(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
変調信号の復調を行う復調装置において、
変調された入力信号の同期検波を行った後に、Ａ／Ｄ変換をして、位相軸に対応したデジタル信号を生成するデジタル信号生成手段と、
前記デジタル信号のシンボルタイミングを抽出して、タイミング再生を行うタイミング再生手段と、
位相雑音補正信号にもとづいて、タイミング再生後のデジタル信号の位相差のゲインを設定し、前記ゲインに応じて発振した発振信号により、位相雑音を抑制する方向に、シンボルを回転させてキャリア再生を行うキャリア再生手段と、
前記位相差がプラス側に増加したときには増加分の値、マイナス側に増加したときには増加分の−１倍の値である前記位相雑音補正信号を出力する位相雑音補正手段と、
を有することを特徴とする復調装置。
【請求項２】
前記キャリア再生手段は、Ｉ、Ｑチャネルのデジタル信号の前記位相差を検出する位相比較器と、前記位相差を平滑化して、前記ゲインで出力するループフィルタと、前記ループフィルタの出力ゲインに応じて前記発振信号を出力する数値制御発振器と、前記発振信号にもとづいて、前記シンボルを回転させるべき関数値を生成する関数値生成器と、前記デジタル信号と前記関数値との演算を行って、前記シンボルを回転させて、ベースバンド信号を生成する複素乗算器と、から構成されることを特徴とする請求項１記載の復調装置。
【請求項３】
前記ループフィルタは、前記位相雑音補正信号の値を前記位相差に加算することによって前記ゲインを設定する第１のゲイン設定、または前記位相雑音補正信号の値に応じて自律的に前記ゲインを設定する第２のゲイン設定、のいずれかを行うことを特徴とする請求項２記載の復調装置。
【請求項４】
前記位相雑音補正手段は、１シンボル分遅延した位相差をａ、現在の位相差をｂとした場合に、以下の条件での前記位相雑音補正信号の出力ｃは、
ａ＞０かつｂ−ａ＞０ならば、ｃ＝ｂ−ａ（＞０）
ａ＜０かつｂ−ａ＜０ならば、ｃ＝ｂ−ａ（＜０）
とし、前記条件以外の場合にはｃ＝０とすることを特徴とする請求項１記載の復調装置。
【請求項５】
前記位相雑音補正手段は、ｎシンボル前からｍ（ｎ＞ｍ）シンボル前までの位相差の平均値をａ、ｍ−１シンボル前から現在のシンボルまでの位相差の平均値をｂとした場合に、以下の条件での前記位相雑音補正信号の出力ｃは、
ａ＞０かつｂ−ａ＞０ならば、ｃ＝ｂ−ａ（＞０）
ａ＜０かつｂ−ａ＜０ならば、ｃ＝ｂ−ａ（＜０）
とし、前記条件以外の場合にはｃ＝０とすることを特徴とする請求項１記載の復調装置。
【請求項６】
前記位相雑音補正手段は、ｎシンボル前からｍ（ｎ＞ｍ）シンボル前までの位相差の平均値をａ、ｍ−１シンボル前から現在のシンボルまでの位相差の平均値をｂ、しきい値をｔｈとした場合に、以下の条件での前記位相雑音補正信号の出力ｃは、
ａ＞０かつｂ−ａ＞ｔｈならば、ｃ＝ｂ−ａ（＞０）
ａ＜０かつｂ−ａ＜ｔｈならば、ｃ＝ｂ−ａ（＜０）
とし、前記条件以外の場合にはｃ＝０とすることを特徴とする請求項１記載の復調装置。
【請求項７】
前記キャリア再生手段の出力からＣ／Ｎを検出するＣ／Ｎ検出制御手段をさらに有し、前記Ｃ／Ｎ検出制御手段は、検出した前記Ｃ／Ｎにもとづいて、前記位相雑音補正信号の出力制御を行うことを特徴とする請求項１記載の復調装置。
【請求項８】
デジタル衛星放送の通信を行う放送システムにおいて、
送信すべき信号を変調して変調信号を生成する変調手段と、前記変調信号を無線信号に変換するアップコンバータと、前記無線信号をアンテナを通じて衛星へ向けて送信する送信手段と、から構成される放送送信装置と、
前記衛星から地上へ向けて送信された信号を受信する受信手段と、受信信号の周波数変換を行って、復調すべき信号を生成するダウンコンバータと、前記ダウンコンバータから出力される、送信側で変調された信号の同期検波を行った後に、Ａ／Ｄ変換をして、位相軸に対応したデジタル信号を生成するデジタル信号生成手段と、前記デジタル信号のシンボルタイミングを抽出して、タイミング再生を行うタイミング再生手段と、位相雑音補正信号にもとづいて、タイミング再生後のデジタル信号の位相差のゲインを設定し、前記ゲインに応じて発振した発振信号により、位相雑音を抑制する方向に、シンボルを回転させてキャリア再生を行うキャリア再生手段と、前記位相差がプラス側に増加したときには増加分の値、マイナス側に増加したときには増加分の−１倍の値である前記位相雑音補正信号を出力する位相雑音補正手段と、から構成される放送受信装置と、
を有することを特徴とする放送システム。
【請求項９】
デジタル衛星放送で、変調された信号を復調する放送受信装置において、
衛星から地上へ向けて送信された信号を受信する受信手段と、
受信信号の周波数変換を行って、復調すべき信号を生成するダウンコンバータと、
