０９１が複数のＲＦ周波数の電波１０１０を同時に送信する場合における物体検知装置の構成を示すブロック図を示す。図６で示した物体検知装置の構成は、図５で示した物体検知装置の構成とほぼ共通である。以下では、図５で示した構成に対する図６の構成の差分について説明する。
【００５２】
図６に示した送信機１０９１において、複数のＲＦ周波数の電波１０１０を同時に送信する方法は、広帯域の変調信号を送信制御部１１０４からデジタル−アナログ変換器１０７４に出力する事で実現される。この時、バンドパスフィルタ１０７３は、広帯域の変調信号を通過させるだけの帯域幅を持つ事が望ましい。また図６で示した構成において、発振器１１０３が周波数可変機能を持つ必要は必ずしも無い。
【００５３】
次に、図６で示した受信機１０９２においては、受信アンテナ１００４と低雑音増幅器１０４１の間に、可変バンドパスフィルタ１０４５が追加される。可変バンドパスフィルタ１０４５の通過周波数は、受信制御部１１０２により制御される。可変バンドパスフィルタ１０４５は、受信アンテナ１００４で受信した反射波１００７に対し、通過させる周波数を選択する。そして、選択する周波数を時間に応じて切り替える事で、受信機１０９２は複数のＲＦ周波数における反射波１００７を受信する事ができる。
【００５４】
図５および図６で示した例では、送信機１０９１と受信機１０９２はそれぞれ一つずつ示されているが、送信機１０９１と受信機１０９２は複数備えられていても良い。また、データ処理部１１０６ないし出力装置１１０５は送信機１０９１もしくは受信機１０９２に内蔵されていても良い。また、図１ないし図２で示した実施の形態において、データ処理部１１０６を通じて送信機１０９１と受信機１０９２との間の同期を取ってもよい。
【００５５】
本実施形態において、図２で示した所の移相器１０３１（ｆ１）、１０３１（ｆ２）、・・・、１０３１（ｆＭ）による位相回転と加算器１０３２による加算はデジタル処理による実装が想定されており、前記デジタル処理はデータ処理部１１０６において実施される。
第一の実施の形態で示した物体検知装置は、第二の実施の形態で示すように対象物１００１の位置（特に１次元の方向）を推定する事、もしくは第三の実施の形態で示すように対象物１００１の配置状況や形状を２次元画像で表示する事に用いる事ができる。これらの処理もまたデータ処理部１１０６において実施される。
【００５６】
（第二の実施の形態）
第二の実施の形態では、第一の実施の形態で示した物体検知装置を用いて、対象物１００１の位置（特に一次元の方向）を推定する方法を示す。
図７に、第二の実施の形態の動作を示すためのモデル図を示す。図７で示したモデル図では、一本の送信アンテナ１００３と、Ｎ本の受信アンテナ１００４１、・・・、１００４ｎ、・・・、１００４Ｎが想定されている。送信アンテナ１００３と受信アンテナ１００４はｘ軸上（ｚ＝０）に設置する。送信アンテナ１００３の位置は（ｘ，ｚ）座標で（ｄ０，０）とする。またＮ本の受信アンテナ１００４の位置をそれぞれ（ｄｘ１，０），（ｄｘ２，０），・・・，（ｄｘＮ，０）とする。なお１方向あたりの受信アンテナの数Ｎは最小の１でも動作は可能である。理論に一般性を持たせるため、ここではＮ本の受信アンテナの場合を扱う。また、対象物１００１はｚ＝ｚ０の軸上においてＤ個の位置（ｘ１，ｚ０），（ｘ２，ｚ０），・・・，（ｘＤ，ｚ０）に設置されるものとする。簡単のため、送信アンテナ１００３と受信アンテナ１００４および対象物１００１の位置関係は上記の位置に固定されているものとする。
【００５７】
送信アンテナ１００３からＭ個のキャリア周波数ｆ１，ｆ２，・・・，ｆＭのＲＦ信号を送信する。送信機１０９１（送信アンテナ１００３）はキャリア周波数によらずＣＷ信号を送出する。すなわち電波１０１０の複素振幅はキャリア周波数によらない一定値（複素数）ｓ０とする。受信アンテナ１００４は、対象物１００１からの反射波１００７を受信する。反射波１００７のキャリア周波数は、電波１０１０と同じくＭ個のキャリア周波数ｆ１，ｆ２，・・・，ｆＭを持つ。送信機１０９１で周波数スイープを行うか、（送信機１０９１が広帯域の信号を送信する状態で）受信機１０９２でキャリア周波数毎に信号を分離する事で、受信機１０９２はキャリア周波数毎の信号を得られるものとする。
【００５８】
ｄ番目（ｄ＝１，２，・・・，Ｄ）の対象物１００１ｄから反射され、ｎ番目の受信アンテナ１００４ｎで受信されたキャリア周波数ｆｍ（ｍ＝１，２，・・・，Ｍ）の反射波１００７の複素振幅をｓｘｎ（ｘｄ，ｆｍ）とする（添字のｘｎは、ｘ軸方向に配置されたｎ番目の受信アンテナ１００４ｎで受信した信号という意味である）。受信アンテナ１００４ｎで実際に測定される信号は、それぞれ全ての対象物１００１ｄ（ｄ＝１，２，・・・，Ｄ）からの反射波１００７の合成であり、個別対象からの反射波１００７の複素振幅ｓｘｎ（ｘｄ，ｆｍ）は未知数である。受信アンテナ１００４ｎで実際に測定される信号の複素振幅をｓｘｎ’（ｆｍ，ｔ）とすると、ｓｘｎ’（ｆｍ，ｔ）とｓｘｎ（ｘｄ，ｆｍ）との間に以下の関係がある。
【００５９】
【数７】
2017159521.tif 000009
【００６０】
式（７）において、ｎｘｎ（ｆｍ，ｔ）はｎ番目の受信アンテナ１００４ｎに接続された受信機が持つノイズである。
【００６１】
次に、各対象物１００１ｄ（ｄ＝１，２，・・・，Ｄ）から反射され、ｎ番目の受信アンテナ１００４ｎで受信された反射波１００７の複素振幅ｓｘｎ（ｘｄ，ｆｍ）について、詳細解析する。送信アンテナ１００３と対象物１００１ｄまでの距離Ｌ０（ｘｄ）と、ｎ番目の受信アンテナ１００４ｎと対象物１００１ｄまでの距離Ｌｘｎ（ｘｄ）は、以下の式（８）と（９）で与えられる。
【００６２】
【数８】
2017159521.tif 000010
【００６３】
【数９】
2017159521.tif 000011
【００６４】
