(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
負荷体に供給される所定波形の電流パルスを整形することにより、前記負荷体に近接する近接導体中に起こされる渦電流に起因して、前記電流パルスに基づく磁気パルスが前記所定波形から離れて変形を受けると予想されるその変形を補償するための装置であって、
（ａ）所定波形の前記電流パルスのデジタル表現を与えるための信号記述モジュールと、
（ｂ）前記デジタル表現に対して動作し、前記所定波形の前記予想される変形とは逆の変形を演算することによって補償信号成分を得るための演算モジュール（104）と、
（ｃ）前記デジタル表現に対して、前記演算モジュール（104）と並列に接続され、前記演算モジュール（104）の動作とほぼ同時に動作し、前記所定波形の電流パルスのデジタル表現をアナログ表現に変換するための第１の変換モジュール（102）と、
（ｄ）前記演算モジュール（104）の出力側に接続され、前記補償信号成分をアナログ表現に変換するための第２の変換モジュール（106）と、
（ｅ）前記第２の変換モジュール（106）から出力される前記アナログ表現された補償信号と、前記第１の変換モジュール（102）から出力されるアナログ表現された前記所定波形の電流パルスとを結合するための信号結合器（108）とを含む装置。
【請求項２】
前記予想される磁気パルスの歪を補償する電流を供給するために、前記信号結合器（108）の出力に対して動作する電流増幅器（110）を更に含む請求項１記載の装置。
【請求項３】
前記予想される磁気パルスの歪が、前記近接導体を流れる渦電流の磁気的影響を表わすものである請求項２記載の装置。
【請求項４】
前記所定波形の電流パルスの前記デジタル表現が、振幅と、サンプルポイントの個々の座標を規定するデジタル記述を含む請求項３記載の装置。
【請求項５】
前記所定波形の電流パルスの前記デジタル表現が、前記所定波形に対する識別子と、前記所定波形を記述するパラメータとを含む請求項３記載の装置。
【請求項６】
前記演算モジュール（104）が、所定波形の前記電流パルスを与えるために、前記識別子と前記パラメータとに対して動作する請求項５記載の装置。
【請求項７】
前記補償成分の前記アナログ表現と所定波形の前記電流パルスとの同期性を保つためのシンクロナイザ（112）を含む請求項１記載の装置。
【請求項８】
前記第２の変換モジュール（106）に対する前記所定の電流パルスの前記デジタル表現の提示と、前記演算モジュール（104）の演算機能との同期性を保つためのシンクロナイザ（112）を含む請求項１記載の装置。
【請求項９】
前記演算機能が、前記補償成分の演算の実行を含む請求項８記載の装置。
【請求項１０】
負荷体に供給される所定形状の電流パルスを整形することにより、前記負荷体に近接した近接導体中に起こされる渦電流に起因して、前記電流パルスによって起こされる磁気パルスのひずみを補償するための装置であって、
（ａ）所定波形の前記電流パルスのデジタル表現を与えるための信号記述モジュールと、
（ｂ）前記デジタル表現に対して動作し、前記所定波形の前記予想される変形とは逆の変形を演算することによって補償信号成分を得るための演算モジュール（104）と、
（ｃ）前記演算モジュール（104）の動作とほぼ同時に動作し、前記所定波形の電流パルスのデジタル表現をアナログ表現に変換するための第１の変換モジュール（102）と、前記補償信号成分をアナログ表現に変換するための第２の変換モジュール（106）と、
（ｄ）前記第２の変換モジュール（106）から出力される前記アナログ表現された補償信号と、第１の変換モジュール（102）から出力されるアナログ表現された前記所定波形の電流パルスとを結合するための信号結合器とを含み、
前記演算モジュール（104）が、第１の演算速度で周期的に演算動作して、前記補償成分を表現する一連のデジタルサンプルを生成し、前記第１の変換モジュール（102）が、前記第１の演算速度よりも遅い第２の演算速度で前記一連のデジタルサンプルに対して演算動作する、装置。
