(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１周波数信号を受信する第１入力と、第２周波数信号を受信する第２入力と、
上記第１周波数信号と第２周波数信号を比較するために上記第１入力と第２入力に接続される比較器とを含み、
上記比較器は充電手段に接続され、
上記充電手段が出力信号を供給する出力に接続される周波数シンセサイザであって、
上記第１入力及び第２入力は上記第１周波数信号と第２周波数信号が所定の周波数ウィンドウ内にあるかどうかに依存して信号を供給する周波数ウィンドウ検出器に接続され、
上記比較器と上記充電手段との間に上記周波数ウィンドウ検出器の出力信号によって制御されるスイッチ手段を更に有することを特徴とする周波数シンセサイザであって、
上記周波数ウィンドウ検出器は、
上記第１入力と第２入力に接続された入力と、位相周波数検出器に接続された、周波数差信号を供給する出力とを備えた論理回路と、
上記第２入力に接続された入力と、上記位相周波数検出器の別の入力に接続された出力とを備えたプログラマブル分周器を更に有し、上記位相周波数検出器は、上記スイッチ手段への制御信号としての、上記第１及び第２周波数信号間の周波数差に依存する出力信号を供給することを特徴とする周波数シンセサイザ。
【請求項２】
第１周波数信号を第１の所定の値で分周するための第１分周器と、
第２周波数信号を第２の所定の値で分周するための第２分周器とを更に含むことを特徴とする請求項１記載の周波数シンセサイザ。
【請求項３】
上記論理回路は、
上記第１入力及び第２入力に接続された入力と、マルチプレクサの入力とに接続された出力とを備えた第１のDフリップフロップを含み、
上記第１入力は、更に第２のDフリップフロップに接続され、上記第２のDフリップフロップはORゲートの出力に接続されたもう一つの入力を具備し、
上記ORゲートは一方の入力が上記第２入力に接続され、他方の入力がクロック信号に接続され、
上記第２のDフリップフロップの出力は、EXORゲートの第１入力に接続され、
上記EXORゲートの第２入力は、上記第１のDフリップフロップの出力に接続され、
上記EXORゲートの出力はマルチプレクサに接続され、
上記マルチプレクサの出力は第３のDフリップフロップに接続され、
上記第３のDフリップフロップの出力は上記位相周波数検出器に接続されていることを特徴とする請求項1記載の周波数シンセサイザ。
【請求項４】
ＲＦ入力信号をベースバンド信号に混合するミキサと、
ミキサの出力に接続された電圧制御型発振器とを含むＲＦ信号を受信するための受信機であって、更に、
請求項１に記載の周波数シンセサイザを有し、
該周波数シンセサイザの上記出力が上記電圧制御型発振器に接続されていることを特徴とする受信機。
【請求項５】
入力信号をベースバンドＩ信号とベースバンドＱ信号にそれぞれ混合する第１及び第２のミキサと、Ｉ信号及びＱ信号をそれぞれ第１及び第２のミキサに供給する第１電圧制御型発振器を有する広帯域ループとを含むＲＦ信号を受信するための受信機であって、更に、
請求項１に記載の周波数シンセサイザを有し、
該周波数シンセサイザの上記出力が第２電圧制御型発振器に接続され、該第２電圧制御型発振器の出力が上記広帯域ループの位相周波数検出器に接続されている、ことを特徴とする受信機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
本発明は、請求項１の前文に定義される周波数シンセサイザに係る。
