【事件の表示】
　平成２年特許願第３６１号「デジタル周波数分割多重信号受信器」拒絶査定に対する審判事件（平成２年９月２８日出願公開、特開平２−２４４９２２）について、次のとおり審決する。
【結論】
　本件審判の請求は、成り立たない。
【理由】
１．手続きの経緯・本願発明
　本願は、平成２年１月５日（パリ条約による優先権主張１９８９年１月５日、アメリカ合衆国）の出願であって、その請求項１に係る発明（以下「本願第１発明」という。）は、平成２年９月１４日付け、平成６年１２月１日付け、平成１０年２月９日付け及び平成１０年１０月１９日付けの手続補正書により補正された明細書及び図面の記載からみて、次のとおりのものと認める。
「（１）選択された周波数分割多重チャンネルを分離するために使用する周波数分割多重受信器に於いて、
　ラジオ周波数（ＲＦ）増幅器と、ＲＦアンチアライアスフィルタと、ゲインコントロールアンプ（ＧＣＡ）と、そしてデジタル自動ゲインコントロール（ＤＡＧＣ）プロセッサとを含むアナログ信号プロセッサを具備し、周波数分割多重信号を受信しそしてアナログ受信信号からなるサブバンドを提供するデジタル中間周波数（ＩＦ）受信機と、
　前記アナログ受信信号からなるサブバンドをサンプルされたデジタル受信信号に変換する手段と、
　前記サンプルされたデジタル受信信号を周波数変換し、同調されるべく選択されたチャンネルの周波数と同一の周波数を有し、選択されたチャンネルの中心周波数を零周波数として有する、周波数変換されサンプルされたデジタルサインおよびコサイン出力信号を提供するためのデジタルクワドラチュア周波数複合ミキサと、
　前記サンプルされ周波数変換されたデジタル受信信号に応答して第１フィルタ出力信号を提供する第１デジタルローパスフィルタを有し、前記サンプルされ周波数変換されたデジタル受信信号を濾波し前記選択されたチャンネルを分離する濾波手段と、
　前記第１フィルタ出力信号に応答する第１サンプルレート減少回路と、
　前記第１サンプルレート減少回路に応答して第２フィルタ出力信号を提供する第２デジタルローパスフィルタと、
　ローパスフィルタリングをさらに提供する前記第２フィルタの出力信号に応答する第３デジタルローパスフィルタと、
　前記濾波手段に応答し前記分離され選択されたチャンネルを所定の中間周波数に変換するためのデジタル複合ミキサと、
を具備することを特徴とする周波数分割多重受信器。」
　なお、特許請求の範囲の請求項１には、「アナログ信号プロセッサ具備し」及び「前記第１サンプルレート減少回路応答して」と記載されているが、それらがそれぞれ「アナログ信号プロセッサを具備し」及び「前記第１サンプルレート減少回路に応答して」の誤記であることは文脈上明らかであるので、本願第１発明を上記のように認定した。
２．引用例に記載された発明
　これに対して、当審における、平成１０年３月３１日付けで通知した拒絶の理由に引用した特表昭６３−５００７６６号公報（昭和６３年３月１７日公表、以下「引用例」という。）には、所要の狭帯域信号を含んでいる広帯域無線周波数（ＲＦ）信号をディジタル的に処理するディジタル無線周波受信機に関し、
第１図を参照して、▲１▼「フロントエンド」部１０４は、第２図にさらに詳細に示してあるが、アナログ無線周波数（ＲＦ）信号を受信するアンテナ１０２とディジタル的に構成されたＩＦ選択部１１０とのインターフェースとなる。プレセレクタ１０６は到来信号を広帯域ろ波して後続のＡＤ変換プロセスでエイリアシングが生じないようにする。ＡＤブロック１０８は本発明の受信機構造のディジタル処理に必要なゲインおよびサンプルホールド動作を含む。次の主要部であるＩＦ選択部１１０は、第３図と関連して以下でさらに詳述するが、複素指数関数形信号（直角信号、正弦と余弦）を発生する直角局部発振器（ＬＯ）１１６となる。この信号の周波数はシステム・チャンネル周波数入力「Ａ」により選択される。直角ミキサ１１２はディジタル乗算器を使用して所要の狭帯域チャンネルを約０ＨｚのＩＦ周波数まで周波数シフトさせる。高速選択部１１４は数個の縦続接続された狭帯域低域フィルタ部を備えており、これはゼロ周波数近くに中心を持つ所要信号から高い周波数の不要信号を除去する。この低域ろ波によりＡＤ変換器１０８の出力における大きな速度から「バックエンド」部１２０への入力におけるチャンネル帯域と同程度の速度にまで徐々にサンプリング速度を下げることができる。