(57)【要約】【課題】基準電圧の設定変更や電源電圧変動によるヒステリシスや閾値への意図しない影響がわずかであり、また使用するにあたり設計や解析に要する計算が単純で手軽に使えるシュミットトリガ回路を提供する。【解決手段】オペアンプなどを用いた比較部０４に抵抗０２で正帰還をかけ、比較部０４の反転入力端子を入力側、比較部０４の非反転入力端子を基準電圧側とするヒステリシス付きコンパレータを用いたシュミットトリガ回路において、基準電圧Ｖｒｅｆ０３と比較部０４の非反転入力端子との間にツェナーダイオード１１などの通電方向により特性が異なるレベルシフト部０１を設ける。比較部０４の出力０５がＨＩＧＨかＬＯＷかに応じ、出力０５の電圧やＶｒｅｆ０３によらずレベルシフト部０１が既定の電圧をＶｒｅｆ０３に加減算した電圧を比較部０４の非反転入力端子へ与える。【選択図】図３
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【実用新案登録請求の範囲】
【請求項１】
オペアンプやコンパレータを比較部に用い、前記比較部の反転入力端子を入力側、前記比較部の非反転入力端子を基準電圧側とし、前記比較部の出力端子から前記比較部の非反転入力端子へ正帰還をかけた構成のヒステリシス付きコンパレータを用いたシュミットトリガ回路において、
前記比較部の非反転入力端子と基準電圧源の間に通電方向により特性が異なるレベルシフト部を備え、前記レベルシフト部は前記比較部の出力がＨＩＧＨかＬＯＷかに応じて前記レベルシフト部を流れる電流の向きや有無が変わることを用いて特性を切り替えており、前記レベルシフト部は前記比較部の出力がＨＩＧＨかＬＯＷかに応じて基準電圧源の電圧や前記比較部の出力電圧に依存せずに前記基準電圧に対し０Ｖを含む既定の電圧を加減算した上で前記比較部の非反転入力端子に印加することを特徴とするシュミットトリガ回路。
【請求項２】
請求項１のシュミットトリガ回路において、正帰還部は抵抗器であり、レベルシフト部はツェナーダイオードであることを特徴とする請求項１に記載のシュミットトリガ回路。
【請求項３】
請求項１のシュミットトリガ回路において、正帰還部は抵抗器であり、レベルシフト部は向きが異なるダイオードを並列に接続したものであることを特徴とする請求項１に記載のシュミットトリガ回路。
【請求項４】
請求項３のシュミットトリガ回路において、並列に接続するダイオードは複数のダイオードを直列に接続したものや種類の異なるダイオードの組み合わせなど、任意の個数や種類のダイオードを組み合わせた構成となっていることを特徴とする請求項３に記載のシュミットトリガ回路。
【請求項５】
請求項１のシュミットトリガ回路において、正帰還部は抵抗器とダイオードを直列に接続したものであり、レベルシフト部は前記正帰還部のダイオードと向きが同じダイオードと抵抗器を並列に接続したものであることを特徴とする請求項１に記載のシュミットトリガ回路。
【請求項６】
請求項３または５のシュミットトリガ回路において、レベルシフト部に発光ダイオードを含むことを特徴とする請求項３または５に記載のシュミットトリガ回路。
【請求項７】
請求項６のシュミットトリガ回路において、発光ダイオードはレベルシフト機能と回路の動作状態表示機能を兼用していることを特徴とする請求項６に記載のシュミットトリガ回路
【請求項８】
請求項１のシュミットトリガ回路において、非反転入力端子の手前にヒステリシスや閾値を調整する目的のためにアンプ・アッテネータ・レベルシフタのうち少なくとも一つが設けられていることを特徴とする請求項１に記載のシュミットトリガ回路。
