(57)【要約】  計算量及び装置規模の大幅な増大を必要とせずに、高い精度で位相雑音を補償する。位相雑音補償装置（１０）は、位相情報をデータ識別に使用する変調方式で変調された伝送信号を復調する復調装置に用いられる。位相検出器（１１）は、受信シンボル系列に含まれる受信パイロットシンボル系列の位相誤差を検出する。第１のフィルタ（１２）は、位相誤差を時系列に参照し、第１の位相雑音成分を順次に推定する。第２のフィルタ（１３）は、位相誤差を反時系列に参照し、第２の位相雑音成分を順次に推定する。合成処理部（１４）は、推定された第１の位相雑音成分及び推定された第２の位相雑音成分の推定値と、位相誤差とに基づいて、受信シンボルの位相雑音成分を推定する。位相回転器（１５）は、推定された受信シンボルの位相雑音成分に基づいて、受信シンボルの位相を回転する。
2018034030.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
位相情報をデータ識別に使用する変調方式で変調された伝送信号を復調する復調装置に用いられる位相雑音補償装置であって、
前記伝送信号に含まれる、受信データシンボルと受信パイロットシンボルとを含む受信シンボルを所定のシンボル数でブロック化し、前記ブロック化された受信シンボル系列に含まれる受信パイロットシンボルを抽出した受信パイロットシンボル系列の位相誤差を検出する位相検出器と、
無限インパルス応答フィルタを含み、前記位相誤差を時系列順序に参照して前記受信パイロットシンボルの第１の位相雑音成分を順次に推定する第１のフィルタと、
無限インパルス応答フィルタを含み、前記位相誤差を反時系列順序に参照して前記受信パイロットシンボルの第２の位相雑音成分を順次に推定する第２のフィルタと、
前記第１の位相雑音成分と、前記第２の位相雑音成分と、前記位相誤差とに基づいて、前記受信シンボル系列に含まれる受信シンボルの位相雑音成分を推定する合成処理手段と、
前記推定された受信シンボルの位相雑音成分に基づいて前記受信シンボルの位相を回転する位相回転器とを備える位相雑音補償装置。
【請求項２】
前記第１のフィルタに含まれる無限インパルス応答フィルタ、及び前記第２のフィルタに含まれる無限インパルス応答フィルタは、それぞれ遅延素子を１つ含む請求項１に記載の位相雑音補償装置。
【請求項３】
前記合成処理手段は、前記第１の位相雑音成分と前記第２の位相雑音成分とを重み付け加算する加算器を含む請求項１又は２に記載の位相雑音補償装置。
【請求項４】
前記加算器は、更に前記位相誤差を重み付け加算する請求項３に記載の位相雑音補償装置。
【請求項５】
前記加算器は、前記伝送信号の復調に用いられる局部発振器の位相雑音スペクトルに基づいて決定された重みで重み付け加算を行う請求項３又は４に記載の位相雑音補償装置。
【請求項６】
前記第２のフィルタでは、前記第１のフィルタで推定された第１の位相雑音成分に基づいて無限インパルス応答フィルタの初期値が設定される請求項１から５何れか１項に記載の位相雑音補償装置。
【請求項７】
前記合成処理手段は、前記第１の位相雑音成分と前記第２の位相雑音成分とに基づいて、前記受信シンボル系列に含まれる受信データシンボルの位相雑音成分を推定する請求項１から６何れか１項に記載の位相雑音補償装置。
【請求項８】
前記合成処理手段は、前記第１の位相雑音成分と前記第２の位相雑音成分と前記位相誤差とに基づいて、前記受信シンボル系列に含まれる受信パイロットシンボルの位相雑音成分を推定する請求項１から７何れか１項に記載の位相雑音補償装置。
【請求項９】
前記合成処理手段は、前記受信パイロットシンボル系列がＭを正の整数としてＭ個の受信パイロットシンボルを含み、かつｋを１以上Ｍ以下の正の整数としたとき、ｋ−１番目の受信パイロットシンボルとｋ番目の受信パイロットシンボルの間に含まれる各受信データシンボルの位相雑音成分を、ｋ番目の受信パイロットシンボルの第１の位相雑音成分と、ｋ−１番目の受信パイロットシンボルの第２の位相雑音成分とに基づいて推定する請求項１から８何れか１項に記載の位相雑音補償装置。
【請求項１０】
前記合成処理手段は、ｋ番目の受信パイロットシンボルの位相雑音成分を、ｋ番目の受信パイロットシンボルの第１の位相雑音成分と、ｋ番目の受信パイロットシンボルの第２の位相雑音成分と、ｋ番目の受信パイロットシンボルの位相誤差に基づいて推定する請求項９に記載の位相雑音補償装置。
【請求項１１】
請求項１から１０何れか１項に記載の位相雑音補償装置と、
所定周波数の信号を出力する局部発振器と、
前記局部発振器が出力する信号を用いて前記伝送信号を検波し、前記位相雑音補償装置に出力する検波器とを備える復調装置。
【請求項１２】
請求項１１に記載の復調装置と、
前記伝送信号を受信し前記復調装置に供給する受信回路とを備える受信装置。
【請求項１３】
請求項１２に記載の受信装置と、
送信データを変調し変調信号を出力する変調装置と、前記変調信号を前記受信装置に送信する送信回路とを含む送信装置とを有する通信システム。
【請求項１４】
位相情報をデータ識別に使用する変調方式で変調された伝送信号に含まれる、データシンボルとパイロットシンボルとを含む受信シンボル系列を所定のシンボル数でブロック化し、前記ブロック化された受信シンボル系列に含まれる受信パイロットシンボルを抽出した受信パイロットシンボル系列の位相誤差を検出し、
無限インパルス応答フィルタを用いて、前記位相誤差を時系列に参照して、前記受信パイロットシンボルの第１の位相雑音成分を順次に推定し、
無限印パルス応答フィルタを用いて、前記位相誤差を反時系列に参照して、前記受信パイロットシンボルの第２の位相雑音成分を順次に推定し、
前記第１の位相雑音成分と、前記第２の位相雑音成分と、前記位相誤差とに基づいて、前記受信シンボル系列に含まれる受信シンボルの位相雑音成分を推定し、
前記推定された受信シンボルの位相雑音成分に基づいて前記受信シンボルの位相を回転する位相雑音補償方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、位相雑音補償装置及び方法に関し、更に詳しくは、位相情報を用いて情報伝送を行う通信方式に用いられる位相雑音補償装置及び方法に関する。【０００２】
また、本発明は、上記位相雑音補償装置を含む復調装置、通信装置、及び通信システムに関する。
【背景技術】
【０００３】
ディジタル通信において、効率的なデータ伝送を行うための変復調方式として、位相情報と振幅情報との双方をデータの識別に利用する直交振幅変調（ＱＡＭ：Quadrature Amplitude Modulation）方式が知られている。近年、通信システムの大容量化への要請に従い、変調多値数の増加が求められている。しかし、変調多値数を増加させると、ノイズに起因して伝送誤り確率が増大し、ノイズ耐性が低下するという問題がある。特に、ＱＡＭ方式などの変調方式を採用した送信装置及び受信装置において、主として局部発振器（ＬＯ：Local Oscillator）に起因して生じる位相雑音は、位相情報の不確定さを増大させ、ビット誤り率特性（ＢＥＲ：Bit Error Rate）を著しく劣化させる要因となる。【０００４】
例えば信号点数が２５６以上の多値ＱＡＭ方式が用いられる通信システムにおいて、位相雑音に起因して位相誤差が生じると、ビット誤り率が上昇し、データ通信の信頼性が低下する。そのような通信システムにおいて、信頼性が高いデータ通信を行うためには、位相雑音に起因して生じる位相誤差を高い精度で推定し、補償する必要がある。加えて、多値ＱＡＭ方式などが用いられる通信システムでは、熱雑音など他の要因による誤りに対しても、耐性を向上させる必要がある。【０００５】
エラー耐性の向上を実現できる復調装置として、位相ロックループ（ＰＬＬ：Phase Lock Loop）を用いて位相誤差補償を行い、その後段において尤度情報を反映したビット列を出力するＱＡＭシンボルデマッピング装置と、尤度情報を入力して誤り訂正処理を行う誤り訂正復号器とを含む復調装置が知られている。ＱＡＭシンボルデマッピング装置の一例は、例えば特許文献１に記載されている。【０００６】
しかしながら、上記復調装置では、検波器が出力するベースバンド信号に含まれる位相雑音の大きさ、或いは熱雑音などに起因する位相検出の精度劣化により、十分に良好なビット誤り率特性を得られない場合がある。この問題に対して、特許文献２及び特許文献３は、位相ロックループにおけるループフィルタの帯域幅を適応的に調整することで、位相誤差補償の精度を向上させる技術を開示している。【０００７】
上記した位相ロックループを使用する方法以外に、伝送信号中に既知の信号（パイロット信号）を周期的に埋め込んでおき、これを利用して位相雑音を補償する方法が知られている。パイロット信号を利用した通信の信頼性向上に関する一般的な原理は、例えば非特許文献１に記載がされている。パイロット信号を位相雑音補償方法の精度向上に使用する方法については、例えば非特許文献２、非特許文献３、及び非特許文献４に記載されている。【０００８】
図１０は、パイロット信号を用いて位相雑音を補償する位相雑音補償装置の一構成例を示すブロック図である。図１０を参照すると、位相雑音補償装置２００は、ＦＩＦＯ（First-In First-Out）メモリ２０１、位相検出器２０２、補間フィルタ２０３、位相回転器２０４、及びスイッチ２０５を備える。【０００９】
位相雑音補償装置２００では、受信ベースバンド信号に対応する受信シンボルがＦＩＦＯメモリ２０１に入力される。受信シンボルが送信側で挿入された既知のパイロット信号に対応するパイロットシンボルである場合、受信シンボルは、スイッチ２０５を通じて位相検出器２０２にも入力される。位相検出器２０２は、受信パイロットシンボルの位相成分を検出し、補間フィルタ２０３に出力する。【００１０】
補間フィルタ２０３は、セレクタ２０６、レジスタ２０７、乗算器２０８、及びタップ係数更新装置２０９を含む。補間フィルタ２０３は、複数の受信パイロットシンボルに対して重み付け補間処理を実施し、パイロットシンボル間の受信シンボルにおける位相雑音を推定する。位相回転器２０４は、補間フィルタ２０３が出力する位相情報に基づいて受信シンボルの位相を回転し、受信シンボル中の位相雑音を補償する。このようなパイロット信号を利用した位相雑音補償方法は、例えば特許文献４に開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】国際公開第２０１１／０６８１１９号
【特許文献２】特開２０００−１０１６６６号公報
【特許文献３】特開２０１１−１０１１７７号公報
【特許文献４】国際公開第２０１３／１６１８０１号
【非特許文献】
【００１２】
【非特許文献１】J. Cavers, “An analysis of pilot symbol assisted modulation for Rayleigh fading channel,” IEEE Transactions on Vehicular Technology, vol.40, no.4, pp.686-693, November 1991.