「バックエンド」部１２０は汎用無線構造をシステムの無線形式入力「Ｂ」で示される特定の無線機用途に特に仕立てられたものに「特殊化させる」のに使用される。その最良の構成は汎用ディジタル信号処理装置（ＤＳＰ）を備えている。最終選択部１２４は変調の形式とチャンネルの特性とにしたがって無線信号を復調する前に必要な追加ろ波を行う。たとえば、ディジタル・データ通信システムに対して適応チャンネル等化を行うことができる。このフィルタ部１２４は隣接チャンネル減衰と、乗算器無し（低域）フィルタを実現するのに必要な粗い係数量子化から生ずる高速選択フィルタ１１４の特性の不完全さを補償する通過帯域等化とをも行う。」（４頁左下欄４行〜同右下欄１４行）、第２図を参照して、▲２▼「第２図は本発明のディジタル受信機のフロントエンド回路の概要図である。この回路は無線周波数信号の選択された帯域をディジタル化するように動作する。本発明はサンプリングを直接Ｒ．Ｆ．周波数で行うようになっている。ただし、広帯域プレセレクションはサンプリング前にＲ．Ｆ．アナログ・フィルタで行われる。Ｒ．Ｆ．アナログ・フィルタ２０２と２０６との機能はスプリアス応答に対する選択を行うことである。これらのスプリアス応答には従来の受信機のフロントエンドで見られるような映像、半Ｉ．Ｆ．スパー、Ａｂｌｅ−Ｂａｋｅｒスパーなどがある。これらのスパーの他に、選択はサンプリング過程から生ずることがある周波数についても行われなければならない。最大許容帯域幅は、実際のフィルタはこれをかなり下げるが、ナイキストの帯域幅（ｆｓ／２、ただしｆｓはサンプリング速度）に限られる。それぞれが約４ＭＨｚの帯域幅を持つ第２図に示す２極および５極のフィルタを使用すれば、２０ＭＨｚの速度でサンプルするときエイリアス周波数に対して９０ｄＢを超える除去を行う。アンテナ２２４に入る信号に対して選択を行う他に、フイルタ２０６はＲ．Ｆ．増幅器２０４で発生する第１のサンプルホールド２０８に入る広帯域雑音を帯域制限する。これは、雑音のエイリアシングを防止し、これによりフロントエンド２００の雑音指数を効果的に増すのに必要である。Ｒ．Ｆ．前置増幅器２０４はＲ．Ｆ．信号をシステムの感度に必要な信号対雑音比を得るのに充分なレベルにまで増幅するのに使用される。帯域が異なれば異なるフィルタが必要であるから、フィルタ構造（２０２及び２０６）の１部としてＲ．Ｆ．増幅器２０４を備えるのが実用的である。本発明の受信機はゲインが約２８ｄＢで雑音指数が約５ｄＢのＲ．Ｆ．増幅器２０４を備えている。」（５頁左上欄１０行〜同右上欄１５行）、▲３▼「アナログ・ディジタル変換器２２２はアナログ信号をディジタル信号に変換する。この変換器は目的とする受信機の用途の動的環境にわたり信号を受入れることができなければならない。」（６頁左下欄８行〜同１１行）、
第３図を参照して、▲４▼「本発明の実施に適合できるディジタル・ゼロＩＦ選択部（ＤＺＩＳＳ）がブロック図の形で描かれている。ディジタル・ゼロＩＦ選択部は第２図のフロントエンド回路２００と第１図のバックエンドＤＳＰ１２０との間に配設されており、フロントエンド２００が出力する変調ディジタルＲＦ信号をバックエンドＤＳＰ１２０が処理するベースバンド信号に変換するように動作する。ＤＺＩＳＳ３００は同相ミキサ３０４、直角位相ミキサ３０６、ディジタル直角局部発信器（ＬＯ）３０２（同相ＬＯ信号３０９と直角位相ＬＯ信号３１１とを発生する）、２つの「高速」ディジタル低域フィルタ３０８と３１０、２つの「低速」ディジタル低域フィルタ３１２と３１３、およびクロック源（図示せず）を具備している。本発明の実施例によれば同じディジタル情報が入力ポート３０３と３０７とでそれぞれ同相ミキサ３０４と直角位相ミキサ３０６とに加えられる。（中略）ミキサ３０４と３０６とはそれぞれ第２の入力直角ＬＯ線３０９と３１１とを備えている。上記のＡＤ出力信号の場合のように、ＬＯ信号は１本だけの接続ではなく、位相が９０°離れている（すなわち、正弦および余弦波形の）、複数ビットの離散的時間を表わす信号である。（中略）乗算器３０４と３０６とが行う直角混合は所要の信号をほぼ０Ｈｚの中心周波数に周波数変換するように働き、この場合周波数変換の量はチャンネル周波数制御器３０５で決めることができる。次いで得られる直角信号は低域ろ波されて帯域外雑音と不要信号とを除去する。」（６頁右下欄１５行〜７頁右上欄１６行）、
