(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
パワー一定の連続光を発生するＣＷ光源と、
入力された光信号に対してシンボルレートの半分の周波数で位相を０またはπ／４に変調するπ／４位相変調器と、
入力された光信号を２経路に分け、それぞれの光信号に対して位相を０またはπに変調し、一方の光信号の位相をπ／２だけずらして再び合波する光直交位相変調器とにより構成され、
ＣＷ光源−π／４位相変調器−光直交位相変調器、もしくはＣＷ光源−光直交位相変調器−π／４位相変調器の順に直列に接続された
ことを特徴とする光位相変調回路。
【請求項２】
パワー一定の連続光を発生するＣＷ光源と、
入力された光信号に対してシンボルレートの半分の周波数で位相を０または３π／４に変調する３π／４位相変調器と、
入力された光信号を２経路に分け、それぞれの光信号に対して位相を０またはπに変調し、一方の光信号の位相をπ／２だけずらして再び合波する光直交位相変調器とにより構成され、
ＣＷ光源−３π／４位相変調器−光直交位相変調器、もしくはＣＷ光源−光直交位相変調器−３π／４位相変調器の順に直列に接続された
ことを特徴とする光位相変調回路。
【請求項３】
パワー一定の連続光を発生するＣＷ光源と、
入力された光信号に対してシンボルレートの半分の周波数で位相を０またはπ／４に変調するπ／４位相変調器と、
入力された光信号に対して位相を０またはπに変調するπ位相変調器と、
入力された光信号に対して位相を０またはπ／２に変調するπ／２位相変調器と
が、
ＣＷ光源を先頭にし、その後前記π／４位相変調器と前記π／２位相変調器と前記π位相変調器とが任意の順序で直列に接続された
ことを特徴とする光位相変調回路。
【請求項４】
パワー一定の連続光を発生するＣＷ光源と、
入力された光信号に対してシンボルレートの半分の周波数で位相を０または３π／４に変調する３π／４位相変調器と、
入力された光信号に対して位相を０またはπに変調するπ位相変調器と、
入力された光信号に対して位相を０またはπ／２に変調するπ／２位相変調器と
が、
ＣＷ光源を先頭にし、その後前記３π／４位相変調器と前記π／２位相変調器と前記π位相変調器とが任意の順序で直列に接続された
ことを特徴とする光位相変調回路。
【請求項５】
シンボルレートと同じ周波数で光強度を変調する光強度変調器を任意の位置に挿入した請求項１ないし請求項４のいずれかに記載の光位相変調回路。
【請求項６】
前記π／４位相変調器または３π／４位相変調器に代えて、シンボルレートの半分の周波数で、位相がシフトした正弦波駆動信号により駆動された両電極駆動マッハツェンダ光変調器を用いる請求項１ないし４のいずれかに記載の光位相変調回路。
【請求項７】
前記正弦波駆動信号の各アーム間の位相差が約１４°であり、振幅がそれぞれ半波長電圧の約０．５１倍である請求項６記載の光位相変調回路。
【請求項８】
前記正弦波駆動信号の各アーム間の位相差が約３７°であり、振幅がそれぞれ半波長電圧の約０．６３倍である請求項６記載の光位相変調回路。
【請求項９】
前記π／４位相変調器または３π／４位相変調器に代えて、シンボルレートの半分の周波数で、位相が互いにπだけシフトしていて振幅の異なる正弦波駆動信号により駆動された両電極駆動マッハツェンダ光変調器を用いる請求項１ないし４のいずれかに記載の光位相変調回路。
【請求項１０】
前記正弦波駆動信号の振幅が半波長電圧の約０．８７５倍と半波長電圧の約０．１２５倍である請求項９記載の光位相変調回路。
【請求項１１】
前記正弦波駆動信号の振幅が半波長電圧の約０．６２５倍と半波長電圧の約０．３７５倍である請求項９記載の光位相変調回路。
【請求項１２】
差動直交位相シフトキーイングを用いた光変調方法において、
偶数シンボルの光位相が０、π／２、π、３π／２のいずれかの値をとり、奇数シンボルの光位相がπ／４、３π／４、５π／４、７π／４のいずれかの値をとり、
