(57)【要約】  本発明にかかる電力変換装置（１００）は、リアクタ（２）と、直列に接続され接続点がリアクタ（２）に接続されるスイッチング素子（３１１）およびスイッチング素子（３１２）を備える第１のアーム（３３）と、第１のアーム（３３）と並列に接続され、直列に接続され接続点がリアクタ（２）に接続されるスイッチング素子（３１３）およびスイッチング素子（３１４）を備える第２のアーム（３４）と、第２のアーム（３４）と並列に接続され、直列に接続され接続点が交流電源に接続されるスイッチング素子（３２１）およびスイッチング素子（３２２）を備える第２の回路（３２）と、第２の回路（３２）と並列に接続される平滑コンデンサ（４）と、を備える。
2018073875.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源から供給された交流電力を直流電力に変換する電力変換装置であって、
それぞれが前記交流電源に接続される第１の配線および第２の配線と、
前記第１の配線上に配置されるリアクタと、
第１のスイッチング素子と、第２のスイッチング素子と、第１の接続点を有する第３の配線とを備え、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子は前記第３の配線により直列に接続され、前記第１の接続点は前記第１の配線により前記リアクタに接続される第１のアームと、
前記第１のアームと並列に接続され、第３のスイッチング素子と、第４のスイッチング素子と、第２の接続点を有する第４の配線とを備え、前記第３のスイッチング素子および前記第４のスイッチング素子は前記第４の配線により直列に接続され、前記第２の接続点は前記第１の配線により前記リアクタに接続される第２のアームと、
前記第２のアームと並列に接続され、第５のスイッチング素子と、第６のスイッチング素子と、第３の接続点を有する第５の配線とを備え、前記第５のスイッチング素子および前記第６のスイッチング素子は前記第５の配線により直列に接続され、前記第３の接続点は前記第２の配線により前記交流電源に接続される第３のアームと、
前記第３のアームと並列に接続されるコンデンサと、
を備える電力変換装置。
【請求項２】
前記第１のアームおよび前記第２のアームのスイッチング周波数は、前記第３のアームのスイッチング周波数よりも高い請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記第１のアーム、前記第２のアームおよび前記第３のアームは、インテリジェントパワーモジュールにより構成される請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
電源電流を検出する電流検出部を備え、
前記電源電流に応じて、前記第５のスイッチング素子および前記第６のスイッチング素子のオンを許可するか否かを決定する請求項１から３のいずれか１つに記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記電源電流が閾値以下の場合に、前記第５のスイッチング素子および前記第６のスイッチング素子のオンを許可せず、前記電源電流が前記閾値より大きい場合に、前記第５のスイッチング素子および前記第６のスイッチング素子のオンを許可する請求項４に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記第１のスイッチング素子の駆動信号と前記第３のスイッチング素子の駆動信号とは同一であり、前記第３のスイッチング素子の駆動信号と前記第４のスイッチング素子の駆動信号とは同一である請求項１から５のいずれか１つに記載の電力変換装置。
【請求項７】
モータを駆動するモータ制御装置であって、
請求項１から６のいずれか１つに記載の電力変換装置と、
前記電力変換装置から出力される直流電力を交流電力に変換して前記モータへ印加するインバータと、
を備えるモータ駆動装置。
【請求項８】
モータと、
前記モータを駆動する請求項７に記載のモータ駆動装置と、
を備える空気調和機。
【請求項９】
前記モータを備える送風機を備える請求項８に記載の空気調和機。
【請求項１０】
前記モータを備える圧縮機を備える請求項８に記載の空気調和機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電力を直流電力に変換して負荷へ供給する電力変換装置、この電力変換装置を備えるモータ駆動装置および空気調和機に関する。
【背景技術】
【０００２】
電源から供給される電流である電源電流には、基本波の周波数より高い周波数の周波数成分である高調波成分である高調波電流が含まれる。高調波電流により生じる障害を抑制するため、高調波電流を発生させる電子機器に対して、国際的に規制が設けられている。この規制を順守するため、コンバータでは、ＡＣ（Alternating  Current）またはＤＣ（Direct  Current）でのチョッピングにより、電源電流に含まれる高調波電流を抑制する施策がとられる。【０００３】
中でもＡＣでのチョッピング技術による損失低減技術として、整流回路をスイッチ素子により構成したフルブリッジコンバータが盛んに検討されている。例えば、特許文献１には、フルブリッジ回路の一方のアームにより電源電流を制御し、フルブリッジ回路の他方のアームのスイッチング素子を電源極性に応じてスイッチングさせることで、低損失化を実現する技術が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１４−０９９９４６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、特許文献１に記載の技術では、電源電流の制御のためのスイッチングを行うアームのスイッチング素子の方が、電源極性に応じたスイッチングを行う他方のアームのスイッチング素子に比べてスイッチング周波数が高くなる。このため、電源制御のためのスイッチングを行うアームのスイッチング素子の損失が、電源の電圧極性に応じたスイッチングを行う他方のアームのスイッチング素子に比べて大きくなる。したがって、特許文献１に記載の技術には、発熱の偏りが発生し、高出力化が困難であるという課題がある。【０００６】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、発熱の偏りを抑制し、高出力化を実現することができる電力変換装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかる電力変換装置は、交流電源から供給された交流電力を直流電力に変換する電力変換装置であって、それぞれが交流電源に接続される第１の配線および第２の配線と、第１の配線上に配置されるリアクタとを備える。また、本発明にかかる電力変換装置は、第１のスイッチング素子と、第２のスイッチング素子と、第１の接続点を備える第３の配線とを備え、第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子は第３の配線により直列に接続され、第１の接続点は第１の配線によりリアクタに接続される第１のアームと、第１のアームと並列に接続され、第３のスイッチング素子と、第４のスイッチング素子と、第２の接続点を備える第４の配線とを備え、第３のスイッチング素子および第４のスイッチング素子は第４の配線により直列に接続され、第２の接続点は第１の配線によりリアクタに接続される第２のアームと、を備える。さらに、本発明にかかる電力変換装置は、第２のアームと並列に接続され、第５のスイッチング素子と、第６のスイッチング素子と、第３の接続点を備える第５の配線とを備え、第５のスイッチング素子および第６のスイッチング素子は第５の配線により直列に接続され、第３の接続点は第２の配線により交流電源に接続される第３のアームと、第３のアームと並列に接続されるコンデンサと、を備える。
【発明の効果】
【０００８】
