(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号周波数帯域の入力信号を受信する無線受信機回路であって、
前記入力信号が、下部の必要周波数と上部の必要周波数との間の必要周波数帯域中の必要信号を含み、前記必要信号は必要中心周波数において中心を有しており、
前記入力信号が、前記受信信号帯域内の干渉周波数における干渉信号をも含んでおり、
前記無線受信機回路は、
前記入力信号を逓減し、前記必要信号中心周波数の２倍よりも小さいサンプリング周波数を有するアナログ／ディジタル変換器を備え、逓減後の第１の必要周波数帯域への前記干渉信号のエイリアシング度が所定の閾値未満に保持されるように、前記サンプリング周波数が選択されることを特徴とする無線受信機回路。
【請求項２】
前記アナログ／ディジタル変換器に供給された前記入力信号の信号レベルを保持する自動利得制御回路をさらに含むことを特徴とする請求項１記載の無線受信機回路。
【請求項３】
逓減後前記必要帯域中心周波数に等しい周波数を有する局部発振器信号を逓減された入力信号と混合するミキサと、そして、
ミキサ出力に接続されて、混合された逓減入力信号から前記干渉信号をフィルタリングするローパスフィルタとをさらに含むことを特徴とする請求項１または２記載の無線受信機。
【請求項４】
受信信号帯域の入力無線信号を受信する方法であって、前記入力信号が、下部の必要周波数と上部の必要周波数との間の必要周波数帯域中の必要信号を含み、前記必要信号は必要中心周波数において中心を有しており、前記入力信号が、前記受信信号帯域内の干渉周波数における干渉信号をも含んでおり、
前記必要信号中心周波数の２倍よりも小さいサンプリング周波数の入力信号をサンプリングすることによって前記入力信号を逓減し、もって、逓減された干渉信号および逓減された必要信号を含む逓減された入力信号を得ることとを含み、必要周波数帯域への前記干渉信号のエイリアシング度が所定の閾値未満に保持されるように、前記サンプリング周波数が選択されることを特徴とする方法。
【請求項５】
アナログ／ディジタル変換器に供給された前記入力信号の信号レベルを保持することを含む請求項４記載の方法。
【請求項６】
前記逓減された入力信号と、逓減後前記必要信号中心周波数に等しい周波数を有する局部発振器信号とを混合し、もって、混合された逓減信号を得、そして、
前記混合された逓減信号をローパスフィルタリングして、前記逓減された必要信号から前記逓減された干渉信号を除去することを更に含む請求項４記載の方法。
【請求項７】
テレビジョン信号を処理する方法であって、
前記信号を中間周波数に中心が位置する必要周波数帯域に逓減し、
前記必要周波数帯域を通過させ、かつ干渉信号を通過させることができるフィルタを使用して、前記逓減された信号をフィルタリングし、
サンプリング周波数の前記フィルタリングされた逓減信号をサブサンプリングすることによって、前記フィルタリングされた逓減信号をさらに逓減することとを含み、更なる逓減後の第１の必要周波数帯域への前記干渉信号のエイリアシング度が所定の閾値未満に保持されるように、前記サンプリング周波数が選択されることを特徴とするテレビジョン信号を処理する方法。
【請求項８】
更に逓減するステップが、サンプリング周波数におけるフィルタリングされた逓減信号をサブサンプリングすることを含み、前記干渉信号が更なる逓減後前記必要周波数帯域からフィルタリングされるように、前記サンプリング周波数が選択されることを特徴とする請求項７記載の方法。
【請求項９】
下部の受信周波数ＩＦ１−ＣＷ／２と上部の受信周波数ＩＦ１＋ＣＷ／２との間の受信信号帯域の入力信号を受信する無線受信機回路であって、
前記入力信号が、下部の必要周波数ＩＦ１−ＳＢ／２と上部の必要周波数ＩＦ１＋ＳＢ／２との間の必要周波数帯域中の必要信号を含み、前記必要信号は、必要信号中心周波数ＩＦ１において中心を有しており、
前記入力信号が、前記受信信号帯域内の干渉周波数ＩＦ１＋Ｎにおける干渉信号も含み、
前記無線受信機回路は、
サンプリング周波数ＳＲ＜２ＩＦ１を有するアナログ／ディジタル変換器を備え、
式（Ｉ）：（Ｎ−ｋ・ＳＲ＋ＩＦ１）＜（ｋ・ＳＲ−ＩＦ１−ＳＢ／２）であり、前記サンプリング周波数ＳＲが、前記受信信号帯域の一部がサンプリング後、（ｋ−１／２）・ＳＲからｋ・ＳＲまでの周波数帯域内にあるように選択される場合には、
（ｋ−１／２）・ＳＲ＜ＩＦ１−ＣＷ／２および
ＩＦ１＋ＳＢ／２＜ｋ・ＳＲ＜ＩＦ１＋ＣＷ／２であり、ここにおいて、ｋは整数であり、そして、
式（ＩＩ）：（ｋ・ＳＲ−ＩＦ１＋ＳＢ／２）＜１／２・ＳＲであり、
前記サンプリング周波数ＳＲが、前記受信信号帯域の一部がサンプリング後、（ｋ−１／２）・ＳＲからｋ・ＳＲまでの周波数帯域内にあるように選択される場合には、
ＩＦ１−ＣＷ／２＜（ｋ−１／２）・ＳＲ＜ＩＦ１−ＳＢ／２および
ｋ・ＳＲ＞ＩＦ１＋ＳＢ／２である
