(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
偏光された光信号（Ｓｅλ）としてデータを送信する送信端末（ＴＸ）と、伝送光ファイバー（ＬＦ）と、受信端末（ＲＸ）と、任意選択で光増幅器とを含む、デジタル光伝送システム用の補償装置であり、前記補償装置が、偏波分散を補償する補償手段を含み、
前記補償手段が、少なくとも１つの偏光コントローラ（ＰＣ）と、２つの直交偏光モードの間で群遅延時間差を生成するための手段（ＤＤＧ）であり、偏光コントローラおよびその群遅延時間差生成手段がこの順番で伝送ファイバーと受信端末との間に介在する群遅延時間差生成手段と、偏光コントローラ（ＰＣ）を制御する制御手段（ＣＵ）とを含み、
送信される前記データが、送信端末（ＴＸ）により生成される冗長データをそれぞれが備えたフレームから構成されて、受信端末（ＲＸ）が受信フレームを損なうエラーを検出できるようにし、前記制御手段（ＣＵ）が、前記冗長データによりリアルタイムで、複数の連続受信フレームを損なうエラー数を検出し、前記エラー数からビット誤り率の計算を実施し、前記ビット誤り率を最小化するように構成されることを特徴とする補償装置。
【請求項２】
Ｎｍが受信信号（Ｓｒλ）の偏光ベクトル（Ｓ）の１秒あたりの最大の回転数であり、送信信号（Ｓｅλ）および受信信号（Ｓｒλ）の間に含まれるリンク全体の主要偏光状態の方向（ｅ）と、受信信号（Ｓｒλ）の偏光ベクトル（Ｓ）の方向との間の角度（Φ）に課される最大角度Φｍが、１０゜であるときに、
制御手段の応答時間が時間ｔｒ＝Φｍ／（Ｎｍ・３６０)以下となるように、前記ビット誤り率の計算を実施するのに使用する前記連続受信フレームの数が決定されることを特徴とする請求項１に記載の補償装置。
【請求項３】
Ｎｍが受信信号（Ｓｒλ）の偏光ベクトル（Ｓ）の１秒あたりの最大の回転数であり、送信信号（Ｓｅλ）および受信信号（Ｓｒλ）の間に含まれるリンク全体の主要偏光状態の方向（ｅ）と、受信信号（Ｓｒλ）の偏光ベクトル（Ｓ）の方向との間の角度（Φ）に課される最大角度Φｍが、３゜であるときに、
制御手段の応答時間が時間ｔｒ＝Φｍ／（Ｎｍ・３６０)以下となるように、前記ビット誤り率の計算を実施するのに使用する前記連続受信フレームの数が決定されることを特徴とする請求項１に記載の補償装置。
【請求項４】
請求項１から３のいずれか一項に記載の補償装置を含むことを特徴とする光伝送システム。
【請求項５】
複数の波長分割多重チャンネル（Ｓｅλ、Ｓｅλ’、Ｓｅλ”）を備えた信号用の光伝送システムであって、前記波長分割多重チャンネル（Ｓｅλ、Ｓｅλ’、Ｓｅλ”）の少なくとも１つ（Ｓｒλ）を、受信時に抽出する手段（２）と、抽出したチャンネル（Ｓｒλ）に結合し、請求項１から３のいずれか一項に適合する少なくとも１つの補償装置（ＣＭ）と、前記補償装置（ＣＭ）に接続された受信端末（ＲＸ）を含むことを特徴とする光伝送システム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、光学的な手段によるデジタル信号伝送の分野に関し、特に、光ファイバーを使用する長距離リンクにおける高速伝送に関する。
【０００２】
本発明は、光ファイバー伝送システムで観察される偏波分散を少なくとも部分的かつダイナミックに補償するための装置に関する。
【０００３】
【従来の技術】
光ファイバー伝送システムは、一般に、
・伝送情報で光出力、光周波数、あるいはその両方を変調する、少なくとも１つの光搬送波を用いる送信端末と、
・送信端末から送信される信号を導く少なくとも１つのシングルモードファイバー区間からなる光伝送リンクと、
・ファイバーから伝送される光信号を受信する受信端末と
を含む。
【０００４】
特に信号の品質および伝送速度という観点から、光伝送システムの性能は、特にリンクの光学的な特性により制限され、このリンクは、光信号を劣化する作用がある様々な物理現象を被る。識別されている全ての現象のなかで、光パワーの減衰および波長分散は、最も制約的なものとして最初に現れる現象であり、こうした現象によって生じる劣化を少なくとも部分的に解消する手段が提案された。