本発明にかかる電力変換装置は、発熱の偏りを抑制し、高出力化を実現することができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】実施の形態１にかかる電力変換装置の構成例を示す図
【図２】電源電流の絶対値が電流閾値より大きい場合の実施の形態１の電力変換装置における電流経路を示す図
【図３】電源電流の絶対値が電流閾値より大きい場合の実施の形態１の電力変換装置における電流経路を示す図
【図４】電源電流の絶対値が電流閾値より大きい場合の実施の形態１の電力変換装置における電流経路を示す図
【図５】電源電流の絶対値が電流閾値より大きい場合の実施の形態１の電力変換装置における電流経路を示す図
【図６】実施の形態１の交流電源およびリアクタを介したコンデンサ短絡の一例を示す図
【図７】実施の形態１の交流電源およびリアクタを介したコンデンサ短絡の一例を示す図
【図８】電源電流の絶対値が閾値未満の場合の実施の形態１の電力変換装置における電流経路の例を示す図
【図９】電源電流の絶対値が閾値未満の場合の実施の形態１の電力変換装置における電流経路の例を示す図
【図１０】電源電流の絶対値が閾値未満の場合の実施の形態１の電力変換装置における電流経路の例を示す図
【図１１】電源電流の絶対値が閾値未満の場合の実施の形態１の電力変換装置における電流経路の例を示す図
【図１２】実施の形態１の制御装置の構成例を示す図
【図１３】実施の形態１の電源電圧Ｖｓと電源電圧検出部により算出される電源電圧位相推定値θｓ＾および正弦波値ｓｉｎθｓ＾の一例を示す図
【図１４】実施の形態１の第１のパルス生成部の構成例を示す図
【図１５】実施の形態１の搬送波ｃａｒｒｙおよび基準ＰＷＭ信号の一例を示す図
【図１６】実施の形態１の基準ＰＷＭ信号Ｓｃｏｍ、反転ＰＷＭ信号Ｓｃｏｍ’、第１のＰＷＭ信号Ｓｉｇ１および第２のＰＷＭ信号Ｓｉｇ２の一例を示す図
【図１７】実施の形態１のパルスセレクタ部における選択処理手順の一例を示すフローチャート
【図１８】実施の形態１のスイッチング素子における電流と損失の関係を示す模式図
【図１９】実施の形態１の同期駆動パルス生成部における処理手順の一例を示すフローチャート
【図２０】実施の形態１の同期駆動パルス生成部における電源電流に基づくスイッチング素子の制御手順の一例を示すフローチャート
【図２１】実施の形態１の電力変換装置における電源電圧の１周期分の各駆動信号の一例を示す図
【図２２】実施の形態１の電力変換装置における電源電圧の１周期分の各駆動信号の別の一例を示す図
【図２３】実施の形態１の簡易スイッチング制御を実施する場合の各駆動信号の一例を示す図
【図２４】実施の形態１のパッシブな状態の各駆動信号の一例を示す図
【図２５】実施の形態１の制御回路の構成例を示す図
【図２６】実施の形態２の駆動装置の構成例を示す図
【図２７】実施の形態３の空気調和機の構成例を示す図
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下に、本発明の実施の形態にかかる電力変換装置、モータ駆動装置および空気調和機を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
【００１１】
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１にかかる電力変換装置の構成例を示す図である。実施の形態１にかかる電力変換装置１００は、単相交流電源（以下、単に交流電源という）１から供給される交流電力を直流電力に変換して出力する。図１に示すように、電力変換装置１００は、リアクタ２、ブリッジ回路３、平滑コンデンサ４、電源電圧検出部５、電源電流検出部６、母線電圧検出部７、および制御装置１０を備えている。
【００１２】
ブリッジ回路３は、第１の回路３１および第２の回路３２を備える。第１の回路３１は、互いに並列に接続された第１のアーム３３および第２のアーム３４を備える。第１のアーム３３は、直列に接続されたスイッチング素子３１１およびスイッチング素子３１２を備える。第２のアーム３４は、直列に接続されたスイッチング素子３１３およびスイッチング素子３１４を備える。第３のアームである第２の回路３２は、直列に接続されたスイッチング素子３２１およびスイッチング素子３２２を備える。第２の回路３２は、第１の回路３１に並列に接続される。
【００１３】
詳細には、電力変換装置１００は、それぞれが交流電源１に接続される第１の配線５０１および第２の配線５０２と、第１の配線５０１に配置されるリアクタ２とを備える。また、第１のアーム３３は、第１のスイッチング素子であるスイッチング素子３１１と、第２のスイッチング素子であるスイッチング素子３１２と、第１の接続点５０６を備える第３の配線５０３とを備える。スイッチング素子３１１およびスイッチング素子３１２は第３の配線５０３により直列に接続され、第１の接続点５０６は第１の配線５０１によりリアクタ２に接続される。第２のアーム３４は、第１のアーム３３と並列に接続され、第３のスイッチング素子であるスイッチング素子３１３と、第４のスイッチング素子であるスイッチング素子３１４と、第２の接続点５０７を備える第４の配線５０４とを備える。スイッチング素子３１３およびスイッチング素子３１４は第４の配線５０４により直列に接続され、第２の接続点５０７は第１の配線５０１によりリアクタ２に接続される。
【００１４】
第３のアームである第２の回路３２は、第２のアーム３４と並列に接続され、第５のスイッチング素子であるスイッチング素子３２１と、第６のスイッチング素子であるスイッチング素子３２２と、第３の接続点５０８を備える第５の配線５０５とを備え、スイッチング素子３２１およびスイッチング素子３２２は第５の配線５０５により直列に接続される。第３の接続点５０８は第２の配線５０２により交流電源１に接続される。コンデンサである平滑コンデンサ４は、第３のアームである第２の回路３２と並列に接続される。スイッチング素子３１１とスイッチング素子３１２との接続点である第１の接続点５０６と、スイッチング素子３１３とスイッチング素子３１４との接続点である第２の接続点５０７とは第１の配線５０１により接続される。このため、第１の接続点５０６と第２の接続点５０７とは同電位すなわち電位差が零である。
【００１５】
スイッチング素子３１１〜３１４，３２１，３２２は、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor  Field-Effect  Transistor）により構成される。一例として、スイッチング素子３１１〜３１４，３２１，３２２は、ＧａＮ（窒化ガリウム）、ＳｉＣ（シリコンカーバイド：炭化珪素）、ダイヤモンドなどのワイドバンドギャップ半導体により形成されたＭＯＳＦＥＴを用いることができる。また、ここではワイドバンドギャップ半導体を用いることで耐電圧性が高く、許容電流密度も高くなるため、モジュールの小型化が可能となる。ワイドバンドギャップ半導体は、耐熱性も高いため、放熱部の放熱フィンの小型化も可能になる。
【００１６】
制御装置１０は、電源電圧検出部５、電源電流検出部６、および母線電圧検出部７からそれぞれ出力される信号に基づいて、ブリッジ回路３のスイッチング素子を動作させる駆動パルスを生成する。電源電圧検出部５は、交流電源１から出力される電力の電圧である電源電圧Ｖｓを検出し、検出結果を示す電気信号を制御装置１０へ出力する。電源電流検出部６は、交流電源１から出力される電力の電流である電源電流Ｉｓを検出し、検出結果を示す電気信号を制御装置１０へ出力する。母線電圧検出部７は、ブリッジ回路３の出力電圧を平滑コンデンサ４で平滑した電圧である母線電圧Ｖｄｃを検出し、制御装置１０に出力する。
【００１７】
次に、本実施の形態の電力変換装置１００の基本的な動作を説明する。以下では、スイッチング素子のうち交流電源１の正側すなわち交流電源１の正極端子に接続されるスイッチング素子であるスイッチング素子３１１，３１３，３２１を上側スイッチング素子とも呼ぶ。また、スイッチング素子のうち交流電源１の負側すなわち交流電源１の負極端子に接続されるスイッチング素子であるスイッチング素子３１２，３１４，３２２を下側スイッチング素子とも呼ぶ。