【０００２】
本発明は、更に、上記周波数シンセサイザを含む受信機に係る。
【０００３】
上記シンセサイザは周知であり、デジタル又はアナログ衛星受信機、自動車無線機、デジタル又はアナログ（ケーブル）テレビ受信機、コードレス又はワイヤレス電話機などのＲＦ信号をダウンコンバートするために使用することができる。
【０００４】
位相ロックループ復調器の電圧制御型発振器と、周波数シンセサイザの電圧制御型発振器とを結合することにより、ＦＭ信号が直接復調されるシステムの費用を大幅に削減することが達成できる。
【０００５】
そのような受信機は、例えば位相ロックループがＦＭ復調器として使用される米国特許第５４４６４１１号から公知である。ここでは、周波数シンセサイザは、位相ロックループ復調器が所定の周波数で作動するように設定される。同調用の電圧制御型発振器が復調のために使用されるシステムでは、標準的なＰＬＬ周波数シンセサイザは好適ではない。
【０００６】
その理由として、二つのＰＬＬ、つまり周波数シンセサイザと復調ループ（ＦＭ）又は同調ループ（ＡＭ）は、同じＶＣＯを異なる周波数（前者は逓倍水晶発振周波数、後者は搬送周波数）に固定しようとするため、システムが機能しなくなる。上記の欠点を解決するために、周波数シンセサイザの出力は、スイッチ手段と分圧器を介して電圧制御型発振器の入力に接続される。
【０００７】
この周波数シンセサイザの欠点は、周波数シンセサイザの出力に設置されるスイッチ手段がスイッチを切り替えている時に、過渡現象、ロックの損失及びスパイクを引き起こす場合があることである。更に、分圧器に、熱雑音を引き起こす。最高周波数で作動する周波数測定装置があるため、電力の消費が多い。
【０００８】
本発明の目的は、先行技術の欠点を解決し、更に低価格で、低電圧消費で、雑音が少なく、改善された性能とより広い適用範囲を有する周波数シンセサイザを提供することである。
【０００９】
この目的のために、本発明の第１の面では、請求項１に定義される周波数シンセサイザを提供する。本発明の第２の面では、請求項５に定義される受信機を提供する。
【００１０】
本発明は、周波数ウィンドウ検出器と、比較器と充電手段との間にあるスイッチ手段とを使用することによって、周波数シンセサイザはオフになるという認識に基づく。これを実施するには、二つの方法がある。第１の方法は、効果はゼロであるが電気回路は活動しつづけ（監視機能）、第２の方法は完全に「オフ」（低い電力消費）となる。これによって、通常操作の際の、つまり周波数ウィンドウ内の周波数シンセサイザの影響は（ほぼ）ゼロに減少される。充電手段は、充電手段の前で、周波数シンセサイザが不活性になると直ちにオフにされるので、周波数シンセサイザの出力には、過渡電流又はスパイクは生じない。
【００１１】
本発明による周波数シンセサイザの更なる利点は、出力信号の周波数の正確さは基準周波数の正確さに依存しないということである。
【００１２】
同調用システムが結合された受信機構造は、電圧制御型発振器が「ウィンドウ内」にあるとき、周波数シンセサイザの動作が禁止されるので、安価な水晶発振器の使用が可能になる。従って、ＶＣＯ周波数の正確さは水晶周波数の正確さではなく、ＡＦＣ信号に依存する。もう一つの利点は、ＡＦＣはＶＣＯの制御を引き受けるので周波数シンセサイザの電力をオフにするときに、かなりの量の電力消費が節約される。
【００１３】
