(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
負荷と電源とを接続する電源ラインに介在して前記負荷に流れる電流を測定する電流測定手段と、
前記電流測定手段によって測定する電流の大きさに合わせて負荷に出力する電圧を調節する電圧調節手段とを備え、
前記電圧調節手段は、
前記電流測定手段により測定された電流が所定の閾値未満になった時に、前記電源から供給される電源電圧を暗電流供給用の低い電圧の電力として前記負荷に出力する降圧コンバータと、
前記電流測定手段によって測定された電流が前記閾値以上になった時に、前記降圧コンバータをバイパスするバイパス回路を備え、該バイパス回路を介して直接負荷へ電源電圧を供給する構成としていることを特徴とする電源モジュール。
【請求項２】
前記電流測定手段は、
前記電源ラインに直列に接続された抵抗と、
前記抵抗に並列かつ前記電源から負荷の方向を順方向とするように接続されたダイオードとを備え、
前記抵抗における電圧降下が所定の大きさ以上であるときに前記閾値を超えたものとして前記バイパス回路を導通させるように制御するものである請求項１に記載の電源モジュール。
【請求項３】
前記電圧調節手段は、
パルスを発振するスイッチング制御手段と、
前記電源側に接続されると共に前記パルスによってオンオフが切り替えられるスイッチング素子と、
該スイッチング素子の下流側に直列に接続されるコイルと、グランドラインから前記スイッチング素子とコイルの間にこの方向を順方向とするように接続されるダイオードと、コイルの下流側に接続されたコンデンサとを備え、
前記スイッチング制御手段が出力停止信号の入力によってパルスの発振を停止可能である請求項１または請求項２に記載の電源モジュール。
【請求項４】
前記スイッチング素子が電界効果トランジスタであり、
前記電界効果トランジスタのソースに蓄積される電荷を放電する放電回路を備えてなる請求項３に記載の電源モジュール。
【請求項５】
前記電流測定手段と電圧調節手段を１パッケージの集積回路に集積させた請求項１乃至請求項４の何れか１項に記載の電源モジュール。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源モジュールに関し、詳細には自動車に搭載されたバッテリーから各種電気負荷に電力を供給する電源ラインに介在させる電源モジュールに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
自動車ではバッテリーに蓄電された限られた電力を利用して各種電気負荷（ＥＣＵやアクチュエータなど）を作動させているため、省電力化を図りバッテリーを極力長持ちさせることが重要となっている。特に近年は自動車に搭載されるＥＣＵの数が増加しており、駐車時などにおいて消費される暗電流は増大する傾向にある。このため、駐車時の自動車を長時間放置すると、容易にバッテリに蓄電された電力が枯渇し、所謂バッテリ上がりが発生することが考えられる。そこで、自動車の停止時などにおいて、各負荷に供給する電力を削減して、各負荷における消費電力を削減することが行われている。
【０００３】
図８は、特開２００１−２６８７８７号公報（特許文献１）に係る電源管理システム９０の構成を示している。この電源管理システム９０において、バッテリー９１に高電圧負荷９２および低電圧負荷９３が接続され、低電圧負荷９３にはメインＤＣ−ＤＣコンバータ９４およびサブＤＣ−ＤＣコンバータ９５を介して電力が供給される。また、低電圧負荷への電力供給はイグニッションスイッチ９６のオンオフに伴ってメインＤＣ−ＤＣコンバータ９４またはサブＤＣ−ＤＣコンバータ９５によって行われ、サブＤＣ−ＤＣコンバータ９５を低容量とすることにより、停止時における低電圧負荷９３による消費電力を抑えて、バッテリー９１上がりが発生しないように構成している。
