(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
２つのポートを有する表面波弾性フィルタ（ＳＡＷ−フィルタ）において、下記の構成要件を備える、即ち、
直列分岐に配置されている少なくとも３つの直列共振器（ＲS）と並列分岐に配置されている少なくとも２つの並列共振器（ＲP）とを有し、
前記直列共振器（ＲS）および前記並列共振器（ＲP）はそれぞれ、２つの反射器間に配置された１つのインターデジタル変換器（ＩＤＴ）を有し、前記１つのインターデジタル変換器（ＩＤＴ）は、各１対の電気端子及び１つのフィンガ周期性（ｐ）にて配置された複数の電極フィンガを有し、
前記２つの反射器および前記１つのインターデジタル変換器（ＩＤＴ）が１つのトラックを形成し、
複数のトラックがサブストレート上で表面弾性波の主伝播方向に関して相互に平行に配置されており、
前記電気端子を介して、前記直列共振器（ＲS）は相互に直列に接続されており、前記並列共振器（ＲP）は前記直列共振器（ＲS）に並列に接続されており、
少なくとも３つの直列共振器（ＲS）のうち少なくとも２つは、インターデジタル変換器（ＩＤＴ）のフィンガ周期性に関して異なるものであり、
ｎ個の直列共振器（ＲS１，・・ＲSｘ，・・ＲSｎ）が、インターデジタル変換器（ＩＤＴ）の電極フィンガの異なるフィンガ周期性（ｐS１，・・ｐSｘ，・・ｐSｎ）を以て設けられており（ｎ，ｘは整数であって、ｎ≧３及び１＜ｘ＜ｎ）であり、
最大フィンガ周期性（ｐmax）を有する直列共振器が外側に配置され、最小フィンガ周期性を有する直列共振器が内側に配置され、それにより、少なくとも１つの値ｘに対してｐSｘ＜ｐS１＜ｐSｎが成立つものであることを特徴とする改善されたエッジ急峻特性付きの表面弾性波フィルタ。
【請求項２】
４つの基本素子が設けられており、ここで、１つの基本素子が１つの直列共振器（ＲS）と、１つの並列共振器（ＲP）から成り、隣接する２つの基本素子は共通の直列共振器（ＲS）とそれぞれの並列共振器（ＲP）とから構成されているか、共通の並列共振器（ＲP）とそれぞれの直列共振器（ＲS）とから構成されており、
前記直列共振器（ＲS）の電極フィンガのフィンガ周期性に対して下記が成立つ、
ｐS２＜ｐS１＝ｐS３＜ｐS４又はｐS３＜ｐS１＝ｐS２＜ｐS４
の請求項１載のＳＡＷ−フィルタ。
【請求項３】
インターデジタル変換器（ＩＤＴ）のフィンガ周期性（ｐ）の、ＳＡＷフィルタの通過領域の中心周波数に相応する標準フィンガ周期性（ｐStd）からの偏差が０.１〜３％である請求項１又は２記載のＳＡＷ−フィルタ。
【請求項４】
標準フィンガ周期性（ｐStd）を有するｒ個の直列共振器が設けられており、前記標準フィンガ周期性（ｐStd）とは異なるフィンガ周期性（ｐ≠ｐStd）を有するｓ個の直列共振器が設けられており、
但しｓ／ｒ≦２が成立つ請求項１から３までのいずれか１項記載のＳＡＷ−フィルタ。
【請求項５】
少なくとも１つの基本素子の直列共振器（ＲS）の共振周波数（ｆrs）が、所属する並列共振器（Ｒp）の反共振周波数（ｆas）に等しい請求項１から４までのいずれか１項記載のＳＡＷ−フィルタ。
【請求項６】
少なくとも１つの基本素子の直列共振器（ＲS）の共振周波数（ｆrs）が、所属する並列共振器（Ｒp）の反共振周波数（ｆas）より大である請求項１から５までのいずれか１項記載のＳＡＷ−フィルタ。
【請求項７】
