(57)【要約】  単相交流にて駆動する単相モータ（１２）を蓄電池である電源（１０）から印加される電力によって駆動するモータ駆動装置であって、前記単相モータ（１２）を駆動するインバータ（１１）を備え、当該インバータ（１１）は、電源（１０）の電圧が低くなるほど出力電圧パルスのパルス幅を広くさせることによって、出力電圧の低下を抑え、回転数の低下を抑制し、回転数の増加もしくは一定の回転数の維持を無理なく実行させる。
2018047274.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
単相交流にて駆動する単相モータを蓄電池から印加される電力によって駆動するモータ駆動装置であって、  前記単相モータを駆動するインバータを備え、  前記インバータは、  直列に接続された第１の半導体素子および第２の半導体素子と、  直列に接続された第３の半導体素子および第４の半導体素子を含み、  前記第１の半導体素子および前記第２の半導体素子と、前記第３の半導体素子および前記第４の半導体素子は並列に接続され、  前記単相モータは、前記第１の半導体素子と前記第２の半導体素子の間と前記第３の半導体素子と前記第４の半導体素子との間に接続され、  前記蓄電池の電圧が低くなるほど前記単相モータに加えられる電圧のパルス幅が広くなるモータ駆動装置。
【請求項２】
電気角半周期中に前記インバータに奇数の電圧パルスを発生させる請求項１に記載のモータ駆動装置。
【請求項３】
前記第１〜第４の半導体素子は、基板上に表面実装され、前記基板以外の放熱材を使用しない、請求項１または２に記載のモータ駆動装置。
【請求項４】
前記第１〜第４の半導体素子は、ワイドバンドギャップ半導体である、請求項１〜３のいずれか１項に記載のモータ駆動装置。
【請求項５】
請求項１〜４のいずれか１項に記載のモータ駆動装置を備える、電動送風機。
【請求項６】
請求項５に記載の電動送風機を備える、電気掃除機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】  この発明は、モータ駆動装置およびそれを備える電動送風機、電気掃除機に関する。
【背景技術】
【０００２】  掃除機やハンドドライヤー等の高速回転・小型化が求められる製品において、単相インバータが用いられる場合がある。単相インバータは、一般的にロータ磁極の切り替わりに応じて電流極性を切り替える制御を行なうことでモータを駆動することができるが、その場合、電流に高調波成分が重畳されることによってモータ鉄損が増加し、効率が悪化する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特許第５５２４９２５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】  特許第５５２４９２５号では、モータ電流が閾値を上回ったときに巻線をフリーホイールさせ、モータ電流を矩形波状に制御する方法が提案されている。この場合モータ電流には出力電流の周波数以外の高調波が重畳されるため、モータの鉄損を増加させる要因となる。【０００５】  本発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、その目的は、高速回転・小型化が求められる製品に適する高効率のモータ駆動装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】  この発明は、単相交流にて駆動する単相モータを蓄電池から印加される電力によって駆動するモータ駆動装置であって、単相モータを駆動するインバータを備える。インバータは、直列に接続された第１の半導体素子および第２の半導体素子と、直列に接続された第３の半導体素子および第４の半導体素子を含む。第１の半導体素子および第２の半導体素子と、第３の半導体素子および第４の半導体素子は並列に接続される。単相モータは、第１の半導体素子と第２の半導体素子の間と第３の半導体素子と第４の半導体素子との間に接続される。蓄電池の電圧が低くなるほど前記単相モータに加えられる電圧のパルス幅は、広くなる。
【発明の効果】