【０００４】
【特許文献１】特開２００１−２６８７８７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところが、自動車ではイグニッションスイッチ９６をオフにした後においても、幾つかのＥＣＵにおいては電力を必要とする状況が生じることがあるので、上述のような低容量のサブＤＣ−ＤＣコンバータ９５では必要な電力の供給を行えないことがある。このために、電源や負荷の状態などを監視すると共に、自動車がスリープ状態になることを検知した後に、負荷に供給する電力を削減するように制御する電源供給システムも考えられているが、スリープ状態の検知のために複雑な処理が必要であった。さらには、負荷によっては車両がスリープ状態であっても定期的に起動するものもあり、種々の負荷に対して適切な電力供給を行うことは困難になるという問題があった。
【０００６】
さらに、車両が動作中であっても通常はほとんど動作しておらず、特別なイベントが生じたときのみ駆動する負荷もあるが、このような負荷に対しても車両が動作中であれば一律の電力供給が行われて、電力が消費されていた。
【０００７】
本発明は前記問題を考慮に入れてなされたものであり、簡潔な構成でありながら、各負荷における電力消費を効率的に削減することができ、かつ、必要とするときには瞬時に必要な電力を供給できる電源モジュールを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
前記課題を解決するため、本発明は、
負荷と電源とを接続する電源ラインに介在して前記負荷に流れる電流を測定する電流測定手段と、
前記電流測定手段によって測定する電流の大きさに合わせて負荷に出力する電圧を調節する電圧調節手段とを備え、
前記電圧調節手段は、
前記電流測定手段により測定された電流が所定の閾値未満になった時に、前記電源から供給される電源電圧を暗電流供給用の低い電圧の電力として前記負荷に出力する降圧コンバータと、
前記電流測定手段によって測定された電流が前記閾値以上になった時に、前記降圧コンバータをバイパスするバイパス回路を備え、該バイパス回路を介して直接負荷へ電源電圧を供給する構成としていることを特徴とする電源モジュールを提供している。
【０００９】
前記構成によれば、電流測定手段が負荷に流れる電流を測定し、この電流を用いて負荷が必要としている電力を確認し、電圧調節手段が負荷の必要（負荷に流れる電流）に応じて負荷に供給する電圧を調節する。したがって、負荷が大きな電力を必要としていない自動車のスリープ状態や負荷が動作していない状態において、前記電流測定手段は負荷に流れる電流が少ないことを測定し、電圧調節手段が負荷に供給する電圧を下げることにより、負荷によって消費される待機電力を削減することができる。
【００１０】
また、前記電流測定手段によって測定された電流が所定の閾値より小さいときに降圧コンバータによって降圧された低電圧を負荷に供給することができ、前記閾値以上の電流が負荷に流れるときにバイパス回路を介して電源電圧を直接的に負荷に供給することができる。このため、降圧コンバータに大電流を流す必要がなく、それだけ降圧コンバータの小型化を図り、その製造コストを削減することができる。
【００１１】
一方、何らかのイベントが発生するなどして負荷が動作するときには、電流測定手段は負荷に流れる電流が増加することを測定するので、これに伴って、電圧調節手段は高い電圧を負荷に供給する。つまり、負荷は十分な電力を得ることができて動作する。なお、本発明は主に自動車の電源であるバッテリから供給される待機電力を削減するものであるが、前記電源はバッテリ以外の電源であってもよい。
【００１２】
