(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
情報が分割されて複数のサブキャリアに変調されることにより生成された有効シンボルと、この有効シンボルの一部の信号波形が複写されることにより生成されたガードインターバルとが含まれた伝送シンボルを伝送単位とする直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）時間領域信号を受信する受信手段と、
上記受信手段により受信したＯＦＤＭ時間領域信号のうち、上記１つの伝送シンボルから上記有効シンボル期間分の演算範囲を切り出し、切り出した演算範囲をフーリエ変換して、各サブキャリアに直交変調されている情報を復調したＯＦＤＭ周波数領域信号を出力するフーリエ変換手段と、
上記受信手段により受信したＯＦＤＭ時間領域信号を遅延させて上記ガードインターバル部分とこのガードインターバルの複写元との相関性を求め、この相関性が高い部分に基づき上記フーリエ変換手段による伝送シンボル内における上記演算範囲の切り出し位置を制御するウィンドウ制御手段と、
上記フーリエ変換手段から出力されたＯＦＤＭ周波数領域信号の位相回転を補正する回転位相補正手段と、
上記フーリエ変換手段から出力されたＯＦＤＭ周波数領域信号から、最大の受信電力の受信信号を検出し、この最大の受信電力の受信信号の最先に到達する受信信号からの遅延量を検出する遅延量検出手段と、
上記遅延量検出手段により検出された遅延量に基づき、上記フーリエ変換手段から出力されるＯＦＤＭ周波数領域信号に生じる位相回転量を算出し、該位相回転量を複素信号に変換して位相補正信号を生成する回転位相量算出手段とを備え、
上記受信手段は、受信したＯＦＤＭ時間領域信号を所定のサンプリングクロックで量子化し、
上記遅延量検出手段は、上記最大の受信電力の受信信号の最先に到達する受信信号からの遅延量に基づき、該遅延量が０のとき上記ガードインターバル部分に対応した上記サンプリングクロック数以下となるように設定され、上記演算範囲の開始タイミングを決定するオフセット値を算出し、
上記ウィンドウ制御手段は、上記受信手段により受信したＯＦＤＭ時間領域信号を遅延させて上記ガードインターバル部分とこのガードインターバルの複写元との自己相関関数のピーク値を算出して、そのピーク値が算出されたタイミングでＯＮとなるピーク検出信号を発生し、そのピーク検出信号がＯＮとなるタイミングから上記サンプリングクロックをカウントして、そのカウント値が上記遅延量検出手段により算出されたオフセット値となるとＯＮとなるウィンドウ同期信号を出力し、
上記フーリエ変換手段は、上記ウィンドウ制御手段から出力されるウィンドウ同期信号がＯＮとなるタイミングから上記有効シンボル期間分までの上記量子化されたＯＦＤＭ時間領域信号を、上記演算範囲として切り出し、
上記位相補正手段は、上記フーリエ変換手段から出力されたＯＦＤＭ周波数領域信号と、上記回転位相量算出手段により生成された位相補正信号とを複素乗算して、該ＯＦＤＭ周波数領域信号の位相回転を補正する受信装置。
【請求項２】
上記フーリエ変換手段から出力されたＯＦＤＭ周波数領域信号から、特定の電力であって且つ特定の位相とされたパイロット信号を抽出し、抽出したパイロット信号に基づき伝送路の伝搬特性を推定する伝搬特性推定手段を更に備え、
上記遅延量検出手段は、上記伝搬特性推定手段により推定された上記伝送路の伝搬特性を直交変換することにより伝送路の遅延プロファイルを生成し、生成した遅延プロファイルに基づき、最大の受信電力の受信信号の最先に到達する受信信号からの遅延量を算出する請求項１記載の受信装置。
【請求項３】
上記遅延量検出手段は、ガードインターバル部分とこのガードインターバルの複写元との相関性を示し、上記ウィンドウ制御手段により求められる波形に基づき遅延プロファイルを生成し、最大の受信電力の受信信号の最先に到達する受信信号からの遅延量を算出する請求項１記載の受信装置。
【請求項４】
情報が分割されて複数のサブキャリアに変調されることにより生成された有効シンボルと、この有効シンボルの一部の信号波形が複写されることにより生成されたガードインターバルとが含まれた伝送シンボルを伝送単位とする直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）時間領域信号を受信する受信ステップと、
上記受信ステップにより受信したＯＦＤＭ時間領域信号のうち、上記１つの伝送シンボルから上記有効シンボル期間分の演算範囲を切り出し、切り出した演算範囲をフーリエ変換して、各サブキャリアに直交変調されている情報を復調したＯＦＤＭ周波数領域信号を出力するフーリエ変換ステップと、
上記受信ステップにより受信したＯＦＤＭ時間領域信号を遅延させて上記ガードインターバル部分とこのガードインターバルの複写元との相関性を求め、この相関性が高い部分に基づき伝送シンボル内における上記演算範囲の切り出し位置を制御するウィンドウ制御ステップと、
上記フーリエ変換ステップで出力したＯＦＤＭ周波数領域信号の位相回転を補正する回転位相補正ステップと、
上記フーリエ変換ステップで出力したＯＦＤＭ周波数領域信号から、最大の受信電力の受信信号を検出し、この最大の受信電力の受信信号の最先に到達する受信信号からの遅延量を検出する遅延量検出ステップと、
上記遅延量検出ステップで検出した遅延量に基づき、上記フーリエ変換ステップにより出力されるＯＦＤＭ周波数領域信号に生じる位相回転量を算出し、該位相回転量を複素信号に変換して位相補正信号を生成する回転位相量算出ステップとを有し、
上記受信ステップでは、受信したＯＦＤＭ時間領域信号を所定のサンプリングクロックで量子化し、
上記遅延量検出ステップでは、上記最大の受信電力の受信信号の最先に到達する受信信号からの遅延量に基づき、該遅延量が０のとき上記ガードインターバル部分に対応した上記サンプリングクロック数以下となるように設定され、上記演算範囲の開始タイミングを決定するオフセット値を算出し、
