(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
高周波信号の電力増幅に用いられる高周波電力増幅器であって、
並列接続されたエミッタ接地のｎ個（ｎは、２以上の整数）のトランジスタと、
一方端子に直流のバイアス電圧が共通印加され、他方端子が前記ｎ個のトランジスタのベースにそれぞれ接続されるｎ個の抵抗と、
一方電極に前記高周波信号が共通入力され、他方電極が前記ｎ個のトランジスタのうちのｍ個（ｍは、１≦ｍ＜ｎの整数）のトランジスタのベースにそれぞれ接続されるｍ個のコンデンサと、
前記ｍ個のコンデンサが接続されたｍ個のトランジスタのベースと、前記ｍ個のコンデンサが接続されない（ｎ−ｍ）個トランジスタのベースとを、高周波的に接続する少なくとも１つの帯域阻止フィルタとを備える、高周波電力増幅器。
【請求項２】
奇数個のトランジスタによって構成されており、
前記ｍ個のコンデンサが接続されない（ｎ−ｍ）個トランジスタの各ベースが、前記ｍ個のコンデンサが接続されたｍ個のトランジスタのいずれか２箇所のベースと、２個の前記帯域阻止フィルタをそれぞれ介して接続されることを特徴とする、請求項１に記載の高周波電力増幅器。
【請求項３】
前記帯域阻止フィルタは、高周波信号の受信周波数と送信周波数との差分周波数と、当該差分周波数の１／２周波数とを、遮蔽する特性を有することを特徴とする、請求項１又は２に記載の高周波電力増幅器。
【請求項４】
前記帯域阻止フィルタの一部又は全部が、コンデンサで構成されることを特徴とする、請求項１〜３のいずれかに記載の高周波電力増幅器。
【請求項５】
前記ｎ個の抵抗の一方端子と前記ｍ個のコンデンサの一方電極とが、共通接続されており、当該共通接続された端子に、高周波信号とバイアス電圧とが共に入力されることを特徴とする、請求項１〜４のいずれかに記載の高周波電力増幅器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高周波信号の送受信を行う装置に用いられる高周波電力増幅器に関し、より特定的には、バイポーラトランジスタを用いた低雑音かつ高効率な高周波電力増幅器に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、デジタル方式（例えば、ＷＣＤＭＡ）の携帯電話端末では  高性能化及び小型化が重要なキーファクターになっており、その携帯電話端末に用いられる高出力の電力増幅を行う高周波電力増幅器には、小型、高効率、低歪、及び低雑音であることが要求されている。
【０００３】
携帯電話端末向けの高周波電力増幅器を構成するトランジスタには、高速動作に優れたガリウム砒素（ＧａＡｓ）系材料を用いたヘテロ接合バイポーラトランジスタ（ＨＢＴ）が多く用いられている。このＨＢＴは、電流増幅率βが高くかつ３次歪が小さいので、高線形動作が求められるデジタル変調方式の携帯電話システムに適するデバイスとして広く知られている。特に、高周波信号を取り扱う高周波電力増幅器では、エミッタフィンガを有するＨＢＴを複数並列接続したマルチフィンガ構造を用い、各ＨＢＴのベースへ高周波信号を入力して各ＨＢＴのコレクタ出力を合成することで高出力を得る構成にしている。
【０００４】
