(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ディジタルデータをディジタル変調して、離散点数Ｎ点で表現する周波数軸上に実数成分および虚数成分を割り当てるディジタル変調部と、
周波数軸上に割り当てられた前記実数成分および虚数成分を、所定のサンプリング周波数Ｆｓに基づいてそれぞれ逆高速フ−リエ変換（ＩＦＦＴ）して、時間軸上のI成分及びQ成分の離散デ−タ列に変換する逆高速フ−リエ変換（ＩＦＦＴ）部と、
前記逆高速フ−リエ変換（ＩＦＦＴ）により時間軸上に変換された前記I成分及び前記Q成分の離散デ−タ列をそれぞれ入力し、前記所定のサンプリング周波数Ｆｓに基づいて偶数列(2n)の離散データと、奇数列(2n+1)の離散データとに分けて、前記所定のサンプリング周波数Ｆｓの１／２倍で出力する第１のデータセレクタと、
前記第１のデータセレクタから前記所定のサンプリング周波数Ｆｓの１／２倍で出力される前記I成分及び前記Q成分それぞれの前記偶数列(2n)および前記奇数列(2n+1)の離散データを入力し、前記I成分の前記偶数列(2n)および前記Q成分の前記奇数列(2n+1)はそのまま出力する一方、前記Q成分の前記偶数列(2n)および前記I成分の前記奇数列(2n+1)はそれぞれ反転して出力する乗算器と、
前記乗算器から前記所定のサンプリング周波数Ｆｓの１／２倍で出力される前記I成分の前記偶数列(2n)および前記Q成分の前記奇数列(2n+1)と、前記Q成分の前記偶数列(2n)および前記I成分の前記奇数列(2n+1)の反転出力と入力し、前記所定のサンプリング周波数Ｆｓの１／２倍の周波数に基づいて、前記I成分の前記偶数列(2n)であるデータI(2n)および前記Q成分の前記偶数列(2n)であるデータ−Q(2n)と、前記I成分の前記奇数列(2n+1)の反転出力であるデータ−I(2n+1)および前記Q成分の前記奇数列(2n+1)であるデータQ(2n+1)とを前記所定のサンプリング周波数Ｆｓだけずらして出力するシフトレジスタと、
前記シフトレジスタから前記所定のサンプリング周波数Ｆｓだけずらして出力される前記データI(2n)および前記データ−Q(2n)と、前記データ−I(2n+1)および前記データQ(2n+1)とを入力し、前記サンプリング周波数Ｆｓの２倍の周波数に基づき選択して、前記サンプリング周波数Ｆｓ毎に、前記データI(2n)および前記データ−Q(2n)と、前記データ−I(2n+1)および前記データQ(2n+1)とを切替えて出力する第２のデ−タセレクタと、
前記第２のデータセレクタから前記サンプリング周波数Ｆｓの２倍の周波数に基づいて選択されて前記サンプリング周波数Ｆｓ毎に切替えて出力される前記データI(2n)および前記データ−Q(2n)と、前記データ−I(2n+1)および前記データQ(2n+1)とを入力して、前記サンプリング周波数Ｆｓの２倍の周波数でＤ／Ａ変換して出力するＤ／Ａ変換部と、
を有する直交周波数分割多重変調装置。
【請求項２】
請求項１記載の直交周波数分割多重変調装置において、
前記ディジタル変調部は、
ディジタルデータをＱＡＭまたはＱＰＳＫによりディジタル変調する、直交周波数分割多重変調装置。
【請求項３】
ディジタルデータをディジタル変調して、離散点数Ｎ点で表現する周波数軸上に実数成分および虚数成分を割り当てるステップと、
周波数軸上に割り当てられた前記実数成分および虚数成分を、所定のサンプリング周波数Ｆｓに基づいてそれぞれ逆高速フ−リエ変換（ＩＦＦＴ）して、時間軸上のI成分及びQ成分の離散デ−タ列に変換するステップと、
前記逆高速フ−リエ変換（ＩＦＦＴ）により時間軸上に変換された前記I成分及び前記Q成分の離散デ−タ列をそれぞれ入力し、前記所定のサンプリング周波数Ｆｓに基づいて偶数列(2n)の離散データと、奇数列(2n+1)の離散データとに分けて、前記所定のサンプリング周波数Ｆｓの１／２倍で出力するステップと、
