(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
地上波チャネルによって放送される信号から生じる、それぞれ同相チャネルおよび直交チャネル上の、同相デジタル信号と直交デジタル信号との間の不整合を訂正するための方法であって、
（ａ）第１期間の間に第１エラー値の集合を測定するステップを有し、各第１エラー値は放送信号から生じる推定されたシンボルと前記推定されたシンボルに最も近い論理シンボルとに基づいて測定され、
（ｂ）前記第１エラー値の集合の前記第１エラー値の和に基づいて現在の第２エラー値を決定するステップと、
（ｃ）前記現在の第２エラー値をメモリに記憶された以前の第２エラー値と比較するステップと、
（ｄ）同相デジタル信号と直交デジタル信号との間に導入された以前の位相偏移に加算される現在の位相偏移訂正値を選択するステップとをさらに有し、前記選択は、前記ステップ（ｃ）の比較の結果と、メモリに記憶された以前の位相偏移訂正値とに基づいて、少なくとも２つの位相偏移訂正値から行われ、
（ｅ）現在の位相偏移を取得するために、以前の位相偏移に前記ステップ（ｄ）において選択された現在の位相偏移訂正値を加算するステップと、
（ｆ）同相デジタル信号と直交デジタル信号との間に前記ステップ（ｅ）において取得された現在の位相偏移を導入するステップと、
（ｇ）前記ステップ（ｂ）において決定された現在の第２エラー値と前記ステップ（ｄ）において選択された現在の位相偏移訂正値とをメモリに記憶するステップと、
（ｈ）上記ステップを繰り返すステップと、
をさらに有する位相訂正方法を有する方法。
【請求項２】
前記ステップ（ｄ）において、現在の位相偏移訂正値の選択は、互いに逆の符号の厳密に２つの位相偏移訂正値から行われる請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記位相訂正方法は、
（ｉ）第２期間について待機するステップ
をさらに有する請求項１または２に記載の方法。
【請求項４】
前記第１期間は、前記第１エラー値の集合が少なくとも４つの第１エラー値を含む請求項１から３のいずれか１項に記載の方法。
【請求項５】
（ｊ）各チャネルについて電力を評価するステップと、
（ｋ）前記ステップ（ｊ）において評価された電力を比較するステップと、
（ｌ）前記比較の結果に基づいて、少なくとも２つの利得訂正値から利得訂正値を選択するステップと、
（ｍ）前記チャネルの少なくとも１つについて、このチャネルに適用された以前の利得と、選択された前記利得訂正値とに基づいてこのチャネルに適用される現在の利得を決定するステップと、
（ｎ）前記ステップ（ｍ）において現在の利得が決定された各チャネルについて、前記現在の利得を前記チャネルに適用するステップと、
（ｏ）ステップ（ｊ）、（ｋ）、（ｌ）、（ｍ）、（ｎ）を繰り返すステップと、
を有する振幅訂正方法をさらに有する請求項１から４のいずれか１項に記載の方法。
【請求項６】
地上波チャネルによって放送される信号から生じ、かつ同相デジタル信号（ＳＤＩ）と直交デジタル信号（ＳＤＱ）とに基づいてシンボルを推定するための装置のために意図された、それぞれ同相チャネルおよび直交チャネル上の、同相デジタル信号（ＳＤＩ）と直交デジタル信号（ＳＤＱ）との間の不整合を訂正するための装置であって、前記不整合を訂正するための装置は位相訂正装置（１１）を含み、
前記位相訂正装置は、
以前の位相偏移訂正値（δｐ）と以前の第２エラー値（Ｅｐｒｅｖ）とを記憶するための記憶手段と、
推定されたシンボルと前記推定されたシンボルに最も近い論理シンボルとの間の第１エラー値（εｉ）を測定するための測定装置（２３）と、
第１期間（τ１）の間に測定された第１エラー値の和に基づいて現在の第２エラー値（Ｅ）を決定するための加算手段（１８）と、
前記現在の第２エラー値をメモリに記憶された以前の第２エラー値と比較するための第１比較手段（１８）と、
同相デジタル信号と直交デジタル信号との間に導入された以前の位相偏移（φ）に加算される現在の位相偏移訂正値（δ）を選択するための選択手段（１８）と、を具備し、前記選択は、前記比較の結果と、メモリに記憶された以前の位相偏移訂正値とに基づいて、少なくとも２つの位相偏移訂正値から行われ、
同相デジタル信号と直交デジタル信号との間に現在の位相偏移を導入するための位相偏移手段（１９、２０）をさらに具備し、前記現在の位相偏移は、以前の位相偏移と現在の位相偏移訂正値とに依存することを特徴とする不整合を訂正するための装置。
【請求項７】
前記位相訂正装置は、前記第１期間（τ１）の間に前記第１エラー値（εｉ）を加算することを可能とするように前記加算手段（１８）を制御する第１カウント手段（２１）をさらに具備する請求項６に記載の不整合を訂正するための装置。
【請求項８】
前記位相訂正装置は、第２期間（τ２）の後にのみ前記第１エラー値（εｉ）を加算することを可能とするように前記加算手段（１８）を制御する第２カウント手段（２２）をさらに具備する請求項６または７に記載の不整合を訂正するための装置。
【請求項９】
第１エラー値（εｉ）を測定するための装置（２３）から上流に配置されたチャネル推定手段（７）をさらに具備する請求項６から８のいずれか１項に記載の不整合を訂正するための装置。