偶数シンボルと奇数シンボルでは取りうる位相点がπ／４シフトしている
ことを特徴とする光変調方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、多値の光位相変調を適用した変調技術および遅延検波を用いた復調技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
光ファイバ伝送技術の周波数利用効率を向上する狭帯域変調方式として、差動直交位相シフトキーイング(Differential Quadrature Phase-Shift Keying:ＤＱＰＳＫ)方式が注目されている。本変調方式では、２値の差動位相シフトキーイング(Differential Phase-Shift Keying:ＤＰＳＫ)方式と同じ占有帯域幅でありながら、伝送容量を２倍に拡大することが可能である（例えば、非特許文献１参照）。
【０００３】
また、受信側では遅延マッハツェンダ干渉計（Ｍａｃｈ−Ｚｅｈｎｄｅｒ
Ｉｎｔｅｒｆｅｒｏｍｅｔｅｒ：ＭＺＩ）を用いた遅延検波により復調するため、偏波依存性が小さく、安定した受信特性を実現することができる。
【０００４】
【非特許文献１】Ｒ．Ａ．Ｇｒｉｆｆｉｎ ｅｔ ａｌ．，“Ｏｐｔｉｃａｌ Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ−Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙ（ｏＤＱＰＳＫ）ｆｏｒ Ｈｉｇｈ Ｃａｐａｃｉｔｙ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ”、ＯＦＣ２００２，ＰａｐｅｒＷＸ６，２００２．
【非特許文献２】Ｃ．Ｒ．Ｄｏｅｒｒ ｅｔ ａｌ．，“Ｓｉｍｕｌｔａｎｅｏｕｓ ｒｅｃｅｐｔｉｏｎ ｏｆ ｂｏｔｈ ｑｕａｄｒａｔｕｒｅｓ ｏｆ ４０−Ｇｂ／ｓ ＤＱＰＳＫ ｕｓｉｎｇａ ｓｉｍｐｌｅ ｍｏｎｏｌｉｔｈｉｃ ｄｅｍｏｄｕｌａｔｏｒ”、ＯＦＣ２００５，Ｐａｐｅｒ ＰＤＰ１２，２００５．
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、従来のＤＱＰＳＫ変復調方式においては以下のような課題がある。すなわち、ＤＱＰＳＫ方式における受信側の２つの遅延マッハツェンダ干渉計は、一方の遅延マッハツェンダ干渉計については２つのアームの位相差をπ／４とし、もう一方の遅延マッハツェンダ干渉計は前者の位相差からπ／２だけシフトさせる（すなわち−π／４とする）必要がある。
【０００６】
このため、遅延マッハツェンダ干渉計の透過スペクトルは、透過ピークとなる周波数が光キャリア周波数からＦＳＲ／８だけずれた位置に来ることになる。ただし、ＦＳＲは自由スペクトル域（Ｆｒｅｅ
Ｓｐｅｃｔｒａｌ Ｒａｎｇｅ）である。
【０００７】
実際のＤＱＰＳＫ送受信器では、送信信号の波長に合せて受信側の遅延マッハツェンダ干渉計の中心波長を調整する必要があるが、この際に透過パワーが最大となる光キャリア周波数の位置からＦＳＲ／８だけずらした位置に遅延マッハツェンダ干渉計を調整するため、透過パワーを用いた調整方法を用いることができないため、復調波形をモニタするなど、複雑な調整手段が必要となる。
【０００８】