前記所定のサンプリング周波数Ｆｓの１／２倍で出力される前記I成分及び前記Q成分それぞれの前記偶数列(2n)および前記奇数列(2n+1)の離散データを入力し、前記I成分の前記偶数列(2n)および前記Q成分の前記奇数列(2n+1)はそのまま出力する一方、前記Q成分の前記偶数列(2n)および前記I成分の前記奇数列(2n+1)はそれぞれ反転して出力するステップと、
前記所定のサンプリング周波数Ｆｓの１／２倍で出力される前記I成分の前記偶数列(2n)および前記Q成分の前記奇数列(2n+1)と、前記Q成分の前記偶数列(2n)および前記I成分の前記奇数列(2n+1)の反転出力と入力し、前記所定のサンプリング周波数Ｆｓの１／２倍の周波数に基づいて、前記I成分の前記偶数列(2n)であるデータI(2n)および前記Q成分の前記偶数列(2n)であるデータ−Q(2n)と、前記I成分の前記奇数列(2n+1)の反転出力であるデータ−I(2n+1)および前記Q成分の前記奇数列(2n+1)であるデータQ(2n+1)とを前記所定のサンプリング周波数Ｆｓだけずらして出力するステップと、
前記所定のサンプリング周波数Ｆｓだけずらして出力される前記データI(2n)および前記データ−Q(2n)と、前記データ−I(2n+1)および前記データQ(2n+1)とを入力し、前記サンプリング周波数Ｆｓの２倍の周波数に基づき選択して、前記サンプリング周波数Ｆｓ毎に、前記データI(2n)および前記データ−Q(2n)と、前記データ−I(2n+1)および前記データQ(2n+1)とを切替えて出力するステップと、
前記サンプリング周波数Ｆｓの２倍の周波数に基づいて選択されて前記サンプリング周波数Ｆｓ毎に切替えて出力される前記データI(2n)および前記データ−Q(2n)と、前記データ−I(2n+1)および前記データQ(2n+1)とを入力して、前記サンプリング周波数Ｆｓの２倍の周波数でＤ／Ａ変換して出力するステップと、
を有する直交周波数分割多重変調方法。
【請求項４】
請求項３記載の直交周波数分割多重変調方法において、
ディジタルデータをＱＡＭまたはＱＰＳＫによりディジタル変調する、直交周波数分割多重変調方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信方式に係り、特にＯＦＤＭ方式による直交周波数分割多重変調装置及び直交周波数分割多重変調方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
直交周波数分割多重（以下ＯＦＤＭと呼ぶ）方式は、同相成分（以下Ｉ成分と呼ぶ）と直交成分（以下Ｑ成分と呼ぶ）で構成するＱＡＭやＱＰＳＫなどのディジタル変調デ−タを複数の周波数成分に割り当て、前記Ｉ成分を実数項、前記Ｑ成分を虚数項としてＩＤＦＴ（逆離散フ−リエ変換）またはＩＦＦＴ（逆高速フ−リエ変換）を行ない、時間軸上の信号に変換し、前記ＩＤＦＴで得られた２つの時間軸上の信号を直交変調によって一つの時間軸上の信号になるように合成し、得られた信号をＤ／Ａ変換し、所望の帯域の信号になるように周波数変換した後に電波として送信する方式である。
【０００３】
図３に従来のＯＦＤＭ変調装置のブロック図を示し、そのタイミングチャ−トを図４に示す。
従来はディジタルデ−タ３１が供給されるＱＰＳＫ変調部３１の変調出力をキャリア信号生成部３２に供給し、その出力をＩＦＦＴ部３３に供給する。
【０００４】
ＩＦＦＴ部３３の出力を１倍及び−１倍する乗算器３５によってＩ、Ｑの負数を生成し、シフトレジスタ３６に入力し、サンプリング周波数４Ｆｓでデ−タセレクタ３７によって順にI、−Q、−I、Qを出力していた。