【請求項１０】
２つの電力算出装置（１２、１３）を具備し、各電力算出装置は前記チャネルの１つにおける電力を評価することを可能とし、
前記電力算出装置によって評価された電力を比較するための第２比較手段（１４）と、
少なくとも２つの利得訂正値から利得訂正値を選択するための、前記第２比較手段に接続された利得分配手段と、
２つの乗算器と、をさらに具備し、各乗算器は対応する前記電力算出装置から上流のチャネルの１つに配置され、各乗算器の利得はこの乗算器に対応する以前の利得と選択された利得訂正値とに基づいて前記利得分配手段によって決定される、振幅訂正装置（１０）をさらに具備する請求項６から９のいずれか１項に記載の不整合を訂正するための装置。
【請求項１１】
地上波チャネルによって放送される信号から生じる、それぞれ同相チャネルおよび直交チャネル上の、同相成分（ＳＩ）および直交成分（ＳＱ）を処理するための電子装置（３）であって、
それぞれ前記同相成分および前記直交成分に対応する同相デジタル信号（ＳＤＩ）と直交デジタル信号（ＳＤＱ）とに基づいてシンボルを推定するための装置と、
請求項６から１０のいずれか１項に記載の不整合を訂正するための装置と、
を含む電子装置。
【請求項１２】
地上波チャネルによって放送される信号を受信するための装置（１）であって、
受信された信号をベースバンドに変換し、かつ同相チャネル上の同相成分（ＳＩ）および直交チャネル上の直交成分（ＳＱ）を出力するためのチューナ（２）と、
前記同相成分および前記直交成分に基づいてシンボルを推定するための請求項１１に記載の電子装置（３）と、
を具備する装置。
【請求項１３】
受信装置が異種の技術で実現されることを特徴とする請求項１２に記載の放送信号を受信するための装置（１）。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、地上波チャネルによって放送される信号から生じるＩおよびＱ信号の不整合の訂正に関する。
また、本発明は、例えば、ヨーロッパのＤＶＢ−Ｔ（Digital Video Broadcasting-Terrestrial）仕様、またはＤＶＢ−Ｈ（Digital Video Broadcasting-Handheld）仕様において規定されるデジタル地上波テレビの分野に特に適用される。
本発明は、例えば、ＤＡＢ（Digital Audio Broadcasting）標準において規定されるデジタル放送の分野に適用することも可能である。
本発明は、例えば、ＩＥＥＥ  ８０２．１１またはＨｙｐｅｒｌａｎ／２標準において規定されるような無線ローカルエリアネットワークの分野に同様に適用することが可能である。
本発明は、特に、復調器および受信した放送信号の処理に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般の法則として、高いビットレートの通信において、伝送は、中でも伝播の間の信号の歪みによって制限される。データはやがて拡散され、したがって、シンボル間の干渉を生じうる。
さらに、地上波チャネルによって放送される信号は、伝送の間に障害物で反射されうる。障害物は、例えば、壁、建物、または緩衝要素でありうる。また、放送信号は、通過する媒体の屈折率による影響を受け、または障害物に対して回折しうる。したがって、受信器によって受信される信号は、送信器からの直接の経路上で伝送される信号と、異なる間接的な経路から生じる多数の減衰および遅延した信号の組み合わせである。
したがって、そのようなチャネルの伝達機能は、均一な周波数ではない。さらに、障害物、送信器または受信器は移動式でありうる。したがって、伝達機能は時間にわたって変化しうる。
【０００３】
ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）変調の使用が知られている。伝送は、互いに直交し、ガードインターバルによって分離されたサブキャリアの周波数分割多重によって処理される。変調ステップは逆フーリエ変換を含み、復調ステップは高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を含む。ＯＦＤＭ変調は、比較的高い信頼性で無線周波数チャネル上の信号を伝送することを可能とする。
特に、ＣＯＦＤＭ（符号化されたＯＦＤＭ）変調を用いることが可能である。ＣＯＦＤＭ変調は、サブキャリアに影響しうる減衰に対して比較的強い伝送を提供することが可能である。
【０００４】
無線信号受信装置はチューナを含む。チューナは適切な周波数帯域で受信された信号を変換することを可能とする。したがって、チューナは、中間周波数付近で、または直接にベースバンドで受信された信号を変換することが可能である。後者の場合において、チューナはＣＭＯＳまたはＢｉＣＭＯＳ技術で実現することが可能である。したがって、チューナは比較的小型で低消費電力とすることが可能であり、これはＤＶＢ−Ｈのアプリケーションのために特に関心を引く。
【０００５】