【０００５】
所定のタイプのファイバーにおける減衰は、信号搬送波の波長に依存する。従って、「標準ファイバー」と呼ばれる、最近１０年間に設置されたシングルモードファイバーは、波長が約１．５μｍであるとき減衰が最小になるので、搬送波としてこの値を選択することが有利である。また、伝送距離をさらに延ばすために、リンクの上流または下流に、あるいはリンクの全長に沿って、光増幅器を配置することにより、減衰を補償することができた。
【０００６】
波長分散の問題は、標準ファイバー（１．５μｍで約１７ｐｓ／（ｋｍ．ｎｍ））では顕著である。１つの解決方法は、少なくとも１つの「分散補償光ファイバー：ＤＣＦ（Ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ  Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｎｇ  Ｆｉｂｅｒ）」をリンクに挿入することからなる。
【０００７】
現在まで、上記の補償は、「偏波分散」と呼ばれる好ましくない別の現象を考慮に入れたことはない。光伝送システムの現行の利用条件では、この現象は、長い間、波長分散に比して無視できるものとみなされてきた。だが、リンクの距離をさらに延ばそうとし、また特に伝送速度を増やそうとする以上、もはやこの現象を無視することはできない。
【０００８】
たとえ波長分散がなくても、また送信機のレベルでレーザダイオードから供給される搬送波が完全に偏光されても、ファイバーは、たとえば送信端末から送られるパルスがファイバー内を伝播後に変形されて受信されもとの継続時間（duration）よりも長い継続時間を有する、という結果をもたらす偏波分散を被る。
【０００９】
こうした変形は、ファイバーの複屈折性によるものであり、その結果、伝送中に光信号の偏光が乱れる。おおよそのところ、リンクファイバーの端で受信した信号は、２個の直交成分から構成されるものとみなされ、一方の直交成分は、伝播速度が最高である偏光状態（最も速い主要偏光状態）に対応し、他方の直交成分は、伝播速度が最低である偏光状態（最も遅い主要偏光状態）に対応する。換言すれば、リンクファイバーの端で受信したパルス信号は、標準的な偏光状態に従って偏光されて最初に到着する第１のパルス信号と、遅延伝播状態に従って伝播されて、「群遅延時間差：ＤＧＤ（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  Ｇｒｏｕｐ  Ｄｅｌａｙ）と呼ばれる遅延を伴って到着する第２のパルス信号とから構成されるとみなされる。ＤＧＤは、特にリンクファイバーの距離に依存する。従って、この２つの主要偏光状態（ＰＳＰ：Ｐｒｉｎｃｉｐａｌ  Ｓｔａｔｅｓ  ｏｆ  Ｐｏｌａｒｉｓａｔｉｏｎ）が、リンクを特徴づける。
【００１０】
そのため、送信端末が、非常に短いパルスからなる光信号を送信する場合、受信端末が受信する光信号は、ＤＧＤに等しい時間差を有する２個の直交偏光された連続パルスから構成される。端末による検出は、受信した光パワー全体の測定結果を電気的に与えることからなるので、検出されるパルスの継続時間は、ＤＧＤの値に応じて増加する。
【００１１】
この遅延は、距離１００キロメートルの標準ファイバーの場合、約５０ピコ秒とすることができる。受信端末が受信するパルスが変形していると、伝送データの復号化エラーを引き起こし、その結果として、偏波分散は、アナログおよびデジタルの光リンクの性能を制限するファクターになる。
【００１２】
現在、偏波分散が小さい（約０．０５ｐｓ／√ｋｍ）シングルモードファイバーを製造することが知られている。しかしながら、既に設置された「標準ファイバー」の場合は問題が残り、これらの標準ファイバーは、偏波分散が非常に大きいことから、伝送速度が増加する場合に、技術的に重大な障害になる。一方で、この問題は、伝送速度をさらに増加したいときには、偏波分散の小さいファイバーに対しても発生する。
【００１３】