【考案の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本考案は、シュミットトリガ回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
電圧検出回路などに用いられるシュミットトリガ回路は、ヒステリシス付きコンパレータを用いて実装した図１の構成が従来からよく知られている。オペアンプやコンパレータによる比較部０４の反転入力端子を入力０６として検出対象に接続し、基準電圧Ｖｒｅｆを抵抗００を通して比較部０４の非反転入力端子へ接続する。また、比較部０４の出力から抵抗器０２を通して比較部０４の非反転入力端子へ正帰還をかける構成である。以上の従来法の構成によれば、閾値電圧は図２に示すように以下のようになる。
出力ＨＩＧＨ時の閾値Ｖｔｈ＿ｈｉｇｈは、出力電圧Ｖｏｕｔ＿ｈｉｇｈとＶｒｅｆの差を抵抗０２と抵抗００で分圧した値をＶｒｅｆに足した値となる。
出力ＬＯＷ時の閾値Ｖｔｈ＿ｌｏｗは、Ｖｒｅｆを抵抗００と抵抗０２で分圧した値となる。
ここでＨＩＧＨ時の出力電圧Ｖｏｕｔ＿ｈｉｇｈがＶｒｅｆより高いとすると、
Ｖｔｈ＿ｌｏｗ  ＜  Ｖｔｈ＿ｈｉｇｈ  となることで
Ｖｔｈ＿ｈｉｇｈ  −  Ｖｔｈ＿ｌｏｗ  のヒステリシスを持つシュミットトリガ動作が実現できる。
【０００３】
しかし、前記従来型の回路は、出力ＨＩＧＨ時の閾値Ｖｔｈ＿ｈｉｇｈの値が出力０５がＨＩＧＨ時の出力電圧Ｖｏｕｔ＿ｈｉｇｈに依存する。Ｖｏｕｔ＿ｈｉｇｈは、例えば比較部０４にオペアンプを使用した場合電源電圧に依存するため、結果的にＶｔｈ＿ｈｉｇｈは電源電圧変動に応じて意図せず変化することという問題が発生する。
【０００４】
シュミットトリガ回路は、例えば太陽電池でバッテリを充電するソーラー充電器のように、変動する電圧を検出して充電回路を制御する場面でも応用される。前期ソーラー充電器では、小型・低コスト化のために定電圧電源回路を設けずに済むよう、比較部の電源をバッテリや太陽電池から直接得たい。ここでＶｔｈ＿ｈｉｇｈが電源電圧に依存して変動してしまうと、バッテリの充電状態や太陽電池へ当たる光の強さによりＶｔｈ＿ｈｉｇｈが変動してしまい、もはや充電制御回路として機能しない。そのため、従来法を定電圧電源回路なしにソーラー充電器のような電源電圧変動のある機器へ応用する場合、正帰還経路に電源電圧変動により閾値が変化することを防止するための追加回路を設けるといった対策が必要となり、理部品点数の増加や回路の複雑化の要因となっていた。
【０００５】
さらに図１の従来法では目的の閾値とするため、依存し合う各抵抗値を連立方程式により決定せねばならず、手軽に使用するにはハードルが高かった。閾値が抵抗分圧で決まるため、例えばＶｒｅｆを変更したい時にはヒステリシス幅がＶｒｅｆに依存して変動し、改めて計算し直す必要もあった。設計時でなくても、既存回路を見て閾値を知りたい際に分圧回路を持つため直感的に閾値電圧が分からず毎度計算する必要もあった。この計算工数が多い点は、電子工作キットなど消費者がパラメータを調整しながら回路のカスタムを楽しむような用途においては手軽さに欠ける要因であった。
【０００６】
上記問題の解決策として、例えば
