(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
共振コンデンサと限流コイルとスイッチング素子とからなり直流電源の出力を高周波電力に変換するインバータと、前記インバータにより変換された高周波電力を１次巻線を介して２次巻線側に伝達する高周波トランスと、前記２次巻線に接続され前記２次巻線側に伝達された電力を高周波の脈流にする高周波整流手段と、前記高周波整流手段により前記高周波の脈流となった電力の高周波成分を除去するフィルタコンデンサと、前記フィルタコンデンサにより高周波成分が除去された電力を系統電源の周波数の交流電力にする極性切換回路と、前記系統電源に出力する電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段により検出した出力電流と基準波形との差を誤差として商用周期毎に前記スイッチング素子のオン時間を補正する誤差補正手段と、前記誤差補正手段により補正されたオン時間で前記スイッチング素子を動作させるオン時間発生手段とを備え、前記インバータは、前記スイッチング素子がオンした際に前記限流コイルと前記高周波トランスの前記１次巻線に電流が流れ、前記スイッチング素子がオフした際に先に前記限流コイルと前記１次巻線に流れた電流が前記共振コンデンサに充電され、前記スイッチング素子のコレクタ−エミッタ間の電圧が共振波形となるものである系統連系インバータにおいて、
前記直流電源に、電圧源としての振る舞いをする電圧源特性領域と電流源としての振る舞いをする電流源特性領域とを有する可変直流電源を使用し、前記スイッチング素子のコレクタ−エミッタ間電圧を検知するスイッチング素子電圧検知手段と、前記インバータの入力電圧を検出する入力電圧検出手段と、前記入力電圧検出手段で得られた電圧情報に基いて前記インバータの動作点が電圧源特性領域にある場合に前記オン時間発生手段のオン時間を増加させて最大出力点を乗り越えて出力同等の電流源特性領域の動作点に前記インバータの動作点を移動させる動作電圧可変手段とを備え、前記スイッチング素子電圧検知手段により検出した前記スイッチング素子のコレクタ−エミッタ間電圧がしきい値を超えた場合に前記オン時間発生手段が、前記スイッチング素子の耐圧を超えないように前記スイッチング素子のオン時間を制限することを特徴とする系統連系インバータ。
【請求項２】
誤差補正手段によるスイッチング素子のオン時間の最大補正量を可変する最大補正量可変手段を備え、前記最大補正量可変手段は、可変直流電源が電流源として振る舞うときには電圧源として振る舞うときよりも前記最大補正量を大きくすることを特徴とする請求項１記載の系統連系インバータ。
【請求項３】
共振コンデンサは、第１の共振コンデンサと第２の共振コンデンサとを並列に接続し、前記第２の共振コンデンサに直列にオンオフする第１の切換手段を設けて、前記第１の切換手段のオンオフにより前記共振コンデンサのコンデンサ容量を切り換え可能に構成したものであり、入力電圧検出手段により検出した入力電圧がしきい値より低い場合は前記第１の切換手段をオンし、前記入力電圧がしきい値より高い場合は前記第１の切換手段をオフして前記共振コンデンサのコンデンサ容量を小さくすることを特徴とする請求項１または２記載の系統連系インバータ。
【請求項４】
第１の切換手段はスイッチング素子がオフの時に共振コンデンサのコンデンサ容量を切り換えることを特徴とする請求項３記載の系統連系インバータ。
【請求項５】
高周波トランスの１次巻線に設けられた中間タップと、入力電圧検出手段により検出した入力電圧が比較的高い時に前記中間タップとインバータとを接続して前記高周波トランスの１次インダクタンスを小さくする第２の切換手段とを有することを特徴とする請求項１または２記載の系統連系インバータ。、
【請求項６】
共振コンデンサは、第１の共振コンデンサと第２の共振コンデンサとを並列に接続し、前記第２の共振コンデンサに直列にオンオフする第１の切換手段を設けて、前記第１の切換手段により前記共振コンデンサのコンデンサ容量を切り換え可能に構成したものであり、インバータの入力電流を検出する入力電流検出手段と、前記入力電流検出手段で検出した入力電流と入力電圧検出手段で検出した入力電圧から前記インバータの入力電力を算出する入力電力算出手段とを備え、前記入力電力算出手段で算出した入力電力が所定値以下になった時には、前記入力電圧にかかわらず前記第１の切換手段をオフして前記共振コンデンサのコンデンサ容量を小さくすることを特徴とする請求項１または２記載の系統連系インバータ。
【請求項７】
高周波トランスの１次巻線に設けられた中間タップと、インバータの入力電流を検出する入力電流検出手段と、前記入力電流検出手段で検出した入力電流と入力電圧検出手段で検出した入力電圧から前記インバータの入力電力を算出する入力電力算出手段と、前記入力電力算出手段で算出した入力電力が所定値以下になった時に前記入力電圧にかかわらず前記中間タップとインバータとを接続して前記高周波トランスの１次インダクタンスを小さくする第２の切換手段とを有することを特徴とする請求項１または２記載の系統連系インバータ。
【請求項８】
スイッチング素子のコレクタ−エミッタ間に瞬時電圧抑制手段を設けたことを特徴とする請求項１から７のいずれか１項記載の系統連系インバータ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、入力電力を負荷あるいは配電系統に適合するように変換して供給する系統連系インバータに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来から使用されている系統連系インバータと制御構成の一例を図１０、１１を使用して説明する。
