(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
回路の出力信号を入力側に帰還させて、該信号と基準周波数の信号との差に応じて周波数のチューニングに用いる制御信号を出力し、該制御信号に対応するトランスコンダクタンス値により所定の周波数および出力振幅を調整するチューニング回路において、該回路は、
前記トランスコンダクタンス値に基づいて発振させる発振手段と、
該発振手段からの出力信号を帰還させた入力信号と前記基準周波数の信号との位相差に基づいて所定の周波数に出力させる制御信号を生成する周波数制御手段と、
前記発振手段から帰還させた信号を用いて出力振幅の上限を検出して振幅を制御する振幅制御手段とを含み、
前記発振手段は、前記周波数制御手段と前記振幅制御手段とをそれぞれ独立に制御し、
さらに、該振幅制御手段は、該振幅制御手段の出力信号を帰還させ、該帰還させた信号における平均電圧である直流成分と第１の基準電圧との比較とに応じて前記出力信号の直流成分を補正する直流レベル補正手段と、
前記発振手段の出力振幅における上限レベルと第２の基準電圧との大小関係に応じて該出力振幅を補正する電圧比較手段とを含むことを特徴とするチューニング回路。
【請求項２】
請求項１に記載の回路において、前記発振手段は、前記トランスコンダクタンス値に基づく第１の増幅手段と、
第１の増幅手段の出力端子に対して接続された第１の容量と、
前記トランスコンダクタンス値に基づく第２の増幅手段と、
第２の増幅手段の入力端子に接続された第２の容量とを含み、
前記振幅制御手段は、前記発振手段を該振幅制御手段の出力に応じて制御するとともに、前記発振手段の出力を該振幅制御手段の入力に帰還入力させてループを形成することを特徴とするチューニング回路。
【請求項３】
請求項２に記載の回路において、前記発振手段は、第２の増幅手段の出力を該発振手段からの出力信号として前記周波数制御手段に帰還させてループを形成し、該周波数制御手段は、該帰還させた入力信号と前記基準周波数の信号とで位相同期を検出し、該検出結果に応じて前記制御信号を前記発振手段に出力し、
該回路はさらに、前記トランスコンダクタンス値に応じてフィルタ特性をチューニングするフィルタ手段に接続され、前記周波数制御手段から前記フィルタ手段に前記制御信号を供給することを特徴とするチューニング回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、チューニング回路に関し、たとえば、無線通信機器の電圧制御発振回路におけるPLL（Phase Locked Loop）によるチューニング等に用いて好適なものである。
【０００２】
【従来の技術】
トランスコンダクタンス-Cの積分器に基づいた、高周波の集積アナログフィルタに関するCMOS（Complementary Metal Oxide Semiconductor ）回路が提案されている。この提案は、Bram Nauta,“A CMOS Transconductance-C Filter Technique for Very High Frequencies”， IEEE Journal Solid-State Circuits, Vol.27, No.2, 1992にある。この論文には、優れた高周波特性を有するトランスコンダクタ回路が記載されている。そして、このトランスコンダクタ回路を用いたマスタVCO (Voltage Controlled Oscillator）、周波数- (f-tuning ）およびQ-値チューニング（Q-tuning）、ならびに温度補償機能を有する回路が示されている。
【０００３】
VCO回路は、LC並列共振回路を基にトランスコンダクタ回路をアンプにして用いている。トランスコンダクタンスは、記号gmdで表す。上述した第２の回路のPLL動作におけるVCOが出力する発振周波数f は、gmd /(4πC)である。基準クロックの周波数frefとすると、VCOは、このPLL動作により回路の発振周波数と基準クロックとの差をなくすように周波数調整する。周波数調整は、電圧を調整することでトランスコンダクタンスgmdの調整を行っている。
【０００４】
また、VCOは、出力振幅をあらかじめ定めた大きさにするために振幅調整電圧をアンプの電源端子に帰還させてコンダクタンス値を変化させ調整している。この調整にあたり、たとえば、発振出力が振幅検出器でその振幅の検出を行い、次段の比較器でこの振幅と基準電圧Vrefと比較してこの差をなくすように振幅調整電圧を発生させている。
【０００５】