少なくとも１つの並列共振器（Ｒp）の静的容量Ｃopが、ＳＡＷフィルタの表面上にて共振器の部分又はリードと共に１つの容量を構成する金属化部の空間的に近傍の配置により作用を受けるようにし、ここで直列共振器の静的容量Ｃosとの所望の比Ｃop／Ｃosが得られるように当該の作用を受けるものである請求項１から６までのいずれか１項記載のＳＡＷ−フィルタ。
【請求項８】
インターデジタル変換器のフィンガの幅（ｂ）と、それの周期Ｐとの商ｂ／Ｐから形成された金属化部比ηが０.６〜０.８の値を有する請求項１から７までのいずれか１項記載のＳＡＷ−フィルタ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
本発明は、共振器型式タイプの表面波弾性フィルタ（ＳＡＷ−フィルタ）に関するものであり、前記表面弾性波フィルタは、低損失及び大きな阻止領域減衰比を有するバンドパスフィルタとして殊に、コードレス又は移動電話用入、出力フィルタとして適するものである。
【０００２】
前部の型式のＳＡＷ−フィルタは、ＤＥ４４０８９８９Ｃから公知である。このフィルタは、多数の表面弾性波共振器を有し、これらの表面弾性波共振器は、直列又は並列に相互に接続されている。共振器の各々は、１つのインターデジタル変換器を有し、このインターデジタル変換器は２つの反射器間に設けられている。インターデジタル変換器の電極フィンガも、例えば格子状に配置された反射器も、実質的に共振周波数の半波長に相応するフィンガ周期性を有する。これにより、個々の電極フィンガにて、もしくは反射器にて生ぜしめられた、もしくは反射された表面弾性波も、構造上のインターファレンス干渉により最適に増幅され得る。ＨＦ信号は、而して、殆ど損失なしで一方の表面弾性波共振器から他方の表面弾性波共振器へ伝達され得る。更に、複数の共振器の直列及び並列接続により、次のことが達成される。即ち、通過領域の外側にある周波数がさらに一層減衰され、而して阻止領域抑圧度が増大されることが達成される。通過領域外では共振器型式のＳＡＷフィルタの場合、次のようにすれば、最適の阻止領域抑圧度が得られる、即ち反射器及びインターデジタル変換器のフィンガ周期性が夫々、相互に接続されたすべての直列の共振器に対して、もしくは、相互に接続されたすべての並列の共振器に対して等しい場合、最適の阻止領域抑圧度が得られるのである。
【０００３】
前述のドイツ特許明細書では付加的に次のことが提案されている。即ち、反射器におけるフィンガ周期性ないし中間電極間隔を、インターデジタル変換器にける中間電極間隔とは異ならせて調整セッティングすることが付加的に提案されている。殊にこのことは、直列的に相互に接続された共振器の反射器における中間電極間隔に対して提案されている。それにより、公知フィルタにて通過領域外で生じるノイズピークが除かれるようになる。
【０００４】
但し、共振器型式の当該の、及び他のＳＡＷフィルタにおいて欠点と見なされるところは、通過特性カーブにおいて、通過領域のエッジが十分急峻には低下しなかったり、また通過領域と阻止領域との間の移行が十分鮮鋭シャープには行われず、その結果通過特性カーブが当該の領域に過度に緩衝に低下したり、丸味のある縁辺を呈することである。
【０００５】
従って本発明の課題とするところは、良好な阻止領域抑圧度のもとで而も、十分幅広い通過領域が、急峻に低下、降下するエッジを有する共振器型式のＳＡＷ−フィルタを提供することにある。
【０００６】
前記課題は請求項１の構成要件を備えたＳＡＷ−フィルタにより解決される。本発明の有利な発展形態は引用請求項に記載されている。
【０００７】
