(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
振幅偏移変調器であって、
第１のトランジスタ及び第２のトランジスタとから成る第１の差動増幅部と、
第１のトランジスタのエミッタ／ソース及び第２のトランジスタのエミッタ／ソースにコレクタ／ドレインが接続された第３のトランジスタと、当該第３のトランジスタのエミッタ／ソースに接続された第１の抵抗とから成る第１の定電流回路部と、
第４のトランジスタ及び第５のトランジスタとから成る第２の差動増幅部と、
第４のトランジスタのエミッタ／ソース及び第５のトランジスタのエミッタ／ソースにコレクタ／ドレインが接続された第６のトランジスタと、当該第６のトランジスタのエミッタ／ソースに接続された第２の抵抗とから成る第２の定電流回路部と、
前記第２のトランジスタからの信号を出力する第７のトランジスタとを有し、
前記第１のトランジスタのベース／ゲートと前記第５のトランジスタのベース／ゲートが接続され、
前記第２のトランジスタのベース／ゲートと前記第４のトランジスタのベース／ゲートが接続され、
前記第１のトランジスタのコレクタ／ドレインと前記第４のトランジスタのコレクタ／ドレインが接続され、
前記第２のトランジスタのコレクタ／ドレインと前記第５のトランジスタのコレクタ／ドレインが接続され、
搬送波である高周波が前記第３のトランジスタのエミッタ／ソースに入力され、
変調信号が、電流注入及び引き出し可能なカレントミラー回路を介して前記第２のトランジスタのベース／ゲートに入力され、
前記第２のトランジスタのコレクタ／ドレインが前記第７のトランジスタのベース／ゲートに接続されて、当該第７のトランジスタのエミッタ／ソースから振幅偏移変調された高周波が出力されることを特徴とする振幅偏移変調器。
【請求項２】
前記カレントミラー回路は、
カレントミラー回路の主たる構成である第８及び第９のトランジスタと、
第８のトランジスタに直列接続され、固定ベース／ゲート電位を有する第１０のトランジスタと、
第９のトランジスタに直列接続され、前記変調信号をベース／ゲート電位とする第１１のトランジスタとを有し、
当該第１１のトランジスタのエミッタ／ソースが前記第２のトランジスタのベース／ゲートに接続されていることを特徴とする請求項１に記載の振幅偏移変調器。
【請求項３】
前記高周波は０．５ＧＨｚ以上であって、前記変調信号は前記高周波の周波数よりも低いことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の振幅偏移変調器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高周波を搬送波とする振幅偏移変調器に関する。
【背景技術】
【０００２】
直接変調方式の振幅偏移変調器（ＡＳＫ）は、変調のハードウエアが簡単なことが利点であるが、低い周波数帯域でベースバンド信号を変調してからアップコンバートする方式では、そのための局部発振器及びフィルターを必要とし、ハードウエアは複雑となることが通常である。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
高周波回路間においては「電力により」信号を伝送しているため、当該高周波回路間において整合回路が必要となる。一方、低周波回路においては「電圧により」信号を伝送しているため、整合回路を必要としない。そこで、「電圧により」信号を伝送する高周波の振幅偏移変調器を着想し、その特性を確認して本願発明を完成させた。本発明の目的は、ＧＨｚ帯域の高周波を搬送波とする低消費電力及び小型の振幅偏移変調器を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