電流測定手段と電圧調節手段が接続されて、負荷に対する供給電圧の調節が演算処理部のようなソフトウェアを介することなく行われるので、負荷の要求に素早く対応して必要とする電力供給を行うことができる。また、自動車の動作状態に関わらず、負荷が大きな電力を不要とするときは供給電圧を下げることにより負荷によって消費される暗電流を可能な限り小さくすることができる。つまり、それだけ自動車の電源にかける負荷を小さくすることができる。
【００１３】
前記電流測定手段は、
前記電源ラインに直列に接続された抵抗と、
前記抵抗に並列かつ前記電源から負荷の方向を順方向とするように接続されたダイオードとを備え、
前記抵抗における電圧降下が所定の大きさ以上であるときに前記閾値を超えたものとして前記バイパス回路を導通させるように制御するものであることを特徴としている。
【００１４】
前記構成によれば、負荷が大きな電流を要求していない状態では降圧コンバータによって降圧された低電圧が負荷に供給されると共に前記抵抗に電流が流れるので、この電流量に比例して抵抗における電圧降下が変動する。そして、負荷がより多くの電流を要求すると抵抗による電圧降下が前記ダイオードの順方向の閾値と同程度となり、当該ダイオードと前記バイパス回路を介して電源電圧が直接的に負荷に供給される。さらに、負荷が大電流を要求すると、その電流の大部分がダイオードに流れ、前記抵抗による電圧降下がダイオードに順方向に電流を流した状態の電圧降下と同じとなる程度の小さい電流だけが抵抗に流れるので、抵抗による電力消費をおこさえることができる。
【００１５】
前記電圧調節手段は、
パルスを発振するスイッチング制御手段と、
前記電源側に接続されると共に前記パルスによってオンオフが切り替えられるスイッチング素子と、
該スイッチング素子の下流側に直列に接続されるコイルと、グランドラインから前記スイッチング素子とコイルの間にこの方向を順方向とするように接続されるダイオードと、コイルの下流側に接続されたコンデンサとを備え、
前記スイッチング制御手段が出力停止信号の入力によってパルスの発振を停止可能であることが好ましい。
【００１６】
すなわち、スイッチング制御手段がスイッチング制御を停止することにより、負荷に対する電力の供給を完全に停止させることも可能である。
【００１７】
前記スイッチング素子が電界効果トランジスタであり、
前記電界効果トランジスタのソースに蓄積される電荷を放電する放電回路を備えてなることが好ましい。
前記構成によれば、電界効果トランジスタによるスイッチングを高速に行うことができるので、スイッチング損失に伴う消費電力を抑えることができる。
【００１８】
前記電流測定手段と電圧調節手段を１パッケージの集積回路に集積させたことを特徴とする電源モジュール。
すなわち、本発明の電源モジュールは負荷と電源との間に介在させるだけで、他のＥＣＵの動作に関わりなく、それぞれの負荷が僅かな電力しか必要としていないときには供給電圧を引き下げて消費電力を低減できる一方で、負荷がある閾値以上の電力を必要とするときには供給電圧を引き上げて負荷の駆動に必要な電力を供給することができる。
【発明の効果】
【００１９】
前述したように、本発明によれば、電流測定手段と電圧調節手段が接続されて、負荷に対する供給電圧の調節が演算処理部のようなソフトウェアを介することなく行われるので、負荷が多くの電力を必要としているときには負荷の要求に素早く対応して必要とする電力供給を行うことができる。また、自動車の動作状態に関わらず、負荷が大きな電力を不要とするときは供給電圧を下げることにより負荷によって消費される暗電流を可能な限り小さくすることができる。つまり、それだけ自動車の電源にかける負荷を小さくすることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
本発明の実施形態を図面を参照して説明する。図１乃至図６は、本発明の第一実施形態を示し、図１は本発明の電源モジュール１を用いた電源システム２の全体を示し、図２は電源モジュール１の動作の一例を示し、図３は前記電源モジュール１の構成を示すブロック図、図４はより詳細な回路構成を示し、図５は図３，４に示す回路の動作を説明し、図６は電源モジュール１の電流−電圧特性を示す図である。