【０００７】  本発明によれば、ＰＷＭの実施により低速領域では電流を正弦波状に制御することで効率を向上させ、高速領域においてはパルス数を低減させることでスイッチング損失を低減し、高効率化を図ることを可能となる。高効率化することで製品の省エネルギ性が向上し、バッテリーを電源とした製品であれば運転時間を伸ばすことができる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】本発明の実施の形態に係るモータ駆動装置の構成を示す図である。
【図２】実施の形態におけるインバータの回路構成例を示した図である。
【図３】図１の駆動信号生成部において駆動信号を発生する構成を示した回路図である。
【図４】電圧指令値Ｖｍ＊とインバータ駆動信号Ｑ１〜Ｑ４と出力電圧Ｖｍの出力例を示した波形図である。
【図５】変調率が１の場合のインバータ出力電圧を示す波形図である。
【図６】変調率が１．２の場合のインバータ出力電圧を示す波形図である。
【図７】変調率が２の場合のインバータ出力電圧を示す波形図である。
【図８】インバータで出力した電圧パルスによりモータに流れる電流経路を示した図である。
【図９】回転速度に対する変調率の関係を示す図である。
【図１０】実施の形態のモータ駆動装置が適用された電気掃除機の構成の一例を示す図である。
【図１１】実施の形態のモータ駆動装置が適用されたハンドドライヤーの構成の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】  以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。以下では、複数の実施の形態について説明するが、各実施の形態で説明された構成を適宜組合わせることは出願当初から予定されている。なお、図中同一又は相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。
【００１０】  ［モータ駆動装置の構成］  図１は、本発明の実施の形態に係るモータ駆動装置の構成を示す図である。モータ駆動装置１は、蓄電池である電源１０と、モータ１２に接続されており、蓄電池である電源１０から印加される電力によってモータ１２を駆動するインバータ１１と、モータ１２に流れる交流電流であるモータ電流を検出する電流検出部２０と、モータ１２のロータの回転位置を検出する回転検出部２１と、電源１０から印加される電圧を検出する電源電圧検出手段２２と、モータ電流とロータ回転位置とに基づいてインバータ１１を制御する制御部１５を備える。制御部１５は、アナログ・ディジタル変換器３０と、プロセッサ３１と、駆動信号生成部３２とを含む。
【００１１】  インバータ１１の制御部１５は、モータ電流を検出する電流検出部２０およびロータ回転位置を検出する回転検出部２１の検出結果に基づいてモータ１２を駆動するアナログ信号を生成する。電流検出部２０で検出されたアナログ信号は、アナログ・ディジタル変換器３０でディジタル信号に変換され、プロセッサ３１に読み取られる。プロセッサ３１は、アナログ・ディジタル変換器３０から読み取ったディジタル信号と、回転検出部２１で検出されたロータ回転位置と、電源電圧検出手段２２で検出された電源電圧に基づいて、モータ１２を駆動させる駆動信号を生成し、インバータ１１へ出力する。インバータ１１は駆動信号生成部３２から出力された駆動信号に基づいてモータ１２を駆動させる。
【００１２】  図２は、実施の形態におけるインバータの回路構成例を示した図である。例として半導体素子を４つ用いた単相インバータの回路構成を示す。
【００１３】  図２に示すように、インバータ１１は、上下アームを構成する複数個の半導体素子５１〜５４で構成され、第１の半導体素子５１および第２の半導体素子５２は、正極電源配線５０Ｐと負極電源配線５０Ｎとの間に直列に接続される。正極電源配線は、電源１０の正極に接続された配線であり、負極電源配線は電源１０の負極に接続された配線である。第３の半導体素子５３および第４の半導体素子５４は、正極電源配線５０Ｐと負極電源配線５０Ｎとの間に直列に接続される。直列接続された第３の半導体素子５３および第４の半導体素子５４とは並列に接続されている。また、第１の半導体素子５１は、第１の上アームに該当し、第２の半導体素子５２は、第１の下アームに該当する。第３の半導体素子５３は、第２の上アームに該当し、第４の半導体素子５４は、第２の下アームに該当する。半導体素子５１〜５４は、制御部１５の駆動信号生成部３２から出力された駆動信号に基づいてオン・オフ制御される。
