(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１、第２及び第３の交流端子（１ａ、１ｂ、１ｃ）と、
第１及び第２の直流端子（２ａ、２ｂ）と、
前記第１の交流端子（１ａ）から前記第１の直流端子（２ａ）へ向って正方向電流が流れるように、前記第１の交流端子（１ａ）と前記第１の直流端子（２ａ）との間に接続された第１の主ダイオード（Ｄ1 ）と第１の主スイッチ（Ｑ1 ）との直列回路と、
前記第２の交流端子（１ｂ）から前記第１の直流端子（２ａ）に向って正方向電流が流れるように、前記第２の交流端子（１ｂ）と前記第１の直流端子（２ａ）との間に接続された第２の主スイッチ（Ｑ2 ）と第２の主ダイオード（Ｄ2 ）との直列回路と、
前記第３の交流端子（１ｃ）から前記第１の直流端子（２ａ）へ向って正方向電流が流れるように、前記第３の交流端子（１ｃ）と前記第１の直流端子（２ａ）との間に接続された第３の主ダイオード（Ｄ3 ）と第３の主スイッチ（Ｑ3 ）との直列回路と、
前記第２の直流端子（２ｂ）から前記第１の交流端子（１ａ）へ向って正方向電流が流れるように、前記第２の直流端子（２ｂ）と前記第１の交流端子（１ａ）との間に接続された第４の主スイッチ（Ｑ4 ）と第４の主ダイオード（Ｄ4 ）との直列回路と、
前記第２の直流端子（２ｂ）から前記第２の交流端子（１ｂ）へ向って正方向電流が流れるように、前記第２の直流端子（２ｂ）と前記第２の交流端子（１ｂ）との間に接続された第５の主スイッチ（Ｑ5 ）と第５の主ダイオード（Ｄ5 ）との直列回路と、
前記第２の直流端子（２ｂ）から前記第３の交流端子（１ｃ）へ向って正方向電流が流れるように、前記第２の直流端子（２ｂ）と前記第３の交流端子（１ｃ）との間に接続された第６の主スイッチ（Ｑ6 ）と第６の主ダイオード（Ｄ6 ）との直列回路と、
前記第１、第２、第３、第４、第５及び第６の主スイッチ（Ｑ1 、Ｑ2 、Ｑ3 、Ｑ4 、Ｑ5 、Ｑ6 ）に対してそれぞれ並列に接続された第１、第２、第３、第４、第５及び第６のスナバ用コンデンサ（Ｃ1 、Ｃ2 、Ｃ3 、Ｃ4 、Ｃ5 、Ｃ6 ）と、
その一端が前記第１の直流端子（２ａ）に接続された第１の転流用リアクトル（Ｌa ）と、
そのカソードが前記第１の転流用リアクトル（Ｌa ）の他端に接続された第１の回生用ダイオード（Ｄa ）と、
そのカソードが前記第１の回生用ダイオード（Ｄa ）のアノードに接続され且つそのアノードが前記第２の直流端子（２ｂ）に接続された第２の回生用ダイオード（Ｄb ）と、
その一端が前記第２の直流端子（２ｂ）に接続された第２の転流用リアクトル（Ｌb ）と、
そのアノードが前記第２の転流用リアクトル（Ｌb ）の他端に接続された第３の回生用ダイオード（Ｄc ）と、
そのアノードが前記第３の回生用ダイオード（Ｄc ）のカソードに接続され且つそのカソードが前記第１の直流端子（２ａ）に接続された第４の回生用ダイオード（Ｄd ）と、
前記第１の主ダイオード（Ｄ1 ）と前記第１の主スイッチ（Ｑ1 ）との接続点にそのアノードが接続された第１の転流用ダイオード（Ｄu ）と、
前記第２の主ダイオード（Ｄ2 ）と前記第２の主スイッチ（Ｑ2 ）との接続点にそのアノードが接続された第２の転流用ダイオード（Ｄv ）と、
前記第３の主ダイオード（Ｄ3 ）と前記第３の主スイッチ（Ｑ3 ）との接続点にそのアノードが接続された第３の転流用ダイオード（Ｄw ）と、
前記第１、第２及び第３の転流用ダイオード（Ｄu 、Ｄv 、Ｄw ）のカソードにその一端が接続され且つ前記第１の転流用リアクトル（Ｌa ）と前記第１の回生用ダイオード（Ｄa ）との接続点にその他端が接続された第１の転流用スイッチ（Ｑa ）と、
前記第４の主ダイオード（Ｄ4 ）と前記第４の主スイッチ（Ｑ4 ）との接続点にそのカソードが接続された第４の転流用ダイオード（Ｄx ）と、
前記第５の主ダイオード（Ｄ5 ）と前記第５の主スイッチ（Ｑ5 ）との接続点にそのカソードが接続された第５の転流用ダイオード（Ｄy ）と、
前記第６の主ダイオード（Ｄ6 ）と前記第６の主スイッチ（Ｑ6 ）との接続点にそのカソードが接続された第６の転流用ダイオード（Ｄz ）と、
前記第２の転流用リアクトル（Ｌb ）と前記第３の回生用ダイオード（Ｄc ）との接続点にその一端が接続され且つ前記第４、第５及び第６の転流用ダイオード（Ｄx 、Ｄy 、Ｄz ）のアノードにその他端が接続された第２の転流用スイッチ（Ｑb ）と、
前記第１の回生用ダイオード（Ｄa ）と前記第１の転流用リアクトル（Ｌa ）との直列回路に対して並列に接続された第１の回生用コンデンサ（Ｃa ）と、
前記第３の回生用ダイオード（Ｄc ）と前記第２の転流用リアクトル（Ｌb ）との直列回路に対して並列に接続された第２の回生用コンデンサ（Ｃb ）と、
前記第１及び第２の直流端子（２ａ、２ｂ）の間において負荷に直列に接続される直流リアクトルと、
前記第１、第２及び第３の交流端子（１ａ、１ｂ、１ｃ）の３相交流電圧を直流電圧に変換するように前記第１〜第６の主スイッチ（Ｑ1 〜Ｑ6 ）をオン・オフするためのＰＷＭ制御信号を形成すると共に、前記第１〜第６の主スイッチ（Ｑ1 〜Ｑ6 ）をソフトスイッチングさせることができるように前記第１及び第２の転流用スイッチ（Ｑa 、Ｑb ）をオン・オフする制御回路と
から成る交流−直流変換装置。
【請求項２】
更に、前記第１、第２及び第３の交流端子（１ａ、１ｂ、１ｃ）の相互間にそれぞれ接続された第１、第２及び第３のフィルタ用コンデンサ（Ｃrs、Ｃst、Ｃtr）を有していることを特徴とする請求項１記載の交流−直流変換装置。
【請求項３】
更に、前記第１、第２、第３、第４、第５及び第６の主スイッチ（Ｑ1 、Ｑ2 、Ｑ3 、Ｑ4 、Ｑ5 、Ｑ6 ）に対して逆方向並列に接続された第１、第２、第３、第４、第５及び第６の逆方向バイパス用ダイオード（Ｄ11、Ｄ12、Ｄ13、Ｄ14、Ｄ15、Ｄ16）を有することを特徴とする請求項１又は２記載の交流−直流変換装置。
【請求項４】
前記制御回路は、
前記交流端子（１ａ、１ｂ、１ｃ）の電圧を検出して第１、第２及び第３の電圧検出信号（Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔ）を出力する電圧検出回路（５）と、
前記電圧検出回路（５）から得られた前記第１、第２及び第３の電圧検出信号（Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔ）に同期して第１、第２及び第３の交流基準（Ｉｒ*、Ｉｓ*、Ｉｔ*）を発生する交流基準発生器（１３ａ、１３ｂ、１３ｃ）と、
前記第１、第２及び第３の交流端子の交流電圧の周波数よりも高い繰返しを有して鋸波電圧（Ｖｃ）を発生する鋸波電圧発生器（１７）と、
前記電圧検出信号の１周期を複数に分割した区間の内の所定区間において前記第１、第２及び第３の主スイッチ（Ｑ1，Ｑ2、Ｑ3）の内の少なくとも２つを前記電圧検出信号の周波数よりも十分に高い繰返周波数でオン・オフ制御し、前記第４、第５及び第６の主スイッチ（Ｑ4、Ｑ5、Ｑ6）を連続的にオン制御し、前記複数に分割した区間の内の残りの区間において前記第４、第５及び第６の主スイッチ（Ｑ4、Ｑ5、Ｑ6）の内の少なくとも２つを前記高い繰返し周波数でオン・オフ制御し、前記第１、第２及び第３の主スイッチ（Ｑ1、Ｑ2、Ｑ3）を連続的にオン制御することができるように、前記第１、第２及び第３の交流基準（Ｉｒ*、Ｉｓ*、Ｉｔ*）を変形して前記第１、第２、第３、第４、第５及び第６の主スイッチ（Ｑ1〜Ｑ6）の制御形態を決めるための第１、第２、第３、第４、第５及び第６の相基準（Ｉｕ*、Ｉｖ*、Ｉｗ*、Ｉｘ*、Ｉｙ*、Ｉｚ*）を演算する相基準演算器（１４）と、
前記相基準演算器（１４）から得られた前記第１、第２、第３、第４、第５及び第６の相基準（Ｉｕ*、Ｉｖ*、Ｉｗ*、Ｉｘ*、Ｉｙ*、Ｉｚ*）と前記電圧検出回路（５）から得られた前記電圧検出信号（Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔ）とに基づいて、前記鋸波電圧と比較するための第１、第２、第３、第４、第５及び第６の相電圧基準（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ、Ｖｘ、Ｖｙ、Ｖｚ）を求めるためのものであって、前記第１、第２及び第３の主スイッチの内の少なくとも２つをオン・オフ制御する区間では、前記第１、第２及び第３の相電圧基準（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）の相互間の大小関係が第１、第２及び第３の電圧検出信号（Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔ）の相互間の大小関係と逆になるように前記第１、第２及び第３の相電圧基準（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）を決定し、前記第４、第５及び第６のスイッチの内の少なくとも２つをオン・オフ制御する区間では、前記第４、第５及び第６の相電圧基準（Ｖｘ、Ｖｙ、Ｖｚ）の相互間の大小関係が前記第１、第２及び第３の電圧検出信号（Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔ）の大小関係と一致するように前記第４、第５及び第６の相電圧基準（Ｖｘ、Ｖｙ、Ｖｚ）を決定するための比較用相電圧基準演算器（１５）と、
