(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力される商用交流電源を直流電源に整流する整流部と、
前記商用交流電源のゼロ電圧を検出するゼロ電圧検出部と、
該ゼロ電圧検出部のゼロ電圧検出信号により前記商用交流電源の周波数を判断して周波数判断信号を出力する周波数判断部と、
複数個の周波数が所定単位に区分されて対応する周波数のサイン値が順次貯蔵される貯蔵手段と、
直流リンクの両端の電圧レベルを検出する電圧レベル検出部と、
前記ゼロ電圧検出部のゼロ電圧検出信号に従うパルス振幅を有し、前記貯蔵手段から前記周波数判断信号に対応するサイン値をリードして、該サイン値と前記電圧レベル検出部の電圧レベル値に対応する係数値とを乗算してパルス振幅変調信号を出力する制御部と、
該制御部からパルス振幅変調信号の入力を受ける駆動部と、
入力電流及び電圧の波形が一致するように、前記駆動部によりオン／オフされてデューティを可変するＰＡＭ制御用スイッチング素子と、
を備えて構成されることを特徴とするインバータシステムの力率補償回路。
【請求項２】
商用交流電源のゼロ電圧を検出して周波数を認知し、該周波数値に対応する周波数判断信号を出力する第１段階と、
ゼロ電圧が検出されると前記商用交流電源の周波数に対応するサイン値をリードした後、該サイン値と予め決められた係数値とを乗算し、その結果に該当するパルスを発生してＰＡＭ制御用スイッチング素子をターンオンさせる第２段階と、
次回のゼロ電圧が検出されるまで所定間隔に貯蔵された前記商用交流電源の周波数に対応するサイン値をリードして、前記第２段階を反復的に行う第３段階と、
次回のゼロ電圧が検出されると直流リンクの両端の電圧を検出し、該電圧レベル値に対応する係数値を再設定して前記第２段階に復帰する第４段階と、
を順次行うことを特徴とするインバータシステムの力率補償方法。
【請求項３】
前記第４段階において、検出された電圧値が所定基準値よりも小さいと係数値を増加させるが、前記基準値よりも大きいと係数値を減少させることを特徴とする請求項２記載のインバータシステムの力率補償方法。
【請求項４】
前記商用交流電源の周波数に対応するサイン値を貯蔵する段階をさらに含むことを特徴とする請求項２記載のインバータシステムの力率補償方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、インバータシステムに係るもので、詳しくは、インバータシステムの力率補償回路及びその方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、省エネルギー及び出力制御の容易性の面から家電製品の多くの部分でインバータ化が進み、例えば、インバータにより駆動されるモータを利用した洗濯機及び冷蔵庫などが開発されて発売されている。
従来のインバータシステムは、図3 に示したように、入力する商用交流電源10をブリッジダイオードにより直流電圧に整流する整流部11と、該整流部11の出力を平滑して出力するチョークコイル12及び平滑用コンデンサ13と、それらチョークコイル12及び平滑用コンデンサ13により平滑された直流電圧をパルス幅変調（Pulse  Width  Modulation）により再び3 相の交流電源に変換してモータ15を駆動するインバータ14と、を備えて構成されている。
【０００３】
このように構成された従来のインバータシステムの動作について、図4 に基づいて説明すると、先ず、図4 （A ）に示したような商用交流電源の電圧波形、及び図4 （B ）に示したような商用交流電源の電圧波形を有する交流電源を整流部11に供給すると、該整流部11はブリッジダイオードを利用して直流電圧に整流した後、チョークコイル12に出力する。
【０００４】
次いで、該チョークコイル12及び平滑用コンデンサ13は前記整流部11の出力電圧に含まれる交流成分を除去した直流電圧をインバータ14に出力する。このとき、該インバータ14に入力する直流電圧は入力交流電源のピーク値よりも大きい電圧になる。
よって、前記インバータ14は前記平滑用コンデンサ13から入力する直流電圧をスイッチング素子のオン／オフ動作により3 相の交流電圧に変換してモータ15に提供し、該モータ15を駆動する。