【特許文献１】ではツェナーダイオード（定電圧ダイオードとも呼ばれる）を用いて出力をクランプし、電源電圧変動により出力が変動することによる閾値設定への影響を取り除いている。しかし、当然部品点数は増加し、構成も複雑で回路を見ても直感的に閾値を知ることは難しく、閾値の設定は抵抗分圧に頼っており設計や解析するためには計算に手間がかり手軽さに欠けるという課題は残る。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】実全昭５２−１１９３２５公報
【考案の概要】
【考案が解決しようとする課題】
【０００８】
従来のシュミットトリガがもつ基準電圧の設定変更や電源電圧変動によりヒステリシスや閾値へ意図しない影響が生じる点、および使用するにあたり設計や解析に要する計算が複雑であり手軽に使うにはハードルが高い点である。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本考案は、Ｖｒｅｆと比較部の入力端子間に通電方向により特性が異なるレベルシフト部を挿入し、比較部の出力がＨＩＧＨかＬＯＷかに応じレベルシフト部がＶｒｅｆに既定の電圧を加減算した値を比較部が閾値として参照するよう構成する。
【考案の効果】
【００１０】
本考案のシュミットトリガ回路は、Ｖｒｅｆを基準として通電方向により特性が異なるレベルシフト部で定まるシフト量により閾値が決まるため、電源電圧変動の閾値やヒステリシスへの影響がわずかですみ、またＶｒｅｆを変更した場合のヒステリシス幅の変化もわずかですむ。Ｖｒｅｆ変更時にヒステリシスを再計算する必要もない。
【００１１】
さらに、Ｖｒｅｆを基準としてレベルシフト部により単純な加減算のみで閾値が求まるため容易に閾値を決めることができ、また既存回路の動作解析も回路図を見れば直感的に分かるため、初心者向けキットの回路などにおいて手軽に使うことができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】図１は、従来型のヒステリシス付きコンパレータを用いたシュミットトリガを示す回路図である。
【図２】図２は、図１に示す従来型の動作を説明する図である。
【図３】図３は、考案回路をツェナーダイオードによるレベルシフトを用いて実装する最も単純な実施形態を示す回路図である。（実施例１）
【図４】図４は、図３に示す考案回路の動作を説明する図である。
【図５】図５は、考案回路をダイオードの順方向電圧降下Ｖｆによるレベルシフトを用いて実装する回路図である。（実施例２）
【図６】図６は、考案回路を発光ダイオードの順方向電圧降下Ｖｒｅｆ＿ｌｅｄによるレベルシフトを用いて実装するとともに、発光ダイオードが点灯することによる動作状態表示機能を一体化した回路図である。（実施例３）
【図７】図７は、考案回路の正帰還ループにダイオードを挿入し、片方の閾値電圧がＶｒｅｆと同じ電圧になるように構成した回路図である。（実施例４）
【考案を実施するための形態】
【００１３】
以下、図を参照しながら本考案の実施形態について説明する。
【実施例１】
【００１４】
図３に、本考案の実施例を示す。比較部０４はヒステリシスを持たない比較部であり、具体的にはオペアンプやコンパレータＩＣである。比較部０４には、抵抗０２により出力０５から非反転入力端子へ正帰還をかける。また比較部０４の非反転入力端子へは、レベルシフト部０１を介して基準電圧Ｖｒｅｆ０３を印加する。
【００１５】
レベルシフト０１は、出力０５がＬＯＷの時、つまり電流がＶｒｅｆ０３側から出力０５側に向かって流れる際にはＶｒｅｆから既定電圧を差し引く。逆に出力０５がＨＩＧＨの時は、Ｖｒｅｆに既定電圧を足す。