【００１４】  また、半導体素子５１〜５４はＭＯＳＦＥＴであって、半導体スイッチング素子５１ａ〜５４ａと半導体スイッチング素子５１ａ〜５４ａに逆並列に接続されたボディダイオード５１ｂ〜５４ｂとを含む。第１の半導体素子５１は第１の半導体スイッチング素子５１ａと第１のボディダイオード５１ｂとを含み、第２の半導体素子５２は第２の半導体スイッチング素子５２ａと第２のボディダイオード５２ｂとを含み、第３の半導体素子５３は第３の半導体スイッチング素子５３ａと第３のボディダイオード５３ｂとを含み、第４の半導体素子５４は第４の半導体スイッチング素子５４ａと第４のボディダイオード５４ｂとを含む。
【００１５】  インバータ１１を単相モータを駆動するために最低限必要な４つの素子で構成されることが本実施の形態の特徴の一つである。このように素子数をできる限り少なくすることによって小型化・軽量化を達成することができる。また、ユニポーラ変調を行なう際にはモータ側に正・零・負の各電圧を出力することができる。
【００１６】  なお、本実施の例では半導体素子中のスイッチング素子をＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor  Field-Effect  Transistor）として図示しているが、本実施の形態はこれに限らず、その他ＩＧＢＴ（Insulated  Gate  Bipolar  Transistor）等の半導体スイッチング素子でも実施可能である。
【００１７】  ［ＰＷＭ制御の説明］  本実施の形態ではインバータ１１によってモータ１２を駆動する際に、ＰＷＭ制御（Pulse  Width  Modulation）を用いる。ＰＷＭ制御とは出力電圧パルスの幅を変化させて変調する変調方法であり、三相モータを駆動する際には一般的によく使用されるが、本実施の形態では、単相モータをＰＷＭ制御する方法について説明する。
【００１８】  図３は、図１の駆動信号生成部３２において駆動信号を発生する構成を示した回路図である。インバータ１１は一般的に制御部の内部の駆動信号生成部３２において三角波キャリア電圧値Ｖｃとインバータ１１の出力電圧を制御する電圧指令値Ｖｍ＊を比較することにより、インバータ１１に備えられた半導体素子５１〜５４を駆動する信号を生成している。
【００１９】  図３を参照して、駆動信号生成部３２は、乗算回路３４と、コンパレータ３５，３６と、反転回路３７，３８とを含む。
【００２０】  乗算回路３４は、インバータ１１の出力電圧を制御する電圧指令値Ｖｍ＊に−１を掛けて電圧指令値Ｖｍ＊の符号を反転させる。コンパレータ３５は、電圧指令値Ｖｍ＊とキャリア信号の電圧値Ｖｃとを比較し、インバータ駆動信号Ｑ１、Ｑ２を出力する。コンパレータ３６は、乗算回路３４から出力された電圧指令値Ｖｍ＊の反転値とキャリア信号の電圧値Ｖｃとを比較し、インバータ駆動信号Ｑ３、Ｑ４を出力する。反転回路３７，３８は、それぞれコンパレータ３５，３６から出力されたインバータ駆動信号Ｑ１、Ｑ３の符号を反転させる。インバータ駆動信号Ｑ１〜Ｑ４は、半導体素子５１〜５４のオン・オフを制御する信号である。
【００２１】  コンパレータ３５から出力されたインバータ駆動信号Ｑ１、Ｑ２は、Ｖｍ＊＞ＶｃであればＱ１＝Ｈ（Ｈｉｇｈ）、Ｑ２＝Ｌ（Ｌｏｗ）となり、Ｖｍ＊＜ＶｃであればＱ１＝Ｌ、Ｑ２＝Ｈとなる。また、コンパレータ３６から出力されたインバータ駆動信号Ｑ３、Ｑ４は、−Ｖｍ＊＞ＶｃであればＱ３＝Ｈ、Ｑ４＝Ｌとなり、−Ｖｍ＊＜ＶｃであればＱ３＝Ｌ、Ｑ４＝Ｈとなる。
【００２２】  図４は、電圧指令値Ｖｍ＊とインバータ駆動信号Ｑ１〜Ｑ４と出力電圧Ｖｍの出力例を示した波形図である。図４において、上から順に電圧指令値Ｖｍ＊、反転値−Ｖｍ＊、インバータ駆動信号Ｑ１〜Ｑ４、モータ出力電圧Ｖｍが示されている。インバータ駆動信号Ｑ１〜Ｑ４が図４に示すように制御される結果、モータ１２に加えられる電圧Ｖｍは、正の出力電圧＋Ｖｏ、出力電圧０、負の出力電圧−Ｖｏの３値に制御される（ユニポーラ制御）。
【００２３】  次に、変調率が変化した場合にインバータ出力電圧がどのように変わるかについて説明する。図５は、変調率が１の場合のインバータ出力電圧を示す波形図である。図６は、変調率が１．２の場合のインバータ出力電圧を示す波形図である。図７は、変調率が２の場合のインバータ出力電圧を示す波形図である。