【０００３】
図１０において、可変直流電源１の出力は、インバータ２を構成するスイッチング素子３と共振コンデンサ４と限流コイル６によって共振動作を伴う高周波電力に変換され、高周波トランス５の１次巻線５ａを介して２次巻線５ｂ側に電力伝達される。また、高周波トランス５の出力は高周波整流回路７で直流に変換された後、出力はフイルタコンデンサ８で高周波成分が除去される。極性切換回路９は系統電源１１の極性に同期して、系統電圧の周波数でスイッチングすることによって、系統電源１１に交流電力を注入している。なお、１０はノイズフィルタであり、１２は電流検出手段で、ここで検出された電流は、目標電流値発生手段１３から出力される一定の振幅を有する正弦波と比較される。そして比較結果の差は誤差補正手段１４からオン時間発生手段１５に対して出力されるものである。
【０００４】
以下、動作について図１０と図１１（ａ）を基に説明する。例えば可変直流電源１として太陽光発電モジュールを使用した場合、通常、日照条件によって電圧はゼロから３５０Ｖ程度まで変化する。ここでインバータ２の動作を説明すると、スイッチング素子３がオンした際、限流コイル６と高周波トランス５の１次巻線５ａに電流が流れる。次にスイッチング素子３がオフした際、先の電流は共振コンデンサ４に充電され、スイッチング素子３のコレクタ−エミッタ間の電圧は共振波形となる。インバータ２はスイッチング時の損失を最小にするために、コレクタ−エミッタ間電圧がゼロになった時にスイッチング素子３をオンすることによって、ゼロ電圧でのスイッチング動作を実現する。また、系統電源１１に電力を注入する際の要件として出力電流が正弦波であることが求められており、今回のように共振形のインバータを用いた場合、オフ時間の変化はほとんどなく、瞬時の出力電力を変化させるためにインバータは周波数変調される。ここで、スイッチング素子３のオン時間が大きくなると、出力電力も大きくなることがわかっているので、制御としては、入力電圧（太陽電池出力電圧）が高いとオン時間を短くし、入力電圧が低いとオン時間を長くして出力電力の実効値を一定にする。そのために、電流検出手段１２によって検出された電流は、目標電流値発生手段１３から出力される一定の振幅を有する正弦波と比較され、その差は誤差補正手段１４からオン時間発生手段１５に対して出力される。誤差補正手段１４は得られた出力電流が目標電流と一致するまで、オン時間を補正することによって出力電流を正弦波に近づけていく動作を行う。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、前記従来のインバータは出力電力の増加させるには、オン時間を増加させる必要があるため、これに伴って高周波トランス５の１次巻線５ａに流れる電流が増加し、スイッチング素子３のコレクターエミッタ電圧Vceは増加する。したがって、スイッチング素子３の耐圧から考えると、オン時間の増加には限界がある。特に入力電圧（太陽電池出力電圧）が高いときは短いオン時間でもコレクタ−エミッタ電圧Vceが耐圧を越える場合も存在する。また、インバータ２は、通常、ゼロボルトになるタイミングでスイッチング素子３をオンすることで、スイッチング損失が最小になるように制御するが、図１１（ｂ）に示すように、入力電圧が高い時には耐圧を越えないまでも、前述の共振時においてコレクタ電圧がゼロまで到達せずに短絡スイッチング動作となり、出力電力が小さいにもかかわらず損失が増大し、機器としての効率が著しく低下する可能性がある。以上のことから、従来の系統連系インバータは、広い入力電圧、出力電力で動作させることが困難であり、機器の小形・軽量化を進める上でも大きな課題を有している。
本発明は、前記従来の課題を解決するもので、入力電力を負荷あるいは配電系統に適合するように変換して供給する系統連系インバータを提供するものである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明は、直流電源に、電圧源としての振る舞いをする電圧源特性領域と電流源としての振る舞いをする電流源特性領域とを有する可変直流電源を使用し、スイッチング素子のコレクタ−エミッタ間電圧を検知するスイッチング素子電圧検知手段と、インバータの入力電圧を検出する入力電圧検出手段と、入力電圧検出手段で得られた電圧情報に基いて前記インバータの動作点が電圧源特性領域にある場合にオン時間発生手段のオン時間を増加させて最大出力点を乗り越えて出力同等の電流源特性領域の動作点に前記インバータの動作点を移動させる動作電圧可変手段とを備え、前記スイッチング素子電圧検知手段により検出した前記スイッチング素子のコレクタ−エミッタ間電圧がしきい値を超えた場合に前記オン時間発生手段が、前記スイッチング素子の耐圧を超えないように前記スイッチング素子のオン時間を制限するようにしたものである。スイッチング素子のコレクタ−エミッタ間電圧がしきい値を超えた場合に、スイッチング素子の耐圧を超えないようにスイッチング素子のオン時間を制限することにより、動作入力電圧、出力電力の範囲の拡大を実現することができ、機器の小形・軽量化を進めることができる。また、インバータの動作点が可変直流電源の電圧源特性領域にある場合にオン時間を増加させて最大出力点を乗り越えて出力同等の電流源特性領域の動作点にインバータの動作点を移動させることにより、インバータの動作範囲を拡大することができる。