ところが、マルチフィンガ構造で高出力を得ようした場合、ＧａＡｓ基板の熱伝導率がシリコン等に比べ小さいことが原因で、出力に応じて素子の温度上昇が著しくなり高周波特性が劣化してしまうことがある。特にＨＢＴは、高出力にすると温度上昇が生じ、ベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅが低下し、コレクタ電流が増加する。このため、マルチフィンガ構造のいずれか１個のＨＢＴに何らかの原因で電流集中（コレクタ電流の増加）が起こると温度上昇が起こり、この１個のＨＢＴにさらなる電流集中する現象が生じる。このような電流分布の不均一が生じると、特定のＨＢＴが所望の動作をしなくなり、複数に並列接続したＨＢＴに対応しただけの電力を取り出すことができないため、高周波特性の劣化が生じてしまう。そして、この現象が進行すると、ＨＢＴが熱暴走を起こして破壊に至ることがあった。
【０００５】
そこで、この問題を解決させた従来の高周波電力増幅器が、特許文献１や特許文献２等で提案されている。特許文献１に記載の高周波電力増幅器では、各ＨＢＴのベースにバラスト抵抗を挿入して、電流増加に対して各ＨＢＴの、ベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅに負帰還をかけることで、特定のＨＢＴへの電流集中を防ぎ電流分布を均一にすることで熱暴走による破壊や高周波特性の劣化をなくしている。
【０００６】
図８に、ｎ個（ｎは、２以上の整数）のＨＢＴを複数並列接続して構成された従来の高周波電力増幅器１００の回路例を示す。図８において、各トランジスタＱ１０１〜Ｑ１０ｎのベースには、各抵抗Ｒ１０１〜Ｒ１０ｎを介して直流のバイアス電圧ＤＣが印加されると共に、各コンデンサＣ１０１〜Ｃ１０ｎを介して高周波信号ＲＦが入力される。各トランジスタＱ１０１〜Ｑ１０ｎのエミッタは、全て接地されており、各トランジスタＱ１０１〜Ｑ１０ｎのコレクタから出力される増幅信号は、１つに合成される。
【０００７】
この図８に示す構成の場合、トランジスタＱ１０１〜Ｑ１０ｎのいずれかに何らかの原因で電流集中が生じても、トランジスタＱ１０１〜Ｑ１０ｎの各ベースとバイアス電圧ＤＣの入力端子との間に接続された抵抗Ｒ１０１〜Ｒ１０ｎにおいてベース電流に対応した電圧降下が生じる。この電圧降下は、電流集中を緩和するため、結果としてトランジスタＱ１０１〜Ｑ１０ｎに均一なコレクタ電流が流れて動作が均一となる。従って、熱暴走による破壊や高周波特性が劣化することなく安定的な動作が可能となる。
【特許文献１】米国特許第５６０８３５３号明細書
【特許文献２】特開２００１−２７４６３６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、高周波信号ＲＦの送受信を行う装置に上述した構成の従来の高周波電力増幅器１００を用いた場合には、装置の高周波信号ＲＦの受信に次のような影響を及ぼすことが考えられる。例えば、ＷＣＤＭＡ方式の携帯電話システムでは、信号スペクトラムを拡散してそのデータに特定の符号を与えることで通信を行っている。また、ＷＣＤＭＡ方式の携帯電話システムでは、携帯電話端末からの送信と受信を同時に行うＦＤＤ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｄｕｐｌｅｘ）方式が用いられている。
【０００９】
このような携帯電話システムでは、送信周波数が１９５０ＭＨｚ帯を、受信周波数が２１４０ＭＨｚ帯を使用し、携帯電話端末のアンテナ端での送信出力レベルが最大２５ｄＢｍ程度（１ｍＷ＝０ｄＢｍ）、受信入力レベルが最小−８０ｄＢｍ程度になる。この場合、送信信号Ｔｘによる受信帯域での雑音特性が良好でないと、受信信号Ｒｘに雑音がのってしまい適切な信号の復調ができなくなり、最終的には通話品質が劣化するという受信帯域ノイズＮＲｘの問題がある。
【００１０】