【０００５】
例えば、シンボルレ−ト２０μｓで１０２４点の離散デ−タをＯＦＤＭ方式で伝送する場合、ＩＦＦＴのサンプリング周波数Ｆｓは、
１／（（２０×１０-6）／１０２４）＝５１．２ＭＨｚ
である。
従来の方式ならば、デ−タセレクタ３７及びＤ／Ａ変換部３８は、４Ｆｓに相当する２０４．８ＭＨｚのクロックを必要としていた。
【０００６】
直交変調は、アナログ、ディジタル共に、三角公式
cos(α＋β)＝cosα×cosβ−sinα×sinβ
を用いて、情報を含んだ周波数成分αに所定の周波数成分βを積算し、Ｉ成分とＱ成分とを減算することで、二つの直交した信号を一つの時間軸上の信号に変換する。
【０００７】
ＩＤＦＴの演算結果をＤ／Ａ変換して得られた２つのアナログ信号を直交変調するアナログ直交変調方式では、回路の温度特性の変化による周波数成分β発生部の正弦波と余弦波の位相がずれたり、α成分とβ成分の位相の微調整を必要とするなど、ハ−ドウェア化に関する問題がある。
【０００８】
これに対して、ハ−ドウェア化で回路の微調整が不要な方式として考えられたディジタル直交変調は、Ｄ／Ａ変換前のディジタルデ−タの状態で直交変調する方式であり、従来はＩＦＦＴの演算結果の実数項、虚数項で構成する一組の離散情報に対してその離散デ−タの４倍の周波数でサンプリングした正弦波（０、１、０、−１）及び余弦波（１、０、−１、０）を用いて演算する手法が用いられている。
ここで、離散デ−タの４倍の周波数でサンプリングするのは、前記のように正弦波、余弦波がそれぞれ、−１，０，１の３値で表現出来、なおかつ正弦波、余弦波の一方が１または−１の値を有するとき、もう一方が０になるので演算が容易であるからである。
しかしながら、離散デ−タ数が元の離散点数の４倍になるために、アナログ直交変調の場合のような回路の微調整は不必要ではあるが、ディジタル直交変調後の信号処理では、高速な論理演算が可能なＩＣを用いたり、基板の配線長誤差を小さくして設計する等、従来のディジタル直交変調にもハ−ドウェア化に問題は残っている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開平０８−２７４７５０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
前記のとおり、従来のディジタル直交変調を行なった場合、元のサンプリング周波数の４倍の周波数でディジタル信号を制御する必要があるため、ディジタル回路を設計する際に、高い周波数に対応し得る論理演算用ＩＣやＲＯＭ、ＲＡＭ等を必要とし、さらには基板上への配線長の誤差を出来るだけ小さくする必要があるということが課題であった。
そこで本発明は、従来どおりの情報量をこれまでの半分のサンプリング周波数でディジタル直交変調し送信することが可能な信号を生成する直交周波数分割多重変調装置及び直交周波数分割多重変調方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記目的を達成するために、
第１の発明は、
ディジタルデータをディジタル変調して、離散点数Ｎ点で表現する周波数軸上に実数成分および虚数成分を割り当てるディジタル変調部と、
周波数軸上に割り当てられた前記実数成分および虚数成分を、所定のサンプリング周波数Ｆｓに基づいてそれぞれ逆高速フ−リエ変換（ＩＦＦＴ）して、時間軸上のI成分及びQ成分の離散デ−タ列に変換する逆高速フ−リエ変換（ＩＦＦＴ）部と、
前記逆高速フ−リエ変換（ＩＦＦＴ）により時間軸上に変換された前記I成分及び前記Q成分の離散デ−タ列をそれぞれ入力し、前記所定のサンプリング周波数Ｆｓに基づいて偶数列(2n)の離散データと、奇数列(2n+1)の離散データとに分けて、前記所定のサンプリング周波数Ｆｓの１／２倍で出力する第１のデータセレクタと、
