(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
一次側に設けられた入力電源と、
一次側に設けられ、前記入力電源に対して直列に接続される第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とを有するスイッチング手段と、
前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とがスイッチング期間において同時にオン状態にならないように、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子のそれぞれに駆動信号を供給する駆動信号供給手段と、
一次巻線および二次巻線を有する共振トランスと、
前記共振トランスの二次側電流が直列共振するように、前記共振トランスの前記二次巻線に並列に接続される共振コンデンサとを備える共振型電源装置であって、
当該共振型電源装置の一次側には、第１のコンデンサ、第２のコンデンサおよび第３のコンデンサが設けられ、
前記第１のコンデンサは、前記第１のスイッチング素子と並列に接続され、前記第２のコンデンサは、前記第２のスイッチング素子と並列に接続され、前記第３のコンデンサは、前記一次巻線の一端と前記入力電源との間に接続され、前記一次巻線の他端は、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子との間の接続点および前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサとの間の接続点に接続されており、前記第１のコンデンサ、前記第２のコンデンサおよび前記第３のコンデンサと、前記共振コンデンサと、前記共振トランスとにより、前記共振トランスの二次側電流を前記スイッチング期間の全期間に亘って直列共振させることを特徴とする共振型電源装置。
【請求項２】
前記共振トランスは、理想トランスと該理想トランスの一次側に配置された共振コイルとから構成され、当該共振コイルと前記共振コンデンサとで前記共振トランスの二次側電流を直列共振させることを特徴とする請求項１に記載の共振型電源装置。
【請求項３】
前記共振トランスは、リーケージインダクタンスを有し、該リーケージインダクタンスと前記共振コンデンサとで前記共振トランスの二次側電流を直列共振させることを特徴とする請求項１に記載の共振型電源装置。
【請求項４】
整流手段とインダクタンスとを直列接続した２組の回路を互いに並列接続し、かつ、前記２組の回路の前記整流手段と前記インダクタンスとの接続点をそれぞれ、前記共振トランスの二次巻線の両端に接続して構成される倍電流整流回路を具備することを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載の共振型電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流安定化電源装置に係り、特に、ノイズの低減およびゼロボルトスイッチング（ＺＶＳ）が可能な共振型電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、パソコンやＡＶ機器等、半導体集積回路が用いられる電気、電子機器においては、集積回路を動作させるために、５〜１０ボルト程度の安定した直流電源を必要とし、このような直流安定化電源装置として従来より、スイッチングレギュレータを使用した電源装置が多く使用されている。スイッチングレギュレータは、シリーズレギュレータ、シャントレギュレータ等、他の直流安定化電源装置と比較すると小型化が可能であり、また、電力損出が少なく効率が高いという利点がある。さらに、より一層電力の損出を低減するために、ゼロボルトスイッチング（ＺＶＳ）が可能な共振型のスイッチングレギュレータ電源が多く考案され、実用に共されている。
【０００３】