前記第１、第２、第３、第４、第５及び第６の相基準電圧（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ、Ｖｘ、Ｖｙ、Ｖｚ）と前記鋸波電圧（Ｖｃ）とを比較して前記第１、第２、第３、第４、第５及び第６の主スイッチ（Ｑ1〜Ｑ6）をオン・オフ制御するためのＰＷＭ制御信号を形成するための第１、第２、第３、第４、第５及び第６の比較手段（１９〜２４）と、
前記鋸波電圧（Ｖｃ）に基づいて前記第１〜第６のスイッチのタ‐ンオン時点を含む所定時間のみ前記第１及び第２の転流用スイッチ（Ｑａ、Ｑｂ）をオン状態に制御するための転流信号を形成する転流信号発生器（１８）と
を備えていることを特徴とする請求項１又は２又は３記載の交流―直流変換装置。
【請求項５】
更に、前記第１、第2及び第3の主スイッチ（Ｑ1、Ｑ2、Ｑ3）の内の少なくとも2つをオン・オフ制御する区間には、前記転流信号によって前記第１の転流用スイッチ（Ｑａ）をオン・オフ制御し、前記第4、第5及び第6の主スイッチ（Ｑ4、Ｑ5、Ｑ6）の内の少なくとも2つをオン・オフ制御する区間には前記転流信号によって前記第2の転流用スイッチ（Ｑｂ）をオン・オフ制御するように前記転流信号発生器（１８）の出力を分配する手段（２６ａ）を有していることを特徴とする請求項４記載の交流−直流変換装置。
【請求項６】
前記交流基準発生器（１３ａ、１３ｂ、１３ｃ）は、前記負荷の電流（Ｉｏ）が所定指令値になるように調整された第１、第２及び第３の交流基準（Ｉｒ*、Ｉｓ*、Ｉｔ*）を発生するものである請求項４又は５記載の交流−直流変換装置。
【請求項７】
前記交流基準発生器（１３ａ、１３ｂ、１３ｃ）は前記負荷の電圧（Ｖｏ）が所定指令値になるように調整された第１、第２及び第３の交流基準を発生するものである請求項４又は５記載の交流−直流変換装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、一般にＰＷＭコンバータと呼ばれている３相交流−直流変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
交流電力を直流電力に変換する３相交流−直流変換装置は、充電器、モータ駆動用インバータの整流部などに用いられている。資源エネルギー庁で策定された高調波を規定するガイドラインより、従来広く用いられていたダイオード整流器は、事実上使用することができなくなり、ほとんどの交流−直流変換装置にＰＷＭコンバータが使用されることになる。
ＰＷＭコンバータには電圧形変換器と電流形変換器がある。前者は回路部品点数が少なく、スイッチ素子のサージ保護が容易という特徴を持つが昇圧動作であるため出力電圧を零から任意に調整できない。これに対して電流形変換器は降圧動作であるため出力電圧が零から調整できる。電圧形ＰＷＭコンバータは、例えば「電気学会研究会資料・半導体電力変換研究会、ＳＰＣ−９６−６２、１９９６年６月７日」の松井景樹ほかの論文「電流形ＰＷＭコンバータにおけるターンオフサージ電圧の最小化制御法」に記載されており、図１に示すように３相交流電源端子１ａ、１ｂ、１ｃに接続されたＩＧＢＴから成る第１〜第６の主スイッチＱ1 〜Ｑ6 の３相ブリッジ回路と、各スイッチＱ1 〜Ｑ6 に直列に接続された逆流防止用の第１〜第６の主ダイオードＤ1 〜Ｄ6 と、ブリッジ回路の対の直流端子２ａ、２ｂの一方と直流出力端子３ａとの間に直列に接続された直流リアクトルＬと、対の直流端子２ａ、２ｂ間に接続された整流用ダイオードＤとを有し、負荷Ｒo は対の直流出力端子３ａ、３ｂ間に接続されている。なお、Ｃrｓ 、Ｃsｔ 、Ｃtｒ はフィルタ用コンデンサである。図１の従来のＰＷＭコンバータでは、正弦波状の３相の基準電圧と鋸波電圧とを比較して第１〜第６の主スイッチＱ1 〜Ｑ6 のＰＷＭ制御信号を形成する。また、この従来のコンバータでは、１周期（３６０度）を６期間に分けて鋸波電圧の傾斜方向を反転させて、転流サージの最小化を図っている。例えばフィルタコンデンサＣrｓ の端子電圧が正（Ｒ相電位が高い）の時に第２の主スイッチＱ2 から第１の主スイッチＱ1 へ切換える時には、第２の主スイッチＱ2 と第１の主スイッチＱ1 を同時に導通させ、Ｃrｓ −Ｑ1 −Ｄ1 −Ｄ2 −Ｑ2 の経路に流れる電流によって第２の主ダイオードＤ2 に逆電流を流す。第２の主ダイオードＤ2 の逆回復時間が経過すると、上記経路の電流は遮断されるので、第２の主スイッチＱ2 の電流遮断時に第３の主スイッチＱ3 に電気的ストレスがほとんど加わらない。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
図１の回路で転流時には、前述の経路に転流電流が発生するが、その時の電流変化率（di／dt）を抑制する要素がないため、転流電流の急峻な電流変化率に伴う電気的ストレスが発生する。また、逆流防止ダイオードＤ1 の端子電圧上昇率（dv／dt）を抑制する要素がないため、同ダイオードＤ1 の逆回復時の端子電圧上昇率が非常に大きくなり、ノイズ及び同ダイオードのサージ電圧が発生し易い。
【０００４】
そこで、本発明の目的は、上記の問題を鑑み、スイッチング時の急峻な電流及び電圧の変化を抑制し、ノイズ及びサージ電圧の発生が生じ難いＰＷＭ形式の交流−直流変換装置を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決し、上記目的を達成するための本発明は、実施形態を示す図面の符号を参照して説明すると、第１、第２及び第３の交流端子１ａ、１ｂ、１ｃと、第１及び第２の直流端子２ａ、２ｂと、前記第１の交流端子１ａから前記第１の直流端子２ａへ向って正方向電流が流れるように、前記第１の交流端子１ａと前記第１の直流端子２ａとの間に接続された第１の主ダイオードＤ1 と第１の主スイッチＱ1 との直列回路と、前記第２の交流端子１ｂから前記第１の直流端子２ａに向って正方向電流が流れるように、前記第２の交流端子１ｂと前記第１の直流端子２ａとの間に接続された第２の主スイッチＱ2 と第２の主ダイオードＤ2 との直列回路と、前記第３の交流端子１ｃから前記第１の直流端子２ａへ向って正方向電流が流れるように、前記第３の交流端子１ｃと前記第１の直流端子２ａとの間に接続された第３の主ダイオードＤ3 と第３の主スイッチＱ3 との直列回路と、前記第２の直流端子２ｂから前記第１の交流端子１ａへ向って正方向電流が流れるように、前記第２の直流端子２ｂと前記第１の交流端子１ａとの間に接続された第４の主スイッチＱ4 と第２の主ダイオードＤ4 との直列回路と、前記第２の直流端子２ｂから前記第２の交流端子１ｂへ向って正方向電流が流れるように、前記第２の直流端子２ｂと前記第２の交流端子１ｂとの間に接続された第５の主スイッチＱ5 と第５の主ダイオードＤ5 との直列回路と、前記第２の直流端子２ｂから前記第３の交流端子１ｃへ向って正方向電流が流れるように、前記第２の直流端子２ｂと前記第３の交流端子１ｃとの間に接続された第６の主スイッチＱ6 と第６の主ダイオードＤ6 との直列回路と、前記第１、第２、第３、第４、第５及び第６の主スイッチＱ1 、Ｑ2 、Ｑ3 、Ｑ4 、Ｑ5 、Ｑ6 に対してそれぞれ並列に接続された第１、第２、第３、第４、第５及び第６のスナバ用コンデンサＣ1 、Ｃ2 、Ｃ3 、Ｃ4 、Ｃ5 、Ｃ6 と、その一端が前記第１の直流端子２ａに接続された第１の転流用リアクトルＬa と、そのカソードが前記第１の転流用リアクトルＬa の他端に接続された第１の回生用ダイオードＤa と、そのカソードが前記第１の回生用ダイオードＤa のアノードに接続され且つそのアノードが前記第２の直流端子２ｂに接続された第２の回生用ダイオードＤb と、その一端が前記第２の直流端子２ｂに接続された第２の転流用リアクトルＬb と、そのアノードが前記第２の転流用リアクトルＬb の他端に接続された第３の回生用ダイオードＤc と、そのアノードが前記第３の回生用ダイオードＤc のカソードに接続され且つそのカソードが前記第１の直流端子２ａに接続された第４の回生用ダイオードＤd と、前記第１の主ダイオードＤ1 と前記第１の主スイッチＱ1 との接続点にそのアノードが接続された第１の転流用ダイオードＤu と、前記第２の主ダイオードＤ2 と前記第２の主スイッチＱ2 との接続点にそのアノードが接続された第２の転流用ダイオードＤv と、前記第３の主ダイオードＤ3 と前記第３の主スイッチＱ3 との接続点にそのアノードが接続された第３の転流用ダイオードＤw と、前記第１、第２及び第３の転流用ダイオードＤu 、Ｄv 、Ｄw