この高周波電力増幅器の受信帯域ノイズＮＲｘは、デバイスそのものから発生するノイズと相互変調（Ｉｎｔｅｒ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＩＭ）により発生するノイズとに分けることができる。高周波電力増幅器の受信帯域ノイズＮＲｘを低減させるためには、特に相互変調により発生するノイズを低減することが極めて重要である。
【００１１】
ここで、相互変調により発生するノイズとは、基本波である送信周波数と任意の周波数成分とが変調し、それら周波数の差分だけ基本波から離れた周波数に歪成分として現れることをいう。送信周波数が１９５０ＭＨｚ帯を、受信周波数が２１４０ＭＨｚ帯を使用する場合を想定すると、送信信号Ｔｘによる受信帯域ノイズＮＲｘへの相互変調の影響として、それら周波数の差分である１９０ＭＨｚ帯の信号と、その差分周波数の１／２周波数である９５ＭＨｚ帯の信号の、取り扱いが特に重要となる。
【００１２】
図９Ａ及び図９Ｂは、高周波電力増幅器における２次相互変調歪（ＩＭＤ２）及び３次相互変調歪（ＩＭＤ３）の特性を示している。高周波電力増幅器に１９５０ＭＨｚの送信信号Ｔｘと１９０ＭＨｚの信号とを入力した場合、基本波である１９５０ＭＨｚから１９０ＭＨｚ分だけ離れた２１４０ＭＨｚ帯に、ＩＭＤ２のノイズ成分が発生する。また、高周波電力増幅器に１９５０ＭＨｚの送信信号Ｔｘと９５ＭＨｚの信号とを入力した場合、基本波である１９５０ＭＨｚから１９０ＭＨｚ分だけ離れた２１４０ＭＨｚ帯に、ＩＭＤ３のノイズ成分が発生する。このＩＭＤ２及びＩＭＤ３が大きいほど受信帯域ノイズ特性が悪化する。さらに、このＩＭＤ２及びＩＭＤ３の大きさは、１９５０ＭＨｚの送信信号Ｔｘ、１９０ＭＨｚの信号、及び９５ＭＨｚの信号の大きさに対応し、１９５０ＭＨｚが最大出力時の２５ｄＢｍであることを想定すると、１９０ＭＨｚ及び９５ＭＨｚの信号をいかに小さくするかがＩＭＤ２及びＩＭＤ３低減の鍵となることが明らかである。
【００１３】
図１０に、３個のＨＢＴを使用した従来の高周波電力増幅器における各ＨＢＴの周波数通過特性を示す。これら３個のＨＢＴは、高周波信号ＲＦがコンデンサを介して各ＨＢＴのベースに入力されており、１９０ＭＨｚ帯（ＩＭＤ２）の利得：−１０ｄＢ程度及び９５ＭＨｚ帯（ＩＭＤ３）の利得：−２０ｄＢ程度と、比較的大きい値を示している。なお、各ＨＢＴの周波数通過特性は全て同一である。従って、高周波信号ＲＦの出力端子Ｐｏｕｔで合成される出力は、エミッタフィンガーの数倍しただけの通過特性となる。このような場合、１９０ＭＨｚ帯の利得が−５．２ｄＢ及び９５ＭＨｚ帯の利得が−１５．２ｄＢと比較的大きく、十分にＩＭＤ２及びＩＭＤ３の低減がなされていないので受信帯域ノイズ特性が高くなってしまう。
【００１４】
図１１に、電波状態の悪いとき（アンテナ端での送信出力が最大、受信入力が最小の状態）における送信信号Ｔｘ及び受信信号Ｒｘと、高周波電力増幅器のノイズ特性との関係を示す。送信信号Ｔｘに比べて受信信号Ｒｘのレベルは極めて小さく、高周波電力増幅器のノイズ特性は受信帯域付近で十分低減できておらず、受信信号Ｒｘとほぼ同等のレベルとなるため、受信信号Ｒｘの識別が困難になり、本来復調すべき信号が読み取れず、符号誤り率が増大し、通話品質を劣化するという問題があった。
【００１５】