送信アンテナ１００３から送出される電波１０１０の複素振幅ｓ０と、ｎ番目の受信アンテナ１００４ｎで受信されたキャリア周波数ｆｍの反射波１００７の複素振幅ｓｘｎ（ｘｄ，ｆｍ）との間には、以下の関係がある。
【００６５】
【数１０】
2017159521.tif 000012
【００６６】
式（１０）において、σ（ｘｄ）は対象物１００１ｄの反射率を表す未知数である。式（１０）右辺内の指数項は、対象物１００１ｄ経由で送信アンテナ１００３から受信アンテナ１００４ｎに至るまでの経路で生じる電波の位相シフトを表している。
式（１０）を式（７）に代入する事で、以下の式が得られる。
【００６７】
【数１１】
2017159521.tif 000013
【００６８】
解析にあたり、いくつかの信号を以下に定義していく。式（１１）左辺の信号ｓｘｎ’（ｆｍ，ｔ）（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ，ｍ＝１，２，・・・，Ｍ）を用いて、以下の測定信号ベクトルｓｘ（ｔ）を定義する。
【００６９】
【数１２】
2017159521.tif 000014
【００７０】
添字［］Ｔはベクトルないし行列の転置を表す。次に、式（１１）右辺内に含まれる指数項を用いて、以下の方向行列Ａを定義する。
【００７１】
【数１３】
2017159521.tif 000015
【００７２】
式（１３）において、行列ＡのサイズはＭＮ×Ｄ、行列ＡｎのサイズはＭ×Ｄ、ベクトルａｎ（ｘｄ）のサイズはＭ×１となる。なお本明細書では行列のサイズを縦×横の要素数で表記する。
また、式（１１）右辺内の変数ｓ０とσ（ｘｄ）を用いて、以下の所望信号ベクトルｓを定義する。
【００７３】
【数１４】
2017159521.tif 000016
【００７４】
なお、本方式では、受信アンテナ１００４による測定で所望信号ベクトルｓのｘｄ依存性（すなわちσ（ｘｄ））を反映した評価関数を決定する事が目的となる。所望信号ベクトルｓのｘｄ依存性から、対象物１００１の分布ないし形状を検知する。
式（１１）の関係は、測定信号ベクトルｓｘ（ｔ）、方向行列Ａ、所望信号ベクトルｓを用いて、以下の式（１５）のように表現できる。
【００７５】
【数１５】
2017159521.tif 000017
【００７６】
ここでｎ（ｔ）はノイズｎｘｎ（ｆｍ，ｔ）を要素とするＭＮ×１次のベクトルである。
【００７７】
本実施形態においては、式（１２）で定義された測定信号ベクトルｓｘ（ｔ）を受信アンテナ１００４で測定する。次に、測定で得た測定信号ベクトルｓｘ（ｔ）を用いて、以下の相関行列Ｒｘを計算する。
【００７８】
【数１６】
2017159521.tif 000018
【００７９】
ここでＥ［ｕ（ｔ）］は信号ｕ（ｔ）の時間平均を表す。各キャリア周波数の信号を期間Ｔで取得した場合は、Ｅ［ｕ（ｔ）］はその期間Ｔでの時間平均となる。周波数スイープを行い各キャリア周波数の信号を異なるタイミングで取得した場合は、遅延補正を行い全ての信号データの定義域をｔ＝０〜Ｔに揃えてから相関行列の計算を行う。遅延補正を行うため、送信機１０９１と受信機１０９２は同期した状態で測定を行う必要がある。
式（１６）の相関行列Ｒｘの定義に式（１５）を代入する事で、以下の式（１７）のように相関行列Ｒｘと方向行列Ａの関係が導かれる。
【００８０】
【数１７】
2017159521.tif 000019
【００８１】
式（１７）において、ＰＮはノイズ電力、ＩはＭＮ×ＭＮ次の単位行列である。添字Ｈは複素共役転置を表す。相関行列Ｒｘ、行列Ａ、行列ＳのサイズはそれぞれＭＮ×ＭＮ次、ＭＮ×Ｄ次、Ｄ×Ｄ次となる。
非特許文献１に記載されているように、式（１５）と式（１７）が成立する系に対しＭＵＳＩＣ（Multiple Signal Classification）法を適用する事で、所望信号ベクトルｓの強度のｘ依存性（すなわちσ（ｘ））を反映した評価関数ＰＭＵ（ｘ）を計算できる事が知られている。ただしＭＵＳＩＣ法の適用条件として、式（１７）内の行列ＡとＳがフルランクである事が要求される。フルランクとは、行列の階数が行列のサイズ（行数ないし列数の内少ない方）と一致する事であり、行列内の全ての行ベクトルないし列ベクトルが全て線形独立である事と定義される。
方向行列Ａは、各列ベクトルが異なる位置ｘｄの関数であるので、各列ベクトルは独立でありフルランクとなる。行列Ｓの要素を見ると、σ（ｘｉ）＝σ（ｘｊ）（ｉ≠ｊ）の場合、行列Ｓの第ｉ行と第ｊ行の行ベクトルが同じ値となり線形従属となるため、階数が一つ下がりフルランクでは無くなる。式（１７）は連立方程式と見なせるが、行列Ｓの階数が減る事は独立な方程式の数が減る事と等価であり、所望の未知数σ（ｘｄ）（ｄ＝１，２，・・・，Ｄ）の情報を得る事が困難になる。
【００８２】
以下では、サブアレイの概念を用いて行列Ｓをフルランクに戻す手法を示す。本発明の第一の実施の形態で示したとおり、本実施形態は一つの周波数を一つのアンテナに見立てた仮想アレイである。本実施形態では、図８で示すように、周波数を変えて測定した全てのデータを全体アレイ、周波数毎のデータをグループに分けてまとめたものをサブアレイと見なす。全体アレイはＭ０個の周波数の測定データ、サブアレイはＭ個（Ｍ０＞Ｍ）の周波数の測定データで構成する。サブアレイの数をＱとすると、Ｑ＝Ｍ０−Ｍ＋１の関係がある。
サブアレイｑ（ｑ＝１，２，・・・，Ｑ）の測定信号ベクトルｓｘｑ（ｔ）を以下のように定義する。
【００８３】
【数１８】
2017159521.tif 000020
【００８４】
この時、式（１８）のサブアレイｑの測定信号ベクトルｓｘｑ（ｔ）は、式（１３）の方向行列Ａと式（１４）の所望信号ベクトルｓとの間に、以下の式（１９）で与えられる関係がある。
【００８５】
【数１９】
2017159521.tif 000021
【００８６】
ここで、ＲＦ信号のキャリア周波数ｆ１，ｆ２，・・・，ｆＭは等間隔であり、その周波数間隔をΔｆとしている。すなわち、ｆｍ＝ｆ１＋（ｍ−１）Δｆ，（ｍ＝１，２，・・・，Ｍ）とする。