ことを特徴とする無線受信機回路。
【請求項１０】
前記干渉信号が、干渉信号帯域幅△を有し、かつ式（Ｉ）および（ＩＩ）が、それぞれ
式（ＩＩＩ）：（Ｎ−ｋ・ＳＲ＋ＩＦ１）＋△＜（ｋ・ＳＲ−ＩＦ１−ＳＢ／２）および
式（ＩＶ）：（ｋ・ＳＲ−ＩＦ１＋ＳＢ／２）＋△＜１／２・ＳＲ
で置き換えられることを特徴とする請求項９の無線受信機回路。
【請求項１１】
下部の受信周波数ＩＦ１−ＣＷ／２と上部の受信周波数ＩＦ１＋ＣＷ／２との間の受信信号帯域の入力信号を受信する無線受信機回路であって、
前記入力信号が、下部の必要周波数ＩＦ１−ＳＢ／２と上部の必要周波数ＩＦ１＋ＳＢ／２との間の必要周波数帯域中の必要信号を含み、前記必要信号が必要信号中心周波数ＩＦ１において中心を有しており、
前記入力信号が、前記受信信号帯域内の干渉周波数ＩＦ１＋Ｎにおける干渉信号も含んでおり、
前記無線受信機回路は、
サンプリング周波数ＳＲ＜２ＩＦ１を有するアナログ／ディジタル変換器を備え、
式（Ｉ）：（Ｎ−（ｋ＋１／２）・ＳＲ＋ＩＦ１）＜（（ｋ＋１／２）・ＳＲ−ＩＦ１−ＳＢ／２）であり、
前記サンプリング周波数ＳＲが、前記受信信号帯域の一部がサンプリング後、ｋ・ＳＲから（ｋ＋１／２）・ＳＲまでの周波数帯域内にあるように選択される場合、
ｋ・ＳＲ＜ＩＦ１−ＣＷ／２および
ＩＦ１＋ＳＢ／２＜（ｋ＋１／２）・ＳＲ＜ＩＦ１＋ＣＷ／２であり、ここにおいて、ｋは整数であり、そして、
式（ＩＩ）：（（ｋ＋１／２）・ＳＲ−ＩＦ１＋ＳＢ／２）＜１／２・ＳＲであり、
前記サンプリング周波数ＳＲが、前記受信信号帯域の一部がサンプリング後、ｋ・ＳＲから（ｋ＋１／２）・ＳＲまでの周波数帯域内にあるように選択される場合、
ＩＦ１−ＣＷ／２＜ｋ・ＳＲ＜ＩＦ１−ＳＢ／２および
（ｋ＋１／２）・ＳＲ＞ＩＦ１＋ＳＢ／２である
ことを特徴とする無線受信機回路。
【請求項１２】
前記干渉信号が、干渉信号帯域幅△を有し、かつ式（Ｉ）および（ＩＩ）が、それぞれ
式（ＩＩＩ）：（Ｎ−（ｋ＋１／２）・ＳＲ＋ＩＦ１）＋△＜（（ｋ＋１／２）・ＳＲ−ＩＦ１−ＳＢ／２）および
式（ＩＶ）：（（ｋ＋１／２）・ＳＲ−ＩＦ１＋ＳＢ／２）＋△＜１／２・ＳＲで置き換えられることを特徴とする請求項１１の無線受信機回路。
【請求項１３】
下部の受信周波数ＩＦ１−ＣＷ／２と上部の受信周波数ＩＦ１＋ＣＷ／２との間の受信信号帯域の入力無線信号を受信する方法であって、
前記入力信号が、下部の必要周波数ＩＦ１−ＳＢ／２と上部の必要周波数ＩＦ１＋ＳＢ／２との間の必要周波数帯域中の必要信号を含み、前記必要信号は、必要信号中心周波数ＩＦ１において中心を有しており、
前記入力信号が、前記受信信号帯域内の干渉周波数ＩＦ１＋Ｎにおける干渉信号も含み、
前記方法は、
サンプリング周波数ＳＲ＜２ＩＦ１において前記入力信号をサンプリングすることによって前記入力信号を逓減することを含み、
式（Ｉ）：（Ｎ−ｋ・ＳＲ＋ＩＦ１）＜（ｋ・ＳＲ−ＩＦ１−ＳＢ／２）であり、前記サンプリング周波数ＳＲが、前記受信信号帯域の一部がサンプリング後、（ｋ−１／２）・ＳＲからｋ・ＳＲまでの周波数帯域内にあるように選択される場合には、
（ｋ−１／２）・ＳＲ＜ＩＦ１−ＣＷ／２および
ＩＦ１＋ＳＢ／２＜ｋ・ＳＲ＜ＩＦ１＋ＣＷ／２であり、ここにおいて、ｋは整数であり、そして、
式（ＩＩ）：（ｋ・ＳＲ−ＩＦ１＋ＳＢ／２）＜１／２・ＳＲであり、
前記サンプリング周波数ＳＲが、前記受信信号帯域の一部がサンプリング後、（ｋ−１／２）・ＳＲからｋ・ＳＲまでの周波数帯域内にあるように選択される場合には、
ＩＦ１−ＣＷ／２＜（ｋ−１／２）・ＳＲ＜ＩＦ１−ＳＢ／２および
ｋ・ＳＲ＞ＩＦ１＋ＳＢ／２である
ことを特徴とする方法。
【請求項１４】
前記干渉信号が、干渉信号帯域幅△を有し、かつ式（Ｉ）および（ＩＩ）が、それぞれ
式（ＩＩＩ）：（Ｎ−ｋ・ＳＲ＋ＩＦ１）＋△＜（ｋ・ＳＲ−ＩＦ１−ＳＢ／２）および
式（ＩＶ）：（ｋ・ＳＲ−ＩＦ１＋ＳＢ／２）＋△＜１／２・ＳＲ
で置き換えられることを特徴とする請求項１３の方法。
【請求項１５】
下部の受信周波数ＩＦ１−ＣＷ／２と上部の受信周波数ＩＦ１＋ＣＷ／２との間の受信信号帯域の入力無線信号を受信する方法であって、
前記入力信号が、下部の必要周波数ＩＦ１−ＳＢ／２と上部の必要周波数ＩＦ１＋ＳＢ／２との間の必要周波数帯域中の必要信号を含み、前記必要信号が必要信号中心周波数ＩＦ１において中心を有しており、
前記入力信号が、前記受信信号帯域内の干渉周波数ＩＦ１＋Ｎにおける干渉信号も含んでおり、
前記方法は、
サンプリング周波数ＳＲ＜２ＩＦ１の前記入力信号をサンプリングすることによって前記入力信号を逓減することを含み、
式（Ｉ）：（Ｎ−（ｋ＋１／２）・ＳＲ＋ＩＦ１）＜（（ｋ＋１／２）・ＳＲ−ＩＦ１−ＳＢ／２）であり、
前記サンプリング周波数ＳＲが、前記受信信号帯域の一部がサンプリング後、ｋ・ＳＲから（ｋ＋１／２）・ＳＲまでの周波数帯域内にあるように選択される場合、
ｋ・ＳＲ＜ＩＦ１−ＣＷ／２および
