(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
永久磁石と巻線を有する３相の電動機と、３個の高電位側スイッチング素子と、３個の低電位側スイッチング素子からなり、前記電動機に電流を供給するインバータ回路を有し、前記各スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、前記永久磁石の位置を検知する位置検知手段を有し、前記制御回路は導通比制御手段を有し、前記制御回路は前記位置検知手段からの信号を入力し、前記各スイッチング素子の通電期間を、前記位置検知手段から入力される信号に対して、所定の位相角進めて順次電気角１２０度ずつ通電期間とし、前記通電期間中には前記低電位側スイッチング素子はオン状態とし、前記高電位側スイッチング素子は、前記導通比制御手段から出力される導通比率でオンオフ動作を行い、前記導通比制御手段は導通比率を電気角１２０度内で電気角に応じて変化させるインバータ装置。
【請求項２】
永久磁石と巻線を有する３相の電動機と、３個の高電位側スイッチング素子と、３個の低電位側スイッチング素子からなり、前記電動機に電流を供給するインバータ回路を有し、前記各スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、前記永久磁石の位置を検知する位置検知手段を有し、前記制御回路は導通比制御手段を有し、前記制御回路は前記位置検知手段からの信号を入力し、前記各スイッチング素子の通電期間を、前記位置検知手段から入力される信号に対して、所定の位相角進めて順次電気角１２０度ずつ通電期間とし、前記通電期間中には前記高電位側スイッチング素子はオン状態とし、前記低電位側スイッチング素子は、前記導通比制御手段から出力される導通比率でオンオフ動作を行い、前記導通比制御手段は導通比率を電気角１２０度内で電気角に応じて変化させるインバータ装置。
【請求項３】
永久磁石と巻線を有する３相の電動機と、３個の高電位側スイッチング素子と、３個の低電位側スイッチング素子からなり、前記電動機に電流を供給するインバータ回路を有し、前記各スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、前記永久磁石の位置を検知する位置検知手段を有し、前記制御回路は導通比制御手段を有し、前記制御回路は前記位置検知手段からの信号を入力し、前記各スイッチング素子の通電期間を、前記位置検知手段から入力される信号に対して、所定の位相角進めて順次電気角１２０度ずつ通電期間とし、前記通電期間の内の前半の電気角６０度は前記導通比制御手段から出力される導通比率でオンオフ動作を行い、後半の電気角６０度は前記各スイッチング素子はオン状態とし、前記導通比制御手段は導通比率を電気角６０度内で電気角に応じて変化させるインバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、回転運動などを行い、家庭、工場、事務所などにおいて使用されるインバータ装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の技術におけるこの種のインバータ装置の回路図を図１２に示す。
【０００３】
図１２においては、電動機１は、巻線２、３、４を三相として、可動自在に設けられた永久磁石５、６を有している。
【０００４】
直流電源７は、１００Ｖ６０Ｈｚの交流電源８、チョークコイル９、整流回路１０から成り立っており、整流回路１０は、４本のダイオード１１、１２、１３、１４をブリッジ接続した全波整流のものを使用している。
【０００５】
直流電源７の出力には、３相６石のインバータ回路１７が接続され、インバータ回路１７の入力端子間には電解式のコンデンサ１８が接続されている。
【０００６】
インバータ回路１７は、３相に対応し、３つのハーフブリッジインバータ回路１９、２０、２１が設けられており、それぞれのハーフブリッジインバータ回路は、いずれも２個のスイッチング素子を直列に接続して構成している。
【０００７】
すなわち、ハーフブリッジインバータ回路１９は、スイッチング素子２２、２３の直列回路により構成し、ハーフブリッジインバータ回路２０は、スイッチング素子２４、２５の直列回路により構成し、ハーフブリッジインバータ回路２１は、スイッチング素子２６、２７の直列回路により構成している。
【０００８】
なお、スイッチング素子２３、２３、２４、２５、２６、２７は、いずれもＩＧＢＴおよび、これと逆並列に接続したダイオードにより構成しているものとなっている。
【０００９】
それらのダイオードは、すべてスイッチング素子２３、２３、２４、２５、２６、２７の切り換え直後に逆方向の電流を通過させるものとなっている。
【００１０】
電動機１の巻線２、３、４は、スター結線と呼ばれる接続となっており、各巻線の一端子は、入力端子２８、２９、３０となり、それぞれハーフブリッジインバータ回路１９、２０、２１の出力、すなわち直列に接続されたスイッチング素子同士の接続点に接続されている。
【００１１】
制御回路３１は、スイッチング素子１５、２２、２３、２４、２５、２６、２７の各ゲート端子に接続されており、それぞれのスイッチング素子のオンオフを制御するものとなっている。
【００１２】
また、電動機１内に設けたホールＩＣ３２、３３、３４は位置検知手段を構成しており、永久磁石５、６の回転により、対抗する磁極がＮ極かＳ極かを検知して、それによってハイとローの論理信号を制御回路３１に出力するものである。