米国特許第４７８７０９７号から、NRZ（非ゼロ復帰）データストリームからデータとクロックを抽出するための、関連したモニタ及び復帰回路とともに位相検出器と周波数検出器とを有する位相ロックループが公知である。位相ロックループが狭い周波数ウィンドウの外にあることが検出された後に、位相検出器はオフにされ、周波数検出器がオンにされる。位相ロックループが（再び）狭い周波数ウィンドウ内に在ると判定された後、位相検出器はオンになり、周波数検出器がオフにされる。更にこの位相ロックループは、位相周波数比較器のための第１の入力信号を得るために、ＥＸＯＲ（排他的ＯＲ）とアナログ素子とを含む。
【００１４】
本発明の周波数シンセサイザは、アナログ素子を含まず、従って経年変化、部品の数値のバラツキなどに対して頑強である。
【００１５】
本発明の周波数シンセサイザの実施例は、請求項２の特徴を含む。
【００１６】
分周器の逓減率は、入力信号、及び／又は使用される水晶発振器に依存して選択される。
【００１７】
本発明の周波数シンセサイザのもう一つの実施例は、請求項３の特徴を含む。
【００１８】
これによって、スイッチ手段のためのスイッチ信号を得るための非常に効率的な方法が得られる。
【００１９】
本発明のシンセサイザの更なる実施例は、請求項４の特徴を含む。
【００２０】
スイッチ信号を更に改善するためには、周波数ウィンドウ検出器の論理回路には、望ましくない（余分の）スイッチ信号を解決するための三つのＤフリップフロップが含まれる。
【００２１】
本発明と、本発明を有利に実施する際に選択的に使用される付加的な特徴は、以下に図示される実施例を参照して説明する。本発明の説明を通して、対応する構成素子は対応する符号を有する。
【００２２】
図１は、第１周波数入力信号ｓ１及び第２周波数入力信号ｓ２を、それぞれ受信する第１入力Ｉ１及び第２入力Ｉ２を含む本発明による周波数シンセサイザＦＳの例を示す。入力Ｉ１とＩ２は、二つの周波数入力信号を比較する位相周波数比較器１に接続される。二つの周波数入力信号ｓ１とｓ２の周波数の違いによって、位相周波数比較器１は動作中に信号ｓｃを供給する。位相周波数比較器１の出力は、スイッチ手段３を介して、充電手段５に接続される。充電手段は、例えばループフィルタを介して電圧制御型発振器（図示しない）を制御するために充電信号を供給する。二つの入力Ｉ１及びＩ２は、二つの周波数入力信号ｓ１及びｓ２が所定のウィンドウ内にあるかどうか検出するための周波数ウィンドウ検出器７に接続される。二つの周波数入力信号の周波数差によって、周波数ウィンドウ検出器７は、位相周波数比較器３と充電手段５との間にある信号路を開放又は閉鎖するスイッチ手段に制御信号ｎｗ１を供給する。二つの周波数入力が所定の周波数ウィンドウ内であるとき、信号路は開放され、出力Ｏでは出力信号が得られなくなる。
【００２３】
図２は、本発明の周波数シンセサイザＦＳ２をより詳細に示す。周波数シンセサイザの入力Ｉ２１で、この例においてはＶＣＯ周波数信号である周波数入力信号ｓ２１を受信する。この入力信号を分周器Ｄ２１内で、所定の係数Ｎによって分周した後、分周器の出力信号ｆａは位相周波数比較器２１に供給される。周波数シンセサイザの入力Ｉ２２では、水晶発振器Ｘｔａｌから周波数入力信号ｓ２２を受信する。この入力信号を分周器Ｄ２２内で、所定の係数Ｍによって分周した後、分周器の出力信号ｆｒは位相周波数比較器２１のもう一つの入力に供給される。分周器Ｄ２１、Ｄ２２のそれぞれの出力は、更に周波数ウィンドウ検出器２７に接続される。この例では、周波数ウィンドウ検出器は、Ｄフリップフロップ２７１とプログラマブル分周器２７３と位相周波数検出器２７５を含む。