サブアレイｑの相関行列Ｒｘｑは、以下の式（２０）のように計算される。
【００８７】
【数２０】
2017159521.tif 000022
【００８８】
式（２０）において、相関行列Ｒｘｑ、行列Ａ’、行列Ｓ’のサイズは、それぞれＮＭ×ＮＭ次、ＮＭ×ＮＤ次、ＮＤ×ＮＤ次となる。次に全てのサブアレイｑ（ｑ＝１，２，・・・，Ｑ）の相関行列の平均Ｒｘ’を計算する。全サブアレイ平均の相関行列Ｒｘ’と方向行列Ａの関係は以下の式（２１）のように計算される。
【００８９】
【数２１】
2017159521.tif 000023
【００９０】
式（２１）内の相関行列Ｒｘ’は、式（１７）の相関行列と同じくＡ’Ｓ”Ａ’Ｈの形を持つ。そこで、行列Ａ’とＳ”がフルランクであれば、相関行列Ｒｘ’にＭＵＳＩＣ法を適用して所望信号ベクトルｓの強度のｘ依存性（すなわちσ（ｘ））を反映した評価関数ＰＭＵ（ｘ）を計算できる。
行列Ａ’については、方向行列Ａ１，Ａ２，・・・，ＡＮはそれぞれ独立かつフルランクであるので、式（２０）で与えられるＡ’もまたフルランクである。
次に行列Ｓ”について考察する。式（１７）において、全ての対象物の反射率が同じ状況、すなわちσを定数としてσ＝σ（ｘ１）＝σ（ｘ２）＝・・・＝σ（ｘＤ）となっている状況を考える。この時、行列Ｓの階数は１となり、ＭＵＳＩＣ法を適用する上では最も厳しい状況となる。このような状況においても、条件を満たせば式（２１）の行列Ｓ’’がフルランクになる事を示す。σ＝σ（ｘ１）＝σ（ｘ２）＝・・・＝σ（ｘＤ）の場合に、式（２１）の行列Ｓ’を計算した結果は、以下の式（２２）となる。
【００９１】
【数２２】
2017159521.tif 000024
【００９２】
行列Ｃｉにおいて、ｂｉｕ＝ｂｉｖ（ｕ≠ｖ）であれば、行列Ｃの第ｕ行と第ｖ行の行ベクトルが同じ値となり線形従属となるため、階数が一つ下がりフルランクでは無くなる。一方、式（１９）で見られるように、ｂｉｄは距離Ｌ０（ｘｄ）とＬｘ（ｘｄ）の関数であり、位置ｘｄが異なればこれらの距離は異なる値を取るので、ｂｉｕ＝ｂｉｖ（ｕ≠ｖ）が満たされる事はなく、Ｃｉはフルランクとなる。Ｃｉの行列サイズはＤ×Ｑであるので、Ｃｉの階数はＤとＱの小さい方となる。したがってＱ≧ＤであればＣｉのランクはＤとなり、Ｓ”ｉｊの階数もＤとなりフルランクの条件が満たされる。また、各Ｓ’’ｉｊは独立であるので、Ｓ”はフルランクとなる。
【００９３】
式（１７）の行列Ｓは、位置ｘｄが異なっても反射率σ（ｘｄ）は同じ値を取り得るという条件から、フルランクにならない場合があった。一方で行列Ｓ”は、位置ｘｄが変化すれば距離Ｌ０（ｘｄ）とＬｘ（ｘｄ）も必ず変化するという性質から、フルランクになる事が保証されている。
Ｑ＜Ｄの状況においてＳ”の階数はＱになり、サブアレイの数Ｑを一つ増やす毎にＳ”の階数も一つ増える。この事は、各サブアレイは互いに独立な信号集合であり、サブアレイの数Ｑを一つ増やす事で独立な信号集合が一つ増えるので、行列Ｓ”の階数も一つ増える、と解釈できる。
【００９４】
なお、Ｑ＝Ｍ０−Ｍ＋１の関係とＭＵＳＩＣ法のもう一つの適用条件ＭＮ≧Ｄ＋１も含めて考えると、必要となる周波数の数Ｍ０の条件は、以下の式（２３）で与えられる。すなわち、必要となる周波数の数Ｍ０は、検知すべき位置の数Ｄに比例して増大する。
【００９５】
【数２３】
2017159521.tif 000025
【００９６】
非特許文献１では一般的なアレイアンテナの相関行列に対しＭＵＳＩＣ法を適用する事で、到来方向推定を行っている。本実施形態では、式（２１）で計算した全サブアレイ平均の相関行列Ｒｘ’に対し、（形式的に一般的なアレイアンテナに適用するのと同じ方式で）ＭＵＳＩＣ法を適用する事で、所望信号ベクトルｓ（ｔ）の強度のｘ依存性（すなわちσ（ｘ））を反映した評価関数ＰＭＵ（ｘ）を計算する。この時、評価関数ＰＭＵ（ｘ）は、以下の式（２４）で与えられる。
【００９７】
【数２４】
2017159521.tif 000026
【００９８】
ここで、ａ（ｘ）は式（１３）で定義された方向行列Ａの列ベクトルである。また、ＥＮは以下の式（２５）で与えられる。
【００９９】
【数２５】
2017159521.tif 000027
【０１００】
ここでベクトルｅｋ（ｋ＝Ｄ＋１，Ｄ＋２，・・・，ＭＮ）は、相関行列Ｒｘ’の固有ベクトルの内、その固有値がノイズ電力に等しいものである。ＭＵＳＩＣ法によれば、式（２４）の評価関数ＰＭＵ（ｘ）は、対象物１００１ｄ（ｄ＝１，２，・・・，Ｄ）の位置ｘｄにおいてピークを与える。したがって、評価関数ＰＭＵ（ｘ）がピーク値を与える位置ｘから、対象物１００１ｄ（ｄ＝１，２，・・・，Ｄ）の位置ｘｄを割り出す事ができる。ＭＵＳＩＣ法を適用する場合、（ＭＮ−Ｄ）個のノイズ空間の固有ベクトル｛ｅＤ＋１，ｅＤ＋２，・・・，ｅＭＮ｝を利用するが、それが最低１個必要であるので、ＭＮ−Ｄ≧１、すなわちＭＮ≧Ｄ＋１を満たす必要がある。
上記ではＭＵＳＩＣ法を用いて対象物１００１ｄ（ｄ＝１，２，・・・，Ｄ）の位置ｘｄを検知したが、相関行列Ｒｘ’に対し、（形式的に一般的なアレイアンテナに適用するのと同じ方式で非特許文献１に記載の）ビームフォーマ法、Ｃａｐｏｎ法、線形予測法を適用する事で、所望信号ベクトルｓ（ｔ）の強度のｘ依存性（すなわちσ（ｘ））を反映した評価関数を計算する事もできる。本発明の第二の実施の形態におけるビームフォーマ法に基づく評価関数ＰＢＦ（ｘ）は、以下の式（２６）で与えられる。
【０１０１】
【数２６】
2017159521.tif 000028
【０１０２】
また、本発明の第二の実施の形態におけるＣａｐｏｎ法に基づく評価関数ＰＣＰ（ｘ）は、以下の式（２７）で与えられる。
【０１０３】
【数２７】
2017159521.tif 000029
【０１０４】
また、本発明の第二の実施の形態における線形予測法に基づく評価関数ＰＬＰ（ｘ）は、以下の式（２８）で与えられる。