【０００５】
なお、前記図4 （B ）において、時間t は前記チョークコイル12及び平滑用コンデンサ13の時定数により決まる時間であり、通常、商用電源周期の1 ／5 以下である。
ここで、力率が1 であると仮定すると、インバータに流れる電流波形は入力する商用交流電源と同一位相で、図4 （C ）に示したように、電流の最大値よりも極めて小さいピーク電流を有する理想的な電流波形を形成し、よって、ノイズ及び無効電力を減少し得る効果を有するため、先進国では前記図4 （C ）に示したような波形を形成するように法制化する傾向がある。
【０００６】
従って、このような理想的な波形を形成するために力率補償回路が使用され、従来のインバータシステムの力率補償回路においては、図5 及び図6 に示したように、入力する商用交流電源30をブリッジダイオードにより直流電圧に整流する整流部31と、該整流部31の出力を平滑させて出力するチョークコイル32及び平滑用コンデンサ33と、それらチョークコイル32及び平滑用コンデンサ33により平滑された直流電圧をパルス幅変調（Pulse  Width  Modulation）により再び3 相の交流電源に変換してモータ37を駆動するインバータ36と、全体的な入力電流及び電圧の位相を一致させるためにパルス幅デューティを可変するアナログ力率改善部34、及び該アナログ力率改善部34で可変されたパルス幅デューティによりオン／オフされて前記平滑用コンデンサの充／放電動作を制御するスイッチング素子Q1を有する力率補正部35と、を有して構成されていた。
【０００７】
以下、このように構成された従来のインバータシステムの力率補正回路の動作を、図面を用いて説明する。
先ず、商用交流電源30が印加されると整流部31は直流電圧に整流して出力し、出力された直流電圧は力率補正部35の各抵抗R1、R2により分圧された後、アナログ力率改善部34の第3 端子VM1 に入力される。
【０００８】
一方、チョークコイル32により誘起した電圧は抵抗R5を介して前記アナログ力率改善部34の第5 端子（Idet）に入力し、また、前記チョークコイル32の誘起した電圧が抵抗R4、ダイオードD1及びコンデンサC1により調整された電圧と抵抗R3により調整された電圧とが加算され、該加算電圧が前記アナログ力率改善部34の第8 端子VCC に入力する。
【０００９】
また、前記整流部31の出力電圧は前記チョークコイル32及びダイオードD2を経由してインバータ36に入力する。
また、前記整流部31の出力電圧は各抵抗R11 〜R13 により分圧されて前記アナログ力率改善部34の第1 端子INV に入力し、更に、前記分圧された電圧はコンデンサC2及び各抵抗R7、R8の時定数により調節されて前記アナログ力率改善部34の第2 端子COMPに入力し、前記インバータ36に供給される電流に対応する電圧、即ち、コンデンサC3により決定される電圧は前記アナログ力率改善部34の第4 端子CSに入力する。
【００１０】
次いで、このように前記アナログ力率改善部34に入力した各電圧は、図6 に示したように、各比較器341 、346 、349 、マルチプレクサ347 、各NANDゲート343 、344 、セルフスタータ342 及びNOR ゲート345 などにより入力電圧と前記インバータ36の出力電圧とを比較し、それら電圧が一致するように調整したパルスを出力するが、該パルスは前記アナログ力率改善部34の第7 端子Voutを介してスイッチング素子Q1のゲートに入力し、該スイッチング素子Q1が前記パルスに応じてオン／オフし、よって、入力電流及び入力電圧の波形を一致させて力率を補正するようになっている。
【００１１】
詳しくは、サイン波の形態を有する図5 に示したような前記整流部31の出力電圧の波形と、前記スイッチング素子Q1に流れる電流とが図7 （A ）に示したように比較される。即ち、前記アナログ力率改善部34の比較器346 の両入力信号MO、CSにより、前記スイッチング素子Q1のゲートの波形が図7 （B ）に示すように表れ、サイン波の低い部分ではデューティが大きくなり、サイン波の高い部分ではデューティが小さくなるようにスイッチング動作を行い、よって、全体的な入力電流及び入力電圧の位相を一致させていた。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