【００１３】
以上の構成において、図１３〜図１５を参照しながら動作の説明を行う。
【００１４】
図１３において、（ア）はホールＩＣ３２の出力電圧波形、（イ）はホールＩＣ３３の出力電圧波形、（ウ）はホールＩＣ３４の出力電圧波形である。
【００１５】
図１４において、（ア）はスイッチング素子２２のゲート電圧波形、（イ）はスイッチング素子２３のゲート電圧波形、（ウ）はスイッチング素子２４のゲート電圧波形、（エ）はスイッチング素子２５のゲート電圧波形、（オ）はスイッチング素子２６のゲート電圧波形、（カ）はスイッチング素子２７のゲート電圧波形である。
【００１６】
図１５において、（ア）は巻線２に流れる電流波形、（イ）は巻線２に流れる電流波形、（ウ）は巻線２に流れる電流波形である。
【００１７】
これらの動作波形図に示されている動作は、一般によく知られている１２０度通電と呼ばれるものであり、ホールＩＣ３２、３３、３４から信号が制御回路３１に入力されると、スイッチング素子２２、２３、２４、２５、２６、２７が制御回路３１からの信号により、所定電気角（６０度）毎に順序よくオンオフして、巻線２、３、４に電流が供給され、その結果永久磁石５、６にフレミングの左手の法則による力（トルク）が作用し、電動機として動作するものとなるものである。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】
以上のような従来の技術においては、例えばｔ１において、スイッチング素子２６がオンしても、巻線４のインダクタンスがあり、また一定の導通比でスイッチング素子２６がオンされるため、巻線４に流れる電流は、すぐには大きくならず、徐々に増加していくものとなる。
【００１９】
また、ｔ３において、スイッチング素子２６がオフしても、やはり巻線４のインダクタンスの作用により、電流はすぐには零とならず、徐々に減少してものとなり、その間にはスイッチング素子２７の内部にある逆導通のダイオードを通ることになる。
【００２０】
従って、各スイッチング素子２２、２３、２４、２５、２６、２７は、制御回路３１によってホールＩＣ３２、３３、３４からの信号のエッジが生じた直後にオンオフが切り換えられるが、電動機１の巻線２、３、４は、一般にインダクタンスを有しているいることから、各巻線に流れる電流は、スイッチング素子の切り換えタイミングに対して遅れた位相となる。
【００２１】
このように、従来の技術のインバータ装置は、電動機１内の各巻線の電流の立ち上がりおよび立ち下がりが遅いことから、各巻線電流の位相が遅れる傾向があった。
【００２２】
しかるに、一般に永久磁石を用いた非突極機においては、ベクトル的には永久磁石の磁束（界磁）と巻線電流が直交している状態において、最も巻線電流に対する発生トルクが大きくなるものであることから、上記のような電流位相の遅れが有る場合には、その分だけ電流当たりのトルク発生が減少してしまい、同一損失では出力の減少、同一出力では銅損の増加となるものであった。
【００２３】
また、同一出力においては、巻線電流の増加によって、電動機内の磁路の磁束密度も大きくなる傾向もあった。
【００２４】
従来の技術においては、加えてさらに、例えばｔ２においては、スイッチング素子２５がオフとなり、代わりにスイッチング素子２３がオンされるが、その直後の巻線２の電流についても、巻線２のインダクタンスの作用と、スイッチング素子２６の導通比が一定であることから、増加速度が小となり、その結果巻線４に流れる電流の波形は、ｔ２の直後にてかなりの凹となるものとなる。
【００２５】
この様な電流波形の凹の期間においては、永久磁石との間で電磁力を発生する作用が減少することから、やはり効果的なトルクの発生ができないものとなっていた。
【００２６】
以上のような、電流の位相遅れと、凹の期間の存在により、従来の技術のインバータ装置は、効率が低いという第１の課題を有しているものとなっていた。
【００２７】
また、従来の技術においては、位置検知手段を構成するホールＩＣなどの磁気検知素子が用いられていることから、電動機の構成が複雑になり、またインバータ回路と電動機との接続のために必要な線の本数が多くなるという第２の課題も有しているものであった。
【００２８】
本発明は、第１の課題を解決するためのものであって、電流位相の遅れを小とし、また電流波形の凹も小とすることにより、巻線電流を能率よくトルクに変換し、効率の高いインバータ装置を実現するものである。
【００２９】
また、第２の課題を解決し、磁気検知素子などによる位置検知手段を電動機の内部に設けることなく実現がなされ、よって電動機とインバータ回路との配線の本数を減じたインバータ装置を実現するものである。
【００３０】
【課題を解決するための手段】
この課題を解決するために本発明のインバータ装置は、永久磁石と巻線を有する３相の電動機と、３個の高電位側スイッチング素子と、３個の低電位側スイッチング素子からなり、前記電動機に電流を供給するインバータ回路を有し、前記各スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、前記永久磁石の位置を検知する位置検知手段を有し、前記制御回路は導通比制御手段を有し、前記制御回路は前記位置検知手段からの信号を入力し、前記各スイッチング素子の通電期間を、前記位置検知手段から入力される信号に対して、所定の位相角進めて順次電気角１２０度ずつ通電期間とし、前記通電期間中には前記低電位側スイッチング素子はオン状態とし、前記高電位側スイッチング素子は、前記導通比制御手段から出力される導通比率でオンオフ動作を行い、前記導通比制御手段は導通比率を電気角１２０度内で電気角に応じて変化させることにより、巻線のインダクタンスの影響による電流波形の位相遅れと凹を改善し、効率の向上を行うものである。