本発明のＳＡＷ−フィルタは、少なくとも２つの共振器を有し、それらの少なくとも２つの共振器は、相互に並列及び／又は直列に接続されており、ここで直列に接続された共振器及び／又は並列に接続された共振器がインターデジタル変換器の少なくとも２つの異なるフィンガ周期性を有する。フィンガ周期性のそのような差異の程度により、所期のように、通過領域の一層高いエッジ急峻特性及び殊に、通過領域から阻止領域への一層鮮鋭な移行が調整セッティングされ得る。更に、変らない低い通過減衰度を有する一層フラットな通過領域が得られる。当該の成果は驚異的であり、その種の装置に対して期待され得べき値と相容れないものである。異なるフィンガ周期性を有する共振器に対して本来は、同じフィンガ周期性を有する並列もしくは直列に接続された共振器を有するフィルタに対してよりわずかなエッジ急峻特性が予期されるのである。然し乍ら、本発明によっては、少なくとも変らないエッジ急峻特性を有するＳＡＷ−フィルタが得られるのである。
【０００８】
更に、本発明のＳＡＷ−フィルタでは、通過領域の両エッジのうちの１つを一層より急峻に形成することが可能である。これは、より高い周波数に向って通過領域を制限するエッジであり得るが、より低い周波数に向って通過領域を制限するエッジであってもよい。このことは、次のようにすれば達成される、即ち、直列接続された共振器に対してのみ異なるフィンガ周期性を調整セッティングするのである。ここで、一層より低い周波数へ向う左のエッジが一層より急峻に調整セッティングされる。他方では、並列接続された共振器におけるフィンガ周期性の異なる調整セッティングにより、通過領域の、一層より高い周波数へ向う右のエッジが一層より急峻に形成され得る。更に、通過領域からエッジのほうに向っての移行（例えば０〜３ｄＢの相対減衰度領域にて）がより急激に形成される。
【０００９】
本発明の有利な発展形態では直列接続された共振器ＲS１，・・ＲSｎ（ｎ≧３）のもとでインターデジタル変換器の電極フィンガの少なくとも３つの異なるフィンガ周期性が選定されここで、最大フィンガ周期性を有する共振器が当該の直列接続にて外側に配置され、最小フィンガ周期性を有する共振器が中央にて内側に配置される。３つより多くの直列に配置されたフィンガ周期性の場合最も小さなフィンガ周期性を有する共振器は有利には最も大きなフィンガ周期性を有する共振器には隣接していない。
【００１０】
本発明のさらなる発展形態は４つの直列接続された共振器が設けられており、ここで、各１つの直列の共振器がそれに並列に接続された共振器と共に１つの基本素子を形成し、当該の基本素子において、並列に接続された共振器が１つ又は、２つの隣接する基本素子に対応付けて配され得、直列の共振器の電極フィンガのフィンガ周期性に対して３つの異なる値を調整セッティングでき、また、一方の外側の共振器が最高のフィンガ周期性を有し、１つの内側の共振器が最も低いフィンガ周期性を有し、ここにおいて、他の外側共振器及び１つの内側共振器が同じ共振器周波数を有する。
【００１１】
従って、４つの直列の共振器Ｒ１〜Ｒ４に対してそれのフィンガ周期性ｐ１〜ｐ４に対して下記が成立つ；
ｐ２＜ｐ１＝ｐ３＜ｐ４又はｐ３＜ｐ１＝ｐ２＜ｐ４
又は夫々その逆の順位、配列関係が成立つ。
【００１２】
一般的に成立つことは、比較的に大きな数の直列接続の共振器によっては一層より良好な阻止領域抑圧度が達成されるということである。本発明のＳＡＷ−フィルタに対して、所定数の並列接続の共振器のもとで、最大数の直列接続の共振器が選定され、それにより、最小の総合共振器数のもとでフィンガ周期性の配置構成に対して最大の可変性が得られるものである。而して、２つの並列の共振器及び３つの直列の共振器により、３つの基本素子を有する１つの本発明のＳＡＷ−フィルタを構成でき、４つの直列の共振器及び２つの並列の共振器により、４つの基本素子を有する１つの本発明のＳＡＷ−フィルタを構成できる。