のカソードにその一端が接続され且つ前記第１の転流用リアクトルＬa と前記第１の回生用ダイオードＤa との接続点にその他端が接続された第１の転流用スイッチＱa と、前記第４の主ダイオードＤ4 と前記第４の主スイッチＱ4 との接続点にそのカソードが接続された第４の転流用ダイオードＤx と、前記第５の主ダイオードＤ5 と前記第５の主スイッチＱ5 との接続点にそのカソードが接続された第５の転流用ダイオードＤy と、前記第６の主ダイオードＤ6 と前記第６の主スイッチＱ6 との接続点にそのカソードが接続された第６の転流用ダイオードＤz と、前記第２の転流用リアクトルＬb と前記第３の回生用ダイオードＤc との接続点にその一端が接続され且つ前記第４、第５及び第６の転流用ダイオードＤx 、Ｄy 、Ｄz のアノードにその他端が接続された第２の転流用スイッチＱb と、前記第１の回生用ダイオードＤa と前記第１の転流用リアクトルＬa との直列回路に対して並列に接続された第１の回生用コンデンサＣa と、前記第３の回生用ダイオードＤc と前記第２の転流用リアクトルＬb との直列回路に対して並列に接続された第２の回生用コンデンサＣb と、前記第１及び第２の直流端子２ａ、２ｂの間において負荷に直列に接続される直流リアクトルと、前記第１、第２及び第３の交流端子１ａ、１ｂ、１ｃの３相交流電圧を直流電圧に変換するように前記第１〜第６の主スイッチＱ1 〜Ｑ6 をオン・オフするためのＰＷＭ制御信号を形成すると共に、前記第１〜第６の主スイッチＱ1 〜Ｑ6 をソフトスイッチングさせることができるように前記第１及び第２の転流用スイッチＱa 、Ｑb をオン・オフする制御回路とから成る交流−直流変換装置に係わるものである。
【０００６】
なお、請求項２に示すように、フィルタ用コンデンサＣrs、Ｃst、Ｃtrを設けることが望ましい。
また、請求項３に示すように、第１〜第６の主スイッチＱ1 〜Ｑ6 に逆方向並列にダイオードを接続することができる。
また、請求項４に示すように制御回路は、前記交流端子１ａ、１ｂ、１ｃの電圧を検出して第１、第２及び第３の電圧検出信号Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔを出力する電圧検出回路５と、前記電圧検出回路５から得られた前記第１、第２及び第３の電圧検出信号Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔに同期して第１、第２及び第３の交流基準Ｉｒ*、Ｉｓ*、Ｉｔ*を発生する交流基準発生器１３ａ、１３ｂ、１３ｃと、前記第１、第２及び第３の交流端子の交流電圧の周波数よりも高い繰返しを有して鋸波電圧Ｖｃを発生する鋸波電圧発生器１７と、前記電圧検出信号の１周期を複数に分割した区間の内の所定区間において前記第１、第２及び第３の主スイッチＱ1，Ｑ2、Ｑ3の内の少なくとも２つを前記電圧検出信号の周波数よりも十分に高い繰返周波数でオン・オフ制御し、前記第４、第５及び第６の主スイッチＱ4、Ｑ5、Ｑ6を連続的にオン制御し、前記複数に分割した区間の内の残りの区間において前記第４、第５及び第６の主スイッチＱ4、Ｑ5、Ｑ6の内の少なくとも２つを前記高い繰返し周波数でオン・オフ制御し、前記第１、第２及び第３の主スイッチＱ1、Ｑ2、Ｑ3を連続的にオン制御することができるように、前記第１、第２及び第３の交流基準Ｉｒ*、Ｉｓ*、Ｉｔ*を変形して前記第１、第２、第３、第４、第５及び第６の主スイッチＱ1〜Ｑ6の制御形態を決めるための第１、第２、第３、第４、第５及び第６の相基準Ｉｕ*、Ｉｖ*、Ｉｗ*、Ｉｘ*、Ｉｙ*、Ｉｚ*を演算する相基準演算器１４と、前記相基準演算器１４から得られた前記第１、第２、第３、第４、第５及び第６の相基準Ｉｕ*、Ｉｖ*、Ｉｗ*、Ｉｘ*、Ｉｙ*、Ｉｚ*と前記電圧検出回路５から得られた前記電圧検出信号ｒ、Ｖｓ、Ｖｔとに基づいて、前記鋸波電圧と比較するための第１、第２、第３、第４、第５及び第６の相電圧基準Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ、Ｖｘ、Ｖｙ、Ｖｚを求めるためのものであって、前記第１、第２及び第３の主スイッチの内の少なくとも２つをオン・オフ制御する区間では、前記第１、第２及び第３の相電圧基準Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの相互間の大小関係が第１、第２及び第３の電圧検出信号Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔの相互間の大小関係と逆になるように前記第１、第２及び第３の相電圧基準Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを決定し、前記第４、第５及び第６の主スイッチＱ4、Ｑ5、Ｑ6の内の少なくとも２つをオン・オフ制御する区間では、前記第４、第５及び第６の相電圧基準Ｖｘ、Ｖｙ、Ｖｚの相互間の大小関係が前記第１、第２及び第３の電圧検出信号Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔの大小関係と一致するように前記第４、第５及び第６の相電圧基準Ｖｘ、Ｖｙ、Ｖｚを決定するための比較用相電圧基準演算器１５と、前記第１、第２、第３、第４、第５及び第６の相基準電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ、Ｖｘ、Ｖｙ、Ｖｚと前記鋸波電圧Ｖｃとを比較して前記第１、第２、第３、第４、第５及び第６の主スイッチＱ1〜Ｑ6をオン・オフ制御するためのＰＷＭ制御信号を形成するための第１、第２、第３、第４、第５及び第６の比較手段１９〜２４と、前記鋸波電圧Ｖｃに基づいて前記第１〜第６のスイッチのタ‐ンオン時点を含む所定時間のみ前記第１及び第２の転流用スイッチＱａ、Ｑｂをオン状態に制御するための転流信号を形成する転流信号発生器１８とから成ることが望ましい。
また、請求項５に示すように、転流信号を第１及び第２の転流用スイッチＱａ、Ｑｂに分配する手段２６ａを設けることができる。
また、請求項６及び７に示すように、負荷電流の制御と負荷電圧の制御とのいずれかの場合にも本発明を適用することができる。
【０００７】
【発明の効果】
各請求項の発明によれば、第１〜第６の主スイッチＱ1 〜Ｑ6 のターンオフ時に、それぞれに並列に接続された第１〜第６のコンデンサＣ1 〜Ｃ6 がスナバとして作用し、第１〜第６の主スイッチＱ1 〜Ｑ6 の急峻な電圧変化を防ぐことができる。また、第１〜第６の主スイッチＱ1 〜Ｑ6 に並列に接続されたコンデンサＣ1 〜Ｃ6 の端子電圧を第１及び第２の転流用スイッチＱa 、Ｑb の作用によって零にしてから第１〜第６の主スイッチＱ1 〜Ｑ6 をターンオンするので、第１〜第６の主スイッチＱ1 〜Ｑ6 のターンオン時の零電圧スイッチングが可能になる。従って、第１〜第６の主スイッチＱ1 〜Ｑ6 のターンオフ及びターンオンの両方において零電圧スイッチング即ちソフトスイッチングが可能になり、ターンオフ及びターンオン時に主スイッチＱ1 〜Ｑ6 に加わる電気的ストレスが小さくなる。
また、第１及び第２の転流用スイッチＱa 、Ｑb の電流は第１及び第２の転流用リアクトルＬa 、Ｌb を介して流れるので、第１及び第２の転流用スイッチＱa 、Ｑb のターンオン時にこの電流が徐々に立上り、零電流スイッチングになる。また、第１及び第３の回生用ダイオードＤa 、Ｄc と第１及び第２の回生用コンデンサＣa 、Ｃb とが第１及び第２の転流用スイッチＱa 、Ｑb のターンオフ時のスナバとして機能し、零電圧スイッチングが可能になる。
また、第１及び第２の回生用コンデンサＣa 、Ｃb に蓄えられたエネルギは、第２及び第４の回生用ダイオードＤb 、Ｄd を介して負荷に回生される。従って、ソフトスイッチング回路における電力損失は小さい。
また、請求項２の発明によれば、第１〜第６の主スイッチＱ1 〜Ｑ6 及び第１及び第２の転流用スイッチＱa 、Ｑb の制御を容易且つ確実に達成することができる。
また、請求項４〜７の発明によれば、本発明に基づく所望の制御を容易且つ確実に達成することができる。
【０００８】
【実施形態】
次に、図２〜図１３を参照して本発明の実施形態に係わるＰＷＭ形の交流−直流変換装置即ちＰＷＭコンバータを説明する。
【０００９】
【第１の実施形態】
図２に示す第１の実施形態の電流形ＰＷＭコンバータは、第１、第２及び第３の交流端子１ａ、１ｂ、１ｃと、第１、第２、第３、第４、第５及び第６の主スイッチＱ1 、Ｑ2 、Ｑ3 、Ｑ4 、Ｑ5 、Ｑ6 と、第１、第２、第３、第４、第５及び第６の主ダイオードＤ1 、Ｄ2 、Ｄ3 、Ｄ4 、Ｄ5 、Ｄ6 と、第１及び第２の直流リアクトルＬc 、Ｌd と、第１、第２及び第３のフィルタ用コンデンサＣrs、Ｃst、Ｃtrとから成る主変換回路を有する。
【００１０】
