【事件の表示】
　平成　８年特許願第３０１７８９号「プリディストーション自動調整回路」拒絶査定に対する審判事件［平成１０年　５月２９日出願公開、特開平１０−１４５１６１］について、次のとおり審決する。
【結　論】
　本件審判の請求は、成り立たない。
【理　由】
１．手続の経緯、本願発明
　本願は、平成８年１１月１３日の出願であって、明細書および図面の記載からみて、その請求項２に係る発明（以下、「本願発明」という）は、次のとおりのものである。
 　
　「【請求項２】　入力信号を第１の分配手段により２つの信号に分配した後、一方の信号をプリディストーション回路で第１の増幅器と逆の歪み特性を付加し、第１の振幅調整手段で振幅を調整し、第１の位相調整手段で位相を調整し、この位相調整した信号を前記第１の増幅器により所定の電力に増幅し出力するとともに、この出力の一部を方向性結合器により取り出し、前記第１の分配手段が出力した他方の信号を第１の遅延手段により遅延を与えた後、前記方向性結合器が取り出した信号と加算することで歪み信号を取り出し、この歪み信号をさらに第２の分配手段により２つの信号に分配し、一方の信号を第２の振幅調整手段で振幅を調整し、第２の位相調整手段で位相を調整し、この信号を第２の増幅器で増幅し誤差信号とし、前記第１の増幅器の出力を第２の遅延手段により遅延を与えた信号と前記誤差信号とを加算出力し、前記第２の分配手段が出力した他方の信号を検波し、この検波出力信号で前記歪み信号の信号強度が最小となるように前記プリディストーション回路、前記第１の振幅調整手段および前記第１の位相調整手段の特性を制御することを特徴とするプリディストーション自動調整回路。」
　
　なお、平成１２年９月４日付け手続補正は、当該手続補正が願書に最初に添付した明細書又は図面に記載した事項の範囲内でなされたものではない、という理由により、決定をもって却下した。
　
　２．引用例
  （１）原査定の拒絶の理由に引用された　特開平７−５８５５４号公報 （平成７年３月３日出願公開、以下「引用例１」という。）には、下記ア．〜オ．の記載がある。　
　ア．「【特許請求の範囲】
　　【請求項１】　入力信号を分配する第１の分配器と、該第１の分配器の一方の出力端子から第１の可変位相器、第１の可変減衰器、主増幅器を経た信号と他方の出力端子から第１の遅延線を経た信号とを合成分配器で逆相合成することにより前記主増幅器で発生する歪成分を検出して出力する歪検出ループと、前記合成分配器の一方の出力端子から第２の可変位相器、第２の可変減衰器、誤差増幅器を経た歪成分の信号と他方の出力端子から第２の遅延線を経た歪成分を含む信号とを合成器で逆相合成することにより歪成分を除去して多周波増幅信号を出力する誤差除去ループとからなるフィードフォワード形歪補償による多周波共通増幅器において、
　前記第１の分配器の前段に挿入され入力信号を分岐して出力する第２の分配器と、
　該第２の分配器の出力を検波して入力信号情報を出力する検波器と、
　前記合成分配器と第２の可変位相器との間に挿入され該合成分配器から出力される歪成分出力を分岐して出力する第３の分配器と、
　該第３の分配器の出力を少なくとも２つ以上に分配出力する第４の分配器と、
　該第４の分配器からの前記２つ以上の出力をそれぞれ整流して出力する互いに感度の異なる複数の整流器と、
　前記検波器からの入力信号情報から入力信号レベルを検出し、該入力信号レベルにより、前記複数の整流器からの出力が最小になるように前記歪検出ループの第１の可変位相器、第１の可変減衰器の値を制御する制御回路と
　を備えたことを特徴とする多周波共通増幅器。」
イ．「【０００４】
　図３は従来の自己調整形フィードフォワード増幅器のブロック図と要部の周波数スペクトラムである。