【０１０５】
【数２８】
2017159521.tif 000030
【０１０６】
上記の評価関数ＰＢＦ（ｘ），ＰＣＰ（ｘ），ＰＬＰ（ｘ）も、ＭＵＳＩＣ法により得られる評価関数ＰＭＵ（ｘ）と同じく対象物１００１ｄ（ｄ＝１，２，・・・，Ｄ）の位置ｘｄにおいてピーク値を取る。したがって、評価関数がピーク値を与える位置ｘから、対象物１００１ｄ（ｄ＝１，２，・・・，Ｄ）の位置ｘｄを割り出す事ができる。
【０１０７】
本発明の第二の実施の形態において開示された処理、すなわち反射波の測定結果から評価関数を算出し、その評価関数から対象物の位置を割り出す処理は、図５ないし図６の回路ブロック図におけるデータ処理部１１０６において実施される。また、本発明の第二の実施の形態において評価関数を算出して評価関数のピークを探索する過程は、本発明の第一の実施の形態における移相器１０３１と加算器１０３２による制御を行い受信信号強度が最大になるビーム方向を探索する過程に対応している。
【０１０８】
本発明の第二の実施の形態において開示された処理、すなわち反射波の測定結果から評価関数を算出し、その評価関数から対象物の位置を割り出す処理は、図５ないし図６の回路ブロック図におけるデータ処理部１１０６において実施される。
【０１０９】
なお、本発明の第二の実施の形態では、送信機１０９１と受信機１０９２を結ぶ方向の座標（すなわちｘ軸）の位置情報ｘｄのみ（すなわち一次元方向の位置のみ）を検知する事ができる。何故なら、送信機１０９１と受信機１０９２で構成される物体検知装置は、ｘ軸を軸とした回転対称性があるため、対象物１００１のｘ軸以外の座標値が異なっていても区別ができないからである。Ｘ軸以外の座標の位置情報も検知する方法については本発明の第三の実施の形態において開示される。
【０１１０】
本発明の第二の実施の形態における物体検知方法は、図９のフローチャートにおいてまとめられる。すなわち物体検知方法は、送信機１０９１から対象物１００１に向けＭ０個の周波数の電波を照射する手順１０２１と、対象物１００１からの各周波数の反射波を、送信機１０９１から見て少なくとも一つの方向に配置された受信アンテナ１００４で測定する手順１０２２と、ｑ番目からｑ＋Ｍ番目までの周波数の受信信号を用いて相関行列Ｒｘｑ（ｑ＝１，２，・・・，Ｑ，Ｑ＝Ｍ０−Ｍ＋１）
を計算する手順１０２３と、計算したＱ個の相関行列Ｒｘｑ（ｑ＝１，２，・・・，Ｑ）を平均した相関行列Ｒｘ’を計算する手順１０２４と、相関行列Ｒｘ’から対象物１００１の位置を反映する評価関数を計算する手順１０２５と、評価関数のピークから対象物１００１の位置を算出する手順１０２６とで構成される。
【０１１１】
（第三の実施の形態）
本発明の第三の実施の形態では、本発明の第一の実施の形態で示した仮想アレイの概念に基づき、対象物１００１の配置ないし形状を識別する二次元画像を生成する手法について開示する。
図１０は、本発明による第三の実施の形態における物体検知装置が備えるアンテナと対象物の配置を示した構成図である。図１０で示した例において、送信機１０９１の送信アンテナ１００３が座標の原点の位置に、受信機１０９２の受信アンテナ１００４（ｘ）と１００４（ｙ）がそれぞれｘ軸上とｙ軸上に設置されている。送信アンテナ１００３と受信アンテナ１００４（ｘ）を結ぶ方向と、送信アンテナ１００３と受信アンテナ１００４（ｙ）を結ぶ方向は、互いに異なる方向である事（平行でない事）が、２次元の画像を得る上で望ましい実施の形態である。なお、送信アンテナ１００３と受信アンテナ１００４（ｘ）を結ぶ方向と、送信アンテナ１００３と受信アンテナ１００４（ｙ）を結ぶ方向が、直交している必要は必ずしも無い。
【０１１２】
送信アンテナ１００３からＲＦ信号（電波）１０１０が、焦平面１００２上に存在する対象物１００１に向けて照射される。電波１０１０が対象物１００１に照射された後、対象物１００１からの反射波１００７（ｘ）と１００７（ｙ）が、それぞれ受信アンテナ１００４（ｘ）と１００４（ｙ）において受信される。本発明の第三の実施の形態において、送信アンテナ１００３が出力する電波１０１０のキャリア周波数は、複数の値が使用される。
【０１１３】
図１０で示した第三の実施の形態は、図２３で示したＭｉｌｌｓ  ｃｒｏｓｓ法における２つのアレイアンテナ９２０１を、それぞれ周波数仮想アレイに置換する事を意図している。この時、図２３で示したＭｉｌｌｓ  ｃｒｏｓｓ法における２つのアレイアンテナ９２０１は、送信アンテナ１００３と受信アンテナ１００４（ｘ）の組で構成される仮想アレイと、送信アンテナ１００３と受信アンテナ１００４（ｙ）の組で構成される仮想アレイに置換される。したがって、本発明の第三の実施の形態において、２次元画像の生成に必要なアンテナの数は最小の場合３本で良いという事になる。
【０１１４】
次に、２次元画像の生成処理の詳細について開示する。まず、２次元周波数仮想アレイの相関行列の計算法について説明する。図１１および図１２に、提案方式による２次元画像生成の動作解析のためのモデル図を示す。第三の実施の形態の計算モデルでは、ｘ軸に１本の送信アンテナ１００３（ｘ０）とＮ本の受信アンテナ１００４（ｘ１）、・・・、１００４（ｘＮ）、およびｙ軸に１本の送信アンテナ１００３（ｙ０）とＮ本の受信アンテナ１００４（ｙ１）、・・・、１００４（ｙＮ）が設置されているものとする。ｘｙｚ軸座標で、ｘ軸上の送信アンテナ１００３（ｘ０）の位置を（ｄｘ０，０，０），ｎ番目の受信アンテナ１００４（ｘｎ）の位置を（ｄｘｎ，０，０）とする。また、ｙ軸上の送信アンテナ１００３（ｙ０）の位置を（０．ｄｙ０，０），ｎ番目の受信アンテナ１００４（ｙｎ）の位置を（０，ｄｙｎ，０）とする。また、対象物１００１はｚ＝ｚ０の平面上でＤ個の位置（ｘ１，ｙ１，ｚ０），（ｘ２，ｙ２，ｚ０），・・・，（ｘＤ，ｙＤ，ｚ０）に設置されるものとする。簡単のため、装置（送信アンテナ１００３および受信アンテナ１００４）と対象物１００１の位置関係は上記の位置に固定されているものとする。また理論計算上では、図１１で示すようにｘ軸上の送信アンテナ１００３（ｘ０）が送信している時はｘ軸上の受信アンテナ１００４（ｘ１）、・・・、１００４（ｘＮ）のみが受信を行い、ｙ軸上の送信アンテナ１００３（ｙ０）が送信している時はｙ軸上の受信アンテナ１００４（ｙ１）、・・・、１００４（ｙＮ）のみが受信を行うものとする。ここではｘ軸とｙ軸で別々に送信アンテナ１００３（ｘ０）および１００３（ｙ０）を配置するが、これは理論の説明に一般性を持たせるためである。実用上は、送信アンテナ１００３（ｘ０）および１００３（ｙ０）を一本のアンテナにまとめてよく、その場合はその送信アンテナが送信している時にｘ軸上とｙ軸上の受信アンテナで同時に受信を行えばよい。