上記ウィンドウ制御ステップでは、上記受信ステップにより受信したＯＦＤＭ時間領域信号を遅延させて上記ガードインターバル部分とこのガードインターバルの複写元との自己相関関数のピーク値を算出して、そのピーク値が算出されたタイミングでＯＮとなるピーク検出信号を発生し、そのピーク検出信号がＯＮとなるタイミングから上記サンプリングクロックをカウントして、そのカウント値が上記遅延量検出ステップにより算出したオフセット値となるとＯＮとなるウィンドウ同期信号を出力し、
上記フーリエ変換ステップでは、上記ウィンドウ制御ステップにより出力したウィンドウ同期信号がＯＮとなるタイミングから上記有効シンボル期間分までの上記量子化されたＯＦＤＭ時間領域信号を、上記演算範囲として切り出し、
上記位相補正ステップでは、上記フーリエ変換ステップで出力したＯＦＤＭ周波数領域信号と、上記回転位相量算出ステップで生成した位相補正信号とを複素乗算して、該ＯＦＤＭ周波数領域信号の位相回転を補正する受信方法。
【請求項５】
上記フーリエ変換ステップで出力したＯＦＤＭ周波数領域信号から、特定の電力であって且つ特定の位相とされたパイロット信号を抽出し、抽出したパイロット信号に基づき伝送路の伝搬特性を推定する伝搬特性推定ステップを更に有し、
上記遅延量検出ステップでは、上記伝搬特性推定ステップにより推定した上記伝送路の伝搬特性を直交変換することにより伝送路の遅延プロファイルを生成し、上記遅延プロファイルに基づき、最大の受信電力の受信信号の最先に到達する受信信号からの遅延量を算出する請求項４記載の受信方法。
【請求項６】
上記遅延量検出ステップでは、ガードインターバル部分とこのガードインターバルの複写元との相関性を示し、上記ウィンドウ制御ステップにより求められる波形に基づき遅延プロファイルを生成し、最大の受信電力の受信信号の最先に到達する受信信号からの遅延量を算出する請求項４記載の受信方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交周波数分割多重化伝送（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式によるデジタル放送等に適用される受信装置及び受信方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、デジタル信号を伝送する方式として、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）と呼ばれる変調方式が提案されている。このＯＦＤＭ方式は、伝送帯域内に多数の直交する副搬送波（サブキャリア）を設け、それぞれのサブキャリアの振幅及び位相にデータを割り当て、ＰＳＫ（Phase Shift Keying）やＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）によりディジタル変調する方式である。
【０００３】
このＯＦＤＭ方式は、多数のサブキャリアで伝送帯域を分割するため、サブキャリア１波あたりの帯域は狭くなり変調速度は遅くはなるが、トータルの伝送速度は、従来の変調方式と変わらないという特徴を有している。また、このＯＦＤＭ方式は、多数のサブキャリアが並列に伝送されるためにシンボル速度が遅くなるという特徴を有している。そのため、このＯＦＤＭ方式は、シンボルの時間長に対する相対的なマルチパスの時間長を短くすることができ、マルチパス妨害を受けにくくなる。また、ＯＦＤＭ方式は、複数のサブキャリアに対してデータの割り当てが行われることから、変調時には逆フーリエ変換を行うＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）演算回路、復調時にはフーリエ変換を行うＦＦＴ（Fast Fourier Transform）演算回路を用いることにより、送受信回路を構成することができるという特徴を有している。
【０００４】
以上のような特徴からＯＦＤＭ方式は、マルチパス妨害の影響を強く受ける地上波ディジタル放送に適用することが広く検討されている。このようなＯＦＤＭ方式を採用した地上波ディジタル放送としては、例えば、ＤＶＢ−Ｔ（Digital Video Broadcasting-Terrestrial）やＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting -Terrestrial）といった規格が提案されている。
【０００５】
ＯＦＤＭ方式による送信信号は、図６に示すように、ＯＦＤＭシンボルと呼ばれるシンボル単位で伝送される。このＯＦＤＭシンボルは、送信時にＩＦＦＴが行われる信号期間である有効シンボルと、この有効シンボルの後半の一部分の波形がそのままコピーされたガードインターバルとから構成されている。このガードインターバルは、ＯＦＤＭシンボルの前半部分に設けられている。例えば、ＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモード）においては、有効シンボル内に、２０４８本のサブキャリアが含まれており、そのサブキャリア間隔は４.１４Ｈｚとなる。また、有効シンボル内の２０４８本のサブキャリアのうち、１７０５本のサブキャリアにデータが変調されている。また、ガードインターバルは、有効シンボルの１／４や１／８の時間長の信号とされている。
【０００６】
このようなＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ受信装置では、ＦＦＴ演算回路によりＦＦＴ演算がされることよって、受信したＯＦＤＭ信号の復調が行われる。ＯＦＤＭ受信装置は、有効シンボルとガードインターバルとから構成されるＯＦＤＭシンボルに対して、有効シンボルと同一の長さの演算範囲（ＦＦＴウィンドウ）を定め、このＦＦＴウィンドウにより定められた部分のデータをＯＦＤＭシンボルから切り出してＦＦＴ演算を行う。