【請求項１１】
前記第１の変換モジュール（102）が、前記第１の演算速度の約１０分の１の速度で前記一連のデジタルサンプルに対して動作する、請求項１０記載の装置。
【請求項１２】
誘導素子を含む負荷体の近隣の導体から生じる渦電流の磁気的影響を補償するための方法であって、所望の時間プロファイルを持つ電流が前記誘導素子に流れ、
（ａ）前記所望の時間プロファイルを記述する離散的なデジタルサンプルセットを決定するステップと、
（ｂ）前記渦電流の磁気的影響を演算し、前記磁気的影響を補償するために対応する離散的な補償信号成分のセットを生成するステップと、
（ｃ）前記デジタルサンプルセットをアナログ形式に変換するステップと、
（ｄ）前記補償信号成分をアナログ形式に変換するステップと、
（ｅ）前記アナログ形式に変換された補償信号成分を、前記アナログ形式に変換されたデジタルサンプルセットと結合して、補償された電流を生成するステップと、
（ｆ）前記誘導素子に前記補償された電流を流し、前記所望の時間プロファイルを示す過渡磁気を生成するステップとを含み、
前記ステップ（ｂ）において、第１の演算速度で周期的に演算動作して前記離散的な補償信号成分のセットを生成し、前記ステップ（ｃ）において、前記第１の演算速度よりも遅い第２の演算速度で演算動作して前記デジタルサンプルセットをアナログ形式に変換することを特徴とする、方法。
【請求項１３】
前記演算ステップ（b）が、前記デジタルサンプルセットを変換する前記ステップ（c）の前に実行される請求項１２記載の方法。
【請求項１４】
前記演算ステップ（b）が、前記デジタルサンプルセットを変換するステップ（c）とほぼ同時に実行される請求項１２記載の方法。
【発明の詳細な説明】
発明の分野
本発明は、核磁気共鳴（ＮＭＲ）計装の分野におけるものであり、特に、ＮＭＲ装置の感応領域の近隣における過渡電流により生じるデータ撹乱（disturbance）の軽減に関する。
発明の背景
核磁気共鳴測定技術には、装置の感応領域中およびその近隣における磁場の位置空間的および時間的性質に関する知識と制御が必要である。最新のＮＭＲ装置は、過渡技術を採用している。磁場そのものが過渡的特性を示す場合、装置の導電性構造体における渦電流の励起という寄生的な結果を伴う。渦電流は、過渡に反する方向の増分を磁場に与え、渦電流を保持する構造体に依存する時定数を有する。
先行技術においては、過渡現象後に遅延時間を与えたり、結果的に生じる渦電流の影響を低減あるいは最小限にできるように過渡現象の時間依存性を制御することがよく知られている。これは、時間依存性とパルス間遅延に関してその他の要件が与えられた限られた応用である。さらに、先行技術において、過渡電流により生じる磁場の、渦電流が誘起される周辺構造体への結合を低減するために、磁気遮蔽を設けることも知られている。しかし、遮蔽は、せいぜい部分的にしか有効でない。
また、結果的に生じる磁場に対する所望の時間依存性を得るために、予備的な補償によって、すなわち、与えられた過渡電流の時間依存性を故意に歪ませることによって、渦電流の影響を補償することも知られている。この先行技術は、ＪｅｈｅｎｓｏｎらのＪ．Ｍａｇ．Ｒｅｓ．Ｖ．９０，ｐｐ．２６４−２７８（１９９０）や、ｖａｎ  ＶａａｌｓらのＪ．Ｍａｇ．Ｒｅｓ．，ｖｏｌ．９０，ｐｐ２６４−２７８（１９９０）、ＭｏｒｉｃｈらのＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｍａｇ．Ｉｍｇ．，ｖｏｌ．７，ｐｐ．２４７−２５４（１９８８）により、適切に再検討、概説されている。