チューナは、受信される信号を、それぞれＩチャネルおよびＱチャネル上の、Ｉ（in phase）と表わされる同相信号（signal in phase）と、Ｑと表わされる直交信号（signal in quadrature）とに変換する。Ｉ信号およびＱ信号はアナログである。ＩおよびＱチャネルの間の不整合が現れうる。不整合は位相損失を含み、すなわち、Ｉ信号およびＱ信号に対応するベクトルの間の位相偏移（phase shift）が正確に９０°でない。また、不整合は振幅損失を含み、すなわち、ＩおよびＱ信号に対応するベクトルが異なる長さを有する。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許出願ＦＲ２８５３４８６は、ベースバンドチューナ、デジタル化手段およびデジタルブロックを具備する装置を開示する。デジタルブロックは、復調手段に加えて訂正手段を具備する。これらの訂正手段は、ＩおよびＱチャネルの位相および振幅の不整合を訂正することを意図する。特許出願ＦＲ２８５３４８６は、位相および振幅の不整合を訂正するために既知のアルゴリズムを参照する。
例えば、エラーが測定され、かつＩおよびＱチャネルの信号の間に導入される訂正位相偏移がこのエラーに基づいて算出される。
しかし、これらのアルゴリズムは、地上波チャネルによって放送される信号から生じるＩおよびＱ信号の不整合を訂正する場合には不十分であることが明らかにされている。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の目的は、地上波チャネルによって放送される信号から生じるＩおよびＱ信号の不整合のより十分な訂正を提供することである。
【０００８】
したがって、本発明は、地上波チャネルによって放送される信号から生じる同相デジタル信号（digital signal in phase）と直交デジタル信号（digital signal in quadrature）との間の不整合を訂正するための方法であって、
（ａ）第１期間の間に第１エラー値の集合を測定するステップを有し、各第１エラー値は放送信号から生じる推定されたシンボルと前記推定されたシンボルに最も近い論理シンボルとに基づいて測定され、
（ｂ）前記第１エラー値の集合の前記第１エラー値の和に基づいて現在の第２エラー値を決定するステップと、
（ｃ）前記現在の第２エラー値をメモリに記憶された以前の第２エラー値と比較するステップと、
（ｄ）同相デジタル信号と直交デジタル信号との間に導入された以前の位相偏移に加算される現在の位相偏移訂正値を選択するステップとをさらに有し、前記選択は、前記ステップ（ｃ）の比較の結果と、メモリに記憶された以前の位相偏移訂正値とに基づいて、少なくとも２つの位相偏移訂正値から行われ、
（ｅ）現在の位相偏移を取得するために、以前の位相偏移に前記ステップ（ｄ）において選択された現在の位相偏移訂正値を加算するステップと、
（ｆ）同相デジタル信号と直交デジタル信号との間に前記ステップ（ｅ）において取得された現在の位相偏移を導入するステップと、
（ｇ）前記ステップ（ｂ）において決定された現在の第２エラー値と前記ステップ（ｄ）において選択された現在の位相偏移訂正値とをメモリに記憶するステップと、
（ｈ）上記ステップを繰り返すステップと、
をさらに有する位相訂正方法を有する方法である。
【０００９】
したがって、この方法によれば、ＩおよびＱチャネルの間の角度の訂正値に向かって収束するための判定基準として前記第２エラーが用いられる。導入される位相偏移は、先行技術のように、エラーの値に直接に基づいて算出されないが、１つのステップづつ把握される。
本発明のこの形態による方法は、実現することが比較的簡単であり、かつ地上波チャネルによって放送される信号から生じるＩおよびＱチャネルの間の不整合の比較的効果的な訂正を提供する。
さらに、そのようなチャネルは、時間にわたって変化しうるので、本方法のステップを周期的に繰り返すことによって、位相不整合のよりよい訂正が達成されうる。
本発明は、訂正の動作に必要であるときのみ、ステップ（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）、（ｇ）、（ｈ）が表わされた順序によって制限される。例えば、ステップ（ｅ）と（ｇ）は交換可能である。
【００１０】
好ましくは、不整合を訂正するための方法は、振幅訂正方法も含む。
【００１１】
好ましくは、ステップ（ｄ）において、現在の位相偏移訂正値の選択は厳密に２つの位相偏移訂正値から行われる。
現在の第２エラー値は、以前の第２エラー値と比較される。ステップ（ｃ）の比較結果は、例えば、現在の第２エラー値とメモリに記憶された以前の第２エラー値との間の差分の符号である。この比較ステップは、以前の位相偏移訂正が加算されたときに第２エラーが増加したか否か、または逆に第２エラーが減少したか否かを推定することを可能とする。
【００１２】
好ましくは、厳密に２つの位相偏移訂正値は互いに逆の符号である。
したがって、第１の事例において、現在の位相偏移訂正値は、以前の位相偏移訂正値に等しいか、または少なくとも同じ符号に選択することが可能である。第２の事例において、現在の位相偏移訂正値は、以前の位相偏移訂正値の符号を逆にした値であるか、または少なくとも逆の符号に選択することが可能である。