前記ダウンコンバータから出力される、送信側で変調された信号の同期検波を行った後に、Ａ／Ｄ変換をして、位相軸に対応したデジタル信号を生成するデジタル信号生成手段と、
前記デジタル信号のシンボルタイミングを抽出して、タイミング再生を行うタイミング再生手段と、
位相雑音補正信号にもとづいて、タイミング再生後のデジタル信号の位相差のゲインを設定し、前記ゲインに応じて発振した発振信号により、位相雑音を抑制する方向に、シンボルを回転させてキャリア再生を行うキャリア再生手段と、
前記位相差がプラス側に増加したときには増加分の値、マイナス側に増加したときには増加分の−１倍の値である前記位相雑音補正信号を出力する位相雑音補正手段と、
を有することを特徴とする放送受信装置。
【請求項１０】
変調信号の復調を行う回路素子が同一基板内に集積化された半導体デバイスにおいて、
変調された入力信号の同期検波を行った後に、Ａ／Ｄ変換をして、位相軸に対応したデジタル信号を生成するデジタル信号生成手段と、
前記デジタル信号のシンボルタイミングを抽出して、タイミング再生を行うタイミング再生手段と、
位相雑音補正信号にもとづいて、タイミング再生後のデジタル信号の位相差のゲインを設定し、前記ゲインに応じて発振した発振信号により、位相雑音を抑制する方向に、シンボルを回転させてキャリア再生を行うキャリア再生手段と、
前記位相差がプラス側に増加したときには増加分の値、マイナス側に増加したときには増加分の−１倍の値である前記位相雑音補正信号を出力する位相雑音補正手段と、
を有することを特徴とする半導体デバイス。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は復調装置、放送システム及び半導体デバイスに関し、特に変調信号の復調を行う復調装置、デジタル衛星放送の通信を行う放送システム及び変調信号の復調を行う回路素子が同一基板内に集積化された半導体デバイスに関する。
【０００２】
【従来の技術】
デジタル変復調技術の１つにＰＳＫ（Phase Shift Keying）がある。ＰＳＫはキャリア（搬送波）のパラメータとして位相を変化させる変調方式であり、衛星通信等の分野で広く使用されている。
【０００３】
図１６は従来のＰＳＫ復調機の概略構成を示す図である。ＰＳＫ復調機４００は、ローカルオシレータ４０１、乗算器４０２ａ、４０２ｂ、π／２移相器４０３、再生部４０４、位相雑音補正部４０５から構成される。
【０００４】
ローカルオシレータ４０１は、送信側で変調に用いたキャリアと同一の周波数、同位相の正弦波を発振する。π／２移相器４０３は、ローカルオシレータ４０１からの局発信号をπ／２移相する。乗算器４０２ａは、入力信号とローカルオシレータ４０１からの局発信号との積をとる。乗算器４０２ｂは、入力信号とπ／２移相器４０３の出力との積をとる。
【０００５】
再生部４０４は、乗算器４０２ａ、４０２ｂの出力信号の低周波成分を通過させ、Ａ／Ｄ変換を施して、位相軸に対応したデジタル信号を生成し、タイミング再生、キャリア再生を行ってベースバンド信号の復調を行う。
【０００６】
ここで、ローカルオシレータ４０１から発振される局発信号の周波数成分をｆＬとすると、実際のローカルオシレータ４０１から発振される信号の周波数成分は、ｆＬ±Δｆとなる。Δｆは、周波数ずれや位相ノイズ等を含んだ周波数の不安定部位を表している。
【０００７】
このように、ローカルオシレータ４０１の出力には、周波数の不安定部位が含まれる（発振周波数が変動する）。そして、この局発信号を用いてキャリア再生を行っているため、ベースバンド信号は、位相雑音（位相ジッタ）を含んだものとなる。この位相雑音が大きければ、その分、Ｉチャネル、Ｑチャネルの信号の位相差もより開いてしまう状態になる。
【０００８】
したがって、位相雑音が大きい場合には、これにすみやかに追従して、位相雑音の影響を抑制する方向に制御して、位相差のない信号を即座に生成する必要がある。このために、通常のキャリア再生の制御に対して、位相雑音の補正制御をあらたに加えて、ベースバンド信号のシンボルをできるだけ速く、正常なシンボル位置に戻すことが重要である。
【０００９】
従来の位相雑音の補正制御として、図に示すＰＳＫ復調機４００では、まず、位相雑音補正部４０５が、シンボルの位相方向のばらつきと、振幅方向のばらつきとの比率を算出し、算出結果による補正値を生成する。そして、再生部４０４は、シンボルの位相回転を、位相雑音補正部４０５で生成された補正値にもとづいて行うことで、位相雑音の影響を抑制していた。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上記のような従来のＰＳＫ復調機４００では、位相雑音の補正制御として、シンボルの位相方向のばらつきと、振幅方向のばらつきとの比率にもとづく補正制御を行っているため、特にアンテナを通じて無線信号に混入するノイズの影響を容易に受けやすく、位相雑音補正の精度が悪いといった問題があった。