【００１６】
ただし、下記３条件を満足する必要がある。
・Ｖｒｅｆは０Ｖより大きく、またＨＩＧＨ時出力電圧Ｖｏｕｔ＿ｈｉｇｈより小さい
・出力０５がＬＯＷの時にレベルシフト部０１でＶｒｅｆ０３から引かれる電圧の大きさはＶｒｅｆ以下
・出力０５がＨＩＧＨの時にレベルシフト部０１でＶｒｅｆ０３に足される電圧の大きさは、
（Ｖｏｕｔ＿ｈｉｇｈ  −  Ｖｒｅｆ）の大きさ以下
【００１７】
図３では、レベルシフト部０１の構成部品として一つのツェナーダイオード１１を用いている。回路構成としては図１に示す従来法に対して抵抗００をツェナーダイオード１１に置き換えただけであり、部品点数の増加なしに本考案を実現できる最も単純な実施例である。
【００１８】
ここで比較部０４は理想単電源オペアンプとし、入出力レールツーレール、入力インピーダンスは無限大、出力インピーダンスはゼロとし動作を説明する。つまり、出力ＬＯＷ時は０Ｖ、出力ＨＩＧＨ時は電源電圧に等しくなり、また比較部０４の両入力端子に一切電流は流れ込まないものとする。
【００１９】
図４を用いて動作を説明する。ツェナーダイオード１１は、順方向に電圧をかけると通常のダイオード同様の特性となり順方向電圧降下Ｖｆ＝０．６Ｖ程度でダイオードがＯＮする。一方、逆方向に電圧をかけると降伏電圧Ｖｚを境に急激に電流が流れ始め、電流Ｉｚによらずほぼ一定の電圧降下Ｖｚが発生するという性質がある。よって考案回路は以下のように動作する。
【００２０】
まず、出力がＨＩＧＨの時は、抵抗０２の出力端子側電圧は電源電圧Ｖｃｃとなる。ここで前記３条件より
Ｖｒｅｆ  ＋  Ｖｚ  ＜  Ｖｃｃ  より、ツェナーダイオード１１には逆方向に電圧がかかり、降伏電圧Ｖｚがレベルシフト部０１のシフト量となる。よって、比較部０４の非反転入力端子の電圧はＶｒｅｆにＶｚが足された電圧となり、閾値電圧は
Ｖｔｈ＿ｈｉｇｈ  ＝  Ｖｒｅｆ  ＋  Ｖｚとなる。
【００２１】
ここで、ツェナーダイオードの降伏電圧Ｖｚは電流Ｉｚによらずほぼ一定の電圧になるという性質から、電源電圧Ｖｃｃが変動することにより電流Ｉｚが変動したとしてもＶｚはほぼ一定の電圧となる。よって、考案回路は電源電圧が変動しても閾値電圧Ｖｔｈ＿ｈｉｇｈがほぼ一定となり、電源電圧変動の閾値への影響は抵抗分圧に頼った従来法に対しわずかで済む。
【００２２】
またＶｒｅｆを変化させた場合もＩｚは変化するが、同じくツェナーダイオードのＶｚが電流Ｉｚによらずほぼ一定となる性質により、
Ｖｔｈ＿ｈｉｇｈ  ＝  Ｖｒｅｆ  ＋  Ｖｚの関係を維持できる。
【００２３】
次に出力がＬＯＷの時は、抵抗０２の出力端子側電圧は０Ｖになる。よってツェナーダイオードは順方向にバイアスされ、比較部０４の非反転入力端子の電圧はＶｒｅｆからＶｆが差し引かれた電圧となる。よって閾値電圧は
Ｖｔｈ＿ｌｏｗ  ＝  Ｖｒｅｆ  −  Ｖｆとなる。
【００２４】
ここでＶｒｅｆは一般に定電圧回路で与えられ電源電圧変動の影響を受けない。また出力ＬＯＷ時出力電圧Ｖｔｈ＿ｌｏｗはＧＮＤ電位（０Ｖ）でありこちらも電源電圧の影響を受けない。よって、電源電圧変動に対しＶｔｈ＿ｈｉｇｈ・Ｖｔｈ＿ｌｏｗともにほぼ影響を受けない。Ｖｒｅｆを変化させた場合にはＩｚやＩｆが変化するが、まずＶｚはツェナーダイオードの性質によりＩｚによらずほぼ一定になるため問題とならない。Ｉｆについても、順方向電流Ｉｆに対し順方向電圧降下Ｖｆが非線形な特性を持っており、Ｉｆが変化してもＶｆの変化は小さく、Ｖｆはほぼ一定（一般的なツェナーダイオードで約０．６Ｖ）と近似してよく、Ｖｒｅｆを変化させた場合の閾値への影響はわずかである。
