(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源から変圧器を介して別の直流出力に変換するｎ（任意の整数）出力の直流−直流変換装置において、
前記直流電源に対し第１の半導体スイッチ素子，変圧器一次巻線および第１のコンデンサを直列に接続し、第２の半導体スイッチ素子と第２のコンデンサとの並列回路を、前記変圧器一次巻線と前記第１のコンデンサとの間に並列に接続し、発振回路を前記第１，第２の半導体スイッチ素子のゲート端子にそれぞれ接続し、前記変圧器二次巻線に対し可飽和リアクトル，ダイオードおよび平滑コンデンサを直列に接続し、直流出力端には出力電圧検出・調節回路を、この出力電圧検出・調節回路の出力を磁束制御回路に、この磁束制御回路の出力を前記可飽和リアクトルとダイオードとの接続点にリセットダイオードを介して接続してなる出力回路をｎ出力分設け、
直流入力端に入力電圧検出回路を接続し、前記発振回路の発振周波数が前記入力電圧検出回路からの出力により定まることを特徴とする直流−直流変換装置。
【請求項２】
直流電源から変圧器を介して別の直流出力に変換するｎ（任意の整数）出力の直流−直流変換装置において、
前記直流電源に対し第１の半導体スイッチ素子，変圧器一次巻線および第１のコンデンサを直列に接続し、第２の半導体スイッチ素子と第２のコンデンサとの並列回路を、前記変圧器一次巻線と前記第１のコンデンサとの間に並列に接続し、発振回路を前記第１，第２の半導体スイッチ素子のゲート端子にそれぞれ接続し、前記第１の変圧器二次巻線に対し第１の可飽和リアクトル，第１のダイオードおよび第１の平滑コンデンサを直列に接続し、第２の変圧器二次巻線に対し第２の可飽和リアクトル，第２のダイオードおよび第２の平滑コンデンサを直列に接続し、直流出力端には出力電圧検出・調節回路を、この出力電圧検出・調節回路の出力を磁束制御回路に、この磁束制御回路の出力を前記第１の可飽和リアクトルと第１のダイオードとの接続点には第１のリセットダイオードを介して、前記第２の可飽和リアクトルと第２のダイオードとの接続点には第２のリセットダイオードを介してそれぞれ接続してなる出力回路をｎ出力分設け、
直流入力端に入力電圧検出回路を接続し、前記発振回路の発振周波数が前記入力電圧検出回路からの出力により定まることを特徴とする直流−直流変換装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、直流電源から変圧器を介してｎ（任意の整数）個の直流出力に変換する直流−直流変換装置、特に入力電圧の変化や負荷の変化に対して可飽和リアクトルの磁束制御により出力電圧を一定にすることができ、かつ入力電圧の変化に対して発振周波数を変える機能を持つ直流−直流変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図８に多出力電源の従来例を示す。
図示のように、直流電源１、半導体スイッチ素子２１、変圧器３の一次巻線３１および半導体スイッチ素子２２が直列に接続され、半導体スイッチ素子２１と変圧器３の一次巻線３１との接続点と、半導体スイッチ素子２２と直流電源１との接続点との間に変圧器リセットダイオード１５１が接続され、半導体スイッチ素子２２と変圧器３の一次巻線３１との接続点と、半導体スイッチ素子２１と直流電源１との接続点との間に変圧器リセットダイオード１５２が接続され、発振器６が半導体スイッチ素子２１と２２のゲート端子にそれぞれ接続されている。
【０００３】
また、変圧器二次巻線３２ａ，３３ａ、可飽和リアクトル９１ａ，９２ａ、ダイオード１０１ａ，１０１ｂ，１０２ａ，１０２ｂ、平滑リアクトル１４１，１４２、平滑用コンデンサ８１，８２、出力電圧検出・調節回路１２１，１２２、磁束制御回路１３１，１３２およびリセットダイオード１１１ａ，１１２ａからなる出力回路が、出力数ｎ（任意の整数）に応じて設けられる。
【０００４】
図９に、図８における動作の一例を示す。なお、変圧器二次巻線３２ａを含む出力回路の動作のみ説明する。
