(57)【要約】  本発明の半導体ＭＺＭは、第１及び第２のアーム導波路にそれぞれ並行に形成された第１及び第２のシグナル電極と、第１及び第２のシグナル電極から分岐し、第１及び第２のシグナル電極に沿って第１及び第２のアーム導波路上でそれぞれ離散的に複数個設けられた第１及び第２の位相変調電極と、第１及び第２のシグナル電極に沿って並行に形成された第１及び第２のグランド電極と、第１及び第２のグランド電極を複数点間で接続する複数の接続配線と、を備え、第１及び第２のシグナル電極に差動信号が入出力され、隣接する前記複数の接続配線は、第１及び第２のシグナル電極を伝搬する信号の波長の１／４以下の間隔で設けられている。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力導波路と、前記入力導波路から入力された光を分波する光分波器と、前記光分波器で分波された光を導波する第１及び第２のアーム導波路と、前記第１及び第２のアーム導波路をそれぞれ導波した光を合波する光合波器と、前記光合波器で合波された光を出力する出力導波路と、を備えた半導体マッハツェンダ型光変調器であって、前記第１及び第２のアーム導波路は、半導体基板上に、第１の導電性半導体クラッド層と、ノンドープ半導体コア層と、第２の導電性半導体クラッド層と、が順次積層して形成された導波路構造を備え、前記半導体マッハツェンダ型光変調器は、
前記第１のアーム導波路に並行に形成された第１のシグナル電極と、
前記第２のアーム導波路に並行に形成された第２のシグナル電極と、
前記第１のシグナル電極から分岐し、前記第１のシグナル電極に沿って前記第１のアーム導波路上で離散的に複数個設けられた第１の位相変調電極と、
前記第２のシグナル電極から分岐し、前記第２のシグナル電極に沿って前記第２のアーム導波路上で離散的に複数個設けられた第２の位相変調電極と、
前記第１のシグナル電極に沿って並行に形成された第１のグランド電極と、
前記第２のシグナル電極に沿って並行に形成された第２のグランド電極と、
前記第１のグランド電極と前記第２のグランド電極とを複数点間で接続する複数の接続配線と、
を備え、
前記第１のシグナル電極及び前記第２のシグナル電極に差動信号が入出力され、
隣接する前記複数の接続配線は、前記第１及び第２のシグナル電極を伝搬する信号の波長の１／４以下の間隔で設けられていることを特徴とする半導体マッハツェンダ型光変調器。
【請求項２】
前記接続配線は、
ワイヤと、
前記半導体基板の裏面に設けられ、前記第１及び第２のグランド電極にそれぞれ接続された第１及び第２のビアを介して前記第１及び第２のグランド電極を接続する裏面グランド電極と、
前記半導体基板の上面側に設けられ、前記第１及び第２のグランド電極にそれぞれ接続された第１及び第２のビアを介して前記第１及び第２のグランド電極を接続する上面グランド電極と、
のうちのいずれかで構成されていることを特徴とする請求項１に記載の半導体マッハツェンダ型光変調器。
【請求項３】
前記第１及び第２の位相変調電極下に、前記第１及び第２のアーム導波路が形成されていることを特徴とする請求項１又は２に記載の半導体マッハツェンダ型光変調器。
【請求項４】
前記第１及び第２のアーム導波路において前記第１及び第２のアーム導波路上に前記第１及び第２の位相変調電極が形成されていない部分は、前記ノンドープ半導体コア層上に、ノンドープ半導体クラッド層が形成された構成を有することを特徴とする請求項３に記載の半導体マッハツェンダ型光変調器。
【請求項５】
前記第１の導電性半導体クラッド層と前記第２の導電性半導体クラッド層とのうち、どちらか一方がｎ型半導体で構成され、他方がｐ型半導体で構成されていることを特徴とする請求項１から４のいずれか一項に記載の半導体マッハツェンダ型光変調器。
【請求項６】
前記第１の導電性半導体クラッド層及び前記第２の導電性半導体クラッド層の両方がｎ型半導体で構成され、前記導波路構造は、
前記ノンドープ半導体コア層と前記第１の導電性半導体クラッド層との間に、又は前記ノンドープ半導体コア層と前記第２の導電性半導体クラッド層との間に、ｐ型半導体で構成された第３の導電性半導体クラッド層がさらに形成されていることを特徴とする請求項１から５のいずれか一項に記載の半導体マッハツェンダ型光変調器。
【請求項７】
前記ノンドープ半導体コア層の少なくとも一部が多重量子井戸層構造を有することを特徴とする請求項１から６のいずれか一項に記載の半導体マッハツェンダ型光変調器。
【請求項８】
請求項１から７のいずれか一項に記載の半導体マッハツェンダ型光変調器を４つ並列に設けて構成された偏波多重型ＩＱ変調器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光信号を変調する半導体マッハツェンダ型光変調器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