【０００７】
ここで、このＦＦＴ演算位置を定めるＦＦＴウィンドウの位置の設定方法について説明する。
【０００８】
ＦＦＴウィンドウを設定する場合、まず、ＦＦＴ演算される前のＯＦＤＭ信号を遅延させて、ガードインターバル部分の波形とＯＦＤＭシンボルの後半部分の波形（即ち、ガードインターバルのコピー元の信号波形）との相関性を求め、ＯＦＤＭシンボルの境界を求める。具体的には、図７（Ａ）に示すように、ガードインターバル期間をＴｇ（時間）、有効シンボル期間をＴｕ（時間）としたとき、下式に示すような、ＦＦＴ演算される前のＯＦＤＭ信号（ｆ（ｔ））を時間軸方向にＴｕだけ平行移動させたときの自己相関関数（積分領域はＴｇとする）を求め、そのピーク位置をＯＦＤＭシンボルの境界とする。
【０００９】
【数１】
0004465797.tif 000002
【００１０】
すなわち、図７（Ａ）に示すような元のＯＦＤＭ信号（ｆ（ｔ））に対して、図７（Ｂ）に示すようなＴｕ時間遅延したＯＦＤＭ信号（ｆ（ｔ＋Ｔｕ））を求め、この（ｆ（ｔ））と（ｆ（ｔ＋Ｔｕ））とを複素乗算し、複素乗算して得られた関数を時間積分する。この時間積分して得られた関数が、自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））となる。この自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））がもっとも高いピーク部分が、ガードインターバルと相関性の高い部分となる。従って、図７（Ｃ）に示すような自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））のもっとも高いピーク値が示す時間が、ガードインターバルのコピー元となる波形と一致した時間を示していることとなる。従って、その部分がＯＦＤＭシンボルの境界となる。
【００１１】
そして、この求められた境界位置から例えばクロック等をカウントし、ＦＦＴウィンドウがＯＮとなるタイミングと、ＦＦＴウィンドウがＯＦＦとなるタイミングとを決定し、このタイミングで生成された例えばパルス状のＦＦＴウィンドウをＦＦＴ演算回路に供給する。具体的には、自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））のピーク値が得られたタイミングからのＦＦＴ演算の演算開始位置、及び、演算終了位置のそれぞれのオフセット量を予め定めておく。そして、図８に示すような、ピーク値が供給されたタイミングからクロックをカウントして、そのカウント値が演算開始位置を示すオフセット量となるとＯＮとなり、そのカウント値が演算終了位置を示すオフセット量とあるとＯＦＦとなるようなＦＦＴウィンドウ信号を発生する。演算開始位置から演算終了位置までのカウント量は、有効シンボル長のサンプル数（ＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモード）においては、２０４８カウント）となる。ＦＦＴ演算回路は、このようなＦＦＴウインドウが供給されると、供給されたＯＦＤＭシンボルの全サンプルから、ＦＦＴウィンドウがＯＮとなっているタイミングのサンプルを抜き出し、その抜き出したサンプルに対してのみＦＦＴ演算を行う。
【００１２】
以上のようにＦＦＴウィンドウを設定することによって、ＦＦＴの演算範囲を正確に定めることができる。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、地上波放送の場合、受信位置の周囲の地形や建物等の周辺環境によって、遅延波による妨害を強く受け、ＯＦＤＭ受信装置により受信された信号は、複数の遅延波が合成された合成波となってしまう。このような合成波に対して、上述したように受信信号の自己相関関数を求めると、その波形は、図９に示すように、複数のピークが存在するような波形となる。しかしながら、同一チャンネルによる干渉をさけるように放送周波数の割り当てがされた環境においては、遅延波は、放送局から放送された信号が建物や山等により反射されることにより発生するのが一般的であるので放送局からの直接波に比べてその電力が減衰している。そのため、受信機で受信した合成波のうち、放送局からの直接波が最も電力が大きい主信号となる。従って、複数のピークが存在したとしてもその最大値を検出すれば、この直接波のシンボル境界を示すこととなる。そして、さらに、通常は放送局からの直接波が、最も最先に受信機に到達する信号となるのが一般的である。
【００１４】
従って、通常、遅延波によるシンボル間干渉の影響を最も受けないようにするには、図１０に示すように、受信信号の受信電力の最も大きい主信号（直接波）の有効シンボルの開始点にＦＦＴウィンドウの開始点を設定するように、オフセット量を定めるのが望ましい。
【００１５】
ところで、複数の放送局から同一の周波数帯域を隣接する複数の放送局が使用し、その周波数帯域において同一の信号を放送するといった、単一周波数ネットワーク（ＳＦＮ：Singl Frequency Network）にＯＦＤＭ方式を適用することが検討されている。
【００１６】
このようなＳＦＮ環境の場合、図１１に示すように、放送局から遠距離にあるため放送波の電力が減衰してしまう地域には、例えば、受信した放送波をブーストして放送する中継局などが設けられる。しかしながら、このような中継局のサービスエリアであって、且つ、放送局からの放送波を直接受信できるような環境においては、中継局からの放送波よりも、放送局からの放送波の方が、早く信号が到達してしまい、最も受信電力が大きい主信号よりも時間的に先に到達する信号（前ゴースト）が発生する。
【００１７】
このような前ゴーストが発生した場合、受信信号の受信電力の最も大きい主信号の有効シンボルの開始点にＦＦＴウィンドウの開始点を設定すると、図１２に示すように、必ずシンボル間干渉が発生してしまう。