【００２４】  インバータ電圧指令Ｖｍ＊と三角波キャリア電圧値Ｖｃの振幅の比率（インバータ電圧指令/三角波キャリア振幅）を変調率とする。この変調率が１以下の場合には、三角波キャリアＶｃの周波数に応じてインバータ駆動信号Ｑ１〜Ｑ４が生成されるため、図５に示すように、モータ１２に加えられる電圧であるインバータ出力電圧Ｖｍもキャリア周波数に応じた電圧パルスが出力される。
【００２５】  一方で、変調率が１を超えた場合（以下、過変調領域と呼ぶ）、図６、図７に示すように、インバータ電圧指令値Ｖｍ＊が三角波キャリア電圧値Ｖｃの振幅を超える区間が発生する。この区間では、三角波キャリアの周波数に応じたインバータ駆動信号は生成されず、インバータ出力電圧は正の出力電圧＋Ｖｏもしくは負の出力電圧−Ｖｏに固定されるため、変調率１の時に比べ、大きな出力電圧を得ることが可能となる。
【００２６】  ［インバータの電流経路］  図８は、インバータで出力した電圧パルスによりモータに流れる電流経路を示した図である。駆動信号生成部３２からインバータ１１に正の電圧パルスが出力された際には図８（ａ）に示す半導体スイッチング素子５１ａ，５４ａを経由する電流経路でモータ１２に電流が流れる。次に、零電圧パルスが出力された際には図８（ｂ）または図８（ｄ）に示す半導体スイッチング素子５２ａ，５４ａを経由する電流経路または半導体スイッチング素子５１ａ，５３ａを経由する電流経路でモータ１２に電流が流れる。これは電源側からは電流が流れず、モータとインバータの間で電流が還流するモードとなる。
【００２７】  上記と同様に、駆動信号生成部３２からインバータ１１に負の電圧パルスが出力された際には図８（ｃ）に示す半導体スイッチング素子５３ａ，５２ａを経由する電流経路となり、電圧パルスが正の時とは逆の流れでモータ１２に電流が流れる。
【００２８】  ［ボディダイオードの通流時間を小さくする説明］  図８（ｂ）および図８（ｄ）において、モータとインバータの間で電流が還流するモードでは各相のどちらか一方の半導体スイッチング素子をオンすることで、ボディダイオード５１ｂ、５３ｂもしくはボディダイオード５２ｂ、５４ｂの通流時間を短くすることができる。一般的に半導体スイッチング素子に逆並列に接続されたボディダイオードに電流を流すことに比べ、半導体スイッチング素子に電流を流した方が導通損失を低減させることが知られている。よって、ボディダイオード５１ｂ〜５４ｂに流れる時間を短くすることで損失を低減させることが可能となる。
【００２９】  特に、インバータに備えられた半導体素子をＭＯＳＦＥＴとすることによって、インバータとモータ間を還流する際にボディダイオードを通さずにＭＯＳＦＥＴである半導体スイッチング素子に流すように制御することが可能である。この際、ＭＯＳＦＥＴのソース側からドレイン側に向かって電流を流すには対象のＭＯＳＦＥＴをオンしなければいけないため、還流する際に合わせて還流する素子をオンする制御を実施する（図８（ｂ）および図８（ｄ））。一般的にＭＯＳＦＥＴは、ボディダイオードに導通させるよりもＦＥＴ側に電流を流した方が導通損失を低減させることが可能であるため、半導体素子をＭＯＳＦＥＴにすることで還流する際の損失を低減させることが可能となる。
【００３０】  なお、半導体スイッチング素子としてワイドバンドギャップ半導体を用いても良い。半導体スイッチング素子をワイドバンドギャップ半導体（例としてＳｉＣ）とすることで、シリコンの半導体（Ｓｉ）に比べオン抵抗が小さくなり、より発熱を抑制することが可能となる。
【００３１】  ［発熱量の抑制と放熱構造の簡素化］  半導体素子の損失は、電流が半導体素子を流れた際に発生する導通損と半導体がスイッチングする際に発生するスイッチング損との合計値から決定される。半導体素子は電流増加により、上記損失が増加することで発熱を伴う。その対策として一般的に素子の表面に熱伝導率の高い金属（ヒートシンク）を取り付け、放熱性を高めることがよく行なわれている。ただし、ヒートシンクを取り付けると、放熱性を高めることができる代わりに、ヒートシンクを取り付けるための設置スペースが増加するため、小型の製品に向けては適用しにくい。また、ヒートシンク分の重量が増加してしまうため、軽量化が求められる製品への適用も難しい。