【非特許文献２】A. Spalvieri and L. Barletta, “Pilot-aided carrier recovery in the presence of phase noise,” IEEE Transactions on Communications, vol.59, no.7, pp.1966-1974, July 2011.
【非特許文献３】N. Kamiya and E. Sasaki, “Pilot-symbol assisted and code-aided phase error estimation for high-order QAM transmission,” IEEE Transactions on Communications, vol.61, no.10, pp.4396-4380, October 2013.
【非特許文献４】V. Simon, A. Senst, M. Speth and H. Meyr, “Phase noise estimation via adapted interpolation,” IEEE Global Telecommunications Conference (Globecom), Proceedings, pp.3297-3301, November 2001.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
近年、無線通信システムへの大容量化の要請が強まり、変調多値数の拡張が求められ、伝送特性に大きな影響を与えるＬＯ信号の位相雑音の補償が問題となっている。この問題に対して、関連技術の搬送波再生ＰＬＬを用いた位相雑音補償の効果は限定的である。例えば、検波器が出力するベースバンド信号に含まれる位相雑音レベルがＱＡＭ方式の信号多値数と比較して大きい場合には、十分なＢＥＲ特性が得られず、大容量かつ高品質なデータ通信が困難となる。【００１４】
上記に対し、パイロット信号を利用した位相雑音補償装置では、高精度な位相雑音の補償が可能となる。しかしながら、パイロット信号を利用した位相雑音補償装置では、補償精度と装置規模・計算量とのトレードオフが課題となる。補償精度を向上させるためには、補間フィルタ２０３のタップ数を増加する必要がある。タップ数の増加は、セレクタ２０６、レジスタ２０７、乗算器２０８、及びタップ係数更新装置２０９の増加を伴い、装置規模・計算量が増大することとなる。特に、タップ係数更新装置２０９は、レジスタ、乗算器、及び加算器を含んで構成されており、装置規模増大へ与える影響は大きい。搬送波対雑音比（Ｃ／Ｎ比：Carrier to Noise Ratio）が低い伝送条件で高精度な位相雑音補償を行うためには、多くのタップ数が必要となり、位相ロックループを用いる場合に比べて、補間フィルタの装置規模は増大する。【００１５】
本発明は、上記事情に鑑み、計算量及び装置規模の大幅な増大を必要とせずに、高い精度で位相雑音を補償できる位相雑音補償装置及び方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
上記課題を解決するため、本発明は、位相情報をデータ識別に使用する変調方式で変調された伝送信号を復調する復調装置に用いられる位相雑音補償装置であって、前記伝送信号に含まれる、受信データシンボルと受信パイロットシンボルとを含む受信シンボルを所定のシンボル数でブロック化し、前記ブロック化された受信シンボル系列に含まれる受信パイロットシンボルを抽出した受信パイロットシンボル系列の位相誤差を検出する位相検出器と、無限インパルス応答フィルタを含み、前記位相誤差を時系列順序に参照して前記受信パイロットシンボルの第１の位相雑音成分を順次に推定する第１のフィルタと、無限インパルス応答フィルタを含み、前記位相誤差を反時系列順序に参照して前記受信パイロットシンボルの第２の位相雑音成分を順次に推定する第２のフィルタと、前記第１の位相雑音成分と、前記第２の位相雑音成分と、前記位相誤差とに基づいて、前記受信シンボル系列に含まれる受信シンボルの位相雑音成分を推定する合成処理手段と、前記推定された受信シンボルの位相雑音成分に基づいて前記受信シンボルの位相を回転する位相回転器とを備える位相雑音補償装置を提供する。【００１７】
本発明は、また、上記位相雑音補償装置と、所定周波数の信号を出力する局部発振器と、前記局部発振器が出力する信号を用いて前記伝送信号を検波し、前記位相雑音補償装置に出力する検波器とを備える復調装置を提供する。【００１８】
さらに、本発明は、上記復調装置と、前記伝送信号を受信し前記復調装置に供給する受信回路とを備える受信装置を提供する。【００１９】
さらに、本発明は、上記受信装置と、送信データを変調し変調信号を出力する変調装置と、前記変調信号を前記受信装置に送信する送信回路とを含む送信装置とを有する通信システムを提供する。【００２０】
本発明は、位相情報をデータ識別に使用する変調方式で変調された伝送信号に含まれる、データシンボルとパイロットシンボルとを含む受信シンボル系列を所定のシンボル数でブロック化し、前記ブロック化された受信シンボル系列に含まれる受信パイロットシンボルを抽出した受信パイロットシンボル系列の位相誤差を検出し、無限インパルス応答フィルタを用いて、前記位相誤差を時系列に参照して、前記受信パイロットシンボルの第１の位相雑音成分を順次に推定し、無限印パルス応答フィルタを用いて、前記位相誤差を反時系列に参照して、前記受信パイロットシンボルの第２の位相雑音成分を順次に推定し、前記第１の位相雑音成分と、前記第２の位相雑音成分と、前記位相誤差とに基づいて、前記受信シンボル系列に含まれる受信シンボルの位相雑音成分を推定し、前記推定された受信シンボルの位相雑音成分に基づいて前記受信シンボルの位相を回転する位相雑音補償方法を提供する。
【発明の効果】
【００２１】
本発明の位相雑音補償装置、復調装置、通信装置、通信システム、及び位相雑音補償方法は、計算量及び装置規模の大幅な増大を必要とせずに、高い精度で位相雑音を補償することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】本発明の位相雑音補償装置を示すブロック図。
【図２】本発明の一実施形態に係る位相雑音補償装置の構成を示すブロック図。
【図３】伝送フレーム構成の一例を示すブロック図。
【図４】局部発振器の位相雑音スペクトルの一例を示す図。
【図５】位相雑音補償装置の動作手順を示すフローチャート。
【図６】平均自乗誤差と、伝送路の搬送波対雑音電力比の関係を示すグラフ。
【図７】復調装置を示すブロック図。
【図８】通信装置を示すブロック図。
【図９】通信システムを示すブロック図。
【図１０】関連技術に係る位相雑音補償装置を示すブロック図。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
本発明の実施形態の説明に先立って、本発明の概要について説明する。図１は、本発明の位相雑音補償装置を示す。位相雑音補償装置１０は、位相検出器１１、第１のフィルタ１２、第２のフィルタ１３、合成処理部（合成処理手段）１４、及び位相回転器１５を有する。
【００２４】
位相雑音補償装置１０は、位相情報をデータ識別に使用する変調方式で変調された伝送信号を復調する復調装置に用いられる。伝送信号は、データシンボルとパイロットシンボルとを含む。位相検出器１１は、伝送信号に含まれる受信シンボルを所定のシンボル数でブロック化し、ブロック化された受信シンボル系列に含まれる受信パイロットシンボルを抽出した受信パイロットシンボル系列の位相誤差を検出する。
【００２５】
第１のフィルタ１２及び第２のフィルタ１３は、無限インパルス応答フィルタを含む。第１のフィルタ１２は、位相検出器１１が検出した位相誤差を時系列に参照し、受信パイロットシンボルの第１の位相雑音成分を順次に推定する。第２のフィルタ１３は、位相誤差を反時系列に参照し、受信パイロットシンボルの第２の位相雑音成分を順次に推定する。ここで、時系列とは、時刻が過去から現在に向かう時間方向の順序を指し、反時系列とは、時系列とは時間軸において逆方向の時間順序を指す。第１のフィルタ１２と第２のフィルタ１３とは、互いに時間軸方向に逆向きに位相誤差を参照して位相雑音成分を推定する。