第３図、第９ａ、９ｂ、９ｃ図及び第３表を参照して、▲５▼「「高速」フィルタ３０８と３１０および「低速」低域フィルタ３１２と３１３の間で、サンプリング速度の減少すなわちデシメーションを行うのが望ましい。当業者には周知のとおり、可能なサンプリング速度の減少の程度は「高速」低域フィルタが行う減衰の量によって決まる。たとえば、２０ＭＨｚの入力サンプリング速度を利用し、「高速」フィルタを下の第３表に掲げた係数を有する分解フィルタとして構成すれば、２ＭＨｚの出力サンプリング速度を使用することができ、「高速」フィルタによって１００Ｄｂを越すエイリアシング保護を行うことができる。「低速」低域フィルタ３１２と３１３とは２極フィルタ部の数段により実現することができる。たとえば、３段の場合には、それぞれが第９ａ、９ｂ、および９ｃ図の構造を有し、第３表に掲げた係数を使用する。ここで低速１、低速２、および低速３はそれぞれ第９ａ、９ｂ、および９ｃ図に対応する。こうしてサンプリング速度を２ＭＨｚから８０ｋＨｚに減らすことができる。」（１４頁右下欄１５行〜１５頁左上欄７行）、
第１０図及び第１１図を参照して、▲６▼「無線機バックエンド１２０は回復信号の最終復調前ろ波と復調後処理とを行う。第１０図および第１１図はディジタル信号処理Ｉ．Ｃ．に関連して最終復調前選択を行うのに好適なディジタル・フィルタ構造の詳細を示している。（中略）当業者にはバックエンドＤＳＰに異なるフィルタ係数を選択して最終選択部の帯域幅を種々にプログラムすることができることが明らかであろう。また、異なるダウンサンプリング速度を使用して、あるいは乗算器無し低域フィルタ部に異なる配線式ゲイン要素（たとえば、二者択一セレクタによる）を使用して種々の選択帯域幅を得ることができる。」（１６頁左上欄１９行〜同左下欄５行）
と記載されている。
３．対比
　本願第１発明と引用例に記載された発明とを対比すると、引用例に記載された発明の「フロントエンド部１０４」の「プレセレクタ１０６」は、アナログ無線周波数（ＲＦ）信号の選択された帯域を広帯域ろ波して後続のＡＤ変換プロセスでエイリアシングが生じないようにするものであり、本願第１発明の「ラジオ周波数（ＲＦ）増幅器」、「ＲＦアンチアライアスフィルタ」にそれぞれ相当する「Ｒ．Ｆ．増幅器２０４」、「Ｒ．Ｆ．フィルタ２０２、２０６」を含むアナログ信号プロセッサを具備する（上記▲１▼及び▲２▼の記載参照）から、アナログ信号プロセッサがゲインコントロールアンプ（ＧＣＡ）及びデジタル自動ゲインコントロール（ＤＡＧＣ）プロセッサをも含むか否かの点は別にして、本願第１発明の「デジタル中間周波数（ＩＦ）受信機」に相当する。
　また、引用例に記載された発明の「Ａ／Ｄ変換器１０８」は、「プリセレクタ１０６」からのアナログ受信信号をデジタル受信信号に変換するものであり（上記▲１▼及至▲３▼の記載参照）、ディジタル・ゼロＩＦ選択部（ＤＺＩＳＳ）１１０の直角ミキサー１１２は、第３図に示されているように、同相ミキサ３０４及び直角位相ミキサ３０６を有し、Ａ／Ｄ変換器１０８からのデジタル受信信号及びディジタル直角局部発信器（ＬＯ）３０２からの同相ＬＯ信号３０９、直角位相ＬＯ信号３１１（位相が９０°離れた正弦及び余弦波形の信号）を入力とし、デジタル受信信号のうち所要の狭帯域チャンネルの信号をほぼ０Ｈｚの中心周波数に周波数変換するように働き、この場合周波数変換の量はチャンネル周波数制御器３０５で決めることができる（上記▲１▼及び▲４▼参照）から、引用例に記載された発明の「Ａ／Ｄ変換器１０８」、「直角ミキサー１１２」及び「直角局部発信器１１６」は、本願第１発明の「アナログ受信信号からなるサブバンドをサンプルされたデジタル受信信号に変換する手段」、「デジタルクワドラチュア周波数複合ミキサ」にそれぞれ相当する。
　さらに、引用例に記載された発明は、「高速」フィルタ３０８、３１０及び「低速」低域フィルタ３１２、３１３を備え、それら「高速」フィルタと「低速」フィルタとの間で、サンプリング速度の減少すなわちデシメーションを行うことも示唆されており（上記▲５▼の記載参照）、また、最終選択部１２４は、無線信号を復調する前に必要な追加的ろ波を行う機能を有し、例えば、乗算器無し低域フィルタ部を有する（上記▲１▼及び▲６▼の記載参照）から、本願第１発明と同様の「濾波手段」、「第１サンプルレート減少回路」、「第２デジタルローパスフィルタ」及び「第３デジタルローパスフィルタ」を具備するということができる。