プログラマブル分周器２７３は、要求されるウィンドウのサイズによって異なる信号ｗｓを受信する。Ｄフリップフロップ２７１は、絶対値｜ｆａ−ｆｒ｜と同等の周波数信号ｆｄを供給する。分周器２７３は、その周波数が周波数ウィンドウのサイズを決める信号ｆｗｂを供給する。この二つの信号は、信号ｆｄの周波数が周波数ウィンドウよりも大きいときに、イネーブル信号ｎｗをスイッチ手段２３に供給するために位相周波数検出器２７５に供給される。この例では、スイッチ手段は、二つのＡＮＤ段として実施される。二つのＡＮＤゲートのもう一つの入力は、信号ｆａとｆｒの周波数差、又は位相差に依存して位相周波数比較器２１から、信号ＵＰ及びＤＮをそれぞれ受信する。ＡＮＤゲートの出力は、周波数シンセサイザＦＳ２の出力Ｏ２でそれぞれ正又は負の電流信号ｌｐ２を供給する充電手段２５の一部である電流源に、それぞれ接続される。
【００２４】
図３は、本発明の周波数シンセサイザＦＳ３を有する受信機Ｒ３を示す。受信機の入力Ｒ１３では、受信機はＲＦ信号ＲＦｉｎを受信する。この信号は、増幅器ＩＡ３の入力に供給され、増幅器は更に自動ゲイン制御信号ＡＧＣを受信する。入力増幅器の出力信号は、ミキサＭ３に供給される。ミキサのもう一つの入力は、電圧制御型発振器ＶＣＯ３からの信号を受信する。ミキサの出力は、更なる処理のためのベースバンド出力信号を供給するために、帯域通過フィルタＢＰＦ３、更には増幅器Ａ３、周波数復調器ＦＤ３と出力増幅器ＯＡ３を介して供給される。これは技術においては周知であり、更なる説明は必要としない。
【００２５】
出力増幅器ＯＡ３の入力信号は、低域フィルタＬＰＦ３を介して加算装置ＳＵＭ３の入力に自動周波数制御信号ＡＦＣ３として供給される。加算装置のもう一つの入力は、ループフィルタＬＦ３を介して周波数シンセサイザＦＳ３から出力信号ｌｐ３を受信する。
【００２６】
この例の周波数シンセサイザＦＳ３は、図２中のシンセサイザと同じ構造を有し、全ての構成素子の符号は対応する。
【００２７】
同調用システムが結合された受信機構造は、電圧制御型発振器が「ウィンドウ内」にあるとき、周波数シンセサイザは動作を禁止されるため、安価な水晶発振器の使用が可能になる。従って、ＶＣＯ周波数の正確さは水晶周波数の正確さではなく、ＡＦＣ信号に依存する。もう一つの利点は、ＡＦＣはＶＣＯの制御を引き受けるので周波数シンセサイザの電力をオフにしたときに、かなりの量の電力消費が節約される。
【００２８】
図４は、デジタル衛星受信機Ｒ４の例を示す。受信機の入力ＲＩ４でＲＦ信号ＲＦｉｎを受信する。この信号は、自動ゲイン制御信号ＡＧＣによって制御される入力増幅器ＩＡ４に供給される。入力増幅器の出力信号は、第１のミキサＭ４１と第２のミキサＭ４２とに供給される。第１のミキサは、もう一つの入力でＩ信号を受信し、増幅器Ａ４１と低域フィルタＦ４１とを介してベースバンドＩ信号ｂｂＩを供給する。第２のミキサは、第２の入力でＱ信号を受信し、増幅器Ａ４２と低域フィルタＦ４２とを介してベースバンドＱ信号ｂｂＱを供給する。これは技術においては周知であり、更なる説明は必要としない。
【００２９】
ベースバンドＩ信号とベースバンドＱ信号は更に、周波数検出器ＦＤ４に供給される。周波数検出器の出力は低域フィルタＬＰＦ４１に接続され、アナログ自動周波数制御信号ＡＦＣを供給する。この自動周波数制御信号は、低域フィルタＬＰＦ４２を介して低ノイズ電圧制御型発振器ＶＣＯ４１に供給される。電圧制御型発振器の出力は、周波数シンセサイザＦＳ４の入力Ｉ４１に供給される。周波数シンセサイザの入力Ｉ４２は、水晶発振器Ｘｔａｌ４からの周波数信号を、プログラマブル分周器ＰＤ４１を介して受信する。周波数シンセサイザの出力Ｏ４は低域フィルタＬＰＦ４２の入力に接続される。