第１、第２及び第３の交流端子１ａ、１ｂ、１ｃは例えば５０Hzの正弦波３相交流電源に接続される。３相交流電源からは、順次に１２０度の位相差を有している第１、第２及び第３相電圧Ｖr 、Ｖs 、Ｖt が図４（Ａ）に示すように供給される。また、交流端子１ａ〜１ｃには第１、第２及び第３相電流Ｉr 、Ｉs 、Ｉt が図５（Ｂ）に示すように流れる。
【００１１】
フィルタ用コンデンサＣrs、Ｃst、Ｃtrは、第１〜第６の主スイッチＱ1 〜Ｑ6 のオン・オフに基づく高周波成分を除去するものであり、第１〜第３の交流端子１ａ、１ｂ、１ｃ間にそれぞれ接続されている。このコンデンサＣrs、Ｃst、Ｃtrの充電電圧の向きは交流端子１ａ、１ｂ、１ｃの電圧の変化に応じて変化する。
【００１２】
ＰＷＭ主変換回路は、第１及び第２の整流出力端子又は第１及び第２の中継直流端子とも呼ぶことができる第１及び第２の直流端子２ａ、２ｂを有する。負荷Ｒo が接続される第１及び第２の直流出力端子３ａ、３ｂは第１及び第２の平滑用リアクトル即ち直流リアクトルＬc 、Ｌd を介して第１及び第２の直流端子２ａ、２ｂに接続されている。逆並列に寄生ダイオ−ドを含む電界効果トランジスタから成る第１〜第６の主スイッチＱ1 〜Ｑ6 は、第１〜第３の交流端子１ａ、１ｂ、１ｃと第１及び第２の直流端子２ａ、２ｂとの間に第１〜第６の主ダイオードＤ1 〜Ｄ6 を介してブリッジ接続されている。即ち、第１の交流端子１ａから第１の直流端子２ａへ向って正方向電流が流れるように第１の交流端子１ａと第１の直流端子２ａとの間に接続された第１の主ダイオードＤ1 と第１の主スイッチＱ1 との直列回路と、第２の交流端子１ｂから第１の直流端子２ａに向って正方向電流が流れるように、第２の交流端子１ｂと第１の直流端子２ａとの間に接続された第２の主スイッチＱ2 と第２の主ダイオードＤ2 との直列回路と、第３の交流端子１ｃから第１の直流端子２ａへ向って正方向電流が流れるように第３の交流端子１ｃと第１の直流端子２ａとの間に接続された第３の主ダイオードＤ3 と第３の主スイッチＱ3 との直列回路と、第２の直流端子２ｂから第１の交流端子１ａへ向って正方向電流が流れるように、第２の直流端子２ｂと第１の交流端子１ａとの間に接続された第４の主スイッチＱ4 と第２の主ダイオードＤ4 との直列回路と、第２の直流端子２ｂから第２の交流端子１ｂへ向って正方向電流が流れるように第２の直流端子２ｂと第２の交流端子１ｂとの間に接続された第５の主ダイオードＤ5 と第５の主スイッチＱ5 との直列回路と、第２の直流端子２ｂから第３の交流端子１ｃへ向って正方向電流が流れるように第２の直流端子２ｂと第３の交流端子１ｃとの間に接続された第６の主スイッチＱ6 と第６の主ダイオードＤ6 との直列回路とによって3相ブリッジ回路が形成されている。
【００１３】
第１〜第６のスナバ用コンデンサＣ1 〜Ｃ6 は第１〜第６の主スイッチＱ1 〜Ｑ6 に並列に接続されている。
【００１４】
ソフトスイッチング回路を形成するために、第１及び第２の転流用リアクトルＬa 、Ｌb と、第１、第２、第３及び第４の回生用ダイオードＤa 、Ｄb 、Ｄc 、Ｄd と、第１、第２、第３、第４、第５及び第６の転流用ダイオードＤu 、Ｄv 、Ｄw 、Ｄx 、Ｄy 、Ｄz と、逆並列に接続された寄生ダイオ−ドを含むＦＥＴから成る第１及び第２の転流用スイッチＱa 、Ｑb と、第１及び第２の回生用コンデンサＣa 、Ｃb とが設けられている。
【００１５】
第１の転流用リアクトルＬa の一端は第１の直流端子２ａに接続されている。
第１の回生用ダイオードＤa のカソードは第１の転流用リアクトルＬa の他端に接続されている。
第２の回生用ダイオードＤb のカソードは第１の回生用ダイオードＤa のアノードに接続され、この第２の回生用ダイオードＤb のアノードは第２の直流端子２ｂに接続されている。
第２の転流用リアクトルＬb の一端は第２の直流端子２ｂに接続されている。
第３の回生用ダイオードＤc のアノードが第２の転流用リアクトルＬb の他端に接続されている。
第４の回生用ダイオードＤd のアノードは第３の回生用ダイオードＤc のカソードに接続され、この第４の回生用ダイオードＤd のカソードは第１の直流端子２ａに接続されている。
第１の転流用ダイオードＤu のアノードは第１の主ダイオードＤ1 と第１の主スイッチＱ1 との接続点に接続されている。
第２の転流用ダイオードＤv のアノードは第２の主ダイオードＤ2 と第２の主スイッチＱ2 との接続点に接続されている。
第３の転流用ダイオードＤw のアノードは、第３の主ダイオードＤ3 と第３の主スイッチＱ3 との接続点に接続されている。
第１の転流用スイッチＱa の一端は第１、第２及び第３の転流用ダイオードＤu 、Ｄv 、Ｄw のカソードに接続され、この他端は第１の転流用リアクトルＬa と第１の回生用ダイオードＤa との接続点に接続されている。
第４の転流用ダイオードＤx のカソードは、第４の主ダイオードＤ4 と第４の主スイッチＱ4 との接続点に接続されている。
第５の転流用ダイオードＤy のカソードは、第５の主ダイオードＤ5 と第５の主スイッチＱ5 との接続点に接続されている。
第６の転流用ダイオードＤz のカソードは、第６の主ダイオードＤ6 と第６の主スイッチＱ6 との接続点に接続されている。
第２の転流用スイッチＱb の一端は第４、第５及び第６の転流用ダイオードＤx 、Ｄy 、Ｄz のアノードに接続され、この他端は第２の転流用リアクトルＬb と第３の回生用ダイオードＤc との接続点に接続されている。
第１の回生用コンデンサＣa は第１の回生用ダイオードＤa と第１の転流用リアクトルＬa との直列回路に対して並列に接続されている。
第２の回生用コンデンサＣb は第３の回生用ダイオードＤc と第２の転流用リアクトルＬb との直列回路に対して並列に接続されている。
【００１６】
第１、第２及び第３の交流端子１ａ、１ｂ、１ｃの３相交流電圧を直流電圧と変換するように第１〜第６の主スイッチＱ1 〜Ｑ6 をオン・オフするためのＰＷＭ制御信号を形成し、且つ第１〜第６の主スイッチＱ1 〜Ｑ6 をソフトスイッチングさせることができるように第１及び第２の転流用スイッチＱa 、Ｑb をオン・オフする制御信号を形成するために、制御回路４と、電圧検出回路５と、電流検出器６とが設けられている。電圧検出回路５は、第１、第２及び第３の交流端子１ａ、１ｂ、１ｃに接続されたトランスを含み、３相交流電圧の各相電圧Ｖr 、Ｖs 、Ｖt を検出し、これをライン５ａ、５ｂ、５ｃによって制御回路４に送る。なお、電圧圧検出回路５のトランスは第１、第２及び第３の巻線がＹ結線された周知のトランスである。電流検出器６は負荷Ｒo の電流通路に配置され、負荷電流Ｉo を示す信号をライン６ａによって制御回路４に送る。  制御回路４は主スイッチＱ1 〜Ｑ6 及び転流用スイッチＱa 、Ｑb の制御端子に制御信号を送る。
【００１７】
図２の制御回路４は、図３に詳しく示すように、電流指令発生器１０と、比較器１１と、比例積分制御器１２と、第１、第２及び第３の乗算器１３ａ、１３ｂ、１３ｃと、３相電流基準演算器１４と、比較基準演算器５と、スイッチ制御信号形成回路１６とから成る。
スイッチ制御信号形成回路１６は、図４に示すように鋸波発生器１７と転流信号発生器１８と第１〜第６のＰＷＭ用比較器１９〜２４と、第１の駆動回路２５と、第２の駆動回路２６とから成る。
【００１８】
次に、図２〜図４の回路の動作及び制御回路４の詳細を図５〜図８を参照して説明する。図３の電流指令発生器１０は、負荷Ｒo に流す電流の目標値を示す指令値Ｉr を発生する。比較器１１は、ライン６ａの電流検出信号Ｉo と電流指令発生器１０の電流指令値Ｉr とを比較し、誤差信号ΔＩo を出力する。比例積分制御器１２は誤差信号ΔＩo を比例積分し、ΔＩo を小さくするような電流振幅信号Ｉo ＊  を出力する。つまり、Ｉr ＞Ｉo の場合はＩo ＊  を大きくし、逆の場合Ｉo ＊  を小さくする。
【００１９】
図２の電圧検出回路５は、入力交流電圧を検出し、ライン５ａ、５ｂ、５ｃに図５（Ａ）に示す第１、第２及び第３の電圧検出信号Ｖr 、Ｖs 、Ｖt 即ち相電圧を送出する。ここでは、説明を簡略にするために電圧検出回路５の入力と出力とを同一の記号で示すことにする。第１、第２及び第３の電圧検出信号Ｖr 、Ｖs 、Ｖt は１２０度の位相差を順次に有する３相電圧であって次の関係を有する。
Ｖr ＋Ｖs ＋Ｖt ＝０                              （１）
この第１、第２及び第３の電圧検出信号Ｖr 、Ｖs 、Ｖt は、３相交流の基準正弦波として使用される。
【００２０】
図３の第１、第２及び第３の乗算器１３ａ、１３ｂ、１３ｃは、比例積分制御器１２から得られた帰還制御信号としての電流振幅信号Ｉo * とライン５ａ、５ｂ、５ｃの３相の基準正弦波としての第１、第２及び第３の電圧検出信号Ｖr 、Ｖs 、Ｖt とを乗算し、図５（Ｂ）に示す第１、第２及び第３の交流電流基準信号Ｉr * 、Ｉs * 、Ｉt * を出力する。従って、第１、第２及び第３の乗算器１３ａ、１３ｂ、１３ｃを交流電流基準発生器又は交流基準発生器と呼ぶこともできる。また、第１、第２及び第３の乗算器１３ａ、１３ｂ、１３ｃとこれよりも前段の電流指令発生器１０と比較器１１と比例積分制御器１２とを合せて交流電流基準発生器又は交流基準発生器と呼ぶこともできる。この第１、第２及び第３の交流電流基準信号Ｉr * 、Ｉs * 、Ｉt * は図２の第１、第２及び第３の交流端子１ａ、１ｂ、１ｃの第１、第２及び第３相の電流Ｉr 、Ｉs 、Ｉt の目標値を示す。