【００１３】
同様にして、本発明のフィルタは、最大数の並列共振器と、最小数の直列共振器を有し得、ここで、インターデジタル変換器のフィンガ周期性が並列共振器にて、少なくとも２つの異なる値をとり得、そして、３つ以上の基本素子の場合は３つの異なる値をとり得る。
【００１４】
さらに、直列接続の付加的共振器を設け得、この付加的共振器は隣接する並列接続の共振器を有しない、即ち、それに並列に接続されたいずれの共振器とも基本素子を形成し得ない。
【００１５】
本発明のさらなる実施形態では、少なくとも１つの直列共振器が２つの並列共振器により置換され、それらの２つの並列共振器は、それの夫々の入力側ないし出力側が相互に接続される。
【００１６】
フィンガ周期性における調整セッティングすべき差異に関して、０.１〜３％の偏差が適当であることが判明しており、０.５〜１％が特に有利であることが判明している。フィンガ周期性の偏差が大きくなると特性、殊にフィルタの通過領域が劣悪になるのに対して、フィンガ周期性の偏差が小さくなると、本発明による効果、即ち、通過領域のエッジの一層急峻な調整セッティングが低減される。
【００１７】
１つのエッジにおいてのみ一層高いエッジ急峻特性を特定的に調整セッティングすることは、２つの隣接する周波数領域を相互に切離すべき場合に有利である。而して、例えばＧＳＭ標準による移動無線網が送信機及び受信機に対して異なる周波数領域を有する。例えば、当該領域は相互に２０ＭＨｚ離れている。而して、入力−ないし出力フィルタに対して本発明のＳＡＷ−フィルタを使用する場合、特定的に通過領域のエッジを一層より急峻に形成することが可能であり、上記の通過領域のエッジにより、通過領域を送信機ないし受信機のバンド帯域の隣接通過領域に対して境界付け画定するのである。
【００１８】
ＧＳＭ標準における送信機帯域バンドは受信機帯域バンドの下方にあるので、有利には、送信機帯域バンドに対しては、通過領域の急峻な右方のエッジを有する（高いほうの周波数に向って）フィルタが使用され、そして受信機帯域バンドに対しては、通過領域の急峻な左方のエッジを有する（低いほうの周波数に向って）フィルタが使用される。
【００１９】
次に実施例に即して所属の７つの図を用いて以降詳述する。
【００２０】
図１には直列共振器ＲSと並列共振器Ｒpとが１つのフィルタにてどのように相互に接続されるかを複数の例で示す。図１Ａは、１つのフィルタの１つの基本素子を示し、この基本素子では、１つの共振器がＲs1が２つの端子Ａ１，Ａ２間に接続され、それに並列に１つの共振器Ｒp1が接続されており、この１つの共振器Ｒp1は任意の電位、例えばアース電位におかれている。ここで、１つの基本素子は、そのような共振器の１つの対ＲS，Ｒpから成る。夫々の可能な対が、１つの基本素子を形成しここで、直列共振器も並列共振器も、２つの隣接する基本素子に所属し得る。
【００２１】
図１Ｂ及び図１Ｃは、各１つの基本素子Ｒs1，Ｒp1を有する最も簡単な本発明の基本素子を成す。付加的に、フィルタは、さらに、付加的な並列共振器又は直列共振器を有し、その並列共振器又は直列共振器は、いかなる基本素子にも属しないものである。図１Ｂでは２つの共振器Ｒs1，Ｒs2が相互に直列に接続されており、それに並列的に、１つの共振器Ｒp1が接続されている。図１Ｃでは、１つの共振器Ｒs1に並列に、２つの共振器Ｒp1，Ｒp2が接続されている。