【００１１】
さらに、従来の位相雑音補正制御では、低Ｃ／Ｎ（Carrier to Noise ratio）の状態では、コンスタレーション上のシンボル分布に対して、隣り合うシンボルの隙間がなくなってしまう現象が生じる可能性があり、このような場合には、位相雑音の補正がまったく不可能となってしまい、無線通信制御の品質の低下を引き起こしていた。
【００１２】
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、位相雑音の補正制御を効率よく高精度に行い、品質及び信頼性の向上を図った復調装置を提供することを目的とする。
【００１３】
また、本発明の他の目的は、位相雑音の補正制御を効率よく高精度に行い、品質及び信頼性の向上を図った放送システムを提供することである。
さらに、本発明の他の目的は、位相雑音の補正制御を効率よく高精度に行い、品質及び信頼性の向上を図った半導体デバイスを提供することである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
本発明では上記課題を解決するために、図１に示すような、変調信号の復調を行う復調装置２０において、変調された入力信号の同期検波を行った後に、Ａ／Ｄ変換をして、位相軸に対応したデジタル信号を生成するデジタル信号生成手段２１と、デジタル信号のシンボルタイミングを抽出して、タイミング再生を行うタイミング再生手段２２と、位相雑音補正信号にもとづいて、タイミング再生後のデジタル信号の位相差のゲインを設定し、ゲインに応じて発振した発振信号により、位相雑音を抑制する方向に、シンボルを回転させてキャリア再生を行うキャリア再生手段２３と、位相差がプラス側に増加したときには増加分の値、マイナス側に増加したときには増加分の−１倍の値である位相雑音補正信号を出力する位相雑音補正手段２４と、を有することを特徴とする復調装置２０が提供される。
【００１５】
ここで、デジタル信号生成手段２１は、変調された入力信号の同期検波を行った後に、Ａ／Ｄ変換をして、位相軸に対応したデジタル信号を生成する。タイミング再生手段２２は、デジタル信号のシンボルタイミングを抽出して、タイミング再生を行う。キャリア再生手段２３は、位相雑音補正信号にもとづいて、タイミング再生後のデジタル信号の位相差のゲインを設定し、ゲインに応じて発振した発振信号により、位相雑音を抑制する方向に、シンボルを回転させてキャリア再生を行う。位相雑音補正手段２４は、位相差がプラス側に増加したときには増加分の値、マイナス側に増加したときには増加分の−１倍の値である位相雑音補正信号を出力する。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。図１は本発明の復調装置の原理図である。復調装置２０は、変調信号の復調を行う。なお、ｎ相ＰＳＫ変調された信号の復調を行うものとして以降説明する。
【００１７】
デジタル信号生成手段２１は、ローカルオシレータ２１０ａ、π／２移相器２１０ｂ、乗算器２１１ａ、２１１ｂ、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）２１２ａ、２１２ｂ、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換器２１３ａ、２１３ｂから構成される。
【００１８】
ローカルオシレータ２１０ａは、送信側で変調に用いたキャリアと同一の周波数、同位相の正弦波を発振する。π／２移相器２１０ｂは、ローカルオシレータ２１０ａからの局発信号をπ／２移相する。乗算器２１１ａは、入力信号とローカルオシレータ２１０ａからの局発信号との積をとる。乗算器２１１ｂは、入力信号とπ／２移相器２１０ｂの出力との積をとる。
【００１９】
ＬＰＦ２１２ａ、２１２ｂは、乗算器２１１ａ、２１１ｂの出力信号の低周波成分を通過させる。Ａ／Ｄ変換器２１３ａ、２１３ｂは、ＬＰＦ２１２ａ、２１２ｂのそれぞれの出力にＡ／Ｄ変換を施して、Ｉ軸、Ｑ軸の位相軸に対応したデジタル信号を生成する。このように、デジタル信号生成手段２１は、ｎ相ＰＳＫ変調信号を準同期直交検波して、デジタル化したＩ軸チャネル及びＱ軸チャネルの信号を出力する。
【００２０】
タイミング再生手段２２は、デジタル信号のシンボルタイミングを抽出して、タイミング再生を行う。そして、キャリア再生手段２３は、抽出されたタイミングにもとづいて、変調信号からベースバンド信号を抽出する。
【００２１】
本発明のキャリア再生手段２３では、位相雑音補正手段２４から送信された位相雑音補正信号にもとづいて、タイミング再生後のデジタル信号の位相差のゲインを設定する。そして、ゲインに応じて発振した発振信号により、位相雑音（位相ジッタ）を抑制する方向に、シンボルを回転させてキャリア再生を行う。キャリア再生手段２３の内部構成は図５で後述する。
【００２２】
