(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
圧電性、又は、それと類似のトランスデューサ装置は、
−発振回路（１１）を有するトランスデューサ（１０）と、
−前記発振回路（１０）を励起する制御回路（１２）であって、前記制御回路（１２）は、交流電圧発生装置（１３）を有し、前記交流電圧発生装置（１３）は、前記発振回路（１１）に、ある周波数（Ｆ）を持った交流励起電圧（Ｖｅ）を出力して、正弦波である交流操作電流（ｉ）を、前記発振回路（１１）に通過させる、前記制御回路（１２）と、  を備え、
−前記交流電圧発生装置（１３）は、前記交流励起電圧（Ｖｅ）を前記交流操作電流（ｉ）と同位相にするためのデバイスを形成する制御回路（１４）と結合し、
−前記デバイスは、前記発振回路（１１）と前記交流電圧発生装置（１３）の入力端と結合して、前記操作電流（ｉ）の符号が正から負に変わったときに、前記交流電圧発生装置（１３）が負の前記交流励起電圧（Ｖｅ）を出力するように、前記交流電圧発生装置（１３）を制御する第１の制御信号を前記入力端に出力し、前記操作電流（ｉ）の符号が負から正に変わったときに、前記交流電圧発生装置（１３）が正の前記交流励起電圧（Ｖｅ）を出力するように、前記交流電圧発生装置（１３）を制御する第２の制御信号を前記入力端に出力する、ことを特徴とするトランスデューサ装置。
【請求項２】
請求項１に記載のトランスデューサ装置において、前記制御回路（１４）は少なくとも１対の電力トランジスタ（Ｔ１、Ｔ２）を含み、これらのトランジスタのベース電流が前記操作電流（ｉ）をほぼ形成し、かつ、前記トランジスタのコレクタ電流がフリップフロップの入力端（１３ｃ）に周期パルスを生成して、前記フリップフロップ用の制御信号（Ｓ）を形成するように、前記トランジスタのベースは前記フリップフロップ（１３）の出力端（１３ｂ）に、エミッタは前記発振回路（１１）に、かつ、コレクタはそれぞれダイオード（Ｄ１、Ｄ２）を介して逆並列接続されたフリップフロップ（１３）の入力端（１３ｃ）に接続されることを特徴とするトランスデューサ装置。
【請求項３】
請求項１に記載のトランスデューサ装置において、前記フリップフロップ（１３）はＨ構造を形成するように構成され、このＨ構造は前記発振回路（１１）に対して積重配置されたインバータバッファを含むことを特徴とするトランスデューサ装置。
【請求項４】
請求項１に記載のトランスデューサ装置において、前記発振回路（１１）は２本のワイヤ（１５、１６）を介して前記制御回路（１２）に接続されることを特徴とするトランスデューサ装置。
【請求項５】
請求項１に記載のトランスデューサ装置において、前記フリップフロップ（１３）はスタータ発振器を形成するように構成されることを特徴とするトランスデューサ装置。
【請求項６】
請求項１に記載のトランスデューサ装置において、前記トランスデューサ（１０）を前記制御手段（１４）へ接続するワイヤ（１６）中にトランスデューサ放射レベル調節抵抗器（Ｒ４）が配置されることを特徴とするトランスデューサ装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、発振回路およびこの発振回路を励振する制御回路を有するトランスデューサを備えるトランスデューサ装置に関する。制御回路は、励振周波数と同じ周波数のほぼ正弦波の交流操作電流が発振回路を通過するように決定された周波数の交流励振電圧を発振回路へ出力する交流電圧発生回路を備えている。
【０００２】
【従来の技術】
このタイプの従来の圧電トランスデューサ装置では、励振周波数が発振回路の共振電圧の周波数とは異なる。その結果、発振回路を通る電流は励振電圧と同相でないので、トランスデューサはその最大効率状態で使用されない。圧電トランスデューサの共振周波数は、たとえばプラス・マイナス１．５％程度に、かなり大幅に変動することがあり得るので、固定周波数の発振器を用いてこれを励振させようとすることは不可能であろう。さらに、従来のトランスデューサ装置では、復帰信号が必要でない時に、トランスデューサ装置が２本のワイヤを通して制御回路に接続され、復帰信号が必要な時には３本の電線を介して接続される。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は、上記タイプの圧電または類似のトランスデューサ装置のエネルギー効率を簡単に最適化することにある。さらに、このトランスデューサ装置は、トランスデューサとその制御回路の間でただ２本の接続線のみを用いてこのタイプの最適化を可能にするようにも設計される。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、本発明のトランスデューサ装置の交流電圧発生回路は、交流操作電流が符号を変えた時に状態を変えるように制御回路に結合されたフリップフロップであることを特徴とする。