【００２１】
相電流基準演算器１４は、第１〜第３の乗算器１３ａ、１３ｂ、１３ｂから得られた第１、第２及び第３の交流電流基準信号Ｉr ＊  、Ｉs ＊  、Ｉt ＊  に基づいて、図５（Ｃ）に示す第１、第２及び第３の相電流基準Ｉu ＊  、Ｉv ＊  、Ｉw ＊  と、図５（Ｄ）に示す第４、第５及び第６の相電流基準Ｉx ＊  、Ｉy ＊  、Ｉz ＊  とを形成する。第１〜第６の相電流基準Ｉu ＊  、Ｉv ＊  、Ｉw ＊  、Ｉx ＊  、Ｉy ＊  、Ｉz ＊  は、３相コンバータの主スイッチＱ1 〜Ｑ6 を正弦波の１周期（３６０度）の全ての期間でオン・オフ制御せず、休止期間を設けて必要な期間のみオン・オフ制御するために使用される。
図５（Ｃ）〜（Ｆ）において縦軸の１は最大振幅値を示し、０は最小振幅値を示し、０．５は中間値を示している。また図５（Ａ）（Ｂ）の１は正の最大振幅値を示し、０は中間値を示し、−１は負の最大振幅値を示している。
図５（Ｃ）（Ｄ）の第１〜第６の相電流基準Ｉu ＊  、Ｉv ＊  、Ｉw ＊  、Ｉx ＊  、Ｉy ＊  と図５（Ｂ）の交流電流基準Ｉr ＊  、Ｉs ＊  、Ｉt ＊  とは次式の関係を有する。
【００２２】
Ｉr ≧０であり且つＩs ＊  ≧０であり且つＩt ＊  ＜０である第１条件時は、
Ｉu ＊  ＝Ｉr ＊  
Ｉv ＊  ＝Ｉs ＊  
Ｉw ＊  ＝１＋Ｉt ＊  
Ｉx ＊  ＝０
Ｉy ＊  ＝０
Ｉz ＊  ＝１
Ｉr ＊  ≧０であり且つＩs ＜＊  ０であり且つＩt ＊  ＜０である第２条件時は、
Ｉu ＊  ＝１
Ｉv ＊  ＝０
Ｉw ＊  ＝０
Ｉx ＊  ＝１−Ｉr ＊  
Ｉy ＊  ＝−Ｉs ＊  
Ｉz ＊  ＝−Ｉt ＊  
Ｉr ＊  ≧０であり且つＩs ＊  ＜０であり且つＩt ＊  ≧０である第３条件時は、
Ｉu ＊  ＝Ｉr＊
Ｉv ＊  ＝１＋Ｉs＊
Ｉw ＊  ＝Ｉt＊
Ｉx ＊  ＝０
Ｉy ＊  ＝１
Ｉz ＊  ＝０
Ｉr ＜０であり且つＩs ＊  ＜０であり且つＩt ＊  ≧０である第４条件時は、
Ｉu ＊  ＝０
Ｉv ＊  ＝０
Ｉw ＊  ＝１
Ｉx ＊  ＝−Ｉr ＊  
Ｉy ＊  ＝−Ｉs ＊  
Ｉz ＊  ＝１−Ｉt ＊  
Ｉr ＊  ＜０であり且つＩs ＊  ≧０であり且つＩt ＊  ≧０である第５条件時は、
Ｉu ＊  ＝１＋Ｉr ＊  
Ｉv ＊  ＝Ｉs ＊  
Ｉw ＊  ＝Ｉt ＊  
Ｉx ＊  ＝１
Ｉy ＊  ＝０
Ｉz ＊  ＝０
Ｉr ＊  ＜０であり且つＩs ＊  ≧０であり且つＩt ＊  ＜０である第６条件時は、
Ｉu ＊  ＝０
Ｉv ＊  ＝１
Ｉw ＊  ＝０
Ｉx ＊  ＝-Ｉr ＊  
Ｉy ＊  ＝１−Ｉs ＊  
Ｉz ＊  ＝−Ｉt ＊                                    （２）
である。なお、上記第１〜第６条件時の第１〜第６の相電流基準Ｉu ＊、Ｉv ＊  、Ｉu ＊  、Ｉw ＊  、Ｉx ＊  、Ｉy ＊  、Ｉz ＊  を示す式をまとめて（２）式と呼ぶことにする。
【００２３】
比較基準演算器１５は、相電流演算器１４と第１、第２及び第３相電圧検出信号ライン５ａ、５ｂ、５ｃとに接続されており、相電流基準Ｉu ＊  、Ｉv ＊  、Ｉw ＊  、Ｉx ＊  、Ｉy ＊  、Ｉz ＊  と電圧検出信号Ｖr 、Ｖs 、Ｖt とに基づいて図５（Ｅ）（Ｆ）及び図６に示す各相の電圧基準Ｖu 、Ｖv 、Ｖw 、Ｖx 、Ｖy 、Ｖz を生成する。なお、図５（Ｅ）の実線はＶu 、鎖線はＶv 、点線はＶw を示し、図５（Ｆ）の実線はＶx 、鎖線はＶy 、点線はＶz を示す。各相の電圧基準Ｖu 、Ｖv 、Ｖw 、Ｖx 、Ｖy 、Ｖz は次式のようになる。
Ｖr ＞Ｖs ＞Ｖt の条件を満足しているｔ1 〜ｔ3 の３０〜９０度区間には、
Ｖu ＝Ｉu ＊  
Ｖv ＝Ｉu ＊  ＋Ｉv ＊  
Ｖw ＝１
Ｖx ＝１
Ｖy ＝Ｉz ＊  ＋Ｉy ＊  
Ｖz ＝Ｉz ＊  
Ｖr ＞Ｖt ＞Ｖs の条件を満足しているｔ3 〜ｔ5 の９０〜１５０度区間には、
Ｖu ＝Ｉu ＊  
Ｖv ＝１
Ｖw ＝Ｉu ＊  ＋Ｉw ＊  
Ｖx ＝１
Ｖy ＝Ｉy ＊  
Ｖz ＝Ｉy ＊  ＋Ｉz ＊  
Ｖt ＞Ｖr ＞Ｖs の条件を満足しているｔ5 〜ｔ7 の１５０〜２１０度区間には、
Ｖu ＝Ｉw ＊  ＋Ｉu ＊  
Ｖv ＝１
Ｖw ＝Ｉw ＊  
Ｖx ＝Ｉy ＊  ＋Ｉx ＊  
Ｖy ＝Ｉy ＊  
Ｖz ＝１
Ｖt ＞Ｖs ＞Ｖr の条件を満足しているｔ7 〜ｔ9 の２１０〜２７０度区間には、
Ｖu ＝１
Ｖv ＝Ｉw ＊  ＋Ｉv ＊  
Ｖw ＝Ｉw ＊  
Ｖx ＝Ｉx ＊  
Ｖy ＝Ｉx ＊  ＋Ｉy ＊  
Ｖz ＝１
Ｖs ＞Ｖt ＞Ｖr の条件を満足しているｔ9 〜ｔ11の２７０〜３３０度区間には、
Ｖu ＝１
Ｖv ＝Ｉv ＊  
Ｖw ＝Ｉv ＊  ＋Ｉw ＊  
Ｖx ＝Ｉx ＊  
Ｖy ＝１
Ｖz ＝Ｉx ＊  ＋Ｉz ＊  
Ｖs ＞Ｖr ＞Ｖt の条件を満足しているｔ11〜ｔ12の３３０〜３６０度区間及びｔ0 〜ｔ1 の０〜３０度区間には、
Ｖu ＝Ｉv ＊  ＋Ｉu ＊  
Ｖv ＝Ｉv ＊  
Ｖw ＝１
Ｖx ＝Ｉz ＊  ＋Ｉx ＊  
Ｖy ＝１
Ｖz ＝Ｉz ＊                                          （３）
となる。上記の各区間における各相電圧基準Ｖu 、Ｖv 、Ｖw 、Ｖx 、Ｖy 、Ｖz を示す式をまとめて（３）式と呼ぶことにする。
比較用相電圧基準演算器１５は、第１、第２及び第３の主スイッチＱ1〜Ｑ3の内の少なくとも２つをオン・オフ制御する区間では、第１、第２及び第３の相電圧基準Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの相互間の大小関係が第１、第２及び第３の電圧検出信号Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔの相互間の大小関係と逆になるように前記第１、第２及び第３の相電圧基準Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを決定し、第４、第５及び第６の内の少なくとも２つをオン・オフ制御する区間では、第４、第５及び第６の相電圧基準Ｖｘ、Ｖｙ、Ｖｚの相互間の大小関係が第１、第２及び第３の電圧検出信号Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔの大小関係と一致するように第４、第５及び第６の相電圧基準Ｖｘ、Ｖｙ、Ｖｚを決定する。なお、第１〜第６の相電圧基準Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ、Ｖｘ、Ｖｙ、Ｖｚはこの値が低いほど鋸波電圧Ｖｃに早く交差し、これに対応する第１〜第６の主スイッチＱ１〜Ｑ６は早くタ−ンオフ制御される。
【００２４】
スイッチ制御信号形成回路１６は、比較基準演算器１５から得られた図６に示す各相基準電圧Ｖu 、Ｖv 、Ｖw 、Ｖx 、Ｖy 、Ｖz と鋸波電圧とを比較して第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 のためのＰＷＭ制御信号Ｇ1 、Ｇ2 、Ｇ3 、Ｇ4 、Ｇ5 、Ｇ6 を形成し、且つ第１及び第２の整流用スイッチＱa 、Ｑb のための制御信号Ｇa 、Ｇb を形成する。
【００２５】
鋸波発生器１７は、図７（Ａ）に示す鋸波電圧Ｖc を発生する。鋸波電圧Ｖc は電源電圧Ｖr 、Ｖs 、Ｖt の周波数（例えば５０Hz）よりも十分に高い繰返し周波数（例えば２５kHz ）で三角波（搬送波）を発生する。鋸波電圧Ｖc は図７（Ａ）に示すように傾斜を有して立上った後に垂直に立下る波形を有する。なお、この鋸波電圧Ｖc はその電圧が０から１まで変化するように設定されている。
【００２６】
第１、第２、第３、第４、第５及び第６のＰＷＭ用比較器１９、２０、２１、２２、２３、２４は、比較基準演算器１５から与えられた各相電圧基準Ｖu 、Ｖv 、Ｖw 、Ｖx 、Ｖy 、Ｖz と鋸波発生器１７から与えられた鋸波電圧Ｖc とを比較して図７（Ｂ）〜（Ｇ）に示すような第１、第２、第３、第４、第５及び第６の制御信号Ｇ1 、Ｇ2 、Ｇ3 、Ｇ4 、Ｇ5 、Ｇ6 を形成するものである。
【００２７】