然るに、このような従来のインバータシステムの力率補償回路においては、アナログ力率改善部が入力電圧の波形を記憶することができないため継続して入力電圧を受けなければならず、アナログチップを使用するため周辺回路が複雑で、更に、チョークコイルは補助巻線を付加させなければならないため、製造費用が上昇するという不都合な点があった。
【００１３】
本発明は、このような従来の課題に鑑みてなされたもので、入力電源電圧に対するサイン波を予め記憶素子に記憶しておくことにより、周辺回路を省いて回路を簡単に構成し得るインバータシステムの力率補償回路を提供することを目的とする。
そして、本発明の他の目的は、入力電源電圧の周波数に拘わらず力率補償を行うための動作周波数及び直流リンクの電圧を容易に可変して動作を安定させると共に、ディジタル回路を利用して、半導体製造工程を簡単にして製造費用を低減し得るインバータシステムの力率補償回路を提供することである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成するため、本発明に係るインバータシステムの力率補償回路においては、入力される商用交流電源を直流電源に整流する整流部と、前記商用交流電源のゼロ電圧を検出するゼロ電圧検出部と、該ゼロ電圧検出部のゼロ電圧検出信号により前記商用交流電源の周波数を判断して周波数判断信号を出力する周波数判断部と、複数個の周波数が所定単位に区分されて対応する周波数のサイン値が順次貯蔵される貯蔵手段と、直流リンクの両端の電圧レベルを検出する電圧レベル検出部と、前記ゼロ電圧検出部のゼロ電圧検出信号に従うパルス振幅を有し、前記貯蔵手段から前記周波数判断信号に対応するサイン値をリードして、該サイン値と前記電圧レベル検出部の電圧レベル値に対応する係数値とを乗算してパルス振幅変調信号を出力する制御部と、該制御部からパルス振幅変調信号の入力を受ける駆動部と、入力電流及び電圧の波形が一致するように、前記駆動部によりオン／オフされてデューティを可変するＰＡＭ制御用スイッチング素子と、を備えて構成されている。
【００１５】
そして、前記目的を達成するために、本発明に係るインバータシステムの力率補償方法においては、商用交流電源のゼロ電圧を検出して周波数を認知し、該周波数値に対応する周波数判断信号を出力する第１段階と、ゼロ電圧が検出されると前記商用交流電源の周波数に対応するサイン値をリードした後、該サイン値と予め決められた係数値とを乗算し、その結果に該当するパルスを発生してＰＡＭ制御用スイッチング素子をターンオンさせる第２段階と、次回のゼロ電圧が検出されるまで所定間隔に貯蔵された前記商用交流電源の周波数に対応するサイン値をリードして、前記第２段階を反復的に行う第３段階と、次回のゼロ電圧が検出されると直流リンクの両端の電圧を検出し、該電圧レベル値に対応する係数値を再設定して前記第２段階に復帰する第４段階と、を順次行うようになっている。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態に対し、図面を用いて説明する。
本発明に係るインバータシステムの力率補償回路は、図１に示すように、入力する商用交流電源を直流電圧に整流する整流部６１と、該整流部６１から出力される直流電圧に含まれる交流成分を除去するチョークコイル６２及び平滑用コンデンサ６３と、該平滑用コンデンサ63から出力される直流電圧をパルス振幅変調により３相の交流電源に変換してモータM を駆動させるインバータ６４と、前記平滑用コンデンサ６３の前段に並列接続され、スイッチング信号に従って該平滑用コンデンサ６３の充／放電動作を制御するスイッチング素子Ｑ１と、入力する商用交流電源のゼロ点（Zero Point ）を検知してゼロ電圧検出信号を出力するゼロ電圧検出部６５と、該ゼロ電圧検出部６５から検出されたゼロ点とゼロ点間の時間を測定して入力する商用交流電源の周波数を判断し、周波数判断信号を出力する周波数判断部７０と、前記平滑用コンデンサ６３の両端の電圧レベルを検出する電圧レベル検出部６７と、入力する電源電圧のサイン波に対するデータを貯蔵するＲＯＭ６６と、前記ゼロ電圧検出部６５のゼロ電圧検出信号を入力してそれに従うパルス振幅を有し、前記ＲＯＭ６６から前記周波数判断信号に対応するサイン値をリードして、該サイン値と前記電圧レベル検出部６７の電圧レベル値に対応する係数値とを乗算してパルス振幅の調整されたパルスを出力する際、前記周波数判断部７０で判断した入力電源の周波数に従って周期を調整して出力する制御部６８と、該制御部６８から出力される出力信号に従って前記スイッチング素子Ｑ１のオン／オフ動作を制御する駆動部６９と、を有して構成されている。