【００２５】
以上より、考案回路は電源電圧変動に強く、Ｖｒｅｆを変更しても抵抗の再計算が不要で、ツェナーダイオードのスペック情報さえあれば直感的に閾値を設定したり解析したりすることができる。動作も直感的に理解でき、回路も単純であり、複雑な計算もせずに済むため、手軽にシュミットトリガ回路を使用することができる。
【実施例２】
【００２６】
図５に示す実施例２は、レベルシフト部０１に双方向とも汎用ダイオードの順方向電圧降下Ｖｆを用いた例である。向きの異なるダイオードを並列に接続して使用する。Ｖｆが異なる異種ダイオードを組み合わせたり、複数個直列にしたりすることでレベルシフト部０１全体で見たトータルのＶｆを調整ができ、ヒステリシス調整が可能である。図５の実施例では、片側を二直列とし同種の汎用ダイオードを用いて構成している。
【００２７】
出力がＨＩＧＨの時、順バイアスされる左向きの二直列のダイオードがＯＮ、逆バイアスされる右向きのダイオードはＯＦＦとなり、比較部０４の非反転入力端子電圧はＶｒｅｆに２Ｖｆを足した値となる。よって閾値電圧は
Ｖｔｈ＿ｈｉｇｈ  ＝  Ｖｒｅｆ  ＋  ２Ｖｆとなる。
【００２８】
出力がＬＯＷの時は、上記とは逆に右向きのダイオードがＯＮとなり、比較部０４の非反転入力端子電圧はＶｒｅｆからＶｆを引いた値となる。よって閾値電圧は
Ｖｔｈ＿ｌｏｗ  ＝  Ｖｒｅｆ  −  Ｖｆとなる。
【００２９】
以上より、ヒステリシスはＶｔｈ＿ｈｉｇｈとＶｔｈ＿ｌｏｗの差分から３Ｖｆとなる。
【実施例３】
【００３０】
図６に示す実施例３は、レベルシフト部０１に発光ダイオードの順方向電圧降下Ｖｆ＿ｌｅｄを使用したものである。実施例２の発展形であり、発光ダイオードを用いることで通電時に点灯し、動作状態表示機能をレベルシフト部と一体化することができる。
【００３１】
出力がＨＩＧＨの時は発光ダイオードが順バイアスされ、レベルシフトとして作用するとともに発光ダイオードが点灯して出力がＨＩＧＨであることを知らせる。出力０５へ別途表示回路を接続する方法に比べ、低コスト・省スペースで動作状態表示機能を実装することができる。本実施例は、例えば充電制御回路へシュミットトリガ回路を用いる場面における充電ランプへの応用が考えられる。その他の動作は実施例２と同様である。
【実施例４】
【００３２】
図７に示す実施例４は、片方の閾値をＶｒｅｆとするように構成した回路である。レベルシフト部０１を抵抗２１とダイオード２２の並列回路とし、正帰還回路は抵抗０２にダイオード２３を直列に接続する。ここでダイオード２２とダイオード２３は同じ向きにする。
【００３３】
出力０５がＨＩＧＨの時、ダイオード２３が逆バイアスされてＯＦＦとなるため、正帰還ルートは遮断される。ここで比較部０４の入力インピーダンスは非常に大きくほぼ無視できるとすると、抵抗２１に電流は流れない。よって比較部０４の非反転入力端子電圧はＶｒｅｆ０３と同じになり、閾値電圧は
Ｖｔｈ＿ｈｉｇｈ  ＝  Ｖｒｅｆとなる。ここで、比較部０４の入力インピーダンスが低いと抵抗２１に大きな電流が流れ、抵抗２１に生じる電圧降下が閾値の誤差となる。実施例４の実装においては、比較部０４に入力回路が電界効果トランジスタで構成された高入力インピーダンスのＩＣを選定するのが好ましい。
【００３４】