増大する通信トラフィック需要に対応するために、高度な光変調方式に対応した高速な光変調器が求められている。特に、デジタルコヒーレント技術を用いた多値光変調器は、１００Ｇｂｐｓを超える大容量トランシーバの実現に大きな役割を果たしている。これら多値光変調器では、光の振幅及び位相にそれぞれ独立の信号を付加させるべく、ゼロチャープ駆動が可能なマッハツェンダ型光変調器（以下、ＭＺＭ）が並列多段に内蔵されている。近年、光送信器モジュールの小型化や低駆動電圧化が課題となっている。そのため、小型で低駆動電圧化が可能な半導体ＭＺＭの研究開発が精力的に進められている。【０００３】
図１Ａは、非特許文献１及び２に示されるような従来の半導体ＭＺＭの一例を示す。図１Ａには、入力導波路１０１と、出力導波路１０２と、入力導波路１０１を導波する光波を２つに分波する光分波器１０３と、光分波器１０３で２つに分波された光信号をそれぞれ導波する第１及び第２のアーム導波路１０４及び１０５と、第１及び第２のアーム導波路１０４及び１０５をそれぞれ導波する光信号を合波して出力導波路１０２へと出力する光合波器１０６と、第１のコプレーナストリップ線路１０９と、第２のコプレーナストリップ線路１１０と、第１のコプレーナストリップ線路１０９から分岐されて第１のアーム導波路１０４上に形成された第１の位相変調電極１１１と、第２のコプレーナストリップ線路１１０から分岐されて第２のアーム導波路１０５上に形成された第２の位相変調電極１１２と、を備えた半導体ＭＺＭ１００が示されている。【０００４】
図１Ａに示す半導体ＭＺＭ１００では、入力導波路１０１と、出力導波路１０２と、第１及び第２のアーム導波路１０４及び１０５と、光合波器１０６と、によってマッハツェンダ干渉計を構成している。また、図１Ａに示す半導体ＭＺＭ１００では、第１及び第２のコプレーナストリップ線路１０９及び１１０の一方が入力電気信号電位（Ｓ）に接続されている場合、他方が基準電位またはグランド（Ｇ）に接続されているＳＧ構成となっている。【０００５】
図１Ａに示す半導体ＭＺＭ１００では、第１及び第２のアーム導波路１０４及び１０５に電圧を印加することによって、第１及び第２のアーム導波路１０４及び１０５の半導体コア層において電気光学効果により屈折率変化を発生させることができる。その結果、第１及び第２のアーム導波路１０４及び１０５を導波する光の位相を変化させることができる。このとき、第１及び第２のアーム導波路１０４及び１０５への印加電圧を制御することで、光合波器１０６で合波される光の干渉状態を調整することができる。そのため、出力導波路１０２における出力光をオンオフ変調することができる。【０００６】
第１及び第２のコプレーナストリップ線路１０９及び１１０を伝搬する電気信号は、それぞれ、第１及び第２の位相変調電極１１１及び１１２を介して第１及び第２のアーム導波路１０４及び１０５に印加される。第１及び第２の位相変調電極１１１及び１１２は、第１及び第２のアーム導波路１０４及び１０５に電圧を印加するための電極として作用する。そのため、第１及び第２の位相変調電極１１１及び１１２は、第１及び第２のコプレーナストリップ線路１０９及び１１０を含めて全体として進行波型電極を形成する。すなわち、半導体ＭＺＭ１００は、第１及び第２のアーム導波路１０４及び１０５をそれぞれ導波する光信号の伝搬速度と上記進行波型電極を伝搬する電気信号の伝搬速度とをできるだけ一致させて両者の位相整合をすることで、変調帯域を拡大することを意図する進行波型電極構造を採用している。【０００７】
なお、電気信号のロスがなく、第１及び第２のアーム導波路１０４及び１０５を導波する光信号の伝搬速度と上記進行波型電極を伝搬する電気信号の伝搬速度との速度整合条件が完全に満足されれば変調帯域は無限大になる。しかし、実際には電気信号のロスや位相ずれが発生するため、変調帯域が制限される。【０００８】
また、図１Ａに示す半導体ＭＺＭ１００では、第１及び第２のアーム導波路１０４及び１０５に位相が互いに１８０°反転した電圧が印加される、いわゆるプッシュプル型の構成としている。また、具体的なインピーダンス整合条件としては、第１及び第２のコプレーナストリップ線路１０９及び１１０間のインピーダンスは、外部電気回路のインピーダンスである５０Ωに近い値になることが望ましい。第１及び第２のコプレーナストリップ線路１０９及び１１０間のインピーダンスが５０Ωからずれると、電気的な反射が起こり、効率的に電圧を印加できなくなる。【０００９】
図１Ｂは、図１ＡのIB−IB断面図を示す。図１Ｂには、ＳＩ−ＩｎＰ基板１１３と、ＳＩ−ＩｎＰ基板１１３上に形成されたｎ−ＩｎＰ層１１４と、ｎ−ＩｎＰ層１１４上に形成された下部クラッド層１１５と、下部クラッド層１１５上に形成された、光信号が伝搬する半導体コア層１１６と、半導体コア層１１６上に形成された上部クラッド層１１７とが示されている。図１Ｂに示す半導体構造は、第１及び第２のコプレーナストリップ線路１０９及び１１０を電気信号が伝搬して第１及び第２の位相変調電極１１１及び１１２を介して半導体コア層１１６に電圧を印加することによって、光変調器として作用することができる。【００１０】