本発明は、このような背景を考慮してなされたもので、従来のＤＱＰＳＫ信号と同程度の狭スペクトル特性を有していながら、遅延マッハツェンダ干渉計の位相差が零、すなわち、光キャリア周波数において遅延マッハツェンダ干渉計の透過パワーが最大となる状態に設定することによって復調されるようにすることにより、遅延マッハツェンダ干渉計の中心周波数の調整を容易にすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の光位相変調回路は、パワー一定の連続光を発生するＣＷ光源と、入力された光信号に対してシンボルレートの半分の周波数で位相を０またはπ／４に変調するπ／４位相変調器と、入力された光信号を２経路に分け、それぞれの光信号に対して位相を０またはπに変調し、一方の光信号の位相をπ／２だけずらして再び合波する光直交位相変調器とにより構成され、ＣＷ光源−π／４位相変調器−光直交位相変調器、もしくはＣＷ光源−光直交位相変調器−π／４位相変調器の順に直列に接続されたことを特徴とする。
【００１０】
あるいは、本発明の光位相変調回路は、パワー一定の連続光を発生するＣＷ光源と、入力された光信号に対してシンボルレートの半分の周波数で位相を０または３π／４に変調する３π／４位相変調器と、入力された光信号を２経路に分け、それぞれの光信号に対して位相を０またはπに変調し、一方の光信号の位相をπ／２だけずらして再び合波する光直交位相変調器とにより構成され、ＣＷ光源−３π／４位相変調器−光直交位相変調器、もしくはＣＷ光源−光直交位相変調器−３π／４位相変調器の順に直列に接続されたことを特徴とする。
【００１１】
あるいは、本発明の光位相変調回路は、パワー一定の連続光を発生するＣＷ光源と、入力された光信号に対してシンボルレートの半分の周波数で位相を０またはπ／４に変調するπ／４位相変調器と、入力された光信号に対して位相を０またはπに変調するπ位相変調器と、入力された光信号に対して位相を０またはπ／２に変調するπ／２位相変調器とが、ＣＷ光源を先頭にし、その後前記π／４位相変調器と前記π／２位相変調器と前記π位相変調器とが任意の順序で直列に接続されたことを特徴とする。
【００１２】
あるいは、本発明の光位相変調回路は、パワー一定の連続光を発生するＣＷ光源と、入力された光信号に対してシンボルレートの半分の周波数で位相を３π／４に変調する３π／４位相変調器と、入力された光信号に対して位相をπに変調するπ位相変調器と、入力された光信号に対して位相をπ／２に変調するπ／２位相変調器とが、ＣＷ光源を先頭にし、その後前記３π／４位相変調器と前記π／２位相変調器と前記π位相変調器とが任意の順序で直列に接続されたことを特徴とする。
【００１３】
さらに、シンボルレートと同じ周波数で光強度を変調する光強度変調器を任意の位置に挿入した構成とすることにより、シンボルレートに等しい周波数で強度変調を重畳することもできる。
【００１４】
本発明の光位相変調回路の構成では、前記π／４位相変調器または３π／４位相変調器に代えて、シンボルレートの半分の周波数で、位相がシフトした正弦波駆動信号により駆動された両電極駆動マッハツェンダ光変調器を用いることもできる。
【００１５】
例えば、このときに、前記正弦波駆動信号の各アーム間の位相差が約１４°であり、振幅がそれぞれ半波長電圧の約０．５１倍である。あるいは、前記正弦波駆動信号の各アーム間の位相差が約３７°であり、振幅がそれぞれ半波長電圧の約０．６３倍である。
【００１６】
あるいは、前記π／４位相変調器または３π／４位相変調器に代えて、シンボルレートの半分の周波数で、位相が互いにπだけシフトしていて振幅の異なる正弦波駆動信号により駆動された両電極駆動マッハツェンダ光変調器を用いることもできる。
【００１７】
例えば、このときに、前記正弦波駆動信号の振幅が半波長電圧の約０．８７５倍と半波長電圧の約０．１２５倍である。あるいは、前記正弦波駆動信号の振幅が半波長電圧の約０．６２５倍と半波長電圧の約０．３７５倍である。
【００１８】
また、本発明を光位相復調回路の観点から観ると、本発明の光位相復調回路は、受信された光信号を２経路に分ける光分岐回路と、２経路に分けたそれぞれの光信号に対して、１シンボル分の遅延を加える２つの遅延マッハツェンダ干渉計と、この２つの遅延マッハツェンダ干渉計から出力される信号をそれぞれ受信する２つのバランスドレシーバとから構成されており、前記２つの遅延マッハツェンダ干渉計で光信号に与える位相差がそれぞれ０およびπ／２ラジアンであることを特徴とする。