【００３１】
また、本発明のインバータ装置は、永久磁石と巻線を有する３相の電動機と、３個の高電位側スイッチング素子と、３個の低電位側スイッチング素子からなり、前記電動機に電流を供給するインバータ回路を有し、前記各スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、前記永久磁石の位置を検知する位置検知手段を有し、前記制御回路は導通比制御手段を有し、前記制御回路は前記位置検知手段からの信号を入力し、前記各スイッチング素子の通電期間を、前記位置検知手段から入力される信号に対して、所定の位相角進めて順次電気角１２０度ずつ通電期間とし、前記通電期間中には前記高電位側スイッチング素子はオン状態とし、前記低電位側スイッチング素子は、前記導通比制御手段から出力される導通比率でオンオフ動作を行い、前記導通比制御手段は導通比率を電気角１２０度内で電気角に応じて変化させることにより、やはり巻線のインダクタンスの影響による電流波形の位相遅れと凹を改善し、効率の向上を行うものである。
【００３２】
また、本発明のインバータ装置は、永久磁石と巻線を有する３相の電動機と、３個の高電位側スイッチング素子と、３個の低電位側スイッチング素子からなり、前記電動機に電流を供給するインバータ回路を有し、前記各スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、前記永久磁石の位置を検知する位置検知手段を有し、前記制御回路は導通比制御手段を有し、前記制御回路は前記位置検知手段からの信号を入力し、前記各スイッチング素子の通電期間を、前記位置検知手段から入力される信号に対して、所定の位相角進めて順次電気角１２０度ずつ通電期間とし、前記通電期間の内の前半の電気角６０度は前記導通比制御手段から出力される導通比率でオンオフ動作を行い、後半の電気角６０度は前記各スイッチング素子はオン状態とし、前記導通比制御手段は導通比率を電気角６０度内で電気角に応じて変化させることにより、やはり巻線のインダクタンスの影響による電流波形の位相遅れと凹を改善し、効率の向上を行うものである。
【００３３】
【発明の実施形態】
本発明の請求項１に記載の発明のインバータ装置は、永久磁石と巻線を有する３相の電動機と、３個の高電位側スイッチング素子と、３個の低電位側スイッチング素子からなり、前記電動機に電流を供給するインバータ回路を有し、前記各スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、前記永久磁石の位置を検知する位置検知手段を有し、前記制御回路は導通比制御手段を有し、前記制御回路は前記位置検知手段からの信号を入力し、前記各スイッチング素子の通電期間を、前記位置検知手段から入力される信号に対して、所定の位相角進めて順次電気角１２０度ずつ通電期間とし、前記通電期間中には前記低電位側スイッチング素子はオン状態とし、前記高電位側スイッチング素子は、前記導通比制御手段から出力される導通比率でオンオフ動作を行い、前記導通比制御手段は導通比率を電気角１２０度内で電気角に応じて変化させることにより、巻線のインダクタンスの影響による電流波形の位相遅れと凹を改善し、永久磁石の磁束と巻線電流によるトルクの発生をより能率的とし、もって高い効率を実現したインバータ装置を提供するものである。
【００３４】
また、本発明の請求項２に記載の発明のインバータ装置は、永久磁石と巻線を有する３相の電動機と、３個の高電位側スイッチング素子と、３個の低電位側スイッチング素子からなり、前記電動機に電流を供給するインバータ回路を有し、前記各スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、前記永久磁石の位置を検知する位置検知手段を有し、前記制御回路は導通比制御手段を有し、前記制御回路は前記位置検知手段からの信号を入力し、前記各スイッチング素子の通電期間を、前記位置検知手段から入力される信号に対して、所定の位相角進めて順次電気角１２０度ずつ通電期間とし、前記通電期間中には前記高電位側スイッチング素子はオン状態とし、前記低電位側スイッチング素子は、前記導通比制御手段から出力される導通比率でオンオフ動作を行い、前記導通比制御手段は導通比率を電気角１２０度内で電気角に応じて変化させることにより、巻線のインダクタンスの影響による電流波形の位相遅れと凹を改善し、永久磁石の磁束と巻線電流によるトルクの発生をより能率的とし、もって高い効率を実現したインバータ装置を提供するものである。
【００３５】