図８は、従来におけるフルブリッジ方式の共振型電源装置の構成を示す説明図であり、図示のように、この共振型電源装置２０は、直流電源Ｅ２１と、４つのＭＯＳ−ＦＥＴ２１〜２４より成るブリッジ回路と、該ブリッジ回路の出力側に設置されるトランスＴｒ２１と、を具備し、このトランスＴｒ２１の一次側コイルＬ２１は共振コンデンサＣ２１、共振用コイルＬ２４を介して、ＭＯＳ−ＦＥＴ２１，２２の接続点および２３，２４の接続点にそれぞれ接続されている。
【０００４】
また、トランスＴｒ２１の二次側コイルＬ２２は、それぞれダイオードＤ２１，Ｄ２２のアノードに接続され、このカソードはチョークコイルＬ２３、コンデンサＣ２２を介して二次側コイルＬ２２のセンタタップに接続されている。そして、コンデンサＣ２２の両端が負荷ＲＬと接続するための出力端子とされている。
【０００５】
そして、共振コンデンサＣ２１と共振用コイルＬ２４およびトランスＴｒ２１の一次側コイルＬ２１とで形成される共振回路の共振周波数とほぼ等しい駆動パルスでＭＯＳ−ＦＥＴ２１〜２４を駆動させ、ＭＯＳ−ＦＥＴ２１，２４をオンとする状態と、ＭＯＳ−ＦＥＴ２２，２３をオンとする状態を交互に切り換えると、トランスＴｒ２１の一次側コイルＬ２１には共振電流が流れ、これにより、トランスＴｒ２１の二次側には二次電流が流れるので、コンデンサＣ２２の両端には安定化された出力電圧Ｖｏが発生することになる。また、共振電流は、ほぼ正弦波となるので、ゼロボルトスイッチングが可能であり、スイッチングロスを極めて少なくすることができ、かつ、ノイズの発生を低減することができる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記した従来の共振型電源装置では、共振用のコンデンサＣ２１と共振用コイルＬ２４およびトランスＴｒ２１の一次側コイルＬ２１との間の共振現象を利用しているので、トランスＴｒ２１の励磁電流が過大となり、エネルギーの損出が大きくなり、また、トランス自体が大規模化するという欠点がある。また、トランスＴｒ２１の二次側コイルＬ２にセンタタップを搭載する必要があるので、トランスＴｒ２１の構造が複雑化するという欠点がある。
【０００７】
この発明はこのような従来の課題を解決するためになされたものであり、その目的とするところは、トランスにセンタタップを搭載する必要が無く、またエネルギー効率の高い共振型電源装置を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
このような目的は、下記（１）〜（４）の本発明により達成される。
【０００９】
（１）  一次側に設けられた入力電源と、
一次側に設けられ、前記入力電源に対して直列に接続される第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とを有するスイッチング手段と、
前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とがスイッチング期間において同時にオン状態にならないように、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子のそれぞれに駆動信号を供給する駆動信号供給手段と、
一次巻線および二次巻線を有する共振トランスと、
前記共振トランスの二次側電流が直列共振するように、前記共振トランスの前記二次巻線に並列に接続される共振コンデンサとを備える共振型電源装置であって、
当該共振型電源装置の一次側には、第１のコンデンサ、第２のコンデンサおよび第３のコンデンサが設けられ、
前記第１のコンデンサは、前記第１のスイッチング素子と並列に接続され、前記第２のコンデンサは、前記第２のスイッチング素子と並列に接続され、前記第３のコンデンサは、前記一次巻線の一端と前記入力電源との間に接続され、前記一次巻線の他端は、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子との間の接続点および前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサとの間の接続点に接続されており、前記第１のコンデンサ、前記第２のコンデンサおよび前記第３のコンデンサと、前記共振コンデンサと、前記共振トランスとにより、前記共振トランスの二次側電流を前記スイッチング期間の全期間に亘って直列共振させることを特徴とする共振型電源装置。