このように周波数および振幅調整を行うようにトランスコンダクタンス値が調整されてこれら２つの電圧をアンプに供給してフィルタ（すなわち、Gm-Cフィルタ）のチューニングを行っている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、アンプやこのトランスコンダクタンスアンプを用いたVCOがチューニングする場合、上述した周波数および振幅調整の２つのパラメータでこのアンプは、コンダクタンス値を調整することになる。しかしながら、アンプは、この調整により動作が不安定になってしまうおそれがある。
【０００７】
本発明はこのような従来技術の欠点を解消し、トランスコンダクタンスアンプを用いて周波数および振幅のパラメータを同時に調整しても安定に動作させることのできるチューニング回路を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明は上述の課題を解決するために、回路の出力信号を入力側に帰還させて、該信号と基準周波数の信号との差に応じて周波数のチューニングに用いる制御信号を出力し、この制御信号に対応するトランスコンダクタンス値により所定の周波数および出力振幅を調整するチューニング回路において、この回路は、トランスコンダクタンス値に基づいて発振させる発振手段と、この発振手段からの出力信号を帰還させた入力信号と基準周波数の信号との位相差に基づいて所定の周波数に出力させる制御信号を生成する周波数制御手段と、発振手段から帰還させた信号を用いて出力振幅の上限を検出して振幅を制御する振幅制御手段とを含み、発振手段は、周波数制御手段と振幅制御手段とをそれぞれ独立に制御し、さらに、この振幅制御手段は、この振幅制御手段の出力信号を帰還させ、この帰還させた信号における平均電圧である直流成分と第１の基準電圧との比較とに応じて出力信号の直流成分を補正する直流レベル補正手段と、発振手段の出力振幅における上限レベルと第２の基準電圧との大小関係に応じてこの出力振幅を補正する電圧比較手段とを含むことを特徴とする。
【０００９】
本発明のチューニング回路は、発振手段の発振出力を周波数制御手段および振幅制御手段に帰還させ、周波数制御手段で帰還した入力信号と基準周波数の信号との位相差に応じてこの位相差に基づいてトランスコンダクタンス値を可変制御し、振幅制御手段の直流レベル補正手段で出力信号の直流成分と第１の基準電圧との比較とに応じて出力信号の直流成分を基準電圧と等しくなるように補正し、電圧比較手段で出力振幅の上限を検出して第２の基準電圧との大小関係に応じて増幅度を補正して振幅を一定にし、それぞれ独立に所定の周波数の出力および出力振幅にする際にこれまで生じやすかった不安定な動作を回避している。
【００１０】
【発明の実施の形態】
次に添付図面を参照して本発明によるチューニング回路の一実施例を詳細に説明する。
【００１１】
本実施例は、本発明のチューニング回路を発振装置10に適用した場合である。
本発明と直接関係のない部分について図示および説明を省略する。ここで、信号の参照符号はその現れる接続線の参照番号で表す。発振装置10には、図２に示すように電圧制御発振部（Voltage Controlled Oscillator：以下、VCOという）12、周波数制御部14、および振幅調整部16が備えられている。
【００１２】
VCO 12は、ウィーンブリッジ発振回路を基にした制御電圧に応じて発振周波数を変化させる電圧制御発振回路である。VCO 12は、２つの増幅器120, 122、および２つの一対のコンデンサ124a， 124b, 126a, 126b を有する。増幅器120, 122は、ともに差動型のトランスコンダクタンスアンプで、これら増幅器を以後Gmセルと呼ぶ。Gmセル120の(+)入力端子の正側は、振幅調整部16の(+)出力端子に接続されるだけでなく、Gmセル120の(-)出力端子およびコンデンサ124aのGmセル120側に接続されている。また、Gmセル120の(-)入力端子は、振幅調整部16の(-)出力端子、Gmセル120 の(+)出力端子およびコンデンサ124bのGmセル120側にそれぞれ接続されている。
【００１３】
もう一つのGmセル122の(+)入力端子は、コンデンサ124aのGmセル122側に接続され、Gmセル122の(-)出力端子およびコンデンサ126aの一端と接続されている。そして、Gmセル122の(-)入力端子は、コンデンサ124bのGmセル122 側に接続され、Gmセル122の(+)出力端子およびコンデンサ126bの一端と接続されている。さらに、コンデンサ126a, 126bは、他端を接地させている。
【００１４】
Gmセル122は、(-)出力端子からVCO 12の出力信号12aを振幅調整部16の(+)入力端子および周波数制御部14に供給し、(+)出力端子から出力信号12bを振幅調整部16の(-)入力端子に供給している。
【００１５】
なお、Gmセルは差動型に限らず、シングルエンド型のトランスコンダクタンスアンプでもよい。
【００１６】