また、本発明の請求項３に記載の発明のインバータ装置は、永久磁石と巻線を有する３相の電動機と、３個の高電位側スイッチング素子と、３個の低電位側スイッチング素子からなり、前記電動機に電流を供給するインバータ回路を有し、前記各スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、前記永久磁石の位置を検知する位置検知手段を有し、前記制御回路は導通比制御手段を有し、前記制御回路は前記位置検知手段からの信号を入力し、前記各スイッチング素子の通電期間を、前記位置検知手段から入力される信号に対して、所定の位相角進めて順次電気角１２０度ずつ通電期間とし、前記通電期間の内の前半の電気角６０度は前記導通比制御手段から出力される導通比率でオンオフ動作を行い、後半の電気角６０度は前記各スイッチング素子はオン状態とし、前記導通比制御手段は導通比率を電気角６０度内で電気角に応じて変化させることにより、巻線のインダクタンスの影響による電流波形の位相遅れと凹を改善し、永久磁石の磁束と巻線電流によるトルクの発生をより能率的とし、もって高い効率を実現したインバータ装置を提供するものである。
【００３６】
【実施例】
次に、本発明の具体例を説明する。
【００３７】
（実施例１）
図１は本発明の実施例１におけるインバータ装置の回路図である。
【００３８】
図１においては、電動機３５は、永久磁石３７、３８と、三相の巻線３９、４０、４１を有し、入力端子４２、４３、４４を有している。
【００３９】
永久磁石３７は外側にＮ極、永久磁石３８は外側にＳ極が出るようにして、回転自在に設けられている。
【００４０】
またホールＩＣ４６、４７、４８は、永久磁石３７、３８の極性を検知することによって、位置を検知するために設けられたもので、位置検知手段を構成しているものとなっている。
【００４１】
インバータ回路３６は、直流電源４９、高電位側スイッチング素子５０、５１、５２、低電位側スイッチング素子５３、５４、５５、各スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路５６により構成され、高電位側スイッチング素子５０、５１、５２、低電位側スイッチング素子５３、５４、５５はいずれも絶縁ゲート形バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）と、そのコレクタ・エミッタ間に接続された逆導通ダイオードによって実現したものを使用している。
【００４２】
直流電源４９は、交流電源５７、チョークコイル５８、ダイオード５９、６０、６１、６２、電解式のコンデンサ６３で構成している。
【００４３】
制御回路５６は、論理回路６５、１５．６２５キロヘルツの三角波の電圧波形を発生する三角波発生回路６６、基準電圧発生回路６７、コンパレータ６８、ＡＮＤ回路６９、７０、７１によって構成された導通比制御手段６４を有している。
【００４４】
論理回路６５は、ホールＩＣ４６、４７、４８の出力信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３の論理の組み合わせに応じて、各スイッチング素子へ順次電気角１２０度の通電期間のハイ信号を出力するものである。
【００４５】
基準電圧発生回路６７は、位置検知手段４５の出力信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３の論理の組み合わせが変化するタイミング、すなわちエッジの周期に同期したアナログ電圧信号を出力するもので、コンパレータ６８の出力は、キャリア周波数１５．６２５キロヘルツで、基準電圧発生回路６４の出力電圧の瞬時値に応じたデューティレシオを持った信号が出力されるものとなっている。
【００４６】
低電位側スイッチング素子５３、５４、５５については、論理回路６５出力が、そのままゲート信号ＵＮ、ＶＮ、ＷＮとして出力されるため、電気角１２０度期間ずっとオンとされるが、高電位側スイッチング素子５０、５１、５２については、オン信号期間中にＡＮＤ回路６９、７０、７１によって導通比に応じたパルス幅変調（ＰＷＭ）が施された信号がゲート信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰとしてオンオフ制御に反映されるものとなる。
【００４７】
かつ、基準電圧発生回路６７の出力電圧が電気角１２０度内で変化されることにより、前記導通比制御手段は導通比率を電気角１２０度内で変化させるという動作が行われるものとなっているものである。
【００４８】
図２は、実施例１におけるインバータ装置のホールＩＣ４６、４７、４８の出力信号の波形図で、（ア）はホールＩＣ４６の出力Ｓ１、（イ）はホールＩＣ４７の出力Ｓ２、（ウ）はホールＩＣ４８の出力Ｓ３の出力電圧波形を示しているものである。
【００４９】
本実施例では、例に示した回転方向に対する、３相の相順をＳ３、Ｓ２、Ｓ１としており、Ｓ２はＳ１に対して電気角１２０度進んだ波形、Ｓ３はＳ２に対して電気角１２０度進んだ波形となっている。
【００５０】
そして、電気角６０度毎にＳ１、Ｓ２、Ｓ３の内のいずれか一つの信号の論理が変化していることから、ホールＩＣ４６、４７、４８の出力論理は、電気角６０度毎に順次変化するものとなっている。
【００５１】
図３は、実施例１のインバータ装置の制御回路５６の各出力信号の電圧波形と、基準電圧発生回路の出力電圧波形を示したもので、（ア）はＵＰ、（イ）はＶＰ、（ウ）はＷＰ、（エ）はＵＮ、（オ）はＶＮ、（カ）はＷＮ、（キ）は基準電圧発生回路６７の出力電圧波形を示している。
【００５２】