【００１９】
また、本発明を光変調方法の観点からみると、本発明の光変調方法、差動直交位相シフトキーイングを用いた光変調方法において、偶数シンボルの光位相が０、π／２、π、３π／２のいずれかの値をとり、奇数シンボルの光位相がπ／４、３π／４、５π／４、７π／４のいずれかの値をとり、偶数シンボルと奇数シンボルでは取りうる位相点がπ／４シフトしていることを特徴とする。
【００２０】
また、本発明を光復調方法の観点から観ると、本発明の光復調方法は、受信された光信号を２経路に分け、２経路に分けた光信号を、１シンボル分の遅延を加える２つの遅延マッハツェンダ干渉計にそれぞれ入力し、該２つの遅延マッハツェンダ干渉計から出力される信号を２つのバランスドレシーバによりそれぞれ光―電気変換した後に受信する光受信方法であって、前記２つの遅延マッハツェンダ干渉計で光信号に与える位相差がそれぞれ０およびπ／２であることを特徴とする。
【００２１】
これにより、従来のＤＱＰＳＫ信号と同程度の狭スペクトル特性を有していながら、遅延マッハツェンダ干渉計の位相差が零、すなわち、光キャリア周波数において遅延マッハツェンダ干渉計の透過パワーが最大となる状態に設定することができ、遅延マッハツェンダ干渉計の中心周波数の調整を容易にすることができる。
【発明の効果】
【００２２】
本発明によれば、４値の位相変調信号を生成することができ、受信側で用いる遅延マッハツェンダ干渉計の透過ピークを光キャリア周波数に一致させることができるため、遅延マッハツェンダ干渉計の中心周波数の調整を容易にすることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
（第一実施例）
本発明の第一の実施例を図１ないし図４を参照して説明する。図１は、本発明第一実施例の光位相変調回路の構成を示す図である。図１に示すように、本発明の光位相変調回路は、パワー一定の連続光を発生するＣＷ光源１と、このＣＷ光源１が発生したパワー一定の連続光に対してシンボルレート（Ｂ／２、Ｂ：ビットレート）の半分の周波数で位相偏移が０またはπ／４ラジアンである周期的な位相変調を与える位相変調器２と、入力された光信号を２経路に分け、それぞれの光信号に対して位相偏移が０またはπの位相変調を与え、一方の光信号の位相をπ／２ラジアンだけずらして再び合波する光直交位相変調器３より構成される。
【００２４】
ここで、本発明の特徴とする点は、通常のＤＱＰＳＫ変調を行う光直交位相変調器３に加えて、シンボルレートの半分の周期で０またはπ／４の周期的な変調を行う位相変調器２を付加した点である。なお、位相変調器２と光直交位相変調器３の順序は入れ替えても同様の出力信号を得ることができる。
【００２５】
また、図１に示す光直交位相変調器３の代わりに、図２に示すように、０またはπの位相変調と０またはπ／２の位相変調とを行う直列に接続された２台の位相変調器４および５により実現することもできる。この場合にはπ／４シフト用の位相変調器２と合わせて３台の位相変調器２、４、５が直列に接続されることになるが、これらの位相変調器２、４、５は任意の順序で構成することが可能である。
【００２６】
また、０またはπ／４の位相変調を行う位相変調器２を駆動する駆動信号は、光直交位相変調器３で印加する位相変化に対して、タイムスロットの中央で最大（π／４）または最小（０）となるように駆動信号の位相を調整することにより良好な変調特性を得ることができる。
【００２７】
本実施例の光位相変調回路の出力信号のコンスタレーションを図３に示す。図３には、比較のため従来のＤＱＰＳＫ変調方式のコンスタレーションも合わせて示す。従来のＤＱＰＳＫ変調では、位相はπ／４、３π／４、５π／４、７π／４の４点を取るのに対し、本実施例の変調方式では奇数シンボルはπ／４、３π／４、５π／４、７π／４の４点であり、偶数シンボルは０、π／２、π、３π／２の４点であり、偶数シンボルと奇数シンボルでは取りうる位相点がπ／４シフトしている点が異なっていることがわかる。