ＩＦ１＋ＳＢ／２＜（ｋ＋１／２）・ＳＲ＜ＩＦ１＋ＣＷ／２であり、ここにおいて、ｋは整数であり、そして、
式（ＩＩ）：（（ｋ＋１／２）・ＳＲ−ＩＦ１＋ＳＢ／２）＜１／２・ＳＲであり、
前記サンプリング周波数ＳＲが、前記受信信号帯域の一部がサンプリング後、ｋ・ＳＲから（ｋ＋１／２）・ＳＲまでの周波数帯域内にあるように選択される場合、
ＩＦ１−ＣＷ／２＜ｋ・ＳＲ＜ＩＦ１−ＳＢ／２および
（ｋ＋１／２）・ＳＲ＞ＩＦ１＋ＳＢ／２である
ことを特徴とする方法。
【請求項１６】
前記干渉信号が、干渉信号帯域幅△を有し、かつ式（Ｉ）および（ＩＩ）が、それぞれ
式（ＩＩＩ）：（Ｎ−（ｋ＋１／２）・ＳＲ＋ＩＦ１）＋△＜（（ｋ＋１／２）・ＳＲ−ＩＦ１−ＳＢ／２）および
式（ＩＶ）：（（ｋ＋１／２）・ＳＲ−ＩＦ１＋ＳＢ／２）＋△＜１／２・ＳＲで置き換えられることを特徴とする請求項１５の方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、受信機回路、より詳細には無線周波数受信機回路に関するものである。特に、一実施例では、本発明は、ＤＶＢ‐Ｔヨーロッパ標準を使用するディジタル地上テレビジョンのための無線受信機に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の無線受信機回路は、受信アナログ信号が第１のミキサ段階で第１の中間周波数に逓減され、次に、第２のミキサ段階で第２の中間周波数に逓減される。第２の中間周波数のアナログ信号は、次いで、アナログ／ディジタル変換器でサンプリングされる。
【０００３】
ディジタルサブサンプリングの技術も公知であり、それによってアナログ／ディジタル変換器は信号の逓減を行うために使用される。これはエイリアシングの現象による。Ｆのサンプリング速度（または周波数）を有するアナログ／ディジタル変換器は、Ｆ／２以下の周波数を有する信号を完全且つ確実に再生のみ可能である。しかしながら、より高い周波数信号は今もなお検出されるが、これらは０〜Ｆ／２の範囲にある周波数の出力ディジタル信号に生じる。したがって、周波数ｆ、（Ｆ−ｆ）、（Ｆ＋ｆ）、（２Ｆ−ｆ）、（２Ｆ＋ｆ）等を有する入力アナログ信号は、全て周波数ｆの出力信号に生じる。
【０００４】
この技術を、信号、特に比較的狭い範囲にだけ成分を有する信号の逓減を行うために使用できることは、例えば米国特許第５，６３０，２２７号から公知である。例えば、アナログ信号が、範囲３Ｆ〜３．５Ｆ内に指定された１つまたはそれ以上の周波数の周波数成分（３Ｆ＋ｆ）のみを有し、サンプリング周波数Ｆのアナログ／ディジタル変換器によってサンプリングされる場合、出力ディジタル信号は、範囲０〜０．５Ｆの周波数の対応する成分を有する。換言すると、周波数範囲３Ｆ〜３．５Ｆは０〜０．５Ｆにエイリアシングされる。
【０００５】
しかしながら、この公知のシステムは、隣接するチャネル干渉の影響を処理することができない。より詳細には、入力の必要信号の中の１つの周波数に近い周波数に生じる信号の場合、公知の技術によって、この信号は、予測できない方法で必要出力信号と干渉する出力を生じる。換言すると、干渉器は、必要出力が生じる周波数に近い周波数にエイリアシングでき、さらに必要信号よりも強度の大きい信号であり得るので、この信号はフィルタリングすることによって容易に取り除くことができる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、このようなエイリアシング問題を避けるために、アナログ／ディジタル変換器入力信号の中心周波数、必要としない周波数の信号およびアナログ／ディジタル変換器のサンプリング速度間の関係を決定することによって公知の技術に関連した問題を回避するものである。
【０００７】
本発明の第１の態様によれば、受信信号周波数帯域の入力信号を受信する無線受信機回路が提供され、この入力信号は、下部の必要周波数と上部の必要周波数との間の必要周波数帯域中の必要信号を含み、この必要信号は必要中心周波数において中心を有し、この入力信号は、受信信号帯域内の干渉周波数の干渉信号も含み、この無線受信機回路は、この入力信号を逓減し、この必要信号中心周波数の２倍よりも小さいサンプリング周波数を有するアナログ／ディジタル変換器を備え、このサンプリング周波数は、逓減後の第１の必要周波数帯域への干渉信号のエイリアシング度が所定の閾値未満に保持されるように選択される。
【０００８】
本発明の第２の態様によれば、受信信号周波数帯域の入力信号を受信する方法が提供され、この入力信号は、下部の必要周波数と上部の必要周波数との間の必要周波数帯域中の必要信号を含み、この必要信号は必要中心周波数において中心を有し、この入力信号は、受信信号帯域内の干渉周波数の干渉信号も含み、この方法は、この必要信号中心周波数の２倍よりも小さいサンプリング周波数のこの入力信号をサンプリングすることによってこの入力信号を逓減し、もって、逓減された干渉信号および逓減された必要信号を含む逓減された入力信号を得ることを含み、このサンプリング周波数は、逓減後の第１の必要周波数帯域への干渉信号のエイリアシング度が所定の閾値未満に保持されるように選択される。