図１Ｂに示されるように、第１及び第２の位相変調電極１１１及び１１２の下には、上部クラッド層１１７、半導体コア層１１６及び下部クラッド層１１５が存在するため、一定の素子容量が存在する。すなわち、図１Ａに示す半導体ＭＺＭ１００において、第１及び第２の位相変調電極１１１及び１１２は、それぞれ、第１及び第２のコプレーナストリップ線路１０９及び１１０に対して容量を付加する。つまり、第１及び第２の位相変調電極１１１及び１１２の数、間隔、導波路への接触長を最適に設計することで、容量の付加量を自由に設計することができる。【００１１】
進行波型電極構造では、進行波型電極構造のＭＺ変調器の性能を決める上で、インピーダンス整合と光変調器における光信号と電気信号の速度整合が重要となる。ここで、一般的な電気信号の伝送線路モデルでは、インピーダンスｚ0及び伝播定数γは、それぞれ、以下の（式１）及び（式２）で表される。【００１２】
【数１】
2018194044.tif 000003
【００１３】
【数２】
2018194044.tif 000004
【００１４】
ここで、ωは電気信号の角振動数を表し、Ｒは伝送線路の単位長さ当たりの抵抗を表し、Ｇは伝送線路のコンダクタンスを表し、Ｌは伝送線路のインダクタンスを表し、Ｃは伝送線路のキャパシタンスを表している。ωＬ>>Ｒ、ωＣ>>Ｇの場合、インピーダンスｚ0及び伝播定数γは、それぞれ、以下の（式３）及び（式４）で表すことができる。【００１５】
【数３】
2018194044.tif 000005
【００１６】
【数４】
2018194044.tif 000006
【００１７】
この時、電気信号の伝搬速度ｖ及び実効屈折率ｎは、それぞれ、光速をｃとすると、以下の（式５）及び（式６）で表すことができる。【００１８】
【数５】
2018194044.tif 000007
【００１９】
【数６】
2018194044.tif 000008
【００２０】
このモデルは、進行波型電極についても適用することができる。つまり、これは定性的に光変調器の容量成分を制御することにより、インピーダンスｚ0と電気信号の伝搬速度ｖを調整できることを示している。すなわち、図１Ａに示す従来のＭＺＭ１００では、第１及び第２の位相変調電極１１１及び１１２をインピーダンスｚ0や電気信号の伝搬速度ｖを調整するための容量として用いている。【００２１】
また、光信号と電気信号との速度差による周波数帯域Δｆは、光導波路を伝搬する光信号の群速度ｖ0、電極長ｌを用いて、次の（式７）のように表される。【００２２】
【数７】
2018194044.tif 000009
【００２３】
上記（式７）から、光信号の群速度ｖ0と電気信号の伝搬速度ｖが一致した時に最大の周波数帯域Δｆを得ることができることがわかる。ただし、上記（式７）は、伝搬損失がなく、インピーダンス整合が取れた場合の近似式である。実際には、Δｆは伝搬損失とインピーダンス整合に大きく影響される。【００２４】
以上述べたように、最適な容量の付加量を設計することで、光信号と電気信号の速度整合を向上させることができるとともに、５０Ωへのインピーダンス整合も取れるようになる。その結果、高速な変調が可能になる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２５】
【特許文献１】米国特許第８，９０３，２０２号明細書
【非特許文献】
【００２６】
【非特許文献１】L. Moerl et al., “A travelling wave electrode Mach-Zehnder 40 Gb/s demultiplexer based on strain compensated GaInAs/AlInAs tunnelling barrier MQW structure,” 1998 International Conference on Indium Phosphide and Related Materials, pp. 403-406, 1998
【非特許文献２】H. N. Klein et al., “1.55μm Mach-Zehnder Modulators on InP for optical 40/80 Gbit/s transmission networks,”OFC2006, pp. 171-173
【非特許文献３】G. Letal et al., “Low Loss InP C-Band IQ Modulator with 40GHz Bandwidth and 1.5V Vπ,” OFC2015, Th4E.3
【発明の概要】
【００２７】
しかしながら、図１Ａ及び図１Ｂに示す従来のＭＺＭ１００では、多値変調に欠かせない、半導体ＭＺＭを並列接続した２つの偏波多重型Ｉ／Ｑ変調器を１つのチップ上に実現する場合には、２つの偏波多重型Ｉ／Ｑ変調器間でのクロストークが大きい。そのため、２つの偏波多重型Ｉ／Ｑ変調器を近接して設置することが困難であるという欠点があった。そのため、これまでは、非特許文献３に示されるように、偏波ごとにチップを分けた２チップ構成としていた。
【００２８】