【００２６】
合成処理部１４は、第１のフィルタ１２が推定した第１の位相雑音成分と、第２のフィルタ１３が推定した第２の位相雑音成分と、受信パイロットシンボルの位相誤差とに基づいて、受信シンボル系列に含まれる受信シンボルの位相雑音成分を推定する。位相回転器１５は、合成処理部１４が推定した受信シンボルの位相雑音成分に基づいて、受信シンボルの位相を回転する。
【００２７】
ここで、位相雑音には時間相関があり、ある時点の位相雑音の推定を試みる場合、その時点よりも過去の観測値を利用して時系列的に推定していくことで、位相雑音を推定することができる。加えて、同じ時点の位相雑音を、その時点よりも時間的に先の観測値を利用して、反時系列的に推定することもできる。本発明では、第１のフィルタを用いて時系列的に位相雑音成分を推定し、第２のフィルタを用いて反時系列的に位相雑音成分を推定する。それら２つの推定結果を用いることで、一方の推定結果のみを使用する場合に比べて、高い推定精度が得られると考えられる。また、本発明では、第１のフィルタ及び第２のフィルタに無限インパルス応答フィルタが用いられており、計算量及び装置規模の大幅な増大を必要とせずに、高い精度で位相雑音成分を推定することができる。
【００２８】
以下、図面を参照しつつ、本発明の実施の形態を詳細に説明する。ただし、以下の実施の形態に記載されている構成要素は単なる例示であって、本発明の技術範囲をそれらのみに限定する趣旨のものではない。
【００２９】
図２は、本発明の一実施形態に係る位相雑音補償装置を示す。位相雑音補償装置１００は、ＦＩＦＯ（First-In First-Out）メモリ１０１、位相回転器１０３と、位相検出器１０４、ＬＩＦＯ（Last-In First-Out）メモリ１０５、無限インパルス応答（ＩＩＲ： Infinite Impulse Response）フィルタ１０６、ＩＩＲフィルタ１０８、及び合成処理部１０９を備える。位相雑音補償装置１００は、局部発振器で発生する位相雑音、及び／又は熱雑音に起因する伝送信号の劣化を補償する装置である。
【００３０】
本実施形態に係る位相雑音補償装置１００は、位相情報をデータの識別に使用する変調方式で通信を行う通信システムにおいて信号受信装置に用いられる。通信システムは、無線信号の送受信を行う無線通信システムであってもよいし、光信号の送受信を行う光通信システムであってもよい。以下では、主に変調方式がＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）である場合を説明するが、変調方式はＱＡＭには限定されない。変調方式は、位相情報をデータの識別に使用する他の変調方式、例えばＰＳＫ（Phase Shift Keying）方式やＡＰＳＫ（Amplitude and phase-shift keying）方式であってもよい。
【００３１】
位相雑音補償装置１００は、例えばＬＳＩ（Large-Scale Integration）などのハードウェアで実現される。位相雑音補償装置１００は、例えば、信号受信装置を実現するＬＳＩの一部、又はそれに含まれる他の回路部分、例えば復調装置などを実現するＬＳＩの一部として構成されてもよい。位相雑音補償装置１００で実施される処理のうちの少なくとも一部が、プロセッサを用いたソフトウェア処理で実施されてもよい。
【００３２】
位相雑音補償装置１００では、受信ベースバンド信号に対応する受信シンボルがＦＩＦＯメモリ１０１に入力される。ＦＩＦＯメモリ１０１は、受信シンボルを所定のシンボル数でブロック化した受信シンボル系列を記憶する。ＦＩＦＯメモリ１０１は、記憶した受信シンボル系列に含まれる各受信シンボルを、時系列的に出力する。
【００３３】
位相雑音補償装置１００において、図示しない制御回路は、送信側で伝送信号に挿入された既知のパイロット信号に対応する受信パイロットシンボルのタイムスロットの期間だけ、スイッチ１０２を閉じる。位相検出器１０４には、スイッチ１０２を通じて、受信シンボル系列に含まれる受信パイロットシンボルから成る受信パイロットシンボル系列が入力される。位相検出器１０４は、受信パイロット系列に含まれる各受信パイロットシンボルの位相成分（位相誤差）を検出する。位相検出器１０４は、検出した位相誤差をＬＩＦＯメモリ１０５と第１のＩＩＲフィルタ１０６とに出力する。位相検出器１０４は、図１の位相検出器１１に対応する。
【００３４】
第１のＩＩＲフィルタ１０６は、タップ数が２の無限インパルス応答フィルタとして構成される。第１のＩＩＲフィルタ１０６は、位相検出器１０４が検出した位相誤差を時系列に参照し、受信パイロットシンボルの第１の位相雑音成分を順次に推定する。第１のＩＩＲフィルタ１０６は、図１の第１のフィルタ１２に対応する。
【００３５】
第１のＩＩＲフィルタ１０６は、乗算器１６１及び１６２と、加算器１６３と、レジスタ１６４とを含む。乗算器１６１は、ＲＯＭ（Read Only Memory）１１５に記憶された所定の係数（タップ係数）を、位相検出器１０４が検出した位相誤差に乗じる。レジスタ１６４は遅延素子であり、乗算器１６２は、レジスタ１６４の出力にＲＯＭ１１４に記憶された所定の係数（タップ係数）を乗じる。加算器１６３は、乗算器１６１の出力と、乗算器１６２の出力とを加算する。加算器１６３の出力は、レジスタ１６４に記憶される。レジスタ１６４に記憶されるデータは、第１のＩＩＲフィルタ１０６が推定した第１の位相雑音成分に対応する。第１のＩＩＲフィルタ１０６は、レジスタ１６４から、第１の位相雑音成分を出力する。
【００３６】
ＬＩＦＯメモリ１０５は、位相検出器１０４が検出した位相誤差を記憶する。ＬＩＦＯメモリ１０５は、受信パイロットシンボル系列に含まれる各受信パイロットシンボルの位相誤差を記憶すると、各受信パイロットシンボルの位相誤差を、入力順序とは逆の順序で、第２のＩＩＲフィルタ１０８に出力する。ＬＩＦＯメモリ１０５は、スイッチ１１７及び乗算器１１６を介して、合成処理部１０９にも、各受信パイロットシンボルの位相誤差を出力する。乗算器１１６は、ＬＩＦＯメモリ１０５からスイッチ１１７を介して入力される受信パイロットシンボルの位相誤差に、ＲＯＭ１１８に記憶された所定の係数を乗じて合成処理部１０９に出力する。
【００３７】
第２のＩＩＲフィルタ１０８は、タップ数が２の無限インパルス応答フィルタとして構成される。第２のＩＩＲフィルタ１０８は、位相検出器１０４が検出した位相誤差を反時系列に参照し、受信パイロットシンボルの第２の位相雑音成分を順次に推定する。第２のＩＩＲフィルタ１０８は、反時系列に位相誤差を参照する際に、第１のＩＩＲフィルタ１０６で推定された第１の位相雑音成分を用いて計算された値を初期値として使用してもよい。第２のＩＩＲフィルタ１０８は、図１の第２のフィルタ１３に対応する。
【００３８】
第２のＩＩＲフィルタ１０８は、乗算器１８１及び１８２と、加算器１８３と、レジスタ１８４とを含む。乗算器１８１は、ＲＯＭ１１５に記憶された所定の係数を、ＬＩＦＯメモリ１０５を介して入力される位相誤差に乗じる。レジスタ１８４は遅延素子であり、乗算器１８２は、レジスタ１８４の出力にＲＯＭ１１４に記憶された所定の係数を乗じる。加算器１８３は、乗算器１８１の出力と、乗算器１８２の出力とを加算する。加算器１８３の出力は、レジスタ１８４に記憶される。レジスタ１８４に記憶されるデータは、第２のＩＩＲフィルタ１０８が推定した第２の位相雑音成分に対応する。第２のＩＩＲフィルタ１０８は、レジスタ１８４から、第２の位相雑音成分を出力する。
【００３９】