さらに、偏波面保存光ファイバー（ＰＭＦ：Ｐｏｌａｒｉｓａｔｉｏｎ  Ｍａｉｎｔａｉｎｉｎｇ  Ｆｉｂｅｒ）とも称される偏波分散の大きいファイバーを実現することが知られており、偏波面保存光ファイバーは、短い距離の区間で使用され、主要偏光状態が不変である固定の群遅延時間差を得ることができる。このような構成部品（すなわち２つの直交偏光モードの間で遅延時間差を生成するあらゆる装置）を、偏波分散を有する伝送リンクと直列に適切に配置することによって、偏波分散を光学的に補償することができる。これは、伝送リンクと同じＤＧＤのある偏波面保存光ファイバーを使用するが、低速と高速の主要偏光状態を交互にすることによって、すなわち伝送リンクおよび偏波面保存光ファイバーからなる全体の主要偏光状態を、送信時のソースの偏光状態と一致させることによって実現できる。このために偏光コントローラを伝送リンクと偏波面保存光ファイバーの間に設置する。
【００１４】
偏波分散現象の重要な特徴は、群遅延時間差の値ＤＧＤと伝送リンクの主要偏光状態とが、振動や温度などの多数のファクターに応じて経時的に変化することにある。従って、波長分散とは違い、偏波分散はランダムな現象であるとみなさなければならない。具体的には、測定されたＤＧＤの平均値として定義される「ＰＭＤ（Ｐｏｌａｒｉｓａｔｉｏｎ  Ｍｏｄｅ  Ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ  Ｄｅｌａｙ：偏波分散遅延）の値によって、伝送リンクの偏波分散が特徴づけられる。
【００１５】
より詳しくは、ポアンカレ空間で、ランダムな回転ベクトルΩにより偏波分散を示すことができる。ポアンカレ空間では、ストークスベクトル（Stokes’ vector）といわれる偏光状態ベクトルＳにより偏光状態を示す。ベクトルの先端は、球に配置される。図１は、関連する主要ベクトル、すなわち、偏光状態ベクトルＳ、偏波分散ベクトルΩ、および主要偏光状態ベクトルｅを示し、Φは、ＳとΩとの間の角度である。
【００１６】
ベクトルｅおよびΩの方向は同じであり、関係式∂Ｓ／∂ω＝Ω×Ｓが得られる。ここで、ωは光波の角周波数、記号×は、ベクトル積を示す。
【００１７】
係数Ωは、群時間差であり、すなわちリンクの偏光の２つの主要状態に応じて偏光される２つの光波の間の伝播遅延である。
【００１８】
こうしたランダムな特徴がもたらす結果として、補償装置は適応性のあるものでなくてはならず、また偏波面保存光ファイバーの群遅延時間差は、補償を望む群遅延時間差の最大値に少なくとも等しくなるように選択しなければならない。理想的には、補償は、送信信号および受信信号の間に含まれるリンク全体の主要偏光状態ｅの方向が、受信信号の偏光ベクトルＳの方向と常に一致するようにしなければならない。換言すれば、先に定義した角度Φを、できるだけ小さく保持しなければならない。
【００１９】
このような偏波分散補償装置は、欧州特許出願ＥＰ−Ａ−８５３３９５号（１９９７年１２月３０日出願、１９９８年７月１５日公開）に記載されている。この装置は、受信機の上流に配置されており、少なくとも１つの偏光コントローラと、２つの直交偏光モードの間で群遅延時間差を生成するための手段と、偏光コントローラの制御手段とを含む。
【００２０】
この特許出願に記載された実施形態によれば、群遅延時間差生成装置からの信号の偏光度を最大にするように、制御手段が構成されており、群遅延時間差生成装置は、一般には偏波面保存光ファイバーから構成される。
【００２１】
他の既知の制御方法は、群遅延時間差生成装置ＤＤＧから送られる光信号の検出によって電気信号を得て、この電気信号の変調のスペクトル幅を最小にすることをめざしている。測定パラメータとしてはまた、前記２つのパラメータの加重積、すなわちＤＯＰｘ．Δωｙの形をとるパラメータｐを使用可能である。このとき、ＤＯＰは偏光度、Δωはスペクトル幅、ｘ、ｙは、該当する伝送システムに対して最適化される加重係数である。
【００２２】
制御ループ全体の実際の構成は、ＰＭＤの問題に適合する性能を持たなければならない。特に、その応答時間は、実際に観察されるＤＧＤの変動の高速性に適応しなければならない。さらに、所望の改善レベルが高ければ、いっそうの精度を確保しなければならない。こうした精度に関する条件は、送信信号および受信信号の間に介在するリンク全体の主要偏光状態の方向ｅと、受信信号の偏光ベクトルＳの方向との間の角度Φを、必要な改善を可能にするデータ値未満に常に留めることということができる。