【００２１】
図１に示す電源システム２において、３は自動車に搭載される電源の一例であるバッテリ、４は自動車に搭載されるＥＣＵやアクチュエータやセンサなどの種々の電気負荷、５は各負荷４とバッテリ３とを分岐接続するワイヤーからなる電源ライン、６はこの電源ライン５に介在して各電源ライン５に電力を分配供給するジャンクションボックスである。なお、以下の説明においてジャンクションボックス６内に設けた各電源モジュール１、各負荷４、各電源ライン５を区別する必要がある場合には、それぞれ符号１Ａ，１Ｂ、４Ａ〜４Ｆ、５Ａ〜５Ｄ，５Ａ１〜５Ａ３を用いる。また、７は各電源ライン５Ａ１〜５Ａ３，５Ｂ〜５Ｄに設けた電流制限手段（ヒューズ）である。
【００２２】
本発明の電源モジュール１Ａ，１Ｂはそれぞれ電源ライン５Ａ，５Ｂに介在するように設けて、各電源ライン５Ａ，５Ｂを介して負荷４Ａ〜４Ｃ，４Ｄに流れる電流の大きさに合わせた電圧を、負荷４Ａ〜４Ｃ，４Ｄに供給するものである。本実施形態に示す例の場合は、負荷４Ａ〜４Ｃがほぼ同じタイミングで動作するゆえにこれらの負荷４Ａ〜４Ｃへの共通の電源ライン５Ａに介在するように電源モジュール１Ａを設けて、電源モジュール１の数を少なくするように構成している。
【００２３】
前記電源モジュール１は電源ライン５に介在して前記負荷４に流れる出力電流Ｉｏｕｔを測定する電流測定手段１０と、前記電流測定手段１０によって測定する出力電流Ｉｏｕｔの大きさに合わせて負荷４に出力する電圧Ｖｏｕｔを調節する電圧調節手段１１とを備えるものである。
【００２４】
図２に示すように、前記電圧調節手段１１は、ＤＣ−ＤＣコンバータからなる降圧コンバータを中心とするものであり、前記電流測定手段１０によって測定された出力電流Ｉｏｕｔが所定の閾値Ｉｔｈよりも小さいときには降圧された低電圧（一例として９Ｖ）を前記負荷４に出力し、出力電流Ｉｏｕｔが前記閾値以上になったときにバッテリ３から入力した電圧Ｖｉｎ（一例として１２Ｖ）をそのまま出力電圧Ｖｏｕｔとして出力するように構成されている。
【００２５】
より具体的には、前記電圧調節手段１１は、時点ｔ１において何らかのイベントが発生して負荷が動作を開始し、負荷４が大きな電力を必要とするときには、負荷４に流れる出力電流Ｉｏｕｔが閾値Ｉｔｈよりも大きくなり、出力電圧Ｖｏｕｔは一気に１２Ｖに引き上げられるように構成されている。また、前記電圧調節手段１１は、時点ｔ２において負荷４の動作が停止して負荷４が大きな電力を必要としなくなったときには、出力電流Ｉｏｕｔが閾値Ｉｔｈより小さくなるので、出力電圧ＶｏｕｔはＤＣ−ＤＣコンバータ１１によって降圧された低電圧（９Ｖ）を出力するように構成されている。
【００２６】
図３に示すように、前記電流測定手段１０は電源ライン５に介在させて負荷４に流れる電流Ｉｏｕｔを測定するものであり、前記電圧調節手段１１は、前記バッテリ３に接続されて前記負荷４に暗電流供給用の低い電圧（９Ｖ）の電力を出力する降圧コンバータ回路１１ａと、前記電流測定手段１０によって測定された出力電流Ｉｏｕｔが所定の閾値Ｉｔｈ以上になったときに前記降圧コンバータ１１ａをバイパスするバイパス回路１１ｂとを備えるものである。
【００２７】
また、前記降圧コンバータ１１ａはパルスを発振するスイッチング制御手段１３と、前記電源側に接続されると共に前記パルスによってオンオフが切り替えられるスイッチング素子Ｓ１と、該スイッチング素子Ｓ１の下流側に直列に接続されるコイルＬと、車体に接地されたグランドラインＧから前記スイッチング素子Ｓ１とコイルＬの間にこの方向を順方向とするように接続されるダイオードＤ１と、コイルＬの下流側に接続されたコンデンサＣとを備えている。また、前記スイッチング制御手段１３には制御入力部１３ａが形成されており、この制御入力部１３ａに出力停止信号を意味する制御信号ＣＯＮＴが入力されると、パルスの発振を停止可能に構成されている。