本発明は、容量装荷構造によるインピーダンス整合と電気信号と光信号の速度整合とを満たすことにより高速な変調を実現し、かつ課題であった２つの偏波多重型Ｉ／Ｑ変調器間のクロストーク問題を解決することができ、広帯域な半導体ＭＺＭを提供することにある。
【００２９】
本発明の一態様に係る半導体ＭＺＭは、入力導波路と、前記入力導波路から入力された光を分波する光分波器と、前記光分波器で分波された光を導波する第１及び第２のアーム導波路と、前記第１及び第２のアーム導波路をそれぞれ導波した光を合波する光合波器と、前記光合波器で合波された光を出力する出力導波路と、を備えた半導体マッハツェンダ型光変調器であって、前記第１及び第２のアーム導波路は、半導体基板上に、第１の導電性半導体クラッド層と、ノンドープ半導体コア層と、第２の導電性半導体クラッド層と、が順次積層して形成された導波路構造を備え、前記半導体マッハツェンダ型光変調器は、前記第１のアーム導波路に並行に形成された第１のシグナル電極と、前記第２のアーム導波路に並行に形成された第２のシグナル電極と、前記第１のシグナル電極から分岐し、前記第１のシグナル電極に沿って前記第１のアーム導波路上で離散的に複数個設けられた第１の位相変調電極と、前記第２のシグナル電極から分岐し、前記第２のシグナル電極に沿って前記第２のアーム導波路上で離散的に複数個設けられた第２の位相変調電極と、前記第１のシグナル電極に沿って並行に形成された第１のグランド電極と、前記第２のシグナル電極に沿って並行に形成された第２のグランド電極と、前記第１のグランド電極と前記第２のグランド電極とを複数点間で接続する複数の接続配線と、を備え、前記第１のシグナル電極及び前記第２のシグナル電極に差動信号が入出力され、隣接する前記複数の接続配線は、前記第１及び第２のシグナル電極を伝搬する信号の波長の１／４以下の間隔で設けられていることを特徴とする。
【００３０】
以上説明したように、本発明の一態様に係る半導体ＭＺＭによれば、容量装荷構造によるインピーダンス整合と、電気信号及び光信号の速度整合とを満たして高速な変調を実現し、従来の変調器の課題であった２つのＩ／Ｑ変調器間のクロストーク問題を解決することができる。そのため広帯域で安定な差動伝送特性を実現でき、安価且つ小型で１チップに集積した小型な偏波多重Ｉ／Ｑ変調器を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３１】
【図１Ａ】従来の半導体ＭＺＭの構成を示す図である。
【図１Ｂ】従来の半導体ＭＺＭの構成を示す図である。
【図２】本発明の実施例１に係る半導体ＭＺＭの構成を示す図である。
【図３Ａ】本発明の実施例１に係る半導体ＭＺＭの断面図である。
【図３Ｂ】本発明の実施例１に係る半導体ＭＺＭの断面図である。
【図４】接続配線による、電気信号の高周波特性を示す図である。
【図５】本発明の実施例１に係るＭＺＭを４つ並列に並べた偏波多重型ＩＱ変調器を示す図である。
【図６Ａ】本発明の実施例２に係る半導体ＭＺＭの構成を示す図である。
【図６Ｂ】本発明の実施例２に係る半導体ＭＺＭの断面図の一例を示す図である。
【図７Ａ】本発明の実施例３に係る半導体ＭＺＭの構成を示す図である。
【図７Ｂ】本発明の実施例３に係る半導体ＭＺＭの断面図の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００３２】
（実施例１）
図２は、本発明の実施例１に係る半導体ＭＺＭ２００の構成を示す。図２には、入力導波路２０１と、出力導波路２０２と、入力導波路２０１を導波する光波を２つに分波する光分波器２０３と、光分波器２０３で２つに分波された光波をそれぞれ導波する第１及び第２のアーム導波路２０４及び２０５と、第１及び第２のアーム導波路２０４及び２０５をそれぞれ導波する光波を合波して出力導波路２０２へと出力する光合波器２０６と、第１のアーム導波路２０４に並行に形成された第１のシグナル電極２０７と、第２のアーム導波路２０５に並行に形成された第２のシグナル電極２０８と、第１のシグナル電極２０７に沿って並行に形成された第１のグランド電極２０９と、第２のシグナル電極２０８に沿って並行に形成された第２のグランド電極２１０と、第１のシグナル電極２０７から分岐し、第１のシグナル電極２０７に沿って第１のアーム導波路２０４上で離散的に複数個設けられた第１の位相変調電極２１１と、第２のシグナル電極２０８から分岐し、第２のシグナル電極２０８に沿って第２のアーム導波路２０５上で離散的に複数個設けられた第２の位相変調電極２１２と、第１のグランド電極２０９と第２のグランド電極２１０とを複数点間で接続する複数の接続配線２１３と、を備えた半導体ＭＺＭ２００が示されている。第１及び第２のアーム導波路２０４及び２０５に印加される電気信号によって、出力導波路２０２の出力光が変調される。本実施例１では、接続配線２１３として、ワイヤを用いることができる。
【００３３】