その代わりに、ステップ（ｄ）において、現在の位相偏移訂正値の選択は２つより多くの位相偏移訂正値から行われる。この代替は、特に、時間にわたって比較的小さく変化する伝達機能を有するチャネルのために想定される。したがって、本方法は、自動的に収束の速度を促進する。
【００１３】
好ましくは、前記位相訂正方法は、第２期間について待機することを含むステップ（ｉ）も含む。このステップは、現在の位相偏移を導入するステップ（ｅ）の後であり、かつ次の第２エラー値を決定するために使用される前記第１エラー値を測定する前に実行される。待機は、本発明のこの形態による方法を実現する装置が、現在の位相偏移の導入の後に安定状態に移ることを可能とする。したがって、次の第２エラー値は現在の位相偏移の影響を示す。
その代わりに、前記位相訂正方法は、第２期間について待機するためのステップを含まない。実際、本発明のこの形態による方法を実現する装置が比較的低い慣性（inertia）を表わす可能性があり、意味のある結果を取得するために第２期間の間、待機する必要がない。
【００１４】
好ましくは、前記第１期間は、前記第１エラー値の集合が少なくとも４つの第１エラー値を含む期間である。
実際、チャネル伝達機能は、時間にわたって変化しうる。したがって、意味のある現在の第２エラー値を取得するために、ある数の第１エラー値を測定することが望ましい。
その代わりに、前記第１期間は、前記第１エラー値の集合が４つより少ない第１エラー値を含む期間である。
【００１５】
本発明のもう１つの形態は、地上波チャネルによって放送される信号から生じ、かつ同相デジタル信号と直交デジタル信号とに基づいてシンボルを推定するための装置のために意図された、それぞれ同相チャネル（channel in phase）および直交チャネル（channel in quadrature）上の、同相デジタル信号と直交デジタル信号との間の不整合を訂正するための装置であって、前記不整合を訂正するための装置は位相訂正装置を含む。前記位相訂正装置は、
以前の位相偏移訂正値と以前の第２エラー値とを記憶するための記憶手段と、
推定されたシンボルと前記推定されたシンボルに最も近い論理シンボルとの間の第１エラー値を測定するための測定装置と、
第１期間の間に測定された第１エラー値の和に基づいて現在の第２エラー値を決定するための加算手段と、
前記現在の第２エラー値をメモリに記憶された以前の第２エラー値と比較するための第１比較手段と、
同相デジタル信号と直交デジタル信号との間に導入された以前の位相偏移に加算される現在の位相偏移訂正値を選択するための選択手段と、を具備し、前記選択は、前記比較の結果と、メモリに記憶された以前の位相偏移訂正値とに基づいて、少なくとも２つの位相偏移訂正値から行われ、
同相デジタル信号と直交デジタル信号との間に現在の位相偏移を導入するための位相偏移手段をさらに具備し、前記現在の位相偏移は、以前の位相偏移と現在の位相偏移訂正値とに依存する。
不整合を訂正するためのこの装置は、本発明の形態の１つによる方法を実現することを可能とし、したがって、同様な効果を奏する。
さらに、本発明のこの形態による位相不整合を訂正するための装置は、比較的容易に電子装置に組み込むことが可能である。
電子装置は、例えば、復調器である。
【００１６】
好ましくは、第１カウント手段は、前記第１期間の間に前記第１エラー値を加算することを可能とするように前記加算手段を制御する。この特徴は限定しない。
その代わりに、前記第１カウント手段は、前記第１エラー値の測定が前記第１期間の間でのみ行われるように前記測定装置を制御することも可能である。
【００１７】
好ましくは、第２カウント手段は、第２期間の後にのみ前記第１エラー値を加算することを可能とするように前記加算手段を制御する。したがって、新たな位相偏移が導入された後、現在の第２エラー値が意味のあるものであるために、前記電子装置が安定状態に戻るための待機が存在する。
その代わりに、前記第２カウント手段は前記測定装置を制御する。
この特徴のいずれも限定しない。特に、前記電子装置は、意味のある判定基準を取得するために、前記第２期間の時間について待機する必要がないように動的な範囲を有することが可能である。
【００１８】
好ましくは、かつ限定せずに、チャネル推定手段は、第１エラー値を測定するための装置から上流に配置される。そのようなチャネル推定手段は、例えば予測器が、この技術分野の当業者に知られている。したがって、前記第１エラー値は論理シンボルと推定されたシンボルとの間で測定され、シンボルの推定は前記チャネル推定手段による訂正ステップを含む。実際には、ある既存の復調器は、予測器の下流にエラー測定装置を具備する。したがって、そのような位相訂正装置は、既存の復調器に比較的容易に挿入することが可能である。
本発明の一形態による方法は、本発明の一形態による前記電子装置が安定状態で動作するときに効果的に用いられるが、この特徴は限定しない。
【００１９】
本発明のもう１つの形態は、地上波チャネルによって放送される信号から生じる、それぞれ同相チャネルおよび直交チャネル上の、同相成分および直交成分を処理するための電子装置であって、
それぞれ前記同相成分および前記直交成分に対応する同相デジタル信号と直交デジタル信号とに基づいてシンボルを推定するための装置と、
本発明の一形態による不整合を訂正するための装置と、
を含む。
【００２０】