【００１８】
本実施の形態の電力変換装置１００における第１の回路３１を構成する第１のアーム３３および第２のアーム３４では、上側スイッチング素子と下側スイッチング素子は相補的に動作する。すなわち、上側スイッチング素子および下側スイッチング素子のうち一方がオンの場合他方はオフである。また、本実施の形態の電力変換装置１００の第１のアーム３３と第２のアーム３４とは同時にスイッチング動作を実施する。第１のアーム３３のスイッチング素子３１１を駆動するための駆動信号とスイッチング素子３１３を駆動するための駆動信号とは同一であり、スイッチング素子３１１およびスイッチング素子３１３は、同時にオンとなり同時にオフとなる。第１のアーム３３のスイッチング素子３１２を駆動するための駆動信号とスイッチング素子３１４を駆動するための駆動信号とは同一であり、スイッチング素子３１２およびスイッチング素子３１４は、同時にオンとなり同時にオフとなる。第１のアーム３３および第２のアーム３４を構成する各スイッチング素子は、後述するように、制御装置１０により生成されるＰＷＭ（Pulse  Width  Modulation）信号により駆動される。ＰＷＭ信号に従ったスイッチング素子３１１〜３１４のオンまたはオフの動作を、以下スイッチング動作とも呼ぶ。
【００１９】
第３のアームである第２の回路３２を構成するスイッチング素子は、制御装置１０により生成される駆動信号によりオンまたはオフとなる。基本的には、交流電源１から供給される電力の電圧極性である電源電圧極性に応じてオンまたはオフの状態となる。具体的には、電源電圧極性が正の場合には、スイッチング素子３２２はオンでありかつスイッチング素子３２１はオフであり、電源電圧極性が負の場合には、スイッチング素子３２１はオンでありかつスイッチング素子３２２はオフである。ただし、後述するように、本実施の形態では、交流電源１およびリアクタ２を介したコンデンサ短絡を防ぐために、交流電源１から供給される電力の電流である電源電流の絶対値が閾値（以下、電流閾値という）以下の場合には、スイッチング素子３２２およびスイッチング素子３２１がともにオフとなる。
【００２０】
図２〜図５は、電源電流の絶対値が電流閾値より大きい場合の本実施の形態の電力変換装置１００における電流経路を示す図である。図２は、電源電圧極性が正であり、スイッチング素子３１１、スイッチング素子３１３およびスイッチング素子３２２がオンであり、他のスイッチング素子がオフである状態を示している。この状態では、交流電源１、リアクタ２、スイッチング素子３１１およびスイッチング素子３１３、平滑コンデンサ４、スイッチング素子３２２、交流電源１の順序で電流が流れる。
【００２１】
図３は、電源電圧極性が負であり、スイッチング素子３１２、スイッチング素子３１４およびスイッチング素子３２１がオンであり、他のスイッチング素子がオフである状態を示している。この状態では、交流電源１、スイッチング素子３２１、平滑コンデンサ４、スイッチング素子３１２およびスイッチング素子３１４、リアクタ２、交流電源１の順序で電流が流れる。
【００２２】
図４は、電源電圧極性が正であり、スイッチング素子３１２、スイッチング素子３１４およびスイッチング素子３２２がオンであり、他のスイッチング素子がオフである状態を示している。この状態では、交流電源１、リアクタ２、スイッチング素子３１２およびスイッチング素子３１４、スイッチング素子３２２、交流電源１の順序で電流が流れ、平滑コンデンサ４を経由しない電源短絡経路が形成される。このように、本実施の形態では、還流ダイオードを経由するのではなく、オン状態のスイッチング素子３１２およびスイッチング素子３１４を経由して電源短絡経路を形成することができる。
【００２３】
図５は、電源電圧極性が負であり、スイッチング素子３１１、スイッチング素子３１３およびスイッチング素子３２１がオンであり、他のスイッチング素子がオフである状態を示している。この状態では、交流電源１、スイッチング素子３２１、スイッチング素子３１１およびスイッチング素子３１３、リアクタ２、交流電源１の順序で電流が流れ、平滑コンデンサ４を経由しない電源短絡経路が形成される。このように、本実施の形態では、還流ダイオードを経由するのではなく、スイッチング素子３１１およびスイッチング素子３１３を経由して電源短絡経路を形成することができる。
【００２４】
制御装置１０は、以上述べた電流経路の切替えを制御することで、電源電流Ｉｓおよび母線電圧Ｖｄｃを制御することができる。
【００２５】
しかしながら、例えば、電源電流が流れていないときに、スイッチング素子３１１、スイッチング素子３１３およびスイッチング素子３２２がオンとなった場合、交流電源１およびリアクタ２を介したコンデンサ短絡が発生する。これにより、本来とは逆方向に電流が流れて、力率悪化、高調波成分の増大、過電流による素子破壊、損失の増大といった問題が発生する可能性がある。
【００２６】
図６、図７は、交流電源１およびリアクタ２を介したコンデンサ短絡の一例を示す図である。図６は、電源電圧極性が正であり、電源電流が流れていない状態を示している。電源電圧極性が正であるから、本来は、図２に示したように、交流電源１、リアクタ２、スイッチング素子３１１およびスイッチング素子３１３、平滑コンデンサ４、スイッチング素子３２２、交流電源１の順序で電流が流れるべきである。しかしながら、電源電流が流れていない場合に、スイッチング素子３１１、スイッチング素子３１３およびスイッチング素子３２２がオンとなると、図６に示すように、本来とは逆の方向に電流が流れ、コンデンサ短絡が生じることになる。
【００２７】
図７は、電源電圧極性が負であり、電源電流が流れていない状態を示している。電源電圧極性が負であるから、本来は、図３に示したように、交流電源１、スイッチング素子３２１、平滑コンデンサ４、スイッチング素子３１２およびスイッチング素子３１４、リアクタ２、交流電源１の順序で電流が流れるべきである。しかしながら、電源電流が流れていない場合に、スイッチング素子３１２、スイッチング素子３１４およびスイッチング素子３２１がオンとなると、図７に示すように、本来とは逆の方向に電流が流れ、コンデンサ短絡が生じることになる。
【００２８】
本実施の形態では、上述したコンデンサ短絡を防ぐために、電源電流が閾値以上の場合に、スイッチング素子３２１およびスイッチング素子３２２をオン状態とすることを許可し、電源電流が閾値未満の場合には、スイッチング素子３２１およびスイッチング素子３２２をオフ状態とする。これにより、交流電源１およびリアクタ２を介したコンデンサ短絡を防ぐことが可能であり、信頼性の高い電力変換装置を得ることが可能である。
【００２９】
図８〜図１１は、電源電流の絶対値が閾値未満の場合の本実施の形態の電力変換装置１００における電流経路の例を示す図である。図８は、電源電圧極性が正であり、スイッチング素子３１１、３２２がオンであり、他のスイッチング素子がオフの状態を示している。この場合、スイッチング素子３２２の寄生ダイオードが還流ダイオードとして機能し、図８に示すように、交流電源１、リアクタ２、スイッチング素子３１１およびスイッチング素子３１３、平滑コンデンサ４、スイッチング素子３２２の還流ダイオード、交流電源１の順序で電流が流れる。なお、電源電流の絶対値としては誤動作を起こさない程度の値であればよく、低い程同期整流期間が長くなり、より効果的に導通損失を低減する事ができる。また、電流が小さい場合はスイッチング素子３１１、３２２をオフ状態にしても良い。そうすることで、スイッチング素子３１１、３２２に発生する駆動電源による損失を低減させることができる。
【００３０】