方向ρの磁場Ｂに対する所望のパルス形状は、Ｂρ（ｔ）で表され、理想的には、適切な配向のコイルに印加された電圧波形Ｖ（ｔ）により与えられる。我々は、Ｖ（ｔ）を「要求」パルスと称する。実際には、入れ子式の低恒温シールド、貯槽および格納容器、ならびにプローブシールドなどの周辺導電性構造体には、その表面に渦電流が誘起される。この様な渦電流は、理想的には要求パルスによる磁場とほぼ逆方向の磁場成分とともに、多様な配向の磁場成分を生成する。認識されたパルスＢρ（ｔ）の時間依存性は、様々な導電性構造体上の渦電流の減衰の時定数の重畳によって、要求パルスの時間依存性に対して歪を生ずる。さらに、非平面導電体上で循環する渦電流の結果として、渦電流により誘起されたρ軸以外の軸に沿う過渡的磁場成分が存在することになる。
２以上の磁場成分が重ね合わさって結合すると、結果的に生じる磁場内に位置空間的な偏差（勾配）が形成され得る。ρ方向の磁場成分の励起は、ρ軸方向の所望の勾配またはその他の軸方向の勾配を生じる。所望の勾配方向および磁場方向の組み合わせは多数存在し、各組み合わせ毎に、望ましくない渦電流歪の可能性が存在する。
発明の要旨
本発明は、渦電流現象に起因する磁場撹乱を緩和して、制御された過渡的磁場を生成することを目的とする。
この目的は、磁場コイルに対する電流パルスの予備補償によって達成され、この予備補償は、電流パルスの詳細と近隣の導電性構造体の特定の設計パラメータとから演算される。
【図面の簡単な説明】
図１は、本発明の態様を構成する一般的なＮＭＲ装置を概略的に示す。
図２は、本発明の好適な実施形態の概略図である。
図３は、デジタル信号プロセッサ１０４の動作を示す。
図４ａは、典型的な装置の未補償の応答を示す。
図４ｂは、長時定数の渦電流の予備強調補正を用いた場合における、図３ａの装置の磁場応答を示す。
図４ｃは、短時定数の渦電流の予備強調補正を用いた場合における、図３ａの装置の磁場応答を示す。
図４ｄは、長時定数の渦電流と短時定数の渦電流との両方の予備強調補正を用いた場合における、図３ａの装置の磁場応答を示す。
図５は、本発明の別の実施形態の概略図である。
発明の詳細な説明
本発明の特定の態様を図１に示す。図１は、ＮＭＲ装置を概略的に示し、この装置において、特定のポイントにおける所望の磁場は、過渡電流により周辺構造体上に誘起された渦電流によって撹乱される。
内孔１１を有するマグネット１０は、主磁場を与える。磁場を時間および方向に関して正確に制御するために、複数の磁場勾配コイル（図示せず）が内孔１１に近接して配置されている。これらはそれぞれ勾配電源１６、１８、２０によって駆動される。さらに、主磁場における望ましくないその他の位置空間的不均一性を補償するために、別のシムコイル（shimming coils:図示せず）および電源（図示せず）が必要とされる場合もある。分析対象（以下「サンプル」）は、内孔１０内部の磁場内に配置されｒｆ出力の放射を受ける。このとき、ｒｆ磁場は、内孔１１内部の磁場と所望の直交関係に整合するようにされる。これは、内孔１１内部のトランスミッタコイル１２により達成される。共鳴信号は、内孔１１内部のサンプルの近隣のレシーバコイルに誘導される。トランスミッタコイルおよびレシ−バコイルは、同一構造であっても別構造であってもよい。
図１に示すように、ｒｆ出力は、トランスミッタ２４から与えられる。このｒｆ出力は、発生時またはモジュレータ２６によって、振幅変調、周波数変調、位相変調またはその組み合わせで変調され、増幅器３１によって増幅された後、マルチプレクサ２７を介して、内孔１１内に配置されたｒｆトランスミッタコイル１２へと導かれる。トランスミッタコイルおよびレシーバコイルは、通常、同時に使用されることはない。必要に応じて、同一コイルを両機能に用いてもよい。この様に、レシーバをトランスミッタから隔離するためにマルチプレクサ２７を設ける。トランスミッタコイルとレシーバコイルとが別個の場合には、要素２７は、正確にはマルチプレクサではないが、レシーバ動作を制御するために同様の隔離機能を果たす。