第１のＩＩＲフィルタ１０６は、時系列に順次に推定した受信パイロットシンボルの第１の位相雑音成分を、ＬＩＦＯメモリ１０７に出力する。ＬＩＦＯ１０７メモリは、第１のＩＩＲフィルタ１０６から入力された第１の位相雑音成分を、入力とは逆順に、合成処理部１０９に出力する。第２のＩＩＲフィルタ１０８は、反時系列に順次に推定した受信パイロットシンボルの第２の位相雑音成分を、合成処理部１０９に出力する。合成処理部１０９には、ＬＩＦＯメモリ１０５から出力され、乗算器１１６でＲＯＭ１１８に記憶された所定の係数が乗じられた受信パイロットの位相誤差も入力される。
【００４０】
合成処理部１０９は、第１のＩＩＲフィルタ１０６が推定した第１の位相雑音成分と、第２のＩＩＲフィルタ１０８が推定した第２の位相雑音成分の推定値と、位相検出器１０４が検出した位相誤差とに基づいて、受信シンボル系列に含まれる各受信シンボルの位相雑音成分を推定する。合成処理部１０９は、例えば推定された第１の位相雑音成分及び第２の位相雑音成分に基づいて、受信シンボル系列に含まれる各データシンボルの位相雑音成分を推定する。また、合成処理部１０９は、推定された第１の位相雑音成分及び第２の位相雑音成分と受信パイロットシンボルの位相誤差とに基づいて、受信シンボル系列に含まれるパイロットシンボルの位相雑音成分を推定する。合成処理部１０９は、図１の合成処理部１４に対応する。
【００４１】
合成処理部１０９は、乗算器１９１及び１９２と、加算器１９３及び１９４と、ＲＯＭ１９６とを含む。乗算器１９１は、ＬＩＦＯメモリ１０７を介して入力される第１のＩＩＲフィルタ１０６の出力（推定された第１の位相雑音成分）に、ＲＯＭ１９６に記憶された所定の係数を乗じる。乗算器１９２は、第２のＩＩＲフィルタ１０８の出力（推定された第２の位相雑音成分）に、ＲＯＭ１９６に記憶された所定の係数を乗じる。加算器１９３は、乗算器１９１の出力と乗算器１９２の出力とを加算する。換言すれば、加算器１９３は、第１の位相雑音成分と第２の位相雑音成分とを、ＲＯＭ１９６に記憶された係数（重み）で重み付け加算する。
【００４２】
加算器１９４は、加算器１９３の出力と、乗算器１１６で所定の係数が乗算された位相誤差とを加算する。換言すれば、加算器１９４は、第１の位相雑音成分と第２の位相雑音成分との重み付け加算の結果に、位相検出器１０４で検出された位相誤差を重み付け加算する。加算器１９４の出力は、合成処理部１０９が推定する位相雑音成分に対応する。ＲＯＭ１１５、１１４、１１８、及び１９６に記憶される所定の係数は、伝送信号の復調に用いられる局部発振器の位相雑音スペクトルに基づいて決定される。所定の係数の具体的例については後述する。
【００４３】
合成処理部１０９は、推定した位相雑音成分を、ＬＩＦＯメモリ１１０に出力する。ＬＩＦＯメモリ１１０は、合成処理部１０９から入力された位相雑音成分を、入力順序とは逆の順序で位相回転器１０３に出力する。位相回転器１０３は、ＦＩＦＯメモリ１０１から出力される受信シンボルの位相を、ＬＩＦＯメモリ１１０の出力データの分だけ回転し、出力する。位相回転器１０３は、各受信シンボルの位相を、合成処理部１０９で推定された位相雑音成分を打ち消す方向に回転させることで、位相雑音を補償する。位相回転器１０３は、図１の位相回転器１５に対応する。
【００４４】
なお、本実施形態において、ＦＩＦＯメモリやＬＩＦＯメモリは、参照や計算の順序などを制御するために用いられている。図２に示される構成は一例であり、ＦＩＦＯメモリやＬＩＦＯメモリの配置は図２に示したものには限定されない。ＦＩＦＯメモリやＬＩＦＯメモリなどを用いることに代えて、通常のメモリに受信シンボル系列、位相誤差の検出結果、及び位相雑音成分の推定結果などを記憶しておき、各部が任意の順序で記憶されたデータを読み出すことで、参照や計算の順序が制御されることとしてもよい。
【００４５】
また、本実施形態では、各係数がＲＯＭに記憶される例について説明したが、これには限定されない。各係数は、任意のタイプの記憶装置に記憶することができ、特定のタイプの記憶装置に記憶されることには限定されない。
【００４６】
ここで、図３は、伝送フレームの一例を示す。伝送フレーム３００は、データシンボル３０１とパイロットシンボル３０２とから成る。伝送フレーム３００において、パイロットシンボル３０２は、例えばＮを正の整数として、Ｎシンボル間隔で等間隔に配置されている。伝送フレーム３００は、例えばＭを正の整数として、ＭＮ個の受信シンボルごとにブロック化される。ブロック化されたＭＮ個の受信シンボルには、Ｍ個のパイロットシンボル３０２が含まれる。位相雑音補償装置１００は、ＭＮ個の受信シンボルの単位で、位相雑音の推定、及び位相雑音の補償を行う。
【００４７】
なお、図３では、パイロットシンボルは受信シンボルにおいて等間隔で配置されているが、これには限定されない。パイロットシンボルの配置は任意であり、必ずしもパイロットシンボルが等間隔で配置されている必要はない。以下では、説明の簡便さの理由から、パイロットシンボルが等間隔で配置されている例について説明する。
【００４８】
位相雑音補償装置１００には、例えば図３に例示された、データシンボル３０１とパイロットシンボル３０２とを含むＭＮ個の受信シンボルから成る伝送フレーム３００が入力される。以下では受信シンボルをｒ（１），ｒ（２），．．．，ｒ（ＭＮ）と記し、受信シンボルに対応する送信シンボルをｓ（１），ｓ（２），．．．，ｓ（ＭＮ）と記す。また、各受信シンボルにおける局部発振器に起因する位相雑音をθ（１），θ（２），．．．，θ（ＭＮ）と記し、熱雑音に起因するノイズ成分をｗ（１），ｗ（２），．．．，ｗ（ＭＮ）と記す。ｎを１以上ＭＮ以下の整数とするとき、受信シンボルｒ（ｎ）は、下記式で表すことができる。
ｒ（ｎ）＝ｓ（ｎ）ｅｊθ（ｎ）＋ｗ（ｎ）
【００４９】
上記式において、ｅはネイピア数を表し、ｊは虚数単位を表す。熱雑音ｗ（ｎ）は、平均０、及び分散σ２の白色雑音とする。熱雑音はスペクトルが平坦である。一方、位相雑音は、平坦でないスペクトルを持つ。図４は、位相雑音スペクトルの一例を示す。図４に示される例では、位相雑音スペクトルは、周波数ｆｐ（Ｈｚ）以下及びｆｚ（Ｈｚ）以上で一定であり、ｆｐとｆｚの間の区間は−２０ｄＢｃ／Ｄｅｃの傾きを持つ。周波数０（Ｈｚ）における電力スペクトル密度はＫ０とする。以下では、一例として、位相雑音が図４に示される形状のスペクトルを持つ場合について説明する。
【００５０】
送信側から送信されるＭＮ個の送信シンボルのうち、Ｍ個の送信シンボルｓ（Ｎ），ｓ（２Ｎ），．．．，ｓ（ＭＮ）は事前に規定され、受信側で既知のパイロット信号に対応した送信パイロットシンボルである。パイロット信号の電力Ｐは、送信シンボル電力の平均値に一致するものとする。位相雑音補償装置１００に入力されるＭＮ個の受信シンボルのうち、受信シンボルｒ（Ｎ），ｒ（２Ｎ），．．．，ｒ（ＭＮ）はパイロット信号に対応した受信パイロットシンボルである。
【００５１】
位相雑音補償装置１００は、入力された受信シンボルｒ（１），ｒ（２），．．．，ｒ（ＭＮ）を、ＦＩＦＯメモリ１０１に順次記憶する。位相検出器１０４には、スイッチ１０２を通じて、ＭＮ個の受信シンボルのうちＭ個の受信パイロットシンボルｒ（Ｎ），ｒ（２Ｎ），．．．，ｒ（ＭＮ）が入力される。位相検出器１０４は、ｋを１以上Ｍ以下の整数とするとき、各受信パイロットシンボルｒ（ｋＮ）と既知の送信パイロットシンボルｓ（ｋＮ）との位相差分（位相誤差）を算出し、出力する。具体的には、位相検出器１０４は、ａｒｇ（ｚ）を複素数ｚの偏角を表す関数として、下記式を用いて、受信パイロットシンボルｒ（ｋＮ）と送信パイロットシンボルｓ（ｋＮ）との位相差分φ（ｋＮ）を算出し、出力する。
φ（ｋＮ）＝ａｒｇ（ｒ（ｋＮ）／ｓ（ｋＮ））
【００５２】
上記式で算出された位相差分φ（ｋＮ）は、受信パイロットシンボルの位相雑音θ（ｋＮ）と熱に起因するランダムノイズｗθ（ｋＮ）とを用いて、下記式で表記できる。
φ（ｋＮ）＝θ（ｋＮ）＋ｗθ（ｋＮ）
ここで、ｗθ（ｋＮ）は、平均０、分散σθ２のランダム系列となる。σθ２は、は、前述の熱雑音のノイズ分散σ２と、平均信号電力Ｐとを用いて、σθ２＝σ２／（２Ｐ）と表すことができる。位相雑音補償装置１００は、位相検出器１０４で検出されたＭ個の位相差分φ（Ｎ），φ（２Ｎ），．．．，φ（ＭＮ）から、ＭＮ個の受信シンボルの位相雑音θ（１），θ（２），．．．，θ（ＭＮ）を推定する。