図７は、図５のｔ2 〜ｔ3 期間即ち６０度〜９０度期間の中の一部を拡大して示すものである。この６０〜９０度期間では、図７（Ａ）で実線で示すようにＵ相、Ｖ相、Ｗ相、Ｘ相の電圧基準Ｖu 、Ｖv 、Ｖw 、Ｖx の振幅値が１であり、鋸波電圧Ｖc の最大振幅と同一であるので、第１、第２、第３及び第４のＰＷＭ用比較器１９、２０、２１、２２から発生する制御信号Ｇ1 、Ｇ2 、Ｇ3 、Ｇ4 は図７（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）（Ｅ）に示すように高レベルＨであり、第１、第２、第３及び第４の主スイッチＱ1 、Ｑ2 、Ｑ3 、Ｑ4 はオン状態に制御される。
【００２８】
Ｙ相電圧基準Ｖy は図７（Ａ）で鎖線で示すように鋸波電圧Ｖc をｔ2 〜ｔ4 期間に横切るので、図７（Ｆ）に示すように第５のＰＷＭ用比較器２３から発生する第５の制御信号Ｇ5 はｔ2 〜ｔ4 期間でオフを示す低レベルになり、第５の主スイッチＱ5 はｔ2 〜ｔ4 期間にオフ制御される。
【００２９】
Ｚ相電圧基準Ｖz は、図７（Ａ）で点線で示すようにｔ1 〜ｔ4 期間で鋸波電圧Ｖc を横切るので、図７（Ｇ）に示すように第６のＰＷＭ用比較器２４から発生する第６の制御信号Ｇ6 はｔ1 〜ｔ4 期間でオフを示す低レベルになり、第６の主スイッチＱ6 はｔ1 〜ｔ4 期間にオフに制御される。
【００３０】
図７（Ｈ）のＩq4は第４の主スイッチＱ4 を流れる電流を示し、図７（Ｉ）のＩq5は第５の主スイッチＱ5 を流れる電流を示し、図７（Ｊ）のＩq6は第６の主スイッチＱ6 を流れる電流を示す。
図７は、図５のｔ2 〜ｔ3 の６０〜９０度区間を示しているので、電源電圧はＶr ＞Ｖs ＞Ｖt の条件にある。従って、ブリッジの上半分の第１、第２及び第３の主スイッチＱ1 、Ｑ2 、Ｑ3 がオン制御されていても、第２及び第３の主スイッチＱ2 、Ｑ3 には電流が流れず、第１の主スイッチＱ1 のみに電流が流れる。また、この区間では、ｔ0 〜ｔ1 に示すように上側の主スイッチＱ1 〜Ｑ3 と共にブリッジの下側の第４、第５及び第６の主スイッチＱ4 、Ｑ5 、Ｑ6 の全てをオン制御した場合には図７（Ｊ）に示すように第６の主スイッチＱ6 のみに電流Ｉq6が流れ、第４及び第５の主スイッチＱ4 、Ｑ5 に電流が流れない。また、図７のｔ1 〜ｔ2 期間のように第４及び第５の主スイッチＱ4 、Ｑ5 をオン制御した場合には、図７（Ｉ）に示すように第５の主スイッチＱ5 のみに電流Ｉq5が流れる。また、第４の主スイッチＱ4 がオン、第５及び第６の主スイッチＱ5 、Ｑ6 がオフ期間には図７（Ｈ）に示すように第４の主スイッチＱ4 に電流Ｉq4が流れる。第１〜第６のＰＷＭ用比較器１９〜２４の出力で第１〜第６の主スイッチＱ1 〜Ｑ6 をオン・オフ制御すると、各スイッチＱ1 〜Ｑ6 に流れる鋸波電圧Ｖc の１周期当りの平均電流は図５（Ｃ）（Ｄ）に示すＩu ＊  、Ｉv ＊  、Ｉw ＊  、Ｉx ＊  、Ｉy ＊  、Ｉz ＊  と同様に変化する。Ｒ相電流Ｉr は第１の主スイッチＱ1 の電流と第４の主スイッチＱ4 の電流の差であり、Ｓ相電流Ｉs は第２の主スイッチＱ2 の電流と第５の主スイッチＱ5 の電流の差であり、Ｔ相電流Ｉt は、第３の主スイッチＱ3 の電流と第６の主スイッチＱ6 の電流の差である。従って、図５（Ｃ）（Ｄ）の６個の電流基準Ｉu ＊  〜Ｉz ＊  に基づいて作成された図５（Ｅ）（Ｆ）又は図６（Ａ）〜（Ｆ）の６個の相電圧基準Ｖu 〜Ｖz でＰＷＭパルスを形成すると、各相電源端子１ａ、１ｂ、１ｃの電流Ｉr 、Ｉs 、Ｉt は正弦波になる。
【００３１】
図４の転流信号発生器１８は、第１及び第２の転流用スイッチＱa 、Ｑb をオン・オフ制御するための転流信号を形成するためのものであって、第１及び第２の転流用比較器１８ａ、１８ｂと、第１及び第２の基準電圧源１８ｃ、１８ｄと、フリップフロップ１８ｅと、トリガ回路１８ｆとから成る。第１の転流用比較器１８ａの正入力端子は鋸波発生器１７に接続され、この負入力端子は第１の基準電圧Ｖ1 を与える第１の基準電圧源１８ｃに接続されている。第１の基準電圧Ｖ1 は図７（Ａ）に示すように鋸波電圧Ｖc の最高値よりも僅かに低く且つスイッチＱ1 〜Ｑ6 のオン・オフ期間における各相電圧基準Ｖu 、Ｖv 、Ｖw 、Ｖx 、Ｖy 、Ｖz の最高値よりも高い値を有する。即ち、図７（Ａ）では、Ｖ1 がＶy 値と振幅１との間に設定されている。第２の転流用比較器１８ｂの正入力端子は鋸波発生器１７に接続され、この負入力端子は第２の基準電圧Ｖ2 を与える第２の基準電圧源１８ｄに接続されている。第２の基準電圧Ｖ2 は図７（Ａ）に示すように鋸波電圧Ｖc の最低値の零よりも少し高い値に設定されている。なお、第２の基準電圧Ｖ2 は、スイッチＱ1 〜Ｑ6 のオン・オフ期間における各相電圧基準Ｖu 、Ｖv 、Ｖw 、Ｖx 、Ｖy 、Ｖz の最低値と鋸波電圧Ｖc の最低値との間に設定することが望ましい。
フリップフロップ１８ｅのセット端子Ｓは第１の転流用比較器１８ａに接続され、リセット端子Ｒはトリガ回路１８ｆを介して第２の転流用比較器１８ｂに接続されている。従って、図７（Ａ）に示すように鋸波電圧Ｖc が第１の基準電圧Ｖ1 を横切ると一方の比較器１８ａから高レベルパルスが発生し、この前縁でフリップフロップ１８ｅがトリガされる。また、鋸波電圧Ｖc が第２の基準電圧Ｖ2 を横切ると、高レベルパルスが発生し、この前縁がトリガ回路１８ｆで検出され、フリップフロップ１８ｅがリセットされる。この結果、フリップフロップ１８ｅからは図７（Ｋ）のｔ3 〜ｔ5 に示す転流信号Ｇabが得られる。この転流信号Ｇabは、第２の駆動回路２６を介して第１及び第２の転流用スイッチＱa 、Ｑb に送られる。この実施形態では第１及び第２の転流用スイッチＱa 、Ｑb に同一の制御信号が同時に供給されるが、一方は転流動作に無関係である。例えば、図６のｔ2 〜ｔ4 期間にブリッジの下側のスイッチＱ4 〜Ｑ6 がオン・オフ制御される時にはブリッジの上側のスイッチＱ1 〜Ｑ3 の全部がオン状態であるので、第１の転流用スイッチＱa がオン・オフ制御されても、ここに電流が流れない。
図７（Ｆ）（Ｇ）の第５及び第６の主スイッチＱ5 、Ｑ6 の制御信号Ｇ5 、Ｇ６ から明らかなように、本実施形態では複数の主スイッチＱ5 、Ｑ6 のターンオン時点が同じである。従って、第１の転流用スイッチＱa によって第１〜第３の主スイッチＱ1 〜Ｑ3 のターンオン時のソフトスイッチング制御を一括して行い、第２の整流用スイッチＱb によって第４、第５及び第６の主スイッチＱ4 〜Ｑ6 のターンオン時のソフトスイッチング制御を一括して行うことができる。
【００３２】
【ソフトスイッチング動作】
次に、図８を参照して主スイッチＱ1 〜Ｑ6 及び整流用スイッチＱa 、Ｑb のソフトスイッチングを説明する。図８は図７の鋸波電圧Ｖｃのほぼ１周期分の図１の各部の状態を示す。即ち、図８（Ａ）の実線は第５の主スイッチＱ5 の電圧Ｖq5を示し、点線は第６の主スイッチＱ6 の電圧Ｖq6を示す。図８（Ｂ）の実線は第４の主スイッチＱ4 の電流Ｉq4を示し、鎖線は第５の主スイッチＱ5 の電流Ｉq5を示し、点線は第６の主スイッチＱ6 の電流Ｉq6を示す。図８（Ｃ）は第２の回生用コンデンサＣb の電圧Ｖcbを示す。図８（Ｄ）は第２の転流用リアクトルＬｄの電流Ｉcbを示す。図８（Ｅ）の実線は第２の転流用スイッチＱb の両端子間電圧Ｖqbを示し、鎖線はその電流Ｉqbを示す。図８（Ｆ）の実線は第４の転流用ダイオードＤx の電流Ｉdxを示し、鎖線は第５の転流用ダイオードＤy の電流Ｉdyを示し、点線は第６の転流用ダイオードＤz の電流Ｉdzを示す。なお、図８において、モード２、４、６〜１２の区間は時間軸を拡大して示されている。
実際にはモード１、３及び５の区間の合計が鋸波電圧Ｖc の１周期の９０％程度を占める。また、鋸波電圧Ｖｃの１周期は短いので、その間のコンデンサＣrs、Cst、Ctrの電圧変化、リアクトルLc、Ldの電圧変化は無視することができる。従って、以下の説明においてコンデンサＣrs、Cst、Ctrの電圧変化、リアクトルLc、Ldの電圧変化は無視する。また、以下の説明において電流の経路を回路素子の符号のみで示すことがある。
【００３３】
【第１モードｔ１  以前、ｔ１２以後】
図８のｔ1 以前の第１モード区間は図７のｔ0 〜ｔ1 区間と同一であって、第１〜第６の主スイッチＱ1 〜Ｑ6 の全てがオン制御されている。図７及び図８は、Ｖr ＞Ｖs ＞Ｖt が満足している図５の６０〜９０度区間を示しているので、Ｃｔｒ−Ｄ1 −Ｑ1 −Ｌc −Ｒo −Ｌd −Ｑ6 −Ｄ6 −Ｃｔｒの経路に電流が流れる。この経路の電流は図８（Ｂ）の第６の主スイッチＱ6 の電流Ｉq6に相当する。また、第１、第２及び第３のフィルタ用コンデンサＣrｓ 、Ｃsｔ 、Ｃtｒ は第１〜第３の交流端子１ａ〜１ｃ間の電圧にそれぞれ充電される。図２のコンデンサＣrｓ 、Ｃsｔ 、Ｃtｒ の極性は図５の６０〜９０度区間の充電状態を示す。
【００３４】
【第２モード区間ｔ１  〜ｔ２  】