【００１８】
したがって、ＳＦＮ等の前ゴーストが発生する環境においては、主信号のシンボル境界からＦＦＴウインドウの開始点までの時間を設定するオフセット量を、この前ゴーストを考慮した値に設定しなければならない。
【００１９】
しかしながら、ＯＦＤＭ信号の受信位置で観測される前ゴーストの発生状況は、各放送局との距離、周囲の地形や建物等の周辺環境に応じて各受信点毎に異なるものであり、このように受信電力の最も大きい主信号のシンボル境界から固定的にオフセット量を与えてＦＦＴウィンドウを設定すると、このような周辺環境に柔軟に対応できなくなり、シンボル間干渉が発生する可能性が高くなってしまう場合がある。
【００２０】
本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、前ゴースト信号を含む遅延波の発生環境において、最適な位置にＦＦＴウィンドウを制御し、受信信号の品質を向上するＯＦＤＭ信号の受信装置及び受信方法を提供することを目的とする。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
本発明にかかる受信装置は、情報が分割されて複数のサブキャリアに変調されることにより生成された有効シンボルと、この有効シンボルの一部の信号波形が複写されることにより生成されたガードインターバルとが含まれた伝送シンボルを伝送単位とする直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）時間領域信号を受信する受信手段と、上記受信手段により受信したＯＦＤＭ時間領域信号のうち、上記１つの伝送シンボルから上記有効シンボル期間分の演算範囲を切り出し、切り出した演算範囲をフーリエ変換して、各サブキャリアに直交変調されている情報を復調したＯＦＤＭ周波数領域信号を出力するフーリエ変換手段と、上記受信手段により受信したＯＦＤＭ時間領域信号を遅延させて上記ガードインターバル部分とこのガードインターバルの複写元との相関性を求め、この相関性が高い部分に基づき上記フーリエ変換手段による伝送シンボル内における上記演算範囲の切り出し位置を制御するウィンドウ制御手段と、上記フーリエ変換手段から出力されたＯＦＤＭ周波数領域信号の位相回転を補正する回転位相補正手段と、上記フーリエ変換手段から出力されたＯＦＤＭ周波数領域信号から、最大の受信電力の受信信号を検出し、この最大の受信電力の受信信号の最先に到達する受信信号からの遅延量を検出する遅延量検出手段と、上記遅延量検出手段により検出された遅延量に基づき、上記フーリエ変換手段から出力されるＯＦＤＭ周波数領域信号に生じる位相回転量を算出し、該位相回転量を複素信号に変換して位相補正信号を生成する回転位相量算出手段とを備え、上記受信手段は、受信したＯＦＤＭ時間領域信号を所定のサンプリングクロックで量子化し、上記遅延量検出手段は、上記最大の受信電力の受信信号の最先に到達する受信信号からの遅延量に基づき、該遅延量が０のとき上記ガードインターバル部分に対応した上記サンプリングクロック数以下となるように設定され、上記演算範囲の開始タイミングを決定するオフセット値を算出し、上記ウィンドウ制御手段は、上記受信手段により受信したＯＦＤＭ時間領域信号を遅延させて上記ガードインターバル部分とこのガードインターバルの複写元との自己相関関数のピーク値を算出して、そのピーク値が算出されたタイミングでＯＮとなるピーク検出信号を発生し、そのピーク検出信号がＯＮとなるタイミングから上記サンプリングクロックをカウントして、そのカウント値が上記遅延量検出手段により算出されたオフセット値となるとＯＮとなるウィンドウ同期信号を出力し、上記フーリエ変換手段は、上記ウィンドウ制御手段から出力されるウィンドウ同期信号がＯＮとなるタイミングから上記有効シンボル期間分までの上記量子化されたＯＦＤＭ時間領域信号を、上記演算範囲として切り出し、上記位相補正手段は、上記フーリエ変換手段から出力されたＯＦＤＭ周波数領域信号と、上記回転位相量算出手段により生成された位相補正信号とを複素乗算して、該ＯＦＤＭ周波数領域信号の位相回転を補正する。
【００２５】
本発明にかかる受信方法は、情報が分割されて複数のサブキャリアに変調されることにより生成された有効シンボルと、この有効シンボルの一部の信号波形が複写されることにより生成されたガードインターバルとが含まれた伝送シンボルを伝送単位とする直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）時間領域信号を受信する受信ステップと、上記受信ステップにより受信したＯＦＤＭ時間領域信号のうち、上記１つの伝送シンボルから上記有効シンボル期間分の演算範囲を切り出し、切り出した演算範囲をフーリエ変換して、各サブキャリアに直交変調されている情報を復調したＯＦＤＭ周波数領域信号を出力するフーリエ変換ステップとし、上記受信ステップにより受信したＯＦＤＭ時間領域信号を遅延させて上記ガードインターバル部分とこのガードインターバルの複写元との相関性を求め、この相関性が高い部分に基づき伝送シンボル内における上記演算範囲の切り出し位置を制御するウィンドウ制御ステップとし、上記フーリエ変換ステップで出力したＯＦＤＭ周波数領域信号の位相回転を補正する回転位相補正ステップと、上記フーリエ変換ステップで出力したＯＦＤＭ周波数領域信号から、最大の受信電力の受信信号を検出し、この最大の受信電力の受信信号の最先に到達する受信信号からの遅延量を検出する遅延量検出ステップと、上記遅延量検出ステップで検出した遅延量に基づき、上記フーリエ変換ステップにより出力されるＯＦＤＭ周波数領域信号に生じる位相回転量を算出し、該位相回転量を複素信号に変換して位相補正信号を生成する回転位相量算出ステップとを有し、上記受信ステップでは、受信したＯＦＤＭ時間領域信号を所定のサンプリングクロックで量子