前記第１のデータセレクタから前記所定のサンプリング周波数Ｆｓの１／２倍で出力される前記I成分及び前記Q成分それぞれの前記偶数列(2n)および前記奇数列(2n+1)の離散データを入力し、前記I成分の前記偶数列(2n)および前記Q成分の前記奇数列(2n+1)はそのまま出力する一方、前記Q成分の前記偶数列(2n)および前記I成分の前記奇数列(2n+1)はそれぞれ反転して出力する乗算器と、
前記乗算器から前記所定のサンプリング周波数Ｆｓの１／２倍で出力される前記I成分の前記偶数列(2n)および前記Q成分の前記奇数列(2n+1)と、前記Q成分の前記偶数列(2n)および前記I成分の前記奇数列(2n+1)の反転出力と入力し、前記所定のサンプリング周波数Ｆｓの１／２倍の周波数に基づいて、前記I成分の前記偶数列(2n)であるデータI(2n)および前記Q成分の前記偶数列(2n)であるデータ−Q(2n)と、前記I成分の前記奇数列(2n+1)の反転出力であるデータ−I(2n+1)および前記Q成分の前記奇数列(2n+1)であるデータQ(2n+1)とを前記所定のサンプリング周波数Ｆｓだけずらして出力するシフトレジスタと、
前記シフトレジスタから前記所定のサンプリング周波数Ｆｓだけずらして出力される前記データI(2n)および前記データ−Q(2n)と、前記データ−I(2n+1)および前記データQ(2n+1)とを入力し、前記サンプリング周波数Ｆｓの２倍の周波数に基づき選択して、前記サンプリング周波数Ｆｓ毎に、前記データI(2n)および前記データ−Q(2n)と、前記データ−I(2n+1)および前記データQ(2n+1)とを切替えて出力する第２のデ−タセレクタと、
前記第２のデータセレクタから前記サンプリング周波数Ｆｓの２倍の周波数に基づいて選択されて前記サンプリング周波数Ｆｓ毎に切替えて出力される前記データI(2n)および前記データ−Q(2n)と、前記データ−I(2n+1)および前記データQ(2n+1)とを入力して、前記サンプリング周波数Ｆｓの２倍の周波数でＤ／Ａ変換して出力するＤ／Ａ変換部と、
を有する直交周波数分割多重変調装置を提供し、
第２の発明は、
前記第１の発明の直交周波数分割多重変調装置において、
前記ディジタル変調部は、
ディジタルデータをＱＡＭまたはＱＰＳＫによりディジタル変調する、直交周波数分割多重変調装置を提供し、
第３の発明は、
ディジタルデータをディジタル変調して、離散点数Ｎ点で表現する周波数軸上に実数成分および虚数成分を割り当てるステップと、
周波数軸上に割り当てられた前記実数成分および虚数成分を、所定のサンプリング周波数Ｆｓに基づいてそれぞれ逆高速フ−リエ変換（ＩＦＦＴ）して、時間軸上のI成分及びQ成分の離散デ−タ列に変換するステップと、
前記逆高速フ−リエ変換（ＩＦＦＴ）により時間軸上に変換された前記I成分及び前記Q成分の離散デ−タ列をそれぞれ入力し、前記所定のサンプリング周波数Ｆｓに基づいて偶数列(2n)の離散データと、奇数列(2n+1)の離散データとに分けて、前記所定のサンプリング周波数Ｆｓの１／２倍で出力するステップと、
前記所定のサンプリング周波数Ｆｓの１／２倍で出力される前記I成分及び前記Q成分それぞれの前記偶数列(2n)および前記奇数列(2n+1)の離散データを入力し、前記I成分の前記偶数列(2n)および前記Q成分の前記奇数列(2n+1)はそのまま出力する一方、前記Q成分の前記偶数列(2n)および前記I成分の前記奇数列(2n+1)はそれぞれ反転して出力するステップと、