【００２８】
図４にさらに具体的な回路を示す。前記スイッチング制御手段１３は差動増幅回路の構成を用いて出力電圧Ｖｏｕｔを調節する発振回路であり、電源電圧Ｖｉｎの入力部Ｐ０とグランドラインＧの間に抵抗Ｒ１と例えば定格６．８ＶのツェナーダイオードＺｄが直列に接続され、この抵抗Ｒ１とツェナーダイオードの接続点Ｐ１がＮＰＮ型のトランジスタＴｒ１のベースｂに接続され、このトランジスタＴｒ１のコレクタｃが抵抗Ｒ２を介して電源電圧Ｖｉｎの入力部Ｐ０に接続され、トランジスタＴｒ１のエミッタｅがこれに対抗するように設けた他方のＮＰＮ型のトランジスタＴｒ２のエミッタｅに接続されている。
【００２９】
さらに、前記トランジスタＴｒ２のベースｂは前記コンデンサＣに蓄電された電圧Ｖｃを抵抗分圧するように直列接続された二つの抵抗Ｒ３，Ｒ４の接続点Ｐ２に接続され、この接続点Ｐ２が抵抗Ｒ５を介してＰＮＰ型のトランジスタＴｒ３のエミッタｅに接続され、このトランジスタＴｒ３のコレクタｃがグランドラインＧに、ベースｂが前記抵抗Ｒ２とトランジスタＴｒ１の間の接続点Ｐ３に接続されている。また、トランジスタＴｒ３のエミッタｅは前記スイッチング素子Ｓ１の一例である電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）Ｓ１のゲートｇに接続される。なお、ＦＥＴＳ１のソースｓは電源電圧Ｖｉｎの入力部Ｐ０、ドレインｄは前記コイルＬに接続され、ソースｓとゲートｇの間に抵抗Ｒ６が接続されている。
【００３０】
前記二つのトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のエミッタｅを接続した接続点Ｐ４は抵抗Ｒ７とＦＥＴからなるスイッチング素子Ｓ２を介してグランドラインＧに接続されており、このＦＥＴＳ２のゲートｇは抵抗Ｒ８を介して制御入力部１３ａが接続されており、この制御入力部１３ａにＦＥＴＳ２をオン状態にする電圧信号が供給されているときだけ抵抗Ｒ７に電流が流れるように構成している。なお、ＦＥＴＳ２のソースｓとゲートｇの間は抵抗Ｒ９によって接続されている。
【００３１】
一方、前記電流測定手段１０は、前記電源ライン５の負荷４側に直列に接続された抵抗Ｒ１０と、この抵抗Ｒ１０に並列かつ前記バッテリ３から負荷４の方向を順方向とするように接続されたダイオードＤ２とを備え、この抵抗Ｒ１０における電圧降下が所定の大きさ以上であるときに前記出力電流Ｉｏｕｔが閾値Ｉｔｈを超えたものとして前記バイパス回路１１ｂを導通させるように制御するものである。
【００３２】
すなわち、前記抵抗Ｒ１０の両端Ｐ５，Ｐ６にＰＮＰ型のトランジスタＴｒ４のベースｂとエミッタｅが接続され、このトランジスタＴｒ４のコレクタｃが抵抗Ｒ１１，Ｒ１２を介してグランドラインＧに接続され、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の接続点Ｐ７がＮＰＮ型のトランジスタＴｒ５のベースｂに接続され、エミッタｅがグランドラインＧに接続されている。また、トランジスタＴｒ５のコレクタｃは抵抗Ｒ１３を介してＦＥＴからなる前記バイパス回路１１ｂのスイッチング素子Ｓ３のゲートｇに接続されている。
【００３３】
さらに、前記バイパス回路１１ｂは電源電圧Ｖｉｎの入力部Ｐ０に接続されるバイパスライン５ｂと、このバイパスライン５ｂにソースｓが接続されると共にドレインｄが前記接続点Ｐ５に接続されたＦＥＴＳ３とからなる。また、このＦＥＴＳ３のソースｓとゲートｇの間には抵抗Ｒ１４が接続されている。
【００３４】
