(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ゲート端子、ソース端子、ドレイン端子を有する電界効果トランジスタ（１０）と、前記ゲート端子に接続された入力（Ｐｉｎ）と、前記ドレイン端子と共通端子（Ａ）との間に接続されたインピーダンスマッチング段（６０、７０）を介して前記ドレイン端子に結合された出力（Ｐｏｕｔ）とを備えた増幅器であって、
前記ソース端子をアースに接続するソースバイアス抵抗（９０、９１）と、
前記ソース端子と前記インピーダンスマッチング段（６０、７０）との間に提供された前記共通端子（Ａ）とを備え、
前記共通端子は前記ソースバイアス抵抗（９０、９１）を通してアースに接続されていることを特徴とする増幅器。
【請求項２】
前記ソースバイアス抵抗はバイパスコンデンサ（８０、８１）によって分路が設けられていることを特徴とする請求項１に記載の増幅器。
【請求項３】
前記インピーダンスマッチング段は、前記ドレイン端子と前記出力（ｐｏｕｔ）との間に接続されたインダクタンス（６０）と、前記出力と前記共通端子（Ａ）との間に接続された第２のコンデンサ（７０）とを備えることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の増幅器。
【請求項４】
前記インピーダンスマッチング段は、前記ドレイン端子と前記共通端子（Ａ）との間に接続された第１のコイルと、前記出力（Ｐｏｕｔ）と前記共通端子（Ａ）との間に接続された第２のコイルとを有する変圧器（６１）を備えることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の増幅器。
【請求項５】
抵抗（３０）を含むゲートバイアス手段を更に有することを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか１項に記載の増幅器。
【請求項６】
前記ソースバイアス抵抗は、抵抗（９０）を含むことを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか１項に記載の増幅器。
【請求項７】
前記ソースバイアス抵抗は、ＤＣ／ＤＣコンバータであることを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか１項に記載の増幅器。
【請求項８】
前記ソースバイアス抵抗は、第２の電界効果トランジスタ（９１）を含むことを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか１項及び請求項７に記載の増幅器。
【請求項９】
前記第２の電界効果トランジスタ（９１）は、少なくとも低増幅出力電圧においてスイッチングされることを特徴とする請求項８に記載の増幅器。
【請求項１０】
前記第２の電界効果トランジスタは、ＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする請求項８または請求項９に記載の増幅器。
【請求項１１】
移動電話のための電力増幅器であって、請求項１乃至請求項１０のいずれか1項に記載の増幅器を有する増幅段を少なくとも１つ備えることを特徴とする電力増幅器。
【請求項１２】
請求項１乃至請求項１０のいずれか１項に記載の増幅器を電力増幅器として備えることを特徴とする移動電話。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、デプレッションモード電界効果トランジスタ（ＦＥＴ)をバイアスする構成に関するものである。本発明は、特に、低シングルエンド供給電圧を用いて高電力を得る必要のあるアプリケーションに用いられる無線周波数電力増幅器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
デプレッションモードＦＥＴは負の閾値電圧またはピンチオフ電圧を有する。これは、トランジスタのソースが０Vの場合、トランジスタをオフするにはゲート電圧が０Vよりも下に下がらなければならないことを意味する。従来型の回路構成である交流電力増幅器を図１に示す。本構成においては、ＦＥＴ１００はゲート端子Gが、ブロッキングコンデンサ１１０を通して入力に結合されると共に、抵抗１２０を介して負の供給電圧Vｎｅｇに結合されている。このＦＥＴのソース端子Ｓはアースに固定され、ドレイン端子Dはインダクタ（無線周波数チョーク）１３０を通して供給電圧Vｄｄに結合されると共に、抵抗１４０及びもう１つのブロッキングコンデンサ１５０を通して出力に結合されている。本構成における出力電力は、ＦＥＴ１００のゲート電圧によって制御される。ゲートＧでの電圧がソースＳでの電圧に等しい場合、すなわちゲートをアースした場合に、ＦＥＴはオンする。ＦＥＴをオフするためには、ゲートは、ソースSよりも所定の値（使用されるＦＥＴのタイプによって異なった電圧が要求される）だけ、より負に引っ張られる必要がある。負の電圧を供給できない場合、正の供給電圧Vddを切ることによってのみ、この増幅器をオフすることができる。実際には、ｐチャネル型ＭＯＳＦＥＴで構成されたスイッチを用いることで、これがしばしば実現される。