【００１０】
（２）  前記共振トランスは、理想トランスと該理想トランスの一次側に配置された共振コイルとから構成され、当該共振コイルと前記共振コンデンサとで前記共振トランスの二次側電流を直列共振させることを特徴とする上記（１）に記載の共振型電源装置。
【００１１】
（３）  前記共振トランスは、リーケージインダクタンスを有し、該リーケージインダクタンスと前記共振コンデンサとで前記共振トランスの二次側電流を直列共振させることを特徴とする上記（１）に記載の共振型電源装置。
【００１２】
（４）  整流手段とインダクタンスとを直列接続した２組の回路を互いに並列接続し、かつ、前記２組の回路の前記整流手段と前記インダクタンスとの接続点をそれぞれ、前記共振トランスの二次巻線の両端に接続して構成される倍電流整流回路を具備することを特徴とする上記（１）ないし（３）のいずれかに記載の共振型電源装置。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。図１は、本発明が適用された共振型電源装置および共振型電源の制御方式（制御方法）に係る一実施形態の構成を示す回路図であり、同図に示す共振型電源装置１０は、直流電源Ｅ１と、この直流電源Ｅ１に対して直列接続された２個のＭＯＳ−ＦＥＴ（スイッチング手段）１，２と、このＭＯＳ−ＦＥＴ１，２に供給する駆動信号の周波数を制御する電圧駆動発振器（以下、ＶＣＯという）３０と、ＭＯＳ−ＦＥＴ１に対して並列的に接続されるコンデンサＣ１と、ＭＯＳ−ＦＥＴ２に対して並列的に接続されるコンデンサＣ２と、トランス（共振トランス）Ｔｒ１と、を具備し、該トランスＴｒ１の一次側コイルＬ１の一端は、ＭＯＳ−ＦＥＴ１，２の接続点に接続され、他端はコンデンサＣ３を介して直流電源Ｅ１のマイナス側に接続されている。
【００１５】
ＶＣＯ３０は、後述するように、リーケージインダクタンス（Ｌ１１，Ｌ１２）と共振コンデンサ（Ｃ４）とで構成される共振回路の共振周波数と等しいか、或いはそれ以上の周波数の駆動信号を調整可能に出力することにより２個のＭＯＳ−ＦＥＴ１，２をオン、オフ動作させる。
【００１６】
一方、トランスＴｒ１の二次側コイルＬ２の両端には、共振用のコンデンサＣ４が配設され、さらに、この両端には２個のダイオード（整流手段）Ｄ３，Ｄ４と、２個のチョークコイルＬ３，Ｌ４（インダクタンス）を有する倍電流回路が設置されている。
【００１７】
倍電流回路は、ダイオードＤ３とチョークコイルＬ３との直列接続回路と、ダイオードＤ４とチョークコイルＬ４との直列回路との２組の回路を並列的に接続して構成され、ダイオードＤ３とチョークコイルＬ３との接続点、およびダイオードＤ４とチョークコイルＬ４との接続点は、トランスＴｒ１の二次側コイルＬ２の両端に接続されている。また、各ダイオードＤ３，Ｄ４の接続点と、各チョークコイルＬ３，Ｌ４の接続点との間にはコンデンサＣ５が介置され、このコンデンサＣ５の両端が負荷ＲＬと接続するための出力端子とされている。
【００１８】
なお、コンデンサＣ５に発生する電圧信号は、アンプ３１を介してＶＣＯ３０に供給されている。
【００１９】
図２〜図４は、図１に示した電源装置の等価回路図（トランスＴｒ１の二次側はチョークコイルＬ３，Ｌ４が設置されているため定電流回路となるので、図１のコンデンサＣ４よりも左側の回路のみを考えれば良い）、図５は、タイミングチャート図であり、各図を参照しながら本実施形態の作用について説明する。図１に示すトランスＴｒ１の結合係数をＫとし、一次側に換算すると、該トランスＴｒは２つのリーケージインダクタンスＬ１１，Ｌ１２（Ｌ１１，Ｌ１２＝（１−Ｋ）＊Ｌ１）、および主インダクタンスＬ１３（Ｌ１３＝Ｋ＊Ｌ１）のＴ字型接続で表すことができ、また、図１に示す共振コンデンサＣ４はＣ１１（Ｃ１１＝Ｃ４／Ｎ2 ；ただし、ＮはトランスＴｒ１の巻線比）で表すことができる。さらに、ＭＯＳ−ＦＥＴ１のボディダイオードＤ１およびＭＯＳ−ＦＥＴ２のボディダイオードＤ２が存在する。
【００２０】