それ故に、本発明の目的は、安定に動作し、高効率かつ低雑音の高周波電力増幅器を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明は、高周波信号の電力増幅に用いられる高周波電力増幅器に向けられている。そして、上記目的を達成させるために、本発明の高周波電力増幅器は、並列接続されたエミッタ接地のｎ個（ｎは、２以上の整数）のトランジスタと、一方端子に直流のバイアス電圧が共通印加され、他方端子がｎ個のトランジスタのベースにそれぞれ接続されるｎ個の抵抗と、一方電極に高周波信号が共通入力され、他方電極がｎ個のトランジスタのうちのｍ個（ｍは、１≦ｍ＜ｎの整数）のトランジスタのベースにそれぞれ接続されるｍ個のコンデンサと、ｍ個のコンデンサが接続されたｍ個のトランジスタのベースと、ｍ個のコンデンサが接続されない（ｎ−ｍ）個トランジスタのベースとを、高周波的に接続する少なくとも１つの帯域阻止フィルタとを備えている。
【００１７】
ここで、奇数個のトランジスタによって構成されている場合には、ｍ個のコンデンサが接続されない（ｎ−ｍ）個トランジスタの各ベースが、ｍ個のコンデンサが接続されたｍ個のトランジスタのいずれか２箇所のベースと、２個の帯域阻止フィルタをそれぞれ介して接続されることが好ましい。
【００１８】
典型的には、帯域阻止フィルタは、高周波信号の受信周波数と送信周波数との差分周波数と、その差分周波数の１／２周波数とを、遮蔽する特性を有する。また、帯域阻止フィルタの一部又は全部を、コンデンサで構成することも可能である。なお、ｎ個の抵抗の一方端子とｍ個のコンデンサの一方電極とを共通接続して、この共通接続された端子に高周波信号とバイアス電圧とを一緒に入力しても構わない。さらに、帯域阻止フィルタは、高周波信号の受信周波数と送信周波数との差分周波数か、その差分周波数の１／２周波数かの、いずれかだけを遮蔽する特性を有してもよい。
【発明の効果】
【００１９】
上記本発明によれば、複数個あるトランジスタの少なくとも１個に、所望の周波数帯域を遮蔽する帯域阻止フィルタを通過させた１つ又は２つの高周波信号を入力させる。これにより、送信信号の周波数帯の利得を維持したまま、２次及び３次相互変調歪が生じる周波数帯の利得を減衰させることができるため、良好な受信帯域ノイズ特性を容易に得ることが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
〔第１の実施形態〕
図１Ａ〜図１Ｄは、本発明の第１の実施形態に係る高周波電力増幅器１０の回路構成例を示す図である。図１Ａ〜図１Ｄは、ぞれぞれトランジスタの数が２個〜５個である場合の回路構成例である。これらの図で分かるように、第１の実施形態に係る高周波電力増幅器１０の特徴は、２個以上のトランジスタを並列接続したマルチフィンガ構造において、少なくとも１個のトランジスタが、帯域阻止フィルタ（ＢＲＦ）を介して高周波信号を入力する構成にある。なお、トランジスタの数が６個以上の回路構成も、２個のトランジスタを用いた高周波電力増幅器（図１Ａ）及び／又は３個のトランジスタを用いた高周波電力増幅器（図１Ｂ）を適宜組み合わせることによって容易に実現できる。
以下、本発明の第１の実施形態に係る高周波電力増幅器１０を代表して、３個のトランジスタを用いた高周波電力増幅器（図１Ｂ）の構成及び動作を説明する。
【００２１】
図１Ｂにおいて、高周波電力増幅器１０は、トランジスタＱ１〜Ｑ３と、抵抗Ｒ１〜Ｒ３と、コンデンサＣ１及びＣ３と、帯域阻止フィルタＦ１２とを備えている。トランジスタＱ１のベースには、抵抗Ｒ１を介して直流のバイアス電圧ＤＣが印加されており、かつ、コンデンサＣ１を介して高周波信号ＲＦが入力される。トランジスタＱ２のベースには、抵抗Ｒ２を介してバイアス電圧ＤＣが印加される。トランジスタＱ３のベースには、抵抗Ｒ３を介してバイアス電圧ＤＣが印加されており、かつ、コンデンサＣ３を介して高周波信号ＲＦが入力される。帯域阻止フィルタＦ１２は、トランジスタＱ１のベースとトランジスタＱ２のベースとの間に設けられる。また、トランジスタＱ１〜Ｑ３の各コレクタは、共通接続されており、その各エミッタは、全て接地されている。