化し、上記遅延量検出ステップでは、上記最大の受信電力の受信信号の最先に到達する受信信号からの遅延量に基づき、該遅延量が０のとき上記ガードインターバル部分に対応した上記サンプリングクロック数以下となるように設定され、上記演算範囲の開始タイミングを決定するオフセット値を算出し、上記ウィンドウ制御ステップでは、上記受信ステップにより受信したＯＦＤＭ時間領域信号を遅延させて上記ガードインターバル部分とこのガードインターバルの複写元との自己相関関数のピーク値を算出して、そのピーク値が算出されたタイミングでＯＮとなるピーク検出信号を発生し、そのピーク検出信号がＯＮとなるタイミングから上記サンプリングクロックをカウントして、そのカウント値が上記遅延量検出ステップにより算出したオフセット値となるとＯＮとなるウィンドウ同期信号を出力し、上記フーリエ変換ステップでは、上記ウィンドウ制御ステップにより出力したウィンドウ同期信号がＯＮとなるタイミングから上記有効シンボル期間分までの上記量子化されたＯＦＤＭ時間領域信号を、上記演算範囲として切り出し、上記位相補正ステップでは、上記フーリエ変換ステップで出力したＯＦＤＭ周波数領域信号と、上記回転位相量算出ステップで生成した位相補正信号とを複素乗算して、該ＯＦＤＭ周波数領域信号の位相回転を補正する。
【００２９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態として、本発明を適用したＯＦＤＭ方式によるデジタル放送の受信装置（ＯＦＤＭ受信装置）について説明する。なお、この図１において、ブロック間で伝達される信号が複素信号の場合には太線で信号成分を表現し、ブロック間で伝達される信号が実数信号の場合には細線で信号成分を表現している。
【００３０】
ＯＦＤＭ受信装置１は、図１に示すように、アンテナ２と、チューナ３と、Ａ／Ｄ変換回路４と、デジタル直交復調回路５と、ＦＦＴ演算回路６と、ウィンドウ同期回路７と、位相回転補正回路８と、イコライザ９と、デマッピング回路１０と、遅延量検出回路１１と、回転位相量算出回路１２とを備えている。
【００３１】
放送局から放送されたデジタルテレビジョン放送の放送波は、ＯＦＤＭ受信装置１のアンテナ２により受信され、ＲＦ信号としてチューナ３に供給される。
【００３２】
アンテナ２により受信されたＲＦ信号は、チューナ３によりＩＦ信号に周波数変換され、Ａ／Ｄ変換回路４に供給される。ＩＦ信号は、Ａ／Ｄ変換回路４によりデジタル化され、デジタル直交復調回路５に供給される。なお、Ａ／Ｄ変換回路４は、ＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモード）においては、例えば、このＯＦＤＭ時間領域信号の有効シンボルを２０４８サンプル、ガードインターバルを例えば５１２サンプルでサンプリングされるようなクロックで量子化する。
【００３３】
デジタル直交復調回路５は、所定の周波数（キャリア周波数）のキャリア信号を用いて、デジタル化されたＩＦ信号を直交復調し、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を出力する。このデジタル直交復調回路５から出力されるベースバンドのＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ演算される前のいわゆる時間領域の信号である。このことから、以下デジタル直交復調後でＦＦＴ演算される前のベースバンド信号を、ＯＦＤＭ時間領域信号と呼ぶ。このＯＦＤＭ時間領域信号は、直交復調された結果、実軸成分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信号）とを含んだ複素信号となる。デジタル直交復調回路５により出力されるＯＦＤＭ時間領域信号は、ＦＦＴ演算回路６及びウィンドウ同期回路７に供給される。
【００３４】
ＦＦＴ演算回路６は、ＯＦＤＭ時間領域信号に対してＦＦＴ演算を行い、各サブキャリアに直交変調されているデータを抽出して出力する。このＦＦＴ演算回路６から出力される信号は、ＦＦＴされた後のいわゆる周波数領域の信号である。このことから、以下、ＦＦＴ演算後の信号をＯＦＤＭ周波数領域信号と呼ぶ。
【００３５】
ＦＦＴ演算回路６は、ガードインターバルの時間長分の信号をＯＦＤＭシンボルから除去することにより得られる有効シンボル長の範囲（例えば２０４８サンプルの範囲）に対してＦＦＴ演算を行う。その演算範囲（ＦＦＴウィンドウ）がウィンドウ同期回路７から供給されるウィンドウ同期信号Ｗsyncに基づき制御される。具体的にその演算開始位置は、主信号のＯＦＤＭシンボルの境界から、主信号のガードインターバルの終了位置までの間のいずれかの位置となる。
【００３６】
ＦＦＴ演算回路７から出力されたＯＦＤＭ周波数領域信号は、ＯＦＤＭ時間領域信号と同様に、実軸成分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信号）とからなる複素信号となっている。ＯＦＤＭ周波数領域信号は、回転位相補正回路８に供給される。
【００３７】
ウィンドウ同期回路７は、入力されたＯＦＤＭ時間領域信号を有効シンボル期間分遅延させて、ガードインターバル部分とこのガードインターバルの複写元となる信号との相関性を求め、この相関性が高い部分に基づきＯＦＤＭシンボルの境界位置を算出し、その境界位置に基づき生成されたウィンドウ同期信号Ｗsyncを発生する。ウィンドウ同期回路７は、発生したウィンドウ同期信号ＷsyncをＦＦＴ演算回路７に供給する。
【００３８】
図２は、ウィンドウ同期回路７の回路構成例を示す図である。
【００３９】
この図２に示すように、ウィンドウ同期回路７は、有効シンボル長遅延メモリ２１と、複素乗算回路２２と、積分回路２３と、二乗回路２４と、最大値サーチ回路２５と、ウィンドウ発生回路２６とを備えている。
【００４０】