図５（ａ）はＭＯＳ−ＦＥＴ１のオンオフ状態、同図（ｂ）はＭＯＳ−ＦＥＴ２のオンオフ状態、同図（ｃ）はＭＯＳ−ＦＥＴ２の両端電圧、同図（ｄ）は一次側電流波形、および同図（ｅ）は二次側電圧波形を示す。
【００２１】
いま、ＶＣＯ３０による制御下で、図５（ａ）、（ｂ）に示す如くの駆動信号、即ち、一定時間ＭＯＳ−ＦＥＴ１をオンとした後オフとし、このオフ時刻から若干遅らせてＭＯＳ−ＦＥＴ２をオンとする、といった駆動信号（つまり、２つのＭＯＳ−ＦＥＴ１，２が同時にオンとなることが発生しない）を与えると、時刻ｔ０において、ＭＯＳ−ＦＥＴ１がオンとなるので（このとき、ＭＯＳ−ＦＥＴ２はオフ）図２（ａ）に示すように、ＭＯＳ−ＦＥＴ１、リーケージインダクタンスＬ１１、Ｌ１２、コンデンサＣ１１、Ｃ３を経て、直流電源Ｅ１（電圧値をＶinとする）のプラス側からマイナス側へ共振電流ｉ１が流れることになる。このとき、コンデンサＣ２には電圧Ｖinが充電され、また、図５（ｃ）に示すように、ＭＯＳ−ＦＥＴ２の電圧Ｖds（ドレイン−ソース間電圧）はＶinボルトとなる。
【００２２】
次いで、時刻ｔ１となると、ＭＯＳ−ＦＥＴ１がオフとなるので（このとき、ＭＯＳ−ＦＥＴ２もオフ状態）、図２（ｂ）に示すように、コンデンサＣ２の放電電流ｉ３およびコンデンサＣ１の充電電流ｉ２が共振電流として流れ、さらに、時刻ｔ２でコンデンサＣ２の電圧が０ボルトとなると、図３（ａ）に示すように、ボディダイオードＤ２を介して共振電流ｉ４が流れることになる。このとき、ＭＯＳ−ＦＥＴ２の電圧Ｖdsが０ボルトとなるのでこのｔ２〜ｔ３の時間内にＭＯＳ−ＦＥＴ２をオンとすれば、ゼロボルトスイッチングが可能となり、電力の損出を低減することができる。
【００２３】
そして、時刻ｔ３でＭＯＳ−ＦＥＴ２がオン状態となると、コンデンサＣ３に蓄積された電荷が放電されるので、共振電流ｉ５は図３（ｂ）に示すようにＭＯＳ−ＦＥＴ２を経由して時刻ｔ３までとは逆の方向に流れることになる。このとき、コンデンサＣ１には電圧Ｖinが充電される。次いで、時刻ｔ４でＭＯＳ−ＦＥＴ２がオフとなると、図４（ａ）に示すように、コンデンサＣ１に充電された電荷が放電されることにより電流ｉ６，ｉ７が流れ、これにより、コンデンサＣ２はＶinに充電される。
【００２４】
さらに、図５（ｃ）に示すように、ＭＯＳ−ＦＥＴ２の電圧ＶdsがＶinボルトとなると、図４（ｂ）に示すように、共振電流ｉ８はボディダイオードＤ１を経由して流れることになる。このとき、ＭＯＳ−ＦＥＴ１の電圧Ｖdsは０ボルトとなるので、このｔ５〜ｔ０の時間内にＭＯＳ−ＦＥＴ１をオンとすれば、ゼロボルトスイッチングが可能となる。
【００２５】
そして、再度ＭＯＳ−ＦＥＴ１がオンとなると、上記した図２〜図４の動作が繰り返されることになり、図５（ｄ）に示す如くの正弦波状の一次電流、同図（ｅ）に示す如くの正弦波状の二次電圧波形を得ることができる。そして、同図から理解されるように、一次側のスイッチングのタイミングと、二次側のスイッチングのタイミングとが同期していないので、一次側で発生するスイッチングノイズと二次側で発生するスイッチングノイズとが重畳されることがなく、ノイズを分散することができる。
【００２６】
また、共振電流はリーケージインダクタンスＬ１１，Ｌ１２を介して途切れることなく流れ続けるので、二次電圧波形にリンギングノイズが発生することを防止することができる。
【００２７】
図６は、倍電流整流回路の動作を示す説明図であり、同図を参照しながら、図１に示したコンデンサＣ４よりも右側の回路動作について説明する。いま、コンデンサＣ４の電圧が正の場合には、電流は同図（ａ）に示すように、チョークコイルＬ３、コンデンサＣ５、ダイオードＤ４を経由した電流ｉ１１が流れ、さらに、コンデンサＣ５、ダイオードＤ４およびチョークコイルＬ４を経由したループ電流ｉ１２が流れるので、負荷ＲＬには電流（ｉ１１＋ｉ１２）が流れることになり、電流値は２倍となる。
【００２８】