【００２２】
上記構成を用いることで、第１の実施形態に係る高周波電力増幅器１０は、以下の２つの問題を解決することができる。
まず、直流的には、バイアス電圧ＤＣの入力端子と各トランジスタＱ１〜Ｑ３のベースとの間に、抵抗Ｒ１〜Ｒ３をそれぞれ挿入している。この抵抗Ｒ１〜Ｒ３により、いずれかのトランジスタにおいて電流集中（コレクタ電流の増加）が生じても、ベース電流に対応した電圧降下が生じる。この電圧降下は、電流集中を緩和するため、結果としてトランジスタＱ１〜Ｑ３に均一なコレクタ電流が流れて動作が均一となる。従って、従来の高周波電力増幅器と同様に、熱暴走による破壊や高周波特性が劣化することなく安定的な動作が可能となる。
【００２３】
次に、高周波的には、高周波信号ＲＦが、コンデンサＣ１を介してトランジスタＱ１のベースに、かつ、コンデンサＣ３を介してトランジスタＱ３のベースに、それぞれ入力される。一方、トランジスタＱ２のベースには、コンデンサＣ１と帯域阻止フィルタＦ１２とを通過した高周波信号ＲＦが、入力される。このように、帯域阻止フィルタＦ１２を介してトランジスタＱ２へ高周波信号ＲＦを入力することにより、トランジスタＱ２の出力特性だけを変化させることができる。よって、帯域阻止フィルタＦ１２の設定を適切に行えば、ＩＭＤ２及びＩＭＤ３を十分に低減でき、受信帯域ノイズＮＲｘを低く抑えることが可能となる。
【００２４】
図２に、第１の実施形態に係る高周波電力増幅器１０の周波数通過特性の一例を示す。この図２では、１９５０ＭＨｚ帯を送信周波数に、２１４０ＭＨｚ帯を受信周波数に使用する携帯電話システムに適した特性を、例示している。
【００２５】
トランジスタＱ１及びＱ３の周波数通過特性は、比較が容易なように、従来の技術で説明した周波数通過特性に一致させている。すなわち、１９５０ＭＨｚ帯（送信周波数）での利得：＋１０ｄＢ程度、１９０ＭＨｚ帯（ＩＭＤ２）での利得：−１０ｄＢ程度、及び９５ＭＨｚ帯（ＩＭＤ３）での利得：−２０ｄＢ程度である。
【００２６】
帯域阻止フィルタＦ１２は、受信周波数と送信周波数との差分の周波数、すなわち１９０ＭＨｚ帯の利得と、その差分周波数の１／２周波数、すなわち９５ＭＨｚ帯の利得とを遮蔽して、その他の周波数帯域を通過させる特性に予め設計されている。トランジスタＱ２は、この帯域阻止フィルタＦ１２を通して１９０ＭＨｚ帯と９５ＭＨｚ帯の成分が減衰された高周波信号ＲＦを電力増幅するため、基本波での利得を維持しつつ、ＩＭＤ２及びＩＭＤ３の利得を極めて低くした周波数通過特性を得ることができる。これにより、１９５０ＭＨｚ帯（送信周波数）での利得：＋１０ｄＢ程度、１９０ＭＨｚ帯（ＩＭＤ２）での利得：−２５ｄＢ程度、及び９５ＭＨｚ帯（ＩＭＤ３）での利得：−３５ｄＢ程度の特性が得られる。
【００２７】