請求項１に係る発明は、振幅偏移変調器であって、第１のトランジスタ及び第２のトランジスタとから成る第１の差動増幅部と、第１のトランジスタのエミッタ／ソース及び第２のトランジスタのエミッタ／ソースにコレクタ／ドレインが接続された第３のトランジスタと、当該第３のトランジスタのエミッタ／ソースに接続された第１の抵抗とから成る第１の定電流回路部と、第４のトランジスタ及び第５のトランジスタとから成る第２の差動増幅部と、第４のトランジスタのエミッタ／ソース及び第５のトランジスタのエミッタ／ソースにコレクタ／ドレインが接続された第６のトランジスタと、当該第６のトランジスタのエミッタ／ソースに接続された第２の抵抗とから成る第２の定電流回路部と、第２のトランジスタからの信号を出力する第７のトランジスタを有し、第１のトランジスタのベース／ゲートと第５のトランジスタのベース／ゲートが接続され、第２のトランジスタのベース／ゲートと第４のトランジスタのベース／ゲートが接続され、第１のトランジスタのコレクタ／ドレインと第４のトランジスタのコレクタ／ドレインが接続され、第２のトランジスタのコレクタ／ドレインと第５のトランジスタのコレクタ／ドレインが接続され、搬送波である高周波が第３のトランジスタのエミッタ／ソースに入力され、変調信号が、電流注入及び引き出し可能なカレントミラー回路を介して第２のトランジスタのベース／ゲートに入力され、第２のトランジスタのコレクタ／ドレインが第７のトランジスタのベース／ゲートに接続されて、当該第７のトランジスタのエミッタ／ソースから振幅偏移変調された高周波が出力されることを特徴とする。尚、バイポーラトランジスタを用いる場合にはエミッタ、ベース、コレクタの用語が用いられ、ＦＥＴではソース、ゲート、ドレインの用語が用いられる。
【０００５】
また、請求項２に係る発明は、カレントミラー回路は、カレントミラー回路の主たる構成である第８及び第９のトランジスタと、第８のトランジスタに直列接続され、固定ベース／ゲート電位を有する第１０のトランジスタと、第９のトランジスタに直列接続され、変調信号をベース／ゲート電位とする第１１のトランジスタとを有し、当該第１１のトランジスタのエミッタ／ソースが第２のトランジスタのベース／ゲートに接続されていることを特徴とする。また、請求項３に係る発明は、高周波は０．５ＧＨｚ以上であって、変調信号は高周波の周波数よりも低いことを特徴とする。
【発明の効果】
【０００６】
第１乃至第６のトランジスタでアナログ乗算器を形成する。これらのトランジスタとして、小型で寄生容量の小さいものを用いれば、消費電力も高周波の漏れも少ない振幅偏移変調器となる。また、第７のトランジスタでエミッタフォロワ／ソースフォロワを形成する。第７のトランジスタはアナログ乗算器を形成する第１乃至第６のトランジスタと比較して大型のものを用いることが可能である。また、カレントミラー回路は、変調信号により、電流注入、電流引き出しを可能とするものであり、４個のトランジスタから形成できる。
【０００７】
第３のトランジスタのエミッタに入力される高周波（搬送波）は、高周波の漏れの少ないトランジスタを用いることで位相回転が小さく、入力整合がとれ、それ以降は電圧伝送となっている。このため、次段のエミッタフォロワ／ソースフォロワへの直結合が可能である。また、いわゆるギルバート型乗算器のようなダブルバランス型に比べて消費電力が小さくて済む。また、変調動作を行っても定圧電源からの直流バイアス電流が変化せず、入力インピーダンスが変化しない。また、オンオフ比を大きくとることができ、２０ＧＨｚの高周波を搬送波として、１００ＭＨｚ程度の高速変調にも対応することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