一方出力０５がＬＯＷの時は、ダイオード２３が順バイアスされてＯＮとなり、ダイオード２２も順バイアスされてＯＮとなる。よって、比較部０４の非反転入力端子電圧はＶｒｅｆからダイオード２２の順方向電圧降下Ｖｆを差し引いた値となる。よって閾値電圧は
Ｖｔｈ＿ｌｏｗ  ＝  Ｖｒｅｆ  −  Ｖｆとなる。
【００３５】
なおＶｔｈ＿ｌｏｗ  ＝  Ｖｒｅｆとしたい場合、ダイオード２２と２３を左向きにすればよい。
【００３６】
実施例４では、正帰還電流に対し抵抗２１が小さすぎると出力０５がＬＯＷの時に抵抗２１の電圧降下がＶｆを下回ってしまうことでダイオード２２がＯＮとならない。この場合、従来から知られている図１の従来型ヒステリシス付きコンパレータの正帰還ループにダイオードを挿入して片側の閾値をＶｒｅｆとする回路としての動作となり、本考案の狙いである既定のＶｆにより閾値を定める動作はしない。よって、実施例４の実装にあたっては、抵抗２１は十分大きくしておく必要がある点に注意を要する。
【００３７】
以上４種類の実施例を紹介したが、中でも実施例１ではレベルシフト部としてツェナーダイオードを用いておりＶｚが大きなツェナーダイオードを選定すれば大きなヒステリシスを簡単に得られ、実施例４ではダイオード１つ分のＶｆがヒステリシスとなるためショトッキバリアダイオードなどＶｆが小さなダイオードを用いれば小さなヒステリシスが得られる。しかし、ツェナーダイオードは市販のラインナップから選択する必要があり、ダイオードも例えばＶｆが数ミリボルトレベルの物はなく目的のヒステリシスが得られない場合がある。その場合、考案回路の入力端子０６の手前にアンプ・アッテネータ・レベルシフタを適宜挿入すれば良い。
【００３８】
例えば１０倍のアンプを入力０６の手前に挿入すれば、入力電圧の変化が１０倍されて考案回路へ入力されるため、トータルでのヒステリシスはアンプがない場合の１／１０とすることができる。増幅した結果比較部０４の入力可能最大電圧を超過してしまう場合は、レベルシフタを挿入して調整すれば良い。逆に１／１０のアッテネータを入力０６の手前に挿入すれば、同様にトータルでのヒステリシスはアッテネータがない場合に対して１０倍とすることができる。以上のようにアンプ・アッテネータ・レベルシフタを併用することでツェナダイオード等のラインナップの制約によらず任意のヒステリシスを得られるようになるが、計算上は単純な倍率計算及び加減算であり、抵抗を用いて設計する場合に比べれば簡単な計算で済み、手軽さは失われない。
【産業上の利用可能性】
【００３９】
電源電圧が変動しかつ消費者が回路を理解し手軽に回路パラメータを自分好みにカスタムすることが必要な製品、例えば自然エネルギー発電を用いてバッテリを充電するソーラー充電器の工作キットへの応用が可能である。
【符号の説明】
【００４０】
０１  レベルシフト部
０２  正帰還抵抗
０３  基準電圧Ｖｒｅｆ
０４  比較部
０５  出力端子
０６  入力端子
Ｖｒｅｆ  基準電圧
Ｖｔｈ＿ｈｉｇｈ  出力ＨＩＧＨ時の閾値電圧
Ｖｔｈ＿ｌｏｗ  出力ＬＯＷ時の閾値電圧
Ｖｈｙｓ  ヒステリシス電圧
Ｖｚ  ツェナーダイオードの降伏電圧
Ｖｆ  ダイオードの順方向電圧降下
Ｖｆ＿ｌｅｄ  発光ダイオードの順方向電圧降下
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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