【００２８】
なお、本実施例ではＲＺ化は行っていないが、送信光源にパルス光源を用いたり、ＲＺ化用の強度変調器をさらに付け加えることにより、シンボルレートに等しい周波数で強度変調を重畳することも可能である。
【００２９】
本実施例では、位相シフト量がπ／４である場合を説明したが、位相シフト量が３π／４であっても同様に図３のコンスタレーションを得ることができることは、説明するまでもない。
【００３０】
本実施例の受信回路の構成を図４に示す。本実施例の受信回路では、入力された信号を光分岐回路１０により２つに分岐し、それぞれ１シンボル分の遅延を与える遅延マッハツェンダ干渉計ＭＺＩ♯１および♯２に入力する。ここで、２つの遅延マッハツェンダ干渉計ＭＺＩ♯１および♯２では、アーム間の光位相差が０およびπ／２となるように設定されている。この２つの遅延マッハツェンダ干渉計ＭＺＩ♯１および♯２により位相変調信号を２系統の強度変調信号に変換して、バランスドレシーバ９−１および９−２で受信することにより復調される。
【００３１】
本実施例の受信回路における遅延マッハツェンダ干渉計ＭＺＩ♯１および♯２の各ポートの透過特性を図４にあわせて示す。本実施例の受信回路の場合には、遅延マッハツェンダ干渉計ＭＺＩ♯１ではアーム間の位相差が０であるため、ｃｏｎｓｔｒｕｃｔｉｖｅ
ｐｏｒｔの出力は光キャリア周波数において最大となり、またｄｅｓｔｒｕｃｔｉｖｅ ｐｏｒｔの出力はキャリア周波数において最小となる。
【００３２】
本実施例の変調信号の光スペクトルは、キャリア周波数においてピークとなるため、遅延マッハツェンダ干渉計ＭＺＩ♯１はｃｏｎｓｔｒｕｃｔｉｖｅ
ｐｏｒｔの透過パワーが最大になるように遅延マッハツェンダ干渉計ＭＺＩ♯１の位相差を調整してやればよい。また、遅延マッハツェンダ干渉計ＭＺＩ♯２に関しては、非特許文献２に示す構成を用いることなどにより、２つの遅延マッハツェンダ干渉計ＭＺＩ♯１および♯２を周波数軸上で周波数差を保ったまま移動することが可能であるため、遅延マッハツェンダ干渉計ＭＺＩ♯１の中心周波数をあわせれば遅延マッハツェンダ干渉計ＭＺＩ♯２は自動的に調整することが可能である。
【００３３】
これに対して、従来のＤＱＰＳＫ信号では図５に示すように遅延マッハツェンダ干渉計ＭＺＩ♯１および♯２の透過ピークが光キャリア周波数からずれているため、平均光パワーを用いた遅延マッハツェンダ干渉計ＭＺＩ♯１および♯２の調整は困難である。
【００３４】
以上説明したように、本実施例の光位相変調回路を用いることにより、受信系の遅延マッハツェンダ干渉計ＭＺＩ♯１および♯２の位相差を０およびπ／２にできるため、遅延マッハツェンダ干渉計ＭＺＩ♯１および♯２の透過ピークを光キャリア周波数にあわせることができ、遅延マッハツェンダ干渉計ＭＺＩ♯１および♯２の調整を容易にできるという利点がある。
【００３５】
（第二実施例）
第一実施例では位相変調器２により０またはπ／４の位相変調を付加していたが、第二実施例ではこの位相変調とＲＺ化のための強度変調をひとつの光変調器で行うことを可能とする構成を示す。第二実施例の構成を図６に示す。ここでは、図１に示した位相変調器２に代えて両電極駆動マッハツェンダ光変調器６を用いており、シンボルレートの半分の周波数のクロック信号を用い、両電極駆動マッハツェンダ光変調器６の各アームにかかるクロック信号の位相を位相シフタ７によりシフトさせる構成をとっている。
【００３６】
位相差がδである周波数ｆmの正弦波信号で駆動された両電極駆動マッハツェンダ光変調器６からの出力信号の変調成分は、
【００３７】
【数１】
0004531010.tif 000002