よって、トランジスタＱ１〜Ｑ３の各出力を合成した総合的な高周波電力増幅器１０の周波数通過特性は、１９５０ＭＨｚ帯（送信周波数）での利得：＋１４．８ｄＢ程度、１９０ＭＨｚ帯（ＩＭＤ２）での利得：−６．９ｄＢ程度、及び９５ＭＨｚ帯（ＩＭＤ３）での利得：−１６．９ｄＢ程度となる。よって、本発明の高周波電力増幅器１０の周波数通過特性は、従来の高周波電力増幅器１００と比べて、１９０ＭＨｚ帯及び９５ＭＨｚ帯での利得がそれぞれ−１．７ｄＢ程度改善されたことになる。この結果、１９５０ＭＨｚ帯の送信信号と１９０ＭＨｚ帯の信号との２次相互変調によって２１４０ＭＨｚ帯に生じる２次相互変調歪ＩＭＤ２は、−１．７ｄＢ程度改善され、１９５０ＭＨｚ帯の送信信号と９５ＭＨｚ帯の信号との３次相互変調によって２１４０ＭＨｚ帯に生じる３次相互変調歪ＩＭＤ３は、−１．７×２＝−３．４ｄＢ程度改善される。従って、受信帯域ノイズＮＲｘは、（−１．７）＋（−３．４）＝−５．１ｄＢ改善でき、良好な受信帯域ノイズ特性を得ることが可能となる。
【００２８】
図３は、第１の実施形態に係る高周波電力増幅器１０における出力電力Ｐｏｕｔと受信帯域ノイズＮＲｘとの関係を示している。図３で分かるように、１９０ＭＨｚ帯及び９５ＭＨｚ帯の利得低減によって、受信帯域ノイズＮＲｘを従来例に比べて良好に保つことができる。
【００２９】
図４は、電波状態の悪いとき（アンテナ端での送信出力が最大、受信入力が最小の状態）における送信信号Ｔｘ及び受信信号Ｒｘと高周波電力増幅器１０のノイズ特性との関係を示す図である。送信信号Ｔｘに比べ受信信号Ｒｘのレベルは極めて小さく、このような条件下でも、高周波電力増幅器１０の出力ノイズ特性は受信帯域付近で十分低減できており、受信信号Ｒｘに比べて十分低いレベルとなる。このため、受信信号Ｒｘの識別が容易で、復調すべき信号を良好に読み取ることができるので、符号誤り率の増大を防ぎ、かつ高品質な通話が可能となる。
【００３０】
以上のように、本発明の第１の実施形態に係る高周波電力増幅器によれば、複数個あるトランジスタの少なくとも１個に、所望の周波数帯域を遮蔽する帯域阻止フィルタを通過させた高周波信号ＲＦを入力させる。これにより、送信信号Ｔｘの周波数帯の利得を維持したまま、２次及び３次相互変調歪が生じる周波数帯の利得を減衰させることができるため、良好な受信帯域ノイズ特性を得ることが可能となる。
【００３１】
〔第２の実施形態〕
上記第１の実施形態に係る高周波電力増幅器１０で説明した構成では、高周波信号ＲＦを直接入力しないトランジスタに１個の帯域阻止フィルタを対応付けている。しかしながら、実際には、帯域阻止フィルタの回路規模やコスト等の制限から、１個の帯域阻止フィルタだけでは、送信周波数帯の利得を維持しつつ、２次及び３次相互変調の周波数帯の利得を大幅に減衰させる特性を得ることが困難である場合もある。
そこで、第２の実施形態では、高周波信号ＲＦを直接入力しないトランジスタに２個の帯域阻止フィルタを対応付けた構成による高周波電力増幅器を説明する。
【００３２】
図５Ａ及び図５Ｂは、本発明の第２の実施形態に係る高周波電力増幅器２０の回路構成例を示す図である。図５Ａ及び図５Ｂは、ぞれぞれトランジスタの数が３個及び５個である場合の回路構成例である。これらの図で分かるように、第２の実施形態に係る高周波電力増幅器２０の特徴は、３個以上の奇数のトランジスタを並列接続したマルチフィンガ構造において、少なくとも１個のトランジスタが、２個の帯域阻止フィルタ（ＢＲＦ）を介して２つの高周波信号を合成入力する構成にある。なお、トランジスタの数が７個以上の奇数の回路構成も、図５Ａ及び図５に示した規則に従って容易に実現できる。
以下、本発明の第２の実施形態に係る高周波電力増幅器２０を代表して、３個のトランジスタを用いた高周波電力増幅器（図５Ａ）の構成及び動作を説明する。
【００３３】
図５Ａにおいて、高周波電力増幅器２０は、トランジスタＱ１〜Ｑ３と、抵抗Ｒ１〜Ｒ３と、コンデンサＣ１及びＣ３と、帯域阻止フィルタＦ１２及びＦ２３とを備えている。図５Ａで分かるように、第２の実施形態に係る高周波電力増幅器２０の構成は、第１の実施形態に係る高周波電力増幅器１０の構成（図１Ｂ）と比べ、帯域阻止フィルタＦ２３が加えられたことが異なり他は同じである。