【００２２】
図１Ｄ〜図Ｇでは２つの基本素子から成るフィルタを示す。図１Ｄ，１Ｅ，１Ｇのフィルタは２つの直列の共振器Ｒs1，Ｒs2を有し、これに並列に１つの共振器Ｒp1（図１Ｄ）ないし２つの共振器Ｒp1，Ｒp2（図１Ｅ，１Ｇ）が並列に接続されている。図１Ｆでは、２つの並列共振器Ｒp1，Ｒp2を有する１つの直列共振器Ｒs1が接続されている。
【００２３】
図１Ｈ〜１Ｋには３つの基本素子を有するフィルタを示す。図１Ｈのフィルタは、３つの直列共振器Ｒs1〜Ｒs3及びそれに並列に接続された２つの共振器Ｒp1，Ｒp2から成る。図１Ｉのフィルタは、２つの直列共振器及び２つの並列共振器から成る。図１Ｋのフィルタは２つの直列共振器及び３つの並列共振器から成る。
【００２４】
図示のフィルタの他に付加的に、同様に、本発明のフィルタは、さらなる並列共振器又は直列共振器を有し得、それらの並列共振器又は直列共振器は、それぞれ、１つの個別共振器を、２つの直列共振器又は並列共振器に分割したものから形成され得、このことは、図１Ｂ，１Ｃによる事例と類似したものである。当該接続の直列分岐では１つの共振器Ｒsが、２つの相互に並列接続の共振器により置換され得、このことは、並列分岐中で１つの共振器Ｒpが２つの直列接続の共振器により置換され得るのと同様である。図１Ｌは、個別共振器の等価回路図を示し、この個別共振器は静的容量Ｃｏ及びこれに並列に接続されたインダクタンスＬ1、容量Ｃ1及びオーム抵抗ｗ1を有する。
【００２５】
図２は、個別の共振器が圧電サブストレートＳ上にどのように構成されるかを示す。ここで、各共振器は、インターデジタル変換器ＩＤＴ、及びそれの側方に表面波の主伝播方向に位置する反射器Ｒefa，Ｒefbを有する。サブストレートとしては、任意の圧電性、有利には単結晶の材料を使用でき、当該の材料は、フィルタの所定の通過領域に依存して選ばれる。既述のＧＳＭ標準は、例えば２５ＭＨｚのシステム帯域を有する。従って、それに適するフィルタの通過領域は、少なくともシステム帯域幅に相応しなければならない。そのような通過領域は、例えば、圧電性サブストレートの所定の結晶カット断面にて、タンタル酸リチウム（Lithiumtantalat）Ｌｉ−ＴａＯ3、又はニオブ酸リチウム（Lithiumniobat）ＬｉＮｂＯ3の所定の結晶カット断面上にて獲得できる。反射器Ｒef及びインターデジタル変換器ＩＤＴは、金属性導体構造として構成され、例えばアルミニウムから成る。
【００２６】
最も簡単な場合では、インターデジタル変換器ＩＤＴの電極フィンの間隔及び反射器ＲＥＦにおける格子間隔は等しい。ここでフィンガ周期性Ｐとは、１つのインターデジタル変換器ＩＤＴの２つの隣接するフィンガの中心間隔のことである。１つのインターデジタル変換器ＩＤＴは、複数のフィンガを有し、それの精確な数及びそれのオーバーラップはそれにより達せられる所望のインピーダンスに依存する。典型的には、１つのインターデジタル変換器ＩＤＴは２０〜３００のフィンガを有する。同様に、典型的に、電極フィンガは幅ｂを有し、この幅ｂは、他のインターデジタル変換器の隣接する電極フィンガへの間隔ｄに相応する。フィンガ周期性は、生成される音響表面波の半波長に相応するので、そのような場合においてｄ＝ｂ＝λ／４である。一層より良好な再現性のためメタライゼーション比ないし金属化比ηとも称される商ｂ／ｐは、０．６〜０．８の値をとり得る。ここで、ｄは相応に小となる（例えばＤＥ４１１５０８０Ａをも参照のこと）。