【００１７】
ここで、前記ROM66 に貯蔵されるデータの1 例としては、図2 に示したように、10Hz〜60Hzの入力周波数を10Hz単位に区分し、それぞれに該当するサイン値データを順次貯蔵している。
以下、このように構成された本発明に係るインバータシステムの力率補償回路の動作について説明する。
【００１８】
先ず、商用交流電源が整流部61に印加されると、ブリッジダイオードを利用して直流電圧に整流した後出力する。出力された直流電圧はチョークコイル62及び平滑用コンデンサ63により平滑されて直流電圧に含まれた交流成分が除去されてインバータ64に供給される。
すると、該インバータ64の各スイッチがオン／オフ動作を行って前記直流電圧を再び3 相の交流電源に変換してモータＭに供給し、モータＭが駆動を開始する。
【００１９】
このとき、前記インバータ64を利用して前記モータＭの速度を可変させるためには前記インバータ64に供給される直流電圧のレベルの大きさを変化させる。そのためパルス振幅変調（PAM ：Pulse  Amplitude  Modulation）機能の調節を行い、更に、前記インバータ64を利用して前記モータＭの速度を効率的に可変させるために力率の制御を行うが、このとき、入力する商用交流電源の周波数に合わせて調節する。
【００２０】
より詳しく説明すると以下のようである。
先ず、ゼロ電圧検出部65は、前記整流部61から負の波形だけが整流された信号の入力を受け、該信号のゼロ電圧を検出し、それに対応するゼロ電圧検出信号を制御部68及び周波数判断部70に出力する。
次いで、該周波数判断部70は、前記ゼロ点の検出間隔に基づいて周波数を判断して周波数判断信号を前記制御部68に出力すると共に、検出された周波数に対応する周波数レジスタ（図示なし）に貯蔵する。
【００２１】
また、電圧レベル検出部67は、直流リンクの両端の電圧を各抵抗R1、R2を介して検出して前記制御部68に出力する。
また、ROM66 には、図2 に示したように、所定周波数単位にサイン値（0 度〜90度）が予め貯蔵され、前記周波数判断信号により入力される商用交流電源ACの周波数を判断して、それに対応するアドレス値を指定するため、対応するサイン値がリードされる。
【００２２】
即ち、１つの周波数に対するサイン値が５アドレス間隔で貯蔵されるため、前記制御部６８は入力される前記周波数判断信号に従って該当する周波数のサイン値を５アドレス毎にリードして、各周波数に対応するサイン値を受けることができる。次いで、前記制御部６８は、前記ゼロ電圧検出部６５のゼロ電圧検出信号の入力を受けてそれに対応するパルス振幅を有し、前記ＲＯＭ６６から入力電源の周波数に対応するサイン値をリードして、該サイン値と前記電圧レベル検出部６７の電圧レベル値に従って既設定された係数値とを乗算し、それに該当するパルス振幅を有するパルス振幅変調信号を出力する。
【００２３】
ここで、前記制御部68の動作に対して説明する。
先ず、初期ゼロ電圧が検出されると、次回のゼロ電圧が検出されるまでの時間を利用して入力される電源電圧の周波数を認知する。
次いで、該認知された周波数に対応する周波数判断信号（周波数に対応するアドレス）が入力された後、再びゼロ電圧が検出されると、ROM66 のゼロアドレスのデータをリードして決められた係数値と乗算する。
【００２４】
次いで、前記乗算値だけのハイ信号を出力して前記スイッチング素子Q1をターンオンさせ、所定時間（スイッチング動作周波数）が経過すると、以前のサイン値に対応するアドレスに周波数判断信号値を加算して新しいアドレスを指定する。