以下、本発明の具体的な回路構成を回路図を用いて説明する。尚、本発明は以下の実施例に限定されるものではない。
【実施例１】
【０００９】
図１は本発明の具体的な一実施例にあたる、振幅偏移変調器１００の構成を示す回路図である。振幅偏移変調器１００の構成は以下の通りである。尚、７つのｎｐｎトランジスタＱ1、Ｑ2、Ｑ3、Ｑ4、Ｑ5、Ｑ6及びＱ7は、特許請求の範囲に言う第１、第２、第３、第４、第５、第６及び第７のトランジスタにそれぞれ対応する。また、ＭＯＳＦＥＴであるＱ8、Ｑ9、Ｑ10及びＱ11が、特許請求の範囲に言う第８、第９、第１０及び第１１のトランジスタにそれぞれ対応する。
【００１０】
６つのｎｐｎトランジスタＱ1、Ｑ2、Ｑ3、Ｑ4、Ｑ5及びＱ6により、アナログ乗算器Ｍｘを形成する。尚、４つのｎｐｎトランジスタＱ1、Ｑ2、Ｑ4及びＱ5は特性が揃っており、２つのｎｐｎトランジスタＱ3及びＱ6も特性がほぼ同じものを用いる。６つのｎｐｎトランジスタＱ1、Ｑ2、Ｑ3、Ｑ4、Ｑ5及びＱ6は、特許請求の範囲に言う第１、第２、第３、第４、第５及び第６のトランジスタにそれぞれ対応する。
【００１１】
具体的には、ｎｐｎトランジスタＱ1のコレクタ及びｎｐｎトランジスタＱ4のコレクタが定圧電源ＶCCに接続されている。また、ｎｐｎトランジスタＱ2のコレクタ及びｎｐｎトランジスタＱ5のコレクタが、抵抗Ｒ2Cを介して固定電圧ＶCCに接続されている。ｎｐｎトランジスタＱ1のベースとｎｐｎトランジスタＱ5のベースが接続され、定圧電源ＶCCから抵抗Ｒ1Bを介してベース電位が印加される。尚、ｐチャンネルＭＯＳＦＥＴ１５のソースもｎｐｎトランジスタＱ1のベースに接続されている。ｐチャンネルＭＯＳＦＥＴ１５のゲートには第３のバイアス（ＢＩＡＳ３）が印加され、ドレインは接地されている。また、ｎｐｎトランジスタＱ2のベースとｎｐｎトランジスタのＱ4のベースが接続され、カレントミラー回路１０を介して変調信号Ｖmodが入力される。ｎｐｎトランジスタＱ4のベースとｎｐｎトランジスタＱ5のベースには、各々他端が接地されたキャパシタＣ4BとＣ5Bが接続されている。
【００１２】
ｎｐｎトランジスタＱ1のエミッタとｎｐｎトランジスタＱ2のエミッタが接続され、ｎｐｎトランジスタＱ1及びＱ2が第１の差動増幅部を形成している。また、ｎｐｎトランジスタＱ1のエミッタには、ｎｐｎトランジスタＱ3のコレクタが接続されている。ｎｐｎトランジスタＱ3のベースには、抵抗Ｒ3Bを介して第１のバイアス（ＢＩＡＳ１）が印加されており、また、他端が接地されたキャパシタＣ3Bが接続されている。また、ｎｐｎトランジスタＱ3のエミッタには、他端が接地された抵抗Ｒ3Eが接続されている。ｎｐｎトランジスタＱ3と抵抗Ｒ3Eとが第１の定電流回路部を形成している。尚、ｎｐｎトランジスタＱ3のエミッタには入力インダクタＬiと入力キャパシタＣiを介して搬送波である高周波（ＲＦ）が入力される。
【００１３】
全く同様に、ｎｐｎトランジスタＱ4のエミッタとｎｐｎトランジスタＱ5のエミッタが接続され、ｎｐｎトランジスタＱ4及びＱ5が第２の差動増幅部を形成し、ｎｐｎトランジスタＱ4のエミッタには、ｎｐｎトランジスタＱ6のコレクタが接続されている。ｎｐｎトランジスタＱ6のベースには、抵抗Ｒ6Bを介して第１のバイアス（ＢＩＡＳ１）が印加されており、また、他端が接地されたキャパシタＣ6Bが接続されている。また、ｎｐｎトランジスタＱ6のエミッタには、他端が接地された抵抗Ｒ6Eが接続されている。ｎｐｎトランジスタＱ6と抵抗Ｒ6Eとが第２の定電流回路部を形成している。