【０１１５】
本発明の他の実施の形態と同じく、第三の実施の形態においても送信アンテナ１００３（ｘ０）ないし１００３（ｙ０）はＭ個のキャリア周波数ｆ１，ｆ２，・・・，ｆＭの電波１０１０を送信する。電波１０１０の変調はキャリア周波数によらずＣＷ信号（無変調）とする事が望ましい実施の形態である。
【０１１６】
対象物１００１ｄ（ｄ＝１，２，・・・，Ｄ）から反射され、ｘ軸上のｎ番目の受信アンテナ１００４（ｘｎ）で受信されたキャリア周波数ｆｍ（ｍ＝１，２，・・・，Ｍ）の反射波１００７の複素振幅をｓｘｎ（ｘｄ，ｙｄ，ｆｍ）とする。また、ｘ軸上のｎ番目の受信アンテナ１００４（ｘｎ）で実際に測定される受信信号（各対象からの反射波の合成）の複素振幅をｓｘ（ｆｍ，ｔ）とする。ｓｘｎ（ｆｍ，ｔ）とｓｘｎ（ｘｄ，ｙｄ，ｆｍ）との間に以下の関係がある。
【０１１７】
【数２９】
2017159521.tif 000031
【０１１８】
式（２９）において、ｎｘｎ（ｆｍ，ｔ）はｘ軸上のｎ番目の受信アンテナ１００４（ｘｎ）に接続された受信機１０９２が持つノイズである。
ｙ軸上のｎ番目の受信アンテナ１００４（ｙｎ）についても同様の信号ｓｙｎ（ｆｍ，ｔ），ｓｙｎ（ｘｄ，ｙｄ，ｆｍ），ｎｙｎ（ｆｍ，ｔ）を定義すると、やはり式（２９）と同様の関係が以下のとおりに成立する。
【０１１９】
【数３０】
2017159521.tif 000032
【０１２０】
ｘ軸上の送信アンテナ１００３（ｘ０）およびｎ番目の受信アンテナ１００４（ｘｎ）に関して、対象物１００１ｄとの距離をそれぞれＬｘｏ（ｘｄ，ｙｄ）とＬｘｎ（ｘｄ，ｙｄ）とすると、それらは以下の式（３１）と（３２）で与えられる。
【０１２１】
【数３１】
2017159521.tif 000033
【０１２２】
【数３２】
2017159521.tif 000034
【０１２３】
ｙ軸上の送信アンテナ１００３（ｙ０）およびｎ番目の受信アンテナ１００４（ｙｎ）に関しても同様に対象物１００１ｄとの距離をそれぞれＬｙｏ（ｘｄ，ｙｄ）とＬｙｎ（ｘｄ，ｙｄ）とすると、それらは以下の式（３３）と（３４）で与えられる。
【０１２４】
【数３３】
2017159521.tif 000035
【０１２５】
【数３４】
2017159521.tif 000036
【０１２６】
送信アンテナ１００３（ｘ０）から送出されるＲＦ信号の複素振幅ｓ０と、ｘ軸上のｎ番目の受信アンテナ１００４（ｘｎ）で受信されたキャリア周波数ｆｍのＲＦ信号の複素振幅ｓｘｎ（ｘｄ，ｙｄ，ｆｍ）との間には、以下の関係がある。
【０１２７】
【数３５】
2017159521.tif 000037
【０１２８】
σ（ｘｄ，ｙｄ）は対象物１００１ｄ（ｄ＝１，２，・・・，Ｄ）の反射率を表す未知数である。ｙ軸上の受信アンテナ１００４（ｙｎ）についても同様の関係が成立する。
【０１２９】
【数３６】
2017159521.tif 000038
【０１３０】
式（３５）を式（２９）に、式（３６）を式（３０）に代入する事で、以下の式を得る。
【０１３１】
【数３７】
2017159521.tif 000039
【０１３２】
【数３８】
2017159521.tif 000040
【０１３３】
次に、ｘ軸上のｎ番目の受信アンテナ１００４（ｘｎ）（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）における測定信号ｓｘｎ（ｆｍ，ｔ）を用いて、以下の測定信号ベクトルｓｘ（ｔ）を定義する。
【０１３４】
【数３９】
2017159521.tif 000041
【０１３５】
ｙ軸方向の受信アンテナ１００４（ｙｎ）（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）における測定信号についても以下のように同様の定義を行う。
【０１３６】
【数４０】
2017159521.tif 000042
【０１３７】
次にＭｉｌｌｓ  ｃｒｏｓｓ法の手法に従い、式（３９）のｘ軸方向測定ベクトルｓｘ（ｔ）と式（４０）のｙ軸方向測定ベクトルｓｙ（ｔ）の要素の全ての組み合わせについて積を取り、以下の直積ベクトルｓｘｙ（ｔ）を生成する。
【０１３８】
【数４１】
2017159521.tif 000043
【０１３９】
式（４１）において、ｎとｖはそれぞれｘ方向とｙ方向に配置されたアンテナ番号、ｍとｗはそれぞれｘ方向とｙ方向に配置されたアンテナで受信した信号の周波数番号を表す添字である。
次に、以下のように方向行列Ａを定義する。
【０１４０】
【数４２】
2017159521.tif 000044
【０１４１】
式（４２）において、方向行列Ａのサイズは（ＭＮ）２×Ｄ、行列ＡｎｖのサイズはＭ２×Ｄ、ベクトルａｎｖ（ｘｄ，ｙｄ）のサイズはＭ２×１となる。行列Ａｎｖは、ｎ番目のｘ方向アンテナ１００４（ｘｎ）とｖ番目のｙ方向アンテナ１００４（ｙｖ）が関与する方向行列である。系全体の方向行列Ａは、全てのアンテナ番号の組（ｎ，ｖ）の方向行列Ａｎｖをまとめたものとなる。
前述の１次元到来方向推定の場合と同じく、複素振幅ｓ０と反射率σ（ｘｄ，ｙｄ）を用いて、以下の所望信号ベクトルｓを定義する。
【０１４２】
【数４３】