【０００７】
【発明の実施の形態】
請求項１に記載した発明は、共振コンデンサと限流コイルとスイッチング素子とからなり直流電源の出力を高周波電力に変換するインバータと、前記インバータにより変換された高周波電力を１次巻線を介して２次巻線側に伝達する高周波トランスと、前記２次巻線に接続され前記２次巻線側に伝達された電力を高周波の脈流にする高周波整流手段と、前記高周波整流手段により前記高周波の脈流となった電力の高周波成分を除去するフィルタコンデンサと、前記フィルタコンデンサにより高周波成分が除去された電力を系統電源の周波数の交流電力にする極性切換回路と、前記系統電源に出力する電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段により検出した出力電流と基準波形との差を誤差として商用周期毎に前記スイッチング素子のオン時間を補正する誤差補正手段と、前記誤差補正手段により補正されたオン時間で前記スイッチング素子を動作させるオン時間発生手段とを備え、前記インバータは、前記スイッチング素子がオンした際に前記限流コイルと前記高周波トランスの前記１次巻線に電流が流れ、前記スイッチング素子がオフした際に先に前記限流コイルと前記１次巻線に流れた電流が前記共振コンデンサに充電され、前記スイッチング素子のコレクタ−エミッタ間の電圧が共振波形となるものである系統連系インバータにおいて、前記直流電源に、電圧源としての振る舞いをする電圧源特性領域と電流源としての振る舞いをする電流源特性領域とを有する可変直流電源を使用し、前記スイッチング素子のコレクタ−エミッタ間電圧を検知するスイッチング素子電圧検知手段と、前記インバータの入力電圧を検出する入力電圧検出手段と、前記入力電圧検出手段で得られた電圧情報に基いて前記インバータの動作点が電圧源特性領域にある場合に前記オン時間発生手段のオン時間を増加させて最大出力点を乗り越えて出力同等の電流源特性領域の動作点に前記インバータの動作点を移動させる動作電圧可変手段とを備え、前記スイッチング素子電圧検知手段により検出した前記スイッチング素子のコレクタ−エミッタ間電圧がしきい値を超えた場合に前記オン時間発生手段が、前記スイッチング素子の耐圧を超えないように前記スイッチング素子のオン時間を制限するものであり、スイッチング素子のコレクタ−エミッタ間電圧がしきい値を超えた場合に、スイッチング素子の耐圧を超えないようにスイッチング素子のオン時間を制限することにより、動作入力電圧、出力電力の範囲の拡大を実現することができ、機器の小形・軽量化を進めることができる。また、インバータの動作点が可変直流電源の電圧源特性領域にある場合にオン時間を増加させて最大出力点を乗り越えて出力同等の電流源特性領域の動作点にインバータの動作点を移動させることにより、インバータの動作範囲を拡大することができる。
【０００９】
請求項２に記載した発明は、請求項１に記載した発明に加えて、誤差補正手段によるスイッチング素子のオン時間の最大補正量を可変する最大補正量可変手段を備え、前記最大補正量可変手段は、可変直流電源が電流源として振る舞うときには電圧源として振る舞うときよりも前記最大補正量を大きくするものであり、低歪みの出力電流をうることができる。
【００１０】
請求項３に記載した発明は、請求項１または２に記載した発明において、共振コンデンサは、第１の共振コンデンサと第２の共振コンデンサとを並列に接続し、前記第２の共振コンデンサに直列にオンオフする第１の切換手段を設けて、前記第１の切換手段のオンオフにより前記共振コンデンサのコンデンサ容量を切り換え可能に構成したものであり、入力電圧検出手段により検出した入力電圧がしきい値より低い場合は前記第１の切換手段をオンし、前記入力電圧がしきい値より高い場合は前記第１の切換手段をオフして前記共振コンデンサのコンデンサ容量を小さくするものであり、入力電圧の大きさに依存しない動作範囲をうることができる。
【００１１】
請求項４に記載した発明は、請求項３に記載した発明において、第１の切換手段はスイッチング素子がオフの時に共振コンデンサのコンデンサ容量を切り換えるものであり、耐圧に対して余裕を得て動作範囲を広げ、スイッチング素子の低損失化が可能となる。
【００１２】
請求項５に記載した発明は、請求項１または２に記載した発明において、高周波トランスの１次巻線に設けられた中間タップと、入力電圧検出手段により検出した入力電圧が比較的高い時に前記中間タップとインバータとを接続して前記高周波トランスの１次インダクタンスを小さくする第２の切換手段とを有するものであり、動作範囲が広がるとともに、スイッチング損失の低下を実現することができる。
【００１３】
請求項６に記載した発明は、請求項１または２に記載した発明において、共振コンデンサは、第１の共振コンデンサと第２の共振コンデンサとを並列に接続し、前記第２の共振コンデンサに直列にオンオフする第１の切換手段を設けて、前記第１の切換手段により前記共振コンデンサのコンデンサ容量を切り換え可能に構成したものであり、インバータの入力電流を検出する入力電流検出手段と、前記入力電流検出手段で検出した入力電流と入力電圧検出手段で検出した入力電圧から前記インバータの入力電力を算出する入力電力算出手段とを備え、前記入力電力算出手段で算出した入力電力が所定値以下になった時には、前記入力電圧にかかわらず前記第１の切換手段をオフして前記共振コンデンサのコンデンサ容量を小さくするものであり、入力電力が小さい時でもゼロボルトスイッチングを維持して、スイッチング素子の低損失化が実現できる。