【００３２】  前述のように、ボディダイオードに流れる時間を短くすることによって、還流の際の導通損失を低減させ、素子の発熱を抑えることが可能となる。このため、ＭＯＳＦＥＴの形状を基板への放熱が良好な表面実装タイプにし、基板のみでＭＯＳＦＥＴの温度上昇を抑制することが可能となる。このようにすればヒートシンクが不必要となるため、基板の小型化に貢献する。
【００３３】  基板に素子を表面実装する放熱方法に加え、基板を風路に設置することでさらなる放熱効果を得ることができる。たとえば、電動送風機のように空気の流れを発生させるものに使用され、電動送風機が発生する風によって基板上の半導体素子を放熱させることによって、半導体素子の温度上昇を大幅に抑制することができる。このような電動送風機は、後に図１０、図１１において説明する掃除機やハンドドライヤーに搭載される。
【００３４】  このようにすれば、基板への放熱と空気への放熱のみで半導体素子の熱を逃がすことが可能となり、ヒートシンクレスで装置を構成し、小型・軽量の製品を実現させることが可能となる。
【００３５】  ［回転速度と変調率の関係］  図９は、回転速度に対する変調率の関係を示す図である。回転速度の増加に伴い回転体の負荷トルクは大きくなるため、モータ出力トルクを増加させる必要がある。一般的にモータ出力トルクはモータ電流に比例して増加し、モータ電流の増加にはインバータの出力電圧の増加が必要である。よって、変調率を上げインバータ出力電圧を増加させることによって無理なく回転速度を増加させることが可能となる。
【００３６】  変調率はモータ回転速度と比例関係にあるため、本実施の形態では１０万ｒｐｍ以上の回転数において変調率が１より大きくするようにモータを制御する。
【００３７】  なぜならば、モータを１０万ｒｐｍ以上の動作点で動作させる場合においてはモータ鉄損が増加するため電気角一周期当りのスイッチング回数を低減させ、スイッチング損失を低減させることでモータ効率の低減を抑制させる必要がある。そこで、図９において、変調率が１を超えるポイントを１０万ｒｐｍ以上に設定する。これにより、高速回転時にスイッチング損失の増加を抑制した制御を実施することが可能となる。
【００３８】  より詳細には、高速領域（例えば１０万ｒｐｍ以上）では変調率を１より大きくすることによってインバータの出力電圧を増加させつつ、インバータ内の半導体素子が行なうスイッチング回数を低減させる。これによって、スイッチング損失の増加を抑えることが可能となる。変調率が１を超えることでモータ出力電圧は増加する一方で、スイッチング回数が低下するため、モータ電流の歪が懸念される。しかし、高速回転中においてはモータのリアクタンス成分が大きくなるため、モータに流れる電流の時間あたり変化量（ｄｉ／ｄｔ）が小さくなる。
【００３９】  一方、低速領域（例えば０〜７万ｒｐｍ）では変調率を１以下として制御することによって、電流を正弦波に制御しモータの高効率化を図る。なお、低速領域および高速領域で共通のキャリア周波数を使用する場合は、高速領域に合わせたキャリア周波数を採用するため、低速領域ではＰＷＭパルス数が必要以上に多くなる傾向にある。よって低速領域では、高速領域で使用するキャリア周波数よりも低いキャリア周波数を使用することによって、スイッチング損失を低下させる手法を採用しても良い。また、回転速度の変化に合わせてキャリア周波数を変化させることによって、回転速度が変化しても電気角一周期あたりのパルス数が変化しないような構成としても良い。
【００４０】  また、高速回転で回転している場合においてはモータのリアクタンスが増加するため、電圧パルスに応じた電流の立ち上がりも緩やかになる。したがって、高速回転時に電圧パルスが少なくなった場合においても、正弦波に近づく制御を実施することが可能となる。すなわち、高速回転時は低速回転時に比べ電流歪は小さくなるので波形の歪に対する影響は小さい。よって、高速回転時においてはスイッチングパルス数を低減させることによってスイッチング損失の増加を抑制し、高効率化を図ることが可能となる。
【００４１】  ［ＰＷＭパルスについての説明］  インバータ出力電圧の電圧パルスは三角波キャリア電圧値Ｖｃと電圧指令値Ｖｍ＊を比較することにより決定される。高速回転中においては電圧指令値Ｖｍ＊の周波数も増加し、電気角一周期中に出力される電圧パルスの数が減少するため、出力電圧パルスが電流波形の歪へもたらす影響も大きくなる。一般的に、偶数回の電圧パルスを印加した場合には偶数次高調波が重畳され、正側と負側の波形の対称性が無くなる。よって、モータ電流波形が高調波の含有率を抑えた正弦波に近づくようにするため、本実施の形態では、出力電圧パルスの数が電気角半周期中に奇数となるように制御する。