【００５３】
位相検出器１０４は、Ｍ個の位相差分φ（Ｎ），φ（２Ｎ），．．．，φ（ＭＮ）を、第１のＩＩＲフィルタ１０６とＬＩＦＯメモリ１０５とに出力する。ＬＩＦＯメモリ１０５は、位相差分φ（Ｎ），φ（２Ｎ），．．．，φ（ＭＮ）の入力が完了した後、記憶した位相差分を、φ（ＭＮ），φ（（Ｍ−１）Ｎ），．．．，φ（Ｎ）の順序で、第２のＩＩＲフィルタ１０８に出力する。位相検出器１０４と第２のＩＩＲフィルタ１０８との間にＬＩＦＯメモリ１０５が存在することで、第１のＩＩＲフィルタ１０６と第２のＩＩＲフィルタ１０８とで、位相差分φ（Ｎ），φ（２Ｎ），．．．，φ（ＭＮ）を参照する順序が逆になる。以下では、第１のＩＩＲフィルタ１０６が推定した第１の位相雑音成分をθ＋で表し、第２のＩＩＲフィルタ１０８が推定した第２の位相雑音成分をθ−で表す。
【００５４】
第１のＩＩＲフィルタ１０６は、前述したように、２つの乗算器１６１及び１６２と、１つの加算器１６３と、１つのレジスタ１６４とを有しており、第１の位相雑音成分を推定してその推定値θ＋を出力する。より詳細には、第１のＩＩＲフィルタ１０６は、ｋ番目の受信パイロットシンボルの第１の位相雑音成分の推定値θ＋（ｋＮ）と位相差分φ（ｋＮ）とを用いて、ｋ＋１番目の受信パイロットシンボルの第１の位相雑音成分の推定値θ＋（（ｋ＋１）Ｎ）を算出する。
【００５５】
具体的には、第１のＩＩＲフィルタ１０６は、下記式に示される演算を順次に実施して、受信パイロットシンボルの第１の位相雑音成分の推定値θ＋（Ｎ），θ＋（２Ｎ），．．．，θ＋（ＭＮ），θ＋（（Ｍ＋１）Ｎ）を順次に算出する。
θ＋（（ｋ＋１）Ｎ）←ｐ１θ＋（ｋＮ）＋ｐ２φ（ｋＮ），  ｋ＝１，２，．．．，Ｍ
ここで、θ＋（Ｎ）はレジスタ１６４の初期値である。また、ｐ１はＲＯＭ１１４に記憶されるタップ係数であり、ｐ２はＲＯＭ１１５に記憶されるタップ係数である。ｐ１及びｐ２は、後述するように、位相雑音スペクトル、パイロットシンボル間隔Ｎ、ノイズ分散σθ２などに基づいて決定される。
【００５６】
第１のＩＩＲフィルタ１０６は、１番目からＭ番目までの受信パイロットシンボルの推定値θ＋（Ｎ），θ＋（２Ｎ），．．．，θ＋（ＭＮ）を、ＬＩＦＯメモリ１０７に出力する。第１のＩＩＲフィルタ１０６で算出されたＭ＋１番目の受信パイロットシンボルの第１の位相雑音の推定値θ＋（（Ｍ＋１）Ｎ）は、次のフレームの処理におけるレジスタ１６４の初期値となる。
【００５７】
また、図２においては図面簡略化のために図示は省略されているが、上記Ｍ＋１番目の受信パイロットシンボルの位相雑音の推定値θ＋（（Ｍ＋１）Ｎ）は第２のＩＩＲフィルタ１０８に供給され、第２のＩＩＲフィルタ１０８における初期値の算出に利用される。具体的には、第２のＩＩＲフィルタ１０８の初期値θ−（ＭＮ）は、第１の位相雑音の推定値θ＋（（Ｍ＋１）Ｎ）を用いて、下記式で算出される。
θ−（ＭＮ）←ｐ３θ＋（（Ｍ＋１）Ｎ）
ここで、ｐ３は、上記したｐ１及びｐ２と同様に、位相雑音スペクトル、パイロットシンボル間隔Ｎ、ノイズ分散σθ２などに基づいて決定される係数である。
【００５８】
第２のＩＩＲフィルタ１０８は、第１のＩＩＲフィルタ１０６と同様に、２つの乗算器１８１及び１８２と、１つの加算器１８３と、１つのレジスタ１８４とを有している。第２のＩＩＲフィルタ１０８は、第２の位相雑音成分を推定し、その推定値θ−を出力する。より詳細には、第２のＩＩＲフィルタ１０８は、ｋ番目の受信パイロットシンボルの第２の位相雑音成分の推定値θ−（ｋＮ）と位相差分φ（ｋＮ）とを用いて、ｋ−１番目の受信パイロットシンボルの第２の位相雑音成分の推定値θ−（（ｋ−１）Ｎ）を算出する。
【００５９】
具体的には、第２のＩＩＲフィルタ１０８は、下記式に示される演算を順次に実施して、受信パイロットシンボルの第２の位相雑音成分の推定値θ−（ＭＮ），θ＋（（Ｍ−１）Ｎ），．．．，θ＋（Ｎ），θ＋（０）を順次に算出する。
θ−（（ｋ−１）Ｎ）←ｐ１θ−（ｋＮ）＋ｐ２φ（ｋＮ），  ｋ＝Ｍ,Ｍ−１，．．．，１
【００６０】
ＬＩＦＯメモリ１０７は、第１のＩＩＲフィルタ１０６から出力された第１の位相雑音成分の推定値θ＋（Ｎ），θ＋（２Ｎ），．．．，θ＋（ＭＮ）を、入力順序とは逆の順序で合成処理部１０９に出力する。つまり、ＬＩＦＯメモリ１０７は、第１の位相雑音成分の推定値θ＋（ＭＮ），θ＋（（Ｍ−１）Ｎ），．．．，θ＋（Ｎ）を順次に出力する。第２のＩＩＲフィルタ１０８は、第２の位相雑音成分の推定値θ−（ＭＮ），θ＋（（Ｍ−１）Ｎ），．．．，θ＋（Ｎ），θ＋（０）を順次に合成処理部１０９に出力する。ＬＩＦＯメモリ１０５は、スイッチ１１７及び乗算器１１６を介して位相差分φ（ＭＮ），φ（（Ｍ−１）Ｎ），．．．，φ（Ｎ）を順次に合成処理部１０９に出力する。
【００６１】
合成処理部１０９は、入力されるデータに基づいて、データシンボル３０１及びパイロットシンボル３０２（図３を参照）を含む各受信シンボルｒ（ｎ）の位相雑音成分を推定する。合成処理部１０９が推定した各受信シンボルの位相雑音成分をθ±（ｎ）で表す。
【００６２】
合成処理部１０９は、受信パイロットシンボルの位相雑音成分の推定値θ±（ｋＮ）を、第１の位相雑音成分の推定値θ＋（ｋＮ）及び第２の位相雑音成分の推定値θ−（ｋＮ）と、位相差分φ（ｋＮ）とを用いて計算する。また、合成処理部１０９は、ｌを１以上Ｎ−１以下の整数として、データシンボル３０１に対応する受信シンボルの位相雑音成分の推定値θ±（ｌ＋（ｋ−１）Ｎ）を、第１の位相雑音成分の推定値θ＋（ｋＮ）と第２の位相雑音成分の推定値θ−（（ｋ−１）Ｎ）とを用いて計算する。
【００６３】
具体的には、合成処理部１０９は、下記式に示される演算を順次に実施して、受信パイロットシンボルの位相雑音成分の推定値θ±（ｋＮ）を計算する。
θ±（ｋＮ）←ｐ４，Ｎ（θ＋（ｋＮ）＋θ−（ｋＮ））＋ｐ５φ（ｋＮ），  ｋ＝Ｍ,Ｍ−１，．．．，１
また、合成処理部１０９は、下記式に示される演算を順次に実施して、隣接する２つの受信パイロットシンボルに挟まれた、データシンボル３０１に対応する受信シンボルの位相雑音成分の推定値θ±（ｌ＋（ｋ−１）Ｎ）を計算する。
θ±（ｌ＋（ｋ−１）Ｎ）←ｐ４，ｌθ＋（ｋＮ）＋ｐ４，Ｎ−ｌθ−（（ｋ−１）Ｎ），  ｌ＝Ｎ−１，Ｎ−２，，．．．，１
ここで、ｐ４，１〜ｐ４，ＮはＲＯＭ１９６に記憶される係数であり、ｐ５はＲＯＭ１１８に記憶される係数である。ｐ４，１〜ｐ４，Ｎ及びｐ５は、ｐ１〜ｐ３と同様に、位相雑音スペクトル、パイロットシンボル間隔Ｎ、ノイズ分散σθ２などに基づいて決定される。
【００６４】
合成処理部１０９は、各受信シンボルの位相雑音成分の推定値θ±（ＭＮ），θ±（ＭＮ−１），．．．，θ±（１）を順次出力する。ＬＩＦＯメモリ１１０は、合成処理部１０９から出力された位相雑音成分の順番を入れ替えて、位相雑音成分の推定値θ±（１），θ±（２），．．．，θ±（ＭＮ）を順次に位相回転器１０３に出力する。位相回転器１０３は、ＦＩＦＯメモリ１０１から出力される受信シンボルｒ（ｎ）の位相を、位相雑音成分の推定値θ±（ｎ）だけ回転させて位相雑音成分を補償し、位相雑音成分が補償された受信シンボルｒｃ（ｎ）を出力する。補償された受信シンボルｒｃ（ｎ）は、下記式で表すことができる。
【数１】
2018034030.tif 000003
【００６５】
続いて、ＲＯＭ１１４、１１５、１１８、及び１９６に記憶される各係数（定数）の算出方法について説明する。以下では、局部発振器の位相雑音スペクトルが図４に示すようにモデル化されている場合を例に説明する。図４に示されるように、位相雑音スペクトルは、ｆｐ（Ｈｚ）以下及びｆｚ（Ｈｚ）以上で一定であり、ｆｐ（Ｈｚ）とｆｚ（Ｈｚ）の間の区間は−２０ｄＢｃ／Ｄｅｃの傾きを持つ。周波数０（Ｈｚ）における電力スペクトル密度をＫ０とし、伝送シンボルレートをｆｓ（Ｈｚ）とする。各ＲＯＭに記憶される係数の算出に用いられる定数ａ１、ｂ１、Ｋ１は、下記式で定義される。