2017159521.tif 000045
【０１４３】
式（３７）および（３８）から、式（４１）の測定信号ベクトルｓｘｙ（ｔ）、式（４２）の方向行列Ａ、式（４３）の所望信号ベクトルｓの間に以下の関係式が得られる。
【０１４４】
【数４４】
2017159521.tif 000046
【０１４５】
式（４４）において、ｎ（ｔ）はノイズが関与するベクトル項である。
次に、測定で得た式（４１）の測定信号ベクトルｓｘ（ｔ）を用いて、相関行列Ｒｘｙを計算する。式（４４）の関係から、相関行列Ｒｘｙと方向行列Ａの関係は以下で与えられる。
【０１４６】
【数４５】
2017159521.tif 000047
【０１４７】
式（４５）において、ＰＮはノイズ項ｎ（ｔ）の平均電力、Ｉは（ＭＮ）２×（ＭＮ）２次の単位行列である。相関行列Ｒｘｙ、行列Ａ、行列Ｓのサイズはそれぞれ（ＭＮ）２×（ＭＮ）２次、（ＭＮ）２×Ｄ次、Ｄ×Ｄ次となる。
【０１４８】
式（４４）と（４５）は、本発明の第二の実施の形態で議論した１次元到来方向推定における式（１５）と式（１７）と同型なので、１次元到来方向推定と同じ手順で相関行列Ｒｘｙに対しＭＵＳＩＣ法を適用する事で、σ（ｘｄ，ｙｄ）を反映した評価関数ＰＭＵ（ｘ，ｙ）を計算できる。ただし１次元到来方向推定の場合と同じく、ＭＵＳＩＣ法の適用条件として式（４５）内の行列ＡとＳがフルランクである事が要求される。そして上述の議論と同じく、方向行列Ａはフルランクであるが、行列Ｓはσ（ｘｉ）＝σ（ｘｊ）（ｉ≠ｊ）となる場合においてフルランクではない。そのため、サブアレイ法によって行列Ｓがフルランクになるように処理を行う必要がある。
２次元画像生成の場合においても、本発明の第二の実施の形態で議論した１次元到来方向推定におけるサブアレイ法と同じ手順で、Ｍ個の周波数で一つのサブアレイを構築し、Ｑ個のサブアレイを構築する。全体の周波数の数をＭ０とすると、Ｑ＝Ｍ０−Ｍ＋１の関係がある。ｑ番目のサブアレイ信号を以下のように定義する。信号ベクトルｓｘｙ（ｔ）の成分ｓｘｙ（ｎｖ）（ｍｗ）（ｔ）の周波数を表す添字ｍとｗを同時に＋（ｑ−１）個シフトしたものが、ｑ番目のサブアレイ信号となる。
【０１４９】
【数４６】
2017159521.tif 000048
【０１５０】
式（４６）のサブアレイ信号ｓｘｙｑ（ｔ）と、式（４２）の方向行列の間には、以下の関係式が成立する。
【０１５１】
【数４７】
2017159521.tif 000049
【０１５２】
サブアレイｑの相関行列Ｒｘｑは、以下の式（４８）のように計算される。
【０１５３】
【数４８】
2017159521.tif 000050
【０１５４】
式（４８）において、相関行列Ｒｘｙｑ、行列Ａ’、行列Ｓ’のサイズは、それぞれ（ＮＭ）２×（ＮＭ）２次、（ＮＭ）２×Ｎ２Ｄ次、Ｎ２Ｄ×Ｎ２Ｄ次となる。次に全てのサブアレイｑ（ｑ＝１，２，・・・，Ｑ）の相関行列の平均Ｒｘｙ’を計算する。全サブアレイ平均の相関行列Ｒｘｙ’と方向行列Ａ’の関係は以下の式（４９）のように計算される。
【０１５５】
【数４９】
2017159521.tif 000051
【０１５６】
本発明の第二の実施の形態で示した１次元到来方向推定の場合と同様の議論で、以下の事が示される。
（１）行列Ａ’とＳ”がフルランクであれば、相関行列Ｒｘｙ’にＭＵＳＩＣ法を適用してσ（ｘｄ，ｙｄ）を反映した評価関数ＰＭＵ（ｘ，ｙ）を計算できる。
（２）行列Ａ’については、方向行列Ａ１１，Ａ１２，・・・，Ａ１Ｎ，・・・，ＡＮ１，・・・，ＡＮＮはそれぞれ独立かつフルランクであるので、式（４８）で与えられるＡ’もまたフルランクである。
（３）行列Ｓ’’は、Ｑ≧Ｄであればフルランクとなる。
１次元到来方向推定におけるＭＵＳＩＣ法の適用条件ＭＮ≧Ｄ＋１は、２次元画像生成では（ＭＮ）２≧Ｄ＋１となる。これとサブアレイにおける条件Ｑ＝Ｍ０−Ｍ＋１とＱ≧Ｄを考慮すると、必要となる周波数の数Ｍ０の条件は、以下の式（５０）で与えられる。すなわち、必要となる周波数の数Ｍ０は、検知すべき位置の数Ｄに概ね比例して増大する。
【０１５７】
【数５０】
2017159521.tif 000052
【０１５８】
次に、式（４９）で計算した全サブアレイ平均の相関行列Ｒｘｙ’にＭＵＳＩＣ法を適用する事で、σ（ｘｄ，ｙｄ）を反映した評価関数ＰＭＵ（ｘ，ｙ）を計算する。その結果、以下のように評価関数が得られる。
【０１５９】
【数５１】
2017159521.tif 000053
【０１６０】
ここで、ａ（ｘ，ｙ）は式（４２）で定義された方向行列Ａの列ベクトルである。また、ＥＮは以下の式で与えられる。
【０１６１】
【数５２】
2017159521.tif 000054
【０１６２】
ここでベクトルｅｋ（ｋ＝Ｄ＋１，Ｄ＋２，・・・，（ＭＮ）２）は、相関行列Ｒｓｘｙ’の固有ベクトルの内、その固有値がノイズ電力に等しいものである。
評価関数ＰＭＵ（ｘ，ｙ）は対象物１００１ｄの位置（ｘｄ，ｙｄ）（ｄ＝１，２，・・・，Ｄ）においてピークを与える。したがって評価関数ＰＭＵ（ｘ，ｙ）から対象物１００１ｄの位置情報（ｘｄ，ｙｄ）（ｄ＝１，２，・・・，Ｄ）を検知し、そこから対象物１００１の分布ないし形状を検知する事ができる。
上記ではＭＵＳＩＣ法を用いて対象物１００１ｄ（ｄ＝１，２，・・・，Ｄ）の位置を検知したが、相関行列Ｒｓｘｙ’に対し、（形式的に一般的なアレイアンテナに適用するのと同じ方式で非特許文献１に記載の）ビームフォーマ法、Ｃａｐｏｎ法、線形予測法を適用する事で、各方式の評価関数を計算する事もできる。
上記の考察に従い、本発明の第三の実施の形態におけるビームフォーマ法に基づく評価関数ＰＢＦ（ｘ，ｙ）は、以下の式（５３）で与えられる。
【０１６３】
【数５３】
2017159521.tif 000055
【０１６４】
また、本発明の第三の実施の形態におけるＣａｐｏｎ法に基づく評価関数ＰＣＰ（ｘ，ｙ）は、以下の式（５４）で与えられる。
【０１６５】
【数５４】