【００１４】
ｎｐｎトランジスタＱ2のコレクタはエミッタフォロワ部２０に接続されている。エミッタフォロワ部２０はｎｐｎトランジスタＱ7及びＱgc、インダクタＬ78とキャパシタＣ78、抵抗ＲgcE及びＲgcB、出力キャパシタＣoから構成されている。エミッタフォロワ部２０の各素子の接続は次の通りである。即ち、ｎｐｎトランジスタＱ2のコレクタはｎｐｎトランジスタＱ7のベースに接続されている。ｎｐｎトランジスタＱ7のコレクタは定圧電源ＶCCに接続されている。ｎｐｎトランジスタＱ7のエミッタにはインダクタＬ78とキャパシタＣ78の並列回路を介してｎｐｎトランジスタＱgcのコレクタが接続されており、ｎｐｎトランジスタＱgcのエミッタには他端が接地された抵抗ＲgcEが接続されている。ｎｐｎトランジスタＱgcのベースには抵抗ＲgcBを介して利得制御電圧Ｖgcが印加されており、ｎｐｎトランジスタＱ7のエミッタから出力キャパシタＣoを介して変調された高周波が出力される。
【００１５】
カレントミラー回路１０の構成は次の通りである。ｐチャンネルＭＯＳＦＥＴＱ8及びＱ9のソースが定圧電源Ｖccに接続され、ゲートが互いに接続され且つｐチャンネルＭＯＳＦＥＴＱ8のドレインに接続されている。ｐチャンネルＭＯＳＦＥＴＱ8のドレインにはｎチャンネルＭＯＳＦＥＴＱ10のドレインが接続されている。ｎチャンネルＭＯＳＦＥＴＱ10のゲートには第２のバイアス（ＢＩＡＳ２）が印加され、ソースは接地されている。一方、ｐチャンネルＭＯＳＦＥＴＱ9のドレインにはｐチャンネルＭＯＳＦＥＴＱ11のソースが接続されており、ｐチャンネルＭＯＳＦＥＴＱ11のゲートには変調信号Ｖmodが印加され、ドレインは接地されている。
【００１６】
以上とは別に、定圧電源ＶCCから、第１、第２、第３のバイアス（ＢＩＡＳ１、ＢＩＡＳ２、ＢＩＡＳ３）を生成するためのバイアス回路３０が形成されている。
【００１７】
振幅偏移変調器１００のカレントミラー回路１０は、「電流注入及び電流引き出し」を行う回路である。これを図２で他の回路構成と比較して説明する。図２．Ａは、振幅偏移変調器１００のカレントミラー回路１０と第１の差動増幅部及び第１の定電流回路部とを抜き出した部分図、図２．Ｂはカレントミラー回路１０をｎチャンネルＭＯＳＦＥＴ９０と１個の抵抗Ｒ90のみに置き換えた入力回路の回路図、図２．Ｃは２つのｐチャンネルＭＯＳＦＥＴ９１及び９２でカレントミラー回路を構成し、ｎチャンネルＭＯＳＦＥＴ９３で変調信号Ｖmodを入力する入力回路の回路図である。
【００１８】
上記のようなアナログ乗算器を用いる場合、第２（及び第４）のｎｐｎトランジスタＱ2（及びＱ4）のベースに接続される入力回路としては、例えば図２．Ｂのような、ゲートに入力信号が印加され、定圧電源ＶCCが抵抗Ｒ90を介してドレインに接続され、ドレインがｎｐｎトランジスタＱ2（及びＱ4）のベースに接続され、ソースが接地されたｎチャンネルＭＯＳＦＥＴ９０の構成を用いる場合が想定される。しかし、図２．Ｂの構成では「電圧注入」である。そのため、ＭＨｚ帯域の変調信号Ｖmodのような高速変調に対応させるために、抵抗Ｒ90を小さくすると消費電流が大きくなってしまう。逆に抵抗Ｒ90を大きくすると時定数が大きくなり、変調信号Ｖmodに対して、なまった変調波が出力として生成されてしまう。
【００１９】