前記所定のサンプリング周波数Ｆｓの１／２倍で出力される前記I成分の前記偶数列(2n)および前記Q成分の前記奇数列(2n+1)と、前記Q成分の前記偶数列(2n)および前記I成分の前記奇数列(2n+1)の反転出力と入力し、前記所定のサンプリング周波数Ｆｓの１／２倍の周波数に基づいて、前記I成分の前記偶数列(2n)であるデータI(2n)および前記Q成分の前記偶数列(2n)であるデータ−Q(2n)と、前記I成分の前記奇数列(2n+1)の反転出力であるデータ−I(2n+1)および前記Q成分の前記奇数列(2n+1)であるデータQ(2n+1)とを前記所定のサンプリング周波数Ｆｓだけずらして出力するステップと、
前記所定のサンプリング周波数Ｆｓだけずらして出力される前記データI(2n)および前記データ−Q(2n)と、前記データ−I(2n+1)および前記データQ(2n+1)とを入力し、前記サンプリング周波数Ｆｓの２倍の周波数に基づき選択して、前記サンプリング周波数Ｆｓ毎に、前記データI(2n)および前記データ−Q(2n)と、前記データ−I(2n+1)および前記データQ(2n+1)とを切替えて出力するステップと、
前記サンプリング周波数Ｆｓの２倍の周波数に基づいて選択されて前記サンプリング周波数Ｆｓ毎に切替えて出力される前記データI(2n)および前記データ−Q(2n)と、前記データ−I(2n+1)および前記データQ(2n+1)とを入力して、前記サンプリング周波数Ｆｓの２倍の周波数でＤ／Ａ変換して出力するステップと、
を有する直交周波数分割多重変調方法を提供し、
第４の発明は、
前記第３の発明の直交周波数分割多重変調方法において、
ディジタルデータをＱＡＭまたはＱＰＳＫによりディジタル変調する、直交周波数分割多重変調方法を提供する。
【発明の効果】
【００１２】
本発明の直交周波数分割多重変調装置及び直交周波数分割多重変調方法によると、ディジタル直交変調部では、出力信号のクロックを従来の半分にすることが出来、前記ディジタル直交変調後のディジタル信号処理の高速化に対する問題が解決出来、単位時間におけるデ−タ数を４Ｎ点の半分にすることが可能になるので、ディジタル直交変調後のディジタル信号処理の速度を従来の半分にまで落とすことが可能であり、なおかつ、従来の情報転送レ−トで情報を伝送することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】本発明のＯＦＤＭ変調装置の一実施例を示す構成図である。
【図２】本発明の各部のタイミングチャ−トである。
【図３】従来のＯＦＤＭ変調装置の一例を示す構成図である。
【図４】従来例の各部のタイミングチャ−トである。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
本発明のＯＦＤＭ変調装置は、従来、Ｎ点の離散点デ−タに対して、1組の離散点デ−タを用いて4点のディジタル直交変調を行ない４Ｎ点のデ−タを出力していたものを、Ｎ点の離散点デ−タに対して、２組の離散点デ−タを用いて4点のディジタル直交変調を行ない２Ｎ点の離散点デ−タを出力することにより、単位時間におけるデ−タ数を４Ｎ点の半分の２Ｎ点にすることが可能になるので、ディジタル直交変調後のディジタル信号処理の速度を従来の半分にまで落とすことが可能になり、なおかつ、従来の情報転送レ−トで情報を伝送することが可能となる。
【００１５】
本発明のＯＦＤＭ変調装置の一実施例について、図と共に以下に説明する。
図１に示される本発明のＯＦＤＭ変調装置の実施例は、ディジタルデ−タ１０が供給されるＱＰＳＫ変調部１１、キャリア信号生成部１２、逆高速フ−リエ変換（ＩＦＦＴ）部１３、Even/Oddデ−タセレクタ１４、乗算器１５、シフトレジスタ１６、デ−タセレクタ１７、Ｄ／Ａ変換部１８、周波数変換部１９、ＢＰＦ部２０、増幅部（ＡＭＰ）２１、及び送信アンテナ２２より構成されている。
【００１６】