次いで、前記新しいアドレスに対応するデータに前記係数値を乗算し、該乗算値だけハイ信号を出力する過程を繰り返してデータアドレスが最大になると（即ち、0 度〜90度までのサイン値を全てリードした後）、今度は周波数判断信号値を除算した値をアドレスとして指定し、該指定されたアドレスに対応するROM66 のデータを係数値に乗算して、該乗算値だけのハイ信号を出力する。
【００２５】
このような過程を反復遂行して90度〜180 度までのサイン値を全てリードした後、再びゼロ電圧が検出されると、前記電圧レベル検出部67の検出レベル値に対応する係数値を再び設定し、即ち、検出電圧が所定ゼロ電圧よりも小さいと係数値を増加させ、検出電圧が所定ゼロ電圧よりも大きいと係数値を減少させるように再設定する。
【００２６】
次いで、駆動部６９は前記制御部６８から前記パルス振幅変調信号の入力を受け、それに対応するスイッチング制御信号を前記スイッチング素子Ｑ１のベースに印加し、よって、該スイッチング素子Ｑ１は前記駆動部６９のパルス振幅変調信号によりオン／オフ制御されてインバータの力率を補償するようになっている。回路的に説明すると、前記スイッチング素子Ｑ１がオンされると、チョークコイル６２に磁気エネルギーが蓄積されるが、前記スイッチング素子Ｑ１がオフされると前記磁気エネルギーがダイオードＤ１を介して平滑用キャパシタ６３に充填された後放電され、該放電された直流電圧をインバータ６４が３相の交流電圧に可変してモータＭを駆動する。
【００２７】
即ち、本発明に係るインバータシステムの力率補償回路においては、商用交流電源が整流部６１により半波整流された信号のゼロ電圧をゼロ電圧検出部６５が検出し、該ゼロ電圧検出信号のゼロ点の間隔により周波数を判断して、該周波数に対応するＲＯＭのアドレスに既貯蔵されたサイン値をリードして、該サイン値と検出された電圧レベル値に従って設定される係数値とを乗算し、それに対応するパルス振幅変調信号を出力し、よって、スイッチング素子Ｑ１がオン／オフ制御されてデューティが可変され、結果的に全体的な入力電流及び電圧の波形が一致するように力率を補償するようになっている。
【００２８】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明に係るインバータシステムの力率補償回路においては、従来のアナログ方式とは異なって記憶素子に各周波数に対応するサイン波に対する情報を予め記憶しておくため、入力電圧をフィードバックするための別途の周辺回路を必要とせず、よって、回路構成を簡単に行い得るという効果がある。
【００２９】
また、本発明に係るインバータシステムの力率補償回路においては、全世界的に使用される50Hz／60Hzの商用電源電圧だけではなく、電力事情が悪くて商用電圧の周波数が変動する地域でも使用することが可能で、更に、ディジタル回路を利用するため、半導体製造工程を簡略化して製造費用を低減し得るという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るインバータシステムの力率補償回路を示した回路図である。
【図２】図1 のROM に貯蔵されたデータの1 例を示した図である。
【図３】従来インバータシステムを示した回路図である。
【図４】図3 の入／出力時の波形を示した波形図である。
【図５】従来インバータシステムの力率補償回路を示した回路図である。
【図６】図5 のアナログインバータ力率改善部を示した回路図である。
【図７】図6 の入／出力時の波形を示した波形図である。
【符号の説明】
１０，３０…商用交流電源
１１，３１，６１…整流部
１２，３２，６２…チョークコイル
１３，３３，６３…平滑用コンデンサ
１４，３６，６４…インバータ
１５，３７…モータ
３４…アナログ力率改善部
３４１，３４６，３４９…比較器
３４２…セルフスタータ
３４３，３４４…ＮＡＮＤゲート
３４７…マルチプレクサ
６５…ゼロ電圧検出部
６６…ＲＯＭ
６７…電圧レベル検出部
６８…制御部
６９…駆動部
７０…周波数判断部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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