本発明のもう１つの形態は、地上波チャネルによって放送される信号を受信するための装置あって、
受信された信号をベースバンドに変換し、かつ同相チャネル上の同相成分および直交チャネル上の直交成分を出力するためのチューナと、
前記同相成分および前記直交成分に基づいてシンボルを推定するための本発明の一形態による電子装置と、
を含む。
そのような放送信号を受信するための装置は比較的小型とすることが可能である。
【００２１】
本発明の他の特徴および効果は、以下の説明から明らかになる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
＜放送信号を受信するための装置＞
図１の受信装置１はチューナ２および電子装置３を具備する。受信装置１は異種の技術で実現することが可能である。
チューナ２は地上波チャネルによって放送される信号を受信し、かつこれらの信号をベースバンドに変換することを可能とする。放送信号はこの例においてＣＯＦＤＭ変調によって変調される。電子装置３はベースバンドに変換された信号から生じる同相成分ＳＩおよび直交成分ＳＱを処理することを可能とする。
表わされた電子装置は、同相成分ＳＩおよび直交成分ＳＱをデジタル化する、したがって、同相デジタル信号ＳＤＩおよび直交デジタル信号ＳＤＱを生成する、２つのアナログデジタルコンバータ（４、５）を具備する。
また、電子装置３は、同相デジタル信号ＳＤＩおよび直交デジタル信号ＳＤＱに基づいてシンボルを推定するための装置を具備する。シンボル推定装置は、デジタル処理装置６およびデジタルローパスフィルタ（８、９）を具備する。これらのデジタルローパスフィルタ（８、９）は相対的に選択されたフィルタリングを提供するために用いられる。
【００２３】
デジタル処理装置６は、訂正された同相信号Ｓ’ＤＩおよび訂正された直交信号Ｓ’ＤＱを復調することを可能とする。訂正された同相信号Ｓ’ＤＩおよび訂正された直交信号Ｓ’ＤＱは、それぞれ、同相デジタル信号ＳＤＩおよび直交デジタル信号ＳＤＱから生じる。
デジタル処理装置６は、比較的高い正確さで信号をベースバンドに配置するための（図示しない）回転装置（rotation device）を具備することが可能である。また、デジタル処理装置６は、（図示しない）ローパスフィルタおよび（図示しない）高速フーリエ変換装置を具備することが可能である。（図示しない）メモリは、変調方法、例えば、ＱＰＳＫ（四相位相偏移変調）、１６−ＱＡＭ（直交振幅変調）または６４−ＱＡＭを指示することが可能である。
デジタル処理装置６は、この技術分野の当業者に知られている。デジタル処理装置６は、シンボルのコンステレーションを取得することを可能とする。
【００２４】
また、電子装置３は、アナログデジタルコンバータ（４、５）の上流に（図示しない）増幅器の利得にしたがって動作する（図示しない）自動利得制御回路を具備することが可能である。自動利得制御回路は、同相および直交成分の振幅を、収束が最適化されるような値の範囲に配置することを可能とする。
また、電子装置３は、チャネル推定手段、例えば、予測器７を具備する。予測器７は取得されたシンボルへのチャネルの影響を少なくとも部分的に補償することを可能とする。
また、電子装置３は、同相デジタル信号ＳＤＩおよび直交デジタル信号ＳＤＱの間の不整合を訂正するための装置を具備する。不整合を訂正するための装置は、振幅訂正装置１０および位相訂正装置１１を具備する。
【００２５】
＜振幅訂正装置および方法＞
図１の振幅訂正装置１０および図４の振幅訂正方法の例を一緒に説明する。
この実施形態において、振幅訂正装置１０は、２つの電力算出装置（１２、１３）を具備し、各電力算出装置は、ＩまたはＱチャネルの１つにおける電力Ｐ（Ｉ）またはＰ（Ｑ）を評価することを可能とする。各電力は、瞬間のものとする、または与えられた時間間隔にわたって平均されることが可能である。各チャネルについて、電力が評価される（図４のステップ（ｊ））。
【００２６】
図１の例において、電力算出装置（１２、１３）は、電力を推定するために接続されたチャネルによる中間同相信号ＳＤＩＩまたは中間直交信号ＳＤＱＩを用いる。中間同相信号ＳＤＩＩおよび中間直交信号ＳＤＱＩは、同相デジタル信号ＳＤＩおよび直交デジタル信号ＳＤＱから生じる。
また、振幅訂正装置１０は、適切に評価された電力を比較するための第２比較手段１４を具備する。図４において（ｋ）と示されたこのステップは、ステップ（ｊ）において評価された電力を比較するために、多くの方法で実現することが可能である。
例えば、利得間隔ｇはこの比較を実行するために使用することが可能である。利得間隔ｇはプログラムすることが可能である。評価された電力の１つ、例えばＩチャネルの電力Ｐ（Ｉ）は、他の電力、例えばＱチャネルの電力Ｐ（Ｑ）と比較される前に、まず、第１係数、例えば（１＋ｇ）が乗算される。また、Ｉチャネルの電力Ｐ（Ｉ）は、Ｑチャネルの電力Ｐ（Ｑ）と比較される前に、第２係数、例えば（１−ｇ）が乗算される。｜Ｐ（Ｉ）（１＋ｇ）−Ｐ（Ｑ）｜に等しい第１差分Ｄ１、および、｜Ｐ（Ｉ）（１−ｇ）−Ｐ（Ｑ）｜に等しい第２差分Ｄ２が、例えば、評価されることが可能である（図４のステップ５０）。第１差分Ｄ１は第２差分Ｄ２と比較される（ステップ５１）。