周波数制御部14には、図３に示すように、位相比較器140、ループフィルタ142、PMOSトランジスタTr1, Tr5, Tr7およびNMOSトランジスタTr3, Tr9, Tr11が含まれている。周波数制御部14には、VCO 12からの出力信号12a（VCO_OUT）が供給される。周波数制御部14には、たとえば図示しないマスターVCOからの基準周波数のクロック12c (＝refclk）も供給されている。位相比較器140は、比較した結果の周波数の増加に対応させて出力するように位相比較器140のUp端子とPMOSトランジスタTr1のゲート端子とを接続する。また、位相比較器140は比較した結果の周波数の減少に対応させて出力するように位相比較器140のDown端子とNMOSトランジスタTr3のゲート端とを接続する。
【００１７】
PMOSトランジスタTr1のソースは電源Vddのラインに接続されている。NMOSトランジスタTr3のソースは接地されている。そして、PMOSトランジスタTr1とNMOSトランジスタTr3のドレインが共通接続されるとともに、ループフィルタ142の入力端子にも接続されている。
【００１８】
ループフィルタ142は供給される信号を平滑化する機能を有している。平滑化には、たとえば小電流ではコンデンサを用い、大電流では平滑機能に優れたチョークコイルおよびコンデンサを組み合わせたLC型平滑回路等が用いられる。ループフィルタ142は、フィルタ142の出力端子とNMOSトランジスタTr9のゲートとを接続している。
【００１９】
NMOSトランジスタTr9のドレインは、PMOSトランジスタTr5のドレインおよびゲートならびにPMOSトランジスタTr7のゲートを共通接続している。PMOSトランジスタTr7のドレインは、NMOSトランジスタTr11のドレインおよびゲートを共通接続している。周波数制御部14は、この共通接続した位置の電圧信号を周波数制御信号144として図１に示したVCO 12のGmセル120, 122のコンダクタンス値調整端子およびGm-Cフィルタ20のコンダクタンス値調整端子にそれぞれ出力する。また、PMOSトランジスタTr5, Tr7のソースは、電源Vddのラインに接続させ、NMOSトランジスタTr9, Tr11 のソースは接地させている。
【００２０】
振幅調整部16は、図１に示すように、振幅調整機能をともなう増幅器である。振幅調整部16は、３つの電流源160, 162, 164、電圧比較回路166 、増幅回路168、平滑化フィルタ170およびCMFB（Common-Mode Feed Back）回路172がある。
【００２１】
電流源160, 162, 164は、いずれも入力端子が電源Vddのラインに接続されている。電流源160の出力端子は、電圧比較回路166のPMOSトランジスタTr16, Tr18, Tr20のソースと共通接続している。
【００２２】
電圧比較回路166には、PMOSトランジスタTr16, Tr18, Tr20およびNMOSトランジスタTr22, Tr24が含まれている。PMOSトランジスタTr16, Tr18はドレインを共通接続するとともに、NMOSトランジスタTr22のドレインおよびゲートにも接続されている。また、PMOSトランジスタTr20のドレインはNMOSトランジスタTr24のドレイン、ゲートおよび平滑化フィルタ170の抵抗170aの一端側とそれぞれ接続している。NMOSトランジスタTr22, Tr24のソースは接地させている。
【００２３】
PMOSトランジスタTr16のゲートは、電流源162の出力端子および増幅回路168のNMOSトランジスタTr26のドレインと接続している。また、PMOSトランジスタTr18のゲートは、電流源164の出力端子および増幅回路168のNMOSトランジスタTr28のドレインと接続している。PMOSトランジスタTr20のゲートには、振幅の基準レベルを表す基準電圧信号16a（Vref2)が入力端子30を介して供給されている。
【００２４】
増幅回路168は、NMOSトランジスタTr26, Tr28, Tr30を有している。NMOSトランジスタTr26, Tr28のドレインは、上述した接続が行われるとともに、両トランジスタのソースをNMOSトランジスタTr30のドレインと共通接続している。NMOSトランジスタTr26のゲートには、入力端子32を介してVCO 12の出力12aを帰還入力させている。また、NMOSトランジスタTr28のゲートには、入力端子34を介してVCO 12の出力12bを帰還入力させている。NMOSトランジスタTr30のソースは接地させている。増幅回路168は後段で述べるように電流源162, 164をそれぞれ流れる電流に応じてNMOSトランジスタTr30に印加されるバイアス電圧が増減することにより増幅度を変化させている。増幅回路168 は、この変化に応じた信号が制御信号として(+)出力端子36および(-)出力端子38を介して出力する。