また、コンデンサＣ４の電圧が負の場合には、図６（ｂ）に示すように、チョークコイルＬ４、コンデンサＣ５、ダイオードＤ３を経由した電流ｉ１３が流れ、一方、コンデンサＣ５、ダイオードＤ３、チョークコイルＬ３を経由したループ電流ｉ１４が流れるので、負荷ＲＬには電流（ｉ１３＋ｉ１４）が流れることになり、電流値は２倍となる。この際、電流ｉ１３と電流ｉ１４とは、互いに対称な波形となるので、両者を加算した電流（ｉ１３＋ｉ１４）は平坦な直流電圧となる。即ち、ゼロリップルを達成することができる。これにより、出力コンデンサＣ５の容量を小さくすることができる。
【００２９】
この共振型電源装置１０では、ＶＣＯ３０の制御により、各ＭＯＳ−ＦＥＴ１，２に供給する駆動信号の周波数を変化させることができる。そして、駆動信号の周波数を調整することにより、出力電圧を調節することができる。例えば、駆動信号の周波数を上昇させると共振回路のインピーダンスが増大するので、二次側に発生する電圧は減少する。これにより、安定した出力電圧の供給が可能となる。
【００３０】
上記では、整流手段としてダイオードＤ３，Ｄ４を使用する例について説明したが、トランジスタ（ＦＥＴを含む）やサイリスタなどのスイッチング素子を使用して電流を同期整流する方式としても良い。
【００３１】
このようにして、本実施形態に係る共振型電源装置においては、トランスＴｒ１の二次側に共振用のコンデンサＣ４を設置し、このコンデンサＣ４とトランスＴｒ１のリーケージインダクタンス（Ｌ１１，Ｌ１２）との間で発生する共振現象を利用して電流を発生させているので、共振電流は主インダクタンスＬ１３（図２参照）には流れず、トランスＴｒ１の励磁電流が増大することが無い。したがって、トランスＴｒ１を小型化することができ、コストダウンを図ることができる。
【００３２】
また、二次側に設置した共振コンデンサＣ４の両端には、正弦波電圧が発生するので、この電圧を利用すれば、整流手段としてＭＯＳ−ＦＥＴやサイリスタ等のスイッチング素子を使用した場合には、これらのスイッチング素子に流れる電流を容易に同期整流することができる。即ち、コンデンサＣ４の両端に発生する電圧波形（正弦波）を駆動用信号として使用すれば、ＭＯＳ−ＦＥＴをそのまま駆動させることができるので、別途駆動回路等を搭載する必要が無く、回路構成を簡素化することができる。
【００３３】
さらに、ゼロリップルを達成することができるので、出力コンデンサＣ５の容量を小さくすることができる。また、チョークコイルＬ３，Ｌ４に流れる電流は同一直流電流となるため、該チョークコイルＬ３，Ｌ４を形成するＥＩコアの中足を流れる電流が小さくなるので、該中足を小さく構成することができ、チョークコイルの小型化を図ることができる。
【００３４】
さらに、二次側の共振電流を負荷電流として供給するため、負荷によらず電流値を制限することができる。すなわち、負荷が変動しても、この共振電流よりも大きい電流は流れず、出力側が過負荷となった場合においても過大な電流が流れることはなく、電源電圧が低下するように動作するので、電源回路を保護することができる。
【００３５】
図７は、上記した共振型電源装置の変形例の構成を示す回路図である。同図に示す共振型電源装置２０は、図１に示した共振型電源装置１０と比較すると、リーケージインダクタンスを有するトランスＴｒ１の代わりに、理想トランス（リーケージインダクタンスを持たないトランス）Ｔｒ１１を設置し、さらに、この理想トランスＴｒ２の一次側の巻線に、共振コイルＬ３１を接続している。そして、このような構成においても、その等価回路は図２〜図４に示した回路と同一となるので（図２に示すインダクタンスＬ１１とＬ１２との合成インダクタンスが共振コイル３１のインダクタンスに相当する）、共振コイルＬ３１と共振コンデンサＣ４との間でトランスＴｒ２の二次側電流を直列共振させることができる。したがって、このような構成においても、上記した実施形態と同様の効果を得ることができる。
【００３６】
なお、上記した実施形態では、スイッチング手段として、２個のＭＯＳ−ＦＥＴ１，２を使用し、ハーフブリッジ回路を構成する例について説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、スイッチング手段としてＩＧＢＴを用いることも可能である。また、スイッチング手段を４個使用したフルブリッジ回路とすることも可能である。