まず期間▲１▼において、半導体スイッチ素子２１，２２をオンすると、変圧器一次巻線３１には直流電源電圧が印加され、変圧器二次巻線３２ａにも直流電源電圧に比例した電圧が印加される。このとき、可飽和リアクトル９１ａは不飽和状態であり、インダクタンス値が高いため、ダイオード１０１ａには電流は流れない。
期間▲２▼において、可飽和リアクトル９１ａが飽和状態になると、ダイオード１０１ａに電流が流れ、平滑リアクトル１４１にエネルギーを蓄えるとともに、負荷に電力を供給する。
【０００５】
期間▲３▼において、半導体スイッチ素子２１，２２がオフになると、変圧器一次巻線３１にはそれまでと逆極性の直流電源電圧が印加され、変圧器二次巻線３２ａにもそれまでと逆極性の直流電源電圧に比例した電圧が印加される。この時、平滑リアクトル１４１に蓄えられていたエネルギーにより、平滑リアクトル１４１にはダイオード１０１ｂを介して電流が流れ続ける。また、出力電圧検出・調節回路１２１および磁束制御回路１３１は、可飽和リアクトル９１ａのリセット量を調節し、出力電圧を一定となるようにする。
このような動作を繰り返すことにより、直流電源から絶縁された直流電力を供給する。なお、変圧器二次巻線３３ａを含む出力回路の動作も、上記と同様である。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
即ち、図８に示す従来例では、ダイオードの導通開始時における電流変化率が大きく、磁束制御回路による出力電圧制御の精度を上げることが困難である。また、変圧器および可飽和リアクトルの磁束密度変化ΔＢは次の（１）式で表すことができ、入力電圧が高くなった場合ΔＢは増大する。このため、入力電圧最大の条件において変圧器および可飽和リアクトルを設計する必要があり、変圧器および可飽和リアクトルが大型化するという問題が生じる。
ΔＢ＝ＥＴ／（Ｎ・Ａｅ）                                    …（１）
ＥＴ：巻線に印加される電圧と時間の積  Ｎ：巻線のターン数
Ａｅ：コア実効断面積
したがって、この発明の課題は、変圧器および可飽和リアクトルを大型化することなく、出力電圧制御の精度を上げられるようにすることにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
このような課題を解決するため、請求項１の発明では、直流電源から変圧器を介して別の直流出力に変換するｎ（任意の整数）出力の直流−直流変換装置において、
前記直流電源に対し第１の半導体スイッチ素子，変圧器一次巻線および第１のコンデンサを直列に接続し、第２の半導体スイッチ素子と第２のコンデンサとの並列回路を、前記変圧器一次巻線と前記第１のコンデンサとの間に並列に接続し、発振回路を前記第１，第２の半導体スイッチ素子のゲート端子にそれぞれ接続し、前記変圧器二次巻線に対し可飽和リアクトル，ダイオードおよび平滑コンデンサを直列に接続し、直流出力端には出力電圧検出・調節回路を、この出力電圧検出・調節回路の出力を磁束制御回路に、この磁束制御回路の出力を前記可飽和リアクトルとダイオードとの接続点にリセットダイオードを介して接続してなる出力回路をｎ出力分設け、
直流入力端に入力電圧検出回路を接続し、前記発振回路の発振周波数が前記入力電圧検出回路からの出力により定まることを特徴とする。
【０００８】
請求項２の発明では、直流電源から変圧器を介して別の直流出力に変換するｎ（任意の整数）出力の直流−直流変換装置において、
前記直流電源に対し第１の半導体スイッチ素子，変圧器一次巻線および第１のコンデンサを直列に接続し、第２の半導体スイッチ素子と第２のコンデンサとの並列回路を、前記変圧器一次巻線と前記第１のコンデンサとの間に並列に接続し、発振回路を前記第１，第２の半導体スイッチ素子のゲート端子にそれぞれ接続し、前記第１の変圧器二次巻線に対し第１の可飽和リアクトル，第１のダイオードおよび第１の平滑コンデンサを直列に接続し、第２の変圧器二次巻線に対し第２の可飽和リアクトル，第２のダイオードおよび第２の平滑コンデンサを直列に接続し、直流出力端には出力電圧検出・調節回路を、この出力電圧検出・調節回路の出力を磁束制御回路に、この磁束制御回路の出力を前記第１の可飽和リアクトルと第１のダイオードとの接続点には第１のリセットダイオードを介して、前記第２の可飽和リアクトルと第２のダイオードとの接続点には第２のリセットダイオードを介してそれぞれ接続してなる出力回路をｎ出力分設け、