【００１４】
請求項７に記載した発明は、請求項１または２に記載した発明において、高周波トランスの１次巻線に設けられた中間タップと、インバータの入力電流を検出する入力電流検出手段と、前記入力電流検出手段で検出した入力電流と入力電圧検出手段で検出した入力電圧から前記インバータの入力電力を算出する入力電力算出手段と、前記入力電力算出手段で算出した入力電力が所定値以下になった時に前記入力電圧にかかわらず前記中間タップとインバータとを接続して前記高周波トランスの１次インダクタンスを小さくする第２の切換手段とを有するものであり、入力電力が小さい時でもゼロボルトスイッチングを維持して、スイッチング素子の低損失化が実現できる。
【００１５】
請求項８に記載した発明は、請求項１から７のいずれかに記載した発明において、スイッチング素子のコレクタ−エミッタ間に瞬時電圧抑制手段を設けたことにより、耐圧をオーバーする電圧が印加されてもスイッチング素子が破壊されることがない。
【００１６】
【実施例】
（実施例１）
以下、本発明の第１の実施例について図１を参照しながら説明する。本実施例の系統連系インバータは、可変直流電源１を入力として系統電源１１に６０Ｈｚまたは５０Ｈｚの交流電力を供給している。系統連系インバータは大きく分けて、インバータ２、高周波トランス５、高周波整流手段７、フィルタコンデンサ８、極性切換回路９、ノイズフィルタ１０で構成され、インバータ２を構成するスイッチング素子３の導通時間を制御している。
【００１７】
インバータ２は、高周波トランス５の１次巻線５ａと並列に接続された共振コンデンサ４と限流コイル６からなり、ＩＧＢＴなどのスイッチング素子３をオンオフさせることによってスイッチング素子３のコレクタ−エミッタ電圧Vceを共振動作させて、スイッチングに伴う損失を低減する構成である。１２は電流検出手段で、ここで検出された電流は、目標電流値発生手段１３から出力される一定の振幅を有する正弦波と比較される。そして比較結果の差は誤差補正手段１４からオン時間発生手段１５に対して出力されるものである。
１６はスイッチング素子３のコレクタ−エミッタ電圧Vceを検出するスイッチング素子電圧検出手段で、ここで得られた値は電圧制限値発生手段１７と電圧比較手段１８によって比較され、電圧比較手段１８内に設定されたしきい値を越えたと同時にオン時間を制限して、スイッチング素子３のコレクタ−エミッタ電圧Vceが耐圧を越えないようにする。
【００１８】
上記の様に構成された系統連系インバータについて、その動作を説明する。高周波トランス５の１次巻線５ａには、スイッチング素子３のオンオフ動作によって高周波電力が発生し、高周波トランス５を介して２次巻線５ｂ側に電力が供給される。この電力は高周波トランス５の２次巻線５ａに接続された高周波整流手段７によって、高周波の脈流となる。フィルタコンデンサ８は高周波成分を除去する作用を有しているので、極性切換回路９から出力される電力は商用周波の交流電力となり、系統電源１１に同期して電流注入される。
【００１９】
また、出力電流は電流検出手段１２で検出され目標電流値発生手段１３の正弦波状の出力と比較され、その差をゼロに近づけるために誤差補正手段１４はスイッチング素子３のオン時間を補正し、オン時間発生手段１５を介してスイッチング素子３を動作させる。ここで、スイッチング素子３がオンした際、高周波トランス５の１次巻線５ａと限流コイル６に蓄積されたエネルギーは、スイッチング素子３のオフ時に共振コンデンサ４に流入するために、スイッチング素子３のコレクタ−エミッタ電圧Vceは共振動作を行うが、この電圧は入力電圧を中心とした振幅となる。通常、可変入力電源１の電圧は直流２００Ｖ程度である場合が多いことから、この時の最大オン時間で耐圧を越えないように、共振電圧ピークがスイッチング素子３の耐圧の８０％程度以下で共振コンデンサ４の容量を決定する。
【００２０】
ここで、入力電圧が例えば３５０Ｖ程度まで上昇した場合、目標電流値に到達するための制御としてオン時間を小さくするにもかかわらず、入力電圧が上昇していることに起因して共振電圧が耐圧をオーバーする場合があるが、スイッチング素子電圧検出手段１６はスイッチング素子３のコレクタ−エミッタ電圧Vceを検出し、得られた値は電圧制限値発生手段１７と電圧比較手段１８によって比較され、電圧比較手段１８内に設定されたしきい値を越えたと同時にオン時間発生手段１５を介してオン時間を制限して、スイッチング素子３のコレクタ−エミッタ電圧Vceが耐圧を越えないようにする。
【００２１】
以上の様に本実施例によれば、スイッチング素子電圧検知手段１６で得られた値を越えないようにスッチング素子３のオン時間を小さくすることから、直流電源電圧が高い場合でもスイッチング素子３の耐圧を越えることのない高い信頼性を有する系統連系インバータを提供することができる。
【００２２】
（実施例２）
以下、本発明の第２の実施例について図２を参照しながら説明する。図２（ｂ）において、図１の回路構成と異なるのは、入力電圧検出手段１９と動作電圧可変手段２０を有してインバータを構成した点である。上記以外の構成要素は第１の実施例と同等であり、説明を省略する。
【００２３】