【０００９】
本発明の第３の態様によれば、テレビジョン信号を処理する方法が提供され、この信号を中間周波数において中心を有する必要周波数帯域に逓減し、この必要周波数帯域を通過させ、かつ干渉信号を通過させることができるフィルタを使用してこの逓減された信号をフィルタリングし、サンプリング周波数のこのフィルタリングされた逓減信号をサブサンプリングすることによって、フィルタリングされた逓減信号をさらに逓減することとを含み、このサンプリング周波数は、逓減後の第１の必要周波数帯域への前記干渉信号のエイリアシング度が所定の閾値未満に保持されるように選択される。
【００１０】
本発明の第４の態様によれば、下部の受信周波数ＩＦ１−ＣＷ／２と上部の受信周波数ＩＦ１＋ＣＷ／２との間の受信信号帯域の入力信号を受信する無線受信機回路が提供され、この入力信号は、下部の必要周波数ＩＦ１−ＳＢ／２と上部の必要周波数ＩＦ１＋ＳＢ／２との間の必要周波数帯域中の必要信号を含み、この必要信号が必要信号の中心周波数ＩＦ１において中心を有し、この入力信号は、前記受信信号帯域内の干渉周波数ＩＦ１＋Ｎにおける干渉信号も含み、この無線受信機回路は、サンプリング周波数ＳＲ＜２ＩＦ１を有するアナログ／ディジタル変換器を備え、式（Ｉ）：（Ｎ−ｋ・ＳＲ＋ＩＦ１）＜（ｋ・ＳＲ−ＩＦ１−ＳＢ／２）であり、このサンプリング周波数ＳＲは、この受信信号帯域の一部がサンプリング後、（ｋ−１／２）・ＳＲからｋ・ＳＲまでの周波数帯域内にあるように選択される場合、（ｋ−１／２）・ＳＲ＜ＩＦ１−ＣＷ／２およびＩＦ１＋ＳＢ／２＜ｋ・ＳＲ＜ＩＦ１＋ＣＷ／２（ｋは整数である）であり、かつ式（ＩＩ）：（ｋ・ＳＲ−ＩＦ１＋ＳＢ／２）＜１／２・ＳＲであり、このサンプリング周波数ＳＲは、前記受信信号帯域の一部が、サンプリング後（ｋ−１／２）・ＳＲからｋ・ＳＲまでの周波数帯域内にあるように選択される場合、ＩＦ１−ＣＷ／２＜（ｋ−１／２）・ＳＲ＜ＩＦ１−ＳＢ／２およびｋ・ＳＲ＞ＩＦ１＋ＳＢ／２である。
【００１１】
本発明の第５の態様によれば、下部の受信周波数ＩＦ１−ＣＷ／２と上部の受信周波数ＩＦ１＋ＣＷ／２との間の受信信号帯域の入力信号を受信する無線受信機回路が提供され、この入力信号は、下部の必要周波数ＩＦ１−ＳＢ／２と上部の必要周波数ＩＦ１＋ＳＢ／２との間の必要周波数帯域中の必要信号を含み、この必要信号が必要信号の中心周波数ＩＦ１において中心を有し、この入力信号は、この受信信号帯域内の干渉周波数ＩＦ１＋Ｎに干渉信号も含み、この無線受信機回路は、サンプリング周波数ＳＲ＜２ＩＦ１を有するアナログ／ディジタル変換器を備え、式（Ｉ）：（Ｎ−（ｋ＋１／２）・ＳＲ＋ＩＦ１）＜（（ｋ＋１／２）・ＳＲ−ＩＦ１−ＳＢ／２）であり、このサンプリング周波数ＳＲは、前記受信信号帯域の一部がサンプリング後、ｋ・ＳＲから（ｋ＋１／２）・ＳＲまでの周波数帯域内にあるように選択される場合、ｋ・ＳＲ＜ＩＦ１−ＣＷ／２およびＩＦ１＋ＳＢ／２＜（ｋ＋１／２）・ＳＲ＜ＩＦ１＋ＣＷ／２（ｋは整数である）であり、かつ式（ＩＩ）：（（ｋ＋１／２）・ＳＲ−ＩＦ１＋ＳＢ／２）＜１／２・ＳＲであり、前記サンプリング周波数ＳＲは、前記受信信号帯域の一部がサンプリング後ｋ・ＳＲから（ｋ＋１／２）・ＳＲまでの周波数帯域内にあるように選択される場合、ＩＦ１−ＣＷ／２＜ｋ・ＳＲ＜ＩＦ１−ＳＢ／２および（ｋ＋１／２）・ＳＲ＞ＩＦ１＋ＳＢ／２である。
【００１２】
本発明の第６の態様によれば、下部の受信周波数ＩＦ１−ＣＷ／２と上部の受信周波数ＩＦ１＋ＣＷ／２との間の受信信号帯域の入力無線信号を受信する方法が提供され、この入力信号は、下部の必要周波数ＩＦ１−ＳＢ／２と上部の必要周波数ＩＦ１＋ＳＢ／２との間の必要周波数帯域中の必要信号を含み、前記必要信号が必要信号の中心周波数ＩＦ１において中心を有し、この入力信号は、前記受信信号帯域内の干渉周波数ＩＦ１＋Ｎにおける干渉信号も含み、この方法は、サンプリング周波数ＳＲ＜２ＩＦ１のこの入力信号をサンプリングすることによってこの入力信号を逓減することを含み、式（Ｉ）：（Ｎ−ｋ・ＳＲ＋ＩＦ１）＜（ｋ・ＳＲ−ＩＦ１−ＳＢ／２）であり、このサンプリング周波数ＳＲは、この受信信号帯域の一部がサンプリング後（ｋ−１／２）・ＳＲからｋ・ＳＲまでの周波数帯域内にあるように選択される場合、（ｋ−１／２）・ＳＲ＜ＩＦ１−ＣＷ／２およびＩＦ１＋ＳＢ／２＜ｋ・ＳＲ＜ＩＦ１＋ＣＷ／２（ｋは整数である）であり、かつ式（ＩＩ）：（ｋ・ＳＲ−ＩＦ１＋ＳＢ／２）＜１／２・ＳＲであり、このサンプリング周波数ＳＲは、この受信信号帯域の一部がサンプリング後（ｋ−１／２）・ＳＲからｋ・ＳＲまでの周波数帯域内にあるように選択される場合、ＩＦ１−ＣＷ／２＜（ｋ−１／２）・ＳＲ＜ＩＦ１−ＳＢ／２およびｋ・ＳＲ＞ＩＦ１＋ＳＢ／２である。