図３Ａ及び図３Ｂは、本発明の実施例１に係る半導体ＭＺＭ２００のIIIA及びIIIB断面図である。図３Ａには、ＳＩ−ＩｎＰ基板３０１と、ＳＩ−ＩｎＰ基板３０１上に形成されたｎ−ＩｎＰ層３０２と、ｎ−ＩｎＰ層３０２上に形成された第１及び第２の下部クラッド層３０３1及び３０３2と、第１及び第２の下部クラッド層３０３1及び３０３2上にそれぞれ形成された第１及び第２の半導体コア層３０４1及び３０４2と、第１及び第２の半導体コア層３０４1及び３０４2上にそれぞれ形成された第１及び第２の上部クラッド層３０５1及び３０５2と、これらの層３０１乃至３０５を埋め込むようにＳＩ−ＩｎＰ基板３０１上に形成された誘電体層３０６と、第１及び第２の上部クラッド層３０５1及び３０５2上にそれぞれ形成された第１及び第２の位相変調電極２１１及び２１２と、誘電体層３０６上に形成された第１及び第２のシグナル電極２０７及び２０８並びに第１及び第２のグランド電極２０９及び２１０と、に第１及び第２のグランド電極２０９及び２１０を接続する接続配線２１３と、が示されている。
【００３４】
本実施例１に係る半導体ＭＺＭ２００では、ＳＩ−ＩｎＰ基板３０１上に、ｎ−ＩｎＰ層３０２、ＩｎＰからなる第１及び第２の下部クラッド層３０３1及び３０３2、ノンドープの第１及び第２の半導体コア層３０４1及び３０４2、及びＩｎＰからなる第１及び第２の上部クラッド層３０５1及び３０５2が順次積層される。
【００３５】
第１及び第２の半導体コア層３０４1及び３０４2の少なくとも一部は、光導波層として機能し、たとえば、ＩｎＧａＡｓＰやＩｎＧａＡｌＡｓなどの材料系を用い、単一組成の四元混晶のバルク層や多重量子井戸層で構成することができる。また、第１及び第２の半導体コア層３０４1及び３０４2の少なくとも一部は、多重量子井戸層とその上下にバンドギャップが多重量子井戸層よりも大きく、かつ、バンドギャップが下部クラッド層３０３及び上部クラッド層３０５よりも小さい値を持つ光閉じ込め層を有する構造を用いることもできる。四元混晶のバルク層や多重量子井戸層を用いる場合、四元混晶のバルク層や多重量子井戸層のバンドギャップ波長は、使用する光波長において、電気光学効果が有効に作用し、かつ、光吸収が問題とならないように設定することができる。
【００３６】
誘電体層３０６は、特性の観点から考えると、所望のインピーダンス線路を設計した場合に、電極損失を低減可能であるため、例えば有機材料のポリイミドやＢＣＢ等の低誘電率材料であることが望ましい。
【００３７】
下部クラッド層３０３及び上部クラッド層３０５は、どちらか一方がｎ型半導体で、もう一方がｐ型半導体であって構わない。一方、下部クラッド層３０３及び上部クラッド層３０５の両方がｎ型半導体で構成され、上部クラッド層３０５と半導体コア層３０４の間、もしくは下部クラッド層３０３を半導体コア層３０４の間に、第３のｐ型クラッド層がさらに形成されている構造を取ることもできる。また、本発明は、ＩｎＰ系材料に限定されるものではなく、例えば、ＧａＡｓ基板整合する材料系を用いても構わない。
【００３８】
本発明に係る半導体ＭＺＭ２００では、入力導波路２０１と、出力導波路２０２と、第１及び第２のアーム導波路２０４及び２０５と、光合波器２０６と、によってマッハツェンダ干渉計を構成する。また、本発明に係る半導体ＭＺＭ２００では、第１及び第２のシグナル電極２０７及び２０８並びに第１及び第２のグランド電極２０９及び２１０により、ＧＳＳＧ（Ｇ：ground、Ｓ：signal）差動線路（コプレーナ線路）を形成している。第１及び第２のシグナル電極２０７及び２０８には差動信号が印加される。本発明の実施例１に係る半導体ＭＺＭ２００では、一般的なＧＳ単相線路構造と異なり、ＧＳＳＧ差動線路設計としていることから、クロストークに強い構成となっている。このとき、クロストークの観点から、第１及び第２のシグナル電極間の距離をＬ１とし、隣接するグランド電極とシグナル電極との間の距離をＬ２とすると、２Ｌ１≦Ｌ２となるように電極配置を設計することが望ましい。
【００３９】
第１及び第２のシグナル電極２０７及び２０８には、位相が互いに１８０°反転した電気信号が伝搬する。第１及び第２のシグナル電極２０７及び２０８を伝搬する電気信号は、それぞれ、所定の間隔で配置される第１及び第２の位相変調電極２１１及び２１２に分岐され、第１及び第２のアーム導波路２０４及び２０５に印加される。第１及び第２の位相変調電極２１１及び２１２は、それぞれ、第１及び第２のアーム導波路２０４及び２０５に電圧を印加するための電極として作用する。そのため、第１及び第２の位相変調電極２１１及び２１２は、第１及び第２のシグナル電極２０７及び２０８並びに第１及び第２のグランド電極２０９及び２１０を含めて全体として進行波型電極を形成する。つまり、ＧＳＳＧ差動線路を構成する第１及び第２のシグナル電極２０７及び２０８並びに第１及び第２のグランド電極２０９及び２１０に対して、第１及び第２の位相変調電極２１１及び２１２により容量を付加する形になっている。
【００４０】