図２（ａ）は太陽電池の電圧、電流の動作特性である。図のように太陽電池モジュールの最大出力可能電力が系統インバータの定格電力を越える日照条件が得られた場合、動作点１と動作点２の２点が動作点となる。通常、インバータは電圧最大、電流ゼロの点から起動するために、白丸で示した動作点１で運転される。ここで、入力電圧検出手段１９で得られた電圧値が図２（ａ）の動作可能範囲以上の高電圧となっているので、実施例１で述べたようにスイッチング素子３の耐圧オーバー回避をするために、スイッチング素子３のオン時間に制限を与える動作となる（但し交流電流のピーク付近のみ）。
【００２４】
したがって、オン時間を小さくして出力電力を小さくするか、または概ねの定格出力電力は出せたとしても出力電流のピーク付近がつぶれた正弦波からの歪みが大きい電流になるように動作する。そこで、動作電圧可変手段２０は短時間の間オン時間を増加させて、最大出力点を乗り越えて、出力同等の動作点２（太陽電池の電流源特性領域）に移動させて、動作可能電圧でインバータを定常運転する。なお動作点移動の間、系統連系インバータの出力電力は定格を超えることになる。
【００２５】
以上の様に本実施例によれば、スイッチング素子３のオフ時のコレクタ−エミッタ電圧Vceが共振波形となる構成の系統連系インバータにおいて、日照条件、またはモジュールの構成によって大幅に入力電圧が変化する太陽電池の特に入力電圧が高い時においても、動作電圧可能な範囲に動作点を移動させることによって、出力可能な電力を十分に引き出して、系統に電力注入することのできる系統連系インバータを提供することができる。
【００２６】
（実施例３）
以下、本発明の第３の実施例について図３を参照しながら説明する。図３（ａ）において図２の回路構成と異なるのは、最大補正量可変手段２１を追加した構成とした点である。上記以外の構成要素は第２の実施例と同等であり、説明を省略する。
【００２７】
上記の様に構成された系統連系インバータについて、以下、その動作を説明する。図３（ｂ）はオン時間の補正によって出力電流が正弦波になることを示す図であり、動作初期においてインバータ２で変調される出力電流は正弦波から若干歪んでいる。そこで、目標電流との差がゼロになるように誤差補正手段１４がオン時間を補正していく。
【００２８】
ここで、入力動作電圧が図２（ａ）に見られるように太陽電池特性における電圧変化の小さい領域（電圧源としての振る舞い）では、図３（ｂ）の左半分の波形のようにオン時間の補正量が小さくても出力電流は正弦波となるが、逆に入力動作電圧が太陽電池特性において電流がほぼ一定となる電流源としての振る舞いをする領域では、図３（ｂ）の右半分に見られるように入力電圧のリップルが大きくなり、出力電流を正弦波にするには、オン時間の補正量を大きくしなければならない。そこで、入力電圧検出手段１９で得られた電圧情報に基づいて、動作電圧を設定するとともに最大補正量可変手段２１に対して指令を送り、オン時間の最大補正量を可変する。
【００２９】
なお、入力電圧のリップルが小さいときに最大補正量を大きくすると、必要以上に補正が進み、かえって電流が歪む場合がある。
【００３０】
以上の様に本実施例によれば、太陽電池が電圧源として動作する際には、オン時間の最大補正量を小さくし、太陽電池が電流源として振る舞うときに最大補正量を大きくすることで、常時低歪みの出力電流を得ることのできる系統連系インバータを提供するものである。
【００３１】
（実施例４）
以下、本発明の第４の実施例について図４を参照しながら説明する。図４において図３の回路構成と異なるのは、共振コンデンサとして、第１および第２の共振コンデンサ４ａ、４ｂで構成して双方を並列に接続したことと、第２の共振コンデンサ４ｂに直列に第１の切換手段２２を設けた点である。上記以外の構成要素は実施例３と同等であり、説明を省略する。
【００３２】
上記の様に構成された系統連系インバータについて、以下、図４に基づいてその動作を説明する。入力電圧検出手段１９で検出された入力電圧は一定のしきい値以上では切換手段２２を介して第２の共振コンデンサ４ｂをオフし、反対にしきい値以下ではオンする動作を行う。
【００３３】
スイッチング素子３のコレクタ−エミッタ電圧Vceの振る舞いは、高周波トランス５の１次巻線５ａと限流コイル６と共振コンデンサ４ａの容量で決定される周波数で入力電圧を中心電位として励振する。入力電圧が低いときはスイッチング素子３はゼロ電圧スイッチングが実現できるが、入力電圧が高い場合は電圧がゼロまで振れずに短絡動作を発生しやすいため、第１の切換手段２２をオフさせて容量を小さくし、ゼロ電圧スイッチングに移行しやすくすることにより動作入力電圧範囲を拡大している。なお、第１の切換手段２２は図面では機械接点構成で記載したが、半導体スイッチでもよいことは言うまでもない。
【００３４】
以上の様に本実施例によれば、入力電圧の大きさに応じて第１の切換手段２２を使用してコンデンサ容量を切り換えることにより、入力電圧の大きさに対してスイッチング素子３の損失が大きく変化することのない系統連系インバータを提供することができる。
【００３５】
（実施例５）
以下、本発明の第５の実施例について図５を参照しながら説明する。構成要素は第４の実施例と同等であり、説明を省略する。
【００３６】