【数２】
2018034030.tif 000004
ここで、円周率をπと記す。上記定数を用いて、別の定数α、ηがそれぞれ下記式で定義される。
【数３】
2018034030.tif 000005
【００６６】
位相雑音成分の推定に用いられる各係数ｐ１、ｐ２、ｐ３、ｐ４，ｌ、及びｐ５は、上記で定義された定数を用いて、それぞれ下記式で定義される。
る。
【数４】
2018034030.tif 000006
【数５】
2018034030.tif 000007
【数６】
2018034030.tif 000008
【数７】
2018034030.tif 000009
【数８】
2018034030.tif 000010
【００６７】
なお、本発明者は、局部発振器の位相雑音の周波数スペクトルが図４に示すものである場合に位相雑音成分の推定結果の平均自乗誤差が最小となる係数として、上記各式で定義される係数を導出した。各係数の値は、位相雑音成分の推定結果の平均自乗誤差が許容される範囲にあれば、上記各式で定義される値と完全に同一でなくてもよく、上記各式で定義される値の近似値でもよい。局部発振器の位相雑音の周波数スペクトルが図４に示すものと異なる場合は、各係数の値の設定と検証とを繰り返しながら、位相雑音成分の推定結果の平均自乗誤差を許容範囲に収めることが可能な係数の値を探索すればよい。
【００６８】
引き続き、位相雑音補償装置１００の動作手順を説明する。図５は、位相雑音補償装置１００の動作手順を示す。ＦＩＦＯメモリ１０１は、位相雑音補償装置１００に順次に入力される、伝送フレーム３００（図３を参照）を構成する受信シンボルｒ（ｎ）を記憶する。位相検出器１０４には、入力される受信シンボルｒ（ｎ）のうち、パイロットシンボル３０２に対応する受信パイロットシンボルがスイッチ１０２を介して順次に入力される。位相検出器１０４は、各受信パイロットシンボルの位相誤差（位相差分φ（ｋＮ））を検出する（ステップＡ１）。位相検出器１０４は、検出したＭ個の受信パイロットシンボルの位相差分φ（ｋＮ）を、時系列に沿った順序で順次に第１のＩＩＲフィルタ１０６とＬＩＦＯメモリ１０５とに出力する。ＬＩＦＯメモリ１０５は、Ｍ個の受信パイロットシンボルの位相差分φ（ｋＮ）を、入力順序とは逆の順序で、第２のＩＩＲフィルタ１０８及びスイッチ１１７に出力する。
【００６９】
第１のＩＩＲフィルタ１０６は、位相検出器１０４が順次に出力する受信パイロットの位相差分φ（ｋＮ）を用いて、受信パイロットシンボルの第１の位相雑音成分θ＋（（ｋ＋１）Ｎ）を順次に推定する（ステップＡ２）。第１のＩＩＲフィルタ１０６は、初期値θ＋（Ｎ）がレジスタ１６４に記憶された状態で処理を開始する。第１のＩＩＲフィルタ１０６は、時系列に沿って入力されるｋ番目の受信パイロットシンボルの位相差分φ（ｋＮ）とレジスタ１６４で遅延された前回の第１の位相雑音成分の推定値θ＋（ｋＮ）とから、ｋ＋１番目の受信パイロットシンボルの第１の位相雑音の推定値θ＋（（ｋ＋１）Ｎ）を算出し、レジスタ１６４に記憶する。初期値θ＋（Ｎ）は、連続する伝送フレームの処理においては、１つ前の伝送フレームの処理結果から与えられる。１つ前のフレームが存在しない先頭フレームの場合は、初期値θ＋（Ｎ）には所定の値、例えば０が与えられる。第１のＩＩＲフィルタ１０６は、初期値θ＋（Ｎ）を含む第１の位相雑音成分の推定値θ＋（Ｎ）、θ＋（２Ｎ）、．．．、θ＋（ＭＮ）を出力する。ｋ＋１番目の受信パイロットシンボルの第１の位相雑音成分の推定値θ＋（（Ｍ＋１）Ｎ）は、次の伝送フレームの初期値となり、また、第２のＩＩＲフィルタ１０８の初期値の計算に使用される。
【００７０】
第２のＩＩＲフィルタ１０８には、ＬＩＦＯメモリ１０５を介して、位相検出器１０４が順次に出力する受信パイロットの位相差分φ（ｋＮ）が反時系列で入力される。つまり、第２のＩＩＲフィルタ１０８には、位相差分φ（ＭＮ）、φ（（Ｍ−１）Ｎ）、．．．、φ（Ｎ）が順次に入力される。第２のＩＩＲフィルタ１０８には、図２では図示を省略しているが、第１のＩＩＲフィルタ１０６が出力するｋ＋１番目の受信パイロットシンボルの第１の位相雑音成分の推定値θ＋（（Ｍ＋１）Ｎ）も入力され、その第１の位相雑音成分の推定値θ＋（（Ｍ＋１）Ｎ）に基づいて定まる初期値がレジスタ１８４に記憶される。
【００７１】
第２のＩＩＲフィルタ１０８は、反時系列で入力される位相差分φ（ｋＮ）を用いて、受信パイロットシンボルの第２の位相雑音成分θ−（（ｋ−１）Ｎ）を順次に推定する（ステップＡ３）。第２のＩＩＲフィルタ１０８は、反時系列で入力されるｋ番目の受信パイロットシンボルの位相差分φ（ｋＮ）とレジスタ１８４で遅延された前回の第２の位相雑音成分の推定値θ−（ｋＮ）とから、ｋ−１番目の受信パイロットシンボルの第２の位相雑音の推定値θ−（（ｋ−１）Ｎ）を算出し、レジスタ１８４に記憶する。第２のＩＩＲフィルタ１０８は、初期値θ−（ＭＮ）を含む第２の位相雑音成分の推定値θ−（ＭＮ）、θ−（（Ｍ−１）Ｎ）、．．．、θ−（１）、θ−（０）を出力する。
【００７２】
合成処理部１０９には、ＬＩＦＯメモリ１０７を介して第１の位相雑音成分の推定値θ＋（ＭＮ）、θ＋（（Ｍ−１）Ｎ）、．．．、θ＋（Ｎ）が順次に入力され、また、第２の位相雑音成分の推定値θ−（ＭＮ）、θ−（（Ｍ−１）Ｎ）、．．．、θ−（１）、θ−（０）が順次に入力される。さらに、合成処理部１０９には、スイッチ１１７及び乗算器１１６を介して受信パイロットシンボルの位相差分φ（ＭＮ）、φ（（Ｍ−１）Ｎ）、．．．、φ（Ｎ）が順次に入力される。合成処理部１０９は、乗算器１１６から入力される受信パイロットシンボルの位相差分と、第１のＩＩＲフィルタ１０６から入力される第１の位相雑音成分と、第２のＩＩＲフィルタ１０８から入力される第２の位相雑音成分とに基づいて、各受信シンボルｒ（ｎ）の位相雑音成分を推定する（ステップＡ４）。
【００７３】
ステップＡ４において、スイッチ１１７は、合成処理部１０９で受信パイロットシンボルの位相雑音成分の推定値θ±（ｋＮ）を算出するタイミングで閉じられる。合成処理部１０９は、ステップＡ４では、ｎがＮの整数倍のとき（ｎ＝ｋＮ）、つまり、受信シンボルがパイロットシンボル３０２に対応した受信パイロットシンボルのとき、第１の位相雑音成分θ＋（ｋＮ）及び第２の位相雑音成分θ−（ｋＮ）と受信パイロットシンボルの位相差分φ（ｋＮ）とに基づいて、位相雑音成分の推定値θ±（ｋＮ）を算出する。合成処理部１０９は、ｎが（ｋ−１）Ｎよりも大きくｋＮよりも小さいとき（（ｋ−１）Ｎ＜ｎ＜ｋＮ）、つまり、受信シンボルがデータシンボル３０１に対応したシンボルであるときは、第１の位相雑音成分θ＋（ｋＮ）と第２の位相雑音成分θ−（（ｋ−１）Ｎ）とに基づいて、位相雑音成分の推定値θ±（ｎ）を算出する。合成処理部１０９は、各受信シンボルの位相雑音成分の推定値θ±（ＭＮ）、θ±（ＭＮ−１）、θ±（ＭＮ−２）、．．．、θ±（１）を順次に算出し、出力する。
【００７４】
合成処理部１０９で推定された各受信シンボルの位相雑音成分は、ＬＩＦＯメモリ１１０を介して位相回転器１０３に入力される。位相回転器１０３は、ＦＩＦＯメモリ１０１から出力される受信シンボルｒ（ｎ）の位相を、推定された各受信シンボルの位相雑音成分だけ回転する（ステップＡ５）。受信シンボルｒ（ｎ）の位相を、推定された位相雑音成分だけ回転させることで、各受信シンボルに含まれる位相雑音成分を除去することができる。
【００７５】
本実施形態では、位相雑音補償装置１００は、受信パイロットシンボルの位相雑音成分を推定する第１のＩＩＲフィルタ１０６及び第２のＩＩＲフィルタ１０８を含む。第１のＩＩＲフィルタ１０６が受信パイロットシンボルの位相誤差を時系列で参照するのに対し、第２のＩＩＲフィルタ１０８は受信パイロットシンボルの位相誤差を反時系列で参照する。位相雑音には時間相関があることが知られており、受信シンボルの位相雑音成分の推定に、２つの時間方向の時間相関を利用して得られた２つの位相雑音成分の推定結果を用いることで、何れか一方の推定結果を用いる場合に比べて、位相雑音成分の推定精度を向上できると考えられる。本実施形態に係る位相雑音補償装置１００は、高い精度で位相雑音を補償することが可能であり、伝送多値数が多い多値ＱＡＭ伝送方式に用いられた場合に、大容量かつ高品質なデータ通信を実現できる。