　図において、１は入力信号を分配する分配器、２は可変位相器、３は可変減衰器、４は主増幅器、５は遅延線、６は分配合成器、７は可変位相器、８は可変減衰器、９は誤差増幅器、１０は遅延線、１１は合成器、１５はパイロット信号発生器（Ｐ−ＳＧ）１６からのパイロット信号を注入するための方向性結合器、１７はパイロット信号を抽出するための方向性結合器、１８はパイロット信号を受信してその歪成分のレベルを検出するパイロット受信機（Ｐ−Ｒｘ）である。まず、パイロット信号のないときの基本動作について説明する。多周波入力信号は、方向性結合器１５を介して分配器１のａ端子に入力され、ｃ端子から出力される。ｃ端子から出力される多周波信号は、可変位相器２、可変減衰器３を経て主増幅器４で増幅される。その出力は増幅の際に発生する歪（誤差）成分を含んでおり、分配合成器６のａ端子、ｄ端子、遅延線１０を経て合成器１１のｂ端子に入力される。この１ａ→１ｃ→２〜４→６ａ→６ｄ→１０→１１ｂまでの経路をＸとする。　一方、分配器１のｄ端子から出力される多周波入力信号は、遅延線５を経て合成分配器６のｂ端子に入力され、極性が反転した逆相信号となりａ端子からの入力信号に合成される。その結果歪成分が抽出されてｃ端子から出力される。このｃ端子から出力される歪成分は、方向性結合１７、可変位相器７、可変減衰器８を経て誤差増幅器９で増幅され合成器１１のａ端子に入力される。この１ａ→１ｄ→５→６ｂ→６ｃ→１７→７〜９→１１ａまでの経路をＹとする。
　【０００５】
　合成器１１は、上述の経路Ｘを経てｂ端子に入力された歪成分を含む信号と、経路Ｙを経て合成器１１のａ端子に入力された歪成分の信号とを逆極性で合成して歪成分を相殺し、ｃ端子から歪の少ない多周波共通増幅信号を出力する。すなわち、経路１ａ→１ｃ→２→３→４→６ａ→を経た信号と、経路１ａ→１ｄ→５→６ｂを経た信号とを遅延線５で時間を合わせるとともに、可変位相器２、可変減衰器３を調整し、合成分配器６によって逆相合成して入力信号を相殺し、６ｃから歪成分を抽出し、経路６ｄ→１０→１１ｂを経た信号と、経路６ｃ→７→８→９→１１ａを経た信号とを遅延線１０で遅延時間を合わせるとともに、可変位相器７、可変減衰器８を調整し、合成器１１によって逆相合成して歪成分を相殺して１１ｃから歪補償された多周波増幅信号を出力する。
　【０００６】
　次に、２周波の入力信号にパイロット信号を注入した場合について説明する。図３に示した各部の周波数スペクトラムは、横軸を周波数、縦軸をレベルとして極性を含めて表してある。方向性結合器１５に入力される２周波の入力信号にパイロット信号発生器１６からパイロット信号ｐを注入したとき、分配器１のａ端子に入力される信号は、１ａで示す周波数スペクトルとなる。この信号が経路１ｃ→２〜４を経て６ａに達すると歪成分が加わった６ａで示す周波数スペクトラムとなる。同様に、６ｂ、６ｄ、６ｃ、１１ａ、１１ｃのようなスペクトラムとなる。この場合、方向性結合器１７で端子６ｃの信号を抽出して、パイロット信号受信機１８でそのレベルを検出し、検出レベルが最小になるように、可変位相器２と可変減衰器３を調整すれば歪検出ループを調整することができる。歪検出ループは、１ａ→１ｃ→２−４→６ａ→６ｂ→５→１ｄ→１ａのループを云う。参考までに、図４に振幅偏差と位相偏差による歪補償の改善量を示す（ＲＣＳ９０−４移動通信用超低歪多周波共通増幅器より抜粋）。」
　ウ．「【０００８】本発明の目的は、歪補償量の調整のためのパイロット信号を用いることなく歪検出ループの調整が常に安定して行われる高安定の自己調整形フィードフォワード方式の多周波共通増幅器を提供することにある。」
　エ．「【００１０】
　【実施例】図１は本発明の実施例を示すブロック図である。図において、１−１１は図３の従来回路と同じである。１９、２０は分配器、２１は検波器、２２は分配器、２３は整流器、２４は増幅と整流機能を有する増幅整流器、２５は制御回路である。図２は、図１の合成分配器６の端子６ａ、６ｂ、６ｃにおける周波数スペクトラムを表し、縦軸はレベル（ｄＢ）を、横軸は周波数を示す。　図１、図２によって本発明の動作を説明する。先ず、入力レベルが最大の場合について説明する。図２の６ｃの太線は、可変位相器２、可変減衰器３が最良値に調整された時を示し、点線は調整がずれている時を示す。端子６ｃの出力を分配器２０で一部抽出し、更に分配器２２で分配し、整流器２３と増幅整流器２４とに入力する。図２の（Ａ）の６ｃの状態で点線の状態にあった時、整流器２３の整流電圧は高く（但し整流器２３はリニア状態）、その電圧を制御回路２５に入力する。制御回路２５は整流器２３の電圧が小さくなるように可変位相器２と可変減衰器３を動作させる。その場合の最小値は、歪成分があるため概ね図２の６ｃの実線となる。従って、十分入力波を抑圧して歪成分を抽出することができる。