上記の様に構成された系統連系インバータについて、以下、その動作を説明する。図５において、スイッチング素子３がオフした際、高周波トランス５の１次巻線５ａと限流コイル６に流れていた電流は、第１の共振コンデンサ４ａを充電し、コレクタ−エミッタ電圧Vceが上昇する。この電圧が一定値に達した際、第１の切換手段２２をオンさせて共振回路に第２の共振コンデンサ４ｂを接続し、コレクタ−エミッタ電圧Vceの上昇カーブを緩やかにする。そのために、第２の共振コンデンサ４ｂの容量は、第１の共振コンデンサ４ａの容量に比較して１０倍以上の値としておく。一定の期間後に、第１の切換手段２２をオフすると、コレクタ−エミッタ電圧Vceはスイッチング素子３のオフ時の上昇とは反対に急激に下降して、ゼロ電圧に到達するため、ゼロ電圧スイッチングを実現することができる。
【００３７】
以上の様に本実施例によれば、一つの共振コンデンサでは耐圧をオーバーするような動作条件においても、動作中に共振コンデンサの容量を切り換えることで、スイッチング素子３のコレクタ−エミッタ電圧Vceを一定値以下に抑えることができるため、入力電圧が高い時においてもゼロ電圧スイッチングが可能となり、入力電圧に依存しない動作可能範囲を得ることができる系統連系インバータを実現することができる。
【００３８】
（実施例６）
以下、本発明の第６の実施例について図６を参照しながら説明する。図６において図３の回路構成と異なるのは、高周波トランスとして、１次巻線５１ａに中間タップを設けて中間タップ付高周波トランス５１とし、第２の切換手段２３でトランスの１次インダクタンスを変更する構成とした点である。上記以外の構成要素は第１の実施例と同等であり、説明を省略する。
【００３９】
上記の様に構成された系統連系インバータについて、以下に図６に基づいてその動作を説明する。図６において、高周波トランス５１の１次巻線５１ａには中間タップが設けられており、入力電圧が高い時は第２の切換手段２３で高周波トランス５１のタップ切換を行い、インダクタンスを小さくする。インダクタンスが小さくなるため、同一のオン時間においてインダクタンスに蓄積されるエネルギーは大きくなるため、スイッチング素子３がオフした際の共振コンデンサ４ａと高周波トランス５１の１次巻線５１ａと限流コイル６で決定され、振幅は大きくなる。したがって入力電圧が高い場合でも電圧がゼロまで到達することから、幅広い入力電圧範囲においてゼロ電圧スイッチングが実現できる。なお、第２の切換手段２３は図では機械接点構成で記載したが、半導体スイッチでもよいことは言うまでもない。
【００４０】
以上の様に本実施例によれば、中間タップ付高周波トランス５１の１次巻線５１ａと、中間タップとインバータと接続する第２の切換手段２３を有し、入力電圧の大きさに応じて前記第２の切換手段２３のオンオフを行うことで、ゼロ電圧スイッチングの動作範囲が拡大することから、より幅広い入力電圧範囲に対して、スイッチング損失を大きく増加させることのない系統連系インバータを提供することができる。
【００４１】
（実施例７）
以下、本発明の第７の実施例について図７を参照しながら説明する。図７において図４の回路構成と異なるのは、入力電流検出手段２４と入力電力算出手段２５を追加した構成にした点である。上記以外の構成要素は実施例４と同等であり、説明を省略する。
【００４２】
上記の様に構成された系統連系インバータについて、以下に図７に基づいてその動作を説明する。図７において、入力電流検出手段２４で得られた値と、入力電圧検出手段１９で得られた値から入力電力算出手段２５で入力電力を算出する。通常、入力電力が大きい時はオン時間を大きくすることからスイッチング素子３のコレクタ−エミッタ電圧Vceが大きくなり、ゼロ電圧スイッチングを実現しやすいが、入力電力が小さいときはオン時間を短くするために、仮に入力電圧が小さくてもコレクタ−エミッタ電圧Vceの振幅が小さくなることから、ゼロ電圧スイッチングを維持することができなくなる場合が存在する。
【００４３】
そこで、一定の入力電力以下においては、入力電圧にかかわらず、第１の切換手段２２をオフさせて、共振コンデンサの容量が小さくなるようにする。このように動作させることによってスイッチング素子３のコレクタ−エミッタ電圧Vce波形の振幅が大きくなり小電力時においてもゼロ電圧スイッチングが可能となる。
【００４４】
以上の様に本実施例によれば、入力電力を検出する入力電流検出手段２４を有し、入力電力が所定値以下になった時は第１の切換手段２２をオフ、所定値以上の時はオンすることで、スイッチング素子３のコレクタ−エミッタ電圧Vceの振幅を常時大きくすることでができるため、入力電力が小さい時でもゼロボルトスイッチングを維持して、スイッチング素子３の低損失化が実現する系統連系インバータを提供することができる。
【００４５】
（実施例８）
以下、本発明の第８の実施例について図８を参照しながら説明する。図８において図７の回路構成と基本的に異なるのは、第１の切替手段２２と共振コンデンサ４ｂを除くとともに、高周波トランス５１の１次巻線５１ａに中間タップ仕様とした点である。上記以外の構成要素は実施例６と同等であり、説明を省略する。
【００４６】
上記の様に構成された系統連系インバータについて、以下に図８に基づいてその動作を説明する。図８において、入力電流検出手段２４で得られた値と入力電圧検出手段１９で得られた値から，入力電力算出手段２５で入力電力を算出する。通常，入力電力が大きい時はオン時間を大きくすることからスイッチング素子３のコレクタ−エミッタ電圧Vceが大きくなり、ゼロ電圧スイッチングを実現しやすいが、入力電力が小さいときはオン時間を短くして制御するために、仮に入力電圧が小さくても、コレクタ−エミッタ電圧Vceの振幅が小さくなってしまい、ゼロ電圧スイッチングを維持することができなくなる場合が発生する。