図９は、電源電圧極性が負であり、スイッチング素子３１２、３１４がオンであり、他のスイッチング素子がオフの状態を示している。この場合、スイッチング素子３２１の寄生ダイオードが還流ダイオードとして機能し、図９に示すように、交流電源１、スイッチング素子３２１の還流ダイオード、平滑コンデンサ４、スイッチング素子３１２およびスイッチング素子３１４、リアクタ２、交流電源１の順序で電流が流れる。なお、電源電流の絶対値としては誤動作を起こさない程度の値であればよく、低い程同期整流期間が長くなり、より効果的に導通損失を低減する事ができる。また、電流が小さい場合はスイッチング素子３１２、３１４をオフ状態にしても良い。そうすることで、スイッチング素子３１２、３１４に発生する駆動電源による損失を低減させることができる。
【００３１】
図１０は、電源電圧極性が正であり、スイッチング素子３１２、３１４がオンであり、他のスイッチング素子がオフの状態を示している。この状態では、図１０に示すように、交流電源１、リアクタ２、スイッチング素子３１２およびスイッチング素子３１４、スイッチング素子３２２の還流ダイオード、交流電源１の順で電流が流れる。なお、この場合は短絡電流が流れる為、電源電流の絶対値が閾値未満であったとしても同時にスイッチング素子３２２をオンする様に制御したとしても良い。その場合、スイッチング素子３２２の導通損失が低減可能である。
【００３２】
図１１は、電源電圧極性が負であり、スイッチング素子３１１、３１３がオンであり、他のスイッチング素子がオフの状態を示している。この状態では、図１１に示すように、交流電源１、スイッチング素子３２１の還流ダイオード、スイッチング素子３１１およびスイッチング素子３１３、リアクタ２、交流電源１の順で電流が流れる。なお、この場合は短絡電流が流れる為、電源電流の絶対値が閾値未満であったとしても同時にスイッチング素子３２１をオンする様に制御したとしても良い。その場合、スイッチング素子３２１の導通損失が低減可能である。
【００３３】
次に、本実施の形態の制御装置１０について説明する。図１２は、本実施の形態の制御装置１０の構成例を示す図である。図１２に示すように、制御装置１０は、電源電流指令値制御部２１と、オンデューティ制御部２２と、電源電圧位相算出部２３と、第１のパルス生成部２４と、第２のパルス生成部２５を備える。
【００３４】
電源電流指令値制御部２１は、母線電圧検出部７から出力される信号すなわち母線電圧Ｖｄｃと、母線電圧指令値Ｖｄｃ*とから、電源電流実効値指令値Ｉｓ＿ｒｍｓ*を算出する。母線電圧指令値Ｖｄｃ*は、予め設定されていてもよいし、電力変換装置１００の外部から入力されてもよい。電源電流指令値制御部２１は、例えば、母線電圧Ｖｄｃと母線電圧指令値Ｖｄｃ*との差分を用いた比例積分制御により、電源電流実効値指令値Ｉｓ＿ｒｍｓ*を算出する。
【００３５】
オンデューティ制御部２２は、電源電流指令値制御部２１により算出された電源電流実効値指令値Ｉｓ＿ｒｍｓ*と電源電圧位相算出部２３により算出された後述するｓｉｎθ＾ｓとを用いて電源電流瞬時値指令値Ｉｓ*を算出する。さらに、オンデューティ制御部２２は、電源電流瞬時値指令値Ｉｓ*、および電源電流検出部６から出力される信号すなわち電源電流Ｉｓを用いて、スイッチング素子３１１および３１２の基準オンデューティｄｕｔｙを演算する。スイッチング素子３１３およびスイッチング素子３１４の基準デューティは、スイッチング素子３１１および３１２の基準オンデューティｄｕｔｙと同一である。この基準オンデューティｄｕｔｙは、例えば、電源電流瞬時値指令値Ｉｓ*と電源電流Ｉｓとの差分に基づいた比例積分制御により算出される。
【００３６】
電源電圧位相算出部２３は、電源電圧検出部５から出力される信号すなわち電源電圧Ｖｓを用いて、電源電圧位相推定値θ＾ｓと、正弦波値ｓｉｎθ＾ｓとを算出する。図１３は、電源電圧Ｖｓと電源電圧検出部５により算出される電源電圧位相推定値θｓ＾および正弦波値ｓｉｎθｓ＾の一例を示す図である。図１３の１段目には、電源電圧Ｖｓが示され、図１３の２段目には、電源電圧位相推定値θｓ＾が示され、図１３の３段目には、正弦波値ｓｉｎθｓ＾が示されている。例えば、電源電圧位相算出部２３は、θｓ＾を線形に増加させ、電源電圧Ｖｓが負極性から正極性に切り換わるタイミングを検出し、このタイミングでθｓ＾を０にリセットする。これにより、制御遅延および検出遅延等が無い理想的な条件では、電源電圧Ｖｓが負極性から正極性へ切り替わるタイミングでθｓ＾は３６０°すなわち０°となる。電源電圧位相算出部２３は、算出された電源電圧位相推定値θｓ＾に基づいて、ｓｉｎθｓ＾を算出する。なお、マイクロコンピュータの割込み機能等を用いて電源電圧位相推定値θｓ＾のリセットを実現する場合、電源電圧Ｖｓの負極性から正極性へ切り替わるタイミングを検出するゼロクロス検出回路を用いて、ゼロクロス検出回路から出力される信号を割込み信号として用いて電源電圧位相推定値θｓ＾をリセットする。なお、電源電圧位相推定値θｓ＾の算出方法は、上述した例に限定されず、どのような方法を用いてもよい。
【００３７】
図１４は、第１のパルス生成部２４の構成例を示す図である。第１のパルス生成部２４は、キャリア生成部２４１と、基準ＰＷＭ生成部２４２と、デッドタイム生成部２４３と、パルスセレクタ部２４４とを備える。
【００３８】
キャリア生成部２４１は、基準ＰＷＭ信号Ｓｃｏｍの生成に用いられる搬送波ｃａｒｒｙを生成する。基準ＰＷＭ信号Ｓｃｏｍは、スイッチング素子３１１〜３１４の駆動に用いられるＰＷＭ信号の基準となる信号である。上述した通り、本実施の形態では、相補的なＰＷＭ制御を前提としており、第１のアーム３３の一方のスイッチング素子の駆動に基準ＰＷＭ信号が用いられ、他方のスイッチング素子には、後述するように、基準ＰＷＭ信号に対して相補的なＰＷＭ信号が用いられる。
【００３９】
基準ＰＷＭ生成部２４２は、基準オンデューティと搬送波ｃａｒｒｙすなわちキャリア信号との大小関係を比較することで、基準ＰＷＭ信号Ｓｃｏｍを生成する。図１５は、搬送波ｃａｒｒｙおよび基準ＰＷＭ信号の一例を示す図である。図１５に示すように、キャリア生成部２４１は、ｄｕｔｙ＞ｃａｒｒｙの場合は、基準ＰＷＭ信号Ｓｃｏｍを、オンを示す値とし、ｄｕｔｙ≦ｃａｒｒｙの場合は、基準ＰＷＭ信号Ｓｃｏｍを、オフを示す値とすることで、基準ＰＷＭ信号Ｓｃｏｍを生成する。図１５の場合では、ハイレベルがオンを示し、ローレベルがオフを示すハイアクティブとしているが、ハイレベルがオフを示し、ローレベルがオンを示すローアクティブとして基準ＰＷＭ信号Ｓｃｏｍを生成してもよい。
【００４０】
デッドタイム生成部２４３は、基準ＰＷＭ信号Ｓｃｏｍに基づいて、２つの相補的な信号である第１のＰＷＭ信号Ｓｉｇ１および第２のＰＷＭ信号Ｓｉｇ２を生成して出力する。具体的には、デッドタイム生成部２４３は、基準ＰＷＭ信号Ｓｃｏｍを反転させた信号である反転ＰＷＭ信号Ｓｃｏｍ’を生成する。その後、デッドタイム生成部２４３は、基準ＰＷＭ信号Ｓｃｏｍおよび反転ＰＷＭ信号Ｓｃｏｍ’にデッドタイムを設けることにより、第１のＰＷＭ信号Ｓｉｇ１および第２のＰＷＭ信号Ｓｉｇ２を生成する。すなわち、デッドタイム生成部２４３は、デッドタイムの期間、第１のＰＷＭ信号Ｓｉｇ１および第２のＰＷＭ信号Ｓｉｇ２の両方がオフを示す値となるように、第１のＰＷＭ信号Ｓｉｇ１および第２のＰＷＭ信号Ｓｉｇ２を生成する。例えば、デッドタイム生成部２４３は、第１のＰＷＭ信号Ｓｉｇ１を基準ＰＷＭ信号Ｓｃｏｍと同一とする。また、デッドタイム生成部２４３は、反転ＰＷＭ信号Ｓｃｏｍ’を、デッドタイムの間、信号値をオンを示す値からオフを示す値に変更することにより、第２のＰＷＭ信号Ｓｉｇ２を生成する。
【００４１】