モジュレータ２６は、パルスプログラマ２９によって制御され、ｒｆ搬送波に対する所望の振幅、持続時間、位相のｒｆパルスを所定の時間間隔で与える。パルスプログラマは、ハードウェアおよび／またはソフトウェア属性を有する。また、パルスプログラマは、勾配が必要な場合には、Ｙ，Ｚ，Ｘ軸に対応する各勾配電源１６、１８、２０の制御も行う。これらの勾配電源は、必要に応じて、各勾配コイルにおいて所定の静的勾配を維持する。
過渡的核磁気共鳴波形は、レシーバ２８によって処理され、さらに位相検出器３０によって直交位相に分解される。位相検出器３０からの位相分解時間領域信号は、特定の処理条件に従う周波数領域への変換のためにフーリエ変換器３２に与えられる。一般的に、アナログ共鳴信号のデジタル形式への変換は、位相検出器３０の一構成要素と便宜上見なされるアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）構造によって、位相分解信号に対して行われる。
実際には、フーリエ変換器３２は、（記憶ユニット３４）に格納された位相分解データ表現に対して作用させてもよい。これは、信号対ノイズ比を上げるために多数の時間領域位相分解波形を平均化するという常法を反映している。そして、変換関数は、得られた平均化波形に適用される。表示装置３６は、得られたデータに対して動作し、このデータを検査のために表示する。制御装置３８は、一般的に１以上のコンピュータで構成され、装置全体の動作の制御、関連付けを行う。
通常、マグネット１０は、前記内孔１１の軸を中心としたほぼ円筒対称形の多数の入れ子構造体を含む低恒温槽内に収容された超伝導マグネットである。各勾配電源１６、１８および／または２０による勾配コイルのパルス励起は、外側ハウジングを含むこれらの構造体上に渦電流を誘起する。そして、過渡的循環渦電流は、過渡的磁場成分を与え、所望の磁場分布に対して望ましくない撹乱を起こす。
最新の使用法においては、所定形状の信号をデジタル表現し、そのデジタル表現をデジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）を通過させることによって整形する場合がしばしばある。デジタル表現を利用可能とすることによって、この様な信号により生成されると予想される歪を得るために、直接的なデジタル演算を使用することができる。理想的なステップ関数電流パルスから生じる渦電流の寄与については、その電流パルスにより発生する磁場は、指数関数的に減衰する時定数τのパルスとなる。
本発明の好適な実施形態を図２に示す。周辺構造体に誘導される渦電流により発生する歪を考慮して、所望形状の磁場ステップ関数パルスを得るために予備補償されたステップ関数電流パルスについて検討する。その他の多様な応用についての本発明の普遍性は、この態様に限定されないものとする。所望の過渡的プロファイルは、デジタル形式でデジタル−アナログ変換器１０２に与えられ、同時に、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）または公知のデジタル構成の同様の演算装置１０４に与えられ、結果的な現象に対して起こると予想される歪を演算する。演算装置１０４の出力は、他のＤＡＣ１０６にも与えられる。ＤＡＣ１０６の出力はＤＡＣ１０２の出力と結合され、増幅器１１０を通して、補正パルスの励起に用いられる。磁場が電流パルスから励起される場合、電流パルスを通す導体（例えば、コイル）に近接する導体上に誘起される渦電流は、ステップ関数に対抗する指数関数特性を有し、振幅および減衰時間により特徴付けされる。本実施形態においては、要求パルスと補正過渡電流のアナログ認識を適当に追加できるように、シンクロナイザ１１２を適宜設ける。これは、渦電流演算モジュール１０４のデジタル出力レジスタが、ＤＡＣ１０２への動作許容パルスと同時に作動するようにしたゲート構成によって達成可能である。結果的なアナログ信号の同期性は、所望の相対スケールの信号振幅に演算を行って、適切な減衰とアナログ同期を保って正確な相対スケールを提供するものなどの公知の技術によって確保される。