【００７６】
また、本実施形態では、各受信パイロットシンボルの位相雑音成分を推定に、第１のＩＩＲフィルタ１０６及び第２のＩＩＲフィルタ１０８を用いている。パイロットシンボルと補間フィルタとを利用した関連技術に係る位相雑音補償装置２００（図１０を参照）においては、補償精度を向上させるためには、補間フィルタ２０３のタップ数を増加させる必要があった。関連技術に係る位相雑音補償装置２００において、タップ数を増加させると、装置規模及び計算量が増大した。本実施形態では、第１のＩＩＲフィルタ１０６及び第２のＩＩＲフィルタ１０８は、それぞれタップ数が２つのＩＩＲフィルタで構成されており、関連技術に係る位相雑音補償装置２００に比べて、少ないタップ数で位相雑音成分を推定できる。従って、本実施形態に係る位相雑音補償装置１００は、関連技術に係る位相雑音補償装置２００に比べて、精度が高い位相補償を、少ない装置規模及び計算量で実現できる。
【００７７】
上記実施形態に係る位相雑音補償装置の効果について、数値例を挙げて説明する。本発明者は、シミュレーションを実施し、上記実施形態に係る位相雑音補償装置１００と図１０に示される関連技術係る位相雑音補償装置２００とのそれぞれについて、位相雑音を補償した後に残留する平均自乗誤差を求めた。シミュレーションでは、図４に示される局部発振器の位相雑音スペクトルにおいて、パラメータｆｐ、ｆｚ、Ｋ０をそれぞれ、ｆｐ＝１００Ｈｚ、ｆｚ＝５ＭＨｚ、Ｋ０＝−３５ｄＢｃ／Ｈｚとし、シンボルレートをｆｓ＝２４ＭＨｚとした。また、パイロット信号の間隔をＮ＝５０シンボルとし、１つの伝送フレームをＭＮ＝５００シンボルとした。変調方式は、２５６ＱＡＭ方式とした。関連技術に係る位相雑音補償装置２００では、補間フィルタ２０３のタップ数を１１とした。
【００７８】
上記シミュレーションの結果を、図６に示す。図６に示されるグラフにおいて、横軸は熱雑音に起因する搬送波対雑音電力比（ＣＮＲ：Carrier to Noise ratio）を表し、縦軸は残留位相雑音に関する平均自乗誤差をデシベルで表す。図６において、本実施形態に係る位相雑音補償装置１００の平均自乗誤差は円形の記号でプロットされ、関連技術に係る位相雑音補償装置２００の平均自乗誤差は三角形の記号でプロットされている。図６に示される破線は、平均自乗誤差の下限値を示す。
【００７９】
図６を参照すると、搬送波対雑音電力比が比較的大きい場合、例えばＣＮＲが３０ｄＢ以上の場合は、本実施形態に係る位相雑音補償装置１００でも関連技術に係る位相雑音補償装置２００でも、平均自乗誤差は下限値にほぼ達している。一方、搬送波対雑音電力比が小さい場合は、本実施形態に係る位相雑音補償装置１００における平均自乗誤差は、下限値との乖離はあるものの、関連技術に係る位相雑音補償装置２００における平均自乗誤差よりも数ｄＢ優れた特性を示している。
【００８０】
さらに、本実施形態に係る位相雑音補償装置１００においてフィルタに必要な乗算器の数は、関連技術係る位相雑音補償装置２００のそれの１／３程度になる。位相雑音補償装置をＩＣ（Integrated Circuit）などで実現した場合を考えると、乗算器は特に装置規模に与える影響が大きいため、乗算器の数が少ないことが好ましい。本実施形態に係る位相雑音補償装置１００は、関連技術に係る位相雑音補償装置２００に比べて装乗算器の数を削減することができ、装置規模を削減することができる。
【００８１】
また、１シンボルあたりに要する、位相雑音推定値導出に要する計算量を比較すると、本実施形態に係る位相雑音補償装置１００の計算量は、関連技術に係る位相雑音補償装置２００のそれの１／４程度となる。このように、本実施形態に係る位相雑音補償装置１００は、関連技術に係る位相雑音補償装置と比較して、装置規模及び計算量を削減しつつも、高い精度で位相雑音を補償することができることが確かめられた。
【００８２】
続いて、位相雑音補償装置１００を含む復調装置を説明する。図７は、位相雑音補償装置１００を含む復調装置を示す。復調装置１２０は、位相雑音補償装置１００と、検波器１２１、発振器１２２、Ａ／Ｄ変換器（analog to digital convertor）１２３、干渉除去装置１２４、及び誤り訂正装置１２５とを備える。検波器１２１は、位相情報をデータ識別に使用する変調方式で変調された信号を、局部発振器である発振器１２２が出力する所定周波数の信号を用いて検波する。Ａ／Ｄ変換器１２３は、検波器１２１が出力する検波信号を、アナログ信号からディジタル信号に変換する。
【００８３】
干渉除去装置１２４は、Ａ／Ｄ変換器１２３が出力する検波信号から干渉成分を除去する。位相雑音補償装置１００は、上記実施形態で説明したように、各受信パイロットシンボルの第１の位相雑音成分と第２の位相雑音成分とを推定し、それら位相雑音成分と各受信パイロットシンボルの位相誤差とを用いて各受信シンボルの位相雑音成分を推定し、各受信シンボルの位相雑音成分の補償を行う。誤り訂正装置１２５は、位相雑音成分が補償された信号に対して、所定の誤り訂正処理を実施する。誤り訂正装置１２５は、送信側で変調された信号を復調した復調信号を出力する。
【００８４】
引き続き、復調装置１２０を含む通信装置を説明する。図８は、復調装置１２０を含む通信装置１３０を示す。通信装置１３０は、復調装置１２０と、変調装置１３１、高周波送信回路１３２、高周波受信回路１３３、及びアンテナ１３４とを含む。通信装置１３０は、例えばマイクロ波帯又はミリ波帯の周波数の無線信号を送受信するディジタル無線通信装置として構成される。通信装置１３０は、例えばＷＤＭ（Wavelength Division Multiplexing）方式で光信号の送受信を行う光通信装置として構成されていてもよい。
【００８５】
変調装置１３１は、図示しない信号処理回路から入力される送信データを、位相情報をデータ識別に使用する変調方式で変調する。高周波送信回路１３２は、変調装置１３１で変調された信号を、アンテナ１３４を通じて他の通信装置１３０に送信する。高周波受信回路１３３は、アンテナ１３４を通じて、他の通信装置１３０から送信された信号を受信する。復調装置１２０は、高周波受信回路１３３が受信した信号から、送信側で変調されたデータを復調する。復調装置１２０は、復調したデータを、図示しない信号処理回路などに出力する。復調装置１２０では、高い精度で位相雑音成分が補償可能であるため、送信側で変調されたデータを高い精度で復調できる。
【００８６】
図９は、通信装置１３０を含む通信システムを示す。通信システム１４０は、伝送路１４１で接続された２つの通信装置１３０を含む。伝送路１４１は、無線伝送路であってもよいし、有線伝送路であってもよい。有線伝送路には、例えば電気信号を用いて信号伝送を行う電気通信回線と、光信号を用いて信号伝送を行う光通信回線とが含まれる。通信システム１４０は、２つの通信装置１３０が伝送路１４１を介して相互に接続されるものには限定されず、複数の通信装置１３０がネットワークを介して接続される構成であってもよい。通信装置１３０は、送信側で変調されたデータを高い精度で変調できるため、通信システム１４０において信頼性の高いデータ伝送を実現できる。
【００８７】
なお、図８では、通信装置１３０が、復調装置１２０及び高周波受信回路１３３と、変調装置１３１及び高周波送信回路１３２とを備える例について説明したが、これには限定されない。例えば、図９に示される通信システム１４０において、一方の通信装置１３０から他方の通信装置１３０に一方向にデータ送信が実施できればよい場合などは、通信装置１３０は、送信に必要な回路、又は受信に必要な回路を備えていればよい。例えば、送信側の通信装置１３０は、変調装置１３１及び高周波送信回路１３２を有していればよく、受信側の通信装置１３０は、復調装置１２０及び高周波受信回路１３３を有していればよい。