ｔ1 時点で第６の主スイッチＱ6 がターンオフ制御されると、第６の主スイッチＱ6 に並列接続された第６のスナバ用コンデンサＣ6 が、Ｃｔｒ−Ｄ1 −Ｑ1 −Ｌc −Ｒo −Ｌd −Ｃ6 −Ｄ6 −Ｃｔｒの経路で充電され、この電圧即ち第６の主スイッチＱ6 の電圧Ｖq6が図８（Ａ）に示すように傾斜を有して立上る。従って、第６の主スイッチＱ6 の零電圧スイッチング（ＺＶＳ）及びソフトスイッチングが達成され、このスイッチング損失及びノイズの発生が小さくなる。この第２モード区間ｔ1 〜ｔ2 では、Ｌc −Ｒo −Ｌd −Ｃb −Ｄd の閉回路で直流リアクトルＬc 、Ｌd の蓄積エネルギの放出に基づく電流が流れ、第２の回生用コンデンサＣb が逆方向充電され、この電圧Ｖcbが図８（Ｃ）に示すように低下する。第２の転流用コンデンサＣb の電圧Ｖcbは第６のスナバ用コンデンサＣ6 とは逆にｔ1 〜ｔ2 区間で低下する。また、第６のスナバ用コンデンサＣ6 の充電によって、Ｃ6 −Ｌb −Ｑb −Ｄz の回路で第２の転流用スイッチＱb に加わる電圧Ｖqbが図８（Ｅ）に示すように上昇する。
【００３５】
【第３モード区間ｔ２  〜ｔ３  】
第３モード区間の始まりのｔ2 時点で第６のスナバ用コンデンサＣ6 の充電電圧が第２の交流端子１ｂと第３の交流端子１ｃとの間の電圧Ｖst以上になると、第５の主ダイオードＤ5 が順バイアス状態となり、第５の主スイッチＱ5 の電流Ｉq5が図８（Ｂ）に示すように流れ始める。この第５の主スイッチＱ5 のターンオン時には図８（Ａ）に示すように第５の主スイッチＱ5 の電圧Ｖq5が零に保たれているので、ここでの電力損失は小さい。この第３モードにおける第６のスナバ用コンデンサＣ6 の電圧は第２及び第３の交流端子１ｂ、１ｃ間の電圧Ｖstに保たれる。また、第２の回生用コンデンサＣb の電圧Ｖcbは、第１及び第２の交流端子１ａ、１ｂ間の電圧Ｖrsに保たれる。また、第２の転流用スイッチＱb の電圧Ｖqbは、第６のスナバ用コンデンサＣ6 の電圧とほぼ同一に保たれる。
【００３６】
【第４モード区間ｔ３  〜ｔ４  】
図７のｔ2 時点に一致する図８のｔ3 時点で第５の主スイッチＱ5 がターンオフ制御されると、第５のスナバ用コンデンサＣ5 が、Ｃｒｓ−Ｄ1 −Ｑ1 −Ｌc −Ｒo −Ｌd −Ｃ5 −Ｄ５−Ｃｒｓの経路で充電され、この電圧即ち第５の主スイッチＱ5 の電圧Ｖq5が図８（Ａ）に示すように傾斜を有して増大し、このＺＶＳ及びソフトスイッチングが達成される。交流端子１ａ、１ｂ、１ｃ間の電圧及びコンデンサＣrs、Ｃst、Ｃtrの電圧が一定であるとすれば、第５の主スナバ用コンデンサＣ5 の電圧が上昇した分だけ第２の回生用コンデンサＣb の電圧Ｖcbは図８（Ｃ）に示すように低下し、逆に、第６の主スイッチＱ6 の電圧Ｖq6及び第２の転流用スイッチＱb の電圧Ｖqbは図８（Ａ）（Ｅ）に示すように上昇する。第６のスナバ用コンデンサＣ6 の充電は、Ｃｔｒ−Ｄ1 −Ｑ1 −Ｌc −Ｒo −Ｌd −Ｃ6 −Ｄ6 −Ｃｔｒの経路で行われ、第２の回生用コンデンサＣb の放電は、Ｃb −Ｄｄ −Ｌc −Ｒo −Ｌd の経路で行われ、コンデンサＣb のエネルギは負荷Ｒo に回生される。
【００３７】
【第５モード区間ｔ４  〜ｔ５  】
図７のｔ2 〜ｔ4 区間では第１〜第４の主スイッチＱ1 〜Ｑ4 がオン、第５及び第６の主スイッチＱ5 、Ｑ6 がオフである。従って、図８のｔ4 時点で第６のスナバ用コンデンサＣ6 の電圧Ｖq6が第１及び第２の交流端子１ａ、１ｂ間の電圧Ｖrs以上に充電されると、第４の主ダイオードＤ4 が順バイアス状態となり、リアクトルＬc 、Ｌd の蓄積エネルギの放出によってＬc −Ｒo −Ｌd −Ｑ4 −Ｄ4 −Ｄ1 −Ｑ1 の経路の電流Ｉq4が図８（Ａ）に示すように流れる。この第５モード区間の第６のスナバ用コンデンサＣ6 の電圧Ｖq6は第１及び第３の交流端子１ａ、１ｃ間の電圧Ｖrtと同一であり、また第５のスナバ用コンデンサＣ5 の電圧Ｖq5は第１及び第２の交流端子１ａ、１ｂ間の電圧と同一であり、第２の回生用コンデンサＣb の電圧Ｖcbは零である。
【００３８】
【第６モード区間ｔ５  〜ｔ６  】
図７のｔ3 に対応する図８のｔ5 時点で第２の転流用スイッチＱｂ がオン制御されると、第５モード区間ｔ5 〜ｔ6 で生じたリアクトルＬc 、Ｌd のエネルギ放出の電流経路の他に、Ｃｔｒ−Ｄ1 −Ｑ1 −Ｌc −Ｒo −Ｌd −Ｌb −Ｑb −Ｄz −Ｄ6 −Ｃｔｒの電流経路が形成され、図８（Ｅ）に示す電流Ｉqbが流れる。この電流Ｉqbは第１及び第３の交流端子１ａ、１ｃ間の電圧Ｖrtが転流用リアクトルＬb に加わることによって流れるので、傾斜を有して徐々に立上り、零電流スイッチングが達成され、ターンオン時のスイッチング損失が小さくなる。
【００３９】
【第７モード区間ｔ６  〜ｔ７  】
ｔ6 時点で第２の転流用リアクトルＬb の電流が直流リアクトルＬd の電流を超えると、第４の主ダイオードＤx が逆バイアスされてオフになる。この第７モード区間では、第６モード区間に続いてＣｔｒ−Ｄ1 −Ｑ1 −Ｌc −Ｒo −Ｌd −Ｌb −Ｑb −Ｄz −Ｄ6 −Ｃｔｒの経路で電流が流れると共に、Ｌb −Ｑb −Ｄz −Ｃ6 の共振回路に電流が流れ、第６のスナバ用コンデンサＣ6 の放電が開始し、第６の主スイッチＱ6 の電圧Ｖq6が図８（Ａ）に示すように低下し始める。
【００４０】
【第８モード区間ｔ７  〜ｔ８  】
ｔ7 時点で第６のスナバ用コンデンサＣ6 の電圧Ｖq6が第１及び第２の交流端子１ａ、１ｂ間の電圧Ｖrs以下になると、第５の転流用ダイオードＤy が順バイアス状態となり、第７モード区間の電流経路に追加してＬb −Ｑb −Ｄz −Ｄy −Ｃ5 の経路で共振電流が流れ、第５のスナバ用コンデンサＣ5 の放電が開始する。第８モード区間の終了時点ｔ8 は、第５及び第６のスナバ用コンデンサＣ5 、Ｃ6 の電圧が零になる時である。
【００４１】
【第９モード区間ｔ８  〜ｔ９  】
ｔ8 時点で第５及び第６のスナバ用コンデンサＣ5 、Ｃ6 の電圧が零になると、Ｌb −Ｑb −Ｄx −Ｑ4 の経路で図８（Ｆ）に示す電流Ｉdxが流れ、コンデンサＣ5 、Ｃ6 の電圧は零に保たれる。なお、第９モード区間においても第８モード区間と同様に、Ｃｔｒ−Ｄ1 −Ｑ1 −Ｌc −Ｒo −Ｌd −Ｌb −Ｑb −Ｄz −Ｄ6 −Ｃｔｒの経路で電流Ｉdｚが流れ、直流端子２ａ、２ｂ間の電圧は第１及び第３の交流端子１ａ、１ｃ間の電圧Ｖrtになる。
【００４２】
【第１０モード区間ｔ９  〜ｔ１０】
図８のｔ9 時点は図７のｔ4 時点に対応し、ｔ9 時点で第５及び第６の主スイッチＱ5 、Ｑ6 の制御信号Ｇ5 、Ｇ6 がオン状態になる。第５及び第６の主スイッチＱ5 、Ｑ6 の電圧Ｖq5、Ｖq6は、第５及び第６のスナバ用コンデンサＣ5 、Ｃ6 の放電によって図８（Ａ）に示すようにｔ7 時点で零になっているので、これ等のターンオンは零電圧スイッチング及びソフトスイッチングとなり、電力損失が生じない。第１０モード区間では第５及び第６の主スイッチＱ5 、Ｑ6 がオンしているので、前の第９モード区間と同一の電流経路が形成される他に、Ｌb −Ｑb −Ｄy −Ｑ5 の経路、及びＬb −Ｑb −Ｄz −Ｑ6 の経路も形成され、図８（Ｆ）に示す電流Ｉdy、Ｉdzが流れる。
【００４３】
【第１１モード区間ｔ１０〜ｔ１１】
図７のｔ5 時点に対応する図８のｔ10時点で第２の転流用スイッチＱb がターンオフ制御されると、第２の転流用リアクトルＬb のエネルギの放出に基づいてＬb −Ｄc −Ｃb の経路に電流が流れ、第２の回生用コンデンサＣb の電圧Ｖcbが図８（Ｃ）に示すように上昇する。このため、第２の転流用リアクトルＬb と第２の転流用スイッチＱ6 との接続点の電位もコンデンサＣb の電圧Ｖcbに追従して傾斜を有して上昇する。第６の転流用ダイオードＤz のリカバリが無視できると仮定すれば、第２の転流用スイッチＱb の電圧Ｖqbは図８（Ｅ）に示すようにコンデンサＣb の電圧Ｖcbと同一になり、第２の転流用スイッチＱb のソフトスイッチングが達成される。なお、第１１モード区間には、前の第１０モード区間に続いてＣｔｒ −Ｄ1 −Ｑ1 −Ｌc −Ｒo −Ｌd −Ｑ6 −Ｄ6 −Ｃｔｒの経路にも電流Ｉq6が流れる。
【００４４】
【第１２モード区間ｔ１１〜ｔ１２】
ｔ11時点で第２の回生用コンデンサＣb の電圧Ｖcbが第１及び第２の直流端子２ａ、２ｂ間の電圧よりも高くなると、第４の回生用ダイオードＤd が導通し、Ｌb −Ｄc −Ｄd −Ｌc −Ｒo −Ｌd の経路で第２の転流用リアクトルＬb のエネルギの放出に基づく電流ＩLbが流れ、ｔ12時点でこの電流が零になる。これにより、第２の整流用リアクトルＬb のエネルギは負荷Ｒo に回生され、損失にならない。
この第１２モード区間が終了すると再び第１モード期間の動作が開始する。
【００４５】
図８によって図５の６０〜９０度区間の動作を説明したが、これ以外の区間においても同様な転流動作が生じ、同様な効果が得られる。即ち、ブリッジの上側の主スイッチＱ1 〜Ｑ3 のソフトスイッチングは、第１の転流用スイッチＱa のオン・オフによって下側の主スイッチＱ4 〜Ｑ6 の場合と同様に行われ、同様な効果が得られる。