図示しない、代わりの実施形態よれば、電力の比較は利得間隔を含まない。電力Ｐ（Ｉ）およびＰ（Ｑ）は、例えば、直接に互いに比較される。
【００２７】
図１に戻り、比較結果、例えば、ブール変数の値が第２比較手段１４に接続された利得分配手段１５に伝達される。
利得分配手段１５は、少なくとも２つの利得訂正値から利得訂正値δＧを選択することを可能とする（図４のステップ（ｌ））。
好ましくは、かつ限定でなく、利得訂正値δＧは厳密に２つの値から選択される。好ましくは、かつ限定でなく、厳密な２つの潜在的な利得訂正値は、逆の符号を有する。好ましくは、これら２つの値の絶対値は実質的に等しく、例えば、値（−ｇ／２，＋ｇ／２）である。
第１差分Ｄ１が第２差分より小さいならば、Ｉチャネルの電力は低過ぎると見なすことが可能であり、選択される利得訂正値δＧは＋ｇ／２である（図４のステップ５３）。
第１差分Ｄ１が第２差分より大きいならば、Ｉチャネルの電力は高過ぎると見なすことが可能であり、選択される利得訂正値δＧは−ｇ／２である（図４のステップ５２）。
また、図１の振幅訂正装置１０は、２つの乗算器（１６、１７）を具備する。各乗算器（１６、１７）は対応する電力算出装置（１２、１３）から上流のチャネルの１つに配置される。各乗算器は配置されるチャネルに対応する利得を適用することを可能とする。
各チャネルについて、このチャネルに適用される現在の利得は、一方では、このチャネルに適用された以前の利得および選択された利得訂正値δＧから決定することが可能である（図４のステップ（ｍ））。同相チャネルの乗算器１７の利得は、例えば、約（１＋δＧ）の係数が乗算される。直交チャネルの乗算器１６の利得は、例えば、約（１−δＧ）の係数が乗算される。各乗算器の利得は利得分配手段１５によって決定される。
【００２８】
図示しない、代わりの実施形態よれば、チャネルに適用される現在の利得は、チャネルの１つについてのみ決定される。現在の利得は、このチャネルに適用された以前の利得と、利得訂正値とに基づいて決定される。例えば、同相チャネルの乗算器１７の利得のみに係数（１＋２＊δＧ）が乗算される。
電力算出装置（１２、１３）、第２比較手段１４、および利得分配手段１５は、連続的に動作することが可能である。したがって、ステップ（ｊ）、（ｋ）、（ｌ）、（ｍ）および現在の利得を適用するステップは繰り返される。したがって、振幅不整合は１つのステップづつ訂正される。
この例において、潜在的な利得訂正値（−ｇ／２，＋ｇ／２）は、利得間隔の値ｇから導き出されるが、これはそれ以外に構成することも可能である。
利得訂正の絶対値は、例えば、０．１７ｄＢの利得に対応することが可能である。
また、多数の可能な絶対利得訂正値、例えばｇ／２および２ｇが可能である。したがって、多数のモード、例えば、振幅不整合の訂正に向かって比較的低速で収束する低速モード、および、収束が高速な高速モードを想定することが可能である。低速モードにおいて、同相チャネルの乗算器１７の利得は、単に係数（１＋ｇ／２）または（１−ｇ／２）を乗算することが可能である。高速モードにおいて、同相チャネルの乗算器１７の利得は、単に係数（１＋２ｇ）または（１−２ｇ）を乗算することが可能である。低速モードは、例えば、電子装置３が安定状態で動作するときに利用される。高速モードは、例えば、電子装置３が過渡的な状態で動作するときに利用される。
１つの表わされた以外の振幅訂正装置を用いることが可能である。
【００２９】
＜位相訂正装置＞
不整合を訂正するための装置は、位相訂正装置１１も具備する。
位相訂正装置１１は、予測器７の下流に配置された第１エラー値εｉを測定するための装置２３を具備する。第１エラー値εｉはデジタル処理装置６および予測器７によって推定されたシンボルと、推定されたシンボルに最も近い論理シンボルとの間で測定される。第１エラー値は、推定されたシンボルに対応する点と、コンステレーションにおける論理シンボルに対応する点との間の距離とすることが可能である。
加算手段１８は、第１期間τ１の間に測定された第１エラー値εｉの和に基づいて現在の第２エラー値を決定することを可能とする。現在の第２エラー値は、例えば、測定された第１エラー値εｉの、必要ならば重み付けされた和、または平均とすることが可能である。
さらに、位相訂正装置１１は、以前の第２エラー値および以前の位相偏移訂正を記憶するための（図示しない）記憶手段、例えばメモリを具備する。
この事例において、加算手段１８と結合された第１比較手段は、現在の第２エラー値を以前の第２エラー値と比較することを可能とする。この事例において、加算手段１８と結合された選択手段は、２つの位相偏移訂正値から現在の位相偏移訂正値を選択することを可能とする。選択は、比較の結果と、メモリに記憶された以前の位相偏移訂正値とに基づいて行われる。
加算手段１８、第１比較手段および選択手段は、単一のプロセッサに組み込むことが可能である。
【００３０】
位相偏移手段（１９、２０）は、同相デジタル信号と直交デジタル信号との間の現在の位相偏移を導き出すことを可能とする。現在の位相偏移は、現在の位相偏移訂正値および以前の位相偏移に依存する。現在の位相偏移は、以前の位相偏移に、選択された位相偏移訂正を加算したものに等しくなるように選択される。位相偏移は、選択された位相偏移訂正の符号に従って増加または減少する。