【００４７】
そこで、一定の入力電力以下においては、入力電圧にかかわらず第２の切換手段２５でタップ切換を行うことにより，高周波トランス５１の１次巻線５１ａのインダクタンスを小さくして、短いオン時間において蓄積エネルギーを大きくすることによって、スイッチング素子３のコレクタ−エミッタ電圧Vce波形の振幅を大きくして、小電力時においてもゼロ電圧スイッチングが可能となる。
【００４８】
以上の様に本実施例によれば、入力電力を検出する入力電力検出手段２４を有し、入力電力が所定値以下になった時は第２の切換手段２５をオンオフして、高周波トランス５１の１次巻線５１ａ側のインダクタンスを切り換えることで、入力電力が小さい時でもゼロボルトスイッチングを維持して、スイッチング素子の低損失化が実現する系統連系インバータを提供することができる。
【００４９】
（実施例９）
以下、本発明の第９の実施例について図９を参照しながら説明する。図９において図１の回路構成と異なるのは、スイッチング素子３のコレクターエミッタ間に瞬時電圧抑制手段２６を挿入した構成とした点である。上記以外の構成要素は実施例１と同等であり、説明を省略する。
【００５０】
上記の様に構成された系統連系インバータについて、以下、その動作を説明する。入力電圧が高い場合及び入力電力が大きい時に加えて、例えば系統電源１１が何らかの理由で短絡した時などは、１次側から見たインダクタンスは限流コイル６のインダクタンスのみとなるため、短いオン時間であってもエネルギー蓄積量が大きくなり、スイッチング素子３がオフした際にコレクタ−エミッタ間には耐圧以上の電圧が印加される場合がある。このような場合、例えば共振コンデンサ容量の切り換えが可能であったとしても実際は間に合わないので、バリスタなどの瞬時電圧抑制手段２６が余分な電力を吸収する。
【００５１】
以上の様に本実施例によれば、仮に耐圧をオーバーする電圧が印加されても、スイッチング素子３が破壊されることのない系統連系インバータを提供することができる。
【００５２】
【発明の効果】
請求項１に記載した発明は、共振コンデンサと限流コイルとスイッチング素子とからなり直流電源の出力を高周波電力に変換するインバータと、前記インバータにより変換された高周波電力を１次巻線を介して２次巻線側に伝達する高周波トランスと、前記２次巻線に接続され前記２次巻線側に伝達された電力を高周波の脈流にする高周波整流手段と、前記高周波整流手段により前記高周波の脈流となった電力の高周波成分を除去するフィルタコンデンサと、前記フィルタコンデンサにより高周波成分が除去された電力を系統電源の周波数の交流電力にする極性切換回路と、前記系統電源に出力する電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段により検出した出力電流と基準波形との差を誤差として商用周期毎に前記スイッチング素子のオン時間を補正する誤差補正手段と、前記誤差補正手段により補正されたオン時間で前記スイッチング素子を動作させるオン時間発生手段とを備え、前記インバータは、前記スイッチング素子がオンした際に前記限流コイルと前記高周波トランスの前記１次巻線に電流が流れ、前記スイッチング素子がオフした際に先に前記限流コイルと前記１次巻線に流れた電流が前記共振コンデンサに充電され、前記スイッチング素子のコレクタ−エミッタ間の電圧が共振波形となるものである系統連系インバータにおいて、前記直流電源に、電圧源としての振る舞いをする電圧源特性領域と電流源としての振る舞いをする電流源特性領域とを有する可変直流電源を使用し、前記スイッチング素子のコレクタ−エミッタ間電圧を検知するスイッチング素子電圧検知手段と、前記インバータの入力電圧を検出する入力電圧検出手段と、前記入力電圧検出手段で得られた電圧情報に基いて前記インバータの動作点が電圧源特性領域にある場合に前記オン時間発生手段のオン時間を増加させて最大出力点を乗り越えて出力同等の電流源特性領域の動作点に前記インバータの動作点を移動させる動作電圧可変手段とを備え、前記スイッチング素子電圧検知手段により検出した前記スイッチング素子のコレクタ−エミッタ間電圧がしきい値を超えた場合に前記オン時間発生手段が、前記スイッチング素子の耐圧を超えないように前記スイッチング素子のオン時間を制限するものであり、スイッチング素子のコレクタ−エミッタ間電圧がしきい値を超えた場合に、スイッチング素子の耐圧を超えないようにスイッチング素子のオン時間を制限することにより、動作入力電圧、出力電力の範囲の拡大を実現することができ、機器の小形・軽量化を進めることができる。また、インバータの動作点が可変直流電源の電圧源特性領域にある場合にオン時間を増加させて最大出力点を乗り越えて出力同等の電流源特性領域の動作点にインバータの動作点を移動させることにより、インバータの動作範囲を拡大することができる。
【００５４】
請求項２に記載した発明は、請求項１に記載した発明に加えて、誤差補正手段によるスイッチング素子のオン時間の最大補正量を可変する最大補正量可変手段を備え、前記最大補正量可変手段は、可変直流電源が電流源として振る舞うときには電圧源として振る舞うときよりも前記最大補正量を大きくするものであり、低歪みの出力電流をうることができる。
【００５５】