要求プロファイルと演算された歪との間の同期性喪失の可能性は、要求信号のデジタル表現の変換を開始する一方で、補償演算に固有の遅延により起こり得る。しかし、信号プロセッサ１０４およびＤＡＣ１０２の相対的演算速度は、演算遅延を無視できる程度の相違である。例えば、信号プロセッサ１０４（例えば、Ｔｅｘａｓ  Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔｓ  ＴＭＳ３２０Ｃ３２）は、無入力状態の１６ビットの精度で約５００ＫＨｚの高繰返速度で繰返ループで演算する。演算遅延と位相ずれエラーは、精度が４ビットに減少し、繰返速度が約１ＫＨｚに減少するまで現れない。この使用法（渦電流補正）において、歪補正は、指数関数の和を表す単調曲線である。結果的に、この様な曲線の時間軸または振幅軸に沿う平行移動は、プロセッサ１０４がＤＡＣ１０２に対して著しく遅延したり、デジタル精度が極端な振幅エラーを発生するほど低下しない限り、容易に許容される。
図２に示す多数の入力は、様々なチャンネルの要求過渡電流の提供を可能とするが、何れのチャンネルもそのチャンネル内部における補償動作を必要とする。
渦電流の影響の補償は、磁場ポイントに近接する構造体に特定される。渦電流の予備補償は、磁場過渡現象の所望の時間プロファイルへの「対歪」関数の加算を検討するものである。簡単なステップ関数信号を伴った物理的歪関数は、振幅および対応する時定数の特性セットを表す減少指数関数の和からなる。これらの指数関数は、導電性構造部材に対応するが、その全てが可視であるとは限らない。定量的な予備補償パラメータを決定するための指数関数セットを確立するために、ステップ関数要求パルスを印加して、その結果としての応答を測定する。正規化された時間依存性の差を指数関数の和に当てはめ、指数関数毎に振幅と対応する時定数を抽出する。対応する増加指数関数セットは、所望の信号に加算され、物理的影響を相殺して、予備補償された信号プロファイルを達成する。
渦電流予備補正の場合、図３（単一の時定数撹乱の処理）に概略的に示すように、補正波形は、演算モジュール１０４による帰納的演算の結果である。演算は、以下のような形態である。
ｙ（ｎ）＝βｙ（ｎ−１）＋αδ（ｎ）
式中、α、βは、それぞれ、磁場ポイントに対する渦電流磁場寄与の結合強度とその時間依存性から導出され、実験により決定されたパラメータである。数量δ（ｎ）は、単に、一定のサンプリングレートに対して連続的にサンプリングされたポイントの位置座標の差である（ブロック１５２）。
δ（ｎ）＝ｙ（ｎ）−ｙ（ｎ−１）        （式１）
この様にして所望の磁場時間依存性（（ブロック１５２）または「要求」）を以下のリストから特定し、
・
・
・
ｗ（ｉ−１）
ｗ（ｉ）
ｗ（ｉ＋１）
・
・
そして、そのリストは、演算モジュール１０４（ブロック１５０）により読み出され、それに基づいてブロック１５６で以下の補正信号が演算される。
・
・
・
ｕ（ｉ−１）
ｕ（ｉ）
ｕ（ｉ＋１）
・
・
リストｗ（ｉ）で表される要求の処理は、高速、例えば２５０ＫＨｚのループ演算で行われる。ステップ１５０、１５４、１５８、１６０は、図示のとおり、変数の単純な入力再配置と出力を表す。数量δと離散的な補正信号振幅は、対応する横座標に対して演算され、演算モジュールとＤＡＣの組み合わせの処理速度によって決定される。後者は、クロックパルスに基づいて独立に制御される。クロック速度は、予備補正された過渡磁場パルスを発生する導体内で認知されるパルスに関する時間スケールを決定する。ループ速度がＤＡＣクロック速度に対して非常に速い（例えば、８倍から１０倍）場合、演算モジュール１０４のループ速度とＤＡＣクロック速度との同期関係は良好である。（最終的には、パルス幅は、これらの速度のあらゆる関係についての判定基準となる。その他の如何なる周波数制限要素と比較してもループ速度が速い限り、そのループ速度は良好である。）これらの速度は同等となるので、図２の点線の構成１１２において示唆される同期関係によって、補正保全性が維持される。