位相偏移手段は、位相回復回路２０およびテーブル１９を具備することが可能である。テーブル１９は、望ましい位相偏移に基づいて第１の値Ａおよび第２の値Ｂを提供することを可能とする。この第１の値Ａおよびこの第２の値Ｂは位相回復回路２０に導入される。位相偏移値φについて、第１の値はｃｏｓ（φ／２）／（２＊ｃｏｓ（φ））に実質的に等しくとることが可能であり、かつ第２の値はｓｉｎ（φ／２）／（２＊ｃｏｓ（φ））に実質的に等しくとることが可能である。実際、位相偏移をある範囲内、例えば［−８°；＋８°］の範囲内に維持するために提供することが可能である。位相偏移は、例えば−１°または＋１°のみの位相偏移訂正を伴って離散的に変化しやすいので、テーブル１９は比較的理にかなったサイズの配列を具備する。
位相偏移訂正は、より大きいまたはより小さい絶対値、例えば０．１°を有することも可能である。
この位相訂正装置は、適切な位相偏移値に向かって収束することを可能とする。
【００３１】
加算手段１８は、この事例において、第１カウント手段２１および第２カウント手段２２によって制御される。
第１カウント手段は、測定された第１エラー値εｉが第１期間τ１の間でのみ加算されることを可能とする。複数の第１エラー値にわたる加算は、時間にわたって少なくとも部分的にチャネルの変化に応じることを可能とする。
第２カウント手段２２は、第２期間τ２に対応するある期間が経過した後にのみ加算することを可能とする。この期間は、位相偏移の修正が加えられた後、電子装置３が安定状態に戻ることを可能とする。したがって、新たな第２エラー値はこの第２期間τ２の後にのみ確立される。
第１期間は、例えば１ミリ秒または８秒とすることが可能である。また、第２期間は、各種の値、例えば１０ミリ秒を有することが可能である。
この例において、位相訂正は振幅訂正の前に実行される。もちろん、その逆も可能である。
【００３２】
＜位相不整合を訂正するための方法＞
図２は、本発明の実施形態による不整合訂正アルゴリズムの例を表わす。
この方法は、現在の第２エラー値Ｅを決定するためのステップ（ｂ）を含む。現在のこの第２エラー値Ｅは、以前の第２エラー値Ｅｐｒｅｖと比較される（ステップ（ｃ））。現在の位相偏移訂正値δは、比較結果に従って、および以前の位相偏移訂正値δｐに従って、２つの位相偏移訂正値（−δｐ，＋δｐ）から選択される（ステップ（ｄ））。選択された現在の位相偏移訂正値δは、現在の位相偏移の値を取得するために、以前の位相偏移φに加算される（ステップ（ｅ））。この現在の位相偏移は、例えば、テーブルおよび位相回復回路を用いて、同相デジタル信号と直交デジタル信号との間に導入される。
これらのステップは規則的な間隔で繰り返されることを意図する。アルゴリズムは２つの実行サイクルの間に第２期間τ２についての待機（ステップ（ｇ））を設けることが可能であり、この第２期間τ２はゼロとすることまたは修正することが可能である。
【００３３】
第１サイクルにおいて、アルゴリズムは初期ステップ（３９、３８）を設けることが可能である。
したがって、以前の位相訂正値δｐはある値Δφ０に初期化される（ステップ３９）。表わされた例において、このある値Δφ０は、望ましい位相偏移間隔に対応する。Δφ０の値が大きいほど、収束が速い。
同様に、以前の第２エラー値Ｅｐｒｅｖが、例えばゼロに初期化される（ステップ３８）。その代わりに、この最初の、以前の第２エラー値は第１サイクルが実行される前に測定される。
第１サイクルは第１期間τ１の間に第１エラー値εｉの集合を測定するためのステップ（ａ）を含む。
この例において、測定（ステップ３５）は第１期間τ１の間でのみ生じる。この目的のため、ステップ（ａ）はループ開始４０、検査４１、増加４２ステップを有するインデックスｉのループを有する。
その代わりに、図１の装置におけるように、第１エラー値は連続的に測定され、かつ第１エラー値εｉの集合は第１期間τ１の間に測定された第１エラー値εｉのみを含む。
第１エラー値の集合の第１エラー値εｉは、現在の第２エラー値Ｅを決定するために加算される（ステップ（ｂ））。この例において、第１エラー値εｉの絶対値が加算される。
この現在の第２エラー値Ｅは以前の第２エラー値Ｅｐｒｅｖと比較される（ステップ（ｃ））。この第１サイクルにおいて、ゼロである、以前の第２エラー値Ｅｐｒｅｖを用いて、表わされたアルゴリズムは、現在の位相偏移訂正値δとして以前の位相偏移訂正値δｐの符号を逆にした値、すなわち−Δφ０の選択となる（ステップ３３）。したがって、位相偏移間隔Δφ０は、現在の位相偏移φから減算される（ステップ（ｅ））。
ステップ（ｅ）の実行前に、現在の位相偏移φは任意に選択された値を有する。この値はゼロとすることが可能である。
ステップ（ｅ）の実行後に、位相偏移はＩおよびＱチャネルの間に導入される。
現在の第２エラー値Ｅは以前の第２エラー値Ｅｐｒｅｖとして記憶され、かつ現在の位相偏移訂正値δは以前の位相偏移訂正値δｐとして記憶される（ステップ（ｆ））。
第２期間τ２について待機するステップ（ｇ）の実行後に、新たなサイクルが再開されることが可能である。
用語「現在の」は現在のサイクルを意味するために用いられ、一方「以前の」は以前のサイクルまたは初期化を意味するために用いられる。