　入力波が実線のレベルとなっても誤差増幅器９によって歪が発生することはないので、ループでの相殺には問題はない。この例では、３０ｄＢ抑圧される。そのため、ループで相殺する時の出力の変動は極めて小さい。例えば、１１ｂのスペクトラムで入力周波数と同じ成分と、１１ａのスペクトラムで入力周波数と同じ成分との比が３０ｄＢ異なると、出力変動は、最悪でも次式のように極めて小さい。　　　
　【００１１】
　【数１】
　　２０ log（１±０．０３１６（−３０dB値））＝±０．２７dB
　【００１２】　次に、入力レベルが低い場合は、図２（Ｂ）のようになる。前述の（Ａ）の場合に比べて入力レベルが２０ｄＢ低い時の様子を示している。
　分配器２２で分岐された信号は、整流器２３で整流されるが、通常の整流器だと約３０ｄＢ−４０ｄＢのダイナミックレンジしか得られないので、図２（Ｂ）の６ｃで示すように、（ii）のレベルまでしか検出できない。しかし、誤差除去ループの誤差増幅器９は（ii）のレベルの入力まででは歪の発生は少なく、また、あっても特に問題となることはない。　しかし、図２（Ｂ）の６ａと６ｃの入力波と同じスペクトラム成分のレベル差が小さく（この例では１０ｄＢ）、最終的には誤差除去ループの合成器１１で歪成分を相殺する時、レベル比は同じであるから、出力波のレベル変動が大となってしまう。　例えば、１０ｄＢ異なった信号を合成すると次式のようになる。
　【００１３】
　【数２】
　　２０ log（１±０．３１６（−１０dB値））＝±２．４dB
　従って、（Ｂ）６ｃの入力波と同じ周波数成分の抑圧は実線のように３０ｄＢ位必要である。そのため、整流器２３の出力が小さくなって、ある値以下となった時、増幅整流器２４の出力を監視し、その電圧が最小になるように、可変位相器２、可変減衰器３を制御回路２５によって制御する。上記の説明は簡単のため２波入力の場合について説明したが、通常の場合、入力チャネル数は０−ｎ波まである。従って、チャネル数が多いときは全体の出力レベルが小さくなるように制御する。　本発明は自動車電話システム用のため整流器を２個および検波器を１個だけ設けているが、更に低入力まで対応させるには同様な回路構成により整流器および検波器を追加すればよい。」
　オ．「【００１５】
　【発明の効果】　以上詳細に述べたように、歪検出ループはパイロット信号を使用せずに歪検出出力で全帯域のレベルを監視し、歪が最小値になるように制御されるので、出力にスプリアスレスポンスが発生することなく安定な歪補償を維持することができる。」
　前記記載及び、図１〜３の記載を勘案すると、
　引用例１には、
　「入力信号を分配器１により２つの信号に分配した後、一方の信号を可変位相器２で位相を調整し、可変減衰器３で振幅を調整し、この振幅調整した信号を主増幅器４により所定の電力に増幅し出力するとともに、この出力を合成分波器６のａ端子に入力し、前記分配器１が出力した他方の信号を遅延線５により遅延を与えた後、合成分波器６のｂ端子に入力し、合成分波器６においては、合成分波器６のａ端子に入力された信号と合成分波器６のｂ端子に入力された信号を逆相合成することで歪成分の信号を取り出すことを成し、この歪成分の信号をさらに分配器２０により２つの信号に分配し、一方の信号を可変位相器７で位相を調整し、可変減衰器で振幅を調整し、この信号を誤差増幅器９で増幅し誤差信号とし、合成分波器６のｄ端子に出力された前記主増幅器の出力を遅延線１０により遅延を与えた信号と前記誤差信号とを逆相合成し、前記分配器２０が出力した他方の信号を検波し、この検波出力信号で前記歪成分の信号の信号強度が最小となるように、前記可変位相器２及び可変減衰器３の特性を制御する自動調整回路。」を構成とする発明（以下、「引用例１に記載された発明」）が記載されてものと認められる。いる。
　　
　３、対比・判断
　本願発明と引用例１に記載された発明とを対比すると、
　引用例１に記載された発明の「分配器１」、「可変位相器２」、「可変減衰器３」、「主増幅器４」、「遅延線５」、「歪成分の信号」、「分配器２０」、「可変位相器７」、「可変減衰器８」、「誤差増幅器９」、「遅延線１０」は、各々本願発明の「第１の分配手段」、「第１の位相調整手段」、「第１の振幅調整手段」、「第１の増幅器」、「第１の位相調整手段」、「歪み信号」、「第２の分配手段」、「第２の位相調整手段」、「第２の振幅調整手段」、「第２の増幅器」、「第２の遅延手段」に相当する。