ステップ関数の場合、
ｎ＜０に対して、ｗ（ｎ）＝０
ｎ≧０に対して、ｗ（ｎ）＝１  であり、
したがって、式１により
ｕ（０）＝αとなり、
さらに、
ｕ（１）＝βα
ｕ（２）＝β2α
・
・
ｕ（ｎ）＝βnα（ｎ≧０）となる。
この場合、β＝ｅｘｐ（−Ｔ／τ）である。式中、τは、実験的に決定された渦電流誘起磁場消衰定数であり、Ｔは、所定のＤＡＣ更新速度を確立する所定の時間間隔である。数量β、αは、定数である。
以下、本発明の実施について、磁場勾配∂Ｈz／∂Ｚの励起の単純な事例により説明する。本発明の作用を検討するために、典型的な超伝導ＮＭＲマグネットを使用し、ＮＭＲサンプルを感応領域の中心に設置し、第２のサンプルを補正対象の勾配の方向にオフセットさせて設置した。結果的に、勾配パルスが、マグネットの感応領域にその中心に対称に印加される。すなわち、印加された勾配の寄与により発生する磁場成分は位置空間的関数であり、この関数は中心のゼロを通過する。中心に配置されたサンプルは、実質的に、勾配が最小の領域において位置空間的に均一な分極磁場から発生する磁場を計測する。オフセットサンプルは、オフセット位置における磁場を計測し、したがって、２つのサンプルの共鳴周波数の差は、実際の磁場勾配の尺度となる。渦電流は、過渡期間中、磁場を時間の関数として変調し、これは、変位させたサンプルにより発生する自由誘起消衰波形を、励起と取得との遅延の関数として得ることによって観測される。
この様な実験を行なったこの特定のマグネットに対して、以下のように表される、Ｚ方向（分極軸）の磁場における時間依存性が存在すると決定し得る。
Ｚ（ｔ）＝０．０４４ｅｘｐ（−ｔ／２７０）−０．１１４ｅｘｐ（−ｔ／７５）
＋０．０１３ｅｘｐ（−ｔ／４）
式中、係数は、印加された電流パルス（要求パルス）の振幅との関係を表し、時間はミリ秒で表される。この３つの時定数は、ＮＭＲプローブを取り囲む低恒温槽の外孔上と低恒温槽内の主要内部構造体上で維持される渦電流を表すものと解釈される。その他の磁気軸および勾配方向は、適用時に、Ｚ軸に沿う磁場および勾配をもたらし、その逆も同様である。振幅は、各構造体上で循環する渦電流による結果的な過渡磁場の強度の尺度となる。時定数は、指数関数的な消衰特性の尺度となる。これらのパラメータは、上述のように、基準ステップ関数励起の結果としての波形の観測によって実験的に求められる。この様にして得られたパラメータセットは、動作時に演算モジュール１０４によって利用される。
図４ａは、未補償状態で記録された周波数ずれを示す。図４ｂでは、長時定数（２７０ｍｓ）の予備補正が適用されている。短時定数（４、７５ｍｓ）の効果は、時間原点付近で明確である。図４ｃは、長時定数補償を行わず、短時定数の予備補償を適用した結果である。図４ｄは、所定の方向に沿う磁場において結果的に生じる鮮明なステップ関数により、長時定数および短時定数を予備補正している。
一般的な態様では、磁場パルスは勾配パルスであり、すなわち、所望の位置空間的依存性を有する。上記の例において、磁場は、Ｚ方向に配向しており、強度はＺの関数として変化し、すなわち、Ｚ勾配を有する。基本的な電磁理論、および、渦電流が誘起され伝播される導体の特定の詳細形状から明らかなように、印加された磁場パルスは、望ましくない多様な方向的、位置空間的なバラツキ成分を伴う。ＮＭＲ実施の際に、大抵の場合、磁場は単一軸（主軸）に沿って配向し、勾配磁場を３つの直交軸のうち所定の１軸に沿って印加してもよい。斜め方向に沿う勾配を得るために、多数の共存勾配を同時に印加しても良い。重ね合わせの原則により、一般分析の目的および本発明の物理的な実現のために、各軸を別個に検討することだけが必要である。