【００３０】
電圧制御型発振器ＶＣＯ４２は、Ｉ信号及びＱ信号をそれぞれ第１ミキサ及び第２ミキサに供給する。Ｑ信号は更にプログラマブル分周器ＰＤ４２に供給される。プログラマブル分周器ＰＤ４２の出力は、位相周波数検出器ＰＦＤ４に供給される。位相周波数検出器のもう一つの入力では、電圧制御型発振器ＶＣＯ４１の出力信号が受信される。位相周波数検出器の出力は、低域フィルタＬＰＦ４３を介して電圧制御型発振器ＶＣＯ４２の入力に供給される。これにより、広帯域ループＷＢＬが形成され、統合された直角位相発振器ＶＣＯの位相雑音が減少される。ＡＦＣ機能を使用することにより、サイクルのずれを防ぐ滑らかで連続的な方法でＬＮＢ（図示しない）の周波数ドリフトを補償することができる。標準的な方法では、分周器Ｄ４１の逓減率は、（非連続的に）スイッチされなければならない。この例の周波数シンセサイザＦＳ４は、図２中のシンセサイザと同じ構造を有し、ここでは更なる説明は必要としない。
【００３１】
図５は、直接変換アナログ衛星受信機で使用される復調器位相ロックループＤＰＬＬ５と周波数シンセサイザＦＳ５とを含む受信機Ｒ５の一例を示す。この図では直接変換アナログ衛星受信機の例を示す。受信機の入力ＲＩ５で、ＲＦ入力信号ＲＦｉｎを受信する。入力ＲＩ５は、自動ゲイン制御信号ＡＧＣにより制御される入力増幅器ＩＡ５に接続される。入力増幅器の出力は、この信号と電圧制御型発振器ＶＣＯ５からの信号とを混合するためのミキサＭ５に接続される。ミキサの出力は、自動ゲイン制御信号ＡＧＣにより制御された出力増幅器OＡ５を介して充電手段ＣＰ５に接続される。充電手段ＣＰ５は、電流Ｉｃｐ５を供給するための加算手段ＳＵＭ５の入力に接続される。加算手段は、もう一つの入力で、周波数シンセサイザＦＳ５からの出力信号を受信する。加算手段ＳＵＭ５の出力は、ループフィルタＬＦ５を介して電圧制御型発振器ＶＣＯ５の入力に接続される。周波数シンセサイザは、上記の例に対応する。本発明による周波数シンセサイザのスイッチ手段により、直接変換が可能である。
【００３２】
図６は、Ｄフリップフロップ５７１（図５参照）が、三つのＤフリップフロップＤＦＦ６１、ＤＦＦ６２、ＤＦＦ６３と、マルチプレクサＭＵＸ６と、一つのＯＲゲートＯＲ６と、一つのＥＸＯＲゲートＥＸＯＲ６とを含む論理回路６７１によって置換された周波数ウィンドウ検出器６７の例を示す。
【００３３】
分周器Ｄ６１からの信号ｆａは、ＤフリップフロップＤＦＦ６１の第１の入力に供給され、分周器Ｄ６２からの信号ｆｒは、ＤＦＦ６１のもう一つの入力に供給される。図５では、このＤフリップフロップ（図５中、５７１と示される）の出力は、位相周波数検出器６７５（図５中、５７５と示される）に供給される。ここでは、ＤフリップフロップＤＦＦ６１の出力信号は、マルチプレクサＭＵＸ６に供給される。マルチプレクサの出力信号は、もう一つの入力で分周器Ｄ６２からの信号ｆｒを受信するＤフリップフロップＤＦＦ６３に供給される。ＤフリップフロップＤＦＦ６３の出力信号は、位相周波数検出器６７５に供給され、又マルチプレクサＭＵＸ６のもう一つの入力に再び接続される。マルチプレクサは更に選択入力を有し、ＥＸＯＲゲートＥＸＯＲ６からの信号を受信する。
【００３４】