　また、引用例１に記載された発明の「この出力（主増幅器の出力）を合成分波器６のａ端子に入力し、前記分配器１が出力した他方の信号を遅延線５により遅延を与えた後、合成分波器６のｂ端子に入力し、合成分波器６においては、合成分波器６のａ端子に入力された信号と合成分波器６のｂ端子に入力された信号を逆相合成することで歪成分の信号を取り出す」と、本願発明の「この出力の一部を方向性結合器により取り出し、前記第１の分配手段が出力した他方の信号を第１の遅延手段により遅延を与えた後、前記方向性結合器が取り出した信号と加算することで歪み信号を取り出し」とは、引用例１に記載された発明において、合成分波器６のｂ端子に入力された遅延線の出力と、逆相合成されるのは、合成分波器６のａ端子に入力された、主増幅器の出力の一部であることは自明のことであるので、「前記第１の分配手段が出力した他方の信号を、第１の遅延手段により遅延を与えた後、第１の増幅器の出力の一部と合成することで歪み信号を取り出し」といえる。
　そうしてみると、両者は、
　「入力信号を第１の分配手段により２つの信号に分配した後、一方の信号を、第１の振幅調整手段で振幅を調整、かつ第１の位相調整手段で位相を調整、し、この調整した信号を前記第１の増幅器により所定の電力に増幅し出力するとともに、前記第１の分配手段が出力した他方の信号を、第１の遅延手段により遅延を与えた後、第１の増幅器の出力の一部と合成することで歪み信号を取り出し、この歪み信号をさらに第２の分配手段により２つの信号に分配し、一方の信号を、第２の振幅調整手段で振幅を調整、かつ第２の位相調整手段で位相を調整、し、この信号を第２の増幅器で増幅し誤差信号とし、前記第１の増幅器の出力を第２の遅延手段により遅延を与えた信号と前記誤差信号とを合成出力し、前記第２の分配手段が出力した他方の信号を検波し、この検波出力信号で前記歪み信号の信号強度が最小となるように前記第１の振幅調整手段および前記第１の位相調整手段の特性を制御する自動調整回路。」である点において一致しており、以下の点において相違している。
　
　（１）本願発明が、一方の信号をプリディストーション回路で第１の増幅器と逆の歪み特性を付加し、第１の振幅調整手段で振幅を調整し、第１の位相調整手段で位相を調整し、この位相調整した信号を前記第１の増幅器により所定の電力に増幅するのに対し、引用例１に記載された発明では、一方の信号を第１の位相調整手段で位相を調整し、第１の振幅調整手段で振幅を調整し、この振幅調整した信号を前記第１の増幅器により所定の電力に増幅する点、
　（２）本願発明が、検波出力信号で、前記歪み信号の信号強度が最小となるように前記第１の振幅調整手段および前記第１の位相調整手段の特性の他、プリディストーション回路の特性を制御するのに対し、引用例１に記載された発明では、プリディストーション回路の特性を制御する記載がない。又、自動調整回路が、本願発明では、プリディストーション自動調整回路であるのに対し、引用例１に記載された発明では、このような記載がない点、
  （３）「前記第１の分配手段が出力した他方の信号を、第１の遅延手段により遅延を与えた後、第１の増幅器の出力の一部と合成することで歪み信号を取り出し」、「前記第１の増幅器の出力を第２の遅延手段により遅延を与えた信号と前記誤差信号とを合成出力し」を行うのを、本願発明が、「この出力の一部を方向性結合器により取り出し、前記第１の分配手段が出力した他方の信号を第１の遅延手段により遅延を与えた後、前記方向性結合器が取り出した信号と加算することで歪み信号を取り出し」、「前記第１の増幅器の出力を第２の遅延手段により遅延を与えた信号と前記誤差信号とを加算出力し」で行うのに対し、引用例１に記載された発明では、合成分配器を用いて行い、合成出力について、「加算出力」の明示がない点、
　（４）本願発明が、第２の分配手段により２つの信号に分配し、一方の信号を、第２の振幅調整手段で振幅を調整し、第２の位相調整手段で位相を調整し、この信号を第２の増幅器で増幅するのに対し、引用例１に記載された発明では、第２の分配手段により２つの信号に分配し、一方の信号を、第２の位相調整手段で位相を調整し、第２の振幅調整手段で振幅を調整し、この信号を第２の増幅器で増幅する点、