反転ＰＷＭ信号Ｓｃｏｍ’が基準ＰＷＭ信号Ｓｃｏｍを反転させて生成され、基準ＰＷＭ信号Ｓｃｏｍおよび反転ＰＷＭ信号Ｓｃｏｍ’により同一アームを構成する２つのスイッチング素子がそれぞれ駆動される場合、理想的には、同一アームを構成する２つのスイッチング素子が同時にオンとなる期間は無い。しかしながら、一般的に、オン状態からオフ状態、およびオフ状態からオン状態への遷移には遅延が生じる。したがって、この遅延により、同一アームを構成する２つのスイッチング素子が同時にオンとなり、同一アームを構成する２つのスイッチング素子が短絡する可能性がある。デッドタイム（ｔｄ）は、このように、状態遷移の遅延があっても同一アームを構成する２つのスイッチング素子が同時にオンとならないように、設けられる期間である。デッドタイムの間は、同一アームを構成する２つのスイッチング素子を駆動する２つのＰＷＭ信号は、ともにオフを示す値に設定される。
【００４２】
図１６は、基準ＰＷＭ信号Ｓｃｏｍ、反転ＰＷＭ信号Ｓｃｏｍ’、第１のＰＷＭ信号Ｓｉｇ１および第２のＰＷＭ信号Ｓｉｇ２の一例を示す図である。図１６の１段目には、基準ＰＷＭ信号Ｓｃｏｍが示され、図１６の２段目には、反転ＰＷＭ信号Ｓｃｏｍ’が示され、図１６の３段目には、第１のＰＷＭ信号Ｓｉｇ１が示され、図１６の４段目には、第２のＰＷＭ信号Ｓｉｇ２が示されている。図１６に示した例では、反転ＰＷＭ信号Ｓｃｏｍ’がオンを示す値となっているデッドタイム（ｔｄ）の間、第２のＰＷＭ信号Ｓｉｇ２はオフを示す値となっている。なお、上述したデッドタイムの生成方法は一例であり、デッドタイムの生成方法は、上述した例に限定されず、どのような方法が用いられてもよい。
【００４３】
パルスセレクタ部２４４は、デッドタイム生成部２４３から出力される第１のＰＷＭ信号Ｓｉｇ１および第２のＰＷＭ信号Ｓｉｇ２を、スイッチング素子３１１およびスイッチング素子３１２のどちらに伝送するかを選択する。図１７は、パルスセレクタ部２４４における選択処理手順の一例を示すフローチャートである。パルスセレクタ部２４４は、まず、電源電圧Ｖｓの極性が正であるかすなわちＶｓ＞０であるか否かを判断する（ステップＳ１）。電源電圧Ｖｓの極性が正である場合（ステップＳ１  Ｙｅｓ）、パルスセレクタ部２４４は、第１のＰＷＭ信号Ｓｉｇ１をｐｕｌｓｅ＿３１２としてスイッチング素子３１２へ伝達し、第２のＰＷＭ信号Ｓｉｇ２をｐｕｌｓｅ＿３１１としてスイッチング素子３１１へ伝達する（ステップＳ２）。これは、電源電圧Ｖｓが正極性のとき、スイッチング素子３１２のオフまたはオンにより、図４に示した経路と図２に示した経路とが切り換えられる、すなわちスイッチング素子３１２のスイッチング動作により母線電圧Ｖｄｃおよび電源電流Ｉｓの制御がなされるためである。
【００４４】
電源電圧Ｖｓの極性が負である場合（ステップＳ１  Ｎｏ）、パルスセレクタ部２４４は、第１のＰＷＭ信号Ｓｉｇ１をｐｕｌｓｅ＿３１１としてスイッチング素子３１１へ伝達し、第２のＰＷＭ信号Ｓｉｇ２をｐｕｌｓｅ＿３１２としてスイッチング素子３１２へ伝達する（ステップＳ３）。これは、図４で述べたように、電源電圧Ｖｓが負極性のとき、スイッチング素子３１１のオフまたはオンにより図５に示した経路と図３に示した経路とが切り換えられる、すなわちスイッチング素子３１１のスイッチング動作により母線電圧Ｖｄｃおよび電源電流Ｉｓの制御がなされるためである。パルスセレクタ部２４４は、以上の動作をＶｓが入力されるたびに繰り返す。
【００４５】
以上のように、第１のパルス生成部２４は、スイッチング素子３１１の駆動信号駆動信号であるｐｕｌｓｅ＿３１１およびスイッチング素子３１２の駆動信号であるｐｕｌｓｅ＿３１２を生成する。上述した通り、スイッチング素子３１３はスイッチング素子３１１と、スイッチング素子３１４はスイッチング素子３１２と、それぞれ同時にスイッチング動作を実施する。このため、パルスセレクタ部２４４は、スイッチング素子３１３の駆動信号であるｐｕｌｓｅ＿３１３としてｐｕｌｓｅ＿３１１と同一の信号を出力し、スイッチング素子３１４の駆動信号であるｐｕｌｓｅ＿３１４としてｐｕｌｓｅ＿３１２と同一の信号を出力する。そのため、実際の制御信号としてはｐｕｌｓｅ＿３１１およびｐｕｌｓｅ＿３１２のみを生成、出力し、各素子への駆動信号として入力したとしても問題ない。その場合、ｐｕｌｓｅ＿３１３およびｐｕｌｓｅ＿３１４に関する処理を抑制する事が可能である。
【００４６】
上記の通り、スイッチング素子３１１およびスイッチング素子３１２は相補の関係にて制御されるため、基準ＰＷＭ信号Ｓｃｏｍから反転ＰＷＭ信号Ｓｃｏｍ’を生成する処理は、簡易な信号反転処理を用いて実現することができる。また、電源極性によらず、１キャリアにおける駆動パルスの出力関係をおおよそ同一とすること、および上下アームの短絡防止を容易に実現することが可能である。簡易な処理で、安定した制御を実現することができる。
【００４７】
また、系列に接続された２つのアームのスイッチング素子３１１〜３１４による同期整流制御が実現可能となるため、図１８に示すように、スイッチング素子損失が寄生ダイオード損失よりも低いすなわち電流が小さい領域において損失を低減することが可能であり、高効率なシステムを得ることが可能である。図１８は、スイッチング素子における電流と損失の関係を示す模式図である。また、図１８に示すように、スイッチング素子損失が寄生ダイオード損失よりも高いすなわち電流が高い領域においては、相補動作を停止させることで、同期整流制御による損失増加を抑制することが可能である。すなわち、電源電流Ｉｓに応じて同期整流制御の実施の有無を切換えるように制御することで、全負荷領域において高効率なシステムを得ることができる。
【００４８】
ここで、電源電流指令値制御部２１およびオンデューティ制御部２２での演算に用いる制御パラメータは、回路の動作状況に合わせた最適値が存在する。回路の動作状況は、電源電圧Ｖｓ、電源電流Ｉｓおよび母線電圧Ｖｄｃのうち少なくとも１つの値等により表される。例えば、オンデューティ制御部２２における比例制御ゲインは母線電圧に反比例して変化するのが望ましい。したがって、電源電流指令値制御部２１およびオンデューティ制御部２２は、このような所望の回路の動作を実現するための、電源電圧Ｖｓ、電源電流Ｉｓおよび母線電圧Ｖｄｃのうちの少なくとも１つの値に応じた制御パラメータを算出するための計算式またはテーブルを保持し、回路の動作状況に合わせて制御パラメータを調整するようにしてもよい。これにより制御性を向上することができる。
【００４９】
また、上述した例では、電源電流指令値制御部２１およびオンデューティ制御部２２での演算手法として比例積分制御を挙げたが、これらの制御演算手法により本発明が限定されるものではなく、微分項を追加して比例積分微分制御とするなど、その他の演算手法を用いてもよい。また、電源電流指令値制御部２１およびオンデューティ制御部２２での演算手法は同一の手法でなくてもよい。
【００５０】
図１２の説明に戻り、第２のパルス生成部２５は、電源電圧検出部５から出力される信号すなわち電源電圧Ｖｓと電源電流検出部６から出力される信号すなわち電源電流Ｉｓとに基づいて、スイッチング素子３２１の駆動信号であるｐｕｌｓｅ＿３２１およびスイッチング素子３２２の駆動信号であるｐｕｌｓｅ＿３２２をそれぞれ生成して出力する。
【００５１】
図１９は、第２のパルス生成部２５における処理手順の一例を示すフローチャートである。第２のパルス生成部２５は、基本的な動作としては、電源電圧の極性に応じて、スイッチング素子３２１およびスイッチング素子３２２のオンまたはオフの状態を制御する。図１９に示すように、第２のパルス生成部２５は、電源電圧Ｖｓの極性が正であるかすなわちＶｓ＞０であるか否かを判断する（ステップＳ１１）。電源電圧Ｖｓの極性が正である場合（ステップＳ１１  Ｙｅｓ）、第２のパルス生成部２５は、スイッチング素子３２１をオフとし、スイッチング素子３２２をオンとするよう、ｐｕｌｓｅ＿３２１およびｐｕｌｓｅ＿３２２を生成して出力する（ステップＳ１２）。電源電圧Ｖｓの極性が負である場合（ステップＳ１１  Ｎｏ）、第２のパルス生成部２５は、スイッチング素子３２１をオンとし、スイッチング素子３２２をオフとするよう、ｐｕｌｓｅ＿３２１およびｐｕｌｓｅ＿３２２を生成して出力する（ステップＳ１３）。これにより、同期整流制御が可能であり、前述のように高効率なシステムを実現することができる。