位相雑音補正手段２４は、Ｉ軸の信号とＱ軸の信号との位相差が、プラス側に増加したときには増加分の値を、マイナス側に増加したときには増加分の−１倍の値を位相雑音補正信号として出力する。位相雑音補正制御の内容の詳細については図６以降で後述する。
【００２３】
次に本発明が解決したい問題点について、８ＰＳＫの場合を例にして詳しく説明する。図２は高Ｃ／Ｎで位相雑音がない場合の８ＰＳＫコンスタレーションを示す図である。横軸がＩ軸、縦軸がＱ軸である。
【００２４】
位相雑音が存在した場合には、シンボルは、図の双方向の矢印Ｂのように位相方向に変動する。従来の技術では、位相方向のばらつきをＰ、振幅方向のばらつきをＡとして、ＰとＡの比率Ｐ／Ａを算出し、算出結果をあらかじめ設定したしきい値と比較する。そして、しきい値との大小によって補正値を生成していた。
なお、図の場合では、Ｐ／Ａ＝１であり、位相雑音のない理想的な状態を示している。
【００２５】
図３は高Ｃ／Ｎで位相雑音がある場合の８ＰＳＫコンスタレーションを示す図である。高Ｃ／Ｎで位相雑音があると、シンボルは位相方向に変動するため、イメージとしては、シンボルは位相方向に膨らんだ楕円状で表現できる。このような場合、Ｐ／Ａ＞１となり、位相雑音の影響大とみなすことができる。
【００２６】
図４は低Ｃ／Ｎで位相雑音がある場合の８ＰＳＫコンスタレーションを示す図である。低Ｃ／Ｎで位相雑音があると、隣り合うシンボルの隙間がなくなってしまう現象が生じる可能性があり、この場合、図からわかるように、Ｐの幅の検出が不可能となる。すなわち、従来技術の方式では、位相雑音の補正が不可能となってしまう。
【００２７】
このように、従来の技術では、高Ｃ／Ｎの場合に限って、位相雑音の補正を行うことができ、混入ノイズの影響を受けた場合には、位相雑音補正制御の精度を保つことができなかった（特に、シンボルの隙間がなくなるほどの低Ｃ／Ｎになると補正不可能であった）。本発明の復調装置２０では、ノイズの影響下に対しても、効率よく位相雑音を補正し、復調制御の品質の向上を図るものである。
【００２８】
次にキャリア再生手段２３の構成について説明する。図５はキャリア再生手段２３の内部構成と、キャリア再生手段２３及び位相雑音補正手段２４の接続関係を示す図である。キャリア再生手段２３は、複素乗算器２３ａ、位相比較器２３ｂ、ループフィルタ２３ｃ、数値制御発振器２３ｄ、関数値生成器（以下、ｓｉｎθ，ｃｏｓθ生成器とする）２３ｅから構成される。
【００２９】
また、位相雑音補正手段２４には、位相比較器２３ｂの出力である位相差が入力され、位相雑音補正手段２４は、出力である位相雑音補正信号をループフィルタ２３ｃに送信する。
【００３０】
複素乗算器２３ａは、タイミング再生手段２２から出力されたＩ、Ｑチャネルの信号と、ｓｉｎθ，ｃｏｓθ生成器２３ｅから出力された関数値（ｓｉｎθ及びｃｏｓθ）との複素乗算を行って、シンボルをθ〔ｒａｄ〕回転させて、ベースバンド信号を生成する。
【００３１】
位相比較器２３ｂは、複素乗算器２３ａから出力されたＩ、Ｑチャネルのデジタル信号の位相を比較して位相差を検出する。ループフィルタ２３ｃは、位相比較器２３ｂから出力された位相差を平滑化し、位相雑音補正信号にもとづくゲインで出力する。
【００３２】
数値制御発振器２３ｄは、ＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator）のような機能を持っており、入力信号のレベルに応じて発振する。すなわち、ループフィルタ２３ｃのゲイン出力に応じて発振して、発振信号を出力する。ｓｉｎθ，ｃｏｓθ生成器２３ｅは、発振信号の値に応じて、ｓｉｎθ及びｃｏｓθの値を生成する。
【００３３】
次に本発明の位相雑音の補正制御について詳しく説明する。図６、図７は位相雑音と位相差の関係を説明するための図である。図６はコンスタレーションを示す図であり（例としてＱＰＳＫを考える）、プラスとマイナスの極性を図のように設定する。また、図７は位相比較器２３ｂの出力（位相差）を示している。縦軸が位相差、横軸が時間である。
【００３４】
図６のコンスタレーション上で、最初、正常な位置にあるシンボルＳ０に対して、位相雑音がプラスの極性側に増加して、次の周期のシンボルが、シンボルＳ１に変化した場合（矢印Ｙ１）、図７の位相差波形でこれを見ると、位相差０の点ｄ１から、点ｄ２へのプラス側に位相差が変化した状態に対応する。また、図６のコンスタレーション上で、シンボルＳ１が次の周期でシンボルＳ０に変化する場合（正常位置に戻る場合であり、矢印Ｙ２）、図７の位相差波形でこれを見ると、点ｄ３から点ｄ４への位相差変化に対応する。
【００３５】