前記各回路部品は一枚の基板上に形成されてモジュール化されるものであり、前記スイッチング制御手段１３はＦＥＴＳ１、ダイオードＤ１、コイルＬ、コンデンサＣなどからなるスイッチング回路素子と一体的に構成されているので、自励式のＤＣ−ＤＣコンバータである。また、特に入力電圧Ｖｉｎに比べて出力電圧Ｖｏｕｔを下げるものであるから降圧コンバータである。
【００３５】
次に，図４に示す回路の動作を説明する。
前記電源モジュール１にバッテリ３からの電圧Ｖｉｎが入力される前には、ＦＥＴＳ１、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２は何れもオフの状態であり、コンデンサＣには蓄積電荷はないので、その端子間電圧Ｖｃは０である。また、前記ＦＥＴＳ２は制御入力部１３ａにハイレベルが入力されると、オンとなる。
【００３６】
入力電圧Ｖｉｎが入力されると、抵抗Ｒ１を経由してトランジスタＴｒ１にベース電流が流れ、トランジスタＴｒ１のベースｂとエミッタｅの間の電圧が０．５Ｖに達すると、トランジスタＴｒ１がオンとなり、トランジスタＴｒ１にはベース電流に応じたコレクタ電流が抵抗Ｒ２を経由して流れ、抵抗Ｒ２に電位差が発生することにより、トランジスタＴｒ３がオンとなり、抵抗Ｒ６に電流が流れる。
【００３７】
そして、抵抗Ｒ６に電位差が発生することによりＦＥＴＳ１がオンとなり、コイルＬを通じて負荷４に電流が供給されると共に、コンデンサＣに電荷が蓄積され、同時にトランジスタＴｒ２のベース電位が上昇する。
【００３８】
前記トランジスタＴｒ２のベースｂとエミッタｅの間の電圧が０．５Ｖに達すると、抵抗Ｒ３を経由してトランジスタＴｒ３にベース電流が流れ、トランジスタＴｒ２がオンとなり、トランジスタＴｒ２には前記ベース電流に応じたコレクタ電流が流れる。
【００３９】
一方、ツェナーダイオードＺｄにより抵抗Ｒ７にかかる電圧はほぼ一定に保たれているので，抵抗Ｒ７を流れる電流も一定値となるため、トランジスタＴｒ２のエミッタ電流が抵抗Ｒ７に流れた分だけトランジスタＴｒ１から抵抗Ｒ７に流れ込んでいたエミッタ電流が減少する。
【００４０】
そして、抵抗Ｒ２に流れる電流が減少することにより，トランジスタＴｒ１のコレクタ電位が上昇し、トランジスタＴｒ３のベースｂとエミッタｅ間の電圧が低下しトランジスタＴｒ３はオフとなる。また、抵抗Ｒ６を流れる電流が急激に低下し、ＦＥＴＳ１のゲートｇとソースｓの間の電圧が低下し、最終的にＦＥＴＳ１は完全にオフとなる。
【００４１】
前記ＦＥＴＳ１がオフとなることによりコイルＬに逆起電力が発生し、ダイオードＤ１→コイルＬ→抵抗Ｒ１０のルートで電流が流れ、同時にコンデンサＣに蓄積された電荷が負荷４に供給される。
【００４２】
そして、コンデンサＣに蓄積された電荷が減少することにより、前記電源投入時から説明した前記一連の動作を繰り返し行うことができる。
【００４３】
したがって、図５に示すように、時点ｔ３〜ｔ４、ｔ５〜ｔ６、ｔ７〜ｔ８…の間ＦＥＴＳ１がオンとなり、時点ｔ４〜ｔ５、ｔ６〜ｔ７…の間ＦＥＴＳ２がオフとなる。つまり、前記スイッチング制御手段１３はコンデンサＣの端子電圧Ｖｃがほぼ一定となるように発振し、ＦＥＴＳ１をオンオフ制御するようにパルスＰを発振するように構成されている。
【００４４】
次に、電流測定手段１０の動作を説明する。
まず、電源投入時はトランジスタＴｒ４，Ｔｒ５、ＦＥＴＳ３は何れもオフの状態である。
【００４５】
そして、出力電流Ｉｏｕｔが増大すると抵抗Ｒ１０における電圧降下が増大し、トランジスタＴｒ４のベースｂとエミッタｅの間の電圧が０．５Ｖになると、トランジスタＴｒ４がオンとなり、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２に電流が流れ、トランジスタＴｒ５のベースｂとエミッタｅの間の電圧が０．５Ｖになり、抵抗Ｒ１４に電流が流れてトランジスタＴｒ３がオンとなる。
【００４６】