水晶発振器Ｘｔａｌ６からのクロック信号ｆｘは、ＯＲゲートＯＲ６の入力に供給される。ＯＲゲートのもう一つの入力では、分周器Ｄ６２からの信号ｆｒが受信される。ＯＲゲートの出力はＤフリップフロップＤＦＦ６２に供給される。Ｄフリップフロップは、分周器Ｄ６１からの信号ｆａをＤ入力に受信する。
【００３５】
ＤフリップフロップＤＦＦ６２の出力信号は、ＥＸＯＲゲートＥＸＯＲ６のもう一つの入力に供給される。
【００３６】
Ｄフリップフロップ（図５中、５７１と示される）を、論理回路６７１によって置換することにより、「ウィンドウ外」の検出が更に改善される。サンプルリング時点から所与の距離内にある信号ｆａの（余分の）変化が検出された場合、「誤った」判定が下されないように、これらの変化が無視される。
【００３７】
ＤフリップフロップＤＦＦ６２を使用することにより、つまり信号ｆａをより高い周波数ｆｘにてサンプリングすることにより、安全なウィンドウが達成される。ＯＲゲートＯＲ６は、信号ｆｒがローである時に、信号ｆｘによってＤフリップフロップＤＦＦ６２にクロックを供給させる。信号ｆｒの立ち上がりエッジは、信号ｆａをサンプリングするＤフリップフロップＤＦＦ６１にクロックを供給するだけでなく、ＤフリップフロップＤＦＦ６２の状態を保持させる。信号ｆａ内の「危険な」変化を評価するために、ＤフリップフロップＤＦＦ６１とＤＦＦ６２の出力がＥＸＯＲゲートＥＸＯＲ６内で結合される。若し、二つのＤフリップフロップＤＦＦ６１とＤＦＦ６２の状態が同じでない場合、それは、信号ｆａの変化は、ＤフリップフロップＤＦＦ６１のサンプリング時点とＤＦＦ６２のサンプルリング時点の間に起こったことを意味する。これによりＥＸＯＲゲートＥＸＯＲ６の出力はハイ信号となり、次に、ＤフリップフロップＤＦＦ６３の出力をマルチプレクサＭＵＸ６の入力に向けさせる。このとき、信号ｆａの変化は無視される。例えば、ＥＸＯＲゲートの出力がローであるとき、入力ｂ側の信号が出力に供給され、ＥＸＯＲゲートの出力がハイであるとき、入力ａの信号が出力に供給される。信号ｆｒの立ち下りエッジにおいてＤフリップフロップＤＦＦ６３にクロックが供給される。適切な動作のために、好適には、信号ｆｘは、その立ち上がりエッジを、信号ｆｒの立ち上がりエッジよりも先に有するべきである。
【００３８】
上記本発明は、幾つかの例に基づいて説明されたことを明記する。当業者には、本発明の範囲内の多数のバリエーションが明らかになるであろう。
【００３９】
例えば、周波数ウィンドウ検出器は、当業者には周知のように周波数ウィンドウ検出器を形成するため同じような考え方を用いて修正することが可能である。
【００４０】
更には、本発明による周波数シンセサイザは、例えばあらゆる種類の受信機、ページャ、そして携帯電話機に使用することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の周波数シンセサイザのブロック図である。
【図２】  本発明の周波数シンセサイザのより詳細なブロック図である。
【図３】  本発明の周波数シンセサイザを含む受信機のブロック図である。
【図４】  本発明の周波数シンセサイザを含む受信機のブロック図である。
【図５】  本発明の周波数シンセサイザを含む受信機のブロック図である。
【図６】  本発明の周波数ウィンドウ検出器のブロック図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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