【０００５】
制御回路は好ましくは交流励振電圧を交流操作電流と同位相にする回路を含む。この回路は、交流操作電流が符号を変えた時に切り替わるフリップフロップへの入力端へ制御信号を出力するために、発振回路の共振周波数のレベルに励振周波数を調節するように、発振回路およびフリップフロップへの入力端に接続される。発振回路と制御回路の間の接続は、好ましいことに、ただ２本のワイヤだけを用いて形成される。トランスデューサの放射水準を調節するための抵抗器を、これらのワイヤの一方に介挿してもよい。
【０００６】
非常に簡単な一実施形態において、制御回路は、少なくとも１対の電力トランジスタを含み、これらのトランジスタのベース電流が操作電流をぼぼ形成し、かつ、トランジスタのコレクタ電流がフリップフロップの入力端に周期パルスを生成して、前記フリップフロップ用の制御信号を形成するように、トランジスタのベースはフリップフロップの出力端に、エミッタは発振回路に、かつ、コレクタはそれぞれダイオードを介して逆並列接続されたフリップフロップの入力端に接続される。
【０００７】
フリップフロップは、Ｈ構造を形成するように構成され、このＨ構造は前記発振回路（１１）に対して積重配置されたインバータバッファを含むのが好ましい。
【０００８】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照しながら、本発明の実施形態について説明する。
【０００９】
図に示されるトランスデューサ装置は、直列発振回路１１及び制御回路１２と共にトランスデューサデバイス１０を備えた圧電型のトランスデューサ装置である。このトランスデューサ装置はブザー用として使用可能なものであり、直列発振回路１１は概ねＲＬＣ直列回路およびこの直列回路と並列接続されたコンデンサＣ０によって形成されるアセンブリと同じであるとみなすことができる。
【００１０】
制御回路１２は、同一周波数の正弦交流操作電流ｉが発振回路を通るように所定周波数Ｆの交流励振電圧Ｖｅを発振回路１１に出力する交流電圧発生回路１３を含む。発振回路１１の共振周波数はＦ０である。
【００１１】
電圧発生回路１３は、好ましくは、二重プッシュプル作動し電源電圧Ｖddの２倍に等しい有用な交流電圧Ｖｅを発振回路端子に発生するＨ型構造のものである。このＨ型構造は、その一方の出力端１３ａが発振回路１１に接続されるループ抵抗器Ｒ１を備えたフリップフロップとして構成される。
【００１２】
第二に、制御回路１２は、交流励振電圧Ｖｅの前端が操作電流ｉのゼロ通過点と一致するように、フリップフロップと組み合わされた制御回路として作用する、交流励振電圧Ｖｅを交流操作電流ｉと同位相にする位相制御回路１４を含む。
この構造設計の結果として、電圧Ｖｅの励起周波数Ｆが発振回路の共振周波数Ｆ０に等しくなる。
【００１３】
位相制御回路１４の一方の入力端１４ａは発振回路１１の端子１１ｂに接続され、別の入力端１４ｂはフリップフロップ１３の出力端１３ｂに接続され、出力端１４ｃはフリップフロップ１３の入力端１３ｃに接続されている。フリップフロップ１３の出力端１３ａは、発振回路１１の別の端子１１ａに接続されている。本装置の興味深い特性によれば、発振回路１１には２つの端子１１ａ，１１ｂが存在し、これらは、制御回路１２における端子１３ａ，１４ａへただ２本のワイヤ１５，１６によって接続されていることに注意されたい。
【００１４】
図２から分かるように、位相制御回路１４は、１対の反転ｎｐｎ型およびｐｎｐ型のトランジスタＴ１，Ｔ２を含むのが好ましく、これらトランジスタのエミッタは共通点１６を通り、ゲイン調節抵抗器Ｒ４を介して発振回路の端子１１ｂに接続される。トランジスタＴ１，Ｔ２のコレクタは、反対極性のダイオードＤ１，Ｄ２を介して共通点１７に接続され、共通点１７は抵抗器Ｒ３を介してフリップフロップ１３の入力端１３ｃに接続される。トランジスタＴ１，Ｔ２のベースは、フリップフロップの出力端１３ｂに共通に接続される。従って、フリップフロップ１３は、トランジスタのベース・エミッタ回路を介して発振回路の端子１１ｂに接続され、トランジスタのコレクタはフリップフロップ入力にループされる。