【００４２】  高速回転中において、出力電圧パルスの数が奇数となるように制御するためには、三角波キャリアをモータ回転速度と同期させる方法がある。また、製品仕様で回転速度を指令値とする制御を実施する場合には、予め回転数指令に対してキャリア周波数を決定する方法がある。ただし、本実施の形態では出力電圧パルスの数が奇数になる制御であればこれに限らない。
【００４３】  また、高速回転時においてはスイッチング損失を低減させるため、電圧パルスを少なくすることが望まれる。一般的に電気角半周期中に５回以上の電圧パルスを入れることで、正弦波に制御できることが知られている。よって、正弦波ＰＷＭ制御を行なう場合のパルス数を５とし、過変調制御ではインバータが出力する電圧パルスは５個以下となるように制御を行なうことが好ましい。
【００４４】  また、出力電圧パルスを生成する際に、すべてのパルスが固定の幅で実施する制御もあるが、より高調波含有率の小さい正弦波を生成するため、本実施の形態では電気半周期の中心に近いほどパルス幅が広くなるようにインバータを制御する。
【００４５】  また、蓄電池である電源１０の電源電圧が低下した場合、合わせて出力電圧も低下してしまう事が懸念される。そこで、高速回転時等、モータ１２の回転を低下させたくない場合において、電源電圧検出手段２２で検出された電源電圧の値が低下した場合、変調率を上げ出力電圧パルスのパルス幅を広くさせることによってインバータ出力電圧を増加させる、すなわち、電源１０の電圧が低くなるほど出力電圧パルスのパルス幅を広くさせることによって出力電圧の低下を抑え、回転数の低下を抑制し、回転数の増加もしくは一定の回転数の維持を無理なく実行させることができる。
【００４６】  また、インバータ駆動信号を生成する際に使用する変調方式としては、正・負の両電位に電圧パルスを出力するバイポーラ変調や電気角半周期毎に正／零と負／零にて電圧パルスを出力するユニポーラ変調が知られている。
【００４７】  バイポーラ変調ではモータ電圧が−Ｖ，＋Ｖの２レベルで出力されるのに対し、ユニポーラ変調では−Ｖ，０，＋Ｖの３レベルで出力される。モータ電流の半周期中（０〜１８０°）には、バイポーラ変調は２レベル、ユニポーラ変調は３レベルでパルスが生成されるので、電流のｄｉ／ｄｔで比較した場合、ユニポーラ変調の方が小さくなる。よって、スイッチングの際の高調波含有率は、ユニポーラ変調の方が少なくなる。したがって、本実施の形態では、より高調波含有率が少ない正弦波に制御できると考えられるユニポーラ変調を用いて制御を実施する。
【００４８】  ［モータ駆動装置の総括］  以上説明した本実施の形態のモータ駆動装置について、再び図１、図２を参照して総括する。モータ駆動装置１は、単相交流にて駆動する単相モータ１２を駆動する。モータ駆動装置１は、単相モータ１２を駆動するインバータ１１と、インバータ１１を制御する制御部１５とを備える。
【００４９】  インバータ１１は、正極電源配線５０Ｐと負極電源配線５０Ｎとの間に直列に接続された第１上アーム５１および第１下アーム５２と、正極電源配線５０Ｐと負極電源配線５０Ｎとの間に直列に接続された第２上アーム５３および第２下アーム５４とを含む。
【００５０】  単相モータ１２は、第１上アーム５１と第１下アーム５２との第１の接続点と第２上アーム５３と第２下アーム５４との第２の接続点との間に接続される。
【００５１】  制御部１５は、電気角半周期中の中心に近いほどパルス幅が広くなるように単相モータに電圧のパルスを出力するようにインバータを制御する。第１上アーム５１、第１下アーム５２、第２上アーム５３、第２下アーム５４は、それぞれ半導体スイッチング素子５１ａ〜５４ａと半導体スイッチング素子５１ａ〜５４ａにそれぞれ逆並列に接続されたボディダイオード５１ｂ〜５４ｂとを含む。制御部１５は、零電圧を出力する際に、第１上アーム５１および第２上アーム５３の半導体素子を同時に導通させるか、または第１下アーム５２および第２下アーム５４の半導体素子を同時に導通させ、ボディダイオードの通流時間を小さくする。
【００５２】  一般的にボディダイオードに導通させるよりもＦＥＴ側に電流を流した方が導通損失を低減させることが可能であるため、上記のように制御することによって還流する際の損失を低減させることが可能となる。