2017159521.tif 000056
【０１６６】
また、本発明の第三の実施の形態における線形予測法に基づく評価関数ＰＬＰ（ｘ，ｙ）は、以下の式（５５）で与えられる。
【０１６７】
【数５５】
2017159521.tif 000057
【０１６８】
上記の評価関数ＰＢＦ（ｘ，ｙ），ＰＣＰ（ｘ，ｙ），ＰＬＰ（ｘ，ｙ）も、ＭＵＳＩＣ法により得られる評価関数ＰＭＵ（ｘ，ｙ）と同じく対象物１００１ｄ（ｄ＝１，２，・・・，Ｄ）の位置（ｘｄ，ｙｄ）においてピーク値を取る。したがって、評価関数がピーク値を与える位置（ｘ，ｙ）から、対象物１００１ｄ（ｄ＝１，２，・・・，Ｄ）の位置ｘｄを割り出す事ができる。
【０１６９】
本発明の第三の実施の形態において開示された処理、すなわち反射波の測定結果から評価関数を算出し、その評価関数から対象物の位置を割り出す処理は、図５ないし図６の回路ブロック図におけるデータ処理部１１０６において実施される。また、本発明の第三の実施の形態において評価関数を算出して評価関数のピークを探索する過程は、本発明の第一の実施の形態における移相器１０３１と加算器１０３２による制御を行い受信信号強度が最大になるビーム方向を探索する過程に対応している。
【０１７０】
本発明の第三の実施の形態における物体検知方法は、図１３のフローチャートにおいてまとめられる。すなわち物体検知方法は、送信機１０９１から対象物１００１に向けＭ０個の周波数の電波を照射する手順１１２１と、対象物１００１からの各周波数の反射波を、送信機１０９１から見て少なくとも一つの方向に配置された受信アンテナ１００４で測定する手順１１２２と、ｑ番目からｑ＋Ｍ番目までの周波数の受信信号を用いて相関行列Ｒｘｙｑ（ｑ＝１，２，・・・，Ｑ，Ｑ＝Ｍ０−Ｍ＋１）を計算する手順１１２３と、計算したＱ個の相関行列Ｒｘｙｑ（ｑ＝１，２，・・・，Ｑ）を平均した相関行列Ｒｘｙ’を計算する手順１１２４と、相関行列Ｒｘｙ’から対象物１００１の位置を反映する評価関数を計算する手順１１２５と、評価関数のピークから対象物１００１の位置を算出し、対象物１００１の配置ないし形状を二次元画像として出力する手順１１２６とで構成される。
【０１７１】
本発明の第三の実施の形態で示した物体検知装置ないし物体検知方法により得られる２次元画像の例を図１４に示す。ここで、対象物１００１は、（ｘ，ｙ，ｚ）座標表示で、（−２０ｃｍ，−２０ｃｍ，１００ｃｍ）、（０ｃｍ，０ｃｍ，１００ｃｍ）、（２０ｃｍ，２０ｃｍ，１００ｃｍ）の３箇所に配置されている。また送信アンテナ１００３は（−１００ｃｍ，−１００ｃｍ，０ｃｍ）、受信アンテナ１００４は（０ｃｍ，−１００ｃｍ，０ｃｍ）と（−１００ｃｍ，０ｃｍ，０ｃｍ）の位置に配置されている。送信アンテナ１００３は周波数間隔２５０ＭＨｚで７６ＧＨｚから８１ＧＨｚの間のキャリア周波数の電波１０１０を対象物１００１に向けて照射している。全ての周波数の数Ｍ０は２１、サブアレイの数Ｑは１０、一つのサブアレイあたりの周波数の数Ｍは１２としている。図１４で示すように、実際に３箇所に配置されている対象物１００１を検知できており、対象物１００１は図１４の２次元画像において表示されている。
【０１７２】
（第四の実施の形態）
図１５は、本発明の第四の実施の形態の構成を示す構成図である。本発明の第四の実施の形態では、送信機１０９１ｐと受信機１０９２ｐで構成された物体検知装置１２０２ｐ（ｐ＝１，２，・・・，Ｐ）が備えられているものとする。Ｐは物体検知装置１２０２の個数である。送信機１０９１ｐと受信機１０９２ｐで構成された物体検知装置１２０２ｐにおいて、送信機１０９１ｐは対象物１２０１ｐ１、１２０１ｐ２、・・・、１２０１ｐＱに電波を照射し、受信機１０９２ｐは対象物１２０１ｐ１、１２０１ｐ２、・・・、１２０１ｐＱからの反射波を受信する事で、対象物１２０１ｐ１、１２０１ｐ２、・・・、１２０１ｐＱの状態を検知する。ここで、Ｑは対象物１２０１の数である。具体的には、対象物１２０１ｐ１、１２０１ｐ２、・・・、１２０１ｐＱが人である場合は、人（１２０１ｐ１、１２０１ｐ２、・・・、１２０１ｐＱ）が着用している衣服を電波で透視し、衣服下にある物品の存在を検知してもよい。もしくは、対象物１２０１ｐ１、１２０１ｐ２、・・・、１２０１ｐＱが物体（特に誘電体）である場合は、物体（１２０１ｐ１、１２０１ｐ２、・・・、１２０１ｐＱ）の内部を電波で透視して、物体（１２０１ｐ１、１２０１ｐ２、・・・、１２０１ｐＱ）の内部構造を検知しても良い。物体検知装置１２０２ｐは、流れ作業により対象物１２０１ｐ１、１２０１ｐ２、・・・、１２０１ｐＱの状態を順番に検知しても良い。また、図１５では、一つの対象物１２０１の検知ないし検査に対し一つの物体検知装置１２０２が割り当てられているが、一つの対象物１２０１の検知ないし検査に対し複数の物体検知装置１２０２を割り当てても良い。もしくは、複数の対象物１２０１の検知ないし検査に対し、一つの物体検知装置１２０２を割り当てても良い。
【０１７３】
本実施形態において、物体検知装置１２０２は小型かつ低コストで実現されるので、物体検知装置１２０２の個数Ｐを容易に増やす事ができる。図１５で示した本発明の第四の実施の形態において、対象物１２０１ｐ１、１２０１ｐ２、・・・、１２０１ｐＱ（ｐ＝１，２，・・・，Ｐ）の検査速度は物体検知装置１２０２の個数Ｐに比例して引き上げる事ができる。
【０１７４】