第１及び第２の位相変調電極２１１及び２１２の数、間隔、長さを最適に設計することで、容量の付加量を自由に設計することができ、第１及び第２のアーム導波路２０４及び２０５を導波する光波の速度と、上記進行波型電極を伝搬する電気信号の速度とを整合できるようになっている。上記の電極２０７乃至２１２を進行波型電極としてみなすためには、電極２０７乃至２１２を分布定数回路としてみなすことができる必要がある。そのため、第１の位相変調電極２１１間及び第２の位相変調電極２１２間の各間隔を、第１及び第２のシグナル電極２０７及び２０８を伝搬する電気信号の波長の１／４以下、理想的には１／８以下とする必要がある。また、周期構造のため、一般的にはブラッグ周波数も考える必要があるが、上記に比べ、高域側の周波数となるため、上記を満たす場合には考える必要はない。
【００４１】
例えば５０ＧＨｚの帯域を得るためには、最大周波数である５０ＧＨｚの電気信号が伝搬可能となるように電極構造を設計すればよい。ここで、５０ＧＨｚの電気信号は自由空間において波長６ｍｍの信号に対応する。また、半導体マッハツェンダ型光変調器の光信号の速度と電気信号の速度を整合するためには、電気信号の実効屈折率が３．３〜４．０程度である必要がある。従って、５０ＧＨｚの帯域を得るためには、第１及び第２の位相変調電極２１１及び２１２の各々の間隔は、１８５μｍ〜２３０μｍである必要がある。また、さらに広域な帯域を得るためには、隣接する位相変調電極間の間隔をより短くすることで対応することが可能である。
【００４２】
次に、図２に示す第１及び第２のグランド電極２０９及び２１０間を接続する接続配線２１３の効果について、図４を用いて説明する。
【００４３】
第１および第２のシグナル電極２０７及び２０８には、差動信号が印加され、電流が流れる時に、両脇のグランド電極２０９及び２１０にはリターン電流が流れる。両脇の第１及び第２のグランド電極２０９及び２１０は所定の間隔で接続配線２１３によって接続されているため、同電位（グランド電位）になる。これにより、任意の周波数におけるグランド共振を防ぐことができる。接続配線２１３がない場合には、特定の周波数等において、第１及び第２のグランド電極２０９及び２１０にて、電位差が発生し、グランド共振が発生してしまう。
【００４４】
図４は、接続配線２１３の有無による、電気信号の高周波特性を示す。図４に示されるように、第１及び第２のグランド電極２０９及び２１０が接続配線２１３で接続されていない場合（ワイヤ無）、第１及び第２のグランド電極２０９及び２１０における電気信号の周波数特性が安定化せずに揺れてしまう。そのため、伝搬長に依存する任意の周波数において、第１及び第２のグランド電極２０９及び２１０内で共振が起きてしまい、高速変調時の波形品質の劣化、送信・受信間の信号のクロストークの増大などの悪影響をもたらす。そのため、ワイヤ無の場合、広帯域な変調器を実現することは困難であった。
【００４５】
この共振を抑えるために、電気信号の波長に対して十分に短い間隔、つまり上記の第１及び第２の位相変調電極２１１及び２１２の各々の間隔と同様に、第１及び第２のグランド電極２０９及び２１０を、第１及び第２のシグナル電極２０７及び２０８を伝搬する電気信号の波長の１／４以下、好ましくは１／８以下の間隔で接続配線２１３によって接続する（図４中の所望のワイヤピッチ）。そうすることで、図４に示されるように、第１及び第２のグランド電極２０９及び２１０における電気信号の周波数特性が安定化し、第１及び第２のグランド電極２０９及び２１０の共振を抑えることができる。そのため、第１及び第２のグランド電極２０９及び２１０間を所望のワイヤピッチの接続配線２１３で接続する場合、広帯域な変調器を実現することができる。
【００４６】
一方、上記の間隔よりも大きい間隔で接続配線２１３を配置した場合（図４中のワイヤピッチ（間隔大））、図４に示されるように、リップルの量を低減することはできるが、第１及び第２のグランド電極２０９及び２１０の共振を完全には抑えることができない。
【００４７】
特許文献１に記載の構成においては、グランド電極を安定化させるために、ＧＳＳＧ差動線路のグランド電極以外に別の安定なグランド電極を用意している。しかし、別途グランド電極を用意することは、実装上の手間がかかるためコストが増加する点、また、チップサイズが大きくなってしまうという点でデメリットが大きい。また、特許文献１に記載の手法では構造的に非対称になるため、非対称構造から同相モード特性が乱れてノイズとなる可能性があるため、好ましくない。
【００４８】
一方で、本実施例１において示すように、第１及び第２のグランド電極２０９及び２１０を、第１及び第２のシグナル電極２０７及び２０８を伝搬する電気信号の波長の１／４以下、好ましくは１／８以下の間隔で接続配線２１３によって接続すれば、特許文献１に示すような別のグランド電極を用意する必要はなく、コストの増加やチップサイズの増大といったデメリットも生じない。また、第１及び第２のグランド電極２０９及び２１０を接続配線２１３によって所定の間隔で結線することのみで対称構造とできるため、安定な差動伝送特性を実現することができる。そのため、特許文献１に示す手法に比べ、安価で小型な偏波多重型ＩＱ変調器を実現することが可能である。
【００４９】