【００２３】
実験によれば、この角度Φは一般に、１０度未満、好適には３度未満に留めなければならない。
【００２４】
偏光ベクトルＳは、毎秒５０回まで回転しうるので、そこから、所望の信号の品質に応じて制御ループに課すべき最大応答時間を導くことができる。一般的なケースでは、Ｎｍが、偏光ベクトルＳの１秒あたりの最大の回転数、Φｍが角度Φに課される最大角度であるとき、最大応答時間はｔｒ＝Φｍ／（Ｎｍ．３６０）秒である。
【００２５】
かくして、Ｎｍ＝５０、Φｍ＝１０゜である時、応答時間ｔｒは、０．５５ｍｓである。
【００２６】
測定パラメータの選択とは別に、これらの制約を考慮すれば、測定装置、信号処理装置、作動装置（偏光コントローラ）の性能が、補償の有効性にとって重要である。
【００２７】
理論的な観点から、測定パラメータとしての最良の選択の１つは、上記の偏光度であると思われる。何故なら、このパラメータとＰＭＤによるビット誤り率の劣化との間には良好な相関関係があるからである。しかも、その測定は、光学コンポーネントおよび専用の電子回路により迅速に実施可能である。しかしながら、この解決方法を正確に実施するには、コストが高い。
【００２８】
電気信号の変調のスペクトル幅は、受信機の電子部分のレベルにおいてのみ実施されるので測定が比較的安価であるが、このパラメータは必ずしもＰＭＤと良好な相関関係にあるわけではないので、時には、あまりよくない結果が出ることがある。
【００２９】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は、デジタル光伝送システムの大半がエラー検出／訂正方法を適用していることを利用して、ＰＭＤ補償装置の製造コストを減らすことにある。
【００３０】
【課題を解決するための手段】
このため、本発明は、偏光された光信号としてデータを送信する送信端末と、伝送光ファイバーと、受信端末と、任意選択で光増幅器とを含む、デジタル光伝送システム用の補償装置を目的とし、前記補償装置が、偏波分散を補償する補償手段を含み、前記補償手段が、少なくとも１つの偏光コントローラと、２つの直交偏光モードの間で群遅延時間差を生成するための手段であり、偏光コントローラおよびその群遅延時間差生成手段が伝送ファイバーと受信端末との間にこの順序で介在する群遅延時間差生成手段と、偏光コントローラを制御する制御手段とを含み、
送信される前記データが、送信端末により生成される冗長データをそれぞれが備えたフレームから構成されて、受信端末が受信フレームを損なうエラーを検知できるようにし、前記制御手段が、前記冗長データによりリアルタイムで計算されるビット誤り率を最小化するように構成されることを特徴とする。
【００３１】
本発明は、さまざまな考察に基づいている。最初の考察は、瞬間的なビット誤り率を測定可能である場合、これが、制御に対して適正なパラメータを構成するという考えである。受信機レベルで検出される伝送エラーは、ＰＭＤ以外の多数の原因を持つことがあるが、しかし実際には、ＰＭＤが、上記の高速性の変動を有する唯一の妨害である。従って、瞬間的なビット誤り率の高周波変動が、単にＰＭＤによるものであると、そこから導くことができる。その結果、ＰＭＤの制約に対処するために応答時間を十分に短くして瞬間的なビット誤り率を最適化することに基づいた制御を実現できた場合、結果として得られる補償は、ＰＭＤの影響だけを考慮したものになるはずである。
【００３２】
だが、こうした考案の実施は、統計的に意味のある測定を行うために十分な数のデータを受信しなければならないので、ビット誤り率の直接測定を厳密に瞬間的には行うことはできないという問題を提起する。
【００３３】