【００１５】
図８に示す実施形態において、フリップフロップ１３はスタータ発振器をも含んでいる。このスタータ発振器は２つのＣＭＯＳインバータバッファ２０，２１を含み、バッファ２０の出力端とバッファ２１の入力端との間に位置する両者の中間点Ｅはインバータバッファ２３を介してトランスデューサ１０に接続される。インバータ２１の出力端１３ｂはインバータバッファ２４を介してトランジスタＴ１，Ｔ２のベースに接続される。インバータバッファ２３，２４の役割は分離と増幅である。中間点Ｅは抵抗器Ｒ１を介して、直列接続された抵抗器Ｒ２とコンデンサＣ１との間の中間点に接続される。抵抗器Ｒ２とコンデンサＣ１との直列回路はインバータバッファ２０，２１に対して並列接続され、さらに抵抗器Ｒ２とコンデンサＣ１との直列回路に対してコンデンサＣ２が並列に接続されている。初めに、フリップフロップ１３は発振回路の共振周波数Ｆ０よりも僅かに低い周波数で発振し、その後で、作動中に周波数Ｆ０まで増大する。
【００１６】
抵抗器Ｒ１およびコンデンサＣ１は、スタータ発振器の周波数を特定し、コンデンサＣ２はその転換速度を上昇させる。点１７とフリップフロップ１３との間に配置された抵抗器Ｒ３はトランジスタＴ１，Ｔ２のベース・コレクタ接合の容量性効果を制限する。トランスデューサ１０とトランジスタＴ１，Ｔ２のエミッタの共通点１８との間に配置された抵抗器Ｒ４はトランスデューサ１０の音量を調節するために用いられる。この音量は、電源電圧Ｖddを調整することによっても調節可能である。発振回路１１を制御するために、数個のインバータバッファを並列接続することができる。
【００１７】
さて、図３から図７を参照して、本発明によるトランスデューサ装置の動作について説明する。
【００１８】
交流操作電流ｉは、時点ｔ０において、図３に示す方向に発振回路を通過し、この電流を正電流とみなすものとする。位相制御回路１４の出力端は比較的高インピーダンスの負荷に接続されているので、トランジスタＴ２のコレクタ電流は、トランジスタＴ２のベース電流Ｉｂに比較すると小さく、したがって、交流操作電流ｉはほぼ電流Ｉｂに等しく、トランジスタＴ１はブロックされる。したがって、回路１４の出力端１４ｃにおいて得られる信号Ｓは未決定状態にあり、したがって、発振回路１１の励振電圧Ｖｅは正であり、その符号は交流操作電流ｉの符号と同じである。
【００１９】
時点ｔ１（図４および図７参照）において、交流操作電流ｉがゼロ点を通過すると符号が変わり、その結果、コレクタ電流Ｉｃによって出力信号Ｓをハイの状態（１）にする。それにより、フリップフロップ１３は、交流操作電流ｉと同時に負となる電圧Ｖｅを出力する。
【００２０】
時点ｔ２（図５および図７参照）まで、信号Ｓの状態は未決定であり、電圧Ｖｅは負のままである。時点ｔ２（図６および図７参照）において、交流操作電流ｉがゼロ点を通過して正となり、信号Ｓがロー状態（０）に変わる。それによりフリップフロップ１３は、交流操作電流ｉと同時に正となる電圧Ｖｅを出力する。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明によるトランスデューサ装置の全体構成図である。
【図２】  本発明の好ましい一実施形態を示す回路接続図である。
【図３】  制御回路の動作を操作位相との関係で説明する説明図である。
【図４】制御回路の動作を操作位相との関係で説明する説明図である。
【図５】制御回路の動作を操作位相との関係で説明する説明図である。
【図６】制御回路の動作を操作位相との関係で説明する説明図である。
【図７】制御回路に特有の大きさの異なる変動を示す図である。
【図８】スタータ発振器の用いたトランスデューサ装置の回路接続図である。
【符号の説明】
１０  トランスデューサ
１１  直列発振器
１２  制御回路
１３  電圧発生回路
１４  位相制御回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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