ここで、第１及び第２のグランド電極２０９及び２１０間を接続する接続配線２１３の接続点の位置が左右で大幅にずれてしまうと、グランド電極２０９及び２１０の電位を十分に安定化、等電位化することができないため、うまく共振を抑えることができない。従って、本実施例では、複数の接続配線２１３が、第１及び第２のグランド電極２０９及び２１０において信号の進行方向軸上ほぼ同一の位置を接続点として、第１及び第２のグランド電極２０９及び２１０間を接続するように構成することが好ましい。
【００５０】
図５は、本発明の実施例１に係るＭＺＭを４つ並列に設けて構成された偏波多重型ＩＱ変調器を示す。図５に示されるように、第１及び第２のグランド電極２０９及び２１０の他に、別途グランド電極を用意する必要がないため、特許文献１に示す手法に比べ、安価で小型な偏波多重型ＩＱ変調器を実現することが可能である。
【００５１】
なお、本実施例１では、第１及び第２の位相変調電極２１１及び２１２をそれぞれ５個形成した例を示したが、１個でも、２個でも、それ以上多くても構わない。第１及び第２の位相変調電極２１１及び２１２の個数が多いと、その分高周波電気信号の伝搬損失が増えるため帯域が劣化する傾向にある。一方で、変調時の駆動電圧Ｖπを低くしてもよいというトレードオフ関係にあるため、必要な変調帯域に応じて第１及び第２の位相変調電極２１１及び２１２の個数を選ぶことが望ましい。広帯域化するためには、第１及び第２の位相変調電極２１１及び２１２の個数は少ない方が良い。また、第１及び第２の位相変調電極２１１及び２１２の位置は、上下非対称構成となっていても良い。
【００５２】
また、図３Ａ及び図３Ｂの断面図は例示であって、ＧＳＳＧ差動線路構成をしている場合であれば、断面形状には依存しない。例えば、本実施例では、図３Ａ及び図３Ｂに示されるように、第１及び第２のアーム導波路２０４及び２０５においてアーム導波路上に第１及び第２の位相変調電極２１１及び２１２が形成されている部分も形成されていない部分も、下部クラッド層３０３、ノンドープの半導体コア層３０４、及び上部クラッド層３０５を順次積層して同じ導波路構造を有するように構成した。しかし、これに限定されず、第１及び第２のアーム導波路２０４及び２０５においてアーム導波路上に第１及び第２の位相変調電極２１１及び２１２が形成されていない部分は、ノンドープの半導体コア層３０４上に、ノンドープの半導体クラッド層が形成された構成として、第１及び第２のアーム導波路２０４及び２０５においてアーム導波路上に第１及び第２の位相変調電極２１１及び２１２が形成されている部分と形成されていない部分とで異なる導波路構造を有するように構成してもよい。
【００５３】
本発明では、容量成分を調整可能なＧＳＳＧ差動線路構成とすることで、位相整合およびインピーダンス整合を満たし、高速な変調を実現することを可能としている。その上で、シグナル電極間のカップリングを強くし、さらにシグナル電極の周囲にグランド電極を配置することで、従来構造で課題となっていたクロストークの問題を解決し、従来構造と比べチップサイズを大きくすることなく、複数の半導体ＭＺＭを集積可能とすることができる。
【００５４】
（実施例２）
図６Ａは、本発明の実施例２に係る半導体ＭＺＭ４００の構成を示す。また、図６Ｂは、本発明の実施例２に係る半導体ＭＺＭ４００のVIB断面図の一例を示す。図６Ａ及び図６Ｂに示されるように、本発明の実施例２に係る半導体ＭＺＭ４００では、第１及び第２のグランド電極２０９及び２１０の下面に複数の第１及び第２のビア４０１1及び４０１2が形成されている。また、ＳＩ−ＩｎＰ基板３０１の裏面には、第１及び第２のビア４０１1及び４０１2を接続する複数の裏面グランド電極４０２が形成されている。すなわち、第１及び第２のグランド電極２０９及び２１０は、複数の第１及び第２のビア４０１1及び４０１2を介して複数の裏面グランド電極４０２によって接続されている。実施例２に係る半導体ＭＺＭ４００の動作原理や基本的な構造等は、実施例１と同様なため省略する。
【００５５】
本発明の実施例２に係る半導体ＭＺＭ４００は、接続配線としてワイヤを用いずに、複数の第１及び第２のビア４０１1及び４０１2を介した安定な複数の裏面グランド電極４０２を用いた点で実施例１に係る半導体ＭＺＭ２００と異なる。複数の第１及び第２のビア４０１1及び４０１2並びに複数の裏面グランド電極４０２は、ワイヤとは異なり、ウエハプロセスにて作製が可能であるため、本発明の実施例２に係る半導体ＭＺＭ４００は量産性に優れている。
【００５６】
隣接する第１のビア４０１1間の間隔及び隣接する第２のビア４０１2間の間隔は、実施例１と同様に、第１及び第２のシグナル電極２０７及び２０８を伝搬する電気信号の波長の１／４以下、好ましくは１／８以下とすることができる。ＳＩ−ＩｎＰ基板３０１の厚さは一般的に２００μｍ以上であり、グランド電極−シグナル電極間距離やシグナル電極−シグナル電極間距離に比べ十分に厚いため、複数の裏面グランド電極４０２は、インピーダンス整合や速度整合等の特性に影響を与えない。
【００５７】