【００５２】
しかしながら、上述したように、電源電流が流れていない際に、スイッチング素子３１１およびスイッチング素子３２２がオンした場合、交流電源１およびリアクタ２を介したコンデンサ短絡が発生する。このため、本実施の形態では、さらに、電源電流Ｉｓに基づいてスイッチング素子３２１およびスイッチング素子３２２のオンまたはオフの状態を制御する。図２０は、第２のパルス生成部２５における電源電流に基づくスイッチング素子の制御手順の一例を示すフローチャートである。図２０に示すように、電源電流が電流閾値βより大きいか否かを判断する（ステップＳ２１）。電源電流が電流閾値βより大きい場合（ステップＳ２１  Ｙｅｓ）、第２のパルス生成部２５は、スイッチング素子３２１およびスイッチング素子３２２のオンを許可する（ステップＳ２２）。スイッチング素子３２１およびスイッチング素子３２２のオンが許可となっている場合には、図１９に示した電源電圧の極性によりオンおよびオフの状態が制御される。
【００５３】
電源電流が電流閾値β以下の場合（ステップＳ２１  Ｎｏ）、第２のパルス生成部２５は、スイッチング素子３２１およびスイッチング素子３２２のオンを許可しない（ステップＳ２３）。スイッチング素子３２１およびスイッチング素子３２２のオンが許可となっていない場合には、図１９に示した電源電圧の極性にかかわらず、スイッチング素子３２１およびスイッチング素子３２２はオフ状態となるよう制御される。
【００５４】
以上の制御により、スイッチング素子のスイッチング素子の環流ダイオードに対して順方向に電流閾値以上の電流が流れている場合にスイッチング素子３２１およびスイッチング素子３２２をオンすることになる。これにより、交流電源１およびリアクタ２を介したコンデンサ短絡を防ぐことが可能となる。また、第２のパルス生成部２５は、電源電圧の極性によるオンまたはオフの制御を行わずに、電源電流の極性すなわち電流の流れる方向を用いてスイッチング素子３２１およびスイッチング素子３２２の制御を行ってもよい。
【００５５】
また、図２０に示した処理の代わりに、スイッチング制御の状態に基づいて、スイッチング素子３２１およびスイッチング素子３２２のオンを許可するか否かを判断するようにしてもよい。スイッチングが行われていないときにはスイッチング素子に電流は流れていないため、このような状態となるタイミングを予測して、スイッチング素子３２１およびスイッチング素子３２２のオンを許可しないようにする。なおその場合、パッシブ全波整流（短絡経路を用いない状態）では同期整流効果が得られない場合があるが、電流や電圧の検出に依存せず単純に制御を構築する事が可能である。
【００５６】
また、図２０に示した処理の代わりに、電源電圧と母線電圧との差に基づいて、スイッチング素子３２１およびスイッチング素子３２２のオンを許可するか否かを判断するようにしてもよい。例えば、電源電圧−母線電圧＞０となる場合に、スイッチング素子３２１およびスイッチング素子３２２のオンを許可し、電源電圧−母線電圧≦０の場合にはスイッチング素子３２１およびスイッチング素子３２２のオンを許可しないようにする。
【００５７】
本実施の形態では、スイッチング素子３１１〜３１４のスイッチング周期において、スイッチング素子３１１のオンタイミングに対し、スイッチング素子３１３のオンタイミングの位相が同期するように制御する。これにより、各スイッチング素子に流れる電流は、スイッチング素子３１１およびスイッチング素子３１２だけを用いた場合の２分の１となり各スイッチング素子３１１〜３１４で発生する損失が低減される。これにより、スイッチング素子で構成されるブリッジ回路における素子損失の偏りすなわち発熱の偏りを抑制することが出来る。本実施の形態では、並列に接続される２つのアームを用いて同期制御を行うようにしたが、並列に接続される３つのアームを用いて同期制御を行ってもよい。例えば、ｎ（ｎは２以上の整数）個のアームを並列接続して本実施の形態にかかる電力変換装置を構成した場合には、各スイッチング素子の電流が、単一のアームを用いた場合のｎ分の１となる。このため、スイッチング周波数、素子特性およびゲート駆動回路の特性に基づいて、各スイッチング素子の並列接続数であるｎを選定する事で損失の偏りを抑制することが出来る。なお、素子損失の偏りは完全に抑制する必要はなく、駆動条件等に基づいて各スイッチング素子の並列接続数を適切に選定すればよい。
【００５８】
なお、上述した例では、第２のパルス生成部２５が、電源電圧極性に基づいてスイッチング素子３２１およびスイッチング素子３２２のうちオンとするスイッチング素子を選択し、電源電流に基づいて、コンデンサ短絡を防ぐためのスイッチング素子３２１およびスイッチング素子３２２の制御を行った。しかしながら、この例に限定されず、第１のパルス生成部２４が、電源電流に基づいてスイッチング素子３１１〜３１４を、コンデンサ短絡を防ぐようにオンを許可するか否かを制御し、第２のパルス生成部２５は、スイッチング素子３２１およびスイッチング素子３２２に対しては、コンデンサ短絡を防ぐ制御は実施せずに電源極性に応じたスイッチングを行ってもよい。すなわち、例えば、第１のパルス生成部２４は、電源電圧が正の場合、電源電流が電流閾値β以下の場合はスイッチング素子３１１，３１３のオンを許可せず、電源電流が電流閾値βより大きい場合にスイッチング素子３１１，３１３のオンを許可する。第１のパルス生成部２４は、電源電圧が負の場合、電源電流が電流閾値β以下の場合はスイッチング素子３１２，３１４のオンを許可せず、電源電流が電流閾値βより大きい場合にスイッチング素子３１２，３１４のオンを許可する。
【００５９】
また、上述した例では、相補的なＰＷＭ信号を生成する方法を用いて電源周期ごとの各アームにおけるスイッチングを実現しているが、ＰＷＭ信号の生成方法はこの例に限定されない。例えば、制御装置１０は、電源電圧が正の場合にはスイッチング素子３１２の駆動信号ｐｕｌｓｅ＿３１２を生成し、電源電圧が負の場合にはスイッチング素子３１１の駆動信号ｐｕｌｓｅ＿３１１を生成してもよい（後述の図２２参照）。また、この場合、制御装置１０は、電源電流Ｉｓ、電源電圧Ｖｓ、母線電圧Ｖｄｃの関係からスイッチング素子３１１〜３１４を駆動するためのＰＷＭ信号を生成してもよい。そうすることで、電源電流が零となるタイミングの前にスイッチング素子３１１〜３１４をオフさせることが可能であり、この場合、スイッチング素子３２１および３２２の制御を電源電圧極性に基づいて制御したとしても交流電源を介したコンデンサ短絡を防止することができる。
【００６０】
図２１は、本実施の形態の電力変換装置１００における電源電圧の１周期分の各駆動信号の一例を示す図である。図２１では、図１９で用いた処理によりＰＷＭ信号を生成する場合の各駆動信号の一例が示されている。図２１の１段目には、電源電圧Ｖｓが示され、図２１の２段目には、電源電流である一次電流Ｉｓが示され、図２１の３段目には、タイマ設定値αおよびキャリア信号が示され、図２１の４段目〜７段目には、スイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２の駆動信号がそれぞれ示されている。図２１では、タイマ設定値αを階段状に示しているが、タイマ設定値は１つの段の縦軸が同一の値となっている期間である。図２１に示すように、タイマ設定値αごとにキャリア信号との比較によりパルス幅が決定される。なお、図２１ではデッドタイムは省略している。図２１に示すように、スイッチング素子３２１およびスイッチング素子３２２は、電源電圧の極性に応じてオンまたはオフが切り換えられるとともに、電源電流の絶対値が電流閾値以下の場合には、オフとなっている。なお、電流検出回路もしくは検出後のマイコン内部にて、フィルタもしくはヒステリシス等を持たせる事で、閾値付近でのスイッチングの過度なオン／オフの繰り返しを抑制する事が可能であり、損失及びノイズの増加を抑制する事が可能である。
【００６１】