【００３４】
トランジスタＱ１のベースには、抵抗Ｒ１を介してバイアス電圧ＤＣが印加されており、かつ、コンデンサＣ１を介して高周波信号ＲＦが入力される。トランジスタＱ２のベースには、抵抗Ｒ２を介してバイアス電圧ＤＣが印加される。トランジスタＱ３のベースには、抵抗Ｒ３を介してバイアス電圧ＤＣが印加されており、かつ、コンデンサＣ３を介して高周波信号ＲＦが入力される。帯域阻止フィルタＦ１２は、トランジスタＱ１のベースとトランジスタＱ２のベースとの間に設けられる。帯域阻止フィルタＦ２３は、トランジスタＱ２のベースとトランジスタＱ３のベースとの間に設けられる。また、トランジスタＱ１〜Ｑ３の各コレクタは、共通接続されており、その各エミッタは、全て接地されている。
【００３５】
この構成によって、高周波的には、高周波信号ＲＦが、コンデンサＣ１を介してトランジスタＱ１のベースに、かつ、コンデンサＣ３を介してトランジスタＱ３のベースに、それぞれ入力される。一方、トランジスタＱ２のベースには、コンデンサＣ１と帯域阻止フィルタＦ１２とを通過した高周波信号ＲＦと、コンデンサＣ３と帯域阻止フィルタＦ２３とを通過した高周波信号ＲＦとが、合成して入力される。例えば、上述した１９５０ＭＨｚ帯を送信周波数に、２１４０ＭＨｚ帯を受信周波数に使用する携帯電話システムに適する場合には、合成後の高周波信号ＲＦが入力されたトランジスタＱ２の周波数通過特性が図２に示す＜トランジスタＱ２＞の特性になるように、帯域阻止フィルタＦ１２及びＦ２３を設計すればよい。
【００３６】
以上のように、本発明の第２の実施形態に係る高周波電力増幅器によれば、複数個あるトランジスタの少なくとも１個に、所望の周波数帯域を遮蔽する帯域阻止フィルタを通過させた２つの高周波信号ＲＦを合成入力させる。これにより、送信信号Ｔｘの周波数帯における所望の利得を、容易に確保することが可能となる。
【００３７】
なお、上記第１及び第２の実施形態で説明した帯域阻止フィルタの、最も簡易な構成はコンデンサである。図６は、図５Ａに示した高周波電力増幅器２０の帯域阻止フィルタＦ１２及びＦ２３を、コンデンサＣ１２及びＣ２３に置き換えた構成例である。このように、帯域阻止フィルタをコンデンサのような比較的簡単な素子で構成することで、送信信号Ｔｘの周波数帯の利得を低減させることなく２次及び３次相互変調歪が生じる周波数帯の利得を減衰させることが可能である。また、コンデンサを用いることで、回路の簡略化すなわち機器の小型化が可能となると共に、高周波電力増幅器の入力整合を所望の値に調整することができるため、より高利得で高効率な動作が可能となる。
【００３８】
また、上記第１及び第２の実施形態で説明した帯域阻止フィルタを精度よく設計することができるのであれば、例えば図７に示すように、いずれか１箇所のトランジスタＱ１のみに高周波信号ＲＦを入力し、他のトランジスタＱ２〜Ｑ５へは、多段に直列接続された帯域阻止フィルタを各々介して高周波信号ＲＦを入力する構成としてもよい。
また、バイアス電圧ＤＣと高周波信号ＲＦとは、上記第１及び第２の実施形態で説明したように別個にトランジスタへ入力してもよいし、抵抗の一方端子とコンデンサの一方電極とを共通接続することで一緒にトランジスタへ入力してもよい。
【００３９】
さらに、上述した高周波電力増幅器は、ＷＣＤＭＡ方式だけでなく、様々な移動体通信方式（ＣＤＭＡ（ＩＳ−９５）、ＧＳＭ、ＥＤＧＥ、ＵＭＴＳ、ＰＣＳ、ＤＣＳ、ＰＤＣ、ＣＤＭＡ２０００、ＰＨＳ等）に用いることができる。