【００１３】
本発明の第７の態様によれば、下部の受信周波数ＩＦ１−ＣＷ／２と上部の受信周波数ＩＦ１＋ＣＷ／２との間の受信信号帯域の入力無線信号を受信する方法が提供され、この入力信号は、下部の必要周波数ＩＦ１−ＳＢ／２と上部の必要周波数ＩＦ１＋ＳＢ／２との間の必要周波数帯域中の必要信号を含み、この必要信号は必要信号の中心周波数ＩＦ１において中心を有し、この入力信号は、前記受信信号帯域内の干渉周波数ＩＦ１＋Ｎにおける干渉信号も含み、この方法は、サンプリング周波数ＳＲ＜２ＩＦ１のこの入力信号をサンプリングすることによってこの入力信号を逓減することを含み、式（Ｉ）：（Ｎ−（ｋ＋１／２）・ＳＲ＋ＩＦ１）＜（（ｋ＋１／２）・ＳＲ−ＩＦ１−ＳＢ／２）であり、このサンプリング周波数ＳＲは、前記受信信号帯域の一部がサンプリング後ｋ・ＳＲから（ｋ＋１／２）・ＳＲまでの周波数帯域内にあるように選択される場合、ｋ・ＳＲ＜ＩＦ１−ＣＷ／２およびＩＦ１＋ＳＢ／２＜（ｋ＋１／２）・ＳＲ＜ＩＦ１＋ＣＷ／２（ｋは整数である）であり、かつ式（ＩＩ）：（（ｋ＋１／２）・ＳＲ−ＩＦ１＋ＳＢ／２）＜１／２・ＳＲであり、このサンプリング周波数ＳＲは、この受信信号帯域の一部がサンプリング後ｋ・ＳＲから（ｋ＋１／２）・ＳＲまでの周波数帯域内にあるように選択される場合、ＩＦ１−ＣＷ／２＜ｋ・ＳＲ＜ＩＦ１−ＳＢ／２および（ｋ＋１／２）・ＳＲ＞ＩＦ１＋ＳＢ／２である。
【００１４】
したがって、好ましくは、サブサンプリングするためのサンプリング周波数は、干渉信号がサブサンプリング後に保持され、干渉信号がベースバンドで除去できるように最初の逓減後の第１の中間周波数であることが有利である第１の必要周波数帯域中心周波数に対して選択される。
【００１５】
【発明の実施の形態】
図１は受信機回路を示す。本発明の使用法は受信されている信号の種類とは無関係であることが分かるけれども、本発明は、ここでは符号化直交周波数分割多重化（ＣＯＦＤＭ）に基づいたヨーロッパＤＶＢ‐Ｔ標準を使用するディジタル地上テレビジョン（ＤＴＴ）信号の受信の本発明の用途に関して記載されている。
【００１６】
図１は、符号化直交周波数分割多重化（ＣＯＦＤＭ）を使用して変調されたビデオデータを含み、アナログチューナ４に供給された放送ＵＨＦ／ＶＨＦ信号を受信するアンテナ２を示している。このチューナ４は、第１の中間周波数への受信信号の逓減のための第１の局部発振器信号ＬＯ１を受信するミキサ６と、例えば一対のＳＡＷフィルタから形成されてもよいバンドパスフィルタ８とを含む。このフィルタ８は、幅ＣＷのチャネル以外の全ての信号を少なくともこの信号が必要受信信号と干渉できないレベルに減衰すると仮定される。
【００１７】
従来の逓減工程は、一般的には受信信号スペクトルの周波数ベクトルの方向を反転することに注目すべきである。
【００１８】
アナログチューナの出力１０でアナログチューナ４からの出力信号は、したがって第１の中間周波数ＩＦ１にあり、この信号は自動利得制御回路１１に印加され、次に第１の中間周波数ＩＦ１の２倍よりも小さいサンプリング速度ＳＲを有するアナログ／ディジタル変換器１２に印加されるので、この信号をサブサンプリングし、ベースバンドに近い第２の中間周波数ＩＦ２にエイリアシングすることによってこの信号を効率的に逓減する。したがって、アナログ／ディジタル変換器１２は、第１の中間周波数ＩＦ１の信号に適当な応答があるように設計されるべきである。自動利得制御回路１１は、必要信号および干渉信号がアナログ／ディジタル変換器によって正確にサンプリングできるようにアナログ／ディジタル変換器に供給された入力信号の信号レベルを保持する。
【００１９】
アナログ／ディジタル変換器１２からのベースバンド出力は、フィルタリング装置１３に、次に復調器１４に信号のディジタル化サンプルの形で供給される。フィルタリング装置１３は、第２の局部発振器信号ＬＯ２を受信するミキサ１６を含む。第２の局部発振器信号ＬＯ２は第２の中間周波数ＩＦ２にある。ミキサ１６からの出力は、必要としない成分を除去するためにローパスフィルタ１８に送られる。次に、復調器１４は、ＣＯＦＤＭ変調を取り除き、表示するのに適する形式に変換できる出力信号を供給する。
【００２０】
図１は、いくつかの個別ブロックを示しているけれども、異なるステージは望ましい限り例えば単一チップ上に統合されてもよいしまたは他の機能の装置が使用されてもよいことが分かる。
【００２１】
例えば、アナログチューナ４は、１つの構成要素であってもよいが、アナログ／ディジタル変換器１２、復調器１４およびその後の処理回路が組み合わされる。
【００２２】
図２は、チューナ４の出力にある信号を概略形式で示している。
【００２３】
逓減された信号は前述されるように第１の中間周波数ＩＦ１において中心を有している。バンドパスフィルタ８は、ＩＦ１に中心を有するチャネル幅ＣＷを有するので、範囲（ＩＦ１−ＣＷ／２）〜（ＩＦ１＋ＣＷ／２）の信号は出力１０に生じる。斜線を付けられた領域２０は、必要ＣＯＦＤＭ信号を含む信号バンド幅ＳＢを示している。