【００２５】
平滑化フィルタ170 は、簡単な抵抗170aおよびコンデンサ170bを用いた構成である。抵抗170aは一端をNMOSトランジスタTr24のゲートに接続し、他端をコンデンサ170bの一端とNMOSトランジスタTr30のゲートに接続している。コンデンサ170bはその他端を接地させている。平滑化フィルタ170からNMOSトランジスタTr30のゲートに供給される電圧がバイアス電圧である。
【００２６】
CMFB回路172は、入力端子172aと電流源162の出力端子、PMOSトランジスタTr16のゲート、増幅回路168のNMOSトランジスタTr26のドレインおよび出力端子36を共通接続している。また、CMFB回路172は、入力端子172bと電流源164の出力端子、PMOSトランジスタTr18のゲート、増幅回路168のNMOSトランジスタTr28のドレインおよび出力端子38を共通接続している。CMFB回路172の入力端子172a, 172bには、振幅調整部16から出力端子36, 38から出力される信号が帰還入力信号として印加される。CMFB回路172には、直流成分の補正に用いる基準として基準電圧信号16b（Vref1）が入力端子40を介して供給されている。
【００２７】
CMFB回路172は、２つの入力信号における平均電圧である直流成分と基準電圧16bとを比較する。CMFB回路172は、比較結果に応動した補正信号18を電流源162, 164の電流調整端子162a, 164aに供給する。電流源162, 164には、電流調整端子に供給される印加電圧が大きいほど、出力電流量を小さくなり、印加電圧が小さいほど、出力電流を大きくなる傾向がある。CMFB回路172は、この傾向を考慮して、直流成分の電圧が基準電圧16bより高いとき補正信号18の電圧を高くし、逆に直流成分の電圧が基準電圧16bより低いとき補正信号18の電圧を低くするように出力する。CMFB回路172は、電流源162, 164における出力電圧の直流成分のレベルを基準電圧16b（Vref1）になるように調整している。
【００２８】
このように各部を接続し、周波数制御部14および振幅調整部16にそれぞれVCO 12からの帰還させた各入力信号に基づいて周波数と振幅とを分けて動作させる。この動作説明はこれまでの問題点の解決をどのように行うかに主眼をおいて行う。まず、周波数の制御を説明する。VCO 12には、周波数制御部14からコンダクタンス値調整端子に周波数制御信号144 が印加される。VCO 12では周波数制御信号144に応じたコンダクタンス値（Gm値）の変化によりGmセル120, 122が発振周波数を変化させている。発振した出力信号12aがふたたび周波数制御部14に戻されることによって発振装置10は周波数制御における帰還ループ（PLL）を形成させている。
【００２９】
周波数制御部14には、帰還した入力信号12aと、図示しないたとえば、マスター発振器からの基準クロック12cが供給されている。ここで、コンデンサ124a, 124b, 126a, 126bの容量をC1とし、発振出力の周波数をf、基準クロックの周波数frefとする。また、VCO 12において用いられるパラメータの角周波数をω、振幅調整部16の増幅度をAaとするとき、VCO 12のループ利得Gは、式(1)
【００３０】
【数１】
0004541606.tif 000002
と計算される。周波数f は、式(2)
【００３１】
【数２】
0004541606.tif 000003
で表される。
このとき、１周期分の増幅度GTは、式(3)
【００３２】
【数３】
0004541606.tif 000004
の関係にある。
【００３３】
周波数制御部14は、図３の位相比較器140において周波数比較および位相比較を行う。位相比較器140での周波数比較は、位相比較を用いて入力信号12aが基準クロック12cに対して位相が遅れている場合、出力電圧を上げる方向にあること判断してUp端子からPMOSトランジスタTr1 のゲートにPMOSトランジスタTr1を動作させる周波数上昇信号14aを印加する。周波数上昇信号14aの出力電圧は比較した位相差に比例している。
【００３４】
また、入力信号12aが基準クロック12c に対して位相が進んでいる場合、出力電圧を下降させる方向にあると判断してDown端子からNMOSトランジスタTr3のゲートにNMOSトランジスタTr3を動作させる周波数下降信号14bを印加する。この場合も周波数下降信号14bが出力する電圧は、位相差に比例させている。
【００３５】