【０００３】
負の供給電圧を用いないでＦＥＴにバイアスをかけるもう１つの方法は、ソース電圧を上げることである。そのような構成は図２に示される。本回路では、ＦＥＴ１００のゲート端子Ｇが抵抗Ｒ２１２０を介してアースに結合され、ソース端子も抵抗Ｒ１ １６０を介してアースに結合されている。バイパスコンデンサ１７０は、ソース抵抗Ｒ１１６０に分路を設けている。この抵抗Ｒ１ １６０は、ＦＥＴが所望の低いゲート電圧でオフできるように適切に選択される。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
この構成を用いると、高い出力電力が要求される一方で、比較的低い供給電圧Vｄｄが利用可能な場合に、問題が生じる。例えば、ＧＳＭ移動電話を用いる場合がこの一例である。ＧＳＭでは、移動電話の電力増幅器は、通常３Vの供給電圧であるが、約３Wの出力電力を供給ことが要求される。その結果、次段から見たＦＥＴ１００の出力インピーダンスは非常に低い、つまり、数オームのオーダーである。このことから、図２に示すようにインピーダンスマッチング段が提供され、この段は、第１の端子でＦＥＴのドレインDと第２の端子で出力のブロッキングコンデンサ１５０とに結合されたインダクタ１８０と、このインダクタの第２の端子をアースに結合するコンデンサ１９０とを備える。しかし、低供給電圧及び高出力電力によって生じるもう１つのさらに大きな問題は、トランジスタに高電流が流れることである。例えば、ＧＳＭでは、３Aのピーク電流が一般的である。バイパスコンデンサ１７０がこれらの電流を流すのに効果であるためには、非常に大型のコンデンサでなければならない。例えば、トランジスタに３Ａのピーク電流を流すためには、約１５ｎFの容量が必要とされる。そのようなコンデンサをチップ上に実装することは容易ではない。無線周波数（ＲＦ)、特にマイクロ波アプリケーションに対しては、コンデンサ１７０は抵抗１６０の値にかかわらず常に大型でなければならない。これらの周波数では、抵抗１６０は大きな直列インダクタンスを有する。その結果、この抵抗がコンマ何オームに設定されたとしても、オンチップで実装するためには、バイパスコンデンサは依然として極めて大型のコンデンサでなければならない。
【０００５】
従って本発明は、例えば、従来技術の構成に伴う諸問題を解決する増幅器の構成を提供することを目的とする。もう１つの具体的な目的は、低シングルエンド電力供給での使用及び無線周波数アプリケーションに適した増幅器の構成を提供することである。この構成はオンチップで容易に実装できるのが好ましい。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明によると上記の目的は、そのゲート端子に入力が結合され、そのドレイン端子とアースとの間に結合されたインピーダンスマッチング段を介して出力がそのドレイン端子に結合されたＦＥＴを含む電力増幅器により達成できる。バイパスコンデンサによって分路が設けられたソースバイアス素子は、ソース端子をアースに接続する。本発明によると、トランジスタのソースとインピーダンスマッチング段との間に共通の端子が提供され、この共通の端子はソースバイアス素子を通してアースに接続される。
【０００７】
インピーダンスマッチング素子とトランジスタのソースとの間に共通の端子を提供することによって、ソース端子を見たインピーダンスは、インピーダンスマッチング素子によって効果的に定められる。その結果、ソースバイパスコンデンサ素子を通して流れるピーク電流は、特に、コンデンサがより扱いやすいサイズでチップに実装できるレベルにまで著しく減少される。
【０００８】
ソースバイアス素子は抵抗を用いることができ、トランジスタのゲート−ソース間の電圧を変化させるように選択できることによって、トランジスタをオフすることができる。
【０００９】
本発明のもう一つの実施の形態は、ソースバイアス素子が第２の電界効果トランジスタであり、好ましくは電圧制御型の抵抗として動作するＭＯＳＦＥＴである。電力増幅器をバイアスすることに加えて、第２のＦＥＴは電力増幅器を調節ために用いられる。特に、電力増幅器を通る電流は、第２のＦＥＴのゲート電圧を変化させることによって制御できる。
【００１０】