【００２４】
複雑な点は、チャネル幅ＣＷが必要信号バンド幅ＳＢだけでなく、周波数（ＩＦ１＋Ｎ）に生じ得るいかなる隣接する可能性として干渉する必要信号もまた通過させるのに十分大きいということである。例えば、英国では、ＮＩＣＡＭ（近瞬時圧伸オーディオ多重化）音声信号はこの特徴で生じ得る。さらに、ＮＩＣＡＭ信号は、必要ＣＯＦＤＭ信号に対して強くてもよい（例えば＋１０ｄＢ）。
【００２５】
原則として、この必要としない信号がこの点でフィルタリング出力されるようにバンドパスフィルタ８を設計することは可能である。しかしながら、必要信号のバンド幅のエッジと隣接する必要としない信号との間のギャップは、少なくとも中間周波数ＩＦ１に比較すれば比較的狭いので、このフィルタリングを中間周波数で行うことは比較的困難である。
【００２６】
この必要としない信号をベースバンドでフィルタリング出力できることは好ましいが、これを行うことができるために、必要としない信号がエイリアシングの結果として逓減された信号の必要信号内に生じる状態を避ける必要がある。
【００２７】
本発明は、この問題を回避する方法に関し、それによってチューナのフィルタに過剰な要求をしないで単一の逓減工程を有するチューナの使用を可能にする。
【００２８】
さらに、この１つの態様は、正確に干渉信号が除去されるまで干渉信号を変わらない状態に保つことを含む。したがって、アナログ／ディジタル変換器１２は、干渉信号および必要信号の両方を正確に示すことができるのに十分なヘッドルーム、すなわち十分な有効なビットを有するべきである。さらに、自動利得回路１１は、チューナ出力を増減するので、このチューナ出力はアナログ／ディジタル変換器の使用可能な範囲に最適にぴったりと収まる。
【００２９】
図３は、アナログ／ディジタル変換器１２の出力のサブサンプリング後の可能な状態を示している。
【００３０】
この場合、サンプリング速度ＳＲは、（ＩＦ１−ＣＷ／２）から（ＩＦ１＋ＣＷ／２）までのチューナパスバンドの全部が（ｋ−１／２）・ＳＲからｋ・ＳＲ（ここで、ｋは整数である）までの周波数範囲内に生じるように選択される。サブサンプリング後、全チューナパスバンドは、０〜１／２・ＳＲの範囲の周波数で反転されて生じる。特に、パスバンドの中心周波数、すなわち中間周波数ＩＦ１は、サンプリング周波数の関連倍数ｋ・ＳＲから周波数分離ＦＳ１だけ分離される、すなわちｋ・ＳＲ−ＩＦ１＝ＦＳ１である場合、逓減された信号の中心周波数は、実際はベースバンドの近くにある第２の中間周波数であるＦＳ１に生じる。
【００３１】
第１の逓減工程がスペクトルの周波数ベクトルの方向を反転する場合、この反転が望ましいことに注目すべきである。しかしながら、このコンバージョンは、必要ならばＩおよびＱ個のディジタルサンプルの全Ｑ個の値の符号を反転することによって後で取り除くことができる。
【００３２】
（ＩＦ１−ＣＷ／２）から（ＩＦ１＋ＣＷ／２）までのパスバンドは、（ＦＳ１−ＣＷ／２）から（ＦＳ１＋ＣＷ／２）までの範囲にエイリアシングするのに対して、可能性として干渉する必要としない信号は（ＩＦ１＋Ｎ）から（ＦＳ１−Ｎ）までエイリアシングする。
【００３３】
必要としない信号は、いまＦＳ１上に中心を有する信号帯域外のままであるので、この信号は、さらに処理される前に復調器１４で比較的容易にフィルタリング出力できる。特に、この信号は、好ましくはミキサ１６でＦＳ１の複素キャリアと混合される。必要信号よりＦＳ１から遠い必要としない信号は、より高い周波数まで混合され、他の処理に影響を及ぼすことを避けるのに十分な程度までローパスフィルタ１８によって除去できる。必要ならば、第２の自動利得制御回路（図示せず）は、この信号を適切なレベルまで引き上げるために使用できる。
【００３４】
図４は、アナログ／ディジタル変換器１２の出力のサブサンプリング後の代替の可能な状態を示す。
【００３５】
この場合、サンプリング速度ＳＲは、ｋ・ＳＲ（ここでｋは整数である）が（ＩＦ１−ＣＷ／２）から（ＩＦ１＋ＣＷ／２）までのチューナパスバンド内に含まれる。
【００３６】
サブサンプリング後、（ＩＦ１−ＣＷ／２）からｋ・ＳＲまでのチューナパスバンドのこの一部は、０から１／２・ＳＲまでの周波数範囲で反転されて生じる。しかしながら、さらに、ｋ・ＳＲから（ＩＦ１＋ＣＷ／２）までのチューナパスバンドのこの一部も、０から１／２・ＳＲまでの周波数範囲で反転されないで生じる。
【００３７】
実際は、エイリアシングは、チューナパスバンドの上部端が逓減された信号のゼロ周波数点の周りに折り返すように見えることを意味する。
【００３８】
この場合、パスバンドの中心周波数、すなわち中間周波数ＩＦ１は、サンプリング周波数の関連倍数ｋ・ＳＲから周波数分離ＦＳ２だけ分離される、すなわちｋ・ＳＲ−ＩＦ１＝ＦＳ２である場合、逓減された信号の中心周波数は、ＦＳ２に生じる。