一方、図６のコンスタレーション上で、正常な位置にあるシンボルＳ０に対して、位相雑音がマイナスの極性側に増加して、次の周期のシンボルが、シンボルＳ２に変化した場合（矢印Ｙ３）、図７の位相差波形でこれを見ると、位相差０の点ｄ４から点ｄ５へのマイナス側に位相差が変化した状態に対応する。また、図６のコンスタレーション上で、シンボルＳ２が次の周期でシンボルＳ０に変化する場合（正常位置に戻る場合であり、矢印Ｙ４）、図７の位相差波形でこれを見ると、点ｄ６から点ｄ７への位相差変化に対応することになる。
【００３６】
このように、位相雑音がプラス側に増加すれば、位相差もプラス側に増加し、位相雑音がマイナス側に増加すれば、位相差もマイナス側に増加することがわかる。また、位相雑音の大きさと位相差の大きさも比例する。
【００３７】
したがって、本発明の位相雑音補正手段２４では、位相比較器２３ｂから出力される位相差を、位相雑音情報として利用し、この位相差にもとづいた位相雑音補正信号を補正値とする。すなわち、位相差がプラス側に増加したときには、増加分の値を位相雑音補正信号とし、位相差がマイナス側に増加したときには、増加分の−１倍の値を位相雑音補正信号として出力する。
【００３８】
図８は位相雑音補正手段２４の構成を示す図である。位相雑音補正手段２４は、遅延手段２４ａ、演算手段２４ｂから構成される（この構成の場合を第１の実施の形態とする）。
【００３９】
遅延手段２４ａは、位相差を１シンボル分遅延させる。ここで、１シンボル分遅延した位相差をａ、現在の位相差をｂとした場合に、演算手段２４ｂは以下のようにして、位相差ａ、ｂを演算して位相雑音補正信号ｃを出力する。
【００４０】
【数１】
ａ＞０かつｂ−ａ＞０ならば、ｃ＝ｂ−ａ（＞０）              …（１ａ）
ａ＜０かつｂ−ａ＜０ならば、ｃ＝ｂ−ａ（＜０）              …（１ｂ）
また、式（１ａ）、（１ｂ）の条件以外の場合には、ｃ＝０とする。
【００４１】
ここで、式（１ａ）は、図７で示す区間ｔ１に該当し、式（１ｂ）は、区間ｔ３に該当し、ｃ＝０の場合は、区間ｔ２、ｔ４に該当する。すなわち、位相差がプラス側、またはマイナス側に増加する場合には、その増加分を位相雑音補正信号として出力し、区間ｔ２、ｔ４のように、位相差が減少する場合には（正常位置に戻る区間の場合には）、位相雑音補正信号は出力しない。
【００４２】
図９は位相差と位相雑音補正信号の関係を示す図である。区間ｔ１では、位相雑音補正手段２４は、プラスレベルの位相雑音補正信号ｃ１を生成し、区間ｔ３では、マイナスレベルの位相雑音補正信号ｃ２を生成する。
【００４３】
ここで例えば、時間ｔ１ａのときの位相雑音補正手段２４とキャリア再生手段２３の動作について考える。時間ｔ１ａのとき、位相比較器２３ｂは、位相差としてレベルＨ１を出力する。位相雑音補正手段２４は、位相雑音補正信号ｃ１のレベルｈ１を出力する。
【００４４】
ループフィルタ２３ｃは、位相雑音補正信号の値と位相差とを加算して、（Ｈ１＋ｈ１）のゲインを出力する。したがって、数値制御発振器２３ｄは、（Ｈ１＋ｈ１）のゲインの入力信号を受信して、この入力レベルに応じた発振信号を生成する。
【００４５】
以降、ｓｉｎθ，ｃｏｓθ生成器２３ｅで、発振信号にもとづくｓｉｎθ、ｃｏｓθが生成され、複素乗算器２３ａによって、Ｉ、Ｑチャネルの信号とｓｉｎθ、ｃｏｓθとの複素乗算が行われ、シンボルをθ〔ｒａｄ〕回転させる（複素乗算器２３ａの動作としては、ループフィルタ２３ｃの出力がプラス側のゲインであれば、シンボルのθを図６の矢印Ｙ２の方向に動かす。また、ループフィルタ２３ｃからのプラス側のゲインが大きいほど、シンボルのθを矢印Ｙ２の方向に速く動かすことになる）。
【００４６】
このように、時間ｔ１ａで位相差がプラス側に移動する場合には、位相差レベルＨ１だけでなく、位相雑音補正信号ｃ１のレベルｈ１の分も加算された信号に応じて発振した、数値制御発振器２３ｄからの発振信号にもとづいて、キャリア再生が行われるので、プラスの極性にずれたシンボルを正常なシンボル位置に即座に戻すことが可能になる。
【００４７】
本発明では、位相差が大きければ大きいほど、より速く位相差をなくす方向に制御が行われることになるため（追従性能を向上させたことになる）、例えば、図６で示すシンボルＳ１が、シンボルＳ０に即座に戻ることになる。
【００４８】
また、位相差がマイナス側に増加した場合でも上記と同様であり、時間ｔ３ａのときを考えると、位相比較器２３ｂは、位相差のレベル−Ｈ３を出力する。位相雑音補正手段２４は、位相雑音補正信号ｃ２の値−ｈ３を出力する。
【００４９】
ループフィルタ２３ｃは、位相雑音補正信号の値と位相差とを加算して、−（Ｈ３＋ｈ３）のゲインを出力する。以降、上記と同様にして、−（Ｈ３＋ｈ３）のレベルの信号に応じて発振した、数値制御発振器２３ｄからの発振信号にもとづいて、キャリア再生が行われる（複素乗算器２３ａの動作としては、ループフィルタ２３ｃの出力がマイナス側のゲインであれば、シンボルのθを図６の矢印Ｙ４の方向に動かす。また、ループフィルタ２３ｃからのマイナス側のゲインが大きいほど、シンボルのθを矢印Ｙ４の方向に速く動かすことになる）。これにより、マイナスの極性にずれたシンボルを、正常なシンボル位置に即座に戻すことが可能になる（図６で示すシンボルＳ２が、シンボルＳ０に即座に戻ることになる）。