好適な構成において、第２のＦＥＴは少なくとも低出力電力の増幅器におけるDC／DCコンバータとして機能する。この場合において、増幅器はスイッチングされ、その電圧がフィルタリングされる。この方法では、構成の効率を著しく向上することができる。この解決策は、1個の第２のＦＥＴが高出力電力では電圧制御型の抵抗として用いられ、低出力電圧ではスイッチとして用いられるので、費用対効果も大きい。
【００１１】
本発明によれば、増幅器の構成は移動電話のための電力増幅器の少なくとも１つの段として含まれることが好ましい。
【００１２】
本発明は、また、上記の電力増幅器を組み込んだ移動電話に関するものである。
【００１３】
【発明の実施の形態】
添付図面に関連して一例として挙げられた、好適な実施の形態における以下の説明から、本発明の更なる目的と利点が明らかになるであろう
図１及び図２の回路は、既に冒頭で示したので、これらの構成についての更に詳細な議論はここでは必要ではないとする。
【００１４】
図３は電力増幅器の回路構成を示した図である。本実施の形態では、電力増幅器は特にＧＳＭ移動電話に用いられる。そのような移動電話では、回路に電力を供給するために３Ｖ付近のシングルエンド供給電圧（Ｖdd）が用いられる。この電力増幅回路は、ゲート端子Ｇ、ソース端子Ｓ、及びドレイン端子Ｄを有するディプレッションモード電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）１０を含む。この適用例では、ＦＥＴ１０はＧａＡｓＭＥＳＦＥＴである。このＦＥＴは高いカットオフ周波数をもつために、ＧＳＭで使用される９００Ｍｈｚ付近の高い信号周波数に特に適している。しかし、この回路構成は他のディプレッションモードＦＥＴにおいても同様の効果が得られるよう用いられうる。ゲート端子はブロッキングコンデンサ２０を介した電力増幅器への入力Ｐｉｎに接続されている。ここに示された例においては、電力増幅器の前に少なくとも１つの段を置くと仮定する。ゲートは、ゲート端子とアースとの間に接続された抵抗３０を用いて、更にバイアスがかけられる。ドレイン端子は、インダクタ（ＲＦチョーク）４０を介して正の電圧供給Ｖｄｄに接続されている。ドレイン端子はまた、ブロッキングコンデンサ５０及びもう１つのインダクタ６０を介して出力端子Ｐｏｕｔに接続されている。インダクタ６０はインピーダンスマッチング段の一部を構成し、インピーダンスマッチング段の他の部分は、一端がインダクタ６０とブロッキングコンデンサ５０との間に接続され、他端が共通端子Ａに接続されたコンデンサ７０によって構成されている。ＦＥＴのソースもこの共通端子Ａに接続されている。共通端子Ａから、アースに向かって２つの経路が提供されている。基本的には、これらは高周波成分のための２つのコンデンサ８０及び８１によって提供された交流経路及び抵抗９０によって提供された直流経路である。
【００１５】
図２を参照して冒頭で説明したように、インピーダンスマッチング段は、ＦＥＴ１０の非常に低い出力インピーダンスを次段に結合させるために必要である。出力Ｐｏｕｔから見たときに、５０オームの伝送線に見えることを意図したものである。ＦＥＴ１０の低出力インピーダンスは、低供給電圧Ｖｄｄ及び高出力電力の要求に起因する。ＦＥＴの出力インピーダンスは、数オームのオーダーである。トランジスタ１０のソースとマッチング素子６０、７０との間に共通端子Ａを設けることによって、コンデンサ８０、８１から見たソース端子のインピーダンスは、図２に示すように、マッチング素子がアースに接続されている場合よりも、はるかに高くなる。図２の構成がＧＳＭ移動電話の電力増幅器に用いられたとすると、ソース端子でのインピーダンスは１オームよりもはるかに小さな値になるであろう。逆に、図３の構成においては、バイパスコンデンサ８０から見たときのソースでのインピーダンスは、マッチング素子によって決定される。すなわち、コンデンサ８０には５０オームの伝送線が見える。つまり、ＦＥＴ１０増幅器及びマッチング素子６０、７０に共通端子Aを設けるこによって、バイアス抵抗９０を高インピーダンス部の右側に移動させることになる。これは、回路の高インイーダンス領域と低インピーダンス領域との間の境界を示す点線Zによって示されている。コンデンサ８１は高インピーダンス境界の向こう側にも設置されている。ＦＥＴ１０のソースでの出力インピーダンスを効果的に増加した結果、コンデンサ８０、８１によって運ばれたピーク電流は、図２に示す回路中よりもさらに扱い易くなる。したがって、コンデンサはより小さく、特にチップに実装できるサイズにすることが可能である。
【００１６】
ＧＳＭアプリケーションについての、素子の典型的な値を以下に示す。マッチング素子に対しては１２ｐFのコンデンサ及び２ｎHのインダクタンス、残りのコンデンサ、つまり入力ブロッキングコンデンサ２０、出力ブロッキングコンデンサ５０、２つのバイパスコンデンサ８０、８１に対しては３０ｐFの値である。
【００１７】