別の考察は、通常のあるいは標準化されたエラーの検出および訂正方法により、連続データブロックを対象とするビット誤り率を直接計算可能であるいうことである。これらの計算の結果は、各ブロックを構成するデータ数が多いだけに、瞬間的なビット誤り率のサンプリング測定をますます有意義なものにする。さらに、ブロックサイズが、選択された検出、訂正、あるいはその両方のコードにより固定される場合、測定の遅延は、伝送速度が速ければますます少なくなる。事実、送信データは、それぞれが冗長データを含むフレームから組織され、受信端末が受信フレームを損なうエラーを検知できるようにしている。ビット誤り率は、少なくとも１つのフレーム全体、すなわちフレームのフォーマットにより定まるビット数を受信した後でしか測定できない。伝送速度が非常に遅いと、１つのフレームを受信するのに必要な時間がかかりりすぎて、十分に迅速な制御の応答をすることができないが、伝送速度が速いと、状況はずっと好都合になる。
【００３４】
たとえば、海底伝送システムに対してＩＴＵ−Ｔ勧告のＧ．９７５により定義されているエラー訂正コードの場合、フレームは３２６４０ビットから構成される。毎秒１０メガビットの伝送速度ではフレームの読み取り時間が３ｍｓであるが、毎秒１０ギガビットの伝送速度では、この時間がたったの３μｓになる。この遅延を、制御のために先に述べた応答時間０．５５ｍｓと比較すべきである。
【００３５】
さらに、フレーム毎に検出されるエラー数は、補償信号の品質が上がると減らすことができる。その場合、信号品質の評価に対して、ビット誤り率がもはやベースの役割をすることはできない。その結果、制御を最適化するアルゴリズムは、ＰＭＤ補償による信号品質の改善にもはや貢献しなくなる。従って、受信した複数の連続フレームを損なうエラー数から、ビット誤り率の計算を実施できるようにすることが有利である。
【００３６】
しかし、ビット誤り率が非常に低い状況で、場合によって制御が有効でなくても、使用コードがエラー訂正コードであるときは、これは有害ではない。なぜなら、少ない数のエラーは一般に訂正することができるからである。しかし、訂正コードの場合でも、複数の連続フレームからビット誤り率を計算することが有効な場合がある。何故なら、それによって、限られた許容度の不連続性を前提としたビット誤り率測定をアルゴリズムに対して提供可能になるからである。しかも、制御は、上述の高速性の変動よりもずっと遅いＰＭＤ変動を同様に補償するために作動状態に保たれる。
【００３７】
こうした連続フレームの数は、有利には、有効なＰＭＤ補償を可能にするために制御が遵守すべき最大応答時間を考慮することによって選択される。従って、この数は、こうした最大応答時間、フレームの長さ、伝送速度、および制御の他の要素の応答時間、特に最適化アルゴリズムに依存する。
【００３８】
かくして、一般には、また本発明の特徴によれば、これらの連続フレームの数は、送信信号および受信信号の間に含まれるリンク全体の主要偏光状態の方向と、受信信号の偏光ベクトルの方向との間の角度が、常に１０度未満、好適には３度未満に留まるような、応答時間および精度を制御手段が有するように構成する。
【００３９】
本発明はまた、上記の補償装置を組み込んだ光伝送システムを目的とする。システムは、単一チャンネルのシステム、すなわち、単一の波長によって搬送される信号を搬送するように構成されるシステムであるか、または、波長分割多重（「ＷＤＭ」）システム、すなわち異なる波長で搬送される複数のチャンネルからなる信号を搬送するように構成されるシステムである。後者の場合、各チャンネルに特定の補償を実施しなければならない。そのために、本発明による装置は、受信時において、少なくとも１つのチャンネルを抽出する手段と、このチャンネルに結合される少なくとも１つの補償装置とを含む。
【００４０】
本発明の他の特徴および長所は、添付図面に関する以下の説明から明らかになるであろう。
【００４１】
【発明の実施の形態】
図２は、本発明による補償装置を備えた光伝送システムを、例として概略的に示す図である。
【００４２】
図示された例は、それぞれ波長λ、λ’、λ”の搬送波により複数のチャンネルＳｅλ、Ｓｅλ’、Ｓｅλ”を搬送するように構成された波長分割多重システムである。各チャンネル、たとえばＳｅλは、偏光された搬送波の振幅変調（または光周波数変調、またはこれらの両方）として光信号を送信する送信端末ＴＸから発生する。チャンネルは、マルチプレクサ１で結合され、マルチプレクサの出力は、伝送光リンクに結合される。このリンクは、一般に光ファイバーＬＦから構成され、ファイバーの上流およびまたは下流に配置される光増幅器（図示せず）を含むことができる。リンクは、また、複数のファイバー区間から構成可能であり、この区間の間に光増幅器が配置される。