【００２７】
１つのフィルタに対して、インターデジタル変換器と反射器とにより形成されるトラックが幾何学的に相互に平行に１つの共通のサブストレート上に被着されている。１つの共通のサブストレートＳ上での個々の共振器の電気的接続を図１に示すように行なうことができる。然し、亦さらにより多くの基本素子から成るフィルタを構成することも可能であり、そのようなフィルタは、サブストレートＳ上で相応に多くの数のトラックを有する。
【００２８】
図３には周波数に対する２つの共振器のインピーダンス特性経過を示す。ここで、ある１つの通過領域を有するフィルタが次のようにすれば得られる即ち、１つの直列共振器と１つの並列共振器とから成る少なくとも１つの基本素子を設けるのである。１つの個別の共振器は、それぞれ最小のインピーダンスを有する共振周波数ｆr及び最大のインピーダンスを有する反共振周波数ｆaを有する。１つのフィルタの１つの基本素子において、直列共振器ないし並列共振器の共振ないし反共振は実質的に次のように整合調整される、即ち、直列共振器Ｒsの共振周波数ｆrsが、それに並列に接続された共振器Ｒpの反共振周波数ｆapに相応するように整合調整される。そのようにして、ｆrsないしｆrpの周りの通過領域を有するフィルタが得られる。
【００２９】
図４に示すフィルタの周波数特性では、フィルタ入力側に加わる信号に対して相対的なフィルタ出力側における振幅比を周波数ｆに関して示してある。通過領域Ｄでは、最大の信号が得られる。通過領域の両側で、周波数特性の特性カーブＭは、最小値を取り、それにひきつづいて阻止領域抑圧領域に相応する値に再び上昇する。良好なフィルタ特性のため、通過領域Ｄから阻止領域Ｓへの急峻な移行Ｆを達成しようとするものである。
【００３０】
要するに、良好なフィルタ特性のため、殊に急峻なエッジＦを得ることが期せられる。通過領域からエッジ、辺縁への移行を、できるだけ角ばったものにする必要がある。従って、辺縁Ｋの領域にて、特性カーブに対して最小の曲率半径が期せられる。
【００３１】
図５は、本発明の第１のフィルタに対する伝達関数を示し、このフィルタでは、直列共振器Ｒsの共振周波数ｆｒないし直列共振器Ｒsのインターデジタル変換器ＩＤＴのフィンガ周期性は相互に異なっている。測定カーブは、例えば、図１Ｈに示すように接続された３つの基本素子により得られる。実線は、従来フィルタ−ここでは直列共振器のフィンガ周期性ｐは一致する−のフィルタ特性を示すのに対して、破線は、直列共振器Ｒsのインターデジタル変換器ＩＤＴの異なるフィンガ周期性ｐを有する本発明のフィルタに相応する。同時に、並列共振器Ｒpのインターデジタル変換器ＩＤＴは、等しい共振周波数ないしフィンガ周期性を有する。
【００３２】
図５から明らかなように、本発明のフィルタの伝達関数Ｍは、一層より急峻なエッジFli及び通過領域へのエッジの移行部にて改善された辺像Ｋliを有する右方のエッジＦreは、変わらない侭である。直列共振器のインターデジタル変換器ＩＤＴのフィンガ周期性ｐに対してＰ3＞Ｐ1，Ｐ2ないしＰ1＜Ｐ2，Ｐ3が成り立ち、そしてそれにより定まる共振周波数に対して、ｆr3＜ｆr1，ｆr2ないしｆr1＞ｆr2，ｆr3が成り立つ。
【００３３】
図６は、本発明のフィルタの通過領域を示し、この本発明のフィルタの通過領域では、並列接続の共振器Ｒpのインターデジタル変換器のフィンガ周期性は異なったものとなり、前記フィルタは、例えば図１Ｋに示すように接続されたものである。ここでも、通過領域のエッジの改善が達成され、該エッジの改善は、当該の実施形態では高い方の周波数へ向かう右方のエッジに作用を及ぼすものである。右方のエッジは、明らかに一層より急峻に形成されており、相応の辺縁Ｋreは一層より鮮鋭シャープに際立っている。