つまり、負荷４に大きな出力電流Ｉｏｕｔが流れるときには、バイパスライン５ｂを介してＦＥＴＳ３を介してダイオードＤ２を介して負荷に流れるようになり、出力電圧Ｖｏｕｔは入力電圧Ｖｉｎが降圧コンバータ１１ａを介することなく、そのまま供給される。また、このとき前記スイッチング制御手段１３は発振を停止する。
【００４７】
上述のように構成することにより、前記ダイオードＤ２を抵抗Ｒ１０に並列に設けているので、出力電流Ｉｏｕｔが大きくなっても、その電圧降下がほぼ一定とすることができる。つまり、ダイオードＤ２として電流容量の大きいものを選択することにより、バイパス回路１１ｂを介して電力を供給するときにおける電圧降下を最小限に抑えることができると共に、ダイオードＤ２の順方向の電圧降下によってトランジスタＴｒ４のオン状態をキープすることが可能である。
【００４８】
また、前記コンデンサＣは出力電圧Ｖｏｕｔの平滑を行うものであるが、負荷４が急激に大電流を要求した場合に、ＦＥＴＳ３の切り替えがこれに追従できなかったとしても、コンデンサＣから一時的な大電流を流すことが可能である。しかしながら、ＦＥＴＳ３はトランジスタＴｒ４，Ｔｒ５のスイッチ切り替えによって直ちにオンされるので、従来のソフトウェアを介する供給電圧の切り替えとは比較にならないほど高速に負荷４の要求に応えた高電圧を供給することができる。
【００４９】
一方、出力電流Ｉｏｕｔが減少すると、ダイオードＤ２に電流が流れなくなり、トランジスタＴｒ４，Ｔｒ５、ＦＥＴＳ３がこの順でオフとなり、前記降圧コンバータ１１ａはスイッチング動作を再開し、負荷４への電流供給は再び降圧コンバータ１１ａを介して行われる。
【００５０】
すなわち、本発明の電源モジュール１においては、負荷４に流れる電流Ｉｏｕｔを電流測定手段１０によって測定し、負荷４が大電流を要求する場合には直ちに高い電圧を、負荷４が大きな電流を要求していないときには直ちに低い電圧を供給することができる。
【００５１】
図６に示すように、本発明の電源モジュール１を電源ライン５に介在させることにより、負荷４に流れる出力電流Ｉｏｕｔが閾値Ｉｔｈ以下であるときには低電圧（本実施形態ではＶｏｕｔ＝９Ｖ）を出力し、負荷４に流れる出力電流Ｉｏｕｔが閾値Ｉｔｈ以上のときは入力電圧Ｖｉｎと同じ出力電圧Ｖｏｕｔ＝１２を出力することにより、バッテリ３から各負荷４に流れる暗電流を削減することができる。
【００５２】
ここで、暗電流低減効果の試算を行う。
暗電流値を５０ｍＡ、バッテリ３からの供給電圧Ｖｉｎを１２Ｖ、降圧コンバータ１１ａの効率を９０％とすると、電源モジュール１から出力される電力Ｗは以下の式（１）に示す大きさとなる。
Ｗ＝１２×Ｉｉｎ×０．９０                                      …  式（１）
【００５３】
暗電流供給時の本発明の電源モジュール１の出力電圧Ｖｏｕｔが９Ｖであるから、出力電流Ｉｏｕｔは以下の式（２）のようになる。
Ｉｏｕｔ＝１２×Ｉｉｎ×０．９０／９                            …  式（２）
【００５４】
前記出力電流Ｉｏｕｔが暗電流となる場合はＩｏｕｔ＝５０［ｍＡ］であるから、電源モジュール１の入力電流Ｉｉｎは以下の式（３）のようになり、この式（３）を計算することにより、バッテリ３から電源モジュール１に供給される電流Ｉｉｎは４１．５［ｍＡ］に抑えることができることがわかる。
１２×Ｉｉｎ×０．９０／９＝５０［ｍＡ］                        …  式（３）
【００５５】
従って、バッテリ３からの電流削減量は５０［ｍＡ］−４１．５［ｍＡ］＝８．５［ｍＡ］となり、削減率が１７％におよぶ。
【００５６】
上述した実施形態のように構成された電源モジュール１においては、降圧コンバータ１１ａには大電流を流すことがないので、前記ツェナーダイオードＺｄとして低電流時に特性のよい７Ｖ程度のものを採用することにより、低電流時にも安定したスイッチング動作を行えるように構成している。また、スイッチング動作が可能な範囲で各部の抵抗Ｒ１〜Ｒ７を大きく設定し、スイッチング制御手段１３において消費される電力を必要最小限に抑えることも可能である。