また、図２．Ｃは、２つのｐチャンネルＭＯＳＦＥＴ９１及び９２のソースを定圧電源ＶCCに接続し、ｐチャンネルＭＯＳＦＥＴ９１及び９２のゲートを互いに接続してｐチャンネルＭＯＳＦＥＴ９１のドレインに接続してカレントミラー回路を形成し、ｐチャンネルＭＯＳＦＥＴ９１のドレインに、ゲートに変調信号Ｖmodを印加したｎチャンネルＭＯＳＦＥＴ９３のドレインを接続し、ｎチャンネルＭＯＳＦＥＴ９３のソースを接地し、ｐチャンネルＭＯＳＦＥＴ９２のドレインをｎｐｎトランジスタＱ2（及びＱ4）に接続したものである。図２．Ｃの構成では「電流注入」は可能であるが、「電流引き出し」の経路が無いためにやはりなまった変調波が出力されることとなる。
【００２０】
図２．Ａの構成は、第２（及び第４）のｎｐｎトランジスタＱ2（及びＱ4）のベースに接続されるｐチャンネルＭＯＳＦＥＴＱ9のドレインに、ゲートに変調信号Ｖmodが印加されるｐチャンネルＭＯＳＦＥＴＱ11のソースを接続したので、「電流引き出し」の経路を設けることができ、「電流注入」も「電流引き出し」も可能である。これにより、消費電流（消費電力）を抑え、変調信号Ｖmodに対して出力である変調された高周波（搬送波）をなまらせることがない振幅偏移変調器とすることができる。
【００２１】
また、振幅偏移変調器１００のエミッタフォロワ部２０の利点は次の通りである。アナログ乗算器Ｍｘ部分から、キャパシタやインダクタから成る整合回路無しで直結合できること、また、インダクタＬ78とキャパシタＣ78の並列回路を設けて高周波の漏れを抑制することでｎｐｎトランジスタＱ7としてトランジスタＱ1〜Ｑ6よりも大きなサイズのものを用いることができること、ｎｐｎトランジスタＱ7のエミッタ（エミッタフォロワ部２０の負荷側）に電流制御のためにｎｐｎトランジスタＱgcを設けたので、利得制御電圧Ｖgcにより出力電力を可変とできることである。
【００２２】
また、図１において、ｎｐｎトランジスタＱ1〜Ｑ6のコレクタバイアス電流をＩc1〜Ｉc6とおくと、Ｉc3＝Ｉc6、Ｉc3＝Ｉc1＋Ｉc2、Ｉc6＝Ｉc4＋Ｉc5である。ｎｐｎトランジスタＱ1〜Ｑ6は電気特性が等しいのでＩc2が増加した分Ｉc5が減る動作をする。エミッタフォロワ部２０のｎｐｎトランジスタＱ7のベースバイアス電位（直流電位成分）はＶcc−Ｒ2c（Ｉc2＋Ｉc5）であり、Ｉc2＋Ｉc5＝Ｉc1＋Ｉc2＝Ｉc3となって一定となる。
【００２３】
〔試作品の特性について〕
振幅偏移変調器１００を試作するため、ＩＣプロセスとして０．３５μｍのＳｉＧｅＢｉＣＭＯＳを採用して、０．７５ｍｍ×０．８５ｍｍのＩＣチップを形成し、これを６層Ｂ2ｉｔ（Buried Bump Interconnection Technology）基板へ実装し、以下の通り特性を得た。
【００２４】
定圧電源ＶCCを次のように変化させた場合、対応する消費電流ＩCCは、次の通りである。
ＶCC（Ｖ）  ＩCC（ｍＡ）
１．８      ３．７５
２．０      ６．４５
２．５      ７．６８
３．３      ７．７４
【００２５】
アナログ乗算器Ｍｘは、変調信号Ｖmodを変化させてもＩCCは変動しない。図３．Ａ、図３．Ｂ、図３．Ｃに、アジレントテクノロジー社のネットワークアナライザ８５１０Ｃでの測定結果を示す。各々、図３．Ａは搬送波の周波数に対する入力反射係数、図３．Ｂは搬送波の周波数に対する出力反射係数、図３．Ｃは搬送波の周波数に対する伝達係数の、変調信号Ｖmodに対する電圧依存性を示したグラフ図であり、いずれも、定圧電源ＶCCを２．０Ｖ、利得制御電圧Ｖgc０．９５Ｖとし、変調信号Ｖmodを０．０５Ｖ間隔で０〜０．５Ｖまで変化させた場合を示す。
【００２６】
図３．Ａと図３．Ｂとからは、若干の整合のずれによりＧＨｚ帯域での反射係数が十分には小さくならなかったが、変調信号Ｖmodに対しての入出力反射係数の変動が小さく、振幅偏移変調器１００を挟む前後の回路ブロックから見たインピーダンスの変化が小さい回路特性が得られた。