図２２は、本実施の形態の電力変換装置１００における電源電圧の１周期分の各駆動信号の別の一例を示す図である。図２２では、電源電圧が正の場合にはスイッチング素子３１２の駆動信号ｐｕｌｓｅ＿３１２を生成し、電源電圧が負の場合にはスイッチング素子３１１の駆動信号ｐｕｌｓｅ＿３１１を生成した場合の各駆動信号の一例を示している。
【００６２】
また、図２１ではキャリア信号を用いてスイッチング素子が制御される例を示したが、電源周期の半周期中に１回〜複数回スイッチングを実施する簡易スイッチング制御が実施される場合にも、本実施の形態の動作は適用できる。図２３は、簡易スイッチング制御を実施する場合の各駆動信号の一例を示す図である。図２３の１段目には、電源電圧Ｖｓが示され、図２３の２段目には、電源電流である一次電流Ｉｓが示され、図２３の３段目には、一次電流絶対値｜Ｉｓ｜（母線電流）が示され、図２３の４段目には、電源極性信号が示され、図２３の５段目には、電源電流信号が示され、図２３の６〜９段目には、スイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２の駆動信号がそれぞれ示されている。図２３では、電源電圧自体は計測されておらず、電源電圧のゼロクロスを検出することにより電源極性信号が生成され、電源電流についてもゼロクロスを検出することにより電源電流信号が生成される例を示している。この場合も、電源電流が電流閾値以下の場合には、スイッチング素子３１１およびスイッチング素子３２１を同時にオンせず、また、スイッチング素子３１２およびスイッチング素子３２２を同時にオンしないように制御することにより、コンデンサ短絡を防ぐことができる。
【００６３】
また、スイッチング動作を行っていないパッシブな状態においても、電源電流が電流閾値以下の場合にはスイッチング素子３２１およびスイッチング素子３２２をオンさせないようにすることで、コンデンサ短絡を防ぐことができる。図２４は、パッシブな状態の各駆動信号の一例を示す図である。図２４の１段目には、電源電圧Ｖｓが示され、図２４の２段目には、電源電流である一次電流Ｉｓが示され、図２４の３段目には、一次電流絶対値|Ｉｓ|（母線電流）が示され、図２４の４段目には、電源極性信号が示され、図２４の５段目には、電源電流信号が示され、図２４の６〜９段目には、スイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２の駆動信号がそれぞれ示されている。この場合も、電源電流が電流閾値以下の場合には、スイッチング素子３１１およびスイッチング素子３２１を同時にオンせず、また、スイッチング素子３１２およびスイッチング素子３２２を同時にオンしないように制御することにより、コンデンサ短絡を防ぐことができる。
【００６４】
なお、本実施の形態では電源電流を検出する方法にて制御実施しているが、回路３とコンデンサ４との間の母線電流を検出するようにしたとしても問題ない。その際、短絡経路の電流を検出できないため、電流閾値にて同期整流制御をすると同期整流動作可能な期間が制限される（短くなる）場合がある。そのため、母線電流の検出にて同期整流制御をする場合は、前述したように短絡電流動作時は電源電流の絶対値が閾値未満であったとしても極性に応じてスイッチング素子３２１、もしくはスイッチング素子３２２をオンする様に制御したとしても良い。その場合、広い期間において同期整流動作が可能となるため、スイッチング素子３２１もしくはスイッチング素子３２２の導通損失が低減可能である。
【００６５】
なお、本実施の形態は汎用ＩＰＭ（インテリジェントパワーモジュール）を用いる場合に特に適している。汎用ＩＰＭは、内部のスイッチング素子には略同一の特性のスイッチング素子を搭載する場合が一般的である。このため、ＰＷＭによるスイッチング動作を行うスイッチング素子と電源電圧の極性に応じたスイッチング素子を行うスイッチング素子とが混在する場合、ＰＷＭによるスイッチング動作を行うスイッチング素子のスイッチング周波数は、電源電圧の極性に応じたスイッチング素子のスイッチング周波数より高い。このため、ＰＷＭによるスイッチング動作を行うスイッチング素子の素子損失が電源電圧の極性に応じたスイッチング素子の損失より大きくなる。しかしながら、本実施の形態では、ＰＷＭによるスイッチング動作を行うスイッチング素子が並列に複数接続されているため、ＰＷＭによるスイッチング動作を行うスイッチング素子に流れる電流を抑制することができ、各素子間の損失の偏りを抑制することができる。特にＳｉＣのような大型のチップの歩留まりが悪く、小型チップを用いた方が低コスト化が可能となる素子の場合、４素子で構成する場合に対して小型のチップを採用する事が可能となる為、比較的安価に実現する事が可能である為、好適である。
【００６６】
また、ＩＰＭを用いることにより、スイッチング素子のドライブ回路等をＩＰＭ内部に取り込むことが可能であり、基板面積の削減が可能である。また、一般的な汎用ＩＰＭを用いることで、コストを抑制することができる。
【００６７】
なお、アームを複数並列に接続してスイッチング動作を行う別の例として、並列接続されたスイッチング素子を１８０°位相をずらして制御するインタリーブ方式がある。本実施の形態では、インタリーブ方式ではなく、並列接続されたスイッチング素子を同時にスイッチングする同期制御方式を採用している。インタリーブ方式では、リアクタの小型化、リアクタ損失の低減が可能となる。しかしながら、空気調和機等のようにパッシブな状態で使用されることが多い場合、リアクタの小型化の必要はなく、本実施の形態の構成および動作の方が、高調波の抑制、電源力率の面で有効である。
【００６８】
なお、本実施の形態では交流電源１と第１のアーム３３との間にリアクタ２を１つ接続しているが、交流電源１と第２のアーム３４との間にもリアクタを挿入する構成としても問題ない。この場合リアクタ１つ当りの容量を小さくすることができる。
【００６９】
本実施の形態では電源電圧を検出するようにしたが、電源電圧のゼロクロス情報だけを検出する方式であっても、電源電圧の極性が把握できればよいため上述した動作を実施することができる。その場合、ゼロクロス付近での極性誤判定を抑制するために電源電圧位相推定値に基づいて一定期間オフ動作させる等の制御をしたとしても問題ない。
【００７０】
本実施の形態では電源電流の閾値判定にてスイッチング素子駆動の許可判定するようにしているが、電源電圧もしくは第一の回路３１の入力電圧と母線電圧、もしくはスイッチング素子両端電圧、等にてスイッチング素子の還流ダイオードに電流が流れていることを推定して制御したとしても問題ない。なお、電源電圧もしくは第１の回路３１の入力電圧と母線電圧にて推定する場合は、判定におけるバラツキ要因が多いため、推定誤差に注意が必要であり、スイッチング素子両端電圧にて判定する場合は判定したいスイッチング素子毎に検出回路が必要となる。
【００７１】
ここで、本実施の形態の制御装置１０のハードウェア構成について説明する。制御装置１０は、処理回路により実現される。この処理回路は、専用のハードウェアである処理回路であってもよいし、プロセッサを備える制御回路であってもよい。また、複数の処理回路により構成されてもよい。専用のハードウェアである場合、処理回路は、例えば、単一回路、複合回路、プログラム化したプロセッサ、並列プログラム化したプロセッサ、ＡＳＩＣ（Application  Specific  Integrated  Circuit）、ＦＰＧＡ（Field  Programmable  Gate  Array）、またはこれらを組み合わせたものである。
【００７２】
制御装置１０を実現する処理回路がプロセッサを備える制御回路で実現される場合、この制御回路は例えば図２５に示す構成の制御回路２００である。図２５は、本実施の形態の制御回路２００の構成例を示す図である。制御回路２００は、プロセッサ２０１とメモリ２０２を備える。プロセッサは、ＣＰＵ（Central  Processing  Unit、中央処理装置、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、ＤＳＰ（Digital  Signal  Processor）ともいう）等である。メモリは、例えば、ＲＡＭ（Random  Access  Memory）、ＲＯＭ（Read  Only  Memory）、フラッシュメモリー、等の、不揮発性または揮発性の半導体メモリ、磁気ディスク等が該当する。