渦電流の望ましくない影響が印加勾配と同じ方向に沿う勾配となる場合、この影響が最大となることが多く、上記の事例がこの場合に相当する。印加勾配に直交する望ましくない勾配も、渦電流により発生するものであり、同様にして予備補正される。演算された歪は単に反転され、望ましくない渦電流による勾配を予備補正によってゼロにするだけである。さらに、寄生的影響の第３のタイプは、如何なる方向に印加された勾配によっても起こり得るものであり、これは、磁場強度のシフトである。後者の場合に適用される補正は、位置空間的に一定な磁気増分である。
デジタル表現の要求信号とデジタル演算の補正を、図５に示すＤＳＰ２０４とＤＡＣ２０６とを用いたデジタル法で組み合わせることができるが、この様な態様には重荷が幾つかある。最も重要なものは、デジタル計装の限られた幅で揺振するダイナミックレンジに限界があることである。一般的に、２つのアナログ信号の加算は、比較的大きなダイナミックレンジで実現され、本発明の実施に好適である。図５の実施形態とは対照的に、図２の別のＤＡＣ態様は、要求パルスと補正の両方に対して独立したダイナミックレンジが可能である。
別の実施形態においては、デジタル要求は、デジタル表現のリストとして別個に提供されるのではなく、演算モジュール１０４の内部で生成される。この実施形態において、演算モジュール１０４は、パルスのタイプを設定するパラメータおよびそのパルスのタイプに必要なパラメータ、例えばパルス幅や振幅（例えば、矩形パルスを規定するもの）を受け取り、所望の要求を渦電流補正と共に生成する。
本発明の予備補正態様には、ここで検討した渦電流補正よりも更に一般的な応用がある。所望の励起のデジタル表現がトランスデューサなどの物理的システムに対して重要な演算可能な歪の影響を及ぼすようなオープンループシステムにおいては、本発明を適用して、必要な予備補正を準備し、適切な波形を合成してもよい。必要なことは、物理的システムの望ましくない応答が既知であるか、あるいは、標準的な実験により測定可能であること、そして、補正波形を得るために、印加すべき信号を演算できる場合であることだけである。この様な応用態様の別の例として、デジタルオーディオシステムがある。この様なシステムには、望ましくない応答特性を有するスピーカなどのオーディオ出力装置が含まれる。元のデジタルデータでスピーカを駆動する代わりに、演算予備補正成分を演算し、元のデジタルデータと結合して信号を生成し、スピーカを駆動する。これによって、良好な動作範囲が改善および／または拡張される。この様な応用のために、演算モジュールは、正弦波補正関数を生成する。この様な依存性を確立するための帰納法的技術は、当業者に周知である。
本発明を実際に実施する際の最良の態様として検討した実施形態を参照しながら、本発明について図示、説明したが、様々な実施形態に本発明を適合させるに当たり、ここに開示され、以下の請求の範囲に記載されている広範な発明概念から逸脱することなく、様々な変更を行うことができる。
【図１】
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【図２】
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【図５】
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【図３】
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【図４Ａ】
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【図４Ｂ】
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【図４Ｃ】
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【図４Ｄ】
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