実施例１では、ＡＮＤ回路６９、７０、７１の作用によって、高電位側スイッチング素子５０、５１、５２のゲート信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰにはパルス幅変調がかかり、しかも（キ）に示しているように、本実施例においては、基準電圧発生回路６７は電気角６０度毎に発生するホールＩＣ４６、４７、４８の出力論理の組み合わせが変化するタイミングｔ１、ｔ２、ｔ３．．．．から電気角２０度に相当する期間は、導通比１００％とし、それ以降は導通比５５％とする信号を出力している。
【００５３】
したがって、（ア）、（イ）、（ウ）に示されているように、高電位側スイッチング素子５０、５１、５２のゲート波形は、ｔ１からｔ５の電気角２４０度の期間は論理回路６５のオフ信号によってオフされ、ｔ５からｔ７の電気角１２０度の期間は論理回路６５の主力はオン信号であるが、導通比制御手段６４の作用によって、ｔ５からの電気角２０度の期間とｔ６からの電気角２０度の期間については、導通比率が１００％となり、その他の期間は５５％の導通比率となる。
【００５４】
図４は、実施例１のインバータ装置の巻線３９に流れる電流波形を示しているものである。
【００５５】
Ｕ相の巻線３９の電流は、ｔ５にて高電位側スイッチング素子５０がオン期間になった時点で正方向に流れ始めるが、特に実施例１においては、ｔ５から電気角２０度に相当する期間の導通比率が１００％となっていることから、電流の立ち上がりの傾斜が大となり、電気角２０度以降においては導通比率が低下するため傾斜は小となる。
【００５６】
また、ｔ６においては、低電位側スイッチング素子５５から低電位側スイッチング素子５４への切り換えが行われるが、やはりその直後においては、Ｖ相の巻線４０の電流の増加が実施例１のように最初の電気角２０度の期間にて大となることから、速やかに当該巻線の電流の立ち上がりがなされ、結果として、ｔ６直後の電流波形の凹が従来の技術に比較して少なくてすむものとなる。
【００５７】
なお、これらの導通比率の設定に関しては、電流波形の改善効果が十分得られる範囲で自由に設定されるものである。
【００５８】
従って、同一のピーク電流の条件下で、実施例１では従来の技術に比して、平均電流を大きく供給することができ、また電流波形は巻線の誘導起電力波形に近づけることができるものとなることから、巻線のインダクタンスによる電流の位相遅れと、凹の改善がなされ、効率的にも改善が図られたものとすることができる。
【００５９】
（実施例２）
図５は、実施例２におけるインバータ装置の回路図を示している。
【００６０】
図５においては、電動機３５の構成については実施例１と全くの同様であり、インバータ回路１００の構成においては、実施例１において用いられていたＡＮＤ回路６９、７０、７１が排除されている代わりとして、ＡＮＤ回路１０１、１０２、１０３が設けられていて、かつそれらが低電位側スイッチング素子５３、５４、５５のゲート側となっている点が実施例１の場合とは異なり、他の部分においては同等の構成を施されたものとなっているものである。
【００６１】
図６は、実施例２のインバータ装置の制御回路１００の各出力信号の電圧波形と、基準電圧発生回路の出力電圧波形を示したもので、（ア）はＵＰ、（イ）はＶＰ、（ウ）はＷＰ、（エ）はＵＮ、（オ）はＶＮ、（カ）はＷＮ、（キ）は基準電圧発生回路６７の出力電圧波形を示している。
【００６２】
実施例２では、ＡＮＤ回路１０１、１０２、１０３の作用によって、低電位側スイッチング素子５３、５４、５５のゲート信号ＵＮ、ＶＮ、ＷＮにはパルス幅変調がかかり、しかも（キ）に示しているように、本実施例においては、基準電圧発生回路６７は電気角６０度毎に発生するホールＩＣ４６、４７、４８の出力論理の組み合わせが変化するタイミングｔ１、ｔ２、ｔ３．．．．から電気角１４度に相当する期間は、導通比５０％とし、それ以降は導通比３５％とする信号を出力している。
【００６３】
したがって、（ア）、（イ）、（ウ）に示されているように、低電位側スイッチング素子５３、５４、５５のゲート波形は、ｔ１からｔ５の電気角２４０度の期間は論理回路６５のオフ信号によってオフされ、ｔ５からｔ７の電気角１２０度の期間は論理回路６５の主力はオン信号であるが、導通比制御手段６４の作用によって、ｔ５からの電気角１４度の期間とｔ６からの電気角１４度の期間については、導通比率が５０％となり、その他の期間は３５％の導通比率となる。
【００６４】
（実施例３）
図７は、実施例３におけるインバータ装置の回路図を示している。
【００６５】
図７においては、電動機３５の構成についても、実施例１とやはり全くの同様でありながら、インバータ回路１１０の構成においては、まずＡＮＤ回路６９、７０、７１が実施例１と同様に設けられた状態であるのに加えて、ＡＮＤ回路１０１、１０２、１０３が追加して設けられているものとなっている。
【００６６】
ＮＡＮＤ回路１１２、１１３およびＮＯＴ回路１１４は、いずれも論理回路であり、ＰＮ端子の出力がハイである場合には、低電位側スイッチング素子５３、５４、５５をＰＷＭし、ＰＮ端子の出力がローである場合には、高電位側スイッチング素子５０、５１、５２をＰＷＭする作用が行われる。
【００６７】
またＰＮ端子は、各ＡＮＤ回路への信号と同期して、電気角６０度毎にハイとローが交代されて出力されるものとなっている。
【００６８】
また、論理回路１１１は、実施例１および実施例２よりも、ホールＩＣ４６、４７、４８の信号から、電気角１１度進んだ位相での出力がなされるものとなっており、現実にはタイマーによる前の信号からの遅延時間を、所定電気角に相当する値として設定する構成とした上、前記タイマーが設定時間に達した瞬間に、次にくる信号の論理に対応させた出力を先行して行わせているものとなっている。