で相違している。
　次に、前記相違点（１）〜（４）について検討する。
　
　相違点（１）、（２）について、
　ところで、主増幅器より前段に入力信号に増幅器と逆の歪み特性を付加するプリディストーション回路を置いて、主増幅器の歪み成分を減少させることは本願出願前より周知の技術（例えば、特開平１−２００８０７号公報　特に、第４〜７図、原審拒絶理由で引用した特開昭６０−１０６２０９号公報　特に図６、特開平４−４０７０３号公報　参照）であり、或いは、主増幅器より前段に入力信号に増幅器と逆の歪み特性を付加するプリディストーション回路を置くと共に、主増幅器の歪み成分を有する信号を取り出し、この信号と主増幅器の出力信号とを合成して主増幅器の歪み成分を減少させることは周知の技術（例えば、特開平１−２００８０７号公報　特に、第４〜７図、原審拒絶理由で引用した特開昭６０−１０６２０９号公報　）であるので、引用例１に記載された発明において、第１の増幅器より前段に、入力信号に増幅器と逆の歪み特性を付加するプリディストーション回路を置いて、第１の分配手段の一方の信号をプリディストーション回路で第１の増幅器と逆の歪み特性を付加し、第１の振幅調整手段で振幅を調整し、第１の位相調整手段で位相を調整し、この位相調整した信号を前記第１の増幅器により所定の電力に増幅するようにすることは、当業者が容易に成し得た程度のことと認められる。そして、その際、合成（加算）により取り出された歪み信号を検波し、この検波信号で前記歪み信号の成分が最小となるようにプレディストーション回路を制御することは本願出願前より周知（例えば、特開平４−４０７０３号公報、特に第１図、第２図、第４図、参照）であり、引用例１に記載された発明において、検波出力信号で、前記歪み信号の信号強度が最小となるように前記第１の振幅調整手段および前記第１の位相調整手段の特性の他、プリディストーション回路の特性を制御する程度ことは当業者が容易に成し得たことであり、また、引用例１に記載された発明において、自動調整回路を、プリディストーション自動調整回路ということも当業者が容易に成し得たことである。
　
　相違点（３）について、
　主増幅器の出力の一部を方向性結合器により取り出し、分配手段が出力した他方の信号を遅延した信号と、方向性結合器により取り出した信号とを加算することで歪み信号を取り出すこと、及び、主増幅器の出力を遅延手段により遅延を与えた信号と前記前記歪み信号を増幅した誤差信号とを加算出力すること、は本願出願前より周知（例えば、　特表平５−５０９４４６号公報、特にＦｉｇ．１、　特開昭６０−２４１３０５号公報　特に第１図、再公表９３−１９５２１号公報（平成６年４月７日発行）、特にＦＩＧ．１、原審拒絶理由で引用した特開昭６０−１０６２０９号公報、特に図２、参照）であり、引用例１に記載された発明において、「前記第１の分配手段が出力した他方の信号を、第１の遅延手段により遅延を与えた後、第１の増幅器の出力の一部と合成することで歪み信号を取り出し」、「前記第１の増幅器の出力を第２の遅延手段により遅延を与えた信号と前記誤差信号とを合成出力し」を行うのを、「この出力の一部を方向性結合器により取り出し、前記第１の分配手段が出力した他方の信号を第１の遅延手段により遅延を与えた後、前記方向性結合器が取り出した信号と加算することで歪み信号を取り出し」、「前記第１の増幅器の出力を第２の遅延手段により遅延を与えた信号と前記誤差信号とを加算出力し」で行うことは、当業者が容易に成し得たことである。
　
　相違点（４）について、
　引用例１に記載された発明において、第２の位相調整手段と第２の振幅調整手段の位置を逆にすることは当業者が適宜成し得ることであり、第２の分配手段により２つの信号に分配し、一方の信号を、第２の振幅調整手段で振幅を調整し、第２の位相調整手段で位相を調整し、この信号を第２の増幅器で増幅することは、当業者が容易に成し得たことである。
　
　４、むすび
　以上のとおりであるから、本願発明は、前記引用例１に記載された発明及び周知技術に基いて当業者が容易に発明をすることができたものであるから、特許法第２９条第２項の規定により、特許を受けることができないものである。
　よって、結論のとおり審決する。