【００３４】
この新たなサイクルにおいて、以前の第２エラー値Ｅｐｒｅｖは、新たなサイクルにおいて測定された現在の第２エラー値Ｅと比較される。
現在の第２エラー値Ｅが、第１サイクルにおいて測定された以前の第２エラー値Ｅｐｒｅｖより大きいならば、導入された位相偏移訂正はＩおよびＱチャネルの信号の間の実際の位相偏移を補償するために寄与しなかったことが推定される。導入された位相偏移訂正は、逆に、ＩおよびＱチャネルの信号の間の実際の位相偏移を増加させたことが推定される。したがって、現在の位相偏移訂正値δは以前の位相偏移訂正値δｐの符号を逆にした値に等しく選択される（ステップ３３）。
その代わりに、ステップ３３において、現在の位相偏移訂正値δが以前の位相偏移訂正値δｐの符号を逆にした値の２倍に等しくなるように選択される構成が可能である。これは現状に戻るサイクルの浪費を防止する。
現在の第２エラー値Ｅが、第１サイクルにおいて測定された以前の第２エラー値Ｅｐｒｅｖより小さいならば、導入された位相偏移間隔はＩおよびＱチャネルの信号の間の実際の位相偏移を補償することに寄与したことが推定される。したがって、現在の位相偏移訂正値δは以前の位相偏移訂正値δｐに等しくなるように選択される（ステップ３４）。
これらのサイクルの周期的な繰り返しは、ＩおよびＱチャネルの間の実際の位相偏移に近い位相偏移値に向かって収束することを可能とする。
【００３５】
＜位相訂正の例＞
図３Ａは、位相訂正なしで推定されたシンボルのコンステレーションの例を表わす。ＩおよびＱチャネルの間の実際の位相偏移は２．２°である。点の集合は、推定されたシンボルが単に論理シンボルの近くに存在することを認めうる。
図２におけるような位相訂正アルゴリズムがそのような信号に適用されるとき、図３Ｂ、３Ｃ、３Ｄのコンステレーションによって表わされるように、この状況を向上させることが可能である。
ゼロの初期位相偏移および０．５°の位相偏移間隔が選択される。第１サイクルの実行後に、＋０．５°の位相偏移がＩおよびＱチャネルの間に導入される。図３Ｂのコンステレーションによって表わされるように、点は図３Ａの点より小さい。
また、第２サイクルの実行において、＋０．５°の位相偏移はＩおよびＱチャネルの間の不整合の訂正を向上させるとみられる。新たな０．５°の位相偏移訂正、すなわち１°の位相偏移が導入される。
他のサイクルが実行され、かつ導入された位相偏移は実際の位相偏移に近づいている。図３Ｃおよび３Ｄによって表わされるように、点は、２°の導入された位相偏移（図３Ｃ）および２．５°の導入された位相偏移（図３Ｄ）について、概して、より小さい。
これらの値が達成されると、推定されたシンボルは相対的に論理シンボルに近い。
【００３６】
＜変形＞
図２のようなアルゴリズムを用いて、導入された位相偏移は実際の位相偏移の付近を変動する。
第２期間の値は、ある数のサイクルが実行されると増加することが可能である。実際、ある数のサイクルの後に、導入された位相偏移の値は相対的に実際の位相偏移の値に近いと推定される。したがって、サイクルは、結果を監視するために、より頻繁に実行することが可能である。
位相偏移間隔Δφ０の値は、第１サイクルを実行するときに比較的大きくし、その後、より小さくすることが可能である。実際、実際の位相偏移は、任意に選択された位相偏移の値と相対的に異なることが可能であり、相対的に大きい位相偏移間隔は、実際の位相偏移値に向かってより速く収束することを可能とする。
【図面の簡単な説明】
【００３７】
【図１】本発明の実施形態による放送信号を受信するための装置の例の図である。
【図２】本発明の実施形態による位相訂正方法の例を表わす。
【図３Ａ】位相訂正なしで推定されたシンボルのコンステレーションの例を表わす。
【図３Ｂ】本発明の実施形態による０．５°の位相訂正を用いて推定されたシンボルのコンステレーションの例を表わす。
【図３Ｃ】本発明の実施形態による２°の位相訂正を用いて推定されたシンボルのコンステレーションの例を表わす。
【図３Ｄ】本発明の実施形態による２．５°の位相訂正を用いて推定されたシンボルのコンステレーションの例を表わす。
【図４】本発明の実施形態による振幅訂正方法の例を表わす。
【符号の説明】
【００３８】
１  受信装置
２  チューナ
３  電子装置
４、５  アナログデジタルコンバータ
６  デジタル処理装置
７  予測器
８、９  デジタルローパスフィルタ
１０  振幅訂正装置
１１  位相訂正装置
１２、１３  電力算出装置
１４  第２比較手段
１５  利得分配手段
１６、１７  乗算器
１８  加算手段
１９、２０  位相偏移手段
２１  第１カウント手段
２２  第２カウント手段
２３  第１エラー値εｉを測定するための装置
【図１】
0004405984.tif 000002
【図２】
0004405984.tif 000003
【図３Ａ】
0004405984.tif 000004
【図３Ｂ】
0004405984.tif 000005
【図３Ｃ】
0004405984.tif 000006
【図３Ｄ】
0004405984.tif 000007
【図４】
0004405984.tif 000008