　以上のことを踏まえると、両者は、「選択された周波数分割多重チャンネルを分離するために使用する周波数分割多重受信器に於いて、
　ラジオ周波数（ＲＦ）増幅器と、ＲＦアンチアライアスフィルタとを含むアナログ信号プロセッサを具備し、周波数分割多重信号を受信しそしてアナログ受信信号からなるサブバンドを提供するデジタル中間周波数（ＩＦ）受信機と、
　前記アナログ受信信号からなるサブバンドをサンプルされたデジタル受信信号に変換する手段と、
　前記サンプルされたデジタル受信信号を周波数変換し、同調されるべく選択されたチャンネルの周波数と同一の周波数を有し、選択されたチャンネルの中心周波数を零周波数として有する、周波数変換されサンプルされたデジタルサインおよびコサイン出力信号を提供するためのデジタルクワドラチュア周波数複合ミキサと、
　前記サンプルされ周波数変換されたデジタル受信信号に応答して第１フィルタ出力信号を提供する第１デジタルローパスフィルタを有し、前記サンプルされ周波数変換されたデジタル受信信号を濾波し前記選択されたチャンネルを分離する濾波手段と、
　前記第１フィルタ出力信号に応答する第１サンプルレート減少回路と、
　前記第１サンプルレート減少回路に応答して第２フィルタ出力信号を提供する第２デジタルローパスフィルタと、
　ローパスフィルタリングをさらに提供する前記第２フィルタの出力信号に応答する第３デジタルローパスフィルタと、
を具備することを特徴とする周波数分割多重受信器」である点で一致し、次の（１）及び（２）の点で相違する。
（１）アナログ信号プロセッサが、本願第１発明は、「ゲインコントロールアンプ（ＧＣＡ）」及び「デジタル自動ゲインコントロール（ＤＡＧＣ）プロセッサ」をも含むのに対し、引用例に記載された発明は、ゲインコントロールについての構成を明示しない点。
（２）本願第１発明は、「前記濾波手段に応答し前記分離され選択されたチャンネルを所定の中間周波数に変換するためのデジタル複合ミキサ」を具備するのに対し、引用例に記載された発明は、そのようなデジタル複合ミキサを具備しない点。
４．当審の判断
　まず、上記相違点（１）について検討すると、無線周波数受信機において、受信信号のレベルに応じてゲインコントロールアンプの利得を自動的に制御するようにして受信状態を常に良好に保つようにすることは、慣用されており、デジタル自動ゲインコントロールプロセッサによりデジタル的に自動ゲインコントロールを行うようにすることも周知である（この点について必要ならば、特開昭５８−２０６２１４号公報を参照）から、アナログ信号プロセッサに、ゲインコントロールアンプ（ＧＣＡ）及びデジタル自動ゲインコントロール（ＤＡＧＣ）プロセッサをも含ませるようにすることは、当業者が適宜なし得ることである。
　次に、相違点（２）について検討すると、本願第１発明の「デジタル複合ミキサ」は、単に、濾波手段に応答し分離され選択されたチャンネルを所定の中間周波数に変換する、すなわち、周波数シフトを行うというだけであり、引用例に記載された発明において、最終選択部１２４から出力される信号の周波数は、次に続く復調部１２６の動作周波数に合わせなければならないことは当然であり、その復調部１２６の構成によっては周波数シフトを行わなければならないことも、当業者に容易に予測しうることであるから、そのようなデジタル複合ミキサを具備させるようにすることは、次に続く回路の構成を考慮して当業者が容易に想到し得ることである。
　そして、本願第１発明の構成によってもたらされる効果も、引用例に記載された発明から当業者であれば容易に予測することができる程度のものであって、格別のものとはいえない。
５．むすび
　したがって、本願第１発明は、引用例に記載された発明に基いて当業者が容易に発明をすることができたものであるから、特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができない。
　以上のとおりであるから、本願は、他の請求項に係る発明について審理するまでもなく拒絶すべきものである。
　よって、結論のとおり審決する。