直流入力端に入力電圧検出回路を接続し、前記発振回路の発振周波数が前記入力電圧検出回路からの出力により定まることを特徴とする。
【０００９】
【発明の実施の形態】
図１はこの発明の第１の実施の形態を示す構成図である。
図示のように、直流電源１、半導体スイッチ素子２１、変圧器一次巻線３１、およびコンデンサ４を直列に接続し、半導体スイッチ素子２２とコンデンサ５との並列回路を、前記変圧器一次巻線３１とコンデンサ４との間に並列に接続し、発振回路６を上記半導体スイッチ素子２１，２２のゲート端子にそれぞれ接続するとともに、変圧器３の二次巻線３２ａに対し可飽和リアクトル９１ａ，ダイオード１０１ａおよび平滑コンデンサ８１を直列に接続し、直流出力端には出力電圧検出・調節回路１２１を、この出力電圧検出・調節回路１２１の出力を磁束制御回路１３１に、この磁束制御回路１３１の出力を前記可飽和リアクトル９１ａとダイオード１０１ａとの接続点にリセットダイオード１１１ａを介して接続した出力回路をｎ出力分（図１では２回路分）設けて構成される。
【００１０】
図３は図１における動作を説明するための波形図である。
期間▲１▼において、半導体スイッチ素子２１をオン、半導体スイッチ素子２２をオフすることにより、変圧器一次巻線３１には直流電源電圧とコンデンサ４の電圧との差電圧が印加され、変圧器３の二次巻線３２ａにもこの差電圧に比例した電圧が印加される。このとき、可飽和リアクトル９１ａは不飽和状態であり、インダクタンス値が高いため、ダイオード１０１ａには電流は流れない。
期間▲２▼において、可飽和リアクトル９１ａが飽和状態になると、ダイオード１０１ａに電流が流れる。この電流は、変圧器漏れインダクタンスとコンデンサ４との共振により決定され、正弦波状に緩やかに上昇し、平滑コンデンサ８１を充電するとともに負荷に電力を供給する。
【００１１】
期間▲３▼において、半導体スイッチ素子２１をオフ、半導体スイッチ素子２２をオンすることにより、変圧器一次巻線３１にはコンデンサ４の電圧が印加され、変圧器３の二次巻線３２ａにもコンデンサ４の電圧に比例した電圧が印加されるが、ダイオード１０１ａがオフとなり、平滑コンデンサ８１から負荷に電力を供給する。また、出力電圧検出・調節回路１２１および磁束制御回路１３１は、可飽和リアクトル９１ａのリセット量を調節し、出力電圧を一定となるようにしている。このような動作を繰り返すことにより、直流電源から絶縁された直流電力を供給する。なお、変圧器二次巻線３３ａを含む出力回路の動作も、上記と同様である。
【００１２】
図１の回路では、ダイオード１０１ａに流れる電流は、変圧器漏れインダクタンスとコンデンサ４との共振により決定されるため、電流変化率が小さい。この場合、磁束制御回路による出力定電圧制御は、緩やかな電流変化に対して制御できるため精度が向上することになる。
図２に図１の変形例を示す。
これは、直流電源１の正極側端子を半導体スイッチ素子２２に、負極側端子を半導体スイッチ素子２１にそれぞれ接続した点が特徴であり、機能的には図１と全く同じであるため、詳細は省略する。
【００１３】
図４はこの発明の第２の実施の形態を示す回路図である。
図示のように、直流電源１に対し半導体スイッチ素子２１，変圧器一次巻線３１およびコンデンサ４を直列に接続し、半導体スイッチ素子２２とコンデンサ５との並列回路を、変圧器一次巻線３１とコンデンサ４との間に並列に接続し、発振回路６を半導体スイッチ素子２１，２２のゲート端子にそれぞれ接続し、変圧器二次巻線３２ａに対し可飽和リアクトル９１ａ，ダイオード１０１ａおよび平滑コンデンサ８１を直列に接続し、変圧器二次巻線３２ｂに対し可飽和リアクトル９１ｂ，ダイオード１０１ｂおよび平滑コンデンサ８１を直列に接続し、直流出力端には出力電圧検出・調節回路１２１を、この出力電圧検出・調節回路１２１の出力を磁束制御回路１３１に、この磁束制御回路１３１の出力を可飽和リアクトル９１ａとダイオード１０１ａとの接続点には第１のリセットダイオード１１１ａを介して、可飽和リアクトル９１ｂとダイオード１０１ｂとの接続点にはリセットダイオード１１１ｂを介してそれぞれ接続した出力回路をｎ出力分（図４では２回路分）設けて構成されている。