【００３７】
以上、本発明の共振型電源装置を図示の実施形態に基づいて説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、各部の構成は、同様の機能を有する任意の構成のものに置換することができる。
【００３８】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明による共振型電源装置においては、共振トランスの二次側に配設した共振コンデンサと、共振トランスのリーケージインダクタンス（共振トランスとして理想トランスを使用した場合には、共振コイル）との間で共振電流を流す構成であるので、共振電流がトランスの一次側コイルに流れることが無く、したがって、トランスの励磁電流を低減することができる。
【００３９】
また、ゼロ電圧スイッチングが可能になるので、電力のロスを低減することができ、さらに、一次側のスイッチングのタイミングと二次側のスイッチングのタイミングとが同期しないので、一次側で発生するスイッチングノイズと二次側で発生するスイッチングノイズとが重畳されることはなく、ノイズの分散化を図ることができる。
【００４０】
また、スイッチング手段（ＭＯＳ−ＦＥＴ１，２）の駆動周波数を変化させることにより、出力電圧を調整することができるので、出力電圧をフィードバックさせて駆動周波数を制御することにより、出力電圧の安定化を図ることができる。
【００４１】
さらに、従来と比較して、トランスの二次側に倍電流回路を形成することにより、トランスにセンタタップを設置する必要がないので、トランスの構成を簡単化することができ、トランスの小型化、コストダウンを図ることができると同時に、負荷に２倍の電流を流すことができる。したがって、近年の趨勢である大電流、低電圧化にとってその効果は極めて大である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明が適用された共振型電源装置に係る一実施形態の構成を示す回路図である。
【図２】図１に示した回路図の等価回路であり、（ａ）は時刻ｔ０〜ｔ１、（ｂ）は時刻ｔ１〜ｔ２における電流の流れを示す説明図である。
【図３】図１に示した回路図の等価回路であり、（ａ）は時刻ｔ２〜ｔ３、（ｂ）は時刻ｔ３〜ｔ４における電流の流れを示す説明図である。
【図４】図１に示した回路図の等価回路であり、（ａ）は時刻ｔ４〜ｔ５、（ｂ）は時刻ｔ５〜ｔ０における電流の流れを示す説明図である。
【図５】本実施形態の動作を示すタイミングチャート図であり、（ａ）はＭＯＳ−ＦＥＴ１のオンオフ状態、（ｂ）はＭＯＳ−ＦＥＴ２のオンオフ状態、（ｃ）はＭＯＳ−ＦＥＴ２の両端電圧、（ｄ）は一次側電流波形、および（ｅ）は二次側電圧波形を示す。
【図６】倍電流方式の電流の流れを示す説明図であり、（ａ）は入力が正の場合、（ｂ）は入力が負の場合を示す。
【図７】図１に示した共振型電源装置の変形例の構成を示す回路図である。
【図８】従来における共振型電源回路の構成を示す説明図である。
【符号の説明】
１，２          ＭＯＳ−ＦＥＴ（スイッチング手段）
１０，２０      共振型電源装置
３０            電圧駆動発振器（ＶＣＯ）
３１            アンプ
Ｅ１            直流電源
Ｃ１〜Ｃ３，Ｃ５    コンデンサ
Ｃ４            共振コンデンサ
Ｌ１            一次側コイル
Ｌ２            二次側コイル
Ｌ３，Ｌ４      チョークコイル
Ｌ１１，Ｌ１２  リーケージインダクタンス
Ｌ１３          主インダクタンス
Ｌ３１          共振コイル
Ｔｒ１          トランス（共振トランス）
Ｔｒ２          理想トランス（共振トランス）
Ｄ１，Ｄ２      ボディダイオード
Ｄ３，Ｄ４      ダイオード（整流手段）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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