【００５０】
なお、上記の説明では、ループフィルタ２３ｃは、位相雑音補正信号の値と位相差の値を加算することによって、ゲインを設定する構成としたが（第１のゲイン設定）、位相雑音補正信号の値に応じて、ループフィルタ２３ｃが自律的にゲインを設定する（第２のゲイン設定）ような構成にしてもよい（例えば、位相雑音補正信号を受信した場合に、ループフィルタ２３ｃの内部制御により、その値を倍にしたゲインで出力するなど）。
【００５１】
次にループフィルタ２３ｃの出力信号の位相遅れについて説明する。図１０はループフィルタ２３ｃの出力信号の位相遅れを説明するための図である。ループフィルタ２３ｃに入力された信号は、ループフィルタ２３ｃの位相特性により、出力位相は遅れることになる。
【００５２】
ここで、プラス側に増加した位相差及び位相雑音補正信号ｃ１が入力したときのループフィルタ２３ｃの出力をフィルタ出力信号ｆ１、マイナス側に増加した位相差及び位相雑音補正信号ｃ２が入力したときのループフィルタ２３ｃの出力をフィルタ出力信号ｆ２とする。
【００５３】
本発明では、区間ｔ１、ｔ３のみに、増加分に応じた位相雑音補正信号ｃ１、ｃ２を出力する構成としているために、図に示すように、フィルタ出力信号ｆ１、ｆ２が位相雑音補正信号ｃ１、ｃ２に比べて、点線の波形のように大きく位相が遅れた場合でも、位相差と同じ極性を維持することができる。
【００５４】
図１１は位相遅れが生じた場合の問題点を示す図である。ここで、位相比較器２３ｂの出力段に増幅部を設けて、位相比較器２３ｂから出力された位相差を、この増幅部でゲインを上げることで、本発明と同様な効果を得ようとした場合を考える。
【００５５】
位相比較器２３ｂからの出力を増幅部で２倍にし、この信号ｇをループフィルタ２３ｃに入力し、以降同様な制御を行うものとする。この場合、増幅部の位相特性により、増幅部の出力信号の位相は、入力の位相差に対して遅れることになる。
【００５６】
図に示すように、信号ｇが入力の位相差に対して大きく遅れた場合、区間ｔ５では、位相差と信号ｇの極性が逆の状態が生じてしまう。すると、この区間ｔ５では、シンボルを正常位置に戻す方向とは逆方向に、シンボル回転させるといった不都合なことが生じてしまう。
【００５７】
一方、本発明では、位相差がプラス側またはマイナス側に増加するときのみ、ループフィルタ２３ｃの出力ゲインを上げて、位相雑音補正制御を行い、複素乗算器２３ａの応答性を向上させているため、図１０で上述したように、ループフィルタ２３ｃの出力位相が大きく遅れた場合でも、極性を維持することができ、精度の向上を図ることが可能になる。
【００５８】
次に本発明の第２の実施の形態について説明する。図１２は第２の実施の形態の位相雑音補正手段の構成を示す図である。第２の実施の形態である位相雑音補正手段２４−２は、位相差の平均値から、位相雑音補正信号を生成するものであり、遅延手段２４ａ−２、演算手段２４ｂ−２、平均化手段２４ｃ−１、２４ｃ−２から構成される。
【００５９】
遅延手段２４ａ−２は、図の例では、位相差を１シンボル分遅延させる遅延ブロックを７段有している。また、平均化手段２４ｃ−１は、入力位相差ｐ０と、１段目から３段目の遅延ブロックでそれぞれ遅延された位相差ｐ１〜ｐ３との平均値を求める。平均化手段２４ｃ−２は、４段目から７段目の遅延ブロックでそれぞれ遅延された位相差ｐ４〜ｐ７との平均値を求める。
【００６０】
ここで、ｎシンボル前からｍ（ｎ＞ｍ）シンボル前までの位相差の平均値をａ、ｍ−１シンボル前から現在のシンボルまでの位相差の平均値をｂとした場合に、演算手段２４ｂ−２は以下のようにして、位相差ａ、ｂを演算して位相雑音補正信号ｃを出力する（この例では、ｎ＝７、ｍ＝４であり、ａは平均化手段２４ｃ−２の出力、ｂは平均化手段２４ｃ−１の出力）。
【００６１】
【数２】
ａ＞０かつｂ−ａ＞０ならば、ｃ＝ｂ−ａ（＞０）              …（２ａ）
ａ＜０かつｂ−ａ＜０ならば、ｃ＝ｂ−ａ（＜０）              …（２ｂ）
また、式（２ａ）、（２ｂ）の条件以外の場合には、ｃ＝０とする。
【００６２】
このように、位相雑音補正手段２４−２では、位相差の平均値が、プラス側に増加したときには増加分を出力し、マイナス側に増加したときには増加分の−１倍を出力する構成となっている。
【００６３】
このように位相差の平均値を用いることにより、隣り合うシンボルの隙間がなくなる程度の低Ｃ／Ｎに対しても、位相比較器２３ｂの出力位相差の増加度合いを検出することができる。
【００６４】