【産業上の利用可能性】
【００４０】
本発明の高周波電力増幅器は、高周波信号の送受信を行うバイポーラトランジスタを用いた装置（例えば、携帯電話端末）等に利用可能であり、特に、安定に動作しつつ低雑音化かつ高効率化を実現したい場合等に適している。
【図面の簡単な説明】
【００４１】
【図１Ａ】本発明の第１の実施形態に係る高周波電力増幅器１０の回路構成例を示す図（トランジスタ×２）
【図１Ｂ】本発明の第１の実施形態に係る高周波電力増幅器１０の回路構成例を示す図（トランジスタ×３）
【図１Ｃ】本発明の第１の実施形態に係る高周波電力増幅器１０の回路構成例を示す図（トランジスタ×４）
【図１Ｄ】本発明の第１の実施形態に係る高周波電力増幅器１０の回路構成例を示す図（トランジスタ×５）
【図２】図１Ｂの高周波電力増幅器１０の周波数通過特性の一例を示す図
【図３】図１Ｂの高周波電力増幅器１０における出力電力と受信帯域ノイズＮＲｘとの関係を示す図
【図４】携帯電話端末の電波状態の悪い状態における送信信号Ｔｘ及び受信信号Ｒｘと図１Ｂの高周波電力増幅器１０のノイズ特性との関係を示す図
【図５Ａ】本発明の第２の実施形態に係る高周波電力増幅器２０の回路構成例を示す図（トランジスタ×３）
【図５Ｂ】本発明の第２の実施形態に係る高周波電力増幅器２０の回路構成例を示す図（トランジスタ×５）
【図６】第１及び第２の実施形態に係る高周波電力増幅器１０及び２０の応用例
【図７】第１及び第２の実施形態に係る高周波電力増幅器１０及び２０の変形例
【図８】従来の高周波電力増幅器１００の回路構成例を示す図
【図９Ａ】高周波電力増幅器における２次相互変調歪（ＩＭＤ２）を説明する図
【図９Ｂ】高周波電力増幅器における３次相互変調歪（ＩＭＤ３）を説明する図
【図１０】従来の高周波電力増幅器１００の周波数通過特性の一例を示す図
【図１１】携帯電話端末の電波状態の悪い状態における送信信号Ｔｘ及び受信信号Ｒｘと従来の高周波電力増幅器１００のノイズ特性との関係を示す図
【符号の説明】
【００４２】
１０、２０、１００  高周波電力増幅器
Ｑ１〜Ｑ５、Ｑ１０１〜Ｑ１０ｎ  トランジスタ
Ｒ１〜Ｒ５、Ｒ１０１〜Ｒ１０ｎ  抵抗
Ｃ１、Ｃ３、Ｃ５、Ｃ１２、Ｃ２３、Ｃ１０１〜Ｃ１０ｎ  コンデンサ
Ｆ１２、Ｆ２３、Ｆ３４、Ｆ４５  帯域阻止フィルタ（ＢＲＦ）
ＤＣ  バイアス電圧
ＲＦ  高周波信号
【図１Ａ】
0004535983.tif 000002
【図１Ｂ】
0004535983.tif 000003
【図１Ｃ】
0004535983.tif 000004
【図１Ｄ】
0004535983.tif 000005
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５Ａ】
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【図５Ｂ】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９Ａ】
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【図９Ｂ】
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【図１０】
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【図１１】
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