【００３９】
前述されるように、（ＩＦ１−ＣＷ／２）からｋ・ＳＲまでのパスバンドの一部は、０から（ＦＳ２＋ＣＷ／２）までの範囲にエイリアシングするのに対して、ｋ・ＳＲから（ＩＦ１＋ＣＷ／２）までのパスバンドの一部は０から（ＩＦ１＋ＣＷ／２−ｋ・ＳＲ）まで、換言すると０から（ＣＷ／２−ＦＳ２）までエイリアシングする。
【００４０】
もちろん、それ自体へのＣＯＦＤＭの必要信号のエイリアシングは全く生じないことが重要である。すなわち、図４では、（ＩＦ１＋ＳＢ／２）の必要信号の上部端は、（ＦＳ２−ＳＢ／２）にエイリアシングするので、（ＦＳ２−ＳＢ／２）＞０であることが重要である。
【００４１】
さらに、特に、（ＩＦ１＋Ｎ）の可能性として干渉する必要としない信号は、ＦＳ２＞Ｎならば、（ＦＳ２−Ｎ）に、またはＮ＞ＦＳ２ならば、（Ｎ−ＦＳ２）にエイリアシングする。
【００４２】
必要としない信号が復調器１４でフィルタリング出力できるために、必要としない信号は、その時点でＦＳ２に中心を有する信号帯域ＳＢ外のままであるべきであることが重要である。さらに、必要としない信号は、それからフィルタリングされる信号帯域外からはるかに離れているべきで、さらに存在し得るいかなる周波数オフセットも可能にする。
【００４３】
ＦＳ２＞Ｎならば、Ｎ＞ＳＢ／２であるために（第１の中間周波数の信号の必要信号帯域外で生じる必要としない信号は公知であるために）、必要としない信号は必要信号帯域外でエイリアシングされる。しかしながら、Ｎ＞ＦＳ２ならば、必要としない信号は必要信号帯域の中へエイリアシングされることが可能である。
【００４４】
従って、これを避けるために、（Ｎ−ＦＳ２）＜（ＦＳ２−ＳＢ／２）または好ましくは（Ｎ−ＦＳ２）＋△＜（ＦＳ２−ＳＢ／２）であることが望ましい。ここで、△は、許容周波数オフセットであり、多分（ＩＦ１＋Ｎ）の必要としない信号は有限バンド幅を有し、この周波数に中心があってもよい。
【００４５】
反対に、サンプリング速度ＳＲは、（ｋ−１／２）・ＳＲがパスバンド内に含まれるように選択される場合、（ＩＦ１−ＣＷ／２）から（ｋ−１／２）・ＳＲまでのパスバンドの一部は、周波数反転がない場合、０から１／２ＳＲまでの範囲にエイリアシングするのに対して、（ｋ−１／２）・ＳＲから（ＩＦ１＋ＣＷ／２）までのパスバンドの一部も、周波数反転の場合、０から１／２・ＳＲまでの範囲にエイリアシングする。
【００４６】
実際は、エイリアシングは、チューナパスバンドの下部端が逓減された信号の１／２・ＳＲ周波数点の周りに折り返すように見えることを意味する。
【００４７】
これは図５に示される。この場合、パスバンドの中心周波数、すなわち中間周波数ＩＦ１が、サンプリング周波数の関連倍数ｋ・ＳＲから周波数分離ＦＳ３だけ分離される、すなわちｋ・ＳＲ−ＩＦ１＝ＦＳ３である場合、逓減された信号の中心周波数は、ＦＳ３に生じる。
【００４８】
前述されるように、（ＩＦ１−ＣＷ／２）から（ｋ−１／２）・ＳＲまでのパスバンドの一部は、０から１／２・ＳＲまでの範囲にエイリアシングするのに対して、（ｋ−１／２）・ＳＲから（ＩＦ１＋ＣＷ／２）までのパスバンドの一部は（ＦＳ３−ＣＷ／２）から１／２・ＳＲまでエイリアシングする。
【００４９】
もちろん、それ自体へのＣＯＦＤＭの必要信号のエイリアシングが全く生じないことが重要である。すなわち、図５では、（ＩＦ１−ＳＢ／２）の必要信号の下部端は、（ＦＳ３＋ＳＢ／２）にエイリアシングするので、（ＦＳ３＋ＳＢ／２）＜１／２・ＳＲ、または、好ましくは（ＦＳ３＋ＳＢ／２）＋△＜１／２・ＳＲであることが重要である。ここで、△はさらに可能なオフセットである。
【００５０】
しかしながら、この場合、（ＩＦ１＋Ｎ）の可能性として干渉する必要としない信号は、（ＦＳ３−Ｎ）にエイリアシングし、必要信号にエイリアシングできない。
【００５１】
図３に示された代替例の他の代替例は図６に示される。ここで、サンプリング速度ＳＲは、チューナパスバンドの全部がｋ・ＳＲから（ｋ＋１／２）・ＳＲ）（ここで、ｋは整数である）までの周波数範囲内に生じるように選択された。サブサンプリング後、全チューナパスバンドは、中心周波数ＦＳ４の場合、０から１／２・ＳＲまでの周波数範囲で非反転されて生じる。ここでＦＳ４＝ＩＦ１−ｋ・ＳＲである。
【００５２】
図３の例におけるように、必要としないＮＩＣＡＭ信号は、この逓減後、ＦＳ４に中心を有する信号帯域外のままであり、復調器１４でフィルタリング出力できる。
【００５３】
正に図３が、チューナパスバンドの全部が（ｋ−１／２）・ＳＲからｋ・ＳＲまでの周波数範囲内に生じるように選択されたサンプリング速度ＳＲを示し、図６が、チューナパスバンドの全部がｋ・ＳＲから（ｋ＋１／２）・ＳＲまでの周波数範囲内に生じるように選択されたサンプリング速度ＳＲを示すように、他方、図４および図５は、チューナパスバンドが（ｋ−１／２）・ＳＲからｋ・ＳＲまでの周波数範囲内に一般に生じる（が完全でない）ように選択されるサンプリング速度ＳＲを示し、チューナパスバンドが同じ制約でｋ・ＳＲから（ｋ＋１／２）・ＳＲまでの周波数範囲内に一般に生じるが完全に生じないようにサンプリング速度を選択することもできる。