【００４３】
リンクの端は、受信機ＲＸに向けられたチャンネルＳｒλを抽出する役目をするデマルチプレクサ２を介して、少なくとも１つの受信端末例えばＲＸに接続される。
【００４４】
システムは、デマルチプレクサ２と受信機ＲＸとの間に配置された偏波分散補償手段ＣＭを含む。この偏波分散補償手段は、少なくとも１つの偏光コントローラＰＣと、２個の直交偏光モードの間に群遅延時間差を生成する手段ＤＤＧと、偏光コントローラＰＣの制御手段ＣＵとを含む。
【００４５】
群遅延時間差生成装置ＤＤＧは、たとえば偏波面保持光ファイバーから構成される。制御手段ＣＵは、受信機ＲＸ内のデコーダにより検出されるエラー数からビット誤り率を計算し、ビット誤り率を最小にするように構成される。
【００４６】
単一チャンネルシステムの場合は、マルチプレクサ１およびデマルチプレクサ２がないことが、前述のシステムと異なる。
【００４７】
図３は、本発明を実施するために有効な受信機の一部と、補償装置の制御手段ＣＵとをより詳細に示している。
【００４８】
受信機には、群遅延時間差生成装置ＤＤＧから送られる光信号Ｓｒλを電気信号Ｓｒに変換するフォトダイオード等の検出器３を含む。電気信号Ｓｒは、クロック再生回路４およびデコーダ５により受信される。クロック再生回路４は、電気信号Ｓｒの同期処理に必要なクロック信号ＣＫｉ’をデコーダ５に供給する。
【００４９】
一般に、エラー検出／訂正コードに対して、デコーダ５は、各受信フレームに対し、このフレームで検出されたエラーの数および場所を示す複数のエラーシンドロームを計算する。これらのシンドロームに応じて、デコーダ５は、エラー数がコードの訂正許容量を超えない範囲で実施すべき訂正を決定する。デコーダはまた、各フレームを損なうエラー数も決定する。
【００５０】
たとえばリードソロモン型の、複数のインターリーブされた符号を使用する特定の実施形態によれば、デコーダは、対応する複数のエラー数Ｅｓを供給する複数の基本デコーダを含む。制御手段ＣＵは、これらの数を受信して、その和を計算するように構成された加算手段６を含む。この和Ｎｅは、インターフェース回路７を介して二進数として計算機ＰＵに送られる。
【００５１】
計算機ＰＵの出力は、ＤＡ変換器ＤＡＣを介して偏光コントローラＰＣを制御する。
【００５２】
計算機ＰＵは、測定されるビット誤り率を最小値に保持するように、偏光コントローラＰＣに与えるべきコマンドを決定するための最適化アルゴリズムを実行するようにプログラムされる。
【００５３】
計算機ＰＵにより受信される連続エラー数Ｎｅは、ビット誤り率を知らせる。
ビット誤り率は、このように各フレームを受信後に更新可能であり、瞬間的なビット誤り率のリアルタイムのサンプリング測定値とすることができる。
【００５４】
最適化アルゴリズムを実施するため、計算機は、最適化パラメータとして、各フレームで検出されるエラー数Ｎｅを単に使用することもできる。この解決方法により、制御の応答時間を最適にすることができる。
【００５５】
しかしながら、先に述べた理由から、より適切なパラメータは、複数の連続受信フレームを損なうエラー数の累積である。この動作モードは、たとえば各フレームで検出されたエラー数が所定値未満になる場合に自動的に実行されるようにプログラミングしてもよい。
【００５６】
最適化アルゴリズムは、偏光コントローラの少なくとも２個の変数パラメータを制御するような多次元のタイプである。このタイプのアルゴリズムは数多く存在し、たとえば、Ｗｉｌｌｉａｍ  Ｈ．Ｐｒｅｓｓ他による「Ｎｕｍｅｒｉｃａｌ  Ｒｅｃｉｐｅｓ  ｉｎ  Ｃ」（Ｃａｍｂｒｉｄｇｅ  ＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙＰｒｅｓｓ  １９９４年）と題するマニュアルの４１２〜４２０ページに記載されたような、いわゆるパウエルの方法（Ｐｏｗｅｌｌ  Ｍｅｔｈｏｄ）を実施するように構成されたアルゴリズムを使用することができる。