【００６９】
図８は、実施例３のホールＩＣ４６、４７、４８の出力論理、およびインバータ装置の制御回路１１０の各出力信号の電圧波形と、基準電圧発生回路の出力電圧波形を示したもので、（エ）はＵＰ、（オ）はＶＰ、（カ）はＷＰ、（キ）はＵＮ、（ク）はＶＮ、（ケ）はＷＮ、（コ）は基準電圧発生回路６７の出力電圧波形を示している。
【００７０】
実施例３では、ＡＮＤ回路６９、７０、７１、１０１、１０２、１０３の作用によって、高電位側スイッチング素子５０、５１、５２のゲート信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰと、低電位側スイッチング素子５３、５４、５５のゲート信号ＵＮ、ＶＮ、ＷＮにはすべて通電期間１２０度の内の前半の電気角６０度の期間にパルス幅変調がかかり、しかも（コ）に示しているように、本実施例においては、基準電圧発生回路６７は電気角６０度毎に発生するホールＩＣ４６、４７、４８の出力論理の組み合わせが変化するタイミングｔ１、ｔ２、ｔ３．．．．から電気角１２度に相当する期間は、導通比５０％から３５％へと時間と共に減少させ、電気角１２度以降は導通比３５％の一定とする信号を出力している。
【００７１】
したがって、（エ）〜（ケ）に示されている各スイッチング素子５３、５４、５５のゲート波形は、電気角２４０度の期間は論理回路６５のオフ信号によってオフされ、電気角１２０度の通電期間は論理回路６５の主力はオン信号であるが、導通比制御手段６４の作用によって、通電期間の開始から電気角１２度までの期間については、導通比率が５０％から３５％にまで時間とともに減少し、その後電気角６０度までの期間は３５％の一定の導通比率となり、電気角６０度から１２０度の期間には完全にオンの期間となる。
【００７２】
図９（ア）は、実施例３のインバータ装置の巻線３９に流れる電流波形を実線にて示し、従来の技術の電流波形を破線で示し、比較しているものである。
【００７３】
Ｕ相の巻線３９の電流は、ｔ５に対して電気角２２度先んじて、高電位側スイッチング素子５０がオン期間になって正方向に流れ始めるものとなり、それ以降も実施例１よりも電気角２２度進んだタイミングで波形が発生するようになることから、インダクタンスによる遅れについては、その影響をほぼ完全になくすことができる。
【００７４】
（イ）は、本実施例の電動機３５の永久磁石によって巻線３９に発生する誘導起電力を示しているが、（ア）と（イ）を比較してわかるように、本実施例では進んだ位相でオンオフ信号を出していることによって、誘導起電力波形にかなり近い電流波形が供給されているものとなる。
【００７５】
このことは、高い誘導起電力が生じている期間により大きな電流が供給されていることとなり、これによって能率的にトルク、もしくは機械出力が発生できるものであることがわかる。
【００７６】
（実施例４）
図１０は本発明の実施例４におけるコンバータ回路の回路図を示すものである。図１０のインバータ装置は、ホールＩＣによる位置検知手段を内蔵しない電動機２００、電動機２００に３相の電力を供給するインバータ回路２０１によって構成されている。
【００７７】
インバータ回路２０１は、高電位側スイッチング素子５０、５１、５２、低電位側スイッチング素子５３、５４、５５、直流電源４９の構成については、実施例１と同等であり、さらに制御回路２０２、位置検知手段２０３を設けたものとなっている。
【００７８】
位置検知手段２０３は、基準値発生手段２０４、分圧回路２０５、フィルタ回路２０６、比較手段２０７、不要パルス除去回路２０８、遅延手段２０９を有している。
【００７９】
分圧回路２０５は、抵抗２１０、２１１、２１２、２１３、２１４、２１５によって構成され、フィルタ回路２０６は、抵抗２１６、２１７、２１８、コンデンサ２１９、２２０、２２１によって構成され、比較手段２０７はコンパレータ２２２、２２３、２２４によって構成されている。
【００８０】
また、本実施例においては、基準値発生手段２０４は、抵抗２２５、コンデンサ２２６によって構成され、制御回路２０２からのキャリア周波数２５０ｋＨｚでパルス幅変調された信号Ｓｓをほぼリプルのない直流電圧を基準値として、比較手段２０７に出力している。
【００８１】
これにより、比較手段２０７は３相のインバータ回路２０１の出力端子の電圧と基準値発生手段２０４の大小を比較し、制御回路２０２は比較手段２０７の出力から遅延手段２０９による遅延時間を経た後、３個の高電位側スイッチング素子５０、５１、５２と３個の低電位側スイッチング素子５３、５４、５５のオンオフ制御を行うものとなり、基準値発生手段２０４は前記オンオフ制御に同期して出力値を変化させるものとなっている。
【００８２】
図１１は、本実施例における各部の動作波形図を示したものであり、（ア）は制御回路２０２からの高電位側スイッチング素子５０のオンオフ制御波形、（イ）は制御回路２０２からの低電位側スイッチング素子５３のオンオフ制御波形、（ウ）はグランド、すなわち直流電源４９のマイナス出力から見た巻線３９に接続された出力端子の端子電圧、（エ）はグランドから見たコンパレータ２２２のプラス入力端子に入力される電圧Ｖ１と、マイナス入力端子に入力される電圧Ｖ２の電圧波形、（オ）はコンパレータ２２２の出力電圧波形Ｖ３、（カ）は不要パルス除去回路２０８の出力電圧波形を示している。