【００５３】  好ましくは、制御部１５は、電気角半周期中にインバータ１１に奇数の電圧パルスを発生させるようにインバータ１１を制御する。これにより、偶数次高調波の重畳を避けることができ、正側と負側の波形の対称性が崩れにくくなり正弦波の電流を発生しやすくなる。
【００５４】  ［製品適用例］  本発明における実際の製品適用例における効果について以下説明を行なう。電気機器としては、特に電気掃除機とハンドドライヤーについて説明する。
【００５５】  ［電気掃除機への適用例］  図１０は、実施の形態のモータ駆動装置が適用された電気掃除機の構成の一例を示す図である。電気掃除機６１は、延長管６２、吸込口体６３、電動送風機６４、集塵室６５、操作部６６、蓄電池である電源１０およびセンサ６８を備える。電動送風機６４は、実施の形態に記載されたモータ駆動装置１を備える。電気掃除機６１は、蓄電池である電源１０によって電動送風機６４を駆動し、吸込口体６３から吸込みを行ない、延長管６２を介して集塵室６５へごみを吸引する。使用の際は操作部６６を持ち、電気掃除機６１を操作する。
【００５６】  電気掃除機の様に高速回転を実施するモータを駆動する際にはモータ駆動回転数範囲が広範囲であるため、本実施の形態に示す様に高回転数領域においては変調率１を超えて駆動することで高回転数領域におけるスイッチング損失を低減させることが可能である。また、高効率な駆動ができるため、運転時間の長時間化が望め、放熱部品の削減により小型・軽量化に寄与することができる。
【００５７】  ［ハンドドライヤーへの適用例］  図１１は、実施の形態のモータ駆動装置が適用されたハンドドライヤーの構成の一例を示す図である。図１１に示すハンドドライヤーは、ケーシング７１、手検知センサ７２、水受け部７３、ドレン容器７４、カバー７６、センサ７７、および吸気口７８を備える。ここで、センサ７７は、ジャイロセンサおよび人感センサのいずれかである。ハンドドライヤーは、ケーシング７１内に図示しない電動送風機を有する。ハンドドライヤーでは、水受け部７３の上部にある手挿入部７９に手を挿入することで電動送風機による送風で水を吹き飛ばし、水受け部７３からドレン容器７４へと水を溜めこむ構造となっている。
【００５８】  ハンドドライヤーのように高速回転を実施するモータを駆動する際にはモータ駆動回転数範囲が広範囲であるため、本実施の形態に示す様に高回転数領域においては変調率１を超えて駆動することで高回転数領域におけるスイッチング損失を低減させることが可能である。また、高効率な駆動ができるため、消費電力の削減が望め、放熱部品の削減により小型・軽量化に寄与することができる。小型であれば、設置場所の制約が解消され、適用範囲を広げることが可能となる。
【００５９】  なお、本実施の形態に記載の電動送風機は電気掃除機及びハンドドライヤーに搭載した場合について記載したが、電気掃除機に限らず、ハンドドライヤー、焼却炉、粉砕機、乾燥機、集塵機、印刷機械、クリーニング機械、製菓機械、製茶機械、木工機械、プラスチック押出機、ダンボール機械、包装機械、熱風発生機、物体輸送、吸塵用、一般送排風、ＯＡ機器、等の電動送風機を備えた製品であればこれに限らない。
【００６０】  今回開示された実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【００６１】  １  モータ駆動装置、１０  電源、１１  インバータ、１２  モータ、１５  制御部、２０  電流検出部、２１  回転検出部、３０  ディジタル変換器、３１  プロセッサ、３２  駆動信号生成部、３４  乗算回路、３５，３６  コンパレータ、３７，３８  反転回路、５０Ｎ  負極電源配線、５０Ｐ  正極電源配線、５１，５２，５３，５４  半導体素子、６１  電気掃除機、６２  延長管、６３  吸込口体、６４  電動送風機、６５  集塵室、６６  操作部、６８，７７  センサ、７１  ケーシング、７２  手検知センサ、７３  水受け部、７４  ドレン容器、７６  カバー、７８  吸気口、７９  手挿入部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【国際調査報告】
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