【００５７】
制御ループ全体の性能は、ＰＭＤの問題に適合させければならない。特に、その応答時間は、実際に観察されるＰＭＤの変動の高速性に適応しなければならない。さらに、制御ループは、送信信号Ｓｅλおよび受信信号Ｓｒλの間に含まれるリンク全体の主要偏光状態の方向ｅと、受信信号Ｓｒλの偏光ベクトルＳの方向との間の角度Φを、信号の品質の所望の改善を可能にする所定値未満に常に留めるように、十分な精度を持たなければならない。
【００５８】
実験によれば、この角度は一般に１０度未満、好適には３度未満に留めなければならないことが分かった。
【００５９】
偏光ベクトルＳは、５０回／秒まで回転可能であるので、そこから、所望の信号品質に応じて、制御ループに課すべき最短応答時間を導くことができる。応答時間は、実際には、たとえば１ミリ秒未満でなければならない。
【００６０】
好適な実施形態を示すために、ＩＴＵ−Ｔ勧告Ｇ．９７５の対象となっている「海底システム用前方向誤り訂正（Ｆｏｒｗａｒｄ  ｅｒｒｏｒ  ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ  ｆｏｒ  ｓｕｂｍａｒｉｎｅ  ｓｙｓｔｅｍｓ）」と題するコードの場合、本発明をどのように実施可能であるか、次に説明する。だが、説明を簡潔にするために、この勧告に含まれる詳細の全てを記載するというわけではない。
【００６１】
周知のように、エラー訂正コードは、インターリーブされた複数のリードソロモンコードを使用する。リードソロモンコードの各々は、８ビットの記号を対象としており、ＲＳ（２５５、２３９）型であって、すなわち２５５バイトからなるコード語で組織され、そのうちの２３９個が情報バイトで、１６個が冗長バイトである。ＲＳ（２５５、２３９）コードは、１６個のエラーシンドロームを生成し、２５５バイトの各コード語で同時に８個のエラーバイトを訂正することができる。
【００６２】
その場合、インターリーブ操作および並列−直列（パラレル−シリアル）変換が、フレームを形成する。インターリーブされたＲＳ（２５５、２３９）コードの数は、たとえば１６個であるので、３２６４０ビットの各フレームで１０２４ビットのエラーまで訂正可能である。
【００６３】
図４は、例としての送信機ＴＸのコーダ部分の原理図である。説明を簡単にするために、インターリーブＲＳ（２５５、２３９）コードが４個しかない場合を示した。図５は、コーダを制御するクロック信号のクロノグラムを示している。
【００６４】
伝送すべき情報データは、当初、電気信号Ｅｅの形態をとる直列（シリアル）二進データであると仮定する。データは、図５に示したクロック信号ＣＫ０の速さで同期される。期間Ｔは、直列電気信号Ｅｅのビット時間に対応する。
【００６５】
直列電気信号Ｅｅはまず、バイトを形成するように直列−並列変換装置を通る。直列−並列変換装置９は典型的には、容量８ビットのシフトレジスタから構成され、その直列入力で信号Ｅｅを受信し、クロックＣＫ０によりシフト制御される。
【００６６】
シフトレジスタ９の並列（パラレル）出力は、４個の８ビットレジスタ１１〜１４の入力にそれぞれ接続されている。これらのレジスタへの書き込みイネーブルは、図５に示されたクロック信号ＣＫ１〜ＣＫ４によりそれぞれ制御される。
各クロック信号は期間４Ｔを有し、そのうちの３個は、４番目の期間に対してそれぞれＴ、２Ｔ、３Ｔだけ時間シフトされている。
【００６７】
レジスタ１１〜１４の出力はそれぞれ、ＲＳ（２５５、２３９）コーダ２１〜２４の入力に接続されている。コーダは、クロック信号ＣＫ１〜ＣＫ４によりそれぞれ書き込みを同期され、またクロック信号ＣＫ１’〜ＣＫ４’によりそれぞれ読み込みを同期される。クロック信号ＣＫ１’〜ＣＫ４’は、クロック信号ＣＫ１〜ＣＫ４と同様だが、これらのコーダから発生する冗長データの挿入を補償するため、出力伝送速度を上げるように周波数が高くされている。
【００６８】
コーダ２１〜２４の出力は、出力バッファレジスタ３１〜３４に接続され、その読み込みイネーブルは、クロック信号ＣＫ１’〜ＣＫ４’によりそれぞれ制御される。
【００６９】