デジタル直交復調回路５から出力されたＯＦＤＭ時間領域信号（ｆ（ｔ））は、ウィンドウ同期回路７の遅延メモリ２１及び複素乗算回路２２に供給される。
【００４１】
有効シンボル長遅延メモリ２１は、供給されたＯＦＤＭ時間領域信号を有効シンボル時間（Ｔｕ）分遅延させる。有効シンボル長遅延メモリ２１は、ＯＦＤＭ時間領域信号の遅延信号（ｆ（ｔ−Ｔｕ））を、複素乗算回路２２に供給する。
【００４２】
複素乗算回路２２は、ＯＦＤＭ時間領域信号（ｆ（ｔ））と、上記遅延信号（ｆ（ｔ−Ｔｕ））とを複素乗算し、複素乗算結果（ｆ（ｔ）・ｆ（ｔ−Ｔｕ）*）を積分回路２３に供給する（ｆ（ｔ−Ｔｕ）*は、ｆ（ｔ−Ｔｕ）の共役複素数である。）。
【００４３】
積分回路２３は、上記複素乗算結果（ｆ（ｔ）・ｆ（ｔ−Ｔｕ）*）を時間ｔで積分し、上記数１で示した自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））を求める。積分回路２３は、求めた自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））を二乗回路２４に供給する。
【００４４】
二乗回路２４は、供給された自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））の実数成分（ＣＩ）及び虚数成分（ＱＩ）をそれぞれ２乗して、自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））の実数成分の二乗と虚数成分の二乗の加算値を求め、複素関数からなる自己相関関数の絶対値の二乗成分を求める。二乗回路２４は、求めた自己相関関数の絶対値の二乗成分を最大値サーチ回路２５に供給する。
【００４５】
最大値サーチ回路２５は、供給された自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））の絶対値の二乗成分のピーク値を算出し、そのピーク値が算出されたタイミングでＯＮとなるピーク検出信号ＳPを発生する。最大値サーチ回路２５から発生されたピーク検出信号ＳPは、ウィンドウ発生回路２６に供給される。
【００４６】
ウィンドウ発生回路２６には、Ａ／Ｄ変換回路４のサンプリングクロックＣＬＫと、最大値サーチ回路２５から出力されたピーク検出信号ＳPと、遅延量検出回路１１から出力されるオフセット値ＶOFFSETとが供給される。ウィンドウ発生回路２６には、ピーク検出信号ＳPが供給されたタイミングからＦＦＴ演算の演算開始位置までのオフセット値ＶOFFSETが、遅延量検出回路１１から供給される。ウィンドウ発生回路２６は、このオフセット値ＶOFFSETに基づきＯＦＤＭシンボル内におけるＦＦＴウィンドウの演算開始位置を決定し、ＦＦＴ演算範囲を特定する例えばパルス状のウィンドウ同期信号Ｗsyncを出力する。
【００４７】
具体的には、ウィンドウ発生回路２６は、ピーク検出信号ＳPが供給されたタイミングからクロックＣＬＫをカウントして、そのカウント値が遅延量検出回路１１から供給されたオフセット値ＶOFFSETとなるとＯＮとなり、このＯＮとなったタイミングから有効シンボル長のサンプル数（例えば２０４８）分カウントするとＯＦＦとなるようなウィンドウ同期信号Ｗsyncを発生する。ＦＦＴ演算回路７は、このようなウインドウ同期信号Ｗsyncが供給されると、供給されたＯＦＤＭシンボルの全サンプル（２３０４サンプル）から、ウィンドウ同期信号ＷsyncがＯＮとなっているタイミングのサンプルを抜き出し、その抜き出したサンプルに対してのみＦＦＴ演算を行う。
【００４８】
回転位相補正回路８は、ＯＦＤＭ周波数領域信号の位相回転を補正する。ウィンドウ発生回路２６は、遅延量検出回路１１から供給されるオフセット値ＶOFFSETに応じてＦＦＴ演算の演算開始位置を変化させる。ＦＦＴ演算の演算開始位置が変化すると、ＦＦＴ演算回路６から出力されるＯＦＤＭ周波数領域信号には、位相回転が生じる。この回転位相補正回路８は、回転位相算出回路１２からの補正信号を、ＦＦＴ演算回路６から出力されるＯＦＤＭ周波数領域信号に複素乗算することによって、回転位相の補正を行う。
【００４９】
イコライザ９は、スキャッタードパイロット信号（ＳＰ信号）を用いて、ＯＦＤＭ周波数領域信号の位相等化及び振幅等化を行う。ＯＦＤＭ信号には、所定の振幅及び所定の位相のＳＰ信号が、ＯＦＤＭシンボル内に散在されている。イコライザ９は、このＳＰ信号を抽出して、このＳＰ信号のひずみ量を算出する。そして、算出したひずみ量に基づき伝送路の各周波数毎の伝搬特性Ｈ（ω）を推定する。イコライザ９は、推定した伝搬特性Ｈ（ω）をＦＦＴ演算後のＯＦＤＭ周波数領域信号に対して複素除算することによって、波形等化を行っている。波形等化が行われたＯＦＤＭ周波数領域信号は、デマッピング回路１０に供給される。また、波形等化の際に求められた伝送路の伝搬特性Ｈ（ω）は、遅延量検出回路１１に供給される。
【００５０】
デマッピング回路１０は、イコライザ９により振幅等化及び位相等化されたＯＦＤＭ周波数領域信号を、その変調方式に応じてデマッピングを行ってデータの復号をする。
【００５１】
そして、このデマッピング回路１０により復号された復号データは、後段のエラー訂正回路等に供給される。
【００５２】
遅延量検出回路１１は、イコライザ９から供給された伝搬特性Ｈ（ω）に対して、例えばＦＦＴ演算等によって周波数解析を行い、遅延プロファイルを生成する。この遅延プロファイルは、マルチパスによって複数の遅延した信号の合成波成分について、各遅延波の到達時間に対する電力分布を示すプロファイルである。遅延量検出回路１１は、生成した遅延プロファイルから、受信信号に含まれる遅延波の発生状況を解析し、最も到達時間早い信号（最先到達信号）と、最も受信電力が大きい遅延波（主信号）とをモニタする。そして、この最先到達信号から主信号までの遅延時間を算出し、この遅延時間に基づきＦＦＴウィンドウの開始タイミングを決定するオフセット値ＶOFFSETを算出して、ウィンドウ同期回路７のウィンドウ発生回路２６に供給する。