高周波アプリケーションに対する対策として、第２のバイパスコンデンサ８１が提供されていることに留意したい。このようなアプリケーションでは、トランジスタ１０の物理的なサイズによって、第２の接続をアースに行うのが好ましい。しかし、このバイパス機能は、１個のコンデンサで十分に実現できることを認識しなければならない。
【００１８】
図３の構成において、ＦＥＴ電力増幅器１０のゲート−ソース間の電圧は、ソースバイアス抵抗９０の抵抗値を変えることによって変化させることができる。あるいは、この抵抗はゲートバイアス抵抗３０をソース端子と同じポテンシャルにすることによって、ＭＥＳＦＥＴ１０に対するドレイン−ソース間の電圧を変化させるために用いられる。このような構成は、例えば、位相を一定に保つ必要がある場合に対象となり得る。
【００１９】
本発明の他の実施の形態が図４に示されている。この回路は図３の回路によく似ており、従って、同様な参照番号は同様な部分に用いられている。これらの回路の唯一の違いは、図４の回路中においてはソースの直流バイアス抵抗がｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴ９１で置き換えられている点である。このトランジスタ９１は、出力特性の線形領域で動作し、結果として電圧制御抵抗として役立つ。この電圧制御抵抗は、共通端子Ａとアースとの間の抵抗がゲート電圧Ｖａｐｃによって制御される。ＭＯＳＦＥＴ９１のゲート電圧Vａｐｃを変化させることによって、電力増幅器を通って流れる電流が変化する。
【００２０】
この構成では、ＭＯＳＦＥＴ９１は電力増幅器にバイアスをかけるために用いるだけでなく、電力増幅器を調整するために用いるために必要である。したがって、ＦＥＴ１０のゲート電圧を変化させるのではなく、ＭＯＳＦＥＴ９１のゲート電圧Vａｐｃを制御することによって、出力電力Pｏｕｔが制御される。この構成では、低出力電力でドレイン−ソース間の電圧が多少失われてしまうが、一定の負荷を有するアプリケーションに対しては、ゲート制御による調節で余分な電圧を得ることは不要であるので、重要な問題ではない。しかし、ドレイン−ソース間の電圧の損失は、ＭＯＳＦＥＴ91をスイッチングし、その電圧をフィルタリングすることによって、つまりDC／DCコンバータを作ることによって避けられる。特に費用対効果の大きな解決策は、高出力電力では電圧制御抵抗器として、低出力電力ではスイッチとしてＭＯＳＦＥＴ９１を用いることである。また、当業者にはＭＯＳＦＥＴの代わりに別の形態のDC／DCコンバータが用いられることは明らかであろう。
【００２１】
図５は図３で示した構成のもう１つの好適な実施の形態を示した図である。さらに、この回路においても、同様な部分は同様な参照番号によって示されている。この回路は、インピーダンスマッチング段が変圧器６１によって構成されている点で図３の回路とは異なる。特に、変圧器６１は２つのコイルによって構成されている。第１のコイルは、ＦＥＴ１０のドレイン端子に直流ブロッキングコンデンサ６２を介して接続されると共に、共通端子Ａに接続されている。第２のコイルは出力ブロッキングコンデンサ５０と共通端子Ａとに接続されている。変圧器のインピーダンスマッチング特性は、周知の技術であり、本発明においては詳述しない。図５に示した構成では、共通端子Ａ又はＦＥＴ１０のソースにおいてコンデンサ８０から見えるインピーダンスは変圧器６１によって決定されると言うにとどめる。図３及び図４の構成に関しては、ＧＳＭアプリケーションのインピーダンスは５０オームのオーダーであるのが好ましい。
【００２２】
図５のバイアス抵抗９０はＦＥＴスイッチ、好ましくはｎチャネル型ＯＳＦＥＴ９１によって置き換えられることは明らかであり、図４に示した回路と類似の回路を作り出すことができる。
【００２３】
当業者であれば、図３から図５に示した増幅回路はそのままの状態で用いられ、あるいは、移動電話などの多段の電力増幅器の中の１つの段として組み込まれることが分かるであろう。
【図面の簡単な説明】
【図１】正の供給電圧と負の供給線圧とでＦＥＴ電力増幅器にバイアスをかける従来型の構成を示す図である。
【図２】  ソース抵抗を用いてバイアスをかけられたＦＥＴを有するシングルエンド電力供給のＲＦ ＦＥＴ電力増幅器のための回路構成を示す図である。
【図３】本発明のＲＦ ＦＥＴ電力増幅回路のためのバイアス構成を示す図である。
【図４】本発明の更に好適な実施の形態において、電力増幅器を調整する手段としても役立つバイアス構成を示す図である。
【図５】もう１つの実施の形態であって、変圧器を含む発明によるバイアス構成を示す図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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