【００４６】
上述から明らかなように本実施形態によれば、全てのスイッチＱ1 〜Ｑ6 、Ｑa 、Ｑb をソフトスイッチングすることができる。即ち、全てのスイッチＱ1 〜Ｑ6 、Ｑa 、Ｑb のターンオフ時の端子電圧上昇、ターンオン時の電流上昇はソフトに立上るので、各スイッチにかかる電気的ストレスを少なくできる。同時にノイズが発生し難い。また、サージ電圧・サージ電流などが発生し難い。
【００４７】
【第２の実施形態】
次に、図９に示す第２の実施形態の交流−直流変換装置を説明する。但し、図９及び後述する図１０、図１１において図２〜図８と実質的に同一の部分には同一の符号を付してその説明を省略する。
【００４８】
図９の交流−直流変換装置は、図２のＦＥＴから成る第１〜第６の主スイッチＱ1 〜Ｑ6 及び第１及び第２の転流用スイッチＱa 、Ｑb の代りに絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ即ちＩＧＢＴから成る第１〜第６の主スイッチＱ1 〜Ｑ6 及び第１及び第２の転流用スイッチＱa 、Ｑb を設け、これに逆並列に逆方向バイパス用ダイオードＤ11、Ｄ12、Ｄ13、Ｄ14、Ｄ15、Ｄ16、Ｄ17、Ｄ18を接続し、この他は図２と実質的に同一に構成したものである。なお、ダイオードＤ1 〜Ｄ7 をスイッチＱ1 〜Ｑ6 、Ｑa 、Ｑb と一体の半導体チップに形成した内蔵ダイオードとすることができる。図９の場合にはスイッチＱ1 〜Ｑ6 、Ｑa 、Ｑb に対して逆方向の電流が流れる時に、この電流がダイオードＤ11〜Ｄ17を通って流れることが可能になる。図９の交流−直流変換装置のこの他の動作は図２の装置と同一であり、同一の効果を得ることができる。
【００４９】
【第３の実施形態】
図１０に示す第３の実施形態の交流−直流変換装置は、図２から第２の直流リアクトルＬd を省いて１個の直流リアクトルＬc とし、この他は図２と同一に構成したものである。この第３の実施形態によっても第１の実施形態と同一の効果を得ることができる。
【００５０】
【第４の実施形態】
第４の実施形態は第１の実施形態の第１及び第２の整流用スイッチＱa 、Ｑb の制御信号の供給期間を変え、この他は第１の実施形態と同一に構成したものである。図１１は第４の実施形態の第１及び第２の転流用スイッチＱa 、Ｑb の制御信号発生回路を示す。図１１では図４と同一に形成された転流信号発生器１８の出力段に分配回路２６ａが設けられている。分配回路２６ａは転流信号発生器１８の出力を図１２（Ｇ）（Ｈ）に示すように分配し、第１の転流制御信号Ｇa を第１の転流用スイッチＱa に送り、第２の転流制御信号Ｇb を第２の転流用スイッチＱb に送る。第１の転流制御信号Ｇa は、図１２（Ｇ）に示すように第１、第２及び第３の主スイッチＱ1 、Ｑ2 、Ｑ3 がオン・オフする期間である０〜６０度区間、１２０〜１８０度区間、２４０〜３００度区間にオン・オフ制御パルスを含み、第２の転流制御信号Ｇb は、図１２（Ｈ）に示すように第４、第５及び第６の主スイッチＱ4 、Ｑ5 、Ｑ6 がオン・オフする期間である６０〜１２０度区間、１８０〜２４０度区間、３００〜３６０度区間にオン・オフ制御パルスを含む。なお、分配回路２６ａによる分配区間の決定は電圧検出回路５の出力に基づいて行われる。
この第４の実施形態によっても第１の実施形態と同一の効果を得ることができる。
【００５１】
【第５の実施形態】
図１３は第５の実施形態の交流−直流変換装置の制御回路の一部を示す。この第５の実施形態の装置は負荷Ｒo の電流を検出する代りに電圧を検出して主スイッチＱ1 〜Ｑ6 の制御信号を形成するように変形し、この他は第１の実施形態と同一に構成したものである。図１３では、図２の電流検出器６の代りに出力端子３ａ、３ｂに接続された出力電圧検出回路６ａを有する。出力電圧指令発生器１０ａは目標とする出力電圧即ち基準電圧Ｖorを発生する。比較器１１ａは出力電圧検出値Ｖo と出力電圧指令値Ｖorとの誤差信号ΔＶo を発生する。比例積分制御器１２は図３と同様に誤差信号ΔＶo を小さくするような信号を出力する。図１３の比例積分制御器１２の後段は図３と同一に形成されている。
この第５の実施形態によっても第１の実施形態と同一の効果を得ることができる。
【００５２】
【変形例】
本発明は上述の実施形態に限定されるものでなく、例えば次の変形が可能なものである。
（１）  各実施形態では、制御回路を簡略化するために主スイッチＱ1 〜Ｑ6 及び転流用スイッチＱa 、Ｑb の内で導通していないものにもオン制御信号を与えているが、導通しないスイッチにはオン制御信号を与えないように構成することができる。
（２）  図１１及び図１３の方式を図９及び図１０の装置にも適用することができる。
（３）  スイッチＱ1 〜Ｑ6 、Ｑa 、Ｑb をバイポーラトランジスタ等の別の半導体スイッチとすることができる。また、正方向と逆方向との両方の電流を流すためにスイッチＱ1 〜Ｑ6 を２つのバイポーラトランジスタの逆並列回路即ち交流スイッチを設け、オン期間には２つのトランジスタをオン制御することができる。
（４）  高周波成分の除去を交流端子１ａ〜１ｃよりも電源側で行う場合にはフィルタ用コンデンサＣrs、Ｃst、Ｃtrを省くことができる。
（５）  高周波成分を除去するために端子１ａ、１ｂ、１ｃとブリッジ回路との間にチョークコイルを接続することができる。
（６）  出力電流Ｉo 又は出力電圧Ｖo の制御が不要な場合には、比例積分制御器１２の出力を一定値に固定し、交流電流基準Ｉr ＊  、Ｉs ＊  、Ｉt ＊  を電圧Ｖv 、Ｖs 、Ｖt に同期した固定値とすることができる。
（７）  図４の転流信号発生器１８を図１４に示すように変形することができる。図１４では、第１及び第２のタイマ３１、３２によって図１５（Ｃ）の転流信号を作成している。即ち、第１のタイマ３１によって図１５（Ａ）の鋸波電圧の立上り開始時点（リセット時点）から図１５（Ｂ）に示すように第１の時間Ｔ1を計測している。この第１の時間Ｔ1は図７のｔ0〜ｔ3期間に相当する。第２のタイマ３２は、第１のタイマ３１の計測終了時点に同期してトリガされ、第２の時間Ｔ2を計測し、図１５（Ｃ）のパルスを第１及び第２の転流用スイッチＱａ、Ｑｂのための転流信号として出力する。第２の時間は図７のｔ3〜ｔ5に相当する。
（８）  転流信号発生器１８を図１６に示すように変形することができる。図１６の第１のタイマ３１ａは図１４の第１のタイマ３１と同一の第１の時間Ｔ1を鋸波電圧Ｖｃに同期して計測し、この終了時にトリガパルスを発生し、フリップフロップ３３をセットする。第２のタイマ３２ａは図１５のＴ1＋Ｔ2に相当する時間を鋸波電圧Ｖｃに同期して計測し、この終了時にトリガパルスを発生し、フリップフロップ３３から図１５（Ｃ）と同一の転流用パルスを得ることができる。
（９）  電圧検出回路５の出力段及び電流検出器６の出力段にアナログ・ディジタル変換回路を設け、制御回路４をディジタル信号処理回路とし、制御回路４の出力段にディジタル・アナログ変換回路を設けることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来のＰＷＭコンバータを示す回路図である。
【図２】本発明の第１の実施形態の交流−直流変換装置を示す回路図である。
【図３】図２の制御回路を示すブロック図である。
【図４】図３のスイッチ制御信号形成回路を示すブロック図である。
【図５】図３の各部の状態を示す波形図である。
【図６】図５の（Ｅ）（Ｆ）を詳しく示す波形図である。
【図７】図２及び図４の各部の状態を示す波形図である。
【図８】図２の各部の状態を示す波形図である。
【図９】第２の実施形態の交流−直流変換装置を示す回路図である。
【図１０】第３の実施形態の交流−直流変換装置を示す回路図である。
【図１１】第４の実施形態の整流用スイッチ制御回路を示すブロック図である。
【図１２】第４の実施形態におけるスイッチ制御信号Ｇa 、Ｇb の分配を図６と同一の相電圧基準と共に示す波形図である。
【図１３】第５の実施形態の制御回路の一部を示すブロック図である。
【図１４】変形例の転流信号発生器を示すブロック図である。
【図１５】図１４の各部の波形図である。
【図１６】別の変形例の転流信号発生器を示すブロック図である。
【符号の説明】
Ｑ1 〜Ｑ6   主スイッチ
Ｄ、Ｄ1〜Ｄ６、Ｄ11〜Ｄ18  主ダイオード
Ｃ1 〜Ｃ6   スナバ用コンデンサ
Ｌa 、Ｌb   転流用リアクトル
Ｌc 、ｌd   直流リアクトル
Ｄａ、Ｄb 、Ｄc 、Ｄd   回生用ダイオード
Ｄu 、Ｄv 、Ｄw 、Ｄx 、Ｄy 、Ｄz   転流用ダイオード
Ｑa 、Ｑb   転流用スイッチ
Ｃa 、Ｃb   回生用コンデンサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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