【００５３】
この遅延量検出回路１１は、伝搬特性Ｈ（ω）を常にモニタリングすることによって、伝搬特性Ｈ（ω）の時間変動に追従したオフセット値ＶOFFSETを出力する。
【００５４】
回転位相量算出回路１２は、遅延量検出回路１１から出力されるオフセット値ＶOFFSETに基づき、ＦＦＴ演算回路６から出力されるＯＦＤＭ周波数領域信号に生じる位相回転量を算出する。
【００５５】
つぎに、ＦＦＴウィンドウのウィンドウ位置の制御動作について説明をする。
【００５６】
まず、複数の遅延波が合成された受信信号のうち、受信電力が最も大きい信号（主信号）の到達時間が最も早い場合のＦＦＴウィンドウの制御動作を図３に示す。
【００５７】
このような場合、図３（Ａ）に示すように、主信号とともに、主信号から遅延した複数の遅延波が受信され、図３（Ｂ）に示すような、合成波が受信される。
【００５８】
遅延プロファイルは、図３（Ｃ）に示すように、主信号と最先到達波とが一致し、最先到達波の到達時間から主信号の到達時間までの遅延時間は０となる。
【００５９】
遅延量検出回路１１は、この遅延時間に基づき、ＦＴＴウィンドウの開始タイミングを示すオフセット値ＶOFFSETを決定する。例えば、遅延量検出回路１１は、この遅延時間が０のときには、このオフセット値ＶOFFSETをガードインターバル期間と同一の時間長を示す値に設定しておく。
【００６０】
自己相関関数のピーク値を示すピーク検出信号ＳPは、図３（Ｄ）に示すように、受信電力が最も大きい主信号のシンボル境界位置で発生する。また、オフセット値ＶOFFSETは、図３（Ｅ）に示すように、このピーク検出信号ＳＰが発生されたタイミングから主信号のガードインターバルが終了するまでの期間、すなわち、主信号の有効シンボルの開始タイミングまでの期間を与えている。
【００６１】
そして、図３（Ｆ）に示すように、ＦＦＴウィンドウは、このオフセットが終了した時点から有効シンボル期間の間、発生される。
【００６２】
なお、遅延時間が０のときのオフセット値ＶOFFSETをガードインターバル期間と設定しているが、これは一例であり、これより短い時間を示す値であればどのような値であってもよい。
【００６３】
次に、受信電力が最も大きい信号（主信号）の前に到達する遅延波（前ゴースト）が存在する場合におけるＦＦＴウィンドウの制御動作を図４に示す。
【００６４】
このような場合、図４（Ａ）に示すように、主信号とともに、前ゴースト及び主信号から遅延した複数の遅延波が受信され、図４（Ｂ）に示すような、合成波が受信される。
【００６５】
遅延プロファイルは、図４（Ｃ）に示すように、主信号が最先到達波とならず、最先到達波の到達タイミングから、主信号の到達タイミングまでの遅延時間がΔｔとなる。
【００６６】
遅延量検出回路１１は、遅延時間が０の時のオフセット値ＶOFFSETから、この遅延時間Δｔに応じた値を減算した値に、オフセット値ＶOFFSETを設定する。例えば、遅延量検出回路１１は、遅延時間が０のときのオフセット値ＶOFFSETをガードインターバル期間と同一の時間長を示す値に設定してあれば、このガードインターバル期間よりΔｔ時間だけ短い時間を示す値に、値ＶOFFSETを設定する。
【００６７】
自己相関関数のピーク値を示すピーク検出信号ＳPは、図４（Ｄ）に示すように、前ゴーストがあっても、受信電力が最も大きい主信号のシンボル境界位置で発生する。また、オフセット値ＶOFFSETは、図４（Ｅ）に示すように、このピーク検出信号ＳＰが発生されたタイミングから、ガードインターバル期間を遅延時間Δｔ短くした時間まで、与えられる。
【００６８】
そして、図４（Ｆ）に示すように、ＦＦＴウィンドウは、このオフセットが終了した時点から有効シンボル期間の間、発生される。
【００６９】
以上のように本発明の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置１では、複数の遅延波のなかから、最大の受信電力の受信信号（主信号）と、最先に到達する受信信号（最先到達信号）とを検出する。そして、最先到達信号と主信号との間の遅延時間を算出し、この遅延時間に応じて、ＦＦＴ演算範囲の切り出し位置を制御する。
【００７０】
例えば、ＯＦＤＭ受信装置１では、イコライザ９により算出される伝送路の伝搬特性Ｈ（ω）をＦＦＴ演算することにより周波数解析して遅延プロファイルを生成し、この遅延プロファイルか最先到達信号と主信号との間の遅延時間を算出する。
【００７１】
このことにより本発明の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置１では、前ゴースト信号を含む遅延波の発生環境において、最適な位置にＦＦＴウィンドウを制御することができ、受信信号の品質を向上することができる。
【００７２】
なお、最先到達信号と主信号との間の遅延時間の算出は、上述したようにイコライザにより求められた伝搬特性Ｈ（ω）に基づき求めなくてもよい。
【００７３】
例えば、ウィンドウ同期回路によって、ＦＦＴ演算する前のＯＦＤＭ時間領域信号の相関関数を求めているが、この相関関数の波形に基づき遅延プロファイルを生成してもよい。複数の遅延波が含まれたＯＦＤＭ信号の相関関数は、図９に示したように、複数のピークが存在するような波形となるが、このピーク値をサンプリングすることによって遅延プロファイルを生成してもよい。また、ＲＦ信号やＩＦ信号から直接に遅延プロファイルを生成するような回路を設けてもよい。
【００７４】
つぎに、ＦＦＴ演算の演算開始位置がずれたことにより生じる位相回転の補正動作について説明をする。
【００７５】