レジスタの出力３１〜３４は、それぞれ出力シフトレジスタ１５の並列入力に接続されており、出力シフトレジスタ１５は、信号ＣＫ１’〜ＣＫ４’の４倍の周波数のクロックＣＫ０’によりシフト制御される。出力シフトレジスタ１５の直列出力は、直列信号Ｓｅを送り、この信号は次に、電気−光学変換器１６により光信号Ｓｅλに変換される。光信号Ｓｅλは、場合によっては光増幅した後で、電送ファイバーに結合される。
【００７０】
図６は、対応する受信機のデコーダの一例と、本発明を実施するための追加手段とを示している。
【００７１】
伝送後に受信した光信号Ｓｒλは、まず光検出器３により直列電気信号Ｓｒに変換される。直列電気信号Ｓｒは、先に定義したクロック信号ＣＫ０’〜ＣＫ４’を受信機内で生成するように構成されたクロック再生回路１７に送られる。電気信号Ｓｒはまた、容量が８ビットでクロック信号ＣＫ０’によりシフト制御されるシフトレジスタ１０の入力に送られる。
【００７２】
シフトレジスタ１０の並列出力は、４個の８ビットレジスタ４１〜４４の入力にそれぞれ接続され、その書き込みイネーブルは、クロック信号ＣＫ１’〜ＣＫ４’によりそれぞれ制御される。レジスタ１０および４１〜４４は、かくして、直列−並列変換操作および受信フレームのインターリーブ解除操作を実施する。
【００７３】
レジスタ４１〜４４の出力は、ＲＳ（２５５、２３９）デコーダ５１〜５４の入力にそれぞれ接続されている。デコーダは、クロック信号ＣＫ１’〜ＣＫ４’によりそれぞれ書き込みを同期される。
【００７４】
デコーダ５１〜５４は、それぞれ直前に受信しデコードしたフレームにおいてそれぞれ検出したエラー数を示すそれぞれの信号Ｅｓ１〜Ｅｓ４を送る。これらの信号Ｅｓ１〜Ｅｓ４は、それぞれ二進数のフォーマットを有し、和を示す信号Ｎｅを生成可能な加算装置６の入力に送られる。
【００７５】
信号Ｎｅは、リンクのインターフェース７を介して計算機ＰＵに伝送される。
【００７６】
リードソロモン型のコーダおよびデコーダは、それ自体既知であるので詳述しない。こうしたコーダおよびデコーダを構成するため、たとえばＳＨＵ  ＬＩＮおよびＤａｎｉｅｌ  Ｊ．ＣＯＳＴＥＬＬＯ、ＪＲ（１９８３年  Ｐｒｅｎｔｉｃｅ−Ｈａｌｌ）による「Ｅｒｒｏｒ  ｃｏｎｔｒｏｌ  ｃｏｄｉｎｇ」と題するマニュアルを参照することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】ポアンカレ空間を示す図である。
【図２】本発明による補償装置を含む光伝送システムを概略的に示す図である。
【図３】本発明による補償装置の制御手段をより詳しく示す図である。
【図４】情報データと、エラーを検出および訂正する冗長のデータとを含む送信フレームを構成する役割をするコーダの一例を示す図である。
【図５】図４のコーダのクロック信号のクロノグラムである。
【図６】対応する受信機のデコーダの一例と、本発明を実施するための追加手段とを示す図である。
【符号の説明】
λ、λ’、λ”  波長
Ｓｅλ、Ｓｅλ’、Ｓｅλ”  チャンネル
ＴＸ  送信端末
ＲＸ  受信端末または受信機
ＬＦ  光ファイバー
ＣＭ  偏波分散補償手段
ＰＣ  偏光コントローラ
ＣＵ  制御手段
ＤＤＧ  群遅延時間差生成手段
ＰＭＦ  偏波面保存光ファイバー
ＰＵ  計算機
ＤＡＣ  ＤＡ変換器
Ｅｅ  電気信号
ＣＫ０、ＣＫ１、ＣＫ２、ＣＫ３、ＣＫ４  クロック信号
１  マルチプレクサ
２  デマルチプレクサ
３  検出器
４  クロック再生回路
５  デコーダ
６  加算手段
７  インターフェース回路
９  直列並列変換装置
１１、１２、１３、１４  レジスタ
１５  出力シフトレジスタ
１６  電気−光学変換器
１７  クロック再生回路
２１、２２、２３、２４  ＲＳ（２５５、２３９）コーダ
３１、３２、３３、３４  出力バッファレジスタ
４１、４２、４３、４４  ８ビットレジスタ
５１、５２、５３、５４  デコーダ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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