すなわち、位相比較器２３ｂにノイズを含んだＩ、Ｑチャネルの信号が入力して、その信号から生成された位相差に対して、第２の実施の形態では位相差の平均化処理を行っているので、ノイズの影響をある程度除去することになる（隣り合うシンボルの隙間がなくなるような低Ｃ／Ｎの場合でも、位相差の増加度合いを検出するには、平均化処理で十分対応できる）。なお、上記の例では平均値の算出に４シンボルを用いているが、シンボル数を増加させると、さらに低Ｃ／Ｎに対応することが可能になる。
【００６５】
次に第３の実施の形態について説明する。図１３は第３の実施の形態の位相雑音補正手段の構成を示す図である。第３の実施の形態である位相雑音補正手段２４−３は、位相差の平均値と、あらかじめ設定したしきい値から、位相雑音補正信号を生成するものであり、演算手段２４ｂ−３の入力部に、あらたにしきい値が入力される。その他の構成は図１２で示した構成と同様である。
【００６６】
しきい値をｔｈとすると、演算手段２４ｂ−３は以下のようにして、位相差ａ、ｂを演算して位相雑音補正信号ｃを出力する
【００６７】
【数３】
ａ＞０かつｂ−ａ＞ｔｈならば、ｃ＝ｂ−ａ（＞０）            …（３ａ）
ａ＜０かつｂ−ａ＜ｔｈならば、ｃ＝ｂ−ａ（＜０）            …（３ｂ）
また、式（３ａ）、（３ｂ）の条件以外の場合には、ｃ＝０とする。
【００６８】
このように、しきい値を設けて位相差の増加分を判断することにより、混入ノイズが原因で発生する位相差の微少な増減による誤動作を防止することが可能になる。すなわち、第１、第２の実施の形態の場合では、位相差がプラス方向またはマイナス方向のいずれの増加に対しても、ｂ−ａ＞０，＜０を判定条件としているため、わずかな差分でも位相差の増加ありとみなすことになるが、この微小差分は位相雑音によるものではなく、混入ノイズが原因で発生する場合も考えられる。
【００６９】
したがって、第３の実施の形態では、ｂ−ａ＞ｔｈ，＜ｔｈを判定条件として、ある一定値を超えたものだけを、位相雑音ありとみなして制御している。これにより、位相雑音補正制御の柔軟性を増すことができ、精度の向上を図ることが可能になる。
【００７０】
次に第４の実施の形態について説明する。図１４は第４の実施の形態の構成を示す図である。第４の実施の形態は、Ｃ／Ｎ検出制御手段２５を設け、Ｃ／Ｎの値に応じて、位相雑音補正信号の出力制御を行うものである。
【００７１】
Ｃ／Ｎ検出制御手段２５は、複素乗算器２３ａの出力からＣ／Ｎを検出する。
セレクタ２６は、Ｃ／Ｎ検出制御手段２５からのセレクト信号にもとづいて、位相雑音補正信号または“０”出力のいずれかの信号を選択して、ループフィルタ２３ｃへ送信する。
【００７２】
Ｃ／Ｎ検出制御手段２５は、検出したＣ／Ｎが、あらかじめ設定されている設定Ｃ／Ｎ値より小さい場合には、セレクタ２６が“０”を選択するようなセレクト信号を出力する。また、検出したＣ／Ｎが、設定Ｃ／Ｎ値より大きい場合には、セレクタ２６が位相雑音補正手段２４からの位相雑音補正信号を選択するようなセレクト信号を出力する。
【００７３】
ここでは、設定Ｃ／Ｎ値を、位相雑音補正手段２４が誤動作を生じるほどの大きさのＣ／Ｎの値とする。したがって、設定Ｃ／Ｎ値よりも、検出したＣ／Ｎが小さければ、ノイズの影響が強く、位相雑音補正手段２４が正常動作していないものとして、位相雑音補正手段２４の出力をシャットダウンする。
【００７４】
また、設定Ｃ／Ｎ値よりも、検出したＣ／Ｎが大きければ、位相雑音補正手段２４が正常動作しているものとして、位相雑音補正手段２４の出力をループフィルタ２３ｃに与える。このような、Ｃ／Ｎの状態に応じた制御を行うことで、より位相雑音補正制御の品質の向上を図ることが可能になる。
【００７５】
次に本発明の復調装置を適用した放送システム及び放送受信装置について説明する。図１５は放送システムの概略構成を示す図である。放送システム１は、放送送信装置１００、テレビ受像機５が接続する放送受信装置２００、衛星３とから構成される。
【００７６】
放送送信装置１００に対し、変調手段１０１は、送信すべき信号を変調して変調信号を生成する。アップコンバータ１０２は、変調信号を無線信号に変換する。送信手段１０３は、無線信号をアンテナ１００ａを通じて衛星３へ向けて送信する。
【００７７】
放送受信装置２００に対し、受信手段２０１は、衛星３から地上へ向けて送信された信号をアンテナ２００ａを通じて受信し、ＬＮＡ（Low Noise Amplifier）で増幅する。ダウンコンバータ２０２は、増幅された受信信号の周波数変換（中間周波数帯への変換）を行い、ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）で帯域制限して、復調すべき信号を生成する。
【００７８】
復調装置２０３（上述した第１〜第４の実施の形態の構成を有する）は、ダウンコンバータ２０２から出力される、送信側で変調された信号の復調制御を行う。その後は、デコーダ部（図示せず）でＭＰＥＧの動画像再生処理等を行って、再生データを生成し、テレビ受像機５へ送信する。また、テレビ受像機５は、再生された信号を表示する。なお、本発明の復調装置は、変調信号の復調を行う回路素子が同一基板内に集積化された半導体デバイスとして実用化されるものである。