ＦＦＴ演算の演算開始位置が上述したように変化すると、各サブキャリアの位相が回転する。回転位相量算出回路１２は、ＦＦＴ演算開始位置の変動量を遅延量検出回路１１から出力されるオフセット値ＶOFFSETに基づき、各サブキャリア毎の位相回転量θ（ｎ）を算出する（ｎはサブキャリア番号）。そして、この位相回転量θ（ｎ）を複素信号に変換して補正信号を生成し、回転位相補正回路８に供給する。回転位相補正回路８は、回転位相量算出回路１２から供給された補正信号と、ＦＦＴ演算回路６から出力されたＯＦＤＭ周波数領域信号とを複素乗算して、回転した位相を補正をする。
【００７６】
回転位相量算出回路１２の具体的な回路構成例を図５に示す。
【００７７】
回転位相量算出回路１２は、図５に示すように、変動量検出回路３１と、累積加算回路３２と、剰余回路３３と、補正量算出回路３４と、複素変換回路３５とを備えている。
【００７８】
変動量検出回路３１には、遅延量検出回路１１から供給されたオフセット値ＶOFFSETが供給される。変動量検出回路３１は、このオフセット値ＶOFFSETの変動量をサンプリングクロック数で表したΔＶOFFSETを算出する。
【００７９】
累積加算回路３２は、変動量ΔＶOFFSETを累積加算をして累積誤差量βを算出する。
【００８０】
剰余回路３３は、累積誤差量βを有効シンボルのサンプリング数（２０４８）で割ったときの余りを示す位相誤差量βｍに変換する。すなわち、累積誤差量βを、有効シンボル内の回転位相値に置き換える処理を行う。
【００８１】
補正量算出回路３４は、剰余回路３３で求められた位相誤差量βｍから、各サブキャリアに応じた位相補正量θ（ｎ）を、以下の式に基づき求める。
【００８２】
θ（ｎ）＝２πｎβ／Ｎ
ここで、ｎは、各サブキャリアのサブキャリア番号を示し、Ｎは有効シンボルのサンプリング数を示す。
【００８３】
複素変換回路３５は、供給された位相補正量θ（ｎ）に対して、サイン及びコサインをとり、複素信号に変換する。変換された信号を補正信号という。この複素変換回路３５は、補正信号を回転位相補正回路８に供給する。
【００８４】
そして、回転位相補正回路８は、この補正信号とＯＦＤＭ周波数領域信号とを複素乗算して、回転している位相を補正する。
【００８５】
以上のような処理を行うことによって、本発明の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置１では、ＦＦＴ演算の演算開始位置を変化させたことによって生じる位相回転を補正することができる。
【００８６】
【発明の効果】
本発明では、複数の遅延波が合成された受信信号のなかから、最大の受信電力の受信信号を検出し、この最大の受信電力の受信信号の最先に到達する受信信号からの遅延量に応じて、フーリエ演算範囲の切り出し位置を変動させるとともに、この切り出し位置を変動したことにより生じるＯＦＤＭ周波数領域信号の位相回転を補正する。また、本発明では、最大の受信電力の受信信号の最先に到達する受信信号からの遅延量が０のときガードインターバル部分に対応したサンプリングクロック数以下となるように設定されたオフセット値を用いて算出したウィンドウ同期信号により演算範囲を制御する。
【００８７】
このことにより本発明では、前ゴースト信号を含む遅延波の発生環境において、最適な位置にＦＦＴウィンドウを制御するとともに、この制御により生じるＯＦＤＭ周波数領域信号の位相回転を補正することができ、結果として受信信号の品質を向上することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を適用したＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図である。
【図２】上記ＯＦＤＭ受信装置のウィンドウ同期回路のブロック構成図である。
【図３】複数の遅延波が合成された受信信号のうち、受信電力が最も大きい信号（主信号）の到達時間が最も早い場合のＦＦＴウィンドウの制御動作を説明する図である。
【図４】受信電力が最も大きい信号（主信号）の前に到達する遅延波（前ゴースト）が存在する場合におけるＦＦＴウィンドウの制御動作を説明する図である。
【図５】上記ＯＦＤＭ受信装置の回転位相量算出回路のブロック構成図である。
【図６】ＯＦＤＭ信号の伝送シンボルについて説明する図である。
【図７】ＯＦＤＭ時間領域信号を時間軸方向に平行移動させたときの自己相関関数からＯＦＤＭシンボルの境界を求められることを説明するための図である。
【図８】ウィンドウ同期信号Ｗsynの発生タイミングを説明する図である。
【図９】複数の遅延波が合成された合成波に対して自己相関関数を求めたときの信号波形を示す図である。
【図１０】同一チャンネルによる干渉をさけるように放送周波数の割り当てがされた環境における直接波と遅延波との関係を説明する図である。
【図１１】単一周波数ネットワーク（ＳＦＮ：Singl Frequency Network）環境における放送局、中継局、受信装置の位置関係を説明する図である。
【図１２】ＳＦＮ環境における主信号と遅延波との関係を説明する図である。
【符号の説明】
０  ＯＦＤＭ受信装置、３  チューナ、４  Ａ／Ｄ変換回路、５  デジタル直交復調回路、６  ＦＦＴ演算回路、７  ウィンドウ同期回路、８  イコライザ、９  デマッピング回路、１０  遅延量検出回路
【図１】
0004465797.tif 000003
【図２】
0004465797.tif 000004
【図３】
0004465797.tif 000005
【図４】
0004465797.tif 000006
【図５】
0004465797.tif 000007
【図６】
0004465797.tif 000008
【図７】
0004465797.tif 000009
【図８】
0004465797.tif 000010
【図９】
0004465797.tif 000011
【図１０】
0004465797.tif 000012
【図１１】
0004465797.tif 000013
【図１２】
0004465797.tif 000014