【００８３】
なお、遅延手段２０９は、不要パルス除去回路２０８の出力の切り替わりｔ１０、ｔ１１からの遅延時間ｔｄを遅延させて制御回路２０２に位置検知信号を出力しているが、ここでの遅延時間ｔｄを加減とし、所定の位相角を進めてインバータ回路を動作させるという効果を上げてもよい。
【００８４】
実施例４では、制御回路２０２は、高電位側スイッチング素子５０、５１、５２と低電位側スイッチング素子５３、５４、５５をいずれも電気角１２０度ずつオンさせるとともに、その前半６０度の期間にパルス幅変調によってオンオフ制御を行い、後半６０度の期間はオン状態を保つものを使用しており、パルス幅変調はキャリア周波数１５．６ｋＨｚにて行っている。
【００８５】
なお、前半の電気角６０度期間内に行うパルス幅変調については、実施例２と同様に、導通比率を５０％と３５％の２段階に切り換えるものとしている。
【００８６】
よって実施例４においては、各スイッチング素子の切換タイミングについては、ホールＩＣを使用した位置検知手段を用いた場合と常にほぼ同等になるように遅延時間ｔｄを設定しているが、前述のパルス幅変調によって電流の立ち上がりを早め、効率よく電動機を運転することができる。
【００８７】
制御回路２０２からのＳｓ信号は、電気角６０度毎にデューティ値を変化させており、本実施例においては、時刻ｔ１からｔ２の間は３０％、時刻ｔ２からｔ３の間は７０％としていることから、（エ）のＶ２（破線）に見られるような波形となる。
【００８８】
一方Ｖ１の電圧波形は、分圧回路２０５の出力から、フィルタ回路２０６を通った結果、１５．６ｋＨｚのキャリア周波数成分がほぼ除去された電圧波形となる。
【００８９】
時刻ｔ３において、高電位側スイッチング素子５０がターンオフされた直後、および時刻ｔ６において、低電位側スイッチング素子５３がターンオフされた直後においては、巻線３９などのインダクタンスに蓄えられていたエネルギーによって、各スイッチング素子に内蔵されているダイオードが導通する「ダイオード期間」が存在するためＶ１の電圧波形もいったん高電位および低電位（グランド電位）に張り付いた波形となる。
【００９０】
したがって、（オ）に示されているように、ｔ３およびｔ６から上記のダイオード期間に相当する期間は、不要パルスが発生するものとなる。
【００９１】
本実施例では、不要パルス除去回路２０８を設けており、不要パルス除去回路２０８は制御回路２０２が電気角６０度毎に行われるスイッチング素子の切り替えから２００マイクロ秒以内に生ずるＶ１信号のエッジを無視することにより、前記ダイオード期間において発生する不要なパルスを除去するという動作を行わせている。
【００９２】
これにより、上記不要パルスを論理的に除去する作用がなされ、出力として（カ）に示されるような、時刻ｔ１０とｔ１１（いずれもＶ１とＶ２の交点のタイミング）においてエッジを有し、ハイ期間とロー期間がいずれも電気角１８０度の信号が得られるものとなる。
【００９３】
特に実施例４のような、前半の６０度の期間にパルス幅変調を行う構成においては、スイッチング素子の切り替え直後におけるダイオード期間の電流は、ほぼ電動機２００の端子間を短絡する経路で流れることから、電動機２００の各巻線に供給されるダイオード電流減少中の時間的変化量（ｄＩ／ｄｔ）の絶対値が低減され、電流値が穏やかに減少するものとなり、その結果スイッチング素子の切り替えタイミングに発生する騒音が低減できるという効果が上げられるものとなる。
【００９４】
しかし、その反面いずれのスイッチング素子の切り替え直後においても、ダイオード期間が長くなり、位置検知手段２０３の比較手段２０７が動作を妨げられるという傾向が見られるものとなるが、基準値発生手段２０４が、スイッチング素子の切り替えに同期して変化する基準値を発生していることによって、比較手段２０７は、大小関係をはっきりと検知することができ、良好な信頼性を確保することができるものとなる。
【００９５】
本実施例においては、遅延手段２０９によって、ｔ１０およびｔ１１からいずれもｔｄ時間後に、制御回路２０２に信号が出力され、ｔ４およびｔ７において低電位側スイッチング素子５３、および高電位側スイッチング素子５０がオンされるものとなっている。
【００９６】
以上のように、本実施例においては、Ｖ２がスイッチング素子のオンオフ制御に同期して電気角６０度毎に変化されることから、Ｖ１とＶ２が交差が明確に存在し、多少のノイズなどによっても誤動作などは発生せず、極めて信頼性が高く、良好に動作するものとなる。
【００９７】
かつ、本実施例においては、Ｖ２信号が高いデューティとなるのが低電位側スイッチング素子のオン期間であり、逆に低いデューティとなるのが高電位側スイッチング素子のオン期間になることから、制御回路２０２からのＳｓ信号の生成が比較的容易に実現することができるという効果もある。
【００９８】
このように、実施例４はホールＩＣなどによる位置検知手段を用いず、代わりにインバータ回路２０１内に設けた、分圧回路２０５、フィルタ回路２０６、比較回路２０７、不要パルス除去回路２０８、遅延手段２０９、基準値発生手段２０４を有し、インバータ回路２０１から電動機２００に供給される電圧から、３相のそれぞれについて、高電位側スイッチング素子と低電位側スイッチング素子が共にオフである電気角６０度の期間中に、比較手段２０７の出力変化を起こさせることにより、位置検出が行われるものとなるため、電動機２００とインバータ回路２０１を結ぶ配線の数が３本のみとすることができるものとなる。