【００１４】
この回路の基本動作は図１の場合と同様であるが、半導体スイッチ素子２１がオフ、半導体スイッチ素子２２がオンの期間において、可飽和リアクトル９１ｂ，９２ｂが不飽和状態ではダイオード１０１ｂ，１０２ｂには電流が流れず、飽和状態となることにより、変圧器二次巻線３２ｂ，３３ｂからダイオード１０１ｂ，１０２ｂを介して負荷に電力を供給する。
この回路においても、ダイオード１０１ａ，１０１ｂ，１０２ａ，１０２ｂに流れる電流は、変圧器漏れインダクタンスとコンデンサ４との共振により決定されるため、電流変化率は小さい。この場合、磁束制御回路１３１による出力定電圧制御は、緩やかな電流変化に対して制御できるため、精度が向上する。
【００１５】
図５に図１の変形例を示す。
これは、直流電源１の正極側端子を半導体スイッチ素子２２に、負極側端子を半導体スイッチ素子２１にそれぞれ接続した点が特徴であり、機能的には図４と全く同じなので説明は省略する。
【００１６】
図６はこの発明の第３の実施の形態を示す回路図である。図４との相違点は、直流入力端に入力電圧検出回路７を接続し、この入力電圧検出回路７からの出力に基づき発振回路６の発振周波数を変えるようにしている点にある。
つまり、入力電圧検出回路７は直流入力電圧を検出し、その結果を発振回路６に入力する。発振回路６は、入力電圧検出回路７からの出力結果にもとづき、直流入力電圧が低い場合は発振周波数を低くし、直流入力電圧が高い場合は発振周波数を高くするように動作する。
【００１７】
図７に発振周波数の一例を示す。
図示のように、直流入力電圧値に応じて発振周波数を変化させることにより、上記（１）式に示す分子ＥＴがほぼ一定となり、ΔＢを入力電圧によらずほぼ一定にすることができる。その結果、入力電圧最大の条件で変圧器および可飽和リアクトルを設計する必要がなく、変圧器および可飽和リアクトルが大型化することはない。
【００１８】
【発明の効果】
この発明によれば、磁束制御回路による出力定電圧制御が、緩やかな電流変化に対して制御できるため精度を向上させることができる。また、入力電圧の変化に対し動作周波数を変えることで、変圧器および可飽和リアクトルの磁束密度変化が入力電圧によらずほぼ一定となるため、変圧器および可飽和リアクトルが大型化しない。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の第１の実施の形態を示す回路図である。
【図２】図１の変形例を示す構成図である。
【図３】図１の動作を説明するための波形図である。
【図４】この発明の第２の実施の形態を示す構成図である。
【図５】図４の変形例を示す構成図である。
【図６】この発明の第３の実施の形態を示す構成図である。
【図７】図６の動作を説明するための特性図である。
【図８】従来例を示す回路図である。
【図９】図８の動作説明図である。
【符号の説明】
１…直流電源、２１，２２…半導体スイッチ素子、３…変圧器、３１…変圧器一次巻線、３２ａ，３２ｂ，３３ａ，３３ｂ…変圧器二次巻線、４，５…コンデンサ、６…発振回路、７…入力電圧検出回路、８１，８２…平滑用コンデンサ、９１ａ，９１ｂ，９２ａ，９２ｂ…可飽和リアクトル、１０１ａ，１０１ｂ，１０２ａ，１０２ｂ…ダイオード、１１１ａ，１１１ｂ，１１２ａ，１１２ｂ…リセットダイオード、１２１，１２２…出力電圧検出，調節回路、１３１，１３２…磁束制御回路、１４１，１４２…平滑リアクトル、１５１，１５２…変圧器リセットダイオード。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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