ＱＰＳＫなどの変調部１１で入力ディジタルデ−タ１０はディジタル変調され、サンプリング周波数Ｆｓで出力されるデ−タ列は、キャリア信号生成部１２を介して周波数軸上に配置される。
【００１７】
周波数軸上に配置されたデ−タ列を、サンプリング周波数Ｆｓで、により逆高速フ−リエ変換を施すことにより、時間軸上の信号列に変換する。
デ−タ列に対して逆高速フ−リエ変換を施すことにより、それぞれのデ−タ列がキャリア信号生成部１２の各キャリアに重畳されることになる。
【００１８】
上記変換出力をEven/Oddデ−タセレクタ１４により、偶数列(2n)と奇数列(2n+1)が同時に出力出来るように並べ替え、並べ替えを行った信号列をサンプリング周波数Ｆｓ／２で出力する。
【００１９】
つぎに前記出力デ−タを乗算器１５に供給して、前記乗算器１５で、
a)（偶数列のＩ成分）×( １)
b)（偶数列のQ成分）×(−１)
c)（奇数列のＩ成分）×(−１)
d)（奇数列のQ成分) ×( １)
をそれぞれ演算し、シフトレジスタ１６に供給する。
【００２０】
前記シフトレジスタ１６の出力をデ−タセレクタ１７に供給する。
前記演算結果をデ−タセレクタ１７によって、サンプリング周波数２Ｆｓで、a)、b)、c)、d)の順に図２に示すように出力する。
【００２１】
前記出力を、Ｄ／Ａ変換部１８でアナロク信号に変換し、所望の周波数帯になるように周波数変換部１９で周波数変換される。
周波数変換された信号は、ＢＰＦ部２０により周波数帯域外の不要信号が除去され、増幅部（ＡＭＰ）２１で所定のレベルに増幅して、送信アンテナ２２を介して外部に送信される。
【００２２】
図２に前記ディジタル直交変調の演算部分のタイミングチャ−トを示す。
サンプリング周波数Ｆｓで逆高速フ−リエ変換（ＩＦＦＴ）部１３より出力されるＩ、ＱをEven/Oddデ−タセレクタ１４により偶数番目と奇数番目に分け、Ｉの奇数番目のデ−タとＱの偶数番目のデ−タには乗算器１５で定数（−１）を掛けた後にサンプリング周波数Ｆｓ／２で、シフトレジスタ１６に入力する。
【００２３】
このとき、図２のタイミングチャ−トのように、そのシフトレジスタ１６はそれぞれ２クロック分（Ｆｓ／２）ホ−ルドさせる。
前記シフトレジスタ１６の４つの出力をデ−タセレクタ１７に入力し、サンプリング周波数２Ｆｓで、順にデ−タI(2n)、−Q(2n)、−I(2n+1)、Q(2n+1)を出力するようにする。
【００２４】
従来はＩＦＦＴ部の出力を１倍及び−１倍する乗算器によってＩ、Ｑの負数を生成し、シフトレジスタに入力し、サンプリング周波数４Ｆｓでデ−タセレクタによって順にI、−Q、−I、Qを出力していた。
【００２５】
例えば、シンボルレ−ト２０μｓで１０２４点の離散デ−タをＯＦＤＭ方式で伝送する場合、ＩＦＦＴのサンプリング周波数Ｆｓは、
１／（（２０×１０-6）／１０２４）＝５１．２ＭＨｚ
である。
【００２６】
従来の方式ならば、デ−タセレクタ及びＤ／Ａ変換部は４Ｆｓの２０４．８ＭＨｚのクロックを必要としていたが、本発明を用いればその半分の２Ｆｓである１０２．４ＭＨｚのクロックで信号処理が出来る。
【符号の説明】
【００２７】
１０  ディジタルデ−タ
１１  ＱＰＳＫ変調部
１２  キャリア信号生成部
１３  逆高速フ−リエ変換（ＩＦＦＴ）部
１４  Even/Oddデ−タセレクタ
１５  乗算器
１６  シフトレジスタ
１７  デ−タセレクタ
１８  Ｄ／Ａ変換部
１９  周波数変換部
２０  ＢＰＦ部
２１  増幅部（ＡＭＰ）
２２  送信アンテナ
【図１】
0004535195.tif 000002
【図２】
0004535195.tif 000003
【図３】
0004535195.tif 000004
【図４】
0004535195.tif 000005