【００８８】
以上、実施の形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記によって限定されるものではない。本願発明の構成や詳細には、発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。
【００８９】
例えば、上記の実施形態の一部又は全部は、以下の付記のようにも記載され得るが、以下には限られない。
【００９０】
［付記１］
位相情報をデータ識別に使用する変調方式で変調された伝送信号を復調する復調装置に用いられる位相雑音補償装置であって、
前記伝送信号に含まれる、受信データシンボルと受信パイロットシンボルとを含む受信シンボルを所定のシンボル数でブロック化し、前記ブロック化された受信シンボル系列に含まれる受信パイロットシンボルを抽出した受信パイロットシンボル系列の位相誤差を検出する位相検出器と、
無限インパルス応答フィルタを含み、前記位相誤差を時系列順序に参照して前記受信パイロットシンボルの第１の位相雑音成分を順次に推定する第１のフィルタと、
無限インパルス応答フィルタを含み、前記位相誤差を反時系列順序に参照して前記受信パイロットシンボルの第２の位相雑音成分を順次に推定する第２のフィルタと、
前記第１の位相雑音成分と、前記第２の位相雑音成分と、前記位相誤差とに基づいて、前記受信シンボル系列に含まれる受信シンボルの位相雑音成分を推定する合成処理手段と、
前記推定された受信シンボルの位相雑音成分に基づいて前記受信シンボルの位相を回転する位相回転器とを備える位相雑音補償装置。
【００９１】
［付記２］
前記第１のフィルタに含まれる無限インパルス応答フィルタ、及び前記第２のフィルタに含まれる無限インパルス応答フィルタは、それぞれ遅延素子を１つ含む付記１に記載の位相雑音補償装置。
【００９２】
［付記３］
前記合成処理手段は、前記第１の位相雑音成分と前記第２の位相雑音成分とを重み付け加算する加算器を含む付記１又は２に記載の位相雑音補償装置。
【００９３】
［付記４］
前記加算器は、更に前記位相誤差を重み付け加算する付記３に記載の位相雑音補償装置。
【００９４】
［付記５］
前記加算器は、前記伝送信号の復調に用いられる局部発振器の位相雑音スペクトルに基づいて決定された重みで重み付け加算を行う付記３又は４に記載の位相雑音補償装置。
【００９５】
［付記６］
前記第２のフィルタでは、前記第１のフィルタで推定された第１の位相雑音成分に基づいて無限インパルス応答フィルタの初期値が設定される付記１から５何れか１つに記載の位相雑音補償装置。
【００９６】
［付記７］
前記合成処理手段は、前記第１の位相雑音成分と前記第２の位相雑音成分とに基づいて、前記受信シンボル系列に含まれる受信データシンボルの位相雑音成分を推定する付記１から６何れか１つに記載の位相雑音補償装置。
【００９７】
［付記８］
前記合成処理手段は、前記第１の位相雑音成分と前記第２の位相雑音成分と前記位相誤差とに基づいて、前記受信シンボル系列に含まれる受信パイロットシンボルの位相雑音成分を推定する付記１から７何れか１つに記載の位相雑音補償装置。
【００９８】
［付記９］
前記合成処理手段は、前記受信パイロットシンボル系列がＭを正の整数としてＭ個の受信パイロットシンボルを含み、かつｋを１以上Ｍ以下の正の整数としたとき、ｋ−１番目の受信パイロットシンボルとｋ番目の受信パイロットシンボルの間に含まれる各受信データシンボルの位相雑音成分を、ｋ番目の受信パイロットシンボルの第１の位相雑音成分と、ｋ−１番目の受信パイロットシンボルの第２の位相雑音成分とに基づいて推定する付記１から８何れか１つに記載の位相雑音補償装置。
【００９９】
［付記１０］
前記合成処理手段は、ｋ番目の受信パイロットシンボルの位相雑音成分を、ｋ番目の受信パイロットシンボルの第１の位相雑音成分と、ｋ番目の受信パイロットシンボルの第２の位相雑音成分と、ｋ番目の受信パイロットシンボルの位相誤差に基づいて推定する付記９に記載の位相雑音補償装置。
【０１００】
［付記１１］
付記１から１０何れか１つに記載の位相雑音補償装置と、
所定周波数の信号を出力する局部発振器と、
前記局部発振器が出力する信号を用いて前記伝送信号を検波し、前記位相雑音補償装置に出力する検波器とを備える復調装置。
【０１０１】
［付記１２］
付記１１に記載の復調装置と、
前記伝送信号を受信し前記復調装置に供給する受信回路とを備える受信装置。
【０１０２】
［付記１３］
付記１２に記載の受信装置と、
送信データを変調し変調信号を出力する変調装置と、前記変調信号を前記受信装置に送信する送信回路とを含む送信装置とを有する通信システム。
【０１０３】
［付記１４］
位相情報をデータ識別に使用する変調方式で変調された伝送信号に含まれる、データシンボルとパイロットシンボルとを含む受信シンボル系列を所定のシンボル数でブロック化し、前記ブロック化された受信シンボル系列に含まれる受信パイロットシンボルを抽出した受信パイロットシンボル系列の位相誤差を検出し、
無限インパルス応答フィルタを用いて、前記位相誤差を時系列に参照して、前記受信パイロットシンボルの第１の位相雑音成分を順次に推定し、
無限印パルス応答フィルタを用いて、前記位相誤差を反時系列に参照して、前記受信パイロットシンボルの第２の位相雑音成分を順次に推定し、
前記第１の位相雑音成分と、前記第２の位相雑音成分と、前記位相誤差とに基づいて、前記受信シンボル系列に含まれる受信シンボルの位相雑音成分を推定し、
前記推定された受信シンボルの位相雑音成分に基づいて前記受信シンボルの位相を回転する位相雑音補償方法。
【０１０４】
この出願は、２０１６年８月１７日に出願された日本出願特願２０１６−１６００８１を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
【符号の説明】
【０１０５】
１０：位相雑音補償装置
１１：位相検出器
１２、１３：フィルタ
１４：合成処理部
１５：位相回転器
１００：位相雑音補償装置
１０１：ＦＩＦＯメモリ
１０２、１１７：スイッチ
１０３：位相回転器
１０４：位相検出器
１０５、１０７、１１０：ＬＩＦＯメモリ
１０６、１０８：無限インパルス応答フィルタ（ＩＩＲフィルタ）
１０９：合成処理部
１６１、１６２、１８１、１８２：乗算器
１６３、１８３：加算器
１６４、１８４：レジスタ
１１４、１１５、１１８、１９６：ＲＯＭ
２００：位相雑音補償装置
２０１：ＦＩＦＯメモリ
２０５：スイッチ
２０４：位相回転器
２０２：位相検出器
２０３：補間フィルタ
２０６：セレクタ
２０９：タップ係数更新装置
３００：伝送フレーム
３０１：データシンボル
３０２：パイロットシンボル
【図１】
2018034030.tif 000011
【図２】
2018034030.tif 000012
【図３】
2018034030.tif 000013
【図４】
2018034030.tif 000014
【図５】
2018034030.tif 000015
【図６】
2018034030.tif 000016
【図７】
2018034030.tif 000017
【図８】
2018034030.tif 000018
【図９】
2018034030.tif 000019
【図１０】
2018034030.tif 000020
【手続補正書】
【提出日】平成31年2月7日(2019.2.7)
【手続補正１】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図５
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図５】
2018034030.tif 000021
【国際調査報告】
2018034030.tif 000022
2018034030.tif 000023