【００５４】
この場合、および上記の図３〜図５に既に開示されていることと一致して、
（Ｎ−（ｋ＋１／２）・ＳＲ＋ＩＦ１））＜（（ｋ＋１／２）・ＳＲ−ＩＦ１−ＳＢ／２）であり、
サンプリング周波数ＳＲが、受信信号帯域の一部がサンプリング後、ｋ・ＳＲから（ｋ＋１／２）・ＳＲまでの周波数帯域内にあるように選択される場合、ｋ・ＳＲ＜ＩＦ１−ＣＷ／２およびＩＦ１＋ＳＢ／２＜（ｋ＋１／２）・ＳＲ＜ＩＦ１＋ＣＷ／２（ｋは整数である）であり、
かつ（（ｋ＋１／２）・ＳＲ−ＩＦ１＋ＳＢ／２）＜１／２・ＳＲであり、
サンプリング周波数ＳＲが、受信信号帯域の一部がサンプリング後、ｋ・ＳＲから（ｋ＋１／２）・ＳＲまでの周波数帯域内にあるように選択される場合、ＩＦ１−ＣＷ／２＜ｋ・ＳＲ＜ＩＦ１−ＳＢ／２および（ｋ＋１／２）・ＳＲ＞ＩＦ１＋ＳＢ／２である。
【００５５】
さらに、この場合、万一、干渉信号がバンド幅△を有する場合、上記の式は、（Ｎ−（ｋ＋１／２）・ＳＲ＋ＩＦ１）＋△＜（（ｋ＋１／２）・ＳＲ−ＩＦ１−ＳＢ／２）および
（（ｋ＋１／２）・ＳＲ−ＩＦ１＋ＳＢ／２）＋△＜１／２・ＳＲ
によってそれぞれ置き換えることができる。
【００５６】
次に、これらの場合は、９．４０ＭＨｚのパスバンド幅を有する３６．１６７ＭＨｚの第１の中間周波数に第１の工程で逓減された受信ＣＯＦＤＭ信号の場合のために示される。実際の必要信号バンド幅は、３６．１６７ＭＨｚの中間周波数において中心を有する７．６１ＭＨｚである。最も近くに隣接する干渉信号は（３６．１６７＋４．１９８１）＝４０．３６５１ＭＨｚのＮＩＣＡＭ信号である。
【００５７】
２０．５ＭＨｚのサンプリング速度ＳＲを選択することは、３１．４６７ＭＨｚ〜４０．６８７ＭＨｚからのパスバンドの全部が１．５・ＳＲ〜２・ＳＲからの範囲内に含まれることを意味し、パスバンドの如何なる部分も他のものへのエイリアシングは全く生じない。これは、必要としない信号がフィルタリング出力できることを意味する。
【００５８】
一方、２１．０Ｍｓ／ｓのサンプリング速度を選択することは、パスバンドの下部端が図５に示されるように１．５・ＳＲ以下に含まれることを意味する。この場合、３１．４６７ＭＨｚのパスバンドの下部エッジは、０．５・ＳＲ以下の（１．５・ＳＲ−３１．４６７）＝０．０３３ＭＨｚにエイリアシングするのに対して、（３６．１６７−７．６１／２）ＭＨｚの必要信号帯域の下部エッジは０．５・ＳＲ以下の（３６．１６７−７．６１／２−１．５・ＳＲ）＝０．８６２ＭＨｚにエイリアシングする。したがって、干渉は全く生じず、必要としない信号がフィルタリング出力できる。
【００５９】
２０Ｍｓ／ｓのサンプリング速度を選択することは、図４におけるように、パスバンドの上部端は出力へエイリアシングし、必要としない信号は可能性として必要信号と干渉し得ることを意味する。
【００６０】
この場合、（３６．１６７＋７．６１／２）＝３９．９７２ＭＨｚの必要帯域の上部エッジは０．０２８ＭＨｚにエイリアシングするのに対して、（３６．１６７＋４．１９８１）＝４０．３６５１ＭＨｚの必要としない信号は必要帯域内にある０．３６５１ＭＨｚにエイリアシングする。これは、要件（Ｎ−ＦＳ２）＋△＜（ＦＳ２−ＳＢ／２）が△のいかなる値に対しても満たすことができないことを意味する。
【００６１】
したがって、必要としない信号が必要信号へエイリアシングされないので、サブサンプリング後それからフィルタリングできるように第１の中間周波数信号をサブサンプリングすることによって、チューナのフィルタリングに余分の要求を課すことなしに単一逓減工程を有する比較的簡単なチューナの使用を可能にする受信機が開示される。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の１つの態様による受信機回路を概略形式で示している。
【図２】  図１の回路の受信信号のエイリアシングの第１の例を示している。
【図３】  図１の回路の受信信号のエイリアシングの第２の例を示している。
【図４】  図１の回路の受信信号のエイリアシングの第３の例を示している。
【図５】  図１の回路の受信信号のエイリアシングの第４の例を示している。
【図６】  図１の回路の受信信号のエイリアシングの第５の例を示している。
【図１】
0004594535.tif 000002
【図２】
0004594535.tif 000003
【図３】
0004594535.tif 000004
【図４】
0004594535.tif 000005
【図５】
0004594535.tif 000006
【図６】
0004594535.tif 000007