図１５で示した本発明の第四の実施の形態では、物体検知装置１２０２ｐ（ｐ＝１，２，・・・，Ｐ）の間での干渉による誤動作が問題になり得る。すなわち、送信機１０９１ｐから受信機１０９２ｒ（ｐ≠ｒ）への電波の回り込みが干渉の要因になる。この問題を回避するための構成ないし動作が、図１６において開示される。図１６においては、制御器１２０３が備えられており、制御器１２０３は、物体検知装置１２０２ｐ（ｐ＝１，２，・・・，Ｐ）を構成する送信機１０９１ｐと受信機１０９２ｐを制御する。具体的に、制御器１２０３は、送信機１０９１ｐの送信ＲＦ周波数と、受信機１０９２ｐの受信ＲＦ周波数が同じになるように制御を行う。この処理は、第一の実施の形態でも説明したように、送信機１０９１ｐ内の発振器１１０３が出力するＬＯ周波数と、受信機１０９２ｐ内の発振器１１０１が出力するＬＯ周波数を同期して制御する事でなされる。物体検知装置１２０２ｐのＲＦ周波数（すなわち送信機１０９１ｐの送信ＲＦ周波数と受信機１０９２ｐの受信ＲＦ周波数）をｆｐとする。そして制御器１２０３は、物体検知装置１２０２ｐのＲＦ周波数ｆｐと物体検知装置１２０２ｒのＲＦ周波数ｆｒが異なる値となるように制御を行う（ｐ，ｒ＝１，２，・・・，Ｐ，かつｐ≠ｒ）。このように、互いに異なる物体検知装置１２０２ｐと１２０２ｒ（ｐ≠ｒ）が、異なるＲＦ周波数で動作する事で、物体検知装置１２０２ｐと１２０２ｒ（ｐ≠ｒ）の間の干渉を防ぐ事ができる。
【０１７５】
物体検知装置１２０２ｐ（ｐ＝１，２，・・・，Ｐ）のＲＦ周波数の制御の一例を図１７に示す。図１７では、物体検知装置１２０２ｐ（ｐ＝１，２，・・・，Ｐ）のＲＦ周波数の時間変化がチャープ状に制御される。この時、物体検知装置１２０２ｐ（ｐ＝１，２，・・・，Ｐ）のＲＦ周波数の時間変化を互いにずらす事で、異なる物体検知装置１２０２ｐと１２０２ｒ（ｐ≠ｒ）が同じＲＦ周波数で動作する事が無いように制御を行っている。
【０１７６】
さらに、物体検知装置１２０２ｐ（ｐ＝１，２，・・・，Ｐ）のＲＦ周波数の制御の一例を図１８に示す。図１８では、物体検知装置１２０２ｐ（ｐ＝１，２，・・・，Ｐ）のＲＦ周波数がある時間毎に変化する周波数ホッピングの動作を行う事で、異なる物体検知装置１２０２ｐと１２０２ｒ（ｐ≠ｒ）が同じＲＦ周波数で動作する事が無いように制御を行っている。
【０１７７】
以下において、本発明の各実施形態の効果を要約する。
一般的なアレイアンテナ方式と各実施形態とを比較した場合、アレイアンテナ方式は多数のアンテナを必要とする。その一方で、各実施形態では実際のアンテナの数を増やす代わりに周波数の数を増やす事で仮想的なアンテナを増やす事ができる。その結果、各実施形態では少なくとも１本の送信アンテナと１方向あたり１本の受信アンテナで、一般的なアレイアンテナ方式と同等の機能を実装でき、実際のアンテナ本数を一般的なアレイアンテナ方式と比べて大幅に削減できる。
【０１７８】
合成開口レーダー方式と各実施形態を比較した場合、合成開口レーダー方式は受信機３０１を機械的に動かす必要があり、これが物体の検知ないし検査のための時間が長くなるという問題があった。一方、各実施形態では、受信機の位置ではなく受信周波数を電子的に走査すればよいので、合成開口レーダー方式に比べて物体の検知ないし検査のための時間を短縮できる。
【０１７９】
すなわち、上記の物体検知装置ないし物体検知方法においては、一般的なアレイアンテナ方式よりも必要なアンテナおよびそれに付随する受信機の数を削減する事ができるので、装置のコスト、サイズ、重量を削減できるという効果を奏する。また、上記の物体検知装置ないし物体検知方法においては、一般的な合成開口レーダー方式と異なり、装置を機械的に動かす必要がないため、物体検知ないし検査の時間を短縮できるという効果を奏する。
【０１８０】
本発明の実施形態は、複数のＲＦ周波数の電波を検知対象物に照射し、対象物からの反射ないし放射される電波を検知する事で検知対象物の画像を生成する物体検知装置および物体検知方法であって、一般的な構成よりも必要なアンテナおよび受信部の数を減らし、かつ移動させる必要も無く高速な走査による画像生成を実現する事を主要な特徴とする。
すなわち、本発明の各実施形態における物体検知装置は、送信アンテナを備えた送信機と受信アンテナを備えた受信機から構成された物体検知装置であって、前記送信アンテナから対象物に向けて複数の周波数の電波を放射し、前記受信機は前記対象物から反射された複数の周波数の前記電波を受信し、前記受信機は、受信した前記の各周波数の電波に対しそれぞれ位相を調整する機能を備え、前記の位相調整機能によって、前記受信機はアンテナ利得の指向性を制御し、かつ前記受信機は前記アンテナ利得の指向性制御により前記受信機に到来する電波の強度分布を測定する事で、前記対象物の位置ないし形状を検知する事を特徴とする。
【０１８１】
以上、本発明の好適な実施形態の構成を説明した。しかし、前述の各特許文献等に開示されている内容は、各実施形態に引用をもって繰り込むことも可能とする。本発明の全開示（請求の範囲を含む）の枠内において、さらにその基本的技術思想に基づいて、実施の形態の変更・調整が可能である。また、本発明の請求の範囲の枠内において種々の開示要素の多様な組み合わせあるいは選択も可能である。すなわち、本発明は、請求の範囲を含む全開示、技術的思想にしたがって、当業者であればなし得ることが可能な各種変形、修正を含むことは勿論である。
この出願は、２０１６年３月１５日に出願された日本出願特願２０１６−０５０７００を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
【符号の説明】
【０１８２】
１００１、１２０１  対象物
１００２  焦平面
１００３  送信アンテナ
１００４  受信アンテナ
１００７、１０１０  電波（ＲＦ信号）
１０４１  低雑音増幅器
１０４２、１０７２  ミキサ
１０４３、１０４５、１０７３  バンドパスフィルタ
１０４４、アナログ−デジタル変換器
１０７４  デジタル−アナログ変換器
１１０１、１１０３  発振器
１１０２  受信制御部
１１０４  送信制御部
１１０５  出力装置
１１０６  データ処理部
１０９１  送信機
１０９２  受信機
１２０２  物体検知装置
１２０３  制御器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【国際調査報告】
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