【００９９】
実施例４では、特に基準値発生手段２０４の構成を用いたことにより、電気角６０度毎にＶ２を変動させる値を自在に設定することができ、それによって銅機械であっても、Ｖ１とＶ２の交差を得ることができ、またノイズ等の影響による余裕を持たせた信頼性のある装置の実現が可能となるものとなる。
【０１００】
【発明の効果】
以上のように請求項１のインバータ装置は、永久磁石と巻線を有する３相の電動機と、３個の高電位側スイッチング素子と、３個の低電位側スイッチング素子からなり、前記電動機に電流を供給するインバータ回路を有し、前記各スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、前記永久磁石の位置を検知する位置検知手段を有し、前記制御回路は導通比制御手段を有し、前記制御回路は前記位置検知手段からの信号を入力し、前記各スイッチング素子の通電期間を、前記位置検知手段から入力される信号に対して、所定の位相角進めて順次電気角１２０度ずつ通電期間とし、前記通電期間中には前記低電位側スイッチング素子はオン状態とし、前記高電位側スイッチング素子は、前記導通比制御手段から出力される導通比率でオンオフ動作を行い、前記導通比制御手段は導通比率を電気角１２０度内で電気角に応じて変化させることにより、巻線のインダクタンスの影響による電流波形の位相遅れと凹を改善し、効率の向上を行うものである。
【０１０１】
また請求項２のインバータ装置は、永久磁石と巻線を有する３相の電動機と、３個の高電位側スイッチング素子と、３個の低電位側スイッチング素子からなり、前記電動機に電流を供給するインバータ回路を有し、前記各スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、前記永久磁石の位置を検知する位置検知手段を有し、前記制御回路は導通比制御手段を有し、前記制御回路は前記位置検知手段からの信号を入力し、前記各スイッチング素子の通電期間を、前記位置検知手段から入力される信号に対して、所定の位相角進めて順次電気角１２０度ずつ通電期間とし、前記通電期間中には前記高電位側スイッチング素子はオン状態とし、前記低電位側スイッチング素子は、前記導通比制御手段から出力される導通比率でオンオフ動作を行い、前記導通比制御手段は導通比率を電気角１２０度内で電気角に応じて変化させることにより、やはり巻線のインダクタンスの影響による電流波形の位相遅れと凹を改善し、効率の向上を行うものである。
【０１０２】
また請求項３のインバータ装置は、永久磁石と巻線を有する３相の電動機と、３個の高電位側スイッチング素子と、３個の低電位側スイッチング素子からなり前記電動機に電流を供給するインバータ回路を有し、前記各スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、前記永久磁石の位置を検知する位置検知手段を有し、前記制御回路は導通比制御手段を有し、前記制御回路は前記位置検知手段からの信号を入力し、前記各スイッチング素子の通電期間を、前記位置検知手段から入力される信号に対して、所定の位相角進めて順次電気角１２０度ずつ通電期間とし、前記通電期間の内の前半の電気角６０度は前記導通比制御手段から出力される導通比率でオンオフ動作を行い、後半の電気角６０度は前記各スイッチング素子はオン状態とし、前記導通比制御手段は導通比率を電気角６０度内で電気角に応じて変化させることにより、やはり巻線のインダクタンスの影響による電流波形の位相遅れと凹を改善し、効率の向上を行うものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の実施例１におけるインバータ装置の回路図
【図２】  同、インバータ装置のホールＩＣ（位置検知手段）の動作波形図
【図３】  同、インバータ装置の制御回路の動作波形図
【図４】  同、インバータ装置の電動機の電流波形図
【図５】  実施例２におけるインバータ装置の回路図
【図６】  同、インバータ装置の制御回路の動作波形図
【図７】  実施例３におけるインバータ装置の回路図
【図８】  同、インバータ装置の制御回路の動作波形図
【図９】  同、インバータ装置の電動機の電流波形図
【図１０】  実施例４におけるインバータ装置の回路図
【図１１】  同、インバータ装置の制御回路の動作波形図
【図１２】  従来の技術におけるインバータ装置の回路図
【図１３】  同、インバータ装置の位置検知手段の動作波形図
【図１４】  同、インバータ装置の制御回路の動作波形図
【図１５】  同、インバータ装置の電動機の電流波形図
【符号の説明】
５、６  永久磁石
３９、４０、４１  巻線
３５    電動機
５０、５１、５２  高電位側スイッチング素子
５３、５４、５５  低電位側スイッチング素子
３６    インバータ回路
５６    制御回路
４６、４７、４８  ホールＩＣ（位置検知手段）
６４    導通比制御手段
２０４  基準値発生手段
２０７  比較手段
２０９  遅延手段
【図１】
0004483006.tif 000002
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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