と表される。ここで、Ｖπは光位相シフトがπとなる印加電圧であり、Ｖは印加する正弦波信号の振幅である。式１より、δ≒１４°、Ｖ≒０．５１Ｖπで駆動することにより位相変化がπ／４、光強度の繰り返し周波数が２ｆmのパルス列が得られる。
【００３８】
図７に、式１から計算した位相変化がπ／４となる場合の光強度と位相の変化の様子を示す。この結果からわかるように、両電極駆動マッハツェンダ光変調器６を用い、シンボルレートの半分の周波数であり、位相が約１４°シフトした正弦波信号で駆動することにより、０またはπ／４の交番位相パルス列を生成することが可能であり、この信号を光直交位相変調器３に入力することにより、第一実施例と同様にπ／４シフトＤＱＰＳＫ信号が生成できる。また、位相変化が０または３π／４の交番パルス列を生成するためにはδ≒３７°、Ｖ≒０．６３Ｖπで駆動すればよい。
【００３９】
これまでは、両電極駆動マッハツェンダ光変調器６の透過率が最大になる点を中心に駆動した場合について述べたが、両電極駆動マッハツェンダ光変調器６の透過率が最小となる点を中心に駆動する場合も可能である。この場合には、図８に示すように位相シフタ７に加えて振幅を調整する減衰器１１を用いる構成をとる。
【００４０】
両電極駆動マッハツェンダ光変調器６の透過率が最小となる点で駆動する場合には、両電極駆動マッハツェンダ光変調器６のそれぞれに与える信号を、
【００４１】
【数２】
0004531010.tif 000003
とした場合に、両電極駆動マッハツェンダ光変調器６からの出力信号の変調成分は
【００４２】
【数３】
0004531010.tif 000004
と表される。従って、０またはπ／４の位相変調を行う位相変調の場合（Δ＝０．２５）は、振幅は半波長電圧の０．６２５倍及び０．３７５倍、０または３π／４の位相変調を行う位相変調の場合（Δ＝０．７５）は、振幅は半波長電圧の０．８７５倍及び０．１２５倍とすればよいことがわかる。
【産業上の利用可能性】
【００４３】
本発明によれば、４値の位相変調信号を生成することができ、受信側で用いる遅延マッハツェンダ干渉計の透過ピークを光キャリア周波数に一致させることができるため、遅延マッハツェンダ干渉計の中心周波数の調整を容易にすることができる。これにより、ＤＱＰＳＫ方式を容易に実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４４】
【図１】第一実施例の光位相変調回路の構成図。
【図２】直列型位相変調器による構成例を示す図。
【図３】第一実施例の光位相変調回路の出力光信号コンスタレーションを示す図。
【図４】第一実施例の受信回路の構成と遅延マッハツェンダ干渉計の透過特性を示す図。
【図５】従来のＤＱＰＳＫ用の遅延マッハツェンダ干渉計の透過特性を示す図。
【図６】第二実施例の光位相変調回路の構成図。
【図７】第二実施例におけるデュアル駆動型のマッハツェンダ変調器の出力信号の強度波形および位相波形を示す図。
【図８】第二実施例の光位相変調回路の減衰器を用いた構成図。
【符号の説明】
【００４５】
１ ＣＷ光源
２、４、５ 位相変調器
３ 光直交位相変調器
６ 両電極駆動マッハツェンダ光変調器
７ 位相シフタ
８ 受信回路
９−１、９−２ バランスドレシーバ
１０ 光分岐回路
１１ 減衰器
ＭＺＩ♯１、ＭＺＩ♯２ 遅延マッハツェンダ干渉計
【図１】
0004531010.tif 000005
【図２】
0004531010.tif 000006
【図３】
0004531010.tif 000007
【図４】
0004531010.tif 000008
【図５】
0004531010.tif 000009
【図６】
0004531010.tif 000010
【図７】
0004531010.tif 000011
【図８】
0004531010.tif 000012