本発明の実施例２に係る半導体ＭＺＭ４００の作製方法について簡単に説明する。図２、図３Ａ及び図３Ｂに示す構成において接続配線２１３を形成していない一般的な変調器構造を作製する。その後、ＳＩ−ＩｎＰ基板３０１側からレジストマスクを用いて、複数の第１及び第２のビア４０１1及び４０１2を形成する必要がある部分のみ、ＳＩ−ＩｎＰ基板３０１および誘電体層３０６を加工し、上面の第１及び第２のグランド電極２０９及び２１０を露出させる。その後、メッキ工程により複数の第１及び第２のビア４０１1及び４０１2並びに複数の裏面グランド電極４０２を形成する。これにより、本発明の実施例２に係る半導体ＭＺＭ４００を作製することができる。
【００５８】
（実施例３）
図７Ａは、本発明の実施例３に係る半導体ＭＺＭ５００の構成を示す。また、図７Ｂは、本発明の実施例３に係る半導体ＭＺＭ５００のVIIB断面図の一例を示す。図７Ａ及び図７Ｂに示されるように、本発明の実施例３に係る半導体ＭＺＭ５００では、第１及び第２のグランド電極２０９及び２１０の上面に複数の第１及び第２のビア５０１1及び５０１2が形成されている。また、第１及び第２のシグナル電極２０７及び２０８、第１及び第２のグランド電極２０９及び２１０並びに複数の第１及び第２のビア５０１1及び５０１2を埋め込むように形成された誘電体層５０３上には、複数の第１及び第２のビア５０１1及び５０１2をそれぞれ接続する複数の上面グランド電極５０２が形成されている。すなわち、第１及び第２のグランド電極２０９及び２１０は、複数の第１及び第２のビア５０１1及び５０１2を介して上面グランド電極５０２によって接続されている。実施例３に係る半導体ＭＺＭ５００の動作原理や基本的な構造等は、実施例１と同様なため省略する。
【００５９】
実施例３に係る半導体ＭＺＭ５００は、複数の第１及び第２のビア５０１1及び５０１2を介して第１及び第２のグランド電極２０９及び２１０を接続する複数の上面グランド電極５０２をチップ表面に有する点で、実施例１及び２に係るＭＺＭと異なる。複数の第１及び第２のビア５０１1及び５０１2並びに複数の上面グランド電極５０２は、ワイヤとは異なり、ウエハプロセスにて作製が可能であるため、本発明の実施例３に係る半導体ＭＺＭ５００は量産性に優れている。また、本発明の実施例３に係る半導体ＭＺＭ５００は、実施例２と異なり、裏面グランド電極を作製する工程が不要のため、作製が容易である。
【００６０】
また、上面グランド電極５０２はチップ全面を覆うように作製した場合にはシールドの役割を果たすため、本発明の実施例３に係る半導体ＭＺＭ５００によりクロストークおよびノイズにより強い特性を実現することが可能である。さらに、任意の間隔で複数の上面グランド電極５０２を形成することで、インピーダンスおよび電気信号の伝搬速度を微調整することも可能である。
【００６１】
隣接する第１のビア５０１1間の間隔及び隣接する第２のビア５０１2間の間隔は、実施例１と同様に、第１及び第２のシグナル電極２０７及び２０８を伝搬する電気信号の波長の１／４以下、好ましくは１／８以下とする必要がある。グランド電極−シグナル電極間距離やシグナル電極−シグナル電極間距離に比べ、シグナル線路から上面グランド電極５０２までの距離が近い場合には、インピーダンスおよび電気信号の速度が大きくずれてしまう。そのため、シグナル線路から上面グランド電極５０２までの距離は、グランド電極−シグナル電極間距離およびシグナル電極−シグナル電極間距離の２倍以上とする必要がある。
【００６２】
次に、本発明の実施例３に係る半導体ＭＺＭ５００の作製方法について簡単に説明する。図２、図３Ａ及び図３Ｂに示す構成において接続配線２１３を形成していない一般的な変調器構造を作製する。その後、誘電体膜を塗布し、任意の高さの誘電体層５０３を作製する。その後、複数の第１及び第２のビア５０１1及び５０１2を形成する部分のみ誘電体層５０３をエッチングしてグランド電極２０９及び２１０を露出させる。その後、メッキ工程により複数の第１及び第２のビア５０１1及び５０１2並びに複数の上面グランド電極５０２を作製する。
【図１Ａ】
2018194044.tif 000010
【図１Ｂ】
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【図２】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
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【図４】
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【図５】
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【図６Ａ】
2018194044.tif 000017
【図６Ｂ】
2018194044.tif 000018
【図７Ａ】
2018194044.tif 000019
【図７Ｂ】
2018194044.tif 000020
【国際調査報告】
2018194044.tif 000021
2018194044.tif 000022
2018194044.tif 000023
2018194044.tif 000024