したがって、ループフィルタ142 には、上昇／下降のいずれか一方に応じた信号14cが入力される。ループフィルタ142では、信号14cを平滑化してNMOSトランジスタTr9のゲートに供給する。NMOSトランジスタTr9は、ゲートに印加されたバイアス電圧によりPMOSトランジスタTr5, Tr7が動作し、さらにNMOSトランジスタTr11のゲートに電圧が発生する。すなわち、この電圧が周波数制御信号144である。周波数制御信号144は、位相比較器140の上述した比較結果に応じて変化する電圧である。図２に示すように、周波数制御信号144がGmセル120, 122のコンダクタンス値調整端子に供給されると、各Gmセル120, 122はコンダクタンス値（以下、Gm値という）が変化する。Gm値は、周波数制御信号144の上下する方向に応じて同方向に変化する。
【００３６】
周波数制御部14から供給される周波数制御信号144によりGm値が調整され、VCO 12の周波数fは、基準クロックfrefに近い周波数になる。この動作を繰り返すことによりVCO 12の周波数fは所望の周波数になる。換言すると、Gm値は、式(2)からわかるように、周波数fおよびコンデンサ容量（キャパシタンス）C1により決まる。コンデンサ124a, 124b, 126a, 126bがコンデンサの温度特性やプロセス条件によって本来の設計時の容量からずれても周波数制御部14で基準クロックfrefに近づけるように動作させて周波数制御信号144をVCO 12に供給するとGm値が自動的に調整されるので、VCO 12の出力する周波数が保証される。結果として発振装置10は温度やプロセスに依存しないVCO を提供することになる。
【００３７】
なお、VCO 12の振幅を調整する場合、振幅調整部16の増幅度で調整する。このことからわかるように、周波数制御部14は、振幅調整部16に関わるパラメータを何も有していないので（式(1)〜式(3)を参照）、Gm値を変化させることなく、安定に周波数制御することができる。
【００３８】
また、本実施例では周波数制御信号144をGm-Cフィルタ20に供給している。Gm-Cフィルタ20は、図示しないがたとえば、２つのGmセルおよびコンデンサを用いた２つのフィルタを有している。温度およびプロセス条件に応じて２つのフィルタに用いるコンデンサの容量が変動する。この変動は発振装置10でのコンデンサの値の変動に同等である。Gm-Cフィルタ20の２つの内蔵するフィルタに周波数制御信号144を供給すると、Gm値が調整されることから各フィルタ特性が補償されてGm-Cフィルタ20にはチューニング効果が発揮されることになる。
【００３９】
次にVCO 12の出力振幅制御について説明する（図２、図４および図５を参照）。前述した式からわかるようにVCO 12の出力振幅は不安定である。このため、振幅制御を振幅調整部14で行わせる。
【００４０】
一般的に、発振回路の発振条件はループ利得GTが１倍のときであることが知られている。したがって、式(3)から、本実施例における各条件は、増幅度Aaが３より小さいとき（Aa＜３）収束、増幅度Aaが３に等しいとき（Aa＝３）発振、そして増幅度Aaをループ利得としてこのループ利得が３より大きいとき（Aa＞３）発散となる。
【００４１】
まず、VCO 12の出力信号における直流成分を検討する。VCO 12の２つの出力信号は、図４において実線と破線で表すように同じ振幅で異なる位相で出力され、CMFB回路172にも入力信号として供給されている。この出力信号における直流成分の電圧30は、二点鎖線でそのレベルを示す。また、図４における一点鎖線は、CMFB回路172に供給される基準電圧16b（Vref1）を示す。CMFB回路172は、出力信号における直流成分の電圧と基準電圧Vref1とを比較し、図4(a)に示すように直流成分の電圧が基準電圧Vref1より低い場合、直流成分の電圧と基準電圧Vref1が等しいときの出力電圧より低い電圧で補正信号18を電流源162, 164に出力する。電流源162, 164は、供給された補正信号18に応じて流れる電流量を増加させ、直流成分の電圧レベルを上昇させる。
【００４２】
また、図4(b)に示すように直流成分の電圧が基準電圧Vref1より高い場合、両電圧が等しい場合より高い電圧の補正信号18を電流源162, 164に出力する。この場合電流源162, 164は、供給された補正信号18に応じて流れる電流量を減少させ、直流成分の電圧レベルを低下させる。このように動作させることにより、直流成分の電圧と基準電圧Vref1とは、ほぼ等しい電圧にすることができる。
【００４３】