【００７９】
以上説明したように、本発明によれば、キャリア再生に対して、位相比較器２３ｂの出力がプラス側に増加したときには増加分をループフィルタ２３ｃに出力し、マイナス側に増加したときには増加分の−１倍をループフィルタ２３ｃに出力して、位相雑音の補正制御を行う構成とした。これにより、無線信号に混入するノイズの影響を受けにくい、位相雑音の補正制御を、効率よく高精度に行うことができるので、無線通信制御の品質及び信頼性の向上を図ることが可能になる。なお、上記の説明では、復調装置の適用例として、衛星通信の受信装置に適用したが、衛星通信以外の無線受信装置に幅広く適用することが可能である。
【００８０】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の復調装置は、位相軸に対応したデジタル信号の位相差が、プラス側に増加したときには増加分の値、マイナス側に増加したときには増加分の−１倍の値である位相雑音補正信号を生成し、この位相雑音補正信号にもとづいて、タイミング再生後のデジタル信号の位相差のゲインを設定し、このゲインに応じて発振した発振信号により、位相雑音を抑制する方向に、シンボルを回転させてキャリア再生を行う構成とした。これにより、無線信号に混入するノイズの影響を受けにくい、位相雑音の補正制御を、効率よく高精度に行うことができるので、無線通信制御の品質及び信頼性の向上を図ることが可能になる。
【００８１】
また、本発明の放送システムは、放送受信側で、位相軸に対応したデジタル信号の位相差が、プラス側に増加したときには増加分の値、マイナス側に増加したときには増加分の−１倍の値である位相雑音補正信号を生成し、この位相雑音補正信号にもとづいて、タイミング再生後のデジタル信号の位相差のゲインを設定し、このゲインに応じて発振した発振信号により、位相雑音を抑制する方向に、シンボルを回転させてキャリア再生を行う構成とした。これにより、無線信号に混入するノイズの影響を受けにくい、位相雑音の補正制御を、効率よく高精度に行うことができるので、無線通信制御の品質及び信頼性の向上を図ることが可能になる。
【００８２】
さらに、本発明の半導体デバイスは、位相軸に対応したデジタル信号の位相差が、プラス側に増加したときには増加分の値、マイナス側に増加したときには増加分の−１倍の値である位相雑音補正信号を生成し、この位相雑音補正信号にもとづいて、タイミング再生後のデジタル信号の位相差のゲインを設定し、このゲインに応じて発振した発振信号により、位相雑音を抑制する方向に、シンボルを回転させてキャリア再生を行う構成とした。これにより、無線信号に混入するノイズの影響を受けにくい、位相雑音の補正制御を、効率よく高精度に行うことができるので、無線通信制御の品質及び信頼性の向上を図ることが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の復調装置の原理図である。
【図２】高Ｃ／Ｎで位相雑音がない場合の８ＰＳＫコンスタレーションを示す図である。
【図３】高Ｃ／Ｎで位相雑音がある場合の８ＰＳＫコンスタレーションを示す図である。
【図４】低Ｃ／Ｎで位相雑音がある場合の８ＰＳＫコンスタレーションを示す図である。
【図５】キャリア再生手段の内部構成と、キャリア再生手段及び位相雑音補正手段の接続関係を示す図である。
【図６】位相雑音と位相差の関係を説明するための図である。
【図７】位相雑音と位相差の関係を説明するための図である。
【図８】位相雑音補正手段の構成を示す図である。
【図９】位相差と位相雑音補正信号の関係を示す図である。
【図１０】ループフィルタの出力信号の位相遅れを説明するための図である。
【図１１】位相遅れが生じた場合の問題点を示す図である。
【図１２】第２の実施の形態の位相雑音補正手段の構成を示す図である。
【図１３】第３の実施の形態の位相雑音補正手段の構成を示す図である。
【図１４】第４の実施の形態の構成を示す図である。
【図１５】放送システムの概略構成を示す図である。
【図１６】従来のＰＳＫ復調機の概略構成を示す図である。
【符号の説明】
２０  復調装置
２１  デジタル信号生成手段
２２  タイミング再生手段
２３  キャリア再生手段
２４  位相雑音補正手段
２１０ａ  ローカルオシレータ
２１０ｂ  π／２移相器
２１１ａ、２１１ｂ  乗算器
２１２ａ、２１２ｂ  ＬＰＦ
２１３ａ、２１３ｂ  Ａ／Ｄ変換器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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