【００７３】
制御装置１０を実現する処理回路がプロセッサを備える制御回路２００である場合、プロセッサ２０１が、メモリ２０２に記憶された制御装置１０の処理が記述されたプログラムを読み出して実行することにより実現される。また、メモリ２０２は、プロセッサ２０１が実施する各処理における一時メモリとしても使用される。
【００７４】
以上のように、本実施の形態では、電源電流の制御のためのスイッチングを行うアームと、電源電圧の極性に応じたアームとを備える電力変換装置において、電源電流の制御のためのスイッチングを行うアームを並列に接続するようにした。これにより、素子損失の偏りを抑制することができる。
【００７５】
実施の形態２．
図２６は、実施の形態２の駆動装置の構成例を示す図である。実施の形態２の駆動装置１０１はモータ駆動装置であり、負荷であるモータ４２を駆動する。実施の形態２の駆動装置１０１は、実施の形態１で述べた電力変換装置１００と、インバータ４１と、モータ電流検出部４４と、インバータ制御部４３と、を備える。インバータ４１は、電力変換装置１００から供給される直流電力を交流電力に変換してモータ４２へ印加することによりモータ４２を駆動する。以下では、駆動装置により駆動される負荷がモータ４２である例を説明する。インバータ４１により駆動されるモータは負荷に限定されない。
【００７６】
インバータ４１は、どのような構成であってもよいが、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated  Gate  Bipolar  Transistor）をはじめとしたスイッチング素子を３相ブリッジ構成または２相ブリッジ構成とした回路である。スイッチング素子としてワイドバンドギャップ素子を用いてもよい。
【００７７】
モータ電流検出部４４は、モータ４２に流れる電流を検出する。インバータ制御部４３は、モータ電流検出部４４により検出された電流を用いて、モータ４２が所望の回転数にて回転するように、インバータ４１内のスイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ信号を生成してインバータ４１へ印加する。
【００７８】
インバータ制御部４３は、制御装置１０と同様に処理回路によって実現される。また、制御装置１０とインバータ制御部４３とが一体化した処理回路により実現されてもよい。
【００７９】
実施の形態１で述べた電力変換装置１００が、図２６に示したように、モータ４２を駆動する駆動装置１０１において用いられる場合、必要な母線電圧Ｖｄｓが、モータ４２の運転状態に応じて異なるという特色がある。
【００８０】
一般に、モータ４２の回転数が高回転になるほど、インバータ４１からの出力電圧は高くなる必要がある。このインバータ４１からの出力電圧の上限は、インバータ４１への入力電圧、すなわち、電力変換装置１００の出力である母線電圧Ｖｄｓにより制限される。インバータ４１からの出力電圧が、母線電圧Ｖｄｓにより制限された上限を超えて飽和する領域を過変調領域と呼ぶ。
【００８１】
このような駆動装置１０１においては、モータ４２が低回転である範囲すなわち過変調領域に到達しない範囲では、母線電圧Ｖｄｓを昇圧させる必要はない。一方、モータ４２が高回転となった場合には、母線電圧Ｖｄｓを昇圧させることで、過変調領域をより高回転側にすることができる。これにより、モータ４２の運転範囲を高回転側に拡大できる。
【００８２】
また、モータ４２の運転範囲を拡大する必要がなければ、その分モータ４２の固定子の巻線を高巻数化することができる。このとき、低回転数の領域では、モータ電圧が高くなる分、電流が少なくなり、インバータ４１での損失低減が見込まれる。モータ４２の運転範囲拡大と低回転数領域の損失改善の双方の効果を得るため、モータ４２の高巻数化の程度を適切に設計してもよい。
【００８３】
以上、実施の形態１の電力変換装置１００が駆動装置１０１を構成する例を説明した。実施の形態１の電力変換装置１００を用いることにより、素子損失の偏りを抑制した駆動装置１０１を実現することができる。
【００８４】
実施の形態３．
図２７は、本発明の実施の形態３の空気調和機の構成例を示す図である。本実施の形態の空気調和機は、実施の形態２で述べたモータ４２および駆動装置（電動機駆動装置）１０１を備える。本実施の形態の空気調和機は、実施の形態２のモータ４２を内蔵した圧縮機８１、四方弁８２、室外熱交換器８３、膨張弁８４、室内熱交換器８５が冷媒配管８６を介して取り付けられた冷凍サイクルすなわち冷凍サイクル装置を有して、セパレート形空気調和機を構成している。モータ４２は、駆動装置１０１により制御される。
【００８５】
圧縮機８１内部には冷媒を圧縮する圧縮機構８７とこれを動作させるモータ４２が設けられ、圧縮機８１から室外熱交換器８３と室内熱交換器８５間を冷媒が循環することで冷暖房などを行う冷凍サイクルが構成されている。なお、図２７に示した構成は、空気調和機だけでなく、冷蔵庫、冷凍庫等の冷凍サイクルを備える機器に適用可能である。
【００８６】
また、上述した実施の形態では、圧縮機のモータとしてモータ４２を用い、モータ４２を駆動装置１０１により駆動する例を説明したが、空気調和機における送風機のモータとしてモータ４２を用い、モータ４２を駆動装置１０１により駆動してもよい。また、送風機および駆動装置１０１の両方のモータとしてモータ４２を用い、モータ４２を駆動装置１０１により駆動してもよい。
【００８７】
また、空気調和機では定格出力の半分以下である中間条件すなわち低出力条件での運転が年間を通じて多く、中間条件の年間消費電力（ＡＰＦ（Annual  Performance  Factor））への寄与度が高くなる。また、空気調和機においてはモータの回転数も低く、モータの駆動に必要な母線電圧は低い傾向にある。このため、空気調和機において用いられる電力変換装置はパッシブにて動作させることがシステム効率の面から有効であり、パッシブから高周波スイッチングまで幅広い運転モードにて損失の低減が可能な実施の形態１の電力変換装置１００が有用である。上述した通り、インタリーブ方式では、リアクタを小型化することができるが、空気調和機においては中間条件での運転が多いためリアクタの小型化の必要はなく、実施の形態１の電力変換装置１００の構成および動作の方が、高調波の抑制、電源力率の面で有効である。
【００８８】
以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
【符号の説明】
【００８９】
１  単相交流電源、２  リアクタ、３  ブリッジ回路、４  平滑コンデンサ、５  電源電圧検出部、６  電源電流検出部、７  母線電圧検出部、１０  制御装置、２１  電源電流指令値制御部、２２  オンデューティ制御部、２３  電源電圧位相算出部、２４  第１のパルス生成部、２５  第２のパルス生成部、４１  インバータ、４２  モータ、４３  インバータ制御部、４４  モータ電流検出部、８１  圧縮機、８２  四方弁、８３  室外熱交換器、８４  膨張弁、８５  室内熱交換器、８６  冷媒配管、８７  圧縮機構、１００  電力変換装置、１０１  駆動装置、２４１  キャリア生成部、２４２  基準ＰＷＭ生成部、２４３  デッドタイム生成部、２４４  パルスセレクタ部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【国際調査報告】
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