【００３４】
図７では、ノイズ領域抑圧度を増強した本発明のフィルタのさらなる有利な改善を示す。当該の実施形態では、並列共振器Ｒpに密に空間的に隣接して、電気的に絶縁された金属化面が配されており、この金属化面はＡoに接続されている。この金属化面により、共振器Ｒpの静的容量Ｃop（図１ＬにおけるＣo参照）を所期のように次のように制御する、即ち、直列共振器Ｒsの静的容量Ｃosに対する比Ｃop／Ｃosが高められるように制御する。これまで静的容量の直接的変化により当該の比を変化させ、例えばインターデジタル変換器のフィンガ数又はアパーチャの変化により、当該の比を変化させ、以て、一層より高いノイズ領域抑圧度を達成することは既に公知であった。しかしながら、ここで、必然的結果として、通過領域Ｄ、エッジ急峻特性及び通過減衰度が劣悪になり、その結果フィルタは総体的に全体として改善が得られない。但し、本発明による並列的共振器に隣接して設けられる付加的な金属化面により、静的容量の当該の比が前述のような劣悪な付随的副作用的効果を生じさせることなく、好ましい作用、影響を受ける。それにより、ノイズ領域抑圧度が高められ（図７中破線参照）、一方、通過領域は、付加的な金属化面のないフィルタ（図７中実線参照）に比して変わらないままである。
【００３５】
前述の本発明の構成と無関係に、本発明のフィルタは、それ自体従来フィルタから既に公知であったさらなる構成を有し得る。而して、例えば、直列共振器Ｒsは、共振周波数ｆrsを有し、この共振周波数ｆrsは、並列共振器Ｒpの反共振周波数ｆapのところに、又はそれをわずかに越えて位置してよい。さらなるバリエーションは、並列及び／又は直列共振器における反射器のフィンガ周期性に係わる。後者は、本発明に無関係に所属のインターデジタル変換器のフィンガと同じ又は異なった周期を有し得る。付加的に、すべての直列共振器又はすべての並列共振器は、それぞれ、共に、同じ周期をとり得、又は別の構成では異なった周期をとってもよい。同様に、インターデジタル変換器ＩＤＴと反射器ＲＥＦとの間隔はラムダ／４の奇数倍、又はそれとはわずかに異なっていてもよい。
【図面の簡単な説明】
【図１】  共振器をどのように相互に接続し得るかを示す概略図。
【図２】  サブストレート上に配置されたインターデジタル変換器及び反射器電極を有するフィルタの構成を示す概略図。
【図３】  並列ないし直列共振器のインピーダンス特性経過を周波数に関してプロットした特性図。
【図４】  フィルタの周波数特性図。
【図５】  改善された左方のエッジ特性を有するフィルタの周波数特性図。
【図６】  改善された右方のエッジ特性を有するフィルタの周波数特性図。
【図７】  改善された選別分離度を有するフィルタの周波数特性図。
【符号の説明】
Ａ1  端子
Ａ2  端子
Ｃ0  容量
Ｃ1  容量
Ｒp  並列共振器
Ｒs  直列共振器
Ｒs1，Ｒp1  基本素子
Ｒp1，Ｒp2  並列共振器
Ｒs1，Ｒs2  直列共振器
Refa  反射器
Ｒefb  反射器
Ｓ  サブストレート
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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