【００５７】
さらに、前記ＦＥＴＳ１のソースｓとゲートｇの間に放電回路として抵抗Ｒ６を取り付けることにより、ＦＥＴＳ１のソースｓ−ゲートｇ間に発生する容量成分によるスイッチングの切り替え遅れを小さくして、スイッチングロスを必要最小限に抑えることができるように構成している。
【００５８】
また、図７に示す第２実施形態に示すように、前記抵抗Ｒ６に変えてＦＥＴＳ１のソースｓとゲートｇにそれぞれコレクタｃとエミッタｅを接続するようにＮＰＮ型のトランジスタＴｒ６を配置し、このトランジスタＴｒ６のベースｂを接続点Ｐ３に接続することにより、トランジスタＴｒ６を放電回路として用いてもよい。この場合、ＦＥＴＳ１のドライブ時のインピーダンスを小さくすることでスイッチングロスを低減でき、抵抗Ｒ６における損失も削減することが可能である。
【００５９】
さらに、前記第１および第２の実施形態の何れにおいても、降圧コンバータ１１ａには大電流を流す必要がないので、この降圧コンバータ１１ａを構成するスイッチング制御手段１３、ＦＥＴＳ１、コイルＬ、ダイオードＤ１、コンデンサＣの何れにも、大きな電流Ｉを流す必要がない。このため各部材Ｓ１，Ｌ，Ｄ１，Ｃの大きさを小さくすることが可能でありその製造コストを削減することができる。
【００６０】
また、前記スイッチング制御手段１３には、制御入力部１３ａが形成されており、この制御入力部１３ａに出力停止信号を意味する制御信号ＣＯＮＴが入力されると、パルスの発振を停止可能に構成されているから、出力停止信号（本実施形態の場合はＬｏｗレベル信号）の入力によってパルスＰの発振を完全に停止し、外部からの制御信号ＣＯＮＴの入力により負荷４への給電を完全に停止することが可能である。
【００６１】
上述した各実施形態において、前記電源モジュール１を１パッケージの集積回路に集積させることが好ましい。これにより、電源モジュール１のさらなる小型化を達成でき、電源ライン５上の任意の位置に介在させることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００６２】
【図１】本発明の電源モジュールを用いた電源管理システムを示す図である。
【図２】前記電源モジュールによる負荷への出力電流と出力電圧の例を示す図である。
【図３】第１実施形態に係る電源モジュールの構成を概略的に示す図である。
【図４】前記電源モジュールのより詳細な構成を示す図である。
【図５】前記電源モジュールの動作の一例を説明する図である。
【図６】前記電源モジュールの出力電流と出力電圧の関係を示す図である。
【図７】第２実施形態に係る電源モジュールの構成を示す図である。
【図８】従来の電源管理システムの構成を示す図である。
【符号の説明】
【００６３】
１            電源モジュール
２            電源管理システム
３            電源（バッテリ）
４            負荷
５            電源ライン
１０          電流測定手段
１１          電圧調節手段
１１ａ        降圧コンバータ
１１ｂ        バイパス回路
Ｒ１０        電流測定用の抵抗
Ｃ            コンデンサ
Ｄ１          ダイオード（スイッチング回路要素）
Ｄ２          ダイオード
Ｌ            コイル
Ｓ１          スイッチング素子（電界効果トランジスタ）
Ｒ６，Ｔｒ６  放電回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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