次にVCO 12の交流成分について検討する（図５を参照）。ここで、直流成分の電圧レベルは基準電圧Vref1に調整されているとする。VCO 12の増幅度Aaを３より大きな値にあらかじめ設定しておくと、出力振幅が増大を続けてしまうことからその振幅を調整することになる。図5(a)に示す振幅のように、入力端子32, 34供給される信号の振幅が基準レベルVref2より小さいとき、PMOSトランジスタTr20を流れる電流量は、PMOSトランジスタTr16, Tr18よりも多くなる。この結果、NMOSトランジスタTr24のドレイン電圧が高くなる。このドレイン電圧の高電圧傾向は平滑化フィルタ170を介して増幅回路168 のNMOSトランジスタTr30のゲートに印加するバイアス電圧にも影響し、このバイアス電圧も高くする。増幅回路168の増幅度が増えるので、出力端子36, 38からの出力波形の振幅も大きくなる。
【００４４】
また、図5(b)の振幅は基準レベルVref2よりも大きいときである。このとき、PMOSトランジスタTr20を流れる電流量は、PMOSトランジスタTr16, Tr18よりも少なくなる。この結果、NMOSトランジスタTr24のドレイン電圧が低くなる。このドレイン電圧の低電圧傾向は平滑化フィルタ170を介して増幅回路168のNMOSトランジスタTr30のゲートに印加するバイアス電圧も低下させる。増幅回路168 の増幅度が小さくなるように動作するので、出力端子36, 38からの出力波形の振幅が抑えられる。
【００４５】
このように動作させることにより、振幅調整部16はVCO 12の出力振幅に対するループ利得を３に保つことができるようになる（図６を参照）この結果、VCO 12は、振幅一定に発振を持続させることができる。
【００４６】
本実施例では、電圧比較回路166の電圧比較をPMOSトランジスタで行う接続関係を示したが（図１を参照）、NMOSトランジスタで構成することもできることは言うまでもない。また、増幅回路168においてもNMOSトランジスタでなく、PMOSトランジスタの構成でも可能である。
【００４７】
VCO 12では、説明を簡単化するため２組のコンデンサの容量を等しくし、ループ利得を３にして安定発振させたが、この実施例に限定されるものでなく、容量をそれぞれ異ならせ、３以外の利得で安定発振させる構成を用いることができる。
【００４８】
以上のように構成することにより、周波数と振幅の制御を分けてそれぞれ独立に行うようにループを形成し、周波数制御信号に応じてトランスコンダクタンスアンプのGm値を調整してVCOの発振を安定に行わせることができる。
【００４９】
また、VCOのループ利得の補正において第１および第２の基準電圧を２つ供給し、出力信号の直流成分の電圧レベルを第１の基準電圧と比較し、第１の基準電圧に対して直流成分のレベルの大小に応じて補正することにより、第１の基準電圧とほぼ同じに定めることができ、出力信号の波形振幅は、第２の基準電圧での振幅に対する振幅の大小に応じて増幅度を補正することにより、振幅を所望の値に設定することができる。
【００５０】
さらに、VCOは出力振幅の上限に基づいて行うことにより、回路構成の簡素化および消費電力を低く抑えることができる。
【００５１】
【発明の効果】
このように本発明のチューニング回路によれば、発振手段の発振出力を周波数制御手段および振幅制御手段に帰還させ、周波数制御手段で帰還した入力信号と基準周波数の信号との位相差に応じてこの位相差に基づいてトランスコンダクタンス値を可変制御し、振幅制御手段の直流レベル補正手段で入力電圧の平均である直流成分と第１の基準電圧との比較とに応じた直流成分を第１の基準電圧と等しくなるように補正することにより、出力電圧の直流成分が定めることができ、電圧比較手段で第２の基準電圧での振幅に対する振幅の大小に応じて増幅度を補正することにより、出力振幅を所望の値に設定することができるという効果を奏する。また、この回路では、出力振幅の上限を検出して振幅制御することにより、それぞれ独立に所定の周波数の出力および出力振幅にする際にこれまで生じやすかった不安定な動作を回避するとともに、回路の簡素化および低消費電力化を実現させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のチューニング回路を適用した発振装置における振幅調整部の回路図である。
【図２】本発明のチューニング回路を適用した発振装置の概略的なブロック図である。
【図３】図２の周波数制御部の構成および接続を示す回路図である。
【図４】図３の振幅調整部の出力振幅と基準レベルVref1との関係を示す図である。
【図５】図３の振幅調整部の出力振幅と基準レベルVref1, Vref2との関係を示す図である。
【図６】図２のVCOの出力振幅とループ利得との関係を示す図である。
【符号の説明】
10  発振装置
12  VCO
14  周波数制御部
16  振幅調整部
20  Gm-Cフィルタ
120, 122  Gmセル
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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