【００２７】
図３．Ｃからは、例えば５．８ＧＨｚにおいて、変調信号Ｖmodが０Ｖの時と０．５Ｖの時の差が３８．２ｄＢと、良好なオンオフ比が得られることがわかった。
【００２８】
図３．Ｄは周波数に対する伝達係数を、利得制御電圧Ｖgcを切り替えて測定したグラフ図である。図３．Ｄの測定においては、定圧電源ＶCCを２．０Ｖ、変調信号Ｖmodを０．５Ｖとし、利得制御電圧Ｖgcを０．９５Ｖとした場合と０．７５Ｖとした場合を示した。例えば５．８ＧＨｚにおいて、利得制御電圧Ｖgcを０．９５Ｖとした場合と０．７５Ｖとした場合の差が１２．１ｄＢと、良好な可変幅が得られることがわかった。
【００２９】
図３．Ｅは定圧電源ＶCCを上述の１．８Ｖ、２．０Ｖ、２．５Ｖ、３．３Ｖと切り替えた場合の振幅偏移変調器１００の入出力電力特性を示すグラフ図である。定圧電源ＶCCが２．０Ｖ以上、入力電力Ｐｉｎが−１０ｄＢｍ以上で出力電力Ｐｏｕｔが−１０ｄＢｍを超えた。尚、変調器として用いる場合は入力電力Ｐｉｎに対する出力電力Ｐｏｕｔが飽和すること自体は問題ではない。
【００３０】
一方、振幅偏移変調器１００の出力が変調信号Ｖmodに追従しているかどうかをオシロスコープにより波形観測した。尚、振幅偏移変調器１００の出力である５．８ＧＨｚの搬送波を変調信号Ｖmodで変調したものと、変調しない５．８４ＧＨｚの高周波の差である４０ＭＨｚの信号に対して波形観測した。これにより、１５ＭＨｚの高速変調にも十分追従することがわかった。
【００３１】
本発明は挟帯域通信（ＤＳＲＣ）のＡＲＩＢ  ＳＴＤ−Ｔ７５規格に対応可能であり、路側に設置された無線装置と車両に搭載された無線装置の間の通信に適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】本発明の一実施例である振幅偏移変調器１００の構成を示す回路図。
【図２】２．Ａは振幅偏移変調器１００の変調信号Ｖmodを入力する入力回路の部分図、２．ＢはｎチャンネルＭＯＳＦＥＴ９０と１個の抵抗Ｒ90のみに置き換えた回路図、２．Ｃは２つのｐチャンネルＭＯＳＦＥＴ９１及び９２でカレントミラー回路を構成し、ｎチャンネルＭＯＳＦＥＴ９３で変調信号Ｖmodを入力する入力回路の回路図。
【図３．Ａ】振幅偏移変調器１００の変調信号Ｖmodを変動させた場合の入力反射係数の変動を示すグラフ図。
【図３．Ｂ】振幅偏移変調器１００の変調信号Ｖmodを変動させた場合の出力反射係数の変動を示すグラフ図。
【図３．Ｃ】振幅偏移変調器１００の変調信号Ｖmodを変動させた場合の伝達係数の変動を示すグラフ図
【図３．Ｄ】振幅偏移変調器１００の利得制御電圧Ｖgcを変動させた場合の伝達係数の変動を示すグラフ図。
【図３．Ｅ】振幅偏移変調器１００の入出力電力特性を示すグラフ図。
【符号の説明】
【００３３】
１００：振幅偏移変調（ＡＳＫ）器１００
１０：カレントミラー回路
Ｑ1、Ｑ2、Ｑ3、Ｑ4、Ｑ5、Ｑ6、Ｑ7、Ｑgc：ｎｐｎトランジスタ
Ｑ8、Ｑ9、Ｑ11、１５、９１、９２：ｐチャンネルＭＯＳＦＥＴ
Ｑ10、９０、９３：ｎチャンネルＭＯＳＦＥＴ
２０：エミッタフォロワ部２０
【図１】
0004540571.tif 000002
【図２】
0004540571.tif 000003
【図３．Ａ】
0004540571.tif 000004
【図３．Ｂ】
0004540571.tif 000005
【図３．Ｃ】
0004540571.tif 000006
【図３．Ｄ】
0004540571.tif 000007
【図３．Ｅ】
0004540571.tif 000008