請求項３に記載した発明は、請求項１または２に記載した発明において、共振コンデンサは、第１の共振コンデンサと第２の共振コンデンサとを並列に接続し、前記第２の共振コンデンサに直列にオンオフする第１の切換手段を設けて、前記第１の切換手段のオンオフにより前記共振コンデンサのコンデンサ容量を切り換え可能に構成したものであり、入力電圧検出手段により検出した入力電圧がしきい値より低い場合は前記第１の切換手段をオンし、前記入力電圧がしきい値より高い場合は前記第１の切換手段をオフして前記共振コンデンサのコンデンサ容量を小さくするものであり、入力電圧の大きさに依存しない動作範囲をうることができる。
【００５６】
請求項４に記載した発明は、請求項３に記載した発明において、第１の切換手段はスイッチング素子がオフの時に共振コンデンサのコンデンサ容量を切り換えるものであり、耐圧に対して余裕を得て動作範囲を広げ、スイッチング素子の低損失化が可能となる。
【００５７】
請求項５に記載した発明は、請求項１または２に記載した発明において、高周波トランスの１次巻線に設けられた中間タップと、入力電圧検出手段により検出した入力電圧が比較的高い時に前記中間タップとインバータとを接続して前記高周波トランスの１次インダクタンスを小さくする第２の切換手段とを有するものであり、動作範囲が広がるとともに、スイッチング損失の低下を実現することができる。
【００５８】
請求項６に記載した発明は、請求項１または２に記載した発明において、共振コンデンサは、第１の共振コンデンサと第２の共振コンデンサとを並列に接続し、前記第２の共振コンデンサに直列にオンオフする第１の切換手段を設けて、前記第１の切換手段により前記共振コンデンサのコンデンサ容量を切り換え可能に構成したものであり、インバータの入力電流を検出する入力電流検出手段と、前記入力電流検出手段で検出した入力電流と入力電圧検出手段で検出した入力電圧から前記インバータの入力電力を算出する入力電力算出手段とを備え、前記入力電力算出手段で算出した入力電力が所定値以下になった時には、前記入力電圧にかかわらず前記第１の切換手段をオフして前記共振コンデンサのコンデンサ容量を小さくするものであり、入力電力が小さい時でもゼロボルトスイッチングを維持して、スイッチング素子の低損失化が実現できる。
【００５９】
請求項７に記載した発明は、請求項１または２に記載した発明において、高周波トランスの１次巻線に設けられた中間タップと、インバータの入力電流を検出する入力電流検出手段と、前記入力電流検出手段で検出した入力電流と入力電圧検出手段で検出した入力電圧から前記インバータの入力電力を算出する入力電力算出手段と、前記入力電力算出手段で算出した入力電力が所定値以下になった時に前記入力電圧にかかわらず前記中間タップとインバータとを接続して前記高周波トランスの１次インダクタンスを小さくする第２の切換手段とを有するものであり、入力電力が小さい時でもゼロボルトスイッチングを維持して、スイッチング素子の低損失化が実現できる。
【００６０】
請求項８に記載した発明は、請求項１から７のいずれかに記載した発明において、スイッチング素子のコレクタ−エミッタ間に瞬時電圧抑制手段を設けたことにより、耐圧をオーバーする電圧が印加されてもスイッチング素子が破壊されることがない。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例における系統連系インバータの回路ブロック図
【図２】（ａ）本発明の第２の実施例における系統連系インバータの動作を示す図
（ｂ）同系統連系インバータの回路ブロック図
【図３】（ａ）本発明の第３の実施例における系統連系インバータの回路ブロック図
（ｂ）同系統連系インバータの動作波形図
【図４】本発明の第４の実施例における系統連系インバータの回路ブロック図
【図５】本発明の第５の実施例における系統連系インバータの動作を示す図
【図６】本発明の第６の実施例における系統連系インバータの回路ブロック図
【図７】本発明の第７の実施例における系統連系インバータの回路ブロック図
【図８】本発明の第８の実施例における系統連系インバータの回路ブロック図
【図９】本発明の第９の実施例における系統連系インバータの回路ブロック図
【図１０】従来の系統連系インバータの回路ブロック図
【図１１】（ａ）従来の系統連系インバータの動作波形図（ゼロ電圧スイッチング動作）
（ｂ）同系統連系インバータの動作波形図（短絡スイッチング動作）
【符号の説明】
１  可変直流電源
２  インバータ
３  スイッチング素子
４  共振コンデンサ
５  高周波トランス
５ａ  １次巻線
５ｂ  ２次巻線
６  限流コイル
７  高周波整流手段
８  フィルタコンデンサ
９  極性切換回路
１０  ノイズフィルタ
１１  系統電源
１２  電流検出手段
１３  目標電流値発生手段
１４  誤差補正手段
１５  オン時間発生手段
１６  スイッチング素子電圧検出手段
１７  電圧制限値発生手段
１８  電圧比較手段
１９  入力電圧検出手段
２０  動作電圧可変手段
２１  最大補正量可変手段
２２  第１の切換手段
２３  第２の切換手段
２４  入力電流検出手段
２５  入力電力算出手段
２６  瞬時電圧抑制手段
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
0004483005.tif 000009
【図９】
0004483005.tif 000010
【図１０】
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【図１１】
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